(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが少なくとも１つのアンテナを有する少なくとも２つの受信器を備えるＭ−ａｒｙ−ＱＡＭ  ＭＩＭＯ通信システムの受信装置において、各受信器は、
少なくとも１つのアンテナによって検出され、信号値に従い信号の振幅が変化するように変調された信号の事後確率を、事前確率に基づいて計算する事後確率計算手段と、
事後確率を他の受信器に送信する送信手段と、
他の受信器から送られてきた事後確率を事前確率に設定する設定手段と、
自受信器と他の受信器の事後確率から計算される新たな事後確率に基づいて信号値を決定する決定手段とを備え、
少なくとも２つの受信器間の事後確率の転送および新たな事後確率の計算は、経験的に決定された回数繰り返され、
前記事後確率は、Ｐ（ｉ＝＋１／ｙ（ｔ））を、受信信号がｙ（ｔ）のときにビットｉが＋１である事前確率、Ｐ（ｉ＝−１／ｙ（ｔ））を、受信信号がｙ（ｔ）のときにビットｉが−１である事前確率としたときに、
【数１】
0004516478.tif 000036
または、
【数２】
0004516478.tif 000037
で与えられ、
前記決定手段は、式（１）が１以上の場合に信号値を１、１未満の場合に信号値を０とし、式（２）が０以上の場合に信号値を１、０未満の場合に信号値を０とする
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記受信器によって受信される信号は、ＱＡＭ−１６の方法によって変調されていることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記事後確率計算手段は、第１の値を第２の値に非線形に変換する非線形手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
それぞれが少なくとも１つのアンテナを有する少なくとも２つの受信器を備えるＭ−ａｒｙ−ＱＡＭ  ＭＩＭＯ通信システムの受信装置の受信方法において、各受信器の受信方法は、
少なくとも１つのアンテナによって検出され、信号値に従い信号の振幅が変化するように変調された信号の事後確率を、事前確率に基づいて計算し、
事後確率を他の受信器に送信し、
他の受信器から送られてきた事後確率を事前確率に設定し、
自受信器と他の受信器の事後確率から計算される新たな事後確率に基づいて信号値を決定し、
少なくとも２つの受信器間の事後確率の転送および新たな事後確率の計算は、経験的に決定された回数繰り返され、
前記事後確率は、Ｐ（ｉ＝＋１／ｙ（ｔ））を、受信信号がｙ（ｔ）のときにビットｉが＋１である事前確率、Ｐ（ｉ＝−１／ｙ（ｔ））を、受信信号がｙ（ｔ）のときにビットｉが−１である事前確率としたときに、
【数３】
0004516478.tif 000038
または、
【数４】
0004516478.tif 000039
で与えられ、
前記決定ステップは、式（３）が１以上の場合に信号値を１、１未満の場合に信号値を０とし、式（４）が０以上の場合に信号値を１、０未満の場合に信号値を０とする
ことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信端と受信端において、２以上のアンテナを備えるＭＩＭＯ技術を用いた通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
時にボリューム・トゥー・ボリュームと呼ばれる、マルチプル・インプット・マルチプル・アウトプット（ＭＩＭＯ）無線リンクを用いたデジタル通信は、最近、現代の通信におけるもっとも重要なブレークスルーとして現れてきた。ＭＩＭＯシステムのキーとなる特徴は、従来無線送信の欠点であった、マルチパス伝播をユーザにとってよいものに変えることができることである。ＭＩＭＯ技術は、データ転送速度を増加する効率を妨げるランダムフェージング、及び、マルチパス遅延を効果的に利用する。
【０００３】
ＭＩＭＯを用いた通信システムは、通常、問題のデータストリームに対し、他のデータストリームからの影響を、問題のデータストリームから他のデータストリームの信号レプリカを差し引く信号処理により取り除く。つまり、補償技術（Ｖ−ＢＬＡＳＴ、ＭＳＳＥ−ＶＢＬＡＳＴ、Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｅｄ  Ｖ＿ＢＬＡＳＴ）が用いられる。
【０００４】
ＭＩＭＯシステムは、以下のようにシンプルに定義できる。任意の無線通信が与えられたとき、受信端に、複数のアンテナ素子が設けられる。送信側と受信側に２つのアンテナのみが設けられた場合の構成が図１に示されている。図１によれば、それぞれ１つのアンテナを有する２つの送信器が存在する。各送信器からは、異なるデータストリームが送信される。送信器ＴＲＸ０は、データＤ０を有する第１のデータストリームを受信し、それを送信する。各データＤ０、Ｄ１は、空中を伝播し、２つの受信器ＲＥＣ０、ＲＥＣ１によって受信される。各受信器ＲＥＣ０、ＲＥＣ１は、それぞれ１つのアンテナを有している。受信器ＲＥＣ０の受信信号ｙ０は、信号Ｄ０、Ｄ１の送信信号を含んでいる。また、受信器ＲＥＣ１の受信信号ｙ１は、信号Ｄ０、Ｄ１の送信信号を含んでいる。
【０００５】
受信アレーにおいては、各受信信号の空間シグニチャを評価する。この情報に基づいて、信号処理技術が、信号を分離するために適用される。線形あるいは非線形の受信器は、性能と処理の複雑さのトレードオフの範囲を考慮して、使用される。
【０００６】
受信器における信号は、
【０００７】
【数３】
0004516478.tif 000002
【０００８】
で表され、あるいは、ベクトル積の形では、
【０００９】
【数４】
0004516478.tif 000003
【００１０】
で表され、ｈｉｊは、ｊ番目の送信器からｉ番目の受信器への転送係数である。Ｄ０とＤ１は、それぞれ第１と第２のデータストリームからのシンボルである。各送信シンボルＤ０とＤ１は、数ビットの情報を運ぶ。（ＢＰＳＫ  １ビット；ＱＰＳＫ  ２ビット；１６値QAM  ４ビット）。
【００１１】
以下のように、従来、数種類の復調方法がある。
−Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｉｎｇアルゴリズム（非特許文献１参照）
第１の従来の復調技術は、Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）アルゴリズムと呼ばれる。ＺＦにおいては、送信ベクトルの評価は、以下の式を用いて、受信器で得られる。
【００１２】
【数５】
0004516478.tif 000004
【００１３】
ここで、「＋」は、擬似逆行列を示す。擬似逆行列が存在するためには、送信アンテナの数は、受信アンテナの数以下でなくてはならない。
−ＭＭＳＥアルゴリズム（非特許文献１参照）
観測値Ｙに基づくランダムベクトルＤの評価問題に対する線形理論の他のアプローチは、以下で与えられる最小自乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小化する行列Ｇを選ぶことである。
【００１４】
【数６】
0004516478.tif 000005
【００１５】
解は、
【００１６】
【数７】
0004516478.tif 000006
【００１７】
で与えられ、ここで、αは、ノイズ分散に等しい。（５）から、ＺＦアプローチは、αが０のときのＭＳＳＥ解に対応することが明らかになる。
−ディシジョン・フィードバック復号（非特許文献１及び２参照）
前述のＺｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇアプローチは有効であるが、非線形技術を用いると、高い性能が得られる。送信ベクトルＤのもっとも信頼性のあるエレメントが復号できて、Ｄの他のエレメントの復号を改善するために用いられれば、性能は向上する。これは、シンボルキャンセレイションと呼ばれる。更に、ＺＦあるいはＭＭＳＥが、ディシジョン・フィードバック復号処理の検出処理に使用される。言い換えれば、シンボルキャンセレイションは、受信信号ベクトルＹからすでに受信された成分の干渉を差し引くことに基づいている。
−最尤復号法（非特許文献１参照）
逆行列の計算に基づかない唯一の復号方法は、最尤復号（ＭＬＤ）アルゴリズムである。ＭＬＤは、受信信号をすべての可能な送信ベクトル（Ｈによって変形された）と比較し、最尤原理に基づいて、Ｄを評価する方法である。この原理は、以下の式で定式化できる。
【００１８】
非特許文献３では、本発明と同様の装置が本発明の発明者によって開示されている。この文献では、ＢＰＳＫとＱＰＳＫのみに適用可能な技術が開示されている。
【００１９】
【数８】
0004516478.tif 000007
【非特許文献１】A. van Zelst, "Space Division Multiplexed Algorithms"
【非特許文献２】R. van Nee at al. "Maximum Likelihood Decoding in a Space Division Multiplexing System"
【非特許文献３】Alexander N. Lozhkin "Novell Interactive MAP Detector For MIMO Communication", Proc. of WPMC' 04
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上記受信技術について、ＢＥＲ性能を比較するために、シミュレーションを行った。シミュレーションの結果が図２に示されている。図２において、ことなるアプローチのＢＥＲが、図１に示される、２対２のアンテナ構成についての受信アンテナ毎のＥｂ／Ｎｏに対して、記載されている。更に、１６値QAM変調方式が用いられ、データは、符号化しないで送信されている。図２より、ＭＬＤがもっともよい性能を示していることがわかる。しかし、ＭＬＤの実装においては、すべての可能な送信ベクトルに対する膨大な検索を必要とする。したがって、計算負荷が大きい。一方、ＭＬＤと比較して、ＺＦの性能はかなり悪い。本発明の性能は、図２において、「Ｔｕｒｂｏ  ３ＴＩ」及び「Ｔｕｒｂｏ  ４ＴＩ」として示されている。本発明の優れている点は、実施形態の章で記載する。
【００２１】
したがって、本発明の課題は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＬＤとほとんど同じＢＥＲ性能を維持しながら、簡単な構成で、処理が速く、かつ、負荷が少ない受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の受信装置は、それぞれが少なくとも１つのアンテナを有する少なくとも２つの受信器を備えるＭ−ａｒｙ−ＱＡＭ  ＭＩＭＯ通信システムの受信装置において、各受信器は、少なくとも１つのアンテナによって検出され、信号値に従い信号の振幅が変化するように変調された信号の事後確率を、設定値に基づいて計算する事後確率計算手段と、事後確率を他の受信器に送信する送信手段と、他の受信器から送られてきた事後確率を設定値に設定する設定手段と、自受信器と他の受信器の事後確率の組み合わせに基づいて信号値を決定する決定手段とを備え、少なくとも２つの受信器間の事後確率の転送は、経験的に決定された回数繰り返されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、ＭＩＭＯ通信システムにための簡単で、高速な受信装置が実現される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
また、図２を参照すると、本発明の受信装置は、ＭＬＤアプローチ（図２のＭＬＤ及びＱＲ−ＭＬＤ）を用いる受信装置に非常に近い（１ｄＢ以下）ＢＥＲ性能を示す。しかし、ＭＬＤに基づいた受信装置とは違って、本発明の受信装置の構成の複雑さは、かなり低い。本発明の受信装置の複雑さが小さいということは、相互作用的評価技術によって得られる。信号評価のために、受信信号をすべての可能な送信ベクトル（Ｈによって変形された）と比較するのではなくて、本発明では、各データストリームのデータは、別々に、個々に評価され、１つのデータストリームから導かれた情報は、非線形処理の後、他のデータストリームの事後確率を改善するために使用される。また、その逆も同様である。
【００２５】
このような改良は、１つのデータストリームから導かれた情報が、非線形処理の後、他のデータストリームの評価された事後確率を改善するために使用されるときに、ターボアルゴリズムとともに、非線形信号処理によって得られ、その逆も同様である。
【００２６】
本発明の受信装置の主な利点は、通常の場合と異なり、再帰的最尤評価、あるいは、ターボ受信装置とよぶ、ものを実装することである。この技術によれば、最尤復号（ＭＬＤ）に非常に近いＢＥＲ結果を与え、同時に、実装による計算の複雑さを低いレベルに抑えることができる。
【００２７】
本発明の受信装置は、相互作用的最大事後確率評価アルゴリズムに基づいている。本発明で提案するターボ受信装置においては、１つのデータストリームから導かれた情報を、非線形処理の後、他のデータストリームの評価された事後確率を改善するために用い、あるいはその逆を行う。
【００２８】
２つの送信と受信アンテナを有するＭＩＭＯ通信の簡単な例における発明によれば、ＭＩＭＯ通信システムは、２つのアンテナから独立に２つ（第１と第２の）データストリームを送信する、直交変調を採用した（たとえば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ）２つの送信器と、ｈ００である第１の送信アンテナから第１の受信アンテナへのパスと、ｈ１０である第１の送信アンテナから第２の受信アンテナへのパスと、ｈ０１である第２の送信アンテナから第１の受信アンテナへのパスと、ｈ１１である第２の送信アンテナから第２の受信アンテナへのパスからなる４つの複素伝播パスと、からなる（図１のように）。
【００２９】
好ましくは、ＭＩＭＯ通信システムに、２つの送信器と２つの受信器が存在する。各送信器は、たとえば、情報シンボルＤｉ、ｉ＝０、１を送信するために、１６値QAM変調を用いる。ＱＰＳＫあるはＭ−ＱＡＭ送信の場合、各情報シンボルＤｉは、数ビットからなり、たとえば、Ｄｉ＝｛ｉｉ１、ｉｉ２、ｑｉ１、ｑｉ２｝である。そして、ＱＰＳＫコンステレーションに２ビットし、すなわち、Ｄｉの実数部に対応するビット、あるいは、ｉ１＝Ｒｅ（Ｄｉ）及び、Ｄｉの虚数部に対応するビット、あるいは、ｑ１＝Ｉｍ（Ｄｉ）であり、ＱＡＭ−１６には、４つのビット（ビットｉ１、ｉ２、ｑ１、ｑ２）、ＱＡＭ−６４には、８ビットなどである。ＢＰＳＫ送信の場合には、虚数部は、送信されず、受信器で受信されず、１つのビットｉ１だけが送信される。
【００３０】
図３及び図４は、本発明の受信装置の全体構成を示す図である。
１６値QAMの場合、各情報シンボルＤｉ＝｛ｉｉ１、ｉｉ２、ｑｉ１、ｑｉ２｝、ｉ＝０、１の受信器は、受信器０（ＲＥＣ０）と受信器（ＲＥＣ１）に配置された２つの受信器部分からなる（図１及び３参照）。各受信器（ＲＥＣ０及びＲＥＣ１）は、各送信情報シンボルＤｉ、ｉ＝０、１に対応するすべての４ビットを独立に受信する。各送信シンボルあるいはビットの評価は、両受信器（ＲＥＣ０及びＲＥＣ１）において、独立に得られる。これらの独立した評価は、判定の信頼性を改善するため、シンボルＤ０の場合に、図４に示されるように、組み合わせられる。同様の組み合わせをシンボルＤ１にも行うとする。
【００３１】
図４においては、２つの受信器とこれらの間の接続が示されている。受信器０は、信号ｙ０（ｔ）を受信し、各確率ΔｌｎＰ（ｉ０１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｉ０２／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ０１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ０２／ｙ０（ｔ））を計算する。そして、これらの確率は、受信器１に送られる。受信器０は、受信器１から、確率ΔｌｎＰ（ｉ０１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｉ０２／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ０１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ０２／ｙ０（ｔ））を受信し、確率ΔｌｎＰ（ｉ０１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｉ０２／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ０１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ０２／ｙ０（ｔ））を更新する。この更新を３から４回繰り返した後、各確率は、判定部１０−１に送られ、ｉ０１、ｉ０２、ｑ０１、ｑ０２に対する各データ値が決定される。同様の処理が受信器１においても実行される。受信器１は、信号ｙ１（ｔ）、を受信し、ΔｌｎＰ（ｉ１１／ｙ１（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｉ１２／ｙ１（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ１１／ｙ１（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ１２／ｙ１（ｔ））を計算し、これらの確率を、受信器０から受け取った確率ΔｌｎＰ（ｉ１１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｉ１２／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ１１／ｙ０（ｔ））、ΔｌｎＰ（ｑ１２／ｙ０（ｔ））で更新する。ｉ１１、ｉ１２、ｑ１１、ｑ１２の各値は、判定部１０−２によって決定される。確率の交換と更新の繰り返し回数は、経験的見積もりにしたがって、当業者により決定されるべきものである。
【００３２】
所定の繰り返しの後、受信器０の確率と受信器１の確率は、図４のように組み合わされ、判定部１０−１に送られる。
以後、一般性を損なうことなく、議論を簡単化するため、ＴＲＸとＲＥＣ端では、２つのアンテナのみを用い（図１）、両送信器で使用されるコンステレーションタイプは１６値QAMであるとする。しかし、本説明のすべての議論、結果、は、任意の数のＴＲＸとＲＥＣアンテナ及び、任意のタイプのコンステレーション、たとえば、Ｍ−ａｒｙ−ＱＡＭに対しても正しいものである。
【００３３】
グレイマッピングの場合の１６値QAMコンステレーションの点が図５に示されている。直交成分Ｑ及びＩは、それぞれ、レベル３ｄ、ｄ、−ｄ、−３ｄにビット０１、００、１０、１１を割り当てることによりグレイ符号化される。ここで、次のようなビット順を定義する：ｉ１、ｉ２、ｑ１、ｑ２。
【００３４】
この定義によれば、直交成分Ｑ及びＩにおける信号は、テーブル１のように定義される。
４ビット１６値QAMシンボルにおけるビットｉ１、ｉ２、ｑ１、ｑ２は、統計的に独立で、等しい確率を持っているとする。ビットｉ１、ｉ２、ｑ１、ｑ２の統計的独立性により、直交成分の信号（テーブル１参照）もやはり独立である。
【００３５】
図１に示されるＭＩＭＯ通信システムにおいては、２つの送信器と２つの受信器が存在する。各送信器は、情報シンボルＤｉ、ｉ＝０、１の送信のため、１６値QAM変調（コンステレーション）を使用する。したがって、各情報シンボルＤｉは、２つの部分、実数部Ｒｅ（Ｄｉ＝ｉ１１、ｉ１２）及び虚数部分Ｉｍ（Ｄｉ＝ｑ１１、ｑ１２）からなっている。情報シンボルＤｉは、図５に示されているコンステレーションから１６個の可能な信号Ｓ＊ｊ（ｔ）、ｊ＝０、・・・、１５の１つによって送信することができる。ｊの特定の数値は、以下のテーブル１に示される送信シンボルＤｉ＝｛ｉｉ１、ｉｉ２、ｑｉ１、ｑｉ２｝によって運ばれる４つの情報データビット｛ｉｉ１、ｉｉ２、ｑｉ１、ｑｉ２｝に依存する。
【００３６】
【表１】
0004516478.tif 000008
【００３７】
信号間Ｓ＊ｊ（ｔ）には、関係Ｓ＊０（ｔ）--＝−Ｓ＊１０（ｔ）、Ｓ＊１（ｔ）＝−Ｓ＊１１（ｔ）などが成り立つことに注意されたい。
１６値QAM送信を仮定すると、第１と第２の受信器（受信器０（ＲＥＣ０）と受信器１（ＲＥＣ１））の入力における信号ｙ０（ｔ）とｙ１（ｔ）は、
【００３８】
【数９】
0004516478.tif 000009
【００３９】
のように、第１と第２の送信器によって送信される信号の線形結合で表される。
ここで、送信信号に新しい記号Ｓ＊ｊｊ（ｔ）を導入する。この記号では、インデックスｉは、送信器番号（０あるいは１）であり、インデックスｊは、送信器番号ｉにおける送信情報シンボルを規定する。したがって、テーブル１により、ｊ＝０、・・・、１５である。
【００４０】
したがって、各受信器の入力において、第１の送信器と第２の送信器における送信情報シンボルＤｉ＝｛ｉｉ１、ｉｉ２、ｑｉ１、ｑｉ２｝のペアによって規定される２５６通りの可能な信号がある。テーブル２は、ＲＥＣ０の入力において、Ｓｊ（ｔ）、ｉ＝０、・・・、２５５のすべての可能な信号を示している。同様の結果が、ｈ００→ｈ１０、ｈ０１→ｈ１１の置き換えによって、ＲＥＣ１に対しても得られる。
【００４１】
【表２】
0004516478.tif 000010
【００４２】
議論を簡単にするために、第１の受信器（ＲＥＣ０）のみについて考える。ＲＥＣ０に対して得られた、以下のすべての結果と式は、第２の受信器（ＲＥＣ１）にも直接に適用可能である。このために、それぞれ、ｈ００、ｈ１０をｈ１０、ｈ１１に置き換え、信号のインデックスを０から１に変えなくてはならない。
−受信器ＲＥＣ０におけるビットｉ０１に対する計算
第１の受信器（ＲＥＣ０）の入力の加法的混合信号とノイズｙ０（ｔ）におけるテーブル２からのある信号Ｓｊ（ｔ）の受信の事後確率は、ベイズの混合則（Yoshihiko Akaiwa, "Introduction to Digital Mobile Communication" A Wiley-Interscience, p.81, 1997, ISBN:0471175455参照）によって記述できる。
【００４３】
【数１０】
0004516478.tif 000011
【００４４】
テーブル２から、第１の受信器（ＲＥＣ０）において、ビットｉ１＝＋１を受信する確率を
【００４５】
【数１１】
0004516478.tif 000012
【００４６】
と表現できると書くことができる。
式（７−９）において、×＝±１で、Ｐａ（Ｓｉ）は、信号Ｓｉ（ｔ）を送受信する事前確率、Ｐ（Ｓｉ／ｙ０（ｔ））は、入力される加法的混合信号ｙ０（ｔ）において、信号Ｓｉ（ｔ）を受信する確率である。受信あるいは送信信号Ｓｉ（ｔ）の事前確率は第１と第２の送信器における送信シンボルＤ０及びＤ１の確率Ｐ０（Ｄ０）及びＰ１（Ｄ１）をそれぞれ用いて表される。
【００４７】
【数１２】
0004516478.tif 000013
【００４８】
ここで、Ｐのインデックスは、送信器番号０あるいは１を規定する。上記定義を用いると、（８）と（９）を
【００４９】
【数１３】
0004516478.tif 000014
【００５０】
のように書き換えることができる。
ここで、すべてのビットが独立であり、同じ確率を持っているとしているので、
【００５１】
【数１４】
0004516478.tif 000015
【００５２】
と書けることに注意されたい。
たとえば、
【００５３】
【数１５】
0004516478.tif 000016
【００５４】
である。
記号を簡単化するため、
【００５５】
【数１６】
0004516478.tif 000017
【００５６】
で定義される新しい変数Ａｎを導入する。
したがって、新しい記号を使うと、
【００５７】
【数１７】
0004516478.tif 000018
【００５８】
新しい記号では、式（１０）及び（１１）は、（１２）、（１３）とともに、
【００５９】
【数１８】
0004516478.tif 000019
【００６０】
となる。
実際上は、事前確率Ｐａ（ｉ０１＝＋１）＝Ｐａ（ｉ０１＝−１）＝０．５を仮定するのが理屈にかなっている。Ｐ（ｉ、ｑ）を省略し、ｌｎ（自然対数）をとることにより、
【００６１】
【数１９】
0004516478.tif 000020
【００６２】
最尤受信器においては、受信情報シンボルｄＲｅの符号は、事後確率あるいは、その対数を閾値と比較した結果によって決定される。したがって、ｉ０１について、
【００６３】
【数２０】
0004516478.tif 000021
【００６４】
あるいは、その対数で、
【００６５】
【数２１】
0004516478.tif 000022
【００６６】
ここで、ｙ０＝Ｓｉ（ｔ）＋ｎ（ｔ）は、信号列と、スペクトル強度密度Ｎ０の白色ガウシアンノイズｎ（ｔ）との加法的混合であり、シンボル＞／＜は、閾値との比較を示している。（この判定処理は、事後確率の交換の最終段階で行われる。）したがって、式（１４）及び（１５）を用いたビットｉ０１の判定ルールは、
【００６７】
【数２２】
0004516478.tif 000023
【００６８】
と表される。
新しい変数を
【００６９】
【数２３】
0004516478.tif 000024
【００７０】
と表す。
新しい変数を用いると、（１４）及び（１５）は、
【００７１】
【数２４】
0004516478.tif 000025
【００７２】
と表される。
（１３）では、
【００７３】
【数２５】
0004516478.tif 000026
【００７４】
ここで、ｌｎＰ（Ｓｎ）≡ｌｎ（Ｐ（Ｓｎ／ｙ（ｔ）））は、式（７）で定義される。
判定ルール（１６）あるいは（１７）を実装する場合には、Ｐ（ｉ０１＝＋１／ｙ０（ｔ））及びＰ（ｉ０１＝−１／ｙ０（ｔ））の両方に同じ値は、互いに打ち消し合わせられる。したがって、
【００７５】
【数２６】
0004516478.tif 000027
【００７６】
のように書くことができ、ここで、上線は、積分を表し、Ｅｉは、信号Ｓｉのエネルギーである。ｙ０（ｔ）とＳ＊ｉは複素変数で、＊は、複素共役演算を表す。
本発明の実施形態の全体の処理を要約すると、第１の受信器０は、信号を検出し、信号の値を決定し、事前確率を用いて式（１６）を計算する。式（１６）を計算するとき、式（１８）−（２０）が使われる。式（２０）においては、ΔｌｎＰのような項が存在する。最初は、ΔｌｎＰは、０．５となりえる事前確率を用いて計算される。信号ビットｉ０１、ｉ０２、ｑ０１、ｑ０２に対して、式（１６）を計算した後、結果が受信器１に送られる。受信器１では、式（１６）が、送られてきた結果を式（２０）に代入することによって、信号ビットｉ０１、ｉ０２、ｑ０１、ｑ０２に対して、計算される。式（２０）においては、ΔｌｎＰのような項が存在する。これらの項は、受信器０から送られてきた結果によって事後のものに更新される。受信器１における事後確率を使った式（１６）の計算結果が受信器０に送り返される。受信器０では、式（１６）が、受信器１から送られてきた計算結果を用いて、計算される。これらの計算と交換は、３回から４回繰り返される。そして、式（１６）の計算の最終結果を用いて、信号判定が行われる。信号ビットｉ１１、ｉ１２、ｑ１１、ｑ１２に対しては、上記処理は、受信器１から始まる。受信器１は、事前確率を用いて、ｉ１１、ｉ１２、ｑ１１、ｑ１２に対して、式（１６）を計算し、それらを受信器０に送る。受信器０は、ビットｉ１１、ｉ１２、ｑ１１、ｑ１２に対して、式（１６）を計算し、それらを受信器１に送り返す。受信器１は、受信器０から送られてきた結果を用いて、信号ビットｉ１１、ｉ１２、ｑ１１、ｑ１２に対して式（１６）を計算する。これらの処理は、３回から４回繰り返され、最後に、式（１６）の最終結果を用いて、受信器１において、信号判定が行われる。
【００７７】
他のビットｉ０２、ｑ０１、ｑ０２に対する事後確率は、以下の式によって、同様に計算できる。
ビットｉ０２：
【００７８】
【数２７】
0004516478.tif 000028
【００７９】
ビットｑ０１：
【００８０】
【数２８】
0004516478.tif 000029
【００８１】
ビットｑ０２：
【００８２】
【数２９】
0004516478.tif 000030
【００８３】
図６〜図１６は、式（１８）と（１９）にしたがって、入力信号ｙ０（ｔ）を処理し、ΔｌｎＰ（ｉ０１／ｙ０（ｔ））を計算する受信器ＲＥＣ０のブロック図である。
図６〜図１６においてはＬｉｎは、線形、ＬＮは、非線形の出力を表すことに注意されたい。
【００８４】
図３〜図１６に示される受信器は、シンボルＤ０及びＤ１で送信されるビットに対するすべての事後確率を計算する。アルゴリズムを特定するために、以下のような代入を、正しい結果を得るためにしなければならない。
−ＲＥＣ０におけるビットｉ０１、ｉ０２、ｑ０１、ｑ０２に対して共通
【００８５】
【数３０】
0004516478.tif 000031
【００８６】
事前ａｐｒ＿ｑ３＝ΔｌｎＰ（ｑ０１／ｙ０（ｔ））はＲＥＣ０から、すなわち、隣の受信器から得られる。
事前ａｐｒ＿ｑ４＝ΔｌｎＰ（ｑ０２／ｙ０（ｔ））はＲＥＣ０から、すなわち、隣の受信器から得られる。
【００８７】
事前ａｐｒ＿ｉ３＝ΔｌｎＰ（ｉ０１／ｙ０（ｔ））はＲＥＣ０から、すなわち、隣の受信器から得られる。
事前ａｐｒ＿ｉ４＝ΔｌｎＰ（ｑ０２／ｙ０（ｔ））はＲＥＣ０から、すなわち、隣の受信器から得られる。
−受信器０のビットに固有
ビットｉ０１：
図９のＬＵＴ  Ａ、ＬＵＴ  Ｂ
Ｓ＝−２Ｓ０、図６
分岐Ａについて、ＮＬ１＝＋Ｓ０−Ａ１＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１３
分岐Ｂについて、ＮＬ１＝−Ｓ０−Ａ１＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１３
Ａ＝−（Ｓ３＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｂ＝−（Ｓ３−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｃ＝−（Ｓ３＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｄ＝＋（Ｓ３−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｉｎ１＝−２Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１６
Ｉｎ２＝−２Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１６
ビットｑ０１：
図１０のＬＵＴ  Ａ、ＬＵＴ  Ｂ
Ｓ＝−２Ｓ３、図６
分岐Ａについて、ＮＬ１＝＋Ｓ０−Ａ１＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１３
分岐Ｂについて、ＮＬ１＝−Ｓ０−Ａ１＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１３
Ａ＝−（Ｓ３＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｂ＝＋（Ｓ３−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｃ＝−（Ｓ３＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｄ＝＋（Ｓ３−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５
Ｉｎ１＝−（Ｓ０＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１６
Ｉｎ２＝＋（Ｓ０−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１６
ビットｉ０２：
図１１のＬＵＴ  Ａ、ＬＵＴ  Ｂ
Ｓ＝−Ａ３、図６
分岐Ａについて、ＮＬ１＝−３Ｓ０＋ΔｌｎＰ（ｉ０１）、図１３
分岐Ｂについて、ＮＬ１＝−Ｓ０＋ΔｌｎＰ（ｉ０１）、図１３
Ａ＝−（Ｓ３＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０２）、図１５
Ｂ＝＋（Ｓ３−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０２）、図１５
Ｃ＝−（Ｓ３＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０２）、図１５
Ｄ＝＋（Ｓ３−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｑ０２）、図１５
Ｉｎ１＝−２Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１６
Ｉｎ２＝−２Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１６
ビットｑ０２：
図１２のＬＵＴ  Ａ、ＬＵＴ  Ｂ
Ｓ＝−Ａ１、図６
分岐Ａについて、ＮＬ１＝−２Ｓ０＋ΔｌｎＰ（ｉ０１）、図１３
分岐Ｂについて、ＮＬ１＝−２Ｓ０＋ΔｌｎＰ（ｉ０１）、図１３
Ａ＝−３Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ａ
Ｂ＝−３Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ａ
Ｃ＝−３Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ａ
Ｄ＝−３Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ａ
Ａ＝−Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ｂ
Ｂ＝−Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ｂ
Ｃ＝−Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ｂ
Ｄ＝−Ｓ３＋ΔｌｎＰ（ｑ０１）、図１５、分岐Ｂ
Ｉｎ１＝−（Ｓ０＋Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１６
Ｉｎ２＝＋（Ｓ０−Ａ１）＋ΔｌｎＰ（ｉ０２）、図１６
図６〜図１６を以下に説明する。
【００８８】
図６において、入力信号ｙ（ｔ）は、信号プロセッサ２０に入力される。信号プロセッサ２０の詳細については、図７に示されている。信号プロセッサ２０は、信号Ｓ、Ｏｕｔ  Ａ、Ｏｕｔ  Ｂを出力する。信号Ｏｕｔ  Ａは、ルックアップテーブルＬＵＴ  Ａに入力され、所定の置換をされた後出力され、メインプロセッサＡに入力される。信号Ｏｕｔ  ＢはルックアップテーブルＬＵＴ  Ｂに入力され、所定の置換をされた後出力され、メインプロセッサＢに入力される。信号Ｓは，直接、加算器１７に入力される。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ａ及びＬＵＴ  Ｂの詳細は、図９〜図１２に示されている。メインプロセッサＡ及びＢの詳細は、図１３に示されている。メインプロセッサＡの詳細は、メインプロセッサＢの詳細と同じである。
【００８９】
メインプロセッサＡは、信号Ｌｉｎ  Ａ及びＮＬ  Ａを出力する。メインプロセッサＢは信号Ｌｉｎ  Ｂ及びＮＬ  Ｂを出力する。信号Ｌｉｎ  ＡとＮＬ  Ｂは、減算器１６に入力される。減算器１６は、信号Ｌｉｎ  ＡとＮＬ  Ｂの差を出力し、これらは、加算器１７に入力される。信号ＮＬ  ＡとＬｉｎ  Ｂは、減算器１５に入力される。減算器１５は、信号ＮＬ  ＡとＬｉｎ  Ｂの差を出力し、これらは、加算器１７に入力される。減算器１５と１６からの信号と、信号Ｓは、加算器１７で加算され、ΔｌｎＰ（ｉ、ｑ／ｙ（ｔ））として出力される。
【００９０】
図７においては、信号プロセッサ２０の詳細が示されている。入力信号ｙ（ｔ）は乗算器２２に入力され、ｋｈ＊００と乗算される。乗算器２２の出力の実数部は、信号Ｓ０（ｔ）として出力され、乗算器２２の出力の虚数部は信号Ｓ３（ｔ）として出力される。入力信号ｙ（ｔ）は、また、乗算器２１にも入力され、ｋｈ＊０１と乗算される。乗算器２１の出力は、信号Ｓ２（ｔ）である実数部と、信号Ｓ１（ｔ）である虚数部に分割される。信号Ｓ１（ｔ）は、Ｑ信号プロセッサ２３のＳ（ｔ）ポートに入力され、Ｓ２（ｔ）は、Ｉ信号プロセッサ２４のＳ（ｔ）ポートに入力される。Ｉ信号プロセッサ２４の詳細と、Ｑ信号プロセッサの詳細は、同じであり、図８に示されている。Ｉ信号プロセッサ２４は、ポートＡ０で信号Ａ０−ａｐｒ＿ｉ４を、ポートａｐｒで信号ａｐｒ＿ｉ３を、ポートΔＥｉで信号ΔＥの実数部を受信し、これらの信号値を計算し、信号ＯＢｉとＯＡｉを出力する。同様に、Ｑ信号プロセッサ２３は、ポートＡ０で信号Ａ０−ａｐｒ＿ｑ４を、ポートａｐｒで信号ａｐｒ＿ｑ３を、ポートΔＥｉで信号ΔＥの虚数部を受信し、これらの信号値を計算し、信号ＯＢｉとＯＡｉを出力する。Ｉ信号プロセッサ２４とＱ信号プロセッサ２３からの信号ＯＢｉは、加算器２５に入力され、加算後、信号Ｏｕｔ  Ａとして出力される。Ｉ信号プロセッサ２４とＱ信号プロセッサ２３からの信号ＯＡｉは、加算器２６に入力され、加算後、信号Ｏｕｔ  Ｂとして出力される。メモリ２７は、定数Ａ０とΔＥを格納する。
【００９１】
図８は、同じ構成であるＩ及びＱ信号プロセッサの詳細を示す。信号Ｓ（ｔ）、ΔＥｉ、Ａ０及びａｐｒが入力される。加算器３０は、Ｓ（ｔ）とΔＥｉを加算し、ＳＰｉとして和を出力する。加算器３１は、ＳＰｉ＋Ａ０を計算し、これを、関数計算器３４に入力する。減算器３２は、ＳＰｉ−Ａ０を計算し、これを、関数計算器３５に入力する。関数計算器３４は、ｌｎ（ｃｏｓｈ（（ＳＰｉ＋Ａ０）／２））をＬ４ｉとして計算する。関数計算器３５は、ｌｎ（ｃｏｓｈ（（ＳＰｉ−Ａ０）／２））をＬ２ｉとして計算する。加算器３６は、Ｌ２ｉ＋Ｌ４ｉを計算し、加算器４０に入力する。乗算器３３は、２とＳＰｉを乗算し、結果を減算器３９に入力する。信号ａｐｒは、減算器３９に入力され、減算器３９は、２ＳＰｉ−ａｐｒを計算し、これを、加算器３８に入力する。減算器３７は、Ｌ２ｉ−Ｌ４ｉを計算し、これを、加算器３８に入力する。加算器３８は、Ｌ２ｉ−Ｌ４ｉ＋２ＳＰｉ−ａｐｒを計算し、これを、関数計算器５１に入力する。関数計算器５１は、２ｌｎ（ｃｏｓｈ（（Ｌ２ｉ−Ｌ４ｉ＋２ＳＰｉ−ａｐｒ）／２））をＨ２ｉとして計算し、これを、加算器４０に入力する。加算器４０は、Ｌ２ｉ＋Ｌ４ｉ＋Ｈ２ｉを計算し、ＯＢｉとして出力する。
【００９２】
減算器４１は、Ｓ（ｔ）からΔＥｉを減算し、差をＳＭｉとして出力する。加算器４３は、ＳＭｉ＋Ａ０を計算し、これを、関数計算器４５に入力する。減算器４４は、ＳＭｉ−Ａ０を計算し、これを、関数計算器４６に入力する。関数計算器４５は、ｌｎ（ｃｏｓｈ（ＳＭｉ＋Ａ０）／２））をＬ１ｉとして計算する。関数計算器４６は、ｌｎ（ｃｏｓｈ（ＳＭｉ−Ａ０）／２））をＬ３ｉとして計算する。加算器４７は、Ｌ１ｉ＋Ｌ３ｉを計算し、これを、加算器５３に入力する。乗算器４２は、ＳＭｉに２を乗算し、結果を減算器５０に入力する。信号ａｐｒは、減算器５０に入力され、減算器５０は、２ＳＭｉ−ａｐｒを計算し、加算器４９に入力する。減算器４８は、Ｌ３ｉ−Ｌ１ｉを計算し、これを、加算器４９に入力する。加算器４９は、Ｌ３ｉ−Ｌ１ｉ＋２ＳＭｉ−ａｐｒを計算し、これを関数計算器５２に入力する。関数計算器５２は、２ｌｎ（ｃｏｓｈ（Ｌ３ｉ−Ｌ１ｉ＋２ＳＭｉ−ａｐｒ）／２））を、Ｈ１ｉとして計算し、これを、加算器５３に入力する。加算器５３は、Ｌ１ｉ＋Ｌ３ｉ＋Ｈ１ｉを計算し、ＯＡｉとして出力する。
【００９３】
図９〜図１２は、ルックアップテーブルを示す。
図９においては、ビットｉ０１のルックアップテーブルＬＵＴ  Ａ及びＬＵＴ  Ｂが示されている。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ａは、入力信号を置換しないで出力する。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ｂは，入力信号を置換して出力する。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ｂにより、信号ＩＢ［２］は、信号Ｉ［４］に変わり、信号ＩＢ［３］は、信号Ｉ［５］に変わり、信号ＩＢ［４］は、信号Ｉ［２］に変わり、信号ＩＢ［５］は、信号Ｉ［３］に変わる。他の信号は、置換なしで出力される。
【００９４】
図１０においては、ビットｑ０１のルックアップテーブルＬＵＴ  Ａ及びＬＵＴ  Ｂが示されている。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ａは、入力信号を置換しないで出力する。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ｂは，入力信号を置換しないで出力する。
【００９５】
図１１においては、ビットｉ０２のルックアップテーブルＬＵＴ  Ａ及びＬＵＴ  Ｂが示されている。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ａにより、信号ＩＢ［０］は、信号Ｉ［６］に変わり、信号ＩＢ［１］は、信号Ｉ［７］に変わり、信号ＩＢ［２］は、信号Ｉ［４］に変わり、信号ＩＢ［３］は、信号Ｉ［５］に変わる。他の信号は、置換なしで出力される。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ｂにより、信号ＩＢ［４］は、信号Ｉ［６］に変わり、信号ＩＢ［５］は、信号Ｉ［７］に変わり、信号ＩＢ［６］は、信号Ｉ［４］に変わり、信号ＩＢ［７］は、信号Ｉ［５］に変わる。他の信号は、置換なしで出力される。
【００９６】
図１２においては、ビットｑ０２のルックアップテーブルＬＵＴ  Ａ及びＬＵＴ  Ｂが示されている。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ａにより、信号ＩＢ［０］は、信号Ｉ［５］に変わり、信号ＩＢ［２］は、信号Ｉ［４］に変わり、信号ＩＢ［４］は、信号Ｉ［７］に変わり、信号ＩＢ［６］は、信号Ｉ［６］に変わる。他の信号は、置換なしで出力される。ルックアップテーブルＬＵＴ  Ｂにより、信号ＩＢ［１］は、信号Ｉ［５］に変わり、信号ＩＢ［３］は、信号Ｉ［４］に変わり、信号ＩＢ［５］は、信号Ｉ［７］に変わり、信号ＩＢ［７］は、信号Ｉ［６］に変わる。他の信号は、置換なしで出力される。
【００９７】
図１３は、メインプロセッサＡとメインプロセッサＢの両方に共通な、メインプロセッサの詳細を示す。入力信号Ｉ［０］、・・・、Ｉ［７］が、メインプロセッサに入力される。プロセッサ０に入力されるＩ［０］、・・・、Ｉ［７］は、処理され、信号Ｌｉｎ、Ｌｅｖ．３、Ｌｅｖ．４、及び、ＮＬとして、出力される。信号Ｌｉｎは、加算器６０に入力される。信号Ｌｅｖ．３は、プロセッサ１に入力される。信号Ｌｅｖ．４の信号０と信号１は、加算器６２と加算器６３にそれぞれ入力される。信号ＮＬは、加算器６４に入力される。プロセッサ０からのＬｅｖ．３の４つの信号と定数Ａ、Ｂ，Ｃ，Ｄは、プロセッサ１によって処理され、信号Ｌｉｎ、Ｌｅｖ．４、及び、ＮＬとして出力される。信号Ｌｉｎは、加算器６０に入力される。加算器６０によって加算された信号は、加算器６１に入力される。プロセッサ１からのＬｅｖ．４の信号０と１は、それぞれ、加算器６２と６３に入力される。加算器６２は、プロセッサ０からのＬｅｖ．４の信号０とプロセッサ１からのＬｅｖ．４の信号０を加算し、結果をプロセッサ２に出力する。加算器６３は、プロセッサ０からのＬｅｖ．４の信号１とプロセッサ１からのＬｅｖ．４の信号１を加算し、結果をプロセッサ２に出力する。プロセッサ１からの信号ＮＬは、加算器６４に入力され、プロセッサ０からの信号ＮＬと加算され、加算器６５に出力される。プロセッサ２は、加算器６２と６３の出力と、定数Ｉｎ１とＩｎ２を受け取り、信号ＬｉｎとＮＬを出力する。プロセッサ２からの信号Ｌｉｎと加算器６０の出力は、加算器６１によって加算され、メインプロセッサの信号Ｌｉｎを出力する。加算器６４の出力、プロセッサ２からの信号ＮＬ及び定数ＮＬ１は、加算器６５により加算され、その結果が、関数計算器６６に入力される。関数計算器６６は、ｌｎ（ｃｏｓｈ（（６６の入力）／２）を計算し、メインプロセッサのＮＬとして、出力する。
【００９８】
図１４は、図１３のプロセッサ０の詳細を示す。入力信号Ｉ［０］は、加算器７０によって、Ｉ［１］と加算され、加算器７１に出力される。Ｉ［１］は、減算器７４によりＩ［０］から減算され、０．５が乗算された結果は、Ｌｅｖ．３の信号０として出力される。Ｉ［２］は、加算器７６によって、Ｉ［３］と加算される。加算器７６の出力は、加算器７１と減算器７７に入力される。０．２５が乗算された
７７の出力は、Ｌｅｖ．４の信号０として出力される。減算器７１の出力は、加算器７２に入力される。Ｉ［３］は、減算器７９によって、Ｉ［２］から減算され、０．５が乗算された結果は、Ｌｅｖ．３の信号１として出力される。Ｉ［４］は加算器８１によって、Ｉ［５］と加算され、加算器８２に入力される。Ｉ［５］は、減算器８５によってＩ［４］から減算され、０．５が乗算された結果は、Ｌｅｖ．３の信号２として出力される。Ｉ［６］は、加算器８７によって、Ｉ［７］と加算され、結果が、加算器８２と減算器８８に入力される。０．２５が乗算された減算器８８の出力は、Ｌｅｖ．４の信号１として出力される。加算器８２は、加算器８１の出力を加算器８７の出力と加算し、果を減算器８３に入力する。減算器８３は、減算器７１の出力から加算器８２の出力を減算し、０．１２５が乗算された、減算器８３の出力が信号ＮＬとして出力される。Ｉ［７］は、減算器９０によって、Ｉ［６］から減算され、０．５を乗算された減算器９０の出力は、Ｌｅｖ．３の信号３として出力される。
【００９９】
図１５は、図１３のプロセッサ１の詳細を示す。プロセッサ０からの、Ｌｅｖ．３の信号０〜３は、定数Ａ〜Ｄとそれぞれ加算される。加算器９１の出力は、関数ｌｎ（ｃｏｓｈ（入力／２））を使って、関数計算器９５−１によって処理される。同様に、加算器９２の出力は、関数計算器９５−２によって処理され、加算器９３の出力は、関数計算器９５−３によって処理され、加算器９４の出力は、関数計算器９５−４によって処理される。関数計算器９５−１の出力と、関数計算器９５−２の出力は、加算器９６によって加算され、結果が加算器１００に入力される。関数計算器９５−２の出力は、関数計算器９５−１の出力から減算され、結果が、Ｌｅｖ．４の信号０として出力される。関数計算器９５−３の出力と、関数計算器９５−４の出力は、加算器９８によって加算され、結果が加算器１０１に入力される。関数計算器９５−４の出力は、関数計算器９５−３の出力から減算され、結果が、Ｌｅｖ．４の信号１として出力される。加算器９６の出力と、加算器９８の出力は、加算器１００によって加算され、０．２５が乗算された結果が、信号Ｌｉｎとして出力される。加算器９８の出力は、減算器１０１によって、加算器９６の出力から減算され、０．５が乗算された結果が信号ＮＬとして出力される。
【０１００】
入力の信号０は、加算器１０２によって、信号Ｉｎ１と加算され、結果が関数計算器１０３に入力される。入力の信号１は、加算器１０４によって、信号Ｉｎ２と加算され、結果が関数計算器１０５に入力される。関数計算器１０３及び１０５は、関数ｌｎ（ｃｏｓｈ（入力／２）を使って、入力を処理する。関数計算器１０３及び１０５の出力は、加算器１０６によって加算される。０．５が乗算された加算器１０６の出力が、信号Ｌｉｎとして出力される。関数計算器１０５の出力は、減算器１０７によって、関数計算器１０３の出力から減算され、信号ＮＬが出力される。
−ＲＥＣ１におけるビットｉ０１
本発明によれば、ビット判定は、図１と３に示されるように、ＲＥＣ０及びＲＥＣ１の受信器の両方で独立に得られる。
【０１０１】
【数３１】
0004516478.tif 000032
【０１０２】
したがって、ＲＥＣ１の場合、図６〜図１６に示されているブロック図を、入力信号ｙ１（ｔ）から、ΔｌｎＰ（ｉ０１／ｙ１（ｔ））を計算するために使用することができる。しかし、図６における以下の置き換えが必要である。
【０１０３】
【数３２】
0004516478.tif 000033
【０１０４】
事前ａｐｒ＿ｑ３＝ΔｌｎＰ（ｑ１１／ｙ１（ｔ））はＲＥＣ１から、すなわち、隣の受信器から得られる。
事前ａｐｒ＿ｑ４＝ΔｌｎＰ（ｑ１２／ｙ１（ｔ））はＲＥＣ１から、すなわち、隣の受信器から得られる。
【０１０５】
事前ａｐｒ＿ｉ３＝ΔｌｎＰ（ｉ１１／ｙ１（ｔ））はＲＥＣ１から、すなわち、隣の受信器から得られる。
事前ａｐｒ＿ｉ４＝ΔｌｎＰ（ｑ１２／ｙ１（ｔ））はＲＥＣ１から、すなわち、隣の受信器から得られる。
−組み合わせ
最後に、両受信器で得られたビットの評価値、ΔｌｎＰ（Ｄ０／ｙ０（ｔ））とΔｌｎＰ（Ｄ０／ｙ１（ｔ））を、送信ビットｉ０１、ｉ０２、ｑ０１、ｑ０２に対して判定が行われる、以下の閾値判定処理とともに、図４に示される、組み合わせスキームによって、組み合わせる。送信ビットに対する判定は、閾値判定処理によって行われる。
−シンボルＤ１の処理
図１からわかるように、提案したＭＩＭＯ  ２ｂｙ２通信方式は、送信シンボルＤ０及びＤ１について対称である。したがって、シンボルＤ０について得られた議論と式のすべては、シンボルＤ１についても正しい。唯一やらなければならない代入は、ｈ００→ｈ１０及びｈ０１→ｈ１１である。
−計算の煩雑さの解析
提案のアルゴリズムの計算の簡単さを示すために、図５に示されるように、両送信器が１６値QAMコンステレーションを使用する場合について、計算の複雑さのレベルを見積もる。複雑さは、演算−複素／実数加算、減算、乗算について評価する。
【０１０６】
ＭＬＤ受信器は、Ｄを既知のチャネル行列で乗算し、それから、受信ベクトルからのユークリッド距離を計算する。したがって、ＭＬＤ受信器の複雑さは、送信アンテナの数について指数関数的である。各ユークリッド距離計算には４つの複素乗算、２つの複素加算、２つの複素減算を必要とする。
【０１０７】
１つの複素乗算は、４つの実数乗算と２つの実数加算と１つの実数減算に等しい。
【０１０８】
【数３３】
0004516478.tif 000034
【０１０９】
ここで、以下の複雑さ解析においては、実数加算と実数減算の複雑さは同じと仮定した。
【０１１０】
【表３】
0004516478.tif 000035
【０１１１】
２５６個の複素乗算＝１０２４個の実数乗算＋５１２個の実数加算＋２５６個の実数減算
１６複素乗算＝６４個の実数乗算＋２２個の実数加算＋１６個の実数減算
テーブル３からわかるように、本発明のターボ反復法は、ＭＬＤ受信器より少ない演算ですんでおり、同時に、同様なＢＥＲ性能を示している（図２）。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】２つの送信アンテナと２つの受信アンテナを持つＭＩＭＯシステムの一般の場合である。
【図２】異なる受信機技術に対するＢＥＲである。
【図３】１６値QAMコンステレーションにおける提案のターボ受信器である。
【図４】受信器０と受信器１で得られた判定結果を組み合わせる組み合わせスキームである。
【図５】グレイマッピングにおける１６値QAMに対するコンステレーション点である。
【図６】送信情報シンボルＤ０に含まれる全ビットｉ１、ｉ２、ｑ１、ｑ２に対する事後確率の差を計算する単一ビット受信器である。
【図７】受信器の入力信号ｙ（ｔ）から信号Ｏｕｔ  Ａ［０・・・７］及びＯｕｔ  Ｂ［０・・・７］の組を計算する信号プロセッサである。
【図８】信号プロセッサ（図７）によって実装されるＩ及びＱ信号プロセッサである。
【図９】ビットｉ０１に対するルックアップテーブルである。
【図１０】ビットｑ０１に対するルックアップテーブルである。
【図１１】ビットｉ０２に対するルックアップテーブルである。
【図１２】ビットｑ０２に対するルックアップテーブルである。
【図１３】単一ビット受信器（図６）に実装されるメインプロセッサである。
【図１４】メインプロセッサ（図１３）によって実装されるプロセッサ０である。
【図１５】メインプロセッサ（図１３）によって実装されるプロセッサ１である。
【図１６】メインプロセッサ（図１３）によって実装されるプロセッサ２である。
【符号の説明】
【０１１３】
１０−１、１０−２      判定部
１５、１６、３２、３７、３９、４４、４８、５０、７４、７７、７９、８３、８５、８８、９０、９７、９９、１０１、１０７、      減算器
１７、２５、２６、３０、３１、３６、３８、４０、４１、４３、４７、４９、５３、６０、６１、６２、６３、６４、６５、７０、７１、７２、７６、８１、８２、８７、９１、９２、９３、９４、９６、９８、１００、１０２、１０４、１０６      加算器
２０      信号プロセッサ
２１、２２、３３、４２      乗算器
２３、２４      Ｉ及びＱ信号プロセッサ
２７      メモリ
３４、３５、４５、４６、５１、５２、６６、９５−１〜９５−４、１０３、１０５      関数計算器
【図１】
0004516478.tif 000040
【図２】
0004516478.tif 000041
【図３】
0004516478.tif 000042
【図４】
0004516478.tif 000043
【図５】
0004516478.tif 000044
【図６】
0004516478.tif 000045
【図７】
0004516478.tif 000046
【図８】
0004516478.tif 000047
【図９】
0004516478.tif 000048
【図１０】
0004516478.tif 000049
【図１１】
0004516478.tif 000050
【図１２】
0004516478.tif 000051
【図１３】
0004516478.tif 000052
【図１４】
0004516478.tif 000053
【図１５】
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【図１６】
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