(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外槽内に回転自在に設けた洗濯兼脱水槽と、前記洗濯兼脱水槽に回転自在に配設した撹拌翼と、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるとともに前記洗濯兼脱水槽と前記撹拌翼とを駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの起動時には、前記インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第１の通電比制御手段を有する矩形波駆動手段により前記モータを駆動し、前記矩形波駆動手段による前記モータの起動時の駆動制御時に、起動開始からの経過時間とともに、第１の通電比制御手段がパワー半導体素子の通電比を上昇させ、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータが起動したことを確認した後、前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時に、矩形波駆動の導通比から正弦波駆動の変調度を出力する通電比率変更手段により、前記第１の通電比制御手段が制御する通電比に基づき第２の通電比制御手段が制御する通電比を制御し、前記インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第２の通電比制御手段を有する正弦波駆動手段により前記モータを駆動し、前記正弦波駆動手段は、前記回転数検知手段の出力信号と設定回転数とを比較し、前記第２の通電比制御手段が制御するパワー半導体素子の通電比を制御して設定回転数で駆動するようにした洗濯機のモータ駆動装置において、前記洗濯兼脱水槽を駆動する脱水動作時における前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時の前記通電比率変更手段の通電比率の変更率を、前記撹拌翼を駆動する洗い動作時における前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時の前記通電比率変更手段の通電比率の変更率より小さくした洗濯機のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、家庭用の洗濯機はインバータ装置によりモータの回転数を制御して脱水性能、あるいは洗浄性能を向上させるものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開２０００ー３２４８７３号公報に示すように構成していた。すなわち、ホールＩＣよりなるロータ位置検出手段の出力信号より正弦波状の３相交流電圧波形をインバータ回路により発生させて撹拌翼あるいは脱水槽を直接駆動する直流ブラシレスモータを駆動するようにしていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、モータを起動し、設定回転数になるよう制御する場合、撹拌翼を駆動する洗い運転時、脱水槽を駆動する脱水運転時等や、また、同じ運転状態でも、洗濯する衣類の量の違いにより、モータにかかる負荷量が様々変化する。そのため、ホールＩＣよりなるロータ位置検出手段の出力信号より正弦波状の３相交流電圧波形をインバータ回路により発生させて撹拌翼あるいは脱水槽させるだけでは、モータが起動しない場合や、モータが起動できた場合でも、設定回転数に対して応答速度が遅くなる等、様々な欠点があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、外的要因等でモータにかかる負荷量が様々変化した場合にもモータを確実に駆動し、かつ、設定回転数に応答速度が速く制御できるようにし、また、正弦波状の３相交流電圧をモータに印加して駆動することにより、モータのコギング音等を減少して低騒音で、かつ、洗浄性能、脱水性能を向上できる洗濯機のモータ駆動装置を実現することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続した整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータを駆動し、このモータにより、外槽内に回転自在に設けた洗濯兼脱水槽と、洗濯兼脱水槽に回転自在に配設した撹拌翼を駆動させ、モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と制御手段によりインバータ回路を制御し、ロータ位置検出手段の出力信号によりモータの回転数を検知し、制御手段は、モータの起動時には、インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第１の通電比制御手段を有する矩形波駆動手段によりモータを駆動し、矩形波駆動手段によるモータの起動時の駆動制御時に、起動開始からの経過時間とともに、第１の通電比制御手段がパワー半導体素子の通電比を上昇させ、ロータ位置検出手段の出力信号によりモータが起動したことを確認した後、矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時に、矩形波駆動の導通比から正弦波駆動の変調度を出力する通電比率変更手段により、第１の通電比制御手段が制御する通電比に基づき第２の通電比制御手段が制御する通電比を制御し、インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第２の通電比制御手段を有する正弦波駆動手段によりモータを駆動し、正弦波駆動手段は、回転数検知手段の出力信号と設定回転数とを比較し、第２の通電比制御手段が制御するパワー半導体素子の通電比を制御して設定回転数で駆動するようにした洗濯機のモータ駆動装置において、洗濯兼脱水槽を駆動する脱水動作時における矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時の通電比率変更手段の通電比率の変更率を、撹拌翼を駆動する洗い動作時における矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時の通電比率変更手段の通電比率の変更率より小さくしたものである。
【０００７】
これにより、モータ起動時には、より容易に大きな起動トルクを得ることができる矩形波駆動を行い、外的要因等でモータにかかる負荷量が様々変化した場合にもモータを確実に駆動し、起動後には、モータのコギング音等の騒音を小さく抑えることのできる正弦波駆動を行い、起動から定常駆動時に移行するとき、矩形波駆動時の通電比に応じて、正弦波駆動の最初の通電比に引き続いて制御し、以降、回転数制御することにより、モータの失速や、設定回転数に対してオーバーシュート等により応答速度が遅くなる等の問題を解決することができる。すなわち、モータの回転数を設定回転数に、素早く制御できるので、目標とする洗浄性能、脱水性能も確保でき、洗濯機の基本性能を向上できる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、外槽内に回転自在に設けた洗濯兼脱水槽と、前記洗濯兼脱水槽に回転自在に配設した撹拌翼と、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるとともに前記洗濯兼脱水槽と前記撹拌翼とを駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの起動時には、前記インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第１の通電比制御手段を有する矩形波駆動手段により前記モータを駆動し、前記矩形波駆動手段による前記モータの起動時の駆動制御時に、起動開始からの経過時間とともに、第１の通電比制御手段がパワー半導体素子の通電比を上昇させ、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータが起動したことを確認した後、前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時に、矩形波駆動の導通比から正弦波駆動の変調度を出力する通電比率変更手段により、前記第１の通電比制御手段が制御する通電比に基づき第２の通電比制御手段が制御する通電比を制御し、前記インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第２の通電比制御手段を有する正弦波駆動手段により前記モータを駆動し、前記正弦波駆動手段は、前記回転数検知手段の出力信号と設定回転数とを比較し、前記第２の通電比制御手段が制御するパワー半導体素子の通電比を制御して設定回転数で駆動するようにした洗濯機のモータ駆動装置において、前記洗濯兼脱水槽を駆動する脱水動作時における前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時の前記通電比率変更手段の通電比率の変更率を、前記撹拌翼を駆動する洗い動作時における前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時の前記通電比率変更手段の通電比率の変更率より小さくしたものであり、モータ起動時には、より容易に大きな起動トルクを得ることができる矩形波駆動を行い、外的要因等でモータにかかる負荷量が様々変化した場合にもモータを確実に駆動し、モータ起動後には、モータのコギング音等の騒音を小さく抑えることのできる正弦波駆動を行い、起動から定常駆動時に移行するとき、矩形波駆動時の通電比に応じて、正弦波駆動の最初の通電比に引き続いて制御し、以降、回転数制御することにより、モータの失速や、設定回転数に対してオーバーシュート等により応答速度が遅くなる等の問題を解決することができる。すなわち、モータの回転数を設定回転数に素早く制御できるので、目標とする洗浄性能、脱水性能も確保でき、洗濯機の基本性能を向上できる。
【０００９】
また、モータ起動時には、モータにかかる負荷に関係なくモータを駆動でき、かつ、起動後には、回転数をフィードバックして通電比を制御するので、起動から定常制御と負荷の影響を受けずに、より素早く設定回転数にモータを制御することができる。
【００１０】
さらに、洗濯兼脱水槽を駆動する脱水動作時における矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時の通電比率変更手段の通電比率の変更率を、撹拌翼を駆動する洗い動作時における矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時の通電比率変更手段の通電比率の変更率より小さくすることにより、攪拌翼の駆動時に、必要な回転トルクがえられ、より設定回転数に早く応答させることができ、洗い運転や脱水運転など、モータに必要な駆動トルクが変わる場合でも、モータを目標とする設定回転数により素早く制御できるので、洗浄性能や脱水性能
を向上することができる。
【００１１】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１２】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、ラインフィルター２を介して整流回路３に交流電力を加え、整流回路３により直流電力に変換する。整流回路３は倍電圧整流回路を構成し、交流電源１が正電圧のとき、全波整流ダイオード３ａによりコンデンサ３ｂを充電し、交流電源１が負電圧のとき、コンデンサ３ｃを充電し、直列接続されたコンデンサ３ｂ、３ｃの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路４に倍電圧直流電圧を加える。
【００１３】
インバータ回路４は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、パワートランジスタ（ＩＧＢＴも同様）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路４の出力端子にモータ５を接続している。
【００１４】
モータ５は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段６により検出する。ロータ位置検出手段６は、通常、３個のホールＩＣ６ａ、６ｂ、６ｃにより構成している。インバータ回路４の負電圧端子と整流回路３の負電圧端子間に電流検出手段７、いわゆるシャント抵抗を接続している。
【００１５】
ラインフィルター２の出力交流電圧端子間には、給水弁８、排水弁９、クラッチ１０を接続し、スイッチング手段１１により制御する。ここで、洗濯機の構成について説明する。図１０に示すように、外槽３０は、回転自在に配設した洗濯兼脱水槽３１を内包し、吊り棒３２により洗濯機外枠３３を吊り下げている。モータ５は、減速機構を介して洗濯兼脱水槽３１および洗濯兼脱水槽３１の内底部に回転自在に配設した撹拌翼３５を回転駆動する。給水弁８は、洗濯兼脱水槽３１内に水を給水するものであり、排水弁９は外槽３０内の洗濯水を排水する。クラッチ１０は、モータ５の回転駆動軸を撹拌翼３５に結合するか洗濯兼脱水槽３１に結合するかを制御する。スイッチング手段１１は、双方向サイリスタなどのソリッドステートリレー、またはメカニカルリレーで構成している。
【００１６】
制御回路１２は、インバータ回路４およびスイッチング手段１１を制御するもので、マイクロコンピュータにより構成した制御手段１３と、制御手段１３の出力信号によりインバータ回路４のＩＰＭを制御してモータ５の回転駆動を制御するインバータ駆動回路１４と、スイッチング手段１１を制御するスイッチング手段駆動回路１５と、電流検出手段７の出力信号によりインバータ回路４の過電流を検知し制御手段１３に異常信号を加える過電流検知回路１６とで構成している。過電流検知回路１６の出力信号は制御手段１３の割り込み端子（ＩＲＱ端子）に加え、マイクロコンピュータは割り込み信号により優先してインバータ駆動出力信号を禁止する。
【００１７】
制御手段１３は、洗濯動作を時系列的に制御するなど洗濯機の動作全般を制御するもので、詳細は省くが、ここでは、インバータ回路４のＩＰＭを制御して、モータ５を駆動する構成について、図２を参照しながら説明する。
【００１８】
制御手段１３は、モータ５を矩形波駆動する矩形波駆動手段１７と、正弦波駆動する正弦波駆動手段１８と、モータ５の駆動条件に応じて、駆動方式を切り換える駆動手段切換手段１９などで構成する。
【００１９】
矩形波駆動手段１７は、インバータ駆動回路１４を介して、ＩＰＭの６個パワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆを制御して、モータ５を矩形波駆動（１２０度通電制御とも呼ぶ）する。ロータ位置検出手段６からの出力信号を、矩形波形成手段１７ａに入力し、ロータ位置検出手段６ａ、６ｂ、６ｃの信号に同期して、ＩＰＭの６個のパワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆへの出力パターンを制御する。
【００２０】
ロータ位置検出手段６ａ、６ｂ、６ｃは電気角で１２０度の間隔でモータ５内の回転子（永久磁石）に対向するように配設されているものとすると、図４に示すように、回転子が１回転（モータ１回転とも対応）する間に、ロータ位置検出手段６ａ、６ｂ、６ｃはそれぞれ、図に示したタイミングで、ハイ、ローの信号を１パルス出力する。
【００２１】
ロータ位置検出手段６ａ、６ｂ、６ｃの出力信号のハイ、ローとは、回転子を構成する永久磁石により発生する磁界の極性により発生するもので、ロータ位置検出手段６が回転子を構成する永久磁石のＮ極面と対向しているときはハイ信号を出力し、Ｓ極面と対向しているときはロー信号を出力する（逆でもよい）。このロータ位置検出手段６ａ、６ｂ、６ｃの出力信号に対応し、モータ５を矩形波駆動させるためのＩＰＭの６個のパワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆへのオン−オフタイミングの一例を図４に示す。
【００２２】
６個のパワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆをロータ位置検出手段６の出力信号を基に、オン、オフ制御することにより、Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子を正電圧、零電圧、解放の３状態にし、モータ５内の巻線５ａ、巻線５ｂ、巻線５ｃに磁界を作り、回転子を回転させることができる。
【００２３】
第１のＰＷＭ制御手段１７ｄは、矩形波形成手段１７ａが制御するＩＰＭの６個のパワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆのオン、オフパターンに対し、更に上側パワートランジスタ４ａ、４ｃ、４ｅ（または、下側パワートランジスタ４ｂ、４ｄ、４ｆ）にＰＷＭ比一定のＰＷＭ制御を行う。ＰＷＭ制御とは、高速（例えば １５．６ｋＨｚ周期＝この１周期のことをキャリア周波数と呼ぶ）でオン、オフし、モータ５への印加電圧を制御することで、モータ５の回転数やトルクを容易に制御することができる。
【００２４】
ここで、ＰＷＭ比一定とは、あるパワートランジスタがオンしている間（電気角的に１２０間）の、１キャリアに対するオン、オフ時限（以後 導通比と呼ぶ）が一定であるということである。
【００２５】
第１の導通比制御手段１７ｂは、パワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆの導通比を、モータ５に必要な回転速度もしくはトルクに応じて制御する手段である。導通比とは、前記したように１キャリア（キャリア周波数１５．６ｋＨｚの場合には６４μｓ）に対して、パワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆをオンさせる比率のことであり、駆動用途に応じて、分解能を５１２（９ビット）等に設定するのが一般的である。
【００２６】
例えば、導通比５０％とは、６４μｓ間に３２μｓ間（２５６／５１２）トランジスタをオンしているとであり、導通比を大きくすれば、それだけモータ５への印加電圧を大きくできり、モータ５を高速、高トルク制御させることができ、導通比を小さくするとその逆に制御できる。
【００２７】
モータ５を起動する場合、矩形波駆動のほうが大きな起動トルクを得やすいので、モータ５起動時には、矩形波駆動を行い、起動した後には、モータのコギング音等の騒音を小さくできる正弦波駆動へ移行させる。
【００２８】
モータ５の起動制御方法とは、計時手段１７ｃが計測するモータ起動制御開始からの経過時間に応じて、第１の導通比制御手段１７ｂにより、パワートランジスタの導通比を（表１）に示すよう制御し、かつ、ロータ位置検出手段６からの出力信号より矩形波形成手段１７ａにより、６個のパワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆをオン、オフ制御する。この２つの制御内容を、第１のＰＷＭ制御手段１７ｃにより合成し、パワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆを制御することにより、モータ５を起動回転する。
【００２９】
【表１】
0004507442.tif 000002
【００３０】
（表１）に示すように、導通比を制御する理由としては、モータ５にかかる負荷量を検知するためである。負荷量が少ないのに関わらず、いきなり大きな導通比で駆動開始すると、モータ５の回転数が高くなり、以降回転数制御を行っても、設定回転数に収束するまでの時間が長く必要になる。また、小さい導通比のままでは、負荷量が大きい場合などはモータ５が起動しない等の問題が生じる恐れがある。
【００３１】
そこで、経過時間とともに除々に導通比を上昇させることにより、負荷量に関係ない、モータ５の起動を実現することができる。
【００３２】
正弦波駆動手段１８は、インバータ駆動回路１４を介して、ＩＰＭの６個のパワートランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆを制御して、モータ５を正弦波駆動する。キャリア信号発生回路と比較回路とを有しインバータ回路４のＩＰＭを制御する第２のＰＷＭ制御手段１８ｄと、インバータ回路４の出力電圧を所望の波形に出力する波形記憶手段１８ｅと、ロータ位置検出手段６の出力信号とキャリア信号発生回路の出力信号より電気角を演算する電気角制御手段１８ｂと、キャリア信号発生回路の出力信号に同期して電気角制御手段１８ｂにより波形記憶手段１８ｅの信号を呼出し第２のＰＷＭ制御手段１８ｄに信号を出力する出力信号を制御する第２の導通比制御手段１８ｃと、ロータ位置検出手段６ａの信号より検知した回転数と設定回転数を比較して得た誤差信号により第２の導通比制御手段１８ｂの出力信号レベルを変えて回転数を制御する回転数制御手段１８ａとで構成している。
【００３３】
この正弦波駆動手段１８は、図３に示すように構成しており、第２のＰＷＭ制御手段１８ｄは、キャリア信号発生回路１８１ｄにより鋸歯状波を発生させ、比較回路１８２ｄの入力端子に信号ｖｃを加え、比較回路１８２ｄの他方の入力端子に電圧設定手段１８０ｄの信号ｖｕを加え、キャリア信号発生回路１８１ｄの周期は、キャリア周波数を１５．６ｋＨｚに設定すると６４μｓとなり、時間に比例して信号レベルが変化する鋸歯状波を発生させる。
【００３４】
鋸歯状波の方が三角波よりもＰＷＭ分解能が高く優れている。また、鋸歯状波の場合にはキャリア周波数のＮ次高調波が三角波に比べて増加する欠点があるが、キャリア周波数を超音波周波数に設定すれば、キャリア周波数のＮ次高調波は騒音への影響がなくなるので、この問題はなくなる。
【００３５】
比較回路１８２ｄはマイクロコンピュータ内のデジタルコンパレータで、ダブルバッファより構成される電圧設定手段１８０ｄのデータと鋸歯状波のキャリア信号と比較してＰＷＭ波形を生成する。図３に示す第２のＰＷＭ制御手段１８ｄは３出力の１相分で、３相出力の場合には同様の回路を３個有する。ただし、キャリア信号発生回路１８１ｄは１つで共用化できる。
【００３６】
波形記憶手段１８ｅは、電気角に対応した所望の電圧信号（正弦波データ）を記憶したのもので、２５６（８ビット）から５１２（９ビット）個の数値データの配列である。電圧振幅に相当する数値データは９ビットデータで、通常は−２５６から＋２５６まで電気角に対応した正弦波データを記憶している。この数値データは、いわゆる正規化データであり、データの持ち方は特にきまっていないので、できるだけプログラムの実行速度が早くなる数値配列が望ましい。
【００３７】
電気角制御手段１８ｂは、ロータ位置検出手段６ａの出力信号を検知し回転周期を検出する回転周期検知手段１８２ｂと、基準となるロータ位置検出手段６ａの出力信号Ｈ１からの位相角φを設定する位相設定手段１８１ｂと、回転周期検知手段１８２ｂより検知した電気角６０度に相当する期間内にキャリア信号発生回路１８１ｄの出力パルス数ｋカウントし、キャリア信号１周期の電気角Δθを演算しロータ位置に対応する電気角を演算する電気角演算手段１８３ｂと、電気角演算手段１８３ｂより演算したロータ電気角と位相設定手段１８１ｂより印加電圧電気角を設定する電気角設定手段１８０ｂより構成される。
【００３８】
第２の導通比制御手段１８ｂは、波形記憶手段１８ｅより電気角に対応した振幅信号Ａを呼び出す呼び出し手段１８０ｃと、呼び出し手段１８０ｃの出力信号Ａに変調度Ｇを演算して第２のＰＷＭ制御手段１８ｄに出力する電圧演算手段１８１ｃとで構成している。
【００３９】
通常、波形記憶手段１８ｅのデータは、インバータ回路４の最大出力レベルに対応した数値なので、電圧演算手段１８１ｃの演算はインバータ出力電圧レベルを減らす演算となり、変調度Ｇは１よりも小さい数値となる。通常、正弦波ＰＷＭにおける変調度はパーセントで呼ばれる。導通比とは、前記した矩形波駆動における、導通比に相当し、変調度を変えることにより、モータ５への印加電圧を制御できる。
【００４０】
変調度Ｇは回転数制御手段１８ａより出力され、回転数制御手段１８ａは、モータ回転数を所定値に設定する回転数設定手段１８１ａと、ロータ位置検出手段６の信号より回転数を検知する回転数検知手段１８０ａと、検知回転数と設定回転数を比較して誤差信号を出力する回転数比較手段１８２ａとで構成し、変調度Ｇを制御する。
【００４１】
上記構成において電気角に対応した各部波形関係は、図５に示すようになる。図５において、Ｅｃはモータ誘起電圧波形で、ロータ位置検出手段６のロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、電気角６０度ごとに信号が変化し、基準信号Ｈ１がローからハイに変化したタイミングを０度とすると、モータ誘起電圧Ｅｃは電気角３０度遅れた位相となる。ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の変化に同期してロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを読み込み、状態データより６０度毎のロータ電気角を検出できる。
【００４２】
信号ｖｃはキャリア信号発生回路１８１ａの鋸歯状波の出力信号で、０から５１２まで変化するタイマカウンタのタイマ値である。タイマ値が５１２になると、タイマカウンタがオーバーフローして０に戻り、キャリア割り込み信号ｃを発生させる。
【００４３】
信号ｖｕは、比較回路１８２ａの一方の入力信号で、基本的には第２のＰＷＭ制御手段１８ｄの出力信号と同じであり、この場合は、位相角φは０度で変調度Ｇは１００％の場合を示す。この信号ｖｕは波形記憶手段１８ｅに記憶した正弦波データの振幅信号Ａ（−２５６〜＋２５６）に変調度Ｇを掛けて２５６を足したもので、ｖｕ＝Ａ×Ｇ＋２５６より計算される。２５６を中心値として０から５１２まで正弦波状に変化する。
【００４４】
信号ｕは信号ｖｕとキャリア信号発生回路１８１ｄの出力データｖｃと大小比較したＰＷＭ波形を示す。この信号ｕによりインバータ駆動回路１４を介してインバータ回路４を駆動し、モータ５に電圧を印加することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータ５を駆動することができ、モータ５から発生する騒音、振動を低減することができる。
【００４５】
この信号ｕはＵ相の上アームトランジスタの駆動信号で、下アームトランジスタの駆動信号は信号ｕの反転信号となる。実際にトランジスタに加える信号は、さらにターンオフタイムを考慮したデッドタイム制御が加わり、上下アームトランジスタの同時導通を禁止する期間を設けている。
【００４６】
これにより、キャリア信号に同期して演算によりロータ位置電気角を検出し、波形記憶手段１８ｅに記憶した正弦波データを読み出すことができるので、キャリア信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、モータ５の回転数制御性能を向上することができる。
【００４７】
駆動手段切換手段１９は、モータ５の駆動方式を、矩形波駆動方式かあるいは、正弦波駆動方式のいづれかで駆動するかを切り換える。モータ５を回転数制御する場合、起動時には、駆動手段切換手段１９により、矩形波駆動手段１７にロータ位置検出手段６からの出力信号を入力させ、矩形波駆動を行い、モータ５起動後は、正弦波駆動手段１８にロータ位置検出手段６からの出力信号を入力させ、正弦波駆動を行う。これにより、起動時には、大きな起動トルクが得やすくなり、また起動後には、騒音、振動が少ない駆動を実現できる。
【００４８】
モータ５が起動したことを検知する方法としては、前記したモータ５の起動制御時に、ロータ検出信号６の出力信号を検知し、図４に示すような、ハイ、ローを何回か繰り返す（１周期で１回転）ことを検知することで実現できる。
【００４９】
通電比率変更手段２０は、モータ５起動時の矩形波駆動から起動制御が終了し、正弦波駆動への移行時、矩形波駆動の最後の導通比Ｐｋ％から正弦波駆動の最初の変調度ＨＳ％を演算し、第２の導通比制御手段１８ｃへ変調度ＨＳ％を出力する。正弦波駆動は変調度ＨＳ％で駆動を開始し、以降は、回転制御手段１８ａにより変調度Ｇを制御することで設定回転数になるよう制御する。
【００５０】
この導通比Ｐｋ％から、変調度ＨＳ％へ変換する演算式は、Ｐｋ×１．２＝ＨＳとする。この理由は、矩形波駆動時の導通比と、正弦波駆動時の変調度が同じ比率の場合、モータ５に印加する電圧は約１．２倍、矩形波時駆動時の方が大きいからである。しかし、この数値（約１．２倍）は、あくまでも理論値であり、モータ５を駆動する状態により、Ｐｋ×１．２×α＝ＨＳと変える必要がある。
【００５１】
図６に示すように、αにより、モータ５が、矩形波駆動から正弦波駆動へ移行するとき、回転数の低下（α＝１）、もしくは、無駄な上昇等が起こり（α＝２）、最適な回転制御とはいいにくくなる。
【００５２】
そこで、例えば、モータ５の駆動状態が違う撹拌翼３５の駆動時と、洗濯兼脱水槽３１の駆動時とでαの値を変える。回転トルクが必要で、より設定回転数に早く応答させる必要のある撹拌翼３５の駆動時にはα＝２とし、そうでない洗濯兼脱水槽３１の駆動時にはα＝１のままにする。
【００５３】
αをどのような値にするかは、モータ５の起動トルクと、定常時の回転トルク等の関係から求めるか、また、この時にモータ５にかかる負荷状態等によりこの値を補正するなど、様々な方法が考えられる。αを大きくすれば、正弦波駆動切換後の回転速度は高くなり、αを小さくすれば、正弦波駆動切換後の回転速度は低くなる。αの値を駆動状態に応じた最適値にすることにとり、モータ５の駆動を最適に制御することができる。
【００５４】
つぎに、図７は脱水行程でのモータ制御プログラムのフローチャートで、図７を参照しながら脱水行程での動作を説明する。
【００５５】
図７のステップ２００より脱水回転制御を開始し、ステップ２０１で起動制御サブルーチンを実行する。起動制御サブルーチン２０１は、前記したように矩形波駆動手段１７により矩形波駆動しモータ５を起動させる。矩形波駆動は前記したように、最も簡単にモータ５の起動トルクを大きくえ得られる方法で、ロータ位置検出手段６の出力信号により、インバータ回路４を構成する３相フルブリッジインバータの上側トランジスタまたは下側トランジスタの片側のみＰＷＭ制御することにより、モータ電流を制御することができる。
【００５６】
また、このとき、（表１）に示すように、起動からの経過時間にともない、パワートランジスタ４の導通比を制御することにより、脱水する布量に関係なくモータ５を起動させることができる。
【００５７】
ステップ２０２で、ロータ位置検出手段６の出力信号によりモータ５が回転しているかを検知し、ロータが１／４から１回転したことが検知できたら、起動制御を終了し、つぎのステップ２０３に進む。ロータ位置検出手段６の出力信号を検知することで、モータ５が起動したことを確実に検知できるので、モータ５の失速等の制御失敗を回避することができる。
【００５８】
ステップ２０３では、ステップ２０４〜ステップ２１０の正弦波駆動に移行する前に、正弦波駆動を行う最初の変調度Ｈｓ１％を、矩形波駆動終了時の導通比Ｐｋ１％より、演算し求める。演算式はＨｓ１＝α×１．２×Ｐｋ１であり、図６に示すように、矩形波駆動から正弦波駆動に移行するとき、モータ５が失速したり、あるいは急激な速度上昇をしないようにαを定めないとならない。
【００５９】
また、このとき、先ほど述べたように正弦波ＰＷＭ制御に切り換えるもので、正弦波ＰＷＭ制御は、上側アームトランジスタと下側アームトランジスタが交互にオンオフするもので、たとえば、Ｕ相上側アームトランジスタの駆動信号ｕの反転信号がＵ相下側アームトランジスタの駆動信号となり、すべてのトランジスタはキャリア信号周波数でＰＷＭ制御される。
【００６０】
ステップ２０４〜ステップ２１０は正弦波駆動の区間であり、脱水のための設定回転数になるよう制御する。ステップ２０４より回転数が設定されて正弦波駆動により回転制御される。
【００６１】
ステップ２０５に進んで回転数制御のサブルーチンを実行する。回転数制御モード（回転数制御サブルーチン）は、モータ電流が誘起電圧位相とほぼ同位相、あるいは、やや進角となるようにインバータ出力電圧位相角φを基準位相Ｈ１よりも１０度ほど遅らせる。インバータ出力電圧位相よりも巻線インダクタンスによりモータ電流が遅れるので、インバータ出力電圧位相角φを基準位相Ｈ１よりも１０度ほど遅らせると、モータ電流位相はさらに遅れて基準位相Ｈ１よりも３０度遅れた誘起電圧位相にほぼ等しくなり、モータ電流を減らしてモータ効率を高くすることができる。このときのモータ電流制御方法は、インバータ出力電圧位相角φを基準値Ｈ１から１０度遅らせ、変調度Ｇを制御する。
【００６２】
つぎに、ステップ２０６に進んでキャリア信号割り込みｃの有無を判断し、キャリア信号割り込みｃが発生すると、ステップ２０７に進んでキャリア信号割り込みサブルーチンを実行する。キャリア信号割り込みの優先度は異常割り込みを除き、最も高い優先度とする。
【００６３】
キャリア信号割り込みサブルーチンの詳細については、図９により説明するが、簡単に説明すると、キャリア信号をカウントすることにより、ロータ位置電気角を検出し、電気角に応じて波形記憶手段１８ｅより正弦波データを呼び出し、ＰＷＭ制御データを設定するものである。このサブルーチンの実行とリターンには、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。
【００６４】
つぎに、ステップ２０８に進み、インバータ回路４を構成するＩＧＢＴの駆動制御を行う。第２のＰＷＭ制御手段１８ｄの電圧設定手段１８０ｄはダブルバッファ構造となっており、ＰＷＭ値が変更されてから実際に出力される信号は、つぎのキャリア信号のタイミングとなる。
【００６５】
ステップ２０９は、ロータ位置信号の変化を検出するもので、ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号を検出して割り込み信号が発生したかどうかを検出し、割り込み信号が発生するとステップ２１０に進み、位置信号割り込みサブルーチンを実行する。位置信号割り込みの優先度は、キャリア信号割り込みのつぎに設定する。
【００６６】
位置信号割り込みサブルーチン２１０の詳細については、図８により説明するが、簡単に説明すると、ロータ回転周期と回転数の検出、０度、６０度、１２０度等の６０度ごとの電気角の設定、キャリア信号１周期の電気角の演算等の処理を実行する。
【００６７】
この位置信号割り込みサブルーチン２１０も、キャリア信号割り込みサブルーチンと同様に高速処理が必要であり、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。なぜなら、２つの割り込みが同時に重なっても、キャリア信号１周期（６４μｓ）の５０％の時間内に処理しないと、メインルーチンの実行が不可能となり、プログラムの実行に支障をきたす場合が生じる。
【００６８】
ステップ２１１にて脱水行程の終了判定を行い、脱水行程続行ならばステップ２０４に戻り、脱水行程終了ならばステップ２１２に進んで、ブレーキ制御サブルーチンを実行し、ステップ２１３に進んで回転が停止したかどうかを判断し、回転が停止すると、ステップ２１４に進んで、ＩＧＢＴをすべてオフさせてから、キャリア信号のカウントを停止させ、ステップ２１５にて脱水回転数制御サブルーチンをリターンし、次行程に移行する。
【００６９】
つぎに、ロータ位置検出手段６ａの出力信号、すなわちロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジを検出したときの位置信号割り込み動作を図８を参照しながら説明する。
【００７０】
ステップ３００より、エッジ信号により外部割り込みが生じ位置信号割り込みサブルーチンを開始し、ステップ３０１にてロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを入力し、ロータ位置を検出する。ステップ３０２で、ロータ位置信号よりロータ電気角θｃを設定する。Ｕ相が電気角０度とすれば、Ｖ相は１２０度、Ｗ相は２４０度に設定される。
【００７１】
つぎに、ステップ３０３に進んでキャリア信号発生回路１８１ｄのキャリア割り込み信号ｃのパルス数のカウント値ｋをキャリヤカウンタメモリｋｃに記憶し、ステップ３０４に進んでカウント値ｋをクリヤしてステップ３０５に進み、キャリア信号発生回路１８１ｄの出力信号１周期の電気角Δθを演算する。位置信号割り込み周期は電気角６０度に相当するので、Δθ＝６０／ｋｃで表される。３６０度を８ビット（２５６）の分解能とすれば、Δθ＝４２／ｋｃと表現する。
【００７２】
ここで、キャリア信号発生回路１８１ｄの１周期あたりの電気角を演算することにより、回転周期が変化しても電気角を演算して検知することができ、ロータ位置検出精度を向上でき、モータ５にロータの電気角に応じた所望の電圧波形を印加することができる。
【００７３】
キャリア信号の周波数は１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定するので、カウント値ｋｃは脱水運転時のモータ回転数においても最低１０以上の分解能を確保でき、１電気角では６０以上の分解能を確保できる。マイクロコンピュータの命令実行速度に余裕があれば、キャリア周波数を１５．６ｋＨｚに設定し、８極モータを９００ｒ／ｍｉｎで駆動した場合、２４５の分解能を確保でき、脱水回転においてもほぼ正弦波の電圧波形で駆動できる。
【００７４】
つぎに、ステップ３０６に進んで基準電気角の０度かどうか、すなわち、ロータ位置信号Ｈ１がローからハイに変化したかどうか判定し、Ｙならばステップ３０７に進んで周期測定タイマカウンタＴの測定値を周期測定メモリＴｏに記憶し、ステップ３０８に進んでタイマカウンタＴをクリヤする。その後、ステップ３０９に進んで周期Ｔｏよりロータ回転数Ｎを求める。
【００７５】
周期測定のタイマカウンタは、測定精度を向上させるためにクロック周波数を１〜１０μｓと高くし、マイクロコンピュータの基準クロックを分周した信号をハードタイマーでカウントする。
【００７６】
つぎに、ステップ３１１に進み、回転数制御モードに設定し、設定回転数Ｎｓと検知回転数Ｎの誤差信号により変調度Ｇを制御する。このときの位相φは、前述した如く、基準値に対しほぼ遅角１０度に設定する。効率優先ならば遅角１０度から遅角２０度が最適となるが、トルクを優先すると０度にしてもよい。
【００７７】
変調度Ｇを制御した後、ステップ３１２に進んで周期Ｔｏを測定するタイマカウンタのカウントを開始させる。
【００７８】
つぎに、キャリア信号割り込み動作について図９を参照しながら説明する。図９は、キャリア信号割り込みサブルーチンのフローチャートであり、キャリア信号に同期してロータ位置に対応した電気角を求め、波形記憶手段１８ｅの信号を読み出してＰＷＭ出力するものである。キャリア信号発生回路１８１ｄのタイマカウンタがオーバーフローすると割り込み信号が発生し、ステップ４００より始まるキャリア信号割り込みサブルーチンを実行する。
【００７９】
ステップ４０１でキャリヤカウンタのカウント値ｋをインクリメントし、つぎに、ステップ４０２に進んでインバータ回路出力電気角θを演算する。
【００８０】
電気角θは、キャリア信号１周期の電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋの積に位相φと位置信号割り込みサブルーチンで検出した電気角θｃの和より求める。Δθ×ｋ＋θｃの演算値はロータ位置電気角を意味し、位相φは、モータ５への印加電圧位相を示す。電気角θは、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相とも求める。
【００８１】
つぎに、ステップ４０３に進んで波形記憶手段１８ｅより電気角θに対応した波形データを呼び出す。正弦波データならば、呼び出したデータはｓｉｎθとなる。ただし、振幅データは−２５６〜＋２５６の値である。電気角最大値は３６０度なので、θが３６０度以上になると０に戻ってデータを読み出す。つぎに、ステップ４０４に進んで位置信号割り込みサブルーチンで求めた変調度Ｇより信号ｖｕを演算し、ステップ４０５に進んで第２のＰＷＭ制御手段１８ｄに信号を加える比較回路１８２ｄの出力設定バッファ、すなわち第２のＰＷＭ制御手段１８ｄにデータを転送し、ステップ４０６に進んでサブルーチンリターンする。Ｖ相、Ｗ相もステップ４０２からステップ４０５までＵ相と同様の処理を行う。
【００８２】
キャリア信号割り込みサブルーチン内の処理はキャリア信号１周期内に処理を終わる必要がある。キャリア周波数が１５．６ｋＨｚならば遅くとも３０μｓ以内に処理を終える必要があり、処理が３０μｓ以内に処理が終わらないプログラムステップの場合にはプログラムを分割し、キャリア割り込み１回目でＵ相、２回目でＶ相、３回目でＷ相の処理を行うようにしてもよい。
【００８３】
脱水運転時の回転数と時間の関係は省略するが、経過時間とともに、徐々に設定回転数を上昇させ、布のアンバランス等による振動の回避や、排水能力の確保等を行う。
【００８４】
本発明の特徴は、モータ起動時には、起動トルクの大きい矩形波駆動を行い、モータが起動した後、最適な変調度（通電比）で正弦波駆動に移行させることにより、モータ起動が確実にでき、かつ、定常動作時は、低振動、低騒音の駆動ができる。また、駆動切換時、最適制御を行えるので、設定回転数に対し、モータ回転数がオーバーシュートしたり、失速したり等の不具合発生を回避でき、洗濯機としての洗い性能、脱水性能等の基本性能向上を実現できる。
【００８５】
（実施例２）
図１および図１０に示す制御回路１２は、インバータ回路４を制御してモータ５を駆動するとともに、スイッチング手段１１を制御して給水弁８、排水弁９、クラッチ１０などの動作を制御し、洗い、すすぎ、脱水の一連の行程を制御する。洗い行程においては、撹拌翼３５を左右に回転させ、布に機械力を加えて、汚れを落とす方式や、近年提案されている、洗濯兼脱水槽３１を回転させて、外槽３０と洗濯兼脱水槽３１との間から洗濯兼脱水槽３１内に水を散水させ、布に洗濯水を通過させる通過洗浄方式がある。
【００８６】
これらの洗い運転においても、撹拌翼３５、脱水兼脱水槽３１をモータ５により駆動する場合、上記実施例１と同様に、起動時は矩形波駆動で、定常時は正弦波駆動に切り換える制御を行うが、  モータ５起動時の矩形波駆動から起動制御が終了し、正弦波駆動への移行時、導通比を変更する変更度合いを調節することにより、それぞれの運転にあったモータ駆動を実現できる。
【００８７】
上記実施例１で説明したので詳細の内容は省略するが、変換式、Ｐｋ×１．２×α＝ＨＳのα値を、撹拌翼３５を駆動時は、回転トルクが必要なので、より設定回転数に早く応答させるため変化率を大きくし、例えばα＝２（脱水時α＝１に対し）とし、通過洗浄方式時は、洗濯兼脱水槽３１に水を入れて回転駆動するので、さらなる回転トルクが必要なため、例えばα＝２．５のような値に設定する。
【００８８】
本発明の特徴は、モータ５に必要とされる回転トルクが各運転動作時で異なっても、モータ５の起動時には、起動トルクの大きい矩形波駆動を行い、モータ５が起動した後、最適な変調度（通電比）で正弦波駆動に移行させることにより、モータ５を確実に起動することができ、かつ、定常動作時は、低振動、低騒音の駆動ができる。
【００８９】
また、駆動切換時、最適制御を行えるので、設定回転数に対し、モータ回転数がオーバーシュートしたり、失速したり等の不具合発生を回避でき、洗濯機としての洗い性能、脱水性能等の基本性能向上を実現できる。
【００９０】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、外槽内に回転自在に設けた洗濯兼脱水槽と、前記洗濯兼脱水槽に回転自在に配設した撹拌翼と、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるとともに前記洗濯兼脱水槽と前記撹拌翼とを駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの起動時には、前記インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第１の通電比制御手段を有する矩形波駆動手段により前記モータを駆動し、前記矩形波駆動手段による前記モータの起動時の駆動制御時に、起動開始からの経過時間とともに、第１の通電比制御手段がパワー半導体素子の通電比を上昇させ、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータが起動したことを確認した後、前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時に、矩形波駆動の導通比から正弦波駆動の変調度を出力する通電比率変更手段により、前記第１の通電比制御手段が制御する通電比に基づき第２の通電比制御手段が制御する通電比を制御し、前記インバータ回路のパワー半導体の通電比を制御する第２の通電比制御手段を有する正弦波駆動手段により前記モータを駆動し、前記正弦波駆動手段は、前記回転数検知手段の出力信号と設定回転数とを比較し、前記第２の通電比制御手段が制御するパワー半導体素子の通電比を制御して設定回転数で駆動するようにした洗濯機のモータ駆動装置において、前記洗濯兼脱水槽を駆動する脱水動作時における前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時の前記通電比率変更手段の通電比率の変更率を、前記撹拌翼を駆動する洗い動作時における前記矩形波駆動手段による前記モータ駆動から前記正弦波駆動手段による前記モータ駆動への移行時の前記通電比率変更手段の通電比率の変更率より小さくしたから、モータ起動時には、より容易に大きな起動トルクを得ることができる矩形波駆動を行い、外的要因等でモータにかかる負荷量が様々変化した場合にもモータを確実に駆動し、起動後には、モータのコギング音等の騒音を小さく抑えることのできる正弦波駆動を行い、起動から定常駆動時に移行するとき、矩形波駆動時の通電比に応じて、正弦波駆動の最初の通電比に引き続いて制御し、以降、回転数制御することにより、モータの失速や、設定回転数に対してオーバーシュート等により応答速度が遅くなる等の問題を解決することができる。すなわち、モータの回転数を設定回転数に、素早く制御できるので、目標とする洗浄性能、脱水性能も確保でき、洗濯機の基本性能を向上できる。
【００９１】
また、モータ起動時には、モータにかかる負荷に関係なくモータを駆動でき、かつ、起動後には、回転数をフィードバックし通電比を制御するので、起動から定常制御と負荷の影響を受けずに、より素早く設定回転数にモータを制御することができる。
【００９２】
さらに、洗濯兼脱水槽を駆動する脱水動作時における矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時の通電比率変更手段の通電比率の変更率を、撹拌翼を駆動する洗い動作時における矩形波駆動手段によるモータ駆動から正弦波駆動手段によるモータ駆動への移行時の通電比率変更手段の通電比率の変更率より小さくすることにより、攪拌翼の駆動時に、必要な回転トルクがえられ、より設定回転数に早く応答させることができ、洗い運転や脱水運転など、モータに必要な駆動トルクが変わる場合でも、モータを目標とする設定回転数により素早く制御できるので、洗浄性能や脱水性能
を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施例のモータ駆動装置を備えた洗濯機のブロック回路図
【図２】  同洗濯機のモータ駆動装置の制御手段のブロック回路図
【図３】  同洗濯機のモータ駆動装置の正弦波駆動手段のブロック回路図
【図４】  同洗濯機のモータ駆動装置のインバータ制御時の動作タイムチャート
【図５】  同洗濯機のモータ駆動装置のタイムチャート
【図６】  同洗濯機のモータ駆動装置の経過時間とモータ回転数の相関図
【図７】  同洗濯機のモータ駆動装置の脱水運転時のフローチャート
【図８】  同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャート
【図９】  同洗濯機のモータ駆動装置のキャリア信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１０】  同洗濯機のモータ駆動装置を備えた洗濯機の縦断面図
【符号の説明】
１  交流電源
３  整流回路
４  インバータ回路
５  モータ
６  ロータ位置検出手段
１３  制御手段
１７   矩形波駆動手段
１７ｂ 第１の導通比制御手段
１８   正弦波駆動手段
１８ｂ 第２の導通比制御手段
２０   導通比率変更手段
【図１】
0004507442.tif 000003
【図２】
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【図３】
0004507442.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
0004507442.tif 000008
【図７】
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【図８】
0004507442.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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