(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝搬路のマルチパスの影響を受けた複数チャンネルのＯＦＤＭ変調波成分を含む信号を入力し、該入力した信号に対して、入力した周波数帯のままで一括してマルチパスの等化処理を行うトランスバーサルフィルタと、
伝搬路の振幅周波数特性を求め、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を生成する制御部とを備え、
前記制御部は、前記入力した信号をＦＦＴ処理し、複数チャンネル分のスペクトル信号に変換した後、得られたスペクトル信号を複数回に渡って加算平均し、該平均化された信号スペクトルに基づいて、前記伝搬路の振幅周波数特性を求め、伝搬路の振幅周波数特性をＩＦＦＴ処理し、インパルス応答のうち、該インパルス応答のピークを時間原点として該インパルス応答の一部を時間軸で正負非対称に切り出すとともに、前記正負どちらか一方にのみ存在する応答成分の振幅を大きくし、新たなインパルス応答を生成し、該生成した新たなインパルス応答に基づいて前記タップ係数を生成する、等化装置。
【請求項２】
請求項１に記載の等化装置を備えた再送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送におけるギャップフィラー（ＧＦ）等の簡易な再送信装置に係り、特に、複数の放送波を一括して受信及び増幅して再送信する多波ギャップフィラー装置において、伝搬路におけるマルチパスで生じる受信信号の振幅周波数特性の歪みを、複数波一括して等化するマルチパス等化装置及びそれを備えた再送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
放送波を受信及び増幅して再送信するシステムとしては、比較的送信電力が大きく、山間部の山頂付近に設置されることが多い中継局用の放送波中継装置や、送信電力が小さく、ビルの陰や地下街等の比較的狭いエリアに電波を放射するギャップフィラーがある。
【０００３】
例えば、特許文献１には、上位局との間の伝搬路のマルチパスで生じる受信信号の周波数特性の歪みを等化するマルチパス等化装置として、受信ＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ：スキャッタードパイロット）を観測し、伝搬路のマルチパス特性を算出し、時間領域のデジタルフィルタにより等化を行う装置が開示されている。
【０００４】
また、特許文献２には、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理して周波数領域のキャリアシンボルに変換し、ダイバーシティ合成、等化及び判定を行った後、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理して再び時間領域のＯＦＤＭ信号に変換し出力する装置が開示されている。しかし、特許文献１及び２に記載されたいずれの装置も単チャンネル用であるため、複数チャンネルの受信信号を等化するためには、チャンネル数分の装置が必要となる。
【０００５】
一方、特許文献３には、マルチパス等化装置ではないが、複数チャンネルの放送波成分を含む受信信号の回り込みによる周波数特性の歪みを一括して等化する装置が開示されている。しかし、この装置は、チャンネル毎にＳＰを観測し、伝搬路特性を算出し、それらを結合して全体の周波数特性を求めているため、装置の規模が大きい上に、非常に高速なデジタル信号処理回路を必要とする。したがって、この装置は、低コスト化が難しいという問題があった。また、特許文献１、２及び３に記載されたいずれの装置も、ＲＦ帯の受信信号を一旦ＩＦ帯の信号に周波数変換し、等化等の処理を行った後に再び周波数変換してＲＦ帯の送信信号とするものである。このため、これらの装置は、高性能であるが回路規模が小さくないという問題があった。
【０００６】
本願発明者の調査によると、複数チャンネルの受信ＯＦＤＭ信号を周波数変換することなく、ＲＦ帯のままで一括して等化処理を行う簡易なマルチパス等化装置はこれまでに開発されていない。
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−１５８６３２号公報
【特許文献２】特開２００２−３３０１１２号公報
【特許文献３】特開２００１−１８６１０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ギャップフィラーには様々な形態がある。このうち、多波を一括して再送信するギャップフィラーの中で最も単純な装置は、単純ブースター型の装置である。図１は、単純ブースター型（ＲＦ直接型）ギャップフィラーの構成例である。このギャップフィラーである再送信装置１０は、受信アンテナを介して受信した複数チャンネル分の放送波にフィルタ処理を施す入力用ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１１、低雑音を増幅するＬＮＡ（低雑音増幅器）１２、電力を増幅するＰＡ（電力増幅器）１３、及び、入力した信号にフィルタ処理を施す出力用ＢＰＦ１４を備えている。再送信装置１０は、このような構成により、受信した複数チャンネル分の放送波を周波数変換することなく、増幅及びフィルタ処理を施し、再送信する。このように、再送信装置１０は、簡単な構成であるため、低コストである。
【０００９】
しかしながら、図１に示した再送信装置１０は、伝搬路のマルチパスにより生じるチャンネル間のレベル差を補正することができない。図６は、マルチパス干渉を受けた８チャンネル分の地上デジタル放送波の信号スペクトル例である。横軸は８チャンネルの放送波の相対周波数（ＭＨｚ）を、縦軸は振幅（ｄＢ）をそれぞれ示す。図６から、チャンネル間で振幅レベルに差があることがわかる。再送信装置１０は、受信した放送波を増幅及びフィルタ処理して再送信するに過ぎないため、図６に示した信号スペクトルを有する放送波を受信した場合には、チャンネル間のレベル差を補正することができない。また、再送信装置１０は、複数チャンネルのうちの一部のチャンネルが停波した放送波を受信した場合には、そのチャンネルの帯域内で不要成分を送信してしまう可能性がある。
【００１０】
このような問題に対応するための再送信装置が、図２に示すギャップフィラーである。図２は、ＩＦ変換型ギャップフィラーの構成例である。このギャップフィラーである再送信装置２０は、入力用ＢＰＦ１１、ＬＮＡ１２、信号を分配する分配部２１、チャンネル毎にＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換するＤ／Ｃ（ダウンコンバータ）２２−１〜ｎ、チャンネル毎のＣｈ別処理部２３−１〜ｎ、チャンネル毎にＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するＵ／Ｃ（アップコンバータ）２４−１〜ｎ、周波数変換されたチャンネル毎のＲＦ信号を合成する合成部２５、ＰＡ１３、及び出力用ＢＰＦ１４を備えている。Ｃｈ別処理部２３−１〜ｎは、チャンネル毎のＩＦ帯を通過域とするＳＡＷ（弾性表面波）フィルタ、ＡＧＣ（自動利得制御）及びＳＱ（スケルチ）等の処理を行う。尚、図２に示した入力用ＢＰＦ１１、ＬＮＡ１２、ＰＡ１３及び出力用ＢＰＦ１４は、図１に示したものと同等の機能を有する。再送信装置２０は、このような構成により、受信アンテナを介して受信した複数チャンネル分の放送波をチャンネル毎にＩＦ信号に周波数変換した後に、別々にＳＡＷフィルタ等の処理を行い、再びＲＦ信号に周波数変換した後、合成して増幅及び再送信を行う。このように、再送信装置２０は、図１に示した再送信装置１０と異なり、図６に示した放送波を入力した場合には、伝搬路のマルチパスで生じるチャンネル間のレベル差を補正することが可能であるとともに、停波しているチャンネルを有する放送波を入力した場合には、周波数帯域内で不要な成分を送信することがないという利点がある。
【００１１】
しかしながら、図２に示した再送信装置２０は、受信した放送波をチャンネル毎に分配する分配部２１、分配した信号を合成する合成部２５、チャンネル毎のＤ／Ｃ２２、Ｃｈ別処理部２３及びＵ／Ｃ２４を備えているため、装置の低コスト化が困難である。
【００１２】
このような低コスト化の問題に対応するための再送信装置が、図３に示すギャップフィラーである。図３は、チャンネル別処理が可能なブースター型（ＲＦ直接型）ギャップフィラーの構成例である。このギャップフィラーである再送信装置３０は、図１に示した再送信装置１０の構成に加えて、分配部２１、Ｃｈ別処理部３１−１〜ｎ、及び合成部２５を備えている。Ｃｈ別処理部３１−１〜ｎは、チャンネル毎のＲＦ帯を通過域とするＳＡＷフィルタ、ＡＧＣ及びＳＱ等の処理を行う。尚、図３に示した入力用ＢＰＦ１１、ＬＮＡ１２、ＰＡ１３及び出力用ＢＰＦ１４は、図１に示したものと同等の機能を有し、分配部２１及び合成部２５は、図２に示したものと同じ機能を有する。再送信装置３０は、このような構成により、受信アンテナを介して受信した複数チャンネル分の放送波をチャンネル毎にＩＦ信号に周波数変換することなく、チャンネル毎のＲＦ帯を通過域とするＳＡＷフィルタ、ＡＧＣ、ＳＱ等の処理を行い、合成増幅及び再送信を行う。このように、再送信装置３０は、図１に示した再送信装置１０と異なり、図６に示した放送波を入力した場合には、伝搬路のマルチパスで生じるチャンネル間のレベル差を補正することが可能であると同時に、停波しているチャンネルを有する放送波を入力した場合には、周波数帯域内で不要な成分を送信することがないという利点がある。また、再送信装置３０は、図２に示した再送信装置２０と異なり、Ｄ／Ｃ２２−１〜ｎ及びＵ／Ｃ２４−１〜ｎが不要だから、装置の低コスト化の実現も期待できるという利点がある。
【００１３】
しかしながら、図３に示した再送信装置３０は、チャンネル帯域内の周波数振幅特性の歪みを補正することができない。図７は、図３に示したＣｈ別処理部３１−１〜ｎのＡＧＣ処理を行った後における、マルチパス干渉を受けた８チャンネル分の地上デジタル放送波の信号スペクトル例である。横軸は８チャンネルの放送波の相対周波数（ＭＨｚ）を、縦軸は振幅（ｄＢ）をそれぞれ示す。図７から、各チャンネルにおいて、その帯域内の周波数振幅特性の歪みがそれぞれ異なっていることがわかる。このように、再送信装置３０は、図６に示したような伝搬路のマルチパスで生じるチャンネル間のレベル差を補正できるが、チャンネル帯域内の周波数振幅特性の歪みを補正することはできない。
【００１４】
このような問題に対応するために、チャンネル毎に等化部を備えたＩＦ変換型の装置が必要となる。図４は、マルチパス等化機能を有するＩＦ変換型ギャップフィラーの構成例である。このギャップフィラーである再送信装置４０は、図３に示した再送信装置３０と比較すると、Ｄ／Ｃ２２−１〜ｎ、Ｃｈ別処理部２３−１〜ｎ、等化部４１−１〜ｎ、及びＵ／Ｃ２４−１〜ｎを備えている点で相違する。Ｃｈ別処理部２３−１〜ｎは、図３のＣｈ別処理部３１−１〜ｎに対応するものであり、チャンネル毎のＩＦ帯を通過域とするＳＡＷフィルタ、ＡＧＣ及びＳＱ等の処理を行う。等化部４１−１〜ｎは、チャンネル毎の等化を行う。尚、図４に示した入力用ＢＰＦ１１、ＬＮＡ１２、ＰＡ１３及び出力用ＢＰＦ１４は、図１に示したものと同等の機能を有し、分配部２１、Ｄ／Ｃ２２−１〜ｎ、Ｃｈ別処理部２３−１〜ｎ、Ｕ／Ｃ２４−１〜ｎ、及び合成部２５は、図２に示したものと同等の機能を有する。このように、再送信装置４０は、伝搬路のマルチパスで生じるチャンネル間のレベル差を補正することができ、停波しているチャンネル帯域内で不要な成分を送信することがなく、また、チャンネル帯域内における周波数振幅特性の歪みを補正することもできる。
【００１５】
しかしながら、図４に示した再送信装置４０は、チャンネル毎に比較的回路規模の大きい等化部４１−１〜ｎを備えているため、装置全体として低コスト化は非常に困難である。
【００１６】
そこで、本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数チャンネル分の受信ＯＦＤＭ信号を、ＩＦ帯に周波数変換することなくＲＦ帯のままで一括して等化することにより、伝搬路のマルチパスで生じる各チャンネルの周波数振幅特性の歪みを補正するとともに、装置全体として低コスト化を実現可能な等化装置及び再送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明による等化装置は、伝搬路のマルチパスの影響を受けた複数チャンネルのＯＦＤＭ変調波成分を含む信号を入力し、該入力した信号に対して、入力した周波数帯のままで一括してマルチパスの等化処理を行うトランスバーサルフィルタと、
伝搬路の振幅周波数特性を求め、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を生成する制御部とを備え、
前記制御部は、前記入力した信号をＦＦＴ処理し、複数チャンネル分のスペクトル信号に変換した後、得られたスペクトル信号を複数回に渡って加算平均し、該平均化された信号スペクトルに基づいて、前記伝搬路の振幅周波数特性を求め、伝搬路の振幅周波数特性をＩＦＦＴ処理し、インパルス応答のうち、該インパルス応答のピークを時間原点として該インパルス応答の一部を時間軸で正負非対称に切り出すとともに、前記正負どちらか一方にのみ存在する応答成分の振幅を大きくし、新たなインパルス応答を生成し、該生成した新たなインパルス応答に基づいて前記タップ係数を生成することを特徴とする。これにより、等化装置は、ＲＦ帯をＩＦ帯に周波数変換する必要がないため、このような周波数変換を施す手段、及び、再送信するためにＩＦ帯からＲＦ帯に周波数変換する手段を備える必要がない。
【００２１】
また、本発明の再送信装置は、前記等化装置を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
以上より、本発明によれば、複数チャンネル分の受信ＯＦＤＭ信号を、ＩＦ帯に周波数変換することなくＲＦ帯のままで一括して等化することにより、伝搬路のマルチパスで生じる各チャンネルの周波数振幅特性の歪みを補正することができるとともに、全体として低コスト化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
日本の地上デジタルテレビジョン方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）は、伝送方式としてＳＰ方式のＯＦＤＭを採用している。受信機は、受信したＯＦＤＭ信号から多重されているＳＰを抽出し、当該ＳＰを、データシンボルを復調する際の振幅及び位相の基準とすることにより、マルチパス等による伝搬路の周波数特性の歪みを等化する。一般に、受信機は、このような機能を標準的に備えている。
【００２４】
また、ギャップフィラー等の再送信システムでは、希望波の受信にマルチパス干渉が存在する場合、振幅周波数特性の歪みによって、再送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに電力の差が生じる。この各サブキャリアの再送信電力の違いは、サービスエリアの受信機において、各サブキャリアの受信Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ）にばらつきを与え、ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）特性の劣化を引き起こす。このＢＥＲ特性の劣化は、同じ劣化を引き起こす雑音のＣ／Ｎ（マルチパスの等価Ｃ／Ｎ）によって評価される。
【００２５】
すなわち、放送波中継やギャップフィラー等の再送信システムでは、マルチパスによる振幅周波数特性の歪みを等化して、再送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの電力を一定にすることにより、再送信信号のマルチパスの等価Ｃ／Ｎを高く維持することが望ましい。
【００２６】
一方、このような再送信システムにおいて、希望波の受信におけるマルチパス干渉は、振幅周波数特性に加え、位相特性にも歪みを与える。しかし、位相特性の歪みは、再送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに電力の差を与えることはなく、サービスエリアの受信機において等化・補償される。このため、復調、再変調を行わない簡易な再送信システムが位相特性の歪みを等化しても、通常、サービスエリアの受信機におけるＢＥＲ特性は改善されない。したがって、振幅周波数特性の歪みのみを等化すればよい。本発明による再送信装置も、振幅周波数特性の歪みのみを等化するものとする。
【００２７】
〔再送信装置〕
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。図５は、本発明の実施の形態による再送信装置の構成を示す図である。この再送信装置１００は、受信アンテナを介して受信した複数チャンネル分の放送波にフィルタ処理を施す入力用ＢＰＦ１１、低雑音を増幅するＬＮＡ１２、ＲＦ帯の信号のままで等化処理を行う等化部２００、信号をチャンネル毎に分配する分配部２１、チャンネル毎のＲＦ帯を通過域とするＳＡＷフィルタ、ＡＧＣ及びＳＱ等の処理を行うＣｈ別処理部３１−１〜ｎ、チャンネル毎の信号を合成する合成部２５、電力を増幅するＰＡ１３、及び、フィルタ処理を施す出力用ＢＰＦ１４を備えている。
【００２８】
等化部２００は、複数チャンネル分の受信信号を増幅するＬＮＡ１２と、チャンネル毎の処理を行うための分配器２１との間に配置され、ＲＦ帯の信号に一括して等化処理を行うように動作する。尚、図５に示す入力用ＢＰＦ１１、ＬＮＡ１２、分配部２１、Ｃｈ別処理部３１−１〜ｎ、合成部２５、ＰＡ１３及び出力用ＢＰＦ１４は、図３に示したものと同等の機能を有する。この場合、再送信装置１００は、受信した放送波をＩＦ帯の信号に周波数変換することなく、ＲＦ帯の信号のままで一括して等化、ＳＡＷフィルタ、ＡＧＣ、ＳＱ等の処理を行う。
【００２９】
〔等化部の構成〕
図８は、図５に示した等化部２００の構成を示す図である。この等化部２００は、ＢＰＦ２１０、分配器２２０、Ａ／Ｄ変換器２３０、タップ付き遅延線で構成されるトランスバーサル型の等化回路（以下、トランスバーサルフィルタという。）４００、伝搬路のマルチパス特性を検出してトランスバーサルフィルタ４００のタップ係数を制御する制御部３００、及び、Ａ／Ｄ変換器２３０及び制御部３００を駆動するためのクロック信号を発生するクロック発生器２４０を備えている。以下、説明を容易にするため、分配等で生じるレベル低下の補正や、信号レベルの調整に使用する増幅器には特に言及しないものとする。
【００３０】
ＢＰＦ２１０は、等化部２００の入力信号を入力し、希望波成分以外の不要な成分を除去する。分配器２２０は、ＢＰＦ２１０により不要な成分を除去された信号を入力し、当該信号を２つの信号に分配し、一方をトランスバーサルフィルタ４００に供給し、他方をＡ／Ｄ変換器２３０に供給する。ここで、一方の信号は、等化部２００の出力信号を生成するために用いられ、他方の信号は、伝搬路のマルチパス特性を検出するために用いられる。Ａ／Ｄ変換器２３０は、分配器２２０により分配された他方の信号を入力し、アナログ信号からデジタル信号に変換する。制御部３００は、Ａ／Ｄ変換器２３０により変換されたデジタル信号を入力し、伝搬路のマルチパス特性を検出する。そして、制御部３００は、トランスバーサルフィルタ４００のタップ係数を生成し、それぞれのタップのタップ係数に相当する制御信号をトランスバーサルフィルタ４００に供給する。トランスバーサルフィルタ４００は、分配器２２０により分配された一方の信号を入力し、制御部３００により生成されたタップ係数の制御信号を入力し、等化処理を行う。
【００３１】
〔等化部の動作〕
次に、図９−１及び図９−２を用いて等化部２００の動作を詳しく説明する。図９−１及び図９−２は、等化部２００における信号スペクトル及び振幅周波数特性を示す図である。図９−１（Ａ）は、入力信号のスペクトルを示す。ここでは、希望波信号はＵＨＦ帯の連続した８チャンネル分のＩＳＤＢ−Ｔ信号とする。ＢＰＦ２１０は、図９−１（Ａ）に示す入力信号を入力し、通過帯域（再送信する８波の帯域）以外の不要な成分を除去する。
【００３２】
図９−１（Ｂ）は、ＢＰＦ２１０を通過後の信号スペクトルと、Ａ／Ｄ変換器２３０のサンプリング周波数との間の関係を示す。現在、一般に利用できるＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数はＵＨＦ帯の周波数に比べて低いため、Ａ／Ｄ変換器２３０は、Ａ／Ｄ変換される信号の周波数に比べてＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の方が低いアンダーサンプリングを行う。尚、本発明において、Ａ／Ｄ変換器２３０は、必ずしもアンダーサンプリングを行うものに限定されるものではなく、非常に高速なＡ／Ｄ変換器が利用できる場合には、通常のナイキストサンプリングを行うものであってもよい。
【００３３】
Ａ／Ｄ変換器２３０がアンダーサンプリングを行う場合においても、信号の帯域幅はサンプリング周波数の１／２以下である必要がある。ＩＳＤＢ−Ｔ信号は、帯域幅が約５．６ＭＨｚであるため、６ＭＨｚのテレビ放送用チャンネルの１チャンネルで伝送が可能である。この場合、連続した８波分のＩＳＤＢ−Ｔ信号の帯域幅は約４８ＭＨｚ（６ＭＨｚ×８＝４８ＭＨｚ）であるため、帯域制限フィルタの特性を考慮すると、Ａ／Ｄ変換器２３０のサンプリング周波数は１００ＭＨｚ以上であることが望ましい（少なくとも９６ＭＨｚ以上である必要がある）。
【００３４】
図９−１（Ｃ）は、Ａ／Ｄ変換器２３０によるＡ／Ｄ変換後の信号のスペクトルを示す。制御部３００は、図９−１（Ｃ）に示す信号を入力し、当該信号に基づいてトランスバーサルフィルタ４００を制御する。すなわち、伝搬路のマルチパス特性を検出し、トランスバーサルフィルタ４００のタップ係数を生成し、当該タップ係数に相当する制御信号をトランスバーサルフィルタ４００に供給する。
【００３５】
図９−２（Ｄ）は、トランスバーサルフィルタ４００に入力される信号のスペクトルと、当該信号の振幅周波数特性を等化するためにトランスバーサルフィルタ４００で作り出す振幅周波数特性を示す。このトランスバーサルフィルタ４００で作り出す振幅周波数特性は、制御部３００により供給されるタップ係数に相当する制御信号に基づくものである。図９−２（Ｄ）に示すように、トランスバーサルフィルタ４００は、単位遅延素子の遅延時間を△Ｔとすると、アナログ回路で構成されるタップ遅延線により、周波数Ｆｗ＝（１／△Ｔ）を繰り返し周期とする周期的な振幅周波数特性を作り出す。さらに、トランスバーサルフィルタ４００が実数係数により動作する場合、すなわち実数である各タップ係数に応じて、それぞれのタップから出力される信号の振幅のみ（位相を変化させない）を調整して加算合成する場合、トランスバーサルフィルタ４００の振幅周波数特性は、基本周期Ｆｗの後半半分が前半半分の折り返し（前半半分の特性を左右反転した特性）となる。このため、自在に振幅周波数特性を形成できるのは、（Ｆｗ／２）の周波数範囲となる。
【００３６】
図９−２（Ｅ）は、トランスバーサルフィルタ４００の出力信号のスペクトルを示す。トランスバーサルフィルタ４００は、図８に示したように、分配器２２０により分配された信号（図９−１（Ａ）に示した８波分のＩＳＤＢ−Ｔ信号に相当）を入力し、制御部３００により生成されたタップ係数に相当する制御信号を入力し、当該制御信号を用いて図９−２（Ｄ）に示した基本周期Ｆｗで繰り返される振幅周波数特性を作り出す。そして、トランスバーサルフィルタ４００は、この振幅周波数特性と、入力した８波分のＩＳＤＢ−Ｔの信号とに基づいて、当該信号の等化処理を行う。この場合、図９−２（Ｄ）において、８波分のＩＳＤＢ−Ｔの信号の振幅周波数特性に対応するトランスバーサルフィルタ４００の振幅周波数特性（（Ｆｗ／２）の周波数範囲の特性）は、当該ＩＳＤＢ−Ｔの信号の振幅周波数特性の逆特性である。すなわち、タップ係数により作り出されるトランスバーサルフィルタ４００の振幅周波数特性を、伝搬路のマルチパス等で生じる連続した８波分のＩＳＤＢ−Ｔの信号の振幅周波数特性の逆特性とすることにより、当該ＩＳＤＢ−Ｔの信号の等化を実現することができる。つまり、図９−２（Ｄ）に示した基本周期Ｆｗで繰り返されるトランスバーサルフィルタ４００の振幅周波数特性に関して、連続した８波分のＩＳＤＢ−Ｔ信号のスペクトルが存在する周波数帯域の振幅特性を、伝搬路のマルチパス等で生じる振幅周波数特性の逆特性とすることにより、連続した８波分のＩＳＤＢ−Ｔ信号の等化を実現することができる。
【００３７】
〔制御部〕
次に、制御部３００におけるトランスバーサルフィルタ４００のタップ係数の生成処理について、具体的な例により詳しく説明する。ここでは、Ａ／Ｄ変換器２３０のサンプリング周波数を１００ＭＨｚ、トランスバーサルフィルタ４００の単位遅延素子の遅延時間を△Ｔ＝１０ｎｓｅｃ、タップ数を３３タップとし、入力信号はＵＨＦ１８ｃｈからＵＨＦ２５ｃｈまでの連続した８波のＩＳＤＢ−Ｔ信号とする。また、実際の受信環境においては、８波のＩＳＤＢ−Ｔ信号のクロック周波数、キャリア周波数及び送信タイミングの相互の同期が保証されないので、ここでも、８波相互のクロック周波数、キャリア周波数及び送信タイミングの同期は必要としないものとする。したがって、Ａ／Ｄ変換器２３０のクロック周波数（デジタル信号のサンプリング周波数）は、８波のＩＳＤＢ−Ｔ信号のクロック周波数やキャリア周波数と何ら同期関係を必要としない。
【００３８】
図１０は、図８に示した制御部３００の構成を示す図であり、制御部３００におけるタップ係数の生成処理過程の例を示している。また、図１１は、それぞれの処理段階における信号のスペクトルを示す図であり、図１２は、インパルス応答の切り出し及びタップ係数を示す図である。図１０を参照して、制御部３００は、ＦＦＴ部３１０、平均化部３２０、補間処理部３３０、逆特性算出部３４０、ＩＦＦＴ部３５０、インパルス応答切り出し部３６０、振幅調整部３７０，３８０、直列／並列変換部３９０、及びＤ／Ａ変換器３９５−１〜ｍを備えている。
【００３９】
ＦＦＴ部３１０は、図８に示したＡ／Ｄ変換器２３０により変換されたデジタル信号を入力し、当該デジタル信号を一定の期間毎に実数ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理して、周波数領域の信号に変換する。平均化部３２０は、ＦＦＴ部３１０により実数ＦＦＴ処理された周波数領域の信号を入力し、当該信号を複数回に渡って加算平均し、入力した信号の平均スペクトルを表す信号（データ）を得る。
【００４０】
図１１−１（Ａ）は、伝搬路特性が無歪みの場合に観測される平均スペクトルを示している。ＯＦＤＭ信号であるＩＳＤＢ−Ｔ信号の平均スペクトル（長期間平均した特性）は、帯域内でフラットな特性となる。一方、図１１−１（Ｂ）は、伝搬路に遅延時間が６０ｎｓｅｃでＤ／Ｕが６ｄＢのマルチパス遅延波が１波存在している場合に観測される信号の平均スペクトルである。原信号の平均スペクトルがフラットな特性を有していることから、観測される平均スペクトルは、チャンネル間の隙間（約４２９ＫＨｚ）の部分や、８波のスペクトルの下端と周波数軸の原点との間の部分、及び、８波のスペクトルの上端とナイキスト周波数との間の部分を除けば、マルチパスで生じる伝搬路の振幅周波数特性をそのまま示している。ここで、平均化部３２０は、図１１−１（Ａ）（Ｂ）に示す信号を出力する。
【００４１】
補間処理部３３０は、平均化部３２０により平均化された信号に対し、チャンネル間、帯域上端及び帯域下端を補正する。具体的には、補間処理部３３０は、平均化部３２０により平均化処理されて観測される平均スペクトルのチャンネル間の隙間（約４２９ＫＨｚ）の部分、８波のスペクトルの下端と周波数軸の原点との間の部分、及び、８波のスペクトルの上端とナイキスト周波数との間の部分を補間し、図１１−１（Ｃ）に示す伝搬路の振幅周波数特性を得る。具体的な補間方法として、例えば、チャンネル間の隙間については、下側のチャンネルの最高周波数における振幅値と上側のチャンネルの最低周波数における振幅値とを用いて直線内挿を行う。また、８波の平均スペクトルの下端と周波数軸の原点との間については、８波の平均スペクトルの下端部分の振幅周波数特性を元に、外挿補間を行う。さらに、８波の平均スペクトルの上端とナイキスト周波数との間の部分については、８波の平均スペクトルの上端部分の振幅周波数特性を元に、外挿補間を行う。また、ＦＦＴデータの周期性を考慮して、８波の平均スペクトルの下端の振幅値、及び８波の平均スペクトルの上端の振幅値を用いて、その間を直線内挿する方法も考えられる。
【００４２】
逆特性算出部３４０は、補間処理部３３０によりチャンネル間の隙間の部分及び８波の平均スペクトルの上下限端の部分を補間して得られた伝搬路の振幅周波数特性に対して、その逆特性を算出する。これにより、トランスバーサルフィルタ４００による出力信号の平均スペクトルをフラットにする（等化を行う）ために必要となるトランスバーサルフィルタ４００が実現すべき振幅周波数特性を求めることができる。具体的には、逆特性算出部３４０は、それぞれの周波数における伝搬路の振幅周波数特性値の逆数を求める。図１１−２（Ｄ）は、図１１−１（Ｃ）の逆特性、すなわちトランスバーサルフィルタ４００が実現すべき振幅周波数特性を示す。
【００４３】
ＩＦＦＴ部３５０は、逆特性算出部３４０により算出された逆特性の振幅周波数特性（トランスバーサルフィルタ４００が実現すべき振幅周波数特性）に対してＩＦＦＴ（高速逆フーリ工変換）処理し、インパルス応答を求める。そして、インパルス応答切り出し部３６０は、ＩＦＦＴ部３５０によりＩＦＦＴ処理して求められたインパルス応答に対して、その一部分を切り出す。図１２−１（Ａ）は、図１１−２（Ｄ）に示した振幅周波数特性に対しＩＦＦＴ処理して求めたインパルス応答を示す。尚、この具体例では、タップ係数が実数形式のトランスバーサルフィルタ４００を想定しているため、ＩＦＦＴポイント数をトランスバーサルフィルタ４００が実現すべき振幅周波数特性のポイント数の２倍とし、ナイキスト周波数より下半分にトランスバーサルフィルタが実現すべき振幅周波数特性を、上半分にはその折り返し特性を設定してＩＦＦＴを実施するため、得られるインパルス応答は実数成分のみとなる。また、伝搬路の振幅周波数特性が対象であり、ＩＦＦＴ処理を施す周波数特性データが実数のみであることから、得られるインパルス応答は、応答のピークを時間原点として時間軸で正負対称となる。
【００４４】
一般に、アナログ回路で実現するトランスバーサルフィルタ４００に関しては、個々の単位遅延素子の、周波数特性の歪みが後段のタップになるほど蓄積するため、帯域幅が広く精度の高いフィルタを実現することが困難である。そのため、少ないタップ数で、いかにして実現すべき振幅周波数特性に近い特性を得るかが重要な課題となる。このトランスバーサルフィルタ４００をデジタル回路で実現することも可能であるが、広帯域を実現するために、非常にクロック周波数が高い、高価なデジタルフィルタ回路、Ａ／Ｄ変換回路及びＤ／Ａ変換回路を必要とし、低コスト化が困難であるため、ここでは説明を省略する。ここではタップ数を３３として、以下説明する。
【００４５】
インパルス応答切り出し部３６０は、求めたインパルス応答を用いて有限長のタップ係数を求めるため、インパルス応答の一部を切り出す処理を行う。一般に、インパルス応答切り出し部３６０は、図１２−１（Ｂ）に示すように、インパルス応答のピーク（図１２−１（Ａ）のサンプル番号０）を時間原点として時間軸で正負対称に切り出す処理を行う。図１１−３（Ｉ）は、インパルス応答切り出し部３６０が図１２−１（Ｂ）に示したようにインパルス応答の一部を切り出した場合に、実際にトランスバーサルフィルタ４００が実現する振幅周波数特性を示す。また、図１１−４（Ｊ）は、この場合のタップ係数を用いて等化を行ったときのトランスバーサルフィルタ１００による出力信号のスペクトルを示す。図１１−４（Ｊ）によれば、出力信号のスペクトルに比較的大きなリップルが残っている。これにより、この切り出し処理ではトランスバーサルフィルタ４００のタップ長が不足することがわかる。
【００４６】
また、インパルス応答切り出し部３６０が、図１２−２（Ｃ）に示すように、インパルス応答のピークを時間原点として時間軸で正負非対称に切り出す（ピークとなるタップ係数を時間原点として負側に８タップ、正側に２４タップ）処理を行う場合もある。図１１−３（Ｇ）は、インパルス応答切り出し部３６０が図１２−２（Ｃ）に示したようにインパルス応答の一部を切り出した場合に、実際にトランスバーサルフィルタ４００が実現する振幅周波数特性を示す。また、図１１−３（Ｈ）は、この場合のタップ係数を用いて等化を行ったときのトランスバーサルフィルタ４００による出力信号のスペクトルを示す。図１１−３（Ｈ）によれば、図１１−４（Ｊ）と同様に、出力信号のスペクトルに比較的大きなリップルが残っている。これにより、この切り出し処理でも適当でないことがわかる。また、この切り出し処理において、インパルス応答のピークに時間的に近い応答、すなわち振幅周波数特性上では周期の長いリップル成分と、インパルス応答のピークから時間的に遠い応答、すなわち振幅周波数特性上では周期の短いリップル成分との間のレベル差が、等化後の出力信号のスペクトルにリップルを生じさせる一因であると考えられる。
【００４７】
そこで、インパルス応答切り出し部３６０は、図１２−２（Ｄ）に示すように、インパルス応答のピークを時間原点として時間軸で正負非対称に切り出し、振幅調整部３７０は、非対称となる応答部分（正負片側にしか存在しない応答部分／タップ番号７〜２４の応答部分）の利得を２倍（必ずしも２倍に限定されるものではない）にする処理を行う。図１１−２（Ｅ）は、インパルス応答切り出し部３６０及び振幅調整部３７０が図１２−２（Ｄ）に示したようにインパルス応答の一部を切り出して調整した場合に、実際にトランスバーサルフィルタ４００が実現する振幅周波数特性を示す。また、図１１−２（Ｆ）は、この場合のタップ係数を用いて等化を行ったときのトランスバーサルフィルタ４００による出力信号のスペクトルを示す。図１１−２（Ｆ）によれば、スペクトル上に生じているリップルの大きさが、図１１−３（Ｈ）及び図１１−４（Ｊ）の場合よりも顕著に小さくなっており、このインパルス応答の一部切り出し処理及び振幅調整処理が効果的であることがわかる。これにより、必要とするタップ長を短くすることができ、等化残差による等化後の信号の振幅周波数特性の歪みを小さくすることができる。
【００４８】
但し、図１１−４（Ｋ）に示すようにマルチパスの遅延時間が比較的小さい場合（遅延時間が１０ｎｓｅｃ、Ｄ／Ｕが６ｄＢ）には、上記３つのインパルス応答の一部切り出し処理で大きな違いは発生せず、いずれの場合も、等化後のトランスバーサルフィルタ４００の出力信号のスペクトルは、図１１−４（Ｌ）に示すスペクトルとなる。
【００４９】
振幅調整部３８０は、トランスバーサルフィルタ４００の利得を一定にするため、インパルス応答切り出し部３６０によりインパルス応答の一部切り出し処理がなされ、振幅調整部３７０により非対称となる応答部分の利得調整処理がなされた後に、インパルス応答全体の振幅を調整する。これにより、応答全体の振幅が調整されたタップ係数が生成される。直列／並列変換部３９０は、振幅調整部３８０により時間的に直列に出力された各タップのタップ係数を入力し、直列から並列に変換する。そして、Ｄ／Ａ変換器３９５−１〜ｍは、それぞれのタップ番号毎にＤ／Ａ変換して電圧値とし、タップ係数に相当する制御信号としてトランスバーサルフィルタ４００に供給する。
【００５０】
〔トランスバーサルフィルタ〕
図１３は、図８に示したトランスバーサルフィルタ４００の原理的構成を示す図である。このトランスバーサルフィルタ４００−１は、遅延器４１０−１〜ｍ-１、乗算器４２０−１〜ｍ、及び加算器４３０を備えている。遅延器４１０−１は、図８に示した分配器２２０から信号を入力し、遅延処理を施す。同様に遅延器４１０−２〜ｍ-１も遅延処理を施す。乗算器４２０−１は、分配器２２０から入力した信号に、制御部３００から入力したタップ係数に相当する制御信号を乗算する。同様に、乗算器４２０−２〜ｍは、遅延器４１０−１〜ｍ−１からの信号に、制御部３００から入力したタップ係数に相当する制御信号を乗算する。そして、加算器４３０は、乗算器４２０−１〜ｍにより乗算された信号を入力し、加算処理を施す。このようにして、トランスバーサルフィルタ４００は、分配器２２０から入力した信号の等化を行う。
【００５１】
また、図１４は、トランスバーサルフィルタ４００の実際の構成を示す図である。このトランスバーサルフィルタ４００−２は、遅延器４１０−１〜ｍ、ＣＰＬ（カップラ）４４０−１〜ｍ-１、Ｖ−ＡＴＴ（可変減衰器）４２１−１〜ｍ、及び加算器４３０を備えている。この構成例では、図１３に示した乗算器４２０−１〜ｍの代わりに、電圧で減衰量が可変できる可変減衰器４２１−１〜ｍを備えている。このようなトランスバーサルフィルタ４００−２を使用する場合は、制御部３００は、可変減衰器４２１−１〜ｍに直接タップ係数に相当する制御信号（電圧）を出力するのではなく、可変減衰器４２１−１〜ｍの制御電圧と減衰量の変換式とを用いて、可変減衰器４２１−１〜ｍの減衰量とタップ係数を乗算するのと同等になるように、図１０に示した制御部３００のＤ／Ａ変換器３９５−１〜ｍの前段において、タップ係数を可変減衰器４２１−１〜ｍ用の制御信号に変換する。つまり、制御部３００は、可変減衰器４２１−１〜ｍ用の制御信号をトランスバーサルフィルタ４００−２の可変減衰器４２１−１〜ｍに出力する。
【００５２】
以上のように、本発明の実施の形態による再送信装置１００によれば、チャンネル毎にＡＧＣやＳＱ等の処理が可能なブースター型（ＲＦ直接型）の装置において、等化部２００が、ＲＦ信号のまま一括して等化するようにした。これにより、チャンネル毎に等化部を設ける必要がないから、再送信装置１００全体として低コスト化を実現することができる。また、等化部２００に備えた制御部３００が、ＦＦＴ処理された信号の逆特性を算出し、当該特性の信号をＩＦＦＴ処理してインパルス応答の一部を切り出し、非対称応答部分の振幅を調整してタップ係数を生成し、トランスバーサルフィルタ４００が、前記タップ係数により信号を等化するようにした。これにより、再送信装置１００が、伝搬路のマルチパスで生じるチャンネル間のレベル差を補正することができ、停波しているチャンネル帯域内で不要な成分を送信することがなく、また、チャンネル帯域内における周波数振幅特性の歪みを補正することができる。
【００５３】
つまり、前記等化部２００を、図３に示したチャンネル毎にＡＧＣやＳＱ等の処理が可能なブースター型（ＲＦ直接型）のギャップフィラーに適用することにより、大幅なコストの増加なしに、伝搬路のマルチパス等で生じる各チャンネル内の振幅周波数特性の歪みによる等価Ｃ／Ｎの劣化を改善することができ、ギャップフィラーがサービスするエリアでの受信特性を改善することができる。
【００５４】
尚、前記等化部２００を、図１に示した単純ブースター型のギャップフィラーに適用するようにしてもよい。この場合、伝搬路のマルチパス等で生じる各チャンネル間の再送信出力のレベル差を、ある程度補正することができる。また、同時に各チャンネル内の振幅周波数特性の歪みによる等価Ｃ／Ｎの劣化を改善することができる。
【００５５】
また、前記等化部２００を、図２に示したＩＦ変換型のギャップフィラーに適用するようにしてもよい。この場合、大幅なコストの増加なしに、全てのチャンネルに対して振幅周波数特性の歪みを等化・補償する機能を付加することができる。
【００５６】
また、上記の説明においては、等化部２００が、伝搬路のマルチパスで生じる受信信号の振幅周波数特性の歪みを等化することを目的とするマルチパス等化装置に該当している。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】単純ブースター型（ＲＦ直接型）ギャップフィラーの構成例である。
【図２】ＩＦ変換型ギャップフィラーの構成例である。
【図３】チャンネル別処理が可能なブースター型（ＲＦ直接型）ギャップフィラーの構成例である。
【図４】マルチパス等化機能を有するＩＦ変換型ギャップフィラーの構成例である。
【図５】本発明の実施の形態による再送信装置の構成を示す図である。
【図６】マルチパス干渉を受けた８チャンネル分の地上デジタル放送波の信号スペクトル例である。
【図７】マルチパス干渉を受けた８チャンネル分の地上デジタル放送波の信号スペクトル例である（チャンネル別にＡＧＣ処理を行った後の信号スペクトル例）。
【図８】図５の再送信装置における等化部の構成を示す図である。
【図９−１】等化部における信号スペクトル及び振幅周波数特性を示す図である。
【図９−２】等化部における信号スペクトル及び振幅周波数特性を示す図である。
【図１０】図５の再送信装置における制御部の構成を示す図である。
【図１１−１】制御部における信号スペクトル及び振幅周波数特性をより詳細に示す図である。
【図１１−２】制御部における信号スペクトル及び振幅周波数特性をより詳細に示す図である。
【図１１−３】制御部における信号スペクトル及び振幅周波数特性をより詳細に示す図である。
【図１１−４】制御部における信号スペクトル及び振幅周波数特性をより詳細に示す図である。
【図１２−１】インパルス応答の切り出し及びタップ係数を説明する図である。
【図１２−２】インパルス応答の切り出し及びタップ係数を説明する図である。
【図１３】図８の等化部におけるトランスバーサルフィルタの原理的構成を示す図である。
【図１４】図８の等化部におけるトランスバーサルフィルタの実際の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５８】
１０，２０，３０，４０，１００  再送信装置
１１，１４，２１０  ＢＰＦ
１２  ＬＮＡ
１３  ＰＡ
２１  分配部
２２  Ｄ／Ｃ
２３，３１  Ｃｈ別処理部
２４  Ｕ／Ｃ
２５  合成部
４１，２００  等化部
２２０  分配器
２３０  Ａ／Ｄ変換器
２４０  クロック発生器
３００  制御部
３１０  ＦＦＴ部
３２０  平均化部
３３０  補間処理部
３４０  逆特性算出部
３５０  ＩＦＦＴ部
３６０  インパルス応答切り出し部
３７０，３８０  振幅調整部
３９０  直列／並列変換部
３９５  Ｄ／Ａ変換器
４００  トランスバーサルフィルタ
４１０  遅延器
４２０  乗算器
４２１  可変圧減衰器
４３０  加算器
４４０  カップラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９−１】
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【図９−２】
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【図１０】
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【図１１−１】
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【図１１−２】
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【図１１−３】
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【図１１−４】
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【図１２−１】
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【図１２−２】
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【図１３】
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【図１４】
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