(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性内部インピーダンスおよび抵抗性内部インピーダンスを有する３相電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、
離散時間的に検出される相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、この電源角周波数と３相電流からＰＷＭコンバータを３相電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンスと抵抗性インピーダンスの直列回路となるような３相入力端子電圧値を演算する手段と、
制御装置の演算時間遅れと、ＰＷＭ電圧制御が演算周期内の平均値出力であることにより生ずる制御遅れを補正するための予め設定された補正時間と、前記３相入力端子電圧値と、３相ベクトル関係を利用した前記３相入力端子電圧値の微分値とから３相入力端子電圧指令値を演算する手段と、
この３相入力端子電圧指令値により３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御する手段とを有し、
上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段は、前記離散時間的に検出される電流検出時の時点をｔｎ、演算周期をＴｓ、上記補正時間をＴｃとしたとき、各相の入力端子電圧を時間関数とみなして、上記補正時間Ｔｃについて各相の入力端子電圧を所定の次数までテイラー展開し、テイラー展開した式中の各微分項を、３相ベクトル関係を用いて各相の入力端子電圧と電源角周波数を用いた式に置き換え、該各微分項が各相の入力端子電圧と電源角周波数で置き換えられた式を用いて、次回およびその次の演算周期であるｔｎ＋Ｔｓ、ｔｎ＋２Ｔｓの間のｔｎ＋Ｔｃの時点における入力端子電圧指令値を演算する
することを特徴とするＰＷＭコンバータの制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置された電源装置やモータ駆動装置などに供給するＰＷＭコンバータの制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
内部インピーダンスの大きい電源から大電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、先の特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」にも記載されている。
以下に、従来のＰＷＭコンバータについて述べる。
図３に従来のＰＷＭコンバータと３相電源系統を示す。同図において、１〜３は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の３相電源、４〜６はインダクタンスＬｓを有する３相電源１〜３の誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）、７〜９は抵抗Ｒｓを有する３相電源１〜３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）である。
また、１０〜１２は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ検出用ＡＣＣＴ、１３〜１５は、ＰＷＭ変換器および直流部から成るＰＷＭコンバータ部１００の３相入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｅｄｃを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
【０００３】
このような内部インピーダンス４〜９を有する３相電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相変換した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒｓと等しいことが必要である。
図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、同図において、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。
電源から最大電力を取り出すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。
したがって、図３に示すＰＷＭコンバータの３相入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥＷが、下記の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】
【数１】
0004480240.tif 000002
【０００５】
図５に、従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示す。同図において、２０１は検出された電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを算出する入力端子電圧演算回路、２０２は割り算器、２０３は比較器、２０４はゲート発生回路、２０５は三角波発生器、２０６はＦ／Ｖ変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換器である。
入力端子電圧演算回路２０１は前記（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉｗは（−Ｉｕ−Ｉｖ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／（ｊωＣ）｝×Ｉｕ〕は図４における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉｕよりも９０°遅れの位相を持つが、ＩｕとＩｖが１２０°位相差を持つことを利用して、〔（Ｉｕ＋２Ｉｖ）／｛（√３）×ωＣ｝〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは次の（６）〜（８）式のごとく算出される。
【０００６】
【数２】
0004480240.tif 000003
【０００７】
割り算器２０２は、入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを指令値として、それぞれ直流電圧検出値Ｅｄｃの半分、すなわちＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを出力する。比較器２０３は変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【０００８】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを出力する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ωおよびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧値Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉｕの実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用する直列容量Ｃを増加させる。これは、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１），（２）式の関係を崩して電力を制限するためである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい３相電源から最大電力を取り出すことができるが、図５のＰＷＭコンバータの制御回路に示された動作をＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）で実現させようとした時の演算時間による遅れ、及びＰＷＭ電圧制御が電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われる演算周期Ｔｓ内の平均値出力制御であるために、検出した相電流に基づいて（６）〜（８）式で表わされる電圧の制御がリアルタイムに行えず、従来のＰＷＭコンバータの制御回路では、最大電力が取り出せなかった。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する３相電源に接続されるＰＷＭコンバータの演算時間遅れ等を補正することにより、最大電力を取り出すことができるＰＷＭコンバータの制御回路を実現することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
図２に、例えばＵ相における演算時間遅れ補正の原理図を示す。
同図は、上述した（６）式におけるＵ相入力端子電圧の演算時間遅れ補正を行うための、演算周期Ｔｓと補正時間Ｔｃの関係を説明する図であり、横軸は時間、縦軸はＵ相の入力端子電圧を示しており、他の相についても同様の関係で補正できる。
すなわち、本願発明が対象とする電源は、内部インピーダンスの大きい３相電源であるために、検出した相電流Ｉｕ，Ｉｖは、ほぼ正弦波となり、上記（６）式のＵ相入力端子電圧Ｅｕもほぼ正弦波になる。そこで、この事を利用して、離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、時間（ｔｎ＋Ｔｃ）のＵ相入力端子電圧Ｅｕ（Ｔｃ）の値を、次回演算周期である時間（ｔｎ＋Ｔｓ）から（ｔｎ＋２Ｔｓ）間に出力する入力端子電圧指令値とすることができる。
上記（６）式のＵ相入力端子電圧Ｅｕを時間関数とみなして、補正時間Ｔｃを用いて３次までのテイラー展開を行うと（９）式となり、Ｖ，Ｗ相についても同様に（１０）、（１１）式として求められる。
【００１１】
【数３】
0004480240.tif 000004
【００１２】
上記１次〜３次の微分式は、各相入力端子電圧を正弦波とみなし、３相ベクトル関係を利用して、電源角周波数ωを用いると、例えばＵ相については（１２）式により求められる。
【００１３】
【数４】
0004480240.tif 000005
【００１４】
従って、次回演算周期の３相入力端子電圧指令値は、最終的には以下の（１３）〜（１５）式の如く表される。
【００１５】
【数５】
0004480240.tif 000006
【００１６】
本発明は、このように（９）〜（１１）式で表される、補正時間Ｔｃにおける３相入力端子電圧Ｅｕ（Ｔｃ）、Ｅｖ（Ｔｃ）、Ｅｗ（Ｔｃ）を３相入力端子電圧指令値として用い、ＰＷＭコンバータの３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御するようにしたものである。
【００１７】
本発明は上記原理に基づき、前述の課題を解決するものであり、誘導性内部インピーダンスおよび抵抗性内部インピーダンスを有する３相電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、この電源角周波数と３相電流からＰＷＭコンバータを３相電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンスと抵抗性インピーダンスの直列回路となるような３相入力端子電圧値を演算する手段と、補正時間と、前記３相入力端子電圧値と、３相ベクトル関係を利用した前記３相入力端子電圧値の微分値とから３相入力端子電圧指令値を演算する手段と、この３相入力端子電圧指令値により３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御する手段とで構成する。
上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段において、補正時間は、制御装置の演算時間遅れと、ＰＷＭ電圧制御が演算周期内の平均値出力であることにより生ずる制御遅れを補正するものであり、上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段は、前記図２に示したように、離散時間的に検出される電流検出時の時点をｔｎ、演算周期をＴｓ、上記補正時間をＴｃとしたとき、次回およびその次の演算周期であるｔｎ＋Ｔｓ、ｔｎ＋２Ｔｓの間のｔｎ＋Ｔｃの時点における入力端子電圧指令値を演算する。
上記３相入力端子電圧指令値を演算する手段における入力端子電圧指令値の算出は、前記したように、電源の内部インピーダンスが大きいため、入力電流より演算する交流入力端子電圧が正弦波状になることを利用して、交流入力端子電圧値の微分値に相当する値を、各相の入力端子電圧と電源角周波数から求め、これを利用して次回とその次の演算周期の間の交流入力端子電圧指令値を求める。
すなわち、各相の入力端子電圧を時間関数とみなして、上記補正時間Ｔｃについて各相の入力端子電圧を所定の次数までテイラー展開し、テイラー展開した式中の各微分項を、３相ベクトル関係を用いて各相の入力端子電圧と電源角周波数を用いた式に置き換え、該各微分項が各相の入力端子電圧と電源角周波数で置き換えられた式を用いて、ｔｎ＋Ｔｃの時点における入力端子電圧指令値を演算する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明が適用されたＰＷＭコンバータの制御回路構成例を示す。同図において、図５と同符号を付したものは同一構成部品を表わし、２０９は容量指令発生回路、２１０は電圧指令値演算回路を表わす。なお、本発明における入力端子電圧演算回路２０１、電圧指令値演算回路２１０、割り算器２０２等は、前記したＤＳＰにより実行されるソフトウェアにより実現することができ、電流Ｉｕ，Ｉｖ等の検出値は前記したようにサンプリングされてＤＳＰに取り込まれ、ＤＳＰはソフトウェアにより演算周期Ｔｓで上記入力端子電圧演算回路２０１、電圧指令値演算回路２１０における演算を行う。
以下、図１について説明する。電源角周波数を検出する手段としてのＦ／Ｖ変換器２０６は、Ｕ相電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを出力する。容量指令発生回路２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足する直列容量Ｃを算出する。
【００１９】
入力端子電圧演算回路２０１は前記図５の入力端子電圧演算回路２０１と同一構成要素であり、相電流Ｉｕ，Ｉｖを離散時間的に入力し、前記電源角周波数ω、直列容量Ｃ、及び負荷抵抗Ｒより、前記（６）〜（８）式に基づき離散時間的な入力端子電圧値Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを演算し、電圧指令値演算回路２１０に出力する。
【００２０】
演算周期内の入力端子電圧指令値を演算する手段としての電圧指令値演算回路２１０は、前記入力端子電圧値Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ、補正時間Ｔｃおよび前記電源角周波数ωを入力して、前記（１３）〜（１５）式に基づき、演算時間遅れ，及びＰＷＭ電圧制御が電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われる演算周期Ｔｓ内の平均値出力制御である事を補正した３相入力端子電圧指令値Ｅｕ（Ｔｃ），Ｅｖ（Ｔｃ），Ｅｗ（Ｔｃ）を演算して、割り算器２０２に出力する。
ここで、補正時間Ｔｃは、演算遅れとＰＷＭ電圧制御が演算周期Ｔｓ内の平均値出力制御である事を考慮して、通常、演算周期Ｔｓの１．５倍程度の値に設定される。
なお、前記（９）〜（１１）式、又は前記（１３）〜（１５）式はテイラー展開の３次までを数式化したものであるが、ＤＳＰでの演算時間が演算周期Ｔｓを超えるようであれば、精度が多少下がるが、テイラー展開の２次、又は１次の展開式でも十分であり、精度を上げたければ４次以上の展開式を用いても良い。
【００２１】
割り算器２０２は、３相入力端子電圧指令値Ｅｕ（Ｔｃ），Ｅｖ（Ｔｃ），Ｅｗ（Ｔｃ）をＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ、Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ゲート回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【００２２】
これにより、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合でも、演算時間の遅れ及びＰＷＭ電圧制御が電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われる平均値出力制御であるという事の補正により、前記（１），（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す事ができる。
【００２３】
なお、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記の特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すだけではなく、所定の電力を取り出す場合には、図１の制御回路における直列容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処できる。
【００２４】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明は、大きな内部インピーダンスを有する電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、ＤＳＰ等を使用する場合に発生する演算遅れと、ＰＷＭ電圧制御が演算周期内の平均値出力制御であるという事を補正するために、正弦波状の入力電流と電源角周波数より求めた入力端子電圧値とそのテイラー展開及び補正時間より入力端子電圧指令値を演算し、この入力端子電圧指令値によりＰＷＭコンバータを制御しているので、電圧の制御を遅れなく行うことができる。このため、ＰＷＭコンバータの出力を増大させて、電源から最大電力を取り出すことが可能となり、実用上おおいに有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例におけるＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図２】本発明の演算時間遅れ補正の原理を説明する図である。
【図３】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータにおける制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３          交流電源
４〜６          誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）
７〜９          抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）
１３〜１５      交流入力端子
２２            ＤＣＰＴ
２３            負荷
１０１〜１０３  直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６  負荷抵抗（Ｒ）
２０１          入力端子電圧演算回路
２０２          割り算器
２０３          比較器
２０４          ゲート発生回路
２０５          三角波発生器
２０６          Ｆ／Ｖ変換器
２０７          パターン回路
２０８          瞬時値／実効値変換器
２０９          容量指令発生回路
２１０          電圧指令値演算回路
【図１】
0004480240.tif 000007
【図２】
0004480240.tif 000008
【図３】
0004480240.tif 000009
【図４】
0004480240.tif 000010
【図５】
0004480240.tif 000011