(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
目標サンプル（３２）によって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプル（３２）の照射中に放射時間の遅れを測定するための装置において、
目標サンプル（３２）を照射するようになっている電磁放射線のソース（２２）と、
既知の同様な周波数および位相オフセットの第１、第２のデジタル入力信号を発生するための第１の信号発生手段（９６）と、
前記第１および第２のデジタル入力信号と異なる周波数を有する第３のデジタル入力信号を発生するための第２の信号発生手段（８２）と、
前記第１、第２および第３のデジタル入力信号をそれぞれアナログのサイン波信号である第１、第２、第３のアナログ入力信号（１６、２６、８４）に変換するための手段（１４２、１４０）と、
前記第１のアナログ入力信号（１６）を前記電磁放射線ソース（２２）へ向け、第１の入力信号の周波数で前記電磁放射線ソースを変調し、前記目標サンプル（３２）を照射し（３０）、目標サンプルの放射（３４）を発生するための手段と、
前記目標サンプルの放射（３４）を検出し、前記サンプル（３２）内の照射時間の遅れによって生じた、前記第１のアナログ入力信号（１６）の位相に対する位相シフトを有する、対応する第１の中間信号（３８）を発生させるための手段（３６）と、
前記第２のアナログ入力信号（２６）の既知の位相シフトを発生させ、第２の中間信号を形成するための手段と、
前記第３のアナログ入力信号（８４）の周波数と前記第１の中間信号（３８）の周波数とを組み合わせ、前記第１の中間信号（３８）と前記第３のアナログ入力信号（８４）の和の周波数および差の周波数を表示する第１のアナログ出力信号（９４）を発生するための第１の信号ダウンコンバート手段（９０）と、
前記第３のアナログ入力信号（８４）の周波数と前記第２の中間周波数の周波数とを組み合わせ、前記第２の中間信号と前記第３のアナログ入力信号（８４）の和の周波数および差の周波数を表示する第２のアナログ出力信号を発生するための第２の信号ダウンコンバート手段（８８）と、
前記各第１および第２のアナログ出力信号（９４、９２）の各々の和の周波数をフィルタで除去するための手段（４２、４４）と、
フィルタリングされた前記第１および第２のアナログ出力信号を第１および第２のデジタル出力信号（９４、９２）に変換するための手段（４８、５０）と、
前記第２のデジタル出力信号（９２）と同じ周波数を有する第４のデジタル信号（１０４）を発生するための手段（１００、１０２）と、
前記第２のデジタル出力信号（９２）と前記第４のデジタル信号（１０４）とを混合し、前記第４のデジタル信号を発生するための手段（１００）に対するフィードバック信号（１５２）を発生し、前記第４のデジタル信号（１０４）が前記第２のデジタル出力信号（９２）と直角状態となるまで、前記第４のデジタル信号（１０４）の位相を調節するための手段（１０８）と、
前記第４のデジタル信号（１０４）とほぼ同じ周波数を有する第５のデジタル信号（１０６）を発生するための手段（１００、１０２）と、
前記第５のデジタル信号（１０６）と前記第１のデジタル出力信号（９４）とを混合し、調節出力信号（１１４）を発生するための手段（１１０）と、
前記調節出力信号（１１４）に基づき、前記第５のデジタル信号（１０６）の位相を変更し、前記第５のデジタル信号（１０６）と前記第１のデジタル出力信号（９４）を直角状態にし、前記目標サンプル（３２）の放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定するための手段（１００）とを備えた、放射時間の遅れを測定するための装置。
【請求項２】
前記第１および第２の信号発生手段（９６、８２）が、ほぼ同じ周波数を有する前記第１および第２のデジタル入力信号および前記第１および第２のデジタル入力信号とほぼ周波数の異なる前記第３のデジタル入力信号を発生するようになっている、請求項１記載の装置。
【請求項３】
蛍光サンプル（３２）が前記位相シフトを有する蛍光放射（３４）を発生するように、前記第１のアナログ入力信号（１６）によって変調される光源（２２）に露出される蛍光サンプルを前記目標サンプル（３２）が含む、請求項１記載の装置。
【請求項４】
蛍光サンプル（３２）が前記位相シフトを有する時間が遅れた散乱放射（３４）を放出するように、前記第１のアナログ入力信号（１６）によって変調される光源（２２）に露出される混濁した媒体を前記目標サンプル（３２）が含む、請求項１記載の装置。
【請求項５】
目標サンプル（３２）によって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプル（３２）の照射中に放射時間の遅れを測定するための装置において、
目標サンプル（３２）を照射するようになっている電磁放射線のソース（２２）と、
既知の位相オフセットを有する既知の周波数の第１、第２のデジタル入力信号を発生するための手段（９６）と、
前記第１および第２のデジタル入力信号をそれぞれアナログのサイン波信号である第１および第２の入力信号（１６、２６）に変換するための手段（１４２）と、
前記第１の入力信号（１６）を前記電磁放射線ソース（２２）へ向け、第１の入力信号の周波数で前記電磁放射線ソースを変調し、前記目標サンプル（３２）を照射し（３０）、目標サンプルの放射（３４）を発生するための手段と、
前記目標サンプルの放射（３４）を検出し、前記サンプル（３２）内の放射時間の遅れによって生じた、前記第１の入力信号（１６）の位相に対する位相シフトを有する、対応する第１のアナログ出力信号（３８）を発生させるための手段（３６）と、
前記第２の入力信号（２６）の既知の位相シフトを発生させ、第２のアナログ出力信号（２６）を形成するための手段と、
前記第１および第２のアナログ出力信号（３８、２６）をそれぞれ第１および第２のデジタル出力信号（９４、９２）に変換するための手段（４８、５０）と、
前記第２のデジタル出力信号（９２）と同じ周波数を有する第３のデジタル信号（１０４）を発生するための手段（１００）と、
前記第２のデジタル出力信号（９２）と前記第３のデジタル信号（１０４）とを混合し、前記第３の信号発生手段（１００）に対するフィードバック信号（１５２）を発生し、前記第３のデジタル信号（１０４）が前記第２のデジタル出力信号（９２）と直角状態となるまで、前記第３のデジタル信号（１０４）の位相を調節するための手段（１０８）と、
前記第３のデジタル信号（１０４）とほぼ同じ周波数を有する第４のデジタル信号（１０６）を発生するための手段（１００）と、
前記第４のデジタル信号（１０６）と前記第１のデジタル出力信号（９４）とを混合し、調節出力信号（１１４）を発生するための手段（１１０）と、
前記調節出力信号（１１４）に基づき、前記第４のデジタル信号（１０６）の位相を変更し、前記第４のデジタル信号（１０６）と前記第１のデジタル出力信号（９４）を直角状態にし、前記目標サンプル（３２）の放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定するための手段（１００）とを備えた、放射時間の遅れを測定するための装置。
【請求項６】
蛍光サンプルが前記位相シフトを有する蛍光放射を発生するように、前記第１の入力信号（１６）によって変調される光源（２２）に露出される蛍光サンプルを前記目標サンプル（３２）が含む、請求項５記載の装置。
【請求項７】
目標サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するためにデジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中にリアルタイムで放射時間の遅れを測定するための装置において、
デジタルクロック信号（２３６）を発生するための単一のアナログタイミングベース要素（２３４）と、
前記デジタルクロック信号（２３６）に同期したマルチ位相周波数発生器（２１０）と、
前記デジタルクロック信号（２３６）に同期しており、前記周波数発生器（２１０）の出力（２１２、２１４）を第１のサンプルアナログ信号（２０２）と第２の基準アナログ信号（２０６）に変換するための手段（２１６、２１８）と、
前記第２の基準アナログ信号（２０６）内に既知の位相シフトを発生させるための手段（２０８）と、
前記第１のサンプルアナログ信号（２０２）を前記目標サンプルに通過させることにより、前記第１のサンプルアナログ信号（２０２）内に未知の位相シフトを発生させるための手段（２０４）と、
前記デジタルクロック信号（２３６）に同期しており、位相シフトされた前記第１のサンプルアナログ信号（２２０）および位相シフトされた前記第２の基準アナログ信号（２２２）をそれぞれのデジタル化信号に変換するための手段（２２４、２２６）と、
前記デジタルクロック信号（２３６）に同期しているデジタル混合要素（２２８）において、直角状態で、前記位相シフトされた第１のサンプルアナログ信号（２２０）のデジタル化信号と、前記位相シフトされた第２の基準アナログ信号（２２２）のデジタル化信号の位相とを比較するための手段とを備えた、放射時間の遅れを測定するための装置。
【請求項８】
蛍光サンプルが前記位相シフトを有する蛍光放射を発生するように、前記第１のサンプルアナログ信号（２０２）によって変調される光源に露出される蛍光サンプルを前記目標サンプルが含む、請求項７記載の装置。
【請求項９】
蛍光サンプルが前記位相シフトを有する蛍光放射を発生するように、前記第１のサンプルアナログ信号によって変調される光源に露出される蛍光サンプルを前記目標サンプルが含む、請求項７記載の装置。
【請求項１０】
前記アナログタイミングベース要素（２３４）が水晶発振器を含む、請求項７記載の装置。
【請求項１１】
目標サンプルによって生じた放射位相シフトを決定する+ために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中に放射時間の遅れを測定するための方法において、
既知の位相オフセットを有する既知の周波数の第１、第２のデジタル入力信号を発生するための工程と、
前記第１および第２のデジタル入力信号をアナログのサイン波信号である第１および第２のアナログ入力信号に変換するための工程と、
前記第１のアナログ入力信号を前記電磁放射線ソースへ向け、第１のアナログ入力信号の周波数で前記電磁放射線ソースを変調する工程と、
前記電磁放射線ソースの変調された放射により、前記目標サンプルを照射し、目標サンプルの放射を発生する工程と、
前記目標サンプルの放射を検出し、前記サンプル内の放射時間の遅れによって生じた、前記第１のアナログ入力信号の位相に対する位相シフトを有する、対応する第１のアナログ出力信号を発生する工程と、
前記第２のアナログ入力信号の既知の位相シフトを発生させ、第２のアナログ出力信号を形成する工程と、
前記第１および第２のアナログ出力信号をそれぞれ第１および第２のデジタル出力信号に変換するための工程と、
前記第２のデジタル出力信号と同じ周波数を有する第３のデジタル信号を発生する工程と、
前記第２のデジタル出力信号と前記第３のデジタル信号とを混合し、前記第３のデジタル信号が前記第２のデジタル出力信号と直角状態となるまで、前記第３のデジタル信号の位相を調節するためのフィードバック信号を発生する工程と、
前記第３のデジタル信号とほぼ同じ周波数を有する第４のデジタル信号を発生する工程と、
前記第４のデジタル信号と前記第１のデジタル出力信号とを混合し、調節出力信号を発生する工程と、
前記調節出力信号に基づき、前記第４のデジタル信号の位相を変更し、前記第４のデジタル信号と前記第１のデジタル出力信号とを直角状態にし、前記目標サンプルの放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定する工程とを備えた、放射時間の遅れを測定するための方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
発明の契約上の由来
本発明は、ＮＡＳＡによる奨励金を受けた契約第NAS9-97080号および空軍による奨励金を受けた契約第F33615-97-0729号による米国政府の援助によりなされたものである。米国政府は本発明に所定の権利を有する。
【０００２】
技術分野
本発明は一般的には、媒体内の被検体の濃度を測定するための検出装置および方法に関し、より詳細には、被検体によって囲まれた目標サンプルの照射中に放射時間の遅れを測定することにより、かかる濃度を測定するためのデバイスおよび方法に関する。特に本発明は、デジタル信号処理、特にルミネッセンス抑制（クェンチング）システム、ネットワークを通過する際の位相のシフトおよび媒体を通過する際のフォトンの移動時間の遅れを利用して、目標サンプルの照射によって生じた指数関数的時定数、位相シフト、時間の遅れおよびこれから生じたパラメータを測定するためのデバイスおよび方法に関する。
【０００３】
背景技術
ダイナミック位相変調で抑制されるルミネッセンスセンサは周知である。このタイプの機器は、例えば患者の血液内の酸素、電離した水素および二酸化炭素のようなガスの濃度をモニタするために病院で使用するために開発または提案されたものである。当該特定の物質、例えば酸素は被検体として知られる。
【０００４】
当技術分野で知られるように、ルミネッセンス材料はエネルギーを吸収し、電磁放射線ソース、例えば光からのエネルギーの印加に応答し、基底状態のエネルギーレベルから励起した状態のエネルギーレベルまで駆動される。これら材料は励起状態では不安定であり、これら材料は基底状態に復帰する際に発光する。すなわち過剰なエネルギーを放出する。例えば黒色光のうちの短波長の紫外光が着色された布内の染料を刺激し、より長い波長、例えば青、緑または赤の光を放出し、よって蛍光する。本開示のために、本書で使用する「ルミネッセンス」なる用語は、蛍光およびリン光の双方を記述する一般的な用語である。当技術分野では、これら３つのすべての用語を区別することなく使用することが多いからである。当業者にはこれら用語の違いおよび重なりは明らかである。
【０００５】
所定の化学薬剤の存在下で、多くの蛍光材料は抑制（クェンチング）すると称されている。すなわち周辺の化学薬剤の作用により蛍光発光の時定数が変化する。この蛍光の抑制の程度は次に抑制剤の濃度に関連し得る。この抑制剤とは、例えば水中に溶解された、または空中に混合された化学薬剤、例えば上記のような患者の血液中の酸素とすることができる。酸素、二酸化炭素、グルコース、ｐＨ、ＮＨ3、金属イオン、温度およびその他の環境上および医学的に重要な被検体により選択的に抑制される蛍光分子について述べた文献はかなりの量ある。これら被検体は飲料水の質、工業的プロセス制御、人の呼吸機能のモニタ、臨界的ケア患者のための人の血液の分析などの用途に適す。
【０００６】
蛍光検出デバイスの商業化を妨げていた障害の１つは、蛍光時定数の変化を測定するための安価で正確な測定方法がなかったことである。例えば米国特許第4,845,368号、同第5,257,202号、同第5,495,850号、同第5,515,864号および同第5,626,134号はいずれも蛍光に基づき、被検体の濃度のレベルを決定するためのデバイスを開示している。しかしながら、これら特定のデバイスは一般に高価であり、かつ複雑である。
【０００７】
蛍光寿命、すなわち時定数τとはデューク外により米国特許第4,716,3632号（コラム１、３７〜４１行）に開示されているように、照射を終了した後に蛍光発光が１／ｅだけ、すなわち約６３％だけ低下するのにかかる時間のことである。このことは共通に知られていることであり、文献、すなわちジョゼフ・ラコビッツにより編集された「蛍光におけるトピックス第２巻−原理」に記載されている。従って、周波数ｆでサイン状に変調された光が蛍光センサに印加されると、出力は同じ周波数のサイン状の発光となるが、励起信号よりも位相がシフトし、振幅が低下する。変調周波数ｆ、位相シフトθおよび蛍光時定数τとの関係を定める式は次のとおりである。
【０００８】
【数１】
0004532744.tif 000002
【０００９】
従って、励起変調周波数を知り、励起信号に対する発光信号の位相シフトを測定できれば、上記式１を使って蛍光時定数τを決定できる。蛍光に基づくセンサでは、この蛍光時定数は所定の化学種の存在によって変化するので、蛍光時定数を測定する。従って、蛍光時定数を測定し、これに関連する位相シフトを測定することによって化学種の濃度を決定できる。
【００１０】
式１によれば、蛍光時定数を測定するためには励起変調周波数ｆおよび蛍光システムを通過する際の光の位相シフトを知らなければならない。これら値により蛍光時定数を計算し、これを被検体濃度に関連付けできる。未知の時定数と共に、励起周波数およびシステムの位相シフトを決定するための異なる技術はいくつか知られている。これを決定する１つの方法は、固定された周波数信号によりサンプルを励起し、被検体濃度と共に変化する信号の位相を測定しながら、サンプル励起変調周波数を一定に維持するように、位相シフトを測定することである。米国特許第5,317,162号、同第5,462,879号、同第5,485,530号および同第5,504,337号はいずれも、かかる周波数固定、位相可変技術およびデバイスを開示している。特に関心があるのは、ベンカ・テッシュ・バッデおよびビベク・スリニバスによる「位相検出蛍光測定技術のための閉ループ方式」を名称とする論文、米国物理学協会、科学的測定技術のレビュー、第６６巻、第７号１９９５年７月、３７５０ページである。
【００１１】
上記測定を行う別の基本方法は、励起信号と発光信号との間を一定の位相関係に維持する、すなわち特定の位相関係を維持するように励起信号を変化させるために、変調周波数によりサンプルを励起する方法である。かかるデバイスおよび技術は位相変調、蛍光に基づく検出デバイスとして知られており、米国特許第4,840,485号、同第5,196,709号および同第5,212,386号、およびブレット・Ａ・フェデーセン外による「周波数領域におけるリン光測定技術におけるデジタルパラレル収集」を名称とする論文、米国物理学協会、科学的測定技術のレビュー、第６０巻、第９号、１９８９年９月、２９２９ページに明瞭に記載されている。特に関心のあるのは、デューク外による米国特許第4,716,3632号であり、この米国特許は約４５度の一定の位相シフトを生じさせるのに必要な変調周波数を発生させるフィードバックシステムについて述べている。この結果生じる周波数は、励起状態の寿命に応じた被検体濃度を決定するのに使用される。
【００１２】
米国特許第5,818,582号は、蛍光寿命を測定するためにＤＳＰを使用することを教示しているが、蛍光サンプルの位相シフトを決定するために直角信号の比較は行っていない。
上記技術および検出デバイスを利用できるにも拘らず、依然として、改良された蛍光に基づく検出機器が求められている。特に、安価な部品から製造され、フェデーソン、グラットン外に付与された米国特許の場合のようにオフラインの信号処理をしなくても、リアルタイムで測定値を発生できる、指数的崩壊および時間の遅れの測定に関連した広範な用途に使用できるかかるデバイスが求められている。現在利用できる多くのデバイスの主な欠点は、これらデバイスが取得および維持に極めて費用が高くつくことである。更に、現在の技術レベルのアナログシステムはドリフトを受けるので、不必要な誤差を生じる。これに反し、かかるシステムは、安価であり、使用し易く、広範な連続した測定レンジにわたって適当な感度を有するものでなければならない。デューク特許のシステムは広範な測定レンジにわたって感度が最適であることを強調しているが、このように最適にするには極めて複雑で、かつ高価なシステム部品を必要としている。これに反し、安価であまり複雑でない測定技術を得るために準最適な適当な感度を得るよう、最適感度を犠牲とし得る。更に、かかるデバイスの測定方法は便利で、かつ精密な読み取りが可能なものでなければならない。
【００１３】
発明の概要
従って、本発明の目的は、目標サンプルの照射中に発光時間の遅延を測定するための装置および方法を提供することにある。
【００１４】
本発明の別の目的は、ルミネッセンス材料および種々の散乱媒体を用いた広範な時間の遅れ、位相シフトおよび指数関数的崩壊の測定に適用できる検出機器を提供することにある。
【００１５】
本発明の更に別の目的は、安価な部品から製造できる蛍光に基づく検出機器を提供することにある。
【００１６】
本発明の更に別の目的は、デジタル信号処理を利用し、サンプルによって生じた発光位相シフトを決定するよう、目標サンプルの照射中に発光時間の遅延を測定するための装置および方法を提供することにある。
【００１７】
本発明の更に別の目的は、ルミネッセンス抑制システム、特に酸素を検出できるシステムを測定するための装置および方法を提供することにある。
【００１８】
上記およびそれ以外の目的を達成するため、具現化され、本明細書に広く説明する本発明の目的によれば、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するためにデジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための装置が開示される。この装置は、目標サンプルを照射するようになっている電磁放射線のソースを含み、既知の可変位相関係で既知の周波数の第１および第２のデジタル入力信号を機構が発生し、デバイスがこれら第１および第２のデジタル入力信号をアナログサイン波信号に変換する。第１入力信号を電磁放射線ソースに向け、この第１の入力信号の周波数でソースを変調し、目標サンプルを照射し、目標サンプルの放射線を発生するための要素が設けられている。目標サンプルの放射線をデバイスが検出し、サンプル内の放射時間の遅れによって生じた、第１の入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１の出力信号を発生する。部材が第２の入力信号の既知の位相シフトを発生させ、第２の出力信号を発生する。第１および第２のアナログ出力信号の各々をデジタル信号に変換するための機構が設けられており、ミキサーが第１および第２のデジタル出力信号を受信し、これらの信号間の位相関係を比較し、目標サンプルの放射によって生じた第１の出力信号と第２の出力信号との間の位相関係の変化を示す信号を発生する。最後に、ミキサー信号に基づき、第２の入力信号の位相をフィードバック装置が変更し、最終的に第１の出力信号および第２の出力信号を直角状態にするようになっている。
【００１９】
本発明のある構造では、フィードバック装置は、第１のデジタル出力信号と第２のデジタル出力信号との間の周波数範囲を圧縮しながら、これら第１のデジタル出力信号と第２のデジタル出力信号を最終的に直角状態にするよう、ミキサー信号に基づき、第１の入力信号と第２の入力信号との間の位相オフセットをほぼ連続的に変えながら、第１および第２の入力信号の周波数を同時に変更するようになっている。別の構造では、信号発生機構はミキサー信号に応答し、特定の周波数および特定の位相で入力信号を発生するようになっているマルチ位相発振器を含む。更に別の構造では、フィードバック装置はミキサー信号を抽出し、増幅するためのロングパスフィルタを含み、マルチ位相発振器は入力信号の周波数を調節するための周波数計算器と、可変入力信号の相対的位相を計算するための位相計算器とを含む。
【００２０】
ダウンコンバート機能を含む本発明の別の応用例では、信号発生機構は第３の入力信号を発生するようになっており、この装置は第３の入力信号の周波数と第１のアナログ出力信号の周波数とを組み合わせ、第１の出力信号と第３の入力信号の和の周波数および差の周波数を表示する変更された第１の出力信号を発生するようになっている第１の信号ダウンコンバートデバイスを更に含む。更に、第３の入力信号の周波数と第２のアナログ出力信号の周波数とを組み合わせ、第２の出力信号と第３の入力信号の和の周波数および差の周波数を表示する変更された第２の出力信号を発生するようになっている第２の信号ダウンコンバートデバイスが設けられ、アナログ−デジタル変換機構が第１および第２の変更された出力信号をデジタル信号に変換する。本発明の別の特徴によれば、ミキサーは第１の出力信号と第３の入力信号の和の周波数および第２の出力信号および第３の入力信号の和の周波数をフィルタで除去し、よってアナログ−デジタル変換機構が出力信号の差の周波数だけをデジタル化し、ミキサーは第１の出力信号と第３の入力信号との間の差の周波数だけを、第２の出力信号と第３の入力信号との間の差の周波数と位相に関して比較するようになっている。
【００２１】
ダウンコンバートと結合されたデュアル直角を含む本発明の別の応用例では、本装置は第２出力信号と同じ周波数を有する第４のデジタル信号を発生するための機構と、第２のデジタル出力信号と第４のデジタル信号とを混合し、第４のデジタル信号が第２のデジタル出力信号と直角状態となるまで、第４のデジタル信号の位相を調節するためのフィードバック信号を第４のデジタル発生機構に対して発生するためのデバイスと、第４のデジタル信号とほぼ同じ周波数を有する第５のデジタル信号を発生するための機構と、第５のデジタル信号と第１のデジタル出力信号とを混合し、調節出力信号を発生するためのデバイスと、調節出力信号に基づき、第５のデジタル信号の位相を変更し、第５のデジタル信号および第１のデジタル出力信号を直角状態にし、目標サンプルの放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定するための要素を更に含む。本発明の別の特徴によれば、信号発生機構は第１および第２の入力信号の周波数を発生し、これを調節するようになっている周波数計算器およびミキサー信号に応答し、第２の入力信号の位相を調節するための位相計算器を有するマルチ位相発振器を含む。第３の入力信号周波数を発生するための第２の信号発生機構も設けられており、フィードバック機構はミキサー信号を抽出し、増幅するためのローパスフィルタと、第２の信号発生機構の出力を調節するための第２の周波数計算器とを含む。
【００２２】
本発明の別の構造では、ミキサーは位相復調器の形態をしており、フィードバック機構は位相復調信号を抽出し、増幅するためのローパスフィルタと、最終的に第１の出力信号と第２の出力信号とを直角状態にするように、第２のデジタル信号の位相を調節するための位相計算器とを含む。
【００２３】
本発明の別の応用例では、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための位相可変−周波数可変装置が提供される。この装置は、目標サンプルを照射するようになっている電磁放射線ソースと、既知の位相オフセットで既知の周波数の第１および第２のデジタル入力信号を発生するための機構とを含む。第１および第２のデジタル入力信号をアナログサイン波信号に変換するためのデバイスが設けられており、第１の入力信号を電磁放射線ソースに向け、この第１の入力信号の周波数で電磁放射線ソースを変調し、目標サンプルを照射し、目標サンプルの放射を発生させる機構も設けられ、目標サンプルの放射を検出し、前記サンプルの放射時間の遅れによって生じた、第１の入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１の出力信号を発生するための要素も設けられている。デバイスは第２の入力信号の既知の位相シフトを発生させ、第２の出力信号を発生させる。第１および第２のアナログ出力信号をデジタル信号に変換するための手段も設けられており、ミキサーが第１および第２のデジタル出力信号を受信し、第１のデジタル出力信号と第２のデジタル出力信号との間の信号の位相の関係を比較し、目標サンプルの放射によって生じた第１の出力信号と第２の出力信号との間の位相関係の変化を表示する信号を発生する。最後に、第１の出力信号と第２の出力信号との間の周波数範囲を圧縮しながら、第１の出力信号と第２の出力信号を最終的に直角状態にするよう、ミキサー信号に基づき、第１の入力信号と第２の入力信号との間の位相オフセットをほぼ連続的に変えながら、第１および第２の入力信号の周波数を同時に変更する。
【００２４】
ダウンコンバート機能を含む本発明の更に別の応用例では、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための装置が提供される。この装置は、目標サンプルを照射するようになっている電磁放射線のソースと、既知の位相オフセットで既知の周波数の第１、第２および第３のデジタル入力信号を発生するための機構とを含む。ある要素が第１の入力信号を電磁放射線ソースに向け、第１の入力信号の周波数により電磁放射線ソースを変調し、よって目標サンプルを照射し、目標サンプルの放射を発生させる一方、第１、第２および第３のデジタル入力信号をアナログサイン信号に変換するための機構が設けられている。目標サンプルの放射をデバイスが検出し、このデバイスがサンプル内の放射時間の遅れによって生じた、第１の入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１の中間信号を発生する。第３の入力信号の周波数を第１の中間信号の周波数とを組み合わせ、第１の中間信号と第３の入力信号の和の周波数および差の周波数を示す第１の出力信号を発生するための第１の信号ダウンコンバート要素が設けられており、第２の入力信号内の既知の位相シフトを発生させ、第２の中間信号を発生するためのデバイスも設けられており、第３の入力信号の周波数と第２の中間信号の周波数とを組み合わせ、第２の中間信号と第３の入力信号との和の周波数および差の周波数を表示する第２の出力信号を発生するための第２の信号ダウンコンバート要素も設けられている。第１および第２のアナログ出力信号をデジタル信号に変換する機構が設けられており、ミキサーがこれら第１および第２のデジタル出力信号を受信し、これら信号間の信号位相関係を比較し、目標サンプルの放射によって生じた第１の出力信号と第２の出力信号との間の位相関係の変化を示す信号を発生するようになっている。最終的に、フィードバック機構がミキサー信号に基づき、第１の入力信号と第２の入力信号との間の位相オフセットをほぼ連続的に変えながら、第１および第２の入力信号の周波数を同時に変更し、第１の出力信号と第２の出力信号との間の周波数範囲を圧縮しながら、これら第１の出力信号と第２の出力信号とを直角状態にするよう、第１および第２の出力信号の所望するダウンコンバート周波数を得るために、第３の入力信号の周波数を変更する。
【００２５】
ダウンコンバートおよびデュアル直角を利用する本発明の更に別の応用例では、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための装置が提供される。この装置は、目標サンプルを照射するようになっている電磁放射線ソースを含み、既知の同様な周波数および位相オフセットの第１および第２のデジタル入力信号を発生するだけでなく、第１および第２のデジタル入力信号と異なる周波数を有する第３のデジタル入力信号を発生するための機構が設けられる。装置は第１、第２および第３のデジタル入力信号をアナログサイン波信号に変換し、第１の入力信号を電磁放射線ソースに向け、第１の入力信号の周波数で電磁放射線ソースを変調し、目標サンプルを照射し、目標サンプルの放射を発生させる要素も設けられている。目標サンプルの放射を検出し、サンプル内の照射時間の遅れによって生じた、第１入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１の中間信号を発生するデバイスも設けられる。第２の入力信号の既知の位相シフトを発生させ、第２の中間信号を発生するデバイスも設けられ、第３の入力信号の周波数と第１の中間信号の周波数とを組み合わせ、第１の中間信号と第３の入力信号との間の和の周波数および差の周波数を表示する第１の出力信号を発生させるための第１の信号ダウンコンバート機構が設けられている。更に、第３の入力信号の周波数と第２の中間信号の周波数とを組み合わせ、第２の中間信号と第３の入力信号との間の和の周波数および差の周波数を表示する第２の出力信号を発生するための第２の信号ダウンコンバート機構も設けられている。第１の出力信号と第２の出力信号の和の周波数をデバイスがフィルタで除去し、フィルタ除去された第１および第２のアナログ出力信号を要素によってデジタルの第１および第２の出力信号に変換する。第２の出力信号と同じ周波数を有する第４のデジタル信号を発生するための機構が設けられ、要素により第２のデジタル出力信号と第４のデジタル信号とを混合し、第４のデジタル信号と第２のデジタル出力信号とが直角状態となるまで、第４のデジタル信号の位相を調節するよう、第４の信号発生手段に対してフィードバック信号を発生するようになっている。更に、第４のデジタル信号とほぼ同じ周波数を有する第５のデジタル信号を発生するための機構も設けられ、第５のデジタル信号と第１のデジタル出力信号とを混合し、調節出力信号を発生する要素も設けられている。最後に、調節出力信号に基づき、第５のデジタル信号の位相を変更し、第５のデジタル信号と第１のデジタル出力信号とを直角状態にし、目標サンプルの放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定するための機構も設けられている。
【００２６】
ダウンコンバートを行わないデュアル直角を利用する本発明の更に別の応用例では、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するためにデジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための装置が提供される。この装置は、目標サンプルを照射するようになっている電磁放射線のソースを含む。機構により、既知の位相オフセットで既知の周波数の第１および第２のデジタル入力信号を発生させ、これら第１および第２のデジタル入力信号をアナログのサイン波信号に変換するためのデバイスが設けられている。一要素が第１の入力信号を電磁放射線ソースに向け、第１の入力信号の周波数により電磁放射線ソースを変調し、目標サンプルを照射し、目標サンプルの放射を発生させる。更にデバイスが目標サンプルの放射を検出し、サンプル内の放射時間の遅れによって生じた、第１の入力信号の位相に対し、位相シフトを有する対応する第１の出力信号を発生する。第２の入力信号における既知の位相シフトを発生させ、第２の出力信号を発生させるための機構が設けられており、あるデバイスにより第１および第２のアナログ出力信号はデジタル信号に変換される。第２の出力信号と同じ周波数を有する第３のデジタル信号を発生させるための機構が設けられており、あるデバイスによって第２のデジタル出力信号と第３のデジタル信号とを混合し、第３のデジタル信号が第２のデジタル出力信号に直角状態となるまで、第３のデジタル信号の位相を調節するためのフィードバック信号を第３の信号発生機構に発生させる。第３のデジタル信号とほぼ同じ周波数を有する第４のデジタル信号を発生するための機構も設けられており、あるデバイスにより、第４のデジタル信号と第１のデジタル出力信号が混合され、調節出力信号が発生される。最後に、調節出力信号に基づき、第４のデジタル信号の位相を変更し、第４のデジタル信号と第１のデジタル出力信号とを直角状態とし、目標サンプルの放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定するためのデバイスが設けられている。
【００２７】
本発明の更に別の応用例は、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中にリアルタイムで放射時間の遅れを測定するための装置を含む。この応用例では、装置はデジタルクロック信号を発生するための単一のアナログタイミングベース要素と、デジタルクロックに同期化されたマルチ位相周波数発生器とを含む。ある機構により、周波数発生器の出力は第１のサンプルアナログ信号と第２の基準アナログ信号とに変換され、この変換機構はデジタルクロック信号に同期化されている。第２の基準アナログ信号において、既知の位相シフトを発生させるためのデバイスが設けられており、ある要素により、第１のアナログ信号を目標サンプルに通過させることにより、第１のアナログ信号内で未知の位相シフトを発生させる。あるデバイスにより位相シフトされたアナログ信号および基準信号をそれぞれのデジタル信号に変換する。このデバイスはアナログタイミング要素に同期化されている。最後に、デジタルミキサー要素において、第１のサンプルの位相と直角状態となっている第２のデジタル基準信号とを比較するための機構が設けられており、ミキサー要素はアナログタイミング要素に同期化されている。
【００２８】
本発明の方法によれば、サンプルの照射によって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中に放射時間の遅れを測定するための方法が提供される。この方法は、既知の可変位相関係を有する既知の周波数の第１および第２のデジタル入力信号を発生する工程と、次に、第１および第２のデジタル入力信号をアナログのサイン波信号に変換する工程とを含む。次に、第１の入力信号を電磁放射線ソースに向け、この第１の入力信号の周波数で電磁放射線ソースの放射を変調する。この電磁放射線ソースの変調された放射を目標サンプルに照射し、目標サンプルの放射を発生させる。次に、目標サンプルの放射を検出し、サンプル内の放射の放射時間の遅れによって生じた、第１の入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１の出力信号を発生する。津銀い、第２の入力信号における既知の位相シフトを発生させ、第２の出力信号を発生する。次に、第１および第２のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、第１のデジタル出力信号と第２のデジタル出力信号とを混合し、両者の信号の間の位相関係を比較し、目標サンプルの放射によって生じた第１の出力信号と第２の出力信号との間の位相関係の変化を示すエラー信号を発生する。最後に、ミキサー信号に基づき、第２の入力信号の位相を変更し、最終的に第１の出力信号と第２の出力信号とを直角状態にする。
【００２９】
本発明の方法の更に別の応用例は、ダウンコンバート技術を利用し、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するためにデジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための方法を含む。この方法は、既知の位相オフセットで既知の周波数の第１、第２および第３のデジタル入力信号を発生する工程と、第１、第２および第３のデジタル入力信号をアナログサイン波信号に変換する工程とを含む。第１の入力信号を電磁放射線ソースへ向け、この第１の入力信号の周波数で電磁放射線ソースを変調する。電磁放射線ソースの変調された放射を目標サンプルに照射し、目標サンプルの放射を発生させる。次に、この目標サンプルの放射を検出し、サンプル内の放射時間の遅れによって生じた、第１の入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１の中間信号を発生する。次に、第３の入力信号の周波数と第１の中間信号の周波数とを組み合わせ、第１の中間信号と第３の入力信号との和の周波数および差の周波数を示す第１の出力信号を発生することにより、第１の信号をダウンコンバートする。第２の入力信号において、既知の位相シフトを発生させ、第２の中間信号を発生する。第３の入力信号の周波数を第２の中間信号の周波数とを組み合わせ、第２の中間信号と第３の入力信号との和の周波数および差の周波数を表示する第２の出力信号を発生し、第１および第２のアナログ出力信号をデジタル信号に変換することにより、第２の信号もダウンコンバートする。第１のデジタル出力信号と第２のデジタル出力信号とを混合し、これら信号の間の信号位相関係を比較し、目標サンプルの放射によって生じた第１の出力信号と第２の出力信号との間の位相関係の変化を表示するミキサー信号を発生する。最後に、ミキサー信号に基づき、第１の入力信号と第２の入力信号との間の位相オフセットをほぼ連続的に変更しながら、第１および第２の入力信号の周波数を同時に変更し、第１出力信号と第２出力信号との間の周波数の範囲を圧縮しながら、第１の出力信号と第２の出力信号とを最終的に直角状態とするよう、第１および第２の出力信号の所望するダウンコンバート周波数を得るように、第３の入力信号の周波数を変更する。
【００３０】
本発明の更に別の方法の応用例は、サンプルによって生じた放射位相シフトを決定するために、デジタル信号処理を利用することにより、目標サンプルの照射中の放射時間の遅れを測定するための方法を含む。この方法は、既知の位相オフセットで既知の周波数の第１および第２のデジタル入力信号を発生する工程を含む。第１および第２のデジタル入力信号をアナログサイン波信号に変換し、第１入力信号を電磁放射線ソースに向け、第１の入力信号の周波数により、電磁放射線ソースを変調する。電磁放射線ソースの変調された放射を目標サンプルに照射し、目標サンプルの放射を発生させる。目標サンプルの放射を検出し、サンプル内の放射時間の遅れによって生じた、第１入力信号の位相に対する位相シフトを有する対応する第１出力信号を発生する。第２の入力信号内で既知の位相シフトを発生させ、第２の出力信号を発生する。第１および第２のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、第２の出力信号と同じ周波数を有する第３のデジタル信号を発生する。第２のデジタル出力信号と第３のデジタル信号とを混合し、第３のデジタル信号と第２のデジタル出力信号とが直角状態となるまで第３のデジタル信号の位相を調節するためのフィードバック信号を発生する。第３のデジタル信号とほぼ同じ周波数を有する第４のデジタル信号を発生し、この第４のデジタル信号と第１のデジタル出力信号とを混合し、この混合から調節出力信号を発生する。最後に、第４のデジタル信号と第１のデジタル出力信号とを直角状態とするように、調節出力信号に基づき、第４のデジタル信号の位相を変更し、目標サンプルの放射時間の遅れによって生じた位相シフトを決定する。
【００３１】
本明細書の一部を形成し、本明細書に含まれる添付図面は、本発明の好ましい実施例を示すものであり、発明の説明と共に発明の要旨を説明するように働く。
【００３２】
発明の開示
まず、図１を参照すると、ここにはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２を含む閉ループの寿命測定デバイス１０が示されている。ベンカ・テッシュおよびスリニバスは、上記従来技術の文献で、閉ループの蛍光崩壊時間測定システムを開示している。この測定システムは位相復調器が最適なゼロ状態で作動できるようにするものであり、このような作動は水晶制御周波数発生器と、復調器への信号が常に直角状態とするように測定基準信号の位相をかえるための第２のアナログタイミング要素とを含む、２つのアナログタイミング要素を使用することによって達成される。このような開示された技術の重要な特徴は、位相復調器で直角状態を維持するように、基準チャンネルの位相を進めることである。
【００３３】
図１のＤＳＰ１２内では、以下に説明するすべての部品はデジタルであり、ＤＳＰチップ内に実装されるソフトウェアによって構成される。ＤＳＰ１２内では、低周波数のデュアル出力の位相可変波形発生器１４が設けられており、この波形発生器は第１実験デジタル信号１６と、第２基準デジタル信号２６を発生するようになっている。これらデジタル信号１６と２６とは、周波数が同じであることが好ましい。実験信号１６はデジタル−アナログコンバータ２０を通過するように向けられ、このコンバータで電磁放射線放射デバイス２２を駆動するアナログ信号となるように変換される。デュアル出力の位相可変波形発生器１４は、実験信号１６に対し、基準信号２６の位相を既知の数の度（Ｎ°）だけ位相を進める。そして、基準信号２６は、第２デジタル−アナログ変換器を通して発行される。
【００３４】
好ましい形態では、ドライブ２２は発光ダイオード（ＬＥＤ）であり、このデバイス２２はアナログ状の信号１６によって附勢され、放射３０を発生する。この放射３０は目標サンプル３２へ向けられる。このサンプル３２は光３０が入射する結果、エネルギーを放出する材料を内部に含む。本発明の好ましい一形態では、目標サンプル３２はＬＥＤの放射３０に接触した際に、蛍光３４を発生するようになっている蛍光材料から構成されている。しかしながら、この目標サンプル３２は上記のような任意の適当な発光遅延発生システムを含んでもよい。
【００３５】
放射３４はデバイス３６によって検出される。このデバイス３６は、好ましい形態ではフォトダイオードである。この検出デバイス３６は次に出力信号３８を発生する。この出力信号は実験信号１６と同じ周波数を有するが、目標サンプル３２によって生じた時間の遅れの結果、位相が遅れている。従って、出力信号３８は実験信号１６および基準信号２６に対して未知の値だけ位相がシフトしている。好ましい形態では、この出力信号３８はプリアンプ４０を通過するように向けられる。一対のエイリアシング防止フィルタ４２、４４が設けられており、この出力信号３８はフィルタ４２を通過するが、他方、基準信号２６はフィルタ４４を通過し、出力基準信号４６となる。従って、実験信号１６と基準信号２６との双方は目標サンプル３２から生じた位相シフトを除けば、ＤＳＰ１２の外でほぼ同じように有効に処理される。このことは、ＬＥＤ２２、フォトダイオード３６およびプリアンプ４０のすべてが基準信号２６のチェイン内に存在しない実験信号１６に対して位相シフトを加えるが、これらシフトはかなりの大きさであっても較正によって除去されるということに起因するものである。好ましい実施態様ではＬＥＤ２２、フォトダイオード３６およびプリアンプ４０によって生じる位相シフトはエイリアシング防止フィルタ４２および４４によって生じる位相シフトと比較して無視できる。システム１０はエイリアシング防止フィルタを用いない場合に２つのチャンネル内に存在する主な位相のアンバランスを解消するように、二重のエイリアシング防止フィルタ４２、４４を使用している。双方の信号３８と４６とはそれぞれのアナログ−デジタルコンバータ４８、５０に通過させられ、ＤＳＰ１２内に反対側のデジタル出力信号を生じさせる。
【００３６】
次に、出力基準信号４６は信号混合デバイス５２にて出力実験信号３８と混合される。混合デバイス５２はこの特定の実施態様では位相復調器であることが好ましい。先に述べたように、元の基準信号２６は実験入力信号１６と基準入力信号２６とが既知の所定量だけ位相がずれるように特定の数の度だけデジタル波形発生器１４によって位相がシフトされている。しかしながら、目標サンプル３２によって生じる位相シフトに起因し、混合デバイス５２における出力信号３８と４６との間の位相差は未知である。従って、好ましい形態では、位相復調器５２は実験信号３８（Ｂ）に対し、基準信号４６（Ａ）が直角状態となっていること、すなわち９０度離れていることを示す。換言すれば、これら信号が直角状態の場合、９０度−Ｂ＝Ａとなる。実際に、信号３８と４６とが直角状態となっている場合、入力信号１６と２６との間の相対的位相のオフセットに関して変更は行われない。しかしながら、目標サンプル３２によって生じる位相シフトに起因し、信号３８と４６とは５２において最初は直角状態にはない。
【００３７】
この結果、位相復調器５２はＡＣ成分とＤＣ成分の双方からなる信号５４を発生する。ＤＣ成分は９０度に対する信号３８と４６との間の位相差を示す。信号５４はＡＣ成分を除き、ＤＣエラー信号５８を発生するようにローパスフィルタ５６を通過することが好ましい。ＤＣエラー信号５８の符号および振幅は入力信号３８と４６とが直角状態となっている時にゼロとなることが好ましい。エラー信号４８に基づき、デジタル波形発生器１４は基準信号２６の位相進み角（Ｎ°）を変更し続ける。このように、このデバイス１０は出力実験信号３８の位相と出力基準信号４６の位相が位相復調器５２で直角状態となり、この復調器５２でポイントエラー信号４８がほぼゼロとなるまで、信号１６と２６との相対的位相を変更し続ける。この段階で、サンプル３２を通過する際の位相シフトは９０°−Ｎ°となる。ここでＮ°は信号１６に対する信号２６の位相進み角である。この位相シフト量は目標サンプル３２の寿命を計算するために、実験信号１６の既知の周波数および式１と共に利用される。この目標サンプル３２の寿命は上記のように目標サンプル３２を囲む被検体に関して望む情報を与える。
【００３８】
図１に示されている実施態様の重要な特徴の１つは、この実施態様がデジタル処理と組み合わせて基準信号および実験信号の双方のためにパラレルアナログパスを使用していることである。これらパラレルパスは２つの基本的な理由から使用されている。第１の理由は、デジタル−アナログコンバータ２０、２８だけでなく、アナログ−デジタルコンバータ４８、５０によってこれらを通過する際の信号に時間の遅れが生じるからである。２つのパスの間に時間の遅れの差がある結果、これらパスの間に望ましくない位相のオフセットが生じる。しかしながら、実験信号１６と基準信号２６の双方がマッチングされた同じコンバータ２０、２８および４８、５０を通過する場合、信号の再構成およびデジタル化を行う結果、信号間の相対的な遅延時間は生じないことになる。
【００３９】
第２の理由は、エイリアシング防止フィルタ４２により実験アナログ信号３８に相当量の位相遅れ、すなわち２０ＫＨｚでは約２６度の位相遅れが生じることである。同じエイリアシング防止フィルタ４４を基準アナログ信号が通過するようにさせることにより、エイリアシング防止フィルタの結果生じる位相遅れが相殺される。更に実験信号パス３８内のエイリアシング防止フィルタ４２によって生じる位相のドリフトは基準信号パス２６内のエイリアシング防止フィルタ内の同様なドリフトによって相殺されるように働く。実験信号３８と基準信号４６とを対称的に処理することは、両者の信号間の位相差がデジタル位相シフター２４によって生じる既知の位相の進みと同じように、目標サンプル３２から生じる位相遅れのみに起因するものである。ＬＥＤドライバー回路、ＬＥＤ、フォトダイオードおよびプレアンプのいずれも、基準信号パス２６内の同ような部品によって相殺されない実験信号１６内の小さい位相シフトを生じさせるが、これら位相差は上記のように他の方法でキャンセルされる。更に、ＤＳＰ１２内のすべての演算はデジタル計算であるので、ドリフトまたは非線形を生じない。
【００４０】
上記図１の実施態様では、デバイス１０のＤＳＰ１２の構造は基準信号２６および実験信号１６の発生、基準信号２６の基本位相シフトおよび復調器５２における信号４６および３８の位相復調を行うために１つのアナログタイミング素子しか使用しない。ＤＳＰ周波数発生および位相シフト用のタイムベースは単一の外部水晶発振器から発生することが好ましい。更に、基準信号２６の位相シフトは、２つの３２ビット数を加えることによって達成することが好ましい。このことは位相のジッターを発生しないが、このような位相のジッターの発生は純粋なアナログシステムまたは信号の発生、比較および位相フシフトのために２つ以上のアナログタイミング素子を使用するシステムにも当てはまる。２つの信号１６と２６との間に位相ジッターまたは不安定性（ドリフト）がない結果、目標サンプル３２によって生じる極端に小さい位相変化、例えば０.００１°を装置１０で検出できる。更に、同じエイリアシングフィルタ４２、４４を使用する利点は温度変化から生じるフィルタ特性の変化が実験信号パスおよび基準信号パスの双方内に生じるので、この変化をキャンセルできることである。このことは従来技術と比較して電子的な位相ドリフトも低減する。
【００４１】
上記のように、現在のデバイスは蛍光放射などを測定するのに、位相ではなく周波数変化も利用している。特にデューク外による米国特許第4,716,363号は、このように作動する蛍光寿命測定システムについて述べている。特にデュークの励起信号の周波数は、蛍光実験信号により一定の所定の位相シフトが得られるように変えられ、寿命の変化に対する感度を最適にするように、所定の位相シフトが選択される。式１に示されるように、寿命に逆比例するので、寿命または位相の計算を不要にするよう、目標サンプル３２の抑制剤、すなわち被検体の濃度に周波数を直接関連付けできる。
【００４２】
このデュークの特殊なシステムは所定の状況で細かく作動するが、大きな欠点がある。この文献を詳細に説明しないが、デュークのシステムは蛍光実験を通して固定され、最適な位相シフトを維持するよう、発振器の周波数を調節するように作動する。しかしながら、蛍光実験の寿命変化が大きい検出用途では、同じように大きい範囲にわたって周波数を変えなければならない。従って、寿命時間が１００倍変化する場合、発振器も周波数を１００倍変えなければならない。より小さい位相オフセットまたはより大きい位相オフセットを使用することにより、最大周波数および最小周波数はそれぞれ上下にシフトするが、必要な範囲は圧縮しない。このような広い範囲にわたって周波数を発生することは不可能なほど複雑で、または高価となるので、このような周波数を発生することが実際的でない状況は多い。このような問題の結果として、本発明は図２〜４に示されるような発明の別の実施態様を提供している。
【００４３】
次に特に図２を参照すると、すべての図面および本発明のすべての実施態様にわたって、同じ部品には同じ番号が付けられていると理解すべきである。図２のこのような特殊な実施態様では、デバイス１０はＤＳＰ６０を含む。このＤＳＰ６０は好ましくはデュアル出力の位相可変波形発生器６２を含む。この波形発生器６２内には周波数および位相計算機６４が設けられており、この計算機は発生器６２が出力する２つの信号１６と２６との適当な周波数および位相関係を決定する。周波数発生器６２は既知の位相を有する初期の実験信号１６および計算機６４によって実験信号６４によって実験信号１６に対し位相が進められた初期の基準信号２６を発生する。
【００４４】
図１の先の実施態様と同じように、信号１６、２６はそれぞれのデジタル−アナログコンバータ２０、２８を通過し、実験信号１６は電磁放射線放射デバイス２２、例えばＬＥＤを附勢する。放射３０は目標サンプル３２に入射し、次に目標サンプル３２は検出素子３６、例えばフォトダイオードによって検出される放射３４を発生する。これらはいずれも図１に示された先の実施態様に類似するものである。実験出力信号３８はプリアンプ４０を通過し、実験出力信号３８および基準出力信号２６の双方はそれぞれのエイリアシング防止フィルタ４２、４４およびアナログ−デジタルコンバータ４８、５０を通過する。先の実施態様と同じように、混合器５２にてデジタル状の出力信号３８と４６とが混合される。信号３８と４６が直角状態となっていない場合、信号５４のＤＣ成分はゼロ以外の数となる。
【００４５】
信号５４のＡＣ成分はローパスフィルタ５６によって除かれる。フィルタ５６の出力はＤＣエラー信号５８であり、この信号５８の符号および振幅は信号５６と３８との間の相対的位相差を示す。先に述べたように、信号３８と４６とが直角状態となっている場合、ＤＣエラー信号５８はゼロであることが好ましい。フィルタ５６から出力されるＤＣエラー信号５８は、次に波形発生器６２内の周波数計算機６４へ戻され、下記のように出力信号１６および２６の周波数および位相の双方を同時に制御する。
【００４６】
図２のこの実施態様では、フィードバックエラー信号５８によって波形発生器６２は信号１６に対する信号２６の位相の進みと双方の信号１６および２６の変調周波数の双方を同時に変更する。位相および変調周波数は入力信号４６と３８とが直角状態となっていること、すなわちエラー信号５８がほぼゼロとなっていることをＤＣエラー信号５８が表示するまで同時に変更される計算器６４によって決定される波形の位相および周波数はＤＳＰ６０内に記憶されている二進数によって表示される。波形発生器６２および周波数および位相計算器６４はデジタルであるが、高いデジタル分解能によって周波数および位相オフセットを有効に連続的に変更することが可能となっている。したがって、ＤＣエラー信号５８がほぼゼロであるとき、式１を使ってルミネッセンスシステムの時定数を計算することが可能となる。サンプル３２の位相遅れ角は単に９０°−Ｎ°であり、ここでＮ°は信号２６の位相の進み角であり、計算器６４が発生するデジタル数から周波数が既知となる。
【００４７】
フィードバックループにおいて位相と周波数を同時かつ連続的に変更することは、特定のルミネッセンスの寿命範囲に必要な位相および周波数範囲を圧縮するように働く。既に開示したようなデュークおよびベンカテシュの従来技術と比較すると、本発明のこの図２の実施態様は作動範囲がより狭い、より安価で、かつ便利な部品を使用している。更に本発明の図２のこの実施態様は出力信号１６および２６の位相オフセットおよび周波数の連続的かつ同時変化を利用し、よって最適な寿命測定感度を犠牲にしているが、これまで予期できない結果としてルミネッセンスセンサのための周波数および位相範囲が圧縮できるという利点が得られる。
【００４８】
このような広範な寿命範囲にわたる周波数および位相範囲の圧縮は、波形発生器６２によって得られる連続可変位相オフセットおよび連続可変周波数を使って行われる。周波数が変化するにつれ、デュアル出力の位相可変発振器６２の位相オフセットが変化するので、より狭い周波数範囲でよいことになる。例えば位相可変発振器６２の位相オフセットが１Ｈｚ当たり０.００３８°だけ変化するとした場合、１μ秒〜１００μ秒までの全範囲は１９９００Ｈｚ〜３９００Ｈｚまでの周波数範囲によってカバーできる。この範囲は可変周波数および所定の固定位相オフセットを使用する従来のデバイスおよび技術が必要とする１００：１の範囲と比較してわずか５：１の周波数範囲でしかない。したがって、図２に示されているこのような特定の実施態様では、位相および周波数の双方を変えることができ、連続可変位相オフセットを使用する場合に、周波数および位相の範囲を圧縮するので、このことは「位相圧縮」として知られている。このことは発振器、波形発生器、増幅器およびアナログ−デジタルコンバータならびにデジタル−アナログコンバータを含む（これらだけに限定されるものではない）、安価で範囲の限られた部品を使用するシステムに対する測定可能な寿命の範囲を拡張する。
【００４９】
図２の位相圧縮システム１０では、ミキサー５２から生じるＤＣエラー信号５８によってマルチ位相発振器６２の周波数および位相出力が決定される。ミキサー５２およびローパスフィルタ５６からのエラー信号５８はミキサー５２に入力される２つの信号３８、４６を最終的に直角状態とするように、発振器６２の出力周波数および位相を制御する。このエラー信号５８は周波数および位相計算器６４へ送られ、計算器６４はエラー信号５８に基づき、どれだけ周波数および位相を変更しなければならないかを決定している。計算器６４の出力は周波数および位相を表示する二進数であり、これら二進数は計算器６４が指定する周波数および位相オフセットで２つのサイン波１６および２６のデジタル表示を発生するように、波形発生器６２によって使用される。
【００５０】
波形発生器６２が図１の実施態様と同じように実験信号１６に対して進んだ基準信号２６を発生する間、図２のこの実施態様における差は位相オフセットの変化と同時に、かつ連続的に、信号１６および２６が変化する周波数となる。好ましい実施態様では、計算器６４は次の式に従って周波数および位相を変更する。
【００５１】
【数２】
0004532744.tif 000003
【００５２】
ここでＮ°は信号１６と２６との間の位相オフセットであり、Ｆは信号１６および２６の周波数であり、ＣＦは圧縮比であり、Ｎbaseはベース位相オフセットである。
【００５３】
ＣＦ＝０.００３８度／Ｈｚ、Ｎbase＝６.１８度および１０１.６μ秒のルミネッセンスセンサ寿命の場合、計算器６４はシステム周波数を４０００Ｈｚに調節し、位相オフセットを２１°に調節する。これらはエラー信号５８がほぼゼロである場合の条件である。等価的なＣＦおよびＮbaseパラメータであり、１.２μ秒のルミネッセンスセンサ寿命の場合、計算器はシステム周波数の１９９００Ｈｚに調節し、位相オフセットを８２°に調節する。信号３８および４６が直角状態となっていると、既知の位相および周波数を使ってサンプル３２の寿命を計算することができる。計算器６４の作動により、周波数および位相の範囲が圧縮されるので、本発明では高価で複雑な部品の変わりに範囲の限られた安価な部品を使用できる。
【００５４】
上記例では、周波数および位相範囲の圧縮によって最も短い寿命は２００００Ｈｚ以下の周波数を必要とする。現在のところ、２００００Ｈｚの最大周波数範囲を有するＤＳＰコンパーチブルなアナログ−デジタルコンバータおよびデジタル−アナログコンバータを使用できるという顕著な利点がある。このことは、かかる周波数範囲の限られた部品は家電のオーディオ用に製造された大量生産品であるので、より限られたマーケット、例えば科学計測用に製造された、より広い周波数範囲の部品と比較して、より安価であり、かつ使用が簡単である。
【００５５】
本発明の第３の実施態様は相対的な位相情報を保持しながら、基準信号および実験信号と異なる位相および周波数の第３の別の信号とを混合し、例えばより低い固定または可変周波数にダウンコンバートすることによるダウンコンバージョンの概念を含むものである。図１および図２に示された簡単な寿命測定システムの実施態様では、励起光３０を変調する周波数およびＤＳＰ１２で位相の測定を行う周波数は本質的に同一である。より短い蛍光またはルミネッセンス寿命を測定することによって、より高い変調周波数が要求されるにつれ、位相の比較および補正のために必要なプログラムをサンプル間で実行できないようなポイントに達する。このような特殊な問題は、図３〜４に示された実施態様によって克服される。これら実施態様では、高周波の実験信号および基準信号の各々はミキサー内の局部発振器の周波数が線形に乗算される。この結果得られる波形、すなわち信号は次にフィルタリングされ、アナログ−デジタルコンバータへ与えられる。
【００５６】
次に、特に図３を参照すると、デバイス１０はデュアル出力の位相可変波形発生器６２を有するＤＳＰ８０を含む。先の実施態様と同じように、周波数および位相計算器６４は発生器６２が出力する２つの信号１６および２６の適当な周波数および位相関係を決定する。これら実験信号１６および基準信号２６はそれぞれのコンバータ２０、２８を通過される。この信号１６は、ＬＥＤ２２を附勢し、ＬＥＤ２２は放射３０を発生し、これを目標サンプル３２に入射させ、放射３２、３４を発生させる。この放射３４はフォトダイオード３６によって検出される。このダイオードの出力信号３８はプリアンプ４０を通過する。
【００５７】
このような特定の実施態様では、ＤＳＰ８０内に第２周波数発生器８２が配置されており、この発生器８２は出力信号３８、４６の周波数と周波数が異なる信号８４を発生する。この信号８４はデジタル−アナログコンバータ８６を通過し、ミキサー８８で出力基準信号４６と混合され、同じように別のミキサー９０にて出力実験信号３８と混合される。信号８４が信号３８、４６の各々と混合される際に、変更された出力基準信号９４および変更された出力実験信号９２がそれぞれ発生される。信号９２および９４の各々はそれぞれのエイリアシング防止フィルタ４４および４２、ならびにアナログ−デジタルコンバータ５０、４８を通過し、デジタルミキサー５２で復調される。
【００５８】
信号８４が基準信号４６と混合される際に、変更される出力信号９２に、これら周波数の和および差が表示される。同様に、変更される出力信号９４内に信号８４と信号３８の周波数の和および差の双方が表示される。エイリアシング防止フィルタ４２および４４は信号８４と４６の和の周波数および信号８４および３８の和の周波数をそれぞれ除き、信号８４と４６の周波数の差および信号８４および３８の周波数の差だけをミキサーデバイス５２で混合し、比較することが好ましい。復調器５２において、信号９２の位相と信号９４の位相とが比較され、ミキサー５２によってフィードバック信号５４が発生される。このフィードバック信号５４はローパスフィルタ５６を通過し、周波数および位相計算器６４へ戻される。更に信号５４は第２周波数発生器８２へも向けられる。先の実施態様と同じように、エラー信号５８は信号９２と９４の間の位相差の符号および大きさを表示し、これら信号が直角状態となっている際にゼロとなることが好ましい。計算器６４はミキサー５２で直角状態が維持されるように、図２の先の実施態様と同じように、出力信号１６および２６の位相と周波数とを同時に変更する。
【００５９】
変更された出力信号９２および９４の周波数差は、第２周波数発生器８２に対するエラー信号５８の作用により一定に保持される。第２周波数発生器８２は常に信号周波数出力を異なるように、例えば一定値、例えば１０ＫＨｚだけ高いか、または低い周波数に維持することにより、周波数発生器６２から出力される信号周波数をトラッキングする。復調器５２へ入力される周波数は一定であることが好ましい。しかしながら、復調器５２へ可変周波数入力を送る方式を考え付くことも可能であるが、かかる実現例には実質的に利点はない。
【００６０】
図３のこの実施態様を評価するに当たり、ある周波数のサイン波が別の周波数のサイン波に線形に乗算されると、この結果生じる波形、すなわち信号は、個々の周波数が２つの元の周波数の和および差となる一対のサイン波の線形の組み合わせから成る。図３の実施態様のような実際の寿命時間測定回路では、フィルタによって和の周波数を除き、かなり低くなる差の周波数をアナログ−デジタルコンバータへ送り、上記のようにＤＳＰ８０内で更に処理を行う。この差の周波数は任意の適当な値を有することができ、信号３８および４６の周波数と信号８４の周波数との間の関係によってしか決定されない。高周波の基準信号４６と実験信号３８との間の位相関係はダウンコンバージョンプロセスによって維持される。
【００６１】
図３の別の実施態様は、成分発生器６２および８２、ならびにＤ／Ａコンバータ２０、２８および８６の代わりに外部デジタル波形発生器を使用している。この特定の実施態様は信号１６および２６の周波数がデジタル信号プロセッサ８０の内部で発生するには高すぎる場合に使用されることになる。この場合、外部発生器を単一チップの波形発生器から構成することが好ましく、この波形発生器はデジタル信号プロセッサ８０によって制御され、デジタル信号プロセッサ８０と同じアナログ発振器からクロック周波数を発生する。
【００６２】
次に図４を参照すると、この実施態様は上記図３の実施態様と比較して、ダウンコンバートプロセスに別の条件および能力を課す。実験信号のサイン波と基準信号のサイン波との間の位相差を測定する一部として、この図４のＤＳＰは別の数値的ダイレクトデジタル合成周波数発生器を実現するプログラムを実行し、デバイス１４および６２と同じように、先のすべての実施態様で数値ダイレクトデジタル合成発生器が使用される。図４を参照すると、図３のダウンコンバート構造とほぼ同じとなっている。しかしながら、単一出力の周波数発生器９６によって実験信号１６および基準信号２６が発生され、同じ位相および周波数でこれら信号が発生される。
【００６３】
図４に示された実施態様では、周波数発生器９６および８２は主デジタル信号プロセッサ９８の外部である特殊なＤＳＰ部品であり、それぞれデジタル−アナログコンバータ１４２および１４０を含む。別の実施態様では、周波数発生器９６および８２は図１および２に例えば示されるような主ＤＳＰ９８の内部に設けることもできる。実際には、ＤＳＰ９８の内部に周波数発生器９６を設けることが好ましいが、図２のダウンコンバート単一直角技術を使用することが好ましい。図４のこの実施態様における信号９２および９４がアナログ−デジタルコンバータ５０および４８を通過する際に、これら信号は先の実施態様と同じように直接混合されるわけではない。その代わりにＤＳＰ９８内に別のデュアル出力のマルチ位相デジタル合成周波数発生器１００が設けられている。
【００６４】
好ましい形態では、デュアル出力の多層デジタル合成周波数発生器１００は第１内部信号１０４と第２内部信号１０６とを発生する周波数および位相計算器１０２を含む。これら内部信号の各々は発生器９６が発生する周波数と発生器８２が発生する周波数との差周波数である、信号９２および９４の周波数に正しく一致する周波数を有する。第１内部信号１０４は入力信号９２に対して９０度の位相を有するように発生される。このことは、内部ミキサー１０８で信号９２と１０４とを混合することによって達成される。ミキサー１０８の出力はローパスフィルタ１５０へ向けられ、ローパスフィルタ１５０はエラー信号１５２を出力する。このエラー信号の符号および振幅は信号１０４と９２との間の相対的位相差を示す。エラー信号１５２（この信号は信号９２と１０４とが直角状態となる際にゼロとなることが好ましい）が周波数および位相計算器１０２へ向けられる。計算器１０２は、信号９２と１０４とが直角状態となったことをエラー信号１５２が表示するまで、信号１０４の位相を調節する。
【００６５】
同時に、信号９４が別の内部ミキサー１１０へ向けられ、周波数発生器１００は、好ましくは信号９２、９４および１０４と周波数が同じであり、信号１０４の位相に対して既知の量だけ位相の進んだ第２内部信号１０６を発生する。この信号１０６は内部ミキサー１１０にて信号９４と混合される。ミキサー１１０の出力はローパスフィルタ５６を通過し、別の内部エラー信号１１４を発生し、このエラー信号は周波数および位相計算器１０２へ向けられる。エラー信号１１４の符号および大きさに基づき、信号１０６と信号９４とがミキサー１１０で直角状態となるまで、信号１０６の位相をシフトする。信号９２および９４は、目標サンプル３２によって発生される位相シフトのみに基づいて位相が異なっているのが好ましいので、信号９２および９４の各々は合成周波数発生器１００における位相差を決定するように、別の信号と別々に直角状態にされる。従って、信号１０４と１０６との位相差は入力信号９２と９４の間の位相差を示す。サンプルの蛍光寿命時間は式１と共に測定された位相シフトおよび周波数を使って計算できる。
【００６６】
図４のこの実施態様では、周波数発生器８２および９６は市販されている部品である安価で小型の単一の集積回路である。しかしながら、これら外部発生器８２および９６はＤＳＰ９８に出力信号１６および２６の現在の位相を伝えるための手段とはならない。この結果、デジタル化された基準信号９２は未知の位相となる。ミキサー１０８と、フィルタ１５０と、周波数発生器１００と、周波数計算器１０２とによって構成された別の内部位相ロックループは、入力信号９２に位相がロックされた信号１０４を発生する。この信号１０４はミキサー１１０を使った第２の混合プロセスのための位相基準信号となる。
【００６７】
次の例は、図４の別の位相ロックループの目的および機能を示す。信号９２は５０でデジタル化され、「α」と表示される未知の位相を有する。同時に、信号９４は４８でデジタル化され、信号９２と（β）だけ位相が異なる。この位相差は、センサ３２によって生じた位相シフトとアナログ部品２２、３６および４０に起因する位相シフトの結果生じるものである。従って、信号９４は図４に示されるようにα＋βの位相を有する。ミキサー１０８を含む位相ロックループは位相シフトがα＋９０°の信号１０４を発生する。次に、周波数発生器１００は信号１０４に対して「δ」だけ更に位相シフトした信号１０６を発生する。従って、信号１０６はα＋９０＋δの位相を有する。ミキサー１１０およびエラー信号１１４は信号９４と直角状態とならなければならないとする条件を信号１０６に課す。この条件はδ、すなわち信号１０４に対する別の位相シフトの値を調節することによって満たされる。ミキサー１１０では信号９４と１０６とは９０°位相が異なることが判る。すなわち、信号９４の位相＋９０、すなわちα＋β＋９０は次の式のようにα＋９０＋δに等しいことが判っている信号１０６の位相に等しい。すなわち
【００６８】
【数３】
0004532744.tif 000004
【００６９】
上記式を簡略化すると、β＝δであることが判る。信号１０６に加えられる既知の位相シフトの値は、別のアナログ部品２２、３６および４０に沿って蛍光実験信号３２によって生じる位相シフトに等しい。最後に、δによって表示される位相シフトは蛍光寿命時間を計算するために式１と共に使用できる。
【００７０】
図４の実施態様の別の応用例は、周波数フィードバック信号１５４を含み、このフィードバック信号は周波数発生器８２および９６の出力を変えるように、周波数および位相計算器１０２へ送られる。このように、信号１６、２６および８４の周波数、および信号１０６の位相も、図２に示された実施態様と同じように同時に変更してもよい。図４の別の実施態様はデジタル信号プロセッサ９８を含み、このデジタル信号プロセッサ９８は内部周波数発生器９６およびデジタル−アナログコンバータ１４０を含む。
【００７１】
次に図５を参照する。この実施態様は直角位相を検出するために高周波信号をより低い周波数にダウンコンバートするための手段を有していないという点を除けば、図４に示された実施態様に類似する。図５を参照すると、図４のダウンコンバート装置は省略されている。この図５の実施態様はデュアル位相出力デジタル波形発生器の代わりに単一のデジタル波形発生器が利用できる場合に限り特に有効である。図５に示されるようなこの実施態様の一実現例では、周波数発生器９６は主デジタル信号プロセッサ９８の外部に設けられた特殊なｄＳＰ部品であり、デジタル−アナログコンバータ１４２を含む。別の実現例では、図１および２の例に示されるように、周波数発生器９６は主Ｄ９８の内部に設けられる。
【００７２】
先の実施態様と同じように、この実施態様では単一出力周波数発生器９６により実験信号１６および基準信号２６が発生され、ほぼ同じ位相および周波数で発生される。先の実施態様と同じように、実験信号１６は光源２２、ルミネッセンスサンプル３２および光検出器３６を通過する。光検出器３６から出力される信号３８は先の実施態様と同じように、プリアンプ４０にて電圧に変換され、エイリアシング防止フィルタ４２でフィルタリングされる。次に、実験出力信号３８はアナログ−デジタルコンバータ４８でデジタル化される。基準入力信号２６もほぼ同じエイリアシング防止フィルタ４４を通過し、アナログ−デジタルコンバータ５０でデジタル化される。実験出力信号３８および基準信号２６のデジタル化された表示は、それぞれデジタル実験信号９４およびデジタル基準信号９２となる。
【００７３】
図４の先の実施態様と同じように、信号９２および９４はアナログ−デジタルコンバータ５０および４８を通過する際に、これら信号は直接には混合されない。その代わりに、ＤＳＰ９８内に別のデュアル出力のマルチ位相デジタル合成周波数発生器１００が設けられている。先の図４の実施態様と同じように、この発生器１００によって２つの異なるデジタルミキサー１０８および１１０にて、デジタル実験信号９４とデジタル基準信号９２の直角状態を比較することが可能となっている。
【００７４】
図４の先に述べた実施態様と同じように、好ましい形態では、デュアル出力のマルチ位相デジタル合成周波数発生器１００は第１内部信号１０４および第２内部信号１０６を発生する、周波数および位相計算器１０２を含む。これら信号の各々は発生器９６が発生する周波数と発生器８２が発生する周波数との間の周波数差である信号９２と９４の周波数にほぼ正しく一致する。信号１０４は入力信号９２に対して９０°の位相となるように発生される。このことは、ミキサー１０８で信号９２と１０４とを混合することによって達成される。ミキサー１０８の出力はローパスフィルタ１５０へ向けられ、ローパスフィルタ１５０はエラー信号１５２を出力する。この信号１５２の符号および大きさは信号１０４と９２との間の相対的位相差を表示する。エラー信号１５２（信号９２と１０４とが直角状態の時にゼロであることが好ましい）は、周波数および位相計算器１０２へ向けられる。計算器１０２は信号９２と１０４とが直角状態であることをエラー信号１５２が表示するまで、信号１０４の位相を調節する。
【００７５】
同時に、信号９４はミキサー１１０へ向けられる。発生器１００は、好ましくは信号９２、９４および１０４と周波数が同じであり、信号１０４の位相に対して既知の量だけ位相の進んだ信号１０６を発生する。この信号１０６はミキサー１１０にて信号９４と混合される。ミキサー１１０の出力はローパスフィルタ５６を通過し、エラー信号１１４を発生する。このエラー信号は周波数および位相計算器１０２へ向けられる。このエラー信号１１４の符号および大きさに基づき、信号１０６と信号９４とがミキサー１１０で直角状態となるまで、信号１０６の位相をシフトする。信号９２および９４は、目標サンプル３２によって発生される位相シフトのみに基づいて位相が異なっているのが好ましい。信号９２および９４の各々は合成周波数発生器１００で位相差を決定するように、別の信号と別々に直角状態にされる。従って、信号１０４と１０６との位相差は入力信号９２と９４の間の位相差を示す。サンプルの蛍光寿命時間は式１と共に測定された位相シフトおよび周波数を使って計算できる。
【００７６】
先の実施態様と同じように、発生器１００、フィードバック信号１５２、ミキサー１０８および積分器１５０によって構成された別の位相ロックループによって、内部基準信号１０６に更に既知の量の位相シフトを加えることができるので、デジタル実験信号を既知の位相の信号と直角状態で比較できる。
【００７７】
図５の実施態様の別の応用例は、発生器９６の出力周波数を変えるように、周波数および位相計算器１０２から送られる周波数フィードバック信号１５４を含む。このように、信号１６および２６の周波数および信号１０６の位相も図２に示された実施態様と同じように同時に変更してもよい。
【００７８】
次に図６を参照する。この実施態様は、基準要素２０８を通過するほぼ同じ周波数のアナログ信号２０６の位相シフトに対する位相シフト要素２０４を通過するアナログ信号２０２の位相シフトを測定するために、デジタル信号プロセッサ２００を使用するデバイス１２を含む。好ましい実施態様では、アナログ信号２０２および２０６はサイン波であり、周波数はほぼ同じである。信号２０２および２０６はＤＳＰ２００に含まれるデュアル出力の位相可変周波数波形発生器２１０によって発生することが望ましい。波形発生器２１０のデジタル出力２１２および２１４は、デジタル−アナログコンバータ２１６および２１８へ向けられる。デジタル−アナログコンバータはアナログ信号２０２および２０６を出力し、これら信号２０２および２０６はそれぞれ位相シフト要素２０４および基準要素２０８へ向けられる。
【００７９】
この図６の好ましい実施態様では、位相シフト要素２０４は被検体に応答して寿命時間を変える蛍光材料を含む。更に、位相シフト要素２０４は先の実施態様に記載したように、励起用光源、光検出器、プリアンプおよびエイリアシング防止フィルタも含む。基準要素２０８は先の実施態様で説明したような位相シフト要素のエイリアシング防止フィルタとほぼ同じ量の位相シフトを信号に加える、ほぼ同じエイリアシング防止フィルタを含むことが好ましい。位相シフト要素は必ずしも蛍光サンプルを含まないことに留意すべきである。実際にこの要素は、多数のタイプの電気的または光学的位相シフト部品から成る。
【００８０】
位相シフト要素２０４の出力信号２２０および基準要素２２８の出力信号２２２は、次にそれぞれアナログ−デジタルコンバータ２２４および２２６へ向けられる。これらアナログ−デジタルコンバータ２２４および２２６はアナログ信号２２０および２２２をそれぞれＤＳＰ２００内でデジタル表示に変換する。次に、デジタル化された信号２２０および２２２は、デジタル位相復調器２２８へ向けられる。この図６の好ましい実施態様では、ＤＳＰ２００はデジタル位相復調器２２８、ローパスフィルタ２３０、デュアル出力位相可変波形発生器２１０および位相復調器２２８からのフィルタ化されたフィードバックエラー信号２３２を含む。先の実施態様に記載されているように、これら要素はデジタル位相復調器２２８でデジタル信号２２０および２２２を直角状態にするように協働する。直角状態では、位相シフト要素２０４により２つの信号２２０と２２２との間の位相シフトは先の実施態様の方法のうちの１つを使って決定できる。
【００８１】
本発明のこの図６の実施態様は、単一のアナログタイミング要素２３４を含むことが好ましい。このタイミング要素２３４はＤＳＰ２００におけるすべてのデジタル信号発生および位相比較演算のためのマスタータイミングベースを発生する。好ましい実施態様では、タイミング要素２３４は水晶発振器から成る。タイミング要素２３４はクロック分周器２３８へ送られる高周波のクロック信号を発生する。好ましい実施態様では、この高周波のクロック信号２３６はほぼ２５ＭＨｚである。クロック分周器２３８は次に、デジタルによりクロック信号２３６をより低い周波数のクロック信号２４０へ分周する。このより低い周波数のクロック信号２４０は信号２２０と２２２との間の相対的な位相を決定することに関連するすべての演算のためのタイミング信号となる。好ましい実施態様では、クロック信号２４０の周波数はほぼ４８ＫＨｚである。使用される特定部品に応じ、クロック信号２４０は４８ＫＨｚから大幅に変わり得る。
【００８２】
クロック信号２４０はデジタル−アナログコンバータ２１６および２１８ならびにアナログ−デジタルコンバータ２２４および２２６へ送ることが好ましい。デジタル−アナログコンバータ２１６および２１８において、クロック信号２４０は波形２１２および２１４を表示する一対のデジタルポイントをアナログ信号２０２および２０６に変換する。これと同時に、クロック信号２４０によりアナログ−デジタルコンバータ２２４および２２６は受信したアナログ信号２２０および２２２を、アナログ信号２２０および２２２を表示する一対のデジタルポイントに変換する。アナログ信号の発生およびデジタル化はクロック信号２４０と同期化されているので、これら事象はほぼ位相のジッターを伴うことなく、同時に発生する。
【００８３】
クロック信号２４０は更に位相復調器２２８、フィルタ２３０および波形発生器２１０にデジタル数２２０および２２２の次の組に対する計算を実行させる。アナログ信号２２０および２２２がデジタル化される時、これらのデジタル表示は、まずデジタル位相復調器２２８へ送られる。このデジタル位相復調器２２８の結果はデジタルフィルタ２３０へ送られ、デジタルフィルタはフィルタリングされたエラー信号２３２を出力し、このエラー信号は波形発生器２１０へ送られる。次に、波形発生器２１０はデジタル信号２１２および２１４に対するデジタル数の新しい組を発生する。デジタル信号２１２および２１４の位相および周波数はエラー信号２３２の値によって決定される。クロック信号２４０のサイクルごとに、上記演算が１回実行され、クロック信号２４０の次のサイクル前に演算が完了される。波形発生器２１０はクロック信号２４０のサイクルごとに信号２１０および２１４の周波数および相対的位相を出力できるような手段を講じたものである。従って、クロック信号２４０のサイクルごとに式１を使ってほぼ連続的に位相シフト要素２０４の寿命を決定できる。
【００８４】
図６の好ましい実施態様では、ＤＳＰ２００と別個の集積回路内にクロック分周器２３８、デジタル−アナログコンバータ２１６および２１８、およびアナログ−デジタルコンバータ２２４および２２６が含まれるが、他方、波形発生器２１０はＤＳＰの集積回路内に含まれる。これら部品は本発明の要旨から逸脱することなく、ＤＳＰ２００の内部に設けてもよいし、外部に設けでもよいと理解すべきである。更に、信号２１２および２１４の周波数は信号２２０および２２２の周波数とほぼ同一である。更に、位相シフト要素２０４および基準要素２０８は、本発明の要旨から逸脱することなく、信号２２０および２２２に対し、先に述べたように、入力周波数２０２および２０６から、より低い周波数へダウンコンバートするための手段を含むことができることも更に理解すべきである。
【００８５】
本発明の種々の実施態様がどのように作動するかを更に良好に理解するために、次の例について説明する。しかしながら、これら実施態様は単に説明のためのものであって、請求項に記載される発明の範囲を限定するものではないと理解すべきである。
【００８６】
実施例Ｉ
アナログデバイシス社から市販されているＡＤＳＰ２１８１  ＥＺＬＡＢプロトタイプキットおよび下記のような別のアナログ部品を使用して、図１のデバイス１０を構成した。ＤＳＰ１２はアナログデバイシス社のＡＤＳＰ２１８１  ＫＳ−１３３から成り、デジタル波形を発生するための一般に使用されている方法であるダイレクトデジタルシンテシス（部品番号ＡＤ９８３０のためのアナログデバイシス社のテクニカルスペック、レビューＡ、ページ１０の説明を参照）を使用するソフトウェアでデュアル出力波形発生器１４を構成した。２つのデジタル出力信号１６および２６をΔΣステレオ（２チャンネル）コーデック（ＣＯＤＥＣ）（アナログデバイシス社の部品番号ＡＤ１８４７ＪＰ）へ送った。このコーデックは波形発生器１４が指定するような相対的位相差を有する２つの２０ＫＨｚのカウンターパートのアナログサイン波を発生した。このコーデックは４８ＫＨｚのサンプリングレートで各アナログ信号を出力した。
【００８７】
オペアンプ（アナログデバイシス社のＡＤ８１０）に２０ＫＨｚのサイン波１６を入力し、オペアンプはＬＥＤ２２にサイン状の駆動電流を加えた。ＬＥＤが発生する、より長い波長の光（黄色、オレンジおよび赤色）をブロックする青色干渉フィルタを使って、青色ＬＥＤ（ニチアＮＳＰＢ５００Ｓ）の光出力を即座にフィルタにかけた。この結果得られる青色光３０をサンプル３２に向けた。
【００８８】
本実施例で使用されたサンプル３２は、所有権のある酸素透過性マトリックス内に分散された白金−テトラペンタフルオロフェニル  ポリフィリン（ＰｔＴＦＰＰ）から構成した。このサンプルは周辺温度および圧力で１８.５μ秒のルミネッセンス寿命時間を有していた。散乱青色励起光３０を除くように、赤色干渉フィルタを有するフォトダイオード３６にサンプル３４の赤色ルミネッセンス光を向けた。利得を有するトランスインピーダンスアンプ４０（バール・ブラウンＯＰＡ６５５）へフォトダイオード３６（ハママツＰＩＮフォトダイオードＳ４７０７−０１）の出力電流３８を向けた。このアンプ４０はサイン状に変化するフォトダイオードの出力電流をサイン状に変化する電圧に変換した。出力電圧信号３８をエイリアシング防止フィルタ４２に向けた。エイリアシング防止フィルタ４４および４２は３.３μ秒の時定数を有する単一セクションのローパスＲＣフィルタから構成した。エイリアシング防止フィルタ４２の出力はステレオのコーデックの入力側４８へ加えられ、ここで信号を４８ＫＨｚのレートでサンプリングし、デジタル化した。
【００８９】
上記信号パス内のエイリアシング防止フィルタ４２とほぼ同じ部品から構成されたエイリアシング防止フィルタ４４へアナログ基準信号２６を向けた。次に、コーデックの第２入力端５０へフィルタリングされた基準信号４６を印加し、サンプルアナログ信号３８と同時に４８ＫＨｚのレートでデジタル化した。
【００９０】
位相復調器５２にて、４８ＫＨｚのレートで、信号４６および３８のデジタル化された表示をポイントごとに乗算した。ソフトウェアで構成された位相復調器５２は、コーデック４８、５０が発生する時間シリーズのデジタル化されたデータフェアを乗算した。位相復調器５２の結果をローパスフィルタ５６に送った。このローパスフィルタ５６はＡＤＳＰ２１８１で構成されたデジタルＩＩＲ単一極または二重極のローパスフィルタから構成した（オッペンハイム、Ａ.Ｖ.およびＲ.Ｗ.シェイファー著、「離散時間信号処理」、ニュージャージー州エングルウッドクリフ、プレンティスホール社、１９８９年を参照）。
【００９１】
信号４６と３８との間の位相差の符号および大きさを示す、このフィルタ５６の出力５８を、デュアル出力波形発生器１４へ向けた。エラー信号５８により波形発生器１４は、位相復調器５２で信号４６および３８を直角状態にする値に基準信号２６の位相進み角を変更した。この条件はエラー信号がゼロとなった時に満たされる。
【００９２】
周辺温度および圧力、および２０ＫＨｚの励起で上記サンプルを使用したところ、サンプルは−２１.９°の位相シフトを発生した。他のいくつかの要素がサンプルチャンネルおよび基準チャンネル（例えばコーデックおよびエイリアシング防止フィルタ）に対する位相シフトに同じように寄与しているが、これら２つの信号の相対的位相を変えてはいなかった。ルミネッセンスサンプル中の位相シフトは−２１.９°であるので位相復調器５２で直角状態を得るために、デュアル出力波形発生器１４は基準信号２６の位相進み角を６８.１°に調節した。９０°（直角）と基準チャンネルに加えられる位相の進み各との間の差、すなわち換言すれば、９０°−６８.１°＝２１.９°を計算することにより、サンプルの位相シフトを決定した。上記式１を使ってサンプル３２の寿命時間を計算した。
【００９３】
実施例ＩＩ
下記のように、アナログデバイセス社から市販されているＡＤＳＰ２１８１  ＥＺＬＡＢプロトコルタイプのキットおよび別のアナログ部品を使って、図２のデバイス１０を構成した。ＤＳＰ６０はアナログデバイセス社のＡＤＳＰ−２１８１  ＫＳ−１３３から構成した。実施例１と同じように、ダイレクトデジタル合成を使うソフトウェアでデュアル出力波形発生器１４を構成した。波形発生器１４が指定する相対的位相差および周波数を有する２つのカウンターパートのアナログサイン波を発生するΔΣステレオ（２チャンネル）コーデック（アナログデバイセス社の部品番号ＡＤ１８４７ＪＰ）へ２つのデジタル出力信号１６および２６を加えた。コーデックは任意の周波数および位相関係に対し、４８ＫＨｚのサンプリングレートを使ってアナログ信号を出力した。
【００９４】
オペアンプ（アナログデバイシス社のＡＤ８１０）にサイン波１６を入力した。このオペアンプはＬＥＤ２２にサイン状の駆動電流を加えた。ＬＥＤが発生する、より長い波長の光（黄色、オレンジおよび赤色）をブロックする青色干渉フィルタを使って、青色ＬＥＤ（ニチアＮＳＰＢ５００Ｓ）の光出力を即座にフィルタにかけた。この結果得られる青色光３０をサンプル３２に向けた。この実施例ＩＩで使用したサンプル３２は実施例Ｉで使用したサンプルに類似したものであり、所有権のある酸素透過性マトリックス内に分散された白金−テトラペンタフルオロフェニル  ポリフィリン（ＰｔＴＦＰＰ）から構成された。しかしながら、このサンプルは〜７６０Ｔｏｒｒおよび４５℃にて１００％の酸素で７.２７μ秒のルミネッセンス寿命時間を有していた。
【００９５】
散乱青色励起光３０を除くように、赤色干渉フィルタを有するフォトダイオード３６（ハママツＰＩＮフォトダイオードＳ４７０７−０１）にサンプル３２の赤色ルミネッセンス光３４を向けた。利得を有するトランスインピーダンスアンプ４０（バール・ブラウンＯＰＡ６５５）へフォトダイオード３６の出力電流３８を向けた。このアンプ４０はサイン状に変化する光ダイオードの出力電流をサイン状に変化する電圧に変換した。電圧信号３８をエイリアシング防止フィルタ４２に向けた。エイリアシング防止フィルタ４４および４２は３.３μ秒の時定数を有する単一セクションのローパスＲＣフィルタから構成した。エイリアシング防止フィルタ４２の出力はステレオのコーデックの入力側４８へ加えられ、ここで信号を４８ＫＨｚのレートでサンプリングし、デジタル化した。
【００９６】
上記信号パス３８内のエイリアシング防止フィルタ４２とほぼ同じ部品から構成されたエイリアシング防止フィルタ４４へアナログ基準信号２６を向けた。次に、コーデックの第２入力端５０へフィルタリングされた基準信号４６を印加し、サンプルアナログ信号３８と同時に４８ＫＨｚのレートでデジタル化した。
【００９７】
位相復調器５２にて、４８ＫＨｚのレートで、信号４６および３８のデジタル化された表示をポイントごとに乗算した。ソフトウェアで構成された位相復調器５２は、コーデック４８、５０が発生する時間シリーズのデジタル化されたデータフェアを乗算した。位相復調器５２の結果生じる信号５４をローパスフィルタ５６に送った。このローパスフィルタは実施例Ｉに関して先に説明したように、ＡＤＳＰ２１８１で構成されたデジタルＩＩＲ単一極または二重極のローパスフィルタから構成した。信号４６と３８との間の位相差の符号および大きさを示す、このフィルタ５６の出力信号５８は、デュアル出力波形発生器１４へ向けた。エラー信号５８により波形発生器１４は、位相復調器５２で信号４６および３８を直角状態にする値に基準信号２６の位相進み角および信号１６および２６の周波数を同時かつ連続的に変更した。この条件はエラー信号がゼロとなった時に満たされる。
【００９８】
７６０Ｔｏｒｒおよび４５℃で１００％の酸素内で上記サンプル３２を使用する場合、ミキサー５２で直角状態を得るには、１５.９４０ＫＨｚの励起および５３.９０４°の位相オフセットが必要であった。他のいくつかの要素がサンプルチャンネルおよび基準チャンネル（例えばコーデックおよびエイリアシング防止フィルタ）の双方に対する位相シフトに同じように寄与しているので、これら２つの信号の相対的位相を変えなかった。先に述べたように、デュアル出力波形発生器１４は周波数計算器および位相計算器６４を含み、この計算器はフィードバックエラー信号５８に基づき、信号２６の位相進み角および信号１６および２６の周波数を決定する。周波数および位相計算器は次の式に従って、位相および周波数を調節するようにセットした。
【００９９】
【数４】
0004532744.tif 000005
【０１００】
式３により信号２６の位相進み角、すなわちＮ°および特定の位相進み角Ｎ°における信号１６および２６の周波数Ｆを決定した。波形発生器６２は位相復調器５２への入力信号３８と４６とが直角状態となったことをエラー信号が表示するまで、式３に従ってＮ°を増減し、よって同時に周波数Ｆを下げたり、または上げたりした。
【０１０１】
ルミネッセンスサンプルにより、−３６.０９６°の位相シフトがあるので、位相復調器５２で直角状態を達成するためにデュアル出力波形発生器は基準信号２６の位相進み角を５３.９０４°に調節した。式３に従い、周波数は１５.９４ＫＨｚにセットされた。基準チャンネルに加えられる位相進み角、すなわち５３.９０４°と９０°（直角状態）との間の差、すなわち５３.９０４°−９０°＝−３６.０９６°を計算することによってサンプルの位相シフトを決定した。次に、上記式１を使ってサンプルの寿命を計算した。
【０１０２】
実施例ＩＩＩ
下記のように、アナログデバイセス社から市販されているＡＤＳＰ２１８１  ＥＺＬＡＢプロトコルタイプのキットおよび別のアナログ部品を使って、図３のデバイス１０を構成する。ＤＳＰ６０はアナログデバイセス社のＡＤＳＰ−２１８１  ＫＳ−１３３から構成する。実施例ＩおよびＩＩで先に述べたように、ダイレクトデジタル合成を使うソフトウェアでデュアル出力波形発生器６２を構成する。すなわちソフトウェアで発生するのに出力周波数が高すぎる場合、波形発生器はカスタムＤＳＰチップ内に外部に構成し、他のデジタル部品と同じマスターアナログクロック信号によってクロック制御する。この波形発生器６２は２つのデジタル出力信号１６および２６を発生し、これら出力信号は適当なデジタル−アナログコンバータ２０へ送られる。このデジタル−アナログコンバータ２０は波形発生器６２が指定する相対的位相差および周波数を有する２つのカウンターパートのアナログサイン波を発生する。
【０１０３】
先の実施例と同じように、オペアンプ（アナログデバイシス社のＡＤ８１０）にサイン波１６を入力し、このオペアンプはＬＥＤ２２にサイン状の駆動電流を加える。ＬＥＤが発生する、より長い波長の光（黄色、オレンジおよび赤色）をブロックする青色干渉フィルタを使って、青色ＬＥＤ（ニチアＮＳＰＢ５００Ｓ）の光出力を即座にフィルタにかける。この結果得られる青色光３０をサンプル３２に向ける。このサンプル３２は当該被検体の存在下で寿命がクェンチングされる蛍光サンプルから成る。このサンプルの寿命はかなり短くてよい。例えば０.５ｎ秒〜５ｎ秒でよい。１０ＭＨｚで励起すると、５ｎ秒の寿命を有する蛍光サンプルは１７°の位相シフトを示す。
【０１０４】
サンプル３４の、より長い波長の蛍光は、散乱した青色励起光３０を除くための適当な干渉フィルタを有する、光検出器３６、例えば光倍増管、アバランシュ型フォトダイオードまたは他の適当な検出器に向けられる。この光検出器３６の出力電流３８はトランスインピーダンスアンプ４０（例えばバールブラウンＯＰＡ６５５）へ加えられ、サイン状に変化する光検出器の出力電流をサイン状に変化する電圧３８に変換する。次に電圧信号３８はアナログミキサー９６へ向けられる。このアナログ基準信号２６は同様なアナログミキサー８８にも向けられる。
【０１０５】
この実施例は第２波形発生器８２を設けている。この第２波形発生器８２は本例では市販されているＡＤ９８３０である。この波形発生器８２は高周波のデジタル信号８４を出力し、このデジタル信号８４は先に述べたように適当なデジタル−アナログコンバータ８６でアナログ信号に変換される。デジタル−アナログコンバータ８６は実際には第２波形発生器８２と一体化してもよい。第２波形発生器８２は信号１６および２６の周波数からの一定の差である周波数を有する信号８４を出力する。例えば信号１６と２６が１０ＭＨｚの信号であれば、第２波形発生器８２は１０.０２ＭＨｚの信号を出力する。この例では、第１発生器６２と第２発生器８２との間の一定の差は２０ＫＨｚである。波形発生器６２の出力周波数が変化すれば、周波数の差が２０ＫＨｚに止まるよう、第２発生器８２の出力は第１発生器６２の出力周波数をトラッキングする。
【０１０６】
第２発生器のアナログ出力８４はアナログミキサー８８および９０に向けられる２つの同じ信号に分割される。双方のアナログミキサー８８と９０とはほぼ同じように作動し、これらの出力信号は２つの入力信号の線形の乗算である。これら出力信号９２および９４は、それぞれのミキサー８８および９０への入力信号の和の周波数および差の周波数を含む。従って、この実施例ではミキサーの出力は２０.０２ＭＨｚの信号と２０ＫＨｚの信号とから成る。
【０１０７】
アナログミキサー８８および９０の和の周波数の出力、および差の周波数の出力は、同様なエイリアシング防止フィルタ４４および４２でフィルタリングされる。これらエイリアシング防止フィルタ４４、４２は、和の周波数２０.０２ＭＨｚを除き、差の周波数、すなわち２０ＫＨｚだけを残すように構成されている。上記のように、ダウンコンバートされた２０ＫＨｚの差の周波数は、蛍光サンプルおよび基準パスを通過した１０ＭＨｚの信号と同じ相対的位相情報を搬送する。適当なエイリアシングフィルタとしては、例えば３.３μ秒の時定数を有する単一セクションのローパスＲＣフィルタがある。
【０１０８】
エイリアシング防止フィルタ４２および４４の各々の出力信号はそれぞれアナログ−デジタルコンバータ４８、５０の入力端へ送られ、このコンバータで信号は適当なレート、例えば４８ＫＨｚへサンプリングされ、デジタル化される。位相復調器５２にて、４８ＫＨｚのレートで、フィルタリングされた信号９２および９４のデジタル化された表示をポイントごとに乗算する。ソフトウェアで構成された位相復調器５２は、アナログ−デジタルコンバータが発生する時間シリーズのデジタル化されたデータフェアを乗算する。位相復調器５２の結果生じる信号５４はローパスフィルタ５６へ送られる。このローパスフィルタは先に述べたように、ＡＤＳＰ２１８１で構成されたデジタルＩＩＲ単一極または二重極のローパスフィルタから構成される。
【０１０９】
フィルタリングされた信号９２と９４の間の位相差の符号および大きさを示す、このフィルタ５６の出力信号５８は、高周波デュアル出力波形発生器６２だけでなく、第２の高周波の波形発生器８２にも送られる。エラー信号５８により波形発生器６２は、位相復調器５２でフィルタリングされた信号９２および９４を直角状態にする値に基準信号２６の位相進み角および信号１６および２６の周波数を同時かつ連続的に変更する。この条件はエラー信号がゼロとなった時に満たされる。
【０１１０】
デュアル出力波形発生器６２は２つのモードのうちの１つで作動できる。この発生器６２は実施例Ｉと同じように一定の周波数および可変位相シフトで第１モードで作動でき、または第２モードでは、実施例ＩＩと同じように、圧縮されながら連続可変周波数および位相で同時に作動できる。波形発生器６２が第２モードで作動される場合、エラー信号５８は第２の高周波波形発生器８２にも作用し、その周波数が第１発生器６２の周波数出力からの差である一定の２０ＫＨｚとなるように、この周波数を調節する。式１と共に、位相シフトおよび周波数を使って実施例ＩおよびＩＩと同じようにサンプルの寿命時間を計算する。
【０１１１】
実施例ＩＶ
下記のように、アナログデバイセス社から市販されているＡＤＳＰ２１８１  ＥＺＬＡＢプロトコルタイプのキットおよび別のアナログ部品を使って、図４のデバイス１０を構成した。ＤＳＰ６０はアナログデバイセス社のＡＤＳＰ−２１８１  ＫＳ−１３３から構成した。特に記載しない限り、この実施例ＩＶで使用した部品は、先の実施例で使用したものと同じ特殊な部品であった。上記実施例ＩＩＩで説明したデュアル出力の波形発生器の代わりに、単一出力のダイレクトデジタル合成波形発生器９６を使って高周波のサイン波を発生した。このサイン波はサンプルを励起するための青色光を発生するように、ＬＥＤ２２を駆動した。波形発生器９８はアナログデバイセス社のＥＶＡＬ−ＡＤ９８３０ＥＢから成り、これはアナログデバイセス社のＡＳ９８３０ダイレクトデジタル合成ＩＣを含んでいた。
【０１１２】
波形発生器９６は内部アナログ−デジタルコンバータ１４２を含み、既知の周波数、例えば１.０１３ＭＨｚのサイン波を出力した。このサイン波の出力信号は２つの同じ信号１６および２６に分割され、信号１６は青色ＬＥＤ２２（ニチアＮＳＢＰ５００Ｓ）を駆動するためのサイン波駆動電流を発生するアナログデバイセス社のＡＤ８１１であるオペアンプへ送られ、他方の信号、すなわちアナログ基準信号２６はアナログミキサー８８へ送られた。
【０１１３】
ＬＥＤが発生する、より長い波長の光（黄色、オレンジおよび赤色）をブロックする青色干渉フィルタを使って、青色ＬＥＤ（ニチアＮＳＰＢ５００Ｓ）の光出力を即座にフィルタにかけた。この結果得られる青色光３０をサンプル３２に送った。このサンプル３２はｐＨ７.６の干渉液内に入れた希釈蛍光サンプルから構成した。周辺条件では、サンプルの寿命は４ナノ秒であった。
【０１１４】
散乱した青色励起光３０を除くように、６００ｎｍのローパスフィルタを有する光倍増管３６（ハママツＲ５６００Ｕ−０１）にサンプル３４の、より長い波長の蛍光を送った。トランスインピーダンスアンプ４０（バール・ブラウンＯＰＡ６５５）へ光倍増管３６の出力電流３８を加え、サイン状に変化するフォトダイオードの出力電流をサイン状に変化する電圧に変換した。電圧信号３８をアナログミキサー９０へ加え、アナログ基準信号２６を同様なアナログミキサー８８へ加えた。
【０１１５】
このデバイス１０はアナログデバイセス社のＡＳ９８３０ダイレクトデジタル合成ＩＣを含むアナログデバイセス社のＥＶＡＬ−ＡＤ９８３０ＥＢから成る第２波形発生器８２を有していた。この第２波形発生器８２は信号１６および２６の周波数からの一定の差である高周波アナログ信号８４を出力した。本実施例では第２発振器の周波数は１.００７８ＭＨｚであったが、この周波数は第１発振器の周波数と５.２ＫＨｚ異なっていた。第２発生器８２のアナログ出力８４はアナログミキサー８８および９０に向けられる２つの同じ信号に分割される。双方のアナログミキサー８８と９０とはほぼ同じように作動し、各々の出力信号がそれぞれ２つの入力信号、すなわちミキサー８８のための信号２６および８４、ならびにミキサー９０のための信号３８および８４の線形乗算となるという点で、ほぼ同じように働いた。これら出力信号９２および９４は、入力信号の和の周波数および差の周波数を含む。この実施例ではミキサーの出力は２.０２０８ＭＨｚの信号と５.２ＫＨｚの信号とから成っていた。
【０１１６】
アナログミキサー８８および９０の和の周波数の出力、および差の周波数の出力は、同様なエイリアシング防止フィルタ４４および４２でフィルタリングした。これらエイリアシング防止フィルタは、和の周波数２.０２０８ＭＨｚを除き、差の周波数、すなわち５.２ＫＨｚを通過するように構成されていた。上記のように、ダウンコンバートされた５.２ＫＨｚの差の周波数は、蛍光サンプル３２を通過し、アナログ基準信号のように作動する１.０１３ＭＨｚ信号１６、２６が搬送したのと同じ相対的位相情報を搬送した。ダウンコンバートされた信号をフィルタリングするのに、３.３μ秒の時定数を有する単一セクションのローパスＲＣフィルタを使用した。
【０１１７】
ΔΣステレオ（２チャンネル）コーデック（アナログデバイセス社の部品ＡＤ１８４７ＪＰ）の入力端５０、４８へエイリアシング防止フィルタ４４および４２の出力信号を送り、ここで４８ＫＨｚのレートで信号をデジタル化した。このフィルタリングされデジタル化された基準信号９２を、デジタル位相復調器１０８へ送った。このデジタル位相復調器への第２入力信号は、内部デュアル出力波形発生器１００が発生した５.２ＫＨｚのデジタルサイン波１０４であった。デジタル位相復調器１０８は、コーデックのデジタル化レートである４８ＫＨｚで作動するポイントごとの乗算から構成された。
【０１１８】
位相復調器１０８が発生するエラー信号は、次に上記のようにＡＤＳＰ２１８１内に構成されたデジタルＩＩＲ単一極または二重極のローパスフィルタ１５０によってフィルタリングした。こうしてフィルタリングされたエラー信号１５２をデュアル出力波形発生器１００へ入力し、この波形発生器１００はデジタルサイン波１０４の位相が復調器１０８でデジタル化された基準信号９２と直角状態となるように、このデジタルサイン波１０４の位相を調節した。基準信号９２は図４に示されるようにαの未知の位相を有するので、上記デジタル位相ロックループは内部デュアル出力波形発生器の出力信号１０４をデジタル化された基準入力信号９２にロックする。特に、ミキサー１０８およびフィードバックエラー信号１５２の作用によって、信号１０４は信号９２に対して９０°進んだ位相シフト角、すなわちα＋９０°を有する。
【０１１９】
蛍光実験信号９４からの５.２ＫＨｚのダウンコンバートされたデジタル信号を、ＤＳＰ内の第２デジタル位相復調器１１０へ入力した。この位相復調器への第２入力信号は内部デュアル出力波形発生器１００の第２入力１０６であった。他のデジタル位相復調器１０８と同じように、ポイントごとの乗算の結果がＩＩＲ単一極または二重極ローパスデジタルフィルタ５６を通過した。このフィルタリングされた信号１１４、すなわち位相復調器１１０のエラー信号を、内部デュアル出力波形発生器１００の位相および周波数計算器１０２へ入力した。位相および周波数計算器１０２によって、波形発生器１００は蛍光実験信号９４からのデジタル化された信号に対して位相が９０°進んだ信号１０６を５.２ＫＨｚで出力した。
【０１２０】
内部デュアル出力波形発生器１００が発生する信号１０４と１０６の双方は、それぞれダウンコンバートされたデジタル化基準信号９２および蛍光実験信号９４と直角状態となるので、内部デュアル出力波形発生器１００が発生する２つの信号の間の位相差はデジタル化された基準信号９２と蛍光実験信号９４との間の位相差を示す。従って、励起光源、蛍光サンプル、光検出器およびトランスインピーダンス増幅器の寄与の結果生じる総位相遅延量は既知となる。蛍光実験信号３２によって加えられる位相遅延は当該パラメータであるので、既知の寿命の蛍光サンプルを測定することによって、システムの他の部品による位相遅延を計算から除いた。
【０１２１】
この特定の実施例では、励起光源、蛍光サンプル（フルオリセイン）、光検出器およびプリアンプの位相遅れは総計−１３.４２°である。この値はＤＳＰ内の位相復調器１０８、１１０の双方が直角状態で作動している間に内部デュアル出力波形発生器１００の２つのデジタル出力信号１０４と１０６との間の差を測定することによって測定した。−１３.４２度の位相シフトのうち、−１.４６°は蛍光サンプルの４ｎｓの寿命に起因するものであり、−１１.９６°は励起時の位相シフト、光検出器およびトランスインピーダンス増幅器から生じたものである。−１１.９６°の非蛍光サンプルの位相シフトは一定であると見なすので、この値をダウンコンバートされた信号９２と９４との間の測定された位相差から減算する。θ＝−１.４６°およびｆ＝１.０１３ＭＨｚの場合に式１を使用し、サンプルの蛍光寿命を計算した。
【０１２２】
上記説明から判るように、本発明は環境的および医学的に重要な被検体を測定するための簡単で有効な装置および方法を提供するものであることが明らかである。本発明は電磁放射線を照射するサンプル内の時間の遅れ、特に蛍光の放出を測定するためのユニークな装置および方法を提供することによって、この課題を達成している。本発明は、指数関数的に崩壊し、時間の遅れ測定を行い、安価な部品から製造できる、広範な材料に適用可能な蛍光に基づく検出機器および方法を提供するものである。現在の技術のアナログシステムはドリフトを発生し、よって不必要な誤差を生じ、現在の技術のデジタルシステムは複雑で高価なハードウェアを含むが、本発明はこれら問題を解消するようになっている。従って、本発明のシステムは安価であり、使用に便利であり、広範な連続した測定範囲にわたって作動する。更に、本発明のデバイスおよび方法の測定方法は、便利でかつ正確な読み出しが可能である。
【０１２３】
種々の変形例および別の実施態様において、本発明のこれまでの説明および図示した実施態様を詳細に説明した。しかしながら、本発明のこれまでの説明は単なる例にすぎず、本発明の範囲は従来技術に鑑み解釈される特許請求の範囲に限定されると理解すべきである。更に、本書に説明のために開示した本発明は、本書において特定して開示していない要素がなくても、適当に実行できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  照射されたサンプルによる時間の遅れを決定するよう、放射位相シフトを測定するために、デジタル信号処理と共にダイレクト位相調節一定周波数技術を使用する本発明の一実施態様を示す略図である。
【図２】  照射されたサンプルによる時間の遅れを決定するよう、放射位相シフトを測定するために、周波数可変および位相可変技術を使用する本発明の別の実施態様を示す略図である。
【図３】  信号ダウンコンバート工程を実行する、図２の実施態様に類似する本発明の更に別の実施態様を示す略図である。
【図４】  デュアル直角信号ダウンコンバート工程を実行する、図３の実施態様に類似する本発明の更に別の実施態様を示す略図である。
【図５】  直角位相検出のために高周波信号を低周波信号にダウンコンバートするための手段を除いた、図４の実施態様に類似する本発明の更に別の実施態様を示す略図である。
【図６】  位相および寿命をリアルタイムで決定するために、単一アナログタイミング要素およびＤＳＰを使用する、本発明の更に別の実施例を示す略図である。
【図１】
0004532744.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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