(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置において、
キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正するキャリア周波数補正手段と、
上記キャリア周波数補正手段によりキャリア周波数が補正された上記ＯＦＤＭ信号を、１シンボル期間単位でフーリエ変換して各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、
上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相成分を算出する位相成分算出手段と、
上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出する変動量算出手段と、
上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な変動量と、上記変動量算出手段により算出された上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、
上記広帯域周波数誤差算出手段により算出された上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づき、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリア周波数誤差補正信号生成手段と、
上記フーリエ変換手段により復調された周波数領域信号の位相雑音を検出し、この位相雑音に基づき位相雑音補正信号を生成する位相雑音補正信号生成手段と、
上記位相雑音補正信号生成手段により生成された位相雑音補正信号と、上記フーリエ変換手段により復調された周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号の位相雑音を補正する位相雑音補正手段とを備え、
上記変動量算出手段は、
上記周波数領域信号の位相成分をシンボル間で減算して第１の差分量を算出する第１の差分量算出部と、上記第１の差分量をシンボル間で減算して第２の差分量を算出する第２の差分量算出部とを有し、上記第２の差分量を上記周波数領域信号の位相成分の変動量として出力し、
上記位相雑音補正信号生成手段は、
上記変動量算出手段の上記第１の差分量算出部により算出された第１の差分量からパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を抽出するパイロット信号抽出部と、
上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音を１シンボル毎に累積加算する累積加算部と、
上記累積加算部による累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信号を生成する信号変換部とを有する復調装置。
【請求項２】
上記キャリア周波数補正手段によりキャリア周波数が補正された上記ＯＦＤＭ信号を時間軸上に変化させたときの自己相関関数を算出し、この自己相関関数のピーク値における当該自己相関関数の位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔以下の精度のキャリア周波数誤差を算出する狭帯域周波数誤差算出手段を備え、
上記周波数誤差補正信号生成手段は、上記広帯域周波数誤差算出手段により算出されたサブキャリア間隔でのキャリア周波数誤差、及び、上記狭帯域周波数誤差算出手段により算出されたサブキャリア間隔以下の精度のキャリア周波数誤差と加算し、この加算結果に基づき、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成する請求項１記載の復調装置。
【請求項３】
位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法において、
上記ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換することによって各サブキャリアに変調されている情報を復調して、周波数領域信号を生成し、
上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相成分を算出し、
上記周波数領域信号の位相成分をシンボル間で減算して第１の差分量を算出し、上記第１の差分量をシンボル間で減算して第２の差分量を算出して、上記周波数領域信号の位相成分の変動量を求め、
上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な変動量と上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出し、
算出された上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づき、キャリア周波数誤差補正信号を生成し、
上記キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正し、
上記周波数領域信号の第１の差分量に含まれているパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を抽出し、
上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を１シンボル毎に累積加算し、
累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信号を生成し、
位相雑音補正信号と上記フーリエ変換により復調された周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号の位相雑音を補正する復調方法。
【請求項４】
上記ＯＦＤＭ信号を時間軸上に変化させたときの自己相関関数を算出し、
上記自己相関関数のピーク値における当該自己相関関数の位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔以下の精度のキャリア周波数誤差を算出し、
上記サブキャリア間隔でのキャリア周波数誤差、及び、上記サブキャリア間隔以下の精度のキャリア周波数誤差と加算し、この加算結果に基づき、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成することを特徴とする請求項３記載の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を適用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図５は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【０００６】
なお、この図５では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【０００７】
従来のＯＦＤＭ受信装置１００は、図５に示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ｆｃ補正回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１０と、ＦＦＴウィンドウ同期回路１１１と、ＣＰＥキャンセル回路１１２と、ＣＰＥ算出回路１１３と、イコライザ１１４と、検波・エラー訂正回路１１５と、伝送制御情報復調回路１１６とを備えている。
【０００８】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２に供給される。
【０００９】
アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１０２ａ及び乗算器１０２ｂからなるチューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１０３に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給される。
【００１０】
デジタル直交復調回路１０５は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路１０６に供給される。
【００１１】
ｆｃ補正回路１０６は、ＮＣＯ１１０から出力されたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例えば局部発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ等により生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置の誤差であり、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤り率が増大する。ｆｃ補正回路１０６によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０７及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８に供給される。
【００１２】
ＦＦＴ演算回路１０７は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１０７から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００１３】
ここで、ＯＦＤＭ時間領域信号は、図６に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向上させている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４の時間長の信号とされている。なお、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックでＡ／Ｄ変換回路１０４により量子化する。
【００１４】
ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、図６に示すように、ＯＦＤＭシンボルの境界（図６中Ａの位置）から、ガードインターバルの終了位置（図６中Ｂの位置）までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００１５】
このようにＦＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９、ＣＰＥキャンセル回路１１２、ＣＰＥ算出回路１１３に供給される。
【００１６】
狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、デジタル直交復調回路１０５によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。具体的に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、サブキャリアの周波数間隔（４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９により求められたキャリア周波数誤差は、それぞれＮＣＯ１１０に供給される。なお、この狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９については詳細を後述する。
【００１７】
ＮＣＯ１１０は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９により算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正回路１０６に供給される。このキャリア周波数誤差補正信号は、ｆｃ補正回路１０６によりＯＦＤＭ時間領域信号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差成分は除去される。
【００１８】
ＦＦＴウィンドウ同期回路１１１は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８がサブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する際に得られるＯＦＤＭシンボルの境界位置情報に基づき、ＦＦＴ演算回路１０７によるＦＦＴ演算の開始タイミングを求め、ＦＦＴの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を制御する。このＯＦＤＭシンボルの境界位置の検出方法についてはその詳細を後述する。
【００１９】
ＣＰＥキャンセル回路１１２は、ＣＰＥ算出回路１１３により算出されたＣＰＥ補正信号をＯＦＤＭ周波数領域信号に対して複素乗算することによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。このＣＰＥは、位相雑音の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動による雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相で乗っている雑音である。ＣＰＥは、ＣＰＥ算出回路１１３により求められ、ＣＰＥキャンセル回路１１２に供給される。ＣＰＥキャンセル回路１１２によりＣＰＥが除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１１４に供給される。なお、ＣＰＥ算出回路１１３によるＣＰＥの検出方法についてはその詳細を後述する。
【００２０】
イコライザ１１４は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂正回路１１５に供給される。
【００２１】
検波・エラー訂正回路１１５は、各サブキャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その後、検波・エラー訂正回路１１５は、復号したデータに対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２トランスポートストリームを出力する。
【００２２】
伝送制御情報復調回路１１６は、所定のサキャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や再生の制御に用いられる。
【００２３】
つぎに、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８の動作原理について説明する。
【００２４】
狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、この相関性に基づきＯＦＤＭシンボルの境界部分を求める。
【００２５】
具体的には、図７（Ａ）に示すように、ガードインターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期間をＴｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴｕだけ平行移動させたときの自己相関関数（積分領域はＴｇとする）を求め、その自己相関関数のピーク位置をＯＦＤＭシンボルの境界とする。
【００２６】
【数１】
0004419271.tif 000002
【００２７】
すなわち、図７（Ａ）に示すような元のＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））に対して、図７（Ｂ）に示すようなＴｕ時間平行移動したＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算して得られた関数を時間積分する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）※は、ｆ（ｔ−Ｔｕ）の共役複素数）。この時間積分して得られた関数が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））となる。この自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク部分が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従って、図７（Ｃ）に示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガードインターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示していることとなる。従って、その時間がＯＦＤＭシンボルの境界となる。
【００２８】
ここで、このように求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））は上記の式に示すように複素信号であり、その位相成分は、キャリア周波数誤差に比例している。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、このようなＯＦＤＭシンボルの境界部分での自己相関値を求め、この自己相関値における位相をキャリア周波数誤差として出力する。もっとも、この自己相関関数から求められるキャリア周波数誤差は、図８に示すように、サブキャリア周波数間隔で鋸状に繰り返されるものであるので、検出範囲はサブキャリア周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。このように狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８で求められた狭帯域のキャリア周波数誤差の情報は、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給される。
【００２９】
また、この狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８で算出されたピーク位置の情報は、上述したようにＯＦＤＭシンボルの境界を示している。狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８により求められたＯＦＤＭシンボルの境界情報は、ＦＦＴウィンドウ同期回路１１１に供給され、ＦＦＴウィンドウの同期に用いられる。
【００３０】
つぎに、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９について説明する。
【００３１】
まず、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９によるキャリア周波数誤差の算出原理について説明する。
【００３２】
ＯＦＤＭ信号には、一般に、ＣＰ（Continual Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれている。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信号であり、有効シンボル内の複数のインデックスのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれるＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、予め規格により定められている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボル内に２０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存在するが、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が含まれている。また、このＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、ＣＰ信号の配置パターンが、サブキャリアのインデックス番号（信号が変調されている１７０５本の範囲内）で、０、４８、５４、８７、１４１、１５６、１９２、２０１、２５５、２７９、２８２、３３３、４３２、４５０、４８３、５２５、５３１、６１８、６３６、７１４、７５９、７６５、７８０、８０４、８７３、８８８、９１８、９３９、９４２、９６９、９８４、１０５０、１１０１、１１０７、１１１０、１１３７、１１４０、１１４６、１２０６、１２６９、１３２３、１３７７、１４９１、１６８３、１７０４となっている。
【００３３】
広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、時間的に前後したシンボル間で２回の差動復調を行うことによってＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしているかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を算出している。
【００３４】
ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回のシンボル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出することができる原理を図９を用いて説明する。
【００３５】
図９は、１段階目のシンボル間の差動復調、及び、２段階目のシンボル間の差動復調について説明するための通常の情報データとＣＰ信号との位相変遷を説明する図である。なお、この図９において、情報データはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調されているものとし、また、ＣＰ信号には、ある特定の振幅及び位相の信号点の情報が変調されているものとする。
【００３６】
図９（Ａ）は、ＦＦＴにより各サブキャリアの周波数成分毎に分解されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号を、シンボル毎（ｎ−１番目のシンボル、ｎ番目のシンボル、ｎ＋１番目のシンボル）に位相平面上に示したものである。ａn，ｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ後のサブキャリアのインデックス番号がａ，ｂである情報データをそれぞれ示しており、また、ｃａn，ｃｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ後のサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂであるＣＰ信号をそれぞれ示している。なお、ＣＰ信号は、本来、一定の振幅および位相情報を有しているが、再生搬送波周波数誤差等の影響により、シンボル毎に多少の位相回転を生じている場合がある。
【００３７】
また、図９（Ｂ）は、同一のインデックス番号の情報をシンボル間の一回の差動復調をとったときの一回差動復調データを位相平面上に示したものである。ｄａn，ｄｂnはそれぞれサブキャリアのインデックス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データである。また、ｄｃａn、ｄｃｂnはそれぞれサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データである。
【００３８】
また、図９（Ｃ）は、同一のインデックス番号の情報をシンボル間で二回の差動復調をとったときの二回差動復調データを位相平面上に示したものである。ｄｄａ，ｄｄｂは、それぞれサブキャリアのインデックス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目のシンボルとを差動復調したものとを、更に、差動復調した結果得られる二回差動復調データである。また、ｄｄｃａ，ｄｄｃｂは、それぞれサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂの第（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目シンボルを差動復調したものとを更に差動復調した結果得られる二回差動復調データである。
【００３９】
ＣＰ信号ｃａ，ｃｂは、一定位相の信号であることから、一回目の差動復調ではＦＦＴ窓位相誤差、キャリア位相誤差が除外され、キャリア周波数誤差、ＣＰＥ、及び、再生クロック周波数誤差に依存した位相誤差が残ることとなる。この一回目の差動復調後に残った位相誤差はいずれも時間に依存しないため、差動復調後のデータ間で一定となる。そこで、さらに二回目の差動復調を一回目の差動復調が施されたデータの間で行うことで、一回目の差動復調で残ったＣＰＥ及び再生クロック周波数に依存した位相誤差を取り除くことができる。その結果、ＣＰ信号はＩ軸上の正のある値に収束する（図９（Ｃ）参照）。
【００４０】
それに対して、情報データａ，ｂはシンボル間でランダムな位相を取るために、二回の差動復調を行った後もその位相はデータ毎にランダムになり、その結果、そのデータはＩ軸上にランダムに分散する。
【００４１】
従って、例えば、１シンボル内においてＣＰ信号のＩ軸データのみ累積加算等をすると、このＣＰ信号はＩ軸上のある値に収束しているため、情報データのみが取り出されたＩ軸データを累積加算した結果に比べて遥かに大きい値となる。そのため、この累積加算の最大値からＣＰ信号のサブキャリア位置を推定することができる。そして、推定されたＣＰ信号のサブキャリア位置が、本来のサブキャリアの配置位置からどの程度シフトしているかを算出することにより、キャリア周波数誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができる。
【００４２】
つぎに、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９の具体的な回路例について説明する。
【００４３】
図１０に広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９のブロック構成図を示す。
【００４４】
広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、第１の差動復調回路１２１と、第２の差動復調回路１２２と、メモリ１２３と、パイロット信号選択データ発生回路１２４と、制御回路１２５と、累積加算回路１２６と、最大値検出回路１２７と、キャリア周波数誤差記憶回路１２８と、ゲート回路１２９とを有している。
【００４５】
第１の差動復調回路１２１及び第２の差動復調回路１２２は、それぞれ第１及び第２のファーストインファーストアウトメモリ（ＦＩＦＯ）１３１，１３２と、符号反転回路１３３と、複素乗算回路１３４とから構成されている。
【００４６】
第１の差動復調回路１２１には、ＦＦＴ演算回路１０７から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）が供給される。第１のＦＩＦＯ１３１にはＩチャネル信号が供給され、第２のＦＩＦＯにはＱチャネル信号が供給される。第１及び第２のＦＩＦＯ１３１，１３２は、１有効シンボル分のＯＦＤＭ周波数領域信号を格納するだけのメモリ容量を有しており、供給されたＩチャネル信号，Ｑチャネル信号を１有効シンボル分遅延させる。符号反転回路１３３は、第２のＦＩＦＯ１３２により遅延されたＱチャネル信号を符号反転させる。複素乗算回路１３４には、ＦＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）と、第１及び第２のＦＩＦＯ１３１，１３２により１有効シンボル分遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）とが入力される。この複素乗算回路１３４は、遅延されていないＯＦＤＭ周波数領域信号と、遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号との複素乗算を行って差動復調を行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル間の一回差動復調データを求める。具体的に、第１の差動復調回路１２１は、遅延されていないＩチャネルデータとＱチャネルデータをＩ，Ｑと表し、遅延されたＩチャネルデータとＱチャネルデータをそれぞれＩ-1，Ｑ-1と表すと、以下に示す複素演算を行う。
【００４７】
（Ｉ＋ｊＱ）（Ｉ-1−ｊＱ-1）
そして、第１の差動復調回路１２１は、この演算結果を実数成分と虚数成分とに分けて第２の差動復調回路１２２に出力する。
【００４８】
第２の差動復調回路１２２は、上記第１の差動復調回路１２１と同一の構成となっており、第１の差動復調回路１２１から出力されたシンボル間の一回差動復調データに対して、再度差動復調を行って、シンボル間の二回差動復調データを求める。なお、第２の差動復調回路１２２は、複素乗算結果のＩ軸成分（実数成分）のみを出力する。第２の差動復調回路１２２は、シンボル間の二回差動復調データをメモリ１２３に供給する。
【００４９】
メモリ１２３は、第２の差動復調回路１２２から出力される１シンボル分のシンボル間の二回差動復調データを、例えばサブキャリアのインデックス番号順に格納する。メモリ１２３は、パイロット信号選択データ発生回路１２４から与えられる読み出しアドレスに従い、格納しているデータのうちアドレスで指定されたデータのみを累積加算回路１２６に供給する。
【００５０】
パイロット信号選択データ発生回路１２４は、メモリ１２３に格納されている二回差動復調データ（Ｉ成分）のうち、ＣＰ信号を特定するためのアドレス情報を発生する。具体的には、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、１つの有効シンボルを構成する複数のサブキャリア（例えば２０４８本のサブキャリア）の中から、ＣＰ信号が変調されている複数のサブキャリア（例えば４５本のサブキャリア）の配置位置を特定するインデックス番号の集合データを保持しており、このインデックス番号の集合データをメモリ１２３の読み出しアドレスとして発生する。そして、この読み出しアドレスとして指定されたデータが、累積加算回路１２６に供給される。具体的には、この読み出しアドレスで特定される４５個のデータがメモリ１２３から読み出され、累積加算回路１２６に供給される。なお、メモリ１２３に対して読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号のインデックス番号を特定する集合データのことをＣＰ信号選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択データ発生回路１２４は、制御回路１２５から供給されるシフト量ｆｅに応じて、そのＣＰ信号選択データを適宜シフトさせて（ＣＰ信号選択データを構成する各値に対して一律に一定の値を加算または減算して）、メモリ１２３に対して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ１２３から複数回のデータの読み出しを行う。
【００５１】
パイロット信号選択データ発生回路１２４から発生されるＣＰ信号選択データのデータ例を図１１を用いて説明する。なお、具体的に説明するために、制御回路１２５からｆｅ＝−１０〜＋１０のシフト量が供給されるものとするが、シフト量ｆｅの供給数はどのような数としてもよい。制御回路１２５からシフト量ｆｅ＝０が供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１１（Ｄ）に示すようなＣＰ信号選択データを発生して、メモリ１２３に供給する。シフト量ｆｅ＝０の時に発生されるＣＰ信号選択データは、規格上定められている本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのインデックス番号を示したデータ群である。
【００５２】
また、シフト量ｆｅ＝Δｆが供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１１（Ｅ）に示すようなＣＰ信号選択データを発生して、メモリ１２３に供給する。このシフト量ｆｅ＝Δｆの時に発生されるＣＰ信号選択データは、本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号に１を加算したデータ群である。また、シフト量ｆｅ＝２Δｆが供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１１（Ｆ）に示すような本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号に２を加算したデータ群を発生する。同様に、シフト量ｆｅ＝３Δｆ〜９Δｆが供給されると、本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号にシフト量Δｆを加算したデータ群を発生し、シフト量ｆｅ＝１０Δｆが供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１１（Ｇ）に示すような本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号に１０を加算したデータ群を発生する。
【００５３】
一方、マイナスのシフト量ｆｅ＝−Δｆが供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１１（Ａ），図１１（Ｂ），図１１（Ｃ）に示すような本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号にシフト量Δｆを減算したデータ群を発生する。なお、インデックス番号の値が０以下となった場合には、有効シンボルのサブキャリアのインデックス番号（０〜２０４７）をサイクリックに繰り返すように、２０４７の値に戻っていく。
【００５４】
このようなメモリ１２３へ読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号選択データは、メモリ１２３に格納される二回差動復調データが更新されるまでの間に、例えば図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選択データが、順次発生される。即ち、１シンボル期間の間に、−１０Δｆ〜１０Δｆのシフト量が順次パイロット信号選択データ発生回路１２４に供給され、それに伴い、それぞれのシフト量ｆｅに対応した４５個のデータが、例えば２１回順次に累積加算回路１２６に供給される。
【００５５】
累積加算回路１２６は、ＣＰ信号選択データにより選択された複数の二回差動復調データが供給され、それらの二回差動復調データを累積加算する。すなわち、ＣＰ信号選択データにより選択された４５個の値をすべて累積加算する。この累積加算回路１２６は、ＣＰ信号選択データがメモリ１２３に供給されるタイミングと同期してリセットされる。すなわち、１シンボル期間内に図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選択データが供給される場合には、各パターンで選択された二回差動復調データが供給される毎にリセットされる。従って、累積加算回路１２６は、１シンボル期間内に、例えば２１個の累積加算結果を、１つずつ順次出力していくこととなる。この累積加算回路１２６からの出力結果は、最大値検出回路１２７に供給される。
【００５６】
最大値検出回路１２７は、セレクタ１３５と、ＲＡＭ１３６と、比較回路１３７とを備え、累積加算回路１２６から出力される例えば２１個の累積加算結果のうち、最大の累積加算結果を選択し、最大の累積加算結果が選択されたタイミングで、イネーブル信号を出力する。具体的には、比較回路１３７がＲＡＭ１３６に格納されている値と、累積加算回路１２６から供給された累積加算結果とを比較し、ＲＡＭ１３６に格納されている値よりも累積加算回路１２６から供給された累積加算結果の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力する。このイネーブル信号は、セレクタ１３５に供給される。セレクタ１３５は、イネーブル信号が供給されると、その累積加算結果をＲＡＭ１３６に格納する。従って、ＲＡＭ１３６には、累積加算回路１２６から供給される例えば２１個の累積加算結果のうち、最大の累積加算結果が格納されることとなり、また、比較回路１２７から出力されるイネーブル信号は、例えば２１個の累積加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが最後（１シンボル期間内での最後）の発生タイミングとなる。なお、最大値検出回路１２７のＲＡＭ１３６は、１シンボル期間毎（メモリ１２３内の二回差動復調データが更新されるタイミング）に内部データがクリアされる。
【００５７】
キャリア周波数誤差記憶回路１２８は、セレクタ１３８と、セレクタ１３８により選択されたデータを格納するＲＡＭ１３９とから構成される。セレクタ１３８には、制御回路１２５からパイロット信号選択データ発生回路１２４に供給するシフト量ｆｅが、パイロット信号選択データ発生回路１２４に供給するタイミングに同期して供給される。それとともに、セレクタ１３８には、後段に接続されているＲＡＭ１３９の出力がフィードバックして入力されている。セレクタ１３５は、最大値検出回路１２７の比較回路１３７から出力されるイネーブル信号に従い動作する。具体的には、イネーブル信号が供給されたときには、制御回路１３８から供給されたシフト量ｆｅをＲＡＭ１３９に格納し、イネーブル信号が供給されなかったときには、ＲＡＭ１３９からフィードバックされたシフト量ｆｅをＲＡＭ１３９に格納する。このことにより、ＲＡＭ１３９には、ＣＰ信号の累積加算結果が最大値となるＣＰ信号選択データのシフト量ｆｅが、ＲＡＭ１３９に格納されることとなる。
【００５８】
そして、ゲート回路１２９は、１シンボル期間毎のタイミングで、ＲＡＭ１３９に格納されているシフト量ｆｅをラッチし、その値をサブキャリア間隔毎のキャリア誤差値として出力する。
【００５９】
以上のように処理を行うことによって、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、有効シンボル内に含まれている複数のＣＰ信号を抽出し、抽出したそのＣＰ信号のサブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしているかを算出することができ、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができる。
【００６０】
つぎに、ＣＰＥキャンセル回路１１２及びＣＰＥ算出回路１１３について図１２を用いて説明する。
【００６１】
ＣＰＥキャンセル回路１１２は、図１２に示すように、１シンボル遅延回路１４１と、複素乗算回路１４２とを備えている。また、ＣＰＥ算出回路１１３は、差動復調回路１５１と、ＣＰ選択回路１５２と、平均化回路１５３と、Ｔａｎ-1回路１５４と、累積加算回路１５５と、複素変換回路１５６とを備えている。
【００６２】
差動復調回路１５１は、ＦＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、シンボル間の差動復調データを求める。この差動復調回路１５１の回路構成は、上述した広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９の第１の差動復調回路１２１と同一の回路構成となる。差動復調回路１５１は、算出したシンボル間の差動復調データをＣＰ選択回路１５２に供給する。
【００６３】
ＣＰ選択回路１５２は、供給されたシンボル間の一回差動復調データのうち、ＣＰ信号成分の一回差動復調データを抽出する。ＣＰ信号は、上述したように有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予め定められた位置に複数含まれている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、１シンボル内に４５個のＣＰ信号が含まれている。ＣＰ選択回路１５２は、例えば、ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのインデックスを記憶しておき、そのインデックスのデータのみを抜き出すことによって、ＣＰ信号を選択する。ＣＰ信号成分のシンボル間の一回差動復調データは、平均化回路１５３に供給される。
【００６４】
平均化回路１５３は、ＣＰ信号のシンボル間の一回差動復調データを、１シンボル内で平均化する。平均化回路１５３は、例えば４５個のＣＰ信号の一回差動復調データの１シンボル内における平均値を求め、その値をシンボル内の位相変動量として出力する。この位相変動量は、Ｔａｎ-1回路１５３に供給される。
【００６５】
Ｔａｎ-1回路１５３は、複素信号として供給される位相変動量に対して、実数成分と虚数成分とのアークタンジェントを演算することにより、位相変動量の角度データを求める。求められた位相変動量の角度データは、累積加算回路１５５に供給される。
【００６６】
累積加算回路１５５は、供給された角度データを累積加算する。１シンボル毎の位相変動成分を累積加算することによって、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追従していくことが可能となる。累積加算された角度データは、複素変換回路１５６に供給される。
【００６７】
複素変換回路１５６は、角度データを実数成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ）とからなる複素信号に変換する。複素信号に変換された位相変動量は、ＣＰＥ補正信号として、ＣＰＥキャンセル回路１１２の複素乗算回路１１２に供給される。
【００６８】
一方、ＦＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１１２の１シンボル遅延回路１４１により１シンボル分遅延された後、ＣＰＥキャンセル回路１１２の複素乗算回路１４２に供給される。ここで、１シンボル分遅延されるのは、ＣＰＥ算出回路１１３によりＣＰＥ補正信号を求める際に、差動復調を行うので、１シンボル分処理が遅延するためである。
【００６９】
複素乗算回路１４２は、１シンボル分遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号と、ＣＰＥ算出回路１１３の複素変換回路１５６から供給された位相変動量とを複素乗算して、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ成分を除去する。
【００７０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ復調後の複素データに対して２回のシンボル間の差動復調を行い、広帯域のキャリア周波数誤差を算出していた。しかしながら、このような演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのディレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータに対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きくなってしまう。
【００７１】
また、従来のＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ復調後の複素データに対してシンボル間の差動復調を行い、ＣＰＥを算出していた。しかしながら、このような演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのディレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータに対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きくなってしまう。
【００７２】
本発明は、以上のような問題を解決し、ＯＦＤＭ信号の広帯域のキャリア周波数誤差を簡易な構成で精度よく算出し、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正することができ、また、ＯＦＤＭ信号のＣＰＥを簡易な構成で精度よく算出し、ＯＦＤＭ信号のＣＰＥを補正することができる受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【００７３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる復調装置は、位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置において、キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正するキャリア周波数補正手段と、上記キャリア周波数補正手段によりキャリア周波数が補正された上記ＯＦＤＭ信号を、１シンボル期間単位でフーリエ変換して各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相成分を算出する位相成分算出手段と、上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出する変動量算出手段と、上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な変動量と、上記変動量算出手段により算出された上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、上記広帯域周波数誤差算出手段により算出された上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づき、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリア周波数誤差補正信号生成手段と、上記フーリエ変換手段により復調された周波数領域信号の位相雑音を検出し、この位相雑音に基づき位相雑音補正信号を生成する位相雑音補正信号生成手段と、上記位相雑音補正信号生成手段により生成された位相雑音補正信号と、上記フーリエ変換手段により復調された周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号の位相雑音を補正する位相雑音補正手段とを備え、上記変動量算出手段は、上記周波数領域信号の位相成分をシンボル間で減算して第１の差分量を算出する第１の差分量算出部と、上記第１の差分量をシンボル間で減算して第２の差分量を算出する第２の差分量算出部とを有し、上記第２の差分量を上記周波数領域信号の位相成分の変動量として出力し、上記位相雑音補正信号生成手段は、上記変動量算出手段の上記第１の差分量算出部により算出された第１の差分量からパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を抽出するパイロット信号抽出部と、上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音を１シンボル毎に累積加算する累積加算部と、上記累積加算部による累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信号を生成する信号変換部とを有する。
【００７５】
本発明にかかる復調方法は、位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換することによって各サブキャリアに変調されている情報を復調して、周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相成分を算出し、上記周波数領域信号の位相成分をシンボル間で減算して第１の差分量を算出し、上記第１の差分量をシンボル間で減算して第２の差分量を算出して、上記周波数領域信号の位相成分の変動量を求め、上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な変動量と上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出し、算出された上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づき、キャリア周波数誤差補正信号を生成し、上記キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正し、上記周波数領域信号の第１の差分量に含まれているパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を抽出し、上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を１シンボル毎に累積加算し、累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信号を生成し、位相雑音補正信号と上記フーリエ変換により復調された周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号の位相雑音を補正する。
【００８１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
【００８２】
図１に本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００８３】
ＯＦＤＭ受信装置１は、この図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、デジタル直交復調回路６と、ｆｃ補正回路７と、ＦＦＴ演算回路８と、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９と、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１と、ＦＦＴウィンドウ同期回路１２と、ＣＰＥキャンセル回路１３と、ホールド回路１４と、イコライザ１５と、検波・エラー訂正回路１６と、伝送制御情報復調回路１７とを備えている。
【００８４】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００８５】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、局部発振器３ａ及び乗算器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路５によりデジタル化され、デジタル直交復調回路６に供給される。Ａ／Ｄ変換回路５は、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプリング数が２０４８サンプルでサンプリングできるようなクロックで、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０（２０４８＋５１２）サンプルでサンプリングできるようなクロックでサンプリングを行う。
【００８６】
デジタル直交復調回路６は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算される前のいわゆる時間領域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジタル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
【００８７】
ｆｃ補正回路７は、ＮＣＯ１１から出力されたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例えば局部発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ等により生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置の誤差であり、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤り率が増大してしまう。ｆｃ補正回路７によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路８及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路９に供給される。
【００８８】
ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路８から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００８９】
ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルの時間長分の信号を除去することにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）がＦＦＴウィンドウ同期回路１２により制御される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。
【００９０】
このようにＦＦＴ演算回路８から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０、ＣＰＥキャンセル回路１３に供給される。
【００９１】
狭帯域ｆｃ誤差算出回路９は、デジタル直交復調回路６によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれる狭帯域のキャリア周波数誤差を算出する。具体的に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９は、サブキャリアの周波数間隔（例えば４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度でキャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出回路９により求められた狭帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。なお、この狭帯域ｆｃ誤差算出回路９による狭帯域キャリア周波数誤差の算出方法は、従来例において説明したものと同様である。
【００９２】
広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、デジタル直交復調回路６によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。具体的に、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０により求められた広帯域キャリア周波数誤差は、ホールド回路１４を介してＮＣＯ１１に供給される。また、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるＣＰＥ（Common Phase Error）を検出し、このＣＰＥを補正するためのＣＰＥ補正信号生成し、ＣＰＥキャンセル回路１３に供給する。なお、この広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０の具体的な内容については、その詳細を後述する。
【００９３】
ＮＣＯ１１は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０により算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正回路７に供給される。このキャリア周波数誤差補正信号は、ｆｃ補正回路７によりＯＦＤＭ時間領域信号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差成分は除去される。
【００９４】
ＦＦＴウィンドウ同期回路１２は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９がサブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する際に得られるＯＦＤＭシンボルの境界位置情報に基づき、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ演算の開始タイミングを求め、ＦＦＴ演算を行う範囲（ＦＦＴウィンドウ）を制御する。
【００９５】
ＣＰＥキャンセル回路１３は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０により算出されたＣＰＥ補正信号を複素乗算することによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。
【００９６】
イコライザ１５は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂正回路１６に供給される。
【００９７】
検波・エラー訂正回路１６は、各サブキャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その後、検波・エラー訂正回路１６は、復号したデータに対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２トランスポートストリームを出力する。
【００９８】
伝送制御情報復調回路１７は、所定のサキャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や再生の制御に用いられる。また、伝送制御情報復調回路１７は、伝送制御情報を検出できているか否かを示す伝送制御情報検出信号を、ホールド回路１４に供給する。
【００９９】
つぎに、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０について説明する。
【０１００】
まず、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０による広帯域キャリア周波数誤差の算出原理について説明する。
【０１０１】
ＯＦＤＭ信号には、ＣＰ（Continual Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれている。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信号であり、有効シンボル内の複数のインデックスのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれるＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、予め規格により定められている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボル内に２０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存在するが、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が含まれている。ＣＰ信号が挿入されている具体的なサブキャリアのインデックス番号は、従来例において説明したとおりである。
【０１０２】
この広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度データに変換した後、この角度データに対して時間的に前後したシンボル間で２回の差分検出を行うことによってＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしているかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を算出している。
【０１０３】
また、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度データに変換した後、この角度データに対して時間的に前後したシンボル間で一回の差分検出を行い、ＣＰＥを算出している。
【０１０４】
広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０の具体的な回路例について説明する。
【０１０５】
図２に広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０のブロック構成図を示す。
【０１０６】
広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、角度変換回路２１と、第１の１シンボルディレイ回路２２と、第１の減算回路２３と、第２の１シンボルディレイ回路２４と、第２の減算回路２５と、コサイン回路２６と、シフト量演算回路２７と、ＣＰ選択回路３１と、平均化回路３２と、累積加算回路３３と、複素演算回路３４とから構成される。
【０１０７】
角度変換回路２１には、ＦＦＴ演算回路８からＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。角度変換回路２１は、複素信号として供給されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、実数成分と虚数成分とのアークタンジェントを演算することにより、ＯＦＤＭ周波数領域信号を角度データに変換する。求められた角度データは、第１の１シンボルディレイ回路２２及び第１の減算回路２３に供給される。
【０１０８】
第１の１シンボルディレイ回路２２は、例えばＦＩＦＯ等からなり、角度変換回路２１により角度データとされたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１シンボル分遅延させ、第１の減算回路２３に供給する。この第１の１シンボルディレイ回路２２は、１有効シンボル分の角度信号を格納するだけのメモリ容量（２０４８サンプル分の容量）を有していればよい。
【０１０９】
第１の減算回路２３は、例えば単純な加算回路等からなり、１シンボル分遅延させた角度データと、遅延されていない角度データとの差分演算を行う。ここで、角度データの一回のシンボル間の差分を演算すると、通常の情報データは、シンボル間でランダムな角度を取るために、角度の差分をとった後の角度がデータ毎にランダムとなる。それに対して、ＣＰ信号は、もともと全て一定位相の信号であることから、一回の角度の差分をとると、本来の信号成分が除去される。それとともに、ＦＦＴ窓位相誤差及びキャリア位相誤差が除去される。ＣＰ信号に対して一回のシンボル間の角度の差分を取ることにより残っている情報は、キャリア周波数誤差、ＣＰＥ及び再生クロック周波数誤差に依存した位相誤差となる。
【０１１０】
第１の減算回路２３は、演算結果を、一回差分データとして、第２の減算回路２５、第２の１シンボルディレイ回路２４及びＣＰ選択回路３１に供給する。
【０１１１】
第２の１シンボルディレイ回路２４は、第１の１シンボルディレイ回路２２と同様に、例えば、ＦＩＦＯ等からなり、第１の減算回路２３から供給される一回差分データを、１シンボル分遅延させ、第２の減算回路２４に供給する。この第２の１シンボルディレイ回路２４も、１有効シンボル分の一回差分データを格納するだけのメモリ容量を有していればよい。
【０１１２】
第２の減算回路２５は、第１の減算回路２３と同様に、例えば単純な加算回路等からなり、１シンボル分遅延させた一回差分データと、遅延されていない一回差分データとの差分演算を行う。この第２の減算回路２５により差分演算がされると、結果として、角度データとされたＯＦＤＭ周波数領域信号を、シンボル間で２回差分をとったこととなる。ここで、角度データの２回のシンボル間の差分を演算すると、通常の情報データは、シンボル間でランダムな角度を取るため、一回のシンボル間の差分をとったときと同様に、角度がデータ毎にランダムとなる。それに対して、ＣＰ信号は、二回の角度の差分をとると、ＣＰＥ及び再生クロック周波数誤差に依存した位相誤差が除去され、キャリア周波数誤差が残ることとなる。そして、一回目の角度差分演算後に残った誤差は時間に依存しない情報のため、さらに二回目の角度差分演算を行うことで、ＣＰ信号は、０の値に収束することととなる。
【０１１３】
第２の減算回路２５は、演算結果である二回差分データとして、コサイン回路２６に供給する。
【０１１４】
コサイン回路２６は、供給された二回差分データに対してコサイン演算を行うことによって、角度成分を、複素信号の実数成分（即ち、Ｉチャネル信号）に変換する。そのため、Ｉチャネル信号に変換された二回差分データは、情報データ成分がＩ軸上にランダムに分布するのに対して、ＣＰ信号成分は、Ｉ軸上の１の値に収束することとなる。コサイン回路２６は、Ｉチャネル信号に変換した二回差分データを、シフト量算出回路２７に供給する。
【０１１５】
シフト量算出回路２７は、供給された二回差分データからＣＰ信号を抽出してＣＰ信号のサブキャリア位置を算出し、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰ信号が本来配置されているサブキャリア位置からどの程度シフトしているかを、サブキャリア周波数間隔精度で算出する。
【０１１６】
具体的に、シフト量算出回路２７の回路例を図３に示す。
【０１１７】
シフト量算出回路２７は、図３に示すように、メモリ４１と、パイロット信号選択データ発生回路４２と、制御回路４３と、累積加算回路４４と、最大値検出回路４５と、キャリア周波数誤差記憶回路４６と、第１のラッチ回路４７と、第２のラッチ回路４８とを有している。
【０１１８】
メモリ４１は、コサイン回路２６から出力される１シンボル分のシンボル間の二回差分データ（Ｉチャネル信号）を、例えばサブキャリアのインデックス順に格納する。メモリ４１は、パイロット信号選択データ発生回路４２から与えられる読み出しアドレスに従い、格納しているデータのうちアドレスで指定されたデータのみを累積加算回路４４に供給する。
【０１１９】
パイロット信号選択データ発生回路４２は、メモリ４１に格納されている二回差分データ（Ｉチャネル信号）のうち、ＣＰ（Continual Pilots）信号を特定するためのアドレス情報を発生する。具体的には、パイロット信号選択データ発生回路４２は、１つの有効シンボルを構成する複数のサブキャリア（例えば２０４８本のサブキャリア）の中から、ＣＰ信号が変調されている複数のサブキャリア（例えば４５本のサブキャリア）の配置位置を特定するインデックスの集合データを保持しており、このインデックスの集合データをメモリ４１の読み出しアドレスとして発生する。そして、この読み出しアドレスとして指定されたデータが、累積加算回路４４に供給される。具体的には、この読み出しアドレスで特定される４５個のデータがメモリ４１から読み出され、累積加算回路４４に供給される。なお、メモリ４１に対して読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号のインデックスを特定する集合データのことをＣＰ信号選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択データ発生回路４２は、制御回路４３から供給されるシフト量ｆｅに応じて、そのＣＰ信号選択データを適宜シフトさせて（ＣＰ信号選択データを構成する各値に対して一律に一定の値を加算または減算して）、メモリ４１に対して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ４１から複数回のデータの読み出しを行う。
【０１２０】
パイロット信号選択データ発生回路４２から発生されるＣＰ信号選択データは、従来例において図１１を用いて説明したものと同様のものを用いる。
【０１２１】
このようなメモリ４１へ読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号選択データは、メモリ４１に格納される二回差分データが更新されるまでの間に、例えば図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選択データが、順次発生される。即ち、１シンボル期間の間に、−１０Δｆ〜１０Δｆのシフト量が順次パイロット信号選択データ発生回路４２に供給され、それに伴い、それぞれのシフト量ｆｅに対応した４５個のデータが、例えば２１回順次に累積加算回路４４に供給される。
【０１２２】
累積加算回路４４は、ＣＰ信号選択データにより選択された複数の二回差分データが供給され、それらの二回差分データを累積加算する。すなわち、ＣＰ信号選択データにより選択された４５個の値をすべて累積加算する。この累積加算回路４４は、ＣＰ信号選択データがメモリ４１に供給されるタイミングと同期してリセットされる。すなわち、１シンボル期間内に図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選択データが供給される場合には、各パターンで選択された二回差分データが供給される毎にリセットされる。従って、累積加算回路４４は、１シンボル期間内に、例えば２１個の累積加算結果を、１つずつ順次出力していくこととなる。この累積加算回路４４からの出力結果は、最大値検出回路４５に供給される。
【０１２３】
最大値検出回路４５は、セレクタ５１と、ＲＡＭ５２と、比較回路５３とを備え、累積加算回路４４から出力される例えば２１個の累積加算結果のうち、最大の累積加算結果（ＣＰ値累積加算結果）を選択し、最大の累積加算結果が選択されたタイミングで、イネーブル信号を出力する。最大の累積加算結果が得られた場合というのは、メモリ４１からにより読み出されたデータが、ＣＰ信号であることを示している。即ち、ＣＰ信号は、その値が１に収束されており、それに対してその他の情報データは、ランダムな値となっている。従って、ＣＰ信号のみを抽出して累積加算すれば、その他の情報データを累積加算した結果よりもその累積加算値が高くなり、最大の累積加算結果を選択することによって、ＣＰ信号のシフト量を得ることができる。
【０１２４】
具体的には、比較回路５３がＲＡＭ５２に格納されている値と、累積加算回路４４から供給された累積加算結果とを比較し、ＲＡＭ５２に格納されている値よりも累積加算回路４４から供給された累積加算結果の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力する。このイネーブル信号は、セレクタ５１に供給される。セレクタ５１は、イネーブル信号が供給されると、その累積加算結果をＲＡＭ５２に格納する。従って、ＲＡＭ５２には、累積加算回路４４から供給される例えば２１個の累積加算結果のうち、最大の累積加算結果（ＣＰ値累積加算結果）が格納されることとなり、また、比較回路５３から出力されるイネーブル信号は、例えば２１個の累積加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが最後（１シンボル期間内での最後）の発生タイミングとなる。なお、最大値検出回路４５のＲＡＭ５２は、１シンボル期間毎（メモリ４１内の二回差分データが更新されるタイミング）に内部データがクリアされる。
【０１２５】
また、ＲＡＭ５２に格納された累積加算結果の最大値（ＣＰ値累積加算結果）は、第１のラッチ回路４７に供給され、１シンボル毎のタイミングで第１のラッチ回路４７からホールド回路１４に供給される。
【０１２６】
キャリア周波数誤差記憶回路４６は、セレクタ５４と、セレクタ５４により選択されたデータを格納するＲＡＭ５５とから構成される。セレクタ５４には、制御回路４３からパイロット信号選択データ発生回路４２に供給するシフト量ｆｅが、パイロット信号選択データ発生回路４２に供給するタイミングに同期して供給される。それとともに、セレクタ５４には、後段に接続されているＲＡＭ５５の出力がフィードバックして入力されている。セレクタ５４は、最大値検出回路４５の比較回路５３から出力されるイネーブル信号に従い動作する。具体的には、イネーブル信号が供給されたときには、制御回路４３から供給されたシフト量ｆｅをＲＡＭ５５に格納し、イネーブル信号が供給されなかったときには、ＲＡＭ５５からフィードバックされたシフト量ｆｅをＲＡＭ５５に格納する。このことにより、ＲＡＭ５５には、ＣＰ信号の累積加算結果が最大値となるＣＰ信号選択データのシフト量ｆｅが、ＲＡＭ５５に格納されることとなる。
【０１２７】
そして、第２のラッチ回路４８は、１シンボル期間毎のタイミングで、ＲＡＭ５５に格納されているシフト量ｆｅをラッチし、その値をサブキャリア間隔毎の広帯域キャリア周波数誤差値として出力する。
【０１２８】
以上のように広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、有効シンボル内に含まれている複数のＣＰ信号を抽出し、抽出したそのＣＰ信号のサブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしているかを算出することができ、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができる。
【０１２９】
また、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、図２に示す第１の減算回路２３から出力されたシンボル間の一回差分データ（角度差分データ）を用いて、ＣＰＥを求め、ＯＦＤＭ信号に含まれているＣＰＥをキャンセルするためのＣＰＥ補正信号を生成する。
【０１３０】
ＣＰ選択回路３１は、供給されたシンボル間の一回差分データのうち、ＣＰ信号成分の一回差分データを抽出する。ＣＰ信号は、従来例において説明したように有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予め定められた位置に複数含まれている。ＣＰ選択回路３１は、例えば、ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのインデックスを記憶しておき、そのインデックスのデータのみを抜き出すことによって、ＣＰ信号を選択する。ＣＰ信号成分のシンボル間の一回差分データは、平均化回路３２に供給される。
【０１３１】
平均化回路３２は、ＣＰ信号のシンボル間の一回差分データを、１シンボル内で平均化する。平均化回路３２は、例えば４５個のＣＰ信号の一回差分データの１シンボル内における平均値を求め、その値をシンボル内の位相変動量として出力する。この位相変動量は、累積加算回路３３に供給される。
【０１３２】
累積加算回路３３は、供給された位相変動量（角度データ）を、シンボル毎に累積加算していく。１シンボル毎の位相変動成分を累積加算することによって、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追従していくことが可能となる。累積加算された角度データは、複素変換回路３４に供給される。
【０１３３】
複素変換回路３４は、角度データを実数成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ）とからなる複素信号に変換する。複素信号に変換された位相変動量は、ＣＰＥ補正信号として、ＣＰＥキャンセル回路１３の複素乗算回路３６に供給される。
【０１３４】
一方、ＦＦＴ演算回路８から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１３の１シンボル遅延回路３５により１シンボル分遅延された後、ＣＰＥキャンセル回路１３の複素乗算回路３６に供給される。ここで、１シンボル分遅延されるのは、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０によってＣＰＥ補正信号を求める際に、シンボル間の差分演算を行うので、１シンボル分処理が遅延するためである。
【０１３５】
複素乗算回路３６は、１シンボル分遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号と、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０の複素変換回路３４から供給されたＣＰＥ補正信号とを複素乗算して、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ成分を除去する。
【０１３６】
以上のように広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、シンボル間の１回差分を検出することによって、ＣＰＥを算出し、このＣＰＥを除去するためのＣＰＥ補正信号を生成することができ、このことにより、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥを除去することができる。
【０１３７】
以上のような広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０では、複素信号からなるＯＦＤＭ周波数領域信号を、角度データに変換した後に、広帯域キャリア周波数誤差及びＣＰＥ補正信号を求めている。このように、角度データに変換した後に広帯域キャリア周波数誤差やＣＰＥ補正信号を求めることによって、従来において複素信号の差動復調を行うために２つのディメンジョンのデータを格納しなければならなかった遅延メモリの容量を、少なくすることができる。また、この広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０では、差動演算を行う場合に、角度データを取り扱うため、従来において複素乗算を行っていた差動演算回路を、単純な加算回路を用いて構成することができ、回路構成を単純化することができる。
【０１３８】
なお、以上の広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０では、広帯域キャリア周波数誤差を求めるにあたり、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回の差分演算を行っているが、この差分演算を１回とすることも可能である。
【０１３９】
また、各サブキャリアに変調されているデータが、例えば、ＢＰＳＫやＱＰＳＫとっいった方式により変調されている場合には、図２に示したＣＰＥキャンセル回路１３の１シンボル遅延回路３５が差動復調回路に代えられ、また、累積加算回路３３が取り除かれる。また、イコライザ１６も取り除かれる。
【０１４０】
つぎに、ホールド回路１４について説明する。
【０１４１】
ホールド回路１４には、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０内部のシフト量算出回路２７から広帯域キャリア周波数誤差情報が供給される。この広帯域キャリア周波数誤差情報は、１シンボル毎に更新される。そして、このホールド回路１４は、更新した広帯域キャリア周波数誤差情報を、ＮＣＯ１１に供給する。
【０１４２】
このような処理を行うとともにホールド回路１４は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０のシフト量算出回路２７から供給されるＣＰ値累積加算結果や伝送制御情報復調回路１７から供給される伝送制御信号検出情報といった復調の信頼性を示す情報に基づき、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしているか否かを判断し、誤検出をしている場合には、広帯域キャリア周波数誤差の情報を更新せずに、前シンボルにおいて出力した広帯域キャリア周波数誤差を出力するようにしている。
【０１４３】
一般に、ＯＦＤＭ信号の復調状態が安定的に動作している状態にあれば、キャリア周波数誤差の変動は非常に少なく、そのため、広帯域キャリア周波数誤差は、ほとんど変動しない。従って、シフト量算出回路２７からの出力は、安定状態においては、その値が一定の状態となる。それに対し、シフト量算出回路２７から出力された広帯域キャリア周波数誤差が変動する場合は、初期動作時における周波数ロック動作を行っている場合、受信機等の状態の変動等によりＯＦＤＭ信号のキャリア周波数がなんらかの理由で本当に変動した場合、或いは、キャリア周波数は変動していないがノイズ等の影響により本当のキャリア周波数が検出できなかった場合等がある。
【０１４４】
ここで、キャリア周波数は変動していながノイズ等の影響により本当のキャリア周波数が検出できなかった場合、即ち、キャリア周波数の誤検出をしている場合には、その誤検出情報に基づきキャリア周波数誤差を補正すれば、受信状態が悪化してキャリア周波数のロックができなくなってしまう。
【０１４５】
従って、ホールド回路１４では、シフト量算出回路２７から供給された広帯域キャリア周波数誤差情報が変動した場合、その変動が確かなものか否かを判断し、即ち、その変動の信頼性を判断し、その変動の信頼性が低い場合には、広帯域キャリア周波数誤差情報を更新せずに、変動前の値にホールドする処理を行う。つまり、ホールド回路２７は、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数が本当に変動したのか、或いは、ノイズ等によりキャリア周波数誤差をの誤検出を行っているのかを判断し、キャリア周波数誤差の誤検出をしていると判断する場合には、その値を更新しない処理を行う。
【０１４６】
具体的に、その変動に信頼性を判断する情報としては、２回差分をとったＣＰ信号の１シンボル内の累積加算結果や、ＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御情報の再生結果等を用いて判断することが可能である。
【０１４７】
ここで、ＣＰ信号の１シンボル内の累積加算結果やＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御情報を、信頼性を判断する情報として用いることが可能なのは以下のような理由による。
【０１４８】
例えばＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１シンボル内に４５個のＣＰ信号が含まれている。このＣＰ信号の角度成分をシンボル間で２回差分をとり（或いは２回差動復調）をし、それらの実数成分（Ｉチャネル成分）を１シンボル内で累積加算したとき、その累積加算結果は、理想的には、４５となる。すなわち、２回差分をとったとき、ＣＰ信号の角度成分は、０に収束するため、その実数成分は、１に収束する。その値を４５個累積すれば、４５という値になる。
【０１４９】
ここで、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）のＯＦＤＭ信号を受信した場合における、１シンボル内すべてのＣＰ信号の二回差動復調した累積加算結果と、ＣＰ信号以外の二回差動復調した情報データを４５個累積加算した結果とを比較した実験結果を図４に示す。この図４では、横軸に、Ｃ／Ｎ比をとっている。
【０１５０】
ＣＰ信号の累積加算結果は、Ｃ／Ｎ比が高い場合には、理想的にはその値が４５となるが、ノイズ等が含まれていればその値は減少する。しかしながら、ノイズが大きくなったとしても、ある程度のＣ／Ｎ比が稼げていれば、ある一定の値（例えば２０）以下となることはほとんどない。
【０１５１】
それに対して、ＣＰ信号ではない情報データの累積加算結果は、Ｃ／Ｎ比の大きさに関わらず、その値が、ある一定の値（例えば１３）以上となることはほとんどない。
【０１５２】
従って、閾値を、ＣＰ信号の累積加算結果として得られる最小値以下であって、情報データの累積加算結果として得られる最大値以上と設定（具体的に図４に示す例では、１３以上２０以下）に設定し、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０によりＣＰ信号として判断された累積加算結果（即ち、シフト量算出回路２７から出力されるＣＰ累積加算結果）が、この閾値以下であれば、誤検出をしていると判断することができる。
【０１５３】
また、ＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御情報には、情報データの変調方式や、帯域幅、符号化率等といったデータの復調及び復号のために必要な非常に重要な情報が含まれている。そのため、この伝送制御情報は、通常の情報データよりも誤りに強い変調方式（例えばＤＢＰＳＫ）等を用い、また、複数シンボルに亘り同一情報を伝送し、例えば６８シンボルに亘り同一の情報を伝送し、復調の確実性をもたせている。
【０１５４】
そのため、ノイズによりデータの復調が困難な場合であったとしても、ＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御情報は、再生が可能となる。
【０１５５】
従って、このような伝送情報が復調されていれば、ほぼ正常にキャリア周波数誤差が設定されていると判断することができる。
【０１５６】
このようにホールド回路１４は、ＣＰ信号の累積加算結果やＴＰＳやＴＭＣＣ等の伝送制御情報といった復調の信頼性を示す情報に基づき、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしていないかどうかを判断することができる。
【０１５７】
具体的に、ホールド回路１４は、以上のＣＰ信号の累積加算結果や伝送制御情報を用いて、以下のような処理を行う。
【０１５８】
ホールド回路１４は、シフト量演算回路２７から広帯域キャリア周波数誤差情報が供給されると、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を比較し、その値が変動したのかどうを判断する。判断を行った結果、前シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報と、当該シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報とが異なった値であった場合、続いて、シフト量算出回路２７から供給されたＣＰ累積加算結果が所定の閾値以下であるかどうかを判断する。そして、このＣＰ累積加算結果が所定の閾値以下である場合には、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を更新せずに、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報をホールドして、ＮＣＯ１１に供給する。
【０１５９】
また、例えば、ホールド回路１４は、シフト量演算回路２７から広帯域キャリア周波数誤差情報が供給されると、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を比較し、その値が変動したのかどうを判断する。判断を行った結果、前シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報と、当該シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報とが異なった値であった場合、続いて、伝送制御信号検出情報が供給されたかどうか（即ち、ＴＰＳやＴＭＣＣ等の伝送制御情報が検出されているかどうか）の判断をする。伝送制御情報が検出されている場合には、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を更新せずに、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報をホールドして、ＮＣＯ１１に供給する。
【０１６０】
以上のようにホールド回路１４は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０から供給された広帯域キャリア周波数誤差情報の信頼性を判断し、その信頼性が低い場合には広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしているものとして、広帯域キャリア周波数誤差を前シンボルの値にホールドする。このことにより、ホールド回路１４では、雑音やフェージングの影響により正確なキャリア周波数誤差の検出が困難な状態となっても、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数補正制御動作の同期を安定的に保持し、誤動作を防止することができる。
【０１６１】
なお、このホールド回路１４は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０から出力される広帯域キャリア周波数誤差情報をホールドするような構成としているが、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９から出力される情報もホールドするような構成としてもよ。
【０１６２】
また、ホールド回路１４は、ＣＰ信号の累積加算値や伝送制御信号に基づき、キャリア周波数の誤検出を行っているか否かを判断しているが、例えば、エラー訂正量等のその他の情報を用いて判断してもよい。
【０１６３】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置及び復調方法では、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出し、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正する。このことにより本発明では、広帯域キャリア周波数誤差を簡易な構成で精度よく算出し、高精度にＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正することができる。
また、本発明にかかる復調装置及び復調方法では、周波数領域信号の第１の差分量に含まれているパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を抽出して１シンボル毎に累積加算し、累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信号を生成して、周波数領域信号の位相雑音を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置の要部のブロック構成図である。
【図３】上記ＯＦＤＭ受信装置の広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路内のシフト量演算回路のブロック構成図である。
【図４】ＤＶＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を受信した場合における、１シンボル内すべてのＣＰ信号の二回差動復調した累積加算結果と、ＣＰ信号以外の二回差動復調した情報データを４５個累積加算した結果とを比較した実験結果を示す図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明するための図である。
【図７】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界を求められることを説明するための図である。
【図８】狭帯域キャリア周波数誤差について説明するための図である。
【図９】ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回のシンボル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出することができる原理を説明するための図である。
【図１０】上記従来のＯＦＤＭ受信装置の広帯域キャリア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図１１】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のパイロット信号選択データ発生回路から発生されるＣＰ信号選択データのデータ例を説明する図である。
【図１２】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のＣＰＥ誤差算出回路のブロック構成図である。
【符号の説明】
１  ＯＦＤＭ受信装置、６  デジタル直交復調回路、７  ｆｃ補正回路、８  ＦＦＴ演算回路、  ９  狭帯域ｆｃ誤差算出回路、１０  広帯域ｆｃ誤差算出回路、１１  数値制御発振器、１２  ＦＦＴウィンドウ同期回路、１３  ＣＰＥキャンセル回路、１４  ホールド回路、１５  イコライザ、１６  検波・エラー訂正回路、１７  伝送制御情報復調回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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