(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、２個のスイッチング素子を備えその交互のスイッチングにより直流を交流に変換するインバータと、該インバータから振動型圧縮機に供給する交流出力を制御するインバータ制御部とを備えた振動型圧縮機の駆動装置において、
前記直流電源として、バッテリ電源をＤＣ／ＤＣコンバータにより電圧変換した第１の電源と、ＡＣ商用電源電圧をＡＣ／ＤＣコンバータにより直流電圧に変換した第２の電源とをダイオードＯＲ接続して構成し、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、複数の電圧値のいずれの入力電圧に対しても一定電圧の直流電圧を出力するよう構成し、
前記インバータ制御部及びＤＣ／ＤＣコンバータ制御部に制御用定電圧を供給する定電圧生成回路を備え、該定電圧生成回路にバッテリから電源を供給すると共に、ＡＣ商用電源接続時には、前記ＡＣ／ＤＣコンバータからの出力に切り換えて供給するＡＣ／ＤＣ切換部を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記定電圧生成回路より供給される制御用定電圧を電源として動作し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧及び電流を制御信号として帰還して、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一定電圧に維持すると共に、前記第２の電源電圧を検出したときには、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御して第１の電源出力を停止させる手段を備えた、
ことを特徴とする振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項２】
前記第１の電源及び第２の電源のそれぞれの２つの端子の中の一方をアースし、該アースした側を前記インバータの一方のスイッチング素子の一端に接続すると共に、該一方のスイッチング素子の他端を、他方のスイッチング素子と直列に接続し、かつ、その他方のスイッチング素子の他方に前記第１の電源と第２の電源をダイオードＯＲ接続した出力側からの電圧を供給し、前記２個のスイッチング素子のいずれかと直列に電流検出用抵抗を接続し、２個のスイッチング素子の接続点からコンデンサを介して前記振動型圧縮機の一端に接続すると共に、前記一方のスイッチング素子の前記一端を振動型圧縮機の他端に接続して、該他端をアース可能にした、請求項１に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項３】
前記インバータ制御部は、前記２個のスイッチング素子の交互のスイッチングのオン期間を１００゜から１４０゜位相に制御する請求項２に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項４】
前記ＡＣ／ＤＣ切換部により切り換えられた電圧が基準値以下に低下したことを検出して、前記定電圧生成回路の出力をオフにして、少なくとも前記インバータの交流出力を事実上遮断する電圧低下検出手段を備え、該検出手段は、接続されている商用電源或いはバッテリの電圧種別を判別し、この電圧種別に基づき、検出電圧の低下を判断することを特徴とする請求項１に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項５】
前記ＡＣ／ＤＣ切換部から定電圧生成回路へのメインの電流路に装置作動を表示するための発光ダイオードを挿入した請求項１に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項６】
前記ＡＣ／ＤＣ切換部は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を、バッテリ電圧範囲に重ならないように選択して、ダイオードＯＲで接続して構成した請求項１に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項７】
前記コンデンサ両端に直流ファンモータを接続したことを特徴とする請求項１に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項８】
前記１００゜から１４０゜位相のオン期間は、検出された振動型圧縮機の周囲温度に基づきさらに可変させられるよう制御される請求項３に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項９】
前記インバータ制御部は、前記一方又は他方のスイッチング素子が交互に導通する交流出力半周期の間に流れる電流瞬時値の波形における最初のピークを検出し、保持すると共に、この電流瞬時値の波形が再びこの保持された最初のピーク値に達するタイミングを検出して、インバータの２つのスイッチング素子の交互のスイッチングのタイミングを制御し、これによってインバータの出力周波数を可変に制御することを特徴とする請求項２に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【請求項１０】
前記電流瞬時値を積分した値が基準値を超えるときこれを検出して、インバータの作動を停止させる手段を備えた請求項９に記載の振動型圧縮機の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータにより電力を供給する構成の振動型圧縮機の駆動装置に関し、特に、機械的な切換部を有することなく交流及び直流のいずれにも対応可能にした振動型圧縮機の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、振動型圧縮機の駆動装置として、図１４に示されるような交直両用型の電源装置が知られている（特開平７−１１１７８１号公報参照）。振動型圧縮機１は低電圧の交流電圧、例えば１２Ｖ系或いは２４Ｖ系で動作する冷蔵庫の圧縮機であり、バッテリ２は自動車に搭載されている如き直流電源で１２Ｖ或いは２４Ｖの電圧を有している。
【０００３】
バッテリの直流電圧Ｅ、又はこの電圧Ｅに等しくなるように、商用交流電源１０をＡＣ／ＤＣコンバータ８で直流に変換した電圧が、自動切換器により切り換えられ、インバータ６を通して交流電圧に変換されて振動型圧縮機１に供給される。インバータ６は、第１のトランジスタ５２と第２のトランジスタ５３とを備えており、これらトランジスタ５２、５３が交互にオンとなって交流電圧を発生させる。
【０００４】
第１のトランジスタ５２には、バッテリ又はＡＣ／ＤＣ変換された電圧Ｅが印加される一方、第２のトランジスタ５３には、極性反転回路３を通して電圧−Ｅが印加される。極性反転回路３は、トランジスタ１１、パルス発生回路１２、チョークコイル１３、ダイオード１４及びコンデンサ１５を備え、アースに対する直流電圧Ｅに対しその極性を逆にした直流電圧−Ｅを発生させる回路である。
【０００５】
制御部７は、第１及び第２のトランジスタ５２、５３の各出力波形のデューティ比を変え、インバータ６から出力される交流電圧を実質的に可変して振動型圧縮機１に印加する周波数を変化させるよう制御している。
【０００６】
振動型圧縮機１は負荷変動によって、また使用環境によっても振動型圧縮機１の共振周波数が変わるので、振動型圧縮機１に供給する電源周波数を一定にしていたのでは効率が悪く、そのため、振動型圧縮機１に流れる電流波形の前半と後半のピークの差が最小となるように周波数を制御することにより振動型圧縮機１の効率が最大となることも従来より知られている。
【０００７】
図１４に示した周波数追従回路２４は、発振器２１から発生する発信周波数の１周期における半周期対応でシャント抵抗２０に流れる電流の平均値をそれぞれ比較し、その差分が予め定められた値になるように発振器２１の発信周波数を可変制御させる制御信号を出力している。従って、発振器２１からは当該制御信号に対応した周波数のパルスを発信させ、これを分周器２２で分周して、トランジスタ制御回路２３により第１及び第２のトランジスタ５２、５３を制御するので、振動型圧縮機１の負荷変動に伴う共振周波数の変化に追従した周波数の交流電圧を発生させることができ、最も効率の良好な状態で振動型圧縮機１を駆動させることができる。
【０００８】
しかし、このような従来の駆動装置は、自動切換器に機械的接点を有しているために、故障が生じることがあり、また、ＡＣ入力時にはＡＣ→ＤＣ→ＤＣ→ＡＣという変換をするために、変換効率すなわち消費電力が悪いという問題があった。
【０００９】
また、従来の駆動装置のインバータ出力の波形は、一周期の中で１８０°の位相でオン、次の１８０°の位相でオフの矩形波である。このように、正弦波ではなく、１８０°のプラスマイナス矩形波を振動型圧縮機に供給していたために、運転効率が悪かった。
【００１０】
また、前述の電源装置は、振動型圧縮機に零電位を中心とした正負を有する交流電圧が印加されるため、振動型圧縮機の一端をアースに落とすことが可能となり、振動型圧縮機のケースそのものにコードを接続することが可能であるが、そのため、前述のような極性反転回路を必要とした。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
それ故、本発明は、かかる問題点を解決して、ＡＣとＤＣの機械的な切換部をなくして、ＡＣ商用電源はＡＣ／ＤＣコンバータを介して直接インバータ部ヘダイオードオアで接続することにより、パワー系での機械的接点を無くし、故障率を低下して、信頼性の向上を図ると共に、ＡＣ入力時のＡＣ→ＤＣ→ＤＣ→ＡＣという変換から、ＡＣ→ＤＣ→ＡＣの変換にして、変換効率を向上させて消費電力の低減を図ることを目的としている。
【００１２】
また、本発明は、インバータの上下アームのＦＥＴには１００°から１２０°位相で交互にオンさせることにより、１８０°交互の給電と比較して、より正弦波に近い給電をすることを可能にして、振動型圧縮機そのものの運転効率を向上させることを目的としている。
【００１３】
さらにこの１００°から１２０°のオン期間を振動型圧縮機の周囲温度を検出して、オン期間を微妙に可変させることによつて、更なる効率アップと振動型圧縮機特有のバルブ打ち現象を防止することを目的としている。
【００１４】
さらに、本発明は、例えば、１００Ｖ又は２００Ｖの交流、或いは１２Ｖ又は２４Ｖの直流に対して、ワイドに対応することができると共に、このようなワイド入力に関わらず、電源電圧の低下を判断可能にすることを目的としている。
【００１５】
さらに、本発明は、マイナス電源を生成する極性反転回路を必要とすることなく、振動型圧縮機の片側をアースに落とすことを可能にすることを目的としている。
【００１６】
さらに、本発明は、電流波形の前半と後半のピーク差の検出を、周波数の変動に関わらず、簡単な構成にして確実かつ正確に検出することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明の振動型圧縮機の駆動装置は、直流電源と、２個のスイッチング素子（ＦＥＴ４，５）を備えその交互のスイッチングにより直流を交流に変換するインバータ６と、該インバータ６から振動型圧縮機１に供給する交流出力を制御するインバータ制御部７とを備えている。この直流電源として、バッテリ電源をＤＣ／ＤＣコンバータ１７により電圧変換した第１の電源と、ＡＣ商用電源電圧をＡＣ／ＤＣコンバータ８により直流電圧に変換した第２の電源とをダイオードＯＲ接続して（ダイオード２５，２６）構成し、この第２の電源電圧を検出したときには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７を介して第１の電源出力を停止させる手段を備えている。
【００１８】
また、本発明の振動型圧縮機の駆動装置は、前記第１の電源及び第２の電源のそれぞれの２つの端子の中の一方をアースし、該アースした側を前記インバータ６の一方のスイッチング素子（ＦＥＴ５）の一端に接続すると共に、該一方のスイッチング素子（ＦＥＴ５）の他端を、他方のスイッチング素子（ＦＥＴ４）と直列に接続し、かつ、その他方のスイッチング素子（ＦＥＴ４）の他方に前記第１の電源と第２の電源をダイオードＯＲ接続した出力側からの電圧を供給する。電流検出用抵抗（Ｒ）は、２個のスイッチング素子（ＦＥＴ４，５）のいずれかと直列に接続される。そして、２個のスイッチング素子（ＦＥＴ４，５）の接続点からコンデンサ１９を介して振動型圧縮機１の一端に接続すると共に、前記一方のスイッチング素子（ＦＥＴ５）の一端を振動型圧縮機１の他端に接続して、該他端をアース可能にしたことを特徴としている。
【００１９】
また、本発明の振動型圧縮機の駆動装置のインバータ制御部７は、２個のスイッチング素子の交互のスイッチングのオン期間を１００゜から１４０°位相に制御すること、そしてさらに、この１００゜から１４０°位相のオン期間は、検出された振動型圧縮機の周囲温度に基づきさらに可変させられるよう制御されることを特徴としている。
【００２０】
また、本発明の振動型圧縮機の駆動装置のインバータ制御部７は、一方又は他方のスイッチング素子が交互に導通する交流出力半周期の間に流れる電流瞬時値の波形における最初のピークを検出し、保持すると共に、この電流瞬時値の波形が再びこの保持された最初のピーク値に達するタイミングを検出して、インバータの２つのスイッチング素子の交互のスイッチングのタイミングを制御し、これによってインバータの出力周波数を可変に制御することを特徴としている。
【００２１】
さらに、本発明の振動型圧縮機の駆動装置は、インバータ制御部７及びＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７に制御用定電圧を供給する定電圧生成回路２８を備え、該定電圧生成回路２８にバッテリ２から電源を供給すると共に、ＡＣ商用電源接続時には、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ８からの出力に切り換えて供給するＡＣ／ＤＣ切換部９を備えたことを特徴としている。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明を適用する振動型圧縮機の駆動装置を例示する概略ブロック図である。図において、２はバッテリ、１７はＤＣ／ＤＣコンバータ、１０は商用交流電源、８はＡＣ／ＤＣコンバータ、６はインバータ、７はインバータ６の制御部であって、振動型圧縮機１に供給する電力の周波数を制御する。
【００２３】
振動型圧縮機１は、例えば自動車などに搭載されている冷蔵庫、或いはコンテナ自体が冷蔵庫となっている場合の冷蔵庫を駆動するためのものであり、低電圧の交流電圧で動作する。このような振動型圧縮機１は、自動車が稼働中は、自動車に搭載されている如きバッテリ２によって、また、稼働中でないときは、商用交流電源１０によって電力を供給することができる。バッテリ２と商用交流電源１０との切換接続は、ＡＣとＤＣの機械的な切換部をなくして、バッテリ２又は商用交流電源１０から、ダイオードＯＲ（ショットキーダイオード２５，２６）で接続される。バッテリ２から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７を介して、さらにダイオード２６を介して給電されている状態において、自動車が停車地等に到着し、商用交流電源１０が端子に接続されると、ＡＣ／ＤＣコンバータ８からの直流電圧がダイオード２５を介してインバータ６に給電される。なお、その際、詳細は後述するように、バッテリ２からＤＣ／ＤＣコンバータ１７を介して供給される直流電圧出力はＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７の制御によりオフにされる。これによって、パワー系での機械的接点がなくなり、故障率の低下すなわち信頼性の向上と共に、ＡＣ入力時のＡＣ→ＤＣ→ＤＣ→ＡＣという変換から、ＡＣ→ＤＣ→ＡＣの変換になり、変換効率が向上し、消費電力が低減するという効果がある。ＡＣ／ＤＣ切換部９は、制御用電源を切り換えるためのものである。
【００２４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１７は、バッテリ２として、例えば、１２Ｖ、２４Ｖのいずれに対しても、インバータ６には一定電圧の直流電圧を供給し、これは次に振動型圧縮機１に一定電圧値の交流低電圧を供給するよう構成することができる。なお、以下、バッテリ電圧として、ＤＣ１２Ｖ及び２４Ｖを例にして説明するが、より多種類の電圧、例えば、ＤＣ１２Ｖ及び２４Ｖに、３２Ｖを加えるように回路を変更することは容易である。
【００２５】
ＡＣ／ＤＣコンバータ８の出力電圧値は、ダイオードＯＲで接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ出力の電圧値と望ましくは略同一、例えばＤＣ３９Ｖのような電圧値にされる。異なる商用電源電圧、例えばＡＣ１００Ｖ或いは２００Ｖに対してもＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧値を一定にする必要があるが、これは、ＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧を一定値になるよう制御することによって達成することも可能であるし、また、特定の地域の商用電源電圧が、ＡＣ１００Ｖ又は２００Ｖ等に固定されていることを考慮すれば、その地域仕様のＡＣ／ＤＣコンバータを用いて一定電圧を出力することができる。
【００２６】
インバータ制御部７は、詳細は後述するように、制御用定電圧生成回路２８から、バッテリ又は商用電源の異常時を除いて、一定の直流電圧、例えば１２Ｖが供給されて、インバータ６を構成する第１及び第２のＦＥＴの各出力波形のパルス周波数を変え、インバータ６から振動型圧縮機１に印加する周波数を変化させるよう制御している。このとき、インバータ６の上下アームのＦＥＴ４，５は１２０°位相で交互にオンさせており、コンデンサ結合によつて、振動型圧縮機には、３０°のデッドタイム、１２０°のプラス期間、６０°のデッドタイム、１２０°のマイナス期間、３０°のデッドタイム、これを一周期とした電圧波形を印加している。これによって、従来の１８０°交互の給電と比較して、より正弦波に近づくので、振動型圧縮機そのものの運転効率を向上させることが可能になる。図１５は、オン期間に対する振動型圧縮機の効率の関係を示す実験データのグラフである。図に示すように、１２０゜近辺で効率が最大になることがわかった。また、図からわかるように、オン期間１００゜〜１４０゜の範囲では、効率８０％を越えており、十分に満足のいくものであることがわかった。
【００２７】
さらにこのオン期間を振動型圧縮機の周囲温度を検出して、微妙に可変させることによつて、更なる効率アップと振動型圧縮機特有のバルブ打ち現象を防止することができる。
【００２８】
インバータ６の出力は、コンデンサ１９を介して振動型圧縮機１に供給されるが、その際、このコンデンサ両側からは、略一定の直流低電圧を取り出すことができるので、これによって、冷蔵庫の放熱器冷却用の直流ファンモータ１８を駆動することができる。また、振動型圧縮機１の一端は、アースされる。
【００２９】
以下、本発明の振動型圧縮機の駆動装置の各回路について、さらに詳細に説明する。
【００３０】
図２は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１７及びＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７の回路の一例を詳細に示す図である。例示のＤＣ／ＤＣコンバータ１７は、接続されているバッテリ電圧が、１２Ｖと２４Ｖのいずれであっても、その出力には、例えばＤＣ３９Ｖ或いは４８Ｖのような一定の直流電圧を発生するよう動作する。ＦＥＴ３２のオン時に、バッテリ２よりインダクタンスコイルＬ２にエネルギーを蓄積し、ＦＥＴ３２のオフ時にコンデンサＣ１端子電圧とインダクタンスコイルＬ２の電圧との和の電圧をコンデンサＣ２に供給し、コンデンサＣ２の電圧を次段のインバータ６に供給するよう構成されている。インダクタンスコイルＬ１は、サージ電圧がバッテリ２側から来たときでも安定したＤＣ／ＤＣコンバータとしての作用を確保するためのものである。
【００３１】
ＦＥＴ３２の制御を行うのは、図示のＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７であり、この制御部２７は、後述の制御用定電圧生成回路２８より供給される１２Ｖの定電圧を電源として動作する。そして、この制御部２７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７の出力電圧及び電流を制御信号として帰還して、スイッチング制御ＩＣ３０によりドライバ３１を介してパルス出力のデューティ比を制御して、ＦＥＴ３２にゲート信号として供給する。これによって、制御部２７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７の出力電圧を一定値に維持する。図示のスイッチング制御ＩＣ３０に印加される停止信号は、後述するように、ＡＣ商用交流電源が接続されているときにＤＣ／ＤＣコンバータ１７の動作を停止させるための信号である。
【００３２】
図３は、周波数追従回路の一例を詳細に例示する回路図である。周波数追従回路は、振動型圧縮機１の機械的共振周波数に追従する周波数に制御するように、検出したインバータ電流に基づき、発振回路３４を、そしてそこから駆動制御回路３３を介してインバータ６を制御する回路である。
【００３３】
インバータ６に流れる電流瞬時値は、インバータ６を構成するＦＥＴ５と直列の抵抗Ｒによって電圧信号として検出される。この抵抗Ｒは、ＦＥＴ４と直列に接続して、そこを流れる電流を検出するよう構成することもできるが、例示したように、振動型圧縮機の駆動インバータの下アームのＦＥＴ５の電流を検出するように構成すると、検出抵抗Ｒの一端がアースできるので、後段に差動増幅器に代えて通常のアンプを使用でき、安定度と精度の向上を図ることが可能になる。この検出電流は、増幅器５７に入力され、その出力には、インバータ６のＦＥＴ５に流れる電流瞬時値に対応した電圧瞬時値波形（図４のＰ参照）を取り出すことができる。
【００３４】
この電圧瞬時値波形は、ピークホールド回路３６に入力される。ダイオードＤ１０を通して入力された電圧波形は、図５に示すように、その第１のピークが、コンデンサＣ６においてある時定数で保持され、この保持された第１のピーク電圧が差動増幅器５８の非反転端子に印加される。この非反転端子側に接続された抵抗Ｒ３０は、この時定数を調整するためのものである。このコンデンサＣ６で保持されたピークを、図５に示すように、差動増幅器５８の反転端子に入力される電圧瞬時値波形の第２のピークが越えるとき、差動増幅器５８は出力を発生する（図４のＱ参照）。この出力は、発振回路３４に制御電圧として入力される（図４のＴ参照）。ここで、抵抗Ｒ２９及びコンデンサＣ７は、時定数を調整して、その出力パルスの幅を制御するものである。
【００３５】
発振回路３４は、このように、差動増幅器５８の出力のタイミングによってその周波数を可変に制御することができる。その発振周波数の出力は、駆動制御回路３３に入力して、図６を参照して後述するように、インバータ６を、振動型圧縮機１の機械的共振周波数に追従する周波数に制御する。
【００３６】
不要パルス除去回路３７は、差動増幅器５８の出力に第１の山付近で不要なパルス状ひげ（図４のＱ参照）が出て誤動作することを確実に防止するためである。これは発振回路（ＩＣ）３４のピン２，６に出る基準三角波（図４のＲ参照）に閾値を設けて、不要なパルス状ひげが出る可能性のある区間（図４のＳ参照）に、電圧を差動増幅器５８の出力に強制的に与えてマスクする。
【００３７】
また、振動型圧縮機が異常を起こした場合にインバータを保護するために異常時停止回路３９が備えられる。異常を起こしてロックしたような場合、電流波形は大きな半波交流になるので（図４のＰ’参照）、積分回路を用いて閾値以上の電流が検出されたら、発振回路（ＩＣ）３４のピン２，６の基準三角波を吸収して、その作動を停止させ、インバータを保護する。
【００３８】
また、例示の回路は、サーモコントロール部３８を備えて、ユーザーが温度設定用ボリウムにより設定した庫内設定温度と、温度検出用サーミスタで検出されたエバボレータ温度を比較して、発振回路ＩＣのピン２，６の基準三角波を吸収して作動を止めたり、基準三角波の発生を許して再作動させることができる。
【００３９】
図６は、図１に示したインバータ制御部７を構成する駆動制御回路３３の詳細を示す回路図である。発振回路（ＩＣ）３４からの出力波形は、図３を参照して前述したように、周波数の制御された矩形波となる（図７のＯ参照）。駆動制御回路３３は、このような矩形波を用いて、１２０°駆動を達成する。即ち、インバータ６のＦＥＴ４を駆動する上アームについていえば、発振回路（ＩＣ）３４からの矩形波に積分器を通してそれを積分すると、その際の波形は、図７のａに示したような鋸歯状波となる。これを閾値と比較することによつて、図７のｃに示すように、オン期間の前縁から６０゜の遅延を有するパルス波形とすることができる。これは、ドライバを介してインバータ６のＦＥＴ４に供給される。同様に、ＦＥＴ５を駆動する下アームにおいても、発振回路（ＩＣ）３４からの出力矩形波を積分器に通して鋸歯状波を作り（図７のｂ参照）、閾値と比較することによつて、オン期間の前縁からディレーを持たせて、先のパルス波形ｃとは、１８０゜の位相差を有するパルス波形ｄを発生させ、これをＦＥＴ５に供給することにより、１２０°駆動を達成している。さらに、上記閾値との比較に際しては、振動型圧縮機の周囲温度を、サーミスタで検出してこの閾値を微妙に変化させ、低温時に振動型圧縮機特有のバルブ打ち現象を防止すると共に高温時には出力を増加させる。また、インバータ出力が短絡したときにインバータ上アームのＦＥＴ４を停止させて保護するためのトランジスタを図示したように備えることができる。
【００４０】
インバータ６に、例えばＤＣ４５Ｖのパワー系プラス電圧が印加されている状態で、ＦＥＴ４がオンで、ＦＥＴ５がオフのとき、ＦＥＴ５両端の電圧は４５Ｖとなる一方、ＦＥＴ４がオフになりＦＥＴ５がオンのとき電圧は０Ｖとなる。この電圧は、直列接続のコンデンサ１９により直流分をカットして、＋側に２２Ｖと−側に２２Ｖの交流電圧（図８の（Ａ）参照）となって、平滑用のリアクタンスコイル２０を介して振動型圧縮機１の両端に印加される。図８の（Ｂ）は、コンデンサ１９両端の電圧を示している。このように、若干の脈流分を含むが、略一定の直流電圧である。このコンデンサ両端に直流ファンモータを接続することにより、バッテリ電圧の変化にも関わらず、略一定の直流電圧をファンモータに供給することができる。
【００４１】
図６に例示したファン駆動制御部２１は、サーミスタ４０によって検出される周囲温度が上昇したときに、ファンが回り冷却するように構成されている。これによって、必要なときのみファンに電力を供給するので、省エネとなる。また、ファン１８の電機回路が短絡したときには、これを検出して回路を遮断するトランジスタ２２をファン１８と直列に挿入している。これによって、短絡時には、ファン１８の駆動は停止するが、振動型圧縮機１の制御には影響しないよう構成されている。
【００４２】
図８の（Ｃ）は、ＦＥＴ４に流れる電流であり、かつ（Ｅ）は、ＦＥＴ５に流れる電流である。（Ｅ）に流れる電流の方向を反対にして、（Ｃ）に流れる電流と加えたものが、（Ｄ）に示すように圧縮機電流となる。
【００４３】
このようにして、図６に示した駆動制御回路３３は、前述の周波数追従回路２４により制御された発振回路３４よりパルス出力を受けて、ＦＥＴ４及びＦＥＴ５を駆動する。このパルス出力は、振動型圧縮機１の機械的共振周波数に追従するよう制御された周波数を有している。この駆動制御回路３３は、詳細は後述する制御用定電圧生成回路２８よりＤＣ１２Ｖの直流電圧を電源として供給されているので、バッテリ電圧が低下したときには、この電源電圧はオフにされ、それ故、そのときインバータのＦＥＴ４、５は、動作しない。さらに、図示したように、振動型圧縮機１の一端は、何らの素子も介することなく、直接バッテリ２のアース側に接続されるから、振動型圧縮機１の一端をアースすることも可能となっている。
【００４４】
図９は、無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第１の例を示す図である。バッテリを電源として、例えば冷蔵庫用の振動型圧縮機１を使っていても、ＡＣ商用電源に接続した場合には、バッテリを外すことなくＡＣ商用を優先して運転することになる。
【００４５】
バッテリは乗用車・トラック・バス・マリン（船舶）を想定したワイド入力が可能で、１２Ｖ系・２４Ｖ系を問わず、例えば１０Ｖ〜３２Ｖで動作する仕様にすることができる。ＡＣ商用電源は１００Ｖ（１１０Ｖ）や２００Ｖ（２４０Ｖ）等、現地仕様のＡＣ／ＤＣコンバータを選択搭載する。これらパワー系はショットキーダイオードによるダイオードＯＲで接続されているが、その制御系も切換える必要がある。
【００４６】
バッテリ２が接続されているとき、その電圧は、図９のトランジスタＴｒｌをオンさせて有効にして、電圧モニタ回路１６にはバッテリ電圧が供給される。この状態で、ＡＣ商用電源が接続された時には、ＡＣ／ＤＣコンバータ８（図１）からの電圧でトランジスタＴｒ２（図９）をオンさせると共に、トランジスタＴｒｌのベース電流を阻止してトランジスタＴｒｌを無効化してバッテリ側を遮断する。並びにＡＣ商用入力時にはＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７のスイッチング制御ＩＣ３０に電圧信号を送り（図２）、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７を停止させてバッテリをパワー系から切り離す。従つてパワー系のダイオードＯＲは両方生きた状態のＯＲではなく、無接点構成の切換えである。
【００４７】
電圧モニタ回路１６は、図１０を参照して後述するように、接続されている電源の電圧値を検出し、その正常時には、１２Ｖの定電圧を出力して、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７及びインバータ制御部７に供給する。バッテリ電圧又はＡＣ／ＤＣコンバータ出力電圧が、基準値以下に低下するとこれを検知して、電圧モニタ回路１６は出力をオフする。
【００４８】
電圧モニタ回路１６の出力電圧は、冷蔵庫等の装置を作動するスイッチＳＷと表示を行う発光ダイオード４７を介して、さらにブザー回路４５を介して制御用定電圧生成回路２８に供給される。従来の表示は、分岐させて電流制限抵抗を挿入して「電圧」を検出することにより行う方法をとるが、この従来方式だと発光ダイオードに流れる電流分が全体の効率を低下させることになる。これに対して、図９に例示の回路においては、スイッチ投入の表示を行う発光ダイオードをメインの電流路に直接挿入しているため、回路全体の効率を低下させることがない。
【００４９】
ブザー回路４５は、冷蔵庫コンデンサ付近の温度を図示のサーミスタで検出して高温になった場合には冷蔵庫の電源を自動的に遮断するとともにブザードライバ４３を介してブザー４４を鳴動させ、ユーザーが電源スイッチＳＷを切るまで保持して知らせる。特に船舶や自動車の壁の凹部に埋め込んで冷蔵庫を装着するビルドインタイプの場合、空気の流通に制限があり、放熱性が低下するので、その際に冷蔵庫自体の故障を防止する必要がある。
【００５０】
このブザー回路４５は、温度検出に際して、その閾値に大きなヒステリシスを持たせている。また、このブザー回路４５は、高温を検出したとき、ブザー４４を鳴動させるだけでなく、冷蔵庫を自動停止させてバッテリの放電を防止するよう構成している。これは、トランジスタＴｒ３をオフさせて制御用定電圧生成回路２８に電圧を送らないことにより達成される。このブザー回路４５の電源は、トランジスタＴｒ３の前段に位置する定電圧回路４２を介して供給されているので、使用者がスイッチＳＷを切るまで、ブザーの鳴動は続く。
【００５１】
制御用定電圧生成回路２８は、例えば、三端子レギュレータによって構成することができ、電圧モニタ回路１６の出力電圧が印加されている限り、その電圧が１２Ｖ又は２４Ｖのいずれであっても、１２Ｖの定電圧を発生するよう機能する。
【００５２】
図１０は、電圧モニタ回路１６を詳細に例示する図である。この例は、バッテリ或いはＡＣ／ＤＣコンバータ出力として、１２Ｖ又は２４Ｖのいずれかが接続されると仮定して説明する。トランジスタＴｒ４は、接続されているバッテリ或いはＡＣ／ＤＣコンバータ出力が、１２Ｖと２４Ｖのいずれであるかを判断するためのものである。この回路は、バッテリから印加される入力電圧が、例えば１２Ｖと２４Ｖの中間の１８Ｖをしきい値として、１８Ｖより高い場合、ゼナーダイオードＺＤ４が導通して、トランジスタＴｒ４がオンになるよう回路定数が設定されている。即ち、これによって、バッテリ（或いは商用電源）の電圧種別を判別している。
【００５３】
最初に１２Ｖ系のバッテリが接続されている場合を考える。前述のようにトランジスタＴｒ４はオフした状態を維持するから、１２Ｖを、Ｒ４２：（Ｒ４３＋Ｒ４５）の比で比例配分した電圧（例えば、これを５Ｖに設定する）が演算増幅器５４の非反転端子に印加される。このとき、演算増幅器５４の反転端子には、ゼナーダイオードＺＤ５両端の一定電圧をＲ５０とＲ５３の比で比例配分した電圧（例えば、これも５Ｖに設定する）が印加される。ただし、演算増幅器５４の反転端子に印加される電圧は、ゼナーダイオードＺＤ５により一定の電圧に維持されるのに対して、演算増幅器５４の非反転端子に印加される電圧は、バッテリ電圧に比例している。それ故、バッテリ電圧が１２Ｖ以下では、演算増幅器５４の非反転端子に印加される電圧は、その反転端子に印加される一定電圧よりも低く、演算増幅器は出力を発生しない。このとき、バッテリ電圧が１２Ｖを越えると、演算増幅器の反転端子に印加される一定電圧よりも、非反転端子に印加される電圧が高くなり、演算増幅器５４は正の出力を発生する。
【００５４】
また、演算増幅器５４の出力は、帰還抵抗Ｒ４７を通して、非反転端子側に帰還されているので、この電源装置がバッテリにより動作中に、即ち、演算増幅器５４が出力を正常に発生していた状態において、バッテリ電圧が降下してきた場合、１２Ｖ以下に降下したからといって演算増幅器５４は直ちにはオフしない。さらに、電圧が降下して、例えばバッテリ電圧が１１Ｖ以下になったときに初めて演算増幅器をオフにするよう回路常数を設定することができる。なお、この回路は、バッテリ電圧が１８Ｖを越えたときに、前述のように、２４Ｖ系のバッテリが接続されていると判断するので、以下の説明から明らかなように、演算増幅器５４はオフになる（２４Ｖ以下の場合）。
【００５５】
次に、２４Ｖ系のバッテリが接続されている場合を考える。この場合、トランジスタＴｒ４はオンになるから、２４Ｖを、Ｒ４２：（Ｒ４３＋Ｒ４４・Ｒ４５／（Ｒ４４＋Ｒ４５））の比で比例配分した電圧が演算増幅器５４の非反転端子に印加されることになる。また、演算増幅器５４の反転端子には、ゼナーダイオードＺＤ５によって１２Ｖ系の場合と同一の電圧が印加されている。このため、非反転端子に印加されるバッテリ比例電圧を、前述の１２Ｖ系のバッテリを接続した場合と同じ電圧（例えば５Ｖ）になるように設定することにより、この回路は１２Ｖ系の場合と全く同様に動作する。即ち、例えば、バッテリ電圧が２４Ｖを越えると、演算増幅器５４は出力を発生し、かついったん出力を発生した後は、２２Ｖ以下に降下したときに初めて演算増幅器はオフするよう構成することができる。
【００５６】
演算増幅器５４が出力を発生すると、これは次にトランジスタＴｒ５をオンにし、そしてトランジスタＴｒ６をオンにして、入力端子に印加されているバッテリ電圧を出力電圧として次段に出力する。
【００５７】
このようにして、１２Ｖ或いは２４Ｖの電源が接続されることを想定するとき、いずれの電圧種別が接続されているかを検知して、電圧が、例えば、１１Ｖ以下、或いは２２Ｖ以下に降下したとき異常と判断して出力をオフすると共に、そうでなければ、正常と判断し、いずれの電圧種別が接続されているときも、制御用定電圧生成回路２８によって、ＤＣ１２Ｖの定電圧を出力するよう構成している。以上、１２Ｖ系及び２４Ｖ系の電圧種別が接続されることを想定して説明したが、若干の回路変更により、より多くの種類のバッテリ或いはＡＣ／ＤＣコンバータに対応することができ、いかなる電源が接続されても、その電源に応じた電圧降下を自動的に検出することができる。
【００５８】
図１１は、無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第２の例を示す図である。図示のＡＣ／ＤＣ切換部９の構成は、図９に例示した回路と基本的に同じであるが、ＡＣ商用入力時にＤＣ／ＤＣコンバータを停止するためにＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７に送られる信号を、ＡＣ／ＤＣコンバータ８からの電圧でオンになるトランジスタＴｒ２の出力電圧から取った点において相違する。これによって、部品数を減少させると共に、消費電流を低減させることができる。
【００５９】
また、電圧モニタ回路１６及びブザー回路４５の異常停止時の遮断回路を電源ラインに設けずに、電源ラインからはセンシングだけ行い、各々の出力をダイオードＯＲで制御用定電圧生成回路２８のアース側に接続されたトランジスタＴｒ４を制御することで行っている。これによって、電源ラインに挿入されるトランジスタの数が減つて、バッテリの最低作動電圧が下がつて実質的なバッテリ入力電源電圧幅が広くなる。なお、表示用の発光ダイオード４７には、図示のように分流用抵抗を接続することができる。
【００６０】
図１２は、無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第３の例を示す図である。この回路はＡＣ商用入力時のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を３９Ｖ等のバッテリ電圧入力範囲（１０Ｖ〜３２Ｖ）に重ならない電圧として、ダイオードＯＲで接続している。また、電圧モニタ回路１６およびブザー回路４５の異常停止時の遮断を電源ラインに設けずに、電源ラインからはセンシングだけ行い、各々の出力をダイオードＯＲで制御用トランジスタＴｒ４を介して、ラインに設けたトランジスタＴｒ３を制御することによって、異常時に遮断する構成にしている。トランジスタＴｒ２は、定電圧化のためのものである。このような回路配置によって、回路構成が簡単になる。
【００６１】
図１３は、無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第４の例を示す図である。この回路は図１２に示した第３の例と同様に、ＡＣ商用入力時のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を３９Ｖ等のバッテリ電圧入力範囲（１０Ｖ〜３２Ｖ）に重ならない電圧として、ダイオードＯＲで接続していることと、図１１に示した第２の例と同様に、電圧モニタ回路１６およびブザー回路４５の異常停止時の遮断を電源ラインに設けずに、電源ラインからはセンシングだけ行い、各々の出力をダイオードＯＲで制御用定電圧生成ＩＣのアース側に接続されたトランジスタＴｒ４を制御することとを組み合わせたものである。
【００６２】
【発明の効果】
本発明は、バッテリ２と商用交流電源１０との切換接続を、ＡＣとＤＣの機械的な切換部をなくして、バッテリ２又は商用交流電源１０から、ダイオードＯＲで接続したことにより、パワー系での機械的接点がなくなり、故障率の低下すなわち信頼性の向上と共に、ＡＣ入力時のＡＣ→ＤＣ→ＤＣ→ＡＣという変換から、ＡＣ→ＤＣ→ＡＣの変換になり、変換効率が向上し、すなわち消費電力が低減するという効果がある。
【００６３】
また、本発明は、インバータの上下アームのＦＥＴには１００゜から１４０°位相で交互にオンさせることにより、１８０°交互の給電と比較して、より正弦波に近い給電をすることを可能にして、振動型圧縮機そのものの運転効率を向上させることができる。さらにこのオン期間を振動型圧縮機の周囲温度を検出して、オン期間を微妙に可変させることによつて、更なる効率アップと振動型圧縮機特有のバルブ打ち現象を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用する振動型圧縮機の駆動装置の一例を例示する概略ブロック図である。
【図２】図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１７及びＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２７の回路を詳細に示す図である。
【図３】周波数追従回路の一例を詳細に例示する回路図である。
【図４】図３に示した周波数追従回路各部の電圧波形を示す図である。
【図５】インバータを構成する一方のＦＥＴに流れる電流の第２のピークの検出を説明するための図である。
【図６】図１に示したインバータ制御部７を構成する駆動制御回路３３の詳細を示す回路図である。
【図７】図６に示した駆動制御回路３３の各部における電圧波形を示す図である。
【図８】本発明の振動型圧縮機の駆動装置の種々の位置における電流、又は電圧波形を例示する図である。
【図９】無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第１の例を示す図である。
【図１０】電圧モニタ回路１６を詳細に例示する図である。
【図１１】無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第２の例を示す図である。
【図１２】無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第３の例を示す図である。
【図１３】無接点構成のＡＣ／ＤＣ切換部９の詳細、及び制御用電源に付属した回路構成の第４の例を示す図である。
【図１４】従来技術の振動型圧縮機の駆動装置の概略ブロック図である。
【図１５】オン期間に対する振動型圧縮機の効率の関係を示す実験データのグラフである。
【符号の説明】
１  振動型圧縮機
２  バッテリ
４  第１のＦＥＴ
５  第２のＦＥＴ
６  インバータ
７  インバータ制御部
８  ＡＣ／ＤＣコンバータ
９  ＡＣ／ＤＣ切換部
１０  商用交流電源
１６  電圧モニタ回路
１７  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１８  ファンモータ
１９  コンデンサ
２０  リアクタンスコイル
２１  ファン駆動制御部
２２  トランジスタ
２４  周波数追従回路
２５  ダイオード
２６  ダイオード
２７  ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部
２８  制御用定電圧生成回路
３０  スイッチング制御ＩＣ
３１  ドライバ
３３  駆動制御回路
３４  発振回路
３６  ピークホールド回路
３７  不要パルス除去回路
３８  サーモコントロール部
３９  異常時停止回路
４０  サーミスタ
４２  定電圧回路
４３  ブザードライバ
４４  ブザー
４５  ブザー回路
４７  発光ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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