(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動体サービス通信交換局において、移動局から生じるエコーをキャンセルするためのエコー・キャンセラであって、
複数の適応フィルタがサンプル全体をスパンするように各々の適応フィルタがエコー経路のインパルス応答をモデル化する、該複数の適応フィルタと、
前記複数の適応フィルタの各々の独立した適応を制御する手段と、
前記複数の適応フィルタの各々の出力に結合され、前記エコー・キャンセラと通信している移動端末がエコーを発生しているかどうかを判定するためのヒストグラム論理ユニットと、
前記ヒストグラム論理ユニットに応答して、前記移動端末がエコーを発生している場合に、前記エコー・キャンセラからの出力信号に非直線性を導入するための非線形プロセッサと
を含むエコー・キャンセラ。
【請求項２】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、さらに、前記ヒストグラム論理ユニットに結合され、ダブルトーク状態に対する感度を減少させるための短固定フィルタを含むエコー・キャンセラ。
【請求項３】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記エコー・キャンセラが移動電話網の網側に存在する、エコー・キャンセラ。
【請求項４】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記エコー・キャンセラが固定電話網の網側に存在する、エコー・キャンセラ。
【請求項５】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記制御手段がダブルトーク検出器を含む、エコー・キャンセラ。
【請求項６】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、さらに、
５１２個のサンプルの時間スパンが前記複数の適応フィルタによってカバーされるように前記複数の適応フィルタに対して入力信号を遅延するための遅延線と、網信号入力と前記複数の適応フィルタとの間に結合された低域フィルタとを含む、エコー・キャンセラ。
【請求項７】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記複数の適応フィルタがフルレングスのＦＩＲフィルタを含む、エコー・キャンセラ。
【請求項８】
請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記移動端末がディジタル移動電話機を含む、エコー・キャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の技術分野）
本発明は一般に電気通信の分野に関するものであり、詳しくは、移動端末、特にディジタル移動から生じるエコーの網エコー消去に関するものである。
【０００２】
（関連技術の説明）
「エコー」は送信された音声信号エネルギーの一部が反射されて信号源に戻るときにはいつでも電話システムに生じ得る現象である。それ自体でエコーは非常に長期間の間、電話網で問題であった。多数の異なるエコー源が存在し得る。たとえば、公衆交換電話網の加入者インタフェースで４線回線を２線回線に変換するハイブリッド回路、移動無線電話機の音響漏話等である。（たとえば、電話会議システムまたは自動車で）電話機をハンズフリーモードで使用する場合には、かなりの量のエコーが生じ得る。
【０００３】
エコーに対応するラウンドトリップ遅延が比較的小さい場合には、エコーは問題にならないかも知れない。しかし、相当な（たとえば、数百ミリ秒のオーダの）遅延とともにエコーが存在すると、音声信号の品質が激しく低下することがあり、したがって聞き手を極めて苛立たせることがあり得る。電話システムの遅延は、（たとえば、衛星リンクを介した長い伝送経路によって生じる）物理的な遅延または処理遅延であり得る。処理遅延はディジタル移動の用途では一般的である。
【０００４】
エコー・キャンセラは、長距離トラヒックのエコーを抑圧または除去するために電話システムで一般的に使用される装置である。たとえば、セルラー公衆陸上移動体通信網では、音声トラヒックのエコーを抑圧または除去するために移動体サービス通信交換局でエコー・キャンセラが使用される。しかし、これらのエコー・キャンセラは、接続の公衆交換電話網側にのみ生じるエコーを消去するように設計される。
【０００５】
原理的に、ディジタル移動無線電話機の送受器はエコーを生じないはずである。使用される接続は、送受器まで４線を含んでいるからである。しかし、実際には、このような移動電話機の多くは、送受器の音響的または機械的な漏話に起因するエコーを発生する。システム操作者がダウンリンク信号レベルを上げることを選択した場合には特に、この型のエコーはユーザを苛立たせるものである。ダウンリンク信号レベルを上げることは許容された習慣になっている。多数の顧客が移動送受器のスピーカの低出力レベルについて不平を言ってきたからである。
【０００６】
公衆交換電話網に生じるエコー信号の特性とディジタル移動電話機に生じるエコー信号の特性との間には多数の明白な相違がある。たとえば、公衆交換電話網からのエコー経路は準線形であるので、線形フィルタによって容易に模擬することができる。適応フィルタ手法に基づく多数の既存の解は、これらの型のエコーを消去するためにうまく使用することができる。公衆交換電話網からのエコー・リターン・ロス（ＥＲＬ）はそれ自体、網で使用される平衡回路によって左右される。一般に、（ｄＢ単位で測定された）ＥＲＬは、分離されたループ平衡方式に対しては、平均が１３．６ｄＢで標準偏差が２．８ｄＢのガウス分布から選択されたランダム変数と考えることができる。
【０００７】
これに反して、ディジタル移動電話機に対するエコー経路は、２対の音声コーダ／デコーダ（コーデック）と伝送経路の無線チャネルを使用しているため、非線形で時間とともに変化する。更に、ディジタル移動電話機でのエコーのレベルは公衆交換電話網のエコーのレベルよりずっと低い。たとえば、ディジタルセルラー移動体通信グローバル・システムに対する仕様では、３００−３４００Ｈｚ帯域のレベル０ｄＢｍの純粋の音に対して測定したＥＲＬとして４６ｄＢ（移動電話機の場合）が要求される。しかし、純粋の音以外の信号を測定に使用すると、ＥＲＬは低くなり得るが、それでも約４０ｄＢの抑圧レベルは期待することができる。実際、ディジタル移動電話機からのＥＲＬは従来の公衆交換電話網のエコー・キャンセラの線形フィルタ部分によって得ることができるＥＲＬに匹敵する。しかし、移動エコー経路の広範な信号処理の結果、信号とエコーとの間の遅延は公衆交換電話網のエコーの場合より長くなる。
【０００８】
移動送受器から生じるエコーを制御するための自然なアプローチは、送受器にエコー・キャンセラを含めることである。もう１つのアプローチは、従来の網エコー・キャンセラを使用し、移動加入者に向けてエコー消去を行うことである。しかし、これらのアプローチの問題は、既存の移動端末を新しくすることは実際的でなく、高価であるということである。また、ディジタル移動端末に対して、より厳しいエコー制御の要求条件を課したのでは、将来の製品にしか影響を及ぼさない。このような端末に対してエコー制御の要求条件を厳しくしても、それだけでは、既に使用されている端末の音声品質は改善されない。また、ディジタル移動端末から生じるエコーを消去するために従来の網エコー・キャンセラを使用すると失敗するだろう。結果として得られるエコー経路は網エコー・キャンセラが取り扱うように設計されるエコー経路とはかなり異なっているからである。したがって、ディジタル移動端末から生じるエコーに伴う問題を解決するためには、新しい解が必要とされる。以下に説明するように、本発明はこれらの問題を良好に解決する。
【０００９】
（発明の概要）
本発明によれば、ディジタル移動電話機から生じるエコーを網側に配置されたエコー・キャンセラによって制御する、新規なエコー・キャンセラとエコー消去の方法が提供される。このようにして本発明は、多数の移動電話機操作者が長い間、直面してきた実際のエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網エコー・キャンセラのアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エコーの問題の解に影響を及ぼした次の基本的な考慮によるものである。（１）アルゴリズムは、エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化させるべきでない。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・レベルにより、エコー経路は非線形である。
【００１０】
付図とともに以下の詳細な説明を参照することにより、本発明の方法および装置の、より完全な理解が可能となる。
【００１１】
（図面の詳細な説明）
本発明の好適実施例とその利点は図１を参照することにより、最もよく理解される。
【００１２】
本質的に、新規な方法と装置は、網の中に配置されたエコー・キャンセラを使用するディジタル移動体の送受器から生じるエコーを消去するために提供される。したがって、この方法と装置は多数の移動電話機操作者が長期間直面してきた実際的なエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網のエコー・キャンセラのアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エコーの問題に影響を及ぼした下記の基本的な考慮によるものである。（１）アルゴリズムは、エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化させるべきでない。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・レベルにより、エコー経路は非線形である。
【００１３】
詳しく述べると図１は、本発明の好適実施例による、移動端末から生じるエコーを消去するための方法（たとえば、アルゴリズム）を実現するために使用することができるエコー・キャンセラ１０の簡略化された概略ブロック図である。この代表的な実施例の場合、エコー・キャンセラ１０は好ましくは移動体サービス通信交換局で動作し、ディジタル移動端末から生じるエコーを制御する網エコー・キャンセラである。網側（Ｒｉｎ）からエコー・キャンセラ１０に入力された信号は、この実施例に対する伝送遅延に対応する１３００サンプル（１６２．５ｍｓ長）の遅延線１２を通過する。測定データが示すように、低周波でのみ入力信号（Ｒｉｎ）とエコーとの間に、ある線形の関係がある。同時に、かなりの量のエコー電力が高周波にある。したがって、両方の信号（入力信号と、存在する場合にはエコー）は、非線形信号成分と雑音の影響を除去するために低域フィルタ１４に通された後、線形適応フィルタリングが適用される。更に、この低域フィルタリングのアプローチは、入力信号に適応フィルタリングを適用する前に、入力信号をサブサンプリングすることを可能にする。これにより、方法の演算の複雑さが低下する。この実施例の場合、低域フィルタ１４は２０００Ｈｚのカットオフ周波数で使用される。
【００１４】
測定データは、エコー経路のインパルス応答の分散部が比較的短い（１ｍｓのオーダ）ということも示す。しかし、エコー経路のインパルス応答のこの短い分散部の前の遅延は１３００サンプルから１８００サンプルまで変わり得る。時間遅延の概略の明確な推定とともに、エコー経路の応答の線形部分を推定することができるように、低域フィルタリングされた信号（１４）は複数の適応有限インパルス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅ−ｉｍｐｕｌｓｅ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ２０、２２、．．．２４に印加される。このようなＦＩＲフィルタは各々、他のＦＩＲフィルタとは独立に適応する。（たとえば、ソフトウェアで実行される）適応アルゴリズムの制御のもとで、ＦＩＲフィルタ（２０、２２、．．．２４）はエコー経路のインパルス応答を模擬する。ＦＩＲフィルタ２２、．．．２４の入力信号はそれぞれの遅延線１６、．．．１８に通され、互いに対して遅延される。これにより、（この実施例の場合）５１２個のサンプルの時間スパンはＦＩＲフィルタの集合全体によってカバーされる。特に、３個の適応ＦＩＲフィルタ（２０、２２、２４）とそれらに対応する遅延線（１６、１８）が示されているが、（適当な数の対応する遅延線とともに）３個より多いこのようなＦＩＲフィルタを使用することができる。ｉ番目の適応フィルタ（２０、２２、．．．２６）からの出力信号はｓiで表され、ｉ番目の適応フィルタに対応する誤差信号すなわち残差信号はｅi（すなわち、ｅi＝ｙi−ｓi）で表される。ＦＩＲサブフィルタ（２０、２２、．．．２４）の適応とともに、後で説明する（ヒストグラム論理ユニット３０で実行される）ヒストグラムに基づく論理を制御するために、ダブルトーク検出器（ＤＴＤ）２８が使用される。
【００１５】
ＦＩＲサブフィルタ２０、２２、．．．２４の各々が独立に適応することにより、単一のフルレングス（ｆｕｌｌ−ｌｅｎｇｔｈ）のＦＩＲフィルタが提供できる適応レートより早い適応レートが得られる。これは、移動体送受器がそれら自身の内蔵のエコー・キャンセラをそなえている場合には、有利である。しかし、測定データが示すように、信号レベルが高い場合には、これらのエコー・キャンセラは失敗する。このような失敗が生じると、ある期間、比較的強いエコー信号が生じる。しかし、高速で収束するフィルタを使用することにより、これらの送受器でのエコー経路を推定する、より良い機会が与えられる。
【００１６】
短フィルタに対して高速の適応レートを実現することの問題は、フルサイズのフィルタに比べて、ダブルトーク状態に対する感度が高くなり得るということである。しかし、これが生じた場合にこの問題を解決する１つのアプローチは、適応サブフィルタの中の最善のサブフィルタを、図１に示される固定ＦＩＲフィルタ２６で示されるように、短固定フィルタで複写することである。これは、本発明に従って使用されるアプローチである。しかし、このような固定ＦＩＲフィルタ２６の使用は選択的である。この型の用途の場合、線形フィルタリングによるエコーの減衰は比較的小さいからである。
【００１７】
たとえば、短固定フィルタ２６を形成するために、１００サンプルの時間間隔の間、最善の線形フィルタが与えるエコー減衰が３ｄＢより高く、この減衰が現在の固定フィルタにより与えられる減衰より大きい（すなわち、Ｐｅi＜０．５ＰyかつＰｅi＜Ｐｅfである）場合には、最善の適応サブフィルタの係数が固定フィルタに複写される。
【００１８】
方法に戻ると、各サンプリング時点に、残差信号の電力レベルは相互に比較され、また低域フィルタリングされた「近端」信号”ｙ”の電力と比較される。すぐ後に説明するような比較結果に基づいて、（ＦＩＲサブフィルタの）最善のフィルタが選択される。あるエコー消去がその最善のフィルタにより行われる場合には、（好ましくはヒストグラム論理ユニット３０内のソフトウェア・アプリケーションで実行される）ヒストグラムの中の対応するエントリが増加させられる。この実施例の場合、ヒストグラム論理ユニット３０は複数のカウンタを含み、各カウンタはそれぞれの適応サブフィルタ（２０、２２、．．．２６）に対応する。ｉ番目の適応フィルタが最善のエコー消去を与えると判定された場合には（すなわち、すべてのｊに対して、Ｉはｊに等しくないとして、Ｒｅi＜０．９*Ｒy、かつＲｅi＜Ｒｅjの場合には）、ｉ番目の適応フィルタに対応するカウンタは、その対応するカウンタに「８」を加算することによりアップデート（更新）される。換言すれば、最も大きなエコー消去を与える適応サブフィルタに対応するカウンタだけがアップデートされる。ほとんどの場合、信号電力の減少はエコー消去により達成される。したがって、サブフィルタ２０、２２、．．．２４の中の一つが他のサブフィルタより多く最善のフィルタとして選択される。抑圧すべきエコーがない場合には、適応フィルタは２つの音声信号の間の短時間相関により信号電力を更に減少させることがあり得る。しかし、このような短時間相関によるヒストグラム（４）のアップデートはランダムに行われ、安定な最大値は現れない。したがって、このように用意されたヒストグラムが大きくて安定な最大値を示す場合には（すなわち、ある期間の間、フィルタの１つが最善のエコー減少を与えた場合には）、当該移動体送受器はエコーを発生しているものと考えられる。そのようにして、本発明の方法は（ＥＲＬについて）良好に設計された移動体送受器と貧弱に設計された移動体送受器との区別を行うことができる。
【００１９】
明らかなダブルトークがない場合には、サブフィルタからのサンプル毎に論理ユニット３０のヒストグラム・エントリは「ダウンデート」（ｄｏｗｎｄａｔｅｄ）されるが、アップデートに使用されるステップより小さいステップで行われる。エントリを「ダウンデートする」とは、エコー経路の遅延の変化（たとえば、ハンドオーバが行われたとき）の後の適度な短時間の間、ヒストグラムに入力された古いエコーの推定を方法が「忘れる」ことを許されるということを意味する。この実施例では、ダブルトークが検出されない場合、サンプル時間毎にヒストグラムのすべてのカウンタから１を減算することによりダウンデートが行われる。ヒストグラムの最大値により示されるＦＩＲサブフィルタからのエコー推定値が「近端」信号Ｓｉｎから減算される（３４）が、これは線形フィルタによって電力の減少が行われるサンプルに対してだけ行われる。どのカウンタが最大値をそなえているかチェックすることにより、ヒストグラム最大値が決められる（ｈｉｓｔmaxで表される）。そうでない場合には、「近端」信号Ｓｉｎは変更されないで通過させられる（減算器３４による減算が行われない）。
【００２０】
移動体送受器がエコーを発生しているとみなされる場合には、非線形プロセッサ（ＮＬＰ）３８が起動され、エコー・キャンセラの線形部分から結合された出力信号Ｓｏｕｔに適用される。この実施例の場合、ＮＬＰ３８はまずエコー電力を次式のように推定する。
【数４】
0004443041.tif 000002
ここで、
【外３】
0004443041.tif 000003
（ｔ）はヒストグラム（３）によって選択されたサブフィルタ係数のベクトルであり、ｘmax（ｔ）はその同じサブフィルタの中の入力信号サンプルのベクトルである。しかし、更に一般的に、エコー電力は
【数５】
0004443041.tif 000004
の低域フィルタリングによって推定することができる。
したがって、たとえば、誤差信号ｅiの電力は
【数６】
0004443041.tif 000005
のように、対応する信号の自乗の低域フィルタリングによって演算することができる。
【００２１】
同時に、ヒストグラム論理（３０）が
【数７】
0004443041.tif 000006
【数８】
0004443041.tif 000007
【数９】
0004443041.tif 000008
【数１０】
0004443041.tif 000009
と判定した場合には、ＮＬＰ３８が起動される。ここで、Ｐy（ｔ）は時点ｔにおける低域フィルタリングされた「近端」信号（Ｓｉｎ）の電力を表し、ｈｉｓｔiはヒストグラム（３０）へのｉ番目のエントリである。上の最初の２つの不等式（４と５）はヒストグラムの最大値が安定ではっきりしているということ（すなわち、ディジタル移動体送受器がエコーを発生するものであるということ）を確認する。後の２つの不等式（６と７）は推定されたエコー電力を「近端」信号電力Ｐyと比較する。
【００２２】
明らかに”ｓ”や”ｚ”のような音からの、ある広帯域入力信号は、その入力信号とほとんど線形関係のない高周波エコーを発生する。更に、この高周波エコーの減衰は平均のエコーの減衰よりずっと小さいことが多いので、この高周波エコーに対する比較的低い電力の入力信号は可聴エコー信号を発生することがあり得る。
【００２３】
この型の（高周波）エコーに対処するために、不等式（４）と（５）が成立し、しかも
【数１１】
0004443041.tif 000010
【数１２】
0004443041.tif 000011
【数１３】
0004443041.tif 000012
が成立する場合には、ＮＬＰ３８が起動される。
【００２４】
不等式（８）は低電力の信号だけをＮＬＰ３８がクリップすることを許す。これらの高周波エコーは比較的弱く現れるので、不等式（８）の条件は不等式（５）の対応する条件に比べて１７ｄＢ低く設定されている。不等式（９）は入力信号電力が可聴エコー信号が生じ得るような値であるか判定するためにチェックする。注意すべきことは、この条件は不等式（７）の対応する条件に比べて１０ｄＢだけ緩和されているということである。最後の不等式（１０）は、エコーが高周波成分により支配されている場合のみ（たとえば、下半分の帯域の電力が「近端」信号の総電力の１／４より小さい場合のみ）ＮＬＰ３８がクリップすることを許す。最後に、従来の網エコー・キャンセラと同様にエコー・キャンセラ１０は、出力信号がＮＬＰ３８によって抑圧される場合に出力信号Ｓｏｕｔに快適雑音を挿入するために使用されるべき快適雑音発生器３６を含むことができる。
【００２５】
本発明の方法と装置の好適実施例を付図に示し、上記詳細な説明で説明してきたが、本発明は開示された実施例に限定されず、特許請求の範囲に規定された本発明の趣旨を逸脱することなく多数の再配置、変更、および置換を行うことができるということは理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の好適実施例による、移動端末から生じるエコーを消去するための方法を実現するために使用することができる代表的な網エコー・キャンセラの簡略化された概略ブロック図である。
【図１】
0004443041.tif 000013