(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含むことが可能な変調信号のキャリア再生を前記変調信号におけるＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うキャリア再生装置であって、
前記変調信号を上記キャリアの同相成分と直交成分ごとに検波する検波回路と、
検波され上記同相成分及び上記直交成分を有する前記変調信号とフィードバック信号とを混合する混合回路と、
前記混合の結果に対して同相成分と直交成分とで位相比較を行う複数の位相比較回路と、
上記位相比較結果を平滑化するフィルタ回路と、
前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィードバック信号を生成する数値制御発振回路とを有し、
前記フィルタ回路は、
前記位相比較結果に対する周波数誤差の補正の重み付けをする第１の係数を乗じる第１の係数乗算回路と、
前記位相比較結果に対する位相誤差の補正の重み付けをする第２の係数を乗じる第２の係数乗算回路と、
前記第１の係数乗算回路の出力を積分する積分回路と、
前記第２の係数乗算回路の出力と前記積分回路の出力とを加算する加算回路と
を有し、
上記キャリア再生が上記期間でのみ行われる際、前記キャリア再生装置に備えられた制御回路が、設定された前記第１の係数を小さくするように、かつ、設定された前記第２の係数を大きくするように、制御する
キャリア再生装置。
【請求項２】
前記混合回路は、検波された前記変調信号とフィードバック信号との複素乗算を行う複素乗算回路である
請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記周波数誤差の補正および前記位相誤差の補正の重み付けに応じて前記第１の係数および前記第２の係数を制御する
請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項４】
前記信号は、位相シフト変調された信号である
請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項５】
異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含む受信信号のキャリア再生を前記変調信号におけるＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うキャリア再生回路と、
前記キャリア再生された受信信号の復調を行う復調回路と、
前記復調された受信信号を復号する復号回路と
を有し、
前記キャリア再生回路は、
前記変調信号を上記キャリアの同相成分と直交成分ごとに検波する検波回路と、
検波され上記同相成分及び上記直交成分を有する前記変調信号とフィードバック信号とを混合する混合回路と、
前記混合の結果に対して同相成分と直交成分とで位相比較を行う複数の位相比較回路と、
上記位相比較結果を平滑化するフィルタ回路と、
前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィードバック信号を生成する数値制御発振回路とを有し、
前記フィルタ回路は、
前記位相比較結果に対する周波数誤差の補正の重み付けをする第１の係数を乗じる第１の係数乗算回路と、
前記位相比較結果に対する位相誤差の補正の重み付けをする第２の係数を乗じる第２の係数乗算回路と、
前記第１の係数乗算回路の出力を積分する積分回路と、
前記第２の係数乗算回路の出力と前記積分回路の出力とを加算する加算回路と
を有し、
上記キャリア再生が上記期間でのみ行われる際、前記キャリア再生回路に備えられた制御回路が、設定された前記第１の係数を小さくするように、かつ、設定された前記第２の係数を大きくするように、制御する
キャリア再生装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記周波数誤差の補正および前記位相誤差の補正の重み付けに応じて前記第１の係数および前記第２の係数を制御する
請求項５に記載のキャリア再生装置。
【請求項７】
前記復号回路は、前記受信信号内の前記複数の信号モジュールの変調方式を示す変調方式指示信号を復号し、当該復号した変調方式指示信号を前記制御回路に出力する
請求項６に記載のキャリア再生装置。
【請求項８】
異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含むことが可能な変調信号のキャリア再生を前記変調信号におけるＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うキャリア再生方法において、
前記変調信号を上記キャリアの同相成分と直交成分ごとに検波し、
検波され上記同相成分及び上記直交成分を有する前記変調信号とフィードバック信号とを混合し、
前記混合の結果に対して同相成分と直交成分とで位相比較を行い、
上記位相比較結果を平滑化するフィルタリングをし、
前記平滑化された位相比較の結果に基づいて数値制御発振回路を制御して前記フィードバック信号を生成する
キャリア再生方法であって、
前記フィルタリングにおいて、
前記位相比較の結果に対する周波数誤差の補正の重み付けをする第１の係数を乗じ、
前記位相比較の結果に対する位相誤差の補正の重み付けをする第２の係数を乗じ、
前記第１の係数が乗じられた前記位相比較の結果を積分し、
前記第２の係数を乗じられた前記位相比較の結果と、積分された前記第１の係数が乗じられた上記位相比較の結果とを加算し、
上記キャリア再生が上記期間でのみ行われる際、設定された前記第１の係数が小さくなるように、かつ、設定された前記第２の係数が大きくなるように、制御される
キャリア再生方法。
【請求項９】
前記周波数誤差の補正および前記位相誤差の補正の重み付けに応じて前記第１の係数および前記第２の係数が制御される
請求項８に記載のキャリア再生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の変調方式の信号モジュールを含む信号のキャリア再生を行うキャリア再生装置およびその方法と、当該キャリア再生装置を用いた受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムでは、送信側で、信号（情報）をキャリア（搬送波）に乗せる変調が行われ、受信側で信号が乗せられたキャリアから信号を取り出すキャリア再生が行われる。
変調には種々の方式があるが、衛星放送などに用いられる方式として、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)変調がある。
ＰＳＫ変調された変調信号Ｓ（ｔ）は、下記式（１）で表される。
【０００３】
【数１】
0004449144.tif 000002
【０００４】
上記式（１）において、θ(t) は信号（情報）を位相へ変換したものを表し、ωはキャリアの周波数を表している。
受信装置では、変調信号Ｓ（ｔ）から、θ（ｔ）を取り出し、意味のある信号に変換する復調を行う。
【０００５】
ところで、例えば、図６に示す構成のフレームを単位として信号を送受信するＢＳデジタル放送フォーマットがある。
当該フォーマットでは、図６に示すように、各フレームＦＬ1 〜ＦＬ8 は１９２シンボルのＴＭＣＣ信号と１９２個のパケットとからなる。各パケットは２０３シンボルであり、パケット相互間に４シンボルのバースト信号が挿入されている。
フレームＦＬ1 〜ＦＬ8 で１個のスーパーフレームが構成される。
フレームＦＬ1 のＴＭＣＣ信号には、スーパーフレームの先頭を示すユニークワードｗ１，ｗ２が格納されている。
フレームＦＬ2 〜ＦＬ8 のＴＭＣＣ信号には、フレームの先頭を示すユニークワードｗ１，ｗ２が格納されている。
【０００６】
また、当該フォーマットでは、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号の変調方式はＢＰＳＫに固定されているが、各パケットの変調方式は例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying) 、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying) およびＴＣ８ＰＳＫのなかから選択ができるようになっている。各パケットの変調方式は、２スーパーフレーム前の対応するフレームのＴＭＣＣ信号に格納されている。
【０００７】
従って、上述したＢＳデジタル放送フォーマットの信号を受信した受信装置では、受信信号内の変調方式が予め決められているＴＭＣＣ信号およびバースト信号を用いて間欠的にキャリア再生を行っている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号を用いて間欠的にキャリア再生を行うと、各パケットに対応する期間はキャリア再生が行われないため、当該期間にチューナ等で発生した位相ノイズはそのままキャリア再生回路を通過する。従って、当該位相ノイズが、後段の誤り訂正回路の処理に悪影響を及ぼすという問題がある。
このような問題の解決策として、位相ノイズが低いチューナ等を用いることが考えられるが、装置が大規模および高価格になってしまう。
【０００９】
本発明は上述した従来技術の問題点に鑑みてなされ、簡単かつ小規模な構成で、キャリア再生を高精度に行うことができるキャリア再生装置、受信装置およびそれらの方法を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上述した従来技術の問題点を解決し、上述した目的を達成するために、本発明のキャリア再生装置は、異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含むことが可能な変調信号のキャリア再生を前記変調信号におけるＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うキャリア再生装置であって、前記変調信号を上記キャリアの同相成分と直交成分ごとに検波する検波回路と、検波され上記同相成分及び上記直交成分を有する前記変調信号とフィードバック信号とを混合する混合回路と、前記混合の結果に対して同相成分と直交成分とで位相比較を行う複数の位相比較回路と、上記位相比較結果を平滑化するフィルタ回路と、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィードバック信号を生成する数値制御発振回路とを有し、前記フィルタ回路は、前記位相比較結果に対する周波数誤差の補正の重み付けをする第１の係数を乗じる第１の係数乗算回路と、前記位相比較結果に対する位相誤差の補正の重み付けをする第２の係数を乗じる第２の係数乗算回路と、前記第１の係数乗算回路の出力を積分する積分回路と、前記第２の係数乗算回路の出力と前記積分回路の出力とを加算する加算回路とを有し、上記キャリア再生が上記期間でのみ行われる際、前記キャリア再生装置に備えられた制御回路が、設定された前記第１の係数を小さくするように、かつ、設定された前記第２の係数を大きくするように、制御する。
【００１１】
本発明のキャリア再生装置の作用は以下のようになる。
例えば、アンテナなどで受信され同相成分と直交成分ごとに検波された受信信号である変調信号が、混合回路においてフィードバック信号と混合される。
次に、位相比較回路において、前記混合の結果に対して位相比較が行われる。
次に、フィルタ回路において、前記位相比較結果が平滑化される。
次に、数値制御発振回路において、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィードバック信号が生成される。
【００１５】
また、本発明のキャリア再生装置は、好ましくは、前記混合回路は、前記変調信号とフィードバック信号との複素乗算を行う複素乗算回路である。
【００１７】
また、本発明のキャリア再生装置は、好ましくは、前記制御回路は、前記周波数誤差の補正および前記位相誤差の補正の重み付けに応じて前記第１の係数および前記第２の係数を制御する。
【００１８】
また、本発明のキャリア再生装置は、好ましくは、前記信号は、位相シフト変調された信号である。
【００１９】
また、本発明の受信装置は、異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含む受信信号のキャリア再生を前記変調された信号におけるＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うキャリア再生回路と、前記キャリア再生された受信信号の復調を行う復調回路と、前記復調された受信信号を復号する復号回路とを有し、前記キャリア再生回路は、前記変調信号を上記キャリアの同相成分と直交成分ごとに検波する検波回路と、検波され上記同相成分及び上記直交成分を有する前記変調信号とフィードバック信号とを混合する混合回路と、前記混合の結果に対して同相成分と直交成分とで位相比較を行う複数の位相比較回路と、上記位相比較結果を平滑化するフィルタ回路と、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィードバック信号を生成する数値制御発振回路とを有し、前記フィルタ回路は、前記位相比較結果に対する周波数誤差の補正の重み付けをする第１の係数を乗じる第１の係数乗算回路と、前記位相比較結果に対する位相誤差の補正の重み付けをする第２の係数を乗じる第２の係数乗算回路と、前記第１の係数乗算回路の出力を積分する積分回路と、前記第２の係数乗算回路の出力と前記積分回路の出力とを加算する加算回路とを有し、上記キャリア再生が上記期間でのみ行われる際、前記キャリア再生回路に備えられた制御回路が、設定された前記第１の係数を小さくするように、かつ、設定された前記第２の係数を大きくするように、制御する。
【００２０】
本発明の受信装置の作用は以下のようになる。
先ず、キャリア再生回路において、異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含む受信信号のキャリア再生が行われる。当該処理は、前述したキャリア再生装置の作用に基づいて行われる。
次に、復調回路において、前記キャリア再生された受信信号の復調が行われる。
次に、復号回路において、前記復調された受信信号が復号される。
【００２１】
また、本発明のキャリア再生方法は、異なる変調方式で変調された複数の信号モジュールを含むことが可能な変調信号のキャリア再生を前記変調信号におけるＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うキャリア再生方法において、前記変調信号を上記キャリアの同相成分と直交成分ごとに検波し、検波され上記同相成分及び上記直交成分を有する前記変調信号とフィードバック信号とを混合し、前記混合の結果に対して同相成分と直交成分とで位相比較を行い、上記位相比較結果を平滑化するフィルタリングをし、前記平滑化された位相比較の結果に基づいて数値制御発振回路を制御して前記フィードバック信号を生成するキャリア再生方法であって、前記フィルタリングにおいて、前記位相比較の結果に対する周波数誤差の補正の重み付けをする第１の係数を乗じ、前記位相比較の結果に対する位相誤差の補正の重み付けをする第２の係数を乗じ、前記第１の係数が乗じられた前記位相比較の結果を積分し、前記第２の係数を乗じられた前記位相比較の結果と、積分された前記第１の係数が乗じられた上記位相比較の結果とを加算し、上記キャリア再生が上記期間でのみ行われる際、設定された前記第１の係数が小さくなるように、かつ、設定された前記第２の係数が大きくなるように、制御される。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態に係わる受信装置について説明する。
図１は、本実施形態の受信装置９０の構成図である。
受信装置９０は、例えば、図６を用いて説明したＢＳデジタルＴＶ放送フォーマットの信号を受信し、受信信号のキャリア再生、復調および復号などを行う際に用いられる。
【００２３】
図１に示すように、受信装置９０は、例えば、入力端子１１０、局部発振回路１１１、同相検波回路１１２、移相回路１１３、直交検波回路１１４、アナログ増幅回路１１５，１１６、ＬＰＦ回路１１８，１１９、Ａ／Ｄ変換回路１２０，１２１、発振回路１２２、補間回路１０1 ，１０2 、複素乗算回路１３０、ロールオフフィルタ回路１３１，１３２、ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂ、ＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃ、ループフィルタ回路１３４、数値制御発振回路１３５、信号変換回路１３６，１３７、シンボルデコード回路１４５、シンボル再生回路１４６、ＡＧＣ(Automatic Gain Control)回路１４７、ＰＷＭ信号生成回路１４８、ローパスフィルタ１４９、選択回路１５０、ユニークワード検出回路１５１、Ｃ／Ｎ(Carrier/Noise) 検出回路１５２、制御回路１５３および処理回路１５４を有する。
【００２４】
ここで、複素乗算回路が本発明の混合回路に対応し、ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂおよびＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃが本発明の複数の位相比較回路に対応し、選択回路１５０が本発明の選択回路に対応し、ループフィルタ回路１３４が本発明のフィルタ回路に対応し、数値制御発振回路１３５が本発明の数値制御発振回路に対応し、制御回路１５３が本発明の制御回路に対応している。
また、シンボルデコード回路１４５が本発明の受信装置の復調回路に対応し、処理回路１５４が本発明の受信回路の復号回路に対応している。
【００２５】
局部発振回路１１１は、受信信号Ｓ１１０のキャリアとなる中間周波数の局部発振信号Ｓ１１１を生成し、これを同相検波回路１１２および移相回路１１３に出力する。
同相検波回路１１２は、局部発振信号Ｓ１１１と、入力端子１１０から入力された中間周波数の受信信号Ｓ１１０とを乗算することでキャリアの同相成分を検波してベースバンドのＩ信号Ｓ１１２を生成し、これをアナログ増幅回路１１５に出力する。
移相回路１１３は、局部発振回路１１１からの局部発振信号Ｓ１１１の位相を９０度移相させて局部発振信号Ｓ１１３を生成し、これを直交検波回路１１４に出力する。
直交検波回路１１４は、局部発振信号Ｓ１１３と、入力端子１１０から入力されたＱＰＳＫ変調された受信信号Ｓ１１０とを乗算することでキャリアの直交成分を検波してベースバンドのＱ信号Ｓ１１４を生成し、これをアナログ増幅回路１１６に出力する。
【００２６】
アナログ増幅回路１１５は、ＬＰＦ回路１４９からの増幅率制御信号Ｓ１４９に基づいて、Ｉ信号Ｓ１１２を増幅してＩ信号Ｓ１１５を生成し、これをＬＰＦ回路１１８に出力する。
アナログ増幅回路１１６は、ＬＰＦ回路１４９からの増幅率制御信号Ｓ１４９に基づいて、Ｑ信号Ｓ１１４を増幅してＱ信号Ｓ１１６を生成し、これをＬＰＦ回路１１９に出力する。
【００２７】
ＬＰＦ回路１１８は、Ｉ信号Ｓ１１５の高域成分を除去してＩ信号Ｓ１１８を生成し、これをＡ／Ｄ変換回路１２０に出力する。
ＬＰＦ回路１１９は、Ｑ信号Ｓ１１６の高域成分を除去してＱ信号Ｓ１１９を生成し、これをＡ／Ｄ変換回路１２１に出力する。
【００２８】
発振回路１２２は、受信信号Ｓ１１０の予め決められたサンプリング周波数と同じ周波数を持つ発振信号Ｓ１２２を生成し、これをＡ／Ｄ変換回路１２０，１２１に出力する。
ここで、サンプリング周波数は、シンボルタイミング再生（キャリア再生）の都合上、シンボルレートＲｓの２倍より大きくする。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換回路１２０は、発振回路１２２からの発振信号Ｓ１２２に基づいて、Ｉ信号Ｓ１１８のＡ／Ｄ変換を行ってデジタルのＩ信号１Ｓ２０を生成し、これを補間回路１０1 に出力する。
Ａ／Ｄ変換回路１２１は、発振回路１２２からの発振信号Ｓ１２２に基づいて、Ｑ信号Ｓ１１９のＡ／Ｄ変換を行ってデジタルのＱ信号Ｓ１２１を生成し、これを補間回路１０2 に出力する。
【００３０】
補間回路１０1 は、シンボルデコード回路１４５が適切なタイミングでシンボルの判定を行えるように、サンプルタイミング決定回路１１からのサンプリングタイミング決定信号Ｓ１１に基づいてＩ信号Ｓ１２３の補間処理を行ってＩ信号Ｓ１０1 を生成する。
補間回路１０2 は、シンボルデコード回路１４５が適切なタイミングでシンボルの判定を行えるように、サンプルタイミング決定回路１１からのサンプリングタイミング決定信号Ｓ１１に基づいてＱ信号Ｓ１２４の補間処理を行ってＱ信号Ｓ１０2 を生成する。
【００３１】
複素乗算回路１３０は、信号変換回路１３６，１３７からのキャリア再生用（周波数引き込み並びに位相同期用）の信号Ｓ１３６，Ｓ１３７を用いて、下記式（２）に基づいて、Ｉ信号Ｓ１０1 およびＱ信号Ｓ１０2 に対して周波数引き込み処理および位相同期処理を行い、Ｉ信号Ｓ１３０ａおよびＱ信号Ｓ１３０ｂを生成する。
【００３２】
【数２】
0004449144.tif 000003
【００３３】
ロールオフフィルタ回路１３１は、Ｉ信号Ｓ１３０ａに符号間干渉を低減するためのフィルタ処理を行ってＩ信号Ｓ１３１を生成する。
ロールオフフィルタ回路１３２は、Ｑ信号Ｓ１３０ｂに符号間干渉を低減するためのフィルタ処理を行ってＱ信号Ｓ１３２を生成する。
Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２は、ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂ、ＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃ、シンボルデコード回路１４５、シンボル再生回路１４６、ユニークワード検出回路１５１およびＣ／Ｎ検出回路１５２に出力される。
なお、本実施形態では、ロールオフフィルタ回路１３１，１３２をコスタスループ１５５内に構成した場合を例示したが、これらを補間回路１０1 ，１０2 の直後に設置してもよい。
【００３４】
ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａは、ＴＣ８ＰＳＫ方式に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２によって決まる位相角と当該位相角に最も近いシンボル点の位相角とを比較し、そのずれを示す位相比較信号Ｓ１３３ａを選択回路１５０に出力する。
ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂは、ＱＰＳＫ方式に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２によって決まる位相角と当該位相角に最も近いシンボル点の位相角とを比較し、そのずれを示す位相比較信号Ｓ１３３ｂを選択回路１５０に出力する。
ＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃは、ＢＰＳＫ方式に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２によって決まる位相角と当該位相角に最も近いシンボル点の位相角とを比較し、そのずれを示す位相比較信号Ｓ１３３ｃを選択回路１５０に出力する。
【００３５】
選択回路１５０は、選択信号Ｓ１５３ａに基づいて、位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂおよびＳ１３３ｃのうち一の位相比較信号を選択し、当該選択した位相比較信号Ｓ１５０をループフィルタ回路１３４に出力する。
【００３６】
ループフィルタ回路１３４は、位相比較信号Ｓ１５０の高域成分を除去して位相比較信号Ｓ１３４を生成し、これを数値制御発振回路１３５に出力する。
図２は、ループフィルタ回路１３４の構成図である。
図２に示すように、係数乗算回路２００，２０１（図２中における「係数回路」を「係数乗算回路」と読み替える。）、加算回路２０２、遅延回路２０３および加算回路２０４を有する。
係数乗算回路２００は、ループフィルタ係数切替信号Ｓ１５３ｂに応じた係数を位相比較信号Ｓ１５０に乗算し、その結果である信号Ｓ２０１を加算回路２０４に出力する。
係数乗算回路２０１は、ループフィルタ係数切替信号Ｓ１５３ｂに応じた係数を位相比較信号Ｓ１５０に乗算し、その結果である信号Ｓ２０２を加算回路２０２に出力する。
加算回路２０２は、信号Ｓ２０１と信号Ｓ２０３とを加算して信号Ｓ２０２を生成し、これを遅延回路２０３および加算回路２０４に出力する。
遅延回路２０３は、信号Ｓ２０２を例えば１クロックサイクル遅延した信号Ｓ２０３を加算回路２０２に出力する。
加算回路２０４は、信号Ｓ２００と信号Ｓ２０２とを加算して位相比較信号Ｓ１３４を生成し、これを図１に示す数値制御発振回路１３５に出力する。
【００３７】
ループフィルタ回路１３４では、位相比較信号Ｓ１５０が、係数乗算回路２０１において第１の係数を乗算された後に、加算回路２０２および遅延回路２０３によって構成される積分回路によって積分されて信号Ｓ２０２が生成される。このとき、積分回路によって周波数誤差の補正が行われることから、係数乗算回路２０１は当該周波数誤差の補正の重み付けを決定する機能を有する。これに対して、係数乗算回路２００は、位相誤差補正の重み付けを決定する機能を有する。
例えば、受信装置９０を、キャリア再生をＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間でのみ行うように使用する場合には、係数乗算回路２０１で乗じる係数を小さくし、係数乗算回路２００で乗じる係数を大きくすることで、パケット信号の処理に対応する期間でチューナ等によって生じた位相ノイズを除去を適切に行うと共に、積分系による影響を小さくする。このようにすることで、Ｃ／Ｎ特性が悪いときに、パケット期間で位相比較回路が誤動作しても、その状態が積分回路で保持されることによる影響を小さくできる。
ループフィルタ係数切替信号Ｓ１５３ｂによる係数乗算回路２００，２０１の係数切替えは出荷時に行うことが望ましいが、出荷後に何らかの情報に基づいて制御回路１５３が行ってもよい。
【００３８】
数値制御発振回路１３５は、オーバーフローを禁止しない累積加算回路であり、位相比較信号Ｓ１３４の値に応じてそのダイナミックレンジまでの加算動作を行って発振状態となり、位相信号Ｓ１３４の値に応じた発振周波数を持つ信号Ｓ１３５を生成し、これを信号変換回路１３６，１３７に出力する。すなわち、数値制御発振回路１３５は、アナログ回路における電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と同じ動作をデジタルで行う。
【００３９】
信号変換回路１３６は、例えばＳＩＮ特性を持つ８ビットの分解能の信号を格納したＲＯＭを有し、数値制御発振回路１３５からの信号Ｓ１３５に応じてＲＯＭから読み出したＳＩＮ特性の信号Ｓ１３６を複素乗算回路１３０に出力する。
信号変換回路１３７は、例えばＣＯＳ特性を持つ８ビットの分解能の信号を格納したＲＯＭを有し、数値制御発振回路１３５からの信号Ｓ１３５に応じてＲＯＭから読み出したＣＯＳ特性の信号Ｓ１３７を複素乗算回路１３０に出力する。
【００４０】
ここで、複素乗算回路１３０、ロールオフフィルタ回路１３１，１３２、ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂ、ＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃ、選択回路１５０、ループフィルタ回路１３４、数値制御発振回路１３５および信号変換回路１３６，１３７によってコスタスループ(Costas Loop) 回路１５５が構成される。
【００４１】
シンボルデコード回路１４５は、ロールオフフィルタ回路１３１および１３２から入力したキャリア再生されたＩ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２のシンボルを、所定の対応表を用いて変換するデコード処理を行い、デコード結果の信号Ｓ１４５を処理回路１５４に出力する。
【００４２】
シンボル再生回路１４６は、ロールオフフィルタ回路１３１および１３２から入力したキャリア再生されたＩ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２のシンボルのタイミングを検出し、その結果に応じたシンボル再生信号Ｓ１４６を補間回路１０1 および１０2 に出力する。
【００４３】
ＡＧＣ回路１４７は、Ａ／Ｄ変換回路１２０，１２１の後段の回路において安定した適切な振幅を用いて処理が行えるように、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２の振幅値を用いて、アナログ増幅回路１１５，１１６の増幅率を制御するためのデジタルの増幅率制御信号Ｓ１４７を例えば８ビットの分解能で生成し、これをＰＷＭ信号生成回路１４８に出力する。
【００４４】
ＰＷＭ信号生成回路１４８は、デジタルの増幅率制御信号Ｓ１４７を、アナログ信号を得るためのＰＷＭ信号である増幅率制御信号Ｓ１４８に変換し、これをローパスフィルタ１４９に出力する。
ローパスフィルタ１４９は、増幅率制御信号Ｓ１４８の高域成分を除去して、アナログの増幅率制御信号Ｓ１４９を生成し、これをアナログ増幅回路１１５および１１６に出力する。
【００４５】
ユニークワード検出回路１５１は、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２に基づいて、図６に示すユニークワードｗ１，ｗ２，ｗ３の検出を行い、当該検出したタイミングを示す検出信号Ｓ１５１を制御回路１５３に出力する。
【００４６】
Ｃ／Ｎ検出回路１５２は、キャリア再生されたＩ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２のＣ／Ｎ特性の検出を行い、Ｃ／Ｎ検出信号Ｓ１５２を制御回路１５３に出力する。
図３は、Ｃ／Ｎ検出回路１５２の構成図である。
図３に示すように、Ｃ／Ｎ検出回路１５２は、シンボル点誤差検出回路２５０および積分回路２５１を有する。
シンボル点誤差検出回路２５０は、例えば、図４に示すように、ＩＱ座標におけるシンボル定義点Ａとシンボル実測点Ｂとの距離（ｄ＝（ｉ2 ＋ｑ2 ）1/2 ）を示す誤差信号Ｓ２５０を生成し、これを積分回路２５１に出力する。
ここで、ノイズやキャリア漏れなどの影響がない場合には、シンボル定義点Ａとシンボル実測点Ｂとは一致する。すなわち、ノイズ等の影響が大きいほど、距離Ｄは大きくなる。
【００４７】
積分回路２５１は、図３に示すように、例えば、係数回路２５２、加算回路２５３、遅延回路２５４および係数回路２５５を有し、誤差信号Ｓ２５０を平均化してＣ／Ｎ検出信号Ｓ１５２を生成する。
係数回路２５２は、誤差信号Ｓ２５０に（１／Ｋ）を乗じて信号Ｓ２５２を生成し、これを加算回路２５３に出力する。ここで、Ｋは「１＜Ｋ」の任意の値である。
加算回路２５３は、信号Ｓ２５２と信号Ｓ２５５とを加算してＣ／Ｎ検出信号Ｓ１５２を生成し、これを図１に示す制御回路１５３に出力する。
遅延回路２５４は、Ｃ／Ｎ検出信号Ｓ１５２を例えば１クロックサイクル遅延した信号Ｓ２５４を係数回路２５５に出力する。
係数回路２５５は、信号Ｓ２５４に（Ｋ−１）／Ｋを乗じて信号Ｓ２５５を生成し、これを加算回路２５３に出力する。
【００４８】
制御回路１５３は、処理回路１５４からのＴＭＣＣ解析信号Ｓ１５４に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１の変調方式に対応した位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃを選択するように選択信号Ｓ１５３ａを生成し、これを選択回路１５０に出力する。
このとき、制御回路１５３は、ユニークワード検出回路１５１からの検出信号Ｓ１５１に基づいて、位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃの選択を切り換えるタイミングを決定する。
【００４９】
また、制御回路１５３は、Ｃ／Ｎ検出回路１５２からのＣ／Ｎ検出信号Ｓ１５２に基づいてＩ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１のＣ／Ｎ特性が所定の基準をよりも劣化したと判断すると、例えば、図５（Ｄ）に示すように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号についてのみキャリア再生が行われるように制御すると共に、ＢＰＳＫ方式に対応する位相比較信号Ｓ１３３ｃを選択することを示す選択信号Ｓ１５３ａを選択回路１５０に出力する。
【００５０】
また、制御回路１５３は、前述したように、装置の出荷時に、周波数補正および位相補正の重要度（重み付け）に応じたループフィルタ係数切替信号Ｓ１５３ｂを生成し、これをループフィルタ回路１３４に出力する。
【００５１】
処理回路１５４は、シンボルデコード回路１４５からのデコードされた信号Ｓ１４５の復号処理、誤り訂正処理、ＴＭＣＣ信号の検出および解析処理を行い、ＴＭＣＣ信号の解析結果を示すＴＭＣＣ解析信号Ｓ１５４を制御回路１５３に出力する。
【００５２】
以下、受信装置９０の動作を説明する。
衛星中継器を介して受信した受信信号Ｓ１１０の同相成分が、同相検波回路１１２において、局部発振信号Ｓ１１１を用いて検波され、ベースバンドのＩ信号Ｓ１１２が生成される。
また、それと並行して、受信信号Ｓ１１０の直交成分が、直交検波回路１１４において、局部発振信号Ｓ１１１と９０度位相差を持つ局部発生信号Ｓ１１３を用いて検波され、ベースバンドのＱ信号Ｓ１１４が生成される。
【００５３】
アナログ増幅回路１１５における増幅率制御信号Ｓ１４９に基づいた増幅処理によって、Ｉ信号Ｓ１１２からＩ信号Ｓ１１５が生成される。
ＬＰＦ回路１１８におけるＬＰＦ処理およびＡ／Ｄ変換回路１２０におけるＡ／Ｄ変換処理を経て、Ｉ信号Ｓ１１５からＩ信号Ｓ１２０が生成される。
次に、補間回路１０1 において、シンボルデコード回路１４５が適切なタイミングでシンボルの判定を行えるように、サンプルタイミング決定回路１１からのサンプルタイミング決定信号Ｓ１１に基づいてＩ信号Ｓ１２３の補間処理が行われてＩ信号Ｓ１０1 が生成される。
【００５４】
また、上述したＩ信号の処理と並行して以下に示すＱ信号の処理が行われる。
すなわち、アナログ増幅回路１１６における増幅率制御信号Ｓ１４９に基づいた増幅処理によって、Ｑ信号Ｓ１１４からＱ信号Ｓ１１６が生成される。
ＬＰＦ回路１１９におけるＬＰＦ処理およびＡ／Ｄ変換回路１２１におけるＡ／Ｄ変換処理を経て、Ｑ信号Ｓ１１６からＱ信号Ｓ１２１が生成される。
次に、補間回路１０2 において、シンボルデコード回路１４５が適切なタイミングでシンボルの判定を行えるように、サンプルタイミング決定回路１１からのサンプルタイミング決定信号Ｓ１１に基づいてＱ信号Ｓ１２４の補間処理が行われてＱ信号Ｓ１０2 が生成される。
【００５５】
そして、コスタスループ回路１５５において、Ｉ信号Ｓ１０1 およひＱ信号Ｓ１０2 の周波数引き込み処理および位相同期処理が行われる。
すなわち、図５（Ａ）に示すように、ユニークワード検出回路１５１においてユニークワードが検出されるまでは、制御回路１５３からの選択信号Ｓ１５３ａに基づいて、選択回路１５０においてＢＰＳＫ方式に対応する位相比較信号Ｓ１３３ｃが位相比較信号Ｓ１５０としてループフィルタ回路１３４に出力される。
そして、ユニークワード検出回路１５１においてユニークワードｗ１，ｗ２，ｗ３が検出されると、当該検出のタイミングに基づいて、図５（Ｂ）に示すように、制御回路１５３の制御によって、コスタスループ回路１５５においてＴＭＣＣ信号およびバースト信号についてのみキャリア再生が行われる。このとき、制御回路１５３からの選択信号Ｓ１５３ａに基づいて、選択回路１５０においてＢＰＳＫ方式に対応する位相比較信号Ｓ１３３ｃが位相比較信号Ｓ１５０としてループフィルタ回路１３４に出力さている。
【００５６】
次に、処理回路１５４におけるＴＭＣＣ信号の復号および検出処理が完了すると、ＴＭＣＣ解析信号Ｓ１５４が処理回路１５４から制御回路１５３に出力される。
そして、制御回路１５３は、図５（Ｃ）に示すように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間では位相比較信号Ｓ１３３ｃを選択し、パケットの期間では当該パケット変調方式に対応した位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃを選択することを指示する選択信号Ｓ１５３ａを選択回路１５０に出力する。
これにより、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１が、対応する変調方式に応じた位相比較を行って連続してキャリア再生処理される。
【００５７】
その後、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１のＣ／Ｎ特性が劣化すると、例えば、制御回路１５３において、Ｃ／Ｎ検出回路１５２からのＣ／Ｎ検出信号Ｓ１５２に基づいてＩ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１のＣ／Ｎ特性が所定の基準をよりも劣化したと判断され、図５（Ｄ）に示すように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号についてのみキャリア再生が行われるように制御される。
このとき、ＢＰＳＫ方式に対応する位相比較信号Ｓ１３３ｃを選択することを示す選択信号Ｓ１５３ａが、制御回路１５３から選択回路１５０に出力される。
【００５８】
以上説明したように、受信装置９０によれば、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号に加えて、パケットの期間においてもキャリア再生が行われることから、受信信号に異なる変調方式が任意に混在されている場合でも、位相ノイズが低い高価格なチューナ等を用いることなく、キャリア再生を安定して行うことができる。その結果、処理回路１５４における誤り訂正を安定して高精度に行うことができ、高品質な信号が得られる。
また、受信装置９０によれば、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１のＣ／Ｎ特性が劣化したときに、ＢＰＳＫ方式のＴＭＣＣ信号およびバースト信号のみを用いてキャリア再生を行うことから、Ｃ／Ｎ特性が低いときにＴＣ８ＰＳＫ方式の信号のキャリア再生処理が行われてＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａの処理が破綻してしまうことを回避できる。
また、受信装置９０によれば、キャリア再生処理の態様に応じてループフィルタ回路１３４の係数を決定するため、キャリア再生処理の態様に適した特性をループフィルタ回路１３４に持たせることができる。
【００５９】
本発明は上述した実施形態には限定されない。
例えば、上述した実施形態では、Ｃ／Ｎ検出回路１５２を用いた場合を例示したが、本発明のキャリア再生装置および受信装置は、例えば、Ｃ／Ｎ検出回路１５２を設けない構成にしてもよい。この場合には、Ｃ／Ｎ特性の劣化による位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃの切り替えは行わない。
【００６０】
また、上述した実施形態では、制御回路１５３によってループフィルタ回路１３４の係数を設定する機能がある場合を例示したが、当該機能は必ずしも無くてもよい。
【００６１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、簡単かつ小規模な構成で、キャリア再生を安定して行うことができ、キャリア再生の特性を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施形態の受信装置の構成図である。
【図２】図２は、図１に示すループフィルタ回路の構成図である。
【図３】図３は、図１に示すＣ／Ｎ検出回路の構成図である。
【図４】図４は、図３に示すシンボル点誤差検出回路の処理を説明するための図である。
【図５】図５は、図１に示す受信装置のキャリア再生処理を説明するための図である。
【図６】図６は、ＢＳデジタル放送フォーマットの信号を説明するための図である。
【符号の説明】
１１０…入力端子、１１１…局部発振回路、１１２…同相検波回路、１１３…移相回路、１１４…直交検波回路、１１５，１１６…増幅回路、１１８，１１９…ＬＰＦ回路、１２０，１２１…Ａ／Ｄ変換回路、１０1 ，１０2 …補間回路、１３０…複素乗算回路、１３１，１３２…ロールオフフィルタ回路、１３３ａ…ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路、１３３ｂ…ＱＰＳＫ用位相比較回路、１３３ｃ…ＢＰＳＫ用位相比較回路、１３４…ループフィルタ回路、１３５…数値制御発振回路、１３６，１３７…信号変換回路、１４５…シンボルデコード回路、１４６…シンボル再生回路、１４７…ＡＧＣ回路、１４８…ＰＷＭ信号生成回路、１５０…選択回路、１５１…ユニークワード検出回路、１５２…Ｃ／Ｎ検出回路、１５３…制御回路、１５４…処理回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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