(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の方向にＮ個、第２の方向にＭ個がアレイ状に配置されたＮ×Ｍ個のアンテナ素子と、
上記各アンテナ素子に接続され、それぞれ実数の係数を有する乗算器とを有し、上記各アンテナ素子は、上記第１と第２の方向にそれぞれｄ1 とｄ2 の間隔で配置され、各アンテナ素子の係数はＣnmであり、到来信号の方向角をθ、角周波数をω、伝播速度をｃとし、二つの変数ｖとｕをｖ＝ωｄ1sinθ/c、ｕ＝ωｄ2cosθ/cと定義すると、上記アレイアンテナの応答が次のように与えられ、
0004569015.tif 000030
ビームパターンの所定の角度と所定の周波数帯域の中心周波数に応じて、ｕ−ｖ平面に点（ｕ0l，ｖ0l）を適宜選択すると、補助ベクトルＢ＝〔ｂ1 ，ｂ2 ，．．．，ｂL 〕（Ｌ＜＜Ｎ×Ｍ）が計算でき、周波数に依存するＧａの利得を有する上記各アンテナ素子にそれぞれ対応する上記乗算器の係数Ｃnmは、次のように計算される
0004569015.tif 000031
広帯域アレイアンテナ。
【請求項２】
上記各アンテナ素子は、周波数に依存する等しい利得を有する
請求項１記載の広帯域アレイアンテナ。
【請求項３】
上記各アンテナ素子の上記利得は、上記中心周波数を含む所定の周波数帯域及び所定の角度において所定の値を有する
請求項１記載の広帯域アレイアンテナ。
【請求項４】
上記各乗算器からの出力信号を加算する加算器をさらに有する
請求項１記載の広帯域アレイアンテナ。
【請求項５】
送信される信号が上記各乗算器に入力され、上記各乗算器の出力信号がそれぞれ対応するアンテナ素子に供給される
請求項１記載の広帯域アレイアンテナ。
【請求項６】
上記補助ベクトルＢを計算するために上記ｕ−ｖ平面で選択された点（ｕ0l，ｖ0l）は、上記ｕ−ｖ平面において対称に配置されている
請求項１記載の広帯域アレイアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域アレイアンテナ、特に広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）通信方式を利用する移動通信システムの性能を向上させる広帯域アレイアンテナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信システムの基地局に適用されるスマートアンテナ技術は、ＷＣＤＭＡシステムにおいて空間フィルタリングを用いることでシステムの性能を大きく改善できる。比較的低い分数帯域を有する広帯域ビームフォーミングはこのようなシステムに適用される。
最近商用無線通信システムにおけるデータ転送の発展ぶりは、スマートアンテナの実用化を促進している。スマートアンテナの設計における主要なアプローチは適合型ヌルステアリング、フェーズドアレイ及びビーム切り替えである。前の二つのシステムの広帯域化応用、例えば、ＷＣＤＭＡの実現は高い実施コストと複雑性を要求する。広帯域アレイの各ブランチ上の、有限インパルス応答（ＦＩＲ）または無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタは各アンテナ素子に周波数に応じて変化する位相応答をもたらす。これはある所定の伝搬距離に対して低周波信号成分は少ない位相変動を持つが、高周波信号成分が同じ距離を伝搬するには位相変動が大きいという事実を補償する。
【０００３】
これまでの文献には、種々の広帯域ビームフォーミングネットワークがすでに提案されていた。これらの提案方式には、従来の広帯域ビームフォーマーの構造、即ち、複数のアンテナ素子がそれぞれ時間処理用ディジタルフィルタに接続された構造が取り入れられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の広帯域アレイはビームフォーミングネットワークにおいてタップ付き遅延線による時間処理を行うという問題があった。提案されている幾つかの広帯域アレイアンテナでは、タップの数が非常に多いため、時間処理はなかり複雑になる。最近提案されている広帯域ビームフォーマにおいて、線形アレイの矩形型配置によりたて型アレイのビームパターンの分解能の向上が得られるが、その設計方法ではマイクロストリップ技術を用いるときのみに製造できるアンテナ素子を多数必要とする。
【０００５】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、移動通信システムにおけるＲＦ（Radio Frequency ）信号の送受信を行い、構造が簡単であり、かつ将来のＷＣＤＭＡ応用に互換性のある周波数帯域を持つ広帯域アレイアンテナを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は第１の方向にＮ個、第２の方向にＭ個がアレイ状に配置されたＮ×Ｍ個のアンテナ素子と、上記各アンテナ素子に接続され、それぞれ実数の係数を有する乗算器とを有し、上記各アンテナ素子は、上記第１と第２の方向にそれぞれｄ1 とｄ2 の間隔で配置され、各アンテナ素子の係数はＣnmであり、到来信号の方向角をθ、角周波数をω、伝播速度をｃとし、二つの変数ｖとｕをｖ＝ωｄ1sinθ/c、ｕ＝ωｄ2cosθ/cと定義すると、上記アレイアンテナの応答が次のように与えられ、
0004569015.tif 000002
ビームパターンの所定の角度と所定の周波数帯域の中心周波数に応じて、ｕ−ｖ平面に点（ｕ0l，ｖ0l）を適宜選択すると、補助ベクトルＢ＝〔ｂ1 ，ｂ2 ，．．．，ｂL 〕（Ｌ＜＜Ｎ×Ｍ）が計算でき、周波数に依存するＧａの利得を有する上記各アンテナ素子にそれぞれ対応する上記乗算器の係数Ｃnmは、次のように計算される。
0004569015.tif 000003
【０００７】
また、本発明の広帯域アレイアンテナでは、好適には、上記各アンテナ素子は周波数に依存する等しい利得を有する。
【０００８】
また、本発明の広帯域アレイアンテナでは、好適には、上記各アンテナ素子の上記利得は、上記中心周波数を含む所定の周波数帯域及び所定の角度において所定の値を有する。
【０００９】
また、本発明の広帯域アレイアンテナでは、好適には、上記各乗算器からの出力信号を加算する加算器をさらに有する。
【００１０】
また、本発明では、好適には、送信される信号が上記各乗算器に入力され、上記各乗算器の出力信号がそれぞれ対応するアンテナ素子に供給される。
【００１１】
さらに、本発明では、好適には、上記補助ベクトルＢを計算するために上記ｕ−ｖ平面で選択された点（ｕ0l，ｖ0l）は、上記ｕ−ｖ平面において対称に配置されている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る広帯域アレイアンテナの一実施形態であり、その簡略化した構造を示している。図示のように、本実施形態の広帯域アレイアンテナは、Ｎ×Ｍ個のアンテナ素子Ｅ（１，１），…，Ｅ（１，Ｍ），…，Ｅ（Ｎ，１），…，Ｅ（Ｎ，Ｍ）によって構成されている。ここで、各アンテナ素子は周波数に依存し、かつすべてのアンテナ素子において等しい利得を持つと仮定する。到来信号の方向は、方位角度θと仰角βによって決まる。実際に多くの場合と同様、基地局のアンテナアレイに対して到来信号の仰角がほとんど定数であると仮定する。ここで、一般性を失せず仰角βをβ＝９０度と考える。ＮとＭ方向における素子間の間隔はそれぞれｄ1 とｄ2 である。
【００１３】
素子Ｅ（ｎ，ｍ）における到来信号の位相を考察するために、素子Ｅ（１，１）を位相基準点とし、当該位相基準点の到来信号の位相を０とする。この仮定によって素子Ｅ（ｎ，ｍ）における信号の位相が次式によって与えられる。
【００１４】
【数１】
0004569015.tif 000004
【００１５】
ここで、ｌ≦ｎ≦Ｎ、かつｌ≦ｍ≦Ｍである。式（１）において、θは到来角度（ＡＯＡ）であり、ω＝２πｆは角周波数、ｃは信号の伝搬速度である。
【００１６】
なお、仰角βが一定であるが必ずしもほぼ９０度でない場合、ｄ1 とｄ2 をそれぞれｄ1 ｓｉｎβとｄ2 ｃｏｓβに置き換える必要があり、これらはほぼ一定の仰角を有する環境においては、実質的にアレイ素子間の有効な距離である。
【００１７】
本実施形態のアレイアンテナにおいて、従来の広帯域アレイアンテナと異なり、各アンテナ素子はそれぞれただ一つの実数係数Ｃnmを持つ乗算器に接続されている。従って、周波数及び角度に対してアレイの応答は次のように書かれる。
【００１８】
【数２】
0004569015.tif 000005
【００１９】
式（２）において、Ｇa （ω）は周波数に依存するアンテナ素子の利得を示す。ここで、便宜上二つの新しい変数ｖとｕをそれぞれ次のように定義する。
【００２０】
【数３】
0004569015.tif 000006
【００２１】
【数４】
0004569015.tif 000007
【００２２】
式（３）と（４）を式（２）に代入すると、次式が得られる。
【００２３】
【数５】
0004569015.tif 000008
【００２４】
わずかな違いを有するが、式（５）はｕ−ｖ平面における２次元の周波数応答を示している。図２に示すように、座標ｕとｖは、−πから＋πの範囲内に限られている。これは、例えば、変数ｕを次のように書けるからである。
【００２５】
【数６】
0004569015.tif 000009
【００２６】
なお、良好な相関関係を持つアレイアンテナシステムにとって、ｄ1 ，ｄ2 ＜λmin ／２＝１／２ｆmax であることが要求される。ここで、λmin は最小波長で、ｆmax はそれに対応する最大周波数である。また、式（６）は変数ｖに対しても成立する。
【００２７】
式（３）と（４）によれば、次式が得られる。
【００２８】
【数７】
0004569015.tif 000010
【００２９】
特例としてｄ1 ＝ｄ2 の場合、θとφが等しくなり、もしそうでなければφは次式によって与えられる。
【００３０】
【数８】
0004569015.tif 000011
【００３１】
さらに、次の式が与えられる。
【００３２】
【数９】
0004569015.tif 000012
【００３３】
式（９）は、ｕ−ｖ平面においてｕ＝ｖ＝０を中心とする楕円を表している。
特例としてｄ1 ＝ｄ2 ＝ｄの場合、式（９）は次のように書ける。
【００３４】
【数１０】
0004569015.tif 000013
【００３５】
式（１０）は、半径ωｄ／ｃの円を表している。
式（８）と式（９）はそれぞれｕ−ｖ平面における固定の角度と固定の周波数の軌跡を示している。
【００３６】
図３と図４はそれぞれ式（８）及び式（９）に応じて所定の角度θ及び所定の角周波数ωを表す二つの軌跡を示す図である。二つの軌跡をそれぞれ図３と図４に描くことは、本実施形態のアレイアンテナにおける広帯域のビームフォーミングの角度と周波数特性を決定するには有益である。
【００３７】
ここで、アレイアンテナシステムはθ＝θ0 、中心周波数ω＝ω0 となるように設計されると仮定する。ｕ−ｖ平面において要求される点の配置を表すプロットは図５によって示されている。この配置はφ0 ＝ｔａｎ-1（ｄ1 ｔａｎθ0 ／ｄ2 ）、かつｒl ＜ｒ＜ｒh によって制限される。ここで、ｒl とｒh はそれぞれ次のように与えられる。
【００３８】
【数１１】
0004569015.tif 000014
【００３９】
ｕ−ｖ平面の原点に対する軌跡の対称性は各アンテナ素子に対応する乗算器の係数Ｃnmを実数であることをもたらす。理想的な広帯域システムにおいて、関数Ｈ（ｕ，ｖ）の理想的な値は次のように定められる。
【００４０】
【数１２】
0004569015.tif 000015
【００４１】
例えば、各素子が周波数区間ωl ＜ω＜ωh において帯域通過特性Ｇa （ω）を持つとすると、Ｇa -1（ω）は逆の特性、即ち、同じ周波数帯域において帯域減衰特性を持つ。このようなｕ−ｖ平面における利得値の簡単な変更はアンテナ素子の望まぬ特性を補正可能にする。
【００４２】
実際のアルゴリズムでは理想の事例をそのまま適用できないことが明らかである。このため本実施形態のアレイアンテナシステムにおいて、係数Ｃnmを決定する方法が考案される。以下、各アンテナ素子に接続されている乗算器の係数Ｃnmの決定方法について詳しく説明する。
【００４３】
乗算器を設計するにあたって、実施困難であるｕ−ｖ平面上のすべての点を制御する方法に代わって、この平面におけるＬ個の点について考える。これらのＬ個の点は、ｕ−ｖ平面において原点を除いて対称に配置されるので、Ｌは偶数であると考えられる。次のように、二つのベクトルが定義される。
【００４４】
【数１３】
0004569015.tif 000016
【００４５】
【数１４】
0004569015.tif 000017
【００４６】
式（１３）と（１４）において、肩文字Ｔは転置を表す。ベクトルＨ0 の要素はｕ−ｖ平面の原点に対して対称になる任意の二つの組（ｕ0l，ｖ0l）に対して等しい値を持つ。ここで、ｌ＝１，２，…，Ｌである。これに加えて、これらの点は式（１２）に示すように周波数依存性の素子を考える。ベクトルＢは補助ベクトルであり、設計の過程で計算される。
【００４７】
ここで、Ｈ（ｕ，ｖ）が二つの基本的な多項式の積と仮定すると、加重合計の結果は次のようになる。
【００４８】
【数１５】
0004569015.tif 000018
【００４９】
実質上このような形を持つＨ（ｕ，ｖ）によって、Ｎ×Ｍ個の方程式を持つ複雑なシステムからＮ×Ｍ個の係数Ｃnmを直接計算するという問題がＬ個の方程式を解く新しい問題に簡素化される。これは、通常ＬはＬ＜＜Ｎ×Ｍとなるように選択されているからである。本実施形態のビームフォーミング方式の最終的なタスクはｂl から各乗算器の係数Ｃnmを求めることになる。
【００５０】
式（１４）を書き直すと、ｂl と係数Ｃnmとの関係は次のように与えられる。
【００５１】
【数１６】
0004569015.tif 000019
【００５２】
式（５）と比べて、また、式（２）を用いると、係数Ｃnmが次のように与えられる。
【００５３】
【数１７】
0004569015.tif 000020
【００５４】
即ち、ベクトルＢを計算したあと、式（１７）によって係数Ｃnmが求められる。なお、Ｇa -1は周波数の関数であり、従ってｕ0lとｖ0lの値に応じて変化する。式（１５）からベクトルＢを計算することはさほど困難ではない。要素｛ａkl｝（ｌ≦ｋ，ｌ≦Ｌ）を持つＬ×ＬのマトリックスＡを次のように定義する。
【００５５】
【数１８】
0004569015.tif 000021
【００５６】
式（１３）、（１４）及び（１５）によって、次式が与えられる。
【００５７】
【数１９】
0004569015.tif 000022
【００５８】
従って、ベクトルＢは次のように得られる。
【００５９】
【数２０】
0004569015.tif 000023
【００６０】
マトリックスＡは非零の行列式を持つと仮定する。即ち、その逆が存在する。
そして、式（１７）から係数Ｃnmの値を計算し、設計が終了する。
【００６１】
図６と図７は、本実施形態の広帯域アレイアンテナがそれぞれ受信と送信に用いられるときの様子を示している。上述したように、アレイアンテナはＮ×Ｍ個のアンテナ素子Ｅ（１，１），…，Ｅ（１，Ｍ），…，Ｅ（Ｎ，１），…，Ｅ（Ｎ，Ｍ）によって構成されている。図６に示すように、アレイアンテナが信号の受信に用いられる場合、これらのアンテナ素子はそれぞれ乗算器Ｍ（１，１），…，Ｍ（１，Ｍ），…，Ｍ（Ｎ，１），…，Ｍ（Ｎ，Ｍ）に接続されている。各アンテナ素子は、周波数に依存する等しい利得を持ち、各乗算器Ｍ（ｎ，ｍ）（ｌ≦ｎ≦Ｎ、ｌ≦ｍ≦Ｍ）は上述した設計過程で得られた実数値の係数Ｃnmを持っている。各乗算器の出力信号が加算器に入力され、加算器からアレイアンテナの受信信号として、入力信号の合計Ｓ0 が出力される。
【００６２】
アレイアンテナを設計するときに、到来信号の各到来角度に対して予め一組みとなるＮ×Ｍ個の係数Ｃnmが計算されるので、アンテナ素子の係数組を順次切り替えることによって、アンテナアレイの周囲すべての角度からの到来信号が受信される。即ち、機械的にアレイアンテナを回転させる代わりに各乗算器の係数の組を切り替えることでビームパターンの方向変換を実現できる。
【００６３】
図１７に示すように、アレイアンテナが信号の送信に用いられるとき送信される信号がすべての乗算器Ｍ（１，１），…，Ｍ（１，Ｍ），…，Ｍ（Ｎ，１），…，Ｍ（Ｎ，Ｍ）に入力される。各乗算器において、入力信号に係数Ｃnmが乗算され、その結果がそれぞれ対応するアンテナ素子に送られる。各アンテナ素子から放射された信号が互いに干渉しあって、それぞれ各アンテナ素子から放射された個々の信号の合計となる送信信号が生成される。即ち、所定の方向に信号を送信する所望のビームパターンが形成される。
【００６４】
以下、簡単でかつ有効な４×４矩形アレイアンテナの一例について説明する。
まず、ビームフォーミングの設計手順、即ち、各アンテナ素子に接続されている乗算器の係数Ｃnmの決定について述べ、次にシミュレーションの結果に応じてアレイの特徴について説明する。
【００６５】
ここで、ビームフォーマの角度をθ0 ＝−４０度、中心周波数をω0 ＝０．７πｃ／ｄとし、かつｄ＝ｄ1 ＝ｄ2 とする。この例において、ｕ−ｖ平面における点の数の制限によって、Ｇa ＝１と仮定する。まず、４組のクリティカル点（ｕ0l，ｖ0l）が次のように計算される。
【００６６】
【数２１】
0004569015.tif 000024
【数２２】
0004569015.tif 000025
【数２３】
0004569015.tif 000026
【数２４】
0004569015.tif 000027
【００６７】
式（２１）〜（２４）において、変数ｕ0 とｖ0 はそれぞれ式（３）と（４）から求められる。そして、ベクトルＨ0 は次のように形成される。
【００６８】
【数２５】
0004569015.tif 000028
【００６９】
次に、マトリックスＡは式（１８）を用いて構成され、ベクトルＢは式（２０）から計算される。最後に、１≦ｍ，ｎ≦４において、係数Ｃnmは式（１７）によって計算される。ｕ−ｖ平面において選択された点（ｕ0l，ｖ0l）の対称性によって、係数Ｃnmの値がすべて実数である。これは実環境において演算を簡単にする。
【００７０】
図８は、上述した設計手順によって得られた係数Ｃnmに応じて、式（５）から計算された実際の２次元周波数応答Ｈ（ｕ，ｖ）を示している。明らかに、点Ｐ１とＰ２において二つのピークを持ち、点Ｐ３とＰ４において二つの零点を持つ。このパターンから得られた重要の結果は、ω＝ω0 に対応した比較的大きな範囲においてほぼ一定の振幅を持つ周波数応答が得られることである。即ち、中心周波数ω0 の周波数帯域に対して設計された４×４矩形アレイアンテナは広帯域の性能を有する。
【００７１】
図９はこうした事情をさらに明白に示している。図９において、設定したビームフォーミング角度θ0 、即ち−４０度を含む角度範囲において、角度ωl からωh までの異なる周波数における複数の指向性ビームパターンを示している。この図によると、周波数応答はωl ＝０．６πｃ／ｄからωh ＝０．８πｃ／ｄまでであり、即ち、２８．６パーセントの分数帯域幅である。ＩＭＴ−２０００に準ずるキャリア周波数２．１ＧＨｚ程度のＷＣＤＭＡシステム、即ち、中心周波数ｆ0 ＝２．１ＧＨｚの広帯域信号を仮定すると、素子間間隔は次のように求められる。
【００７２】
【数２６】
0004569015.tif 000029
【００７３】
ＩＭＴ−２０００におけるＷＣＤＭＡ移動通信システムにおいて、上限と下限の周波数はそれぞれｆh ＝２．４ＧＨｚ及び１．８ＧＨｚである。この周波数帯域は、将来のＷＣＤＭＡ移動通信システムに割り当てられるすべての周波数を含む。
【００７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、単に実数係数を持つ複数の乗算器にそれぞれ接続されている複数の簡単なアンテナ素子からなる矩形アレイによって、広い帯域幅を持つ新しいアレイアンテナを構成できる。本発明においてビームフォーミングネットワークの設計アルゴリズムに従ってそれぞれの乗算器の係数が求められる。
従来提案された広帯域ビームフォーマに較べると、本発明の広帯域アレイアンテナは広帯域を実現するためにより少ない数のアンテナ素子を利用している。上述した広帯域ビームフォーマのシミュレーションにおいて、４×４＝１６個の素子を持ち、所定の角度において周波数依存性のないビームパターンを持つアレイを構成することができる。
【００７５】
また、本発明の広帯域アレイアンテナにおいて、各アンテナ素子に接続されているフィルタに遅延素子を含まない。即ち、時間処理を行わずに矩形の広帯域アレイアンテナを実現できる。
従来のアレイアンテナにおいて、各アンテナ素子に接続されているほとんどの乗算器の係数は複素数であるので、複素数を用いて演算を行うため乗算器の信号処理は複雑になる。しかし、本発明の広帯域アレイアンテナによれば、各アンテナ素子に接続されている乗算器が実数の係数を持つため、信号処理が簡単で高速である。また、他の時間処理に基づく方法に較べると係数のダイナミックレンジが低い。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明に係る広帯域アレイアンテナの一実施形態であり、構造が簡略化されたものを示す図である。
【図２】図２はビームフォーミングネットワークの設計を簡略化するために定義された２次元ｕ−ｖ平面を示す図である。
【図３】図３はｕ−ｖ平面における定数の角度θの軌跡を示す図である。
【図４】図４はｕ−ｖ平面における定数の角周波数ωの軌跡を示す図である。
【図５】図５は広帯域アレイアンテナを設計するためｕ−ｖ平面上の所望の点を示す図である。
【図６】図６は信号受信用広帯域アレイアンテナの構成を示す図である。
【図７】図７は信号送信用広帯域アレイアンテナの構成を示す図である。
【図８】図８は設計された係数に応じて計算された２次元周波数応答Ｈ（ｕ，ｖ）を示す図である。
【図９】図９はそれぞれ異なる周波数において所定のビームフォーミング角度を含む角度領域における複数の指向性ビームパターンを示す図である。
【符号の説明】
Ｅ（１，１），…，Ｅ（１，Ｍ），…，Ｅ（Ｎ，１），…，Ｅ（Ｎ，Ｍ）…アンテナ素子、
Ｍ（１，１），…，Ｍ（１，Ｍ），…，Ｍ（Ｎ，１），…，Ｍ（Ｎ，Ｍ）…乗算器。
【図１】
0004569015.tif 000032
【図２】
0004569015.tif 000033
【図３】
0004569015.tif 000034
【図４】
0004569015.tif 000035
【図５】
0004569015.tif 000036
【図６】
0004569015.tif 000037
【図７】
0004569015.tif 000038
【図８】
0004569015.tif 000039
【図９】
0004569015.tif 000040