(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、
前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成するＦＦＴ演算回路と、
前記ＦＦＴ復調信号を波形等化する波形等化回路とを備え、
前記波形等化回路は、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する第１複素除算回路と、
前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定するシンボルフィルタと、
前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定するキャリアフィルタと、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する第２複素除算回路と、
マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
前記フィルタ係数制御回路は、前記マルチパス条件が厳しくなると、理想分数遅延周波数帯域を広げる方向に前記フィルタ係数を変更し、前記マルチパス条件が緩くなると、理想分数遅延周波数帯域を狭める方向に前記フィルタ係数を変更する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
前記フィルタ係数制御回路は、前記ＤＵ比が小さくなると、理想分数遅延周波数帯域を広げる方向に前記フィルタ係数を変更する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
前記フィルタ係数制御回路は、前記ＤＵ比が大きくなると、理想分数遅延周波数帯域を狭める方向に前記フィルタ係数を変更する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延時間が大きくなると、理想分数遅延周波数帯域を広げる方向に前記フィルタ係数を変更する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延時間が小さくなると、理想分数遅延周波数帯域を狭める方向に前記フィルタ係数を変更する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
前記キャリアフィルタは、ラグランジェ補間フィルタによって構成されている請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項８】
前記フィルタ係数制御回路は、前記ＤＵ比が小さくなると、前記ラグランジェ補間フィルタのフィルタ次数を上げ、前記ＤＵ比が大きくなると、前記フィルタ次数を下げる請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項９】
前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延時間が大きくなると、前記ラグランジェ補間フィルタのフィルタ次数を上げ、前記遅延時間が小さくなると、前記フィルタ次数を下げる請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１０】
前記デジタル直交復調回路によって生成された前記ベースバンド信号に基づいて、前記ＤＵ比及び前記遅延時間を抽出する遅延プロファイル推定回路をさらに備え、
前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延プロファイル推定回路によって抽出された前記ＤＵ比及び前記遅延時間に基づいて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１１】
前記波形等化回路は、前記第２複素除算回路によって生成された波形等化データキャリアに基づいてＭＥＲを計測するＭＥＲ計測回路をさらに含み、
前記フィルタ係数制御回路は、前記ＭＥＲ計測回路によって計測されたＭＥＲに基づいて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１２】
アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、
前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成し、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成し、
前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定し、
マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定し、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【請求項１３】
コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、
前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、
マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定する手順と、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する手順とを実行させることを特徴とするプログラム。
【請求項１４】
コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、
前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、
マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定する手順と、
前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する手順とを実行させるプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
（ＯＦＤＭ放送）
地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：  Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号を生成する。
【０００３】
図１４は、ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。ＩＦＦＴ変換の処理窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間は、ＦｓクロックＮ周期に相当する。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。
【０００４】
実際の伝送シンボルは、通常、図１４に示すように、有効シンボル期間２０１に、ガードインターバル（ＧＩ）２０２ａと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成されている。ＧＩ期間ｔｇ（２０２ａ）の波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。伝送シンボルのシンボル期間２０３は、有効シンボル期間２０１とＧＩ期間２０２ａとの和となる。たとえば、非特許文献１の放送規格によると、有効シンボル期間長は、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって次表１の様に定義されている。
【０００５】
【表１】
0004444229.tif 000002
【０００６】
さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、次表２の様に定義されている。
【０００７】
【表２】
0004444229.tif 000003
【０００８】
また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。
【０００９】
また、非特許文献１によると、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ変調された１伝送シンボルには、１セグメント当たり、次表３に示すキャリアが配置されている。
【００１０】
【表３】
0004444229.tif 000004
【００１１】
この表において、ＳＰは、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）信号を意味する。このＳＰ信号は、周期的に挿入されるパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。ＴＭＣＣは、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号を意味する。このＴＭＣＣ信号は、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。ＡＣ１は、ＡＣ１（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ  Ｃｈａｎｎｅｌ）信号を意味する。このＡＣ１信号は、付加情報を伝送するための信号である。ＴＭＣＣとＡＣ１は、ＳＰと異なり、各キャリアにおいて、非周期的に配置されている。
【００１２】
（従来のＯＦＤＭ復調装置の基本構成）
従来のＯＦＤＭ復調装置の一構成例は、たとえば、特許文献１に示されている。図１５は、従来のＯＦＤＭ復調装置９１の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置９１は、アンテナ９２と、チューナ９３と、ベースバンド信号処理部８６と、誤り訂正処理部８７とを含んでいる。ベースバンド信号処理部８６は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）８８と、直交復調回路９４と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３と、シンボル同期回路８９と、ＡＧＣ回路７０と、ＦＦＴ演算回路９５と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２と、ＴＭＣＣ復号回路７１と、波形等化回路８１とを有している。
【００１３】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置９１のアンテナ９２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ９３にそれぞれ供給される。チューナ９３は、アンテナ９２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ（高周波）信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ９３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部８６に設けられたＡＤＣ８８に供給する。
【００１４】
チューナ９３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ８８によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路９４に供給される。
【００１５】
直交復調回路９４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路９４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３に供給される。
【００１６】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３は、直交復調回路９４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、シンボル同期回路８９、ＦＦＴ演算回路９５及びＡＧＣ回路７０に供給する。
【００１７】
シンボル同期回路８９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モード及びガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出し、有効シンボルの先頭タイミングを抽出するシンボル同期処理を実行する。
【００１８】
ＦＦＴ演算回路９５は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路７１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２および波形等価回路８１に供給される。
【００１９】
広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２は、ＦＦＴ演算回路９５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路９５に供給する。
【００２０】
波形等価回路８１には、ＦＦＴ演算回路９５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路８１は、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路８１は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。
【００２１】
ＴＭＣＣ復号回路７１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部８７は、波形等価回路８１により波形等価されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。
【００２２】
図１６は、波形等化回路８１の構成を説明するためのブロック図である。波形等化回路８１は、ＳＰ抽出回路９０５を有している。ＳＰ抽出回路９０５は、ＦＦＴ演算回路９５から出力されるＦＦＴ復調信号ＸＦＦＴ（ｎ、ｋ）からＳＰキャリアＸＦＦＴ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）を抽出して複素除算回路９７に供給する。
【００２３】
複素除算回路９７は、ＳＰ発生回路９０６により発生した基準ＳＰキャリアＸＡＲＩＢ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）によってＳＰキャリアＸＦＦＴ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）を除算したＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）をシンボルフィルタ９９に供給する。
【００２４】
シンボルフィルタ９９は、ＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）に基づいて、シンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋＳＰ）を推定してキャリアフィルタ９６に供給する。キャリアフィルタ９６は、シンボルフィルタ９９から供給されたシンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋＳＰ）に基づいてデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）を生成して複素除算回路８２に供給する。
【００２５】
波形等化回路８１は、データ抽出回路９０３を有している。データ抽出回路９０３は、ＦＦＴ演算回路９５から出力されるＦＦＴ復調信号ＸＦＦＴ（ｎ、ｋ）からデータキャリアを抽出して複素除算回路８２に供給する。複素除算回路８２は、データ抽出回路９０３によって抽出されたデータキャリアをデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）によって複素除算して波形等化データキャリアＸＥＱ（ｎ、ｋ）を生成する。
【特許文献１】特開２００２−２６１７２９号公報（平成１４年９月１３日公開（2002.9.13））
【非特許文献１】「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定
【非特許文献２】ディジタル無線通信入門、高畑文雄  著、培風館、2002
【非特許文献３】“Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ．”、Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ、Ｒ．Ｗ．Ｓｃｈａｆｅｒ．共著、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ，ＮＪ，１９７５．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、上記従来の構成では、ＤＵ比（Ｄｅｓｉｒｅｄ  Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ  ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ、先行波の強度÷遅延波の強度）が小さくなり、または遅延時間が大きくなってマルチパス条件が厳しくなると、キャリアフィルタ９６がシンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋＳＰ）に基づいてデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）を正しく推定することができなくなるという問題を生じる。
【００２７】
この問題を解決するために、伝達関数推定能力の高いフィルタによってキャリアフィルタ９６を構成すると、雑音除去能力が低下するという問題を生じる。
【００２８】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、伝達関数推定能力が高く雑音耐性を向上させたＯＦＤＭ復調装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成するＦＦＴ演算回路と、前記ＦＦＴ復調信号を波形等化する波形等化回路とを備え、前記波形等化回路は、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する第１複素除算回路と、前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定するシンボルフィルタと、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定するキャリアフィルタと、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する第２複素除算回路と、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路とを含むことを特徴とする。
【００３０】
上記特徴によれば、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数が制御される。このため、厳しい遅延プロファイルのマルチパスの場合には、伝達関数推定能力（補間能力）を優先し、遅延プロファイルが厳しくない場合には雑音除去能力を優先するようにキャリアフィルタのフィルタ係数を制御することができる。この結果、マルチパス条件が厳しいときは伝達関数推定能力を高め、マルチパス条件が厳しくないときは雑音耐性を向上させることができるＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。
【００３１】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記マルチパス条件が厳しくなると、理想分数遅延周波数帯域を広げる方向に前記フィルタ係数を変更し、前記マルチパス条件が緩くなると、理想分数遅延周波数帯域を狭める方向に前記フィルタ係数を変更することが好ましい。
【００３２】
上記構成によれば、マルチパス条件に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を変更して、伝達関数推定能力と雑音耐性とのバランスに優れたＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。
【００３３】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記ＤＵ比が小さくなると、理想分数遅延周波数帯域を広げる方向に前記フィルタ係数を変更することが好ましい。
【００３４】
上記構成によれば、ＤＵ比が小さくなってマルチパス条件が厳しくなると、フィルタ係数を変更して、キャリアフィルタの周波数軸方向の推定能力を向上させることができる。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記ＤＵ比が大きくなると、理想分数遅延周波数帯域を狭める方向に前記フィルタ係数を変更することが好ましい。
【００３６】
上記構成によれば、ＤＵ比が大きくなってマルチパス条件が緩くなると、キャリアフィルタの周波数軸方向の推定能力は向上させる必要はなく、フィルタ係数を変更して雑音除去能力を向上させることができる。
【００３７】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延時間が大きくなると、理想分数遅延周波数帯域を広げる方向に前記フィルタ係数を変更することが好ましい。
【００３８】
上記構成によれば、遅延時間が大きくなってマルチパス条件が厳しくなると、フィルタ係数を変更して、キャリアフィルタの周波数軸方向の推定能力を向上させることができる。
【００３９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延時間が小さくなると、理想分数遅延周波数帯域を狭める方向に前記フィルタ係数を変更することが好ましい。
【００４０】
上記構成によれば、遅延時間が小さくなってマルチパス条件が緩くなると、キャリアフィルタの周波数軸方向の推定能力は向上させる必要はなく、フィルタ係数を変更して雑音除去能力を向上させることができる。
【００４１】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記キャリアフィルタは、ラグランジェ補間フィルタによって構成されていることが好ましい。
【００４２】
上記構成によれば、簡単な構成により、伝達関数推定能力及び雑音除去能力に優れたキャリアフィルタを得ることができる。
【００４３】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記ＤＵ比が小さくなると、前記ラグランジェ補間フィルタのフィルタ次数を上げ、前記ＤＵ比が大きくなると、前記フィルタ次数を下げることが好ましい。
【００４４】
上記構成によれば、ＤＵ比が小さくなってマルチパス条件が厳しくなると、フィルタ係数を変更して、ラグランジェ補間フィルタの周波数軸方向の推定能力を向上させることができ、ＤＵ比が大きくなってマルチパス条件が緩くなると、ラグランジェ補間フィルタの周波数軸方向の推定能力は向上させる必要はなく、フィルタ係数を変更して雑音除去能力を向上させることができる。
【００４５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延時間が大きくなると、前記ラグランジェ補間フィルタのフィルタ次数を上げ、前記遅延時間が小さくなると、前記フィルタ次数を下げることが好ましい。
【００４６】
上記構成によれば、遅延時間が大きくなってマルチパス条件が厳しくなると、フィルタ係数を変更して、ラグランジェ補間フィルタの周波数軸方向の推定能力を向上させることができ、遅延時間が小さくなってマルチパス条件が緩くなると、ラグランジェ補間フィルタの周波数軸方向の推定能力は向上させる必要はなく、フィルタ係数を変更して雑音除去能力を向上させることができる。
【００４７】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記デジタル直交復調回路によって生成された前記ベースバンド信号に基づいて、前記ＤＵ比及び前記遅延時間を抽出する遅延プロファイル推定回路をさらに備え、前記フィルタ係数制御回路は、前記遅延プロファイル推定回路によって抽出された前記ＤＵ比及び前記遅延時間に基づいて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御することが好ましい。
【００４８】
上記構成によれば、簡単な構成により、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間を得ることができる。
【００４９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記波形等化回路は、前記第２複素除算回路によって生成された波形等化データキャリアに基づいてＭＥＲを計測するＭＥＲ計測回路をさらに含み、前記フィルタ係数制御回路は、前記ＭＥＲ計測回路によって計測されたＭＥＲに基づいて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御することが好ましい。
【００５０】
上記構成によれば、計測されたＭＥＲが小さく、雑音電力が大きい場合には、フィルタ係数を変更して、雑音耐性を向上させることができる。
【００５１】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成し、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成し、前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定し、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定し、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成することを特徴とする。
【００５２】
上記特徴によれば、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数が制御される。このため、厳しい遅延プロファイルのマルチパスの場合には、伝達関数推定能力（補間能力）を優先し、遅延プロファイルが厳しくない場合には雑音除去能力を優先するようにキャリアフィルタのフィルタ係数を制御することができる。この結果、マルチパス条件が厳しいときは伝達関数推定能力を高め、遅延プロファイルが厳しくないときは雑音耐性を向上させることができるＯＦＤＭ復調方法を提供することができる。
【００５３】
本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成する手順と、前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する手順とを実行させることを特徴とする。
【００５４】
本発明に係るコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算してＦＦＴ復調信号を生成する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたＳＰキャリアを基準ＳＰキャリアにより複素除算してＳＰキャリア伝達関数を生成手順と、前記ＳＰキャリア伝達関数に基づいてシンボル方向補間伝達関数を推定する手順と、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定する手順と、前記ＦＦＴ復調信号から抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数により複素除算して波形等化データキャリアを生成する手順とを実行させるプログラムを記録したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００５５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じて前記キャリアフィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御回路を備えているので、伝達関数推定能力が高く雑音耐性を向上させたＯＦＤＭ復調装置を提供することができるという効果を奏する。
【００５６】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、以上のように、マルチパス条件を示すＤＵ比及び遅延時間の変動に応じてキャリアフィルタのフィルタ係数を制御しながら、前記シンボル方向補間伝達関数に基づいてデータキャリア伝達関数を推定するので、伝達関数推定能力が高く雑音耐性を向上させたＯＦＤＭ復調方法を提供することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５７】
本発明の一実施形態について図１ないし図１３（ａ）（ｂ）に基づいて説明すると以下の通りである。図１は、本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置１の要部構成を示すブロック図である。
【００５８】
ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ２と、チューナ３と、ベースバンド信号処理部１６と、誤り訂正処理部１７とを含んでいる。ベースバンド信号処理部１６は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１８と、直交復調回路４と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３と、シンボル同期回路１９と、ＡＧＣ回路２０と、ＦＦＴ演算回路５と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２と、ＴＭＣＣ復号回路２１と、波形等化回路１１とを有している。
【００５９】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３にそれぞれ供給される。チューナ３は、アンテナ２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ（高周波）信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部１６に設けられたＡＤＣ１８に供給する。
【００６０】
チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ１８によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路４に供給される。
【００６１】
直交復調回路４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３に供給される。
【００６２】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３は、直交復調回路４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、シンボル同期回路１９、ＦＦＴ演算回路５及びＡＧＣ（自動利得制御）回路２０に供給する。
【００６３】
シンボル同期回路１９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モード及びガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出し、有効シンボルの先頭タイミングの抽出するシンボル同期処理を実行する。
【００６４】
ＦＦＴ演算回路５は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路５により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路２１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２および波形等価回路１１に供給される。
【００６５】
広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２は、ＦＦＴ演算回路５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路５に供給する。
【００６６】
波形等価回路１１には、ＦＦＴ演算回路５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路１１は、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路１１は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。
【００６７】
ＴＭＣＣ復号回路２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部１７は、波形等価回路１１により波形等価されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。
【００６８】
図２は、波形等化回路１１の構成を説明するためのブロック図である。波形等化回路１１は、ＳＰ抽出回路１０５を有している。ＳＰ抽出回路１０５は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＦＦＴ復調信号ＸＦＦＴ（ｎ、ｋ）からＳＰキャリアＸＦＦＴ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）を抽出して複素除算回路７に供給する。
【００６９】
複素除算回路７は、ＳＰ発生回路１０６により発生した基準ＳＰキャリアＸＡＲＩＢ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）によってＳＰキャリアＸＦＦＴ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）を除算したＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）をシンボルフィルタ９に供給する。
【００７０】
シンボルフィルタ９は、複素除算回路７によって生成されたＳＰキャリア伝達関数Ｈ（ｎＳＰ、ｋＳＰ）に基づいて、ＳＰキャリアに基づくシンボル方向の補間によりシンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋＳＰ）を推定して、キャリアフィルタ６に供給する。
【００７１】
キャリアフィルタ６は、ラグランジェ補間フィルタによって構成されており、シンボル方向補間伝達関数Ｈ（ｎ、ｋＳＰ）に基づくキャリア方向の補間によりデータキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）を推定して、複素除算回路１２に供給する。
【００７２】
シンボル同期回路１９は、複素相関回路１５と遅延プロファイル推定回路８とを有している。複素相関回路１５は、直交復調回路４から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の複素相関を計算して遅延プロファイル推定回路８に供給する。遅延プロファイル推定回路８は、複素相関回路１５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の複素相関からマルチパス条件を表すＤＵ比及び遅延時間を抽出して、波形等化回路１１のフィルタ係数制御回路１３に供給する。
【００７３】
フィルタ係数制御回路１３は、遅延プロファイル推定回路８によって抽出されたＤＵ比及び遅延時間の変動に応じて、キャリアフィルタ６を構成するラグランジェ補間フィルタのフィルタ次数を制御する。具体的には、フィルタ係数制御回路１３は、ＤＵ比が小さくなるとフィルタ次数を大きくし、ＤＵ比が大きくなるとフィルタ次数を小さくする。また、フィルタ係数制御回路１３は、遅延時間が大きくなるとフィルタ次数を大きくし、遅延時間が小さくなるとフィルタ次数を小さくする。このように、フィルタ係数制御回路１３は、マルチパス条件が厳しくなると、補間能力が高くなる方向にフィルタ次数を変更し、マルチパス条件が緩くなると、雑音除去能力が高くなる方向にフィルタ次数を変更する。
【００７４】
波形等化回路６は、データ抽出回路１０３を有している。データ抽出回路１０３は、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＦＦＴ復調信号ＸＦＦＴ（ｎ、ｋ）からデータキャリアを抽出して複素除算回路１２に供給する。
【００７５】
複素除算回路１２は、ＦＦＴ復調信号ＸＦＦＴ（ｎ、ｋ）から抽出されたデータキャリアを、データキャリア伝達関数Ｈ（ｎ、ｋ）により複素除算して波形等化データキャリアを生成する。
【００７６】
波形等化回路１１には、ＭＥＲ計測回路１４が設けられている。ＭＥＲ計測回路１４は、複素除算回路１２により生成された波形等化データキャリアに基づいてＭＥＲ（Modulation Error Rate）を算出してフィルタ係数制御回路１３に供給する。
【００７７】
ＭＥＲとは、復調したコンスタレーションにおいて、推定した理想コンスタレーションポイントからのベクトル誤差の電力換算値と理想コンスタレーションポイントの電力値との電力比として定義された値をいい、下記の式によって表される。
【００７８】
【数１】
0004444229.tif 000005
【００７９】
ＭＥＲは、ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：キャリア雑音電力比）に相当し、通信路およびＢＢ信号処理中で付加された雑音に相当する
フィルタ係数制御回路１３は、ＭＥＲ計測回路１４によって算出されたＭＥＲに基づいて、キャリアフィルタ６を構成するラグランジェ補間フィルタのフィルタ係数を制御する。
【００８０】
図３は、波形等化回路１１に設けられたキャリアフィルタ６を構成するラグランジェ補間フィルタが、シンボルフィルタ９の出力に基づいてＳＰキャリア間の伝達関数を補間処理により推定する方法を説明するためのグラフである。
【００８１】
ラグランジェ（Lagrange）補間フィルタとは、フィルタ係数ｈ（ｋ、Ｄ、Ｎ）が以下の（式１）で記述されるフィルタである。
【００８２】
【数２】
0004444229.tif 000006
【００８３】
ここで、
Ｎ：ラグランジェ補間フィルタの次数、
である。
【００８４】
上記のフィルタ係数ｈ（ｋ、Ｄ、Ｎ）によって下記の（式２）に示すＦＩＲフィルタを構成すると、下記の（式３）となる。
【００８５】
【数３】
0004444229.tif 000007
【００８６】
【数４】
0004444229.tif 000008
【００８７】
（式１）、（式２）及び（式３）に示される係数Ｄは整数に制限されるものではない。係数Ｄが小数部をもつ場合には、サンプリング点間での値を補間処理で求めることになる。
【００８８】
図３に示すように、ラグランジェ補間フィルタは、データキャリア２０に対応するシンボル方向補間伝達関数１７と、データキャリア２１に対応するシンボル方向補間伝達関数１８とに基づいて、データキャリア２０・２１間のデータキャリア２２に対応するデータキャリア伝達関数１９を、補間処理により推定する。
【００８９】
図４（ａ）は次数１のラグランジェ補間を説明するための図であり、図４（ｂ）は次数３のラグランジェ補間を説明するための図であり、図４（ｃ）は次数５のラグランジェ補間を説明するための図である。
【００９０】
次数Ｎ＝１のラグランジェ補間フィルタは、周波数軸方向に沿って３キャリア離れて配置されたデータキャリア２３ａ・２３ｂにそれぞれ対応するシンボル方向補間伝達関数に基づいて、データキャリア２３ａ・２３ｂ間に配置されたデータキャリア２４に対応するデータキャリア伝達関数を補間処理により推定する。
【００９１】
次数Ｎ＝３のラグランジェ補間フィルタは、周波数軸方向に沿って３キャリアごとに配置された４個のデータキャリア２５ａ・２５ｂ・２５ｃ・２５ｄにそれぞれ対応するシンボル方向補間伝達関数に基づいて、データキャリア２５ｂ・２５ｃ間に配置されたデータキャリア２６に対応するデータキャリア伝達関数を補間処理により推定する。
【００９２】
次数Ｎ＝５のラグランジェ補間フィルタは、周波数軸方向に沿って３キャリアごとに配置された６個のデータキャリア２７ａ・２７ｂ・２７ｃ・２７ｄ・２７ｅ・２７ｆにそれぞれ対応するシンボル方向補間伝達関数に基づいて、データキャリア２７ｃ・２７ｄ間に配置されたデータキャリア２８に対応するデータキャリア伝達関数を補間処理により推定する。
【００９３】
ラグランジェ補間フィルタの次数Ｎと、係数Ｄとの関係は、下記の（表４）に示すとおりである。即ち、次数Ｎ＝１のときは、係数Ｄ＝１／３、２／３である。次数Ｎ＝３のときは、係数Ｄ＝１＋（１／３）、１＋（２／３）である。次数Ｎ＝５のときは、係数Ｄ＝２＋（１／３）、２＋（２／３）であり、次数Ｎ＝７のときは、係数Ｄ＝３＋（１／３）、３＋（２／３）である。
【００９４】
【表４】
0004444229.tif 000009
【００９５】
図５（ａ）はキャリアフィルタ６を構成するラグランジェ補間フィルタの振幅特性を示すグラフであり、（ｂ）はその位相特性を示すグラフである。
【００９６】
理想分数遅延の伝達関数は、下記の（式４）によって表現できることが信号処理的に厳密に証明されている（非特許文献３）。
【００９７】
【数５】
0004444229.tif 000010
【００９８】
図５（ａ）を参照すると、振幅特性２９ａは、理想分数遅延における振幅特性を表している。振幅特性２９ｂは、ラグランジェ補間フィルタの次数Ｎ＝１のときの振幅特性を表している。振幅特性２９ｃは次数Ｎ＝５のときの振幅特性を表しており、振幅特性２９ｄは次数Ｎ＝７のときの振幅特性を表している。ラグランジェ補間フィルタの次数が、１次、５次、７次と高くなるに従って、振幅特性が理想の振幅特性２９ａに近づくことが分かる。
【００９９】
本明細書において「理想分数遅延周波数帯域」とは、図５（ａ）において、理想分数遅延における振幅特性２９ａと、ラグランジェ補間フィルタの振幅特性２９ｄとが、重なる領域（正規化周波数０．２５以下の周波数帯域）を意味する。この理想分数遅延周波数帯域では振幅特性は０ｄＢとなる。デジタル信号処理の体系では、図５（ａ）（ｂ）の様な周波数特性(振幅特性・位相特性)を規定すると、与えられた周波数特性を近似するフィルタ係数を計算するRemez法をはじめとするフィルタ係数生成法が確立している。
【０１００】
図５（ｂ）を参照すると、位相特性３０ａは、理想分数遅延における位相特性を表している。位相特性３０ｂは、ラグランジェ補間フィルタの次数Ｎ＝１のときの位相特性を表している。位相特性３０ｃは次数Ｎ＝５のときの位相特性を表しており、位相特性３０ｄは次数Ｎ＝７のときの位相特性を表している。ラグランジェ補間フィルタの次数が、１次、５次、７次と高くなるに従って、位相特性が理想の位相特性３０ａに近づくことが分かる。
【０１０１】
補間の特性が良いのはラグランジェ補間フィルタの中央付近なので、係数Ｄは、
次数Ｎ＝１の時：Ｄ＝０＋（１／３）、
次数Ｎ＝５の時：Ｄ＝２＋（１／３）、
次数Ｎ＝７の時：Ｄ＝３＋（１／３）、
の様に設定した。
【０１０２】
ラグランジェ補間フィルタの雑音除去能力は、ラグランジェ補間フィルタの各振幅特性２９ｂ・２９ｃ・２９ｄと、理想フィルタの振幅特性２９ａとの間のギャップに比例する。従って、ラグランジェ補間フィルタの次数Ｎが大きくなるほど雑音除去能力は小さくなり、ラグランジェ補間フィルタの次数と雑音除去能力との間の関係は、ラグランジェ補間フィルタの次数と伝達関数補間能力との間の関係と正反対になる。
【０１０３】
ここで、
τ：遅延時間、
ρ：ＤＵ比、
とすると、周波数選択性フェージング（静的マルチパス）における伝達関数理論式は、下記の（式５）によって表される(非特許文献２)。
【０１０４】
【数６】
0004444229.tif 000011
【０１０５】
図６（ａ）はτ＝５μｓ、ＤＵ比＝０［ｄＢ］の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、図６（ｂ）はその位相を示すグラフである。図７（ａ）はτ＝５μｓ、ＤＵ比＝６［ｄＢ］の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、図７（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【０１０６】
図６（ａ）（ｂ）におけるＤＵ比＝０［ｄＢ］は、図７（ａ）（ｂ）におけるＤＵ比＝６［ｄＢ］よりも小さくなっており、マルチパス条件が厳しくなっている。図７（ａ）では、伝達関数の振幅は常に０．２以上あるが、図６（ａ）では、キャリア番号−２００、−１００、０、１００及び２００は、伝送路における干渉により消滅して、伝達関数の振幅が零になっている。
【０１０７】
図８（ａ）はτ＝１０μｓ、ＤＵ比＝０［ｄＢ］の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、図８（ｂ）はその位相を示すグラフである。図９（ａ）（ｂ）は、それぞれ図８（ａ）（ｂ）の拡大図である。
【０１０８】
図８（ａ）（ｂ）における遅延時間τ＝１０μｓは、図６（ａ）（ｂ）における遅延時間τ＝５μｓよりも大きくなっており、マルチパス条件が厳しくなっている。伝達関数の振幅及び位相のキャリア番号方向に沿った変動周期が、図６（ａ）（ｂ）の場合よりも短くなっており、ラグランジェ補間フィルタの伝達関数推定能力を高くする必要がある。
【０１０９】
図１０は、ＤＵ比と伝達関数の振幅の最大・最小比との間の関係を示すグラフである。ＤＵ比が小さくなると、伝達関数の振幅の最大・最小比が増大し、マルチパス条件が厳しくなる。従って、ＤＵ比が小さくなると、ラグランジェ補間フィルタの伝達関数推定能力を高くする必要がある。
【０１１０】
図１１は、遅延時間τと伝達関数の振動周期との間の関係を示すグラフである。曲線３１は伝達関数の振動周期を表しており、直線４２はｍｏｄｅ２におけるＳＰキャリアの周波数間隔を表しており、直線４３はｍｏｄｅ３におけるＳＰキャリアの周波数間隔を表している。曲線３１に示されるように、遅延時間τが大きくなるほど、伝達関数の振動周期が短くなり、遅延プロファイルが厳しくなるため、ラグランジェ補間フィルタの伝達関数推定能力を高くする必要がある。
【０１１１】
図１２（ａ）は次数＝１のラグランジェ補間の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、図１２（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【０１１２】
図１２（ａ）を参照すると、丸印３３ｂは、次数＝１のラグランジェ補間フィルタによって丸印３３ａのＳＰキャリアから推定した伝達関数の振幅を表しており、波形３４は、真の伝達関数の振幅を表している。図１２（ｂ）を参照すると、丸印３５ｂは、次数＝１のラグランジェ補間フィルタによって丸印３５ａのＳＰキャリアから推定した伝達関数の位相を表しており、波形３６は、真の伝達関数の位相を表している。
【０１１３】
図１３（ａ）は次数１１のラグランジェ補間の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、図１３（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【０１１４】
図１３（ａ）を参照すると、丸印３７ｂは、次数＝１１のラグランジェ補間フィルタによって丸印３７ａのＳＰキャリアから推定した伝達関数の振幅を表しており、波形３８は、真の伝達関数の振幅を表している。図１３（ｂ）を参照すると、丸印３９ｂは、次数＝１１のラグランジェ補間フィルタによって丸印３９ａのＳＰキャリアから推定した伝達関数の位相を表しており、波形４０は、真の伝達関数の位相を表している。
【０１１５】
図１２（ａ）（ｂ）及び図１３（ａ）（ｂ）に示すように、ラグランジェ補間フィルタの次数Ｎを１から１１に大きくすると、推定した伝達関数が真の伝達関数に近づいてラグランジェ補間フィルタの伝達関数推定能力が高まる。
【０１１６】
本実施の形態では、地上デジタル放送を受信するためのＯＦＤＭ復調装置の例を説明したが、本発明はこれに限定されない。ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置であればよく、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。
【０１１７】
また、本実施の形態では、ラグランジェ補間フィルタによってキャリアフィルタ６を構成した例を示したが、本発明はこれに限定されない。ラグランジェ補間フィルタ以外の補間フィルタによりキャリアフィルタ６を構成してもよい。例えば、スプライン補間フィルタ、エルミート補間フィルタ、及びアップサンプリングとFIRフィルタの組み合わせによる補間処理フィルタによりキャリアフィルタ６を構成することができる。
【０１１８】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【０１１９】
なお、上記実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各部や各処理ステップは、ＣＰＵなどの演算手段が、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭなどの記憶手段に記憶されたプログラムを実行し、インターフェース回路などの通信手段を制御することにより実現することができる。したがって、これらの手段を有するコンピュータが、上記プログラムを記録した記録媒体を読み取り、当該プログラムを実行するだけで、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各種機能および各種処理を実現することができる。また、上記プログラムをリムーバブルな記録媒体に記録することにより、任意のコンピュータ上で上記の各種機能および各種処理を実現することができる。
【０１２０】
この記録媒体としては、マイクロコンピュータで処理を行うために図示しないメモリ、例えばＲＯＭのようなものがプログラムメディアであっても良いし、また、図示していないが外部記憶装置としてプログラム読取り装置が設けられ、そこに記録媒体を挿入することにより読取り可能なプログラムメディアであっても良い。
【０１２１】
また、何れの場合でも、格納されているプログラムは、マイクロプロセッサがアクセスして実行される構成であることが好ましい。さらに、プログラムを読み出し、読み出されたプログラムは、マイクロコンピュータのプログラム記憶エリアにダウンロードされて、そのプログラムが実行される方式であることが好ましい。なお、このダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納されているものとする。
【０１２２】
また、上記プログラムメディアとしては、本体と分離可能に構成される記録媒体であり、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フレキシブルディスクやハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ等のディスクのディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、フラッシュＲＯＭ等による半導体メモリを含めた固定的にプログラムを担持する記録媒体等がある。
【０１２３】
また、インターネットを含む通信ネットワークを接続可能なシステム構成であれば、通信ネットワークからプログラムをダウンロードするように流動的にプログラムを担持する記録媒体であることが好ましい。
【０１２４】
さらに、このように通信ネットワークからプログラムをダウンロードする場合には、そのダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納しておくか、あるいは別な記録媒体からインストールされるものであることが好ましい。
【産業上の利用可能性】
【０１２５】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に適用することができる。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１２６】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられた波形等化回路の構成を説明するためのブロック図である。
【図３】上記波形等化回路に設けられたキャリアフィルタを構成するラグランジェ補間フィルタがシンボルフィルタの出力に基づいてＳＰキャリア間の伝達関数を補間処理により推定する方法を説明するためのグラフである。
【図４】（ａ）は次数１のラグランジェ補間を説明するための図であり、（ｂ）は次数３のラグランジェ補間を説明するための図であり、（ｃ）は次数５のラグランジェ補間を説明するための図である。
【図５】（ａ）は上記波形等化回路に設けられたキャリアフィルタを構成するラグランジェ補間フィルタの振幅特性を示すグラフであり、（ｂ）はその位相特性を示すグラフである。
【図６】（ａ）はτ＝５μｓ、ＤＵ＝０［ｄＢ］の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【図７】（ａ）はτ＝５μｓ、ＤＵ＝６［ｄＢ］の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【図８】（ａ）はτ＝１０μｓ、ＤＵ＝０［ｄＢ］の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【図９】（ａ）（ｂ）は、それぞれ図８（ａ）（ｂ）の拡大図である。
【図１０】ＤＵ比と伝達関数の振幅の最大・最小比との間の関係を示すグラフである。
【図１１】遅延時間τと伝達関数の振動周期との間の関係を示すグラフである。
【図１２】（ａ）は次数１のラグランジェ補間の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【図１３】（ａ）は次数１１のラグランジェ補間の場合の伝達関数の振幅を示すグラフであり、（ｂ）はその位相を示すグラフである。
【図１４】ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。
【図１５】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のＯＦＤＭ復調装置に設けられた波形等化回路の構成を説明するためのブロック図である。
【符号の説明】
【０１２７】
１    ＯＦＤＭ復調装置
４    デジタル直交復調回路
５    ＦＦＴ演算回路
６    キャリアフィルタ
７    複素除算回路（第１複素除算回路）
８    遅延プロファイル推定回路
９    シンボルフィルタ
１１  波形等化回路
１２  複素除算回路（第２複素除算回路）
１３  フィルタ係数制御回路
１４  ＭＥＲ計測回路
１５  複素相関回路
１６  ベースバンド信号処理部
１７  誤り訂正処理部
１８  ＡＤＣ
１９  シンボル同期回路
２０  ＡＧＣ回路
２１  ＴＭＣＣ復号回路
２２  広帯域キャリア周波数誤差補正回路
２３  狭帯域キャリア周波数誤差補正回路
１０３  データ抽出回路
１０５  ＳＰ抽出回路
１０６  ＳＰ発生回路
【図１】
0004444229.tif 000012
【図２】
0004444229.tif 000013
【図３】
0004444229.tif 000014
【図４】
0004444229.tif 000015
【図５】
0004444229.tif 000016
【図６】
0004444229.tif 000017
【図７】
0004444229.tif 000018
【図８】
0004444229.tif 000019
【図９】
0004444229.tif 000020
【図１０】
0004444229.tif 000021
【図１１】
0004444229.tif 000022
【図１２】
0004444229.tif 000023
【図１３】
0004444229.tif 000024
【図１４】
0004444229.tif 000025
【図１５】
0004444229.tif 000026
【図１６】
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