(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコードおよび暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を受信するように構成されたグローバル・ポジショニング衛星（ＧＰＳ）復調器において、
ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成されたＬ１Ｐコード発生器と、
第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これにより第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成された第１復調器と、
予め決められた積分期間中、第１復調Ｌ１Ｐコード信号を積分して第１積分Ｌ１Ｐコード信号を発生しそして第２復調Ｌ１Ｐコード信号を積分して第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成された第１対の積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタと、
予め決められた積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号を予め決められた第１しきい値と比較して第１スイッチ制御信号を発生するように構成された第１しきい値モジュールと、
第１スイッチ制御信号に基づいてそして第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号から導出された信号に基づいて、第１調節信号を出力するように構成された第１スイッチと、を備え、
さらにＬ１Ｐコード発生器は第１調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生するようにした復調器。
【請求項２】
前記積分期間が暗号化Ｗコードの２ビット期間に実質的に等しい請求項１に記載の復調器。
【請求項３】
前記第１スイッチがさらに、積分期間中に暗号化Ｗコードが極性変化する時、第１調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項１に記載の復調器。
【請求項４】
ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推定搬送波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）比に基づいて第１しきい値を発生するように構成されたしきい値決定モジュールをさらに有する請求項１に記載の復調器。
【請求項５】
ＧＰＳ信号のＣ／Ａコードの信号強度値に基づいて推定Ｃ／Ｎｏ比を発生するように構成されたＣ／Ｎｏ推定器をさらに有する請求項４に記載の復調器。
【請求項６】
前記しきい値決定モジュールが、Ｃ／Ｎｏ比値のそれぞれの予め決められた範囲についてそれぞれのしきい値を表す欄を複数含んだルックアップテーブルを有する請求項４に記載の復調器。
【請求項７】
前記ルックアップテーブル内の少なくとも複数の欄に対してＣ／Ｎｏ比値の所定範囲が１ｄＢ間隔である請求項６に記載の復調器。
【請求項８】
ＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成されたＬ２Ｐコード発生器と、
第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調してこれにより第１及び第２復調Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成された第２復調器と、
所定の積分期間中、第１復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第１積分Ｌ２Ｐコード信号を発生しそして第２復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第２積分Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成された第２対のＩ＆Ｄフイルタと、
第１スイッチ制御信号に基づいてそして第１及び第２積分Ｌ２Ｐコード信号から導出された信号に基づいて、第２調節信号を出力するように構成された第２スイッチと、を備え、
さらにＬ２Ｐコード発生器は第２調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードを追跡する第１Ｌ２Ｐコード信号を正確に発生する請求項１に記載の復調器。
【請求項９】
前記第２スイッチがさらに、予め決められた積分期間中に暗号化Ｗコードがその極性を変化する時、第２調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項８に記載の復調器。
【請求項１０】
前記第２復調器がさらに第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調して第３及び第３復調Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成されていて、予め決められた積分期間中、第３復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第３積分Ｌ２Ｐコード信号を発生しそして第４復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第４積分Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成された第３対のＩ＆Ｄフイルタをさらに有する請求項８に記載の復調器。
【請求項１１】
局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックされたかどうかを決定するように構成された制御器をさらに有し、
前記第２スイッチが、暗号化Ｗコードが予め決められた積分期間中にその極性を変化させた時及び局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックしていない時に、第２調節信号として第１、第２、第３及び第４積分Ｌ２Ｐコード信号を出力するように構成された請求項１０に記載の復調器。
【請求項１２】
ＧＰＳ信号のＬ２搬送波の局地レプリカ信号である局地Ｌ２搬送波信号を発生するように構成されたＬ２搬送波発振器を有し、前記第２復調器がさらに第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に加えて局地Ｌ２搬送波信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調するように構成されていてこれにより第５及び第６復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、そして
予め決められた積分期間中、第５復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第５積分Ｌ２Ｐコード信号を発生しそして第６復調Ｌ２Ｐコード信号を積分して第６積分Ｌ２Ｐコード信号を発生するように構成された第４対のＩ＆Ｄフイルタと、
第１スイッチ制御信号に基づいてそして第１積分Ｌ１Ｐコード信号及び第５及び第６積分Ｌ２Ｐコード信号から導出された信号に基づいて、第３調節信号を出力するように構成された第３スイッチと、を備え
さらにＬ２搬送波発振器が第３調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡する局地Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請求項８に記載の復調器。
【請求項１３】
前記第３スイッチがさらに、暗号化Ｗコードが予め決められた積分期間中にその極性を変化させた時に第３調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項１２記載の復調器。
【請求項１４】
積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号及び第５積分Ｌ２Ｐコード信号から導出される信号を第２所定しきい値と比較して第２スイッチ制御信号を発生するように構成された第２しきい値モジュールと、
第２スイッチ制御信号に基づいてそして第１積分Ｌ１Ｐコード信号、第５及び第６積分Ｌ２Ｐコード信号から導出された信号に基づいて、第４調節信号を出力するように構成された第４スイッチと、を備え、
さらにＬ２搬送波発振器が第４調節信号から導出された信号に基づいて調節されるように構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡する局地Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請求項１２に記載の復調器。
【請求項１５】
前記第４スイッチがさらに、第２しきい値モジュールが暗号化Ｗコードが予め決められた積分期間中にその極性を変化させたと決定した時に第４調節信号としてナル信号を出力するように構成されている請求項１４記載の復調器。
【請求項１６】
変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコード及び暗号化Ｗコード信号を含んだグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）信号を処理する方法において、
ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これにより第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生し、
所定の積分期間中、第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を別々に積分して、これにより第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、
積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較し、そして
第１及び第２積分Ｌ１信号に基づいてそして暗号化Ｗコードが積分期間中に極性を変化させたかどうかに基づいて第１Ｌ１Ｐコード信号を調節する、
ステップを有し、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生するようにした方法。
【請求項１７】
前記調節するステップが、暗号化Ｗコードが所定積分期間中にその極性を変化させない時のみに行なわれる請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記所定の積分期間が暗号化Ｗコードの２ビットの期間に実質的に等しい請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推定搬送波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）比に基づいて第１しきい値を発生するステップをさらに有する請求項１６記載の方法。
【請求項２０】
ＧＰＳ信号の推定Ｃ／Ａコードの信号強度に基づいてＬ１Ｐコード信号のＣ／Ｎｏ比値を発生するステップをさらに有する請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
各欄にＣ／Ｎｏ比値のそれぞれ予め決められた範囲に対してのそれぞれのしきい値を記録した、そのような複数の欄を有するルックアップテーブルから第１しきい値を読み出すステップをさらに有する請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記ルックアップテーブル内の複数の欄に対するＣ／Ｎｏ比値の所定の範囲が１ｄＢ間隔である請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
ＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これにより第１及び第２復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、
予め決められた積分期間中、第１及び第２復調Ｌ２Ｐコード信号を別々に積分してこれにより第１及び積分Ｌ２Ｐコード信号を発生し、
第１及び第２積分Ｌ２Ｐコード信号および暗号化Ｗコードがその極性を積分期間中に変化させたかどうかに基づいて第１Ｌ２Ｐコード信号を調節し、
これによりＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードを追跡する第１Ｌ２Ｐコード信号を正確に発生する請求項１６に記載の方法。
【請求項２４】
前記第１Ｌ２Ｐコード信号を調節するステップが、予め決められた暗号化Ｗコードがその極性を積分期間中に変化させない時のみに実行される請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調して、これにより第３及び第４復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、
予め決められた積分期間中、第３及び第４復調Ｌ２Ｐコード信号を別々に積分して、これにより第３及び第４積分Ｌ２信号を発生するステップをさらに有する請求項２３に記載の方法。
【請求項２６】
局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックされたかどうかを決定し、そして
もし局地Ｌ２搬送波信号がＧＰＳ信号のＬ２搬送波にロックされていなければ、第１Ｌ２Ｐコード信号を第１、第２、第３及び第４積分Ｌ２信号及び暗号化Ｗコードがその極性を予め決められた積分期間中に変化させたかどうかに基づいて調節するステップをさらに有する請求項２５記載の方法。
【請求項２７】
ＧＰＳ信号のＬ２搬送波の局地的に発生されたレプリカ信号である局地Ｌ２搬送波信号およびＧＰＳ信号のＬ２Ｐコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第１及び第２Ｌ２Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、これにより第５及び第６復調Ｌ２Ｐコード信号を発生し、
積分期間中、第５及び第６復調Ｌ２Ｐコード信号を別々に積分し、これにより第５及び第６積分Ｌ２Ｐコード信号を発生し、
暗号化Ｗコードがその極性を積分期間中に変化させたかどうかに基づいてそして第１積分Ｌ１信号及び第５及び第６積分Ｌ２Ｐコード信号に基づいて、局地Ｌ２搬送波信号を調節し、
これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡する局地Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請求項２３に記載の方法。
【請求項２８】
積分期間中に暗号化Ｗコードがその極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号及び第５積分Ｌ２Ｐコード信号から導出された信号を第２所定しきい値と比較し、これにより制御信号を発生し、
制御信号に基づいてそして第５及び第６積分Ｌ２信号及び第１積分Ｌ１信号から導出された信号に基づいて局地Ｌ２搬送波信号を調節して、これによりＧＰＳ信号のＬ２搬送波を追跡するために局地Ｌ２搬送波信号を正確に発生するようにした請求項２７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般にグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）衛星信号受信機に関し、より詳細には局地的に発生されたＬ２搬送波信号をＧＰＳ衛星から受信されたＬ２信号に高精度で同期させる方法及びシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
グローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）またはＮＡＶＳＴＡＲと呼ばれるものは複数のＧＰＳ衛星を有する。地球上または近くのいかなる所においても少なくとも４個のＧＰＳ衛星から信号を受信できるようにＧＰＳ衛星の軌道は配置されている。衛星送信は地上局により制御されて正確に同期され、そして受信機は受信ＲＦ信号から導出された受信コードのタイミングから各衛星の距離を測定できる。ＧＰＳ衛星の軌道パラメータは固定地上局から高精度で決定され、そしてＧＰＳダウンリンク信号でもってユーザへ中継される。ＧＰＳのナビゲーション応用において、地球上に近いいかなる点における緯度、経度及び高度は４個またはそれ以上の宇宙衛星から未知の位置への電磁信号の伝播時間から計算できる。「擬似距離」と呼ばれる未知の位置におけるＧＰＳ受信機と視野内の４個の衛星の間の測定された距離は、これらの伝播時間に基づいて決定される。測定された距離は、ＧＰＳ受信機時計と衛星上のタイミング時計との間に一般的に時間差又はオフセットがあるから擬似距離と呼ばれる。従って、三次元位置決定については少なくとも４個の衛星信号が４個の未知数、すなわち、衛星の三次元位置と一緒に時間オフセットを解決するのに必要である。
【０００３】
各ＧＰＳ衛星はＬバンドにＬ１及びＬ２として知られている別個の搬送波周波数、１５７５．４２及び１２２７．６ＭＨｚをそれぞれ持った２つのスペクトル拡散信号を送信する。電離層による衛星信号の遅延に起因するエラーを除去するために２つの異なる中心周波数を持った信号が必要とされる。電離層遅延は搬送波周波数の二乗に反比例するから、電離層遅延はＬ１及びＬ２の両周波数についての擬似距離測定により取除くことができる。
【０００４】
衛星信号は、２つの擬似ランダムコード、一つは粗獲得（Ｃ／Ａ）コードと呼ばれ他は正確（Ｐ）コードと呼ばれる、により変調される。両方のコードは各衛星に独特である。これは複数のＧＰＳ衛星信号からのＬバンド信号を受信機において個別に識別して別々に処理することを可能にする。Ｐコードは１０．２３ＭＨｚクロックレートを有し、衛星内にて発生されるＬ１直交位相及びＬ１同相搬送波を変調するのに使用される。Ｐコードはおおよそ毎週ごと１度繰返される。これに加えて、各衛星のＬ１信号は１．０２３ＭＨＺのチップレートを有し、毎１ミリ秒ごと繰返されるＣ／Ａコードにより変調された同相搬送波を含む。Ｃ／Ａコード搬送波及びＰコード搬送波は位相が互いに直交している。各搬送波はまた緩やかに変化する毎秒５０ビットのデータストリームにより変調されて、衛星天体暦、衛星クロック修正、及び他のＧＰＳ情報を定義する。
【０００５】
ＧＰＳ受信機において、既知のＰコード及びＣ／Ａコードに対応する信号が衛星と同じフォーマットで発生できる。ある衛星からのＬ１及びＬ２信号は局地的に発生されたコードの位相を衛星信号と整列することにより、すなわち、タイミングを調整することにより復調される。時間整列を達成するために、相関出力の結果が最大化されるまで局地的に発生されたコードのレプリカが受信した信号と相関関係付けられる。衛星から各コードチップの送信された時間を定義できるので、特定のチップの受信時間が送信時間または衛星までの距離の測定として使用できる。Ｃ／Ａ及びＰコードが各衛星に独特であるから、特定の衛星が受信された信号と局地的に発生されたＣ／Ａ及びＰコードのレプリカとの間の相関関係の結果に基づいて識別できる。
【０００６】
Ｃ／Ａコードは短い繰返しサイクル（１ミリ秒）を有するから、Ｃ／Ａコードの獲得は信号獲得時における送信された信号のコード状態に関係するＧＰＳ時間の知識がなくとも高速に達成できる。従って、Ｃ／ＡコードとＰコードとの間に各衛星に独特な所定の時間関係が存在するため、Ｐコードの獲得はＣ／Ａコード信号を最初に獲得することにより一般的に達成される。この時間関係はＣ／Ａコード信号のナビゲーション・メッセージ中のハンドオーバーワード（ＨＯＷ）中に与えられる。一旦、Ｃ／Ａコードが獲得されると、Ｌ１信号のＬ１搬送波復調はコスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループなどの抑圧搬送波復調技術でもって達成できる。もし受信機により測定される量の絶対的な正確さが必要でなければ、Ｌ１搬送波のみの使用で満足な「搬送波測定」をすることができる。しかし、運動学的応用において、高解像度の搬送波測定を行なうことが望まれる時、又は測定を高速に行なうことが望まれる時は、Ｌ２搬送波信号も使用できる。Ｌ１及びＬ２搬送波の両方の使用は搬送波位相電離層遅延の推定と除去のために望ましい。Ｌ１及びＬ２の両方の搬送波の利用可能性は、Ｌ１及びＬ２間の差周波数であるいわゆるワイドレーン周波数の編成を可能にして、搬送波位相不明瞭さの素早い解決に役立つ。
【０００７】
運動学的又は搬送波−位相差動技術は、測量応用についてのＧＰＳの使用の自然な成果である。複数経路（信号反射）により悪影響を受けるコード測定の使用より、再構成された搬送波−位相測定が測量及び運動学的応用に使用される。搬送波−位相測定から得られる高精度さは関与する相対的な波長に関係する。Ｃ／Ａコードの「チップ」レートはおおよそ３００メートルの波長を有する。Ｐコードの対応する「チップ」レートはおおよそ３０メートルの波長を有する。Ｌ１搬送波の波長は１９ｃｍであり、そしてＬ２搬送波の波長は２４．４ｃｍである。共通の目安としては、波長の四十分の一程度の精度の測定をすることができる。従って、搬送波−位相測定はコード測定よりもずっと正確性が得られる。しかし、搬送波−位相測定はコード測定と比べて一つの大変重大な不利益を有する。搬送波−位相測定は、特に衛星と受信機との間に送られる搬送波信号の総サイクルの正確な数をなんらかの方法で決定できる場合のみに正確な距離測定として使用できる。差動化応用に使用するための等価な要求は、参照受信機と運動受信機とにおける総サイクル数の差を決定することである。問題の源は搬送波信号の各サイクルは同一であり、受信されている特定のサイクルが衛星から何時送信されたかが明らかでないことである。
【０００８】
サイクルの不明瞭さを決定する幾つかの方法が開発された。第１の方法は測量応用に使用されるもので、搬送波位相の変化（集積化ドップラー）を使用して位置を少なくとも半波長の正確さで持って三次元的に計算できるように静止時に十分な量のデータを単に集めるものであった。従って、もしＬ１搬送波位相測定が使用されるならば、集積化ドップラー位置は各三次元において９．５ｃｍまでの正確さを必要とする。一旦、所望の正確さが達成されると、計算された衛星までの距離が総サイクル不明瞭値を解決するのに使用できる。一旦、総サイクル不明瞭値が設定されると、位置が再計算できる。この修正された解決は典型的に１センチメートル以下の正確な差動的位置を生ずる。
【０００９】
最近、より洗練された別の方法が開発され、移動または「運動学的」受信機のため、搬送波−位相測定の総サイクルの不明瞭さを解決するために使用されている。測量応用のように、これらはコード及び搬送波測定のシステム的誤差を測定し、そして運動学的受信機にリアルタイムにそれらを送信するのに使用される静的な参照受信機に依存している。典型的には、これら不明瞭さ解決方法は複数ステップのプロセスにおいてコード及び搬送波測定の両方を使用している。最初に、コード測定が使用されて、正確さが１乃至５メートルの程度の差動的位置が得られる。次に、真の解決を高い確率で含んでいるコード差動的位置の周りの不明確領域又は空間体積が定義される。最後に、各搬送波−位相測定に対して総サイクル不明瞭値の組合せが、得られた搬送波−位相解決は（１）不明確領域に存在し、かつ（２）小さなＲＭＳ余りを有するように選択される。小さなＲＭＳ余りの要求は少なくとも５個の衛星の測定を必要とする。何故ならば、余りを計算するために少なくとも１つの冗長な測定が必要だからである。もし２以上の総サイクル不明瞭値が要件を満足すれば、プロセスは次の測定の組について繰り返される。衛星の動きは正しくない解決について余りが増大することを保証する。１つの正しい解決のみが衛星の動きにつれて小さいＲＭＳ余りを発生し続ける。
【００１０】
上の記述の２つの要素が、長い搬送波波長の使用により重要な利点を生むことを示している。第１に、ある与えられた不明確体積内の総サイクル不明瞭さの組合わせ数は、関与する波長の立方が増加するにつれて減少する。第２に、誤り位置が真実の位置に近ければ近いほど、その解決の余りを等しい量だけ増大させるにはより大きい量の衛星の移動が必要とされる。これらのファクターがともに、Ｌ２波長はＬ１波長よりもほぼ３０パーセント長いのでＬ１よりもＬ２搬送波の使用を好ましいものとする。しかし、Ｌ２搬送波−位相測定を得る主な動機は別の理由から生ずる。特に、Ｌ１測定からＬ２搬送波−位相測定を引くことにより得られる差測定は、Ｌ１からＬ２を引いた差周波数の波長に等しい８６センチメートルの波長を有する。この波長は、Ｌ１波長より４．５倍長く、そして同じ不明確体積内に位置する総サイクル不明瞭さの組合せはおおよそ（４．５）3または約１００倍ほど少ない。さらに、ＲＭＳ余りが除去しきい値を越えるのに必要な衛星移動は、少なくとも４．５倍小さい。要するに、Ｌ２搬送波について搬送波−位相測定が得られる時、総サイクル不明瞭さ解決プロセスに大変大きな利点が存在する。
【００１１】
各衛星に独特なＣ／Ａ及びＰコードの両方は知られているけれど、各衛星はＰコードを米国政府により指示された秘密の対偽造（Ａ／Ｓ）コードで変調する能力を備えている。この秘密コードは、テロリストまたは敵がＧＰＳ受信機を騙して間違った位置を計算させるために使用可能なＧＰＳ衛星から送信された信号に見せかけるように模擬された信号を発生するのを防ぐことを意図している。安全コード、民間使用には提供されていないＷコードは、Ｌ１及びＬ２信号の両方のＰコードに加えられたモジュロ−２で、これによりＬ１及びＬ２Ｐコード信号を暗号化する。Ｗコードは公開されていないので、対偽造機能を提供し軍用ユーザが公開されているＰコードと同一かもしれない敵の信号を有効な衛星信号として解釈するのを防止する。このＡ／Ｓ変調が使用される時、ＰコードとＷコードとの組合せをＹコードと呼ぶ。高利得デイッシュアンテナを使用した測定から、Ｗコードチップレートはおおよそ５００ＫＨｚ、又はＰコードチップレートのほぼ２０分の１であることが経験的に決定されている。
【００１２】
Ｌ１とは異なり、Ｌ２はＰコードのみを有するから、そのアクセスはＷコードの知識の無い全てのユーザに否定されている。これは、測量ユーザやＬ２信号無しでは二重周波数電離層遅延修正が得られないため達成可能な正確さが劣化する搬送波位相差動化（又は運動学的）ユーザにとって重大な影響であり、そして、Ｌ１とＬ１より４．５倍大きい波長のＬ２（ワイドレーン周波数）との間の差周波数を使用する開発された技術を用いた高速の搬送波位相不明瞭さ解決が実現できない。
【００１３】
Ｌ１信号はＰコードにより変調された直交位相搬送波とＣ／Ａコードにより変調された同相搬送波を含むが、Ｌ２信号はＰコードのみにより変調されている。したがって、Ａ／Ｓコードが使用されている時、Ｙコードにアクセスできない標準の受信機は、Ｌ２コード及び標準の相関関係技術で持って搬送波位相情報を回復することができない。このＬ２信号へのアクセスの損失はいくつかのユーザグループに２つの顕著な問題を与える。擬似距離測定について、電離層屈折の効果の測定と修正の手段がないことを意味する。より深刻なのは、ともに１センチメートル異化の正確さを達成することを望む測量ユーザ及び搬送波−位相差動化又は「運動学的」ユーザにとり重大な問題であることである。何故ならば、彼等は機密のＹコードの知識が無いのでＬ２搬送波位相を正確かつ高信頼性でもって復調することができない。
【００１４】
Ｌ２搬送波−位相測定による重大な有益さは、たとえＡ／Ｓコードがオンになっても、すなわち、Ｐコードが暗号化されてＹコードになりＬ２信号への非軍事ユーザのアクセスが否定された時でも、必要なＬ２搬送波位相測定を得るいくつかの方法を開発するに至った。いくつかの技術が、Ａ／Ｓコード暗号の存在下でもＬ２搬送波位相を得ることを示唆している。
【００１５】
アシャイー等に記載された最初の技術（米国特許番号第４，９２８，１０６号）は、秘密Ｗコードにより加えられた２相データ変調を取り除くために、受信されたＬ２をそれ自身で掛け合わせる、又は２乗を取る。２乗プロセスは、Ａ／Ｓがオンになっている時にも位相が測定できる単一周波数出力信号を発生する。しかし、２乗プロセスには２つの重大な欠点がある。一つは、出力周波数が元の搬送波周波数の二倍であり、従って、波長がＬ２搬送波の半分である。このような波長の減少は、搬送波測定における総サイクル不明瞭さの数を増加させる。２つ目は、より深刻なことに、２乗プロセスは入力信号の大部分のスペクトル拡散エネルギーを含むのに十分に広い帯域幅（〜２０ＭＨＺ）において行われなければならないことである。これは受信機に非常におおくの雑音エネルギーを入れる。これにより、直接相関関係プロセスに依存した搬送波回復技術に対して信号対雑音比を顕著に悪化させる。
【００１６】
２番目の技術は、交差相関関係として普通に知られている。入射したＬ２信号は２乗されるのではなく、Ｌ１信号と掛け合わせられる。従って、波長は２乗プロセスのように半分にカットされない。Ｌ１及びＬ２信号が衛星から送信される時、２つの信号のＰコード変調が同期される。しかし、電離層屈折はＬ１信号に較べてＬ２信号により長い遅延を生ずる。従って、信号を最大化させるために、Ｌ１信号は２つの信号のＰコード変調を整列させるため可変量だけ遅延されなければならない。交差相関関係はスペクトル拡散された帯域幅にまだ行われなければならないから、重大な劣化が残る。しかし、劣化はＬ２に対してＬ１信号の増大された送信エネルギーの結果、いくぶん少ない。
【００１７】
第３の技術は、Ｐコード補助２乗として知られている。上記された技術に固有の信号対雑音比の劣化を減少するためにキーガンにより説明されている（米国特許番号第４，９７２，４３１号）。ＹコードはＰコードとＷコードの両方変調の合成であるから、受信された信号に局地的に発生されたＰコードのレプリカを掛け合わせてそして積信号をおおよそ±５００ＫＨｚのＷコード帯域幅にフイルタすることにより、受信された信号のＰコード要素を除去して、その帯域幅をＷコードのそれに減少できる。局地Ｐコード位相は、フイルタ出力に強い復調信号が出現するまで調整される。狭い帯域幅信号は搬送波回復のためにＷコード変調を除去するために二乗される。上記の交差相関関係及び２乗技術と比較して改良された信号対雑音比（ＳＮＲ）を得られるけれど、この技術は２乗プロセスにおいてＬ２周波数の二倍を生じている。これにより、観察可能な波長を半分に減少している。このような波長減少は解決しなければならない総サイクル不明瞭さの数を相当増加する。これに加えて、Ｌ２と局地Ｐコードの積のフイルタングはアナログ帯域通過フイルタにより行われる。これは、Ｗコード信号にとって最適なフイルタではない。最適なフイルタはもしＷコードタイミングが入手可能ならば、Ｗコードビット時間にわたる集積及びダンプフイルタである。この技術の背の兎はこのように達成可能な最適なものではない。
【００１８】
Ａ／Ｓコード暗号の存在下でＬ２搬送波位相を得るための４番目の技術は、ローレンツ等により説明される（米国特許番号第５，１３４，４０７号）。Ｌ１及びＬ２信号は最初に局地的に発生されたＰコード及び搬送波信号と相関関係を取られる。そして、結果として得られた信号は機密Ｗコードの期間と推定される継続時間の間、積分される。Ｗビット期間は変化し、そして継続時間はおおよそ２０または２２Ｐチップである。Ｗビットタイミング関係はＰコード位相と関係していて、たとえＷビットデータが公開されていなくても高利得アンテナを使用してＧＰＳダウンリンクから観察することができる。これら積分プロセスに基づいて、分離推測が未知のＷコードからビット毎に作られる。特定の例においては、Ｌ２チャンネル上に得られた推定Ｗビット極性は、局地Ｐコードレプリカを用いて実行された反相関関係後にＬ１信号と交差相関関係が取られる。結果として得られたＬ１信号は一貫してコード追跡できる。同様にして、Ｌ１チャンネル上に得られた推定Ｗビット極性は、局地Ｐコードレプリカを用いて実行された反相関関係後にＬ２信号と交差相関関係が取られる。未知のＷコードの変調は交差相互関係プロセスで除去されたので、全波長搬送波追跡は結果として得られたＬ２信号上で実行される。他のＬ２搬送波回復方法と比較して改良されたＳＮＲを可能にするけれども、ローレンツにより説明される方法は、個別のＷコードビットに対して値を推定するのに使用された「ハード決定」の結果、最適な正確さを生じない。すなわち、各ビットは各積分プロセスの結果と所定のしきい値とを比較することにより二進値の一つに決定されている。従って、最適ＳＮＲよりも小さい結果となる。
【００１９】
５番目の技術は、リットン、ラッセル及びウーにより説明された（米国特許第５，５７６，７１５号）。Ｌ２復調のための最適処理技術は、Ｌ２Ｗビットの対応する推定と結合させて、ビット毎にＬ１Ｗビットの最大Ａ後推定に基づいて導き出される。これはローレンツ等に説明された技術の信号対雑音性能を改良する。特定の例において、Ｌ２チャンネル中のＰコード発生器により発生された時間が規則的なＰコードと相関関係を取られた後に、帯域制限されたＬ２信号が局地搬送波参照と混合されてそれぞれｃｏｓ（Φ）及びｓｉｎ（Φ）に比例した同相及び直交信号を発生する。ここで、Φは受信されたＬ２信号と局地的に発生されたそのレプリカとの間の位相差を表す。同相及び直交チャンネルはＷビット期間に近似する積分時間にわたって積分される。同相、すなわち、コサインチャンネル上のＷコードビットの各推定値は、受信されたＬ２信号に対する受信されたＬ１信号のより大きい信号強度（〜３ｄＢ）を補償するために選択されたフアクター、１．４１４２により重み付けられた対応するＬ１チャンネルＷコードビット推定値のハイパーボリックタンジェントと結合される。得られた和は、Ｌ２搬送波位相エラーの推定値を得るために対応するＷコードビット期間にわたって積分されたＬ２直交（すなわち、サイン）チャンネルと掛け合わせられる。得られた搬送波位相エラー推定値は局地的に発生されたＬ２搬送波位相を調節するのに使用される。位相エラー推定値は２つの要素を含む。１つの要素はＬ１Ｗビット推定値のハイパーボリックタナジェントをＬ２同相チャンネル積分およびダンプアウトと掛け合わせた結果から得られるｓｉｎ（Φ）と比例している。第２の要素はＬ２同相チャンネル積分およびダンプアウトとＬ２直交チャンネル積分およびダンプアウトと掛け合わせた結果から得られるｓｉｎ（２Φ）と比例している。ｓｉｎ（Φ）に比例する要素の追加は全波長搬送波の回復と局地発生Ｌ２搬送波が受信されたＬ２搬送波と半搬送波サイクルだけ外れた位相に固定されるのを防ぐ。
【００２０】
ローレンツ等及びリットン等により説明された両技術は、未知のＷコードの推定をビット毎に実行している。Ｌ２搬送波位相エラーを導き出すのに使用されるＷコードビット推定はおおよそ５００ＫＨＺの速度で実行される。Ｗコードビット期間は相対的に短い（〜２マイクロ秒）から、Ｗコードビット推定値のＳＮＲは大変低い、例えば４０ｄＢ−Ｈｚの受信されたＣ／Ｎｏに対して−１７ｄＢである。これは、Ａ／ＳＷコード変調が無い時に達成できるものに較べて、Ｌ２搬送波回復性能を顕著に劣化させている。
【００２１】
【発明の要約】
本発明は、機密のＹコードが存在する時、Ｗコードビットの各対の推定値を形成することによりＬ２搬送波回復の信号対雑音性能を改良する技術を提供する。これらビット対の継続時間は単一ビットのそれの二倍であるから、Ｗビット対の推定値の信号対雑音は、２つのＷビット間にデータ極性の変化がなければ単一ビットのそれよりも３ｄＢ改良される。
【００２２】
より詳細には、本発明は変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコード及び暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を受信するように構成されたＧＰＳ復調機を提供する。復調機は、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地レプリカ信号である第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成されたＬ１Ｐコード発生器と、第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調してそれにより第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を発生する第１復調器を有する。復調機はさらに、所定の積分期間中に第１復調Ｌ１Ｐコード信号を積分することにより第１積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、そして第２復調Ｌ１Ｐコード信号を積分することにより第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生するように構成された第１対の積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタを有する。復調機はさらに、積分期間の間に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかどうかを決定するために第１積分Ｌ１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較することにより第１スイッチ制御信号を発生するように構成された第１しきい値モジュールおよび第１スイッチ制御信号に基づきそして第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号から導出された信号に基づいて第１調節信号を出力するように構成された第１スイッチを有する。Ｌ１Ｐコード発生器はさらに第１調節信号から導出された信号に基づいて調節されるよう構成されていて、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生する。好適な実施例においては、積分期間は暗号化Ｗコードの２ビット期間に実質的に等しい。
【００２３】
所望ならば、第１スイッチ手段はさらに、暗号化Ｗコードが積分期間中にその極性を変化させた時、ナル（無効）信号を第１調節信号として出力するように構成されている。代替的に、変調機はまた、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの推測搬送波対雑音（Ｃ／Ｎｏ）比に基づいて第１しきい値を発生するように構成されたしきい値決定モジュールを有する。
【００２４】
本発明はさらに、変調されたＣ／Ａコード、Ｌ１Ｐコード、Ｌ２Ｐコード及び暗号化Ｗコード信号を含むＧＰＳ信号を処理する方法を提供する。この方法は、ＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードの局地的に発生されたレプリカ信号である第１及び第２Ｌ１Ｐコード信号に部分的に基づいてＧＰＳ信号を復調し、所定の積分期間中にわたって第１及び第２復調Ｌ１Ｐコード信号を個別に積分してこれにより第１及び第２積分Ｌ１Ｐコード信号を発生し、そして第１積分Ｌ１Ｐコード信号を第１所定しきい値と比較して積分期間中に暗号化Ｗコードがその極性を変化させたかを決定する、ステップを有する。方法はさらに、第１及び第２積分Ｌ１信号に基づいてそして積分期間中に暗号化Ｗコードが極性を変化させたかに基づいて第１Ｌ１Ｐコード信号を調節し、これによりＧＰＳ信号のＬ１Ｐコードを追跡する第１Ｌ１Ｐコード信号を正確に発生するステップを有する。
本発明の他の目的及び特徴は、以下の詳細な説明の記載と特許請求の範囲の記載を添付の図面を参照することにより明らかとなる。
【００２５】
【発明の実施例】
図１を参照すると、本発明のグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）が、二重周波数ＧＰＳアンテナ１０１、ＲＦ下降変換器１０３、ＩＦ処理ネットワーク１０６、ベース帯域プロセッサ１１１、そしてナビゲーション及び制御プロセッサ１１８を有する。
【００２６】
二重周波数ＧＰＳアンテナ１０１は、ＧＰＳ衛星からＬ１（１５７５．４２ＭＨｚ）及びＬ２（１２２７．６ＭＨｚ）信号の両方を受信する。特に、アンテナ１０１は、その視野内のＧＰＳ衛星から信号を受信し、これによりＧＰＳ衛星に対して近半球的なカバーを提供する。受信された信号はＲＦ下降変換器１０３へ提供される。ＲＦ下降変換器１０３は、Ｌ１及びＬ２信号をそれぞれの中間周波数（ＩＦ）信号１０４および１０５に変換して、ＩＦ処理ネットワーク１０６へ供給する。ＩＦ処理ネットワーク１０６は、ＩＦ信号１０４、１０５に対してフイルタリング及び利得制御を実行する。ＩＦ処理ネットワーク１０６はＬ１及びＬ２信号を個別に処理するために一対の処理ユニットを含むことができることに注意すべきである。さらに、ＩＦ処理ネットワーク１０６はアナログ回路、デジタル回路又はそれらの混合回路で構成できる。一実施例においては、ＩＦ処理ネットワーク１０６はその入力信号をアナログ回路で処理して、そして一組のアナログ−デジタル変換器を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換してもよい。この実施例において、ＩＦ処理ネットワーク１０６はベース帯域プロセッサ１１１へ供給されるＬ１及びＬ２の直交サンプルＡ／Ｄ出力１０７、１０８、１０９及び１１０を発生する。
【００２７】
ベース帯域プロセッサ１１１は、少なくとも一つの応用特定集積回路（ＡＳＩＣ）１１２を含み、直交サンプルＡ／Ｄ出力１０７、１０８、１０９及び１１０とナビゲーション及び制御プロセッサ１１８から受取られた受信機制御信号１１９とに基づいてＧＰＳ観測データを発生するように構成されている。ＧＰＳ観測データは、Ｌ１Ｃ／Ａコード擬似距離１１３、Ｌ１搬送波位相擬似距離１１４、Ｌ１Ｐコード擬似距離１１５、Ｌ２Ｐコード擬似距離１１６、そしてＬ２搬送波位相擬似距離１１７を含む。これら発生されたＧＰＳ観測データはナビゲーション及び制御プロセッサ１１８に供給される。ＧＰＳ受信機１００は、少なくともＧＰＳ衛星から受信されたＬ１及びＬ２信号を処理するために十分な数のベース帯域プロセッサ１１１を含む。
【００２８】
ナビゲーション及び制御プロセッサ１１８はベース帯域プロセッサ１１１から供給されるＧＰＳ観測データに基づいて航海的及び位置的データを決定する。上記の通り、ナビゲーション及び制御プロセッサは受信機制御信号１１９を発生してそれをベース帯域プロセッサ１１１に供給する。受信機制御信号１１９は獲得及び追跡モード制御信号を含むことができる。
【００２９】
一実施例において、ＧＰＳ受信機１００内に特定処理の応用、例えば、ＲＴＫ処理及び正確さ改良のために測地プロセッサ１２０が含まれている。この実施例においては、コードに基づいたナビゲーション解決及びＧＰＳタイミング信号は、ナビゲーション及び制御プロセッサ１１８において導出され、さらなる処理のために測地プロセッサ１２０に供給される。
図２を参照すると、ＲＦ下降変換器１０３には、一対の帯域フィルタ２０３、２０４が含まれており、これらはそれぞれ、アンテナ１０１からＬ１信号、Ｌ２信号を受信するようにされている。帯域フィルタ２０３、２０４の出力信号Ｌ１、Ｌ２は、一対の乗算器２０５、２０６に供給される。乗算器２０５、２０６は、それぞれのＬ１、Ｌ２帯域フィルタからの入力信号を、周波数シンセサイザ２２５からの第１局地発振器信号２０７と混合する。周波数シンセサイザ２２５は、参照発振器２２６より供給される参照周波数を有する信号から、必要とされる局地発振器周波数を出力するようにされている。一対の混合器２０５、２０６からの混合された信号は、それぞれ、一対の増幅器２０８、２０９によって増幅され、増幅されたＬ１、Ｌ２信号を生成する。この増幅された信号は、ＩＦ処理ネットワーク１０６に供給される。
【００３０】
さらに図２を参照すると、ＩＦ処理ネットワーク１０６の好適な実施例には、第１ＩＦフィルタ２１０、２１１が含まれており、これらはそれぞれ、ＲＦ下降変換器１０３からのＬ１、Ｌ２の増幅された信号を受け取る。第１ＩＦフィルタ２１０、２１１は、帯域幅制御、イメージ阻止、そして、増幅されたＬ１及びＬ２信号の加算された周波数及び局地発振器の高次の高調波の阻止を行う。第１ＩＦフィルタ２１０、２１１の出力信号は、一対の乗算器２１２、２１３にそれぞれ供給される。乗算器２１２、２１３は、第１ＩＦフィルタ２１０、２１１からの出力信号を周波数シンセサイザ２２５からの第２局地発振器信号２１４と混合し、これによりＬ１、Ｌ２信号をさらに下降変換して第２ＩＦ周波数とする。混合器２１２、２１３からの出力信号はそれぞれ増幅器２１５、２１６によって増幅され、そしてそれぞれ第２ＩＦフィルタ２１７、２１８によってフィルタリングされる。さらに、第２ＩＦフィルタ２１７、２１８のそれぞれには、自動利得制御回路２１９、２２０が一つずつ設けられている。自動利得制御回路２１９、２２０は、ＩＦフィルタ２１７、２１８の出力信号のエンベロープ・レベルに従って、増幅器２１５、２１６の利得を調整する。第２ＩＦフィルタ２１７、２１８の出力信号２２１、２２２は、一対のアナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）２２３、２２４にそれぞれ供給される。各Ａ／Ｄ変換器２２３、２２４は、ＩＦ信号２２１、２２２のＩ出力、Ｑ出力として表される、位相が互いに直交するデジタルサンプルを生成する。Ａ／Ｄサンプルクロック信号２２７も、周波数シンセサイザ２２５によって生成される。最終ＩＦ信号２２１、２２１の周波数はＡ／Ｄ２２３、２２４の選択されたクロック周波数と互換性がなければならない。例えば、Ａ／ＤサンプルはＩＦサイクルの４分の一の時間により分割される。そうすると、代替Ａ／Ｄサンプルが最終ＩＦ信号の直交（Ｉ及びＱ）出力に対応する。もしＩＦ処理ネットワーク１０６に続くプロセッサ、すなわち、ベース帯域プロセッサがデジタル回路ではなくアナログ回路であると、Ａ／Ｄ変換器２２３、２２４は必要ないことに注意すべきである。
【００３１】
図３を参照すると、ベース帯域プロセッサ１１１の好ましい実施例が示されている。より詳細には、図３はアナログ回路により構成されたＬ１Ｐコード追跡、Ｌ２Ｐコード追跡、そしてＬ２搬送波追跡ネットワークのための全体の交差相関関係処理を示す。
【００３２】
Ｌ１Ｐコード追跡ネットワークは、局地的発生されたＰコード信号の「定時性」レプリカおよびＰコード信号早い−遅い信号（Ｅ−Ｌ）レプリカ３１５、すなわち、局地的に発生されたＰコード信号の「早い」及び「遅い」形式間の差、を含んだＰコード信号の局地的なレプリカ信号を出力するＬ１Ｐコード発生器３０３を含む。
【００３３】
一対の乗算器３０１、３０２が、Ｌ１ＩＦ信号２２１とＬ１Ｐコード発生器３０３からの定時信号３１６及びＥＬ信号３１５の一つをそれぞれ受取る。換言すれば、乗算器３０１がＬ１ＩＦ信号２２１とＬ１Ｐコード発生器３０３から発生されたＰコード信号の定時レプリカ信号３１６との相関関係を取り、これにより定時Ｐ１ＩＦ相関関係信号を出力する。乗算器３０２がＬ１ＩＦ信号２２１とＬ１Ｐコード発生器３０３から発生されたＰコード信号のＥ−Ｌレプリカ信号３１５との相関関係を取り、これによりＥ−ＬＰ１ＩＦ相関関係信号を出力する。
【００３４】
一対の帯域フィルタ３０４、３０５は一対の乗算器３０１、３０２から定時及びＥ−ＬＰ１ＩＦ相関関係信号をそれぞれ受取り、受取られた信号を暗号Ｗコードの帯域幅に相当する帯域幅にフイルタするように構成されている。
乗算器３０６は定時Ｐコード相関関係信号とＬ１搬送波信号３１７の局地レプリカ信号を受取って相関関係をとり、これによりＬ１同相定時Ｐコード相関関係信号３０８を発生する。別の乗算器３０７はＥ−ＬＰコード相関関係信号とＬ１搬送波信号３１７の局地レプリカ信号を受取って相関関係をとり、これによりＬ１同相Ｅ−ＬＰコード相関関係信号３０９を発生する。
【００３５】
Ｌ１Ｃ／Ａコードチャンネル復調器（図３には図示しない）はＬ１搬送波信号の局地レプリカ信号３１７を発生する。実施例において、受信されたＬ１信号を逆拡散後に公開されているＣ／Ａコード信号でもってＬ１搬送波信号を回復するため、通常のコスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループがＬ１Ｃ／Ａコード復調器に使用されている。上記した通り、ＧＰＳ衛星からのＬ１信号中に、Ｃ／Ａ及びＰコードがＬ１搬送波信号の同相および直交チャンネル上にそれぞれ変調されている。Ｃ／Ａコード復調器から回復されたＬ１搬送波はＬ１Ｐ（Ｙ）コード復調器のための一貫性ある位相参照を提供するのに使用される。
【００３６】
一対の２Ｗビット期間積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）フイルタ３１０、３１１は乗算器３０６、３０７からＬ１同相定時信号３０８及びＬ１同相Ｅ−Ｌ相関関係信号３０９をそれぞれ受取る。そしてＩ＆Ｄフイルタ３１０、３１１は暗号Ｗコード信号の２ビットの期間に実質的に等しい積分期間にわたって受信された信号を積分し、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２及び積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３をそれぞれ発生する。
【００３７】
ここで、積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３は、Ｌ１Ｐコード発生器３０３から発生された局地レプリカＰコード信号とＷビット極性により修正されたＧＰＳ衛星からの入力Ｌ１同相信号のＰコード信号との間の時間差に比例することに注意すべきである。これに加えて、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の符号はＷビット極性の推定値を示す。Ｉ＆Ｄフィルタ積分期間中の２つの順次のＷビット間にビット極性の遷移が無い時、信号間にこれらの関係が存在する。２つの順次のＷビット積分期間中にＷビットの極性の変化が起こる時、積分Ｌ１同相定時信号３１２及び積分Ｌ２同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３はゼロ信号のそれに実質的に等しい。従って、これら期間中の積分値は搬送波タイミング誤差推定やコード作成のためには使用されない。
【００３８】
乗算器３１４は積分Ｌ１同相定時信号３１２及び積分Ｌ２同相Ｅ−ＬＰコード信号３１３を受取り、受取られた信号を互いに乗算し、これにより積信号３１４ａを発生する。Ｉ＆Ｄ積分期間中に２つのＷビット間にデータ極性の変化が存在しない時、この積信号３１４ａは、上記したＷビット極性により修正されていない、入力するＬ１Ｐコードと局地レプリカＰコード信号の間の時間差のバイアスされていない推定である。従って、積信号３１４ａは、データ極性の変化が検出されない時に局地的に発生されたＰコードのタイミングを制御するのに使用される。この構成は信号３１２の符号のみを発生するハード決定と比較して、積分Ｌ１同相定時信号３１２についてのソフト決定を行うことに実質的に類似していることに注意すべきである。さらに、本発明の構成はＬ１Ｐコード信号追跡に対して追加のＳＮＲ性能を提供する。しかし、ＧＰＳ信号のコード追跡は搬送波追跡よりもより頑健であるので、Ｌ１Ｐコード信号追跡のためのＳＮＲ性能の改善は重要ではない。
【００３９】
すなわち、高い搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎｏ）状態について、代替的な実施例は、積分Ｌ１同相Ｅ−ＬＰコード相関関係信号３１３と積分Ｌ１同相定時Ｐコード相関関係信号３１２の符号、すなわち、ハード決定、を乗算するミクサーを含む。この代替的な実施例は、Ｌ１Ｐコード遅延誤差信号を形成するのに必要な乗算回路を単純化できる利点を持つ。
【００４０】
Ｉ＆Ｄ積分期間中にＷビットの極性が変化したかどうかを決定するために、しきい値比較回路３２０が提供される。しきい値比較回路３２０は、積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の絶対値をしきい値決定回路３１８により発生されたしきい値３１９と比較することにより、Ｗビット極性変化を検出する。Ｗビットデータの極性の変化はしきい値以下に落ちる絶対値により示される。絶対値がしきい値を越える時、極性の変化は示されない。しきい値は、Ｌ１Ｃ／Ａコード復調器内に観察されるＬ１信号の受信された搬送波−雑音比（Ｃ／Ｎｏ）の推定値３１７に従って、順応的かつ最適に決定される。各受信されたＣ／Ｎｏ値に対する最適しきい値は計算機シュミレーションによりオフラインで計算されて、しきい値決定回路３１８内の読出し専用記憶（ＲＯＭ）内に記憶される。適当なしきい値設定はＬ１上に受信されたＣ／Ｎｏに従ってＲＯＭテーブル内から調べ出される。
【００４１】
しきい値比較回路３２０は、オン／オフスイッチ３２２を制御するスイッチ制御信号３２１を提供する。より詳細には、もしデータ極性変化がしきい値比較回路３２０により検出されなければ、上記した実施例でＬ１Ｐコード遅延エラーを推定する積信号３１４ａはＬ１Ｐコード追跡ループフイルタ３２３に入力される。ループフイルタ３２３の出力信号はそして、局地Ｌ１Ｐコード発生器３０３のためのタイミングを提供するＬ１Ｐコード数値制御発振器（ＮＣＯ）３２４を制御するために使用される。もしデータ極性変化がしきい値比較回路３２０により検出された場合、積信号３１４ａはループ３２３フイルタに入力されない。そしてＬ１Ｐコード追跡ループはオン／オフスイッチ３２２により一時的にゲートが閉じられる。機密Ｗコードが純粋ランダム順序の特性を有すると仮定することは合理的である。このような特性に対して、ループのゲート閉デューテイサイクルはおおよそ５０％であり、そしてＷコードの高ビットレート（〜５００ＫＨｚ）を考慮するとほとんど全ての動的条件下で関与するコード及び搬送波追跡ループの追跡性能に悪影響を与えないであろう。好適な構成では、Ｌ１Ｐコード追跡は一貫性モードのみに実行される。何故ならば、Ｌ１搬送波位相はＣ／Ａコード復調器内のコスタスループから入手可能であるからである。
【００４２】
さらに第３図を参照すると、Ｌ２コード追跡ネットワークが一対のＬ２Ｐコード帯域通過フイルタ３３１、３３２に動作可能にそれぞれ接続された一対のＬ２Ｐコード乗算器３２８、３２９及びＬ２Ｐコード発生器３３０を含む。各Ｌ２Ｐコード帯域通過フイルタ３３１、３３２は一対のＬ２搬送波乗算器３３３、３３４、３３５及び３３６に動作可能に接続され、そしてこれらは次にＬ２搬送波発生器３５２に動作可能に接続されている。Ｌ２搬送波乗算器３３３、３３４、３３５及び３３６はまた、Ｌ２積分及びダンプフイルタ（Ｉ＆Ｄ）３３７、３３８、３３９及び３４０それぞれ動作的に接続されている。Ｌ２Ｉ＆Ｄフイルタ３３７、３３８、３３９及び３４０は次にＬ２Ｐコードフイードバック回路に動作的に接続されている。
【００４３】
Ｌ２Ｐコード発生器３３０は、局地的に発生されるＬ２Ｐコード信号の「定時」レプリカ信号３５７及びＬ２Ｐコード信号の早い−遅い（Ｅ−Ｌ）レプリカ信号３５８を含むＬ２Ｐコード信号の局地レプリカ信号を出力する。
一対の乗算器３２８、３２９は、図２中のＩＦ処理ネットワーク１０６からのＬ２ＩＦ信号２２２及びＬ２Ｐコード発生器３３０からの出力信号を受取る。乗算器３２８は、Ｌ２ＩＦ信号２２２とＬ２Ｐコード発生器３３０から発生されるＬ２Ｐコード信号の定時レプリカ信号３５７の相関関係を取り、これにより定時Ｐ２ＩＦ相関関係信号を出力する。乗算器３２９は、Ｌ２ＩＦ信号２２２とＬ２Ｐコード発生器３３０から発生されるＬ２Ｐコード信号のＥ−Ｌレプリカ信号３５８の相関関係を取り、これによりＥ−ＬＰ２ＩＦ相関関係信号を出力する。
【００４４】
一対の帯域通過フイルタ３３１、３３２は乗算器対３２３、３２９から定時及びＥ−ＬＰ２ＩＦ相関関係信号をそれぞれ受取るように構成されており、そして機密Ｗコード信号の推定帯域幅に相当する帯域幅に受信された信号をフイルタする。
Ｌ２搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）３５２はＬ２搬送波信号の局地レプリカ信号を出力する。９０度位相移動器３５３はＬ２搬送波ＮＣＯに接続されていて、Ｌ２搬送波信号の局地レプリカ信号の９０度位相移動した信号を発生する。
【００４５】
四つの乗算器３３３、３３４、３３５及び３３６は、帯域通過フイルタ３３１、３３２、Ｌ２搬送波ＮＣＯ３５２、及び９０度位相移動器３５３から出力信号を受取り、
入力するＰコードと局地Ｐコードの相関関係に比例し、ｃｏｓ（Φ）が乗算された、ここでΦは入力するＬ２搬送波と局地Ｌ２搬送波参照との間の差、Ｌ２同相定時Ｐコード相関関係信号（定時Ｉとラベルが付けられる）；
入力するＰコードと局地Ｐコードの相関関係に比例し、ｓｉｎ（Φ）が乗算された、Ｌ２直交定時Ｐコード相関関係信号（定時Ｑとラベルが付けられる）；
入力するＰコードと局地Ｐコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、ｃｏｓ（Φ）が乗算された、Ｌ２同相早い−遅いＰコード相関関係信号（Ｅ−ＬＩとラベルが付けられる）；及び
入力するＰコードと局地Ｐコードの早い−遅い形式との相関関係に比例し、ｓｉｎ（Φ）が乗算された、Ｌ２直交早い−遅いＰコード相関関係信号（Ｅ−ＬＱとラベルが付けられる）
を発生する。
【００４６】
四つのＩ＆Ｄフイルタ３３７、３３８、３３９及び３４０は定時Ｉ、定時Ｑ、Ｅ−ＬＩ及びＥ−ＬＱ信号をそれぞれ受け取る。受取られた信号は、以下に説明するＬ２Ｐコードから作られた以下の非一貫性追跡を設定された局地Ｐコードタイミングにより決定される２つのＷビット期間にわたって個別にＩ＆Ｄフイルタされる。
【００４７】
Ｌ１Ｐコード発生器３０３と同様に、Ｌ２Ｐコード発生器３３０は積分された信号、すなわち、定時Ｉ、定時Ｑ、Ｅ−ＬＩ、Ｅ−ＬＱ信号に基づいて調節される。しかし、Ｌ１Ｐコード追跡と異なり、Ｐ２コード追跡は２つの異なる位相に分割される。第１に、Ｌ２搬送波信号が２つの積項の和として形成された非一貫性モードＬ２Ｐコードエラー信号３４４に基づいて回復される前に、Ｌ２Ｐコード追跡が最初に非一貫性に実行される。第１積項は乗算器３４２により発生される２つのＷビット期間Ｉ＆Ｄフイルタ３３７及び３４０の出力の積である。第２積項は乗算器３４１により発生される２つのＷビット期間Ｉ＆Ｄフイルタ３３８及び３３９の出力の積である。これらの項は加算器３４３により一緒に加えられる。和３４４、非一貫性モードＬ２Ｐコードエラー信号３４４、は、もしＩ＆Ｄ期間中に２つの隣接するＷビットについてデータ極性の変化が検出されなければ、オンオフスイッチ３５５を介してＬ２Ｐコード追跡ループフイルタ３４６への入力となる。もしデータ極性の変化が検出されると、和３４４はループフイルタ３４６への入力とはならない。これはＬ１Ｐコード追跡と同様にオン／オフスイッチ３５５により達成される。換言すれば、積分同相定時Ｐコード信号３１２はしきい値比較回路３２０によりしきい値３１９と比較される。
【００４８】
電離層遅延は、搬送波周波数の２乗に反比例する。Ｌ２周波数はＬ１よりも低いから、Ｌ２ＰコードはＬ１Ｐコードに比較して常時遅延する。Ｌ２Ｐコードの遅延を補償するために、スイッチ制御信号３２１がラッチ３５９により時間ラッチされてオン／オフスイッチ３５５へ供給されて、データ極性変化に基づいて対応する２ビット２Ｗビット期間にわたって和３４４のゲートをオン又はオフする。Ｌ２Ｐコード追跡ループはＬ１Ｐコード追跡ループと同様に、データ極性変化が検出された時に一時的にゲートがオフされる。Ｌ２Ｐコードループフイルタ３４６の出力は、Ｌ２Ｐコード発生器３３０のためのタイミングを提供するＬ２ＰコードＮＣＯ３５６の入力である。
【００４９】
Ｌ２搬送波が回復された後、Ｌ２Ｐコード追跡ループが一貫性追跡モードを開始する。一貫性追跡モードにおいて、Ｌ２Ｐコードエラー信号３４５は２つの信号、すなわち乗算器３５４の出力、の積である。第１信号は２つのＷビットＩ＆Ｄフイルタ３４０の出力である。第２信号は、（ｉ）積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の時間ラッチされた値と、（ｉｉ）２つのＷビット期間中に積分されたＬ２同相定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力の線形組合せである。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２には乗算器３２６により重み付け定数（１．４１４２又は√２に実質的に等しく、そしてプロセッサ制御下にある）が、２ＷビットＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力と加算される前に、乗算される。重み付け定数はＧＰＳＬ１及びＬ２信号の３ｄＢ差に相当する。Ｌ２Ｐコードエラー信号３４５は２Ｗビット期間中にデータ極性が変化しないことが検出された時のみ、Ｐコード追跡ループフイルタ３４６中にゲートされる。ループはデータ極性変化が検出された時はゲートがオフされる。この構成は前記のＬ１一貫性Ｐコード追跡と同様に２ＷビットＩ＆Ｄフイルタ３１０及び３３７の出力に基づいてソフト決定をすることに等しく、そしてＬ２Ｐコード一貫性追跡に対して追加の信号対雑音（ＳＮＲ）性能を提供する。高Ｃ／Ｎｏ状態に対して、代替的実施例においては、Ｉ＆Ｄフイルタ３４０の出力は時間ラッチされた積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号の符号、すなわち、ハード決定、と乗算される。この代替的実施例はＬ２Ｐコード遅延エラー信号３４５を形成するのに必要な乗算器を単純化する利点を提供する。
【００５０】
さらに第３図を参照すると、Ｌ２搬送波追跡ネットワークはＬ２搬送波位相エラー推定信号３５１により制御されるＬ２搬送波ＮＣＯ３５２を含む。Ｌ２搬送波位相エラー推定信号３５１は２つの項の積として形成される。第１項は、（ｉ）積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２の時間ラッチされた値と、（ｉｉ）２Ｗビット期間中積分されたＬ２同相定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイルタ３３７の出力の和である。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２はまたＧＰＳ衛星からのＬ１及びＬ２信号の電力比により、Ｌ２同相定時Ｐコード相関関係信号のＩ＆Ｄフイルタ３３７出力に対して最適な重み付けが行なわれる。この項は、隣接するＷビット間にデータ極性変化が無い時に、２Ｗビット期間のデータ変調のソフト決定推定を表す。好ましい構成においては、重み付け定数は普通、上記した一貫性Ｐ１追跡ループ構成と同様に、√２である。これはＧＰＳ衛星送信においてＬ１信号がＬ２に対して上記した３ｄＢの電力の優勢を持っていることを反映している。
【００５１】
第２項は、２Ｗビット期間中積分されたＬ２直交定時Ｐコード相関関係信号であるＩ＆Ｄフイルタ３３８の出力である。積信号は位相エラーΦの偏見の無い推定を提供する。ここでΦは、入力するＬ２搬送波と局地Ｌ２搬送波参照との間の位相差である。Ｌ２位相エラー推定信号は考慮されるＩ＆Ｄ期間中に２Ｗビット間にデータ極性変化が検出されない時に、Ｌ２搬送波追跡ループフイルタ３５０への入力となる。Ｌ２搬送波ループフイルタ３５０の前にオン／オフスイッチ３４９が設けられて、データ極性変化の存在または不存在によりそこへの入力のゲートをオン又はオフする。Ｌ１又はＬ２Ｐコード追跡ループ構成と同様に、データ極性変化が積分Ｌ１同層定時Ｐコード信号３１２に関して検出される。積分Ｌ１同相定時Ｐコード信号３１２のしきい値比較に基づいてなされた決定は、ラッチ３５９により再び時間ラッチされてそしてＬ２信号中の２Ｗビット期間に相当する間スイッチ３４９を制御するのに用いられる。
【００５２】
上述したＬ２回復の実施例は、Ｌ１及びＬ２Ｐ（Ｙ）コードチャンネルの両方に未知のＷコード変調が存在する時のＬ２搬送波回復において２つの顕著な利点を提供する。ａ）Ｌ２搬送波回復に対してＬ１及びＬ２の両方中の信号エネルギーの最適な結合及び一つではなく２Ｗビット期間中にわたるＩ＆ＤフイルタのＳＮＲ改良；そしてｂ）全波長搬送波回復である。
【００５３】
ＳＮＲ改良は、対偽造Ｗコードがオンの時にＬ２搬送波を回復するのに使用される通常の交差相関関係技術が通常の位相固定ループ動作に比較してかなりの復調損失をこうむるから、Ｗコード変調を有するＬ２搬送波回復には望まれる。これに対して、本発明はＬ１及びＬ２信号のより長い積分期間（１つではなくて２Ｗビット期間）を通じて得られたＳＮＲ改善を提供する。Ｌ２搬送波追跡中のＳＮＲの増強はまた通常の交差相関関係技術のかなりの復調損失から発生するサイクルスリップ問題を顕著に改善する。
【００５４】
全波長搬送波回復は、正確な位置応用に使用される運動学的動作に対する搬送波位相について実行されることが望まれる。搬送波位相エラー信号はＬ２直交定時Ｐコード相関関係の２Ｗビット期間積分の積として発生される。これはＤｓｉｎ（Φ）に比例し、そしてＬ２同相定時Ｐコード相関関係と√２により重み付けられたＬ１同相定時Ｐコード相関関係の２Ｗビット期間積分の和である。これらはＤｃｏｓ（Φ）及びＤ√２にそれぞれ比例する。ここでΦは推定されるべきＬ２搬送波位相エラーであり、そしてＤはＩ＆Ｄフイルタ積分期間中のＷビットのデータ極性である。したがってΦの推定を与える積信号は、1/2ｓｉｎ２Φ＋√２ｓｉｎΦに比例する。そしてデータ変調Ｄは除去される。√２ｓｉｎΦ要素の存在は、局地発生されるＬ２搬送波が受信されたＬ２搬送波に対して搬送波の半サイクルだけ位相が外れてロックされることを防止する。
【００５５】
図３と本発明の対応する記述はアナログの実施例を記述していることに注意すべきである。図４乃至図１２は本発明のデジタルの実施例を説明している。従って、本発明はいくつかの異なる方法により実現できる。本発明は大部分がアナログの回路により実現できる。本発明は大部分がデジタル（すなわちＡＳＩＣ）の回路で実現できる。本発明はまたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内で上述した機能を実行するように設計されたソフトウェアアルゴリズムでもって実現できる。さらに、本発明はアナログ、デイジタル、そしてＤＳＰ回路のいかなる組合せでもって実現できる。
【００５６】
以下の説明は、上述したＩ＆Ｄフイルタを駆動するＷビットクロック信号の発生に関する。ＷビットタイミングはＰコード位相に関係すると観察される。Ｗビットのデータパターンは非軍事ＧＰＳ受信機製造業者には未知であるけれども、高利得アンテナの使用を通じてＧＰＳ信号上にＷビットタイミングとＰコード位相の関係が観察できる。より詳細には、各Ｗビットの存続期間はおおよそ２０Ｐチップの長さであると観察された。さらにＷビット存続期間は均一ではなく、パターンを繰返しそしてＰコードのＸ１Ａエポックと同期して繰返すことが推論された（参照：ローレンツ等の米国特許第５，１３４，４０７「グローバル・ポジショニング・システム・デジタル処理技術」１９９２年７月）。パターンは、「２Ａ」コードチップのビット時間の存続期間中の「Ｍ」Ｗビットからなり、その後に「２Ｂ」コードチップのビット時間の存続期間中に「Ｎ」Ｗビットが続く。さらに、２ＡｘＭ＋２ＢｘＮ＝４０９２である。Ｌ１及びＬ２についてＷビットタイミング発生を示すデジタル回路が図４及び図５に示されている。
【００５７】
図４を参照すると、局所Ｌ１Ｐコードクロック４０１は、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７の状態及びＡ又はＢカウンタによる分割４０３に依存して、Ａ又はＢのいずれかにより分割される。半分Ｗビットクロックは、もしフリップフロップ４０７が状態Ｋにあると各ＡＰコードチップについて発生され、そしてもしフリップフロップ４０７が状態Ｊにあると各ＢＰコードチップについて発生される。カウンタ４０３からの半分Ｗビットクロックはカウンタ４０４において２でもって分割される。そしてこれはＷビットクロック信号４０５を出力する。Ｊ−Ｋフリップフロップは状態Ｋにリセットされ、そしてＡ又はＢカウンタによる分割４０３は各エポック開始においてクリアされる。これはＸ１Ａサイクル（４０９２Ｐコードチップ）のＬ１Ｘ１Ａエポック信号４０２により印が付けられる。すなわち、Ａ又はＢカウンタによる分割４０３はＸ１Ａエポックと同期されてそして各Ｘ１Ａサイクルの開始時にＡによりＬ１Ｐコードクロック４０１の分割を開始する。Ｗビットクロック４０５は、Ｍ又はＮカウンタによる分割４０６によるＪ−Ｋフリップフロップ４０７の状態に応じてＭ又はＮのいずれかによりカウントされる。Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｋの時、Ｍによりカウントされる。そして、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｊの時、Ｎによりカウントされる。カウントＭに達すると、カウンタ４０６から信号４０８が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状態Ｊに変化させる命令を行なう。さらにカウントＮに達すると、カウンタ４０６から信号４０９が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状態Ｋに変化させる命令を行なう。従って、Ｘ１Ａサイクルに同期してＷビットクロック及び半分Ｗビットクロックを発生するため、各ＸＩＡエポックと共に開始して、Ｌ１Ｐコードクロック４０１がＡによりＭ回、その後にＢによりＮ回交互に分割される。Ｎ又はＭカウンタによる分割４０６は、Ｌ１Ｘ１Ａエポック信号４０２によりＬ１Ｘ１Ａエポックにおいてクリアされる。
【００５８】
図５を参照すると、局地Ｌ２Ｐコードクロック５０１がＪ−Ｋフリップフロップ５０７の状態およびＡ又はＢカウンタによる分割５０３に依存して、Ａ又はＢのいずれかにより分割される。半分Ｗビットクロックが、もしフリップフロップ５０７が状態Ｋにある場合、各ＡＰコードチップに対して発生され、もしフリップフロップ５０７が状態Ｊにある場合、各ＢＰコードチップに対して発生される。カウンタ５０３からの半分Ｗビットクロックはカウンタ５０４において２でもって分割され、そしてＷビットコード５０５を出力する。Ｌ２Ｘ１Ａエポック信号５０２により印が付けられたＸ１Ａサイクル（４０９２Ｐコードチップ）の各エポック開始において、Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７は状態Ｋにリセットされ、そしてＡ又はＢカウンタによる分割５０３はクリアされる。従って、ＡまたはＢカウンタによる分割５０３はＸ１Ａエポックと同期されて、各Ｘ１Ａサイクルの開始時においてＡによりＬ２Ｐコードクロック５０１の分割を開始する。Ｗビットクロック５０５は、Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７の状態に依存してＭ又はＮカウンタによる分割５０６において、Ｍ又はＮのいずれかによりカウントされる。Ｊ−Ｋフリップフロップ５０７が状態Ｋの時、Ｍによりカウントされる。そして、Ｊ−Ｋフリップフロップ４０７が状態Ｊの時、Ｎによりカウントされる。カウントＭに達すると、カウンタ５０６から信号５０８が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状態Ｊに変化させる命令を行なう。さらにカウントＮに達すると、カウンタ５０６から信号５０９が発生されてＪ−Ｋフリップフロップを状態Ｋに変化させる命令を行なう。従って、Ｘ１Ａサイクルに同期してＷビットクロック及び半分Ｗビットクロックを発生するため、各ＸＩＡエポックと共に開始して、Ｌ２Ｐコードクロック５０１がＡによりＭ回、その後にＢによりＮ回交互に分割される。Ｎ又はＭカウンタによる分割５０６は、Ｌ２ＰコードＸ１Ａエポック信号５０２によりＬ２Ｘ１Ａエポックにおいてクリアされる。
【００５９】
図６は、Ｌ１定時及び早い−遅いＰコード相関関係器の好ましい実施例のブロック図を示す。図６に示される実施例は図３のアナログ機能３０１、３０２、３０４及び３０５のデジタル実施例を表す。図２に関連して前述したように、Ｌ１第２ＩＦ信号２２１はＡ／Ｄ変換器２２３によりサンプルが採られる。Ａ／Ｄ変換器２２３からの直交（Ｉ及びＱ）サンプルは、互いに位相が直交したＩ及びＱサンプルストリームを出力するＩ、Ｑデマルチプレクサ６０５によりデマルチプレクス（逆多重化）する。Ｉ、Ｑデマルチプレクサ６０５は図２に示すような周波数シンセサイザ２２５により発生されたＩＦサンプリングクロック２２７により逝去される。Ｉ、Ｑサンプルは乗算器６０６及び６０７により値±１を有する２値信号６０３と乗算される。２値信号は６０３は、図７に示されるようなＬ１Ｐコード発生器７３０により発生された局地Ｐコード信号の定時形式７３１又は早い−遅い形式７３２のいずれかである。定時又は早い−遅いＰコード相関関係信号が、２値信号６０３の局地Ｐコード信号の定時形式又は早い−遅い形式のいずれかに依存して、図６に示される回路でもって得られる。マルチプレクサ６０６及び６０７の出力信号がＷビットの半分におおよそ等しい期間中、それぞれＩ＆Ｄフイルタ６０８及び６０９により積分される。これはＬ１Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＩ1６１０又はＬ１Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＩ1６１０、及びＬ１Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ1６１１またはＬ１Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ1６１１を出力する。信号６１０及び６１１は図７の搬送波位相復調器のための角度回転の入力である。Ｉ＆Ｄフイルタ６０８及び６０９は角度回転回路の所要の速度を約１ＭＨＺに低下させる。
【００６０】
図７は、本発明のＬ１Ｐコード追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図を示す。前述したように、Ｌ１直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２８がＰコード相関関係器７０４において、局地Ｌ１Ｐコード発生器７３０により発生された定時Ｐコード信号７３１と相関関係がとられる。前述したように、Ｉ及びＱサンプルを局地定時Ｐコード信号と相関関係を取ることにより、Ｌ１Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号（ＲＩ1）及びＬ１Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号（ＲＱ1）がＰコード相関関係器７０４の出力において得られる。ＲＩ1信号は、Ｗｃｏｓθ1により重み付けられたＬ１定時Ｐコード相関関係関数Ｒ1（τ）に比例する。ここでθ1は受信されたＬ１搬送波位相と受信機ＲＦ及びＩＦ局地発振器の合成位相との間の角度オフセットであり、ＷはＷビット変調の極性である。Ｗの極性は非軍事受信機には未知である。ＲＱ1信号はＷｓｉｎθ1により重み付けられたコード相関関係関数Ｒ1（τ）に比例する。
【００６１】
同様にして、Ｌ１直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２８は、Ｐコード相関関係器７０５により局地Ｌ１Ｐコード発生器７３０から発生されたＬ１早い−遅いＰコード信号７３２と相関関係をとられる。Ｌ１Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号（ＤＩ1）及びＬ１Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号（ＤＱ1）が、Ｐコード相関関係器７０５の出力において得られる。ＤＩ1信号はＷｃｏｓθ1により重み付けられたＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。そしてＤＱ1信号はＷｓｉｎθ1により重み付けられたＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。Ｌ１の搬送波位相はＣ／Ａコード復調器（図示しない）内で追跡されるので、信号ＲＩ1、ＲＱ1、ＤＩ1及びＤＱ1中の未知の位相は、Ｌ１Ｃ／Ａコード復調器のコスタスループ内のＬ１ＮＣＯ（数値制御発振器）の出力７０２から除去できる。この操作は角度回転器７０６内で実行される。角度回転器７０６の出力信号ＲＣ１７０７及びＤＣ１７０８はＷＲ1（τ）及びＷＤ1（τ）に実質的にそれぞれ等しい。そしてＬ１の未知の位相はそこから除去される。
【００６２】
信号ＲＣ1及びＤＣ1が、回路７０９において２Ｗビット期間にわたってＩ＆Ｄフイルタ７１０及び７１１で積分される。積分及びダンプクロック制御がＬ１Ｗビットクロック信号４０５により提供される。Ｉ＆Ｄフイルタ７１０及び７１１がＡＲＣ1７１２及びＡＤＣ1７１２ａをそれぞれ出力する。これらは、積分及びダンプ期間中に２つの連続したＷビット間にデータ極性の変化が無い時にＲＣ1及びＤＣ1の平均値に比例する。従って、データ極性変化が無い時、乗算器７１３において信号ＡＲＣ1７１２及びＡＤＣ1７１２ａを乗算することにより得られたループエラー信号７１４は２Ｗビット期間中のＷビット変調を取除く。さらに積７１４は、２Ｗビット期間中に追跡され平均されるコード位相エラーと比例するＬ１早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ1（τ）に比例する。ループエラー信号５１４は２つの連続したＷビットにわたって平均されるから、その信号対雑音比は１Ｗビットわたってのみ平均される時に発生される同じ信号に較べて３ｄＢ高い。この結果は２つの連続したＷビット間に極性変化が存在しない時、性能を改善する。しかし、極性変化がある時、ループエラー信号７１４は信号内容を有せず、他のコードループ処理によら検出されなければならない。この削除機能はオン／オフスイッチ７１５により実行される。スイッチ７１５は、信号ＡＲＣ1７１２の絶対値をしきい値比較回路７１７においてしきい値７１８と比較することにより発生されるゲーテイング制御信号７１６により制御される。図３に関連して説明されたしきい値と同様に、しきい値は受信されたＬ１信号の推定されたＣ／Ｎｏ３１７と共にしきい値回路７１９により順応的かつ最適に決定される。Ｃ／Ｎｏ推定値は公開されたＣ／ＡコードでもってＣ／Ａコード復調器（図示しない）で発生される。回路７１５、７１７及び７１９は図８においてより詳細に説明される。ループエラー信号７１４はオン／オフスイッチ７１５によりゲートされた後、Ｌ１Ｐコードループフイルタ７２１へ入力される。Ｗビットパターンは性質上ランダムであるから、２つの連続したＷビット間に遷移が存在しない確率は５０％である。従って、ループは５０％の時間ゲートが開かれ、そして５０％の時間オフされる。
【００６３】
図７のループフイルタは二次オーダーループフイルタである。ループフイルタ出力信号７２７は加算器７２６により得られた２項の和である。第１項は、回路７２３においてゲートされたループエラー信号７２２を定数Ｋ１により乗算することにより得られる比例項である。第２項は、アキュムレーター７２５によりゲートされたループエラー信号７２２を積分してそして回路７２４で定数Ｋ２によりアキュムレーター７２５の出力をスケーリングすることにより得られる積分項である。ループフイルタ出力信号７２７は、入力信号の符号及び大きさに依存してその信号周波数を早くしたり遅くしたりするＬ１ＰコードＮＣＯ７２８の入力である。ＮＣＯ７２８により発生されたＬ１Ｐコードクロック信号７２９はＬ１Ｐコード発生器７３０を制御するために使用され、そしてこれは受信Ｌ１Ｐコード追跡する。
【００６４】
図７ａは、読出し専用記憶（ＲＯＭ）テーブル７Ａ０６を含んだＬ１Ｐコードチャンネル角度回転器７０６の好適な実施例を示す。Ｌ１同相定時Ｐコード相関関係出力ＲＣ1７０７は、値ＲＩ1７Ａ０１、ＲＱ1７Ａ０２及び値θ’1７Ａ０５（また図中に７０２と示されている）により指定されるアドレスを探し出すことによりROMテーブル内容から得られる。ここでθ’1はＣ／Ａコード復調器により追跡された受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器に対するＬ１搬送波位相オフセットθ1の推定値である。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＲＣ1はＲＣ1＝ＲＩ1ｓｉｎ（θ’1）−ＲＱ1ｃｏｓ（θ’1）に等しい。Ｌ１同相早い−遅いＰコード相関関係出力ＤＣ1７０８は値ＤＩ1７４０３、ＤＱ1７Ａ０４及び値θ1７Ａ０５から指定されるアドレスを見付けることによりＲＯＭテーブル内容から得られる。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＤＣ1はＤＣ1＝ＤＩ1ｓｉｎ（θ’1）−ＤＱ1ｃｏｓ（θ’1）に等しい。
【００６５】
図８は、（ｉ）Ｌ１Ｃ／Ｎｏ値に基づいた最適しきい値を提供するしきい値決定回路８０９（また図７中、７１９と示される）、（ｉｉ）積分及びダンプ期間中に２Ｗビット間にデータ極性変化が発生したかどうかを決定するためにしきい値比較を実行するしきい値比較回路８１２（また図７中、７１７と示される）、そして（ｉｉｉ）ループエラー信号をゲートするオン／オフスイッチ８１７（また図７中、７１５と示される）の詳細なブロック図を示す。Ｌ１Ｃ／Ｎｏ推定信号は、公開されているＣ／Ａコードに基づいてＬ１受信機のＣ／Ａコード復調器チャンネル内に得られる。
【００６６】
さらに、Ｌ１Ｃ／Ｎｏ推測器８０４の実施例が示される。この実施例においては、Ｌ１Ｃ／Ａ同相チャンネル１−ｍｓ積分器８０１の絶対値８０５は、アキュムレータ８０６内に十分に長い時間間隔にわたって蓄積されて、Ｌ１Ｃ／Ａ信号エンベロープの信頼できる推測値を提供する。このエンベロープ値は受信されたＣ／Ｎｏと一対一の関係で関係し、そしてテーブルフォーマットに置くことができる。テーブルはＲＯＭルックアップテーブル８０７に記憶される。その後、推測Ｃ／ＮｏがＲＯＭテーブルルックアップ８０７からＬ１Ｃ／Ａ信号エンベロープの推定値に基づいて得られる。
【００６７】
さらに、推測Ｃ／Ｎｏ値は最適のしきい値と一対一の関係で関係し、そしてテーブルフォーマットに置くことができる。このテーブルはしきい値ＲＯＭ８１０に記憶される。換言すれば、ＲＯＭ８１０は１ｄＢステップで推測Ｃ／Ｎｏ値の予想される範囲に対する最適なしきい値を記憶する。従って、特定の最適しきい値は推測Ｃ／Ｎｏ値を使用してＲＯＭ８１０から見つけ出される。
【００６８】
最適しきい値は、３６ｄＢ−ＨｚのＬ１Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏに対して９乃至１１の範囲である。しきい値が１２よりずっと大きければ、ループ性能は極性変化の頻繁な誤検出及び有効信号サンプルの損失に起因して低下する。しきい値が９より小さい時には、データ極性変化の誤検出が増加するにつれてＬ２追跡ループ中のＲＭＳエラーが急速に増加する。従って、推定Ｃ／Ｎｏ値、例えば３３乃至４３ｄＢ−Ｈｚに対する最適なしきい値範囲が決定される。特に、最適なしきい値はＬ２搬送波追跡ループ中に最低のＲＭＳ位相エラーを発生するしきい値である。このプロセスにおいて、テーブル／曲線（プロット）が発生されて、Ｌ１Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏの値の各範囲について図８Ａに表される例の曲線と同様な、例えば、１ｄＢステップで各Ｌ１Ｐコード信号Ｃ／Ｎｏ値に対して最適なしきい値が提供される。
前述したしきい値テーブル発生手法はまた図３及び図７のしきい値決定回路３１８及び７１９内に使用できる。このＲＯＭテーブルはまた図１のナビゲーション及び制御プロセッサ１１８の内部に組込むことができる。
【００６９】
図８を再び参照すると、最適なしきい値がしきい値比較回路８１２に入力される。さらにしきい値比較回路８１２において、ＡＲＣ1の絶対値が回路８１３において得られそしてその値から最適なしきい値８１１の値が加算器８１４で引算される。回路８１５により得られる差の符号はオン／オフスイッチ８１７を制御する。スイッチはもし符号８１６が正ならば「オン」であり、符号８１６が負であるならば「オフ」である。オン／オフスイッチ８１７は、制御信号８１６が正の時のみにループエラー信号８０３を出力しそして制御信号８１６が負の時にはオン／オフスイッチ８１７にゼロ値「０」を出力するマックス回路８１９を含む。オン／オフスイッチ８１７に実質的に同一なオン／オフスイッチがＰ１コードループ、Ｐ２コードループ、及びＬ２搬送波ループに使用できる。図８に示されるように、オン／オフスイッチ８１７への入力は、スイッチ８１７が使用される場所に依存して、Ｐ１コードループエラー信号、又はＰ２コードループエラー信号、又はＬ２搬送波ループエラー信号であってよい。全ての制御ループは図７、１０、１１及び１２に関連して説明するように、ゲーテイング（そしてオン／オフスイッチ）を必要とする。
【００７０】
図９は、Ｌ２定時及び早い−遅いＰコード相関関係器の好適な実施例のブロック図を示す。図９に示される実施例は図３のアナログ機能３２８、３２９、３３１及び３３２のデジタル実施例である。図２に関連して前述したように、Ｌ２第２ＩＦ信号２２２はＡ／Ｄ変換器２２４によりサンプルを採られる。Ａ／Ｄ変換器２２４からの直交（Ｉ及びＱサンプル）は、Ｉ、Ｑデマルチプレクサ９０５により互いに位相が直交したＩ及びＱサンプルストリームにデマチプレクス（非多重化）される。Ｉ、Ｑデマルチプレクサ９０５は図２に示される周波数シンセサイザ２２５により発生されるＩＦサンプリングクロック２２７により制御される。Ｉ、Ｑサンプルは乗算器９０６及び９０７により値±１の２値信号９０３と乗算される。２値信号９０３は、図１０に示されるＬ１Ｐコード発生器１０２３により発生された局地Ｐコードの定時形式１０２４又は早い−遅い形式１０２５のいずれかである。定時又は早い−遅いＰコード相関関係信号は、２値信号９０３が局地Ｐコード信号の定時形式又は早い−遅い形式かのいずれかに依存して、図９の回路でもって得られる。マルチプレクサ９０６及び９０７の出力信号は、Ｗビットのおおよそ半分に等しい期間中、Ｉ＆Ｄフイルタ９０８及び９０９によりそれぞれ積分される。これは、Ｌ２Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＩ2９１０又はＬ２Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＩ2９１０；およびＬ２Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ2９１１又はＬ２Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ2９１１を発生する。信号９１０及び９１１は図１０の搬送波位相復調器の角度回転器へ入力される。図６のＬ１Ｐコード相関関係器と同様に、Ｉ＆Ｄフイルタ９０８及び９０９は構成を難しくしないために角度回転回路の所要の速度を約１ＭＨＺに低下させる。
【００７１】
図１０を参照すると、非一貫性及び一貫性モードを含む本発明のＬ２Ｐコード追跡ネットワークの好適な実施例のブロック図が示される。
Ｌ２ＩＦ直交（Ｉ及びＱ）サンプル２２９はPコード相関関係器１００４において、局地Ｌ２Ｐコード発生器１０２３により発生された定時Ｐコード信号１０２４と相関関係を取られる。前述したように、Ｉ及びＱサンプルを局地定時Pコードと相関関係を取ることにより、Ｌ２Ｉサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＩ2及びＬ２Ｑサンプル定時Ｐコード相関関係信号ＲＱ2がＰコード相関関係器１００４により発生される。ＲＩ2信号は、Ｗｃｏｓθ2により重み付けしたＬ２定時Ｐコード相関関係関数Ｒ2（τ）に比例する。ここでθ2は受信されたＬ２搬送波位相と受信機ＲＦとＩＦ局地発振器の合成位相との間の角度オフセットであり、ＷはＷビット変調の極性である。ＲＱ2信号は、Ｗｓｉｎθ2により重み付けしたコード相関関係関数Ｒ2（τ）に比例する。
【００７２】
同様に、Ｌ２直交（Ｉ及びＱ）サンプル１００１はPコード相関関係器１００５において、局地Ｌ２Ｐコード発生器１０２３により発生されたＬ２早い−遅いＰコード信号１０２５と相関関係を取られる。Ｌ２Ｉサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＩ2及びＬ２Ｑサンプル早い−遅いＰコード相関関係信号ＤＱ2が出力１００５に得られる。ＤＩ2信号は、Ｗｃｏｓθ2により重み付けしたＬ２早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。そして、ＤＱ2信号は、Ｗｓｉｎθ2により重み付けしたＬ２早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。Ｌ２搬送波追跡が確立される時、受信Ｌ２位相とＲＦ／ＩＦ局地発振器の位相との間の位相オフセットはＬ２搬送波ＮＣＯ（図１１に示される）１１２０により追跡される。従って、信号ＲＩ2、ＲＱ2、ＤＩ2及びＤＱ2中の未知の位相は、Ｌ２搬送波が回復された後、Ｌ２ＮＣＯの出力１００２から取除くことができる。この操作は角度回転器１００６により実行される。しかしＬ２搬送波ロック前には、Ｌ２搬送波ＮＣＯ位相はθ2、受信されたＬ２と受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器間の位相差、とは同じではないであろう。さらに、受信信号と角度回転器の出力における受信機位相参照のそれとの間には位相オフセットθ2が存在するだろう。従って、Ｌ２搬送波ロックが検出される前に、非一貫性モード中でＰ２コードループが動作して、そしてＬ２搬送波ロックが検出される時に一貫性モードに遷移する。
【００７３】
角度回転器１００６の出力信号ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2はそれぞれＷＲ2（τ）ｘｃｏｓθ2、ＷＲ2（τ）ｘｓｉｎθ2、ＷＲ2（τ）ｘｃｏｓθ2及びＷＤ2（τ）ｘｃｏｓθ2に等しい。ここで、θ2はＬ２搬送波ロックが確立する時おおよそゼロに近づく、そしてＬ２搬送波ロック前にどんな任意の角度であってもよい。信号ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2は回路１００７内の四つのＩ＆ＤフイルタによりＷビットの各対にわたり積分される。積分及びダンプクロックはＬ２Ｗビットクロック信号５０５により制御される。２Ｗビット期間Ｉ＆Ｄ出力ＡＲＣ2１００８、ＡＲＳ2１００９、ＡＤＣ2１０１０及びＡＤＳ2１０１１は、積分及びダンプ期間中の２つの連続したＷビット間にデータ極性変化がなければ、ＲＣ2、ＲＳ2、ＤＣ2及びＤＳ2の平均値にそれぞれ比例する。
【００７４】
非一貫性モードＰ２コードループにおいて、ループエラー信号１０１３は回路１０１２において次の様に計算される。
ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2＋ＡＲＳ2ｘＡＤＳ2  （非一貫性モード）
そして、一貫性モードＰ２コードループにおいて、ループエラー信号１０１３は回路１０１２において次の様に計算される。
ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2  （一貫性モード）
一貫性モードにおいて、θ2はおおよそゼロであるからθ2の依存性は無い。非一貫性モードでは、θ２の依存性はＲ2（τ）ｘＤ2（τ）に比例する積信号ｅ＝ＡＲＣ2ｘＡＤＣ2＋ＡＲＳ2ｘＡＤＳ2を形成することにより回避される。従って、データ極性変化が無い時、一貫性及び非一貫性モードの両方に対してエラー信号は２Ｗビット期間中のＷビット変調を取除く。エラー信号は２Ｗビット期間中の平均の追跡されるべきコード位相エラーに比例する、Ｌ２早い−遅いＰコード相関関係関数Ｄ2（τ）に比例する。回路１０１２は加算器及び乗算器で実現できる。または、それはデジタル信号プロセッサ内のソフトウエアでもって実現できる。
【００７５】
ループエラー信号１０１３は２つの連続するＷビット中で平均されるから、その信号対雑音比は１Ｗビット中のみで平均をとった時に発生する同じ信号よりも３ｄＢ高い。ループエラー信号は１０１３は２つの連続したＷビット間に極性変化が存在しない時、性能改善を与える。しかし、極性変化がある時、ループエラー信号１０１３は信号内容を有せず、以降のコードループ処理から除去されなければならない。オン／オフスイッチ１０１５が削除機能を実行する。スイッチ１０１５はゲート制御信号７１６により制御される。しきい値は図７に関連して説明したように適応的に最適に決定される。オン／オフスイッチ１０１５は図８の８１７について記述されたのと実質的に同一態様で構成される。オン／オフスイッチ１０１５によりゲートされた後、ループエラー信号１０１３はＬ２Ｐコードループフイルタ１０１７に入力する。Ｗビットパターンは性質上ランダムであるから、２つの連続したＷビット間に遷移が存在しない確率は５０％である。従って、平均として、Ｐ２コードループは、Ｐ１コードループと同じく、５０％の時間ゲートがオンになり、５０％の時間ゲートがオフになる。図１０に示されるループフィルタは二次オーダーループフイルタである。その出力は２つの項を含む。回路１０１８で定数Ｋ１でゲートされたループエラー信号１０１６を乗算して発生される比例項およびアキュムレータ１０２０でゲートされたループエラー信号１０１６を積分してそして回路１０１９で定数Ｋ２でスケーリングすることにより発生される積分項である。ループフイルタ出力信号は、加算器１０２１の出力において得られるこれら２つの項の和である。ループフイルタ出力はＬ２ＰコードＮＣＯ１０２２に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存して、その内部信号周波数を早くしたり遅くしたりする。ＮＣＯ１０２２により発生されたＬ２Ｐコードクロック信号はＬ２Ｐコード発生器１０２３を制御し、それは受信されたＬ２Ｐコードを追跡する。
【００７６】
図１０Ａは、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）テーブル１０Ａ０６を含むＬ２Ｐコードチャンネル角度回転器１００６の好適な実施例を示す。Ｌ２同相及び直交定時Ｐコード相関関係出力信号ＲＣ2１０Ａ０７及びＲＳ2１０Ａ０８は、値ＲＩ2１００８、ＲＱ2１００９及び値θ’2１０Ａ０５により指定されるそれぞれのアドレスでもって２つの別個のテーブルを見ることによりROMテーブル内容から得られる。ここでθ’2は図１１及び１２に示されるＬ２搬送波ループにより追跡された受信機ＲＦ／ＩＦ局地発振器に対するＬ２搬送波位相オフセットの推定値である。このアドレスに対応するＲＯＭテーブル１０Ａ０６内容、ＲＣ２及びＲＳ２はＲＣ2＝ＲＩ2ｃｏｓ（θ’2）−ＲＱ2ｓｉｎ（θ’2）及びＲＳ2＝ＲＱ2ｃｏｓ（θ’2）−ＲＩ2ｓｉｎ（θ’2）に等しい。Ｌ１同相及び直交早い−遅いＰコード相関関係出力ＤＣ2１０１０及びＤＳ2１０１１は値ＤＩ2１０Ａ０３、ＤＱ2１０Ａ０４及び値θ’2１０Ａ０５から指定されるそれぞれのアドレスでもって２つの別個のテーブルを探すことによりＲＯＭテーブル内容から得られる。このアドレスに対応するＲＯＭ内容、ＤＣ2及びＤＳ2は、ＤＣ2＝ＤＩ2ｃｏｓ（θ’2）−ＤＱ2ｓｉｎ（θ’2）及びＤＳ2＝ＤＱ2ｃｏｓ（θ’2）−ＤＩ2ｓｉｎ（θ’2）の関係により特定される。
【００７７】
図１１は、Ｌ２搬送波追跡ループネットワークの好適な実施例のブロック図を示す。蓄積された値ＡＲＣ1は乗算器１１０３でスケーリング定数１１０２を乗算される。スケーリング定数は図１の制御プロセッサ１１８から入力されて制御される。この定数の値は好ましくは受信されたＬ１及びＬ２Ｐコード信号電力の間の差（３ｄＢ）に相当し、そして好ましくは値√２に設定される。乗算器１１０３の出力、すなわち、ＡＲＣ1は√２又はプロセッサにより制御される他の定数によりスケーリングされてそして加算器１１０６により蓄積された値ＡＲＣ2１００８に加えられる。
前述したように、積分期間内に２つの隣接するＷビット間にデータ極性変化が無い時、信号ＡＲＣ1はＷＲ1（τ）ｃｏｓΦ1に比例する。ここで、Ｗは２つの隣接するＷビットの極性で、Ｒ1（τ）はＬ１Ｐコード信号と定時Ｐコードの局地形式との自働相関関係関数で、Φ1は追跡Ｌ１の角度エラーである。Φ1はＣ／Ａコード復調器内でＬ１搬送波位相回復後はゼロに近い。さらに、Ｐ１コードは受信機のＬ２追跡開始前にコードロックにあるから、局地Ｐ１コードおよび受信Ｐ１コード間の時間エラーはゼロに近い。そして、Ｒ1（τ）はそのピーク値Ｒ1（０）に近い。従って、ＡＲＣ1は基本的にＷＲ1（０）に等しい。
【００７８】
同様に、信号ＡＲＣ2はＷＲ2（τ）ｘｃｏｓΦ2に比例する。ここで、Ｗは２つの隣接するＷビットの極性で、Ｒ2（τ）はＬ２Ｐコード信号と定時Ｐコードの局地形式との自働相関関係関数で、Φ2は受信Ｌ２搬送波の追跡の角度エラーである。さらに、Ｐ２コードは受信機がＬ２搬送波の獲得及び追跡開始前に既に獲得され追跡されている（非一貫性モード）。従って、ＡＲＣ2は基本的にＷＲ2（０）ｃｏｓΦ2に等しいしい。
そして加算器１１０６の出力信号１１０７は、ＡＲＣ1及びＡＲＣ2の積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在しない時、√２ＷＲ1（０）＋ＷＲ2（０）ｃｏｓΦ2に等しい。この信号１１０７はＬ２直交定時Ｐコード相関関係の蓄積された値ＡＲＳ2１００９と乗算される。前述したように、ＡＲＳ2はＷＲ2（τ）ｘｓｉｎΦ2に比例し、そしてΦ2は非一貫性Ｐ２コード追跡が確立した後はゼロに近い。
【００７９】
信号１１０７及び１１０９は、乗算回路１１０９で乗算される。乗算器１００９の出力信号１１１０はそして積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在しない時、Ｒ1（０）Ｒ2（０）［√２ｓｉｎΦ2＋（１／√２）ｓｉｎΦ2］に比例する。この出力信号１１１０はＬ２搬送位相エラーの有効な測定であり、半サイクル不明瞭さ無しに全波長Ｌ２搬送波回復を可能にする。
積分及びダンプ期間中に２つのＷビット間にデータ極性変化が存在する時、出力信号１１１０には有効な信号要素が存在しない。従って、出力信号１１１０はＬ２搬送波ループフイルタ１１１４への入力から除去されなければならない。図８の回路８１７に示されるように構成されたオン／オフスイッチ１１２がこの削除機能を実行する。オン／オフスイッチ１１２は図７で７１６と符号が付されているゲーテイング制御信号１１１１により制御される。
【００８０】
スイッチ１１１３の出力信号１１１３は、二次オーダーループフイルタのＬ２搬送波ループフイルタ１１１４への入力である。ループフイルタ１１１４の出力１１１９は２つの項を含む。回路１１１５において定数Ｋ１でゲートされたループエラー信号１１１３を乗算して発生される比例項およびアキュムレータ１１１７によりゲートされたループエラー信号１１１３を積分してそして回路１１１６において定数Ｋ２でスケーリングすることにより発生される積分項である。ループフイルタ出力信号１１１９は、加算器１１１７の出力において得られるこれら２つの項の和である。ループフイルタ出力１１１９はＬ２搬送波ＮＣＯ１１２０に入力され、その入力信号の符号及び大きさに依存してその内部信号周波数を早くしたり遅くしたりする。ＮＣＯ１１２０により発生された推定Ｌ２搬送波位相１００２は図１０中のＬ２Ｐコードチャンネル角度回転器１００６の入力となり、受信Ｌ２Ｐ搬送波位相を追跡する。
【００８１】
図１２は、Ｌ２搬送波追跡ループネットワークの代替的な実施例のブロック図である。図１１と図１２の間の違いは、それらのそれぞれのオン／オフスイッチに対する制御信号の発生にある。図１１においては、オン／オフスイッチ１１１２の制御はＡＲＣ1の絶対値を最適しきい値と比較することにより決定される。図１２において、√２、すなわち、信号１２０４によりスケーリングされたＡＲＣ1と信号ＡＲＣ2１２０５との和である信号１２０７の絶対値がしきい値比較回路１２１３内の最適しきい値１２１４と比較される。しきい値比較回路の出力１２１２はループエラー信号１２１０をゲートするために使用される。図１２中の他の回路は図１１に記載されたのと実質的に同じ態様で構成される。図１２で、ＧＰＳＬ１信号から導出されたＡＲＣ1及びＧＰＳＬ２信号から導出されたＡＲＣ2の両方のエネルギーは結合されて極性変化があるかどうかを決定するために選択されたしきい値と比較される。この実施例は、ＳＮＲ性能において図１１に記載された実施例に較べて改善を与える。
【００８２】
以上、本発明の好適な実施例について説明したけれど、本発明はそれに限定されるものでないことは理解できる。特許請求の範囲に記載された本発明の開示の方法及び構成から逸脱することなく、ここに記述された材料や構成の詳細を変えたり修正したりするができることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明により構成されたグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）を表したブロック図
【図２】  本発明のＧＰＳ受信機内に含まれるＲＦコンバータ及びＩＦ処理ネットワークの例のブロック図
【図３】  本発明の交差相関関係を使用した、Ｌ１Ｐコード追跡、Ｌ２Ｐコード追跡及びＬ２搬送波追跡のための好ましい構成の全体を示す機能ブロック図
【図４】  Ｌ１チャンネルＷビットタイミング発生器のブロック図
【図５】  Ｌ２チャンネルＷビットタイミング発生器のブロック図
【図６】  定時的及び早い−遅いＬ１Ｐコード相関関係器の好ましい構成のブロック図
【図７】  本発明によるＬ１Ｐコード追跡ネットワークの好ましい構成ブロック図
【図７Ａ】  好ましい実施例に必要とされるｌ１Ｐコードチャンネル角度回転器の構成を示す図
【図８】  好ましい実施例による、ｉ）ＬｉＣ／Ｎｏに従って順応的に最適なしきい値を提供し、ｉｉ）積分及びダンプ期間において２つのＷビット間でデータ極性が変化したかどうかを決定するためにしきい値比較を実行するのに使用される回路、そしてｉｉｉ）ループエラー信号ゲートのために使用されるオン／オフスイッチを示すブロック図
【図８Ａ】  最適なしきい値の例の軌跡を示す図
【図９】  好ましい実施例による定時的及び早い−遅いＬ２Ｐコード相関関係器のブロック図
【図１０】  本発明の交差相関関係技術によるＬ２Ｐコード追跡ネットワークの好ましい実施例のブロック図
【図１０Ａ】  好ましい実施例に必要とされるＬ２Ｐコードチャンネル角度回転器の構成を示す図
【図１１】  本発明の交差相関関係技術により構成されたＬ２搬送波追跡ループネットワークのブロック図
【図１２】  本発明の交差相関関係技術により構成されたＬ２搬送波追跡ループネットワークの別の実施例のブロック図
【符号の説明】
１０１    アンテナ
１０３    ＲＦ下降変換器
１０６    Ｉ．Ｆ．処理ネットワーク
１１１    ベース帯域プロセッサ
１１８    ナビゲーション及び制御プロセッサ
１２０    測地プロセッサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図７Ａ】
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【図８】
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【図８Ａ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１０Ａ】
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【図１１】
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【図１２】
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