(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機を有するディジタル伝送装置であって、前記受信機は状態削減シーケンス推定方法または状態削減単一シンボル推定方法（１１）を実行することにより、伝送チャンネルによって歪ませられた受信信号のサンプル値（６）のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコライザを含む受信機を有するディジタル伝送装置において、推定値（１１）を形成するために
―最小位相代替装置（１４）が、全域通過伝達関数により、サンプル値（６）のシーケンス内のサンプル値を受信された順序で既知トレーニングシーケンス（２７）から正の方向にフィルタリングし、
―最大位相代替装置（１４）が、全域通過伝達関数により、サンプル値（６）のシーケンス内のサンプル値を既知トレーニングシーケンス（２７）から負の方向にフィルタリングし、そして逆の順序で処理し、
―シンボル推定器（１１）が、状態削減を伴うシーケンス推定方法によって、最大位相代替装置によって既知トレーニングシーケンスから負の方向にフィルタリングされた前記サンプル値と、最小位相代替装置によって既知トレーニングシーケンスから正の方向にフィルタリングされた前記サンプル値とに対して、状態削減シーケンス推定または状態削減単一シンボル推定を行うことを特徴とする、ディジタル伝送装置。
【請求項２】
最小または最大位相代替装置（１４）を形成するために、受信されたトレーニングシーケンス（２７）を基に推定された伝送チャンネルインパルスレスポンスを全域通過フィルタに変換する全域通過検出が行われる、請求項１に記載のディジタル伝送装置。
【請求項３】
状態削減シーケンス推定方法または状態削減単一シンボル推定方法（１１）を実行することによって、伝送チャンネルによって歪ませられた受信信号のサンプル値（６）のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコライザを含む受信機において、推定値（１１）を形成するために、
―最小位相代替装置（１４）が、全域通過伝達関数により、サンプル値（６）のシーケンス内のサンプル値を受信された順序で既知トレーニングシーケンス（２７）から正の方向にフィルタリングし、そして
―最大位相代替装置（１４）が、全域通過伝達関数により、サンプル値（６）のシーケンス内のサンプル値を既知トレーニングシーケンス（２７）から負の方向にフィルタリングし、そして逆の順序で処理し、
―シンボル推定器（１１）が、状態削減を伴うシーケンス推定方法によって、最大位相代替装置によって既知トレーニングシーケンスから負の方向にフィルタリングされた前記サンプル値と、最小位相代替装置によって既知トレーニングシーケンスから正の方向にフィルタリングされた前記サンプル値とに対して、状態削減シーケンス推定または状態削減単一シンボル推定を行うことを特徴とする、受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、受信機を含むディジタル伝送装置に関するものであり、この受信機は、状態削減シーケンス推定方法または、状態削減単一シンボル推定方法を実行することによって、伝送チャンネルで歪ませられた受信信号のサンプル値のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコライザを含んでいる。
【０００２】
さらにまた、本発明は、状態削減シーケンス推定方法または、状態削減単一シンボル推定方法を実行することにより、伝送チャンネルによって歪ませられた受信信号のサンプル値のシーケンスから、伝送されたバイナリシンボルを推定するためのイコライザを含む受信機に関する。
【０００３】
そのような受信機は、例えばＧＳＭ標準によるディジタル移動無線において用いられている。ＧＳＭ標準によれば、ディジタル信号はＧＭＳＫ変調によってＴＤＭＡ方法で伝送される。データ伝送は次に、時間変動伝送チャンネルによって実行される。さらに特定化すれば、マルチパス伝搬および反射は、受信信号において伝送されたディジタルデータシンボルに関する遅延および位相シフトの差異を決め、そして隣接データシンボルの重なりに導く。データシンボルに関する受信信号が、以前のデータシンボルによって影響されるという事実は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られている。ここで、ｄは伝送チャンネルのメモリ深さを規定する整数である。
【０００４】
マルチパス伝搬および、送信端および受信端の帯域制限フィルタ（ＧＭＳＫ信号の線形復調を持つ固有のインパルスないしパルスノイズ）の結果として線形に歪ませられた受信信号の等化のために、受信機はデータ再生のために伝送チャンネルのそれぞれの時間変動伝送特性に適合されるべきである。このため、この時点で歪んでいる伝送装置、この装置は伝送チャンネルのみならずＧＭＳＫ変調および、受信されたディジタル信号のサンプル値を発生する受信機入力段をも含む、のそれぞれのインパルスないしパルスレスポンスの推定が行われる。この目的のために、伝送装置を描写する代替装置が形成され、この助けを得てビテルビアルゴリズムを通して、さらに明確に言えば、ソフト出力ビテルビアルゴリズムの実行を通して、最大可能性シーケンス推定（ＭＬＳＥ）方法、または単一シンボル推定方法によって、推定されたインパルスないしパルスレスポンスデータが推定される。
【０００５】
この方法を用いると、受信されたシーケンスおよび伝送装置の推定されたインパルスないしパルスレスポンスを配慮しながら、全ての可能なデータシーケンスから最も可能性のある伝送シーケンスが求められる。さらに特定化すると、ビテルビアルゴリズムはＭＬＳＥ方法によるデータシンボルを推定するのに適している。ビテルビアルゴリズムは、１９７３年に発行されたＩＥＥＥ会報第６１巻２６８−２７８ページのＧ．Ｄ．フォーニーＪｒ．による「ビテルビアルゴリズム」から知られている。データシンボルのハード判断推定に関する付属的な情報は、ソフト出力ビテルビアルゴリズムによって発生され、これは例えば１９８９年にダラスのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９８９年の会報４７．１．１−４７．１．７によるＪ．ヘージナウアおよびＰ．ホッファによる、「ソフト判断出力を持つビテルビアルゴリズムとその用途」から知ることができる。単一シンボル推定を用いると、１９７４年情報理論のＩＥＥＥ会報ＩＴ−２０の２８４−２８７ページのＬ．Ｒ．バール、Ｊ．コック、Ｆ．ジェリネック、およびＪ．ラビブによる、「シンボルエラーレートを最小化するためのリニアコードの最適デコーディング」または、１９９０年１２月サンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報８０７．５．１−８０７．５．６のＷ．コッホおよびＡ．ベイラによる、「時間変動シンボル間干渉による動乱を受けた符号化されたデータの最適およびサブ最適検出」に見いだされる、このアルゴリズムそれぞれの変更により、最適最大後続シンボル−シンボルデコーダアルゴリズムが用いられる。受信された信号の推定の等しい値を用いると、第１近似におけるイコライザの製造コストは、２dだけ比例的に上昇し、すなわちそれらは伝送チャンネルのメモリの深さｄに指数的に増加する。完全なまたは低減された状態の数を持つシーケンス推定方法においては、２進シンボルによって作用される代替装置、この代替装置は、マルチパス伝搬の結果としての信号歪みの効果を、そして固有のインパルスないしパルスノイズの効果を表現する、は、それぞれ有限状態マシンまたはトレリスコーダと呼ばれるものと考えられ、それに関連したトレリスダイアグラムにおいては、バイナリシンボルシーケンスがパスとして表現されている。例えばこれは、１９９２年ベルリンのスプリンゲル出版社から発行されたＪ．ヒューベルによる、「ディジタル通信におけるトレリスコーディングの基礎研究と応用」に説明されている。シーケンス推定方法の目的は、受信された信号のサンプル値のシーケンスを基にして、最も適切に伝送されるバイナリシンボルシーケンスを決めることである。この目的のために必要な実行支出は、有限状態マシンのメモリ状態の数に比例し、この数は代替装置の程度と共に、そしてそのため信号のマルチパス伝搬における最大遅延差異と共に指数的に上昇する。低減された状態の数を持つシーケンス推定方法のために、状態の数は複数のクラスに細分され、各状態クラスはシーケンス推定方法に関してハイパーステートと呼ばれるものを形成する。支出の節減は、すなわちシーケンス推定方法がハイパーステートのためのトレリスダイアグラムにおいてのみ実行されることを必要としている。この実施例は、たとえば、��９９２年ベルリンのスプリンゲル出版社から発行されたＪ．ヒューベルによる、「ディジタル通信におけるトレリスコーディングの基礎研究と応用」の中に含まれている。ハイパーステートへのどのパスが最大の可能性を有しているかとの判断と共に、ハイパーステートにおけるサブ状態と称されるトレリスコーダの実際状態が同時に決められる。トレリスダイアグラムにおける次のステップに関する可能性の正確な決定は、メトリックと称されて、この方法において可能となる。ハイパーステートへの状態を組み合わせることは好都合であり、ここにおいては、代替装置内に蓄積されたバイナリシンボルが最後のｄ−ｒにおいて、０≦ｒ＜ｄのレジスタセルだけ異なっているのみであり、ここにおいてｄは、代替装置の程度を表示している。この方法においては、状態の数は２bから２rハイパーステートへと減じられており、各ハイパーステートは２d-rサブ状態を含んでいる。こうして完全な状態の数を持つシーケンス推定に対しての支出は、係数２d-rだけ減じられる。
【０００６】
第ＥＰ−０  ４８８  ４５６  Ａ２号から、イコライザ内において減ぜられた状態の数を持つシーケンス推定をも用いる最大可能性を持つ受信機が知られる。代替装置の短くされたインパルスないしパルスレスポンスがシーケンス推定のために用いられるので、推定エラーの変動は、バイナリシンボルの推定されたシーケンスに関して増加する。トレリスダイアグラムにおけるパス区別のための低減された状態の数をもってシーケンスが推定されるべきときには、より少ない数の係数が用いられるため、シーケンス推定の信頼性は、減少する。さらに特定化すれば、状態の数が製造コストの適切な節減のために必要な程度まで低減されたとき、シーケンス推定の信頼性は不十分になる。
【０００７】
ＤＥ−Ｚ出版からの、Ｇ．ジンメルマンおよびＷ．ルプレヒトによる１９９４年５月−６月のＥＴＴ第５巻第３号の「ディジタル移動無線装置のための適応性受信機への単純化されたファーノメトリックの適用」６５−７０ページからは、適応性白色化マッチドフィルタ（ＷＭＦ）を含む受信機が知られる。このＷＭＦは、変更されたカルマンフィルタにおいて実現される。チャンネルインパルスないしパルスレスポンスの係数がイコライザによって決められた後、新しい最小位相オーバーオールチャンネルインパルスないしパルスレスポンスが、それぞれ適応されるカルマンフィルタのインパルスないしパルスレスポンスによる時間ドメインにおける回旋または周波数ドメインにおける乗算によって発生される。しかし、ミッドアンブルと呼ばれるものから発散されるこの基本的なインパルスないしパルスレスポンスは、チャンネルプロパティへのレスポンスにおけるバーストの間に変動し、その結果、インパルスないしパルスレスポンスは、タイムスロットの最初においても、最後においても知るように推定することができない。等化が前向きおよび後向き方向に分割されるとき、基本的なインパルスないしパルスレスポンスは、極端な条件において前進サーチに関する最小位相を持ち、一方最大位相チャンネルインパルスないしパルスレスポンスは、後向きサーチの間に発生する。状態削減シーケンス推定においては、このことは誤った検出に導く。等化が１方向、すなわちバーストの最初からバーストの終わりに向けて、ミッドアンブルを基にして推定された基本的なインパルスないしパルスレスポンスを通してのみにおいて、行われるとき、バーストの開始における基本的なインパルスないしパルスレスポンスは、反復調節によって未知のインパルスないしパルスレスポンスに適合できず、この方法もまた前劣化をもたらす。
【０００８】
本発明の目的は、シーケンス推定方法または単一シンボル推定方法の明白な状態−低減を提供しながら、信頼性のあるシーケンス推定または単一シンボル推定を可能とする受信機を提供することである。
【０００９】
本発明によれば、この目的は、推定を形成するために、受信された順序に従って、サンプル値のシーケンスにおいて既知のトレーニングシーケンスの後に、最小位相代替装置が受け取られたサンプル値を歪ませ、そして既知のトレーニングシーケンスの前に、そして反対の順序で処理されるように、最大位相代替装置が受け取られたサンプル値を歪ませることによって達成される。受信された信号に関する推定を形成するために、バイナリシンボルのシーケンスが、送信チャンネルをコピーする代替装置によって歪ませられる。推定のために用いられる状態−低減の結果としてのインパルスないしパルスレスポンス係数の現知られた数は推定を不正確にしがちである。最小位相システムにおいては、代替装置のインパルスないしパルスレスポンスの第１係数は不変の周波数レスポンス値を持つ最大エネルギーを有している。この方法で変形されたこれら係数が状態−低減のために用いられるとき、ほとんど全ての情報が推定のために用いられる。このことは、推定信頼性を、全状態の数が用いられた場合と同様にならせる。最大位相代替装置においては、代替装置のインパルスないしパルスレスポンスの最終係数は、最大エネルギーを有しており、その結果、反対方向における状態削減シンボル推定に関する推定信頼性は全状態の数が用いられたのと同じ程度に達成される。
【００１０】
代替装置が既知のトレーニングシーケンスによって決められるとき、これはその瞬間においては最大正確度をもって送信チャンネルをコピーする。時間変化伝送特性が変動するので、代替装置もまた判断を基に調節されるべきである。インパルスないしパルスレスポンスの次の推定までの間にインパルスないしパルスレスポンスの変化によって生ずるシーケンス推定エラーを最小にするため、最小位相代替装置は正方向において、すなわち受け取られたサンプル値がシーケンスの後になるように、開始されたトレーニングシーケンスを基にして推定を行う。このため、送信チャンネルの描写のための情報の多くの部分は代替装置の第１係数に見いだされる。同じ理由によって、最大位相代替装置は、負方向においてトレーニングシーケンスの推定を提供し、すなわち前に受け取られたサンプル値は、最大位相代替装置によって逆の順序で歪ませられる。結果として、送信チャンネルを描写するための情報の大部分は、代替装置の最後の係数に見いだされ、その結果負方向における状態削減シーケンス推定における信頼性は完全な状態の数のそれが達成するのと同様となる。
【００１１】
本発明の改善的な実施例においては、最小または最大位相代替装置を形成するために、少なくとも１つの全域通過フィルタリングが受け取られたトレーニングシーケンスを基に推定された送信チャンネルインパルスないしパルスレスポンスに影響するように設けられる。代替装置のインパルスないしパルスレスポンスがトレーニングシーケンスを基に決められたとき、最小または最大位相代替装置における変形は、全域通過フィルタリングによって影響される。連続するノイズサンプル値のノイズパワーおよび統計的独立は、影響されない。全域通過フィルタリングの近似を使用することもまた可能である。例えば、全域通過フィルタリングを決めるためにゼロクロス検出の方法を用いることもできる。
【００１２】
本発明のこれらの、そして他の特色は、以下に説明される実施例を参照しながら明らかにされ、そして説明される。
【００１３】
図１は、ディジタル伝送装置のための受信機を示している。この受信機においては、入力段１は、高周波セクション２、Ｉ／Ｑ復調器３、帯域制限フィルタ４およびサンプラ５をふくんでいる。サンプル値ｒk６は、ディジタルメモリ７内に蓄積される。このディジタルメモリ７からのデータは、チャンネル推定器８において利用される。チャンネル推定器８においては、伝送装置のインパルスないしパルスレスポンスが受け取られた信号の中の既知のトレーニングシーケンスを通して推定される。このインパルスないしパルスレスポンスを基に、全域通過検出９は、推定の正確さを損なうことなく、最小または最大位相システムにおいてインパルスないしパルスレスポンスを全域通過フィルタ１０に変換することを行う。この目的のために、全域通過フィルタ１０は、最初にディジタルメモリ７からのサンプル値６のシーケンスを取り出し、そしてフィルタされた値を再びディジタルメモリ７内に蓄積する。伝送装置のインパルスないしパルスレスポンスの係数、この係数はチャンネル推定器８の中で求められる、の助けを得て、シンボル推定器１１はビテルビアルゴリズムを通して最大可能性シーケンス推定（ＭＬＳＥ）方法により状態削減シンボル推定を行う。シンボル推定に関する信頼性情報が次に付加的に形成され、この情報はデコーダ１２内で推定されたデータとともに付加的に処理される。データシンボル自体だけでなく、それらの補正検出の可能性もまた利用されるとき、ソフト判断デコーディングがデコーダ１２の中で用いられることができる。伝送されたペイロードデータ１３がそこから形成される。
【００１４】
送信機と受信機入力段１との間に位置する伝送リンク上で、反射および、ノイズおよびさらに別の動乱信号の重畳によるマルチパス伝搬によって伝送された信号は歪ませられる。結果として、個別の瞬間ｋにおいて送信されたバイナリ信号ｂのバイナリディジットｂkは、前に送信されたバイナリディジットｂk-1、ｂk-2…の遅延された信号部分によって重畳される。この重畳は信号歪みに相当する。結果的に、伝送されたバイナリディジットに関して受け取られる信号は、明瞭にロウまたはハイレベルに割り当てられたものではあり得ない。この場合においては、伝送チャンネルはメモリサイズｄを有しており、ここでｄは干渉する隣接シンボルの数を表している。メモリサイズｄはまた、伝送チャンネルのチャンネルインパルスないしパルスの長さと、受信信号のビット継続時間マイナス１の商として規定することもでき、ここではこの結果のより大きな整数がｄを表すものとまる。受信機入力段１から受け取られた信号は、これら重畳の結果としてのアナログ信号波形を持ち、この波形は元々送信されたバイナリ値への等化なしでは割り当てることができない。この目的のために、受信器入力段１において受け取られた信号は、等距離の瞬間ｋにおいてサンプラ５によりサンプルされる。
【００１５】
既に送信されたバイナリディジットの影響は、受信器入力段１に遅れて到達した信号部分の遅延に依存している。伝送チャンネル特性に依存したある時間間隔の後には、この影響はもはや重大なものではなくなり、そしてそのためもはや等化のために配慮する必要がなくなる。一般的に、遅延はこの時間間隔内に伝送されるバイナリディジットの数として表現される。これを用いると、瞬間ｋにおいて伝送されるバイナリディジットｂkに割り当てられる事ができる各サンプル値ｒk６は、このサンプル値に割り当てられることができるバイナリディジットｂkおよび、このバイナリディジットｂkの直前のｄのバイナリディジットｂi-1、ｂi-2‥、ｂi-dに依存している。
【００１６】
線形有限横断フィルタによる分散伝送チャンネルを近似的に描写するチャンネルモデルは、送信タイムスロットの時間間隔に関して、サンプル値６をチャンネル推定器８が利用できるようにするディジタルメモリ７によるサンプル値６のシーケンスの等化を基に形成される。図２はこの横断フィルタに相当する代替装置１４のブロック回路図を示している。バイナリ信号１５のｊkの乗算１６は、ＧＳＭ標準による移動無線において用いられるπ／２シフト２ＰＳＫ変調に相当している。バイナリシンボルの入ってくるシーケンスは、遅延素子１７を通して代替装置１４のｄメモリセル内に読み込まれる。代替装置１８のフィルタ係数によって、個々のバイナリシンボルは分解され、そして得られた値は結果的に互いに加算される。白色の、個別時間の、複合ノイズの加算１９は、受信器入力段１における分散伝送チャンネルから実際に回復されたサンプル値６からコピーされた代替装置１４の出力値を形成する。次に、遅延素子１７の時間は、良好に送られたバイナリシンボルの等距離に相当している。この方法においては、受信端において伝送チャンネルの伝送特性を、適切なフィルタ係数を通して、コピーすることを意図している。例えば、伝送パス上で生じた歪みは記憶されていた線形組み合わせによる代替装置１４によってコピーされる。伝送チャンネルはそれぞれフィルタ係数１８をセッティングすることによりコピーされる。フィルタ係数１８は次に、伝送チャンネルの推定されたインパルスないしパルスレスポンスのサンプル値６から引き渡すことができる。この目的のために、たとえばトレーニングシーケンスと呼ばれるものが用いられ、これは送信機および受信機の両方に知られているバイナリシンボルシーケンスをふくんでいる。トレーニングシーケンスが受け取られるときにはいつも、フィルタ係数１８は、一旦代替装置が横断されたならば、最も少ないエラーを持つ伝送チャンネルのコピーが行われるようにセットされる。
【００１７】
図３はＧＳＭ標準による移動無線で用いられるＴＤＭＡフレーム２０の構造を示している。４．６１５ＭＳの長さを持つフレーム２０は、各々がタイムスロット２１を持つ８の情報チャンネルを収容しており、その結果、チャンネルは１５９ビットが送られるかく０．５７７ｍｓが割り当てられる。タイムスロットのビットシーケンスの中央部分は、ハウスキーピングビットと呼ばれるフレームである２６ビットを持つミッドアンブルと呼ばれる２３を形成する。２つの外側は各々各５７の情報ビットである２２および２４を有しており、これはさらにテールと呼ばれる３ビットによって各々引き継がれる。タイムスロットの終わりには、ガードインターバル２５が存在する。ミッドアンブル２３は１６ビットを持つトレーニングシーケンスと呼ばれる２７を中央にふくんでおり、このシーケンスは送信器および受信機の両方において知られている。ＧＳＭ標準による移動無線におけるトレーニングシーケンス２７は、両側に５ビットずつ拡張されている。トレーニングシーケンスの両側における周期的拡張のために、この拡張は知られており、そしてこれは拡張されたトレーニングシーケンス２６と呼ばれている。
【００１８】
本発明による受信機における等化方法、この方法はハードウェアコンポーネントを用いて、そしてソフトウェア解法を通して実現される、は以下のコンポーネント、
１．拡張されたチャンネル推定
２．全域通過検出
３．全域通過フィルタリング
４．個々のシンボルの信頼性の決定をふくむ低減された状態の数を持つシーケンス推定をふくんでいる。
【００１９】
図１は、ＧＳＭ標準による移動無線のための提案された受信機のブロック回路図を示している。この等化方法は基地局および移動局の両方に適用できる。
【００２０】
受信機入力段１においては、ベースバンドにおける複合サンプル値６のシーケンス〈ｒk〉、ｋ∈（Ｚ）は、現在の技術状態のそれと類似の方法で高周波入力信号から回復される。ここでｋは２進送信シンボル１５のクロックにおける個別時間を表している。ＧＳＭのＧＭＳＫ変調方法が普通は用いられているので、受信端においてπ／２シフト２ＰＳＫ変調が、そしてその結果線形様式において復調される。振幅係数ｂk∈｛−１；＋１｝によってバイポーラ様式で表現される、バイナリシンボル１５の送信端シーケンス〈ｂk〉と、受信端サンプル値６にシーケンス〈ｒk〉との間の、ＧＭＳＫ変調の効果、線形歪み伝送チャンネル、添加ノイズ、Ｉ／Ｑ復調、帯域制限およびサンプリングは、程度ｄおよび複合値係数１８を持つ個別時間代替装置１４および、図２による個別時間白色複合値ノイズ１９の付加によって極めて良好にモデル化することができる。図２においては、遅延素子１７におけるＴbは、２つのバイナリシンボル間の時間における距離を表している（Ｔb＝１／（２７０．８３３ｋＨｚ））。
【００２１】
【数１】
0004555403.tif 000002
【００２２】
（虚部）だけのバイナリシンボルシーケンスの乗算１６は、π／２シフト２ＰＳＫ変調を表している。代替装置１４は、時間で交番する振幅係数±１および±ｊを含むｄのバイナリメモリセルを含んでいる。この方法においては、代替装置１４の遅延線の２dの異なるメモリ状態は各段階において可能である。
【００２３】
複合サンプル値６のシーケンス〈ｒk〉は蓄積され、そしてリアルタイムでオフライン処理される。図１に示されるように、このシーケンスは拡張されたチャンネル推定に加えられる。ＧＳＭバーストと呼ばれるものの中央における２６のバイナリシンボルの拡張されたトレーニングシーケンス２６（ミッドアンブル２６）を基に、サンプル値の時間位置、図２に示されるような現在利用できる歪み代替装置１４の程度ｄ、およびその複合ないし複素値係数１８が求められる。フィルタ係数
【００２４】
【数２】
0004555403.tif 000003
【００２５】
の推定されたシーケンス
【００２６】
【数３】
0004555403.tif 000004
【００２７】
ｊ∈｛0,1,…ｄ｝のｚ変換は、
【００２８】
【数４】
0004555403.tif 000005
【００２９】
により表されている。
【００３０】
ユニット「全域通過検出」９においては、２つの全域通過システムのインパルスないしパルスレスポンスまたは伝達関数Ａ（ｚ）および
【００３１】
【数５】
0004555403.tif 000006
【００３２】
が検出され、その結果得られるシステム
【００３３】
【数６】
0004555403.tif 000007
【００３４】
は最小位相を、そして
【００３５】
【数７】
0004555403.tif 000008
【００３６】
は最大位相を持つ。
【００３７】
理想的には、結果として得られるシステムの程度は増加しない。必要とされる全域通過伝達関数の代わりに、その近似が用いられるときにのみ、（わずかな）程度の増加が発生するだけである。
【００３８】
信号〈ｒk〉６は、システムＡ（ｚ）によって正方向に、そしてシステム
【００３９】
【数８】
0004555403.tif 000009
【００４０】
によって負方向において、バーストの中央部から始められる、こうしてトレーニングシーケンス２７から開始するようにフィルタされる。チャンネル推定の判断を基にした調節が除かれるならば、全信号〈ｒk〉６のフィルタリングのみが１つのバーストに必要とされる。
【００４１】
シンボルシーケンスは、好ましくはバーストの中央から始めて、最小位相代替装置によって歪ませられた信号を基に正方向に、そして最大位相代替装置によって歪ませられた信号を基に負方向に、状態−低減を持つシーケンス推定方法で決められる。任意的に、本発明による状態−低減およびシンボル信頼性１１の検出を持つシーケンス推定方法が、この目的のために用いられることができ、これはアイテム４を参照する。次にチャンネル推定８の判断指示された調節が現在の技術状態で知られているのと同じ方法で実行される。
【００４２】
このことが省略されるならば、全域通過伝達関数Ａ（ｚ）によって（負方向の場合には
【００４３】
【数９】
0004555403.tif 000010
【００４４】
によって）のみフィルタされたシーケンス〈ｒk〉の始め（または負方向の場合においてはその終わり）から開始する１つの方向（正方向であることが望ましい）で全バーストの状態−低減１１を持つシンボルシーケンスの連続的な推定も可能である。拡張されたトレーニングシーケンス２６の既知データシンボルもまた信頼性を拡大するためにそれぞれ半分のバーストに関して２つの方向で（それぞれ優先可能性０または１を用いて）シーケンス推定をするために同様に用いられる。
【００４５】
１．拡張されたチャンネル推定について
現在の技術的方法においては、チャンネル推定８は程度ｄ＝５を持つ、図２に示されている代替装置１４
【００４６】
【数１０】
0004555403.tif 000011
【００４７】
に関してのみ可能となるが、このチャンネル推定方法を推定されるべきそれぞれのシステムに適応させることが提案される。このことは、より高い程度に関して、そして信号のマルチパス伝搬におけるより大きな遅延差異に関して、単に１つのチャンネル推定が可能となるのみならず、最大値の後の、すなわち推定エラーの最小の変動を持つどのようなレートのチャンネル推定をも可能とする。
【００４８】
拡張されたチャンネル推定は、代替装置１４の可変期待される程度ｃに関するチャンネル推定に基づいている。期待される程度ｃを持つシステムのｃ＋１係数は、
【００４９】
【数１１】
0004555403.tif 000012
【００５０】
であり、変換、
【００５１】
【数１２】
0004555403.tif 000013
【００５２】
によって求められる。
【００５３】
ベクトル［ｙ（ｃ）］のｃ＋１コンポーネントｙk（ｃ）が続いて、（周期的に拡張された）トレーニングシーケンス２６〈ａk〉の一部の係数を持つ、受信された信号からの複合サンプル値６のシーケンス〈ｒk〉の相関によって（通常に）形成される。
【００５４】
【数１３】
0004555403.tif 000014
【００５５】
表現の簡単化のために、受信されたシーケンス〈ｒk〉におけるトレーニングシーケンス２７の期待される開始のために、個別の瞬間ｋ＝０が用いられる。２つの和限度、加算リミットｋu（ｃ、ｋ）およびｋo（ｃ、ｋ）は一般的に、程度ｃの、およびタイムインデックスｋの関数である。それら和限度の可能な選択は、
ｋo（ｃ、ｋ）＝２５−ｃ
ｋu（ｃ、ｋ）＝ｃ，
であり、これはすべての瞬間ｋに関する和が多くの素子として影響を与えるという点で改善的である。バイナリシンボルのクロックにおける異なる個別の瞬間ｋに関しては、異なる和限度ないし加算リミットを選択することも賢明であるかもしれない。例えば、拡張されたトレーニングシーケンス２６の始めにおいては、サンプル値の長いシーケンスが相関され、そして引き続く瞬間ｋに関しては、より低い和限度ｋuが増加することができる。データシーケンスと同様、拡張されたトレーニングシーケンス２６に関しても、π／２シフト２ＰＳＫ変調としてＧＭＳＫの解釈が配慮され、こうしてバイナリの、バイポーラ拡張されたトレーニングシーケンス２６のｊk倍が乗算１６で行われる。
【００５６】
マトリクスΦ-1（ｃ）は、（ｃ＋１）ｘ（Ｃ＋１）マトリクスの逆値ないし逆数値であり、
【００５７】
【数１４】
0004555403.tif 000015
【００５８】
ここで、各素子は
【００５９】
【数１５】
0004555403.tif 000016
【００６０】
であり、これは拡張されたトレーニングシーケンス２６〈ａk〉と短くされたバージョンとの間のクロス相関値を表している。マトリクスΦ-1（ｃ）は、このため容易に計算される。それらは、提案されている受信機におけるＲＯＭ内に蓄積されている、ＧＳＭ移動無線において用いられる全部で８のトレーニングシーケンスに関して、０≦ｃ≦７であることが望ましい。この方法においては、それらのリアルタイム計算は、排除される。
【００６１】
ベクトル［ｙ（ｃ）］をマトリクスΦ-1（ｃ）で乗算することにより、クロス、相互相関された
ψk（ｃ）
のｋ≠０およびｃ≠５を持つ、フェージングのない影響は、チャンネル推定に用いられる。ＧＳＭ移動無線におけるトレーニングシーケンスが知られたように選択され、その結果、特にｃ＝５に関して以下が成り立つ。
【００６２】
Φ-1（５）＝Φ（５）＝Ｅ6
ここで、Ｅ6は６ｘ６ユニットマトリクスを示している。
【００６３】
今日の技術状態におけるチャンネル推定のために独占的に用いられているｃ＝５に関する、この特別な場合においてのみ、マトリクス乗算が省かれることができる。こうして、用いられているｃ＝５への制限は、以下の不都合の原因と成りうる。
【００６４】
−程度ｃ＝ｄ＝５の最大にまでの代替装置１４の係数のみが推定されることができる。こうして、信号のマルチパス伝搬、またはトレーニングシーケンス２７の実際の開始に対して推定された瞬間ｋ＝０のシフトを持つより高い遅延差異が生じたとき、チャンネル推定８は正しくない。
【００６５】
−代替装置１４の５よりも小さな程度が実際に示されたとき、推定エラーの変動は、必要以上に大きなものとなる。
【００６６】
本発明によって蓄積されているマトリクスΦ-1（ｃ）によりベクトル［ｙ（ｃ）］を乗算することにより、期待される程度０≦ｃ≦１３に関するチャンネル推定が可能となる。ｃ＞７に関しては、推定エラーの変動が確かに明確に増加し、その結果、０≦ｃ≦７への制限は実際上推薦されるものとなる。
【００６７】
拡張されたチャンネル推定８は以下のようにされることが望ましい。
【００６８】
−最初に高い期待される程度（たとえばｃ＝７）に関するチャンネル推定が計算され、実際の程度およびゼロ瞬間の位置が求められる。引き続いて推定されるべき係数に関する１つのウィンドウが決められることができ、その結果、このウィンドウの外側の推定される係数の値が推定エラーの計算許容値を越えることはないと考慮さる（係数クリッピング）。
【００６９】
−第２のチャンネル推定に関しては、第１の試みにおいて求められた期待される程度ｃおよびゼロ瞬間の最適位置が用いられる。この方法においては、推定エラーの変動が最小化される。
【００７０】
推定されるフィルタ係数１８の２重計算のために、ゼロ瞬間およびフィルタリングの程度に適応するチャンネル推定８が行われる。この目的のために、必要となる付加的コストは単に第２マトリクス乗算に関するものだけである。
【００７１】
２．全域通過検出について
推定された個別時間代替システム
【００７２】
【数１６】
0004555403.tif 000017
【００７３】
１４に関しては、２つの（またはそれぞれ１つの）全域通過フィルタＡ（ｚ）および
【００７４】
【数１７】
0004555403.tif 000018
【００７５】
が計算され、これを通して最小および最大位相オーバーオールシステムがもたらされる。全域通過検出９に関しては、
Ｇ（ｚ）・Ｇ*（ｚ*-1）
の分解のための全ての現在の、そして以前の提案された方法は、たとえば１９９６年のエレクトロニクスおよびコミュニケーションのインターナショナルジャーナル誌（ＡＥＵ）第５０巻（第１号）のＷ．ゲルスタッケルによる「有限長制約を持つ最小平均平方エラーないし最小平均自乗誤差ＤＦＥへの別のアプローチ」または、１９９２年ウィーン、ミュンヘンの、オルデンバルグ出版社発行のＡ．Ｖ．オッペンハイムおよびＲ．Ｗ．シャヘルによる、「時分割信号処理」に示されているような、最小位相および最大位相部分において利用することができる。
【００７６】
セプストラムと呼ばれる、周波数レスポンスの対数から開始する方法は、高度な利点を提供する。
【００７７】
３．全域通過フィルタリングについて
全域通過フィルタリング１０は、状態削減１１を持つシーケンス推定に関して、程度ｃを持つそれぞれ最小位相または最大位相個別時間代替システム１４によりデータ信号の線形歪みを生じさせる。
【００７８】
トレリスダイアグラム内で２つのパスが分岐するときに差異信号のエネルギーが最大となるときのみ、そのトレリスダイアグラムはシステム１４のためのバイナリ入力シンボルに関して図２に類似に描かれることができ（たとえば、１９９２年、ベルリンのスプリンゲル出版社発行のＪ．フューベルによる、「ディジタル中継技術におけるトレリスコーディング−基礎と応用」参照）、それは著しい削減に関してさえ、シーケンス推定における状態−低減によって生ずる信号対雑音比が無視できる程度に小さいものとなる。
【００７９】
もしチャンネル推定８の何の判断指示される調節もトレーニングシーケンス２７を基にして行われないのであれば、正方向におけるシーケンス推定は、全てのバーストにわたって実行されることができるため、最小位相代替システム１４によって歪ませられる信号を発生するための、システムＡ（ｚ）による全てのシーケンス〈ｒk〉の全域通過フィルタリング１０は十分である。しかし、もしチャンネル推定８の判断指示された調節がシーケンス推定方法の間に行われるならば、サンプル値６のシーケンス〈ｒk〉の部分がシステムＡ（ｚ）による正方向におけるトレーニングシーケンス２７で開始される、ベースバンドへ変換される受信信号からフィルタアウトされることができ、その反対に、負方向における部分はシステム
【００８０】
【数１８】
0004555403.tif 000019
【００８１】
によってフィルタされることができる。トレーニングシーケンス２７から開始することにより、シーケンス推定１１はこの場合、正および負方向で分離的に行われる。いずれの場合においても、全域通過フィルタリング１０によって、差異信号はトレリスダイアグラムのパス分岐において最大エネルギーを持つ。全域通過フィルタリング１０は、たとえば、ＦＩＲまたはＩＩＲ装置を持つ個別回旋による、または周波数ドメインにおいてアイテム２の下で計算された伝達関数によって乗算される、個別のフーリエ変換、そして引き続いて逆フーリエ変換による、タイムドメインにおけるディジタル信号処理において習慣的な線形信号変換方法のいずれかとともに実行されることができる。
【００８２】
４．低減された状態の数を持つシーケンス推定について
ディジタルパルス振幅変調信号、この信号は歪みによりインパルスないしパルス干渉によって影響される、のシーケンス推定のための状態の数を低減された全ての現在方法は、たとえば１９８９年のＩＥＥＥコミュニケーション会報第３７巻第５号の４２８−４３６ページの、Ａ．デュエルホーレンおよびＣ．ヒーガードによる、「遅延された判断−フィードバックシーケンス推定」で実施することができる。そこで論じられた判断−フィードバックシーケンス推定は、代替装置１４の第１ｃoバイナリ遅延素子のトレリスダイアグラムが２co状態で形成されるようにして用いられることが好都合である。ビテルビアルゴリズムにおけるメトリックを計算するために、このシステムのさらに別の係数１８がトレリスダイアグラムにおけるそれぞれの状態においてパスレジスタ内のシンボルによって推定される。
【００８３】
引き続くチャンネルデコーディング１２のために、チャンネルシンボルを推定するだけでなく、それらの信頼性をも推定することは有益であり、ソフト判断デコーディングと呼ばれるものを実行することが可能となる。それぞれのシンボルを決定するのに加えて、この判断が正しいことの確実さもまた決定されることができる。状態−低減および、シンボル信頼性の近似計算を持つシーケンス推定方法は、たとえば１９９０年１２月サンディエゴにおけるＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報４０１．４．１−４０１．４．６ページにおける、Ｐホッファによる、「周波数選択フェージングチャンネル上のＴＣＭ：ソフト出力がい然性イコライザ」に示されている。
【００８４】
ホワイトノイズ１９によって歪ませられたその出力シンボルを考慮しながら、（線形的に歪ませる装置１４のこの特定の場合においては）トレリスコーダの入力シンボルの後続可能性を計算する最適方法は、バール他による後続単一シンボル推定を最大とするためのアルゴリズムであり、これはたとえば１９７４年のＩＥＥＥ情報理論の会報ＩＴ−２０、２８４−２８７ページの、Ｌ．Ｒ．バール、Ｊ．クック、Ｆ．ジェリネック、およびＪ．ラビフによる、「シンボルエラーレートを最小にするための線形コードの最適デコーディング」を参照できる。このアルゴリズムにおいては、こうして観察されるトレリスコード出力信号γ−１を考慮しながらステップγにおける状態Ｉ＝１，２‥Ｚに関するがい然性αγ（ｉ）は、前進回帰によって決められ、そして現在ステップγにおける想定されている状態ｉを持つステップγに戻る最後のステップＬの間に見られるトレリスコーダ出力シンボルのためのがい然性βγ（ｉ）は、後退回帰によって決められ、これはたとえば１９９２年ベルリンのスプリンゲル出版社の、Ｊ．ヒューベルによる、「ディジタル中継技術におけるトレリスコーディング−基本と応用」を参照できる。この方法においては、全ての受信されたシーケンスを考慮して、ステップγにおける状態ｉのための状態がい然性Ψγ（ｉ）は、
Ψγ（ｉ）＝αγ（ｉ）βγ（ｉ）
を保つ。用いられているトレリスコーダによって、シンボルがい然性は直接的に状態がい然性から引き継がれる。
【００８５】
１９９０年のサンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報８０７．５．１−８０７．５．６ページのＷ．コッホおよびＡ．ベイエルによる、「時間変動シンボル間干渉により分配されたコードデータの最適およびサブ最適検出」および、１９９０年１２月サンディエゴのＧＬＯＢＥＣＯＭ１９９０の会報４０１．４．１−４０１．４．６のＰ．ホッファによる、「周波数選択フェージングチャンネル上のＴＣＭ：ソフト出力がい然性イコライザの比較」によれば、バールアルゴリズムは判断フィードバックビテルビアルゴリズムに類似の状態削減アルゴリズムとなりうるものである。αγ（ｉ）を計算するための前進回帰を用いると、パスレジスタは現在の２coの状態の各々に割り当てられており、このパスレジスタはＤＦＳＥアルゴリズムとともに各時間ウィンドウ内で更新され、そして低減されたトレリスのブランチメトリックを計算するために必要である。ブランチメトリックは蓄積され、そしてβγ（ｉ）を決めるために後退回帰のために再び１度だけ用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ディジタル伝送装置の、本発明による受信機のブロック回路図である。
【図２】伝送チャンネルを描写する代替装置、この装置はチャンネル推定のためのインパルスないしパルスレスポンスを発生させる、のブロック回路図である。
【図３】チャンネル推定のために必要なトレーニングシーケンスをふくむ、単独のタイムスロットの構成を持つ、ＧＳＭ移動無線におけるＴＤＭＡフレームの構造を示す図である。
【図１】
0004555403.tif 000020
【図２】
0004555403.tif 000021
【図３】
0004555403.tif 000022