(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機内の信号ひずみを削減するための方法であって、
受信した信号からチップシーケンスを導出するステップと、
前記チップシーケンスから後続ＩＳＩをキャンセルして、チップメトリックを生成するステップと、
前記チップメトリックに基づいて現在のＣＣＫコードワードを決定するステップと、
前記現在のＣＣＫコードワードのチップ時間反転推定を計算するステップと、
前記現在のＣＣＫコードワードのチップ時間反転推定に基づいて、以前のＣＣＫコードワードから先行ＩＳＩをキャンセルするステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
チップシーケンスを導出する前記ステップは、
前記受信した信号をチャネル整合フィルタの係数で畳み込むステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前のシンボル内で検出されたチップシーケンスから前記後続ＩＳＩをキャンセルするための項を生成するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
後続ＩＳＩをキャンセルする前記ステップは、
以前のＣＣＫコードワードを形成するために使用された、以前に検出されたＣＣＫチップシーケンスから後続ＩＳＩキャンセル項を生成するステップと、
前記チップシーケンスから前記後続ＩＳＩキャンセル項を減算して、前記チップメトリックを生成するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
後続ＩＳＩをキャンセルする前記ステップは、
以前に検出されたＣＣＫチップシーケンスに基づいて、ＤＦＥ係数を設定するステップと、
前記ＤＦＥ係数をチップクロック当り所定回数だけシフトすることによって、後続ＩＳＩ項を生成するステップと、
前記後続ＩＳＩ項を前記チップシーケンスから減算して、前記チップメトリックを生成するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記現在のＣＣＫコードワードは、前記チップメトリックをＣＣＫ相関器に入力することによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
先行ＩＳＩをキャンセルする前記ステップは、
その後のシンボルのチップ値の共役を計算するステップと、
前記共役に基づいてＤＦＥ係数を設定するステップと、
前記ＤＦＥ係数をチップクロック当り所定回数だけシフトすることによって、先行ＩＳＩ項を生成するステップと、
前記以前のＣＣＫコードワードに対応するチップメトリックから前記先行ＩＳＩ項を減算するステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記受信した信号は、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ無線通信システムで生成されたものであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記現在および以前のＣＣＫコードワードを生成するために使用されるコードワード相関器バンクにおいて、信号エネルギーを等化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
受信機内の信号ひずみを削減するシステムであって、
受信した信号からチップシーケンスを生成するチャネル整合フィルタと、
前記チップシーケンスから後続ＩＳＩをキャンセルして、チップメトリックを生成する判断フィードバック型等化器（ＤＦＥ）と、
前記チップメトリックに基づいて現在のＣＣＫコードワードを生成するＣＣＫ相関−判断ブロックであって、前記ＤＦＥは、前記現在のＣＣＫコードワードのチップ時間反転推定に基づいて以前のＣＣＫコードワードから先行ＩＳＩをキャンセルする、ＣＣＫ相関−判断ブロックと
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項１１】
前記ＤＦＥは、以前のＣＣＫコードワードを形成するために使用された、以前に検出さ
れたＣＣＫチップシーケンスから後続ＩＳＩ訂正項を生成すること、および前記チップシーケンスから前記後続ＩＳＩ訂正項を減算して前記チップメトリックを生成することによって、後続ＩＳＩをキャンセルすることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
前記ＤＦＥは、以前に検出されたＣＣＫチップシーケンスに基づいてＤＦＥ係数を設定すること、前記ＤＦＥ係数をチップクロック当り所定回数だけシフトすることによって後続ＩＳＩ項を生成すること、および前記後続ＩＳＩ項を前記チップシーケンスから減算して前記チップメトリックを生成することによって、後続ＩＳＩをキャンセルすることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１３】
前記ＤＦＥは、その後のシンボルのチップ値の共役を計算すること、前記共役に基づいてＤＦＥ係数を設定すること、前記ＤＦＥ係数をチップクロック当り所定回数だけシフトすることによって先行ＩＳＩ項を生成すること、および、前記以前のＣＣＫコードワードに対応するチップメトリックから前記先行ＩＳＩ項を減算することによって、前記先行ＩＳＩをキャンセルすることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１４】
前記受信機は、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ無線通信受信機であることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１５】
前記コードワード相関器バンクにおいて信号エネルギーを等化する、エネルギーバイアスキャンセラをさらに備えたことを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１６】
受信した信号からチップシーケンスを生成する単一シンボル検出器と、
前記チップシーケンスから後続ＩＳＩをキャンセルして前記チップメトリックを生成する後続ＩＳＩキャンセラと、
前記チップメトリックから生成された現在のＣＣＫコードワードのチップ時間反転推定に基づいて先行ＩＳＩをキャンセルする先行ＩＳＩキャンセラと
を備えたことを特徴とする双方向ターボＩＳＩキャンセラ（ＢＴＩＣ）。
【請求項１７】
前記単一シンボル検出器は、ＲＡＫＥ受信機を含むことを特徴とする請求項１６に記載の双方向ターボＩＳＩキャンセラ。
【請求項１８】
前記単一シンボル検出器は、
前記受信した信号から前記チップシーケンスを生成するチャネル整合フィルタと、
前記チップメトリックから前記現在のＣＣＫコードワードを生成するコードワード相関器バンクと
を含むことを特徴とする請求項１６に記載の双方向ターボＩＳＩキャンセラ。
【請求項１９】
前記単一シンボル検出器は、前記コードワード相関器バンクにおいて信号エネルギーを等化するためのエネルギーバイアスキャンセラをさらに含むことを特徴とする請求項１８に記載の双方向ターボＩＳＩキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に無線通信に関し、より詳細には、双方向ターボＩＳＩキャンセラを使用することにより、無線マルチパスチャネルにおいて先行（ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）シンボル間干渉（ＩＳＩ）ならびに後続ＩＳＩを反復的に除去するスペクトル直接拡散方式（ＤＳＳＳ）パケット受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
これまでＤＳＳＳ技法は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ  ２０００、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＩＥＥＥ  ８０２．１１無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、ならびにその他などの、主要な無線通信標準に幅広く適用されてきた。これらのＤＳＳＳシステムは広帯域チップシーケンスの形態で共通の伝送情報ビットを有するが、埋め込みデータ変調方式に関して、すなわち、最も一般的なＢＰＳＫおよびＱＰＳＫと、高次ＱＡＭおよびコードワード選択変調（ｃｏｄｅｗｏｒｄ  ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とでは、顕著な相違がある。
【０００３】
近年、Ｃｏｄｅ  Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｋｅｙｉｎｇ（ＣＣＫ）ベースのＤＳＳＳシステムが、オリジナルの１Ｍｂｐｓ／２Ｍｂｐｓレートの８０２．１１  ＷＬＡＮの高速拡張のための５．５Ｍｂｐｓ／１１Ｍｂｐｓレートの８０２．１１ｂ標準として採用されてきている。８０２．１１ｂ  ＤＳＳＳ／ＣＣＫは、２５６サイズの８長４相補（８−ｌｏｎｇ  ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ  ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）コードワードセットを使用してシンボルごとに４または８情報ビットが伝送可能な、コードワード選択変調ベースのスペクトル拡散方法である。
【０００４】
ＣＣＫコードワードは良好な自己相関および相互相関特性を有するため、典型的な最大比合成（ＭＲＣ）ＲＡＫＥ受信機およびコードワード相関器バンクは、付加的なガウスまたは中程度のマルチパスチャネルにおいて、申し分のない復号性能を達成することができる。しかしながら、マルチパス遅延分散が１００ナノ秒を超えると、単純なＲＡＫＥベースの相関器バンクはもはやこの性能を維持することができないため、ＩＳＩまたはチップ間干渉（ＩＣＩ）の等化などの複雑な信号処理を使用して受信機を補足する必要がある。
【０００５】
ＭＲＣ処理および等化を実行するために、受信機は正確なマルチパスチャネル係数を知る必要がある。マルチパスチャネルの変化が非常にゆっくりであり、そのプロファイルが狭い間隔で配置されている典型的な無線ＬＡＮ環境では、通常、チャネル係数は広帯域プリアンブルシーケンス部分を使用して予め推定され、その推定値を使用して同じパケット内のデータシンボル部分が復号される。この場合、ＭＲＣ  ＲＡＫＥ受信機は、タップが時間反転チャネル推定値の共役であるチャネル整合フィルタ（ＣＭＦ）の形態で実施することが可能であり、これは通常、コードワード相関の前にマルチパス合成を完了することによって受信機の実装の複雑さを最小限にするために、相関器バンクの前に配置される。ＣＭＦはマルチパスダイバーシティに利点を与えるだけでなく、信号がＣＭＦを通過した後の実数値中央ピークを中心に対称な形状を有することから、データシンボル検出時の堅固な時間追跡も保証する。
【０００６】
他方で、検出性能を向上させるために、ＣＭＦとコードワーク相関器バンクとの間に判断フィードバック型（ｄｅｃｉｓｉｏｎ  ｆｅｅｄｂａｃｋ）等化器（ＤＦＥ）が使用される場合、プリアンブル部分を使用して関連するＤＦＥ係数も推定すべきである。後続ＩＳＩをキャンセルするフィードバック型フィルタのみが使用される場合には、ＣＭＦ係数の単純な自己相関を介してＤＦＥ係数を直接計算することができる。しかしながら、先行ＩＳＩを抑制することによってさらに性能を向上させるためにフィードフォワード型フィルタが組み込まれる場合、複素行列反転、スペクトル分解、または適応等化器トレーニングのうちの１つまたは複数も適用しなければならないため、受信機の複雑さは大幅に増加する。
【０００７】
フィードフォワード型フィルタはデータ検出処理において複雑な乗法演算を必要とするが、フィードバック型フィルタは加法演算のみを必要とする。したがって実際の高速ＷＬＡＮパケット伝送では、通常、ＤＦＥは先行ＩＳＩ抑制機能のないフィードバック型フィルタのみで構成される。マルチパス遅延分散が長くなると、残っている先行ＩＳＩがパケット復号性能に重大な影響を与える。
【０００８】
上記の内容を考慮して、実際に実行可能な、より具体的に言えば、ＤＳＳＳパケット受信機を含むがこれに限定されるものでない様々な通信システムで使用することが可能な、先行ＩＳＩキャンセルのシステムおよび方法が求められている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の一目的は、ＤＳＳＳパケット受信機を含むがこれに限定されるものでない様々な通信システムでの使用が可能な、実際に実行可能な先行ＩＳＩキャンセルシステムを提供することである。
【００１０】
本発明の他の目的は、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ通信システムで実施される、改良型先行ＩＳＩキャンセルのシステムおよび方法を提供することである。
【００１１】
本発明の他の目的は、マルチパスチャネルにおいて堅固な改良型ＤＳＳＳ／ＣＣＫ  ＲＡＫＥ受信機を提供することであり、その堅固さは、先行ＩＳＩ干渉をキャンセルし、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ通信を実行するシステムでの使用に好適な、新規な反復ＩＳＩキャンセルの方法および装置を組み込むことによって達成される。
【００１２】
本発明の他の目的は、計算の複雑さおよび遅延時間が削減された、少なくとも先行であり好ましくは先行および後続の両方であるＩＳＩキャンセルを実行する、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
これらおよび他の目的および利点は、乗算型フィードフォワード等化フィルタを組み込まずに先行ＩＳＩならびに後続ＩＳＩをキャンセルする、双方向ターボＩＳＩキャンセラ（ＢＴＩＣ）を備えることによって達成される。これまでは、単純なＢＰＳＫ変調ケースおよびＭアレイパルス振幅変調ケースに対して、反復的な先行ＩＳＩおよび後続ＩＳＩ手法が適用されてきた。しかしながら本発明のＢＴＩＣは、ＤＳＳＳ／ＣＣＫコードワード検出用に調整した後の、時間反転信号処理、仮判断ベース先行キャンセル、および反復的（ターボ）信号処理の、統合手法を利用する。
【００１４】
検出性能を体系的に向上させるために、本発明の少なくとも１つの実施形態で３段階の受信機設計手法を用いる。第１のステップは、シンボルの前または後にＩＳＩが生成されないという想定の下で、ＣＭＦ、コードワード相関器バンク、およびエネルギーバイアス（ＥＢ）キャンセラを備えた、最適な単一シンボルＲＡＫＥ受信機を設計することを含む。より現実的なマルチパスチャネルの場合、第２のステップには、先行シンボルによって生じる後続ＩＳＩを抑制するためのＤＦＥが組み込まれる。最後に、固有の先行ＩＳＩキャンセラを使用して、後続のシンボルによって生じる残りのＩＳＩが除去される。その後これら３つの構成要素が、ターボ反復処理を適用するＢＴＩＣベースの受信機に統合される。
【００１５】
各ＣＣＫシンボルを検出する場合、ＤＦＥおよびコードワード相関器バンクを１反復当り２回使用して、後続ＩＳＩおよび先行ＩＳＩの両方をキャンセルする。先行ＩＳＩキャンセルに使用されるＤＦＥ係数が後続ＩＳＩキャンセルの場合と同じ係数を取ることから、ＢＴＩＣを実現するために追加のハードウェアまたは新しい係数計算を必要としない。マルチパス遅延分散が増加すればするほど先行ＩＳＩキャンセルを通じた性能の向上はめざましく、ＢＴＩＣは、裾野の広い（ｈｅａｖｙ−ｔａｉｌｅｄ）マルチパスチャネルにおいてＤＳＳＳ／ＣＣＫシステムの性能を維持するために非常に有用である。
【００１６】
好ましい一実施形態では、この受信機設計を高速８０２．１１ｂ無線ＬＡＮシステムに適用し、マルチパスチャネル環境における受信機の復号性能を向上させることを企図しており、他の実施形態は、静的なまたは低速フェーディングのマルチパスチャネルにおける復号性能を向上させるために、わずかな修正で様々なＤＳＳＳ通信システムに適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図１（ａ）および１（ｂ）は、例えばＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂ無線ＬＡＮで使用可能な、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ通信システムを示すブロック図である。図１（ａ）に示されるように、データパケット内のソースビットは第１にスクランブラ１によってスクランブルされ、時間ｋ（ｋ＝０，１，．．．，ｋ−１）でｋ番目の８ビットブロック２（ｂ（ｋ）＝｛ｂ０（ｋ），ｂ１（ｋ），．．．，ｂ７（ｋ）｝）にグループ化される。その後、第１のビットペア（ｂ０（ｋ），ｂ１（ｋ））がＤＱＰＳＫ符号器３１に基づいて差分符号化された位相角ψ１（ｋ）にマッピングされ、他のビットペア（ｂ２（ｋ），ｂ３（ｋ））、（ｂ４（ｋ），ｂ５（ｋ））、および（ｂ６（ｋ），ｂ７（ｋ））がそれぞれ、符号器３２、３３、および３４内での自然ＱＰＳＫ符号化に基づいてψ２（ｋ）、ψ３（ｋ）、およびψ４にマッピングされる。４つの角はそれぞれ｛０，π／２，π，３π／２｝セット内の値を取ることができる。４つの角の中で、自然に符号化された角ψ２（ｋ）、ψ３、およびψ４を使用して、以下の式に従ってセクタ４で、６４ベースＣＣＫコードワードｃ（ｋ）＝（ｃ０（ｋ），ｃ１（ｋ），．．．，ｃ７（ｋ））のうちの１つが生成される。
【００１８】
【数１】
0004426455.tif 000002
【００１９】
差分符号化された角ψ１（ｋ）を位相変調器５が使用して、最終的に２５６の完全ＣＣＫコードワードのうちの１つを決定する、結果として生じるベースＣＣＫコードワードのエンベロープ（ｅｎｖｅｌｏｐ）を変調する。
【００２０】
【数２】
0004426455.tif 000003
【００２１】
伝送されたコードワードは、マルチパスフェーディングチャネル７で畳み込まれ６（ｃｏｎｖｏｌｖｅｄ）（ｈ＝（．．．，０，０，０，ｈ（０），ｈ（１），．．．，ｈ（Ｌ−１），０，０，０，．．．））、および加算器８内で付加的白色ガウス背景雑音によって破損される。
【００２２】
図１（ｂ）に示されるように、ＣＣＫ受信機は信号を受信し、受信機のフロントエンドで、事実上以下のように変形された信号サンプルを提供するが、
【００２３】
【数３】
0004426455.tif 000004
【００２４】
上式で、ｎ（ｊ）は分散Ｎ０のゼロ平均循環対称複合白色ガウス雑音プロセスである。マルチパスチャネル係数は、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂチャネルモデルに従って指数的に減衰する複合ガウス確率変数を取ると想定する。さらに、本発明の説明では準静的フェーディングチャネルを想定し、チャネル係数はパケット伝送ごとに定められ、あらゆるパケットで個別に変更される。
【００２５】
受信した信号は第１にチャネル整合フィルタ（ＣＭＦ）９で畳み込まれ、これは、あらゆるＣＣＫシンボル間隔で８個のソフトチップ値をもたらす、時間反転マルチパスチャネルインパルス応答の共役ｈ＝（ｈ＊（Ｌ−１），ｈ＊（Ｌ−２），．．．，ｈ＊（０））に対応する。ＣＭＦ係数は、予め各パケットのプリアンブルを使用して推定される。図２に示されるように、典型的なＷＬＡＮパケット伝送では、データパケットはプリアンブル、ヘッダ、およびペイロード部分の並列によって形成され、プリアンブル部分は、受信機がパケット検出、キャリアおよびタイミングの同期化、チャネル推定、ならびに他の機能を実行するのを助けるために伝送される、既知または容易に検出されるシーケンスである。
【００２６】
図１（ｂ）に戻ると、ＣＣＫコードワード相関器１０は、ソフトチップを６４の可能なベースＣＣＫコードワードと相関させて６４の複素ソフトメトリックをもたらし、そのそれぞれが、ψ１（ｋ）の不確実性を解決するために回転器１１内で４つの可能な角度だけ回転される。結果として生じる２５６の判断統計量の実数部（Ｒｅ）が比較されて、コードワード
【００２７】
【数４】
0004426455.tif 000005
【００２８】
が決定され、これによって、セレクタ１１から出力される最大出力値がもたらされる。判断されたコードワードは、ＤＱＰＳＫ復号器１２およびＱＰＳＫ復号器１３によって８ビットに復号され、デスクランブル１４されて、８つのソースビットが復元される。ψ１（ｋ）のＤＱＰＳＫ復号により、キャリア位相再生に関連付けられた４位相のあいまい性の問題を回避することができる。検出性能を向上させるために、エネルギーバイアス（ＥＢ）キャンセル１５または判断フィードバック型等化技法１６をＣＣＫ相関に組み込むことが可能であり、これによって、伝播チャネルが長い遅延分散を有する場合にかなりの性能利得を得ることができる。
【００２９】
次に、本発明の一実施形態に従って、数式（３）の受信された信号サンプルシーケンスｒ（ｊ）を使用する最適なＤＳＳＳ／ＣＣＫ検出器設計手順について説明する。この説明で、ＮはＣＣＫシンボル内のチップ数を示す。例示の目的でＮ＝８のケースについて具体的に論じるが、当業者であれば、所望であればＮが他の数でもよいことを理解されよう。典型的な無線ＬＡＮ環境におけるマルチパス遅延分散は、ＣＣＫチップ期間ＴＣよりも長く、全体のＣＣＫシンボル期間ＮＴＣよりも短いため、ＣＣＫ検出器を設計する際に、ｋ番目のＣＣＫシンボルが実際には例えば（ｋ−１）番目、ｋ番目、および（ｋ＋１）番目の、３つのシンボルのみの受信サンプルによって判断されるものと想定することができる。したがって数式（３）は、ｋ番目のシンボル検出を考慮の対象とする場合、以下のように、長さ４Ｎ−１の短縮サンプルシーケンスに書換えることができる。
【００３０】
【数５】
0004426455.tif 000006
【００３１】
上記の想定の下では、ｉ＜０またはｉ≧Ｎの場合、
【００３２】
【数６】
0004426455.tif 000007
【００３３】
であることに留意されたい。受信機設計について説明しやすくするために、このセクションでＣＣＫシンボル長さへの最大チャネル長さを制限することはできるが、この設計手順を簡単な方法でチャネルがさらに長いケースに拡張することができる。
【００３４】
Ａ．最適な単一シンボル検出器
検出器設計の第１段階として、｛ａｉ（ｋ−１）｝および｛ａｉ（ｋ＋１）｝を一時的にすべてゼロのチップシーケンスに設定することが可能であり、これは、後続ＩＳＩまたは先行ＩＳＩのどちらも検出処理に関係していないことを示す。この想定では、隣接するシンボル間でのＩＳＩなし状態は保証されるが、ＣＣＫシンボル内のチップ間のＩＣＩは依然として性能低下を引き起こす可能性があることに留意されたい。その後、最大尤度（ＭＬ）のｋ時点で、単一シンボル検出器は、対数尤度確率を最大にするｍ番目の（ｍ０，１，２５５）仮想シンボルａ［ｍ］を以下のように選択し、
【００３５】
【数７】
0004426455.tif 000008
【００３６】
上式は
【００３７】
【数８】
0004426455.tif 000009
【００３８】
と等価であり、これは
【００３９】
【数９】
0004426455.tif 000010
【００４０】
を最大にするものであって、上式で
【００４１】
【数１０】
0004426455.tif 000011
【００４２】
、
【００４３】
【数１１】
0004426455.tif 000012
【００４４】
、およびＡ＊は、それぞれ実数部、虚数部、および複素数Ａの共役を示す。ここで、ｉ＜０かつｉ≧Ｎの場合にｈ（ｉ）がゼロであることに留意し、先行ＩＳＩまたは後続ＩＳＩが存在しない場合の光学式標準検出器の実施方法を決定することができる。相関部分（すなわち、数式（６）の第１項）では、受信されたチップサンプルシーケンス｛ｒ（ｋ）（ｋＮ＋ｊ）｝がＣＭＦ
【００４５】
【数１２】
0004426455.tif 000013
【００４６】
畳み込まれ、その後、連続するＮ  ＣＭＦ出力サンプルが２５６コードワードの共役と相関される。他方で、ＥＢキャンセル部分（すなわち、数式（６）の第２項）では、６４項目からなるルックアップテーブルを使用することが可能であり、各項目は、プリアンブル受信期間中、ＣＭＦ係数の推定が完了したときに計算および格納することができる。
【００４７】
ψ１（ｋ）の位相不確実性が、数式（６）のエネルギーバイアス項に影響を与えないことに留意されたい。また、伝送中に周波数選択信号ひずみが発生しない場合、すべてのＣＣＫシンボルのエネルギーが等しいため、平坦フェーディングまたはＡＷＧＮチャネルにおいてＥＢキャンセルを考慮する必要がないことにも留意されたい。しかしながら、典型的な周波数選択マルチパス無線チャネルでは、ＩＣＩ成分が受信機フロントエンドで各コードワードに異なる信号エネルギーを持たせるため、最適な検出のためにＥＢキャンセルは不可欠である。
【００４８】
ＥＢルックアップテーブル構造の計算コストは、数式（６）の第２項をさらに処理することによって大幅に削減することができる。第２項ＥＢ（ｍ），ｍ＝０，１．．．，６３を展開および処理することによって、以下の式を得ることが可能であり、
【００４９】
【数１３】
0004426455.tif 000014
【００５０】
【数１４】
0004426455.tif 000015
【００５１】
【数１５】
0004426455.tif 000016
【００５２】
上式はそれぞれ、マルチパスチャネルおよびｍ番目のコードワードの非周期的相関係数を表す。数式（７）の第２項は、ρａ（ｍ；０）がすべてのＣＣＫコードワードについて同じ値を取るため、無視することができる。（普遍性を失うことなく、４つのψ１値とｍ番目のベースＣＣＫコードワード（ｍ＝０，１，．．．，６３）とを掛け合わせることによって生成される４つの異なるコードワードは、ａ［ｍ］、ａ［ｍ＋６４］、ａ［ｍ＋１２８］、およびａ［ｍ＋１９２］によって示される。）したがって、ＥＢキャンセルを実現するために、好ましくは６４（Ｎ−１）ＣＣＫコードワード係数ρａ（ｍ；ｉ）、ｍ＝０，１，．．．，６３、ｉ＝１，２，．．．，Ｎ−１が予め格納され、その後、（Ｎ−１）チャネル係数ρｈ（ｉ），ｉ＝１，２，．．．，Ｎ−１が計算され、プリアンブル受信中、ＣＭＦ推定が完了したときに上式に従って６４のＥＢ値ＥＢ（ｍ）、ｍ＝０，１，．．．，６３が取得される。
【００５３】
図１（ｂ）では、ＣＭＦとＥＢキャンセラを組み込んだＣＣＫ相関−判断ブロックとの連結構造が示されており、これによって、数式６の最適な信号シンボル処理に基づいて伝送されるコードワードが決定される。所望であれば、復号性能の若干の低下を犠牲にして、実施を簡略化するためにＥＢキャンセラを省略することができる。
【００５４】
図１（ｂ）に示された受信機を実施するためには、３セットの係数、すなわちＣＭＦ係数、ＤＦＥ係数、およびＥＢ係数を推定する必要がある。図３は、これらの係数を推定するための手順を示す図である。第１に受信機は、エネルギー測定または他の方法を使用してパケットプリアンブルの着信を検出し（ブロック３０）、受信機は既知のプリアンブルコードを着信受信信号と相関させる（ブロック３１）。複数のプリアンブルシンボルにわたって各チップ時間（または半チップ時間）オフセットについての相関結果を累積することにより、ＣＭＦ係数｛ｈ（ｉ）｝を決定および出力することができる（ブロック３２および３３）。その後、数式（８）で公式化されたように、ＣＭＦ係数の非周期的相関を介してＤＦＥ係数｛ρｈ（ｉ）｝が計算される。複数のプリアンブルシンボルにわたって着信受信信号を推定されたＣＭＦ係数と相関させることによって、各チップ時間（半チップ時間の）オフセットについてＤＦＥ係数を測定することもできる（ブロック３４）。最後に、数式７で公式化されたように、ＤＦＥ係数｛ρｈ（ｉ）｝３５とＣＣＫコードワード相関係数ρａ（ｍ；ｉ）との間の内積を適用することによってＥＢ係数が計算され（ブロック３６および３７）、ここで｛ρａ（ｍ；ｉ）｝は、数式９のｍ番目のＣＣＫコードワード
【００５５】
【数１６】
0004426455.tif 000017
【００５６】
の非周期的相関を介して、予め計算される（ブロック３８および３９）。
【００５７】
図４は、図１（ｂ）の受信機に埋め込まれた相関−判断ブロックのオペレーションを示す図である。最初に、ＣＣＫシンボルの雑音のあるチップに対応する８長の入力サンプルシーケンスが、受信されるＣＣＫコードワードのソフト推定として格納される（ブロック４０）。その後、入力サンプルシーケンスが２５６のＣＣＫコードワードそれぞれと相関され（内積され）（ブロック４１）、オプションで、各ＣＣＫコードワードのエネルギーバイアス項が対応する相関結果から減じられる（ブロック４２）。その後、最大出力値をもたらすＣＣＫコードワードが、受信されるＣＣＫコードワードのハード推定として選択される（ブロック４３および４４）。
【００５８】
同じベースＣＣＫコードワードを有する６４セットの４要素にグループ化することによって、効率的な形で２５６の相関および最大選択処理を実施することができる。第１に、入力サンプルと６４のベースＣＣＫコードワードとの間の６４の相関が実行され、それぞれの相関結果が、エンベロープシンボルの４つの可能値と乗算され、乗算結果の実数部が取られる。各グループ内の４つの実数部の最大値がグループの残存値（ｓｕｒｖｉｖｏｒ）として選択され、対応するエネルギーバイアスが減算される。最終的に６４の残存値が比較され、最大残存値を生成するＣＣＫコードワードが受信ＣＣＫコードワードのハード推定として選択される。
【００５９】
Ｂ．後続ＩＳＩキャンセラの組み込み
前のセクションで説明した最適な単一シンボル検出器は、検出器の設計において隣接するシンボル間のＩＳＩ成分が考慮の対象とされていないため、実際の複数シンボル伝送アプリケーションではもはや最適ではない。前のシンボルによって生じる後続ＩＳＩおよび次のシンボルによって生じる先行ＩＳＩはどちらも、システム性能を低下させる。このセクションでは、以前のＩＳＩなしという想定を修正することによって、第１に後続ＩＳＩキャンセルに対処し、その結果、数式（３）の場合のように、次のシンボル｛ａｉ（ｋ＋１）｝のみが全ゼロのチップシーケンスとなる。ＤＳＳＳ／ＣＣＫ通信との関連において解決することがより困難であり、本発明の主要な提案である、先行ＩＳＩの緩和方法について、次のセクションで別々に論じる。
【００６０】
数式（６）の検出処理の結果として生じる非ゼロの後続ＩＳＩ関連構成要素を定量化するために、ｒ（ｋ）（ｋＮ＋ｊ）を数式（４）に置き換えることによって数式（６）の第１項が展開され、ここで、現在のシンボル｛ａｉ（ｋ）｝、次のシンボル｛ａｉ（ｋ＋１）｝、および付加雑音ｎ（ｊ）は全ゼロシーケンスに設定される。その後、展開結果は、数式（８）に定義されたチャネル相関係数｛ρｈ（ｎ）｝について以下のように表される。
【００６１】
【数１７】
0004426455.tif 000018
【００６２】
上式では、フィードバックフィルタおよび以前に検出されたＣＣＫチップシーケンス
【００６３】
【数１８】
0004426455.tif 000019
【００６４】
を使用することによって、ＣＣＫ相関器の前の後続ＩＳＩが完全にキャンセル可能であることを観察する。図１（ｂ）は、各ソフトチップ値ｙｉ（ｋ）から対応する後続ＩＳＩ項
【００６５】
【数１９】
0004426455.tif 000020
【００６６】
を、減算し、改善された（または後続ＩＳＩがキャンセルされた）チップメトリック
【００６７】
【数２０】
0004426455.tif 000021
【００６８】
をＣＣＫ相関器に提供する、ＤＦＥを示す。
【００６９】
図５は、ＤＦＥの内部構造およびオペレーションを示す図である。（ｋ−１）番目のシンボル決定が完了すると、最後のＮ−１チップ
【００７０】
【数２１】
0004426455.tif 000022
【００７１】
を使用してＤＦＥのＮ−１格納が初期化され、この係数が
【００７２】
【数２２】
0004426455.tif 000023
【００７３】
に設定される。その後、格納されたチップがあらゆるチップクロックで左から右へＮ回（ｉ＝０，１，．．．Ｎ−１）シフトされ、入力ソフトチップ値ｙｉ（ｋ）から減算されることになる対応する
【００７４】
【数２３】
0004426455.tif 000024
【００７５】
が出力される。減算の結果として生じる調整されたソフトメトリックｚｉ（ｋ）、ｉ＝０，１，．．．Ｎ−１を使用して、ｋ番目のシンボル判断が決定される。
【００７６】
図６は、後続ＩＳＩキャンセルおよび現在のＣＣＫコードワード推定の手順をまとめたものである。初めに、チップ時間指標ｉが０に設定され（ブロック６０）、前のＣＣＫコードワードのハード推定が図３のＤＦＥにロードされる（ブロック６１）。（ＣＣＫコードワードのハードおよびソフト推定については、図４を参照のこと。）ＤＦＥの現在の出力が、ｉ番目の雑音のあるＣＭＦ出力値に対応するｉ番目の入力サンプルから減算される（ブロック６２）、結果が相関−判断ブロックのｉ番目の入力サンプルとして格納される（ブロック６３）。次に、ＤＦＥが１サンプルだけシフトされ、ＤＦＥの新しい入力サンプルとして０が送られる（ブロック６４）。チップ時間指標ｉが１だけ増分され（ブロック６５）、ｉが８よりも小さい場合、プロセスは６２に戻る（ブロック６６）。そうでない場合、現在のＣＣＫコードワードのソフトおよびハード推定は、図４に記載された相関−判断ブロックオペレーションを介して決定され、オペレーションは完了する（ブロック６７）。
【００７７】
Ｃ．時間反転先行ＩＳＩキャンセル
本発明の最適な検出器設計の次のステップとして、前のセクションの先行なしの想定を除去し、すべてのシンボル｛ａｉ（ｋ−１）｝、｛ａｉ（ｋ）｝、および｛ａｉ（ｋ＋１）｝を非ゼロのチップシーケンスに設定する。現在のシンボルが決定されることになる場合に、先行ＩＳＩの信頼性の高い推定が使用できないため、すべての可能な次のシンボル
【００７８】
【数２４】
0004426455.tif 000025
【００７９】
に関連付けられた判断統計値をランク付けする仮定的検出方法を、最適な検出に適用することができる。しかしながら、仮定的検出方法は６５，５３６（または２５６×２５６）の判断統計値を必要とするため、実際にはＣＣＫコードワード検出では実行不可能である。
【００８０】
代替方法として、ＣＭＦとＣＣＫ相関器との間で、先行ＩＳＩを抑制する次善の先行フィルタリングを使用することができる。しかしながら、先行フィルタリングを導入することによって、ＣＭＦ、ＣＣＫ相関器、およびＥＢキャンセラの連結を必要とする最適なＣＣＫ単一シンボル検出方式を混乱させる。さらに先行フィルタリングは、しばしば、極端に複雑なスペクトル分解または係数適応手法なしで雑音を増大させ、対称ＣＭＦ出力サンプルシーケンスを変形することによって時間追跡性能を低下させる。したがって、従来の先行ＩＳＩ緩和手法は、ＤＳＳＳ／ＣＣＫベースのパケット通信システムには適用不能であり、最適なＣＣＫ単一シンボル検出器の構造に影響を与えることなく効率的に先行ＩＳＩをキャンセルすることができる、新しい方法が求められる。
【００８１】
先行キャンセル方式を考案するために、本発明は、最後のセクションで実行した方法と同様の方法で、ｋ番目のシンボル検出中に生成される先行ＩＳＩを定量化する。｛ａｉ（ｋ−１）｝および｛ａｉ（ｋ）｝の両方が全ゼロのチップシーケンスであり、チャネル内にＡＷＧＮが追加されないという想定の下で、数式（６）の第１項を展開することによって、以下の構成要素に関連付けられた先行ＩＳＩが得られる。
【００８２】
【数２５】
0004426455.tif 000026
【００８３】
次に、数式（１３）と数式（１０）を慎重に比較することにより、先行ＩＳＩおよび後続ＩＳＩが互いに対称関係を有し、後続ＩＳＩキャンセルに使用したものと同じＤＦＥによって先行ＩＳＩをキャンセルすることも可能であることがわかる。より具体的に言えば、後続ＩＳＩのＤＦＥにその後のシンボルのチップの共役をロードし、時間反転シーケンス処理を実行する場合、本発明に従って、後続ＩＳＩキャンセルの代わりに先行ＩＳＩキャンセルを実現することができる。
【００８４】
図７は、関連するＤＦＥ構造および詳細な処理を示す図であり、シンボル時間およびチップ時間はそれぞれ［Ｋ−１，．．．，ｋ＋１，ｋ，ｋ−１，．．．，０］および［Ｎ−１，．．．，ｉ＋１，ｉ，ｉ−１，．．．，０］の順に進行する。（ｋ＋１）番目のシンボル検出が完了すると、決定されたシンボルのＮ−１チップの共役
【００８５】
【数２６】
0004426455.tif 000027
【００８６】
を使用して、ＤＦＥのＮ−１格納が初期化され、その係数は（ρｈ（１），ρｈ（２），．．．，ρｈ（Ｎ−１））に設定される。その後、格納されたチップはあらゆるチップクロックで左から右へＮ回（ｉ＝Ｎ−１，Ｎ−２，．．．０）シフトされ、入力ソフトチップ値ｙｉ（ｋ）から減算されることになる対応する出力の共役が、先行ＩＳＩ項
【００８７】
【数２７】
0004426455.tif 000028
【００８８】
として取られる。減算の結果として生じる調整されたソフトメトリックｗｉ（ｋ），ｉ＝Ｎ−１，Ｎ−２，．．．，０が時間反転され、ｋ番目のシンボル判断を決定するためにＣＣＫ相関器に送られる。
【００８９】
ＥＢキャンセルおよび後続ＩＳＩキャンセルはレガシーＷＬＡＮシステムで試行されてきたが、ＤＳＳＳ／ＣＣＫ無線通信との関連において先行ＩＳＩキャンセルを組み込むことは、本発明に固有のことである。
【００９０】
図８は、先行ＩＳＩキャンセルおよび前のＣＣＫコードワード推定の手順をまとめた図である。初めに、チップ時間指標ｉが８などの所定の値に設定され（ブロック８０）、現在のＣＣＫコードワードのハード推定の共役が、図７のＤＦＥにロードされる（ブロック８１）。（ＣＣＫコードワードのハードおよびソフト推定については、図４を参照のこと。）次に、チップ時間指標ｉが１だけ減分される（ブロック８２）。その後、ＤＦＥの現在の出力の共役が、前のＣＣＫコードワードのソフト推定のｉ番目の雑音のあるチップに対応する、ｉ番目の入力サンプルから減算され（ブロック８３）、その結果は相関−判断ブロックのｉ番目の入力サンプルとして格納される（ブロック８４）。
【００９１】
続いて、ＤＦＥが１サンプルだけシフトされ、ＤＦＥの新しい入力サンプルとして０が送られる（ブロック８５）。ｉが０よりも大きい場合、プロセスはブロック８２に戻る（ブロック８６）。そうでない場合、前のＣＣＫコードワードの調整されたソフトおよびハード推定は、図４に記載された相関−判断ブロックオペレーションを介して決定され、プロセスは終了する（ブロック８７）。この手順では、相関−判断ブロックオペレーションの前に、８長の入力サンプルシーケンスのチップ時間反転が必要であることに留意されたい。
【００９２】
Ｄ．双方向ターボＩＳＩキャンセラ
これまでに、本発明に従った最適なＤＳＳＳ／ＣＣＫ検出器、すなわちＥＢキャンセラ、後続ＩＳＩキャンセラ、および時間反転先行ＩＳＩキャンセラを備えた、最適な単一シンボル検出器を構築するために必要な、すべての構成要素ブロックについて調査してきた。次に、すべての構成要素ブロックを効果的に利用してシステム全体を総合することができる方法について説明する。これらの構成要素を総合すると、仮判断ベース先行ＩＳＩキャンセル手法および反復（またはターボ）信号処理を使用する統合ソリューションが見つかる。
【００９３】
図９は、ＢＴＩＣベースのＤＳＳＳ／ＣＣＫ検出器を示すブロック図である。時間ｋで、後続ＩＳＩ  ＤＦＥ９０によって数式１１の後続ＩＳＩ値
【００９４】
【数２８】
0004426455.tif 000029
【００９５】
が生成され、減算器９１内のＣＭＦ出力（ｙ０（ｋ），ｙ１（ｋ），．．．，ｙＮ−１（ｋ））のＮ個のソフトチップから減算されて、ソフトメトリック（ｚ０（ｋ），ｚ１（ｋ），．．．，ｚＮ−１（ｋ））がもたらされる。（図５を参照のこと。）ソフトメトリックは図１（ｂ）のＣＣＫ相関−判断ブロック９２に送られ、ここでｋ番目のＣＣＫコードワード
【００９６】
【数２９】
0004426455.tif 000030
【００９７】
９３が仮決定される。その後、仮コードワードチップの共役が、（ｋ−１）番目のＣＣＫシンボルの先行ＩＳＩ値
【００９８】
【数３０】
0004426455.tif 000031
【００９９】
に格納される。（図７を参照のこと。）最後に減算器９５内で、時間ｋ−１で格納された時間反転ソフトメトリック（ｚＮ−１（ｋ−１），ｚＮ−２（ｋ−１），．．．，ｚ０（ｋ−１））から、先行ＩＳＩ値が減算され、以下のような調整されたソフトメトリックの時間反転シーケンスがもたらされる。
【０１００】
【数３１】
0004426455.tif 000032
【０１０１】
次に、ブロック９６でメトリックシーケンス（ＵＮ−１（ｋ−１），ｕＮ−２（ｋ−１），．．．，ｕ０（ｋ−１））が時間反転され、再度ＣＣＫ相関−判断ブロックに送られて、（ｋ−１）番目の調整されたＣＣＫコードワード
【０１０２】
【数３２】
0004426455.tif 000033
【０１０３】
が作成される。調整されたソフトメトリックシーケンスは、仮決定が誤りでない限り、１つのシンボル時間遅延を犠牲にして、先行ＩＳＩならびに後続ＩＳＩがないことに留意されたい。（数式（１２）および数式（１５）を参照のこと。）
【０１０４】
検出性能を向上させるために、後続ＩＳＩ  ＤＦＥに調整されたＣＣＫコードワードチップを再ロードすること、ならびに後続ＩＳＩキャンセルおよびその後の先行ＩＳＩキャンセルを再開することによって、各シンボル検出時間で処理全体を反復することができる。時間ｋで所定数の反復を完了した後、ソフトメトリック（ｚ０（ｋ），ｚ１（ｋ），．．．，ｚＮ−１（ｋ））の最終シーケンスおよび仮決定コードワードチップ
【０１０５】
【数３３】
0004426455.tif 000034
【０１０６】
が、時間ｋ＋１で使用するためにメモリに格納される。すべてのペイロードＣＣＫシンボルが復号されるまで、ターボ処理全体が続行される。
【０１０７】
図１０は、現在と以前のＣＣＫコードワード推定間でのＢＴＩＣのオペレーションをまとめた図である。初めに、受信されたペイロード信号とＣＭＦとの間の相関を介して、現在のＣＣＫコードワードに対応する８つの雑音のあるチップが取得される（ブロック１００）。以前のＣＣＫコードワードのハード推定のＤＦＥ出力を使用し、図６の手順を介して、雑音のあるチップシーケンスから後続ＩＳＩがキャンセルされる（ブロック１１０）。その結果は現在のＣＣＫコードワードのハードおよびソフト推定として格納され、理想的に言えばこれらには後続ＩＳＩが存在しない（ブロック１２０）。
【０１０８】
１２０で取得された現在のＣＣＫコードワードのチップ時間反転ハード推定のＤＦＥ出力を使用し、図８の手順を介して、以前のＣＣＫコードワードのソフト推定から先行ＩＳＩがキャンセルされる（ブロック１３０、１４０、１５０）。その結果は以前のＣＣＫコードワードの調整されたハードおよびソフト推定として格納され、理想的に言えば、これらには後続ＩＳＩも先行ＩＳＩも存在しない（ブロック１６０）。
【０１０９】
反復回数が所定の値に等しい場合（ブロック１７０）、ブロック１２０〜１６０で取得された以前のＣＣＫコードワードのハード推定を取ることによって、以前のＣＣＫコードワードが最終決定される（ブロック１８０）。その後、以前のコードワードのハードおよびソフト推定が、現在のＣＣＫコードワードに設定される（ブロック１８５）。そうでない場合、以前のＣＣＫコードワードのハード推定は調整されたものに更新され（ブロック１９０）、プロセスはブロック２００へ進む。
【０１１０】
最終的にＣＣＫシンボル時間指標ｋが１だけ増分され、以前のＣＣＫコードワードのハードおよびソフト推定は現在のＣＣＫコードワードのそれに設定されるが、これは次のＣＣＫコードワード決定のため予備ステップである。
【０１１１】
当業者であれば、前述の開示から本発明に対する他の修正および変形が明らかとなろう。したがって、これまで本明細書では本発明の特定の実施形態のみについて具体的に説明してきたが、本発明の精神および範囲を逸脱することなしに、多くの修正が実行可能であることが明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１ａ】例えばＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂ無線ＬＡＮアプリケーションにおけるＤＳＳＳ／ＣＣＫ通信に使用可能な、本発明に従った送信機および受信機の好ましい実施形態を示す図である。
【図１ｂ】例えばＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂ無線ＬＡＮアプリケーションにおけるＤＳＳＳ／ＣＣＫ通信に使用可能な、本発明に従った送信機および受信機の好ましい実施形態を示す図である。
【図２】無線ＬＡＮアプリケーションで使用するためのプリアンブル、ヘッダ、およびペイロードを含む、ＤＳＳＳ／ＣＣＫデータパケット構造を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態に従って、フィルタ係数推定を実行するために使用可能なステップを示す流れ図である。
【図４】本発明の一実施形態に従って、ＣＣＫ相関−判断ブロックのオペレーションを実行するために使用可能なステップを示す流れ図である。
【図５】本発明に従ったＤＳＳＳ／ＣＣＫのマルチパスチャネルで生じる後続ＩＳＩをキャンセルすために使用可能な、１タイプの判断フィードバック型等化器（ＤＦＥ）の内部構造および関連オペレーションを示す図である。
【図６】後続ＩＳＩをキャンセルするためおよび現在のＣＣＫコードワード推定を実行するために、図５のＤＦＥによって実行可能なステップを示す流れ図である。
【図７】等化器が好ましい実施形態に従って図５に示されたものと同じＤＦＥとすることが可能な、本発明に従ったマルチパスチャネルで生じる先行ＩＳＩをキャンセルするＤＳＳＳ／ＣＣＫ受信機用の、１タイプのチップ時間反転判断フィードバック型等化器の構造および関連オペレーションを示す図である。
【図８】先行ＩＳＩをキャンセルするためおよび以前のＣＣＫコードワード推定を実行するために図７のＤＦＥが実行するステップを示す流れ図である。
【図９】後続および先行のＩＳＩが反復（またはターボ）処理によってより正確に推定およびキャンセルされ、本発明の一実施形態に従って後続ＩＳＩおよび先行ＩＳＩの両方をキャンセルする、双方向ターボＩＳＩキャンセラベースＤＳＳＳ／ＣＣＫ受信機を示す図である。
【図１０】図９の双方向ターボＩＳＩキャンセラが現在および以前のＣＣＫコードワードの推定に基づいて実行するステップを示す流れ図である。
【図１ａ】
0004426455.tif 000035
【図１ｂ】
0004426455.tif 000036
【図２】
0004426455.tif 000037
【図３】
0004426455.tif 000038
【図４】
0004426455.tif 000039
【図５】
0004426455.tif 000040
【図６】
0004426455.tif 000041
【図７】
0004426455.tif 000042
【図８】
0004426455.tif 000043
【図９】
0004426455.tif 000044
【図１０】
0004426455.tif 000045