(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステップアップ／ステップダウンのスイッチング・レギュレータ用の制御方法であって、そのレギュレータは、
第１および第２の導線を備えたインダクタと、
前記第１の導線を電源に制御可能に結合するための第１のスイッチ（Ｐ１）と、
前記第２の導線を回路接地部に制御可能に結合するための第２のスイッチ（Ｎ２）と、
前記第１の導線と回路接地部との間にあり、前記回路接地部から前記第１の導線に電流を通電するための第３のスイッチ（Ｎ１）と、
前記第２の導線とレギュレータ出力部との間にあって、前記第２の導線から前記レギュレータ出力部に電流を通電するための第４のスイッチ（Ｐ２）と、
が備えられ、前記第３のスイッチは、前記第１のスイッチがオフであればオンであり且つ前記第１のスイッチがオンであればオフであり、前記第４のスイッチは、前記第２のスイッチがオフであればオンであり且つ前記第２のスイッチがオンであればオフであるよう構成されており、
レギュレータの制御方法は、
前記電源が前記レギュレータ出力を上回る電圧を有する時には、ステップダウンのために、前記各スイッチを、位相１、位相２、位相３を要素として含んでいる、あるシーケンスで動作させ、前記電源が前記レギュレータ出力よりも低い電圧を有する時には、ステップアップのために、前記各スイッチを、位相１、位相２、位相３を要素として含んでいる、上記と同一のシーケンスで動作させる段階を含み、
上記の位相１では、前記第１および第２のスイッチの双方が閉じており、一方、位相２では、前記第１のスイッチが閉じ、前記第２のスイッチが開いており、そして、位相３では、前記第１および第２のスイッチの双方が開いており、
電流モード補正、すなわち、
位相１からの遷移は、前記第２のスイッチ（Ｎ２）の電流および位相１の最小時間に依存して生じ、
位相２からの遷移は、クロック制御され、
位相３からの遷移は、前記第３のスイッチ（Ｎ１）の電流および位相３の最小時間に依存して生じる、
と言う電流モード補正が用いられる
ることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記位相のシーケンスは、位相１、位相２、位相３、位相２、次いで位相１に戻り、そのシーケンスを繰り返す、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
位相２から位相３への遷移及び位相２から位相１への遷移は、クロック制御された遷移である、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記位相１から前記位相２への遷移は、前記第２のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を上回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第２のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を上回ったのであれば、前記最小時間の経過時点において発生し、
前記位相３から前記位相２への遷移は、前記第３のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を下回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記３のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を下回ったのであれば、その最小時間の経過時点において発生する、
ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記位相シーケンスは、位相１、位相３、位相２、次いで位相１に戻り、そのシーケンスを繰り返す、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記位相２から前記位相１への遷移は、クロック制御された遷移である、
ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記位相１から前記位相３への遷移は、前記第２のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を上回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第２のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を上回ったのであれば、前記最小時間の経過時点において発生し、
前記位相３から前記位相２への遷移は、前記第３のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を下回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第３のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を下回ったのであれば、前記最小時間の経過時点において発生する、
ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記位相シーケンスは、位相１、位相２、位相３、次いで位相１に戻り、そのシーケンスを繰り返す、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記位相２から位相３への遷移は、クロック制御された遷移である、
ことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記位相１から前記位相２への遷移は、前記第２のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を上回った時点で、既に最小時間の経過後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第２のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を上回ったのであれば前記最小時間の経過時点において発生し、
前記位相３から前記位相１への遷移は、前記第３のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を下回った時点で、既に最小時間の経過後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第３のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を下回ったのであれば前記最小時間の経過時点において発生する、
ことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記インダクタの電流は位相３の間にゼロになり、前記レギュレータ出力は調整値を上回り、前記レギュレータは、前記レギュレータ出力が調整値を下回るまでスリープモードに置かれる、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
前記レギュレータ出力は、前記スリープモードにおいて調整値未満に低下し、位相１の動作が開始されて所定の時間長にわたり、位相２に変化する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
更に、前記インダクタを通る前記電流に対する電流制限が到達された後で、所定時間内に、前記レギュレータ出力が調整電圧に到達できない場合に、前記レギュレータを停止する段階を含む、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記電源の電圧が所定電圧よりも低い場合に、前記レギュレータの動作を阻止する段階を更に含む請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
ステップアップ／ステップダウン・スイッチングレギュレータを制御する方法であって、
第１および第２の導線を備えたインダクタを設け、
前記第１の導線を電源に制御可能に結合するための第１のスイッチ（Ｐ１）を設け、
前記第２の導線を回路接地部に制御可能に結合するための第２のスイッチ（Ｎ２）を設け、
前記第１の導線と回路接地部との間にあり、前記回路接地部から前記第１の導線に電流を通電するための第３のスイッチ（Ｎ１）を設け、
前記第２の導線とレギュレータ出力部との間にあって、前記第２の導線から前記レギュレータ出力部に電流を通電するための第４のスイッチ（Ｐ２）を設ける段階を備え、
前記第３のスイッチは、前記第１のスイッチがオフであればオンであり且つ前記第１のスイッチがオンであればオフであり、前記第４のスイッチは、前記第２のスイッチがオフであればオンであり且つ前記第２のスイッチがオンであればオフであるよう構成されており、
前記電源が前記レギュレータ出力を上回る電圧を有する時には、ステップダウンのために、前記各スイッチを、位相１、位相２、位相３を要素として含んでいる、あるシーケンスで動作させ、前記電源が前記レギュレータ出力よりも低い電圧を有する時には、ステップアップのために、前記各スイッチを、位相１、位相２、位相３を要素として含んでいる、上記と同一のシーケンスで動作させる段階を含み、
上記の位相１では、前記第１および第２のスイッチの双方が閉じており、一方、位相２では、前記第１のスイッチが閉じ、前記第２のスイッチが開いており、そして、位相３では、前記第１および第２のスイッチの双方が開いており、
電流モード補正、すなわち、
位相１からの遷移は、前記第２のスイッチ（Ｎ２）の電流および位相１の最小時間に依存して生じ、
位相２からの遷移は、クロック制御され、
位相３からの遷移は、前記第３のスイッチ（Ｎ１）の電流および位相３の最小時間に依存して生じる、
と言う電流モード補正が用いられる
ることを特徴とする方法。
【請求項１６】
前記位相のシーケンスは、位相１、位相２、位相３、位相２、次いで位相１に戻り、そのシーケンスを繰り返す、ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
位相２から位相３への遷移及び位相２から位相１への遷移は、クロック制御された遷移である、ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記位相１から前記位相２への遷移は、前記第２のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を上回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第２のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を上回ったのであれば、前記最小時間の経過時点において発生し、
前記位相３から前記位相２への遷移は、前記第３のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を下回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記３のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を下回ったのであれば、その最小時間の経過時点において発生する、
ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記位相シーケンスは、位相１、位相３、位相２、次いで位相１に戻り、そのシーケンスを繰り返す、
ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項２０】
前記位相２から前記位相１への遷移は、クロック制御された遷移である、
ことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記位相１から前記位相３への遷移は、前記第２のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を上回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第２のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を上回ったのであれば、前記最小時間の経過時点において発生し、
前記位相３から前記位相２への遷移は、前記第３のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を下回った時点で、既に最小時間の経過以後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第３のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を下回ったのであれば、前記最小時間の経過時点において発生する、
ことを特徴とする請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記位相シーケンスは、位相１、位相２、位相３、次いで位相１に戻り、そのシーケンスを繰り返す、
ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項２３】
前記位相２から位相３への遷移は、クロック制御された遷移である、
ことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記位相１から前記位相２への遷移は、前記第２のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を上回った時点で、既に最小時間の経過後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第２のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を上回ったのであれば前記最小時間の経過時点において発生し、
前記位相３から前記位相１への遷移は、前記第３のスイッチを通る電流が電流モードフィルタの出力を下回った時点で、既に最小時間の経過後であれば発生し、その最小時間の経過前に前記第３のスイッチを通る電流が前記電流モードフィルタの出力に等しくなるかその出力を下回ったのであれば前記最小時間の経過時点において発生する、
ことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記インダクタの電流は位相３の間にゼロになり、前記レギュレータ出力は調整値を上回り、前記レギュレータは、前記レギュレータ出力が調整値を下回るまでスリープモードに置かれる、
ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項２６】
前記レギュレータ出力は、前記スリープモードにおいて調整値未満に低下し、位相１の動作が開始されて所定の時間長にわたり、位相２に変化する、
ことを特徴とする請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
更に、前記インダクタを通る前記電流に対する電流制限が到達された後で、所定時間内に、前記レギュレータ出力が調整電圧に到達できない場合に、前記レギュレータを停止する段階を含む請求項１５に記載の方法。
【請求項２８】
前記電源の電圧が所定電圧よりも低い場合に前記レギュレータの動作を阻止する段階を更に含む請求項２７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ステップアップ／ステップダウン・スイッチングレギュレータの分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステップアップ／ステップダウン・スイッチングレギュレータは、電源から負荷へのエネルギ伝送を制御するためにパルス幅変調を用いている。バッテリ駆動式携帯機器における一般的条件である、電源と負荷の電圧範囲が重なり合う場合、この制御機能はより複雑になる。既存の技術は、周波数分周波、電圧と電流のリップルの増大、モードハンチング、変換効率の低下、要素応力の増加のような望ましくない動作を示す。例として、図１に示すようなＨブリッジ回路は、バックブーストＤＣ−ＤＣコンバータ(buck-boost DC to DC converter)として用いられる。このようなコンバータやそのコンバータの動作方法は、米国特許第６，０８７，８１６号に開示されている。このシステムは大きな電流リップルを有する。インダクタ、キャパシタ、電源スイッチは、負荷電流よりもはるかに大きな電流の定格にする必要がある。
【特許文献１】米国特許第６，０８７，８１６号公報
【発明を実施するための最良の形態】
【０００３】
本発明によるコンバータが図２に示される。図示のように、このようなコンバータでは、スイッチ１、４はＰ−チャネルデバイスで、スイッチ２、３はＮチャネルデバイスである。この点に関して、このようなコンバータでは一般に、スイッチ２（Ｎ１）と４（Ｐ２）は制御機能ではなく整流機能を果たし、従って、通常のダイオード、Ｓｃｈｏｔｔｋｙダイオード、又は同期整流器として実現することができる。同期整流器を制御するための技術は、従来技術において公知であり、従って、本発明を不明瞭にしないために、同期整流器を用いる場合にはスイッチ２（Ｎ１）と４（Ｐ２）の制御の詳細は本明細書では繰り返さない。同様に、他方、スイッチ２、４にＳｃｈｏｔｔｋｙダイオードのようなダイオードを用いる場合には、以下の開示では通常、回路解析目的のためにダイオード全体にわたる電圧降下を無視することにする。結果として生じる電流波形の傾斜は若干異なり、本発明の理解にとって必須ではない他の小さな変動が生じることになるが、本発明の動作についての説明には依然として適用することができる。しかしながら、負電流を抑制するダイオード又は同期整流器が用いられる場合には、本発明のコンバータは、調整値を維持するために最小負荷が必要となる点に留意されたい。
【０００４】
図１、図２は、同期整流器などにおけるような、４つのスイッチＰ１、Ｐ２、、Ｎ１とＮ２を示している。本発明のある特定の好ましい実施形態の通常のＰＷＭ動作では、スイッチＰ１がオフの場合はスイッチＮ１はオンであり、スイッチＰ１がオンの場合にはスイッチＮ１はオフであり、すなわちＮ１＝／Ｐ１である（注：本明細書において「／」は上バーを意味する）。同様にスイッチＮ２がオフの場合にはスイッチＰ２はオンであり、スイッチＮ２がオンの場合にはスイッチＰ２はオフであり、すなわちＰ２＝／Ｎ２である。従って、本発明の方法は、スイッチＰ１とＮ２の制御に関して説明され、特に他に表記しない限りＮ１＝／Ｐ１、Ｐ２＝／Ｎ２とみなす。しかしながら、本発明はスイッチＮ１とＮ２を通る電流に応答し、従って、好ましい実施形態では、これらのスイッチの各々は、電流感知回路ＣＳＮ１とＣＳＮ２を有し、それぞれのスイッチを通る電流よりも（一般的に非常に小さい）比例した電流をコントローラに供給する。好ましい実施形態では、スイッチの両端電圧がそのスイッチを通る電流の非線形関数であっても、コントローラへの電流感知信号がそれぞれのスイッチを通る電流にほぼ比例するように、電流感知回路は各々電流ミラーの形態である。また図２にコントローラへの追加入力として示されるのは、分圧器Ｒ１、Ｒ２によって分割された出力電圧のフィードバックＦＢと、基準電圧Ｖｒｅｆである。
【０００５】
図１は、図１、図２のスイッチＰ１とＮ２用のスイッチ設定の３つの組み合せを例示しており、本明細書ではΦ１、Φ２、Φ３、又は位相１、２、３と呼ぶ。Φ１は、「高速Ｌ充電」として識別され、高速でインダクタＬを通る電流を上昇させることを意味する。この電流経路において、スイッチＰ１とＮ２が閉、すなわち通電しており、以下単にＰ１Ｎ２で示す。ここで充電速度ｄｉ／ｄｔ＝ＶＩＮ／Ｌである（スイッチの電圧降下を無視する）。スイッチＮ１又はＰ２はいずれもこの電流経路と直列ではないので、スイッチＮ１とＰ２にダイオードを使用することは、インダクタＬの電流のこの増大速度を変えることにはならない。
【０００６】
電流経路Φ２は、「低速インダクタ充電」電流経路として識別される。この電流経路では、スイッチＰ１は閉で、スイッチＮ２は開であり、以下ではＰ１  ／Ｎ２で表記する。この場合、インダクタＬの電流の蓄積速度は、ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖin−Ｖout）／Ｌとなる。この通電経路は「低速Ｌ充電」で表記されるが、ＶIN＝Ｖoutの場合、インダクタＬを通るｄｉ／ｄｔはゼロになり、ＶIN＜Ｖoutの場合、ｄｉ／ｄｔは実際に負であり、好ましい実施形態では、負になる場合もある点に留意されたい。ダイオード又は等価な同期整流器が用いられる場合には、それぞれの同期整流器のオフにより遮断されるか、又はそれぞれのダイオードにより遮断されるので、電流は負になることができない。同様に、勿論スイッチＰ２が実際にダイオードである場合には、ＶIN−ダイオード電圧降下＝ＶoutになるとインダクタＬを通るｄｉ／ｄｔはゼロになる。
【０００７】
Φ３で表記される第３の経路は、「高速Ｌ放電」と表記される。この電流経路は、スイッチＰ１とＮ２の両方が開いていること、すなわち／Ｐ１  ／Ｎ２によって特徴付けられる。この場合、インダクタＬを通る電流変化率は、ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖout／Ｌであり、好ましい実施形態では負になることがである。この場合も同様に、ダイオード又は等価な同期整流器は、これらが用いられる場合には逆電流フローを阻止する。この点に関し、スイッチＰ２がダイオードである場合には、ｄｉ／ｄｔ＝−（Ｖout＋ダイオードの順方向電圧降下）／Ｌである。ダイオード、同期整流器、又は更にスイッチＮ１とＰ２の順方向通電電圧降下の影響は、当業者には容易に評価することができるであろうが、以下の開示においては明確にする目的でこれ以上考慮しないものとする（電流感知の目的を除く）。
【０００８】
本発明の一態様は、入力電圧が出力電圧よりも高い（バック）か或いは入力電圧が出力電圧よりも低い（ブースト）か否かに関係なく回路が同じモードで動作することである。こうした３つの動作モードを図３ａ、４ａ、５ａの状態図に例示する。図３ａでは、コントローラは、Φ１、Φ２、Φ３，Φ２、Φ１、Φ２、Φ３、Φ２・・・の順番で循環する。Φ２からΦ１、とΦ３からΦ２への遷移はクロック制御されるが、Φ１からΦ２への遷移は、電流ＩＮ２が電流制御フィルタ出力（図６）よりも大きいとき、又は電流ＩＮ２が電流制御フィルタ出力よりも既に大きかった場合には最小時間後に発生し、Φ３からΦ２への遷移とΦ３は、電流ＩＮ１が電流制御フィルタ出力よりも小さいとき、又は電流ＩＮ１が電流制御フィーダー出力よりも既に小さかった場合には最小時間後に発生する。これらの図において、「／（ｔｍｉｎ）及び」とは、最小時間が過ぎて第２の条件が満たされているか、又は満たされるようになったことを意味する。この点に関して、電流が等しい、大きい、小さいと表現する場合には、このような相対的尺度は通常は基準化後に適用可能である点を理解されたい。例証として、図５の電流制御回路における比較器Ｃｏｍｐ  Ａ及びＣｏｍｐ  Ｂは、ＣＳＮ１とＣＳＮ２の電流感知出力を比較しており、これらはＮ１とＮ２の実電流の振幅に比例するが、遙かに小さい。
【０００９】
図４ａでは、コントローラは、Φ１、Φ２、Φ３，Φ１、Φ２、Φ３、Φ１・・・の順に循環し、図５ａでは、コントローラは、Φ３、Φ２、Φ１、Φ３、Φ２、Φ１・・・の順で循環する。同じピーク電流においては、出力への調整された電源の伝送で図４ａの制御アルゴリズムがより効率的であり、従って、本発明の動作の以下の詳細な説明においてはこの実施形態を例示的な実施形態として用いることにする。しかしながら、３つ全ての場合において、用いられるアルゴリズムは出力電圧が供給電圧よりも低いか又は高いかには無関係に固定される。
【００１０】
本発明の種々の実施形態は、電流モード補正又は電流制御を用いる。本発明の好ましい実施形態と共に用いられる電流制御のブロック図が図６に示される。この図に示すように、図２の分圧器Ｒ１、Ｒ２からのフィードバック電圧ＦＢは、トランスコンダクタンス増幅器Ｅ−ＡＭＰによって基準電圧ＲＥＦ（図６）と比較され、トランスコンダクタンス増幅器Ｅ−ＡＭＰの電流出力はＦｉｌｔｅｒ（フィルタ）によってフィルタリングされ、続いて、補正回路ＣＯＭＰ  ＡとＣＯＭＰ  Ｂに結合される。これらの補正回路は、Ｎ１における位相３（Φ３）電流、Ｎ２における位相１（Φ１）電流にそれぞれ応答し、比較器ＣＯＭＰ  ＡとＣＯＭＰ  Ｂの出力は、位相制御ロジックに供給される。図６のフィルタ用のフィルタ回路を図７に示す。
【００１１】
図４ａの状態図を用いた図２の回路の動作が図８から図１１に例示される。図８、図９は、入力電圧が出力電圧を上回る場合、及び入力電圧が出力電圧よりも小さい場合のそれぞれの動作を示している。図１０、図１１は、好ましい実施形態のスキップ能力を例示している。具体的には、スキップモードへの進入を図１０に例示し、スキップモードからの退出を図１１に例示する。しかしながらこれらの図を詳細に説明する前に、図１から、スイッチＮ１の電流はΦ３の間でのみ非ゼロとなり、スイッチＮ２の電流はΦ１中にのみ非ゼロとなる点に留意されたい。更に、便宜上以下に続く説明では、Φ１とΦ３で示される方向の電流は正と仮定する。
【００１２】
ここで図４及び８を参照しながら、図４ａの実施形態に従った図２の回路の動作を説明する。入力電圧がコンバータの出力電圧よりも上回る動作条件では、回路は動作中で且つΦ２状態にある時点と仮定する。この状態では、入力電圧は出力電圧を上回るので、インダクタＬを通る電流は低速の充電条件で増大している。本明細書においてｔｍｉｎと呼ばれる時間期間でΦ３クロックが発生すると、コントローラは、スイッチＰ１をオフにすることによってΦ３モードに変える。これはスイッチＮ１を通る通電を生じさせ、インダクタを通る電流は、フィルタ電流出力を下回るまで比較的急激に減少して、比較器ＣＯＭＰ  Ａの出力を変化させ、この時点でコントローラは、スイッチＰ１とＮ２両方をオンにすることによってΦ１モードに切り替える。これ以後で理解されるように、スイッチＮ１の電流が既にフィルタ出力電流よりも下回っている場合には、Φ３からΦ１への切り替えは、最小時間ｔｍｉｎの後に発生することになる。この点に関して、好ましくはｔｍｉｎは、正確な感知目的で回路を新しい状態で安定させることを可能にしながら可能な限り適度に短く選択される。
【００１３】
Φ１状態は、スイッチＮ２を通る電流がフィルタを通る電流を上回り、比較器ＣＯＭＰ  Ｂの出力を変化させるまで継続し、或いは、スイッチＮ２を通る電流がｔｍｉｎよりも短い時間でフィルタを通る電流を上回る場合には、Φ１パルスの持続時間（ｔｍｉｎ）の間継続することになり、その後、コントローラは、スイッチＮ２をオフにすることによって再びΦ２に切り替わることになる。この場合も同様に、インダクタＬの電流は、次のΦ３クロックパルスまで低速の充電速度で増大し、この時点でサイクルは繰り返される。従って、２つの決定ポイント、すなわち、スイッチＮ１の電流が降下しフィルタ出力電流を下回った決定Ａと、スイッチＮ２の電流が増大してフィルタ出力電流を上回った決定Ｂとが存在する。
【００１４】
図９は、入力電圧が出力電圧よりも低い場合のコントローラの動作を例示している。動作は、位相が同様に配列されている、すなわちΦ１、Φ２、Φ３、Φ１、Φ２、Φ３、Φ１、その他であるという意味において同じである点に留意されたい。主な相違点は、Φ３とΦ１の波形と持続時間である。詳細には、Φ２中にインダクタＬを通る電流は実際に減少し、Φ２からΦ３のスイッチング時に、スイッチＮ１の電流は、フィルタ出力電流よりも下回るようになる。従って、Φ３の持続時間はｔｍｉｎに保持されることになり、後続のΦ１動作の持続時間はｔｍｉｎを上回り、スイッチＮ２の電流がフィルタ出力電流まで増大できる。
【００１５】
コンバータの軽負荷では、図１０に示すように、コンバータの出力電圧は目的の調整電圧を上回ったまま（過電圧）であっても、スイッチＮ１の電流はΦ３中にゼロになることができる。軽負荷又は無負荷では、フィードバックＦＢ（図６）は基準電圧ＲＥＦを上回り、Ｆｉｌｔｅｒから出力される負電流を生じることがある。従って、スイッチＮ１の電流は、その電流がゼロになったときでも依然としてフィルタ出力を上回る。この「ゼロクロス」はコントローラによって感知され、クロック発振器が停止され、さもなければ回路がスリープモードになる（Ｄｉｓｃｏｎｔ（中断）信号波形を参照されたい）。スリープモードにおいて、好ましい実施形態では、スイッチＮ１とＮ２はオン、スイッチＰ２はオフであり、負荷からの戻り電流フローは遮断される。出力電圧が調整電圧未満まで低下し、過電圧条件が排除されると、クロックは再始動し、別のΦ１パルスを開始する。しかしながら、このパルスはある固定時間にわたるものであり、その後には、クロックが位相をΦ３に変えるまでΦ２位相に留まる。図１０に例示するように、次のΦ１、Φ２、Φ３シーケンスは、やはり基準電圧ＲＥＦよりも高い出力を生じ、コントローラはシーケンス途中で過電圧条件を感知し、Ｄｉｓｃｏｕｎｔ（中断）信号は、同様にシーケンスの終端において発振器を停止し、過電圧がなくなるまで回路をスリープモードにする。
【００１６】
図１０の軽負荷又は無負荷条件において、各Φ１、Φ２、Φ３シーケンスは、ゼロインダクタ電流から開始される。コンバータが低又はゼロインダクタ電流で動作しているときには、コントローラは、強制的に初期動作をさせるよう出力電圧に応答する。例えば、軽負荷（スキップ）動作時に、コンバータにかなりの負荷が突然印加された場合には（図１１を参照されたい）、過電圧条件は消去される。このことがΦ１、Φ２、Φ３シーケンスの間に生じた場合には、新しいシーケンスが開始されることになる。Φ１、Φ２、Φ３シーケンスがゼロインダクタ電流条件から開始されると、所定の持続時間にわたって強制的にΦ１位相にされ、次のクロックパルスまでΦ２位相が続く。閾値インダクタ電流が確立されると、制御は図８、図９に関して説明した制御に復帰する。
【００１７】
出力電圧が入力電圧を上回る場合において、スキップモードの後に過電圧条件が消去されると、長いΦ１及びｔｍｉｎΦ３が最初に課せられるが動作は同様であり、その後、制御は、図８、図９に関して説明した制御に復帰する。しかしながら全ての場合において、動作のシーケンスは同じてあり、すなわち、Φ１、Φ２、Φ３、Φ１、Φ２、Φ３、Φ１・・・である。この点に関して、前述のことはスキップ終了の好ましい方法を表しているが、他の方法も実施可能である。
【００１８】
図４ａのコンバータの全体的な動作が図１２のより詳細な状態図で示されている。この図では、ロジックハイ（ＬＨ又は「真」）信号の形態にあるＯＮ信号は、コンバータの電源をオンにする。バイアス電圧と基準電圧が安定になると、高速充電又は位相１サイクルが開始される。高速充電は、ＣＯＭＰ  Ｂの出力が切り替わるまで持続し（図７）、その後、コンバータは、クロック信号がコンバータを位相３に切り替えるまで低速充電又は位相２に切り替わる。他方、高速充電がＣＯＭＰ  Ｂ出力の状態を変えさせる前に、このクロック信号が発生した場合には、クロック信号は、位相１から位相３に直接変更させることになる。その結果、位相３は、ＣＯＭＰ  Ａ（図６）が状態を変えて、コンバータを高速充電又は位相１に復帰させるまで持続する。他方、位相３の終了時に過電圧が存在する場合には、過電圧条件が消去されるような時間まで保留が開始され、その後、高速充電又は位相１が再開される。保留条件から出るときに、固定又は所定の時間間隔にわたって強制的に高速充電又は位相１状態にされ、続いて位相２状態が続き、更に所定時間後、クロックは位相３状態を開始する。スキップ又は保留モードからの退出は、入力電圧が出力電圧を上回っているか、又は入力電圧が出力電圧未満で動作しているかどうかに関わらず同じである。しかしながら、入力電圧が出力電圧未満である場合には、より長い所定時間にわたって高速充電又は位相１が保持された後、位相２に切り替わり、勿論これは、クロックパルスの発生によって短縮されることになる。ここでの目標は、同じ条件下で動作する従来のＰＷＭコントローラと波形を同じに維持することである。
【００１９】
またコンバータは、好ましくは高速充電又は位相１から低速充電又は位相２へのスイッチングにおいてピーク電流制限を有する。通常、このピーク電流は、コンバータの通常動作範囲外に設定されるが、短絡等の異常負荷の場合には、このピーク電流制限に達する可能性がある。好ましい実施形態では、そのピーク電流の到達は、調整値に達する固定時間をシステムに本質的に与えるタイマを開始し、その後に、システムは、新しい始動信号を受信するまで停止する。従って、例証として短絡の場合には、起動時にこのピーク電流に達すると、その直後に回路は再び停止し、短絡が修正された後で起動されるまで、各連続した起動信号に対する当そのシーケンスを繰り返す。これは、コンバータ構成要素に損傷を与えることなくこのような異常負荷を処理する方法の単なる一例に過ぎない。
【００２０】
前述の種類の回路では、入力電圧が出力電圧を下回ることができる電圧量に関して実施可能な制限が存在する。バッテリ駆動式システムでは、特に低い入力電圧とは、バッテリが完全放電に近く、利用可能なエネルギがほとんど残っていないことを意味する。また、入力電圧が出力電圧未満に低下すると、コンバータは、大部分の時間を高速充電又は位相１状態に留まることが必要となり、効率損失までの平均出力電流に対するピーク電流の比率を高め、所定のピーク電流を上回るべきではない場合にはコンバータの平均出力電流を制限する。従って、好ましい実施形態は、入力電圧感知を含み、供給電圧が低過ぎる場合に起動を禁止するために低電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）を設ける。また好ましい実施形態は、スイッチＰ１の電流を始動ランプまで制限することによるソフト始動能力を含み、好ましい実施形態では、ランプは、動作電流レベルまでの小さな漸増から構成される。
【００２１】
図４ａの状態図の動作の説明が完了すると、図３ａ及び５ａの動作が明らかとなる。この点に関して、ソフト始動、低電圧ロックアウト、位相３の間にインダクタ電流がゼロになった後に過電圧条件が存在する場合のスリープモードへの出入り、並びに、インダクタ電流制限が到達された後の所定時間にレギュレータが調整値に達しない場合の自動停止は、３つ全ての実施形態において同じとすることができる。また、特定の位相間のクロック制御が図示されているが、場合によっては、他の位相（他の決定ポイント）間のクロック制御を代わりに用いてもよい。
【００２２】
３つの動作方法の比較に関して、図３ｂ、４ｂ、５ｂは、Ｖout＝Ｖinにおける比較を提示している。本発明はこの条件付近で動作させることが多いので、これは好都合な比較ポイントである。３つ全ての場合において、当然ながら位相２の間の電流は一定である。しかしながら、図３ａの方法は位相３から位相２になるので、位相２の動作の１つの間での電流は、図４ａの方法の単一の位相２の間よりも小さい。同じインダクタンス、周波数、ピーク電流、ゲート駆動では、図４ａの実施形態では、およそ１６％大きな平均電流を負荷に供給する。図５ａの実施形態において、コンバータは、図３ａ、３ｂの実施形態で負荷への電流供給において高効率の位相である第２の位相２の動作を排除した、位相１から位相３に直接移行させる。従って、同じインダクタンス、周波数、ピーク電流、ゲート駆動では、図５ａ、５ｂの実施形態では、図３ａ、３ｂの実施形態よりも更に小さな平均電流を負荷に供給する。しかしながら、この実施形態は、限定ではないが、モードを変更せずに出力電圧よりも高い入力電圧及び低い入力電圧を有する動作を含む、本発明の特定の利点を依然として保持している。
【００２３】
従って、本発明は、簡易な制御アルゴリズムを用いてモードの変更がなく、その上、良好な過渡応答をもたらし、Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ範囲全体にわたって電流リップルが低く、Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ範囲全体にわたり要素応力を小さくすることができる。本発明の特定の好ましい実施形態が、限定ではなく例示的な目的で本明細書で開示され説明されてきたが、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく形態及び詳細において種々の変更を行い得る点は当業者には理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】バックブーストＤＣ−ＤＣコンバータとして用いることができる汎用Ｈブリッジ回路を表す図である。
【図２】本発明のブロック図である。
【図３ａ】本発明の一実施形態の状態図である。
【図３ｂ】出力電圧に等しい入力電圧で動作する、図３ａの状態図による１つの動作サイクルにおけるレギュレータ出力部への充電供給を例示する図である。
【図４ａ】本発明の別の実施形態の状態図である。
【図４ｂ】出力電圧に等しい入力電圧で動作する、図４ａの状態図による１つの動作サイクルにおけるレギュレータ出力部への充電供給を例示する図である。
【図５ａ】本発明の更に別の実施形態の状態図である。
【図５ｂ】出力電圧に等しい入力電圧で動作する、図５ａの状態図による１つの動作サイクルにおけるレギュレータ出力部への充電供給を例示する図である。
【図６】本発明の好ましい実施形態と共に用いられる電流制御のブロック図である。
【図７】図６の電流制御において用いられるフィルタの回路図である。
【図８】入力電圧が出力電圧を上回る場合の図４ａの実施形態の動作を例示する図である。
【図９】入力電圧が出力電圧より低い場合の図４ａの実施形態の動作を例示する図である。
【図１０】スキップモードへの進入を例示する図である。
【図１１】スキップモードからの退出を例示する図である。
【図１２】図４ａの実施形態のより完全な状態図である。
【符号の説明】
【００２５】
１，２，３，４  スイッチ
【図１】
0004576411.tif 000002
【図２】
0004576411.tif 000003
【図３ａ】
0004576411.tif 000004
【図３ｂ】
0004576411.tif 000005
【図４ａ】
0004576411.tif 000006
【図４ｂ】
0004576411.tif 000007
【図５ａ】
0004576411.tif 000008
【図５ｂ】
0004576411.tif 000009
【図６】
0004576411.tif 000010
【図７】
0004576411.tif 000011
【図８】
0004576411.tif 000012
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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