(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重化された拡散変調出力を受信して同期捕捉する受信機を備えたスペクトル拡散通信機において、この受信機は、少なくともマッチドフィルタと、遅延検波部と、２系統のパス選択・合成部とを含み、上記パス選択・合成部は、非同期のレイク受信機能を有し、
２系統のパス選択・合成部においては、互いにスペクトル拡散符号の１シンボルの１／２だけ位相の異なるウインドウを設定し、各ウインドウ内の信号を各系統で処理する構成とし、
上記非同期のレイク受信機能は、遅延検波部の出力の絶対値（以下、相関検波信号と称する）を上記ウインドウ内で検出し、（相関検波信号の最大値／相関検波信号の総和）の数シンボル分の平均値で表されるパススレッショルド値と同等もしくはそれを超える相関検波信号を選択して、選択した相関検波信号のそれぞれを等利得合成するものであることを特徴とするスペクトル拡散通信機。
【請求項２】
同期捕捉の過程において、２系統のパス選択・合成部で上記非同期のレイク受信機能を動作させて信号を出力し、２系統のパス選択・合成部からの各出力の信号レベルを、スペクトル拡散符号の１シンボルごとに比較して数シンボル分の比較情報を取得し、多数決判定によって出力信号レベルの大きい方の系統（ＰＬとする）を記憶するとともに、その系統のウインドウ内におけるパススレッショルド値と同等もしくはそれを超えるレベルの相関検波信号の開始位置（ＰＰとする）と、相関検波信号出現の時間幅（ＰＷとする）とを、それぞれ平均値をとって記憶し、遅延検波部の符号と２系統のパス選択・合成部からの出力をもとに同期パターンのデータを復調して同期パターンのパターンマッチングを行い、これによって同期捕捉信号を出力することを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信機。
【請求項３】
データ復調の過程において、スペクトル拡散信号のベースバンドの変調方式がＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫである時、上記同期捕捉過程で記憶したＰＬ、ＰＰ、ＰＷの情報を利用し、データ復調はＰＬの系統で行い、さらにＰＰとＰＷを基にウインドウの開始位置とウインドウ幅を補正してパスが存在する位置周辺にのみウインドウをかけてデータ復調を行うことを特徴とする請求項２記載のスペクトル拡散通信機。
【請求項４】
データ復調の過程において、スペクトル拡散信号のベースバンドの変調方式がパラレルＤＱＰＳＫである時、上記同期捕捉過程で記憶したＰＰ、ＰＷの情報を利用し、データ復調は２つのパス選択・合成部の系統で行い、さらにＰＰとＰＷを基に各系統においてウインドウの開始位置とウインドウ幅を補正してパスが存在する位置周辺にのみウインドウをかけてデータ復調を行うことを特徴とする請求項２記載のスペクトル拡散通信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散符号を送受信するスペクトル拡散通信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、送信側では、情報信号を情報とは無関係な符号を用いて情報の伝達に必要な周波数帯域よりも広い周波数帯域に拡散し、受信側では、拡散に用いた符号の複製を使ってスペクトルの逆拡散を行うことにより情報信号を復元するスペクトル拡散（ＳＳ）通信方式が知られている。従来の構成では、変調方式にＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫが採用されている。
【０００３】
このＳＳ通信方式は、他へ干渉を与えることが少なく、他からの干渉に強く、伝送路でのマルチパスフェージングに強い等の利点を有する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この種の従来のＳＳ通信方式においては、図７に示すように、マルチパスフェージング環境下において、逆拡散後に分離するパス数が多くなった場合、これらパスＰ１〜Ｐ５の分散により、図８Ａ，８Ｂに示すように、マルチパス無しの場合と比べ、総受信電力＝Ｐ１＋Ｐ２＋Ｐ３＋Ｐ４＋Ｐ５に対するピーク値（ピーク電力）＝Ｐ１の低下が発生するために、Ｓ／Ｎが低下して、通信性能の劣化が大きくなるという問題がある。
【０００５】
そこで、発明の目的は、上述した従来技術が有する課題を解消し、通信性能を向上させたスペクトル拡散通信機を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、多重化された拡散変調出力を受信して同期捕捉する受信機を備えたスペクトル拡散通信機において、この受信機は、少なくともマッチドフィルタと、遅延検波部と、２系統のパス選択・合成部とを含み、上記パス選択・合成部は、非同期のレイク受信機能を有し、２系統のパス選択・合成部においては、互いにスペクトル拡散符号の１シンボルの１／２だけ位相の異なるウインドウを設定し、各ウインドウ内の信号を各系統で処理する構成とし、上記非同期のレイク受信機能は、遅延検波部の出力の絶対値（以下、相関検波信号と称する）を上記ウインドウ内で検出し、（相関検波信号の最大値／相関検波信号の総和）の数シンボル分の平均値で表されるパススレッショルド値と同等もしくはそれを超える相関検波信号を選択して、選択した相関検波信号のそれぞれを等利得合成するものであることを特徴とする。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のものにおいて、同期捕捉の過程において、２系統のパス選択・合成部で上記非同期のレイク受信機能を動作させて信号を出力し、２系統のパス選択・合成部からの各出力の信号レベルを、スペクトル拡散符号の１シンボルごとに比較して数シンボル分の比較情報を取得し、多数決判定によって出力信号レベルの大きい方の系統（ＰＬとする）を記憶するとともに、その系統のウインドウ内におけるパススレッショルド値と同等もしくはそれを超えるレベルの相関検波信号の開始位置（ＰＰとする）と、相関検波信号出現の時間幅（ＰＷとする）とを、それぞれ平均値をとって記憶し、遅延検波部の符号と２系統のパス選択・合成部からの出力をもとに同期パターンのデータを復調して同期パターンのパターンマッチングを行い、これによって同期捕捉信号を出力することを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項２記載のものにおいて、データ復調の過程において、スペクトル拡散信号のベースバンドの変調方式がＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫである時、上記同期捕捉過程で記憶したＰＬ、ＰＰ、ＰＷの情報を利用し、データ復調はＰＬの系統で行い、さらにＰＰとＰＷを基にウインドウの開始位置とウインドウ幅を補正してパスが存在する位置周辺にのみウインドウをかけてデータ復調を行うことを特徴とする。
【００１１】
請求項４記載の発明は、請求項２記載のものにおいて、データ復調の過程において、スペクトル拡散信号のベースバンドの変調方式がパラレルＤＱＰＳＫである時、上記同期捕捉過程で記憶したＰＰ、ＰＷの情報を利用し、データ復調は２つのパス選択・合成部の系統で行い、さらにＰＰとＰＷを基に各系統においてウインドウの開始位置とウインドウ幅を補正してパスが存在する位置周辺にのみウインドウをかけてデータ復調を行うことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を説明する。
【００１３】
図１は、送信機１の構成の一例を示す。この送信機１では２系統のＤＱＰＳＫ変調（差動符号化）および拡散変調器を有し、一方を符号半周期遅延させて合成して、情報伝送速度の高速化を図っている。この場合、情報データの変調方式はパラレルＤＱＰＳＫ（ＰＤＱＰＳＫ）モードであり、このモードは符号１周期あたり４ｂｉｔのデータを送信するパラレル伝送方式である。
【００１４】
以下、構成を詳述すると、この送信機１は、シリアル／パラレル変換部３を備えている。このシリアル／パラレル変換部３は、図２に示すような、パケット化されたデータのシリアル／パラレル変換を行う。
【００１５】
このデータは、受信側における高周波系のゲインコントロール用のデータ（ＡＧＣ）、同期捕捉用のデータ（パターンマッチング：Ｐａｔｔｅｒｎ  ｍａｔｃｈｉｎｇ）、信号の開始点検出用のデータ（フレーム同期：Ｆｒａｍｅ  ｓｙｎｃ）、情報データ（Ｄａｔａ）で構成される。
【００１６】
ＡＧＣおよびパターンマッチングの変調方式はＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫで行われ、フレーム同期および情報データの変調方式はＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫまたは、パラレルＤＱＰＳＫで行われる。
【００１７】
シリアル／パラレル変換部３によりシリアル／パラレル変換されたデータは、２系統に区別された差動符号化部５Ａおよび差動符号化部５Ｂに送られ、ここでそれぞれＤＱＰＳＫ変調される。このＤＱＰＳＫ変調されたデータは、拡散変調部７Ａおよび拡散変調部７Ｂに送られ、ここでバーカー符号生成部８からの１１チップ・バーカー符号により拡散変調される。拡散変調部７Ｂの出力は遅延部９により遅延がかけられる。
【００１８】
この送信機１では、送信側情報多重化手段として、チップインターリーバ部１１Ａ、１１Ｂを備えている。
【００１９】
拡散変調部７Ａからの出力をＩａ（同相成分）、Ｑａ（直交成分）として、遅延がかけられた拡散変調部７Ｂからの出力をＩｂ（同相成分）、Ｑｂ（直交成分）とすると、Ｉａ、Ｉｂはチップインターリーバ部１１Ａに送られ、Ｑａ、Ｑｂはチップインターリーバ部１１Ｂに送られる。
【００２０】
一方のチップインターリーバ部１１Ａは、図３ａに示すような、拡散変調部７Ａからの出力Ｉａの符号１周期分を、図３ｂに示すように、ハーフチップ化する一方で、図３ｅに示すような、遅延部９からの出力Ｉｂの符号１周期分を、図３ｄに示すように、ハーフチップ化し、それぞれを図３ｃに示すように、インターリーブする。また、他方のチップインターリーバ部１１Ｂは、同様にＱａ、Ｑｂをハーフチップ化して、それぞれをインターリーブする。
【００２１】
この送信機１では、振幅加算せずに拡散符号を多重化できるため、Ｄ／Ａ変換器等が不要になり、回路の簡略化を達成することができる。
【００２２】
ローパスフィルタ部１３Ａ、１３Ｂは、図３に示すチップ間隔Ｔの逆数程度の帯域幅を有する信号を通過させるフィルタであり、このローパスフィルタ部１３Ａ、１３Ｂを通過した信号は、直交変調された後に、高周波部１５において高周波変調されて、送信信号Ｔｘとして出力される。
【００２３】
この送信機１では、変調方式にパラレルＤＱＰＳＫを用いているので、情報伝送速度の高速化を達成することができる。
【００２４】
また、変調方式をパラレルＤＱＰＳＫ以外の、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫに変更することができる。変調方式がＤＢＰＳＫ時においては、拡散変調部７Ａからの出力Ｉａのみを用いることにし、チップインターリーブは行わない。また、ＤＱＰＳＫ時においては、拡散変調部７Ａからの出力Ｉａ、Ｑａのみを用い、チップインターリーブは行わない。
【００２５】
このように、変調方式をＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、パラレルＤＱＰＳＫと変更することにより、情報信号の多重化数を可変（１ｂｉｔ〜４ｂｉｔ／符号１周期）し、可変伝送レートを実現できる。
【００２６】
なお、上記構成は送信機１の一例を示すものであって、この構成に限定されるものでないことは云うまでもない。
【００２７】
つぎに、図４は、受信機４１の構成を示している。
【００２８】
この受信機４１は、パスの分散による総受信電力に対するピーク電力の低下を抑えてＳ／Ｎを向上させるためのレイク（Ｒａｋｅ）受信機能を有した受信機である。ここでは、遅延検波部４３と２系統のパス選択および合成部５１Ａ，５１Ｂ等により、データ復調のみならず、同期捕捉過程においても非同期のＲａｋｅ受信を実現し、同期捕捉とデータ復調の双方の性能向上を図っている。
【００２９】
この受信機４１は、ディジタルマッチドフィルタ４２を有する。このディジタルマッチドフィルタ４２には、高周波信号が直交検波によりベースバンドに変換され、さらにＡＤ変換器により量子化された同相信号Ｉと直交信号Ｑとが入力される。このディジタルマッチドフィルタ４２は、量子化された受信信号と参照拡散符号とを乗算した後、重み付けおよび加算を行い、ＩとＱそれぞれの受信信号において、符号１周期分のマッチドフィルタリングを行う。
【００３０】
遅延検波部４３は、ディジタルマッチドフィルタ４２からの相関出力信号の遅延検波を行い、ＤＢＰＳＫ信号においては１つの遅延検波信号、ＤＱＰＳＫ信号およびＰＤＱＰＳＫ信号においては２つの遅延検波信号を出力する。
【００３１】
絶対値検波部４４は、遅延検波した相関出力信号の絶対値化をする。特にＤＱＰＳＫやＰＤＱＰＳＫの遅延検波信号においては２つの信号をそれぞれ絶対値化した後、双方を合成する。ここで、これらの絶対値化により位相情報を除去し、包絡線のみの情報に変換した信号を相関検波信号と呼ぶ。
【００３２】
上記のディジタルマッチドフィルタ４２、遅延検波部４３、絶対値検波部４４は、同期捕捉過程およびデータ復調過程において同じ動作を行うが、ウインドウ部５０Ａ、５０Ｂ、パス選択・合成部５１Ａ，５１Ｂ以降は、それぞれにおいて異なる動作を行うため、まず同期捕捉から説明する。
【００３３】
▲１▼同期捕捉過程
同期捕捉過程においては、受信制御部５２からウインドウ部５０Ａ、５０Ｂに対し、信号Ｗｉｎ＿Ａ、Ｗｉｎ＿Ｂが出力される。
【００３４】
これが出力されると、このウインドウ部５０Ａ、５０Ｂは、図５に示すように、この信号Ｗｉｎ＿Ａ、Ｗｉｎ＿Ｂに基づいて、上記絶対値検波部４４を経た相関検波信号にウインドウをかける。ここで、ＣＮＴは符号１周期（１ｓｙｍｂｏｌ）に相当するリングカウンタのカウンタ値（１〜２２）であり、Ｗｉｎ＿Ａ、Ｗｉｎ＿Ｂはリングカウンタをもとに生成され、その時間差は符号半周期である。ここで、Ｗｉｎ＿Ａのタイミングで処理された信号をＡ系統、Ｗｉｎ＿Ｂのタイミングで処理された信号をＢ系統とする。
【００３５】
ピーク検出部５３Ａ、５３Ｂは、符号１周期において、それぞれウインドウ内の相関検波信号の最大値を検出し、また、加算部５４Ａ、５４Ｂはウインドウ内のすべての相関検波信号値を加算（総和）する。
【００３６】
パススレッショルド生成部５５Ａ、５５Ｂは、上述した最大値と加算値をもとにマルチパス環境におけるパス選択の基準信号すなわちパススレッショルドを生成する。このパススレッショルドは、パス選択・合成部５１Ａ，５１Ｂに出力され、このパス選択・合成部５１Ａ，５１Ｂでは、遅延検波部４３からの遅延検波信号における、ウインドウ内のパススレッショルド値と同等もしくはそれを超える信号を選択し、さらにそれぞれを等利得合成する。
【００３７】
上記パススレッショルド値はウインドウ内においてのみ有効であり、「パススレッショルド値＝相関検波信号の最大値／相関検波信号の総和」により算出され、さらに数シンボル分を平均化したものである。
【００３８】
本実施形態では、パス選択・合成部５１Ａ，５１Ｂで、遅延検波部４３からの遅延検波信号における、ウインドウ内のパススレッショルド値と同等もしくはそれを超える信号を選択し、さらにそれぞれを等利得合成するため、マルチパス環境において、パス数が多く、そのレベル差が小さいほどパススレッショルドは低く設定され、分散したパスを効果的にかき集めることができるので、Ｓ／Ｎの向上を達成することができる。また、パス数が少ない場合、パススレッショルドが高く設定されるため、相関出力信号において、バースト的に発生する雑音を誤って選択・合成することを低減できる。
【００３９】
受信制御部５２は前記のウインドウ制御のほかに、Ａ系統の合成したパスレベルＰＬ＿Ａと、Ｂ系統の合成したパスレベルＰＬ＿Ｂにおいて、１ｓｙｍｂｏｌ毎にレベル比較を行い、ＰＬ＿Ａ＞ＰＬ＿Ｂの場合”１”、それ以外は”０”とする。そして、このレベル比較情報を数シンボル分保持して多数決判定を行い、レベルが大きな方の系統情報ＰＬを逐次記憶する。
【００４０】
また、ウインドウ内においてパススレッショルドを超える信号（パス）の開始位置ＰＰ＿ＡおよびＰＰ＿Ｂ、信号幅（有効なパスの遅延時間幅）ＰＷ＿ＡおよびＰＷ＿Ｂそれぞれを、数シンボル分移動平均し、開始位置の平均値ＰＰ、信号幅の平均値ＰＷを逐次記憶する。これらの多数決判定処理、平均化処理は雑音による誤判定を低減するために実行される。
【００４１】
符号判定部５６Ａ，５６Ｂは、合成したパスが０より大きいか小さいかを判定し、２値化する。例えば、合成したパスが０以上であれば”１”、０よりも小さければ”０”を出力する。
【００４２】
パラレルシリアル変換部５７Ａ，５７ＢはＤＱＰＳＫ信号時のみ動作し、パラレルの２値化信号をシリアルに変換する。
【００４３】
パターンマッチング部５８Ａ，５８Ｂは、２値化信号と受信側に設定されるユニークな参照パターンとのパターンマッチングを行い、パターンマッチング数Ｍ、一致数Ｎにおいて、一定以上のＮが成立した場合（ＮｏｆＭ判定）、ＣＤ＿ＡまたはＣＤ＿Ｂを出力し、ＯＲゲート部５９は、ＣＤ＿ＡまたはＣＤ＿Ｂのどちらかが成立すると、同期捕捉信号を出力する。
【００４４】
同期捕捉が完了すると、次にデータ復調過程へ移行する。
【００４５】
▲２▼データ復調過程
同期捕捉過程において同期捕捉信号が発生すると、受信制御部５２は、レベルの大きな方の系統情報ＰＬ、パススレッショルドを超えた信号の開始位置の平均値ＰＰ、信号幅の平均値ＰＷをもとに、ウインドウ部５０Ａ，５０Ｂのウインドウ位置およびウインドウ幅を補正する。
【００４６】
図６Ａ〜図６Ｃは、同期捕捉過程、データ復調における相関検波信号とウインドウの関係を示している。
【００４７】
図６Ａに示す同期捕捉時のウインドウ幅、ウインドウ位置に対して、図６Ｂまたは図６Ｃに示すデータ復調時には、パスが存在する位置周辺のみにウインドウをかけ、パスの選択・合成を行う。ここで、図６Ｂに示すＤＢＰＳＫ信号やＤＱＰＳＫ信号時には、Ａ系統もしくはＢ系統を使用し、図６Ｃに示す符号半周期毎に相関出力信号が発生するＰＤＱＰＳＫ信号時には、Ａ系統およびＢ系統の双方を使用する。これによれば、パスが存在する位置周辺にのみウインドウをかけるため、バースト的な雑音の影響を低減できる。
【００４８】
ピーク検出部５３Ａ，５３Ｂ、加算部５４Ａ，５４Ｂ、パススレッショルド生成部５５Ａ，５５Ｂ、パス選択・合成部５１Ａ，５１Ｂ、符号判定部５６Ａ，５６Ｂ、パラレルシリアル変換部５７Ａ，５７Ｂは、同期捕捉過程と同等の動作を行う（ただし、ウインドウ部５０Ａ，５０Ｂのウインドウの位置および幅は異なる）。そして、２値化された復調データは、パラレルシリアル変換部５７Ａ，５７Ｂに接続された別のパラレルシリアル変換部６０から出力される。
【００４９】
なお、パラレルシリアル変換部６０は、ＰＤＱＰＳＫ信号においてのみ動作し、パラレルの復調データをシリアルに変換する。
【００５０】
以上のように、本実施形態では、Ｒａｋｅ受信を適用したため、パスの分散による総受信電力に対するピーク電力の低下を抑えて、Ｓ／Ｎを向上させることができ、受信機４１の性能を向上させることができる。
【００５１】
また、相関器出力において、遅延検波部４３と２系統のパス選択および合成部５１Ａ，５１Ｂ等により、データ復調のみならず、同期捕捉過程においても非同期のＲａｋｅ受信を実現しているため、同期捕捉とデータ復調の双方の性能向上を図ることができる。
【００５２】
マルチパスのパス数、レベルに応じて最適なパスの選択、合成が実現されるため、バースト的に発生する雑音を誤って選択、合成する恐れが低減される。
【００５３】
データ復調において、パスが存在する位置周辺のみにウインドウをかけてパスを選択、合成するため、バースト的な雑音の影響が低減される。
【００５４】
同期捕捉過程において、レベルの大きな系統判断、パスの開始位置、有効パスの遅延時間幅を多数決判定処理や平均化処理するため、データ復調におけるウインドウの再生成の精度を向上させることができる等の効果を奏する。
【００５５】
以上、一実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。例えば、以上のＲａｋｅ受信を用いた受信機４１は、本出願人の出願（特願２０００−９３７９２号）における空間ダイバーシチと組み合わせることが容易である。この空間ダイバーシチは、各系統がそれぞれ独立に同期捕捉を行い、どちらか一方で同期捕捉が成立した場合はその系統、両系統で成立した場合はレベルの大きい系統を選択し、データ復調動作に移行し、このデータ復調時は、両系統のレベルを逐次比較し、リアルタイムにレベルの大きい系統のデータを選択するものである。
【００５６】
この組み合わせによれば、パスダイバーシチ効果が期待できないような環境下でも、良好な通信を実現することができ、マルチパス環境下における通信性能をさらに向上させることができる。
【００５７】
【発明の効果】
本発明によれば、マルチパス環境下における通信性能、特に受信性能を向上させることができ、同期捕捉、データ復調の双方にバランスの取れた性能向上を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスペクトル拡散通信機の送信機の一実施形態を示す図である。
【図２】パケットフォーマットを示す図である。
【図３】ａ〜ｅは送信信号の生成手順を示す図である。
【図４】受信機を示す図である。
【図５】リングカウンタとウインドウの関係を示す図である。
【図６】相関検波信号とウインドウの関係を示す図であり、Ａは同期捕捉時の関係を示す図、Ｂ、Ｃはデータ復調時の関係を示す図である。
【図７】マルチパス環境下を説明する図である。
【図８】パスの分散例を示す図であり、Ａはマルチパス無しの場合を示す図、Ｂはマルチパス有りの場合を示す図である。
【符号の説明】
１  送信機
４１  受信機
４２  ディジタルマッチドフィルタ
４３  遅延検波部
４４  絶対値検波部
５０Ａ、５０Ｂ  ウインドウ部
５１Ａ，５１Ｂ  パス選択・合成部
５３Ａ、５３Ｂ  ピーク検出部
５４Ａ、５４Ｂ  加算部
５５Ａ、５５Ｂ  パススレッショルド生成部
５６Ａ，５６Ｂ  符号判定部
５７Ａ，５７Ｂ  パラレルシリアル変換部
５８Ａ，５８Ｂ  パターンマッチング部
５９  ＯＲゲート部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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