(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体における血液酸化を測定する装置であって：
第１時間間隔の間に第１入力信号を加える第１信号供給源と;
第２時間間隔の間に第２入力信号を加える第２信号供給源と；
内部に血液を有する前記被検体の部分を通って伝わる前記第１入力信号に応じた第１パラメトリック信号を検出し、また、前記被検体の前記部分を通って伝わる前記第２入力信号に応じた第２パラメトリック信号を検出する検出器であって、前記第１および第２パラメトリック信号に応じた検出器出力信号を発生する前記検出器と；
前記検出器出力信号を受信する信号処理装置であって、第１復調信号を前記検出器出力信号に応じた信号に加えて前記第１パラメトリック信号に応じた第１出力信号を発生することと、第２復調信号を前記検出器出力信号に応じた前記信号に加えて前記第２パラメトリック信号に応じた第２出力信号を発生することとによって、前記検出器出力信号を復調し、前記第１復調信号および前記第２復調信号の各信号が、少なくとも、第１周波数および第１振幅を有する第１成分と、第２周波数および第２振幅を有する第２成分とを含み成るものであって、前記第２周波数が前記第１周波数の調波周波数であり、前記第２振幅が、前記第１パラメトリック信号から前記第２出力信号へのクロストークを最小にし、かつ前記第２パラメトリック信号から前記第１出力信号へのクロストークを最小にするように前記第１振幅に関係付けられるように選択される前記信号処理装置とを具備する、
前記装置。
【請求項２】
前記第１および第２信号供給源の１つをオフにして、前記第２振幅を変化させて測定される前記クロストークを最小にする第２振幅を選択しながら、前記パラメトリック信号の１信号と、それに対応していない出力信号との間のクロストークを測定することによって前記第２振幅が求められる、
請求項１に記載の装置。
【請求項３】
第１パルスおよび第２パルスを加えることにより発生する２信号間のクロストークを最小にしてパラメータを測定する方法であって、前記第１パルスおよび前記第２パルスが、周期を定める第１繰返し速度で周期的に加えられており、また、前記第１パルスが各周期の第１間隔の間に発生して、前記第２パルスが各周期の第２間隔の間に発生しており、前記第２間隔が前記第１間隔から離間されており、前記第１および第２パルスにより前記パラメータに応じた第１および第２パラメトリック信号を生成しており、前記第１および第２パラメトリック信号が、前記第１および第２パラメトリック信号に応じたコンポジット信号を出力する単一検出器により受信されており：
第１復調信号を前記コンポジット信号に加えて第１被復調出力信号を発生するステップであって、前記第１復調信号が、少なくとも、前記第１繰返し速度に対応する第１周波数を有しており第１振幅を有する第１成分を含み成るものであり、また、前記第１復調信号が更に、前記第１周波数の調波周波数である第２周波数を有しており前記第１振幅に対し選択された比例関係を有する第２振幅を有する第２成分を含み成るものであるステップと；
第２復調信号を前記コンポジット信号に加えて第２被復調出力信号を発生するステップであって、前記第２復調信号が、前記第１周波数で前記第１振幅の前記第1成分を含み成り、かつ、前記第２周波数で前記第２振幅の前記第２成分を含み成るものであって、前記第２復調信号の前記第１および第２成分の少なくとも１成分が、前記第１復調信号の前記第１および第２成分の対応する１成分に対し、選択された位相差を有するものであるステップと；
前記第１被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして前記第１パラメトリック信号に応じた第１回復出力信号を発生するステップと；
前記第２被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして前記第２パラメトリック信号に応じた第２回復出力信号を発生するステップとを含み成る、
前記方法。
【請求項４】
前記選択された位相差がπである、
請求項３に記載された方法。
【請求項５】
前記第１パルスおよび前記第２パルスがデューティサイクルを有する略矩形のパルスであり、また、前記矩形のパルスが、前記第１周波数に対応する基本波成分と、前記第２周波数に対応する第１高調波成分とを含む複数の正弦波成分を含み成るものであり、前記基本波成分が、基本波成分振幅を有しており、前記第１高調波成分が第１高調波成分振幅を有しており、前記第１高調波成分振幅が第１比例値により前記高調波成分振幅に関係付けられており；
前記第１復調信号の前記第２成分の前記第２振幅が、前記第１比例値のほぼ逆数である第２比例値により前記第１復調信号の前記第１成分の前記第１振幅に関係付けられている、
請求項３に記載された方法。
【請求項６】
更に、前記第１パルスおよび前記第２パルスのいずれもアクティブでない時に前記コンポジット信号をサンプリングしてサンプリングされた信号を得るステップと；
前記サンプリングされた信号を測定して、前記パラメトリック信号の雑音レベルを求めるステップとを含む、
請求項３に記載された方法。
【請求項７】
更に、前記コンポジット信号に対する変換を行い、前記コンポジット信号のスペクトルを発生するステップと；
前記第１周波数付近と前記第１周波数の調波周波数付近の事前設定済範囲以外の複数の周波数で前記スペクトルをサンプリングするステップと；
前記サンプリングされた複数の周波数の大きさの平均を求めるステップと；
前記平均を選択された閾値と比較して、前記平均の大きさが、前記選択された閾値を超えるか否かを判定するステップとを含む、
請求項３に記載された方法。
【請求項８】
電磁エネルギーの第１および第２周期パルスを測定対象のパラメータを有するシステムに加えることと、前記システムを通って伝わり測定対象の前記パラメータにより影響を受けた後の前記電磁エネルギーに応じた信号を受信することとにより発生したコンポジット信号を復調する方法であって、コンポジット信号として受信された前記信号が、前記第１および第２パルスに応じた成分を有するものであり、
第１復調信号を前記コンポジット信号に加えて第１被復調信号を発生するステップであって、前記第１復調信号が、前記第１および第２パルスの繰返し周波数に対応する第１周波数を有する第１成分を含み成り、かつ、前記第１周波数の調波周波数である周波数を有する第２成分を含み成るものであり、前記第１成分が第１振幅を有しており、また前記第２成分が第２振幅を有しており、前記第２振幅が、前記第１振幅に対し事前設定済の関係を有しており、前記第１被復調信号が前記第１パルスにのみ応じた低周波数成分を有するものになるように、前記事前設定済の関係が選択されるステップと；
前記第１被復調信号をロー・パス・フィルタリングして、第１出力信号を発生するステップであって、前記第１出力信号が、前記第１パルスから受けた電磁エネルギーに対する前記パラメータの影響に応じて変化するものであるステップとを含み成る、
前記方法。
【請求項９】
更に、第２復調信号を前記コンポジット信号に加えて第２被復調信号を発生するステップであって、前記第２復調信号が、前記第１復調信号の前記第１および第２成分に対応する第１および第２成分を有するものであり、前記第２復調信号の前記第１および第２成分の少なくとも１成分が、前記第１復調信号の前記第１および第２成分の対応する１成分に対し、選択された位相関係を有するものであるステップと；
前記第２被復調信号をロー・パス・フィルタリングして第２出力信号を発生するステップであって、前記第２出力信号が、前記第２パルスから受けた電磁エネルギーに対する前記パラメータの影響に応じて変化しているステップとを含む、
請求項８に記載された方法。
【請求項１０】
前記選択された位相関係がπの位相差である、
請求項９に記載された方法。
【請求項１１】
変調信号発生器であって、第１繰返し周波数で繰り返す第１パルスを含み成る第１変調信号を発生するものであり、前記第１パルスが５０％未満のデューティサイクルを有するものであり、前記変調信号発生器がまた前記第１繰返し周波数で繰り返す第２パルスを含み成る第２変調信号を発生するものであり、前記第２パルスが５０％未満のデューティサイクルを有するものであり、前記第２パルスが、前記第１パルスに対し重複しない時間に現れており、前記第１および第２パルスが、第１成分が前記繰返し周波数に対応する周波数を有するものであり、第２成分が前記第１周波数の２倍に対応する第２周波数を有するものである複数の成分を含み成るものであり、前記第２成分が、前記第１成分の振幅に対し第１事前設定済の関係を有する振幅を有するものである、前記変調信号発生器と；
前記第１パルスに応じて第１波長の電磁エネルギーを放射する第１トランスミッタと；
前記第２パルスに応じて第２波長の電磁エネルギーを放射する第２トランスミッタと；
被検体の部分を通って伝わった後の前記第１および第２波長の電磁エネルギーを受け、かつ受けた前記電磁エネルギーに応じた検出器出力信号を発生しており、前記検出器出力信号が、前記第１波長の前記電磁エネルギーの減衰に応じた信号成分と前記第２波長の前記電磁エネルギーの減衰に応じた信号成分とを含むものである検出器と；
前記検出器信号と第１復調信号を乗算して第１被復調出力信号を発生し、前記第１復調信号が、前記第１周波数を有しており第１振幅を有する第１成分を含み成り、かつ前記第２周波数を有しており第２振幅を有する第２成分を含み成るものであり、前記第２振幅が前記第１振幅に対し第２事前設定済の関係を有するものであり、その第２事前設定済の関係が、前記第１事前設定済の関係に逆比例するものである、第１復調器と；
前記検出器信号と第２復調信号を乗算して第２被復調出力信号を発生し、前記第２復調信号が前記第１周波数を有しており前記第１振幅を有する第１成分を含み成り、かつ前記第２周波数を有しており前記第２振幅を有する第２成分を含み成るものであり、前記第２復調信号の少なくとも１成分が、前記第１復調信号の対応する１成分に対し、選択された位相関係を有するものである、第２復調器とを具備する、
パルス式酸素計測システム。
【請求項１２】
前記選択された位相関係がπの位相差である、
請求項１１に記載されたシステム。
【請求項１３】
第１パルスおよび第２パルスを加えてパラメータを測定することにより発生した２信号間のクロストークを最小にする方法であって、前記第１パルスおよび前記第２パルスが、周期を定める第１繰返し速度で周期的に加えられており、また、前記第１パルスが各周期の第１間隔の間に発生して、前記第２パルスが各周期の第２間隔の間に発生しており、前記第２間隔が前記第１間隔から離間されており、前記第１および第２パルスにより前記パラメータに応じた第１および第２パラメトリック信号を生成しており、前記第１および第２パラメトリック信号が、前記第１および第２パラメトリック信号に応じたコンポジット信号を出力する単一検出器により受信されており：
前記コンポジット信号をアナログ／デジタル変換器に供給してデジタル値系列を生成するステップと；
前記デジタル値系列を大幅に低減させて、大幅に低減されたデジタル値系列を生成するステップと；
第１復調係数系列を前記大幅に低減されたデジタル値系列に加えて第１被復調出力信号を発生するステップと；
第２復調係数系列を前記大幅に低減されたデジタル値系列に加えて第２被復調出力信号を発生するステップと；
前記第１被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして前記第１パラメトリック信号に応じた第１回復出力信号を発生するステップと；
前記第２被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして前記第２パラメトリック信号に応じた第２回復出力信号を発生するステップとを含み成る、
前記方法。
【請求項１４】
更に、第３復調係数系列を前記大幅に低減されたデジタル値系列に加えて第３被復調出力信号を発生するステップと；
前記第３被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして前記検出器により検出された雑音に応じた回復出力信号を発生するステップとを含み成る、
請求項１３に記載された方法。
【請求項１５】
変調信号発生器であって、第１繰返し周波数で繰り返す第１パルスを含み成る第１変調信号を発生するものであり、前記第１パルスが５０％未満のデューティサイクルを有するものであり、前記変調信号発生器がまた前記第１繰返し周波数で繰り返す第２パルスを含み成る第２変調信号を発生するものであり、前記第２パルスが５０％未満の前記デューティサイクルを有するものであり、前記第２パルスが、前記第１パルスに対し重複しない時間に現れている前記変調信号発生器と；
前記第１パルスに応じて第１波長の電磁エネルギーを放射する第１トランスミッタと；
前記第２パルスに応じて第２波長の電磁エネルギーを放射する第２トランスミッタと；
被検体の部分を通って伝わった後の前記第１および第２波長の電磁エネルギーを受け、かつ受けた前記電磁エネルギーに応じた検出器出力信号を発生しており、前記検出器出力信号が、前記第１波長の前記電磁エネルギーの減衰に応じた信号成分と前記第２波長の前記電磁エネルギーの減衰に応じた信号成分とを含むものである検出器と；
前記検出器出力をデジタル値系列に変換するサンプリングアナログ／デジタル変換器と；
前記デジタル値系列を大幅に低減させて、大幅に低減された系列を生成するデシメータ（decimator）と；
前記大幅に低減された系列と復調系列を乗算して第１被復調出力信号を発生する第１復調器と；
前記大幅に低減された系列と第２復調系列を乗算して第２被復調出力信号を発生する第２復調器とを具備する、
パルス式酸素計測システム。
【請求項１６】
更に、前記大幅に低減された系列と第３復調系列を乗算して前記検出器により生成された雑音に対応する第３被復調出力信号を発生する第３復調器を具備する、
請求項１５に記載のシステム。
【請求項１７】
前記デシメータが、前記デューティサイクルの間に生成された前記サンプルの数に等しいデシメーションレートを有する、
請求項１５に記載のシステム。
【請求項１８】
サンプリング周波数ｆsを発生するサンプリング周波数発生器と；検出器と；変調信号発生器であって、パルス繰返し周波数を有するパルス系列を発生し、前記パルスが前記サンプリング周波数ｆsのＱサンプル周期のデューティサイクルを有するものである前記変調信号発生器と；前記パルスに応じた波長の電磁エネルギーを放射し、前記検出器で前記電磁エネルギーを受けてその受けた電磁エネルギーに応じた検出器出力信号を発生しており、前記検出器出力信号が前記検出器により検出された周囲の電磁エネルギーにより生じた雑音を含むものであるトランスミッタと；前記サンプリング周波数で前記検出器出力信号のデジタル・サンプルを生成するデジタル／アナログ変換器と；前記デジタル・サンプルを復調して所望の出力信号を生成する復調器とを含むシステムの前記所望の出力信号における周囲の電磁エネルギーに起因する前記雑音を最小にする方法において：
前記検出器により検出した前記周囲の電磁エネルギーの不要周波数成分の全てを識別するステップと；
前記不要周波数成分を使用して１組の許容可能な変調サイクル時間Ｔを計算するステップと；
前記許容可能な変調サイクル時間を使用して前記ｆsすなわち式Ｔ＝４Ｑ／ｆsを使用する前記Ｑを選択するステップとを含み成る、
前記所望の出力信号における周囲の電磁エネルギーに起因する前記雑音を最小にする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は、信号処理の分野に関し、より詳細には、例えば、パルス式酸素計測法を使用して血液酸素飽和度を測定するようなシステムにおける、生理学的モニタリング・システムで発生した信号の処理に係わる分野に関する。
【０００２】
（従来技術の説明）
本発明は、例えば患者のような被検体における血液酸素飽和度を測定するために使用されるパルス式酸素計測装置および方法に関連してここで説明される。本発明の手法は、使用可能な信号情報を雑音の多い環境で取得している他の用途で使用することができる。
【０００３】
一般的なパルス式酸素計測装置および対応する方法において、血液酸素飽和度は、内部に血流を有する被検体の部分（例えば、指、耳朶、またはその他皮膚の近くに血液が流れている身体の部分）に電磁エネルギーのパルスを送ることによって求められる。ここで説明する実施例では、電磁エネルギーのパルスは、例えば約６６０ナノメートルの波長を有する周期的赤色光パルス、および約９０５ナノメートルの波長を有する周期的赤外光パルスを含み成る。例えば、米国特許第５，４８２，０３６号および米国特許第５，４９０，５０５号で説明されているように、赤色光パルスと赤外光パルスは、同じ周期性だが、交番式の重複しない方法で照射される。特に、好適な実施態様においては、赤色パルスは、各サイクルの約２５％についてアクティブであり、赤外線パルスも、各サイクルの約２５％についてアクティブである。赤色パルスは、双方のパルスが、ある赤色パルスとその次の赤外線パルスとの間で各サイクルの約２５％についてイナクティブになり、かつ双方のパルスが、ある赤外線パルスとその次の赤色パルスとの間で各サイクルの約２５％についてイナクティブになるように、時間的に赤外線パルスから分離される。（ここでは、２５％デューティサイクルを有するパルスに関連して以下に説明するが、このパルスのデューティサイクルが用途によって変更可能であることは、当業界の熟練者によって理解されるはずである。）被検体の部分を通って伝播した後、赤色パルスおよび赤外線パルスは検出器により検出されるが、この検出器は、両方の波長の光に応答し、かつ同検出器に入射する電磁エネルギーの強度に対し予測できる関係を有する電気信号を発生する。電気信号は、本発明により処理されて被検体の血液酸素飽和度の表示を提供する。
【０００４】
赤色および赤外線ＬＥＤを駆動するために矩形波を使用する従来の時分割多重方式（ＴＤＭ）の復調では、方形波を使用する従来式復調処理により、矩形波の調波周波数と基本周波数の波側波帯付近に達する環境雑音成分のエイリアシングを生じる結果になり、そのため雑音成分が取り込まれて復調によって発生する出力信号になる。特に、復調後の出力信号にライン周波数の調波周波数が入ることを回避することは極めて困難である。
【０００５】
（発明の概要）
本発明では、従来式復調およびＴＤＭ信号の分離に係わる問題を回避する。また特に、本発明では、ＴＤＭ信号の特定の高調波を選択的に復調することにより、システムの通過帯域に入り込む環境雑音のエイリアシングの問題を回避している。例えば、一実施態様では２種類の高調波（例えば基本波および第１高調波）だけを復調する。別の実施態様では、より多くの高調波が復調される。本発明では、具体的に、フィルタリングによって生じ、また、従来の方形波復調法を使用して行われる全高調波に係わる復調ではなく特定の高調波のみに係わる復調の結果生じるクロストークにより引き起こされる問題の解決に取り組んでいる。本発明のデジタル式手段では、光検出器の出力が、極めて高い周波数（例えば４６，８７５Ｈｚ）で最初にサンプリングされ、更にこれらの信号は、出力箇所における分解能を向上させる比較的低いサンプリング速度（例えば６２．５Ｈｚ）で最終出力信号が発生するように、大幅に低減される（この場合、大幅に低減すること(decimation)とは、ロー・パス・フィルタリングでありその後にサンプル・レート圧縮が続く）。このようにして帯域幅が出力信号の分解能と引き換えにされ、その結果、信号対雑音比を増大させる。
【０００６】
本発明の一態様は、被検体における血液酸化を測定する装置である。本装置は、第１時間間隔の間に第１入力信号を加える第１信号供給源を具備する。第２信号供給源は、第２時間間隔の間に第２入力信号を加える。検出器は、内部に血液を有する被検体の部分を通って伝わる第１入力信号に応じた第１パラメトリック信号を検出する。また同検出器は、被検体の部分を通って伝わる第２入力信号に応じた第２パラメトリック信号も検出する。この検出器は、第１および第２パラメトリック信号に応じた検出器出力信号を発生する。信号処理装置ではこの検出器出力信号を受信する。信号処理装置では、検出器出力信号に応じた信号に第１復調信号を加えて第１パラメトリック信号に応じた第１出力信号を発生することと、また、検出器出力信号に応じた信号に第２復調信号を加えて第２パラメトリック信号に応じた第２出力信号を発生することとによって検出器出力信号を復調する。第１復調信号および第２復調信号の各信号は、少なくとも、第１周波数および第１振幅を有する第１成分と、第２周波数および第２振幅を有する第２成分とを含み成る。第２周波数は、第１周波数の調波周波数である。第２振幅は、第１パラメトリック信号から第２出力信号へのクロストークを最小にし、かつ第２パラメトリック信号から第１出力信号へのクロストークを最小にするように第１振幅に関係付けられるように選択される。一実施態様では、第２振幅は、第１および第２信号供給源の１供給源をオフ状態にして、第２振幅を変化させながら、パラメトリック信号の１つとそれと対応していない出力信号との間のクロストークを測定することによって求められる。第２振幅は、測定されるクロストークが最小になるように選択される。
【０００７】
本発明の別の態様は、第１パルスおよび第２パルスを加えてパラメータを測定することにより発生した２信号間のクロストークを最小にする方法である。第１パルスおよび第２パルスは、周期を定める第１繰返し速度で周期的に加えられる。第１パルスは、各周期における第１間隔の間に発生し、第２パルスは各周期における第２間隔の間に発生する。第２間隔は第１間隔から離間されている。第１および第２パルスにより、パラメータに応じた第１および第２パラメトリック信号を生成する。第１および第２パラメトリック信号は、それらの第１および第２パラメトリック信号に応じたコンポジット信号を出力する単一の検出器により受信する。本方法は、第１復調信号をコンポジット信号に加えて第１被復調出力信号を発生するステップを含み成り、同方法において、第１復調信号は、少なくとも、第１繰返し速度に対応する第１周波数を有する第１成分を含み成るものである。第１成分は第１振幅を有する。第１復調信号は更に、第１周波数の調波周波数である第２周波数を有する第２成分を含み成る。第２成分は、第１振幅に対し選択された比例関係を有する第２振幅を有するものである。本方法は更に、第２復調信号をコンポジット信号に加えて第２被復調出力信号を発生するステップを含む。第２復調信号は、第１周波数で第１振幅の第１成分を含み成り、また更に、第２周波数で第２振幅の第２成分を含み成る。第２復調信号の第１および第２成分の少なくとも１成分が第１復調信号の第１および第２成分の対応する１成分に対し、選択された位相差を有するものである。本方法は更に、第１被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして第１パラメトリック信号に応じた第１回復出力信号を発生するステップと；第２被復調出力信号をロー・パス・フィルタリングして第２パラメトリック信号に応じた第２回復出力信号を発生するステップとを含む。
【０００８】
好適には、選択された位相差はπである。また、好適には、第１パルスおよび第２パルスは、それぞれのデューティサイクルを有する略矩形のパルスであってもよい。矩形のパルスは、第１周波数に対応する基本波成分と第２周波数に対応する高調波成分とを含む複数の正弦波成分を含み成る。基本波成分は、基本波成分振幅を有しており、第１高調波成分は、第１高調波成分振幅を有している。第１高調波成分振幅は、第１比例値により基本波成分振幅に関係付けられる。第１復調信号の第２成分第２振幅は、ほぼ第１比例値の逆数である第２比例値により第１復調信号第１成分第１振幅に関係付けられる。
【０００９】
本発明のこの態様による方法は更に、第１パルスおよび第２パルスの何れもアクティブでない時にコンポジット信号をサンプリングして、サンプリングされた信号を得るステップと；サンプリングされた信号を測定してパラメトリック信号の雑音レベルを求めるステップとを含む。
【００１０】
本発明のこの態様による更に別の実施態様において、本方法は、コンポジット信号に対する変換を行いコンポジット信号のスペクトルを発生するステップと；第１周波数付近とその第１周波数の調波周波数付近の事前決定済の周波数範囲以外の複数の周波数で上記スペクトルをサンプリングするステップと；サンプリングされた複数の周波数の大きさの平均を求めるステップと；この平均と選択された閾値を比較して、平均の大きさが、選択された閾値を超えるか否かを判定するするステップとを含む。
【００１１】
本発明の別の態様は、電磁エネルギーの第１および第２周期パルスを測定対象のパラメータを有するシステムに加えることと、このシステムを通って伝わり測定対象のパラメータにより影響を受けた後の電磁エネルギーに応じた信号を受信することとにより発生したコンポジット信号を復調する方法である。その信号は、第１および第２パルスに応じた成分を有するコンポジット信号として受信される。本方法は、第１復調信号をコンポジット信号に加えて第１被復調信号を発生するステップを含み成る。第１復調信号は、第１および第２パルスの繰返し周波数に対応する第１周波数を有する第１成分を含み成り、かつ、第１周波数の調波周波数である周波数を有する第２成分を含み成るものである。第１成分は第１振幅を有しており第２成分は第２振幅を有するものである。第２振幅は第１振幅に対し、事前設定済の関係を有する。その事前設定済の関係は、第１被復調信号が第１パルスにのみ応じた低周波数成分を有するものになるように選択される。本方法は更に、第１被復調信号をロー・パス・フィルタリングして第１出力信号を発生するステップを含む。第１出力信号は、第１パルスから受けた電磁エネルギーに対するパラメータの影響に応じて変化する。
【００１２】
好適には、本発明のこの態様による方法は、更に第２復調信号をコンポジット信号に加えて第２被復調信号を発生するステップを含む。第２復調信号は、第１復調信号の第１および第２成分に対応する第１および第２成分を有する。第２復調信号の第１および第２成分の少なくとも１成分は、第１復調信号の第１および第２成分の対応する成分に対し選択された位相関係を有する。この方法は、更に、第２被復調信号をロー・パス・フィルタリングして第２出力信号を発生するステップを含む。第２出力信号は、第２パルスから受ける電磁エネルギーに対するパラメータの影響に応じて変化する。
【００１３】
本発明の別の態様は、変調信号発生器を具備するパルス式酸素計測システムである。この変調信号発生器は、第１繰返し周波数で繰り返す第１パルスを含み成る第１変調信号を発生する。 第１パルスは、５０％未満のデューティサイクルを有する。変調信号発生器は、また第１繰返し周波数で繰り返す第２パルスを含み成る第２変調信号を発生する。第２パルスは、５０％未満のデューティサイクルを有する。第２パルスは、第１パルスに対し重複しない時間に現れる。第１および第２パルスの各パルスは、第１成分が繰返し周波数に対応する周波数を有しており第２成分が第１周波数の２倍に対応する第２周波数を有する複数の成分を含み成るものである。第２成分は、第１成分の振幅に対し第１事前設定済の関係を有する振幅を有する。第１トランスミッタは、第１パルスに応じて第１波長の電磁エネルギーを放射し；第２トランスミッタは、第２パルスに応じて第２波長の電磁エネルギーを放射する。検出器は、被検体の部分を通って伝わった後の第１および第２波長の電磁エネルギーを受けて、受けた電磁エネルギーに応じた検出器出力信号を発生する。検出器出力信号は、第１波長の電磁エネルギーの減衰に応じた信号成分と、第２波長の電磁エネルギーの減衰に応じた信号成分とを含む。第１復調器は、検出器信号と第１復調信号を乗算して、第１被復調出力信号を発生する。第１復調信号は、第１周波数を有しており第１振幅を有する第１成分を含み成る。また第１復調信号は、第２周波数を有しており第２振幅を有する第２成分を含み成る。第２振幅は第１振幅に対し第２事前設定済の関係を有する。第２事前設定済の関係は、第１事前設定済の関係に対しほぼ逆比例するものである。第２復調器は、検出器信号と第２復調信号を乗算して第２被復調出力信号を発生する。第２復調信号は、第１周波数を有しており第１振幅を有する第１成分を含み成る。また第２復調信号は更に、第２周波数を有しており第２振幅を有する第２成分を含み成る。第２復調信号の少なくとも１成分は、第１復調信号の対応する１成分に対し、選択された位相関係を有する。好適には、この選択された位相関係は、πの位相差である。
【００１４】
別の実施態様は、復調前の大幅な低減を取り入れたものである。更に別の実施態様では、復調前の大幅低減有りまたは無しのマルチチャネル復調器が開示される。
【００１５】
また別の実施態様では、適応アルゴリズムが、復調前型デシメータおよび復調後型デシメータの動作を制御するために使用される。適応アルゴリズムでは、デシメータ内の低域フィルタの特性と同デシメータ内の信号速度圧縮器で得られるデシメーションレートとの両方を制御することができる。
【００１６】
本発明の別の実施態様は、周辺光によって引き起こされる干渉を軽減するサンプル・レートを選択する方法である。
【００１７】
（好適な実施態様の詳細な説明）
図１では、例えば人体（human subject）のような被検体における血液酸素飽和度を求めるために使用される本発明による信号処理システム１００を表現したものの一般的ブロック図を示している。紹介した実施例では、測定は、図１で示した指１０２のような被検体の部分に関して行われる。ＬＥＤ変調回路１０４では、周期的信号を２つの発光ダイオード１０６、１０８に加えることによって、１対の逆並列発光ダイオード（ＬＥＤ）１０６、１０８を駆動する。ＬＥＤ１０６は、赤色の可視光領域の電磁エネルギーを放射するように選択されており、例えば約６６０ナノメートルの波長を有する。ＬＥＤ１０８は、赤外線領域の電磁エネルギーを放射するように選択されており、例えば約９０５ナノメートルの波長を有する。ＬＥＤ変調回路１０４により互い違い方向の電流が供給されるため、２つのＬＥＤ１０６、１０８は、一度に１つ作動する。特に、図２において電流波形１２０で示してあるように、電流は、最初、継続時間τを有する第１時間間隔１２２の間、赤色ＬＥＤ１０６に対し、順方向で加えられる。その後、電流は、同様の継続時間τを有する第２時間間隔１２４の間、何れのＬＥＤにも加えられない。次に電流は、また継続時間τを有する第３時間間隔１２６の間、赤外線ＬＥＤ１０８に対し順方向で加えられる。次に電流は、同様の継続時間τを有する第４時間間隔１２８の間、何れのＬＥＤにも加えられない。その後、電流は再び、第１時間間隔１２２に対応する第５時間間隔１３０の間、赤色ＬＥＤ１０６に対し順方向で加えられる。サイクル全体は、４τに等しい継続時間Ｔの周期で繰り返すことが分かる。赤色ＬＥＤ１０６は、電流が赤色ＬＥＤ１０６に対し順方向で加えられている時のみ光を放射する。従って、赤色強度波形１３２で示すように、赤色ＬＥＤ１０６は、第１時間間隔１２２の間にパルス１３４として、第５時間間隔１３０の間にパルス１３６として、以下同様に、光を放射する。赤色パルスは、Ｔに等しい周期性で繰り返す。同様に、赤外線ＬＥＤ１０８は、電流が赤外線ＬＥＤ１０８に対し順方向で加えられている時のみ赤外線を放射する。従って、赤外線強度波形１４０で示すように、赤外線ＬＥＤ１０８は、第３間隔１２６の間、パルス１４２として赤外光を放射する。次の赤外線パルス１４４は、赤外線パルス１４２の後、間隔Ｔで現れる。従って、赤外線パルスもまた、Ｔに等しい周期性で繰り返す。赤色パルスおよび赤外線パルスは各々、２５％のデューティサイクルを有しており、赤色パルスと赤外線パルスは、各周期Ｔの４分の１の間隔で分離される（すなわち、１つのパルスの開始時点は、その先行パルスの最後から間隔τに現れる）。
【００１８】
更に、図１で示すように、赤色ＬＥＤ１０６および赤外線ＬＥＤ１０８からの電磁エネルギー・パルスが指１０２に加えられる。検出器１５０は、電磁エネルギーが指１０２の部分を通って伝わった後のエネルギーを受けるように位置決めされる。検出器１５０は、赤色光と赤外光の両方に応答し、かつ各供給源から受けたエネルギーの強度に応じた出力信号を発生するように選択される。検出器１５０からの一般的電流出力信号は、図２の波形１５２で表わされる。示してあるように、検出器の信号波形１５２は、第１赤色パルス１３４に応じた第１パルス１５４と、赤外線パルス１４２に応じた第２パルス１５６と、第２赤色パルス１３６に応じた第３パルス１５８とを含み成る。第１パルス１５４と第２パルス１５６との間にある時間の間では、検出器の信号波形１５２は雑音１６０を含み成り、第２パルス１５６と第３パルス１５８との間にある時間の間では、検出器の信号波形１５０は、雑音１６２を含み成る。信号パルス１５４、１５６、および１５８はまた、これらのパルスの上に重畳された雑音も含む。繰返しの雑音として示してあるが、雑音は時間と共に変化することを理解すべきである。例えば、周辺光によって生じた雑音は、特に、周辺光が第１高調波（すなわち１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚ）、および第３高調波（すなわち、２００Ｈｚまたは２４０Ｈｚ）でかなりの雑音を発生する蛍光灯により与えられる場合、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの電力周波数とそれらの調波周波数とに対応する周期性で変化する。
【００１９】
検出器１５０の出力は、検出器信号を処理して、検出器１５０に入射した赤色光の被検出強度に応じた第１信号
【外１】
0004454854.tif 000002
を発生し、かつ検出器１５０に入射した赤外光の被検出強度に応じた第２信号
【外２】
0004454854.tif 000003
を発生する信号処理装置ブロック１７０に対し入力として加えられる。示してあるように、信号処理ブロック１７０は、一組の制御配線１８０を介してＬＥＤ変調器１０４と同期される。以下で論ずるように、制御配線１８０は、赤色ＬＥＤ１０６を作動させる時期と赤外線ＬＥＤ１０８を作動させる時期とを決定するタイミング情報を提供する信号を都合良く伝達する。
【００２０】
図３は、本発明を取り入れた一般的システムのモデルを図で表わしたものである。赤色ＬＥＤ１０６では、ＩRDとして表わされる光の強度を生じ、赤外線ＬＥＤ１０８では、ＩIRとして表わされる光の強度を生じる。同期ベースでオン及びオフが変更されるＬＥＤ１０６、１０８の効果は、第１変調信号Ｍ1（ｔ）を赤色光強度に加えて被変調赤色信号ＩRDMOD（ｔ）を発生する第１乗算器または変調器１９０と、第２変調信号Ｍ2（ｔ）を赤外光強度に加えて被変調赤外線信号ＩIRMOD（ｔ）を発生する第２乗算器または変調器１９２とにモデル化される。被変調光赤色信号および被変調赤外線信号は、指１０２または上述した他の体の部分に加えられる。指１０２は、内部に血流を有しており、ブロック１０２として図３で表わされている。指１０２の血液は、各心臓周期に亘って変化する体積および散乱成分を有する。血液は、血液の中で酸素およびその他物質を運んでいる。酸素含有量は、血液体積および血液体積中の酸素濃度の両方の関数である。血液体積中の酸素濃度は、前に明らかにした発行済の米国特許第５，４８２，０３６号および第５，４９０，５０５号において十分に説明されている理由により、血液酸素飽和度として一般に測定されている。引用した２つの特許において更に説明されているように、酸素飽和度は、指１０２における赤色光と赤外光の相対的吸収を比較することによって求められる。この比較は、動作、周辺光、光の散乱、およびその他因子によって引き起こされる雑音により複雑になる。
【００２１】
図３において、１対の信号Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）は、指１２０を通ってＬＥＤ１０６、１０８から検出器１５０まで伝わる赤色光および赤外光に対する、指１０２の血液中の時間変化する体積および散乱成分の影響をそれぞれ表わしている。赤色光信号部分Ｓ1（ｔ）は、指１０２を通って伝わる赤色光の変化する減衰によって生じる。赤外光信号部分Ｓ2（ｔ）は、指１０２を通って伝わる赤外光の変化する減衰によって生じる。変化する減衰の影響を示すために、信号部分Ｓ1（ｔ）は、信号Ｓ1（ｔ）と第１変調器１９０の被変調赤色出力ＩRDMOD（ｔ）を乗算する第１減衰用変調器１９１に加えられるように示してある。同様に、赤外光信号部分Ｓ2（ｔ）は、信号Ｓ2（ｔ）と第２変調器１９２の被変調赤外線出力ＩIRMOD（ｔ）を乗算する第２減衰用変調器１９３に加えられるように示してある。第１および第２減衰用変調器１９１、１９３の出力は、受光用光検出器１５０に供給される。光検出器１５０は、加算器１９４および加算器１９６としてモデル化される。第１および第２減衰用変調器１９１、１９３の出力は、加算器１９４に供給されて、以下のコンポジット信号Ｍ（ｔ）を発生する。
【００２２】
【数１】
0004454854.tif 000004
【００２３】
加算器１９４からの信号Ｍ（ｔ）は加算器１９６へ供給され、ここで、光検出器１５０によっても検出される周辺光、電磁気的ピックアップ等により生じたコンポジット雑音信号を表わす信号ｎ（ｔ）に信号Ｍ（ｔ）が加算される。加算器１９６の出力は、信号Ｍ’（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋ｎ（ｔ）であり、雑音成分および信号成分を含む。雑音成分は、ＤＣ成分と周辺光に現出する電力線周波数の調波周波数とを含む。加えて、以下で更に詳細に論ずるように、信号Ｍ’（ｔ）は、例えば電気焼灼設備等のような他の装置によって生じた高周波の雑音も含んでいる可能性がある。
【００２４】
第３加算器１９６のＭ’（ｔ）信号出力（すなわち、検出器１５０の出力）は、信号処理ブロック１７０の入力に加えられる。信号処理ブロック１７０の内側では、信号Ｍ’（ｔ）は、最初に固定利得増幅器１９７を通して伝えられ、次にアナログ・バンド・パス・フィルタ１９８を通して伝えられる。アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８は、２０Ｈｚ乃至１０，０００Ｈｚの範囲内の信号を通過させることができるように選択された通過帯域を有する。従って、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８では、１０Ｈｚより低い雑音のかなりの部分を除去する。血液酸素飽和度に応じた信号成分は、２つの変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）の演算によるシフトを受けた周波数であり、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８により伝えられる。
【００２５】
好適な実施態様において、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８の出力は、Ａ／Ｄ変換器１９９によりサンプリングされ、同変換器においてデジタル信号に変換される。例えば、それらの信号は、好適には、４６，８７５サンプル／秒でサンプリングされる。Ａ／Ｄ変換器１９９の出力は信号ＭＦ（ｋ）である。
【００２６】
信号ＭＦ（ｋ）は、第１入力として第１復調乗算器２１０に供給される。また信号ＭＦ（ｋ）は、第１入力として第２復調乗算器２１２にも供給される。第１復調用信号Ｄ1（ｋ）は第２入力として第１復調乗算器２１０に供給され、第２復調用信号Ｄ2（ｋ）は第２入力として第２復調乗算器２１２に供給される。第１復調乗算器２１０の出力は、入力として第１低域フィルタ２２０に供給され、第２復調乗算器の出力は、入力として第２低域フィルタ２２２に供給される。低域フィルタ２２０、２２２の帯域幅は、好適には約１０Ｈｚである。
【００２７】
第１低域フィルタ２２０の出力は、
【外３】
0004454854.tif 000005
であり、これは以下で論ずるように、信号Ｓ1（ｔ）の推定値となる。第２低域フィルタ２２２の出力は、信号
【外４】
0004454854.tif 000006
であり、これは以下で論ずるように、信号Ｓ2（ｔ）の推定値となる。以下で示すように、本発明による第１復調用信号Ｄ1（ｋ）と第２復調用信号Ｄ2（ｋ）の選択により、２つの出力信号、
【外５】
0004454854.tif 000007
および
【外６】
0004454854.tif 000008
における雑音の影響を実質的に軽減または排除し、また、２信号間のクロストークも実質的に軽減または排除する。
【００２８】
本発明の好適な実施態様において、低域フィルタ２２０および低域フィルタ２２２の出力のサンプル・レートは、個々のサンプル・レート圧縮器２２１および２２３により圧縮される。特に、サンプル・レート圧縮器２２１、２２３では、サンプル・レートを７５０を用いて、例えば６２．５Ｈｚのサンプル・レートまで減少させて、上述の引用特許において説明されている方法および装置により更に処理することができる出力を生じる。サンプル・レート圧縮器２２１、２２３で起こるサンプル・レートの圧縮では、対象とする信号の周波数の内容を、０−１０Ｈｚを十分に上回るサンプル・レートに維持しながら、出力信号
【外７】
0004454854.tif 000009
および
【外８】
0004454854.tif 000010
を処理しなければならない速度を減少させている。フィルタ２２０、２２２の出力、または組み込まれている場合はサンプル・レート圧縮器２２１、２２３の出力は、個々の出力線２２４、２２６へ供給される。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器１９９からの出力信号ＭＦ（ｋ）の復調の際に本発明ではどのように演算しているかを理解し易くするため、変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）を最初に、周波数成分に関して説明する。当業界における熟練者ならば、変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）は各々、矩形信号パルスの基本周波数および高調波周波数を表わすフーリエ余弦級数展開（例えば、
【外９】
0004454854.tif 000011
、
但し、ω＝２π／Ｔ）として表わすことができることを正しく理解するであろう。当業界における熟練者ならば、フーリエ級数展開では位相を含むが；時間の原点を適当に選択することによってこの位相はゼロに設定されることを理解するであろう。対応成分に対し位相が１８０°ずれている成分は、好都合なことに係数の前のマイナス符号により表わされる。
【００３０】
図４では、ｎ＝０，１，２，・・に対する第１変調信号Ｍ1（ｔ）の周波数スペクトルを表わしており、図中、横軸は周波数を表わしており、エネルギーは縦軸に沿ってＤＣ成分で表わしてあり、横軸に沿って基本周波数の調和周波数が増大する。縦軸に沿った各成分Ｍ1（ｔ）の長さは、周波数スペクトルの各成分のエネルギーＥ（ｎ）を表わしている。縦軸の右方第１成分は、ここではｆ0で示してある基本周波数（すなわち、１／Ｔ）にあるが；基本周波数ｆ0は、ｎ＝１に対応することを理解すべきである。縦軸右方の第２成分は、基本周波数の２倍の周波数を有する第１高調波ｆ1（すなわちｎ＝２）である。縦軸右方の第３成分は、基本周波数の３倍の周波数を有する第２高調波ｆ2（すなわちｎ＝３）である。第２高調波右方の成分は、これに従って番号付けされる。（但し、別の慣習では、基本周波数を第１調波周波数と識別されており、第２高調波を基本周波数の２倍の周波数として示している。基本周波数をｆ0と識別するやり方が後に続く論考で使用される。）
【００３１】
図４では変調包絡線２３０が破線で示してある。変調包絡線２３０は、信号Ｍ1（ｔ）の基本波および高調波の大きさを表わす。包絡線の形は、変調信号Ｍ1（ｔ）によって決定され、時間ｔ＝０で開始し、規格化振幅１を有する繰返しの矩形のパルス列については、次式のように表現することができる。
【００３２】
【数２】
0004454854.tif 000012
【００３３】
式中、ｓｉｎｃは、関数（ｓｉｎ  πｘ）／πｘ（すなわち、ｓｉｎｃ（ｎτ／Ｔ）＝ｓｉｎ（ｎπτ／Ｔ）／（ｎπτ／Ｔ））である。示してある例では、τ＝１／４Ｔである。（但し、サンプリングされた信号に関し、包絡線はｓｉｎα／ｓｉｎβのように更に正確に表わせるが；当業界で周知のように、対象とする周波数については、ｓｉｎｃ関数が好適な近似となる。）従って、周波数スペクトルは、第３調波周波数ｆ3、第７調波周波数ｆ7、第１１調波周波数ｆ11、・・に対応して、ｎ＝４、ｎ＝８、ｎ＝１２、・・でゼロとなる。但し、式２は、Ｍ1（ｔ）に対する式の理想化した形であり、一般には以下のようになる。
【００３４】
【数３】
0004454854.tif 000013
【００３５】
式中、ａnは複素数である。以下の論考では、ａnの値は実数だけであると仮定する。
【００３６】
変調信号Ｍ2（ｔ）の同様の周波数スペクトル（図示なし）は、次式により決定される。
【００３７】
【数４】
0004454854.tif 000014
【００３８】
第２変調信号Ｍ2（ｔ）の周波数スペクトルに対する包絡線は、同じ大きさを有するものであるが；Ｍ2（ｔ）の式の（−１）nなる項のため、基本波ｆ0および全ての偶数高調波（すなわち、ｆ2、ｆ4、等）は、第１変調信号Ｍ1（ｔ）の対応する調波周波数と１８０°位相がずれることを理解すべきである。
【００３９】
図３において、Ａ／Ｄ変換器１９９は、信号Ｍ’（ｔ）を、例えばサンプリング速度４６，８７５サンプル／秒でサンプリングされたデジタル値ＭＦ（ｋ）系列に変換する。前に論じたように、第１復調乗算器２１０では、変換器１９９の出力ＭＦ（ｋ）と第１復調用信号Ｄ1（ｋ）を乗算して第１出力系列
【外１０】
0004454854.tif 000015
を発生し、第２復調乗算器２１２では、出力ＭＦ（ｋ）と第２復調用信号Ｄ2（ｋ）を乗算して第２出力系列
【外１１】
0004454854.tif 000016
を発生する。乗算器２１０、２１２による乗算は、以下のように表現することも可能である。
【００４０】
【数５】
0004454854.tif 000017
【００４１】
および
【００４２】
【数６】
0004454854.tif 000018
【００４３】
式中、ＬＰは、低域フィルタ２２０および低域フィルタ２２２の変換関数である。簡潔にするため、雑音がゼロであると仮定すると：
【００４４】
【数７】
0004454854.tif 000019
【００４５】
故に、
【００４６】
【数８】
0004454854.tif 000020
【００４７】
従って、
【００４８】
【数９】
0004454854.tif 000021
【００４９】
同様に、
【００５０】
【数１０】
0004454854.tif 000022
【００５１】
ＬＰは線形演算子であるため、式９および１０の右辺は、２項に分けることができる。上記式９および１０の各式の右辺第１項は、その式の所望の信号部分であり、これらの式の各式の右辺第２項は、クロストーク部分である。従って、クロストークをゼロに軽減するためには、式９および１０の各式の第２項をゼロに設定する。
【００５２】
【数１１】
0004454854.tif 000023
【００５３】
および
【００５４】
【数１２】
0004454854.tif 000024
【００５５】
第２項をゼロに設定すると、式９および１０は以下のように縮小される。
【００５６】
【数１３】
0004454854.tif 000025
【００５７】
および
【００５８】
【数１４】
0004454854.tif 000026
【００５９】
本発明の目的の１つは、式１１および１２を満足するように復調信号Ｄ1（ｋ）およびＤ2（ｋ）を選択し、それによって、式９および１０を式１３および１４まで縮小させることである。これは、式２および３を利用し、２つの変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）の成分を選択的に使用して復調数列Ｄ1（ｋ）およびＤ2（ｋ）を発生することで２つの式を単純にすることによって達成される。
【００６０】
話を単純にするため、式２は以下のように書き直すことができる。
【００６１】
【数１５】
0004454854.tif 000027
【００６２】
式中、Ｅ（ｎ）は、基本周波数ｆ0（ｎ＝１）、調波周波数ｆ1（ｎ＝２）、ｆ2（ｎ＝３）、・・のｓｉｎｃ包絡線であり、ここでｃｏｓ（ｎωｔ）は、余弦の項ｃｏｓ（２πｎｔ／Ｔ）を表わしており、またここで、ω＝２π／Ｔである。（但し、前に論じたように、サンプリングされた離散型の信号に関しては、Ｅ（ｎ）の実際の包絡線は、ｓｉｎα／ｓｉｎβなる関数であるが；対象とする周波数に関しては、ｓｉｎｃ関数が好適な表現となる。）
【００６３】
前に論じたように、ＤＣ項（ｎ＝０）は、ロー・パス・フィルタリングの前に、あらゆる不必要ＤＣまたは、約１０Ｈｚより低い周波数を有する低周波数信号（以降、近ＤＣ信号という）を高い周波数へシフトさせるフィルタ１９８およびＡ／Ｄ変換器１９９の作用、ならびに復調操作があるため、考慮する必要がない。更に単純にする場合、式１５の基本項の大きさは、値１に規格化される（すなわちＥ（１）＝１）。但し、規格化により、スケール因子が必要になり、これについては後で論ずる。故に、式１５は以下のようになる。
【００６４】
【数１６】
0004454854.tif 000028
【００６５】
復調信号Ｄ1（ｔ）は以下のように定められる。
【００６６】
【数１７】
0004454854.tif 000029
【００６７】
後述の理由により、最初の２つの余弦の項が必要になる。
【００６８】
同様に、第２変調信号Ｍ2（ｔ）は以下のようになる。
【００６９】
【数１８】
0004454854.tif 000030
【００７０】
また第２復調用信号Ｄ2（ｔ）は以下のように定められる。
【００７１】
【数１９】
0004454854.tif 000031
【００７２】
但し、式１８中の基本波および奇数高調波の符号は、式１６の対応する項と１８０°位相がずれる。
【００７３】
但し、後で更に十分に展開されるように、基本波（ｃｏｓωｔ）および第１高調波（ｃｏｓ２ωｔ）を復調信号の各信号に含めることによって、基本波および第１高調波に極めて近い信号のみの考慮が必要となる。これより高次の高調波を取り除くことによって、電力線周波数のそれより高次の高調波の影響も、本発明により発生させた出力信号から取り除かれる。
【００７４】
フィルタ１９８およびＡ／Ｄ変換器１９９は、かなりのエネルギーを有する周波数に関しては、Ｍ’（ｔ）に対する信号ＭＦ（ｋ）の大きさに影響しないと仮定する。従って、前述の式７から始めると、Ｍ’（ｔ）は以下のように記述することができる。
【００７５】
【数２０】
0004454854.tif 000032
【００７６】
第１復調乗算器２１０でＭ’（ｔ）とＤ1（ｔ）を乗算すると、式２０の右辺の項には、式１７の右辺の項が乗算される。従って、
【００７７】
【数２１】
0004454854.tif 000033
【００７８】
項Ｓ1（ｔ）［ｃｏｓωｔ＋ａｃｏｓ２ωｔ＋ｂｃｏｓ３ωｔ＋．．．］［ｃｏｓωｔ＋Ｂｃｏｓ２ωｔ］は保存される信号項であり、項Ｓ2（ｔ）［−ｃｏｓωｔ＋ａｃｏｓ２ωｔ−ｂｃｏｓ３ωｔ＋．．．］［ｃｏｓωｔ＋Ｂｃｏｓ２ωｔ］は、取り除かれるクロストーク項である。
【００７９】
式２１からクロストーク項を展開すると、以下を発生する。
【００８０】
【数２２】
0004454854.tif 000034
【００８１】
恒等式を使用すると、ｃｏｓ（ｘ）ｃｏｓ（ｙ）＝１／２［ｃｏｓ（ｘ＋ｙ）＋ｃｏｓ（ｘ―ｙ）］であり、式２２からクロストーク項は以下のようになる。
【００８２】
【数２３】
0004454854.tif 000035
【００８３】
式２３の残りの項は、全て、ｃｏｓωｔまたはそれより高次の要素である。従って、式２３は、完全に展開されると、以下の近ＤＣ項しか含まない。
【００８４】
【数２４】
0004454854.tif 000036
【００８５】
式中、Ｓ2（ｔ）は、約０乃至１０Ｈｚの対象とする帯域幅を有する元のプレチスモグラフ信号の赤外部分に対応する。１０Ｈｚより上に存在する全ての成分は、低域フィルタ２２０の機能により取り除かれる。従って、対象とする信号のみがＤＣまたは近ＤＣへフォールディングされることが分かる。低域フィルタ２２０を使用することによって、ＤＣ項および近ＤＣ項が分離されるため、クロストークのＤＣ項および近ＤＣ項のみが、低域フィルタ２２０の出力で与えられる。従って、クロストークを取り除くためには、式２４のクロストーク項をゼロに設定する必要がある。
【００８６】
【数２５】
0004454854.tif 000037
【００８７】
故に、
【００８８】
【数２６】
0004454854.tif 000038
【００８９】
式２６の結果は、Ｓ2（ｔ）のＤ1（ｔ）への投射がゼロに等しく、Ｓ2（ｔ）のＤ2（ｔ）への投射が最大化されるＳ2（ｔ）およびＳ1（ｔ）のベクトル射影の幾何学的解釈（すなわち、ドット積）を使用して表現することもできる。換言すれば、Ｓ1（ｔ）、Ｓ2（ｔ）、Ｄ1（ｔ）、およびＤ2（ｔ）をｎ次元サンプル空間におけるサンプル・ベクトルとして表現する（例えば、Ｓ1（ｔ）は、サンプルＳ1（ｋ）のベクトルＳ1として表わされる）。例えば、好適な実施態様では、ｎ＝１４８であり、従ってＳ1、Ｓ2、Ｄ1、およびＤ2は、それぞれ１４８サンプルのベクトルである。第１クロストーク項は、Ｓ1・Ｄ2である。第２クロストーク項は、Ｓ2・Ｄ1である。第１信号出力は、Ｓ1・Ｄ1である。第２信号出力は、Ｓ2・Ｄ2である。クロストーク項をゼロにするようにベクトルＤ1およびＤ2を選択する。
【００９０】
式２６の関係は、信号項を保存するためにも役に立つ。特に、式２１の信号項は、展開可能であり、クロストーク項と同じ方法でロー・パス・フィルタリングすることが可能であり、以下を得る。
【００９１】
【数２７】
0004454854.tif 000039
【００９２】
式２６の関係を使用すると、式２７は以下のようになる。
【００９３】
【数２８】
0004454854.tif 000040
【００９４】
第２復調信号Ｄ2（ｔ）を以下のように定めることと、Ｍ2（ｔ）とＤ2（ｔ）を乗算することとによって、それと同じ関係が信号Ｓ2（ｔ）のクロストーク項および信号項に適用できることは容易に分かる。
【００９５】
【数２９】
0004454854.tif 000041
【００９６】
クロストークおよび信号項を展開して１０Ｈｚより上の項を取り除いた後、Ｂ＝１／ａを選択することによってクロストーク項がキャンセルされ、また信号項Ｓ2（ｔ）が回復することが分かる。
【００９７】
以上から、Ｂの大きさととの関係をａの逆数に選ぶことによって、クロストーク項が取り除かれて信号項が保存されることが分かる。但し、Ａ、Ｂ共に絶対値ではない。式１６において前に述べたように、ａは、Ｍ1（ｔ）のｃｏｓωｔなる項の大きさが１に規格化されている時のＭ1（ｔ）のｃｏｓ２ωｔなる項の大きさである。同様に、式１７から、Ｂは、Ｄ1（ｔ）のｃｏｓωｔなる項が１に規格化されている時のＤ1（ｔ）のｃｏｓ２ωｔなる項の大きさである。
【００９８】
Ｄ1（ｔ）およびＤ2（ｔ）の双方共、更に高次の高調波の項を含む可能性があるが；そのような余分な項は、６０Ｈｚ電力線周波数（または、他の国では５０Ｈｚ電力線周波数）の調波周波数のため、蛍光灯等の雑音に対する感度を増大させる結果になるであろうことは理解されるはずである。例えば、図５では、基本周波数が３１６．７Ｈｚになるように選択されている時の本発明の第１および第２高調波の一般的スペクトルが示してある。従って、第１高調波周波数は６３３．４Ｈｚである。但し、心臓周期に亘る血流によって生じた信号の変化により、変調周波数の基本波および高調波は、プレチスモグラフの周波数の内容を表わす側波帯によって囲まれることになる。例えば、図５では、第１および第２高調波は、±１０Ｈｚで３１６．７Ｈｚおよび６３３．４Ｈｚにある。
【００９９】
更に図５に示してあるように、通常の６０Ｈｚ電力線周波数では、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚ、２４０等に高調波を有する。従って、本発明の第１高調波に最も近い電力線周波数の高調波は、３００Ｈｚと３６０Ｈｚにあり、本発明の第２高調波に最も近い電力線周波数の高調波は、６００Ｈｚと６６０Ｈｚにある。同様に、５０Ｈｚ電力線周波数を有する国で使用する場合、本発明の第１高調波に最も近い高調波は、３００Ｈｚと３５０Ｈｚにあり、本発明の第２高調波に最も近い高調波は、６００Ｈｚと６５０Ｈｚにある。例え電力周波数が最大１．５パーセントまで変化することになっても、蛍光ランプ等からの周辺光により発生する雑音は、本発明の第１および第２高調波周波数にはならないだろう。従って、基本周波数は、第１および第２高調波周波数において電力線起源の環境雑音を無効にできるように選択されている。
【０１００】
前述の話では、フィルタ１９８がフィルタリング後の信号の振幅に著しく影響を及ぼすことはないと仮定した。フィルタ１９８が振幅に対する影響を有する場合、Ｂは、前に求めたＢの値の定数倍になる。
【０１０１】
【数３０】
0004454854.tif 000042
【０１０２】
ｋは、フィルタ１９８を経た第１高調波および第２高調波の相対的減衰によって決まる。
【０１０３】
係数Ｂの値は前述のように計算することができるが、この計算は、複素数に基づく計算を行わせるような位相変化がフィルタ１９８または変調器１９０、１９２に導入される場合、複雑になることがある。例えば、変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）が、ここで示したような２５％デューティサイクルを有しており、かつ位相が正確に１８０°ずれている矩形波ではない場合、変調信号の周波数成分の係数は、位相関係に対応するために複素数になることがあり、その結果、復調信号の係数が複素数になることがある。
【０１０４】
図６で示すように、Ｂの値は、１チャネルで最初の測定を行う（すなわち、赤色パルスまたは赤外線パルスの何れか一方がオフ状態にされている）ことと、クロストークを最小にすることとによって、経験的にも決定することができる。特に、最初の測定の間、図２の波形１４０は、連続したゼロ値に設定されるため、赤外線パルスは発生しない。故に検出器１５０（図１）は、赤色ＬＥＤ１０６で発生した光のみを受ける。従って、Ｍ2（ｔ）はゼロに設定され、
【外１２】
0004454854.tif 000043
の式１０は以下のようになる。
【０１０５】
【数３１】
0004454854.tif 000044
【０１０６】
【外１３】
は第２低域フィルタ２２２からの出力上で測定可能であるクロストー
0004454854.tif 000045
ーク部分だけを含んでいることが分かる。従って、出力信号
【外１４】
0004454854.tif 000046
の大きさまたはＲＭＳ（二乗平均）値をモニタしながら値Ｂを変化させることによって、出力信号
【外１５】
0004454854.tif 000047
に対する最小の大きさ
【外１６】
0004454854.tif 000048
を見出すことが可能であり、この大きさはＢの最適値ＢBESTに対応する。理想的システムでは、Ｂの最適値は、出力信号
【外１７】
0004454854.tif 000049
のゼロ値に対応するが；実際の環境ではＢの最適値は、
【外１８】
0004454854.tif 000050
の非ゼロ値（すなわち、
【外１９】
0004454854.tif 000051
の最小誤差）に対応することがある。ＢBESTの値が、赤色ＬＥＤ１０６をオフ状態にして、
【外２０】
0004454854.tif 000052
が最小になるまで
【外２１】
0004454854.tif 000053
をモニタしながらＢを変化させることによっても求められることは、理解されるはずである。
【０１０７】
以上から、変調信号Ｄ1（ｔ）およびＤ2（ｔ）の影響は、ＤＣまたは近ＤＣ雑音項を周波数の上方にシフトさせるとともに、調波周波数にある対象とする信号をＤＣまたは近ＤＣ側へシフトさせることであり、このことによって、事実上、雑音スペクトルと信号スペクトルとを相互交換しており、その結果、雑音スペクトルが低域フィルタ２２０、２２２の機能によって取り除かれて、対象とする信号のみを残していることが分かる。
【０１０８】
図７には、デジタルシステムにおける、前に説明した関数を実行する本発明の好適な実施態様が示してある。好適には、本デジタルシステムは、デジタル信号処理装置（図示なし）を具備しているため、ここで説明するブロックは、デジタル信号処理装置内のデータ構造体と、以下で説明する処理を実行するソフトウェア・ルーチンとを含み成る。特に、本発明は、入力として、バス３１０上のデジタル・コンフィギュレーション信号と、ライン３１２上のクロック信号と、バス３１４上のデジタル検出器信号とを受信するＬＥＤ復調ブロック３００を具備する。デジタル・コンフィギュレーション信号バス３１０では、ＬＥＤ復調ブロック３００のコンフィギュレーションを様々なＬＥＤおよび様々な検出アルゴリズムに適応できるように変える手段を提供する。好適には、ライン３１２上のクロック信号は、本発明のタイミング関数に同期するために使用される４６，８７５Ｈｚ（４６．８７５ｋＨｚ）の方形波信号である。ライン３１４上のデジタル検出器信号は、Ａ／Ｄ変換器１９９の出力である。Ａ／Ｄ変換器１９９は、検出器１５０の出力に（増幅器１９７およびフィルタ１９８を介して）接続されており、検出器１５０の出力を４６，８７５サンプル／秒でサンプリングして、検出器１５０に入射した赤色光および赤外光の一連のサンプリングされたデジタル値を供給する。
【０１０９】
ＬＥＤ変調ブロック３００は、バス３４０上に被復調赤色信号出力を発生し、バス３４２上に被復調赤外線信号出力を発生する。被復調赤色信号出力は、低域フィルタ２２０を通して伝えられ、そこから信号
【外２２】
0004454854.tif 000054
として出力される。被復調赤外線信号出力は、低域フィルタ２２２を通して伝えられ、そこから信号
【外２３】
0004454854.tif 000055
として出力される。図８に更に示してあるように、ＬＥＤ復調ブロック３００は、モジュロ−Ｍブロック３５０と、ＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２と、第１復調乗算器２１０と、第２復調乗算器２１２とを具備する。
【０１１０】
モジュロ−Ｍブロック３５０は、ライン３１２上のメイン４６，８７５Ｈｚクロック信号を第１入力として受信し、バス３５４上のモジュラス（ＭＯＤＵＬＵＳ）信号を第２入力として受信する。バス３５４は、コンフィギュレーションバス３１０の部分を形成する。モジュロ−Ｍブロック３５０では、クロック信号をモジュラス信号で除算して、ＬＥＤ変調状態テーブルブロック３５２に一入力として供給されるバス３５６上のレジデュー（ＲＥＳＩＤＵＥ）信号（後で説明する）を発生する。ＬＥＤ変調状態テーブルブロック３５２はまた、コンフィギュレーションバス３１０上のコンフィギュレーション信号も受信する。
【０１１１】
ＬＥＤ復調状態テーブルは、レジデュー信号とコンフィギュレーション信号とに応答して、バス３６０上の第１復調用信号Ｄ1（ｔ）を発生し、かつバス３６２上の第２復調用信号Ｄ2（ｔ）を発生する。第１復調用信号Ｄ1（ｔ）は、前に説明したように、第１復調乗算器２１０に一入力として供給される。第２復調用信号Ｄ2（ｔ）は、前に説明したように、第２復調乗算器２１２へ一入力として供給される。第１復調乗算器２１０および第２復調乗算器２１２は、ライン３１４上のデジタル検出器信号を、それぞれ第２入力として受信する。復調乗算器２１０、２１２では、デジタル検出器信号と、第１復調用信号Ｄ1（ｔ）および第２復調用信号Ｄ2（ｔ）をそれぞれ乗算して、それぞれ、バス３４０および３４２上の被復調赤色信号および被復調赤外線信号を発生する。２つの復調乗算器２１０および２１２の出力は、項ｃｏｓωｔ、ｃｏｓ２ωｔ、およびそれより高次の項を含むため、バス３４０および３４２上の被復調信号は、前に論じたように、近ＤＣ項のみを伝える低域フィルタ２２０、２２２にそれぞれの入力として供給される。低域フィルタ２２０および２２２のバス３４４および３４６上への出力は、それぞれ、近ＤＣ項のみ含有する
【外２４】
0004454854.tif 000056
信号および
【外２５】
0004454854.tif 000057
信号であり、これらは、前述の解説によれば、不必要な雑音が十分に軽減または取り除かれた元の入力信号Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）を表わす。２つの信号
【外２６】
0004454854.tif 000058
および
【外２７】
0004454854.tif 000059
は、前に記載した米国特許第５，４８２，０３６号および第５，４９０，５０５号において説明されている方法で、血液酸素飽和度およびその他カルジオグラフパラメータを計算する計算回路構成要素（図示なし）に加えられる。
【０１１２】
モジュロ−Ｍブロック３５０からの出力として発生したレジデュー信号は、０からモジュラス−１までカウントするマルチプルビット信号である。ここで説明する好適な実施態様では、モジュラスは、１４８の値を有するものである。従って、モジュロ−Ｍブロック３５０のレジデュー出力は、０から１４７までカウントする。モジュロ−Ｍブロック３５０のレジデュー出力は、ＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２へ入力として供給される数である。図９で示すように、バス３５６上のレジデュー出力は、図１の信号１８０に対応しており、また、赤色ＬＥＤ１０６および赤外線ＬＥＤ１０８への駆動信号を発生する変調ブロック１０４（図１）をＬＥＤ駆動回路３７２と共に構成するＬＥＤ変調状態テーブルブロック３７０の入力へも供給される。前に説明したように、赤色ＬＥＤ１０６および赤外線ＬＥＤ１０８は、測定対象のプレチスモグラフ波形の搬送波として効果的に働く変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）をそれぞれ発生する。特に、図１０の赤色駆動タイミング波形３７４と赤外線駆動タイミング波形３７６とにより示されるように、変調状態テーブルブロック３７０は、レジデュー信号が０から３６まで増加する時間の間、赤色信号パルス３７８を発生する。その後、変調状態テーブルブロック３７０は、レジデュー信号が３７から７３まで増加する時間の間、赤色信号パルスおよび赤外線信号パルスの何れも発生しない。その後、変調状態テーブルブロック３７０は、レジデュー信号が７４から１１０まで増加する時間の間、赤外線信号パルス３８０を発生する。その後、変調状態テーブルブロック３７０は、レジデュー信号が１１１から１４７まで増加する時間の間、再び、赤色信号パルスおよび赤外線信号パルスの何れも発生しない。レジデュー信号は、その後０にリセットし、その処理は連続して繰り返す。
【０１１３】
変調状態テーブルブロック３７０からの赤色信号パルス３７８および赤外線信号パルス３８０は、図２で示した電流波形１２０を発生することによって赤色信号パルス３７６がアクティブである時、赤色ＬＥＤ１０６をオン状態にし、かつ赤外線信号パルス３７８がアクティブである時、赤外線ＬＥＤ１０８をオン状態にするＬＥＤ駆動回路３７２に入力として供給される。赤色信号パルス３７６および赤外線信号パルス３７８を波形１２０の双方向電流パルスに変換する回路構成要素は従来型のものであり、ここでは説明する必要はない。
【０１１４】
好適な実施態様において、ＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２では、前に説明した式１７および１９に概ね対応する復調式を実行する。特に、ＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２では、状態テーブルへの一入力としてレジデューを受信し、そのレジデューの電流値に基づいて状態テーブルを１ステップずつ実行する。ＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２は、レジデューの各値につき２つの出力値を発生するが、この際、第１出力値は信号バス３６０上の第１復調信号Ｄl（ｔ）であり、第２出力値は信号バス３６２上の第２復調信号Ｄ2（ｔ）である。
【０１１５】
特に、ＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２は、以下の形の復調信号Ｄl（ｔ）およびＤ2（ｔ）の式を実行する。
【０１１６】
【数３２】
0004454854.tif 000060
【０１１７】
および
【０１１８】
【数３３】
0004454854.tif 000061
【０１１９】
式３２および３３において、値ＳＣＬは、２つの復調信号の大きさを決定し、また前に論じた規格化を補償するため、および例えば非理想的矩形のパルスのようなその他因子を補償するために使用されるスケール因子である。スケール因子を決定する方法は後で述べる。特に好適な一実施態様では、ＳＣＬの値は、２．２２１４４１４６９である。値ＨＷＤは、前に論じたＢの値に対応するハードウェアひずみ因子である。値Ｂの決定については前に説明したが、この好適な実施態様に関連して以下で再び説明する。赤色ＬＥＤ１０６および赤外線ＬＥＤ１０８へ加えられるパルスが２５％デューティサイクルを有する理想化された矩形波である特に好適な一実施態様において、ＨＷＤの値は、１．４１４２１３５６２になるように計算することができる。このＨＷＤの理想的値は、式１６および１８のｃｏｓ２ωｔの項に対する係数Ａの値がｓｉｎｃ関数により求められることを認識することによって求めることができる。ｃｏｓωｔの項の係数が１に規格化されている場合、２つの式にあるように、係数ａの値は
【外２８】
0004454854.tif 000062
に等しいものとなる。従って、Ｂ（すなわち、ＨＷＤ）の理想的値は
【外２９】
0004454854.tif 000063
になる。勿論、実際の係数Ｂ、従ってＨＷＤの値は、赤色パルスおよび赤外線パルスが正確な矩形波でない場合、変化する。実際の実施態様では、パルスに立ち上がり時間および立ち下がり時間に限界があるため、ＨＷＤの最適値は、以下で説明する方法で、好適には経験的に見出される。
【０１２０】
式３２および３３における値１８．５は、復調波形を変調波形に揃えるために使用されており、そのため、余弦関数のピークは、変調波形の各波形の中間点に対応する。値ＨＷΔは、復調信号Ｄ1（ｔ）およびＤ2（ｔ）に変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）に対する位相のずれを生じさせるアナログ処理、デジタル処理、またはこれらの両方の処理における遅延を補償するために、ある特定の実施態様において必要とされるハードウェア遅延因子である。理想的環境では、ハードウェア遅延因子の値は０である。しかし、特に好適な一実施態様では、ハードウェア遅延因子の値は３９である。モジュラスは前に説明したが、基本的には、各周期の波形にあるステップ数である。ここで説明する実施態様では、モジュラスは１４８である。値Ｒは、０からモジュラス−１まで変化するレジデューであり、従って、好適な実施態様では、Ｒは０から１４７まで変化する。
【０１２１】
演算の際は、前に説明したように、ライン３１２上のクロック信号により、モジュロ−Ｍブロック３５０がレジデュー信号を発生する。レジデュー値は、前に説明したように、変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）を発生するＬＥＤ変調ブロック１０４に加えられる。レジデュー値はまた、各新規レジデュー値に対するＤ1（ｔ）の新規値およびＤ2（ｔ）の新規値を発生するＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２にも加えられる。従ってＤ1（ｔ）およびＤ2（ｔ）の１４８なる値は、各完結サイクルごとに発生する。クロック信号が４６，８７５Ｈｚで働いているため、変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）、ならびに復調信号Ｄ1（ｔ）およびＤ2（ｔ）は、３１６．７２２９７３Ｈｚの基本周波数を有し、これは、前に論じたように、従来の５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ電力線周波数の何れの高調波にも対応しない。
【０１２２】
ＨＷΔ（ハードウェア遅延因子）の値、ＨＷＤ（ハードウェアひずみ因子）の値、およびＳＣＬ（スケーリング因子）の値は、以下のように経験的に見出される。最初に、ハードウェア遅延因子、ハードウェアひずみ因子、およびスケール因子の理想的値がＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２の式３２および３３に加えられる（すなわち、ＨＷΔ＝０、ＨＷＤ＝１．４１４２１３５６２、およびＳＣＬ＝２．２２１４４１４６９）。ハードウェア遅延因子の最適値を求めるために、第２変調信号Ｍ2（ｔ）は、一定値であるゼロに設定される（すなわち、赤外線ＬＥＤがそのＯＦＦ状態に維持される）。赤色ＬＥＤパルスが前述のように加えられ、Ａ／Ｄ変換器からのデジタル検出器出力信号がモニタされて、変調信号Ｍ1（ｔ）と比較される。変調信号Ｍ1（ｔ）の始まりと、Ａ／Ｄ変換器からの応答出力の始まりの検出との間の相対的遅延は、ハードウェア遅延因子（ＨＷΔ）の最適値になる。一般的な一実施態様では、ハードウェア遅延因子の最適値は３９である。
【０１２３】
ハードウェア遅延因子の値を求めて、その因子を式３２および３３に適用してから、ハードウェアひずみ因子の理想的値およびスケール因子の理想的値をそれら両式に適用する。再び、赤色ＬＥＤパルスを赤色ＬＥＤ１０６に加えて、赤外線ＬＥＤにはパルスを加えない状態で、ライン３４２上の被復調赤外線信号出力のＤＣ成分をモニタしながら、ハードウェアひずみ因子の値をその理想的値からゆっくりと変化させる。ハードウェアひずみ因子の値は、測定されたＤＣ成分が最小になるまで変化させられ、その最小ＤＣ成分に対応するハードウェアひずみ因子の値が、ハードウェアひずみ因子の最適値として選択される。
【０１２４】
次に、ハードウェア遅延因子の値とハードウェアひずみ因子の値が、それぞれの最適値に設定されている状態で、前に決定したように、スケール因子（ＳＣＬ）は最初１に設定される。再び、変調システムが赤色ＬＥＤ１０６に対してのみパルスを発生している状態で、ライン３４０上の被復調赤色信号出力のＤＣ成分が測定される。その上更に、フィルタ１９８からのデジタル検出器信号のオン状態およびオフ状態間の振幅差が測定される。測定された振幅差の、測定された被復調赤色信号出力ＤＣ成分に対する比が、スケール因子の最適値として選択される。
【０１２５】
一般的復調波形Ｄ1（ｔ）は、図１１の波形４００で示してあり、一般的復調波形Ｄ2（ｔ）は図１１の波形４０２で示してある。図１１の復調波形は、それらの波形を図１０の変調波形に揃えるためにハードウェア遅延因子が０に設定された状態で示してある。ハードウェア遅延因子が非ゼロである場合、図１１の復調波形が、図１０の変調波形に対して位相シフトされることは理解されるはずである。
【０１２６】
クロストークを最小にするための復調信号の第１高調波成分の振幅の変化に関連して以上で説明したが、復調信号基本波成分の振幅に対する復調信号第２高調波成分の相対振幅が、変調信号基本波成分の振幅に対する変調信号第１高調波成分の振幅の関係によって決定されることは理解されるはずである。復調信号第１高調波成分の振幅の関係は、変調信号のデューティサイクルによってある程度決まる。変調デューティサイクルが変化させられると、変調信号第１高調波成分の振幅は変わる。従って、クロストークは、変調信号のデューティサイクルを変化させながら、変調信号成分の振幅を一定に保つことによっても最小にすることができる。当業界における熟練者ならば、変調および復調信号の別の変形信号も、２つの出力信号間のクロストークを最小にするために使用できることを十分に理解するであろう。
【０１２７】
複数の信号Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3、．．．Ｓnは、変調可能であり、また、信号間のクロストークは、前述の本発明を３つ以上の信号に適用することによって最小限度まで軽減することができる。
【０１２８】
追加情報は、バス３１４上のデジタル化された検出信号から都合良く引き出すことが可能であり、かつ前に説明したように発生させた被復調信号の信頼性に関する表示を提供するために使用することができる。特に、本システムでは、光およびその他の供給源からのかなりの環境雑音が存在する状態で、
【外３０】
0004454854.tif 000064
信号および
【外３１】
0004454854.tif 000065
信号を復調することができるが、環境雑音レベルを被復調信号に影響するほど十分に大きくすることは可能である。図１２および１３では、環境雑音レベルを決定する時間領域方法およびシステムを示してあり、図１４および１５では、環境雑音レベルを決定する周波数領域方法およびシステムが示してある。
【０１２９】
図１２で示すように、デジタル検出信号１５２は、複数のサンプリングパルス５０２を含み成る波形５００により表わされるサンプル信号を用いてサンプリングされる。サンプリングパルス５０２は、赤色光および赤外光が検出器１５０（図１）で検出されていないと考えられる時に赤色パルス１３４、１３６と赤外線パルス１４２、１４４との間の間隔に現れるように調節される。従って、サンプル間隔の間に検出された何らかのエネルギーは、本来、周辺光およびその他供給源によって生じたものである。示してあるように、サンプリングパル５０２は、好適には、赤色および赤外線パルス間の各間隔の略中間点に現れる。
【０１３０】
図１３で示すように、デジタル検出信号バス３１４は、時間領域サンプラ５２０への入力として設けられる。時間領域サンプラ５２０は、第２入力としてバス３５６上のレジデュー信号も受信する。その時間領域サンプラは、レジデュー信号に応答して、レジデュー信号の値が赤色パルス１３４、１３６、および赤外線パルス１４２、１４４の休止時間に対応する時に、デジタル検出信号をサンプリングする。前に説明したように、赤色パルス１３４、１３６は、レジデュー信号が０乃至３６の値を有する時に発生し、赤外線パルスは、レジデュー信号が７４乃至１１０の値を有する時に発生する。従って、ハードウェア遅延が無いと仮定すると、サンプリングパルス５０２は、好適には、例えば、サンプリングパルスをパルス間の休止間隔の略中間点に位置決めするレジデュー信号が５５の値を有する時、およびレジデュー信号が１２９の値を有する時に発生する。前に論じたように、実際のシステムは、処理時間によって生じるハードウェア遅延を有する。従って、システムが、例えば３９のハードウェア遅延因子を有する場合、サンプリングパルス５０２は、レジデュー信号が９４の値および２０の値（１６８モジュロ148）を有する時に現れるように時間シフトされる。時間領域サンプラ５２０で使用するサンプル時間は、前に説明したデジタル・コンフィギュレーションバス３１０を介して受信されるコンフィギュレーション信号を用いて都合良く求められる。例えば、時間領域サンプラ５２０は、最初、５５および１２９のレジデュー信号値でサンプリングを行うように設定することが可能であり、デジタル・コンフィギュレーションバス３１０を用いて伝達されるハードウェア遅延値因子（ＨＷΔ）の値が、両方の値に加算されて、正しいサンプル間隔に対しサンプルをシフトさせている。
【０１３１】
図１４で示すように、検出信号スペクトル５５０は、３１６．７Ｈｚおよび６３３．４Ｈｚに変調信号の基本波および第１高調波に対応する２つの周波数成分をそれぞれ含んでいる。スペクトル５５０は更に、６０Ｈｚ電力線周波数の基本波および複数次高調波を含んでいる。その上更に、スペクトル５５０は、種々の供給源によって生じることがある多数の周波数の雑音を含んでいる。パルス式酸素計測システムで遭遇する特に厄介なある雑音供給源は、外科的切開を行い、同時に周囲の血管を焼灼するために高周波電流を使用する電気焼灼装置である。このような装置は、本来高周波雑音供給源であるが、アーク放電により低周波の雑音もかなり発生する。電気焼灼装置がパルス式酸素計測装置の検出器の近くで運用されている場合、その装置が発生した雑音がパルス式酸素計測検出器で発生した信号を覆い隠すことがある。換言すれば、雑音フロア（noise floor）がパルス式酸素計測検出器の検出可能信号よりも大きい可能性がある。
【０１３２】
雑音フロアが高すぎてパルス式酸素計測システムにより被復調信号が信頼できないことを示す場合を検出することは、好適である。雑音フロアのレベルを求めるために本発明では、スペクトル５５０をサンプリングして、変調信号の基本波及び高調波周波数以外の周波数で検出される周波数成分の内容を求めている。特に、図１４のサンプル制御信号５６０で示すように、変調信号の基本波および高調波を含まないスペクトル５５０の部分がサンプリングされる。従って、好適な実施態様では、３１６．７Ｈｚ、６３３．４Ｈｚ、９５０．１Ｈｚ、等のスペクトルの振幅はサンプリングされない。これは更に、変調信号の基本波および高調波付近の周波数帯は、各心臓周期の間の血流の変化による赤色パルスおよび赤外線パルスの変調によって生じた重要な情報も含んでいるからである。従って、図１４で示すように、好適な実施態様では、変調信号の基本波および高調波および高調波周波数を囲む周波数帯（例えば前に論じた側波帯）は、サンプルに含まれない。例えば、基本波および高調波周波数の各周波数付近の少なくとも±１０Ｈｚ帯は、サンプルに含まれない。
【０１３３】
サンプリングされた周波数における強度は平均化されて、雑音信号の平均強度を表わす出力信号が発生する。デジタル処理システムの他の部分（図示なし）では、雑音信号の平均強度を都合良くモニタしており、平均強度が、測定されたプレチスモグラフのサイズによって選択された閾値を超える場合、そのシステムからの被復調出力信号は信頼性が無く、使用すべきものではないと見なされる。
【０１３４】
図１５には、前に説明したように雑音フロアを求めるシステムの好適な実施態様が示してある。図１５のシステムは、デジタル化検出器バス３１４からの複数のサンプルを受信してバス６１０上の被変換出力を発生する高速フーリエ変換ブロック６００を含む。バス６１０上の被変換出力は、サンプルのスペクトルである。好適な実施態様では、十分な数のサンプルが、約４４ミリ秒のデータに相当するように取得されるため、６０Ｈｚ電力の少なくとも２サイクルが、サンプルの範囲内に入れられる。例えば、約１，０２４サンプルは、４４ミリ秒間隔の間に、約２３．４ｋＨｚのサンプル・レート（例えば、１／２システムタイミング速度）で取得することができる。４４ミリ秒間隔のスペクトルは、変調信号の基本波および高調波周波数を中心に±１０Ｈｚ帯のサンプルを取り除くサンプラ６２０に入力として供給される。スペクトルサンプラ６２０の出力は、バス６３０上に供給され、それによって、平均化装置６４０への入力として供給される。平均化装置６４０では、受信したサンプリングされた雑音スペクトルを平均化して、平均出力をバス６５０に供給する。バス６５０上の平均出力は、雑音フロアを表わしており、デジタル処理システムの他の部分へ供給されるが、そこでは、この出力が、選択された閾値と比較され、雑音フロアが高すぎるか否かが判定される。閾値は必ずしも一定でなくてもよいが、プレチスモグラフの強度によって決まるものであり、言い換えると、測定対象の体の部分の血液潅流によって決まる。
【０１３５】
図１５の実施態様では、環境雑音が、主に、米国およびカナダの電力線周波数に対応する６０Ｈｚにあるか否か、またはヨーロッパの電力線周波数に対応する５０Ｈｚにあるか否かを判定するためにも都合良く使用することができる。前述の３１６．７Ｈｚの変調周波数は、６０Ｈｚ電力線周波数および５０Ｈｚ電力線周波数の高調波を回避するために選択されたものである。環境雑音のエイリアシングが対象とする周波数で起こるように、電力線周波数の大幅なシフトが検出されると、変調周波数は、例えば、４６，８７５Ｈｚサンプリング周波数を変えたり、あるいはモジュラスを変えたりすること等によって、電力線周波数の高調波から更に遠くへ変調の高調波を移動するように変えることができる。
【０１３６】
（復調前の大幅低減）
便宜上、前の実施態様では、復調の前に大幅に低減される信号ＭＦ（ｋ）を示していない。しかし、後で更に詳細に論じるように、信号ＭＦ（ｋ）は、復調前に都合良く大幅に低減させることができる。復調前大幅低減技術では、主として、大幅に低減されたサンプル・レートが元の（大幅に低減されていない）サンプル・レートよりも低いため、復調演算を行うために必要な計算の負担を軽減することができる。理解されるであろうが、復調器で使用される数の数列が、状況によっては、式３２および３３で与えられる数列よりも短いため、計算も軽減される。復調前の大幅低減は、前述の複数の実施態様をまとめたものであり、復調前のデシメーションレートが１である時、前述の複数の実施態様に縮小される。
【０１３７】
図１６は、復調前フィルタリングおよび大幅低減を取り入れたシステムを図で表わしたものである。図１６は図３に類似したものであり、同じ数字は２つの図面の同じ要素を指している。図１６では、信号入力Ｓ1（ｔ）および変調入力Ｍ1（ｔ）を有する第１変調器１９１が示してある。第２変調器１９３は、信号入力Ｓ2（ｔ）および変調入力Ｍ2（ｔ）を有する。信号Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）の組は、それぞれ、指を通って伝わる赤色光および赤外光に基づく、指（または他の身体の部分）の血液の時間変化する体積および散乱成分の影響を表わしている。赤色光信号部分Ｓ1（ｔ）は、（図１で示してある）指１０２を通って伝わる赤色光の変化する減衰によって生じたものである。赤外光信号部分Ｓ2（ｔ）は、指１０２を通って伝わる赤外光の変化する減衰によって生じたものである。第１および第２変調器１９１、１９３の出力は、受光用光検出器１５０へ供給される。光検出器１５０は、加算器１９４および加算器１９６のようにモデル化される。第１および第２変調器１９１、１９３の出力は、加算器１９４に供給されて、下記のコンポジット信号Ｍ（ｔ）を発生する。
【０１３８】
【数３４】
0004454854.tif 000066
【０１３９】
加算器１９４からの出力信号Ｍ（ｔ）は、信号ｎ（ｔ）を信号Ｍ（ｔ）に加算する加算器１９６に供給される。信号ｎ（ｔ）は、光検出器１５０によっても検出される（ＤＣおよび電力線周波数の高調波を含む）周辺光、電磁気的ピックアップ等により生じたコンポジット雑音信号を表わす。加えて、信号ｎ（ｔ）は、例えば電気焼灼設備等のような他の装置によって生じた高周波の雑音も含んでいる可能性がある。加算器１９６の出力は、信号Ｍ’（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋ｎ（ｔ）であり、この信号は雑音成分および信号成分を含んでいる。
【０１４０】
加算器１９６のＭ’（ｔ）信号出力（すなわち、検出器１５０の出力）は、信号処理ブロック１６００の入力に加えられる。信号処理ブロック１６００の内側では、信号Ｍ’（ｔ）は最初に増幅器１９７、次にアナログ・バンド・パス・フィルタ１９８を通して伝えられる。アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８は、エイリアス除去および低周波雑音およびＤＣの除去を実現する。フィルタ１９８は、２０Ｈｚ乃至１０，０００Ｈｚの好適な範囲の信号を伝えるように選択された通過帯域を有する。アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８は、２０Ｈｚより低い雑音のかなりの部分を除去する。血液酸素飽和度に応じた信号成分は、２つの変調信号Ｍ1（ｔ）およびＭ2（ｔ）の演算により周波数シフトされて、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８で伝えられる。
【０１４１】
一実施態様において、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８の出力は、Ａ／Ｄ変換器１９９によりサンプリングされて、同変換器内でデジタル信号に変換される。一実施態様において、信号は４６，８７５サンプル／秒でサンプリングされる。Ａ／Ｄ変換器１９９からのデジタル信号は、低域デジタルフィルタ１６２０へ入力として供給される。デジタルフィルタ１６２０からの出力信号は、デシメーションレートＲ1でサンプル・レートを減少させる（圧縮する）サンプル・レート圧縮ブロック１６２２へ供給される。低域デジタルフィルタ１６２０およびサンプル・レート圧縮器１６２２は共に、デシメータ１６２１を構成する（大幅低減は、ロー・パス・フィルタリングしてその後にサンプル・レート圧縮を続けることを含み成る）。デジタルフィルタ１６２０は、エイリアス除去のフィルタリングを実現し、サンプル・レート圧縮ブロック１６２２は好適には、デジタルフィルタ１６２０により決定された対象とする最も高い周波数の少なくとも２倍のサンプリング速度で働く。一実施態様では、サンプル・レート圧縮ブロック１６２２は、図１０で示したように周期τの間のサンプル数に対応して、Ｒ1＝３７の因子でサンプル・レートを減少させる。サンプル・レート圧縮ブロック１６２２の出力では、時間周期τ当たり１サンプル、従って時間周期Ｔ当たり４サンプルを提供する。サンプル・レート圧縮ブロック１６２２の出力は、信号ＭＦ（ｋ）（ここで、ｋは、不連続指数である）であり、毎秒約１，２６６サンプルを含み成る。
【０１４２】
信号ＭＦ（ｋ）は、第１入力として第1ミキサー１６２４に供給される。信号ＭＦ（ｋ）は、第１入力として第２ミキサー１６２６にも供給される。第１復調用信号Ｄ1（ｋ）は、第２入力として第1ミキサー１６２４に供給され、第２復調用信号Ｄ2（ｋ）は、第２入力として第２ミキサー１６２６に供給される。第1ミキサー１６２４の出力は、入力として第１低域フィルタ１６３０に供給され、第２ミキサーの出力は、入力として第２低域フィルタ１６４０に供給される。低域フィルタ１６３０、１６４０の帯域幅は、好適には約１０Ｈｚである。信号ＭＦ（ｋ）は、第１入力として雑音チャネルミキサー１６２８にも供給される。雑音復調用信号Ｄo（ｋ）は、第２入力として雑音チャネルミキサー１６２８に供給される。雑音チャネルミキサー１６２８の出力は、低域フィルタ１６５０の入力に供給される。低域フィルタ１６５０の出力は、サンプル・レート圧縮ブロック１６５２に供給される。サンプル・レート圧縮ブロック１６５２の出力は、雑音ｎ（ｔ）の推定値である。低域フィルタ１６３０の出力は、サンプル・レート圧縮器１６３２の入力に供給され、低域フィルタ１６４０の出力はサンプル・レート圧縮器１６４２の入力に供給される。低域フィルタ１６３０およびサンプル・レート圧縮器１６３２は共に、デシメータ１６３１を構成する。低域フィルタ１６４０およびサンプル・レート圧縮器１６４２は共にデシメータ１６４１を構成する。
【０１４３】
デシメータ１６３１の出力は、信号
【外３２】
0004454854.tif 000067
であり、これは後で論ずるように、信号Ｓ1（ｋ）の推定値になる。デシメータ１６４１の出力は、信号
【外３３】
0004454854.tif 000068
であり、これは後で論ずるように、信号Ｓ2（ｋ）の推定値になる。後で示すように、本発明による第１復調用信号Ｄl（ｋ）および第２復調用信号Ｄ2（ｋ）の選択により、２つの出力信号
【外３４】
0004454854.tif 000069
および
【外３５】
0004454854.tif 000070
における雑音の影響を軽減または取り除き、また、２つの信号間のクロストークを軽減または取り除くこともできる。
【０１４４】
デシメータ１６３２、１６４２では、デシメーションレートＲ2で、大幅低減を行う。好適な一実施態様では、デシメータ１６３２、１６４２で、デシメーションレートＲ2＝２０を用いて、例えば６３．３Ｈｚのサンプル・レートまで大幅な低減を行い、上述の引用特許において説明されている方法および装置により更に処理することができる大幅に低減された出力を生じる。デシメータ１６３２、１６４２で起こる大幅な低減により、対象とする信号の周波数の内容を１０Ｈｚを十分に上回るサンプル・レートに維持しながら、出力信号
【外３６】
0004454854.tif 000071
および
【外３７】
0004454854.tif 000072
を処理しなければならない速度を減少させている。デシメータ１６３２、１６４２の出力はそれぞれ、出力ライン１６３４および１６４４上へ供給される。
【０１４５】
近似法ではないが、復調前に信号ＭＦ（ｋ）を大幅に低減させることは、各所望の信号Ｓ1（ｔ）が各周期τの間に測定できるほど変わらないものであると仮定することにより簡単にすることができる。多くの用途では、所望の信号Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）は図２で示した時間間隔τの間にそれほど大きくは変わらないものであると仮定することは合理的なことである。当業界における熟練者ならば、この仮定の十分な条件は、Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）の最も高い意味のある周波数成分は変調周波数よりもかなり低いことである、ということを認識するであろう。パルス式酸素計測法の用途において、最も高い対象とする周波数は、通常約１０Ｈｚであり、これは、３１６．７Ｈｚなる変調の基本振動数よりもかなり低い。ｎ（ｔ）は所望の信号ではないため、このような仮定はｎ（ｔ）に対しては必要ない。ｎ（ｔ）は、変調サイクルに亘って不規則に変化するが、信号Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）は不規則には変化しない。従って、Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）にはほとんど影響しないが、ｎ（ｔ）をｎ’（ｔ）の形にすることができる復調前の大幅低減を行うことは可能である。測定された信号は、因子Ｒ1＝Ｑ（ここでＱは時間周期τのサンプル数である）を用いて大幅に低減され、その後復調される。
【０１４６】
Ｒ1＝Ｑを仮定すると、サンプル・レート圧縮ブロック１６２２の出力における信号ＭＦ（ｋ）のスペクトル領域表現は、以下により（近似的に）与えられる。
【０１４７】
【数３５】
0004454854.tif 000073
【０１４８】
サンプル・レート圧縮ブロック１６２２では、周期τ当たりのサンプル数と同じレートで大幅な低減を行っているため、その大幅な低減によってＭＦ（ｆ）の式にある全てのτ依存性を除去している。ｍの指数が付けられた周波数成分は、ｎの指数が付けられた周波数成分よりも４倍早く増大する。このことが起こるのは、ｎの指数が付けられた被変調信号Ｓ1（ｔ）およびＳ2（ｔ）はサンプルの僅か１／４に現れるが、ｍの指数が付けられた雑音ｎ（ｔ）はどのサンプルにも現れるからである。
【０１４９】
復調演算は、時間または周波数領域の何れかで行うことができる。信号ＭＦ（ｋ）を周波数領域で復調する方法は、式３５を以下のように書き直すことによって得ることができる。
【０１５０】
【数３６】
0004454854.tif 000074
【０１５１】
式中、
【０１５２】
【数３７】
0004454854.tif 000075
【０１５３】
式中、ｎ’（ｋ）は、大幅に低減された雑音信号ｎ（ｔ）である。信号Ｓ1（ｆ）の推定値は、ＭＦ1（ｆ）およびＭＦ2（ｆ）のスペクトルをそれぞれ−１／Ｔおよび−２／Ｔだけシフトさせて、その結果得たスペクトルの和を２で除算することによって得ることができる。また、Ｓ2（ｆ）は、シフトの結果得たスペクトルの差を２で除算することによって得ることができる。すなわち、
【０１５４】
【数３８】
0004454854.tif 000076
【０１５５】
時間領域における大幅低減は、更に簡潔なＳ1（ｋ）およびＳ2（ｋ）を得る方法である。時間領域復調は、以下により与えられるフーリエ変換の周波数シフト特性を使用することでなされる。
【０１５６】
【数３９】
0004454854.tif 000077
【０１５７】
式３９によれば、周波数領域項ＭＦi（ｆ）は時間領域での時間シフトによって関係付けられ、この特性は、復調数列Ｄ0−Ｄ2を発生するために使用することができる。（Ｎチャネルの一般的場合について）この処理の更に完全な展開は、後述の式４２乃至５０とこれらの式に添えた本文で与えられる。Ｎ＝２である現在のケースについては、式４２乃至５０を使用して以下を得る。
【０１５８】
【数４０】
0004454854.tif 000078
【０１５９】
式４０で示した数列は、示してある４つの値の繰返し数列である。故に復調波形は、単純な係数の短い繰返し数列にすぎない。サンプルＭＦ（ｋ）が時間領域数列であるため、復調では、単純にサンプルＭＦ（ｋ）と式４０の数列の乗算を必要とする。例えば、係数数列Ｄ0（ｋ）＝（０，１，０，１，．．）は、乗算器１６２８に供給され、信号ＭＦ（ｋ）を復調してｎ（ｋ）の推定値を生成する。同様に、係数数列Ｄ1（ｋ）＝（１，−０．５，０，―０．５，．．）が乗算器１６２４に供給され、信号ＭＦ（ｋ）を復調してＳ1（ｋ）の推定値を生成する。
【０１６０】
（マルチプルチャネル変調および復調）
前のセクションで説明した２チャネル復調前大幅低減技術は、所望の信号を３つ以上有するマルチチャネルシステムに拡張することができる。図１７では、２チャネル変調器をマルチチャネル変調器／復調器に発展させたものを示す。図１７には、図１６で示したように、第１変調器１９１および第２変調器１９３が示してある。更に、図１７には、第３変調器１７０１および第Ｎ変調器１７０２が示してある。信号入力Ｓ1（ｔ）および変調入力Ｍ1（ｔ）が第１変調器１９１に供給される。信号入力Ｓ2（ｔ）および変調入力Ｍ2（ｔ）は第２変調器１９３に供給される。信号入力Ｓ3（ｔ）および変調入力Ｍ3（ｔ）は第３変調器１７０１に供給される。信号入力ＳN（ｔ）および変調入力ＭN（ｔ）は第Ｎ変調器１７０２に供給される。
【０１６１】
光検出器１５０は、加算器１９４および加算器１９６のようにモデル化される。変調器１９１、１９３、１７０１、および１７０３の出力は、まとめて加算器１９４で加算されて、以下のコンポジット信号Ｍ（ｔ）を発生する。
【０１６２】
【数４１】
0004454854.tif 000079
【０１６３】
加算器１９４からの信号Ｍ（ｔ）は、加算器１９６に供給され、ここで、光検出器１５０によっても検出される周辺光、電磁気的ピックアップ等により生じたコンポジット雑音信号を表わす信号ｎ（ｔ）に信号Ｍ（ｔ）が加算される。加算器１９６の出力は、信号Ｍ’（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋ｎ（ｔ）であり、雑音成分および信号成分を含む。
【０１６４】
加算器１９６のＭ’（ｔ）信号出力（すなわち、検出器１５０の出力）は、信号処理ブロック１７００の入力に加えられる。信号処理ブロック１７００の内側では、信号Ｍ’（ｔ）は、最初に増幅器１９７を通して伝えられ、次にアナログ・バンド・パス・フィルタ１９８を通して伝えられる。アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８は、エイリアス除去および低周波雑音およびＤＣの除去を実現する。信号Ｓi（ｔ）の所望の信号成分は、変調信号Ｍi（ｔ）の演算により周波数シフトされて、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８で伝えられる。
【０１６５】
アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８の出力は、Ａ／Ｄ変換器１９９によりサンプリングされて、同変換器内でデジタル信号に変換されて、低域デジタルフィルタ１６２０の入力に供給される。デジタルフィルタ１６２０からの出力信号は、デシメーション因子Ｒ1を用いてサンプル・レートを減少させるサンプル・レート圧縮ブロック１６２２に供給される。デジタルフィルタ１６２０およびサンプル・レート圧縮ブロック１６２２は一緒にデシメータ１６２１を構成する。サンプル・レート圧縮ブロック１６２２の出力は、信号ＭＦ（ｋ）である。ＭＦ（ｋ）は、第１入力として第1ミキサー１６２４に；第１入力として第２ミキサー１６２６に；第１入力として第３ミキサー１７１０に；第１入力として第Ｎミキサー１７１２に；第１入力として雑音チャネルミキサー１７１３に供給される。第１復調用信号Ｄ1（ｋ）は、第２入力として第1ミキサー１６２４に供給される。第２復調用信号Ｄ2（ｋ）は、第２入力として第２ミキサー１６２６に供給される。第３復調用信号Ｄ3（ｋ）は、第３ミキサー１７１０に供給される。第４復調用信号ＤN（ｋ）は、第Ｎミキサー１７１２に供給される。雑音復調用信号Ｄ0（ｋ）は、雑音チャネルミキサー１７１３に供給される。ミキサー１６２４、１６２６、１７１０、１７１２、および１７１３の出力は、低域フィルタ１６３０、１６４０、１７２０、１７３０、および１７４０のそれぞれの入力として供給される。低域フィルタ１６３０、１６４０、１７２０、１７３０、および１７４０の出力は、デシメータ１６３２、１６４２、１７２１、１７３１、および１７４１のそれぞれの入力として供給される。デシメータ１６３２、１６４２、１７２１、１７３１、および１７４１の各デシメータでは、デシメーションレートＲ2を用いてサンプル・レートを減少させる。
【０１６６】
サンプル・レート圧縮器１６３２の出力は、信号
【外３８】
0004454854.tif 000080
であり、これは後で論ずるように信号Ｓ1（ｋ）の推定値になる。同様に、サンプル・レート圧縮器１６４２の出力は、信号Ｓ2（ｔ）の推定値になり、サンプル・レート圧縮器１７２１の出力は、信号Ｓ3（ｔ）の推定値になり、サンプル・レート圧縮器１７３１の出力は、信号ＳN（ｔ）の推定値になり、サンプル・レート圧縮器１７４１の出力は、信号ｎ（ｔ）の推定値になる。
【０１６７】
後で示すように、本発明によるｉ＝０，．．Ｎに対する復調信号Ｄi（ｔ）の選択によって、出力信号
【外３９】
0004454854.tif 000081
およびｎ（ｋ）の雑音の影響を実質的に軽減または取り除くことが可能であり、信号間のクロストークを実質的に軽減または取り除くことも可能である。
【０１６８】
図１７で示すように、一組のＮ＋１信号Ｓi［ｋ］ｉ＝１，．．．Ｎおよびｎ（ｋ）は、速度Ｔ／ＱＮでサンプリングされるが、ここでＴは変調周期である。簡潔にするため、デシメーションレートＲ1は、因子Ｑと同じであると仮定する。Ｒ1＝Ｑなる仮定は、必ずしも必要な仮定ではないが、ここではどちらかと言えば数学を単純化するために使用される。信号は、以下の式により結合される。
【０１６９】
【数４２】
0004454854.tif 000082
【０１７０】
畳み込み演算子を示す記号＊を使用して、項Ｍi（ｋ）は、以下により与えられる。
【０１７１】
【数４３】
0004454854.tif 000083
【０１７２】
式中、
【０１７３】
【数４４】
0004454854.tif 000084
【０１７４】
および
【０１７５】
【数４５】
0004454854.tif 000085
【０１７６】
（式中、δ（ｋ）は、ｋ＝０については１、その他全てのｋの値については０であるクロネッカーのデルタ関数である。）更に、
【０１７７】
【数４６】
0004454854.tif 000086
【０１７８】
因子Ｑを用いて大幅低減を行う復調前つまりサンプル・レート圧縮ステージ１６２２の後、周波数領域の信号は、近似的に、以下により与えられる。
【０１７９】
【数４７】
0004454854.tif 000087
【０１８０】
式中、
【０１８１】
【数４８】
0004454854.tif 000088
【０１８２】
従って復調器の数列は以下により与えられる。
【０１８３】
【数４９】
0004454854.tif 000089
【０１８４】
式中、
【０１８５】
【数５０】
0004454854.tif 000090
【０１８６】
復調後低域フィルタ１６３０、１６４０、１７２０、１７３０、および１７４０、ならびに復調後サンプル・レート圧縮ステージ１６３２、１６４２、１７２１、１７３１、および１７４１では、変調／復調処理により生成される高周波の人為的産物を抑制する。但し、式４９は、Ｎ＝２に対する式４０まで縮小する。
【０１８７】
（適応復調）
前のセクションで説明したマルチチャネル復調前大幅低減技術は、調節可能な復調前のデシメーションレートおよび調節可能な復調後デシメーションレートを有する適応型マルチチャネルシステムにまで拡張することができる。図１８では、マルチチャネル変調器を適応型マルチチャネル変調器／復調器１８００に発展させたものを示す。図１８では、図１７で示したように、第１変調器１９１と第Ｎ変調器１７０２が示してある。信号入力Ｓ1（ｔ）および変調入力Ｍ1（ｔ）は、第１変調器１９１に供給される。信号入力ＳN（ｔ）および変調入力ＭN（ｔ）は、第Ｎ変調器１７０２に供給される。
【０１８８】
光検出器１５０は、加算器１９４および加算器１９６のようにモデル化される。変調器１９１、１９３、１７０１、および１７０３の出力は、まとめて加算器１９４で加算されて以下のコンポジット信号Ｍ（ｔ）を発生する。
【０１８９】
【数５１】
0004454854.tif 000091
【０１９０】
加算器１９４からの信号Ｍ（ｔ）は、加算器１９６に供給され、ここで、光検出器１５０によっても検出される周辺光、電磁気的ピックアップ等により生じたコンポジット雑音信号を表わす信号ｎ（ｔ）に信号Ｍ（ｔ）が加算される。加算器１９６の出力は、信号Ｍ’（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋ｎ（ｔ）であり、雑音成分および信号成分を含む。
【０１９１】
加算器１９６のＭ’（ｔ）信号出力（すなわち、検出器１５０の出力）は、信号処理ブロック１８００の入力に加えられる。信号処理ブロック１８００の内側では、信号Ｍ’（ｔ）は、最初に増幅器１９７を通して伝えられ、次にアナログ・バンド・パス・フィルタ１９８を通して伝えられる。アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８は、エイリアス除去および低周波雑音およびＤＣの除去を実現する。信号Ｓi（ｔ）の所望の信号成分は、変調信号Ｍi（ｔ）の演算により周波数シフトされて、アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８で伝えられる。
【０１９２】
アナログ・バンド・パス・フィルタ１９８の出力は、Ａ／Ｄ変換器１９９によりサンプリングされて、同変換器内でデジタル信号に変換されて、デシメーションブロック１８２０の入力に供給される。適応デシメーションブロック１８２０は、デジタル低域フィルタと、デシメーションレートＲ1を用いてサンプル・レートを減少させるサンプル・レート圧縮器とを具備する。フィルタ係数およびデシメーションレートＲ1は、適応アルゴリズムブロック１８５０の出力によって、適応デシメーションブロック１８２０の制御入力に供給される。式３５では、デシメーションレートＲ1がＱに等しいと仮定する。しかし、一般にＱの値は、デシメーションレートＲ1とは異なるであろう。適応デシメーションブロック１８２０の出力は、信号ＭＦ（ｋ）である。
【０１９３】
信号ＭＦ（ｋ）は、第1ミキサー１６２４の第１入力、第Ｎミキサー１７１２の第１入力、および雑音チャネルミキサー１７１３の第１入力に供給される。第１復調用信号Ｄ1（ｋ）は、信号発生器１８４１から第1ミキサー１６２４の第２入力に供給される。第４復調用信号ＤN（ｋ）は、信号発生器１８３１の出力から第Ｎミキサー１７１２に供給される。雑音復調用信号Ｄ0（ｋ）は、信号発生器１８３２の出力から雑音チャネルミキサー１７１３に供給される。信号発生器１８３１、１８３２、および１８４１の各発生器への制御入力は、適応アルゴリズム１８５０の出力により供給される。更に別の実施態様では、適応アルゴリズム１８５０は、信号処理装置１８００の下流部にある他の信号処理要素により制御されるものであってもよい。
【０１９４】
ミキサー１７１３、１６２４、および１７１２の出力は、それぞれの入力として、適応デシメーションブロック１８４０、１８３０、および１８３４にそれぞれ供給される。適応デシメーションブロック１８４０、１８３０、および１８３４の各ブロックでは、制御入力が適応アルゴリズムブロック１８５０の出力により供給される。適応デシメーションブロック１８４０の出力は、信号ｎ（ｔ）の推定値になり、同出力は、適応アルゴリズムブロック１８５０の入力に供給される。その代替の実施態様では、信号推定値
【外４０】
0004454854.tif 000092
も適応アルゴリズムブロック１８５０に供給される。
【０１９５】
デシメータ１８３０の出力は、信号
【外４１】
0004454854.tif 000093
であり、これは前に論じたように、Ｓ1（ｋ）の推定値になる。同様に、デシメーションブロック１８３４の出力は、ＳN（ｔ）の推定値になる。前に示したように、本発明によるｉ＝０，．．Ｎに対する復調信号Ｄi（ｔ）の選択によって、出力信号
【外４２】
0004454854.tif 000094
およびｎ（ｋ）の雑音の影響を実質的に軽減または取り除くことが可能であり、信号間のクロストークを実質的に軽減または取り除くことも可能である。
【０１９６】
図１８で示すように、一組のＮ＋１信号Ｓi［ｋ］ｉ＝１，．．．Ｎおよびｎ（ｋ）は、速度Ｔ／ＱＮでサンプリングされるが、ここでＴは変調周期であり、Ｒ1は、デシメーションブロック１８２０のデシメーションレートである。信号は、以下の式により結合される。
【０１９７】
【数５２】
0004454854.tif 000095
【０１９８】
適応デシメータ１８２０、１８４０、１８３０、および１８３４の各デシメータは、デジタル低域フィルタおよびサンプル・レート圧縮器を具備する。デジタル低域フィルタの特性（例えば、フィルタ係数の数、およびフィルタ係数の値）および各適応デシメータのサンプル・レート圧縮因子は、適応デシメータの制御入力へ提供される。制御入力は、適応アルゴリズム１８５０により駆動される。信号発生器１８３１、１８３２、および１８４１では、復調器１６２４、１７１２、および１７１３に対する復調数列をそれぞれ発生する。信号発生器１８３１、１８３２、および１８４１により生成される復調数列は、適応アルゴリズム１８５０により制御される。
【０１９９】
適応アルゴリズムでは、（適応復調器１８２０における）適応前デシメーションレートＲ1と、（適応復調器１８３０、１８３４、および１８４０における）復調後デシメーションレートＲ2とを、雑音推定値
【外４３】
0004454854.tif 000096
１７４６の雑音、および（随意に）信号
【外４４】
0004454854.tif 000097
に基づいて調節する。積Ｒ1Ｒ2は、Ａ／Ｄ変換器１９９の出力における信号Ｓ（ｋ）から信号処理ブロック１８００の出力における信号
【外４５】
0004454854.tif 000098
に至る全体のデシメーションレートである。適応アルゴリズムにより、積Ｒ1Ｒ2が変化するようにＲ1およびＲ2を調節することが可能であり、あるいは、適応アルゴリズムにより、積Ｒ1Ｒ2が実質的に一定になるようにＲ1およびＲ2を調節することが可能である。通常、適応アルゴリズムでは、Ｒ1Ｒ2積を一定に保っており、そのため、信号処理装置１８００の下流部にある信号処理ブロックは、実質的に一定のサンプル・レートで動作している。
【０２００】
通常、信号発生器１８４１、１８３１、および１８３２の各発生器は、繰返しの数の数列を発生する。数列内の要素の数は、デシメーション因子Ｒ1の関数である。図３に関連して前に論じたように、Ｒ1＝１である場合、各復調数列には好適には１４８の値が存在する。図１７に関連して前に論じたように、Ｒ1＝３７である場合、復調数列には、好適には４つの値しか存在しない。
【０２０１】
適応アルゴリズムでは、Ｒ1、Ｒ2、および適応デシメータ１８２０、１８３０、１８３４、および１８４０のフィルタ変換関数を選択して、出力信号
【外４６】
0004454854.tif 000099
の質を改善する。例えば、環境雑音の高い状況においては、（図１４および２０に関連して論じるように）比較的高次の高調波の出力信号が、環境雑音に汚染されていることが多い。従って、比較的高次の高調波は、環境雑音が存在する場合、好適には復調しない。比較的高次の高調波の復調を回避するため、適応復調器１８５０では、Ｒ1＝１およびＲ2＝３７を設定し、それによって、図３乃至１４に関連して説明した方法により復調することがある。その代わりに、適応復調器１８５０では、Ｒ1＝３７を設定してＲ2＝１を設定し、更に、適応デシメータ１８２０の低域フィルタの変換関数を設定して、極めて早いロールオフを実現する（それによって比較的高次の高調波をフィルタリングして除外する）。
【０２０２】
逆に、環境雑音の低い状況においては、比較的高次の高調波の出力信号は、環境雑音にそれほど汚染されておらず、従って、比較的高次の高調波は復調することができる。一実施態様では、比較的高次の高調波を復調するために、適応復調器１８５０ではＲ1＝３７を設定してＲ2＝１を設定して、図１７に関連して説明した方法により復調を行う。これは、潅流が低い場合、とりわけ好都合なことであるが、それは、潅流が低い場合、出力信号
【外４７】
0004454854.tif 000100
が通常非常に微弱になり、かつ不規則雑音により汚染されるからである。比較的高次の高調波を更に復調すると、（相関する）高調波が出力信号に加算されるため、信号対雑音比が増大し、（相関のない）雑音を平均化して除外する。こうして信号の強さが増大し、雑音が軽減される。
【０２０３】
当業界における熟練者ならば、前述の２つの段落における標本は、連続体上の２点だけであり、また適応アルゴリズム１８５０により、その連続体に係わる多くの好適な解を発生することができることを認識するであろう。
【０２０４】
（周辺光の阻止）
パルス式酸素計測装置において、雑音信号ｎ（ｔ）に対し大きく寄与しているものの１つは、光検出器１５０により検出される周辺光である。本発明の一態様では、都合の良いことに、周辺光の影響を復調後フィルタリングおよび大幅低減のステージで除去できるように、変調サンプリング速度ｆsおよび因子Ｑを選択する方法を提供する。但し、Ｑは、オン状態の周期の間のサンプル数であり（すなわち、変調信号サンプルが、Ｑ回オン状態になる）、好適には、復調前サンプル・レート圧縮器１６２２のデシメーションレートＲ1でもある（一般に、ＱおよびＲ1の値は、異なるものでよい）。式３５により説明した特定の実施態様では、値Ｑが復調前型デシメータ１８２０のデシメーションレートＲ1としても使用されることを仮定している。
【０２０５】
２つの高調波を復調する図３および１６で示したシステムでは、変調サイクルの周期は以下により与えられる。
【０２０６】
【数５３】
0004454854.tif 000101
【０２０７】
式中、ｆsは、サンプル・レートである。２つのライン式を定めると、
【０２０８】
【数５４】
0004454854.tif 000102
【０２０９】
式中、
【０２１０】
【数５５】
0004454854.tif 000103
（ｆa＝関係するライン周波数；ｎ＝関係するライン周波数の高調波数                                      ）
【０２１１】
故に以下の場合、周辺光に起因する影響は最小になる。
【０２１２】
【数５６】
0004454854.tif 000104
【０２１３】
式中、ＳＢＦは、復調後つまり大幅低減のステージ（例えば、１０Ｈｚの低域フィルタ１６３０およびサンプル・レート圧縮器１６３２等）のストップバンド周波数である。
【０２１４】
図１９は、ｆsおよびＱを選択する方法を示すフローチャートである。この方法は、周辺光周波数ｆaおよび影響力のある高調波成分ｎが特定される処理ブロック１９０２で始まる。影響力のある高調波は、検出器１５０により検出される時にシステムパフォーマンスを許容できるレベルより下に低下させる高調波として定められる。次に、処理は、処理ブロック１９０２から処理ブロック１９０４へ進む。処理ブロック１９０４では、処理ブロック１９０２で特定されたｆaおよびｎの値が、式５４に関連して、Ｔの許容できる値の集合を特定するために使用される。処理ブロック１９０４の終了と同時に、処理は、処理ブロック１８０６へ進む。処理１９０６では、処理ブロック１９０４で得られたＴの値および式Ｔ＝４Ｑ／ｆsを使用して、好適なｆsおよびＱの値が選択される。当業界における熟練者ならば、ＴがＱ／ｆsの比に比例するため、Ｔが分かってもｆsまたはＱの何れも唯一のものとして決定することにはならないことを認識するであろう。
【０２１５】
例えば、５０±１Ｈｚおよび６０±１Ｈｚの電力線周波数が与えられると、ｆa、図１９における方法の適用により、ｆs＝４６，８７５Ｈｚおよび許容できるＱ値が３７および４１という結果になる。
【０２１６】
【数５７】
0004454854.tif 000105
【０２１７】
第１８高調波までの全ての高調波が抑えられると仮定すると、ｎ＝１，．．，１８となる。好適な実施態様では、これらの値をｆaおよびｎに使用して、図１９における方法の適用により、ｆs＝４６，８７５Ｈｚおよび許容できるＱ値が３７および４１という結果になる。
【０２１８】
式５７に至る処理は、図２０によりグラフで示してあり、この図では、（Ｈｚ単位の）周辺光周波数ｆaの高調波が、（これもＨｚ単位の）プレチスモグラフ信号周波数に対してプロットしてある。図２０は、４４Ｈｚ乃至６４Ｈｚの周辺光周波数を示すｘ軸を備えている。周辺光周波数は、一般に（米国で）６０Ｈｚおよび（米国以外で）５０Ｈｚである電力線周波数に普通は対応する。しかし、通常、電力線周波数の変動範囲は若干変化するものであり、従って、図２０では、公称周波数の前後の周波数を示してある。
【０２１９】
図２０には、−１０Ｈｚ乃至１０Ｈｚのプレチスモグラフ信号周波数を示すｙ軸も示してある。当業界における熟練者ならば、負の周波数が前に説明した数学に現れるものであることを認識するであろう。特に、ベースバンドからある搬送波の周波数で変調された信号は、ベースバンド信号の周波数に対応する搬送波周波数より上の側波帯と、負のベースバンド周波数に対応する搬送波周波数より下の側波帯との２つの側波帯を呈する。従って、変調および復調を扱う場合、正負周波数を扱うことは好都合なことである。
【０２２０】
図２０には、周辺光周波数の第５、第６、第７、第１０、第１１、第１２、第１３、および第１４高調波に対応する高調波線も示してある。これらの高調波線は、電力線周波数の高調波の復調（ミキシングダウン）によりプレチスモグラフ信号内に生成された高調波に対応する。図２０にある線は、１／Ｔ＝３１６．７２Ｈｚについて式５４を使用して計算される。高調波線は、式５４から、ｙ（ｆa，ｎ）に対応するものもあり、ｚ（ｆa，ｎ）に対応するものもある。示してない高調波線（例えば第８高調波に対応する線）は、ｘ軸およびｙ軸の表示範囲を超えたものである。
【０２２１】
図２０は、式５６で示したストップバンド周波数を求めるために使用することができる。例えば、図２０の高調波線は、４９Ｈｚの周辺光周波数のストップバンド周波数を示しており、周辺光周波数の第１３高調波は、約３Ｈｚでプレチスモグラフ信号に現れる。従って、図２０では、１０Ｈｚのプレチスモグラフ帯域幅について、周辺光の最初の第１４高調波は、式５７と一致する約６１．２Ｈｚから約５８．５Ｈｚの間の周辺光周波数に対するプレチスモグラフ信号に全然現れないことを示している。１０Ｈｚのプレチスモグラフ帯域幅に対して現れる第１周辺高調波は、第５高調波および第１１高調波である。
【０２２２】
（その他実施態様）
本発明の好適な実施態様において、前に説明したハードウェアは、デジタル信号処理装置および関連する回路構成要素に実装される。ＬＥＤ変調ブロック１０４およびＬＥＤ復調状態テーブルブロック３５２は、デジタル信号処理装置により実行されるプログラムコードを用いて実行されるアルゴリズムを含み成る。その上更に、例えばハードウェア遅延値、ハードウェアひずみ値、およびハードウェアスケール値のような構成変数は、セットアップされる時にデジタル信号処理装置に入力として供給される。例えば、デジタル信号処理装置の主オペレーティングプログラムは、不揮発性ＲＯＭまたはＰＲＯＭに格納可能であり、変数は、セットアップ手続きの間にフラッシュメモリに格納することができる。このようなセットアップ手続きの間にデジタル信号処理装置と通信を行う技術は、当業界における熟練者にとって周知のものであり、ここでは詳細に説明することはしない。例えば、前に論じたコンフィギュレーションバス３１０は、このようなセットアップ手順の間のフラッシュメモリに対する通信経路である。コンフィギュレーションバス３１０に対し供給されたデータは、システムオペレータ（図示なし）が提供してもよいし、あるいは、様々な実施態様のＬＥＤ１０６、１０８および検出器１５０について維持されていたルックアップ表（図示なし）からデータを供給してもよい。
【０２２３】
測定対象のパラメータが被検体の体の部分を通って伝わる赤色光および赤外光の減衰であるパルス式酸素計測システムに関連して前に説明したが、ここで説明した方法および装置は、２種類またはそれ以上の信号が分析対象システムを通して伝えられる他の測定にも使用可能であることが理解されるはずである。特に、本発明は、ここで説明したように、２種類のパラメトリック信号が信号間に事前設定済のタイミング関係を有するものである分析対象システムに応じた２つの合成パラメトリック信号を復調するために使用することができる。
【００２２４】
当業界における熟練者ならば、デシメーションブロックに結合して設けられた低域フィルタにより、ロー・パス・フィルタリング以外の他のフィルタリング機能を実現できることを認識するであろう。従って、例えば低域フィルタ１６２０、１６２２、１６３０、１６４０、１６５０、１７２０、１７３０、および１７４０、ならびにデシメータ１８２０、１８３０、１８３４、および１８４０により、例えば、バンド・パス・フィルタリング、バンドストップフィルタリング等のような（ロー・パス・フィルタリング以外の）他のフィルタリング機能を実現してもよい。更に、復調後デシメーションレートＲ2は、各出力チャネルについて同一である必要はない。故に、例えば、図１８において、デシメータ１８４０が第１デシメーションレートＲ2＝ｒ1を有するとともに、デシメータ１８３０および１８３４が第２デシメーションレートＲ2＝ｒ2を有するものであってもよい。
【０２２５】
本発明の特定の実施態様に関連して前に説明したが、その実施態様の説明は、本発明の例示であり、限定することを意図したものではないことが理解されるはずである。種々の変形および用途は、当業界における熟練者にとっては、添付クレームに定義される本発明の精神および範囲から逸脱せずに心に浮かぶものであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  被検体の血液酸素飽和度を求めるために使用される本発明による信号処理システムを表現したものの一般的ブロック図である。
【図２】  図１のＬＥＤを通る電流の一般的波形と、その結果生じたＬＥＤにより発生した赤色光および赤外光の強度を示す図である。
【図３】  本発明による処理システム全体のブロック図である。
【図４】  横軸が周波数を表わし、縦軸が信号のＤＣおよび高調波成分のエネルギーを表わす、ｎ＝０，１，２，．．．，に対する第１変調信号Ｍ1（ｔ）の周波数スペクトルを示す図である。
【図５】  基本周波数が、通常の６０Ｈｚ電力の基本波および高調波と比べて、３１６．７Ｈｚになるように選択されている場合の本発明の第１および第２高調波の一般的スペクトルを示す図である。
【図６】  赤外線変調パルスをオフにした状態でＢの値を変化させている時の、赤色変調パルスに応じた測定された信号出力
【外４８】
0004454854.tif 000106
に対するＢの値の影響を示す図である。
【図７】  デジタル処理システムにおいて実行される本発明の好適な実施態様を示す図である。
【図８】  本発明の復調部分の詳細ブロック図である。
【図９】  本発明の変調部分の詳細ブロック図である。
【図１０】  図９の変調部分で発生した赤色駆動波形と赤外線駆動波形とを示す図である。
【図１１】  図８の復調部分で発生した復調波形を示す図である。
【図１２】  赤色パルスおよび赤外線パルスともにオフ状態である時間の間に、デジタル検出信号を時間領域でサンプリングして、環境雑音レベルに関する情報を得る方法を示す図である。
【図１３】  図１２の時間領域サンプリングを行うシステムのブロック図である。
【図１４】  信号周波数以外の周波数における雑音フロアを決定するための周波数領域サンプリングの方法を示す図である。
【図１５】  図１４の周波数領域サンプリングを行うシステムのブロック図である。
【図１６】  本発明の復調前大幅低減の実施態様による処理システム全体のブロック図を示す図である。
【図１７】  本発明の復調前大幅低減の実施態様によるマルチチャネル処理システムのブロック図である。
【図１８】  本発明の復調前大幅低減の実施態様による適応型マルチチャネル処理システムのブロック図である。
【図１９】  周辺光の影響を最小にするために変調周波数およびデシメーションレートを選択する方法のフローチャートである。
【図２０】  周辺光に因る干渉を最小にする復調システムをデザインするためのグラフによる方法に関連して使用されるグラフである。
【図１】
0004454854.tif 000107
【図２】
0004454854.tif 000108
【図３】
0004454854.tif 000109
【図４】
0004454854.tif 000110
【図５】
0004454854.tif 000111
【図６】
0004454854.tif 000112
【図７】
0004454854.tif 000113
【図８】
0004454854.tif 000114
【図９】
0004454854.tif 000115
【図１０】
0004454854.tif 000116
【図１１】
0004454854.tif 000117
【図１２】
0004454854.tif 000118
【図１３】
0004454854.tif 000119
【図１４】
0004454854.tif 000120
【図１５】
0004454854.tif 000121
【図１６】
0004454854.tif 000122
【図１７】
0004454854.tif 000123
【図１８】
0004454854.tif 000124
【図１９】
0004454854.tif 000125
【図２０】
0004454854.tif 000126