(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号に含まれる所望のチャンネル周波数の受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を有する無線受信装置であって、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記チャンネル周波数より低い中心周波数を中心として前記受信信号の信号周波数帯域幅に相当する通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを具備するバンドパス型Ａ／Ｄ変換器で形成され、
前記チャンネル周波数より前記バンドパスフィルタの中心周波数分低い局部発信周波数の局発信号を前記Ａ／Ｄ変換器に供給し、前記局部発信周波数をサンプリング周波数として前記Ａ／Ｄ変換器に前記ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換させる局発手段を有することを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
更に、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に含まれる前記受信信号の希望成分を通過させるフィルタ手段と、
前記フィルタ手段を通過した前記希望成分をダウンサンプリングするレート変換手段と、を有することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記バンドパス型Ａ／Ｄ変換器は、前記バンドパスフィルタを有するバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器であることを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項４】
更に、前記バンドパスフィルタの中心周波数は、前記チャンネル周波数の４分の１の周波数であり且つ、前記局部発信周波数は、前記チャンネル周波数の０．８倍の周波数であることを特徴とする請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記局発信号から前記局部発信周波数の４分の１の周波数のＩ信号とＱ信号を生成するＩＱ信号発生手段と、
前記バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器から出力されるビットストリーム信号と前記Ｉ信号とＱ信号とを乗算するディジタルミキサ手段を更に有することを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記ディジタルミキサ手段の出力信号に含まれる前記受信信号の希望成分を通過させるディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタを通過した前記希望成分をダウンサンプリングするダウンサンプラと、を有することを特徴とする請求項５に記載の無線受信装置。
【請求項７】
前記Ａ／Ｄ変換器から出力される出力信号の振幅変動を検出し、検出結果に基づいて、前記振幅変動を減少させるべく前記ＲＦ信号に対する電圧増幅率を可変制御する可変利得制御手段を有することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記ＲＦ信号の振幅変動を検出し、検出結果に基づいて、前記振幅変動を減少させるべく前記ＲＦ信号に対する電圧増幅率を可変制御する可変利得制御手段を有することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばラジオ放送等を受信する無線受信装置に関し、特に、受信アンテナから出力される受信信号を、より受信アンテナに近い側でＡ／Ｄ変換して処理する無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ラジオ放送等を受信する無線受信装置では、より受信アンテナに近い側で受信信号をＡ／Ｄ変換（アナログディジタル変換）し、それ以降の検波や復調等の処理をディジタル領域で行うことが注目されている。
【０００３】
例えば、特許文献１に開示されている「シグマ-デルタアナログ-デジタル変換器を有する受信機」では、同文献の図２に示されているように、アナログ領域で処理を行う前段部と、ディジタル領域で処理を行う復調器が設けられ、前段部が高周波数のＲＦ（Radio Frequency）信号をダウンコンバートしてＩＦ信号（中間周波信号）を出力すると、復調器内のΣΔＡＤＣ（シグマ-デルタアナログ-デジタル変換器）が、そのＩＦ信号をオーバーサンプリングによるＡ／Ｄ変換によってサンプル系列のＩＦ信号に変換し、更にデジタル信号プロセッサがそのサンプル系列のＩＦ信号をディジタル信号処理によって復調等を行う構成となっている。
【０００４】
すなわち、特許文献１に開示されている受信機は、基本的に、図１（ａ）に示す構成となっている。そして、周波数変換器としてのミキサがＲＦアンプ部からのＲＦ信号と局発部からの周波数ＦＬの局部発振信号とを混合することで、中間周波数ＦoのＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）し、更にＩＦフィルタで帯域制限するまでの処理をアナログ領域で行うものの、その後の検波と復調等の処理をディジタル領域で行えるようにしている。
【０００５】
【特許文献１】特表２００１−５２６４８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に開示されている従来のΣΔＡＤＣを有する受信機では、ＩＦ信号を生成するまでの処理が未だアナログ領域で行われていることから、ディジタル領域でより多くの処理を行うことによる利益が十分に得られていない。例えば、処理機能の多くをディジタル領域での処理とすると、装置の更なる高機能化や、半導体集積回路装置で形成することによる小型化等を図ることが可能となるが、こうした利益が得られるようにするためには更なる技術的向上を図る必要がある。
【０００７】
そこで、図１（ａ）の構成から図１（ｂ）に示す構成に変更し、ＲＦアンプ部とミキサとの間にΣΔＡＤＣを設けて、ＲＦアンプ部から出力されるＲＦ信号をＡ／Ｄ変換することにより、ミキサを含むそれ以降の処理をディジタル領域で行う構成とすることが考えられる。
【０００８】
ところが、ΣΔＡＤＣは、図１（ｃ）に示すように、オーバーサンプリング及びノイズシェーピング特性から判るように、そのオーバーサンプリング周波数に対して信号周波数帯域幅が十分狭い場合に有効に作用するものである。このことから、図１（ａ）に示した従来の受信機のように、ＩＦフィルタで帯域制限された狭帯域幅のＩＦ信号をオーバーサンプリング周波数に基づいてＡ／Ｄ変換することは可能であるが、単に図１（ｂ）の構成にしただけでは、広帯域幅のＲＦ信号を極めて高いサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換しなければならなくなり、実現不能となるという問題を生じる。
【０００９】
例えば、ＦＭラジオ放送を受信する場合、図１（ａ）の構成によれば、ミキサによって中間周波数Ｆo（１０．７ＭＨｚ）にダウンコンバートされたＩＦ信号をＩＦフィルタが帯域制限することで、ＩＦフィルタから出力されるＩＦ信号の帯域幅（最大周波数偏移）は例えば±７５ｋＨｚ程度と狭くなることから、そのＩＦ信号に対して２５６倍程度のオーバーサンプリング周波数（例えば、４０ＭＨｚ）でオーバーサンプリングすると、図１（ｃ）に示すように、量子化雑音等に対して帯域阻止特性がかかって、その量子化雑音等の阻止帯域である信号周波数帯域幅（±７５ｋＨｚ）内のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換することが可能である。
【００１０】
これに対し、単に図１（ｂ）の構成としてＦＭラジオ放送を受信しようとすると、ＲＦ信号の帯域幅は１００ＭＨｚに近い高い周波数であることから、ＲＦ信号に対して２５６倍程度のオーバーサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換することは現実的に不可能となり、実現不能となるという問題がある。
【００１１】
本発明は、このような課題に鑑みて成されたものであり、実質的にＲＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタル信号処理による受信処理を行うことを可能にする無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１に記載の発明は、ＲＦ信号に含まれる所望のチャンネル周波数の受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を有する無線受信装置であって、前記Ａ／Ｄ変換器は、前記チャンネル周波数より低い中心周波数を中心として前記受信信号の信号周波数帯域幅に相当する通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを具備するバンドパス型Ａ／Ｄ変換器で形成され、前記チャンネル周波数より前記バンドパスフィルタの中心周波数分低い局部発信周波数の局発信号を前記Ａ／Ｄ変換器に供給し、前記局部発信周波数をサンプリング周波数として前記Ａ／Ｄ変換器に前記ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換させる局発手段を有することを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の無線受信装置において、更に、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に含まれる前記受信信号の希望成分を通過させるフィルタ手段と、前記フィルタ手段を通過した前記希望成分をダウンサンプリングするレート変換手段と、を有することを特徴とする。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の無線受信装置において、前記バンドパス型Ａ／Ｄ変換器は、前記バンドパスフィルタを有するバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器であることを特徴とする。
【００１５】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の無線受信装置において、更に、前記バンドパスフィルタの中心周波数は、前記チャンネル周波数の４分の１の周波数であり且つ、前記局部発信周波数は、前記チャンネル周波数の０．８倍の周波数であることを特徴とする。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の無線受信装置において、前記局発信号から前記局部発信周波数の４分の１の周波数のＩ信号とＱ信号を生成するＩＱ信号発生手段と、前記バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器から出力されるビットストリーム信号と前記Ｉ信号とＱ信号とを乗算するディジタルミキサ手段を更に有することを特徴とする。
【００１７】
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の無線受信装置において、前記ディジタルミキサ手段の出力信号に含まれる前記受信信号の希望成分を通過させるディジタルバンドパスフィルタと、前記ディジタルバンドパスフィルタを通過した前記希望成分をダウンサンプリングするダウンサンプラと、を有することを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の実施の形態に係る無線受信装置について、図２を参照して説明する。図２（ａ）は、本実施形態の無線受信装置の構成を表したブロック図、同図（ｂ）は、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器の構成を表したブロック図、同図（ｃ）（ｄ）は、本実施形態の無線受信装置及びバンドパス型Ａ／Ｄ変換器の機能を説明するための図である。
【００１９】
図２（ａ）において、この無線受信装置１は、アンテナＡＮＴで受信される様々な放送波の中からＦＭ放送帯域の信号を通過させる共振回路としてのトラッキングフィルタ２と、トラッキングフィルタ２を通過した信号を増幅してＲＦ信号ＳRFを出力するＲＦアンプ３と、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４と、フィルタ部５、レート変換部６、検波器７、局発部８、制御部９を備えて構成されている。
【００２０】
制御部９は、ユーザ等からの選局操作に従って、選局制御信号ＣＮＴを局発部８に供給することにより、ユーザ等の所望する放送チャンネルを指示する選局制御回路である。
【００２１】
局発部８は、ＶＣＯ回路（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振回路）とＰＬＬ回路（Phase Locked Loop：位相同期ループ）とを備えたシンセサイザー同調方式の局部発振回路等で形成されており、選局制御信号ＣＮＴによって指示される放送チャンネル（ユーザ等が選局操作した放送チャンネル）ＣＨiに対応する局部発振周波数Ｆsiの局発信号Ｓvcoを生成して出力する。
【００２２】
バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４は、局発信号Ｓvcoに従って動作し、その局部発振周波数Ｆsiをサンプリング周波数としてＲＦ信号ＳRFをディジタル信号ＳａにＡ／Ｄ変換し、フィルタ部５に供給する。
【００２３】
ここで、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４は、一具体例として図２（ｂ）に示す基本構成を有している。すなわち、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４は、ＲＦ信号ＳRFと後述の帰還信号Ｓ３との差分（ＳRF−Ｓ３）を演算してその差分信号Ｓ１を出力する減算器４ａと、所定の中心周波数Ｆcv及び通過帯域幅ＢＷを有するバンドパスフィルタ４ｂと、上述の局部発振周波数Ｆsiをサンプリング周波数として、バンドパスフィルタ４ｂを通過した通過信号Ｓ２をディジタル信号ＳａにＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部４ｃと、ディジタル信号ＳａをＤ／Ａ変換（ディジタルアナログ変換）することで上述の帰還信号Ｓ３を生成して減算器４ａに供給するＤ／Ａ変換部４ｄとを有して形成されている。
【００２４】
更に、バンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcvと通過帯域幅ＢＷは、次のように決められている。
【００２５】
まず、バンドパスフィルタ４ｂの通過帯域幅ＢＷは、希望波であるＦＭ波の信号周波数帯域幅に合わせて決められている。例えば、ＦＭ波の最大周波数偏移に合わせて決められている。日本のＦＭ放送規格ではＦＭ波の最大周波数偏移が搬送周波数を中心として±７５ｋＨｚ程度と定められていることから、それに合わせて、通過帯域幅ＢＷは、中心周波数Ｆcvを中心として±７５ｋＨｚの範囲（全体で１５０ｋＨｚ）に決められている。また、例えば、隣接妨害等を考慮して、通過帯域幅ＢＷは、中心周波数Ｆcvを中心として±１００ｋＨｚの範囲（全体で２００ｋＨｚ）に決められている。
【００２６】
次に、バンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcvは、チャンネル周波数Ｆchiと局部発振周波数Ｆsiとの差の周波数（Ｆchi−Ｆsi）に決められている。すなわち、ＦＭ放送帯域に割り当てられている各放送チャンネルＣＨi（ｉは自然数）のチャンネル周波数をＦchi（ｉは自然数）、各放送チャンネルＣＨiを選局するための局部発振周波数をＦsi（ｉは自然数）で表すこととすると、次式（１）で表されるように、中心周波数Ｆcvは、チャンネル周波数Ｆchiと局部発振周波数Ｆsiとの差の周波数（Ｆchi−Ｆsi）に決められている。
【００２７】
【数１】
0004516116.tif 000002
【００２８】
更に、局部発振周波数Ｆsiは、上記式（１）の条件を満たし、更に、次式（２）で表されるように、バンドパスフィルタ４ｂの通過帯域幅ＢＷに対してオーバーサンプリングを行うことが可能な十分に高い周波数であって、且つＲＦ信号ＳRFの帯域幅ＲＦＷよりも低い周波数に決められている。
【００２９】
【数２】
0004516116.tif 000003
【００３０】
したがって、図２（ｃ）に模式的に示すように、バンドパスフィルタ４ｂの通過帯域幅ＢＷを受信信号であるＦＭ波（希望波）の信号周波数帯域幅に従って決め、更に、ＲＦ信号ＳRFの帯域幅ＲＦＷに含まれる各放送チャンネルＣＨiのチャンネル周波数Ｆchiよりもバンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcv分低い周波数を局部発振周波数Ｆsiに決めると共に、その局部発振周波数Ｆsiを上記ＦＭ波（希望波）の信号周波数帯域幅（通過帯域幅ＢＷ）に対して十分高い周波数に決めている。
【００３１】
表１は、かかる条件に従って決められた局部発振周波数Ｆsiとバンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcvとの関係を例示したものである。
【００３２】
【表１】
0004516116.tif 000004
【００３３】
例えば、ユーザ等が放送チャンネルＣＨ３を選局操作した場合、制御部９からの指示に従って局発部８が、チャンネル周波数Ｆch3（８０．０ＭＨｚ）より中心周波数Ｆcv（１６．０ＭＨｚ）分だけ低い局部発振周波数Ｆs3（６４．０ＭＨｚ）の局発信号Ｓvcoを発生し、図２（ｂ）に示すバンドパス型Ａ／Ｄ変換器４が、その局部発振周波数Ｆs3をサンプリング周波数としてＲＦ信号ＳRFをオーバーサンプリングしてＡ／Ｄ変換する。
【００３４】
そして、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４内のＡ／Ｄ変換部４ｃが局部発振周波数Ｆs3に従ってオーバーサンプリングを行うと、図２（ｄ）に示すように、折返しの原理よって、バンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcv及び通過帯域幅ＢＷと同じ周波数帯域に、チャンネル周波数Ｆch3（８０．０ＭＨｚ）のＦＭ波（基本帯域の受信信号）が現れることとなり、そのＦＭ波がディジタル信号ＳａにＡ／Ｄ変換される。
【００３５】
更に、帰還経路に設けられているＤ／Ａ変換部４ｄが局部発振周波数Ｆs3に同期してディジタル信号Ｓａを帰還信号Ｓ３にＤ／Ａ変換し、減算器４ａで生成されるＲＦ信号ＳRFと帰還信号Ｓ３との差分信号Ｓ１がバンドパスフィルタ４ｂを通してＡ／Ｄ変換部４ｃに入力されるため、ノイズシェーピング効果によって、バンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcv及び通過帯域幅ＢＷと同じ周波数帯域に、雑音阻止帯域が現れる。このため、Ａ／Ｄ変換部４ｃで生じる標本化折返し雑音と量子化雑音が雑音阻止帯域から追いやられ、Ｓ／Ｎの良いディジタル信号ＳａがＡ／Ｄ変換部４ｃから出力され、フィルタ部５に供給される。
【００３６】
また、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４は、表１に例示した他の放送チャンネルＣＨiがユーザ等によって選局操作される場合にも、上述の折返しの原理とノイズシェーピング効果によって、バンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcv及び通過帯域幅ＢＷと同じ周波数帯域に雑音阻止帯域が現れ、その雑音阻止帯域がＦＭ波の信号周波数帯域幅となることから、選局操作された放送チャンネルＣＨiの受信信号（ＦＭ波）をＳ／Ｎの良いディジタル信号ＳａにＡ／Ｄ変換し、フィルタ部５に供給することとなる。
【００３７】
フィルタ部５は、Ａ／Ｄ変換部４ｃの出力信号であるディジタル信号Ｓａに含まれている不要な雑音成分の通過を阻止し、希望成分であるＦＭ波データＳｂのみを通過させる帯域通過型ディジタルフィルタで形成されている。
【００３８】
レート変換部６は、上述のオーバーサンプリングされているＦＭ波データＳｂを時間軸上で間引き処理することによっていわゆるダウンサンプリングを行い、サンプリング周波数の低いＦＭ波データＳｃにして検波器７に供給する。
【００３９】
検波器７は、ディジタル信号処理によってＦＭ波データＳｃをディジタル検波し、その検波信号（ベースバンド信号）Ｓdetを出力する。
【００４０】
以上に説明したように、本実施形態の無線受信装置１によれば、ＲＦ信号ＳRFをバンドパス型Ａ／Ｄ変換器４でＡ／Ｄ変換する構成とし、チャンネル周波数Ｆchiに対して該バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４内のバンドパスフィルタ４ｂの中心周波数Ｆcv分低い周波数をサンプリング周波数（局部発振周波数）Ｆsiに決めて、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４でオーバーサンプリングするようにしたので、折返しの効果によって実質的に低い周波数に偏倚することとなるＦＭ波をＡ／Ｄ変換し、且つノイズシェーピング効果によって、Ｓ／Ｎの良いディジタル信号ＳａにＡ／Ｄ変換することができる。
【００４１】
すなわち、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４は１００ＭＨｚ程度のサンプリング周波数で動作することが可能であることから、本実施形態によると、ＲＦ信号ＳRFを直接Ａ／Ｄ変換することで、中間周波信号（ＩＦ信号）をＡ／Ｄ変換するが如く、所望のチャンネル周波数の受信信号（ＦＭ波）を低い周波数のディジタル信号ＳａにＡ／Ｄ変換できるため、ＲＦ信号ＳRFをＩＦ信号にダウンコンバートするためのミキサを不要にすることができる。この結果、アンテナＡＮＴにより近い側でＡ／Ｄ変換を行うことが可能となり、更にバンドパス型Ａ／Ｄ変換器４の出力以降の構成をディジタル信号処理回路で形成することが可能となるため、処理機能の多くをディジタル領域で処理することが可能な無線受信装置を提供することができる。
【００４２】
また、本実施形態の無線受信装置１によれば、フィルタ部５とレート変換部６が設けられているため、オーバーサンプリングされているディジタル信号Ｓａを所望の低い周波数のデータＳｃにダウンサンプリングすることができ、例えばディジタル信号Ｓａの中心周波数を１０．７ＭＨｚに周波数変換することで、検波器７をＦＭ放送規格に準拠したディジタル検波器とすることができる。この結果、従来のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して検波するディジタル検波器やディジタル復調器等をそのまま利用することができ、汎用性に富んだ無線受信装置を提供することが可能である。
【００４３】
なお、以上に説明した実施形態では、図２（ｂ）に示した基本的な構成を有するバンドパス型Ａ／Ｄ変換器４を用いることとしているが、他の構成のバンドパス型Ａ／Ｄ変換器を用いることが可能である。例えば、Ａ／Ｄ変換部４ｃを量子化器とする、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器を用いることが可能である。バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器を用いると、オーバーサンプリング周波数を更に上げることが可能となるため、ＲＦ信号ＳRFに含まれる受信信号（ＦＭ波）をＡ／Ｄ変換して更にＳ／Ｎの良いディジタル信号Ｓａを生成することができ、受信装置の更なる機能向上、半導体集積回路装置で形成することによる装置の小型化等を実現することができる。
【００４４】
また、ＦＭ放送を受信する場合について説明したが、本実施形態の無線受信装置１は、同様の原理に基づいてＡＭ放送を受信することも可能であり、更に、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４と局発部８との構成部分を、地上ディジタル放送等のディジタル放送を受信するためのいわゆるチューナ部に応用することが可能である。
【００４５】
また、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４の出力信号であるディジタル信号Ｓａの振幅変動（アナログ信号とした場合の振幅変動）をディジタルローパスフィルタ等で検出し、検出した変動を減少させるようにＲＦ信号ＳRFに対する電圧増幅率を自動調整する可変利得回路（ＡＧＣ）を、ＲＦアンプ３の出力端とバンドパス型Ａ／Ｄ変換器４の入力端の間に設けてもよい。かかる構成とすると、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４に入力するＲＦ信号の振幅を安定化させ、受信性能を安定に保つことができる。
【００４６】
また、ＲＦアンプ３から出力されるＲＦ信号ＳRFの振幅変動をアナログローパスフィルタ等で検出し、検出した変動を減少させるようにＲＦ信号ＳRFに対する電圧増幅率を自動調整する可変利得回路（ＡＧＣ）を、ＲＦアンプ３の出力端とバンドパス型Ａ／Ｄ変換器４の入力端の間に設けてもよい。かかる構成によっても、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４に入力するＲＦ信号の振幅を安定化させ、受信性能を安定に保つことができる。
【実施例】
【００４７】
次に、より具体的な実施例について、図３及び図４を参照して説明する。図３（ａ）は、本実施例の無線受信装置の構成を表したブロック図であり、図２（ａ）と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図３（ｂ）は、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器の構成を表したブロック図である。図４は、本実施例の無線受信装置及びバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器の機能を説明するための図である。
【００４８】
図３（ａ）において、この無線受信装置１は、ＦＭ放送を受信する受信装置であり、アンテナＡＮＴに接続されたトラッキングフィルタ２と、ＲＦアンプ３、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４、ディジタルミキサ１０、ディジタルフィルタ５、ダウンサンプラ６、検波器７、局発部８、制御部９及びＩＱ信号発生回路１１を有して構成されている。
【００４９】
トラッキングフィルタ２は、アンテナＡＮＴで受信される様々な放送波の中からＦＭ放送帯域の信号を通過させ、ＲＦアンプ３は、トラッキングフィルタ２を通過した信号を増幅してＲＦ信号ＳRFを出力する。
【００５０】
制御部９は、ユーザ等からの選局操作に従って、選局制御信号ＣＮＴを局発部８に供給し、局発部８は、ＶＣＯ回路とＰＬＬ回路とを備えたシンセサイザー同調方式の局部発振回路で形成され、選局制御信号ＣＮＴによって指示される放送チャンネルＣＨiに対応する局部発振周波数Ｆsiの局発信号Ｓvcoを生成してバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４とＩＱ信号発生回路１１に供給する。すなわち、局発部８は、制御部９から指示される放送チャンネルＣＨiに応じて、上記式（１）（２）の条件を満たす局部発振周波数Ｆsiの局発信号Ｓvcoを出力する。
【００５１】
また、詳細については後述するが、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４に設けられているバンドパスフィルタ４ｆの中心周波数Ｆcvが１６．０ＭＨｚに設定されている。そのため、局発部８は、局発信号Ｓvcoの局部発振周波数Ｆsiを、各放送チャンネルＣＨiのチャンネル周波数Ｆchiに対して１６．０ＭＨｚ低い周波数に設定する。更に、ＦＭ波の最大周波数偏移が±７５ＫＨｚ程度であることから、隣接妨害等を考慮して、ＦＭ波の信号周波数帯域幅を±１００ｋＨｚ（全体で２００ｋＨｚ）であるとし、局部発振周波数Ｆsiをその２００ｋＨｚのＦＭ波をオーバーサンプリングすることが可能な高い周波数に決めている。その結果、局発部８は、表１に示したような関係に基づいて、各放送チャンネルＣＨｉのチャンネル周波数Ｆchiに対応する局部発振周波数Ｆsiに設定して、局発信号Ｓvcoを出力するようになっている。
【００５２】
バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４は、局発信号Ｓvcoに従って動作し、局部発振周波数Ｆsiをサンプリング周波数として、ＲＦ信号ＳRFを１ビットストリーム信号ＳａにＡ／Ｄ変換して出力する。更に、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４は、図３（ｂ）に示す構成を有している。
【００５３】
すなわち、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４は、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等の高速素子で形成されており、ＲＦアンプ３から供給されるＲＦ信号ＳRFと後述の帰還信号Ｓ６との差分（ＳRF−Ｓ６）を演算してその差分信号Ｓ４を出力する減算器４ｅと、バンドパスフィルタ４ｂと、局発部８から供給される局部発振周波数Ｆsiをサンプリング周波数として、バンドパスフィルタ４ｂを通過した通過信号Ｓ５を１ビットストリーム信号ＳａにＡ／Ｄ変換する量子化器４ｇと、１ビットストリーム信号ＳａをＤ／Ａ変換することで帰還信号Ｓ６を生成して減算器４ｅに供給するＤ／Ａ変換器４ｈとを有して形成されている。
【００５４】
更に、バンドパスフィルタ４ｂは、連続時間Ｇm-Ｃ（Continuous-Time Ｇm-Ｃ）型アクティブバンドパスフィルタで形成されており、中心周波数Ｆcvが１６．０ＭＨｚ、通過帯域幅ＢＷが±１００ｋＨｚ（全体で２００ｋＨｚ）に設定されている。
【００５５】
量子化器４ｇは、コンパレータで形成されており、Ｄ／Ａ変換器４ｈは、局部発振周波数Ｆsiに同期して１ビットストリーム信号ＳａをＤ／Ａ変換する、スイッチトチャパシタを用いたＤ／Ａ変換器で形成されている。
【００５６】
ＩＱ信号発生回路１１は、局発部８からの局発信号Ｓvcoを分周し、局部発振周波数ＦsiのＮ分の１（Ｎは整数）の周波数から成るＳＩＮ成分であるＩ信号とＣＯＳ成分であるＱ信号とを生成するプリスケーラ（prescaler）で形成されており、それらのＩ，Ｑ信号（符号Ｓiqで示す）をディジタルミキサ１０に供給する。なお、本実施例では、Ｎ＝４とし、局部発振周波数Ｆsiの４分の１の周波数から成るＩ，Ｑ信号ＳiqをＩＱ信号発生回路１１からディジタルミキサ１０に供給している。
【００５７】
ディジタルミキサ１０は、１ビットストリーム信号ＳａとＩ，Ｑ信号Ｓiqとを乗算するディジタル乗算器で形成されている。そして、１ビットストリーム信号ＳａとＩ，Ｑ信号Ｓiqとを乗算することにより、１ビットストリーム信号Ｓａを、中心周波数が略０Ｈｚとなる１ビットストリーム信号Ｓabに周波数偏倚させてディジタルフィルタ５に供給する。
【００５８】
ディジタルフィルタ５は、１ビットストリーム信号Ｓabに含まれている不要な雑音成分の通過を阻止し、希望成分であるＦＭ波の１ビットストリーム信号Ｓｂのみを通過させる帯域通過型ディジタルフィルタで形成されている。
【００５９】
ダウンサンプラ６は、図２（ａ）に示したレート変換部６に相当し、オーバーサンプリングされている１ビットストリーム信号Ｓｂを時間軸上で間引き処理することによっていわゆるダウンサンプリングを行い、ＦＭ波の信号周波数帯域幅（最大周波数偏移）に合わせた１ビットストリーム信号Ｓｃにして検波器７に供給する。すなわち、ディジタルフィルタ５とダウンサンプラ６によって、デシメータが構成されている。
【００６０】
検波器７は、ディジタル信号処理によって１ビットストリーム信号ＳｃをＦＭディジタル検波し、その検波信号（ベースバンド信号）Ｓdetを出力する。
【００６１】
次に、かかる構成を有する無線受信装置１の動作について説明する。なお、説明の便宜上、表１に示した放送チャンネルＣＨ３をユーザ等が選局した場合について説明する。
【００６２】
ユーザ等が放送チャンネルＣＨ３を選局操作すると、局発部８が、制御部９からの選局制御信号ＣＮＴに従って、局部発振周波数Ｆsiを６４．０ＭＨｚとする局発信号Ｓvcoを出力する。これにより、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４が、６４．０ＭＨｚの局部発振周波数Ｆsiをオーバーサンプリング周波数として、ＲＦアンプ３から供給されるＲＦ信号ＳRfをＡ／Ｄ変換し、１ビットストリーム信号Ｓａを出力する。
【００６３】
ここで、放送チャンネルＣＨ３のチャンネル周波数Ｆch3（８０．０ＭＨｚ）に対して、オーバーサンプリング周波数が６４．０ＭＨｚであることから、図４のスペクトル図に示すように、１６．０ＭＨｚを中心として±１００ｋＨｚの周波数帯域幅に、チャンネル周波数Ｆch3（８０．０ＭＨｚ）のＦＭ波（基本帯域の受信信号）が現れ、更に、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４内のバンドパスフィルタ４ｆの中心周波数Ｆcvが１６．０ＭＨｚ且つ、通過帯域幅ＢＷが±１００ｋＨｚ（全体で２００ｋＨｚ）に設定されているため、ノイズシェーピング効果によって、１６．０ＭＨｚを中心として±１００ｋＨｚの周波数帯域幅が雑音阻止帯域となる。このため、量子化器４ｇで生じる量子化雑音等が雑音阻止帯域から追いやられ、雑音阻止帯域を信号周波数帯域幅として現れる上記ＦＭ波（基本帯域の受信信号）がＳ／Ｎの良い１ビットストリーム信号ＳａにＡ／Ｄ変換されて、ディジタルミキサ１０に供給される。
【００６４】
次に、１ビットストリーム信号Ｓａは、ディジタルミキサ１０においてＩＱ信号発生回路１１からのＩ，Ｑ信号Ｓiqと乗算されることにより、中心周波数が略０Ｈｚとなる１ビットストリーム信号Ｓabに周波数偏倚され、更にディジタルフィルタ５とダウンサンプラ６によって、ＦＭ波の信号周波数帯域幅（最大周波数偏移）に合わせた１ビットストリーム信号Ｓｃに変換されて検波器７に供給され、検波信号（ベースバンド信号）Ｓdetとなって出力される。
【００６５】
以上説明したように、本実施例の無線受信装置１によれば、ＲＦ信号ＳRFをバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４でＡ／Ｄ変換する構成とし、チャンネル周波数Ｆchiに対して該バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４内のバンドパスフィルタ４ｆの中心周波数Ｆcv（１６．０ＭＨｚ）分低い周波数をサンプリング周波数（局部発振周波数）Ｆsiに決めて、バンドパス型Ａ／Ｄ変換器４でオーバーサンプリングするようにしたので、折返しの効果によって実質的に低い周波数に偏倚することとなるＦＭ波をＡ／Ｄ変換し、且つノイズシェーピング効果によって、Ｓ／Ｎの良い１ビットストリーム信号ＳａにＡ／Ｄ変換することができる。
【００６６】
すなわち、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４は１００ＭＨｚ程度のサンプリング周波数で動作することが可能であることから、本実施例によると、ＲＦ信号ＳRFを直接Ａ／Ｄ変換することで、中間周波信号（ＩＦ信号）をＡ／Ｄ変換するが如く、所望のチャンネル周波数のＦＭ波を低い周波数の１ビットストリーム信号ＳａにＡ／Ｄ変換できるため、ＲＦ信号ＳRFをＩＦ信号にダウンコンバートするためのミキサを不要にすることができる。この結果、アンテナＡＮＴにより近い側でＡ／Ｄ変換を行うことが可能となり、更にバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４の出力以降の構成をディジタル信号処理回路で形成することが可能となるため、処理機能の多くをディジタル領域で処理することが可能な無線受信装置を提供することができる。
【００６７】
また、本実施例の無線受信装置１は、ディジタルミキサ１０とＩＱ信号発生回路１１とを備え、ディジタルミキサ１０によって１ビットストリーム信号ＳａとＩ，Ｑ信号Ｓiqとを乗算することで、中心周波数が略０Ｈｚとなる１ビットストリーム信号Ｓabを生成するので、ディジタルミキサ１０以降のディジタルフィルタ５とダウンサンプラ６及び検波器７等におけるディジタル信号処理を行うことができ、結果、回路構成の簡素化等を実現することができる。
【００６８】
なお、以上の実施例の説明では、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４内のバンドパスフィルタ４ｆは、中心周波数Ｆcvが１６．０ＭＨｚに固定されているが、変形例として、通過帯域幅ＢＷを変えずに中心周波数Ｆcvを調整することが可能な可変バンドパスフィルタにし、その中心周波数Ｆcvを上記式（１）（２）に加えて次式（３）の条件を満たすように設定してもよい。
【００６９】
【数３】
0004516116.tif 000005
【００７０】
すなわち、式（３）を式（１）に代入すると、次式（４）が得られることから、制御部１１の制御の下で、局発部８が各放送チャンネルＣＨｉのチャンネル周波数Ｆchiの０．８倍の周波数を局部発信周波数Ｆsiとする局発信号Ｓvcoを出力し、更に、バンドパスフィルタ４ｆが、その中心周波数Ｆcvを上記式（３）に従って、自動的にチャンネル周波数Ｆchiの４分の１の周波数に設定する。
【００７１】
【数４】
0004516116.tif 000006
【００７２】
表２は、かかる条件に従って決められた局部発振周波数Ｆsiとバンドパスフィルタ４ｆの中心周波数Ｆcvとの関係を例示したものである。
【００７３】
【表２】
0004516116.tif 000007
【００７４】
かかる構成の変形例によると、中心周波数Ｆcvとオーバーサンプリング周波数（局部発信周波数）Ｆsiとの比を常に１／４とすることから、２のべき乗の演算を多用するバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４にとって都合の良い周波数の組み合わせで処理を行うことができ、Ａ／Ｄ変換の精度のばらつきを抑制することができる。
【００７５】
更に、中心周波数Ｆcvとオーバーサンプリング周波数（局部発信周波数）Ｆsiとの比を常に１／４とすると、ＩＱ信号発生回路１１がプレスケーリング（てい倍）によってその局部発信周波数ＦsiからＩ，Ｑ信号Ｓiqを容易に生成することができ、ディジタルミキサ１０の出力である１ビットストリーム信号Ｓabを複素ゼロＩＦ信号として簡単に生成することができる。このため、ディジタルミキサ１０以降のディジタルフィルタ５とダウンサンプラ６及び検波器７等の構成をより簡素なディジタル回路で形成することが可能となり、簡素な構成を有する無線受信装置を実現することができる。
【００７６】
また、他の変形例として、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４の出力信号である１ビットストリーム信号Ｓａの振幅変動（アナログ信号とした場合の振幅変動）をディジタルローパスフィルタ等で検出し、検出した変動を減少させるようにＲＦ信号ＳRFに対する電圧増幅率を自動調整する可変利得回路（ＡＧＣ）を、ＲＦアンプ３の出力端とバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４の入力端の間に設けてもよい。かかる構成とすると、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４に入力するＲＦ信号の振幅を安定化させ、受信性能を安定に保つことができる。また、１ビットストリーム信号Ｓａの上記変動を検出するのに、アナログローパスフィルタを用いてもよい。
【００７７】
また、更に他の変形例として、ＲＦアンプ３から出力されるＲＦ信号ＳRFの振幅変動をアナログローパスフィルタ等で検出し、検出した変動を減少させるようにＲＦ信号ＳRFに対する電圧増幅率を自動調整する可変利得回路（ＡＧＣ）を、ＲＦアンプ３の出力端とバンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４の入力端の間に設けてもよい。かかる構成によっても、バンドパス型ΣΔＡ／Ｄ変換器４に入力するＲＦ信号の振幅を安定化させ、受信性能を安定に保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】従来の無線受信装置の構成及び問題点を説明するための図である。
【図２】本発明の実施形態に係る無線受信装置の構成を表したブロック図及び機能を説明するための図である。
【図３】実施例の無線受信装置の構成を表したブロック図である。
【図４】図３に示した無線受信装置の動作及び機能を説明するための図である。
【符号の説明】
【００７９】
１…無線受信装置
４…バンドパス型Ａ／Ｄ変換器
４ａ…減算器
４ｂ…バンドパスフィルタ
４ｃ…Ａ／Ｄ変換部
４ｄ…Ｄ／Ａ変換部
６…レート変換部
８…局発部
【図１】
0004516116.tif 000008
【図２】
0004516116.tif 000009
【図３】
0004516116.tif 000010
【図４】
0004516116.tif 000011