(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被試験機である電力変換回路制御アンプの制御信号出力端に接続され、等価的に電力変換回路主回路部および負荷の動作をする等価試験装置において、微小サンプリング時間毎に異なる演算方法により演算する事を特徴とする等価試験装置の演算方法。
【請求項２】
前記異なる演算方法において、オイラー法と後退オイラー法の演算を微小サンプリング時間毎に交互に行う事を特徴とする請求項１記載の等価試験装置の演算方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換回路および電力変換回路により動作する負荷と等価に動作する等価試験装置の演算方法に係わり、例えばＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時に、ＶＶＶＦインバータの制御アンプの制御信号に基づき、ＶＶＶＦインバータの主回路部および誘導電動機と等価な動作をするとともに、ＶＶＶＦインバータおよび誘導電動機が動作している時と等価な電気信号をＶＶＶＦインバータの制御アンプにフイードバックする、主としてマイコン等の電子演算回路により構成される等価試験装置の演算方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＶＶＶＦインバータ等の制御アンプが正規に動作しているかどうかを確認するために、ＶＶＶＦインバータ等の制御アンプの制御信号と、主としてマイコン等の電子演算回路で構成されていて、実時間でＶＶＶＦインバータおよび誘導電動機が動作している時と等価に動作する等価試験装置とを接続して試験を行っていた。
このような等価試験装置は、高いスイッチング周波数で動作するＶＶＶＦインバータ等の制御アンプのハードおよびソフトのチェック及び試験を精度良く行うために、等価試験装置の演算周期を非常に短くする必要があった。
【０００３】
以下に、従来発明の、ＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時のＶＶＶＦインバータ制御アンプの動作と、実時間でＶＶＶＦインバータおよび誘導電動機が動作している時と等価に動作する等価試験装置の原理を、ＰＷＭインバータ主回路部と３相誘導電動機、および負荷イナーシャを組み合せた７元１次連立微分方程式により説明する。
３相２相変換行列は次に示す（１）式の〔Ｃ〕として表される。
【０００４】
【数１】
0004437374.tif 000002
【０００５】
かご形３相誘導電動機の固定子（略字Ｓで表す）のｄおよびｑ軸成分の電圧をVds、Vqs、固定子および回転子（略字ｒで表す）のｄおよびｑ軸成分の電流をIds、Iqs、Idr、Iqr、固定子および回転子の抵抗および自己インダクタンスをRs、Rr、Ls、Lr、励磁インダクタンスをＭ、３相誘導電動機の極対数ｐと回転角速度ωmの積を新たに電気角速度と名付け、それをωrとすると、微分演算子Ｐ（＝ｄ／dt）を使用して、３相誘導電動機の等価回路４元１次連立微分方程式は（２）式で表される。
【０００６】
【数２】
0004437374.tif 000003
【０００７】
又、３相誘導電動機の発生トルクをTL、負荷の慣性モーメントをＪとして、制動分を無視するとトルク式は（３）式で表される。
【０００８】
【数３】
0004437374.tif 000004
【０００９】
さらに、フイルタリアクトル（Ｒｄ，Ｌｄ）およびフイルタコンデンサＣｄを有する直流電源部は、直流電源電圧Ｖｓ、フイルタ電圧Ｖｆ、フイルタリアクトル電流Ｉ１、およびＰＷＭ変換器入力電流Ｉ２により（４）、（５）式で表される。
【００１０】
【数４】
0004437374.tif 000005
【００１１】
誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds、Vqs、および電流Ids、IqsとフイルタコンデンサＣｄのＰＷＭ変換器への出力Vf×Ｉ２との間には、ＰＷＭ変換器の損失を無視すると、次に示す（６）式の関係があるので、ＶＶＶＦインバータの直流電源部と誘導電動機を数式的に接続できる。
【００１２】
【数５】
0004437374.tif 000006
【００１３】
ここで、直流電源部定数、誘導電動機定数、負荷の慣性モーメントおよび制御アンプからのＰＷＭ変換器のゲート信号Ｇと３相電流の正負より定まる固定子ｄ、ｑ電圧Vds、Vqsが決まると、（２）〜（５）式より固定子および回転子のｄ、ｑ軸電流、電気角速度ωr、フイルタ電流I1、およびフイルタコンデンサＣｄの電圧すなわちフイルタ電圧Vfが求まる事を利用できる。
さらに、厳密には、（２）〜（５）式を連立させて７元１次の連立微分方程式を演算しなければいけないところを、本発明では、今、演算しようとしている微小時間では電気角速度ωrおよびフイルタ電圧Vfが大きく変化しないと考えて、（２）式、（３）式および（４）、（５）式を連立させずに演算し、微分方程式解法の容易化を図れる。
すなわち、（２）式は次に示す（７）、（８）式および（９）式の如き４元１次連立微分方程式の形に表される。
【００１４】
【数６】
0004437374.tif 000007
【００１５】
また（３）式は次に示す（１０）式の如き形に、
【００１６】
【数７】
0004437374.tif 000008
【００１７】
（４）式は（１１）式の如き形に、
【００１８】
【数８】
0004437374.tif 000009
【００１９】
（５）式は（６）式を代入して（１２）式の如き形にそれぞれ変形される。
【００２０】
【数９】
0004437374.tif 000010
【００２１】
さらに（７）、（１０）〜（１２）式を離散化して、代数方程式の形にする事により、ＤＳＰ（デイジタル、シグナル、プロセッサ）等のマイクロコンピュータにより演算して、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流Ids、Iqs、Idr、Iqr、電気角速度ωr、フイルタ電流I1およびフイルタ電圧Vfを求める事ができる。
（７）、（１０）〜（１２）式を離散化して、代数方程式の形にする方法は、オイラー法、改良オイラー法等があるが、ここではオイラー法により説明する。サンプリング時間間隔ΔＴ毎にデータの採取および演算を行うとして、（７）、（１０）〜（１２）式に対して微小時間ΔＴでのオイラー法を適用すると、次に示す（１３）〜（１６）式の如くなる。
【００２２】
【数１０】
0004437374.tif 000011
【００２３】
オイラー法の解法値である予測値は、前回予測値を添字〔n〕、今回予測値を添字〔n+1〕で表すと以下のようになる。
〔Ｉ〔n〕〕t＝〔Ｉｄｓ〔n〕、Ｉｑｓ〔n〕、Ｉｄｒ〔n〕、Ｉｑｒ〔n〕〕
〔Ｖ〔n〕〕t＝〔Ｖｄｓ〔n〕、Ｖｑｓ〔n〕〕
〔Ｉ〔n+1〕〕t＝〔Ｉｄｓ〔n+1〕、Ｉｑｓ〔n+1〕、Ｉｄｒ〔n+1〕、Ｉｑｒ〔n+1〕〕
である。
【００２４】
従って、微小時間ΔＴ毎に３相誘導電動機に印加される相電圧をサンプリングし、式（１３）〜（１６）の演算を行うとして、今回サンプリング時の３相誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〔n〕〕tと、前回演算の電気角速度予測値ωr〔n〕と、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉ〔n〕〕tと、フイルタ電流予測値I1〔n〕と、フイルタ電圧予測値Vf〔n〕を使用して、（１３）〜（１６）式により今回の電気角速度予測値ωr〔n+1〕、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔I〔n+1〕〕t、フイルタ電流予測値I1〔n+1〕、およびフイルタ電圧予測値Vf〔n+1〕を演算できる。
ここで、（８）式中のωrは電気角速度予測値ωr〔n〕を使用し、固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〔n〕〕は、３相誘導電動機の相電圧Vu、Vv、Vwより次に示す（１７）式により演算できる。
【００２５】
【数１１】
0004437374.tif 000012
【００２６】
演算された電流予測値〔I〔n+1〕〕tの中の固定子ｄ、ｑ軸電流Ids〔n+1〕、Iqs〔n+1〕を取り出し、次に示す（１８）式に従って、変換行列〔Ｃ〕の逆行列〔Ｃ〕−１により２相３相変換して３相電流予測値Iu〔n+1〕、Iv〔n+1〕、Iw〔n+1〕を演算する。
【００２７】
【数１２】
0004437374.tif 000013
【００２８】
この演算された３相電流予測値Iu〔n+1〕、Iv〔n+1〕、Iw〔n+1〕、電気角速度予測値ωr〔n+1〕、および平滑コンデンサ電圧予測値Vf〔n+1〕を制御アンプにフイードバックする事により、制御アンプはＶＶＶＦインバータにより誘導電動機を駆動した時と同等の動作を行う。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように構成されるＶＶＶＦインバータの制御アンプ等価試験装置１０では、マイコン等のデジタル回路により有限な微小サンプリング時間間隔ΔＴ毎に演算を行うが、例えば、演算ステップの少ないオイラー法により演算を行うと３相電流の位相が正常値よりも進む。又、演算ステップが多くなる改良オイラー法により行うとサンプリング時間間隔ΔＴが増大して、ＶＶＶＦインバータ電圧の検出が不正確になり、３相電流の正常な値を演算できなくなるという問題があった。
【００３０】
本発明は、上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、ＶＶＶＦインバータおよびＶＶＶＦインバータにより動作する誘導電動機に限る事無く、電力変換回路および電力変換回路により動作する負荷と、実時間で等価に動作する、マイコン等の電子回路のみで構成する等価試験装置に適用したものである。
その発明した方法は、電力変換回路制御アンプの制御信号を入力して、電力変換回路主回路部および負荷と等価動作を行う等価試験装置の演算方法に関わり、サンプリング時間間隔ΔＴを少なくするために、微小時間毎に異なる演算方法により演算するもので、例えば、オイラー法と後退オイラー法による演算を交互に行い、等価的に、改良オイラー法による演算を行う方法を提供する事にある。
【００３１】
つまり、その目的を達成するための手段は、
１．請求項１において、
被試験機である電力変換回路制御アンプの制御信号出力端に接続され、等価的に電力変換回路主回路部および負荷の動作をする等価試験装置において、微小サンプリング時間毎に異なる演算方法により演算する事を特徴とする電力変換回路等価試験装置の演算方法である。
２．請求項２において
前記異なる演算方法において、オイラー法と後退オイラー法の演算を微小サンプリング時間毎に交互に行う事を特徴とする請求項１記載の電力変換回路等価試験装置の演算方法である。
【００３２】
本発明の原理を数式により説明する。
１次の連立微分式を[X]を変数として、行列で表すと（１９）式のようになる。
ここで、微小時間ΔＴにおいてオイラー法を適用して予測値[Ｘｎ＋１]を求めると、（２０）式のようになる。
後退オイラー法では、予測値[Ｙｎ＋１]を求めた後に修正値[Ｘｎ＋１]を求めると、（２１）式のようになる。
さらに、改良オイラー法を適用すると、予測値[Ｙｎ＋１]を求めてから修正値[Ｘｎ＋１]を（２２）式のように求める。
【００３３】
【数１３】
0004437374.tif 000014
【００３４】
従って、本発明では、（２０）式及び（２１）式は、（２２）式と比較して演算ステップが少ない事に着目して、（２０）式と（２１）式を交互に適用して、（２２）式の改良オイラー法と等価な演算を行わせるものである。
ここで、（２１）式と（２２）式は演算ステップ的には大きな差異はないように思われるが、実際には（２１）式の変数以外の演算を予め行っておけば、演算途中の[Ｐｎ]を求める必要が無いために、演算ステップすなわちサンプリング時間間隔ΔＴを減少させる事ができる。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の等価試験装置の演算方法が適用されたインバータ制御アンプ等価試験装置の制御回路ブロック図である。
同図において、１はVVVFインバータの制御アンプ、１０はVVVFインバータの制御アンプ等価試験装置、１１はｄ、ｑ軸電圧演算回路、１３は２相／３相変換回路、１６はＤ／Ａ変換回路、２１は演算方法指令回路、２２はオイラー法演算回路、２３は後退オイラー法演算回路である。
【００３６】
同図において、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ等価試験装置１０は、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ１よりゲート信号Ｇを入力し、３相電流信号Iu′、Iv′、Iw′とフイルタ電圧信号Vf′および電気角速度信号ωr′をＶＶＶＦインバータの制御アンプ１に出力する、
ｄ、ｑ軸電圧演算回路１１は、ゲート信号Ｇとフイルタ電圧Ｖｆを入力して以下の演算を行う。
すなわち、ＶＶＶＦインバータ主回路直流電源の負側に対するＰＷＭ変換器の各相出力電位の相対値（１or０）を対地電位Ｖｇと名付けると、例えば、Ｕ相において、ゲート信号Ｇｕｐ＝１の時は、Ｕ相対地電位Ｖｇｕ＝１とし、そうではなく、ゲート信号Ｇｕｎ＝１の時はＵ相対地電位Ｖｇｕ＝０とする。
しかし、Ｐ側およびＮ側のゲート信号が共に０の時は、相電流の流れる方向によって相電圧が決まるために、ゲート信号Ｇｕｐ＝Ｇｕｎ＝０で、しかも、Ｕ相電流Iu≧０の時はＵ相対地電位Ｖｇｕ＝０とし、ゲート信号Ｇｕｐ＝Ｇｕｎ＝０で、しかも、Ｕ相電流Iu＜０の時はＵ相対地電位Ｖｇｕ＝１とする。
【００３７】
他の相の対地電位Ｖｇｖ、Ｖｇｗについても同様に求める事ができるので、フイルタ電圧Ｖｆを使用して、次に示す（２３）、（２４）式により演算各相電圧Vu、Vv、Vwを求める事ができ、さらに、（１７）式により演算固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds〔ｎ〕、Vqs〔ｎ〕を求める事ができる。
【００３８】
【数１４】
0004437374.tif 000015
【００３９】
演算方法指令回路２１は、サンプリング時間間隔ΔＴ毎に、演算方法指令Sをオイラー法演算回路２２と後退オイラー法演算回路２３に出力する。この演算方法指令Sは、例えば、微小サンプリング時間間隔ΔＴ毎に変化する１ビットのデジタル信号で構成され、HIGHの時、オイラー法演算回路２２が有効となり、LOWの時、後退オイラー法演算回路２３が有効になるように構成される。
【００４０】
オイラー法演算回路２２は、演算方法指令Sと、後退オイラー法演算回路２３より固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〔n〕〕tと、前回演算の電気角速度予測値ωr〔n〕と、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉ〔n〕〕tと、フイルタ電流予測値I1〔n〕と、フイルタ電圧予測値Vf〔n〕を入力して、例えば、演算方法指令SがHIGHの時、（２０）式に基づいて、今回の電気角速度予測値ωr〔n+1〕、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔I〔n+1〕〕t、フイルタ電流予測値I1〔n+1〕、およびフイルタ電圧予測値Vf〔n+1〕を演算する。
【００４１】
後退オイラー法演算回路２３は、演算方法指令Sと、オイラー法演算回路２２より固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〔n〕〕tと、前回演算の電気角速度予測値ωr〔n〕と、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉ〔n〕〕tと、フイルタ電流予測値I1〔n〕と、フイルタ電圧予測値Vf〔n〕を入力して、例えば、演算方法指令SがLOWの時、（２１）式に基づいて、今回の電気角速度予測値ωr〔n+1〕、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔I〔n+1〕〕t、フイルタ電流予測値I1〔n+1〕、およびフイルタ電圧予測値Vf〔n+1〕を演算する。
ここで、微小サンプリング時間ΔTは、オイラー法演算回路２２と後退オイラー法演算回路２３で同じ時間幅である必要は無く、両演算回路での微小サンプリング時間ΔTが既知であれば、（２０）式及び（２１）式により演算できる。
【００４２】
２相／３相変換回路１３は、オイラー法演算回路２２、又は後退オイラー法演算回路２３より出力される固定子ｄ、ｑ軸電流予測値Ids〔n〕、Iqs〔n〕を入力して、（１８）式に基づき３相電流予測値Iu〔n+1〕、Iv〔n+1〕、Iw〔n+1〕を演算し、これらの値をｄ、ｑ軸電圧演算回路１１およびＤ／Ａ変換回路１６に出力する。
【００４３】
Ｄ／Ａ変換回路１６は、２相／３相変換回路１３より３相電流予測値Iu〔n〕、Iv〔n〕、Iw〔n〕を、オイラー法演算回路２２、又は後退オイラー法演算回路２３よりフイルタ電圧予測値Vf〔n〕、及び電気角速度予測値ωr〔n〕を入力し、それぞれをデイジタル／アナログ変換して３相電流信号Iu′、Iv′、Iw′、フイルタ電圧信号Vf′、および電気角速度信号ωr′をＶＶＶＦインバータの制御アンプ１に出力する
【００４４】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明のインバータ主回路および負荷を模擬する等価試験装置の演算方法においては、模擬するインバータ主回路および負荷の演算を、微小サンプリング時間間隔ΔＴ毎に異なる演算方法により行うために、微小サンプリング時間間隔ΔＴを小さく設定できるので、正確なインバータ主回路および負荷を模擬できる。
よって、本発明の電力変換回路等価試験装置の演算方法は、実用上、極めて有用性の高いものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の等価試験装置の演算方法が適用されたＶＶＶＦインバータ制御アンプ等価試験装置の制御回路ブロック図である。
【符号の説明】
１  ＶＶＶＦインバータの制御アンプ
１０  ＶＶＶＦインバータの制御アンプ等価試験装置
１１  ｄ、ｑ軸電圧演算回路
１３  ２相／３相変換回路
１６  Ｄ／Ａ変換回路
２１  演算方法指令回路
２２  オイラー法演算回路
２３  後退オイラー法演算回路
【図１】
0004437374.tif 000016