(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流から三相交流へ、または三相交流から直流へ変換する半導体電力変換ブリッジと、制御周期ごとに各相の開閉信号を所定のタイミングで一回だけ切換えて出力するＰＷＭ変調装置とを備えて構成する半導体電力変換装置において、前記ＰＷＭ変調装置の開閉信号の切換えタイミングとして、ＰＷＭ変調装置の開閉信号の切り替えタイミングの平均値が電圧指令と一致するように切り替えタイミングを生成する中心解と、制御周期ごとの電流ひずみを評価関数とし、前記中心解を満たす範囲で前記評価関数が最小となるように切り替えタイミングを調整する最適重畳値の和より決定することを特徴とする、前記半導体電力変換装置におけるＰＷＭ変調方法。
【請求項２】
直流から三相交流へ、または三相交流から直流へ変換する半導体電力変換装置において、
各相での開閉信号が、他の各相に対して作用する入力電圧ベクトル（Ｖj）を求める第１の手段と、制御される三相交流電流(is)のサンプリング値をその指令値(is*)と比較し、交流電流制御誤差(ｓ0)を求める第２の手段と、この交流電流制御誤差（ｓ0）を増幅して、半導体電力変換装置が発生すべき制御電圧指令値（ｖc*）を求める第３の手段と、この制御電圧指令値（ｖc*）と前記第１の手段で求められた入力電圧ベクトルとから、各相の開閉信号の切換えタイミングの中心解（β）を求める第４の手段と、制御系の特性から等価入力電圧値（ｖeq）を求める第５の手段と、前記第１〜第５の手段で求められた結果から、この制御周期内で発生する三相交流電流のひずみが最小となるような開閉信号切換えタイミングの最適重畳値（γopt）を求める第６の手段と、この切換えタイミングの最適重畳値（γopt）と、前記第４の手段で求められた開閉信号の切換えタイミングの中心解（β）とを加算して、開閉信号の切換えタイミング（α）を求める第７の手段とを設け、この切換えタイミング（α）により半導体電力変換ブリッジの開閉を制御することを特徴とする、前記半導体電力変換装置におけるＰＷＭ変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体電力変換装置の制御に係わるもので、特にＰＷＭ変調方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の、一般的な三相半導体電力変換装置の主回路ブロック図を図２に示す。
図２において、９は三相半導体電力変換ブリッジであり、このブリッジを構成する半導体スイッチ群の開閉動作により電力変換制御が行われる。前記開閉動作の指令は一般的にＰＷＭ変調装置から出力される。１０は、電源または負荷であり、変換ブリッジを交流から直流へ変換するコンバータの場合には電力を供給する三相交流電源であり、変換ブリッジを直流から交流へ変換するインバータの場合には三相の負荷である。１１は三相交流電源（あるいは負荷）と変換ブリッジとの間に挿入される電流平滑用の交流リアクトルであり、１２は直流電圧を平滑するための電解コンデンサ、１３は直流負荷あるいは電源である。
【０００３】
上記三相半導体電力変換装置の制御は、交流リアクトル１１を流れる電流を制御するのが一般的であり、半導体電力変換ブリッジ９の半導体スイッチ群に開閉信号を与えて実現させるが、ＰＷＭ変調を用いて開閉信号を与える場合、電流制御ループの構成例として図３の様なブロック図に表わすことができる。
図３において、１４は三相交流リアクトル電流をその指令値と比較し、電流制御誤差を求める比較器であり、１５はこの電流制御誤差を増幅して、変換器ブリッジが発生すべき制御電圧指令値を求める増幅器であり、１６は増幅器１５出力の制御電圧指令値を一定周期の三角波、または、鋸歯状波等の搬送波と比較して開閉信号の切換えタイミングを得るためのキャリア変調器であり、１７は前述の三相半導体電力変換ブリッジである。
【０００４】
すなわち、比較器１４により三相交流電流とその指令値とを比較して電流制御誤差を求め、増幅器１５により比較器１４出力である電流制御誤差を増幅して変換器が出力すべき制御電圧指令値を求め、キャリア変調器１６で、増幅器１５出力の三相制御電圧指令値を搬送波と比較して、半導体電力変換ブリッジの開閉信号及び開閉切換えタイミングを求め、三相変換ブリッジ１７へ出力することにより、三相の交流電流を制御するものである。
【０００５】
ここで、開閉信号の切換えタイミングの発生原理を説明するために、搬送波が三角波キャリアの場合を例に、図４を用いて説明する。図４において、（ａ）は三角波キャリア信号と制御電圧指令値の一相分の波形であり、（ｂ）は（ａ）の比較結果により得た開閉信号の波形である。開閉信号のレベルが１の場合、図２に示す変換ブリッジの上のスイッチがオン、下のスイッチがオフの状態を意味し、また、０の場合、上のスイッチがオフ、下のスイッチがオンの状態を意味する。
すなわち、制御電圧指令値がキャリア信号より高い場合、１の信号を出力し、キャリア信号より低い場合０の信号を出力することになる。
【０００６】
また、図４から、スイッチング信号の切換えタイミングはキャリア信号が制御電圧指令値と一致する時刻で決まり、キャリア変調方法は以下の特徴を有していることが分かる。
１．開閉信号のパターンが決まっている。すなわち、開閉信号は一定周期ごとに、三角波キャリアの立ち上り期間では１から０に、立ち下り期間では０から１に切換わる。
２．制御電圧指令値はキャリア信号の波高値以下に抑える必要がある。
３．開閉信号の切換えタイミングまたはデューティーは、制御電圧指令値のみで決まり、電流等に直接影響されない。
【０００７】
この従来の方法では、前記２番目の特徴から、最大変調率が１以下しか得られないため、変換器がインバータの場合には出力電圧最大値が制限を受け、また、コンバータの場合には出力直流電圧値を高く設定せざるをえない欠点があった。
この欠点の改善策として、図５に示す三相制御電圧指令値に同相の三倍調波を重畳させてキャリア波高値を超えた相の電圧値を引き下げることにより変調率を１以上に向上させる方法が提案されているが、この方法においても、開閉信号の切換えタイミングの決定に電流値等が考慮されていないため、電流ひずみ率を小さく抑えることができないという問題点を有していた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述した問題に対してなされたもので、一定パターンで開閉信号を出力するＰＷＭ変調装置において、開閉信号の切換えタイミングとして、制御周期ごとの電流ひずみを評価関数とし、その該評価関数が最小になるように決定することによって、過渡・定常状態に関わらず、発生する電流ひずみを常に最小に抑えるＰＷＭ変調方法及び装置を提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の請求項１では、直流から三相交流へ、または三相交流から直流へ変換する半導体電力変換ブリッジと、制御周期ごとに各相の開閉信号を所定のタイミングで一回だけ切換えて出力するＰＷＭ変調装置とを備えて構成する半導体電力変換装置において、前記ＰＷＭ変調装置の開閉信号の切換えタイミングとして、制御周期ごとの電流ひずみを評価関数とし、その評価関数が最小となるように決定することを特徴とするものである。
この評価関数については、一例として下記（１）式に示す一制御周期内に発生する電流の総合ひずみ（ＴＨＤ）を選択することができる。この場合、切換えタイミングを最適値で決定すれば、電流ひずみを最小に抑えられることは明らかである。
【００１１】
【数１】
0004484289.tif 000002
【００１２】
本発明の請求項２では、直流から三相交流へ、または三相交流から直流へ変換する半導体電力変換装置において、各相での開閉信号が、他の各相に対して作用する入力電圧ベクトル（Ｖj）を求める第１の手段と、制御される三相交流電流(is)のサンプリング値をその指令値(is*)と比較し、交流電流制御誤差(ｓ0)を求める第２の手段と、この交流電流制御誤差（ｓ0）を増幅して、半導体電力変換装置が発生すべき制御電圧指令値（ｖc*）を求める第３の手段と、この制御電圧指令値（ｖc*）と前記第１の手段で求められた入力電圧ベクトルとから、各相の開閉信号の切換えタイミングの中心解（β）を求める第４の手段と、制御系の特性から等価入力電圧値（ｖeq）を求める第５の手段と、前記第１〜第５の手段で求められた結果から、この制御周期内で発生する三相交流電流のひずみが最小となるような開閉信号切換えタイミングの最適重畳値（γopt）を求める第６の手段と、この切換えタイミングの最適重畳値（γopt）と、前記第４の手段で求められた開閉信号の切換えタイミングの中心解（β）とを加算して、開閉信号の切換えタイミング（α）を求める第７の手段とを設け、この切換えタイミング（α）により半導体電力変換ブリッジの開閉を制御するよう構成する。
【００１３】
換言すれば、本発明は、各制御周期において、上記第１〜第７の手段より、電流ひずみを最小となる開閉信号の最適切換えタイミングを求め、そして、第７の手段出力の切換えタイミング値で、変換ブリッジの開閉信号を切換えることにより、制御性などの性能を損なわずに、電流ひずみの発生を理論的に最小に抑えられるＰＷＭ変調方法および装置を提供するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明のＰＷＭ変調方法では、デジタル制御を前提に構成される交流制御ループの制御周期（サンプリング周期）を基本処理単位とし、各相の開閉信号は一制御周期に０から１に、または１から０に一回だけ切換えるＰＷＭ変調手法を採用している。
まず、本発明のＰＷＭ変調方法を実施する場合、電流制御系を含む基本変換動作の概要について説明する。
本発明のＰＷＭ変調方法は、基本的にデジタル制御を前提に適用され、ＰＷＭスイッチング信号の出力は電流制御周期と同期して行われる。以下、サンプリング周期をＴと記すことにする。
【００１５】
電流制御器については、その種類、機能は特に限定せず任意のものとし、従来のものを流用しても構わない。その動作は、一般的に述べると次のようになる。まず、各制御周期の始点で、交流電流をサンプリングし、初期電流値is0を得る。得られた電流値をその指令値is*と比較して初期電流誤差s0を求める。これは本発明の請求項２に示す第２の手段である。続いて、第３の手段より、初期電流誤差を増幅し、変換器が発生すべき制御電圧指令値ｖc*を求め、ＰＷＭ変調器へ出力する。
【００１６】
ＰＷＭ変調器は、その出力の三相開閉（スイッチング）信号は１サンプリング周期に０→１または１→０のようにパターン化しておき、スイッチング信号の切換えタイミング（α1,α2,α3）は本発明のＰＷＭ変調方法により求められる。
【００１７】
本発明では、スイッチング切換えタイミングの決定を、以下の２段階により行なう。
１．切換えタイミングの基本解を算出する。
これは、変換器が出力する制御電圧の平均値を電流制御器等から出力の電圧指令値ｖc*と一致させるという基本要求を満たすための切換えタイミングの条件式である。
２．切換えタイミングの最適値を算出する。
すなわち、該制御周期内に発生する電流ひずみが最小になるような切換えタイミングを算出する。
【００１８】
本発明の請求項２では、上記の２段階を第１および第４〜７の手段により実行し、第７の手段で求められたタイミングで切換える開閉信号を変換ブリッジへ出力する。
半導体電力変換器は、上記ＰＷＭ変調方法で求められた最適切換えタイミングにしたがって開閉動作を行うことにより、電流制御の目的を果たすと共に、ひずみの発生も最小に抑える。
【００１９】
以下，第２図に示す三相電圧形コンバータの主回路を対象として本発明の実施形態について詳述する。
同図において、交流リアクトルのリラクタンスをＬ，三相交流電源電圧をｖs=[ｖs1 ｖs2 ｖs3]T，交流リアクトル電流をｉs=[is1 is2 is3]T、直流電圧をＶdcとすると、交流回路方程式は（２)式で表すことができる。ただし、ｕ=[u1 u2 u3]Tは次のように定義されるスイッチング関数である。
ｕｋ=  1   図２の上スイッチon, 下スイッチoff
0   図２の上スイッチoff, 下スイッチon      k=1,2,3
【００２０】
【数２】
0004484289.tif 000003
【００２１】
（２）式に示す入力電圧ベクトル（Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の演算式は、本発明における第１の手段の実施形態であり、Ｖjはｊ相のスイッチｕjが出力するとき、三相に対して作用する電圧として解釈できることが（２）式から分かる。
入力電圧ベクトルは互いに120°の角度をもつ同じ大きさのベクトルなので、（３）式の関係式が成立する。
【００２２】
【数３】
0004484289.tif 000004
【００２３】
また、（２）式の右辺第２項は変換ブリッジが発生するスイッチング電圧であり、制御電圧（ｖｃ）と呼ばれる。すなわち
【００２４】
【数４】
0004484289.tif 000005
【００２５】
本発明のＰＷＭ変調方法はデジタル制御を前提にしており、デジタル制御は制御周期を単位時間として処理すると好都合なので、以下時間軸を制御周期Ｔで、τ＝ｔ／Ｔのように正規化を行い、正規化した時間軸上で説明する。この場合、制御周期内では、０≦τ≦１となる。この場合、正規化時間軸上では、（２）式の回路方程式は（５）式のようになる。
【００２６】
【数５】
0004484289.tif 000006
【００２７】
ここで、電流制御誤差ｓ(τ)を（６）式のように定義すると、誤差方程式は（７）式のようになる。
【００２８】
【数６】
0004484289.tif 000007
【００２９】
【数７】
0004484289.tif 000008
【００３０】
（７）式の括弧中の項をｖeqで表し、等価入力電圧とも呼ぶ。すなわち、等価入力電圧ｖeqは（８）式で表される。
【００３１】
【数８】
0004484289.tif 000009
【００３２】
（８）式の等価入力電圧の計算式は本発明における第5の手段の実施形態であり、これを利用して、（７）式の誤差方程式は（９）式のように簡潔に表すことができる。
【００３３】
【数９】
0004484289.tif 000010
【００３４】
前述のように、ＰＷＭ変調では、一制御周期に三相スイッチング信号が０→１または１→０のような２種類のパターンが利用できる。両者の切換えタイミング解、またその解の導出もきわめて似ている。説明の重複を避けるために、以下、０→１のケースを詳述し、１→０のケースは結果を示すのみとする。
【００３５】
まず、切換えタイミングの基本解、すなわち、変換器が出力する制御電圧の平均値が与えられる電圧指令値ｖc*と一致する切換えタイミング値を求めてみる。第ｊ相のスイッチがαjのタイミングで０→１に切換えるとすると、その相のスイッチング関数ｕjの時間τに関する値は（１０）式のようにステップ関数を用いて表現できる。
【００３６】
【数１０】
0004484289.tif 000011
【００３７】
ただし、ステップ関数Ｕ(τ)は周知のように
0004484289.tif 000012
で定義される。
【００３８】
制御電圧の平均値は、（４）式の右辺を一制御周期分で積分することにより得られるため、（１０）式のステップ関数をｕjに代入して、積分値は（１１）式のようになる。
【００３９】
【数１１】
0004484289.tif 000013
【００４０】
これを電圧指令値ｖc*と等しくするための必要十分条件は、切換えタイミング値αjが（１２）式を満たすことである。
【００４１】
【数１２】
0004484289.tif 000014
【００４２】
（１２）式より、各相のスイッチング切換えタイミングαjの解は、（１３）式で示すように、中心解と呼ばれるβjと，フリーパラメータと呼ばれるγとの二つの成分からなることが分かる。
【００４３】
【数１３】
0004484289.tif 000015
【００４４】
すなわち、所望の制御電圧を得るための切換えタイミングαjには無数の解が存在し、それらのすべては中心解とフリーパラメータγを用いて表現できる。
（１３）式は本発明の、スイッチング信号が０から１へ切換える場合の、第４の手段であり、特に中心解βの計算式はその実施形態である。
【００４５】
上述のように、γ値を変えても、変換器が発生する制御電圧の平均値は変わらないが、電流ひずみは大きく左右されるのが想像できる。
この電流ひずみは期間中の電流瞬時値とその指令値との誤差としてとらえることができるので，電流ひずみを評価するためには、電流誤差の時間関数を把握しなければならないことは明らかである。このため、誤差方程式の（９）式に、（１０）式のｕjと（１３）式のαjを代入し、両辺を積分すると、誤差関数s(τ)は（１４）式のようになり、γ値によって変化することが分かる。
【００４６】
【数１４】
0004484289.tif 000016
【００４７】
本発明のＰＷＭ変調方法では、上記のγ値を、総合ひずみ率（ＴＨＤ）として直接評価し，その最小化解で決定することにより、ひずみの発生を最小に抑えられる。以下、その原理について述べる。
総合ひずみ率の定義により、一制御周期に発生する電流ひずみ(Ｄ)は（１５）式のように定義される。
【００４８】
【数１５】
0004484289.tif 000017
【００４９】
本発明における請求項２の第６の手段では、（１５）式の定義を直接評価関数として、それが最小になるような切換えタイミングでスイッチングを行うものである。
Ｄが最小値となる最適切換えタイミングをみるために、まず，（１３）式の制約条件により、γの取値範囲は
L≦γ≦H
H = 1 -max (β1,β2,β3)
L = -min (β1,β2,β3)
に制限されていることに着目する。したがって、Ｄが最小値となるγの最適値はＤの極小点か、上記の境界値になることが分かる。Ｄの極点をみるために、（１５）式に（１４）式のｓ(τ)を代入し、γに関して、偏微分すると、（１６）式が得られる。
【００５０】
【数１６】
0004484289.tif 000018
【００５１】
また、γに関して、２階偏微分すると、（１７）式が得られる。
【００５２】
【数１７】
0004484289.tif 000019
【００５３】
（１６）式と（１７）式より、Ｄはγに関する二次放物線であり，その向きは
veqTvc*の極性により決まり，また，頂点でのγ値は（１８）計算式で得るγ0である。
【００５４】
【数１８】
0004484289.tif 000020
【００５５】
上述のように、γが区間[L,H]内に制限されているので，Ｄの最小値はその極小値か境界値になることが知られている。
最小点の説明を簡単にするために，図６を用いて，５つのケースに分けて最小値を考える。ただし，関数の全貌を把握しやすいために，曲線は区間［Ｌ，Ｈ］以外のところまで拡張されており，また，ＡはveqTvc*を表している。
図６において，(a),(b),(c)はＡ＞０のケースであり，(d),(e)はＡ＜０のケースである。
【００５６】
Ａ＞０の場合，放物線が上向きなので，γ＝γ0のとき，極小点となる。γ0が［Ｌ，Ｈ］に入る(a)の場合，Ｄの最小値は極小点にあるので，γopt=γ0となる。γ0が［Ｌ，Ｈ］外にある場合，区間内で極点を持たず，Ｄの最小値は境界点にある。また，極小点に近いほどＤが小さい性質から，γ0に近い境界点で最小値となる。
したがって，γ0＞Hの(b)の場合，γopt=Hとなり，γ0＜Lの(c)の場合，γopt=Lとなることが分かる。
【００５７】
一方，Ａ＜０の場合，放物線が下向きとなり，γ＝γ0の点は極大点となる。よって，最小値は境界点でしかない。また，極大点から遠いほどＤが小さい性質から，Ｄの最小値はγ0から遠い境界点にある。したがって，（Ｈ＋Ｌ）／２を分離点にして，γ0＜（Ｈ＋Ｌ）／２の(d)の場合，γopt ＝Ｈとなり，γ0＞(H+L)/2の(e)の場合，γopt =Ｌとなることが分かる。
【００５８】
以上をまとめると、切換えタイミングのフリーパラメータの最適値γoptは（１９）式で表すことができ、これは本発明における第６の手段の実施形態である。
【数１９】
0004484289.tif 000021
本発明の第７の手段は前記第４の手段で求められた切換えタイミングの中心解βと第６の手段で求められた切換えタイミングのフリーパラメータ最適値γoptを加算することによって、切換えタイミングの最適値を得るものである。
【００５９】
以上は本発明のＰＷＭ変調方法の、スイッチング関数が０から１へ切換える場合の、手段および実施形態であったが、スイッチング関数が１から０へのパターンで切換える場合、切換えタイミングの中心解βと、フリーパラメータ最適値の参考解γ0の計算式が前者と違う以外、結論および手段の実施形態が同じであるので、以下、主に前者と相違するところを重点に説明する。
【００６０】
この場合も，三相スイッチング信号の切換えタイミングα1、α2,α3は、０から１の場合と同様に、中心解βとフリーパラメータの最適値γoptからなる。
すなわち、
αj= βj +γopt        j=1,2,3
ただし、中心解は（２０）式より求められる。
【００６１】
【数２０】
0004484289.tif 000022
【００６２】
また、フリーパラメータγの最適値γopt は、この場合も、（１９）式にしたがって求めるが、最適解の参考解γ0は（２１）式により求められたものとする。
【００６３】
【数２１】
0004484289.tif 000023
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＰＷＭ変調方法を利用すれば、制御システムの制御性などの性能を損なわず、また、過渡・定常状態に関わらず、電流ひずみを理論的に最小に抑えられることができる。また、電流ひずみの最小化も、変換器が発生できる制御電圧のすべての範囲内で行われているので、最大変調率も過渡・定常状態を問わず、理論的に最大となることが明白であり実用上おおいに有用である。
【００６５】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の構成を示すブロック図
【図２】本発明の原理を説明するための半導体電力変換器主回路図
【図３】従来の技術を説明するための電流制御ループ構成図
【図４】従来のＰＷＭ変調器による切換えタイミングの発生原理
【図５】従来の技術の説明のための三倍調波重畳ＰＷＭ変調法のブロック図
【図６】本発明の最適切換えタイミング解の説明のための原理図
【符号の説明】
１  本発明の第１の手段
２  本発明の第２の手段
３  本発明の第３の手段
４  本発明の第４の手段
５  本発明の第５の手段
６  本発明の第６の手段
７  本発明の第７の手段
8,9,17,17’  三相半導体電力変換ブリッジ
１０  三相交流電源または負荷
１１  交流リアクトル
１２  直流電解コンデンサ
１３  直流電源または負荷
１４、１４’  交流電流制御誤差を求める比較器
１５、１５’  電流制御（増幅）器
１６、１６’  キャリア変調器
１８  三倍調波発生器
ｔ  時間変数
τ  正規化時間変数
Ｔ  制御周期（サンプリング時間）
Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3  入力電圧ベクトル
ｖc  制御電圧
ｖc*  制御電圧指令値
ｖeq  等価入力電圧
ｕ1,ｕ2,ｕ3  スイッチング関数
α1,α2,α3  スイッチング切換えタイミング
β1,β2,β3  スイッチング切換えタイミングの中心解
γ  スイッチング切換えタイミングのフリーパラメータ
Ｄ  ひずみ評価関数
Ｌ  交流リアクトルのリラクタンス
ｖs1,ｖs2,ｖs3  三相交流電源（負荷）電圧
ｉs1,ｉs2,ｉs3  交流リアクトル電流
Ｖdc  直流電圧
ｉs*  交流リアクトル電流の指令値
ｓ(τ)  交流電流制御誤差の時間関数
ｓ0  制御始点での交流電流制御誤差の初期値
γ0  切換えタイミングのフリーパラメータの最適解の参考解
γopt  切換えタイミングのフリーパラメータの最適解
Ｈ,Ｌ  フリーパラメータγの上限、下限値
【図１】
0004484289.tif 000024
【図２】
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【図３】
0004484289.tif 000026
【図４】
0004484289.tif 000027
【図５】
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【図６】
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