(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個（Ｍ個）の音響センサーで形成されたアンテナであって、
前記音響センサーの出力信号は、
【数１】
0004491081.tif 000045
の係数に関する制約条件、及び、
【数２】
0004491081.tif 000046
の非線形制約条件、
に基づいて指向性が最大化される処理がなされる、
ことを特徴とするアンテナ。
ただし、
f：周波数、
g(f)=(g1(f),…,gM(f))：１〜Ｍ番目の音響センサーの出力信号に対して処理されるフィルタ、
α1(f)=(α1,1,…α1,M)：αp,mはｐ番目の摂動音源に対するｍ番目の音響センサーの振幅、
H：共役演算子、
τ：遅延時間を表す定数、
Rmin：事前に定義された、非干渉性ノイズリダクションの最小値を表す値、
を表す。
【請求項２】
【数３】
0004491081.tif 000047
で定義される、少なくとも１つの指向性方向で減衰もしくはゼロになる線形制約条件を更に有する、
ここで、C(f)は前記線形制約条件に関連した空間における前記指向性方向の伝搬ベクトルの行列であり、p(f)は前記指向性方向における変換関数を表す、
ことを特徴とする、請求項１記載のアンテナ。
【請求項３】
前記アンテナは、第１及び第２の部分からなる複数の音響センサー列からなり、
前記複数の音響センサー列は対象となる音響波の平均的な方向に対して横切る方向に配置されている、
ことを特徴とする、請求項１または２記載のアンテナ。
【請求項４】
前記アンテナは、第１及び第２の部分からなる複数の音響センサー列からなり、
前記複数の音響センサー列は対象となる音響波の平均的な方向に対してわずかに傾いた方向に配置されている、
ことを特徴とする、請求項１または２記載のアンテナ。
【請求項５】
前記第１の部分の音響センサー列が、音響変換器列の中央の音響センサーの周りで対数的な間隔で対称的に分布するように配置されている、
ことを特徴とする、請求項３または４記載のアンテナ。
【請求項６】
前記第１の部分の音響センサーは、いくつかのサブ・アンテナに選択的に割り当てられ、各サブ・アンテナはそれぞれ所定周波数幅に関連しており、当該サブ・アンテナに選択的に割り当てられた音響センサーが信号処理された出力信号を出し、各サブ・アンテナに関連する前記周波数幅は切れ目なく連続的で全体的に実効周波数が１ｋＨｚを下回らないように設定されており、前記信号処理は特定のフィルタ処理で構成され、各特定のフィルタの出力信号が合計される、
ことを特徴とする、請求項５記載のアンテナ。
【請求項７】
低周波数に対するSDMPアルゴリズム、
対数的な間隔のアンテナ配置に基づく前記周波数幅割り振り、
及び、前記SDMPアルゴリズムよって処理されない周波数に対する従来方法によるチャンネル形成、
により、各音響センサーの出力信号がフィルタ処理される、
ことを特徴とする請求項６記載のアンテナ。
【請求項８】
伝搬モデルが使用されることを特徴とする請求項１〜７いずれか記載のアンテナ。
【請求項９】
伝搬性ベクトルの測定が使用されることを特徴とする請求項１〜７いずれか記載のアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数個の個別音響変換器で構成された音響アンテナに関するものであり、特に音響受信アンテナ、即ち、複数個の音響センサー又はマイクロフォンで構成された音響受信アンテナに関するものである。相反定理が適用される場合、本発明は又、音響送信アンテナにも適用する。
【０００２】
【従来の技術】
音響受信アンテナの主たる目的は、全ての受信障害を低減化する一方、必要とされている情報、即ち、スピーカー又は必要とされる音源によって送信される情報を保持することにある。
【０００３】
本発明が克服することを狙いとしている諸難点を一層良く理解する目的から不定の指向性ダイアグラムを有する音響センサーで構成された不定の幾何形状を備えたアンテナの場合を考慮に入れて音響アンテナ・アレイの慣用的な理論的研究が今後開発されよう。
【０００４】
アンテナ・センサーで受信される音響信号は（１）他の送信器；（２）マルチ・パス伝搬；（３）多くの場合はエコー；（４）センサーと増幅器の電子ノイズ；（５）おそらくはディジタル処理の定量的ノイズ；の各摂動音源により与えられる。
【０００５】
線形追加モデルが考えられ、即ち、非線形劣化は考慮に入れないものである。引き続き、摂動音源（１）乃至（３）は「空間的に干渉性のある」又は単に「干渉性のある」と称し、一方、摂動音源（４）及び（５）は「非干渉性のある」（非干渉性ノイズ）と称する。
【０００６】
干渉性摂動に関してのアンテナの性能はその指向性ダイアグラムで与えられる。スピーカーは近場に位置付けられるものと仮定し、これは関連ある方向とは無関係に空間内の点が代わりとして関係があることを意味している。干渉性摂動源は遠方場に在るものと仮定する。
【０００７】
最も近いアンテナ・センサーの箇所に設置された無指向性センサーと比較して拡散場の仮定の下に干渉性摂動比に対する信号の改善内容を表す式が適用されている。反射は画像源として処理される。従って、自由音場伝搬法と各センサーの指向性ダイアグラムを知ることで十分である。
【０００８】
伝搬に対する典型的モデルは以下の通りである。
【数４】
0004491081.tif 000002
ここで
Xm      観察についても適用するセンサーｍからの信号
T       時間
Up,m    供給源ｐの方向におけるセンサーｍの指向性
Sp      供給源ｐで送信される信号
Dp,m    供給源ｐ−センサーｍの距離
c       伝搬速度
bm(t)  センサーｍ上での非干渉性ノイズ、（電気的及び定量性ノイズ）
演算を簡略にするため、周波数場が入力される。
【数５】
0004491081.tif 000003
ここで、
X,S,B 周波数場における観察、送信信号及びノイズ
f     周波数
【０００９】
アンテナ処理は周波数場におけるスカラー積として理解可能である。処理の出力における信号は以下の式で表される。
【数６】
0004491081.tif 000004
【００１０】
必要とされる入用源は入用源ｐ＝１であるものと仮定する。慣用的なアンテナ処理は、主要ローブの開口と二次ローブのレベルの間に妥協点を確立する目的上センサーの重み付けをする必要がある場合にその信号の再位相化をすること及びその合計値を演算することで構成されている。これは１組の係数で以下の如く表現可能である。
【数７】
0004491081.tif 000005
この場合gm(f) は実数で正であるとする。
従って、出力においては以下の式が得られる。
【数８】
0004491081.tif 000006
【００１１】
上記合計の３項は夫々入用信号、干渉性摂動及び非干渉性ノイズに対応している。この式は複合値がgm(f) に対して許容される任意の線形処理の目的に使用可能である。指向性因子を得る目的から摂動源の位置は例えばｐ＝２を変えることができなければならず、又、摂動信号の残りの部分の平均値を演算しなければならない。振幅因子を最初に導入し、その最後の項は十分大きい値であればその距離の値とは無関係の因子を得るよう作用する。
【数９】
0004491081.tif 000007
次に以下の式がλ＝ｃ／ｆにて得られる。
入用信号の複合利得は
【数１０】
0004491081.tif 000008
である。
干渉性摂動信号の複合利得は以下の通りである。
【数１１】
0004491081.tif 000009
指向性因子は以下の通りである。
【数１２】
0004491081.tif 000010
以下のベクトル記数法を適用する。
【数１３】
0004491081.tif 000011
【数１４】
0004491081.tif 000012
次に以下の式が得られる。
【数１５】
0004491081.tif 000013
最後に、行列
【数１６】
0004491081.tif 000014
及び
【数１７】
0004491081.tif 000015
これは以下の式を与える。
【数１８】
0004491081.tif 000016
【００１２】
既に示された如く、これらの式は障害物の無い自由な場において極めて十分適合される伝搬モデルを基にしている。モデルが十分正確であることを証明していない状況にこの演算を適合させる目的からその伝搬モデルは測定により置換可能である。本例の場合、ベクトルd2(f) は測定された伝搬ベクトルを表す。
【００１３】
この結果は方向に従って積分の二次エラーの重み付けU(f,ψ,θ)を導入することにより一般化できる。
【数１９】
0004491081.tif 000017
【数２０】
0004491081.tif 000018
【００１４】
非干渉性ノイズは一方のセンサーから他方のセンサーへ関連性がないものであり、又、そのパワーは全てのセンサーに対して
【数２１】
0004491081.tif 000019
と等しい。非干渉性ノイズ減少は本例の場合以下の如く記載される。
【数２２】
0004491081.tif 000020
【００１５】
この検討内容から、慣用的な遅延／重み付け／合計値処理、遠方場焦点合わせを推論できる。センサーの均一な間隔ｄを備えた直線状アンテナに対しては干渉性摂動信号Ｇ２の複合利得は以下の通りとなり、
【数２３】
0004491081.tif 000021
所定の周波数に対する指向性ダイアグラム
【数２４】
0004491081.tif 000022
はψを変化させることによりプロットできる。
【数２５】
0004491081.tif 000023
【００１６】
１９４６年からこの慣用的処理方法が多くの研究の課題となって来ている。「波と電子に対するＩ．Ｒ．Ｅの措置」と題する技術ジャーナル、第３４巻、第６号、１９４６年６月号、３３５−３４８頁に記載されたＣ．Ｎドルフの方法が知られている。この方法においては、センサーは等距離に隔置され、その感度は所定レベルの主要ローブ及び実際上等しい個数になっている下方レベルの多数の二次ローブを備えた応答を得るようチェビシェフ(Chebyshev) 多項式の係数に従ってセットされる。センサー感度の一部のみが使用されるので、アレイは各センサーの完全な感度が使用される場合における比より小さい信号／ノイズ比を有する応答を発生する。その上、センサー同志の間の距離が波長の長さと比較した場合大き過ぎるか又は小さ過ぎる場合はアンテナの性能が落ちる。
【００１７】
つい最近、ＦＲ−Ａ−２４７２３２６の文書にはセンサー信号の慣用的な合計を以て、線形音響アンテナの幾何形状を最適化する方法の説明がある。可変間隔を備えた遅延／合計線形アンテナに関するものであることが考察可能である。このアンテナは狭いバンドにおける周波数の近くでのみ十分動作し、アンテナは波長に関して相対的に大きくなっている。
【００１８】
更に、つい最近、ＦＲ−Ａ−２７２２６３７の文書にはスピーカーに向かう凹状線の水平面でセンサーが分布されるアンテナ幾何形状の説明がなされている。センサーからの信号は位相様式にて合計される。アンテナは夫々センサーの間の特定の間隔を特徴とし且つ夫々周波数バンドの一部分に割り当てられたサブ・アンテナに分割される。低周波数においては依然として難点に遭遇する。
【００１９】
この形式の慣用的な処理については、主要ローブの開口及び指向性ダイアグラムの二次ローブのレベルを改変すべく異なる重み付け係数を選択した他の研究者により研究されて来ている。これらの処理においては、センサーの指向性ダイアグラムは使用されないことに注目すべきである。
【００２０】
アンテナが広帯域の音響信号、即ち、２０Ｈｚ程度の低い周波数を含む信号を受信すべき場合には、この慣用的な処理では必然的にアンテナ内に多数のセンサーが必要であること及びアンテナの寸法が大きくなるという２つの難点に遭遇する。従って、慣用的な処理は高価で嵩高となる結果をもたらす。
【００２１】
改変例として、所謂「超指向性」アンテナ処理が提案されており、この場合、指向性因子が最適化される。この主題において、Ｙ．Ｔ．ロー及びＳ．Ｗ．リーにより１９９３年に編纂された「アンテナ便覧」という著作物、第２II巻、「アレイ理論」との表題が付けられた第１１章、特にこの第１１章の１１−６１頁乃至１１−７９頁を参照できる。先に述べた本願の研究内容によれば、遠距離音場源（αは全て１と等しい）に対する指向性因子（関係５）の最大化が以下の式より関係４及び５から始まって表現されている。
【数２６】
0004491081.tif 000024
及び制約条件
【数２７】
0004491081.tif 000025
で表される入用信号の方向における単位と等しい変換関数をセットする。
【００２２】
この処理により、センサー同志の距離は波長と比較して短くなるよう低減化できる。従って、寸法の小さいアンテナで良好な空間選択性が得られる。この超指向性アンテナの欠点は頑丈性に劣ること即ち、最適化が完全ではないか又は使用上の最適条件がはずれる場合に性能上迅速な劣化があること；非干渉性ノイズの増幅；情報が縦型方向から来ない場合の性能上の低下にある。
【００２３】
縦型音響アンテナに関連した最近の実績の中で、「音響スピーチと信号処理に関するＩＥＥＥ会報」第ＡＳＳＰ−３４巻、第３号、１９８６年６月号にて発行されたＨ．コックス等による３９３−３９８頁に記載の「実際的超利得」と題する論文を引用できる。この超指向性アンテナは係数が使用されていないため遠距離音場向けて依然最適化される。その上、線形制約条件が存在せず、センサーの指向性は依然考慮されない。重み付けは関連付けられていない白色ノイズに関して利得上、或る選択数にのみ条件付けられる。
【００２４】
場の概算をしてその変化に追随することを可能とする適合性アルゴリズムを使用することにより性能を改善する試みが再びなされて来ている。その結果は以下の３つの条件、即ち、（１）供給源の個数がセンサーの個数と比較して少なければならないこと；（２）周囲雑音が入用源の間接的経路より多くのエネルギーを有していること；及び（３）場における変動が早過ぎないことが満たされれば十分である。第１条件が満たされない場合は、不明瞭性が原因でその場を分析することが困難である。第２の条件は入用信号にて最低にされる摂動信号を混乱させないようにすることが必要である。第３条件は不安定な作動を回避するのに十分小さい適用段階を以てアルゴリズムが追随できるようにするため必要である。
【００２５】
全て遠方場で有効であり、慣用的且つ超指向性処理及び適合性アルゴリズムでの処理といったこれら基本的処理から始まって、遅延／重み付け／合計化近場での焦点合わせによるローブ形成の開発が求められて来ていた。方向に対する遅延を等量化する代わりに、近場点に対する遅延が等量化される。しかしながら、先に示した公知の処理方法は指向性ダイアグラムが重み付けのフーリエ変換で表現できることから十分理解されるが、近場焦点合わせに対しての満足の行く結果は殆ど刊行されていない。
【００２６】
「IEEE ICASSP の措置」、１９９７、３６３−３６６頁にて発行されたＪ．Ｇ．リアン及びＲ．Ａ．ゴーブランによる「マイクロフォン・アレイに対する近場ビーム形成」と題する論文においては、１／Ｒ項が減衰のため考慮に入れてあり、従って、信号の係数が使用される。直線状で均一に隔置された慣用的なアンテナ幾何形状が再び使用される。しかしながら、センサーの指向性ダイアグラムは一体化されない。その上、引き続き明らかになる如く、処理されるべき信号に依存している機能は最適化され、付加的線形制約条件は一体化されない。
【００２７】
実際、一方では、その処理すべき音声信号が例えば１００乃至８０００Ｈｚの多数のオクターブを占拠している広帯域の周波数スペクトルに属しており、他方では面状波による音声波の伝搬の仮説が立証されない近場音源が存在することから今まで説明して来た処理方法は一部の難点を解決していない。特に、小型の慣用的なアンテナは低周波数においては、選択的にすることができない。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の１つの目的は、近場音響源から来る入用信号の歪みを導入しないようにするために、係数が処理される超指向性類の処理から始まる現存の慣用的な処理を改善することを可能にし、又、多数の制約条件に合致するアンテナ処理を提供することから成っている。
【００２９】
本発明の他の目的は、複数個の音響センサーで構成され、そのセンサーの出力信号が処理され、処理の出力信号が品質上その入用音響源が近場に位置付けられる際に先行技術のアンテナによる出力信号より優れているアンテナを提供することから成っている。
【００３０】
本発明の他の目的は、アンテナを提供することにあり、そのアンテナの処理は低周波数において良好な選択度を提供することにある。
【００３１】
本発明の他の目的は、
−高い指向係数、
−歪みが少ない入用信号、及び
−高い非干渉性ノイズリダクション
を備えたアンテナを提供することから成っている。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明の１つの特徴によれば、複数個の音響センサーで形成されたアンテナが提供され、そのセンサー出力信号は係数に関する制約条件及び非干渉性ノイズ除去を固定する非線形制約条件を以て超指向性類の処理を受け、これら制約条件の基本的式は以下の通りとなっており、
【数２８】
0004491081.tif 000026
及び
【数２９】
0004491081.tif 000027
ここで、第１制約条件は全体の変換関数は純粋な遅延τであることを指定し、第２制約条件は非干渉性ノイズ減少に対して限界が固定されることを指定している。
【００３３】
他の特徴によれば、前記アンテナの処理は又、例えば１個以上の所定方向における指向性ダイアグラムでの１個以上の０の存在を表している他の制約条件を示しており、即ち、
【数３０】
0004491081.tif 000028
ここで、C(f)は伝搬ベクトルのマトリックスであり、
p(f)は各伝搬ベクトルに対する複合利得ベクトルである。
【００３４】
他の特徴によれば、前記処理は所謂超指向性／係数／位相における数学的演算子又はＳＤＭＰ流れ図で実現され、その入力データはアンテナ幾何形状及び伝搬モデル・データ、重み付けデータ及び先に述べた制約条件に関係があるデータであり、その出力データは周波数領域内において音響センサーと同様多数の複数個のディジタル・フィルターの係数である。
【００３５】
他の特徴によれば、複数個の音響センサーで形成されたアンテナが提供され、近場の入用源(near wanted source)に対抗して設置されたその第１部分は第１行に整合されたセンサーで構成され、又、近場入用源に関連して第１行背後に設置されたその第２部分は少なくとも第２行にて整合されたセンサーで構成されている。
【００３６】
他の特徴によれば、第１部分と第２部分におけるセンサーの行の共通方向は入用音響波の中間方向に対して横断する方向になっている。
【００３７】
他の特徴によれば、第１部分と第２部分におけるセンサーの行の共通方向は入用音響波の中間方向に対して僅かに斜めになっている。
【００３８】
他の特徴によれば、第１部分のセンサーは中間センサー周りに対数的様式にて対称的に分布されている。
【００３９】
他の特徴によれば、第１部分のセンサーは多数のサブ・アンテナに選択的に割り当てられ、各サブ・アンテナは所定の周波数バンドと組み合っており、センサーは慣用的なプロセスで処理される出力信号を送出するこのサブ・アンテナに選択的に割当てられ、この周波数バンドは連続的になっており、全体としては実際上、１ｋＨｚは下回らず、各処理は特定のフィルター処理で構成され且つ各特定のフィルターの出力信号が合算される。
【００４０】
他の特徴によれば、アンテナにおいては、以下の全ての処理、即ち、低周波数に対するＳＤＭＰアルゴリズム、対数的アンテナ法による周波数バンドへの分割及びＳＤＭＰアルゴリズムにより処理されない周波数に対する慣用的なチャンネル形成を実行するフィルターによって各センサー出力信号がフィルター処理される。
【００４１】
他の特徴によれば、伝搬モデルが使用される。
【００４２】
他の特徴によれば、伝搬ベクトルの測定が使用される。
【００４３】
他の特徴と同様、先に述べた本発明の諸特徴は例示的諸実施態様についての以下の説明を読むことから一層明らかになるものと思われ、その説明は貼付図面に関連して行われる。
【００４４】
【発明の実施の形態】
図１はアンテナ・センサーの且つ入用源のトポグラフ的レイアウトに関連したディジタル・データを含むセット１１、線形制約条件に関連したデータを含むセット１２、空間的重み付けに関係あるデータを含むセット１３、選択された非干渉性ノイズ減少に対する制約条件に関係があるデータを含むセット１４及びサブ・アンテナ定義付けに関連したデータを含むセット１５からの入力データを受け取るＳＤＭＰ流れ図表１０を記号的に示す。ＳＤＭＰ流れ図表１０は出力データをセット１６に搬送し、その出力データは周波数領域内のＭディジタル・フィルターの係数の組に関係があり、Ｍはアンテナ・センサーの個数と等しい。
【００４５】
先に説明した数学的演算子を実現する本発明のＳＤＭＰ流れ図の配置を本明細書の最後における付録に示す。この流れ図は当分野の通常の知識を有する者に良く知られているＭＡＴＬＡＢ言語で記載されている。
【００４６】
Ｍフィルターのセットを周波数領域内に設けると、乗算での周波数帯域におけるフィルター処理が実施可能とされるか又はフィルターのセットを時間領域内で得る目的上、「一般化された最小自乗法」形式のアルゴリズムを一例として慣用的なフィルター設計アルゴリズムにより行われる変換を実施できる。
【００４７】
図２において、アンテナはスピーカー又は入用音響源２３に対して相互にその背後に設置された２個の音響センサー又はマイクロフォン２１、２２でアンテナが形成される。センサー２１及び２２並びに入用音響源２３は整合される。センサー同志の間の距離ｄは例えば、３０ｃｍであり、これはセンサー２１から入用音響源２３までの距離と等しい。従って、この極めて簡単なアンテナは近場音のピック・アップをシンボル化している。その上、依然、簡略化の目的上、２個のセンサーは無指向指向性ダイアグラムを備えているものと仮定する。
【００４８】
センサー２１、２２の出力は夫々ローパス・フィルター２４、２５の入力に接続され、その出力は２７の箇所でアンテナ出力信号を出す合算器２６の入力に接続される。
【００４９】
極めて低い周波数における「伝搬に起因する遅延の等量化、次に合算化」という慣用的な処理により、全ての方向から来る干渉性摂動は位相様式で合算され、これは前掲の式（２）によりパワーを４倍にする。
【数３１】
0004491081.tif 000029
【００５０】
入用信号も位相様式にて加算されるが、センサー２２上での信号の振幅はセンサー２１上での大きさの半分であり、これが入用信号のパワーの増幅を
【数３２】
0004491081.tif 000030
と等しくし、指向性因子ー前掲の公式（３）を
【数３３】
0004491081.tif 000031
と等しくする。
【００５１】
慣用的な処理における如く、合算化の代わりに減算が実施される場合は、この減算は
【数３４】
0004491081.tif 000032
入用信号
【数３５】
0004491081.tif 000033
を与える。
【００５２】
従って、周波数が０に向かう傾向があれば、指向性因子は不定に向かう傾向がある。他方、入用信号はこの出力において弱くなっているため、その処理は影響を受け易くなっている。信号の増幅化は２個のセンサー２１及び２２では等しくなっていない数値即ち、パワー的に追加される非干渉性ノイズ
１2 ＋ １2 ＝ ２
を増幅し、これは入用信号と比較した非干渉性ノイズの増幅を意味している。
【数３６】
0004491081.tif 000034
【００５３】
この増幅は不定の指向性因子と比較した場合、小さい値にとどまる。本発明の処理は指向性因子と非干渉性ノイズの増幅の間の補償を見い出すことができることを示している。
【００５４】
本発明による３つの処理が異なる仮定的状況で調べられた。
−仮定（ａ）の場合、非干渉性ノイズの増幅に制約条件が無い、
−仮定（ｂ）の場合、０と５ｄＢの間の非干渉性ノイズの増幅が受容される、
及び
−仮定（ｃ）の場合、慣用的な解決策と等しい非干渉ノイズ減少が問われる、
即ち、
【数３７】
0004491081.tif 000035
【００５５】
仮定（ａ）の下では、ローパス・フィルター２４及び２５が使用され、このフィルターに対しては周波数の関数として係数のダイアグラムが夫々図３に示してある。ｆ＝０に対しては、２つの係数の振幅が等しく、これは前掲の等式外になっていることが理解できる。４００Ｈｚを越えると、この振幅は実質的にフィルター２４に対しては−１２ｄＢで且つフィルター２５に対しては−１８ｄＢになるよう−４ｄＢから減少する。
【００５６】
更に、仮定（ａ）の下では、入用信号の構成成分を強調する目的から遅延の事実を考慮に入れる図４での周波数の関数としてその位相差のダイアグラムはフィルター２４、２５の応答がｆ＝０に対しては反位相であるが、実際は４００Ｈｚを越える同じ値を有していることを示している。
【００５７】
図６の模式的図表は時間領域におけるセンサー２１、２２の出力における処理−フィルター処理と合算化処理の例示的実施態様を示している。センサー２１、２２の出力は夫々マイクロフォン増幅器２８、２９の入力に接続され、その出力は夫々アナログ対ディジタル変換器３０、３１の入力に接続され、その変換器の出力は夫々例えば３２セルを有するシフト・レジスターで構成されたメモリー３２、３３の入力に接続されている。センサー２４と組み合っているメモリー３０のセルの横方向出力はゲート３４．１．ｎの１つの入力に接続され、その第２入力は係数信号ｈ．１．ｎを受信する。センサー２５と組み合っているメモリー３１のセルの横方向出力はゲート３４．２．ｎの１つの入力に接続され、その第２入力は係数信号ｈ．２．ｎを受信する。先に述べたパラメーターｎはシフト・レジスター内のセルのランクに従って１から３２まで個別的に変動する。ゲート３４．１．ｎ及び３４．２．ｎの出力はディジタル合算器２６の対応する入力に接続され、その出力は１７の箇所でアンテナ信号を搬送する。
【００５８】
図５において、仮定（ａ）における周波数の関数としての指向性因子における変動は曲線１ａで示され、これは１００Ｈｚを下回る２５ｄＢから５ｄＢへ減少し、低周波数性能が曲線１ｄで示された慣用的アンテナの場合と比較して改善されることを示している。曲線２ａは減少における変動を示している。
【００５９】
依然、図５において、０及び５ｄＢの間の非干渉性ノイズの増幅が受容される仮定（ｂ）の下では、曲線１ｂは低周波数性能が５ｄＢに改善されることを示しており、即ち、慣用的な解決策が良好に作用しないことを示している。曲線２ｂは設定された最低減少の変動に対応している。
【００６０】
最後に、慣用的解決策と等しい非干渉性ノイズ減少が取られた仮定（ｃ）においては、曲線１ｃは低周波数に対する２ｄＢと高周波数に対する０．６ｄＢの間を得ることができることを示している。直線２ｄと等しい直線２ｃは設定された最低減の変動に対応している。
【００６１】
これら３つの仮定の下では、非干渉性ノイズ減少が大きくなればなる程、アンテナの指向性は低くなること、本発明のアルゴリズムは曲線１ｃと１ｄと比較した場合、慣用的な解決策１ｄ及び２ｄより良好な結果を示していること及び指向性因子は低周波数に対しては高くできることに注目できる。
【００６２】
従って、非干渉性ノイズ減少と指向性因子の間の補償を選択できる。
【００６３】
図７は入用源１００と対抗的に先に述べた実施例においては前方、即ち、アンテナに関して供給源１００を含む領域に向かって心臓形の指向性図を有するセンサーである１３個のセンサー１０１乃至１１３から成るＵアンテナを模式的に表している。最初の９個のセンサー１０１乃至１０９は第１直線Ｄ１上のセンサー１０５の周りに対称的に整合しており、次の２つのセンサー１１０及び１１１は第２直線Ｄ２上に配設され、最後の２つのセンサー１１２及び１１３は第３直線Ｄ３上に配設されている。直線Ｄ１、Ｄ２及びＤ３は平行であり、センサー１０５を貫通する且つ入用源１００の装備される直線Ｄ４に直角になっている。一例として、入用源１００から直線Ｄ１までの距離は６０ｃｍであり、直線Ｄ２及びＤ３は夫々１５ｃｍ及び３０ｃｍの箇所で直線Ｄ１の背後に設置してある。センサー１１１及び１１２はセンサー１０１の背後で整合しており、センサー１１１及び１１３はＵの脚部を形成すべくセンサー１０９の背後で整合している。
【００６４】
直線Ｄ１上で、センサー１０５、１０４、１０３、１０２及び１０１の間のインターバルはセンサー１０５、１０６、１０７、１０８及び１０９の間のインターバルと同様、対数的様式及び対称的に増加変動する。
【００６５】
１０５及び１０４の間でのインターバルは２．５ｃｍであり；１０４と１０３の間のインターバルは２．５ｃｍであり；１０３と１０２の間のインターバルは５ｃｍであり；１０２と１０１の間のインターバルは１０ｃｍである。センサー１１０はセンサー１０１の背後で１５ｃｍの箇所に設置され、同様に、センサー１１１はセンサー１０９の背後に設置され、センサー１１２はセンサー１１０の背後の１５ｃｍに設置され、同様にセンサー１１３はセンサー１１２の背後に設置される。
【００６６】
図８の模式的図は図７のセンサー１０１乃至１１３の出力信号のフィルター処理を頻繁に実行することを示している。センサー１０１は出力が加算器ＳＯＭの対応する入力に接続されているフィルターＤ０１の直列入力に接続された急速フーリエ変換アルゴリズム（ゼロ・パッディングのＲＦＴ）に従って動作する回路Ｃ０１に引き続くアナログ対ディジタル変換器Ｂ０１に続く増幅器Ａ０１にセンサー１０１が供給する。フィルターＤ０１の並列入力はこのフィルターに対するＳＤＭＰ流れ図で演算された係数の組を受け取る。
【００６７】
図８は出力が加算器ＳＯＭへ対する入力に接続されているフィルターＤ１３の直列入力に接続された回路Ｃ０１と同様に動作する回路Ｃ１３に続くアナログ対ディジタル変換器Ｂ１３に続く増幅器Ａ１３に供給するセンサー１１３を示している。フィルターＤ１３の並列入力は又、ＳＤＭＰ流れ図で演算された係数の組を受け取る。
【００６８】
加算器ＳＯＭの出力はアンテナ出力信号を搬送するディジタル・アナログ変換器Ｆに続く逆急速フーリエ変換アルゴリズム（オーバーラップ追加を備えたＩＲＦＴ）に従って動作する回路Ｅに接続されている。
【００６９】
実際、このアルゴリズムはＤＳＰ（テキサス・インスツルメンツ社のＣ５０）を使用してリアル・タイムに実施可能である。
【００７０】
実際、処理にあたっては、図７のアンテナは４個のサブ・アンテナに分割され、その最初の３個のサブ・アンテナで直線Ｄ１のセンサー１０１乃至１０９が役割りを果しているサブ・センサーは３個の高周波数オクターブをカバーする目的に使用され、センサー１０１乃至１１３が全ての役割りを果たしている第４サブ・アンテナは０乃至１ｋＨｚの低周波数をカバーする目的に使用される。
【００７１】
先に述べた如く、直線Ｄ１上ではセンサー１０１乃至１０９は対数的様式にて対称的に分布され、これはそれ自体公知の如くセンサーの個数、本例の場合９個を低減化することが可能となる。オクターブ・バンドあたり５個のセンサーという数字が十分であることが証明されている。第１サブ・アンテナを構成するセンサー１０３乃至１０７は４乃至７ｋＨｚのバンドを対象に使用され；第２サブ・アンテナを構成するセンサー１０２、１０３、１０５、１０７及び１０８はバンド２乃至４ｋＨｚを対象に使用され；第３サブ・アンテナを構成するセンサー１０１、１０２、１０５、１０８及び１０９はバンド１乃至２ｋＨｚを対象に使用される。
【００７２】
第４サブ・アンテナにおいて、その処理には本発明のアルゴリズムを使用する即ち図２のアンテナに対して先に説明した処理と類似した様式にてセンサー１１０乃至１１３上での係数の差と位相の差を考慮に入れる全てのセンサー１０１乃至１１３が含まれる。
【００７３】
従って、本発明による処理は例えばスピーチ等、２０Ｈｚ乃至７ｋＨｚにわたるバンド等、周波数の広帯域について有用である。
【００７４】
図９において、図６のアンテナの改変例は入用源２００とは対抗して心臓形方向性ダイアグラムを有する１３個のセンサー１０１乃至１１３を備えている。最初の９個のセンサー２０１乃至２０９は第１直線Ｄ１上でのセンサー２０５の周りに対称的に整合し、次の２つのセンサー２１０及び２１１は第２直線Ｄ２上に配設され、最後の２つのセンサー２１２及び２１３は第３直線Ｄ３上に整合されている。直線Ｄ１乃至Ｄ３は平行であり且つセンサー２０５と入用源２００を貫通する直線Ｄ４に対して直角になっている。図示の例においては、直線Ｄ１乃至Ｄ３及び入用源２００の間の相互の距離は図６のアンテナに関して最初に述べた距離と同様になっている。
【００７５】
直線Ｄ１上ではセンサー２０１乃至２０９の間の相互距離はセンサー１０１乃至１０９の間に存在する距離と同様になっている。
【００７６】
センサー２１０、２１２はセグメント２０１乃至２０２の中間の背後で整合され、センサー２１１及び２１３はセグメント２０８ー２０９の中間の背後で整合される。深さ方向において、その相互の距離は図７における場合と同様になっている。アンテナの中心に向かうセンサー２１０乃至２１３の相対的変位はＰｉアンテナとの表示がなされる。
【００７７】
Ｐｉアンテナの出力信号は本発明の超指向性／係数／位相流れ図に従って処理される。
【００７８】
図１０において、図６のアンテナの他の変数は入用源３００に対抗して心臓形指向性ダイアグラムを有する１３個のセンサー３０１乃至３１３を備えている。最初の９個のセンサー３０１乃至３０９は直線Ｄ１上では図６の最初の９個のセンサーと同じ配設になっている。
【００７９】
最後の４個のセンサー３０９乃至３１３はセンサー３０１乃至３０９と共にＴアンテナを形成するよう３０５の背後で図６の同じ直線Ｄ４に沿って連続的に整合されている。センサー３１０乃至３０５の間の距離は、センサー３１１と３１０の間、３１２と３１１の間及び３１３と３１２の間と同様１０ｃｍと等しくなっている。
【００８０】
Ｔアンテナの出力信号は本発明の超指向性／係数／位相流れ図に従って処理される。
【００８１】
図７、図８又は図９に関連して先に説明したＵアンテナ、Ｐｉアンテナ又はＴアンテナに直線状構造を与える代わりに改変例としてはこれらのアンテナに斜めになった構造を与えることができ、即ち、直線Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３は直線Ｄ４に対して最早直角ではなく、むしろ或る角度になされ、入用源の位置は依然直線Ｄ４と整合した状態にする。
【００８２】
図１はアンテナと入用源のセンサーのポトグラフ的レイアウトに関連したディジタル・データを含むセット１１を表している。このセット１１には又、伝搬モデル及び／又は先に述べた如くパルス応答の測定値を表すデータが含まれる。
【００８３】
以下の付録には先に述べた如くＭＡＴＬＡＢ言語で書かれたＳＤＭＰ流れ図が示されている。
【００８４】
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【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のアンテナの音響センサーから得られた出力信号を処理することを図解している図。
【図２】  本発明による第１例のアンテナの模式図。
【図３】  夫々図２のアンテナで使用されたフィルターに関する２つの係数ダイアグラムと２個の位相差ダイアグラムを表す。
【図４】  夫々図２のアンテナで使用されたフィルターに関する２つの係数ダイアグラムと２個の位相差ダイアグラムを表す。
【図５】  図２のアンテナのセンサーから得られた出力信号を処理する回路の模式図。
【図６】  ３個の異なる仮定により得られた周波数の関数として３個の応答曲線を模式的に表す。
【図７】  本発明によるＵアンテナの第２の例示的実施態様の模式図。
【図８】  図７のアンテナのセンサーから得られた出力信号を処理する回路の模式図。
【図９】  本発明によるＰｉアンテナの第３の例示的実施態様の模式図。
【図１０】  本発明によるＴアンテナの第４の例示的実施態様の模式図。
【符号の説明】
１０  ＳＤＭＰ流れ図                １１  セット
１２  セット                        １３  セット
１４  セット                        １５  セット
１６  セット                        ２１  センサー
２２  センサー                      ２３  入用音響源
２４  ローパス・フィルター          ２５  ローパス・フィルター
２６  合算器                        ２７  アンテナ出力信号
２８  マイクロフォン増幅器          ２９  マイクロフォン増幅器
３０  アナログ・ディジタル変換器    ３１  アナログ・ディジタル変換器
３２  メモリー                      ３３  メモリー
３４  ゲート                        １００  入用源
１０１〜１１３  センサー              ２００  入用源
２０１〜２１３  センサー              ３０１〜３０９  センサー
３１０〜３１３  センサー              Ａ１３  増幅器
Ｃ０１  回路                          Ｃ１３  回路
Ｄ０１〜Ｄ１３  直線                  Ｅ  回路
Ｆ  ディジタル・アナログ変換器        ＳＯＭ  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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