(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調された所定の周波数チャネルのサブキャリア信号を周波数多重してなるＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定装置において、
各周波数チャネルにおいて得られた受信タイミングの異なる複数シンボルのサブキャリア信号の最大受信強度に基づいてＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定することを特徴とする伝送路特性測定装置。
【請求項２】
さらに、受信強度の最大となるサブキャリア信号の受信強度と対応する位相に基づいてＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定することを特徴とする請求項１に記載の伝送路特性測定装置。
【請求項３】
変調された所定の周波数チャネルのサブキャリア信号を周波数多重してなるＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定方法において、
各周波数チャネルにおいて受信タイミングの異なる複数シンボルのサブキャリア信号から最大受信強度を検出する工程と、
検出した最大受信強度に基づいてＯＦＤＭ信号の伝送路特性を取得する工程と、
を含む伝送路特性測定方法。
【請求項４】
さらに、受信強度の最大となるサブキャリア信号の位相を取得する工程を備え、
前記伝送路特性を取得する工程では、さらに前記受信強度と対応する位相に基づいて伝送路特性が取得されることを特徴とする請求項３に記載の伝送路特性測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multi-plexing；直交周波数分割多重）通信方式において変調されたサブキャリア信号を周波数多重してなるＯＦＤＭ信号の伝送路特性（受信信号の遅延プロファイル、スペクトルなど）の測定に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ通信方式において伝送路特性をリアルタイムに測定する手法として、従来より次の二つの手法が知られている。一つは、受信したＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝達用のサブキャリア信号自体から伝送路特性を測定する手法であり、もう一つは、特開２０００−１１５０８７号公報に開示されるような一部のサブキャリア信号を伝送路測定用のパイロット信号に置き換え、このパイロット信号から測定する手法である。
【０００３】
サブキャリア信号の変調方式がＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ等の位相変調方式である場合、サブキャリア信号は全て等振幅すなわち等電界強度で送信されるため、伝送路特性は前者の手法により比較的容易に測定可能である。すなわち、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによりスペクトルが得られ、さらに振幅スペクトルの２乗値（すなわちエネルギスペクトル）を逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルが得られる。
【０００４】
しかしながら、サブキャリア信号の変調方式がＱＡＭなどの変調方式である場合にはサブキャリア信号の振幅はサブキャリア毎、およびシンボル毎に異なるため、前者の手法では、所定期間分の各サブキャリア信号のエネルギスペクトルの平均値を用いることで伝送路特性を測定することは可能であるが、迅速な伝送路測定ができなくなってしまう。
【０００５】
これに対し、後者の手法によれば、サブキャリア信号が変調方式で生成された場合にも、パイロット信号を等振幅変調方式で変調することにより、このパイロット信号に基づいて比較的迅速に伝送路特性を測定することができる。
【０００６】
しかしながら、後者の手法では、パイロット信号を情報伝達用のサブキャリア信号の一部に置き換える分、情報伝達量が低減してしまう。このためパイロット信号を多数含ませることができず、この手法では、パイロット信号を所定の周波数間隔あるいは時間間隔で点在させ、パイロット信号の無い周波数域（すなわちサブキャリア信号の周波数域）については、測定点からの周波数方向あるいは時間方向の補間処理により伝送路特性を推定している。したがって、その分、伝送路測定の精度が低下してしまうという問題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題に鑑み、本発明では、受信タイミングの異なる複数のサブキャリア信号の最大受信強度に基づいてＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定する。すなわち本発明では、各周波数チャネルにおいて振幅最大となるサブキャリア信号の受信強度を、各周波数における受信強度の比較基準とすることにより、より迅速かつより精度良く伝送路特性を測定することができる。また、伝送路特性をサブキャリア信号自体から測定するので、伝送路特性測定用のパイロット信号を低減あるいは廃止することができる。また本発明では、さらに受信強度の最大となるサブキャリア信号の位相に基づいて、より精度良く伝送路特性を取得することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態の説明に先立ち、まず、ＯＦＤＭ信号の構成と、受信されたＯＦＤＭ信号のスペクトルの一例について図を参照して説明する。図１０はＯＦＤＭ信号Ｃの模式図である。この図において横軸は周波数、縦軸は時間である。図に示すように、ＯＦＤＭ信号Ｃは、周波数チャネルの割り当てられたサブキャリア信号ｓを周波数方向に多重化してなる。このＯＦＤＭ信号Ｃは、所定の時間間隔ｔで順次送信される。なお、本明細書では、ＯＦＤＭ信号およびサブキャリア信号の時間方向の数をシンボル数と称する。
【０００９】
図１１は、受信されたＯＦＤＭ信号Ｃのスペクトルの一例である。この図において横軸は周波数、縦軸は電界強度（受信強度，電力）である。送信時には全サブキャリア信号ｓの電界強度（送信強度）が等しくても、伝送路上でマルチパスあるいは中継局での回り込み（帰還）等による遅延が生じた場合には、スペクトルは、図に示すように、遅延時間に応じた周波数間隔のディップを有する形状となる。但し、図１１は、マルチパス状況下におけるスペクトルを表している。
【００１０】
以下、本発明の第一の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態にかかる伝送路特性測定装置１０のブロック図である。伝送路特性測定装置１０は、ＯＦＤＭ信号を所定の受信タイミング毎にフーリエ変換するＦＦＴ演算部１２と、このＦＦＴ演算部１２からの出力に基づいてサブキャリア信号毎の最大受信強度を検出してＯＦＤＭ信号のスペクトルを検出するスペクトル検出部（最大受信強度検出部）１４と、このスペクトル検出部１４の出力である振幅スペクトルの２乗値（すなわちエネルギスペクトル）を逆フーリエ変換してＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを出力するＩＦＦＴ演算部１６と、スペクトル検出部１４で検出されたサブキャリア信号の受信強度、前記サブキャリア信号の受信強度のうち最大受信強度を保持する最大受信強度保持部１８（例えばＲＡＭ，ＲＯＭまたはハードディスクなど）と、を備える。なお、上記ＦＦＴ演算部１２、スペクトル検出部１４、およびＩＦＦＴ演算部１６は、例えばＣＰＵ２０として構成することができ、該ＣＰＵ２０は、図示しないプログラム保持部に保持されたプログラムに従って各処理を行うことができる。
【００１１】
受信されたＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換された後、所定の受信タイミング（すなわちシンボル）毎に順次ＦＦＴ演算部１２に入力される。ＦＦＴ演算部１２は、入力されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換し、１受信タイミング毎に周波数−電界強度（受信強度）を算出する。
【００１２】
スペクトル検出部１４は、この周波数−電界強度から、所定の周波数チャネルに対応したサブキャリア信号毎の電界強度を検出し、最大受信強度保持部１８に格納する。
【００１３】
そしてスペクトル検出部１４は、所定の受信期間内（または所定の受信シンボル数；例えば１２８）のＯＦＤＭ信号に対する周波数チャネル毎の電界強度を最大受信強度保持部１８から読み出し、各周波数チャネル毎の最大受信強度を検出する。
【００１４】
サブキャリア信号が、ＱＡＭ等、信号値により振幅の変化する方式で生成されている場合、その受信強度レベルは複数段になる。図２を参照してこれを説明する。図２は、１６値ＱＡＭの信号配置を示し、その横軸は同相軸（実軸Ｒｅ）、縦軸は直交軸（虚軸Ｉｍ）である。この図からわかるように、１６値ＱＡＭの場合、各信号の電界強度は図２の原点Ｏから各点までの距離であって、ｇ１，ｇ２およびｇ３の３種類となる。すなわち、短時間では伝送路状況の変化が少ないと仮定すれば、この時間内で受信される複数のＯＦＤＭ信号における各周波数チャネル毎の受信強度は、変調方式に応じた段数（例えば１６値ＱＡＭの場合には３段）を備えるとともに、各周波数チャネル毎に検出された最大受信強度は、その変調方式において電界強度が最大となる信号（例えば図２に示した１６値ＱＡＭの場合、原点Ｏより最も離間した位置にある信号ａ，ｂ，ｃ，ｄ）の受信強度（図２の場合ｇ３）を示していることがわかる。したがって、各周波数チャネル毎の最大送信強度（図２の場合、信号ａ，ｂ，ｃ，ｄの送信時の電界強度）と上記検出された最大受信強度に基づいて、ＯＦＤＭ信号の周波数に応じた伝送路特性（すなわちスペクトル）を算出することができる。
【００１５】
スペクトル検出部１４は、各周波数チャネル毎の最大受信強度を、上記所定期間内における同一周波数チャネルの複数のサブキャリア信号のうち受信強度が最大となる１つのサブキャリア信号の受信強度として取得してもよいし、所定期間内で受信強度の大きな複数（最も大きな方から所定数）のサブキャリア信号の受信強度の平均値（例えば６４値ＱＡＭの場合、全１２８シンボルのうち４シンボル分の平均値）として取得してもよい。なお後者の場合、最大受信強度の算出の元とするシンボル数は、算出対象とするサブキャリア信号の全シンボル数に電界強度の最大となる信号（図２の例の場合、信号ａ，ｂ，ｃ，ｄ）の含まれる確率を乗算した数より低いのが好適である。より具体的には、例えば６４値ＱＡＭの場合、電界強度最大の信号である確率は４／６４であるから、全シンボル数を１２８とした場合には、確率上、電界強度最大のサブキャリア信号の数は１２８×（４／６４）＝８となる。このためこれより低い例えば４シンボル分の平均値をとることとする。また、受信強度の閾値を設定し、その閾値より大きな受信強度となるサブキャリア信号については、最大受信強度の算出の対象から除外してもよい。その場合、閾値はサブキャリア信号の受信強度に拘わらず予め定めておいても良いし、複数のサブキャリア信号の受信強度から統計処理的に例えば偏差に基づいて算出してもよい。また、算出対象とする全シンボル数（または所定期間）は、確率上、電界強度最大のサブキャリア信号が少なくとも一つ以上（好ましくは複数）含まれる値に設定するのが望ましい。
【００１６】
ＩＦＦＴ演算部１６は、検出されたスペクトルの振幅スペクトルの２乗値（すなわちエネルギスペクトル）を逆フーリエ変換して遅延プロファイルを算出する。図３は、本実施形態にかかる伝送路測定装置１０により、サブキャリア変調を６４値ＱＡＭとしたＯＦＤＭ信号に対して測定された遅延プロファイルの例（上段：ａ）と、これと同じＯＦＤＭ信号に対して従来手法により測定された遅延プロファイルの例（中段：ｂおよび下段：ｃ）とを対比して示した説明図である。なお、図の上段（ａ）は１２８シンボル分のＯＦＤＭ信号から本実施形態にかかる方法によってスペクトルを算出した場合、図の中段（ｂ）は１２８シンボル分のサブキャリア信号からその平均値をとる従来手法によってスペクトルを算出した場合、また下段（ｃ）は中段（ｂ）と同じ従来手法で３２７６８シンボル分のサブキャリア信号から算出した場合を示す。また各図において横軸は遅延時間、縦軸は受信強度を示す。なお、ここではＩＦＦＴ演算部１６における逆フーリエ変換の算出結果を遅延プロファイルとしているが、逆フーリエ変換の算出値は複素数値で得られており、この複素数値をそのまま用いることも可能であるし、この複素数値から他の形式で伝送路特性を取得することも可能である。
【００１７】
この図３からわかるように、本実施形態にかかる測定方法による１２８シンボル分の信号に対する演算結果（上段：ａ）は、従来の測定方法による３２７６８シンボル分の信号に対する演算結果（下段：ｃ）と同レベルの精度を備える。また同図より、従来方法による１２８シンボル分の信号に対する演算結果（中段：ｂ）は、これと同シンボル分の信号に対する本実施形態による測定結果（上段：ａ）に比して精度が悪いことがわかる。これらより、本実施形態によれば、従来に比してより迅速かつより精度良く伝送路測定を行うことができるのがわかる。
【００１８】
次に、本発明の第二の実施形態について図面を参照して説明する。図４は、本実施形態にかかる伝送路特性測定装置３０のブロック図である。上記第一の実施形態では、サブキャリア信号の最大受信強度のみを用いて伝送路特性を算出したが、以下に示す第二の実施形態では、サブキャリア信号の最大受信強度に加え、最大受信強度を持つサブキャリア信号の位相から伝送路特性の位相取得することで、より精度良く伝送路特性を算出することを可能としている。このため、本実施形態にかかる伝送路特性測定装置３０は、上記第一の実施形態には無い構成として、伝送路位相算出部３２，スペクトル検出部（最大受信強度検出およびサブキャリア位相保持部）３４，最大受信強度およびサブキャリア位相保持部３６，および座標変換部３８を備える。これらの動作については後述する。
【００１９】
まず、各周波数チャネルにおいて、受信タイミングの異なる複数シンボル[S1(k),S2(k),・・・,SM(k)]（ここに、k[=1,2,・・・,N]：離散周波数（サブキャリア番号），N：ＯＦＤＭ信号のキャリア数，M：最大値検出を行うシンボル数）のうち、サブキャリア信号の振幅スペクトル値
【数１】
0004563620.tif 000002
（ここに、i＝1,2,・・・,M）の最大値
|S(k)|=max[|S1(k)|,|S2(k)|,・・・,|SM(k)|]を算出する。以上の工程は、上記第一の実施形態と同様であり、ＦＦＴ演算部１２およびスペクトル検出部３４において行われる。
【００２０】
次いでスペクトル検出部３４では更に、最大値|S(k)|を得たサブキャリア信号の同相成分（実数成分）Re[S(k)]と直交成分（虚数成分）Im[S(k)]とを用いて、
【数２】
0004563620.tif 000003
によりサブキャリア信号の位相φ(k)が算出される。
【００２１】
そして伝送路位相算出部３２は、各サブキャリア信号の位相φ(k)および最大値|S(k)|に対し、次に示す演算１〜５のいずれかを施すことで各サブキャリアの位相φ(k)から伝送路の伝達関数の位相θ(k)を得る。但し、φ(k)は−π≦φ(k)≦πなる値を取る。１〜５のうちどれを行うかは、伝送形態のサブキャリア変調に応じて予め決定されている。この演算１〜５は、いわゆる最尤判定による手法と言うことができる。すなわち、演算１〜５は、各サブキャリア信号を、信号配置図上、それに最も近い位置にある規定信号（すなわち信号配置図上の信号）であるとみなし、規定信号に対する位相差（位相のずれ）を算出しているのである。
【００２２】
１．サブキャリア変調がＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ），１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ（図５）等の場合（２５６ＱＡＭ，２2mＱＡＭ［ｍ：正の整数］でも適用化）
【数３】
0004563620.tif 000004
ただし、sign(a)はａが正の値のとき＋1を負の値のときに−1を出力する、
【数４】
0004563620.tif 000005
なる関数であり、またint(a)はaの整数部分を、また|a|はaの絶対値を示す。なお、位相φ(k)が±π/4のときには、そのうちのどちらが正規の値か判定するために、前後の位相φ(k)より求められる補間値との比較を行い、補間値と近い値を用いる。
【００２３】
２．サブキャリア変調がπ／４シフトＱＰＳＫ（π／４シフトＤＱＰＳＫ），８相ＰＳＫ（図６）等の場合
【数５】
0004563620.tif 000006
なお、この場合においても、位相φ(k)が±π/8のときには、そのうちのどちらが正規の値か判定するために、前後の位相φ(k)より求められる補間値との比較を行い、補間値と近い値を用いる。
【００２４】
３．サブキャリア変調がＢＰＳＫ，ＤＢＰＳＫ（図７）等の場合
【数６】
0004563620.tif 000007
なお、この場合においても、位相φ(k)が±π/2のときには、そのうちのどちらが正規の値か判定するために、前後の位相φ(k)より求められる補間値との比較を行い、補間値と近い値を用いる。
【００２５】
４．サブキャリア変調が１６相ＰＳＫ（図８）等の場合
【数７】
0004563620.tif 000008
なお、この場合においても、位相φ(k)が±π/16のときには、そのうちのどちらが正規の値か判定するために、前後の位相φ(k)より求められる補間値との比較を行い、補間値と近い値を用いる。
【００２６】
５．上記１．とは信号配置が異なるＱＰＳＫ（図９）等の場合
【数８】
0004563620.tif 000009
なお、この場合においても、位相φ(k)が±π/4のときには、そのうちのどちらが正規の値か判定するために、前後の位相φ(k)より求められる補間値との比較を行い、補間値と近い値を用いる。
【００２７】
以上の手順により得られた最大振幅スペクトル値|S(k)|と、この|S(k)|に対応する位相θ(k)により極座標表現された伝送路特性を、座標変換部３８において直交座標表現に変換し、この直交座標表現された複素数値にＩＦＦＴ演算部１６において逆フーリエ変換を施すことで、遅延プロファイルを得ることができる。
なお、パイロット信号の挿入などにより、得られる振幅スペクトル値の最大値が周波数チャネル毎に異なる場合は、振幅スペクトル値の最大値の補正を行えばよい。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、変調されたサブキャリア信号を用いてより迅速かつより精度良く伝送路特性を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態にかかる伝送路特性測定装置のブロック図である。
【図２】  １６値ＱＡＭの信号配置および振幅値を示す説明図である。
【図３】  本発明の実施形態にかかる伝送路特性測定によって算出した遅延プロファイル（上段）と、従来手法により算出した遅延プロファイル（中段，下段）とを対比して示した図である。
【図４】  本発明の別の実施形態にかかる伝送路特性測定装置のブロック図である。
【図５】  ＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ），１６ＱＡＭ，および６４値ＱＡＭの信号配置を示す説明図である。
【図６】  π／４シフトＱＰＳＫ（π／４シフトＤＱＰＳＫ）および８相ＰＳＫの信号配置を示す説明図である。
【図７】  ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳＫの信号配置を示す説明図である。
【図８】  １６相ＰＳＫの信号配置を示す説明図である。
【図９】  図５と信号配置の異なるＱＰＳＫの信号配置を示す説明図である。
【図１０】  ＯＦＤＭ信号の模式図である。
【図１１】  受信されたＯＦＤＭ信号のスペクトルの一例を示す図である。
【符号の説明】
１０，３０  伝送路特性測定装置、１２  ＦＦＴ演算部、１４  スペクトル検出部（最大受信強度検出部）、１６  ＩＦＦＴ演算部、１８  最大受信強度保持部、２０  ＣＰＵ、３２  伝送路位相算出部、３４  スペクトル検出部（最大受信強度検出・サブキャリア位相算出部）、３６  最大受信強度・サブキャリア位相保持部、３８  座標変換部。
【図１】
0004563620.tif 000010
【図２】
0004563620.tif 000011
【図３】
0004563620.tif 000012
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
0004563620.tif 000019
【図１１】
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