(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも一つ一次巻線回路と、複数の二次回線回路とを有し、前記一次巻線回路が多相ＡＣ電力源に電気的に接続し得る多相電力変圧器と、複数の電力セルと、前記複数の電力セルの各々に接続される変調コントローラとを備え、
前記変調コントローラが、前記複数の電力セルの各々の制御可能な多相入力および制御可能な単相出力内の一連のスイッチング事象を選択的に制御し、前記電力源からの入力線および前記負荷への出力線内の高調波を減ずるように制御する、多相ＡＣ負荷用の高調波低減電力駆動装置において、
前記複数の電力セルの各々が、前記複数の二次巻線回路の対応するものに接続される制御可能な多相入力と、平滑フィルタと、前記多相ＡＣ負荷への制御可能な単相出力とを備え、
前記各電力セルの前記平滑フィルタの容量が、それぞれの電力セルに接続される二次巻線回路の前記漏洩リアクタンスに整合され、それにより前記二次漏洩リアクタンスと前記平滑フィルタの前記容量間の共振周波数は、出力電力の周波数より高い周波数である、
ことを特徴とする多相ＡＣ負荷用の高調波低減電力駆動装置。
【請求項２】
前記共振周波数が、出力電力の周波数の少なくとも２倍である請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項３】
前記変調コントローラが、共通の変調信号を使用して、前記複数の電力セルの各々の前記多相入力を制御する請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項４】
前記各電力セルに対する前記制御可能な多相入力のいずれかの相入力に対する前記スイッチング事象が、前記各電力セルに対する前記制御可能な多相入力の他のすべての相入力に対する前記スイッチング事象に対して位相がシフトされている、請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項５】
各相出力線内の前記複数の電力セルの各々の前記制御可能な単相出力に対する前記スイッチング事象が、相互に位相がシフトされて、それにより前記ＡＣ負荷への線内の高調波成分を減ずる請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項６】
前記複数の電力セルの前記単相出力の各々が、前記多相ＡＣ負荷への各相出力において使用され、前記複数の電力セル内の単相出力が直列的に接続される請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項７】
前記制御可能な単相出力が、Ｈブリッジ形態に配置された複数の半導体スイッチを具備し、
該複数の半導体スイッチが前記平滑フィルタおよび前記制御可能な多相入力に接続されて動作し、前記複数の半導体スイッチの各々が前記変調コントローラに接続される請求項５記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項８】
前記複数の電力セルの各々の前記制御可能な多相入力が多相入力ブリッジであり、そして前記各電力セルの前記入力相の一つが、他のすべての電力セルの対応する入力相と同時に切り替わる請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項９】
前記制御可能な多相入力の前記入力相の各々が、前記変調コントローラに接続されたゲート端子を有する１対のＩＧＢＴを具備し、そして前記変調コントローラが同一の変調関数を使用して前記各ゲート端子を変調して、前記スイッチング事象を制御する請求項８記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１０】
前記二次巻線回路のすべてが互いに同相にある請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１１】
前記二次巻線回路の各々が、二次漏洩リアクタンスを有する請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１２】
前記各二次巻線回路の前記二次漏洩リアクタンスが４％またはそれ以下である請求項１１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１３】
前記平滑フィルタが、前記制御可能な多相入力と前記制御可能な単相出力との間に接続される請求項１２記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１４】
前記平滑フィルタが脈動出力電流に対して十分大きなインピーダンスを有し、前記電力セルの磁気的に並列の入力間において電流相殺を強制し、それによりフィルタコンデンサリップル電流および電圧を最小化する請求項１２記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１５】
前記平滑フィルタが少なくとも一つのコンデンサより成る請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１６】
前記一次巻線回路に接続された多相ラインリアクトルを備える請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１７】
前記多相ラインリアクトルが前記一次巻線回路と共通の磁気構造体に結合された請求項１６記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１８】
前記一次巻線回路に接続された多相ラインリアクトルおよび抵抗減衰コンデンサフィルタを備え、入力電流ひずみをさらに減ずる請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項１９】
前記一次巻線回路に接続された多相ブレーキ抵抗を備え、入力電圧の損失の際前記負荷を制動する請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項２０】
前記多相電力変圧器が、一次巻線回路と、複数の二次巻線回路と、前記一次巻線回路と前記複数の二次巻線回路の各々との間に設けられた一つを含む複数のヨーク部材と、前記一次巻線回路と前記複数の二次巻線回路を接続する少なくとも一つの巻線と、前記複数のヨーク部材の各々を接続するプラグ部材と、共通の磁気構造体の両磁気回路を完成するため、前記変圧器の一次巻線回路側に設けられる第１のエンドキャップおよび前記変圧器の二次巻線回路側に設けられるエンドキャップと、前記第１エンドキャップと前記複数のヨーク部材間のエアギャップとを具備する請求項１記載の高調波低減電力駆動装置。
【請求項２１】
多相ＡＣ電源に電気的に接続可能な少なくとも一つの一次巻線回路、複数の二次巻線回路、および前記一次巻線回路に接続される多相ラインリアクトルより成る多相電力変圧器と、複数の電力セルであって、その各々が、前記複数の二次巻線回路の対応するものに接続される多相入力ブリッジを含む制御可能な多相入力、前記複数の二次巻線回路の対応する回路、平滑フィルタ、および前記多相ＡＣ負荷への制御可能な単相出力より成る複数の電力セルと、前記複数の電力セルの各々に接続される変調コントローラとを備え、前記各電力セルの前記入力相の一つが、他のすべての電力セルの対応する入力相と同時に前記変調コントローラにより切り替えられ、
前記各二次巻線回路がそれと関連する漏洩リアクタンスを有し、前記各電力セルの前記平滑フィルタが容量を有し、そして前記各電力セルの前記平滑フィルタの容量が、それぞれの電力セルに接続される二次巻線回路の前記漏洩リアクタンスに整合され、それにより前記二次漏洩リアクタンスおよび前記平滑フィルタの前記容量間の共振周波数が、出力電力の周波数より高い、
ことを特徴とする多相ＡＣ負荷用の高調波低減電力駆動装置。
【請求項２２】
多相電力変圧器と、前記多相の各相出力に接続する入力を有する複数の電力セルと、前記複数の電力セルの各々に接続される変調コントローラとを有する多相電力駆動装置において、高調波を減じながら４象限動作を可能にする方法であって、
前記各電力セルごとに、前記多相電力変圧器の一次巻線に接続される共通リアクタンスを提供し、
前記電力セルを他のすべての対応する電力セルと並行してスイッチングし、ただし前記電力セルを前記他のすべての電力セルとは位相をシフトしてスイッチングし、
前記多相電力変圧器上に、漏洩リアクタンスを有する複数の二次巻線を提供し、そして前記各電力セルごとに平滑フィルタとして容量要素を提供し、
前記各平滑フィルタの前記容量を前記二次巻線の前記漏洩リアクタンスと整合させて、前記二次漏洩リアクタンスと前記平滑フィルタの前記容量間の共振周波数が出力電力の周波数より高くなるようにすることを特徴とする高調波を減じながら４象限動作を可能にする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、駆動装置、特に可変速度モータ駆動装置およびそれを操作するための方法に関し、特定すると、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方法を採用する中間電圧モータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
可変周波数駆動装置は、従来、工業上ＡＣモータに電気的可変速度を提供するために使用された。これらの同じ装置を、特にモータに関係ないが、可変出力電圧または周波数が所望される他の応用において使用される。典型的な駆動装置は、ＡＣ入力電力源と、普通ソリッドステートデバイスを使用し、固定のＡＣ入力電圧を可変電圧および／または可変周波数出力に変換するためのある形式の変換装置とを有する。この種の形式の駆動装置は、Ｈａｍｍｏｎｄに賦与された米国特許第５，６２５，５４５号に開示されているので、この特許も参照されたい。
Ｈａｍｍｏｎｄの特許は、三相のＡＣ出力を生ずるように配置され操作されるある数の直列に接続された電力セルを利用する電力駆動装置について記述している。複数の電力セルを直列に接続すると、単一のセルのみを使用して得られるよりも高い電圧出力が得られる。セルの直列接続は、各相ごとに複数の電力状態を可能とし、これが改良された波形を得るのに使用される。複数の電力セルが、三相ＡＣモータへの各相の出力線に提供される。三相ＡＣ入力電力は、複数の三相二次巻線回路を含む変圧器により各電力セルに供給される。しかして、二次巻線回路の各々は、一つの電力セルに三相ＡＣ入力電力を供給するように接続される。
各電力セルは、ＰＷＭ制御方を使用してそれが負荷に供給する電力を制御する。
電源電流内の高調波を減ずるために、Ｈａｍｍｏｎｄの特許にあっては、二次巻線回路の位相角度は、千鳥結線または辺延びデルタ結線のいずれかを使用してシフトされる。
【０００３】
各電力セルは、入力ＡＣ−ＤＣ整流器と、平滑フィルタと、出力ＤＣ−ＡＣコンバータおよび制御回路を備える。入力コンバータは、電力変圧器の二次巻線回路から三相ＡＣ入力を受け入れる。入力整流器すなわち整流ダイオードは、三相ＡＣ電力をかなりのリップルをもつＤＣ電力に変換する。このようなリップルの影響を改善するために、電解コンデンサより成る平滑用フィルタが入力整流器のＤＣ側に接続される。平滑フィルタは出力コンバータに接続される。出力コンバータは、ＩＧＢＴのような電力トランジスタを利用する単相Ｈ−ブリッジ半導体スイッチである。出力コンバータの各トランジスタは、局部的変調制御回路により作動される。局部的変調制御回路に対する電力は、電力セル内においてＡＣ電源から得ることができる。
【０００４】
Ｈａｍｍｏｎｄの特許はまた、電力セルパルス出力の継続時間および周波数を選択的に制御するパルス幅変調技術を使用してこのような複数の電力セルの出力を制御する方法を開示している。この方法は、インターディジティティッド信号に基づく制御信号を使用して、各電力セルの出力コンバータにスイッチング事象を選択的に惹起する。スイッチング事象は、一次に一つのみの電力セルで起こるように逐次惹起される。
【０００５】
Ｈａｍｍｏｎｄ特許に開示される電力駆動装置の一つの欠点は、２象限動作しか提供しないしないことである。しかしながら、この種の中間電圧ＡＣ駆動装置は、元来速度−トルク平面の全４象限で動作できる。第１象限は、速度とトルクが両方とも正であるところであり、第３象限は速度とトルクが両方とも負であるところである。かくして、第１象限と第３象限においては、トルクと速度の積は正である。トルク速度の積が正であるときは、電力（パワー）はモータの機械的負荷に流入する。反対に、第２および第３象限はトルク速度積が負である象限である。すなわち、このときモータは発電機として作用し、電力はモータを介して機械的負荷から流出し、駆動装置の内側に戻る。Ｈａｍｍｏｎｄの特許に開示される駆動装置のような複数電力セルを利用する従来形式の電力駆動装置は、現在のところ４象限において動作し得ない。
【０００６】
電力の再生を行うため４象限において動作できる単一電力セルを有する低電圧駆動装置を使用することは、従来技術において周知である。４象限電力セルの一つの例は、Ｈｅｉｎｒｉｃｈに発行された米国特許第４，７８８，６３５号に開示されている。Ｈｅｉｎｒｉｃｈの特許は、電圧源インバータをＡＣ入力側で制御して、インバータ側へのＤＣ−リンク端末接続を横切って切替えを行いながら、そのＤＣ−リンク極性を逆転し、もって極性を整合させることによってこれが遂行されることを開示している。また、交差結合ＧＴＯデバイスが、整流器サイリスタブリッジの出力と電圧源インバータモータ駆動装置のＤＣ−リンク端末との間のＤＣ−リンクコンデンサのそれぞれの極と結合される二つのダイオードと関連づけられるようにかかる極性の整合を実施することによってこれが遂行されることが開示されている。ＧＴＯデバイスは、インバータＤＣ入力電圧と一定の基準電圧間の電圧差に応答して選択されるデューティサイクルで中断される。
【０００７】
それにもかかわらず、４象限動作を可能にするＨｅｉｎｒｉｃｈ特許に記述される単一電力セル形態は、無負荷状態においてさえ生ぜしめられる望ましくない調波に起因して相当の不利益を有することがある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
４象限動作は、再生される電力が公共事業会社から購入されねばならない電気費用を相殺するのに使用できるから、中間電圧ＡＣ駆動装置の応用分野において非常に望ましいことであり得る。このような中間電圧、複数電力セルＡＣ駆動装置のある使用者にとって、エネルギ要求は相当である場合があり、駆動装置の再生能力に起因する５〜１０％の節約でさえ、相当の費用の節約となる場合がある。したがって、この種の電力駆動装置に対して、単一電力セル駆動装置に固有の望ましくない調波の不利益を伴うことなく、４象限動作を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、Ｈａｍｍｏｎｄ特許に記述される先に開示された電力セルに改良を施すものである。改良は、変圧器、ＡＣ−ＤＣ入力コンバータおよび平滑フィルタのトポロジーおよび動作上の変更を含む。電力セルの出力コンバータは、Ｈａｍｍｏｎｄ特許に開示されるものと本質的に同じである。
【００１０】
本発明は、複数の改良された電力セルを利用して４象限動作を提供しかつ入力電源線に生ずる調波を減ずる電力駆動装置およびこの種の駆動装置を操作する方法を提供する。駆動装置は、三相負荷例えば三相ＡＣモータへの各相出力線に複数の改良された電力セルを採用する。所与の相出力線上の改良された電力セルは、Ｈａｍｍｏｎｄ特許に教示されるように直列に接続してよい。
【００１１】
三相ＡＣ入力電力は、変圧器を経て各セルに供給し得る。しかして、この変圧器は、好ましくは複数の二次巻線回路を含むのがよく、そして該二次巻線回路の各々は、一つの対応すするセルに三相ＡＣ電力を供給するように接続してよい。
好ましくは、変圧器の二次巻線回路の各々は、相互に関して同じ位相関係を有するのがよい。したがって、変圧器の二次巻線回路は同じ位相関係を有するから、複数巻線変圧器の一次巻線の入力に、各電力に対する個々の入力リアクトルの代りに単一の三相入力リアクトル（フィルタ）を使用してよい。これは、システムのサイズ、変圧器効率、漏洩およびシステムの費用の節約をもたらす。何故ならば、変圧器は低漏インピーダンスをもって設計できるからである。これは、一般に整流器変圧器製造者に望まれることである。
【００１２】
各改良された電力セルは、好ましくは、ＩＧＢＴのような電力トランジスタより構成し得る入力コンバータと、フィルタコンデンサより構成し得る平滑フィルタと、単相であることを除き入力コンバータに類似のＩＧＢＴより構成し得る出力コンバータを備える。入力コンバータは、低次の調波を減ずるように最適化されたパルス幅変調制御方式を使用して三相ＡＣ電力入力および再生電力を制御し得る。出力コンバータは、Ｈａｍｍｏｎｄ特許に教示されるのと同じ形式のＰＷＭ制御方式を使用して負荷に供給される電力またはこの負荷から再生される電力を制御し得る。
【００１３】
電源線の調波の低減は、本発明においては、入力コンバータのＩＧＢＴの精確な切替え制御により、例えば切替え事象を互いに噛み合わせることによって行われ、もって負荷への出力内の調波を減ずる。これは、各入力および出力コンバータを制御するインターディジティティッドキャリヤ信号に基づくパルス幅変調制御方式を使用することによって遂行される。
【００１４】
入力コンバータは、３相ＡＣ入力電力の各相に対して１対ずつの３対のＩＧＢＴを利用する。両入力コンバータ内のＩＧＢＴの各対（極）は、２進スイッチ関数により制御される。入力コンバータにおいて、三つのスイッチ機能は、本発明の全電力セル内の全部の対応する極について同一であるのがよい。他方、各セル内の三つの極の各々は、各相に対する３相入力電力を整合させるため、互いに１２０度シフトされた基準信号で変調される。これは技術的に周知である。好ましいい制御方式に従うと、各改良された電力セルの入力コンバータを制御するために、同じ一組の３つの２進関数を使用してよい。
【００１５】
改良された電力セルの有利な副作用は、入力コンバータＩＧＢＴが完全な４象限動作を可能にすることである。  従来の電力セルの整流ダイオードと異なり、ＩＧＢＴは両方向に動作し得、制御された再生能力を可能にする。
【００１６】
電力駆動装置の好ましい具体例では、変圧器一次巻線回路の前の入力電源線上に、追加のラインリアクトルおよび抵抗減衰コンデンサフィルタを採用してよい。
【００１７】
他の好ましい具体例では、変圧器／入力リアクトル組合せを利用してよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の他の詳細、目的および利点は、具体例についての以下の詳細な説明と添付の図面から明らかとなろう。
図１には、全４象限動作を可能にする独特な簡単なフロントエンドを有する本発明の電力駆動装置の好ましい具体例が図１に示されている。３相ＡＣ入力電力は、電源変圧器１０１の一次巻線回路１０２に供給される。しかしながら、従来技術の電力駆動装置と異なり、一次巻線回路１０２は複数の二次巻線回路１０３〜１１１を付勢する。これらは、一般的にそれぞれの脚部において他の二次巻線と同相でよい。二次巻線回路１０３〜１１１の各々と関連する三相電力は、それぞれ電力セル１１２から１２０に供給される。
【００１９】
デルタ二次巻線１０３〜１１１を有するワイ一次巻線１０２が示されているが、ワイ二次巻線を有するデルタ一次巻線も使用出来る。実際に、一次巻線１０２および全二次巻線１０３〜１１１間の位相シフトはどのようなものでも容認できる。しかしながら、現在のところ、制御の簡単さ、最小寸法、最低のコスト、および最高の効率が得られるという理由で、二次巻線１０３〜１１１は同一であるのが好ましい。
【００２０】
三相入力リアクトル１２６が、ワイ一次巻線１０２の直前に設けられる。このトポロジーの独特の特徴は、個々の三相リアクトルに代えて、複数巻線変圧器１０１の入力に単一の入力フィルタリアクトル１２６を使用することである。個々の三相リアクトルは、個々の三相二次巻線１０３〜１１１と電力セル１１２〜１２０間に同じ目的を果たすように配置され得るものである。リアクトル１２６は、すべてのアクティブな入力制御のために必要な部品である。何故ならば、エネルギがＤＣバスに解放される前に各スイッチング事象中エネルギを蓄積することが要求される（この場合、各セル内に個々のＤＣバスを利用することが好ましい）からである。個々の三相リアクトルの必要を除去することは、費用とサイズの両方の節約をもたらす。
【００２１】
追加のラインリアクトルおよび抵抗減衰コンデンサフィルタ１２７も示されている。これは、電力駆動装置１００の他の現在好ましい具体例で利用できる。追加のラインリアクトルおよび抵抗減衰コンデンサフィルタ１２７は、図７に示されるように入力電流ひずみをさらに減ずることができる。
【００２２】
ある種の４象限駆動装置の応用分野に必要とされ得る他の特徴は、入力電力損失の場合にモータおよび接続される負荷を制動することができることである。個々の二次巻線間にゼロ位相シフトを許容することによって、単一の三相の一組のダイナミックブレーキ抵抗１２８を一次電力入力に加えることができる。ダイナミックブレーキ抵抗１２８への制動電力の制御は、もしも各電力セル１１２〜１２０内の全トランジスタがタンデムにゲートされるならば、簡単化される。何故ならば、電力セル１１２から１２０に接続される二次巻線間に位相シフトが存在しないからである。
【００２３】
他の点に関して、複数の電力セル１１２〜１２０は、従来の電力駆動装置におけるとほぼ同様に、相出力線１２２、１２３および１２４の各々に接続してよい。同様に、この種の複数の電力セル１１２〜１２０は、複数のこのような低電力セル１１２〜１２０を有する中間電圧駆動装置を作るように、各相出力線上で直列に接続してよい。各電力セルは、中間電圧駆動装置の一部であるにかかわらず内部的に低電圧基準に合うように構成してよい。個々の電力セル１１２〜１２０は、中間電圧レベルの応用分野に適当な隔絶法を使用して、接地およびその他の電力セルから隔絶してよい。
【００２４】
図１に示されるように、相出力線１２２は、電力セル１１２、１１５および１１８の出力に直列に接続され、相出力線１２３は電力セル１１３、１１６および１１９の出力に直接接続され、相出力線１２４は電力セル１１４、１１７および１２０に直列に接続される。電力セル饋電または給電ブランチ１２２、１２３および１２４は、浮遊中性点１２５に関してＹ接続で接続できる。このようにして構成された電力セル１１２から１２０は、個々の電力セルが内部的に低電圧基準に格付けされた部品から構成されてさえ、モータ１２１に十分に中間電圧の線対線電圧をモータ１２１に印加できる。
【００２５】
複数の二次巻線回路１０３〜１１１は、電源線調波を減ずるように相互に関して位相シフトされない。代りに、電源線内の調波は、図２に示される構成を有する電力セルを利用することによって、減ずることができる。第１図に示されるように、単一の入力リアクトル１２６が、変圧器一次巻線回路１０２の前の共通の入力接続に利用される。これは、位相シフトのない二次巻線回路１０３〜１１１に起因して許される。したがって、各電力セル１１２から１２０に対する追加の個々の入力リアクタンスは必要とされない。しかしながら、変圧器二次巻線１０３〜１１１が位相シフトされたら、個々のリアクタンスが追加されるか、組込みの漏洩リアクタンスに頼って、電力セル１１２から１２０への入力における電圧差を支持しなければならないであろう。
【００２６】
図２を参照すると、電力セル１４０の好ましい具体例が示されているが、この具体例は、入力コンバータ１４２と、平滑用フィルタ１４４と、出力コンバータ１４６の三つの主要部を有する。平滑用フィルタ１４４および出力コンバータ１４６は、Ｈａｍｍｏｎｄの特許に示される従来形式の電力セルの対応する部分にほぼ同一である。
【００２７】
しかしながら、入力コンバータ１４２は、改良された電力セル１４０に独特である。詳述すると、入力コンバータ１４２は、以下に詳述するが、入力電源線に減ぜられた調波を提供し得、電力駆動装置の全４象限動作を可能にする。改良された電力セル１４０は、コンデンサ１５３として示される平滑フィルタ１４４、およびＩＧＢＴ１５６から１５９の単一Ｈブリッジより構成し得る出力コンバータ１４６の構造および機能に関しては、従来の電力セルに類似であってよい。加えて、図３に示されるように、改良された電力セル２４０の他の具体例として、電力セル１４０内の単一のコンデンサ１５３に代えて、複数のコンデンサ２５３ａから２５３ｆより成るコンデンサバンク２４４を有してよい。
【００２８】
入力コンバータ１４２は、出力コンバータ１４６と同様に機能し、パルス幅変調により制御できる。ただし、制御は、入力コンバータ１４２のある種の独特の特徴を補償するように変更されている。特に、入力コンバータ１４２は三相入力を有してよい。したがって、入力コンバータは、好ましくは同一の、三つの極関数スイッチを有してよい。これらの差は追って詳細に説明する。
【００２９】
入力コンバータ１４２において、３対のＩＧＢＴ１７０〜１７５が、三相のＡＣ入力電力を濾波されたＤＣ電力に変換するために、Ｈａｍｍｏｎｄの特許に示される３対の従来形式の整流ダイオードに置き換えて利用される。入力コンバータＩＧＢＴ１７０〜１７５は、電力変圧器上の専用の三相ＡＣ二次巻線回路１６９により賦活できる。１相すなわち線セグメントＡはＩＧＢＴ１７０および１７３間に接続でき、他の相、すなわち線セグメントＢはＩＧＢＴ１７１および１７４間に接続でき、第３の相すなわち線セグメントＣはＩＧＢＴ１７２および１７５間に接続できる。ＩＧＢＴ１７０から１７５は、相俟って、Ｈブリッジ出力コンバータＩＧＢＴ１１５７から１５９に類似の全４象限ブリッジコンバータを形成する。ただし、およびＷとして示される三つの入力極スイッチ関数を有する。
入力コンバータおよび出力コンバータ両者内のＩＧＢＴの各対（極）は、２進スイッチ関数により制御される。２進スイッチ関数は、インターディジティティッド関数とよく協調する三角ＰＷＭ変調技術の使用を含む多くの手段により発生し得る。しかして、この関数は、単一の基準を多くの位相シフトキャリヤに比較することにより発生し得る。しかしながら、各電力セル１４０が同じ三つのスイッチ関数を受け入れることができる好ましい入力制御方式においては、望ましくない入力調波レベルを制御するのに他の方式を利用してもより旨くいく。
【００３０】
再生条件中、複数電力セル１４０の出力１６８を介して給電されるモータ１２１は、各電力セル１４０のブリッジダイオード１６０〜１６２を介して再生動作し得る。このようにして、モータ１２１により再生されるエネルギはコンデンサ１５３に供給される。ＩＧＢＴ１７０〜１７５（Ｑ２０〜Ｑ２５）を利用する入力インバータは、双方向性４象限ブリッジである。コンデンサ１５３上に荷電した電荷は、ＩＧＢＴ１７０〜１７５（Ｑ２０〜Ｑ２５）で切り替えられ、電力を再生動作中のモータ１２１から三相線に戻す。ダイオード１７６〜１８１は、線からのエネルギがモータ１２１に供給されつつあるモータ動作中純粋に整流動作モードで動作し得る。同様に、逆の場合を除き、ＩＧＢＴ１７０〜１７５は適当な点弧回路の使用により制御され、電力をＡＣラインに帰還させ、それにより再生回路を提供する。
【００３１】
図２に示される電力セル１４０の４象限入力コンバータ１４２の入力電流品質は、入力トランジスタスイッチ機能を選択的にターンオフし、それにより各機能がターンオフされるときに入力ダイオード１７６〜１８１が導通するようにすることによって最適化される。実電力がＡＣ源からモータ１２１に供給されるとき、入力のダイオード１７６〜１８１は時間の大部分の間導通し、その間出力のトランジスタ１５６〜１５９（Ｑ１１〜１４）も時間の大部分の間導通する。実電力がモータ１２１からＡＣ源（再生）に転送されるとき、ダイオードおよびＩＢＧＴの役割は逆転され、その結果入力トランジスタが時間の大部分の間導通し、出力ダイオード１６０〜１６３が時間の大部分の間導通する。
【００３２】
好ましい具体例において、入力極関数Ｕ、ＶおよびＷは互に同一であるが、互に１２０度位相シフトされている。また、これらの関数は全電力セル１１２〜１２０に対して互いに同一であり、かつ、それぞれの関数が、各電力セル１１２〜１２０に対するそれぞれの入力極をすべての他の電力セルに対する対応する極と並列に切り替えさせることが好ましい。これにより、最も低いインピーダンス変圧器構造体を使用することが可能となり、これによってコスト、サイズを節約し効率を高めることができる。
【００３３】
図４および図５は、二つの電圧条件に対する極関数、すなわち波形２００により表される公称入力線と、波形２０１により表される２０％低い入力線を描いている。電源から入力条件を監視している一つの主マスタコントローラから独立的に極関数Ｕ、ＶおよびＷの位相シフトおよび変調指数の両者を制御する利点の一つは、個々のＤＣバス上の全定格電圧が、非常に広い範囲の入力線および電源インピーダンス条件にわたり維持され得ることである。
【００３４】
重要なことは、図４および５に描かれる関数が、必要とされるバス電圧を維持し、かつ得られる入力線電流ひずみを最小にするように注意深く生成されることである。これは、単一の共通ハブ制御システムからＵ、ＶおよびＷ関数を発生することによって、変化する入力線条件に応答して迅速になされ得る。
【００３５】
上述したように、多相変圧器１０１の入力の直前に示される主インダクタンス１２６は、アクティブな制御に必要とされる。図２および３に示されるリアクトルサイズおよび変調関数の両者の選択により、得られた入力電流ひずみを決定出来る。ＩＧＢＴのスイッチング周波数の制約に起因して、図１に示されるように、追加の減衰ＬＣフィルタ１２７（追加のラインリアクトルおよび抵抗減衰コンデンサフィルタ）を任意追加し、電流ひずみを５％のＩＥＥＥ  ＴＨＤｉ限界以下にさらに減ずるのが望ましい。
【００３６】
図６および図７は、図４に描かれる変調関数に対する擬似出力電流ひずみを示す（規格出力電力で公称ライン状態）。図６に示される電流波形２１０のスペクトルは、任意の入力フィルタ１２７なしで得られたものであり、１０％より低い全調波電流ひずみ（ＴＨＤｉ）をもたらす。図７の電流波形２１１のスペクトルは、任意のフィルタ１２７で得られたものであり、５％のＩＥＥＥ限界よりも十分低い電流ひずみをもたらす。
【００３７】
現在代表的従来技術の２象限電力駆動装置変圧器においては、低入力電流ひずみを保証するために、最小８％の二次インピーダンスが必要とされる。ある製造者は、標準５％からの各１％の追加の漏洩リアクタンスに対して、変圧器費用に４％の増加がもたらされることを示した。他の製造者は、新しい構造技術を使用すると、５％以下のインピーダンスをもつ構造体をもたらすことができ、コストも低減できることを示した。それゆえ、複巻線変圧器に低漏洩リアクタンスをもたせることを可能にすることは、コスト面で重要であるだけでなく、サイズおよび効率の理由のためにも重要である。効率は漏洩インピーダンスの低下とともに増加することに注目されたい。好ましい具体例においては、漏洩インピーダンスは４％を越えるべきではない。さらに、回路共振を有することを避けるために、容量１５３は、漏洩インダクタンスに整合するように選択しなければならない。
それにより回路の共振周波数が出力周波数よりも高く、好ましくは係数５ただし少なくとも係数２だけ高くなるようにする。
【００３８】
改良された電力セル１４０の入力コンバータ１４２の機能と制御は、前述のパルス幅変調技術を使用して処理し得る。ただし、出力コンバータにおけるような１対の（出力）極関数に代えて、３（入力）極関数が存在するという事実に起因して特定の適用方法に若干の差がある。さらに、３極関数は、２出力極関数と異なり、、全電力セル１４０に対して同一であるのがよい（互いに１２０度位相シフトされていることを除き）。これは独特である。
【００３９】
代りに、好ましい方法として、各電力セル１４０に対して使用されるキャリヤにいそうシフトを導入することを含んでよい。図１に示されるトポロジーの変更は、各電力セル１４０に対するＵ、ＶおよびＷスイッチ関数を発生するために異なる方法を使用することによって得られる。もしもパルス幅変調（ＰＷＭ）が、３相基準を三角形キャリヤ波形に比較することによってこれらのスイッチング関数を発生するように使用されれば、１次電流の調波含分は、各電力セル１４０に対して使用されるキャリヤに位相シフトを導入することによって減ずることができる。好ましくは、各電力セル１４０はＵ、ＶおよびＷスイッチ関数を発生するために同じキャリヤを使用できるのが好ましいが、逐次のセルに使用されるキャリヤは、キャリヤ周波数の３６０／Ｎだけシフトしてよい。ここで、Ｎはセルの総数である。此の種の変調の利益は２倍である。すなわち、電力セル１４０間に位相シフトがない場合に記述される制御に比して、変圧器の１次巻線内の高調波含分の減少およびより高い周波数の高調波が含まれることである。これにより、フィルタリアクトルのサイズは小さくでき、望ましくない高調波を濾波することが容易および廉価になる。しかしながら、この結果変圧器はコスト高となる。何故ならば、スイッチング周波数ボルト−秒を支持するために、２次漏洩インピーダンスが必要とされるからである。
【００４０】
入力コンバータ１４０のパルス幅変調は、出力コンバータ１４６に類似のブリッジコンバータを使用して行える。ただし、トランジスタ１７０（Ｑ２０）、１７１（Ｑ２２）、１７２（Ｑ２４）、１７３（Ｑ２１）、１７４（Ｑ２３）および１７５（Ｑ２５）のような半導体スイッチを有する脚部を有する点が異なる。
トランジスタ１７０〜１７５は、それらが操作されるとき完全にＯＮまたは完全にＯＦＦであり、実質的にパルス振幅を変調できない。トランジスタ１７０〜１７５は、図示のように３相ブリッジ形態に接続できる。ブリッジ形態を形成するために、トランジスタ１７０（Ｑ２０）のエミッタをトランジスタ１７３（Ｑ２１）のコレクタに接続するのが好ましい。同様に、トランジスタ１７１（Ｑ２２）のエミッタはトランジスタ１７４（Ｑ２３）のコレクタに接続してよい。同様に、トランジスタ１７２（Ｑ２４）はトランジスタ１７５（Ｑ２４）のコレクタに接続してよい。トランジスタ対１７０、１７３すなわちＱ２０およびＱ２１、トランジスタ対１７１、１７４すなわちＱ２２およびＱ２３およびトランジスタ対１７２、１７５すなわちＱ２４およびＱ２５はコンデンサ１５３に接続されるが、トランジスタ１７０（Ｑ２０）、１７１（Ｑ２２）および１７４（Ｑ２４）は正側に、トランジスタ１７３（Ｑ２１）、１７４（Ｑ２３）および１７５（Ｑ２５）は負側に接続される。各トランジスタ１７０〜１７５の過電圧保護は、逆並列ダイオード１７６〜１８１の使用により遂行される。かかる配置においては、ダイオード１７６〜１８１のカソードはトランジスタ１７０〜１７５のコレクタにそれぞれ接続され、ダイオード１７６〜１８１のアノードはトランジスタ１７０〜１７５のエミッタにそれぞれ接続される。トランジスタ１７０〜１７５は、好ましくはバイポラートランジスタまたは絶縁ゲートバイポラートランジスタ（ＩＧＢＴ）のような電力トランジスタであるのがよい。この種のトランジスタは、逆並列ダイオード１７６〜１８１を１パッケージ内に含むことが多い。
【００４１】
ＡＣ入力電力は、トランジスタ１７０（Ｑ２０）のエミッタとトランジスタ１７３（Ｑ２１）のコレクタとの間の接続により第１相入力ラインセグメントＡを介して供給し得る。同様に、電力は、トランジスタ１７１（Ｑ２２）のエミッタとトランジスタ１７４（Ｑ２３）との間の接続により第２相入力ラインセグメントＢを介して供給し得る。同様に、電力は、トランジスタ１７２（Ｑ２４）のエミッタとトランジスタ１７５（Ｑ２５）との間の接続により第３相入力ラインセグメントＣを介して供給し得る。
【００４２】
入力コンバータ１４０の制御は、出力コンバータ１４６に対する制御と同様に行える。例えば、トランジスタ１７０〜１７５は、同様に、適当な隔絶手段を介して局部変調コントローラから信号を受け取ることができる。この手段は、同様に、ファイバオプチックリンクにより提供され得る。変調コントローラは、トランジスタ１７０（Ｑ２０）または１７３（Ｑ２２）のいずれかをＯＮ、トランジスタ１７１（Ｑ２２）または１７４（Ｑ２３）のいずれかをＯＮ、またはトランジスタ１７２（Ｑ２４）または１７５（Ｑ２５）のいずれかをＯＮとなるように選択し得る。これにより電力はコンデンサ１５３に供給せしめられる。同様に、ファイバオプティックリンクを、任意の一つの電力セル１４０内の全回路を他の電力セル１４０内の全回路から電気的に隔絶し、コントローラとマスタ変調コントローラの間で賦課され得る電磁的干渉効果を減ずるのに使用できる。局部的変調コントローラは、同様に局部的制御電力源から電力を受け取ってもよい。
【００４３】
図８ａおよび８ｂは、各電力セルの個々のリアクトルが変圧器１０１の三相入力点にて単一のリアクトルに結合された好ましい具体例において使用されるような「ヨーク」３０２および「プラグ」３０４の構造体を合体したリアクトル／変圧器３００組合せの好ましい具体例を示す。鉄を基材とするインダクタのエネルギ蓄積能力は主として、エアギャップの容積寸法に基づき、そしてこれが回路により包囲される磁界の最高量のＢ×Ｈを包含するものであることはよく知られている。それゆえ、磁気回路設計者は、最小のエアギャップ距離をもってギャップ容積を最大化するためにエアギャップの面積を最大化せざるを得ない。大きなエアギャップは過大のフリンジングをもたらし、銅と鉄に渦電流損をもたらす。効率的な複巻線式変圧器（低漏洩インピーダンスを有する）のための経済的設計も、巻線回数したがって銅費用を減ずるために断面積を最大化して傾向がある。それゆえ、共通の磁気構造体を使用して製造コストを節約するような構造を利用するようにこれらのパラメータの両方を組み合わせることは意味のあることである。
【００４４】
図示のように、リアクトル／変圧器組合せ３００は、単一の巻線３１０を使用して入力インダクタ一次巻線と２次巻線３０８を結合するためにヨーク３０２を使用できる。ついで、プラグ３０４およびエンドキャップ３１２および３１４を通常のように使用して、両磁気回路を完成する。アイディアは断面積最大にすることであるから、インダクタ側の端部キャップ３１２上の単一のギャップ３１６で容認し得るフリンジングを提供し得ることが注目されるべきである。また、ギャップ３１６は端部キャップ３１２およびヨーク間を除き銅コイル内には存在しないから、フリンジングは過剰の銅損失をもたらさないことも注目されるべきである。
【００４５】
以上本発明の特定の具体例について詳細に説明したが、斯界に精通したものであれば、この開示の全教示に照らしてこの詳細についての種々の変更を思いつくことができることが認められよう。したがって、ここに開示されるものは、本発明の単なる例示であり、本発明を限定するものでないことをはっきりと理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う電力駆動装置の好ましい具体例を示す線図である。
【図２】図２は本発明に従う改良された電力セルの好ましい具体例を示す回路図である。
【図３】図３は図２に類似の回路図で、コンデンサバンクを有する改良された電力セルの他の好ましい具体例を示す回路図である。
【図４】図２に示される電力セルの入力コンバータ部分における第１の入力電圧条件に対する極関数を示すグラフである。
【図５】図４に類似のグラフで、第２の入力電圧条件に対する電極関数を示すグラフである。
【図６】図４に示される変調関数に対する擬似入力電流ひずみを示すグラフである。
【図７】図６に類似のグラフで、入力フィルタの好ましい具体例が採用されるときの擬似入力電流ひずみを示すグラフである。
【図８ａ】変圧器／入力リアクトル組合せを利用して接続された変圧器一次およびに二次巻線回路を有する駆動装置の好ましい具体例を示す線図である。
【図８ｂ】図８ａに示される変圧器／入力リアクトル組合せに対する「ヨークおよびプラグ」構造の好ましい具体例を示す線図である。
【符号の説明】
１０１  電源変圧器
１０２  一次巻線回路
１０３〜１１１  二次巻線回路
１１２〜１２０  電力セル
１２２、１２３、１２４  相出力線
１２５  浮動中性点
１２６  単一入力リアクトル
１２７  ラインリアクトルおよび抵抗減衰コンデンサフィルタ
１２８  ダイナミックブレーキ抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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