(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信すべき雑音を含む音声信号中の暗騒音信号を抑制して雑音抑制信号を生成する雑音抑制装置（１）と、
所与の音声信号および差分信号に基づいて、推定された反響信号を生成する第１の手段（３１）と、前記雑音抑制音声信号から、前記推定された反響信号を減じて、前記差分信号を生成する第２の手段（３０）とを備えるエコー・キャンセラ（３）とを備え、
前記暗騒音抑制装置が、送信すべき前記雑音を含む音声信号を時間領域フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ））を生成するように処理するディジタル周波数領域処理手段（１００）を有し、ディジタル周波数領域処理手段（１００）は、
前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））中の複数の周波数領域エネルギー成分（Ｅｍｊ）を抽出する手段（１０）と、
抽出された各周波数領域エネルギー成分ごとに、前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの比（ＳＮＲｊ）を推定する手段（１１）とを有し、
暗騒音信号（Ｂｊ（ｎ））のエネルギー・レベルが、音声信号が存在しない時点の前記雑音を含む音声信号内の抽出された周波数領域エネルギー成分（Ｅｍｊ）と前に算出された暗騒音信号（Ｂｊ（ｎ−１））のエネルギー・レベルを含む群内で選択された少なくとも１つのパラメータに応じて算出され、
抽出された各周波数領域成分ごとの、前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの前記推定比（ＳＮＲｊ）に応じて、前記抽出された各周波数領域エネルギー成分（Ｅｍｊ）ごとのそれぞれの利得（Ｇｊ）を求める手段（１２）を有し、
前記それぞれの利得は、推定比が低ければ低いほど利得が低くなり、推定比が高ければ高いほど利得が高くなり、
周波数領域から時間領域への変換による利得の変換により、前記フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ））を前記利得（Ｇｊ）に応じて合成する手段（１３）とを有し、
前記暗騒音抑制装置がさらに、
前記暗騒音信号がほぼ抑制された前記雑音抑制音声信号を生成するように、前記フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ））に応じて送信すべき前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））を処理する第１のディジタル時間領域処理手段（１４）と、
リモート端末から受信された音声信号を、前記所与の音声信号を生成するように前記フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ）））に応じて処理する、前記第１の時間領域処理手段（１４）の複製である第２のディジタル時間領域処理手段（１４’）とを備えることを特徴とする組合せ反響消去（３）・暗騒音抑制（１）システム。
【請求項２】
送信すべき雑音を含む音声信号用の組合せ反響消去（３）・暗騒音抑制（１）システムであって、
リモート端末から受信された音声信号および差分信号に基づいて、推定された反響信号を生成する第１の手段（３１）と、送信すべき前記雑音を含む音声信号から、前記推定された反響信号を減じて、前記差分信号を生成する第２の手段（３０）とを備えるエコー・キャンセラ（３）を有し、
差分信号中の暗騒音信号を抑制して雑音抑制音声信号を生成する暗騒音抑制装置（１）を備え、前記暗騒音抑制装置が、
送信すべき前記雑音を含む音声信号を、時間領域フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ））を生成するように処理するディジタル周波数領域処理手段（１００）を有し、ディジタル周波数領域処理手段（１００）が、
前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））中の複数の周波数領域エネルギー成分（Ｅｍｊ）を抽出する手段（１０）と、
抽出された各周波数領域エネルギー成分ごとに、前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの比（ＳＮＲｊ）を推定する手段（１１）とを有し、
暗騒音信号（Ｂｊ（ｎ））のエネルギー・レベルが、音声信号が存在しない時点の前記雑音を含む音声信号内の抽出された周波数領域エネルギー成分（Ｅｍｊ）と前に算出された暗騒音信号（Ｂｊ（ｎ−１））のエネルギー・レベルを含む群内で選択された少なくとも１つのパラメータに応じて算出され、
抽出された各周波数領域成分ごとの、前記雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの前記推定比（ＳＮＲｊ）に応じて、前記抽出された各周波数領域エネルギー成分（Ｅｍｊ）ごとのそれぞれの利得（Ｇｊ）を求める手段（１２）を有し、
前記それぞれの利得は、推定比が低ければ低いほど利得が低くなり、推定比が高ければ高いほど利得が高くなり、
周波数領域から時間領域への変換による利得の変換により、前記フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ））を前記利得（Ｇｊ）に応じて合成する手段（１３）とを有し、
前記暗騒音信号がほぼ抑制された雑音抑制音声信号を生成するように、前記フィルタ係数（Ｃ（ｎＴ））に応じて前記差分信号を処理するディジタル時間領域処理手段（１４）とを備えることを特徴とするシステム。
【請求項３】
複数の周波数領域エネルギー成分を抽出する前記手段（１０）が、
それぞれ、雑音を含む音声信号（ｓ（ｎＴ））のインタリーブされたＫ個のそれぞれのブロック（Ｂ（１），Ｂ（２），Ｂ（３））ごとに複数の周波数領域成分（Ｅ（１）ｉ，Ｅ（２）ｉ，Ｅ（３）ｉ）を含む、Ｋ個の群を生成する（Ｋは整数）手段（１００ａ，１００ｂ，１００ｃ）と、
抽出されたそれぞれの周波数領域エネルギー成分を生成するように、Ｋ個の群のそれぞれ中の同じ階数（ｊ）のＫ個の周波数領域成分のエネルギー平均を算出する手段（１０３）とを含むことを特徴とする請求項１あるいは２に記載のシステム。
【請求項４】
複数の周波数領域エネルギー成分を抽出する前記手段（１０）が、さらに、前記Ｋ個の周波数領域成分群のそれぞれごとに、各群中にそれぞれの所定の階数を有するいくつかの周波数領域成分（Ｅ（１）ｉ，Ｅ（２）ｉ，Ｅ（３）ｉ）を選択する手段（１０１）を有し、選択される前記１組の周波数領域成分が、抽出された複数の周波数領域成分中の対応する周波数領域成分と対称的なものであることを特徴とする請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
前記生成する手段（１００ａ，１００ｂ，１００ｃ）と合成する手段（１３）がそれぞれ、高速フーリエ変換および逆フーリエ変換によって実施されることを特徴とする請求項３又は４に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通常、携帯電話応用例で、音声信号中のバックグラウンド雑音を抑制する方法および装置に関する。本発明は、この種の装置を反響消去と組み合わせて使用するシステムにも関する。
【背景技術】
【０００２】
雑音の多い環境では、音声信号を音響電気変換することによって生成された電気信号が暗騒音と混ざり合う。たとえば車両中のように暗騒音レベルが高い場合、信号処理を使用して電気音声信号中の暗騒音をなくす必要がある。基本的に、スペクトル減算とフィルタ・バンクの２つの従来技術の暗騒音抑圧方法がある。
【０００３】
米国特許第４，６２８，５２９号に記載されたように、フィルタ・バンクを使用するとき、プロセスには、入力信号が、それぞれ、それぞれの所定の周波数帯域を表す、複数の時間領域信号に分割されるステップと、これらの時間領域信号のそれぞれごとに信号雑音比を推定するステップと、それぞれ、当該の時間領域信号に関するそれぞれの信号雑音比に依存する、それぞれの係数によってこれらの時間信号に重み付けするステップと、これらの重み付き時間領域信号を加算して、暗騒音信号が抑制されたこの結果得られる音声信号を生成するステップとが含まれる。各信号雑音比は通常、それぞれの周波数帯域中の当該の時間領域信号のパワーの変動に応じて推定される。フィルタ・バンク処理では、上述の分離ステップ、推定ステップ、重み付けステップ、および加算ステップがすべて、時間領域中で実施されるので、強力な計算手段が必要である。携帯電話で利用できるこの計算手段は実際には、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）の能力によって、ＭＩＰＳの点で限られている。したがって、暗騒音信号抑制処理を、処理の精度を低減させる粗周波数帯域に制限することが提案されている。
【０００４】
スペクトル減算処理は、通常、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、周波数領域で働く。スペクトル減算処理の主要な欠点は、信号位相情報が失われるために処理済み音声信号で非線形ひずみが発生することである。スペクトル減算処理でそのようなひずみが発生するのは、この処理が、処理すべき雑音を含む音声信号に高速フーリエ変換を適用することによって生成されたサンプルに、位相情報をなくす２乗モジュラス関数を適用し、その結果、プロセスが非線形になるからである。さらに、スペクトル減算処理のこの非線形性のために、本発明で提案する反響消去処理との効果的な併用が不可能になる。なぜなら、反響消去装置の動作は、この位相情報の喪失の悪影響を受けるからである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の第１の目的は、フィルタ・バンク処理と比べて命令／秒数の点で必要な消費電力をかなり低減させる利点を有する、音声信号中の暗騒音を抑制する方法を提供することである。
【０００６】
本発明の第２の目的は、スペクトル減算処理と異なり、処理すべき音声信号の非線形ひずみを発生させない方法を提供することである。
【０００７】
本発明の他の目的は、反響消去装置と共にこの方法のステップを実施する暗騒音抑制装置を備えるシステムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、
雑音を含む音声信号をディジタル周波数処理して時間領域フィルタリング係数を生成するステップと、
前記雑音を含む音声信号を前記フィルタ係数に応じてディジタル時間領域処理して、前記暗騒音信号がほぼ抑制された音声信号を生成するステップとを含む、サンプルされた雑音を含む信号中の暗騒音信号を抑制する方法から成る。
【０００９】
本発明は、所与の処理サイクル向けのディジタル周波数領域処理ステップを含む方法であって、
前記雑音を含む音声信号中の複数の周波数領域エネルギー成分を抽出するステップと、
抽出された各周波数領域エネルギー成分ごとに、雑音を含む音声信号のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルとの比を推定するステップと、
選択された各周波数領域成分ごとの、雑音を含む音声信号のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの前記推定比に応じて、前記抽出された各周波数領域エネルギー成分ごとのそれぞれの利得を求めるステップと、
前記フィルタ係数を前記利得に応じて合成するステップとを含む。
【００１０】
周波数領域エネルギー成分を抽出するステップは、
雑音を含む音声信号のインタリーブされたＫ個のそれぞれのブロックごとに複数の周波数領域成分を含む、Ｋ個の群を生成する（Ｋは整数）サブステップと、
Ｋ個の群のそれぞれ中の同じ階数のＫ個の周波数領域成分のエネルギー平均を算出して、抽出されたそれぞれの周波数領域エネルギー成分を生成するサブステップとを含んでいることが望ましい。
【００１１】
Ｋ個の周波数領域成分群のそれぞれごとに、計算ステップの前に、各群中にそれぞれの所定の階数を有するいくつかの周波数領域成分を選択するステップが実行され、選択される１組の周波数領域成分は、抽出された複数の周波数領域成分中の対応する周波数領域成分と対称的なものである。さらに、生成ステップおよび合成ステップはそれぞれ、高速フーリエ変換および逆フーリエ変換によって実施される。
【００１２】
この方法を実施する装置は、
前記雑音を含む音声信号中の複数の周波数領域エネルギー成分を抽出する手段と、
抽出された各周波数領域エネルギー成分ごとに、雑音を含む音声信号のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの比を推定する手段と、
選択された各周波数領域成分ごとの、雑音を含む音声信号のエネルギー・レベルと暗騒音信号のエネルギー・レベルの前記推定比に応じて、前記抽出された各周波数領域エネルギー成分ごとのそれぞれの利得を求める手段と、
前記フィルタ係数を前記利得に応じて合成する手段と、
前記雑音を含む音声信号を前記フィルタ係数に応じて時間領域フィルタリングして、前記暗騒音信号がほぼ抑制された音声信号を生成する手段とを各連続処理サイクルごとに備える。
【００１３】
本発明は、組合せ反響消去・雑音抑制装置の２つの変形例も提供する。
【００１４】
この装置の第１の変形例は、
送信すべき音声信号中の暗騒音信号を抑制して雑音抑制信号を生成する雑音抑制装置と、
所与の音声信号および差分信号に基づいて、推定された反響信号を生成する第１の手段と、前記雑音抑制音声信号から、前記推定された反響信号を減じて、前記差分信号を生成する第２の手段とを備えるエコー・キャンセラとを備える。
【００１５】
暗騒音抑制装置は、
送信すべき前記音声信号を時間領域フィルタリング係数を生成するように処理するディジタル周波数領域処理手段と、
前記暗騒音信号がほぼ抑制された前記雑音抑制音声信号を生成するように、前記フィルタ係数に応じて前記音声信号を処理する第１のディジタル時間領域処理手段と、
リモート端末から受信された音声信号を、前記所与の音声信号を生成するように前記フィルタ係数に応じて処理する、前記第１の時間領域処理手段に非常に類似している第２のディジタル時間領域処理手段とを備えることを特徴とする。
【００１６】
この装置の第２の変形例は、
リモート端末から受信された音声信号および差分信号に基づいて、推定された反響信号を生成する第１の手段と、送信すべき音声信号から、前記推定された反響信号を減じて、前記差分信号を生成する第２の手段とを備えるエコー・キャンセラとを備える。
【００１７】
この変形例はさらに、
前記差分信号中の暗騒音信号を抑制して雑音抑制音声信号を生成する暗騒音抑制装置とを備え、前記暗騒音抑制装置が、
前記送信すべき音声信号を、時間領域フィルタリング係数を生成するように処理するディジタル周波数領域処理手段と、
前記暗騒音信号がほぼ抑制された雑音抑制音声信号を生成するように、前記フィルタ係数に応じて前記差分信号を処理するディジタル時間領域処理手段とを備える。
【００１８】
本発明の他の特徴および利点は、以下の説明を対応する添付の図面に関して読めばさらに明らかになろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１を参照すると、音声信号中の暗騒音信号を抑制する本発明による装置１は、サンプリング回路１ａと、周波数領域処理回路１００と、時間領域処理回路１４とを備える。周波数領域処理回路１００は、縦続接続された、エネルギー成分抽出回路１０と、信号雑音比推定回路１１と、利得算出回路１２と、フィルタ係数合成回路１３とを備える。時間領域処理回路１４は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）時間領域フィルタである。
【００２０】
サンプリング回路１ａは、雑音を含むアナログ信号ｓ（ｔ）を周波数Ｆ＝１／Ｔでサンプルする。この信号は、音声信号と、それに付加された暗騒音信号とから成る。サンプリング動作によって生成された雑音を含むサンプル済み音声信号ｓ（ｎＴ）は、周波数領域処理装置１００中のエネルギー成分抽出回路１０の１つの入力と、ＦＩＲ時間領域フィルタ１４の１つの入力へ送られる。図２は、雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）を受信する回路１０で行われる処理を概略的に表すものである。雑音を含むサンプル済み音声信号ｓ（ｎＴ）は、サンプルの連続フレームの形であり、これらのフレームのうちの４つのＴ（ｎ−２）、Ｔ（ｎ−１）、Ｔ（ｎ）、Ｔ（ｎ＋１）を図２の第１のラインに示す。図の実施例では、フレームＴ（ｎ）は、Ｍ＝１２８個のサンプルｅ（ｎ）ｍ（ｍは、０と１２７の間で変化する）から成る。本発明による方法の所与の処理サイクルに関連する各フレームＴ（ｎ）ごとに、整数Ｋ＝３のサンプル・ブロックＢ（１）、Ｂ（２）、Ｂ（３）が生成される。このＫ＝３のサンプル・ブロックは、図の実施例では、フレームＴ（ｎ）と、２つのフレームＴ（ｎ−２）およびＴ（ｎ−１）とで形成される。Ｋ＝３のサンプル・ブロックＢ（１）ないしＢ（３）は、インタリーブされ、それぞれ、フレームＴ（ｎ−２）中の階数０およびＭ／２＝６４、ならびにフレームＴ（ｎ−１）中の階数０のＫ＝３のそれぞれの第１のサンプルから始まる、フレームＴ（ｎ−２）ないしＴ（ｎ）中の２Ｍ＝２５６個の連続サンプルを備える。２Ｍ個のサンプルのそれぞれの群ｂ（１）ｉ、ｂ（２）ｉ、ｂ（３）ｉ（ｉは、０から（２Ｍ−１）＝２５５まで変化する）が、ブロックＢ（１）、Ｂ（２）、Ｂ（３）を形成する。ステップ１００ａ、１００ｂ、１００ｃで、３つの同じ高速フーリエ変換がそれぞれのサンプル群ｂ（１）ｉ、ｂ（２）ｉ、ｂ（３）ｉ（０≦ｉ≦２５５）に適用される。これらの高速フーリエ変換ステップの前に、タイム・ウィンドウ演算を行うことができる。これらの高速フーリエ変換は、Ｋ＝３のサンプル群ｂ（１）ｉ、ｂ（２）ｉ、ｂ（３）ｉのそれぞれに、Ｋ＝３の周波数領域成分群Ｅ（１）ｉ、Ｅ（２）ｉ、Ｅ（３）ｉ（ｉは０から２５５まで変化する）のそれぞれを関連付ける。図２中のステップ１０１で、各群Ｅ（１）ｉないしＥ（３）ｉ（０≦ｉ≦２５５）中のいくつかの周波数領域成分を選択することによって後の処理が簡略化される。このステップは、実際の信号の高速フーリエ変換が擬似対称性を有するという特性に基づくものである。音声信号を形成するサンプルが実際の音声信号なので、各周波数領域成分群Ｅ（ｋ）ｉ（ｋ＝１、２、または３）は下記の形で書くことができる。
Ｅ（ｋ）ｉ＝｛Ｅ（ｋ）０，Ｅ（ｋ）１，．．．，Ｅ（ｋ）１２７，Ｅ（ｋ）１２８，Ｅ（ｋ）１２９＝Ｅ（ｋ）１２７，．．．，Ｅ（ｋ）２２５＝Ｅ（ｋ）１｝            （１）
【００２１】
処理ステップ１０１で、各群Ｅ（ｋ＝１）ｉ、Ｅ（ｋ＝２）ｉ、Ｅ（ｋ＝３）ｉ（０≦ｉ≦２５５）で、いくつかの構成周波数領域成分、すなわち、選択された周波数領域群を形成する成分Ｅ（ｋ）０ないしＥ（ｋ）１２８が選択される。各群Ｅ（ｋ）ｉ（０≦ｉ≦２５５）を表すのにこの最初の１２９個の選択された周波数領域で十分である。これは、対称性を考慮することによって、群中の他の周波数成分、すなわち、後の１２７個の成分Ｅ（ｋ）１２９ないしＥ（ｋ）２５５を演繹することができるからにほかならない。各群で選択された周波数領域成分Ｅ（ｋ）０ないしＥ（ｋ）１２８は、最初に生成された群中のすべての周波数領域成分から選択されたこれらの成分に対応するＥ（ｋ）１２９ないしＥ（ｋ）２５５と対称的である。したがって、処理ステップ１０１の出力は、各群ごとの周波数領域成分Ｅ（ｋ）０ないしＥ（ｋ）１２８を含む。ステップ１０２で、各群で選択された１２９個の周波数領域成分が２でデシメートされ、各選択成分群の２つに１つの成分のみが保持される。ステップ１０２で成分が２でデシメートされることによって、所与の周波数に対して２つに１つの成分が選択的に破棄され、前記所与の周波数の両側にある２つのそれぞれの周波数での２つの周波数領域成分のそれぞれが、前記破棄された成分に与える相互作用効果が抑制される。実際には、保持される６５個の周波数領域成分Ｅ（ｋ）ｉは、ｉ＝１、３、５、．．．、１２７である成分である。周波数成分Ｅ（ｋ）０は、連続成分なので保持しても利益を与えない。表記を簡略化するために。これらの周波数成分Ｅ（ｋ）ｉ（ｉ＝１、３、５、．．．、１２７、１２８）をＥ（ｋ）ｊ（０≦ｊ≦６４）と示す。したがって、最初の各成分群Ｅ（１）ｉ、Ｅ（２）ｉ、Ｅ（３）ｉ（０≦ｉ≦２５５）ごとのステップ１０１および１０２の結果は、選択されデシメートされた一群の成分である。
【００２２】
ステップ１０３で、Ｋ＝３の選択・デシメート済み周波数成分群中の同じ階数ｊのＫ＝３の周波数領域成分の各３組Ｅ（１）ｊ、Ｅ（２）ｊ、Ｅ（３）ｊ（ｊは０から６４まで変化する）のエネルギー平均が算出され、６５個の平均エネルギー成分Ｅｍｊ（ｊは０から６４まで変化する）が生成される。この計算では、Ｋ＝３の選択・デシメート済み成分群中の同じ階数ｊの各周波数領域成分のモジュラスが２乗されてＫ＝３のエネルギー成分が生成され、次いで、このＫ＝３のエネルギー成分が平均される。
【００２３】
したがって、装置１０は、雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）を処理する１つのフレームＴ（ｎ）に関係する１サイクル中に、それぞれ、当該の周波数または周波数帯域に関する雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）のエネルギーまたはパワーを表す、６５個のエネルギー成分Ｅｍｊを抽出する。図２に関して説明したすべてのステップ１００、１０１、１０２が、本発明の方法を高めるものではあるが、当該の処理サイクルに関して保持されたフレームＴ（ｎ）のＭ＝１２８個のサンプルに単一の高速フーリエ変換が適用される単一の段に低減できることに留意されたい。さらに、選択ステップ１０１は、任意選択のものであり、ＦＦＴ処理で生成された周波数領域成分に直接適用される。
【００２４】
再び図１を参照すると分かるように、６５個のエネルギー成分Ｅｍｊ（０≦ｊ≦６４）は、信号雑音比推定回路１１への１つの信号入力へ送られる。抽出された６５個のエネルギー成分Ｅｍｊのそれぞれごとに、回路１１は、当該のエネルギー成分Ｅｍｊに関して、雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）と、雑音を含む音声信号に含まれる暗騒音信号の間の信号雑音比ＳＮＲｊを推定する。この信号雑音比は、下記の数式によって与えられる。
ＳＮＲｊｎ＝Ｅｍｊｎ／Ｂｊｎ                                            （２）
【００２５】
上式で、ｎは、フレームＴ（ｎ）に対する処理サイクルの番号であり、Ｂｊは、エネルギー成分Ｅｍｊ中の雑音エネルギー成分である。
【００２６】
実際には、この信号雑音比推定は、所与の各エネルギー成分で推定された雑音エネルギー成分の算出に基づくものである。この推定では、たとえば、抽出されたエネルギー成分Ｅｍｊｎと、前に、フレームＴ（ｎ）中の雑音信号を抑制する当該の処理サイクルの前の処理サイクル中に算出された、雑音エネルギー成分Ｂｊ（ｎ−１）の比が使用される。この比は、高ければ高いほど、当該の周波数領域エネルギー成分Ｅｍｊｎに関する音声信号が存在することを強く表し、この場合、エネルギー成分Ｅｍｊ（ｎ−１）に対して算出された雑音成分Ｂｊ（ｎ−１）は、雑音成分Ｂｊｎに維持されている。この比は、低ければ低いほど、エネルギー成分が雑音信号と等価であることを強く表し、この場合、雑音成分Ｂｊｎは、計算によって変動する。回路１１は、この原則に基づく推定アルゴリズムを使用して、抽出された各エネルギー成分Ｅｍｊ（０≦ｊ≦６４）に信号雑音比ＳＮＲｊ（０≦ｊ≦６４）を割り当てる。回路１２は、この６５個の信号雑音比ＳＮＲｊのそれぞれごとに、たとえば、対応する周波数領域成分に関する信号雑音比ＳＮＲｊに直接関係する、ほぼ０ないし１の値を仮定して、利得Ｇｊを算出する。所与の周波数領域エネルギー成分Ｅｍｊでは、雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）と雑音信号の比ＳＮＲｊが低ければ低いほど、利得Ｇｊは低くなり、雑音を含む音声信号と雑音信号の比ＳＮＲｊが高ければ高いほど、利得Ｇｊは高くなる。したがって、雑音信号成分は、各周波数領域エネルギー成分Ｅｍｊごとに減衰される。利得Ｇｊは、それによるそれぞれのエネルギー成分Ｅｍｊの重み付けによって、雑音信号がほぼ抑制された雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）を表す重み付き周波数領域エネルギー成分の離散スペクトルが与えられる利得である。
【００２７】
利得Ｇｊを生成する回路１２の１つの出力は、フィルタ係数合成回路１３の１つの入力へ送られる。この回路１３は、数式１を使用して算出された６５個の利得Ｇｊを複製する第１の回路（図示せず）を備える。この回路は、６５個の利得Ｇ０、Ｇ１、．．．、Ｇ６４を受信し、下記のように利得Ｇｊ群（ｉは０ないし１２７である）の形で書くことができる１２８個の利得を生成する。
Ｇｊ＝｛Ｇ０，Ｇ１，．．．，Ｇ６３，Ｇ６４，Ｇ６５＝Ｇ６３，．．．，Ｇ１２７＝Ｇ１｝
【００２８】
逆フーリエ変換ＤＦＴ−１の形の合成回路１３中の第２の回路（図示せず）は、１２８個の利得Ｇｊを逆フーリエ変換することによってフィルタ１４の１２８個の係数Ｃ（ｎＴ）を合成する。この１２８個の係数Ｃ（ｎＴ）は、フィルタ１４、すなわち、通常はＦＩＲフィルタの第１の制御入力へ送られる。フィルタ１４の第２の入力は、雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）を受信する。フィルタ１４は、係数Ｃ（ｎＴ）にフレームＴ（ｎ）の１２８個のサンプルを畳み込み、雑音抑制音声信号ｓ＊（ｎＴ）の一部を形成する１２８個のサンプルの雑音抑制フレームを生成する。上述の装置によって適用されるこのプロセスはもちろん、ＦＩＲフィルタ１４の制御入力が、処理すべき音声信号を形成するサンプルに対して実行される処理ステップ１０、１１、１２、１３によって各フレームＴ（ｎ）ごとに修正されるという点で、「適応的」である。
【００２９】
上記を要約すると、本発明の暗騒音抑制方法の主要な特徴は第１に、雑音を含む音声信号のディジタル周波数領域処理１００を使用して時間領域フィルタ係数Ｃ（ｎＴ）を生成し、第２に、フィルタ係数Ｃ（ｎＴ）を使用する雑音を含む音声信号ｓ（ｎＴ）のディジタル時間領域処理１４を使用して、雑音信号がほぼ抑制された音声信号ｓ＊（ｎＴ）を生成することである。
【００３０】
図３を参照すると、本発明による組合せ暗騒音抑制・反響消去システムの第１の実施例は、端末、すなわち、通常は携帯電話に含まれ、マイクロフォン２と、拡声器４と、前述の本発明の暗騒音抑制装置１と、時間領域処理回路１４’と、エコー・キャンセラ３とを備えている。暗騒音抑制装置１は、図１に示した装置と同じものであり、周波数領域処理装置１００と時間領域処理装置１４とを含む。エコー・キャンセラは、減算器３０と、推定反響信号を生成する回路３１とを備える。マイクロフォン２は、雑音を含む音声信号ｓ（ｔ）と、それに付加された反響信号ｅ（ｔ）とで形成された送信すべき音声信号［ｓ（ｔ）＋ｅ（ｔ）］を受信する。この反響信号は、拡声器４とマイクロフォン２の間の音響結合の結果として得られるものである。前述のように、雑音抑制装置１は、第２の入力が回路３１の出力に接続された、減算器３０の第１の入力へ送られる、雑音抑制送信音声信号［ｓ＊（ｎＴ）＋ｅ＊（ｎＴ）］を生成するように、送信すべき音声信号を処理する。リモート端末から受信された音声信号ｒ（ｔ）は、拡声器の１つの入力へ送られ、時間領域処理回路１４’と、その前に位置するサンプリング回路１４ａ’を介して回路３１の１つの入力へ送られる。本発明の重要な特徴は、時間領域処理回路１４’が常に、雑音抑制装置１（図１）中の時間領域処理回路１４に非常に類似していることである。この特徴は、回路３１で生成された受信信号ｒ（ｔ）の推定反響が、減算器３０によって、最初の反響信号ｅ（ｎＴ）ではなく暗騒音抑制回路１で処理された反響信号ｅ＊（ｎＴ）から減じられることに基づくものである。この回路１４’は、図３の両頭点線矢印で示したように、装置１中の時間領域処理回路１４の複製に過ぎない。したがって、時間領域処理回路１４’は常に、装置１中の回路１４と同じ１２８個のフィルタ係数Ｃ（ｎＴ）に関連する。時間領域処理回路１４’は、雑音抑制受信音声信号ｒ＊（ｎＴ）を生成するように、受信された音声信号ｒ（ｔ）を処理する。この処理では、１２８のサイクルで、受信された信号ｒ（ｔ）の係数Ｃ（ｎＴ）とサンプルｒ（ｎＴ）が畳み込まれる。回路３１は、雑音抑制受信音声信号ｒ＊（ｎＴ）および反響消去係数ｗ（ｎＴ）から雑音抑制反響信号ｅ＊（ｎＴ）の推定
【数１】
0004567655.tif 000002
を生成する。したがって、減算器３０の出力で、反響信号がほぼ抑制された差分信号
【数２】
0004567655.tif 000003
が得られる。反響消去係数ｗ（ｎＴ）は、この差分信号から得られる。
【００３１】
図４を参照すると、本発明の組合せ雑音抑制・反響消去システムの第２の実施例は、マイクロフォン２と、拡声器４と、エコー・キャンセラ３と、周波数領域処理装置１００と時間領域処理回路１４と、サンプリング回路５とを備えている。装置１００と回路１４は、図１で説明した装置および回路と同じものである。エコー・キャンセラ３は、減算器３０と、推定反響信号
【数３】
0004567655.tif 000004
を生成する回路３１とを備える。マイクロフォン２は、雑音を含む音声信号ｓ（ｔ）と、それに付加された反響信号ｅ（ｔ）とを備える送信音声信号［ｓ（ｔ）＋ｅ（ｔ）］を受信する。この反響信号は、拡声器４とマイクロフォン２の間の音響結合の結果として得られるものである。送信音声信号［ｓ（ｔ）＋ｅ（ｔ）］は、サンプリング回路５中でサンプルされ、信号［ｓ（ｎＴ）＋ｅ（ｎＴ）］が生成される。サンプル済み信号は、装置１００の入力へ送られ、減算器３０を介して回路１４の入力へ送られる。リモート端末から受信された音声信号ｒ（ｔ）は、回路３１の入力へ送られ、拡声器４の入力へ送られる。回路３１は、信号ｒ（ｔ）に応答して、減算器３０の第１の入力へ送られる推定反響信号
【数４】
0004567655.tif 000005
を生成する。減算器３０の第２の入力は、送信音声信号［ｓ（ｎＴ）＋ｅ（ｎＴ）］を受信する。減算器３０の出力で、回路１４へ送られる差分信号
【数５】
0004567655.tif 000006
が生成される。この実施例では、装置１００で行われる周波数領域処理が、音声信号［ｓ（ｎＴ）−ｅ（ｎＴ）］に適用され、装置１００で生成された係数Ｃ（ｎＴ）に基づく回路１４の時間領域処理が、反響消去によって処理される差分信号または送信音声信号
【数６】
0004567655.tif 000007
に適用される。この実施例は、図３の点線矢印によって前の実施例に関して示したように、回路３１を含む枝中の回路１４の「複製」をなくするものである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】音声信号中の暗騒音を抑制する本発明による装置のブロック図である。
【図２】図１の装置の回路で実施される処理ステップを概略的に表す図である。
【図３】図１の装置を反響消去と共に使用するシステムの発明による第１の実施の形態のブロック図である。
【図４】第１の装置を反響消去と共に使用するシステムの発明による第２の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
【００３３】
２  マイクロフォン
３  エコー・キャンセラ
４  拡声器
１０  エネルギー成分抽出回路
１１  ＳＮＲ推定回路
１２  利得計算回路
１３  フィルタ同期回路
１４  時回領域フィルタ
【図１】
0004567655.tif 000008
【図２】
0004567655.tif 000009
【図３】
0004567655.tif 000010
【図４】
0004567655.tif 000011