(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭシステムのチャネルを通じて通信する送信回路（１−５）および受信回路（８−１６）間におけるキャリア周波数オフセットおよびサンプリング周波数オフセットを推定する装置であって、ｋが情報シンボルのブロック番号、Ｋが使用可能なサブキャリア数、ｍが使用可能なサブキャリア番号であるとき、当該装置の受信回路内に：
第１サンプリング・レートｆｔでサンプルされ、周波数ｆｃのキャリア上に変調された成分Ｓｍ（ｋ）を有する情報シンボルＳ（ｋ）を表わす、受信ＯＦＤＭ変調信号ｓ（ｔ）をベースバンド信号に変換する周波数ｆｂを有する局部発振器（９）；
第２サンプリング・レートｆｒを有し、ベースバンド信号をサンプリングするアナログ／ディジタル変換器（１０）；および
サンプリングしたベースバンド信号に対して離散フーリエ変換を行い、成分Ｓｍ（ｋ）の情報シンボルＳ（ｋ）を表わす成分Ｒｍ（ｋ）を有するシンボルＲ（ｋ）のブロックを生成する復調器（１３）；
を備え、Ｒ（ｋ）上におけるチャネルの寄生効果を除去し、成分Ｙｍ（ｋ）の少なくとも１つのブロックＹ（ｋ）を生成する第１変調器（１４）；
Ｙ（ｋ）から変調効果を除去し、成分Ｚｍ（ｋ）の少なくとも１つのブロックZ(k)を発生し、成分ＶｍのＶを計算し、Ｖｍ＝｜Ｙｍ｜であるところの第２モジュール（１５）；および
以下の数式により連帯最尤推定（ＭＬＥ）を行い、キャリア周波数オフセット｜ｆｃ−ｆｂ｜およびサンプリング周波数オフセット｜ｆｔ−ｆｒ｜にそれぞれ関係する項ＡおよびＢを推定する第３モジュール（１６）；
【数１】
0004533492.tif 000023
を備えることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記第２モジュール（１５）が複数のブロックＺ（ｋ）を発生し、前記第３モジュール（１６）はそれに応じて前記ＭＬＥの係数を調節することを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
Ｖｍが１に設定されることを特徴とする請求項１または２の何れか一項に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムに関し、特に、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）変調方法を採用する通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭは、複数のサブキャリアを通じて送信機から受信機に情報シンボルを伝達する技術である。
【０００３】
キャリアおよびクロック周波数のオフセットのために、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムのビット・エラー・レート（ＢＥＲ）性能に大きな劣化を生ずる可能性がある。例えば、IEEE 83(6), 982-996, June 1995およびProc. COST 254, 1997を参照のこと。実際には、これらは、キャリア間干渉（ＩＣＩ）による余分なノイズを生ずるだけでなく、シンボルの寄生回転(parasitic  rotation)も生じ、これもＢＥＲの上昇を招く。
【０００４】
ここでは、キャリア周波数オフセットとは、送信回路および受信回路内にあるキャリア周波数発生器間におけるあらゆる周波数差を意味し、クロック周波数オフセットとは、送信回路および受信回路のサンプリング・レート間のあらゆる差を意味するものとする。
【０００５】
既に、キャリア周波数オフセットを推定し補償する方法がいくつか存在する。例えば、米国特許番号第５４５０４５６号 (Mueller)およびElec. Lett. 33(2) 113-114 Jan.1997を参照のこと。しかしながら、これら既知の方法のいずれを用いても、残留キャリア周波数オフセットは、サブキャリア間隔の数パーセントに達する可能性があり、なおも劣化は残る。クロック周波数オフセットに関して、劣化は、サブキャリアの数に左右される。この数が大きいと、設計者は、受信機のクロック発生機構に対する制約を緩和することが許されない。
【０００６】
この問題を例示するために、ディジタル・オーディオ放送（ＤＡＢ）モード１のような、典型的なＯＦＤＭ送信システムについて考える。図１および図２に、ＩＣＩによる劣化をプロットした。従来のアルゴリズムによる補正の後、キャリア周波数オフセットは、サブキャリア間隔の３％に達する可能性がある（図２では、これはｆ＝３％に対応し、ここでｆはサブキャリア間隔数で表わしたキャリア周波数オフセットであり、Ｎはサブキャリアの数であり、Ｔはサンプリング・レートの逆数である）。
【０００７】
低価格のエージング・クロック発振器(ageing  clock  oscillator)は、５０ｐｐｍの周波数オフセットを有する可能性がある（図１では、これは、e=5.10-5の正規化したクロック周波数オフセットに対応する）。次に、２０ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）では、ＩＣＩ劣化は、１ｄＢ以上を示す可能性がある。
【０００８】
更に、ｆによる寄生回転は、ＱＰＳＫ（直交位相偏移変調）コンスタレーションの角度分離隣接点の１５％を示す可能性がある。ｅによる寄生回転は、この角度の２０％を示す可能性がある。したがって、エラーの確率は著しく上昇する。
【０００９】
クロックおよびキャリア周波数オフセットを低減するために存在する既知の方法は、時間同期を達成すること、およびキャリア周波数オフセットがある精度まで補償されているという仮定の下で作用する。しかしながら、なおも、複雑度を緩和し性能を高める方法が求められている。
【００１０】
ケーブル伝送では、サブキャリアはクロック再現専用であり、これは、システムの有用な容量の損失を意味する。
【００１１】
米国特許番号第５３４５４４０号(Gledhill)では、キャリア周波数オフセットおよびクロック・オフセットを推定する方法が提示されている。しかし、直線キャリア周波数オフセット推定のための数式を提供するだけに過ぎず、クロック周波数オフセットを直接推定する数式は与えられていない。その上、キャリアおよびクロックは別個に推定される。双方の現象は同様の効果を生むので、双方を連帯して推定する方法があれば、効率が向上し、複雑度が緩和するであろう。
【００１２】
Elec. Lett. 34(6) 520-521 March 1998では、キャリアおよびクロック周波数オフセットを連帯して推定する方法が提案されている。しかしながら、この方法は、無線移動チャネルまたはケーブル・チャネルのような周波数選択チャネル上での性能が低いという欠点を有する。
【００１３】
米国特許番号第５８０２１１７号(Ghosh)では、あらゆるチャネル上において作用する連帯方法が提示されている。しかしながら、これは、「ブラインド」技法(blind  technique)ではない。即ち、これは、特定の訓練信号を拠り所とする。したがって、これは、既存の標準化された通信システムのいずれにも適用できる訳ではない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
周波数選択チャネルを含むあらゆるチャネル上において、キャリアおよびクロック周波数オフセットを連帯的かつ盲目的に推定することは引き続き必要とされており、本発明が対象とするのはこの必要性である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
したがって、本発明は、ＯＦＤＭシステムのチャネルを通じて通信するおよび受信回路間におけるキャリア周波数オフセットおよびサンプリング周波数オフセットを推定する装置から成り、受信回路内に、
第１サンプリング・レートftでサンプルされ、周波数fcのキャリア上に変調された成分Sm(k)を有する情報シンボルS(k)を表わす、受信ＯＦＤＭ変調信号s(t)をベースバンド信号に変換する周波数fbを有する局部発振器と、
第２サンプリング・レートfrを有し、ベースバンド信号をサンプルするアナログ／ディジタル変換器と、
サンプルしたベースバンド信号に対して離散フーリエ変換を行い、成分Sm(k)の情報シンボルS(k)を表わす成分Rm(k)を有するシンボルR(k)のブロックを発生する復調器とを備え、
R(k)上におけるチャネルの寄生効果を除去し、成分Ym(k)の少なくとも１つのブロックY(k)を発生する第１変調器と、
Y(k)から変調効果を除去し、成分Zm(k)の少なくとも１つのブロックZ(k)を発生し、成分VmのVを計算し、Vm=/Ym/である第２モジュールと、
以下の数式２による連帯最尤推定（ＭＬＥ）を行うことによって、キャリア周波数オフセット/fc-fb/およびサンプリング周波数オフセット/ft-fr/にそれぞれ関係する項ＡおよびＢを推定する第３モジュールとを備える。
【００１６】
【数２】
0004533492.tif 000002
したがって、本発明は、周波数選択チャネルを含むあらゆるチャネル上において、キャリアおよびクロック周波数オフセットを共に推定する方法および装置を提供する。
【００１７】
本発明は、受信信号に対するクロックおよびキャリア周波数オフセットによって生成される回転を分析することによって、fの推定値fhatおよびeの推定値εhatを推定する。推定値fhatは、既知のアルゴリズムによって得られる推定値に追加することができ、時間領域信号上のキャリア周波数オフセットを補償するために用いることもできる。推定値εhatは、受信機のクロック周波数を調節(steer)するために用いることができる（例えば、電圧制御水晶発振器VCXOを用いる）。このように、キャリアおよびクロック周波数オフセットの影響は、僅かな複雑度増大を犠牲にすることにより、無視し得るレベルに低下する。
【００１８】
既存の技法と比較して、本方法には次のような利点がある。
【００１９】
１．必要な複雑度が低い（典型的な精度に対して数倍Ｋである。ここで、Ｋは有用なサブキャリアの数である）。
【００２０】
２．発明の実施によって、クロック発振器およびキャリア同期機構に対する制約が緩和され、受信機のコストを削減するか、あるいは電力を節約する（その場合、利得は１ｄＢ以上とすることができる）ことができる。
【００２１】
３．用いる方法は盲目的であるので、ＡＤＳＬ，ＤＡＢ，またはＤＶＢ-Ｔのような既存の標準に適用することができる。これは、コヒーレントまたは差動変調方式のいずれかで作用する。
【００２２】
４．本方法は柔軟性がある。fおよびeを追跡する能力は、推定を行うシンボル数によって異なる。シンボルが多いほど、推定値は精度が高く正確であるが、追跡能力は低下する。更に、推定のためにピックアップするシンボルが連続である必要はない。例えば、時間変動チャネルでは、選択するチャネルは間隔が離れていてもよい。したがって、複雑度は低下し、推定はダイバシティ効果を利用することができる。要約すれば、複雑度、性能および追跡の間でトレード・オフが容易に行える。
【００２３】
本方法は、盲目的であり、差動符号化ＱＰＳＫ伝送に容易に適用可能であるので、本発明はＤＡＢの場合に有利に用いることができる。
【００２４】
また、本発明は、専用チャネルの使用に代わって用いることも可能である。
【００２５】
【発明の実施の形態】
これより、一例としてのみ、図面を参照しなかがら本発明の実施例をいくつか説明する。
【００２６】
図３を参照すると、ＯＦＤＭ送信機は、逆高速フーリエ変換変調器１，ガード・インタバル挿入ブロック２，パラレル／シリアル変換器３，ディジタル／アナログ変換器４，および局部発振器入力ｆｃを有するミキサ５を備えている。情報シンボルＳ（ｋ）が変調器１の入力に供給される。変調器からの出力は、ブロック２を通過し、ここでガード・インタバルが挿入される。ガード・インタバルの挿入後、信号はパラレル／シリアル変換器３に供給され、次いで得られた多重化出力がディジタル／アナログ変換器４に供給される。ディジタル／アナログ変換器４は、サンプリング周波数ｆｔ＝１／Ｔを有する。これは、多重化プロセスの全帯域幅でもある。得られたアナログ信号は、ミキサ５の作用によって周波数ｆｃのキャリア上で変調され、無線チャネルを通じて図４の受信機に送信される。Ｎ個のサブキャリアがあり、その内Ｋ個のサブキャリアが使用できる。帯域幅はＮ個のサブキャリア間で分割されるので、サブキャリア間隔は、１／ＮＴとなる。
【００２７】
次に、図４を参照すると、ＯＦＤＭ受信機は、ライン８上の着信信号をベースバンドに変換するミキサ７を備えている。周波数fbのベースバンド信号（名目上キャリア周波数）は、局部発振器９によって、ミキサ７に供給される。次に、アナログ／ディジタル変換器１０において、サンプリング・レートfr（名目上送信機サンプリング・レートft）で、ベースバンド信号はサンプルされる。
【００２８】
送信機におけるキャリア周波数fcと受信機における局部発振器周波数fbとの差を、キャリア周波数オフセットと(fc-fb)と呼ぶ。サブキャリア間隔数で表わすと、f=NT(fc-fb)となる。受信機および送信機におけるサンプリング周波数の差をクロック周波数オフセット(fr-ft)と呼ぶ。相対的な（即ち、正規化した）クロック周波数オフセットは、以下の式で表わされる。
【００２９】
【数３】
0004533492.tif 000003
ディジタル／アナログ変換器１０の出力信号は、シリアル／パラレル変換器１１に供給される。得られた多重分離出力は、ガード・インタバル除去ブロック１２によってガード・インタバルが除去されており、離散フーリエ変換復調器１３に達する。離散フーリエ変換復調器１３の出力は、続いて、チャネル除去モジュール１４，変調除去モジュール１５，および推定値計算モジュール１６を順次通過する。計算モジュール１６の出力は、fおよびeの所望の推定値である。
【００３０】
復調器１３は、その出力にシンボルRm(k)のブロックを生成する。fおよびeの推定値を発生するために、図４の装置は、キャリアによる位相ドリフト，ならびにシンボル(k-1)およびシンボルk間のクロック周波数オフセットを測定する。しかしながら、位相は、キャリアおよびクロック周波数オフセットのために、そしてまたチャネルの効果のために、以前のk-2, k-3シンボルの間に連続してドリフトしている。チャネル除去モジュール１４は、キャリアによる位相ドリフト，クロック，およびシンボル(k-1)およびシンボルk間のチャネルを分離する。
【００３１】
したがって、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）復調器１３の出力において、ｋ番目のシンボル・ブロックは、
【００３２】
【数４】
0004533492.tif 000004
がチャネル除去モジュール１４によって処理される。ここで、ブロックk-1に対するキャリアおよびクロック・オフセットによるチャネルおよび回転の寄生効果が除去される。モジュール１４の出力において、次のシンボルのブロックが得られる。
【００３３】
【数５】
0004533492.tif 000005
モジュール１４における処理手順は、差動復調または等化のいずれかで構成することができる。例えば、ＤＡＢでは、次の通りである。
【００３４】
【数６】
0004533492.tif 000006
変調除去モジュール１５における第２処理段階は、Ym(k)から、変調による「有用な」回転を除去し、更に量Vm=|Ym|を計算することである。したがって、残されるのは、種々の外乱のソース（熱ノイズを含む）の他に、キャリアによって生成された寄生回転，および周波数オフセットだけとなる。モジュール１５の出力は、以下のブロックである。
【００３５】
【数７】
0004533492.tif 000007
例えば、ＤＡＢでは、ルールを以下のようにすることができる。
【００３６】
【数８】
0004533492.tif 000008
しかし、ＤＡＢの場合は、ルールは次のようにすることもできる。
【００３７】
arg(Zm(k))  =  4*arg(Ym(k))
第３段階では、(f,ε)に対する連帯最尤推定器（ＭＬＥ：Maximum Likelihood Estimator）は、観測m(k)
【００３８】
【数９】
0004533492.tif 000009
から計算される。連帯ＭＬＥは、以下の数式系の分解能を必要とする。
【００３９】
【数１０】
0004533492.tif 000010
（式１）
１と比較して
【００４０】
【数１１】
0004533492.tif 000011
が小さい限り、サインおよびコサイン項の一次近似で十分であることが検証できる。したがって、第３処理段階は、以下の係数を計算することから成る。
【００４１】
【数１２】
0004533492.tif 000012
および
【００４２】
【数１３】
0004533492.tif 000013
ＡｈａｔおよびＢｈａｔは、それぞれ所望のｆｈａｔおよびεｈａｔに比例する。比率は、変調を除去するためにどの方法を選択したかによって異なる。例えば、ＤＡＢでは、第１の規則を適用した場合、次のようになる。
【００４３】
【数１４】
0004533492.tif 000014
しかし、第２の規則を適用した場合、次のようになる。
【００４４】
【数１５】
0004533492.tif 000015
ここで、Ｎはサンプル数であり、Ｄはサンプル数で表わしたガード・インタバルの長さである。
【００４５】
ＭＬＥ数式系は、以下のようにして導出する。
【００４６】
チャネル除去モジュール１４および変調除去モジュール１５の作用によって、次のベクトルが得られる。
【００４７】
【数１６】
0004533492.tif 000016
このベクトルは、以下のモデルに近似される。
【００４８】
【数１７】
0004533492.tif 000017
の場合、
【００４９】
【数１８】
0004533492.tif 000018
ここで、Vm(K)は、信号の有用部分のモデュラスを表わし、高い信号対ノイズに対しては以下のようになる。
【００５０】
【数１９】
0004533492.tif 000019
γ: AWGN（添加白色ガウス・ノイズ）
モデルが現実と最も良く一致するように、fおよびeを当てはめることが望ましい。
【００５１】
ベクトル
【００５２】
【数２０】
0004533492.tif 000020
を導入すると、観測Ｚによるfおよびeに対する最尤推定器は、以下の数式となる。
【００５３】
【数２１】
0004533492.tif 000021
これから、前述の式（１）が得られる。
【００５４】
代替実施例では、１つだけのブロックの代わりに、Ｌ個のブロックZ(k1), Z(k2),..., Z(kL)を用いることによって、推定を改良することができる。
【００５５】
この場合、推定のために計算する係数は、次の通りである。
【００５６】
【数２２】
0004533492.tif 000022
選択するブロックの総数は、利用可能な処理時間によって異なる。
【００５７】
推定は、連続するシンボルkj = k1, k2,…..kL, k2=k1+1, k3=k2+1等に対して行うことができる。しかしながら、チャネルの変動が遅い場合、チャネル減衰が隣接するシンボルSo上でほぼ同一である。したがって、チャネル・フェーディングが推定値を悪化させる場合、連続するサンプルを使用すると複雑度が高まるが、推定値は余り改善されない。この場合、推定に選択するシンボルの間隔を開け、例えば、k2=k1+5, k3=k2+5…等を選択することができる。選択する間隔は、チャネルがどの程度速く変動するかによって異なる。
【００５８】
更に別の代替実施例では、そしてプロセスの複雑度を緩和するためには、係数Vmを１で置換することができる。シミュレーションでは、効率の低下は見られなかった。
【００５９】
図５は、Vmを１にセットした場合の、対応する第３処理段階を実現する処理アーキテクチャを表わす。前述の実施例のいずれにおいても、サインおよびコサインの一次近似が十分でない場合、二次または更に高次の近似を適用することができる。すると、得られる数式系は、非線形となり、反復解法(iterative  resolution  method)を適用することができる。
【００６０】
図６ないし図９は、２つの形式の通信チャネルの場合について、本発明の処理能力を実証するものである。最初のケースにおける正規化したチャネル周波数応答を図６に示す。これは、ベースバンド・ケーブル・システムに対応する。第２のケースは、典型的なＤＡＢ都市チャネルに関係する。
【００６１】
これらの場合、サブキャリアＮ＝５１２，有用なサブキャリアＫ＝３８４である。図示する各ケースでは、εは、[- 5.10-5;5.10-5]において一様にランダムである。第１のケースでは、f = 0である。第２のケースでは、fは[- 3.10-2;3.10-2]において一様にランダムである。各ＳＮＲ毎の[8dB;16dB;24dB]について５０回のシミュレーションを行った。推定誤差の二乗平均（ＲＭＳ）を計算し、プロットした。
【００６２】
第１のケースでは、クロック周波数オフセット推定誤差のＲＭＳは、図７に示す通りである。２つの連続するブロックの平均を取るだけで、１０ｐｐｍ未満のクロック周波数オフセットを得るには十分である。
【００６３】
第２のケースでは、シミュレートしたシステムは、典型的な都市チャネルにおけるＤＡＢモード２に対応する。ここでは、３つの内１つのシンボルに対して推定を行い、ダイバシティ効果を利用した。１０回の繰り返しの後、クロック周波数オフセットは２０ｐｐｍ未満となった。クロック周波数オフセット推定誤差のＲＭＳを図８に示し、キャリア周波数オフセット推定誤差のＲＭＳを図９に示す。このように伝送条件が悪い場合でも（チャネルの変動が速い）、本方法は目標の性能に速やかに到達する。
【図面の簡単な説明】
【図１】5.10exp(-5)の相対的クロック周波数オフセットを有するＯＦＤＭにおける、サブキャリア数対ＩＣＩによる信号対ノイズ低下の関係を示すグラフ。
【図２】ＯＦＤＭシステムにおけるキャリア周波数オフセット対信号対ノイズ低下の関係を示すグラフ。
【図３】従来のＯＦＤＭ送信機の概略ブロック図。
【図４】本発明によるキャリアおよびクロック周波数オフセット補償手段を内蔵したＯＦＤＭ受信機の概略ブロック図。
【図５】図４の実施例の動作を更に詳細に示す概略ブロック図。
【図６】サブキャリア・インデックス対典型的なＯＦＤＭチャネルに対する正規化した周波数応答の関係を示すグラフ。
【図７】本発明にしたがって動作するＯＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳクロック周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
【図８】本発明にしたがって動作するＤＡＢモードのＯＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳクロック周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
【図９】本発明にしたがって動作するＤＡＢモードのＯＦＤＭチャネルに対する、シンボル数対ＲＭＳキャリア周波数オフセット推定誤差の関係を示すグラフ。
【符号の説明】
１    逆高速フーリエ変換変調器
２    ガード・インタバル挿入ブロック
３    パラレル／シリアル変換器
４    ディジタル／アナログ変換器
６    ライン
５    ミキサ
８    ライン
７    ミキサ
９    局部発振器
１０    アナログ／ディジタル
１１    シリアル／パラレル変換器
１２    ガード・インタバル除去ブロック
１３    離散フーリエ
１４    チャネル除去モジュール
１５    変調除去モジュール
１６    推定値計算モジュール
【図１】
0004533492.tif 000024
【図２】
0004533492.tif 000025
【図３】
0004533492.tif 000026
【図４】
0004533492.tif 000027
【図５】
0004533492.tif 000028
【図６】
0004533492.tif 000029
【図７】
0004533492.tif 000030
【図８】
0004533492.tif 000031
【図９】
0004533492.tif 000032