(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電圧制御発振器、例えば自動車におけるレーダ用途に対するマイクロ波発振器の非線形性の検出および補正方法において、
発振器（ＶＣＯ）を線形の制御電圧（Ｓｌｉｎ）によって制御し、
発振器（ＶＣＯ）の出力信号（ＦＶＣＯ）を分周器（ＦＴ）を用いて前置分周係数（１／Ｎｃ）だけ目標周波数領域に逓降分周し、
該目標周波数領域は前記発振器の出力信号（ＦＶＣＯ）より少なくとも１オーダだけ小さく、
逓降分周された出力信号（ＦＶＣＯ／Ｎｃ）を計数装置（Ｃ）を用いて直接解析し、
ここで計数装置（Ｃ）のレジスタ（Ｎ１，Ｎ２…）には、出力信号（ＦＶＣＯ）の線形の周波数特性に相応する予め調整設定されている計数器状態がロードされるようになっており、
該レジスタ（Ｎ１，Ｎ２…）において順次、逓降分周された出力信号（ＦＶＣＯ／Ｎｃ）の、解析された実際の経過に相応して減分計数され、
レジスタ（Ｎ１，Ｎ２…）において値０に達すると受信信号（ＩＦ）の信号サンプリングが行われる
ステップから成る方法。
【請求項２】
受信信号（ＩＦ）の信号サンプリングを計数装置（Ｃ）を用いてＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）のサンプル・アンド・ホールド・サンプリング保持素子（Ｓ＆Ｈ）のトリガによって初期化する
請求項１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、例えば、自動車におけるレーダ用途に対するマイクロ波発振器の形において使用されるような高周波電圧制御発振器の非線形性の検出および補正方法に関する。
【０００２】
レーダ技術は、物体の距離、速度、性質、存在またはこういった類のその他のことを無接触に捕捉検出することを目的にして自動車または工場において過酷に使用するのに特別適している。その際レーダセンサの機能性、測定精度およびコストは実質的に、使用の変調方法およびこれに対応するレーダ信号処理に依存している。
【０００３】
距離測定のためにしばしば使用されるＦＭＣＷレーダ原理（ＦＭＣＷ＝frequency modulated continous wave）では、測定値の品質はとりわけ、マイクロ波発振器の周波数精度および安定性に依存している。これらの量は実際にはとりわけ、温度ドリフト、雑音および発振器の非線形性によって影響を受け、それ故に通例、監視されなければならない。
【０００４】
レーダによる無接触距離および速度測定は長年来公知でありかつ軍事技術に由来している。ＥＰ０７２７０５１Ｂ１号に記載されている、レーダ装置の作動方法が機能するに当たり基礎としている上述したＦＭＣＷ方式では、周波数変調されたレーダ信号が送信され、位相ないし周波数シフトされて受信される。典型的にはｋＨｚ領域にある測定される位相ないし周波数差は、周波数変調が時間的にリニヤに行われることを前提とすれば、物体距離に比例している。実際には、この前提は不十分にしか充足されていないことが多い。
【０００５】
周波数変調における非線形性はまず第１に電圧制御発振器にその原因がある。というのは、これは使用の部品によっては非線形の電圧／周波数特性曲線を有しているからである。更に、この種の発振器は多かれ少なかれ非常に顕著な位相雑音を呈する。位相雑音は、電圧に依存している非線形性と比較して著しく高周波でありかつレーダのいわゆる相関長の距離が短い場合には通例無視することができるものである。
【０００６】
これに対して電圧に依存している非線形性の補償は、レーダ装置による申し分のない物体検出を実施することができるようにするためには絶対に必要である。非線形性は例えば温度またはエージング効果によって変化するので、補正は連続的に整合されて、線形性偏差が測定値の最大１％の許容範囲内に収まるようにされなければならない。
【０００７】
従来技術から、相応の補正方法が公知である：
○  発振器を、一度前以て決められ、予め歪まされた制御電圧によって制御することができる。しかしこの方法は制限されてしか役に立たない。というのは、発振器の個々の製品のばらつき並びに後からの周波数変動および温度ドリフトはコンセプトに規定されて補償することができないからである。
○  刊行物ＷＯ９８／３７７０５号から、電圧制御発振器に対する自己調整設定形式のダイナミック同期システムが公知であり、ここでは発振器の出力信号は、該発振器出力信号の周波数より小さい周波数を有している目標周波数領域に分周される。計数装置によって、選択可能なゲート時間の期間に、周波数計数器値が次のように累算される：発振器出力信号の周波数が最大である場合に最大の計数器値は実現されるようにである。マイクロプロセッサによって、その都度の計数器値が電圧等価な値に変換される。制御回路によって更に、この電圧等価な値と前以て決められている目標値との結合によって、発振器に対する周波数特性補正された制御信号が生成される。
○  レーダ技術を用いた充填状態測定のために、刊行物ＵＳ５７９９５３４号から、同じく、電圧制御発振器の出力信号を、該発振器出力信号の周波数より小さい周波数を有している目標周波数領域に分周する方法が公知である。計数装置を用いて、周波数計数器値が捕捉検出される。これら計数器値は引き続いて電圧等間隔な値に変換される。この値に依存して発振器に対する周波数特性補正された制御信号が生成される。
【０００８】
○  P. Lowbridge et al. 著の専門論文“A low Cost mm-Wave Cruise Control System for Automotive Applications ”（Microwave Journal, October 1993）から、ＰＬＬ（＝Phase Lock Loop-）またはＡＦＣ（＝Automatic Frequency Control）回路を含んでいる調整ループの使用が公知である。両方の方法とも、周波数に依存した参照電圧が発生され、これは線形のランプと組み合わされて発振器の制御電圧を、周波数変調が時間的にリニヤに経過するように整合する。しかしこの形式の調整電子装置は高すぎるおよびフレキシビリティがないという欠点を有している。
【０００９】
○  Nalezinski et al. 著の専門刊行物“Novel Heterodyne 24GHz FMCW Radar with High-Precision 2.4GHz SAW Reference Path”（MIOP' 97 Conference Proceedings）から、レーダ装置内の参照区間の使用が公知である。ここで参照区間は、定義されていて正確に既知の遅延時間に基づいて、仮想の反射点の障害量のない参照信号に相応している。参照点の距離は目標遅延時間によって定められている。この信号の解析および評価によって、実際の信号の補正が相応の遅延時間を以てして可能である。しかしこの方法は、付加的な参照区間およびそれに配属されている評価ユニットの扱い・演算とも煩雑で、従ってコストが高くつくという点で不都合である。このようなレーダセンサを自動車に大量生産品として組み込むことを考えると、コストが高いということは容認できるものではない。
【００１０】
従来技術の上述した問題から出発して、本発明の課題は、性能のよいレーダセンサにおいて極めて簡単で、従って安価に具体化実施可能である、高周波電圧制御発振器の非線形性を検出しかつ補正するための方法を提供することである。
【００１１】
この課題は請求項１の特徴部分に記載の構成によって解決される。その際本発明の核心は、従来技術において使用されている方法に比べて、発振器の出力信号の時間的な経過を参照信号なしに直接的な測定によって突き止めるという点にある。直接的な測定は、発振器の出力信号を前置分周係数だけ分周することによって容易に実現される。前置分周係数は有利には、目標周波数領域が標準論理モジュールが処理可能な周波数領域にあるように選択されるようになっている。例えばデジタル計数器のような計数装置を用いて、分周された出力信号が直接解析され、これにより相応の周波数計数器値が捕捉される。この値は電圧等価な値に変換される。これは前以て決められた目標値との結合によって発振器に対する周波数補正された制御信号を生成するために用いられる。
【００１２】
本発明の方法に基づいて、従来技術に対して種々様々な著しい利点が生じる。すなわち、発振器出力信号の絶対値の直接的な測定が行われる。非線形性に対する評価および補正の発生の際に参照信号は必要ではない。直接的なデジタル周波数検出によって、温度ドリフト、エージング等のような影響量の補償は必要でない。更に、本発明の方法は、実施例に基づいて更に詳細に説明するように、従来技術の冒頭に述べた方法に比べて考えられる限り僅かな数の必要構成要素で具体化実現することができる。更に、調整回路の帯域幅は計数装置に対する所定のゲート時間の調整設定によって広範囲において調整設定しかつそれぞれの発振器に対して最適化することができる。更に、電圧制御発振器の簡単な機能検査および線形化の際の高いフレキシビリティはマイクロコントローラの使用によって可能である。
【００１３】
その他、本発明の方法の有利な実施例は請求項２ないし８に記載されている。
【００１４】
請求項９に記載された構成は、非線形性の補正が発振器に対する制御電圧の相応の整合によってではなくて、レーダ受信信号のサンプリングの時点の相応の整合によって行われる、高周波電圧制御発振器の非線形性の検出および補正方法に関する。この手法は、実施例を以下に説明しながら一層詳細に説明する「周波数−上昇一定の信号サンプリング」と言い換えることができるものである。
【００１５】
この関係において各図には次のものが示されている：
図１は、第１実施例における発振器の非線形性の検出および補正装置のブロック線図であり、
図２は、第２実施例のこの種の装置のブロック線図であり、
図３および図４は、出力信号の解析の際に周波数測定変化を説明するための線図であり、
図５は、第３実施例における評価回路のブロック線図であり、かつ
図６は、周波数−上昇の一定の信号サンプリングを説明するための線図である。
【００１６】
図１において、ＶＣＯによって電圧制御マイクロ波発振器が示されている。これは出力信号ＦＶＣＯを送出する。これは典型的にはＧＨｚ領域、例えば２４ＧＨｚにある。ＦＭＣＷ方式では、発振器ＶＣＯの出力信号は変調されて、すなわち典型的には、合計して５ｍｓの上昇および下降時間および最大１ＧＨｚの周波数偏移を以て基本周波数を中心にのこぎり波形状に変調されて変化される。
【００１７】
発振器ＶＣＯには分周器ＦＴが後置接続されている。この分周器は発振器ＶＣＯの出力信号ＦＶＣＯを典型的には１００ＭＨｚの目標周波数の領域にある前置分周係数１／Ｎ１によって逓降分周する。この目標周波数領域ＦＶＣＯ／Ｎ１は、標準論理モジュールにとって難なく処理可能な周波数領域にある。
【００１８】
分周器ＦＴにはデジタル計数器ＤＺが後置接続されている。これは、逓降分周された出力信号ＦＶＣＯ／Ｎ１を直接解析する。計数器は、典型的には１μｓｅｃないし１０ｍｓｅｃのゲート時間ＴＴｏｒ＝１／Ｆｒｅｓｅｔが生じるようなリセット周波数にＦｒｅｓｅｔよって作動される。ゲート時間は、発振器出力信号の最大周波数ＦＶＣＯおよび与えられている前置分周係数１／Ｎ１において、デジタル計数器ＤＺの最大計数値が実現されるように前以て選択される。出力側Ｑ１ないしＱＮを介して出力される、発振器ＶＣＯの出力信号ＦＶＣＯの信号経過を表している計数器状態はＤ／Ａ変換器ＤＡＷに送出される。この変換器は典型的には８ないし１２ビット幅であってよい。これにより、デジタルに捕捉された出力信号ＦＶＣＯに相応する電圧等価な値が発生される。この値は、それぞれの計数器値の既述の変換から計数器ＤＺにおいて生じるものである。
【００１９】
この電圧等価な値は調整回路に供給される。調整回路はローパスフィルタＴＰと目標値比較器ＳＷによって形成されている。この調整回路において、線形のランプＳｌｉｎと、ローパスフィルタＴＰ通ってアナログ化されかつ調製された、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＷからの電圧等価な値Ｓとの比較によって、発振器ＶＣＯに対する周波数特性補正された制御信号Ｓｃｏｒｒが発生される。非線形に経過する制御信号Ｓｃｏｒｒに基づいて、発振器ＶＣＯの出力信号ＦＶＣＯが線形に変調される。
【００２０】
図２に図示されている、本発明の方法の具体的実現では、マイクロコントローラＭＣが使用される。これは本発明の方法に関する種々の機能を一個所にまとめている。すなわち、マイクロコントローラは計数器Ｃを備えている。計数器の入力側は分周器ＦＴに接続されている。分周器ＦＴは、ＧＨｚ領域にある、発振器ＶＣＯの出力信号ＦＶＣＯを前置分周係数１／Ｎａ／ｂだけ低減してマイクロコントローラＭＣが処理可能な値にする。計数器を介してこの信号ＦＶＣＯ／Ｎａ／ｂが捕捉される。この場合２つの異なった周波数測定方法が使用可能である。これらは例えば図３ないし図４に略示されている。
【００２１】
すなわち、図３に図示の択一選択例では、逓降分周された信号ＦＶＣＯ／Ｎａの解析の際に、該分周された信号ＦＶＣＯ／Ｎａの周波数側縁の周期持続時間ｔ１，ｔ２，…ｔ７の連続的な検出が行われる。
【００２２】
図４に図示の択一例では、解析は前以て決められているゲート時間Ｔｂの期間の、逓降分周された信号ＦＶＣＯ／Ｎｂの側縁の計数によって行われる。すなわち個々のゲート時間間隔において、例えばＮ１，Ｎ２…Ｎ７個の側縁が生じる。
【００２３】
図３および図４に図示の解析方法は、既存の周辺ハードウェアおよび最大許容線形性許容偏差に関する所望の要求に依存してそれ自体それだけでかまたは組み合わせにおいて使用される。
【００２４】
そこでマイクロコントローラＭＣは、計数器Ｃによって捕捉された測定値から、前以て決められたソフトウェア自体に相応する線形化電圧を求めかつ発振器ＶＣＯに対する相応の制御信号を送出するために、マイクロコントローラにおいて通例存在するパルス幅変調出力側ＰＷＭを使用している。パルス幅変調出力側はマイクロコントローラＭＣによって生成された信号をローパスフィルタＴＰに送出する。ローパスフィルタの方は電圧制御発振器ＶＣＯの入力側を制御する。
【００２５】
要約すると、発振器ＶＣＯの線形化は次のように実行される：
１．  線形の制御電圧がマイクロコントローラからパルス幅変調出力側ＰＷＭを介して送出され、これにより発振器ＶＣＯが制御される。
【００２６】
１．  図３および図４に図示の変形例を用いて、逓降分周された周波数ＦＶＣＯ／Ｎａ／ｂが計数器Ｃによって突き止められる。
【００２７】
１．  マイクロコントローラは測定値から最適な線形の周波数変化からの周波数偏差を求めかつパルス幅変調出力側ＰＷＭに対する相応の補正値を突き止める。
【００２８】
１．  パルス幅変調出力側を介して、発振器ＶＣＯに対する周波数補正された制御電圧Ｓが送出される。
【００２９】
これまで説明してきたステップは連続的な監視を実施するために循環的に繰り返され、その際場合によっては発振器ＶＣＯに対する周波数特性補正された制御電圧Ｓｃｏｒｒが補正されかつパルス幅変調出力側ＰＷＭを介して送出される。
【００３０】
この連続的な監視および絶対値としての発振器周波数ＦＶＣＯの直接的な測定によって、線形化ユニットの正常な機能および前以て決められている周波数帯から逸脱するドリフトを簡単な手法で検出しかつ防止策をとることができる。
【００３１】
確かに、２つの周波数測定変形例、すなわち一方における周波数側縁の連続的な周期持続時間測定および他方における与えられているゲート時間の期間の周波数側縁の計数は、マイクロコントローラが使用されているために、このことが図２に示されているように、周波数を測定する側面から制御電圧Ｓを出力する側面へ直接影響しない。ここではそれは相応の調整帯域幅を有する閉じられた調整回路である。しかし電圧制御発振器ＶＣＯが僅かな位相雑音を有する場合およびＦＭＣＷレーダの相関長内の物体距離が短い場合、２つの周波数測定変形例は電力損失なしに問題なく使用することができる。
【００３２】
上述した影響がないという問題は、図５および図６から推測されるように、本発明が基礎としている直接的な周波数特性補正をマイクロコントローラによって変形することによって取り除くことができる。ここでも電圧制御発振器ＶＣＯの出力信号ＦＶＣＯは分周器ＦＴによって前置分周計数１／ＮＣだけ逓降分周される。相応の出力信号ＦＶＣＯ／ＮＣはここでもマイクロコントローラＭＣの計数器Ｃに供給される。マイクロコントローラは発振器ＶＣＯに対する線形の制御電圧Ｓをパルス幅変調出力側ＰＷＭを介して送出する。この電圧はローパスフィルタＴＰを介して発振器ＶＣＯに供給される。その際出力信号ＦＶＣＯにおける非線形性は考慮されない。
【００３３】
そうではなくて非線形性の解析および補正は受信信号の捕捉の側において、いうなればレーダユニットにおける処理の側において行われる。これによれば、図６から分かるように、計数器Ｃのレジスタには、線形の周波数上昇に相応する計数器状態Ｎ１，Ｎ２…Ｎ７が予めロードされる。すなわちこれらは次式を満足している
Ｎｅ＝Ｆ０＋ｉ・ΔＦ
ただしｉ＝０，１，２…
逓降分周された信号ＦＶＣＯ／Ｎｃは個々のレジスタにおいて減分計数されかつレジスタが計数し終わると、すなわち計数状態＝０に達したとき、受信信号ＩＦのＡ／Ｄ変換が行われる。このイベント発生の際、すなわち図６における時点ｔ１，ｔ２，ｔ３…において、マイクロコントローラＭＣはＡ／Ｄ変換器ＡＤＣの信号受け取りがスタートし、Ａ／Ｄ変換器には受信信号ＩＦが供給される。ここで例えばサンプル・アンド・ホールド素子Ｓ＆Ｈをトリガすることができる。その際得られる、サンプリングされたＡ／Ｄ変換器値によって、例えば高速周波数変換（高速フーリエ変換）のような、通例の信号処理アルゴリズムが実施される。これまで説明してきた方法に基づいて、発振器の出力信号ＦＶＣＯの厳格に線形な周波数経過において必然的に等間隔の信号受け取り時点、すなわち例えば図６における時点ｔ１’，ｔ２’，ｔ３’…が生じるということになる。出力信号ＦＶＣＯに相応の非線形性があれば、非線形性による信号歪みに相応して受け取り時点がシフトされる。そこで通常の場合の信号処理アルゴリズムは等間隔のサンプリング時点から出発しているので、上述した手法によって、非線形性に相応して受け取り時点の自動的なシフトが行われ、これにより非線形性は補正される。従って原理的には絶対的に実時間で可能でしかも調整ループを必要としない自動的な信号等化が行われることになる。更に、前置分周係数Ｎｃの適当な選択によって、信号処理に対して必要とされるサンプリングレートＦＡ／Ｄを調整設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  第１実施例における発振器の非線形性の検出および補正装置のブロック線図である。
【図２】  第２実施例のこの種の装置のブロック線図であり
【図３】  出力信号の解析の際に周波数測定変化を説明するための線図である。
【図４】  出力信号の解析の際に周波数測定変化を説明するための線図である。
【図５】  第３実施例における評価回路のブロック線図である、
【図６】  周波数−上昇一定の信号サンプリングを説明するための線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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