(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出対象たる荷重が加えられる荷重負荷部と、
前記荷重負荷部を弾性的に支持する支持部と、
前記荷重負荷部の直線変位を検出する変位検出部と
を具え、前記荷重に応答する直線変位を検出する出力信号を前記変位検出部から得るようにした荷重計であって、
前記荷重負荷部は、前記検出対象たる荷重が加えられるボール部と、このボール部を回転自在に保持するボール保持部とを含み、
前記支持部は前記ボール保持部を弾性的に支持するものであり、
前記変位検出部は、巻線部及びこの巻線部に対して相対的に直線変位する磁気応答部材を含み、該巻線部と磁気応答部材の一方が前記ボール保持部に連動して直線変位するように配置してなるものであり、
前記巻線部は、１相の基準交流信号によって励磁される第１及び第２のコイルグループを含み、各コイルグループは前記巻線部に対する前記磁気応答部材の相対的リニア変位の方向に沿って異なる配置で設けられており、これにより、前記第１のコイルグループは、前記巻線部に対する前記磁気応答部材の相対的リニア位置に応じて、サイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置され、また、前記第２のコイルグループは、前記巻線部に対する前記磁気応答部材の相対的リニア位置に応じて、コサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置されてなり、
かつ、第１のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的リニア位置に関してそれぞれサイン相及びマイナスサイン相の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極のコイルで構成され、第２のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的リニア位置に関してそれぞれコサイン相及びマイナスコサイン相の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極のコイルで構成され、
前記第１のコイルグループの２つのコイルから出力されるサイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成して前記サイン相の振幅関数特性を示す第１の出力交流信号を生成し、また、前記第２のコイルグループの２つのコイルから出力されるコサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成して前記コサイン相の振幅関数特性を示す第２の出力交流信号をそれぞれ生成することを特徴とする荷重計であって、
前記第１の出力交流信号と前記第２の出力交流信号を用いて、前記基準交流信号に対して前記検出対象直線位置に対応する位相角だけ正又は負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、前記基準交流信号に対して前記検出対象直線位置に対応する位相角だけ正又は負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、
前記基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定して第１の位相データを求める手段と、
前記基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定して第２の位相データを求める手段と、
前記第１及び第２の位相データの差に基づき前記検出対象直線位置に対応する位置検出データを算出する手段と
を更に具備することを特徴とする荷重計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、荷重計に関し、特に、１相の交流信号による励磁に基づき複数相の振幅関数特性を示す出力交流信号を検出対象直線位置に応じて誘導出力する誘導型直線位置検出装置を利用したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より知られた誘導型直線位置検出装置としては差動トランスがある。差動トランスは、１つの１次巻線を１相で励磁し、差動接続された２つの２次巻線の各配置位置において検出対象位置に連動する鉄心コアの直線位置に応じて差動的に変化するリラクタンスを生ぜしめ、その結果として得られる１相の誘導出力交流信号の電圧振幅レベルが鉄心コアの直線位置を示すようにしたものである。この差動トランスにおいては、誘導電圧が差動的に変化するように設けられた２つの２次巻線が設けられた範囲において、該誘導電圧値が対直線位置に関して直線性を示す範囲でしか、直線位置を検出することができないものであり、該誘導電圧値の対直線位置の変化の関数が周期関数（例えばサイン関数のような三角関数）の１サイクルにわたって変化することはない。従って、検出可能範囲を拡張するには巻線長とコア長を長くするしかなく、自ずと限度があると共に、装置の大型化をもたらす。また、検出対象直線位置に相関する電気的な位相を示す出力を得ることが不可能である。また、誘導出力信号の電圧振幅レベルは、鉄心コアの直線位置のみならず、温度変化等の周辺環境の影響を受けやすいので、精度に難点がある。
【０００３】
これに対して、検出対象直線位置に相関する電気的位相角を持つ交流信号を出力するようにした位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置も知られている。例えば、特開昭４９−１０７７５８号、特開昭５３−１０６０６５号、特開昭５５−１３８９１号、実公平１−２５２８６号などに示されたものがある。この種の従来知られた位相タイプの誘導型直線位置検出装置においては、検出対象位置に連動する可動鉄心コアの直線変位方向に関して互いにずらして配置された例えば２つの１次巻線を互いに電気的位相のずれた２相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）でそれぞれ励磁し、各１次巻線による２次側誘導信号を合成して１つの２次出力信号を生成するようにしている。励磁用の交流信号に対するこの２次出力信号における電気的位相ずれが、検出対象位置に連動する鉄心コアの直線位置を示している。また、実公平１−２５２８６号に示されたものにおいては、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰り返し設け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも広い範囲にわたる直線位置検出を可能にしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置は、差動トランスに比べて多くの点で利点を持っているが、少なくとも２相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）を用意しなければならないため、励磁回路の構成が複雑になるという問題点があった。また、温度変化等によって１次及び２次巻線のインピーダンスが変化すると、２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点もあった。更に、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰り返し設け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも広い範囲にわたる直線位置検出を可能にした場合において、１次及び２次巻線を設ける範囲を可動鉄心コアの１ピッチの長さよりも長い範囲で設けねばならないため、巻線アセンブリ全体のサイズが大きくなってしまい、検出装置の小型化に限度があった。すなわち、鉄心コアの１ピッチの長さをＰとすると、４相タイプの場合、各相巻線の配置間隔を最小でも「３Ｐ／４」としなければならず、全体ではその４倍の「４×（３Ｐ／４）＝３Ｐ」の配置領域が必要であり、従って最小でも可動鉄心コアの３ピッチ分の長さの範囲にわたって巻線アセンブリを設けなければならない。
【０００５】
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、小型かつシンプルな構造を持つと共に、広い範囲にわたって直線位置検出の可能であり、かつ微小範囲においても高検出分解能な誘導型直線位置検出装置を提供し、このような誘導型直線位置検出装置を使用した荷重計を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る荷重計は、検出対象たる荷重が加えられる荷重負荷部と、前記荷重負荷部を弾性的に支持する支持部と、前記荷重負荷部の直線変位を検出する変位検出部とを具え、前記荷重に応答する直線変位を検出する出力信号を前記変位検出部から得るようにしたものであって、前記荷重負荷部は、前記検出対象たる荷重が加えられるボール部と、このボール部を回転自在に保持するボール保持部とを含み、前記支持部は前記ボール保持部を弾性的に支持するものであり、前記変位検出部は、巻線部及びこの巻線部に対して相対的に直線変位する磁気応答部材を含み、該巻線部と磁気応答部材の一方が前記ボール保持部に連動して直線変位するように配置してなるものであり、前記巻線部は、１相の基準交流信号によって励磁される第１及び第２のコイルグループを含み、各コイルグループは前記巻線部に対する前記磁気応答部材の相対的リニア変位の方向に沿って異なる配置で設けられており、これにより、前記第１のコイルグループは、前記巻線部に対する前記磁気応答部材の相対的リニア位置に応じて、サイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置され、また、前記第２のコイルグループは、前記巻線部に対する前記磁気応答部材の相対的リニア位置に応じて、コサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を生ずるよう配置されてなり、かつ、第１のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的リニア位置に関してそれぞれサイン相及びマイナスサイン相の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極のコイルで構成され、第２のコイルグループは、前記磁気応答部材の相対的リニア位置に関してそれぞれコサイン相及びマイナスコサイン相の磁気抵抗変化特性を示すよう配置された２極のコイルで構成され、前記第１のコイルグループの２つのコイルから出力されるサイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成して前記サイン相の振幅関数特性を示す第１の出力交流信号を生成し、また、前記第２のコイルグループの２つのコイルから出力されるコサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成して前記コサイン相の振幅関数特性を示す第２の出力交流信号をそれぞれ生成することを特徴とする荷重計であって、前記第１の出力交流信号と前記第２の出力交流信号を用いて、前記基準交流信号に対して前記検出対象直線位置に対応する位相角だけ正又は負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、前記基準交流信号に対して前記検出対象直線位置に対応する位相角だけ正又は負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、前記基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定して第１の位相データを求める手段と、前記基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定して第２の位相データを求める手段と、前記第１及び第２の位相データの差に基づき前記検出対象直線位置に対応する位置検出データを算出する手段とを更に具備することを特徴とする。
【０００８】
上記荷重計において利用することができる誘導型直線位置検出装置は、１相の交流信号によって励磁される１次巻線及び直線変位方向に関して異なる位置に配置された複数の２次巻線を含む巻線部と、検出対象たる直線位置に連動して前記巻線部に対して相対的に変位されるものであり、かつ、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材を直線変位方向に沿って所定のピッチで複数繰り返して設けて成り、前記相対的変位に応じて前記部材の前記巻線部に対する対応位置が変化することにより前記１次巻線と各２次巻線間の磁気結合が前記検出対象直線位置に応じて変化され、これにより、該検出対象直線位置に応じて振幅変調された誘導出力交流信号を、各２次巻線の配置のずれに応じて異なる振幅関数特性で、各２次巻線に誘起させる可変磁気結合手段とを具備し、前記各２次巻線に誘起される各誘導出力交流信号は、その電気的位相が同相であり、その振幅関数が前記磁気応答部材の繰り返しピッチを１サイクルとして周期的にそれぞれ変化することを特徴とするものである。
上記構成によれば、１相の交流信号によって励磁する構成であるため、励磁回路の構成が簡単である、という利点を有する。また、可変磁気結合手段において、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材を直線変位方向に沿って所定のピッチで複数繰り返して設けて成るので、２次巻線に誘起される誘導出力交流信号として、該磁気応答部材の繰り返しピッチを１サイクルとして周期的に変化する信号を得ることができ、検出可能範囲を拡大することができるものである。また、１ピッチ内のアブソリュート位置を高分解能で検出することができるので、微小変位の高精度な検出が可能である。
【０００９】
この直線位置検出装置の一実施形態においては、４つの前記２次巻線が設けられており、それぞれの誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数、コサイン関数、逆サイン関数、逆コサイン関数、にそれぞれ相当し、サイン関数と逆サイン関数の誘導出力交流信号を合成してサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号を出力し、コサイン関数と逆コサイン関数の誘導出力交流信号を合成してコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号を出力する。
上記構成によれば、回転型位置検出装置である従来知られたレゾルバにおいて得られるのと同様の、２つの出力交流信号（サイン出力とコサイン出力）を直線位置検出装置において得ることができる。従って、そのような本発明に係る直線位置検出装置においては、前記第１の出力交流信号と第２の出力交流信号を入力し、両信号の振幅値に相当する前記サイン関数とコサイン関数の位相値を検出する位相検出回路を更に具備することができる。このような位相検出回路としては、レゾルバ用の位相検出回路として従来知られたＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを使用することができるし、その他の方式の位相検出回路を用いることもできる。このようなレゾルバタイプの位相検出回路を使用することができることは、従来の位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置が持っていたような、温度変化等によって１次及び２次巻線のインピーダンスが変化することにより２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点を除去することができるので、好都合である。
【００１０】
上記の直線位置検出装置の一実施形態においては、前記複数の２次巻線が、前記磁気応答部材の１ピッチの範囲内において所定の間隔で配置されるようにすることができる。また、前記１次巻線及び２次巻線の巻軸方向が前記直線変位方向に略一致しており、その巻線内に前記可変磁気結合手段が挿入されて成るように配置するとよい。更に、同相の前記交流信号によって励磁される複数の前記１次巻線が前記２次巻線の中間の位置に分離して配置されるようにするとよい。
これらのような巻線配置は、検出装置全体の構成を小型化しつつ、かつ十分な検出精度を確保するのに、十分に寄与する。すなわち、複数の２次巻線が、磁気応答部材の１ピッチの範囲内において所定の間隔で配置されるようにすることにより、巻線部全体のサイズを磁気応答部材の１ピッチの範囲に略対応する比較的小さなサイズに収めることができ、検出装置全体の構成を小型化することに役立つ。また、同相の前記交流信号によって励磁される複数の前記１次巻線が前記２次巻線の中間の位置に分離して配置されるようにすることは、各１次巻線によって発生する磁界を個別の２次巻線に対して有効に及ぼし、かつ磁気応答部材による磁場への影響を有効に及ぼすことができるので、十分な検出精度を確保することに役立つ。
【００１１】
前記磁気応答部材としてスプリングピンのような金属片を用いると、かしめ止め加工作業も楽になり、しかも安価であるから、極めて有利である。また、前記金属片として略円形乃至楕円形の金属片を使用してもよく、略円形乃至楕円形の形状により、直線位置に応じた磁気結合係数の変化を三角関数に近似した理想的なものにし易くなるので、有利である。勿論、これに限らず、磁気応答部材は、メッキ、エッチング、焼き付け、レーザ加工等の表面加工処理技術を用いて形成してもよい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１は、本発明に係る荷重計の一実施例を示す断面図である。
この荷重計３０１は、検出対象たる荷重が加えられるボール部３０４と、このボール部３０４を回転自在に保持するボール保持部３０２と、前記ボール保持部３０２を弾性的に支持する支持部３０３（例えばベルビルスプリングを使用する）と、巻線部１０及びこの巻線部１０に対して相対的に直線変位する磁気応答部材２２を含み、該巻線部１０と磁気応答部材２２の一方が前記ボール保持部３０２に連動して直線変位するように配置してなる検出部３００とを具え、前記荷重に応答する変位を検出する出力信号を前記巻線部１０から得るようにしたことを特徴とするものである。
ボール保持部３０２の一端は、ロッド状の可動部２０に接続されており、この可動部２０において、後述するように磁気応答部材２２が設けられている。これによって、ボール部３０４に加わる荷重に応じてボール保持部３０２が直線適に変位し、これに伴って可動部２０及び磁気応答部材２２が直線変位する。該可動部２０つまり磁気応答部材２２の直線位置に対応する出力信号が巻線部１０から出力され、該出力信号を荷重検出信号として利用することができる。
なお、荷重が加えられるボール部３０２においては、図のように１個のボールを設ければよいが、必要とあらば、複数個のボールを設けてもよい。
実施にあたっては、上記構成の荷重計３０１を、必要な荷重測定点に夫々設定すればよい。その場合、後述するディジタル位相測定回路は、共通するハードウェアを複数の荷重計３０１によって時分割共用することができる。
【００１３】
検出部３００としては、図２以降に示すような誘導型の直線位置検出装置を使用することができる。なお、図２に示すような誘導型の直線位置検出装置を、圧力計用の検出部３００として使用する場合は、磁気応答部材２２の配列の１ピッチｐを短くして、検出分解能の精密な、超微小変位検出を可能とするように構成するとよい。
次に、図２以降を参照して、上記検出部３００として応用可能な直線位置検出装置の一実施例につき説明する。なお、上記検出部３００としは、以下で説明するような直線位置検出装置に限らず、これを適宜設計変更したものや、差動トランス型リニアセンサあるいは、２相交流励磁１相出力の従来技術の項で述べたような位相シフト型のリニアセンサなど、その他適宜のリニアセンサを使用することもできる。しかし、以下説明する新規な直線位置検出装置に基づくものを使用すると、構成の簡素化及び精度の向上、コスト低減等の種々の点で有利である。
【００１４】
図２に示す直線位置検出装置つまり検出部３００は、巻線部１０と可変磁気結合部として機能する可動部２０とを含む。可変磁気結合部として機能する可動部２０がボール保持部３０２に連結されて、該ボール保持部３０２の変位に連動して直線的にかつ往復的に変位可能であり、これに対して、巻線部１０の配置は適宜に固定される。かくして、可変磁気結合部として機能する可動部２０が検出対象たるボール保持部３０２の直線位置に連動して巻線部１０に対して相対的に直線的に変位する。勿論、その逆に、巻線部１０を検出対象たるボール保持部３０２に連動して変位させ、可変磁気結合部つまりつまり後述する磁気応答部材２２の方を固定するようにしてもよい。要するに、この検出部３００においては、巻線部１０に対する可変磁気結合部つまり磁気応答部材２２の相対的な直線位置を検出する。この相対的な直線変位の方向は、図において符号Ｘを伴う矢印で示されている。
【００１５】
巻線部１０は、１相の交流信号によって励磁される１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5と、直線変位方向Ｘに関して異なる位置に配置された複数の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4とを含む。これらの１次及び２次巻線構成を明示するために、図２では巻線部１０は断面を含んで示されているが、実際は、点線で補って示されているように、ロッド状の可動部２０の周囲にて適宜のギャップを空けて、巻線コイルが巻回された状態を成している。１相の交流信号によって共通に励磁されるが故に、１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5の数は、１又は適宜の複数であってよく、その配置も適宜であってよい。しかし、複数の１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5を適宜に分離して、例えば図２に示されるように各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4をそれぞれの間に挟むように、配置することは、１次巻線によって発生する磁界を個別の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に対して有効に及ぼし、かつ可動部２０の磁気応答部材２２による磁場への影響を有効に及ぼすことができるので、好ましい。
【００１６】
線状又はロッド状の可動部２０は、基部であるロッド２１において、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材２２を直線変位方向に沿って所定のピッチｐで複数繰り返して設けて成るものである。既に知られているように、磁気応答部材２２の材質を鉄またはニッケルなどのような磁性体、あるいは銅またはアルミニウムなどのような非磁性の導電体とすることにより、透磁率あるいは磁気抵抗あるいは渦電流損失などの所定の磁気応答特性を持たせることができるので、そのように適宜の材質を用いて磁気応答部材２２を構成してよい。基部であるロッド２１の材質も、磁性体又は非磁性体又は導電体など適宜の材質を用いてよく、どのような材質を用いるかは、磁気応答部材２２の材質及び／又は形状等との兼ね合いによって定まる。要するに、磁気応答部材２２が存在する箇所とそうでない箇所との間では、巻線部１０に及ぼす磁気的応答特性が異なるようになっていればよいものである。また、ロッド２１に対する磁気応答部材２２の形成法も、貼り付け、接着、かしめ止め、切削、めっき、蒸着、焼き付け、など適宜の手法を用いてよい。ロッド２１は、必ずしも剛体に限らず、ワイヤ線のようなフレキシブルな素材からなっていてよい。この例では、可動部２０の側に磁気応答部材２２を設けて可変磁気結合手段として構成しているので、以下、可動部２０を可変磁気結合部２０と証して説明を進める。
【００１７】
検出対象たる直線位置の変化に応じて、可変磁気結合部２０の磁気応答部材２２の巻線部１０に対する対応位置が変化することにより、１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5と各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4間の磁気結合が該検出対象直線位置に応じて変化され、これにより、該検出対象直線位置に応じて振幅変調された誘導出力交流信号が、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4の配置のずれに応じて異なる振幅関数特性で、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に誘起される。各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に誘起される各誘導出力交流信号は、１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5が１相の交流信号によって共通に励磁されるが故に、その電気的位相が同相であり、その振幅関数が磁気応答部材２２の繰り返しピッチの１ピッチｐに相当する変位量を１サイクルとして周期的にそれぞれ変化する。
【００１８】
４つの２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4は、磁気応答部材２２の繰り返しピッチの１ピッチｐの範囲内において所定の間隔で配置され、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、所望の特性を示すように設定される。例えば、レゾルバタイプの位置検出装置として構成する場合は、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数、コサイン関数、マイナス・サイン関数、マイナス・コサイン関数、にそれぞれ相当するように設定する。例えば図２に示されるように、１ピッチｐの範囲を４分割し、ｐ／４づつずれた各分割位置に配列する。これにより、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数、コサイン関数、マイナス・サイン関数、マイナス・コサイン関数、にそれぞれ相当するように設定することができる。勿論、種々の条件によって、各巻線の配置は微妙に変わり得るので、希望の関数特性が得られるように各巻線配置を適宜調整したり、あるいは２次出力レベルを電気的増幅によって調整して、希望の振幅関数特性が最終的に得られるようにする。
【００１９】
例えば、２次巻線ＳＷ1の出力がサイン関数（図でｓを付記する）に対応するとすると、これに対してｐ／２だけずれて配置された２次巻線ＳＷ3の出力はマイナス・サイン関数（図で／ｓ（ｓバー）を付記する）に対応し、この両者の出力を差動的に合成することによりサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号が得られる。また、サイン関数出力に対応する２次巻線ＳＷ1からｐ／４ずれて配置された２次巻線ＳＷ2の出力はコサイン関数（図でｃを付記する）に対応し、これに対してｐ／２だけずれて配置された２次巻線ＳＷ4の出力はマイナス・コサイン関数（図で／ｃ（ｃバー）を付記する）に対応し、この両者の出力を差動的に合成することによりコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号が得られる。。なお、明細書中では、表記の都合上、反転を示すバー記号は「／（スラッシュ）」で記載するが、これは、図中のバー記号に対応している。
【００２０】
図３は巻線部１０の回路図であり、１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5には共通の励磁交流信号（説明の便宜上、sinωｔで示す）が印加される。この１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5の励磁に応じて、可変磁気結合部２０の磁気応答部材２２の巻線部１０に対する対応位置に応じた振幅値を持つ交流信号が各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に誘導される。夫々の誘導電圧レベルは検出対象直線位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθを示す。すなわち、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4の誘導出力信号は、検出対象直線位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθで振幅変調された状態で夫々出力される。なお、θはｘに比例しており、例えば、θ＝２π（ｘ／ｐ）のような関係である。説明の便宜上、巻線の巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次巻線ＳＷ1をサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次巻線ＳＷ2をコサイン相として、その出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。また、２次巻線ＳＷ3をマイナス・サイン相として、その出力信号を「−sinθ・sinωｔ」で示し、２次巻線ＳＷ4をマイナス・コサイン相として、その出力信号を「−cosθ・sinωｔ」で示す。サイン相とマイナス・サイン相の誘導出力を差動的に合成することによりサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号（２sinθ・sinωｔ）が得られる。また、コサイン相とマイナス・コサイン相の誘導出力を差動的に合成することによりコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号（２cosθ・sinωｔ）が得られる。なお、表現の簡略化のために、係数「２」を省略して、以下では、第１の出力交流信号を「sinθ・sinωｔ」で表わし、第２の出力交流信号を「cosθ・sinωｔ」で表わす。
【００２１】
こうして、検出対象直線位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔと、同じ検出対象直線位置ｘに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが出力される。このような巻線構成によれば、回転型位置検出装置である従来知られたレゾルバにおいて得られるのと同様の、同相交流であって２相の振幅関数を持つ２つの出力交流信号（サイン出力とコサイン出力）を直線位置検出装置において得ることができることが理解できる。従って、本発明の直線位置検出装置において得られる２相の出力交流信号（Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔ）は、従来知られたレゾルバの出力と同様の使い方をすることができる。
また、上記のように、４つの２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4を磁気応答部材２２の繰り返しピッチの１ピッチｐの範囲内において所定の間隔で配置した構成は、巻線部１０全体のサイズを磁気応答部材２２の１ピッチの範囲に略対応する比較的小さなサイズに収めることができるので、直線位置検出装置全体の構成を小型化することに役立つ。
【００２２】
可変磁気結合部２０の一実施形態として、基部であるロッド２１としてフレキシブルなワイヤ線又はピアノ線等を使用し、磁気応答部材２２として所定の金属片を使用し、該ワイヤ線又はピアノ線等からなるロッド２１の周囲に、磁気応答部材２２としての該金属片を所定のピッチで複数繰り返して配置してそれぞれの金属片をかしめ止めすることによって、該所定のピッチで繰り返し配置した磁気応答部材２２を構成するようにするとよい。このような可変磁気結合部２０の構成は、単に、所望の長さのワイヤ線又はピアノ線と所望の数の金属片とを用意し、該金属片を所望のピッチで該ワイヤ線又はピアノ線にかしめ止めすることだけで、製造することができるので、構成が極めて簡単であり、かつ製造が極めて容易であり、製造コストも極めて安価にすることができるので、かなり有意義である。しかも、可変磁気結合部２０つまり可動コア部の径は、ワイヤ線又はピアノ線（ロッド２１）の径に金属片（磁気応答部材２２）の厚みを足した程度の小さなものとなり、これに伴い、巻線部１０の各巻線の径もかなり小さくすることができるので、全体としてかなり小型化された直線位置検出装置を提供することができる。また、芯部であるロッド２１をワイヤ線又はピアノ線で構成するため、強靭でありながら軽量かつフレキシビリティに富むものであり、強度、重量、柔軟性の全ての点で有利であり、特に長尺にわたる直線変位の検出が可能な直線位置検出装置を構成するのに際して有利であり、かつ、安価でもある。なお、ロッド２１として使用するワイヤ線は、既存のステンレス製多芯撚り線を使用することができる。
【００２３】
更にその場合、磁気応答部材２２としての前記金属片として、既存のスプリングピンを用いてもよく、そのようスプリングピンを用いると、かしめ止め加工作業も極めて容易になり、かつ、かしめ止めも確実になり、しかも安価であるから、極めて有利である。また、磁気応答部材２２を形成するための前記金属片として展開状態では長方形のものを使用すると、これをロッド２１（ワイヤ線）の周りにかしめ止めしたとき、図２に示すように、磁気応答部材２２は略円筒形状となる。しかし、これに限らず、磁気応答部材２２を形成するための前記金属片として展開状態では略円形乃至楕円形の金属片２２’を使用してもよく、これをロッド２１（ワイヤ線）の周りにかしめ止めすると、図４に示すように、ロッド２１の周囲をカバーする磁気応答部材２２の面積が連続的に変化するものとなり、直線位置の変化に応じた磁気結合係数の変化を三角関数に近似した理想的なものにし易くなるので、有利である。
また、図５に示すように、所定サイズの金属片２２ａを所望の１乃至複数個連続してロッド２１（ワイヤ線）の周囲にかしめ止めするようにすれば、磁気応答部材２２の繰り返し配列の所定の１ピッチｐの長さが任意に変化できるので、本発明に従って異なる仕様の直線位置検出装置を製造するに際して、どの場合でも同じ金属片２２ａを利用できることにより、材料の共用化を図ることができる。
【００２４】
小型化、低コスト、高感度、フレキシビリティ、強度、及び耐久性といういくつもの利点を兼ね備えた構成としては、ステンレススチール製多芯撚り線からなるワイヤ線によってロッド部２１の基部を作成し、鉄製のスプリングピンによって磁気応答部材２２を作成するのが、有利である。すなわち、そのようなワイヤ線は、非磁性であるから、磁性のスプリングピンからなる磁気応答部材２２の有無に応答する検出感度は、ピアノ線を用いる場合よりも高感度となる。また、多芯撚り線であることにより、フレキシビリティ、強度、及び耐久性に優れている。また、既存のワイヤ線とスプリングピンを材料に使用するので、低コストに製造できる。また、ロッド部２１としてワイヤ線を使用するので、小径とすることができ、検出装置全体を小型化するのに寄与する。その場合、例えば、ワイヤ線は直径０．８ｍｍ前後の小径のものを用いることができ、この周囲に適宜サイズのスプリングピンをかしめて配置し、さらにその上から表面保護用の非磁性及び非導電性の樹脂等のコーティングを全体的に適宜施したとしても、その全体のサイズは２乃至３ｍｍ程度の小径とすることができる。これに対して、その周囲に配置する巻線部１０の内径を３．５ｍｍ程度として、その外径を６乃至８ｍｍ程度としても、検出装置全体の径方向サイズとして、１０ｍｍ前後の超小型化した装置を提供することができる。勿論、リニア方向の検出ピッチｐも、１０ｍｍ前後の微小サイズとすることができる。
ワイヤ線を基部に使用したロッド部２１は、巻き取りに適したものであるから、巻線部１０を固定し、ワイヤ線のロッド部２１は適宜のリールに巻き取ったり、そこから繰り出しするようにして、検出対象位置の変位に連動して変位するように配置することができる。他方、巻線部１０が検出対象位置の変位に連動して変位するように配置する場合は、ロッド部２１のワイヤ線を適宜に張設して固定すればよい。
【００２５】
図６は可変磁気結合部２０の別の実施形態を示すもので、磁気応答部材２２として磁性体からなる所定径の球２２ｂを１乃至複数個連続して配置し、次いで非磁性体からなる所定径の球２３を１乃至複数個連続して配置して、所望の１ピッチｐの長さを確定し、このような磁性体球２２ｂと非磁性体２３の所定ピッチの繰り返しを、ワイヤ線２１ａに沿って多数形成してなるものである。この場合、各球２２ｂ，２３の中心軸にはワイヤ線２１ａの挿入を許す孔が穿ってあり、該孔にワイヤ線２１ａを挿入して多数の上記所定配置の球２２ｂ，２３を密接して設けることにより可変磁気結合部２０が構成される。この構成も、磁気応答部材２２の繰り返し配列の所定の１ピッチｐの長さが任意に変化できるので、本発明に従って異なる仕様の直線位置検出装置を製造するに際して、どの場合でも同じ球２２ｂ，２３を利用できることにより、材料の共用化を図ることができる。また、単に球２２ｂ，２３の孔にワイヤ線２１ａを差し込むだけでよいので、製造が極めて簡単である。
【００２６】
図７は可変磁気結合部２０の更に別の実施形態を示すもので、非磁性及び非導電性すなわち非磁気応答性物体からなる筒部２４の中に、磁気応答部材２２として磁性体からなる所定径の球２２ｂを１乃至複数個連続して配置し、次いで非磁性体からなる所定径の球２３を１乃至複数個連続して配置して、所望の１ピッチｐの長さを確定し、このような磁性体球２２ｂと非磁性体２３の所定ピッチの繰り返しを多数形成してなるものである。この場合も、磁気応答部材２２の繰り返し配列の所定の１ピッチｐの長さが任意に変化できるので、本発明に従って異なる仕様の直線位置検出装置を製造するに際して、どの場合でも同じ球２２ｂ，２３を利用できることにより、材料の共用化を図ることができる。また、単に筒部２４の中に球２２ｂ，２３を入れるだけでよいので、製造が極めて簡単である。
【００２７】
なお、図６及び図７のどちらの場合も、磁気応答部材２２としての球２２ｂは、磁性体に限らず、導電体からなるものであってもよい。また、一方の球２２ｂ（又は２３）を磁性体とし、他方の球２３（又は２２ｂ）を導電体としてもよい。また、図６及び図７のどちらの場合も、球２２ｂ，２３に代えて、楕円球あるいは円柱などの任意の形状の物体を使用することができることは容易に理解できるであろう。
例えば、図８は、そろばん玉のような断面略菱形のテーパ部材２５（又は２つの台形を逆向きにくっつけたもの）の長さを１ピッチｐとして、これを複数個連続して非磁気応答性物体からなる筒部２４の中に配置することにより、可変磁気結合部２０を構成した例を示している。この場合も、筒部２４を使用せずに、テーパ部材２５の中心軸に孔を穿ち、ワイヤ線（２１）を差し込むようにしてもよい。テーパ部材２５は、磁性体又は導電体からなり、これが磁気応答部材２２に相当する。勿論、テーパ部材２５の傾斜は直線的なものに限らず曲線的でもあってもよい。
【００２８】
図９は、巻線部１０における巻線配置の別の実施形態を示す。図９の例では、４つの２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4の配置は、１ピッチＰの範囲を４分割した位置に配置され点で図１と同じであるが、各２次巻線間に１次巻線が介在していないことにより、各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4のコイル長が図１の例よりも長い。この場合、１次巻線ＰＷ1，ＰＷ2は、２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に比べて大径であり、２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4の外側に巻かれる格好になっている。ここで、隣接する２つの２次巻線ＳＷ1，ＳＷ2の丁度中間位置に対応してその外側に１つの１次巻線ＰＷ1が巻回された配置となっており、また、別の隣接する２つの２次巻線ＳＷ3，ＳＷ4の丁度中間位置に対応してその外側にもう１つの１次巻線ＰＷ2が巻回された配置となっている。各１次巻線ＰＷ1，ＰＷ2のコイル長は適宜であってよいが、２つの１次巻線ＰＷ1，ＰＷ2はくっつくことなく、分離されていることが望ましい。このように１次巻線を分離して個別の２次巻線に対して必要な範囲でのみ磁界を及ぼすことができるようにした巻線配置は、図２の場合と同様に、１次巻線によって発生する磁界を個別の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4に対して有効に及ぼし、かつ可変磁気結合部２０の磁気応答部材２２による磁場への影響を有効に及ぼすことができるので、好ましい。
【００２９】
なお、図２及び図９のどちらの巻線配置においても、隣接する各巻線の境界に磁気シールド用の磁性体金属を介在させると、クロストークを改善することができ、個別の各２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4毎の誘導出力信号における所望の振幅関数特性が改善される。
勿論、巻線部１０の構成は図２及び図９に図示の例に限らず、その他の設計変更が可能である。また、図１０に示すように、巻線部１０の端部寄りに位置する２次巻線ＳＷ1，ＳＷ4の誘導出力特性を良好にするために、該巻線部１０の両端において適宜の間隔を空けて更に１次巻線ＰＷ6，ＰＷ7をそれぞれ付加するとよい。
【００３０】
図１１（ａ）は巻線部１０の別の配置例を示す図で、各相の巻線を４つの極１１，１２，１３，１４に分離して配置したものである。各極１１，１２，１３，１４は、それぞれの鉄心（図示せず）に１次巻線及び２次巻線を同軸状に巻回してなるもので、ロッド状の可変磁気結合部２０の円周方向に適当な間隔を置いて、かつ、直線変位方向（矢印Ｘ方向）に所定の間隔で（１ピッチｐを４等分した間隔で）、配置される。図１１（ｂ）は、可変磁気結合部２０の磁気応答部材２２の１ピッチに対する各極１１，１２，１３，１４の配置関係を示す展開図である。図２との対応関係を示すと、例えば、極１１をサイン相（ｓ）とすると、この極１１には１次巻線ＰＷ1と２次巻線ＳＷ1を同軸状に巻回し、極１２をコサイン相（ｃ）とすると、この極１２には１次巻線ＰＷ2と２次巻線ＳＷ2を同軸状に巻回し、極１３をマイナス・サイン相（／ｓ）とすると、この極１３には１次巻線ＰＷ3と２次巻線ＳＷ3を同軸状に巻回し、極１４をマイナス・コサイン相（／ｃ）とすると、この極１４には１次巻線ＰＷ4と２次巻線ＳＷ4を同軸状に巻回するようにすればよい。図示を省略しているが、各極１１〜１４の鉄心は共通の基部に固定され、所定の相互配置関係が固定される。
【００３１】
図１１（ａ）のような配置は、可変磁気結合部２０の基部を成すロッド２１０の径が比較的大きい場合に有効である。そのような大径のロッド２１０を、図２に示すようにコイル内空間に挿入するように巻線部１０を構成したとすると、各巻線の径が大きくなるので巻線部１０が大型化してしまう。これに対して、図１１（ａ）のような配置は、各極１１〜１４に設ける巻線は小径のものでよいので、巻線部１０の構成が大型化しないので有利である。しかも、各極１１〜１４の配置を円周方向にずらしていることにより、１ピッチｐの長さが微小であっても、各極１１〜１４の巻線が互いにぶつかりあわないように配置することができるので、有利である。なお、図１１（ａ）は、ロッド２１０が鉄等の磁性体からなっており、そこにリング状の凹部２１ａを所定幅で繰返し形成する加工を施すことにより、磁性体の凸部からなる磁気応答部材２２が所定幅で繰返し形成されるような例を示している。勿論、各極１１〜１４の端部とロッド２１０の表面とは、非接触で対向しており、各極１１〜１４の端部が凹部２１ａに対向するときと凸部２２に対向するときとではその間のギャップが異なることにより、磁気結合の相違が生じる。
【００３２】
上述の通り、本発明に係る誘導型直線位置検出装置によれば、リニアタイプの位置検出装置でありながら、回転型レゾルバと同様の２相の出力交流信号（Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔ）を巻線部１０の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4から出力することができるようになる。従って、適切なディジタル位相検出回路を適用して、前記サイン関数sinθとコサイン関数cosθの位相値θをディジタル位相検出によって検出し、これに基づき直線位置ｘの位置検出データを得るようにすることができる。
【００３３】
例えば、図１２は、公知のＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを適用した例を示す。巻線部１０の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4から出力されるレゾルバタイプの２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔが、それぞれアナログ乗算器３０，３１に入力される。順次位相発生回路３２では位相角φのディジタルデータを発生し、サイン・コサイン発生回路３３から該位相角φに対応するサイン値sinφとコサイン値cosφのアナログ信号を発生する。乗算器３０では、サイン相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのコサイン値cosφを乗算し、「cosφ・sinθ・sinωｔ」を得る。もう一方の乗算器３１では、コサイン相の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのサイン値sinφを乗算し、「sinφ・cosθ・sinωｔ」を得る。引算器３４で、両乗算器３０，３１の出力信号の差を求め、この引算器３４の出力によって順次位相発生回路３２の位相発生動作を次のように制御する。すなわち、順次位相発生回路３２の発生位相角φを最初は０にリセットし、以後順次増加していき、引算器３４の出力が０になったとき増加を停止する。引算器３４の出力が０になるのは、「cosφ・sinθ・sinωｔ」＝「sinφ・cosθ・sinωｔ」が成立したときであり、すなわち、φ＝θが成立し、順次位相発生回路３２から位相角φのディジタルデータが出力交流信号Ａ，Ｂの振幅関数の位相角θのディジタル値に一致している。従って、任意のタイミングで周期的にリセットトリガを与えて順次位相発生回路３２の発生位相角φを０にリセットして、該位相角φのインクリメントを開始し、引算器３４の出力が０になったとき、該インクリメントを停止し、位相角θのディジタルデータを得る。
なお、順次位相発生回路３２をアップダウンカウンタ及びＶＣＯを含んで構成し、引算器３４の出力によってＶＣＯを駆動してアップダウンカウンタのアップ／ダウンカウント動作を制御するようにすることが知られており、その場合は、周期的なリセットトリガは不要である。
【００３４】
温度変化等によって巻線部１０の１次及び２次巻線のインピーダンスが変化することにより２次出力交流信号における電気的交流位相ωｔに誤差が生じるが、上記のような位相検出回路においては、sinωｔの位相誤差は自動的に相殺されるので、好都合である。これに対して、従来知られた２相交流信号（例えばsinωｔとcosωｔ）で励磁することにより１相の出力交流信号に電気的位相シフトが生じるようにした方式では、そのような温度変化等に基づく出力位相誤差を除去することができない。
ところで、上記のような従来のＲ−Ｄコンバータからなる位相検出回路は、追従比較方式であるため、φを追従カウントするときのクロック遅れが生じ、応答性が悪い、という問題がある。
そこで、本発明者等は、以下に述べるような新規な位相検出回路を開発したので、これを使用すると好都合である。
【００３５】
図１３は、本発明に係る誘導形直線位置検出装置に適用される新規な位相検出回路の一実施形態を示している。
図１３において、検出回路部４１では、カウンタ４２で所定の高速クロックパルスＣＫをカウントし、そのカウント値に基づき励磁信号発生回路４３から励磁用の交流信号（例えばsinωｔ）を発生し、巻線部１０の１次巻線ＰＷ1〜ＰＷ5に与える。カウンタ４２のモジュロ数は、励磁用の交流信号の１周期に対応しており、説明の便宜上、そのカウント値の０は、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとする。例えば、カウンタ４２のカウント値が０から最大値まで１巡する間で、基準のサイン信号sinωｔの０位相から最大位相までの１周期が発生されると、これに対応して励磁用の交流信号sinωｔが、励磁信号発生回路４３から発生される。巻線部１０の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4から出力される２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔは、検出回路部４１に入力される。
【００３６】
検出回路部４１において、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、検出回路部４１においては加算回路４５と減算回路４６とが設けられており、加算回路４５では、位相シフト回路４４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと巻線部１０の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4から出力され第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。
【００３７】
加算回路４５及び減算回路４６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路４７，４８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負から正に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路４７，４８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として、ラッチ回路４９，５０に入力される。ラッチ回路４９，５０では、カウンタ４２のカウント値を夫々のラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２のタイミングでラッチする。前述のように、カウンタ４２のモジュロ数は励磁用の交流信号の１周期に対応しており、そのカウント値の０は基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとしたので、各ラッチ回路４９，５０にラッチしたデータＤ１，Ｄ２は、それぞれ、基準のサイン信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれに対応している。各ラッチ回路４９，５０の出力は誤差計算回路５１に入力されて、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算が行なわれる。なお、この計算は、実際は、「Ｄ１＋Ｄ２」のバイナリデータの加算結果を１ビット下位にシフトすることで行われるようになっていてよい。
【００３８】
ここで、巻線部１０と検出回路部４１間の配線ケーブル長の長短による影響や、巻線部１０の各１次及び２次巻線において温度変化等によるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、検出回路部４１における上記各信号は次のように表わされる。
Ａ＝sinθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ａ’＝sinθ・cos（ωｔ±ｄ）
Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
Ｄ１＝±ｄ＋θ
Ｄ２＝±ｄ−θ
【００３９】
すなわち、各位相ずれ測定データＤ１，Ｄ２は、基準のサイン信号sinωｔを基準位相に使用して位相ずれカウントを行なうので、上記のように位相変動誤差「±ｄ」を含む値が得られてしまう。そこで、誤差計算回路５１において、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算を行なうことにより、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(±ｄ＋θ)＋(±ｄ−θ)｝／２
＝  ±２ｄ／２  ＝  ±ｄ
により、位相変動誤差「±ｄ」を算出することができる。
【００４０】
誤差計算回路５１で求められた位相変動誤差「±ｄ」のデータは、減算回路５２に与えられ、一方の位相ずれ測定データＤ１から減算される。すなわち、減算回路５２では、「Ｄ１−（±ｄ）」の減算が行なわれるので、
Ｄ１−（±ｄ）＝±ｄ＋θ−（±ｄ）＝θ
となり、位相変動誤差「±ｄ」を除去した正しい検出位相差θを示すディジタルデータが得られる。このように、本発明によれば、位相変動誤差「±ｄ」が相殺されて、検出対象位置ｘに対応する正しい位相差θのみが抽出されることが理解できる。
【００４１】
この点を図１４を用いて更に説明する。図１４においては、位相測定の基準となるサイン信号sinωｔと前記第１及び第２の交流信号Ｙ１，Ｙ２の０位相付近の波形を示しており、同図（ａ）は位相変動誤差がプラス（＋ｄ）の場合、（ｂ）はマイナスの場合（−ｄ）を示す。同図（ａ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ＋ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ＋ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(＋ｄ＋θ)＋(＋ｄ−θ)｝／２
＝  ＋２ｄ／２  ＝  ＋ｄ
により、位相変動誤差「＋ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（＋ｄ）＝＋ｄ＋θ−（＋ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
【００４２】
図１４（ｂ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ−ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ−ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ−ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ−ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、
0004441593.tif 000002
により、位相変動誤差「−ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（−ｄ）＝−ｄ＋θ−（−ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
なお、減算回路５２では。「Ｄ２−（±ｄ）」の減算を行なうようにしてもよく、原理的には上記と同様に正しい位相差θを反映するデータ（−θ）が得られることが理解できるであろう。
【００４３】
また、図１４からも理解できるように、第１の信号Ｙ１と第２の信号Ｙ２との間の電気的位相差は２θであり、常に、両者における位相変動誤差「±ｄ」を相殺した正確な位相差θの２倍値を示していることになる。従って、図１３におけるラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１及び減算回路５２等を含む回路部分の構成を、信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相差２θをダイレクトに求めるための構成に適宜変更するようにしてもよい。例えば、ゼロクロス検出回路４７から出力される第１の信号Ｙ１の０位相に対応するパルスＬＰ１の発生時点から、ゼロクロス検出回路４８から出力される第２の信号Ｙ２の０位相に対応するパルスＬＰ２の発生時点までの間を適宜の手段でゲートし、このゲート期間をカウントすることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺した、電気的位相差（２θ）に対応するディジタルデータを得ることができ、これを１ビット下位にシフトすれば、θに対応するデータが得られる。
【００４４】
ところで、上記実施例では、＋θをラッチするためのラッチ回路４９と、−θをラッチするためのラッチ回路５０とでは、同じカウンタ４２の出力をラッチするようにしており、ラッチしたデータの正負符号については特に言及していない。しかし、データの正負符号については、本発明の趣旨に沿うように、適宜の設計的処理を施せばよい。例えば、カウンタ４２のモジュロ数が４０９６（１０進数表示）であるとすると、そのディジタルカウント０〜４０９５を０度〜３６０度の位相角度に対応させて適宜に演算処理を行なうようにすればよい。最も単純な設計例は、カウンタ４２のカウント出力の最上位ビットを符号ビットとし、ディジタルカウント０〜２０４７を＋０度〜＋１８０度に対応させ、ディジタルカウント２０４８〜４０９５を−１８０度〜−０度に対応させて、演算処理を行なうようにしてもよい。あるいは、別の例として、ラッチ回路５０の入力データ又は出力データを２の補数に変換することにより、ディジタルカウント４０９５〜０を−３６０度〜−０度の負の角度データ表現に対応させるようにしてもよい。
【００４５】
ところで、検出対象位置ｘが静止状態のときは特に問題ないのであるが、検出対象位置ｘが時間的に変化するときは、それに対応する位相角θも時間的に変動することになる。その場合、加算回路４５及び減算回路４６の各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ量θが一定値ではなく、移動速度に対応して時間的に変化する動特性を示すものとなり、これをθ(t)で示すと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は、
Ｙ１＝sin｛ωｔ±ｄ＋θ(t)｝
Ｙ２＝sin｛ωｔ±ｄ−θ(t)｝
となる。すなわち、基準信号sinωｔの周波数に対して、進相の出力信号Ｙ１は＋θ(t)に応じて周波数が高くなる方向に周波数遷移し、遅相の出力信号Ｙ２は−θ(t)に応じて周波数が低くなる方向に周波数遷移する。このような動特性の下においては、基準信号sinωｔの１周期毎に各信号Ｙ１，Ｙ２の周期が互いに逆方向に次々に遷移していくので、各ラッチ回路４９，５０における各ラッチデータＤ１，Ｄ２の計測時間基準が異なってくることになり、両データＤ１，Ｄ２を単純に回路５１，５２で演算するだけでは、正確な位相変動誤差「±ｄ」を得ることができない。
【００４６】
このような問題を回避するための最も簡単な方法は、図１３の構成において、検出対象位置ｘが時間的に動いているときの出力を無視し、静止状態のときの出力のみを用いて、静止時における検出対象位置ｘを測定するように装置の機能を限定することである。すなわち、そのような限定された目的のために本発明を実施するようにしてもよいものである。
しかし、検出対象位置ｘが時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象直線位置ｘに対応する位相差θを正確に検出できるようにすることが望ましい。そこで、上記のような問題点を解決するために、検出対象直線位置ｘが時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象位置ｘに対応する位相差θを検出できるようにした改善策について図１５を参照して説明する。
【００４７】
図１５は、図１３の検出回路部４１における誤差計算回路５１と減算回路５２の部分の変更例を抽出して示しており、他の図示していない部分の構成は図１３と同様であってよい。検出対象直線位置ｘが時間的に変化している場合における該位置ｘに対応する位相差θを、＋θ（ｔ）および−θ（ｔ）で表わすと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は前記のように表わせる。そして、夫々に対応してラッチ回路４９，５０で得られる位相ずれ測定値データＤ１，Ｄ２は、
Ｄ１＝±ｄ＋θ(t)
Ｄ２＝±ｄ−θ(t)
となる。
この場合、±ｄ＋θ(t) は、θの時間的変化に応じて、プラス方向に０度から３６０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。また、±ｄ−θ(t) は、θの時間的変化に応じて、マイナス方向に３６０度から０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。従って、±ｄ＋θ(t) ≠ ±ｄ−θ(t) のときもあるが、両者の変化が交差するときもあり、そのときは±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立する。このように、±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立するときは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相が一致しており、かつ、夫々のゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが一致していることになる。
【００４８】
図１５において、一致検出回路５３は、各出力信号Ｙ１，Ｙ２ののゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが、一致したことを検出し、この検出に応答して一致検出パルスＥＱＰを発生する。一方、時変動判定回路５４では、適宜の手段により（例えば一方の位相差測定データＤ１の値の時間的変化の有無を検出する等の手段により）、検出対象位置ｘが時間的に変化するモードであることを判定し、この判定に応じて時変動モード信号ＴＭを出力する。
誤差計算回路５１と減算回路５２との間にセレクタ５５が設けられており、上記時変動モード信号ＴＭが発生されていないとき、つまりＴＭ＝“０”すなわち検出対象直線位置ｘが時間的に変化していないとき、セレクタ入力Ｂに加わる誤差計算回路５１の出力を選択して減算回路５２に入力する。このようにセレクタ５５の入力Ｂが選択されているときの図１５の回路は、図１３の回路と等価的に動作する。すなわち、検出対象直線位置ｘが静止しているときは、誤差計算回路５１の出力データがセレクタ５５の入力Ｂを介して減算回路５２に直接的に与えられ、図１３の回路と同様に動作する。
【００４９】
一方、上記時変動モード信号ＴＭが発生されているとき、つまりＴＭ＝“１”すなわち検出対象位置ｘが時間的に変化しているときは、セレクタ５５の入力Ａに加わるラッチ回路５６の出力を選択して減算回路５２に入力する。上記時変動モード信号ＴＭが“１”で、かつ前記一致検出パルスＥＱＰが発生されたとき、アンドゲート５７の条件が成立して、該一致検出パルスＥＱＰに応答するパルスがアンドゲート５７から出力され、ラッチ回路５６に対してラッチ命令を与える。ラッチ回路５６は、このラッチ命令に応じてカウンタ４２の出力カウントデータをラッチする。ここで、一致検出パルスＥＱＰが生じるときは、カウンタ４２の出力をラッチ回路４９，５０に同時にラッチすることになるので、Ｄ１＝Ｄ２であり、ラッチ回路５６にラッチするデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当している。
【００５０】
また、一致検出パルスＥＱＰは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２のゼロクロス検出タイミングが一致したとき、すなわち「±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t)」が成立したとき、発生されるので、これに応答してラッチ回路５６にラッチされるデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当しているが故に、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２
と等価である。このことは、
0004441593.tif 000003
であることを意味し、ラッチ回路５６にラッチされたデータは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示しているものであることを意味する。
【００５１】
こうして、検出対象直線位置ｘが時間的に変動しているときは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示すデータが一致検出パルスＥＱＰに応じてラッチ回路５６にラッチされ、このラッチ回路５６の出力データがセレクタ５５の入力Ａを介して減算回路５２に与えられる。従って、減算回路５２では、位相変動誤差「±ｄ」を除去した検出対象位置ｘのみに正確に応答するデータθ（時間的に変動する場合はθ(t) ）を得ることができる。
なお、図１５において、アンドゲート５７を省略して、一致検出パルスＥＱＰを直接的にラッチ回路５６のラッチ制御入力に与えるようにしてもよい。
また、ラッチ回路５６には、カウンタ４２の出力カウントデータに限らず、図１５で破線で示すように誤差計算回路５１の出力データ「±ｄ」をラッチするようにしてもよい。その場合は、一致検出パルスＥＱＰの発生タイミングに対して、それに対応する誤差計算回路５１の出力データの出力タイミングが、ラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１の回路動作遅れの故に、幾分遅れるので、適宜の時間遅れ調整を行なった上で、誤差計算回路５１の出力をラッチ回路５６にラッチするようにするとよい。
また、動特性のみを考慮して検出回路部４１を構成する場合は、図１５の回路５１及びセレクタ５５と図２の一方のラッチ回路４９又は５０を省略してもよいことが、理解できるであろう。
【００５２】
図１６は、位相変動誤差「±ｄ」を相殺することができる位相差検出演算法についての別の実施例を示す。
巻線部１０の２次巻線ＳＷ1〜ＳＷ4から出力されるレゾルバタイプの前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、検出回路部６０に入力され、図１３の例と同様に、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる電気的交流信号Ｙ２が得られる。減算回路４６の出力信号Ｙ２はゼロクロス検出回路４８に入力され、ゼロクロス検出に応じてラッチパルスＬＰ２が出力され、ラッチ回路５０に入力される。
【００５３】
図１６の実施例が図１３の実施例と異なる点は、検出対象位置に対応する電気的位相ずれを含む交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）から、その位相ずれ量θを測定する際の基準位相が相違している点である。図１３の例では、位相ずれ量θを測定する際の基準位相は、基準のサイン信号sinωｔの０位相であり、これは、位置センサ１０に入力されるものではないので、温度変化等による巻線インピーダンス変化やその他の各種要因に基づく位相変動誤差「±ｄ」を含んでいないものである。そのために、図１３の例では、２つの交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）及びＹ２＝sin（ωｔ−θ）を形成し、その電気的位相差を求めることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺するようにしている。これに対して、図１６の実施例では、巻線部１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂを基にして、位相ずれ量θを測定する際の基準位相を形成し、該基準位相そのものが上記位相変動誤差「±ｄ」を含むようにすることにより、上記位相変動誤差「±ｄ」を排除するようにしている。
【００５４】
すなわち、検出回路部６０において、巻線部１０から出力された前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂがゼロクロス検出回路６１，６２に夫々入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。なお、ゼロクロス検出回路６１，６２は、入力信号Ａ，Ｂの振幅値が負から正に変化するゼロクロス（いわば０位相）と正から負に変化するゼロクロス（いわば１８０度位相）のどちらにでも応答してゼロクロス検出パルスを出力するものとする。これは信号Ａ，Ｂの振幅の正負極性を決定するsinθとcosθがθの値に応じて任意に正又は負となるため、両者の合成に基づき３６０度毎のゼロクロスを検出するためには、まず１８０度毎のゼロクロスを検出する必要があるためである。両ゼロクロス検出回路６１，６２から出力されるゼロクロス検出パルスがオア回路６３でオア合成され、該オア回路６３の出力が適宜の１／２分周パルス回路６４（例えばＴ−フリップフロップのような１／２分周回路とパルス出力用アンドゲートを含む）に入力されて、１つおきに該ゼロクロス検出パルスが取り出され、３６０度毎のゼロクロスすなわち０位相のみに対応するゼロクロス検出パルスが基準位相信号パルスＲＰとして出力される。この基準位相信号パルスＲＰは、カウンタ６５のリセット入力に与えられる。カウンタ６５は所定のクロックパルスＣＫを絶えずカウントするものであるが、そのカウント値が、前記基準位相信号パルスＲＰに応じて繰返し０にリセットされる。このカウンタ６５の出力がラッチ回路５０に入力され、前記ラッチパルスＬＰ２の発生タイミングで、該カウント値が該ラッチ回路５０にラッチされる。ラッチ回路５０にラッチしたデータＤが、検出対象位置ｘに対応した位相差θの測定データとして出力される。
【００５５】
巻線部１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、それぞれ、Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔ、であり、電気的位相は同相である。従って、同じタイミングでゼロクロスが検出されるはずであるが、振幅係数がサインsinθ及びコサインcosθで変動するので、どちらかの振幅レベルが０か又は０に近くなる場合があり、そのような場合は、一方については、事実上、ゼロクロスを検出することができない。そこで、この実施例では、２つの交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔのそれぞれについてゼロクロス検出処理を行ない、両者のゼロクロス検出出力をオア合成することにより、どちらか一方が振幅レベル小によってゼロクロス検出不能であっても、他方の振幅レベル大の方のゼロクロス検出出力信号を利用できるようにしたことを特徴としている。
【００５６】
図１６の例の場合、巻線部１０の巻線インピーダンス変化等による位相変動誤差が、例えば「−ｄ」であるとすると、減算回路４６から出力される交流信号Ｙ２は、図１７の（ａ）に示すように、Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）となる。この場合、巻線部１０の出力信号Ａ，Ｂは、角度θに応じた振幅値sinθ及びcosθを夫々持ち、図１７の（ｂ）に例示するように、Ａ＝sinθ・sin（ωｔ−ｄ）、Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ−ｄ）、というように位相変動誤差分を含んでいる。従って、このゼロクロス検出に基づいて図１７の（ｃ）のようなタイミングで得られる基準位相信号パルスＲＰは、本来の基準のサイン信号sinωｔの０位相から位相変動誤差−ｄだけずれたものである。従って、この基準位相信号パルスＲＰを基準として、減算回路４６の出力交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）の位相ずれ量を測定すれば、位相変動誤差−ｄを除去した正確な値θが得られることになる。
【００５７】
なお、巻線部１０の配線長等の装置条件が定まると、そのインピーダンス変化は主に温度に依存することになる。そうすると、上記位相変動誤差±ｄは、この直線位置検出装置が配備された周辺環境の温度を示すデータに相当する。従って、図１３の実施例のような位相変動誤差±ｄを演算する回路５１を有するものにおいては、そこで求めた位相変動誤差±ｄのデータを温度検出データとして適宜出力することができる。従って、そのような本発明の構成によれば、１つの位置検出装置によって検出対象の位置を検出することができるのみならず、周辺環境の温度を示すデータをも得ることができる、という優れた効果を有するものであり、今までにない多用途タイプのセンサを提供することができるものである。勿論、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線ケーブル長の長短の影響を受けることなく、検出対象位置に応答した高精度の検出が可能となる、という優れた効果をも奏するものである。また、図１３や図１６の例は、交流信号における位相差を測定する方式であるため、図１２のような検出法に比べて、高速応答性にも優れた検出を行なうことができる、という優れた効果を奏する。
【００５８】
上記例では、各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相データＤ１，Ｄ２をディジタル演算し、位置検出データθをディジタル値で出力するようにしているが、これに限らず、位置検出データθをアナログ値で出力するようにしてもよい。そのためには、求めた位置検出データθをＤ／Ａ変換すればよい。別の例としては、図２０（ａ）に示すような回路によって、アナログ演算によってアナログの位置検出データθを直接求めるようにしてもよい。ゼロクロス検出回路８０は、励磁用の１次交流信号ｓｉｎωｔのゼロクロス（０度位相）を検出し、ゼロクロス検出パルスＺＰを発生する。位相ずれ検出回路８１は、出力信号Ｙ１＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルス（ラッチパルス）ＬＰ１と上記ゼロクロス検出パルスＺＰの発生時間差＋θ（詳しくは＋θ±ｄ）に相当する時間幅のゲートパルスを出力する。このゲートパルスを電圧変換回路８３に入力し、そのパルス時間幅に相当する積分電圧＋Ｖθ（つまり位相量＋θ±ｄに相当するアナログ電圧）を出力する。もう一方の位相ずれ検出回路８２は、上記ゼロクロス検出パルスＺＰと出力信号Ｙ２＝ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルス（ラッチパルス）ＬＰ２との発生時間差−θ（詳しくは−θ±ｄ）に相当する時間幅のゲートパルスを出力する。このゲートパルスを電圧変換回路８４に入力し、そのパルス時間幅に相当する積分電圧−Ｖθ（つまり位相量−θ±ｄに相当するアナログ電圧）を出力する。両電圧＋Ｖθ，−Ｖθを加算器８５で加算し、その出力を割算器８６で１／２として、その商を引算器８７で＋Ｖθから引けば、これらのアナログ演算器によって図１３の演算器４９〜５２と同様の演算が行われることになり、その結果として、アナログの位置検出データθを得ることができる。
【００５９】
図１８（ａ）の回路は、図１８（ｂ）のように簡略化することもできる。図１８（ｂ）では、出力信号Ｙ１＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルス（ラッチパルス）ＬＰ１と出力信号Ｙ２＝ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルス（ラッチパルス）ＬＰ２との発生時間差２θに相当する時間幅のゲートパルスを位相差検出回路８８から出力する。このゲートパルスを電圧変換回路８９に入力し、そのパルス時間幅に相当する積分電圧（つまり位相量２θに相当するアナログ電圧）を出力する。このようにして求めたアナログ電圧は、温度等による誤差±ｄを除去したものであり、θにも対応（比例）しているので、位置検出データθとしてそのまま利用することができる。
【００６０】
上記各実施例では、磁気応答部材２２の１ピッチｐの範囲内における直線位置ｘをアブソリュート値で検出することができるものである。この１ピッチｐを越える直線位置ｘのアブソリュート値は、検出対象位置が該１ピッチを越える毎に、適宜のカウンタにおいてそのピッチ数を増減カウントすることによって求めることができる。この増減カウントは、巻線部１０の出力信号が１ピッチ範囲で１巡する毎に、可変磁気結合部２０の移動方向に応じてプラス１またはマイナス１カウントすることにより行える。
別の例として、１ピッチｐの長さの異なる２つの検出部を１つの可動部つまりロッド状の可変磁気結合部２０の両側に設け、バーニア原理に基づいて１ピッチを越える直線位置ｘのアブソリュート値を検出するようにしてもよい。
勿論、検出対象の全移動範囲が１ピッチｐの範囲内に収まる場合は、磁気応答部材２２は１ピッチ（１サイクル）分のみ設けるだけでもよい。
【００６１】
更に別の実施例として、図１９に示すように、図２に示したような巻線部１０とは別に、第２の巻線部として軸方向に長い巻線９０，９１，９２を所定の長い範囲Ｌ（磁気応答部材２２の１ピッチｐよりも長い）にわたって設け、これらの巻線によって該範囲Ｌにわたるアブソリュート位置を検出を行うようにしてもよい。この巻線構成は、１つの１次巻線９０と、２つの２次巻線９１，９２とからなっている。図の例では、１次巻線９０の外側に２次巻線９１が巻かれ、２次巻線９１の外側に２次巻線９２が巻かれているが、この順序はこれに限らない。２つの２次巻線９１，９２は、同じ巻線長Ｌからなっていて、同じ範囲Ｌをカバーしている。以下説明するように、この範囲Ｌが、これらの巻線９０，９１，９２によるアブソリュート位置検出可能範囲である。磁気応答部材２２を所定ピッチｐで繰り返し設けたロッド２１は、この範囲Ｌに侵入し、検出対象位置の動きに連動して移動する。なお、この場合、ロッド２１はエンドレスではなく、図示のように所定長を持ち、その端部から巻線９０，９１，９２の範囲に侵入するような格好となるものとする。明らかなように、この範囲Ｌにおける磁気応答部材２２を搭載したロッド２１の侵入量に応じて、巻線９０，９１，９２の磁気結合度が変化し、該ロッド２１の侵入量すなわち検出対象位置に対応する出力信号を２次巻線９１，９２から得ることができる。
【００６２】
明らかなように、１つの２次巻線９１（又は９２）からは、磁気応答部材２２を搭載したロッド２１の侵入量、すなわち範囲Ｌ内の検出対象位置に対応するピーク電圧レベルを持つ交流信号が出力される。最も単純には、この１つの２次巻線９１（又は９２）の出力信号のピーク電圧レベルを測定して、これを該範囲Ｌにわたるアブソリュート位置検出情報としてよい。そのような簡易なロング・アブソリュート位置検出情報を得るためには、２次巻線９１，９２は２個設ける必要は無く、１つのみでよい。そのような簡易な実施の形態も、勿論、本発明の範囲に含まれる。
しかし電圧レベル値を位置検出情報とする方式では、温度変化等によって電圧レベル値が変動するので、誤差が出易いという欠点がある。
そのような欠点を改善するために、１次巻線９０に対応して２つの２次巻線９１，９２を設け、これらの各２次巻線９１，９２に対応してバランス用巻線部９３，９４を夫々設け、各２次巻線９１，９２の出力信号に違いが出るようにして、電気的位相の測定に基づくロング・アブソリュート位置検出ができるようにしている。
なお、巻線部１０及び各巻線９０〜９４は、筒状のセンサヘッド９５内に配置されており、該ヘッド９５の一端部９５ａが開口していて、ロッド２１が侵入及び退出し得るようになっている。
【００６３】
図２０は、図１９の各巻線の接続例を示す回路図である。各バランス用巻線部９３，９４は、夫々１次巻線９３ｐ，９４ｐと２次巻線９３ｓ，９４ｓの対からなる。各１次巻線９３ｐ，９４ｐは１次巻線９０と同相接続され、所定の交流信号（例えばｓｉｎωｔとする）によって励磁される。検出対象範囲Ｌにわたって設けられた一方の２次巻線９１に対応するバランス用巻線部９３の２次巻線９３ｓは、該２次巻線９１とは逆相に接続される。他方の２次巻線９２に対応するバランス用巻線部９４の２次巻線９４ｓも、該２次巻線９２とは逆相に接続される。検出対象範囲Ｌにわたって設けられた各２次巻線９１，９２の巻き数は同じであり、一方、バランス用の２次巻線９３ｓ，９４ｓは、夫々適切に巻き数が異なるように設定される。なお、バランス用巻線部９３，９４の位置までは、ロッド２１（すなわち磁気応答部材２２）の先端は侵入しない。
【００６４】
以上の構成により、検出範囲Ｌにおける巻線９１，９２への磁性体（すなわちロッド２１に搭載された磁気応答部材２２）の侵入量に応じて、各２次巻線９１，９２の出力信号Ｏ１，Ｏ２のレベルが互いに９０度位相のずれた三角関数特性の一部範囲の特性（概ね９０度範囲の特性）を示すように、バランス用の２次巻線９３ｓ，９４ｓの設定によって、調整することができる。例えば、巻線９１と９３ｓの差動出力信号Ｏ１はサイン関数特性を示し（これを便宜上、ｓｉｎα・ｓｉｎωｔで示す）、巻線９２と９４ｓの差動出力信号Ｏ２はコサイン関数特性を示す（これを便宜上、ｃｏｓα・ｓｉｎωｔで示す）ように設定することができる。ただし、検出対象範囲Ｌに対応する角度αの範囲は、ほぼ９０度程度の範囲である。これは、構造上、３６０度全部の変化は得られないためである。なお、設定の仕方によっては、検出対象範囲Ｌに対応する角度αの範囲を、９０度以上の範囲に拡大することもできなくはないが、９０度程度の範囲に設定するのが確実である。更に、検出可能な９０度の範囲のうち、安定した検出が可能な９０度未満のより狭い角度範囲に検出対象範囲Ｌを対応づけて検出処理をするようにしてもよい。なお、αは検出対象範囲Ｌにおける検出対象の現在位置に対応することは言うまでもない。
このような構成によって、各２次巻線９１，９２から出力される信号Ｏ１，Ｏ２は、ちょうど、公知のレゾルバの出力のような２相の信号となる。
Ｏ１＝ｓｉｎα・ｓｉｎωｔ
Ｏ２＝ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ
【００６５】
明らかなように、この出力信号Ｏ１，Ｏ２は、前述の巻線部１０の２つの出力交流信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ，Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔと同じフォームとなり、図１２乃至図１６に示した位相検出タイプの検出回路部を使用して、上記αを電気的位相角としてデイジタル測定することができる。そのための検出回路部の図示と説明は、同じものの繰り返しになるので省略する。なお、この場合、θのための検出回路部と、αのための検出回路部が別々に必要であるが、各検出回路部のハードウェア回路において共用できるものは共用して、時分割処理によって夫々のディジタル測定を行うようにすることも可能であるのは勿論である。勿論、αをアナログ値で求めてもよい。
【００６６】
こうして、検出対象範囲Ｌにおけるロッド２１の現在位置を示すアブソリュートデータを位相角αの測定によって求めることができる。勿論、長い範囲Ｌがほぼ９０度の角度範囲に対応しているので、巻線部１０の出力信号Ａ，Ｂに基づく、短い範囲ｐが３６０度角度範囲に対応しているθの位相測定に基づく検出データよりは、検出分解能は粗いものとなる。しかし、短い範囲ｐ内での精密なアブソリュート位置検出分解能は巻線部１０の出力信号Ａ，Ｂに基づき前述の通り得られるので、各２次巻線９１，９２から出力される信号Ｏ１，Ｏ２に基づき得られる長い範囲Ｌ内でのアブソリュート位置検出分解能は粗いものであってさしつかえない。すなわち、複数個の磁気応答部材２２の配設ピッチの１ピッチ分の長さｐを単位とするアブソリュート位置検出データを得ることができればよい。
【００６７】
これによって、巻線部１０から得られるθに対応するディジタルアブソリュート位置検出データと、追加の巻線９０，９１，９２から得られるαに対応するディジタルアブソリュート位置検出データとの組み合わせによって、長い範囲にわたるアブソリュート位置検出データを精密に得ることができる。
なお、磁気応答部材２２はロッド２１に沿って断続的に設けられているので、検出範囲Ｌにおける巻線９１，９２へのロッド２１の侵入に伴う巻線９０，９１，９２のインダクタンス変化（結合係数変化）は、きれいなサインカーブ又はコサインカーブとはならず、多少凹凸を伴うが、これは出力波形を適宜なまらせる処理をすれば問題ないし、また、そのような処理をしなくても、αの測定精度は上述の通り粗いものであってさしつかえないので、一向に問題のない測定を行うことができる。
【００６８】
なお、精密な検出分解能を要求しない場合は、図１９の例において、巻線部１０を省略し、長い巻線９０，９１，９２とそれに対応するバランス用巻線部９３，９４のみを設けるようにしてもよい。図２１は、その場合の一例を示す。その場合、所定ピッチｐの磁気応答部材２２を繰り返し設ける必要はなく、ロッド２１そのものが１つの磁気応答部材（２２）であってよい。すなわち、ロッド２１として磁性体金属を使用すれば、それがそのまま１つの磁気応答部材（２２）となる。図２１では、巻線部１０が省略された分だけ、各巻線９０，９１，９２の長さＬ’が図２３の例よりも長くなっている。その動作は、図１９，図２０を参照して説明したものと同じである。
この構成は、長い範囲の位置検出に限らず、短い範囲の位置検出にも適用できる。つまり、図２１の長さＬ’の範囲が、図２の例の１ピッチｐと同程度の短い範囲であってもよい。長さＬ’を微小にした場合も、図２１の構成を採用する場合は、磁気応答部材２２のサイズを精密に形成する必要がないため、メリットが大きい。
【００６９】
図２１のような巻線配置では、得られるインダクタンス変化がサイン関数にたとえると０度〜９０度の範囲に限定されるので、位置検出分解能は、上述の通り、粗いものとなる。図２２は、この点を改善し、長い範囲Ｌでのアブソリュート位置を１個の検出部を用いて精密な分解能で検出することができる例を示す。勿論、この場合も、上記と同様、検出範囲Ｌは、必ず長くする必要はなく、図２の例の１ピッチｐと同程度の短い範囲であってもよい。上記と同様に、長さＬを微小にした場合も、図２２〜図２４の構成を採用する場合は、磁気応答部材２２のサイズを精密に形成する必要がないため、メリットが大きい。
図２２において、センサヘッド９５は巻線部１０を含み、その巻線部１０の構成は、後述するような所定の配置からなる複数の１次及び２次巻線を所定の検出範囲Ｌにわたって含んでいるものである。ロッド９６は、検出範囲Ｌと同程度の所定長を持ち、その端部から検出範囲Ｌ内に進入したり、退出したりするもので、磁性体からなっている（又は導電体でもよい）。ロッド９６はそれ自体が上記磁気応答部材２２に相当し、従って図１の可動部２０に相当する。センサヘッド９５においては、所定の検出範囲Ｌに対応して、所望の三角関数の１周期（０度〜３６０度）にわたるインダクタンス変化がロッド９６の先端の進入位置に応じて得られるように、複数の巻線が、その巻数と巻方向が適宜制御されて、設けられている。図２３（ａ）〜（ｄ）はサイン関数特性のインダクタンス変化を得る例を示し、図２４（ａ）〜（ｄ）はコサイン関数特性のインダクタンス変化を得る例を示す。換言すれば、このようなインダクタンス変化は、ロッド９６の一方的な進入度合いに従う累積的なインダクタンスを示す（正方向巻きのインダクタンス分は加算され、逆方向巻きのインダクタンス分は減算される）。
【００７０】
図２３（ａ）は、所望のサイン出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔの出力電圧レベルを示し、横軸は、ロッド９６の先端の進入位置Ｘを示し、前述と同様に、θはＸに対応する（比例する）。
図２３（ｂ）は、横軸正方向への磁性体の進入に伴い、図２３（ａ）のようなサイン特性の合成インダクタンス特性を累積的に得ることができるような、Ｌの範囲における各点でのコイル巻数を縦軸にプロットした一例を示す。ｘマークのプロット位置は巻数Ｎ、ｏマークのプロット位置は巻数Ｎ／２である。勿論、プロット位置は、（ｂ）に図示した関数線に沿う位置のどこでもよく、また、巻数もそのプロット位置に対応した巻数であってよい。なお、このプロット例は、理論値ではなく、経験値である、従って、所望するインダクタンス変化（ｓｉｎθやｃｏｓθ）が、累積的に得られるように、試行錯誤的に、任意の位置で任意の巻数としてよい。
図２３（ｃ）は、巻数Ｎの４つの２次巻線１０１，１０２，１０３，１０４を図２３（ｂ）のｘマークの各プロットに対応してＬの範囲内で分散して配置してセンサヘッド９５を構成する例を示している。各巻線１０１〜１０４の出力は加算的に合成されて、所望のサイン出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔが得られる。−Ｎの“マイナス”は巻方向が逆であることを示す。磁性体からなるロッド９６の先端が、一番左側の２次巻線１０１から順に右方向に移動していくと、２次巻線１０１から順に、１０２，１０３，１０４と磁性体が進入していくので、累積的に出力信号が得られ、図２３（ａ）のようなＬの範囲で１回転するサイン特性の出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔが得られる。
図２３（ｄ）は、２次巻線の配置をより密にして、出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔのサインカーブがより滑らかになるように、センサヘッド９５を構成する例を示している。すなわち、ｘマークのプロット点に対応して巻数Ｎの２次巻線を配置し、ｏマークのプロット点に対応して巻数Ｎ／２の２次巻線を配置する。勿論、これらの巻数ＮやＮ／２は、厳密なものではなく、所望する理想的なインダクタンス変化（ｓｉｎθやｃｏｓθ）が、累積的に得られるように、試行錯誤的に、これらの巻数を適宜増減してよい。
【００７１】
図２４（ａ）〜（ｄ）は、所望のコサイン出力信号Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔを得るための、２次巻線配置を説明するものであり、図２３（ａ）〜（ｄ）の例に比べて９０度（すなわちＬ／４の距離だけ）ずれて配置されている。図２４（ｃ）は、図２３（ｃ）と同様に巻数Ｎの４つの２次巻線２０１，２０２，２０３，２０４を配置する例を示し、図２４（ｄ）は、図２３（ｄ）と同様に２次巻線の配置をより密にして、出力信号Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔのコサインカーブがより滑らかになるようにした例を示す。なお、実際は、図２４（ｃ）の最左側に示すように補助の２次巻線２０５を付加するものとする。この補助の２次巻線２０５は、０度の位置（原点）でのコサイン特性のインダクタクンスの立上りを補償するものである。勿論、この補助巻線２０５は１個に限らず、ｘマークとｏマークのプロット位置にほぼ対応して複数設けてよい。
ところで、図２３（ｃ）と図２４（ｃ）の巻線配置を採用した場合は、サイン出力用２次巻線１０１〜１０４とコサイン出力用２次巻線２０１〜２０４が同じ位置に来ることになるが、これは２重巻きにすればよい。あるいは、所定の位置にサイン出力用２次巻線１０１〜１０４を配置し、その両側に密接してそれぞれ２分割したコサイン出力用２次巻線２０１〜２０４を配置すればよい。
【００７２】
センサヘッド９５には、サイン出力用の２次巻線１０１〜１０４とコサイン出力用の２次巻線２０１〜２０４が夫々配置され、更に、適当な配置で（例えば各２次巻線に対応して）励磁用の１次巻線を配置して１相の交流信号ｓｉｎωｔで励磁する。これによって、図２の例と同様に、サイン、コサインのレゾルバタイプの２相出力信号Ａ＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ、Ｂ＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔがセンサヘッド９５から得られる。この２相出力信号Ａ，Ｂから検出対象位置Ｘに対応する位相角θのデータを求めるやり方は、上述と同様であってよい。なお、前述と同様に、同相励磁される複数の１次巻線を各２次巻線の中間に介在させて配置すると、非常に精度の良い検出が行えることが実験的に確かめられている。例えば、図２３，図２４の（ｄ）の例の場合、Ｎ／２，Ｎ，Ｎ／２の３つの２次巻線を例にとると、それぞれの中間に２個と両側に２個の、合計４個の１次巻線を配置すると、励磁による磁界の分布が均一になり、検出精度が良くなる。
【００７３】
こうして、図２２〜図２４の例によれば、長い範囲Ｌでのアブソリュート位置を１個の検出部（センサヘッド９５とロッド９６）を用いて精密な分解能で（Ｌの範囲を１回転分の位相変化に相当する分解能で）検出することができる。
ロッド９６は、柔軟性のない金属棒で構成してもよい。あるいは、検出装置を超小型化して構成する場合は、上述したように、ピアノ線のような細い磁性体ワイヤを使用するとよい。
なお、図２２の例はセンサヘッド９５におけるリング状の巻線空間内にロッド９６が挿入されるような構造（つまり、各巻線の軸方向がロッド９６の直線変位方向Ｘに一致している）である。しかし、これに限らず、各巻線の軸方向が可変磁気結合部２０の変位方向Ｘに直交するような関係であってもよい。
【００７４】
なお、上記各実施例において、巻線部１０と磁気応答部材２２による検出部の構成を、公知の位相シフトタイプ位置検出器のように構成してもよい。例えば、図１に示された巻線部１０において、１次巻線と２次巻線の関係を逆にして、サイン相の巻線ＳＷ1とマイナス・サイン相の巻線ＳＷ3を互いに逆相のサイン信号ｓｉｎωｔ，−ｓｉｎωｔによって励磁し、コサイン相の巻線ＳＷ2とマイナス・コサイン相の巻線ＳＷ4を互いに逆相のコサイン信号ｃｏｓωｔ，−ｃｏｓωｔによって励磁し、巻線ＰＷ1〜ＰＷ5から検出対象位置ｘに応じた電気的位相シフトθを含む出力信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を得るようにしてもよい。
【００７５】
また、本発明に係る誘導型直線位置検出装置におけるハードウェア面での新規な構成を採用して、上述したレゾルバタイプとは別のタイプの検出方式、例えば複数位相励磁タイプ（位相のずれた複数相の１次交流信号で励磁するタイプ）や電圧検出タイプなど、で位置検出処理を行うようにしてもよい。例えば、可変磁気結合部２０についての新規な各構造は、どのようなタイプの検出方式を採用するものにおいても応用することができる。そのほか、上記実施例で示した新規かつ有意義な構成の一部を選択的に採用して位置検出装置を構成してもよい。勿論、可変磁気結合部２０の形状はロッド状に限らず、どのような形状でもよい。
また、位相検出回路は、個別回路を組み合わせて構成するものに限らず、ＣＰＵを使用してソフトウェア処理するようにしたものであってもよい。
【００７６】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、小型かつシンプルな構造を持つと共に、広い範囲にわたって直線位置検出が可能であるのみならず、微小範囲においても高検出分解能である誘導型直線位置検出装置を提供し、このような誘導型直線位置検出装置を使用して、高精度な荷重計を提供することができる。
また、検出部を１相の交流信号によって励磁する構成とすることにより、励磁回路の構成が簡単である、という利点を有する。また、可変磁気結合部において、所定の磁気応答特性を持つ磁気応答部材を直線変位方向に沿って所定のピッチで複数繰り返して設けて成るので、２次巻線に誘起される誘導出力交流信号として、該磁気応答部材の繰り返しピッチを１サイクルとして周期的に変化する信号を得ることができ、検出可能範囲を拡大することができる、という効果を奏する。また、１ピッチの直線変位を３６０度フル回転の位相変化に換算して検出するため、微小変位を高分解能で検出できる、という効果を奏する。
【００７７】
また、本発明によれば、回転形の検出装置として従来知られたレゾルバにおいて得られるのと同様の、２つの出力交流信号（サイン出力とコサイン出力）を直線位置検出装置において得ることができる。従って、そのような本発明に係る直線位置検出装置においては、前記第１の出力交流信号と第２の出力交流信号を入力し、両信号の振幅値に相当する前記サイン関数とコサイン関数の位相値を検出する位相検出回路を更に具備することができ、そのようなレゾルバタイプの位相検出回路を使用することにより、従来の位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置が持っていたような、温度変化等によって１次及び２次巻線のインピーダンスが変化することにより２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点を除去することができるので、極めて有利である。
【００７８】
また、本発明によれば、複数の２次巻線が、磁気応答部材の１ピッチの範囲内において所定の間隔で配置されるようにすることにより、巻線部全体のサイズを磁気応答部材の１ピッチの範囲に略対応する比較的小さなサイズに収めることができ、検出装置全体の構成を小型化することに役立つ。また、同相の前記交流信号によって励磁される複数の前記１次巻線が前記２次巻線の中間の位置に分離して配置されるようにすることにより、各１次巻線によって発生する磁界を個別の２次巻線に対して有効に及ぼし、かつ磁気応答部材による磁場への影響を有効に及ぼすことができるので、十分な検出精度を確保することに役立つ。
更に、実施例に示されたような位相差検出演算手段を具備する発明においては、上述したような種々の新規かつ優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る荷重計の一実施例を示す縦断面図。
【図２】  図１の荷重計の検出部として適用できる誘導型直線位置検出装置の一実施例を示す一部切欠き斜視図。
【図３】  図２における巻線部の構成例を示す回路図。
【図４】  図２における可変磁気結合部の変更例を示す斜視図。
【図５】  図２における可変磁気結合部の別の変更例を示す斜視図。
【図６】  図２における可変磁気結合部の更に別の変更例を示す側面略図。
【図７】  図２における可変磁気結合部の更に別の変更例を示す側面略図。
【図８】  図２における可変磁気結合部の更に別の変更例を示す一部断面側面略図。
【図９】  図２における巻線部の巻線配置の別の例を示す略図。
【図１０】  図２における巻線部の巻線配置の更に別の例を示す略図。
【図１１】  （ａ）は本発明に係る誘導型直線位置検出装置における巻線部の別の配置例を示す概略斜視図、（ｂ）は（ａ）における巻線部の各極の配置関係を示す展開図。
【図１２】  本発明に係る誘導型直線位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の一例を示すブロック図。
【図１３】  本発明に係る誘導型直線位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の別の例を示すブロック図。
【図１４】  図１３の動作説明図。
【図１５】  図１３の回路に付加される変更例を示すブロック図。
【図１６】  本発明に係る誘導型直線位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の更に別の例を示すブロック図。
【図１７】  図１６の動作説明図。
【図１８】  本発明に係る誘導型直線位置検出装置に適用可能な位相検出タイプの測定回路の別の例として、アナログ演算によってアナログの位置検出データを求める構成例を示すブロック図。
【図１９】  本発明に係る誘導型直線位置検出装置において磁気応答部材の１ピッチを超える長い範囲の位置をアブソリュートで検出するための別の実施例を示す軸方向断面略図。
【図２０】  図１９における各巻線の接続例を示す回路図。
【図２１】  比較的長い範囲にわたるアブソリュート位置を検出しうるようにした、本発明に係る誘導型直線位置検出装置の別の実施例を示す軸方向断面略図。
【図２２】  比較的長い範囲にわたるアブソリュート位置を比較的高分解能で検出しうるようにした、本発明に係る誘導型直線位置検出装置の更に別の実施例を示す概略斜視図。
【図２３】  図２２のセンサヘッド内に設けるサイン関数特性の出力信号を生じるための２次巻線の配置例と巻数例を示す図。
【図２４】  図２２のセンサヘッド内に設けるコサイン関数特性の出力信号を生じるための２次巻線の配置例と巻数例を示す図。
【符号の説明】
１０  巻線部
ＰＷ１〜ＰＷ5  １次巻線
ＳＷ１〜ＳＷ４  ２次巻線
１１〜１４  極
１０１〜１０４  サイン用２次巻線
２０１〜２０４，２０５  コサイン用２次巻線
２０  可動部（可変磁気結合部）
２１，２１０，９６  ロッド（又はワイヤ線）
２２  磁気応答部材
２１ａ  凹部
４１，６０  検出回路部
９５  センサヘッド
３００  検出部
３０１  荷重計
３０２  ボール保持部
３０３  支持部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２２】
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【図２１】
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【図２３】
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【図２４】
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