(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データに直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、各乗算結果を所定のサブキャリアで伝送するマルチキャリア伝送方法であり、各ユーザに異なる複数のサブキャリアを割り当てるステップ、ユーザの送信データを該割り当てたサブキャリアでマルチキャリア伝送するステップ、を備え、前記マルチキャリア伝送ステップにおいて、
ユーザにM個の直交コードを割り当て、シリアルパラレル変換により送信データをM個のシンボルよりなる並列データに変換し、シリアルパラレル変換により得られたM個の並列データの１つのシンボルに、ユーザに割り当てた前記M個の直交コードのうち所定の直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、並列データの各シンボルに同様にユーザに割り当てた別の直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、シンボル毎の各乗算結果のうち対応する乗算結果を加算し、各加算結果を前記ユーザに割り当てられた複数のサブキャリアで伝送する、マルチキャリアCDMA伝送方法において、
前記ユーザとフェージング特性が同等の別のユーザに、該ユーザと同一のサブキャリアを割り当てると共に、各ユーザに異なる直交コードを割り当て、
同一サブキャリア上でコード多重して各ユーザの送信データを伝送する、
ことを特徴とするマルチキャリアCDMA伝送方法。
【請求項２】
ユーザデータに直交コードを構成する各符号を個別に乗算して出力し、各乗算結果を所定のサブキャリアで伝送するマルチキャリアＣＤＭＡ伝送システムにおける基地局の送信装置において、
複数のアンテナ素子よりなるアレイアンテナ、
ユーザの送信データにビームフォーミング処理を施して各アンテナ素子用の送信データを生成するビームフォーミング部、
各ユーザに異なる複数のサブキャリアを割り当てる手段、
アンテナ素子毎に、
前記ビームフォーミング処理を施されて該アンテナ素子に入力される送信データをM個のシンボルよりなる並列データに変換するシリアルパラレル変換部、
シリアルパラレル変換により得られたM個の並列データの１つのシンボルに、ユーザに割り当てたM個の直交コードのうち所定の直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、並列データの各シンボルに同様にユーザに割り当てた別の直交コードを構成する各符号を個別に乗算する乗算部、
前記各直交コードの対応する符号の乗算結果を合成する合成部、
各合成結果をユーザに割り当てられた前記複数のサブキャリアでマルチキャリア伝送する伝送部、
を有することを特徴とする基地局の送信装置。
【請求項３】
前記ユーザとフェージング特性が同等の別のユーザに、該ユーザと同一の複数のサブキャリアを割り当てると共に、各ユーザに異なる直交コードを割り当て、アンテナ毎に同一サブキャリア上でコード多重して各ユーザの送信データを伝送する、
ことを特徴とする請求項２記載の基地局の送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチキャリアＣＤＭＡ伝送方法及び基地局の送信装置に係わり、特に、送信データをシリアルパラレル変換し、得られた並列データの各シンボルに直交コードを構成する各コードを個別に乗算し、各乗算結果を所定のサブキャリアでマルチキャリア伝送するマルチキャリアＣＤＭＡ伝送方法及び基地局の送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。
図１０（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図１０（ｂ）に示す周波数ｆ1〜ｆ4を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように（ｂ）に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。ｎ番目のサブキャリア（中心周波数：ｆｎ）によって伝送されるシンボル（複素ベースバンド信号）をｚｎ（＝ａｎ＋ｊ ｂｎ）とすれば、変調波帯域信号ｓｎ（ｔ）＝Ｒｅ［ｚｎ ｅｘｐ（ｊ２πｆｎ ｔ）］として表わされる（Ｒｅは複素数の実数部）。ｎ番目のサブキャリアと（ｎ＋１）番目のサブキャリアが直交するための条件はｓｎ（ｔ）とｓｎ＋１（ｔ）の相互相関が０となることである。隣接するサブキャリアの周波数間隔をｆｄ、シンボルｚｎの周期Ｔとすれば、相互相関が０となるためにはｆｄ＝ｋ／Ｔ（ｋ＝１，２，．．．）であれば良く、最小の間隔はｆｄ＝１／Ｔとなる。この周波数間隔を有するマルチキャリア多重方式が、直交周波数分割多重方式である。
図１１（ａ）は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データを複数のシンボル（Ｉ＋ｊＱ，複素数）よりなる並列データに変換する。ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６は各シンボルを図１１（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ７ａ，７ｂを通して直交変調部８に入力する。直交変調部８は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図１１（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、近年ではマルチキャリアＣＤＭＡ方式（ＭＣ−ＣＤＭＡ）の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより，複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフェージングを受ける。したがって，コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
さらに，ＯＦＤＭとＭＣ−ＣＤＭＡを組み合わせた，直交周波数・符号分割多元接続（ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ）方式の検討も行われている。これは，ＭＣ−ＣＤＭＡによりサブキャリアに分割された信号を，直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式は、図１２に示すようにビット周期Ｔsの送信データにチップ周波数Ｔｃの拡散コードＣ1〜ＣNを乗算器９で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図１３に示すように２／Ｔsの狭帯域信号ＮＭを２／Ｔｃの広帯域信号ＤＳに拡散変調して伝送することができる。Ｔs／Ｔｃは拡散率であり、図の例では拡散コードの符号長Ｎである。このＣＤＭＡ伝送方式によれば、干渉信号を１／Ｎに減少できる利点がある。
マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理は、図１４に示すように１つの送信データＤよりＮ個のコピーデータを作成し、拡散コード（直交コード）を構成する各コードＣ1〜ＣNを個別に前記各コピーデータに乗算器９1〜９Nで乗算し、各乗算結果ＤＣ1〜ＤＣNを図１５（ａ）に示す周波数ｆ1〜ｆNのＮ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は１シンボルデータをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをＭシンボルの並列データに変換し、Ｍ個の各シンボルに図１４に示す処理を施し、Ｍ×Ｎ個の全乗算結果を周波数ｆ1〜ｆNMのＭ×Ｎ個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図１５（ｂ）に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式が実現できる。
図１６はＭＣ−ＣＤＭＡの送信側の構成図である。データ変調部１１は送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部１２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部１３は入力データをＭシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＮ分岐して拡散部１４に入力する。拡散部１４はＭ個の乗算部１４1〜１４Mを備えており、各乗算部１４1〜１４Mはそれぞれ直交コードを構成するコード（符号）Ｃ1，Ｃ2，．．ＣNを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。この結果、Ｎ×Ｍ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ1〜ＳMNが拡散部１４より出力する。すなわち、拡散部１４は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードはユーザ毎に異なるコードが割り当てられる。
下りリンク（基地局送信）の場合、コード多重部１５は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部１５は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた各ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部１６は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
サブキャリアの総数は、（拡散率Ｎ）×（パラレル系列数Ｍ）である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。なお、上りリンクの場合、各ユーザの信号は伝搬路上で合成され、基地局で受信される。
図１７はシリアルパラレル変換説明図であり、送信データの前方に共通パイロットＰが時間多重されている。共通パイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが３０×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルが出力し、以後、並列データとして３０回送信データのＭシンボルが出力する。この結果、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重して伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にフェージング補償が可能となる。
図１８はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍシンボルに応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図１９はＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４は時間領域の信号をＮ×Ｍ個のサブキャリア信号に変換し、周波数デインタリーブ部２５は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。
フェージング補償部２６はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では１つのサブキャリアについてのみチャネル推定部２６ａ1が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。チャネル推定部２６ａ1は、パイロット信号を用いてフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、乗算器２６ｂ1は送信シンボルのサブキャリア信号にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。逆拡散部２７はＭ個の乗算部２７1〜２７Mを備えており、乗算部２７1はユーザに割り当てられた直交コードを構成する各コードＣ1，Ｃ2，．．．ＣNを個別にＮ個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。
合成部２８1〜２８Mはそれぞれ乗算部２７1〜２７Mから出力するＮ個の乗算結果を加算してＭ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
図２０は基地局からの下りリンクにおけるＭＣ−ＣＤＭＡ方式のフェージング変動の様子を示す説明図である。周波数軸上に拡散された所定ユーザのサブキャリア信号は、他ユーザのサブキャリア信号とコード多重され、伝搬路においてサブキャリア毎に異なるフェージングを受ける。しかし、基地局発信の場合、コード多重された異なるユーザのサブキャリア信号は各サブキャリアにおいて同じフェージングＦＤ１２を受ける。このため、パイロットシンボルによってサブキャリア毎に推定されたチャネル推定情報を用いてフェージング補償を行なうと、ＦＤ１２′で示すように各ユーザに対するフェージングを同時に補償でき、各ユーザの拡散コードの直交性を保持でき、他ユーザの信号が干渉波とならない。したがって、拡散コードに直交性の高いコードを用いることは、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては非常に有効である。
ところが、上りリンクにおいて各ユーザは異なるフェージングＦ１，Ｆ２を受ける。このため、各サブキャリア信号はユーザ毎に独立したフェージングを受け、各ユーザの拡散コードの直交性が完全に崩れてしまう。例えば、フェージング補償部でユーザ１に対するフェージング変動Ｆ１をＦ１′で示すように補償しても、ユーザ２に対するフェージング変動Ｆ２がＦ２′で示すようになってしまい、各ユーザの拡散コードの直交性が崩れてしまう。したがって、上りリンクに、周波数領域の拡散を行うＭＣ−ＣＤＭＡ方式を適用した場合、大きな特性の劣化が生じてしまう。
又、基地局において各ユーザに向けて指向性ビームを放射してデータを送信する場合がある。かかる場合には、アレイアンテナを用意し、かつ、ビームフォーマでユーザ毎に異なるアレーウェイトを送信データに作用させてビームフォーミングを行う必要がある。図２２はビームフォーミングの簡単な構成図であり、アレイアンテナ３１、ビームの指向方向をアレイウェイトを変えて制御する送信ビームフォーマ３２、アレイアンテナを構成するアンテナ素子ＡＴＴ1〜ＡＴＴNに送信信号を入力する送信部３３1〜３３Nが示されている。送信ビームフォーマ３２はユーザ（移動局）の方向に応じてアレイウェイトを制御し、これにより各アンテナ素子に加える送信信号の大きさ及び位相を変えてビームをユーザに向けて送信する。
ビームフォーミングを実現するためにユーザ毎に異なるウェイトをかけた信号をコード多重した場合、この信号がマルチパスフェージング伝搬路を通ると、図２１の上りリンクと同様に各サブキャリアがユーザ毎に異なるフェージングを受ける。特に、マルチパスの角度広がりが大きいほど、各ユーザが受けるフェージングは互いに異なった独立なものになる。したがって、ビームフォーミングの場合にも拡散コードの直交性が崩れて特性が大きく劣化する。この場合、各ユーザのアレーウェイトが他のユーザにビームを向けないように決定されていれば、他ユーザへの干渉成分が抑圧されるため、拡散コードの直交性の崩れの問題はなくなる。しかし、実際にはビームのサイドローブが他ユーザへの干渉となるため、直交性の崩れによる特性劣化の影響は大きい。
また、図２３に示すようにセクタを複数たとえば３つの指向範囲Ａ１，Ａ２，Ａ３に分け、同一の指向範囲に存在する移動局ＭＳ１１〜ＭＳ１２，ＭＳ２１〜ＭＳ２２，ＭＳ３１〜ＭＳ３３には同一の指向性を有するビームを向けて送信する場合もある。かかるビームフォーミングの場合、指向範囲毎に異なるアレーウェイトを用いる必要がある。しかし、指向範囲毎に異なるウェイトをかけた信号をコード多重し、該コード多重信号がマルチパスフェージング伝搬路を通ると、図２１の場合と同様に各サブキャリアが指向範囲毎に異なるフェージングを受ける。かかる場合、指向範囲の異なるユーザが受けるフェージングは独立なものになり、拡散コードの直交性が崩れて特性が大きく劣化する。この場合にも、各指向範囲のアレーウェイトが他の指向範囲にビームを向けないように形成されていれば、他ユーザの干渉成分が抑圧されるために、拡散コードの直交性の崩れの問題はなくなる。しかし、実際には図２３に示すようにビームＢＭのサイドローブＢＳが他ユーザへの干渉となるため、直交性の崩れによる特性劣化の影響は大きい。
さらに、各サブキャリアがユーザ毎に異なるフェージングを受けた場合、フェージングを補償するために、ユーザ毎に個別のパイロットを用いてチャネルを推定しなければならない。ＭＣ−ＣＤＭＡ方式では、チャネル推定を逆拡散前に各サブキャリアに対して行わなければならない。各ユーザの個別パイロットを分離するには、パイロットのパターンを利用する方法と、パイロットの周波数および時間軸上の位置をユーザ毎にずらして配置することによって分離する方法がある。いずれにしろ、個別パイロットの数が増えるに従って、個々のパイロットに割り当てられるパワーは減少する。図２４（ａ））は共通パイロットを使用する場合、図２４（ｂ）は個別パイロットを使用する場合であり、個別パイロットのパワーは共通パイロットのパワーの１／４になってしまう。したがって、個別パイロットの数が多いほどチャネル推定精度も劣化してしまう。また、パイロットパターンの配置や位置によっては、パイロット間のチャネル情報（チャネル推定情報）を補完して求めるなどして、各サブキャリアのチャネルを推定しなければない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
以上より本発明の目的は、上りリンク（移動局発信）においてＭＣ−ＣＤＭＡ伝送を行っても拡散コードの直交性を崩さないようすることである。
本発明の別の目的は、下りリンク（基地局発信）においてビームフォーミングを適用してＭＣ−ＣＤＭＡ伝送を行っても直交性の崩れを回避することである。
本発明の別の目的は、個別パイロットを用いても良好なチャネル推定精度を実現できるようにすることである。
本発明の別の目的は、ＭＣ−ＣＤＭＡ伝送において狭帯域の受信機を使用できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の第１は、送信データに直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、各乗算結果を所定のサブキャリアで伝送するマルチキャリア伝送方法であり、各ユーザに異なる複数のサブキャリアを割り当てるステップ、ユーザの送信データを該割り当てたサブキャリアでマルチキャリア伝送するステップを備えており、前記マルチキャリア伝送ステップにおいて、ユーザにM個の直交コードを割り当て、シリアルパラレル変換により送信データをM個のシンボルよりなる並列データに変換し、シリアルパラレル変換により得られたM個の並列データの１つのシンボルに、ユーザに割り当てた前記M個の直交コードのうち所定の直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、並列データの各シンボルに同様にユーザに割り当てた別の直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、シンボル毎の各乗算結果のうち対応する乗算結果を加算し、各加算結果を前記ユーザに割り当てられた複数のサブキャリアで伝送する。かかるマルチキャリアCDMA伝送方法において、前記ユーザとフェージング特性が同等の別のユーザに、該ユーザと同一のサブキャリアを割り当てると共に、各ユーザに異なる直交コードを割り当て、同一サブキャリア上でコード多重して各ユーザの送信データを伝送する。
本発明の第２は、ユーザデータに直交コードを構成する各符号を個別に乗算して出力し、各乗算結果を所定のサブキャリアで伝送するマルチキャリアＣＤＭＡ伝送システムにおける基地局の送信装置であり、複数のアンテナ素子よりなるアレイアンテナ、ユーザの送信データにビームフォーミング処理を施して各アンテナ素子用の送信データを生成するビームフォーミング部、各ユーザに異なる複数のサブキャリアを割り当てる手段、アンテナ素子毎に、前記ビームフォーミング処理を施されて該アンテナ素子に入力される送信データをM個のシンボルよりなる並列データに変換するシリアルパラレル変換部、シリアルパラレル変換により得られたM個の並列データの１つのシンボルに、ユーザに割り当てたM個の直交コードのうち所定の直交コードを構成する各符号を個別に乗算し、並列データの各シンボルに同様にユーザに割り当てた別の直交コードを構成する各符号を個別に乗算する乗算部、前記各直交コードの対応する符号の乗算結果を合成する合成部、各合成結果をユーザに割り当てられた前記複数のサブキャリアでマルチキャリア伝送する伝送部、を有している。なお、前記ユーザとフェージング特性が同等の別のユーザに、該ユーザと同一の複数のサブキャリアを割り当てると共に、各ユーザに異なる直交コードを割り当て、アンテナ毎に同一サブキャリア上でコード多重して各ユーザの送信データを伝送する。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、上りリンクにおいて拡散コードの直交性を崩すことなく良好な特性を得ることができる。
又、本発明によれば、ビームフォーミングを適用した場合の下りリンクにおいて直交性の崩れを回避し、良好な特性を得ることができる。
又、本発明によれば、個別パイロットを用いることにより良好なチャネル推定精度を得ることができる。
又、本発明によれば、狭帯域の受信機を用いることができ、ＦＦＴの演算段数を少なくでき、ＦＦＴ演算処理を軽減することができる。
又、本発明によれば、周波数インタリーブを用いることにより、一部のサブキャリアのみを用いた場合でも良好な周波数がダイバーシチゲインを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本発明の第１の原理説明図である。
【図２】本発明の第２の原理説明図である。
【図３】ユーザ毎に占有的にサブキャリアを割り当てて使用させる場合の上りリンクの場合の移動局の送信側構成図である。
【図４】第１実施例の基地局の受信側構成図である。
【図５】下りリンクにおいてビームフォーミングを用いた場合における基地局の送信側の構成図である。
【図６】基地局が送信ビームフォーミングを用いてＭＣ−ＣＤＭＡ方式によりデータを送信した場合における移動局の受信側の構成図である。
【図７】送信側の周波数インタリーブ部を削除した場合の図５の変形例である。
【図８】受信側の周波数デインタリーブ部を削除した場合の図６の変形例である。
【図９】第３実施例における基地局の構成図である。
【図１０】マルチキャリア伝送方式の説明図である。
【図１１】直交周波数分割多重方式の説明図である。
【図１２】ＣＤＭＡのコード拡散変調説明図である。
【図１３】ＣＤＭＡにおける帯域の拡散説明図である。
【図１４】マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理説明図である。
【図１５】サブキャリア配置説明図である。
【図１６】従来のＭＣ−ＣＤＭＡの送信側の構成図である。
【図１７】シリアルパラレル変換説明図である。
【図１８】ガードインターバル説明図である。
【図１９】従来のＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。
【図２０】基地局からの下りリンクにおけるＭＣ−ＣＤＭＡ方式のフェージング変動の様子を示す説明図である。
【図２１】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式を上りリンク（移動局発信）に適用した場合のユーザ毎のフェージング変動説明図である。
【図２２】ビームフォーミング説明図である。
【図２３】セクタを複数の指向範囲に区分した場合のビームフォーミング説明図である。
【図２４】パイロット説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
（Ａ）本発明の概略
（ａ）本発明の第１の原理
図１は本発明の第１の原理説明図であり、説明上、ユーザ数が２の場合を示している。
本発明では、図１に示すように各ユーザに所定周波数のサブキャリアを占有的に割り当てる。例えばユーザ１にサブキャリアＳＣ11〜ＳＣ1Nを占有的に割り当て、ユーザ２に別のサブキャリアＳＣ21〜ＳＣ2Nを占有的に割り当てる。又、適宜、同一ユーザに複数の拡散コードを割り当て、マルチコード多重を行うようにする。例えば、ユーザ１に直交コード１，２を割り当て、ユーザ２にも直交コード１，２を割り当てる。
以上のようにすれば、ユーザが特定のサブキャリアを独占して使用できるため、図１のＦ１，Ｆ２で示すようにユーザ１，２毎にフェージング特性が異なる場合でも、互いに干渉することがないため拡散コードの直交性が崩れることはない。したがって、本発明を用いることにより、上りリンクの場合や、下りリンクでビームフォーミングを用いた場合であっても、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の優れた特性を維持することができる。さらに、本発明では、ユーザが特定サブキャリアを占有して使用できるため、各サブキャリアに時間多重されるパイロットはユーザ個別のパイロットとなり、しかも他のユーザのパイロットと干渉しないため、ユーザ数が増えた場合でも自分のパイロットを確実に検出でき、チャネル推定精度が劣化することはない。
又、ユーザに複数の拡散コードを割り当て、マルチコード多重を行うようにする。例えば、ユーザ１に直交コード１，２を割り当て、ユーザ２にも直交コード１，２を割り当てるようにする。このようにマルチコード多重すれば、ユーザの伝送レートを落とすことなく、一部のサブキャリアのみを用いた高速伝送が可能となる。
又、図１は、送信側における周波数インタリーブを施す前、あるいは受信側における周波数デインタリーブ後の状態を表した説明図であるが、周波数インタリーブによりユーザが占有するサブキャリアを周波数軸上に分散させることにより、周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
（ｂ）本発明の第２の原理
図２は本発明の第２の原理説明図であり、説明上、ユーザ数が４の場合を示している。
図２のＦ１２，Ｆ３４で示すようにユーザ１とユーザ２がそれぞれ同じフェージングを受けており、又、ユーザ３とユーザ４が同じフェージングを受けているものとする。同じフェージングを受ける環境としては図２３に示すように基地局が同一の指向範囲に属する複数のユーザに対してビームフォーミングにより同一の指向性ビームを用いて送信する場合が考えられる。
かかる状況において、本発明は、ユーザ１，２に所定周波数のサブキャリアを割り当て、ユーザ３，４に別のサブキャリア割り当て、更に、同一サブキャリアを割り当てられたユーザに別々の直交コードを割り当ててＭＣ−ＣＤＭＡ伝送を実現する。例えばユーザ１，２にサブキャリアＳＣ11〜ＳＣ1Nを割り当て、ユーザ３，４にサブキャリアＳＣ21〜ＳＣ2Nを割り当てる。又、ユーザ１、３に直交コード１を割り当て、ユーザ２、４に直交コード２を割り当てる。
フェージングが同じユーザ１，２間（ユーザ３，４間）の直交コードが崩れることがないので、同じサブキャリア上でコード多重することができる。このＭＣ−ＣＤＭＡ伝送方法は、下りリンク（基地局発信）においてビームフォーミングする場合に適用可能である。例えば、ユーザ１とユーザ２が同じ指向範囲内に存在する場合、同じ指向性ビームを用いて送信する。つまりユーザ１，２に用いられるアレーウェイトは同じであり、マルチパスフェージング伝搬路においても、それぞれ同じフェージングを受ける。同様に、ユーザ３とユーザ４が同じ指向範囲内に存在する場合、同じ指向性ビームを用いて送信する。
かかる場合、ユーザ１，２とユーザ３，４間はサブキャリアが異なるため干渉せず、又、ユーザ１，２間はフェージングが同じため直交性が崩れず、同様にユーザ３，４間もフェージングが同じため直交性が崩れず、良好なＭＣ−ＣＤＭＡ伝送が可能になる。
（Ｂ）第１実施例
図３はユーザ毎に占有的にサブキャリアを割り当てて使用させる場合の上りリンク（移動局発信）における移動局の送信側構成図である。図ではユーザ１にサブキャリアＳＣ11〜ＳＣ1Nを割り当てて使用させると共に、ユーザ１に第１、第２の直交コードＣ11〜Ｃ1N、Ｃ21〜Ｃ2Nを割り当ててマルチコード多重する場合を示している。なお、１ユーザが占有するサブキャリア数Ｎは拡散率と同じであり、他のユーザも同様に別のサブキャリアセットを用いてマルチコード多重を行う。この、なお書きは１つの実施例であり、占有するサブキャリア数Ｎは拡散率の倍数であってもよい。
データ変調部５１は送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号列（シンボル列）に変換する。時間多重部５２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部５３は入力データをＭシンボル（実施例ではＭ＝２）の並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＮ分岐されて第１、第２の拡散部５４1，５４2に入力する。第１の拡散部５４1はＮ個の乗算器を備えており、各乗算器はそれぞれ第１の直交コードを構成する各符号Ｃ11，Ｃ12，．．．Ｃ1Nを個別にＮ個の分岐シンボルに乗算して出力する。又、第２の拡散部５４2もＮ個の乗算器を備えており、各乗算器はそれぞれ第２の直交コードを構成する各符号Ｃ21，Ｃ22，．．．Ｃ2Nを個別にＮ個の分岐シンボルに乗算して出力する。合成部５５はＮ個の加算器を備え、各加算器は第１、第２の拡散部５４1，５４2の対応する乗算器出力を加算してサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNを出力する。このサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNは直交コードＣ11〜Ｃ1N，Ｃ21〜Ｃ2Nで２つのシンボルをそれぞれ拡散した拡散結果を多重したマルチコード多重信号である。
周波数インタリーブ部５６は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNを周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ部５７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部５８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部（図示せず）はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより基地局に向けて送信する。
以上のようにすれば、ユーザが特定のサブキャリアを独占して使用するためユーザ毎にフェージングが異なる場合でも、拡散コードの直交性が崩れることはない。又、ユーザに複数の拡散コードを割り当ててマルチコード多重するため、ユーザの伝送レートを落とすことなく、一部のサブキャリアのみを用いた高速伝送が可能となる。
なお、図３の実施例はシリアルパラレル変換部５３よりＭ（＝２）シンボルの並列データを出力した場合であるがＭ＝１でも良く、又、Ｍ≧３でもよい。送信レートが高くなるほど、Ｍが大きくなり、すなわちユーザに割り当てる直交コード数が増加する。
図４はユーザ毎に占有的にサブキャリアを割り当てて使用させる第１実施例の基地局における受信側構成図であり、複数ユーザからの送信データを個別に復調できる構成になっている。
無線受信部（図示せず）は受信したマルチキャリア信号に周波数変換を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施してタイミング同期・ガードインターバル除去部６１に入力する。タイミング同期・ガードインターバル除去部６１は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ部６２に入力する。ＦＦＴ部６２は時間領域の信号を多数のサブキャリア信号に変換する。各ユーザに占有的に割り当てるサブキャリア数をＮ、１つの基地局に収容可能なユーザ数をｍとすればＦＦＴ部６２はｍ×Ｎのサブキャリア信号を出力する。周波数デインタリーブ部６３は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べ、最初のＮ個のサブキャリア信号をユーザ１用のＭＣ−ＣＤＭＡ受信部６４1に入力し、次のＮ個のサブキャリア信号をユーザ２用のＭＣ−ＣＤＭＡ受信部６４2に入力し、以下同様に第ｍ番目のＮ個のサブキャリア信号をユーザｍ用のＭＣ−ＣＤＭＡ受信部６４ｍに入力する。各受信部６４1〜６４ｍは同様の構成を備え、同様の動作を行うため、以下ではユーザ１のＭＣ−ＣＤＭＡ受信部６４1の動作についてのみ説明する。
フェージング補償部６５はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では１つのサブキャリアについてのみチャネル推定部６５ａ1が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。チャネル推定部６５ａ1は、パイロット信号を用いてフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、乗算器６５ｂ1は送信シンボルのサブキャリア信号にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。
第１、第２の逆拡散部６６1，６６2はそれぞれＮ個の乗算器ＭＰＬと１つの加算器ＡＤＤを備えており、第１の逆拡散部６６1の乗算器ＭＰＬはユーザに割り当てられた第１の直交コードを構成する各コードＣ11，Ｃ12，．．．Ｃ1Nを個別にＮ個のサブキャリア信号にそれぞれ乗算し、加算器ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加算して並列データの第１シンボルとして出力する。又、第２の逆拡散部６６2の乗算器ＭＰＬはユーザに割り当てられた第２の直交コードを構成する各コードＣ21，Ｃ22，．．．Ｃ2Nを個別にＮ個のサブキャリア信号にそれぞれ乗算し、加算器ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加算して並列データの第２シンボルとして出力する。
以上より、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた第１、第２の直交コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中からユーザ１の並列データを構成する第１、第２シンボルが抽出される。
パラレルシリアル変換部６７は該並列データを直列データに変換し、データ復調部６８は送信データを復調する。
第１実施例によれば、ユーザが特定サブキャリアを占有して使用するため、他ユーザの信号は干渉波とならず、直交性が崩れないため受信特性を向上できる。又、各サブキャリアに時間多重されるパイロットはユーザ個別のパイロットとなり、しかも他のユーザのパイロットと干渉しないため、ユーザ数が増えた場合でも自分のパイロットを確実に検出でき、チャネル推定精度が劣化することはない。
（Ｃ）第２実施例
図５は下りリンク（基地局発信）においてビームフォーミングを用いた場合の送信側構成図（基地局構成図）であり、ビームフォーミングによりユーザ毎に指向性ビームを用いて送信する場合である。又、図ではユーザ１にＮ個のサブキャリアＳＣ11〜ＳＣ1Nを占有的に割り当てて使用させると共に、ユーザ１に第１、第２の直交コードＣ11〜Ｃ1N、Ｃ21〜Ｃ2Nを割り当ててマルチコード多重する場合を示している。他のユーザについてもＮ個の別のサブキャリアを占有的に割り当てて使用させると共に、複数の直交コードを割り当ててマルチコード多重するようにしている。各ユーザのサブキャリア信号は周波数多重部１５８で周波数多重される。
データ変調部１５１はユーザ１の送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号列（シンボル列）に変換する。時間多重部１５２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。ビームフォーミング部１５３はユーザ１が存在する方向にビームを向けて送信するために、入力シンボルを４分岐し、それぞれにアレイウェイトＷ1〜Ｗ4を乗算し、乗算結果をアレイアンテナを構成するアンテナ１〜アンテナ４用のＭＣ−ＣＤＭＡ部１５４1〜１５４4に入力する。アレイウェイトＷ1〜Ｗ4は図示しない制御部において、移動局の方向を検出し、該方向に向けてビームを送信するように決定されるが、かかる手法は周知であるためここでは詳述しない。又、ＭＣ−ＣＤＭＡ部１５４1〜１５４4は同一の構成を有し、動作も同様であるため、以降ではＭＣ−ＣＤＭＡ部１５４1の動作のみを説明する。
シリアルパラレル変換部１５５は入力データをＭシンボル（実施例ではＭ＝２）の並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＮ分岐されて第１、第２の拡散部１５６1，１５６2に入力する。
第１の拡散部１５６1はＮ個の乗算器を備えており、各乗算器はそれぞれ第１の直交コードを構成する各符号Ｃ11，Ｃ12，．．．Ｃ1Nを個別にＮ個の分岐シンボルに乗算して出力する。又、第２の拡散部１５６2もＮ個の乗算器を備えており、各乗算器はそれぞれ第２の直交コードを構成する各符号Ｃ21，Ｃ22，．．．Ｃ2Nを個別にＮ個の分岐シンボルに乗算して出力する。合成部１５７はＮ個の加算器を備え、各加算器は第１、第２の拡散部１５６1，１５６2の対応する乗算器出力を加算してサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNを出力する。このサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNは直交コードＣ11〜Ｃ1N，Ｃ21〜Ｃ2Nで２つのシンボルを拡散した拡散結果を多重したマルチコード多重信号である。
周波数多重部１５８は、ユーザ１のサブキャリア信号と同様に発生した他ユーザのサブキャリア信号を周波数多重し、周波数インタリーブ部１５９は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ部１６０は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１６１は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部（図示せず）はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアレイアンテナを構成するアンテナ１に入力する。同様に、アレイアンテナを構成する他のアンテナ２〜４にも送信方向に応じて重み付けされた信号が入力する。これにより、ユーザ１に向いた指向性ビームにより該ユーザ１へのデータを送信でき、同様に、他のユーザに向いた指向性ビームにより該他のユーザへのデータを送信することができる。
以上、下りリンクでビームフォーミングを行うことにより各ユーザに対するフェージングが異なる場合でも、ユーザ毎に異なるサブキャリアを使用するため、拡散コードの直交性が崩れることはなく、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の優れた特性を維持することができる。
図６は基地局が送信ビームフォーミングを用いてＭＣ−ＣＤＭＡ方式によりデータを送信した場合における第２実施例の移動局の受信側構成図である。
無線受信部（図示せず）は受信したマルチキャリア信号に周波数変換を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施してタイミング同期・ガードインターバル除去部１７１に入力する。タイミング同期・ガードインターバル除去部１７１は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ部１７２に入力する。ＦＦＴ部１７２は時間領域の信号を多数のサブキャリア信号に変換する。各ユーザに占有的に割り当てるサブキャリア数をＮ、１つの基地局に収容可能なユーザ数をｍとすればＦＦＴ部１７２はｍ×Ｎのサブキャリア信号を出力する。周波数デインタリーブ部１７３は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べ、自分に割り当てられているＮ個のサブキャリアをフェージング補償部１７４に入力する。
フェージング補償部１７４はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では１つのサブキャリアについてのみチャネル推定部１７４ａ1が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。チャネル推定部１７４ａ1は、パイロット信号を用いてフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、乗算器１７４ｂ1は送信シンボルのサブキャリア信号にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。
第１、第２の逆拡散部１７５1，１７５2はそれぞれＮ個の乗算器ＭＰＬと加算器ＡＤＤを備えており、第１の逆拡散部１７５1の乗算器ＭＰＬはユーザに割り当てられた第１の直交コードを構成する各符号Ｃ11，Ｃ12，．．．Ｃ1Nを個別にＮ個のサブキャリア信号に乗算し、加算器ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加算して並列データの第１シンボルとして出力する。又、第２の逆拡散部１７５2の乗算器ＭＰＬはユーザに割り当てられた第２の直交コードを構成する各コードＣ21，Ｃ22，．．．Ｃ2Nを個別にＮ個のサブキャリア信号に乗算し、加算器ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加算して並列データの第２シンボルとして出力する。
パラレルシリアル変換部１７６は２シンボルよりなる並列データを直列データに変換し、データ復調部１７７は送信データを復調する。
図７、図８はそれぞれ図５、図６の変形例であり、基地局より周波数インタリーブ部を削除し、且つ移動局より周波数デインタリーブ部を削除した構成を有し、同一部分には同一符号を付している。
周波数インタリーブを行わないため、図８の移動局は自分に割り当てられているＮ個のサブキャリアだけを用いてＦＦＴ処理すれば良い。このため、移動局は、ＦＦＴ部１７２の前段に自分に割り当てられているＮ個のサブキャリアに応じた周波数帯域のバンドパスフィルタ１８１を設け、狭帯域の受信機構成にしている。このようにすれば、段数の少ないＦＦＴを利用することができ、ＦＦＴの処理負担を軽減できる利点がある。
（Ｄ）第３実施例
図９は本発明の第３実施例における基地局の構成図であり、移動局は図６と同様の構成とすることができる。この第３実施例は、同一の指向範囲に属する複数のユーザに対して基地局が同一の指向性ビームを用いて送信する場合に適用できるもので、図では、ユーザ１，２が同一指向範囲に存在し、該ユーザ１，２に該指向範囲に応じたＮ個のサブキャリアを割り当て、かつ、ユーザ１，２に別々の直交コードＣ11〜Ｃ1N，Ｃ21〜Ｃ2Nを割り当てている場合が示されている。
データ変調部２０１1はユーザ１の送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号列（シンボル列）に変換する。時間多重部２０２1は複数シンボルのパイロットをユーザ１の送信データの前に時間多重する。ビームフォーミング２０３1はユーザ１が存在する方向にビームを向けて送信するために、入力シンボルを４分岐し、それぞれにアレイウェイトＷ1〜Ｗ4を乗算し、アレイアンテナを構成するアンテナ１〜アンテナ４のＭＣ−ＣＤＭＡ部２０４1〜２０４4に乗算結果を入力する。
同様に、データ変調部２０１2はユーザ２の送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号列（シンボル列）に変換する。時間多重部２０２2は複数シンボルのパイロットをユーザ２の送信データの前に時間多重する。なお、パイロットをユーザ１，２で共通化することにより、時間多重部２０２2を削除することができる。ビームフォーミング２０３2はユーザ２が存在する方向にビームを向けて送信するために、入力シンボルを４分岐し、それぞれにユーザ１と同じアレイウェイトＷ1〜Ｗ4を乗算し、乗算結果をアンテナ１〜アンテナ４のＭＣ−ＣＤＭＡ部２０４1〜２０４4に入力する。
ＭＣ−ＣＤＭＡ部２０４1〜２０４4は同一の構成を有し、動作も同様である。従って、以降ではＭＣ−ＣＤＭＡ部２０４1の動作のみを説明する。
ビームフォーミング部２０３1から出力するウェイトＷ1の乗算結果はＮ分岐されてユーザ１用の拡散部２０５1に入力する。拡散部２０５1はＮ個の乗算器を備えており、各乗算器はそれぞれユーザ１用の直交コードを構成する各符号Ｃ11，Ｃ12，．．．Ｃ1Nを個別にＮ個の分岐シンボルに乗算して出力する。同様に、ビームフォーミング部２０３2から出力するウェイトＷ1の乗算結果はＮ分岐されてユーザ２用の拡散部２０５2に入力する。拡散部２０５2はＮ個の乗算器を備えており、各乗算器はそれぞれユーザ２用の直交コードを構成する各符号Ｃ21，Ｃ22，．．．Ｃ2Nを個別にＮ個の分岐シンボルに乗算して出力する。
合成部２０６はＮ個の加算器を備え、各加算器はユーザ１，２の拡散部２０５1，２０５2の対応する乗算器出力を加算してサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNを出力する。このサブキャリア信号Ｓ1〜ＳNは直交コードＣ11〜Ｃ1N，Ｃ21〜Ｃ2Nでユーザ１，２のシンボルを拡散した拡散結果を多重したマルチコード多重信号である。
周波数多重部２０７は、ユーザ１，２のサブキャリア信号と同様に発生した他ユーザのサブキャリア信号を周波数多重し、周波数インタリーブ部２０８は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ部２０９は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部２１０は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部（図示せず）はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアレイアンテナを構成するアンテナ１に入力する。同様に、アレイアンテナを構成する他のアンテナ２〜４にも送信方向に応じて重み付けされた信号が入力する。これにより、ユーザ１、２に向いた指向性ビームにより該ユーザ１，２へのデータを送信でき、同様に、他のユーザに向いた指向性ビームにより該他のユーザへのデータを送信することができる。
以上、異なる指向範囲内に所在するユーザに対するフェージングが異なる場合でも、ユーザ毎に異なるサブキャリアを使用するため、拡散コードの直交性が崩れることはなく、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の優れた特性を維持することができる。
以上では、各ユーザに１つの直交コードを割り当てた場合であるが、複数（＝Ｍ個）の直交コードを割り当てることができる。かかる場合には１ユーザにつき１個のシリアルパラレル変換部とＭ個の拡散部を設けて図５と同様に構成する。
以上、本発明によれば、上りリンクにおいて拡散コードの直交性を崩すことなく良好な特性を得ることができる。
又、本発明によれば、ビームフォーミングを適用した場合の下りリンクにおいて直交性の崩れを回避し、良好な特性を得ることができる。
又、本発明によれば、個別パイロットを用いることにより良好なチャネル推定精度を得ることができる。
又、本発明によれば、狭帯域の受信機を用いることができ、ＦＦＴの演算段数を少なくでき、ＦＦＴ演算処理を軽減することができる。
又、本発明によれば、周波数インタリーブを用いることにより、一部のサブキャリアのみを用いた場合でも良好な周波数がダイバーシチゲインを得ることができる。
【符号の説明】
【０００８】
ＳＣ11〜ＳＣ1N、ＳＣ21〜ＳＣ2N  サブキャリア
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ１２，Ｆ３４  フェージング特性
【図１】
0004454308.tif 000002
【図２】
0004454308.tif 000003
【図３】
0004454308.tif 000004
【図４】
0004454308.tif 000005
【図５】
0004454308.tif 000006
【図６】
0004454308.tif 000007
【図７】
0004454308.tif 000008
【図８】
0004454308.tif 000009
【図９】
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【図１０】
0004454308.tif 000011
【図１１】
0004454308.tif 000012
【図１２】
0004454308.tif 000013
【図１３】
0004454308.tif 000014
【図１４】
0004454308.tif 000015
【図１５】
0004454308.tif 000016
【図１６】
0004454308.tif 000017
【図１７】
0004454308.tif 000018
【図１８】
0004454308.tif 000019
【図１９】
0004454308.tif 000020
【図２０】
0004454308.tif 000021
【図２１】
0004454308.tif 000022
【図２２】
0004454308.tif 000023
【図２３】
0004454308.tif 000024
【図２４】
0004454308.tif 000025