(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
望ましくない伝達関数ｓｉｎ（ｘ）／ｘを有するディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器に結合され、サンプルのディジタル変調信号を供給する入力部を備えるディジタル変調器を含む回路における装置であって、
所定の周波数帯を有するサンプルのディジタル変調信号源と、
前記ディジタル変調信号源と前記ディジタル変調器の入力部との間に結合され、前記所定の周波数帯に対応する、前記Ｄ／Ａ変換器より供給される信号の周波数の部分を補償する、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償回路と、を備え、
前記ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償回路の伝達関数が前記周波数の部分にわたりほぼ平坦な周波数応答を形成する、前記装置。
【請求項２】
前記ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償回路が、縦続接続で所定の補償機能を提供する第１と第２の伝達関数を有する縦続接続されたトランスバーサル・フィルタに対応する伝達関数を有する、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記ディジタル変調器が複素ディジタル変調器であり、前記トランスバーサル・フィルタが、スペクトルの対称を呈するＮタップ実数フィルタとスペクトルの非対称を呈するＭタップ復素フィルタ（ＭとＮは整数）である、請求項２記載の装置。
【請求項４】
望ましくない伝達関数ｓｉｎ（ｘ）／ｘを有するＤ／Ａ変換器に結合され、サンプルのディジタル変調信号を供給する入力を備えるディジタル変調器を含むシステムにおいて、前記望ましくない伝達関数を補償する方法であって、
所定の周波数帯を有する信号を表すデータ・サンプル値のストリームを供給するステップと、
前記データ・サンプル値のストリームを、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償するステップと、
補償された前記データ・サンプル値のストリームを前記ディジタル変調器の入力に加えるステップと、を含み、
前記ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償するステップは、前記所定の周波数帯に対応する、前記Ｄ／Ａ変換器より供給される被変調信号の周波数の部分について、前記周波数帯にわたりほぼ平坦な周波数応答を発生する、前記方法。
【請求項５】
前記ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償するステップは、縦続接続されたスペクトル的に対称のトランスバーサル・フィルタおよび非対称のトランスバーサル・フィルタ（そのうち少なくとも１つは複素フィルタである）に対応する伝達関数で前記データ・サンプル値のストリームを瀘波するステップを含み、トランスバーサル・フィルタのうち少なくとも１つは複素フィルタである、請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記ディジタル変調器の搬送波入力部に結合され、所定の搬送周波数を形成するサンプル値のストリームとして起こり、かつ所定のサンプリング周波数でサンプルされる、ディジタル搬送波源を更に含み、
前記所定のサンプリング周波数に関し、前記所定の搬送周波数は、アナログ信号の中心となる周波数の影像周波数である、請求項１記載の装置。
【請求項７】
前記ディジタル変調器が複素ディジタル変調器であり、
前記サンプルのディジタル変調信号が、前記所定の周波数帯域にわたるデータ・サンプル値から成る、ＤＣを中心とする実数（±Ｒ）と虚数（±Ｉ）の複素サンプルのデータストリームであり、サンプルの±Ｒおよび±Ｉデータストリームが、前記所定のサンプリング周波数で起こり、かつ特定の関数ｘ／ｓｉｎ（ｘ）に従って形状を修正される、請求項６記載の装置。
【請求項８】
前記ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償回路が、
前記アナログ信号の周波数帯内で任意の周波数ｆを形成するデータ・サンプル値から成る、ＤＣを中心とする±Ｒおよび±Ｉ複素サンプル・データストリームのうち１つがサンプリング周波数ｆｓで加えられると、それに応答する３‐タップ・フィルタを含み、該フィルタは、
【数１】
0004563561.tif 000013
の形式の周波数応答を有し、
それによって、周波数の関数としてデータ信号の大きさのスロープが、ｆｓの値、前記アナログ信号の前記周波数帯にわたるｆの値、およびｆの値が定められる精度に依存する量だけ線形にプレチルトされ、
それによって、前記プレチルトされたスロープが前記特定の関数ｘ／ｓｉｎ（ｘ）の望ましい形状に近似する、請求項７記載の装置。
【請求項９】
前記Ｄ／Ａ変換器に入力として加えられたサンプル値の前記ストリームが、１つの記号につき少なくとも４つのサンプル値から成り、その周波数帯域にわたり得られたアナログ信号の一部分が該アナログ信号の中心周波数に関して非平坦な形状を有し、かつ前記ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段が、縦続接続されたスペクトル的に対称のフィルタおよび非対称のフィルタを含み、前記対称フィルタは第１の周波数特性を有し、前記非対称フィルタは第２の周波数特性を有し、縦続接続で、前記特定の関数ｘ／ｓｉｎ（ｘ）の周波数を発生する、請求項６記載の装置。
【請求項１０】
前記ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償回路は、それに入力として加えられ前記サンプリング周波数で生じる、１記号につき少なくとも４サンプルの±Ｒおよび±Ｉデータストリームに作用し、
前記対称フィルタが、−Ａ＋Ｂ・ｚ−1−Ａｚ−２の形式のインパルス応答を有する、３タップ実数フィルタから成り、
前記非対称フィルタは、−Ｃ・ｊ＋ｚ−１＋−Ｃ・ｊ・ｚ−２（Ａ、Ｂ、Ｃは定数）の形式のインパルス応答を有する３タップ複素フィルタから成り、
前記アナログ信号は、第１と第２の搬送波をそれぞれ中心とする第１と第２チャンネルのテレビジョン信号のうち１つを構成し、そのチャンネル帯域幅にわたりほぼ平坦な大きさを有する、請求項９記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、テレビジョン受像機、特に、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）受像機のために、６３ＭＨｚ（チャンネル３）、６９ＭＨｚ（チャンネル４）または５．３８ＭＨｚ  ＩＦ（ベースバンド）を中心とする、帯域幅６ＭＨｚの入力信号を得る残留側波帯（ＶＳＢ：Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ  Ｓｉｄｅｂａｎｄ）ディジタル変調器に使用するのに適する、ディジタル・サンプル・ストリームを処理する種々の方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ｄ／Ａ変換器は離散的な一連のディジタル・サンプル値を入力とし、アナログ値を出力する。単一のディジタル入力値に対応するアナログ値は、入力されたサンプル値の間隔にわたり維持される。ディジタル・サンプル・データの領域において、離散的値（時間）のインパルス列は周期的な周波数スペクトルを有する。
Ｄ／Ａの変換器の「保持（ホールド：ｈｏｌｄ）」動作は、ｓｉｎ（πｆ／ｆｓ）／（πｆ／ｆｓ）｛ｓｉｎ（ｘ）／ｘで表す｝で乗算することにより、この周期的スペクトルを変更する。ここで、ｆはアナログ周波数（Ｈｚ）、ｆｓはディジタル・サンプル・レート（サンプル数／秒）である。周波数応答ｓｉｎ（ｘ）／ｘは周期的でなく、期間ω∈（−∞、∞）で定められる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のアプリケーションでは、Ｄ／Ａ変換器の周波数特性ｓｉｎ（ｘ）／ｘは、期間ｆ∈（−ｆｓ／２、ｆｓ／２）中に周波数応答ｘ／ｓｉｎ（ｘ）を有する、固定係数プレフィルタ（ｐｒｅ−ｆｉｌｔｅｒ）で補償される。このプレフィルタは、しばしばＤ／Ａでパッケージ（ｐａｋｃａｇｅ）される。この期間外にある周波数は正確に補償されないことに注目されたい。
【０００４】
本発明は、ＲＦ被変調信号のＤｉｒｅｃｔ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ（米国ＨＤＴＶ標準の８／１６ＶＳＢ被変調搬送波）に関連して  ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補正を行う。ここで、
１．望ましいＲＦ映像は、Ｄ／Ａ変換器の第１ナイキスト領域（−ｆｓ／２、ｆｓ／２）内にあるか、またはこの領域内にない。
２．システムにおける最低のサンプル・レートは、情報帯域幅を決定する、ディジタル変調の記号レート（ｓｙｍｂｏｌ  ｒａｔｅ）である。
３．システムにおける最高サンプル・レートはＤ／Ａの出力レートである。これは、典型的に、記号レートのＮ倍である。
４．伝送される帯域を補償することだけが必要なので、ｓｉｎ（ｘ）／ｘの補償は、帯域が分解できるのと同じくらい早期に伝送チェーン（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｃｈａｉｎ）において行われる。ＶＳＢ変調の場合、これは記号レートで行うことができ、従って、サンプル・レートの変換前または変換後に、そして変調前または変調後に、行われる。
５．補正は、補正点におけるその搬送周波数に依り、実数または複素数瀘波で行うことができる。ＨＤＴＶ信号の場合、データが搬送周波数０（これは複素数瀘波を必要とする）で複素数である、変調器における或る点で補正が行われる。
【０００５】
更に、１９９３年５月４日チャールズ  ビー．ディートリッヒ氏に発行され、本出願と同じ譲受人に譲渡された「ＤＡＣ歪み補償」という名称の米国特許第５，２０８，５９６号を参照されたい。この特許の開示は、ディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器のアナログ出力における固有のｓｉｎ（ｘ）／ｘロールオフを周波数の関数として補償する従来技術の方法を表している。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、テレビジョン信号の変調システムにおけるＤ／Ａ変換器の固有の伝達関数ｓｉｎ（ｘ）／ｘを補償する回路に向けられている。特に本発明は、変調された広帯域信号の比較的狭い帯域部分を補償するディジタル回路に向けられている。補償回路の全体的構成は、スペクトル的に対照および非対照の、縦続接続されたトランスバーサル・フィルタの特性を有する、トランスバーサル・フィルタである。
【０００７】
始めに、「ＤＣを中心とする」という表現は、周波数ゼロＨｚを中心とすることを言い、ＤＣ振幅を中心とすることではない。典型的に、これは、ＤＣに中心を置かれる信号変調帯域幅を指して言う。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１に示すのは、（１）ディジタル化されたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号サンプル・ストリームの源１００、（２）ディジタルＶＢＳ変調器１０２、（３）Ｄ／Ａ変換器１０４、および（４）アナログ・フィルタ１０６である。所望の信号情報を付加しその信号情報の形体を修正して、ストリーム源１００からのサンプル・ストリーム出力（ディジタルＶＳＢ変調器１０２に入力される）を得るために必要とされるディジタル処理手段（もしあれば）と共に、サンプル・ストリーム源１００に含まれるディジタル・プロダクト（ｄｉｇｉｔａｌ  ｐｒｏｄｕｃｔ）から、最初の信号情報が得られる。本発明の特徴を組み入れている、ディジタルＶＳＢ変調器の好ましい実施例を以下に詳細に説明する。とにかく、ディジタルＶＳＢ変調器１０２からのディジタル出力は、一定の比較的高いサンプル周波数で生じる被変調データ・サンプルのストリームから成り、Ｄ／Ａ変換器１０４でアナログ信号に変換された後に、５．３８ＭＨｚを中心とするチャンネル３、チャンネル４またはＩＦベースバンド信号を選択的に発生する。Ｄ／Ａ変換器１０４でアナログ信号に変換された後、サンプル周波数より上の周波数帯域外にある望ましくない周波数成分はアナログ・フィルタ１０６で除去される。
【０００９】
図２に示すように、ディジタルＶＳＢ変調器１０２は、１ＰＣＭ記号につき１サンプルからＤＣ中心への複素ＶＳＢ変換器２００（図３〜図７と関連して以下に説明する）、ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段（図８〜図１１と関連して説明する）、マルチスケール・ディジタル変調器２０４（図８〜図１１と関連して説明する）、および無符号変換手段２０６（以下に説明する）から成る。
【００１０】
サンプル源１００からのＰＣＭ信号サンプルのストリームは、ＶＳＢ変換器２００に入力され、変換器２００は２つのＶＳＢ出力ストリームを、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２に入力される、符号付きの実数（Ｒ）と虚数（Ｉ）の複素数の形式で得る。ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２からの、この２つの出力ストリーム（符号付き複素数の形式）は、マルチスケール・ディジタル変調器２０４に入力され、変調器２０４から、単一の出力ストリームが符号付きＲ（実数）の形式で取り出され、無符号変換手段２０６を介してＤ／Ａ変換器１０４に入力される。すなわち、無符号変換手段２０６は、同じ正（＋）の値を、単一の出力ストリームの各記号の符号（±）付きの値に加える。この正の値は、無符号変換手段２０６からの出力ストリームの各記号の合計値が正になるのに十分であり、従って、Ｄ／Ａ変換器１０４に入力されるすべての符号サンプルは正の値のみをとる。
【００１１】
本発明の好ましい実施例を説明する目的で、以下のように仮定する：
（１）ＶＳＢ変換器２００に入力として加えられるＰＣＭ符号サンプルの各ストリームは４ビットから成り、サンプル周波数クロック・レート１０．７６ＭＨｚで生じる３ビット（８ＶＳＢ）または４ビット（１６ＶＳＢ）の実数データを形成する；（２）ＶＳＢ変換器２００およびディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段はそれぞれサンプル周波数クロック・レート１０．７６ＭＨｚで動作する；そして（３）マルチスケール・ディジタル変調器２０４の入力、および出力サンプル周波数クロック・レートはそれぞれ、１０．８６ＭＨｚおよび８６．０８ＭＨｚ（すなわち、１０．７６ＭＨｚの８倍）であり、マルチスケール・ディジタル変調器２０４の動作サンプル周波数クロック・レートも、１０．７６ＭＨｚと８６．０８ＭＨｚに加えて、１０．７６ＭＨｚと８６．０８ＭＨｚの中間の少なくとも１つの劣調波成分（ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ）を含む。
【００１２】
図３に関して、ＶＳＢ変換器２００に入力される前述した４ビットのＰＣＭ符号サンプルのストリームに加えて、ＶＳＢ変換器２００は、より正確なＰＣＭパイロットＤＣ値（ｂ＞４で定められる）を有し、パイロット・トーンの振幅を望ましいレベルに調節するために利用できる。このｂ＞４ビットＰＣＭパイロットＤＣ値は変調信号として変調器３００‐Ｐに供給され、このストリームの４ビットＰＣＭ記号サンプルは各々、変調信号として変調器３００‐Ｓに供給される
。ディジタル符号値[１、−１、−１、１]で構成される４ビットの繰返しシーケンスのストリーム（サンプル周波数１０．ＭＨｚで生じる）は、ＤＣを中心とする搬送波として、変調器３００‐Ｐと３００‐Ｓに供給される。このサンプルのストリーム３０２｛１、‐１、‐１、１、１、‐１、‐１、１、１．．．｝は、関数ｃｏｓ（πｎ／２）−ｓｉｎ（πｎ／２）＝１．４１４*ｃｏｓ（πｎ／２＋π／４）の連続的各サイクルの各象限値（ｑｕａｄｒａｎｔ  ｖａｌｕｅ）を形成すると考えられる。ここで、１．４１４は２1/2の有理数近似値で、ｎ＝記号の指数（ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｄｅｘ）である。従って、変調器３００‐Ｐからの被変調パイロット出力ストリーム３０４‐Ｐ、および変調器３００‐Ｓからの被変調データ信号出力ストリーム３０４‐Ｓは、複素信号を符号化された形式で形成するために使用される実数の信号を構成する。すなわち、このような実数の信号は、各サイクルの各象限でサンプルされる、記号変調された正弦波から成り、実数の「余弦」成分は±符号付き非ゼロ値から成り、これは、復号化なしに、対応する複素信号の±符号付き非ゼロ値のＲ成分を構成するが、実数の「正弦」成分はゼロ値から成り、これは、符号化された形式で、対応する複素信号のゼロ値±Ｉ成分を構成する。従って、分岐され多重化されたＮタップ・ルート・ナイキストＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ３０６に入力される、被変調パイロット出力ストリーム３０４‐Ｐおよび被変調データ信号出力ストリーム３０４‐Ｓは何れもＤＣを中心とする実数の信号で、１記号につき１サンプルのみから成る。しかしながら、図３に示すように、フィルタ３０６から得られる出力は、ＤＣを中心とする複素ＶＳＢ符号サンプルのストリームから成り、±Ｒと±Ｉ成分は何れも非ゼロ値を有する。
【００１３】
更に詳しく言うと、Ｎタップ・フィルタ３０６は単一のフィルタであって、奇数のタップ（例えば、５５個のタップ）を有する。しかしながら、図４に示すように、Ｎタップ・フィルタ３０６は、第１の入力重み付き（Ｎ＋１）／２タップＦＩＲサブフィルタ３０８（例えば、２８タップ・サブフィルタ）、第２の入力重み付き（Ｎ−１）／２タップＦＩＲサブフィルタ３１０（例えば、２７タップ・サブフィルタ）、およびマルチプレクサ（ｍｕｘ）３１１に編成される。第１のサブフィルタ３０８は、Ｎタップ・フィルタ３０６の、すべての偶数番号のタップ０、２、４．．．．（Ｎ−３）および（Ｎ−１）から成り、第２のサブフィルタ３１０はＮタップ・フィルタ３０６のすべての奇数番号のタップ１、３、５．．．．（Ｎ−４）および（Ｎ−２）から成る。しかしながら、図４に示すように、サブフィルタ３０８と３１０からのデータ出力ストリーム３２４と３２６は、マルチプレクサ３１１にデータ入力ストリームとして供給され、マルチプレクサ３１１は各サンプル周期をサンプル周波数クロック・レート１０．７６ＭＨｚでトグル（ｔｏｇｇｌｅ）して、（１）サブフィルタ３０８からのデータ出力ストリーム３２４を、各奇数サンプル期間の間、±Ｒデータ出力ストリーム３２８に接続し、各偶数サンプル期間の間、±Ｉデータ出力ストリーム３３０に接続すると共に、（２）サブフィルタ３１０からのデータ出力ストリーム３２６を、各奇数サンプル期間の間、±Ｉデータ出力３３０に接続し、各偶数サンプル期間の間、±Ｒデータ出力ストリーム３２８に接続する。従って、連続するサンプル期間の関数として、データ出力ストリーム３３０の±Ｉサンプルとデータ出力ストリーム３２８の±Ｒサンプルとの関係は以下のようになる：
【表１】
0004563561.tif 000002
【００１４】
ここで、図５、図６、図７について述べる。図５は、第１のサブフィルタ３０８からのサンプル・ストリーム出力３２４内の連続的各サンプルの、Ｚ領域における正規化された大きさの値の関係を、実数平面と虚数平面でサンプルの位置の関数として示す（太線４００は、表１のサンプル期間（１）中の出力３２４のサンプルの位置を表す）。図６は、第２のサブフィルタ３１０からのサンプル・ストリーム出力３２６内の連続する各サンプルの、Ｚ領域における正規化された大きさの値の関係を、実数平面と虚数平面でサンプルの位置の関数として示す（太線４００は、表１のサンプル期間（１）中の出力３２６のサンプルの位置を表す）。図６と図７を比較すると、図６は明らかに、図５を時計方向に１／４シーケンス・サイクルだけ回転したものである。マルチプレクサ３１１により、第１のサブフィルタ３０８からのサンプル・ストリーム出力３２４と、第２のサブフィルタ３１０からのサンプル・ストリーム出力３２６は効果的に合計される。図７は、この合計のサンプル・ストリーム内の連続する各サンプルの、Ｚ領域における正規化された大きさの値の関係を示す（表１の出力３２８と３３０で表される）。図７に示すように、１シーケンス・サイクルの最初の１／４と１シーケンス‐サイクルの第４の１／４における、１の正規化された値は、１シーケンス・サイクルの第２の１／４と１シーケンス・サイクルの第３の１／４において正規化された値０に降下している。その結果、上方のＶＳＢ信号エネルギーは捕捉されるが、下側波帯のエネルギーは除去される。従って、実数の出力３２８と虚数の出力３３０（図４に示す）はフィルタ３０６（図３に示す）の、ＤＣを中心とする複素ＶＳＢ出力を構成する。
【００１５】
パイロット・トーン振幅制御を備える、１ＰＣＭ記号につき１サンプルからＤＣ中心へのＶＳＢ変換器２００（上述した）は、パイロット・トーン振幅制御を備える従来の１ＰＣＭ記号につき２サンプルからＤＣ中心へのＶＳＢ変換器よりも、ハードウェアの点で複雑性とコストが著しく低下する。第１に、必要とされるのは１ＰＣＭ記号につき２サンプルではなく１サンプルだけなので、ハードウェアが５０％減少される。第２に、複素変調器ではなく実数変調器３００‐Ｓと３００‐Ｐを使用することにより、ハードウェアが更に減少される。第３に、２個（すなわち、実数と虚数）のｎタップ・フィルタの代りに、１個の分岐された実数のｎタップ・フィルタを使用することにより、フィルタのハードウェアが更に５０％節約される。第４に、単一の分岐された実数のｎタップ・フィルタの使用による、ユニークなパイロット振幅制御方法により、ハードウェアが更に３５％節約される。第５に、１ＰＣＭ記号１サンプル／ＤＣ中心ＶＳＢ変換器からの複素出力の発生に複雑な数学を必要とせず、ハードウェアが更に減少される。
【００１６】
図２に見られるように、本発明の好ましい実施例で、ディジタルのｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段は、ＶＳＢ変換器２００からの、ＤＣを中心とする複素ＶＳＢサンプル・ストリーム出力（サンプル周波数１０．７６ＭＨｚで生じる）と、マルチスケール・ディジタル変調器２０４への入力との間に位置している。これは、一般に、比較的高いサンプル周波数は、より高い損失、より高い電流、望ましくない電磁妨害（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：ＥＭＩ）を発生する欠点を有するので、比較的低いサンプル周波数１０．７６ＭＨｚでディジタル的ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償を実施するほうが良いからである。しかしながら、本発明の範囲に従い、このシステムでは、マルチスケール・ディジタル変調器２０４内で±Ｒおよび±Ｉ複素データ・サンプル・ストリームが搬送波で実際に変調される前に、ディジタル的ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償が任意のサンプル周波数（８６．０８ＭＨｚを含む）で行なわれる。従って、マルチスケール・ディジタル変調器２０４を説明してから、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２を説明する。
【００１７】
入力として加えられる、１記号につき１サンプルの±Ｒおよび±Ｉストリーム（サンプル周波数１０．７６ＭＨｚで生じる）に応答して、使用者が制御する被変調出力として、（１）比較的低い擬似搬送周波数−２３．０８ＭＨｚを中心とする、１記号につき８サンプルの符号付き±Ｒストリーム、（２）更に低い擬似搬送周波数−１７．０８ＭＨｚを中心とする、１記号につき８サンプルの符号付き±Ｒストリーム；あるいは（３）非常に低い搬送周波数５．３８ＭＨｚを中心とする、１記号につき８サンプルの符号付き±Ｒストリーム（これら出力ストリームはすべてサンプル周波数８６．０８ＭＨｚで生じる）が、マルチスケール・ディジタル変調器２０４から選択的に得られる。−２３．０８ＭＨｚのディジタル出力ストリームは、無符号変換手段２０６とＤ／Ａ変換器１０４によりアナログに変換後、記号ストリーム変調された、望ましくない２３．０８ＭＨｚのアナログ信号と、望ましい６３ＭＨｚ（チャンネル３）のアナログ映像信号（６３ＭＨｚ＝（８６．０８−２３．０８）ＭＨｚ）の両方を生じる。同様に、−１７．０８ＭＨｚディジタル出力ストリームは、符号ストリーム変調された、望ましくない１７．０８ＭＨｚアナログ信号と、望ましい６９ＭＨｚ（チャンネル４）アナログ映像信号（６９ＭＨｚ＝（８６．０８−１７．０８）ＭＨｚ）の両方を生じる。５．３８ＭＨｚのディジタル出力ストリームは直接、符号ストリーム変調された望ましい５．３８ＭＨｚアナログ信号を生じる。
【００１８】
図８に、例示的なマルチスケール・ディジタル変調器２０４を示す。１記号につき１サンプルから１記号につき８サンプルへの変換手段８００はサンプル周波数８６．０８ＭＨｚで動作する。±Ｒおよび±Ｉ複素入力ストリームがｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２から変換手段に８００に入力されると共に、未変調のデータ記号値付き±Ｒおよび±Ｉ複素出力ストリームが変換手段８００から複素変調器８０２に変調入力として加えられる。チャンネル３について、擬似搬送波−２３．０８ＭＨｚ（周波数−２１．５２ＭＨｚ−１．５６ＭＨｚ）のサンプル値、チャンネル４について、擬似搬送波−１７．０８ＭＨｚ（周波数−２１．５２＋４．４４ＭＨｚ）のサンプル値、ベースバンドについて、５．３８ＭＨｚのサンプル値、を選択的に定める±Ｒおよび±Ｉ複素搬送波出力ストリームが、複素搬送波発生器８０４（サンプル周波数８６．０８ＭＨｚで動作する）から得られる。複素搬送波発生器８０４から、±Ｒおよび±Ｉ複素搬送波出力ストリームが複素変調器８０２に搬送波入力として加えられる。サンプル周波数８６．０８ＭＨｚで生じる、複素搬送波発生器８０４からの変調されたデータ記号値付き±Ｒおよび±Ｉ複素出力ストリームがブロック８０６に入力され、ブロック８０６は±Ｒ出力ストリームだけを無符号変換手段２０６に転送する。
【００１９】
複素発生器８０４の第１の構造的実施例は、位相制御手段（図９に示す）と共に、サンプル複素周波数発生器（図１１に示す）から成る。位相制御手段は、サンプル複素周波数発生器（図１１）に入力される位相制御値の５つのストリームを発生する。図９に示すように、これら５つのストリームは、（１）一定の（８６．０８ＭＨｚ）サンプル周波数Ｆｓで生じる、望ましい正弦波サンプル周波数Ｆｏ（チャンネル３については１．５６ＭＨｚ、チャンネル４については４．４４ＭＨｚ）の±Ｒおよび±Ｉストリームの位相値の発生（図１）に必要とされる位相制御値を定めるμおよび１８μストリーム；（２）サンプル複素周波数発生器（図１１）で必要とされる、ＰLSB、ＰMSB、ＰMDSB方形タイミング波形、から成る。
【００２０】
図９に関して述べると、定数値Ｊ（チャンネル３についてＪ＝３９、チャンネル４についてＪ＝１１１）は、第１の加数として第１の合計器９００に加えられる。第１の合計器９００からの合計出力ストリームの連続する各値は、ラッチ９０２により、サンプル周波数Ｆｓ（８６．０８ＭＨｚ）の１サンプル周期だけ遅延された後、係数Ｋ＝５３８二進論理手段９０４に入力される。論理手段９０４からの出力ストリームの各値は、第２の加数として第１の合計器９００に、そして第１の加数として第２の合計器９０６に、加えられる。係数Ｋ二進論理手段９０４への入力値が１とＫ−１（ここで、Ｋ−１＝５３７）との間にあれば、論理手段９０４からの出力値はその入力値に等しいが、論理手段への入力値がＫ−１より大きいとき（例えば、Ｋ≧５３８）は、論理手段からの出力値は、その入力値−Ｋ（例えば、Ｋ＝５３８）に等しくなる。従って、Ｊと第１の合計器９００とラッチ９０２と係数Ｋ二進論理手段９０４との組合せにより、論理手段９０４から出力値が得られる。出力値は、各サンプル周期ごとに正の値Ｊだけ増加し続け、ついに累積された正の値が正のＫの値よりも高くなると、その時点で、正のＫの値はこの累積値から差し引かれる。−Ｋ／２（例えば、−Ｋ／２＝−２６９）は第２の加数として第２の合計器９０６に加えられる。従って、第２の合計器９０６からの出力ストリームのそれぞれの合計値は、−２６９〜＋２６８の範囲に入り、かつサンプル複素周波数発生器（図１１）へのμ位相制御入力ストリームを構成し、（すべてが正の値をとらずに）０値を中心として集まる。このμ位相制御入力ストリームのそれぞれの値にブロック９０８で１８を掛け、出力ストリームを形成し、このサンプル複素周波数発生器（図１１）への１８μ位相制御入力ストリームを構成する。
【００２１】
係数Ｋ二進論理手段９０４は、正のＫ値をその累積された値から差し引くたびごとに、２ビット二進カウンタ９１０および遅延フリップフロップ９１２に入力としてラップ（ｗｒａｐ）クロックを供給する。最下位ビットＰLSBと最上位ビットＰMSB出力ストリームのそれぞれの二進状態は、カウンタ９１０から複素サンプル周波数発生器（図１１）へタイミング制御入力ストリームとして供給される。また、ＰMSB出力ストリームはカウンタ９１０から遅延フリップフロップ９１２に入力ストリームとして供給され、遅延フリップフロップ９１２から出力ストリームが排他的ＯＲゲート９１４の第１の入力に供給される。サンプル複素周波数発生器（図１１）からの±Ｉ出力ストリームの位相符号に対する、±Ｒ出力ストリームの位相符号（望ましい）に対応する、選択された指数符号値は排他的ＯＲゲート９１４の第２の入力に供給される。排他的ＯＲゲート９１４からの出力ストリームは、サンプル複素周波数発生器（図１１）へのＰMDSBタイミング制御入力ストリームを構成する。
【００２２】
図１１について述べると、ＰMDSBタイミング制御入力は、一連の９個の１サンプル周期（例えば、８６．０８ＭＨｚ）遅延ラッチ（１０００‐１〜１０００‐９）に供給される。ＰLSBタイミング制御入力は、一連の６個の１サンプル周期遅延ラッチ（１００１‐１〜１００１‐６）に供給される。ＰMSBタイミング制御入力は一連の９個の１サンプル周期遅延ラッチ（１００２‐１〜１００２‐９）に供給される。μ位相制御入力は一連の７個の１サンプル周期遅延ラッチ（１００３‐１〜１００３‐７）に供給される。そして１８μ位相制御入力は、Ｒチェーン（ｃｈａｉｎ）を成す１０個の１サンプル周期遅延ラッチ（１００４‐１〜１００４‐１０）に供給される。
【００２３】
Ｒチェーンを成す各遅延ラッチ１００４‐１、１００４‐３、１００４‐６、１００４‐９の直後に、対応する符号（Ｓ）手段１００５‐１、１００５‐３、１００５‐６、１００５‐９がある。符号手段１００５‐１と１００５‐６の各符号値は、対応する遅延ラッチ１００１‐１と１００１‐６からの出力の二進値に従って決定される。インバータ１００６‐３が存在するので、符号手段１００５‐３の符号値は、遅延ラッチ１００１‐３からの出力の二進値を反転して決定される。符号手段１００５‐９の符号値は、遅延ラッチ１０００‐９からの出力の二進値に従って決定される。
【００２４】
Ｒチェーンの遅延ラッチ１００４‐２、１００４‐５、１００４‐８の直後に、対応する合計器１００７‐２、１００７‐５、１００７‐８がある。合計器１００７‐２によって、値３１が遅延ラッチ１００４‐２からの出力値に加えられる。合計器１００７‐５によって、値４１が遅延ラッチ１００４‐５からの出力値に加えられる。合計器１００７‐８によって、値２６が遅延ラッチ１００４‐８からの出力値に加えられる。
【００２５】
Ｒチェーンの遅延ラッチ１００４‐４と１００４‐７の直後に、対応する乗算器１００８‐４と１００８‐７がある。乗算器１００８‐４は、第１の複素指数変調関数のＲ部分を実行し、遅延ラッチ１００４‐４からの出力値と遅延ラッチ１００３‐４からの出力値を掛け合わせる。乗算器１００８‐７は、第２の複素指数変調関数のＲ部分を実行し、遅延ラッチ１００４‐７からの出力値と遅延ラッチ１００３‐７からの出力値を掛け合わせる。図１１のラッチ１００４‐１０からの出力値のストリームは、複素数搬送波発生器８０２からの±Ｒ出力ストリームを構成する。ディジタル回路の設計に技量を有する者には、合計器１００７‐８からの信号出力は、多項式関数：
【数２】
0004563561.tif 000003
の形式で表されることが認められるであろう。図１１の例示的回路では、α、β、κ、ρの値は、それぞれ、１８、３１、４１、２６である。この処理チェーンにおける最後の符号回路１００５‐９は単に、±Ｒ値の極性を決定するだけである。
【００２６】
遅延ラッチ１００４‐１からの出力ストリーム１８μ（１サンプル周期だけ遅延された図１１への入力ストリーム１８μ）を、遅延ラッチ１００４‐１に対応する遅延ラッチが不在の場合を除き、前述したＲチェーンに対応するＩチェーンに供給することにより、複素搬送波発生器８０２からの±Ｉ出力ストリームは図１１において得られる。具体的に言うと、Ｉチェーンは、遅延ラッチ１００９‐２〜１００９‐１０、符号手段１０１０‐１、１０１０‐３、１０１０‐６、１０１０‐９、合計器１０１１‐２、１０１１‐５、１０１１‐８、乗算器１０１２‐４、１０１２‐７から成る。
【００２７】
インバータ１００６‐１と１００６‐６が存在するので、符号手段１０１０‐１と１０１０‐６の各符号値は、対応する遅延ラッチ１００１‐１と１００１‐６からの出力の二進値を反転して決定される。符号手段１０１０‐３の符号値は遅延ラッチ１００１‐３からの出力の二進値に従って決定される。符号手段１０１０‐９の符号値は遅延ラッチ１００２‐９からの出力の二進値に従って決定される。
【００２８】
Ｉチェーンの合計器１０１１‐２、１０１１‐５、１０１１‐８は、Ｒチェーンの合計器１００７‐２、１００７‐５、１００７‐８と同じ機能を実行し、Ｉチェーンの乗算器１０１２‐４と１０１２‐７は、乗算器１００８‐４と１００８‐７によって実行されたＲチェーンのための第１と第２の指数変調関数と同様な、第１と第２の指数変調関数のＩ部分を実行する。合計器１０１１‐８の出力は多項式関数：
【数３】
0004563561.tif 000004
で表される。符号回路１０１０‐９は単に±Ｉ出力信号の極性を決定するだけである。
【００２９】
サンプル複素周波数発生器（図１１に示す）の動作において、このサンプル複素周波数発生器からの±Ｒおよび±Ｉサンプル出力ストリームより発生される波形のタイプは、μを掛けた値と、ＲおよびＩチェーンの合計器に加えられる加数のそれぞれの値とにより決定される。この場合、μを掛けるそれぞれの値と、ＲおよびＩチェーンの合計器に加えられる加数である３１、４１、２６は最小エイリアス（ａｌｉａｓ）エネルギーの、４タップ補間値であり、これは、このサンプル複素周波数発生器からの±Ｒおよび±Ｉサンプル出力ストリームのために複素正弦波の形状を定める。しかしながら、これらの±Ｒおよび±Ｉサンプル出力ストリームのサンプリング周波数Ｆｓで発生された望ましい周波数の値Ｆｏは、図１１に供給されるμおよび１８μ入力ストリームの連続的サンプルの位相値により決定される（周波数は位相の時間的変化率に等しいからである）。具体的に言うと、Ｆｏ／Ｆｓ≦１／４であれば、比率４Ｆｏ／Ｆｓは、整数比Ｊ／Ｋ（図９）に等しい。従って、チャンネル３についてサンプリング周波数８６．０８ＭＨｚで−２３．０８ＭＨｚの擬似搬送波を得るために適正な望ましい周波数−１．５６ＭＨｚと−２１．５２ＭＨｚは、Ｊの値３９により、そしてＫの値５３８により、発生される。同様に、チャンネル４について、サンプリング周波数８６．０８ＭＨｚで−１７．０８ＭＨｚの擬似搬送波を得るために適正な望ましい周波数４．４４ＭＨｚおよび−２１．５２ＭＨｚは、Ｊの値１１１により、そしてＫの値５３８により、発生される。更に、Ｊに整数値２６９を使用し、Ｋに整数値１０７６を使用して、Ｊ／Ｋ＝１／４を得ることにより、望ましい５．３８ＭＨｚベースバンド搬送波ＦｏはＦｓ＝８６．０８ＭＨｚで得られる。
【００３０】
図１と図２に戻り、ディジタルＶＳＢ変調器１０２のマルチスケール・ディジタル変換器２０４からの±Ｒサンプル出力ストリームは、とりわけ、選択され記号変調された擬似搬送周波数（例えば、１記号につき８サンプルで変調された−１７．０８ＭＨｚまたは−２３．０８ＭＨｚの擬似搬送周波数あるいは５．３８ＭＨｚの搬送周波数であって、その各周波数は８６．０８ＭＨｚでサンプルされる）を形成する。マルチスケール・ディジタル変換器２０４からの、このサンプルされた±Ｒ値の出力ストリームは、無符号変換手段２０６によりすべて正（＋）のＲ値の出力ストリームに変換された後、ディジタル・サンプルのストリームとして、Ｄ／Ａ変換器１０４の入力に供給される。Ｄ／Ａ変換器１０４からのアナログ出力中に含まれるのは、擬似搬送周波数（−１７．０８ＭＨｚまたは−２３．０８ＭＨｚ）を中心とする記号帯域幅６ＭＨｚの信号のサンプリング周波数（８６．０８ＭＨｚ）に対して影像周波数（チャンネル４について６９ＭＨｚ、チャンネル３については６３ＭＨｚ）を中心とする記号帯域幅６ＭＨｚの信号、または５．３８ＭＨｚを中心とする記号帯域幅６ＭＨｚのベースバンド信号である。アナログ・フィルタ１０６は周波数通過帯域を有し、これは６９ＭＨｚを中心とするチャンネル４の信号、６３ＭＨｚを中心とするチャンネル３の信号、および５．３８ＭＨｚを中心とするベースバンド信号を通過させるが、これは記号変調された−１７．０８ＭＨｚと−２３．０８ＭＨｚの擬似搬送波信号を何れも排除する。
【００３１】
前述した従来技術の米国特許第５，２０８，５９６号で開示されたように、Ｄ／Ａ変換器のアナログ出力の固有のｓｉｎ（ｘ）／ｘロールオフを補償するために、ディジタル信号の特定の周波数または周波数帯域で利得係数ｘ／ｓｉｎ（ｘ）をディジタル的に使用することが必要である。従来技術では、このｘ／ｓｉｎ（ｘ）利得係数は、それがＤ／Ａ変換器に入力として加えられる直前に、ディジタル信号に作用する。しかしながら、これは本発明では実用的でない。何故なら、関連する周波数帯域には、ベースバンド信号（５．３８ＭＨｚを中心とする）に加えて、チャンネル３とチャンネル４の帯域幅６ＭＨｚの信号（６９ＭＨを中心とする）が含まれ、ＤＡ変換器１０４に入力として供給されるディジタル信号（サンプリング周波数８６．０８ＭＨｚでサンプルされる）には、帯域幅６ＭＨｚの変調された擬似搬送波−２３．０８ＭＨｚ（チャンネル３の影像）または帯域幅６ＭＨｚの変調された擬似搬送波−１７．０８ＭＨｚ（チャンネル４の影像）が含まれるからである。これに関して、図１２は、−８６．０８ＭＨｚ〜８６．０８ＭＨｚに及ぶ周波数範囲にわたるｓｉｎ（ｘ）／ｘ（１２００）の正規化された大きさのグラフである。また図１２は、−６９ＭＨｚ（チャンネル４）、−６３ＭＨｚ（チャンネル３）、擬似搬送波−２３．０８ＭＨｚ、擬似搬送波−１７．０８ＭＨｚ、ベースバンド−５．３８ＭＨｚ、ベースバンド５．３８ＭＨｚ、擬似搬送波１７．０８ＭＨｚ、擬似搬送波２３．０８ＭＨｚ、６３ＭＨｚ（チャンネル３）をそれぞれ中心とする６ＭＨｚにわたるｓｉｎ（ｘ）／ｘ（１２００）の可変的効果を示す。図１３で、ｘ／ｓｉｎ（ｘ）（１３００）と、帯域幅６ＭＨｚのチャンネル３、チャンネル４およびＩＦ５．３８ＭＨｚ（ベースバンド）との交差点で示されるように、平坦になるために帯域幅６ＭＨｚにわたるｘ／ｓｉｎ（ｘ）チルト（傾斜）の補正を必要とするのは、ベースバンド（５．３８ＭＨｚ中心）、チャンネル３（６３ＭＨｚ中心）およびチャンネル４（６９ＭＨｚ中心）の帯域幅６ＭＨｚにわたりスペクトル形状を成すｓｉｎ（ｘ）（１２００）の「スロープ（ｓｌｏｐｅ）」だけである。
【００３２】
各中心周波数５．３８ＭＨｚ、６３ＭＨｚ、６９ＭＨｚについて適正なｘ／ｓｉｎ（ｘ）利得値は、Ｄ／Ａ変換器１０４で使用されるＤＣ基準値を変更することにより達成される。しかしながら、搬送波を変調する±Ｒおよび±Ｉ複素サンプル・データ・ストリームに先立って行われる、本発明のディジタル的ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段による働きで、これらのサンプル・データ・ストリームのサンプリング周波数で帯域幅６ＭＨｚにわたるスペクトル形状の「スロープ」のｘ／ｓｉｎ（ｘ）チルト補正が適正に行なわれる。好ましくは、図２のように、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２は、マルチスケール変調器２０４の直前に位置し、サンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで生じる、１記号につき１サンプル±Ｒおよび±Ｉ複素ＤＣ中心データ・ストリームのサンプルに作用する。
【００３３】
サンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで動作する、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補正手段２０２は、帯域幅６ＭＨｚにわたる５．３８ＭＨｚ、６３ＭＨｚまたは６９ＭＨｚのｓｉｎ（ｘ）／ｘスペクトル形状について、簡単で近似的な、線形スロープ（ｘ）／ｓｉｎ（ｘ）チルト補正、あるいはこれらのスペクトル形状について、曲線に適合する一層正確なスロープｘ／ｓｉｎ（ｘ）チルト補正、を行うことができる。
【００３４】
この近似法は、ＶＳＢ変換器２００からｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２にいたる±Ｒおよび±Ｉ複素データ入力ストリームに作用する、下記の３タップ・フィルタで実施される。
【数４】
0004563561.tif 000005
このフィルタは、Ｄ／Ａ変換器１０４により「ｓｉｎ（ｘ）／ｘ」があとで課せられる（ｉｍｐｏｓｅ）「チルト（ｔｉｌｔ）」と反対方向に、これらの±Ｒおよび±Ｉ複素データ入力ストリームをプレチルトする。しかしながら、この近似法では全く逆にするのではなく、「補正された」帯域にパラボラ状の歪みを生じる。とにかく、ＤＣにおけるプレチルト・フィルタの周波数応答のスロープを、Ｄ／Ａ変換器１０４より生じるｓｉｎ（ｘ）／ｘスロープと逆にするために、５．３８ＭＨｚ、６３ＭＨｚまたは６９ＭＨｚを中心とする各帯域に使用するαの値を定める必要がある。これに関連して、以下の２つの方程式を参考にする：
【数５】
0004563561.tif 000006
【数６】
0004563561.tif 000007
αについてこの２つの方程式を解くと、
【数７】
0004563561.tif 000008
５．３８ＭＨｚを中心とするベースバンドに対し、αの値＝０．０１６４０４６７１１３（これは、精度の変化にともない、０、１／６４、１７／１０２４を近似値とすることができる）。６３ＭＨｚを中心とするチャンネル３に対し、αの値＝０．３８１５５０１５０４（精度の変化にともない、３／８、４９／１２、９７／２５６２４を近似値とすることができる）。６９ＭＨｚを中心とするチャンネル４に対し、αの値＝０．４４６９８７６０４７５０１５０４（精度の変化にともない、７／１６、２９／６４、５７／１２８を近似値とすることができる）。
【００３５】
比較的粗雑な近似値α＝０に対して、５．３８ＭＨｚを中心とするベースバンドの帯域幅６ＭＨｚでは、ｓｉｎ（ｘ）／ｘスペクトル形状の線形スロープ補正を必要とせずに、平坦なスペクトル形状（図１４の実線１４００ａで示す）が得られる。しかしながら、６３ＭＨｚを中心とするチャンネル３のｓｉｎ（ｘ）／ｘスペクトル形状（図１５の点線１４０２ｂで示す）の帯域幅６ＭＨｚでは、線形スロープ補正のために比較的粗雑な近似値α＝３／８で、平坦なスペクトル形状（図１５の実線１４００ｂで示す）が得られる。同様に、６９ＭＨｚを中心とするチャンネル４のｓｉｎ（ｘ）／ｘスペクトル形状（図１６の点線１４０２ｃで示す）の帯域幅６ＭＨｚは、線形スロープ補正のために比較的粗雑な近似値α＝７／１６で、平坦なスペクトル形状（図１６の実線１４００ｃ）が得られる。
【００３６】
ｓｉｎ（ｘ）／ｘスペクトル形状の実際のスロープは非線形なので、前述の近似的プレチルト技法は最善の水準に次ぐものであるが、それでも有効である。この近似的プレ‐チルト技法では、生じるアナログ信号のルート（平方根：ｒｏｏｔ‐ｒａｉｓｅｄ）余弦形状を歪ませる結果となるが、テレビジョン受像機の等化器はこの残存する欠陥を補償することができる。
【００３７】
しかしながら、６３ＭＨｚを中心とするチャンネル３あるいは６９ＭＨｚを中心とするチャンネル４の帯域幅６ＭＨｚにわたり非線形のｓｉｎ（ｘ）／ｘスロープと事実上マッチしてスペクトルのスロープ形状を補正する、非線形のｘ／ｓｉｎ（ｘ）プレチルト技法を提供することも、本発明の特徴である。
【００３８】
この非線形ｘ／ｓｉｎ（ｘ）プレチルト（ｐｒｅ−ｔｉｌｔ）技法では、補償しようとするチャンネルにおけるＤ／Ａ変換器１０４のｘ／ｓｉｎ（ｘ）特性は、そのチャンネルの中心に関して偶数および奇数の対称部分に分解される。弓形をしている偶数対称部分は、（チャンネルの中心ではなくＤＣに関して）実数係数偶数対称フィルタとマッチしている。奇数対称部分は｛ｘ／ｓｉｎ（ｘ）／（（１−２*β）＋２*β*ｃｏｓ（２*π*ｆ／ｆs））｝に等しく、１記号につき４サンプル以上において、望ましい６ＭＨｚ補正帯域幅に亘って残存する線形の形状を効果的に有する（これは、Ｄ／Ａ変換器１０４に加えられる被変調波データストリームの、１記号につき８サンプルによって十二分に満足させられる）。この残存する線形の奇数対称部分は、複素係数奇数非対称フィルタとマッチしている。
【００３９】
好ましくは、縦続接続の偶数対称フィルタと奇数非対称フィルタによる、ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２におけるフィルタリングは、１記号につき１サンプル±Ｒおよび±Ｉ複素ＤＣ中心データストリームのサンプルについてサンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで起こる。チャンネル帯域幅６ＭＨｚにおけるシンボル（記号）レート１０．７６Ｍｓｙｍ／ｓｅｃで、補償はｚ領域内で単位円の５５％にわたり行われる（ｚ-1＝ｅ-jwTs、Ｔｓ＝記号の間隔（時間））。ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補正手段２０２で補正されている信号は、特定のアナログ・チャンネル（例えば、ＴＶチャンネル３または４）に属し、サンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで１記号につき１サンプルの処理で早めに予め補正されている（チャンネル３については図１７を、チャンネル４については図１９を参照）が、それによって打ち消されている影響は、８倍のサンプリング周波数８６．０８９ＭＨｚでクロックされているＤ／Ａ変換器１０４によりあとで起こされる（チャンネル３については図１８を、チャンネル４については図２０を参照）。従って、後者の場合、補正されているチャンネルはｚ領域内の単位円の７％しか表していない（ｚ-1＝ｅ-jwTs/8、Ｔｓ＝記号の間隔（時間））。
【００４０】
以下は、サンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで使用するための、偶数対称フィルタおよび奇数非対称フィルタについてのそれぞれのインパルス応答である：
【数８】
0004563561.tif 000009
【数９】
0004563561.tif 000010
【００４１】
パラメータ（α、β）は、１記号につき１サンプルでＤＣを中心とするＶＳＢ信号をプリ‐シェイプして、Ｄ／Ａ変換器１０４のｘ／ｓｉｎ（ｘ）周波数特性は選択されたＴＶチャンネルについて補正される。チャンネル３について、α＝７１／５１２、β＝５／２５６。チャンネル４について、α＝３／１６、β＝９／２５６。
【００４２】
以下は、サンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで使用するための偶数対称フィルタおよび奇数非対称フィルタについてのそれぞれの周波数応答である：
【数１０】
0004563561.tif 000011
【数１１】
0004563561.tif 000012
【００４３】
図１７で、１５００は、周波数期間−６≧Ｆ≧６ＭＨｚにわたる、ｘ／ｓｉｎ（ｘ）関数（π*Ｆ／８６．０８）／（ｓｉｎ（π*（Ｆ−６３）／８６．０８））のプロットであり、１５０２は、チャンネル３について、縦続接続された偶数および奇数フィルタの周波数応答のプロット（ｐｌｏｔ）である。チャンネル３の帯域６ＭＨｚ内で、プロット１５０２はプロット１５００と一致しているが、チャンネル３のこの６ＭＨｚの帯域外では、プロット１５０２はプロット１５００から著しく離れている。図１８で、１５０４は、Ｄ／Ａ変換器１０４の入力におけるチャンネル３の帯域幅にわたる、ｘ／ｓｉｎ（ｘ）関数（π*Ｆ／８６．０８）／（ｓｉｎ（π*Ｆ／８６．０８））のプロットであり、１５０６は、Ｄ／Ａ変換器１０４の入力がチャンネル３の帯域幅にわたりＤ／Ａ変換器１０４によるｓｉｎ（ｘ）／ｘロールオフを受けた後、アナログ・フィルタ１０６からの平坦な出力のプロットである。
【００４４】
図１９は、周波数期間−６≧Ｆ≧６ＭＨｚにわたるｘ／ｓｉｎ（ｘ）関数（π*Ｆ／８６．０８）／（ｓｉｎ（π*（Ｆ−６９）／８６．０８））のプロットであり、１６０２は、チャンネル４について、縦続接続された偶数および奇数フィルタの周波数応答のプロットである。チャンネル４の帯域６ＭＨｚ内でプロット１６０２はプロット１６００と一致しているが、チャンネル４のこの６ＭＨｚの帯域外では、プロット１６０２はプロットから著しく離れている。図２０で、１６０４は、Ｄ／Ａ変換器の入力におけるチャンネル４の帯域幅にわたる、ｘ／ｓｉｎ（ｘ）関数（π*Ｆ／８６．０８）／（ｓｉｎ（π*Ｆ／８６．０８））のプロットであり、１６０６は、チャンネル４の帯域幅にわたりＤ／Ａ変換器１０４の入力がＤ／Ａ変換器１０４によるｓｉｎ（ｘ）／ｘロールオフを受けた後、アナログ・フィルタ１０６からの平坦な出力のプロットである。
【００４５】
±Ｒおよび±Ｉデータ・ストリームが搬送波で変調される前に、スロープ形状のｘ／ｓｉｎ（ｘ）補正が起こる限り、このシステムにおいて補正はいかなるサンプリング周波数でも行うことができる。従って、図８で、スロープ形状のｘ／ｓｉｎ（ｘ）補正は、１記号１サンプル／１記号８サンプル変換手段８００からの±Ｒおよび±Ｉデータストリーム出力についてサンプリング周波数８６．０８ＭＨｚで行われる。縦続接続の偶数対称および奇数非対称補正フィルタへの補正の分割（ｐａｒｔｉｔｉｏｎｉｎｇ）は高いサンプリング周波数８６．０８ＭＨｚにおいて、低いサンプリング周波数１０．７６ＭＨｚにおけるのと同じように行われる。しかしながら、低いサンプリング周波数１０．７６ＭＨｚでは、７タップの偶数および奇数のフィルタを必要としたが、高いサンプリング周波数８６．０８ＭＨｚでは、３タップの偶数および奇数フィルタしか必要としない。さらに具体的に言うと、チャンネル３について、３タップ偶数フィルタのインパルス応答は−３／８＋７／４・ｚ-1−３／８・ｚ-2であり、ゼロ遅延フィルタの応答７／４−３／４*ｃｏｓ（２・π・Ｆ／Ｆs）を有し、３タップ奇数フィルタのインパルス応答は−２１／６４・ｊ＋ｚ-1＋（−２１／６４）・ｊ・ｚ-2であり、ゼロ遅延フィルタの応答１＋２１／３２*ｓｉｎ（２・π・Ｆ／Ｆs）を有する。
チャンネル４について、３タップ偶数フィルタのインパルス応答は、−３／４＋５／２・ｚ-1−３／４・ｚ-2で、ゼロ遅延フィルタの応答５／２‐３／２*ｃｏｓ（２・π・Ｆ／Ｆｓ）を有し、３タップ奇数フィルタのインパルス応答は、‐２９／６４・ｊ・ｚ-1＋（‐２９／６４）・ｊ・ｚ-2で、ゼロ遅延フィルタの応答１＋２９／３２*ｓｉｎ（２・π・Ｆ／Ｆｓ）を有する。図２１に、例示的な３タップ縦続接続トランスバーサル（ＦＩＲ）フィルタを示す。このフィルタの動作はディジタル回路の設計に技量を有する者に容易に理解されるであろう。
【００４６】
しかしながら、単位時間当たりの動作数の点で、比較的高いサンプリング周波数８６．０８ＭＨｚで動作する、縦続接続の３タップ偶数および奇数フィルタを使用するよりも、比較的低いサンプリング周波数１０．７６ＭＨｚで動作する、縦続接続の７タップ偶数および奇数のフィルタを使用するほうが能率的である。
【００４７】
更に、ディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段２０２は、ＶＳＢ変換器２００の上述したマルチプレクサ（ｍｕｘ）３１１と動作が同様なマルチプレクサを組み入れており、これにより、すべての計算されたｘ／ｓｉｎ（ｘ）の値（実数値）は、±Ｒデータ出力ストリームとしてマルチプレクサから転送されると共に、すべての計算されたｘ／ｓｉｎ（ｘ）の値（虚数値）は±Ｉデータ出力ストリームとしてマルチプレクサから転送される。
【００４８】
ディジタルＶＳＢ変調器１０２の実用的なハードウェアの実施において、すべての計算を行うために、２ビット二進符号の補数が使用された。更に、上述した本発明の多数の特徴はすべてディジタル式ＶＳＢ変調器１０２に組み入れられているが、これらの発明的特徴の１つまたはそれ以上のサブセットは、ディジタル式ＶＳＢ変調器１０２とは異なる種々のタイプの装置に広く一般に利用できる。
従って、本発明は特許請求の範囲でのみ制限されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＶＳＢディジタル変調器を含み、ＰＣＭサンプルのストリームの源から前記ディジタル変調器に入力として供給されるディジタル化されたＰＣＭサンプルのストリームからＨＤＴＶの入力信号を得るための装置の機能的なブロック図である。
【図２】図１に示すＶＳＢディジタル変調器の構成要素の機能的ブロック図である。
【図３】図２に示す、１ＰＣＭ記号につき１サンプル／ＤＣ中心ＶＳＢ変換器の好ましい実施例を示す。
【図４】図３に示す、分岐され多重されたＮタップ・ルート・ナイキストＦＩＲフィルタの詳細を示す。
【図５】図４に示す分岐され多重されたＮタップ・ルート・ナイキストＦＩＲフィルタがＶＳＢ変換器出力を発生する状態をグラフで示す。
【図６】図４に示す分岐され多重されたＮタップ・ルート・ナイキストＦＩＲフィルタがＶＳＢ変換器出力を発生する状態をグラフで示す。
【図７】図４に示す分岐され多重されたＮタップ・ルート・ナイキストＦＩＲフィルタがＶＳＢ変換器出力を発生する状態をグラフで示す。
【図８】チャンネル３、チャンネル４およびベースバンドについてデータ変調されたそれぞれの搬送周波数を定めるサンプル値のストリームを、所定のサンプリング周波数で得るための設計方法を使用する、図２のマルチスケール・ディジタル変調器の実施例を示す。
【図９】図８の複素搬送波発生器の別の実施例を示す。
【図１０】図８の複素搬送波発生器の別の実施例を示す。
【図１１】図８の複素搬送波発生器の別の実施例を示す。
【図１２】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１３】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１４】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１５】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１６】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１７】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１８】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図１９】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図２０】図２に示すディジタルｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段の動作を説明するのに役立つグラフである。
【図２１】縦続接続された代表的なｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償フィルタのブロック図である。
【図２２】縦続接続された代表的なｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償フィルタのブロック図である。
【符号の説明】
１００  ディジタル化されたＰＣＭ信号サンプルのストリームの源
１０２  ディジタルＶＳＢ変調器
１０４  Ｄ／Ａ変換器
１０６  アナログ・フィルタ
２００  １ＰＣＭ記号につき１サンプル／ＤＣ中心の複素ＶＳＢ変換器
２０２  ディジタル式ｓｉｎ（ｘ）／ｘ補償手段
２０４  マルチスケール・ディジタル変調器
２０６  無符号変換手段
３０６  分岐され多重されたＮタップ・ルート・ナイキストＦＩＲ・フィルタ
８００  １記号につき１サンプル／１記号につき８サンプル変換手段
８０２  複素変調器
９０４  二進論理手段
９１０  ２ビット二進カウンタ
９１２  遅延フリップフロップ
９１４  排他的ＯＲゲート
９１６  リスケーラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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