(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号が時分割多重化された光信号を受信し光電力に比例した光電流に変換する受光素子と、光電流を電圧信号に変換する前置増幅器と、前置増幅器の出力電圧信号を増幅し電圧振幅値を一定幅に調整する自動利得制御増幅回路と、自動利得制御増幅回路の出力からクロック信号を抽出するクロック信号抽出回路と、抽出されたクロック信号により自動利得制御増幅回路の出力信号を１，０に識別すると同時に再同期してデータ信号を同期デジタル信号として再生する識別器と、該識別器の出力の同期デジタル信号を元の低速デジタル信号に分離する分離回路とを備えた光受信装置において、
前記自動利得制御増幅回路が、
前記前置増幅器の電圧出力を一方の電圧入力とし他方を基準電圧入力とする差動入力端子となる第１および第２の電圧入力端子と、正相と逆相の電流をそれぞれ出力する第１および第２の電流出力端子と、利得調整端子となるトランスコンダクタンス調整端子を備えて前記第１および第２の電圧入力端子の差電圧に対する正相と逆相の第１および第２の出力電流の各大きさを前記トランスコンダクタンス調整端子に印加する電圧によって可変にする可変トランスコンダクタンス回路と、
該可変トランスコンダクタンス回路の第１および第２の電流出力端子の各出力電流を入力とする第１および第２の電流入力端子と、該第１および第２の電流入力端子に入力された前記各出力電流の大きさに比例した電圧を出力する差動出力端子となる第１および第２の電圧出力端子と、前記可変トランスコンダクタンス回路の各出力電流を分流する第１および第２のバイアス回路とを備えたバイアス回路付き能動負荷回路と、からなる利得可変型増幅回路を用いて構成され、
前記可変トランスコンダクダンス回路が、
第１〜第４のトランジスタと、第１および第２の抵抗と、第１の定電流源と、第１および第２の電位差発生回路とからなり、
前記第１および第２のトランジスタのエミッタ同士を接続した共通エミッタと、前記第３および第４のトランジスタのエミッタ同士を接続した共通エミッタとを、直列接続した前記第１および第２の抵抗を介して接続し、
前記第１および第２の抵抗の接続点を第１の定電流源を介して第１の定電圧端子に接続し、
前記第１のトランジスタのベースを、前記第１の電位差発生回路の入力端子と出力端子間の電位差を第１の電位差調整端子によって可変な前記第１の電位差発生回路の入力端子に接続し、
前記第２のトランジスタのベースを、前記第１の電位差発生回路の出力端子に接続し、
前記第３のトランジスタのベースを、前記第２の電位差発生回路の入力端子と出力端子間の電位差を第２の電位差調整端子によって可変な前記第２の電位差発生回路の入力端子に接続し、
前記第４のトランジスタのベースを、前記第２の電位差発生回路の出力端子に接続し、
前記第１および第２の電位差調整端子を接続して前記トランスコンダクタンス調整端子とし、
前記第１のトランジスタのベースを前記第１の電圧入力端子とし、
前記第４のトランジスタのベースを前記第２の電圧入力端子とし、
前記第１および第３のトランジスタのコレクタ同士を接続して前記第１の電流出力端子とし、
前記第２および第４のトランジスタのコレクタ同士を接続して前記第２の電流出力端子とした、
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項２】
前記第１および第２の抵抗の接続点を、前記第１の定電流源の代わりに、第３の抵抗を介して前記第１の定電圧端子に接続してなる請求項１に記載の光受信装置。
【請求項３】
前記第１および第２の抵抗に、それぞれ並列に第１および第２の容量を接続してなる請求項１または請求項２に記載の光受信装置。
【請求項４】
前記第１の電位差発生回路が、第３の容量と、第４および第５の抵抗と、エミッタが前記第５の抵抗を介して前記第１の定電圧端子に接続され、ベースが前記第１の電位差調整端子に接続された第５のトランジスタとから構成され、
前記第３の容量と前記第４の抵抗は並列接続されて、前記第４の抵抗の一方の端子に前記第５のトランジスタのコレクタを接続して前記第１の電位差発生回路の出力端子とし、前記第４の抵抗の他方の端子を前記第１の電位差発生回路の入力端子とし、
前記第２の電位差発生回路が、第４の容量と、第６および第７の抵抗と、エミッタが前記第７の抵抗を介して前記第１の定電圧端子に接続され、ベースが前記第２の電位差調整端子に接続された第６のトランジスタとから構成され、
前記第４の容量と前記第６の抵抗は並列接続されて、前記第６の抵抗の一方の端子に前記第６のトランジスタのコレクタを接続して前記第２の電位差発生回路の出力端子とし、前記第６の抵抗の他方の端子を前記第２の電位差発生回路の入力端子としてなる請求項１〜３のいずれか１項に記載の光受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光受信装置に係り、特に、低い電源電圧で動作可能な利得可変型増幅回路を備えた光受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光通信システムを構成する構成要素の一つである光受信装置において、この装置に用いられる自動利得制御増幅回路（ＡＧＣアンプ）では、入力信号を線形増幅し、かつ一定振幅に調整する必要がある。このＡＧＣアンプは、利得可変型増幅回路を用いて構成される。さらに、近年盛んなマルチメディア通信の発展に不可欠な数Ｇｂ／ｓ級光通信システムにおける光受信装置で用いるＡＧＣアンプには、同時に数ＧＨｚ程度の広帯域特性が必要とされている。
【０００３】
従来、この種の光受信装置の利得可変型増幅回路としては、ギルバートセル型差動増幅回路が用いられてきた。しかし、この回路形式では、負荷に純抵抗を用いているため、この純抵抗と寄生容量との積で決まる時定数の値が大きく、増幅度の周波数特性を劣化させるため、準Ｇｂ／ｓ級光通信システムへの適用が困難であった。
【０００４】
そこで、広帯域利得可変型増幅回路の開発が望まれ、このような問題を解決する従来技術としては、例えば、１９９４年７月発行のアイ・イー・イー・イー  ジャーナル・オブ・ソリッドステート・サーキッツの第２９巻、第７号、第８１５頁から第８２２頁（IEEE JORNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.29, NO.7, pp.815-822, JULY 1994,“13 Gb/s High Gain and Wide Dynamic Range for Optical-Fiber Receivers”）に記載されている回路が一例として挙げられる。この利得可変型増幅回路は負荷の純抵抗とその寄生容量で生じる周波数特性の劣化を防止するために、図３に示すように、寄生容量の影響を軽減して大きな利得を実現できる能動負荷回路を用いており、周波数特性の広帯域化が可能である。
【０００５】
なお、図３において、参照符号Ｑ２１，Ｑ２２はトランスコンダクタンス回路６１の差動対を構成するｎｐｎトランジスタ、Ｖi1，Ｖi2は信号入力用の入力電圧端子、Ｉ１は電流源、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｖ１は最下位電圧（通常は、接地電圧）であり、Ｑ２３〜Ｑ２６は利得制御を行う電流分配回路６２の二つの差動対を構成するｎｐｎトランジスタ、Ｖcnt1，Ｖcnt2は利得制御用の電流分配率制御端子であり、Ｑ２７〜Ｑ３０は能動負荷回路６３を構成するｎｐｎトランジスタ、Ｒ１１〜Ｒ１４は抵抗、Ｉ１１は電流源、Ｖ１１はＶ１と同じ最下位電圧、Ｖ１２は最上位電圧、Ｖo1，Ｖo2は出力信号用の電圧端子である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前述した従来例の利得可変型増幅回路によれば、電源電圧としておよそ７Ｖ以上が必要である。すなわち、図３に示した回路構成では、最上位電圧Ｖ１２から最下位電圧Ｖ１までの電位差が回路動作に必要な電源電圧であり、縦積みとなっている能動負荷回路６３、電流分配回路６２、トランスコンダクタンス回路６１が、それぞれの動作に必要な電圧の総和となる。
【０００７】
電源電圧を決定する素子とその電圧降下を列記すると、抵抗Ｒ１１及びＲ１２の電圧降下（＝１．２Ｖ程度）、トランジスタＱ２９及びＱ３０のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１Ｖ）、抵抗Ｒ１３及びＲ１４の電圧降下（＝０．８Ｖ程度）、トランジスタＱ２３〜Ｑ２６のコレクタ・ベース間電圧ＶＣＢ（＝０．３Ｖ）及びベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１Ｖ）、トランジスタＱ２１及びＱ２２のコレクタ・ベース間電圧ＶＣＢ電圧（＝０．３Ｖ）及びベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ電圧（＝１Ｖ）、定電流源Ｉ１（＝１．５Ｖ）となり、その総和は、７．１Ｖである。この利得可変型増幅回路に求める利得や出力振幅によって抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４の電圧降下は変動するが、概ね７Ｖ以上の電源電圧は必須である。
【０００８】
以上のように、前述した従来例では、広帯域性を確保するために能動負荷回路を導入したが、その一方で７Ｖという著しく高い電源電圧が必要となった。この為、能動負荷回路を用いたままで、５Ｖ以下の低い電源電圧で動作する利得可変型増幅回路が求められている。
【０００９】
電源電圧は、消費電流や消費電力を減少させるために低い方がよい。しかし、数Ｇｂ／ｓ動作を行う光通信用ＩＣでは、（１）デジタル回路はＥＣＬ形式の差動回路で論理を構成しており、高速動作を求めると５Ｖ程度が適していること、（２）５Ｖもしくは５．２Ｖが従来からデジタル回路の標準電源電圧であること、から現状では５Ｖの電源電圧で光通信システム用の光受信ＩＣを構築することが、集積性およびコスト低減の観点から適している。このような背景から、５Ｖ動作可能な広帯域利得可変型増幅回路を備えた光受信装置の開発要求が強くなっている。
【００１０】
そこで、本発明は、広帯域特性を維持したまま従来技術よりも低い電源電圧で動作する利得可変型増幅回路を備えた光受信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る光受信装置は、デジタル信号が時分割多重化された光信号を受信し光電力に比例した光電流に変換する受光素子と、光電流を電圧信号に変換する前置増幅器と、前置増幅器の出力電圧信号を増幅し電圧振幅値を一定幅に調整する自動利得制御増幅回路と、自動利得制御増幅回路の出力からクロック信号を抽出するクロック信号抽出回路と、抽出されたクロック信号により自動利得制御増幅回路の出力信号を１，０に識別すると同時に再同期してデータ信号を同期デジタル信号として再生する識別器と、該識別器の出力の同期デジタル信号を元の低速信号に分離する分離回路とを備えた光受信装置において、前記自動利得制御増幅回路が、次のように構成された可変トランスコンダクタンス回路と、バイアス回路付き能動負荷回路とからなることを特徴とするものである。
【００１２】
すなわち、前記光受信装置において、前記自動利得増幅回路を、前記前置増幅器の電圧出力を一方の電圧入力とし他方を基準電圧入力とする差動入力端子となる第１および第２の電圧入力端子と、正相と逆相の電流をそれぞれ出力する第１および第２の電流出力端子と、利得調整端子となるトランスコンダクタンス調整端子を備えて前記第１および第２の電圧入力端子の差電圧に対する正相と逆相の第１および第２の出力電流の各大きさを前記トランスコンダクタンス調整端子に印加する電圧によって可変にする可変トランスコンダクタンス回路と、
該可変トランスコンダクタンス回路の第１および第２の電流出力端子の各出力電流を入力とする第１および第２の電流入力端子と、該第１および第２の電流入力端子に入力された前記各出力電流の大きさに比例した電圧を出力し差動出力端子となる第１および第２の電圧出力端子と、前記可変トランスコンダクタンス回路の各出力電流を分流する第１および第２のバイアス回路とを備えたバイアス回路付き能動負荷回路と、からなる利得可変型増幅回路を用いるものである。
【００１３】
前記光受信回路において、前記利得可変型増幅回路は、バイポーラトランジスタを用いて構成した場合、電源電圧が２．５Ｖ〜５Ｖの範囲で動作することができる。
【００１４】
また、前記可変トランスコンダクダンス回路を、次のように構成すれば好適である。すなわち、第１〜第４のトランジスタと、第１および第２の抵抗と、第１の定電流源と、第１および第２の電位差発生回路とを用いて、以下のように構成する。
【００１５】
第１および第２のトランジスタ、例えば図１で言えば、Ｑ１，Ｑ２のエミッタ同士を接続した共通エミッタと、第３および第４のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ同士を接続した共通エミッタとを、直列接続した第１および第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続し、
第１および第２の抵抗の接続点を第１の定電流源Ｉ１を介して第１の定電圧端子Ｖ１に接続し、
第１のトランジスタＱ１のベースを、第１の電位差発生回路３１ａの入力端子と出力端子間の電位差を第１の電位差調整端子Ｖｇｍａによって可変な第１の電位差発生回路３１ａの入力端子に接続し、
第２のトランジスタＱ２のベースを、第１の電位差発生回路３１ａの出力端子に接続し、
第３のトランジスタＱ３のベースを、第２の電位差発生回路３１ｂの入力端子と出力端子間の電位差を第２の電位差調整端子Ｖｇｍｂによって可変な第２の電位差発生回路３１ｂの入力端子に接続し、
第４のトランジスタＱ４のベースを、第２の電位差発生回路３１ｂの出力端子に接続し、
第１および第２の電位差調整端子Ｖｇｍａ，Ｖｇｍｂを接続してトランスコンダクタンス調整端子Ｖｇｍとし、
第１のトランジスタのベースを第１の電圧入力端子Ｖi1とし、
第４のトランジスタのベースを第２の電圧入力端子Ｖi2とし、
第１および第３のトランジスタのコレクタ同士を接続して第１の電流出力端子（節点ｎ１）とし、
第２および第４のトランジスタのコレクタ同士を接続して第２の電流出力端子（節点ｎ２）とすればよい。
【００１６】
この場合、第１および第２の抵抗の接続点を、第１の定電流源の代わりに、第３の抵抗を介して前記第１の定電圧端子に接続する構成としてもよい。
【００１７】
また、第１および第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２に、例えば図５に示すように、それぞれ並列に第１および第２の容量Ｃp1，Ｃp2を接続してもよい。
【００１８】
更に、前記第１の電位差発生回路を、第３の容量、例えば図６で言えばＣ３１と、第４および第５の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、エミッタが第５の抵抗を介して第１の定電圧端子Ｖ１に接続され、ベースが前記第１の電位差調整端子に接続された第５のトランジスタＱ３１とを用い、第３の容量と第４の抵抗は並列接続されて、第４の抵抗の一方の端子に第５のトランジスタのコレクタを接続して第１の電位差発生回路の出力端子とし、第４の抵抗の他方の端子を第１の電位差発生回路の入力端子とし、
第２の電位差発生回路を、第４の容量、例えば図６で言えばＣ３１と、第６および第７の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、エミッタが第７の抵抗を介して第１の定電圧端子Ｖ１に接続され、ベースが前記第２の電位差調整端子に接続された第６のトランジスタＱ３１とを用い、第４の容量と前記第６の抵抗は並列接続されて、第６の抵抗の一方の端子に第６のトランジスタのコレクタを接続して第２の電位差発生回路の出力端子とし、第６の抵抗の他方の端子を第２の電位差発生回路の入力端子とする構成にすればよい。
【００１９】
また、前記可変トランスコンダクタンス回路は、バイポーラトランジスタを用いて構成した場合、この可変トランスコンダクタンス回路に印加される電圧が１．１Ｖ〜２．８Ｖの範囲で動作することができる。
【００２０】
更に、前記能動負荷回路を、次のように構成すれば好適である。すなわち、第７〜第１０のトランジスタと、第２〜第４の定電流源と、第８〜第１１の抵抗と、第１および第２のバイアス回路とを用いて、以下のように構成する。
【００２１】
第７のトランジスタ、例えば図１で言えば、Ｑ１１のエミッタと第８のトランジスタＱ１２のエミッタを第２の定電流源Ｉ１１を介して第２の定電圧端子Ｖ１１に接続し、
第７のトランジスタのコレクタを第８の抵抗Ｒ１１を介して第３の定電圧端子Ｖ１２に接続し、
第８のトランジスタのコレクタを第９の抵抗Ｒ１２を介して第３の定電圧端子Ｖ１２に接続し、
第９のトランジスタＱ１３のベースを第７のトランジスタのコレクタに接続し、コレクタを第３の定電圧端子Ｖ１２に接続し、エミッタを第１０の抵抗Ｒ１３を介して第７のトランジスタのベースに接続し、かつ、第３の定電流源Ｉ１２を介して第４の定電圧端子Ｖ１３に接続し、
第１０のトランジスタＱ１４のベースを第８のトランジスタのコレクタに接続し、コレクタを第３の定電圧端子Ｖ１２に接続し、エミッタを第１１の抵抗Ｒ１４を介して第８のトランジスタのベースに接続し、かつ、第４の定電流源Ｉ１３を介して第５の定電圧端子Ｖ１４に接続し、
第１のバイアス回路を第７のトランジスタＱ１１のベースと第３の定電圧端子Ｖ１２との間に接続し、
第２のバイアス回路を第８のトランジスタＱ１２のベースと第３の定電圧端子Ｖ１２との間に接続した構成とすればよい。
【００２２】
また更に、前記能動負荷回路を、次のように構成してもよい。すなわち、第７および第８のトランジスタと、第２の定電流源と、第８〜第１１の抵抗と、第１および第２のバイアス回路とを用いて、以下のように構成する。
【００２３】
第７のトランジスタ、例えば図4で言えば、Ｑ１１のエミッタと第８のトランジスタＱ１２のエミッタを第２の定電流源Ｉ１１を介して第２の定電圧端子Ｖ１１に接続し、
第７のトランジスタのコレクタを、第８の抵抗Ｒ１１を介して第３の定電圧端子Ｖ１２に、第１０の抵抗Ｒ１３を介して第７のトランジスタのベースにそれぞれ接続し、
第８のトランジスタのコレクタを、第９の抵抗Ｒ１２を介して第３の定電圧端子Ｖ１２に、第１１の抵抗Ｒ１４を介して第７のトランジスタのベースにそれぞれ接続し、
第１のバイアス回路を第７のトランジスタＱ１１のベースと第３の定電圧端子Ｖ１２との間に接続し、
第２のバイアス回路を第８のトランジスタＱ１２のベースと第３の定電圧端子Ｖ１２との間に接続する構成としてもよい。
【００２４】
また、前記第１および第２のバイアス回路は、それぞれ少なくとも１つの抵抗と少なくとも１つのインダクタ素子の直列接続回路で構成することもできる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る光受信装置の好適な実施の形態について説明する。
本発明に係る光受信装置の実施の形態は、低速デジタル信号を時分割多重化し伝送速度と同じ高速デジタル信号に変換され光ファイバを介して伝送されて来た光信号を受信し、受信した光信号を光電変換した後、増幅、識別再生し、原デジタル信号に分離出力する光受信装置に適用する場合である。
【００２６】
すなわち、光電変換する受光素子と、電流−電圧変換する前置増幅器と、前置増幅器の出力電圧信号を増幅し電圧振幅値を一定幅に調整する自動利得制御増幅回路と、自動利得制御増幅回路の出力信号からクロック信号を抽出するクロック信号抽出回路と、抽出されたクロック信号に同期して自動利得制御増幅回路の出力信号を、基準電圧端子に入力されたしきい電圧により判定して、１、０を識別すると共に同期デジタル信号として再生する識別器と、識別器からの同期デジタル信号を元の低速デジタル信号に分離する分離回路とを備えた光受信装置において、前記自動利得制御増幅回路を、図３に示した従来例の電流分配回路６２とトランスコンダクタンス回路６１の両機能を有する１段の差動回路からなる可変トランスコンダクタンス回路と、従来例の能動負荷回路６３の代わりに直流バイアス電流を分流するバイアス回路を備えたバイアス回路付き能動負荷回路との２段の縦積みとした利得可変型増幅回路を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００２７】
このように、電流分配回路とトランスコンダクタンス回路を１段の差動回路からなる可変コンダクタンス回路で実現し、かつ能動負荷回路では、直流バイアス電流を、新たに設けたバイアス回路に分流することにより抵抗における電圧降下を減少させる構成とした。この構成により、従来回路で高い電源電圧が必要であった、広帯域化のための能動負荷回路による電源電圧の増加を低く抑えることができる。例えば、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ＝１Ｖ程度のバイポーラトランジスタを用いれば、従来回路で７Ｖ以上必要であった電源電圧を５Ｖ以下に低減することができる。この際、増幅回路の広帯域性は維持できる。これにより、光通信用光受信装置を５Ｖ電源に統一することができ、システム構築の際の高集積化、低コスト化が可能となる。なお、この効果は、利得可変型増幅回路を用いる全ての通信システムに関して同様に得られる。
【００２８】
【実施例】
次に、本発明に係る光受信装置の具体的な実施例につき、添付図面を参照しながら以下詳細に説明する。
【００２９】
＜実施例１＞
図７は、光伝送システムにおける光受信装置の構成を示すブロック図である。図７において、参照符号１０１は光ファイバを示し、この光ファイバ１０１を経由して伝送されてきた光信号は、カソードにバイアス電圧Ｖｐｄが印加された受光素子１０２で受信される。受光素子１０２では光信号を光電力に比例した光電流に変換し、この光電流が前置増幅器１０３に入力される。なお、ここで光ファイバ１０１を介して伝送されてくる光信号は、送信側で低速のデジタル信号、例えば２．５Ｇbit／ｓの４本のデジタル信号を伝送速度と同じ１０Ｇbit／ｓの１本の高速デジタル信号に時分割多重化した後、電気−光変換した信号である。
【００３０】
前置増幅器１０３で電流―電圧変換された出力電圧信号は、直流成分ブロック容量３０１を介して自動利得制御増幅器２０１の一方の入力端子に入力され、自動利得制御増幅器２１０の他方の入力端子には基準電圧Ｖref1が入力される。自動利得制御増幅器２０１は、利得可変型増幅回路１０４，１０５と、利得固定型増幅回路１０６、出力バッファ１０７と、自動利得調整回路１０８とから構成される。
【００３１】
この自動利得制御増幅器２０１の出力電圧信号の一方は、振幅検知回路と増幅回路からなる自動利得調整回路１０８を経て、実際の出力振幅を所望の出力振幅へ収束させる直流訂正電圧として、自動利得制御増幅器２０１を構成している利得可変型増幅回路１０４，１０５の利得調整端子Ｖｇｍへ与えられる。
【００３２】
ここで一般に、光受信装置の前置増幅器には低雑音特性が要求され、自動利得制御増幅器には広い利得制御範囲が要求され、更に両者ともパルス増幅であるため、例えば伝送速度が１０Ｇbit／sの場合には、少なくとも７〜８ＧＨｚの広帯域な周波数特性が必要となる。
【００３３】
自動利得制御増幅器２０１の他方の出力電圧信号は、直流成分ブロック容量３０２を介して直接識別器１１０の一方の入力端子に入力されるほか分岐されて、クロック信号抽出回路１０９からクロック成分のみ、識別器１１０のクロック端子へ入力される。また、識別器１１０の他方の入力端子には、１，０の判定基準のしきい電圧となる基準電圧Ｖref2が入力される。識別器１１０の後段には、識別器１１０からの高速デジタル信号を４並列に分離して伝送速度を１／４化する分離回路１１２が配置される。本実施例の場合は、１０ＧＨｚの高速デジタル信号を４並列の２．５ＧＨｚの低速デジタル信号に分離する。分離回路１１２からは、分周器１１１により識別器用クロック信号をさらに分周したクロックに同期して再生した４本の原デジタル信号が出力端子Ｄｏ０〜Ｄｏ３から出力される。
【００３４】
このような構成の光通信用の本発明に係る光受信装置では、自動利得制御増幅器２０１は、光信号を線形増幅し、かつ識別器の入力ダイナミックレンジ内の一定振幅に増幅する機能を果たすために必要不可欠な回路である。なお、図７において、参照符号４０１は光受信装置の最下位電圧の電源線、４０２は光受信装置の最上位電圧の電源線、５１と５２は後述する利得可変型増幅器を構成するそれぞれ可変トランスコンダクタンス回路とバイアス回路付き能動負荷回路である。
【００３５】
図１は、本光受信装置で用いる利得可変型増幅回路の一実施例を示す回路図である。図１に示した利得可変型増幅回路のうち、先ずトランスコンダクタンス段を構成する可変トランスコンダクタンス回路５１について説明する。
【００３６】
このトランスコンダクタンス段は、前述した従来例の図３で示した差動対２段積みで構成した電流分配回路６２とトランスコンダクタンス回路６１の構成を、その機能を維持したまま、差動対１段で構成したものである。トランジスタＱ１とＱ２のエミッタ同士は接続されており、ベース間には電位差発生回路３１ａが挿入されている。同様に、トランジスタＱ３とＱ４のエミッタ同士は接続され、ベース間には電位差発生回路３１ｂが挿入され、トランジスタＱ１とＱ３のエミッタは、線形増幅範囲を増すために挿入した抵抗Ｒ１とＲ２を介して接続されている。抵抗Ｒ１とＲ２の接続点は、定電流源Ｉ１を介して最下位電圧Ｖ１の定電圧端子に接続される。なお、定電流源Ｉ１の代わりに抵抗を接続してもよい。
【００３７】
電位差発生回路によりトランジスタＱ１とＱ２のベース電位が異なると、それぞれのコレクタ電流ＩｃＱ１とＩｃＱ２も異なり、さらに各トランジスタＱ１とＱ２のトランスコンダクタンスｇｍ１とｇｍ２の値に差が発生する。トランスコンダクタンスは、入力電圧に対するコレクタ電流の増幅率を示すものであり、利得可変型増幅回路では全体の利得を決定するものである。また、トランジスタＱ３とＱ４においても同様の効果があるが、トランジスタＱ１とＱ２を正相側、トランジスタＱ３とＱ４を逆相側とすると、トランジスタＱ３とＱ４のトランスコンダクタンスｇｍ３とｇｍ４には負の符号がつき、−ｇｍ３と−ｇｍ４となる。
【００３８】
また、トランジスタＱ１のコレクタは逆相のトランジスタＱ３のコレクタに接続されており、その節点ｎ１で、トランスコンダクタンスの加算（ｇｍ１−ｇｍ３）が行われ、実効のトランスコンダクタンスｇｍ１３が得られる。トランジスタＱ２とＱ４についても同様で、実効のトランスコンダクタンスｇｍ２４＝ｇｍ２−ｇｍ４である。
【００３９】
電位差発生回路３１ａ，３１ｂの端子間電位差が０の場合には、トランジスタＱ１〜Ｑ４のそれぞれのコレクタ電流には、ＩｃＱ１＝ＩｃＱ２＝ＩｃＱ３＝ＩｃＱ４が成立するため、実効のトランスコンダクタンスｇｍ１３＝ｇｍ２４＝０である。実際のＩＣでは、トランジスタの製造ばらつきがあるために、０にはならないが、非常に小さいトランスコンダクタンス値になる。この場合、利得は極小となる。一方、トランジスタＱ１とＱ３のトランスコンダクタンスｇｍ１と−ｇｍ３の絶対値に差があれば、その加算が実効トランスコンダクダンスになる。トランジスタＱ２とＱ４２ついても同様である。以上のように、電位差発生回路３１ａ，３１ｂの導入により、可変トランスコンダクタンス回路５１を差動対１段で構成することができる。なお、電位差発生回路の電位差調整端子ＶｇｍａとＶｇｍｂは、互いに接続してトランスコンダクタンス調整端子Ｖｇｍとして用いる。
【００４０】
次いで、バイアス回路付き能動負荷回路５２について説明する。トランジスタＱ１１とＱ１２、抵抗Ｒ１１とＲ１２からなる差動増幅回路の各出力（Ｑ１１，Ｑ１２のコレクタ）をそれぞれ、トランジスタＱ１３と定電流源Ｉ１２、トランジスタＱ１４と定電流源Ｉ１３からなる各エミッタフォロワと各帰還抵抗Ｒ１３、Ｒ１４で電流負帰還させることにより、トランジスタＱ１１およびＱ１２のベースが低インピーダンス化できる。このため、このトランジスタＱ１１およびＱ１２のベース節点ｎ１およびｎ２の周波数特性は広帯域になる。また同時に、電圧出力は負帰還によって帯域が広くなったトランジスタＱ１１とＱ１２のコレクタからエミッタフォロワを介して取り出す。
【００４１】
前段の可変トランスコンダクタンス回路５１の出力電流には、直流成分と交流成分が混在している。トランジスタＱ１１およびＱ１２のベースと、光受信装置の最上位電圧の定電圧端子Ｖ１２との間にそれぞれ挿入した抵抗Ｒ１５，Ｒ１６からなるバイアス回路は、可変トランスコンダクタンス回路５１の出力電流を直接定電圧端子Ｖ１２に流し、能動負荷回路５２での電圧降下を低減するために用いる。
【００４２】
この時、トランジスタＱ１１およびＱ１２から見たバイアス回路のインピーダンスがトランジスタＱ１１およびＱ１２から見た負帰還回路のインピーダンスよりも１桁以上と十分高くなるように設定し、その結果、バイアス回路に交流成分が流れる量を、利得可変型増幅回路の特性上無視できる程度にすることが必要である。抵抗Ｒ１５およびＲ１６の抵抗値によって決まる直流電流が、可変トランスコンダクタンス回路５１の出力直流電流と等しく設定できれば、抵抗Ｒ１３およびＲ１４の電圧降下は０となり、最も低い電圧で能動負荷回路５２は動作することができる。
【００４３】
ここで、図１に示した利得可変型増幅回路の動作に必要な電源電圧を求める。電源電圧を決める各素子における電圧降下を列記すると、以下のようになる。抵抗Ｒ１１およびＲ１２の電圧降下（＝１．２Ｖ）、トランジスタＱ１３およびＱ１４のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１．０Ｖ）、抵抗Ｒ１３およびＲ１４の電圧降下（＝０．０Ｖ）、トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ・ベース間電圧ＶＣＢ（＝０．３Ｖ）およびベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１．０Ｖ）、定電流源Ｉ１（＝１．５Ｖ）であり、その総和は５．０Ｖである。ここで、抵抗Ｒ１およびＲ２の電圧降下は小さいとして無視している。
【００４４】
なお、余分なマージンを除いて正常動作し得る電源電圧の下限値を求めると、それぞれ各素子の電圧降下は、抵抗Ｒ１３およびＲ１４の電圧降下（＝０．６Ｖ）、トランジスタＱ１３およびＱ１４のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝０．８Ｖ）、トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ・ベース間電圧ＶＣＢ（＝０．０Ｖ）およびベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝０．８Ｖ）、定電流源Ｉ１（＝０．３Ｖ）であり、その総和は２．５Ｖであった。
【００４５】
従って、従来例の利得可変型増幅回路が７Ｖ以上の電源電圧が必要であったのに比べて、本実施例の利得可変型増幅回路は電源電圧が２．５〜５．０Ｖと低い電圧で済む。なお、可変トランスコンダクタンス回路について見れば、上記トランジスタＱ１〜Ｑ４における電圧降下と定電流源Ｉ１より、１．１Ｖ〜２．８Ｖの範囲の印加電圧で動作することが分かる。
【００４６】
図２は利得可変型増幅回路の直流伝達特性のシミュレーション結果を示す図であり、同図（ａ）は本実施例の光受信装置で用いる図１に示した回路構成の場合の特性、同図（ｂ）は図３に示した従来例の回路構成の場合の特性である。図２から分かるように、直流電位はずれているものの、一致した直流伝達特性を実現している。
【００４７】
このように本実施例によれば、低電圧に適した可変トランスコンダクタンス回路５１とバイアス回路付き能動負荷回路５２からなる利得可変型増幅回路は、能動負荷回路採用による広帯域特性と、直流伝達特性を維持した上で、５Ｖ電源電圧での回路動作を可能となる。従って、光受信装置の自動利得制御増幅回路にこの利得可変型増幅回路を用いることによって、５Ｖ動作可能な広帯域利得可変型増幅回路を備えた光受信装置を構築することができる。
【００４８】
図６は、図１に示した電位差発生回路の具体的な構成例を示す回路図である。電位差発生回路３１ａ，３１ｂは同じ回路構成であるので、図６では電位差発生回路３１ａについて説明する。従って、電位差発生回路３１ｂの構成は、図６に示した添字ａをｂと読み替えた回路である。トランジスタＱ３１ａと抵抗Ｒ３２ａからなる電流源の電流の値Ｉｃｏｎを、トランジスタＱ３１ａのベースに印加される電位Ｖｇｍａの調整によって変化させる。電位差発生回路３１ａの出力端子Ｖｏには図１に示したトランジスタＱ２のベースが接続されるため、電流Ｉｃｏｎは抵抗Ｒ３１ａを流れ、所望の電位差が入力端子Ｖｉと出力端子Ｖｏの間に発生する。
【００４９】
ここで、容量Ｃ３１ａは、抵抗Ｒ３１ａの電圧降下の周波数特性を決めるために用いた。その値は、入力端子Ｖｉに印加された信号を所望の電位差をもって出力端子Ｖｏに伝達する範囲の値であればよく、利得可変型増幅回路への入力信号の周波数と抵抗Ｒ３１ａによってその値は決定され、不必要であれば省略可能である。
【００５０】
図６で示した電位差発生回路を図１の回路に用いれば、可変トランスコンダクタンス回路５１のトランスコンダクタンス調整機能を、さらには利得可変機能を実現することができる。
【００５１】
次に、図７に示した本実施例の光受信装置の各回路に必要な電源電圧を図８〜図１０の回路図を用いて示す。
図８は、前置増幅器１０３の回路構成図である。前置増幅器１０３は、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３と、トランジスタＱ５１〜Ｑ５３と、定電流源Ｉ５１，Ｉ５２とから構成され、Ｇｂ／ｓ級光通信システムで一般的に用いられるトランスインピーダンス型増幅回路である。端子Ｉｉを入力端子、端子Ｖｏを出力端子とし、入力電流に比例した出力電圧を出力する。なお、参照符号Ｖ５２は最上位電圧端子、Ｖ５１は最下位電圧端子である。
【００５２】
電源電圧を決定する電圧降下を、以下列記すると、抵抗Ｒ５２の電圧降下（＝２．５Ｖ）、トランジスタＱ５２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１Ｖ）、抵抗Ｒ５４の電圧降下（＝０Ｖ：入力電流０ｍＡの場合）、トランジスタＱ５１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１Ｖ）、抵抗Ｒ５１の電圧降下（＝０．５Ｖ）であり、その総和は５Ｖである。
【００５３】
図９は、利得固定増幅回路１０６の回路構成図である。利得固定増幅回路１０６は、トランジスタＱ６１〜Ｑ６６と、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６８と、定電流源Ｉ６１〜Ｉ６４から構成される。なお、参照符号Ｖｉ１，Ｖｉ２は差動入力電圧端子、Ｖｏ１，Ｖｏ２は差動電圧出力端子、Ｖ６１は最下位電圧端子、Ｖ６２は最上位電圧端子である。この図から分かるように、利得固定増幅回路１０６は、図１に示した利得可変型増幅回路の可変トランスコンダクタンス回路５１部分を、差動トランジスタＱ６１，Ｑ６２とエミッタ抵抗Ｒ６１，Ｒ６２に置き換えた構成に相当する。従って、この回路も電源電圧５Ｖで動作可能である。
【００５４】
図１０は、出力バッファ１０７の単相分の回路図である。トランジスタＱ７１，Ｑ７２と、抵抗Ｒ７１と、定電流源Ｉ７１，Ｉ７２から構成され、端子Ｖｉを入力端子、端子Ｖｏを出力端子とし、入力電圧に等しい出力電圧を低インピーダンスで出力する。なお、参照符号Ｖ７１は最下位電圧端子、Ｖ７２は最上位電圧端子である。電源電圧を決定する電圧降下を以下列記すると、トランジスタＱ７１のコレクタ・ベース間電圧ＶＣＢ（＝０．３Ｖ）、トランジスタＱ７２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１．０Ｖ）、定電流源Ｉ７２（＝１．５Ｖ）であり、その総和は２．８Ｖである。
【００５５】
また、前述したように、識別器１１０、分離回路１１２、クロック抽出回路１０９、分周器１１１、自動利得調整回路１０８は、デジタル回路もしくは低速動作の回路であるために、５Ｖ動作は可能である。
【００５６】
従って、本実施例によれば、図１の利得可変形増幅回路を適用することによって光通信用受信器を、動作速度を維持したまま、５Ｖの電源電圧で動作させることが可能であり、これにより、高集積性、低コストに特徴を有する光受信器を提供することができる。
【００５７】
なお、本実施例では、図１に示した利得可変型増幅回路のバイアス回路付能動負荷回路５２において、バイアス回路として抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を用いたが、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６それぞれにインダクタンス素子を直列に挿入してもよい。これにより、周波数の上昇に伴い高インピーダンスを実現するバイアス回路を構成でき、バイアス回路での信号の損失の少ない能動負荷回路を実現できる。なお、その場合、インダクタンス素子としては半導体ウエハ上の配線（アルミニウム、銅など）をスパイラル上にパターン形成したもので実現できるほか、コイル状の個別部品を用いてもよい。この際に必要なインダクタンス値は、数ｎＨ程度有ればよい。
【００５８】
＜実施例２＞
図４は、本発明に係る光受信装置で用いる利得可変型増幅回路の別の実施例を示す回路図であり、図１に示した能動負荷回路５２におけるエミッタフォロワトランジスタＱ１３，Ｑ１４を削除した構成である。光受信装置の構成は、前記第１の実施例の図７と同じである。本実施例における利得可変型増幅回路のバイアス回路付き能動負荷回路５２ａは、前記実施例の図１の構成のバイアス回路付き能動回路５２に対し１Ｖ低い、４Ｖの電源電圧で動作可能である。
【００５９】
本実施例における利得可変型増幅回路の電源電圧を決める各素子における電圧降下を列記すると、抵抗Ｒ１１およびＲ１２の電圧降下（＝１．２Ｖ）、抵抗Ｒ１３およびＲ１４の電圧降下（＝０．０Ｖ）、トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ・ベース間電圧ＶＣＢ（＝０．３Ｖ）およびベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ（＝１．０Ｖ）、定電流源Ｉ１（＝１．５Ｖ）であり、その総和は４．０Ｖである。ここで、抵抗Ｒ１およびＲ２の電圧降下は小さいとして無視している。
【００６０】
このように本実施例では、４Ｖの電源電圧で動作可能な利得可変型増幅回路を構成できる。従って、図７における光受信装置の利得可変型増幅回路１０４，１０５を、本実施例の利得可変型増幅回路に置き換えた場合、前記実施例１と同様の効果が得られるほかに、電源電圧が４Ｖまで低減できるという利点が生じる。
【００６１】
＜実施例３＞
図５は、本発明に係る光受信装置で用いる利得可変型増幅回路のまた別の実施例を示す回路図である。本実施例における利得可変型増幅回路は、図１に示した可変トランスコンダクタンス回路５１における入出力伝達特性の線形化用抵抗Ｒ１，Ｒ２にそれぞれ並列にピーキング容量Ｃｐ１，Ｃｐ２を配置した構成である。光受信装置の構成は、前記第１の実施例の図７と同じである。本実施例における利得可変型増幅回路の可変トランスコンダクタンス回路５１ａは、第１の実施例に対し、トランスコンダクタンス回路の出力電流の周波数特性を広帯域化することができる。
【００６２】
従って、図７における光受信装置の利得可変型増幅回路１０４、１０５を、本実施例の利得可変型増幅回路に置き換えた場合、前記実施例１と同様の効果が得られるほかに、可変トランスコンダクタンス回路５１ａに組み込んだピーキング回路によって利得可変型増幅回路の利得の周波数特性が広帯域化できるという利点が生じる。
【００６３】
以上、本発明の好適な実施例について説明したが、本発明は前記実施例に限定されることなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内において種種の設計変更をなし得ることは勿論である。例えば、実施例ではすべてｎｐｎバイポーラトランジスタを用いたが、ｐｎｐバイポーラトランジスタに置き換え、かつ適宜電源の極性を変更しても、本発明の効果は変わらない。なお、ホモ接合バイポーラトランジスタに代えて、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）に代えても、同様の効果が得られる。
【００６４】
また、電源電圧算出時の抵抗の電圧降下の値は、増幅器に求められる増幅度や消費電力によっても変化するものの、従来技術に対して低電源電圧で動作可能である特徴は変わらない。
【００６５】
さらに、本発明の光受信装置で用いる利得可変増幅回路は、無線通信回路の線形増幅回路にも好適に使用可能であることは言うまでも無い。
【００６６】
【発明の効果】
前述した実施例から明らかなように、本発明によれば、低電源電圧動作に適した可変トランスコンダクタンス回路とバイアス回路付き能動負荷回路によって構成した利得可変型増幅回路は、従来の利得可変型増幅回路と同等の広帯域特性を維持しつつ、電源電圧の低減を可能とする。これにより、本発明に係る光受信装置は電源電圧５Ｖで動作することができ、１チップ化が可能となり、光通信システムの高集積化によるコスト低減、電源電圧の一種統一によるコスト低減や装置規模の縮小が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る光受信装置で用いる利得可変型増幅回路の一実施例を示す回路図である。
【図２】利得可変型増幅回路の直流伝達特性のシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）は図１の回路構成の特性、（ｂ）は従来の回路構成の特性である。
【図３】従来の利得可変型増幅回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明に係る光受信装置で用いる利得可変型増幅回路の別の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明に係る光受信装置で用いる利得可変型増幅回路の更に別の実施例を示す回路図である。
【図６】図１の利得可変型増幅回路で用いる電位差発生回路の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明に係る光受信装置を構成する前置増幅器の回路構成を示す図である。
【図９】本発明に係る光受信装置を構成する利得固定増幅回路の回路構成を示す図である。
【図１０】本発明に係る光受信装置を構成する出力バッファの単相分の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
３１ａ，３１ｂ…電位差発生回路、５１，５１ａ…可変トランスコンダクタンス回路、５２，５２ａ…バイアス回路付き能動負荷回路、６１…トランスコンダクタンス回路、６２…電流分配回路、６３…能動負荷回路、１０１…光ファイバ、１０２…受光素子、１０３…前置増幅器、１０４，１０５…利得可変型増幅回路、１０６…利得固定型増幅回路、１０７…出力バッファ回路、１０８…自動利得調整回路、１０９…クロック抽出回路、１１０…識別器、１１１…分周器、１１２…分離回路、２０１…自動利得調整増幅回路、３０１，３０２…直流成分ブロック容量、４０１…光受信装置の最下位電位電源線、４０２…光受信装置の最上位電位電源線、Ｖｇｍ…トランスコンダクタンス調整端子（電位差電圧調整端子）、Ｖｐｄ…受光素子バイアス電圧印加端子、Ｖref1…自動利得調整回路の基準電圧印加用入力端子、Ｖref2…識別器の基準電圧印加用入力端子、Ｄｏ０〜Ｄｏ３…分離回路出力端子、Ｖcnt1，Ｖcnt2…電流分配率制御端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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