(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流手段と、
第１のスイッチ手段を有するスイッチ・モード電源回路と、
第２のスイッチ手段を有し、前記整流手段を前記スイッチ・モード電源回路に結合させる電力プレコンバータ手段と、
前記第１のスイッチ手段の動作と前記第２のスイッチ手段の動作との間で位相オフセットを与えることにより、前記電力プレコンバータ手段の動作と前記スイッチ・モード電源回路の動作を同期させ、前記スイッチ・モード電源回路が入力電流を取り出す各期間の一部の間に、入力電流が前記電力プレコンバータ手段から前記スイッチ・モード電源回路に直接流れるようにする同期手段であって、前記位相オフセットが少なくとも部分的に前記第１のスイッチ手段のドライブ信号に基づいているランプ波信号と該ランプ波信号のピーク振幅より低い値を有する上方の基準電圧との電圧差によって定まる、前記同期手段と、
を備える、電源。
【請求項２】
前記スイッチ・モード電源回路が入力電流を取り出す各期間の一部の間に、前記電力プレコンバータ手段が前記スイッチ・モード電源回路に直接に電流を供給する、請求項１記載の電源。
【請求項３】
前記同期手段が更に、
下方の基準電圧を発生する手段、および
前記下方の基準電圧と前記上方の基準電圧に結合される入力を有する比較回路を備える、請求項１記載の電源。
【請求項４】
前記下方の基準電圧を発生する手段が前記整流手段に結合される、請求項３記載の電源。
【請求項５】
前記ランプ波信号が前記下方の基準電圧と前記上方の基準電圧の間にある期間に、前記比較回路が前記電力プレコンバータ手段のスイッチ手段の導通を可能にする、請求項４記載の電源。
【請求項６】
整流手段と、
スイッチ・モード電源回路と、
前記整流手段を前記スイッチ・モード電源回路に結合させる電力プレコンバータ手段と、
前記電力プレコンバータ手段と前記スイッチ・モード電源回路とに結合されるエネルギー蓄積手段と、
前記スイッチ・モード電源回路が直接前記電力プレコンバータ手段から前記スイッチ・モード電源回路に流れる入力電流を取り出す各期間の一部の間に、前記電力プレコンバータ手段から前記スイッチ・モード電源回路のみに電流を供給する手段と、
を備え、
前記スイッチ・モード電源回路が第１のスイッチ手段を有し、前記電力プレコンバータ手段が、少なくとも部分的に当該第１のスイッチ手段のための制御信号に基づいて制御される第２のスイッチ手段を有する、電源。
【請求項７】
前記電力プレコンバータ手段における前記第２のスイッチ手段が、前記期間の開始以後に導通を開始し常に前記期間の終了以前に導通を停止する、請求項６記載の電源。
【請求項８】
前記電力プレコンバータ手段の前記第２のスイッチ手段が導通を停止した後に、前記期間の前記一部が該期間の残りの一部を含む、請求項７記載の電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、スイッチ・モード電源の分野に関し、特に、力率（ｐｏｗｅｒ  ｆａｃｔｏｒ）の修正（ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を行うためにプレコンバータ（ｐｒｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路を使用するスイッチ・モードの電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
オフ−ライン・スイッチ・モード電源は、ＤＣ−ＤＣ変換段に縦続接続される整流段より成る。この整流段自体は、整流部とフィルタ部から成る。整流部は半導体の電力整流器を使用して、交流電圧を脈動（ｐｕｌｓａｔｉｎｇ）ＤＣ電圧に変換する。次に、このＤＣ電圧はフィルタ部のコンデンサで濾波され、リップルが比較的少ないＤＣ電圧を得る。
【０００３】
フィルタ部にコンデンサを使用する結果、生じる入力電流の波形は、幹線電圧（ｍａｉｎｓ  ｖｏｌｔａｇｅ）のピーク値に対応する電流パルスから成る。これが起こる理由は、幹線電圧がフィルタ・コンデンサの電圧を超えるまで、整流ダイオードは電流を導くことができないからである。その結果、電源は幹線電圧のピーク値でのみ電力を取り出す（ｄｒａｗ）ことができ、その結果、電源の入力における力率が悪くなる。
【０００４】
電源の入力における力率を改善する１つの方法は、整流部とフィルタ部の間にブースト型のＤＣ−ＤＣプレコンバータを設けることである。プレコンバータは、入力整流器を早めに導通させることにより力率の修正を行い、入力電流を正弦波で且つ交流電圧と同相になるように調整する。ブースト型ＤＣ−ＤＣプレコンバータを備えた従来技術によるスイッチ・モード電源を図８に示す。幹線からの電力は整流され、プレコンバータに送られる。プレコンバータでは、力率制御器（例えば、Ｓｉｅｍｅｎｓ  ＴＤＡ４８１５）がプレコンバータ・スイッチＱ２を制御する。プレコンバータ・スイッチＱ２の“オン”期間の間、エネルギーはコイルＬ１に貯えられる。このエネルギーは、プレコンバータ・スイッチＱ２の“オフ”期間の間にダイオードＤ１を通る充電電流ｉｃｈａｒｇｅにより蓄積コンデンサＣ１に移動され、最後に、入力電流ｉ１としてスイッチ・モード電源の入力に供給される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】欧州特許出願公開第０４０４９９６号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来技術に付随する問題は、プレコンバータ・スイッチＱ２が、スイッチ・モード電源の電力スイッチＱ１に対して非同期にスイッチすることから生じる。この非同期のスイッチングの結果として、ダイオードＤ１を通る充電電流ｉｃｈａｒｇｅとスイッチ・モード電源の入力電流ｉ１との位相関係がランダム（ｒａｎｄｏｍ）になる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
プレコンバータ・スイッチＱ２と電力スイッチＱ１のスイッチングを同期させることにより充電電流ｉｃｈａｒｇｅと入力電流ｉ１の位相関係を改善すれば、蓄積コンデンサＣ１を通る全実効（ｒｍｓ：ｒｏｏｔ−ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅ）電流が減じられ、これはいくつかの理由で望ましい。同期プレコンバータの使用は蓄積コンデンサＣ１の仕様を緩和し、したがって、標準的な低コストの構成部品を使用することが許容される。蓄積コンデンサＣ１の寿命を延ばすことができ、あるいは、より低コストのコンデンサを代わりに使用することができる。蓄積コンデンサＣ１の定格電圧を下げることもできる。幹線電流ｉｍａｉｎｓの高調波成分を現在のレベルより更に減衰させることができる。スイッチ・モード電源の出力におけるリップル電圧を下げることができる。最後に、テレビジョンでフライバック−トポロジィ（ｆｌｙｂａｃｋ−ｔｏｐｏｌｏｇｙ）・スイッチ・モード電源と共に使用する場合、テレビジョンが“待機”モードで動作しているとき、同期プレコンバータのスイッチは“オフ”になる。
【０００８】
［発明の目的］
位相オフセット回路を使用して、ブリッジ・キャパシタの充電電流の位相と電力プレコンバータの出力電流の位相を合わせることにある。
【０００９】
［発明の構成］
簡単に述べると、ここで述べられている発明的構成による電源は、電源のフィルタ部を通って流れる全実効電流を減少させる。スイッチ・モード電源回路の動作はプレコンバータ回路の動作と同期し、その結果、スイッチ・モード電源回路が入力電流を引き入れる各期間の一部の間、入力電流はプレコンバータ回路からスイッチ・モード電源回路に直接に流れる。
【００１０】
従って、ここで述べられている発明的構成による電源は以下のものから成る：整流手段；整流手段に結合される電力プレコンバータ；電力プレコンバータに結合されるスイッチ・モード電源回路；および、電力プレコンバータの動作とスイッチ・モード電源回路の動作を同期させる手段。
ここで述べられている更に別の発明的構成による電源は以下のものから成る：整流手段；電力プレコンバータに結合されるエネルギー蓄積手段；電力プレコンバータとエネルギー蓄積手段に結合されるスイッチ・モード電源回路；および、電力プレコンバータの動作とスイッチ・モード電源回路の動作を同期させる手段。
ここで述べる更に別の発明的構成による電源は以下のものから成る：整流手段；整流手段に結合される電力プレコンバータ；電力プレコンバータに結合されるエネルギー蓄積手段；電力プレコンバータとエネルギー蓄積手段に結合されるスイッチ・モード電源；および、スイッチ・モード電源回路が入力電流を引き込む各期間の一部の間に電力プレコンバータから直接にスイッチ・モード電源回路へ電流を供給する手段。
【００１１】
スイッチ・モード電源回路と電力プレコンバータは、それぞれ第１と第２のスイッチ手段を含む。電力プレコンバータにおける制御回路は、ランプ波信号（スイッチ・モード電源回路の動作に合わされる）の振幅を、上方と下方の基準電圧と比較する。ランプ波信号が上方と下方の基準電圧の間にあるときはいつも、電力プレコンバータにおける第２のスイッチ手段の導通は可能にされる。電力プレコンバータにおける第２のスイッチ手段は、スイッチ・モード電源回路における第１のスイッチ手段が導通する各期間の間に導通し、導通は各期間の開始以後に始まり、常に各期間の終了以前に停止する。第２のスイッチ手段が導通を停止した後の期間の一部において、電流は電力プレコンバータからスイッチ・モード電源回路へ直接に流れる。
【００１２】
本発明の上記の、およびその他の特徴と利点は添付の図面に関連して記載された以下の説明から明らかとなるであろう。図面において同様な参照番号は同様な要素を示す。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】発明的構成を有するスイッチ・モード電源をブロックおよび概略の形で表した図である。
【図２】発明的構成を有するスイッチ・モード電源において使用される制御回路のブロック図である。
【図３】発明的構成を有するスイッチ・モード電源において使用される位相オフセット回路のブロック図である。
【図４】発明的構成を有するスイッチ・モード電源と関連する特定の電圧および電流の波形を示す。
【図５】発明的構成を有する好ましい実施例の概略図である。
【図６】発明的構成を有するスイッチ・モード電源の好ましい実施例により引き寄せられる幹線電流の図である。
【図７】発明的構成を有するスイッチ・モード電源の好ましい実施例により引き寄せられる幹線電流の高調波成分の図である。
【図８】従来技術のスイッチ・モード電源をブロックおよび概略の形で表した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
充電電流ｉｃｈａｒｇｅと入力電流ｉ１との位相関係を改善する電源１００を図１、図２および図３に示す。電源１００のための電圧および電流の波形は図４に示されている。
【００１５】
電源１００は、テレビジョンで使用するために、プレコンバータ２０により全波整流器１０に結合されるスイッチ・モード電源回路３０を含む。スイッチ・モード電源回路３０の制御ＩＣ３１は、ドライブ信号Ｖ１（図４（ａ）に示す）を供給し、電力スイッチＱ１を“オン”および“オフ”にする。電力スイッチＱ１の“オン”期間はスイッチ・モード電源回路３０の出力に結合される負荷により定められる。位相オフセット回路２２はドライブ信号Ｖ１を使用して、プレコンバータ２０のプレコンバータ・スイッチＱ２のスイッチングをスイッチ・モード電源回路３０の電力スイッチのスイッチングと同期させる。このようにして、プレコンバータ・スイッチＱ２のスイッチングを電力スイッチＱ１のスイッチングと同期させることによりプレコンバータ回路２０により蓄積コンデンサＣ１に供給される充電電流ｉｃｈａｒｇｅは、スイッチ・モード電源回路３０の出力に結合される負荷に応じて変えられる。
【００１６】
電力スイッチＱ１のドライブ信号Ｖ１は、ランプ波信号Ｖｒａｍｐの持続期間を決定する。ランプ波信号Ｖｒａｍｐはランプ波発生器２５から発生され、図４（ｂ）に示されている。蓄積コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１はランプ波信号Ｖｒａｍｐの傾斜を決定する。ランプ波信号Ｖｒａｍｐは、ウインドウ比較回路２３で２つの基準電圧、上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２および下方の基準電圧Ｖｒｅｆ１（いずれも図４（ｂ）に示されている）と比較される。ランプ波信号Ｖｒａｍｐが上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２と下方の基準電圧Ｖｒｅｆ１の間にあるとき、プレコンバータ・スイッチＱ２のドライブ信号Ｖ２は、図４（ｃ）に示すように、“高く”なり、プレコンバータ・スイッチＱ２は“オン”になる。
【００１７】
上方基準電圧Ｖｒｅｆ２は、ダイオード（図示せず）の順方向電圧降下だけランプ波電圧Ｖｒａｍｐよりも低く、プレコンバータ・スイッチＱ２と電力スイッチＱ１との間の位相オフセットを達成する。これは、プレコンバータ・スイッチＱ２が“オフ”になってから電力スイッチＱ１が“オフ”になることを意味する。電力スイッチＱ１は“オン”になっているが、プレコンバータ・スイッチＱ２がまだ“オフ”になっている間、蓄積コンデンサＣ１に貯えられずにプレコンバータ２０のコイルＬ１とダイオードＤ１を通って変成器Ｔ１に直接に流れ込む充電電流ｉｃｈａｒｇｅの部分は、図４の（ｅ）と（ｆ）において陰影の部分で表される。
【００１８】
上と下の基準電圧Ｖｒｅｆ２とＶｒｅｆ１は、図４（ｂ）に示すように、ラインおよび負荷の状態に応じて変えられる。蓄積コンデンサＣ１に貯えられずに変成器Ｔ１に直接に流れ込む充電電流ｉｃｈａｒｇｅの部分を最大にするために上の基準電圧Ｖｒｅｆ２はランプ波電圧Ｖｒａｍｐのピークに比例して変えられ、その結果、上の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、ダイオード（図示せず）の順方向電圧降下だけランプ波電圧Ｖｒａｍｐよりも低い。このようにして、ランプ波電圧Ｖｒａｍｐの傾斜は蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１で変えられ、そのため、プレコンバータ・スイッチＱ２は、蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１が増加するにつれて、より早く“オフ”になり、蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１が減少するにつれ、より長く“オン”に留まっている。したがって、プレコンバータ・スイッチＱ２の“オン”期間がラインおよび負荷の状態の変動につれて変動するので、蓄積コンデンサの電流ｉＣ１（図４（ｇ）に示す）の実効値は減少され、力率および蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１は負荷の影響を受けにくくなる。
【００１９】
低い方の基準電圧Ｖｒｅｆ１は整流された幹線電圧Ｖｒｅｃに比例して変えられ、その結果、プレコンバータ・スイッチＱ２が“オン”になっている期間は、整流された幹線電圧Ｖｒｅｃが増加するにつれて減少する。これは、低い方の基準電圧Ｖｒｅｆ１を整流された幹線電圧Ｖｒｅｃから取り出して、プレコンバータ・スイッチＱ２が“オン”になる時期を遅らせることにより行われ、それにより、蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１と所望の力率との間のトレードオフ（ｔｒａｄｅｏｆｆ）が許容される。
【００２０】
回路の欠陥のために、あるいはテレビジョンが“待機”モードで動作しているために、蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１が所定の限度を超えて増加すると、過電圧保護回路２４が、低い方の基準電圧Ｖｒｅｆ１を高い方の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも上に引き上げて、プレコンバータを“オフ”にする。テレビジョンで使用するための、スイッチ・モード電源回路３０と組み合わせた同期プレコンバータ２０のより詳細な実施例が図５に示されている。スイッチ・モード電源回路３０は、電力スイッチＱ１に結合されるパルス幅変調器Ｕ２（図５に、Ｓｉｅｍｅｎｓ  ＴＤＡ４６０５−２として示される）と、１次巻線および複数の２次巻線から成る変成器Ｔ１とを含んでいる。変成器Ｔ１の１次巻線は電力スイッチＱ１と直列に結合され、変成器Ｔ１の複数の２次巻線の各々は、ダイオードＤ３，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２のいずれか１つまたは抵抗Ｒ３と直列に結合される。
【００２１】
パルス幅変調器Ｕ２は、抵抗Ｒ２を介して電力スイッチＱ１のゲート端子に電力スイッチ・ドライブ信号Ｖ１を供給する。電力スイッチ・ドライブ信号Ｖ１が“高く”なると、電力スイッチＱ１は“オン”になり、入力電流ｉ１は変成器Ｔ１の１次巻線および電力スイッチＱ１を通って流れ始め、基準電圧の電位に達する。入力電流ｉ１が変成器Ｔ１の１次巻線に流れると、エネルギーがそこに貯えられる。
【００２２】
電力スイッチ・ドライブ信号Ｖ１が“低く”なると、電力スイッチＱ１は“オフ”になり、変成器Ｔ１の１次巻線を通る入力電流ｉ１の流れは中断される。電力スイッチＱ１が“オン”になっていた間に変成器Ｔ１の１次巻線内に発生した磁界は崩れるので、１次巻線の極性は反転する。それで、１次巻線に貯えられた全てのエネルギーは変成器Ｔ１の複数の２次巻線に伝達される。ダイオードＤ３，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２は各々、順方向にバイアスされ、２次巻線は、ダイオードＤ３，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，および抵抗Ｒ３を介して、それぞれの負荷にエネルギーを伝達する。
【００２３】
スイッチ・モード電源回路３０は、位相オフセット回路２２を介して、プレコンバータ２０に結合される。回路２２には、比較器Ｕ１ａ，抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，ダイオードＤ５，およびコンデンサＣ８，Ｃ９が含まれる。比較器Ｕ１ａは、図５に示すように、集積回路Ｕ１（例えば、Ｎａｔｉｏｎａｌ  ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒのＬＭ３３９）内に示される複数の比較器のうちの１つである。蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１と電力スイッチ・ドライブ電圧Ｖ１を使用して、位相オフセット回路２２はランプ波信号Ｖｒａｍｐの形状を決定し、従って、プレコンバータ・スイッチＱ２と電力スイッチＱ１との間の位相オフセットを決定する。
【００２４】
スイッチ・モード電源回路３０の電力スイッチ・ドライブ信号Ｖ１が“高く”なると、比較器Ｕ１ａの出力は“高く”なり、蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１は抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ８を充電し、従って、ランプ波信号Ｖｒａｍｐの正に傾斜した部分を発生する。ダイオードＤ５は、コンデンサＣ５に生じる電圧を制限し、従って、ランプ波信号Ｖｒａｍｐのピーク電圧を＋１２ボルトに制限する。比較器Ｕ１ａの出力が“低く”なると、コンデンサＣ８は比較器Ｕ１ａの開放（ｏｐｅｎ）コレクタ出力を通って放電する。
【００２５】
位相オフセット回路２２は、更に、ダイオードＤ６とコンデンサＣ９と抵抗Ｒ１５から成る、ピーク検出回路２６を含む。ピーク検出回路２６は、ランプ波信号Ｖｒａｍｐを制限し、上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２を発生する。ダイオードＤ６の順方向電圧降下により、上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２のレベルは、ランプ波信号のピークより０．７ボルト低く設定される。
【００２６】
ウインドウ比較回路２３は比較器Ｕ１ｂとＵ１ｃ，抵抗Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６，およびゲート放電トランジスタＱ３を含む。抵抗Ｒ１７とＲ１８で形成される分圧器は、整流された幹線電圧Ｖｒｅｃを分割して、下方の基準電圧Ｖｒｅｆ１を比較器Ｕ１ｂの反転入力に供給する。上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、ピーク検出回路２６から比較器Ｕ１ｃの非反転入力に結合される。ランプ波信号Ｖｒａｍｐは、位相オフセット回路２２により、比較器Ｕ１ｂの非反転入力と比較器Ｕ１ｃの反転入力の両方に供給される。
【００２７】
ランプ波信号Ｖｒａｍｐが下方の基準電圧Ｖｒｅｆ１と上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２の間にあれば、ウインドウ比較器の出力電圧Ｖ４は抵抗Ｒ２５により“高く”引き上げられる。コンデンサＣ１１は、ウインドウ比較器の出力電圧Ｖ４内の小さなスパイクを制御する。ウインドウ比較器の出力電圧Ｖ４が“高い”とき、ゲート放電トランジスタＱ３は“オフ”になり、＋１２ボルトが抵抗Ｒ２６を介してプレコンバータ・スイッチＱ２のゲート端子に結合され、それによって、プレコンバータ・スイッチＱ２を“オン”にする。ランプ波信号Ｖｒａｍｐが下方の基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低いかまたは上方の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高ければ、ウインドウ比較器の出力電圧Ｖ４は“低く”なり、ゲート放電トランジスタＱ３を“オフ”にし、それにより、プレコンバータ・スイッチＱ２のゲート端子を放電させ、次にスイッチＱ２は“オフ”になる。ゲート放電トランジスタＱ３を使用してプレコンバータ・スイッチＱ２を開くことにより、プレコンバータ・スイッチＱ２のために素早いターン・オフ時間が得られる。
【００２８】
過電圧保護回路２４は比較器Ｕ１ｄおよび抵抗Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３を含む。抵抗Ｒ２０とＲ２１で形成される分圧器は、比較器Ｕ１ｄの反転入力に過電圧閾値電圧を供給する。蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１は、抵抗Ｒ２２とＲ２３で形成される分圧器で分割され、その結果生じる電圧は比較器Ｕ１ｄの非反転入力に供給される。蓄積コンデンサの電圧ＶＣ１が、比較器Ｕ１ｄの反転入力に存在する過電圧閾値電圧により定められる過電圧限度を超えると、比較器Ｕ１ｄの出力は“高く”なり、抵抗Ｒ１９はダイオードＤ８を介して下方の基準電圧Ｖｒｅｆ１を引き上げる。次にウインドウ比較器の出力電圧Ｖ４は“低く”なり、それによって、ゲート放電トランジスタＱ３は“オン”になり、プレコンバータ・スイッチＱ２のゲート端子を放電させ、それによって、プレコンバータ・スイッチＱ２を開き、プレコンバータ２０を“オフ”にする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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