(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電力装置と第２電力装置の間に配置され、前記第１電力装置又は前記第２電力装置のいずれか一方の出力電圧を目標電圧に設定して動作し、上下アームスイッチング素子とリアクトルにより構成されるＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器と、
前記出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
検出した前記出力電圧と前記目標電圧との偏差にフィードバック係数をかけてフィードバックし、出力電圧が前記目標電圧となるように、前記上下アームスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオンするコンバータ制御器とを備え、
前記コンバータ制御器は、
前記リアクトル電流検出器により前記リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐことを検出したとき、前記フィードバック係数を増加させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記ゼロ値近傍に前記フィードバック係数の調整領域を設け、前記リアクトル電流が前記調整領域に入ったことを検出したとき、前記フィードバック係数を増加させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記リアクトル電流が前記調整領域に入り前記ゼロ値に向かう程、前記フィードバック係数を増加させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
請求項２又は３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記リアクトル電流が、上側のピークと下側のピークを有する三角波であり、いずれかのピークが、前記ゼロ値を跨ぐとき、前記調整領域に入ったとき、又は前記調整領域に入り前記ゼロ値に向かう程、前記フィードバック係数を増加させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
請求項２または３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記リアクトル電流が、上側のピークと下側のピークを有する三角波であり、両方のピークが前記調整領域に入っているとき、前記ゼロ値に近い方のピークの電流値に対応して前記フィードバック係数を増加させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記フィードバック係数を増加中に、
前記出力電圧が、前記目標電圧の近傍でハンチングしていることを検出したとき、前記フィードバック係数を減少させるハンチング抑制処理を行う
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記フィードバック係数を増加中に、
前記目標電圧を固定しているにも拘わらず、前記リアクトル電流がハンチングしていることを検出したとき、前記フィードバック係数を減少させるハンチング抑制処理を行う
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
請求項６又は７記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記フィードバック係数を減少させる際、徐々に減少させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項９】
請求項６〜８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記ハンチングを前記出力電圧と前記目標電圧との前記偏差に基づいて検出する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】
請求項９記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記偏差の絶対値の平滑化信号の値が、第１閾値電圧以上の値である場合に前記ハンチングであると検出する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】
請求項６〜１０のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記リアクトル電流が前記調整領域から脱けたときに、前記フィードバック係数を減少させる前記ハンチング抑制処理を解除する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１２】
請求項６〜１０のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記コンバータ制御器は、
前記ハンチング抑制処理中に前記偏差が第２閾値電圧以上の値に大きくなったときに、前記ハンチング抑制処理を解除する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記第１電力装置が蓄電装置とされ、前記第２電力装置が燃料電池とされた
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１４】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記第１電力装置が蓄電装置とされ、前記第２電力装置が回生電力を発生するモータとされた
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置が搭載され、前記第２電力装置に、回生電力を発生するモータをさらに含むこと
を特徴とする燃料電池車両。
【請求項１６】
第１電力装置と第２電力装置の間に配置され、前記第１電力装置又は前記第２電力装置のいずれか一方の出力電圧を目標電圧に設定して動作し、上下アームスイッチング素子とリアクトルにより構成されるＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出過程と、
前記出力電圧を検出する出力電圧検出過程と、
検出した前記出力電圧と前記目標電圧との偏差にフィードバック係数をかけてフィードバックし、前記出力電圧が前記目標電圧となるように、前記上下アームスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオンするコンバータ制御過程とを備え、
前記コンバータ制御過程では、
前記リアクトル電流検出過程により前記リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐことを検出したとき、前記フィードバック係数を増加させる過程を含む
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば、負荷に対し第１及び第２電力装置から電力を供給するハイブリッド電源システムに適用して好適なＤＣ／ＤＣコンバータ装置及びこのＤＣ／ＤＣコンバータ装置が搭載された燃料電池車両、並びにＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法に関する。
【０００２】
なお、燃料電池車両では、例えば、バッテリと燃料電池とにより負荷であるインバータ駆動のモータに対して電力が供給される。
【背景技術】
【０００３】
従来から、高圧系バッテリと低圧系バッテリとの間に配置され、双方向に電圧変換（高圧→低圧、低圧→高圧）し、双方向に電流を通流させるＤＣ／ＤＣコンバータ装置が提案されている（特許文献１）。
【０００４】
また、交流電源を整流した高圧電源とバッテリとの間にＤＣ／ＤＣコンバータを配置し、このＤＣ／ＤＣコンバータの２次側電圧（前記高圧電源の電圧）によりインバータを介してモータを駆動する装置も提案されている（特許文献２）。
【０００５】
この特許文献２に係る技術では、モータの力行時に、高圧電源からモータに電流が供給されるとともに、バッテリからＤＣ／ＤＣコンバータを通じて電流が供給される。また、モータの回生時に、高圧電源及びモータからＤＣ／ＤＣコンバータを通じてバッテリが充電される。したがって、この特許文献２に係る技術においても、ＤＣ／ＤＣコンバータは、双方向に電圧を変換し双方向に電流を通流させる。
【０００６】
特許文献１、２に係る双方向に電流を通流することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータは、基本的に上下アームスイッチング素子とリアクトルにより構成され、１スイッチング周期内で前記上下アームスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオンするいわゆる同期スイッチング方式を採用している。デッドタイムを挟むのは、上下アームスイッチング素子が同時にオンして高圧電源側が短絡することを防止するためである。
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−１１２５３４号公報
【特許文献２】ＷＯ２００２／０９３７３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、双方向に電流を通流することが可能で同期スイッチングが実施されるＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング素子のオン時にリアクトルにエネルギが蓄積され、スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルに蓄積されたエネルギが放出されるので、前記リアクトルには上側のピークと下側のピークを有する三角波の電流が流れる。
【０００９】
この出願の発明者等は、この三角波の電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐときに、目標電圧が一定であるのにも拘わらず、出力電圧（制御電圧）にサージ（ピーク）が発生する現象を見いだした（図１１、図１３参照）。なお、このサージが発生する現象については、この出願の発明の理解を容易化するために、後述する［発明を実施するための最良の形態］の項で、実施形態と併せて比較例として説明する。
【００１０】
このサージ電圧が発生すると、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続される電力装置及び負荷の効率が低下するとともに、これら電力装置及び負荷の耐電圧、並びにＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の耐電圧を高く設定する必要があり、コストがアップする。
【００１１】
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、リアクトルに流れる三角波の電流が、通流方向を変化するゼロ値を跨ぐときに発生する出力電圧（制御電圧）のサージを抑制することを可能とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置及びこのＤＣ／ＤＣコンバータ装置が搭載された燃料電池車両、並びにＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、第１電力装置と第２電力装置の間に配置され、前記第１電力装置又は前記第２電力装置のいずれか一方の出力電圧を目標電圧に設定して動作し、上下アームスイッチング素子とリアクトルにより構成されるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器と、前記出力電圧を検出する出力電圧検出器と、前記出力電圧と前記目標電圧との偏差にフィードバック係数をかけてフィードバックし、前記出力電圧が前記目標電圧となるように、前記上下アームスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオンするコンバータ制御器とを備え、前記コンバータ制御器は、前記リアクトル電流検出器により前記リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐことを検出したとき、前記フィードバック係数を増加させることを特徴とする。
【００１３】
この発明によれば、リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐとき、出力電圧（制御電圧）と目標電圧との偏差にかけられるフィードバック係数を増加させフィードバックが強くかかるようにしているので、リアクトル電流がゼロ値を跨ぐときに出力電圧（制御電圧）に発生するサージを抑制できる。
【００１４】
この場合、前記ゼロ値近傍に前記フィードバック係数の調整領域を設け、前記リアクトル電流が前記調整領域に入ったことを検出したとき、前記フィードバック係数を増加させるように制御することで、検出誤差を吸収してより確実にサージを抑制することができる。
【００１５】
ここで、前記リアクトル電流が前記調整領域に入り前記ゼロ値に向かう程、前記フィードバック係数を増加させることで、検出誤差を吸収するとともにより効率的にサージを抑制することができる。
【００１６】
前記リアクトル電流が、上側のピークと下側のピークを有する三角波であり、いずれかのピークが、前記ゼロ値を跨ぐとき、前記調整領域に入ったとき、又は前記調整領域に入り前記ゼロ値に向かう程、前記フィードバック係数を増加させることで、より的確にサージを抑制することができる。
【００１７】
この場合、両方のピークが前記調整領域に入っているとき、前記ゼロ値に近い方のピークの電流値に対応してのみ前記フィードバック係数を増加させるようにすることで、より的確にサージを抑制することができる。
【００１８】
なお、フィードバック係数を増加中に、前記出力電圧が、前記目標電圧の近傍でハンチングしていることを検出したとき、前記フィードバック係数を減少させるハンチング抑制処理を行うことで、リアクトル電流がゼロ値近傍にあるときの出力電圧のハンチングを抑制することができる。
【００１９】
この場合、フィードバック係数を増加中に、前記目標電圧を固定しているにも拘わらず、前記リアクトル電流がハンチングしていることを検出したとき、前記フィードバック係数を減少させるハンチング抑制処理を行うようにしてもよい。
【００２０】
ハンチングしているときに、前記フィードバック係数を減少させる際、徐々に減少させることで、安定してハンチングを抑制することができる。
【００２１】
前記ハンチングは、前記偏差に基づいて検出することができる。
【００２２】
例えば、前記偏差の絶対値の平滑化信号の値が、閾値電圧以上の値である場合に前記ハンチングであると検出することでハンチングをより正確に検出することができる。
【００２３】
そして、前記リアクトル電流が前記調整領域から脱けたときに、前記フィードバック係数を減少させる前記ハンチング抑制処理を解除することで、リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を新たに跨ぐとき、即応してフィードバック係数を増加させることができ、出力電圧に発生するサージを抑制できる。
【００２４】
前記偏差が閾値電圧以上の値に大きくなったときに、前記ハンチング抑制処理を解除するようにしてもよい。
【００２５】
前記第１電力装置を蓄電装置とし、前記第２電力装置を燃料電池とすることができる。
【００２６】
また、前記第１電力装置を蓄電装置とし、前記第２電力装置を回生電力を発生するモータとすることができる。
【００２７】
さらに、第１電力装置を蓄電装置とし、前記第２電力装置を燃料電池及び回生電力を発生するモータとすることができる。
【００２８】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法は、第１電力装置と第２電力装置の間に配置され、前記第１電力装置又は前記第２電力装置のいずれか一方の出力電圧を目標電圧に設定して動作し、上下アームスイッチング素子とリアクトルにより構成されるＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出過程と、出力電圧を検出する出力電圧検出過程と、検出した前記出力電圧と前記目標電圧との偏差にフィードバック係数をかけてフィードバックし、前記出力電圧が前記目標電圧となるように、前記上下アームスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオンするコンバータ制御過程とを備え、前記コンバータ制御過程では、前記リアクトル電流検出過程により前記リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐことを検出したとき、前記フィードバック係数を増加させる過程を含むことを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を跨ぐとき、出力電圧と目標電圧との偏差にかけられるフィードバック係数を増加させてフィードバックが強くかかるようにしているので、出力電圧に発生するサージを抑制できる。
【発明の効果】
【００３０】
この発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルに流れる三角波の電流が、通流方向を変化するゼロ値を跨ぐときに前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧（制御電圧）に発生するサージを抑制することができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続される電力装置や負荷の効率の低下を抑制できる。また、これら電力装置及び負荷の耐電圧、並びにＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の耐電圧をサージ対策用に高く設定する必要がなくなり、コストを低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法を実施するＤＣ／ＤＣコンバータ装置と、このＤＣ／ＤＣコンバータ装置が搭載された燃料電池車両の実施形態について図面を参照して説明する。
【００３２】
図１に示すこの実施形態に係る燃料電池車両２０は、基本的には、燃料電池２２（発電装置、第２電力装置）とエネルギストレージである蓄電装置（バッテリという。第１電力装置）２４とから構成されるハイブリッド型の電源システム（ハイブリッド直流電源システム）１０と、このハイブリッド直流電源システム１０から電流（電力）がインバータ３４を通じて供給される負荷としての走行用のモータ２６と、バッテリ２４が接続される１次側１Ｓと燃料電池２２とモータ２６（インバータ３４）とが接続される２次側２Ｓとの間で昇降圧の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ装置｛ＶＣＵ（Voltage  Control  Unit）という。｝２３とから構成される。
【００３３】
ＶＣＵ２３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６と、これを構成するスイッチング素子を駆動制御する制御部（制御装置）としてのコンバータ制御部５４とから構成される。
【００３４】
モータ２６の回転は、減速機１２、シャフト１４を通じて車輪１６に伝達され、車輪１６を回転させる。
【００３５】
燃料電池２２は、例えば、固体高分子電解質膜をアノード電極とカソード電極とで両側から挟み込んで形成されたセルを積層したスタック構造である。燃料電池２２には、水素タンク２８とエアコンプレッサ３０が配管により接続されている。燃料電池２２内で反応ガスである水素（燃料ガス）と空気（酸化剤ガス）の電気化学反応により生成され流し出される発電電流Ｉｆは、電流センサ３２及びダイオード（ディスコネクトダイオードともいう。）３３を介して、インバータ３４及び（又は）ＤＣ／ＤＣコンバータ３６側に供給される。燃料電池２２は、発電電圧Ｖｆを発生する。
【００３６】
インバータ３４は、直流／交流変換を行い、モータ電流Ｉｍをモータ２６に供給する一方、回生動作に伴う交流／直流変換後のモータ電流Ｉｍを２次側２ＳからＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通じて１次側１Ｓに供給する。
【００３７】
この場合、回生電圧又は発電電圧Ｖｆである２次電圧Ｖ２がＤＣ／ＤＣコンバータ３６により低電圧に変換された１次電圧Ｖ１によりバッテリ２４に充電電流として１次電流Ｉ１が流し込まれる。
【００３８】
１次側１Ｓに接続されるバッテリ２４は、例えばリチウムイオン２次電池又はキャパシタを利用することができる。この実施形態ではリチウムイオン２次電池を利用している。
【００３９】
バッテリ２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通じてインバータ３４にモータ電流Ｉｍを供給するための放電電流として１次電流Ｉ１を流し出す。
【００４０】
１次側１Ｓ及び２次側２Ｓには、それぞれ平滑用のコンデンサ３８、３９が設けられている。
【００４１】
燃料電池２２を含むシステムはＦＣ制御部５０により制御され、インバータ３４とモータ２６を含むシステムはインバータ駆動部を含むモータ制御部５２により制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６を含むシステムはコンバータ駆動部を含むコンバータ制御部５４により、それぞれ基本的に制御される。
【００４２】
そして、これらＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、及びコンバータ制御部５４は、燃料電池２２の総負荷要求量Ｌｔ等を決定する上位制御部としての統括制御部５６により制御される。
【００４３】
統括制御部５６、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、及びコンバータ制御部５４は、それぞれＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、タイマの他、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器等の入出力インタフェース、並びに、必要に応じてＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）等を有している。
【００４４】
統括制御部５６、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、及びコンバータ制御部５４は、車内ＬＡＮであるＣＡＮ（Controller  Area  Network）等の通信線７０を通じて相互に接続され、各種スイッチ及び各種センサからの入出力情報を共有し、これら各種スイッチ及び各種センサからの入出力情報を入力として各ＣＰＵが各ＲＯＭに格納されたプログラムを実行することにより各種機能を実現する。
【００４５】
ここで、車両状態を検出する各種スイッチ及び各種センサとしては、発電電流Ｉｆを検出する電流センサ３２の他、１次電圧Ｖ１（バッテリ電圧Ｖｂａｔに等しい。）を検出する電圧センサ６１（電圧検出器）、バッテリ電流Ｉｂ（放電電流又は充電電流）である１次電流Ｉ１を検出する電流センサ６２（電流検出器）、２次電圧Ｖ２（ディスコネクトダイオード３３が導通しているとき、略燃料電池２２の発電電圧Ｖｆに等しい。）を検出する電圧センサ６３（電圧検出器）、２次電流Ｉ２を検出する電流センサ６４（電流検出器）、通信線７０に接続されるイグニッションスイッチ（ＩＧＳＷ）６５、アクセルセンサ６６、ブレーキセンサ６７、並びに車速センサ６８等がある。
【００４６】
統括制御部５６は、燃料電池２２の状態、バッテリ２４の状態、モータ２６の状態、及び図示しない補機の状態の他、各種スイッチ及び各種センサからの入力（負荷要求）に基づき決定した燃料電池車両２０の総負荷要求量Ｌｔから、燃料電池２２が負担すべき燃料電池分担負荷量（要求出力）Ｌｆと、バッテリ２４が負担すべきバッテリ分担負荷量（要求出力）Ｌｂと、回生電源が負担すべき回生電源分担負荷量Ｌｒの配分（分担）を調停しながら決定し、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２及びコンバータ制御部５４に指令を送出する。
【００４７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３６は、バッテリ２４と、燃料電池２２又は回生電源（インバータ３４とモータ２６）との間に接続される上アーム素子（上アームスイッチング素子８１とダイオード８３）と下アーム素子（下アームスイッチング素子８２とダイオード８４）とからなる相アームＵＡ（単相アーム）と、リアクトル９０とから構成される。２相、３相等複数の相アームから構成することもできる。
【００４８】
上アームスイッチング素子８１と下アームスイッチング素子８２は、それぞれ例えばＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴ等で構成される。
【００４９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３６により１次電圧Ｖ１と２次電圧Ｖ２との間で電圧を変換する際に、エネルギを放出及び蓄積する１個の上記リアクトル９０が、相アームＵＡの中点とバッテリ２４の正極との間に挿入されている。
【００５０】
上アームスイッチング素子８１は、コンバータ制御部５４から出力されるゲート駆動信号（駆動電圧）ＵＨのハイレベルによりオンにされ、下アームスイッチング素子８２は、ゲートの駆動信号（駆動電圧）ＵＬのハイレベルによりそれぞれオンにされる。
【００５１】
１次電圧Ｖ１、代表的には、負荷が接続されていないときのバッテリ２４の開放電圧ＯＣＶ（Open  Circuit  Voltage）は、図２の燃料電池出力特性（電流電圧特性）９１上に示すように、この燃料電池２２の発電電圧Ｖｆの最低電圧Ｖｆｍｉｎより高い電圧に設定されている。なお、図２において、ＯＣＶ≒Ｖ１としている。
【００５２】
２次電圧Ｖ２は、燃料電池２２が発電動作しているときには燃料電池２２の発電電圧Ｖｆに等しい電圧にされる。
【００５３】
ここで、ＶＣＵ２３による燃料電池２２の出力制御について説明する。
【００５４】
水素タンク２８からの燃料ガス及びエアコンプレッサ３０からの圧縮空気が供給されている発電時に、燃料電池２２の発電電流Ｉｆは、図２に示した特性９１｛関数Ｆ（Ｖｆ）という。｝上で２次電圧Ｖ２、すなわち発電電圧Ｖｆをコンバータ制御部５４によりＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通じて設定することにより決定される。つまり、発電電流Ｉｆは、発電電圧Ｖｆの関数Ｆ（Ｖｆ）値として決定される。Ｉｆ＝Ｆ（Ｖｆ）であり、例えば発電電圧ＶｆをＶｆ＝Ｖｆａ＝Ｖ２と設定すれば、その発電電圧Ｖｆａ（Ｖ２）の関数値としての発電電流Ｉｆａが決定される。｛Ｉｆａ＝Ｆ（Ｖｆａ）＝Ｆ（Ｖ２）｝。
【００５５】
具体的に、燃料電池２２は、発電電圧Ｖｆの減少に応じて流し出される発電電流Ｉｆが増加し、発電電圧Ｖｆの増加に応じて流し出される発電電流Ｉｆが減少する。
【００５６】
このように燃料電池２２は２次電圧Ｖ２（発電電圧Ｖｆ）を決定することにより発電電流Ｉｆが決定されるので、燃料電池車両２０等、燃料電池２２を含むシステムでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の２次側２Ｓの２次電圧Ｖ２（発電電圧Ｖｆ）が、コンバータ制御部５４を含むＶＣＵ２３のフィードバック制御の目標電圧（目標値）である制御電圧に設定される。すなわち、ＶＣＵ２３により燃料電池２２の出力（発電電流Ｉｆ）が制御される。以上が、ＶＣＵ２３による燃料電池２２の出力制御、換言すれば２次電圧制御（Ｖ２制御）の説明である。
【００５７】
ただし、バッテリ２４への充放電電流の制限による保護動作等を行う場合には、ＶＣＵ２３による２次電圧Ｖ２の制御を中断し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の通過電流である２次電流Ｉ２又は１次電流Ｉ１を制御する。なお、ＶＣＵ２３は、１次電圧Ｖ１を制御することも可能である。
【００５８】
ここで、コンバータ制御部５４により駆動制御されるＤＣ／ＤＣコンバータ３６の基本動作について図３のフローチャートを参照して説明する。
【００５９】
上述したように、統括制御部５６は、燃料電池２２の状態、バッテリ２４の状態、モータ２６の状態、及び図示しない補機の状態の他、各種スイッチ及び各種センサからの入力（負荷要求）に基づき決定した燃料電池車両２０の総負荷要求量Ｌｔから、燃料電池２２が負担すべき燃料電池分担負荷量（要求出力）Ｌｆと、バッテリ２４が負担すべきバッテリ分担負荷量（要求出力）Ｌｂと、回生電源が負担すべき回生電源分担負荷量Ｌｒの配分（分担）を調停しながら決定し、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２及びコンバータ制御部５４に指令を送出する。
【００６０】
ステップＳ１において、統括制御部５６により、それぞれが負荷要求であるモータ２６の電力要求と補機４４の電力要求とエアコンプレッサ３０の電力要求から総負荷要求量Ｌｔが決定（算出）されると、ステップＳ２において、統括制御部５６は、決定した総負荷要求量Ｌｔを出力するための燃料電池分担負荷量Ｌｆと、バッテリ分担負荷量Ｌｂと、回生電源分担負荷量Ｌｒの配分を決定し、ＦＣ制御部５０、コンバータ制御部５４及びモータ制御部５２に指令を与える。ここで、燃料電池分担負荷量Ｌｆを決定する場合、燃料電池２２の効率ηが考慮される。
【００６１】
次いで、ステップＳ３において、統括制御部５６により決定された燃料電池分担負荷量（実質的に、コンバータ制御部５４に対する発電電圧Ｖｆの指令電圧Ｖ２ｃｏｍが含まれる。）Ｌｆが通信線７０を通じてコンバータ制御部５４に指令として送信される。燃料電池分担負荷量Ｌｆの指令を受信したコンバータ制御部５４は、ステップＳ４において、２次電圧Ｖ２、換言すれば、燃料電池２２の発電電圧Ｖｆが、統括制御部５６から指令された指令電圧Ｖ２ｃｏｍとなるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６の上下アームスイッチング素子８１、８２の駆動デューティ（駆動信号ＵＨ、ＵＬのオンデューティ）を制御する。
【００６２】
なお、２次電圧Ｖ２（又は１次電圧Ｖ１）は、コンバータ制御部５４によりＤＣ／ＤＣコンバータ３６をフィードフォワード制御とフィードバック制御とを組み合わせたＰＩＤ動作により制御される。
【００６３】
また、ＦＣ制御部５０及びモータ制御部５２も統括制御部５６からの指令に応じて所定の処理を実行する。
【００６４】
そして、統括制御部５６に対して、ＦＣ制御部５０、コンバータ制御部５４及びモータ制御部５２から制御結果が逐次報告される。
【００６５】
ここで、統括制御部５６による処理周期は、例えば、燃料電池車両２０が、ユーザのアクセル操作等に対して違和感を感じない程度に円滑に応答すればよいことを考慮し、コンバータ制御部５４の処理周期（スイッチング周期≒５０［μＳ］）より遅い周期でよく、例えば、１〜１０００［ｍＳ］の間に設定される。なお、コンバータ制御部５４の処理周期は、例えば、１〜１０００［μＳ］の間に設定される。
【００６６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３６は、以下に説明するように、昇圧動作又は降圧動作を行う。
【００６７】
図４及び図５は、それぞれ、昇圧動作（力行時、アシスト時）及び降圧動作（回生時）の説明に供される模式的回路図である。
【００６８】
図６、図７は、それぞれ、昇圧動作及び降圧動作の説明に供される波形図である。
【００６９】
ステップＳ４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の２次側２Ｓからインバータ３４側へ２次電流Ｉ２を流し込む昇圧動作、換言すればバッテリ２４側（１次側１ｓ）からモータ２６側（２次側２ｓ）に電流が通流する昇圧動作では、図４、図６に示すように、コンバータ制御部５４は、例えば、時点ｔ１３で下アームスイッチング素子８２をオンする。時点ｔ１３〜ｔ１４の間で、バッテリから放電される１次電流Ｉ１によりリアクトル９０にエネルギを蓄積すると同時に、コンデンサ３９から２次電流Ｉ２をインバータ３４へ流す。
【００７０】
次に、時点ｔ１４で下アームスイッチング素子８２をオフする。そうすると、時点ｔ１４からリアクトル９０に蓄積されたエネルギが１次電流Ｉ１（放電電流）としてダイオード８３を通じて流れコンデンサ３９にエネルギを蓄積するとともに、２次電流Ｉ２としてインバータ３４へ流れ込む。
【００７１】
時点ｔ１７から上述した時点ｔ１３以降の動作を繰り返す。デッドタイムｄｔを挟んで下アームスイッチング素子８２と上アームスイッチング素子８１とが交互に周期２π（上述した５０［μＳ］）の中で１回ずつスイッチング、いわゆる同期スイッチングされるが、昇圧時には、上アームスイッチング素子８１はオンしない。下アームスイッチング素子８２の駆動デューティ（オンデューティ）が、出力電圧Ｖ２が指令電圧Ｖｃｏｍに保持されるように決定される。
【００７２】
このように昇圧動作時には、下アームスイッチング素子８２がリアクトル９０に流れる電流（リアクトル電流）を制御して２次電圧Ｖ２が制御される。
【００７３】
また、ステップＳ４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の２次側２Ｓから１次側１Ｓのバッテリ２４に電流（充電電流）を流し込む降圧動作では、図５、図７に示すように、時点ｔ１で上アームスイッチング素子８１ｕをオンすると、リアクトル９０に、燃料電池２２からの発電電流Ｉｆやインバータ３４の回生電流による２次電流Ｉ２やコンデンサ３９から出力される電流によりエネルギを蓄積するとともに、コンデンサ３８を充電し、かつバッテリ２４に充電電流を供給する。
【００７４】
時点ｔ２において上アームスイッチング素子８１がオフにされると、リアクトル９０に蓄積されたエネルギが、バッテリ２４、ダイオード８４のループを通じてバッテリ２４に充電電流として供給されるとともに、コンデンサ３８に充電された電荷がバッテリ２４に充電電流の一部として供給される（コンデンサ３８は放電する）。
【００７５】
モータ２６に回生電圧が存在する場合、この降圧動作時に回生電源分担負荷量Ｌｒによる回生電流がＤＣ／ＤＣコンバータ３６の２次側２ＳからＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通過する２次電流Ｉ２に加算される。この降圧動作における上アームスイッチング素子８１及び下アームスイッチング素子８２ｕのオンデューティも、出力電圧Ｖ２が指令電圧Ｖｃｏｍに保持されるように決定される。
【００７６】
このように降圧動作時には、上アームスイッチング素子８１がリアクトル９０に流れる電流（リアクトル電流）を制御して２次電圧Ｖ２が制御される。
【００７７】
この実施形態において、コンバータ制御部５４は、スイッチング周期２π｛スイッチング周波数の逆数（例えば、１／十数ｋＨｚ≒５０［μＳ］）の時間に相当する。｝の３倍の処理周期（３×２π）毎に、次の３×２πの周期で行うためのＤＣ／ＤＣコンバータ３６の動作（ステップＳ４のコンバータ制御動作）を決定する。
【００７８】
図６及び図７において、リアクトル９０に流れる１次電流Ｉ１の符号は、１次側１Ｓから２次側２Ｓへ放電電流として流れる昇圧時電流（ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の２次側２Ｓからインバータ３４へ流れ出す電流）を正（＋）、２次側２Ｓから１次側１Ｓへ充電電流として流れる降圧時電流（燃料電池２２又はインバータ３４から２次側２Ｓへ流れ込む電流）を負（−）に取っている。
【００７９】
また、コンバータ制御部５４から出力される駆動信号ＵＨ、ＵＬの波形中、ハッチングを付けた期間は、駆動信号ＵＨ、ＵＬが供給されている上下アームスイッチング素子８１、８２が実際にオンしている（電流が流れている）期間を示している。
【００８０】
以上が、コンバータ制御部５４により駆動制御されるＤＣ／ＤＣコンバータ３６の基本動作の説明である。
【００８１】
図８は、コンバータ制御部５４による２次電圧制御モード（Ｖ２制御モード）時（電圧制御目標値Ｖ２ｔａｒ）の機能ブロック図である。
【００８２】
このＶ２制御モードでは、統括制御部５６で演算された２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍが演算点１３１（減算器）に減算信号（減数信号）として供給されるとともに、フィードフォワード部１３２の演算点１３３に割り算信号として供給される。この２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍが、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（Ｖ２ｔａｒ＝Ｖ２ｃｏｍ）とされる。
【００８３】
電圧センサ６３で検出（測定）された２次電圧Ｖ２（制御電圧）がＡ／Ｄ変換器１２２を通じて演算点１３１に加算信号（被減数信号）として供給される。
【００８４】
電圧センサ６１で検出（測定）された１次電圧Ｖ１がＡ／Ｄ変換器１２１を通じて演算点１３３（比作成器）に乗算信号（乗数信号）として供給される。
【００８５】
演算点１３１の出力である偏差ｅ（ｅ＝Ｖ２−Ｖ２ｔａｒ）が、フィードバック部１３５に供給される。
【００８６】
フィードバック部１３５は、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）、微分（Ｄ）動作部として機能し、偏差ｅをデューティの補正値である補正デューティΔＤに変換し、さらに調整部１４６で調整係数ｋ（ｋ≧１）を掛けて調整した調整後の補正デューティｋΔＤを演算点１３４（加算器）の一方の入力に加算信号として供給する。フィードバック部１３５は、少なくとも比例（Ｐ）動作部として機能させればよい。
【００８７】
補正デューティΔＤは、Ｐ項成分による補正デューティΔＤｐとＩ項成分による補正デューティΔＤｉとＤ項成分による補正デューティΔＤｄの合成値である。すなわち、補正デューティΔＤは、次の（１）式で表すことができる。
ΔＤ＝ΔＤｐ＋ΔＤｉ＋ΔＤｄ
＝Ｋｐ×ｅ＋Ｋｉ×∫ｅｄｔ＋Ｋｄ×（ｄｅ／ｄｔ）        …（１）
【００８８】
この（１）式において、Ｋｐは偏差ｅに対する比例項のフィードバック係数、Ｋｉは偏差ｅに対する積分項のフィードバック係数、Ｋｄは偏差ｅに対する微分項のフィードバック係数である。
【００８９】
調整後の補正デューティｋΔＤは、（１）式の両辺に調整係数ｋをかけた次の（２）式で表すことができる。
ｋΔＤ＝ｋ（ΔＤｐ＋ΔＤｉ＋ΔＤｄ）
＝ｋＫｐ×ｅ＋ｋＫｉ×∫ｅｄｔ＋ｋＫｄ×（ｄｅ／ｄｔ）  …（２）
【００９０】
電流センサ６２で検出されたリアクトル電流である１次電流Ｉ１がＡ／Ｄ変換器１４２を通じてピーク検出部１４４に供給される。
【００９１】
なお、以下の説明において、理解の便宜のため、調整前のフィードバック係数Ｋｐ、Ｋｉ、Ｋｄを代表してＫｆともいい、調整後のフィードバック係数ｋＫｐ、ｋＫｉ、ｋＫｄを代表してｋＫｆともいうこととする。
【００９２】
ピーク検出部１４４は、三角波を呈するリアクトル電流の上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐを検出し、調整部１４６の制御入力に供給する。
【００９３】
図９の左側の図に示すように、調整部１４６は、０［Ａ］±Ｉｔｈ（Ｉｔｈは閾値）内に、前記上側ピークＩｕｐ及び（又は）下側ピークＩｌｐが入ってきたときに、前記フィードバック係数Ｋｆを増加させる調整係数ｋを掛けた補正デューティｋΔＤ＝ｋ｛Ｋｐ×ｅ＋Ｋｉ×∫ｅｄｔ＋Ｋｄ×（ｄｅ／ｄｔ）｝を出力する。
【００９４】
ここで、調整係数ｋは、図９の右側の図に示すように、三角形の特性（関数）ｋ＝ｋ（Ｉ１）に示すように、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐが０［Ａ］±Ｉｔｈの調整領域Ｒａの範囲外では値１．０｛ｋ（Ｉ１）＝ｋｍｉｎ＝１．０｝、すなわち、フィードバック部１３５でのフィードバック係数Ｋｆをそのまま用いる一方、調整領域Ｒａの範囲内においては、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐが０［Ａ］に近づく程、徐々に大きな値になるようになっている。１次電流Ｉ１が０［Ａ］であるとき、調整係数ｋは、最大値ｋｍａｘをとる（ｋ（Ｉ１）＝ｋ（０）＝ｋｍａｘ）。なお、調整係数ｋの値は、比例項、積分項、微分項で異なる値としてもよい。シミュレーションあるいは実験的に最適値を設定することができる。
【００９５】
図８において、演算点１３４の他方の入力には、演算点１３３から基準デューティＤｓ（Ｄｓ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ）が供給される。
【００９６】
ＰＷＭ（パルス幅変調）処理部１３６には、この基準データＤｓに、調整後の補正デューティｋΔＤを加えた駆動デューティＤ（Ｄ＝Ｄｓ＋ｋΔＤ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ＋ｋΔＤが供給される。
【００９７】
ＰＷＭ処理部１３６は、駆動デューティＤに基づき、上アームスイッチング素子８１に駆動デューティＤＨ｛（ＤＨ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ＋ｋΔＤ−ｄｔＤ）…（１）｝の駆動信号ＵＨを供給するとともに、下アームスイッチング素子８２に駆動デューティＤＬ［｛ＤＬ＝１−（Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ＋ｋΔＤ−ｄｔＤ）｝…（２）］の駆動信号ＵＬを供給する。なお、ｄｔＤは、デッドタイムに対応するデューティである。
【００９８】
［比較例についての課題説明］
ここで、調整部１４６での調整がなされない（ｋ＝１．０：一定、ΔＤ＝ｋΔＤ）ときの比較例に係るＶ２制御モードにおいて、１次電流Ｉ１が０［Ａ］を跨ぐときに制御電圧である２次電圧Ｖ２に発生する電圧変動について説明する。
【００９９】
図１０に示す１次電流Ｉ１の波形において、時点ｔ２１では、１次電流Ｉ１の上側ピークＩｕｐが降圧領域から昇圧領域に入る場合に０［Ａ］を跨ぐときを示し、時点ｔ２２では、１次電流Ｉ１の下側のピークＩｌｐが降圧領域から昇圧領域に入る場合に０［Ａ］を跨ぐときを示している。
【０１００】
図１１中、１次電流Ｉ１の時間変化を示す下図は、比較例に係る１次電流Ｉ１の実際の上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐの包絡線で表した上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐを示しており、図１１中、２次電圧Ｖ２の時間変化を示す上図は、その際の比較例に係る２次電圧Ｖ２の実際の波形を示している。図１１から分かるように、１次電流Ｉ１の上側のピークＩｕｐが降圧領域から昇圧領域へと時点ｔ２１（図１０も参照）で０［Ａ］を跨ぐときに、２次電圧Ｖ２にサージが発生する。つまり、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ（２次電圧目標値Ｖ２Ｔａｒ）が一定であるのにも拘わらず、２次電圧Ｖ２にサージが発生する。
【０１０１】
同様に、１次電流Ｉ１の下側のピークＩｌｐが降圧領域から昇圧領域へと時点ｔ２２（図１０も参照）で０［Ａ］を跨ぐときにも、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ（２次電圧目標値Ｖ２Ｔａｒ）が一定であるのにも拘わらず、２次電圧Ｖ２にサージが発生する。
【０１０２】
なお、２次電圧Ｖ２に発生するサージ電圧は、２次電圧が数百［Ｖ］であるとき数十［Ｖ］程度、１次電流Ｉ１に発生するサージ電流は、例えば数十［Ａ］程度あった。
【０１０３】
ここで、サージ電圧発生の原因について説明する。
【０１０４】
図１２において、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍに対応する基準デューティＤｓ（Ｄｓ＝Ｖ１／Ｖ２ｃｏｍ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ）が、例えば３０［％］であるとき、デッドタイムが約１０％であるので、上アームスイッチング素子８１のゲート駆動信号ＵＨのオンデューティは２０［％］（＝３０［％］−１０［％］）とされ、下アームスイッチング素子８２の駆動信号ＵＬのオンデューティは６０［％］（＝１００［％］−３０［％］−１０［％］）とされる。
【０１０５】
この場合、昇圧領域（アシスト領域）では、ゲート駆動信号ＵＬのＯＮ、ＯＦＦに従う三角波の１次電流Ｉ１ｘになり、降圧領域では、ゲート駆動信号ＵＨのＯＮ、ＯＦＦに従う三角波の１次電流Ｉ１ｙになる。しかしながら、昇圧領域と降圧領域を跨ぐ、すなわち０［Ａ］を跨ぐ１次電流Ｉ１ｚでは、デッドタイムの影響により、基準デューティＤｓが一定であっても、１次電流Ｉ１ｚが昇圧領域にあるか降圧領域にあるかにより実質的なデューティが変化し、この変化により図１１に示したように制御電圧である２次電圧Ｖ２が変化してしまう。
【０１０６】
図１３中、下図は、従来技術に係る１次電流Ｉ１の実際の上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐの包絡線を示しており、図１３中、上図は、その際の従来技術に係る２次電圧Ｖ２の実際の波形を示している。図１３から分かるように、１次電流Ｉ１の下側のピークＩｌｐが昇圧領域から降圧領域へと時点ｔ３１で０［Ａ］を跨ぐとき、及び１次電流Ｉ１の上側のピークＩｌｐが昇圧領域から降圧領域へと時点ｔ３２で０［Ａ］を跨ぐとき、図１１を参照して説明したのと同様に、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ（２次電圧目標値Ｖ２Ｔａｒ）が一定であるのにも拘わらず、２次電圧Ｖ２にサージが発生する。
【０１０７】
このような制御電圧である２次電圧Ｖ２のサージの発生、換言すれば、２次電圧Ｖ２の電圧変動の発生は、インバータ３４や燃料電池２２又ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の上アームスイッチング素子８１、ダイオード８３等に負担を掛けることから、高耐圧使用の部品の採用、効率の低下等の不都合を招く。
【０１０８】
以上の説明が、［比較例についての課題説明］である。
【０１０９】
そこで、この発明の実施形態では、図９を参照して説明したように、三角波の１次電流Ｉ１が、０［Ａ］±Ｉｔｈ（Ｉｔｈは閾値）内に、前記上側ピークＩｕｐ及び（又は）下側ピークＩｌｐが入ってきたときに、フィードバック係数Ｋｆを増加させる特性ｋ＝ｋ（Ｉ１）で表される調整係数ｋを掛けた補正デューティｋΔＤ＝ｋ｛Ｋｐ×ｅ＋Ｋｉ×∫ｅｄｔ＋Ｋｄ×（ｄｅ／ｄｔ）｝を出力する。上述したように、調整係数ｋは、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐが０［Ａ］±Ｉｔｈの範囲外では値１．０｛ｋ（Ｉ１）＝ｋｍｉｎ＝１．０｝、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐが０［Ａ］に近づく程、徐々に大きな値になるようになっている。
【０１１０】
図１４は、調整係数ｋを０［Ａ］近傍で大きくした｛図９の特性ｋ＝ｋ（Ｉ１）｝ときの１次電流Ｉ１の上側ピークＩｕｐと下側ピークＩｌｐが０［Ａ］を跨ぐときの２次電圧Ｖ２の実施例に係る変化特性を示している。図１３の比較例に比較して図１４の実施例では、２次電圧Ｖ２のサージを数［Ｖ］以下の値に低減することができた。図示はしないが、図１１の比較例に対して実施例では同様にサージ電圧を低減することができた。
【０１１１】
以上説明したように上述した実施形態によれば、第１電力装置であるバッテリ２４と第２電力装置を構成する燃料電池２２とインバータ３４駆動のモータ２６との間に配置されるＤＣ／ＤＣコンバータ装置２３は、２次電圧Ｖ２を目標電圧Ｖｔａｒに設定して、フィードバック動作（フィードバック部１３５）及びフィードフォワード動作（フィードフォワード部１３２）を行う。そして、リアクトル９０に流れる電流である１次電流Ｉ１が通流方向を変化する０［Ａ］（ゼロ値）を跨ぐとき、電圧センサ６３による測定電圧（出力電圧）である２次電圧Ｖ２と目標電圧Ｖｔａｒとの偏差ｅ（ｅ＝Ｖ２−Ｖ２ｔａｒ）にかけられるフィードバック係数Ｋｐ、Ｋｉ、Ｋｄをフィードバック係数ｋＫｐ、ｋＫｉ、ｋＫｄ（ｋ＞１）に増加させてフィードバックするようにしているので、２次電圧Ｖ２に発生するサージを抑制することができる。
【０１１２】
すなわち、リアクトル９０に流れる電流が０［Ａ］を跨ぐときにデッドタイムの存在を原因として発生するＤＣ／ＤＣコンバータ３６の制御電圧（出力電圧）である２次電圧Ｖ２のサージ（電圧急変動）を、フィードバック係数Ｋｆを一時的に増大することで抑制し、安定な制御を行うことができる。
【０１１３】
この場合、１次電流Ｉ１の０［Ａ］近傍に、具体的には閾値±Ｉｔｈにフィードバック係数Ｋｐ、Ｋｉ、Ｋｄ（以下、代表してフィードバック係数Ｋｆという。）の調整領域Ｒａ（図９参照）を設け、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐのどちらか一方が調整領域Ｒａ（±Ｉｔｈ）に入ったことを検出したとき、フィードバック係数Ｋｆを調整係数ｋ（ｋ＞１）倍増加させるように制御しているので、電流センサＩ１の検出誤差を吸収してより確実にサージを抑制することができる。
【０１１４】
ここで、１次電流Ｉ１が調整領域Ｒａに入り０［Ａ］に向かう程、フィードバック係数Ｋｆを増加させる（調整係数ｋを大きくする）ようにしているので、検出誤差を吸収するとともにより効率的にサージを抑制することができる。なお、図９例では、調整係数ｋを閾値±ｔｈから０［Ａ］に向かう方向で直線的に増加させているが、指数関数的に増加させてもよく、対数関数的に増加させてもよい。システム毎に最適な変化特性に決めることが好ましい。
【０１１５】
ここで、１次電流Ｉ１であるリアクトル９０に流れる電流は、上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐを有する三角波であるので、いずれかのピークが、０［Ａ］を跨ぐときで調整領域Ｒａに入ったとき、又は調整領域Ｒａに入り前記ゼロ値に向かう程、フィードバック係数Ｋｆを増加させる（調整係数ｋを大きくする）ことで、より的確にサージを抑制することができる。
【０１１６】
この場合、上下両方のピークＩｕｐ、Ｉｌｐが調整領域Ｒａに入っているとき、０［Ａ］に近い方のピークの電流値に対応してのみフィードバック係数Ｋｆを増加するようにすることで、より的確にサージを抑制することができる。
【０１１７】
ところで、上述のように制御した場合、図１５中、中央図に示すように、１次電流Ｉ１のどちらかのピークＩｕｐ、Ｉｌｐが０［Ａ］近傍に留まっている場合には、図１５中、下図に示すように、フィードバック係数ｋＫｆの過大な状態が継続するために、補正デューティｋΔＤにハンチングが発生し、結果として、図１５中、上図に示すように、２次電圧Ｖ２の指令値Ｖ２ｃｏｍが一定であるのにも拘わらず２次電圧Ｖ２がハンチングする場合がある。
【０１１８】
そこで、１次電流Ｉ１のどちらかのピークＩｕｐ、Ｉｌｐが０［Ａ］近傍に留まる場合に発生する前記ハンチングを抑制するために、２次電圧Ｖ２の偏差ｅ（ｅ＝Ｖ２−Ｖ２ｔａｒ＝Ｖ２−Ｖ２ｃｏｍ）の絶対値｜ｅ｜（|ｅ|＝|Ｖ２−Ｖ２ｔａｒ|＝|Ｖ２−Ｖ２ｃｏｍ|）を平滑化した信号（Ｓｓという。）を生成し、この２次電圧平滑化信号Ｓｓが予め定めた閾値を上回ったときに、調整係数ｋを徐々に値１に戻すように制御するハンチング抑制処理を取り入れる。ハンチング抑制処理中には、ハンチング抑制フラグＦｈをセットする（Ｆｈ→１）。
【０１１９】
このように制御すれば、図１６の時点ｔ５１（図１５の時点ｔ４１に対応する）以降に示すように、２次電圧Ｖ２のハンチングが抑制される。なお、図１６中、上図の時点ｔ５１において、２次電圧平滑化信号Ｓｓが予め定めた閾値を上回ったものとしている。時点ｔ５１以降でハンチングが抑制されていることが分かる。なお、調整係数ｋは、時点ｔ５１でｋ＝１としてもよいが、図１６中、下から２番目の図中、太い点線で示すように、２次電圧平滑化信号Ｓｓが予め定めた閾値を上回った時点ｔ５１から徐々に値１に近づけていくことがより好ましいことが分かった。
【０１２０】
図１６中には、描いていないが、時点ｔ５１から続いたハンチング抑制状態（フィードバック係数の調整禁止状態）の解除、すなわちハンチング抑制処理の解除は、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐの両方が閾値±ｔｈの調整領域Ｒａ（図９参照）をはずれたとき、又は指令電圧Ｖ２ｃｏｍが変化したとき、換言すれば、偏差ｅが所定電圧以上の値に大きくなったときに行う（ハンチング抑制フラグＦｈをリセットする。Ｆｈ→０）。このように、フィードバック係数Ｋｆを減少させるハンチング抑制処理を解除することで、リアクトル電流が通流方向を変化するゼロ値を新たに跨ぐとき、即応してフィードバック係数Ｋｆを増加させることができ、制御電圧である２次電圧Ｖ２に発生するサージを抑制できる。
【０１２１】
図１７は、上述したフィードバック係数の調整処理及びハンチング抑制処理を説明するフローチャートである。制御主体は、コンバータ制御部５４である。
【０１２２】
ステップＳ１１において、ＰＷＭ処理部１３６は、前回算出されたデューティＤ（図８参照）に応じて、ＰＷＭ駆動信号ＵＨ、ＵＬを算出し出力する。
【０１２３】
次いで、ステップＳ１２において、ピーク検出部１４４は、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐを検出する。
【０１２４】
ステップＳ１３において、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐに基づき、図９の特性ｋ（Ｉ１）を参照し、調整係数ｋを算出する。
【０１２５】
ステップＳ１４において、２次電圧平滑化信号Ｓｓが閾値を上回ったとき（あるいは、所定時間閾値を上回ったとき）に次のステップＳ１５でセットされるハンチング抑制フラグＦｈがセットされているかどうかを判断する（Ｆｈ＝１？）。
【０１２６】
ハンチング抑制フラグＦｈがセットされていないとき、ステップＳ１５のハンチング判定において、上記したように、２次電圧偏差平滑信号Ｓｓが閾値を（所定時間）上回ったかどうかでハンチング状態であるかどうかを判定する。ハンチング状態にあると判定した場合、ハンチング抑制フラグＦｈをセットする（Ｆｈ←１）。
【０１２７】
ステップＳ１４：ＮＯ→ステップＳ１５の後のステップＳ１６においては、ステップＳ１３で算出した調整係数ｋをかけて補正デューティｋΔＤを算出する。
【０１２８】
次いで、ステップＳ１７において、デューティＤを、Ｄ＝Ｄｓ＋ｋΔＤとして算出する。次いで、ステップＳ１１にもどり、駆動信号ＵＨ、ＵＬを算出し、出力する。
【０１２９】
一方、ステップＳ１４の判定において、前回のステップＳ１５の判定処理でハンチング抑制フラグＦｈがセットされていたとき（Ｆｈ＝１）、ステップＳ１８において、所定時間をかけて、実際には、ステップＳ１１→Ｓ１４：ＹＥＳ→ステップＳ１８→ステップＳ１９：ＮＯ→ステップＳ２０：ＮＯ→ステップＳ１６→ステップＳ１７→ステップＳ１１の処理が所定時間経つ毎に、調整係数ｋを値１に戻すために所定値減らす（ｋ←ｋ−Δｋ）。
【０１３０】
次いで、ステップＳ１９において、１次電流Ｉ１のピークＩｕｐ、Ｉｌｐが調整範囲Ｒａ外となったかどうかを判定する。
【０１３１】
調整範囲Ｒａ内であった場合には、ステップＳ２０において、Ｖ２偏差ｅ（ｅ＝Ｖｔａｒ−Ｖ２）が閾値ｅｔｈ、例えばｅｔｈ＝５［Ｖ］以上かどうかを判定する（ｅ≧Ｅｔｈ）。
【０１３２】
偏差ｅが閾値ｅｔｈ以上である場合には、１次電流Ｉ１がゼロ値を跨ぎ、２次電圧Ｖ２にサージ電圧が発生したと判断してハンチング抑制フラグＦｈをリセットする。
【０１３３】
偏差ｅが閾値ｅｔｈ未満である場合には、ハンチングが解消していないと判断してステップＳ１６において、調整係数ｋにステップＳ１８で算出した調整係数ｋ←ｋ−Δｋを代入し、ステップＳ１７以降でハンチング抑制処理を継続する。
【０１３４】
以上説明したように上述した実施形態によれば、リアクトルを流れる１次電流Ｉ１の上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐ｛ピークとボトム（１次電流Ｉ１の電流波形の三角波の最大値と最小値）｝を検出し、それらの絶対値|Ｉｕｐ|、|Ｉｌｐ|の小さい方が閾値ｔｈ以下になった場合、その値に応じて電圧制御で行うフィードバック制御のフィードバック係数ＫｆをｋＫｆと増加させる。
【０１３５】
また、１次電流Ｉ１のピーク・ボトムのどちらかの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下になりフィードバック係数ＫｆをｋＫｆと増加している状態において、ハンチングが発生した場合には、フィードバック係数Ｋｆの増加を禁止してフィードバック係数Ｋｆを元にもどし（ｋ＝１）、ハンチングを抑制する。また、ハンチング抑制状態において、１次電流Ｉ１の上側のピークＩｕｐと下側のピークＩｌｐの両方の絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい値となったとき（ステップＳ１９：ＹＥＳ）、あるいは制御偏差ｅが閾値ｅｔｈ以上となった場合に（ステップＳ２０：ＹＥＳ）ハンチング抑制状態を解除する（ステップＳ２１）。
【０１３６】
なお上述した実施形態において、負荷として、インバータ３４により駆動される交流負荷であるモータ２６の他、直流負荷を取り扱うこともできる。
【０１３７】
なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、単相アームＵＡのＤＣ／ＤＣコンバータ３６に限らず、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、３相アームのＤＣ／ＤＣコンバータを有するハイブリッド直流電源を備える燃料電池車両に適用する等、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【０１３８】
【図１】この発明の一実施形態に係る燃料電池車両の回路図である。
【図２】燃料電池の電流電圧特性の説明図である。
【図３】ＤＣ／ＤＣコンバータの基本動作の説明に供されるフローチャートである。
【図４】昇圧動作（力行時）の説明に供される模式的回路図である。
【図５】降圧動作（回生時）の説明に供される模式的回路図である。
【図６】昇圧動作（力行時）の説明に供される波形図である。
【図７】降圧動作（回生時）の説明に供される波形図である。
【図８】コンバータ制御部の２次電圧制御モード時の機能ブロック図である。
【図９】調整係数の算出に供される説明図である。
【図１０】１次電流のピークが降圧領域から昇圧領域へゼロ値を跨ぐときの説明図である。
【図１１】１次電流のピークが降圧領域から昇圧領域へゼロ値を跨ぐときに発生するサージの説明図である。
【図１２】サージ発生のメカニズムの説明図である。
【図１３】１次電流のピークが昇圧領域から降圧領域へゼロ値を跨ぐときに発生するサージの説明図である。
【図１４】１次電流のピークが昇圧領域から降圧領域へゼロ値を跨ぐときに発生するサージの抑制の説明図である。
【図１５】ハンチング発生の説明図である。
【図１６】ハンチング抑制の説明図である。
【図１７】サージ抑制処理及びハンチング抑制処理のフローチャートである。
【符号の説明】
【０１３９】
１０…ハイブリット直流電源システム    ２０…燃料電池車両
２２…燃料電池                        ２３…ＤＣ／ＤＣコンバータ装置（ＶＣＵ）
２４…蓄電装置（バッテリ）            ２６…モータ
３４…インバータ                      ３６…ＤＣ／ＤＣコンバータ
５４…コンバータ制御部                ５６…統括制御部
１４４…ピーク検出部                  １４６…調整部
【図１】
0004536128.tif 000002
【図２】
0004536128.tif 000003
【図３】
0004536128.tif 000004
【図４】
0004536128.tif 000005
【図５】
0004536128.tif 000006
【図６】
0004536128.tif 000007
【図７】
0004536128.tif 000008
【図８】
0004536128.tif 000009
【図９】
0004536128.tif 000010
【図１０】
0004536128.tif 000011
【図１１】
0004536128.tif 000012
【図１２】
0004536128.tif 000013
【図１３】
0004536128.tif 000014
【図１４】
0004536128.tif 000015
【図１５】
0004536128.tif 000016
【図１６】
0004536128.tif 000017
【図１７】
0004536128.tif 000018