(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
流れている流体内の渦の圧力を検知して質量流量に関する出力値を伝送する渦流量計であって、
第１の制御可能な伝達関数を有し、渦圧力信号を受信して第１の濾波済み出力信号を与える第１の濾波回路と、前記第１の制御可能な伝達関数と同じ第２の制御可能な伝達関数を有し、前記第１の濾波済み出力信号を受信して第２の濾波済み出力信号を与える第２の濾波回路とからなるダイナミック・フィルタと、
前記第１および第２の制御可能な伝達関数を前記渦圧力信号の基本周波数に合わせて制御する制御回路と、
前記第１の濾波済み出力信号と前記第２の濾波済み出力信号の比を、前記第１および第２の制御可能な伝達関数として計算すると共に、前記第１および第２の制御可能な伝達関数の変化に応じた質量流量に関する出力値を計算する処理回路と、
前記質量流量に関する出力値を受信して、該出力値を伝送する伝送回路とを備えていることを特徴とする渦流量計。
【請求項２】
流体内に発生する渦を示す渦信号から質量流量に関する出力値を計算する方法であって、
（ａ）前記渦信号を第１の制御可能な伝達関数によって濾波して第１の濾波済み出力信号を与えるステップと、
（ｂ）前記第１の濾波済み出力信号を前記第１の制御可能な伝達関数と同じ第２の制御可能な伝達関数によって濾波して第２の濾波済み出力信号を与えるステップと、
（ｃ）前記第１および第２の制御可能な伝達関数を前記渦信号の基本周波数に合わせて制御するステップと、
（ｄ）前記第１の濾波済み出力信号と第２の濾波済み出力信号の比を、前記第１および第２の制御可能な伝達関数として計算すると共に、前記第１および第２の制御可能な伝達関数の変化に応じた質量流量に関する出力値を計算するステップとからなることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法であって、更にステップ（ｂ）に先立って前記第１の濾波済み出力信号を増幅することを特徴とする方法。
【請求項４】
流れている流体の質量流量を表す出力値を与える渦流量計であって、
渦を発生させるように、流体の流れの経路内に位置決め可能な渦発生器と、
発生した渦を感知して渦信号を与える渦センサーと、
第１の制御可能な伝達関数を有し、前記渦信号を受信して第１の濾波済み出力信号を与える第１の濾波回路と、
前記第１の制御可能な伝達関数と同じ第２の制御可能な伝達関数を有し、前記第１の濾波済み出力信号を受信して第２の濾波済み出力信号を与える第２の濾波回路と、
前記第１および第２の制御可能な伝達関数を前記渦信号の基本周波数に合わせて制御する制御回路と、
前記第１の濾波済み出力信号と前記第２の濾波済み出力信号とを受信し、前記第１の濾波済み出力信号と前記第２の濾波済み出力信号の比を、前記第１および第２の制御可能な伝達関数として計算すると共に、前記第１および第２の制御可能な伝達関数の変化に応じた前記出力値を計算する処理回路とからなることを特徴とする渦流量計。
【請求項５】
前記第１、第２の濾波回路は、各々が複数の縦続接続型フィルタを備えていることを特徴とする請求項４に記載の渦流量計。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は流体の流れに応答する渦流発生型流速計又は渦流型流量計のような流量計に関する。
流量計は導管内の液体又は気体の流れを感知して流れを示す信号を作り出す。ある環境の下では、流れの導管内の障害物の存在によって、流れに周期的な渦流が生じる。渦流を発生させる障害物としては、シェディングバー（shedding bar）、ブラッフボディ、その他の渦流発生体などが知られている。シェディングバーは、棒状体であり、これを流れの中に入れることにより流れから離脱した渦（shedding voltex）が発生する。また、ブラッフボディは、先端が広く平坦な部材（図１の２４参照）であり、これを流れの中に入れることによっても渦を発生させることができる。これらの渦流の周波数は流量計内での流速に正比例する。離脱している渦流は、離脱または湧出（shedding）周波数の交番差圧をブラッフボディを横切って発生させる。この差圧は、圧電結晶その他の差圧検出装置によって電気信号に変換される。前記差圧又は電気信号の大きさはρＶ2に比例する。ここで、ρは流体密度、Ｖは流体速度である。パイプの直径対ブラッフボディの比を一定としたときは、信号の大きさはρＤ2Ｆ2に比例する。ここで、Ｄは測定パイプの内径であり、Ｆは離脱（湧出）周波数である。
渦流量計は流速に比例した周波数を持ったパルスを作り出す。渦流型流量計では、その流速を測定するべき流体に渦刃（swirl blade）、つまり渦を発生させる刃状部によって渦の成分を生じさせなければならないが、その構成は、渦の動きが歳差運動に転換されて流体の脈動を生じさせ、これが感知されて、その周波数が流速に比例する信号を生じるようにされている。例えば、米国特許３，６１６，６９３号及び３，７１９，０８０号では、渦流型流量計の例を開示しており、これらは参照によって本書に統合される。本明細書で用いた「渦流量計」は、渦流発生型流速（量）計および渦流型流量計の両者とも含むものとする。
渦流量計はまた、導管または管路を通る質量流量を計算することもできる。米国特許第５，４２９，００１号は、濾波済み出力の振幅と周波数とに基づいて質量流量を計算する方法と装置とを開示している。渦流量計内のフィルタは、流れに応じて変化する基本周波数を有する、流れに関する入力信号を受け取る。このフィルタは、選択された高域通過（ＨＰ）フィルタとプリセットされた低域通過（ＬＰ）フィルタとによって入力信号を濾波し、流れを表す周波数を有する濾波済み信号を生成する。ＨＰフィルタの周波数特性は、前もって選択された種々のコーナー周波数を有するＨＰフィルタのファミリー、つまりＨＰフィルタの群から選択される。このファミリー内の各ＨＰフィルタは、それに割り当てられた固有のスイッチアップ値と固有のスイッチダウン値とを有する。コーナー周波数は、周知のように、フィルタの通過帯域と阻止帯域を分けるところの周波数を意味する。また、スイッチアップ値、スイッチダウン値は、ＨＰフィルタのファミリーの中から１つのＨＰフィルタを選択するための制御信号となるものであり、その値は、ある基準値とそれより大きい値（アップ値）あるいは小さい値（ダウン値）を有する。
米国特許第５，４２９，００１号に開示された渦流量計もまた、フィルタで使うための現在のＨＰフィルタ特性を選択する適応応答回路を含んでいる。この適応回路は、流れが増加するときに一つの選択方法を使用し、流れが減少するときには他の選択方法を使用する。渦流量計内の計算回路は、整流回路と加算回路と周期カウント・タイミング回路とマイクロプロセッサとを含んでいる。整流回路は濾波された信号を整流し、加算回路は整流された出力の大きさを加算する。一方、周期カウント・タイミング回路は、周期と濾波された出力内のカウントされた周期の経過時間とをカウントする。マイクロプロセッサは、加算回路と周期カウント回路とシステム・クロックとからの出力に基づいて濾波済みの出力の周波数と平均振幅とを使って質量流量を計算する。
好適な実施の形態では、質量流量の計算は、ディジタル・フィルタの伝達関数に起因する、濾波された出力の誤差に関して補正される。米国特許第５，４２９，００１号は、個々のフィルタの各々に関する周波数応答伝達関数の方程式を開示している。マイクロプロセッサは、各フィルタの伝達関数に起因する補正係数と共に、濾波された出力信号を使って質量流量を計算する。
しかしながら伝達関数は、マイクロプロセッサによって与えられるコーナー周波数の変化によって変化するので、マイクロプロセッサは、正確な補正係数を適用するために各フィルタの伝達関数を再計算しなくてはならない。こうして、質量流量の各計算のために、マイクロプロセッサは多くの数学的ステップを行わなくてはならず、前記の各数学的ステップは多くのクロック・サイクルを必要とする。このことは、計算された質量流量を与えることのできる速度を制限するか、あるいはマイクロプロセッサが計算された質量流量間で行うことのできる他の機能を制限することになる。したがって渦流量計が質量流量を計算するために必要な計算時間を短縮することが望まれている。
発明の概要
渦流量計は、流れている流体内の渦の圧力を検知して、質量流量に関する出力を伝送する。この渦流量計は、渦圧力信号を濾波するダイナミック・フィルタを備えている。ダイナミック・フィルタは、第１の濾波済み出力信号と第２の濾波済み出力信号とを与える。ダイナミックフィルタは、制御可能な伝達関数を持っている。制御回路は、制御可能な伝達関数を制御して、質量流量に関する出力を、第１の濾波済み出力信号と第２の濾波済み出力信号との関数として与える。伝送回路は、出力信号を受けて、質量流量に関する信号を伝送する。
本発明の他の態様は、流体内に発生する渦を示す渦信号から流量に関する出力を計算する方法を含んでいる。この方法は、
（ａ）渦信号を濾波して第１の濾波済み出力信号を与えるステップと、
（ｂ）第１の濾波済み出力信号を濾波して第２の濾波済み出力信号を与えるステップと、
（ｃ）第１の濾波済み出力信号と第２の濾波済み出力信号との関数として、流量に関する出力を計算するステップとを含んでいる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明による渦流量計のブロック図である。
図２は、この渦流量計のディジタル・フィルタに関する伝達関数の高速計算のための信号を取得するための単純化されたブロック図である。
図３は、図１のこの渦流量計の一部分のブロック図である。
図４は、本発明による、質量流量を計算するために使われる回路のブロック図である。
好適な実施の形態の詳細な説明
図１は、本発明の渦流量計１０の一実施形態を示す。一般に渦流量計１０は、管路１６中を流れる流体１４内の渦１５を検知する渦センサー１１を備えている。渦センサー１１は、電子回路１２と動作可能に接続されている。電子回路１２は、流量を示す電流ループ１７上の４〜２０ｍＡ電流と、流体の流量に比例する周波数を有する矩形波出力Ｆoutとの両者を生成する。電流ループは、渦流量計とプロセス制御室あるいはその他の装置を接続し、その上で情報の伝送を提供するプロセス制御ループの一種であり、例えば、プロセス変数の最低値は４ｍＡの電流に対応付けられ、最大値は２０ｍＡの電流に対応付けられる。
この流量計１０は、その中にブラフボディ２４を配置する渦メーター・ハウジング２２を備えている。流体１４がブラフボディ２４を通り過ぎて流れると、流量を示す周波数を持った湧出または離脱（shedding）渦１５が生成される。好ましくはブラフボディ２４に配置された渦センサー２６は、湧出する渦１５に関連する圧力差を検知する。渦センサー２６は、例えば圧電センサーを含むことができる。センサー２６は、電位源Ｅsと直列コンデンサＣsとによって近似される特性を持っている。圧電センサー２６からの出力信号の大きさは、差圧に比例し、ρＶ2に比例している。ここでρは流体密度であり、Ｖは流体１４の速度である。また、圧電センサー２６からの出力信号の大きさは、ρＤ2Ｆ2に比例している。ここでＤはメーター・ハウジング２２の内径であり、Ｆは渦１５の離脱（湧出）周波数である。
圧電センサー２６の出力は、コンデンサＣFと抵抗ＲFとを含む増幅器２８に結合されている。増幅器２８は、線路３０上にアナログ出力信号を与える。線路３０上の信号は、偽（aliasing）信号防止フィルタ６２と、６４で示されるアナログ・ディジタル（シグマ・デルタ）変換器とを含む入力回路６０に与えられる。偽信号防止フィルタ６２は、望ましくない高周波雑音を線路３０上の信号から濾波して偽信号防止濾波作用を行う。
アナログ・ディジタル変換器６４は、フィルタ６２からの信号を約３０７．２ｋＨｚでサンプリングして、渦１５の振幅と周波数のデータを表す３０７．２ｋＨｚの単一のビット・ストリームを出力する。このビット・ストリームにはワード境界、つまり各ワードを区別する境界は存在しない。単一のビット・ストリーム内の１と０の相対的な数は、時にはビット密度と呼ばれ、、渦１５の振幅を表す。電力とコストとサイズとを最小にするために、ＣＭＯＳ  ＡＳＩＣで好適に実現されるアナログ・ディジタル変換器６４は、渦流量計の典型的な周波数範囲である１〜１０ｋＨｚのアナログ信号をディジタル化するために特に適している。
データを表すビット・ストリームは、接地されているか、または接地に対して漏れ電流のあるセンサーに必要とされる電気的絶縁障壁６６を越えて伝送される。このようなセンサーは、コストを削減し、接続を単純化するために渦流量計では一般的に使われる。データを表す単一のビット・ストリームは、低価格でコンパクトな変成器やコンデンサが絶縁障壁６６で使われることを可能にしている。光学的、圧電的／音響的、磁気ひずみ的絶縁手段などの、他の絶縁媒体も利用可能である。
データを表データを表す単一のビット・ストリームは、絶縁障壁６６を介してディジタル・トラッキング・フィルタ６８に与えられる。このディジタル・トラッキング・フィルタ６８は、アナログ・ディジタル変換器６４内に存在する周波数量子化雑音を最小にし、また振幅・周波数の渦センサー信号３０を質量流量を示す流量計出力に変換する。ディジタル・フィルタ６８は、流れに応じて変化する基本周波数を有する、流れに関連した雑音を含む入力信号を受信する。このディジタル・フィルタ６８は、高域通過（ＨＰ）フィルタ特性と前もってセットされた低域通過（ＬＰ）フィルタとによってこの入力信号を濾波して、流れを表す濾波済みの信号を生成する。
ＨＰフィルタの周波数特性は、異なるコーナー周波数を有する、前もって選択されたＨＰフィルタのファミリーから選択される。好適な実施の形態では、多数のＨＰフィルタが使われる。マイクロプロセッサ７０は、ディジタル・フィルタ６８の適当なコーナー周波数を選択するか、あるいはコーナー周波数を選択するためにディジタル・フィルタ６８内に準備された適当な制御を選択する。このディジタル・フィルタ６８は、線路３０上の信号の振幅に関する信号を出力するが、これは流体の密度ρvにほぼ比例している。さらに信号ρvを使って、質量流量Ｍが計算される。このρv信号は、ディジタル・フィルタ６８がより多くの雑音をρv信号から除去しているので、ディジタル・フィルタ６８から同様に利用可能な他の信号ρＶよりも好ましい。
このρv信号は、マイクロプロセッサ７０によって受け取られる。ρv信号は、ディジタル・フィルタ６８の伝達関数に起因する補正係数を使って補正されるのが好ましい。米国特許第５，４２９，００１号は、伝達関数を計算するために、マイクロプロセッサ７０によって使われる方程式を記述している。しかしながらマイクロプロセッサ７０によるこれらの方程式の計算は、計算時間を消費する。
本発明の一つの態様において、渦流量計１０はディジタル・フィルタ６８を含んでいる。このフィルタ６８は、流れに関する入力信号７８を受信して、ディジタル・フィルタ６８の伝達関数を計算するために使われる濾波済みの出力信号を与える。
図２を参照すれば、ディジタル・フィルタ６８は、流れに関する入力信号７８を受信するための第１の濾波回路８０を含んでいる。この第１の濾波回路８０は、入力信号７８を濾波して、第１の濾波済み出力信号８２を与える。第１の濾波回路８０は、第１の伝達関数Ｈ1（ｆv）によって特徴付けられる。ここでｆvは入力信号７８の基本周波数である。第２の濾波回路８４は、第１の濾波済み出力信号８２を受信して、第２の濾波済み出力信号８６を与える。第２の濾波回路８４は、第２の伝達関数Ｈ2（ｆv）によって特徴付けられる。ここで第２の伝達関数Ｈ2（ｆv）は第１の伝達関数Ｈ1（ｆv）に関して既知の関係を持っている。好適な実施の形態では、第１の濾波回路８０と第２の濾波回路８４は実質的に同じであって、第１の伝達関数Ｈ1（ｆv）が第２の伝達関数Ｈ2（ｆv）と実質的に同じになるように、ＣＭＯＳ  ＡＳＩＣで実現される。
処理回路８８（図４）は、加算回路９０、９２を含んでいる。加算回路９０は、第１の濾波済み出力信号８２を受信し、一方第２の加算回路９２は、第２の濾波済み出力信号８６を受信する。図示の実施の形態では、第１の濾波済み出力信号８２は、増幅器９４で増幅される。増幅器９４は、信号８２がディジタルである場合は乗算器を備えており、また信号８２がアナログである場合はアナログ増幅器を備えている。増幅器９４は一般に、第１の濾波回路８０からの減衰に起因して有意（有効）ビットが失われないように、ここに開示されているように、整数システムが必要とされる。
以下に説明するように、処理回路８８は、第１の濾波済み出力信号８２と第２の濾波済み出力信号８６との関数として、流れている流体の流量、典型的には質量流量を表す出力値を計算する。
簡単に言えば、渦の湧出に起因する差圧を記述する基本方程式は：
Ｅin＝Ｖoｓｉｎ（２πｆVｔ）    式１
である。ここでＥinはディジタル・フィルタ６８への正弦波信号入力、Ｖoは信号振幅の数値表現、ｆvは渦湧出周波数（Ｈｚ）、ｔは秒単位での経過時間である。センサー信号の振幅Ｖoは、渦１５の交番差圧に比例し、以下に説明するように、質量流量と密度ρvとを決定するために使うことができる。線路３０上の圧力信号の振幅Ｖoは、次のように表される。
Ｖo＝ＫoρvＶ2    式２
ここでＫoは比例定数（センサー利得、充電アンプ利得、偽信号防止フィルタ利得、シグマ・デルタ利得、および流れ効果によって影響される）、またＶは流体の速度であり、ρvは先に定義した通りである。
第１の濾波済み出力信号（Ａ1）８２と第２の濾波済み出力信号（Ａ2）８６は、次のように表される。
Ａ1＝ＧＨ1（ｆV）ＫoρvＶ2ｓｉｎ（２πｆVｔ）    式３
Ａ2＝ＧＨ1（ｆV）Ｈ2（ｆV）ＫoρvＶ2ｓｉｎ（２πｆVｔ）    式４
平均振幅を使って第１の濾波済み出力信号Ａ1と第２の濾波済み出力信号Ａ2とを表すと、上記の方程式は次のように書くことができる。
0004435309.tif 000002
上式において、
0004435309.tif 000003
は、平均伝達関数を表す。
方程式６を方程式５で除算すると次式を得る。
0004435309.tif 000004
伝達関数Ｈ1（ｆv）とＨ2（ｆv）は等しいので、下記の式：
0004435309.tif 000005
を方程式５に代入すると、次式を得る。
0004435309.tif 000006
ここでＦvは渦湧出周波数、ｋfはＫ係数（１立方フィート当たりのパルス数）、ＡMはスプール面積（ｆｔ2）である。下記の式：
0004435309.tif 000007
を方程式９に代入すると、次式の質量流量を得る。
0004435309.tif 000008
ここでＮpは処理回路８８への周期割込み時の周期数であり、ＮTはサンプリング周波数ｆs（３０，７２０Ｈｚ）でのタイマー・カウントの数であり、Σ｜Ａ1｜は、周期割込み時のサンプル数に等しいＮTについての、サンプリング周波数ｆsでの振幅値Ａ1の大きさの合計であり、またΣ｜Ａ2｜は、周期割込み時のサンプル数に等しいＮTについての、サンプリング周波数ｆsでの振幅値Ａ2の大きさの合計である。（ＮTは方程式１１では相殺されていることに留意されたい。）
シュミット・トリガー９８は、第１の濾波済み出力信号８２を受信し、渦湧出周波数ｆvでの矩形波信号１００を出力して、１０２で示す周期カウンタＮpと周期タイマーＮT／ｆsとを与える。
更にρvは下記の方程式：
0004435309.tif 000009
によって与えられる。しかしながら実際の密度ρaが与えられれば、Ｋoは次のように計算できる。
0004435309.tif 000010
このようにして二つの同等な濾波回路８０、８４を使うことによって、濾波回路８０、８４の伝達関数の高速決定が、方程式７によって示されるように、第１、第２の濾波済み出力信号８２、８６から得られる。
図３は、ディジタル・トラッキング・フィルタ６８の実施の形態を示す。上述のように、ディジタル・トラッキング・フィルタ６８は、絶縁器６６を介して、渦センサー１１の出力の振幅と周波数とを表す単一のビット・ストリーム７８を受信する。図示の実施の形態では、電源１００は、システム・クロック１０１に電力を供給し、その出力信号１０４は、絶縁器６６を介して電源（図示しない）に渡され、この電源はクロック信号を矩形波にして、その矩形波信号と電力とを渦センサー１１と入力回路６０とに供給する（図１）。共通のクロック信号を使うことによって、絶縁器６６の両側に同期が与えられる。
デシメーション・フィルタ１０８は、ビット・ストリームの列７８を受け取る。このデシメーション・フィルタ１０８は、データ・ワードの幅を１ビット幅から１０ビット幅に増加させ、サンプリング周波数を係数「１０」によって３０．７２ｋＨｚに減少させる。このフィルタ１０８は、量子化雑音の振幅を減らし、デシメーションに起因する、より高い周波数の信号の偽信号化を防止する。デシメーション係数は、後段で単純なディジタル・フィルタを使うために、デシメーション・サンプリング速度が渦信号の最高周波数よりも５〜８倍高くなるように、選択される。
デシメーション・フィルタ１０８の出力信号は、渦湧出のほぼ最大動作周波数にセットされたＬＰ無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ；楕円フィルタ）１１０によって受け取られる。この楕円フィルタ１１０は、アナログ・ディジタル変換器６４内に存在する望ましくない高周波量子化雑音とセンサー共鳴周波数成分とを最小にする。上述のデシメーション・フィルタ１０８は、アナログ・ディジタル変換の他の方法が使われるときには、必要でなくなる。
縦続接続型濾波回路１１１は、楕円フィルタ１１０の出力を受け取る。この縦続接続型濾波回路１１１は、下記の順序、すなわち高域通過（ＨＰ）フィルタ１１２、低域通過（ＬＰ）フィルタ１１６、ＨＰフィルタ１１３、ＬＰフィルタ１１７、ＨＰフィルタ１１４、およびＨＰフィルタ１１５の順序で直列に縦続接続されたフィルタを含んでいる。各フィルタは、ディジタル的に、単極形ＬＰフィルタまたは単極形ＨＰフィルタに近似している。縦続接続型濾波回路１１１のアナログ的実施形態もまた、各々が単極を有する２個のＬＰフィルタと４個のＨＰフィルタとを使うであろう。
ＨＰ及びＬＰフィルタ１１２〜１１７は、ＨＰフィルタ特性がマイクロプロセッサ７０によって切り換えられるときに発生する過渡現象を減らすために、このように縦続接続される。その理由は、ＨＰフィルタの過渡現象が後続のＨＰフィルタによって減衰させられない高周波成分を持っているからである。そうでない場合は、シュミット・トリガー９８のディジタル的な同等物が、望ましくない余分な出力パルスを生成する可能性がある。ＨＰ、ＬＰフィルタ１１２〜１１７を交互配置することによって、この過渡現象効果は、実質的に当該効果を除去するほど十分に減衰される。シュミット・トリガー９８は、渦センサー信号３０の出力の周波数と実質的に同じ周波数を有する矩形波渦信号１２４を発生させるフィルタ１１５の出力を受け取る。
周期タイマー・周期カウンタ１０２は、信号１００の最後の周期境界以後の経過時間、および信号１００の周期境界間の時間をフィルタ制御部１３０に与える。フィルタ制御部１３０は、参照によってここに組み入れてある米国特許第５，４２９，００１号に記載のように動作する。この特許では、フィルタ制御部１３０は、前もって選択可能な複数のＨＰフィルタ特性の各々に対応するスイッチアップ値とスイッチダウン値とを、マイクロプロセッサ７０から受け取る。フィルタ１３０はまた、ＨＰフィルタ１１２〜１１５の各々において、どのＨＰフィルタ特性が現在使われているかを認識する。
マイクロプロセッサ７０は、フィルタ１１２〜１１５に関して適当なコーナー周波数を計算し、適当なＨＰフィルタ特性を表すコーナー選択コマンドをフィルタ制御部１３０に送り、これをさらにフィルタ選択ラッチ１３８に送る。ラッチ１３８は、フィルタ選択値をフィルタ１１２〜１１５に分配する。フィルタ１１５からの出力信号は、第１の濾波済み出力信号８２（Ａ1）である。この第１の濾波済み出力信号８２は、好ましくは増幅器９４で増幅されて、第２の縦続接続型濾波回路１１１Ａに供給される。
増幅器９４は、ＬＰフィルタ１１６、１１７での減衰によって有意ビットが失われないようにするために、ここに開示したような整数システムでは一般に必要とされる。増幅器９４の利得は、有意ビットの喪失あるいはオーバーフローなしに所望の数値範囲内に数を保持するように調整可能であることが好ましい。マイクロプロセッサ７０は、必要なときに、制御信号１３７を介して増幅器９４を調整する。
第２の縦続接続型濾波回路１１１Ａは、縦続接続型濾波回路１１１と実質的に同じであって、ここではフィルタ１１２Ａ〜１１７Ａがフィルタ１１２〜１１７にそれぞれ対応している。図示のように、第２の縦続接続型濾波回路１１１Ａは、第２の縦続接続型濾波回路１１１Ａがラッチ１３８から同じ制御信号を受信するので、縦続接続型濾波回路１１１に一致して制御される。フィルタ１１５Ａは、第２の濾波済み出力信号８６（Ａ2）を与える。実質的に同じ伝達関数を得るためには、縦続接続型濾波回路１１１、１１１ＡをＡＳＩＣで構成することが好ましい。破線のボックス１５０は、電力を節約し、組立てを容易にするためにＡＳＩＣで実現されるのが望ましい他の回路を示す。
図４は、方程式１１の値ΣＡ1とΣＡ2とを得るための一つの手法を示す。濾波済み出力信号８２は、大きさ（magnitude）発生器１６０に与えられる。この大きさ発生器１６０では、すべての負の数は正にされる一方、正の数は正のまま残され、それによって効果的に信号を整流して大きさ信号を発生させる。大きさ発生器１６０は、大きさ信号を加算回路１６４に与える。加算回路１６４は、合計レジスタ１６２の内容に大きさ値を加算し、その結果得られた合計値（和）をレジスタ１６２に入れる。周期タイマー・周期カウンタ１０２は、シュミット・トリガー９８からの信号に基づいて第１の濾波済み出力信号８２内の周期を効果的にカウントし、合計レジスタ１６２内の値をラッチ１６８内にラッチする割込みを、「平均周期」の終わりに発生する。大きさ発生器１６０Ａと合計レジスタ１６２Ａと加算回路１６４とラッチ１６８Ａは、第２の濾波済み出力信号８６を同じ様に処理する。
周期タイマー・周期カウンタ１０２の値（「平均」の長さ）は、ラッチ１７０に与えられる。「平均周期」は、マイクロプロセッサ７０の更新速度である０．１秒を超える少なくとも１あるいはそれ以上の整数サイクルを、シュミット・トリガー９８が出力するために必要とされる時間である。マイクロプロセッサ７０の更新は、マイクロプロセッサ７０が質量流量計算を更新する速度である。割込みはまた、次の加算周期のために合計レジスタ１６２、１６２Ａをゼロにリセットする。この割込みはまた、ラッチ１６８、１６８Ａおよびラッチ１７０内の値を検索するようにマイクロプロセッサ７０に合図する。これらすべての動作のタイミングは、システム・クロック１０１によって、同期させられている。割込み時には、ラッチ１６８、１６８Ａは、下記の方程式：
Σ｜Ａ1｜およびΣ｜Ａ2｜    式１４
を表す値を保持している。
それからマイクロプロセッサ２０は、上述の方程式１１〜１３で流体の流れに関する出力信号を計算する。再び図１を参照すれば、マイクロプロセッサ７０は、ディジタル・アナログ変換器８３に所望の出力値を与え、流れ（流量）を表す４〜２０ｍＡの電流にディジタル値を変換する。ディジタル通信回路もまた、既知のフォーマットを使って電流ループ１７上に伝送するために、最終的な出力値を受信することができる。所望であれば、発生器８７もまた質量流量の値を受信し、絶縁手段８９を介してパルス回路９５から周波数出力Ｆoutを与えることができる。表示装置７３は、渦流量計１０のためのユーザ・インタフェースを与える。
本発明は好適な実施の形態を参照しながら説明されたが、本技術に精通した人々は、本発明の精神と範囲とから逸脱せずに形式上の、また細部の変更が可能であることを認めるであろう。
【図１】
0004435309.tif 000011
【図２】
0004435309.tif 000012
【図３】
0004435309.tif 000013
【図４】
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