(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子信号からD C 成分を除去するフィルタ装置であって、
所定の周波数で最小のゲインを持つように、前記所定の周波数で少なくともゼロである伝達特性を有するフィルタと、
前記フィルタに結合され、前記伝達特性の周波数特性の周波数シフトを生ずるように配置された複数のジャイレータとを備え、
前記周波数シフトは前記所定の周波数の絶対値に等しい範囲であり、それにより前記フィルタ装置の最小ゲインが前記ゼロ周波数で認知できるように現れるようにした、フィルタ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のフィルタ装置であって、第１と第２の入力信号をそれぞれ受ける第１と第２の入力を有し、前記第２の入力信号は前記第１の入力信号に位相が直交する他はそれと同一であり、それぞれ第１と第２の出力信号を提供する第１と第２の出力を更に有し、前記第２の出力信号は前記第１の出力信号に位相が直交する他はそれと同一であり、前記フィルタ装置は、
Ｎ個の容量性素子Cｉ (ｉ = １からＮ) を含み、前記第１の入力と前記第１の出力との間に配置され、前記所定の周波数で少なくともゼロである伝達特性を有する第１の楕円フィルタと、
第２の入力と第２の出力との間に配置され、前記第１の楕円フィルタと同一の第２の楕円フィルタと、
それぞれが第１と第２の楕円フィルタの２つの対応する容量性素子Cｉ ( ｉ =１からＮ) の間に並列に接続されたN個のジャイレータＧｉ（ｉ＝１からＮ）であって、前記ジャイレータは、前記前記第１と第２の楕円フィルタが少なくともゼロの特性を示しているときに、前記フィルタ装置が前記第１と第２の楕円フィルタの伝達特性と類似の伝達特性を有するように設計されたものであり、一方でシフトは、その範囲が、前記楕円フィルタが少なくともゼロの特性を示す前記所定の周波数の絶対値に等しいことを特徴とするフィルタ装置。
【請求項３】
請求項２に記載のフィルタ装置であって、
各ジャイレータG ｉ (ｉ = 1 からN ) は相互コンダクタンスｇｉ を有し、第１と第２の電流Ｉ１ｉ ,Ｉ２ｉをそれぞれ受ける第１と第２の入力を有し、第１と第２の電流Ｉ１ｉ, Ｉ２ｉをそれぞれ提供する第１と第２の出力を有し、該ジャイレータは第１の入力と出力の間の第１の電圧Ｖ１ｉを発生し、第２の入力と出力の間の第２の電圧Ｖ２ｉを発生し、各ジャイレータの挙動は以下の関係
Ｉ１ｉ = ｇｉ．Ｖ２ｉ  および  Ｉ２ｉ＝  −ｇｉ．Ｖ１ｉ  および
ｇｉ＝  ２．Π．Ｆｃ．Ｃｉ
ここで、Ｆｃは前記楕円フィルタが少なくともゼロの特性を示しているときの所定の周波数の絶対値、
により決定されることを特徴とする請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項４】
第１と第２の楕円フィルタに含まれる全ての容量性素子Ｃｉ(ｉ= １からＮ) は同一の公称値を有する一方で、全てのジャイレータGｉ ( ｉ= １からＮ) は相互に同一であることを特徴とする請求項３に記載のフィルタ装置。
【請求項５】
無線信号の受信を確実にし、該信号を表現する出力電子信号を提供するアンテナ及びフィルタシステムと、
前記アンテナ及び前記フィルタシステムの出力に接続され、増幅された電子出力信号を出力から提供する増幅器と、
前記増幅器の出力に接続された第１の入力と、局部発振器から入来する信号を受ける第２の入力と、中間周波数と称される固定された周波数を有する信号を提供する出力とを有する混合器と、
混合器の出力に接続された入力と、復調された音声信号を提供する出力とを有する復調器とを含む無線電話装置であって、
前記混合器と前記復調器との間に挿入された、請求項２に記載のフィルタ装置をさらに含み、前記楕円フィルタが少なくともゼロの特性を特徴づける前記所定の周波数は、前記中間周波数に対応することを特徴とする無線電話装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電子信号からＤＣ成分を除去するフィルタリング装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのようなフィルタリング装置はテレビジョン受像器又は無線電話のような無線信号の受信用に用いられる装置で現在用いられている。これらの装置は従来はアンテナの末端に配置された受信回路、および無線信号の受信を確実にし、該信号を表現する出力電子信号を提供するフィルタシステムからなり、この受信回路は．アンテナ及びフィルタシステムの出力に接続され、増幅された電子信号を提供する増幅器と、
．増幅器の出力に接続された第一の入力と、局部発振器から入来する信号を受ける第二の入力とを有する混合器と、
．混合器の出力に接続された入力と、周波数復調された音声信号を提供する出力とを有する復調器とからなる。
【０００３】
混合器の出力及び復調器の入力は直交位相の同じ形を有する信号のそれぞれの対を提供し、受けるためにしばしば対になっている。上記の受信回路に含まれる素子は無線信号の初期振幅が低い故に一般にそれらが処理する信号をかなり増幅する。上記素子の一つにより処理された信号がＤＣ成分を有する場合にはこの成分はまた増幅され、故に処理された信号のＡＣ成分のかなりのシフトを引き起こし、このＡＣ成分は信号により搬送された有用な情報を含む。そのようなシフトは処理された信号の増幅に対して意図された出力段、又は増幅された信号を受けるよう意図された素子の入力段を飽和させ、故に該信号のピーク制限を生じ、それが表す情報の変化を導き、受容できないものである。
【０００４】
従って、上記の無線信号を受けるよう意図された装置では、フィルタリングデバイスがしばしば混合器の出力信号からＤＣ成分を除去する目的で混合器と復調器との間に挿入される。この目的で用いられるフィルタリングデバイスはしばしば抵抗とキャパシタにより形成される高域通過フィルタであり、このフィルタはそれが信号を通過する閾値周波数を有し、その周波数は混合器出力信号のＡＣ成分の周波数より低く選択され、これは固定され、中間周波数と称される。
【０００５】
そのような高域通過フィルタの使用は顕著な欠点を生ずる。中間周波数の値は閾値周波数として１から１０ｋＨｚのオーダーの値であり、従来はカットオフ周波数に対して１ｋＨｚのオーダーの値を選択する。この値が比較的低い故に、高域通過フィルタの実現は一ナノファラッドのオーダーの比較的高い価を有するキャパシタを要求する。集積回路技術の現在の技術水準ではこの様なキャパシタはディスクリートの形でのみ実現され、これは上記高域通過フィルタの使用が受信回路の完全な集積化の障害であり、これはしかしながら、該回路のバルク性及び消費の減少の点から望ましい。その上に、高い値のキャパシタを含む高域通過フィルタは長い時定数を有し、故に受信回路内に顕著な時間依存的な慣性を導入する。ＧＳＭ又はＴＤＭＡ規格による無線電話では受信回路は該回路がそれが再び不作動になった後にデータパケットの受信を確実にするための短い時間中にのみ動作する。受信回路の各作動に初期化フェイズが続き、その後で受信は可能となる。高域通過フィルタに含まれる高い値のキャパシタにより引き起こされる時間依存慣性はデータパケットを受信するための回路に割り当てられた時間を犠牲にして初期位相の間に増加し、これは受信回路の適切な動作にとって有害である。最終的に、混合器の出力信号の周波数復調は中間周波数に関する信号の非対称性により妨害されてはならない。従って、受信回路は中間周波数の周りで可能な限り対象な伝達特性を提供する。高域通過フィルタの伝達特性はゼロ周端数の周りで対象であり、故に、中間周波数に関して受信回路の伝達特性の顕著な非対称を引き起こし、これは該回路の適切な動作に対してまた望ましくない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は上記の欠点を克服し、知られているフィルタリングデバイスよりも小さな時間依存慣性を有し、中間周波数に関して受信回路の対称な伝達特性を提供する集積可能なフィルタリングデバイスを提供することにある。
【０００７】
本発明によれば、電子信号からD C 成分を除去するフィルタ装置であって、
所定の周波数で最小のゲインを持つように、前記所定の周波数で少なくともゼロである伝達特性を有するフィルタと、
前記フィルタに結合され、前記伝達特性の周波数特性の周波数シフトを生ずるように配置された複数のジャイレータとを備え、
前記周波数シフトは前記所定の周波数の絶対値に等しい範囲であり、それにより前記フィルタ装置の最小ゲインが前記ゼロ周波数で認知できるように現れるようにした、フィルタ装置が提供される。
特にこのフィルタ装置は、第１と第２の入力信号をそれぞれ受ける第１と第２の入力を有し、前記第２の入力信号は前記第１の入力信号に位相が直交する他はそれと同一であり、それぞれ第１と第２の出力信号を提供する第１と第２の出力を更に有し、前記第２の出力信号は前記第１の出力信号に位相が直交する他はそれと同一であり、前記フィルタ装置は、
Ｎ個の容量性素子Cｉ (ｉ = １からＮ) を含み、前記第１の入力と前記第１の出力との間に配置され、前記所定の周波数で少なくともゼロである伝達特性を有する第１の楕円フィルタと、
第２の入力と第２の出力との間に配置され、前記第１の楕円フィルタと同一の第２の楕円フィルタと、
それぞれが第１と第２の楕円フィルタの２つの対応する容量性素子Cｉ ( ｉ =１からＮ) の間に並列に接続されたN個のジャイレータＧｉ（ｉ＝１からＮ）であって、前記ジャイレータは、前記前記第１と第２の楕円フィルタが少なくともゼロの特性を示しているときに、前記フィルタ装置が前記第１と第２の楕円フィルタの伝達特性と類似の伝達特性を有するように設計されたものであり、一方でシフトは、その範囲が、前記楕円フィルタが少なくともゼロの特性を示す前記所定の周波数の絶対値に等しいことを特徴とするフィルタ装置であることが好ましい。
【０００８】
そのようなフィルタリングデバイスで、カットオフ周波数に対して比較的高い値を選択することにより容易に集積可能な低い値のキャパシタを用いることが可能となる。ジャイレータはフィルタリングデバイスの伝達特性のシフトを提供する。その上、以下に示すように、この伝達特性はフィルタのゼロにより引き起こされた妨害を越えて帯域通過フィルタに対応する形を回復する。故に本発明によるフィルタリングデバイスの伝達特性の対称性は良好に保存される。
【０００９】
本発明の特定の実施例では、各ジャイレータＧｉ（ｉ＝１からＮ）は相互コンダクタンスｇｉを有し、第一と第二の電流Ｉ１ｉ，Ｉ２ｉをそれぞれ受ける第一と第二の入力を有し、第一と第二の電流Ｉ１ｉ，Ｉ２ｉをそれぞれ提供する第一と第二の出力を有し、該ジャイレータは第一の入力と出力の間の第一の電圧Ｖ１ｉを発生し、第二の入力と出力の間の第二の電圧Ｖ２ｉを発生し、各ジャイレータの挙動は以下の関係
Ｉ１ｉ＝ｇｉ．Ｖ２ｉ，Ｉ２ｉ＝−ｇｉ．Ｖ１ｉ，
ｇｉ＝２．П．Ｆｃ．Ｃｉ（Ｆｃはカットオフ周波数の絶対値）
により決定されることを特徴とする上記のフィルタリングデバイスが提供される。
【００１０】
ジャイレータのそのような構成はフィルタリングデバイスの伝達特性のゼロのシフトを容易に得ることを可能にし、それによりこのゼロはゼロ周波数に対応する。
本発明の好ましい実施例では、第一と第二の楕円フィルタに含まれる全ての容量性素子Ｃｉ（ｉ＝１からＮ）は同一の公称値を有し、全てのジャイレータＧｉ（ｉ＝１からＮ）は相互に同一である。
【００１１】
キャパシタの公称値は同一であり、ジャイレータは同一であるという事実はフィルタリングデバイスの製造プロセスによる不完全性の影響を減少でき、該不完全性は全てのジャイレータ及び全てのキャパシタに対して理論的に同一の影響を有する。容量性素子Ｃｉの同一の公称値を有する選択はフィルタリングデバイスを通る信号の流れの動的な均一性を得ることを可能にする。最終的にそのような選択はフィルタリングデバイスを含む集積回路の設計及び平面図を簡単かつ最適にでき、故に大きさとコストを減少しうる。
【００１２】
上記のように、本発明によるフィルタリングデバイスの使用は無線信号受信回路の内部で特に好ましい。故に本発明はまた、
．無線信号の受信を確実にし、該信号を表現する出力電子信号を提供するアンテナ及びフィルタシステムと、
．アンテナ及びフィルタシステムの出力に接続され、増幅された電子出力信号を提供する増幅器と、
．増幅器の出力に接続された第一の入力と、局部発振器から入来する信号を受ける第二の入力と、中間周波数と称される固定された周波数を有する信号を提供する出力とを有する混合器と、
．混合器の出力に接続された入力と、復調された音声信号を提供する出力とを有する復調器とを含む無線電話装置であって、
混合器と復調器との間に挿入された上記のフィルタリング装置を更に含み、一方で該フィルタリング装置に含まれる楕円フィルターはそのカットオフ周波数に対する中間周波数を有することを特徴とする無線電話装置を提供する。
【００１３】
最終的に最も一般的な形で、本発明は
．カットオフ周波数と称される所定の周波数で少なくともゼロである伝達特性を有するようにフィルタの構成をなし、
．カットオフ周波数の絶対値に等しい該伝達特性のシフトを提供し、
．電子信号が斯くして得られたフィルタを通して流れるようにする
各段階を含む電子信号からＤＣ成分を除去する方法を提供する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明のこれらの及び他の特徴は以下に図面を参照して非限定的な実施例の詳細な説明により明らかとなる。
図１は無線電話を示すブロック図である。この装置は無線信号を受け、該信号を表す電子信号の出力を提供することを確実にするために、アンテナ及びフィルタシステムＡＦの端に配置された受信回路からなる。受信回路は
．アンテナ及びフィルタシステムＡＦの出力に接続され、増幅された電子出力信号Ｖｆｒを提供する増幅器ＬＮＡと、
．増幅器ＬＮＡの出力に接続された第一の入力と、局部発振器Ｖｃｏから入来する信号Ｖｌｏを受ける第二の入力と、中間周波数と称される固定された周波数を有する信号を提供する出力とを有する混合器ＭＸと、
．混合器ＭＸの出力に接続された入力と、復調された音声信号Ｓｏｕｔを提供する出力とを有する復調器ＤＥＭとを含む。
【００１５】
混合器ＭＸの出力及び復調器ＤＥＭの入力は二つであり、通常中間周波数と称される周波数ＦＩ、同形で直交位相の（ＶｉｎＩ，ＶｉｎＱ）と（ＶｏｕｔＩ，ＶｏｕｔＱ）を有する一対の信号をそれぞれ提供し、受ける。上記の受信回路に含まれる素子は無線信号の低い初期振幅の故に、それらが処理する信号をかなり増幅する。該信号により搬送される情報を変更するおそれのある受信回路を続けて通る信号のピーク制限又は飽和の危険を減少するために、フィルタリングデバイスＦＤは混合器ＭＸの出力信号（ＶｉｎＩ，ＶｉｎＱ）からＤＣ成分を除去するために混合器ＭＸと復調器ＤＥＭとの間に挿入される。
【００１６】
図２は電気回路図であり、容易に集積可能なフィルタリングデバイスＦＤを示し、その時間に依存する慣性（ｉｎｅｒｔｉａ）は知られているフィルタリングデバイスよりも小さく、その受信回路の伝達特性の対称性への影響は減少される。フィルタリングデバイスＦＤは第一と第二の入力信号ＶｉｎＩ，ＶｉｎＱをそれぞれ受けるために第一と第二の入力を有し、第二の入力信号ＶｉｎＱは第一の入力と同一であるが、それと直交位相であり、第一と第二の出力を第一と第二の出力信号ＶｏｕｔＩ，ＶｏｕｔＱをそれぞれ提供するために有し、第二の出力信号ＶｏｕｔＱは第一の入力と同一であるが、それと直交位相である。このフィルタリングデバイスＦＤは第一の入力と第一の出力との間に配置される三次の受動フィルタを含む第一の楕円フィルタＥＦ１からなる。この受動フィルタは第一と第二の抵抗Ｒ１，Ｒ２及び第一と第二のキャパシタＣ１，Ｃ２及び第一と第二のキャパシタＣ１，Ｃ２の間に配置されたインダクタＬにより形成される。実施のこの例ではフィルタＥＦ１はインダクタＬに並列に接続され、故にフィルタＥＦ１を通り流れる信号の路に直列に接続される並列なＬ−Ｃ回路を形成する第三のキャパシタＣ３により楕円になる。他の実施例ではフィルタＥＦ１を通り流れる信号の路に並列に、直列なＬ−Ｃ回路を接続することも可能である。ここに示される楕円フィルタＥＦ１は中間周波数と称される特定の周波数で少なくともゼロで示される伝達特性を有する。フィルタリングデバイスＦＤは第二の入力と第二の出力との間に配置された第一の楕円フィルタＥＦ１と同一の第二の楕円フィルタＥＦ２と、第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２の２つの対応する容量性素子Ｃ１，Ｃ２の間に並列にそれぞれ接続される２つのジャイレータＧ１，Ｇ２とを更に含む。ジャイレータはフィルタリングデバイスＦＤが第一と第二の楕円フィルタと類似の伝達特性を有する一方で、カットオフ周波数の絶対値Ｆｃと等しい程度のシフトを特徴とする。ジャイレータは当業者に良く知られている素子であり、その可能な実施例は多種多様である。各ジャイレータＧｉ（ｉ＝１，２）は相互コンダクタンスｇｉを有し、それぞれ第一と第二の電流ｉ１Ｉ，ｉ２Ｉを受けるために第一と第二の入力を有し、それぞれ第一と第二の電流ｉ１Ｉ，ｉ２Ｉを出力するために第一と第二の出力を有する。ジャイレータＧｉはその第一の入力と出力との間で第一の電圧Ｖ１ｉを、その第二の入力と出力との間で第二の電圧Ｖ２ｉを発生し、一方で各ジャイレータＧｉの挙動はＩ１ｉ＝ｇｉ．Ｖ２ｉ，Ｉ２ｉ＝−ｇｉ．Ｖ１ｉの関係により決定される。そのようなジャイレータの実施例は特に好ましく、それは能動素子の集合の形で集積され、出版物ではＬ’Ｅｃｏｌｅ  Ｐｏｌｙｔｅｃｈｈｉｑｕｅ  ｄｅ  Ｌａｕｓａｎｎｅによる＜＜ＲＦ  ＩＣ  Ｄｅｓｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ＞＞に記載されている。図２により、フィルタリングデバイスＦＤは第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２の第三のキャパシタＣ３に並列に接続された別のジャイレータＧＬを含む。このジャイレータは複合体であり、第一と第二のジャイレータＧ１，Ｇ２と異なり、別の記載の目的を構成する。
【００１７】
図３はインダクタＬと複合ジャイレータＧＬの実施例である。この別の表現はフィルタリング装置ＦＤを形成する種々の部品の理解を容易にするために図の密度を減少する目的を有する。明確さのために、第一と第二の抵抗Ｒ１，Ｒ２及び第一第二のジャイレータＧ１，Ｇ２はこの図には示されない。ここに示される実施例では、各インダクタＬは２つのジャイレータＧＬ１，ＧＬ２の形で実現され、両方は第四のキャパシタＣ４に並列に接続される。そのような実施例は当業者には知られており、第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２のインダクタＬの集積された形での実現を容易にすることを目的とする。第三のジャイレータＧ３は第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２の第三のキャパシタＣ３の間に並列に接続され、第四のジャイレータＧ４は第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２の第四のキャパシタＣ４の間に並列に接続される。故に第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２の対応する容量性素子の各対の間に並列に接続されたジャイレータが存在する。
【００１８】
第一、第二、第三、第四のジャイレータＧｉ（ｉ＝１から４）はフィルタリングデバイスＦＤが第一の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２と類似の伝達特性を有し、一方で、カットオフ周波数の絶対値Ｆｃと等しい程度のシフトを示す。本発明の特定の実施例ではｇｉ＝２．П．Ｆｃ．Ｃｉ（ｉ＝１から４）となるように選択され、そのようなシフトを容易に得られる。本発明の好ましい実施例では第一と第二の楕円フィルタＥＦ１，ＥＦ２に含まれる全ての容量性素子Ｃｉ（ｉ＝１から４）は同一の公称値を有し、周波数シフトを実現する全てのジャイレータＧｉ（ｉ＝１から４）は相互に同一である。
【００１９】
一例として、百ｋＨｚのオーダーのカットオフ周波数Ｆｃを中間周波数と等しい値に選択した場合には図１、２に示された実施例でキャパシタＣｉは１ピコファラッド、相互コンダクタンスｇｉは１マイクロ秒のオーダーの公称値を有する。そのようなキャパシタは容易に集積され、時定数がそれに含まれる抵抗が百キロオームのオーダーの場合に１マイクロ秒のオーダーであるフィルタリングデバイスに対して大きな時間依存慣性を引き起こさない。
【００２０】
図４は上記のいずれかの楕円フィルタの周波数の関数として利得の変化を示す伝達特性ｔ（ＥＦ）を示す。この図は更に三次フィルタの伝達特性ｔ（ＰＦ）の形状を破線で示す。図は更に、一点鎖線でＤＣ成分の除去用の高域通過フィルタを更に示す。周波数Ｆｃで、伝達特性ｔ（ＥＦ）は楕円フィルタを通り流れる信号の路に直列な並列Ｌ−Ｃ回路の存在により形成されたゼロを示す。このゼロは−Ｆｃの周波数で負の周波数の領域で対称性により後ろで見いだされる。このゼロを越えて伝達特性ｔ（ＥＦ）は帯域通過フィルタの対称な形を有する伝達特性ｔ（ＰＦ）を再結合する。
【００２１】
図５は利得が本発明のフィルタリングデバイスの周波数の関数として変化するのを示す。この特性ｔ（ＦＤ）は上記の楕円フィルタに似た形状を有するが、ジャイレータの故に＋Ｆｃの周波数シフトを被り、故にゼロ周端数でゼロを示す。これはフィルタリングデバイスを通る信号からＤＣ成分の本発明によるフィルタリングデバイスによる除去を確実にする。この例で、上昇する周波数の方向にシフトするように選択された場合には反対方向のシフトがまた容易に実現され、また該ＤＣ成分のフィルタリングを確実にする。カットオフ周波数Ｆｃに関する伝達特性ｔ（ＦＤ）の対称性は好ましくは中間周波数で選択されるが、大幅に安全を見込まれており、これは伝達特性ｔ（ＨＰＦ）がゼロ周端数の周囲で対称な高域通過フィルタに対する場合とは異なる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィルタリングデバイスを含む無線電話装置を部分的に説明する機能ブロック図である。
【図２】本発明によるフィルタリングデバイスを説明する機能ブロック図である。
【図３】本発明の特定の実施例によるフィルタリングデバイスを部分的に説明する電気回路図である。
【図４】本発明によるフィルタリングデバイスに含まれる楕円フィルタの伝達特性を示すグラフである。
【図５】本発明によるフィルタリングデバイスの伝達特性を示すグラフである。
【符号の説明】
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４  キャパシタ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４．ＧＬ  ジャイレータ
ｇｉ  相互コンダクタンス
Ｉ１１，Ｉ１２，Ｉ１３，Ｉ１４，Ｉ２１，Ｉ２２，Ｉ２３，Ｉ２４  電流
Ｖ１１，Ｖ１２，Ｖ１３，Ｖ１４，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ２３，Ｖ２４，ＶｉｎＩ，ＶｉｎＱ，ＶｏｕｔＩ，ＶｏｕｔＱ  電圧
ＡＦ  アンテナ及びフィルタシステム
Ｖｆｒ  電子出力信号
ＬＮＡ  増幅器
Ｖｃｏ  局部発振器
Ｖｌｏ  信号
ＭＸ  混合器
Ｓｏｕｔ  音声信号
ＤＥＭ  復調器
ＦＩ  周波数
ＥＦ１，ＥＦ２  フィルタ
Ｌ  インダクタ
Ｆｃ  カットオフ周波数の絶対値
ｔ（ＥＦ）、ｔ（ＰＦ），ｔ（ＨＰＦ），ｔ（ＦＤ）  伝達特性
【図１】
0004494565.tif 000002
【図２】
0004494565.tif 000003
【図３】
0004494565.tif 000004
【図４】
0004494565.tif 000005
【図５】
0004494565.tif 000006