(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
零ＩＦ受信機内における相互変調ひずみの影響を低減する方法であって、
ＲＦ信号を受信するステップと、
１つ又は複数のベースバンド信号を提供するために前記ＲＦ信号を調節するステップと、
ＲＳＳＩ測定値およびＥｂ／Ｎｔ測定値を含む複数の信号強度測定値を決定しかつこれら複数の信号強度測定値間の関係に基づいて相互変調ひずみの発生を決定することによって前記１つ又は複数のベースバンド信号内の相互変調ひずみの発生を検出するステップであって、前記ＲＳＳＩ測定値が第二の閾値より高いときに前記Ｅｂ／Ｎｔ測定値が第一の閾値より低いならば前記相互変調ひずみの発生を決定する、ステップと、
前記相互変調ひずみの発生に基づいて、ワイドノッチフィルタのある予め決定されたノッチ幅内の前記１つ又は複数のベースバンド信号の信号成分を減衰するためにワイドノッチフィルタを選択的にイネーブルにするステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記予め決定されたノッチ幅は、約±６０ｋＨｚとされ、概ね零ヘルツが中心である請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記相互変調ひずみの終息を検出するステップと、
前記相互変調ひずみの終息に基づいて、前記ワイドノッチフィルタを選択的にディスイネーブルにするステップと、
を更に含む請求項１記載の方法。
【請求項４】
零ＩＦ受信機内における相互変調ひずみの影響を低減する方法であって、
ＲＦ信号を受信するステップと、
１つ又は複数のベースバンド信号を提供するために前記ＲＦ信号を調節するステップと、
ＲＳＳＩ測定値およびＥｂ／Ｎｔ測定値を含む複数の信号強度測定値を決定しかつこれら複数の信号強度測定値間の関係に基づいて相互変調ひずみの発生を決定することによって前記１つ又は複数のベースバンド信号内の相互変調ひずみの発生を検出するステップであって、前記ＲＳＳＩ測定値が第二の閾値より高いときに前記Ｅｂ／Ｎｔ測定値が第一の閾値より低いならば前記相互変調ひずみの発生を決定する、ステップと、
前記相互変調ひずみの発生に基づいて、ワイドノッチフィルタのある予め決定されたノッチ幅内の前記１つ又は複数のベースバンド信号の信号成分を減衰するためにワイドノッチフィルタを選択的にイネーブルにするステップと、
前記Ｅｂ／Ｎｔ測定値が実質的に増加するときに前記ワイドノッチフィルタを選択的にディスイネーブルにするステップと、
を含む方法。
【請求項５】
前記ワイドノッチフィルタを使用可能にしてからの持続期間に基づいて前記ワイドノッチフィルタをディスイネーブルにするステップを更に含む請求項１または４記載の方法。
【請求項６】
受信されたＲＦ信号をアナログベースバンド信号に変換するように構成されたミキサと、
前記アナログベースバンド信号内に相互変調ひずみが検出されたとき、検出信号をアサートするように構成された検出器と、
前記ミキサと前記検出器とに動作可能に結合され、前記検出信号がアサートされたとき前記アナログベースバンド信号内の信号成分を選択的に減衰するように構成されたフィルタと、
前記アナログベースバンド信号を受信するとともにこれから受信機出力を提供し、かつ前記アナログベースバンド信号内の信号強度のデジタル測定値を提供するように構成されたベースバンドプロセッサと、
を含み、
前記検出器は、前記ベースバンドプロセッサに動作可能に結合され、前記ベースバンドプロセッサからの前記信号強度のデジタル測定値に基づいて、前記アナログベースバンド信号内の相互変調ひずみを検出するように構成され、
前記信号強度のデジタル測定値は、
ＲＳＳＩ測定値と、
Ｅｂ／Ｎｔ測定値と、を含み、
前記検出器は、前記Ｅｂ／Ｎｔ測定値が第一の閾値より低くかつ前記ＲＳＳＩ測定値が第二の閾値より高いときに前記検出信号をアサートする受信機。
【請求項７】
前記フィルタは前記検出信号がアサートされたとき零ヘルツの約±６０ｋＨｚ内の信号成分を選択的に減衰するように構成される請求項６記載の受信機。
【請求項８】
前記検出器は、前記検出信号をアサートして以来の持続期間に基づいて、前記検出信号をデアサートするように更に構成される請求項６記載の受信機。
【請求項９】
前記受信されたＲＦ信号は直交変調された信号であり、
前記ミキサは、前記アナログベースバンド信号を構成する１対の直交信号を提供するように構成される請求項６記載の受信機。
【請求項１０】
前記フィルタは、前記ベースバンドプロセッサ内に含まれるデジタルフィルタである請求項６記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信の分野とりわけ零ＩＦ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯デバイス内には、一般に、ＤＣベースバンドへの直接ダウン変換（direct dwon-conversion-to-DC-baseband）すなわち零ＩＦ（中間周波数）受信機が用いられ、これら受信機は典型的には最小限の外部コンポーネントで単一の集積回路として具現できる。
【０００３】
しかし、零ＩＦ受信機は、それらの出力の所に典型的にはＡＭ（振幅変調）干渉源が存在するときに発生する好ましからざる二次相互変調ひずみを排斥する限られた生来的な能力を有している。このようなＡＭソースは、ＴＤＭＡやパルス化されたＧＳＭ信号を用いる移動電話ハンドセットを含む。これらソースに起因する相互変調ひずみは、劣化した受信機性能を引き起こし、移動電話器内の受信機の場合には、ドロップコール（dropped calls）を引き起こす。
【０００４】
好ましからざる二次相互変調ひずみを排斥する受信機の能力を改善するために、通常は、多様な技術、例えば回路平衡を改善するためのコンポーネント整合（matching）および較正（calibration）、局部発振器のデューティ・サイクル（duty-cycle）の平衡化（balancing）が用いられている。しかし、これら技法の成功は、限られている。
【発明の開示】
【０００５】
本発明の一つの目的は、零ＩＦ受信機の二次相互変調ひずみを排斥する能力を改善するための方法及びシステムを提供することにある。本発明のもう一つの目的は、受信機の二次相互変調ひずみを排斥する能力を、動的に改善するための方法及びシステムを提供することにある。本発明のもう一つの目的は、従来の受信機の構造に対して最小限の変更で、受信機の二次相互変調ひずみを排斥する能力を改善するための方法及びシステムを提供することにある。
【０００６】
これら及びその他の目的は、相互変調ひずみが検出されたときにイネーブルにされる適応フィルタを備える零ＩＦ受信機を提供することで達成される。この適応フィルタは、二次相互変調ひずみの位置に集中されるノッチフィルタとして構成されるが、この位置は、零ＩＦ受信機においては、零ヘルツの所である。一つの好ましい実施形態においては、従来の零ＩＦ受信機において典型的に用いられている高域通過フィルタの周波数応答が、相互変調ひずみが検出されたときに、調節される。好ましくは、この相互変調ひずみの検出は、実施の容易さのために、一つ又は複数のデジタルベースバンド信号に基づいて行なわれるが、しかし、アナログ処理が採用されても良い。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
図面を通じて、同一の参照番号は同一の要素、又は実質的に同一の機能を遂行する要素を参照する。
図１は本発明による適応的相互変調ひずみフィルタリング（adaptive intermodulation distortion filtering）を用いる零ＩＦ受信機１００の一例のブロック図である。この受信機１００は、チューナブルフロントエンド（tunable front end）１１０を含み、このチューナブルフロントエンドの出力が直交復調器によって復調されることによってベースバンドプロセッサ１６０によって典型的にはデジタル形式に処理される直交出力信号を提供する。解説を容易にするために、ここでは、この直交復調器の１つのブランチのみが説明されるが、他方のブランチは直交位相生成器１２５によって提供される直交位相にて動作する以外は機能的には等価である。フロントエンド１１０の出力が、ミキサ１２０によって復調され、フィルタ１３０、１４０によってろ過される。チューナブル増幅器１５０は、ベースバンドアナログ信号を提供し、これが前述のベースバンドプロセッサ１６０によって処理されることで、受信機出力が提供される。
【０００８】
ある受信機内の二次相互変調ひずみ（second order intermodulation distortion）は、ＩＦ周波数の所で現れ、零ＩＦ受信機の場合は、この二次相互変調ひずみは、零ヘルツ（ＤＣ）の所で現れる。本発明によるとこの、受信機１００は、二次相互変調ひずみの影響を低減するためにフィルタ１３０を動的に制御するように構成される相互変調ひずみ検出器１７０を更に含む。この検出器１７０は、相互変調ひずみが検出されると、検出信号（detection signal）をアサートするように構成される。一つの率直な実施形態においては、この検出信号がアサートされると、フィルタ１３０がイネーブルにされ、そうでないときは、これは、これはバイパスされる。一つのより典型的な実施形態においては、このフィルタ１３０の機能は、下で詳しく説明されるように、ある典型的な受信機の一つ又は複数の現存するフィルタ内に組み込まれる。
【０００９】
零ＩＦ受信機は、通常は、受信された信号からＤＣコンポーネントを除去するための、非常に狭いノッチフィルタ（very narrow notch filter）として用いられる零ヘルツでの高域通過フィルタ（high-pass filter）を含む。このＤＣノッチフィルタは、最適データレート性能を得るために、受信機感度を最適化しかつフェーディングを最小化するＤＣ追跡ループの一部としてしばしば構成される。しばしば、追跡ループの一部として、このＤＣノッチフィルタは、上記ループがサーチモード（search-mode）にあるか或いはロックモード（lock-mode）にあるかに依存して、調節可能な周波数応答を提供するように構成される。
【００１０】
本発明の一つの好ましい実施形態においては、このフィルタ１３０は、調節可能な周波数応答を有するフィルタを含み、このため、受信機感度を最適化するための上述の従来のＤＣノッチフィルタとしても用いることができる。正常な状態下においては、すなわち、相互変調ひずみが検出されないときは、このフィルタ１３０は、従来の狭いＤＣノッチフィルタとして構成される。相互変調ひずみが検出されると、このフィルタ１３０は、より広いＤＣノッチフィルタとして構成され、その相互変調ひずみの周波数帯域内のベースバンド信号の信号コンポーネントを減衰することによって二次相互変調ひずみを除去(filter-out)する。典型的には、このフィルタ１３０のナローモード（narrow-mode）は、約±１ｋＨｚのノッチ幅（notch-width）を有し、他方このフィルタ１３０のワイドモード（wide-mode）は、約±６０ｋＨｚのノッチ幅を有する。相互変調ひずみは、そのひずみのソースに依存して、約±６０ｋＨｚのより狭いことも、或いは又は広いこともあるが、このノッチ幅は、十分な受信機性能を維持しながら、通常発生する二次相互変調ひずみの影響を大幅に低減させることが発見されている。
【００１１】
もし、このフィルタ１３０が、上述のＤＣ追跡ループの一部でもあるときは、このフィルタ１３０は、また上述のＤＣ追跡のサーチモードに対応する第三の周波数応答に更に設定可能である。このサーチモードのノッチ幅は、そのＤＣ追跡ループの、要求される応答時間と感度とに依存することとなる。
【００１２】
好ましくは、相互変調ひずみ検出器１７０は、下に詳しく説明されているように、相互変調ひずみが存在するか否かを決定するために、ベースバンドプロセッサ１６０からのデジタル信号を用いる。
【００１３】
図２は、本発明による適応相互変調ひずみフィルタリングの方法の一例としての流れ図である。２１０において、受信機は、相互変調ひずみフィルタ（図１の１３０）がバイパスされる、“通常モード（normal-mode）”に置かれている。すなわち、もしこのフィルタが上述のように従来のＤＣノッチフィルタとしても用いられるときは、これは、上述のナローモードにセットされている。適切な“通常（normal）時の”性能を確保するために、受信機は、好ましくは、このノーマルモードに、２２０において、タイミングテストを介して、ある最小時間Ｎｍｉｎだけ保たれる。もし、２２０において、この最小通常モード時間が満了しているときは、２３０において、相互変調ひずみの測定値が得られる。このプロセスは、ループ２３０〜２４０内に、そのひずみがある最小レベルＩＭｍｉｎに等しいか又はこれより高いことをこれら測定値が示すまで、とどまる。
【００１４】
もし、２４０において、これら測定値がこの最小レベルＩＭｍｉｎよりも高い相互変調ひずみを示すと、受信機は、２５０において、約±６０ｋＨｚのノッチ幅を有するＤＣノッチフィルタが使用される“ワイドモード（wide-mode）”に置かれる。２６０において、相互相関ひずみのこれら測定値が再び得られ、２７０において通常モードの際に得られたこれら測定値と比較される。もしこれら測定値が改善を示すときは、受信機は、このワイドモードにとどまり、２９０においてある最大時間限界が超えられるまで、このループ２６０〜２９０の実行を続ける。受信機は、好ましくは、このワイドモードには、この受信機の通常動作、例えば、上述の動的な感度調節およびその他が維持されることを確保するために、ある限られた時間量だけのみとどまることを許される。
【００１５】
もし、２７０において、ワイドモードの際に得られたこれら測定値が通常モードにおいて得られた測定値と比較して改善を示さないときは、このフィルタは、２１０における通常モードに戻される。オプションとして、２８０において、もしこれら測定値が環境の変化が発生したことを示し、干渉源が除去された可能性を示唆するときは、このフィルタは、この通常モードの状態を再評価するために２１０における正常モードに戻される。
【００１６】
以下では、相互変調ひずみが存在するか否かを決定する第一の好ましい方法について説明する。この第一の好ましい方法は、相互変調ひずみが存在するか否かを決定するために用いられるこれら測定値は、典型的には、典型的な零ＩＦ受信機（１００）のベースバンドプロセッサ（図１の１６０）内のデジタル信号として利用できるという長所を有する。
【００１７】
従来の携帯受信機は、典型的には、通常、ＲＳＳＩと呼ばれ、通常、受信機の利得を動的に調節するために用いられ、受信信号強度の測定値を提供する。従来の携帯デジタル受信機は、更に、通常、Ｅｂ／Ｎｔ比と呼ばれる、ノイズフロア（noise floor）に対する相対有効ビットエネルギの測定値も提供する。ある与えられたＲＳＳＩに対して、ある最小のＥｂ／Ｎｔ比を期待することができ、そして、ある限界まで、このＥｂ／Ｎｔは、ＲＳＳＩの増加とともに、増加することを期待することができる。しかしながら、相互変調ひずみが存在する場合は、ＲＳＳＩが増加しても、対応するＥｂ／Ｎｔ比の増加は起こらない。これは、相互変調ひずみがノイズフォロアＮｔを増加させ、これによって、Ｅｂ／Ｎｔ比を低減させるためである。従って、これら２つの測定値を、以下に詳細に説明されているように、相互変調ひずみの存在を検出するために用いることもできる。
【００１８】
図２の流れ図の一例を参照として用いると、ブロック２３０は、約１ミリ秒に渡って平均化された、ＲＳＳＩとＥｂ／Ｎｔ測定値を得るように構成される。テストブロック２４０は、このＲＳＳＩを予め定義された最小信号強度と比較し、このＥｂ／Ｎｔを予め定義されたエネルギ閾値と比較する。このＲＳＳＩがこの最小信号強度より高く、このＥｂ／Ｎｔ比がこのエネルギ閾値より低いときは、受信機は、２５０において、ワイドモードで零周波数（ＤＣ）において発生する二次相互変調ひずみを除去するために置かれる。
【００１９】
このワイドモードフィルタがイネーブルにされると、測定された信号強度は、相互変調ひずみが存在するか否かに関係なく、ワイドモードノッチフィルタによってより少ない受信信号がパスされるために、低減することが期待される。この低減は、相互変調ひずみが存在しないことを想定し、フィルタ設計の分野において一般的な技法を用いて、予め決定することができる。もし、２７０において、受信信号強度の測定された減少が、この予め決定された減少よりも大きなときは、フィルタのこのノッチ幅内に、相互変調ひずみ、又は他の異常な干渉がそれ以前は存在していたが、現在は、このワイドモードフィルタにて除去されていると、仮定することができる。更に、２７０において、もし、このワイドモードフィルタのイネーブルによって干渉が低減されたときは、Ｅｂ／Ｎｔ比は通常モードにおける測定Ｅｂ／Ｎｔと比較して増加するはずである。一つの好ましい実施形態においては、信号強度の測定された減少が予め決定された減少を超えるか、又は、測定されたＥｂ／Ｎｔ比が増加するときは、このワイドモードフィルタは、通常モードフィルタより、“より良く（better）”機能しているものと見なされ、そして、受信機は、このループ２６０〜２９０内にとどまる。
【００２０】
２８０において、その受信信号強度又はＥｂ／Ｎｔ比が、そのワイドモードが最初にイネーブルにされたときと比較して、大幅に増加するときは、環境が変化したものと想定することができ、受信機は、上述の通常動作例えば動的感度調節その他を発動させるために、２１０における通常モードに置かれる。
【００２１】
図３は、相互変調ひずみが存在するか否かを決定するための第二の好ましい実施形態を示す。この第二の好ましい方法は、これはベースバンドプロセッサ（図１の１６０）と独立しており、このため、ベースバンドプロセス内で用いられている技術と関係なく実現するこができ、このため、どのような零ＩＦ受信機内でも具現できるという長所を有する。しかし、短所として、この方法では、相互変調ひずみの存在を検出するために用いる測定値を提供するために追加の回路が必要となる。
【００２２】
検出器３１０はＲＦ増幅器１１０の出力を受信し、受信されたＲＦ信号のＲＦエネルギの推定値と、ＡＭコンテントとを、例えば、二乗関数によって提供する。もう一つの検出器３２０は、増幅器１５０の出力をサンプリングし、ＲＳＳＩの推定値を提供する。検出器３１０、３２０のこれら出力は、相互変調ひずみ検出器３７０に提供される。相互変調ひずみが発生すると、ＲＦエネルギとＡＭコンテントとは、ＲＳＳＩの増加と不均衡に増加する。もし、ＲＦエネルギとＡＭコンテントが高くかつＲＳＳＩが低いときは、相互変調が存在する可能性があり、検出器３７０は、受信機を、相互変調ひずみを除去するために、ワイドモードにおく。
【００２３】
図４は、相互変調ひずみが存在するか否かを決定するための第三の好ましい方法を示す。この第三の好ましい方法は、これは、アナログ形式でも、デジタル形式でも、具現できるという長所を有する。しかし、第二の実施形態におけるのと同様に、この方法でも、従来の零ＩＦ受信機においては通常は見られない回路が必要となる。
【００２４】
この第三の方法においては、２つのフィルタ４１０、４２０が、ベースバンド内のエネルギコンテントのサンプルを提供する。一方のサンプルは、このベースバンド内の、相互変調ひずみが発生することが期待される帯域内（例えば、ＤＣの±６０ｋＨｚ内）の、低い周波数の所から取られ、他方のサンプルは、このベースバンドチャネル内ではあるが相互変調ひずみが発生することが期待される帯域より高い、より高い周波数の所から取られる。相互変調検出器４７０は、これら２つのサンプルを比較して第二のサンプルにおける対応する増加なしに第一のサンプルにおける増加を介して直接に決定し、更に、ワイドモードにある間に、第二のサンプルにおける低下なしに第一のサンプルにおける次の低下を介して、相互変調ひずみの終息を直接に示す。
【００２５】
上記は単に多様な実施例における本発明の原理を解説する。当業者においては、ここでは明示的に説明又は示されることはなかったが、本発明の原理を具現し、従って本発明の精神及び範囲内に入る他の構成を考案できることを理解されるであろう。例えば、当業者においては、これら図面内の特定の構造は、理解を助けるために与えられているものであること、そして、これら様々なブロックの機能は、他のブロックによって遂行しても良いことを認識できよう。例えば、一例として、図５に示されるように、これら機能の幾つか又は全てを、ベースバンドプロセッサ内のデジタル機能として遂行しても良い。この例においては、ベースバンドプロセッサ５６０は、予め定義された構成可能なノッチフィルタ１３０と、２つのサンプリングフィルタ４１０、４２０と、相互変調ひずみ検出器４７０と、のこれら機能を含む。同様にして、本発明のこれら原理は、ある特定の受信機構成に制限されるものではない。例えば、本発明は、直交受信機のコンテクスト内で提示されたが、当業者においては、ここで提示されたこれら原理は、ＲＦ信号を介して情報を通信するために用いられる変調技法には比較的独立しており、このため、どのような零ＩＦ受信機システムにおいても具現できることを理解できるであろう。これら及びその他の、システム構成並びに実施形態が、当業者においては、この開示から明らかとなると思われ、これらも以下のクレームの範囲内に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明による適応相互変調ひずみフィルタを備える零ＩＦ受信機の一例のブロック図である。
【図２】本発明による適応相互変調ひずみフィルタリングの方法の一例の流れ図である。
【図３】本発明による適応相互変調ひずみフィルタを備える零ＩＦ受信機の第二の例のブロック図である。
【図４】本発明による適応相互変調ひずみフィルタを備える零ＩＦ受信機の第三の例のブロック図である。
【図５】本発明による適応相互変調ひずみフィルタを備える零ＩＦ受信機の第四の例のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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