(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（２）からの入力電流に基づいてインバータ（４）に出力電流を出力して所定の負荷（Ｍ）を駆動する空気調和機の駆動回路にあって、前記インバータまたは前記負荷に対する出力電流を検出する電流検出素子（１２）と、この電流検出素子で検出された出力電流に基づいて前記インバータの制御を行う制御部（２０）とを備える空気調和機の駆動回路において、
前記出力電流（Ｉｓ）を積分して前記制御部に出力する積分回路（１９）を更に備え、
前記制御部は、所定の演算関数に基づいて前記積分回路の積分結果から前記入力電流を推定し、その推定した前記入力電流が一定の基準値を超過したときに、前記インバータについて所定の過負荷状態回避制御を行い、
前記所定の演算関数は、前記入力電流と前記積分結果との対応関係が設定されたものであり、
前記積分回路は、所定のカットオフ周波数以上においてのみ積分動作し、前記所定のカットオフ周波数は、前記入力電流と前記出力電流との相関関係の精度が所定の精度以上に保たれる程度に前記出力電流が大きい場合にのみ前記積分回路が積分動作する様に設定されることを特徴とする空気調和機の駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載の空気調和機の駆動回路であって、
前記積分回路（１９）は、所定のオペアンプ（３０）にコンデンサ（３１）が負帰還され、前記オペアンプの反転入力端子が所定の一の抵抗（３２）を通じて接地され、前記コンデンサ（３１）に並列に所定の他の抵抗（３３）が接続され、前記コンデンサ（３１）の容量と前記他の抵抗（３３）の抵抗値とでカットオフ周波数が決定され、当該カットオフ周波数以上においてのみ積分動作することを特徴とする空気調和機の駆動回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の空気調和機の駆動回路であって、
前記演算関数は、前記交流電源（２）からの入力電流と前記積分結果との対応関係を実験によりサンプリングし、前記積分結果が一定値未満のプロット点を無視した後、所定の回帰分析手法に基づいて設定されることを特徴とする空気調和機の駆動回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３の何れかに記載の空気調和機の駆動回路であって、前記基準値は、定格電流の１．５倍であることを特徴とする空気調和機の駆動回路。
【請求項５】
交流電源（２）からの入力電流に基づいてインバータ（４）に出力電流を出力して所定の負荷（Ｍ）を駆動する空気調和機の駆動方法にあって、前記インバータまたは前記負荷に対する出力電流を所定の電流検出素子（１２）で検出し、この電流検出素子で検出された出力電流に基づいて所定の制御部（２０）が前記インバータの制御を行う空気調和機の駆動方法において、
前記電流検出素子（１２）に流れる出力電流（Ｉｓ）を所定の積分回路（１９）で積分し、前記制御部により、所定の演算関数に基づいて前記所定の積分回路の積分結果から前記入力電流を推定し、その推定された前記入力電流が一定の基準値（ＩＭＡＸ）を超過したときに、前記インバータについて所定の過負荷状態回避制御を行い、
前記所定の演算関数は、前記入力電流と前記積分結果との対応関係が設定されたものであり、
前記所定の積分回路は、所定のカットオフ周波数以上においてのみ積分動作し、前記所定のカットオフ周波数は、前記入力電流と前記出力電流との相関関係の精度が所定の精度以上に保たれる程度に前記出力電流が大きい場合にのみ前記積分回路が積分動作する様に設定されることを特徴とする空気調和機の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電源からの入力電流に基づいてインバータに出力電流を出力して所定の負荷を駆動する空気調和機の駆動回路であって、特に、インバータまたは負荷に対する出力電流を検出する電流検出素子と、この電流検出素子で検出された出力電流に基づいてインバータの制御を行う制御部とを備える空気調和機の駆動回路及び空気調和機の駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的な空気調和機においては、圧縮機等の所定の負荷Ｍを駆動するための回路として図４に示したような駆動回路１が使用される。この駆動回路１では、三相交流電源２から与えられる三相（Ｒ相、Ｓ相及びＴ相）の交流電流を整流器（三相ダイオードブリッジ）３で直流電流に変換し、この直流電流を逆変換器としての三相インバータ４で所望の三相の駆動電流に変換して負荷Ｍに出力するようになっている。整流器３と三相インバータ４との間には大容量の平滑コンデンサ５が付設され、この平滑コンデンサ５によって整流器３から出力される直流電圧を平滑化するようになっている。
【０００３】
ここで、空気調和機においては、図５の如く、室外機６を商用電源（図４中の三相交流電源２）に接続するための端子盤７にブレーカ８が設置されており、過電流が室外機６に流れる際には、ブレーカ８が切断することにより室外機６を保護するようになっている。尚、室内機９に対する電源の供給は、例えば端子盤７及び室外機６を通じて行われる。
【０００４】
ところで、空気調和機の使用環境には様々な場合がある。例えば、１台の空気調和機しか使用しない場合がある一方、複数台の空気調和機を一個の商用電源に接続して使用する場合もある。このように、複数台の空気調和機を同時に使用するような場合には、過負荷状態になることが多いと予測されるため、過負荷状態になってもブレーカ８を切断せずに、インバータ４の回転数を低減させるなどして過負荷現象を抑制し、これにより空気調和機の作動を継続させることが望ましい。
【０００５】
この場合、従来では、図４のように、各空気調和機内の駆動回路１において、所定の部位の電流を検出し、その検出結果に基づいて、過負荷運転となる場合にインバータ４の制御を変更し、これによりブレーカ８を切断せずに入力電流を確保するようにしていた。
【０００６】
具体的に、入力電流（一次電流）の検出は、三相交流電源２の一相（例えばＳ相）の電流を交流用電流センサ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：以下「ＣＴ」と称す）１１で検出し、この検出結果の信号を所定の整流回路１５で直流電流に変換した後、マイクロコンピュータチップ１６のアナログ入力ポートＡＮ１に入力するようになっている。
【０００７】
また、負荷Ｍの駆動電流（出力電流）の検出は、平滑コンデンサ５の接地側と三相インバータ４の接地側との間に介装された例えばシャント抵抗１２または図示しない交流用ＣＴ等の電流検出素子、あるいは、インバータ４と負荷Ｍとの間に設置されたＣＴ１３等を使用して行っていた。
【０００８】
これらの電流をマイクロコンピュータチップ１６で検出した後、過負荷状態であれば、マイクロコンピュータチップ１６によりインバータ４の制御を行って負荷Ｍの回転数を低減し、これにより過負荷状態を速やかに解消することが可能となる。
【０００９】
尚、図４中の符号１７は過電流検出回路を示している。空気調和機においては、瞬間的に負荷Ｍがロック状態になったり、何らかの原因で負荷Ｍが電源等に対して短絡したりする場合に、インバータ４に過電流が流されるとインバータ４内のトランジスタ等の半導体素子が破壊されてしまうため、これを防止すべく、過電流検出回路１７で過電流を検出し、その検出結果をマイクロコンピュータチップ１６に入力して、マイクロコンピュータチップ１６がインバータ４の作動を停止するように制御する。
【００１０】
また、図４中の符号１８はピークホールド回路を示している。電流検出素子１２を流れる電流は脈動状の波形として現れるため、その波形のピーク値をピークホールド回路１８で検出してマイクロコンピュータチップ１６に入力し、マイクロコンピュータチップ１６の内部でピークホールド回路１８から与えられたピーク値に一定の係数（約０．７倍）を積算して、電流検出素子１２を流れる電流の実効値を算出するようにしている。マイクロコンピュータチップ１６では、この電流の実効値を検出しつつ、例えば、１５０〜１６０Ｈｚの高周波数でインバータ４を駆動する場合は、電流検出素子１２を流れる電流の実効値を２１Ａ程度に安定させる一方、１４０〜１５０Ｈｚの中程度の周波数でインバータ４を駆動する場合は、電流検出素子１２を流れる電流の実効値を２２Ａ程度に安定させるなど、周波数が低いほど電流が大きくなるように駆動回路１を調整していた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、三相交流電源２から与えられる入力電流の検出用に交流用ＣＴを使用する場合は、精度が高いというメリットがあるものの、部品自体が比較的高価であり、コスト低減を図る上でのネックとなっていた。
【００１２】
また、交流用ＣＴは、回路基板上での搭載スペースとして３×３ｃｍ2程度の面積を必要とするため、面積効率を向上させたいという要請があった。
【００１３】
そこで、この発明の課題は、高価で且つ一定の搭載面積を必要とする入力側の交流用ＣＴを省略できる空気調和機の駆動回路及び空気調和機の駆動方法を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、交流電源（２）からの入力電流に基づいてインバータ（４）に出力電流を出力して所定の負荷（Ｍ）を駆動する空気調和機の駆動回路にあって、前記インバータまたは前記負荷に対する出力電流を検出する電流検出素子（１２）と、この電流検出素子で検出された出力電流に基づいて前記インバータの制御を行う制御部（２０）とを備える空気調和機の駆動回路において、前記出力電流（Ｉｓ）を積分して前記制御部に出力する積分回路（１９）を更に備え、前記制御部は、所定の演算関数に基づいて前記積分回路の積分結果から前記入力電流を推定し、その推定した前記入力電流が一定の基準値を超過したときに、前記インバータについて所定の過負荷状態回避制御を行い、前記所定の演算関数は、前記入力電流と前記積分結果との対応関係が設定されたものであり、前記積分回路は、所定のカットオフ周波数以上においてのみ積分動作し、前記所定のカットオフ周波数は、前記入力電流と前記出力電流との相関関係の精度が所定の精度以上に保たれる程度に前記出力電流が大きい場合にのみ前記積分回路が積分動作する様に設定されるものである。
【００１８】
請求項２に記載の発明は、前記積分回路（１９）は、所定のオペアンプ（３０）にコンデンサ（３１）が負帰還され、前記オペアンプの反転入力端子が所定の一の抵抗（３２）を通じて接地され、前記コンデンサ（３１）に並列に所定の他の抵抗（３３）が接続され、前記コンデンサ（３１）の容量と前記他の抵抗（３３）の抵抗値とでカットオフ周波数が決定され、当該カットオフ周波数以上においてのみ積分動作するものである。
【００１９】
請求項３に記載の発明は、前記演算関数は、前記交流電源（２）からの入力電流と前記積分結果との対応関係を実験によりサンプリングし、前記積分結果が一定値未満のプロット点を無視した後、所定の回帰分析手法に基づいて設定されるものである。
また請求項４に記載の発明は、前記基準値は、定格電流の１．５倍であるものである。
【００２０】
請求項５に記載の発明は、交流電源（２）からの入力電流に基づいてインバータ（４）に出力電流を出力して所定の負荷（Ｍ）を駆動する空気調和機の駆動方法にあって、前記インバータまたは前記負荷に対する出力電流を所定の電流検出素子（１２）で検出し、この電流検出素子で検出された出力電流に基づいて所定の制御部（２０）が前記インバータの制御を行う空気調和機の駆動方法において、前記電流検出素子（１２）に流れる出力電流（Ｉｓ）を所定の積分回路（１９）で積分し、前記制御部により、所定の演算関数に基づいて前記所定の積分回路の積分結果から前記入力電流を推定し、その推定された前記入力電流が一定の基準値（ＩＭＡＸ）を超過したときに、前記インバータについて所定の過負荷状態回避制御を行い、前記所定の演算関数は、前記入力電流と前記積分結果との対応関係が設定されたものであり、前記所定の積分回路は、所定のカットオフ周波数以上においてのみ積分動作し、前記所定のカットオフ周波数は、前記入力電流と前記出力電流との相関関係の精度が所定の精度以上に保たれる程度に前記出力電流が大きい場合にのみ前記積分回路が積分動作する様に設定されるものである。
【００２４】
【作用】
請求項１及び請求項５に記載の発明では、本来的には出力電流を検出するための電流検出素子を用いて、請求項１または請求項５のように、電流検出素子からの出力を積分し、この積分結果の値に基づいて、制御部が交流電源からの入力電流を推定し、推定された当該入力電流が一定の基準値を超過したときに過電流があったものとして過負荷状態を推定し、制御部によりインバータについて所定の過負荷状態回避制御を行う。これにより、従来のように交流電源側に入力電流検出用の交流用電流センサを接続しなくても、駆動回路の入力電流を制御部で推定できる。
【００２５】
この場合において、交流電源からの入力電流とインバータまたは負荷に対する出力電流とは、電流値が低いほど相関が低くなり精度が悪くなるが、出力電流に基づいて入力電流を推定する目的が、制御部による過負荷状態回避制御であることから、電流が大きい場合にのみ一定の精度が確保されていればよいので不都合がない。
【００２６】
請求項２に記載の発明では、積分回路において、コンデンサの容量と他の抵抗の抵抗値とでカットオフ周波数を決定し、当該カットオフ周波数以上においてのみ積分動作するようにしているので、制御部においては、精度の悪い小さな電流での積分結果を無視して交流電源からの入力電流を推定でき、これにより電流の大きい領域についてブレーカの保護に必要な程度の精度を得ることが可能である。
【００２７】
請求項３に記載の発明では、制御部において交流電源からの入力電流を推定するための演算関数を、交流電源からの入力電流と積分結果との対応関係を実験によりサンプリングし、積分結果が一定値未満のプロット点を無視した後、所定の回帰分析手法に基づいて設定しているので、精度の低いプロット点が演算関数の回帰分析に反映されなくなり、したがって精度の良い回帰分析演算式で入力電流が過大になった旨の検出を行うことができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一の実施の形態に係る空気調和機の駆動回路を示すブロック図である。尚、図１においては、図４に示した従来の駆動回路１と同様の機能を有する要素については同一符号を付している。
【００２９】
この空気調和機の駆動回路１は、図１の如く、三相交流電源２から与えられる三相（Ｒ相、Ｓ相及びＴ相）の交流電流（入力電流）を整流器（三相ダイオードブリッジ）３で直流電流に変換し、この直流電流を逆変換器としての三相インバータ４で所望の三相の駆動電流に変換して負荷Ｍに出力するもので、従来から使用されているシャント抵抗（電流検出素子）１２をそのまま利用して三相交流電源２からの入力電流を推定するようにしたものである。
【００３０】
即ち、シャント抵抗１２は、本来的には、インバータ４に出力される出力電流を検出するためのものであり、具体的には、過電流検出回路１７で過電流を検出してマイクロコンピュータチップ（制御部）２０に伝達したり、ピークホールド回路１８でインバータ４への出力電流の実効値を検出して周波数に応じたインバータ４の出力電流の調整を行う等のために設けられているものである。
【００３１】
つまり、このシャント抵抗１２は本来的には三相交流電源２からの入力電流を検出するものではないが、このシャント抵抗１２を流れる電流Ｉｓが、三相交流電源２からの入力電流に対して相関関係が見られることから、この相関関係を利用し、このシャント抵抗１２に流れる電流を積分回路１９を通じて積分して、この積分結果により得られたデータをマイクロコンピュータチップ２０のアナログポートＡＮ１に入力し、この入力されたデータを、予め測定されてマイクロコンピュータチップ２０内で所定の演算関数Ｆに照らして、三相交流電源２からの入力電流を推定するようになっている。
【００３２】
積分回路１９は、図２の如く、シャント抵抗１２の電圧降下を測定することでシャント抵抗１２に流れる電流Ｉｓを検出するもので、第一抵抗２１を通じて得られたシャント抵抗１２の降下電圧について平滑コンデンサ２２を用いてノイズを除去するノイズ除去フィルタ２３と、ノイズ除去フィルタ２３でノイズ除去された電圧を増幅しつつ積分する増幅積分部２４と、増幅積分部２４から出力を第二抵抗２５を経て受信し平滑コンデンサ２６により平滑化する平滑化回路２７とを備えている。
【００３３】
そして、増幅積分部２４は、オペアンプ３０にコンデンサ３１が負帰還され、オペアンプ３０の反転入力端子が第三抵抗３２を通じて接地されるとともに、ノイズ除去フィルタ２３の出力が非反転入力されるよう構成されており、さらにコンデンサ３１に並列に第四抵抗３３が接続されている。この第四抵抗３３は、オペアンプ３０の出力電圧のうち特に低周波帯域において回路の利得を制限するものであり、コンデンサ３１の容量と第四抵抗３３の抵抗値とでカットオフ周波数が決定され、このカットオフ周波数以上においてのみ積分動作するように構成されている。
【００３４】
また、マイクロコンピュータチップ（制御部）２０は、積分回路１９での積分結果（積分値）をアナログポートＡＮ１で受信した後、図３中の実線で示した線形の演算関数Ｆに従って三相交流電源２からの入力電流を推定し、推定された入力電流の値が一定の基準値ＩMAXを超過したときに過電流があったものとして過負荷状態を推定し、マイクロコンピュータチップ２０によりインバータ４の制御を行って負荷Ｍの回転数を低減（過負荷状態回避制御）する機能を有している。
【００３５】
ここで、基準値ＩMAXとしては、定格電流の１．５倍程度に設定しておく。
【００３６】
尚、演算関数Ｆは、三相交流電源２からの入力電流と積分回路１９での積分結果との対応関係を図３中のプロット点Ｐｐのように実験によりサンプリングし、最小二乗法等の所定の回帰分析手法に基づいて予め求めておき、マイクロコンピュータチップ２０内の所定の内蔵ＲＯＭ内に格納しておく。ただし、入力電流が低い場合には、入力電流と出力電流との相関が低いことが経験的に知られているため、サンプリング時には、積分値が一定値Ｓｍｉｎ未満のプロット点を無視し、これらの精度の低いプロット点が演算関数Ｆの回帰分析に反映されないようにしておく。具体的には、定格電流未満の電流領域のプロット点は無視するようにしておく。
【００３７】
そして、この駆動回路においては、図４に示した従来の入力電流検出用の交流用ＣＴ（符号１１）は省略されている。
【００３８】
その他の構成は図４に示した従来例と同一であるため、説明を省略する。
【００３９】
上記構成の駆動回路の動作を説明する。
【００４０】
まず、三相交流電源２から与えられる三相（Ｒ相、Ｓ相及びＴ相）の交流電流は、整流器（三相ダイオードブリッジ）３で直流電流に変換され、この直流電流が逆変換器としての三相インバータ４で所望の三相の駆動電流に変換されて負荷Ｍに出力される。
【００４１】
このとき、平滑コンデンサ５の接地側と三相インバータ４の接地側との間に介装されたシャント抵抗１２に電流が流れると、図２の如く、このシャント抵抗１２での降下電圧が積分回路１９のノイズ除去フィルタ２３でノイズ除去され、増幅積分部２４に入力される。
【００４２】
増幅積分部２４では、コンデンサ３１の容量と第四抵抗３３の抵抗値とでカットオフ周波数が決定されており、ノイズ除去フィルタ２３から与えられた電圧に対して、このカットオフ周波数以上の波形の電圧のみについて、オペアンプ３０、コンデンサ３１及び第三抵抗３２により積分を行って平滑化回路２７に出力する。平滑化回路２７では、増幅積分部２４から与えられた電圧を平滑化した後、平滑化された電圧をマイクロコンピュータチップ２０のアナログポートＡＮ１に出力する。
【００４３】
マイクロコンピュータチップ２０では、積分回路１９での積分結果（積分値）をアナログポートＡＮ１で受信した後、図３中の実線で示した線形の演算関数Ｆに従って三相交流電源２からの入力電流を推定し、推定された入力電流の値が一定の基準値ＩMAXを超過したときに過電流があったものとして過負荷状態を推定する。そして、過負荷状態と判断したときには、マイクロコンピュータチップ２０によりインバータ４の制御を行って負荷Ｍの回転数を低減する（過負荷状態回避制御）。
【００４４】
ここで、シャント抵抗１２を用いて電流検出を行う場合、検出される電流の精度は、電流の少ない領域では交流用ＣＴ（図４中の符号１１参照）に及ばない。しかしながら、空気調和機において入力電流を検出する目的はブレーカ（図５中の符号８参照）の保護であるから、入力電流が過大になった場合にのみその旨を検出できればよく、故に入力電流の大きなレベルで一定の精度があれば十分に上記の目的（ブレーカの保護）を達成することができる。したがって、予め測定するデータを電流の大きい領域に限定して回帰分析演算式を作っておけば、電流の大きい領域についてはブレーカの保護に必要な程度の精度を得ることが可能である。
【００４５】
特に、回帰分析演算式を予め作成する際のサンプリング時に、積分値が一定値Ｓｍｉｎ未満のプロット点（定格電流未満の電流領域のプロット点）を無視し、これらの精度の低いプロット点が演算関数Ｆの回帰分析に反映されないようにしているので、精度の良い回帰分析演算式で入力電流が過大になった旨の検出を行うことができる。
【００４６】
このように、従来のように入力用の交流用ＣＴ（図４中の符号１１参照）を付設しなくても、従来より使用されているシャント抵抗１２で入力電流を検出してブレーカの保護を行うことが容易に可能となり、高価で且つ一定の搭載面積を必要とする入力側の交流用ＣＴを省略できるという利点がある。
【００４７】
尚、上記実施の形態において、電流検出素子としてシャント抵抗１２を使用していたが、出力電流の検出を行うものであれば、例えばＣＴが適用されても差し支えない。この場合でも、出力電流の検出を行う電流検出素子を入力電流の検出用に兼用していることに変わりなく、したがって交流用ＣＴを省略できるという利点がある。
【００４８】
【発明の効果】
請求項１及び請求項５に記載の発明によれば、本来的には出力電流を検出するための電流検出素子を用いて、請求項１または請求項５のように、電流検出素子からの出力を積分回路を用いて積分し、この積分結果の値に基づいて、制御部が交流電源からの入力電流を推定し、推定された当該入力電流が一定の基準値を超過したときに過電流があったものとして過負荷状態を推定し、制御部によりインバータについて所定の過負荷状態回避制御を行うので、従来のように、交流電源側に入力電流検出用の交流用電流センサを接続しなくても、駆動回路の入力電流を制御部で推定でき、交流用電流センサに要する費用を節約できると共に交流用電流センサのための設置スペースを不要として回路面積効率を向上できる。
【００４９】
この場合において、交流電源からの入力電流とインバータまたは負荷に対する出力電流とは、電流値が低いほど相関が低くなり精度が悪くなるが、出力電流に基づいて入力電流を推定する目的が、制御部によるブレーカの保護等の過負荷状態回避制御であることから、電流が大きい場合にのみ一定の精度が確保されていればよいので不都合がない。
【００５０】
請求項２に記載の発明によると、積分回路において、コンデンサの容量と他の抵抗の抵抗値とでカットオフ周波数を決定し、当該カットオフ周波数以上においてのみ積分動作するようにしているので、制御部においては、精度の悪い小さな電流での積分結果を無視して交流電源からの入力電流を推定でき、これにより電流の大きい領域についてブレーカの保護に必要な程度の精度を得ることが可能である。
【００５１】
請求項３に記載の発明によると、制御部において交流電源からの入力電流を推定するための演算関数を、交流電源からの入力電流と積分結果との対応関係を実験によりサンプリングし、積分結果が一定値未満のプロット点を無視した後、所定の回帰分析手法に基づいて設定しているので、精度の低いプロット点が演算関数の回帰分析に反映されなくなり、したがって精度の良い回帰分析演算式で入力電流が過大になった旨の検出を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一の実施の形態に係る空気調和機の駆動回路を示すブロック図である。
【図２】積分回路を示す回路図である。
【図３】積分回路での積分結果と三相交流電源からの入力電流との相関関係及び演算関数を示す図である。
【図４】従来の空気調和機の駆動回路を示すブロック図である。
【図５】空気調和機を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  駆動回路、２  三相交流電源、４  三相インバータ、５  平滑コンデンサ、１２  シャント抵抗、１９  積分回路、２０  マイクロコンピュータチップ、２３  ノイズ除去フィルタ、２４  増幅積分部、２７  平滑化回路、３０  オペアンプ、３１  コンデンサ、３２  第三抵抗、３３  第四抵抗、Ｍ  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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