(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から電気負荷に至る通電経路上に設けられたスイッチ手段と、
このスイッチ手段と直列に接続され、当該スイッチ手段を介して前記電気負荷に流れる負荷電流を電圧値として検出する検出抵抗と、
前記スイッチ手段のとり得る開閉状態の範囲内において前記スイッチ手段を介して流すことのできる上限電流が前記電気負荷に流れている期間、電流飽和信号を出力する飽和状態検出手段と、
外部から駆動開始指令信号が入力された時に前記負荷電流の漸増に対応した電圧変化を開始し、前記飽和状態検出手段が前記電流飽和信号を出力した時点でその電圧変化を停止し、外部から駆動停止指令信号が入力された時に前記負荷電流の漸減に対応した電圧変化を開始する台形波信号を生成する信号生成手段と、
この信号生成手段からの台形波信号と前記検出抵抗にて検出された電圧値とを比較し、前記電気負荷に台形波状の電流が流れるように前記台形波信号に基づいて前記スイッチ手段を制御する電流制御手段とを備えて構成されていることを特徴とする電気負荷の駆動装置。
【請求項２】
前記スイッチ手段は、制御端子への入力電圧に応じて前記負過電流を制御可能なトランジスタから構成され、
前記電流制御手段は、前記信号生成手段からの台形波信号と前記検出抵抗にて検出された電圧値との電位差に応じた電圧を出力するオペアンプを備え、このオペアンプからの出力電圧により、前記トランジスタの制御端子への入力電圧を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の電気負荷の駆動装置。
【請求項３】
前記飽和状態検出手段は、前記トランジスタの制御電圧と所定の基準電圧とを比較するコンパレータを備えていることを特徴とする請求項２記載の電気負荷の駆動装置。
【請求項４】
前記信号生成手段は、
前記台形波信号を出力するコンデンサと、
このコンデンサに対し直列に接続された第１の定電流回路と、
前記コンデンサに対し並列に接続され、前記駆動停止指令信号が入力されている期間定電流動作を行う第２の定電流回路と、
前記第１の定電流回路に対し直列に接続され、前記飽和状態検出手段が前記電流飽和信号を出力している期間前記第１の定電流回路の出力電流を入力する第３の定電流回路とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電気負荷の駆動装置。
【請求項５】
前記信号生成手段は、前記コンデンサの両端電圧を所定電圧に制限する制限回路を備えていることを特徴とする請求項４記載の電気負荷の駆動装置。
【請求項６】
前記駆動開始指令信号と前記駆動停止指令信号とは、前記負荷電流に応じたデューティ比を持つＰＷＭ信号であることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の電気負荷の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷に対して台形波状の電流を流し出す電気負荷の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ランプやコイルなどの電気負荷は、通電に伴う発熱によってそのインピーダンス（抵抗）が変化する。そして、抵抗の小さい通電開始直後においては、定常通電時よりも大きな電流が流れたりノイズが発生し易くなる。特開２０００−１３８５７０号公報に開示された電気負荷の駆動装置は上記問題を解決することを目的としてなされたものであり、図５に示す電気的構成を有している。
【０００３】
すなわち、この負荷駆動回路１は、バッテリ２からランプなどの負荷３に至る通電経路上に介在する抵抗４とＭＯＳトランジスタ５、駆動指令信号Ｓａに従って台形波信号Ｓｂを生成する台形波生成回路６、および台形波信号Ｓｂと抵抗４により検出された電圧値とを比較してＭＯＳトランジスタ５のゲート電圧を制御する電流制御回路７から構成されている。
【０００４】
台形波生成回路６は、図示しないコンデンサ、充電用の定電流回路、放電用の定電流回路などから構成されており、コンデンサの両端子間に生成される台形波信号Ｓｂの上底部の電圧（以下、上辺電圧と称す）は一定値とされている。電流制御回路７は、グランド電位を基準とする上記台形波信号Ｓｂを反転させてバッテリ電位ＶＢを基準とする台形波信号Ｓｄを生成する電圧変換回路８と、この反転後の台形波信号Ｓｄと抵抗４の両端電圧とを比較して両電圧が一致するようにＭＯＳトランジスタ５のゲート電位を制御する誤差増幅回路９とから構成されている。
【０００５】
この構成によれば、負荷３であるランプに流れる電流（以下、ランプ電流と称す）は、ランプの駆動開始時にあっては台形波信号Ｓｂの電圧上昇に伴って徐々に増加し、ランプの駆動停止時にあっては台形波信号Ｓｂの電圧下降に伴って徐々に減少する。そして、駆動指令信号Ｓａを周期的なパルス信号とすれば、そのデューティ比を変化させることによりランプを調光することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、負荷３が自動車に搭載されたランプのような場合、ランプ交換に際して常に同じ種類のランプが装着されるとは限らず、使用者の選択によって定格電流の異なったランプつまりインピーダンスの異なったランプが装着される場合がある。
【０００７】
上記駆動回路１においては、使用が予想されるランプのうち最も定格電流の大きい特定のランプ（例えば定格電流６Ａのランプ）が接続された状態で、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達するまでの間ＭＯＳトランジスタ５が飽和領域で動作し、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達した時点でＭＯＳトランジスタ５が線形領域で動作するように上辺電圧が決められている。このように上辺電圧を決めることにより、６Ａよりも小さい定格電流を持つランプが接続された場合において、ＭＯＳトランジスタ５のドレイン損失の増大を防止することができる。
【０００８】
しかしながら、上記特定のランプよりも定格電流の小さいランプつまりインピーダンスの大きいランプが接続された場合、調光制御において不都合が発生する。以下、これについて図６を参照しながら説明する。
【０００９】
図６は、駆動回路１に定格電流６Ａの特定のランプまたは定格電流３Ａの他の種類のランプが接続されている場合における各部の波形を示している。（ａ）〜（ｆ）の各波形は、それぞれ以下の信号、電流、電圧を表している。
（ａ）…駆動指令信号Ｓａ
（ｂ）…台形波信号Ｓｂ
（ｃ）…定格電流６Ａのランプ接続時におけるランプ電流
（ｄ）…定格電流６Ａのランプ接続時におけるランプの両端電圧
（ｅ）…定格電流３Ａのランプ接続時におけるランプ電流
（ｆ）…定格電流３Ａのランプ接続時におけるランプの両端電圧
【００１０】
駆動回路１に定格電流６Ａのランプが接続されている場合、ランプの両端電圧（以下、ランプ電圧と称す）は、駆動指令信号Ｓａに基づく台形波信号Ｓｂの上昇または下降に伴って増加または減少し、台形波信号Ｓｂが上辺電圧となっている期間バッテリ電圧ＶＢにほぼ等しくなる。従って、台形波状のランプ電流についてその電流振幅の中間レベル（３Ａ）を通電しきい値（図６において二点鎖線で示す）としてデューティ比を定義すれば、ランプ電流のデューティ比は常に駆動指令信号Ｓａのデューティ比と等しくなり指令通りの調光が可能となる。
【００１１】
これに対し、駆動回路１に定格電流３Ａのランプが接続されている場合、ランプ電圧は、台形波信号Ｓｂの上昇に伴って増加するものの台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達する前の時点（時刻ｔｂ）でバッテリ電圧ＶＢにほぼ等しくなり増加を停止する。また、ランプ電圧は、台形波信号Ｓｂが時刻ｔｄにおいて下降を開始した後暫くしてから減少を開始する（時刻ｔｅ）。その結果、図６に示す時刻ｔｂからｔｃまでの期間および時刻ｔｄからｔｅまでの期間においてランプ電流と台形波信号Ｓｂとの間に波形のずれが生じ、上記定義によるランプ電流のデューティ比（実効的な通電時間）が駆動指令信号Ｓａのデューティ比（指令された通電時間）よりも大きくなってしまう。
【００１２】
このように、駆動回路１に上記特定のランプに比べ定格電流の小さいランプが接続されると、ランプ電流のデューティ比すなわちランプの明るさを決める実効的な通電時間が駆動指令信号Ｓａによる調光指令に一致しなくなる。また、ランプ電流のデューティ比を十分に下げることができなくなり、ランプを十分に減光できなくなる。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、電気負荷に対して台形波状の電流を通電するものにおいて、その電気負荷のインピーダンスの大きさにかかわらず、駆動指令信号により指令される電気負荷への通電時間と実際の通電時間とが一致する電気負荷の駆動装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、検出抵抗には電気負荷に流れる負荷電流に比例した電圧が生成され、電流制御手段は信号生成手段からの台形波信号と検出抵抗にて検出された電圧値とを比較してスイッチ手段を制御するので、電気負荷に台形波信号に従った台形波状の電流が流れる。その結果、電気負荷への通電開始時などに負荷電流が急増するのを防止でき、負荷電流の急峻な変化によるノイズの発生を抑制できる。
【００１５】
ところで、直流電源からスイッチ手段を介して電気負荷に流すことができる負荷電流は、直流電源の電圧、電気負荷のインピーダンス、およびスイッチ手段の開閉状態により決まる上限値を有している。飽和状態検出手段は、電流制御手段によるスイッチ手段の開閉制御可能範囲内において当該スイッチ手段を介して流すことのできる上限電流が流れている状態（電流飽和状態）を検出する。そして、信号生成手段は、駆動開始指令信号が入力された時に負荷電流の漸増に対応した電圧変化を開始し、飽和状態検出手段が電流飽和状態を検出した時点でその電圧変化を停止する。
【００１６】
つまり、本手段によれば、台形波信号の上辺電圧は一定値に制御されず、直流電源の電圧および電気負荷のインピーダンスにより定まる上記上限電流に対応した値に制御される。このため、台形波信号が実際には流すことのできない上記上限電流を超える電流を指令することがなくなり、電気負荷には常に台形波信号により指令された通りの電流が流れる。その結果、駆動停止指令信号が入力されて台形波信号が負荷電流の漸減に対応した電圧変化を開始すると、負荷電流はその台形波信号に従って直ちに減少を開始する。
【００１７】
従って、接続される電気負荷のインピーダンスの大小にかかわらず、負荷電流は駆動指令信号に基づいて生成される台形波信号に常に追従するようになり、駆動指令信号により指令される通電時間と台形波状の負荷電流の実効的な通電時間（例えば負荷電流の電流振幅の中間レベルを通電しきい値とした場合の通電時間）とが一致する。
【００１８】
請求項２に記載した手段によれば、オペアンプの誤差増幅作用により、信号生成手段からの台形波信号と検出抵抗にて検出された電圧値とが一致するようにトランジスタのオン状態が制御されるので、電気負荷には常に台形波信号により指令された通りの電流が流れる。
【００１９】
請求項３に記載した手段によれば、台形波信号が上記電気負荷に流し得る上限電流に対応した値を超えて変化しようとすると、台形波信号に対する負荷電流の偏差が増大し、オペアンプによるフィードバック制御によりトランジスタの制御電圧が急峻に上昇する。飽和状態検出手段を構成するコンパレータは、トランジスタの制御電圧を所定の基準電圧と比較することにより、この急峻な電圧上昇つまり電流飽和状態を検出することができる。この手段によれば、直流電源の電圧が変動する場合であっても電流飽和状態を確実に検出できる。
【００２０】
請求項４に記載した手段によれば、信号生成手段に駆動停止指令信号および電流飽和信号が入力されていない時に駆動開始指令信号が入力されると、第２および第３の定電流回路が定電流動作を停止しているため、第１の定電流回路からコンデンサに一定の充電電流が流れ、コンデンサの両端電圧は負荷電流の漸増に対応した電圧変化を開始する。その後、電流飽和信号が入力されると、第３の定電流回路が第１の定電流回路の出力電流を入力するので、コンデンサへの充電電流が断たれ、コンデンサの両端電圧の変化が停止する。その後、駆動停止指令信号が入力されると、コンデンサから第２の定電流回路に放電電流が流れ、コンデンサの両端電圧は負荷電流の漸減に対応した電圧変化を開始する。その結果、コンデンサの両端子間には上述の台形波信号が生成される。
【００２１】
請求項５に記載した手段によれば、台形波信号の上辺電圧が所定電圧に制限されるので、直流電源の電圧が過大である場合または電気負荷のインピーダンスが過小である場合など電流飽和状態における負荷電流が過大となる場合において、上記所定電圧に相当する電流を超える過大な負荷電流が流れることを防止することができる。
【００２２】
請求項６に記載した手段によれば、駆動開始指令信号と駆動停止指令信号とは負荷電流に応じたデューティ比を持つＰＷＭ信号であり、上述したように駆動指令信号により指令される通電時間と負荷電流の実効的な通電時間とが一致するように制御されるので、電気負荷にはＰＷＭ信号のデューティ比に等しいデューティ比を持つ電流が流れる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、電気負荷の駆動装置である負荷駆動回路の電気的構成を示している。
この負荷駆動回路１１は、図示しない電源回路や制御回路などとともに一つのＩＣとして構成されており、外部から入力される駆動指令信号Ｓａに基づいて、負荷１２（電気負荷に相当）例えば車両のヘッドライト、インストルメントパネルに設けられた各種のランプ、室内灯などを点灯・消灯制御および調光制御するものである。
【００２４】
ＩＣの電源端子１４、１５にはそれぞれバッテリ１３（直流電源に相当）の正極端子、負極端子が接続されており、ＩＣの出力端子１６とバッテリ１３の負極端子に繋がるグランド線との間には上述した負荷１２が接続されている。また、ＩＣの入力端子１７には上記駆動指令信号Ｓａが入力されている。
【００２５】
ＩＣ内において、電源端子１４と出力端子１６との間には、負荷１２に流れる電流（負荷電流ＩL ）を検出するための抵抗Ｒ１１（検出抵抗に相当）とハイサイドスイッチとして機能するＮチャネル型のパワーＭＯＳトランジスタＱ１１（スイッチ手段に相当）とが直列に接続された通電経路１８が形成されている。
【００２６】
負荷駆動回路１１は、これら抵抗Ｒ１１とＭＯＳトランジスタＱ１１の他に、台形波発生回路１９（信号生成手段に相当）、電流制御回路２０（電流制御手段に相当）および飽和状態検出回路２１（飽和状態検出手段に相当）を備えている。ここで、台形波発生回路１９と飽和状態検出回路２１とが本発明に特徴的な回路部分である。以下、各回路の具体的構成について説明する。
【００２７】
図２は、台形波発生回路１９の電気的構成を示している。この図２において、電源端子１４に接続された電源線２２と電源端子１５に接続されたグランド線２３との間には、ダイオード接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２とが直列に接続されている。このトランジスタＱ１２のベースは、電源線２２に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１３〜Ｑ１７の各ベースに接続されており、全体としてカレントミラー回路２４を構成している。ここで、トランジスタＱ１２〜Ｑ１７は全て同じエミッタ面積を有しており、トランジスタＱ１４とＱ１５のコレクタ同士およびトランジスタＱ１６とＱ１７のコレクタ同士はそれぞれ接続されている。
【００２８】
台形波発生回路１９は、上記カレントミラー回路２４を利用した３つの定電流回路２５、２６、２７を備えている。このうち定電流回路２６（第２の定電流回路に相当）は、上記トランジスタＱ１４、Ｑ１５、ＮＰＮ形トランジスタＱ１８、Ｑ１９からなるカレントミラー回路２８、トランジスタＱ１４、Ｑ１５とトランジスタＱ１８との間に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ２０、およびトランジスタＱ１８に並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ２１から構成されている。ＭＯＳトランジスタＱ２１のゲートには上記駆動指令信号Ｓａが入力されるようになっている。
【００２９】
トランジスタＱ１９のコレクタは台形波発生回路１９の出力ノードｎ１であって、この出力ノードｎ１とグランド線２３との間にはコンデンサＣ１１が接続されている。後述するように、出力ノードｎ１（コンデンサＣ１１の両端子間）には、台形波状の電圧を有する台形波信号Ｓｂが生成されるようになっている。トランジスタＱ１３のコレクタとこの出力ノードｎ１との間にはＰＮＰ形トランジスタＱ２２が接続されており、これらトランジスタＱ１３とＱ２２とにより定電流回路２５（第１の定電流回路に相当）が構成されている。
【００３０】
定電流回路２７（第３の定電流回路に相当）は、上記トランジスタＱ１６、Ｑ１７、ＮＰＮ形トランジスタＱ２３、Ｑ２４からなるカレントミラー回路２９、トランジスタＱ１６、Ｑ１７とトランジスタＱ２３との間に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ２５、およびトランジスタＱ２３に並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ２６から構成されている。ＭＯＳトランジスタＱ２６のゲートには後述する電流飽和信号Ｓｃが入力されるようになっている。
【００３１】
ここで、トランジスタＱ２０、Ｑ２２、Ｑ２５は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１７のアーリー効果を抑制するために用いられるもので、それぞれのベースは共通に接続された上で図示極性のダイオードＤ１、Ｄ２を介して電源線２２に接続されている。また、この共通ベース線は、抵抗Ｒ１３を介して電源線２２に接続されるとともに、抵抗Ｒ１４を介してグランド線２３に接続されている。
【００３２】
さらに、バッテリ電圧ＶＢの上昇などにより過大な負荷電流ＩL が流れることを防止するため、台形波発生回路１９には出力ノードｎ１の電圧を制限するための電圧制限回路３０（制限回路に相当）が設けられている。すなわち、コンデンサＣ１１の両端子間にはＰＮＰ形トランジスタＱ２７のエミッタ・コレクタ間が接続されており、そのベースは抵抗Ｒ１５を介してグランド線２３に接続されるとともにＮＰＮ形トランジスタＱ２８のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２８のコレクタは電源線３１に接続され、ベースは電源線３１とグランド線２３との間に直列接続された抵抗Ｒ１６、Ｒ１７の分圧点に接続されている。なお、電源線３１は、バッテリ電圧ＶＢを入力として制御用電源電圧Ｖdd（例えば５Ｖ）を生成する図示しない電源回路の出力線である。
【００３３】
さて、図１に示す電流制御回路２０は、電圧変換回路３２と誤差増幅回路３３とから構成されている。このうち電圧変換回路３２は、グランド線２３を基準電位とする台形波信号Ｓｂを反転させて電源線２２を基準電位とする台形波信号Ｓｄを生成するものである。オペアンプ３４は、電源線３１から制御用電源電圧Ｖddの供給を受けて動作し、その非反転入力端子は上記台形波発生回路１９の出力ノードｎ１に接続されている。また、オペアンプ３４の出力端子および反転入力端子は、それぞれＮＰＮ形トランジスタＱ２９のベースおよびエミッタに接続されている。トランジスタＱ２９のコレクタは抵抗Ｒ１８を介して電源線２２に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１９を介してグランド線２３に接続されている。
【００３４】
誤差増幅回路３３は、反転後の台形波信号Ｓｄと抵抗Ｒ１１の両端電圧とを比較して両電圧が一致するようにＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位を制御するものである。この誤差増幅回路３３は、チャージポンプ回路（図示せず）から電源線３５を介して昇圧電圧Ｖcpの供給を受けて動作するオペアンプ３６と、電源線３５とグランド線２３との間に接続されたプッシュプル回路３７とから構成されている。プッシュプル回路３７は、ＮＰＮ形トランジスタＱ３０とＰＮＰ形トランジスタＱ３１とから構成されている。
【００３５】
オペアンプ３６の非反転入力端子は抵抗Ｒ１１とＭＯＳトランジスタＱ１１のドレインとの共通接続点に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ１８とトランジスタＱ２９のコレクタとの共通接続点に接続されている。トランジスタＱ３０、Ｑ３１の共通のベースはオペアンプ３６の出力端子に接続され、共通のエミッタは抵抗Ｒ２０を介してＭＯＳトランジスタＱ１１のゲートに接続されている。
【００３６】
なお、オペアンプ３６のオフセット電圧が正側に現れると、台形波信号Ｓｂが０Ｖであっても微小な負荷電流ＩL が流れる虞が生じる。そこで、本実施形態では、オペアンプ３６の入力段を構成する差動増幅回路（図示せず）において、各入力端子に対応する負荷トランジスタのサイズが異なる値に設定されており、これによりオフセット電圧が必ず負側に現れるようになっている。
【００３７】
飽和状態検出回路２１は、ＭＯＳトランジスタＱ１１を介して負荷１２に流れる電流が飽和状態（以下、電流飽和状態と称す）にある期間、台形波発生回路１９に対してＬレベルの電流飽和信号Ｓｃを出力するものである。ＭＯＳトランジスタＱ１１が飽和領域で動作している時、負荷電流ＩL はゲート電位の上昇に従って増加するが、ＭＯＳトランジスタＱ１１が線形領域に達した時には、ゲート電位が上昇しても負荷電流ＩL は増加しない。この増加しない状態、すなわちＭＯＳトランジスタＱ１１のとり得るオン状態の範囲内においてＭＯＳトランジスタＱ１１を介して流すことのできる上限電流が負荷１２に流れている状態が電流飽和状態であって、負荷１２の抵抗値をＲＬとすれば電流飽和状態での電流（以下、飽和電流Ｉｓと称す）はほぼＶＢ／ＲＬとなる。
【００３８】
電流制御回路２０はフィードバック制御によりＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位を制御しているので、上記電流飽和状態に達するとゲート・ソース間電圧（以下、ゲート電圧ＶGSと称す）が急峻に上昇する。飽和状態検出回路２１は、このゲート電圧ＶGSが急上昇したタイミングで上記電流飽和状態を検出するように構成されている。すなわち、ゲート電圧検出回路３８は、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位からソース電位を減算してゲート電圧ＶGSを検出するようになっており、このゲート電圧ＶGSはコンパレータ３９の反転入力端子に入力されている。また、制御用電源電圧Ｖddとグランド線２３との間には抵抗Ｒ２１とＲ２２とが直列に接続されており、この分圧電圧（例えば２．５Ｖ）は基準電圧Ｖｒとしてコンパレータ３９の非反転入力端子に入力されている。このコンパレータ３９の出力が上記電流飽和信号Ｓｃとなる。
【００３９】
次に、負荷駆動回路１１の動作について図３および図４も参照しながら説明する。
図３および図４は、負荷１２としてそれぞれ定格電流３Ａおよび６Ａのランプを接続した場合において、ランプを調光制御するために駆動指令信号Ｓａとして所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を入力した時の各部の波形を示している。
各図における（ａ）〜（ｆ）の各波形は、それぞれ以下の信号、電流、電圧を表している。
（ａ）…駆動指令信号Ｓａ
（ｂ）…台形波信号Ｓｂ
（ｃ）…台形波信号Ｓｄ
（ｄ）…負荷電流ＩL （負荷１２の両端電圧ＶL ）
（ｅ）…ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGS
（ｆ）…電流飽和信号Ｓｃ
【００４０】
まず、図３を参照しながら図１および図２に示す負荷駆動回路１１の動作を説明する。駆動指令信号Ｓａは一定周期Ｔを有するＰＷＭ信号であって、この図３には、ランプを高輝度状態から低輝度状態にするためにデューティ比が切り替えられた場合が示されている。なお、図３に描かれた一点鎖線は、図５に示す従来構成の負荷駆動回路１を用いた場合における各波形を示している。
【００４１】
（１）時刻ｔ１以前
駆動指令信号ＳａがＬレベル（駆動停止指令に相当）であるため、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２１がオフとなり、トランジスタＱ１４、Ｑ１５からトランジスタＱ１８に（２・Ｉａ）の電流が流れる。ここでＩａは、トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２との直列回路により生成される電流値である。この（２・Ｉａ）の電流は、トランジスタＱ１８とともにカレントミラー回路２８を構成するトランジスタＱ１９のコレクタ電流となる。
【００４２】
一方、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGSは０であるため、飽和状態検出回路２１から出力される電流飽和信号ＳｃはＨレベルとなっており、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２６がオン、トランジスタＱ２３、Ｑ２４がオフとなる。出力ノードｎ１に着目すれば、トランジスタＱ１３から出力ノードｎ１にＩａの電流が流れ込み、出力ノードｎ１からトランジスタＱ１９に（２・Ｉａ）の電流が流れ出すため、コンデンサＣ１１からトランジスタＱ１９にＩａの放電電流が流れる。なお、この放電電流は、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）が０Ｖとなった時点で０となる。
【００４３】
（２）時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間
時刻ｔ１において駆動指令信号ＳａがＨレベル（駆動開始指令に相当）に反転すると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２１がオン、トランジスタＱ１８、Ｑ１９がオフとなる。これにより、トランジスタＱ１３から流れ出すＩａの電流は全てコンデンサＣ１１に流れ込み、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）はほぼ一定の傾きで上昇する。
【００４４】
電流制御回路２０は、台形波信号Ｓｂを反転した台形波信号Ｓｄと抵抗Ｒ１１の両端電圧とが一致するようにＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位（つまりはゲート電圧ＶGS）を制御するので、負荷電流ＩL は台形波信号Ｓｂに従って漸増する。なお、時刻ｔ１において、ゲート電圧ＶGSはＭＯＳトランジスタＱ１１のしきい値電圧Ｖｔだけ上昇する。
【００４５】
（３）時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間
台形波信号Ｓｂに従って負荷電流ＩL が増加し、やがて時刻ｔ２において上述した電流飽和状態に達すると、台形波信号Ｓｂの上昇にもかかわらず負荷電流ＩL の増加が停止する。この時、台形波信号Ｓｄと抵抗Ｒ１１の両端電圧とに偏差が生じるため、オペアンプ３６の出力電圧すなわちＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位は急峻に上昇する。そして、時刻ｔ３において、ゲート電圧ＶGSが基準電圧Ｖｒ（図３において二点鎖線で示す）を超えるため、飽和状態検出回路２１のコンパレータ３９の出力電圧が反転し、電流飽和信号ＳｃはＨレベルからＬレベルになる。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの時間は、オペアンプ３６およびコンパレータ３９の動作遅れ時間であって非常に短い時間である。
【００４６】
（４）時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間
時刻ｔ３において電流飽和信号ＳｃがＬレベルになると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２６がオフとなり、トランジスタＱ１６、Ｑ１７からトランジスタＱ２３に（２・Ｉａ）の電流が流れる。この（２・Ｉａ）の電流は、トランジスタＱ２３とともにカレントミラー回路２９を構成するトランジスタＱ２４のコレクタ電流となる。これにより、トランジスタＱ１３から流れ出すＩａの電流は全てトランジスタＱ２４に流れ込むようになり、コンデンサＣ１１への充放電電流が０となって、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）は一定に保持される。この保持電圧は台形波信号Ｓｂの上辺電圧であって、負荷１２には上述した飽和電流Ｉｓが流れ続ける。なお、図５に示した負荷駆動回路１の場合、電流飽和状態に達した後も台形波信号Ｓｂは一定の上辺電圧Ｖｐに至るまで上昇し続ける。
【００４７】
（５）時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間
時刻ｔ４において駆動指令信号ＳａがＬレベルに反転すると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２１がオフ、トランジスタＱ１８、Ｑ１９がオンとなり、コンデンサＣ１１からトランジスタＱ１９に（２・Ｉａ）の放電電流が流れる。このため、出力ノードｎ１（台形波信号Ｓｂ）の電圧が低下し、電流制御回路２０はそれに伴ってＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位を下げる。
【００４８】
そして、時刻ｔ５において、電流飽和状態から脱することによりゲート電圧ＶGSが基準電圧Ｖｒよりも低下すると、飽和状態検出回路２１のコンパレータ３９の出力電圧が反転し、電流飽和信号ＳｃはＬレベルからＨレベルになる。なお、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの時間は、オペアンプ３６およびコンパレータ３９の動作遅れ時間であって非常に短い時間である。
【００４９】
（６）時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間
時刻ｔ５において電流飽和信号ＳｃがＨレベルになると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２６がオン、トランジスタＱ２３、Ｑ２４がオフとなって、上述した（１）の期間と同じ状態となる。このため、コンデンサＣ１１からトランジスタＱ１９にＩａの放電電流が流れ、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）は０Ｖになるまでほぼ一定の傾きで下降する。これにより、負荷電流ＩL は台形波信号Ｓｂに従って漸減し、やがて台形波信号Ｓｂが０Ｖとなった時刻ｔ６において、ゲート電圧ＶGSはしきい値電圧Ｖｔだけ低下して０Ｖとなる。なお、図５に示した負荷駆動回路１の場合には、負荷電流ＩL は台形波信号Ｓｂの下降開始時点よりも遅れて減少し始める。
【００５０】
以上（１）〜（６）で説明した動作は、駆動指令信号Ｓａのデューティ比の大きさ、あるいは負荷１２のインピーダンスに関係なく成立する。
図４は、負荷１２として図３に示す動作に用いたランプに比べインピーダンスが１／２（定格電流が２倍）のランプを用いた場合の波形を示している。この図４において、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間および時刻ｔ４から時刻ｔ６まで期間における台形波信号Ｓｂの傾きはそれぞれ図３と同じであり、負荷電流ＩL も図３と同じ割合で増減する。この場合、負荷１２の両端電圧ＶL の傾きは図３に比べ１／２となり、その両端電圧ＶL がＶＢとなる電流飽和状態に達するまでの時間（時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間）が長くなる。台形波信号Ｓｂは電流飽和状態に達するまで増加し続けるので、台形波信号Ｓｂの上辺電圧は図３に比べほぼ２倍（６Ａ指令に対応）となる。
【００５１】
以上説明したように、駆動指令信号ＳａがＨレベルとなって負荷１２の駆動開始が指令されると、負荷電流ＩL を指令する台形波信号Ｓｂは負荷電流ＩL が飽和するまで（電流飽和状態に達するまで）ほぼ一定の傾きで増加し続け、電流飽和状態に達するとその時の電圧値に保持される。つまり、本実施形態の負荷駆動回路１１では、台形波信号Ｓｂの上辺電圧が一定値に制御されるのではなく、飽和電流Ｉｓに対応した値に制御される。
【００５２】
その結果、台形波信号Ｓｂが実際には流すことのできない飽和電流Ｉｓを超える電流を指令することがなくなり、駆動指令信号ＳａがＬレベルとなって台形波信号Ｓｂが上辺電圧から減少を開始すると、負荷電流ＩL はその台形波信号Ｓｂに従って直ちに減少を開始する。このように、負荷駆動回路１１を用いることにより、負荷１２のインピーダンスやバッテリ電圧ＶＢの大きさにかかわらず、負荷１２に対し常に台形波信号Ｓｂにより指令した通りの電流を流すことが可能となり、駆動指令信号Ｓａにより指令される通電時間と負荷電流ＩL の実効的な通電時間（例えば負荷電流ＩL の振幅の中間レベルを通電しきい値とした場合の通電時間）とが一致する。
【００５３】
従って、負荷１２としてのランプを調光制御するために駆動指令信号ＳａをＰＷＭ信号として与えた場合、台形波状の負荷電流ＩL の実効的なデューティ比は常に駆動指令信号Ｓａのデューティ比と一致するようになる。その結果、接続されるランプの定格電流（インピーダンス）やバッテリ電圧ＶＢの変動に関わらず、ランプを指令通りの明るさに調光することができる。
【００５４】
また、飽和状態検出回路２１は、電流制御回路２０によるフィードバック制御の下で、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGSの上昇を検出しているため、バッテリ電圧ＶＢが変動する場合であっても電流飽和状態を確実に検出することができる。
【００５５】
本実施形態の場合、台形波信号Ｓｂは電流飽和状態に達するまで増加し続けるため、例えばバッテリ電圧ＶＢが過大となった場合や負荷１２のインピーダンスが過小となった場合においては、飽和電流Ｉｓが過大になることが懸念される。
このため、台形波発生回路１９に電圧制限回路３０を設け、電流飽和状態に達する前であっても、台形波信号Ｓｂの上辺電圧を過電流保護レベルに対応した電圧値に制限するようになっている。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１１や負荷１２を過電流から保護することができる。
【００５６】
ランプは通電に伴う発熱等によってそのインピーダンス（抵抗値）が変化し、駆動開始時には比較的低い抵抗値となっている。このため、ランプに対し駆動電圧をステップ的に印加すると過渡的に過大な電流が流れ易い。これに対し、本実施形態では、ランプに台形波信号Ｓｂに従った台形波状の電流が流れるので、駆動開始時に過大な負荷電流ＩL が流れることを防止でき、その負荷電流ＩL の急峻な変化によるノイズの発生を抑制することができる。その結果、車両に搭載されたラジオや他の制御装置などに与えるノイズが減少し、ラジオノイズを低減できるとともに、他の制御装置をより安定に動作させることができる。また、ランプの寿命を延ばすことができる。
【００５７】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
スイッチ手段であるＭＯＳトランジスタＱ１１は、負荷１２からグランド線に至る通電経路に、ローサイドスイッチとして機能するように設けてもよい。この場合、ＭＯＳトランジスタＱ１１とグランド線との間に抵抗Ｒ１１を設けるようにすれば、上記実施形態と同様に、電流制御回路２０で負荷電流ＩL を表す電圧値を取り込むための回路構成を簡単にすることができる。また、スイッチ手段としてバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどを用いても良い。
【００５８】
台形波発生回路１９において、トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２との直列回路によりＩａの電流を生成するようになっているが、バッテリ電圧ＶＢによる電流変動を抑制するために自己バイアス形の定電流回路を採用しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す負荷駆動回路の電気的構成図
【図２】台形波発生回路の電気的構成図
【図３】定格電流３Ａのランプを接続した場合における各部の波形図
【図４】定格電流６Ａのランプを接続した場合における各部の波形図
【図５】従来技術を示す図１相当図
【図６】定格電流６Ａまたは３Ａのランプを接続した場合における各部の波形図
【符号の説明】
１１は負荷駆動回路、１２は負荷（電気負荷）、１３はバッテリ（直流電源）、１８は通電経路、１９は台形波発生回路（信号生成手段）、２０は電流制御回路（電流制御手段）、２１は飽和状態検出回路（飽和状態検出手段）、２５は定電流回路（第１の定電流回路）、２６は定電流回路（第２の定電流回路）、２７は定電流回路（第３の定電流回路）、３０は電圧制限回路（制限回路）、３６はオペアンプ、３９はコンパレータ、Ｑ１１はＭＯＳトランジスタ（スイッチ手段）、Ｒ１１は抵抗（検出抵抗）、Ｃ１１はコンデンサである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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