(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する方法であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記方法が、
上記ＰＤＭデジタル信号から上記信号成分を抽出して上記第２のフルスケール値を有する抽出デジタル信号を発生するステップと、
上記抽出信号の上記第２のフルスケール値を上記アナログ出力信号の上記第３のフルスケール値に整合させるステップと、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するステップと、
を有し、
上記第２の所定のフルスケール値が上記第１の所定のフルスケール値よりも小さく、上記第３の所定のフルスケール値が上記第２の所定のフルスケール値よりも大きい、
Ｓ／Ｎ比改善方法。
【請求項２】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する方法であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記方法が、
上記ＰＤＭデジタル信号から上記信号成分を抽出して上記第２のフルスケール値を有する抽出デジタル信号を発生するステップと、
上記抽出信号の上記第２のフルスケール値を上記アナログ出力信号の上記第３のフルスケール値に整合させるように増幅因子に従って上記抽出信号の振幅を増加させるステップと、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するステップと、
を有し、
上記第２の所定のフルスケール値が上記第１の所定のフルスケール値よりも小さく、上記第３の所定のフルスケール値が上記第２の所定のフルスケール値よりも大きい、
Ｓ／Ｎ比改善方法。
【請求項３】
上記第２の所定のフルスケール値が上記第１の所定のフルスケール値の１／２である、請求項２に記載のＳ／Ｎ比改善方法。
【請求項４】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する方法であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記方法が、
上記ＰＤＭデジタル信号をデジタル・ローパス・フィルタリングすることにより上記ＰＤＭデジタル信号から上記信号成分を抽出して上記第２のフルスケール値を有する抽出デジタル信号を発生するステップと、
上記抽出信号の上記第２のフルスケール値を上記アナログ出力信号の上記第３のフルスケール値に整合させるステップと、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するステップと、
を有するＳ／Ｎ比改善方法。
【請求項５】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する方法であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記方法が、
上記ＰＤＭデジタル信号をデシメーション・フィルタリングすることにより上記ＰＤＭデジタル信号から上記信号成分を抽出して上記第２のフルスケール値を有する抽出デジタル信号を発生するステップと、
上記抽出信号の上記第２のフルスケール値を上記アナログ出力信号の上記第３のフルスケール値に整合させるステップと、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するステップと、
を有するＳ／Ｎ比改善方法。
【請求項６】
上記第２の所定のフルスケール値が上記第１の所定のフルスケール値の１／２である、請求項４又は５に記載のＳ／Ｎ比改善方法。
【請求項７】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する方法であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記方法が、
上記ＰＤＭデジタル信号から上記信号成分を抽出して上記第２のフルスケール値を有する抽出デジタル信号を発生するステップと、
上記アナログ出力信号に少なくとも所定のＳ／Ｎ比を持たせる値を有する増幅因子を上記抽出信号にデジタル的に乗算することにより上記抽出信号の上記第２のフルスケール値を上記アナログ出力信号の上記第３のフルスケール値に整合させるように増幅因子に従って上記抽出信号の振幅を増加させるステップと、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するステップと、
を有し、
上記第２の所定のフルスケール値が上記第１の所定のフルスケール値よりも小さく、上記第３の所定のフルスケール値が上記第２の所定のフルスケール値よりも大きい、
Ｓ／Ｎ比改善方法。
【請求項８】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する装置であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記装置が、
上記信号成分を抽出するために上記ＰＤＭデジタル信号をデジタル的にフィルタリングして上記第２のフルスケール値を有するデジタル形式におけるデジタル的にフィルタされた出力信号を発生するデジタル・フィルタリング回路と、
上記デジタル的にフィルタされた出力信号の上記第２のフルスケール値を上記第３のフルスケール値に整合させるフルスケール整合回路と、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するデジタル・アナログ変換回路と、
を有するＳ／Ｎ比改善装置。
【請求項９】
上記デジタル・フィルタリング回路がデジタル・ローパス・フィルタを含む請求項８に記載のＳ／Ｎ比改善装置。
【請求項１０】
上記デジタル・フィルタリング回路がデシメーション・フィルタを含む請求項８に記載のＳ／Ｎ比改善装置。
【請求項１１】
上記フルスケール整合回路が上記フィルタされた出力信号をデジタル的に乗算してデジタル形式におけるデジタル的に乗算された出力信号を発生する請求項８に記載のＳ／Ｎ比改善装置。
【請求項１２】
第１の所定のフルスケール値を有する波形により表されるパルス密度変調（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル・アナログ変換におけるＳ／Ｎ比を改善する装置であって、
上記ＰＤＭデジタル信号が第２の所定のフルスケール値を有する信号成分を含み、上記デジタル・アナログ変換が第３の所定のフルスケール値を有するアナログ出力信号を生成し、上記装置が、
上記信号成分を抽出するために上記ＰＤＭデジタル信号をデジタル的にフィルタリングして上記第２のフルスケール値を有するデジタル形式におけるデジタル的にフィルタされた出力信号を発生するデジタル・ローパス・フィルタと、
上記デジタル的にフィルタされた出力信号の上記第２のフルスケールを上記第３のフルスケールに整合させるように増幅因子に従って上記抽出信号の振幅を増加させるゲイン制御回路と、
上記整合された第２のフルスケール値を有する上記抽出信号のデジタル・アナログ変換を行なって上記第３の所定のフルスケール値を有する上記アナログ出力信号を生成するデジタル・アナログ変換回路と、
を有するＳ／Ｎ比改善装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス密度変調されたデジタル信号（ＰＤＭ信号）のデジタル−アナログ変換処理において、ＳＮ比を改善する方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ信号をデジタル信号に変換しその信号を記録媒体に保存する方法として、種々提案されてきている。また、その保存されたデジタル信号をアナログ信号に変換する方法も、種々提案されてきている。従来の音声信号をデジタル化する手法であるＰＣＭ方式に代わって、近年は、ＤＳＤ（direct stream digital）方式というアナログ・デジタル変換、デジタル記録、デジタル・アナログ変換の方法が提案されている。
【０００３】
この方式では、アナログ信号をデルタ・シグマ型ＡＤ変換器によりサンプリング周波数４４．１ｋＨｚの６４倍の２．８２２４ＭＨｚでオーバーサンプリングして１ビットの変調デジタル信号に変換した後、直ちにこの信号を、デジタル信号記録媒体に保存する。このデジタル信号をアナログ信号に再生するには、アナログ・ローパスフィルタ等により、１ビットのデジタル信号列をそのまま平均化処理してアナログ信号に変換する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に、デルタ・シグマ型アナログ−デジタル（ＡＤ）変換器によりデジタル化された信号は、パルス密度信号（ＰＤＭ信号）になっている。源アナログ信号のフルスケール振幅は、このデルタ・シグマ型ＡＤ変換方法を用いてデジタル化された信号において、その振幅は、５０％程度まで減少する。その結果、上記したようなアナログ・ローパスフィルタ等によりＰＤＭのデジタル信号列をそのまま平均化すると、アナログ出力のフルスケール振幅も５０％となってしまい、アナログ・ローパスフィルタのアナログ回路領域のノイズに対してＳＮ比が低下する。これに対して、従来のＰＣＭ方式で記録されたデジタル信号フルスケール振幅は１００％であり、デジタル−アナログ変換器の出力アナログ回路の有効最大振幅に対して源アナログ信号振幅のほぼ１００％の振幅で出力することが可能である。したがって、同等のノイズ成分を有するアナログ出力回路を用いた場合、ＤＳＤ方式のＳＮ比が相対的に悪くなってしまうという問題がある。
【０００５】
また、ＤＳＤ信号再生装置とＰＣＭ信号再生装置をアナログ出力回路を共有化させてデジタル−アナログ（ＤＡ）変換装置を設計する際、両信号の再生フルスケール振幅レベルが一致せず、その結果ＳＮ比が大きく異なるという問題がある。
【０００６】
上記のようにＤＳＤ方式において従来のアナログ・ローパスフィルタを用いてアナログ信号を再生する方式では、ＳＮ比の点でＤＳＤ方式がＰＣＭ方式に対して不利であった。
【０００７】
したがって、本発明は、ＤＳＤ方式で記録されたパルス密度変調デジタル信号のような源アナログ信号よりフルスケール信号が減少したデジタル信号を、デジタル−アナログ変換する際に、そのＳＮ比特性を改善する方法および装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明による、所定の第１のフルスケールを有する波形をもつパルス密度変調信号（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル−アナログ変換処理におけるＳＮ比を改善する方法は、前記ＰＤＭデジタル信号が、前記第１フルスケールよりも小さい第２のフルスケールを有する信号成分を含み、前記デジタル−アナログ変換処理が、所定の第３のフルスケールを有し、さらに、前記ＳＮ比改善方法は、イ）前記ＰＤＭデジタル信号から前記信号成分を抽出して、前記第２フルスケールを有する抽出信号を発生するステップと、ロ）前記抽出信号の前記第２フルスケールを、前記デジタル−アナログ処理の前記第３フルスケールに整合させるフルスケール整合ステップと、から成る。
【０００９】
本発明によれば、前記信号成分を抽出するステップは、デジタル・ローパスフィルタ処理としたり、あるいは、デシメーション・フィルタ処理とすることができる。
【００１０】
また、本発明によれば、前記フルスケール整合ステップは、前記抽出信号に対しデジタル的に乗算を行うステップから成るようにできる。
【００１１】
さらに、本発明による、所定の第１のフルスケールを有する波形をもつパルス密度変調信号（ＰＤＭ）デジタル信号のデジタル−アナログ変換処理におけるＳＮ比を改善する装置は、前記ＰＤＭデジタル信号が、前記第１フルスケールよりも小さい第２のフルスケールを有する信号成分を含み、前記デジタル−アナログ変換処理が、所定の第３のフルスケールを有し、さらに、前記ＳＮ比改善装置が、イ）前記ＰＤＭ信号をデジタル・フィルタ処理することにより、前記信号成分を抽出してデジタル形態のデジタル・フィルタ処理出力信号を発生するデジタル・フィルタ手段であって、該デジタル・フィルタ処理出力信号は、前記第２フルスケールを有する、前記のデジタル・フィルタ手段と、ロ）前記デジタル・フィルタ処理出力信号の前記第２フルスケールを、前記処理の前記第３フルスケールに整合させるフルスケール整合手段と、から成る。
【００１２】
本発明によれば、前記デジタル・フィルタ手段は、デジタル・ローパスフィルタとしたり、あるいはデシメーション・フィルタとすることができる。
【００１３】
また、本発明によれば、前記フルスケール整合手段は、前記フィルタ処理出力信号に対しデジタル的に乗算を行って、デジタル形態のデジタル乗算出力信号を発生する乗算手段で構成することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
先ず、図１を参照すると、ＰＤＭ変調信号について説明すると、ＰＤＭ変調信号は、源信号をパルス列の密度で表現している。すなわち、このようなＰＤＭ信号をそのまま、電圧で出力させると図１に示すように、電源電圧に対して、グラウンドレベルから電源電圧までの間を上下する波形となる。この波形の振幅が第１のフルスケールの振幅である。この信号の中に源信号が含まれていることになるが、パルス列がある基準周波数（例えば６４Ｆｓ（Ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ））に対して粗密を持っていることから、このＰＤＭ信号の中の源信号のフルスケールの振幅（第２のフルスケール振幅）は、当然、電源電圧である第１のフルスケール振幅よりも小さいものとなる。さらには、源信号をＰＤＭ信号に変換するデルタ・シグマ方式ＡＤ変換器（図示せず）の一般的な性能から、この第２のフルスケール振幅は、第１フルスケールよりも小さく、しかも源アナログ入力信号のフルスケール振幅のおよそ１／２となってしまう。
【００１５】
図２は、デルタ・シグマ方式ＡＤ変換器の電源電圧と、デジタル−アナログ変換器のような出力アナログ回路の電源電圧が同じであるとした場合、デルタ・シグマ方式ＡＤ変換器へのアナログ源信号入力のフルスケールと、デルタ・シグマ方式ＡＤ変換器の出力であるＰＤＭ信号のフルスケールすなわち第１フルスケールと、このＰＤＭ信号に含まれる源信号成分のフルスケールすなわち第２フルスケール振幅と、デジタル−アナログ変換器のような出力アナログ回路のノイズ振幅の関係を示している。
【００１６】
本発明の基本的な概念に基づくデジタル−アナログ変換システムは、図３に示すように、ＰＤＭ入力を受けるＳＮ改善部１０と、これの出力を受けるデジタル・アナログ変換器２０とから成っている。ＳＮ改善部１０は、信号成分抽出部１００と、フルスケール整合部１０２とから成っている。信号成分抽出部１００は、ＰＤＭデジタル信号入力から源信号に相当するデジタル信号成分を抽出し、そしてこれを受けるフルスケール整合部１０２は、このデジタル信号成分のフルスケール振幅を所望のフルスケール振幅に増加させる。しかる後、デジタル・アナログ変換器２０は、フルスケール整合部１０２からのこの出力を受け、このデジタル信号をデジタル−アナログ変換してアナログ出力を発生する。
【００１７】
図４には、以上の過程での信号振幅の変化とノイズレベルとの関係を模式的に表現している。一般的に元来、ＰＤＭデジタル信号に含まれる所望の周波数領域内のデジタル・フロアーノイズは、アナログ出力回路（本例では、デジタル−アナログ変換器）のノイズレベルよりきわめて低くなっている。したがって、フルスケール整合部１０２においては、源信号と共にデジタル・ベースノイズも増加させられるが（例えば、源信号レベルが２．０倍になるとデジタル・ベースノイズも２．０倍になる）、それでもなお、アナログ出力回路のノイズレベルよりも低く、結局ＳＮ比は６ｄＢ改善されることになる。
【００１８】
本発明の具体的な実現例では、上記システムは、ゲイン・スケーリングを行うことができるデジタル・フィルタとデジタル−アナログ変換器の組み合わせによって構成することができる。ここで重要な点はデジタル・フィルタの機能であるが、本発明を達成するデジタル・フィルタの特徴は、その入力のＰＤＭ信号が１ビットで６４倍にオーバーサンプリングされているとすると、フィルタ後のデジタル信号は例えば２４ビットで６４倍にオーバーサンプリングされたままであるか、デシメーションを用いる場合には例えば８倍にデシメーションされている。すなわち、入力ＰＤＭ信号がＭビット、Ｐ×Ｆｓとすると、フィルタの出力デジタル信号はＮビット、Ｑ×Ｆｓで、Ｎ≧Ｍ、Ｑ≦Ｐの関係をもっている。また、このデジタル・フィルタ内で源信号成分のフルスケール振幅が増幅される。
【００１９】
これらの機能は、従来のＰＣＭ方式で記録されたデジタル信号のデジタル・アナログ変換で用いられるデジタル・フィルタとはまったく異なる機能である。この方式のデジタル・フィルタでは、Ｑ＞Ｐという関係になっており、また、フルスケール振幅はそのままである。また、フルスケール振幅の増幅は、いわゆる乗算回路を用いたり、あるいはデータビット列の位置を上位の桁にシフトする方法によって実現することができる。
【００２０】
図５（ａ）は、本発明の１実施例のデジタル−アナログ変換器システムを示しており、このシステムは、デジタル・ローパスフィルタ１００ａと、ゲイン・コントロール回路１０２ａと、そしてマルチビットＤＡ変換器２０ａとで構成している。入力信号はデルタ・シグマ変調器で６４倍にオーバーサンプリングＡＤ変換された６４Ｆｓ（Ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ）の１ビット信号である。デジタル・ローパスフィルタ１００ａは、バイナリーコードに重み付けされた２０ビット・データに６４Ｆｓのままパラレル・データで出力する。このパラレル・データは、対応するそれぞれの重みに対応するマルチビットＤＡ変換器のパラレル入力端子に導入される。
【００２１】
図５（ｂ）は、図５（ａ）のシステムにより、ゲイン・コントロール回路１０２ａで入力データのフルスケール振幅が増大し、帯域外デジタルノイズが取り除かれる過程を概念的に示すものであって、入力信号、フィルタ出力、ゲイン・コントロール回路出力、ＤＡ変換器出力の各々の周波数特性（１０ＫＨｚの信号成分を例示として含めて示す）を示す図である(尚、縦軸は対数スケール)。本方法では、６４Ｆｓ（Ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ）という高い周波数のデジタル・データ列をデジタル・アナログ変換しなくてはならないので、比較的に高速なマルチビットＤＡ変換器が必要である。
【００２２】
一方、図６（ａ）には、デジタル信号処理ステップにデシメーション・フィルタを用いる実施例のデジタル−アナログ変換器システムを示しており、このシステムは、デシメーション・フィルタ１００ｂと、ゲイン・コントロール回路１０２ｂと、そしてマルチビットＤＡ変換器２０ｂとで構成している。図５の実施例と比較して、図６のシステムでは、デシメーション・フィルタ部１００ｂにおいて、データの間引き、いわゆるデシメーションを３回、データがフィルタされた後に行っており、この結果、８ｆｓの２０ビットのバイナリーデータに変換されている。したがって、デジタル・データ列のクロック速度は、１／８になり、マルチビットＤＡ変換器２０ｂの変換速度を低速化することができる。この場合も、ゲイン・コントロール回路１０２ｂで入力データのフルスケール振幅が増大し、帯域外デジタルノイズが取り除かれる。しかしながら、データをデシメーションすることによってノイズの帯域内への折り返しが起こるため、帯域内のノイズレベルは、デシメーションしない場合よりも上昇する。
【００２３】
これら実施例の使い分けは、求められる仕様、すなわち、フィルタの特性、回路規模、デジタル・アナログ変換器の特性など総合的に判断して決められるべきものである。いずれにしても、本発明の方法は、従来のＰＤＭ信号デジタル・アナログ変換方式では得られなかった高いアナログ性能を引き出すことを可能にするものである。
【００２４】
【発明の効果】
以上に説明した本発明によれば、アナログ再生信号のフルスケール振幅がアナログ出力回路の有効振幅レベルよりも小さくなっていたためにＳＮ比の観点でＰＣＭ方式に比べて不利な状況にあった従来のＤＳＤ信号デジタル・アナログ変換方式と比べ、ＰＤＭデジタル入力信号に対するフィルタ処理をデジタル領域で行い、源信号を抽出してそのフルスケール振幅を増幅し、しかる後、デジタル−アナログ変換することによって、その出力をアナログ出力回路間の有効振幅レベル一杯にすることが可能となり、該アナログ出力回路が有するノイズに対して高いＳＮ比を達成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】パルス密度変調信号（ＰＤＭ）変調信号の詳細を示す図。
【図２】デルタ・シグマ方式ＡＤ変換器の電源電圧とデジタル−アナログ変換器のような出力アナログ回路の電源電圧が同じであるとした場合における、アナログ源信号入力のフルスケールと、ＰＤＭ信号のフルスケールすなわち第１フルスケールと、このＰＤＭ信号に含まれる源信号成分のフルスケールすなわち第２フルスケール振幅と、デジタル−アナログ変換器のような出力アナログ回路のノイズ振幅の関係を示す図。
【図３】本発明によるＳＮ改善法を組み込んだデジタル−アナログ変換システムを示すブロック図。
【図４】図３のシステム内におけるフルスケール信号振幅の変化とノイズレベルとの関係を模式的に示す図。
【図５】（ａ）は、デジタル信号処理ステップにデシメーション・フィルタを用いない実施例である本発明のデジタル−アナログ変換器システムを示し、（ｂ）は、入力信号、フィルタ出力、ゲイン・コントロール回路出力、ＤＡ変換器出力の各々の周波数特性を示す図。
【図６】（ａ）は、デジタル信号処理ステップにデシメーション・フィルタを用いる実施例のデジタル−アナログ変換器システムを示し、（ｂ）は、図５（ｂ）と同様の図であって、入力信号、フィルタ出力、ゲイン・コントロール回路出力、ＤＡ変換器出力の各々の周波数特性を示す図。
【符号の説明】
１０  ＳＮ改善部
２０  デジタル−アナログ変換器
２０ａ，ｂ  デジタル−アナログ変換器
１００  信号成分抽出部
１００ａ  デジタル・ローパスフィルタ
１００ｂ  デシメーション・フィルタ
１０２  フルスケール整合部
１０２ａ，ｂ  ゲイン・コントロール回路
【図１】
0004454109.tif 000002
【図２】
0004454109.tif 000003
【図３】
0004454109.tif 000004
【図４】
0004454109.tif 000005
【図５】
0004454109.tif 000006
【図６】
0004454109.tif 000007