(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用する通信装置において、
前記ターボ符号器は、
「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整数）、
前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成し、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングし、
前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するインタリーバ、
を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記インタリーバは、
前記２系統の情報ビット系列を入力バッファに格納する場合、それらの信号点間距離が０とならないように、少なくともいずれか一方の行を入れ替えることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記インタリーバは、
前記（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）×（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを形成することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記インタリーバは、
前記素数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべての行の先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成することを特徴とする請求項１、２または３に記載の通信装置。
【請求項５】
ターボ符号器内で２系統の情報ビット系列の並べ替えを行う通信方法にあっては、
「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップと、
前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングするマッピングステップと、
前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出すビット系列読み出しステップと、
を含むことを特徴とする通信方法。
【請求項６】
前記２系統の情報ビット系列を入力バッファに格納する場合、それらの信号点間距離が０とならないように、少なくともいずれか一方の行を入れ替えることを特徴とする請求項５に記載の通信方法。
【請求項７】
前記マッピングパターン生成ステップにあっては、
前記（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）×（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを形成することを特徴とする請求項５または６に記載の通信方法。
【請求項８】
前記マッピングパターン生成ステップにあっては、
前記素数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべての行の先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成することを特徴とする請求項５、６または７に記載の通信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア変復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置および通信方法に関するものである。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されている。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブを施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、シャノン限界に近い特性が得られると言われており、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つである。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上させることができる。
【０００３】
ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明する。図１４は、送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。図１４（ａ）において、１０１は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２はインタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２により入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。図１４（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理を行う。
【０００４】
上記のように構成されるターボ符号器では、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ3と、を出力する。
【０００５】
図１５は、受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。図１５において、１１１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加算器であり、１１３および１１４はインタリーバであり、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデインタリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【０００６】
上記のように構成されるターボ復号器では、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。ここでは、情報ビット：ｘ1kが０である確率に対する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとなる。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
【０００７】
つぎに、加算器１１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０である。
【０００８】
つぎに、インタリーバ１１３および１１４では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替えを行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、および先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出する。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１の復号器１１１にフィードバックされる。
【０００９】
最後に、このターボ復号器では、上記処理を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１０】
また、図１６，図１７，および図１８は、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。
【００１１】
たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、インタリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下の３つの特徴をもつ。
▲１▼Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファにおける行と列の入れ替えを行う。
▲２▼行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ランダムパターンを使用する。
▲３▼行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避する。
【００１２】
ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬの動作について説明する。たとえば、インタリーブ長：Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌturbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のように作成される。
ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ                …（１）
ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝１とする。
【００１３】
したがって、マッピングパターンＣ（ｉ）は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，２７｝となる。
【００１４】
また、ＰＩＬにおいては、上記マッピングパターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件で決定する。
ｑ0＝１                                            …（２）
ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１  （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数）
…（３）
ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1  （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１）      …（４）
【００１５】
したがって、｛ｑj｝は、｛１，７，１１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝となり、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ−１〜０）となる。
【００１６】
図１６は、この飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞれ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパターンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
【００１７】
そして、図１７は、上記並び替え後のマッピングパターンに、インタリーブ長：Ｌturbo＝５１２ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデータ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目にデータ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングする。
【００１８】
最後に、図１８は、最終的な並べ替えパターンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがって、図１８のデータ配列に示すような行間の入れ替えを行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここでは、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬでは、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
【００１９】
このように、インタリーバとしてＰＩＬを用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌturbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供することが可能となる。
【００２０】
図１９は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。たとえば、図１９のようにＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００２１】
なお、最小ハミング重みとは、たとえば、図１４に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パターンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがって、たとえば、
ｘ1＝…００１００１０００００…
ｘ2＝…０００１０１０００００…
ｘ3＝…０００１０１０１０００…
という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターンの場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗmin＝７となる。ただし、ｘ1は、エンコーダの入力データ系列を表し、ｘ2、ｘ3はエンコーダからの出力データ系列を表す。
【００２２】
このように、従来の通信装置においては、誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することにより、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような場合においても、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００２３】
また、従来の通信装置においては、すべての入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列がある場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットのすべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンスタレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビットのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たとえば、図１４（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いられているエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相当）およびインタリーバに改善の余地があり、このような従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という問題があった。
【００２５】
また、上記従来のターボ符号器は、１系統の情報ビット系列に特化したものであり、２系統の情報ビット系列には対応していない、という問題があった。
【００２６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さらに、前記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）＝２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝２m＋１」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングし、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するインタリーバ、を備えることを特徴とする。
【００２８】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記インタリーバは、前記２系統の情報ビット系列を入力バッファに格納する場合、それらの信号点間距離が０とならないように、少なくともいずれか一方の行を入れ替えることを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記インタリーバは、前記（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）×（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを形成することを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記インタリーバは、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」を満たすように、Ｎを決定することを特徴とする。
【００３１】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記インタリーバは、前記素数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべての行の先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成することを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、ターボ符号器内で２系統の情報ビット系列の並べ替えを行い、たとえば、「Ｍ（横軸：素数）＝２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝２m＋１」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップと、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングするマッピングステップと、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかる通信方法において、前記ビット系列格納ステップにあっては、前記２系統の情報ビット系列を入力バッファに格納する場合、それらの信号点間距離が０とならないように、少なくともいずれか一方の行を入れ替えることを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかる通信方法において、前記マッピングパターン生成ステップにあっては、前記（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）×（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを形成することを特徴とする。
【００３５】
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、さらに、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」を満たすように、Ｎを決定することを特徴とする。
【００３６】
つぎの発明にかかる通信方法において、前記マッピングパターン生成ステップにあっては、前記素数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべての行の先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成することを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３８】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図である。
【００３９】
本実施の形態における通信装置においては、上記符号器および復号器の両方の構成を備えることとし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよい。
【００４０】
また、図１（ａ）の符号器において、１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここでは、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になるように、各冗長ビットを生成する。
【００４１】
一方、図１（ｂ）の復号器において、１１は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙaに相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１２および１６は加算器であり、１３および１４はインタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであり、１８は第１の復号器１１の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビット系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器である。
【００４２】
ここで、上記符号器および復号器の動作を説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscriber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標準化されている。以降、本実施の形態の説明については、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用いることとする。
【００４３】
図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。図２において、送信系では、送信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクランブル処理を行う。
【００４４】
なお、マルチプレックス／シンクコントロール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには２つの経路があり、一つはインタリーバ（INTERLEAVE）４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interleaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大きくなる。
【００４５】
その後、送信データは、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そして、トーンオーダリング処理後の送信データに基づいて、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にてコンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００４６】
最後に、インプットパラレル／シリアルバッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィルタリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信する。
【００４７】
図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。図３において、受信系では、受信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のANALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００４８】
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、インプットシリアル／パラレルバッファ（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にてシリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００４９】
そして、周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、コンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、シリアルデータに変換される。その後、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレートコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサイクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundancy checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信データが再生される。
【００５０】
上記に示すような通信装置においては、受信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００５１】
なお、上記のように構成される通信装置においては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング１４６に位置付けられる。
【００５２】
以下、本実施の形態における符号器（送信系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本実施の形態の符号器においては、すべての入力データ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビットの入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビットについては入力データをそのままの状態で出力する。
【００５３】
ここで、下位２ビットの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点配置である。
【００５４】
たとえば、上記すべての変調方式の信号点配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列（送信データ）として最も確からしいデータを推定する。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。しかしながら、このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）であることがわかる。そこで、本実施の形態においては、特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００５５】
これにより、本実施の形態においては、多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させることができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対してのみターボ符号化を実施するため、すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大幅に削減することができる。
【００５６】
続いて、入力された下位２ビットの送信データ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここでは、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
【００５７】
図５（ａ）において、３１は情報ビット系列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００５８】
また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器であり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００５９】
そして、ターボ符号器１においては、冗長データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビットにおける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するために、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力することで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
【００６０】
このように、図１（ａ）に示す符号器を用いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化器３４との間で入れ替えることにより、受信側における送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
【００６１】
なお、図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。したがって、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が得られる。
【００６２】
図６に示す再帰的組織畳込み符号化器において、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力とを加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００６３】
つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する場合について説明する。また、本実施の形態の復号器においては、受信データの下位２ビットに対してターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ3，ｕ2，ｕ1，ｕa，ｕbに伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【００６４】
まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これらの受信信号から推定される情報ビット（元の送信データ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。なお、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
【００６５】
ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出する復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号器（ＭＡＰアルゴリズム：Maximum A-Posteriori）が用いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
【００６６】
つぎに、加算器１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕk）＝０である。
【００６７】
つぎに、インタリーバ１３および１４では、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５では、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、および先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
【００６８】
その後、加算器１６では、加算器１２と同様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１にフィードバックされる。
【００６９】
そして、上記ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。なお、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…については、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００７０】
最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７１】
ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７２】
また、第２の方法としては、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７３】
また、第３の方法としては、上記第１および第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７４】
このように、図１（ｂ）に示す復号器を用いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大する場合においても、特性劣化の可能性がある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリードソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可能となる。
【００７５】
また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定することにより、イテレーション回数を低減することができ、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００７６】
つぎに、本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。このように、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域では、最小ハミング重み：ｗminが、最もＢＥＲ特性に影響を与える。そこで、ここでは、各符号器の性能比較の指標として、ターボ符号語の最小ハミング重みを採用した。
【００７７】
また、図８は、ある特定のインタリーバを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求め、その中の最小値を示したものである。
【００７８】
図７および図８における比較検討結果から、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、図１に示すターボ符号器の性能の方が、従来技術より明らかに優れているといえる。
【００７９】
このように、ターボ符号器１で使用する再帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。すなわち、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができる。
【００８０】
以上、ここまでの説明では、従来のターボ符号器と図１に示すターボ符号器との両方で、同一のインタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタリーバを用いることで、さらに、受信側における復調特性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【００８１】
たとえば、図９，図１０，図１１，図１２，および図１３は、図５（ａ）に示すターボ符号器で用いられるインタリーバ３２，３３の処理を示す図である。具体的にいうと、図９は、図５（ａ）におけるインタリーバ３２内のｕ１入力バッファの配列を示す図であり、図１０は、インタリーバ３３内のｕ２入力バッファの配列を示す図であり、図１１は、行単位の並べ替えパターンを示す図であり、図１２は、並び替えパターンに入力データ系列：ｕ１をマッピングした場合のデータ配列を示す図であり、図１３は、並び替えパターンに入力データ系列：ｕ２をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
【００８２】
ここで、図示のようにビットの並べ替えを行うインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。なお、インタリーバ以外の構成については、前述と同様であるため、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００８３】
本実施の形態のインタリーバは、以下の４つの処理を行う。
▲１▼１７（Ｍ：横軸）×１７（Ｎ：縦軸）の入力バッファ（２８９ビット分）内に情報ビット系列を格納する（図９、図１０参照）。
▲２▼素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのランダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目のマッピングパターンを１行目と同一とし、１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンを生成する（図１１参照）。
▲３▼上記のように生成された１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングする（図１２、図１３参照）。
▲４▼マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【００８４】
以下、上記各処理の動作を詳細に説明する。まず、横軸のビット数をＭ＝１７かつ縦軸のビット数をＮ＝１７とした理由、すなわち、マッピングパターンを１７ビットとした理由、について説明する。たとえば、再帰的組織畳込み符号化器においては、遅延器（一般的にはメモリと呼ばれる）の数によって、ある特定の間隔で自己終結パターンが発生する。具体的に言うと、情報ビット系列が２系統の場合には、最大２m−１間隔で自己終結パターン（出力が無限に０となる入力パターン）が発生する。なお、ｍはメモリ数を表す。
【００８５】
図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を用いた場合には、たとえば、情報ビット系列：ｕ１を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオール０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビット目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調特性が劣化する。
【００８６】
そこで、本実施の形態においては、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
【００８７】
上記符号器のいずれか一方で自己終結パターンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用いたランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数である必要があるため、本実施の形態においては、入力バッファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビット数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出すという観点から、縦軸においても自己終結パターンを回避する必要があるため、縦軸を「Ｎ≧２m＋１（素数でなくてもよい）」とした。したがって、図５（ｂ）に示すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み符号化器を用いた場合には、Ｍ≧１７の素数，Ｎ≧１７（本実施の形態ではＭ＝１７，Ｎ＝１７）となる。
【００８８】
つぎに、インタリーバ３２および３３においては、上記のように決定された１７（Ｍ）×１７（Ｎ）の入力バッファ（２８９ビット分）内に情報ビット系列を格納する。このとき、本実施の形態のターボ符号器には、２系統の情報ビット系列が入力されるので、２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならないように、たとえば、図９および図１０に示すように、少なくともいずれか一方の行を入れ替える。具体的な入れ替え方法としては、たとえば、情報ビット系列：ｕ１と情報ビット系列：ｕ２との距離が１行〜１６行となる場合のすべての信号間距離を求め、そして、この中から、最適な伝送特性が得られるようなｕ１およびｕ２間の距離を決定し、少なくともいずれか一方の行を入れ替える。
【００８９】
つぎに、インタリーバ３２および３３では、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、インタリーブ長：Ｌturbo＝２８９ビット，Ｎ＝１７，Ｍ＝Ｐ＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ランダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成する。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，４，１２，２，６，｝となる。
【００９０】
そして、図１１に示すように、ランダムパターンを行単位に１ビットずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列を生成する。具体的にいうと、ラテンスクエアパターン（１６×１６）を形成することで、すべての行と列がランダム系列となる。そして、１６種類のランダム系列の１７ビット目に０をマッピングすることで、１７（Ｍ）×１６のマッピングパターンを生成し、さらに、１７行目のマッピングパターンを１行目と同一とすることで、１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンを生成する。これにより、擬似ランダムパターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現できる。
【００９１】
つぎに、インタリーバ３２および３３では、上記のように生成した１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンに、インタリーブ長（本実施の形態では２８９ビット）の情報ビット系列をマッピングする。すなわち、図１２および図１３に示すように、１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンを用いて、行単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを行う。
【００９２】
最後に、インタリーバ３２および３３では、図１２および図１３のようにマッピングされた情報ビット系列を、列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【００９３】
このように、本実施の形態においては、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。
【００９４】
なお、本実施の形態においては、１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンにマッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出す構成としたが、これに限らず、Ｎは「Ｎ≧２m＋１」であるため、たとえば、Ｎ＝１８，１９，２０，…のように自然数で増やすこととしてもよい。これにより、インタリーブ長のフレキシビリティを向上させることが可能となる。また、上記のようにインタリーブ長のフレキシビリティを向上させることはできないが、たとえば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満足する範囲でＭを変更する（たとえば、１９，２３，２９…）こととしてもよい。
【００９５】
なお、本実施の形態においては、上記のように、マッピングパターンの１７ビット目をオール０（各行に対応する情報ビット系列の先頭ビット）にすることで終端処理を行っているが、これに限らず、逆に、マッピングパターンの１ビット目を１７（各行に対応する情報ビット系列の最終ビット）とし、２ビット目以降で１６×１６のラテンスクエアパターンを形成することとしてもよい。これにより、インタリーブ前は、最終ビットとして読み出された情報ビット系列の２８９ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実に増やすことが可能となる。
【００９６】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００９７】
つぎの発明によれば、２系統の情報ビット系列の距離が１行〜（Ｎ−１）行となる場合のすべての信号間距離を求めことで、この中から、最適な伝送特性を選択可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００９８】
つぎの発明によれば、擬似ランダムパターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００９９】
つぎの発明によれば、インタリーブ長のフレキシビリティを向上させることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１００】
つぎの発明によれば、インタリーブ前は、最終ビットとして読み出される情報ビット系列の（Ｍ×Ｎ）ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実に増やすことが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１０１】
つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性、を実現することができる、という効果を奏する。
【０１０２】
つぎの発明によれば、２系統の情報ビット系列の距離が１行〜（Ｎ−１）行となる場合のすべての信号間距離を求めことで、この中から、最適な伝送特性を選択することができる、という効果を奏する。
【０１０３】
つぎの発明によれば、擬似ランダムパターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現できる、という効果を奏する。
【０１０４】
つぎの発明によれば、インタリーブ長のフレキシビリティを向上させることができる、という効果を奏する。
【０１０５】
つぎの発明によれば、インタリーブ前は、最終ビットとして読み出される情報ビット系列の（Ｍ×Ｎ）ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実に増やすことができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を示す図である。
【図２】  本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。
【図３】  本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。
【図４】  各種ディジタル変調の信号点配置を示す図である。
【図５】  ターボ符号器の構成を示す図である。
【図６】  図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。
【図７】  本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す図である
【図８】  ある特定のインタリーバサイズを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。
【図９】  インタリーバ内のｕ１入力バッファの配列を示す図である。
【図１０】  インタリーバ内のｕ２入力バッファの配列を示す図である。
【図１１】  行単位の並べ替えパターンを示す図である。
【図１２】  並び替えパターンに入力データ系列：ｕ１をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
【図１３】  並び替えパターンに入力データ系列：ｕ２をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
【図１４】  送信系において使用される従来のターボ符号器の構成を示す図である。
【図１５】  受信系において使用される従来のターボ復号器の構成を示す図である。
【図１６】  従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図１７】  従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図１８】  従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図１９】  従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
【符号の説明】
１  ターボ符号器、１１  第１の復号器、１２，１６，６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７８  加算器、１３，１４，３２，３３  インタリーバ、１５  第２の復号器、１７  デインタリーバ、１８  第１の判定器、１９  第１のＲ／Ｓデコーダ、２０  第２の判定器、２１  第２のＲ／Ｓデコーダ、２２  第３の判定器、３１  第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４  第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１  マルチプレックス／シンクコントロール、４２，４３  サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５  フォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６  インタリーブ、４７，４８  レートコンバータ、４９  トーンオーダリング、５０  コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１  逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２  インプットパラレル／シリアルバッファ、５３  アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６２、６３，６４，７１，７２，７３，７４遅延器、１４１  アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２  タイムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３  インプットシリアル／パラレルバッファ、１４４  高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１４５  周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６  コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、１４７  トーンオーダリング、１４８，１４９  レートコンバータ、１５０  デインタリーバ、１５１，１５２  フォワードエラーコレクション、１５３，１５４  サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロール。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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