(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサを備えた周波数変換器であって、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの出力信号の複素共役信号を得る手段と、
前記得られた複素共役信号のレベルを調整する手段と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの出力信号に、前記レベルの調整された複素共役信号を合成する手段と、を設け、
前記レベルを調整する手段は、前記合成する手段の出力における目的の信号のレベルまたは前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルが最小になるように、前記複素共役信号のレベルを調整する
ことを特徴とする周波数変換器。
【請求項２】
実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサを備えた周波数変換器であって、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号の符号を反転させ、該複素数出力信号の複素共役信号を得る第１の乗算器と、
前記得られた複素共役信号の実数軸側信号、及び虚数軸側信号の両方に、該複素共役信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２、及び第３の乗算器と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から前記第２の乗算器の出力を減算し、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から前記第３の乗算器の出力を減算して、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号に、前記レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器と、を設け、
前記定数は、前記第１、及び第２の減算器の出力における目的の信号のレベルまたは前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルが最小になるように設定される
ことを特徴とする周波数変換器。
【請求項３】
実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサを備えた周波数変換器であって、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号に、信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第１の乗算器と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号に、信号の符号を反転させ、かつ信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２の乗算器と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から前記第１の乗算器の出力を減算し、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から前記第２の乗算器の出力を減算して、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器と、を設け、
前記定数は、前記第１、及び第２の減算器の出力における目的の信号のレベルまたは前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルが最小になるように設定される
ことを特徴とする周波数変換器。
【請求項４】
実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサと、該複素数出力信号を量子化するＡ／Ｄ変換器を備えた周波数変換器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器で量子化された前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号の符号を反転させ、該複素数出力信号の複素共役信号を得る第１の乗算器と、
前記得られた複素共役信号の実数軸側信号、及び虚数軸側信号の両方に、該複素共役信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２、及び第３の乗算器と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から前記第２の乗算器の出力を減算し、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から前記第３の乗算器の出力を減算して、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器と、を設け、
前記定数は、前記第１、及び第２の減算器の出力における目的の信号のレベルまたは前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルが最小になるように設定される
ことを特徴とする周波数変換器。
【請求項５】
実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサと、該複素数出力信号を量子化するＡ／Ｄ変換器を備えた周波数変換器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器で量子化された前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号に、信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第１の乗算器と、
前記Ａ／Ｄ変換器で量子化された前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号に、信号の符号を反転させ、かつ信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２の乗算器と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から前記第１の乗算器の出力を減算し、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から前記第２の乗算器の出力を減算して、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器と、を設け、
前記定数は、前記第１、及び第２の減算器の出力における目的の信号のレベルまたは前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルが最小になるように設定される
ことを特徴とする周波数変換器。
【請求項６】
目的の周波数帯域内において、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号と前記複素共役信号との振幅及び位相関係を一定にするイコライザを、該複素共役信号の元信号を分岐する前の該複素数出力信号、該複素共役信号の元信号を分岐した後の該複素数出力信号のみ、該複素共役信号のみ、該複素数出力信号と該複素共役信号の両方、の４つの場所のいずれかに挿入する
ことを特徴とする請求項４、または請求項５に記載の周波数変換器。
【請求項７】
前記イコライザは、
トランスバーサル形のＦＩＲフィルタである
ことを特徴とする請求項６に記載の周波数変換器。
【請求項８】
実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサと、該複素数出力信号を量子化するＡ／Ｄ変換器を備えた周波数変換器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器で量子化された前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号の符号を反転させ、該複素数出力信号の複素共役信号を得る乗算器と、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号を入力信号、前記複素共役信号を参照信号、該周波数変換器の出力を誤差信号とする適応フィルタと、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から前記適応フィルタの複素数出力信号の実数軸側信号を減算し、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から前記適応フィルタの複素数出力信号の虚数軸側信号を減算して、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器と、を設け、
前記適応フィルタは、前記第１、及び第２の減算器の出力における目的の信号のレベルまたは前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルが最小になるように前記複素共役信号のレベルを調整して出力する
ことを特徴とする周波数変換器。
【請求項９】
前記適応フィルタに用いられるアルゴリズムは、
ＬＭＳアルゴリズムを基本としたアルゴリズムである
ことを特徴とする請求項８に記載の周波数変換器。
【請求項１０】
前記適応フィルタの複素数出力信号の実数軸側信号、及び虚数軸側信号の両方のレベルを同時に調整する第１、及び第２のアッテネータを設け、
前記第１、第２の減算器により、前記第１、第２のアッテネータの出力を、前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力信号に合成する
ことを特徴とする請求項８または請求項９のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項１１】
前記適応フィルタは、
キャリブレーション信号を入力することにより係数を決定する
ことを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項１２】
前記適応フィルタは、
所定の時間だけ適応処理を動作させて係数を求め、残りの時間は求められた前記係数によるイコライザとして動作する
ことを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項１３】
前記適応フィルタは、
前記直交変換器、または前記複素ミキサの複素数出力における目的の信号のレベルが、前記目的の信号に対するイメージ周波数妨害信号のレベルより必要以上に大きい場合、処理をパスするか、または処理を停止する
ことを特徴とする請求項８から請求項１２のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項１４】
前記適応フィルタは、前記参照信号、または前記誤差信号に帯域制限を行い、目的の周波数帯域にのみ適応処理を動作させる
ことを特徴とする請求項８から請求項１３のいずれかに記載の周波数変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交変換器（実入力複素出力ミキサ）、複素ミキサにおけるアナログ部の特性補償技術に関し、特にミキサ出力のイメージ周波数妨害信号を抑圧する周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ回路による直交変換器、および複素ミキサでは、実部をＩ、虚部をＱとするときにＩＱ間の振幅が完全に等しくならず、また位相差も完全に９０度とならないため、ミキサ出力信号周波数の複素共役周波数に理想的には存在しないはずのイメージ信号が現れる。
受信機において、目的信号のイメージ周波数に他の信号が存在する場合、この信号のイメージ信号が目的信号の帯域内に発生し、イメージ周波数信号による妨害が発生する。
ここで、イメージ周波数妨害信号の発生する原理を、単純化のためＩＱ間の振幅のみに誤差がある場合を示すと、次式となる。
【数１】
0004429533.tif 000002
上式において、第１項が目的の信号、第２項はミキサの非直交性によって生じたイメージ周波数妨害信号で、周波数は第１項の複素共役周波数となっていることがわかる。
【０００３】
このイメージ信号は、ＩＱ間の直交性が完全であれば発生しない。従って、ＩＱ間の直交性を補償による方法が、従来幾つか提案されている。例えば、ＩＱ間の直交性の調整機能を持つミキサとしては、特開平７−３０４６３号公報、特開平８−１２５４４７号公報（公告特許２９８８２７７番）、特開２０００−２２４４９号公報に記載の技術がある。また、ＡＤ変換器によるサンプリング後にＩＱ間の特性を補償する技術としては、特開平６−１８８９２８号公報、特開平１０−３１３２６１号公報に記載の技術がある。
【０００４】
また、アナログ部の特性は、調整によりイメージ信号を抑圧しても完全には抑圧できず、調整した特性は経時変化、温度などの環境変動により変動する。この変化に追従するため、特開平６−１８８９２８号公報、特開平８−１２５４４７号公報（公告特許２９８８２７７番）、特開平１０−５６４８４号公報、特開平１０−３１３２６１号公報、特開２０００−１３１４７号公報、特開２０００−２２４４９号公報に記載の技術では、ミキサの出力又は補正出力を監視して補正処理の修正を適応的に行っている。
【０００５】
例えば一例を挙げて説明すると、図７に示す特開平１０−５６４８４号公報に記載の技術によれば、直交変換器の出力段に図７（ａ）に示す直交および振幅誤差補償回路を設け、直交変換器から入力される二つの成分Ｘｉ 、Ｘｑ に対して、図７（ｂ）に示す適応的に更新される係数ｈ１、ｈ２およびｈ３により、
Ｙｉ＝ｈ３＊Ｘｉ
Ｙｑ＝ｈ１＊Ｘｑ＋ｈ２＊Ｘｉ
の処理を行って、直交性および振幅の誤差が補償された二つの成分ＹｉおよびＹｑを得る。
【０００６】
また、特許以外にも、高いイメージ信号抑圧度を得ることが必要とされる”Ｌｏｗ  ＩＦコンバータ”におけるミキサの特性改善処理として、ソフトウェア無線研究会技術報告ＳＲ００−２８：マルチシステム受信機におけるイメージ周波数妨害信号干渉の補償法においても、ディジタル信号処理によりＩＱの直交性を補償する方法が公開されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これらの方法は基本的にＩＱ間の直交性補償であり、ＩＱ間特性の周波数特性については考慮されていないので、ＣＤＭＡ（Code Division Mutiple Access）方式のように広帯域の直交性を必要とする最近の無線通信システムにおいては、チャンネル帯域内のあるポイントの周波数では良くてもその周波数から外れると抑圧度が悪化するという問題点があった。従って、コンスタレーションの改善によるＢＥＲ（Bit Error Rate：符号誤り率）の改善効果は期待できても、イメージ周波数妨害によるＢＥＲ改善は限界があった。また、ディジタル信号処理で行う場合には、目的周波数の信号レベルよりイメージ周波数における信号レベルが非常に大きいような場合においても、微小な位相差や振幅差を検出して補正する必要があるため、信号処理のための広いダイナミックレンジが必要とされた。
【０００８】
更に、これらの問題が解決できたとしても位相と振幅の両方の調整が必要となるため調整が複雑となり、デジタル信号処理による適応アルゴリズムを用いる場合、ＬＭＳなどの単純なアルゴリズムが適用できなかった。
また、妨害信号を打ち消す方式である、特公平６−２２２９２号公報に記載の技術についても、フィードバック方式であるが故に、フェージングなどによる入力信号の早い変動がある場合、その効果は十分でなく、また安定性にも問題があった。
【０００９】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、イメージ信号発生を抑圧する周波数変換器であって、周波数特性によるその抑圧効果低下が無く、かつ調整方法が単純で、適応アルゴリズムに簡易なものが利用できる周波数変換器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサを備えた周波数変換器であって、直交変換器、または複素ミキサの出力信号の複素共役信号を得る手段（例えば実施の形態の乗算器１１）と、得られた複素共役信号のレベルを調整する手段（例えば実施の形態の乗算器１２と乗算器１３）と、直交変換器、または複素ミキサの出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する手段（例えば実施の形態の減算器１４と減算器１５）とを設けたことを特徴とする。
以上の構成により、直交変換器、または複素ミキサのＩＱ信号間の振幅誤差による非直交性が原因で発生するイメージ周波数妨害信号をキャンセルした信号を得ることを可能とする。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサを備えた周波数変換器であって、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号の符号を反転させ、該複素数出力信号の複素共役信号を得る第１の乗算器と、得られた複素共役信号の実数軸側信号、及び虚数軸側信号の両方に、該複素共役信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２、及び第３の乗算器と、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から第２の乗算器の出力を減算し、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から第３の乗算器の出力を減算して、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器とを設けたことを特徴とする。
以上の構成により、簡単な処理を用いて、直交変換器、または複素ミキサのＩＱ信号間の振幅誤差による非直交性が原因で発生するイメージ周波数妨害信号をキャンセルした信号を得ることを可能とする。
【００１２】
請求項３に記載の発明は、実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサを備えた周波数変換器であって、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号に、信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第１の乗算器と、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号に、信号の符号を反転させ、かつ信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２の乗算器と、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から第１の乗算器の出力を減算し、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から第２の乗算器の出力を減算して、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器とを設けたことを特徴とする。
以上の構成により、請求項２に記載の周波数変換器より、更に乗算器を１個削減することを可能とする。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサと、該複素数出力信号を量子化するＡ／Ｄ変換器を備えた周波数変換器であって、Ａ／Ｄ変換器で量子化された直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号の符号を反転させ、該複素数出力信号の複素共役信号を得る第１の乗算器と、得られた複素共役信号の実数軸側信号、及び虚数軸側信号の両方に、該複素共役信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２、及び第３の乗算器と、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から第２の乗算器の出力を減算し、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から第３の乗算器の出力を減算して、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器とを設けたことを特徴とする。
以上の構成により、経時変化や誤差が発生しないディジタル信号処理を用いて、直交変換器、または複素ミキサのＩＱ信号間の振幅誤差による非直交性が原因で発生するイメージ周波数妨害信号をキャンセルした信号を得ることを可能とする。
【００１４】
請求項５に記載の発明は、実数入力信号に対して複素数出力信号を得る直交変換器、または複素数入力信号に対して複素数出力信号を得る複素ミキサと、該複素数出力信号を量子化するＡ／Ｄ変換器を備えた周波数変換器であって、Ａ／Ｄ変換器で量子化された直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号に、信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第１の乗算器と、Ａ／Ｄ変換器で量子化された直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号に、信号の符号を反転させ、かつ信号のレベルを調整するための予め定められた定数を乗算する第２の乗算器と、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の実数軸側信号から第１の乗算器の出力を減算し、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の虚数軸側信号から第２の乗算器の出力を減算して、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号に、レベルの調整された複素共役信号を合成する第１、及び第２の減算器とを設けたことを特徴とする。
以上の構成により、請求項４に記載の周波数変換器より、更に乗算器を１個削減することを可能とする。
【００１５】
請求項６に記載の発明は、請求項４、または請求項５に記載の周波数変換器において、目的の周波数帯域内において、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号と共役複素信号との振幅及び位相関係を一定にするイコライザを、該共役複素信号の元信号を分岐する前の該複素数出力信号、該共役複素信号の元信号を分岐した後の該複素数出力信号のみ、該共役複素信号のみ、該複素数出力信号と該共役複素信号の両方、の４つの場所のいずれかに挿入することを特徴とする。
以上の構成により、直交変換器、または複素ミキサの持つ振幅、または位相における誤差の入力周波数に対する変化を除去するか、または入力周波数に対して一定となるように調整し、誤差の周波数特性を改善することで、より確実に直交変換器、または複素ミキサのＩＱ信号間の振幅誤差、更にはＩＱ信号間の位相誤差による非直交性が原因で発生するイメージ周波数妨害信号をキャンセルした出力信号を得ることを可能とする。
【００１６】
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の周波数変換器において、イコライザは、トランスバーサル形のＦＩＲフィルタであることを特徴とする。
以上の構成により、簡易な構成で、より確実にイメージ周波数妨害信号をキャンセルした出力信号を得ることを可能とする。
【００１７】
請求項８に記載の発明は、請求項６に記載の周波数変換器において、イコライザは、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号を入力信号、共役複素信号を参照信号、該周波数変換器の出力を誤差信号とする適応フィルタであることを特徴とする。
以上の構成により、イメージ周波数妨害信号の時間変化に追従してキャンセル動作を実行し、より確実にイメージ周波数妨害信号をキャンセルした出力信号を得ることを可能とする。
【００１８】
請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の周波数変換器において、適応フィルタに用いられるアルゴリズムは、ＬＭＳアルゴリズムを基本としたアルゴリズムであることを特徴とする。
以上の構成により、簡易な演算処理、及び速い応答速度で、より確実にイメージ周波数妨害信号をキャンセルした出力信号を得ることを可能とする。
【００１９】
請求項１０に記載の発明は、請求項７から請求項９のいずれかに記載の周波数変換器において、イコライザ、または適応フィルタの複素数出力信号の実数軸側信号、及び虚数軸側信号の両方のレベルを同時に調整する第１、及び第２のアッテネータを設け、第１、第２の減算器により  第１、第２のアッテネータの出力を、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号に合成することを特徴とする。
以上の構成により、イコライザ、または適応フィルタの出力レベルを小さくするために係数値を小さくする、すなわち等価的に係数語長が短くなることにより発生するイコライザ、または適応フィルタにおける演算精度の劣化を防ぎ、イコライザ、または適応フィルタにおける演算精度を高次元に保持したまま、より確実にイメージ周波数妨害信号をキャンセルした出力信号を得ることを可能とする。
【００２０】
請求項１１に記載の発明は、請求項８から請求項１０のいずれかに記載の周波数変換器において、適応フィルタは、キャリブレーション信号を入力することにより係数を決定することを特徴とする。
以上の構成により、キャンセラ演算量を最小とすることを目的として、少ないフィルタ次数（タップ数）でよい適応特性が得られる信号により適応フィルタのキャリブレーションを行い、実際に受信している信号の状態によっては、適応フィルタが精度良く適応できなかったり、応答に時間がかかったり、収束できなかったりする諸問題を回避し、雑音等の妨害のないキャリブレーション信号により、確実に適応フィルタの係数を求めて動作することを可能とする。
【００２１】
請求項１２に記載の発明は、請求項８から請求項１１のいずれかに記載の周波数変換器において、適応フィルタは、所定の時間だけ適応処理を動作させて係数を求め、残りの時間は求められた該係数によるイコライザとして動作することを特徴とする。
以上の構成により、適応フィルタで消費される平均電力を軽減することを可能とする。
【００２２】
請求項１３に記載の発明は、請求項６から請求項１２に記載の周波数変換器のいずれかにおいて、イコライザ、または適応フィルタは、直交変換器、または複素ミキサの複素数出力信号の品質が所定のレベルに達していると判断された場合、処理をパスするか、または処理を停止することを特徴とする。
以上の構成により、イコライザや適応フィルタの動作を停止し、または処理をスルーすることで不要な演算を削減し、低消費電力化をはかることを可能とする。
【００２３】
請求項１４に記載の発明は、請求項４、または請求項５に記載の周波数変換器において、定数を、適応処理手段により求めることを特徴とする。
以上の構成により、直交変換器、または複素ミキサのＩＱ信号間の振幅誤差による非直交性が原因で発生するイメージ周波数妨害信号の時間変化に追従してキャンセル動作を実行し、より確実にイメージ周波数妨害信号をキャンセルした出力信号を得ることを可能とする。
【００２４】
請求項１５に記載の発明は、請求項１４に記載の周波数変換器において、適応処理手段は、キャリブレーション信号を入力することにより定数を求めることを特徴とする。
以上の構成により、実際に受信している信号の状態によっては、適応処理手段が精度良く適応できなかったり、応答に時間がかかったり、収束できなかったりする諸問題を回避し、雑音等の妨害のないキャリブレーション信号により、確実に定数を求めて信号レベルを調整することを可能とする。
【００２５】
請求項１６に記載の発明は、請求項１４、または請求項１５に記載の周波数変換器において、適応処理手段は、所定の時間だけ適応処理を動作させて定数を求め、残りの時間は求められた該定数を用いて信号レベルの調整を行うことを特徴とする。
以上の構成により、適応処理手段で消費される平均電力を軽減することを可能とする。
【００２６】
請求項１７に記載の発明は、請求項８から請求項１６のいずれかに記載の周波数変換器において、適応フィルタ、または適応処理手段は、参照信号、または誤差信号に帯域制限を行い、目的の周波数帯域にのみ適応処理を動作させることを特徴とする。
以上の構成により、少ない演算量で、適応処理の応答速度と精度を保った良好な結果を得ることを可能とする。
【００２７】
ここで、本発明の周波数変換器がイメージ信号を抑圧する原理について、図を用いて説明する。
図６（ａ）においてｆ１、ｆ２が目的の信号とすると、図６（ｂ）のように周波数変換を行った際、ミキサの非直交性により、上述の（１）式の第２項により説明されるイメージ周波数妨害信号ｆ１’とｆ２’が発生する。
従って、目的の信号Ｄと妨害信号Ｕの振幅比は、（１）式の第１項の振幅と第２項の振幅の比から
【数２】
0004429533.tif 000003
となる。
【００２８】
（１）式の第２項を消すために、まず、図６（ｃ）に示す（１）式の複素共役信号に、（２）式の逆数（＝イメージ抑圧度）を掛け合わせて図６（ｄ）を得る。次に、これを図６（ａ）より差し引くとイメージ信号のキャンセルが行われる。この操作は、式の上では、
【数３】
0004429533.tif 000004
となる。
ここで、
【数４】
0004429533.tif 000005
となり、イメージ周波数妨害信号がキャンセルされて無くなる。なお、この処理は、振幅のみに誤差があるものとして示したが、位相誤差が発生する場合、次のようになる。
すなわち、複素数出力信号のＱ側の位相が位相誤差：Φだけずれているとすると、（ＩＸ、ＱＸ）を入力、（ＩＹ、ＱＹ）を出力としたときに、例えば
ＩＹ＝ＩＸ−ＱＸ・ｓｉｎΦ
ＱＹ＝ＱＸ＋ＱＸ・（ｃｏｓΦ−１）
の演算を振幅誤差のキャンセラの前後で行う。このような演算を行うことにより、振幅と位相両方の誤差があるときも完全に抑圧できる。
従って、イコライザや適応フィルタを用いると、位相誤差を補正することができるので、振幅誤差をキャンセルする処理と同じ簡単な処理でイメージ周波数妨害を抑圧できる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。まず、本発明の実施の形態によるイメージキャンセル処理の基本回路について説明する。図１において、本実施の形態によるイメージキャンセル処理の基本回路は、ＩＱ信号間の振幅誤差による非直交性を原因とするイメージ信号をキャンセルするためのものであって、直交変換器、または複素ミキサから入力された入力信号（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）の”Ｓ１．Ｑ”に”−１”を乗算して、入力信号（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）の複素共役信号を作成するための乗算器１１と、作成された複素共役信号（Ｓ１．Ｉ、−Ｓ１．Ｑ）の”Ｓ１．Ｉ”及び”−Ｓ１．Ｑ”のそれぞれに係数”ａ”を乗算してイメージ周波数妨害キャンセル信号（ａＳ１．Ｉ、−ａＳ１．Ｑ）を得る乗算器１２、及び乗算器１３と、入力信号（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）からイメージ周波数妨害キャンセル信号（ａＳ１．Ｉ、−ａＳ１．Ｑ）を減算してイメージ信号をキャンセルする減算器１４、及び減算器１５とから構成されている。
【００３０】
本実施の形態によるイメージキャンセル処理の基本回路では、目的の信号側のレベルが最小になるように係数”ａ”の値を調整するか、スペクトラムアナライザなどで目的の信号側とは中心周波数を隔てて反対側に出現するイメージ周波数妨害信号のレベルを最小にするように係数”ａ”を調整することで本発明の目的が達成できる。このように、この調整方法は、従来の方法が位相と振幅の両方の調整を必要としたのに比較し、非常に簡単な方法で目的が達成できる。更に、入力信号を遮断してキャリブレーション信号を入力する場合、出力信号レベルを最小とする単純な方法により目的を達成できる。
なお、上述のイメージキャンセル処理の基本回路では、乗算器１２に入力する係数を”ａ”、乗算器１３に入力する係数を”−ａ”とすることで、乗算器１１を省略しても良い。
【００３１】
また、イメージ抑圧度がミキサ出力に挿入されるフィルタなどの特性により周波数によって変化するとき、イメージ周波数妨害キャンセル信号レベルもイメージ抑圧度と同じ変化をしないと、イメージ周波数妨害信号と生成したイメージ周波数妨害キャンセル信号のレベル差が生じてイメージ抑圧度が周波数によって低下することになる。この周波数特性補正の為に、イコライザを用いる。
従って、ＩＱ間の振幅誤差、及び位相誤差が持っているミキサの入力周波数に対する特性変化を補償するために、入力周波数に対するＩＱ間の周波数特性変化を除去するか、またはＩＱ間の誤差が周波数に関わらず一定になるように補償することを目的としたイコライザを用いることにより、更に性能を向上することができる。ここで用いるイコライザは、ＩＱ間の振幅誤差、及び位相誤差の持つ周波数特性とは逆の特性から逆フーリエ変換により求めた係数によるトランスバーサル形（ＦＩＲ）フィルタが適している。
なお、このイコライザは、ＩＱ間の振幅誤差による非直交性を補償する必要は無い。
【００３２】
図２は、このイコライザを挿入可能な場所の例を示した図である。図２において、
（ａ）目的の信号にイコライザを挿入した場合
（ｂ）目的の信号のみにイコライザを挿入した場合
（ｃ）イメージ周波数妨害キャンセル信号のみにイコライザを挿入した場合
（ｄ）目的の信号、イメージ周波数妨害キャンセル信号の両方にイコライザを挿入した場合
である。入力信号のレベルが十分で演算精度に余裕がある場合、図２の（ａ）や（ｂ）のように目的の信号（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）自体にイコライザを挿入することが可能である。また、入力信号のレベルが十分でない場合等、図２の（ｃ）のように、イメージ周波数妨害キャンセル信号（ａＳ１．Ｉ、−ａＳ１．Ｑ）側にイコライザを挿入したり、図２（ｄ）のように目的の信号、イメージ周波数妨害キャンセル信号の両方にイコライザを挿入しても、イメージ周波数妨害キャンセル信号側のイコライザで強く補償動作を行わせ、目的の信号側のイコライザは弱く補償動作を行わせる等により、目的の信号の演算精度を保ちつつ目的を達成することができる。
【００３３】
更に、イメージ妨害信号をキャンセルする処理は、非常に高い精度が要求され、キャンセルを行うためのレベル設定が不適切であった場合にはイメージ周波数妨害が悪化することもあるため、自動調整を目的として適応フィルタを用いることが望ましい。従って、係数”ａ”の決定については、適応信号処理による実現も可能で、例えば目的の信号（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）に対して、出力信号レベルが最小となる係数”ａ”を勾配法を用いて求める等、目的の信号側の信号レベルが最小になるように、係数”ａ”の値を適応処理することにより目的を実現しても良い。
【００３４】
以下、図面を用いてこの適応信号処理による実施例を説明する。
図３は、本発明の実施の形態で、図２（ｃ）の態様において、イコライザを含めて、係数”ａ”の決定に適応フィルタを用いた場合の周波数変換器の実施例である。図３において、直交変換器２１は、入力されたＲＦ／ＩＦ実数信号に周波数変換を行い、量子化が可能な周波数に変換すると共に、ＲＦ／ＩＦ実数信号を、位相振幅平面（ＩＱ平面）上に表すことができる複素数信号に変換する直交復調器であって、入力されたＲＦ／ＩＦ信号に対して、Ｌｏｃａｌ２２の発生するローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”を、それぞれ乗算する乗算器３１と乗算器３２から構成されている。これらの乗算器の出力は、ＩＱ信号間の非直交性の原因となる振幅、または位相の誤差を含み、直交変換器２１の出力にはイメージ周波数妨害信号が発生する。
【００３５】
ＡＤＣ２３とＡＤＣ２４は、入力された信号を、入力された信号の持つ周波数の２倍以上のサンプリング周波数により量子化するＡ／Ｄ変換器であって、直交変換器２１において、量子化が可能な周波数の複素数信号に変換された信号は、実数軸信号はＡＤＣ２３、虚数軸信号はＡＤＣ２４により、それぞれ複素数信号の持つ周波数の２倍以上のサンプリング周波数により量子化される。量子化された複素数信号は、図１に示した本発明の実施の形態のイメージキャンセル処理の基本回路を応用したイメージ妨害キャンセラ２５において、イメージ周波数妨害信号がキャンセルされて次段の処理へ出力される。
【００３６】
次に、イメージ妨害キャンセラ２５について詳細を説明すると、イメージ妨害キャンセラ２５は、まず、入力された複素数信号の虚数軸信号に”−１”を乗算することで、虚数軸信号の符号を反転させて、入力された複素数信号の複素共役信号を作成するための乗算器５１と、イメージ妨害キャンセラ２５の出力信号を誤差信号、作成された複素共役信号を参照信号として、フィルタの係数を制御する適応フィルタの中心部分ＬＭＳコア５２と、ＬＭＳコア５２の出力（イメージ周波数妨害キャンセル信号）のレベルを調整する実数軸側信号アッテネータＡＴＴ５３、及び虚数軸側信号アッテネータＡＴＴ５４と、ＡＴＴ５３とＡＴＴ５４により調整されたイメージ周波数妨害キャンセル信号を、入力された複素数信号に合成する実数軸側の減算器５５、及び虚数軸側の減算器５６とから構成されている。
【００３７】
イメージ妨害キャンセラの適応フィルタは、イメージ周波数妨害信号の元の信号から生成した複素共役信号Ｓ２を参照信号として、入力された複素数信号Ｓ１中のイメージ周波数妨害信号と、参照信号Ｓ２との誤差を最小にするように働く。誤差が完全に無いときイメージ周波数妨害信号は完全に抑圧されるので、適応フィルタの適応精度限界までイメージ周波数妨害排除特性を向上できる。
また、適応フィルタは、適応処理時にキャリブレーション信号を入力して適応フィルタの係数を求めても良い。
更に、アナログ部の特性変化が短い時間で生じることはないから、イメージ周波数妨害信号が時間軸上で緩やかに変動する場合、適応処理を常に動作させる必要はなく、所定の時間だけ適応処理を行い、残りの時間は求めた係数により適応フィルタをイコライザとして動作させ、これを繰り返すことにより目的を達成しても良い。
【００３８】
また、ＬＭＳコア５２の出力のレベルを調整する実数軸側信号アッテネータＡＴＴ５３、及び虚数軸側信号アッテネータＡＴＴ５４と、ＡＴＴ５３は、ＬＭＳコア５２のフィルタ係数語長を最小限の係数語長で動作させるために挿入する。これは、イメージ周波数妨害信号は、適応フィルタに参照信号として入力されるイメージ周波数妨害信号の元の信号から生成した複素共役信号Ｓ２より、信号レベルが非常に小さくなるために、アッテネータを用いない場合は、ＬＭＳコア５２は係数値の大きさを可変することにより、出力であるイメージ周波数妨害キャンセル信号をイメージ周波数妨害信号と同一レベルに可変する。係数値を小さくしなければいけないとき、これはフィルタ係数語長を短くすることと等しい。
【００３９】
フィルタ係数語長は、参照信号ＵＤとイメージ周波数妨害信号ＵＩの比ＵＩ／ＵＤ（＝周波数変換器のイメージ抑圧度）に比例して短い値となる。係数のビット長（係数語長）が短くなると適応精度が下がるため、良好なイメージ周波数妨害信号キャンセル特性を実現するためにフィルタ係数語長を最大限に利用できるようにする冗長な係数語長を確保する必要がある。従って、フィルタ部出力にアッテネータを挿入することで、フィルタ係数値によりフィルタ出力レベルを小さくする必要は無くなり、フィルタ係数語長は最小語長で良い。また、トランスバーサル形のイコライザにおいてもフィルタ係数値により生成するイメージ周波数妨害キャンセル信号をイメージ周波数妨害信号と同一レベルに設定することが出来るが、係数値が小さくなることにより、正確なイコライザ特性を実現することができなくなるため、これを回避するために係数語長を冗長な値とする必要がある。イコライザ出力にアッテネータを挿入することで、イコライザの係数は同様に最小の係数語長で動作することが可能となる。
【００４０】
また、イメージ周波数妨害信号による妨害特性を改善することが目的であることから、イメージ周波数妨害信号に比較して目的信号が強く、必要とされるＤＵ比（希望波と妨害波の比）が確保されるのであれば、アナログ変調では歪特性、デジタル変調ではＢＥＲを満足するために必要以上のＤＵ比改善が不要となる。そこで、イコライザや適応フィルタの動作を停止し、目的信号のパスにイコライザや適応フィルタが入っている場合、これをスルーして信号を処理しても良い。具体的には、受信信号レベルをＲＬ、直交変換器、または複素ミキサのイメージ抑圧度をＩＭＲ、受信信号と同一周波数帯の妨害波が強力になり、受信信号に妨害波が有害な妨害を生じるＤ／Ｕ比をＣとするとき、例えば、イメージ周波数信号の信号レベル：ＩＭＬが以下の関係にあるときにイメージ周波数妨害を生じることになる。
ＩＭＬ＝ＲＬ−Ｃ＋ＩＭＲ
ＲＬ＝−９０ｄＢｍ、ＩＭＲ＝３０ｄＢ、Ｃ＝１２ｄＢとすると、
ＩＭＬ＝−９０−１２＋３０＝−７２ｄＢｍ
すなわち、目的の信号のイメージ周波数に−７２ｄＢｍ以上のイメージ周波数信号があると、複素ミキサの出力に−１０２ｄＢｍ（＝−７２ｄＢｍ−３０ｄＢ）以上のイメージ信号が生じるので、目的信号ＲＬとのＤ／Ｕ比が１２ｄＢ（＝−９０ｄＢｍ＋１０２ｄＢｍ）未満となり、イメージ信号のキャンセル処理が必要となる。しかし、イメージ周波数信号のレベルが−７２ｄＢｍ未満であれば、目的信号とイメージ信号とのＤ／Ｕ比は１２ｄＢ以上となり、イメージ信号は目的信号に対して妨害を与えないため、イメージ信号のキャンセル処理は行わなくて良い。
【００４１】
図４は、直交性補償前の周波数変換器の入出力の周波数スペクトラムを比較した図である。図４の（ａ）は周波数変換器に入力するＩＦ信号を示しており、１７．９９８０４６８７５Ｈｚの複素ローカル信号（ωｌｏ１）の両サイドに位置する２０Ｈｚ（Ｆｉｆ１）と１４．５０１９５３１２５Ｈｚ（Ｆｉｆ２）の実数信号が入力されていることを表す。図４の（ｂ）は、それに対して、直交性補償前の周波数変換器の出力を示しており、１７．９９８０４６８７５Ｈｚの複素ローカル信号とミキシングを行い、２０ＨｚのＩＦ信号を２．００１９５３１２５Ｈｚ（Ｆｉｆ３）に、１４．５０１９５３１２５ＨｚのＩＦ信号を−３．４９６０９３７５Ｈｚ（Ｆｉｆ４）に周波数変換している。また、同様に、直流に対して（Ｆｉｆ１）、及び（Ｆｉｆ２）に対象に存在する（−Ｆｉｆ１）と（−Ｆｉｆ２）も変換されて（Ｆｉｆ５）と（Ｆｉｆ６）となる。
また、目的の信号の−４６ｄＢあたりに存在する（Ｆｉｆ３’）、（Ｆｉｆ４’）、（Ｆｉｆ５’）、（Ｆｉｆ６’）は、周波数変換器に用いられた直交変換器２１のＩＱ間の振幅差に１％のエラーがあるときのイメージ信号である。各イメージ信号の周波数は、本来の信号（Ｆｉｆ３）、（Ｆｉｆ４）、（Ｆｉｆ５）、（Ｆｉｆ６）の複素共役周波数となっている。
【００４２】
これに対して、図５は、直交性補償後の周波数変換器の入出力の周波数スペクトラムを比較した図である。図５の（ａ）は、図４（ａ）と同様に、周波数変換器に入力するＩＦ信号を示している。図５の（ｂ）は、それに対して、直交性補償後の周波数変換器の出力を示しており、１７．９９８０４６８７５Ｈｚの複素ローカル信号とミキシングを行い、２０ＨｚのＩＦ信号を２．００１９５３１２５Ｈｚ（Ｆｉｆ３）に、１４．５０１９５３１２５ＨｚのＩＦ信号を−３．４９６０９３７５Ｈｚ（Ｆｉｆ４）に周波数変換している。また、同様に、直流に対して（Ｆｉｆ１）、及び（Ｆｉｆ２）に対象に存在する（−Ｆｉｆ１）と（−Ｆｉｆ２）も変換されて（Ｆｉｆ５）と（Ｆｉｆ６）となる。
しかし、図４の（ｂ）では、目的の信号の−４６ｄＢあたりに存在していた（Ｆｉｆ３’）、（Ｆｉｆ４’）、（Ｆｉｆ５’）、（Ｆｉｆ６’）の信号が、直交性補償後の周波数変換器ではキャンセルされることにより出力していないことがわかる。
【００４３】
なお、上述の適応フィルタはＬＭＳを用いて説明したが、最急降下法、ＲＬＳ等、他の適応信号処理アルゴリズムを用いても良い。また、ＬＭＳも基本のＬＭＳの他、学習同定法等、ＬＭＳアルゴリズムを基本としてこれを応用しているものであれば何であっても良い。ＬＭＳアルゴリズムは、適応フィルタとしては比較的簡単な構成と少ない演算処理で、特別な参照信号を用いないブラインド等価による適応システムが構成できる。
更に、上述のイメージ妨害キャンセラは、イコライザの動作と係数”ａ”の決定動作を同時に行う場合について説明したが、適応フィルタに係数”ａ”の決定動作のみを行わせても良い。
【００４４】
また、例えば、１Ｈｚあたりの誤差信号レベルをｅ、帯域をＢとすると、全誤差電力はＢ・ｅとなる。従って、帯域幅が４倍となる毎に、全誤差電力は６ｄＢ増加し、同一の電力分解度で信号を処理するためには１ｂｉｔ余分な演算語長が必要になる。上記の誤差と帯域の関係を、適応フィルタの応答速度で考えると、帯域幅が２倍になる毎に、適応フィルタの適応係数μを１／２としなければ、同一の応答速度、及び精度で適応処理をすることができないことになる。従って、適応処理は、その誤差信号や参照信号に帯域制限をかけることにより、目的の帯域信号にのみ適応するように制御しても良い。
また、上述の周波数変換器は、ディジタル信号処理を用いて実現する場合を説明したが、信号を量子化せずアナログ信号処理によりその機能を実現しても良い。
【００４５】
【発明の効果】
以上の如く本発明によれば、直交変換器、および複素ミキサの非直交性を原因とするイメージ周波数信号による目的の帯域内への妨害を広帯域に抑圧することができるという効果が得られる。
従って、目的信号周波数とローカル発振周波数との差のイメージ周波数における信号が、周波数変換後の目的帯域内への妨害信号となることを抑圧することで良好なイメージ周波数妨害抑圧特性を持つミキサが実現する。
また、目的信号周波数とローカル発振周波数との差のイメージ周波数における信号が、周波数変換後の目的帯域外への妨害信号となることを抑圧することで良好な不要輻射特性を持つ送信機が実現する。
【００４６】
また、受信機に適用した場合においては、良好な隣接チャンネル選択度、受信帯域外信号による妨害耐性を有する受信機を得ることができるという効果がある。
更に、ＬＭＳ等の簡易な適応処理により上記性能を得るための調整や、複雑な演算処理回路を不要とすることと合わせて、受信機においてはイメージ周波数妨害を除去するために、ミキサ入力のフィルタによりイメージ周波数の信号を抑圧するためのアナログフィルタを不要とするなど、回路構成簡略化、コスト、及び消費電力を下げる効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態によるイメージキャンセル処理の基本回路構成を示すブロック図である。
【図２】  本実施の形態によるイメージキャンセル処理において、イコライザを挿入可能な場所の例を示した図である。
【図３】  本実施の形態による周波数変換器の実施例を示すブロック図である。
【図４】  直交性補償前の周波数変換器の入出力の周波数スペクトラムを比較した図である。
【図５】  直交性補償後の周波数変換器の入出力の周波数スペクトラムを比較した図である。
【図６】  本実施の形態によるイメージキャンセル処理を周波数領域で示した図である。
【図７】  従来例の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１、１２、１３    乗算器
１４、１５    減算器
２１    直交変換器
２２    Ｌｏｃａｌ
２３    ＡＤＣ
２４    ＡＤＣ
２５    イメージ妨害キャンセラ
３１、３２    乗算器
５１    乗算器
５２    ＬＭＳコア
５３、５４    ＡＴＴ
５５、５６    減算器
【図１】
0004429533.tif 000006
【図２】
0004429533.tif 000007
【図３】
0004429533.tif 000008
【図４】
0004429533.tif 000009
【図５】
0004429533.tif 000010
【図６】
0004429533.tif 000011
【図７】
0004429533.tif 000012