(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して高圧放電灯に電力を供給する交流変換回路と、前記コンバータの出力電圧を入力してマイクロコンピュータで演算することによりランプ電力制御信号を発する波形発生回路と、前記ランプ電力制御信号を入力することで補正出力信号を発する電力ロス補正回路と、前記補正出力信号と前記交流ランプ電流とを入力することによりＰＷＭ制御信号を前記コンバータに発信する制御回路とを備え、前記電力ロス補正回路は複数の抵抗体により構成するものであり、前記交流変換回路のスイッチ素子での電力損失に対応する前記交流ランプ電流の増加に従って前記制御回路の差動増幅器の出力を上昇させるための前記抵抗体の抵抗値を選択して前記コンバータの出力が上昇するように前記ＰＷＭ制御信号を制御し、前記高圧放電灯の動作時は常に前記交流変換回路のスイッチ素子における電力損失相当の損失補正電流が前記交流ランプ電流に加わるように前記コンバータ出力を変動させたうえでランプ電力を一定に保つ高圧放電灯装置。
【請求項２】
出力ロス補正回路は、一方を波形発生回路に接続し他方を差動増幅器の＋側に接続した第１の抵抗と、この第１の抵抗の他方側と接地部との間に直列接続で配置した第２、第３の抵抗とからなり、前記第１の抵抗の他方側には制御回路内の第４の抵抗を介して基準電源を接続し、前記第４の抵抗と前記基準電源との接続点に第５の抵抗と第６の抵抗とランプ電流検出抵抗とを直列接続したうえで接地し、前記第５の抵抗と前記第６の抵抗との接続点を前記差動増幅器の−側に接続した請求項１に記載の高圧放電灯装置。
【請求項３】
基準電源に接続した第４の抵抗と第５の抵抗との値を等しくし、第３の抵抗と第６の抵抗とを等しくした請求項２に記載の高圧放電灯装置。
【請求項４】
前記出力ロス補正回路は、一方を波形発生回路に接続し他方を差動増幅器の＋側に直列に接続した第１、第２の抵抗と、この第１の抵抗と第２の抵抗との接続点と接地部との間に配置した第３の抵抗とからなり、前記第２の抵抗の他方側には制御回路内の第４の抵抗を介して基準電源を接続し、前記第４の抵抗と前記基準電源との接続点に第５の抵抗と第６の抵抗とランプ電流検出抵抗とを直列接続したうえで接地し、前記第５の抵抗と前記第６の抵抗との接続点を前記差動増幅器の−側に接続した請求項１に記載の高圧放電灯装置。
【請求項５】
直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して高圧放電灯に電力を供給する交流変換回路と、前記コンバータの出力電圧を入力してマイクロコンピュータで演算することによりランプ電力制御信号を発する波形発生回路と、前記ランプ電力制御信号と前記交流ランプ電流とを入力することによりＰＷＭ制御信号を前記コンバータに発信する制御回路とを備え、前記交流ランプ電流を前記制御回路へ入力するとともに、第２の差動増幅器を有するランプ電流検出手段へ入力し、前記交流変換回路のスイッチ素子での電力損失に対応する前記交流ランプ電流の増加に従って前記制御回路の差動増幅器の出力を上昇させるように前記第２の差動増幅器を設定したうえで、前記ランプ電流検出手段から前記波形発生回路へ信号を発信することにより、前記高圧放電灯の動作時は常に交流変換回路のスイッチ素子における電力損失相当の損失補正電流が前記交流ランプ電流に加わるように前記コンバータ出力を変動させたうえでランプ電力を一定に保つ高圧放電灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高圧水銀ランプ、メタハラドランプ等始動時に高圧パルスを印加する高圧交流放電灯を有するデータプロジェクター等の電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高圧放電灯（ランプ）は小型で高輝度が得られるが、電極や高圧ガス等の物性的なバラツキや時間的変化、温度によりランプ電圧が変化し、輝度が変化しやすい。そこで、高圧放電灯には常に一定電力を供給して輝度の安定を図る高圧放電灯装置が必要となる。
【０００３】
図６は上記高圧放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である。図６において、高圧放電灯１１に一定電力を供給するために、直流電源１からの電力をＤＣ−ＤＣコンバーター５０で電力制御し、交流変換回路５１を介して高圧放電灯１１に接続される。前記ＤＣ−ＤＣコンバーター５０は、制御回路１４Ｊにより制御される。制御回路１４Ｊは高圧放電灯１１に供給するＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５とランプ電流５６を常に検出し、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０が一定電力を保つようにＰＷＭ制御信号５８を出力する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の電力は交流変換回路５１で数十から数百Ｈｚの交流電流に変換し、高圧放電灯１１に電力を供給し、一定の輝度を得る。さらに、高圧放電灯１１を最初に高電圧（約２０ＫＶ）を印加して点灯させるイグナイター６が交流変換回路５１を介して前記高圧放電灯１１に接続される。
【０００４】
又、従来の制御回路１４Ｊは高圧放電灯１１に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５とランプ電流５６を検出し、その２信号を掛け算器を用いて掛け算し、その出力結果を基準値と比較してＰＷＭ制御信号５８を出力し、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電力を一定になるように制御していた。
【０００５】
ここで、ランプ電流５６はＤＣ−ＤＣコンバーター５０から供給され、交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子の内の１個を経て高圧放電灯１１に流れ、もう１個のスイッチング素子を介してグランド間に挿入する電流検出抵抗で容易に正確に検出できる。しかし、高圧放電灯１１のランプ電圧は交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子で切り替えられるため、フローティング状態となりランプ電圧を正確に検出するのは容易ではない。そこで、簡易的にＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５（Ｖout）をランプ電圧（Ｖla）と近似して検出し、ランプ電流５６を検出制御して出力電力を
一定になるように制御していた。
【０００６】
その前提として、交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子の導通時の抵抗は無視してきたが、スイッチング素子のコストを下げるためにはその導通抵抗の高いものを使用しなければならない。図７のように高圧放電灯１１のランプ電圧が５２Ｖ以上ではランプの輝度を一定させるため、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電力（Ｐout）を１
３０Ｗ一定になる制御を行っている。しかし、高圧放電灯１１のランプ消費電力（Ｐla）はランプ電圧（Ｖla）が高い１２０Ｖでは１２９．５Ｗであるが、ランプ電圧が低い（Ｖla＝５５Ｖ）付近ではランプ電流（Ｉla＝２．５Ａ）が大きいためスイッチング素子の導通抵抗が無視できず目標のランプ電力（Ｐla＝１３０Ｗ）に比べランプの消費電力Ｐla＝１２６Ｗと不足し、ランプの輝度は暗くなる。そこで、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５（Ｖout）からスイッチング素子の電力ロスを補正して、ランプ消費電力（Ｐla）を一定になるように制御しなければならない。
【０００７】
ここで、ランプ電圧が５２Ｖ未満では、ランプを保護するため、ランプ電流は２．５Ａ一定としている。
【０００８】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特許第３２３５１３５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来、上記のように、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電力を一定に制御する構成では、放電灯１１のランプ電流が大きい時、交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子の導通抵抗による電力ロスが発生し、規定の電力をランプに供給できず、ランプの輝度が低下するという問題点を有していた。
【００１０】
本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、交流変換回路の電力ロスを精度良く補正することにより、ランプへの供給電力を一定に供給することができる。更に、電力ロスの補正回路の定数変更だけで、ランプの消費電力が異なる装置や交流変換回路の電力ロスが異なるスイッチング素子でもマイクロコンピュータを共用化でき、安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にして、制御を安定にする高圧点灯装置とそれを用いた電子機器を安価で小型化できることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明は以下の構成を有するものである。
【００１２】
本発明の請求項１に記載の発明は、直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して高圧放電灯に電力を供給する交流変換回路と、前記コンバータの出力電圧を入力してマイクロコンピュータで演算することによりランプ電力制御信号を発する波形発生回路と、前記ランプ電力制御信号を入力することで補正出力信号を発する電力ロス補正回路と、前記補正出力信号と前記交流ランプ電流とを入力することによりＰＷＭ制御信号を前記コンバータに発信する制御回路とを備え、前記電力ロス補正回路は複数の抵抗体により構成するものであり、前記交流変換回路のスイッチ素子での電力損失に対応する前記交流ランプ電流の増加に従って前記制御回路の差動増幅器の出力を上昇させるための前記抵抗体の抵抗値を選択して前記コンバータの出力が上昇するように前記ＰＷＭ制御信号を制御し、前記高圧放電灯の動作時は常に前記交流変換回路のスイッチ素子における電力損失相当の損失補正電流が前記交流ランプ電流に加わるように前記コンバータ出力を変動させたうえでランプ電力を一定に保つ高圧放電灯装置であり、交流変換回路の電力ロスを補正した高圧放電灯装置は安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にする効果が得られる。
【００１３】
本発明の請求項２に記載の発明は、特に出力ロス補正回路は、一方を波形発生回路に接続し他方を差動増幅器の＋側に接続した第１の抵抗と、この第１の抵抗の他方側と接地部との間に直列接続で配置した第２、第３の抵抗とからなり、前記第１の抵抗の他方側には制御回路内の第４の抵抗を介して基準電源を接続し、前記第４の抵抗と前記基準電源との接続点に第５の抵抗と第６の抵抗とランプ電流検出抵抗とを直列接続したうえで接地し、前記第５の抵抗と前記第６の抵抗との接続点を前記差動増幅器の−側に接続したものであり、交流変換回路の電力ロスを安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にすることが可能となる。
【００１４】
本発明の請求項３に記載の発明は、特に、基準電源に接続した第４の抵抗と第５の抵抗との値を等しくし、第３の抵抗と第６の抵抗とを等しくしたものであり各抵抗値の相対バラツキを低減できるので、ランプ電圧が変化した時のランプ消費電力制御をより安定にすることが可能となる。
【００１５】
本発明の請求項４に記載の発明は、特に前記出力ロス補正回路は、一方を波形発生回路に接続し他方を差動増幅器の＋側に直列に接続した第１、第２の抵抗と、この第１の抵抗と第２の抵抗との接続点と接地部との間に配置した第３の抵抗とからなり、前記第２の抵抗の他方側には制御回路内の第４の抵抗を介して基準電源を接続し、前記第４の抵抗と前記基準電源との接続点に第５の抵抗と第６の抵抗とランプ電流検出抵抗とを直列接続したうえで接地し、前記第５の抵抗と前記第６の抵抗との接続点を前記差動増幅器の−側に接続したものであり、Ｄ／Ａコンバータ出力の最小から最大までの変化でより細かくランプ電流を制御できる。
【００１６】
本発明の請求項５に記載の発明は、直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して高圧放電灯に電力を供給する交流変換回路と、前記コンバータの出力電圧を入力してマイクロコンピュータで演算することによりランプ電力制御信号を発する波形発生回路と、前記ランプ電力制御信号と前記交流ランプ電流とを入力することによりＰＷＭ制御信号を前記コンバータに発信する制御回路とを備え、前記交流ランプ電流を前記制御回路へ入力するとともに、第２の差動増幅器を有するランプ電流検出手段へ入力し、前記交流変換回路のスイッチ素子での電力損失に対応する前記交流ランプ電流の増加に従って前記制御回路の差動増幅器の出力を上昇させるように前記第２の差動増幅器を設定したうえで、前記ランプ電流検出手段から前記波形発生回路へ信号を発信することにより、前記高圧放電灯の動作時は常に交流変換回路のスイッチ素子における電力損失相当の損失補正電流が前記交流ランプ電流に加わるように前記コンバータ出力を変動させたうえでランプ電力を一定に保つ高圧放電灯装置は、交流変換回路の電力ロスを安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にすることが可能となる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明は、以上の結果、測定回路が複雑なランプ電圧検出をせず、ＤＣ−ＤＣコンバーター出力から交流変換回路の電力ロスを補正回路だけで精度良く補正することにより、ランプへの供給電力を一定に供給することができ、ランプの消費電力が異なる装置や交流変換回路の電力ロスが異なるスイッチング素子でも、制御するプログラムが同じマイクロコンピュータで共用化でき、安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にすることを可能とした高圧放電灯装置となりそれを備えた電子機器は安価で小型化できるという効果を奏するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下本発明の実施の形態を添付図面によって説明する。なお、説明にあたっては従来技術と同一部分は同一番号を付して説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１は本発明による高圧放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である。図２は本発明の実施の形態１における高圧放電灯の回路構成図と図３はその動作を示す動作波形図である。
【００２０】
図１の高圧放電灯点灯装置は、従来の技術でも説明したように、直流電源１からＤＣ−ＤＣコンバーター５０、交流変換回路５１を介して高圧放電灯（ランプ）１１に接続される。前記ＤＣ−ＤＣコンバーター５０は制御回路１４からのＰＷＭ制御信号５８により直流電源１の電圧を数十ＫＨｚの高周波の電圧に変換し、平滑してランプ電圧に追従する出力電圧を得、交流変換回路５１により交流に変換した時に発生する電力ロスを電力ロス補正回路１７により補正することにより、高圧放電灯１１に供給する電流を可変しランプ電力が一定になるように制御している。
【００２１】
ここで、図２は本発明の実施の形態１における高圧放電灯の回路構成図であり、交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子７，８，９，１０は駆動回路５２により、まずスイッチング素子７とスイッチング素子１０が導通して放電灯１１に電流が流れ、次にスイッチング素子９とスイッチング素子８が導通して放電灯１１には交流電流が流れる。ここでのスイッチング素子による電力ロス（Ｐloss）は、各スイッチング素子の導通抵抗Ｒon＝０．３Ω、ランプ電流Ｉａ＝２．５Ａ（ランプ消費電力：Ｐla＝１３０Ｗとして、ランプ電圧：Ｖla＝５２Ｖ時）とすると、
Ｐloss（Ｗ）＝Ｉａ×Ｉａ×２×Ｒon＝２．５×２．５×２×０．３＝３．７５（Ｗ）となる。
【００２２】
ランプ電圧（Ｖla＝１２０Ｖ）の時は、ランプ電流が１．０４Ａであり、Ｐloss（Ｗ）＝０．６５（Ｗ）と少なくなる。
【００２３】
電力ロス補正手段は、上記の電力ロスを補正するもので、ランプ電流の積で変化する補正を行い制御回路１４に補正信号を送るものである。図３は電力ロス補正手段を用いた高圧放電灯点灯装置の動作を示す動作波形図であり、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電力を補正して増加させ、ランプ消費電力（Ｐla＝１３０Ｗ）を一定にすることを可能とした動作波形図である。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電力（Ｐout）と交流変換回路５１の電力ロス（Ｐloss）、ランプ消費電力（Ｐla）の関係は
（Ｐout）＝（Ｐloss）＋（Ｐla）
となる。
【００２５】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電力（Ｐout）を一定に制御するには、
Ｉla＝Ｐout（一定）／Ｖoutであるから、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧（Ｖout）に応じてランプ電流（Ｉla）を制御すればよいのは明らかである。
【００２６】
図２においてＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５（Ｖout）は点灯波形発生回
路１８内の抵抗１８ｅと抵抗１８ｆで分圧し、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄに入力する。
【００２７】
Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力からマイクロコンピュータ１８ａはランプの消費電力が一定になる電流を流せるようにＤ／Ａコンバータ１８ｂへの出力値を下記の（式１）から計算しランプ出力電力制御信号Ｖobを得る。
【００２８】
ランプ出力電力制御信号Ｖob＝α×ランプ電流（Ｉla）
＝α×(Ｐout/Ｖout)  （式１）
Ｐoutを制御する計算式の詳細は以下となる。ブリッジ回路の抵抗１４ａ，１４ｂ，１
４ｃ，１４ｄのそれぞれの抵抗値をＲａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄとし、ランプ電流検出抵抗２３と抵抗１５、抵抗１６の抵抗値をＲ２３，Ｒ１５，Ｒ１６とする。そして、抵抗１４ｃと抵抗Ｒ１５の直列合計抵抗値をＲcs＝Ｒｃ＋Ｒ１５とし、基準電源５９の電圧をＶ５とすると、
また、ＲaＲ16＋ＲaＲcs＋ＲcsＲ16＝Ｒxとすると、
Ｄ／Ａコンバータ１８ｂの出力電圧（Ｖob）は
Ｖob＝Ｒ23ＲxＲb/(ＲaＲcs(Ｒb＋Ｒd))×Ｐout/Ｖout＋Ｖ5×ＲxＲd/(ＲaＲcs(Ｒb＋
Ｒd))−Ｖ5×Ｒ16/Ｒa （式２（式１の詳細））
となる。
【００２９】
図３のＤ／Ａコンバータ出力がランプ電圧（５２Ｖ〜１２０Ｖ）に逆比例した動作波形である。
【００３０】
又、抵抗１４ａと抵抗１５の交点電圧（Ｖin1：増幅器１３の＋入力）は
Ｖin1＝Ｒcs(Ｒa×Ｖob＋Ｖ5×Ｒ16)/(ＲaＲ16＋ＲaＲcs＋ＲcsＲ16)
＝Ｒa/(ＲaＲ16/Ｒcs＋Ｒa＋Ｒ16)＊Ｖob＋Ｖ5×Ｒ16/(ＲaＲ16/Ｒcs＋Ｒa＋Ｒ16) （式３）
すなわち、ランプ電流（Ｉla）を制御するＶin1電圧はＶobに比例し、その比例定数は以下のようになり
Ｒa/(ＲaＲ16/Ｒcs＋Ｒa＋Ｒ16)＝１/(Ｒ16/Ｒcs＋１＋Ｒ16/Ｒa)
上式の比例定数はＲcsまたはＲａにほぼ比例し、Ｒ１６に反比例する。そこで、制御が行い易いＲcsを増やすと増加する。また、Ｒa＝Ｒｂ、Ｒｃ＝Ｒｄとすることで、抵抗１
４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄのバラツキを軽減し、差動増幅器１３の入力電圧のバラツキを抑える。
【００３１】
そこで、交流変換回路５１の電力ロスを補正する手段として、Ｒcs＝Ｒ１５＋Ｒｃ（抵抗値Ｒ１５はＲｃの１／１０以下）として、抵抗１５を増やすことによって、Ｄ／Ａコンバータ１８ｂの出力電圧（Ｖob）に比例してランプ電流を増加させることができ、図３に示すようにランプ消費電力を精度良く補正して一定に制御することができる。
【００３２】
ランプ出力電流の制御は、抵抗１４ａと抵抗１４ｃの交点電圧（Ｖin1）を増幅器１３
の＋入力に接続し、抵抗１４ｂと抵抗１４ｄの交点電圧（Ｖin2）を増幅器１３の−入力
に接続し、ランプ出力電流が小さいと増幅器１３の出力であるＰＷＭ制御信号５８が上昇し、スイッチング素子２の導通期間が長くなり、交流変換回路５１に供給する電力が増加し、ランプ出力電流を増加させるように制御する。
【００３３】
ここで、ブリッジ回路の抵抗１４ａと抵抗１４ｃの交点及び抵抗１４ｂと抵抗１４ｄの交点電圧は電源５９の電圧の半分以下に設定する。それにより増幅器１３の電源に負電源が必要でなく電源５９と共用できる。また、増幅器１３の出力をフィードバックする抵抗５７ａとコンデンサ５７ｂがブリッジ回路に接続でき制御の安定化が図れる。
【００３４】
本発明による、交流変換回路の電力ロスを補正回路の定数変更だけで精度良く補正することにより、ランプへの供給電力を一定に供給することができ、ランプの消費電力が異なる装置や交流変換回路の電力ロスが異なるスイッチング素子でも制御するプログラムが同じマイクロコンピュータを共用化でき、安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にできる効果がある。
【００３５】
（実施の形態２）
本実施の形態は図４において、上記実施の形態１から交流変換回路の電力ロスを補正する手段として、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧と比例した電圧をＡ／Ｄコンバータ１８ｄに入力し、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力からマイクロコンピュータ１８ａはランプに最適な電流を計算しＤ／Ａコンバータ１８ｂへ出力し、Ｄ／Ａコンバータ１８ｂ出力から抵抗２０ｇを介して抵抗２０ｅと抵抗１４ｃに接続し、抵抗１４ｃの他端は基準電源５９から抵抗１４ａと差動増幅器１３の＋入力に接続し、放電灯１１のランプ電流を制御するものである。
【００３６】
図４においてＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５（Ｖout）は点灯波形発生回
路１８内の抵抗１８ｅと抵抗１８ｆで分圧し、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄに入力する。
【００３７】
Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力からマイクロコンピュータ１８ａはランプの消費電力が一定になる電流を流せるようにＤ／Ａコンバータ１８ｂへの出力値を下記の（式１）から計算しランプ出力電力制御信号Ｖobを得る。
【００３８】
ランプ出力電力制御信号Ｖob＝α×ランプ電流（Ｉla）
＝α×(Ｐout/Ｖout)  （式１）
Ｐoutを制御する計算式の詳細は以下となる。ブリッジ回路の抵抗１４ａ，１４ｂ，１
４ｃ，１４ｄのそれぞれの抵抗値をＲａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄとし、ランプ電流検出抵抗２３と抵抗２０ｅ、抵抗２０ｇの抵抗値をＲ２３，Ｒｅ，Ｒｇ、基準電源５９の電圧をＶ５とすると、
Ｖob＝Ｖ5×(Ｒe＋Ｒg)/Ｒe−[Ｖ5−(Ｖ5×Ｒd＋Ｒ23×Ｐout/Ｖout×Ｒb)
/(Ｒb＋Ｒd)]×｛(Ｒa＋Ｒc＋Ｒe)×(Ｒe＋Ｒg)−Ｒe×Ｒe｝/(Ｒa×Ｒe)  （式４）
上記の（式４）に基づいてマイクロコンピュータ１８ａはＤ／Ａコンバータ１８ｂへ出力するデータを計算し（予め計算したデータをメモリーしておいても良い）Ｄ／Ａコンバータ１８ｂの出力電圧Ｖobで抵抗２０ｇを介して抵抗２０ｅに電流を流し、増幅器１３の＋入力電圧（Ｖｃ）が変化してランプ電流を制御する。Ｖｃは以下のようになる。
【００３９】
Ｖc＝Ｖ5−Ｒa(Ｖ5(Ｒe＋Ｒg)−Ｒe×Ｖob)
/((Ｒa＋Ｒc＋Ｒe)(Ｒe＋Ｒg)−Ｒe×Ｒe)  （式５）
よって、交流変換回路５１の電力ロスを補正する手段として、抵抗２０ｅ（Ｒｅ）を増やすことによって、Ｄ／Ａコンバータ１８ｂの出力電圧（Ｖob）に比例してランプ電流を増加させることができ、図３に示すようにランプ消費電力を精度良く補正して一定に制御することができる。
【００４０】
（実施の形態３）
本実施の形態における図５において、交流変換回路の電力ロスを補正する手段は、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧を抵抗１８ｅと抵抗１８ｆとで分圧し、ランプ電流検出抵抗２３から得たランプ電流を電圧に変換し、増幅器２７ａと抵抗２７ｂ、抵抗２７ｃで反転増幅し、抵抗１８ｆに加減する。その結果をＡ／Ｄコンバータ１８ｄに入力し、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力からマイクロコンピュータ１８ａはランプに最適な電流を計算しＤ／Ａコンバータ１８ｂへ出力し、Ｄ／Ａコンバータ出力Ｖobと上記ランプ電流を電圧変換したランプ電流検出手段を比較する差動増幅器１３の出力でＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力を制御するものである。
【００４１】
図５の高圧放電灯の回路構成図において、交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子７，８，９，１０は駆動回路５２により、まずスイッチング素子７とスイッチング素子１０が導通して放電灯１１に電流が流れ、次にスイッチング素子９とスイッチング素子８が導通して放電灯１１には交流電流が流れる。
【００４２】
スイッチング素子による電力ロス（Ｐloss）は、各スイッチング素子の導通抵抗Ｒon＝０．３Ω、ランプ電流Ｉａ＝２．５Ａ（ランプ消費電力：Ｐla＝１３０Ｗとして、ランプ電圧：Ｖla＝５２Ｖ時）とすると、
Ｐloss（Ｗ）＝Ｉａ×Ｉａ×２×Ｒon＝２．５×２．５×２×０．３＝３．７５（Ｗ）となる。
【００４３】
ここで、ランプ電圧（Ｖla）とＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧（Ｖout）との
関係は、
Ｖla＝Ｖout−Ｒon×２×Ｉａ  （式６）
である。
【００４４】
使用するスイッチング素子の導通抵抗Ｒonは、その素子固有のものであり、ランプ電流を制御するために必要なランプ電圧を検出するＡ／Ｄコンバータ１８ｄへの入力電圧（Ｖad）を補正すれば、簡単に精度の良いランプ電力制御が可能となる。
【００４５】
図５において、ランプ電流検出抵抗２３から得たランプ電流を電圧に変換し、増幅器２７ａと抵抗２７ｂ、抵抗２７ｃで反転増幅し、抵抗１８ｆに加減する。ここで、増幅器２７ａの出力電圧をＶampとし、増幅率をβとすると
Ｖamp＝β×Ｒ23×Ｉla  （式７）
Ａ／Ｄコンバータ１８ｄへの入力電圧（Ｖad）は
Ｖad＝(Ｖout−Ｖamp)×Ｒ18f/(Ｒ18e＋Ｒ18f)＋Ｖamp
＝Ｖout×Ｒ18f/(Ｒ18e＋Ｒ18f)＋(１−Ｒ18f/(Ｒ18e＋Ｒ18f))×Ｖamp
＝Ｖout×Ｒ18f/(Ｒ18e＋Ｒ18f)＋(１−Ｒ18f/(Ｒ18e＋Ｒ18f))
×β×Ｒ23×Ｉla  （式８）
（式６）の−Ｒon×２に相当する（式７）の(１−Ｒ18f/(Ｒ18e＋Ｒ18f))×β×Ｒ23で、増幅率βを最適にすることでＡ／Ｄコンバータ１８ｄへの入力電圧（Ｖad）をランプ電圧（Ｖla）に比例して検出することが可能となり図３に示すと同様にランプ消費電力を精度良く補正して一定に制御することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、以上の結果、測定回路が複雑なランプ電圧検出をせず、ＤＣ−ＤＣコンバーター出力から、前記高圧放電灯の動作時は常に交流変換回路の電力ロスを補正回路だけで精度良く補正することにより、ランプへの供給電力を一定に供給することができ、ランプの消費電力が異なる装置や交流変換回路の電力ロスが異なるスイッチング素子でも、制御するプログラムが同じマイクロコンピュータで共用化でき、安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にすることを可能とした高圧放電灯装置となりそれを備えた電子機器は安価で小型化できるという効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施の形態１における電子機器のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における電子機器の回路構成図
【図３】本発明の実施の形態１における電子機器の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２における電子機器の回路構成図
【図５】本発明の実施の形態３における電子機器の回路構成図
【図６】従来例における電子機器のブロック図
【図７】従来例における電子機器の動作波形図
【符号の説明】
【００４８】
１  直流電源
２，７，８，９，１０  スイッチング素子
６  イグナイター
１１  高圧放電灯（ランプ）
１３，２７ａ  増幅器
１４，１４ｈ，１４Ｊ  制御回路
１７，２０，２７  電力ロス補正回路
１８，１８ｈ，１８Ｊ  点灯波形発生回路
１８ａ，１８ｈａ  マイクロコンピュータ
１８ｂ  Ｄ／Ａコンバータ
１８ｄ  Ａ／Ｄコンバータ
２４  矩形波信号
５０  ＤＣ−ＤＣコンバーター
５１  交流変換回路
５２  駆動回路
５８  ＰＷＭ制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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