(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための方法：
パイロットを逆拡散する、前記パイロットは周波数オフセットと、位相回転を有する；
パイロット内部に周波数オフセットを決定する；
前記パイロットと第１の位相調節値を受信し、該周波数オフセットに従って該パイロットを位相回転する；
前記回転されたパイロットを受信し、周波数エラー値を出力する；
前記周波数エラー値を受信し、前記第１の位相調節値と第２の位相調節値を出力する；
チャネル推定値を得るために該パイロットを濾波する；
前記チャネル推定値と前記第２の位相調節値を受信し、該周波数オフセットを再蓄積するために該チャネル推定値を逆回転する；
前記第２の位相調節値は実質的に前記第１の位相調節値の遅延型である。
【請求項２】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための方法：
第１の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第１の複数のパイロットサンプルを逆拡散する；
第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第２の複数のパイロットサンプルを逆拡散する；
該第１の複数の逆拡散パイロットサンプルの内部に周波数オフセットを決定する；
該周波数オフセットを補償するために該第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを位相回転する；
チャネル推定値を得るために該第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを濾波する；及び
該周波数オフセットを再蓄積するために該チャネル推定値を逆回転する、
前記第１の複数の逆拡散パイロットサンプルはサンプル列から第１の時点に得られ及び該第２の複数の逆拡散パイロットサンプルは該サンプル列から第２の時点に得られる。
【請求項３】
前記チャネル推定値を得るために該第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを濾波することは該第２の複数のパイロットサンプルがローパスフィルタを通過することを具備する、請求項２の方法。
【請求項４】
前記チャネル推定値を得るために該第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを濾波することは該第２の複数のパイロットサンプルを平均することを具備する、請求項２の方法。
【請求項５】
前記第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第２の複数のパイロットサンプルを逆拡散することは該第２の複数のパイロットサンプルが積分・ダンプフィルタを通過することを具備する、請求項２の方法。
【請求項６】
前記第１の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第１の複数のパイロットサンプルを逆拡散することは該第１の複数のパイロットサンプルが積分・ダンプフィルタを通過することを具備する、請求項２の方法。
【請求項７】
前記第２の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第２の複数のパイロットサンプルを逆拡散することは該第２の複数のパイロットサンプルが積分・ダンプフィルタを通過することを具備する、請求項６の方法。
【請求項８】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置：
パイロットと第１の位相調整値とを受信して回転パイロットを出力し、該パイロットが周波数オフセット及び位相回転を有する位相回転子；
該回転パイロットを受信して周波数エラー値を出力する周波数弁別器；
該周波数エラー値を受信して該第１の位相調整値及び第２の位相調整値を出力する位相計算及び遅延ユニット；
該回転パイロットを受信してチャネル推定値を出力するパイロットフィルタ；及び
該チャネル推定値及び該第２の位相調整値を受信して逆回転チャネル推定値を出力する位相逆回転子；
前記逆回転されたチャネル推定値を受信し、受信された信号からデータを検出するコヒーレント検出器；
前記第１及び第２の位相調整値は複素値である、及び
前記第２の位相調整値は実質上該第１の位相調整値の遅延型である、及び
前記回転されたパイロットは実質上周波数オフセットのない該パイロットである、及び
前記チャネル推定値は実質上位相回転を表す複素値である。
【請求項９】
前記周波数弁別器は四相関器を具備する、請求項８による装置。
【請求項１０】
前記位相計算及び遅延ユニットは下記を具備する、請求項８による装置：
該周波数エラー値に基づく信号を受信して周波数オフセット値を出力する第１の積分器；及び
該周波数オフセット値を受信して位相補正値を出力する第２の積分器；
前記第１の位相調整値及び該第２の位相調整値は該位相補正値に基づく。
【請求項１１】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置：
複数の受信パイロットサンプルを受信して複数の逆拡散パイロットサンプルを出力し、前記複数の逆拡散パイロットサンプルが周波数オフセット及び位相回転を有するパイロットデスプレッダ；
該複数の逆拡散パイロットサンプルと第１の位相調整値とを受信して第１の複数の回転パイロットサンプルを出力する位相回転子；
第２の複数の回転パイロットサンプルを受信して周波数エラー値を出力する周波数弁別器；
該周波数エラー値を入力して該第１の位相調整値と第２の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット；
該第１の複数の回転パイロットサンプルを受信してチャネル推定値を出力するパイロットフィルタ；及び
該チャネル推定値と該第２の位相調整値とを受信して逆回転チャネル推定値を出力する位相逆回転子；
前記第１及び第２の位相調整値は複素値である、及び
前記第２の位相調整値は実質上該第１の位相調整値の遅延型である、及び
前記第２の複数の回転パイロットサンプルは実質上周波数オフセットのない該複数の逆回転パイロットサンプルである、及び
前記チャネル推定値は実質上該位相回転を表す複素値である、及び
前記第２の複数の回転パイロットサンプルはサンプル列から第１の時点に得られた複数のサンプルから引き出され、及び該複数の受信パイロットサンプルは該サンプル列から第２の時点に得られる。
【請求項１２】
前記周波数弁別器は四相関器を具備する、請求項１１による装置。
【請求項１３】
前記位相計算及び遅延ユニットは下記を具備する、請求項１１による装置：
該周波数エラー値に基づく信号を受信して周波数オフセット値を出力する第１の積分器；及び
該周波数オフセット値を受信して位相補正値を出力する第２の積分器、
前記第１の位相調整値及び該第２の位相調整値は該位相補正値に基づく。
【請求項１４】
前記第２の位相調整値は実質上該第１の位相調整値の遅延及び共役型である、請求項１１による装置。
【請求項１５】
前記パイロットデスプレッダは積分・ダンプフィルタを具備する、請求項１１による装置。
【請求項１６】
前記パイロットフィルタはローパスフィルタを具備する、請求項１１による装置。
【請求項１７】
前記パイロットフィルタは有限インパルス応答フィルタを具備する、請求項１１による装置。
【請求項１８】
前記パイロットフィルタはアベレージャを具備する、請求項１１による装置。
【請求項１９】
前記第２の位相調整値は実質上前記パイロットフィルタの群遅延の２分の１により遅延される、請求項１１による装置。
【請求項２０】
前記第２の位相調整値は前記複数の逆拡散パイロットサンプルのサンプル時間の整数倍でない時間により遅延される、請求項１１による装置。
【請求項２１】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置：
パイロットを逆拡散する逆拡散器；
おのおの第１の位相調整値と複数のパイロットの１つとを受信して複数の回転されたパイロットの対応する１つを出力し、該パイロットのおのおのは周波数オフセット及び位相回転を有する複数の位相回転子；
おのおの該回転パイロットの１つを受信して複数の周波数エラー値の対応する１つを出力する複数の周波数弁別器；
該複数の周波数エラー値を受信して該第１の位相調整値と第２の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット；
おのおの該回転パイロットの１つを受信して複数のチャネル推定値の対応する１つを出力する複数のパイロットフィルタ；及び
おのおの該第２の位相調整値と前記複数のチャネル推定値の１つとを受信して複数の逆回転チャネル推定値の対応する１つを出力する複数の位相逆回転子、
前記第１及び第２の位相調整値は複素値である、及び
前記第２の位相調整値は実質上該第１の位相調整値の遅延型である、及び
前記回転されたパイロットのおのおのは実質上該周波数オフセットのない該パイロットの対応する１つである、及び
前記複数のチャネル推定値のおのおのは実質上パイロットの対応する１つの該位相回転を表す複素値である。
【請求項２２】
前記複数の周波数弁別器の中の少なくとも１つは四相関器を具備する、請求項２１による装置。
【請求項２３】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置：
おのおの複数の組の受信パイロットサンプルの１つを受信して複数の組の逆拡散パイロットサンプルの対応する１つを出力し、該複数の組の逆拡散パイロットサンプルのおのおのは周波数オフセット及び位相回転を有する複数のパイロットデスプレッダ；
おのおの第１の位相調整値と複数の組の逆拡散パイロットサンプルの１つとを受信して複数の第１の組の回転パイロットサンプルの対応する１つを出力する複数の位相回転子；
おのおの複数の第２の組の回転パイロットサンプルの１つを受信して複数の周波数エラー値の対応する１つを出力する複数の周波数弁別器；
該複数の周波数エラー値を受信して該第１の位相調整値と第２の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット；
おのおの該複数の第１の組の回転パイロットサンプルの１つを受信して複数のチャネル推定値の対応する１つを出力する複数のパイロットフィルタ；及び
おのおの該第２の位相調整値と該複数のチャネル推定値の１つとを受信して複数の逆回転チャネル推定値の対応する１つを出力する複数の位相逆回転子、
前記第１及び第２の位相調整値は複素値である、及び
前記第２の位相調整値は実質上該第１の位相調整値の遅延型である、及び
前記複数の第２の組の回転パイロットサンプルのおのおのは実質上該周波数オフセットのない複数の組の逆拡散パイロットサンプルの対応する１つである、及び
前記複数のチャネル推定値のおのおのは実質上複数の組の逆拡散パイロットサンプルの対応する１つの該位相回転を表す複素値である、及び
前記複数の第２の組の回転パイロットサンプルのおのおのは複数のサンプル列の対応する１つから複数の第１の時点の対応する１つで得られた複数のサンプルから引き出され、及び
前記複数の組の受信パイロットサンプルのおのおのは複数のサンプル列の対応する１つから複数の第２の時点の対応する１つで得られる。
【請求項２４】
前記複数の周波数弁別器の中の少なくとも１つは四相関器を具備する、請求項２３による装置。
【請求項２５】
前記パイロットはマグニチュードスケーリングを有する、及び
前記チャネル推定値は実質上該マグニチュードスケーリングを表す複素値である、請求項２４による装置。
【請求項２６】
前記複数の逆拡散パイロットサンプルはマグニチュードスケーリングを有する、及び
前記チャネル推定値は実質上該マグニチュードスケーリングを表す複素値である、請求項１１による装置。
【請求項２７】
前記第１及び第２の複数のパイロットサンプルは同一であり、及び該第１と第２の時点とは同一である、請求項２による方法。
【請求項２８】
下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置：
複数の受信パイロットサンプルを受信して複数の逆拡散パイロットサンプルを出力し、前記複数の逆拡散パイロットサンプルは周波数オフセット及び位相回転を有するパイロットデスプレッダ；
該複数の逆拡散パイロットサンプルを受信して複数の遅延逆拡散パイロットサンプルを出力するバッファ；
該複数の遅延逆拡散パイロットサンプルと第１の位相調整値とを受信して複数の回転パイロットサンプルを出力する位相回転子；
該複数の逆拡散パイロットサンプルを受信して周波数エラー値を出力する周波数弁別器；
該周波数エラー値を受信して該第１の位相調整値と第２の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット；
該複数の回転パイロットサンプルを受信してチャネル推定値を出力するパイロットフィルタ；及び
該チャネル推定値と該第２の位相調整値とを受信して逆回転チャネル推定値を出力する位相逆回転子、
前記第１及び第２の位相調整値は複素値である、及び
前記第２の位相調整値は実質上該第１の位相調整値の遅延型である、及び
前記複数の回転パイロットサンプルは実質上周波数オフセットのない該複数の逆拡散パイロットサンプルである、及び
前記チャネル推定値は実質上位相回転を表す複素値である。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は無線通信に関する。より明確には、この発明はコヒーレント検出を使用するディジタル無線通信用のシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
１）スペクトル拡散及び符号分割多重アクセス
スペクトル拡散通信技術はノイズに強く、低送信パワーの使用を可能とし、そして低い傍受(intercept) の見込み(probability) を有する。そのような理由によって、スペクトル拡散技術の早期開発の多くは軍事研究員によって行われた。しかしながら、最近、この技術の利点は、その上、消費者実用(cusumer applications)について、最も明白には進歩したディジタルセルラ電話システムにおいて、その使用の増加となった。
【０００３】
大抵の他の通信技術が搬送波信号を１つまたはそれ以上のデータ信号のみで変調するのに対して、スペクトル拡散技術もまた搬送波を疑似ランダムノイズまたは“疑似ノイズ”（ＰＮ）信号で変調する。スペクトル拡散システムの周波数ホッピング変形(variant) では、特定の瞬間でのＰＮ信号の値は送信された信号の周波数を決定し、そしてこのように信号のスペクトルが拡散される。直接スペクトル拡散（ＤＳＳＳ）変形では、搬送波が両信号により変調されるときにそのスペクトルが拡散されるように、ＰＮ信号のビットレート（“チップレート”と呼ばれる）は情報信号のビットレートよりも高いように選択される。
【０００４】
単一のチャネルを通して多重化個別信号を継続させる通信システムは、受信器で区別できる種々の信号を作成するためにある技術を使用しなければならない。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）システムでは、個別信号はそれらが時間間隔(time interval) で直交である（そしてこのように分離できる）ような非オーバラップ間隔で送信される。周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システムでは、信号は帯域制限されそしてそれらが周波数間隔で直交であるような非オーバラップサブチャネル内に送信される。符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムでは、信号はそれらが符号間隔において(in code space) 直交またはほとんど直交であるような直交または非相関コードシーケンスによる変調によって拡散され、そして受信器で互いに区別できるままである間、同時に同じチャネル中で(across)送信されてよい。例示的なＣＤＭＡシステムは米国特許番号４，９０１，３０７号、標題“衛星または地上中継器を使用しているスペクトル拡散多重アクセス通信システム（ＳＰＲＥＡＤ  ＳＰＥＣＴＲＵＭ  ＭＵＬＴＩＰＬＥ−ＡＣＣＥＳＳ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭ  ＵＳＩＮＧ  ＳＡＴＴＥＬＬＩＴＥ  ＯＲ  ＴＥＲＲＥＳＴＲＩＡＬ  ＲＥＰＥＡＴＥＲＳ）”、１９９０年２月１３日発行に記述され、そして本発明の譲受人に譲渡され、その開示は引用されてこの中に組み込まれる。
【０００５】
ＣＤＭＡ  ＤＳＳＳシステムでは、その後、各個別搬送波信号は、データ信号及び、少なくともすべての他のユーザに割り当てられた疑似ノイズ（ＰＮ）信号とほとんど直交であり、従ってそれを他のユーザの信号から区別している間送信された信号のスペクトルを拡散しているＰＮ信号によって変調される。搬送波への拡散及び変調の前に、データ信号は、例えば、データ冗長度を増加させて受信器でのエラー訂正を可能とするために計画された種々の符号化及びインターリーブ動作を典型的に受ける。データ信号はまた盗聴者に対する特別の保護を提供するために暗号化されてよい。スペクトル拡散通信システムにおけるＣＤＭＡ信号の発生は米国特許番号５，１０３，４５９号、標題“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形を発生するためのシステム及び方法（ＳＹＳＴＥＭ  ＡＮＤ  ＭＥＴＨＯＤ  ＦＯＲ  ＧＥＮＥＲＡＴＩＮＧ  ＳＩＧＮＡＬ  ＷＡＶＥＦＯＲＭ  ＩＮ  Ａ  ＣＤＭＡ  ＣＥＬＬＵＬＡＲ  ＴＥＬＥＰＨＯＮＥ  ＳＹＳＴＥＭ）”１９９２年４月７日発行に開示され、そして本発明の譲受人に譲渡され、その開示は引用されてこの中に組み込まれる。
【０００６】
２）位相変調
ＤＳＳＳ電気通信システムでは、ベースバンド情報信号は典型的に１ＭＨｚまたはそれ以上の帯域幅を有するようにＰＮシーケンスによって拡散される。無線チャネルを通して拡散ベースバンド信号を送信するために、それを望ましい周波数のＲＦ搬送波上で変調することが必要である。
【０００７】
ＲＦ搬送波上でディジタルベースバンド信号を変調する種々の方法がある。これらの方法は何か特定の瞬間に送信されるべきデータ記号に従って搬送波の同位相（Ｉ）及び直交（Ｑ）成分の１つまたは両方の振幅、位相、および／または周波数を変えることによって典型的に動作する。ＤＳＳＳシステムは一般に、搬送波成分内の位相状態が転送されているデータ記号に対応する位相シフトキーイング（ＰＳＫ）か、あるいは搬送波成分の位相及び振幅の両者が変調される直交振幅変調（ＱＡＭ）のいずれかの変形を使用する。
【０００８】
バイナリＰＳＫ（ＢＰＳＫ）変調を使用している例示的なシステムでは、基本位相状態（ゼロの位相と定義する）から１８０度ずつ異なる第２の位相状態への搬送波の移行（すなわちゼロからπラジアン離れた位相シフト）がデータ記号０からデータ記号１への移行を指示するために選定される(designated)ことが可能である。ゼロに戻るπラジアンの逆位相シフトはデータ記号１からデータ記号０への移行を指示するためにその後選定されるであろう。これらの移行の間に、搬送波の位相はデータ記号０が送信されている（ゼロの位相）か代わりにデータ記号１が送信されている（πラジアンの位相）かを指示する。データレート対帯域幅の改良された比率は、データ記号がＩ及びＱ成分の両方において１８０度シフトに符号化されるところの直交ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）変調を使用することにより得ることができる。ＰＳＫ変調のこれらの及び他の変形は当技術分野において周知である。
【０００９】
ＰＳＫ変調では、すべての位相状態は基本位相状態に関してのみ意義を有することに注意されたい。もしこの基準状態が未知であれば、その時は位相状態移行点のみを確認することができ、そして記号の事実上の一致は決定することができない。上述されたＢＰＳＫシステムでは、例えばπラジアンの位相シフトは０から１への移行か１から０への移行かを指示する。もし人が基本位相状態と開始または終了位相状態との間の関係を知らなければ、どちらの移行が示された(meant) かを決定することはできない。
【００１０】
この位相の曖昧さの問題はいくつかの異なる方法において処置されるかもしれない。１つのアプローチは、非コヒーレント検出に適しておりそして差分(differential)ＰＳＫ（ＤＰＳＫ）のような基本位相状態の知識を必要としない変調を使用することによりそれを避けることであった。より効率のよいパワーの方法は、基本位相状態には無関係に明白である(unambiguous) 手法においてデータ記号を符号化するために直交信号方式セットを使用する。ＣＤＭＡの４章：アンドリュー・ジェー・ビタビ(Andrew J.Viterbi)、アジソン・ウェスレー・ロングマン(Addison Wesley Longman)による“スペクトル拡散通信の原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ｏｆ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、リーディング(Reading) 、ＭＡ、１９９５年、において検討されたように、アダマール・ウォルシュ関数は１つの適当な信号方式セットであり、この章は引用されてこの中に組み込まれる。しかしながら、位相の曖昧さの問題を避けるために必要な情報の冗長度を提供することによって、これらの方法はまたチャネルの達成できるデータ処理能力を減らすかもしれない。代替のアプローチはコヒーレント検出スキームを使用することであった。
【００１１】
３）コヒーレント検出及び位相ノイズ
パイロット支援の(pilot-assisted)コヒーレント検出では、基本位相状態はパイロット信号、位相及び大きさの基準(magnitude reference) を提供するためにデータ信号に加えて(along with)送信される既知のフォームの信号から引き出される。同じ搬送波によってパイロット及びデータチャネルを送信することの１つの方法は異なる直交符号で（すなわち、異なるウォルシュ関数で）チャネルをカバーすることである。受信器では、搬送波同期を、及び例えば受信パイロットに関して一定の位相角で局部発振器の出力を維持するために位相同期ループを使用することによって可能となるコヒーレント検出を確立するために、パイロットチャネルを使用することができる。
【００１２】
あいにく、搬送波同期は位相ノイズの存在によってしばしば複雑となる。位相ノイズは、１つはランダムであり他はより確定可能である２つの成分を有するかもしれない。ランダム成分は主として送信器と受信器との間の相対運動（またはリフレクタによって引き起こされるかもしれないような、２つの間の明白な運動）により引き起こされるドップラ効果に起因する。そのようなドップラシフトの最大の大きさfd_max は下記として定義される
fd_max ＝ｆc ×ｖ／ｃ，
ここでｆc はＨｚでの搬送波周波数であり、ｖはｍ／ｓｅｃでの相対速度であり、そしてｃは光速である。ギガヘルツ範囲内の搬送波周波数及び数百マイル／時の相対速度について、ドップラ成分は数百ヘルツのオーダであってもよい。
【００１３】
ドップラ成分は急速に変化しそして数パーセントのデータレートを超えるかもしれないので、位相同期ループを使用して追跡することは典型的に非常に困難である。このランダム成分を補うべき代替の方法はチャネルの効果の推定値(estimate)を得るために既知のパイロット信号を使用することである。この推定値は通常、チャネルにより導入された位相における回転を表しそしてデータサンプルにおける同じ回転を補償するために使用される複素ベクトルの形式内にある。
【００１４】
位相ノイズはまた、主として送信器及び受信器内の発振器間の周波数における差によって発生された、システムアーキテクチャ内で周波数オフセットとして起こる。この差は、例えば、製造における変動またはエージングか温度による乱調(drift) のため発生するかもしれないし、そしてこのオフセットの効果は時間に関して相対的に一定のままであるサンプル内に位相回転を導入することである。ＩＳ−９８Ａ基準（ＴＩＡ／ＥＩＡ、１９９６年７月）の１０．１．１．３項は、移動局の搬送波の周波数が以前発振器が位相同期されていた３００Ｈｚ以上のエラーを有することを可能とする。
【００１５】
もし定回転成分(constant-rotating-component) の周波数オフセットが別々に補償されるならば、その後位相ノイズのランダム成分のより良い推定値を得ることができる。周波数オフセットを補正する１つの方法はディジタル周波数同期ループ（ＤＦＬＬ）を使用することによっている。ディジタル周波数同期ループの動作の要素及び原理は当技術分野で周知であり、そして例えば、発明者リング(Ling)による  “無線通信のためのディジタル周波数同期ループのコンバージェンス及び出力ＭＳＥ（Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  ＭＳＥ  ｏｆ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）”、１９９６年車両技術会議の会報、アトランタ、ｐｐ．１２１５−１２１９、及びフランシス・ディー・ナタリ(Francis D. Natali) による“ＡＦＣ追跡アルゴリズム（ＡＦＣ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ）”、通信のＩＥＥＥ会報、ｖｏｌ．ＣＯＭ−３２、ｎｏ．８、１９８４年８月、ｐｐ．９３５−９４７、に記述されており、これらの文書は引用によりこれに組み込まれる。
【００１６】
周波数オフセット補正
図１はＤＦＬＬを使用する周波数オフセット補正の１つの方法を説明する。ＲＦステージ（図示せず）はＡ／Ｄ変換及び周波数補正用の受信アナログデータを変換及び補正ブロック１１０に供給する。下記に詳述するように、周波数補正動作はＡ／Ｄ変換の前か後に実行することができる。ディジタル化されそして補正された同位相（Ｉ）及び直交（Ｑ）サンプル列はＰＮデスプレッダ１１５によって逆拡散され、そしてその後データの記号及びパイロットチャネルをそれぞれ得るためにデータデスプレッダ１２０及びパイロットデスプレッダ１３０によって逆拡散される。
【００１７】
周波数弁別器１４０は逆拡散パイロットサンプルを受信して瞬時周波数エラー(instantaneous frequency error) faを発生する。図２で説明されるように、値faは現パイロットサンプルの複素積及び前パイロットサンプルの複素共役の虚数部として計算される。ループフィルタ１５０では、瞬時周波数エラーfaは変換及びＤＦＬＬの帯域幅を制御するために計られ(scaled)、そしてその後、より正確なオフセット周波数推定値fbを得るために積分される。オフセット周波数のこの推定値はブロック１１０に入力され、そして受信データの位相を調整するために使用される。
【００１８】
ブロック１１０では、周波数補正は、ＲＦまたはＩＦでのアナログデータを入力しそしてＡ／Ｄ変換の前に信号をベースバンドにダウンコンバートするためにＤＦＬＬにより制御された電圧制御発振器（ＶＣＯ）を使用することによってアナログ領域に適用することができる。しかしながら、周波数補正をアナログ信号上で行うことは比較的容易である一方で、ある適用分野にとってはそれは実用的ではない。例えば、ＣＤＭＡ基地局により受信された信号は、各成分信号が異なる周波数オフセットを有している、多くのユーザからの信号を典型的に含むであろう。ＴＤＭＡ基地局については、各タイムスロットの間に受信された信号は典型的に異なるユーザから到来し、隣接タイムスロットにおいて受信された信号よりも異なる周波数オフセットを有するであろう。このような場合には、周波数正をディジタル領域で行うことが望ましい。さらに、よりよい温度の安定性及び動作の信頼性は、もし補正がその代わりとしてディジタル的に行われるならば、より小さい回線領域において得ることができる。
【００１９】
周波数補正は、アナログデータをブロック１１０にベースバンドで入力しそして複素回転をＡ／Ｄ変換後のサンプルに適用することによって、ディジタル領域に適用することができる。ディジタル化後に補正を行うことの１つの欠点は、複素回転が各サンプル上で行われることへの要求がさらに強くなることである。１．２２８８Ｍｃｐｓの代表的チップレート及びチップレートの２倍のサンプリングレートについて、この方法は毎秒実行されるべきほぼ２５０万の複素回転を必要とするであろう。そのような処理レートを維持するために必要なパワー及び利用可能な領域は、ディジタル周波数補正を多くの適用分野に対して実行不可能にする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
周波数補正処理を、逆拡散前の受信サンプル上でよりも、むしろ逆拡散後のパイロットチャネル上で行うことによって、この発明はデータチャネル内の周波数オフセットを補償するために必要な計算上の努力をかなり減ずる。データ及びパイロットチャネル間のコヒーレンスを維持するために、この発明はまたチャネル推定値を逆回転しそしてコヒーレント検出が行われる前にデータチャネル内のサンプルを遅延させることを含む。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図３はこの発明の第１の実施例のブロック図である。好ましい実施の形態では、図３の回路（ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック２５０を除く）は、それぞれ同一または異なるアンテナからの信号の異なるマルチパスのインスタンス(instance)を受信して、数個の受信器のために複写される(replicated)であろう。そのようなシングルパス受信器は一般にレーキ(Rake)“フィンガ(finger)”と呼ばれる。そのような１実施の形態では、ループフィルタリング・位相計算及び遅延（ＬＦＰＣＤ）ブロック２５０は、各フィンガから値faiを受信しそして全フィンガに共通に複素ペア（ｃｏｓθ，−ｓｉｎθ）と（ｃｏｓφ，ｓｉｎφ）とを出力して、全フィンガに共通であるだろう。
【００２２】
図３の好ましい実施例では、Ａ／Ｄコンバータ２１０を通過するＲＦおよび／またはＩＦステージ（図示せず）から受信されたベースバンドアナログデータは、ＰＮデスプレッダ１１５内のＰＮシーケンスにより逆拡散され、そしてデータデスプレッダ１２０及びパイロットデスプレッダ１３０においてさらなる逆拡散を受ける(undergoes) 。デスプレッダ１１５と１２０とは図５において説明されるように、入力Ｉ ２及びＱ ２がそれぞれの逆拡散符号である、複素掛算器(complex multiplier)として実施することができる。周波数オフセットがデータサンプルレートよりも低いと仮定して、周波数オフセットは逆拡散動作中は無視することができる。
【００２３】
好ましい実施例では、パイロットチャネルはウォルシュ関数０によってカバーされる（すなわち、カバリング関数は効果的に一定値である）。この場合には、パイロットデスプレッダ１３０は積分・ダンプ(integrate-and-dump)回路として実施することができる。サンプル周波数を減らしそしてこのように計算上の負荷を減らすために積分周期は長くなければならないが、しかしこれに反して周波数オフセットによる位相シフトがその周期内で無視できるように積分周期は短くなければならない。３００ヘルツの周波数オフセット及び数百ヘルツのドップラ成分について、約２００μｓの積分周期が１実施例のために使用される。先の処理の前に、例えば、右シフト(right-shifting)によってパイロットサンプルを切る(truncate)ことは望ましいかもしれない。打ち切り(truncation)は後のステージにおけるデータのビット幅を減ずるのに役立ち、そしてこのステージでの適度の量(moderate amount) の打ち切り及び回転(rounding)は、どれも性能の低落(performance degradation) を持ち込むために示されなかった。しかしながら、打ち切りは随意である。
【００２４】
逆拡散後、パイロットサンプルは位相回転子２２０内で回転される。位相回転子２２０の好ましい実施の形態は、図５に示されるように、複素掛算器である。回転角θを表す複素値は下記されるようにＬＦＰＣＤブロック２５０により出力される。
【００２５】
回転パイロットサンプルは瞬時周波数エラーの測定値faを出力する、周波数弁別器１４０に入力される。好ましい実施の形態では、周波数弁別器１４０（その機能性(functionality) は図２に示される）は図４において説明されるように四相関器(quadricorrelator)として実施される。
【００２６】
図６はＬＦＰＣＤブロック２５０のブロック図を示す。上に注意したように、好ましい実施の形態では、多数のフィンガは瞬時周波数エラーfaiを個々に計算する。これらの値は周波数エラー結合器３１０を通してＬＥＰＣＤブロック２５０に入力される。好ましい実施の形態では、結合器３１０は値faiの合計として値faΣを出力する。しかしながら、結合器３１０はなおこれらの値の重み付けまたは非重み付け平均を出力するために構成することができる。もしもfaの１つの値のみがＬＦＰＣＤブロック２５０に入力されるならば、結合器３１０は省略されてよい。
【００２７】
リミタ３２０は報告された周波数エラーの起こりうる範囲を限定することによりシステムの安定性の測定値を供給する。１つの代替の実施の形態では、強さ(robustness)は必要がないかまたはどこかほかの場所に準備される。そのような実施の形態では、リミタ３２０は省略されてよい。
【００２８】
ループフィルタ３２５は有限の(limited) または無限の周波数エラー値faΣ（または適切なように(as appropriate)、fa）を受信して周波数オフセット値ｆoff を出力する。図１１はループフィルタ３２５としての使用に適する第１次フィルタの１実施の形態を示す。この実施の形態では、スケーラ３３０は入力信号を受信してスケールされた(scaled)エラー値fascを出力する。スケーリングファクタの２-nを選択しそして右シフタとしてスケーラ３３０を実施することによってこのステージにおける掛け算を避けることが望ましい。上に組み込まれた引用において注意したように、第１次ＤＦＬＬについて、スケーリングファクタは、下記の表現に従ってＤＦＬＬの時定数（すなわち、同等に、それのループ帯域幅）を決定する：
Ｔc ＝ＮＴs ／（αｋd ｋ0 ）、
ここでＴc は秒でのＤＦＬＬの時定数であり、Ｎは周波数弁別器の挿入遅延及びサンプル内のループフィルタの更新間隔であり、Ｔs は秒でのサンプル周期であり、αは非次元(nondimensional)スケーリングファクタであり、ｋd はＬＳＢ／Ｈｚでの周波数弁別器のゲインであり、ここでＬＳＢは周波数弁別器の出力の最下位ビットを示し、そしてｋ0 はＨｚ／ＬＳＢでの位相回転動作の分解能(resolution)であり、ここでＬＳＢはディジタル−周波数コンバータへの入力（ここでは、ルックアップテーブル３６０への入力）の最下位ビットを示す。典型的な適用では、スケーリングファクタは動的に変更できるこの表現におけるファクタのみである。（上記の表現における他のファクタの値に影響を与えるパラメータは積分周期、信号対雑音比、及びディジタル−周波数コンバータの特定の実施の形態を含む。）
もちろん、スケーリングファクタはまた周波数エラー結合器３１０へのフィンガ入力数及びこの中で実行された結合の性質（例えば入力が平均されるか単に累積される(accumulated) か）に関して選択されねばならない。ＤＦＬＬ出力での周波数エラーを望ましい値、例えば１００Ｈｚ以下に維持し、そしてこのエラーが受信器動作の性能を落とさないであろうことを保証するために、時定数として約１０から約数百ミリ秒の範囲内にあることが望ましい。例示的な適用では、スケーリングファクタについての代表的な値は約２2 （４）から約２-4  （１／１６）に及ぶ(range) 。
【００２９】
周波数オフセット積分器３４０はスケールされた周波数エラー値    を受信しそして送信器と受信器との発振器間の周波数における差を特徴付ける周波数オフセット値ｆoff を出力する。好ましい実施の形態では、周波数オフセット積分器３４０は図７に示されるように完全積分器として構成される。送信器及び受信器の発振器の周波数は完全に一定であり、そして位相ノイズのランダム成分はＤＦＬＬに影響を与えないと仮定して、そのとき人はfascの値がゼロに近づきそしてｆoff の値は一定値に近づくであろうことを知ることができる。ｆoff についての起こり得る値の範囲はこの回路によって補償できる周波数オフセットの範囲を表現する。
【００３０】
当分野の通常の技術者は、図１２に示される第２次構成のような、高次のループフィルタを、もし例えば、異なる変換特性が望まれるならば、ループフィルタ３２５のための第１次構成の代わりに使用することができることを認めるであろう。この発明のこれらの代替の実施の形態では、周波数オフセット積分器３４０ａ及び３４０ｂの構造は、典型的に積分器３４０のための図７に示されたと同じものであるだろうし、そして第１のスケーラ３３０ａ及び第２のスケーラ３３０ｂはそれぞれ同じ一定値を有してもよいしまたは異なる一定値を有してもよい。
【００３１】
位相調整積分器３５０は周波数オフセットｆoff を位相調整ファクタθに変換するのに役立つ。好ましい実施の形態では、位相調整積分器３５０は図８に示された構造かまたは図９に示されたものを有し、出力値θの最大値及び最小値は実質上π及び−πにそれぞれ対応し、そして位相調整積分器３５０はモジューロ２π蓄積を行うのでオーバーフローは無視される。
【００３２】
ルックアップテーブル３６０は位相値θを複素位相ベクトルを表す１対の値（例えば、ｃｏｓθ及びｓｉｎθ）に変換するために事前にプログラムされる。複素共役器３７０を通過した後、この複素ベクトルは位相回転子２２０に入力され、ここでパイロットサンプルが下記の表現に従って回転される：
ｒp ｅj(p-θ) ＝ｒp ｅjpｅ-jθ
＝ｒp （ｃｏｓｐ＋ｊｓｉｎｐ）（ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθ）、
ここでｒp はパイロットサンプルの大きさであり、ｐは受信したとき(as received) のパイロットサンプルの角度であり、そしてｐ−θは周波数オフセットの補正後のパイロットサンプルの角度である。
【００３３】
回転パイロットサンプルはまたチャネルの推定値を生成するパイロットフィルタ１６０に入力される。チャネル推定値は位相回転の歪みとチャネルによってパイロット信号に導入されるマグニチュードスケーリング(magnitude scaling) とを表し、そしてＩ／Ｑスペースにベクトルとして典型的に報告される。フィルタ１６０内のタップＮの数は最良の総合的なチャネル推定値を供給するために選択される。一方では、Ｎは小さいままであるべきなので、チャネルはその推定値の寿命(life span) を通して相対的に一定のままであることが望ましい。他方では、より高精度の推定値はより大きいＮで得ることができる。フィルタ１６０はＩＩＲかＦＩＲフィルタとして実施することができる。好ましい実施例では、フィルタ１６０は複素８タップ角型アベレージャ(complex eight-tap rectangular averager)である。
【００３４】
チャネル推定値は回転パイロットサンプルから作成されるので、その位相は復調されるべきデータチャネル内のサンプルの位相とは一致しない。従って、この推定値がデータチャネルに適用されうる前に位相回転子２２０によって導入された回転を取り除くことが必要である。この目的に向かって、位相計算ブロック２５０によって位相回転子２２０に供給された位相回転ファクタは、それらが位相逆回転子２４０に、実質上対応するチャネル推定値がパイロットフィルタ１６０によって生成されると同時に位相逆回転子２４０に到達するので、逆回転遅延３８０により遅延される。図６に示されたように、逆回転遅延３８０は値θを位相調整積分器３５０から受信できる。しかしながら、好ましい実施の形態では、図１０に示されたように、逆回転遅延３８０はθとｆoff も受信し、そして実際上分割サンプル(split-sample)遅延時間はこれらの２つの値を適当な割合に結合することによって得られる。
【００３５】
ルックアップテーブル３９０は遅延された位相値φを複素位相ベクトルを表す１対の値（例えば、ｃｏｓφ及びｓｉｎφ）に変換するために事前にプログラムされる。好ましい実施の形態では、ルックアップテーブル３６０と３９０とは同じユニットであり、そしてこのテーブルへのアドレス入力は位相調整積分器３５０と逆回転遅延３８０との間で多重化される。もしもルックアップテーブル３６０と３９０とが同じユニットでないならば、そのときルックアップテーブル３６０は、それによって複素共役器３７０の必要をなくして、代わりに複素共役値を保持するために修正されてよい。
【００３６】
複素ベクトルは位相逆回転子２４０に入力される。位相回転子２２０でと同様に、位相逆回転子２４０の好ましい実施の形態は図５に示されたような複素掛算器である。位相調整ベクトルはこのステージにおいて複素共役されないので、位相回転子２２０によって導入された回転は下記の表現に従ってチャネル推定値から取り除かれる：
ｅj(p-θ+ φ) ＝ｅj(p-θ) ｅj φ
＝［（ｃｏｓｐ＋ｊｓｉｎｐ）（ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθ）］（ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφ）、
ここでｐ−θはチャネル推定値の角度であり、そしてｐ−θ＋φは周波数オフセットの回復後のチャネル推定値の角度である。好ましい実施の形態では、ｐ−θ＋φの値は単に、受信されたようなパイロットサンプルの角度ｐであるので、逆回転角φは回転角θと同じ値を有する。しかしながら、θの値が計算されたときに利用できなかった情報を基準としてφの値を正確にする(refine)ことも可能である。
【００３７】
逆回転後、チャネル推定値は複素共役１７０を通過しそしてコヒーレント検出器１９０内の逆拡散されそして遅延されたデータサンプルと結合される。位相回転子２２０及び逆回転子２４０でと同様に、コヒーレント検出器１９０の好ましい実施の形態は図５に示されたような複素掛算器である。
【００３８】
上に記述されそして説明された好ましい実施例では、位相回転θはＰＮデスプレッダ１１５によるサンプル出力の列(stream)から第１の時点に得られた、第１の組のパイロットサンプルから計算される。位相回転子２２０では、その後位相回転θはＰＮデスプレッダ１１５によるサンプル出力の同じ列から得られたが、しかし第１の組よりも遅い時点に得られた、第２の組のパイロットサンプルに適用される。代替の実施例では、図１３に示されたように、１組のパイロットサンプルから計算された位相回転θは、例えば、バッファ２６０内に各組のパイロットサンプルのコピーを維持することによって同じ組のパイロットサンプルに戻って位相回転子２２０内に適用される。
【００３９】
好ましい実施例の前の説明はこの分野のいかなる技術者も本発明を製作または使用することを可能とするために準備される。これらの実施例へのいろいろな変更は、この分野の技術者には容易に明白であるだろうし、その中に定義された包括的な原理は発明能力を使用せずに他の実施例に適用されてもよい。例えば、好ましい実施例はたとえ符号分割多重パイロット付きのＣＤＭＡ受信器に関するものであるとしても、この発明はまた時分割多重パイロット付きの受信器にまたはＴＤＭＡ受信器に適用することもできる。さらに、この分野における通常の技術者は、この発明の好ましい実施例はディジタル化された信号を処理するけれども、この中に記述された新規な原理がアナログ信号を処理するシステムにあるいはハイブリッドシステムに等しく適用できることを認めるであろう。このように、本発明は上に示された実施例に制限されるつもりはなく、しかしむしろ、この中にいかなる形式でも開示された原理及び新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許容されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  周波数補正の１方法を説明する。
【図２】  周波数弁別器１４０のための回路図を示す。
【図３】  この発明の第１の実施例のブロック図である。
【図４】  周波数弁別器１４０の好ましい実施の形態である四相関器のための回路図を示す。
【図５】  複素掛算器のための回路図を示す。
【図６】  ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック２５０の第１の実施の形態を説明する。
【図７】  周波数オフセット積分器３４０の１実施の形態を説明する。
【図８】  位相調整積分器３５０の１実施の形態を説明する。
【図９】  位相調整積分器３５０の第２の実施の形態を説明する。
【図１０】  ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック２５０の第２の実施の形態を説明する。
【図１１】  ループフィルタ３２５の第１次の実施の形態を説明する。
【図１２】  ループフィルタ３２５の第２次の実施の形態を説明する。
【図１３】  この発明の代替実施例のブロック図である。
【符号の説明】
１１５・・・ＰＮデスプレッダ
１２０・・・データデスプレッダ
１３０・・・パイロットデスプレッダ
１４０・・・周波数弁別器
１６０・・・パイロットフィルタ
１７０・・・複素共役
１９０・・・コヒーレント検出器
２１０・・・Ａ／Ｄコンバータ
２２０・・・位相回転子
２４０・・・位相逆回転子
２５０・・・ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック
２６０・・・バッファ
３１０・・・結合器
３２０・・・リミタ
３２５・・・ループフィルタ
３３０・・・スケーラ
３４０・・・周波数オフセット積分器
３５０・・・位相調整積分器
３６０・・・ルックアップテーブル
３７０・・・複素共役器
３８０・・・逆回転遅延
３９０・・・ルックアップテーブル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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