(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの送信手段をそれぞれ有する少なくとも２つの送信端末から、空間ダイバーシティ受信手段を有する少なくとも１つの受信端末に複数のデータ信号を送信する方法であって、
上記複数のデータ信号から変換された複数の変換後のデータ信号を上記送信端末から送信し、上記変換後のデータ信号のうちの少なくとも２つの信号の少なくとも関数である複数の受信データ信号を上記空間ダイバーシティ手段で受信するステップと、
上記受信端末において上記受信データ信号のうちの少なくとも２つをサブバンド処理するステップと、
上記受信端末において、上記複数のサブバンド処理された受信データ信号から、上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップとを含み、
上記決定するステップは、
上記複数のデータ信号から１つのデータ信号を選択するステップと、
上記複数のサブバンド処理された受信データ信号から、上記選択されたデータ信号の推定値を決定するステップと、
上記選択されたデータ信号の上記推定値に基づいて、上記複数のサブバンド処理された受信データ信号を修正するステップと、
上記複数のサブバンド処理されて修正された受信データ信号から、残りのデータ信号の推定値を決定するステップとを含み、
上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップは、上記複数の受信データ信号の個々の空間シグネチャに基づいている方法。
【請求項２】
上記送信は実質的に同時に実行される請求項１記載の方法。
【請求項３】
上記複数の変換後のデータ信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップしている請求項１記載の方法。
【請求項４】
上記受信端末において上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップは、１つのサブバンドずつ実行される請求項１記載の方法。
【請求項５】
上記１つのデータ信号を選択するステップは、上記データ信号の受信電力に基づいて実行される請求項１記載の方法。
【請求項６】
上記１つのデータ信号を選択するステップは、上記データ信号の干渉比に基づいて実行される請求項１記載の方法。
【請求項７】
上記サブバンド処理に関係する複数のサブバンドは、少なくとも１つの組が少なくとも２つのサブバンドを含むように複数の組にグループ分けされ、
上記受信端末において上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップは、
上記複数のデータ信号と上記複数のサブバンド処理された受信データ信号との間の関係を１組ずつ決定するステップと
上記複数のデータ信号と上記複数のサブバンド処理された受信データ信号との間の上記関係を用いて上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップとを含む請求項１記載の方法。
【請求項８】
上記データ信号から上記変換後のデータ信号への変換は、逆サブバンド処理を含む請求項１記載の方法。
【請求項９】
上記受信端末において、上記複数のサブバンド処理された受信データ信号から、上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップは、
上記受信端末において、上記複数のサブバンド処理された受信データ信号から、上記複数のデータ信号の中間推定値を決定するステップと、
上記複数の中間推定値を逆サブバンド処理することによって、上記複数のデータ信号の推定値を取得するステップとを含む請求項１記載の方法。
【請求項１０】
上記データ信号から上記変換後のデータ信号への変換はさらに、ガードインターバルの導入を含む請求項１記載の方法。
【請求項１１】
上記サブバンド処理は、直交周波数分割多重分離である請求項１記載の方法。
【請求項１２】
上記逆サブバンド処理は、直交周波数分割多重化である請求項８又は９記載の方法。
【請求項１３】
１つの空間ダイバーシティ送信手段を有する少なくとも１つの送信端末から少なくとも１つの受信手段をそれぞれ有する少なくとも２つの受信端末に複数のデータ信号を送信する方法であって、
上記複数のデータ信号から変換された複数の合成データ信号を上記送信端末において決定するステップと、
上記複数の合成データ信号を逆サブバンド処理するステップと、
上記複数の逆サブバンド処理された合成データ信号を上記空間ダイバーシティ手段で送信するステップと、
上記複数の逆サブバンド処理された合成データ信号の少なくとも関数である複数の逆サブバンド処理された受信データ信号を、上記受信端末のうちの少なくとも１つにおける上記受信手段のうちの少なくとも１つで受信するステップと、
上記複数の逆サブバンド処理された受信データ信号から、上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップとを含み、
上記送信端末において上記複数の合成データ信号を決定するステップは、
上記複数のデータ信号をサブバンド処理することによって、複数の中間合成データ信号を決定するステップと、
上記複数の中間合成データ信号から上記複数の合成データ信号を決定するステップとを含み、
上記複数の合成データ信号を決定するステップは、送信される上記複数の逆サブバンド処理された合成データ信号の個々の空間シグネチャに基づいている方法。
【請求項１４】
上記複数の逆サブバンド処理された合成データ信号の送信は、実質的に同時に実行される請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
上記複数の逆サブバンド処理された合成データ信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップしている請求項１３記載の方法。
【請求項１６】
上記送信端末において上記複数の合成データ信号を決定するステップは、１つのサブバンドずつ実行される請求項１３記載の方法。
【請求項１７】
上記受信端末において上記複数のデータ信号の推定値を決定するステップは、サブバンド処理を含む請求項１３記載の方法。
【請求項１８】
上記サブバンド処理は、直交周波数分割多重分離である請求項１３又は１７記載の方法。
【請求項１９】
上記逆サブバンド処理は、直交周波数分割多重化である請求項１３記載の方法。
【請求項２０】
上記逆サブバンド処理に関係している上記複数のサブバンドは、少なくとも１つの組が少なくとも２つのサブバンドを含むように複数の組にグループ分けされ、
上記送信端末において上記複数の合成データ信号を決定するステップは、
上記複数のデータ信号と上記複数の合成データ信号との間の関係を１組ずつ決定するステップと、
上記複数のデータ信号と上記複数の合成データ信号との間の上記関係を用いて上記複数の合成データ信号を決定するステップとを含む請求項１３記載の方法。
【請求項２１】
上記複数の逆サブバンド処理された合成データ信号にはガードインターバルが導入される請求項１３記載の方法。
【請求項２２】
少なくとも２つの受信データ信号からデータ信号の推定値を決定する装置であって、
少なくとも１つの空間ダイバーシティ受信手段と、
上記空間ダイバーシティ受信手段で上記複数の受信データ信号を受信する第１の回路部と、
上記受信データ信号のうちの少なくとも２つをサブバンド処理する第２の回路部と、
上記複数のサブバンド処理された受信データ信号から上記複数のデータ信号の推定値を決定する第３の回路部とを少なくとも備え、
上記複数のデータ信号の推定値を決定することは、上記複数の受信データ信号の個々の空間シグネチャに基づいている装置。
【請求項２３】
上記第３の回路部は、上記複数のサブバンド処理された受信データ信号の複数のサブバンドの一部に基づいて上記複数のデータ信号の推定値の一部をそれぞれ決定する複数の回路を備えた請求項２２記載の装置。
【請求項２４】
上記空間ダイバーシティ手段は少なくとも２つの受信手段を備え、
上記第１の回路部は、上記空間ダイバーシティ手段の上記受信手段のうちの１つから上記複数の受信データ信号をそれぞれ受信する複数の回路を備えた請求項２２記載の装置。
【請求項２５】
上記複数のデータ信号の推定値を決定することは、１つのサブバンドずつ実行される請求項２２記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高速マルチユーザ無線通信のための装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
変調技術としてマルチキャリア方式を使う考えは、本技術では知られている「アール．ダブリュー．チャン、”マルチチャンネルデータ伝送のための帯域制限された直交信号の合成”、ベルシステム技術ジャーナル、４５巻、１７７５−１７９６ページ、１９６６年１２月（Chang, R. W.”Synthesis of band-limited orthogonal signals for multichannel data transmission”Bell syst. Tech. J., vol. 45, pp. 1775-1796, Dec. 1966）」、「ビー．アール．サルツバーグ、”効率的な並列データ伝送システムの性能”、アメリカ電気電子通信学会、トランザクション、通信技術、ＣＯＭ−１５巻、１９６７年１２月（Saltzberg, B. R.” Performance of an efficient parallel data transmission system”IEEE Trans. Comm. Technol., vol. COM-15, Dec. 1967）」。マルチキャリア変調から得られる可能な利点は、多くの論文に述べられている「ティー．ミュラー、ケー．ブリューニングハウス、エイチ．ローリング、”広帯域移動体通信のためのコヒーレントＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの性能”、無線パーソナル通信２、クリューワー・アカデミック・パブリシャーズ、１９９６年、２９５−３０５ページ、（Meuller, T.Brueninghaus, K. and Rohling H.” Performance of Coherent OFDM-CDMA for Broadband Mobile Communications”, Wireless Personal Communications 2, Kluwer Academic Publishers, 1996, pp. 295-305）」、「エス．カイザー、”ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ対ＤＳ−ＣＤＭＡ：フェージングチャンネルに関する性能評価”ＩＣＣ‘９５、１７２２−１７２６ページ、（Kaiser, S.” OFDM-CDMA versus DS-CDMA : Performance Evaluation for Fading Channels”, ICC‘95, pp. 1722-1726）」。上記の魅力的な変調技法に関しては、多数の理論的出版物が書かれてきた「カレット、”マルチトーンチャンネル”、アメリカ電気電子通信学会、トランザクション、３７巻、２号、１９８９年２月、（Kalet,” The multitone Channel”, IEEE Trans. Commun., vol. 37, no. 2, Feb. 1989）」、「ファゼル、ジー.フェトワイス、”マルチキャリアスペクトル拡散”、クリューワー・アカデミック・パブリシャーズ、１９９７（Fazel, G. Fettweis," Multi-Carrier Spread-Spectrum”, Kluwer Academic Publ., 1997）」。例えば屋内環境で遭遇するような、マルチパスフェージング伝搬状況では特に、マルチキャリア変調は有益な技術である。この技術は実際、巡回プレフィックスを含むガードインターバルの挿入によって、ＩＳＩ（シンボル間干渉）に対処する非常に効率的な方法を可能にする。さらに、適応ローディング技術は、スループット性能をかなり増加させることを可能にする「エル．ファン・デル・ペル、エス．トエン、ピー．ヴァンデナメール、ビー．ギセリンク、エム．エンゲルス、”高速ＯＦＤＭベースのＷＬＡＮのための適応ローディング戦略”、１９９８年１１月、オーストラリア、シドニーでのＧｌｏｂｅｃｏｍ‘９８にて、（L. Van der Perre, S. Thoen, P. Vandenameele, B. Gyselinckx, M. Engels.” Adaptive loading strategy for A high speed OFDM−based WLAN”In Globecom‘98. Sydney, Australia, November 1998）」。しかしながら、所定のキャリア変調に関しては、ビット／秒／ヘルツで表される帯域幅効率は固定される。無線通信の膨大な成長と広帯域サービスの重要性とを前提とすれば、スペクトルはますます不足してくる。無線システムの容量又は帯域幅効率を増加させる１つの方法は、干渉しない異なるセル内でスペクトルを再利用するためにセルラー化（小区画化）を適用す��ことである。この技術は移動体電話網での適用で成功している一方、（経済的観点からは）ＷＬＡＮあるいは家庭用ＬＡＮとしての小規模あるいは中規模の屋内ネットワークには不適当である。先ず第１に、妥当な再利用率を達成するためには高い動作周波数（すなわち、ミリ波帯）が必要とされる「エム．チアニ、ディー．ダルダリ、エー．ツァネラ、オー．アンドリサノ、”ミリ波における屋内マルチメディアのための広帯域無線網のサービスの利用可能性”、１９９８年９月、イタリア、ピサでのＩＳＳＳＥ‘９８、２９−３３ページ、（M. Chiani, D. Dardari, A. Zanella, O. Andrisano.” Service Availability of Broadband Wireless Networks for Indoor Multimedia at Millimeter Waves”In ISSSE‘98. pp. 29-33, Pisa, Italy, September 1998）」、「ティー．イトハラ、ティー．マナベ、エム．フジタ、ティー．マツイ及びワイ．スギモト、”ミリ波屋内無線通信に関する研究活動”、１９９５年１１月、日本国、東京でのＩＣＵＰＣ‘９５にて（T. Ithara, T. Manabe, M. Fujita, T. Matsui and Y. Sugimoto.” Research Activities on Millimeter-Wave Indoor Wireless Communications”, in ICUPC‘95, Tokyo, Japan, November 1995）」。第２に、セルラー化（小区画化）は、階層に余分なレイヤーを導入し、プロトコルスタックを複雑にする。第３に、セルラー化は、設置時の負担を増加させる。スペクトル再利用を可能にし、セルラー化の欠点を持たない他の方法は、空間分割多元接続（Space Division Multiple Access：ＳＤＭＡ）技術の適用である「エー．パウルラジ、シー．パパディアス、”無線通信のための空間時間処理”、アメリカ電気電子通信学会、信号処理マガジン、４９−８３ページ、１９９７年１１月、（A. Paulraj, C. Papadias.” Space-Time Processing for Wireless Communications”, IEEE Signal Processing Magazine, pp. 49-83, November 1997）」。アンテナアレイを利用すればＳＤＭＡは、同一周波数帯域で同時に通信している異なるユーザを彼らの個々の空間的シグネチャを利用することによって分離することができる。この技術は、それ自体として、セル化された空間の１個のセル内での再利用を可能にする。ＳＤＭＡは、単一キャリアのシステムのために提案されたものであって、その利点は広く明らかとなっている「ジー．ツロス、エム．ビーチ、ジェイ．マクジーハン、”２１世紀の無線個人通信：適応アンテナにおけるヨーロッパの技術的進歩”、アメリカ電気電子通信学会、通信マガジン、３５巻、９号，１０２−９ページ、１９９７年９月、（G.Tsoulos, M.Beach and J.MacGeehan,” Wireless personal communications for the 21st Century: European technological advances in adaptive antennas”, Communications Magazine, vol. 35, No. 9, pp. 102-9, Sept 1997）」、「アール．ロイ、”スマートアンテナ技術とその無線通信システムへの応用の概要”、アメリカ電気電子通信学会、国際会議、パーソナル無線通信について、２３４−８ページ、ニューヨーク州ニューヨーク、１９９７年、（R. Roy,” An overview of smart antenna technology and its application to wireless communication sytems”, IEEE International Conf. On Personal Wireless Communications, pp234-8, New York, NY, 1997）」，「エス．ジェン、ジー．フ、エイチ．リン及びヴェー．フォーゲル、”屋内無線通信におけるアンテナアレイの実験的研究”、信号、システム及びコンピュータに関するアシロマー会議、７６６−７０ページ、カリフォルニア州、ロスアラミトス、１���９６年、（S.Jeng, G.XU, H.Lin and W.Vogel,” Experimantal study of antenna arrays in indoor wireless applications”, Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, pp. 766-70 Los Alamitos, CA, 1996）」。しかしながら、高速（例えば１００Ｍｂｐｓ）無線システムのためのこれらの単一キャリアＳＤＭＡシステムは、膨大な量の処理を必要とする（例えば、ＧＦＬＯＰＳのオーダー）「ピー．ヴァンデナメール、エル．ファン・デル・ペル、ビー．ギセリンク、エム．エンゲルス及びエイチ．ド・マン、”高速無線ＬＡＮのためのＳＤＭＡアルゴリズム”、グローブコム９８，１８９−１９４ページ、オーストラリア、シドニー、１９９８年１１月、（P. Vandenameele, L. Van der Perre, B. Gyselinckx, M. Engels and H. De Man,” An SDMA Algorithm for High-Speed Wireless LAN”, Globecom 98 Sydney, Australia, pp. 189-194, November 1998）」。本技術では、変調技術としてのＯＦＤＭとアンテナアレイとの組合せが知られている「ジー．ローリー及びジェイ．チオッフィ、”無線通信のための空間的時間的符号化”、アメリカ電気電子通信学会、トランザクション、通信、４６巻、３号、３５７−３６６ページ、１９９８年３月、（G. Raleigh and J. Cioffi,” Spatio-Temporal Coding for Wireless Communication”, IEEE Transaction on Communications, Vol. 46, No. 3, pp. 357-366, March 1998）」。しかしながらこれらのアルゴリズムは１人のユーザのシナリオに限定されており、ＳＤＭＡを使用できない。
【０００３】
オランダ国ドルドレヒトのクリューワー・アカデミック・パブリシャーズ社発行の、１９９７年の「マルチキャリアスペクトル拡散４９−５６」の”移動体通信のためのスペクトル拡散マルチキャリア多元接続システム”（” A spread-spectrum multi-carrier multiple-access system for mobile communications”, Kluwer Academic Publishers, Multi-Carrier Spread-Spectrum 49-56）の中で、エス．カイザー（S.Kaiser）とケー．ファゼル（K.Fazel）は、送信ピアと受信ピアの両者が１つのアンテナを持つポイントツーポイント方式（固定方式）について述べている。各ユーザが分離した一組のキャリア（搬送波）を有する異なるユーザは、ＦＤＭＡによって処理される。１人のユーザｉｄのデータは、スペクトル拡散の技術を用いて、サブセットのキャリアに拡散される。
【０００４】
ＷＯ９７／４１６６４７では、これらのユーザの分離は、チャンネル情報と一緒にスペクトル拡散コードに基づいている。ＺＦ又はＭＭＳＥ合成器の動作は、すべてのキャリアについて同時に実行される。
【０００５】
エー．クズミンスキー（A.Kuzminskiy）等は、１９９８年１１月１日〜４日の信号、システム及びコンピュータに関する会議、２巻、１８８７−１８９１ページにおける”短時間バーストのマルチユーザＳＤＭＡシステムのための多段セミブラインド空間−時間処理”（” Multistage semi-blind spatio-temporal processing for short burst multiuser SDMA systems”Conference on Signals, Systems & Computers, Vol 2, 1-4 November 1998, pages 1887-1891）の中で、ブラインド／トレーニング混合型の検出アプローチに関連して、ＳＤＭＡに関する連続的干渉除去の技術について述べている。これは、ＯＦＤＭといったサブバンド処理に依存していない。さらにこれは、マルチキャリアアプローチを使用しない。周波数という観点からこの技術は、ある帯域全体を利用している。１ユーザの信号の決定の選択は、全周波数帯域についてこの信号に影響を与える。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、本質的にマルチユーザ、マルチキャリアであって、空間分割多元接続の原理を利用する通信方式（少なくとも１つのピアから送信して少なくとも１つの他のピアで受信する伝送方式とも呼ばれる）と専用装置とを提供することによって高速無線網の性能／コスト比を改善することである。上記伝送方式と上記装置は、マルチパスフェージング条件下で高いスペクトル効率の通信を可能にする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様において（図１）、各々が少なくとも１つの送信手段を有する少なくとも２つの送信端末から空間ダイバーシティ受信手段を有する少なくとも１つの受信端末にデータ信号を送信する方法が開示される。上記空間ダイバーシティ受信手段は、空間的に離れている、あるいは異なる偏波を有する複数の、少なくとも２つのアンテナであることができる。送信端末は、１つのコンポジットピア（composite peer;合成ピア）にグループ化できる。受信端末は、１つの処理ピアにグループ化できる。空間ダイバーシティ受信手段は、上記受信手段が同一のデータ信号の異なる空間サンプルを提供するような方法で互いに関係する少なくとも２つの受信手段を備える。上記伝送方式の第１のステップでは、送信されるデータ信号が上記送信端末から送信される。この送信は、実質的に同時に行うことができる。上記送信されるデータ信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップしていてよい。これら送信されるデータ信号は、上記データ信号の変換されたものである。上記伝送方式の第２のステップでは、受信されるデータ信号は、上記空間ダイバーシティ手段で受信される。上記受信されるデータ信号は、上記送信されたデータ信号の少なくとも２つの信号の少なくとも関数である。第３のステップでは、上記受信されたデータ信号の少なくとも２つの信号は、上記受信端末でサブバンド処理される。最後のステップでは、上記データ信号の推定値は、上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号から決定される。
【０００８】
あるデータ速度を有するデータ信号のサブバンド処理は原則として、上記データ信号をより低いデータ速度を有する複数のデータ信号に分割することと、上記複数のデータ信号の各々を他のキャリアで変調することとを備える。上記キャリアは、直交性であることが好ましい。一実施形態では、あるデータ信号の上記サブバンド処理は、シリアル／パラレル変換器を使用することと、上記データ信号の１グループのデータサンプルに対して変換を用いることとによって実現できる。
【０００９】
こうしてこの伝送方式は、マルチキャリアアプローチを、少なくとも２つの送信端末が存在するので同時にマルチユーザ環境で利用する。本伝送方式は、空間ダイバーシティ手段で受信された信号の異なる空間サンプルに基づいて、異なるユーザ又は異なる送信端末を分離する。それ自体として本伝送方式は、空間分割多元接続技術であると理解できるが、同時に単一のキャリアの代わりにマルチキャリア配列（配置）になっているものと理解できる。しかしながら、本方式は、空間分割多元接続技術とマルチキャリア方式との単純な結合（縦続接続）以上のものである。実際、このような結合は、データ信号の時間領域処理という結果をもたらすが一方、本発明は結果的に、時間領域技術である普通のＳＤＭＡと比較して、周波数領域におけるデータ信号のより複雑でない処理となるサブバンド処理技術の固有周波数並列処理を利用する。このことは、データ信号の複雑さの低い非線形処理を可能にし、また性能をかなり改善する。実際、データ信号のこのような非線形処理によって本発明は、異なるユーザに関して観測される周波数ダイバーシティを利用している。送信すべきデータ信号は、異なるユーザから発生しているので、多くの場合少なくとも部分的には独立していると言えるが、伝送方式はこれに依存しない。
【００１０】
本発明のこの第１の態様の一実施形態では、１つのサブバンドずつの処理が開示される。上記１つのサブバンドずつの処理は、サブバンド毎の処理又はキャリア毎の処理とも呼ぶことができる。
【００１１】
本発明のこの第１の態様の他の実施形態では、連続的干渉除去の方法が開示される。上記連続的干渉除去法は、１つのサブバンドずつの処理アプローチによって実現可能であるが、これに限定されることはない。
【００１２】
本発明のこの第１の態様のさらに他の実施形態では、干渉依存状態挿入の方法が開示される。
【００１３】
本発明のこの第１の態様のなお更なる実施形態では、初期設定時にコヒーレンスによるグループ分け（サブバンドグルーピング）を利用する方法が開示される。
【００１４】
上記第１の態様の上記各実施形態は、組み合わせることができる。
【００１５】
本発明の第２の態様においては、空間ダイバーシティ送信手段を有する少なくとも１つの送信端末から少なくとも１つの受信手段を有する少なくとも２つの受信端末にデータ信号を送信する方法が開示される。これらの送信端末は、１つの処理ピアにグループ化できる。これらの受信端末は、１つのコンポジットピアにグループ化できる。空間ダイバーシティ送信手段は、上記送信手段が同一のデータ信号の異なる空間サンプルを提供するような方法で互いに関係している少なくとも２つの送信手段を備える。上記伝送方式の第１のステップでは、合成された複数のデータ信号が上記送信端末において決定される。上記合成データ信号は、上記データ信号の変換されたものである。本発明の送信方法の第２のステップでは、上記合成データ信号は、逆サブバンド処理される。次のステップでは、上記逆サブバンド処理された合成データ信号は、上記空間ダイバーシティ手段で送信される。上記送信された逆サブバンド処理済みの合成データ信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップしていることができる。更なるステップでは、少なくとも１つの受信端末の上記受信手段の少なくとも１つで、逆サブバンド処理された受信データ信号が受信され、次いで、上記逆サブバンド処理された受信データ信号から上記データ信号の推定値が決定される。上記データ信号は、それらの宛て先が異なるユーザになっているので、多くの場合少なくとも部分的には独立していると言えるが、本発明の伝送方式はこれに依存しない。本発明の上記第１及び第２の態様は組み合わせることができる。
【００１６】
本発明の第３の態様では、少なくとも実質的に同時に受信された少なくとも２つのデータ信号から、データ信号の推定値を決定する装置が開示される。上記受信されたデータ信号は、少なくとも部分的にオーバーラップしたスペクトルを持っている。上記装置は少なくとも、少なくとも１つの空間ダイバーシティ受信手段と、上記空間ダイバーシティ受信手段で上記受信データ信号を受信するように適応された回路部と、上記受信データ信号の少なくとも２つの信号をサブバンド処理するように適応された回路部と、サブバンド処理された受信データ信号から上記データ信号の推定値を決定するように適応された回路部とを備える。上記装置は、処理ピアにおいて、アップリンク伝送方式で利用することができる。
【００１７】
本発明のこの第３の態様の一実施形態では、装置構成において並行処理が開示される。この種の並行処理は、本発明の伝送方式に関して典型的な固有周波数並行処理のために利用可能である。実際、上記回路部は、サブバンド処理された受信データ信号から上記データ信号の推定値を決定するように適応され、かつ複数の回路を備え、上記各回路は、上記サブバンド処理された受信データ信号のサブバンドの一部に基づいて上記データ信号の上記推定値の一部を決定するように適応される。
【００１８】
本発明のこの第３の態様の他の実施形態では、上記受信データ信号を受信するように適応された回路部における装置構成に更なる並行処理が導入される。
【００１９】
本発明の第４の態様では、逆サブバンド処理された合成データ信号を伝送する装置であって、少なくとも、少なくとも１つの空間ダイバーシティ送信手段と、複数のデータ信号を合成させるように適応された回路部と、合成データ信号を逆サブバンド処理するように適応された回路部と、逆サブバンド処理された合成データ信号を上記空間ダイバーシティ手段によって送信するように適応された回路部とを備えた装置が開示される。上記装置は、処理ピアにおいて、ダウンリンク伝送方式で利用することができる。
【００２０】
本発明の一実施形態では、本装置構成における並行処理は、データを合成させるように適応された回路部、又は（及び）逆サブバンド処理された合成データ信号を送信するように適応された回路部に導入される。
【００２１】
本発明の上記第３及び第４の態様における上記両装置の機能性とアーキテクチャ的特性とを有する装置を画成することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明は、以下に記載の発明の詳細な説明に限定されない。
【００２３】
本発明は、端末（２０）、（４０）、（３３０）、（２４０）の間の（無線）通信に関する。我々は、通信の各々の側のこれらの端末を論理的にグループ化し、これらをピア（３４０）、（２３０）、（１０）、（３０）と呼ぶ。各ピアは、１つ以上の端末を具体化することができ、これによって少なくとも１つのピアは２つ以上の端末を具体化している。従って、本発明の焦点は、マルチユーザである。これらのピアは、情報を送信及び／又は受信することができる。例えばこれらのピアは、一時に送信又は受信の何れかを行う半二重モード、あるいは実質的に同時に送信と受信とを行う全二重モードで通信を行うことができる。
【００２４】
本発明は、サブバンド処理を利用するシステムのために空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）技術を導入し、これによってマルチキャリアアプローチに適合している。本発明においては、通信ピア（３０）、（２３０）の少なくとも１つは、送信及び／又は受信信号の異なる空間サンプルを提供することのできる送信及び／又は受信手段（８０）、（２２０）を有する端末（４０）、（２４０）を備える。我々は、これらの送信及び／又は受信手段を空間ダイバーシティ手段と呼ぶ。我々は、上記空間ダイバーシティ手段を有する（複数の）ピアを処理ピア（３０）、（２３０）と呼ぶ。上記処理ピアは、対向するピア（１０）、（３４０）の少なくとも２つの端末と通信を行い、これらは少なくとも部分的には同時に動作でき、また、通信される信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップすることができる。周波数分割多元接続技術は、オーバーラップしていない信号スペクトルに依存しているが一方、時分割多元接続技術は、異なる時間スロットの信号を、従って同時ではない信号を通信することに依存しているということに留意されたい。我々は、同時に同一の周波数を使用する少なくとも２つの端末（２０）、（３３０）を備えるこの対向するピアをコンポジットピア（１０）、（３４０）と呼ぶ。本発明は、少なくとも処理ピア（３０）、（２３０）がサブバンド処理手段を有する端末間の（無線）通信に関する。
【００２５】
コンポジットピアと処理ピアとの間の通信は、アップリンク（図１）伝送とダウンリンク（図２）伝送とから構成できる。アップリンク伝送は、コンポジットピアがデータ信号を送信し、処理ピアがデータ信号を受信する伝送を意味する。ダウンリンク伝送は、処理ピアがデータ信号を送信し、コンポジットピアがデータ信号を受信する伝送を意味する。アップリンク伝送とダウンリンク伝送は、同時的であるか（全二重）（例えば異なる周波数帯域を使用する）、あるいは時間二重モード（半二重）（例えば同一の周波数帯域を使用する）で動作するか、あるいはその他任意の構成でもよい。
【００２６】
送信回路から受信回路へのデータ又はデジタル信号の（無線）伝送は、送信回路でのデジタル／アナログ変換と受信回路でのアナログ／デジタル変換とを必要とする。以下の説明では、本通信機構の装置は、フロントエンドとも呼ばれる送受信手段を持っており、上記送受信手段は、増幅又は信号レベル利得制御を含み、ＲＦ（無線周波数）信号の必要ベースバンド信号への変換とその逆変換とを実現するこれらアナログ／デジタル及びデジタル／アナログ変換手段を含むことを仮定としている。フロントエンドは、増幅器とフィルタとミキサ（ダウンコンバータ）とを備える。そのようなテキスト（本明細書）では、すべての信号は一連のサンプルシーケンスとして表現され（デジタル表現）、それによって上述の変換も実行されるものと仮定する。しかしながら上記仮定は、本発明の範囲を限定するものではない。このようにしてデータ信号あるいはデジタル信号の通信は、（個々の）サンプルシーケンスの送信及び受信としてシンボル化される。伝送に先立って、キャリア又はパルス列の位相及び／又は振幅を結果的に変調する（例えば、ＱＡＭ変調又はＱＰＳＫ変調を使用する）シンボルに上記データ信号をマッピングすることによって、データ信号に含まれる情報を１つ以上のキャリア又はパルス列に供給することができる。上記シンボルは、送信アルファベットと呼ばれる有限集合に属している。上記データ信号に対する変調動作及び／又はフロントエンド動作を実行した結果得られた信号は、さらに伝送されるべき変換されたデータ信号と呼ばれる。
【００２７】
受信手段による受信の後に、受信信号に含まれる情報は、変換プロセスと推定プロセスとによって復元再生される。これらの変換及び推定プロセスは、復調とサブバンド処理と復号と等化とを含むことができるが、含まないこともある。上記の推定及び変換プロセスの後に、受信アルファベットと呼ばれる有限集合に属するシンボルを備える受信データ信号が得られる。受信アルファベットは、送信アルファベットと等しいことが好ましい。
【００２８】
本発明はさらに、一方のコンポジットピアの個々の端末の送信及び／又は受信手段と、他方の処理ピアの空間ダイバーシティ手段との間のチャンネルインパルス応答を測定する方法と手段とを利用することができる。このチャンネルインパルス応答の測定は、アップリンク伝送に基づくか、及び／又はダウンリンク伝送に基づくかのいずれかによって取得できる。このようにして測定されたチャンネルインパルス応答は、アップリンク伝送及び／又はダウンリンク伝送における処理ピア及び／又はコンポジットピアによって使用可能である。本発明はさらに、受信データの信号電力を決定する方法とデータ信号の干渉比を決定する方法とを利用することができる。
【００２９】
空間ダイバーシティ手段は、同一信号の個々の空間サンプルの受信又は送信を確実にする。同一信号の個々の空間サンプルのこの集合は、空間ダイバーシティサンプルと呼ばれる。一実施形態では、空間ダイバーシティ手段は、分離した複数のアンテナを具体化する。本実施形態では１つの端末に属する多数のアンテナは、（図１及び図２に示すように）空間的に離して配置でき、あるいはこれらは異なる偏波を使用できる。１つの端末に属する多数のアンテナをまとめて、アンテナアレイと呼ぶこともある。本発明は、空間ダイバーシティサンプルの個々のサンプルが十分に非相関的である場合に最も効率的である。一実施形態では、十分に非相関的なサンプルは、異なるアンテナを十分に大きな距離に離して配置することによって得られる。例えば異なるアンテナ間の距離は、通信が実行されるキャリア周波数の波長の半分になるように選択することができる。こうして空間ダイバーシティサンプルは、送信手段からそれぞれの受信手段への、あるいはその逆の異なる空間の伝搬経路のために互いに異なっている。これとは別に、上記空間ダイバーシティサンプルは、それぞれの受信又は送信手段の異なる偏波のために互いに異なっている。
【００３０】
上述の方法は、少なくとも処理ピアが、アップリンクモード（図１）で、これ以後ＳＰと呼ばれるサブバンド処理を実行し、ダウンリンクモード（図２）で、これ以後ＩＳＰと呼ばれる逆サブバンド処理を実行するということに依存している。さらにアップリンクモードでは、送信に先立ってコンポジットピア（図１の下段を参照）で、あるいはＳＰの後に処理ピア（図１の上段を参照）でのいずれかでＩＳＰが実行される。ダウンリンクモードでは、受信の後にコンポジットピア（図２の下段を参照）で、あるいはＩＳＰの前に処理ピア（図２の上段を参照）でのいずれかでＳＰが実行される。ＩＳＰとＳＰの両者が処理ピアにおいていずれかの伝送方向で実行されるシナリオは、集中化されたシナリオと呼ばれる。残りのシナリオ、すなわちＩＳＰとＳＰとが異なるピアにおいていずれかの伝送方向で実行されるシナリオは、分割シナリオと呼ばれる。
【００３１】
アップリンク伝送方式は、本発明の第１の態様として定式化でき、この方法は、各々が少なくとも１つの送信手段（６０）を有する少なくとも２つの送信端末（２０）から空間ダイバーシティ受信手段（８０）を有する少なくとも１つの受信端末（４０）にデータ信号（５０）を送信する方法であって、下記のステップ、すなわちデータ信号の変換されたものである変換済みデータ信号（７０）を上記送信端末（２０）から送信するステップ（第１のステップ）と、上記（送信された）変換済みデータ信号（７０）の中の少なくとも２つの信号の少なくとも関数である受信データ信号を上記空間ダイバーシティ手段（８０）で受信するステップ（第２のステップ）と、上記受信端末（４０）において上記受信データ信号の中の少なくとも２つの信号のサブバンド処理（９０）を行うステップ（第３のステップ）と、上記受信端末において（上記取得された）サブバンド処理された受信データ信号（１４０）から上記データ信号の推定値（１２０）を決定するステップ（第４のステップ）とを備えたことを特徴とする方法である。
【００３２】
上記変換済みのデータ信号の上記送信は、実質的に同時に行うことができる。上記変換済みのデータ信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップすることができる。
【００３３】
アップリンク分割シナリオでは、上記データ信号（５０）の変換済みデータ信号（７０）への上記変換は、逆サブバンド処理（１６０）を備える。アップリンク集中化されたシナリオでは、上記受信端末における（上記取得された）サブバンド処理された受信データ信号からの上記データ信号の推定値の上記決定（１５０）は、下記のステップ、すなわち上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号から上記データ信号の中間推定値（１３０）を決定する（１００）ステップ（第１のステップ）と、上記中間推定値を逆サブバンド処理する（１１０）ことによって上記データ信号の上記推定値（１２０）を取得するステップ（第２のステップ）とを備える。
【００３４】
ダウンリンク伝送方式は、本発明の第２の態様として定式化でき、この方法は、空間ダイバーシティ送信手段（２２０）を有する少なくとも１つの送信端末（２４０）から少なくとも１つの受信手段（３２０）を有する少なくとも２つの受信端末（３３０）にデータ信号（２００）を送信する方法であって、下記のステップ、すなわち上記送信端末において、上記データ信号の変換されたものである合成データ信号（３００）を決定する（２５０）ステップ（第１のステップ）と、上記合成データ信号を逆サブバンド処理する（２６０）ステップ（第２のステップ）と、（上記取得された）逆サブバンド処理された合成データ信号を上記空間ダイバーシティ手段（２２０）で送信するステップ（第３のステップ）と、逆サブバンド処理された受信データ信号を少なくとも１つの受信端末（３３０）の上記受信手段（３２０）の少なくとも１つで受信するステップ（第４のステップ）と、上記逆サブバンド処理された受信データ信号から上記データ信号の推定値を決定するステップ（第５のステップ）とを備えたことを特徴とする方法である。
【００３５】
上記送信は、実質的に同時に行うことができる。上記（送信された）逆サブバンド処理された合成データ信号のスペクトルは、少なくとも部分的にオーバーラップすることができる。
【００３６】
ダウンリンク分割シナリオでは、上記受信端末における上記データ信号の上記推定値の上記決定は、サブバンド処理（３５０）を備える。ダウンリンク集中化されたシナリオでは、上記送信端末における合成データ信号の決定は、下記のステップ、すなわち上記データ信号をサブバンド処理すること（２８０）によって中間合成データ信号（２９０）を決定するステップ（第１のステップ）と、上記中間合成データ信号から上記合成データ信号を決定する（２７０）ステップ（第２のステップ）とを備える。
【００３７】
上記伝送方式は、１つのピアから他のピアにデータ信号を送信することを意図しているが、伝送条件によって実際には上記データ信号の推定値だけが受信ピアで取得できることもあると言わなくてはならない。上記伝送方式は当然ながら、上記データ信号の上記推定値が技術的に可能な限り上記データ信号に近づくようにすることを意図している。
【００３８】
上記伝送方式が空間分割多元接続技術とマルチキャリア変調方式との単純な結合ではないことは、本発明の特徴である。実際、単純な結合であれば、このようなマルチキャリア方式によって送信端末で変調し、次いで空間分割多元接続装置で送信し、受信端末で、空間ダイバーシティ手段で受信した異なるデータ信号を１つの合成信号に合成し、次いでこの合成信号を復調するということになる。本発明の分割シナリオでは、送信端末において、（送信すべき）変換済み信号もマルチキャリア方式で変調され、空間分割多元接続装置での送信があるが、受信端末では先ず、空間ダイバーシティ手段で受信された異なる信号が復調され、次いでこれら復調された受信信号だけが合成される。集中化されたシナリオでは、変調及び復調の両者とも、アップリンクでは受信ピアに、及びダウンリンクでは送信ピアに集中される。ここでは変調と復調とは、サブバンド処理と逆サブバンド処理とを意味しており、通常の変調のことではないことに留意されたい。
【００３９】
本発明の第１及び第２の態様の実施形態では、マルチキャリア変調技術が実現されている。このようなマルチキャリア変調技術の一例は、ＩＳＰとしてＩＦＦＴを、ＳＰとしてＦＦＴを使用しており、この変調技術は、直交周波数多重化（ＯＦＤＭ）変調と呼ばれる。上記アップリンク伝送方式では、上記サブバンド処理は直交周波数分割多重分離であると言える。また上記アップリンク伝送方式では、上記逆サブバンド処理は直交周波数分割多重化であると言える。上記ダウンリンク伝送方式では、上記サブバンド処理は直交周波数分割多重分離であると言える。また上記ダウンリンク伝送方式では、上記逆サブバンド処理は直交周波数分割多重化であると言える。
【００４０】
集中化されたシナリオでは、ＳＰ（９０）、（２８０）とＩＳＰ（１１０）、（２６０）との間でサンプルに対して処理ピアで実行される処理は、サブバンド領域処理（２７０）、（１００）と呼ばれる。分割シナリオでは、送信端末においてＩＳＰ（１６０）、（２６０）の前に先立って実行され、受信端末においてＳＰ（９０）、（３５０）の後に実行される処理は、サブバンド領域処理（例えば（２５０））と呼ばれる。ここで「前に」というのは、送信又は受信のときに、時間的により早く生じるということを意味し、「後に」というのは、送信又は受信のときに、時間的により遅く生じるということを意味する。集中化されたシナリオでは、ＳＰとＩＳＰとの間の信号（１３０）、（１４０）、（２９０）、（３００）は、サブバンド領域表現における信号と呼ばれる。分割シナリオでは、送信端末におけるＩＳＰの前の信号（５０）、（３００）、（２００）と、受信端末におけるＳＰの後の信号（３６０）、（１４０）、（１２０）とは、サブバンド領域表現における信号と呼ばれる。
【００４１】
一実施形態ではサブバンド処理は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理からなり、逆サブバンド処理は、高速フーリエ逆変換処理を備える。ＦＦＴ処理は、信号の高速フーリエ変換を実行することを意味する。逆ＦＦＴ処理は、信号の高速フーリエ逆変換を実行することを意味する。
【００４２】
本発明では送信されるデータ列は、送信に先立って複数のデータサブシーケンスに分割される。上記データサブシーケンスは、サブバンド処理手段によって１ブロックとして処理されるサブシーケンスに対応する。マルチパス条件の場合、（複数の）送信端末においては、各一対のデータサブシーケンスの間に、巡回プレフィックス又は巡回ポストフィックスを含むガードインターバルが挿入される。もし無線通信において、送信される信号の無視できないエコーを受信するという結果を招くマルチパス伝搬条件が発生し、また、サブバンド処理手段がＦＦＴ及び／又はＩＦＦＴ演算から構成されている場合には、このガードインターバルの導入は、時間領域データ信号と時間領域チャンネル応答との畳み込みと、周波数領域データ信号と周波数領域チャンネル応答との乗算との間の等価性を得る。上記ガードインターバルの挿入は、集中化されたシナリオ、分割シナリオの両者で起こり得る。このように、本発明の一実施形態では、分割シナリオにおいて、（複数の）送信端末は、データサブシーケンスにＩＳＰを実行した後、そのデータサブシーケンスを送信する前に各一対のデータサブシーケンス間に巡回プレフィックス又は巡回ポストフィックスを含むガードインターバルを挿入すると言える。本発明の他の実施形態では、集中化されたシナリオにおいて、上記ガードインターバルは、送信端末で上記データサブブロックにＩＳＰ処理を実行せずに各一対のデータサブシーケンス間の送信されるシーケンスに挿入される。これは、上記アップリンク伝送方式において上記データ信号の送信データ信号への上記変換がさらにガードインターバルの導入を備えることを明示することによって、以上のように定式化できる。上記ガードインターバルの導入は、ダウンリンク伝送方式にも同様に適用可能である。その他、オーバーラップ及びセーブ技術も利用可能である。
【００４３】
空間ダイバーシティ手段を有する（複数の）端末（従って処理ピアにおける）は、空間ダイバーシティサンプルの個々のサンプルのサブバンド処理を可能にするＳＰ及び／又はＩＳＰ手段を持っている。またこれは、合成処理の手段も持っている。合成処理手段は、空間ダイバーシティサンプルにおける個々のサンプルのサブバンドから来るデータを処理する手段を意味する。上記合成処理手段においては、異なる個々の端末から来るデータを復元再生又は推定するために、あるいは個々の端末に送信すべきデータを合成するために異なる技術が適用できる。本発明は、アップリンク伝送及びダウンリンク伝送の両者に関して上記合成処理を実行する方法を開示している。
【００４４】
アップリンクにおける合成処理は、処理ピアと呼ばれる、空間ダイバーシティ手段を有するピアが、（少なくとも部分的にオーバーラップしているスペクトルを有する）変換されたデータ信号を（少なくとも部分的に同時に）送信する異なる端末を具体化するコンポジットピアからの信号を受信しているという通信状況に関する。上記アップリンク伝送方式では、上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号（１４０）からの上記データ信号（１２０）の推定値の上記決定は、上記合成処理を意味する。
【００４５】
ダウンリンクにおける合成処理は、処理ピアと呼ばれる、空間ダイバーシティ手段を有するピアが、（少なくとも部分的にオーバーラップするスペクトルを有する）いわゆる逆サブバンド処理された合成データ信号を（少なくとも部分的に同時に）送信する異なる端末を具体化するコンポジットピアに信号を送信しているという通信状況に関する。上記ダウンリンク伝送方式では、上記送信端末における合成データ信号（３００）の決定（２５０）は、上記合成処理を意味する。
【００４６】
本発明ではさらに、下記の表記が使用される。すなわちｘは、送信されるデータサンプルに使われる。表記ｙは、受信データサンプルに使われる。表記ｎは、雑音サンプルに使われる。表記Ｘは、送信されるデータサンプル行列に使われる。表記Ｙは、受信されるデータサンプル行列に使われる。表記Ｎは、雑音サンプル行列に使われる。表記ギリシャ記号のシグマ（σ）は、雑音の分散として使われる。表記ｈ（ｔ）は、時間領域で表されるチャンネルインパルス応答として使われる。表記ｈ［ｓ］は、周波数領域で表されるチャンネルインパルス応答として使われる。アレイインデックスｓ（１からＳまで）は、サンプル又はチャンネルインパルス応答が対応する特定のサブバンドを指す。表記Ｓは、サブバンド処理手段によって処理されるサブバンドの総数として使われる。上付き文字ｕ（１からＵまで）は、それによってアップリンクモードでデータ信号を送信し、あるいはそこに対してダウンリンクモードでデータ信号を操向させたコンポジットピアの個々の端末を指す。表記Ｕは、コンポジットピアにおける同一のサブバンドの同時端末の数として使われる。下付き添字ａ（１からＡまで）は、処理ピアにおける空間ダイバーシティサンプルの特定の１個の空間サンプルを指す。表記Ａは、処理ピアにおける空間ダイバーシティサンプル内の個々のサンプルの数として使われる。表記ｅは、等化器係数として使われる。表記Ｅは、等化器係数行列として使われる。表記ギリシャ文字のイプシロン（ε）は、確率的期待値演算子として使われる。記号の上の〜は、その記号のソフト推定値を示す。ソフト推定値は、受信アルファベット内に必ずしも含まれない推定値を意味する。記号の上のバーは、その記号のハード推定値を示す。ハード推定値は、受信アルファベットに含まれる記号に等しい推定値を意味する。
【００４７】
本発明では、複数の決定方法が利用される。上記決定方法は、単一のソフト推定値に基づいて１つ以上の中間ハード推定値を取得する。本発明の一実施形態では、上記決定方法は、ソフト推定値への最小距離を有する信号を受信アルファベットから決定することによって１つの中間ハード推定値を取得する。本発明の他の実施形態では、上記決定方法は、ソフト推定値への最小距離を有する信号を受信アルファベットから決定することによって多数の中間ハード推定値を取得する。
【００４８】
本発明では、複数の選択方法が利用される。上記選択方法は、ある特定のデータシンボルの中間ハード推定値に基づいて、上記特定のデータシンボルとしてハード推定値を取得する。本発明の一実施形態では、ある特定のデータ信号／シンボルとしてただ１つの中間ハード推定値が存在し、ハード推定値はこの中間ハード推定値に等しい。他の実施形態では、少なくとも１つのデータ信号に対して数個の中間ハード推定値が存在する。多数の中間ハード推定値の中から、１つの特定のデータ信号に関して１つの中間ハード推定値が、ある確率基準に基づいてハード推定値として選択される。
【００４９】
本発明では、複数の再合成器（recombiner）方式が利用される。上記再合成器方式は、もしハード推定値又は中間推定値に対応するデータシンボルが送信されたならば受信されたはずの空間ダイバーシティサンプルを計算することによって、上記ハード推定値又は中間ハード推定値に基づいて再合成されたダイバーシティサンプルを取得する。
【００５０】
本発明では、複数の修正器（modifier；又は変更器、訂正器）方式が利用される。上記修正器方式は、下記のステップを適用することによって、修正された空間ダイバーシティサンプルを取得する。第１に、これらの方式は、以前に取得したハード推定値又は中間ハード推定値に基づいて再合成器方式を適用することによって、再合成された空間ダイバーシティサンプルを取得する。第２に、これらの方式は、再合成された空間ダイバーシティサンプルと元の空間ダイバーシティサンプルとを利用することによって、修正された空間ダイバーシティサンプルを取得する。
【００５１】
上記修正器方式は、連続的干渉除去方式を意味するアップリンク伝送方式で利用され、ここでは上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号からの上記データ信号の上記推定値の上記決定は、少なくとも１つのデータ信号に関してさらに下記のステップ、すなわち上記のデータ信号から１つの選択される信号を選択するステップ（第１のステップ）と、上記サブバンド処理された受信データ信号から上記選択されたデータ信号の推定値を決定するステップ（第２のステップ）と、上記サブバンド処理された受信データ信号を上記選択されたデータ信号の上記推定値に基づいて修正器方式によって修正するステップ（第３のステップ）と、上記修正されたサブバンド処理済み受信データ信号から上記残りのデータ信号の推定値を決定するステップ（第４のステップ）とからなっている。選択されるデータ信号の上記選択は、単にどの信号に対して上記方式が適用されるかを決定することであるということに留意されたい。上記選択は、上述の選択方式と混同すべきではない。
【００５２】
上記修正器方式はまた、状態挿入方式を意味するアップリンク伝送方式で利用され、ここでは上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号からの上記データ信号の上記推定値の上記決定は、少なくとも１つのデータ信号に関してさらに下記のステップ、すなわち上記データ信号から１つの選択される信号を選択するステップ（第１のステップ）と、上記サブバンド処理された受信データ信号から上記選択されたデータ信号の複数の推定値を決定するステップ（第２のステップ）と、上記修正されたサブバンド処理済みの受信データ信号の各々が上記選択されたデータ信号の上記推定値の１つに基づく複数の上記修正されたサブバンド処理済み受信データ信号を修正器方式によって決定するステップ（第３のステップ）と、上記複数の修正されたサブバンド処理済み受信データ信号から上記残りのデータ信号の少なくとも１つの信号の複数の推定値を決定するステップ（第４のステップ）と、それから上記選択されたデータ信号の上記推定値の１つを（ある選択方式によって）選択するステップ（第５のステップ）とを備える。選択されるデータ信号の上記選択は、単にどの信号に対して上記方式が適用されるかを決定することであるということに留意されたい。上記選択は、上述の選択方式と混同すべきではない。
【００５３】
上記連続的干渉除去方式における上記選択されたデータ信号の上記推定値は、ハード推定値であると見なすことができると言える。上記状態挿入方式における上記選択されたデータ信号の上記複数の上記推定値は、中間ハード推定値であると見なすことができる。上記の両方式における上記残りのデータ信号の上記複数の推定値は、（中間）ハード又はソフト推定値のいずれかであり得る。
【００５４】
本発明では、サブバンドのコヒーレンスによるグループ分けの方法が提示される。上記コヒーレンスによるグループ分けの方式は、初期設定の労力を削減し、アップリンク伝送とダウンリンク伝送の両方で使用可能である。上記コヒーレンスによるグループ分けの方式は、Ｓ個のサブバンドを、各グループｉがＧI個のサブバンドを備えた隣接サブバンドのグループに分割する。上記コヒーレンスによるグループ分けの方式では、初期設定計算は、各サブバンドごとに別々にではなく各サブグループについて１回だけ実行される。上記コヒーレンスによるグループ分けの方式は、１つのサブグループ内のすべてのサブバンドが十分に相関的なチャンネルインパルス応答を受けるものとすれば、合成処理方式の性能には影響を与えない。従って、本発明が最大限に効率的であるためには、数ＧIは、通信状況によって制限される。初期設定処理に対して、上記コヒーレンスによるグループ分けの方式は、サブグループ内のサブバンドの数ＧIの平均である係数Ｇによって計算の複雑さを軽減するという結果をもたらす。一実施形態では、通信はＯＦＤＭ伝送に基づいており、数ＧIはすべて、各キャリア間の間隔によって分割されたコヒーレンス帯域幅の固定された部分に等しく選択される。チャンネルのコヒーレンス帯域幅は、チャンネル応答が相関を持つ帯域幅である。マルチパス伝搬チャンネル上では、上記コヒーレンス帯域幅は、このチャンネル上のエコーの相対的遅延に反比例する。他の実施形態では数ＧIは、チャンネルインパルス応答の測定値に基づいて計算され、さらに詳く言えばこのチャンネルインパルス応答の勾配から計算される。さらに、定式化されたものでは、上記受信端末での上記データ信号の上記推定値の上記決定は２つのステップを備えると言える。第１のステップは、上記データ信号とサブバンド処理された受信データ信号との間の関係が決定される初期設定ステップである。実際の合成処理である第２のステップでは、上記データ信号と上記サブバンド処理された受信データ信号との間の上記関係は、上記データ信号を決定するために利用される。それからこのコヒーレンスによるグループ分けの方式は、少なくとも１つのセットが少なくとも２つのサブバンドを備える複数のセットに上記サブバンドがグループ分けされることと、上記初期設定ステップが１セットずつ実行されることとを明示することを特徴とする。
【００５５】
本発明では、アップリンク通信に関する合成処理の方式が提示される。上記アップリンク通信用合成処理方式は、サブバンド処理された受信データ信号とも言えるサブバンド処理された空間ダイバーシティサンプルに基づいて、コンポジットピアの１つ以上の端末から送信されたデータ信号の推定値を、受信端末で取得する。
【００５６】
本発明では、アップリンク通信に関するサブバンド毎の合成処理の方式が提示される。上記アップリンク通信用のサブバンド毎の合成処理方式は、特定の１つのサブバンド内のサブバンド処理された受信データ信号とも言える、その特定の１つのサブバンド内のサブバンド処理された空間ダイバーシティサンプルに基づいて、コンポジットピア内の１つ以上の端末から送信されたその特定の１つのサブバンド内の（複数の）データ信号の推定値を受信端末で取得する。上記サブバンド毎の合成処理方式は、上記受信端末における上記データ信号の推定値の上記決定が１つのサブバンドずつ実行される方式として定式化できる。
【００５７】
本発明の一実施形態では、アップリンク通信に関するサブバンド毎の合成処理の上記方法は、下記のステップを適用することによってコンポジットピア内の少なくとも１つの端末からの、特定の１つのサブバンド内の（複数の）データ信号の推定値を取得する。第１にこれらの方法は、アップリンク通信用のサブバンド毎のスカラー合成処理方式を適用することによって、これらの端末の各々からの、その特定のサブバンド内の（複数の）データ信号のソフト推定値を取得する。第２にこれらの方法は、上記ソフト推定値の各々に決定方式を適用することによって推定値を取得する。
【００５８】
本発明では、アップリンク通信に関するサブバンド毎のスカラー合成処理の方法が提示される。上記アップリンク通信用のサブバンド毎のスカラー合成処理方式は、１つのサブバンド内の空間ダイバーシティサンプル又は修正された空間ダイバーシティサンプルに基づいて、コンポジットピア内の１つの端末からの、上記１つのサブバンド内の（複数の）データ信号のソフト推定値を取得する。本発明の一実施形態では、アップリンク通信に関するサブバンド毎のスカラー合成処理の上記方式は、線形方式によってコンポジットピア内の１つの端末からの、１つのサブバンド内の（複数の）データ信号のソフト推定値を取得する。この実施形態では、コンポジットピアの（複数の）端末によって送信された（複数の）データ信号の推定値
【外１】
0004480847.tif 000002
は、異なるアンテナで受信された単一の対応キャリア信号又はサブバンドと、等化器係数Ｅ［ｓ］とを下記の数１に従って、線形結合させることによって計算される。
【００５９】
【数１】
0004480847.tif 000003
【００６０】
一実施形態では、この線形推定は最小２乗（ＬＳ）法に基づいて実行される。本発明のこの実施形態では、上記Ｅ［ｓ］は、数２で与えられる期待値を最小にするように計算される。所定の雑音エネルギー（シグマの２乗）と数３によって与えられるｘに対する条件とに関して、Ｅ［ｓ］は数４のＵ個のセットの線形方程式に従う。ここで、上付き文字Ｈは、エルミート転置行列を表す。
【００６１】
【数２】
0004480847.tif 000004
【数３】
0004480847.tif 000005
【数４】
0004480847.tif 000006
【００６２】
本発明の一実施形態では、アップリンク通信に関するサブバンド毎のスカラー合成処理の方式は、線形ゼロ強制（ＺＦ）方式によって、コンポジットピア内の１つの端末からの、１つのサブバンド内のデータ信号のソフト推定値を取得する。本発明のこの実施形態では、上記Ｅ［ｓ］は、いわゆるゼロ強制方式で、雑音エネルギーを考慮せずに、チャンネル歪みを最大限に消滅させるように計算される。この実施形態では、Ｅ［ｓ］は、数５のＵ個のセットの線形方程式に従う。
【００６３】
【数５】
0004480847.tif 000007
【００６４】
本発明の一実施形態では、アップリンク通信に関するサブバンド毎の合成処理の方式は、例えば最尤シンボル推定（ＭＬＳＥ）といった非線形方式によって、コンポジットピア内の１つの端末からの、１つのサブバンド内の（複数の）データ信号のソフト推定値を取得する。
【００６５】
本発明では、ダウンリンク通信に関する合成処理の方式が提示され、これはダウンリンク合成処理方式と呼ばれる。上記ダウンリンク合成処理方式は、処理ピアから送信されたデータ信号の、コンポジットピアでの推定を容易にするために処理ピア内で実行される。上記ダウンリンク合成処理方式は、少なくとも２つのデータ信号に基づいて空間ダイバーシティサンプルを生成して、その結果、合成データ信号を得る。それから上記合成データ信号はＩＳＰが施されて後に空間ダイバーシティ手段によって送信され、結果的にスペクトルが少なくとも部分的にオーバーラップしている送信データ信号となる。次いでこの送信データ信号は、チャンネル上で送信される。上記合成処理は、上記データ信号の変換されたものである合成データ信号を上記送信端末で決定するステップとして説明できる。その後、上記合成データ信号の逆サブバンド処理が実行され、続いて上記逆サブバンド処理された合成データ信号を上記空間ダイバーシティ手段によって送信するが、この送信される逆サブバンド処理された合成データ信号のスペクトルは少なくとも部分的にオーバーラップしている。
【００６６】
本発明の一実施形態では、ダウンリンク通信に関する合成処理の方式は、少なくとも１つのサブバンド内でダウンリンク通信用のサブバンド毎の合成処理を適用する。この実施形態では、上記ダウンリンク合成処理方式は、１つのサブバンドのデータ信号に基づいてこの特定の１つのサブバンド内に合成データ信号を生成する。これは、上記送信端末において合成データ信号を１つのサブバンドずつ決定することとして説明できる。
【００６７】
本発明の一実施形態では、上記ダウンリンク合成処理方式は、Ｘ［ｓ］というデータ信号と前置補償行列ＥPRE［ｓ］とを線形結合させることによって、Ｙ［ｓ］という上記合成データシンボルを計算する。この実施形態では、次式の数６が成立する。
【００６８】
【数６】
0004480847.tif 000008
【００６９】
一実施形態では、Ｕ＝Ａであり、またＥPRE［ｓ］はチャンネル行列の逆行列ＨT(-1)［ｓ］である。
【００７０】
他の実施形態では、Ｕ＜Ａであり、またＥPRE［ｓ］は次式の数７が成立するようなチャンネル行列の擬似逆行列である。
【００７１】
【数７】
0004480847.tif 000009
【００７２】
本発明の一実施形態では、ダウンリンク通信に関する合成処理の上記方式は、（複数の）送信及び／又は受信端末における（複数の）アナログフロントエンドの非理想的特性を考慮に入れる。
【００７３】
本発明の一実施形態では、ダウンリンク通信に関する合成処理の上記方式は、（複数の）アナログフロントエンドの歪みの発生を防止する。
【００７４】
本発明の一実施形態では、上記前置補償行列は、１つ以上の特定のサブバンド上の１つ以上のデータ信号についてゼロを備える。この実施形態では、効率的で有効な電力使用が得られる。
【００７５】
本発明の一実施形態では、コンポジットピアの端末ばかりでなく処理ピアの端末も、空間ダイバーシティ手段とサブバンド処理手段と合成処理手段とを有しており、処理ピアとコンポジットピアの両者は、少なくとも部分的にオーバーラップするスペクトルを有する送信データ信号を少なくとも部分的に同時に送信する少なくとも２つの端末を具体化している。この実施形態では、アップリンク合成処理方式とダウンリンク合成処理方式の両者とも、２つのピアの間でいずれの伝送方向にも使用できる。
【００７６】
好適な実施形態では、処理ピアは星形構成ネットワークの基地局であって、これはケーブルネットワークのバックボーンに接続可能である。異なる端末は、同一の周波数帯域で同時に基地局と通信する。これらの端末は、単一のフロントエンドとプレーンＯＦＤＭモデム（すなわち、ＳＤＭＡ処理機能を持たない）とを必要とするだけである。この実施形態は、例えば無線ローカルエリアネットワークといった用途のためにマルチパスフェージング環境で動作できる。この実施形態は、５〜６ＧＨｚ帯域で動作でき、１５５Ｍｂｐｓ以上のネットワーク性能を達成できる。この実施形態では、多数の送信手段及び／又は受信手段を備えた空間ダイバーシティ手段は基地局に集中しており、こうして全体的なハードウエアの複雑さと構成のコストとを削減している。この実施形態では、空間ダイバーシティ手段は、半波長の間隔を空けて配列された多数のアンテナを備える。また、各ピアは、変調技術としてＯＦＤＭに基づいて通信を行う。ＩＳＰとＳＰはそれぞれ、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：離散フーリエ逆変換）処理とＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）処理とに基づいて実行され、またサブバンドはキャリアと呼ぶことができる。巡回プレフィックスを含むガードインターバルは、送信機側のＯＦＤＭシンボルの間に挿入される。次いで、ＳＤＭＡは周波数領域に適用される。ＯＦＤＭとＳＤＭＡの両者の利点を集めたものに加えて、このアプローチは、時間領域方式と比較して空間ダイバーシティのさらに簡単な利用をもたらす。ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡシステムの推定アルゴリズムに関しては、既知の最小２乗（ＬＳ）又は最尤シンボル推定（ＭＬＳＥ）アルゴリズムが適用できる。また、改良された性能とさらに低い複雑さとを有する新しいクラスのアップリンクＯＦＤＭ／ＳＤＭＡ方式も適用可能である。これらの方式は、キャリア毎の連続的干渉除去（相殺）と状態挿入とコヒーレンスによるグループ分けとを実現する。
【００７７】
性能を例示するために、これらのアルゴリズムが、１００ＭｂｐｓのＯＦＤＭ／ＳＤＭＡのＷＬＡＮに適用される。このＷＬＡＮは、最大で４人同時に存在するユーザをＳＤＭＡによって分離する、４つのアンテナの基地局を持つ。これらのアンテナの各々は、ＱＰＳＫ変調によって２５Ｍｂｐｓのデータ速度で２５６個のＯＦＤＭシンボルを送信する。ガードインターバルは、チャンネルの畳み込みがガードインターバルを除去した後に巡回的になるように、マルチパス伝搬チャンネルで受信されるすべてのエコーを備えるように設計される。このようにして周波数領域では、これはチャンネルのフーリエ変換ｈUa［ｓ］による乗算と等価になる。同一の帯域で同時に通信する異なるユーザを同期させる対策が取られる。これらの条件下で受信データＹ［ｓ］は、数８のように書くことができる。所定の状況下では、データシーケンスＸU［ｓ］の推定値
【外２】
0004480847.tif 000010
を１つのキャリア（搬送波）ずつ計算することが可能である。このキャリア毎の推定は、ＳＤＭＡ処理を大幅に単純化し、この処理の大幅な並行処理化を可能にする。実際のＳＤＭＡ／ＯＦＤＭを実行する装置は、サブバンド処理された受信データ信号のサブバンドの一部に基づいて、好ましくは、各回路部毎に１つのサブバンドで、データ信号の推定値を決定するように適応された複数の回路を備える。キャリア毎の推定に引き続いて、送信アルファベットの何れの要素がこのキャリア毎の推定から得られた信号に最も近いかの決定が実行される。この決定の結果、ハード推定値
【外３】
0004480847.tif 000011
が得られる。
【００７８】
【数８】
0004480847.tif 000012
【００７９】
アップリンクにおけるキャリア毎のＳＤＭＡ処理は、線形な方法で実行することができる。この場合、端末によって送信されるデータ信号の推定値
【外４】
0004480847.tif 000013
は、異なるアンテナで受信される単一の対応するキャリアの信号と等化器係数Ｅ［ｓ］とを数１に従って、線形結合させることによって計算される。
【００８０】
上記Ｅ［ｓ］は、数２によって与えられる期待値を最小にするように計算される。所定の雑音エネルギー（シグマの２乗）と数３によって与えられるｘについての条件とに関して、Ｅ［ｓ］は数４のＵ個のセットの線形方程式に従う。ここで上付き文字Ｈはエルミート転置行列を表す。
【００８１】
等化に続いてソフト推定値が、ある決定方式によって最も近い配列点を決定するスライサに供給される。この結果としてハード推定値
【外５】
0004480847.tif 000014
が得られる。その代わりに、いわゆるゼロ強制方式で、雑音エネルギーを考慮せずにチャンネル歪みを最大限に消滅させるような等化器係数Ｅ［ｓ］が計算できる。Ｅ［ｓ］は数５によって与えられるように、Ｕ個のセットの線形方程式に従う。
【００８２】
このシステムの性能は、レイトレーシングから得られる現実的なチャンネルデータによるシミュレーションによって評価される。この結果得られる曲線は、ビット当たりの受信信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数としてのビット誤り率（ＢＥＲ）を示す。
【００８３】
図３は、同時に存在する１人から４人のユーザに関するＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。参考として破線の曲線は、１人のユーザと１個のアンテナの１００ＭｂｐｓプレーンＯＦＤＭリンクの性能を示す。重要な観測結果は、４個のアンテナと４人のユーザのＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡシステムが性能的にプレーンＯＦＤＭより優れていることである。これは、帯域幅再使用係数４が性能低下なしに達成可能であることを示している。
【００８４】
実施形態の複雑さを評価するために、我々はＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡアルゴリズムを実行するために必要とされる演算の総回数を決定する。機能全体を初期設定と処理とに分けることができる。初期設定時には、等化器ＥLS［ｓ］は、複数の右辺を用いるガウスの消去法によって数４から計算される。処理時には、それぞれが行列乗算と１組のコンパレータ（比較器）とに対応する等化とスライシングとを実行しなくてはならない。１回だけ計算される初期設定とは反対に、処理はシンボルレートで連続的に実行されることに留意されたい。図９は、１つのサブキャリア（副搬送波）当たり、これら両方の段階（フェーズ）の実行に必要とされる乗算と加算とデータ転送との近似的な回数を要約している。データ転送の回数は、メモリ／レジスタ転送の量を示す数である。このアーキテクチャはまだ決定されていないので、メモリ又はレジスタバンクへのデータ転送の割当ては未解決の問題である。しかしながら、データ転送がしばしば実用化の障害となることを強調することは重要である。例として４人のユーザと４個のアンテナのシステムは、初期設定時に７２ｋＦＬＯＰＳで２００ｋ個のデータ転送とを必要とし、処理時に４００ＭＦＬＯＰＳ／秒と１．２Ｇワード／秒のデータ転送帯域幅とを必要とする。
【００８５】
ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡシステムでは、一定のサブキャリアに関して、１人以上のユーザがマルチユーザ干渉（ＭＵＩ）内に完全に埋め込まれるか、高度に相関的なチャンネルベクトルを持つことができる。明らかにこれらのユーザは、線形等化の後に残りのＭＵＩと雑音とから悪影響を受ける。この効果を軽減するために本発明では、連続的干渉除去（Successive Interference Cancellation：ＳＩＣ）が、好ましくはキャリア毎に（Per Carrier）使用される（ｐｃＳＩＣ）。ＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡとは逆にこの技術は、すべてのユーザを同時に評価することはなく、連続的にこれを、好ましくはある１つのサブキャリアについて行う。そのようなものとして、既に検出されているユーザから発生するＭＵＩは、除去することができる（それによって元の単一のキャリアを修正する）。この技術は、中間ハード推定値のフィードバックに依存し、従って非線形である。ｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡは、−キャリア毎を基準として働くことが好ましいので−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡ合成の相乗効果の他の例である周波数ダイバーシティを巧みに利用していることにも留意されたい。さらに、キャリア毎の連続干渉除去法（ｐｃＳＩＣ）が提示されるが、本発明はこれに限定されることはない。各サブキャリアｎについて、先ず検出順序が、好ましくは受信信号電力に従って決定される。ユーザ１からユーザＵが適当に順序づけられるものと仮定する。続いて各ユーザのソフト推定値が、数９に従って最小２乗線形結合によって計算される。
【００８６】
【数９】
0004480847.tif 000015
【数１０】
0004480847.tif 000016
【００８７】
この方程式では、各繰り返しｕに関してＨ［ｓ］が数１０によって数８からの初期値ｙa［ｓ］に等しいｙ1a［ｓ］に置き換えられるということを除いて、ＥLS［ｓ］は数４におけるものとして見いだされる。その後、（決定方式である）スライシングの後に、ユーザｕのハード中間推定値である
【外６】
0004480847.tif 000017
を有する数１１におけるように、ユーザｕから発生したＭＵＩは、再構成され（一般に再合成と呼ばれる）、残りのＭＵＩから差し引かれる（それによって修正される）。普通のｐｃＳＩＣアルゴリズムには、（選択方式である）ハード推定値としてその後に選択される、各キャリア毎に各データ信号のただ１個の中間ハード推定値が存在する。
【００８８】
【数１１】
0004480847.tif 000018
【００８９】
連続干渉除去（ＳＩＣ）は、アップリンク伝送方式として説明でき、ここでは、少なくとも１つの（ただし１つに限定されない）データ信号に関する上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号からの上記データ信号の上記推定値の上記決定は、次のステップを備える。すなわち、（第１のステップ）上記データ信号から１つの選択信号を選択するステップ。この選択ステップは例えば、受信信号電力に従って順序づけられているデータ信号から第１の信号を選択することであるが、これに限定されない。（第２のステップ）上記サブバンド処理された受信データ信号から上記選択されたデータ信号の推定値を決定するステップであって、例えば、スライシングを含む、サブバンド処理された受信データ信号の線形な合成法であるが、これに限定されない。（第３のステップ）上記選択された受信データ信号の上記推定値に基づいて上記サブバンド処理された受信データ信号を修正するステップであって、例えば、修正されたサブバンド処理済みの受信データ信号が得られるように、数１１に従って再合成して除算することであるが、これに限定されない。（第４のステップ）最後に上記修正されたサブバンド処理済みの受信データ信号からの上記残りのデータ信号の推定値が、恐らくこれらの同一のステップを逐次に適用することによって決定される。サブバンドは、キャリアとも表記できることに留意されたい。
【００９０】
連続干渉除去アップリンク伝送方式の一実施形態では、推定値の上記決定（すべてのステップ）は１つのサブバンドずつ実行される。
【００９１】
図４は、ｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。再び、ＳＮＲ曲線についてのＢＥＲは、１人から４人のユーザについて与えられている。参考として破線の曲線は１人のユーザと１個のアンテナの１００ＭｂｐｓプレーンＯＦＤＭの性能を示し、細い曲線は、ＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。これは、ｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡがＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡと比較して、ユーザ数の増加と共に増加する性能の改善をもたらすことを示している。詳しくは、ＢＥＲが０．００１で同時に４人のユーザが存在する場合に、我々は５ｄＢの利得を観測した。ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡに関するｐｃＳＩＣアルゴリズムの複雑さの評価については、我々も初期設定と処理とを区別して見ている。初期設定時には除去順序が決定されて、等化器が計算される。チャンネル行列はユーザｕ毎に異なるので、後者はＵ回の異なるガウス消去を必要とする。しかしながら、各Ｈu［ｓ］間の構造的関係を利用することによって、我々は、Ｏ（Ａ2  Ｕ2）による演算の必要回数をうまく削減した。処理時には等化とスライシングに加えて、再構成（再合成）と減算（修正）とを実行しなくてはならない。ｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡアルゴリズムのこれら両段階についての演算の近似的な総回数は、図１０に与えられている。詳しくは、４人のユーザと４個のアンテナのシステムはそれぞれ、初期設定段階において１７０ｋＦＬＯＰＳで２５０ｋ個のデータ転送を必要とし、（処理の段階では）７００ＭＦＬＯＰＳ／秒と１．８Ｇワード／秒のデータ転送帯域幅とを必要とする。
【００９２】
（ｐｃ）ＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの潜在的弱点は、少なくとも二人のユーザが略等しい電力で受信されたときその性能が低下するということである。このような伝送条件下では誤った決定を行う確率が増加し、誤りが伝搬するという結果を招く。この潜在的欠点は図５に図示されており、この図は、各キャリアに関して−下の図で−第１の反復時の信号対干渉比（ＳＩＲ）を示し、−上の図で−発生した誤りの数を示す。しかしながら情報理論の観点からはすべてのユーザが同一の電力を持つことが最適であるということに留意されたい。誤り伝搬の問題を解決するために、我々は干渉依存状態挿入（ＳＩ）を使用する。本質的には、悪いＳＩＲから損害を受けているこれらのキャリアに関する追加の状態情報を挿入することによって、我々は妥当なコストで誤り伝搬の確率を著しく減少させることができる。状態挿入は、（ｐｃ）ＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡ方式で適用されることが好ましい。この状態挿入方式はさらに、１つのサブキャリアずつのアプローチで提示されるが、これに限定されることはない。
【００９３】
先ず第１に、各サブキャリアｎのユーザ１のＳＩＲは、等化器ＥLS［ｓ］の知見から計算される。次に、ＳＩＲから最も損害を受けているＭ個のサブキャリアｎmの各々に１つの追加の状態ｍが割り当てられる。これらＭ個の状態は、上述の中間ハード推定値と呼ばれる、ユーザ１についての代替推定値
【外７】
0004480847.tif 000019
の経過を追跡している。これらは、
【外８】
0004480847.tif 000020
のスライスされたものである
【外９】
0004480847.tif 000021
を除いて
【外１０】
0004480847.tif 000022
に最も近い配列点として定義される。これらの割当ての後に、ｕ＝２からＵに関して逐次に
【外１１】
0004480847.tif 000023
を取得するために、Ｍ個の追加の状態が正常なサブキャリアとして処理される。明確には、ユーザｕ−１から発生したＭＵＩは、数１２に従って（チャンネル応答推定による再合成の後に）再構成されて、減算され（それによって元の信号を修正し）、そして数１３に従って最小２乗結合によってソフト推定値
【外１２】
0004480847.tif 000024
が計算される。最後に、これらＭ個のサブバンドの各々に関してこのアルゴリズムは、数１３の２個のノルムの第１又は第２が最小であるとき、それぞれ
【外１３】
0004480847.tif 000025
又は
【外１４】
0004480847.tif 000026
の何れかをハード推定値として中間ハード推定値から選択する。
【００９４】
【数１２】
0004480847.tif 000027
【数１３】
0004480847.tif 000028
【００９５】
状態挿入アップリンク伝送方式は、上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号からの上記データ信号の上記推定値の上記決定が、少なくとも１つの（しかし、１つに限定されない）データ信号に関して下記のステップをさらに備える、という方式として説明できる。すなわち、これらのステップは、（第１のステップ）上記データ信号から１つの選択データ信号を選択するステップと、（第２のステップ）上記で中間ハード推定値と表記された推定値であって、上記サブバンド処理された受信データ信号から上記選択されたデータ信号の複数の上記推定値を決定するステップと、（第３のステップ）修正されたサブバンド処理済み受信データ信号の各々が上記選択されたデータ信号の上記（中間ハード）推定値の１つに基づいている、複数の上記修正されたサブバンド処理済み受信データ信号を決定するステップ（ここでは、再合成及び修正器方式が利用されている）と、（第４のステップ）例えば最小２乗線形結合法、しかしこれに限定されない方法によって、上記複数の修正されたサブバンド処理済み受信データ信号の各々から上記残りのデータ信号の少なくとも１つの信号の複数の推定値を決定するステップと、（最後のステップ）それから例えば上記修正されたサブバンド処理済み受信データ信号のノルムの評価法、しかしこれに限定されない方法によって、上記選択されたデータ信号の上記推定値の１つを選択するステップとを備える。
【００９６】
状態挿入アップリンク伝送方式の一実施形態では、推定値の上記決定（すべてのステップ）は、１つのサブバンドずつ実行される。
【００９７】
本発明の一実施形態では、上記状態挿入アップリンク伝送方式は、連続干渉除去方式と組み合わせて使用され、好ましくは１つのサブバンドずつ実行される。
【００９８】
図６は、例示的システムとしての干渉依存状態挿入を有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。追加の状態の数は、Ｍ＝６４に設定された。参考として破線の曲線は１人のユーザと１個のアンテナの１００ＭｂｐｓプレーンＯＦＤＭの性能を示し、細い曲線は、状態挿入のないｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。これは、ＳＩを持たないｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡと比較して、６４個の追加の状態を有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡは、ＢＥＲが０．００１で同時に４人のユーザが存在する場合に利得６ｄＢを達成していることを示している。他のシミュレーションもまた、３２個の状態と１６個の状態によるＳＩに関する性能改善は、それぞれ５ｄＢと４ｄＢであることを示している。
【００９９】
ＳＩを有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの複雑さの評価に関しては、機能を再び初期設定と処理部分とに分割することができる。初期設定時では等化後の各サブキャリアのＳＩＲを計算してその後にＭ個の最悪ＳＩＲサブキャリアのために状態挿入を行う必要がある。処理時ではＭ個の追加の状態を数１２及び数１３を使って追跡してその後に数１４の残りの２個のノルムに基づいて選択を行う必要がある。
【０１００】
【数１４】
0004480847.tif 000029
【０１０１】
Ｎ個うちのＭ個のサブキャリアへの状態挿入のために必要とされる演算は、図１１に示されている。ＳＩを有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡのための演算の総回数を取得するためには、図１０からの演算をこれに加えなくてはならない。４人のユーザと４個のアンテナのシステムに関しては、６４個の追加の状態を有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡは、初期設定段階で２２０ｋＦＬＯＰＳで３１０ｋ個のデータ転送とを必要とし、処理段階で１．１ＧＦＬＯＰＳ／秒と２．６Ｇワード／秒のデータ転送帯域幅とを必要とする。
【０１０２】
ダウンリンク伝送では、コンポジットピアの端末は信号を受信しており、処理ピアは信号を送信している。この実施形態ではこれらの受信端末は、単一のアンテナとプレーンＯＦＤＭモデムとだけを持っている（すなわちＳＤＭＡ処理機能を持たない）。ユーザ端末は単一のアンテナを持つだけであり、我々は処理能力の大部分を基地局に集中したいので、これらのユーザ端末はダウンリンクにおけるマルチユーザ干渉を軽減できない。従って、基地局は、データシンボルベクトルＹ［ｓ］に前置補償行列ＥPREを乗算してＹTR［ｓ］を得る。このＹTR［ｓ］は、Ａ個のアンテナから送信される。数６の入出力関係が得られる。
【０１０３】
非理想的なものをすべて無視すれば、このアプローチは結果的に各ユーザのデータシンボルの完全な分離と受信時の完全な等化とをもたらす。従って移動体では、チャンネル情報も等化器も必要としない。各キャリアｎにこれらの前置補償行列を与えることによって、入出力関係は、数１５のようになる。
【０１０４】
【数１５】
0004480847.tif 000030
【０１０５】
このようにして各ユーザは、１つのキャリア（搬送波）毎の単一ユーザのＡＷＧＮチャンネルを見る。図７はユーザ数の異なる場合のダウンリンクにおける平均ＢＥＲを示す。干渉は存在しないので、同時ユーザの数は性能に影響しない（ユーザ数がアンテナ数を超えておらず、非理想的なものも発生しないとして）。
【０１０６】
再び、ダウンリンクにおける処理は、初期設定と処理の両者を備える。初期設定段階では、前置補償行列が計算される。処理時には、ユーザデータＹ［ｓ］に上記前置補償行列が乗算される。初期設定と処理の両者の複雑さは、アップリンクにおけるＬＳ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡスキームの場合とほぼ同じである。
【０１０７】
アップリンク通信とダウンリンク通信の両者のために提案された提案ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡに加えて、コヒーレンスによるグループ分けを適用することにより、両状況における初期設定の努力が単純化できる。この初期設定の努力は、数４、数５、又は数７が利用される等化器又は前置補償行列の決定として特徴付けられる。上記等化器行列によって、上記データ信号とサブバンド処理された受信データ信号との間の関係は数１、数９、又は数１３におけるのと同様に定義される。上記前置補償行列によって、上記データ信号の変換されたものである上記合成データ信号間の関係は数６又は数１５におけるのと同様に定義される。各サブバンド毎に上記行列を別々に決定する代わりに、上記サブバンドは、少なくとも１つのセットが少なくとも２つのサブバンドを備える複数のセットにグループ分けすることができ、次いで、上記行列又はさらに一般的には上記関係は、１セットずつ決定することができる。これらのグループは、このコヒーレンスによるグループ分けの方式の実施形態ではすべて等しいサイズＧである。図８は、Ｇの幾つかの値に関して、ＳＩを有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡに適用されたキャリアグルーピングに関連する性能低下を示している。シミュレートされたチャンネルについての性能低下は、４以下のＧに関しては無視できることが観測されている。３２以上のＧに関しては、性能は１人のユーザと１個のアンテナのプレーンＯＦＤＭよりも劣化する。対象のシステムに関して初期設定の複雑さは、係数８だけ削減できると結論してもよい。４人の同時に存在する２５Ｍｂｐｓユーザを分離するためにＳＤＭＡを使う１００ＭｂｐｓのＯＦＤＭ／ＳＤＭＡ  ＷＬＡＮの例として、性能利得と複雑さとに関する幾つかの数値的結果を得ることができる。もし６４個のＳＩとサイズが８のグループとを有するｐｃＳＩＣ−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡが実施されるならば、最小２乗法アプローチと比較して０．００１というＢＥＲで１１ｄＢという性能利得が得られる。必要とされる計算能力はそれぞれ、初期設定時には２７ｋＦＬＯＰＳで４０ｋ個のデータ転送とであり、処理時には１．１ＧＦＬＯＰＳ／秒と２．６Ｇワード／秒のデータ転送帯域幅とである。
【０１０８】
他の好適な実施形態では、処理ピアは接続ネットワークへのアクセスポイントを備えており（この接続ネットワークは例えば、ケーブルネットワークでも衛星ネットワークでもよい）、また、コンポジットピアはコストが主要な問題となる無線端末を備える。この実施形態では、アクセスポイントだけがＤＦＴ（離散フーリエ変換）手段とＩＤＦＴ（離散フーリエ逆変換）手段とを持つ。このことは、送信信号のピーク対平均電力比の上昇が防止されるので、コンポジットピア内の端末のデジタルベースバンドモデム部とシステム内のすべての端末のフロントエンドとの両方を安価に実現することを可能にする。非対称周波数領域ＳＤＭＡの典型的な応用例は、例えば２．４ＧＨｚ帯域の無線ホームネットワーキングのアプリケーションである。このような非対称構成は、サブバンド処理と逆サブバンド処理とが処理ピアに配置される、いわゆる集中化されたシナリオを実現するものである。この伝送方式では、上記受信端末における上記サブバンド処理された受信データ信号からの上記データ信号の推定値の決定は、下記のステップ、すなわち（第１のステップ）上記受信端末において上記サブバンド処理された受信データ信号から上記データ信号の中間推定値を決定するステップと、（第２のステップ）上記中間推定値を上記逆サブバンド処理することによって上記データ信号の上記推定値を取得するステップとを備える。この実施形態では本発明の方法は、同一の周波数帯域で同時に送信する異なる端末の信号を検出するためばかりでなく、例えばこの帯域に妨害信号を引き起こす電子レンジからの干渉を軽減するためにも使用することができる。例えば家庭環境といったマルチパスフェージング環境では、送信に先立ってデータ信号にガードインターバルを挿入することができる。もしこれらのガードインターバルが再びマルチパスチャンネルで受信されるすべてのエコーを備えるように設計されるならば、ガードインターバルの除去後にチャンネル畳み込みは巡回的になる。従って周波数領域ではこれは、チャンネルのフーリエ変換との乗算と等価になる。この実施形態は、処理ピアの端末を安価にすることを可能にし、連続干渉除去と、好ましくはサブバンド毎と状態挿入とを含んで、ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡと同様の方法でアップリンクならびにダウンリンク合成処理の実現を可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】  各々が少なくとも１つの送信手段（６０）を有する少なくとも２つの送信端末（２０）を備えるコンポジットピア（１０）と、空間ダイバーシティ受信手段（ここでは空間的に離れた２つの受信手段（８０）で表されているがそれに限定されない）を有する少なくとも１つの受信端末（４０）を備える処理ピア（３０）とを備えた（アップリンク）通信装置を示す。上記受信端末（４０）は少なくとも、サブバンド処理（９０）を実行する。図１の上段は、集中化されたシナリオを示し、この場合、上記受信端末はさらに、逆サブバンド処理（１１０）を実行する。図１の下段は、分割シナリオを示し、この場合、送信端末はさらに、逆サブバンド処理（１６０）を実行する。
【図２】  各々が少なくとも１つの受信手段（３２０）を有する少なくとも２つの受信端末（３３０）を備えるコンポジットピア（３４０）と、空間ダイバーシティ送信手段（ここでは空間的に離れた２つの送信手段（２２０）で表されているがそれに限定されない）を有する少なくとも１つの送信端末（２４０）を有する処理ピア（２３０）とを備えた（ダウンリンク）通信装置を示す。上記送信端末（２４０）は少なくとも、逆サブバンド処理（２６０）を実行する。図２の上段は、集中化されたシナリオを示し、この場合、上記送信端末（２４０）はさらに、サブバンド処理（２８０）を実行する。図２の下段は、分割シナリオを示し、この場合、受信端末は、サブバンド処理（３５０）を実行する。
【図３】  同時に存在する１人から４人のユーザの場合のアップリンク最小２乗法ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡである本発明の一実施形態の性能を示す。ビット誤り率（ＢＥＲ）は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数として表される。上記実施形態は、任意数のユーザについて利用可能である。上記実施形態においてＯＦＤＭは、高速フーリエ逆変換と高速フーリエ変換とを利用することによってサブバンド方式として利用される。上記実施形態ではサブバンド処理された受信データ信号からのデータ信号の推定値の上記決定は、最小２乗法に基づいている。
【図４】  同時に存在する１人から４人のユーザの場合のアップリンクＯＦＤＭ／ＳＤＭＡのｐｃＳＩＣ（キャリア毎の連続干渉除去）の性能を示す。ビット誤り率（ＢＥＲ）は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数として表される。上記実施形態は、任意数のユーザについて利用可能である。上記実施形態ではサブバンド処理された受信データ信号からのデータ信号の推定値の上記決定は、最小２乗法という意味で、選択されたデータ信号の推定値を決定することと、それからサブバンド処理された受信データ信号を修正することと、最後に、上記選択されたデータ信号を除くすべてのデータ信号である残りのデータ信号の推定値を決定することとに基づいている。上記残りのデータ信号に関しては、ある選択されたデータ信号の推定値の上記決定が利用されることもある。データ信号の上記選択アプローチは結果的に、データ信号の推定値が決定される順序づけを導入することになる。
【図５】  アップリンクＳＩＣ（連続干渉除去）−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡによる誤り伝搬を示す。誤り数と信号対干渉比（ＳＩＲ）は周波数の関数として表される。誤り伝搬の上記観測は、状態挿入方式の使用に動機を与える。
【図６】  同時に存在する１人から４人のユーザの場合の状態挿入によるアップリンクＯＦＤＭ／ＳＤＭＡのｐｃＳＩＣの性能を示す。上記実施形態は、任意数のユーザについて利用可能である。ビット誤り率（ＢＥＲ）は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数として示される。上記実施形態ではサブバンド処理された受信データ信号からのデータ信号の推定値の上記決定は、選択されたデータ信号の複数の推定値を決定することと、それから従って、上記サブバンド処理された受信データ信号を修正することと、それから上記選択されたデータ信号を除くすべてのデータ信号である残りのデータ信号の内の少なくとも１つのデータ信号の推定値を決定することと、最後に上記選択されたデータ信号の上記複数の推定値の中の１つを選択することとに基づいている。上記データ信号選択アプローチは結果的に、データ信号の推定値が決定される順序づけの導入をもたらす。データ信号毎に決定される推定値の量は、異なることがあり、又は幾つかのデータ信号について１つのこともある。
【図７】  同時に存在する１人から４人のユーザの場合のダウンリンクＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。上記実施形態は、任意数のユーザについて利用可能である。ビット誤り率（ＢＥＲ）は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数として示される。
【図８】  異なるコヒーレンスによるグループ分け係数についてのアップリンクＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの性能を示す。ビット誤り率（ＢＥＲ）は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数として示される。上記実施形態では、データ信号とサブバンド処理された受信データ信号との間の関係の決定である初期設定は、１セットずつ実行される。上記コヒーレンスによるグループ分け係数は、１セット内のサブバンドの量を表す。
【図９】  最小２乗法ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの演算回数（初期設定と処理）を表す。
【図１０】  ｐｃＳＩＣ（キャリア毎の連続干渉除去）−ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡの演算回数（初期設定と処理）を表す。
【図１１】  状態挿入に関する追加の演算回数（初期設定と処理）を表す。
【符号の説明】
１０，３４０…コンポジットピア、
２０，２４０…送信端末、
３０，２３０…処理ピア、
４０，３３０…受信端末、
５０，２００…データ信号、
６０，２２０…送信手段、
７０…変換されたデータ信号、
８０，３２０…受信手段、
９０，２８０，３５０…サブバンド処理、
１００…受信端末におけるサブバンド処理された受信データ信号からのデータ信号の中間推定値の決定、
１１０，１６０，２６０…逆サブバンド処理、
１２０…データ信号の推定値、
１３０…データ信号の中間推定値、
１４０…サブバンド処理された受信データ信号、
１５０…受信端末におけるサブバンド処理された受信データ信号からのデータ信号の推定値の決定、
２５０…合成されたデータ信号の決定、
２７０…中間合成データ信号からの合成データ信号の決定、
２９０…中間合成データ信号、
３００…合成されたデータ信号、
３６０…受信端末におけるサブバンド処理後の信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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