(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とした場合、
突極性を有するモータのｑ軸インダクタンスに対応する値を演算用パラメータとして用いて前記モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、
前記推定器は、前記モータの実際のｑ軸インダクタンスと実際のｄ軸インダクタンスの間の値を前記演算用パラメータの値として採用した上で前記回転子位置の推定を行うことによって、ｄ軸とγ軸との間にずれを生じさせ、
前記制御部は、前記モータに供給するモータ電流のγ軸成分がゼロまたはゼロ近傍の所定値に保たれるように、前記モータを制御する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記γ軸から電気角で９０度進んだ軸をδ軸とした場合、
前記推定器は、前記回転子位置の推定に対応して前記回転子の回転速度も推定し、
前記制御部は、推定された前記回転速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するように、前記モータ電流のγ軸成分及びδ軸成分が追従すべきγ軸電流指令値及びδ軸電流指令値を作成する電流指令演算部を備え、
前記電流指令演算部が前記δ軸電流指令値の値に関わらず前記γ軸電流指令値を前記所定値に保つことによって、前記モータ電流のδ軸成分の値に関係なく前記モータ電流のγ軸成分は前記所定値に保たれる
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とした場合、
突極性を有するモータのｑ軸インダクタンスに対応する値を演算用パラメータとして用いて前記モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、
前記推定器は、前記モータの実際のｑ軸インダクタンスと実際のｄ軸インダクタンスの間の値を前記演算用パラメータの値として採用した上で前記回転子位置の推定を行うことによって、ｄ軸とγ軸との間にずれを生じさせる
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
前記モータの実際のｑ軸インダクタンス及び実際のｄ軸インダクタンスを、それぞれＬq及びＬdとし、前記演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスをＬとした場合、
前記推定器は、
Ｌd≦Ｌ＜（Ｌd＋Ｌq）／２
を満たすＬを用いて前記回転子位置の推定を行う
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
モータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項４の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータの動作を制御するためのモータ制御装置に関する。また、このモータ制御装置を有するモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、回転子位置センサを用いることなくモータの回転子位置を推定し、この推定した回転子位置に基づいてモータを制御するモータ制御装置（位置センサレス制御装置）が開発されている。図２１に、この種のモータ制御装置１０３のブロック図の一例を示す。図２１に示す構成では、モータのベクトル制御における、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、ｑ軸に対応する制御上の推定軸をδ軸としている。図２３に、ｄ軸、ｑ軸、γ軸及びδ軸の関係を示す。図２３におけるＥexは、一般的に拡張誘起電圧と呼ばれる電圧ベクトルである。
【０００３】
電流検出器１１は、ＰＷＭインバータ２から突極機のモータ１に供給されるモータ電流のＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを検出する。座標変換器１２は、Ｕ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvをγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。位置・速度推定器１２０（以下、単に「推定器１２０」という）は、推定回転子位置θe及び推定モータ速度ωeを推定して出力する。
【０００４】
減算器１９は、推定器１２０から与えられる推定モータ速度ωeを、モータ速度指令値ω*から減算し、その減算結果を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω*−ωe）に基づいて、δ軸電流ｉδが追従すべきδ軸電流指令値ｉδ*を作成する。磁束制御部１１６は、δ軸電流指令値ｉδ*等に基づいてγ軸電流ｉγが追従すべきγ軸電流指令値ｉγ*を出力する。電流制御部１５は、減算器１３及び１４を介して与えられる電流誤差（ｉγ*−ｉγ）及び電流誤差（ｉδ*−ｉδ）が双方ゼロに収束するように、γ軸電圧指令値ｖγ*とδ軸電圧指令値ｖδ*を出力する。
【０００５】
座標変換器１８は、推定器１２０から与えられる推定回転子位置θeに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*の逆変換を行い、Ｕ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。ＰＷＭインバータ２は、その三相の電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流をモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【０００６】
図２２に、推定器１２０の内部構成を示す。推定部１２０は、軸誤差推定部１３０と、比例積分演算器１３１と、積分器１３２と、を有して構成される。軸誤差推定部１３０は、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθを推定する。軸誤差推定部１３０は、例えば、下記式（１）を用いて軸誤差Δθを算出する。ここで、Ｌd及びＬqは、夫々モータ１のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスであり、Ｒaはモータ１のモータ抵抗である。また、ｓは、ラプラス演算子である。回転子位置を推定するための様々な手法が提案されているが、下記式（１）のように、推定用の算出式において、モータのｑ軸インダクタンスの値が演算用パラメータとして用いられる場合が多い。
【０００７】
【数１】
0004480696.tif 000002
【０００８】
上記式（１）は、下記特許文献１にも示されている軸誤差Δθの算出式である。尚、下記特許文献１ではｄ軸を基準としたｄ軸とγ軸（ｄｃ軸）との差をΔθとしているが、本明細書ではγ軸を基準としたｄ軸とγ軸（ｄｃ軸）との差をΔθと扱うようにしているため、下記特許文献１における軸誤差Δθの算出式と式（１）とでは、符号が逆になっている。また、式（１）において、Ｅexγ及びＥexδは、それぞれ、拡張誘起電圧Ｅexのγ軸成分及びδ軸成分を表している。
【０００９】
比例積分演算器１３１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置１０３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部１３０が算出した軸誤差Δθがゼロに収束するように推定モータ速度ωeを算出する。積分器１３２は、比例積分演算器１３１から出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。比例積分演算器１３１が出力する推定モータ速度ωeと積分器１３２が出力する推定回転子位置θeは、共に推定器１２０の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置１０３の各部位に与えられる。
【００１０】
このようにモータ制御装置１０３を構成することにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθはゼロに収束することになり、安定したモータ制御が可能となる。尚、軸誤差Δθがゼロに維持されている場合、ｄ軸電流ｉdはγ軸電流指令値ｉγ*に追従し、ｑ軸電流ｉqはδ軸電流指令値ｉδ*に追従することになる。
【００１１】
ところで、リラクタンストルクを利用した最大トルク制御を行うためのｄ軸電流ｉdの算出式は広く知られており、上記のように構成されたモータ制御装置１０３において、最大トルク制御を行う場合、磁束制御部１１６は、下記式（２）に基づいてγ軸電流指令値ｉγ*を算出する。ここで、Φaは永久磁石による電機子鎖交磁束である。
【００１２】
【数２】
0004480696.tif 000003
【００１３】
また、下記特許文献２には、モータ電流の大きさが最小になるようにモータ電流の位相を調整する位置センサレス制御方法が開示されている。
【００１４】
また、下記非特許文献１には、回転子位置の推定に用いる演算用パラメータの誤差と位置推定誤差（軸誤差）との関係が開示されている。また、高周波電圧や高周波電流の注入を利用したモータ制御技術が、下記特許文献３、４、５及び６に記載されている。また、低速用センサレス制御と高速用センサレス制御との切替えに関する技術が、下記特許文献７に記載されている。
【００１５】
【特許文献１】特許第３４１１８７８号公報
【特許文献２】特開２００３−３０９９９２号公報
【非特許文献１】森本茂雄、他２名、「推定位置誤差情報を利用したＩＰＭＳＭの位置・センサレス制御」、T.IEE（電学論Ｄ）、平成１４年、第１２２巻、第７号、ｐ．７２２−７２９
【特許文献３】特許第３３１２４７２号公報
【特許文献４】特開２００３−２１９６８２号公報
【特許文献５】特開２００２−５１５９７号公報
【特許文献６】特開２００３−１５３５８２号公報
【特許文献７】特開平１０−９４２９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上記式（２）を用いて最大トルク制御を実現するためには、前提として、軸誤差Δθがゼロに維持されている必要がある。一方において、上記式（１）を用いた軸誤差Δθの算出には、演算用パラメータ（モータパラメータ）として、ｑ軸インダクタンスＬqの値が必要となる。従って、従来は、最大トルク制御を行うためにモータ１の実際のｑ軸インダクタンスＬqの値を調べ、その実際のｑ軸インダクタンスＬqの値をそのまま用いて軸誤差Δθ（ひいては推定回転子位置θe）を求めるようにしていた。
【００１７】
また、リラクタンストルクを利用した最大トルク制御等による高効率運転を行うためには、上記式（２）からも分かるように、ｑ軸電流ｉqに応じたｄ軸電流ｉdをモータに流す必要がある。このため、そのような高効率運転を行うためには、γ軸電流指令値ｉγ*を逐次計算する必要があった。
【００１８】
また、最大トルク制御等を行うためのγ軸電流指令値ｉγ*の算出式には、真値の不明な複数のモータパラメータが存在しており、γ軸電流指令値ｉγ*の算出に用いるそれらのモータパラメータ（演算用パラメータ）と真のモータパラメータとの間に誤差があれば、所望のモータ制御を行うことができない。このため、このような誤差を極力小さくするための調整が必須となるが、複数のモータパラメータについての調整は容易ではなく、その調整に多大な時間が必要となっていた。
【００１９】
上記のように、従来のモータ制御装置にて最大トルク制御を行う際には、
第１に、軸誤差Δθをゼロに維持するための（回転子位置を推定するための）パラメータの調整が必要である。
第２に、γ軸電流指令値ｉγ*の算出式（２）で用いられるパラメータの調整も必要である。
第３に、複雑な計算を要するγ軸電流指令値ｉγ*の算出を逐次行う必要がある。
【００２０】
回転子位置推定用のパラメータ調整とγ軸電流指令値ｉγ*算出用のパラメータ調整は個別に行われ、その分だけ調整の時間が必要となってしまう。加えて、回転子位置推定用のパラメータ調整における誤差とγ軸電流指令値ｉγ*算出用のパラメータ調整における誤差は相互に影響しあい、調整を更に困難なものにする。また、調整が困難であることに起因してパラメータの最適化が実現し難く、その結果、モータの最適な駆動を実現し難い。
【００２１】
尚、上記特許文献１及び２並びに上記非特許文献１に記載の技術では、上記のような問題を解決することができない。また、特許文献２では、Δθ≒０の近似を用いているため、Δθが大きくなるほど推定制度が低下してしまう。
【００２２】
そこで本発明は、最大トルク制御等を得るための演算用パラメータの調整の容易化、及び／又は、演算量の削減に寄与するモータ制御装置を提供することを目的とする。また、そのようなモータ制御装置を有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記目的を達成するために本発明に係る第１のモータ制御装置は、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とした場合、突極性を有するモータのｑ軸インダクタンスに対応する値を演算用パラメータとして用いて前記モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、前記推定器は、前記モータの実際のｑ軸インダクタンスと実際のｄ軸インダクタンスの間の値を前記演算用パラメータの値として採用した上で前記回転子位置の推定を行うことによって、ｄ軸とγ軸との間にずれを生じさせ、前記制御部は、前記モータに供給するモータ電流のγ軸成分がゼロまたはゼロ近傍の所定値に保たれるように、前記モータを制御することを特徴とする。
【００２４】
上記のように、回転子位置の推定に際し、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして、実際のｑ軸インダクタンスを用いず実際のｑ軸インダクタンスと実際のｄ軸インダクタンスの間の値を用いることによって、意図的にｄ軸とγ軸との間にずれを生じさせる。最大トルク制御等を行うためには、ｄ軸電流に応じたｑ軸電流をモータに供給する必要があるが、上記のようなずれが生じているため、モータ電流のγ軸成分をゼロまたはゼロ近傍の所定値に保っていても、実際にはｑ軸電流の値に応じたｄ軸電流が流れることになる。
【００２５】
つまり、上記のように構成すれば、必要なモータ電流のγ軸成分の値を逐次計算することなく該γ軸成分をゼロまたはゼロ近傍の所定値としておくだけで、ｄ軸電流の必要な最大トルク制御等が実現可能である。
【００２６】
また、図２１及び図２２に示すような従来例では、回転子位置推定用の演算用パラメータの調整と最大トルク制御を行うための演算用パラメータの調整が必要であったが、上記のように構成すれば、最大トルク制御等を行うためのそれらの演算用パラメータの調整をｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータの調整に一本化することが可能である。つまり、最大トルク制御等を得るための演算用パラメータの調整の容易化が期待でき、調整時間の削減が図られる。また、モータ電流のγ軸成分の値の逐次計算が不要となるため、最大トルク制御等のための演算量の削減も図られる。
【００２７】
具体的には例えば、前記γ軸から電気角で９０度進んだ軸をδ軸とした場合、前記推定器は、前記回転子位置の推定に対応して前記回転子の回転速度も推定し、前記制御部は、推定された前記回転速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するように、前記モータ電流のγ軸成分及びδ軸成分が追従すべきγ軸電流指令値及びδ軸電流指令値を作成する電流指令演算部を備え、前記電流指令演算部が前記δ軸電流指令値の値に関わらず前記γ軸電流指令値を前記所定値に保つことによって、前記モータ電流のδ軸成分の値に関係なく前記モータ電流のγ軸成分は前記所定値に保たれる。
【００２８】
また、例えば、前記モータ電流のγ軸成分を前記所定値とし且つ前記モータに所定の負荷トルクを与えている状態において、前記モータ電流の大きさに最小値を与えるような値に前記演算用パラメータの値は設定されている。
【００２９】
これにより、最大トルク制御或いは最大トルク制御に近似した制御を得ることができる。
【００３０】
また、例えば、前記モータ電流のγ軸成分を前記所定値とし且つ前記モータに所定の負荷条件を与えている状態において、前記モータでの損失に最小値を与えるような値に前記演算用パラメータの値は設定されている。
【００３１】
これにより、最大効率制御或いは最大効率制御に近似した制御を得ることができる。
【００３２】
また、上記目的を達成するために本発明に係る第２のモータ制御装置は、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とした場合、突極性を有するモータのｑ軸インダクタンスに対応する値を演算用パラメータとして用いて前記モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備えたモータ制御装置において、前記推定器は、前記モータの実際のｑ軸インダクタンスと実際のｄ軸インダクタンスの間の値を前記演算用パラメータの値として採用した上で前記回転子位置の推定を行うことによって、ｄ軸とγ軸との間にずれを生じさせることを特徴とする。
【００３３】
これによっても、上記と同様の作用及び効果の実現が期待できる。
【００３４】
また、例えば、前記モータの実際のｑ軸インダクタンス及び実際のｄ軸インダクタンスを、それぞれＬq及びＬdとし、前記演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスをＬとした場合、前記推定器は、
Ｌd≦Ｌ＜（Ｌd＋Ｌq）／２
を満たすＬを用いて前記回転子位置の推定を行う。
【００３５】
また、例えば、前記演算用パラメータの値を固定値としてもよい。
【００３６】
これにより、演算用パラメータの調整がより容易となる。
【００３７】
また、上記目的を達成するために本発明に係る第３のモータ制御装置は、モータの制御を行うモータ制御装置において、最大トルク制御を実現する際における電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸またはその回転軸よりも位相が進んだ回転軸をｑｍ軸とし、そのｑｍ軸に直交する回転軸をｄｍ軸とした場合、前記モータに流れるモータ電流を、前記ｑｍ軸に平行なｑｍ軸成分と前記ｄｍ軸に平行なｄｍ軸成分とに分解して、前記モータの制御を行うことを特徴とする。
【００３８】
上記のように構成しても、演算用パラメータの調整の容易化等が期待できる。
【００３９】
具体的には例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記モータの回転子位置を推定する推定器と、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータを制御する制御部と、を備え、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ軸をδ軸とした場合、前記制御部は、前記γ軸及び前記δ軸が、それぞれ前記ｄｍ軸及び前記ｑｍ軸に追従するように、前記モータの制御を行う。
【００４０】
また例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記制御部は、前記モータ電流のγ軸成分がゼロまたはゼロ近傍の所定値に保たれるように、前記モータを制御する。
【００４１】
これにより、モータ電流のγ軸成分の値の逐次計算が不要となるため、最大トルク制御等のための演算量の削減が図られる。
【００４２】
また例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記推定器は、前記ｑｍ軸と前記δ軸との間の軸誤差を用いて、前記回転子位置を推定する。
【００４３】
また例えば、上記第３のモータ制御装置において、前記ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とした場合、前記推定器は、前記モータに発生するｑ軸上の誘起電圧のベクトルをｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルに分解した場合におけるｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルを用いて、前記回転子位置を推定する。
【００４４】
そして例えば、前記第３のモータ制御装置において、上記第３のモータ制御装置において、前記推定器は、前記ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルのγ軸成分とδ軸成分とを用いて、または、前記ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルのγ軸成分を用いて、前記回転子位置を推定する。
【００４５】
また例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記推定器は、前記モータのｄ軸上の鎖交磁束のベクトルをｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルに分解した場合におけるｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルを用いて、前記回転子位置を推定する。
【００４６】
そして例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記推定器は、前記ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルのγ軸成分とδ軸成分とを用いて、または、前記ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルのδ軸成分を用いて、前記回転子位置を推定する。
【００４７】
また例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記制御部は、前記推定器によって推定される前記回転子位置を用いて、前記モータ電流の所定の固定軸成分をγ軸成分とδ軸成分に変換する座標変換器を備え、前記推定器は、前記座標変換器から得られた前記モータ電流のγ軸成分及びδ軸成分に基づいて、前記モータ電流のｑｍ軸成分及びｄｍ軸成分を推定し、推定によって得られた前記モータ電流のｑｍ軸成分及びｄｍ軸成分と前記座標変換器から得られた前記モータ電流のγ軸成分及びδ軸成分との誤差電流を用いて、前記回転子位置を推定する。
【００４８】
また例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記モータを駆動するための駆動電圧に、該駆動電圧とは異なる周波数の重畳電圧を重畳する重畳部を更に備え、前記推定器は、前記重畳電圧の重畳に応じて前記モータに流れる重畳電流に基づいて、前記回転子位置を推定する第１の推定処理を実行可能に形成されている。
【００４９】
高周波回転電圧等の重畳電圧を重畳し、この重畳によって流れる重畳電流に基づいて回転子位置を推定するようにすれば、特に低速回転時や回転停止時において、良好なセンサレス制御を実現することが可能となる。
【００５０】
そして例えば、前記第３のモータ制御装置において、前記推定器は、更に、前記モータ電流に含まれる、前記駆動電圧に応じた駆動電流に基づくことによって前記回転子位置を推定する第２の推定処理を実行可能に形成され、前記回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替える。
【００５１】
これにより、広い速度範囲で良好なセンサレス制御を実現可能となる。
【００５２】
具体的には例えば、前記推定器は、前記重畳電流に基づいて、前記ｑｍ軸と前記δ軸との間の軸誤差を第１の候補軸誤差として算出する第１の候補軸誤差算出部と、前記駆動電流に基づいて、前記ｑｍ軸と前記δ軸との間の軸誤差を第２の候補軸誤差として算出する第２の候補軸誤差算出部と、を備え、前記回転子位置の推定に用いる情報を、前記速度情報に応じて、前記第１の候補軸誤差と前記第２の候補軸誤差とで切替えることにより、前記第１の推定処理と前記第２の推定処理との切替えを行う。
【００５３】
また、具体的には例えば、前記推定器は、前記重畳電流に基づいて、前記回転子の回転速度を第１の候補速度として算出する第１の候補速度算出部と、前記駆動電流に基づいて、前記回転子の回転速度を第２の候補速度として算出する第２の候補速度算出部と、を備え、前記回転子位置の推定に用いる情報を、前記速度情報に応じて、前記第１の候補速度と前記第２の候補速度とで切替えることにより、前記第１の推定処理と前記第２の推定処理との切替えを行う。
【００５４】
また、具体的には例えば、前記推定器は、前記重畳電流に基づいて、推定すべき前記回転子位置の候補としての第１の候補位置を算出する第１の候補位置算出部と、前記駆動電流に基づいて、推定すべき前記回転子位置の候補としての第２の候補位置を算出する第２の候補位置算出部と、を備え、前記回転子位置の推定に用いる情報を、前記速度情報に応じて、前記第１の候補位置と前記第２の候補位置とで切替えることにより、前記第１の推定処理と前記第２の推定処理との切替えを行う。
【００５５】
そして例えば、前記推定器は、実際に実行する推定処理を前記第１の推定処理と前記第２の推定処理とで切替える際、前記速度情報に応じて、又は、切替え開始からの経過時間に応じて、双方の推定処理の推定結果を加味した推定処理を介しつつ実際に実行する推定処理を一方の推定処理から他方の推定処理へと移行する。
【００５６】
これにより、滑らかな推定処理の切替えが実現可能となる。
【００５７】
また、具体的には例えば、前記重畳電圧の回転座標軸上での電圧ベクトル軌跡は、ｄ軸を基準として対象性を有する図形を成す。
【００５８】
また、具体的には例えば、前記推定器は、前記第１の推定処理にて前記回転子位置を推定する際、前記重畳電流のベクトルを形成する直交２軸成分の内の少なくとも１軸成分を用いることによって前記回転子位置を推定する。
【００５９】
また、具体的には例えば、前記推定器は、前記重畳電流のベクトルを前記ｄｍ軸と前記ｄ軸との位相差だけ座標回転する座標回転部を備え、前記第１の推定処理にて前記回転子位置を推定する際、その座標回転によって得られる電流ベクトルを形成する直交２軸成分の内の少なくとも１軸成分を用いることによって前記ｑｍ軸と前記δ軸との間の軸誤差を推定し、その軸誤差を用いて前記回転子位置を推定する。
【００６０】
また、上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００６１】
上述した通り、本発明に係るモータ制御装置及びモータ駆動システムによれば、最大トルク制御等を得るための演算用パラメータの調整の容易化を実現可能である。また、演算量の削減も実現可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６２】
＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明の実施形態につき、詳細に説明する。まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１は、第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）である。モータ１は、埋込磁石形同期モータに代表される突極機（突極性を有するモータ）である。
【００６３】
２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖaとし、インバータ２からモータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉaとする。
【００６４】
３は、モータ制御装置（位置センサレス制御装置）であり、モータ電流Ｉaを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置３にモータ速度指令値ω*として与えられる。
【００６５】
図２は、モータ１の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。実軸に対応する回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄ−ｑ軸と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸と呼ぶ。
【００６６】
ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ωeと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθe（推定回転子位置θe）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との軸誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θeで表される。
【００６７】
以下の記述において、モータ電圧Ｖaのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖqで表し、モータ電流Ｉaのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqで表す。
【００６８】
また、以下の記述において、Ｒaは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌd、Ｌqは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φaは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。尚、Ｌd、Ｌq、Ｒa及びΦaは、モータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置の演算にて使用される。また、後に示す各式において、ｓはラプラス演算子を意味する。
【００６９】
図３は、図１のモータ制御装置３の内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ制御装置３は、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９及び位置・速度推定器２０（以下、単に「推定器２０」という）、を有して構成される。モータ制御装置３を構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。
【００７０】
電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉaの固定軸成分であるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvの検出結果を受け取り、それらを推定器２０から与えられる推定回転子位置θeを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、下記式（３）を用いる。
【００７１】
【数３】
0004480696.tif 000004
【００７２】
推定器２０は、推定回転子位置θe及び推定モータ速度ωeを推定して出力する。推定回転子位置θe及び推定モータ速度ωeの推定手法については、後に詳説する。
【００７３】
減算器１９は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ωeを、モータ速度指令値ω*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω*−ωe）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ*を作成する。このδ軸電流指令値ｉδ*は、モータ電流Ｉaのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ*を出力する。このγ軸電流指令値ｉγ*は、モータ電流Ｉaのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。位置・速度推定器２０との関係において後に詳説するが、このγ軸電流指令値ｉγ*は、本実施形態において「ゼロ」に維持される。
【００７４】
減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ*−ｉδ）を算出する。
【００７５】
電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器２０からの推定モータ速度ωeを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ*とδ軸電圧指令値ｖδ*を出力する。
【００７６】
座標変換器１８は、推定器２０から与えられる推定回転子位置θeに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*の逆変換を行い、モータ電圧ＶaのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（４）を用いる。
【００７７】
【数４】
0004480696.tif 000005
【００７８】
ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉaをモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【００７９】
図４に、推定器２０の内部構成の一例を示す。図４の推定器２０は、軸誤差推定部３０と、比例積分演算器３１と、積分器３２と、を有して構成される。
【００８０】
軸誤差推定部３０は、軸誤差Δθ’を算出する。この軸誤差Δθ’は、後述の説明から明らかとなるが、軸誤差Δθとは異なる。図２２の軸誤差推定部１３０は、上記式（１）を用いて軸誤差Δθを算出するが、図４の軸誤差推定部３０は、下記式（５）を用いて軸誤差Δθ’を算出する。
【００８１】
【数５】
0004480696.tif 000006
【００８２】
式（５）は、上記式（１）におけるΔθ及びＬqを、夫々Δθ’及びＬに置換したものとなっている。このため、軸誤差推定部３０は、Ｌを回転子位置を推定する際のｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして取り扱い、軸誤差Δθ’を推定することになる。この演算用パラメータＬの値の設定手法及びその設定手法との関係における軸誤差Δθ’の意義については、後に詳説する。
【００８３】
比例積分演算器３１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部３０が算出した軸誤差Δθ’がゼロに収束するように推定モータ速度ωeを算出する。積分器３２は、比例積分演算器３１から出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。比例積分演算器３１が出力する推定モータ速度ωeと積分器３２が出力する推定回転子位置θeは、共に推定器２０の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。
【００８４】
仮に、式（５）中のＬとしてｑ軸インダクタンスの真値（実際の値）を用いた場合、即ち、Ｌ＝Ｌqの場合、Δθ’＝Δθとなり、比例積分演算器３１等によるＰＬＬ制御により、軸誤差Δθ’（＝Δθ）はゼロに収束するようになる（つまり、図２１の構成と同じ制御となる）。しかしながら、本実施形態の特徴的な点として、演算用パラメータＬは、下記式（６）を満たすように設定されている。つまり、モータ１の実際のｑ軸インダクタンス（即ち、Ｌq）と実際のｄ軸インダクタンス（即ち、Ｌd）の間の値を、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして採用した上で、軸誤差の算出を行う。尚、勿論、Ｌd＜Ｌqが成立している。
【００８５】
【数６】
0004480696.tif 000007
【００８６】
また、望ましくは、下記式（７）を満たすように、演算用パラメータＬは設定される。
【００８７】
【数７】
0004480696.tif 000008
【００８８】
上記のように設定されたＬをｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして採用することにより得られる軸誤差Δθ’は、軸誤差Δθとは当然異なる。このため、軸誤差Δθ’をゼロに収束させるようにＰＬＬ制御を行っても、ｄ軸とγ軸との間にはずれ（ゼロではない軸誤差）が生じることになる。
【００８９】
本実施形態では、このずれを意図的に発生させ、このずれを積極的に利用しつつ磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ*をゼロとすることによって、最大トルク制御に近似した制御を行うようにしている。この制御について、以下、考察する。
【００９０】
まず、上記非特許文献１にも開示されているように、回転子位置の推定（即ち、推定回転子位置θeの算出）に用いる演算用パラメータの誤差と位置推定誤差（軸誤差）との関係は、下記式（８）のように表される。ここで、Ｒa’は、回転子位置の推定のための演算式に用いる演算用パラメータとしてのモータ抵抗の値であり、（Ｒa−Ｒa’）は、その演算用パラメータと真のモータ抵抗Ｒaとの誤差を表している。Ｌq’は、回転子位置の推定のための演算式に用いる演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスの値であり、（Ｌq−Ｌq’）は、その演算用パラメータと真のｑ軸インダクタンスとの誤差を表している。
【００９１】
【数８】
0004480696.tif 000009
【００９２】
今、Ｌq’＝Ｌ、とする。つまり、回転子位置の推定に際して、（Ｌq−Ｌ）に相当する誤差を積極的に与えるとする。上記式（５）を用いて軸誤差Δθ’を推定するということは、（Ｌq−Ｌ）に相当する誤差を積極的に与えて軸誤差を推定するということに相当する。また、（Ｒa−Ｒa’）がゼロであると仮定する。また更に、上述の如く、γ軸電流ｉγが追従すべきγ軸電流指令値ｉγ*をゼロとする場合を考える。即ち、式（８）において、ｉγ＝０、とする。そうすると、式（８）は下記式（９）のように変形される。
【００９３】
【数９】
0004480696.tif 000010
【００９４】
そして、式（９）に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉdの式（１０）を代入し、Ｌについて解くと下記式（１１）が得られる。尚、式（１０）は、一般的に知られている式であり、ｑ軸電流ｉqに応じて式（１０）を満たすｄ軸電流ｉdをモータ１に供給すれば、最大トルク制御が得られる。
【００９５】
【数１０】
0004480696.tif 000011
【００９６】
【数１１】
0004480696.tif 000012
【００９７】
式（１１）の導出手法から明らかなように、式（１１）にて表されるＬは、γ軸電流指令値ｉγ*をゼロとした場合において、理想的に最大トルク制御を得るために軸誤差推定部３０が採用すべき演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスの値を表している。
【００９８】
式（１１）にて表されるＬは、ｑ軸電流ｉqの関数となっている。以下、説明の具体化のため、Φa＝０．２４１１［Ｖｓ／ｒａｄ］、Ｌd＝０．００３［Ｈ］、Ｌq＝０．００８［Ｈ］、という数値例の下で説明を行う。この場合におけるｉqとＬの関係を、図５の曲線６０に示す。γ軸電流指令値ｉγ*をゼロとした場合、最大トルク制御に一致するＬの値は、１［Ａ］≦ｉq≦４０［Ａ］において、概ね０．００３［Ｈ］から０．００４２［Ｈ］の範囲内にある。つまり、γ軸電流指令値ｉγ*をゼロとした場合、最大トルク制御に一致するＬの値は、Ｌq（今の場合、０．００８［Ｈ］）よりも随分Ｌd（今の場合、０．００３［Ｈ］）側に存在していることが分かる。
【００９９】
これに着目し、本実施形態では、上記式（６）又は（７）を満たす演算用パラメータＬを採用し、且つγ軸電流指令値ｉγ*をゼロとすることにより、最大トルク制御に近い制御を実現する。例えば、上記の数値例の下、ｉqに関係なく演算用パラメータＬを、Ｌ＝０．００３９［Ｈ］に固定した場合にモータ１に流れるｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqとの関係を、図６の破線６２により表す。実線６１は、理想的に最大トルク制御を行った場合におけるｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqとの関係を示した曲線であるが、破線６２と実線６１は非常に類似した曲線であることが図６から分かる。
【０１００】
ｉγ*＝０としているのに拘わらずｑ軸電流ｉqに応じたｄ軸電流ｉdが流れるのは、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして上記式（６）又は（７）を満たす演算用パラメータＬを採用したことに起因してｄ軸とγ軸との間にずれが生じているためである。尚、図５の曲線６０において、ｉq＝３０［Ａ］のとき、Ｌ＝０．００３９［Ｈ］となっているため、当然ではあるが、実線６１と破線６２は、ｉq＝３０［Ａ］において交差している。
【０１０１】
尚、説明の具体化のため、γ軸電流指令値ｉγ*の値をゼロとする例を説明したが、γ軸電流指令値ｉγ*の値は厳密にゼロである必要はなく、ゼロ近傍の値となっておればよい（即ち、ｉγ*≒０であればよい）。換言すれば、γ軸電流指令値ｉγ*の値を議論する場合における「ゼロ」は、或る程度の幅を持った「実質的なゼロ」と解釈されるべきである。ｉγ*が厳密にゼロでなくても、実質的にゼロとみなせる程度であれば、最大トルク制御に近い制御を得ることができるからである。
【０１０２】
演算用パラメータＬの値は、上記のような最大トルク制御に近似した制御を実現するべく、上記式（６）又は式（７）を満たす範囲内から選ばれる。具体的には、γ軸電流指令値ｉγ*をゼロ又はゼロ近傍の所定値とすることによってγ軸電流ｉγを該所定値とし且つモータ１に所定の負荷トルクを与える。そして、その状態において、モータ電流Ｉaの大きさが最小になるような演算用パラメータＬの値を、上記式（６）又は式（７）を満たす範囲内から選ぶ。ｉγ*≒０の下でモータ電流Ｉaの大きさに最小値を与えるＬの値は、図７に示すようにＬdとＬqの間に存在しており、Φa、Ｌd、Ｌqの値として様々な値を採用しても、そのようなＬは、上記式（７）を満たす。
【０１０３】
ｉγ*≒０の下でモータ電流Ｉaの大きさに最小値を与えるＬの値を選んだとき、その所定の負荷トルクにおいて、そのＬは、最大トルク制御を理想的に実現する演算用パラメータとなる。尚、そのような演算用パラメータＬの値は、設計段階において調査され、設定される。
【０１０４】
このように、回転子位置の推定に用いる演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスの値を適切に設定しておくことによって、ｉγ*を逐次計算することなくｉγ*≒０としておくだけで最大トルク制御に近い制御が実現できる。このため、まず、最大トルク制御のための演算量の削減効果が得られる。また、図２１及び図２２に示すような従来例では、回転子位置推定用の演算用パラメータの調整と最大トルク制御を行うための演算用パラメータの調整が必要であったが、本実施形態においては、回転子位置推定用の演算用パラメータＬを調整するのみで、最大トルク制御に近い制御を得ることができる。これにより、調整に必要となる時間が激減し、時間的な効率が向上する。
【０１０５】
また、ｑ軸電流ｉqの値に関係なく、演算用パラメータＬを固定値（上述の例では、Ｌ＝０．００３９［Ｈ］）とする例を上述したが、演算用パラメータＬをｑ軸電流ｉqの値に応じて（δ軸電流指令値ｉδ*の値に応じて）変化させても構わない。例えば、図５の曲線６０上にのるように、演算用パラメータＬをｑ軸電流ｉqの値に応じて（δ軸電流指令値ｉδ*の値に応じて）変化させれば、ｉγ*≒０としていても、理想的な最大トルク制御を得ることができる（この場合、図６における実線６１と破線６２が完全に重なる）。尚、ｑ軸電流ｉqの値に応じて（δ軸電流指令値ｉδ*の値に応じて）演算用パラメータＬをどのように設定するかは、設計段階において予め調べておけばよい。
【０１０６】
また、最大トルク制御或いは最大トルク制御に近似した制御を得る手法を上述したが、演算用パラメータＬの設定手法によっては、リラクタンストルクを利用した他の制御を得ることも可能である。
【０１０７】
例えば、γ軸電流指令値ｉγ*をゼロ又はゼロ近傍の所定値とすることによってγ軸電流ｉγを該所定値とし且つ所定の負荷条件をモータ１に与える。そして、その状態において、モータ１における損失（銅損及び鉄損）が最小になるような演算用パラメータＬの値を、上記式（６）又は式（７）を満たす範囲内から選ぶ。ｉγ*≒０の下で損失に最小値を与えるＬの値は、最大トルク制御における場合と同様、ＬdとＬqの間に存在しており、Φa、Ｌd、Ｌqの値として様々な値を採用しても、そのようなＬは、上記式（７）を満たす。
【０１０８】
ｉγ*≒０の下で損失を最小値とするＬの値を選んだとき、その所定の負荷条件において、そのＬは、最大効率制御を実現する演算用パラメータとなる。尚、そのような演算用パラメータＬの値は、設計段階において調査され、設定される。また、上記の「所定の負荷条件」とは、例えば、モータ１を所定の回転速度で回転させるという条件や、モータ１に所定の負荷トルクを与えるという条件である。
【０１０９】
また、電流制御部１５は下記の２つの等式から成る式（１２ａ）及び（１２ｂ）を用いて必要な演算を行う。また、速度制御部１７及び比例積分演算器３１は、夫々下記式（１３）及び（１４）を用いて必要な演算を行う。
【０１１０】
【数１２】
0004480696.tif 000013
【０１１１】
【数１３】
0004480696.tif 000014
【０１１２】
【数１４】
0004480696.tif 000015
【０１１３】
ここで、Ｋcp、Ｋsp及びＫpは比例係数、Ｋci、Ｋsi及びＫiは積分係数であり、それらはモータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。
【０１１４】
［推定器について］
上述してきた推定器２０による回転子位置の推定手法は一例であって、様々な推定手法を採用することが可能である。回転子位置の推定（即ち、推定回転子位置θeの算出）を行うに際して、モータ１のｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータを用いる推定手法であれば、何れの推定手法も採用可能である。
【０１１５】
例えば、上記非特許文献１に記載されている手法を用いて回転子位置を推定するようにしてもよい。上記非特許文献１においては、下記式（１５）を用いて軸誤差Δθを算出していることになる。本実施形態における符号及び記号を適用した場合、ｅγ及びｅδは、夫々、モータ１の回転と永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φaとによって発生する誘起電圧のγ軸成分及びδ軸成分を表している。また、ｓはラプラス演算子であり、ｇは外乱オブザーバのゲインである。
【０１１６】
【数１５】
0004480696.tif 000016
【０１１７】
式（１５）に示されるような誘起電圧から軸誤差を推定する手法を図４の軸誤差推定部３０に当てはめた場合、軸誤差推定部３０は、下記式（１６）を用いて軸誤差Δθ’を算出すればよい。式（１６）は、上記式（１５）におけるΔθ及びＬqを、夫々Δθ’及びＬに置換したものとなっている。そして、図４の構成と同様に、その軸誤差Δθ’がゼロに収束するように、比例積分演算器３１が推定モータ速度ωeを算出し且つ積分器３２が推定回転子位置θeを算出するようにすれば、ｄ軸とγ軸との間にずれが生じることになる。
【０１１８】
【数１６】
0004480696.tif 000017
【０１１９】
また、その他、特開２００４−９６９７９号公報に記載されている手法等を用いて、回転子位置を推定するようにしてもよい。
【０１２０】
また、図４の構成に代えて、誘起電圧の元となる鎖交磁束から軸誤差（回転子位置）を推定する構成を採用してもよい。この手法について、説明を加えておく。まず、実軸上での拡張誘起電圧方程式は、一般的に下記式（１７）のように表される。式（１７）におけるＥexは、式（１８）で表され、拡張誘起電圧と呼ばれている。尚、下記の式中におけるｐは、微分演算子である。
【０１２１】
【数１７】
0004480696.tif 000018
【０１２２】
【数１８】
0004480696.tif 000019
【０１２３】
実軸上の式（１７）を、制御軸上に座標変換すると、式（１９）が得られる。
【０１２４】
【数１９】
0004480696.tif 000020
【０１２５】
また、拡張誘起電圧Ｅexを表す式（１８）の過渡項（右辺第２項）を無視した場合における磁束を、下記式（２０）のように拡張磁束Φexと定める。
【０１２６】
【数２０】
0004480696.tif 000021
【０１２７】
ところで、モータ速度や負荷が一定の状態では、モータ電流の大きさ及び位相の変化は微小であるから、ｑ軸電流の微分項である式（１８）の右辺第２項は、ωΦexより十分に小さくゼロとみなせる。また、モータ１が脱調しないで駆動されている場合は、実モータ速度ωと推定モータ速度ωeは近い値をとるため、式（１９）の右辺第３項も、ωΦexより十分に小さくゼロとみなせる。そこで、式（１８）の右辺第２項及び式（１９）の右辺第３項を無視して考えると、式（１９）は下記式（２１）のようになる。
【０１２８】
【数２１】
0004480696.tif 000022
【０１２９】
ここで、図８に、モータ１における各部の電圧の関係等を表したベクトル図を示す。モータ印加電圧Ｖaは、拡張誘起電圧Ｅex＝ωΦexと、モータ抵抗Ｒaでの電圧降下ベクトルＲa・Ｉaと、電機子巻線のインダクタンスでの電圧降下ベクトルＶLとの和で表される。拡張磁束Φexは、永久磁石の作る磁束Φaとｄ軸電流の作る磁束（Ｌd−Ｌq）ｉdとの和であるから、ベクトルの方向はｄ軸と一致する。Ｌq・Ｉaで表されるベクトルは、ｑ軸インダクタンスとモータ電流Ｉaによって生じる磁束のベクトルであり、符号７０は、ΦexとＬq・Ｉaの合成磁束ベクトルを表す。
【０１３０】
また、Φδは、拡張磁束Φexのδ軸成分である。従って、Φδ＝Φex・ｓｉｎΔθが成立する。また、上記式（２１）の行列の１行目を展開して整理することにより、下記式（２２）が導かれる。
【０１３１】
【数２２】
0004480696.tif 000023
【０１３２】
通常、永久磁石の作る磁束は、ｄ軸電流の作る磁束よりも十分に大きく、Φa＞＞（Ｌd−Ｌq）ｉdであるため、Φexは一定、即ち、Φex≒Φaと考えることができる。そして、軸誤差Δθが小さく、ｓｉｎΔθ≒θにて近似できるとすると、式（２２）を参照して、下記式（２３）が成立する。
【０１３３】
【数２３】
0004480696.tif 000024
【０１３４】
上記式（２３）から分かるように、Φδは、電機子鎖交磁束Φaのδ軸成分（モータ１の永久磁石１ａ（図２）のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束）に等しいと近似される。つまり、Φδ≒（一定値）×Δθ  と近似される。このため、このΦδがゼロに収束するように制御することによっても軸誤差Δθはゼロに収束することになる。即ち、Φδに基づいて回転子位置やモータ速度を推定することが可能となる。
【０１３５】
従って、図３及び図４における推定器２０を図９に示す推定器２０ａに置換することが可能である。推定器２０ａは、δ軸磁束推定部３３と、比例積分演算器３１ａと、積分器３２ａから構成される。軸誤差Δθをゼロに収束させるならばδ軸磁束推定部３３はδ軸磁束Φδを推定すればよいのであるが、上述の考え方と同様、ｄ軸とγ軸との間に意図的にずれを生じさせるべく、δ軸磁束推定部３３は下記式（２４）に従ってδ軸磁束Φδ’を推定する。つまり、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして、実際のＬqを用いずに、上記式（６）又は式（７）を満たすＬを用いて、δ軸磁束Φδ’を算出する。
【０１３６】
【数２４】
0004480696.tif 000025
【０１３７】
比例積分演算器３１ａは、図４の比例積分演算器３１と同様のものであり、モータ制御装置３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、δ軸磁束推定部３３が算出したδ軸磁束Φδ’がゼロに収束するように推定モータ速度ωeを算出する。積分器３２ａは、比例積分演算器３１ａから出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。比例積分演算器３１ａが出力する推定モータ速度ωeと積分器３２ａが出力する推定回転子位置θeは、共に推定器２０ａの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。
【０１３８】
尚、式（２４）から分かるように、Ｌdを含む項はｉγにかかっているため、その項の値は比較的小さい。即ち、回転子位置の推定に際して、ｄ軸インダクタンスＬdの影響は小さい（なぜならば、ｉγの値はｉδの値よりもかなり小さい）。これを考慮し、推定に用いる式（２４）において、Ｌdの値としてＬを用いるようにしてもよい。この場合、リラクタンストルクを利用しない非突極機（表面磁石形同期モータ等）に用いる制御と同じ制御にて、突極機の高効率運転が可能となるため、磁石の埋め込み構造の違い等を区別して制御を変える必要がなくなり、汎用性が高まる。このような汎用性の高さは、式（５）及び式（１６）等を用いた場合にも言えることである。
【０１３９】
また、式（２３）ではΦex≒Φaの近似を用いているが、この近似を用いることなくδ軸磁束を推定するようにしてもよい。この場合、下記式（２５）に従ってδ軸磁束Φδ’を推定するようにすればよい。この場合も、ｑ軸インダクタンスに対応する演算用パラメータとして、実際のＬqを用いずに、上記式（６）又は式（７）を満たすＬを用いるようにする。
【０１４０】
【数２５】
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【０１４１】
＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上述した第１実施形態、本実施形態及び後述する他の実施形態の説明において、特に記述しない限り、同一の符号を付したものは同一のものであると共に同一の記号（θやωなど）を付したものは同一のものである。このため、同一の符号または記号を付したものについての重複する説明を省略する場合がある。
【０１４２】
図１０は、第２実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。第２実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１と、インバータ２と、モータ制御装置３ａと、を備えて構成される。
【０１４３】
モータ制御装置３ａは、モータ電流Ｉaを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置３ａにモータ速度指令値ω*として与えられる。
【０１４４】
図１１及び図１２は、本実施形態に適用される、モータ１の解析モデル図である。図１１には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。本実施形態においても、ｄ軸、ｑ軸、γ軸及びδ軸、実回転子位置θ、推定回転子位置θe及び軸誤差Δθ、並びに、実モータ速度ω及び推定モータ速度ωeを、第１実施形態（図２参照）と同様に定義する。
【０１４５】
更に、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸をｑｍ軸と定める。そして、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸をｄｍ軸と定める。ｄｍ軸とｑｍ軸とから成る座標軸をｄｍ−ｑｍ軸と呼ぶ。
【０１４６】
最大トルク制御実現時における電流軌跡を表す図６の実線６１からも明らかなように、最大トルク制御を実現するモータ電流は、正のｑ軸成分と負のｄ軸成分を有する。このため、ｑｍ軸はｑ軸よりも位相が進んだ軸となる。図１１及び図１２において、反時計回りの方向が位相の進みの方向である。
【０１４７】
ｑｍ軸から見たｑ軸の位相（角度）をθm、δ軸から見たｑｍ軸の位相（角度）をΔθm、と表す。この場合、勿論、ｄｍ軸から見たｄ軸の位相もθm、γ軸から見たｄｍ軸の位相もΔθmとなる。θmは、ｑ軸（ｄ軸）からみたｑｍ軸（ｄｍ軸）の進み角である。Δθmは、ｑｍ軸とδ軸との間の軸誤差（ｄｍ−ｑｍ軸とγ−δ軸との間の軸誤差）を表している。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差であるΔθは、Δθ＝Δθm＋θm、にて表される。
【０１４８】
上述のごとく、ｄｍ軸はｄ軸よりも位相が進んでおり、この際、θmは負の値をとるものとする。同様に、γ軸がｄｍ軸よりも位相が進んでいる場合、Δθmは負の値をとる。図１２に示されているベクトル（Ｅm等）については、後述する。
【０１４９】
また、モータ電流Ｉaのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、夫々、ｄｍ軸電流ｉdm及びｑｍ軸電流ｉqmで表す。モータ電圧Ｖaのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、それぞれｄｍ軸電圧ｖdm及びｑｍ軸電圧ｖqmで表す。
【０１５０】
本実施形態では、ｑｍ軸（ｄｍ軸）とδ軸（γ軸）との間の軸誤差Δθmを推定して推定軸であるγ軸をｄｍ軸に収束させる（即ち、軸誤差Δθmをゼロに収束させる）。そして、モータ電流Ｉaをｑｍ軸に平行なｑｍ軸電流ｉqmとｄｍ軸に平行なｄｍ軸電流ｉdmとに分解することによって、モータ１をベクトル制御する。
【０１５１】
この場合も、軸誤差Δθmを推定するための（軸誤差Δθmをゼロに収束させるための）推定用のパラメータの調整が必要となるが、この調整を行うことによって同時に最大トルク制御実現用のパラメータ調整が完了する。つまり、軸誤差推定用のパラメータ調整が最大トルク制御実現用のパラメータ調整を兼ねているため、調整が非常に容易となる。
【０１５２】
また、ｑｍ軸の定義から明らかなように、最大トルク制御を行う際におけるモータ電流Ｉaの電流軌跡は、図１３の実線８２に示す如く、ｑｍ軸上にのる。このため、最大トルク制御を行うに際して、上記式（２）で示されるような複雑なγ軸電流指令値ｉγ*の算出は不要となり、演算負荷が軽減される。この際、γ軸電流指令値ｉγ*は、第１実施形態と同様に設定される。つまり、例えば、γ軸電流指令値ｉγ*は、ｉδの値に関係なく、ゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。
【０１５３】
次に、電圧方程式を用いて、本実施形態の意義及び具体的な制御手法を説明する。まず、実軸上での拡張誘起電圧方程式は、式（２６）にて表され、拡張誘起電圧Ｅexは式（２７）にて表される。式（２６）は上記式（１７）と同じものであり、式（２７）は上記式（１８）と同じものである。尚、下記の式中におけるｐは、微分演算子である。
【０１５４】
【数２６】
0004480696.tif 000027
【０１５５】
【数２７】
0004480696.tif 000028
【０１５６】
実軸上の式（２６）を、制御上の推定軸であるγ−δ軸上に座標変換すると、式（２８）が得られ、簡単化のために式（２８）の右辺第３項を無視すると、式（２９）が得られる。
【０１５７】
【数２８】
0004480696.tif 000029
【０１５８】
【数２９】
0004480696.tif 000030
【０１５９】
ｄｍ−ｑｍ軸に着目して、式（２９）を書き改めると、式（３０）が得られる。
【０１６０】
【数３０】
0004480696.tif 000031
【０１６１】
ここで、式（３１）が成立すると定義する。更に、ｉd＝ｉqm・sinθmであることを考慮すると、式（３２）が成立する。
【０１６２】
【数３１】
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【０１６３】
【数３２】
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【０１６４】
式（３２）を用いて式（３０）を変形すると、式（３３）が得られる。但し、Ｅmは、式（３４）によって表される。Ｌq1は、θmに依存する仮想インダクタンスである。Ｌq1は、式（３０）の右辺第２項に存在するＥex・sinθmを、仮想インダクタンスによる電圧降下として取り扱うために便宜上定められる。尚、Ｌq1は、負の値をとる。
【０１６５】
【数３３】
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【０１６６】
【数３４】
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【０１６７】
ここで、等式：Ｌm＝Ｌq＋Ｌq1、が成立すると近似する（θmはｉq及びｉqmに依存するため、Ｌq1はｉq及びｉqmに依存する。また、Ｌqも磁気飽和の影響によりｉq及びｉqmに依存する。Ｌq1のｉq依存性とＬqのｉq依存性を、Ｌmに集約し、推定時にｉq及びｉqmの影響を考慮する）。そうすると、式（３３）は、下記式（３５）のように変形される。尚、後にも述べるが、このＬmは、第１実施形態における演算用パラメータＬに相当するものである。
【０１６８】
【数３５】
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【０１６９】
更に、式（３５）を変形すると、下記式（３６）が得られる。ここで、Ｅexmは、下記式（３７）によって表される。
【０１７０】
【数３６】
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【０１７１】
【数３７】
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【０１７２】
γ−δ軸とｄｍ−ｑｍ軸との間に軸誤差Δθmがあったとすると、式（３６）は下式（３８）のように変形される。つまり、式（２６）を式（２８）に変形したのと同様に、ｄｍ−ｑｍ軸上の式（３６）をγ−δ軸上に座標変換すると、式（３８）が得られる。
【０１７３】
【数３８】
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【０１７４】
また、ｐΔθm≒０、ｉdm≒０、(Ｌd−Ｌq)(ｐｉq)≒０、と近似すると、式（３７）によって表されるＥexmは、下記式（３９）のように近似される。
【０１７５】
【数３９】
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【０１７６】
また、上記式（３２）に「Ｌm＝Ｌq＋Ｌq1」を代入して得られる式をθmについて解き、更に、ｉδ≒ｉqmと仮定すると、下記式（４０）が得られる。式（４０）で表されるように、θmはｉδの関数であるから、Ｅexmもｉδの関数となる。
【０１７７】
【数４０】
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【０１７８】
図１２を参照しつつ、ＥexとＥmとＥexmとの関係について説明を加えておく。Ｅex、Ｅm及びＥexmを、回転座標系における電圧ベクトルとして考える。この場合、Ｅexは拡張誘起電圧ベクトルと呼ぶことができる。拡張誘起電圧ベクトルＥexは、ｑ軸上の誘起電圧ベクトルである。拡張誘起電圧ベクトルＥexを、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルとに分解して考える。上記式（３４）からも分かるように、この分解によって得られたｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルが、Ｅmである。また、この分解によって得られた、図１２の符号８０で表されるｄｍ軸上の誘起電圧ベクトル（Ｅex・sinθm）は、仮想インダクタンスＬq1による電圧降下ベクトルである。
【０１７９】
式（３４）と（３７）の比較からも分かるように、Ｅexmは、Ｅmにω(Ｌq−Ｌm)ｉdmを加えたものとなっている。このため、回転座標系において、Ｅexmも、Ｅmと同様、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉdm≒０であるため、ＥexmはＥmに（略）一致する。
【０１８０】
続けて、図１２を参照しつつ、Ｅex、Ｅm及びＥexmに対応する磁束についても説明を加えておく。Ｅexは、モータ１の鎖交磁束であるΦexとモータ１の回転とによって発生する誘起電圧である（上記式（２０）参照）。逆に言えば、ΦexはＥexをωで割ることによって算出される（但し、式（２７）で表されるＥexの過渡項（右辺第２項）を無視）。
【０１８１】
Φexを回転座標系における鎖交磁束ベクトルとして考えると、鎖交磁束ベクトルΦexは、ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルである。鎖交磁束ベクトルΦexを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。この分解によって得られたｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルをΦmと定義すると、Φm＝Ｅm／ωとなる。また、この分解によって得られた、図１２の符号８１で表されるｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトル（Φex・sinθm）は、仮想インダクタンスＬq1による磁束ベクトルである。
【０１８２】
「Φexm＝Ｅexm／ω」とおくと、ΦexmはΦmに(Ｌq−Ｌm)ｉdmを加えたものとなる。このため、回転座標系において、Φexmも、Φmと同様、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉdm≒０であるため、ΦexmはΦmに（略）一致する。
【０１８３】
次に、上記の各式を利用した、具体的なモータ駆動システムの例を示す。図１４は、図１０のモータ制御装置３ａの内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ制御装置３ａは、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９及び位置・速度推定器４０（以下、単に「推定器４０」という）、を有して構成される。即ち、図１４のモータ制御装置３ａは、図３のモータ制御装置３における推定器２０を推定器４０に置換した構成となっている。モータ制御装置３ａを構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３ａ内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。
【０１８４】
電流検出器１１は、モータ電流Ｉaの固定軸成分であるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvの検出結果を受け取り、それらを推定器４０から与えられる推定回転子位置θeを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、第１実施形態と同様、上記式（３）を用いる。
【０１８５】
推定器４０は、推定回転子位置θe及び推定モータ速度ωeを推定して出力する。推定器４０による具体的な推定手法については後述する。
【０１８６】
減算器１９は、推定器４０から与えられる推定モータ速度ωeを、モータ速度指令値ω*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω*−ωe）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ*を作成する。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ*を出力する。このγ軸電流指令値ｉγ*は、上述したように、第１実施形態と同様に設定される。例えば、ｉγ*はゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。
【０１８７】
減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ*−ｉδ）を算出する。
【０１８８】
電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器４０からの推定モータ速度ωeを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ*とδ軸電圧指令値ｖδ*を出力する。
【０１８９】
座標変換器１８は、推定器４０から与えられる推定回転子位置θeに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*の逆変換を行い、ｖu*、ｖv*及びｖw*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、第１実施形態と同様、上記式（４）を用いる。ＰＷＭインバータ２は、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉaをモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【０１９０】
図１５に、推定器４０の内部構成の一例を示す。図１５の推定器４０は、軸誤差推定部４１と、比例積分演算器４２と、積分器４３と、を有して構成される。比例積分演算器４２及び積分器４３は、それぞれ、図４の比例積分演算器３１及び積分器３２と同様のものである。
【０１９１】
軸誤差推定部４１は、ｖγ*、ｖδ*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用いて軸誤差Δθmを算出する。比例積分演算器４２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３ａを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部４１が算出した軸誤差Δθmがゼロに収束するように推定モータ速度ωeを算出する。積分器４３は、比例積分演算器４２から出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。比例積分演算器４２が出力する推定モータ速度ωeと積分器４３が出力する推定回転子位置θeは、共に推定器４０の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ａの各部位に与えられる。
【０１９２】
軸誤差推定部４１による軸誤差Δθmの算出法として、様々な算出法を適用可能である。以下に、軸誤差推定部４１による軸誤差Δθmの算出法として（換言すれば、推定器４０によるθeの算出法として）、第１、第２、第３、第４及び第５算出法を例示する。
【０１９３】
尚、軸誤差推定部４１は、本明細書に記載された各式を利用する場合、各式中のｖγ、ｖδ及びωの値として、それぞれ、ｖγ*、ｖδ*及びωeの値を用いる。また、各算出法で説明した内容（Ｌmの値の決定法など）は、他の算出法及び後述する他の実施形態の全てにおいて適用可能である。
【０１９４】
［第１算出法］
まず、軸誤差Δθmの第１算出法について説明する。第１算出法では、モータ１に発生する誘起電圧Ｅexをｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルに分解して考える。そして、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルである誘起電圧ベクトルＥexm（≒Ｅm；図１２参照）用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。
【０１９５】
誘起電圧ベクトルＥexmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Ｅexmγ及びＥexmδとすると、図１２から明らかなように、Δθm＝tan-1（−Ｅexmγ／Ｅexmδ）が成立する。そして、上記の行列式（３８）の１行目と２行目を変形した結果を用いると、Δθmは、下記式（４１）のように表される（但し、行列式（３８）の右辺第３項を無視する）。尚、式（４１）において、最終的にΔθmは小さいと仮定して、tan-1（−Ｅexmγ／Ｅexmδ）≒（−Ｅexmγ／Ｅexmδ）の近似を用いている。
【０１９６】
【数４１】
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【０１９７】
軸誤差推定部４１は、式（４１）を利用してΔθmを算出する際、微分項ｐＬdｉγ及びｐＬdｉδを無視することができる。また、Δθmの算出に必要なＬmの値の算出には、下記式（４２）を利用する。上記式（３２）に「ｉdm＝０と下記式（４３）及び（４４）」を代入して得られた式をＬq1について解き、その結果を利用することで、式（４２）を得ることができる。
【０１９８】
【数４２】
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【０１９９】
【数４３】
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【０２００】
【数４４】
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【０２０１】
更に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉdの式（４５）と、ｉdとｉqとｉqmの関係式（近似式）である式（４３）とを利用して、上記式（４２）を変形すると、Ｌmはｉqmの関数となる（即ち、Ｌmの算出式からｉdとｉqの項がなくなる）。従って、軸誤差推定部４１は、ｉδ≒ｉqmと仮定することにより、ｉqmの関数で表されるＬmの値をｉδに基づいて算出可能である。そして、算出したＬmの値を用いて式（４１）から軸誤差Δθmを算出する。
【０２０２】
【数４５】
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【０２０３】
尚、ｉδ≒ｉqmと仮定し、Ｌmをｉδの関数として表した近似式を利用してＬmの値を得るようにしても構わないし、ｉδに応じたＬmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＬmの値を得るようにしても構わない。
【０２０４】
図１６に、ＬdとＬqとＬmのｉqm依存性を表す、或る数値例の下でのグラフを示す（ｉγ*≒０とする）。図１６に示す如く、Ｌmの値は、ｉqmに依存しており、ｉqmが増加するに従って増加する。本実施形態にて定めたＬmは、第１実施形態における演算用パラメータＬに相当するものであり、最大トルク制御に一致するＬmの値は、Ｌと同様、Ｌqよりも随分Ｌd側に存在していることが分かる（図５及び図７等もあわせて参照）。
【０２０５】
Ｌmの値は、結果的に、第１実施形態と同様、下記式（４６）または式（４７）を満たすように、定められることになる。これによって、本実施形態のモータ制御装置３ａは、、第１実施形態と同様、ｄ軸とγ軸との間に意図的にずれを生じさせ、ｉγ*≒０とすることで、最大トルク制御に近似した制御を実現する。
【０２０６】
【数４６】
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【０２０７】
【数４７】
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【０２０８】
また、Ｌmを固定値としても構わない。つまり、ｉδの値に関係なく固定された値を、Ｌmの値として採用するようにしても構わない。Ｌmを所定の固定値とした場合における、ｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqとの関係を、図１７の実線８３により表す。破線８４は、理想的に最大トルク制御を行った場合におけるｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqとの関係を示した曲線であるが、実線８３と破線８４は非常に類似した曲線であることが図１７から分かる。
【０２０９】
［第２算出法］
次に、軸誤差Δθmの第２算出法について説明する。第２算出法でも、上記の第１算出法と同様、誘起電圧ベクトルＥexmを用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し、第２算出法では、誘起電圧ベクトルＥexmのδ軸成分Ｅexmδを利用しない。具体的には、下記式（４８）を用いて軸誤差Δθmを算出する。尚、式（４８）において、最終的にΔθmは小さいと仮定して、sin-1（−Ｅexmγ／Ｅexm）≒（−Ｅexmγ／Ｅexm）の近似を用いている。
【０２１０】
【数４８】
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【０２１１】
軸誤差推定部４１は、式（４８）を利用してΔθmを算出する際、微分項ｐＬdｉγを無視することができる。また、Ｌmの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。
【０２１２】
式（４８）中のＥexmの算出には、上記式（３９）を利用する。Ｅexm算出用の近似式として、例えば、下記式（４９）、（５０）または（５１）を利用可能である。式（４９）は「ｐΔθm≒０、ｉdm≒０、(Ｌd−Ｌq)(ｐｉq)≒０」の近似を利用した式（３７）の近似式であり、式（５０）は更に「ｃｏｓθm≒１」の近似を利用した式（４９）の近似式であり、式（５１）は更に「(Ｌd−Ｌq)ｉδsinθm＜＜Φa」の近似を利用した式（５０）の近似式である。尚、式（４９）、（５０）または（５１）を利用する際、ωの値としてωeが用いられる。
【０２１３】
【数４９】
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【０２１４】
【数５０】
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【０２１５】
【数５１】
0004480696.tif 000052
【０２１６】
式（４９）等に含まれるθmを算出するために、上記式（４０）が利用される。式（４０）から分かるようにθmはｉδの関数であるから、Ｅexmもｉδの関数となる。Ｅexmの計算は複雑であるから、算出に当たって適当な近似式を用いることが望ましい。また、ｉδに応じたＥexmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＥexmの値を得るようにしておくのも良い。
【０２１７】
［第３算出法］
次に、軸誤差Δθmの第３算出法について説明する。第３算出法では、モータ１の電機子巻線を鎖交する鎖交磁束Φexを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。そして、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルである鎖交磁束ベクトルΦexm（≒Φm；図１２参照）を用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。
【０２１８】
鎖交磁束ベクトルΦexmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Φexmγ及びΦexmδとすると、図１２から明らかなように、Δθm＝ｔａｎ-1（−Φexmδ／Φexmγ）が成立する。ΦexmはＥexmをωにて割ったものであるから、Δθmは、下記式（５２）のように表される。尚、式（５２）において、最終的にΔθmは小さいと仮定して、ｔａｎ-1（−Φexmδ／Φexmγ）≒（−Φexmδ／Φexmγ）の近似を用いている。
【０２１９】
【数５２】
0004480696.tif 000053
【０２２０】
軸誤差推定部４１は、式（５２）を利用してΔθmを算出する際、微分項ｐＬdｉγ及びｐＬdｉδを無視することができる。また、Ｌmの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。
【０２２１】
［第４算出法］
次に、軸誤差Δθmの第４算出法について説明する。第４算出法でも、上記の第３算出法と同様、鎖交磁束ベクトルΦexmを用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し、第４算出法では、鎖交磁束ベクトルΦexmのγ軸成分Φexmγを利用しない。具体的には、下記式（５３）を用いて軸誤差Δθmを算出する。尚、式（５３）において、最終的にΔθmは小さいと仮定して、sin-1（−Φexmδ／Φexm）≒（−Φexmδ／Φexm）の近似を用いている。
【０２２２】
【数５３】
0004480696.tif 000054
【０２２３】
軸誤差推定部４１は、式（５３）を利用してΔθmを算出する際、微分項ｐＬdｉγを無視することができる。また、Ｌmの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。
【０２２４】
式（５３）中のΦexmの算出には、上記式（３９）の両辺をωで割った式を利用する。Φexm算出用の近似式として、例えば、下記式（５４）、（５５）または（５６）を利用可能である。下記式（５４）、（５５）及び（５６）は、それぞれ、式（４９）、（５０）及び（５１）の両辺をωで割った式である。尚、式（５４）、（５５）または（５６）を利用する際、ωの値としてωeが用いられる。
【０２２５】
【数５４】
0004480696.tif 000055
【０２２６】
【数５５】
0004480696.tif 000056
【０２２７】
【数５６】
0004480696.tif 000057
【０２２８】
式（５４）等に含まれるθmを算出するために、上記式（４０）が利用される。式（４０）から分かるようにθmはｉδの関数であるから、Φexmもｉδの関数となる。Φexmの計算は複雑であるから、算出に当たって適当な近似式を用いることが望ましい。また、ｉδに応じたΦexmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってΦexmの値を得るようにしておくのも良い。
【０２２９】
Ｋ（ｉδ）＝１／Φexmとおき、Ｋ（ｉδ）を補正係数と捉えると、第４算出法における軸誤差推定部４１の内部構成は、図１８のようになる。また、補正係数Ｋ（ｉδ）を用いる代わりに、比例積分演算器４２で用いるゲイン（比例係数や積分係数）をｉδの値に応じて変更するようにしてもよい。
【０２３０】
［第５算出法］
次に、軸誤差Δθmの第５算出法について説明する。第５算出法では、ｄｍ−ｑｍ軸上の電流（モータモデルの電流）とγ―δ軸上の電流との誤差電流を用いて、軸誤差Δθmを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。
【０２３１】
この手法を、数式を用いて説明する。まず、上記式（３８）の右辺第３項を無視すると、下記式（５７）が得られる。
【０２３２】
【数５７】
0004480696.tif 000058
【０２３３】
サンプリング周期Ｔsで離散化すると、式（５７）は下記式（５８）のように書き表すことができる。
【０２３４】
【数５８】
0004480696.tif 000059
【０２３５】
一方、軸誤差推定部４１の計算によって得られる推定電流ｉMγ及びｉMδは、Ｅexmγ及びＥexmδをモデル的に算出した推定誘起電圧ＥMexmγ及びＥMexmδを用いて、下記式（５９）にて表される。
【０２３６】
【数５９】
0004480696.tif 000060
【０２３７】
軸誤差推定部４１は、Ｅexmγ及びＥexmδの推定値として、それぞれ推定誘起電圧ＥMexmγ及びＥMexmδを算出する。また、Ｌqの代わりにＬmを用いて推定電流ｉMγ及びｉMδは算出されるため、推定電流ｉMγ及びｉMδは、それぞれ、モータ電流Ｉaのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を推定した電流と呼ぶことができる。
【０２３８】
電流検出器１１によって検出されたモータ電流Ｉaの固定軸成分（ｉu及びｉv）に基づく電流ｉγ及びｉδと、計算によって得られた推定電流ｉMγ及びｉMδと、の差である誤差電流Δｉγ及びΔｉδは、式（５８）及び（５９）から、下式（６０）にて表される。
【０２３９】
【数６０】
0004480696.tif 000061
【０２４０】
ここで、ΔＥexmγは、誘起電圧Ｅexmγと誘起電圧Ｅexmγの推定値である推定誘起電圧ＥMexmγとの誤差であり、ΔＥexmδは、誘起電圧Ｅexmδと誘起電圧Ｅexmδの推定値である推定誘起電圧ＥMexmδとの誤差である。
【０２４１】
式（６０）から明らかなように、誘起電圧の推定値の誤差（ΔＥexmγ等）と誤差電流（Δｉγ等）は比例関係にある。このため、誘起電圧の推定値の誤差を、誤差電流を用いて収束させることが可能である。つまり、推定誘起電圧ＥMexmγ及びＥMexmδを、誘起電圧Ｅexmγ及びＥexmδを正しく推定したものとして利用可能である（誘起電圧を正しく推定することが可能となる）。
【０２４２】
具体的には、今回の推定誘起電圧を、前回の推定誘起電圧と前回の推定誤差とを用いて算出するようにする。より具体的には、下式（６１）によって、推定誘起電圧ＥMexmγ及びＥMexmδを逐次算出する。ここで、ｇは誘起電圧の推定値の誤差を収束させるためのフィールドバックゲインである。
【０２４３】
【数６１】
0004480696.tif 000062
【０２４４】
そして、上述した第１または第２算出法のように、下記式（６２）または（６３）を用いて、軸誤差推定部４１は軸誤差Δθmを算出する。
【０２４５】
【数６２】
0004480696.tif 000063
【０２４６】
【数６３】
0004480696.tif 000064
【０２４７】
尚、式（５８）〜式（６３）において、カッコ“（  ）”内に表記される記号（ｎまたはｎ−１）は、サンプリング周期Ｔsで離散化した場合のサンプリングタイミングを表している。ｎは自然数であり、ｎは、（ｎ−１）の次に訪れるサンプリングタイミングを表す。モータ制御装置３ａを構成する各部位は、サンプリング周期Ｔsごとに、逐次、各値を算出及び出力する。具体的には、例えば、ｉγ(ｎ)及びｉδ(ｎ)は、ｎ番目のサンプリングタイミングにおけるｉγ及びｉδであり、ｉγ(ｎ−１)及びｉδ(ｎ−１)は、（ｎ−１）番目のサンプリングタイミングにおけるｉγ及びｉδである。ｉγ及びｉδ以外も同様である。
【０２４８】
上記の如く、本実施形態では、軸誤差Δθmをゼロに収束させて、γ軸をｄｍ軸に追従させる。この結果、ｉγ及びｉδは、夫々ｉdm及びｉqmに追従することになる。つまり、モータ制御装置３ａは、モータ１に流れる電流をｑｍ軸成分とｄｍ軸成分に分解してモータ１の駆動制御を行う、といえる。この分解によって得られる効果は上述の通りである。
【０２４９】
＜＜第３実施形態＞＞
また、図１４で示されるモータ制御装置３ａの構成を、図１９のモータ制御装置３ｂのように変形しても構わない。この変形を施した実施形態を、本発明の第３実施形態とする。モータ制御装置３ｂは、図１４におけるモータ制御装置３ａの推定器４０を、位置・速度推定器４５（以下、推定器４５と略記する）、θm算出部４６及び演算器４７に置換した構成となっている。その置換以外の点において、図１４のモータ制御装置３ａ及びモータ駆動システムと、図１９のモータ制御装置３ｂ及びモータ駆動システムは、同様となっている。同様の部分の構成及び動作の説明を割愛する。
【０２５０】
推定器４５は、ｉγ、ｉδ、ｖγ*及びｖδ*を用いて、Ｕ相から見たｄ軸の位相を推定し、その推定値をθdqeとして出力する。また、推定器４５は、第２実施形態における推定器４０と同様、推定モータ速度ωeも算出する。尚、推定器４５から出力される推定モータ速度ωeを、θdqeを微分することによって得る場合、得られた推定モータ速度ωeは、正確にはｄ軸の回転速度の推定値と呼ぶべきものではあるが、定常状態において、その推定値とγ軸の回転速度であるωeは同じものとみなせる。
【０２５１】
θm算出部４６は、速度制御部１７からのｉδ*を上記式（４０）におけるｉδとして利用しつつ、上記式（４０）を用いてθmを算出する。この際、ｉδ*に応じたθmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってθmの値を得るようにしても構わない。
【０２５２】
演算器４７は、推定器４５から出力されるθdqeとθm算出部４６から出力されるθmを用いてθeを算出し、算出したθeを座標変換器１２及び１８に与える。
【０２５３】
このように、第３実施形態では、推定器４５、θm算出部４６及び演算器４７から構成される部位が、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θe）を算出することになる。第３実施形態のように構成しても、第２実施形態と同様の作用及び効果を得ることができる。
【０２５４】
＜＜第４実施形態＞＞
また、第１〜第３実施形態は、推定器を設けて回転子位置を推定する方式を採用しているが、実際の回転子位置を検出するようにしても構わない。即ち、図３、図１４または図１９に示すモータ制御装置の代わりに、図２０のモータ制御装置３ｃを用いるようにしても構わない。
【０２５５】
図２０に示すモータ制御装置３ｃを含むモータ駆動システムを、本発明の第４実施形態として説明する。図２０は、第４実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ駆動システムは、モータ１と、インバータ２と、モータ制御装置３ｃと、を有して構成される。
【０２５６】
モータ制御装置３ｃは、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、位置検出器５０、微分器５１、θm算出部５２及び演算器５３を有して構成される。つまり、モータ制御装置３ｃは、図１４の推定器４０を、「位置検出器５０、微分器５１、θm算出部５２及び演算器５３」に置換した構成となっている。その置換以外の点において、図１４のモータ制御装置３ａ及びモータ駆動システムと、図２０のモータ制御装置３ｃ及びモータ駆動システムは、同様となっている。モータ制御装置３ｃを構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３ｃ内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。
【０２５７】
推定された回転子位置ではなく検出された実回転子位置に基づいてモータ制御装置３ｃ内の各部は動作するため、本実施形態において、第２実施形態における「γ及びδ」は「ｄｍ及びｑｍ」に置き換えて考えられる。
【０２５８】
位置検出器５０は、ロータリエンコーダ等から成り、モータ１の実回転子位置θを検出し、その値を微分器５１及び演算器５３に与える。微分器５１は、実回転子位置θを微分して実モータ速度ωを算出し、その値を減算器１９、磁束制御部１６及び電流制御部１５に与える。
【０２５９】
尚、定常状態において、実モータ速度ωとｄｍ−ｑｍ軸の回転速度は、同じものとみなせる。このため、微分器５１の入力値をθとしているが、微分器５１の入力値を、θに代えて演算器５３の出力値θdmとしてもかまわない。
【０２６０】
速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω*−ω）に基づいて、ｑｍ軸電流ｉqmが追従すべきｑｍ軸電流指令値ｉqm*を作成する。磁束制御部１６は、ｄｍ軸電流ｉdmが追従すべきｄｍ軸電流指令値ｉdm*を出力する。このｄｍ軸電流指令値ｉdm*は、第２実施形態と同様に設定される。即ち、例えば、ｉdm*はゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。
【０２６１】
減算器１３は、磁束制御部１６が出力するｉdm*から、座標変換器１２が出力するｉdmを差し引いて、電流誤差（ｉdm*−ｉdm）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するｉqm*から、座標変換器１２が出力するｉqmを差し引いて、電流誤差（ｉqm*−ｉqm）を算出する。
【０２６２】
電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのｉdm及びｉqm、並びに微分器５１からの実モータ速度ωを受け、ｉdmがｉdm*に追従するように、且つｉqmがｉqm*に追従するように、ｖdmが追従すべきｄｍ軸電圧指令値ｖdm*とｖqmが追従すべきｑｍ軸電圧指令値ｖqm*を出力する。
【０２６３】
θm算出部５２は、速度制御部１７からのｉqm*を上記式（４０）におけるｉδとして利用しつつ、上記式（４０）を用いてθmを算出する。この際、ｉqm*（ｉδ*）に応じたθmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってθmの値を得るようにしても構わない。
【０２６４】
演算器５３は、位置検出器５０によって検出されたθとθm算出部５２によって算出されたθmとを用いて、Ｕ相から見たｄｍ軸の位相θdmを算出し、算出したθdmを座標変換器１２及び１８に与える。
【０２６５】
座標変換器１８は、与えられたθdmに基づいて、ｖdm*及びｖqm*をｖu*、ｖv*及びｖw*から成る三相の電圧指令値に変換し、変換によって得られた値をＰＷＭインバータ２に出力する。ＰＷＭインバータ２は、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉaをモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【０２６６】
第４実施形態のように構成しても、第２実施形態と同様の作用及び効果を得ることができる。
【０２６７】
＜＜第５実施形態＞＞
ところで、第２及び第３実施形態（図１４及び図１９）にて説明したセンサレス制御は、発生する誘起電圧などに基づく制御であるため、モータ１の高速回転時においては特に有用である。しかしながら、低速回転時には推定の精度は必ずしも十分とは言えず、また、回転停止時には適用できない。第５実施形態では、低速回転時や回転停止時において特に有効に機能する、ｄｍ−ｑｍ軸に基づくセンサレス制御を説明する。
【０２６８】
図２４は、第５実施形態に係るモータ制御装置３ｄのブロック構成図である。モータ制御装置３ｄは、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９及び位置・速度推定器２００（以下、単に「推定器２００」という）、重畳電圧生成部２０１、加算器２０２及び加算器２０３を有して構成される。モータ制御装置３ｄを構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３ｄ内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。
【０２６９】
モータ制御装置３ｄは、重畳電圧生成部２０１並びに加算器２０２及び２０３が新たに追加されている点と、図１４のモータ制御装置３ａにおける推定器４０が位置・速度推定器２００（以下、単に推定器２００という）に置換されている点で、図１４のモータ制御装置３ａと相違しており、他の点において、モータ制御装置３ｄと３ａは同様である。尚、第２実施形態に記載した事項は、矛盾無き限り、本実施形態においても適用される。
【０２７０】
推定器２００は、推定回転子位置θe及び推定モータ速度ωeを推定して出力する。推定器２００による具体的な推定手法については後述する。座標変換器１２は、電流検出器１１にて検出されたＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを、推定器２００から与えられる推定回転子位置θeを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。
【０２７１】
減算器１９は、推定器２００から与えられる推定モータ速度ωeを、モータ速度指令値ω*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω*−ωe）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ*を作成する。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ*を出力する。このγ軸電流指令値ｉγ*は、第１実施形態などと同様に設定される。例えば、ｉγ*はゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。
【０２７２】
減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ*−ｉδ）を算出する。
【０２７３】
電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器２００からの推定モータ速度ωeを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ*とδ軸電圧指令値ｖδ*を出力する。
【０２７４】
重畳電圧生成部２０１は、γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*に重畳するための重畳電圧を生成して出力する。この重畳電圧は、ｖγ*に対するγ軸重畳電圧ｖhγ*（重畳電圧のγ軸成分）と、ｖδ*に対するδ軸重畳電圧ｖhδ*（重畳電圧のδ軸成分）と、から成る。以下、γ軸重畳電圧ｖhγ*及びδ軸重畳電圧ｖhδ*を、総称して、重畳電圧ｖhγ*及びｖhδ*ということもある。
【０２７５】
加算器２０２は、電流制御部１５から出力されるγ軸電圧指令値ｖγ*にγ軸重畳電圧ｖhγ*を加算し、その加算結果（ｖγ*＋ｖhγ*）を座標変換器１８に出力する。加算器２０３は、電流制御部１５から出力されるδ軸電圧指令値ｖδ*にδ軸重畳電圧ｖhδ*を加算し、その加算結果（ｖδ*＋ｖhδ*）を座標変換器１８に出力する。
【０２７６】
座標変換器１８は、推定器２００から与えられる推定回転子位置θeに基づいて、ｖhγ*が重畳されたγ軸電圧指令値（即ち、（ｖγ*＋ｖhγ*））及びｖhδ*が重畳されたδ軸電圧指令値（即ち、（ｖδ*＋ｖhδ*））の逆変換を行い、三相の電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、上記式（４）におけるｖγ*及びｖδ*を、夫々、（ｖγ*＋ｖhγ*）及び（ｖδ*＋ｖhδ*）に置換した式を用いる。ＰＷＭインバータ２は、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉaをモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【０２７７】
このように、ｖγ*及びｖδ*によって表される、モータ１を駆動するための駆動電圧に、重畳電圧が重畳される。この重畳電圧の重畳によって、γ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*にて表される、モータ１を駆動するための駆動電流に、上記重畳電圧に応じた重畳電流が重畳されることになる。
【０２７８】
重畳電圧生成部２０１によって生成される重畳電圧は、例えば、高周波の回転電圧である。ここで、「高周波」とは、その重畳電圧の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。従って、この重畳電圧に従って重畳される上記重畳電流の周波数は、上記駆動電流の周波数よりも十分に大きい。また、「回転電圧」とは、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が固定座標軸上で円を成すような電圧を意味する。
【０２７９】
ｄ−ｑ軸或いはγ−δ軸などの回転座標軸上で考えた場合も、重畳電圧生成部２０１によって生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、例えば図２５の電圧ベクトル軌跡２１０のような円を成す。重畳電圧が３相平衡電圧の場合、その電圧ベクトル軌跡は、電圧ベクトル軌跡２１０の如く、回転座標軸上で原点を中心とする真円を成すことになる。この回転電圧（重畳電圧）は、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない。
【０２８０】
また、モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬd＜Ｌqが成立するとき、電圧ベクトル軌跡２１０を成す重畳電圧によってモータ１に流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡は、図２６の電流ベクトル軌跡２１１に示す如く、γ−δ軸上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円を成す。但し、電流ベクトル軌跡２１１は、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθがゼロの場合の電流ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合における重畳電流の電流ベクトル軌跡は、電流ベクトル軌跡２１２にて表される楕円のようになり、その長軸方向はγ軸方向と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸上で原点を中心として電流ベクトル軌跡２１１が傾き、電流ベクトル軌跡２１２を描くようになる。
【０２８１】
重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸重畳電流ｉhγ及びδ軸重畳電流ｉhδとすると、それらの積（ｉhγ×ｉhδ）には、電流ベクトル軌跡２１２にて表される楕円の傾きに依存した直流成分が存在する。積（ｉhγ×ｉhδ）は、電流ベクトル軌跡の第１及び第３象限で正の値をとる一方で第２及び第４象限で負の値をとるため、楕円が傾いていない時は（電流ベクトル軌跡２１１の場合は）直流成分を含まないが、楕円が傾くと（電流ベクトル軌跡２１２の場合は）直流成分を含むようになる。尚、図２６におけるＩ、II、III及びIVは、γ−δ軸上での第１、第２、第３及び第４象限を表している。
【０２８２】
図２７に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロの場合における積（ｉhγ×ｉhδ）とその積の直流成分を夫々曲線２２０及び２２１にて表す。図２８に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロではない場合における積（ｉhγ×ｉhδ）とその積の直流成分を夫々曲線２２２及び２２３にて表す。図２７及び図２８からも分かるように、積（ｉhγ×ｉhδ）の直流成分は、Δθ＝０°の場合にゼロとなり、Δθ≠０°の場合にゼロとならない。また、この直流成分は、軸誤差Δθの大きさが増大するにつれて大きくなる（軸誤差Δθに概ね比例する）。従って、仮に、この直流成分がゼロに収束するように制御すれば、軸誤差Δθはゼロに収束するようになる。
【０２８３】
図２４の推定器２００は、この点に着目して推定動作を行う。但し、ｄｍ−ｑｍ軸を推定するために、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθではなくｄｍ軸とγ軸との軸誤差Δθmがゼロに収束するように推定動作を行う。
【０２８４】
図２９に、推定器２００の一例としての推定器（位置・速度推定器）２００ａの内部ブロック図を示す。推定器２００ａは、軸誤差推定部２３１と、比例積分演算器２３２と、積分器２３３と、を有して構成される。比例積分演算器２３２及び積分器２３３は、それぞれ、図４の比例積分演算器３１及び積分器３２と同様のものである。
【０２８５】
軸誤差推定部２３１は、ｉγ及びｉδを用いて軸誤差Δθmを算出する。比例積分演算器２３２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３ｄを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部２３１が算出した軸誤差Δθmがゼロに収束するように推定モータ速度ωeを算出する。積分器２３３は、比例積分演算器２３２から出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。比例積分演算器２３２が出力する推定モータ速度ωeと積分器２３３が出力する推定回転子位置θeは、共に推定器２００ａの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ｄの各部位に与えられる。また、推定モータ速度ωeは、軸誤差推定部２３１にも与えられる。
【０２８６】
図２９の軸誤差推定部２３１の内部構成例を、図３０に示す。図３０に示す如く、軸誤差推定部２３１は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２４１と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２４２と、θm算出部２４３と、座標回転部２４４と、軸誤差算出部２４５と、を有する。また、図３１に示す如く、軸誤差算出部２４５は、乗算器２４６と、ＬＰＦ２４７と、係数乗算器２４８と、を有する。今、重畳電圧生成部２０１が生成する重畳電圧ｖhγ*及びｖhδ*の周波数（γ−δ座標軸上における電気角速度）をωhとする。
【０２８７】
ＢＰＦ２４１は、図２４の座標変換器１２から出力されるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδからωhの周波数成分を抽出して、γ軸重畳電流ｉhγ及びδ軸重畳電流ｉhδを出力する。ＢＰＦ２４１は、ｉγ及びｉδを入力信号として受ける、ωhの周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタであり、典型的には例えば、その通過帯域の中心周波数はωhとされる。また、ＢＰＦ２４１によって駆動電流の周波数成分は除去される。
【０２８８】
ＬＰＦ２４２は、図２４の座標変換器１２より出力されるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδから、高周波成分であるωhの周波数成分を除去したものをθm算出部２４３に送る。即ち、ＬＰＦ２４２によって、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδから、重畳電流（ｉhγ及びｉhδ）の成分が除去される。
【０２８９】
θm算出部２４３は、ωhの周波数成分が除去されたγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの値に基づいて、位相θmを算出する（図１１参照）。具体的には、ωhの周波数成分が除去されたδ軸電流ｉδの値を上記式（４０）におけるｉδとして利用しつつ、上記式（４０）を用いてθmを算出する。この際、ｉδに応じたθmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってθmの値を得るようにしても構わない。
【０２９０】
座標回転部２４４は、下記式（６４）を用い、重畳電流ｉhγ及びｉhδによって形成される電流ベクトルｉhを、θmで表される位相分だけ座標回転させて、電流ベクトルｉhmを算出する。この際、θm算出部２４３にて算出されたθmの値が用いられる。電流ベクトルｉh及びｉhmは、下記式（６５ａ）及び（６５ｂ）のように表される。ｉhγ及びｉhδは、電流ベクトルｉhを形成する直交２軸成分であり、それらは、それぞれ電流ベクトルｉhのγ軸成分とδ軸成分である。ｉhmγ及びｉhmδは、電流ベクトルｉhmを形成する直交２軸成分である。座標回転部２４４にて算出されたｉhmγ及びｉhmδは、軸誤差算出部２４５に送られる。
【０２９１】
【数６４】
0004480696.tif 000065
【０２９２】
【数６５】
0004480696.tif 000066
【０２９３】
この座標回転の前後の電流ベクトル軌跡例を表す図３２を参照して、座標回転の意義について補足説明する。真円の回転電圧を重畳した場合、即ち、図２５の電圧ベクトル軌跡２１０を描くような重畳電圧を印加した場合を考える。この場合、モータ１の磁気突極性に起因して、回転座標軸上における電流ベクトルｉhの軌跡は、電流ベクトル軌跡２５１の如く、ｄ軸に対して軸対象な楕円を成す（即ち、ｄ軸方向と長軸方向とが一致した楕円を成す）。座標回転部２４４は、この楕円が、ｄｍ軸に対して軸対象となるように、電流ベクトルｉhに回転行列をかけて電流ベクトルｉhmを算出する。これによって、電流ベクトルｉhmの軌跡は電流ベクトル軌跡２５２のようになる。
【０２９４】
回転座標軸上において電流ベクトル軌跡２５２は楕円を成し、その長軸方向は、Δθm＝０°のときにはｄｍ軸方向と一致するが、Δθm≠０°のときにはｄｍ軸方向と一致しない。従って、電流ベクトルｉhmの直交２軸成分の積（ｉhmγ×ｉhmδ）の直流成分を（ｉhmγ×ｉhmδ）DCと表記すると、積（ｉhγ×ｉhδ）の直流成分と軸誤差Δθとの関係と同様、直流成分（ｉhmγ×ｉhmδ）DCは、軸誤差Δθmがゼロの場合にゼロとなり、軸誤差Δθmに概ね比例する。このため、比例係数をＫとすると、軸誤差Δθmを、下記式（６６）によって表すことができる。
【０２９５】
【数６６】
0004480696.tif 000067
【０２９６】
式（６６）にて表される算出を実現すべく、軸誤差算出部２４５は、図３１に示すように構成される。即ち、乗算器２４６は、座標回転部２４４にて算出されたｉhmγとｉhmδの積を算出し、ＬＰＦ２４７は、その積（ｉhmγ×ｉhmδ）の直流成分を抽出して、（ｉhmγ×ｉhmδ）DCを得る。係数乗算器２４８は、ＬＰＦ２４７から出力される直流成分（ｉhmγ×ｉhmδ）DCに比例係数Ｋを乗算して、式（６６）にて表される軸誤差Δθmを算出する。係数乗算器２４８から出力される軸誤差Δθmは、図２９の軸誤差推定部２３１が推定した軸誤差Δθmとして比例積分演算器２３２に送られ、上述の如く、軸誤差Δθmがゼロに収束するように推定モータ速度ωe及び推定回転子位置θeの算出が行われる。つまり、γ−δ軸がｄｍ−ｑｍ軸に追従するようになる（ｄｍ−ｑｍ軸が推定される）。
【０２９７】
上述の如く、高周波の重畳電圧を重畳し、これに応じて流れる重畳電流成分に基づいて回転子位置を推定するようにすれば、特に、モータ１の停止状態や低速運転状態において、良好に回転子位置を推定することが可能となる。
【０２９８】
［重畳電圧についての変形列］
最も典型的な例として、重畳電圧生成部２０１にて生成される重畳電圧が真円の回転電圧である場合を例に挙げたが、重畳電圧生成部２０１によって生成される重畳電圧として、様々な重畳電圧を採用することが可能である。但し、重畳電圧の回転座標軸上（ｄ−ｑ軸上など）での電圧ベクトル軌跡を、ｄ軸に対して軸対象な軌跡にする必要がある。より詳しくは、重畳電圧の回転座標軸上（ｄ−ｑ軸上など）での電圧ベクトル軌跡が原点を内包し且つｄ軸を基準として対象性を有する図形を描く必要がある。重畳電圧の印加に由来する重畳電流の電流ベクトル軌跡がｄ軸に対して軸対象な軌跡となっていることを前提条件として、図２９の軸誤差推定部２３１は構成されているからであり、電圧ベクトル軌跡をｄ軸に対して軸対象とすることで該前提条件が満たされるからである。
【０２９９】
ここで、「原点を内包し」とは、上記「対象性を有する図形」の内部に回転座標軸上（ｄ−ｑ軸上など）における原点が存在することを意味する。また、「ｄ軸を基準として対象性を有する」とは、ｄ−ｑ軸上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第２象限の部分の図形と第３象限及び第４象限の部分の図形との間にｄ軸を軸とする線対称の関係が成立していることを意味する。
【０３００】
例えば、回転座標軸上（ｄ−ｑ軸上など）における重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、ｄ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円でもよいし、ｄ軸またはｑ軸上の線分でもよいし（即ち、重畳電圧は交番電圧でもよいし）、原点を中心とする四角形でもよい。
【０３０１】
図３３に、楕円状の回転電圧を重畳電圧として印加した場合における電流ベクトルｉh及びｉhmの軌跡を示す。図３４に、ｄ軸成分のみを持つ交番電圧を重畳電圧として印加した場合における電流ベクトルｉh及びｉhmの軌跡を示す。
【０３０２】
但し、印加する重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が真円でない場合は、図３０のθm算出部２４３の算出値である位相θmを、図２４の重畳電圧生成部２０１に与える必要がある。重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が真円である場合は、重畳電圧の位相に関係なく重畳電圧の電圧ベクトル軌跡はｄ軸に対して軸対象となるのであるが、真円でない場合は、該電圧ベクトル軌跡をｄ軸に対して軸対象とするために位相θmの情報が必要となるからである。
【０３０３】
例えば、重畳電圧を真円の回転電圧とする場合、重畳電圧生成部２０１は下記式（６７）によって表される重畳電圧を生成し、重畳電圧を楕円の回転電圧又は交番電圧とする場合、重畳電圧生成部２０１は下記式（６８）によって表される重畳電圧を生成する。ここで、Ｖhγ及びＶhδは、夫々、重畳電圧のγ軸方向の振幅及び重畳電圧のδ軸方向の振幅である。ｔは、時間を表す。
【０３０４】
【数６７】
0004480696.tif 000068
【０３０５】
【数６８】
0004480696.tif 000069
【０３０６】
［軸誤差の理論式の導出］
軸誤差Δθmが直流成分（ｉhmγ×ｉhmδ）DCに比例することを利用してｄｍ−ｑｍ軸の推定を行う手法を説明したが、ここで、この推定の原理に関する理論式について考察する。但し、説明の便宜上、ｄ−ｑ軸の推定を行う場合についての考察を行う。即ち、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθを算出する場合における理論式の導出を行う。
【０３０７】
まず、重畳成分に関する方程式は、下記式（６９）によって表される。ここで、下記式（７０ａ）、（７０ｂ）、（７０ｃ）、（７０ｄ）及び（７０ｅ）が成立する。尚、ｐは、微分演算子である。
【０３０８】
【数６９】
0004480696.tif 000070
【０３０９】
【数７０】
0004480696.tif 000071
【０３１０】
印加する重畳電圧が上記式（６７）によって表されるとすると、この重畳電圧の印加に応じて流れる重畳電流の直交２軸成分ｉhγ及びｉhδは、下記式（７１）にて表される。式（７１）中におけるｓは、ラプラス演算子であり、θh＝ωhｔ、である
【０３１１】
【数７１】
0004480696.tif 000072
【０３１２】
上記式（７１）に基づき、重畳電流の直交２軸成分の積を整理すると、下記式（７２）が得られる。ここで、Ｋ1〜Ｋ7は、Ｌd、Ｌq、Ｖhγ及びＶhδが特定されれば定まる係数である。
【０３１３】
【数７２】
0004480696.tif 000073
【０３１４】
電流ベクトルｉhの直交２軸成分の積（ｉhγ×ｉhδ）の直流成分を（ｉhγ×ｉhδ）DCと表記する。直流成分は、θhにて変動する項を含まないので、式（７３）のように表される。
【０３１５】
【数７３】
0004480696.tif 000074
【０３１６】
Δθ≒０の場合は、ｓｉｎ（２Δθ）≒２Δθ、ｓｉｎ（４Δθ）≒４Δθ、と近似できるため、軸誤差Δθは、下記式（７４）にて表すことができる。式（７４）におけるＫは、係数Ｋ2及びＫ3にて定まる係数である。尚、重畳電圧が真円の回転電圧である場合は、係数Ｋ3はゼロとなって、式（７３）からΔθの４倍の正弦項は無くなる。
【０３１７】
【数７４】
0004480696.tif 000075
【０３１８】
上記式（７４）の導出法を、軸誤差Δθmに対して適用することにより、上記の式（６６）を得ることができる。
【０３１９】
［軸誤差算出部についての変形例］
図３０の座標回転部２４４の座標回転によって得られる電流ベクトルｉhmの直交２軸成分（即ち、ｉhmγとｉhmδ）の双方を用いて軸誤差Δθmを算出する場合を例示したが、その直交２軸成分の内、１軸成分（即ち、ｉhmγ又はｉhmδ）のみを用いて軸誤差Δθmを算出するようにしてもよい。但し、１軸成分のみを用いて軸誤差Δθmを算出する場合、図２４の重畳電圧生成部２０１によって生成される重畳電圧は、ｄ軸成分またはｑ軸成分のみを持つ交番電圧である必要がある。
【０３２０】
交番電圧を重畳し、この交番電圧の重畳に応じて流れる重畳電流のベクトルの１軸成分（即ち、ｉhγ又はｉhδ）に基づいて軸誤差Δθを算出する手法は、古くから知られている（例えば、上記特許文献３参照）。このため、その手法の詳細な説明は割愛する。ｄ−ｑ軸をｄｍ−ｑｍ軸に置き換えて、その手法を適用することにより、電流ベクトルｉhmの１軸成分（即ち、ｉhmγ又はｉhmδ）のみを用いて軸誤差Δθmを算出することが可能である。
【０３２１】
また、高周波電圧を重畳し、これに応じて流れる電流に基づいて回転子位置及びモータ速度を推定する手法は、多数存在する（例えば、上記特許文献４〜６参照）。これらの手法を、ｄｍ−ｑｍ軸に転用して推定処理を行うようにしても構わない。
【０３２２】
＜＜第６実施形態＞＞
第５実施形態に対応する低速回転状態（及び停止状態）に特に適したにセンサレス制御と、第２又は第３実施形態に対応する高速回転状態に特に適したセンサレス制御と、を組み合わせることにより、停止状態を含む広い速度範囲にて、良好なセンサレス制御を実現することができる。この組み合わせに対応する実施形態として、第６実施形態を説明する。第２、第３及び第５実施形態にて説明した事項は、矛盾無き限り、第６実施形態でも適用される。
【０３２３】
第６実施形態に係るモータ制御装置の全体的構成は、図２４のそれと同じであるため、別途の図示を省略する。但し、第６実施形態に係るモータ制御装置では、推定器２００の内部構成が図２９の推定器２００ａと異なる。このため、第５実施形態との相違点である推定器２００の内部構成及び動作について説明する。
【０３２４】
本実施形態に適用可能な推定器２００の例として、第１、第２及び第３の推定器例を、以下に説明する。
【０３２５】
［第１の推定器例］
まず、第１の推定器例を説明する。図３５は、第１の推定器例に係る位置・速度推定器２００ｂ（以下、単に「推定器２００ｂ」と呼ぶ）の内部構成例である。推定器２００ｂは、図２４における推定器２００として用いることができる。
【０３２６】
推定器２００ｂは、第１軸誤差推定部２６１と、第２軸誤差推定部２６２と、切替処理部２６３と、比例積分演算器２６４と、積分器２６５と、を有する。
【０３２７】
第１軸誤差推定部２６１は、第５実施形態で説明した図２９の軸誤差推定部２３１と同様の部位であり、ｉγ及びｉδに基づいて、ｑｍ軸とδ軸との軸誤差を算出する。但し、第５実施形態では、この算出された軸誤差が推定器２００（又は２００ａ）にて算出されるべき軸誤差Δθmとして取り扱われることになるが、本実施形態では、それが推定器２００ｂにて算出されるべき軸誤差Δθmの候補とされる。つまり、第１軸誤差推定部２６１は、自身の構成要素となる軸誤差算出部２４５など（図３０参照）を介して算出したｑｍ軸とδ軸との軸誤差を、軸誤差Δθmの候補として算出及び出力する。第１軸誤差推定部２６１の出力値を、第１候補軸誤差Δθm1と呼ぶ。尚、第１軸誤差推定部２６１は、第１候補軸誤差Δθm1の算出の際、必要に応じて、比例積分演算器２６４の出力値（推定モータ速度ωe）を利用する。
【０３２８】
第２軸誤差推定部２６２は、第２実施形態で説明した図１５の軸誤差推定部４１と同様の部位であり、ｖγ*、ｖδ*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用い、第２実施形態にて説明した第１〜第５算出法などに基づいて、ｑｍ軸とδ軸との軸誤差を軸誤差Δθmの候補として算出及び出力する。第２軸誤差推定部２６２の出力値を、第２候補軸誤差Δθm2と呼ぶ。尚、後にも述べるが、第２候補軸誤差Δθm2の算出の際に用いるｉγ及びｉδの値に、重畳電圧に由来する重畳電流（ｉhγ及びｉhδ）の成分が含まれないようにすべきである。また、第２軸誤差推定部２６２は、第２候補軸誤差Δθm2の算出の際、必要に応じて、比例積分演算器２６４の出力値（推定モータ速度ωe）を利用する。
【０３２９】
切替処理部２６３は、第１候補軸誤差Δθm1を第１入力値として受けると共に第２候補軸誤差Δθm2を第２入力値として受け、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１入力値と第２入力値から出力値を算出して出力する。推定器２００ｂにおいては、速度情報として、比例積分演算器２６４にて算出される推定モータ速度ωeが用いられる。但し、速度情報として、モータ速度指令値ω*を用いても構わない。
【０３３０】
切替処理部２６３は、例えば、図３６に示す如く、速度情報に応じて第１入力値及び第２入力値の何れか一方をそのまま出力値として出力する。この場合、切替処理部２６３は、速度情報によって表される回転速度が所定の閾値速度ＶTHより小さい時に第１入力値を出力値として出力し、閾値速度ＶTHより大きい時に第２入力値を出力値として出力する。
【０３３１】
また、切替処理部２６３にて加重平均処理を行うようにしても構わない。この場合、切替処理部２６３は、速度情報によって表される回転速度が、所定の第１閾値速度ＶTH1よりも小さい時は第１入力値を出力値として出力し、所定の第２閾値速度ＶTH2よりも大きい時は第２入力値を出力値として出力する。そして、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度ＶTH1から第２閾値速度ＶTH2の範囲内にあるとき、第１入力値と第２入力値の加重平均値を出力値として算出及び出力する。ここで、ＶTH1＜ＶTH2、が成立する。
【０３３２】
加重平均処理は、例えば、速度情報によって表される回転速度に応じて行われる。つまり、図３７の模式図に示す如く、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度ＶTH1から第２閾値速度ＶTH2の範囲内にあるとき、その回転速度が増加するに従って出力値に対する第２入力値の寄与率が増大するように、その回転速度が減少するに従って出力値に対する第１入力値の寄与率が増大するように、第１入力値と第２入力値の加重平均を行う。
【０３３３】
また例えば、加重平均処理は、切替え開始からの経過時間に応じて行われる。つまり、例えば、図３８の模式図に示す如く、速度情報によって表される回転速度が第１閾値速度ＶTH1より小さい状態から第１閾値速度ＶTH1より大きい状態に移行したタイミングｔ１を基準として、出力値を第１入力値から第２入力値に切替え始める。タイミングｔ１時点では、出力値は例えば第１入力値とされる。そして、タイミングｔ１からの経過時間が増大するに従って出力値に対する第２入力値の寄与率が増大するように、第１入力値と第２入力値の加重平均を行う。切替え開始のタイミングｔ１から所定の時間が経過した時点で、出力値を第２入力値に一致させて切替えを終了する。速度情報によって表される回転速度が第２閾値速度ＶTH2より大きい状態から第２閾値速度ＶTH2より小さい状態に移行した場合も同様である。尚、切替え開始からの経過時間に応じて加重平均処理を行う場合、第１閾値速度ＶTH1と第２閾値速度ＶTH2は同じであってもよい。
【０３３４】
尚、閾値速度ＶTHは、例えば１０ｒｐｓ（rotation per second）〜３０ｒｐｓの範囲内の回転速度とされ、第１閾値速度ＶTH1は、例えば１０ｒｐｓ〜２０ｒｐｓの範囲内の回転速度とされ、第２閾値速度ＶTH2は、例えば２０ｒｐｓ〜３０ｒｐｓの範囲内の回転速度とされる。
【０３３５】
図３５の推定器２００ｂにおいて、切替処理部２６３の出力値は、速度推定部として機能する比例積分演算器２６４に与えられる。比例積分演算器２６４は、ＰＬＬを実現すべく、モータ制御装置３ｄを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、切替処理部２６３の出力値がゼロに収束するように推定モータ速度ωeを算出する。積分器２６５は、比例積分演算器２６４から出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。比例積分演算器２６４が出力する推定モータ速度ωeと積分器２６５が出力する推定回転子位置θeは、共に推定器２００ｂの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ｄの各部位に与えられる。
【０３３６】
［第２の推定器例］
次に、第２の推定器例を説明する。図３９は、第２の推定器例に係る位置・速度推定器２００ｃ（以下、単に「推定器２００ｃ」と呼ぶ）の内部構成例である。推定器２００ｃは、図２４における推定器２００として用いることができる。
【０３３７】
推定器２００ｃは、第１軸誤差推定部２６１と、第２軸誤差推定部２６２と、切替処理部２６３と、比例積分演算器２６６及び２６７と、積分器２６８と、を有する。推定器２００ｃでは、推定速度の段階で切替処理を行う。
【０３３８】
推定器２００ｃにおける第１軸誤差推定部２６１及び第２軸誤差推定部２６２は、図３５の推定器２００ｂにおけるそれらと同様のものである。但し、第１軸誤差推定部２６１は、第１候補軸誤差Δθm1の算出の際、必要に応じて、比例積分演算器２６６の出力値（後述する第１候補速度ωe1）を推定モータ速度ωeと取り扱って利用する。同様に、第２軸誤差推定部２６２は、第２候補軸誤差Δθm2の算出の際、必要に応じて、比例積分演算器２６７の出力値（後述する第２候補速度ωe2）を推定モータ速度ωeと取り扱って利用する。
【０３３９】
比例積分演算器２６６は、ＰＬＬを実現すべく、モータ制御装置３ｄを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、第１候補軸誤差Δθm1がゼロに収束するように推定モータ速度を算出する。比例積分演算器２６６にて算出された推定モータ速度は、第１候補速度ωe1として出力される。
【０３４０】
比例積分演算器２６７は、ＰＬＬを実現すべく、モータ制御装置３ｄを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、第２候補軸誤差Δθm2がゼロに収束するように推定モータ速度を算出する。比例積分演算器２６７にて算出された推定モータ速度は、第２候補速度ωe2として出力される。
【０３４１】
推定器２００ｃにおける切替処理部２６３は、図３５の推定器２００ｂにおけるそれと同様のものである。但し、推定器２００ｃにおいては、切替処理部２６３の第１入力値及び第２入力値は、それぞれ第１候補速度ωe1及び第２候補速度ωe2となっている。このため、推定器２００ｃにおける切替処理部２６３は、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１候補速度ωe1、第２候補速度ωe2又はそれらの加重平均値を出力することになる。尚、速度情報としては、モータ速度指令値ω*を用いるとよい。切替処理部２６３の出力値は、回転速度に適応した推定モータ速度ωeとなる。
【０３４２】
積分器２６８は、切替処理部２６３から出力される推定モータ速度ωeを積分して推定回転子位置θeを算出する。切替処理部２６３が出力する推定モータ速度ωeと積分器２６８が出力する推定回転子位置θeは、共に推定器２００ｃの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ｄの各部位に与えられる。
【０３４３】
［第３の推定器例］
次に、第３の推定器例を説明する。図４０は、第３の推定器例に係る位置・速度推定器２００ｄ（以下、単に「推定器２００ｄ」と呼ぶ）の内部構成例である。推定器２００ｄは、図２４における推定器２００として用いることができる。
【０３４４】
推定器２００ｄは、第１軸誤差推定部２６１と、第２軸誤差推定部２６２と、切替処理部２６３と、比例積分演算器２６６及び２６７と、積分器２６９及び２７０と、を有する。推定器２００ｄでは、推定位置の段階で切替処理を行う。
【０３４５】
推定器２００ｄにおける第１軸誤差推定部２６１及び第２軸誤差推定部２６２並びに比例積分演算器２６６及び２６７は、図３９の推定器２００ｃにおけるそれらと同様のものである。積分器２６９は、比例積分演算器２６６から出力される第１候補速度ωe1を積分して第１候補位置θe1を算出する。積分器２７０は、比例積分演算器２６７から出力される第２候補速度ωe2を積分して第２候補位置θe2を算出する。
【０３４６】
推定器２００ｄにおける切替処理部２６３は、図３５の推定器２００ｂにおけるそれと同様のものである。但し、推定器２００ｄにおいては、切替処理部２６３の第１入力値及び第２入力値は、それぞれ第１候補位置θe1及び第２候補位置θe2となっている。このため、推定器２００ｄにおける切替処理部２６３は、モータ１の回転子の回転速度を表す速度情報に応じて、第１候補位置θe1、第２候補位置θe2又はそれらの加重平均値を出力することになる。尚、速度情報としては、モータ速度指令値ω*を用いるとよい。切替処理部２６３の出力値は、回転速度に適応した推定回転子位置θeとなる。
【０３４７】
切替処理部２６３が出力する推定回転子位置θeは推定器２００ｄの出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３ｄの各部位に与えられる。必要であれば、切替処理部２６３が出力する推定回転子位置θeを微分して推定モータ速度ωeを算出するようにしてもよい。
【０３４８】
尚、推定器２００ｂの説明にて記載した事項は、矛盾なき限り、推定器２００ｃ及び推定器２００ｄに対しても適用可能である。
【０３４９】
また、低速回転時など、第１軸誤差推定部２６１にて算出される第１候補軸誤差Δθm1が必要となるタイミングにおいては、重畳電圧生成部２０１による重畳電圧の生成が必須となるが、高速回転時など、第１軸誤差推定部２６１にて算出される第１候補軸誤差Δθm1が必要とならないタイミングにおいては、重畳電圧生成部２０１による重畳電圧の生成を休止するようにすると良い。第２候補軸誤差Δθm2の算出にとって必要なのは駆動電圧（ｖγ*及びｖδ*）に応じて流れる駆動電流成分であり、重畳電流成分は第２候補軸誤差Δθm2の算出に対してノイズとなるからである。
【０３５０】
但し、加重平均処理を行う場合などでは、重畳電圧を重畳しつつ、第２候補軸誤差Δθm2を算出する必要がある。そのような場合は、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに高域遮断処理を施して、重畳電流（ｉhγ及びｉhδ）の成分を除去したγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの値を第２候補軸誤差Δθm2の算出に利用するとよい。
【０３５１】
このように推定器（２００ｂ、２００ｃ又は２００ｄ）を形成することにより、モータ１の回転停止状態及び低速回転状態においては、重畳電流成分に基づいて算出された値（Δθm1、ωe1又はθe1）を用いての低速用推定処理が実行され、モータ１の高速回転状態においては、駆動電流成分に基づいて算出された値（Δθm2、ωe2又はθe2）を用いての高速用推定処理が実行される。このため、広い速度範囲で、良好なセンサレス制御が実現可能となる。
【０３５２】
仮に、従来のｄ−ｑ軸を推定する低速用センサレス制御と、第２又は第３実施形態に対応するｄｍ−ｑｍ軸を推定する高速用センサレス制御と、を回転速度に応じて切替えようとすると、異なる座標間での切替えが必要となるため、滑らかな切替えの実現にとって問題が生じうる。また、最大トルク制御を実現する場合、ｄ−ｑ軸に基づく制御下ではｑ軸電流（δ軸電流）に応じたｄ軸電流（γ軸電流）が必要になるのに対して、ｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御下ではｄｍ軸電流（γ軸電流）はゼロ又は略ゼロとされるため、γ軸電流指令値ｉγ*が切替えに伴って不連続となってしまう。一方において、本実施形態に示したように、ｄｍ−ｑｍ軸に基づく制御下での切替えを行うようにすれば、これらの問題は解決される。
【０３５３】
また、低速用推定処理と高速用推定処理との切替えを、加重平均処理を用いて徐々に行うようにすることにより、回転子位置及びモータ速度の推定値の連続性が担保され、滑らかに推定処理の切替えが行われるようになる。但し、図３５の推定器２００ｂのように、軸誤差推定の段階にて切替えを行う場合は、ＰＬＬの特性で定まる応答速度でしか回転子位置及びモータ速度の推定値は変化しないため、加重平均処理を行わずとも、それらの推定値の連続性は担保される。
【０３５４】
＜＜変形等＞＞
各実施形態で説明した事項は、矛盾なき限り、他の実施形態にも適用可能である。例えば、第２実施形態にて説明した事項（式など）は、全て第３〜第６実施形態に適用可能である。また、上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
【０３５５】
上述の第１〜第６実施形態において、磁束制御部１６はゼロまたは略ゼロのｉγ*またはｉdm*を出力すると説明したが、弱め磁束制御を行う必要がある回転速度においては、その回転速度に応じた値を有するｉγ*またはｉdm*を出力してもよいのは、勿論である。
【０３５６】
また、電流検出器１１は、図３等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。
【０３５７】
また、各実施形態におけるモータ制御装置の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置を実現する場合、モータ制御装置の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによってモータ制御装置を構成しても構わない。
【０３５８】
［ｑｍ軸の選定］
また、最大トルク制御（或いはそれに近似した制御）を実現することを前提として第２〜第６実施形態の説明を行ったが、上述してきた内容を流用することによって最大トルク制御と異なる所望のベクトル制御を得ることが可能である。勿論、その際も、上述したパラメータ調整の容易化等の効果が得られる。
【０３５９】
例えば、第２〜第６実施形態において、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をｑｍ軸として採用する。これにより、鉄損を低減することができ、モータの効率が向上する。ｑｍ軸の位相を適切に進めれば最大効率制御を実現することも可能である。
【０３６０】
最大トルク制御を実現する場合には、Ｌmの値を上記式（４２）にて算出することになるが、上記式（４２）にて算出する値よりも小さな値をＬmの値として採用することにより、モータの効率を向上することができる。
【０３６１】
第１実施形態（図３）において、モータ制御装置３から推定器２０を除いた部分は、制御部を構成している。第２実施形態（図１４）において、モータ制御装置３ａから推定器４０を除いた部分は、制御部を構成している。第３実施形態（図１９）において、モータ制御装置３ｂから推定器４５、θm算出部４６及び演算器４７を除いた部分は、制御部を構成している。
【０３６２】
第４実施形態（図２０）において、位置検出器５０、θm算出部５２及び演算器５３はθdm算出部を構成し、モータ制御装置３ｃからθdm算出部を除いた部分は、制御部を構成している。
【０３６３】
第５及び第６実施形態（図２４）において、モータ制御装置３ｄから推定器２００と重畳電圧生成部２０１を除いた部分は、制御部を構成している。
【０３６４】
第６実施形態に係る図３５の推定器２００ｂにおいて、第１軸誤差推定部２６１及び第２軸誤差推定部２６２は、それぞれ、第１の候補軸誤差算出部及び第２の候補軸誤差算出部として機能する。第６実施形態に係る図３９の推定器２００ｃにおいて、第１軸誤差推定部２６１及び比例積分演算器２６６から成る部位は第１の候補速度算出部として機能し、第２軸誤差推定部２６２及び比例積分演算器２６７から成る部位は第２の候補速度算出部として機能する。第６実施形態に係る図４０の推定器２００ｄにおいて、第１軸誤差推定部２６１、比例積分演算器２６６及び積分器２６９から成る部位は第１の候補位置算出部として機能し、第２軸誤差推定部２６２、比例積分演算器２６７及び積分器２７０から成る部位は第２の候補位置算出部として機能する。
【０３６５】
各実施形態において、座標変換器１２及び１８、減算器１３及び１４並びに電流制御部１５は、電圧指令演算部を構成している。磁束制御部１６、速度制御部１７及び減算器１９は、電流指令演算部を構成している。
【０３６６】
また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。
【０３６７】
また、本明細書において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。
【０３６８】
【数７５】
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【産業上の利用可能性】
【０３６９】
本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。
【図面の簡単な説明】
【０３７０】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るモータの解析モデル図である。
【図３】図１のモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図４】図３の位置・速度推定器の内部ブロック図である。
【図５】γ軸電流をゼロとする条件下における、最大トルク制御に一致するｑ軸電流と演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスとの関係を示す図である。
【図６】理想的な最大トルク制御と、図１のモータ駆動システムにおける制御とを比較するための図である。
【図７】γ軸電流をゼロとする条件下における、演算用パラメータとしてのｑ軸インダクタンスとモータ電流との関係を示す図である。
【図８】図１のモータの動作を説明するためのベクトル図である。
【図９】図３の位置速度・推定器の変形例を示す図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２実施形態に係るモータの解析モデル図である。
【図１２】本発明の第２実施形態に係るモータの解析モデル図である。
【図１３】図１０のモータに流れるモータ電流の電流軌跡の一例を示す図である。
【図１４】図１０のモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図１５】図１４の位置・速度推定器の内部ブロック図である。
【図１６】本発明の第２実施形態に係る、各インダクタンスのｑｍ軸電流依存性を表すグラフである。
【図１７】理想的な最大トルク制御と、図１０のモータ駆動システムにおける制御とを比較するための図である。
【図１８】図１５の軸誤差推定部の内部構成例を示す図である。
【図１９】本発明の第３実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図２０】本発明の第４実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図２１】従来のモータ制御装置の構成ブロック図である。
【図２２】図２１の位置速度・推定器の内部ブロック図である。
【図２３】図２１のモータの動作を説明するためのベクトル図である。
【図２４】本発明の第５及び第６実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図２５】図２４の重畳電圧生成部によって生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を例示する図である。
【図２６】図２５に示されるような重畳電圧の重畳によってモータに流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。
【図２７】図２５に示されるような重畳電圧の重畳によってモータに流れる重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積及び該積の直流成分を示す図である。
【図２８】図２５に示されるような重畳電圧の重畳によってモータに流れる重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積及び該積の直流成分を示す図である。
【図２９】図２４の位置・速度推定器として適用可能な推定器の内部ブロック図である。
【図３０】図２９の軸誤差推定部の内部ブロック図である。
【図３１】図３０の軸誤差算出部の内部ブロック図である。
【図３２】図３０の座標回転部による座標回転の前後の電流ベクトル軌跡例を示す図である（真円の回転電圧の重畳時）。
【図３３】図３０の座標回転部による座標回転の前後の電流ベクトル軌跡例を示す図である（楕円の回転電圧の重畳時）。
【図３４】図３０の座標回転部による座標回転の前後の電流ベクトル軌跡例を示す図である（交番電圧の重畳時）。
【図３５】本発明の第６実施形態に係る位置・速度推定器の内部ブロック図である（第１の推定器例）。
【図３６】図３５の切替処理部の機能を説明するための図である。
【図３７】図３５の切替処理部によって行われる加重平均処理を説明するための図である。
【図３８】図３５の切替処理部によって行われる加重平均処理を説明するための図である。
【図３９】本発明の第６実施形態に係る位置・速度推定器の内部ブロック図である（第２の推定器例）。
【図４０】本発明の第６実施形態に係る位置・速度推定器の内部ブロック図である（第３の推定器例）。
【符号の説明】
【０３７１】
１  モータ
２  ＰＷＭインバータ
３、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ  モータ制御装置
１１  電流検出器
１２  座標変換器
１３、１４、１９  減算器
１５  電流制御部
１６  磁束制御部
１７  速度制御部
１８  座標変換器
２０、４０、４５  位置・速度推定器
３０、４１  軸誤差推定部
３１、３１ａ、４２  比例積分演算器
３２、３２ａ、４３  積分器
３３  δ軸磁束推定部
４６、５２  θm算出部
２００、２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｄ  位置・速度推定器
２０１  重畳電圧生成部
２３１  軸誤差推定部
ω*    モータ速度指令値
ωe    推定モータ速度
θe    推定回転子位置
ｖu*  Ｕ相電圧指令値
ｖv*  Ｖ相電圧指令値
ｖw*  Ｗ相電圧指令値
ｖγ*  γ軸電圧指令値
ｖδ*  δ軸電圧指令値
ｉγ*  γ軸電流指令値
ｉδ*  δ軸電流指令値
ｉγ  γ軸電流
ｉδ  δ軸電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004480696.tif 000083
【図８】
0004480696.tif 000084
【図９】
0004480696.tif 000085
【図１０】
0004480696.tif 000086
【図１１】
0004480696.tif 000087
【図１２】
0004480696.tif 000088
【図１３】
0004480696.tif 000089
【図１４】
0004480696.tif 000090
【図１５】
0004480696.tif 000091
【図１６】
0004480696.tif 000092
【図１７】
0004480696.tif 000093
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
0004480696.tif 000099
【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
0004480696.tif 000111
【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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