(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流商用電源に接続された変圧器の位相差を有する複数の第１の出力巻線に接続された第１の三相半波制御整流回路と前記複数の第１の出力巻線の位相と予め定めた位相差を有する複数の第２の出力巻線に接続された第２の三相半波制御整流回路とを整流及び位相制御して直流電力を出力する直流アーク加工用電源制御方法において、三相交流商用電源の一相の相電圧の１周期内の予め定めた位相で同期パルス信号を発生し、この同期パルス信号の発生位置を起点とした前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔を有する複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の出力巻線の位相差の間隔を有する複数の第２の位相演算信号を算出し、前記複数の第１の位相演算信号に予め定めた初期点弧角αｓを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の位相演算信号に前記初期点弧角αｓを加算した複数の第２の位相演算信号を算出して、前記初期点弧角αｓを加算した第１の位相演算信号を第１の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御すると共に、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔと出力巻線の一相の相電圧を検出して実効値に変換した相電圧検出実効値Ｖｓとの関係式、Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｎから定まる演算点弧角αｎを算出し、前記複数の第１の位相演算信号に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の位相演算信号に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第２の位相演算信号を算出して、アーク始動後の最初の１周期は、前記初期点弧角αｓを加算した第１の位相演算信号を第１の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記演算点弧角αｎを加算した第１の位相演算信号を第１の３相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記演算点弧角αｎを加算した第２の位相演算信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御する直流アーク加工用電源制御方法。
【請求項２】
前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔が３０度、１５０度及び２７０度であり、前記複数の第２の出力巻線の位相差の間隔が９０度、２１０度及び３３０度であり、前記アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号の発生位置が、（３０＋αｎ）度、（１５０＋αｎ）度及び（２７０＋αｎ）度であり、複数の第２の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第２の位相演算信号の発生位置が、（９０＋αｎ）度、（２１０＋αｎ）度及び（３３０＋αｎ）度である請求項１記載の直流アーク加工用電源制御方法。
【請求項３】
三相交流商用電源に接続された変圧器の位相差を有する複数の第１の出力巻線に接続された第１の三相半波制御整流回路と前記複数の第１の出力巻線の位相と予め定めた位相差を有する複数の第２の出力巻線に接続された第２の三相半波制御整流回路とを整流及び位相制御して直流電力を出力する直流アーク加工用電源装置において、三相交流商用電源の一相の相電圧の１周期内の予め定めた位相で同期パルス信号を発生する同期パルス発生回路と、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔを設定する出力電圧調整器と、出力巻線の一相の相電圧を検出して実効値に変換した相電圧実効値検出信号を出力する相電圧検出回路と、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔと相電圧検出実効値Ｖｓとを入力して、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔ及び相電圧検出実効値Ｖｓ及び演算点弧角αｎの関係式、Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｎから定まる演算点弧角αｎを算出し、アーク始動後の最初の１周期の開始時に、この同期パルス信号の発生位置を起点とした前記複数の第１の出力巻線の各位相に予め定めた初期点弧角αｓを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の出力巻線の各位相に前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を算出し、アーク始動後の最初の１周期の終了時に、この同期パルス信号の発生位置を起点とした前記複数の第１の出力巻線の各位相に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の出力巻線の各位相に前記演算点弧角αｎを加算した第２の位相演算信号を算出する位相演算回路と、アーク始動後の最初の１周期は、前記初期点弧角αｓを加算した第１の位相演算信号を入力して複数の第１の点弧パルス信号を出力し、アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記演算点弧角αｎを加算した第１の位相演算信号を入力して複数の第１の点弧パルス信号を出力する第１の位相制御駆動回路と、アーク始動後の最初の１周期は、前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を入力して複数の第２の点弧パルス信号を出力し、アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記演算点弧角αｎを加算した第２の位相演算信号を入力して第２の点弧パルス信号を出力する第２の位相制御駆動回路と、前記複数の第１の点弧パルス信号を第１の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記複数の第２の点弧パルス信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御する直流アーク加工用電源装置。
【請求項４】
前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔が３０度、１５０度及び２７０度であり、複数の第２の出力巻線の位相差の間隔が９０度、２１０度及び３３０度であり、前記アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号の発生位置が、（３０＋αｎ）度、（１５０＋αｎ）度及び（２７０＋αｎ）度であり、複数の第２の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第２の位相演算信号の発生位置が、（９０＋αｎ）度、（２１０＋αｎ）度及び（３３０＋αｎ）度である請求項３記載の直流アーク加工用電源装置。
【請求項５】
第１の三相半波制御整流回路及び第２の三相半波制御整流回路が、相間リアクトル付き六相半波制御整流回路又は三相半波制御整流回路又は三相ブリッジ制御整流回路又は六相半波制御整流回路のいずれか１つである請求項４記載の直流アーク加工用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相交流商用電源の変動に対して、正常な位相制御ができる直流アーク加工用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アーク溶接に用いられる直流アーク加工用電源装置は、アーク溶接中に１／１００秒程度の周期で短絡とアークとが反復して繰り返されるので、きわめて優れた過度的な特性が要求される。このため、過度的な特性が良好で、しかも安定した出力が得られる方式として、シミュレート制御方式が一般的に採用されている。
【０００３】
図１０は、シミュレート制御方式を採用した通常の直流アーク加工用電源装置（以下、電源装置)の接続図である。同図において、アーク負荷用整流形電源回路（以下、アーク負荷電源回路という）１０１の入力端子Ｒ、Ｓ及びＴに図示していない３相交流商用電源が接続される。このアーク負荷電源回路１０１は相間リアクトル付六相半波整流回路で形成され、このアーク負荷電源回路１０１の出力は、消耗性電極給電用チップ１０３と被溶接物１０４との間で発生させるアークとしての負荷（以下、アーク負荷という）に供給される。モデル負荷用整流形電圧制御電源回路（以下、モデル負荷電源回路という）１０２は、直流リアクトルＬ２を直列に接続した三相半波整流回路で形成され、このモデル負荷電源回路１０２の出力は、アーク負荷の代わり予め定めた抵抗値のモデル負荷ＲＬに供給される。設定電圧回路１０５の設定出力電圧Ｅｓをサイリスタ点弧回路１０６ａ乃至１０６ｃに供給するとサイリスタ点弧回路１０６ａ乃至１０６ｃが出力信号をアーク負荷電源回路１０１及びモデル負荷電源回路１０２に供給する。
【０００４】
モデル負荷電源回路１０２の出力電圧、即ちモデル負荷ＲＬの端子電圧（以下、モデル負荷用出力電圧という）ＥＤ２は、モデル負荷電圧検出回路１０７を通して設定電圧回路１０５に帰還され、この電圧検出回路１０７の出力信号（以下、モデル負荷検出信号という）ｅｄ２と設定電圧回路１０５の出力信号との差の設定・検出差信号（Ｅｓ−ｅｄ２）によってユニジャンクショントランジスタＵＪＴより成るサイリスタ点弧回路１０６ａ、１０６ｂ及び１０６ｃを動作させる。上記の設定・検出差信号（Ｅｓ−ｅｄ２）によってモデル負荷電源回路１０２のサイリスタＳＣＲ１０７、ＳＣＲ１０８及びＳＣＲ１０９を順次点弧させるとともに、アーク負荷電源回路１０１のサイリスタＳＣＲ１０１乃至ＳＣＲ１０６を点弧させる。モデル負荷電源回路１０２はモデル負荷ＲＬ、設定電圧回路１０５、モデル負荷電圧検出回路１０７及びＵＪＴよりなる点弧回路１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃなどと一体になってフィードバックループ回路が形成される。アーク負荷電源回路１０１は、上記フィードバック回路の出力を後述するパルストランスＰＴ１乃至ＰＴ３から、入力された点弧信号によって、アーク負荷用出力ＥＤを制御する。
【０００５】
次に、サイリスタ点弧回路１０６ａについて説明する。サイリスタ点弧回路１０６ａはユニジャンクショントランジスタＵＪＴ１０１により発生したパルスをパルストランスＰＴ３を介してそれぞれのサイリスタＳＣＲ１０１、ＳＣＲ１０６及びＳＣＲ１０７に供給する。三相交流商用電源の電圧は、補助変圧器１０３及び整流器ＤＲ１０１、ＤＲ１０２から形成される同期用整流回路の出力電圧に変換される。三相交流商用電源の電圧の位相とユニジャンクショントランジスタＵＪＴ１０１のエミッタ・ベース間に接続されたコンデンサＣ１０１の充電開始の位相との同期は、上記の同期用整流回路の出力電圧を定電圧ダイオードＺＤ１０１でクリップした台形波電圧の電圧零の時刻で行う。この電圧零に同期した台形波電圧を通して設定・検出差信号（Ｅｓ−ｅｄ２）でコンデンサＣ１０１を充電され、コンデンサＣ１０１の端子電圧がユニジャンクショントランジスタＵＪＴ１０１の上記の電圧零に同期した台形波電圧で定まる点弧電圧Ｖｐに達した時にコンデンサＣ１０１に貯えられた電荷が、ＵＪＴ１０１のエミッタ・ベース及びパルストランスＰＴ３を通して瞬時に放電して点弧パルスが得られる。他の、サイリスタ点弧回路１０６ｂ、１０６ｃの動作も、上述サイリスタ点弧回路１０６ａと同一動作であるので説明を省略する。
【０００６】
図１１は相間リアクトル付六相半波整流回路方式における主変圧器の相電圧ＥＨとアーク負荷電源回路１０１の出力電圧（以下、アーク負荷用出力電圧という）ＥＤとの比（以下、出力電圧比という）であるＥＤ／ＥＨとサイリスタの点弧角（以下、点弧角という）αとの関係を示した線図である。整流回路の直流インダクタンスが十分に大きく出力電圧が連続の場合は図１１に示す１の曲線となる。また、直流インダクタンスがないとき、また、整流回路にフリ−ホイングダイオードを接続したときは、出力電圧が不連続となり、この場合は図１１に示す２の曲線となる。同様に、三相半波整流回路における出力電圧比ＥＤ／ＥＨと点弧角αとの関係は、直流インダクタンスが十分に大きい場合は図１１の曲線１であり、また、直流インダクタンスがないとき、または、整流回路にフリ−ホイング・ダイオ−ドを接続したときは、出力電圧が不連続となり、この場合は図１１に示す曲線３となる。
【０００７】
直流インダクタンスが十分に大きければ、相間リアクトル付六相半波整流回路においても、また、三相半波整流回路においても出力電圧比ＥＤ／ＥＨと点弧角αとの関係は、
ＥＤ／ＥＨ＝１．１７・ｃｏｓα  …  （１）
となり両者は同一となる。
【０００８】
また相間リアクトル付六相半波整流回路は２つの三相半波整流回路が相間リアクトルで結合されたものであるので、相間リアクトル付六相半波整流回路も三相半波整流回路もサイリスタの制御範囲は同じである。従って、アーク負荷電源回路１０１を２組の三相半波整流回路及び相間リアクトルＬ１から形成し、モデル負荷電源回路電源１０２を三相半波整流回路及び直流側のインダクタンスＬ２から形成すれば、相間リアクトル付六相半波整流回路で形成するよりも簡単で、しかも同一性能を得ることができる。
【０００９】
図１０において、アーク負荷電源回路１０１の直流出力側はインダクタンスＬ１を介してアーク負荷に接続されている。モデル負荷電源回路１０２の直流出力側に、インダクタンスＬ２を介して予め定めた抵抗値のモデル負荷ＲＬ及びその両端の電圧を検出するモデル負荷電圧検出回路１０７を接続する。
【００１０】
ダイオードＤＲ１０７、ＤＲ１０８、コンデンサＣ１０４及び抵抗器Ｒ１０４から成るセンタ−タップ整流回路と定電圧ダイオ−ドＺＤ１０４による定電圧回路と可変抵抗ＶＲ１とを組合せた設定電圧回路１０５の出力信号ＥＳとモデル負荷電圧検出回路１０７のモデル負荷検出信号ｅｄ２との差の設定・検出差信号（ＥＳ−ｅｄ２）を各三相ＵＪＴより成る点弧回路１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃに供給する。サイリスタ点弧回路１０６ａのパルス信号はパルストランスＰＴ３を介してアーク負荷電源回路１０１のＵ相のサイリスタＳＣＲ１０１のゲ−ト及びＵ１相のサイリスタＳＣＲ１０６のゲ−ト及びモデル負荷電源電源１０２のＳＣＲ１０７のゲ−トに供給する。サイリスタ点弧回路１０６ｂのパルス信号はパルストランスＰＴ２を介してアーク負荷電源回路１０１のＶ相のサイリスタＳＣＲ１０２のゲ−ト及びＶ１相のサイリスタＳＣＲ１０４のゲ−ト及びモデル負荷電源回路１０２のＳＣＲ１０８のゲ−トに供給する。サイリスタ点弧回路１０６ｃのパルス信号はパルストランスＰＴ１を介してアーク負荷電源回路１０１のＷ相のサイリスタＳＣＲ１０３のゲ−ト及びＷ１相のサイリスタＳＣＲ１０５のゲ−トに供給すると共にモデル負荷電源回路１０２のＳＣＲ１０９のゲ−トに供給する。
【００１１】
設定電圧回路１０５、モデル負荷電圧検出回路１０７及びサイリスタ点弧回路１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃによってフィ−ドバック回路が形成され、モデル負荷用出力電圧ＥＤ２が一定に保持されるように点弧角αとが制御されている。このモデル負荷用出力電圧ＥＤ２と点弧角αとの関係は、
ＥＤ２＝１．１７・ＥＴ・ｃｏｓα  …  （２）
（ＥＴ：モデル負荷変圧器の相電圧）
となる。次にアーク負荷電源回路１０１も、モデル負荷電源回路１０２の動作信号に対応した点弧パルスと同一位相の点弧パルスで点弧されるので、アーク負荷電源回路１０１の出力電圧ＥＤは、
ＥＤ＝１．１７・ＥＨ・ｃｏｓα  …  （３）
（ＥＨ：主変圧器の相電圧）
となり、（２）（３）式より、
ＥＤ＝（ＥＨ／ＥＴ）・ＥＤ２  …  （４）
となる。
【００１２】
上記（４）式より、電源電圧の変動があっても各出力電圧比ＥＨ／ＥＴは一定でありモデル負荷電源回路１０２の出力電圧ＥＤ２はフイ−ドバック制御により一定に制御されるので出力電圧ＥＤは電源電圧の変動による影響を受けなくなる。この図１０に示す従来装置は、点弧信号を得るために電源電圧の位相に同期させる３組の回路の部品が完全に一致しているとすれば、前述した［発明の属する技術分野］に記載した優れた特性をもつが、実際には３組の回路の部品を完全に一致させることが極めて困難であるために、下記の［発明が解決しようとする課題］がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図１０に示す従来装置においては、点弧信号を得るために電源電圧の位相に同期させる回路が３組必要となり、しかもこの３組の点弧回路は完全に部品の特性が一致していることが条件となり、装置が複雑で高価なものとなってしまう。さらにもし両者の間にわずかでも部品の特性上の差があれば同期点が両者の間でずれることになり、この結果、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相とＵ１相，Ｖ１相，Ｗ１相との間に位相制御角の差が生じることになり、出力に多くのリップルを含むことになるのみならず、負荷の分担が点弧位相の進んだ方に偏ることになり出力低下及び主サイリスタの過負荷による熱損を招くことになる。
【００１４】
フイードバック回路を形成するモデル負荷電源回路１０２は、アーク負荷電源電源１０１と完全に相似的に構成する必要がある。もし部品の特性が相似的に一致しないと、フイードバックループの制御系にずれが生じることになり、電源電圧、温度、その他の外乱の影響を受けて、安定なアーク負荷用出力電圧が得られなくなる。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、従来装置のモデル負荷電源回路を使用しないで、しかも完全に部品の特性を一致させなければならない３組の点弧回路も使用しないで、アーク加工中に電源電圧、温度、その他の外乱の影響を受けないように防止し、安定したアーク負荷用出力電圧によってアーク加工をする方法及びアーク加工電源装置を提供することにある。
【００１６】
本発明は、三相交流商用電源に接続された変圧器の位相差を有する複数の第１の出力巻線に接続された第１の三相半波制御整流回路と前記複数の第１の出力巻線の位相と予め定めた位相差を有する複数の第２の出力巻線に接続された第２の三相半波制御整流回路とを整流及び位相制御して直流電力を出力する直流アーク加工用電源制御方法において、
三相交流商用電源の一相の相電圧の１周期内の予め定めた位相で同期パルス信号を発生し、この同期パルス信号の発生位置を起点とした前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔を有する複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の出力巻線の位相差の間隔を有する複数の第２の位相演算信号を算出し、前記複数の第１の位相演算信号に予め定めた初期点弧角αｓを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の位相演算信号に前記初期点弧角αｓを加算した複数の第２の位相演算信号を算出して、前記初期点弧角αｓを加算した第１の位相演算信号を第１の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御すると共に、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔと出力巻線の一相の相電圧を検出して実効値に変換した相電圧検出実効値Ｖｓとの関係式、Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｎから定まる演算点弧角αｎを算出し、前記複数の第１の位相演算信号に演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の位相演算信号に演算点弧角αｎを加算した複数の第２の位相演算信号を算出して、アーク始動後の最初の１周期は、前記初期点弧角αｓを加算した第１の位相演算信号を第１の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記演算点弧角αｎを加算した第１の位相演算信号を第１の３相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記演算点弧角αｎを加算した第２の位相演算信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御する直流アーク加工用電源制御方法である。
【００１７】
第２の発明は、前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔が３０度、１５０度及び２７０度であり、前記複数の第２の出力巻線の位相差の間隔が９０度、２１０度及び３３０度であり、前記アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号の発生位置が、（３０＋αｎ）度、（１５０＋αｎ）度及び（２７０＋αｎ）度であり、複数の第２の出力巻線の位相差の間隔に点弧角αｋを加算した複数の第２の位相演算信号の発生位置が、（９０＋αｎ）度、（２１０＋αｎ）度及び（３３０＋αｎ）度である請求項１記載の直流アーク加工用電源制御方法である。
【００１８】
第３の発明は、三相交流商用電源に接続された変圧器の位相差を有する複数の第１の出力巻線に接続された第１の三相半波制御整流回路と前記複数の第１の出力巻線の位相と予め定めた位相差を有する複数の第２の出力巻線に接続された第２の三相半波制御整流回路とを整流及び位相制御して直流電力を出力する直流アーク加工用電源装置において、三相交流商用電源の一相の相電圧の１周期内の予め定めた位相で同期パルス信号を発生する同期パルス発生回路と、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔを設定する出力電圧調整器と、出力巻線の一相の相電圧を検出して実効値に変換した相電圧実効値検出信号を出力する相電圧検出回路と、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔと相電圧検出実効値Ｖｓとを入力して、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔ及び相電圧検出実効値Ｖｓ及び演算点弧角αｎの関係式、Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｎから定まる演算点弧角αｎを算出し、アーク始動後の最初の１周期の開始時に、この同期パルス信号の発生位置を起点とした前記複数の第１の出力巻線の各位相に予め定めた初期点弧角αｓを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の出力巻線の各位相に前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を算出し、アーク始動後の最初の１周期の終了時に、この同期パルス信号の発生位置を起点とした前記複数の第１の出力巻線の各位相に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号及び前記複数の第２の出力巻線の各位相に前記演算点弧角αｎを加算した第２の位相演算信号を算出する位相演算回路と、アーク始動後の最初の１周期は、前記初期点弧角αｓを加算した第１の位相演算信号を入力して複数の第１の点弧パルス信号を出力し、アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記演算点弧角αｎを加算した第１の位相演算信号を入力して複数の第１の点弧パルス信号を出力する第１の位相制御駆動回路と、アーク始動後の最初の１周期は、前記初期点弧角αｓを加算した第２の位相演算信号を入力して複数の第２の点弧パルス信号を出力し、アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記演算点弧角αｎを加算した第２の位相演算信号を入力して第２の点弧パルス信号を出力する第２の位相制御駆動回路と、前記複数の第１の点弧パルス信号を第１の三相半波制御整流回路に供給して位相制御し、前記複数の第２の点弧パルス信号を第２の三相半波制御整流回路に供給して位相制御する直流アーク加工用電源装置である。
【００１９】
第４の発明は、前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔が３０度、１５０度及び２７０度であり、複数の第２の出力巻線の位相差の間隔が９０度、２１０度及び３３０度であり、前記アーク始動後の２周期以後の各１周期は、前記複数の第１の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第１の位相演算信号の発生位置が、（３０＋αｎ）度、（１５０＋αｎ）度及び（２７０＋αｎ）度であり、複数の第２の出力巻線の位相差の間隔に前記演算点弧角αｎを加算した複数の第２の位相演算信号の発生位置が、（９０＋αｎ）度、（２１０＋αｎ）度及び（３３０＋αｎ）度である請求項３記載の直流アーク加工用電源装置である。
【００２０】
第５の発明は、第１の三相半波制御整流回路及び第２の三相半波制御整流回路が、相間リアクトル付き六相半波制御整流回路又は三相半波制御整流回路又は三相ブリッジ制御整流回路又は六相半波制御整流回路のいずれか１つである請求項４記載の直流アーク加工用電源装置である。
【００５６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態は、図１の電源装置接続図及び同接続図の位相演算回路７の動作を示すフローチャート図５乃至図９に示すように、三相交流商用電源に接続された変圧器の位相差を有する複数の第１の出力巻線１ａに接続された第１の三相半波制御整流回路１１と上記複数の第１の出力巻線１ａの位相と予め定めた位相差を有する複数の第２の出力巻線１ｂに接続された第２の三相半波制御整流回路１２とを整流及び位相制御して直流電力を出力する直流アーク加工用電源装置において、三相交流商用電源の一相の相電圧の１周期内の予め定めた位相で同期パルス信号Ｖａを発生する同期パルス発生回路４と、この同期パルス信号Ｖａの発生位置を起点とした上記複数の第１の出力巻線１ａの位相差の間隔を有する複数の第１の位相演算信号Ｖｂ及び上記複数の第２の出力巻線１ｂの位相差の間隔を有する複数の第２の位相演算信号Ｖｃを算出して、この複数の第１の位相演算信号Ｖｂに点弧角αｋを加算した複数の第１の位相演算信号Ｖｂ及び上記複数の第２の位相演算信号Ｖｃに点弧角αｋを加算した複数の第２の位相演算信号Ｖｃを算出する位相演算回路７と、点弧角αｋを加算した複数の第１の位相演算信号Ｖｂを入力して複数の第１の点弧パルス信号Ｖｆを出力する第１の位相制御駆動回路９及び点弧角αｋを加算した複数の第２の位相演算信号Ｖｃを入力して複数の第２の点弧パルス信号Ｖｇを出力する第２の位相制御駆動回路１０と、複数の第１の点弧パルス信号Ｖｆを第１の三相半波制御整流回路１１に供給して位相制御し、複数の第２の点弧パルス信号Ｖｇを第２の三相半波制御整流回路１２に供給して位相制御する直流アーク加工用電源装置である。
【００５７】
【実施例】
以下、図面を参照して本発明の直流アーク加工用電源制御方法及び電源装置について説明する。一方、従来技術と同一の機能の説明は省略する。
【００５８】
図１は、アーク加工作業に使用する本発明の直流アーク加工用電源装置の実施例を示す電源装置接続図である。
【００５９】
図１において、２は制御用変圧器であり、主変圧器１の一方の出力巻線１ａの一相と同相の電圧を発生する。この制御用変圧器２は、主変圧器１の鉄芯に補助巻線を設けてもよく、また小形の単相補助変圧器を用いてもよい。
【００６０】
同期パルス発生回路４は、後述する図２（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、制御用変圧器２から出力される入力電圧信号Ｖｉの零クロス点を検出し、その検出した零クロス点に同期した位相で同期パルス信号Ｖａを出力する。
【００６１】
中央演算処理装置（ＣＰＵ）を使用した位相演算回路７は、上記同期パルス信号Ｖａに同期させて動作を開始し、同期パルス信号Ｖａの立上がりの時刻ｔ＝ｔ１から予め定めた基準位相点弧角設定値を演算して、第１の位相演算信号Ｖｂと第２の位相演算信号Ｖｃとを出力する。
【００６２】
この予め定めた基準位相点弧角設定値とは、（３０゜＋αｎ）、（１５０゜＋αｎ）及び（２７０゜＋αｎ）の１組の第１の予め定めた位相点弧角設定値と（９０゜＋αｎ）、（２１０゜＋αｎ）及び（３３０゜＋αｎ）の別の１組の第２の予め定めた位相点弧角設定値をいい、前者の位相点弧角設定値を有する信号を第１の位相演算信号Ｖｂといい、後者の位相点弧角設定値を有する信号を第２の位相演算信号Ｖｃという。出力電圧調整器８は直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔを出力する。第１の位相制御駆動回路９は、図４に示す位相演算回路７の第１の位相演算信号Ｖｂを入力して三相交流商用電圧に正確に同期した第１の点弧パルス信号Ｖｆを発生する。第２の位相制御駆動回路１０は、第２の位相演算信号Ｖｃを入力して三相交流商用電圧に正確に同期した第２の点弧パルス信号Ｖｇを発生する。
【００６３】
非安定化電源回路３は、ブリッジダイオードＤ１と電解コンデンサＣ１及びＣ２で形成されており、プラス電源Ｖｃｃとマイナス電源Ｖｅｅを出力し、同期パルス発生回路４に供給する。第１の三相半波制御整流回路１１は、主変圧器１の第１の出力巻線１ａと第１の位相制御駆動回路９から出力される第１の点弧パルス信号Ｖｆによって制御されるサイリスタ２ａ乃至４ａとから形成され、また第２の三相半波制御整流回路１２は、主変圧器１の第２の出力巻線１ｂと第２の位相制御駆動回路１０の出力される第２の点弧パルス信号Ｖｇによって制御されるサイリスタ２ｂ乃至４ｂとから形成されている。
【００６４】
相間リアクトル１３は、出力巻線１ａの中性点と出力巻線１ｂの中性点の間に接続されている。これら２つの出力巻線１ａ及び１ｂは、相間リアクトル１３と共に二重星形相間リアクトル付制御整流回路を形成している。相電圧検出回路６は、出力巻線１ａの一相の相電圧を検出し、実効値に変換し、相電圧実効値検出信号Ｖｓを位相演算回路７に入力する。
【００６５】
図３は、図１に示す電源装置接続図の同期パルス発生回路４の実施例を示す同期パルス発生回路接続図ある。同期パルス発生回路４は、コンパレータＣＯＭＰ１、抵抗器Ｒ３、乃至Ｒ６及びダイオードＤ２からなる。
【００６６】
図４は、図１に示す電源装置接続図の第１の位相制御駆動回路９及び第２の位相制御駆動回路１０の実施例を示す位相制御駆動回路接続図である。第１の位相制御駆動回路９は、モノマルチバイブレータＭＭ１、トランジスタＴＲ１、抵抗器Ｒ７、Ｒ９及びパルストランスＰＴ１からなり、第２の位相制御駆動回路１０は、モノマルチバイブレータＭＭ２、トランジスタＴＲ２、抵抗器Ｒ８、Ｒ１０、及びパルストランスＰＴ２からなる。又、第１の位相制御駆動回路９のパルストランスＰＴ１の第１の点弧パルス信号Ｖｆは、図１のサイリスタ２ａ乃至４ａのゲートに供給され、また第２の位相制御駆動回路１０のパルストランスＰＴ２の第２の点弧パルス信号Ｖｇは、図１のサイリスタ２ｂ乃至４ｂのゲートに供給されてこれらのサイリスタを点弧する。
【００６７】
図２は、図１に示す電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１、図３及び図４に示した実施例の動作を図２のタイミング図によって説明する。図２（Ａ）は、図３に示すように、制御用変圧器２の出力を抵抗器Ｒ１及びＲ２によってコンパレータＣＯＭＰ１の入力レベルにレベル変換された入力電圧信号Ｖｉを示す。図２（Ｂ）は、図３に示すように、同期パルス発生回路４のコンパレータＣＯＭＰ１から出力される同期パルス信号Ｖａを示す。図２（Ｃ）は、図４に示すように、位相演算回路７の第１の位相演算信号Ｖｂを示し、図２（Ｄ）は位相演算回路７の第２の位相演算信号Ｖｃを示す。図２（Ｅ）は図４に示す第１の位相制御駆動回路９のモノマルチバイブレータＭＭ１の出力信号Ｖｄ（以下、ＭＭ１の出力信号という）を示し、図２（Ｆ）はパルストランスＰＴ１から出力された第１の点弧パルス信号Ｖｆを示す。図２（Ｇ）は図４に示す第２の位相制御駆動回路１０のモノマルチバイブレータＭＭ２の出力信号（以下、ＭＭ２の出力信号という）Ｖｅを示し、図２（Ｈ）はパルストランスＰＴ２から出力される第２の点弧パルス信号Ｖｇを示す。
【００６８】
図３の同期パルス発生回路４において抵抗器Ｒ３及びＲ４の抵抗値をそれぞれｒ３及びｒ４とし、
Ｖｒｅｆ＝（Ｖｃｃ―Ｖｅｅ）×ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）＝０Ｖ  …（１）式
の条件を満足するように抵抗器Ｒ３及びＲ４の抵抗値を設定してコンパレータＣＯＭＰ１の基準値Ｖｒｅｆを定める。図２（Ａ）に示す制御用変圧器２の出力電圧を抵抗器Ｒ１、Ｒ２によってレベル変換された入力電圧信号Ｖｉが同期パルス発生回路４のコンパレータＣＯＭＰ１に入力されると、コンパレータＣＯＭＰ１は入力電圧信号Ｖｉと基準値Ｖｒｅｆとを比較して零クロス点の位相ごとに図２（Ｂ）に示す同期パルス信号Ｖａを出力する。コンパレータＣＯＭＰ１は±１５Ｖで動作する両電源用コンパレータであり、抵抗器Ｒ５とダイオードＤ２とによってコンパレータＣＯＭＰ１の負出力をクランプする。
【００６９】
図１の位相演算回路７は、前述したように、同期パルス発生回路４が出力する同期パルス信号Ｖａと相電圧検出回路６が出力する相電圧実効値検出信号Ｖｓとを入力して、図２（Ｂ）に示す同期パルス信号Ｖａの立上がり位相角演算点ｔ＝ｔ１で後述する点弧角算出カウンタを始動して第１の位相演算信号Ｖｂ及び第２の位相演算信号Ｖｃを出力する。位相演算回路７の動作については後述する。
【００７０】
上記第１の位相演算信号Ｖｂが図４に示す第１の位相制御駆動回路９のモノマルチバイブレータＭＭ１に入力されると、モノマルチバイブレータＭＭ１は図２（Ｃ）に示す第１の位相演算信号Ｖｂの立上がり時刻ｔ＝ｔ１２で動作を開始して、図２（Ｅ）に示す予め定めたパルス幅（以下、計数位相角判定期間）ＴｍのＭＭ１の出力信号ＶｄをトランジスタＴＲ１に出力する。
【００７１】
トランジスタＴＲ１にＭＭ１の出力信号Ｖｄが入力されると、このＭＭ１の出力信号ＶｄがＨレベルとなっている計数位相角判定期間Ｔｍの間にトランジスタＴＲ１を導通させ、図２（Ｆ）に示す第１の点弧パルス信号Ｖｆが発生し、第１の三相半波制御整流回路１１の主サイリスタ２ａ乃至４ａを導通させる。上記点弧パルス信号Ｖｂ及びＶｃと計数位相角判定期間Ｔｍとの関係は、図６のフロチャートのステップ１６乃至ステップ３０で説明する。
【００７２】
第２の位相制御駆動回路１０及び第２の三相半波制御整流回路１２は、第１の位相制御駆動回路９及び第１の三相半波制御整流回路１１と同様なので動作の説明を省略する。
【００７３】
図５乃至図７は、図１に示す電源装置接続図の実施例１の位相演算回路７の動作を示すフローチャート１／３及び３／３である。
【００７４】
ステップ１において、割り込み周期時刻設定信号ΔＴａ、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔを読み込み、前回の同期パルス信号値Ｆ０に初期値１を代入する。
【００７５】
ステップ２００において、図２に示す、入力電圧信号Ｖｉの１周期（以下、入力電圧信号１周期という）Ｔａを演算するサブルーチンを開始する。このサブルーチンは、割り込み同期時刻設定値ΔＴａごとに発生させる。また割り込み信号Ｃｓごとに、ステップ２０３以後のステップが実効される。以下、図８を参照して入力電圧信号Ｖｉの１周期演算サブルーチンについて説明する。このサブルーチンで使用する入力電圧１周期カウンタＣは、前述した３相交流商用電源の１相の電圧をレベル変換した図２（Ａ）の入力電圧信号１周期Ｔａを算出するために、下記の同期パルス立ち上がり回数が２回目になるまで、割り込み信号Ｃｓの回数をカウントする。また同期パルス立上りカウンタＤは、図２（Ｂ）の同期パルス信号Ｖａの立上り回数をカウントする。ステップ２０１において、０を入力電圧１周期カウンタ（初期値）Ｃｓに代入し、０を同期パルス立上り回数カウンタＤに代入する。
【００７６】
ステップ２０２において、上記の割り込み周期時刻設定値ΔＴａごとに発生する割り込みを待つ。
【００７７】
同期パルス信号Ｖａは、図２（Ａ）の入力電圧信号Ｖｉの零クロス点ごとに発生する。今回の零クロス点をｔ＝ｔ０１とすると、ｔ＝ｔ０１の前の割り込み時の同期パルス信号Ｖａの信号値（以下、前回のカウント同期パルス信号値という）Ｆ０は０である。今回の割り込み時の同期パルス信号Ｖａの信号値（以下、今回のカウント同期パルス信号値という）Ｆ１は、ｔ＝ｔ０１の零クロス点での割り込み時に同期パルスが発生するので、１となる。ステップ２０３において、今回の同期パルス信号値Ｆ１を読込む。ステップ２０４において、Ｆ０＝０  ａｎｄ  Ｆ１＝１は、前回のカウンタ同期パルス信号値がＦ０＝０であって今回のカウンタ同期パルス信号値Ｆ１＝１のＡＮＤ条件を満たしたときに同期パルス信号Ｖａが立上がる。すなわち、図２（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ０１以前のとき、前回のカウンタ同期パルス信号値Ｆ０は０であり、ｔ＝ｔ０１の今回のカウンタ同期パルス信号値Ｆ１は１となるので、同期パルス信号Ｖａが立上がることを示す。上記のＡＮＤ条件を判定し、ＹＥＳならば２０５に進み、ＮＯならばステップ２０６に進む。
【００７８】
ステップ２０６において、同期パルス立上り回数カウンタのカウント値Ｄを判定し、１回もカウントしていないＤ＝０ならばステップ２０８に進む。このステップ２０８において、同期パルス信号Ｖａの今回の同期パルス信号値Ｆ１を前回の同期パルス信号値Ｆ０に代入して、ステップ２０２の割り込み発生にもどり、上述と同一処理を繰り返し、ステップ２０５に進む。
【００７９】
上記ステップ２０５において、ＡＮＤ条件がＹＥＳのときは、同期パルス信号Ｖａが立上がるので、同期パルス立上り回数カウンタＤに１を加算して、ステップ２０６に進む。ステップ２０６において、同期パルス立上り回数カウンタＤの値を判定し、今回の同期パルス立上り回数カウンタ値Ｄ＝１ならば、まだ入力電圧信号Ｖｉの１周期に達していないので、ステップ２０７に進み、ステップ２０７において、入力電圧１周期カウンタのカウンタ値Ｃｓに１を加算して、ステップ２０８に進んだ後、入力電圧信号１周期Ｔａの算出を継続する。
【００８０】
前述したステップ２０６において、同期パルス立上り回数カウンタのカウンタ値Ｄの値を判定し、すでに前回の同期パルス立上り回数１に今回の同期パルス立上り回数１が加算されたカウンタ値Ｄ＝２のときは、入力電圧信号Ｖｉの１周期に達したので、この入力電圧信号１周期の算出を完了して、ステップ２０９に進む。このステップ２０９において、入力電圧１周期カウンタのカウンタ値Ｃｓと割り込み周期時刻設定値ΔＴａとから入力電圧信号１周期初期値Ｔａを算出する。
【００８１】
ステップ２１０において、入力電圧１周期カウンタＣｓ及び同期パルス立上り回数カウンタＤを０にリセットして、ステップ２１１に進み、処理を終了し、ステップ３に進む。
【００８２】
再び図５を参照して説明をする。ステップ３において、ステップ１で読み込んだ割り込み周期時刻設定値ΔＴａとサブルーチンステップ２００で演算した入力電圧信号１周期初期値Ｔａとの比ΔＴａ／Ｔａに角度の１周期３６０°を乗算して、割り込み角度周期ΔＱｓを算出する。
【００８３】
ステップ４において、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔを読み込む。ステップ５において、図１の相電圧検出回路６から出力される相電圧実効値検出信号Ｖｓを読み込む。
【００８４】
ステップ６において初期点弧角αｓを読み込む。この初期点弧角αｓは溶接開始前に予め設定してもよいし、溶接開始直後からアークが安定するときは、ステップ４及びステップ５で読込んだ直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔ、及び予め定めた相電圧実効値検出信号Ｖｓとを使用して、Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｓの関係式から算出してもよい。
【００８５】
ステップ７において、今回の同期パルス信号値Ｆ１を読み込む。ステップ８において、前回の同期パルス信号値がＦ０＝０であって、今回の同期パルス信号値Ｆ１＝１のＡＮＤ条件を満たしたときに同期パルス信号Ｖａが立上がる。上記ＡＮＤ条件を判定して、ＹＥＳならば図６のステップ１０に進み、ＮＯならばステップ９に進む。このステップ９で今回の同期パルス信号値Ｆ１を前回の同期パルス信号値Ｆ０に代入し、ステップ７に戻り、ステップ８がＹＥＳになるまで上記を繰り返す。
【００８６】
続いて、図６を参照して説明する。ステップ１０において、ステップ１０がＹＥＳになると割り込みが発生しステップ１１に進み、ＮＯならばＹＥＳになるまで待機する。
【００８７】
ステップ１１において、今回の同期パルス信号値Ｆ１を読み込む。又、第１の位相演算信号Ｖｂ及び第２の位相演算信号ＶｃをＶｂ→０、Ｖｃ→０になるようにリセットして、ステップ１２に進む。ステップ１２において、同期パルス信号Ｖａが立上がりであるか判定して、ＮＯならば、ステップ１４に進み、ＹＥＳならば、ステップ１３に進む。
【００８８】
ステップ１３において、ステップ２０１乃至２１０で使用した入力電圧１周期カウントＣｓを後述する計数位相角Ｇ１を演算する点弧角算出カウンタＮにも使用し、この点弧角算出カウンタＮのカウンタ値（以下、点弧角算出カウンタ値という）ｎを０にリセットし、ステップ１４に進む。ステップ１４において、同期パルス信号Ｖａの今回の同期パルス信号値Ｆ１を前回の同期パルス信号値Ｆ０に代入する。ステップ１５において、割り込み角度周期ΔＱｓごとに発生する割り込み信号、すなわち、点弧角算出カウント値ｎに１を加算する。
【００８９】
ステップ１６において、点弧角算出カウント値ｎと割り込み角度周期ΔＱｓ（初期値）とを乗算して計数位相角Ｇ１を算出する。
【００９０】
以下、ステップ１８、２０、２２、２４、２６及び２８の各ステップに記載されているαｋは、初期点弧角又は演算点弧角であって、ｎ＝１のときは初期点弧角αｓであり、ｎ≧２のときは、前回の後述するステップ３４で算出した演算点弧αｎとなる。以下αｋ＝αｓとして説明する。
【００９１】
ステップ１８において、上記計数位相角Ｇ１は第１の予め定めた基準位相点弧角設定値の上限値（３０°＋αｓ）とこの上限値に割り込み角度周期ΔＱｓ以上の計数位相角裕度βを加算した上限基準位相点弧角（３０゜＋αｓ＋β）との間、すなわち（３０゜＋αｓ≦Ｇ１≦３０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＹＥＳならばステップ１９に進む。この計数位相角Ｇ１は連続した値でないので、図２で前述した計数位相角判定期間Ｔｍに、３６０°／Ｔａを乗算した計数位相角裕度βを持たせて判定する。以下、説明を簡単にするために、計数位相角Ｇ１が基準位相点弧角設定値に達したかどうかの判定の説明とする。
【００９２】
ステップ１９において、第１の位相演算信号Ｖｂに「有」の１を代入して、図７に示すステップ３０に進む。ステップ３０において、図２（Ｂ）に示す同期パルス信号Ｖａの立上がり位相演算基準点ｔ＝ｔ１から（３０゜＋αｓ）の位相差を有する図２（Ｃ）に示す第１の位相演算信号Ｖｂを出力して、ステップ３１に進む。
【００９３】
ステップ３１において、前述したＡＮＤ条件を判定して、ＮＯならばステップ１０の割り込み発生に戻りステップ１１に進む。以下、前述したようにステップ１１において、今回の同期パルス信号値Ｆ１を読み込む。又、第１の位相演算信号Ｖｂ及び第２の位相演算信号ＶｃをＶｂ→０、Ｖｃ→０になるようにリセットして、ステップ１２に進み、以下、次の入力電圧信号１周期の位相演算信号Ｖｂ及びＶｃの算出を継続する。ステップ１２において、同期パルス信号Ｖａが立上がるかどうかを、前述したＡＮＤ条件を判定して、ＮＯならば、ステップ１４に進む。
【００９４】
ステップ１４において、同期パルス信号Ｖａの今回の同期パルス信号値Ｆ１を前回の同期パルス信号値Ｆ０に代入する。ステップ１５において、点弧角算出カウント値ｎに１を加算する。ステップ１６において、点弧角算出カウント値ｎと割り込み角度周期ΔＱｓとを乗算して計数位相角Ｇ１を算出する。ステップ１８において、計数位相角Ｇ１が予め定めた基準位相点弧角設定値（３０゜＋αｓ≦Ｇ１≦３０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＮＯならばステップ２０に進む。ステップ２０において、計数位相角Ｇ１が予め定めた基準位相点弧角設定値（９０゜＋αｓ≦Ｇ１≦９０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＹＥＳならばステップ２１に進む。ステップ２１において、第２の位相演算信号Ｖｃに信号「有」の１を代入して、ステップ３０に進む。ステップ３０において、図２（Ｂ）に示す同期パルス信号Ｖａの立上がり位相角演算基準点ｔ１から正確に（９０゜＋αｓ）の位相差を有する図２（Ｄ）に示す第２の位相演算信号Ｖｃを出力して、ステップ３１に進む。
【００９５】
ステップ３１において、前述したＡＮＤ条件を判定して、ＮＯならばステップ１０の割り込み発生に戻りステップ１１に進む。以下、前述したステップ１１乃至ステップ１６を実行する。
【００９６】
次に、ステップ１８において、計数位相角Ｇ１が予め定めた基準位相点弧角設定値（３０゜＋αｓ≦Ｇ１≦３０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＮＯならばステップ２０に進む。ステップ２０において、計数位相角Ｇ１が予め定めた基準位相点弧角設定値（９０゜＋αｓ≦Ｇ１≦９０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＮＯならばステップ２２に進む。ステップ２２において、計数位相角Ｇ１が予め定めた基準位相点弧角設定値（１５０゜＋αｓ≦Ｇ１≦１５０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＹＥＳならばステップ２３に進む。ステップ２３において、第１の位相演算信号Ｖｂに信号「有」の１を代入して、ステップ３０に進む。ステップ３０において、図２（Ｂ）に示す同期パルス信号Ｖａの立上がり位相角演算基準点ｔ＝１から（１５０゜＋αｓ）の位相差を有する図２（Ｃ）に示す第１の位相演算信号Ｖｂを出力して、ステップ３１に進む。
【００９７】
以下、同様にしてステップ２４まで進み、ステップ２４において、計数位相角Ｇ１が予め定めた基準位相点弧角設定値（２１０゜＋αｓ≦Ｇ１≦２１０゜＋αｓ＋β）の範囲に達したかどうかを判断して、ＹＥＳならばステップ２５に進む。ステップ２５において、第２の位相演算信号Ｖｃに信号「有」の１を代入して、ステップ３０に進む。ステップ３０において、図２（Ｂ）に示す同期パルス信号Ｖａの立上がり位相角演算基準点ｔ＝ｔ１から（２１０゜＋αｓ）の位相差を有する図２（Ｃ）に示す第２の位相演算信号Ｖｃを出力して、ステップ３１に進む。
【００９８】
以下、同様にして、ステップ２６乃至ステップ２９を実行する。
【００９９】
ステップ３１において、前述したＡＮＤ条件を判定して、ＹＥＳならばステップ３２に進む。ステップ３２において、図１の出力電圧調整器８で設定した直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔを読み込み、次にステップ３３において、図１の相電圧検出回路６から相電圧実効値検出信号Ｖｓを読み込む。
【０１００】
ステップ３４において、Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｎの関係式より演算点弧角αｎを算出して、図２に示す次回の位相角演算基準点ｔ＝ｔ３から演算する。
【０１０１】
図６のステップ１８、２０、２２、２４、２６及び２８の初期設定点弧角αｓの代わりに演算点弧角αｎを代入して、それぞれの基準位相点弧角設定値を定める。ステップ３４で記載した関係式において、三相交流商用電源電圧が低下して相電圧実効値検出信号Ｖｓが低下すると、直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔが一定値であるので、演算点弧角αｎが大となり、点弧角を大にして出力電圧を増加させるので、出力端子１４、１５間の直流出力電圧平均値Ｖｏを一定にすることができる。
【０１０２】
ステップ３５において、溶接終了かを判定して、ＹＥＳならば終了する。なおＮＯならばステップ１０の割り込み処理に戻りステップ１１に進み、ステップ１１以後は前述に説明した動作を繰り返すので説明は省略する。
【０１０３】
実施例１の図８のフローチャートでは、ステップ２０９で入力電圧１周期初期値Ｔａを算出して処理を終了している。したがって、実施例１では、この算出した入力電圧１周期初期値Ｔａが図５のステップ３で使用され、図７のステップ３５の溶接終了まで同じ入力電圧１周期初期値Ｔａが継続して使用されている。これに対して、実施例２の図９のフローチャートでは、ステップ３０４において、同期パルス立上り回数カウンタのカウンタ値のＤ＝２と判定されたときにステップ３０６及びステップ３０７で入力電圧１周期カウンタＣの入力電圧１周期カウンタ修正値Ｃｎを計測して、割り込み周期時刻設定値ΔＴａと乗算して入力電圧１周期修正値Ｔｎを算出し、ステップ３０７で、割り込み角度周期修正値ΔＱｎを算出する。この修正値ΔＱｎを図６のステップ１６の割り込み角度周期初期値ΔＱｓに置き換える。このように置き換えることにより、溶接中に入力電圧信号１周期が変動しても、１周期遅れで直流出力電圧平均値Ｖｏを追従させることができる。
【０１０４】
（実施例２）図９は、本発明の直流アーク加工用電源制御方法を実施する電源装置の位相演算回路７の実施例２の動作を示すフローチャートである。図５乃至図７及び図８に示したフローチャートと同一機能を実施しているステップに同符号を付して説明を省略する。以下、前述のフローチャートと異なる機能について説明する。
【０１０５】
ステップ３０１において、今回の同期パルス信号値Ｆ１を読込む。ステップ３０２において、前述したＡＮＤ条件を判定し、ＹＥＳならば３０３に進み、ＮＯならばステップ３０４に進む。
【０１０６】
ステップ３０４において、前述した図８のステップ２０６の動作と同様に、同期パルス立上り回数カウンタ値Ｄの値を判定し、１回カウントしていないＤ＝０ならばステップ３０９に進み、同期パルス信号Ｖａの今回の同期パルス信号値Ｆ１を前回の同期パルス信号値Ｆ０に代入して、図６のステップ１０の割り込み発生にもどり、上述と同一処理を繰り返しながら、ステップ３０１に進む。ステップ３０１において、今回の同期パルス信号値Ｆ１を読込む。
【０１０７】
ステップ３０２において、前述したＡＮＤ条件を判定し、ＹＥＳならばステップ３０３に進み、ステップ３０３において、同期パルス立上がりカウンタＤに１を加算して、ステップ３０４に進む。ステップ３０４において、同期パルス立上りカウンタ値Ｄの値を判定し、Ｄ＝１ならばステップ３０５に進む。ステップ３０５において、入力電圧１周期カウンタ値修正値Ｃｎに１を加算して、ステップ３５に進む。ステップ３５において、溶接終了かを判定して、ＮＯならばステップ３０９に進む。
【０１０８】
ステップ３０９において、図８のステップ２０８と同様に動作して、図６のステップ１０の割り込み発生にもどり、上述と同一処理を繰り返しながら、ステップ３０１に進む。ステップ３０１において、同期パルス信号値Ｆ１を読込む。ステップ３０２において、前述したＡＮＤ条件を判定し、ＹＥＳならばステップ３０３に進み、ステップ３０３において、同期パルス立上りカウンタ値Ｄに１を加算して、ステップ３０４に進む。ステップ３０４において、入力電圧１周期カウンタ値Ｄを判定し、Ｄ＝２ならば、ステップ３０６に進む。ステップ３０６において、図８のステップ２０９と同様に入力電圧１周期カウント修正値Ｃｎと割り込み周期時刻設定値ΔＴａから入力電圧信号１周期修正値Ｔｎを算出し、ステップ３０７において、このＴｎとの比ΔＴａ／Ｔｎに角度の一周期３６０°を乗算して、割り込み角度周期修正値ΔＱｎを算出し、図６のステップ１６の割り込み角度周期初期値ΔＱｓの代わりに割り込み角度周期修正値ΔＱｎを代入する。
【０１０９】
ステップ３０８において、入力電圧１周期カウンタ値Ｃｎを０にリセットし、又、同期パルス立上りカウンタ値Ｄを０にリセットし、ステップ３５に進む。ステップ３５において、溶接終了かを判定して、ＹＥＳならば終了し、ＮＯならばステップ３０９に進む。
【０１１０】
ステップ３０９以後においては、上述に説明した動作と同じ処理繰り返す。
【０１１１】
以上のとおり、図１の電源装置において、第１の三相半波制御整流回路１１と第２の三相半波制御整流回路１２の点弧角は、位相演算回路７の演算によって定まるものであるから、部品バラッキを考慮する必要がなく、従来必要とされていた位相の調整が不要となる。
【０１１２】
なお、前述した図１の実施例では二重星形相間リアクトル付制御整流回路を使用しているが、この回路に限らず三相半波整流回路、三相純ブリッジ整流回路、及び六相半波整流回路等に対しても、本発明は適用可能である。
【０１１３】
【発明の効果】
（１）本発明の直流アーク加工用電源制御方法及び電源装置では、三相交流商用電源の一相の相電圧を検出して、その検出した相電圧実効値検出信号Ｖｓと直流出力平均電圧設定値Ｖｓｅｔと演算点弧角αｎとの関係式Ｖｓｅｔ＝１．１７・Ｖｓ・ｃｏｓαｎから演算点弧角αｎを予め定めた周期（例えば、割り込み周期時刻設定値ΔＴａ）ごとに演算して演算点弧角αｎを修正するので、出力端子１４、１５間の直流出力平均電圧値Ｖｏを一定値にすることができるので、非常に安定したアーク溶接が可能となる。（２）また中央演算処理装置（ＣＰＵ）を使用して点弧角を演算して出力する方式であるので、従来の部品の組み合わせで発生させる方式と比較して回路構成が非常に簡単になると共に部品バラッキによって第１の三相半波制御整流回路の第１の位相演算信号Ｖｂと第２の三相半波制御整流回路の第２の位相演算信号Ｖｃの各点弧角の誤差が非常に小さくなる。この結果、出力に含まれるリップルが小さくなる。（３）実施例２の発明では、三相交流商用電源の入力電圧信号１周期Ｔｎを割り込み周期時刻設定値ΔＴａと入力電圧１周期カウンタ修正値Ｃｎとの積から入力電圧信号１周期ごとに演算して毎回算出し、この１周期Ｔｎを使用して位相演算信号Ｖｂ及びＶｃを発生しているので、三相交流商用電源の周波数５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに対応させるための切り替えが不要になる。又、エンジン発電機のように出力電源の周波数及び出力電圧が常に変動する電源に対しても、正確な位相制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直流アーク加工用電源制御方法を実施する電源装置の実施例を示す電源装置接続図である。
【図２】図１に示す電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】図１に示す電源装置接続図の同期パルス発生回路４の実施例を示す同期パルス発生回路接続図である。
【図４】図１に示す電源装置接続図の第１の位相制御駆動回路９及び第２の位相制御駆動回路１０の実施例を示す位相制御回路接続図である。
【図５】図５は、図１に示す電源装置接続図の実施例１の位相演算回路７の動作を示す位相演算処理フローチャート１／３である。
【図６】図６は、図５に示す位相演算処理フローチャート１／３の続きの位相演算処理フローチャート２／３である。
【図７】図７は、図５に示す位相演算処理フローチャート１／３の続きの位相演算処理フローチャート３／３である。
【図８】図８は、図５に示す位相演算処理フローチャート１／３のサブルーチン処理フローチャートである。
【図９】図９は、直流アーク加工用電源制御方法を実施する電源装置の位相演算回路７の実施例２の動作を示すフローチャートである。
【図１０】図１０は、シミュレート制御方式を使用している従来技術及び本発明に適用する直流アーク加工用電源装置の接続図である。
【図１１】図１１は、相間リアクトル付六相半波整流回路方式における主変圧器の相電圧ＥＨと出力平均電圧ＥＤとの比、ＥＤ／ＥＨ（出力電圧比）と点弧角αとの関係を示した線図である。
【符号の説明】
１                主変圧器
１ａ              出力巻線
１ｂ              出力巻線
２                制御用変圧器
２ａ              サイリスタ
３ａ              サイリスタ
４ａ              サイリスタ
２ｂ              サイリスタ
３ｂ              サイリスタ
４ｂ              サイリスタ
３                非安定化電源回路
４                同期パルス発生回路
６                相電圧検出回路
７                位相演算回路
８                出力電圧調整器
９                第１の位相制御駆動回路
１０              第２の位相制御駆動回路
１１              第１の三相半波制御整流回路
１２              第２の三相半波制御整流回路
１３              相関リアクトル
１４              出力端子
１５              出力端子
１６              相電圧検出回路
１０１            アーク負荷電源回路
１０２            モデル負荷電源回路
１０３            給電用チップ
１０４            被溶接物
１０５            設定電圧回路
１０６ａ          サイリスタ点弧回路
１０６ｂ          サイリスタ点弧回路
１０６ｃ          サイリスタ点弧回路
１０７            モデル負荷電圧検出回路
Ｃ                入力電圧１周期カウンタ
Ｃｓ              入力電圧１周期カウンタ（初期値）
Ｃｎ              入力電圧１周期カウンタ（修正値）
Ｄ                同期パルス立上り回数カウンタのカウンタ値
ＥＤ              アーク負荷用出力電圧
ＥＤ２            モデル負荷用出力電圧
ＥＨ              主変圧器の相電圧
ＥＤ／ＥＨ        出力電圧比
ＥＳ              設定電圧回路１０５の出力信号
ＥＴ              モデル負荷変圧器の相電圧
Ｅｓ−ｅｄ２      設定・検出差信号
ｅｄ２            モデル負荷検出信号
Ｆ０              前回の同期パルス信号値
Ｆ１              今回の同期パルス信号値
Ｇ１              計数位相角（ｎ・ΔＱｓ及びｎ・ΔＱｎ）
Ｎ                点弧角算出カウンタ
ｎ                点弧角算出カウンタ値
Ｔａ              入力電圧信号１周期初期値（Ｃｓ・ΔＴａ）
Ｔｎ              入力電圧信号１周期修正値（Ｃｎ・ΔＴａ）
ΔＴａ            割り込み周期時刻設定値
Ｔｍ              モノマルチ出力信号パルス幅計数位相角判定期間
Ｖａ              同期パルス信号
Ｖｂ              第１の位相演算信号
Ｖｃ              第２の位相演算信号
Ｖｄ              モノマルチバイブレータＭＭ１の出力信号
Ｖｅ              モノマルチバイブレータＭＭ２の出力信号
Ｖｆ              第１の点弧パルス信号
Ｖｇ              第２の点弧パルス信号
Ｖｉ              入力電圧信号
Ｖｉｎ            入力電圧
Ｖｉｎ１          入力電圧検出信号
Ｖｓｅｔ          直流出力平均電圧設定値
Ｖｓ              相電圧実効値検出信号／相電圧検出実効値
Ｖｏ              直流出力平均電圧値
β                計数位相角判定裕度
α                従来装置の設定点弧角
αｋ              点弧角
αｓ              初期点弧角
αｎ              演算点弧角
ｔ１              位相角演算基準点
ｔ２、ｔ４        前回の同期パルス信号値Ｆ０＝１で今回の同期パルス信号値Ｆ１＝０となる時刻
ｔ３              次回の位相角演算基準点（Ｆ０＝０  ＡＮＤ  Ｆ１＝１）
ｔ１２            第１の位相演算信号Ｖｂの立上り時刻
ΔＱｓ            割り込み角度周期（初期値）
ΔＱｎ            割り込み角度周期（修正値）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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