(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
速度センサを持たない交流電動機の一次電流、一次電圧及び推定速度から一次電流推定値（以下、推定電流という）及び二次磁束推定値（以下、推定磁束という）を演算する電流・磁束演算手段と、
推定磁束ベクトルを回転座標の基準として一次電流をトルク電流及び磁化電流に変換する座標変換手段と、
トルク電流及び磁化電流がそれぞれの指令に一致するように調節動作する電流調節手段と、
推定磁束ベクトルを回転座標の基準として電流調節手段の出力信号を座標変換することにより一次電圧指令を生成する座標変換手段と、
一次電圧指令に従って運転される交流電動機駆動用のインバータと、
推定電流、推定磁束、一次電流、トルク電流、磁化電流及び一次周波数指令値が入力されて電動機の速度を推定演算する速度推定手段とを備え、
上記速度推定手段は、
一次電流と推定電流との偏差である推定電流偏差と推定磁束との外積に、磁化電流の実際値と推定値との偏差である磁化電流偏差、トルク電流相当値の大きさ、一次周波数指令値の符号相当値、及びゲインをすべて乗じた項を加えて速度を推定演算することを特徴とする、速度センサレスベクトル制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の速度センサレスベクトル制御装置において、
前記トルク電流相当値が、トルク電流推定値であることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
【請求項３】
請求項１記載の速度センサレスベクトル制御装置において、
前記トルク電流相当値が、トルク電流実際値であることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、速度センサを用いないで誘導電動機等の交流電動機をベクトル制御する速度センサレスベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の高性能、高精度な制御方式として知られているベクトル制御では、電動機の速度情報が必要であり、通常はパルスジェネレータ（ＰＧ）等によって速度情報を得ている。しかし、速度センサ設置環境の制約や配線の簡略化、コスト低減等の要請から、従来の速度センサ付きベクトル制御ほどの高性能は必要としなくても、トルク制御が可能であって広い運転範囲で最大トルクが得られる可変速ドライブシステムとしての速度センサレスベクトル制御の実現が望まれている。
【０００３】
図３は、いわゆる速度適応二次磁束オブザーバを用いた従来の速度センサレスベクトル制御装置の機能ブロック図であり、インバータ１０１、電流検出手段１０３、電流調節手段１０４，１０５、座標変換手段１０６，１０９、３相−２相変換手段１０７，１０８、電流・磁束推定手段１１０、速度推定手段３０１を組み合わせて、誘導電動機等の交流電動機１０２の速度センサレスベクトル制御を行っている。
ここで、電流・磁束推定手段１１０、速度推定手段３０１等が速度適応二次磁束オブザーバを構成する。
【０００４】
図３において、３相−２相変換手段１０８を経た電動機１０２の一次電流１１８は、推定磁束（ベクトル）１２２を回転座標の基準として座標変換手段１０９によりｄ−ｑ軸回転座標成分に変換され、トルク電流（ｉq）１１７、磁化電流（ｉd）１１６となる。電流調節手段１０４，１０５は、トルク電流（ｉq）１１７、磁化電流（ｉd）１１６がトルク電流指令（ｉq*）１１３、磁化電流指令（１d*）１１５にそれぞれ一致するように制御を行う。ここで、磁化電流指令１１５は、磁束指令（Φ*）１１４が入力される磁化電流指令演算手段１１２によって計算される。
【０００５】
座標変換手段１０６は、電流調節手段１０４，１０５の出力を静止座標系に変換して一次電圧指令１１９を生成し、三相電圧形インバータ等のインバータ１０１に与える。インバータ１０１は、一次電圧指令１１９に基づいて直流−交流変換を行い、三相各相の電圧（一次電圧１２０）を電動機１０２に供給する。
また、一次電圧１２０と電流検出手段１０３により検出された一次電流１１８とは、それぞれ３相−２相変換手段１０７，１０８により２相成分に変換され、一次電圧１２０の２相成分は電流・磁束推定手段１１０に、一次電流１１８の２相成分は電流・磁束推定手段１１０、速度推定手段３０１及び座標変換手段１０９にそれぞれ入力される。
【０００６】
以下では、電流・磁束推定手段１１０及び速度推定手段３０１の動作を中心として、従来の速度センサレスベクトル制御における速度推定作用について述べる。
まず、速度センサレスベクトル制御の原理は、例えば、
文献１：電気学会電力電気応用研究会資料IEA-91-11, 1991, pp.41-48「誘導電動機の速度適応二次磁束オブザーバとその特性」，
文献２：IEEE Transaction on Industry Application, Vol.30, No.5, Sept/Oct 1994, pp.1219〜1224 "Speed Sensorless Field Oriented Control of Induction Motor with Rotor Resistance Adaptation"，
文献３：「交流モータのベクトル制御」（1996年日刊工業新聞社発行，pp91-110「第５章  誘導モータの速度センサレスベクトル制御」）
等に紹介されている。
【０００７】
上記各文献によれば、以下のようなアルゴリズムに基づき、後述する図４の構成によって速度が推定される。
まず、制御対象となる電動機として誘導電動機を例にとると、状態方程式は一般的に数式１のように表される。なお、行列の肩に文字Ｔを付して、転置行列を示す。
【０００８】
【数１】
0004475368.tif 000002
【０００９】
数式１において、
ｉs，ｖs：一次電流及び一次電圧，
φr：二次鎖交磁束（二次磁束），
添字のα，β：静止座標系の直交２軸成分，
Ｒs，Ｒr：一次抵抗及び二次抵抗，
Ｌs，Ｌr，Ｌm：一次インダクタンス、二次インダクタンス及び相互インダクタンス，
τr＝Ｌr／Ｒr：二次時定数，
σ＝１−Ｌm2／（ＬsＬr）：漏れ係数，
ωr：回転子角速度
である。
【００１０】
数式１は、制御対象への入力としての一次電圧ｖsと、出力としての一次電流ｉs及び二次磁束φrとの関係を示すもので、一次電圧ｖsが与えられれば、一次電流ｉs及び二次磁束φrを計算することができる。
ここで、制御対象の実測可能な出力とシミュレータによる推定出力値との偏差がなくなるように上記偏差をシミュレータに入力するように構成したモデルは、同一次元オブザーバと呼ばれている。このオブザーバの原理に従って、図３の電流・磁束推定手段１１０では、一次電流の推定値ｉs＾（図３における推定電流１２１）及び二次磁束の推定値φr＾（同じく推定磁束１２２）を数式２によって計算する。なお、以下では、推定値を表す場合に”＾”を付すこととする。
【００１１】
【数２】
0004475368.tif 000003
【００１２】
数式２において、
Ｇ：ゲイン行列（オブザーバの動特性を決定する任意の行列）
である。
また、行列Ａ＾は、数式１の行列Ａにおける角速度ωrを推定速度ωr＾に置き換えたものである。
【００１３】
数式２によれば、回転子角速度が変化すると、シミュレータ（数式モデル）の出力（一次電流推定値）と実際の一次電流との間に偏差が生じる。そこで、この電流偏差（ｉs−ｉs＾）の関数で角速度ωrを推定し、適応させながら二次磁束φrを推定するのが速度適応二次磁束形オブザーバである。
この速度適応二次磁束形オブザーバは、数式２で示されるオブザーバに未知パラメータとしての角速度の適応推定機構を加えることで後述の数式３のように構成され、図３における速度推定手段３０１が推定電流１２１、一次電流１１８及び推定磁束１２２から推定速度１２３を求めることにより具体化される。
【００１４】
すなわち、図３の速度推定手段３０１の具体例を示す図４のごとく、速度推定手段３０１は、加減算手段２０３により求めた電流偏差（ｉs−ｉs＾）と推定磁束（φr＾）１２２との外積を外積手段２０２により求め、その出力をＰＩ調節手段２０１に与えて推定速度（ωr＾）１２３を求める。
つまり、以下の数式３に従って推定速度ωr＾を計算する。数式３における符号「×」は外積を示す。
【００１５】
【数３】
0004475368.tif 000004
【００１６】
数式３において、
ｋpω，ｋiω：ＰＩ調節手段２０１の比例ゲイン及び積分ゲイン，
ｉsα，ｉsα＾，ｉsβ，ｉsβ＾：一次電流ｉs、推定電流ｉs＾の静止座標系における直交２軸成分，
φrα＾，φrβ＾：推定磁束φr＾の静止座標系における直交２軸成分
である。
【００１７】
こうして求められた推定速度ωr＾は、図３に示されていない速度目標値ωr*との偏差の演算に使用され、その偏差が速度調節手段に入力されてトルク電流指令１１３が生成されることになる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような従来の速度推定方法によると、電動機に印加される電圧、電流の周波数が極めて低い場合（極端な例で言えば、周波数ゼロの直流の場合）、電動機の誘導リアクタンスが理論上、ゼロに近くなってインダクタンス分にかかる電圧が電流に関わらずゼロに近くなる。このため、一次電圧から二次磁束を演算することができず、推定磁束及び推定速度の演算も不可能になる。言い換えれば、推定磁束とその実際値との偏差、及び、推定速度とその実際値との偏差がゼロにならず収束しないことになる。
【００１９】
これを一般的に言えば、従来では電動機の印加電圧周波数が極めて低い低速領域では速度の推定を安定して行うことが困難であるため、速度センサレスベクトル制御による電動機運転が不可能であるという問題があった。つまり、インバータを用いたセンサレスベクトル制御装置の出力周波数の下限値に限界があるので、このような低速領域における電動機の速度制御範囲を更に拡大したいという要求があった。
【００２０】
そこで本発明の解決課題は、電動機の印加電圧周波数が極めて低い低速領域でも安定な速度推定演算を可能にして電動機を支障なく運転できるようにした速度センサレスベクトル制御装置を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１の発明では、速度センサを持たない交流電動機の一次電流、一次電圧及び推定速度から推定電流及び推定磁束を演算する電流・磁束演算手段と、
推定磁束ベクトルを回転座標の基準として一次電流をトルク電流及び磁化電流に変換する座標変換手段と、
トルク電流及び磁化電流がそれぞれの指令に一致するように調節動作する電流調節手段と、
推定磁束ベクトルを回転座標の基準として電流調節手段の出力信号を座標変換することにより一次電圧指令を生成する座標変換手段と、
一次電圧指令に従って運転される交流電動機駆動用のインバータと、
推定電流、推定磁束、一次電流、トルク電流、磁化電流及び一次周波数指令値が入力されて電動機の速度を推定演算する速度推定手段とを備え、
上記速度推定手段は、
一次電流と推定電流との偏差である推定電流偏差と推定磁束との外積に、磁化電流の実際値と推定値との偏差である磁化電流偏差、トルク電流相当値の大きさ、一次周波数指令値の符号相当値、及びゲインをすべて乗じた項を加えて速度を推定演算するものである。
なお、前記トルク電流相当値としては、請求項２または３に記載するように、トルク電流推定値またはトルク電流実際値を用いることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。図３との相違点は速度推定手段１１１の構成にあり、この速度推定手段１１１には、新たに一次周波数指令値（ω1*）４０１と磁化電流（ｉd）１１６及びトルク電流（ｉq）１１７が入力されている。なお、その他の構成は図３と同様であるため、重複を避けるために同一の参照符号を付して説明を省略する。
【００２３】
図２は、速度推定手段１１１の内部構成を示している。
図４と比較しながらその構成を説明すると、図４に比べ、加減算手段２０５，３０５、乗算手段３０６，３０９、ゲイン要素３０４、絶対値演算手段３０７、符号演算手段３０８及び座標変換手段３１０を付加して構成されている。
すなわち本実施形態では、図４に示した外積手段２０２における電流偏差（ｉs−ｉs＾）と推定磁束φr＾との外積演算、及び、その出力に対するＰＩ演算手段２０１におけるＰＩ演算の他に、以下の演算処理が付加されている。
【００２４】
つまり、図２において、座標変換手段３１０は、推定磁束（φr＾）１２２に基づく座標変換を行い、推定電流（ｉs＾）１２１を磁化電流推定値（ｉd＾）３０２及びトルク電流推定値（ｉq＾）３０３に分離して出力する。
そして、実際の磁化電流（ｉd）１１６と磁化電流推定値（ｉd＾）３０２との偏差（ｉd−ｉd＾）を加減算手段３０５により求め、この偏差に対して、絶対値演算手段３０７により求めたトルク電流推定値（ｉq＾）３０３またはトルク電流実際値（ｉq）１１７の絶対値を乗算手段３０６にて乗算する。
なお、図２では図１と整合させるために、速度推定手段１１１内の絶対値演算手段３０７にトルク電流実際値（ｉq）１１７が入力されているが、絶対値演算手段３０７では、トルク電流推定値（ｉq＾）３０３とトルク電流実際値（ｉq）１１７との何れか一方を用いてその絶対値を演算すれば足りる。
【００２５】
更に、符号演算手段３０８により求めた一次周波数指令値（ω1*）４０１の符号相当値sgn（ω1*）と、乗算手段３０６の出力とを乗算手段３０９により乗算し、その出力をゲイン要素３０４によりｋω倍して加減算手段２０５により外積手段２０２の出力に加える。そして、加減算手段２０５の出力をＰＩ調節手段２０１に入力して推定速度（ωr＾）１２３を求めるものである。
つまり、この実施形態では、磁化電流偏差（ｉd−ｉd＾）をトルクの大きさに相当する値に応じて増幅した後、その出力信号の符号を電動機の回転方向に応じて調整し、更にゲインｋωを乗じて得た補正信号を加減算手段２０５により外積手段２０２の出力信号に加えてＰＩ調節手段２０１に入力するようにした。
【００２６】
いま、電動機１０２の実際の速度（ωr）と推定速度（ωr＾）１２３とが一致している場合は、電動機１０２の実際の磁束ベクトルの方向と推定磁束ベクトルの方向とが一致し、磁化電流推定値（ｉd＾）３０２と実際の磁化電流（ｉd）１１６とが一致する。その結果、加減算手段３０５の出力はゼロであり、ゲイン要素３０４の出力もゼロになるので、図２の構成は実質的に従来技術の図４と同様になる。
【００２７】
しかしながら、電動機１０２の印加電圧周波数がゼロに近いような低速領域において、電動機１０２の実際の速度と推定速度１２３とが一致しない場合は、電動機１０２の磁束ベクトルと推定磁束ベクトルとの方向がずれて、磁化電流推定値３０２と実際値１１６との間に磁束ベクトルのずれ角に応じた偏差を生じることになる。
そこで、速度推定手段１１１では、磁化電流偏差（ｉd−ｉd＾）に対してトルクの大きさ及び電動機の回転方向を考慮した補正信号を生成し、この補正信号を推定電流偏差と推定磁束との外積に加算した信号に基づいて推定速度（ωr＾）１２３を演算するようにしたものである。
【００２８】
すなわち、図２に示した速度推定手段１１１は、前記数式３に代わる次の数式４に従って推定速度１２３を計算し、磁化電流推定値３０２が実際値１１６に対して発散しないように帰還制御を行うことにより、推定速度１２３を実際速度に一致させることができる。
なお、数式４は、図２における絶対値演算手段３０７がトルク電流実際値の絶対値｜ｉq｜を選択してこれと磁化電流偏差（ｉs−ｉs＾）とを乗算している例であるが、前述のように、トルク電流実際値の絶対値｜ｉq｜の代わりにトルク電流推定値の絶対値｜ｉq＾｜を用いても良い。
【００２９】
【数４】
0004475368.tif 000005
【００３０】
数式４において、
ｋω：ゲイン要素３０４のゲイン，  ×：外積
を示す。
【００３１】
ここで、数式４の右辺の括弧〔  〕内の第１項：（ｉs−ｉs＾）×φr＾は回転座標系の信号でも全く等価であるから、数式４は次の数式５のように変形される。この数式５は、数式４と全く等価である。この数式５においても、トルク電流実際値の絶対値｜ｉq｜の代わりにトルク電流推定値の絶対値｜ｉq＾｜を用いても良い。
【００３２】
【数５】
0004475368.tif 000006
【００３３】
このように本実施形態においては、電動機の印加電圧周波数が極めて低い場合であっても、トルクの大きさ及び一次周波数指令値の符号に応じて磁化電流実際値と推定値との偏差をなくす方向に推定速度１２３を補正する。そして、電流・磁束推定手段１１０では補正された推定速度１２３を用いて磁束を推定するようにしたので電動機の磁束ベクトルを所望の状態に収束させることができ、推定速度を実際速度に一致させることが可能になる。
なお、本発明の原理は、上記実施形態における誘導電動機ばかりでなく同期電動機に対しても適用可能である。
【００３４】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、交流電動機の印加電圧周波数が極めて低い場合でも交流電動機の磁束及び速度を安定に推定演算できるので、低速における電動機速度制御範囲を従来よりも拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】図１の速度推定手段の具体例を示すブロック図である。
【図３】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図４】図３の速度推定手段の具体例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１…インバータ
１０２…誘導電動機
１０３…電流検出手段
１０４，１０５…電流調節手段
１０６，１０９，３１０…座標変換手段
１０７，１０８…３相−２相変換手段
１１０…電流・磁束推定手段
１１１…速度推定手段
１１２…磁化電流指令演算手段
２０１…ＰＩ調節手段
２０２…外積手段
２０３，２０５，３０５  加減算手段
３０４…ゲイン要素
３０６，３０９  乗算手段
３０７…絶対値演算手段
３０８…符号演算手段
【図１】
0004475368.tif 000007
【図２】
0004475368.tif 000008
【図３】
0004475368.tif 000009
【図４】
0004475368.tif 000010