(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式の通信システムを介して伝送される不等間隔位相を有する多値デジタル変調信号の変調／復調方法において、
上記多値デジタル変調信号の振幅をそれぞれ別々にコヒーレントに処理し、同一副搬送波における連続した各シンボルの位相をそれぞれ差動変調及び差動復調する多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項２】
上記多値デジタル変調信号の振幅は、コヒーレントに伝送され、受信機において補正することを特徴とする請求項１記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項３】
復調の際、各チャンネルの周波数選択性による上記多値デジタル変調信号の振幅歪みを、各副搬送波でそれぞれ別々に補正することを特徴とする請求項２記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項４】
上記多値デジタル変調信号は、直交振幅変調信号であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項５】
上記多値デジタル変調信号の振幅を補正するための副搬送波毎の補正係数は、固有の位相を有する直交振幅変調シンボルから算出されることを特徴とする請求項４記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項６】
上記直交振幅変調信号の副搬送波振幅の補正係数は、所定数の直交振幅変調データシンボルと所定数の４相位相偏移変調制御信号からなる複数の直交周波数分割多重シンボルの１フレームに組み込まれた４相位相偏移変調信号から算出されることを特徴とする請求項４記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項７】
上記直交振幅変調信号として１６値直交振幅変調シンボルを用いることを特徴とする請求項４記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項８】
上記受信機の振幅補正において、補正係数の移動平均を所定のタイムウィンドウで求めることを特徴とする請求項７記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項９】
ｎ個の４相位相偏移変調シンボルの後にｍ個の１６値直交振幅変調シンボルが続くフレーム構造を用いることを特徴とする請求項４記載の多値デジタル変調信号の変調／復調方法。
【請求項１０】
送信機から無線チャンネルを介して受信機に多値デジタル変調信号を伝送する直交周波数分割多重システムにおいて、
上記送信機は、同一副搬送波における連続したシンボルを差動変調する差動位相符号化手段を備え、
上記受信機は、同一副搬送波における上記連続した各シンボルを差動復調する差動位相復号化手段を備え、
上記送信機及び受信機は、上記多値デジタル変調信号の振幅をコヒーレント処理する手段を備え、
上記送信機は、
上記同一副搬送波における連続したシンボルを、制御シンボルとデータシンボルに分離し、該制御シンボルを、２ビット毎に４相位相偏移変調複素シンボルにマッピングする４相位相偏移変調手段に供給するとともに、該データシンボルを、４ビット毎に１６値直交振幅変調複素シンボルにマッピングする１６値直交振幅変調手段に供給するデマルチプレックス手段と、
上記４相位相偏移変調手段からの４相位相偏移変調複素シンボルと上記１６値直交振幅変調手段からの１６値直交振幅変調複素シンボルを多重化する第１のマルチプレクッス手段と、
上記同一副搬送波における連続した各シンボルの位相を、シンボルの各振幅を変化させずに、差動変調する上記差動位相符号化手段と、
上記差動位相符号化手段からのデータシンボルストリームを、直交周波数分割多重シンボルに変換する第２のマルチプレクッス手段と、
上記直交周波数分割多重シンボルを逆離散フーリエ変換して、ベースバンドの直交周波数分割多重信号を生成する逆高速フーリエ変換手段と、
上記ベースバンドの直交周波数分割多重信号で９０°の位相差を有する搬送波を変調する直交変調手段と、
上記直交変調手段からの変調信号を、アナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と、
上記デジタル／アナログ変換手段のアナログ出力信号を、伝送に割り当てられた所定の搬送波周波数にアップコンバートするアップコンバート手段とを備え、
ｎ個の４相位相偏移変調制御シンボルとそれに続くｍ個の１６値直交振幅変調データシンボルとからなるブロックフレーム構造を有する符号化データストリームを処理することを特徴とする直交周波数分割多重システム。
【請求項１１】
上記送信機は、上記差動位相符号化手段から出力されるバンドエッジにおける未使用副搬送波をゼロに設定するためのヌルシンボル発生手段を備えることを特徴とする請求項１０記載の直交周波数分割多重システム。
【請求項１２】
上記送信機は、マルチパス干渉効果を低減するために、上記逆高速フーリエ変換された時間領域の直交周波数分割多重シンボルの最終サンプルから所定数のサンプルをコピーして、各シンボルの前に挿入するガードインターバル挿入手段を備えることを特徴とする請求項１１記載の直交周波数分割多重システム。
【請求項１３】
上記受信機は、
受信信号を上記搬送波周波数から中間周波数にダウンコンバートするダウンコンバート手段と、
上記中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
上記デジタル信号に変換された中間周波数信号からベースバンド信号の直交周波数分割多重信号を検出して、出力する直交復調手段と、
上記直交周波数分割多重信号の有効シンボル部を示す高速フーリエ変換のウィンドウを発生する時間同期手段と、
上記ウィンドウに基づいて、上記直交周波数分割多重信号の有効シンボルを離散フーリエ変換して、周波数領域の複素シンボルを生成する高速フーリエ変換手段と、
上記複素シンボルから有効データを分離するとともに、バンドエッジの未使用副搬送波を除去するための第１のデマルチプレックス手段と、
同一副搬送波における連続したシンボルの位相を復調するとともに、振幅をコヒーレント処理する差動位相復号手段と、
４相位相偏移変調複素シンボルと直交振幅変調複素シンボルを分離する第２のデマルチプレックス手段と、
上記４相位相偏移変調複素シンボルを対応するビットにデマッピングする４相位相偏移変調の復調手段と、
上記直交振幅変調複素シンボルを対応するビットにデマッピングする直交振幅変調の復調手段と、
上記復調４相位相偏移変調ビットと上記復調直交振幅変調ビットを、フレーム構造に従って多重化する第３のマルチプレクッス手段とを備え、
上記無線チャンネルを介して伝送されてきた信号を受信し、処理し、復調することを特徴とする請求項１０乃至１２のいずれか１記載の直交周波数分割多重システム。
【請求項１４】
上記受信機は、
上記第２のデマルチプレックス手段から出力される４相位相偏移変調複素シンボルをハードリミットして、上記４相位相偏移変調の復調手段に供給するハードリミット手段と、
上記４相位相偏移変調複素シンボルから各４相位相偏移変調信号の移動平均を発生させる振幅歪み決定手段と、
上記第２のデマルチプレックス手段から出力される直交振幅変調複素シンボルが供給され、上記振幅歪み決定手段からの振幅の各移動平均に基づいて振幅補正を行い、振幅補正された直交振幅変調複素シンボルを上記直交振幅変調の復調手段に供給する振幅補正手段とを備えることを特徴とする請求項１３記載の直交周波数分割多重システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Divison Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）方式の通信チャンネル（communication channel）を介して伝送される不等間隔位相（non-equidistant phase）を有する多値デジタル変調信号（multi-amplitude digital modulated signal）の変調／復調方法、及び多値デジタル変調信号によって、情報を送信機から無線チャンネルを介して受信機に伝送するＯＦＤＭシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信システム、特にデジタルオーディオ放送（Digital Audio Broadcast：以下、ＤＡＢという。）やデジタルビデオ放送テレビジョン（Digital Video Broadcast Television：以下、ＤＶＢ−Ｔという。）において、ＯＦＤＭ方式が注目を集めている。ＯＦＤＭ方式は、周波数選択性の無線チャンネル（frequency selective radio channel）を介して、高レートのデータ伝送を行うために考えられたものである。
【０００３】
ＯＦＤＭ伝送技術の原理は、利用可能な帯域幅を、幾つかのより小さな帯域幅のサブチャンネル（subchannel）に分割して使用するものである。したがって、シンボル長（symbol length）が長くなり、シンボル間干渉（symbol interference：ＩＳＩ）がなくなる。一方、各サブチャンネルは、周波数選択的でないと考えられる。したがって、マルチパス干渉効果（multipath interference effect）によって生ずる振幅歪み及び位相歪みは、１つの要因として説明される。
【０００４】
コヒーレント伝送システム（coherent transmission system）では、このような歪みは、チャンネル見積（channel estimation）によって除去することができる。この目的のために、既知のシンボルが、１つの又は複数のパイロット副搬送波（pilot subcarrier）で送信される。受信機側では、受信されるこの既知の信号に基づいてチャンネル歪み量（amount of channel distortion）が求められ、チャンネル歪み量は、残りのデータを復調前に補正（correct）するのに用いられる。
【０００５】
差動変調（differential modulation）が用いられる場合、チャンネル見積は必要とされない。チャンネル歪みに関する情報は、同一副搬送波内に、連続するシンボルの割合でエンコードされている。したがって、チャンネル歪みは、連続するＯＦＤＭシンボルの間は一定であると考えられるので、受信機で除去することができる。
【０００６】
ところで、差動変調方式及び差動復調方式は、位相偏移（Phase Shift Keying：以下、ＰＳＫという。）変調方式や４相ＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：以下、ＱＰＳＫという。）変調方式等の相数が少なく、振幅を変化させない（low-order single-amplitude）変調方式のみに対して、論ぜられてきた。具体的には、文献DE 195 40 250 C1に、位相シフト量の近似見積が妥当な値となるように、復調された複素シンボル（complex symbol）が、信号点配置（constellation diagram）で回転対称（rotational symmetric）である伝送されてきたシンボルに対応していることを前提とした復調方式が記載されている。
【０００７】
直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：以下、ＱＡＭという。）等の多値信号に対しては、コヒーレント変調のみが用いられ、チャンネル見積が常に必要とされる（例えば、EP 0 734 132 A2参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、不等間隔位相を有する多値デジタル変調信号を、特にパイロット搬送波を用いる必要がなく、ＯＦＤＭ通信チャンネルを介して伝送されるＱＡＭ変調信号の変調／復調方法、及び送信機と受信機の回路構成を、従来に比してより簡単にすることができる直交周波数分割多重システムを提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る多値デジタル信号の変調／復調方法は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の通信システムを介して伝送される不等間隔位相を有する多値デジタル変調信号の変調／復調方法において、多値デジタル変調信号の振幅をそれぞれ別々にコヒーレントに処理し、同一副搬送波における連続した各シンボルの位相をそれぞれ差動変調及び差動復調する。
【００１０】
本発明に係る直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムは、送信機から無線チャンネルを介して受信機に多値デジタル変調信号を伝送する直交周波数分割多重システムにおいて、送信機は、同一副搬送波における連続したシンボルを差動変調する差動位相符号化手段（１５）を備え、受信機は、同一副搬送波における連続した各シンボルを差動復調する差動位相復号化手段（３８）を備える。また、送信機及び受信機は、多値デジタル変調信号の振幅をコヒーレント処理する手段を備える。そして、送信機は、同一副搬送波における連続したシンボルを、制御シンボルとデータシンボルに分離し、制御シンボルを、２ビット毎に４相位相偏移変調複素シンボルにマッピングする４相位相偏移変調手段に供給するとともに、データシンボルを、４ビット毎に１６値直交振幅変調複素シンボルにマッピングする１６値直交振幅変調手段に供給するデマルチプレックス手段と、４相位相偏移変調手段からの４相位相偏移変調複素シンボルと１６値直交振幅変調手段からの１６値直交振幅変調複素シンボルを多重化する第１のマルチプレクッス手段と、同一副搬送波における連続した各シンボルの位相を、シンボルの各振幅を変化させずに、差動変調する差動位相符号化手段と、差動位相符号化手段からのデータシンボルストリームを、直交周波数分割多重シンボルに変換する第２のマルチプレクッス手段と、直交周波数分割多重シンボルを逆離散フーリエ変換して、ベースバンドの直交周波数分割多重信号を生成する逆高速フーリエ変換手段と、ベースバンドの直交周波数分割多重信号で９０°の位相差を有する搬送波を変調する直交変調手段と、直交変調手段からの変調信号を、アナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と、デジタル／アナログ変換手段のアナログ出力信号を、伝送に割り当てられた所定の搬送波周波数にアップコンバートするアップコンバート手段とを備え、ｎ個の４相位相偏移変調制御シンボルとそれに続くｍ個の１６値直交振幅変調データシンボルとからなるブロックフレーム構造を有する符号化データストリームを処理することを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る多値デジタル変調信号の変調／復調方法及び直交周波数分割多重システムについて、図面を参照しながら説明する。
【００１２】
本発明を適用した直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Divison Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）システムは、図１に示すように、ＯＦＤＭ方式における同一副搬送波の連続したシンボルを差動変調（differential modulation）して、多値デジタル変調信号を無線チャンネル１に送出する送信機１０と、無線チャンネル１を介して伝送されてくる多値デジタル変調信号を受信し、同一副搬送波における連続した各シンボルを差動復調する受信機３０とを備える。
【００１３】
さらに、送信機１０は、図１に示すように、制御シンボルとデータシンボルを分離するデマルチプレックサ（以下、ＤＥＭＵＸという。）１１と、ＤＥＭＵＸ１１からの制御シンボルを、２ビット毎に４相位相偏移（Quadrature Phase Shift Keying：以下、ＱＰＳＫという。）複素シンボル（complex symbol）にマッピングするＱＰＳＫ変調器１２と、ＤＥＭＵＸ１１からのデータシンボルを、４ビット毎に１６値直交振幅変調（16 Quadrature Amplitude Modulation：以下、１６ＱＡＭという。）複素シンボルにマッピングする１６ＱＡＭ変調器１３と、ＱＰＳＫ変調器１２からのＱＰＳＫ複素シンボルと１６ＱＡＭ変調器１３からの１６ＱＡＭ複素シンボルを多重化するＭＵＸ１４と、同一副搬送波における連続した各シンボルの位相を、シンボルの各振幅を変化させずに、差動変調する差動位相エンコーダ１５と、差動位相エンコーダ１５からのデータシンボルストリームを、ＯＦＤＭシンボルに変換するＭＵＸ１７と、ＯＦＤＭシンボルを逆離散フーリエ変換（Inversed Discrete Fourier Transformation：以下、ＩＤＦＴ変換という。）して、ベースバンドのＯＦＤＭ変調信号を生成する逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴという。）１８と、ベースバンドのＯＦＤＭ変調信号で９０°の位相差を有する搬送波を変調する直交変調器２０と、直交変調器２０からの変調信号を、アナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器という。）２１と、Ｄ／Ａ変換器２１のアナログ出力信号を、伝送に割り当てられた所定の搬送波周波数にアップコンバートするアップコンバータ２２とを備える。
【００１４】
このＯＦＤＭシステムで用いられているフレーム構造（frame structure）を、例えば図２に示すように、ｎ個のＱＰＳＫ複素シンボルの後にｍ個の１６ＱＡＭ複素シンボルが続く構造であるとすると、ＤＥＭＵＸ１１は、入力されるデータの（ｎ×２）ビットを制御シンボルとしてＱＰＳＫ変調器１２に供給し、（ｍ×４）ビットをデータシンボルとして１６ＱＡＭ変調器１３に供給する。
【００１５】
ＱＰＳＫ変調器１２は、ＤＥＭＵＸ１１からの制御シンボルを２ビット毎にＱＰＳＫ複素シンボルにマッピングする。
【００１６】
１６ＱＡＭ変調器１３は、ＤＥＭＵＸ１１からのデータシンボルを４ビット毎に１６ＱＡＭ複素シンボルにマッピングする。
【００１７】
ＭＵＸ１４は、図２に示すように、ＱＰＳＫ複素シンボルと１６ＱＡＭ複素シンボルをフレームに多重化する。
【００１８】
差動位相エンコーダ１５は、同一副搬送波における連続したシンボルの位相を、シンボルの各振幅を変化させずに、差動変調する。
【００１９】
ヌルシンボル（null symbol）発生器１６は、バンドエッジ（band edge）における未使用副搬送波をゼロに設定するためにヌルシンボルを発生する。
【００２０】
ＭＵＸ１７は、差動位相エンコーダ１５からのデータシンボルストリームに、ヌルシンボル発生器１６からのヌルシンボルを、バンドエッジの副搬送波をゼロに設定するときに挿入（多重化）して、ＯＦＤＭシンボルを生成する。
【００２１】
ＩＦＦＴ器１８は、ＭＵＸ１７からのＯＦＤＭシンボルを、Ｎ個のデータサンプル毎に離散フーリエ変換して、ベースバンドのＯＦＤＭ変調信号を生成する。
【００２２】
ガードインターバル（guard interval）挿入器１９は、マルチパス干渉効果（multipath interference effect）を低減するために、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最終サンプルからＮG個のサンプルをコピーして、各シンボルの前に挿入する。
【００２３】
直交変調器２０は、９０°の位相差を有する搬送波を、ガードインターバル挿入器１９からのベースバンドのＯＦＤＭ変調信号によって変調する。
【００２４】
Ｄ／Ａ変換器２１は、直交変調器２０からの変調信号をアナログ信号に変換する。
【００２５】
アップコンバータ２２は、Ｄ／Ａ変換器２１からのアナログ信号を、伝送に割り当てられた搬送波周波数にアップコンバートし、無線チャンネル１を介して受信機３０に送信する。
【００２６】
また、受信機３０は、図１に示すように、受信信号を搬送波周波数から中間周波数にダウンコンバートするダウンコンバータ３１と、中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）３２と、デジタル信号に変換された中間周波数信号からベースバンド信号のＯＦＤＭ変調信号を検出して、出力する直交復調器３３と、直交周波数分割多重信号の有効シンボル部を示す高速フーリエ変換のウィンドウを発生する時間同期回路３４と、ウィンドウに基づいて、ＯＦＤＭ変調信号の有効シンボルを離散フーリエ変換して、周波数領域の複素シンボルを生成するＦＦＴ３５と、複素シンボルから有効データを分離するとともに、バンドエッジの未使用副搬送波を除去するためのＤＥＭＵＸ３６と、同一副搬送波における連続したシンボルの位相を復調するとともに、振幅をコヒーレント処理する差動位相デコーダ３８と、ＱＰＳＫ複素シンボルと１６ＱＡＭ複素シンボルを分離するＤＥＭＵＸ３９と、ＱＰＳＫ複素シンボルを対応するビットにデマッピングするＱＰＳＫ復調器４３と、１６ＱＡＭ複素シンボルを対応するビットにデマッピングする１６ＱＡＭ復調器４４と、ＱＰＳＫ復調器４３と１６ＱＡＭ復調器４４からのビットをフレーム構造に従って多重化するＭＵＸ４５とを備える。
【００２７】
ダウンコンバータ３１は、無線チャンネル１を介して受信される信号を、搬送波周波数から中間周波数にダウンコンバートして、Ａ／Ｄ変換器３２に供給する。Ａ／Ｄ変換器３２は、中間周波数信号をデジタル信号に変換する。
直交復調器３３は、中間周波数信号からベースバンド信号であるＯＦＤＭ変調信号を検出して、時間同期回路３４及びＦＦＴ３５に供給する。
【００２８】
時間同期回路３４は、ＯＦＤＭ変調信号に基づいて、ガードインターバルを除去するために、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル部を示すＦＦＴウィンドウを発生して、ＦＦＴ３５に供給する。
【００２９】
ＦＦＴ３５は、ＦＦＴウィンドウ内に含まれるＯＦＤＭシンボルを離散（高速）フーリエ変換して、周波数領域の複素シンボルを生成する。
【００３０】
ＤＥＭＵＸ３６は、複素シンボルから有効データを分離して、差動位相デコーダ３８に供給するとともに、バンドエッジの未使用副搬送波、すなわち送信機１０のヌルシンボル発生器１６によって挿入されたヌルシンボルを未使用副搬送波除去回路３７に供給し、未使用副搬送波除去回路３７は、ヌルシンボルを除去する。
【００３１】
差動位相デコーダ３８は、同一副搬送波における連続したシンボルの位相を差動復調するとともに、振幅をコヒーレント処理する。
【００３２】
ＤＥＭＵＸ３９は、図２に示すフレーム構造に基づいて、差動位相デコーダ３８からの復調シンボルから、ＱＰＳＫ複素シンボルと、それに続く１６ＱＡＭ複素シンボルとを分離し、ＱＰＳＫ複素シンボルをハードリミッタ４０及び振幅移動平均化回路４１に供給し、１６ＱＡＭ複素シンボルを振幅補正器４２に供給する。
【００３３】
ハードリミッタ４０は、ＱＰＳＫ複素シンボルを、復調する前にハードリミットしてＱＰＳＫ復調器４３に供給する。
【００３４】
ＱＰＳＫ複素シンボルの振幅は「１」と定義されているので、振幅移動平均化回路４１は、実際に受信されたＱＰＳＫ変調信号に基づいて、副搬送波毎の振幅歪みの量を検出して、ＱＡＭ複素シンボルの振幅を補正するための補正係数を算出し、補正係数を振幅補正器４２に供給する。
【００３５】
振幅補正器４２は、ＤＥＭＵＸ３９から供給される１６ＱＡＭ複素シンボルの振幅を、補正係数によって補正し、補正された１６ＱＡＭ複素シンボルを１６ＱＡＭ復調器４４に供給する。
【００３６】
ＱＰＳＫ復調器４３は、ハードリミッタ４０でハードリミットされたＱＰＳＫ複素シンボルを対応するビットにデマッピングして、制御シンボルを再生する。
【００３７】
１６ＱＡＭ復調器４４は、ＱＰＳＫ復調器４３で振幅が補正された１６ＱＡＭ複素シンボルを対応するビットにデマッピングして、データシンボルを再生する。
【００３８】
ＭＵＸ４５は、再生された制御シンボルとデータシンボルを、このＯＦＤＭシステムで用いられているフレーム構成に従って多重化し、得られる再生データを出力する。
【００３９】
ところで、直交振幅変調（ＱＡＭ）信号を、差動ＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）変調のように差動処理できない理由は、ＱＡＭ変調信号が多値信号点配置（constellation）を有するためである。このため、数シンボルを差動変調した後は、無数（endless many）の振幅レベルが生じる。これは、装置の回路構成を複雑化するという望ましくない特性である。
【００４０】
そこで、本発明の基本原理は、上述したように、１６ＱＡＭ変調信号の振幅と位相を別々に扱うことである。１６ＱＡＭ変調シンボルの元の振幅を維持したまま、その位相のみを差動変調すると、例えば図３に示すように、３つの振幅にて無数の位相レベルが生じる。このことは、多数の振幅レベルが生じる場合よりも、問題が少ない。
【００４１】
具体的には、例えば図４に示すように、送信機１０の差動位相エンコーダ１５を、複素除算器１５ａと、ハードリミッタ１５ｂと、遅延器１５ｃとで構成する。そして、複素除算器１５ａは、ＭＵＸ１４から供給される同一副搬送波における連続した各シンボルの位相を、その振幅は変化させずに差動変調して、ＭＵＸ１７に供給する。すなわち、複素除算器１５ａは、例えば現在供給されている振幅がＡk、位相がψkのシンボルＩ，Ｑを、遅延器１５ｃからの振幅が１、位相がφk-Nのシンボルで除算し、すなわち位相を引き算し、振幅がＡk、位相がφk（＝ψk−φk-N）のシンボルを出力する。ハードリミッタ１５ｂは、複素除算器１５ａから出力されるシンボルをハードリミット、すなわち位相φkは変化させずに、振幅Ａkを「１」として、遅延器１５ｃに供給する。遅延器１５ｃは、振幅が１、位相がφkのシンボルをＮシンボル分遅延して、上述したような振幅が１、位相がφk-Nのシンボルを複素除算器１５ａに供給する。このようにして、差動位相エンコーダ１５は、同一副搬送波における連続した各シンボルの位相を、その振幅は変化させずに差動変調する。
【００４２】
また、受信機３０の差動位相デコーダ３８を、例えば図５に示すように、複素乗算器３８ａと、ハードリミッタ３８ｂと、遅延器３８ｃとで構成する。そして、複素乗算器３８ａは、ＤＥＭＵＸ３６から供給される同一搬送波におけるシンボルの位相を復調するとともに、振幅をコヒーレント処理して、ＤＥＭＵＸ３９に供給する。すなわち、ハードリミッタ３８ｂは、例えば現在供給されている振幅がＡk、位相がφkのシンボルＩ，Ｑを、ハードリミット、すなわち位相φkは変化させずに、振幅Ａkを「１」として、遅延器３８ｃに供給する。遅延器３８ｃは、振幅が１、位相がφkのシンボルをＮシンボル分遅延し、得られる振幅が１、位相がφk-Nのシンボルを複素乗算器３８ａに供給する。複素乗算器３８ａは、現在供給されている振幅がＡk、位相がφkのシンボルに遅延器３８ｃからの振幅が１、位相がφk-Nのシンボルを乗算、すなわち位相を足し算し、振幅がＡk、位相がψk（＝φk＋φk-N）のシンボルを出力する。このようにして、差動位相デコーダ３８は、同一搬送波におけるシンボルの位相を復調するとともに、振幅をコヒーレント処理する。
【００４３】
なお、副搬送波毎の位相回転は関係しない。本発明では、チャンネルの周波数選択性によるＱＡＭ変調信号の振幅歪みは、例えば別に補正される。例えば、副搬送波毎の補正係数についての情報は、位相が固有（unique）であるＱＡＭ変調信号から得ることができる。このことは、信号点配置（Ｉ／Ｑ）図において対角線上（diagonal）に配置される全てのシンボルに対して当てはまる。例えば、特に、後述する図１０の信号点配置に示す１６シンボルのうちの８つのシンボルに当てはまる。
【００４４】
次に、上述したＱＡＭ変調信号の位相と振幅を別々に処理して伝送する本発明を適用した伝送方式（以下、準差動伝送方式（quasi-differential transmission scheme））を評価するために、従来の伝送方式（以下、コヒーレント伝送方式という）と比較して、シミュレーションを行った。
【００４５】
コヒーレント伝送方式と本発明に係る準差動伝送方式（quasi-differential transmission scheme）の両方を様々な条件のもとで評価するために、商品名ＣＯＳＳＡＰとして知られているベースバンドシミュレーションツールを用いた。
【００４６】
このシミュレーションでは、簡単に説明すると、送信機側では、先ず、符号化されていないデータストリームが１６ＱＡＭシンボルに変調（符号化）される。そして、（Ｎ−Ｎsel）個の仮想（virtual）搬送波（Ｎ＝ＦＦＴの最大搬送波、Ｎsel＝選択搬送波）は、データの伝送に用いられないので、各ＯＦＤＭシンボルのバンドエッジに挿入される。ＩＦＦＴ変換が行われた後、最終のＮG個のサンプル（ＮG＝ガード長のサンプル）のコピーを含んだガードインターバルが、各ＯＦＤＭシンボルの前に挿入される。
【００４７】
受信機側では、先ず、ウィンドウ処理によりガードインターバルが除去される。ここでは、同期は考えないものとする。ＦＦＴ変換により信号が周波数領域に変換された後、仮想搬送波が抽出され、ＱＡＭ復調が行われる。
【００４８】
ここで、シミュレーションに用いる無線チャンネル１について説明する。
【００４９】
シミュレーションを行うのに、２つの伝送チャンネル（路）モデルを考える。すなわち、汎用移動電気通信システム（Universal Mobile Telecommunication System：ＵＭＴＳ）について、欧州電気通信標準協会（European Telecommunication：ＥＴＳＩ）により提案された付加白色ガウス雑音（Additive White Gaussian Noise：以下、ＡＷＧＮという。）チャンネルモデルと、周波数選択性チャンネルモデルとである。後者は、広義の定常無相関散乱（Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering：以下、ＷＳＳＵＳという。）チャンネルモデルであり、受信信号が、独立したゼロ平均複素ガウス時変プロセス（independent zero-mean complex gaussian time variant processes）による重み付けによって、それぞれ遅延された６つの入力信号（６つの遅延コピー）の合計で表されることを前提としている。一般的な室内環境における各パスの相対的なパス損失（relative path loss）減衰及び遅延を、以下の表１に示す。
【００５０】
【表１】
0004420505.tif 000002
【００５１】
解析には、以下のシステムパラメータを用いている。
【００５２】
ＦＦＴ搬送波サイズ：    Ｎ＝６４
ガード長：              ＮG＝７サンプル
有効時間：              Ｎused＝６４サンプル
シンボル時間：          ＮSym＝７１サンプル
選択搬送波数：          Ｎsel＝５６
サンプリング周波数：    Ｂ＝３０ＭＨｚ
上述した従来のコヒーレント変調の場合、受信機におけるチャンネル見積、すなわち位相と振幅が伝送チャンネルにおいてどの程度歪むかの情報を得るために、パイロットシンボルを挿入する必要がある。通常、各フレームは、異なる副搬送波上に多数のパイロットシンボルを含んでいる。受信機では、対象とする周波数帯域上のチャンネル応答を見積もるために、パイロット副搬送波の歪み量を時間及び周波数領域において補間（interpolate）する。
【００５３】
シミュレーションを簡素化するため、全ての副搬送波が既知の値（Ｉ＝１、Ｑ＝０）に設定されている１種類のＯＦＤＭシンボルが、各フレームの最初に送信されるものとする。受信機側では、先ず、付加白色ガウス雑音の影響を短くするために、複素有限長インパルス応答（Finite Impulse response：以下、ＦＩＲという。）フィルタを用いて、ＯＦＤＭシンボルをフィルタリングする。そして、そのフィルタリング係数がチャンネル歪みの基準として用いられ、それに続くデータシンボルは、同じ係数によってフィルタリングされる。ＡＷＧＮチャンネルとＵＭＴＳチャンネルでのシミュレーションの結果を図６に示す。曲線「ａ」は、ＡＷＧＮチャンネルでの理想的な復調状態におけるビットエラーレート（ＢＥＲ）を示す。曲線「ｂ」は、ＡＷＧＮチャンネルでの１６ＱＡＭ変調信号のコヒーレント復調におけるＢＥＲを示し、ＢＥＲが１０-3において信号対雑音比（ＳＮＲ）が約１ｄＢ低下している。これは、ＦＩＲフィルタリングを行っているにもかかわらず、副搬送波毎のチャンネル見積係数を、雑音がある（noisy）パイロットシンボルから得ているためである。曲線「ｃ」は、マルチパスチャンネルであるＵＭＴＳチャンネルにおけるＢＥＲを示しており、ＳＮＲがさらに約２．５ｄＢ低下している。
【００５４】
これらの結果は、幾つかのフレームに亘ってチャンネル見積係数を平均することにより改善することができる。したがって、付加白色ガウス雑音の影響を、さらに短縮することができる。
【００５５】
次に、本発明を適用した受信機３０において、ＳＮＲが３５ｄＢとしたときの各復調段階の信号点配置を図７〜図１２に示す。図７は、マルチパスチャンネルにおける受信ＱＰＳＫ変調信号の信号点配置を示す図であり、図８は、マルチパスチャンネルにおける受信１６ＱＡＭ変調信号の信号点配置を示す図であり、図９は、差動位相復号化後の受信ＱＰＳＫ変調信号の信号点配置を示す図であり、図１０は、差動位相復号化後の受信１６ＱＡＭ変調信号の信号点配置を示す図であり、図１１は、ハードリミッタ４０を通過した後の受信ＱＰＳＫ変調信号の信号点配置を示す図であり、図１２は、振幅補正後の受信１６ＱＡＭ変調信号の信号点配置を示す図である。
【００５６】
これらの図からも明らかなように、振幅の補正係数は、ＱＰＳＫ変調と１６ＱＡＭ変調を組み合わせたシステムを採用すれば、容易に計算することができる。無線広帯域システムでは、周波数選択性チャンネルにおける信頼性を高めるために、制御データをＱＰＳＫ変調し、有効データを１６ＱＡＭ変調又はそれより多値数が多い振幅変調を採用することが多い。シミュレーションに用いたシステムでは、図２に示すように、ＱＰＳＫ変調制御信号を２００個のＯＦＤＭシンボルとし、１６ＱＡＭ変調データ信号を４８００個のＯＦＤＭシンボルとし、１フレームを５０００個のＯＦＤＭシンボルとしている。
【００５７】
ＱＰＳＫ変調シンボルの振幅は「１」であり、チャンネル特性は、１フレーム間では変化しないと考えられるので、ＱＰＳＫ変調信号の振幅歪み量は容易に検出することができ、これをＱＡＭ変調信号の補正に用いることができる。
【００５８】
また、付加白色ガウス雑音の影響を短くするための、振幅補正係数の移動平均をＱＰＳＫ変調信号から求めることもできる。
【００５９】
なお、１６ＱＡＭ変調信号のみが利用可能である場合、チャンネル特性が変化しないと考えられるタイムウィンドウにおいて、補正係数の移動平均を求めることができる。
【００６０】
図１３に示すように、ＡＷＧＮチャンネルにおける準差動復調（曲線「ｆ」）では、ＢＥＲが１０-3において、理想的なＡＷＧＮチャンネルにおける復調状態（曲線「ｄ」）に比して、ＳＮＲが約５．５ｄＢ低下している。また、マルチパスチャンネルＵＭＴＳにおけるＢＥＲ特性は、図１３の曲線「ｅ」に示すように、ＡＷＧＮチャンネルでのＢＥＲ特性と同じである。これは、本発明に係る準差動復調技術により、マルチパス干渉効果が十分短くされたことを示している。したがって、本発明に係る準差動復調技術は、周波数選択性無線チャンネルにおいて大きな利点を有する。
【００６１】
図１４、図１５は、本発明に係る準差動変調技術と従来のコヒーレント変調技術のそれぞれＡＷＧＮチャンネルとマルチパスチャンネルにおけるＢＥＲ特性を示す図である。
【００６２】
図１４に示すように、チャンネル見積によるコヒーレント変調技術が、ＡＷＧＮチャンネルにおける準差動変調技術よりも遥かに良好である。すなわち、図１４の曲線「ｈ」、「ｊ」は、それぞれコヒーレント変調技術、準差動変調技術におけるＢＥＲを示し、ＢＥＲが１０-3において理想的な復調状態（曲線「ｇ」）に比して、コヒーレント変調技術ではＳＮＲが約１ｄＢ低下し、準差動変調技術ではＳＮＲが５．５ｄＢ低下しているが、準差動変調技術のＢＥＲは、ＳＮＲが大きくなると、その減少率は少ない。
【００６３】
しかし、図１５に示すマルチパスチャンネルにおけるＢＥＲの状態を考慮すると、本発明を適用した１６ＱＡＭ準差動変調技術の方が優れていることは明らかである。曲線「ｋ」は、ＡＷＧＮチャンネルでの理想的な復調状態におけるＢＥＲを示し、曲線「ｌ」は、マルチパスチャンネルのコヒーレント復調におけるＢＥＲを示し、曲線「ｍ」は、マルチパスチャンネルの準差動復調におけるＢＥＲを示す。本発明を適用した準差動復調におけるＢＥＲ特性（曲線「ｍ」）のＳＮＲの低下は、ＢＥＲが１０-3で最大になるが、２ｄＢにしかならない。これより高いＢＥＲ及び低いＢＥＲにおいては、低下は常に２ｄＢよりも少ない。
【００６４】
以上、ＱＡＭ変調信号の新規な非コヒーレント復調技術について説明した。この非コヒーレント復調技術のＢＥＲ特性を、コヒーレント復調技術と比較して解析する。
【００６５】
コヒーレント復調の利点は、ＢＥＲが１０-3にてＳＮＲの利得（gain）が最大で２ｄＢとなることである。しかし、これは、準差動変調信号の高符号化に対してチャンネル見積のオーバーヘッドをさらに用いると、さらに小さくすることができる。
【００６６】
また、ここで比較したコヒーレント復調技術と非コヒーレント復調技術（準差動復調技術）の構成を考慮すると、差動復調信号の周波数同期が容易であることから、本発明を適用した送信機及び受信機の回路構成をより簡単にすることができる。特に、コヒーレント方式のようにチャンネル見積を行うための複素等価器は不要である。また、パイロット副搬送波が不要なので、帯域幅利用効率を高くすることができる。
【００６７】
【発明の効果】
本発明では、ＱＡＭ変調等の多値デジタル変調において位相と振幅を別々に処理する。位相を差動変調し、振幅をコヒーレント処理する。また、ＱＡＭ変調信号自体から、又は利用可能であればＰＳＫ信号に基づいて、各副搬送波におけるシンボルの振幅歪みを補正する。このように、ＱＡＭ変調信号等の不等間隔位相の多値信号の差動変調／復調を行うことによって、コヒーレントシステムのようにチャンネル見積を行うための複素等価器は必要なくなる。また、パイロット副搬送波が不要なので、帯域幅利用効率を向上させることができる。また、差動復調信号の周波数同期もより簡単にすることができ、送信機及び受信機の回路構成を従来の装置に比して簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭシステムの具体的な構成を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭシステムで用いるデータフレームの構造を示す図である。
【図３】差動位相符号化前後の１６ＱＡＭシンボルの信号点配置を示すである。
【図４】送信機の差動位相エンコーダの具体的な構成を示すブロック図である。
【図５】受信機の差動位相デコーダの具体的な構成を示すブロック図である。
【図６】ＡＷＧＮチャンネルとマルチパスチャンネルのそれぞれにおけるコヒーレント１６ＱＡＭ変調信号のＢＥＲ特性を示す図である。
【図７】マルチパスチャンネルにおける受信ＱＰＳＫ変調信号の信号点配置図である。
【図８】マルチパスチャンネルにおける受信１６ＱＡＭ変調信号の信号点配置図である。
【図９】差動位相復号化後の受信ＱＰＳＫ変調信号の信号点配置図である。
【図１０】差動位相復号化後の受信１６ＱＡＭ変調信号の信号点配置図である。
【図１１】ハードリミッタ後の受信ＱＰＳＫ変調信号の信号点配置図である。
【図１２】振幅補正後の受信１６ＱＡＭ変調信号の信号点配置図である。
【図１３】ＡＷＧＮチャンネルとマルチパスチャンネルのそれぞれにおける準差動１６ＱＡＭ変調信号のＢＥＲ特性を示す図である。
【図１４】ＡＷＧＮチャンネルにおけるコヒーレント及び準差動１６ＱＡＭ変調信号のＢＥＲ特性を比較して示す図である。
【図１５】マルチチャンネルにおけるコヒーレント及び準差動１６ＱＡＭ変調信号のＢＥＲ性能を比較して示す図である。
【符号の説明】
１０  送信機、１１  ＤＥＭＵＸ、１２  ＱＰＳＫ変調器、１３  １６ＱＡＭ変調器、１４  ＭＵＸ、１５  差動位相エンコーダ、１６  ヌルシンボル発生器、１７  ＭＵＸ、１８  ＩＦＦＴ、１９  ガードインターバル挿入器、２０  直交変調器、３０  受信機、３３  直交復調器、３４  時間同期回路、３５  ＦＦＴ、３６  ＤＥＭＵＸ、３７  未使用副搬送波除去回路、３８  差動位相デコーダ、３９  ＤＥＭＵＸ、４０  ハードリミッタ、４１  振幅移動平均化回路、４２  振幅補正器、４３  ＱＰＳＫ復調器、４４  １６ＱＡＭ復調器、４５  ＭＵＸ
【図１】
0004420505.tif 000003
【図２】
0004420505.tif 000004
【図３】
0004420505.tif 000005
【図４】
0004420505.tif 000006
【図５】
0004420505.tif 000007
【図６】
0004420505.tif 000008
【図７】
0004420505.tif 000009
【図８】
0004420505.tif 000010
【図９】
0004420505.tif 000011
【図１０】
0004420505.tif 000012
【図１１】
0004420505.tif 000013
【図１２】
0004420505.tif 000014
【図１３】
0004420505.tif 000015
【図１４】
0004420505.tif 000016
【図１５】
0004420505.tif 000017