(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の方向にＮ個、該第１の方向と異なる第２の方向にＭ個がアレイ状に配置されたＮ×Ｍ個のアンテナ素子と、
上記各アンテナ素子に接続されている乗算器とを有し、上記第１と第２の方向における上記素子間の間隔をそれぞれｄ1 とｄ2 とし、上記各乗算器の係数をＣn1n2とし、信号の到来角度をθ、角周波数をω、伝播速度をｃとし、二つの変数ｆ1 とｆ2 をｆ1 ＝ｆｄ1 ｓｉｎθ／ｃ、ｆ2 ＝ｆｄ2 ｃｏｓθ／ｃと定義すると、アレイアンテナの応答Ｈ（ｆ１，ｆ２）は次のように与えられ、
0004569019.tif 000035
Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）は周波数と上記到来角度に依存する各アンテナ素子の利得であり、所望の周波数帯域及び到来角度に応じてｆ1 −ｆ2 平面に応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）の所望の点を設定し、Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）／Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）に対して逆フーリエ変換を行うと、上記各乗算器の係数Ｃn1n2が得られる
アレイアンテナ。
【請求項２】
上記アレイアンテナのビーム幅を制御するため低域通過フィルタ特性を持つ関数が上記応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）に適用される
請求項１記載のアレイアンテナ。
【請求項３】
ビームの向きに応じて上記関数のパラメータを選択することで、上記アレイアンテナのビーム幅が所定の値に設計される
請求項２記載のアレイアンテナ。
【請求項４】
上記応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）の点を上記ｆ1 −ｆ2 平面において対称的に設定し、上記乗算器に実数の係数Ｃn1n2を与える
請求項１記載のアレイアンテナ。
【請求項５】
所定の最大値と最小値に応じて上記第１の方向と第２の方向におけるアンテナ素子の数が設計される
請求項１記載のアレイアンテナ。
【請求項６】
上記各乗算器の係数Ｃn1n2はＨ（ｆ1 ，ｆ2 ）／Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）に対する２次元逆離散フーリエ変換で得られる
請求項１記載のアレイアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アレイアンテナ、特にマルチ広帯域特性を持ち、広帯域符号分割多元接続通信方式を用いる将来の移動通信システムに適用できるアレイアンテナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信システムの基地局におけるスマートアンテナ技術は、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）システムにおいて空間フィルタリングを用いることでシステムの性能を大きく改善できる。
【０００３】
最近商用無線通信システムにおけるデータ転送の発展ぶりは、スマートアンテナの実用化を促進している。スマートアンテナの設計における主要なアプローチはアダプティブヌルステアリング、フェーズドアレイ及びビーム切り替えである。前の二つのシステムの広帯域化応用、例えば、ＷＣＤＭＡの実現は高い実施コストと複雑性が要求される。広帯域アレイの各ブランチ上の有限インパルス応答（ＦＩＲ）または無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタは各アンテナ素子に周波数に応じて変化する位相応答をもたらす。
【０００４】
スマートアンテナはアンテナ素子のアレイを用いて、三つの観点から無線システムの信頼性と容量を改善できる。まず、ダイバーシティ合成技術は、マルチパスフェージングを軽減する方法で複数のアンテナからの信号を合成する。ほとんどの散乱環境において、アンテナダイバーシティは、実用的かつ有効であるため、広く応用されている技術である。古典的な手法は受信器において複数のアンテナを用いて合成、選択もしくは切り替えを行うことで受信信号の品質を改善する。最近の研究において複数のアンテナを用いた空間−時間符号化が検討され、また移動通信システムの性能を向上させるために空間−時間符号化処理はすでにマルチパスフェージング環境に導入されている。
【０００５】
次に、アレイアンテナを利用したアダプティブビームフォーミングは干渉を低減することで増加容量を提供し、マルチパスフェージングを低減する。アダプティブアレイは希望の信号からマルチパス成分を打ち消し、また希望の信号から異なる到来方向を持つヌル干渉信号を打ち消す。
【０００６】
システムの第３のカテゴリは、アダプティブアレイに較べて、固定ビームの切り替えを用いてパターンの粗調整を実現する。ダイバーシティ受信には、２若しくはそれ以上の固定ビームが用いられる。その運用のためにダイナミックなシステム知能が要求されるため、アダプティブ及びビーム切り替えアンテナシステムは一般にスマートアンテナと呼ばれる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
将来の移動通信システムの主要な問題の一つは、異なる広帯域サービス及び応用に対する需要の急増である。新しい申し込み者に提供可能な高速データ通信用周波数帯域が限られているので、スマートアンテナは紛れもなくシステムの容量と性能を改善する最良の解決方法である。これらのアンテナは空間フィルタリングといった方法を用いて、利得を増加させるだけではなく、干渉及び遅延をも低減する。
【０００８】
上述したように、アンテナ素子からなるアレイを用いたスマートアンテナは無線システムの信頼性と容量を改善することができる。しかし、これまでの文献によって提案されたスマートアンテナのほとんどは狭帯域ビームフォーマである。
狭帯域アレイにおけるアンテナ素子の間隔は通常到来信号の波長の半分であり、この到来信号は１パーセント以下の分数帯域幅を有すると仮定する。定義によって、分数帯域幅（ＢＦ）は、信号の帯域幅とその中心周波数との比であり、次のようになる。
【０００９】
【数１】
0004569019.tif 000002
【００１０】
ここで、ｆh とｆl はそれぞれアンテナの通過帯域の最大と最小周波数を示す。
【００１１】
広帯域アレイは、５０パーセント程度に達するＦＢのために設計され、また、ＦＢが５０から２００パーセントにもなる超広帯域アレイは提案されている。広帯域または超広帯域アレイは、到来信号のすべての周波数成分に対して同じアンテナ素子間隔を用いる。入力波の最大周波数に応じて素子間の間隔ｄが決定される。均一な一次元線形アレイにおいて、素子間隔ｄは次のように書ける。
【００１２】
【数２】
0004569019.tif 000003
【００１３】
ここで、ｃは信号の伝搬速度である。従来の広帯域アンテナアレイは空間フィルタリングと時間フィルタリングとの結合を用いる。アンテナの各ブランチにおいて、タップ付き遅延線（ＴＤＬ）フィルタまたは再帰型フィルタは各素子に周波数に応じて変化する位相応答をもたらす。その結果、時間的信号処理によって、高周波成分と低周波成分による位相シフトが等化される。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＲＦ（Radio Frequency ）信号、例えば、移動通信システムの信号を送信または受信するマルチ広帯域の特性を持ち、構造が簡単で、かつ将来のＷＣＤＭＡ応用に適応できる複数の通過帯域を持つアレイアンテナを提供することにある。
【００１５】
上記目的を達成するため、本発明は、第１の方向にＮ個、該第１の方向と異なる第２の方向にＭ個がアレイ状に配置されたＮ×Ｍ個のアンテナ素子と、各アンテナ素子に接続されている乗算器とを有するアレイアンテナを提供する。上記第１と第２の方向における上記素子間の間隔をそれぞれｄ1 とｄ2 と仮定し、上記各乗算器の係数をＣn1n2とし、ωを角周波数とし、θを到来角度とし、ｃを伝播速度とし、二つの変数ｆ1 とｆ2 をｆ1 ＝ｆｄ1 ｓｉｎθ／ｃ、ｆ2 ＝ｆｄ2 ｃｏｓθ／ｃと定義すると、アレイアンテナの応答Ｈ（ｆ１，ｆ２）は次のように与えられ、
0004569019.tif 000004
Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）は周波数と到来角度に依存する各アンテナ素子の利得であり、所望の周波数帯域及び到来角度に応じてｆ1 −ｆ2 平面に応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）の所望の点を設定し、Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）／Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）に対して逆フーリエ変換を行うと、各乗算器の係数Ｃn1n2が得られる。
【００１６】
また、本発明では、好適には、上記アレイアンテナのビーム幅を制御するため低域通過フィルタ特性を持つ関数が上記応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）に適用される。
【００１７】
また、本発明では、好適には、ビームの向きに応じて上記関数のパラメータを選択することで、上記アレイアンテナのビーム幅が所定の値に設計される。
【００１８】
また、本発明では、好適には、上記応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）の点を上記ｆ1 −ｆ2 平面において対称的に設定し、上記乗算器に実数の係数Ｃn1n2を与える。
【００１９】
また、本発明では、好適には、所定の最大値と最小値に応じて上記第１の方向と第２の方向におけるアンテナ素子の数が設計される。
【００２０】
さらに、本発明では、好適には、上記各乗算器の係数Ｃn1n2はＨ（ｆ1 ，ｆ2）／Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）に対する２次元逆離散フーリエ変換で得られる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るアレイアンテナの一実施形態を示す図であり、アレイアンテナにおけるＮ1 ×Ｎ2 個の素子のための線形かつ一様な矩形構造を示している。図示のように、各アンテナ素子は符号Ｅ（ｎ1 ，ｎ2 ）で表記され、ここで、０≦ｎ1 ≦Ｎ1 −１、かつ０≦ｎ2 ≦Ｎ2 −１であり、すべてのアンテナ素子は周波数に依存する等しい利得を有する。信号の到来方向はそれぞれ方位角θ及び仰角ψによって決まる。
【００２２】
多くの実例と同様、基地局のアンテナアレイに対する到来信号の仰角がほとんど定数であると仮定し、また、一般性を失うことなく仰角がψ＝９０度と考えられる。アレイアンテナの素子がＮ1 とＮ2 の方向において、それぞれｄ1 とｄ2の間隔で配置されている。ここで、素子Ｅ（ｎ1 ，ｎ2 ）（ｎ1 ＝０，ｎ2 ＝０）を位相基準点と仮定し、即ち、アンテナ素子Ｅ（０，０）を位相基準素子と仮定すると、符号Ｅ（ｎ1 ，ｎ2 ）で表す素子の信号の位相が次のように書かれる。
【００２３】
【数３】
0004569019.tif 000005
【００２４】
ｆは周波数変数である。ここで、到来信号の仰角ψが小さく、かつほとんど等しいと仮定すれば、この研究において仰角ψの影響を無視することができる。図１に示すように、各アンテナ素子がそれぞれ符号Ｍ（ｎ1 ，ｎ2 ）で表す乗算器に接続されているので、アレイアンテナの周波数及び角度応答は、次のように書かれる。
【００２５】
【数４】
0004569019.tif 000006
【００２６】
ここで、Ｇa （ｆ，θ）は各アンテナ素子の周波数−角度に依存する利得を表している。また、Ｃn1n2は乗算器Ｍ（ｎ1 ，ｎ2 ）の係数を表している。一般に、Ｇa （ｆ，θ）は−９０度＜θ＜９０度の範囲でθに対する偶関数であり、θ＝０、ｆ＝ｆ0 （ｆl ＜ｆ0 ＜ｆh ）において最大値を有する。ここで、次式によって二つの補助周波数が定義される。
【００２７】
【数５】
0004569019.tif 000007
【００２８】
【数６】
0004569019.tif 000008
【００２９】
これら新しい変数は周波数ｆと角度θの関数であり、互いに次のように関連付けられている。
【００３０】
【数７】
0004569019.tif 000009
【００３１】
この式はθの任意の値に対して、もし周波数ｆが正の定数と掛け算すれば、ｆ1 とｆ2 はそれぞれ同じ係数と乗算され、それらの比率は周波数に依存しないことを示す。これはアレイアンテナの広帯域特性を表している。
【００３２】
式（５）と（６）を式（４）に代入すると、次の式が得られる。
【００３３】
【数８】
0004569019.tif 000010
【００３４】
ここで、ｆ1 とｆ2 の関数として書き換えられた点を除けば、Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）はＧa （ｆ，θ）と同じである。２次元周波数領域ｆ1 −ｆ2 において、ｆ1 とｆ2 の両方とも（−０．５，０．５）の範囲に限られている。これは、例えば、ｆ1 は次のように書かれるからである。
【００３５】
【数９】
0004569019.tif 000011
【００３６】
ここで、λmin は最高周波数の波長である。式（９）はｆ2 にも成立する。
【００３７】
式（８）に対して細心に考察すると、これは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の式に似ていることが分かる。従って、所望の２次元周波数特性、即ち、アレイの応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）に対してＧa （ｆ1 ，ｆ2 ）を除算すれば、Ｃn1n2で表す係数の２次元ＤＦＴを与える。このため、ｆ1 −ｆ2 平面においてＨ（ｆ1 ，ｆ2）／Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）の値に対して逆ＤＦＴを行うことによって各乗算器の係数Ｃn1n2が得られ、設計が終了する。
【００３８】
設計の過程を明白にするため、周波数範囲ｆl ＜ｆ＜ｆh 及び到来角度θ0 における周波数選択性スマートアンテナを設計しようと仮定する。ｆ1 −ｆ2 平面に所望の領域を求めるために、式（５）、（６）と（７）からそれぞれｆまたはθを消去すると、次の式が得られる。
【００３９】
【数１０】
0004569019.tif 000012
【００４０】
【数１１】
0004569019.tif 000013
【００４１】
ここで、φはｆ1 −ｆ2 平面における極角度である。式（１０）は固定角度の軌跡がｆ1 −ｆ2 平面の原点を通過する直線であることを示し、式（１１）は固定周波数の軌跡が原点を中心として、パラメータｆｄ1 ／ｃとｆｄ2 ／ｃを持つ楕円であることを示す。特殊なケースとしてｄ1 ＝ｄ2 ＝ｄの場合、固定周波数の軌跡はｆ1 −ｆ2 平面上の原点を中心として半径がｆｄ／ｃの円となる。
【００４２】
図２は、与えられた三つのパラメータｆl 、ｆh 及びθ0 に対しｆ1 −ｆ2 平面上の所望の点の位置を示している。理想的な情況において、即ち、Ｇa （ｆ，θ）＝Ｇa （ｆ1 ，ｆ2 ）＝１である完全な無指向性アンテナ素子の場合、図２に示されている選択点における応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）はかならず１に等しく、この領域以外の他の点においては、かならず０に等しい。これは、次の式によって表されている。
【００４３】
【数１２】
0004569019.tif 000014
【００４４】
ここで、ｒl 及びｒh はそれぞれ図２において定義されている。もし素子が完全な無指向性ではなく、全域通過（ａｌｌ−ｐａｓｓ）の特性を示す場合、式（１２）において素子の周波数依存性及び角度依存性を補償する必要がある。これは次のように、式（１２）の定数１をＧa （ｆ1 ，ｆ2 ）の逆関数で置き換えることで容易にできる。
【００４５】
【数１３】
0004569019.tif 000015
【００４６】
ビーム幅が制御可能なビームフォーマを設計するために、次のインパルス応答を用いて低域通過フィルタを定義する。
【００４７】
【数１４】
0004569019.tif 000016
【００４８】
ここで、ｆL は周波数変数である。そして、次のようにインパルス応答Ｈp （ｆL ）がＨ（ｆ1 ，ｆ2 ）に導入される。
【００４９】
【数１５】
0004569019.tif 000017
【００５０】
ここで、αはアンテナパターンの所望のビーム幅に応じて選択された定数で、θ0 は所望のビームフォーマのメインローブの方向を示す。式（１５）の周波数応答値に対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うと、結果として係数Ｃn1n2が得られる。
【００５１】
以下、ビーム幅及びアンテナ素子の数に関わる広帯域ビームフォーマの幾つか有用なパラメータが開示される。まず、アレイアンテナのビーム幅が考慮され、そして、与えられた条件に応じて、パラメータが最適に割り当てられることを示すためにアンテナ素子の数について観察が行われる。
【００５２】
アンテナのビーム幅Δθはビームの広がり角度を示すパラメータであり、メインローブにもっとも近い零点の角度の差として定義することができる。Δθとαとの関係を求めるために、まず、式（１４）と（１５）の結合が次のように与えられる。
【００５３】
【数１６】
0004569019.tif 000018
【００５４】
式（１６）において、Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）＝０と仮定することで、次の式が得られる。
【００５５】
【数１７】
0004569019.tif 000019
【００５６】
最初の零点は、式（１７）の右辺における値±１に対応するため、次のように与えられる。
【００５７】
【数１８】
0004569019.tif 000020
【００５８】
これは次のように書き換えられる。
【００５９】
【数１９】
0004569019.tif 000021
【００６０】
これはθ0 にもっとも近い二つの零点は、それぞれθ1 とθ2 （θ2 ＞θ1 ）であることを意味する。従って、Δθ＝θ2 −θ1 は次のように書ける。
【００６１】
【数２０】
0004569019.tif 000022
【００６２】
θ0 及びΔθが既知であると仮定すれば、Δθからαを決める関係が次のように導かれる。
【００６３】
【数２１】
0004569019.tif 000023
【００６４】
図３は、式（２１）に応じて、θ0 とΔθの関数としてパラメータαをプロットして得られたグラフである。θ0 とΔθの様々な値に対する関係が図３に示されている。一例として、ｄ1 ＝ｄ2 、θ0 ＝８０度かつΔθ＝２０度において、グラフからα＝０．２７５、かつビーム幅Δθが２０度であることを導き出すことができる。
【００６５】
次いで、アンテナ素子の数について考える。本実施形態のアレイアンテナにおいて、矩形アレイのディメンションがＮ1 とＮ2 によって決められる。図１に参照すれば、ビームフォーマ角度θ0 の絶対値はｎ1 とｎ2 の二つの方向で次のように素子の数に関連付けられる。即ち、θ0 ＝０度及び｜θ0 ｜＝９０度に対して、ｎ1 とｎ2 方向におけるアンテナ素子の最大数、またはｎ2 とｎ1 方向におけるアンテナ素子の最小数はそれぞれ導かれる。線形関係を用いれば、これは次のように書かれる。
【００６６】
【数２２】
0004569019.tif 000024
【００６７】
または
【００６８】
【数２３】
0004569019.tif 000025
【００６９】
ここで、〔・〕は引数にもっとも近い整数を表す。一例として、Ｎ1max＝Ｎ2max＝４１，Ｎ1min＝Ｎ2min＝１１、及びθ0 ＝０，４５，９０度に対して、それぞれＮ1 ＝４１，２６，１１及びＮ2 ＝１１，２６，４１が計算できる。これによって、様々な角度を持つビームフォーマを設計するとき、素子の数をかなり節約できる。
【００７０】
次に、本実施形態におけるマルチ広帯域特性を持つアレイアンテナの設計手順の一例を示すシミュレーションについて説明する。
ここで、設計されるアレイアンテナは、シングルアンテナシステムであり、同時にビームフォーミングと周波数選択を行うことが可能である。素子毎にそれぞれ調整されて独立した利得を持つマイクロ・ストリップ矩形アレイアンテナが利用できると仮定する。設計されるアレイアンテナにおいて、すべて空間アナログ信号処理によってビームフォーミングが行われる。ビームフォーミングの所望の周波数応答は図４に示されている。
【００７１】
図４に示すように、所望のアレイアンテナは二つの周波数帯域Ｂ１とＢ２を持ち、即ち、マルチ帯域の特性を有する。周波数帯域Ｂ１は、例えば、１．６１ＧＨｚから２．６９ＧＨｚまでであり、周波数帯域Ｂ２は、４．８９ＧＨｚから５．６１ＧＨｚまでである。即ち、周波数帯域Ｂ１は、ＷＣＤＭＡ通信方式を用いる将来の移動通信システムの応用に有効であり、周波数帯域Ｂ２は、例えば、高度道路交通システム（ＩＴＳ）の応用に有効である。
【００７２】
このシミュレーション例では、アンテナ素子は周波数と角度依存性を持つと仮定される。即ち、素子の応答は理想的ではない。ここで、各アンテナ素子は、周波数及び角度に依存する利得を持ち、これはすべての素子において等しいと仮定する。アレイアンテナの各素子の周波数及び角度依存性利得は次のように与えられる。
【００７３】
【数２４】
0004569019.tif 000026
【００７４】
この近似関係は１ＧＨｚ＜ｆ＜６ＧＨｚ及び−９０度＜θ＜９０度において有効である。周波数ｆ及び角度θは、それぞれＧＨｚ及び度で計量される。なお、式（２４）は正規化された式であり、ｆ＝２ＧＨｚ及びθ＝０度において１となる利得を有する。周波数及び角度両方における式（２４）の帯域通過性質は、各アンテナ素子の非理想的な特性の近似となる。アンテナ素子の間隔はｄ1 ＝ｄ2＝０．０２５ｍと仮定される。信号の伝搬速度としてｃ＝３×１０8 ｍ／ｓｅｃを置き換えると、式（５）及び（６）によって、次の式が与えられる。
【００７５】
【数２５】
0004569019.tif 000027
【００７６】
【数２６】
0004569019.tif 000028
【００７７】
ここで、ｆはＧＨｚで計量され、また、ｆ1 とｆ2 は単位を持たない正規化されたパラメータである。ｆ1 −ｆ2 平面上の所望の領域を得るために、式（１０）及び（１１）を次のように計算する必要がある。
【００７８】
【数２７】
0004569019.tif 000029
【００７９】
【数２８】
0004569019.tif 000030
【００８０】
式（２７）及び（２８）によって、角度θ及び周波数ｆは、それぞれ次のように与えられる。
【００８１】
【数２９】
0004569019.tif 000031
【００８２】
【数３０】
0004569019.tif 000032
【００８３】
式（２９）及び（３０）を式（２４）に代入すると、次式が得られる。
【数３１】
0004569019.tif 000033
【００８４】
ｆ1 またはｆ2 の最大値が０．５であるので、設計されたスマートアンテナの最大動作周波数は６ＧＨｚになる。図４に示すグラフによれば、ビームフォーマの角度θ0 のそれぞれの値に対して、ビームフォーマの周波数応答が１．６ＧＨｚから２．７ＧＨｚまで、または４．９ＧＨｚから５．６ＧＨｚまでにおいて帯域通過特性を持ち、これらの二つの帯域の間に帯域遮断特性を持つことが望まれている。従って、Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）はある小さな固定係数を考慮して、次の式によって定義される。
【００８５】
【数３２】
0004569019.tif 000034
【００８６】
このシミュレーションにおいてθ0 の値は３０度に設定される。帯域幅を制御するパラメータαは２０度のビーム幅に対応して、４．２９６に仮定される。
【００８７】
図５は式（３２）をプロットすることで、設計されるアレイアンテナの周波数及び角度応答を示すためｆ1 −ｆ2 平面上所望の点の配置を示している。図示のように、アレイアンテナの応答は、定常の角度θ0 及び定常の周波数の軌跡が交差して得た二つの部分として表示されている。図５において、半径ｒH1，ｒL1，ｒH2及びｒL2は、それぞれ周波数ｆH1，ｆL1，ｆH2及びｆL2に対応する。ここでそれぞれ、ｆH1＝５．６ＧＨｚ、ｆL1＝４．９ＧＨｚ、ｆH2＝２．７ＧＨｚ、またｆL2＝１．６ＧＨｚである。
【００８８】
図６は、式（３２）に応じて、設計されたアレイアンテナのｆ1 −ｆ2 平面における２次元応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2 ）の大きさを表すプロットである。図６に示すように、低周波帯域及び高周波帯域における二つの所望の領域は比較的高い振幅によって強調されている。即ち、提案されたアレイアンテナは周波数選択性及びマルチ広帯域特性を有し、二つの通過帯域ｆL1＜ｆ＜ｆH1及びｆL2＜ｆ＜ｆH2を有する。
【００８９】
式（３２）に示す周波数応答に対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うことによって、それぞれ対応するアンテナ素子に接続されている各乗算器の係数Ｃn1n2が求められる。図６に示すように、ｆ1 −ｆ2 平面上応答Ｈ（ｆ1 ，ｆ2）の対称的な分布によって、係数Ｃn1n2の値はすべて実数である。
【００９０】
本実施形態のビームフォーミングネットワークの周波数選択性をよりよく表すために、アンテナ素子の不完全な仕様に対する補償に加えて、システムの指向性パターンが図７〜図９にプロットされている。
【００９１】
図７は１．６１ＧＨｚから２．６９ＧＨｚまでの周波数における設計されたアレイアンテナの指向性を示し、図８は、４．８９ＧＨｚから５．６１ＧＨｚまでの周波数におけるパターンを示している。両方の図面において、特定された周波数帯域においてアレイアンテナの利得には特に顕著な変動が観察されない。
【００９２】
図９は、３．４９ＧＨｚから４．２１ＧＨｚまでの周波数、即ち、設計されたアレイアンテナの二つの通過帯域の間にある周波数領域における同じパターンがプロットされている。希望通りに、式（３２）に考慮された係数１０のため、関連するすべての周波数において１０ｄＢの減衰が観察される。それによって、受信器における干渉は周波数または角度のドメインにおいてフィルタされる。アレイアンテナの通過帯域の高域及び低域におけるそれぞれのＦＢは少なくとも０．１４及び０．５となる。従って、設計されたアレイアンテナの合計ＦＢは６４パーセント以上である。
【００９３】
【発明の効果】
本発明のアレイアンテナによれば、複数のアンテナ素子から構成され、マルチ広帯域を持つアレイアンテナが得られ、また、その設計手順が開示された。
さらに、本発明によれば、スマートアンテナアレイのＲＦビームフォーミングにおける完全な空間信号処理方法が提案された。ビームの形成には時間的な処理を要せず、また、信号の位相変動に対する複素数乗算器も要しない。結果として、それぞれのアンテナ素子に実数の係数を持つ乗算器を適用でき、それによって設計されるアレイアンテナの構造は簡単である。
本発明のアレイアンテナにおいて、ビームフォーミングのあと、余分のフィルタを付加することなく到来波のフィルタ処理が周波数及び空間ドメインにおいて行われる。周波数選択性にもかかわらず広帯域の特性が保持され、またマルチ周波数受信においても高い分数帯域幅が実現できる。
さらに、本発明によれば、アンテナ素子の不完全な性質を補正でき、ビーム幅及びアレイアンテナのそれぞれの方向に選択される素子の数が設計過程で計算できる。
設計過程によって得られたアレイアンテナのシミュレーション結果は非常に満足でき、しかもアレイアンテナのマルチ広帯域特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明に係るアレイアンテナの一実施形態における基本的な構造を示す図である。
【図２】図２はアレイアンテナの広帯域特性を実現するためにｆ1 −ｆ2 平面上の所望の点を示す図である。
【図３】図３はパラメータαとビーム幅Δθとの関係を示すグラフである。
【図４】図４はマルチ広帯域アレイアンテナの所望の周波数帯域を示す図である。
【図５】図５は本実施形態のマルチ広帯域アレイアンテナを実現するためのｆ1 −ｆ2平面上の所望の点を示す図である。
【図６】図６は設計されたアレイアンテナのｆ1 −ｆ2 平面上の２次元応答を示す図である。
【図７】図７は１．６１ＧＨｚから２．６９ＧＨｚまでの周波数において設計されたアレイアンテナの指向性ビームパターンを示す図である。
【図８】図８は４．８９ＧＨｚから５．６１ＧＨｚまでの周波数において設計されたアレイアンテナの指向性ビームパターンを示す図である。
【図９】図９は３．４９ＧＨｚから４．２１ＧＨｚまでの周波数において設計されたアレイアンテナの指向性ビームパターンを示す図である。
【符号の説明】
Ｅ（０，０），…，Ｅ（０，Ｎ2 −１），…，Ｅ（Ｎ1 −１，０），…，Ｅ（Ｎ1 −１，Ｎ2 −１）…アンテナ素子、
Ｍ（０，０），…，Ｍ（０，Ｎ2 −１），…，Ｍ（Ｎ1 −１，０），…，Ｍ（Ｎ1 −１，Ｎ2 −１）…乗算器、
Ｃ0,N2-1，Ｃ1,N2-1，…，ＣN1-1,0，…，ＣN1-1,N2-1 …乗算器係数。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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