(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットを求める方法であって、該通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含んでおり、該方法が、
前記一連のトレーニング・シンボルに基づいて通信チャネルの推定値を提供するステップと、
前記チャネル推定値に基づいて、前記通信チャネルによってもたらされる雑音寄与の推定値を求めるステップと、
求めた雑音寄与の推定値から、ＤＣオフセットの推定値を求めるステップと、を備え、
前記求めた雑音寄与の推定値から、ＤＣオフセットの推定値を求めるステップは、回転傾向ベクトルと求められた雑音寄与の推定値を表す推定された雑音ベクトルとの内積を計算することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記雑音寄与の推定値を求めるステップは、求めたチャネル推定値に基づいて、いくつかの受信したトレーニング・シンボルと対応する予期されるトレーニング・シンボルとの間の差分から、前記雑音寄与の推定値を求めるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記チャネル推定値を提供するステップは、見込まれるＤＣオフセットを特性の無い干渉寄与として扱うステップを含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記チャネル推定値を求めるステップは、前記通信信号の受信した信号バーストに関して前記一連のトレーニング・シンボルの所望の同期位置と、チャネル推定に基づいたイコライザのイコライザ・ウインドウの所望のサイズと、を同時に求めるステップを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記同期位置及びイコライザ・ウインドウのサイズの関数として、前記伝送チャネルのいくつかのチャネル推定値を求めるステップと、前記受信した信号バーストと同期位置及びイコライザ・ウインドウのサイズのいくつかの選択した値について求められた推定値とに基づいて、誤差測定値を計算することによって、前記所望する同期位置及び前記所望するイコライザ・ウインドウのサイズを求めるステップとを更に備えることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記受信した信号バーストと同期位置及びイコライザ・ウインドウのサイズのいくつかの選択した値について求められた推定値とに基づいて、誤差測定値を計算することによって、所望の同期位置及び所望のイコライザ・ウインドウのサイズを求めるステップは、所定の上側及び下側境界値の間で、前記イコライザ・ウインドウのサイズの値をいくつか選択するステップを含み、該方法は更に、既に受信した信号バーストについて求められた、前記イコライザ・ウインドウの所望のサイズに少なくとも基づいて、該上側及び下側境界値を求めるステップを備えることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記受信した通信信号を受信した信号バーストに渡って平均化するステップを更に備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記通信信号は、ＧＳＭの仕様に従う信号を含むことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
前記通信信号は、ＥＤＧＥの仕様に従う信号を含むことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットを補償する方法であって、該通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含んでおり、該方法が、
請求項１から９のいずれか１項に記載の方法に従って、前記通信信号におけるＤＣオフセットを求めるステップと、
求められたＤＣオフセットを補償するために前記通信信号を処理するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項１１】
処理された通信信号に基づいて前記通信チャネルのチャネル推定値を求めるステップと、
求められたチャネル推定値に基づいてイコライザ内で処理された通信信号をフィルタするステップと、を更に備えることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットを補償する装置であって、該通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含んでおり、該装置が、
前記一連のトレーニング・シンボルに基づいて前記通信チャネルのチャネル推定値を提供するように構成された処理手段と、
該チャネル推定値に基づいて、前記通信チャネルによってもたらされた雑音寄与の推定値を求めるように構成された処理手段と、
求められた雑音寄与の推定値に基づいて、前記ＤＣオフセットの推定値を求めるように構成された処理手段と、を備え、
前記求めた雑音寄与の推定値に基づいて、前記ＤＣオフセットの推定値を求めるように構成された処理手段は、回転傾向ベクトルと求められた雑音寄与の推定値を表す推定された雑音ベクトルとの内積を計算することを特徴とする装置。
【請求項１３】
伝送チャネルを介して通信信号を受信する受信器であって、通信信号を受信する手段と、請求項１２に従って前記通信信号におけるＤＣオフセットを求める部分とを備えることを特徴とする受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットの測定に関する。より詳細には本発明は、通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含んでいるときの、通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットの測定に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＴＤＭＡ１、ＧＳＭ、ＥＤＧＥなどのようなデジタル通信システムにおいて、物理的伝送チャネルの前に、データはシンボルに符号化され、バーストに詰め込まれて変調される。受信器では、復調が実行され、例えばシンボル間干渉（ＩＳＩ）によるチャネル歪を補償する、イコライザを含んでいる。
【０００３】
多くの通信システム、特に移動体通信システムにとって、受信器アーキテクチャの設計は、コスト効果があり、サイズが小さくなり、低い消費電力とすべき要件によって左右される。残念ながら、そのような受信器アーキテクチャの多くは、通信システム、特に、無線周波数信号を直接ベースバンド信号に変換する、ホモダイン受信器のような受信器においてもたらされる、ＤＣオフセットに苦しんでいる。
【０００４】
ＤＣオフセットはいくつかの異なる原因、例えば、アンテナに漏れて反射されＤＣにダウンコンバートされる局部発振信号によって、局部発振器内に漏れる大きな近接チャネル干渉によって、信号経路における部品のミスマッチによって、あるいは他の理由によってもたらされる。フロントエンドを注意深く設計することによって、上記のＤＣオフセットの原因のいくつかはある程度まで低減され得るが、多くの通信システムにおいて、ＤＣオフセットはベースバンド処理に依然として存在し、受信器の性能を大きく劣化させる可能性がある。このため、ＤＣオフセットの補償を可能とするために、ＤＣオフセットの正確な推定値を求めることが望まれている。
【０００５】
国際特許出願公開ＷＯ  ０１／０３３９６号には、伝送チャネルとＤＣオフセットとを同時に推定する方法が開示されている。この従来技術の方法によれば、ＤＣオフセットはマルチタップ・チャネル推定における外部のタップとして扱われる。
【特許文献１】国際公開第０１／０３３９６号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術の方法では、チャネル及びＤＣオフセットの同時推定は、かなり複雑な計算を含むという問題がある。更に、外部のタップにより付加的パラメータが推定され、これによりチャネル推定の品質が低下するという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記及び他の問題は、通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットを求める方法であって、該通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含んでいる方法によって解決される；該方法は、
前記一連のトレーニング・シンボルに基づいて通信チャネルの推定値を提供するステップと、
前記チャネル推定値に基づいて、前記通信チャネルによってもたらされる雑音寄与（noise contribution）の推定値を求めるステップと、
求めた雑音寄与の推定値から、ＤＣオフセットの推定値を求めるステップと、を含んでいる。
【０００８】
本発明によれば、初期のチャネル推定値から得られた雑音サンプルに基づいた、ＤＣオフセットの推定値によって、性能をかなり改善することが実現される。
【０００９】
本発明による方法によって、処理の複雑さを低減することも実現される。
【００１０】
ＤＣオフセットという用語は、受信した信号の低周波歪を含んでいる。本明細書において“低周波歪”という用語は、その変化率がある場合、無線チャネルのダイナミクス及び伝送される情報のレートと比べて遅い歪（例えば、低周波歪は２つの伝送されたシンボルの範囲（span）に渡って比較的一定である）を含む。
【００１１】
本発明の好適な実施形態では、雑音寄与の推定値を求めるステップは、求めたチャネル推定値に基づいて、いくつかの受信したトレーニング・シンボルと対応する予期されるトレーニング・シンボルとの間の差分から、雑音寄与の推定値を求めることを含んでいる。このため、効果的な雑音推定値が得られる。
【００１２】
別の好適な実施形態では、チャネル推定値を提供するステップは、見込まれるＤＣオフセットを特性の無い干渉寄与として、すなわちＤＣオフセットを考慮せずに扱うことを含み、これにより後続する推定された雑音に基づくＤＣオフセットの推定を可能とする。
【００１３】
更に別の好適な実施形態では、求めた雑音寄与の推定値から、ＤＣオフセットの推定値を求めるステップは、回転傾向ベクトル（rotation trend vector）と求められた雑音寄与の推定値を表す推定された雑音ベクトルとの内積を計算することを含んでいる。このため、ｎがトレーニング・シンボルの数でｍがイコライザ・ウインドウのサイズであり、従って受信した無線信号の遅延拡散に関連して、ｎ−ｍの複素乗算及び累積（ＭＡＣ）演算だけを必要とするという効率的計算で推定値が求められる。これは上記の従来技術の手法である、ジョイント型チャネルＤＣ推定の複雑さと比較すると、複雑さが大いに低減される。
【００１４】
別の好適な実施形態では、チャネル推定値を求めるステップは、通信信号の受信した信号バーストに関して一連のトレーニング・シンボルの所望の同期位置と、チャネル推定に基づいたイコライザのイコライザ・ウインドウの所望のサイズと、を同時に求めることを含んでいる。本発明者によれば、同期位置と受信器のイコライザ・ウインドウのサイズとの同時推定を行うことが実現されるが、これはあらゆるＤＣオフセットに対して頑健であると同時に、本発明によってＤＣオフセットを求めるのに有利に利用され得る、初期のチャネル推定値をもたらす。このため、ＤＣオフセットの推定の前に同期位置及びイコライザ範囲を求めることによって、付加的計算コストなしに同期及びイコライザ範囲の適用によってチャネル推定値がもたらされ、これによりＤＣオフセット補償の複雑さが一層低減される。
【００１５】
更なる好適な実施形態では、該方法は更に、同期位置及びイコライザ・ウインドウのサイズの関数として、伝送チャネルのいくつかのチャネル推定値を求めるステップと、受信した信号バーストと同期位置及びイコライザ・ウインドウのサイズのいくつかの選択した値について求められた推定値とに基づいて、誤差測定値を計算することによって、所望する同期位置及び所望するイコライザ・ウインドウのサイズを求めるステップとを含んでいる。
【００１６】
バースト同期及びイコライザ範囲のサイズ決定の上記の方法により、バースト平均化後の残留ＤＣ成分に対して頑健なバースト同期がもたらされることが実現される。
【００１７】
また更に好適な実施形態では、受信した信号バーストと同期位置及びイコライザ・ウインドウのサイズのいくつかの選択した値について求められた推定値とに基づいて、誤差測定値を計算することによって、所望の同期位置及び所望のイコライザ・ウインドウのサイズを求めるステップは、所定の上側及び下側境界値の間で、イコライザ・ウインドウのサイズの値をいくつか選択するステップを含み、該方法は更に、既に受信した信号バーストについて求められた、イコライザ・ウインドウの所望のサイズに少なくとも基づいて、該上側及び下側境界値を求めるステップを含んでいる。その結果、範囲適応についての適応アパーチャが提供される。
【００１８】
例えば、急激な変動を被る可能性のある信号の強度や位相と比較して、遅延拡散に関して直ちには変化しない物理チャネルがデジタル通信システムで実現される。この理解に基づいて、イコライザ範囲のアパーチャは適応的にできる、すなわち、現在の範囲最適化についてのアパーチャが、１つ以上前のバーストについて求められたイコライザ範囲に基づいて求められても良い。
【００１９】
別の好適な実施形態では、該方法は更に、受信した通信信号を受信した信号バーストに渡って平均化するステップを含み、これにより初期のチャネル推定値に対する入力としての信号が提供され、該信号ではＤＣオフセットのかなりの部分が除去される。その結果、後続する処理の品質が更に改善される。
【００２０】
好適には、通信信号は、ＧＳＭの仕様に従う、あるいはＥＤＧＥの仕様に従う信号を含んでいる。ＥＤＧＥ（グローバルな拡張版向けの高速データ・レート）はＧＳＭネットワーク用に最近開発されたインタフェース・モードである。ＥＤＧＥの基本的機能は、エア・インタフェースにおけるデータ容量及び速度を向上させる、新たな変調及び符号化方式を含んでいる。ＥＤＧＥは完全にＧＳＭに基づいており、ＧＳＭと同じＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）フレーム構造を使用し、その結果、無線のマルチメディアベースのサービス及びアプリケーションを提供するのに、ＧＳＭのオペレータが既存のＧＳＭ無線帯域を使用するのを可能とする。
【００２１】
本発明は、それぞれが最初に述べた方法に関連して説明した利益及び利点の１つ以上をもたらし、それぞれが最初に述べた方法及び従属請求項に関連して説明した好適な実施形態を１つ以上含んでいる、上記及び以下で述べる方法、装置、及び更なる方法や製造手段を含む様々な方法で実現可能である。
【００２２】
上記及び以下で述べる方法の機能は、ソフトウエアで実現され、データ処理システム又はコンピュータが実行可能な命令の実行によって生じる他の処理手段内で実行されても良い。この命令は、記憶媒体からあるいは熱のコンピュータ・ネットワークから、ＲＡＭのようなメモリ内にロードされるプログラムコード手段でもよい。代替的に、説明した機能が、ソフトウエアの代わりあるいはソフトウエアと組み合わせたハードウエア回路によって実現されても良い。
【００２３】
本発明は更に、通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットを補償する方法であって、該通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含む方法にも関連しており、該方法は、
上記及び以下述べる方法に従って、通信信号におけるＤＣオフセットを求めるステップと、
求められたＤＣオフセットを補償するために通信信号を処理するステップと、を含んでいる。
【００２４】
好適な実施形態では、該方法は更に、
処理された通信信号に基づいて通信チャネルのチャネル推定値を求めるステップと、
求められたチャネル推定値に基づいてイコライザ内で処理された通信信号をフィルタするステップと、を含んでいる。
【００２５】
本発明は更に、通信チャネルを介して受信した通信信号におけるＤＣオフセットを補償する装置であって、該通信信号が一連のトレーニング・シンボルを含む装置にも関連しており、該装置は、
前記一連のトレーニング・シンボルに基づいて通信チャネルのチャネル推定値を提供するように構成された処理手段と、
該チャネル推定値に基づいて、通信チャネルによってもたらされた雑音寄与の推定値を求めるように構成された処理手段と、
求められた雑音寄与の推定値に基づいて、ＤＣオフセットの推定値を求めるように構成された処理手段と、を備えている。
【００２６】
処理手段という用語は、汎用あるいは特定用途のプログラマブル・マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、プログラマブル・ロジック・アレイ（ＰＬＡ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途の電子回路、等、あるいはそれらの組み合わせのあらゆる好適なものを含んでいる。
【００２７】
本発明は更に、伝送チャネルを介して通信信号を受信する受信器であって、通信信号を受信する手段と、上記及び以下で説明するような通信信号におけるＤＣオフセットを求める構成とを備える受信器に関連する。
【００２８】
通信信号を受信する手段は、デジタル通信システムで使用される通信方式の信号バーストを受信するのに好適なあらゆるデバイスや回路を含んでいても良い。そのような受信器の例は、例えば、ＧＳＭ、ＥＤＧＥなどに従うデジタル通信システムにおける無線受信器などの無線受信器を含んでいる。
【００２９】
電子機器という用語が、全ての固定的及び携帯型の無線通信機器及び他のハンドヘルド型又は携帯型デバイスを含むとき、受信器は電子機器の一部であっても良い。携帯型無線通信機器という用語は、移動電話、ページャ、コミュニケータ、すなわち、電子手帳、スマートフォン、携帯情報端末（ＰＤＡ）、ハンドヘルド・コンピュータなどのような機器全てを含んでいる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明の上記及び他の態様を、添付図面を参照して以下の好適な実施形態に関してより詳細に説明する。
【００３１】
図１は、通信システムの一般的モデルを概略的に示している。この通信システムは、通信チャネル１０３を介して通信する送信器１０１と受信器１０２とを含んでいる。現実的な実現例では、例えば、送信器は移動体端末で受信器はセルラ無線周波数（ＲＦ）通信システムの基地局でもよく、その逆でもよい。移動端末と基地局とは、エア・インタフェースによって送信される通信信号を介して互いに通信する。以下での説明のために、送信器１０１は、信号が通信チャネルによって送信され得るように、信号に必要な変調を加える変調器１０５を含むものと考える。受信器は、変調器１０５によって実施された変調処理に対応する復調処理を実施する復調器１０６を含んでおり、そのため受信した信号から元の送信された情報を再生することが可能となる。
【００３２】
ここでの説明のために、上記で述べた変調及び復調処理がＤＣオフセット及び位相シフトをもたらすと考える。ＤＣオフセットの大きさは未知であり、除去されない場合、後続する受信信号についてのＤＳＰ処理ステップで問題を引き起こす。位相シフトは使用される変調方法に応じて決定され既知である。各信号シンボルは、送信の前に変調され使用される変調技術に応じて位相シフトされる。この位相シフトも回転として知られており、角度αでの回転、すなわち、ｊが複素数を表すとき、係数ｅｘｐ（ｊα）による回転として表され得る。
【００３３】
例えば、ＥＤＧＥでは選択される変調は３π／８−８ＰＳＫである。基本的８ＰＳＫ群では、単位円上に８つの等距離点がある。これは、送信されるシンボルｘｋが、シンボルの値に応じて、ｉ＝０，…，７であるとき、ｘｋ＝ｅｘｐ（ｊ・ｉ・π／４）で表される８つのとり得る値、すなわち、通信されるべきビット・シーケンスと想定できることを意味する。ここで３π／８−８ＰＳＫについて、３・π／８のシフトは、ｋがシンボルのインデックスであるとき、ｘ’ｋ＝ｘｋ・ｅｘｐ（ｊ・ｋ・３・π／８）をもたらす、送信されるシンボルが３π／８の回転値で乗じられることを意味する。
【００３４】
受信器では、それに応じて受信された信号は−αの角度で逆回転される。例えば、ＥＤＧＥでは、シンボルはｅｘｐ（−ｊ・ｋ・３・π／８）で逆回転され、等化されるべき元の８ＰＳＫ群が得られる。しかしながら、この逆回転は、信号内に存在し得るあらゆるＤＣオフセットもｅｘｐ（−ｊ・ｋ・３・π／８）で回転させ、これにより受信信号における付加的回転傾向を引き起こす。
【００３５】
図２は、ＧＳＭ標準に従う移動体通信システムで使用されるＴＤＭＡフレーム２００の構成を概略的に示している。ＧＳＭ標準に従うＴＤＭＡシステムでは、移動局は、基地局コントローラによってそれぞれの呼に割り当てられたチャネルに従うそれぞれの搬送周波数上の変調信号として、バーストを送信する。１つの周波数チャネルは８つの呼までをサポートでき、各呼がその中でバーストを送信するＴＤＭＡフレーム内のタイムスロットに割り当てられるとき、各呼は対応するバーストに関連している。図２では、フレーム２００は４．６１５ｍｓの期間を有しており、図２では０−７で示される８つの情報チャネル（タイムスロット）２０１を収容する。８つのタイムスロットそれぞれは、０．５７７ｍｓの期間を有し、１４８ビットの信号部と、隣接するタイムスロット内の信号間のセパレーションを維持するよう機能するガード部（不図示）とを含んでいる。１４８ビットの信号部は通常ノーマル・バーストと呼ばれ、第１の３ビットのビット・テール・セクション２０２、第１の５７ビットの符号化データ・セクション２０３、第１の１ビットの管理ビット・セクション２０４、２６ビットのトレーニング・シーケンス・セクション２０５、第２の１ビットの管理ビット・セクション２０６、第２の５７ビットの符号化データ・セクション２０７及び第２の３ビットのビット・テール・セクション２０８を含んでいる。ＧＳＭデジタル通信システムにおいて２６ビットを含んでいるトレーニング・シーケンス・セクション２０５は通常、中央に位置する１６ビットの部分２１０（ミッドアンブル部と呼ばれることもある）と、それぞれ５ビットの側部２０９及び２１１に分割されていると見なされる。代替的に、ＧＳＭ／ＥＤＧＥデジタル通信システムでは、２６ビットのトレーニング・シーケンス２０５は、１６ビットのホワイト・シーケンスと１０ビットの循環的プリフィクスを含むと見なされても良い。ＧＳＭ標準に従うＴＤＭＡシステムの更なる詳細事項は、当業者には既知であるのでここでは説明しない。
【００３６】
代替的に、好適なトレーニング・シンボルのシーケンスを提供する他のバースト構造を使用しても良いことに注意されたい。
【００３７】
デジタル通信システムでは、信号が送信される伝送チャネルにおける時間分散の結果としてシンボル間干渉が生じ得る。ＧＳＭ／ＥＤＧＥシステムで、ＩＳＩを補償する通常の方法は、チャネル推定ベースのイコライザを受信器に設けることである。このイコライザの動作には正確なバースト同期が必要である。
【００３８】
図３は、本発明の実施形態による受信器の概略ブロック図を示している。受信器１０２は、平均化ブロック３０１、逆回転ブロック３０２、同期及び範囲適応ブロック３０３、傾向推定ブロック３０４、ＤＣ補正ブロック３０５、チャネル推定器３０６及びイコライザ３０７を含んでいる。
【００３９】
平均化ブロック３０１は、受信信号を受信してバーストに渡る受信信号の平均化を行い、平均化で識別されるあらゆるＤＣオフセットを除去する。しかしながら、この単純な手法ではＤＣ全てを除去することはできず、残留ＤＣオフセットが残る。
【００４０】
逆回転ブロック３０２は、図１に関して説明したように、使用される変調方式に従って所定の角度で受信したシンボルを逆回転する。
【００４１】
同期ブロック３０３は、トレーニング・シーケンスに対応する受信した信号の部分を識別する：上記で述べたように、信号はバーストで送信される。受信器では、受信したバーストの形状は、送信されたバーストと、雑音、マルチパス伝播などのような、伝送チャネルによってもたらされた歪との結果である。バースト同期のタスクは、受信したバーストにおけるトレーニング・シーケンスの好適な位置ｐを求めるタスクと関連している。
【００４２】
１つの実施形態では、これはイコライザ・ウインドウ・サイズｍを所定の値に設定すること、及び最小２乗誤差（ＬＳＥ）法を用いてバースト同期を実行することによって達成され得る。この手法は、考えられる同期位置ｐそれぞれについて初期チャネル推定値
【数１】
0004414342.tif 000002
を必要とする。そして所望の同期位置は、以下の式に従って２乗誤差を最小化することによって求められる。
【００４３】
【数２】
0004414342.tif 000003
は、初期チャネル推定値
【数３】
0004414342.tif 000004
に基づいた、受信したシンボルの推定値である。
【００４４】
本発明の好適な実施形態では、以下でより詳細に説明するように、バースト同期は、イコライザのウインドウ・サイズｍの最適化と組合される。
【００４５】
傾向推定ブロック３０４は、平均化ブロック３０１によって除去されなかった残留ＤＣオフセットによって生じた、あらゆる残留回転の傾向（trend：方向あるいは向き）を識別する。傾向推定ブロック３０４は、同期ブロック３０４から初期チャネル推定値を受信し、以下でより詳細に説明するように、残留回転の傾向を求める。
【００４６】
ＤＣオフセット補正器３０５は、傾向推定ブロック３０４から推定された回転傾向を受信し、チャネル推定器３０６及びイコライザ３０７に信号を供給する前に、検出したオフセットについてベースバンド信号を補正する。
【００４７】
例えば、ビタビ・イコライザであるイコライザ３０７は、チャネル効果を補償し、受信したデータに対応する受信したベースバンド信号の関連する部分を復調する。伝送チャネル周波数の送信特性は、移動体端末の動き、マルチパス（時間分散）伝播チャネルの変動及び雑音を導く種々の干渉を含む様々な要因によって変化する。当業者には周知のように、マルチパス・チャネル及び雑音成分は、受信信号の品質に悪影響を及ぼすことがあり、この例はシンボル間干渉である；またこれは、一般的にはチャネル推定ベースのイコライザによって、受信した信号が補正されることを必要とする。
【００４８】
具体的には、イコライザ３０７は、伝送チャネルの推定値を用いて受信した信号を補正しようとする。イコライザ３０７は、受信器による更なる処理のために、実際に送信された信号の推定値をあらわすデータを生成する。
【００４９】
受信器はまた、チャネル推定器３０６を含んでおり、これはイコライザの選択されたウインドウ・サイズｍに対応する、いくつかのフィルタ・タップｈｉ，ｉ＝１，…，ｍを計算する。チャネル推定器３０６によって生成されたチャネル推定値は、イコライザ３０７に供給される。
【００５０】
図４は、本発明の実施形態によるＤＣオフセットを求めるフローを示している。
【００５１】
傾向推定ブロックをより詳細に説明するために、長さｎで、送信器１０１から受信器１０２に送信された、トレーニング・シーケンス
ｔ＝［ｔ０ ｔ１ … ｔｎ−１］Ｔ
を含む信号バーストについて検討する。受信器１０２では、図３に関して説明したように、信号は平均化ブロック３０１、逆回転ブロック３０２及び同期ブロック３０３に供給される。得られた逆回転された信号は、バースト同期の後で、ベースバンドにおいて行きあの式、
ｒ＝［ｒ０ ｒ１ … ｒｎ−ｍ］Ｔ＝Φｈ＋ηｑ＋ｖ
に従ってモデル化される。
【００５２】
このため、ｒは伝送チャネルからの寄与を含み、該チャネルはチャネル・ベクトル、
ｈ＝［ｈ０ ｈ１ … ｈｍ−１］Ｔ
及び以下の回帰行列の関数である。
【００５３】
【数４】
0004414342.tif 000005
【００５４】
ここで、ｍはシンボルに関する伝播チャネルの遅延拡散に対応するチャネル範囲である。上記のｒについての式はまた、逆回転ブロック３０２によって回転傾向に変換され、受信した信号内のＤＣオフセットによって引き起こされた、回転傾向の寄与を含んでいる。回転傾向は、残留ＤＣオフセットの大きさηで乗じられた回転傾向ベクトル、
ｑ＝［１ ｅ−ｊα ｅ−ｊ２α … ｅ−ｊ（ｎ−ｍ−１）α］
としてモデル化される。ここで、αは上記で説明した変調方法によって決まる回転増分を表している。例えば、ＧＳＭでは、α＝π／２であり、ＥＤＧＥではα＝３π／８である。
【００５５】
最終的に、上記のｒについての式は、雑音ベクトル、
ｖ＝［ｖ０ ｖ１ … ｖｎ−ｍ］Ｔ
を含んでいる。
【００５６】
本発明によれば、ＤＣオフセットを補償するために、最初に、ステップ４０１で初期ＬＳＥチャネル推定値
【数５】
0004414342.tif 000006
が、残留ＤＣオフセットを考慮せずに、すなわち、ＤＣオフセットを特徴的でない干渉の寄与分として扱うことによって、提供される。ここで、
【数６】
0004414342.tif 000007
は、複素共役転置（complex conjugate transposition）を表している。ＧＳＭ及びＥＤＧＷにおけるような実際のトレーニング・シーケンスの場合、これは単純な転置を低減させる。
【００５７】
ステップ４０２で、対応する雑音サンプルの初期推定値が、式
【数７】
0004414342.tif 000008
に従って、計算される。
【００５８】
本発明の好適な実施形態では、ステップ４０１は、以下で背ｔ名するように、同期位置とイコライザ範囲適応とのジョイント最適化を含んでいる。得られる同期は残留ＤＣオフセットに対して頑健、すなわち、あらゆるＤＣオフセットの存在によって大きく影響されることはない。
【００５９】
そのような残留ＤＣに対して頑健なチャネル推定値について、雑音サンプルは、ｖ’が推定の不正確さによる誤差を表すとき、以下の式、
【数８】
0004414342.tif 000009
に従って、回転傾向の関数と見なされ得る。
【００６０】
このため、計算された雑音サンプルから、ステップ４０３で、回転傾向の最小２乗（ＬＳ）推定値が以下の式、
【数９】
0004414342.tif 000010
に従って求められる。
【００６１】
ここで、第２の恒等式は、回転ベクトルが単位長さについてであり、そのため回転ベクトルの内積の逆数として単純な数が得られるという事実によるものである。このため、ステップ４０３で、ＤＣオフセットの大きさηが、回転傾向ベクトルｑと雑音サンプルの初期推定値
【数１０】
0004414342.tif 000011
との内積をスケーリングしたものとして計算される。
【００６２】
最終的に、ＤＣオフセットによる回転傾向を表す得られる複素数ηは、残留ＤＣオフセットを補正するため、最後のステップ４０４で使用される。すなわち、受信した信号から項ηｑが減じられ、得られたＤＣ補正された信号、
ｒ’＝ｒ−ηｑ
が最終的なチャネル推定器、すなわち、図３のチャネル推定器３０６に供給される。
【００６３】
上記のＤＣオフセットの推定値は、ｎ−ｍの複素ＭＡＣ演算だけを必要とし、上記の従来技術の手法のジョイント型チャネルＤＣ推定の複雑さと比較して、複雑さが大いに低減されていることに注意されたい。
【００６４】
図５は、ジョイント型同期及びイコライザ範囲適応の概略ブロック図を示している。
【００６５】
上記で述べたように、本発明の好適な実施形態では、受信器はジョイント型同期及びイコライザ範囲適応モジュール３０３を含んでおり、これは同期位置ｐとイコライザ・ウインドウのサイズｍとを一緒に求める。
【００６６】
ジョイント型同期及びイコライザ範囲適応モジュール３０３は、所定間隔の複数のウインドウ・サイズ内でのイコライザ範囲及び同期位置のジョイント最適化のために、最適化モジュール５０１を含んでいる。その結果、同期及び範囲適応モジュール３０３は更に、アパーチャ・モジュール５０２を含んでおり、これは同期及び後続するバーストについて最適化モジュールによって使用されるべきウインドウ・サイズの上側及び下側境界値ｍｕ及び、ｍｌのそれぞれを求める。アパーチャ・モジュール５０２は、最適化モジュール５０１から現在のバーストについて求められたウインドウ・サイズｍを受信し、次のバーストについて得られた２つの境界値を最適化モジュール５０１にフィードバックする。
【００６７】
図６は、本発明の好適な実施形態による、バースト同期及び範囲適応のフローを示している。
【００６８】
図６の実施形態は、トレーニング・シーケンスの循環的プリフィックス構造から生じる、ＧＳＭ／ＥＤＧＷのトレーニング・シーケンスのまだ利用されてない２つの特性を認識し利用することによって、効率的なチャネル推定方法を提供する。より詳細には、この実施形態は、２６シンボルのＧＳＭ／ＥＤＧＥのトレーニング・シーケンスは、ある範囲内で、シフト不変と順番不変の両方であることを認めている。シフト不変であるという特性は、遅延された（シフトされた）トレーニング・シーケンスの部分でチャネル推定を行うことを可能とする。これは換言すると、Ｉ．分散が長いチャネルでは、ＩＳＩで汚染された先端シーケンスのシンボルをできるだけ多く使用しないこと、及びＩＩ．イコライザ・ウインドウのサイズに関係なく、同じトレーニング・シーケンスの部分を用いてチャネルの先端のタップが推定されること、を可能とする。順番不変であるという特性は、トレーニング・シーケンスのどの連続した１６シンボル部分が使用されても、行列の反転なしに、様々な時間分散のチャネルが（１−８次の複素多項式としての）１−８個のシンボルから推定されることを可能とする。
【００６９】
詳細には、ステップ６０１での信号バーストｒ（ｋ）の受信に応じて、ステップ６０２−６０５を含むループで示されるように、最小２乗アルゴリズムが実行されてイコライザ・ウインドウ範囲ｍと同期位置ｐとが求められる。
【００７０】
この実施形態によれば、イコライザ・ウインドウ範囲ｍと同期位置ｐとは、式、
【数１１】
0004414342.tif 000012
によって求められ、ここで、ε（ｐ，ｍ）＝αｍ／２・ｅ（ｐ，ｍ）は、汎用誤差測定値であり、以下の誤差関数、
【数１２】
0004414342.tif 000013
によって求められる。
【００７１】
ここで、
【数１３】
0004414342.tif 000014
は、ｍ及びｐの関数として表された受信信号の推定値である。すなわち、ｅ（ｐ，ｍ）はトレーニング・シーケンスｔについて推定された伝送チャネル
【数１４】
0004414342.tif 000015
によってもたらされた雑音パワーの測定値である。現実的な実施においては、誤差関数ｅ（ｐ，ｍ）の上記の定義内の平方根は削除できることに注意されたい。すなわち、代わりに誤差の２乗を使用してもよい。
【００７２】
最適化のために誤差関数として雑音パワーが直接使用される場合、チャネル・ウインドウ・サイズｍは必要以上に大きくなる傾向がある。これは大きなフィルタの付加的パラメータは、それら自体を雑音の具体的な実現の特定の機能に調整することが出来るからであり、すなわち、この現象はしばしばオーバーフィッティング（overfitting）と呼ばれる。これをなくすために、最小記述長原理（ＭＤＬ：Minimum Description Length）（例えば、R.ヨハンソン（R. Johansson）「システムのモデル化及び識別（System Modeling and Identification）」、１９９３年、Prentice Hall）に従って、ペナルティ係数αｍを導入する。ペナルティ係数は大きなイコライザ範囲ｍにペナルティを科し、従ってオーバーフィッティングの影響を抑制する。好適な実施形態では、係数αはトレーニング・シーケンスα＝ｎ１／ｎの長さｎによって決定される。このため、１６シンボルのトレーニング・シーケンスの例ではα＝１．１８９である。しかしながら、大きなウインドウ範囲にペナルティを科す他の係数を代替的に使用しても良い。
【００７３】
式（１）の最適化はｐ及びｍの両方について実行され、ここでｍは以下でより詳細に説明するように、上側及び下側境界値ｍｕ及びｍｌそれぞれの間の間隔内で変化する。
【００７４】
再度図６を参照すると、最適化ループはこのように以下のステップを含んでいる：
ステップ６０２：式（１）で示される間隔内で値（ｐ，ｍ）の対を選択する。
【００７５】
ステップ６０３：格納されたトレーニング・シーケンスｔ（６０８）に基づいて、ｐ及びｍの選択された値について、伝送チャネル
【数１５】
0004414342.tif 000016
を推定する。ジョイント型の同期及びイコライザ・ウインドウのサイズ決定にＬＳＥ手法が使用されるとき、仮想の同期位置ｐ及びイコライザ・ウインドウ・サイズｍについて、チャネル推定値は、
【数１６】
0004414342.tif 000017
として計算される。
【００７６】
一定の係数を除外すると、明白な畳み込み形式、
【数１７】
0004414342.tif 000018
でも表され、これはＦＩＲ型の計算と見なされる。ｋ＋１の次のタップについて、
【数１８】
0004414342.tif 000019
の反復関係が確立され得る。
【００７７】
ＩＩＲ型の計算におけるこの２次元（同期位置及びタップ位置）再帰関係を用いることによって、４つの実数ＭＡＣ演算だけを用いて新たなタップが計算され得る（なぜならトレーニング・シーケンスは実数である）。
【００７８】
ステップ６０４：一般化された誤差ε２（ｐ，ｍ）を計算する。１６シンボルのＧＳＭトレーニング・シーケンスでｍ＜８であれば、一般化された誤差ε２（ｐ，ｍ）は、
【数１９】
0004414342.tif 000020
と表されることに注意されたい。
【００７９】
このため、この場合には、誤差測定値ε２（ｐ，ｍ）は、受信した信号パワー｜ｒ｜２と推定されたチャネル・タップ
【数２０】
0004414342.tif 000021
のスケール合わせされたパワーとの差分として効率的に計算される。すなわち、実際の雑音を計算する必要がない。
【数２１】
0004414342.tif 000022
という表現は、正しくない同期位置では負となる可能性があるので、ε２＞０という制限が明白に加えられることに注意されたい。このため、
【数２２】
0004414342.tif 000023
であるとき、更なる計算が全く不要であり、制限に合致しないので、仮想の同期位置はすぐに却下される。
【００８０】
ステップ６０５：好適な最小値が見つかるまで上記のステップを繰り返す。１つの実施形態では、上記の間隔内で生じ得る全ての対（ｐ，ｍ）について誤差が計算され、計算された全ての値の最小値が、最適な値のセット（ｐ，ｍ）optとして求められる。
【００８１】
最適な値のセット（ｐ，ｍ）optが求められたとき、ステップ６０６で、後続するバーストの範囲最適化のアパーチャ、すなわち、上側及び下側境界値ｍｕ及びｍｌが求められ、後続する最適化のために格納される（６０７）。この実施形態によれば、１つの状態ｍｓで、単純な自動回帰型（ＡＲ）フィルタを使用することによって、適応アパーチャが達成される。ｍｓは各バーストで適用され：
ｍｓ（ｔ）＝ａ・ｍｓ（ｔ−１）＋ｂ・ｍ（ｔ）
で表され、ここでｍ（ｔ）は上記の最適化によって決定された現在のイコライザ範囲である。このため、状態ｍｓ（ｔ）は先に求められたイコライザ範囲の加重手段であり、直近のバーストについて求められた範囲が最も強く重み付けされる。好適な初期値は、例えば、ｍｓ（ｔ＝１）＝ｍ（ｔ＝１）＝（ｍmin＋ｍmax）／２と仮定される。パラメータａ及びｂによって相対加重が求められる。好適にはａ及びｂは間隔［０，１］内で選択され、好ましくは、ａ＞ｂ、例えば、ａ∈［０．８，０．９］及びｂ∈［０．１，０．２］、例えば、ａ＝０．８７５及びｂ＝０．１２５である。大きな値は直近の変化の相対的影響を減少させ、逆もまた同様、すなわち、好ましくはパラメータａ及びｂは遅延拡散における変化の時間軸に従って選択される。
【００８２】
そしてイコライザ範囲最適化のアパーチャは：
ｍｌ＝round（ｍｓ（ｔ−１））−Ａ，ｍｌ≧ｍmin
ｍｕ＝round（ｍｓ（ｔ−１））＋Ｂ，ｍmax≧ｍｕ
として求められる。すなわち、ｍｕ及びｍｌそれぞれは、ｍｓ周りの間隔の上側及び下側境界値である。定数Ａ及びＢはアパーチャの幅を決定する。例えば、Ａ＝Ｂ＝１とすると２−３タップ幅のアパーチャが得られる。
【００８３】
定数の上側及び下側制限値ｍmax及びｍminは、ｍｕ及びｍｌが所望の制限値以内にあることを保証する。例えば、ｍmin＝４は典型的な都会（ＴＵ：typical urban）に対応し、ｍmax＝８は険しい地域（ＨＴ：hilly terrain）に対応する。
【００８４】
この実施形態は、正確なチャネル遅延拡散について仮定をする必要がないという利点を有しており、そのため同期及び後続する等化の性能が改善される。
【００８５】
この実施形態鬼は、この同期方法によって得られたチャネル推定値がＤＣオフセットに対して頑健であるという更なる利点もあり、このためＤＣオフセット推定に良好な入力が提供される。
【００８６】
ＥＤＧＥ受信器に関連して、干渉を抑制し、そのため受信器フィルタを狭くする必要をなくすために、受信器フィルタを白色雑音フィルタと組み合わせることが好ましいことに注意されたい。
【００８７】
以上本発明を主にＧＳＭ／ＥＤＧＥのトレーニング・シンボルに関連して説明した。しかしながら、本発明はＧＳＭ／ＥＤＧＥに対するものに限定されず、バースト同期に好適なトレーニング・シーケンスを利用する、他の通信方式の信号バーストにも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】通信システムの一般的モデルを示す概略図である。
【図２】ＧＳＭ／ＥＤＧＥ標準に従うデジタル通信システムで使用される、ＴＤＭＡフレームの構成を示す図である。
【図３】本発明の実施形態による受信器の概略ブロック図である。
【図４】本発明の実施形態によるＤＣオフセットを求めるフローを示す図である。
【図５】ジョイント型同期及びイコライザ範囲適応の概略ブロック図である。
【図６】本発明の好適な実施形態によるバースト同期及び範囲適応のフローを示す図である。
【図１】
0004414342.tif 000024
【図２】
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【図３】
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【図４】
0004414342.tif 000027
【図５】
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【図６】
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