(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
メインの電圧供給の標準範囲内の交流電源を、負荷に供給する調整されたパワーに変換するためのスイッチング電源であり、前記調整されたパワーは、メインの前記交流電源から電気的に絶縁され、前記スイッチング電源は、
メインの電圧供給に接続された時、前記交流電源を第１の整流電流に整流し、正の出力ノードおよびリターン・ノードを持っている第１の整流器手段と、
１次巻線、前記正の出力ノードおよび前記リターン・ノードを横切って接続された抑制された電子スイッチングを含む直列ネットワークと、
前記１次巻線から電気的に絶縁された少なくとも一つの２次巻線をさらに有する第１のエネルギー格納用変圧器手段と、
制御電極を持つ制御された電子スイッチング手段と、
前記制御電極に接続された第１のネットワーク手段と、
前記第１のエネルギー格納用変圧器手段に格納された前記交流電源のエネルギーを第１の２次電圧に変換するために、前記２次巻線に接続された第２の整流器手段と、
比較的小容量のキャパシタンスを持ち、最初のスタートアップ期間に前記第１の２次電圧を格納するために接続された第１のコンデンサ手段と、
前記第１のコンデンサ手段よりも大容量のキャパシタンスを持つ第２のコンデンサ手段と、
初期のスタートアップ間隔となる、制御パルスを発生し出力するために、前記第１の２次電圧と前記第２のコンデンサ手段が蓄えたエネルギーとによって動作し、負荷に供給されたパワーに応答する制御信号に応答する制御回路手段と、
パルス幅変調コントロール信号に関しての抑制された前記電子スイッチング手段のデューティサイクルの制御のために前記制御電極に前記制御パルスを転送するための絶縁回路と、
前記制御回路手段が前記最初のスタートアップ期間に前記制御パルスを出力し始めた時、前記第１のコンデンサ手段と前記第２のコンデンサ手段とが並列になるように、直線的に切替えるためのリニアのスイッチング手段とを備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記第１のネットワーク手段は、
前記正の出力ノードから前記制御電極に接続された第３のコンデンサ手段と、
前記制御電極から前記リターン・ノードに接続された第１の抵抗手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記第１のネットワーク手段は、
制御された前記電子スイッチング手段が前記最初のスタートアップ期間に自励発振し、前記最初のスタートアップ期間の後で自励発振を停止するように接続された、第１のインダクタ手段および前記第３のコンデンサ手段を含む自励共振回路を備え、好ましくは前記第１のインダクタ手段は、前記絶縁回路内のパルス変圧器の前記２次巻線であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項４】
抑制された前記電子スイッチング手段は、エンハンスメントモードのパワー絶縁ゲート金属酸化膜シリコンの電界効果トランジスタ(MOSFET)を含み、ソースおよびドレインは前記直列ネットワーク内にあり、ゲート電極は前記制御電極を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記絶縁回路は、
前記１次巻線が前記制御電極に接続され、前記２次巻線が前記制御回路手段に接続されたパルス変圧器を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記制御回路手段は、
低電圧のモノシリック集積回路チップとして形成されたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項７】
リチウムイオンバッテリーの充電器として用いられたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
この発明はスイッチング・モード電源に関する。より特に、この発明は、２次のパルス幅変調制御を採用し、かつ、２次側から供給された電圧によって給電される１次側スタートアップ回路を有する、変圧器に基づいたフライバック変換器に関する。
【０００２】
（背景技術）
この発明は、高電圧入力で小電力用途の電子スイッチング電源に関し、入力側ＡＣメインに由来するセルフ制御のバイアスパワーを要求するオフラインのバッテリー充電回路のごときものである。安全性のために、メインの入力と、スイッチング・パワー変換器の出力パワーとの間の電気的な絶縁を備えることが必要である。メインのＡＣで給電されるスイッチング・電源変換器では、変換器の入力側と出力側との間に変圧器を備えることにより一般に達成される。高電圧用のスイッチングエレメントおよびパルス幅変調(ＰＷＭ)制御回路は典型的に、変圧器の１次側に組み込まれる。出力電圧または出力電流、あるいは双方を安定化させるために、1つ以上のフィードバックループが、出力側からの制御値を入力側制御回路に結合するために備えられる。絶縁の必要により、さらに出力側から入力側へのフィードバック・パスも絶縁しなければならない。制御値の絶縁は、光学的絶縁アセンブリを介した光学結合、あるいは制御変圧器による誘導を採用することによりしばしば達成される。絶縁障壁を超えて送信された信号は、通常アナログ信号で、そのために、ノイズおよび温度変化に起因するパラメータのドリフト、絶縁回路の非線形に起因する歪み、および絶縁回路かコンポーネントの帯域幅限界に弱い。
【０００３】
先の理由に基づいて、２次側の制御回路がスイッチング電源に組み入れられてもよい。２次側制御を採用すると、電子スイッチエレメントが１次側にあるのに対し、ＰＷＭ制御回路全体を２次側で組み込まれる。出力電圧あるいは電流の検知をすべて２次側で実行されるので、絶縁障壁を超えてアナログ・制御信号を転送する必要はない。むしろ、制御回路は、オン・オフのパルス幅で変調された制御・シーケンスを生成し、これは例えばパルス変圧器を通じて１次側スイッチエレメントに結合される。直接の接続が、１次側のメインのＡＣになされるので、スタートアップ時に２次側のＰＷＭ制御回路で容易に利用できるパワーがない。したがって、メインのＡＣを通じて最初にパワーが与えられた時、パワーの給電がスイッチングを開始することを確実にさせるための特別な装備がなされなくてはならない。
【０００４】
図１は、２次側の制御を有する従来のスイッチング電源２０の例示している。その電源２０は、１次巻線４および２つの２次巻線５、６を有するスイッチング・パワー変圧器１７によって絶縁された、入力側２１および出力側２２を含む。１次巻線４は、高周波インバータ２に制御され、そのインバータは、メインのＡＣと直接に接続される、入力フィルタおよび極性保護(整流器)回路１に接続される。電源２０の動作中に、コンバータ回路２内のスイッチングエレメントは、１次巻線へ交流を流し、そして、２次側巻線５および６に電流を起こさせる。出力整流器およびフィルタ回路７は、２次側に接続され、誘起されたＡＣ電源を整流して、所望の電圧および電流のレベルとしたＤＣパワー出力を与える。
【０００５】
回路７の出力を希望のレベルに調整するためには、制御回路１５が備えられる。例えば図１では、コントロール回路１５は、スタートアップのスイッチ波形を生成する１次側制御回路１２、およびフィードバック制御によって規制されたＰＷＭ制御信号を生成する２次側制御回路１４を含んでいる。パルス変圧器１６は、１次／２次側の絶縁を与え、かつ、制御パス１３を通じて２次側制御回路１４から高周波インバータ回路２にPWMコントロール信号を結合する。１次側のオン・オフスイッチ１０は、１次制御スタートアップ回路１２をバイパスし、および(または)２次側のオン・オフスイッチ１１1は２次側制御回路１４をバイパスする。スイッチ１０および(または)１１は、電源２０のスタートアップおよびシャット・ダウンの動作を制御するために提供されてもよい。
【０００６】
最初のスタートアップを行うために、１次側スタートアップ回路１２は、抵抗器Ｒ１を通じて、整流器１とインバータ２の間のＤＣバスから操作用のパワーを引き出す。１次制御スタートアップ回路１２は、スタートアップ時に、高周波インバータ回路２を制御するためにパルス変圧器１６をバイパスしたインバータ２に対し、パス３を通じて方形波スイッチング・制御信号を出力する。スタートアップ後に、２次回路１４を動作させるために十分なエネルギーが２次巻線６に転送された時、２次巻線５からのフィードバック信号は、１次制御回路１２が方形波スイッチング信号を送出することを停止させる。この時点から、２次制御回路１４は、制御パス１３およびフィードバック絶縁パルス変圧器１６を通じてインバータ２のすべてのスイッチング制御を取り込む。２次制御回路１４は、高周波インバータ２のスイッチングエレメントのオン・オフのデューティサイクルを調節するために、出力電圧レベルと、前もって定義した基準とを比較することにより、通常の電圧制御を行う。出力電圧レベルを比較することにより、従来の電圧規則を実行する。パワー変圧器１７は、必ずしもそうではないが、典型的に、低下用の変圧器である。２次巻線６に誘起した低電圧は、出力整流器およびフィルタ回路７にパワーを供給し、これにより、滑らかに調整されたＤＣの電圧が出力される。
【０００７】
（発明の開示）
（発明が解決しようとする技術的課題）
前記出力から２次ＰＷＭ制御回路１４までのフィードバック制御ライン８には絶縁要素がないので、アナログ信号絶縁に対して上述の制限は存在しない。しかしながら、２次制御回路１４のためのスタートアップパワーを得ることは、全体の制御回路がパワートランスの１次側に存在する、従来の１次側の制御スキームによるのと比較して、より困難である。典型的な１つのアプローチは、２次の制御回路１４にスタートアップパワーを供給できるように、固定周波数およびデューティサイクルまたは方形波を有するＰＷＭを生成するエレクトロニクス回路を含むことである。このスタートアップ用のエレクトロニクス回路１２が１次側にあるので、コンポーネントはメインのＡＣからの高電圧ストレスに曝されるかもしれず、また、スタートアップ回路１２を用いるには、高電圧用のシリコン集積回路プロセスが要求されるかもしれない。
【０００８】
信頼度の見地から、整流器への１次側上のシリコン・コンポーネントおよびインバータ２中のスイッチング要素のシリコン・コンポーネントを制限することは望ましい。他の関係および欠点は、有効なスタートアップ回路類を提供するために追加コストおよび複雑さを含んでいる。
【０００９】
（その解決方法）
この発明の一般的な目的は、単純化された入力側スタート回路を含むスイッチング・モード電源および低電圧出力側集積制御回路を含み、先のアプローチの制限および欠点を克服する、出力が絶縁されたスイッチング・モードのスイッチング電源を提供することにある。
【００１０】
この発明のもう１つの一般的な目的は、先のアプローチの制限および欠点を克服するやり方で、絶縁された出力、最初のスタートアップ期間に自励発振を採用したスタート用回路と、２次側電力が利用可能になると直ちにスタート回路の制御を引き継ぐ低電圧出力側の集積制御回路を含む、出力が絶縁されたスイッチング・モードのスイッチング電源を提供することである。
【００１３】
１つの態様では、この発明は、１次巻線および少なくとも１つの２次巻線を備えた変圧器を有する、出力が絶縁されたスイッチング電源を提供する。第１の整流器フィルタは、メインのＡＣから取り出された入力を整流して滑らかにする。１次巻線およびスイッチング電界効果トランジスタのソース・ドレインのパスを含む直列ネットワークは、エネルギーをスイッチングして変圧器のコアーに供給することを可能にする。第１の抵抗器・コンデンサネットワークを含む、スタート用回路は、初期のパワーオン期間に、整流された入力電圧に由来する傾斜電圧を印加するために、トランジスタのゲートに直接に接続される。その結果、抵抗器・コンデンサネットワークの時定数がトランジスタに導通を停止させるまで、トランジスタは、導通して入力を１次巻線を通じてコアーに転送する。１次巻線を通じた導通が停止した時、コアー内に格納されたエネルギーは２次巻線に転送される。最初の動作用低電圧を生成するために、第２の整流器と比較的小容量のキャパシタンスを持つ第１のスムージング用コンデンサと２次巻線に接続される。集積制御回路チップは、最初の動作用低電圧を受け取り、第１のスムージング用コンデンサよりも大容量のキャパシタンスを持つ第２のスムージング用コンデンサに充電すると共に、絶縁回路を通じてトランジスタのゲートにスイッチングパルスを発生させて与えるために使用する。その結果、トランジスタが、初期の傾斜電圧レベルに従って導通を停止した直後にトランジスタの調整されたスイッチングが生じる。トランジスタが導通状態にスイッチした時、より多くのエネルギーが２次巻線に転送され、線形の調整装置として機能するトランジスタによって、第２のスムージング用コンデンサは第１のスムージング用コンデンサと並行に充電される為、より多くのエネルギー保持能力を有する作用効果を奏する。発明のこの態様では、変圧器は最も好ましくは、第２の巻線を持ち、また、電源は別の第２の電圧の発生のためにさらに第３の整流器を含む。第３のコンデンサ、第１のインダクタおよび第４のスムージング用コンデンサを含む電流制限ネットワークは、初期に、最初のスタートアップ時に、出力負荷を第２の２次巻線から絶縁するが、その後は、第２の２次電圧をフィルタして、調整されたＤＣとして負荷に与える。この発明のもう１つの態様として、出力レベル・モニターが、第２の２次巻線および第３の整流器を含むネットワークに接続される。また、集積制御回路チップは、出力レベル・モニターに電気的に接続され、負荷に流れる電源のモニターされた出力レベルに関するスイッチングパルスのデューティサイクルを規制する。
【００１４】
この発明の別の態様では、絶縁された出力のスイッチング電源は、１次巻線および２次巻線を有する変圧器を含む。第１の整流器は、メインのＡＣからの入力パワーを整流する。直列ネットワークは１次巻線およびスイッチング電界効果トランジスタのソース・ドレインのパスを含む。トランジスタが、初期の電源投入期間中にトランジスタを自励発振(スイッチング)させ、１次を通して変圧器のコアーに交流入力を転送するように、共振回路ネットワークは、トランジスタのゲートに接続される。 上記変圧器のコアーに格納されたエネルギーは、２次巻線に転送される。第２の整流器および小容量のスムージング用コンデンサは、初期の操作用低電圧を生成するために、２次巻線に接続される。集積化制御回路チップは、初期の操作用低電圧を受け取って使用し、スイッチングパルスを発生させて出力するために、電気的に接続される。絶縁回路は、共振回路ネットワークの一部の形成する２次を有するパルス変圧器を含み、そして、スイッチングパルスをトランジスタのゲートに転送し、初期のパワーオン期間の後にそのトランジスタに自励発振を停止させる。
【００１５】
発明の関連した態様では、電流制御制御回路をスイッチングする低電圧が、パワートランジスタにより出力側から絶縁された入力側を有する、スイッチング電源内での使用のために与えられる。その１次側は、パワー変圧器の１次巻線、１次に直流電流を与えるためにメインのパワーからの交流を整流してスムージングする第１の整流器およびフイルタ、１次巻線と直列のソース・ドレインパスおよびゲート回路を有するMOSFETスイッチ、最初にMOSFETスイッチを導通状態に切替えさせて、初期のスタートアップの期間にパワー変圧器のコアーにエネルギーを転送する始動回路の手段を含む。絶縁された２次側は、第１の２次巻線および、前記エネルギーを整流してスムージングして低レベルの操作用電圧にする第２の整流器およびフィルタを含む。低電圧の電流制御集積回路は、低レベルの操作用電圧を受け取った時にゲート回路をコントロールするための制御パルスを生成する。２次側は、最も好ましくは、第２の２次巻線および第３の整流器を有する第２の２次ネットワーク、絶縁体およびフイルタ処理のためのフイルタを更に含み、初期には、最初のスタートアップ時の期間に絶縁し、その後、変圧器からのエネルギーをフイルタ処理し、スムーズにして外部負荷への適用として出力する。
【００１６】
この発明の態様によれば、集積回路は、
(a) 前記第１の２次ネットワークから供給された動作用電圧のレベルをモニターするために接続された低レベル動作用電圧のモニタリング回路、
(b) 初期のスタートアップ期間中の動作用電圧レベルの増大時に、外部コンデンサのキャパシタンスを加えるために第２の整流器およびフィルタに接続される線形のフィルタリング制御回路、
(c) 外部負荷への適用のための出力パワーをモニターするための出力パワー・モニタリング回路および、
(d) モニターされた出力パワーによって幅がコントロールされる周期性制御パルスを生成するための幅変調パルス・ジェネレーター回路、
を含み、阻止用コンデンサおよびパルス変圧器のような絶縁回路を通じて適用のための制御パルスはMOSFETスイッチのゲートに供給される。
【００１７】
発明のこの態様では、最も好ましくは出力パワー・モニター回路は、電圧モニターおよび電流モニターを含む。
【００１８】
この発明のこれらおよび他の目的、利点、態様および特徴は、添付した図面と共に示された好ましい実施例により、当業者であれば完全に理解され評価されるであろう。
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
図２を参照すると、この発明の原理に基づくスイッチング電源１００は、１次側１０２の１次巻線９１および、２次側１０４の２つの２次巻線９２、９３を有する変圧器７３を含む。１次側１０２は、スイッチング・トランジスタ７５を含み、好ましくは、ドレイン電極が１次巻線９１の一端に接続され、ソース電極が１次側のグランドに接続された、Ｎチャンネルのエンハンスメント モードの金属酸化膜シリコン電界効果トランジスタ(MOSFET)を含む。トランジスタ７５は、全波整流器７１の出力からの正のＤＣバスに接続されたコンデンサ７４を有し、かつ、１次側のグランドに接続された抵抗７８およびツェナーダイオード７９を有する絶縁ゲート電極を含む。コンデンサ７４は、初期充電電流をゲート電極に与える。抵抗７８は、スタートアップの間、コンデンサ７４が充電されることを可能にする。ツェナーダイオード７９は、ゲート電圧を安全レベルにクランプする。
【００２０】
２次側１０４は、２次巻線９２に誘起した電流を整流する整流器のダイオード８０を含む。コンデンサ８２、インダクタ８１およびコンデンサ８３を含むネットワークは、生じたＤＣを受けとってフィルタ処理し、そして、リチウムイオンバッテリー・セルの充電用のごとく、外部の使用のために端子１０６に出力電圧を与える。まもなく説明される理由のために、初期のスタートアップ時に、インダクタ８１およびコンデンサ８２は、初期の突入電流が大きいフィルタ用コンデンサ８３の場合の大きな値になるのを制限するのに対し、コンデンサ８３は、主要なフィルタ処理およびスムージング機能を与えることに注目されるべきである。電流検知抵抗器８６および、抵抗器８４、８５を含む抵抗性のディバイダー・ネットワークは、充電制御回路８９への電流および電圧のモニタリング値を供給する。
【００２１】
ダイオード８７は、２次側のグランドに対し、第２の２次巻線９３に誘起した電流を整流するために接続され、そして、ＤＣを充電制御回路８９に与えるために、小さい値のスタートアップ用スムージングコンデンサ８８が含まれる。充電制御回路８９は、最も好ましくは、単一のモノシリックのシリコン集積回路として形成される。制御回路８９の回路は図３に関して述べられる。ダイオード８７および小さな値のコンデンサ８８への接続１１８に加えて、充電制御回路８９は、出力ノード１０６への出力電圧モニタリング用の接続１１７、抵抗８５と８６との間のノードに対する電流モニタリング接続１１６、および、抵抗８５と８４の間のノードになされた定電流モード検知用接続１１５を含む。回路８９は、さらに２次側グランドへのグランド用接続１１４および、１次／２次インタフェイスの２次側のパルス変圧器７７の巻線への２本の制御接続１１３および１１２を含む。阻止コンデンサ７６は、制御接続の一方と、変圧器７７の２次側巻線と直列にある。充電制御回路８９は、さらに、２次側グランドに接続する比較的大きい値のスムージングコンデンサ９０への接続１１１を含む。
【００２２】
スタートアップ時、コンデンサ７４の初期電圧は、抵抗７８のドレインパスのため０であるので、MOSFETスイッチ７５のゲートで導通制御電位を提供するのに十分な大きな電流が突入電流となってコンデンサ７４へ流れる。スイッチ７５はそのため導通状態にされる。初期のオン期間に、MOSFETスイッチ７５がターンオフされるまで、初期電流は直線的に増大する。コンデンサ７４が、全波整流器７１の出力に生じているバス電圧に完全に充電されるようになり、そしてMOSFETスイッチ７４のゲート電圧が１次側グランドに対して０になったとき、コンデンサ７４および抵抗７８によって確立された抵抗器コンデンサ(RC)時定数によって決定された時間間隔の後に、ターンオフが生じる。
【００２３】
２次側において、ダイオード８７は導通になり、そして変圧器７３に蓄えられていたエネルギーが、初期ＤＣ操作用電圧として充電制御回路８９へ転送される。変圧器７３に格納されたエネルギーの量は、１次側のコンデンサ７４および抵抗７８によって固定されたRC時定数によって決まる。MOSFETスイッチ７５がターンオフした後、ダイオード８０は導通しているので、格納されたエネルギーの一部は出力コンデンサ８２および８３に転送される。典型的な変圧器設計の磁心の制限のあるサイズのために、格納されたエネルギーは比較的小さい。従って、制御回路８９の初期のパワー・アップに利用可能なより多くのエネルギーを作るために、メインの出力コンデンサへのエネルギー転送を最小限にすることが重要である。この理由のために、インダクタ８１およびコンデンサ８２が、コンデンサ８３に転送される初期のエネルギーを制限する。そのコンデンサ８２および８８が小さな値であり、初期のスタートアップ期間に充電するために比較的少ないエネルギーを必要とすることを理解すべてきである。それらが変圧器７３から受け取ったエネルギーを等しく格納すると仮定すると、エネルギー・バランス方程式は次式のようになる。
【数１】
0004500481.tif 000002
【００２４】
上式で、Lpriは変圧器７３の１次巻線９１の１次インダクタンスであり、IpはMOSFETスイッチ７５がターンオフした時に巻線９１に流れる初期電流であり、C3は２次巻線９３に対する最初のフィルタ用コンデンサ８８のキャパシタンスであり、Vcc_STは、制御回路８９が能動化されるしきい電圧レベルである。
【００２５】
１次のパワーがパワー電源１００に最初に供給された時に、電源の出力１０６が２次側グランドに対して短いか極めて低い場合、１次インダクタンスは、洩れインダクタンスレベルの値まで劇的に低減され、それゆえ、ダイオード８７およびコンデンサ８８を通じて制御回路をパワー・アップするだけの十分なエネルギーを蓄えることはできない。一旦、パワーが削除されるまで、単一の電源投入シーケンス中に、抵抗７８およびコンデンサ７４のRC回路が単に作動するので、パワーが取り除かれ、出力１０６から短絡が除去され、そして１次パワーが再び印加されるまで、MOSFETスイッチ７５は非導通またはOFF状態に留まる。したがって、RCに基づくスタートアップ回路は、出力端子１０６での２次のグランドに対する短絡のようなパワー・アップ故障状態に対する自己防衛の追加特徴を提示する。
【００２６】
図３は、図２のスイッチング・モード電源に含まれた充電制御回路８９のより詳細な構造および機能図を示す。充電制御回路８９が、完全にスイッチング電源の２次側１０４にあるので、その回路８９は、最大の設計、１０ボルトのような低電圧集積回路設計プロセスの使用により、比較的低コストで集積回路として組み立てられてもよい。実施された時、充電制御回路８９は、最も好ましくは、図３で示したような回路エレメントおよび接続を含み、内蔵の誤差アンプ３１、４２、４４、４６および４８にそれぞれ対応する所定の参照電圧３３、４３、４５、４７および４９を供給するために内蔵の電圧参照調整装置を含む。初期パワーは、回路８９を活性化するために始動用接続１１８に印加される。生成されているＰＷＭ制御信号は、パルス変圧器７７を介した誘導によって、電源の２次側のスイッチングMOSFET７５のゲートに送信される。スイッチングMOSFET７５が導通状態にスイッチした時、より多くのエネルギーが２次巻線９３に転送され、そして接続１１でのより大きな値のスムージングコンデンサ９０は、線形の調整装置として機能するＦＥＴ３０によって接続１１８を備えた並列接続内で次第に加算され、これにより、比較的小さい値のコンデンサ８８と平行にコンデンサ９０を置き、そして、スタートアップ後に、充電制御回路８９に対してより多くのエネルギー・保持能力を与える。
【００２７】
誤差アンプ３１は、トランジスタ３０を通り抜ける電流を制限し、これにより、比較的より小さな値のフィルタ・コンデンサ８８に保持されていた電荷を放出することを回避するために、コンデンサ９０へ流れる充電電流を調整する線形の調整装置を提供し、これにより、スタートアップ時のシーケンス中の間に、制御回路８９が効果的にパワー・アップ状態に留まることを確実にする。より大きな値のフィルタ・コンデンサ８３および９０が充電し始めるにつれ、パワーは出力端子１０６にて出力することが可能になる。２次電圧は、電圧検知接続１１７を通じて回路８９によって検知され、そして内部で基準アンプ４２内にて、内部基準電圧レベル(Ref1)４３と比較される。その後、基準アンプ４２の出力(V_Regulate)は、フリップ・フロップ３７をセットするロジック・レベルを生成するための誤差アンプ３８内にて、傾斜オシレーター４０によって生成された傾斜電圧と比較される。フリップ・フロップ３７は傾斜オシレーター４０のフライバックでリセットされる。生じた波形は、パルス幅調整(PWM)制御信号を含み、それはＡＮＤゲート３９を通ってゲート制御され、バッファー・アンプ２９によって増幅され、接続ライン１１３上にゲート制御信号として供給され、阻止コンデンサ７６はパルス変圧器７７の２次を通じて、１次側のMOSFET７５のゲートに供給される。
【００２８】
定電流調整モードが定電圧モードの代わりに選択されている場合、定電流検知用接続ライン１１５は、誤差アンプ４６の一つの入力部に誤差電圧として印加し、基準電圧と比較される。モード選択は電子スイッチ５０によってなされる。定電流調整モードが選ばれる場合、調節プロセスは定電圧調整モードによるものに従う。
【００２９】
変圧器７３の１次側には、制御もしくは検知回路がないため、電流制限および故障保護は、パワー電源の２次側で行う必要がある。電流検知用接続ライン１１６は、瞬時の２次電流を検知し、これは、１次側のMOSFETスイッチ７５がターンオフした直後の１次電流に比例する。PWM周波数および最大のON時間が固定されるので、最悪ケースの故障電流は、最大のON時間の制御電流の上昇後に検知することができる。典型的な高周波設計では、最大のON時間が数マイクロセカンドである。また、この短い期間は、ほとんどのパワーMOSFETスイッチングトランジスタによって耐えられることに十分に短い。ＡＮＤゲート３９は、最大電流レベルに関してのPWMコントロール信号をゲート制御する。電流制御回路８９内では、出力電流が接続ライン１１６で検知され、誤差アンプ４８内にて基準電圧(Ref3)４９と比較される。この誤差アンプ４８は、制限電流ロジック制御信号(I_limit)を出力し、この信号はＡＮＤゲート３９を通じてPWM制御信号のゲート制御を行う。
【００３０】
図４は、図２の電源回路の実施例に存在する波形のグループ４Ａ〜４Ｅを示し、１次整流器７１が、初期の１０μセカンドの間に、およそ１２０ＶのＤＣを出力し、そしてその後の動作モードで、回路動作の最初の４０μセカンドにおけるものである。図４Ａは、充電制御回路８９内蔵の電圧調整器３６の出力を回路８９のピン１１１で測定した、調整されたバイアス電圧をプロットしたものである。図４Ｂは、起動用接続ライン１１８での無調整のバイアス電圧をプロットしたものであり、同一のスタートアップの時間ライン上で、無調整のバイアス電圧は、図４Ａの調整されたバイアス電圧を超過していることを示す。図４Ｃは、メインのスイッチング変圧器７３の１次巻線に流れる電流をプロットしたものである。図４Ｄは、１次側のスイッチングMOSFET７５のドレイン・ソース電圧をプロットしたものである。図４Ｅは、スイッチ７５に供給されるゲート制御電圧をプロットしたものである。
【００３１】
初期のスタートアップのシーケンス中に、図４Ｅは、単一の三角波制御パルスが最初の３あるいは４マイクロセカンドの間、スイッチングMOSFET７５のゲートに存在することを示す。MOSFET７５がスイッチオフした時、ほぼ最初の４マイクロセカンド後に、パワーは変圧器７３のコアーから２次巻線９３に転送される。また、バイアス電圧はコンデンサ８８に蓄積し始め、最初の制御パルスが生成されるのに十分な大きさに達し、そして、ほぼ１２μセカンドで、接続１１７を通じて検知された電圧に関して制御された期間で出力する。バイアス電圧は増加し続け、そして、続く第２の制御パルスはおよそ２５マイクロセカンドで終了し、バイアス電圧レベルは、その正常値に達し、スタートアップ動作モードが終わり、通常の動作モードが開始する。図５Ａ〜図５Ｅは、整流器７１が最初に１次電圧よりかなり高い電圧、３７０ＶのオーダーのＤＣを出力した時の電源１００の同じスタートアップおよび動作時の波形を示す。電源１００は、効果的にスタートアップし、そしてその出力を、比較的高い電圧のみならず、比較的低い１次電圧で調整する。これは、さらにどんなマニュアル回路変更あるいは調節も要求せずに、およそ100ボルトから240ボルトまでのＡＣの種々様々のメイン電圧に本電源１００が接続されてもよいことを示し、そのために、世界の至る所で存在する多くの電圧レベルに有用な電源１００を提供する。
【００３２】
本電源１００の特定のコンポーネント価値は、通常の当業者に対して有用で、この発明の原理についての完全で有用な理解を必要であると考えられない。
【００３３】
AC電圧が、０交差で、あるいは０電圧に近い値で最初に印加される場合、図２のスタートアップ回路１００は、MOSFETを適切にオンさせないかもしれないことが見出されている。したがって、適切なオペレーションは、ユニット１００がプラグインされるかその意図した機能的なオペレーションが始まる前に数回ターンオンさせることを時々必要とするかもしれない。
【００３４】
図２の回路１００における先の偶然的な制限を克服する、代替のスタートアップ回路２００を図６に示す。必ずしもそうでないが、回路２００は例えばリチウム・イオン・バッテリーに電気的な充電器を供給する。参照番号では図２の回路と同じ要素を与える電気的な要素およびコンポーネントには、共通の参照番号を付し、以下を除き特に詳細には説明しない。
【００３５】
回路２００は、１次巻線９１および２つ２次巻線９２、９３を備えたパワー変圧器７３(T1)からなる。一つの２次巻線９３が制御ＩＣ２０２にバイアスパワーを供給している一方、他の２次巻線９２は出力パワーを供給する。
【００３６】
回路２００は、第２のＩＣ２０２のために初期パワーを生成するために自己共振する技術を使用する。図２の回路１００に似て、制御機能は、パワー変圧器７３の２次側(充電器回路２００の出力リターンと称する)で実行される。したがって、フィードバック信号用の絶縁要求はない。出力電圧は、抵抗器分割ネットワーク２０４(R8)および２０６(R9)によって測定される。出力電流はシャント抵抗８６(R1O)によって測定される。パワーの２次巻線の電流は、抵抗８５(R7)により測定される。内部基準電圧は例えば、外部のバッテリー充電要求に応じて、出力電圧あるいは出力流れを調整するためにＩＣ２０２の内に生成される。ＰＷＭ信号は、生成され、そしてパルス変圧器７７(T2)を通じて高電圧側にある１次側スイッチングFETトランジスタ７５(Q1)に転送される。レベルシフト用コンデンサ７６(C3)は、PWM信号のＤＣ成分を除去するために使用され、パルス変圧器７７の適切な動作を保証する。
【００３７】
スタートアップのシーケンス中に、バイアス電圧が印加される前は、ＰＷＭ駆動がその高いインピーダンス状態(例えば３状態出力)であるので、パルス変圧器７７(T2)の１次側(パワー変圧器７３(Tl)の２次側を参照)はオープン回路になっている。ＤＣバス１０２が、０からその最終値へ傾斜上昇するとき、抵抗２１２(R2)および２２２(R3)、コンデンサ２１６(C4)、パルス変圧器７７(T2)の２次側インダクタンスおよびMOSFET７５(Q1)のゲート・キャパシタンスが、共振回路を形成する。適切にこれらの要素の値を選ぶことによって、Ｑ１のゲート電圧はそのしきい値電圧で共振して、トランジスタをターンオンおよびターンオフにする。ＰＷＭ駆動がディセーブルにされた時(コンデンサ７６(C3)が、T2の１次巻線を横切って有効に接続される)、発振は停止し、トランジスタ７５のゲート上のＤＣオフセットが、MOSFET７５をターンオンさせるほどは十分に高くないようにこれらのエレメントが選択される。もし故障状態が２次側で検知された場合、この挙動は、制御回路の適切な実行を保証する。
【００３８】
２次側の制御コントローラ(Ctrl  IC)２０２の重要な１つの基準は、バイアスパワーが印加される前に、出力バッファーがその高いインピーダンス状態であるに違いないということである。この条件は、自励発振を活性化するために、パルス変圧器７７(T2)からの適切なインダクタンスがあることを保証する。コントローラ出力がその低いインピーダンス状態である場合(それはオープン回路インダクタンスの約５％に過ぎない)、インダクタンスは変圧器７７(T2)の洩れインダクタンスになる。この小さなインダクタンスの値は共振を活性化しない。
【００３９】
１次側がスイッチングを始めるにつれ、エネルギーは、変圧器７３の２つの２次巻線に転送され始める。バイアス巻線９３が、コンデンサ８８(C8)を、制御ＩＣ２０２(U1)の最小動作電圧に充電する十分なエネルギーを受け取った時、ＰＷＭ機能がスタートする。ＰＷＭパルスは、生成され、パルス変圧器７７(T2)を通じて、１次側のスイッチングMOSFET75(Q1)転送される。コンデンサ７６(C3)のレベルは、ＤＣ電圧がパルス変圧器７７を飽和させることを防ぐために、ＰＷＭ信号をシフトする。ツェナーダイオード２１８(ZR2)および２２０(ZR3)は、スイッチ７５(Q1)いずれかの方向に印加された電圧をおよそ１８Ｖの大きさに制限する。ダイオード２２４(D5)およびツェナーダイオード２２６(ZR1)は、パワー変圧器７３(T1)の１次巻線９１を横切る電圧を制限する。
【００４０】
抵抗器２２２(R3)および２１４(R4)がハイインピーダンスに選択された抵抗を持つので、ＰＷＭ制御がスタートした後、スタートアップ回路を切り離す必要はない。抵抗２２２(R3)および２１４(R4)により形成された分圧回路から小さな正のＤＣオフセット電圧が、FET７５(Ql)のゲートに存在する。高いデューティサイクルの動作中に、この正のオフセット電圧は、変圧器の逆起電圧(サイクル中の２次生成電圧が０なので)によって生成された負のオフセットによってキャンセルされる。低いデューティサイクルの動作中に、しかしながら、負のオフセット電圧は、正のオフセット電圧をキャンセルするほどは十分に大きくなく、そのため、正味が正のオフセット電圧がトランジスタ７５のゲートに生じる。したがって、抵抗２２２(R3)および２１４(R4)のために値を選択する１つの基準は、最小デューティサイクルおよび最大ライン電圧において、ゲート電圧を十分にしきい値電圧、それがたとえ０Ｖ以上であっても、それ以下になることを保証することである。
【００４１】
図７は図６中の回路２００のＰＷＭ制御ＩＣ２０２の機能的なブロックダイヤグラムである。パワーは、巻線９３、ダイオード８７およびコンデンサ８８を含むバイアス電圧回路から直列の抵抗２３２を通じてＶddライン２３０に最初に供給される。Ｖddライン２３０での最大電圧レベルは、ツェナーダイオード２３１(ZR4)およびスムージング用コンデンサ２３５(C5)によって維持される。ＩＣ２０２は、Ｖdd２３０につながる抵抗２３６と、２次側グランド２４０につながるコンデンサ２３８との間のノードに接続されるイネーブル(Enable)ライン２３４を有する。イネーブルライン２３４の機能は、ディジタル回路のための従来のパワーオンリセット機能(供給電圧が上昇し、ロジックの状態がセットでない時、出力ライン１１３をディセーブルにする)のそれに似る。イネーブルライン２３４のピンの電圧が最小のレベルに達する場合、ＰＷＭ出力は、コンデンサ７６(C3)およびパルス変圧器７７(T2)につながるライン１１３上で開始される。
【００４２】
充電されている外部セルのセル電圧は、分圧器ネットワーク２０４(R8)と２０６(R9)との間と、セル電流リターンピン２４４とに接続する差分入力ライン２４２(Vo+)および２４４(Vo-)を通じて検知される。セル電流は、出力電流検知抵抗８６(R1O)を横切って接続する差分入力ペア２４６(Io+)および２４８(Io)を通じて検知される。RT_CTラインは、PWM信号の発振周波数を確立するために、２次側グランド２４０につながるコンデンサ２５０(C12)および、基準電圧２５４につながる抵抗２５２(R12)からなるＲＣ回路に接続される。外部コンデンサ２５６(C13)は、基準ライン２５４上の内部で発生された基準電圧を滑らかにする。
【００４３】
図７は、出力要求に依存して、出力電圧もしくは出力電流を調整するために、電圧検知回路４２からの電圧帰還か、あるいは電流検知回路４６からの電流帰還信号かのいずれかを接続するモード選択スイッチ２６０を示す。電流検知回路４６は、コンパレータ２８０、および電流検知のオペアンプ４６のフィードバック抵抗器２８６を横切るフィードバック抵抗２８４を加えるためのトリクル充電スイッチ２８２からなるトリクル充電機能を含む。演算増幅器２６２は、コンデンサ２６４と、抵抗２６６(R5)およびコンデンサ２６８(C7)の直列ネットワークとの並列接続のような、出力とフィードバックのラインおよび外部コンポーネント経由で外部的に制御可能な特性を持つ。
【００４４】
制御あるいは検知回路類が回路２００の１次側にないので、サイクルごとの電流制限は２次側で実行される。この動作は、パワー変圧器７３の２次巻線７２の電流(MOSFET７５がターンオフ直後の１次電流に比例)を検知することにより遂行される。前もって定義した電流レベルが超過する場合、制御(Ctrl)ＩＣ２０２はライン１１３上のＰＷＭ駆動信号をディセーブルにし、パワーオンリセット(Enable true)が起こるまで、動作を再開しない。したがって、図７は、さらに、変圧器の２次巻線電流Ｉsを検知するために、ＩＣ２０２が、ライン２４８を通じて接続された、電流検知帰還機能を含むことを示す。内部に、ＩＣ２０２は、電流／電圧変換のオペアンプ２７０、オペアンプ２７０の出力を基準電圧と比較するコンパレータ２７２、およびイネーブルパルスによりセットされ、コンパレータ２７２の出力でリセットされるラッチ回路２７４を有する。ラッチ回路２７４の出力はＡＮＤゲート３９に１つの入力を供給する。
【００４５】
その動作は、図８から図１０に示した波形によって述べる。これらの図では、高電圧MOSFET７５上に３つの臨界波形を示しており、ゲート電圧(上のトレース１)、ドレイン・ソース電圧(中のトレース２)およびドレイン電流(下のトレース３)である。図８および９では、水平時間軸は１/目盛につき５μセカンドであるのに対し、図１０では、１区分あたり１００マイクロセカンドが基本となっている。図８は、共振自励発振のスタートアップ期間の波形を示す。ゲート電圧はおよそしきい値レベルで発振しており、MOSFET７５を共振周波数でスイッチさせる。
【００４６】
図９は、自励発振からＰＷＭ制御への転移中の波形を示す。転移後は、２次側の制御回路のバイアス電圧がその最終値に達していないので、パルス振幅(図９のトレース１)は、MOSFET７５をターンオンおよびターンオフさせるにはちょうど十分に高い。(デューティサイクルが小さく、パルス振幅が低いので、ゲート上で存在する重要なＤＣオフセット電圧があることに注意) この転移の進行するにつれ、バイアス電圧は、図１０で示されるように、増大してその最終値に達する。
【００４７】
上述の詳しい記述および添付した図面は本発明の特定の実施例を示すものであり、本発明の範囲を限定するものではない。当業者であれば、上述の実施例に対し、本発明の本旨から逸脱することなく、様々に変形例を実現できるであろう。それゆえ、本発明の範囲は以下の請求の範囲のみによって限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  スタートアップのための１次側コントローラおよび調整を切り替えるための２次のＰＷＭのコントローラを用いた、通常のスイッチング電源の機能的なブロックダイヤグラムである。
【図２】  機能的な概要の回路、および、この発明の原理に従って制御回路を組込んだオフ・ライン・スイッチング電源の第１の好ましい実施例のブロックダイヤグラムである。
【図３】  機能的な概要の回路図および図2の電源で使用されたモノシリックの制御回路のブロック回路である。
【図４Ａ】  共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｂ】  共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｃ】  共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｄ】  共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｅ】  共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図５Ａ】  図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図５Ｂ】  図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図５Ｃ】  図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図５Ｄ】  図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図５Ｅ】  図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図６】  この発明の原理に従って制御回路に組込んだオフライン・スイッチング電源の第２の好ましい実施例の機能的な概要の回路図およびブロック図である。
【図７】  図６中の電源の中で使用されるモノシリックの制御回路の機能的な概要の回路図およびブロック図である。
【図８】  共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形のグループを示し、自励発振のスタートアップ期間での図６の動作を示す。
【図９】  図６の回路の自励発振からＰＷＭ制御への転換期の電圧および電流波形のグループを示す。
【図１０】  図９の回路の自励発振からＰＷＭ制御への転換時の最終値に達するまでのバイアス電圧の増加を示す、電圧および電流波形のグループを示す。
【符号の説明】
１００  スイッチング電源、７３  変圧器、７５  スイッチングトランジスタ、７７  パルス変圧器、８９  充電制御回路、９１  １次巻線、９２,９３  ２次巻線、１０２  １次側、１０４  ２次側、２００  ２０２  制御コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図５Ｄ】
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【図５Ｅ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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