(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被溶接材に加圧接触する一対の溶接電極間に溶接電流を流して前記被溶接材を抵抗溶接するための抵抗溶接電源装置であって、
前記一対の溶接電極にそれぞれ電気的に接続される第１および第２の電極を有し、前記第１および第２の電極間に抵抗溶接用の電気エネルギーを電荷として蓄えるコンデンサと、
前記コンデンサと前記溶接電極との間に電気的に接続される第１のスイッチング手段と、
抵抗溶接の通電のため前記第１のスイッチング手段をスイッチング制御する第１の制御手段と、
商用周波数の交流電源電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
一端が前記整流回路の一方の出力端子に電気的に接続され、他端が前記整流回路の他方の出力端子と前記コンデンサの第１の電極とに電気的に接続されるインダクタンスコイルと、
前記整流回路の出力端子と前記インダクタンスコイルとの間に電気的に接続される第２のスイッチング手段と、
前記コンデンサを充電するため前記第２のスイッチング手段をスイッチング制御する第２の制御手段と、
前記インダクタンスコイルに電流を還流させる向きで、一方の端子が前記インダクタンスコイルの一端に電気的に接続され、他方の端子が前記コンデンサの第２の電極に電気的に接続される整流素子と
を具備し、
前記第２の制御手段が、
前記交流電源電圧を検出して、前記交流電源電圧の位相を表す電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出手段と、
前記第２のスイッチング素子を流れる電流を検出して、前記電流の波形を表す電流検出信号を生成する電流検出手段と、
前記電源電圧検出信号と前記電流検出信号とに基づいて前記電流の位相が前記交流電源電圧の位相とほぼ一致するように前記第２のスイッチング手段を商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する手段と
を有する、
抵抗溶接電源装置。
【請求項２】
被溶接材に加圧接触する一対の溶接電極間に溶接電流を流して前記被溶接材を抵抗溶接するための抵抗溶接電源装置であって、
前記一対の溶接電極にそれぞれ電気的に接続される第１および第２の電極を有し、前記第１および第２の電極間に抵抗溶接用の電気エネルギーを電荷として蓄えるコンデンサと、
前記コンデンサと前記溶接電極との間に電気的に接続される第１のスイッチング手段と、
抵抗溶接の通電のため前記第１のスイッチング手段をスイッチング制御する第１の制御手段と、
商用周波数の交流電源電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
一端が前記整流回路の一方の出力端子に電気的に接続され、他端が前記整流回路の他方の出力端子と前記コンデンサの第１の電極とに電気的に接続されるインダクタンスコイルと、
前記整流回路の出力端子と前記インダクタンスコイルとの間に電気的に接続される第２のスイッチング手段と、
前記コンデンサを充電するため前記第２のスイッチング手段をスイッチング制御する第２の制御手段と、
前記インダクタンスコイルに電流を還流させる向きで、一方の端子が前記インダクタンスコイルの一端に電気的に接続され、他方の端子が前記コンデンサの第２の電極に電気的に接続される整流素子と
を具備し、
前記第２の制御手段が、
前記交流電源電圧を検出して、前記交流電源電圧の全波整流波形を表す電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出手段と、
前記第２のスイッチング素子を流れる電流を検出して、前記電流の波形を表す電流検出信号を生成する電流検出手段と、
前記電源電圧検出信号と前記電流検出信号とに基づいて前記電流の位相および波形が前記交流電源電圧の全波整流波形の位相および波形とほぼ重なるように前記第２のスイッチング手段を商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する手段と
を有する、
抵抗溶接電源装置。
【請求項３】
前記電源電圧検出手段が、
前記交流電源電圧を信号レベルに変圧するトランスと、
前記トランスの２次側に得られる交流電源電圧を全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力信号に対して極性反転、積分およびレベル変換を施す補正回路と、
前記整流回路の出力信号と前記補正回路の出力信号とを乗算して前記電源電圧検出信号を出力する乗算回路と
を有する、
請求項１または請求項２に記載の抵抗溶接電源装置。
【請求項４】
１次コイルが前記交流電源電圧を配電する交流電源ラインに電気的に接続され、２次コイルが前記整流回路の入力端子に電気的に接続されるトランスを具備する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の抵抗溶接電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、抵抗溶接のための電源装置に係り、特に溶接エネルギーとなる電力をコンデンサにいったん蓄積する方式の電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５に、従来のこの種の抵抗溶接電源装置の回路構成を示す。この電源装置では、交流電源ライン１００から商用周波数の単相交流電源電圧Ｅoをトランス１０２を介して整流回路１０４に入力し、整流回路１０４より出力される直流電圧で抵抗１０６を介してコンデンサ１０８を充電し、スイッチ１１０を閉じてコンデンサ１０８の充電エネルギーを溶接電極１１２，１１４側の回路に放電させ、被溶接材（Ｗ1，Ｗ2）に溶接電流ｉwを供給するようにしている。
【０００３】
整流回路１０４は、２個のサイリスタＳ1，Ｓ2と２個のダイオードＤ1，Ｄ2とをブリッジ接続してなる単相混合ブリッジ整流回路として構成され、トランス１０２からの交流電源電圧を全波整流して直流電圧に変換する。ここで、サイリスタＳ1，Ｓ2は、図示しない点弧回路により商用周波数の各半サイクルＣＹ毎に交互に点弧制御される。これにより、各半サイクルＣＹ毎に位相制御された直流の充電電流ｉcがコンデンサ１０８に供給される。
【０００４】
トランス１０２は、交流電源ライン１００からの交流電源電圧Ｅoを降圧するための変圧器として働くだけでなく、コンデンサ１０８の蓄積エネルギーを抵抗溶接に直接用いるうえでの安全面から、本装置を交流電源ライン１００から電気的（直流的）に絶縁する役割をも有している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、従来の抵抗溶接電源装置では、コンデンサ１０８に抵抗溶接のエネルギー（電力）を蓄えるために、商用周波数の各半サイクルＣＹ毎に整流回路１０４におけるサイリスタＳ1，Ｓ2の点弧によって位相制御された充電電流ｉcをコンデンサ１０８に供給するようにしている。
【０００６】
しかしながら、図６に示すように、充電開始（ｔ0）より時間が経つにつれて各半サイクルＣＹ毎の充電電流ｉc(1)，ｉc(2)， ｉc(3)，‥‥の通流期間Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3，‥‥が次第に短くなるとともにピーク値Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3‥‥が次第に低下するという不具合がある。より詳細には、整流回路１０４の出力電圧に対して逆起電力として作用するコンデンサ１０８の充電電圧が充電サイクルを重ねるにしたがって漸次増大するため、各半サイクルＣＹの中で整流回路１０４の出力電圧がコンデンサ１０８の充電電圧を上回る時間つまり通流期間Ｔがサイクル中央部に寄るようにして漸次狭まり、それに伴って電流ピーク値Ｐも漸次低くなる。つまり、充電電流ｉcの実効値が漸次小さくなる。
【０００７】
このように、従来の抵抗溶接電源装置は、コンデンサ１０８に供給される充電電流ｉcが脈流でしかも時間の経過につれて次第に小さくなるため、充電効率が低い。トランス１０２の容量を大きくし、整流回路１０４に入力する整流前の交流電圧の実効値を大きくすることで、充電速度を上げることも行われてはいる。しかし、充電効率が低いため、トランスが大型化するほどトランス使用率が低くなり、資源、消費電力、装置スペース、コスト等の面で無駄が増える。
【０００８】
本発明は、上記のような従来技術の問題点に鑑みてなされたもので、抵抗溶接用の電気エネルギーを電荷として蓄えるためのコンデンサを効率よく充電するようにした抵抗溶接電源装置を提供することを目的とする。
【０００９】
また、本発明は、抵抗溶接用のエネルギーを電荷として蓄えるためのコンデンサに対する充電の効率を改善することによって、交流電源ラインより交流電源電圧を取り込むためのトランスの使用率の向上および小型化を実現する抵抗溶接電源装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するたるめの手段】
上記の目的を達成するために、本発明の第１の観点における抵抗溶接電源装置は、被溶接材に加圧接触する一対の溶接電極間に溶接電流を流して前記被溶接材を抵抗溶接するための抵抗溶接電源装置であって、前記一対の溶接電極にそれぞれ電気的に接続される第１および第２の電極を有し、前記第１および第２の電極間に抵抗溶接用の電気エネルギーを電荷として蓄えるコンデンサと、前記コンデンサと前記溶接電極との間に電気的に接続される第１のスイッチング手段と、抵抗溶接の通電のため前記第１のスイッチング手段をスイッチング制御する第１の制御手段と、商用周波数の交流電源電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、一端が前記整流回路の一方の出力端子に電気的に接続され、他端が前記整流回路の他方の出力端子と前記コンデンサの第１の電極とに電気的に接続されるインダクタンスコイルと、前記整流回路の出力端子と前記インダクタンスコイルとの間に電気的に接続される第２のスイッチング手段と、前記コンデンサを充電するため前記第２のスイッチング手段をスイッチング制御する第２の制御手段と、前記インダクタンスコイルに電流を還流させる向きで、一方の端子が前記インダクタンスコイルの一端に電気的に接続され、他方の端子が前記コンデンサの第２の電極に電気的に接続される整流素子とを具備し、前記第２の制御手段が、前記交流電源電圧を検出して、前記交流電源電圧の位相を表す電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出手段と、前記第２のスイッチング素子を流れる電流を検出して、前記電流の波形を表す電流検出信号を生成する電流検出手段と、前記電源電圧検出信号と前記電流検出信号とに基づいて前記電流の位相が前記交流電源電圧の位相とほぼ一致するように前記第２のスイッチング手段を商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する手段とを有する。
【００１１】
本発明の上記第１の観点における抵抗溶接電源装置では、第２の制御手段のスイッチング制御により、第２のスイッチング手段がオンすると、整流回路の出力端子よりオン状態の第２のスイッチング手段を介してインダクタンスコイルに直流の電流が流れ、この電流によってインダクタンスコイルに電磁エネルギーが蓄えられる。そして、第２のスイッチング手段がオン状態からオフ状態に転じると、インダクタンスコイル、コンデンサおよび整流素子からなる閉回路内でインダクタンスコイルに基づく電流が整流素子の順方向に還流し、この還流する電流によってコンデンサが充電される。コンデンサの充電電圧が設定値に達したなら、第２のスイッチング手段に対するスイッチング制御を止めてよい。一方、第１の制御手段のスイッチング制御により、前記第１のスイッチング手段がオンすると、コンデンサに電荷として蓄積されていた電気エネルギーがこの第１のスイッチング手段を介して溶接電極側に放電され、この放電電流が溶接電流として溶接電極間の被溶接物を流れることで、被溶接物が抵抗溶接される。
そして、上記の構成、特に第２の制御手段が、交流電源電圧を検出して、交流電源電圧の位相を表す電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出手段と、第２のスイッチング素子を流れる電流を検出して、電流の波形を表す電流検出信号を生成する電流検出手段と、電源電圧検出信号と電流検出信号とに基づいて電流の位相が交流電源電圧の位相とほぼ一致するように第２のスイッチング手段を商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する手段とを有する構成により、充電電流が電源電圧と実質的に同相で流れるので、充電回路の力率が高く、充電効率が改善される。また、充電電流は脈流ではなく、ほぼ連続的に流れるため、電流ピーク値を低めに設定することができる。したがって、交流電源ラインより交流電源電圧を取り込むためのトランスの小型化またはトランス使用率の向上をはかれる。
【００１２】
本発明の第２の観点における抵抗溶接電源装置は、被溶接材に加圧接触する一対の溶接電極間に溶接電流を流して前記被溶接材を抵抗溶接するための抵抗溶接電源装置であって、前記一対の溶接電極にそれぞれ電気的に接続される第１および第２の電極を有し、前記第１および第２の電極間に抵抗溶接用の電気エネルギーを電荷として蓄えるコンデンサと、前記コンデンサと前記溶接電極との間に電気的に接続される第１のスイッチング手段と、抵抗溶接の通電のため前記第１のスイッチング手段をスイッチング制御する第１の制御手段と、商用周波数の交流電源電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、一端が前記整流回路の一方の出力端子に電気的に接続され、他端が前記整流回路の他方の出力端子と前記コンデンサの第１の電極とに電気的に接続されるインダクタンスコイルと、前記整流回路の出力端子と前記インダクタンスコイルとの間に電気的に接続される第２のスイッチング手段と、前記コンデンサを充電するため前記第２のスイッチング手段をスイッチング制御する第２の制御手段と、前記インダクタンスコイルに電流を還流させる向きで、一方の端子が前記インダクタンスコイルの一端に電気的に接続され、他方の端子が前記コンデンサの第２の電極に電気的に接続される整流素子とを具備し、前記第２の制御手段が、前記交流電源電圧を検出して、前記交流電源電圧の全波整流波形を表す電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出手段と、前記第２のスイッチング素子を流れる電流を検出して、前記電流の波形を表す電流検出信号を生成する電流検出手段と、前記電源電圧検出信号と前記電流検出信号とに基づいて前記電流の位相および波形が前記交流電源電圧の全波整流波形の位相および波形とほぼ重なるように前記第２のスイッチング手段を商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する手段とを有する。
【００１３】
本発明の上記第２の観点における抵抗溶接電源装置では、第２の制御手段のスイッチング制御により、第２のスイッチング手段がオンすると、整流回路の出力端子よりオン状態の第２のスイッチング手段を介してインダクタンスコイルに直流の電流が流れ、この電流によってインダクタンスコイルに電磁エネルギーが蓄えられる。そして、第２のスイッチング手段がオン状態からオフ状態に転じると、インダクタンスコイル、コンデンサおよび整流素子からなる閉回路内でインダクタンスコイルに基づく電流が整流素子の順方向に還流し、この還流する電流によってコンデンサが充電される。コンデンサの充電電圧が設定値に達したなら、第２のスイッチング手段に対するスイッチング制御を止めてよい。一方、第１の制御手段のスイッチング制御により、前記第１のスイッチング手段がオンすると、コンデンサに電荷として蓄積されていた電気エネルギーがこの第１のスイッチング手段を介して溶接電極側に放電され、この放電電流が溶接電流として溶接電極間の被溶接物を流れることで、被溶接物が抵抗溶接される。
そして、上記の構成、特に第２の制御手段が、交流電源電圧を検出して、交流電源電圧の全波整流波形を表す電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出手段と、第２のスイッチング素子を流れる電流を検出して、電流の波形を表す電流検出信号を生成する電流検出手段と、電源電圧検出信号と電流検出信号とに基づいて電流の位相および波形が交流電源電圧の全波整流波形の位相および波形とほぼ重なるように第２のスイッチング手段を商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する手段とを有する構成により、充電電流が電源電圧と位相だけでなく波形をも同じくするので、より一層の力率または充電効率の向上を実現できる。なお、この構成においては、交流電源電圧の波形そのものが充電フィードバック制御の基準値となるため、交流電源ライン上の電圧変動を補正するのが好ましい。
【００１６】
本発明の好ましい一態様によれば、前記電源電圧検出手段が、前記交流電源電圧を信号レベルに変圧するトランスと、前記トランスの２次側に得られる交流電源電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力信号に極性反転、積分およびレベル変換を施す補正回路と、前記整流回路の出力信号と前記補正回路の出力信号とを乗算して前記電源電圧検出信号を出力する乗算回路とを有する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図４を参照して本発明の実施形態を説明する。
【００１８】
図１に、本発明の一実施形態による抵抗溶接電源装置の回路構成を示す。この電源装置は、溶接部１０に抵抗溶接用のエネルギー（電力）を供給するためのコンデンサ１２を有している。
【００１９】
溶接部１０は一対の溶接電極１４，１６で構成される。これらの溶接電極１４，１６は、物理的には加圧部（図示せず）に接続されており、抵抗溶接時に該加圧部からの加圧力によって被溶接物Ｗ1，Ｗ2に両側から加圧接触するようになっている。
【００２０】
コンデンサ１２は低圧大容量型のコンデンサを１個または複数個並列接続してなり、正極側の電極１２ａは溶接通電用のスイッチング素子１８を介して一方の溶接電極１４に電気的に接続され、負極側の電極１２ｂは他方の溶接電極１６に電気的に接続されている。
【００２１】
スイッチング素子１８は、トランジスタたとえばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなり、溶接通電中に溶接通電制御部２０により駆動回路２２を介してスイッチング制御されるようになっている。
【００２２】
この実施形態における溶接通電制御部２０は、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式の定電流制御により溶接電流Ｉwを任意の設定値または波形に制御できるようになっている。この定電流制御において溶接電流Ｉwをフィードバックするために、コンデンサ１２と溶接電極１４，１６との間の回路（導体）にはたとえばトロイダルコイルからなる電流センサ２４が取り付けられており、この電流センサ２４の出力信号（電流検出信号）を基に電流測定回路２６が溶接電流Ｉwの測定値たとえば実効値を求め、求めた電流測定値ＳＩwを溶接通電制御部２０に与えるようになっている。さらに、溶接通電制御部２０には、クロック回路２８よりＰＷＭ用の所定周波数（たとえば１０ｋＨｚ）のクロック信号ＣＫ0が与えられるとともに、入力部（図示せず）より溶接電流Ｉwの設定値または波形のデータＩＷＤが与えられる。
【００２３】
この電源装置において、コンデンサ１２を充電するための充電回路３０は、トランス３２、整流回路３４、スイッチング素子３６、インダクタンスコイル３８および還流ダイオード４０を含んでいる。
【００２４】
トランス３２は、１次コイルが商用周波数の単相交流電源電圧Ｅoを配電する交流電源ライン４２に接続され、２次コイルが整流回路３４の入力端子に接続されている。整流回路３４は、たとえば４個のダイオード（図示せず）をブリッジ接続してなる単相全波整流回路からなり、トランス３２の２次側に得られる交流電源電圧Ｅ1を全波整流して、直流電圧を出力する。
【００２５】
整流回路３４の一対の出力端子のうち、正極側の出力端子３４ａはスイッチング素子３６を介してインダクタンスコイル３８の一端に接続され、負極側の出力端子３４ｂはグランド電位に接続（接地）されるとともに、インダクタンスコイル３８の他端とコンデンサ１２の正極側の電極１２ａとに接続されている。スイッチング素子３６がオンまたは導通すると、整流回路３４の正極側の出力端子３４ａ→スイッチング素子３６→インダクタンスコイル３８→整流回路３４の負極側の出力端子３４ｂの回路４３で直流電流Ｉcが流れるようになっている。なお、整流回路３４の出力端子３４ａ，３４ｂ間には平滑用のコンデンサ４４が接続されている。
【００２６】
ダイオード４０は、アノード端子がコンデンサ１２の負極側の電極１２ｂに接続され、カソード端子がインダクタンスコイル３８の一端に接続されている。スイッチング素子３６がオン状態からオフ状態になると、インダクタンスコイル３８、コンデンサ１２およびダイオード４０からなる閉回路４６内でインダクタンスコイル３８に基づく電流Ｉdがダイオード４０の順方向に還流し、この還流する電流Ｉdによってコンデンサ１２が充電されるようになっている。
【００２７】
つまり、スイッチング素子３６がオンしている間は整流回路３４の出力回路４３内で流れる電流Ｉcによってインダクタンスコイル３８に電磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子３６がオンからオフに転じるとインダクタンスコイル３８の電磁エネルギーが還流回路４６内で還流する電流Ｉdを通してコンデンサ１２の静電エネルギー（電荷）に変換されるようになっている。
【００２８】
スイッチング素子３６は、トランジスタたとえばＦＥＴでよく、充電の通電中に充電制御部４８により駆動回路５０を介してスイッチング制御されるようになっている。
【００２９】
充電制御部４８は、交流電源ライン４２上の交流電源電圧Ｅoの位相および波形を基準として、直接的には上記整流出力回路４３内の電流Ｉcを、間接的には還流回路４６内の電流ＩdをＰＷＭ方式により定電流制御する。
【００３０】
この定電流制御において電流Ｉcをフィードバックするために、整流出力回路４３にたとえばＣＴコイルからなる電流センサ５２が取り付けられている。電流Ｉcが流れると、電流センサ（ＣＴコイル）５２とダイオード５３と抵抗５４とで形成される閉回路（電流センサにホールＣＴなどを用いた場合はダイオード５３は不要）に電流Ｉcと相似な波形を有する電流が流れ、ノードＮに電流Ｉcと相似な波形を有する電圧信号つまり電流検出信号ｖcが得られる。この電流検出信号ｖcは、抵抗５６とコンデンサ５８とからなるローパスフィルタを通り、フィードバック信号ＳＩcとして充電制御部４８に与えられる。一方、充電制御部４８には、電源電圧検出部６０より交流電源電圧Ｅoの全波整流波形を表す電源電圧検出信号が基準信号Ｓrefとして与えられる。
【００３１】
電源電圧検出部６０には、交流電源ライン４２上の交流電源電圧Ｅoがトランス５９により信号レベルの交流電圧ｅoに変圧されたうえで入力される。電源電圧検出部６０は、交流電源電圧Ｅoと相似の交流電圧ｅoを基に交流電源電圧Ｅoの全波整流波形を表す電源電圧検出信号Ｓrefを生成する。もっとも、抵抗溶接装置が設置される一般の工場では、配電線または交流電源ラインに多数の電気機器や電気機械が接続されるため、交流電源ライン上で無視できない大きさの電圧変動が発生しやすい。本実施形態では、電源電圧検出部６０にそのような電圧変動を補正する機能を持たせている。
【００３２】
図２に電源電圧検出部６０の構成例を示す。図３に電源電圧検出部６０内の各部の電圧または信号の波形を示す。
【００３３】
この電源電圧検出部６０では、整流回路６２が交流電源電圧Ｅoの全波整流波形を表す電源電圧検出信号を生成するための本来の電源電圧検出回路を構成し、他の部分は電源電圧変動を補正するための補正回路６４を構成している。
【００３４】
整流回路６２は、たとえば４個のダイオード（図示せず）をブリッジ接続してなる単相全波整流回路からなり、トランス５９からの交流電源電圧ｅoを全波整流して、図３の（Ａ）に示すような全波整流波形の直流電圧Ｖaを出力する。整流回路６２の出力電圧Ｖaは、交流電源ライン４２上の交流電源電圧Ｅoの全波整流波形を正確に表す電源電圧検出信号である。しかしながら、それ故に交流電源ライン４２上の電圧変動を忠実に反映するため、これをフィードバック制御の基準信号としたならば、却って制御系（充電制御部４８）に外乱を持ち込むおそれがある。
【００３５】
整流回路６２の負極側の出力端子はグランド電位に接続（接地）されており、正極側の出力端子側に得られる電源電圧検出信号Ｖaは、アナログ乗算器６６の一方の入力端子に入力されるとともに、抵抗６８を介して演算増幅器７０の反転入力端子（−）に入力される。
【００３６】
演算増幅器７０の非反転入力端子（＋）はグランド電位に接続され、演算増幅器７０の反転入力端子（−）と出力端子との間には抵抗７２が接続されている。かかる構成により、演算増幅器７０は反転増幅器として機能するようになっている。
【００３７】
また、演算増幅器７０の反転入力端子（−）と出力端子との間にはコンデンサ７４が接続されている。この構成により、演算増幅器７０は積分器としても機能するようになっている。
【００３８】
さらに、直流電源７６からの負極性の直流電圧（−Ｖs）が抵抗７８を介して演算増幅器７０の反転入力端子（−）に接続されている。この構成により、演算増幅器７０はアナログ加算器としても機能するようになっている。
【００３９】
整流回路６２からの全波整流波形信号Ｖaは、演算増幅器７０で反転増幅、積分および加算の３つの信号処理を同時に受ける。先ず、反転増幅により、正極性の全波整流波形信号Ｖaは、図３の（Ｂ）に示すような負極性の全波整流波形信号Ｖbに極性変換される。積分により、この負極性の全波整流波形信号Ｖbは、図３の（Ｃ）に示すようななだらかな振幅の負極性電圧Ｖcに平滑される。そして、加算により、負極性電圧Ｖcは直流電圧Ｖsだけ電圧レベルが上昇し、図３の（Ｄ）に示すような正極性の直流電圧Ｖdに極性変換される。演算増幅器７０の出力端子にはこの正極性の直流電圧Ｖdが得られる。
【００４０】
演算増幅器７０より出力される電圧Ｖdは、補正信号として乗算器６６の他方の入力端子に与えられる。乗算器６６は、両入力信号Ｖa，Ｖdをアナログ乗算し、乗算出力信号を上記基準信号Ｓrefとして充電制御部４８（図１）に与える。
【００４１】
交流電源ライン４２上で電圧変動が発生すると、図３の（Ａ）に示すように、整流回路６２の出力電圧Ｖaにも同様の電圧変動たとえばＤＲ0が生じる。この電圧変動ＤＲ0は上記したような演算増幅器７０における反転増幅、積分および加算の３つの信号処理を経ることで、図３の（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示すような電圧変動ＤＲ1→ＤＲ2→ＤＲ3と変わる。最終的な電圧変動ＤＲ3は、元の電圧変動ＤＲ0と変動度合いが比例し、変動方向は逆向きとなる。これにより、原電圧変動ＤＲ0を含む整流回路６２の出力電圧Ｖaに上記信号処理された電圧変動ＤＲ3を含む演算増幅器７０の出力信号Ｖdが掛け合わさることで、ＤＲ0がＤＲ3で相殺（補正）され、乗算出力信号Ｓrefは電圧変動の無い全波整流波形を安定に保持する。
【００４２】
このように、交流電源ライン４２上で電圧変動が発生しても、本実施形態の電源電圧検出部６０においては、補正回路６４の働きによりその電源電圧変動を効果的にキャンセルし、交流電源電圧Ｅoの本来の全波整流波形を正確に表す基準信号Ｓrefを生成することができる。
【００４３】
再び図１において、充電制御部４８には、クロック回路８０よりＰＷＭ制御の基本サイクルを規定する所定周波数（たとえば１０ｋＨｚ）のクロック信号ＣＫ1が与えられる。また、比較器８２の一方の入力端子にコンデンサ１２の負極側の電極１２ｂの電圧つまり負極性の充電電圧−Ｖgが与えられるとともに、比較器８２の他方の入力端子に直流電源８４からの可変調整可能な負極性のコンデンサ充電設定電圧−Ｖrefが与えられ、比較器８２の出力信号ＣＯが充電制御部４８に与えられる。比較器８２は、コンデンサ１２の充電電圧Ｖg（絶対値）が充電設定電圧Ｖref（絶対値）よりも高い時は出力信号ＣＯをＬレベルとし、その反対（Ｖg＜Ｖref）のときは出力信号ＣＯをＨレベルとする。
【００４４】
充電制御部４８は、比較器８２の出力信号ＣＯを充電電圧監視信号として入力し、ＣＯがＨレベルになると（Ｖg＜Ｖrefのとき）、充電部３０を通電させて、つまりスイッチング素子３６をスイッチング制御してコンデンサ１２を充電させる。より詳細には、クロック信号ＣＫ1の各サイクル毎に充電電流検出部（５２〜５８）からの電流検出信号ＳＩcを電源電圧検出部６０からの基準信号Ｓrefと比較して誤差を求め、次のサイクルでは前サイクルにおける誤差を零に近づけるようなオン時間（パルス幅）でスイッチング素子３６をオンにする。
【００４５】
上記したように、スイッチング素子３６がオンすると、整流回路３４の出力側で電流Ｉcが流れ、インダクタンスコイル３８に電磁エネルギーが蓄積される。ここで、この電流Ｉcの流れる回路４３内にはコンデンサ１２が含まれていないため、コンデンサ１２の充電電圧が逆起電力として整流回路３４の出力端子３４ａ，３４ｂに作用することはない。このように、コンデンサ１２の充電電圧の影響を受けないため、電流Ｉcを安定に定電流制御し、ひいてはインダクタンスコイル３８の電磁エネルギーを介してコンデンサ１２に供給される電流Ｉdを安定に定電流制御することができる。
【００４６】
図４に、本実施形態における交流電源電圧Ｅoの全波整流波形（基準信号Ｓref）と充電部３０の充電電流Ｉd（Ｉc）の波形を示す。本実施形態においては、コンデンサ１２に供給される充電電流Ｉdが交流電源電圧Ｅoの全波整流波形（整流回路３４の出力電圧に相当）に対して位相を合わせるだけでなく、波形も合わせているため、極めて高い力率を実現することができる。
【００４７】
また、商用周波数の各半サイクルにおいて充電電流Ｉdは脈流ではなく、定電流制御で連続的に流れるため、電流ピーク値を従来よりも格段に低い値に設定することができる。このため、充電トランス３２は高い使用効率で稼動するため、小型のトランスでも実用上任意の充電電圧または任意の充電速度に十分に対応することができる。
【００４８】
上記した実施形態では充電部３０の充電電流Ｉd（Ｉc）の位相および波形を交流電源電圧Ｅoの全波整流波形の位相および波形に合わせたが、位相だけを合わせ、波形を全く別個のもの（たとえば矩形または台形波形等）に制御することも可能である。その場合、電源電圧検出部６０は、交流電源電圧Ｅoの位相を検出する回路を含み、さらには充電制御部４８に対する基準信号Ｓrefの波形を個別に形成するための波形発生回路を用いてよい。
【００４９】
上記した実施形態では溶接通電用のスイッチング素子１８を高周波数でスイッチング制御したが、スイッチング素子１８を一種の可変抵抗器として持続的にオン動作させるようなスイッチング制御も可能である。
【００５０】
上記した実施形態では単相の交流電源電圧を使用したが、三相の交流電源電圧を使用することも可能である。その場合、トランス３２および整流回路３４は三相型となる。
【００５１】
溶接部１０も種々の変形が可能であり、上記実施形態におけるようなスポット溶接に限らず、たとえばシリーズ溶接等も可能である。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の抵抗溶接電源装置によれば、抵抗溶接用の電気エネルギーを電荷として蓄えるためのコンデンサを効率よく充電することができ、さらに交流電源ラインより交流電源電圧を取り込むためのトランスの使用率の向上および小型化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による抵抗溶接電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図２】実施形態の抵抗溶接電源装置における電源電圧検出部の構成例を示す回路図である。
【図３】実施形態の抵抗溶接電源装置内の各部の電圧または信号の波形を示す波形図である。
【図４】実施形態における交流電源電圧の全波整流波形と充電部の充電電流の波形を示す波形図である。
【図５】従来の抵抗溶接電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図６】従来の抵抗溶接電源装置における充電電流の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１２    コンデンサ
１４，１６    溶接電極
１８    スイッチング素子
２０    溶接通電制御部
３０    充電部
３２    トランス
３４    整流回路
３６    スイッチング素子
３８    インダクタンスコイル
４０    ダイオード
４３    整流出力回路
４６    還流回路
４８    充電制御部
５２    電流センサ
６０    電源電圧検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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