(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ振幅変調キャリア、及びそのキャリアと同一のチャンネルの複数のデジタル変調直交周波数分割多重化ＯＦＤＭサブキャリアを有する信号をデジタル音声放送する方法であって、
デジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアの相補対を複数のＯＦＤＭシンボルフレームの各々において単一の制御ビットで変調し、
アナログ変調キャリア及び複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアを伝送するステップより成り、
連続するＯＦＤＭシンボルフレームの連続する制御ビットは制御フレームを形成し、制御フレームは、伝送モードを表す第１の制御ビット系列と、制御データ同期ワードを表す第２の制御ビット系列と、インターリーバ同期ワードを表す第３の制御ビット系列とを含み、サブキャリアの相補対はアナログ変調キャリアに隣接する第１及び第２のサブキャリアより成り、第１及び第２のサブキャリアは他のサブキャリアより大きい振幅を有する、デジタル音声放送方法。
【請求項２】
複数のＯＦＤＭシンボルフレームは、インターリーバフレームを形成する請求項１の方法。
【請求項３】
制御ワードを処理して、第２の制御ビット系列のビットを所定のデータワードと相関することにより制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別し、
相関ステップの結果を所定のしきい値と比較するステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項４】
デジタル変調キャリアの相補対は、二進位相シフトキーイングにより変調される請求項１の方法。
【請求項５】
アナログ変調キャリアと複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアとを受信し、
制御フレームを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別するステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項６】
インターリーバフレームのうちの１つのフレームにつき第１の制御ビット系列を加算して加算値を発生させ、
加算値を複数の伝送モードを表す複数の所定の値のうちの１つと比較し、
加算値に最も近い所定の値に対応する伝送モードを選択するステップをさらに含む請求項１の方法。
【請求項７】
アナログ振幅変調キャリア、及びそのキャリアと同一のチャンネルの複数のデジタル変調直交周波数分割多重化ＯＦＤＭサブキャリアを有する信号をデジタル音声放送する装置であって、
デジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアの相補対を複数のＯＦＤＭシンボルフレームの各々において単一の制御ビットで変調する手段（５０）と、
アナログ変調キャリア及び複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアを伝送する手段（９８）とより成り、
連続するＯＦＤＭシンボルフレームの連続する制御ビットは制御フレームを形成し、制御フレームは、伝送モードを表す第１の制御ビット系列と、制御データ同期ワードを表す第２の制御ビット系列と、インターリーバ同期ワードを表す第３の制御ビット系列とを含み、サブキャリアの相補対はアナログ変調キャリアに隣接する第１及び第２のサブキャリアより成り、第１及び第２のサブキャリアは他のサブキャリアより大きい振幅を有する、デジタル音声放送装置。
【請求項８】
複数のＯＦＤＭシンボルフレームは、インターリーバフレームを形成する請求項７の装置。
【請求項９】
制御ワードを処理して、第２の制御ビット系列のビットを所定のデータワードと相関することにより制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別し、相関ステップの結果を所定のしきい値と比較する手段（１６３）をさらに含む請求項７の装置。
【請求項１０】
デジタル変調キャリアの相補対は、二進位相シフトキーイングにより変調される請求項７の装置。
【請求項１１】
アナログ変調キャリアと複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアとを受信する手段（１１０）と、
制御フレームを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別する手段（１６３）とをさらに含む請求項７の装置。
【請求項１２】
インターリーバフレームのうちの１つのフレームにつき第１の制御ビット系列を加算して加算値を発生させ、加算値を複数の伝送モードを表す複数の所定の値のうちの１つと比較し、加算値に最も近い所定の値に対応する伝送モードを選択する手段（１６３）をさらに含む請求項７の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は、無線周波数信号の送受信に関し、さらに詳細には、デジタル音声放送信号における制御情報の送受信方法及び装置に関する。
【０００２】
音声忠実度を改善するためにデジタル符号化された音声信号を放送する可能性につき関心が高まっている。本願の一部として引用する米国特許第５，５８８，０２２号に記載された１つの方式は、標準ＡＭ放送チャンネルにおいてアナログ信号とデジタル信号を同時に放送するものである。第１の周波数スペクトルを有する振幅変調無線周波数信号が放送されるが、この振幅変調無線周波数信号は、第１のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものであり、この信号と同時に、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内で複数のデジタル変調キャリア信号が放送される。各デジタル変調キャリア信号は、デジタルプログラム信号の一部により変調される。第１の群のデジタル変調キャリア信号は、第１の周波数スペクトル内にあって、第１のキャリア信号により直角位相で変調される。第２及び第３の群のデジタル変調キャリア信号は、第１の周波数スペクトルの外側にあって、第１のキャリア信号と同相及び直角位相の両方で変調される。
【０００３】
米国特許第５，５８８，０２２号に記載されたＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式は、アナログＡＭチャンネルへのクロストークを回避しながらデジタル信号に十分なデータスループットを与えるような波形構成になっていた。通信情報を載せるために、多数のキャリアが直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ）で使用される。
【０００４】
ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式では、デジタル符号化された音声情報が、既存のアナログＡＭ信号と同時に送信される。デジタル情報は符号化された後、ＯＦＤＭ変調により送信される。デジタル音声放送方式は、放送者が音声品質とカバレッジエリア及びチャンネル耐劣化性をトレードオフできるように種々の音声符号化レート及び前方誤り訂正レートでデジタル情報を伝送することができる。
英国特許出願ＧＢ２  ３２０  ８７１  Ａは、フレーム同期情報を伝送するための複数の伝送パラメータ信号パイロットキャリアを含む直交周波数分割多重化キャリアを用いる通信方式を開示している。米国特許第５，７４８，６８６号は、同期アルゴリズムを用いて所定のシンボルパターンを受信信号とマッチさせることによりフレーム同期を得るデジタル音声放送方式を開示している。
本発明は、アナログ変調キャリア及び複数のデジタル変調サブキャリアの両方を有するデジタル音声放送信号のモード及び同期情報を伝送する方法を提供する。
【０００５】
本発明は、アナログ変調キャリア、及びそのキャリアと同一のチャンネルの複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアを有する信号をデジタル音声放送する方法であって、アナログ変調キャリアをデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアに対して遅延させ、デジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアの相補対を複数のＯＦＤＭシンボルフレームの各々において単一の制御ビットで変調し、アナログ変調キャリア及び複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアを伝送するステップより成り、連続するＯＦＤＭシンボルフレームの連続する制御ビットは制御フレームを形成し、制御フレームは、伝送モードを表す第１の制御ビット系列と、制御データ同期ワードを表す第２の制御ビット系列と、インターリーバ同期ワードを表す第３の制御ビット系列とを含み、サブキャリアの相補対はアナログ変調キャリアに隣接する第１及び第２のサブキャリアより成り、第１及び第２のサブキャリアは他のサブキャリアより大きい振幅を有する、デジタル音声放送方法を提供する。
【０００６】
本発明は、アナログ変調キャリア、及びそのキャリアと同一のチャンネルの複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアを有する信号をデジタル音声放送する装置であって、アナログ変調キャリアをデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアに対して遅延させる手段（６１）と、デジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアの相補対を複数のＯＦＤＭシンボルフレームの各々において単一の制御ビットで変調する手段（５０）と、アナログ変調キャリア及び複数のデジタル変調ＯＦＤＭサブキャリアを伝送する手段（９８）とより成り、連続するＯＦＤＭシンボルフレームの連続する制御ビットは制御フレームを形成し、制御フレームは、伝送モードを表す第１の制御ビット系列と、制御データ同期ワードを表す第２の制御ビット系列と、インターリーバ同期ワードを表す第３の制御ビット系列とを含み、サブキャリアの相補対はアナログ変調キャリアに隣接する第１及び第２のサブキャリアより成り、第１及び第２のサブキャリアは他のサブキャリアより大きい振幅を有する、デジタル音声放送装置を提供する。
【０００８】
【好ましい実施例の詳細な説明】
本発明は、デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める方法を提供する。デジタル信号をアナログＡＭ信号と同一チャンネルで放送する方式は、イン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯＣ）放送方式と呼ばれる。この放送方式は、複数の直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）キャリアによりデジタル波形を伝送するものであり、これらのキャリアのうちの一部は、アナログＡＭ信号により直角位相で変調されて、標準ＡＭ放送信号が有意のエネルギーを有するスペクトル領域内に位置する。残りのデジタルキャリアは、アナログＡＭ信号により同相と直角位相の両方で変調されて、アナログＡＭ信号と同一チャンネル内であるが、アナログＡＭ信号が有意なエネルギーを持たないスペクトル領域に位置する。米国では、ＡＭ放送局からの電波の発射は、連邦通信委員会（ＦＣＣ）規則により、アナログキャリアから１０．２ｋＨｚ乃至２０ｋＨｚ離れたところで未変調のアナログキャリアレベルより少なくとも２５ｄＢ、２０ｋＨｚ乃至３０ｋＨｚ離れたところで少なくとも３５ｄＢ、また３０ｋＨｚ乃至６０ｋＨｚ離れたところで少なくとも３５ｄＢ＋１ｄＢ／ｋＨｚ減衰することを条件として決定された信号レベルマスク内におさまるように制限されている。
【０００９】
図１は、本発明が利用できるタイプのＡＭデジタル音声放送信号のスペクトルを示す。曲線１０は標準放送振幅変調信号の大きさのスペクトルを表わし、キャリア周波数はｆ0である。ＦＣＣの電波発射マスクを、番号１２で示す。ＯＦＤＭ波形は、ｆ1＝５９．５３５・１０6／（１３１０７２）又は約４５４Ｈｚ離隔した一連のデータキャリアより成る。第１群の２４個のデジタル変調キャリアは、図１の包絡線１４で示すように、（ｆ0−１２ｆ1）から（ｆ0＋１２ｆ1）に亘るバンド内にある。これらの信号の大部分は、アナログＡＭ信号とのクロストークを最小限に抑えるために未変調ＡＭキャリア信号レベルより３９．４ｄＢ低い。クロストークは、このデジタル情報をアナログＡＭ波形との直交性を保証する態様で符号化することにより、さらに減少する。このタイプの符号化を「相補的符号化（即ち、相補的ＢＰＳＫ、相補的ＱＰＳＫ又は相補的３２  ＱＡＭ）」と呼ぶが、これは前述した米国特許第５，８５９，８７６号にさらに詳細に記載されている。相補的ＢＰＳＫ変調を最も内側のデジタルキャリア対、ｆ0±ｆ1、に対して行うことにより、制御情報を伝送する。これらのキャリアは、−０２８ｄＢｃのレベルのセットされている。この第１群の他の全てのキャリアは−３９．４ｄＢｃのレベルにあり、４８及び３２ｋｂｐｓの符号化レートで相補的３２  ＱＡＭにより変調される。相補的８  ＰＳＫ変調は、（ｆ0−１１ｆ1）から（ｆ0−２ｆ1）及び（ｆ0＋２ｆ1）から（ｆ0＋１１ｆ1）の範囲にあるキャリアに対して１６ｋｂｐｓの符号化レートで用いられる。これら全部で３つの符号化レートで、（ｆ0−１２ｆ1）及び（ｆ0＋１２ｆ1）のキャリアは補充データを運び、相補的３２  ＱＡＭにより変調される。
【００１０】
第１群の外側には、さらに別のデジタルキャリア群がある。これらのデジタル波形をアナログ信号と直角位相にする必要性は、アナログＡＭ信号の帯域幅を制限することによりなくなる。包絡線１６及び１８によりそれぞれ包まれる第２及び第３群のキャリアは、例えば、４８及び３２ｋｂｐｓのレートで３２  ＱＡＭを、また１６ｋｂｐｓのレートで８  ＰＳＫを用いて変調する。これらのキャリアは、全ての符号化レートで−３０ｄＢｃのレベルにセットされる。
【００１１】
図２は、本発明により構成した送信機のブロック図である。伝送されるアナログプログラム信号（この例では、右及び左のステレオ部分を含む）は、入力端子２８及び２８’に印加される。左及び右のチャンネルは、加算点２９で結合された後、アナログ音声プロセッサ３０に送られるが、そこで平均アナログＡＭ変調電力が増加して、カバレッジエリアがかなり拡張される。かかるプロセッサは、世界中のアナログＡＭラジオ局で普通見られるものである。その信号は、鋭いカットオフ特性を有するローパスフィルタ３１に送られて、ライン３２上で、ろ波済みでモノーラルのアナログプログラム信号が得られる。フィルタ３１は、例えば、カットオフ周波数が５ｋＨｚであり、５．５ｋＨｚを超えると４０ｄＢの減衰が得られる。オプションとして、フィルタ３２の効果を、アナログ音声プロセッサ３０内での音声処理により得ることが可能である。
【００１２】
伝送信号のアナログ及びデジタル部分により同一のプログラム材を送る実際例では、符号化アルゴリズムを実行するデジタルソースエンコーダ３４が、右及び左のアナログプログラム信号をライン３６上のデジタル信号に変換する。前方誤り訂正／インターリーバ回路３８は、インパルス雑音及び干渉で損なわれたチャンネルにおけるデータの健全性を改善することにより、ライン４０上にデジタル信号を発生させる。伝送されるデジタル信号がアナログプログラム信号のデジタル版でない例では、データポート４２を設けてデジタル信号を受けるようにする。アナログプログラム信号のデジタル版またはポート４２へ送られるデジタル信号が付加的なデータにより補充される例では、補充及び補助データソース４４も設ける。補助データの一部は、デジタルソースエンコーダ３４に入力することも可能である。ソースエンコーダは、補助データの伝送のために、その出力ビットの一部を保持する場合がある。また、音声ソースが、例えば、複雑でない音楽の楽節の間でソースエンコーダの最大符号化レートを必要としない場合、エンコーダは、利用可能であれば、補助データを伝送することができる。ソースエンコーダが最大の符号化レートを必要とせず、保持された補助データに加えて補助情報を伝送可能である場合、このソースエンコーダは、伝送可能な付加的なデータの量を示す信号を補助データソースに送ることにより、この状態を補助データソースに示すことができる。補助データを用いることにより、緊急情報、株式市場の相場、天気予報または歌のタイトルのような音声プログラム材に関する情報のような信号を伝送することが可能である。
【００１３】
データパーサ４６は、デジタルデータを受けて、ライン４８上に複数の出力を発生させる。キャリア（ｆ0−１２ｆ1）及び（ｆ0＋１２ｆ1）上で用いる補充データは、ライン４３上に入力される。データパーサ４６からのライン対４８上の信号は複素係数を構成し、これらはブロック５０の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）アルゴリズムにかけられる。このアルゴリズムは、ライン５２及び５４上にそれぞれ、データ信号をベースバンド同相成分Ｉと、直角位相成分Ｑを発生させる。ＩＦＦＴの出力へは、プロセッサ５３によりガードバンドがかけられる。ＩＦＦＴの出力がＩＦＦＴ動作毎に１２８個のサンプルより成る場合、このガードバンドは７個のサンプルより成る。ガードバンドは、ＩＦＦＴ出力を周期的に拡張することにより、換言すれば、サンプル１乃至７をとり、それらをそれぞれサンプル１２９乃至１３５として複写することによりかけられる。ガードバンドに続いて、データにウィンドウが適用される。このウィンドウは、伝送スペクトルのサイドロープを減少させることにより、第２及び第３の隣接局への干渉を軽減する。
【００１４】
符号化済みプログラムデータまたは補助データを伝送する代わりに、既知のデータである、パイロット情報としても知られるトレイニング系列を、周期的に伝送する。トレイニング系列は、等化器のような受信機中のプロセッサが信号を迅速に捕捉して、急変するチャンネル状態に追従するのを可能にする。トレイニング系列は、装置５５内に記憶させるかまたはその装置により発生させせることが可能であり、例えば１０番目のフレーム毎に伝送波形として周期的に選択される。あるいは、トレイニング系列の情報を周波数領域に記憶させてＩＦＦＴの入力に加えることが可能である。しかしながら、時間領域で情報を記憶させると、ＩＦＦＴ動作の必要な回数が減少する。既知のデータが１０番目のフレーム毎に伝送されるが、補充データの伝送を担当するキャリア、（ｆ0−１２ｆ1）及び（ｆ0＋１２ｆ1）、は、１０番目のフレーム毎に既知のデータを伝送しない。この場合、１０番目のフレーム毎に伝送される補充データは、トレイニング系列波形発生器に入力され、補充データを担当するキャリアが既知のデータにさらに寄与する。補充データと補助データの間の相違点は、補充データの処理が、ソース符号化（ＦＥＣ）及びデジタル符号化プログラム情報を処理するためのインターリービング動作とは全く無関係なことである。
【００１５】
処理済みベースバンドアナログＡＭ信号は、アナログ−デジタルコンバータ６０によりデジタル信号に変換された後、遅延装置６１により遅延される。送信機におけるアナログ信号の遅延は、そのチャンネルにおけるアナログ信号とデジタル信号の間に時間ダイバーシティを与える。時間ダイバーシティにより、アナログ信号とデジタル信号の間でロバストな混合を行う機会が得られる。遅延済みアナログ信号は、加算点６２において、デジタルＤＡＢ波形の同相部分と結合され、ライン４６上の複合信号となる。ライン６４上の複合信号は、デジタル−アナログコンバータ６６によりアナログ信号により変換された後、ローパスフィルタ６８によりろ波され、ミキサー７０に送られて、そこで、局部発振器７４がライン７２上に発生させる無線周波数信号と乗算される。ライン５７上の直角位相信号は、デジタル−アナログコンバータ７６によりアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ７８によりろ波され、ろ波済み信号は第２のミキサー８０により、ライン８２上の信号と乗算される。ライン７２上の信号は、ブロック８４で示すように移相され、ライン８２上の信号となる。ミキサー７０及び８０の出力は、ライン８６及び８８を介して加算点９０に到達し、ライン９２上の複合波形となる。スプリアス混合積は、バンドパスフィルタ７４により弱められ、その結果得られるＤＡＢ信号は電力増幅器９６により増幅されて送信アンテナ９８へ送られる。
【００１６】
システム制御情報は、ＡＭキャリアに最も近い周波数のＯＦＤＭキャリア対により伝送される。一方がＡＭキャリア周波数よりも低く、もう一方がＡＭキャリアよりも同一周波数だけ高いこれらのキャリアは、ＢＰＳＫ変調より変調される。ＢＰＳＫキャリアは相補対を形成するが、これはＢＰＳＫキャリアを加算すると、ＡＭキャリアと直角位相になることを意味する。ＢＰＳＫキャリアは、１つのキャリアに対する変調がもう一方のキャリアに対する変調の負の複素共役数となるように選択すると、相補的になる。これは、ＢＰＳＫキャリアは２つあるが、キャリア上の情報はそれぞれ独立ではなく、キャリアはＯＦＤＭフレーム毎に合計でただ１ビットの制御情報を伝送することを意味する。ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式の好ましい実施例のシンボルレートは約４３０．６６ｂｐｓであるが、これは毎秒４３０．６６ビットのシステム制御情報が毎秒伝送されることを意味する。ＡＭキャリア周波数に最も近いキャリアは、その他のＯＦＤＭキャリアよりも大きい電力で伝送される。それらはチャンネルの中心に最も近いため、受信機の等化器の、これらのキャリアに対する適応性は、チャンネルの中心からさらに離れたキャリアに対する適応性よりも低くなければならないが、その理由は、デジタル信号の基準位相がチャンネルの中心の位相に規準化され、デジタル信号の大きさがＢＰＳＫキャリアの受信電力により規準化されるためである。さらに、ＢＰＳＫキャリアは相補的であることから、キャリアが受信機で結合されるため発生する信号対雑音比が増加する。加えて、チャンネルの中心に最も近いキャリアは、シンボルタイミングまたはボー回復回路における誤りに影響される度合が最も少ない。これらの要因が組み合わさって、制御情報が非常にロバストなものとなる。
【００１７】
図２に示すように、本発明によると、制御ビットはモード制御／データ同期系列発生器１００により発生される。この発生器は、この系列を記憶するメモリデバイスより成る。ＦＥＣ／インターリーバプロセッサ３８からのライン１０２上の信号は、モード制御／データ同期系列がインターリーバからのデータの取り出しと同期するように使用される。デジタルソースエンコーダは、ライン１０４により信号をモード制御／データ同期系列発生器に送ることにより、現在使用中の音声符号化レートを伝送する。モード制御／データ同期系列は、ライン１０６によりＩＦＦＴへ送られる。ＩＦＦＴは、ライン１０６上のデータを、モード制御／データ同期系列を運ぶデジタルキャリアの入力として使用する。１つの好ましい実施例において、ＦＥＣ／インターリーバプロセッサは、外側ＦＥＣコードと、それに続く外側インターリーバ、さらにそれに続く内側ＦＥＣコード、そしてそれに続く内側インターリーバより成る。モード制御／データ同期系列の長さは、この系列が内側インターリーバのデータを用いて伝送可能なボー数に等しいボー数でデータを提供するように設定可能である。受信機では、これにより、内側インターリーバの境界が、モード制御／データ同期系列を適当に処理することにより決定可能となる。
【００１８】
１つの好ましい実施例において、内側インターリーバフレーム毎に４００個のＯＦＤＭフレームを伝送するが、内側インターリーバフレームは内側インターリーバを満たすに必要なデータのことである。１ビットの制御情報をインターリーバフレーム毎に伝送するため、インターリーバフレーム毎に４００ビットの制御情報が伝送される。従って、モード制御／データ同期系列の長さが４００ビットである場合、この系列は内側インターリーバフレーム毎に繰り返す。これらの４００ビットは４０ビットより成る１０個のセグメントに分割され、４０ビットの各セグメントを制御フレームと呼ぶ。図５は、制御フレーム１８４を構成する４０ビットのフォーマットを示す。
【００１９】
図３は、図１の複合デジタル／アナログ信号を受信するように構成された受信機のブロック図である。アンテナ１１０は、デジタル／アナログ信号を含む複合波形を受信し、この信号を、無線周波数プリセレクタ、増幅器、ミキサー及び局部発振器を含む従来型入力段１１２へ送る。中間周波数信号は、入力段がライン１１４上に発生させる。この中間周波数信号は、自動利得制御回路１１６を介してＩ／Ｑ信号発生器１１８へ送られる。Ｉ／Ｑ信号発生器は、ライン１２０上に同相信号を、またライン１２２上に直角位相信号を発生させる。ライン１２０上の同相チャンネル出力は、アナログ−デジタルコンバータ１２４へ入力される。同様に、ライン１２２上の直角位相チャンネル出力は、別のアナログ−デジタルコンバータ１２６へ入力される。ライン１２０及び１２２上のフィードバック信号は、自動利得制御回路１１６の制御に使用される。ライン１２０上の信号は、ブロック１４０で示すように分離されて、出力段１４０へ送られた後、スピーカー１４４または他の出力装置へ供給されるアナログＡＭ信号を含む。
【００２０】
オプションとしてのハイパスフィルタ１４６を用いて、ライン１２８上の同相成分をろ波することにより、アナログＡＭ信号のエネルギーを消滅させて、ライン１４８上にろ波済み信号を供給することが可能である。ハイパスフィルタを使用しない場合、ライン１４８上の信号はライン１２８上の信号と同じである。復調器１５０は、ライン１４８及び１３０上のデジタル信号を受けて、ライン１５４上に出力信号を発生させる。これらの出力信号は等化器１５６へ送られ、その出力がスイッチ１５８へ送られる。スイッチの出力は、データの健全性を改善するために、デインターリーバ／前方誤り訂正デコーダ１６４へ送られる。デインターリーバ／前方誤り訂正回路の出力は、ソースデコーダ１６６へ送られる。ソースデコーダの出力は回路１６８により遅延されるが、これは、送信機におけるアナログ信号の遅延を補償し、受信機においてアナログ信号とデジタル信号の時間を揃えるためである。遅延回路１６８の出力は、デジタル−アナログコンバータ１６０によりアナログ信号に変換されて、出力段１４２へ送られるライン１６２上の信号となる。
【００２１】
図４は、本発明の動作をさらに説明するための詳細な機能ブロック図である。ライン１４８と１３０には、同相（Ｉ）信号及び直角位相（Ｑ）信号が、ウィンドウ／ガードインターバル除去回路１７０への入力として与えられる。これらの信号は、図３に図示したものと同じダウンコンバーターの構成要素を用いて与えてもよい。ウィンドウは、デジタルキャリアが直交性を維持する、あるいはデジタルキャリア間の直交性のずれが少なくともシステム性能にインパクトを与えないほど小さくなるように適用しなければならない。Ｉ及びＱ信号は伝送ボーインターバルと同期関係にあり、各ボーはＦＦＴ回路１７２へ入力される。ハイパスフィルタ１４６で処理する前にウィンドウ動作及びガードインターバル除去動作を行うのが有利な場合もある。ウィンドウ／ガードインターバル除去回路１７０からの出力は、ＦＦＴ１７２へ入力される。相補的キャリアの信号対雑音比（ＳＮＲ）を向上させるために、相補的なキャリア対のＦＦＴ出力を結合する。ＦＦＴの出力は、ライン１５４を介して係数乗算器１７４へ入力される。係数乗算器は、チャンネル効果、送信機及び受信機のろ波及び受信デジタル情報の大きさ及び位相に影響を与える可能性のある他のファクタを補償するために、各デジタルキャリアにつきデータの大きさ及び位相を調整する。係数乗算器の出力はシンボル決定を行うために使用され、伝送された星座点が決まる。プロセッサ１７６は、周波数領域の星座点のうち何れの点が伝送されたかをチェックする。これらの決定は、予め等化された星座点及び等化器係数の前の値と共に、ブロック１７８で示す等化器係数の更新に用いられる。ブロック１７８は、最小２乗平均（ＬＭＳ）または回帰的最小２乗（ＲＬＳ）アルゴリズムのような既知のアルゴリズムを使用して、等化器係数を更新することができる。
【００２２】
データを正しく復調するには、受信機は、トレイニングボーが受信される時を突き止める必要がある。トレイニングボーが受信されると、等化器の出力はシンボル決定プロセッサ（ＦＥＣ／デインターリーバを含む）へ入力されないが、これは、トレイニングボー情報がデジタル符号化音声プログラムを得るために使用されないからである。また、等化器は、トレイニングフレームが受信されると、異なる収束係数または適応定数を使用する。さらに、雑音電力評価器に入力されるデータは、トレイニングボーが受信されると、異なる態様で処理される。また、シンボル決定／アプリオリ・データブロック１７６は、トレイニングボーが受信される時のトレイニングボー及び通常のボウが受信される時のシンボル決定に対応する理想的なデータを出力する。図４に示すように、係数乗算器の出力は、通常のトレイニング同期を突き止めるプロセッサ１６５へ入力される。
【００２３】
図３及び４に示すように、係数乗算器からのデータの流れは、モード制御／データ同期プロセッサ１６３へ入力される。このプロセッサは、モード制御／データ同期系列からのデータだけを使用する。モード制御／データ同期プロセッサ１６３は、制御情報を処理して、音声符号化レート及び内側インターリーバの境界を突き止める。ライン１６７上の信号は、デインターリーバ／ＦＥＣ回路１６４へ送られて、内側インターリーバの境界を示す。その結果、受信機においてデータが内側インターリーバの境界と同期状態となり、デインターリーバ／ＦＥＣ回路１６４の適正動作が可能となる。ソースデコーダに対して、符号化音声情報のレートを示す信号も送られる。
【００２４】
本発明は、ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式におけるシステム制御情報の伝送フォーマットと受信方法とを提供する。伝送されるデータは、伝送モード、インターリーバ同期及び制御データ同期情報を含む。本発明の好ましい実施例において、この情報は、ＡＭキャリアに最も近いＯＦＤＭキャリアにより伝送される。ＢＰＳＫ変調フォーマットは、雑音及び干渉の存在下でロバストな性能を与えるために使用される。以下に述べる同期系列は、自動相関サイドローブレベルを低くするように選択されている。
【００２５】
図５は、制御フレーム１８４全体を示す。図５に示すように、最初の１２ビット１８６は決定すべきものであり、将来におけるシステム更新のために必要に応じて使用できる。次の４ビット１８８は、伝送モード情報ビットである。これらのビットは、畳込みエンコーダに使用される音声符号化レートと前方誤り訂正レートを示す。ＡＭデジタル音声放送方式の現在において好ましい実施例には、伝送用としての３つのモードがあり、それらは、畳込みエンコーダの３／５レートで４８ｋｂｐｓの音声符号化レート、２／５レートで３２ｋｂｐｓの音声符号化レート、また１／３レートで１６ｋｂｐｓの音声符号化レートである。４つの伝送モード情報ビットコードが、異なるビットの数を最大にするために選択された。
【００２６】
受信機では、伝送モード情報は、完全なインターリーバフレームが受信されるまでは必要ない。従って、受信機は、インターリーバの１０個の制御フレームからの情報を用いて伝送モードを突き止めるのが有利である。伝送モードを突き止める１つの方法は、１として受信される伝送モードビットの数をカウントすることである。ビットコードが図４に示すようなものである場合、それらのビットの合計は、３／５コード、２／５コード及び１／３コードのそれぞれにつき０、２０及び４０とならなければならない。合計値に最も近い理想値を用いて、何れのモードが伝送中であるかを知ることができる。伝送モードを突き止めるためのこのアルゴリズムをシミュレーションした結果、ＢＰＳＫキャリアからのモードビットを復元できない場合、より複雑な変調フォーマットを用いる、その他のキャリアのデータを復元できる可能性は非常に低いため、そのアルゴリズムは実用的で信頼性が高いことが判明した。別法として、伝送モードビットを、可能な全ての伝送モードコードと相関することができる。最大出力を与える相関を、伝送モードとして選択する。相関の結果をローパスフィルタでろ波し、ヒステリシスを加えて、雑音の影響を軽減することが可能である。相関は、可能な伝送モードコードを有する受信ビットの否定排他または（ＸＯＲ）回路として実現できる。各伝送モードコードの否定ＸＯＲ動作により得られるビットは、相関値を表すために加算することができる。
【００２７】
次の４つのビット１９０は、インターリーバ同期ワード１９４を構成する４０ビットの一部である。４０ビットのインターリーバ同期ワードはインターリーバフレーム毎に１度伝送され、各インターリーバフレームの間に伝送される１０個の制御フレームの各々の間に４個のビットが伝送される。受信機は、インターリーバ同期情報を処理してインターリーバフレームの境界を突き止める。インターリーバ固有ワードは、インターリーバの境界を高い信頼度で突き止めることができるように、ピークとサイドローブについて高い自動相関値を有するように選択されていた。詳説すると、使用するビットパターンは、１１００１１１０１０１１１０００１０１１１１０１０１００１０００００１００１００であり、系列が整列関係にある時は自動相関値が４０であり、系列が整列関係にない時はピークサイドローブレベルが＋／−４である。自動相関は、系列をそれ自身の周期的延長部分に亘って相関することにより得られること、またこれらの数が１ビットでは１を、また０のビットでは−１を用いることによって得られることに注意されたい。インターリーバフレームは受信機により処理されるため、インターリーバ同期ワード全体は、１０個の制御フレームの各々において４個のビット系列を結合することにより構成することが可能である。受信インターリーバ同期ワードは、インターリーバの境界を突き止めるために、既知の伝送済みインターリーバワード相関することができる。詳説すると、制御フレーム全体を受信する度に、受信される最後の４０個のインターリーバ同期ビットを既知のパターンと相関することができる。相関の結果をしきい値と比較することにより、インターリーバの同期を突き止めることが可能である。
【００２８】
相関を正しく行うためには、まず最初に、ＢＰＳＫ制御フレームの同期を得る必要がある。図５に示すように、制御フレームの最後の２０ビット１９２は、ＢＰＳＫ同期固有ワードを構成する。このビット系列の目的は、受信機が制御フレームのビットパターンに同期して、伝送モード及びインターリーバ同期情報の正しいビットを選択できるようにすることである。インターリーバ同期ワードと同様に、このワードは、ピークとサイドロープの自動相関値が高くなるように選択された。詳説すると、使用するビットパターンは、１１１１１０１１００１０１０１１０００１であり、系列が整列関係にある時の自動相関値は２０であり、系列が整列関係にない時のピークサイドローブレベルは＋／−４である。これらのビットの既知の伝送パターンを用い、受信機において、受信制御ワードビットパターンを相関することが可能である。制御ワードのそれ以外の２０ビットは、時として、ＢＰＳＫ同期固有ワードと高い相関を有することがあるため、また雑音の影響を軽減するために、制御フレーム内の可能な相関位置の各々について相関出力をローパスフィルタで個々にろ波することが有利かもしれない。ローパスフィルタの出力、またはローパスフィルタを使用しない場合は相関の出力を、しきい値と比較すると、ＢＰＳＫの同期が得られる時を突き止めることができる。
【００２９】
本発明は、振幅変調コンパチブルデジタル音声放送信号の制御情報を送受信する方法及び装置を提供する。以上において、本発明のある特定の好ましい方式及び実施例につき説明したが、本発明は、頭書の特許請求の範囲内で他の態様での実施が可能であることがわかるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、本発明の方法の実施に際して使用可能な従来技術の複合アナログＡＭ及びデジタル放送信号を示す概略図である。
【図２】  図２は、本発明の信号処理方法を実施できる送信機のブロック図である。
【図３】  図３は、本発明の信号処理方法を実施できる受信機のブロック図である。
【図４】  図４は、図３の受信機の一部を示す詳細ブロック図である。
【図５】  図５は、本発明に従って処理可能なデータの制御フレームを表す概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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