(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号に応じて発振信号の周波数を抑制する発振器と、
上記発振信号を分周して比較信号を生成する分数分周方式の分周器と、
基準クロック信号を生成する基準クロック信号発生器と、
上記比較信号の位相と上記基準クロック信号の位相とを比較して位相差信号を出力する位相比較器と、
上記位相差信号に応じた電流を出力するチャージポンプ回路と、
上記チャージポンプ回路から出力される電流の高周波成分を除去して上記制御信号として上記発振器に供給するローパスフィルタと、
上記制御信号に含まれるリップル電流を補償するための補償電流を上記チャージポンプ回路の出力端に供給する補償回路と、
上記分周器の分周値を非周期的に変化させる分周値設定回路と、
を有し、
上記分周値設定回路が、
乱数発生器と、
上記乱数発生器により発生される乱数を丸め込んだ整数値を出力する丸め込み回路と、
上記整数値に基づき上記分周器の分数分周値を決定するための整数分周値を求めて当該整数分周値を上記分周器に出力する分周値制御回路と、
を含み、
上記丸め込み回路が、上記位相差信号に対応する算出された位相値と上記補償電流に対応する算出された補償値が所定の範囲内になるか否かを検出し、上記位相値又は補償値が所定の範囲内にないときに上記整数値を訂正する、
周波数シンセサイザ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数シンセサイザの技術分野にかかり、特に、スプリアス成分の発生を抑制することができる周波数シンセサイザに関する。
【０００２】
【従来の技術】
所望の周波数の信号が得られ、高速に周波数を引き込める回路として、分数分周方式のＰＬＬ回路を用いた周波数シンセサイザが知られている。現在では、例えば、８００ＭＨｚ帯でチャネル間隔が２５ｋＨｚであったとしても、３００μ秒以下で周波数を引き込めるような周波数シンセサイザも実現されている。整数分周ＰＬＬでは、せいぜい１．５ｍ秒程度が限界なのに対して大きな特徴と言える。また、位相雑音特性に関しても、整数方式に対して１０〜２０ｄＢ程度優れている。
【０００３】
このような特徴から、分数分周方式のＰＬＬ回路を採用した周波数シンセサイザは、ワイヤレスコミュニケーションの分野において、欠かすことのできないデバイスになっている。
【０００４】
図４の符号１０１は、分数分周方式を採用した従来技術の周波数シンセサイザの一例であり、発振器１３１、分周器１３２、クロック発生器１３３、位相比較器１３４、チャージポンプ回路１３５、ローパスフィルタ１３６、補償回路１３７、分周値設定回路１３８を有している。
【０００５】
これら回路により、下記のような負帰還ループが形成され、チャージポンプ回路から出力された信号が、ローパスフィルタ１３６を介して発振器１３１に入力され、その信号の大きさに応じた周波数の出力信号OUTを外部回路及び分周器１３２に出力するように構成されている。
【０００６】
この周波数シンセサイザ１０１の負帰還ループを説明すると、先ず、発振器１３１が出力する出力信号OUTは分周器１３２に入力され、分周器１３２内に設定された整数分周値で、出力信号OUTが分周され、その分周された信号が位相比較器１３４に入力される。
【０００７】
位相比較器１３４は、分周された信号と、クロック発生器１３３が出力する基準クロック信号とを入力しており、両信号の位相差に応じた信号を生成し、チャージポンプ回路１３５に出力している。
【０００８】
チャージポンプ回路１３５は、位相比較器１３４から入力された信号に応じた期間だけ定電流を出力するように構成されており、その定電流による信号は、ローパスフィルタ１３６を介して、発振器１３１に入力されている。
【０００９】
チャージポンプ回路１３５が出力した信号が、分周器１３２の出力信号の周波数が基準クロック信号の周波数よりも高いことを示している場合には、発振器１３２は出力信号OUTの周波数を低くし、逆に、分周器１３２の出力信号の周波数の方が、基準クロック信号の周波数よりも低いことを示している場合には、出力信号OUTの周波数を高くする。
【００１０】
その結果、発振器１３１は、位相比較器１３４が出力する誤差信号を小さくするように動作するので、全体で負帰還ループが形成され、出力信号OUTは所定の周波数で安定する。
【００１１】
上記分周器１３２内に設定される分周値は整数分周値であるが、整数分周値の大きさは分周値設定回路１３８によって制御され、値が周期的に変化するように構成されている。整数分周値が周期的に変化する結果、整数分周値を平均した値は分数分周値となるので、基準クロック信号を分数分周値倍した周波数の信号が得られる。
【００１２】
例えば、分数分周値として(５０００＋１／８)が必要な場合には、基準クロック信号の連続する８周期中、７周期の間だけ整数分周値を５０００にし、残りの１周期の間だけ整数分周値を５００１にすると、８周期の期間中の整数分周値を平均した値、即ち分数分周値は(５０００＋１／８)となる。
【００１３】
この場合、整数分周値が変化するため、チャージポンプ１３５の出力電圧は常に変化するが、チャージポンプ１３５の出力は、ローパスフィルタ１３６によって平均化されるので、８周期の期間を平均すると分周器１３２が出力する信号の周波数と基準クロック信号の周波数とは一致することになる。その結果、発振器１３１の出力信号OUTの周波数は、基準クロック信号を分数分周値(５０００＋１／８)倍した値で安定する。
【００１４】
しかし、上記のように整数分周値が変化するため、出力信号OUTが安定している場合であっても、分周器１３２が出力する信号の位相と基準クロックの位相とが完全に一致することがない。従って、位相比較器１３４が動作する度に、位相比較器１３４から誤差信号が出力され(分数分周値の値によっては、位相比較器１３４が動作しても、誤差信号が出力されない期間が存在することもある。)、チャージポンプ回路１３５から位相差に応じた大きさのリップル電流が出力されてしまう。
【００１５】
このリップル電流を説明すると、図５(ａ)は、分数分周値が(５０００＋１／８)である場合の、基準クロック信号に対する分周器１３２の出力信号OUTのタイミングチャートである。同図の符号ＣＬＫは基準クロック信号のタイミングを示し、符号Ｔ1〜Ｔ8は分周器１３２の出力信号OUTの位相を示している。
【００１６】
Ｗ1〜Ｗ8は、分周器１３２の各出力信号OUTの位相Ｔ1〜Ｔ8と、基準クロック信号ＣＬＫとの位相の誤差量を表している。この誤差量Ｗ1〜Ｗ8には、遅れの誤差量Ｗ1〜Ｗ4と、進みの誤差量Ｗ5〜Ｗ8とがあるが、遅れの誤差量Ｗ1〜Ｗ4を合計した値と、進みの誤差量Ｗ5〜Ｗ8を合計した値とは等しくなっている。従って、上記のように、出力信号OUTの位相を８周期の期間平均すると、基準クロック信号ＣＬＫの位相と等しくなる。
【００１７】
図５(ｂ)の符号Ｒ1〜Ｒ8は、上記位相の誤差量Ｗ1〜Ｗ8が生じたときに、チャージポンプ回路１３５から出力されるリップル電流の出力期間を示している。チャージポンプ回路１３５は定電流出力であるため、各リップル電流の電荷量は出力期間に比例する。最小の誤差量Ｗ4、Ｗ5のときのリップル電流の電荷量を±ｑとすると、誤差量Ｗ1〜Ｗ8に対応するリップル電流の電荷量は、−７ｑ、−５ｑ、−３ｑ、−ｑ、ｑ、３ｑ、５ｑ、７ｑである。
【００１８】
このようなリップル電流が出力されるタイミングと大きさは、整数分周値の周期に応じた周期を持っているため、出力信号OUTにスプリアスを発生させてしまうという問題がある。
【００１９】
そこで上記のようなスプリアス成分を消去するために、従来技術の周波数シンセサイザ１０１でも対策が取られており、分周値設定回路１３８によって制御される、補償回路１３７が設けられており、チャージポンプ回路１３５からリップル電流が出力されるタイミングで、リップル電流とは逆極性で大きさの等しい補償電流を生成し、チャージポンプ回路１３５の出力信号OUTに重畳させることで、リップル電流を消去するようにしている。
【００２０】
図５(ｂ)の符号Ｃ1〜Ｃ8は、各リップル電流の電荷量Ｒ1〜Ｒ8に対応した補償電流の電荷量を示している。各補償電流Ｃ1〜Ｃ8の電荷量は、７ｑ、５ｑ、３ｑ、ｑ、−ｑ、−３ｑ、−５ｑ、−７ｑである。
【００２１】
しかしながら、従来技術の周波数シンセサイザ１０１は、製造上のバラツキ等から、補償電流の電荷量をリップル電流の電荷量に完全に一致させることが困難である。そのため、リップル電流を完全に消去できない場合がある。
【００２２】
リップル電流を消去できなかった場合、その影響は周期性を有するため、出力信号OUTにはスプリアス成分が残ってしまう。製造ばらつきを考慮した場合、補償回路１３７によるスプリアス成分の低減率は、４０ｄＢ〜３０ｄＢ程度の範囲でばらついてしまう。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、スプリアス成分の低減率を大きくできる技術を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の周波数シンセサイザは、制御信号に応じて発振信号の周波数を抑制する発振器と、上記発振信号を分周して比較信号を生成する分数分周方式の分周器と、基準クロック信号を生成する基準クロック信号発生器と、上記比較信号の位相と上記基準クロック信号の位相とを比較して位相差信号を出力する位相比較器と、上記位相差信号に応じた電流を出力するチャージポンプ回路と、上記チャージポンプ回路から出力される電流の高周波成分を除去して上記制御信号として上記発振器に供給するローパスフィルタと、上記制御信号に含まれるリップル電流を補償するための補償電流を上記チャージポンプ回路の出力端に供給する補償回路と、上記分周器の分周値を非周期的に変化させる分周値設定回路と、を有し、上記分周値設定回路が、乱数発生器と、上記乱数発生器により発生される乱数を丸め込んだ整数値を出力する丸め込み回路と、上記整数値に基づき上記分周器の分数分周値を決定するための整数分周値を求めて当該整数分周値を上記分周器に出力する分周値制御回路と、を含み、上記丸め込み回路が、上記位相差信号に対応する算出された位相値と上記補償電流に対応する算出された補償値が所定の範囲内になるか否かを検出し、上記位相値又は補償値が所定の範囲内にないときに上記整数値を訂正する。
【００２５】
本発明は上記のように構成されており、分数分周値を作るための整数分周値を変化させる際、周期性が現れないようにしている。従って、リップル電流に起因した出力信号のスプリアス成分が生じることはない。
【００２６】
チャージポンプ回路の出力に補償電流を重畳させてリップル電流を消去する場合でも、リップル電流の影響が残るが、その場合でもリップル電流の影響には周期性がないので出力信号にスプリアス成分が生じることはない。
【００２７】
生成できる補償電流の大きさには、補償回路の能力による制限があるので、本発明では、整数分周値を変化させる際に、出力信号を整数分周した信号の周波数と基準クロック信号との位相差が補償電流の能力を超えないように、整数分周値を制限している。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１を参照し、符号１は、本発明の一例の周波数シンセサイザを示しており、発振器３１、分周器３２、クロック発生器３３、位相比較器３４、チャージポンプ回路３５、ローパスフィルタ３６、補償回路３７、分周値設定回路３８、を有している。
【００２９】
この周波数シンセサイザ１は、上記従来技術の周波数シンセサイザ１０１と同様の負帰還ループが形成されており、発振器３１の出力信号OUTは分周器３２に入力され、整数分周値によって分周される。
【００３０】
分周された後の信号は、位相比較器３４に入力され、クロック発生器３３が出力する基準クロック信号の位相と比較され、両信号の位相差に応じた信号がチャージポンプ回路３５に出力される。チャージポンプ回３５は、位相差に応じた電荷量の電流を出力し、その信号は、ローパスフィルタ３６を介して発振器３１に入力される。
【００３１】
発振器３１は、入力された信号に応じた周波数の出力信号OUTを、外部回路及び分周器３２に出力するように構成されている。発振器３１は、位相比較器３４が出力する誤差信号を小さくする方向に出力信号OUTの周波数を変化させる。
【００３２】
本発明の分周値設定回路３８内には、分周値制御回路５と、丸め込み回路６と、乱数発生回路７とが設けられている。
【００３３】
乱数発生回路７は、内部で所定範囲の乱数を生成し、丸め込み回路６に出力するように構成されている。分周器３２内に整数分周値を設定する場合、先ず、乱数発生回路７内で生成された乱数値が丸め込み回路６に入力され、丸め込み回路６内で所定範囲の整数値に丸め込まれる。丸め込まれた整数値は、分周値制御回路５に出力される。
【００３４】
分周値制御回路５は、入力された整数値に基づいて整数分周値を生成し、分周器３２に出力する。分周器３２は入力された整数分周値を記憶し、その設定された整数分周値で入力される出力信号OUTを分周する。
【００３５】
分周値制御回路５は、補償回路３７を制御し、チャージポンプ回路３５から出力されるリップル電流とは逆極性で大きさが等しい補償電流を生成させ、チャージポンプ回路３５が出力する信号に重畳させるように構成されている。
【００３６】
リップル電流の最小電荷量をｑとした場合に、補償回路３７は±１５ｑの補償電流を生成できるように構成されている。従って、この補償回路３７の能力を超えないように、リップル電流の電荷量が±１５ｑ以下になるように整数分周値の変化が制限されている。
【００３７】
例えば、分数分周値を５０００＋３／８にした場合、本発明の周波数シンセサイザ１では、整数分周値を、例えば、
５０００、５００３、４９９９、５００１、５００１、５０００、４９９９、５００３、４９９９、５０００、５０００、５００１、……
のように変化させ、各整数分周値で分周したときのリップル電流が±１５ｑの範囲に納まるようにしている。
【００３８】
整数分周値の上記変化に対応するリップル電流は、
−１５ｑ、６ｑ、−５ｑ、０、５ｑ、２ｑ、−９ｑ、１２ｑ、ｑ、−２ｑ、−５ｑ、０、……
である。
【００３９】
このリップル電流を消去するためには、補償回路３７は、
１５ｑ、−６ｑ、５ｑ、０、−５ｑ、−２ｑ、９ｑ、−１２ｑ、−ｑ、２ｑ、５ｑ、０、……
の電荷量の補償電流を出力すればよい。
【００４０】
なお、従来技術の周波数シンセサイザの場合、分数分周値が同じ値であっても、
５０００、５０００、５００１、５０００、５０００、５００１、５０００、５０００、５０００、５０００、５００１、５０００、……
のように変化するため、
−７ｑ、−１ｑ、＋５ｑ、−５ｑ、−１ｑ、＋７ｑ、−３ｑ、＋３ｑ、−７ｑ、−１ｑ、＋５ｑ、−５ｑ、……
のようにリップル電流が出力されており、リップル電流が周期性を持っている。従って、リップル電流の影響が少しでも残った場合には、その影響は周期性を有するため、出力信号OUTにスプリアス成分が発生してしまう。
【００４１】
それに対し、本発明の周波数シンセサイザでは、上記のようにリップル電流の変化に周期性がないので、リップル電流を補償電流によって完全に消去できない場合であっても、出力信号OUTにスプリアス成分が発生することはない。
【００４２】
分周値制御回路５の内部ブロック図を図２に示す。図２の符号５１は加算器を示しており、丸め込み回路６が出力した整数値は、この加算器５１に入力される。
【００４３】
同図の符号５０は、分周値制御回路５内のコントロールレジスタを示している。このコントロールレジスタ５０には分数分周値が保持されており、その分数分周値の整数部分の値、小数点以下の部分の分母の値及び分子の値とを出力している。
【００４４】
加算器５１には、コントロールレジスタ５０が出力する分数分周値の整数部分の値と、丸め込み回路６が出力する整数値とが入力されている。
【００４５】
この加算器５１内で、丸め込み回路６から出力される整数値と分数分周値の整数部分の値とが加算され、整数分周値となって分周器３２に出力される。分周器３２は入力された整数分周値を保持し、その値で出力信号OUTを分周する。
【００４６】
丸め込み回路６が出力する整数値は、加算器５１の他、乗算器５３にも入力されている。この乗算器５３には、コントロールレジスタ５０が出力する分母の値も入力されており、丸め込み回路６から入力された整数値は、その分母の値と掛け合わされ、加算器５４に出力されている。
【００４７】
この加算器５４には、乗算器５３の出力と共に、レジスタ５５内に保持されている値が入力されている。レジスタ５５に保持されている値は、変化前の整数分周値で出力信号OUTを分周した場合の、基準クロック信号との位相差を示している。
【００４８】
加算器５４は、レジスタ５５内の値と乗算器５３の出力とを加算し、次段の加算器５６に出力する。
【００４９】
この加算器５６は、前段の加算器５４の出力とコントロールレジスタ５０が出力する分子の値とを加算し、変化後の整数分周値で出力信号OUTを分周した場合に生じる基準クロック信号との位相差を求める。
【００５０】
その値は、レジスタ５５に入力され、記憶されると共に、次段の変換回路５９に出力される。変換回路５９は、入力された値から、新たな整数分周値で出力信号OUTが分周されるときに必要となる補償電流に対応する値を求め、その値を補償回路３７に出力する。
【００５１】
補償回路３７は、入力された値から、リップル電流に対応した電荷量の補償電流を生成し、リップル電流が出力されるタイミングで、チャージポンプ回路３５の出力に補償電流を重畳させる。
【００５２】
２個の比較器６１、６２には、それぞれ加算器５６が出力する位相値と、変換回路５９が出力する補償電流の電荷量を示す値とが入力されており、各比較器６１、６２は、それらをコントロールレジスタ５０が出力する分母の値に応じた値と比較し、その比較結果を丸め込み回路６に出力している。この分母の値に応じた値としては、分母の値に整数を掛けた値などの分母の値を基準にした値であれば何でも良い。
【００５３】
丸め込み回路６は、比較器６１、６２の比較結果により、位相値と補償電流の電荷量とが所定の範囲内にあるか否かを検出する。仮に、位相値や補償電流の電荷量が大きすぎた場合には、丸め込み回路６は整数値を出力し直し、整数分周値を訂正する。
【００５４】
その結果、変化前の整数分周値と変化後の整数分周値の差が著しく大きくならないため、補償電流の電荷量が、補償回路３７の能力を超えないようになっている。
【００５５】
なお、本発明では、乱数発生回路７が必ずしも乱数を発生するように構成する必要はない。例えば、Ｍ系列の線形帰還型シフトレジスタを複数個使用し、長周期の乱数系列を生成してもよい。
【００５６】
図３の符号８は、Ｍ系列の乱数を生成し、所定範囲の整数値を丸め込み回路６に出力する乱数発生回路である。
【００５７】
この乱数発生回路８は、４個の線形シフトレジスタ８１〜８４を有している。各線形シフトレジスタ８１〜８４はｎ1〜ｎ4ビット構成であり、位相比較器３４のリセットパルスを受け、動作するようになっている。
【００５８】
ｎ1〜ｎ4ビットの４個の線形シフトレジスタ８１〜８４を使用すると、(２＊＊ｎ1)×(２＊＊ｎ2)×(２＊＊ｎ3)×(２＊＊ｎ4)の周期を持つ乱数値が生成される(２＊＊ｎは、２nを表している)。
【００５９】
各シフトレジスタ８１〜８４の出力は、加算器８５に入力され、所定範囲の整数値が後段の丸め込み回路６に出力される。このように、本発明はＭ系列の乱数を使用することができる。
【００６０】
また、予め本発明の周波数シンセサイザで用いる乱数をＲＯＭに記憶させておき、乱数発生回路として用いてもよい。
【００６１】
【発明の効果】
リップル電流による影響が周期性を有さないので、出力信号にスプリアス成分が発生しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一例の周波数シンセサイザのブロック図
【図２】その分周値制御回路の内部ブロック図
【図３】Ｍ系列の乱数を用いる乱数発生回路の例
【図４】従来技術の周波数シンセサイザを説明するための図
【図５】(ａ)、(ｂ)：リップル電流と補償電流を説明するためのタイミングチャート
【符号の説明】
１……周波数シンセサイザ
５……分周値制御回路
６……丸め込み回路
７……乱数発生回路
３１……発振器
３２……分周器
３４……位相比較器
３５……チャージポンプ回路
３６……ローパスフィルタ
３７……補償回路
３８……分周値設定回路
【図１】
0004392949.tif 000002
【図２】
0004392949.tif 000003
【図３】
0004392949.tif 000004
【図４】
0004392949.tif 000005
【図５】
0004392949.tif 000006