(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ基準電圧の温度補償を行う温度補償回路であって、
電圧レベルが温度に依存して変化する第１の電圧を発生させる第１の基準電圧生成回路と、
電圧レベルが温度に依存しない第２の電圧を発生させる、前記第１の基準電圧生成回路と同一の回路構成をもつ第２の基準電圧生成回路と、
前記第１の電圧と前記第２の電圧の差電圧を反転１倍増幅し、第３の電圧を生成する反転１倍アンプと、
前記第３の電圧と、前記第１の基準電圧との差電圧を増幅して第４の電圧を生成する差動アンプと、を含み、
前記差動アンプは、
第１のオペアンプと、
第１ノードと前記第１のオペアンプの反転入力端子である第２ノードとの間に接続される第１の抵抗と、
第３ノードと前記第１のオペアンプの非反転入力端子である第４ノードとの間に接続される第２の抵抗と、
前記第１のオペアンプの出力ノードである第５のノードと前記第２ノードとの間に接続される第３の抵抗と、
前記第４ノードと、アナログ基準電圧が印加される第６ノードとの間に接続される第４の抵抗と、を有すると共に、
前記第１の抵抗および前記第２の抵抗の各々の抵抗値は同一に設定され、
前記第３の抵抗および前記第４の抵抗の各々の抵抗値は同一に設定される、
ことを特徴とする温度補償回路。
【請求項２】
請求項１記載の温度補償回路であって、
前記第１の基準電圧生成回路および前記第２の基準電圧生成回路は各々、同一の回路構成をもち、かつ使用される抵抗の抵抗値のみが異なる第１のバンドギャップ回路および第２のバンドギャップ回路により構成され、
前記第１のバンドギャップ回路と第２のバンドギャップ回路は、互いに近接して配置されると共に、共通の製造プロセスにより製造される、
ことを特徴とする温度補償回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の温度補償回路であって、
前記差動アンプの次段に設けられ、前記第４の電圧を増幅して、第５の電圧を出力する可変利得アンプをさらに有し、
前記可変利得アンプは、
第２のオペアンプと、
第７ノードと、前記第２のオペアンプの反転入力端子である第８ノードとの間に接続される第５の抵抗と、
前記第２のオペアンプの非反転入力端子である第９ノードと、前記アナログ基準電圧が印加される第１０ノードとの間に接続される第６の抵抗と、
前記第２のオペアンプの出力ノードである第１１ノードと前記第８ノードとの間に接続される第７の抵抗と、を有し、
前記第５の抵抗および前記第７の抵抗の少なくとも一方は、抵抗値が可変の可変抵抗であることを特徴とする温度補償回路。
【請求項４】
請求項３記載の温度補償回路であって、
前記可変利得アンプから出力される前記第５の電圧と、前記第４の電圧とを加算して、第６の電圧を出力する電圧加算器を、さらに有することを特徴とする温度補償回路。
【請求項５】
請求項４記載の温度補償回路であって、
前記電圧加算器は、
第１の電圧加算用抵抗と、第２の電圧加算用抵抗とを有し、
前記第１の電圧加算用抵抗は、前記第５の電圧が印加される第１１ノードと第１２ノードとの間に接続され、
前記第２の電圧加算用抵抗は、前記第７のノードと前記第１２ノードとの間に接続される、ことを特徴とする温度補償回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度補償回路（温度補償電圧生成回路）等に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号経路（あるいは回路）のアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）は、周囲温度に依存して変動する。アナログ基準電圧の変動を高精度に補償することができれば、例えば、物理量を検出する検出回路の検出精度を向上させることができる。
【０００３】
温度補償回路は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１には、温度補償回路（温度補償電圧発生回路）を備えた発振器（温度補償型発振器）が記載されている。
【特許文献１】２００１−２６７８４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
集積回路装置（ＩＣ）に形成される素子の特性は、素子寸法のばらつきや製造プロセス条件のばらつき等によって変動し、また、環境温度（周囲温度）に依存して変動する。また、信号経路にはノイズが重畳されるため、ノイズの影響を無視することができない。したがって、温度補償回路によって極めて高精度の温度補償電圧を生成することは困難である。
【０００５】
また、信号経路（あるいは回路）のアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤ（アナロググランド）の温度補償を行う場合、高精度の温度補償電圧ＶＴＳを生成し、そして、ＡＧＮＤ（アナロググランド）に温度補償電圧ＶＴＳを加算しなければならない。つまり、温度補償後の基準電圧をＶｔｅｍｐとすると、Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳとなる。つまり、温度補償回路は、アナログ基準電圧ＡＧＮＤを基準として、高精度の温度補償電圧ＶＴＳを生成しなければならない。
【０００６】
従来技術では、回路自体が温度特性を有し、また、回路の特性は、素子寸法のばらつきや製造プロセスばらつきによって変動する。また、信号経路にはノイズが重畳されるため、ノイズの影響を無視することができない。したがって、高精度の温度補償電圧ＶＴＳを生成することが困難である。また、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐを得るためには、生成した温度補償電圧ＶＴＳを、アナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）に重畳する必要がある。このような電圧の重畳（電圧の加算）を高精度に、かつ効率的に行う回路は、従来技術には例がない。よって、上述の温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）を、極めて高精度に、かつ効率的に生成することができない。
【０００７】
また、回路の温度特性は多様である。したがって、温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）の温度特性を、回路の温度特性に合わせて柔軟に変更できるようにすることが、回路設計上、望まれる。このような柔軟性ある温度補償回路は従来に例がなく、従来技術によって、多様な回路の温度特性を補償し得る、適応性の高い温度補償回路を実現することは困難である。
【０００８】
本発明は、このような考察に基づいてなされたものである。本発明の幾つかの態様によれば、例えば、アナログ基準電圧（例えば、アナロググランド）に関して、極めて高精度の温度補償を実現することができる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）本発明の温度補償回路の一態様では、アナログ基準電圧の温度補償を行う温度補償回路であって、電圧レベルが温度に依存して変化する第１の電圧を発生させる第１の基準電圧生成回路と、電圧レベルが温度に依存しない第２の電圧を発生させる、前記第１の基準電圧生成回路と同一の回路構成をもつ第２の基準電圧生成回路と、前記第１の電圧と前記第２の電圧の差電圧を反転１倍増幅し、第３の電圧を生成する反転１倍アンプと、前記第３の電圧と、前記第１の基準電圧との差電圧を増幅して第４の電圧を生成する差動アンプと、を含み、前記差動アンプは、第１のオペアンプと、第１ノードと前記第１のオペアンプの反転入力端子である第２ノードとの間に接続される第１の抵抗と、第３ノードと前記第１のオペアンプの非反転入力端子である第４ノードとの間に接続される第２の抵抗と、前記第１のオペアンプの出力ノードである第５のノードと前記第２ノードとの間に接続される第３の抵抗と、前記第４ノードと、アナログ基準電圧が印加される第６ノードとの間に接続される第４の抵抗と、を有すると共に、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗の各々の抵抗値は同一に設定され、前記第３の抵抗および前記第４の抵抗の各々の抵抗値は同一に設定される。
【００１０】
特性が揃った２つの基準電圧生成回路によって、電圧レベルが温度に依存する第１の電圧（例えばＶ（ＢＧＲ１））と、電圧レベルが温度に依存しない第２の電圧（例えばＶ（ＢＧＲ２））とを生成する。第１の電圧（Ｖ（ＢＧＲ１））は、例えば、負の温度係数を有し、具体的には、例えば、温度に対する電圧レベルの特性が、傾きが負の１次関数で表わされる（つまり温度に対して負の１次比例の特性を有する）。
【００１１】
次に、第１の電圧（Ｖ（ＢＧＲ１））と第２の電圧（Ｖ（ＢＧＲ２））との差電圧を、反転１倍アンプによって反転１倍増幅して、例えば、アナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）の温度特性とは反対の温度特性を有する第３の電圧（例えば、正の温度係数をもつ電圧ＶＧ）を生成する。２つの基準電圧生成回路の特性が揃っているため、第１の電圧（Ｖ（ＢＧＲ１））と第２の電圧（Ｖ（ＢＧＲ２））の相対精度が高くなる。第１の電圧（Ｖ（ＢＧＲ１））の、常温（例えば２５℃であり、以下同様であるが、これに限定されるものではない）のときの電圧値がＶａであれば、第２の電圧（Ｖ（ＢＧＲ２））の常温（２５℃）ときの電圧値もＶａとなる。常温（２５℃）の環境下では、第１の電圧（Ｖ（ＢＧＲ１））と第２の電圧（Ｖ（ＢＧＲ２））に差が生じず、差電圧は０である。反転１倍アンプの出力電圧（第３の電圧ＶＧ）は、常温（２５℃）のときに電圧値がＶａとなることから、Ｖａを通る１次関数として表す（近似する）ことができる。また、反転１倍アンプの２つの入力電圧に重畳するノイズは相殺されるため、第３の電圧（ＶＧ）は低ノイズ化される。
【００１２】
但し、温度補償電圧（例えば、正の温度係数をもつ）は、例えば、負の温度係数をもつアナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）に加算する必要があるため、回路の基準電圧を「Ｖａ」から「ＡＧＮＤ」にシフトさせる（ＶａをＡＧＮＤに置き換える）必要がある。この動作を、差動アンプにて実行する。
【００１３】
差動アンプは、例えば、オペアンプと、第１〜第４の抵抗とを含む。差動アンプの、例えば非反転入力端子には、第４の抵抗を介してアナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）が印加される。
【００１４】
差動アンプは、例えば、第１の電圧（Ｖ（ＢＧＲ１））と、第３の電圧（ＶＧ）との差電圧を、例えば、所与の増幅率（増幅率は可変としてもよい）で反転増幅する。この結果、第４の電圧（例えば、ＶＮ）が得られる。ここで、第１の抵抗〜第４の抵抗の抵抗値を適切に設定すると、差動アンプの出力である第４の電圧（ＶＮ）は、アナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）に、第１の電圧と第３の電圧の差電圧をα倍（αは任意の整数）した電圧（ＶＴＳ＝α・{Ｖ（ＢＧＲ１）―ＶＧ}を加算して得られることになる。つまり、第４の電圧をＶＮとした場合、ＶＮ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳが成立する。ここで、例えば、ＶＴＳが正の温度係数をもち、アナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）がもつ負の温度係数を打ち消すことができるとすれば、ＶＴＳは温度補償電圧とみなすことができる。つまり、その温度補償電圧ＶＴＳを、アナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）に加算することによって、温度補償後のアナログ基準電圧（Ｖｔｅｍｐ）が得られたことになる（ここでは、上記の第４の電圧ＶＮがＶｔｅｍｐに相当する）。
【００１５】
本態様の回路は、特性が揃った２つの基準電圧生成回路（例えばバンドギャップ回路）を使用して、相対精度が高い第１および第２の電圧を生成する。また、差動構成の回路を積極的に利用して、２つの入力電圧の差分を増幅するという手法によって、温度補償後のアナログ基準電圧（温度補償後の電圧、つまり第４のＶＮ）を得る。よって、第４の電圧（ＶＮ）の温度特性を高精度に制御することができる。さらに、ノイズが相殺されるため、第４の電圧（ＶＮ）を低ノイズ化することもできる。
【００１６】
また、差動アンプの構成と回路条件を調整することによって、差動アンプから出力される第４の電圧（ＶＮ）は、実際のアナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）に、２つの入力電圧の差電圧をα倍した正極性の電圧（あるいは負極性の電圧）を加算した形で表わされることになり、ＡＧＮＤを基準とした回路動作が実現される。よって、周囲温度に対するアナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）の電圧レベルの変動を、回路的に（自動的に）、高精度に補償することが可能となる。
【００１７】
また、本態様の温度補償回路は、構成に無駄がなく、簡素化された構成であるため、高集積のＩＣを製造するのに適している。
【００１８】
（２）本発明の温度補償回路の他の態様では、前記第１の基準電圧生成回路および前記第２の基準電圧生成回路は各々、同一の回路構成をもち、使用される抵抗の抵抗値のみが異なる第１のバンドギャップ回路および第２のバンドギャップ回路により構成され、前記第１のバンドギャップ回路と第２のバンドギャップ回路は、互いに近接して配置されると共に、共通の製造プロセスにより製造される。
【００１９】
バンドギャップ回路を用いることによって、第１の電圧および第２の電圧の温度特性を高精度に制御することができる。また、２つのバンドギャップ回路の製造プロセスを共通化することによって回路の製造ばらつきを揃えることができる。また、２つのバンドギャップ回路を近接して配置するレイアウトを採用することによって、チップ上の位置に応じた回路素子のばらつきも揃うことになる。よって、第１の電圧と第２の電圧の相対精度を高めることができる。
【００２０】
（３）本発明の温度補償回路の他の態様では、前記差動アンプの次段に設けられ、前記第４の電圧を増幅して、第５の電圧を出力する可変利得アンプをさらに有し、前記可変利得アンプは、第２のオペアンプと、第７ノードと、前記第２のオペアンプの反転入力端子である第８ノードとの間に接続される第５の抵抗と、前記第２のオペアンプの非反転入力端子である第９ノードと、前記アナログ基準電圧が印加される第１０ノードとの間に接続される第６の抵抗と、前記第２のオペアンプの出力ノードである第１１ノードと前記第８ノードとの間に接続される第７の抵抗と、を有し、前記第５の抵抗および前記第７の抵抗の少なくとも一方は、抵抗値が可変の可変抵抗である。
【００２１】
回路の温度特性を補償する場合に、何らかの理由によって、温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）が、温度に対して所望の温度係数をもつ（温度に対して有感である）ことが必要となる場合も想定され得る。
【００２２】
そこで、そのような要求にも、柔軟に応えることができるようにするために、本態様では、可変利得アンプを設ける。上述の差動アンプから出力される第４の電圧（ＶＮ）の温度特性を示す特性線（線分）の傾きは、可変利得アンプの増幅率を制御することによって、自在に調整することができる。
【００２３】
（４）本発明の温度補償回路の他の態様では、前記可変利得アンプから出力される前記第５の電圧と、前記第４の電圧とを加算して、第６の電圧を出力する電圧加算器を、さらに有する。
【００２４】
本態様では、さらに電圧加算器が設けられる。電圧加算器は、例えば、可変利得アンプから出力される第５の電圧（例えばＶＹ：例えば正の温度特性をもつ電圧）に、上述の差動アンプから出力される第４の電圧（ＶＮ：負の温度特性をもつ電圧）を加算する。この結果、温度補償後のアナログ基準電圧Ｖｔｅｍｐ（＝実際のＡＧＮＤ＋温度補償電圧ＶＴＳ）が生成される。第５の電圧（ＶＹ）と第４の電圧（ＶＮ）は共に、ＡＧＮＤを基準として生成された電圧であり、常温（２５℃）のときには、例えば電圧値がＡＧＮＤ（２５℃）となる。周囲温度が常温（２５℃）以外の温度になったときは、温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐの電圧レベルは、（ＶＹ−ＶＮ）で決定される。第４の電圧（ＶＮ）の温度特性を示す特性線の傾きと、第５の電圧（ＶＹ）の温度特性を示す特性線の傾きが同一であるとすれば、電圧ＶＹと電圧ＶＮは打ち相殺され、Ｖｔｅｍｐの電圧レベルは、広範囲の温度領域において、ＡＧＮＤ（２５℃）に維持される。
【００２５】
また、上述のとおり、回路の温度特性を補償する場合に、何らかの理由によって、温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）が、温度に対して所望の温度係数をもつ（温度に対して有感である）ことが必要となる場合も想定され得る。この場合、可変利得アンプのゲインを制御することによって、第５の電圧（ＶＹ）の温度特性（つまり、特性線の傾き）を自在に変化させることができる。
【００２６】
よって、本態様の温度補償回路は、種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することができる。つまり、本態様によれば、高精度の温度補償が可能となり、かつ、柔軟性の高い温度補償回路が実現される。
【００２７】
また、電圧加算器は、第４の電圧（ＶＮ）と、第５の電圧ＶＹ（第４の電圧ＶＮの電圧レベルを反転して形成される電圧）を加算しているため、第４の電圧ＶＮに重畳するノイズ（特にホワイトノイズ）を打ち消すことができる。よって、温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）を、さらに低ノイズ化することができる。
【００２８】
（５）本発明の温度補償回路の他の態様では、前記電圧加算器は、第１の電圧加算用抵抗と、第２の電圧加算用抵抗とを有し、前記第１の電圧加算用抵抗は、前記第５の電圧が印加される第１１ノードと第１２ノードとの間に接続され、前記第２の電圧加算用抵抗は、前記第７のノードと前記第１２ノードとの間に接続される。
【００２９】
本態様によれば、電圧加算器の構成を簡素化することができる。よって、高集積のＩＣを実現する上で有利となる。
【００３０】
本発明の幾つかの態様によれば、例えば、以下の効果を得ることができる。すなわち、高精度の温度補償電圧を効率的に生成することができる。また、信号経路に重畳するノイズを軽減することができる。また、生成した温度補償電圧をアナログ基準電圧に自動的に加算することができる。よって、温度補償後の電圧を、極めて高精度に、かつ効率的に生成することができる。また、多様な回路の温度特性を補償し得る、適応性の高い温度補償回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
本発明の温度補償回路の具体的な回路構成の一例は、図７に示される。すなわち、図７の回路が、本発明の第１の実施形態を示している。但し、図７の温度補償回路は、図１に示すように、例えば、同期検波回路６００における直流オフセットを補償するためのオフセット補償回路２１０と共に使用することができる。
【００３２】
そこで、図７の温度補償回路の回路構成と動作について説明する前に、図１〜図６を用いて、同期検波回路６００と、オフセット補償回路２１０と、温度補償回路２２０と、を含む検出回路９００について説明する。図１の検出回路９００についての理解が深まれば、図７に示される温度補償回路２２０の具体的な回路構成と動作、ならびにその特徴を理解することも容易となる。
【００３３】
（検出回路の構成と動作の概要）
図１は、同期検波回路を含む検出回路の構成の一例を示す回路図である。検出回路９００は、同期検波回路６００と、初段アンプ２３３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００と、調整テーブル２３２を内蔵するＲＯＭ２３０と、アナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤを発生するＡＧＮＤ発生回路（ＡＧＮＤ源）２２６と、入力信号Ｖｉｎが入力される第１の端子ＰＮ１と、調整信号ＱＸが入力される第２の端子ＰＮ２と、検出出力Ｖｏｕｔを出力する第３の端子ＰＮ３と、を有する。
【００３４】
同期検波回路６００は、同期検波部２０９と、オフセット補償回路２１０と、温度補償回路２２０と、を有する。
【００３５】
初段アンプ２３３は、例えば、振動子（図１では不図示）からの入力信号Ｖｉｎの電荷（Ｑ）を電圧（Ｖ）に変換するＱ／Ｖ変換回路である。検出回路９００は、例えば、高レベル電源電圧ＶＤＤおよび低レベル電源電圧ＧＮＤ（接地電位）との間で動作する。入力信号Ｖｉｎは、アナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤを基準として振動する正弦波（あるいは余弦波）であり、参照信号ＳＤＥＴに同期している。
【００３６】
入力信号Ｖｉｎには、参照信号ＳＤＥＴと同相の信号であるＶｉｎ１と、参照信号ＳＤＥＴと９０度位相がずれた成分（直交成分）の信号であるＶｉｎ２とが含まれる。Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２は、同期検波回路６００によって同期検波される。同期検波回路６００は、参照信号ＳＤＥＴを用いて入力信号Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２を同期検波する。同期検波後の信号を、平滑回路として機能するローパスフィルタＬＰＦ７００によって直流電圧に変換する。この結果、検波出力Ｖｏｕｔが得られる。
【００３７】
同期検波回路６００の同期検波部２０９は、入力信号のレベルを反転せずに伝達する第１の信号経路（以下、正転経路という）と、反転アンプによって反転して伝達する第２の信号経路（以下、反転経路という）とを有する。正転経路には、抵抗Ｒ４と、第１のスイッチＳＷ１とが設けられる。反転経路には、反転アンプ（入力抵抗Ｒ１と、オペアンプＯＰ１と、帰還抵抗Ｒ３とにより構成される）と、第２のスイッチＳＷ２と、を有する。
【００３８】
第１および第２のスイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）は、例えばＮＭＯＳトランジスタで構成される。第１のスイッチＳＷ１は、参照信号ＳＤＥＴによってオン／オフされる。第２のスイッチＳＷ２は、参照信号ＳＤＥＴをインバータＩＮＶ１でレベル反転した信号／ＳＤＥＴによってオン／オフ駆動される。
【００３９】
また、オフセット補償回路２１０は、検出出力Ｖｏｕｔに重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆをキャンセルするためのオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍを生成する。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍは、加算回路２１１によって、ＡＧＮＤ発生回路２２６が生成したアナログ基準電圧ＡＧＮＤに加算される。なお、ＡＧＮＤ発生回路２２６は、例えば、高レベル電源電圧ＶＤＤを、抵抗値が同じ２つの分圧抵抗で分圧してＶＤＤ／２を生成する回路構成をもつ。これによって、ＶＡｏｆｆ（＝Ｖｏｆｆｍ＋ＡＧＮＤ）が生成される。ＶＡｏｆｆは、抵抗Ｒ２を経由して、同期検波回路６００内のノードＸに印加される。すなわち、ＶＡｏｆｆは、同期検波回路６００の反転経路に設けられる反転アンプＯＰ１の反転入力端子（第１の入力ノード）に印加される。なお、オフセット補償回路２１０の具体的な構成例は、図４〜図６を用いて後述する。
【００４０】
ここで、Ｖｏｆｆｍ＝−Ｖｏｆｆである。つまり、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍとアナログ基準電圧ＡＧＮＤとの電位差は、オフセット電圧Ｖｏｆｆとアナログ基準電圧ＡＧＮＤとの電位差と同じであり、かつ、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍのアナログ基準電圧ＡＧＮＤを基準とした極性は、オフセット電圧Ｖｏｆｆのアナログ基準電圧ＡＧＮＤを基準とした極性と反対である。なお、以下の説明において「極性」というとき、基準となる電圧はＡＧＮＤである。図１の場合、オフセット補償回路２１０から出力されるＶｏｆｆｍが、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に加えられる。例えば、オフセット電圧Ｖｏｆｆが正極性（Ｖｏｆｆ＞０）である場合、オフセット補償回路２１０から出力されるオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍも正極性（Ｖｏｆｆｍ＞０）であるが、ＶｏｆｆｍはオペアンプＯＰ１の反転入力端子に印加されるため、結果的に、オフセット電圧（＋Ｖｏｆｆ）とは逆の極性の−Ｖｏｆｆｍが、信号伝送路に加えられたことになる。
【００４１】
すなわち、ＶＡｏｆｆ（＝Ｖｏｆｆｍ＋ＡＧＮＤ）の印加によって、同期検波後の信号（直流電圧）のレベルが低下（あるいは上昇）する。この変動分の電圧値を、検波出力に重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧値に一致させれば、検波出力Ｖｏｕｔに重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆを除去することができる。
【００４２】
オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧値は、第２の端子ＰＮ２から入力される調整信号ＱＸによって、調整することができる。すなわち、第２の端子ＰＮ２から調整信号ＱＸが入力されると、その調整信号ＱＸによって、ＲＯＭ(例えば、ＥＥＰＲＯＭ)２３０内の調整テーブル３０２がアクセスされ、その結果、調整テーブル３０２から補正データＱＤが出力される。この補正データＱＤによって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧値が調整される。ルックアップテーブル方式を用いることによって、補正データＱＤを効率的に、かつ自動的に生成することができる。
【００４３】
また、温度補償回路２２０は、例えば、バンドギャップ回路（Ａ）２２１と、バンドギャップ回路（Ｂ）２２３と、差動アンプ２２４と、ＡＧＮＤ発生回路２２６と、を有する。差動アンプ２２４から温度補償電圧ＶＴＳが生成される。この温度補償電圧ＶＴＳは、加算回路２２５によって、ＡＧＮＤ発生回路２２６が生成したＡＧＮＤに加算される。これによって、温度補償後のアナログ基準電圧Ｖｔｅｍｐ（＝ＶＴＳ＋ＡＧＮＤ）が生成される。なお、以下の説明では、Ｖｔｅｍｐは、温度補償後の電圧と称する場合があり、単に、Ｖｔｅｍｐと記載する場合もある。Ｖｔｅｍｐは、同期検波回路６００の反転経路に設けられる反転アンプＯＰ１の非反転入力端子（第２の入力ノード）に印加される。
【００４４】
また、同期検波回路６００には、高い増福率のアンプは設けられない。よって、交流信号が直流信号に変換されるとき（つまり、同期検波のとき）に、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳを、同じ箇所に加算することによって、回路の１／ｆノイズの影響を最小限化することができ、検出回路のＳ／Ｎを向上させることができる。
【００４５】
（同期検波回路の動作）
図２は、同期検波回路の動作を説明するための図である。まず、同期検波回路６００における同期検波部２０９の一般的な動作について説明する。
【００４６】
先に説明したように、入力信号はＶｉｎには、参照信号ＳＤＥＴと同相の成分の信号Ｖｉｎ１と、参照信号ＳＤＥＴと９０度位相がずれた成分（直交成分）Ｖｉｎ２が含まれている。同期検波回路６００は、同期検波部２０９を有する。同期検波部２０９は、参照信号ＳＤＥＴを用いてＶｉｎ１およびＶｉｎ２を同期検波する。この結果、検波信号ＶＳ１およびＶＳ２が得られる。検波信号ＶＳ１およびＶＳ２は、平滑回路として機能するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００によって直流信号に変換される。
【００４７】
図２の（１）に示すように、参照信号ＳＤＥＴは、周期Ｔの方形波である。図２の（２）に示すように、同相成分Ｖｉｎ１は、ＡＧＮＤ（アナログ基準電圧（直流バイアス電圧））を基準として振動する正弦波（あるいは余弦波）であり、参照信号ＳＤＥＴに同期している。
【００４８】
同相成分Ｖｉｎ１が同期検波されると、図２の（３）に示すように、Ｖｉｎ１を全波整流した波形をもつ信号が得られる。この信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００で平滑すると、図２の（３）の右側に示すように、例えば、検波出力ＶＳが得られる。検波出力ＶＳは、例えば、ＡＧＮＤとの電位差が＋Ｖ１である直流信号である。
【００４９】
一方、直交成分Ｖｉｎ２を同期検波して得られる検波信号ＶＳ２は、図２の（５）のような波形となる。この波形は、ＡＧＮＤを基準として正極性の部分と負極性の部分の面積が同じである。よって、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００によって平滑すると、正極性の部分と負極性の部分が相殺される。したがって、図２の（５）の右側に示されるように、検波出力のレベルはＡＧＮＤ（つまり無信号）となる。よって、参照信号ＳＤＥＴに同期する同相成分Ｖｉｎ１のみを選択的に検波することができる。
【００５０】
以上の説明では、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍならびに温度補償電圧ＶＴＳは、考慮されていない。
【００５１】
上述のとおり、図１の同期検波回路６００の同期検波部２０９では、オフセット補償ならびに温度補償も実行される。オフセット補償ならびに温度補償後の同期検波出力Ｖｏｕｔ（補償後）は、図２の（６）に示される。図示されるように、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍおよび温度補償電圧ＶＴＳの各々は相互に影響を及ぼすことなく、各々が独立に、Ｖｉｎに加算されている。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍおよび温度補償電圧ＶＴＳは、半周期（Ｔ／２）に相当する期間（すなわち、時刻ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５，ｔ６〜ｔ７）においてＶｉｎに加算される。これによって、高精度なオフセット補償ならびに高精度な温度補償の双方が実現される。
【００５２】
（オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの関係、および両電圧の加算方式の説明）
図３は、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの関係、および両電圧の加算方式について説明するための図である。図３において、第１の端子ＰＮ１には、入力信号Ｖｉｎが印加されない状態を想定する。この場合、第３の端子ＰＮ３から出力される検波出力Ｖｏｕｔの電圧レベルは、オフセット電圧Ｖｏｆｆがない場合、理想的には、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに一致する（図３の右側に示される、状態Ｓ（２）参照）。但し、実際は、検波出力Ｖｏｕｔには、オフセット電圧Ｖｏｆｆが重畳される（図３の右側に示される、状態Ｓ（１）参照）。このオフセット電圧Ｖｏｆｆを除去するために、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍを反転アンプＯＰ１の反転入力端子（第１の入力ノード）に重畳する。これによって、オフセット電圧Ｖｏｆｆが除去される。
【００５３】
また、アナログ基準電圧ＡＧＮＤの電圧レベルは、例えば、図３の右下に示すように、環境温度によって変動する（例えば、温度が高くなるにつれて、ＡＧＮＤの電圧レベルは減少する）。オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、ＶＡｏｆｆ（＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）が印加される。Ｖｏｆｆｍ＝−Ｖｏｆｆである。
【００５４】
上述のように、温度補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧レベルは温度に依存しない。よって、ＡＧＮＤの電圧レベルが周囲温度によって変動すれば、ＶＡｏｆｆの電圧レベルが変動し、オフセット補償の精度が低下する。
【００５５】
常温（ここでは２５℃とする）におけるＡＧＮＤの電圧レベルをＡＧＮＤ（２５℃）と表記する。温度補償電圧Ｖｏｆｆｍは、常温（２５℃）におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆを除去するための電圧である。よって、温度補償電圧Ｖｏｆｆｍは、常に、ＡＧＮＤ（２５℃）に加算されるのが好ましい。本実施形態の場合、図３の右下に示されるように、温度補償電圧ＶＴＳの加算によって、ＡＧＮＤの電圧レベルは、常に、ＡＧＮＤ（２５℃）に保たれる。よって、本実施形態では、周囲温度に関係なく、常に、高精度なオフセット補償を実行することができる。
【００５６】
（オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの相互干渉防止のためのレイアウト構成について）
上述のとおり、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、ＡＧＮＤに対する電位差（差電圧）で表される。オフセット電圧の発生源によって生じるオフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧レベルが、周囲温度によって変動した場合、アナログ基準電圧ＡＧＮＤも同じにように変動し、よって、両電圧間の電位差は変化しないとみなすことができる。つまり、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、検出回路（ＩＣ）９００毎に固有の電圧であり、温度には依存しない。よって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍも、温度に依存せず一定である。
【００５７】
一方、温度補償電圧ＶＴＳは、アナログ基準電圧ＡＧＮＤ自体の温度に起因する変動分を補償するための電圧であり、周囲温度に応じて電圧値が変化する。したがって、図１の回路では、温度に依存しない直流電圧Ｖｏｆｆｍと、温度に依存する電圧ＶＴＳと、を同じ箇所（同期検波回路の入力端子）において、互いに独立に加算する必要がある。
【００５８】
そこで、図３に示すように、反転アンプ（例えば、差動アンプ）ＯＰ１の入力端子に、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”を並行的に加算する。この場合、反転アンプの出力電圧は、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”の各々を反映した電圧となる。つまり、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”の各々によって、反転アンプＯＰ１の出力電圧のレベルが変化する。
【００５９】
オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍは、例えば、反転アンプ（差動アンプ）の反転入力端子（第１の入力ノード）に入力され、温度補償電圧ＶＴＳは、反転アンプ（差動アンプ）ＯＰ１の非反転入力端子（第２の入力ノード）に入力される。
【００６０】
このとき、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの相互干渉を防止できるレイアウト構成を採用するのが望ましい。つまり、反転入力端子の電圧は（ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）であり、非反転入力端子の電圧は（Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）となる。各端子の電圧ＶＡｏｆｆ，Ｖｔｅｍｐは、電気的に独立していなければならない。
【００６１】
オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの電気的な独立性を保障できないレイアウト構成では、例えば、ＡＧＮＤ配線を経由して、温度補償電圧ＶＴＳがオフセット補償回路２１０に漏れ込む場合がある。この場合、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧レベル（本来は、温度に依存しないはずである）が、温度に依存して変動することになり、温度補償電圧ＶＴＳとオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍとの独立性が担保されない。つまり、ＶＴＳの影響を受けることにより、Ｖｏｆｆｍ（本来、温度依存性を持たない）の電圧レベルが周囲温度に依存して変動する結果となる。この場合、互いに電気的に独立した２つの補償電圧を生成したことにはならない。
【００６２】
図３の場合、共通のＡＧＮＤ配線Ｌ１を経由して、オフセット補償回路２１０および温度補償回路２２０の各々にアナログ基準電圧ＡＧＮＤを供給する。但し、オフセット補償回路２１０と温度補償回路２２０との間に，ＡＧＮＤ発生回路２２６が配置されている。ここで、ＡＧＮＤ配線Ｌ１とＡＧＮＤ発生回路２２６との共通接続点をＺ点とし、そのＺ点の電圧をＶＺとする。ＡＧＮＤ発生回路２２６の出力インピーダンスは極めて小さいため、Ｚ点の電位ＶＺは、常に、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに維持される。よって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの電気的な独立性は維持される。つまり、温度補償電圧ＶＴＳによって、ＡＧＮＤ配線Ｌ１の電位が若干、変動したとしても、その電位変動は、Ｚ点ですべて吸収される。よって、温度補償電圧ＶＴＳがオフセット補償回路２１０に漏れ込むことはない。
【００６３】
図３の場合、オフセット補償回路２１０および温度補償回路２２０のＡＧＮＤ配線として、共通のＡＧＮＤ配線Ｌ１を使用しているため、レイアウト構成を簡素化することができる。なお、以下に示すレイアウト構成を採用することもできる。すなわち、オフセット補償回路２１０のための第１のＡＧＮＤ生成回路を設け、温度補償回路２２０のための第２のＡＧＮＤ生成回路を設け、オフセット補償回路２１０と第１のＡＧＮＤ生成回路とを第１のＡＧＮＤ配線により接続し、温度補償回路２２０と第２のＡＧＮＤ生成回路とを第２のＡＧＮＤ配線により接続する構成（つまり、ＶｏｆｆｍとＶＴＳが電気的に分離され、さらに物理的にも分離されているレイアウト構成）を採用することもできる。
【００６４】
このように、図３において、反転アンプＯＰ１の２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々についてのアナログ基準電圧ＡＧＮＤは、相互に電気的に分離される。よって、反転アンプの２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々に、温度補償電圧ＶＴＳとオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの各々を独立に加算することが可能となる。
【００６５】
（数式による証明）
以下、数式を用いて、ＶｏｆｆｍとＶＴＳを独立に加算できることを証明する。以下の説明において、Ｖｉｎ＝ＡＧＮＤ＋Ｖａｃ・ｓｉｎωｔである。Ｖｏｆｆｍはオフセット補償電圧であり、ＶＴＳは、温度補償電圧である。また、Ｖｙは、反転アンプＯＰ１の出力端の電圧であり、ＳＤＥＴは同期検波の参照信号である。
【００６６】
同期検波回路６００の同期検波部内の反転アンプＯＰ１の反転入力端子のノードをノードＸとすると、バーチャルショートによって、反転入力端子は非反転入力端子と同電位となる。
またノードＸでの電流方程式はキルヒホッフの電流方程式から、式（１）のように表現できる。
【数１】
0004475340.tif 000002
式（１）をＶｙについて解くと、式（２），（３）が得られる。
【数２】
0004475340.tif 000003
ここでＶｉｎを入力信号に戻し、Ｖｙを整理すると、式（４）〜式（６）が得られる。
【数３】
0004475340.tif 000004
ここで一般的な同期検波の反転アンプの増幅率は−１であるため、Ｒ１＝Ｒ３である。よって、式（７）が得られる。
【数４】
0004475340.tif 000005
ここで、入力している正弦波が参照信号ＳＤＥＴと同相でＳＤＥＴのデューティ比が５０％だったとすると、同期検波出力Ｖｏｕｔの出力電圧は、式（８）のようになる。
【数５】
0004475340.tif 000006
式（８）において、第１項が反転アンプの出力を示し、第２項が、Ｖｉｎがそのまま出力された場合の出力を示す。よって、式（９）が得られ、これを変形すると、式（１０）が得られる。
【数６】
0004475340.tif 000007
よって、正常な同期検波が実行され、基準電圧ＡＧＮＤもそのままであり、かつ、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍおよび温度補償電圧ＶＴＳが独立に加算されている。
【００６７】
（重ね合わせの原理による加算）
次に、重ね合わせの原理を用いた加算について説明する。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと、温度補償電圧ＶＴＳは、互いに独立に加算されなければならない。このためには、重ね合わせの原理を用いて、２つの補償電圧の各々を信号経路に重畳する必要がある。重ね合わせの原理は、「複数の電圧源をもつ線形電気回路において、任意の点の電圧は、各電圧源が単独に存在していた場合の和に等しい」とする原理である。重ね合わせの原理を適用するためには、信号経路の線形性を保証する必要がある。
【００６８】
具体的に言えば、例えば、反転アンプの非反転入力端子（第２の入力ノード）に温度補償電圧ＶＴＳを印加する場合、反転アンプの出力信号のレベルは、その温度補償電圧ＶＴＳのみに依存して線形に変化することが保証されなければならない（そうでなければ、ＡＧＮＤに重畳される温度によって変動する電圧成分を打ち消すことができない）。このためには、反転アンプの反転入力端子(第１の入力ノード)とオフセット補償回路との共通接続ノード（ノードＸとする）からみた、オフセット補償回路のインピーダンスが常に一定である必要がある。つまり、反転アンプの反転入力端子（第１の入力ノード）に関するオフセット補償回路のインピーダンスは、オフセット補償回路の動作状態に関係なく一定にするのが好ましい。
【００６９】
仮に、オフセット補償回路のインピーダンスが、オフセット補償回路の状態に応じて変動すると、ノードＸとオフセット補償回路との間に流れる電流の電流量がオフセット補償回路の状態に応じて変化することになり、ノードＸの電圧が変化し、これに対応して反転アンプの出力も変化する。この場合、反転アンプの出力は、「反転アンプの非反転入力端子に印加される温度補償電圧ＶＴＳの電圧レベルのみに応じて線形に変化する」ことにはならず、信号経路の線形性が保証されない。
【００７０】
そこで、反転アンプの第１の入力ノード（図３中のノードＸ）からみたオフセット補償回路２１０のインピーダンスが、オフセット補償回路２１０の動作状態に関わらず一定とみなすことができるように、オフセット補償回路２１０を設計する。これによって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとを、重ね合わせの原理によって、相互に独立に加算することが可能となる。
【００７１】
（オフセット補償回路の構成）
本実施形態では、オフセット補償回路２１０の回路構成の一例（Ｒ-２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換器を用いる例）について説明する。図４は、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路を用いたオフセット補償回路の構成を示す回路図である。
【００７２】
Ｒ２Ｒラダーは、２種類の単位抵抗（抵抗Ｒ，抵抗２Ｒ）を梯子状に接続して構成される。デコーダ２１１は、入力される補正データＱＤをデコードして、（ｎ＋１）ビットのデジタルデータ（つまり、電圧Ｖ０〜Ｖｎ）を出力する。
【００７３】
図５（Ａ），図５（Ｂ）は、図４のＲ２Ｒラダー回路の動作を説明するための図である。図５（Ａ）において、Ｖ０〜Ｖｎの各々の“Ｈ”レベルは、例えば、ＶＤＤであり、“Ｌ”レベルはＧＮＤである。また、Ｄ／Ａ変換回路の基準電圧Ｖｄａｃは、例えばＡＧＮＤである。Ｖ０〜Ｖｎの各々が、“Ｈ”レベルとなるか、“Ｌ”レベルとなるかによって、Ｒ２Ｒラダー回路から出力される電圧ＶＡｏｆｆ（＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）の電圧レベルを変化させることができる。
【００７４】
以下、数式を用いて説明する。図５（Ａ）において、ノードＮ０での電流方程式を解くと、式（１１）〜式（１３）が得られる。
【数７】
0004475340.tif 000008
【００７５】
また、ノードＮ１での電流方程式を解くと、以下の式（１４）〜式（１７）が得られる。
【数８】
0004475340.tif 000009
【００７６】
ここで、上記の式（１３）より、下記の式（１８），式（１９）が得られる。
【数９】
0004475340.tif 000010
【００７７】
また、ノードＮ２での電流方程式を解くと、以下の式（２０）〜式（２３）が得られる。
【数１０】
0004475340.tif 000011
【００７８】
ここで、上記の式（１９）より、下記の式（２４）〜式（２６）が得られる。
【数１１】
0004475340.tif 000012
【００７９】
つまり、ノードＮｎでの電流方程式を解くと、下記の式（２７）が得られる。
【数１２】
0004475340.tif 000013
【００８０】
ノードＮｎの電圧は、Ｖｄａｃ、Ｖｏ、Ｖ１、…、Ｖｎの電圧値で変化する。仮に、Ｖｄａｃ、Ｖｏ、Ｖ１、…、Ｖｎの各々として、ＧＮＤもしくはＶＤＤもしくはＡＧＮＤもしくは別の基準電圧（ＶＲＥＦ）を入力すれば、ノードＮｎの電圧が変化する。よって、ＶＡｏｆｆ（＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）を作成することも可能である。
【００８１】
次に、図５（Ｂ）を用いて、ノードＸからみた、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路におけるインピーダンスが一定であることについて説明する。
【００８２】
例えば、Ｖ０〜ＶｎがすべてＧＮＤとする。この場合のＲ２Ｒラダー回路の等価回路は、図５（Ｂ）に示すようになる。Ｖ０〜Ｖｎを入力する部分の抵抗は極めて低く、無視することができる。よって、Ｒ２Ｒラダー回路のインピーダンスは、図５（Ｂ）の等価回路によって一義的に定まる。つまり、ノードＸからみた、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路におけるインピーダンスは、常に一定である。よって、先に説明したように、重ね合わせの原理の適用が可能となる。
【００８３】
図６は、オフセット補償回路の他の回路構成に説明するための回路図である。
【００８４】
図６に示すように、オフセット補償回路２１０には、入力抵抗Ｒ３０、帰還抵抗Ｒ４０ならびにオペアンプＯＰ２で構成される反転増幅器が含まれる。帰還抵抗Ｒ４０は可変抵抗である。帰還抵抗Ｒ４０の抵抗値を抵抗値調整信号ＱＷによって変化させることによって、反転増幅器の出力電圧（すなわち、オフセット補償電圧）のレベルを自在に変化させることができる。
【００８５】
また、オペアンプＯＰ２の出力インピーダンスは極めて低いため、ノードＸからみたインピーダンスは、常に一定であるとみなすことができる。
【００８６】
また、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には高レベル電源電圧ＶＤＤを入力し、反転入力端子にはアナログ基準電圧ＡＧＮＤを入力する。反転増幅器は、ＶＤＤとＡＧＮＤの差電圧を増幅する。ＡＧＮＤは、例えば、ＶＤＤ／２である。ＶＤＤとＡＧＮＤの各々は、温度に対して同様に変動する。よって、両電圧の差電圧（＝ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）は、温度に対応して変動しない。よって、オペアンプの増幅率を適切に調整すれば、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍ（温度に対応して電圧値が変化しない電圧）を重畳した電圧を生成することができる。
【００８７】
図６の反転増幅器の出力電圧ＶＡｏｆｆは、以下の式に示すようになる。
ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋（ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）・Ｒ４０／Ｒ３０
上式において、（ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）・Ｒ４０／Ｒ３０をＶｏｆｆｍとすれば、ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍとなる。よって、ＡＧＮＤを基準として、オフセット補償電圧を生成することができる。図６のオフセット補償回路は、回路構成が簡単である。よって、占有面積の削減やコストの削減が可能である。
【００８８】
以上、図１の検出回路９００の構成と動作について説明した。次に、本発明の実施形態にかかる温度補償回路（温度補償電圧生成回路）の回路構成とその動作について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成のすべてが、本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００８９】
（第１の実施形態）
本実施形態では、図１に示される温度補償回路２２０の具体的な構成の一例およびその動作について説明する。
【００９０】
（温度補償回路の具体的な構成例と動作）
本実施形態では、温度補償回路の構成例について説明する。図７は、温度補償回路の一例の構成と動作を説明するための図である。
【００９１】
図７に示すように、温度補償回路２２０は、同じ回路構成をもつ第１および第２のバンドギャップ回路（基準電圧生成回路）ＢＧＲ１，ＢＧＲ２と、反転１倍アンプＡＭＰ１と、差動アンプＡＭＰ２と、可変利得アンプＡＭＰ３と、電圧加算器ＶＯＤと、ＡＧＮＤ発生回路２２６と、を有する。なお、図７には、温度補償回路２２０における主要な電圧の温度に対する電圧特性が、点線で囲まれて示されている（図７中のＷ１〜Ｗ６参照）。
【００９２】
図７において、説明の便宜上、ＶＢＧＲ１は第１の電圧であり、ＶＢＧＲ２は第２の電圧であり、ＶＧは第３の電圧であり、ＶＮは第４の電圧であり、ＶＹは第５の電圧であり、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐは第６の電圧であるとする。
【００９３】
（バンドギャップ回路ＢＧＲ１，ＢＧＲ２の構成と動作）
第１のバンドギャップ回路ＢＧＲ１（以下、ＢＧＲ１と記載する）と、第２のバンドギャップ回路ＢＧＲ２（以下、ＢＧＲ２と記載する）とは、同じ回路構成を有する。但し、ＢＧＲ１では、第１の抵抗としてＲａ’を使用し、第２の抵抗としてＲｂ’を使用し、第３の抵抗としてＲｃ’を使用している。一方、ＢＧＲ２では、第１の抵抗としてＲａを使用し、第２の抵抗としてＲｂを使用し、第３の抵抗としてＲｃを使用している。同じ回路構成とするのは、ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の特性を揃えるためである。
【００９４】
ＢＧＲ１とＢＧＲ２は、同じ半導体プロセス技術を用いて製造され、また、互いに近接して配置されるのが好ましい。このようにすれば、回路を構成する素子のばらつきが同じとなり、抵抗の比精度を高めることができる。つまり、第１の抵抗ＲａとＲａ’の抵抗値の比精度は高い。第２の抵抗ＲｂとＲｂ’、第３の抵抗ＲｃとＲｃ’についても同様である。このように、ＢＧＲ１とＢＧＲ２を同じ構成とし、かつ、各抵抗の比精度を高めることによって、ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の出力電圧のレベルが、常温（例えば、２５℃とする）のときに、同じ電圧値Ｖａになるようにすることができる。
【００９５】
ＢＧＲ１からは、温度に比例して増大する信号であるＶ（ＢＧＲ１）、すなわち第１の電圧が得られる。一方、ＢＧＲ２からは、温度に依存しない定電圧であるＶ（ＢＧＲ２）、すなわち第２の電圧が得られる。
【００９６】
以下、ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の動作について説明する。基本的な構成と動作は、同じであるので、以下、ＢＧＲ２の動作について説明する。
【００９７】
図7において、ＯＰＡはオペアンプ、Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃは各々、第１、第２および第３の抵抗を表し、また、Ｑ１およびＱ２は、ＰＮ接合ダイオード（ダイオード接続のＰＮＰトランジスタ）である。ＰＮ接合ダイオードＱ１は、Ｑ２と同じサイズのトランジスタをｎ個並列に接続して構成される。ＰＮ接合ダイオードＱ１の接合面積は、ＰＮ接合ダイオードＱ２のｎ倍（ｎは２以上の整数）である。ＰＮ接合ダイオードＱ１を流れる電流をＩ１とし、ＰＮ接合ダイオードＱ２を流れる電流をＩ２とし、例えば、Ｉ１＝Ｉ２であるならば、ＰＮ接合ダイオードＱ１およびＱ２の各々の電流密度の比は１：ｎとなる。
【００９８】
また、ノードＮ１０およびノードＮ１１の電位は、オペアンプＯＰＡの入力端子がイマジナリショートされていることから等しい。
【００９９】
よって、下記の式（２８）が成立する。
Ｖｂｅ（Ｑ２）＝Ｖｂｅ（Ｑ１）＋Ｖ（Ｒａ）・・・（２８）
ここで、Ｖｂｅ（Ｑ２）は、ＰＮ接合ダイオードＱ２の順方向電圧である。また、Ｖｂｅ（Ｑ１）は、ＰＮ接合ダイオードＱ２の順方向電圧である。また、Ｖ（Ｒａ）は、第１の抵抗Ｒａの両端の電圧である。
【０１００】
式（２８）より、下記の式（２９）が成立する。
Ｖ（Ｒａ）＝Ｖｂｅ（Ｑ２）−Ｖｂｅ（Ｑ１）・・・（２９）
ここで、Ｖ（Ｒａ）の温度係数（つまり、Ｖ(Ｒａ)を温度で偏微分して得られる係数）をＫ１とする。同様に、Ｖｂｅ（Ｑ２）がもつ負の温度係数（Ｖｂｅ(Ｑ２)を温度で偏微分して得られる係数）をＫ２とし、Ｖｂｅ（Ｑ１）がもつ負の温度係数（Ｖｂｅ(Ｑ１)を温度で偏微分して得られる係数）をＫ３とする。ＰＮ接合ダイオードＱ１とＱ２は、異なる電流密度でバイアスされているため、Ｖｂｅ（Ｑ１）の負の温度係数Ｋ３の絶対値は、Ｖｂｅ（Ｑ２）がもつ負の温度係数Ｋ２の絶対値よりも大きい。よって、Ｖ（Ｒａ）のもつ温度係数は、正の温度係数となる。つまり、負の温度係数Ｋ２から、絶対値がより大きな負の温度係数Ｋ３を減算すれば、結果的に、正の温度係数Ｋ３が得られる。
【０１０１】
つまり、第１の抵抗Ｒａの両端電圧は、正の温度係数（つまり、温度の上昇と共に増大する傾向）を有する。このことは、第１の抵抗Ｒａを流れる電流Ｉ１が、正の温度係数（温度の上昇と共に増大する傾向）を示すことを意味する。この正の温度係数をもつ電流Ｉ１が第２の抵抗Ｒｂに流れることによって、第２の抵抗Ｒｂには、正の温度係数をもつ電圧Ｖ（Ｒｂ）が生じる。ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）＝Ｖｂｅ（Ｑ２）＋Ｖ（Ｒｂ）である。よって、第１〜第３の抵抗Ｒａ〜Ｒｃの各々の抵抗値ならびに、ＰＮ接合ダイオードＱ１の接合面積（つまり、上述のｎの値）を適切に設定することによって、Ｖｂｅ（Ｑ２）の負の温度係数が、Ｖ（Ｒｂ）の正の温度係数によって、ほぼ完全に打ち消されることになり、したがって、ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は温度に依存しない電圧（定電圧Ｖａ)となる（図７中において、点線で囲んで示されるＶ（ＢＧＲ２）の特性図Ｗ２を参照）。
【０１０２】
以下、具体的に説明する。上述のとおり、第３の抵抗ＲｃおよびＰＮ接合ダイオードＱ２を流れる電流はＩ２であり、第１の抵抗Ｒａ、第２の抵抗ＲｂおよびＰＮ接合ダイオードＱ１を流れる電流はＩ１である。また、ＰＮ接合ダイオードＱ１，Ｑ２の各々の順方向電圧はＶｂｅ（Ｑ１）およびＶｂｅ（Ｑ２）である。Ｖｂｅ（Ｑ１）およびＶｂｅ（Ｑ２）は、ダイオードの整流方程式より、式（３０）および式（３１）で表すことができる。
Ｖｂｅ（Ｑ１）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ１／Ｉｓ（Ｑ１））・・・（３０）
Ｖｂｅ（Ｑ２）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ２／Ｉｓ（Ｑ２））・・・（３１）
上式において、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは電気素量であり、Ｉｓ（Ｑ１）およびＩｓ（Ｑ２）は各々、ＰＮ接合ダイオードＱ１とＱ２の飽和電流である。
【０１０３】
また、第２の抵抗Ｒｂおよび第３の抵抗Ｒｃについては、下記（３２）式が成立する。
Ｉ２：Ｉ１＝Ｒｂ：Ｒｃ・・・（３２）
したがって、下記の式（３３）が導かれる。
Ｉ１＝Ｉ２・Ｒｃ／Ｒｂ・・・（３３）
【０１０４】
式（２９）に式（３０），（３１）を代入すると、第１の抵抗Ｒａの両端電圧Ｖ（Ｒａ）は下記の式（３４）で表される。
Ｖ（Ｒａ）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ２・Ｉｓ（Ｑ１）／Ｉ１・Ｉｓ（Ｑ２））・・・・（３４）
さらに、式（３４）に式（３３）を代入すると、下記の式（３５）が得られる。
Ｖ（Ｒａ）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｒｂ・Ｉｓ（Ｑ１）／Ｒｃ・Ｉｓ（Ｑ２））・・・・（３５）。
【０１０５】
ここで、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は、下記の式（３６）によって表すことができる。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝Ｖ（Ｒａ）・Ｒｂ／Ｒａ＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（３６）
さらに、式（３６）に式（３５）を代入すると、式（３７）が得られる。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｒｂ・Ｉｓ（Ｑ１）／Ｒｃ・Ｉｓ（Ｑ２））＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（３７）
【０１０６】
ここで、例えば、ＰＮ接合ダイオードＱ１として、ＰＮ接合ダイオードＱ２と全く同じレイアウトパターンのｎ個（ｎは２以上の整数）のバイポーラトランジスタをアレイ状に並列に結線したものを用いたとすると、ＰＮ接合ダイオードＱ１の飽和電流Ｉｓ（Ｑ１）は、ＰＮ接合ダイオードＱ２の飽和電流Ｉｓ（Ｑ２）のｎ倍となる。よって、下記の式（３８）が成立する。
Ｉｓ（Ｑ１）＝ｎ・Ｉｓ（Ｑ２）・・・（３８）
【０１０７】
ここで、式（３８）を、式（３６）に代入すると、下記の式（３９）を得る。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｎ・Ｒｂ／Ｒｃ）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（３９）
抵抗値Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ、ならびに、ＰＮ接合ダイオードＱ１における、並列接続されるバイポーラトランジスタの個数ｎは、すべて設計により決まる定数であり、あらためて、定数Ｇを、以下の式（４０）のように定義する。
Ｇ＝（Ｒｂ／Ｒａ）ｌｎ（ｎ・Ｒｂ／Ｒｃ）・・・（４０）
Ｖ（ＢＧＲ２）を、定数Ｇを用いて表すと、以下の式（４１）を得る。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝Ｇ・（ｋＴ／ｑ）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（４１）
【０１０８】
ここで、サーマルボルテージ（ＫＴ／ｑ）は、温度Ｔに対して正の傾きｋ／ｑ（例えば、０.０８５ｍＶ／℃）の線形の関数となる。また、Ｖｂｅ（Ｑ２）は、サーマルボルテージ（ＫＴ／ｑ）ならびにＰＮ接合ダイオードＱ２の飽和電流Ｉｓ（Ｑ２）の温度依存性（温度特性）によって決まる。ＰＮ接合ダイオードＱ２の飽和電流Ｉｓ（Ｑ２）は、例えば、約−２ｍＶ／℃のほぼ線形に近い温度依存性をもつ。したがって、上記の例では、定数Ｇを“２３”（≒−Ｉｓ／（ｋＴ／ｑ））程度の値にとれば、バンドギャップ回路の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）を、温度依存性をもたない定電圧とすることができる。
【０１０９】
以上、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の動作について具体的に説明した。同様に、バンドギャップ回路ＢＧＲ１において、第１〜第３の抵抗Ｒａ’〜Ｒｃ’の各々の抵抗値を適切に設定することによって、Ｖｂｅ（Ｑ２）の負の温度係数が、Ｖ（Ｒｂ）の正の温度係数で完全には打ち消されなくなり、したがって、ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）は、例えば、温度に上昇に伴って電圧レベルが減少する特性（つまり、負の温度係数）を有する（図７中において、点線で囲んで示されるＶ（ＢＧＲ１）の特性図Ｗ１を参照）。
【０１１０】
すなわち、上記の例でいえば、定数Ｇを、例えば、“２３”よりも小さくすると、Ｖｂｅ（Ｑ２）がもつ負の温度係数を完全には打ち消すことができなくなる。よって、バンドギャップ回路の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）を、例えば、温度に依存して単調に減少する特性をもつ電圧とすることができる。
【０１１１】
バンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２は、同じ回路構成をもち、かつ、好ましくは、同一の半導体プロセスを用いて製造され、隣接して配置される。よって、トランジスタや抵抗の比精度が高い。２つのバンドギャップ回路の特性が揃うため、常温（例えば、２５℃とする）のとき、バンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２は共に、同じ電圧（例えば、電圧Ｖａ）を出力する。常温におけるバンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の出力電圧レベルに誤差があると、差動アンプＡＭＰ２によって両電圧を加算するときに誤差が生じる。よって、バンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２は、同じ回路構成をもつのがよく、さらに好ましくは、同一の半導体プロセスを用いて製造され、互いに近接して配置されるのがよい。このようにすれば、２つのバンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の特性を、高精度に揃えることができる。
【０１１２】
なお、バンドギャップ回路ＢＧＲ１，ＢＧＲ２の回路構成は、図７に記載されるものに限定されず、種々のものを使用することができる。例えば、オペアンプＯＰＡの代わりにカレントミラー回路を使用することもできる。また、ＭＯＳトランジスタのサブスレッショルド電圧を利用したバンドギャップ回路等を使用してもよい。
【０１１３】
（反転アンプ（具体的には反転１倍アンプ）ＡＭＰ１の構成と動作）
図７において、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は、反転１倍アンプＡＭＰ１の非反転入力端子に入力される。反転１倍アンプＡＭＰ１は、オペアンプＯＰ１０と、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ２０とによって構成される。反転１倍アンプＡＭＰ１において、抵抗Ｒ１０の抵抗値と抵抗Ｒ２０の抵抗値は等しい。すなわち、Ｒ１０＝Ｒ２０である。このような表記の場合、Ｒ１０は、抵抗Ｒ１０の抵抗値を示し、Ｒ２０は、抵抗Ｒ２０の抵抗値を示す（以下の説明でも同様である）。但し、回路構成上、抵抗Ｒ１０の抵抗値と抵抗Ｒ２０の抵抗値が異なる場合もあり得る。
【０１１４】
バンドギャップ回路ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）は、抵抗Ｒ１０を経由してオペアンプＯＰ１０の反転入力端子に入力される。また、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は、オペアンプＯＰ１０の非反転入力端子に直接に入力される。したがって、反転１倍アンプＡＭＰ１は、温度に依存しない電圧Ｖ（ＢＧＲ２）と、温度に対して単調減少する特性をもつＶ（ＢＧＲ１）の差を反転１倍増幅する。反転１倍アンプＡＭＰ１からは、温度上昇に伴って電圧値が増大する、温度に依存した電圧（第３の電圧）ＶＧが得られる（図７中の、点線で囲んで示されるＶＧの特性図Ｗ３を参照）。２つのバンドギャップ回路（ＢＧＲ１およびＢＧＲ２）の特性が揃っていることから、電圧ＶＧの温度特性は高精度に決定される。また、反転１倍アンプＡＭＰ１は差動アンプであるため、２つの入力（Ｖ（ＢＧＲ１），Ｖ（ＢＧＲ２））に重畳する同極性のノイズは相殺され、低ノイズ化が実現される。
【０１１５】
（差動アンプＡＭＰ２の構成と動作）
差動アンプＡＭＰ２の構成と動作を説明するために、図７では、第１ノードＮＤ１〜第１２ノードＮＤ１２の各々を設定している。これらのノード（節点）は、主として、抵抗の位置を正確に特定するため、ならびに、主要な箇所の電位を特定するために使用される。
【０１１６】
バンドギャップ回路ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）および反転１倍アンプＡＭＰ１の出力電圧ＶＧの各々は、差動アンプＡＭＰ２の反転入力端子および非反転入力端子の各々に入力される。
【０１１７】
差動アンプＡＭＰ２は、オペアンプＯＰ２０と、第１ノードＮＤ１と第２ノード（オペアンプＯＰ２０の反転入力端子）ＮＤ２との間に接続される第１の抵抗Ｒ３０と、第３ノードＮＤ３と第４ノード（オペアンプＯＰ２０の非反転入力端子）ＮＤ４との間に接続される第２の抵抗Ｒ４０と、第５ノード（オペアンプＯＰ２０の出力ノード）ＮＤ５と第２ノードＮＤ２との間に接続される第３の抵抗Ｒ５０と、第４ノードＮＤ４と第６ノード（ＡＧＮＤノード）ＮＤ６との間に接続される第４の抵抗Ｒ６０と、を有する。
【０１１８】
第６のノードＮＤ６には、ＡＧＮＤ発生回路２２６によって生成されたアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤが印加される。温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐを生成する場合の基準電圧はＡＧＮＤであるからである。
【０１１９】
図１を用いて説明したように、温度補償回路２２０の役割は、例えば、信号伝送路のアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤの電圧レベルを、周囲温度が変化した場合でも、常温（２５℃）時の電圧レベル（つまり、ＡＧＮＤ（２５℃））に維持することである。図１に示したとおり、温度オフセットをキャンセルするための温度補償電圧ＶＴＳは、ＡＧＮＤに重畳される。実際のアナログ基準電圧ＡＧＮＤに温度補償電圧ＶＴＳが重畳された電圧を、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐとすると、例えば、広い温度範囲にわたって、以下の式が成立する。Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ＝ＡＧＮＤ（２５℃）。ＡＧＮＤ（２５℃）は、常温におけるＡＧＮＤの電圧レベルを示す。温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐを生成するためには、ＡＧＮＤを基準とした回路動作が必要であり、したがって、オペアンプＯＰ２０の非反転入力端子（第４ノードＮＤ４）にはＡＧＮＤが印加される。
【０１２０】
第１の抵抗Ｒ３０〜第４の抵抗Ｒ６０の抵抗値を調整することによって、差動アンプＡＭＰ２のゲインを調整することができる。ここで、抵抗Ｒ３０の抵抗値と抵抗Ｒ４０の抵抗値を等しく設定するのが好ましい。また、抵抗Ｒ５０の抵抗値と抵抗Ｒ６０の抵抗値を等しく設定するのが好ましい。つまり、差動アンプＡＭＰ２において、Ｒ３０＝Ｒ４０かつＲ５０＝Ｒ６０が成立するのが好ましい。
【０１２１】
差動アンプＡＭＰ２は、基本的には、Ｖ（ＢＧＲ１）とＶＧの差電圧を、−（Ｒ５０／Ｒ３０）倍する（具体的な動作は図１１を用いて説明する）。
【０１２２】
この結果、差動アンプＡＭＰ２の出力ノードＮＤ６からは、温度の上昇に伴って電圧が増大する特性（つまり、正の温度係数）をもつ電圧ＶＮが得られる（図７中の、点線で囲んで示される電圧ＶＮの特性図Ｗ４参照）。電圧ＶＮの特性図Ｗ４に示すように、電圧ＶＮは、常温（２５℃）のときに、その電圧値がＡＧＮＤ（２５℃）になる。電圧ＶＧは、常温（２５℃）のときに、その電圧値がＶａであった。電圧ＶＧと電圧ＶＮは共に、電圧レベルが温度に比例するという特性を有し、各電圧の特性を示す特性線の傾きは、例えば同一である。つまり、電圧ＶＮの特性線は、例えば、常温（２５℃）に対する電圧レベルがＡＧＮＤ（２５℃）となるように、電圧ＶＧの特性線を、常温におけるアナログ基準電圧ＡＧＮＤ（２５℃）と電圧Ｖａとの差電圧分だけ、上側に平行移動させることによって得られたとみることができる（ＡＧＮＤ（２５℃）≧Ｖａ）。
【０１２３】
差動アンプＡＭＰ２において、オペアンプＯＰ２０の非反転入力端子（第４ノードＮＤ４）の電圧レベルは、（ＡＧＮＤ＋ＶＧ）となる。オペアンプＯＰ２０の反転入力端子（第２ノードＮＤ２）の電圧レベルはＶ（ＢＧＲ１）である。それらの差電圧が、（Ｒ５０／Ｒ３０）倍（反転増幅）される。これによって、特性図Ｗ４に示すような、電圧ＶＮについての特性線が得られる。つまり、常温（２５℃）のときにＡＧＮＤ（２５℃）となり、かつ、温度上昇に対して電圧レベルが増大する特性（つまり、正の温度係数）をもつ電圧ＶＮ（第４の電圧）が得られる。
【０１２４】
以下、差動アンプＡＭＰ２の動作を図１１を用いて、より具体的に説明する。図１１は、図７の差動アンプの伝達関数について説明するための図である。図１１では、説明の便宜上、４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４を用いている。抵抗Ｒ１は、図７の第１の抵抗Ｒ３０に相当する。抵抗Ｒ２は、図７の第２の抵抗Ｒ４０に相当する。抵抗Ｒ３は、図７の第３の抵抗Ｒ５０に相当する。抵抗Ｒ４は、図７の第４の抵抗Ｒ６０に相当する。また、オペアンプＯＰ２０の反転入力端子にＶ１が印加され、非反転入力端子にＶ２が印加されるものとする。また、オペアンプＯＰ２０の出力をＶｏｕｔとする。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の共通接続点の電位をＶｘとし、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４の共通接続点の電位をＶｓとする。また、基準電圧をＶＲｅｆと記載する。Ｖｒｅｆは、例えばＡＧＮＤである。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の共通接続点に流れ込む電流をｉ１とする。図１１においては、下記の式（４２）および式（４３）が成立する。
【数１３】
0004475340.tif 000014
バーチャルショートにより、Ｖｘ＝Ｖｓである。これにより、上記式（４３）は、下記式（４４）のように表わすことができる。また、上記の式（４２）をＶｘについてまとめると、下記の式（４５）が得られる。同様に、式（４４）をＶｘについてまとめれば、下記の式（４６）が得られる。
【数１４】
0004475340.tif 000015
【０１２５】
また、式（４６）をＶｘについて解くと、式（４７）が得られる。次に、式（４７）を上記の式（４５）に代入すると式（４８）が得られる。式（４８）を変形すると、式（４９）が得られる。
【数１５】
0004475340.tif 000016
【０１２６】
ここで、パラメータｘを式（５０）のように定義する。パラメータｘを用いて上記の式（４９）を変形すると、下記の式（５１）が得られる。式（５１）をＶｏｕｔについて解くと、式（５２）が得られる。そして、ここでＲ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４とすると、Ｖｏｕｔは、式（５３）のようになる。
【数１６】
0004475340.tif 000017
【０１２７】
上記の式（５３）からわかるように、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４のとき、Ｖｒｅｆ（つまり、任意の電圧であるＡＧＮＤ（アナログ基準電圧））は、Ｖｏｕｔについての数式（式（５２））において、独立項として表現される。つまり、図１１のオペアンプＯＰ２０は、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４のとき、入力電圧Ｖ１とＶ２の差電圧を、−（Ｒ３／Ｒ１）倍し、その−（Ｒ３／Ｒ１）倍された電圧にＶｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を単独で加算する演算を実行し、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。すなわち、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４のとき、式（５３）から明らかなように、オペアンプＯＰ２０の２つの入力電圧Ｖ１，Ｖ２の差電圧が反転増幅され、その増幅率は、オペアンプＯＰ２０の反転入力端子に一端が接続される第１の抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ３の抵抗値の比で決定され、かつ、オペアンプＯＰ２０の出力電圧の電圧レベルは、任意の基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を基準として、反転増幅された電圧分だけ、正極性あるいは負極性に変化する。つまり、図１１の差動アンプＡＭＰ２０は、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を基準として動作し、かつ、２つの入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）の差を、（Ｒ３／Ｒ１）倍する反転増幅回路となる。
【０１２８】
以上の説明から明らかなように、図７の差動アンプＡＭＰ２の場合、Ｒ３０＝Ｒ４０，かつ、Ｒ５０＝Ｒ６０のとき、第１のバンドギャップ回路ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）と、反転１倍アンプＡＭＰ１の出力電圧ＶＧの差電圧が、（−Ｒ５０／Ｒ３０）倍され、その（−Ｒ５０／Ｒ３０）倍された電圧にＡＧＮＤが単独で加算される。その結果、電圧ＶＮが得られる。図７の差動アンプＡＭＰ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を基準として動作し、かつ、２つの入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）の差を、（Ｒ３／Ｒ１）倍する反転増幅回路となる。
【０１２９】
差動アンプＡＭＰ２の出力電圧ＶＮは、「温度に依存した電圧」と、「温度に依存しない電圧」との差電圧を、電位極性を逆にして所定の増幅率で増幅した電圧（つまり、温度補償電圧ＶＴＳ）を、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに加算した形式で表わすことができる。つまり、ＶＮ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳと表現され、電圧ＶＮは、温度補償後のアナログ基準電圧Ｖｔｅｍｐとみることができる。したがって、電圧ＶＮによって、図１の同期検波回路６００内のオペアンプＯＰ１の非反転入力端子をバイアスすれば、同期検波回路６００の温度補償がなされたことになる。つまり、正の温度係数をもつ第４の電圧ＶＮは、基本的には、温度補償後のアナログ基準電圧（Ｖｔｅｍｐ）として利用することができる。
【０１３０】
（可変利得アンプＡＭＰ３の構成と動作）
図７に戻って説明を続ける。上述した、正の温度係数をもつ第４の電圧ＶＮは、基本的には、温度補償後のアナログ基準電圧（Ｖｔｅｍｐ）として利用することができる。但し、回路設計上、何らかの理由によって、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐが、温度に対して所望の温度係数をもつ（温度に対して有感である）ことが必要となる場合も想定され得る。図７の温度補償回路２２０が、そのような要求も満足させることができれば、種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することが可能となる。
【０１３１】
そこで、図７の温度補償回路２２０では、さらに、可変利得アンプＡＭＰ３および電圧加算器ＶＯＤを設けて、電圧ＶＮの特性線の傾きを自在に調整し、この結果、多様な温度特性をもつＶｔｅｍｐ（＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）を自在に生成することを可能とする。
【０１３２】
可変利得アンプＡＭＰ３は、オペアンプＯＰ３０と、第７ノードＮＤ７と第８ノードＮＤ８（オペアンプＯＰ３０の反転入力端子）との間に接続された可変抵抗Ｒ７０（第５の抵抗）と、第９ノード（オペアンプＯＰ３の非反転入力端子）ＮＤ９と第１０ノード（ＡＧＮＤノード）ＮＤ１０との間に接続される抵抗Ｒ９０（第６の抵抗）と、オペアンプＯＰ３０の出力ノードＮＤ１１と第８ノードＮＤ８との間に接続される可変抵抗（抵抗値が可変の帰還抵抗：第７の抵抗）Ｒ８０と、を有する。
【０１３３】
可変利得アンプＡＭＰ３の増幅率は、可変抵抗Ｒ７０と可変抵抗Ｒ８０の抵抗値を変化させることによって自由に調整することができる。可変抵抗Ｒ７０と可変抵抗Ｒ８０の抵抗値は、抵抗値調整信号によって調整され得る。また、可変利得アンプＡＭＰ３は、反転アンプである。また、可変利得アンプＡＭＰ３を構成するオペアンプＯＰ３０の非反転入力端子には、ＡＧＮＤ発生回路２２６からのＡＧＮＤが印加されている。よって、可変利得アンプＡＭＰ３はＡＧＮＤを基準として動作する反転増幅回路となり、その増幅率は（Ｒ８０／Ｒ７０）で決定される。可変利得アンプＡＭＰ３の出力電圧（第５の電圧）ＶＹは、負の温度係数をもち、具体的には、例えば、温度に対する電圧レベルの特性が、傾きが負の１次関数で表わされる（つまり温度に対して負の１次比例の特性を有する）。そして、第５の電圧ＶＹの温度特性を示す特性線の傾きは、可変抵抗Ｒ７０と可変抵抗Ｒ８０の抵抗値を変化させることによって、自由に調整することができる（図７において、点線で囲んで示される電圧ＶＹの特性図Ｗ５を参照）。この第５の電圧ＶＹを、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐとして利用することも可能である。
【０１３４】
（電圧加算器ＶＯＤの構成と動作）
電圧加算器ＶＯＤは、第１１ノードＮＤ１１と第１２ノードＮＤ１２との間に接続された第１の電圧加算用抵抗Ｒ１００と、第７ノードＮＤ７と第１２ノードＮＤ１２との間に接続された第２の電圧加算用抵抗Ｒ１１０と、によって構成される。第１２ノードＮＤ１２は、第１の電圧加算用抵抗Ｒ１００と第２の電圧加算用抵抗Ｒ１１０との共通接続ノード共通接続ノードである。
【０１３５】
電圧加算器ＶＯＤを構成する２つの抵抗（第１の電圧加算用抵抗Ｒ１００および第２の電圧加算用抵抗Ｒ１１０）の抵抗値は、例えば、同一値に設定される。電圧加算器ＶＯＤでは、電圧ＶＹ（正の温度特性をもつ電圧）に電圧ＶＮ（負の温度特性をもつ電圧）が加算され、この結果、温度補償後の電圧（第６の電圧）Ｖｔｅｍｐ（＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）が生成される。
【０１３６】
第５の電圧ＶＹと第４の電圧ＶＮは共に、ＡＧＮＤを基準として生成された電圧であり、常温（２５℃）のときには電圧値がＡＧＮＤ（２５℃）となる。周囲温度が常温（２５℃）以外の温度になったときは、温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐの電圧レベルは、（ＶＹ−ＶＮ）で決定される。特性図Ｗ４に示される第４の電圧ＶＮの特性線の線分の傾きと、特性図Ｗ５に示される第５の電圧ＶＹの特性線の線分の傾きが同一であるとすれば、第５の電圧ＶＹと第４の電圧ＶＮは打ち相殺され、よって、Ｖｔｅｍｐの電圧レベルは、広範囲の温度領域において、ＡＧＮＤ（２５℃）に維持される。つまり、可変利得アンプＡＭＰ３において、抵抗Ｒ７０＝Ｒ８０とすると、可変利得アンプＡＭＰ３は単に、反転１倍アンプとして機能する。この場合、Ｖｔｅｍｐは、広範囲の温度領域においてＡＧＮＤ（２５℃）に維持される。よって、ＡＧＮＤについての温度補償が実現される（図７において点線で囲んで示される、Ｖｔｅｍｐの特性図Ｗ６を参照）。
【０１３７】
Ｖｔｅｍｐの特性図Ｗ６からわかるように、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐの電圧レベルが、広範囲な温度領域においてＡＧＮＤ（２５℃）に維持される場合を想定すると、実際のＡＧＮＤと、ＡＧＮＤ（２５℃）との差電圧が温度補償電圧ＶＴＳとなる。つまり、図１に示したように、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐは、実際のアナログ基準電圧ＡＧＮＤに温度補償電圧ＶＴＳを加算することによって得られる（Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）。実際のＡＧＮＤの電圧の極性が、ＡＧＮＤ（２５℃）を基準として負極性ならば、温度補償電圧ＶＴＳの極性は、実際のＡＧＮＤを基準として正極性の電圧となる。実際のＡＧＮＤの電圧の極性が、ＡＧＮＤ（２５℃）を基準として正極性ならば、温度補償電圧ＶＴＳの極性は、実際のＡＧＮＤを基準として負極性の電圧となる。
【０１３８】
つまり、実際のＡＧＮＤは負の温度係数をもつが、正の温度係数をもつ温度補償電圧ＶＴＳによって、その負の温度係数が打ち消される。よって、温度補償後のＡＧＮＤ電圧であるＶｔｅｍｐは、温度に依存せずに、広範囲な温度領域において一定（＝ＡＧＮＤ（２５℃））となる。
【０１３９】
また、電圧加算器ＶＯＤでは、電圧ＶＮと、電圧ＶＹ（電圧ＶＮを反転増幅して形成される電圧）を加算しているため、電圧ＶＮに重畳するノイズ（特にホワイトノイズ）を打ち消すことができる。よって、温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）を、さらに低ノイズ化することができる。
【０１４０】
このようにして、アナログ基準電圧ＡＧＮＤ（アナロググランド）についての温度補償が実現される。
【０１４１】
また、回路の温度特性を補償する場合に、何らかの理由によって、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐが、温度に対して所望の温度係数をもつ（温度に対して有感である）ことが必要となる場合も想定され得る。図７の温度補償回路２２０は、そのような要求を満足させることができる。つまり、温度補償電圧ＶＴＳの電圧レベルは、可変利得アンプＡＭＰ３の出力電圧ＶＹの温度特性（つまり、特性線の傾き）を制御することによって、自在に調整することができる。
【０１４２】
すなわち、ＶＴｅｍｐの特性図Ｗ６には、点線で示される複数の特性線が示されている。このように、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐの温度に対する特性は、可変利得アンプＡＭＰ３のゲインを調整することによって、自在に調整することができる。よって、本実施形態の温度補償回路は、種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することができる。つまり、本実施形態によれば、高精度の温度補償が可能となり、かつ、柔軟性の高い温度補償回路が実現される。
【０１４３】
（第２の実施形態）
本実施形態では、物理量測定装置（ＩＣ）を用いたジャイロセンサについて説明する。物理量測定装置（ＩＣ）には、例えば、物理量トランスデューサとしての水晶振動子が接続される。
【０１４４】
ジャイロセンサには、物体に働く力の検出方法によって回転型や振動型等がある。中でも、振動型ジャイロセンサは、構成部品等の観点から小型化や低コスト化に有利とされている。物体に働く角速度を検出する振動型ジャイロセンサには、信頼性や小型化に有利な水晶や圧電素子を励振する圧電振動型ジャイロセンサがある。圧電振動型ジャイロセンサは、振動している物体に角速度が加わると、その振動と直角方向にコリオリ力が生じることを利用している。
【０１４５】
例えば、角速度を検出する振動型ジャイロセンサでは、物理量トランスデューサ（振動子）に一定方向の駆動振動が励振される。この振動子に角速度が加わると、駆動振動と垂直な方向にコリオリ力が生じ、これによって検出振動が生じる。検出振動は駆動振動に直交する方向に生じるため、検出信号（検出振動による信号成分）は駆動信号（駆動振動による信号成分）と位相が９０度ずれている。このことを利用して、上述の同期検波によって検出信号を、駆動信号とは区別して検出することができる。振動子として水晶振動子を用いると、振動型ジャイロセンサの小型化ならびに信頼性の向上を図ることができる。振動型ジャイロセンサが適用される用途は広く、例えばビデオカメラやデジタルカメラの手振れ検出や、カーナビゲーションシステムのＧＰＳ（Global Positioning System）の位置検出、航空機やロボットの姿勢検出等に用いられる。
【０１４６】
図８は、ジャイロイセンサの構成の一例を示す図である。ジャイロセンサ５１０は、物理量測定装置（ＩＣ）１００と、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵと、を含む。物理量測定装置（ＩＣ）１００は、発振駆動回路１５０を有する発振回路１４０と、検出回路９００と、を有する。発振駆動回路１５０の２つの接続端子ＴＭ１，ＴＭ２の各々には、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵの端子Ｊ１および端子Ｊ２が接続される。発振駆動回路１５０は、同期検波参照信号ＳＤＥＴを出力する。
【０１４７】
検出回路９００は、交流増幅回路５８０と、移相器５９０と、同期検波回路６００と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００と、調整テーブル３０２を内蔵するＲＯＭ３０１と、を有する。必要に応じて、Ａ／Ｄ変換回路８００が設けられる。
【０１４８】
交流増幅回路５８０は、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵの端子Ｊ３および端子Ｊ４の各々から出力される物理量信号（すなわち、入力信号Ｖｉｎ）を増幅する電流／電圧変換型のアンプＯＰＡ１およびＯＰＡ２と、差動増幅器ＯＰＡ３と、を有する。移相器５９０は、交流増幅回路５８０から出力される信号の位相を調整する。
【０１４９】
同期検波回路６００は、先に説明したように、オフセット補償回路２１０と、温度補償回路２２０と、を有する。同期検波回路６００の動作は、上述のとおりである。オフセット補償回路２１０から出力されるオフセット補償信号Ｖｏｆｆｍの電圧レベルは、ＲＯＭ３０１からの補正データＱＤ（図４のＲ２Ｒラダー回路の抵抗値を調整するための補正データ）あるいは抵抗値調整信号ＱＷ（図６の回路の帰還抵抗Ｒ４０の抵抗値を調整するための調整信号）によって制御される。
【０１５０】
また、温度補償回路２２０から出力される温度補償信号ＶＴＳの電圧レベルは、ＲＯＭ３０１から出力される抵抗値調整信号ＱＳ（図７の可変利得アンプＡＭＰ３の抵抗値を調整するための調整信号）によって制御される。
【０１５１】
図９は、図８の発振駆動回路の構成の一例を示す図である。発振駆動回路１５０の接続端子ＴＭ１，ＴＭ２には、振動子（物理量トランスデューサ）ＴＤＵが接続される。発振駆動回路１５０および振動子（物理量トランスデューサ）ＴＤＵは発振ループを構成する。
【０１５２】
発振駆動回路１５０は、初段のアンプ３０と、可変利得アンプ２０と、ＡＧＣ回路４０と、参照信号生成回路２００として機能するコンパレータ５０と、を有する。コンパレータ５０は、同期検波用の参照信号ＳＤＥＴを生成する。この参照信号ＳＤＥＴは、同期検波回路６００に供給される（図１および図２参照）。ＡＧＣ回路４０は、全波整流器４２と、積分器４６とを有する。積分器４６から出力される利得制御信号ＶＣＴＬによって、可変利得アンプ２０の利得が制御される。
【０１５３】
（第３の実施形態）
本実施形態では、本発明の物理量測定装置を搭載した電子機器の一例について説明する。図１０は、本発明の物理量測定装置を搭載した電子機器の構成例を示す図である。
【０１５４】
図１０の電子機器（例えば、デジタルカメラ）１０００は、ジャイロセンサ（物理量測定装置）５１０と、表示部５５０と、ＣＰＵ等の処理部５２０と、メモリ５３０と、操作部５４０と、を有している。ジャイロセンサ５１０は、物理量測定装置（ＩＣ）１００を有する。物理量測定装置１００には、発振駆動回路１５０および検出回路９００と、を有する。また、物理量測定装置１００には、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵが接続されている。
【０１５５】
物理量測定装置１００の検出回路９００は、上述のとおり、オフセット電圧ならびに温度オフセットを高精度にキャンセルすることができる。よって、物理量トランスデューサ（ＴＤＵ）が接続されたジャイロセンサ５１０は高い検出性能を有する。同様に、本発明のジャイロセンサ５１０を内蔵する電子機器１０００は、物理量を高精度で検出することができる。よって、本発明のジャイロセンサ５１０を搭載することによって、電子機器１０００の性能が向上する。電子機器１０００は、デジタルカメラの他、カーナビゲーションシステムや航空機やロボットであってもよい。
【０１５６】
以上の実施形態によれば、例えば、以下の効果を得ることができる。但し、以下の効果は同時に得られるとは限らず、以下の効果の列挙が、本発明の技術的範囲を不当に限定する根拠とされてはならない。
（１）信号伝送路（あるいは回路）のアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）の電圧レベルの温度による変動を、高精度に補償することができる。アナログ基準電圧に関して、低ノイズかつ高精度の温度補償が可能である。つまり、周囲温度に対するアナログ基準電圧（ＡＧＮＤ）の電圧レベルの変動を、回路的に（自動的に）、高精度に補償することが可能となる。
（２）種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することが可能な、柔軟性の高い温度補償回路が実現される。
（３）本発明の実施形態にかかる温度補償回路は、構成に無駄がなく、簡素化された構成であるため、高集積のＩＣを製造するのに適している。
（４）高精度の温度補償がなされた、同期検波回路が実現される。よって、極めて高い検出感度をもつ同期検波回路が実現される。
（５）ＡＧＮＤ電圧源の回路構成として、温度に依存しない電圧を発生させる回路（バンドギャップ回路等）を採用する必要がない。よって、ＩＣの全体の回路構成が簡素化される。
（６）ＩＣ内に、オフセットキャンセルための調整データを格納しているメモリ回路（例えば、ＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリ）を設けることによって、例えば、ルックアップテーブル方式を用いて、オフセット電圧のキャンセル処理を自動化することができる。
（７）微小な物理量信号に基づいて、物理量を、極めて高感度で測定することができる物理量測定装置が実現される。
（８）振動子からの信号に基づいて、物理量を高精度（高感度）で検出することが可能なジャイロセンサが実現される。
（９）物理量測定装置による測定結果に基づいて、例えば、電子機器の動作を制御したり、あるいは、測定結果を電子機器の表示画面上に表示したりすることができる。高精度の物理量測定が実現されるため、電子機器の性能も向上する。
（１０）同期検波回路は、物理量を測定する検出回路のみならず、通信信号の検波回路としても利用することができる。この場合、同期検波回路は直交検波回路（あるいは周波数変換を行うミキサ回路）として動作する。参照信号としては、例えば、搬送波を使用することができる。
【０１５７】
以上、本実施形態について詳述したが、本発明の新規事項および効果から逸脱しない範囲で、多くの変形が可能であることは、当業者には容易に理解できるであろう。したがって、このような変形例は、すべて本発明に含まれるものとする。例えば、上記の説明では、同期検波回路と記載されているが、通信分野ではミキサと呼ばれることがある。すなわち、同期検波回路も、交流を直流に変換する（周波数変換をする）機能をもつため、ミキサとみることもできる。同期検波回路は、例えば、シングルバランスミキサあるいはダブルバランスミキサの回路構成を用いて実現することができる。
【０１５８】
本発明は、例えば、信号経路（あるいは回路）の基準電圧に関して、低ノイズかつ高精度の温度補償を実現するという効果を奏し、高精度かつ低ノイズの温度補償回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１５９】
【図１】温度補償回路を含む検出回路の構成の一例を示す回路図
【図２】同期検波回路の動作を説明するための図
【図３】オフセット補償電圧と温度補償電圧との関係、および両電圧の加算方式について説明するための図
【図４】Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路を用いたオフセット補償回路の構成を示す回路図
【図５】図５（Ａ），図５（Ｂ）は、Ｒ２Ｒラダー回路の動作を説明するための図
【図６】オフセット補償回路の他の構成を示す回路図
【図７】温度補償回路の一例の構成と動作を説明するための図
【図８】物理量測定装置およびジャイロイセンサの構成の一例を示す図
【図９】発振駆動回路の構成の一例を示す図
【図１０】電子機器の構成の一例を示す図
【図１１】図７に示される差動アンプの伝達関数について説明するための図
【符号の説明】
【０１６０】
１００  物理量測定装置、２０９  同期検波部、２１０  オフセット補償回路、
２２０  温度補償回路、２３０  ＲＯＭ、２３２  調整テーブル、
６００  同期検波回路、６０３  同期検波部、７００  ローパスフィルタ（平滑回路）、
８００  Ａ／Ｄ変換器、９００  検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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