(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
時分割多元接続型の無線移動通信のためのプロセスであって、タイムスロット(TA1,TA2,…)は、無線電気信号の送信および受信に対して、いくつかのユーザーに割当てられ、本プロセスにおいて、
−  送信(E)時に、データシンボルおよび基準シンボルが、割当てられた各タイムスロット(TA1,TA2,…)において生成され、これらのデータシンボルおよび基準シンボルを具備する無線電気信号が送信され、この信号はマルチパス無線移動チャネル(20)に沿って送られ、
−  受信(R)時に、マッチドフィルタリングが受信信号へ適用され、濾波された信号がシンボルレートでサンプリングされ、無線移動チャネルの評価が行われ、サンプルはこのチャネル評価を使用して処理され、割当てられたタイムスロットに特有のデータシンボルが復元され、
このプロセスは、
−  送信時に、適切な時間相関関係特性を処理するいくつかの基準シーケンスが、割当てられた各タイムスロット(TA1,TA2,…)に対して構築され、これらのシーケンスは各タイムスロットにおいて分配され、
−  受信時に、
ｉ）  無線移動チャネル(92)を評価するために、このチャネルはメッシュ(図11)によって示され、該メッシュは、チャネルの２つの連続的な状態の間における遷移をシンボル化しかつチャネル出力において起こりうるシーケンスを特徴付ける枝を具備し、
ii）  これらの枝の確率が反復アルゴリズム(120)を使用して計算され、このチャネルのＬ個の経路の表示
【数１】
0004472904.tif 000134
の評価が、有限数（Ｄ＋１）の反復を使用して、最大事後確率基準を使用して計算され、反復ランク（ｄ＋１）
【数２】
0004472904.tif 000135
は、先行する反復
【数３】
0004472904.tif 000136
において取得された評価
【数４】
0004472904.tif 000137
から始まる再評価
【数５】
0004472904.tif 000138
を取得するために使用され、各反復
【数６】
0004472904.tif 000139
において、ベクトル｛Ｇl(d+l)｝（ｌ＝０，１，……，Ｌ−１）は、Ｌ回のステップにおいて、先行するステップにおいて計算されたベクトル
【数７】
0004472904.tif 000140
から計算され、Ｌ個のチャネル経路の評価
【数８】
0004472904.tif 000141
が、該経路の表示
【数９】
0004472904.tif 000142
の評価から最終的に取得される
ことを特徴するプロセス。
【請求項２】
各反復の各ステップ内のシーケンスにおいて、
ｉ）  最後のＬ−ｌ個の経路のｄ番目の再評価と第１のｌ個の経路の（ｄ＋１）番目の再評価とから始めて条件付き確率を生成するＢＡＨＬアルゴリズム(図13)またはその変形のうちの１つ、
ii）  ｌ番目の経路の（ｄ＋１）番目の再評価を出力するＳＡＧＥアルゴリズム
が使用される
ことを特徴する請求項１記載のプロセス。
【請求項３】
離散チャネルの評価
【数１０】
0004472904.tif 000143
を取得した後、かつ、処理されるタイムスロットの間に受信されたサンプルを考慮した後、各送信シンボルに対する事後確率を取得するために、送信シンボルのシーケンスに関する決定が、ＢＡＨＬアルゴリズム(図13)またはその変形のうちの１つを使用して行われる
ことを特徴する請求項１記載のプロセス。
【請求項４】
Ｋ個の基準シーケンスが、割当てられた各タイムスロットにおいて分配され、ここで、Ｋは２から１２までである
ことを特徴する請求項１記載のプロセス。
【請求項５】
各シーケンスは、８より少ない数の基準シーケンスを具備する
ことを特徴する請求項１記載のプロセス。
【請求項６】
基準シーケンスは、起点を除く何処ででもゼロ循環自己相関関数を有する
ことを特徴する請求項１から請求項５のいずれかに記載のプロセス。
【請求項７】
基準シーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１｝（または、循環スワッピングによってこの基準シーケンスから得られるシーケンス）が使用され、または、符号変化が４以下の数の経路（Ｌ）に対して使用される
ことを特徴する請求項６記載のプロセス。
【請求項８】
基準シーケンス｛ｌ，ｉ｝または循環スワッピングによってこの基準シーケンスから得られるシーケンスが使用され、共役または符号変化が２以下の数の経路（Ｌ）に対して使用される
ことを特徴する請求項６記載のプロセス。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野および発明が解決しようとする課題】
この発明の目的は、ＴＤＭＡ（時分割多元接続）無線移動通信のための反復プロセスである。
【０００２】
この発明は、欧州ＧＳＭ無線移動システム〔１〕に適用されてもよく、かつ、その発展であるＧＳＭ＋＋または米国のＤ−ＡＭＰＳシステムに適用されてもよい。
【０００３】
【従来の技術】
ＴＤＭＡシステムは、いくつかのユーザー通信を同じ無線電気チャネルを通して遅れずに分配するために使用されることができる〔１，３〕。各ユーザーは、該ユーザーが送信できるタイムスロットと該ユーザーが受信できる他のタイムスロットとを該ユーザーに周期的に割り当てることによって、他のユーザーから分離される。複数の経路に起因する送信機間の時間同期と連続的なタイムスロット間の干渉とにおける不完全に対する保護のために、各タイムスロットのそれぞれの終わりにおいて保護間隔が許可される。
【０００４】
添付の図１は、保護間隔ＩＧを伴ってＮ人のユーザーに割当てられるタイムスロットＴＡ1 ，ＴＡ2 ，……，ＴＡN を示す。
【０００５】
タイムスロットの間に送信される無線電気信号が、等価なベースバンド信号の周波数への転置によって取得される。該ベースバンド信号は、送信されるべきデータストリームを「伝送」フィルタを通してフィルタリングすることの結果である。通常、送信されるデータストリームは、２つのシーケンスのデータシンボルから構成される。該２つのシーケンスは、受信機に知られた１つのシーケンス（基準シーケンスと称する）によって時間的に分離される。データシンボルの２つのシーケンスは、おそらく、送信されるべき情報の符号化およびインタレースから生じるかも知れない。
【０００６】
基準シーケンスは、しばしば、良好な時間相関関係特性を有する。その結果、受信機におけるチャネルの正確な評価を可能にする。例えば、ＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude - Zero AutoCorrelation）シーケンス〔１，４，５〕と呼ばれるＧＳＭシステムにおいて使用される基準シーケンスは、二極のアルファベット｛−１，１｝から取得される構成要素を伴うシーケンスであり、かつ、起点を除く何処でも無循環自己相関関数を処理する。
【０００７】
送信機と受信機との間における通信の間に使用される無線移動チャネルは、通常、（レーリーフェーディングと呼ばれる）高速変動を伴うマルチパス型のものである。いくつかの経路の存在は「無線電気波が、送信位置と受信位置との間におけるいくつかの経路に沿って伝搬される」という事実に起因する。
【０００８】
そして、受信される信号は、多少遅延されたレプリカと位相において多少変更されたレプリカと振幅において多少変更されたレプリカとの合計である。これらのレプリカによって運ばれる情報の確実な再生を取得するために、受信機は、伝送フィルタとチャネルとにマッチ（match）させられたフィルタリングを適用し、かつ、全ての送信信号レプリカからのエネルギー寄与を最適な方法で結合する。マッチドフィルタからの出力信号は、シンボルレートでサンプリングされ、かつ、ホワイトナー（whitener）と呼ばれる離散フィルタを使用して無害にされる。
【０００９】
ホワイトナーフィルタからの出力におけるサンプルは、送信されるデータストリームのフィルタリングされたかつノイズ混じりのバージョンを供給する。このフィルタリングされたバージョンに関連する離散フィルタは、また、離散チャネルと呼ばれ、１つのサンプルから他のサンプルへ変化する有限のパルス応答を有する。それは、対応する受信タイムスロットの間におけるマルチパスチャネルの再生を間接的な方法で特徴付ける。
【００１０】
基準シーケンスに対応するホワイトナーフィルタからの出力におけるサンプルは、離散チャネルを評価するために使用される〔１，４，５〕。離散チャネルのこの評価は、残りのサンプルを等化するために使用される。それによって、２つの送信データシーケンスが（もし存在するならば）検出されることができる。通常使用されるイコライザーは、フレキシブルな決定を伴うビタービ（VITERBI）イコライザーとして知られる〔２〕。その名前が示唆するように、このイコライザーは、全ての送信データシンボルに関する柔軟な決定を生成するために、ソフト出力ビタービアルゴリズム（SOVA）〔２〕のアプリケーションを使用する。これらのソフト出力は、送信される情報を検出するために、おそらくデインタレース（de-interlace）されかつ復号化される。
【００１１】
添付の図２は、これらの送信／受信操作を示す。送信機Ｅは、データソース１０と、シンボルａkを出力する符号化器／インタレース器１２と、変調器１４とを具備する。マルチパスチャネルは、ブロック２０によってシンボル化される。受信機Ｒは、サンプルＲkを出力する（フィルタ／ホワイトナーにマッチさせられた）復調器３０と、離散チャネル評価器３２と、イコライザー３４と、デインタレース器／復号化器３６と、最後に、受信人３８とを具備する。
【００１２】
ホワイトナーフィルタからの出力において観られる離散チャネルは、あるタイムスロットから他のタイムスロットへ著しく変化するかも知れない。この変化は、主に、送信機と受信機との間における伝播条件の変化によるものであり、かつ、受信機における周波数安定性によるものである。
【００１３】
伝播条件は、観測されるマルチパスチャネル上に直接影響を有する。伝播条件は、環境における変化、または、送信機および／または受信機の移動によって変化する。伝播条件は、連続的なタイムスロット間および同じタイムスロット内の両方において、離散チャネルにおける時間変化を生成する。
【００１４】
同じユーザーに割当てられる連続的な２つのタイムスロットの間における離散チャネルの変化は、これらのタイムスロットの間における時間間隔が大きい場合、特に大きい。この変化は、単一のタイムスロットにおいてさえも、搬送周波数における増大によって、または、送信機および／または受信機の速度によって強調される
【００１５】
実際に、２つのタイムスロットの間における離散チャネルの変化は、著しく大きく、該チャネルの全ての変調された評価を妨害する。そして、タイムスロットにおけるチャネルの評価は、対応する基準シーケンスのサンプルのみに基づかなくてはならない。
【００１６】
この基準シーケンスの使用は、タイムスロットの中間点において、離散チャネルの不偏の評価を提供する。ＧＳＭシステムのように、不変のチャネルが、通常、受信タイムスロット内に想定される。この明確な場合、フレームの中間点において取得される評価が、フレームの残りの等化に対する減損無しに、使用されることができる。しかし、いくつかの端末の高速移動および（さらに高い無線電気周波数で動作する）より高速なサービスに対する持続的な要求は、この想定をほとんど正当化しない。離散チャネルは、所与のタイムスロットの始まりと終わりとの間における著しい変動によって影響を及ぼされるかも知れない。この現実の離散チャネルとその評価との間における差異は、基準シーケンスからの距離が増大すると、ますます大きくなる。このことは、ＴＤＭＡシステムの受信品質および／または性能において、大きなかつ取り消し得ない劣化を引き起こすかも知れない。
【００１７】
衛星無線通信に関する無線電気チャネルの場合において、チャネルの高速変化のこの問題を解決するために、我々の問題解決〔１３〕が既に提案されている。しかしながら、この問題解決は、単一経路を伴う１つのチャネルの場合しか取り扱わず、かつ、「基準またはデータシンボルは、共通の送信エネルギーを有する」と仮定する。故に、この問題解決は、地上無線移動通信において遭遇するマルチパスチャネルへ適用されることができなかった。
【００１８】
更に、ＧＳＭシステムにおけるＥＤＧＥ拡張のように、増大する数の状態を使用する変調の使用による不変の周波数帯域を伴って、高速化が得られる。そこで、該システムは、チャネル評価品質に非常に高感度になる。そして、もし基準シーケンスの電力および／または長さが増大されないならば、非常に低い移動速度においてさえも、シビアな劣化が発生するかも知れない。
【００１９】
この発明の目的は、これらの欠点を克服することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
この発明の目的は、受信された電力と（所与の受信品質に対する）マルチプルアクセス干渉との間の比率を減ずることによって、ＴＤＭＡシステムの性能を改善することであり、言い換えれば、一定の受信電力に対する受信品質を改善することである。品質におけるこの改善は（ＧＳＭシステムのような）ＴＤＭＡシステムの能力および受信可能範囲を増大させることができ、特に、高速サービスを提供するためにそのＥＤＧＥ拡張を増大させることができる。特に、この改善は、受信機におけるチャネル評価の最適化によって取得される。この最適化は、同じタイムスロットの始めと終わりとの間の（チャネルにおける）高速変化によって生成される（性能における）如何なる劣化も克服する手段である。本発明は、また、基準シーケンスの長さまたは電力を増大させることなく、変調状態の数の増大によって引き起こされる劣化を著しく減ずることができる。
【００２１】
この発明の他の目的は、（同じ受信品質に対する）安価な局所発振器の劣悪な周波数安定性に対して端末をより低感度にすることによって、端末の価格を減ずることである。例えば、それによって、受信信号は、ベースバンドへ転置されることができる。
【００２２】
本発明は、また、同じ受信品質に対して、各タイムスロットの間に送信された基準シンボルの数および／または電力を減ずることができる。この目的は、基準シンボルよりも通常多数の離散チャネル評価におけるデータシンボルを考慮することによって達成される。この目的は、また、ユーザーに割当てられた任意の数のタイムスロットの基準シンボルおよび／またはデータシンボルに対応するサンプルの最適使用によって達成される。この使用は、同じユーザーに属する２つの連続的なタイムスロットの間におけるチャネル内の大きな変化の場合においてさえも達成される。最後に、この目的は、共通信号チャネルからのサンプルの最適使用と、おそらくダウンリンク上のユーザーとによって達成される。
【００２３】
本発明によると、基準シンボルは、割当てられたタイムスロットの継続期間の間ずっとグループに分配される。このことは、チャネル変化の良好なトラッキングを保証し、故に、局所発振器の高い置換速度と劣悪な周波数安定性とに関する増大されたエラー強さを保証する。基準シーケンスは、互いに独立に選択されるが、良好な自己相関特性を常に有しなくてはならない。基準シーケンスは、短いＣＡＺＡＣ型シーケンスから得られる。
【００２４】
本発明を伴うと、シンボル当たりに送信されるエネルギーは、常に最適に行われるチャネル評価に対する困難性を引き起こすことなく、あるシンボルから他のシンボルへ変化する。
【００２５】
本発明によると、タイムスロットは、チャネル評価を行うために（このタイムスロットに対応し、おそらく、同じユーザーまたは他のユーザーまたは共通信号チャネルに起因する他のタイムスロットにも対応する）サンプルが利用可能である全ての時間に、ブロックによって処理される。
【００２６】
（ＧＳＭシステム受信機のような）従来のＴＤＭＡ受信機と同様に、第１のステップは、常に、処理されるべきタイムスロット内の基準シンボルのみに依存するサンプルを使用する離散チャネルの粗い評価である。この粗い評価は、処理されるべきブロックにおける各基準またはデータシンボルに対して、ブロック毎に、等化を実行するために選択された離散チャネルにおける全ての係数（不適切に「経路」と称する）の位相および振幅変化を特徴付ける。
【００２７】
本発明の特徴の１つは、マルチパスチャネルを示すためのメッシュの使用である。この特徴は、受信機の複雑度を減ずる。もし、２状態位相変調（ＭＤＰ２）を伴う符号化を伴わないｎ個のシンボルを具備するデータシンボルのシーケンスの例を考察するならば、各送信ビットは、２つの値のうちのいずれかに等しい。これら２つの値は等しく起こりうるので、このことは「データシンボルの２n個の起こりうるシーケンスが存在する」ということを意味する。故に、全ての起こりうるシーケンスに対する部分的な確率を使用する伝統的な計算の複雑度が、シーケンス当たりのシンボルの数と共に指数的（２n ）に増大する。
【００２８】
チャネルを思慮深く示すための本発明によるメッシュの使用は、計算の複雑度を減ずる。なぜならば、（同じ計算タイプを要求する）各セクションに計算が再分割されるからである。故に、複雑度は、セクションの数と共に増大する。これは数ｎに比例して増大する。故に、複雑度は、指数的ではなく、線形的である。
【００２９】
メッシュ部分の枝のラベルは、ブロックを形成する各々のタイムスロットにおいて、時間を伴う離散チャネルの変化と共に変化する。更に、ソフト出力ビタービアルゴリズム（ＳＯＶＡ）〔２〕以外のアルゴリズムが、受信サンプルに依存するメッシュの枝の確率のより正確な特徴付けに対して使用される。もしチャネル評価器が最適に使用されるならば、これらの条件付き確率は、ＢＡＨＬまたはＢＣＪＲ（abbreviation for Bahl Coke Jelinek Raviv）アルゴリズム〔６〕を使用して決定されてもよい。このアルゴリズムの線形化から通常得られる他のより簡単なアルゴリズム〔１０〕もまた使用されてもよい。しかしながら、性能がわずかに減少する。これらのアルゴリズムは、チャネル評価器の複雑度を著しく減ずることができる。
【００３０】
従来の受信機の場合、ＳＯＶＡアルゴリズムによって提供される重み付け出力のみが、送信情報を復号化するためのデインタレース後に、直接使用される。本発明による受信機の場合、データシンボルを間接的に特徴付ける条件付き確率が、離散チャネルのより良好な品質の評価を提供するために、基準シンボルに加えて、使用される。
【００３１】
所与の反復の終わりに取得された離散チャネルの改善された評価が、離散チャネルを特徴付けるメッシュの枝の条件付き確率の品質および信頼性を改選するために使用される。そして、これらの改善された条件付き確率は、離散チャネルの評価への追加的な改善を提供するために、基準シンボルと結合して使用される。
【００３２】
理論的には、反復評価は、無限回の反復が実行される後まで、離散チャネルの最適評価を与えない。しかしながら、実際には、最適評価とほぼ同じくらい良好な性能を取得するには、少しの反復で十分である。
【００３３】
一旦離散チャネル評価が行われると、復号器への改善された重み付け出力を提供するために、対応するメッシュが、ＢＡＨＬ最適アルゴリズム（または、該アルゴリズムのいずれかの簡易型）によって、または、ＳＯＶＡアルゴリズムによって使用される。
【００３４】
本発明による受信機の最適特性は、所与のタイムスロットの間に観測される離散チャネル評価の品質に関連する。この最適特性は、処理されるべきブロックから受信されたサンプルによってセットアップされた最も起こりうるチャネルを見つけるために、ＳＡＧＥ（Space-Alternating Generalized Expectation-Maximization Algorithm）〔７〕と呼ばれる反復アルゴリズムの使用に基づく。ＳＡＧＥアルゴリズムは、ＥＭ（Expectation-Maximization）〔８，９〕アルゴリズムの拡張である。これは、離散チャネルの係数が評価される一方で、該係数間のカップリングの問題を除去する。
【００３５】
離散チャネルの評価は、また、KARHUNEN-LOEVE〔３〕拡張アルゴリズムによる評価されるべき各離散チャネル経路の分析に基づく。この分析は、第１に、各々の離散経路の時間を伴う変化の柔軟な特徴を提供し、かつ、第２に、ＳＡＧＥアルゴリズムに自然に統合される。この分析は、また、シンボル当たりの送信エネルギーがあるシンボルから他のシンボルへ変化する場合を処理できる。
【００３６】
最後に、離散チャネル評価は、受信サンプルと先の反復において供給されるチャネル評価とによるＢＡＨＬアルゴリズムの使用に基づく。該アルゴリズムは、離散チャネルを特徴付けるメッシュ枝の確率を、ＳＡＧＥアルゴリズムの各反復へ提供する。
文献欧州特許公開第0802656号公報は、チャネル評価に対して多数の基準ブロックを使用する技術を記載する。この文献は、反復プロセスを記載するが、（チャネルの２つの連続的な状態の間における遷移をシンボル化し、かつ、チャネル出力において起こりうるシーケンスを特徴付ける）枝を伴うメッシュによるチャネルの表示を記載しない。
【００３７】
故に、より正確には、本発明の目的は、時分割多元接続型の無線移動通信のためのプロセスであって、タイムスロットは、無線電気信号の送信および受信に対して、いくつかのユーザーに割当てられ、本プロセスにおいて、
−  送信時に、データシンボルおよび基準シンボルが、割当てられた各タイムスロットにおいて生成され、これらのデータシンボルおよび基準シンボルを具備する無線電気信号が送信され、この信号はマルチパス無線移動チャネルに沿って送られ、
−  受信時に、マッチドフィルタリングが受信信号へ適用され、濾波された信号がシンボルレートでサンプリングされ、無線移動チャネルの評価が行われ、サンプルはこのチャネル評価を使用して処理され、割当てられたタイムスロットに特有のデータシンボルが復元され、
このプロセスは、
−  送信時に、適切な時間相関関係特性を処理するいくつかの基準シーケンスが、割当てられた各タイムスロットに対して構築され、これらのシーケンスは各タイムスロットにおいて分配され、
−  受信時に、
ｉ）  無線移動チャネルを評価するために、このチャネルはメッシュによって示され、該メッシュは、チャネルの２つの連続的な状態の間における遷移をシンボル化しかつチャネル出力において起こりうるシーケンスを特徴付ける枝を具備し、
ii）  これらの枝の確率が反復アルゴリズムを使用して計算され、このチャネルのＬ個の経路の表示
【数１１】
0004472904.tif 000002
の評価が、有限数（Ｄ＋１）の反復を使用して、最大事後確率基準を使用して計算され、反復ランク（ｄ＋１）
【数１２】
0004472904.tif 000003
は、先行する反復
【数１３】
0004472904.tif 000004
において取得された評価
【数１４】
0004472904.tif 000005
から始まる再評価
【数１５】
0004472904.tif 000006
を取得するために使用され、各反復
【数１６】
0004472904.tif 000007
において、ベクトル｛Ｇl(d+l)｝（ｌ＝０，１，……，Ｌ−１）は、Ｌ回のステップにおいて、先行するステップにおいて計算されたベクトル
【数１７】
0004472904.tif 000008
から計算され、Ｌ個のチャネル経路の評価
【数１８】
0004472904.tif 000009
が、該経路の表示
【数１９】
0004472904.tif 000010
の評価から最終的に取得される
ことを特徴するプロセスである。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明によるプロセスの性能が、ＧＳＭシステム〔１〕に対して使用される従来のプロセスの変形の性能と比較された。ＧＳＭシステムにおける従来の受信機は、処理されるべきタイムスロットの中間点において離散チャネルを評価することによって始まる。この評価は、基準シーケンスのみに依存する受信サンプルと対応するＣＡＺＡＣシーケンスとの相関関係による。そして、該受信機は、送信情報シンボルを復号化するために、ＳＯＶＡアルゴリズムを使用して、他の受信サンプルを等化する。本発明によって提供される性能における固有の改善を（従来のＧＳＭ受信機と比較して）公正に評価するために、ＳＯＶＡ副最適アルゴリズムは、本発明において使用されるＢＡＨＬ最適アルゴリズムによって置き換えられた。
【００３９】
比較は（如何なるエラー訂正または検出符号化も考慮することなく）変更されないビットエラーレート（ＢＥＲ）における変化を使用して、（ＧＳＭシステムのように）処理されるべきタイムスロットの中間点においてグループ化された基準シンボルに対して行われる。更に、該比較は、時間を伴うチャネルの変化のより良好なトラッキングを与えるために、（本発明による）このタイムスロットの継続期間を通して小さなグループにおいて分配される。
【００４０】
故に、図３は、ＢＥＲの変化を、正規化されたドップラー伝播ＢDＴSの関数として示す。これは、ドップラー伝播ＢD とシンボル継続期間ＴS との積であり、送信機および／または受信機の移動によるチャネルの変化強度を特徴付ける。ドップラー伝播は、移動端末の速度と搬送周波数とに比例する。局所発振器の周波数不安定性は、ここでは無視されており、追加的な性能劣化を導入する。ＧＳＭシステムのように、ＢＥＲの振る舞いは、それぞれＮ＝１４８個のシンボルから構成されるタイムスロットに対して評価された。ＭＤＰ４変調（４状態位相置換を伴う変調）が選択される。考察される離散チャネルは、同じ平均電力を伴う２つの経路（Ｌ＝２）から構成される。シンボル当たりの受信される平均エネルギーとノイズレベルとの間における
【数２０】
0004472904.tif 000011
比率は１０ｄＢである。以下の３つの構成が考察された。
・ＧＳＭシステムにおいて使用される８つのシーケンスの中からランダムに取得される２６個の二極シンボルから構成される中央基準シーケンス。これらのシーケンスは、長さ１６を伴う８つのＣＡＺＡＣシーケンス〔１，１１〕への循環的な拡張である。
・長さ４を伴う唯一の二極ＣＡＺＡＣシーケンス、即ち｛−１，＋１，＋１，＋１｝の（符号とオフセットとを除く）循環的な拡張によって取得される５つの二極シンボルの中央基準シーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１，−１｝。
・処理されるべきタイムスロット全体にわたって分配される５つのグループの基準シーケンス。これは、５つの二極シンボルからなる先の中央基準シーケンス（合計で２５個の基準シンボル）に等しい。
【００４１】
図３は、以下の場合に対応する典型的な曲線を示す。
４１：従来の受信機、第１の構成
４２：従来の受信機、第２の構成
４３：本発明による受信機、第２の構成
４４：従来の受信機、第３の構成
４５：本発明による受信機、第３の構成
【００４２】
これらの結果は「各タイムスロット（第１および第２の構成）の中間点においてグループ化されたシーケンスが使用されるとき、正規化ドップラー伝播ＢDＴS＝１／２５００を、性能を著しく劣化させることなく取り出すことができない」ということを示す。逆に、小さな分配シーケンスのグループの使用（第３の構成）は、如何なる知覚可能な劣化無しに、ＢDＴS＝１／１００に近い標準化ドップラー伝播を達成可能にする。ドップラー効果に関する受信機のエラー耐性と局所発振器の周波数不安定性とにおけるこの著しい改善は、基準シーケンスの分配によるものであり、チャネルの時間を伴った如何なる変化もより正確に監視可能にする。
【００４３】
表１は、ＧＳＭシステムにおいて使用される改善された従来のアルゴリズムに関して、本発明によって提供される改善された性能を特徴付ける図を含む。この表において、Ｃ．Ｒ．は「従来の受信機」を意味し、かつ、Ｉ．Ｒ．は本発明による受信機を意味する。シンボル当たりに受信された平均エネルギーとノイズレベルとの間における
【数２１】
0004472904.tif 000012
比率は１０デシベルである。本発明による改善は、長い中央基準シーケンス（第１の構成）の場合、無視してよい。
【表１】
0004472904.tif 000013
【００４４】
この場合、基準シーケンスは、未知のデータシーケンスの使用無しに良好なチャネル評価品質を保証できるほど十分に長い。しかしながら、単一の短い基準シーケンス（第２の構成）の場合、本発明による受信機は、従来の受信機より良好な性能を与えることができる。しかし、また、該性能は、２６個の基準シンボルの長い基準シーケンスを伴って取得される性能に匹敵する。その結果、本発明による受信機は、基準シーケンスのサイズにおける大きな縮小に対してさえも低感度にされる。この結果は「チャネル評価が、基準シンボルと共働するデータシーケンス内のシンボルを使用する」という事実によって説明される。５つのグループの短い基準シーケンス（第３の構成）の場合、本発明による受信機は、正規化ドップラー伝播を１／２５００と１／１００との間において変化させることによって、ビットエラーレートをほとんど不変に保持できる。
【００４５】
図４と図５と図６は、ビートエラーレートを、シンボル当たりの受信される平均エネルギーと正規化ドップラー伝播ＢDＴS＝１／２５００（これは非常にシビアではない）との間における
【数２２】
0004472904.tif 000014
比率の関数として示す。
【００４６】
ＧＳＭシステムのように、ＢＥＲの振る舞いは、それぞれＮ＝１４８個のシンボルから構成されるタイムスロットに対して評価された。しかしながら、選択される変調は、ＭＤＰ４およびＭＤＰ８変調である。考察される離散チャネルは、同じ平均電力を伴う１つ（Ｌ＝１）または２つ（Ｌ＝２）または４つ（Ｌ＝４）の経路から構成される。２つの構成が考察された。
・ＧＳＭシステムにおいて使用される８つのシーケンスから取得される２６個の二極シンボルから構成される中央基準シーケンス。これらのシーケンスは、長さ１６を伴う８つのＣＡＺＡＣシーケンスの循環拡張である〔１，１１〕。
・長さ４を伴う唯一の（符号およびオフセットを除く）二極ＣＡＺＡＣシーケンス、即ち｛−１，＋１，＋１，＋１｝の循環拡張によって取得される４＋Ｌ−１個の二極シンボルを伴う２つの経路に対する中央基準シーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１，−１｝と４つの経路に対する中央基準シーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１｝。
【００４７】
図４に対しては、選択される変調は、２つの経路（Ｌ＝２）を伴う第１の構成を使用するＭＤＰ４およびＭＤＰ８変調である。曲線は、以下の場合に適用可能である。
−５１：ＭＤＰ８、従来の受信機
−５２：ＭＤＰ８、本発明による受信機
−５３：ＭＤＰ８、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
−５４：ＭＤＰ４、従来の受信機
−５５：ＭＤＰ４、本発明による受信機
−５６：ＭＤＰ４、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
【００４８】
図５において、選択される変調は、２つの経路（Ｌ＝２）を伴う第２の構成および離散チャネルを使用するＭＤＰ４およびＭＤＰ８変調である。曲線は、以下の場合に適用可能である。
−６１：ＭＤＰ８、従来の受信機
−６２：ＭＤＰ８、本発明による受信機
−６３：ＭＤＰ８、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
−６４：ＭＤＰ４、従来の受信機
−６５：ＭＤＰ４、本発明による受信機
−６６：ＭＤＰ４、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
【００４９】
図６において、選択される変調は、４つの経路（Ｌ＝４）を伴う第２の構成および離散チャネルを伴うＭＤＰ４変調である。曲線は、以下の場合に適用可能である。
−７１：従来の受信機
−７２：本発明による受信機
−７３：完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
【００５０】
図４および図５における曲線は「本発明による受信機のように、ＧＳＭシステムにおける従来の受信機の性能は、使用される基準シーケンスの長さに対して非常に高感度であり、かつ、第１の構成と第２の構成との間において著しく劣化する」ということを示す。図５および図６における曲線は、また「従来の受信機を伴う性能劣化は、ほとんど変化せずかつ本発明による受信機に対して低いが、経路の数に伴って著しく増大する」ということを示す。故に、本発明による受信機は、基準シーケンスの長さにおける縮小とチャネル経路の数における増大とに関して、優秀なノイズ耐性を有する。
【００５１】
表２は、ＭＤＰ４変調に対して、本発明による受信機によって提供される性能における改善を（改善されたＧＳＭシステムアルゴリズムと比較して）特徴付ける図を含む。ＢDＴS比率は１／２５００に等しく、かつ、ビットエラーレートは１０-2に等しく、かつ、Ｎ＝１４８である。
【表２】
0004472904.tif 000015
【００５２】
この表は「所与の長さ（第１または第２の構成）の基準シーケンスに対して、本発明による受信機は、改善された従来の受信機よりも良好な性能を常に有する」ということを示す。これらの結果は、また「基準シーケンスの長さが短いとき、または、チャネル内の経路の数が増大されたとき、本発明によって提供される改善は特に著しい」ということを示す。これらの結果は、また「短い基準シーケンス（第２の構成）を伴うときでさえ、本発明による受信機は、長い基準シーケンス（第１の構成）を伴う従来の受信機より良好な性能を常に有する」ということを示す。
【００５３】
図７は、ビットエラーレートを、シビアな正規化ドップラー伝播ＢDＴS＝１／１００と各々がＮ＝１００個のシンボルから構成されるタイムスロットとに対する
【数２３】
0004472904.tif 000016
比率の関数として示す。ＭＤＰ４変調が常に選択される。考察される離散チャネルは、同じ平均電力を伴う１つ（Ｌ＝１）または２つ（Ｌ＝２）または４つ（Ｌ＝４）の経路から構成される。３つの分配される基準シーケンスを伴う単一の構成が考察される。各シーケンスは、４＋Ｌ−１個の二極シンボルから構成され、かつ、長さ４を伴う単一の二極ＣＡＺＡＣシーケンス、即ち｛−１，＋１，＋１，＋１｝の（符号およびオフセットを除く）循環拡張によって取得される。
【００５４】
考察されるドップラー伝播の値は非常にシビアなので、従来の受信機は、離散チャネルの各経路の変化に追随することができない。該変化は、各タイムスロットの始まりと終わりとの間における±πに等しい位相回転によって影響を受ける。
【００５５】
図７における曲線は、以下の場合に適用可能である。
−８１：Ｌ＝１、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
−８２：Ｌ＝１、本発明による受信機
−８３：Ｌ＝２、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
−８４：Ｌ＝２、本発明による受信機
−８５：Ｌ＝４、完全に知られた離散チャネルを伴う受信機
−８６：Ｌ＝４、本発明による受信機
【００５６】
図７における曲線は「本発明による受信機は、離散チャネルを完全に知っている理想的な受信機と比較して、性能の非常に小さな劣化しか有しない」ということを示す。この劣化は、１つの経路（Ｌ＝１）に対して０．４ｄＢのオーダーであり、かつ、２つの経路（Ｌ＝２）に対して０．５ｄＢのオーダーであり、かつ、４つの経路（Ｌ＝４）に対して１ｄＢのオーダーである。
【００５７】
ここまで本発明によるプロセスの性能を説明したが、受信フェーズ、特に受信信号処理が、より詳細に説明される。
【００５８】
本発明による受信機は、処理されるべきブロックから受信されるサンプルに依存して、所与のタイムスロットの間に最も有望な離散チャネルの生成を決定する。この決定は、最大事後（ＭＡＰ）確率基準を使用して行われる。このチャネル評価は、送信されるデータシーケンス内のシンボルの事前確率の情報を要求する。
【００５９】
説明を簡単にするために、以下の数学的議論および対応する図面は「チャネル評価のために処理されるべき各ブロックは、単一のタイムスロットに関する受信サンプルのみから構成される」という場合に常に適用可能である。「他のタイムスロットから（同じユーザーからまたは他のユーザーから、共通信号送信チャネルからなど）のシンボル（基準または他のシンボル）が使用される」という場合も同じ方法で取り扱われる。
【００６０】
転置演算子は（．）’で示される。図２に示されるように、所与のユーザーに対する全てのタイムスロットは、一連のＮ個のシンボルａ0，ａ1，……，ａN-1から構成される。該一連のシンボルは、カラムベクトルの形式で記述されることができる。
ａ＝（ａ0，ａ1，……，ａN-1）’
Ｎ個のシンボルは、おそらく位相変調されている（ＭＤＰ２，ＭＤＰ４，ＭＤＰ８，……）。各シンボルａkに関連する送信エネルギーＥkは、このシンボルによって取得される値とは無関係であるが、該エネルギーは、タイムスロット内のあるシンボルから他のシンボルへ変化してもよい。この変化は、通常、異なるエネルギーをデータシーケンスと基準シーケンスとに割当てるＴＤＭＡシステムの結果である。また、同じ図に示されるように、このタイムスロットに対応するホワイトナーフィルタからの出力におけるサンプルは、Ｎ＋Ｌ−１個の構成要素を伴う以下のカラムベクトルを形成する。
Ｒ＝（Ｒ0 ，Ｒ1 ，……，ＲN-1 ，ＲN ，……，ＲN+L-2 ）’
ここで、Ｌは離散チャネルにおける経路の数である。
【００６１】
図８ａは、送信変調器への入力と受信ホワイトナーフィルタリングからの出力との間における全ての手段を示す。故に、この図は、現実の無線電気チャネルの概要を示し、かつ、処理は受信機において行う（復調とマッチドフィルタリングとホワイトニングフィルタ）。この図は、変調器９１と、マルチパスチャネルをシンボル化するブロック９２と、マッチさせられたフィルタ９４とホワイトナーフィルタ９５とを伴う復調器９３とを示す。
【００６２】
図８ｂは、これらの手段の概要を、（Ｌ−１）個のセルＹ1，Ｙ2，……，ＹL-1を伴うオフセットレジスタの形式で示す。このレジスタは、現在のシンボルａnを受信し、かつ、セルは、あるシンボル周期の遅延を伴うシンボル、即ちａn-1，ａn-2，……，ａn-(L-1)を含む。示される回路は、また、（Ｌ）個の倍率器Ｚ0 ，Ｚ1 ，……，ＺL-1 と、倍率器に接続された加算器Ｓと、ノイズを示す信号Ｗnを受信する最終加算器とを具備する。倍率器は、それぞれ、（Ｌ）個の係数
【数２４】
0004472904.tif 000017
を具備する。この最終加算器は、信号ｒnを出力する。
【００６３】
各受信サンプルは、以下の形式で記述されてもよい。
【数２５】
0004472904.tif 000018
ここで、
【数２６】
0004472904.tif 000019
は、ｋ番目のサンプリング瞬間における離散チャネルフィルタのｌ番目の係数であり、かつ、Ｗkはホワイトガウス付加的ノイズである。表示を簡単にするために、かつ、簡潔な式を作成するために、ｋ＜ｌまたはｋ＞Ｎ＋ｌを満足する離散チャネルに対する係数
【数２７】
0004472904.tif 000020
が、たとえゼロに等しくても、Ｒkの式において使用される。同じ理由のために、ｋ＜０またはｋ＞Ｎ−１を満足する送信シンボル
【数２８】
0004472904.tif 000021
が、たとえゼロに等しくても、Ｒkのこの式に現れる。
【００６４】
離散チャネル係数は（変数ｌから独立した）異なる離散経路の間において、常に非相関関係（decorrelate）にされる。変調および復調の影響を無視すると、この特性は「現実の無線電気チャネルにおいて、多数の経路が独立している」という事実による。しかしながら、同じ離散経路ｌの係数は（変数ｋに依存して）互いに相関する。
【数２９】
0004472904.tif 000022
によって定義されるそれらの離散自己相関関数は、対応する経路に対して、ドップラー電力スペクトルのみに依存する。
【００６５】
無線移動通信において通常遭遇するドップラー電力スペクトルは、（外部環境において）従来型であるか、または、（内部環境において）平坦であるかのいずれかである。平均電力
【数３０】
0004472904.tif 000023
を伴うｌ番目の経路に対する自己相関関数は、従来のドップラー電力スペクトルの場合、以下の式によって与えられ、
【数３１】
0004472904.tif 000024
平坦なドップラー電力スペクトルの場合、以下の式によって与えられる。
【数３２】
0004472904.tif 000025
ここで、Ｊ0（．）は、オーダー０を伴う第１のタイプのベッセル（Bessel）関数である〔３，１２〕。平均電力
【数３３】
0004472904.tif 000026
は、ある経路から他の経路へ変化し、かつ、離散チャネルのマルチパス強度プロフィール〔３〕を特徴付ける。
【００６６】
本発明による受信機は、等化のために受信機によって選択されるＬ個の離散経路を特徴付けるベクトル
【数３４】
0004472904.tif 000027
の最も有望な実施を決定するために、最大事後（ＭＡＰ）基準を使用しなくてはならない。その結果、受信機は、離散チャネルの適切な表示を必要とする。受信機は、同じ経路に対する係数の時間相関関係から無関係になるために、該離散チャネルを使用できる。受信機は、また、「受信機が、タイムスロット内のあるシンボルと次のシンボルとの間における送信エネルギーの変化（もし存在するならば）と無関係になる」ということを可能にする表示を必要とする。この表示は、最初に、構成要素
【数３５】
0004472904.tif 000028
を伴う正規化された送信シンボル
Ａ＝（Ａ0 ，Ａ1 ，……，ＡN-1 ）’
のベクトルを、１に等しい定数率と加算することによって取得される。該表示は、また、タイムスロットの間に受信されるサンプルを以下の形式で書き直すことによって取得される。
【数３６】
0004472904.tif 000029
ここで、
【数３７】
0004472904.tif 000030
は、関連する正規化されたベクトル
【数３８】
0004472904.tif 000031
のｋ番目の構成要素であり、かつ、離散チャネルにおけるｌ番目の経路を直接特徴付ける。最後に、送信シンボル内のエネルギーの変化とｌ番目の経路に対するドップラー電力スペクトルの特徴とを考慮して、直交ベース
【数３９】
0004472904.tif 000032
における各正規化ベクトルＣ’のKARHUNEN-LOEVE分析〔３〕を使用して、該表示は取得される〔３〕。この分析を伴って、ｌ番目の離散経路の（相関時間構成要素を伴う）正規化ベクトルＣ’は、同等のカラムベクトル
【数４０】
0004472904.tif 000033
によって記述されることができる。ここで、Ｎ個の構成要素が良好に非相関関係にされる。ベクトルＣ’は、以下の変換によって、その適切な表示Ｇ’から構築されてもよい。
【数４１】
0004472904.tif 000034
【００６７】
逆に、この適切な表示Ｇlの構成要素は、以下の逆変換によって、同じベクトルＣl 内に見つかるかも知れない。
【数４２】
0004472904.tif 000035
ここで、（．）* は共役演算子である。
【００６８】
KARHUNEN-LOEVE分析〔３〕の特性によると、ｌ番目の経路に関連する正規直交ベースのベクトルは、単に、この経路に関連する正規化ベクトルＣ’の共分散行列Ｈ’の固有ベクトルである。更に、関連する固有値
【数４３】
0004472904.tif 000036
は、単に、対応する経路の適切な表示Ｇ’の
【数４４】
0004472904.tif 000037
構成要素の分散である。故に、各経路に関連するベクトル
【数４５】
0004472904.tif 000038
と対応する固有値とは、行列式
【数４６】
0004472904.tif 000039
から取得されることができる。
【００６９】
ｌ番目の経路に関連する正規化ベクトルの共分散行列Ｈ’における（ｍ，ｎ）番目のエントリーは、以下の式によって直接与えられる。
【数４７】
0004472904.tif 000040
ここで、
【数４８】
0004472904.tif 000041
は、上記に定義されたこの経路の離散自己相関関数を示す。
【００７０】
離散チャネルの全ての中間評価または最終評価を再構築または分析するために、本発明による受信機は、通常、離散チャネルにおけるＬ個の経路の各々に関連するＬ個の正規直交ベースを有しなくてはならない。実際、Ｌ個のチャネル経路に対するドップラー電力スペクトルの形状は等しい。故に、関連する共分散行列
【数４９】
0004472904.tif 000042
は（乗算係数を除いて）等しく、かつ、対応する正規直交ベースもまた等しい。そして、受信機における単一の正規直交ベースは、通常、チャネルを満足に評価するのに十分である。
【００７１】
ｌ番目の経路に対する正規直交ベースを生成するために、受信機は、この経路に対する共分散行列Ｈ’の最も正確かつ起こりうる評価を有さなくてはならない。その結果、受信機は、無線電気チャネルのドップラー電力スペクトルの特徴の最も正確かつ起こりうる情報を有さなくてはならない。この情報は、規則的に更新され、かつ、ドップラー伝播ＢD の評価、または、その上限を具備しなくてはならない。受信機は、おそらく、離散チャネルにおける各経路の平均電力の評価と、ドップラー電力スペクトルの形状とを具備するかも知れない。この情報に依存して、受信機は、適切な正規直交ベースをリアルタイムで計算してもよく、または、予め計算された正規直交ベースの貯蔵所において現実のチャネルの特徴に最もマッチするベースを探索してもよい。一般的に、受信機は、ドップラー電力スペクトルの形状の正確な情報、または、ドップラー伝播の完全かつ瞬間の情報を有しない。この典型的な場合では、「ドップラー電力スペクトルが平坦である」ということと「現実のドップラー伝播が、ドップラー伝播の上限に等しい」ということとが仮定される。更に、受信機は、個々に取得された各々の離散チャネル経路の平均電力の正確な評価を有する必要がない。また、この場合、等しい平均電力を有するＬ個の経路を伴う離散チャネルが仮定されてもよい。
【００７２】
Ｌ個の離散チャネルを特徴付けるｃ’個のベクトルの評価は、正規化ベクトルＣ’またはその適切な表示Ｇ’を通して、ＭＡＰ基準を使用して、反復して行われる。この評価は、データシンボルおよび送信基準シンボルの特徴（統計値およびエネルギー）とマルチパスチャネルの特徴との両方を最適に考慮してもよい。
【００７３】
離散チャネルの適切な表示
【数５０】
0004472904.tif 000043
の一実施形態のＭＡＰ評価
【数５１】
0004472904.tif 000044
は以下の式に等しい。
【数５２】
0004472904.tif 000045
これは、条件付き事後確率密度
【数５３】
0004472904.tif 000046
を最大化する。本発明によると、正確な問題解決に必然的に近い問題解決が、ＥＭアルゴリズム〔８，９〕のＳＡＧＥ拡張〔７〕を使用して、反復によって取得されることができる。
【００７４】
一般的に、最大化されるべき条件付き事後確率密度
【数５４】
0004472904.tif 000047
は、いくつかの大域的な最大値を有する。このことは、しばしば、ＭＡＰ基準によるチャネル評価における曖昧さへつながる。この曖昧さは、受信機に知られた基準シンボルを使用して明確になるかも知れない。しかしながら、これはしばしば不十分である。なぜならば、この条件付き確率密度は、また、局所的な最大値を有するからである。該局所的な最大値は、ＳＡＧＥアルゴリズムによって、単一の大域的な最大値の代わりに、到達されることがありうる。この問題を回避することを目的として、初期条件
【数５５】
0004472904.tif 000048
を適切に決定するために、基準シンボルが使用されなくてはならない。
【００７５】
ＳＡＧＥアルゴリズムは、不変の他のベクトルＧmの先の評価を保持しながら、帰納法によって、各々のＧ’ベクトルを連続的に再評価する。ここで、ｍ≠ｌである。ＳＡＧＥアルゴリズムの特性によると、これらの連続的な再評価は、条件付き事後確率密度
【数５６】
0004472904.tif 000049
の単調な増大を保証する。
【００７６】
処理されるべきタイムスロットの間に受信されたサンプルのベクトルＲが与えられると、受信機は、基準シーケンスのみに依存するサンプルから始めて、ベクトル
【数５７】
0004472904.tif 000050
の初期条件
【数５８】
0004472904.tif 000051
を計算することによって開始する。その結果、基準シーケンスは、これら各々のサンプルへのＬ個の経路の寄与の高速かつ簡単な分離が保証されるようでなくてはならない。初期評価がチャネル評価アルゴリズムを開始させることができるためには、各々が良好な自己相関特性を有する１またはいくつかの基準シーケンスが必要である。ＧＳＭシステムのように、これらのシーケンスは、拡張または循環スワッピングによるＣＡＺＡＣシーケンスから始めて構築されるかも知れない。これらのシーケンスは、起点を除く何処でも一定率およびゼロ循環自己相関関数を伴うシンボルから構成される。この発明の目的のために、データシンボルを転送するために使用される変調群に属するシンボルを伴うＣＡＺＡＣシーケンスを有することが好ましい。例えば、ＭＤＰ２変調に対して、（符号および循環スワップを除く）最も短いＣＡＺＡＣシーケンス単体、即ち｛−１，＋１，＋１，＋１｝が、４つのシンボルのみを有する。ＭＤＰ４変調に対して、｛ｌ，ｉ，−ｌ，ｉ｝群を使用して、（更に、乗算係数ｉまたは−１または−ｉを伴い、かつ、循環オフセットを除く）最も短いＣＡＺＡＣシーケンス単体、即ち｛ｌ，ｉ｝が、２つのみのシンボルから構成される。
【００７７】
長さＭを伴うＣＡＺＡＣシーケンスに基づく基準シーケンスは、離散チャネルのＭ個の経路までを評価できるだけである。該基準シーケンスは、このＣＡＺＡＣシーケンスのＬ−１個の位置の循環拡張によって取得され、かつ、合計でＭ＋Ｌ−１個のシンボルを具備する。故に、ＣＡＺＡＣシーケンスの長さＭは、評価されるべき離散チャネルの経路Ｌの数より大きいかまたは等しい必要がある。この発明の目的のために、評価されるべき小さい数の経路Ｌ（ＭＤＰ２変調に対して４以下、かつ、ＭＤＰ４，ＭＤＰ８などに対して２）に対して、短いＣＡＺＡＣシーケンスを使用することがしばしば望ましい。なぜならば、該ＣＡＺＡＣシーケンスは、特に、大きなドップラー伝播を伴う環境において、離散チャネルのより規則的かつより頻繁なサンプリングを保証する一方で、タイムスロット当たりの基準シンボルの合計数を著しく減少できるからである。
【００７８】
図９は、ＭＤＰ２変調の場合において、２つの経路（Ｌ＝２）から構成される離散チャネルの評価を図解する。第１のラインＡは基準シーケンスを与え、かつ、第２のラインＴ１は第１の経路に対応し、かつ、第３のラインＴ２は第２の経路に対応し、かつ、第４のラインＳは受信サンプルの構成を与える。５つのシンボル（Ｍ＋Ｌ−１＝５）から構成される使用される基本の基準シーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１，−１｝は、単に、４つのシンボル（Ｍ＝４）から構成されるＣＡＺＡＣシーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１｝における単一位置の循環拡張である。図５に示されるように、基本の基準シーケンスは、処理されるべきタイムスロットにおいて、ｎ−４とｎとの間の位置を占有する。受信サンプルは、このシーケンスのみに依存し、かつ、ｎ−３とｎとの間の位置を占有する。このことは、以下の式によって明白に与えられる。
【数５９】
0004472904.tif 000052
【００７９】
もし正規化離散チャネルにおける係数
【数６０】
0004472904.tif 000053
の評価がｎ−３とｎとの間におけるｋの値に対してわずかにバイアスされるのみであるべきならば、「ドップラー伝播は、位置ｎ−３とｎとの間において無視できるチャネル変動を保証するほどに十分低い」ということが仮定される。この場合、これらの係数の適切な評価は、ＣＡＺＡＣシーケンスそのものとその左へ向かう位置の循環オフセットとを伴うＲk個のサンプルを相関させることによって取得される。ここで、ｋはｎ−３とｎとの間である。ＣＡＺＡＣシーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１｝を伴う相関関係は、第２の経路におけるサンプルｎ−３とｎ−２とｎ−１とｎとの第１の評価として、以下の式を与える。
【数６１】
0004472904.tif 000054
ここで、
【数６２】
0004472904.tif 000055
はノイズとバイアスとを考慮する項である。循環オフセットの後に取得されるシーケンス｛＋１，＋１，＋１，−１｝を伴う相関関係は、第１の経路の瞬間ｎ−３とｎ−２とｎ−１とｎとにおけるサンプルの第１の評価として、以下の式を与える。
【数６３】
0004472904.tif 000056
ここで、
【数６４】
0004472904.tif 000057
は
【数６５】
0004472904.tif 000058
と同じ役割を果たす項である。
【００８０】
一般的な場合、タイムスロットにおける所与の瞬間におけるＬ個のチャネル係数の粗い評価は（対応するＣＡＺＡＣシーケンスのＬ個のオフセットバージョンを伴う基準シーケンスのみに依存する）サンプルの相関関係によって取得される。
【００８１】
ＣＡＺＡＣシーケンスの循環拡張によって構築される各基準シーケンスは、各々の離散チャネル経路のノイズサンプルを取得するために使用されることができる。チャネルの再構成のために必要なタイムスロット当たりのサンプルの数は、正規化ドップラー伝播ＢDＴSとこのタイムスロットを構成するシンボルの数Ｎとに依存する。積ＢDＴSＮが増大すると、タイムスロットのある終端から他の終端への（チャネルにおける）変動は増大し、かつ、基本の基準シーケンスの数はより大きくなる必要がある。基本の基準シーケンスは（ＣＡＺＡＣシーケンスの循環拡張から始めて取得されるタイムスロットに関連する）基準シーケンス内のグループ化されたシンボルの部分集合である。
【００８２】
離散チャネルのKARHUNEN-LOEVE分析の特性によると、所与の経路ｌに対する固有値λlkのより高い値が、この経路の適切な表示に関連する固有ベクトルの寄与
【数６６】
0004472904.tif 000059
のより高い平均値へと通じる。図１０は、１に正規化された同じエネルギーを伴いかつ１／５０（曲線１１３）と１／１００（曲線１１２）と１／５００（曲線１１１）とにそれぞれ等しい正規化ドップラー伝播ＢDＴSを伴うＮ＝１００個のシンボルのタイムスロットに対する最も大きい固有値の分配を示す。この図は「離散チャネルの各々の経路の適切な表示は、性能の重大な損失を伴うことなく、最も大きな固有値を有するいくつかの固有ベクトルに基づくことができる」ということを明確に示す。積ＢDＴSＮの低い値に対して、最も大きな固有値を伴う固有ベクトル単体は、離散チャネルの各々の経路の正確な表示を与えるのに十分である。そして、この固有ベクトルは時間的に非常に遅く変動する。故に、各タイムスロットの中間点においてグループ化される基準シーケンスは、タイムスロット全体に渡って事実上一定である離散チャネルを再構築するために使用されることができる。これは、ＧＳＭシステムに対して、「正規化ドップラー伝播が非常に微弱であると仮定され、かつ、チャネルが所与のタイムスロットに渡って一定であると仮定される」という場合である。
【００８３】
わずかにより高い正規化ドップラー伝播に対して、２つの最も大きな固有値に関連する２つの固有ベクトルが、離散チャネルの正確な再構成のために必要である。これら２つのベクトルは著しく変動するので、タイムスロットの中間点の各サイドに配置された２つの基本のシーケンスから構成される基準シーケンスが必要である。
【００８４】
一般的な場合において、ＢDＴSＮ積の値が増大すると、離散チャネルの適切な表示において使用される必要がある固有ベクトルの数もまた増大される必要がある。更に、この積が増大すると、これらの固有ベクトルにおける変化も増大し、故に、使用されるべき基本の基準シーケンスの数もまた増大する。更に、固定長の基準シーケンスに対して、基本の基準シーケンスの数が増大すると、各シーケンスの長さは減少される必要がある。所与の数の経路Ｌに対して、基本のシーケンスＭ＋Ｌ−１の長さは、長さＬを伴うＣＡＺＡＣシーケンスを選択することによって、最良では、２Ｌ−１へ減少されることができる。これは、非常に短いＣＡＺＡＣシーケンスを有することが有用だからである。本発明によると、経路Ｌの数が４以下でありかつ積ＢDＴSＮが低いとき、長さＭ＝４を伴うＣＡＺＡＣシーケンス｛−１，＋１，＋１，＋１｝が全ての位相変調に対して推奨される。本発明によると、長さＭ＝２を伴うＣＡＺＡＣシーケンス｛ｌ，ｉ｝が、２以下の経路数に対してかつかなり大きな積ＢDＴSＮに対して推奨される。
【００８５】
Ｋを、処理されるべきタイムスロット当たりの基本の基準シーケンスの数とする。
【数６７】
0004472904.tif 000060
を、ｋ番目の基本の基準シーケンスによって生成された離散チャネルサンプルであるとする。Ｓk＝｛ｋ−Ｍ＋１，ｋ−Ｍ＋２，……，ｋ｝を、これらサンプルのインデックスの組であるとする。本発明による適切なチャネル表示の初期条件
【数６８】
0004472904.tif 000061
は、以下の式を使用して、これらのサンプルから取得される。
【数６９】
0004472904.tif 000062
【００８６】
重み付け係数
【数７０】
0004472904.tif 000063
は、基準シーケンスによって生成されるチャネルサンプルに直接対応するサンプルのみを具備するために、固有ベクトルの制限の定位
【数７１】
0004472904.tif 000064
に依存する。該重み付け係数は、λlk／ＮO 比率によって測定される固有ベクトルＢlkの寄与の品質にも依存する。離散チャネルの表示における係数
【数７２】
0004472904.tif 000065
の分散λlkが、ノイズサンプルの分散ＮOと比較して増大すると、対応する重み付けもまた増大しかつ１に達する。
【００８７】
更に、タイムスロットの間に受信されたサンプルのベクトルＲに基づいて、本発明による受信機は、離散チャネルの初期条件
【数７３】
0004472904.tif 000066
から始まる離散チャネルの反復評価を与える。ＥＭアルゴリズムのＳＡＧＥ拡張によると、ＭＡＰ基準による最適チャネル評価器は、各経路に対しても同様に、評価
【数７４】
0004472904.tif 000067
から始まる再評価
【数７５】
0004472904.tif 000068
を繰り返し計算する。各反復の間に、チャネル評価器は、予め計算された
【数７６】
0004472904.tif 000069
ベクトルから始まる連続的な近似によって、Ｇl(d+l)個のベクトルを計算する。ここで、ｌ＝０，１，……，Ｌ−１である。本発明によると、ｌ番目の経路に関連するＧl個のベクトルの（ｄ＋１）番目の再評価Ｇl(d+1)のｋ番目の構成要素は、以下の式を使用して、ｄ番目の反復における離散チャネルのｍ番目の経路のKARHUNEN-LOEVE分析を使用して取得される。
【数７７】
0004472904.tif 000070
ここで、
【数７８】
0004472904.tif 000071
であり、かつ、
【数７９】
0004472904.tif 000072
は、再構築Ｃm(d)のｎ番目の構成要素である。この再構築は、以下の式によって明白に与えられる。
【数８０】
0004472904.tif 000073
【００８８】
先のように、重み付け
【数８１】
0004472904.tif 000074
は、離散チャネルの適切な表示へのベクトルＢlkの寄与の品質を考慮する。固有ベクトルの寄与が（ノイズ分散と比較して）より高ければ高いほど、その重み付けは、より１に近くなり、かつ、チャネル評価の再構成においてますます重要な役割を果たす。
【００８９】
先の式によってｌ番目の経路の適切な表示Ｇl(d+1)を評価するために、受信機は、他の経路ｍ≠ｌの寄与を減算することによって、
【数８２】
0004472904.tif 000075
の評価
【数８３】
0004472904.tif 000076
を計算することによって開始する。この減算は「ベクトルＡn＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn）が送信される」ということを仮定して行われる。その理由は、このベクトルを実際に送信したことの条件付き事後確率
【数８４】
0004472904.tif 000077
によって後にこの式を重み付けすることが有用だからである。一旦、
【数８５】
0004472904.tif 000078
のこの評価が行われると、受信機は、変調と無関係になるために、該評価にＡn-1の共役
【数８６】
0004472904.tif 000079
を乗算する。この操作は、常に、「ベクトルＡn が送信された」ということを仮定して行われる。その理由は、送信されたこのベクトルの条件付き事後確率によって
【数８７】
0004472904.tif 000080
の（結果として生じる）評価
【数８８】
0004472904.tif 000081
を重み付けることが必要だからである。明白なこととして、
【数８９】
0004472904.tif 000082
の最終評価
【数９０】
0004472904.tif 000083
は、Ａnの全ての可能性のある値の寄与を考慮して取得される。
【００９０】
一旦、ｌ番目の経路のｎ番目のサンプルのこの評価
【数９１】
0004472904.tif 000084
がｌとＮ＋ｌ−１との間のｎに対して取得されると、残りの全ては、この経路の適切な表示に関連する正規直交ベースの各々のベクトルＢlk上に受信機がそれを投影することである。そして、（ｄ＋ｌ）番目の反復におけるチャネルのｌ番目の経路の評価へのその寄与の品質を考慮するために、ｋ番目のベクトルＢlk上の投影が
【数９２】
0004472904.tif 000085
によって重み付けられる。
【００９１】
実際には、少しの基本ベクトルのみが、各経路の表示への重要な寄与を行う。この場合、KARHUNEN-LOEVE変換と逆変換とにおいて使用されるベクトルの数が、複雑さにおける著しい低下を保証する一方で、性能における知覚可能な低下なしに著しく減少される。
【００９２】
離散チャネルの反復評価は、有限回数Ｄだけ行われる。それによって、（KARHUNEN-LOEVE変換を使用して
【数９３】
0004472904.tif 000086
から取得される）大域的な評価
【数９４】
0004472904.tif 000087
は「受信機の性能における如何なる劣化も、無限回数の反復の後に取得される最適な問題解決と比較して、わずかである」ということを保証する。この反復評価は「ｎ＝０，１，……，Ｎ＋Ｌ−２に対して、条件付き事後確率
【数９５】
0004472904.tif 000088
が、Ａn＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn）ベクトルの全ての可能性のある値に対して、知られている」ということを仮定する。これらの条件付き確率は（ＢＣＪＲアルゴリズム〔６〕としても知られる）ＢＡＨＬアルゴリズムを使用して、正確に計算されてもよい。該確率は、また、ＢＡＨＬアルゴリズムの一次の変形を使用して、近似的かつ簡単に計算されることができる〔１０〕。
【００９３】
例えば、以下は、ＢＡＨＬアルゴリズムを使用する従来の確率
【数９６】
0004472904.tif 000089
の計算の概要を記述する。「図８によると、瞬間ｎにおいて取得されるサンプルＲnは、この瞬間に送信されるシンボルＡnとそれに先立つＬ−１個のシンボルＡn-1，Ａn-2，……，Ａn-(L-1)とに依存する」ということを注意されたい。故に、変調器−マルチパスチャネル−復調器の組み立ては、マルコフ離散時間シーケンスを使用してモデル化されてもよい。このマルコフシーケンスは、メッシュによって記述される。該メッシュにおいて、状態は、各瞬間ｎにおける図８内のオフセットレジスタの内容を示し、かつ、枝のラベルは、ホワイトナーフィルタからの出力における可能性のあるサンプルのノイズ無しバージョンを示す。例えば、図１１は、２つの状態｛−１，＋１｝を伴う変調ＭＤＰ２とタイムスロットの長さＮ＝４とに対して、Ｌ＝２個の経路からなる離散チャネルのメッシュ図を示す。
【００９４】
このタイプのメッシュは、チャネルからの予期される出力を、送信シンボルに依存する時間の関数として示す。「チャネルが２つの経路を有する」ということが仮定される場合、チャネル出力は、考慮された瞬間および先行する瞬間に送信されたシンボルに依存する。例えば、瞬間ｎ＝１から始まり、「先行する瞬間０（左終端における初期ノード）には何も送信されなかった」ということを知りながら、−１または＋１のいずれかを送信することが可能である。もし、−１が送信されたならば、「
【数９７】
0004472904.tif 000090
即ち
【数９８】
0004472904.tif 000091
がチャネルからの出力において受信される」ということが予期される。これは、−１ノードへの第１の上方枝上に現れる量である。もし＋１が送信されたならば、「
【数９９】
0004472904.tif 000092
即ち
【数１００】
0004472904.tif 000093
を受信する」ということが予期される。これは、＋１ノードへの第１の下方枝上に現れる量である。
【００９５】
ｎ＝１に対して、もし−１が送信されたならば、かつ、もし−１が先行する瞬間ｎ＝０において送信されているならば、「
【数１０１】
0004472904.tif 000094
即ち
【数１０２】
0004472904.tif 000095
が受信される」ということが予期される。もし＋１が送信されたならば、「
【数１０３】
0004472904.tif 000096
が受信される」ということが予期される。同様に、もし＋１が先行する瞬間に送信されたならば、−１が送信されている場合には「
【数１０４】
0004472904.tif 000097
が受信される」ということが予期され、また、＋１が送信されている場合には「
【数１０５】
0004472904.tif 000098
が受信される」ということが予期される。これら４つの値は、ｎ＝１における４つの枝上に現れる。タイムスロットは０を送ることによって完了され、かつ、予期される量は、先行する瞬間ｎ＝３において−１または＋１のどちらが送信されたのかに依存して、
【数１０６】
0004472904.tif 000099
である。故に、メッシュは、実際には、各瞬間にチャネル出力において予期される量を、送信されたシンボルの関数として示す。
【００９６】
離散チャネルのこの表示によると、メッシュの各枝は、ベクトルＡn＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn）の唯一の値を決定する。なぜならば、第１に、第１のＬ−１個の構成要素が枝の初期状態Ｓn＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn-1）によって与えられ、かつ、第２に、最後のＬ−１個の構成要素が最終状態Ｓn+1＝（Ａn-(L-2)，Ａn-(L-3)，……，Ａn）によって与えられるからである。故に、条件付き事後確率
【数１０７】
0004472904.tif 000100
を計算することの問題は、（受信サンプルベクトルＲに依存する）メッシュの枝の確率の計算と（第１のｌ個の経路ｍ＝０，１，……，ｌ−１に対するベクトルＣm(d+1)と最後のＬ−ｌ個の経路ｍ＝ｌ，ｌ＋１，……，Ｌ−１に対するベクトルＣm(d)とによって与えられる）正規化離散チャネルの中間評価の計算とに減少される。その結果、メッシュの枝は、この中間評価の係数によってラベル付けされ、かつ、現実の離散チャネルの係数によってはラベル付けされない。
【００９７】
受信されたベクトルＲの確率の式を因数分解することによってメッシュの枝の条件付き事後確率を効率よく計算するために、ＢＡＨＬアルゴリズムが使用されることができる。これは、送信されるシーケンスＡの各々に依存する。これは、所与の瞬間において同じ過去または同じ未来を伴う送信シーケンスに共通の全ての操作を複製することを回避するためである。その結果、このアルゴリズムは、αn（Ｓ）およびβn（Ｓ）関数を使用する。これらの関数は、各々の瞬間ｎ＝０，１，……，Ｎ＋Ｌ−１と状態Ｓnの起こりうる各値Ｓとに対して、過去および未来それぞれの予測を与える。
【００９８】
関数αn（Ｓ）は、瞬間ｎにおいて状態Ｓn＝Ｓにあることと受信サンプル
【数１０８】
0004472904.tif 000101
を有することと結合確率である。この関数は、以下の反復を使用する共通の過去を伴うシーケンスに対する計算の因数分解によって計算される。
【数１０９】
0004472904.tif 000102
ここで、γn（Ｓ’，Ｓ）は、同じ時間に状態Ｓn＝Ｓから変化することとサンプルＲn-1を受信することとの（メッシュＳn-1＝Ｓ’の初期状態に依存する）確率を与える関数である。この式は「過去に関する情報が、現在の瞬間に先立つ即座の瞬間に関連する確率を通して、または、メッシュ枝の遷移の確率を通して取得される」ということを示す。
【００９９】
βn（Ｓ）関数の重要度は、αn（Ｓ）関数の重要度と同様である。それは、瞬間ｎにおける初期状態Ｓn＝Ｓに依存してサンプル
【数１１０】
0004472904.tif 000103
を受信したことの確率である。この関数は、また、反復
【数１１１】
0004472904.tif 000104
による未来から始まる連続する近似によって計算される。
【０１００】
ここで再び、この反復は「状態Ｓn＝Ｓに対する未来の情報は、この状態に即座に続く状態Ｓn+1＝Ｓ’の特徴と状態を共に結合するメッシュの枝とから始めて取得される」ということを証明する。初期状態Ｓn＝Ｓ’＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn-1）と最終状態Ｓn+1＝Ｓ＝（Ａn-(L-l)，……，Ａn-1，Ａn）とによって特徴付けられるメッシュの枝に対して、γk（Ｓ’，Ｓ）関数が以下の式によって与えられる。
【数１１２】
0004472904.tif 000105
ここで、Ｐ（Ａn）は、シンボルＡnを送ることの事前確率である。これらの事前確率は、実際に送信された変調シンボルの起こりうる符号化を特徴付ける。これらの事前確率は、また（受信機に知られ、かつ、１つのみの起こりうる値を有する）基準シンボルを特徴付ける。これらの基準シンボルに対して、事前確率Ｐ（Ａn）は、実際に送信された値に対しては１に等しく、かつ、他の変調の起こりうる値に対しては０に等しい。
【０１０１】
反復がαn（Ｓ）およびβn（Ｓ）関数上で行われることができるように以下の初期値が使用されなくてはならない。
α0（Ｓ０＝（０，０，……，０））＝１およびβn-L-1＝（ＳN-L-1＝（０，０，……，０））＝１
【０１０２】
ＢＡＨＬアルゴリズムを使用するαn（Ｓ）およびβn（Ｓ）関数の計算から始めて、受信サンプルと以下の式を使用する離散チャネルの中間評価とに依存して、メッシュの枝に対する確率を取得することは簡単である。
【数１１３】
0004472904.tif 000106
ここで、Ａn＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn）であり、Ｓ’＝（Ａn-(L-1)，Ａn-(L-2)，……，Ａn-1）であり、Ｓ＝（Ａn-(L-1)，……，Ａn-1，Ａn）である。
【０１０３】
しかしながら、「ＢＡＨＬアルゴリズムはかなり複雑である」ということと「実際には、（性能を過度に減少することなく計算の複雑度を大幅に減少する）近似アルゴリズムを使用することが良好である」ということとに注意したい。これらの近似アルゴリズムの使用は、特に、経路および／または変調状態の数が高いときに推奨される。
【０１０４】
Ｄ回の繰り返しの後、受信機は、無限数の反復の後に通常取得される（最大事後基準に依存する）最適値に近い直接チャネル
【数１１４】
0004472904.tif 000107
の評価を有する。このチャネル評価と処理されるべきタイムスロットの間に受信されるサンプルとから始めて、受信機は、ビタービアルゴリズムを使用した堅固な決定、または、ＳＯＶＡアルゴリズムまたはＢＡＨＬアルゴリズムを使用した重み付けられた決定のいずれかを出力する。
【０１０５】
ビタービアルゴリズムは、最も有望な送信シーケンスを探索する。故に、ビタービアルゴリズムは、これら送信シーケンス上の決定エラーの確率を減少できる。ＳＯＶＡアルゴリズムは、重み付けられた出力を伴うビタービアルゴリズムである。ＳＯＶＡアルゴリズムは、ビタービアルゴリズムを伴って行われた決定の信頼性のより正確な特徴付けを可能にする。ＢＡＨＬアルゴリズムは、受信サンプルと取得されたチャネル評価とに依存して、各送信シンボルに対する事後確率密度を決定できる。故に、ＢＡＨＬアルゴリズムは、各送信シンボルの最も有望な値を決定でき、故に、エラーレートを減少する。重み付け出力が、受信サンプルに依存するシンボル確率を通して取得される。
【０１０６】
全ての場合において、受信機性能を増大するために、もし重み付け入力を伴う訂正復号器またはソース符号器が使用されるならば、重み付け出力はかなり有用である。
【０１０７】
例えば、ＢＡＨＬアルゴリズムのフレームワーク内において、受信機は、αn（Ｓ）およびβn（Ｓ）関数を計算するために、離散チャネルの
【数１１５】
0004472904.tif 000108
評価を使用する。そして、これらの関数は、各シンボルＡnに対する確率分布を決定するために、以下の式を使用して、使用されることができる。
【数１１６】
0004472904.tif 000109
【０１０８】
離散チャネルの反復評価のための全ての操作と上述された検出操作とが図１２に示される。チャネル評価器１２０は、
【数１１７】
0004472904.tif 000110
ベース（ｌ＝０，１，……，Ｌ−１）を定義する手段と、重み付け係数
【数１１８】
0004472904.tif 000111
を計算する手段１２２とを使用する。評価器１２０は、対応するＣＡＺＡＣシーケンスを伴う循環相関関係による基本基準シーケンス単体から始めて、チャネルの第１の粗い評価を使用する。この第１の評価は、初期評価
【数１１９】
0004472904.tif 000112
の適切な表示を出力するブロック
【数１２０】
0004472904.tif 000113
基準１２０１によってシンボル化される。そして、評価器１２０は、チャネル評価
【数１２１】
0004472904.tif 000114
の適切な表示を出力する（ブロック
【数１２２】
0004472904.tif 000115
によって示される）次数ｄの再評価リファレンス１２０２を使用する。これは、（ブロック
【数１２３】
0004472904.tif 000116
によって示される）次数ｄ＋１の再評価リファレンス１２０３によって続かれる。該リファレンス１２０３は、チャネル評価
【数１２４】
0004472904.tif 000117
の表示を出力する。最後に、評価器１２０は（ブロック
【数１２５】
0004472904.tif 000118
によって示される）最終の次数Ｄの再評価リファレンス１２０４を使用する。該リファレンス１２０４は、チャネル評価
【数１２６】
0004472904.tif 000119
の適切な表示を出力する。評価器は、手段１２０５を使用してかつKARHUNEN-LOEVE変換を使用して離散チャネルの最終評価
【数１２７】
0004472904.tif 000120
を出力するために、評価されたチャネルのこの適切な表示を使用する。
【０１０９】
送信シンボル上の堅固または柔軟な決定は、ビタービアルゴリズム〔３〕またはＳＯＶＡアルゴリズム〔２〕またはＢＡＨＬアルゴリズム〔６〕または一次のＢＡＨＬアルゴリズム〔１０〕を使用する手段１２３によって、エラー訂正復号器またはソース復号器へ供給される。
【０１１０】
本発明によると、チャネルの反復再評価がＤ＋１回行われ、かつ、
【数１２８】
0004472904.tif 000121
を連続して計算するために使用される。図１３は（各反復を構成しかつＬ個の経路の各々の連続した評価に対して必要な）Ｌ個のステップを図解する。チャネル評価器の（ｄ＋１）番目の反復
【数１２９】
0004472904.tif 000122
は、チャネルのｄ番目の再評価から始めて条件付き事後確率
【数１３０】
0004472904.tif 000123
を生成するために、（ベース
【数１３１】
0004472904.tif 000124
と重み付け係数
【数１３２】
0004472904.tif 000125
とを提供する）図１２の手段１２１および１２２を使用する。これらの手段は、ＢＡＨＬアルゴリズムに基づきかつＢＡＨＬ0ブロックリファレンス１３０によって示される第１のステップを実行する。これらの条件付き確率から始めて、（ｄ＋１）番目の反復は、第１の経路の（ｄ＋１）番目の再評価Ｇ0(d=1)を可能にするために、（ＳＡＧＥアルゴリズムに基づく、かつ、ＳＡＧＥ0ブロックリファレンス１３１によって示される）第２のステップを実行する。
【０１１１】
ｌ−１個の第１の経路の（ｄ＋１）番目の再評価から始めて、（ｄ＋１）番目の反復は、チャネルのＬ−１個の最後の経路のｄ番目の再評価とこのチャネルの第１のｌ個の経路の（ｄ＋１）番目の再評価とから始まる条件付き事後確率
【数１３３】
0004472904.tif 000126
を生成するために、（再度、ＢＡＨＬアルゴリズムに基づく、かつ、ＢＡＨＬブロックリファレンス１３２によって示される）第３のステップを実行する。次に、（ｄ＋１）番目の反復は、ｌ番目の経路の（ｄ＋１）番目の再評価Ｇl(d+1)を可能にするために、（ＳＡＧＥアルゴリズムに基づく、かつ、ＳＡＧＥlブロックリファレンス１３３によって示される）第４のステップを実行する。
【０１１２】
最後に、第１のＬ−１個の経路の（ｄ＋１）番目の再評価から始めて、（ｄ＋１）番目の反復は、このチャネルの最後のチャネル経路のｄ番目の再評価と第１のＬ−１個の経路の（ｄ＋１）番目の再評価とから始まる条件付き事後確率
【数１３４】
0004472904.tif 000127
を出力するために、（ＢＡＨＬアルゴリズムに基づく、かつ、ＢＡＨＬl-1ブロックリファレンス１３４によって示される）最終ステップを実行する。そして、（ｄ＋１）番目の反復は、Ｌ番目の経路の（ｄ＋１）番目の再評価Ｇ(L-1)(d-1)を行うために、（ＳＡＧＥアルゴリズムに基づく、かつ、ＳＡＧＥL-1ブロックリファレンス１３５によって示される）最終ステップを実行する。
【０１１３】
図１２のブロック
【数１３５】
0004472904.tif 000128
リファレンス１２０１によってシンボル化される第１の反復は、離散チャネルの第１の評価を計算するためにＢＡＨＬおよびＳＡＧＥアルゴリズムを使用することはできない。本発明によると、事前および事後確率が受信機によく知られている基準シンボルは、この第１の評価を行うために使用される。この第１の評価は、これらの基準シンボルのみに依存する受信サンプルを対応するＣＡＺＡＣシーケンスと相関させることによって行われる。本発明は、重み付け
【数１３６】
0004472904.tif 000129
を計算するために、図１２の手段１２２を使用する。
【０１１４】
参照文献
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[12]  S.A. TEUKOLSKY, W.T. VETTERLING, and B.P. FLANNERY, "Numerical recipes in C: the art of scientific computing", W.H. Press, New-York, 1992.[13]  FR-A-2 747 870.
【図面の簡単な説明】
【図１】  いくつかのユーザーに割当てられるタイムスロットの分配を示す図である。
【図２】  ＴＤＭＡ技術を使用する送信および受信を図解する図である。
【図３】  ビットエラーレート（ＢＥＲ）の変化を、正規化されたドップラー伝播（ＢDＴS）の関数として示す図である。
【図４】  ビットエラーレート（ＢＥＲ）の変化を、第１の構成においてかつ２つの経路を伴う離散チャネルに対して、ＭＤＰ４およびＭＤＰ８変調に対する
【数１３７】
0004472904.tif 000130
比率の関数として示す図である。
【図５】  ビットエラーレート（ＢＥＲ）の変化を、２つの経路を伴う離散チャネルを伴う第２の構成において、ＭＤＰ４およびＭＤＰ８変調に対する
【数１３８】
0004472904.tif 000131
比率の関数として示す図である。
【図６】  ビットエラーレート（ＢＥＲ）の変化を、第２の構成と４つの経路を伴う離散チャネルとを使用するＭＤＰ４変調に対する
【数１３９】
0004472904.tif 000132
比率の関数として示す図である。
【図７】  ビットエラーレート（ＢＥＲ）の変化を、１つおよび２つおよび４つの経路を伴う離散チャネルを使用するＭＤＰ４変調に対する
【数１４０】
0004472904.tif 000133
比率の関数として示す図である。
【図８】  ホワイトナーフィルタからの出力において観られる離散チャネルの（オフセットレジスタの形式における）図である。
【図９】  受信サンプルのＣＡＺＡＣシーケンスおよびその循環シーケンスとの相関関係による離散チャネルのフィルタ係数の評価を示す図である。
【図１０】  ３つの正規化ドップラー伝播に対する共分散行列の最も大きい固有値の分配を示す図である。
【図１１】  ２つの経路を伴うチャネルと２つの状態および４に等しいタイムスロットの長さを伴う変調とに対するホワイトナーフィルタからの出力において観られる正規化離散チャネルのメッシュの表示を図解する図である。
【図１２】  受信されたタイムスロットに対する受信上で行われる処理のカテゴリを示す図である。
【図１３】  チャネル評価アルゴリズムの基本の反復において行われる処理のカテゴリを示す図である。
【符号の説明】
１０……ソース
１２……符号化器／インタレース器
１４……変調器
２０……マルチパスチャネル
３０……復調器（マッチドフィルタ／ホワイトナーフィルタ）
３２……離散チャネル評価器
３４……イコライザー
３６……デインタレース器／復号化器
３８……受信人
【図１】
0004472904.tif 000144
【図２】
0004472904.tif 000145
【図３】
0004472904.tif 000146
【図４】
0004472904.tif 000147
【図５】
0004472904.tif 000148
【図６】
0004472904.tif 000149
【図７】
0004472904.tif 000150
【図８】
0004472904.tif 000151
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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