(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドップラー速度対時間波形包絡線のスペクトル広がりエラー・マージンを表示するシステムにおいて、複数の超音波散乱体を含むサンプル・ボリュームへ超音波パルスを送出する手段、および前記サンプル・ボリュームからの後方散乱されたドップラー信号の複数の相次ぐサンプルを取得する手段を有するドップラー送受信ビーム形成装置、複数列の画素を有する表示モニタ、前記ドップラー信号を処理することにより、ドップラー信号取得中に相次ぐスペクトル線の連続表示のために速度を表すスペクトル線データを作成する処理手段であって、各々のスペクトル線についてのデータが異なる周波数間隔の複数の周波数ビンを有し、各ビンはそれぞれの周波数間隔についてスペクトル・パワー・データを含み、各スペクトル線についての各ビン内のスペクトル・パワー・データが前記表示モニタ上の対応する画素列のそれぞれの画素にスケールとして表示されるようになっている処理手段、各々のスペクトル線について、帯域幅広がり、回折広がりおよび分析時間広がりによるエラーを有するスペクトル広がりエラー・マージンを決定する手段、並びに各々のスペクトル線について、決定されたスペクトル広がりエラーを前記表示モニタ上に表示させる手段、を含み、
前記処理手段が、サンプルのデータ窓にわたって高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うスペクトル分析器を含み、前記スペクトル広がりエラー・マージンが次の式に従って決定され、
ＳＢＥＭ＝ｆmax′−［ｆmax′−（ＫT／ＴFFT）］／Ａ*
ここで
Ａ*≡１＋［ｃＫL／（２ｆ0 Ｌ）＋ＫWtan θ／（２Ｆ）］
また、θはビーム対流れ角度推定値、Ｌはサンプル・ボリューム長、ＫLは軸方向感度分布の形状に依存する定数、Ｆはドップラー送受信ビーム形成装置の実効Ｆナンバー、ＫWは横方向感度分布の形状に依存する定数、ＴFFTはＦＦＴデータ窓の持続時間、およびＫTは前記ＦＦＴデータ窓の形状に依存する定数であるシステム。
【請求項２】
各々のスペクトル線について前記決定されたスペクトル広がりエラーを表示させる前記手段が、ドップラー速度対時間波形包絡線の下側にあって、前記決定されたスペクトル広がりエラーに対応する領域を強調する手段を有する請求項１記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般的には、スペクトル・ドップラー技術を使用して血液の流速を測定する超音波診断システムに関するものである。特に、本発明は、血液の最大および平均流速を含むこのような情報の連続表示に関するものである。
【０００２】
【発明の背景】
ドップラー効果に基づいて血液の流れを検出するための超音波スキャナは周知である。このようなシステムは、超音波トランスジューサ・アレイを作動することによって、物体内に超音波を送出して該物体から後方散乱された超音波エコーを受け取るように動作する。血液の流れ特性を測定するには、戻ってくる超音波を周波数基準と比較して、戻ってくる超音波に血球のような流動する散乱体によって与えられた周波数シフトを決定する。
【０００３】
現状の超音波スキャナでは、パルスまたは連続波（ＣＷ）ドップラー波形が実時間で計算されて、スペクトル・パワーで変調されたグレースケール強度（またはカラー）を持つ速度対時間のグレースケール・スペクトログラムとして表示される。各々のスペクトル線のデータは、異なる周波数間隔の多数の周波数データ・ビン（ｂｉｎ）を有し、それぞれのスペクトル線についての各ビン内のスペクトル・パワー・データは表示モニタ上のそれぞれの画素（ピクセル）列のそれぞれの画素に表示される。各々のスペクトル線は血液の流れの瞬時測定値を表す。
【０００４】
図１は、従来のスペクトル・ドップラー・モードにおける基本的な信号処理系のブロック図である。超音波トランスジューサ・アレイ２が作動されて送信超音波バーストを送出し、該バーストは所与のパルス繰返し周波数（ＲＰＦ）で繰返しファイアリング（ｆｉｒｉｎｇ）される。ＲＰＦは典型的にはキロヘルツの範囲内である。戻ってくるＲＦ信号はトランスジューサ素子によって検出され、次いでビーム形成装置４によって受信ビームに形成される。ディジタル・システムの場合、各々のファイアリングからの加算されたＲＦ信号は、復調器６によって復調されて同相および直角位相（Ｉ／Ｑ）成分を生じる。Ｉ／Ｑ成分は、加算及びダンプ手段８によって、特定の時間にわたって積分（加算）されてサンプリングされる。加算時間および送信バーストの長さは共に、ユーザによって指定された通りのサンプル・ボリュームの長さを定める。「加算及びダンプ」動作は実効的に、サンプル・ボリュームから後方散乱されたドップラー信号を作成する。このドップラー信号は壁フィルタ１０に送られ、壁フィルタ１０は信号の中の、不動の又は非常にゆっくりと動く組織に対応するクラッタ（ｃｌｕｔｔｅｒ）を阻止する。フィルタ出力は次いでスペクトル分析器またはＦＦＴ手段１２に供給され、該手段１２は典型的には６４乃至１２８サンプルの移動時間窓にわたって高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。各々のＦＦＴパワー・スペクトルは（圧縮手段１４によって）圧縮され、（グレー・マッピング手段１６によって）グレースケールにマッピングされて、ドップラー速度（周波数）対時間のスペクトログラム内の特定の時点における単一スペクトル線として表示モニタ１８上に表示される。
【０００５】
ＦＦＴパワー・スペクトルｘが圧縮関数ｈ（ｘ）＝ｙに従って圧縮されて、マッピングｇ（ｙ）＝ｚに従ってグレー・マップ値に変換された後、（手段２０によって）自動ドップラー波形トレーシング（ｔｒａｃｉｎｇ）が実行される。計算された最大／平均速度のトレースが通常、スペクトログラム表示上にオーバーレイ情報として提供される。平均周波数または速度がドップラー・スペクトルの第１のモーメントによって定義されるが、最大周波数は特にＳＮＲが小さい条件下では一貫した態様で検出するのが困難なことがある。
【０００６】
超音波ドップラーの主な利点の１つは、血管内の血液の流れの量的な測定を非侵襲的に行えることである。インソニファイイング（ｉｎｓｏｎｉｆｙｉｎｇ）ビームと流れの軸線（これは通常、デュプレックス（ｄｕｐｌｅｘ）走査のＢモード像内のカーソル線を回転させることによって指定される）との間の角度をθとすると、速度ベクトルの大きさは下記の標準のドップラー方程式によって決定することが出来る。
ｖ＝ｃｆd ／（２ｆ0 cos θ）
ここで、ｃは血液中の音速であり、ｆ0 は送信周波数であり、ｆd は後方散乱超音波における運動誘起されたドップラー周波数シフトである。実用的には、ドップラーサンプル・ボリュームまたは距離セルが一般に時間につれて変化し得る速度の分布を含んでいるので、強度変調されたドップラー周波数対時間のスペクトログラムが表示される。特に、ドップラー・スペクトログラムの最大周波数（ｆmax ）波形または「包絡線」が重要である。というのは、心臓サイクルの異なる点におけるその値が多数の診断指標に使用されるからである。実際に、ピーク心収縮期での異常に高いｆmax またはＶmax のみが血管狭窄の良好な標識であることが報告されている。また、Ｖmax はベルヌーイの方程式に基づいて狭窄部の前後の圧力降下を推定するために使用される。
【０００７】
図１に示されている従来の超音波スキャナにおいては、ドップラー・スペクトログラムはＦＦＴを介して計算される。背景のホワイト・ノイズを越える波形ｆmax を自動的にトレースするために様々な方法が開発されている。ＦＦＴスペクトログラムにおいてｆmax を検出するためのこれらの方法の概要は、Ｕｌｔｒａｓｏｕｎｄ  Ｍｅｄ．Ｂｉｏｌ．誌、第１４巻（１９９８）の第３５３−３６３頁に所載のモウ（Ｍｏ）等の論文「ドップラー超音波についての４ディジタル最大周波数推定値の比較」に説明されている。実時間ドップラー・システムで具現するため、６−８ビットの表示ダイナミック・レンジを持つ圧縮ドップラー・スペクトログラムについての同様な技術が提案されている（例えば、米国特許第５，２８７，７５３を参照されたい）。しかしながら、最大速度推定値がサンプル・ボリューム内での実際の最大速度よりも１０−６０％高くなることが報告されている。これに関しては、Ｊ．Ｖａｓｃ．Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ誌、第１４巻（１９９０）の第２０６−２１３頁に所載のダイグル（Ｄａｉｇｌｅ）等の論文「多素子線形アレイ・プローブによる速度および周波数値の過大推定」、並びにＵｌｔｒａｓｏｕｎｄ  Ｍｅｄ．Ｂｉｏｌ．，Ｌｅｔｔｅｒ  ｔｏ  Ｅｄｉｔｏｒ誌、第１７巻（１９９１）の第１９５−１９８頁に所載のホスキンス（Ｈｏｓｋｉｎｓ）等の論文「デュプレックス・スキャナを使用した速度推定」を参照されたい。統計的変動およびオペレータの変動に加えて、上記のエラーのかなりの部分は、固有のドップラー・スペクトル広がり（ｓｐｅｃｔｒａｌ  ｂｒｏａｄｅｎｉｎｇ）に起因すると考えられる。この問題は固有のスペクトル広がりの量が一般にビーム形成および信号処理パラメータに依存するという事実によってより複雑になる。
【０００８】
ドップラー・スペクトル広がりに関する文献は２つのグループに分けることが出来る。１つのグループは、有限帯域幅パルスに関連したスペクトル広がりのみを考察しており、これは空間（時間）と速度（周波数）分解能との間の基本的な兼ね合い（トレードオフ）を表している。他方のグループは、狭帯域励起（長距離セルによるＣＷドップラーまたはパルス式ドップラー）を想定して、回折広がりに注目している。回折広がりの幾何学的説明は、超音波トランスジューサ・アレイの異なるトランスジューサ素子から出る射線（ｒａｙ）が散乱体の速度ベクトルと異なる角度を形成することである。回折広がりはまた、音波ビームを横切って移動する散乱体に対する有限走行時間効果として記述されることがある。
【０００９】
提案されたスペクトル広がり低減または補正方法の殆ど全ては実際には回折成分を処理しているだけである。最も簡単な方法は、前掲のダイグル等による論文およびホスキンス等による論文に記載されているように、空間分解能および感度の低下を犠牲にしてトランスジューサのアクティブ開口を小さくすることである。ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ誌、第ＳＵ−２７巻（１９８０）の第５０−５９頁に所載のニューハウス（Ｎｅｗｈｏｕｓｅ）等の論文「ビームの幾何形状に対する超音波ドップラー帯域幅の依存性」に述べられている理論がまた、回折広がりに対するｆmax 推定値を補正するために適用されている。例えば、Ｕｌｔｒａｓｏｕｎｄ  Ｍｅｄ．Ｂｉｏｌ．誌、第２１巻（１９９５）の第１０２９−１０３５頁に所載のウィンカー（Ｗｉｎｋｅｒ）等の論文「位相調整式セクタおよび線形アレイ・トランスジューサにより行ったドップラー・ピーク速度測定における固有のスペクトル広がりエラーの補正」；Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ  Ｓｙｍｐ．（１９９０）の第１５３３−１５３６頁に所載のニューハウス（Ｎｅｗｈｏｕｓｅ）等の論文「流れ軸線の変位によるドップラー帯域幅の不変性」；Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ  Ｓｙｍｐ．（１９９１）の第１２５９−１２６３頁に所載のニューハウス（Ｎｅｗｈｏｕｓｅ）等の論文「横ドップラーによるベクトル流れ推定の研究」；並びにＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｕｌｔｒａｓｏｎ．，Ｆｅｒｒｏｅｌｅｃ．  ａｎｄ  Ｆｒｅｑ．  Ｃｏｎｔｒｏｌ誌、第ＵＦＦＣ−４０巻（１９９３）の第３８１−３８６頁に所載のトートリ（Ｔｏｒｔｏｒｉ）等の論文「臨界ビーム対流れ角度より上の距離セル寸法によるドップラー帯域幅の不変性」を参照されたい。米国特許第５，６０６，９７２号明細書には、以下の３つの追加の方法が提案されている。すなわち、（１）アクティブ開口の最も外側の素子と流れ軸線との間に形成される最小のドップラー角度に基づいて周波数対速度変換を行うこと、（２）アレイ歪み関数によりドップラー・スペクトルをデコンボリューションすること、および（３）アレイの各々の素子について、アレイ開口内の個々の素子の位置の関数であるドップラー基準信号を使用することである。このうちの第１の方法は、前掲のホウキンス等によって記述されている。第２の方法は、前掲のニューハウス等による理論を利用していて、実際の速度の拡散が非常に小さいと仮定しており、これは一層大きい開口の場合は当てはまらない。第３の方法は、従来の通常の方法で使用されていたものよりもかなり複雑であるビーム形成装置を必要とする。
【００１０】
帯域幅および回折広がりに加えて、固有のスペクトル広がりの第３の源があり、これは分析時間広がりと呼ばれ、有限ＦＦＴデータ窓に対応する周波数分解能を表す。このデータ窓の幅は、通常、約１０ミリ秒に選ばれ、これは周波数分解能と流れ定常性（ｓｔａｔｉｏｎａｒｉｔｙ）の考察との間の妥協により定められる。１０ミリ秒の窓の場合、分析時間広がりは通常、帯域幅および回折広がりに比べて小さい。
【００１１】
Ｕｌｔｒａｓｏｕｎｄ  Ｉｍａｇ．誌、第１３巻（１９９１）の第３０１−３１５頁に所載の論文「２次元フーリエ変換を用いた広帯域パルス式ドップラー超音波処理についての説明」に記載されているウィルソン（Ｗｉｌｓｏｎ）の研究は、おそらく固有のスペクトル広がりの３つのタイプの全てを対象とした唯一のものである。この研究は２次元ＦＦＴ分析に基づくものであり、各タイプの広がりに対して明白な式を与えている。しかしながら、３つのタイプの広がりが互いに対して影響を及ぼすのか又はどのように影響を及ぼすのかは示されていない。全体の効果が、独立確率変数の標準偏差を表す、３つのタイプの広がりの自乗の和の平方根によって与えられ得ることが推測されているに過ぎない。
【００１２】
【発明の概要】
本発明は、デュプレックス超音波スキャナを使用して得られたドップラー時間・速度波形を較正する方法を提供する。本発明によれば、最大速度波形についてのスペクトル広がりエラー・マージンが、パルス式ドップラー信号についての固有のスペクトル広がりの統一理論に基づいて決定される。このエラー・マージンははドップラー波形表示装置においてカラー化または強調される。
【００１３】
具体的に述べると、本発明の方法は、固有のスペクトル広がりの３つの源すべてについてｆmax を補正する。本方法の基礎とする統一スペクトル広がり理論は、任意のサンプル・ボリューム寸法および配置方向の、単一素子トランスジューサ、或いはビーム・ステアリング付き又はビーム・ステアリング無しの多素子アレイに適用することが出来る。この統一理論は周波数領域および時間／空間領域のいずれかで発展させることが出来る。好ましい態様によれば、時間／空間領域が使用される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の好ましい実施態様では、固有のスペクトル広がりの３つの源すべてについてｆmax を補正する。以下の説明では、統一スペクトル広がり理論を時間／空間領域で発展させる。走査の幾何形状を、最大速度ベクトルがサンプル・ボリュームの中心を通って一端から他端へ通過する場合は図２に示し、最大速度ベクトルがサンプル・ボリュームの中心を通って一側から他側へ通過する場合は図３に示す。
【００１５】
統一スペクトル広がり理論の基本的な仮定は下記の通りである。
１）ドップラー・サンプル・ボリュームを定める物理的処理の全てが線形である。
２）任意の平面外の（ｙ方向の）運動によるスペクトル広がりが無視し得るほど小さい。
３）Ｆナンバー（距離と開口との比）が十分に大きく、従ってサンプル・ボリューム内の横方向（ｘ方向）感度および縦方向（ｚ方向）感度関数が、それぞれ、回折によって、および受信信号とその後のフィルタリング処理によって、独立に支配される。
４）サンプル・ボリュームがビームの焦点区域内に形成され、該焦点区域内では横方向感度関数がｚと無関係である。
５）最大速度ベクトルがサンプル・ボリュームの中心を通って（図２に示されているように）一端から他端へ通過し又は（図３に示されているように）一側から他側へ通過する。
６）受信パルスの形状に対する組織の減衰による影響
（効果）は関心のある範囲内にわたって大幅に変化しない。
【００１６】
先ず、帯域幅広がりによるエラーが、理想化された非回折ビームの場合について計算される。線形システム（仮定１）の場合、送信電圧波形、２方向トランスジューサ・インパルス応答、本体組織損失および復調器における低域フィルタを、持続時間Ｐの２方向システム過渡状態に巻き込むことが出来る。厳密に云うと、このシステム過渡状態は、組織の減衰効果による深さの関数である。しかしながら、特別なプローブの場合、単に、関心のある平均深さに対応するシステム過渡状態が使用される（仮定６）。
【００１７】
軸方向感度関数ＡL （ｚ）が、システム過渡状態を持続時間Ｔの矩形窓（すなわち、「距離ゲート」）でコンボリューションすることによって与えられる。この移動平均演算は下記の全長Ｌfullを持つＡL （ｚ）を生じる。
Ｌfull＝ｃ（Ｐ＋Ｔ）／２                                    （１）
ここで、Ｌfullは一般にユーザ選択サンプル・ボリューム長Ｌ（図２参照）より長いことに注意されたい。ユーザ選択サンプル・ボリューム長Ｌは、典型的には、ＡL （ｚ）のピークから−２０ｄＢの点によって定められる。
【００１８】
サンプル・ボリューム２４の中心部分を通って速度ｖmax で移動する最も速い散乱粒子（図２および３並びに仮定５）について注目する。すなわち、θに応じて、これらの粒子はサンプル・ボリュームの中を一側から多側へ又は一端から他端へ移動し、軸方向速度成分ｖZ ＝ｖmax cos θを持つ。これらの粒子から後方散乱された波の周波数は送信搬送波周波数から下記の量だけシフトされる。
ｆmax ＝２ｆ0 （ｖmax ／ｃ）cos θ＝２ｆ0 ｖZ ／ｃ          （２）
受信信号の振幅はＡL （ｔ）によって変調されている。ここで、ｔ＝ｚ／ｖZ である。この結果、ＰＲＦでサンプリングされたドップラー信号はＡL （ｔ）のスペクトルに対応する周波数の分布を含む。ＡL （ｔ）の持続時間はＬ／ｖZ であるので、そのスペクトルの幅は下記の通りである。
ΔｆL ＝ＫL （ｖZ ／Ｌ）                                    （３）
ここで、ＫL はＡL （ｔ）の形状に依存する比例定数である。ＫL の値は１から比Ｐ／Ｔに依存したより大きい値までの範囲にわたる。式（３）は有限長のサンプル・ボリュームに関連したｆmax についてのスペクトル広がりエラーを与える。式（３）を式（２）で割ると、ｖZ とθに無関係である下記の分数エラーが得られる。
ΔｆL ／ｆmax ＝ＫL ［ｃ ／（２ｆ0 Ｌ）］                   （４）
これは、パルス式ドップラー測定において所与のサンプル・ボリューム寸法についての達成し得る最小エラーを表す。ＫL ＝１の場合、式（４）は、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｂｉｏｍｅｄ．Ｅｎｇｎｇ．誌、第ＢＭＥ−３５巻（１９８８）の第２８５−２９５頁に所載のクリストファーセン（Ｋｒｉｓｔｏｆｆｅｒｓｅｎ）等の論文「時分割式超音波ドップラー測定および２Ｄイメージング・システム」に記載の、帯域幅広がりについての式になる。
【００１９】
次に、帯域幅および回折広がりによるエラーが計算される。θ＞０の場合、同じ散乱粒子がまた速度ｖX ＝ｖmax sin θでビームを横切って移動する。以上の分析では、２方向横方向感度分布ＡW （ｘ）が（サンプル・ボリューム内で）一様であると仮定している。これは、実際には、ビームの回折により、ｘにつれてかなり変化することがあり、またＷ＝Ｆλによって定義できる幅を有する。ここで、ＦはＦナンバーであり、λは超音波波長である。これは、最も速い移動する粒子からの受信信号がＡW （ｔ）によって更に変調されていることを意味する。ここで、ｔ＝ｘ／ｖX である。ＡW （ｔ）の幅はＷ／ｖX であるので、非一様なビーム分布を横切る横方向運動は、ドップラー・スペクトルを下記の量だけ広がらせる。
ΔｆW ＝ＫW （ｖX ／Ｗ）                                    （５）
ここで、ＫW はＡW （ｔ）の形状につれて変化する比例定数である。前述の仮定３および４は、サンプル・ボリューム内のＡW （ｔ）が、送信のフーリエ変換と受信アレイ・アポダイゼーション（ａｐｏｄｉｚａｔｉｏｎ）関数のフーリエ変換との積の大きさによって与えられることを暗示している。一例として、平坦な送信および受信アポダイゼーション関数を持つ矩形の開口の場合、ＡW （ｘ）はsinc2 （ｘ／Ｗ）の形であり、この場合、Ｗ＝Ｆλは−７．８ｄＢの幅および対応するＫW ＝１を表す。テーパ付きのアポダイゼーション関数が、アクティブ開口の寸法を変えることなく使用されると、焦点区域におけるビーム幅は僅かに大きくなる。結果として、回折広がりが低減し、ＫW ＜１になる。送信および受信開口が同じでないときは、ＦはＷ＝Ｆλになるように実効Ｆナンバーとして取り扱うべきである。
【００２０】
式（２）およびＷ＝Ｆλを使用して、式（５）は下記のように書き直すことが出来る。
ΔｆW ／ｆmax ＝ＫW（tan θ）／（２Ｆ）                     （６）
この式は、分数回折広がりエラーがインソネーション（ｉｎｓｏｎａｔｉｏｎ）角度に依存することを表す。予想されるように、θ＝０であると、何ら回折広がりは無い。ここで、ＫW ＝１の場合、式（５）は前掲のＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ誌、第ＳＵ−２７巻（１９８０）の第５０−５９頁に所載のニューハウス（Ｎｅｗｈｏｕｓｅ）等の論文に記載の、長いサンプル・ボリュームについての式と同じになる（帯域幅広がりは無い）。
【００２１】
任意の寸法のサンプル・ボリュームおよび任意のθについて、一般的に云えば、最も速い移動する散乱体からの受信信号はＡL （ｔ）およびＡW （ｔ）の両方によって振幅変調される。これらの粒子（散乱体）はサンプル・ボリュームの中心を通過すると仮定したので（仮定５）、ＡL （ｔ）およびＡW （ｔ）のピークは一致するはずである。この条件下では、ＡL （ｔ）ＡW （ｔ）のエネルギ・スペクトルはそれらの個々のスペクトルのコンボリューションによって与えられる。結果として、全体の正規化した広がりは、次のように式（４）および（６）の代数和に等しい。
（ΔｆL＋ΔｆW）／ｆmax ＝ＫL［ｃ／（２ｆ0 Ｌ）］
＋ＫW［tan θ／（２Ｆ）］          （７）
実用的には、サンプル・ボリュームの位置は、ドップラー波形が表示内で最も顕著に見えるようになるまで通常調節される。これは、サンプル・ボリュームの中央の最も感度の高い領域が最大速度ベクトルの位置と一致したときに生じる。この仮定が正しくない場合、すなわち最も速い散乱体がサンプル・ボリュームの中を一端から他端へ又は一側から多側へ移動する場合、その結果得られるドップラー・スペクトルは式（７）で特定される以上のスペクトル広がりを持ち得る。それにも拘わらず、式（７）はまだスペクトル広がりによる最小エラー・マージンの良好な推定値を表す。
【００２２】
式（７）は最も大きい速度成分に対応するドップラー・パワー・スペクトル密度の幅を特定するが、持続時間ＴFFT のドップラー信号のＦＦＴが取られたとき、その結果のパワー・スペクトルはｆmax に無関係であるが１／ＴFFT に比例する量だけ広がりを生じる。データ窓が矩形である場合、分析時間広がりは正確に１／ＴFFT である。一般的には、式（７）を使用して、広がりの全量は次のようになる。
Δｆ＝［ＫL［ｃ／（２ｆ0 Ｌ）］＋ＫW ［tan θ／（２Ｆ）］］ｆmax 
＋ＫT （１／ＴFFT ）                                    （８）
ここで、ＫT はデータ窓の形状に依存する定数である。全広がりは個々の成分の代数和で与えられる。ここで、スペックル（ｓｐｅｃｋｌｅ）を低減するために何らかのＦＦＴ後スペクトル平滑化が行われる場合は、実効スペクトル窓幅を反映するようにＫT を増大すべきである。
【００２３】
実際には、ｖmax の推定値を得るために、通常、見かけの最大ドップラー周波数ｆmax ′＝ｆmax ＋Δｆに角度補正が適用される。式（８）から、真の最大周波数は見かけの最大周波数を用いて次のように書き表すことが出来る。
ｆmax ＝［ｆmax ′−（ＫT ／ＴFFT ）］／Ａ*                 （９）
ここで
Ａ* ≡１＋［ｃＫL ／（２ｆ0 Ｌ）＋ＫW tan θ／（２Ｆ）］
【００２４】
ドップラー・スペクトログラムの中の任意の時点において、スペクトル広がりエラー・マージンＳＢＥＭ＝（ｆmax ′−ｆmax ）は次式によって与えられる。
ＳＢＥＭ＝ｆmax ′−［ｆmax ′−（ＫT ／ＴFFT ）］／Ａ*     （１０）
ここで
Ａ* ≡１＋［ｃＫL ／（２ｆ0 Ｌ）＋ＫW tan θ／（２Ｆ）］
また、θはユーザ指定ビーム対流れ角度推定値、Ｌはユーザ指定サンプル・ボリューム長、ＫL は軸方向感度分布の形状に依存する定数、Ｆはドップラー送受信ビーム形成装置の実効Ｆナンバー、ＫW は横方向感度分布の形状に依存する定数、ＴFFT はＦＦＴデータ窓の持続時間、およびＫT はＦＦＴデータ窓の形状に依存する定数である。ここで、θおよびＬはデュプレックス装置においてユーザにより指定されるが、残りの定数は全て所与のドップラービーム形成装置および処理装置において並びに所与の用途（インソネーションの深さに関連した減衰効果）において先験的に知られているはずである。異なるサンプル・ボリューム寸法および角度の場合についてのＫ定数の値は、例えばルックアップ・テーブルに記憶させておくことが出来る。従って、式（１０）はディジタル・ドップラー処理装置においてソフトウエアで容易に実現することが可能である。好ましい実施態様によれば、ＦＦＴ手段１２、圧縮手段１４、グレー・マッピング手段１６、速度トレーシング手段２０およびスペクトル広がりエラー・マージン手段２２がディジタル・ドップラー処理装置に組み込まれる。
【００２５】
前に述べたように、ドップラー・スペクトログラムの表示ダイナミック・レンジは典型的には、従来のディジタル超音波スキャナにおいて６−８ビットに制限されている。上記のスペクトル広がりエラー・マージン分析は、各時点における広がりの生じたスペクトルの末端（ｔａｉｌ  ｅｎｄ）がドップラー・スペクトル表示において観察およびトレースできると仮定している。スペクトル・ドップラーＳＮＲが小さ過ぎる場合には、スペクトルの末端が背景ノイズの中に埋もれてしまい、背景ノイズが実効的にスペクトル広がりを覆い隠すことになる。その場合、実際の問題は感度の問題であり、精度は余り問題にならない。同様に、何らかの理由でドップラー表示ダイナミック・レンジが低すぎる値に設定されている場合にもまた、観察可能なスペクトル広がりが低減する。人為的に振幅範囲の低い端でクリップされたスペクトログラムには式（壁フィルタ１０）を適用することは出来ない。
【００２６】
上記の理由で、スペクトル広がりエラー・マージンを推定するために式（１０）を適用する前に、ドップラー・スペクトルＳＮＲおよび表示ダイナミック・レンジについて何らかの簡単な試験を行うべきである。当業者には、このような試験が様々な方法で行いうることが明らかであろう。例えば、背景ノイズの平均レベルが各々のスペクトル線についてのピーク・レベルよりも少なくとも２５ｄＢ低いこと、および表示ダイナミック・レンジは少なくとも同じ程度であることを確かめるために検査することが出来る。これらの試験は、背景ノイズの平均推定値がしばしばｆmax ′をトレーシングする目的のためのスペクトログラムの中の上側純ノイズ領域から導き出されるので、多大な付加的な計算を必要とすべきでない。
【００２７】
瞬間スペクトルの場合、ｆmax ′（または、対応するｖmax ′）および補正されたｆmax の両方を表示できることが明らかである。しかしながら、混同を避けるために、図４に例示されているようなスペクトル広がりエラー・マージン表示方法が提案される。基本的なアイデアは、ユーザにドップラー・モードでスペクトル広がりエラー・マージン・スイッチを提供して、このスイッチをターンオンしたとき、グレースケール・ドップラー・スペクトログラム中のスペクトル広がりエラー・マージン（図４に「ＳＢＥＭ」で示す）がカラー化され又は何らかのシェーディング（ｓｈａｄｉｎｇ）方法によって強調されるようにすることである。これは、カラー化されたスペクトル広がりエラー・マージン内のそれらの全ての周波数／速度がサンプル・ボリューム内の実際の速度を表す可能性のないことを意味する。この表示方法の利点は、エラーの寸法（大きさ）について良好な可視的印象を与えながら、ユーザが診断指標計算のためにカラー化したエラー帯域内の任意の最大周波数を自由に選ぶことが出来るようにしたことである。勿論、この形式の表示は、ドップラー処理装置の計算能力に応じて、実時間またはフリーズ（ｆｒｅｅｚｅ）モードで作成することが出来る。正規のスペクトログラムが既にカラーで表示されている場合、スペクトル広がりエラー・マージンはグレースケールで、或いは他の公知のシェーディング方法を使用して、強調することが出来る。
【００２８】
上記の好ましい実施態様は例示の目的で開示したものである。種々の変更および変形をなし得ることが当業者には明らかであろう。この様な全ての変更および変形は特許請求の範囲に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】自動最大および／または平均速度波形トレーシングを備えた従来のスペクトル・ドップラー・モード用の信号処理系のブロック図であり、図中のＩおよびＱは復調された信号の同相および直角位相成分をあらわす。
【図２】最大速度ベクトルがサンプル・ボリュームの中心を通って一端から他端へ通過する場合のｘ−ｚ座標系に対するインソネーションの幾何形状を示す線図である。
【図３】最大速度ベクトルがサンプル・ボリュームの中心を通って一側から他側へ通過する場合のｘ−ｚ座標系に対するインソネーションの幾何形状を示す線図である。
【図４】従来のグレースケール・ドップラー・パワー・スペクトログラムにおいて本発明によるスペクトル広がりエラー・マージンを表示する方法を示すグラフである。
【図５】本発明によるスペクトル広がりエラー・マージンの推定および表示を備えたスペクトル・ドップラー・モード用の信号処理系のブロック図である。
【符号の説明】
２    超音波トランスジューサ・アレイ
４    ビーム形成装置
６    復調器
８    加算及びダンプ手段
１０    壁フィルタ
１２    ＦＦＴ手段
１４    圧縮手段
１６    グレー・マッピング手段
１８    表示モニタ
２０    速度トレーシング手段
２２    スペクトル広がりエラー・マージン手段
２４    サンプル・ボリューム
【図１】
0004502417.tif 000002
【図２】
0004502417.tif 000003
【図３】
0004502417.tif 000004
【図４】
0004502417.tif 000005
【図５】
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