(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号に基づくデジタル変調が可能であり、搬送波の直交周波数多重化により処理される、一般に複数の固定周波数搬送波に基づいて動作する送信機によって行われる、デジタル・テレブロードキャスト地上無線伝送を使用して、移動体を検出する受信機であって、
前記無線送信機の影響のもとに移動体により後方散乱した信号を収集するための無線受信手段（１０、２０）と、
少なくとも一つの送信機から受信される直接の無線テレブロードキャスト信号を受信及び復調して受信した信号の同期時期及び符号を決定するための手段（１００、１０１、１１０）を有する補助手段と、さらに、
移動体を距離／ドップラー区分に従って弁別するための処理手段（３０、４０、５０、６０）であって、複数のドップラー経路に従って受信した信号を分配することが可能であり、また、各経路におけるそれら信号をそのドップラー経路のランクに合わせて周波数偏位することができる、ドップラー分配手段（４０１、４０３）と、
ドップラー分配により生じる、以前のデータ列から最初のサンプルを取り除き、新しいサンプルを最後に付加することにより得られるスライド性の一時データ列に対するフーリエ変換ステージを有し、それによって受信されたときのシンボルを再生し、それに続いてその結果と補助手段の出力との一時相関器を有し、そして、一連の搬送波についての相関器の出力の合成器を有する距離圧縮手段（５０）と、
選択した時間に亘ってコヒーレント・ドップラー積分を行い、積分した距離／ドップラー区分を生成する手段（６０）と、
１つ又は２つ以上の移動体に関する位置／速度の情報を含むレーダ・プロットを獲得するために、曖昧性を除くためマルチスタティックデータを併合させるように考案された、トラッキングによるポストプロセス手段（８０，９０）とを有する処理手段と、を有することを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記受信機は、その無線受信手段（１０）の出力においてアナログ／デジタル変換器（２０）を有し、次にヒルベルト変換ステージ（３０）を有することにより、振幅／位相の複素デジタル信号を得ることができ、かつ、ドップラー分配手段（４０１、４０３）とそれに続くステージがデジタルで動作することを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記無線受信手段はアレイ・アンテナ（Ａ１−ＡＰ）を有し、そこで処理手段（３０、４０、５０）はそれぞれ別個のアンテナ素子またはアンテナ素子のグループに関わる経路について選択的に動作し、その後中継局でポストプロセス手段がこれら経路の出力をビーム形成のために再結合する手段（７０）を有することを特徴とする請求項１または２に記載の受信機。
【請求項４】
前記ビーム再結合手段は、移動体追跡及びエコー観測の機能として、適応的に動作することを特徴とする請求項３に記載の受信機。
【請求項５】
前記ポストプロセス手段は一定の誤警報率（８０）を持つ検出手段を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の受信機。
【請求項６】
前記ポストプロセス手段は、マルチスタティック処理ステージ（９０）を有し、各レーダ・プロットをいくつかの送信機／受信機の対に基づいて各レーダ・プロットを規定することを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の受信機。
【請求項７】
選択した位置に設置された、請求項１ないし６のいずれかに準拠するいくつかの受信機（Ｒ１２、Ｒ２３，Ｒ１３）を有し、それらの受信機が生成するレーダ・プロットを対比する手段を有する、ことを特徴とする移動体検出システム。
【請求項８】
前記システムは、固有のテレブロードキャスティング送信機に加えて、選択した位置に設置され、かつ、固有のテレブロードキャスティング送信機と同じ変調で動作する、追加の送信機を有する、ことを特徴とする請求項７に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、バイスタティック・レーダ・システム（bi-static radar system）による地上域での移動体速度の検出、特定及び決定に関する。
【０００２】
Robert F. Ogrodnikによる文献「Multimode multistatics for passive/active airborne surveillance」（Rome Air Development Center, Griffiss AFB NY 13441-5700, CP381 (Supp) ）には、地理的範囲（カバレッジ）の拡大と絶対的な判断とによる利益を享受する、既存の公共テレブロードキャスティング（telebroadcasting）送信をバイスタティック・レーダの送信信号に利用することについて記載されている。速度の検出、特定（pinpointing）及び決定の機能は、移動体による信号の後方散乱から生じる情報の集中処理に関わる個別の受信機アレイを配置して観測域を収容することにより実現される。
【０００３】
レーダの一般的法則をアナログ・テレブロードキャスト伝送の現在の特性に適用することにより、このような概念のパフォーマンスを評価することは可能である。すなわち、テレブロードキャスト信号に水平同期（line synchronization）が存在することにより、距離測定に関し複数の解決策を見出すことができ、さらに、該測定の正確さは、有効な伝送信号の帯域幅に反比例し、平凡なもの以外にはなり得ない。
【０００４】
テジタル・テレビの出現により、伝送信号の性質が完全に再考されることとなり、ＣＯＦＤＭ（Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex）標準の定義付けが行われ、例えば妨害エコーの排除などの多数の技術的長所がもたらされると共に、多くのアクセス可能なプログラムが出現するなどの商業的長所がもたらされている。
【０００５】
本発明は、レーダの分野において、このようなデジタル信号を利用することを目的としている。
【０００６】
従って、通常複数の固定周波数搬送波に基づいて動作し、符号に基づく（シンボル−ベースの）デジタル変調が可能であり、搬送波の直交周波数多重化により処理されるテレブロードキャスト地上伝送を使用する。
【０００７】
かかる無線伝送を使用して移動物体を検出する受信機は、（B. CARRARA, P. TOURTIER, M. PECOTによる「Le radar muet」[The silent radar]  Radar Colloquium 1994, Palais des Congres, Parisにより）知られているともみなし得るものであり、
前記無線伝送の影響の下にある物体により後方散乱した信号を収集するための無線受信手段と、
そのような物体の距離／ドップラー区分（distance/Doppler bins）に従った弁別を実行するための処理手段と、
それらの距離／ドップラー区分を時間内にクランプ（clamp（固定））するように送信機に対しての同期基準を捕捉するための補助手段とを有する。
【０００８】
本発明は、受信機を提案するものであり、該受信機は、それらの同期時期及び符号を決定するために、少なくとも一つの送信機から受信される直接の無線テレブロードキャスト信号を受信及び復調するための（補助的）手段を有することを特徴とすると共に、
前述の処理手段は、
複数のドップラー経路に従って受信した信号を分配することが可能であり、また、各経路におけるそれら信号をそのドップラー経路のランクに合わせて周波数偏位することができる、ドップラー分配手段と、
補助手段の出力で得られる符号により、全ての搬送波について、各ドップラー経路からの出力の相関の合計を相同の形式（homologous forms）で生成することができ、それによって距離／ドップラー区分に配置されるサンプルを生成する距離圧縮手段と、
選択した時間に亘って干渉性の（コヒーレントな）ドップラー積分を行い、それによって積分された距離／ドップラー区分を生成する手段と、
１つ又は２つ以上の物体に関する位置／速度の情報を含むレーダ・プロットを獲得するために、それらの区分内に得られたエコーを対比させるように考案されたトラッキングによるポストプロセス手段とを有することを特徴とする。
【０００９】
望ましくは、受信機は、その無線受信ステージの出力においてアナログ／デジタル変換器を有しており、次にヒルベルト（HILBERT）変換ステージを有し、振幅／位相の複素デジタル信号を得るようになっている。ドップラー分配手段及びそれに続くステージは、デジタル処理による動作をする。
【００１０】
非常に有利な点として、距離圧縮手段は、ドップラー分配により生じるスライド性の一時データ列（sliding temporal data trains（スライド移動する一時的なデータ列））に対するフーリエ変換ステージを有し、それによって受信されたときのシンボルを再生し、それに続いてその結果と補助手段の出力との一時相関器を有し、そして、一連の搬送波についての相関器の出力の合成器を有している。
【００１１】
現在では、無線受信手段がアレイ・アンテナを具備し、かつ、処理手段がそれぞれ個別のアンテナ素子若しくはアンテナ素子のグループに係る経路に対して選択的に処理動作をし、その後の中継局においてポストプロセス手段がそれらの経路の出力をビーム形成のために再結合（recombination）する手段を有している、ということにするのが好ましい。ビーム再結合手段は、移動体追跡及びエコー観測の機能として適応的に動作するものとするのが好ましい。
【００１２】
本発明の別の特徴によれば、ポストプロセス手段がマルチスタティック処理ステージ（multistatic processing stage）を有し、いくつかの送信機／受信機の対に基づくそれぞれのレーダ・プロットを規定する。
【００１３】
また、本発明による移動物体を検出するためのシステムは、選択した各位置に設置したいくつかの受信機を有すると共に、それらの受信機が生成するレーダ・プロットを対比する手段を有している。
【００１４】
有益な付属物として、システムは、固有のテレブロードキャスティング送信機に加え、選択した位置に設置され、かつ、固有のテレブロードキャスティング送信機と同じ変調により動作する、追加の送信機を具備している。
【００１５】
別の変形例としては、各テレブロードキャスティング送信機に対してサービス情報を宛てる手段であって、それらの変調での再送信をするための手段を加えたものがある。
【００１６】
本発明の他の特徴や他の利点については、以下の詳細な説明と添付図面を吟味することによって明らかとなる。
【００１７】
添付の図面は具体的な要素を含んでおり、それゆえ明細書の一部として明細書を解説し、本発明の定義付けに寄与するものである。
【００１８】
ＤＯＦＤＭ変調はまず、図１で示される。これは詳しくはB. LE FLOCH, R. HALBERT-LASSALLE, D. CASTELAINによる記事「Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivers」（IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. 35, No. 3, 1989年8月）に記載されている。
【００１９】
テジタルテレブロードキャスティングは、特にテレビの場合、このタイプの変調に従って作られると考えられる。これには全て或いは殆ど全ての放送域を網羅する地上伝送の適切なグリッドが使用される。
【００２０】
ＤＯＦＤＭ変調は多数の（通常数千の）等距離副搬送波（以下簡潔に「搬送波」と言う）を使用する。搬送波は、応用形態に応じて特にＱモーメント（Ｑ位相変換キーイング又はＱＰＳＫ）を使用した位相変換コーディング或いはＱモーメント（Ｑ振幅変調又はＱＡＭ）を使用した他の振幅変調コーディングなどの適切なコードにより、個別に低周波数で変調される。
【００２１】
変調の基本的な要素は「符号」である。受信時、スケーラ産物が形成され、それにその持続時間が搬送波の周波数空間の逆数と正確に等しい積分を適用する。これにより受信時の搬送波が直交性となり、その結果漏話を起こすことなく符合の回復が可能になる。
【００２２】
符号の持続時間は搬送波の周波数の空間の逆数よりも大体長い。その時間の差は「保護間隔」を決定し、積分されたスケーラ産物の動作に先行する。これにより多重通路の結果発生し得る伝播時間におけるばらつきを無効にすることができる。
【００２３】
本変調に特有の特徴は、それぞれの信号が保護間隔の間に受信機に達する場合、空間的に独立している数個の送信機の同時同期化伝送を可能にすることである。この特性は本発明の基礎となるものである。これにより、既存のアナログテレビ伝送などとは違って、単一周波数ネットワーク（単一帯）を持つ地理的区域を網羅することが可能になる。
【００２４】
次にＣＯＦＤＭ信号の例を簡単に説明する。
【００２５】
ＳＹＭＢｊ（ｔ）で送信される一連のデジタル符号があり、ｔは時間を、ｊは符号の標識を表すとする。送信される信号は添付公式（Annex of Formula）の方程式（明細書の最後に添付）（１）で求められる。
【００２６】
符号を表す式は方程式（２）で求められる。方程式（２）には：
方程式（４）（ｆｋがランクｋの搬送波の周波数を示す）で求めた値を使って方程式（３）により決定する機能ψと、
関係式（５）で求められる４つの値のうちの１つを取る係数Ｃｊ，ｋ（ｉは複素虚数の一般的な符号（特にＱ＝４の場合の４ＰＳＫ変調））を代入する。
【００２７】
このような関係において、後で見るように、ＤｓとＴｓは、それぞれ符号の伝送の合計持続時間及び有効持続時間である。Δ＝Ｄｓ−Ｔｓは保護間隔である。
【００２８】
考えられうる（ｔ−ｊＤｓ）の値を、以下3つの場合に分類する：
ｔ−ｊＤｓ＜−Δ、つまりｔ＜ｊＤｓ−Δであるとき、機能ψはゼロである。
ｔ−ｊＤｓ＞−Ｔｓ、つまりｔ＞ｊＤｓ＋Ｔｓであるとき、機能ψはゼロである。
上記２つの場合の間では、機能ψは方程式（６）で求められる。
【００２９】
従って、周波数は、関係式（５）で求めた複素係数Ｃｊ，ｋに許容される「アルファベット」が規定する４つの位相状態を持つコードにより、それぞれ独立にコード化される。
【００３０】
図１に示したように、これら周波数はＤｓ＝Δ＋Ｔｓの時間に渡り送信される。しかしながら、それらはＴｓの間は直交である。Δの時間は保護期間であり、（特に、図１の網掛け部で生じる多重通路といった）電波信号間の関係により生じる問題を減少させることを意図している。従って、（無線通信において）受信した信号の複素数の分析時間は、Ｔｓに限定される。
【００３１】
ＣＯＦＤＭ変調はくし形の等距離搬送波を使用する。それらは直交で、その相関関係機能にスケーラ産物が対応しており、それら周波数の格差の逆数で計算される。
【００３２】
これら搬送波の各々は、Ｄｓの時間の間、例えばＱ＝４の状態から選ばれた、位相状態（或いは一般的に変調状態）に対応する符号を搬送する。このＤｓ時間はくし形の格差と保護期間Δの合計の逆数Ｔｓに正確に対応している。また、保護期間Δは送信チャネルのインパルス応答の上界に選択されている。
【００３３】
この期間Ｄｓに対応する間隔、所謂「ライン」が終了するたび、送信される符号は更新される。これが何度も行われ、「フレーム」がつくられる。
【００３４】
フレームの始めに、所定の時間に渡り、位相ゼロに対応する符号が各副搬送波により送信され、これにより送信チャネルの周波数応答が取得又は識別可能になる。
【００３５】
また、多数の同期化信号がフレーム開始時に送信される。それらにより受信時には搬送波の周波数、ライン持続時間の再構成及び送信機の識別が可能になり、その結果各搬送波のインパルス応答を決定する校正位相が形成され、さらに符号送信の有効時間の開始の瞬間に標識がつけられるか、又は保護期間の持続時間が判別される。
【００３６】
このような無線通信信号の受信機は既知である。
【００３７】
フレームへの分割化については以下再度説明をすることはしない。それは、詳しくは前処理受信段階に関わるものであるが、公知であるとみなす。しかしながら、それに関連する処理、特に校正関連及びライン開始に関する処理の信頼性は、提案されるレーダ処理に必要とされる正確さを基礎とするというような点は考慮する必要がある。
【００３８】
バイスタティックレーダモードで地上レーダ伝送を使用することは魅力的である。既に周波数が割り当てられた既存の送信機を使用することにより送信側のコストが低く抑えられ、送信時の周波数が低いことはステルシー移動体（例えば小さな航空機の侵入）を検出するのに有利であり、（シミュレーションの中でも）アクティブな中和増幅及び攻撃的移動体の誘導の障害となり、本質的に継続的な動作が保証される。
【００３９】
レーダ技術の分野において、バイスタティック検出は特にS.K.CHAUDHURIとW.M. BOERNERによる「Multi-(bi)-static High Frequency (PO/GO) Radar Target Imaging of Airborne Scatterers」（AGARD, CP 381, 1985年）に記載されている。
【００４０】
また、地上伝送と航空機の相互作用は、J.V. MURPHYによる記事「Interference To Satellite Earth Stations Due to Scatter of Terrestrial Transmissions」（Australian Telecommunications Review, Vol. 17, No. 1, 1983年）に研究されている。
【００４１】
多重検出の原理を図２に図解する。ここでは３つの地上レーダ送信機Ｅ１からＥ３を、正三角形として、理想的又は（理論的に）「規範的な」配置にした。また、３つの受信機、Ｅ１とＥ２を結ぶ線分のほぼ中央にＲ１２、Ｅ２とＥ３を結ぶ線分のほぼ中央にＲ２３、及びＥ１とＥ３を結ぶ線分のほぼ中央にＲ１３を想定した。
【００４２】
移動体Ｍは速度ベクトルＶで動いている。核受信機と１つの送信機の協同により、まず移動体の相対速度に関する情報（ドップラー情報）が得られる。位置に関する限り、特定の条件のもとでは、移動体Ｍを囲む楕円を特定することもでき、その場合この楕円の焦点は関連する送信機と受信機である。
【００４３】
以前よりテレブロードキャスティング地上レーダ伝送に基づいて（バイスタティックレーダ型の）ドップラー測定が実行可能であることが知られている。
【００４４】
一方、使用する変調に関する技術的な理由により、今日のアナログ地上無線伝送との距離を測定することは非常に困難である。これらの理由は複雑に絡み合っており、例えばテレビ線の周波数により距離に無数の不明瞭な点が生じる、或いは輝度信号における有効な周波数帯が狭いといった事実に関連している。従って、クラッタのレベルが非常に大きい場合弱い符号と低い速度を持つ移動体の検出能力が問題となる。
【００４５】
ＵＨＦ或いはＶＨＦ帯で使用されるＣＯＦＤＭ変調の出現により、一部のレーダ技術者の間で無線伝送に基づくバイスタティック検出に関する関心が高まった。
【００４６】
ドップラー測定値に関する限り、ＣＯＦＤＭデジタル信号の多重搬送波特質は、事情を複雑にする傾向がある。合成ドップラー効果は、それぞれ独立して変調された異なる値を持つ複数の搬送波周波数を参照しなければならない。
【００４７】
「距離」測定に関する限り、事情は違う。特に、正確なタイミング（フレーム）で行われた伝送により、ＣＯＦＤＭ処理は基礎コードとなる「アルファベット」の性質に関する情報と合わせ、有利な要素を持つことになる。伝送波形は、十分な情報を持たない観察者にとって雑音に聞こえたとしても、アナログテレブロードキャスティングと比較してばらつきがずっと小さくなる。実際のところ、伝送された信号が不明なソースにより変調されていたとしても、受信機が受信した直接伝送を複合することにより、送信された信号を確認する（つまり符号を複合する）ことが可能である。
【００４８】
このように考えると、処理前に、使用するバイスタティック信号に働きかけて復調し、ノイズ相当物により変調されていない送信を達成することができる。
【００４９】
本発明の要点の１つは、このように処理される信号のアンビギュイティ機能がレーダ技術者の要望を満たすという所見である。
【００５０】
特に、多数の直交周波数からなるコードを符号持続時間に使用することにより、白スペクトル広帯域信号が生成される。これによりバイスタティック検出システムは有益な距離識別能力と干渉と多重経路に関して優良なローバスト性を持つことになる。
【００５１】
しかしながら、以下の問題点が残る：
図２の楕円形を空間上に固定するために、各受信機が関連する送信機の送信に関する同期化のキューを獲得できなければならない。この特に扱いにくい点については後述にて詳述する。
信号が（隣接する２つの周波数の格差の逆数に等しい周期で）周期性であるという仮説が採用できない。特に、係数Ｃｋは必ず１つの符号から別の符号へと変化しなければならない。そうでなければ、無線信号はどのような情報も搬送しない。中期で完全にランダムにとどまる送信された信号に基づいてキューを送信することは不可能であり、これが不可能な場合周期性説が成り立たない。
一方、ＣＯＦＤＭ信号が一時性雑音に類似しているとうことは真実である。つまり、距離識別とドップラー識別が「平行」（それぞれ別個に独立している）と考えられる従来のレーダ処理を適用することはできない。
最後に、固定エコーを除去する原因は、ダイナミックレンジ（次数９５ｄＢ）の処理についてさらに問題を呈する。
【００５２】
同期化の問題に関する限り、全ての送信機が相互に同期化されることが技術的に必要である。しかしながら、このように様々な送信機に関して受信機のレベルで所望の同期化を達成することは容易ではない。送信機／受信機の対を使用する場合は即、この目的のためには高精度の時計を使用することが必要である。また、受信信号から正確な一時的タグを抽出することも依然として必要である。
【００５３】
この段階において、本発明は有効な検出を実行することができる受信機の開発を可能にするという重要な要素を提供する。
【００５４】
ＣＯＦＤＭ伝送が約３００ＭＨｚ（副搬送波からは判明しない名目上の搬送波の周波数）で動作しており、等価等放射電力が１０００Ｗであるとする。番号Ｎｐ＝１５００の搬送波（副搬送波）があり、１．５Ｍｈｚ帯を網羅している。従って、それらはお互い等しく１ｋＨｚ離れている。符号の有効持続時間は１ｍｓである。
【００５５】
本発明の基本的な概念の一つは、受信機はアレイアンテナに適合しており、全ての方向をカバーするために垂直軸に対称に正三角形に配置されたＰ１からＰ３の３つのパネルで形成されたアレイアンテナを図３に概略的に示した。各パネルは、例えば４×４行列のように並べられたＡ１からＡ１６の１６個のアンテナ素子を有しており、図示したように八木アンテナの形状である。他のアンテナは伝搬の点で実質的に等方性であり、方位利得が適合している。だけれども、平面的な構造の方が単純であり、アンテナ構造は垂直軸に対して回転対称を有しており、外側がくぼんだ形状がより好ましい。
【００５６】
簡単のために、以後８つのアンテナ素子のみを考える。
【００５７】
受信機の特性は図４に示した。
【００５８】
本発明の重要な特徴は、少なくとも一つのアンテナ（ここではアンテナＡ１）の出力はテレブロードキャスト信号の検出のように従来の方法で受信する。
【００５９】
ヘッドエンド段階１００は従来型のＣＯＦＤＭ受信機の無線パートに類似している。該受信機は出力１０１を有しており、例えば区間Ｔｓの始まり（図１）の様な、時間同期のための信号を出力する。この同期は関連する送信機で生じた全てのエコーに対して原信号からの距離を定義することを可能にする。よって直接パスを可能な限り小さくする。ユニット１１０は相関段階５０の一時的な参照信号を再現するのに前記方法を用いている。
【００６０】
送信機はそれ自身直接パスによって誤りなく識別される。受信機内の符号の参照を可能にし、これは例えば一番近くの送信機と一致する。送信機によって送信された符号は一定の時間で識別される。
【００６１】
次に、段階１１０は関連する放送システム、例えばオーディオ伝送に対するＥＳＴＩ標準（デジタルオーディオ放送またはＤＡＢ）、または映像伝送に関して作成された現在の標準（デジタル映像放送またはＤＶＢ）に関して標準化された処理を追加して放送される符号を再生成する。
【００６２】
該符号は、相関機５０の段階で後で使用するのに適したフォーマットで再生成される。
【００６３】
レーダ処理を今考える。
【００６４】
各アンテナＡｅ（ｅは１からＰ＝８である）に対して、受信機はそれぞれの経路を有し、該経路は図の参照符号を用いずに以下に記載する。
【００６５】
最初の段階は、テレブロードキャスト受信機のへの要求を同様の能力を有する、２８８から３０２ＭＨｚ帯を受信できる無線受信１０である。良く知られた方法では、この受信機は動作帯域を狭める１以上の周波数の変更を含む。アナログ信号は出力から得られる受信帯域全体に含まれる各搬送波の周波数と位相を表す。
【００６６】
この出力信号は、「ｓｉｃ」の「ダイレクト」信号は受信側例えばＥ１、から送信側例えばＲ１２間を直列結線で伝わり（多少の多重経路が付加される）、
少なくとも、一つの後方散乱物体Ｍ（すでに仮定してある）に対して、「ｓｉｃ」の「使用する」信号は、この物体によって送信機から受信機へ後方散乱する（これも多少多重経路が付加される）。
【００６７】
受信側から見て、バイスタティックレーダは一般に、
使用する信号と直接受信した信号間の時間的な不一致は、距離があいまいではあるが、（Ｅ１，Ｍ）＋（Ｍ，Ｒ１２）と（Ｅ１，Ｒ１２）間の差を代表する。ゆえに、楕円のような配置であり、
使用する信号と直接受信した信号間の周波数の不一致は、速度のあいまいさはあるが、一方は軸（Ｍ，Ｅ１）へ、他方は軸（Ｍ，Ｒ１２）への速度ベクトルνの投影の代数和を表している。
【００６８】
バイスタティックレーダ型の無線受信の後、アナログ／デジタルコンバータ２０を経由してデジタル信号に切り替える。
【００６９】
次の段階３０は複素振幅および位相要素（または実部および虚部）を抽出することができる昼ベルト変換型処理である。ＣＤＳｅはアンテナエレメントＡｅで得られた２要素複素信号である。
【００７０】
サンプリング周波数は信号の帯域全体およびサンプルの数で決められ、これは符号を抽出することができる積算の期間Ｔｓで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用することを要求する。このサンプリング周波数は例えば２．０４８ＭＨｚである。
【００７１】
次の処理が、例えばＮｄ＝５００の距離区分を考慮して実行される。１．５ＭＨｚ帯域はレーダモードでは１００ｍの距離に相当する。すなわち、５０ｋｍの領域の距離の差である。１ｍｓに対する理論的な距離領域は１５０ｋｍ（差動的に）のオーダーである。ゆえに、慣例的に２点間の地上通信の距離より大きい。
【００７２】
同様に、８００Ｈｚの回帰比率と６.２５Ｈｚのフィルタ帯域に対するＮｖ＝１２８速読分による±５００ｍ／ｓの速度領域を考える。
【００７３】
信号処理の３つの構造（数の点では）を良く理解するために図７を参照する。
【００７４】
段階４０では信号ＣＤＳｅはＮｖ速度区分（またはドップラー区分）によると、ドップラー分布の対称である。好ましくは、速度区分間の空間は、ドップラーコヒーレント積分の期間に合わせられる。
【００７５】
図５の詳細によると、段階４０は、ＶＤｋ（ｋは１からＮｖ）を要求するＮｖドップラー経路を生成することができるディストリビュータ４０１を有する。各ドップラー経路ＤＶｋは、値ｆｄ（ｋ）による周波数の低下に対する周波数の変化段階４０３を含み、これはこの経路によるドップラーシフトである。その様な周波数の変化は入力信号時間の積ｅｘｐ(ｊ２πｆｄ(ｋ)ｔ)を有する。
【００７６】
従来のヒルベルトフィルタの長所について、この積算は側波帯にのみ作用し、すなわち周波数的なドップラーシフトＲＸｄを含むＲＸで受信される信号は、ドップラー経路ｆｄ（ｋ）＝ＦＸｄへ進む。該段階４０３はＲＸｄ−ＦＸｄのみ生成し、ＲＸｄ＋ＦＸｄは生成しない。
【００７７】
各乗算器４０３は、ゆえにドップラー変調を実行する。しかしながら、後者は様々なドップラー区分が定義されている、ドップラー効果による周波数の不一致のみに関する。これは搬送波周波数の積算の効果を損なわない。
【００７８】
従って、速度区分の複数のＮｖは、処理するドップラー領域（または速度領域）全体をカバーする一連の周波数変化として解析する。
【００７９】
与えられたドップラー経路ＶＤｋに対して、この経路のドップラーシフトｆｄ（ｋ）に相当する速度を有する移動体に対して行う、積算器４０３は、源信号を（既知の）変調をして各符号のレベルで運ぶ一連の複素一時データを出力する。
【００８０】
これらの一連の一時データは、２０４８サンプルのパケットＰｋｘ内にグループ化される。これらのデータは「スライド」する。次のパケットは、以前のパケットから最初のサンプルを取り除き、そして新しいサンプルを最後に付加することによって得られる（間隔のスライドは、期待した厳密さを犠牲にして１より大きい）。これはその後距離区分の生成を可能にする。従来のレーダ技術によると、損失を距離区分の重複から減少させるために、サンプリング速度を（２倍かそれ以上に）増加させる。
【００８１】
図６に詳細に示した段階５０は連続する２０４８サンプルの各パケットＰｋｘに適用する。
ａ）２０４８点の高速フーリエ変換操作５０２（２の累乗は１５００以上）；各フーリエ変換は１５００個の搬送波の分離復調を出力する入力パケット上で実行する。該１５００の符号は（既知）経路ＶＤｋｊから遮断される（ドップラー経路に対して、ｋは１からＮｖ＝１２８である。搬送波に対してｊは１からＮｐ＝１５００である）；ＦＦＴの出力は、ドップラー経路に対して、関連した搬送波に関して多少のエコーを含む。移動体に対して速度は関連するドップラー経路のドップラー範囲を含む。エコーが到着した瞬間は求められている距離情報に関する。
【００８２】
ｂ）ユニット１１０（図１）から来る直接パス上で復調された結合符号の、一時的な相関の操作５０４は、非常に多くの符号を扱う。ここでは１５００倍；これはエコー内の距離区分ができ、検出された移動体に対応する；距離区分はこのエコーに相関スパイクが現れると、この相関スパイクによって直接決定される。
【００８３】
ｃ）積分操作５０６または１５００の利用可能な符号の重み付け和は、２．０４８ＭＨｚの比で、対応する距離区分の良いサンプルＥＢＴｙを形成する。
【００８４】
該和は、直接パス上で測定した周波数応答によって重み付けできる。
【００８５】
サンプルＥＢＴｙは入力のスライドデータトレイン上の時間シフトと関係がある。それらの順序づけは距離区分に関係がある。時間のリファレンスは段階１００から派生した同期信号１０１から抽出される。信号の形は図８に示した（ドップラー区分は無視する）。
【００８６】
全体のＦＦＴ操作５０２を考慮して、多数のＮｄ×Ｎｖ点のフーリエ変換を実行する。ここでＮｄは距離区分の数である。Ｎｖは速度区分（ドップラー区分）の数である。
【００８７】
この状態で、操作５０２と５０４は搬送波の多重性および個々の変調の効果を押さえる。信号は同じ中間周波数同士で整列して受信する。和算器５０６で再結合されると各ドップラー経路に配置できるドップラー情報を運搬する。
【００８８】
コヒーレントドップラー積分が、連続する一時サンプルＥＢＴｙ（ｙは１からＮｔ）の和によって、Ｄｓとｙの積による時間シフトによって同時にライン区間の段階６０で実行される。
【００８９】
ドップラー積分の期間は例えば１６０ｍｓである。これはＮｔ＝１２８の符号の一時サンプルの積分に相当し各搬送波に対して時間内に行う。例では、多数の速度区分Ｎｖ＝１２８と多数の［ｓｉｃ］サンプルはドップラー積分Ｎｔ＝１２８に等しい。これら２つの概念を混同してはいけない。
【００９０】
符号があるラインから別のラインへ変化するのが観測される。しかし搬送波間の周波数の不一致が補正されると、結合符号による相関が受信される（あるラインまたは同じラインの符号の集合全体の和）。Ｄｓは実行反復期間として考慮できる。一方、ＣＯＦＤＭ電磁信号は、明確な識別は不可能であり、反復周期の周期性で特徴付ける。さもなければ、送信された信号内に、存続期間Ｄｓの真の周期が現れない。
【００９１】
前期オペレータは入れ替えができないことは注目すべきである。これは第１に周波数の変更が要求されるドップラー区分の識別が原因であり、距離の圧縮を行って最後にコヒーレントドップラー積分を実行する。
【００９２】
まとめると、送信機の一つから発生する直接信号は参照信号とすることができる。後方散乱を起こす移動体の動きに関連するドップラー要素を考慮した後、同じ送信機からの送信と、後方散乱から生じる一時信号と類似の直接信号が得られる。一時的な不一致情報で、移動体の位置に関した楕円領域が得られる。
【００９３】
本発明の別の実施例は、段階７０はいろいろなアンテナエレメントから生じるすべての経路の出力を受信する。この段階は計算によって適応するビーム形状を形成し、よって後方の角度選択性をもたらす、移動体の位置に相当する信号の角度区分を識別することを可能にする。
【００９４】
これら角度区分の追加は、楕円領域（距離情報のみ）から角度情報によって制限される楕円の一部分に切り替えを可能にする。しかしながら、２次元の検出の場合には十分である（高さ情報なし）。これは参照面、地上、ジオイド、または空間で楕円領域の交差する処理を可能にする。
【００９５】
位置／速度追跡はこれらの楕円領域または楕円領域の一部での移動体の位置をより良く決定することによって可能となる。
【００９６】
段階８０は一定誤り警報処理（ＣＦＡＰ）を実行することを可能にする。この原理は既知であり、環境ノイズに関してプロット（移動体または物体Ｍのデータ）を抽出可能にする。
【００９７】
その後、段階９０は、いかなる対応した曖昧性を除くためマルチスタティックデータを併合することによって、移動体が存在する実効プロットを決定することを可能とする。これは、距離と速度に関して絶対空間タグの形状である。言い方を変えると、これらの各プロットは、位置／速度状態ベクトルに相当し、これは既知の方法で追跡できる。
【００９８】
あいまいさの分解は、検出された位置および相対的な速度をプロットすること（「マルチ仮説追跡」と呼ばれる、そして／またはフランス国特許ＦＲ−Ａ−２７０９１８４に記載されている）によって実行される。特に、伝送は同じである。符号あたりのエネルギーは、移動体によって散乱される信号の伝送を確認するのに不足している。該プロットは、原送信機の点から見て受信機内で未分化であることを検出する。
【００９９】
レーダプロット原送信機間の識別は、一方では受信アンテナアレイを直接用いて、他方では移動体によって散乱した信号の一時的およびドップラーシフト用いて実行する。これを以下に説明する。
【０１００】
受信アンテナアレイの指向性はその形状から自然に見積もることができる。
【０１０１】
よって、一時的な処理の集合（例えば、受信機内の送信の直接パスの一時的な不一致の増加）最新の位置の仮説を含み、相対的な速度測定の見積もりの集合、あいまいな解像度と「抽出されたプロット」へのアクセスを要求する。
【０１０２】
図８は長時間のエコーの遷移の単純な例を示した。これは左から右へ移動している。図８の３つの図は上から下へ、受信機Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ２３へ遷移している。伝送される信号は上向きの三角の印をつけた。直接パスの受信は下向きの三角で示した。エコーは（すべてのドップラー区分を結合する）縦のダッシュで示した。送信機の完全な同期はＴ０で仮定した（既知の完全な同期に関する送信機の一時的な不一致に対して十分満足している）。
【０１０３】
各受信機は直接パスの受信のエラーなしに位置を識別する。
【０１０４】
Ｒ１２は送信機Ｅ１から直接パスＥ１−Ｒ１２を最初に受信する。このときＥ２からのＥ２−Ｒ１２である；ここで第１のエコーは移動体Ｍ（１）上の送信機の動作Ｅｕ−Ｍ（１）−Ｒ１２に対する「ｓｉｃ」のＲ１２（ｕ，１）であり、第２のエコーはＥｖ−Ｍ（２）−Ｒ１２からのＲ１２（ｖ，２）であり、最後は直接パスＥ３−Ｒ１２からくる。
【０１０５】
Ｒ１３は最初に直接パスＥ１−Ｒ１３を受信し、このときＥ３−Ｒ１３である。ここでＥｗ−Ｍ（３）−Ｒ１３からのエコーＲ１３（ｗ，３）である。最後に直接パスＥ２−Ｒ１３がくる。
【０１０６】
Ｒ２３は直接パスＥ２−Ｒ２３を受信する。このときＥ３−Ｒ２３であり、最後にＥ１−Ｒ２３となる。しかしエコーはない。
【０１０７】
各受信機に対して、「装置時間プロット」（ＴＴＩ１２，ＴＴＩ１３，ＴＴＩ２３）は最初の直接パスの受信をはじめ、終端で最後に使用する信号を受信する（図示しない）。
【０１０８】
一時的に、最も起こりそうな事象はエコーＲ１２ｕ１とＲ１２ｖ２がそれぞれ、送信機Ｅ１とＥ２に入ることである（しかし過去の位置の情報と移動体の動きは他の状態に移動する）。このとき図示したようにｕ＝１およびｖ＝２である。同様な理由でｗ＝１である。
【０１０９】
一時的な処理の集合の要求は、同一の移動体Ｍで移動体Ｍ（１）、Ｍ（２）、Ｍ（３）を識別することができる。
【０１１０】
好ましくは、この処理はいくつかの受信機（Ｒ１２，Ｒ２３，Ｒ１３）の接続を含む。これらはそして／または中央局と適切に結合されていて通信するべきであり、これらの受信機によって提供されるレーダプロットを対比する。これは位置を与える区間の楕円領域の一部に切り替えることができる。中央局は受信機の一つのレベルに位置する。
【０１１１】
１つ以上の受信機そして／または中央局は再伝送のためにテレブロードキャスト送信機へアドレスサービス情報を提供できる（テレブロードキャストシステム内でチャンネルの供給をする）。このサービス情報はシステムの動作パラメータに関する、または結果に等しい。情報はこのとき受信機１１０の出力で利用される。
【０１１２】
本発明の他の概念は、マルチスタティック検出への体系的なリコースである。すなわち、バイスタティック検出は見えない区域に関して感度を下げる。特に、移動するエコーに関しては頻繁に地上で通信が遮断される。
【０１１３】
この目的のため、本発明はさらに、存在しているテレブロードキャスト無線送信機は類似の付加的な送信機を補足する（ＣＯＦＤＭ変調）。しかし、これは受信のみで動作する。
【０１１４】
これらの受信機は、これら放送ネットワークと同期し、妨害電波を導入することがない。また同じ設置方法を取り入れている。
【０１１５】
そのような補助的な送信機は通信の届かない領域に導入する。また、地形的にテレブロードキャストサービスが届かない地域の制限を取り除く。これはまた、マルチスタティック検出に対する理想的な構成から逸脱することなくテレブロードキャスト送信機の地形的な配置に対して導入できる。これは送信機、受信機を含む移動体ユニットの形状を予見させるものである。
【０１１６】
受信機１００は共通の経路上にある同じアンテナエレメントと結合している受信機１０−１の一部である。それは空間的に分離して動作し、無指向性を提供する。
【０１１７】
もちろん、本発明は本記載に限定されることはなく、特に、「テレブロードキャスト」の表現はテレビ伝送のみならず、さらに一般的な無線経路による遠隔情報伝送の形式でもよい。
【添付公式】
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【図面の簡単な説明】
【図１】  ＣＯＦＤＭ信号の符号化モードを例示したタイムチャートである。
【図２】  ほぼ正三角形を形成する各頂点に位置する３つの送信機に基づいた、重固定位置検出を図解する図である。
【図３】  本発明による受信機に使用されるアンテナを図解する図である。
【図４】  本発明の実施に使用される受信機の詳細な図である。
【図５】  図４における段階４０のさらに詳細な図である。
【図６】  図４における段階５０のさらに詳細な図である。
【図７】  各接合部で処理される信号の複合性を示すである。
【図８】  受信信号の典型的な分配を示す時間チャートの組である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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