(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正極側入力端子と正極側出力端子との間に第一の自己消弧型スイッチング素子を接続し、負極側入力端子と前記正極側出力端子との間に第一の整流素子を接続し、前記正極側入力端子と負極側出力端子との間に第二の整流素子を接続し、前記負極側入力端子と前記負極側出力端子との間に第二の自己消弧型スイッチング素子を接続してなるチョッパブリッジと、
該チョッパブリッジの入力端子間に接続した直流電源と、
該チョッパブリッジの出力端子間に直列接続したリアクトルと充電用整流素子とコンデンサと、
前記チョッパブリッジを駆動するチョッパブリッジ駆動回路部と、
前記チョッパブリッジ駆動回路部を制御することで、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子を所定の時間導通させた後に消弧し、前記第一および第二の整流素子に転流させて三角波状の電流波形で前記コンデンサを第一段充電として充電するチョッパ動作と、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子を再度導通させて、前記直流電源と前記リアクトルと前記コンデンサとからなる共振回路により正弦半波状の電流波形で所定の電圧まで該コンデンサを第二段充電として充電する共振充電動作とを順次行わせる演算回路部と
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
正極側入力端子と正極側出力端子との間に第一の自己消弧型スイッチング素子を接続し、負極側入力端子と前記正極側出力端子との間に第一の整流素子を接続し、前記正極側入力端子と負極側出力端子との間に第二の整流素子を接続し、前記負極側入力端子と前記負極側出力端子との間に第二の自己消弧型スイッチング素子を接続してなるチョッパブリッジと、
該チョッパブリッジの入力端子間に接続した直流電源と、
該チョッパブリッジの出力端子間に直列接続した変圧器と充電用整流素子とコンデンサと、
前記チョッパブリッジを駆動するチョッパブリッジ駆動回路部と、
前記チョッパブリッジ駆動回路部を制御することで、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子を所定の時間導通させた後に消弧し、前記第一および第二の整流素子に転流させて三角波状の電流波形で前記コンデンサを第一段充電として充電するチョッパ動作と、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子を再度導通させて、前記直流電源と前記変圧器の漏れインダクタンスと前記コンデンサとからなる共振回路により正弦半波状の電流波形で所定の電圧まで該コンデンサを第二段充電として充電する共振充電動作とを順次行わせる演算回路部と
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
正極側入力端子と正極側出力端子との間に第一の自己消弧型スイッチング素子を接続し、負極側入力端子と前記正極側出力端子との間に第一の整流素子を接続し、前記正極側入力端子と負極側出力端子との間に第二の整流素子を接続し、前記負極側入力端子と前記負極側出力端子との間に第二の自己消弧型スイッチング素子を接続してなるチョッパブリッジと、
該チョッパブリッジの入力端子間に接続した直流電源と、
該チョッパブリッジの出力端子間に直列接続したリアクトルと変圧器と充電用整流素子とコンデンサと、
前記チョッパブリッジを駆動するチョッパブリッジ駆動回路部と、
前記チョッパブリッジ駆動回路部を制御することで、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子を所定の時間導通させた後に消弧し、前記第一および第二の整流素子に転流させて三角波状の電流波形で前記コンデンサを第一段充電として充電するチョッパ動作と、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子を再度導通させて、前記直流電源と前記リアクトルと前記変圧器の漏れインダクタンスと前記コンデンサとからなる共振回路により正弦半波状の電流波形で所定の電圧まで該コンデンサを第二段充電として充電する共振充電動作とを順次行わせる演算回路部と
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
前記充電用整流素子と前記コンデンサとを含む直列回路に転流用スイッチング素子を並列接続したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】
前記演算回路部は、前記共振充電動作の後にさらに、前記コンデンサの電圧が所定の値に達した時点で前記転流用スイッチング素子を導通させ、該コンデンサに流れる充電電流を急速に該転流用スイッチング素子に転流させて充電を停止する充電電流転流動作を行わせることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記直流電源に接続した直流電源電圧測定用分圧器と、
前記コンデンサに接続したコンデンサ電圧測定用分圧器と、
前記直流電源電圧値をＶｉ、前記コンデンサの充電開始前の電圧値をＶｏｐおよび前記コンデンサの充電電圧目標値をＶｏｅとしたときに、
前記演算回路部は、前記チョッパ動作の際に｛Ｖｉ−（Ｖｏｅ−Ｖｏｐ）／２｝なる値を演算し、該演算値をコンデンサの充電電圧値が超えた時点で、前記第一および第二の自己消弧型スイッチング素子の消弧を行わせることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記充電用整流素子が充電用スイッチング素子に置き換えられたことを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記コンデンサと負荷との間に負荷用スイッチング素子、負荷用整流素子および磁気スイッチのうちの少なくとも１つを接続したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記負荷が放電励起レーザであることを特徴とする請求項８記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主に繰り返しコンデンサ放電を行うためのコンデンサ充電に用いられる電源装置に関するものであり、特に放電励起レーザ装置に適した電源技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
コンデンサとリアクトルの直列共振を利用した共振充電において、コンデンサ電圧が設定値に達したところでリアクトルの両端に接続された環流用スイッチング素子を点弧することにより直列共振回路のＱ値を瞬間的に低下させ、具体的にはリアクトルに流れている電流を循環させることで、それ以後の充電を停止して所定のコンデンサ充電電圧を得る、ｄｅ−Ｑ（デキュー）と呼ばれる充電制御方法が知られている。
図１４に示す従来回路例においては、第１のサイリスタ１０１を点弧して共振充電を開始し、出力側コンデンサ電圧が設定値に達したところで第２のサイリスタ１０２を点弧して、リアクトルの電流を第２のサイリスタの回路で環流させて充電を停止するｄｅ−Ｑ動作を行っていた。
図１５は従来回路の電流・電圧波形図で、この時の充電電流瞬時値ｉおよび該第２のサイリスタ１０２の電流ｉｑ２およびコンデンサ電圧瞬時値ｖの波形を示す。
【０００３】
コンデンサを繰り返し充放電する応用例において、特に充電電圧目標値が繰り返される毎に変化する場合は、通常直流電源の電圧を急速には変化させられないので、環流用スイッチング素子を点弧して、それ以後の充電を停止するタイミングを変化させる必要がある。特に充電電圧目標値が低下した時には、リアクトルに流れる電流値が比較的大きい時点で環流用スイッチング素子を点弧する必要があり、リアクトルに残されていたエネルギーが損失となって発熱が増えるという問題があった。
さらに、この時コンデンサの回路に流れている比較的大きな充電電流を環流用スイッチング素子の回路に転流させるまでの時間が長くなり、この間にコンデンサの電圧が余分に上昇して充電電圧制御の誤差が増大するという問題もあった。
【０００４】
また、繰り返し放電を行うパルス電源装置においては、充放電用のコンデンサの電圧値は充電開始時にゼロとなっていない例が多い。例えば負荷回路に誘導性リアクタンスや変圧器を含む場合には、充電電圧と逆極性の電圧が残り、放電灯のような抵抗成分が支配的な非線型負荷の場合は充電電圧と同極性の電圧が残る場合が多かった。
【０００５】
共振充電においては、図１２の共振充電波形図の充電電流およびコンデンサ電圧の時間変化グラフに示すように、コンデンサの電圧波形は直流電源電圧値Ｖｉを中心値とし、これとコンデンサの充電開始前の電圧値Ｖｏｐと直流電源電圧値Ｖｉとの差すなわち（Ｖｉ−Ｖｏｐ）を初期振幅とする減衰振動となるので、直流電源電圧値Ｖｉ、コンデンサの充電開始前の電圧値Ｖｏｐおよびコンデンサ充電電圧目標値Ｖｏｅには次の関係が成立しているのが望ましい。
【０００６】
【数１】
0004570752.tif 000002
【０００７】
〔数１〕において、Ｖｃｏｍｐは共振回路の損失分の補填、および／または転流動作を行うための電圧補正項である。
【０００８】
〔数１〕の右辺の値がＶｉを超えると、共振充電でコンデンサの電圧をＶｏｅまで充電することができなくなるため、直流電源電圧値Ｖｉの値はＶｏｅ／２よりもある程度高めにしておく必要がある。従来の共振充電型の電源装置においては、コンデンサ充電電圧目標値Ｖｏｅが低い場合や、コンデンサの充電開始前の電圧値Ｖｏｐが負の値となった場合は、〔数１〕の右辺の値よりも直流電源電圧値Ｖｉが高くなり、コンデンサの充電電圧が高くなる方向となり、充電電流値が下がらないうちに充電停止するので、その時点でリアクトルに残っているエネルギーが消費されるために損失が増えたり、充電電流が転流する時間を要し、この間の充電電流によって充電電圧制御の精度が悪くなるという問題があった。
【０００９】
本発明に関連しては、下記の先行技術が公知であるが、上記の問題点を有しているか、あるいはその解決手段として複雑な回路構成および／または制御方法を必要としていた。
特願平８−５２４９６０  「エネルギーを取り戻すパルス電力生成回路」
US PAT. No.5,729,562 PULSE POWER GENERATING CIRUCUIT WITH ENERGY RECOVERY
US PAT. No.6,028,872 HIGH PULSE RATE PULSE POWER SYSTEM WITH RESONANT POWER SUPPLY
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、コンデンサの充電電圧目標値が繰り返される毎に変化する場合にも損失が少なく、かつ充電電圧の誤差が小さいコンデンサ充電用電源装置を実現するものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
すなわち、正極側入力端子２ａと正極側出力端子２ｃとの間に第一の自己消弧型スイッチング素子２１を接続し、負極側入力端子２ｂと正極側出力端子２ｃとの間に第一の整流素子２２を接続し、正極側入力端子２ａと負極側出力端子２ｄとの間に第二の整流素子２３を接続し、負極側入力端子２ｂと負極側出力端子２ｄとの間に第二の自己消弧型スイッチング素子２４を接続してなるチョッパブリッジ２と、該チョッパブリッジ２の入力端子２ａ、２ｂ間に接続した直流電源１と、該チョッパブリッジ２の出力端子２ｃ、２ｄ間に直列接続したリアクトル３と充電用整流素子５とコンデンサ６と、チョッパブリッジ２を駆動するチョッパブリッジ駆動回路部１３と、チョッパブリッジ駆動回路部１３を制御することで、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を所定の時間導通させた後に消弧し、第一および第二の整流素子２２，２３に転流させて三角波状の電流波形でコンデンサ６を第一段充電として充電するチョッパ動作と、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を再度導通させて、直流電源１とリアクトル３とコンデンサ６とからなる共振回路により正弦半波状の電流波形で所定の電圧まで該コンデンサ６を第二段充電として充電する共振充電動作とを順次行わせる演算回路部１２とを備えることを特徴とする電源装置である。
【００１２】
また、正極側入力端子２ａと正極側出力端子２ｃとの間に第一の自己消弧型スイッチング素子２１を接続し、負極側入力端子２ｂと正極側出力端子２ｃとの間に第一の整流素子２２を接続し、正極側入力端子２ａと負極側出力端子２ｄとの間に第二の整流素子２３を接続し、負極側入力端子２ｂと負極側出力端子２ｄとの間に第二の自己消弧型スイッチング素子２４を接続してなるチョッパブリッジ２と、該チョッパブリッジ２の入力端子間に接続した直流電源１と、該チョッパブリッジ２の出力端子間に直列接続した変圧器８と充電用整流素子５とコンデンサ６と、チョッパブリッジ２を駆動するチョッパブリッジ駆動回路部１３と、チョッパブリッジ駆動回路部１３を制御することで、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を所定の時間導通させた後に消弧し、第一および第二の整流素子２２，２３に転流させて三角波状の電流波形でコンデンサ６を第一段充電として充電するチョッパ動作と、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を再度導通させて、直流電源１と変圧器８の漏れインダクタンスとコンデンサ６とからなる共振回路により正弦半波状の電流波形で所定の電圧まで該コンデンサ６を第二段充電として充電する共振充電動作とを順次行わせる演算回路部１３とを備えることを特徴とする電源装置である。
【００１３】
また、正極側入力端子２ａと正極側出力端子２ｃとの間に第一の自己消弧型スイッチング素子２１を接続し、負極側入力端子２ｂと正極側出力端子２ｃとの間に第一の整流素子２２を接続し、正極側入力端子２ａと負極側出力端子２ｄとの間に第二の整流素子２３を接続し、負極側入力端子２ｂと負極側出力端子２ｄとの間に第二の自己消弧型スイッチング素子２４を接続してなるチョッパブリッジ２と、該チョッパブリッジ２の入力端子間に接続した直流電源１と、該チョッパブリッジ２の出力端子間に直列接続したリアクトル３と変圧器８と充電用整流素子５とコンデンサ６と、チョッパブリッジ２を駆動するチョッパブリッジ駆動回路部１３と、チョッパブリッジ駆動回路部１３を制御することで、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を所定の時間導通させた後に消弧し、第一および第二の整流素子２２，２３に転流させて三角波状の電流波形でコンデンサ６を第一段充電として充電するチョッパ動作と、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を再度導通させて、直流電源１とリアクトル３と変圧器８の漏れインダクタンスとコンデンサ６とからなる共振回路により正弦半波状の電流波形で所定の電圧まで該コンデンサ６を第二段充電として充電する共振充電動作とを順次行わせる演算回路部１３とを備えることを特徴とする電源装置である。
【００１４】
そして、上記充電用整流素子５とコンデンサ６とを含む直列回路に転流用スイッチング素子４を並列接続したことを特徴とする電源装置である。
【００１５】
また、演算回路部１２は、共振充電動作の後にさらに、コンデンサ６の電圧が所定の値に達した時点で転流用スイッチング素子４を導通させ、該コンデンサ６に流れる充電電流を急速に該転流用スイッチング素子４に転流させて充電を停止する充電電流転流動作を行わせることを特徴とする電源装置である。
【００１６】
さらに、直流電源１に接続した直流電源電圧測定用分圧器１４と、コンデンサ６に接続したコンデンサ電圧測定用分圧器１５と、直流電源電圧値をＶｉ、コンデンサの充電開始前の電圧値をＶｏｐおよびコンデンサの充電電圧目標値をＶｏｅとしたときに、演算回路部１２は、前記チョッパ動作の際に｛Ｖｉ−（Ｖｏｅ−Ｖｏｐ）／２｝なる値を演算し、該演算値をコンデンサ６の充電電圧値が超えた時点で、第一および第二の自己消弧型スイッチング素子２１，２４の消弧を行わせることを特徴とする電源装置である。
【００１７】
そして、上記充電用整流素子５が充電用スイッチング素子５ａに置き換えられたことを特徴とする電源装置である。
【００１８】
また、上記コンデンサ６と負荷７との間に負荷用スイッチング素子９、負荷用整流素子および磁気スイッチのうち少なくとも１つを接続したことを特徴とする電源装置である。
【００１９】
さらに、上記負荷７が放電励起レーザ１１であることを特徴とする上記の電源装置である。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明の電源装置においては、上記のチョッパブリッジ２を設け、必要なエネルギーが直流電源１から供給された段階で、第一のスイッチング素子２１および第二の自己消弧型スイッチング素子２４を消弧することで、リアクトル３および／または変圧器８の漏れインダクタンスに蓄えられているエネルギーのうち、コンデンサ６の充電に寄与しない分はその大部分が、第一の整流素子２２および第二の整流素子２３を通じて上記直流電源に回生される。
【００２１】
また、充電を三角波状の電流波形でコンデンサ６を第一段充電するチョッパ動作とそれに続いて正弦半波状の電流波形でコンデンサ６を第二段充電する共振充電動作とを順次行う充電方法を取ることで、充電目標電圧が毎回変わったり、充電開始前のコンデンサ電圧値が変動するような場合でも、第二段充電の開始時点のコンデンサ電圧を最適化し、損失が少なくかつ充電電圧精度の良好な充電動作を行うことができる。
【００２２】
さらに、充電用整流素子５とコンデンサ６の直列回路に対して並列に転流用スイッチング素子４を含む回路を設け、充電の終期にコンデンサ６の電圧が目標値に達した時点で転流用スイッチング素子４を点弧して、充電電流を転流させることで０．１％以内の高精度に充電電圧を制御する。このような高精度の充電は、特に負荷回路に磁気スイッチ１０を用いる場合、その動作タイミングを例えば１０ｎｓ以下の低ジッタ時間に抑えることを可能とする。また、本発明を放電励起レーザ１１の電源装置として用いた場合、出力エネルギーを精密に制御することができる。
【００２３】
【実施例】
図１は、本発明の電源装置の一実施例の回路図であり、図１により本発明の実施を詳述する。直流電源１にチョッパブリッジ２の入力端子２ａ，２ｂを接続し、該チョッパブリッジ２の出力端子２ｃ，２ｄ間にリアクトル３と充電用整流素子５とコンデンサ６との直列回路を接続する。該コンデンサ６に並列に負荷用スイッチング素子９と負荷７との直列回路を接続する。上記直流電源１の両端に直流電源電圧測定用分圧器１４の入力端子を接続し、上記コンデンサ６の両端にコンデンサ電圧測定用分圧器１５の入力端子を接続する。上記直流電源電圧測定用分圧器１４の出力端子および上記コンデンサ電圧測定用分圧器１５の出力端子は各々演算回路部１２の入力端子に接続される。また、上記チョッパブリッジ２の出力回路に設けられた変流器１６の出力端子も上記演算回路部１２の他の入力端子に接続される。さらに該演算回路部１２には充電指令信号ＣＨＧおよびコンデンサ充電電圧目標値Ｖｏｅの信号が入力される。上記演算回路部１２のチョッパブリッジ操作指令信号の出力端子はチョッパブリッジ駆動回路部１３の入力端子に接続される。該チョッパブリッジ駆動回路部１３の２組の出力端子には、上記チョッパブリッジ２の第一の自己消弧型スイッチング素子２１および第二の自己消弧型スイッチング素子２４のゲート端子が各々接続される。
【００２４】
本発明の電源装置において、チョッパブリッジ２を設けることで、充電停止時にリアクトル３に残っているエネルギーを直流電源１に回生することができる。
すなわち、図１に示す回路図において、演算回路部１２が充電指令信号ＣＨＧを受けると、チョッパブリッジ駆動回路１３を介して第一の自己消弧形スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を導通させ、直流電源１、上記第一の自己消弧形スイッチング素子２１、リアクトル３、充電用整流素子５、コンデンサ６、上記第二の自己消弧形スイッチング素子２４から上記直流電源１へ戻る回路に通電し、主に上記リアクトル３と上記コンデンサ６の共振による正弦波状の電流を流す。直流電源電圧値Ｖｉは直流電源電圧測定手段１４により、また、コンデンサ電圧瞬時値ｖはコンデンサ電圧測定用分圧器１５により測定されて上記演算回路部１２へ入力される。また、上記リアクトル３の電流は変流器１６により測定されて上記演算回路部１２へ入力される。上記コンデンサ６の電圧が後述する〔数２〕で示される値に達したことを上記演算回路部１２で判定し、この時点で、上記第一の自己消弧形スイッチング素子２１および上記第二の自己消弧形スイッチング素子２４を消弧させることにより、電流は上記第一の整流素子２２および上記第二の整流素子２３を通じて上記直流電源１に逆方向に流れ、上記リアクトル３に残っていたエネルギーの一部は上記直流電源１に回生され、一部は上記コンデンサ６に蓄えられ、理想的にはエネルギー損失は生じない。
【００２５】
上記チョッパブリッジ２の自己消弧形スイッチング素子２１および２４を消弧させる時点は以下の演算により決定する。すなわち、直流電源電圧値Ｖｉ、コンデンサ電圧瞬時値ｖ、コンデンサ充電電圧目標値Ｖｏｅ、コンデンサ静電容量値Ｃ、充電電流瞬時値ｉおよびインダクタンス値Ｌに対し、次の関係が成立した時点とする。
【００２６】
【数２】
0004570752.tif 000003
【００２７】
この時点ではｖ＝Ｖｉを中心とした電圧振動の電気エネルギーが、来るべき電流ゼロ点において上記コンデンサ６の電圧をコンデンサ充電電圧目標値Ｖｏｅにするのに必要な値となる。〔数２〕においてＶｃｏｍｐは共振回路の損失分の補填および／または転流動作を行うための電圧補正項である。この演算は上記演算回路部１２の高速高精度アナログ演算回路において実行される。デジタル演算による方法も可能であり、この場合にはＡ／Ｄ変換器の変換速度の限界による遅延時間を補正する手段が必要となる。
【００２８】
図１３は、本実施例における充電電流とコンデンサ電圧の時間変化を示す図である。図１３においてＶｏｐはコンデンサ充電開始前の電圧値、Ｖｏｅはコンデンサ充電電圧目標値、Ｖｉは直流電源電圧値である。自己消弧形スイッチング素子２１、２４を時刻ｔ＝ｔｏにおいて点弧し、時刻ｔ＝ｔｓにおいて消弧させている。
【００２９】
充電完了後、適当なタイミングで負荷用スイッチング素子９をオンし、コンデンサ６、上記負荷用スイッチング素子９および負荷７からなる回路で放電して負荷７にパルス電力を与える。
【００３０】
ここでは自己消弧形スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を示したが、ＧＴＯ、ＧＣＴ、ＦＥＴのような他の固体スイッチング素子を用いても同様の効果がある。また、上記直流電源１には本発明で必然となるパルス充放電に耐えるような平滑コンデンサをその出力端に並列接続することが望ましい。
【００３１】
図２は、本発明の電源装置の他の実施例の部分回路図であり、変圧器８を図１のチョッパブリッジ２の出力端子２ｃ、２ｄに接続したものである。
【００３２】
特にコンデンサ６の電圧を高くする要求がある場合に、入力側と出力側の電圧の整合を取るために変圧器８が必要となる。装置の小型化を目的として、共振充電用のリアクトル３を上記変圧器８の漏れインダクタンスで代用することも可能である。この場合には、前述または後述する演算の際、巻数比に従って電圧値を換算する必要がある。
【００３３】
本発明の電源装置の他の実施例について、図３の回路図、図１７の演算回路部構成図、および図６の充電電流およびコンデンサ電圧の時間変化グラフにより詳述する。本実施例の図３の回路図の電源装置は、図１に示す回路図において、チョッパブリッジ２の出力回路に設けられた変流器１６を省いた構成としている。
【００３４】
本実施例においては図６に示すように、２段階に分けた充電制御を行う。その目的は、チョッパブリッジ２の自己消弧型スイッチング素子の電力損失が消弧時の電流値に大きく依存し、大電流領域での消弧がより大きな電力損失を生じるので、第一段の回生チョッパ動作時に低い電流値での消弧を行い、第二段では共振充電により基本的には消弧を行わないことで損失を低減させて装置の効率をさらに良くすることである。
【００３５】
図１７において、信号名Ｖｏｅはコンデンサ充電電圧目標値、Ｖｉは直流電源電圧値、ｖはコンデンサ電圧瞬時値、ＣＨＧは充電指令信号、Ｖｏｐはコンデンサの充電開始前の電圧値、ＧＡＴＥ−Ｃ．は充電ゲート信号であり、ブロック記号ＤＩＦ．は差動増幅器、ＡＲＩ．は演算器、Ｓ．Ｈ．はサンプルホールド回路、ＴＩＭ１およびＴＩＭ２は各々第一および第二のタイマ、ＯＲは論理和回路を示す。
演算回路部１２では、充電指令信号ＣＨＧを受けると充電開始時点でのコンデンサ電圧Ｖｏｐをサンプルホールド回路Ｓ．Ｈ．で記憶保持する。第一段の回生チョッパ充電では、第一のタイマＴＩＭ１が動作して充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を出力し、チョッパブリッジ駆動回路１３を介して第一の自己消弧形スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を導通させる。コンデンサ６が第二段充電の共振充電を開始するのに適した中間電圧Ｖｏｓまで充電されるように演算回路部１２中の演算器ＡＲＩ．により計算されたタイミングを第一のタイマＴＩＭ１が検出した時点で充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を停止し、上記の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を消弧させる。この時にリアクトル３または変圧器８の漏れインダクタンスに蓄えられていた電磁エネルギーの大部分は第一の整流素子２２および第二の整流素子２３を通じて直流電源１に回生される。充電電流がゼロになる時間を、演算回路部１２に組み込まれた第二のタイマＴＩＭ２で予め設定しておき、この時間が経過した時点で再び充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を出力して第二段の共振充電を行う。
【００３６】
本発明の電源装置の他の実施例について、図４の回路図により詳述する。本実施例は、図１に示す実施例において、充電用整流素子５とコンデンサ６との直列回路に並列にさらに転流用スイッチング素子４を含む回路を接続したものである。
【００３７】
本実施例においては、コンデンサの充電目標電圧値Ｖｏｅよりも僅かに高い電圧に向けて充電するように演算回路部１２で補正を行い、充電の終期において上記コンデンサ６の電圧が目標値に達した時点を演算回路部１２中の比較回路より判定して、上記転流用スイッチング素子４を導通させて充電電流を上記コンデンサ６から上記転流用スイッチング素子４へと転流させることにより速やかに充電を停止して、より高精度にコンデンサ充電電圧を制御する。この時点では上記第一の自己消弧形スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４は消弧しており、リアクトル３に残っている電磁エネルギーを下記の電流路により直流電源１へ回生する。この電流路は、上記直流電源１の負極から第一の整流素子２２、上記リアクトル３、上記転流用スイッチング素子４、第二の整流素子２３から上記直流電源１の正極へと至るものである。この実施の形態においては、上記直流電源１を電圧安定化することなしに上記コンデンサ６の充電電圧を必要かつ十分な精度に制御できるので、上記直流電源１は一般的には商用交流電源を整流したものとすることができる。
【００３８】
本発明の電源装置の他の実施例について、図５の回路図、図１９の演算回路部構成図、および図７の充電電流およびコンデンサ電圧の時間変化グラフにより詳述する。本実施例の図５の回路図の電源装置は、図３に示す回路図において、充電用整流素子５とコンデンサ６との直列回路に並列に転流用スイッチング素子４を接続した構成としている。
【００３９】
本実施例においては図７に示すように、３段階に分けた充電制御を行う。その目的は、チョッパブリッジ２の自己消弧型スイッチング素子の電力損失が消弧時の電流値に大きく依存し、大電流領域での消弧がより大きな電力損失を生じるので、第一段の回生チョッパ動作時に低い電流値での消弧を行い、第二段での共振充電により消弧を行う時点での電流値を低くして損失を低減させ、さらに充電転流動作によりリアクトル３または変圧器８に残存しているエネルギーを直流電源１へ回生して装置の効率を良くすると同時にコンデンサ６の充電電圧を０．１％程度以下の高精度に制御することである。
図１９において、信号名Ｖｏｅはコンデンサ充電電圧目標値、Ｖｉは直流電源電圧値、ｖはコンデンサ電圧瞬時値、ＣＨＧは充電指令信号、Ｖｏｐはコンデンサの充電開始前の電圧値、ＧＡＴＥ−Ｃ．は充電ゲート信号、ＧＡＴＥ−Ｄ．は転流ゲート信号であり、ブロック記号ＤＩＦ．は差動増幅器、ＡＲＩ．は演算器、Ｓ．Ｈ．はサンプルホールド回路、ＴＩＭ１およびＴＩＭ２は各々第一および第二のタイマ、ＬＯＧ．は論理回路、ＣＭＰ２は第二の比較器を示す。
演算回路部１２では、充電指令信号ＣＨＧを受けると充電開始時点でのコンデンサ電圧Ｖｏｐをサンプルホールド回路Ｓ．Ｈ．で記憶保持する。第一段の回生チョッパ充電では、第一のタイマＴＩＭ１が動作して充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を出力し、チョッパブリッジ駆動回路１３を介して第一の自己消弧形スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を導通させる。コンデンサ６が第二段充電の共振充電を開始するのに適した中間電圧Ｖｏｓまで充電されるように演算回路部１２中の演算器ＡＲＩ．により計算されたタイミングを第一のタイマＴＩＭ１が検出した時点で充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を停止し、上記の自己消弧型スイッチング素子２１，２４を消弧させる。この時にリアクトル３または変圧器８の漏れインダクタンスに蓄えられていた電磁エネルギーの大部分は第一の整流素子２２および第二の整流素子２３を通じて直流電源１に回生される。充電電流がゼロになる時間を、演算回路部１２に組み込まれた第二のタイマＴＩＭ２で予め設定しておき、この時間が経過した時点で再び充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を出力して第二段の共振充電を行う。共振充電の終期にコンデンサ電圧瞬時値ｖがコンデンサ充電電圧目標値Ｖｏｅに達した時点で第二の比較器ＣＭＰ２がこれを検出して充電ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｃ．を停止すると同時に転流ゲート信号ＧＡＴＥ−Ｄ．を出力して転流用スイッチング素子４を点弧する。この時にリアクトル３または変圧器８の漏れインダクタンスに残っていた電磁エネルギーの大部分は、転流用スイッチング素子４、第一の整流素子２２および第二の整流素子２３を通じて直流電源１に回生される。
【００４０】
本発明の電源装置の他の実施例について、図５の回路図、図１７および１９の演算回路部構成図および図６の充電電流およびコンデンサ電圧の時間変化グラフにより詳述する。本実施例は上記実施例の充電方法において上記第一の自己消弧形スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を消弧させるタイミングを決定する判定条件の演算式に特徴がある。
上記実施例の充電方法において、リアクトル３とコンデンサ６からなる共振回路の損失がない理想的な場合は、コンデンサ６の第二段の共振充電開始前の中間電圧Ｖｏｓは〔数３〕で計算される値となっているのが良い。
【００４１】
【数３】
0004570752.tif 000004
【００４２】
また、第一段の回生チョッパ充電においては、第一の自己消弧型スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を消弧に転じる時点をピークとした二等辺三角波状の電流が流れるので、この時点を決める判定電圧Ｖｓ１をコンデンサの充電開始前の電圧Ｖｏｐと第二段の共振充電開始前の中間電圧Ｖｏｓの平均値であるとすると、次式が得られる。
【００４３】
【数４】
0004570752.tif 000005
【００４４】
ここで、〔数４〕に〔数３〕を代入し、Ｖｏｓを消去すると、次式が得られる。
【００４５】
【数５】
0004570752.tif 000006
【００４６】
従って、第一の自己消弧型スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を消弧に転じる判定電圧Ｖｓ１は近似計算として〔数５〕の演算により得られる。実際には共振回路の損失や、第一段チョッパ充電における二等辺三角波状電流波形の傾きの変化があるので、〔数５〕の少なくとも一つの項に補正を与えて判定を行う方法が有効である。すなわち、アナログ演算増幅器を用いたオフセット調整付きの加減算器の各抵抗値を調整して、充電電圧の変動を極小化する方法が採られる。デジタル演算による場合は、補正係数を乗算または／および加算することで等価な効果が得られる。
図１６および図１８において、信号名Ｖｏｅはコンデンサ充電電圧目標値、Ｖｉは直流電源電圧値、ｖはコンデンサ電圧瞬時値、ＣＨＧは充電指令信号、Ｖｏｐはコンデンサの充電開始前の電圧値、Ｖｓ１は判定電圧、ＧＡＴＥ−Ｃ．は充電ゲート信号、ＧＡＴＥ−Ｄ．は転流ゲート信号であり、ブロック記号ＤＩＦ．は差動増幅器、ＡＤＤ．は加減算器、Ｓ．Ｈ．はサンプルホールド回路、ＣＭＰ１およびＣＭＰ２は各々第一および第二の比較器、ＴＩＭ２は第二のタイマ、ＯＲは論理和回路、ＬＯＧは論理回路を示す。
上述の〔数５〕の演算を加減算器ＡＤＤで行ない、第一の比較器ＣＭＰ１により第一段チョッパ充電の第一の自己消弧形スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４を消弧させるタイミングを決定すること以外は、図１７および図１９の説明と同一の構成、機能および動作となる。
【００４７】
本発明の電源装置の他の実施例について、図８の回路図により以下に述べる。
本実施例は図２に示す実施例において充電用整流素子５を充電用スイッチング素子５ａに置き換えたものである。
【００４８】
繰り返し充放電を行う時、負荷回路に誘導性リアクタンスや変圧器を含む場合には、負荷への放電後にコンデンサ６に充電電圧とは逆極性の電圧が残る場合が多い。この逆電圧が残ると、充電用整流素子５は導通方向となり、第一の自己消弧型スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４に順方向電圧が立ち上がる方向に印加されてｄｖ／ｄｔによる誤点弧等の問題が生じる場合がある。また、図２の回路図の場合には、変圧器８の二次巻線を通して振動電流が流れてしまい、次の充電制御の妨げとなる。これらの現象を防止して安定に繰り返し充放電動作する目的で、上記充電用整流素子５の代わりに能動的スイッチングが可能な充電用スイッチング素子５ａを用いるものである。該充電用スイッチング素子５ａは、第一の自己消弧型スイッチング素子２１および第二の自己消弧形スイッチング素子２４をオンする時点で同時に点弧すれば良いので、同じタイミング信号で制御することができる。
【００４９】
本発明の電源装置の他の実施例について、図９の回路図により以下に述べる。
本実施例は図１に示す実施例の主回路において、コンデンサ６に並列に接続される負荷７の回路の負荷用スイッチング素子９をＩＧＢＴとしたものである。
【００５０】
繰り返し充放電を行う場合において、負荷が放電灯のような自己放電負荷ではない場合や、急峻な電圧立ち上がりを要求される場合に、負荷との間に負荷用スイッチング素子９が必要となる。装置のメンテナンス周期を長くするためには、該負荷用スイッチング素子９をサイラトロンのような放電管ではなく固体スイッチング素子とする方法が有利であり、ここではＩＧＢＴを用いた例を示した。当然サイリスタ、ＧＴＯ、ＧＣＴ、ＳＩサイリスタ、ＦＥＴのような他の固体スイッチング素子も用いることができる。
【００５１】
これらのスイッチング素子の特性上、逆方向に電圧が加わるのを阻止する必要がある場合は整流素子を追加する。負荷が放電灯のような自己放電負荷の場合でも、電流方向を一方向に特定することにより電極材料を陽極と陰極それぞれに最適に選択できる利点があるので、負荷用整流器を置くことが有利となる場合がある。また、放電後にコンデンサ６に残るエネルギーを多くし、このエネルギーを直流電源１へ回生して再度利用するために、負荷回路の電流方向を一方向に限定する負荷用整流素子を直列に挿入することが有利となる場合も多い。
【００５２】
本発明の電源装置の他の実施例について、図１０の回路図により詳述する。本実施例は図５に示す実施例の主回路において、コンデンサ６と負荷７との間に磁気スイッチ１０を設けたものである。
【００５３】
最終的な負荷が放電励起レーザの場合など、急峻な電圧立ち上がりを有する出力電圧波形を要求される場合があるが、磁性体の磁気飽和現象を利用して電圧パルスの立ち上がり時間および持続時間を短縮する磁気スイッチ１０を用いた磁気パルス圧縮と呼ばれる技術がある。コンデンサ６、上記磁気スイッチ１０、負荷７からなる回路は上記磁気スイッチ１０の飽和後のインダクタンスにより、負荷７が放電終了後非導通状態へと回復した時点で、上記コンデンサ６に残留電圧が残っている場合が多く、その値も条件によって変動するので、前述の電源装置および充電方法により、次回の充電電圧を安定化する方法が有効である。
【００５４】
本発明の電源装置の他の実施例について、図１１の回路図により詳述する。本実施例は図８に示す実施例の主回路において、リアクトル３を変圧器８の漏れインダクタンスで代用し、負荷７を昇圧変圧器１７、高圧コンデンサ１８、磁気スイッチ１０、ピーキングコンデンサ１９、および放電励起レーザ１１で構成し、負荷用スイッチング素子９としてサイリスタを採用したものである。
【００５５】
最終的な負荷が放電励起レーザ１１の場合には、１０ｋＶ以上の高電圧が要求されるので、通常、整合のために昇圧変圧器１７を設ける。図１１の回路では、コンデンサ６充電完了後、負荷用スイッチング素子９を点弧して昇圧変圧器１７を介して上記コンデンサ６から高圧コンデンサ１８へのエネルギー転送を行う。
磁気スイッチ１０の飽和後、さらにピーキングコンデンサ１９へと通常０．１μｓ程度の短時間でエネルギー転送が行われ、放電励起レーザ１１が放電を開始してレーザ媒質を励起する。放電励起レーザ１１は、初期の励起後アーク放電状態となってインピーダンスが急激に低下し、消費されなかったエネルギーで上記ピーキングコンデンサ１９の電荷が反転する。この後、上記磁気スイッチ１０が逆方向に飽和して上記高圧コンデンサ１８を反転方向に充電して、さらに上記昇圧変圧器１７を介して上記コンデンサ６を反転方向に充電してエネルギーが戻る。
この時点で上記負荷用スイッチング素子９が消弧し、充電用スイッチング素子５ａは先の充電完了時点で消弧しているので上記コンデンサ６は反転方向に充電された状態を次回の充電開始まで保持する。
【００５６】
【発明の効果】
本発明により、コンデンサの充電電圧目標値が繰り返される毎に変化する場合にも損失が少なく、かつ充電電圧の誤差が小さいコンデンサ充電用電源装置を簡単な回路構成で実現し、高性能かつ信頼性の高いパルス電源が提供できる。また、充電開始時にコンデンサ電圧が正負どちらの極性で残留している場合でも、このエネルギーを無駄にすることなく効率の良い共振充電が可能な電源装置を実現することができる。
【００５７】
さらに、充電回路中に変圧器８を挿入し、直流電源と負荷回路の整合を取ると同時に変圧器の漏れインダクタンスを充電用のリアクトルとして利用することにより、適用範囲の拡大および装置の小型化を同時に実現することが可能となる。
【００５８】
また、第一段のチョッパ充電と第二段の共振充電に分割した充電方法により、チョッパブリッジの自己消弧型スイッチング素子の動作負担を軽減し、１回の共振充電の場合よりも１ランク低い電流定格の素子で同じエネルギーの充電動作が可能になり、電源装置を小型化・低コスト化することができる。
【００５９】
そして、充電用整流素子５とコンデンサ６との直列回路に並列にさらに転流用スイッチング素子４を含む回路を接続することにより、充電電圧を０．１％以内の高精度に制御することができる。
【００６０】
また、コンデンサ６と負荷７との間に負荷用スイッチング素子９を設けることにより、コンデンサ６の充電動作を負荷７と独立に行い、正確なタイミングで負荷７にパルス電力を供給することが可能となる。
【００６１】
さらに、コンデンサ６と負荷７との間に磁気スイッチ１０を設けることで、より急峻な電圧の立ち上がりが可能となり、簡単な構成で高効率化、長寿命化、および信頼性向上を図ることができ、充電電圧の安定度向上により磁気スイッチ１０が飽和してオン状態になるまでの動作時間ジッタの小さいパルス電源を実現することができる。
【００６２】
さらに、放電励起レーザ１１との組み合わせにより、簡単な構成で高効率化、長寿命化、および信頼性向上を図ることができ、出力エネルギーを精度良く制御できる放電励起レーザ装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源装置の一実施例の回路図である。
【図２】本発明の電源装置の他の実施例の部分回路図である。
【図３】本発明の電源装置の他の実施例の回路図である。
【図４】本発明の電源装置の他の実施例の回路図である。
【図５】本発明の電源装置の他の実施例の回路図である。
【図６】本発明の電源装置の一実施例における充電電流とコンデンサ電圧の経時変化を示す図である。
【図７】本発明の電源装置の他の実施例における各部電流とコンデンサ電圧の経時変化を示す図である。
【図８】本発明の電源装置の他の実施例の部分回路図である。
【図９】本発明の電源装置の他の実施例の部分回路図である。
【図１０】本発明の電源装置の他の実施例の部分回路図である。
【図１１】本発明の電源装置の他の実施例の部分回路図である。
【図１２】従来例の電源装置における充電電流とコンデンサ電圧の経時変化を示す図である。
【図１３】本発明の電源装置の他の実施例における充電電流とコンデンサ電圧の経時変化を示す図である。
【図１４】従来例の電源装置の部分回路図である。
【図１５】従来例の電源装置における各部電流とコンデンサ電圧の経時変化を示す図である。
【図１６】本発明の電源装置の一実施例における演算回路部構成図である。
【図１７】本発明の電源装置の他の実施例における演算回路部構成図である。
【図１８】本発明の電源装置の他の実施例における演算回路部構成図である。
【図１９】本発明の電源装置の他の実施例における演算回路部構成図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  チョッパブリッジ
２ａ  正極側入力端子
２ｂ  負極側入力端子
２ｃ  正極側出力端子
２ｄ  負極側出力端子
３  リアクトル
４  転流用スイッチング素子
５  充電用整流素子
５ａ  充電用スイッチング素子
６  コンデンサ
７  負荷
８  変圧器
９  負荷用スイッチング素子
１０  磁気スイッチ
１１  放電励起レーザ
１２  演算回路部
１３  チョッパブリッジ駆動回路
１４  直流電源電圧測定用分圧器
１５  コンデンサ電圧測定用分圧器
１６  変流器
１７  昇圧変圧器
１８  高圧コンデンサ
１９  ピーキングコンデンサ
２１  第一の自己消弧型スイッチング素子
２２  第一の整流素子
２３  第二の整流素子
２４  第二の自己消弧型スイッチング素子
１０１  第一のサイリスタ
１０２  第二のサイリスタ
Ｖｉ  直流電源電圧値
Ｖｏｐ  コンデンサの充電開始前の電圧値
Ｖｏｅ  コンデンサ充電電圧目標値
ｖ  コンデンサ電圧瞬時値
ｉ  充電電流瞬時値
ｔｏ  点弧タイミング
ｔｓ  消弧タイミング
Ｖｏｓ  第二段の充電開始前の中間電圧
Ｖｓ１  判定電圧
ＧＡＴＥ−Ｃ．  充電ゲート信号
ＧＡＴＥ−Ｄ．  転流ゲート信号
ＤＩＦ．  差動増幅器
ＡＤＤ．  加減算器
Ｓ．Ｈ．  サンプルホールド回路
ＣＭＰ１  第一の比較器
ＣＭＰ２  第二の比較器
ＴＩＭ１  第一のタイマ
ＴＩＭ２  第二のタイマ
ＯＲ  論理和回路
ＬＯＧ  論理回路
【図１】
0004570752.tif 000007
【図２】
0004570752.tif 000008
【図３】
0004570752.tif 000009
【図４】
0004570752.tif 000010
【図５】
0004570752.tif 000011
【図６】
0004570752.tif 000012
【図７】
0004570752.tif 000013
【図８】
0004570752.tif 000014
【図９】
0004570752.tif 000015
【図１０】
0004570752.tif 000016
【図１１】
0004570752.tif 000017
【図１２】
0004570752.tif 000018
【図１３】
0004570752.tif 000019
【図１４】
0004570752.tif 000020
【図１５】
0004570752.tif 000021
【図１６】
0004570752.tif 000022
【図１７】
0004570752.tif 000023
【図１８】
0004570752.tif 000024
【図１９】
0004570752.tif 000025