(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
等化器と重み付き出力デコーダとを有する複数のモジュールを直列で含み、第１のモジュールを除く各モジュールが、前段のモジュールの処理時間に等しい量だけ遅延されたチャネルサンプル流を受ける等化・復号装置において、前記の各等化器が第１トランバーサルフィルタを有し、前記第１フィルタは遅延されたサンプル流を受けるフィルタであってノイズ電力を低下させる事ができ、また前記第１のモジュールを除く各モジュールにおいて、各等化器は第２トランスバーサルフィルタを含み、前記第２フィルタは前記前段のモジュールの前記重み付き出力デコーダの出力から演算された記号平均値流を受け、また前記第２フィルタは第１フィルタの出力に存在する記号間干渉を再構築する事ができ、前記等化器の出力が、第１フィルタの出力から前記第２フィルタによって再構築された記号間干渉を差し引いたものに対応することを特徴とする等化・復号装置。
【請求項２】
前記第１のモジュールを除くモジュールについて、チャネルサンプル流を受けるトランスバーサルフィルタは、整合フィルタにむかって収束するフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
それぞれのモジュールがＭ進−２進変換器を含むことを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の装置。
【請求項４】
それぞれのモジュールが、その重み付き出力デコーダの下流側のインタリーバと、その等化器と重み付き出力デコーダとの間のデインタリーバとを含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の装置。
【請求項５】
それぞれのモジュールが、インタリーバの上流に、また重み付き出力チャネルデコーダの下流に、記号の平均値の計算手段を含むことを特徴とする請求項３または４のいずれかに記載の装置。
【請求項６】
等化器の１つまたは複数のフィルタの係数が、等化器からの出力とモジュールからの復号されたデータ出力との間の最小自乗誤差標準を用いた確率的グラジエント・アルゴリズムによって整合的に決定されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の装置。
【発明の詳細な説明】
本発明は周波数選択デジタル伝送チャネルの等化及び復号装置に関するものである。
先行技術の概要
デジタル伝送においては、受信装置はカスケード状に配置された複数の要素機能と見なす事ができ、各機能がフィルタリング、復調、等化、復号などの特定の処理を実施する。
一般に、いずれか１つの要素機能によって実施される処理はその利用可能の情報の一部のみを利用し、その結果、受信器の性能全体が不適切となる。
本発明の目的はこのような問題点を解決するにある。
多くの研究者が最大尤度（maximum likelihood）に依存する型の、時には誤称によって「ビテルビ（Viterbi）等化器」と呼ばれる等化器またはデテクタに基づく種々の型の受信器を使用する事によって、チャネルに導入される記号間干渉を解決する方法を提案している。この分野における最も有意義な貢献は下記である。
［1］A.Gersho,and T.I.Lim,”Adaptive cancellation of intersymbol interference for data transmission”,The Bell System Technical Journal,Vol.60,No.11,pp.1997-2021,November 1981.
［2］M.S.Muller,and J.Salz,”A unified theory of data-aided equalization”,The Bell System Technical Journal,Vol.60,No.9,pp.2023-2038,November 1981.
これらの論文において、これらの研究者はチャネルの周波数選択によって導入された記号間の干渉をノイズレベルの上昇を伴なわないで除去するために適合フィルタと干渉キャンセラーとを結合した受信器を提案している。干渉キャンセラーは簡単なトランスバーサルフィルタから成る受信器によって予め生成された復号記号（ファーム・デシジョン）を供給される。本発明との相違点は、本発明の等化器がチャネルデコーダによって生成された重み付き判断を供給され、第２に本発明は反復的方法を使用するにある。もちろん、［1］と［2］に記載の受信器は本発明の受信器と同程度にすぐれた性能を示さない。
また判断フィードバック等化器と周期的インタリーバと結合されたチャネルデコーダとを使用するため、下記の提案が成されている。
［3］V.M.Eyuboglu,”Detection of coded modulation signals on linear,severely distorted channels using decision feedback noise predection with interleaving”,IEEE Transactions on Communications,Vol.36,No.4,pp.401-409,April 1988.
この著者は、このアプローチにより一定の条件のもとに等化器がデコーダから導入された遅延の巧妙な管理によってデコーダの出力を利用できる事を示している。もちろんこのようにして得られる性能は伝達データによって制御された判断フィードバック等化器の性能より高くはない。［3］に記載のシステムは本発明よりも低い性能を示す。
さらに下記の文献を引用する。
［4］K.Zhou,J.G.Proakis,and F.Ling,”Decision feedback equalization of fading dispersive channels with trellis-coded modulation”,Int.Conf.Commun.Tech.,Nanjing,China,November 1987.
［5］K.Zhou, and J.G.Proakis,”Coded reduced bandwidth QAM with decision feedback equalization”,Conf.Rec.IEEE Int.Conf.Commun.,Philadelphia,PA,pp.12.6.1-12.6.5,June 1988.
これら２つの論文はV.M.Eyubogluの手順と類似の手順を示しているが、これはフェージングを示すチャネルおよび再帰最小自乗（ＲＬＳ）格子型の標準を使用する判断フィードバック等化器に対するものである。等化器の収束率は文献［3］よりもすぐれているが、誤差率に関する性能は不変である。
さらに、下記の文献、
［6］C.Douillard,A.Glavieux,M.Jezequel,and C.Berrou,”Dispositif dereception de signaux numeriques a structure iterative,module et procede correspondants”［Digital signal receiver apparatus of iterative structure,and corresponding module and method］,French Patent No.95 01603,France Telecom,TDF,February 1995,においては、デコーダによって導入された種々の遅延の管理を可能とする反復法によって最大尤度（maximum likelihood）デテクタ（Viterbi等化器）をチャネルデコーダと組合わせる構造が提案されている。
しかしこの文献に記載の装置は数記号のオーダの応答時間を有するチャネルについてのみ適当である。
本発明によって提案された装置は、多数の記号にわたる応答時間を有する等化チャネルに対して特に整合している。
発明の概要
本発明は、等化器と重み付き出力デコーダとを有するモジュールを含む等化・復号装置において、前記の装置は前記の型の複数のモジュールを直列に含み、前記のモジュールの各等化器がノイズ力を低下させるための少なくとも１つのトランスバーサルフィルタを有し、また第１のモジュールを除く各モジュールが、先行モジュールの処理時間に等しい量だけ遅延されたチャネルサンプル流を受ける事を特徴とする等化・復号装置に関するものである。
好ましくは、第１のモジュールを除く各モジュールにおいて、各等化器は第２トランスバーサルフィルタを含み、この第２フィルタは第１フィルタの出力に存在する記号間干渉を再構築するように設計され、また前記第２フィルタは先行モジュールからの出力を受け、等化器の出力が第１フィルタの出力から第２フィルタによって再構築された記号間干渉を差し引いたものに対応する。
望ましくは、第１のモジュールを除くモジュールについて、チャネルサンプル流を受けるトランスバーサルフィルタは整合フィルタにむかって収束するフィルタである。
従って本発明の装置は複数のモジュールをカスケード状に含み、各モジュールが等化器と重み付き出力デコーダとを有する。
ランク１のモジュールの等化器はノイズ力と記号間干渉との両方を低減するためのトランスバーサルフィルタを有する。このフィルタは復調器からのサンプル流を受ける。好ましい変形において、第１のモジュールを除く各モジュールの等化器は２つのトランスバーサルフィルタを有する。第１フィルタはチャネルに整合させられノイズ力を低下させるためのみに役立つのに対して、第２フィルタは整合フィルタの出力に存在する記号間干渉を再構築するためのものである。整合フィルタは先行モジュールの処理時間に等しい量だけ遅延された復調器からのサンプル流を受け、また第２トランスバーサルフィルタは先行モジュールのチャネルデコーダの出力から計算された記号平均値流を供給される。等化器の出力は第１フィルタの出力から第２フィルタによって再構築された信号間干渉を差し引いたものに等しい。
従ってこのような反復構造により、等化器はチャネルの選択性によって導入される記号間干渉を解決するため、変調器からの出力とチャネルデコーダからの出力との両方を使用する。等化器はその処理を遂行するため、伝送チャネルの特性と、エンコーディング機能によって導入される冗長度とを同時的に考慮する。
このようにして、記号間干渉を伴なわずエンコーディングを伴なう追加的ホワイトガウスノイズを有するチャネル性能に類似した性能を得る事ができる。
変更態様として、等化器はまたフィードバック判断型とする事ができよう。
図面の概要
第１図は伝送システムの概略ブロックダイヤグラム、
第２図は本発明の可能な実施態様を成す復号等化器装置の反復構造を概略図示するブロックダイヤグラム、
第３図は第２図の構造中のそれぞれのモジュールの構造を示すブロックダイヤグラム、
第４図はポラートおよびフリードランダーチャネルの伝達関数のゼロ点をプロットされたグラフ、
第５図は復号後の誤差率をＥｂ／Ｎｏ比の関数として示すグラフであって、ポラートおよびフリードランダーチャネルにおける４−ＰＳＫ変調に際しての第２図および第３図に示す型の装置の性能を示す図、
第６図は復号後の誤差率をＥｂ／Ｎｏ比の関数として示すグラフであって、ポラートおよびフリードランダーチャネルにおける１６−ＱＡＭ変調に際しての第２図および第３図に示す型の装置の性能を示す図、
第７図および第８図はそれぞれ４−ＰＳＫおよび１６−ＱＡＭ型変調においてそれぞれ４ｄＢおよび７ｄＢに等しいＥｂ／Ｎｏ比で得られる第２図および第３図に図示の型の装置の順次モジュールのトランスバーサルフィルタの入力における信号配位ダイヤグラム、
第９図はプロアキスチャネルの伝達関数のゼロ値をプロットされたグラフ、また
第１０図と第１１図はプロアキスチャネルにおいてそれぞれ４−ＰＳＫ変調と１６−ＱＡＭ変調における本発明の装置の性能を示す第５図および第６図と類似のグラフである。
発明の実施態様の詳細な説明
伝送システム
第１図は１ビット毎Ｔｂ秒のレートでデータ源から発生されるバイナリデータαｋの伝送システムの概略を示す。
このデータαｋはチャネルエンコーダ１によって符号化される。各２ｍコードビットセットＣn,I；ｉ＝１．．．２ｍがＭ−進からバイナリへのエンコーダ２によって、分散σ2dの複素記号ｄn＝ａn＋ｊｂnと組合わされる。記号ｄｎはインターリーバ３によって交錯され、次に１記号毎Ｔ秒（Ｔ＝Ｔbｌｏｇ2Ｍ）のレートで発生される。記号ａnとｂnの値は、１つのセット｛±１，±３，．．．±（２ｉ＋１）．．．±（Ｍ−１）｝（ここにＭ＝２m）のなかから選ばれ、またこれらの値は２つのキャリヤの直交振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ変調）のために使用される。
変調器、復調器、伝送媒質、伝送フィルタおよび受信フィルタを含むシステムが第１図において等価離散的チャネル４によって示され、この離散チャネル４は付加的ノイズＷｎによって擾乱される。等価離散チャネル４からの出力ｒnは下記の式（１）の形を取る。
0004443634.tif 000002
ここに、Γｋ（ｎ）項は等価離散チャネルの係数、おそらく複素係数であり、またこれらの係数は正規化され、例えばこれらの係数が下記の通常の仮説を満たすものと仮定される。
0004443634.tif 000003
量Ｗｎは、記号ｄnとは独立の、分散σ2wのガウス定心ホワイトノイズである。
等価離散チャネル４は伝達関数Ｃ（ｆ）を有し、従って記号間干渉を導入し、この干渉の原因部分と非原因部分がそれぞれ記号Ｌ２とＬ１に影響する。
0004443634.tif 000004
装置の一般構造
提案された装置において、等化器とチャネル復号器とによって実施される処理が反復実施される。
この種の装置のブロックダイヤグラムが第２図に図示されている。図示の装置はＰ要素モジュールに対応し、これらのモジュールの各モジュールｐ；ｐ＝１．．．Ｐが１つの反復に対応する。１つのモジュールが特に等化器およびチャネル復号器を含む複数の機能を有する。１＜ｐ≦Ｐとなるようなモジュールｐの入力は、第１に等価離散チャネルから入力されて遅延ラインＲ２．．．Ｒｐによって１つのモジュールの処理時間の（ｐ−１）倍に等しい量（モジュール待ち時間）だけ遅延されたサンプル流｛ｒn｝p-1によって構成され、また第２にモジュール（ｐ−１）に属するチャネル復号器の出力から計算される記号ｄnの平均値
0004443634.tif 000005
流によって構成される。このようにして、モジュール１＜ｐ≦Ｐに属する等化器はその処理を実施する際に、等価離散チャネルの出力とエンコーダによって導入される冗長度との両方を利用する事ができる。
第１モジュール（ｐ＝１）に属する等化器は等価離散チャネルから来る情報についてのみ、その処理を実施する事ができる。
要素モジュールの構造
第３図は、等化器４，デインタリーバ５，Ｍ進からバイナリへの変換器６，重み付き出力チャネルデコーダ７、記号ｄｎの平均値
0004443634.tif 000006
の評価機能、およびインタリーバ９とから成る第ｐ要素モジュールの構造を示す。
等化器の構造
第３図の実施例において、等化器４は干渉キャンセラー型である。
この等化器４は、それぞれ周波数応答Ｐ（ｆ）とＱ（ｆ）とを有する２つのトランスバーサルフィルタから成る。１＜ｐ≦Ｐの場合、フィルタＰ（ｆ）への入力はサンプル流｛ｒn｝p-1によって構成され、またフィルタＱ（ｆ）への入力は平均値
0004443634.tif 000007
流によって構成される。
フィルタＰ（ｆ）は、チャネルの応答Ｃ（ｆ）に整合したフィルタ上の反復全体に収束し、（Ｌ1＋Ｌ2＋１）係数を有し、ノイズＷｎの力を低減させるためのみに役立つ。この整合フィルタの理論的等式は下記である。
0004443634.tif 000008
ここに、符号＊は係数の共役を示す。
中心係数がゼロに設定された（ｑO＝０）フィルタＱ（ｆ）は、反復の生じる際に、量
0004443634.tif 000009
に基づいてフィルタＰ（ｆ）の出力に存在する記号間干渉を再構築するのに役立つ。フィルタＱ（ｆ）は最大限、（２Ｌ1＋２Ｌ1＋１）の係数を有する。最適Ｑ（ｆ）フィルタの理論等式は下記によって与えられる。
0004443634.tif 000010
次に等化器からの出力ｓnは、単にフィルタＱ（ｆ）によって再構成された記号間干渉ｙｎをフィルタＰ（ｆ）の出力Ｘｎから差し引く事によって得られる。
第１モジュール（ｐ＝１）に属する等化器は応答Ｐ（ｆ）を有する単一のフィルタによって構成され、このフィルタはＣ（ｆ）には整合しないが等価離散チャネル４からの出力中に存在するノイズ力と記号間干渉とを同時的に最小限にする事ができる。
等化器フィルタの係数の計算
等化フィルタの係数は、等化器からの出力Ｓｎ復号データ項目
0004443634.tif 000011
との最小自乗誤差に基づいた確率学的グラジエント・アルゴリズムを使用して整合的に決定される。
瞬間ｎＴにおけるフィルタＰ（ｆ）とＱ（ｆ）のそれぞれの係数を成分とするベクトルに対する下記の記号法、
0004443634.tif 000012
を使用して、下記のように書く事ができる：
0004443634.tif 000013
（ここに、ｔは移項された関数を示す）は、瞬間ｎＴにおいて等化器によって生成されまた等化器によって使用される記号ｄｎのそれぞれ観察ベクトルおよび平均値ベクトルである。またμおよびμ’は２つの整合歩み幅係数であり、また
0004443634.tif 000014
はモジュール（ｐ−１）によって生成された量
0004443634.tif 000015
から復号された記号である。
もちろんフィルタ係数を整合的に推定する他の方法、例えばＲＬＳ推定法を考慮する事ができる。
Ｍ−ＱＡＭ変調については、記号ａnおよびｂnの復号規則は下記等式（２）である。
0004443634.tif 000016
第１モジュール（Ｐ＝１）については、フィルタＰ（ｆ）の係数のみが更新されなければならない。この目的にはなおも等式（１）が使用されるが、
0004443634.tif 000017
は等化器の出力ｓn＝ｕn＋ｊｖnから復号された記号である。この復号規則は，
0004443634.tif 000018
をｕnで置換し
0004443634.tif 000019
をｖnで置換する事によってなおも等式（２）によって与えられる。
インタリーバおよびデインタリーバ
交錯法は次元マトリックス
0004443634.tif 000020
の中で列ごとに書かれた記号ａnおよびｂnに対して実施される。パラメータＮはＭ＝２Pより大きな２のベキに等しくなければならない。
対（ｉ，ｊ）については、ｉは固定され（ｉ＝０，１，．．．，（Ｎ1−１））、０から（Ｎ2−１）の範囲内を変動するｊについては、出力された記号の座標（ｉl，ｊl）は下記である。
ｉl＝２ｍｏｄN1/2（Ｘ）＋１
ｊl＝ｍｏｄN2（ｙｊ）
ここにｍｏｄlはモジュロlを意味する。
この際に、ｉが偶数ならばｘ＝１／２（２ｊ＋ｉ）、
ｉが奇数ならばｘ＝１／２（２ｊ＋ｉ−１）。
また：
Ｙ＝７      ｉｆ  ｚ＝０    Ｙ＝２９    ｉｆ    ｚ＝４
Ｙ＝１７    ｉｆ  ｚ＝１    Ｙ＝１３    ｉｆ    ｚ＝５
Ｙ＝１１    ｉｆ  ｚ＝２    Ｙ＝２１    ｉｆ    ｚ＝６
Ｙ＝２３    ｉｆ  ｚ＝３    Ｙ＝１９    ｉｆ    ｚ＝７
ここに、ｚはｘモジュロ８に等しい。
デインタリーバ９の機能はインタリーバ３の対であるから、そのインプリメンテーションは前記から直接に誘導する事ができる。
このような記号の交錯は特に有利である。これは特に種々の計量におけるノイズを克服する事を可能とし、この場合にデコーダの出力における性能は交錯法が２進データについて実施される場合よりもはるかに向上する。また記号レベルにおける交錯法はトレリスエンコード変調の使用を可能とする。
Ｍ進から２進への変換器
Ｍ進変換は、Ｍ−ＱＡＭ変調における状態数とは独立の構造を有するチャネルデコーダの使用を可能とする。
Ｍ進から２進への変換器６は各サンプルＳｎを、２ｍエンコーディングされた２進データ項目を表す２ｍサンプルｃn,i；ｉ＝１，２，．．．，２ｍと組合わせる。
各サンプルＳｎと組合わされる２ｍサンプルは、サンプルＳｎからエンコーディングされたデータの尤度比（likelihood ratio ＬＬＲ）の対数を下記の式を使用して計算する事によって得られる。
0004443634.tif 000021
ここにＫは定数である。エンコーディングされるデータのＬＬＲの式が比較的複雑であるので、これらの式はグレーコードおよびＫ＝βσ2w／２に対して下記の式によって近似させる事ができる。
Λ（ｃn,m）＝｜ｕn｜−β２m-1
Λ（ｃn,i）＝｜Λ（ｃn,i+1）｜−β２i-1；ｉ＝（ｍ−１）…２
Λ（ｃn,1）＝ｕn
および：
Λ（ｃn,2m）＝｜ｖn｜−β２m-1
Λ（ｃn,i+m）＝｜Λ（ｃn,i+1+m）｜−β２i-1；ｉ＝（ｍ−１）…２
Λ（ｃn,m+1）＝ｖn
ここに、
0004443634.tif 000022
Ｍ＝４，すなわち４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）の場合には、記号ａnとｂnがバイナリであるので、デインタリーバの出力とデコーダの入力との間にＭ進−２進変換器を挿入する必要はない。
チャンネルデコーダと記号ｄnの平均値の計算
デインタリーバ後に、サンプルΛ（Ｃn,i）が重み付き出力チャネルデコーダの入力に加えられ、また例えばエンコーディングが畳み込み型であれば、下記の文献〔７〕に記載のベルー・アッド・アルゴリズムを使用する。
〔７〕C.Berrou,P.Adde,E.AnguiおよびS.Faudeil,”A low complexity soft-output Viterbi decoder architecture”ICC’93,Geneva,Switzerland,May 1993.
デコーダはエンコーディングされたデータの尤度比（ＬＬＲ）の対数に対する新しい近似値
0004443634.tif 000023
を生成する。
0004443634.tif 000024
ここに、１／λは係数である。
また量
0004443634.tif 000025
は次の形に置く事ができる。
0004443634.tif 000026
ここに、ｋはベルー・アッド・アルゴリズムにおける２に等しい定数であり、またここにＷ（ｃn,i）はデータ（ｃn,i）に対応する付帯的情報である。
等化器のフィルタＱ（ｆ）に供給するため、記号ｄnが未知であれば、これらの記号の代わりに、第１反復において
0004443634.tif 000027
から計算されたその平均値
0004443634.tif 000028
を使用しまたその後の反復においては付帯的情報Ｗ（ｃn,i）を使用する。
データｄnの平均値を計算する際に
0004443634.tif 000029
と次にＷ（ｃn,i）のみを使用する事により、基本的規則を満たしながらデコーダからくる情報を最大限に利用する事ができ、このようにして瞬間ｎにおけるデコーダへの入力は先行反復において生成した付帯的情報Ｗ（ｃn,i）に依存する必要がない。
１６−ＱＡＭ変調
１６−ＱＡＭの場合、各記号ｄn＝ａn＋ｊｂnはエンコーディングされた４データ項目（ｃn,i；ｉ＝１，２，３，４）に組合わされる。グレー・コードが使用される場合、下記のように書く事ができる。
0004443634.tif 000030
記号ｄｎに組合わされたデータ項目ｃn,iはインタリーバの存在の故に相互に独立であるので、関係式（３）、（５）、（６）を使用して、第１反復において計算された平均記号値
0004443634.tif 000031
は下記の式（７）と（８）にそれぞれ等しい。
0004443634.tif 000032
後続の反復については、記号の平均値
0004443634.tif 000033
は同様に式（７）と（８）によって与えられるが、
0004443634.tif 000034
の代わりにＷ（ｃn,i）が使用される。
４−ＰＳＫ変調
４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）が簡単になり、式（５）と（６）が簡単になり、それぞれ下記式（９）、（１０）となる。
0004443634.tif 000035
またこのようにして式（３）、（９）および（１０）を使用して、第１反復において計算される記号の平均値
0004443634.tif 000036
はそれぞれ下記式（１１）、（１２）に等しい。
0004443634.tif 000037
後続の反復については、前記と同様に記号の平均値ａnおよびｂnが同様に式（１１）と（１２）によって与えられるが、
0004443634.tif 000038
の代わりにＷ（ｃn,i）が使用される。
前記の型の装置の性能
装置の性能を評価するため、等価離散チャネル用の２つのモデルを使用したが、第１のモデルはポラートおよびフリードランダーによって提案され複素係数を有し、また第２モデルはプロアキスによって提案され実係数を有する。これらのチャネルの転送関数のゼロ値は多少とも単位円に近く、すなわち多少とも等化しやすい。
ポラートおよびフリードランダー・チャンネル
ポラートおよびフリードランダー・チャネルは５係数Γｋを有し、これらは定数であり、その４係数は複素数である。このチャネルの伝達関数の単位円上のゼロの位置を第４図に示す。
［2-0.4j;1.5+1.8j;1.2-1.3j;0.8+1.6j］
バイナリ誤差率（ＢＥＲ）をそれぞれ４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）と２つのキャリヤの１６状態求積振幅変調（１６−ＱＡＭ変調）の場合について、第５図と第６図においてポラートおよびフリードランダー・チャネルのターボ等化器の出力のＥｂ／Ｎｏ比の関数としてプロットした。どちらかといえば等化が困難という評判を有するこのチャネルにおいて、本発明によって提案された装置の性能は、信号：ノイズ比が４−ＰＳＫ変調の場合に４ｄＢ以上、１６−ＱＡＭ変調の場合に７ｂＤ以上であるとして、記号間干渉およびエンコーディングを有しないチャネルの性能と一致する。
第７図には、第１に、比Ｅｂ／Ｎｏ＝４ｄＢにおいて得られる信号の配位が示され、第２に反復１乃至５においてフィルタ
0004443634.tif 000039
の入力において得られる信号の配位（記号ｄｎの平均値）が示される。第３反復からこれらの信号が４−ＰＳＫ変調の配位に非常に近い配位を示す事が見られる。すなわち、４ｄＢに等しいまたはこれ以上の信号：ノイズ比においては、フィルタ
0004443634.tif 000040
はフィルタ
0004443634.tif 000041
の出力に存在する記号間干渉を再構築する事ができる。
第８図は受信信号の配位を示し、また反復１乃至５について比Ｅｂ／Ｎｏ＝７ｄＢにおける記号ｄnの平均値としてフィルタ
0004443634.tif 000042
の入力に加えられた信号の配位を示す。第４反復から、これらの信号は１６−ＱＡＭ変調に近い配位を有する。従って信号：ノイズ比が７ｄＢと同等またはこれ以上であれば、等化器からの出力は記号間干渉を免れる事ができる。
従って、本発明の装置は、連続的実データに基づいて作動する判断フィードバック等化器（ＤＦＥ）によって実行する事のできない前記チャネルの周波数選択の問題を、同時的にノイズを増大しないで解決する事ができる。１０-5ＢＥＲの場合、ＤＦＥ型等化器に対する利得は４−ＰＳＫ変調について約１．５ｄＢであり、１６−ＱＡＭ変調について約２ｄＢである。
プロアキスによって提案されたチャンネル
プロアキスによって提案されたチャネルは実定数の１１係数Γｋを有する。このチャネルの転送関数の単位円上のゼロの位置を第９図に示す。
［0.04;-0.05;0.07;-0.21;-0.5;-0.72;0.36;0;0.21;0.03;0.07］
第１０図と第１１図において、バイナリ誤差率（ＢＥＲ）が、それぞれ４状態位相変移キーイング（４−ＰＳＫ）と２つのキャリヤの１６状態求積振幅変調（１６−ＱＡＭ変調）の場合について、プロアキスによって提案されたチャネルのターボ等化器の出力の比Ｅb／Ｎoの関数としてプロットされている。このチャネルを使用する場合、信号：ノイズ比が４−ＰＳＫ変調について２ｄＢと同等またはこれ以上、また１６−ＭＡＱ変調について６ｄＢまたはこれ以上であれば、ターボ等化器の性能が記号間干渉およびエンコーディングを有しないチャネルの性能と一致するためには２チャネルで十分である。１０-5の誤差率についての改良が０．５ｄＢ以下であるとしても、ターボ等化器は常に実データについて作動する判断フィードバック等化器よりも高い性能を示す。
応用
前記の装置は、数１０の記号時間にわたって拡張するパルス応答を有するチャネルに対して応用される。このようなチャネルについては、最大尤度標準に基づいて最適化された受信器の使用を考慮する事は不可能である。
さらに詳しくは本発明は、モバイル端子用の無線チャネル、ケーブルチャンネル、または海中音響チャネルによる伝送にさえも有効に応用される。
本発明は２状態または４状態位相変移キーイング（２−ＰＳＫ、４−ＰＳＫまたは４−ＱＡＭ）あるいは１つまたは２つのキャリヤの求積振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ）などの線形変調を使用する任意の伝送システムに応用される。
エンコーディング・システムは畳み込み型またはブロック型とする事ができ、またデコーダは重み付き出力を有しなければならない。すなわちデコーダは信頼度情報を各復号記号と組合わせる事ができなければならない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図１１】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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