(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
を備え、前記位相回転部は、前記繰り返しシンボルの各シンボルに施す位相回転量を繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化することを特徴とする周波数分割多重送信装置。
【請求項２】
請求項１記載の周波数分割多重送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信シンボルに施す位相回転部、
前記繰り返しシンボル列の周期で該位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信装置。
【請求項３】
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボルに拡散コードを乗算してチップ列を発生する拡散部、
該チップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
該位相回転出力を送信する送信部を備え、
前記位相回転部は、該繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化することを特徴とする周波数分割多重送信装置。
【請求項４】
請求項３記載の周波数分割多重送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRFづつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記回数(=CRF)、繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを前記位相回転出力に施す逆拡散部、
前記逆拡散により得られた同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信装置。
【請求項５】
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
拡散コードの時間領域を圧縮して該拡散コードを所定回数(＝CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した拡散コードを前記位相回転出力に乗算する拡散部、
拡散コードの乗算結果を送信する送信部、
を備え、前記位相回転部は、前記繰り返し拡散コード列の周期で前記送信シンボルに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
【請求項６】
請求項５記載の周波数分割多重送信装置より送信された信号を受信する受信部、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記所定回数（＝CRF）繰り返し発生し、該繰り返し逆拡散コードを受信信号に乗算する逆拡散部、
移動局毎に、前記繰り返し拡散コード列の周期でk・２π/CRF づつ変化する位相回転を前記逆拡散出力に施す位相回転部、
前記位相回転出力のうち同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信装置。
【請求項７】
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるステップ、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すステップ、
前記位相回転されたシンボルを送信するステップ、
を備え、前記位相回転ステップにおいて、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を繰り返しシンボル列の繰り返し周期でk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
【請求項８】
請求項７記載の周波数分割多重送信方法により送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ変化する位相回転を該受信シンボルに施すステップ、
前記繰り返しシンボル列の周期で、前記位相回転された同一シンボ成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信方法。
【請求項９】
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボルに拡散コードを乗算してチップ列を発生するステップ、
該チップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えるステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施して送信するステップを備え、
前記位相回転ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の周期で各チップに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
【請求項１０】
請求項９記載の周波数分割多重送信方法により送信された信号を受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRFづつ変化する位相回転を該受信信号に施すステップ、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記回数(＝CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを前記位相回転出力に施すステップ、
前記逆拡散により得られた同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送受信する周波数分割多重送受信装置及び送受信方法に係わり、特に送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施して送信する周波数分割多重送受信装置及び送受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接拡散符号分割多元接続DS-CDMA(Direct Sequence-Code Division Multiple Access)は、狭帯域の送信信号に拡散符号を乗算することにより、該送信信号を広帯域に拡散して伝送する。かかるDS-CDMAにおいて、各移動局が拡散率SFの拡散符号を送信信号に乗算して伝送すると情報伝送速度は１/SFになる。このため、TDMAと同等の周波数利用効率を実現するために、DS-CDMAではSF個分の移動局の信号を収容する必要がある。しかし、実際の上りリンクにおける無線伝搬環境では各移動局から基地局までの伝搬条件の相違、例えば、伝播遅延時間や伝播路変動の相違に起因して、各移動局からの信号が相互に干渉し合うマルチアクセス干渉MAI(Multiple Access Interference)の影響が支配的になり、周波数利用率が低減する。
このため、次世代移動通信方式において、MAIの影響を低減できる無線変調方式としてIFDMA（Interleaved Frequency Division Multiple Access）が検討されている(特許文献1及び非特許文献１参照)。このIFDMA変調方式は、移動局固有の速度変化する位相を送信信号に乗算して伝送することにより、各移動局からの信号が周波数軸上で相互に重なり合わない様に配置してMAIを低減する。
【０００３】
図16はIFDMA変調方式を採用した移動局の構成図、図17はIFDMAシンボルの説明図である。チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、シリパラ変換部(データ変調部、以降、シリパラ変換部と称す)1bはチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）にシリアル・パラレル変換（以降、シリパラ変換と称す）する。IFDMAにおける1フレーム期間に送信するシンボルをIFDMAシンボルと称し、１つのIFDMAシンボルは図17(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1,S2,S3 (図ではQ=4)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する4個のシンボルS0,S1,S2,S3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該繰り返し発生したシンボルを並び替えてシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列にする(図17(b))。
この時間領域を圧縮したシンボル１個をサンプル（以降、繰り返しシンボル列の各シンボルとも称す）とし、サンプル周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。位相回転部1dは、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し(図17(c))、無線送信部1eは位相回転部1dから入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
【０００４】
送信シンボル系列S0,S1,S2,S3の時間領域を圧縮して各送信シンボルを所定回数(L回)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列となるように並び替えると、図18の(a)に示すように並び替え後の繰り返しシンボル列は櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置が図18の(a)〜(d)に示すようにシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。すなわち、位相回転部1dの出力信号の周波数スペクトラムは、位相回転速度が零の場合、図18(a)に示す櫛歯形状の周波数スペクトラム特性を示し、単位時間Tc当たりの位相回転変化量(周波数)が大きくなるにつれて周波数スペクトラムは図18(a)〜(d)に示すようにシフトする。ただし、Wはシンボル周波数である。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
【数１】
0004557859.tif 000002
により表される。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…L-1のいずれかである。NCO 1gは(1)式により計算した位相θk(t)をTcの周期で出力し、IFDMA周期（＝16Tc）で位相回転量が2πとなるようにする（位相が1周するようにする）。
【０００５】
NCO 1gにおいて、周波数シフト設定部1hは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）ωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて次式
【数２】
0004557859.tif 000003
により角速度ωを計算して出力する。回転位相量決定部1iは、加算器ADDと遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYを備え、単位時間Tc毎に次式
θ(t+1)=θ(t)+ω                (3)
の演算を行なって回転位相量θをωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部1dの複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
【０００６】
k=0であれば、周波数シフト量f=0であるため、周波数スペクトラムは図18の(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(2)式より周波数シフト量ｆ=1/(L×Q×Tc）となり、Q=L=4とすれば図19(c)に示すように位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図19(d)あるいは図18の(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(2)式より周波数シフト量ｆ=2/(L×Q×Tc)となる。Q=L=4とすればTc毎に位相がπ/4づつ変化し、周波数スペクトラムは図18の(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(2)式より周波数シフト量ｆ=3/(L×Q×Tc)となる。Q=L=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図18の(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
【０００７】
図20はIFDMA変調方式を採用した移動局の別の構成図、図21はIFDMA変調送信の動作説明図である。図20に示す移動局は送信シンボルを拡散コードで拡散し、拡散により得られた拡散チップ系列の時間領域を圧縮して繰り返し、得られたチップ繰り返し系列の位相を単位時間Tc毎に回転する。
チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、シリパラ変換部(データ変調部)1bはチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）にシリパラ変換する。１つのIFDMAシンボルは図21（a）に示すようにQ個のシンボル(図ではQ=2)で構成されている。
拡散符号乗算部1mは、シンボルS0,S1に拡散率SF(図ではSF=2)の拡散符号c00,c01,c10,c11を乗算して拡散後チップ系列を生成する(図21(b))。この結果、1つのIFDMAシンボルはQ(=4個)のチップで構成される。
チップ繰返し・並び替え部1nは、該拡散後チップ系列を構成する4個のチップc00,c01,c10,c11の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=4)、繰り返し発生すると共に、該チップ繰り返し系列を並び替えて元のチップ系列c00,c01,c10,c11と同じ配列にする(図21(c),(d))。ここで、繰返し数CRFはChip Repetition Factor の略である。チップ周期をTcとすれば繰り返しチップ列の周期TsはTc×Q×SFとなる。
位相回転部1dは、複素乗算器CMLによりチップ繰り返し系列に対して移動局固有の位相回転を施し(図21(e))、無線送信部1eは入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
【０００８】
位相回転部1dの出力信号の周波数スペクトラムは、位相回転速度が零であれば図18(a)に示すような特性を示し、単位時間Tc当たりの位相回転変化量(周波数)が大きくなるにつれて周波数スペクトラムは図18(a)〜(d)に示すようにシフトする。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。Ｑ個のチップをCRF回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θk(t)は次式
【数３】
0004557859.tif 000004
により表される。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。NCO 1gは(4)式により計算した位相θk(t)をTcの周期で出力し、IFDMA周期（＝16Tc）で位相回転量が2πとなるようにする（位相が1周するようにする）。
【０００９】
NCO 1gにおいて、周波数シフト設定部1hは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度ω）を設定する部分で、パラメータk, CRF, Q,SFを用いて次式
【数４】
0004557859.tif 000005
により角速度ωを計算して出力する。回転位相量決定部1iは、加算器ADDと遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYを備え、単位時間Tc毎に次式
θ(t+1)=θ(t)+ω
の演算を行なって回転位相量θをωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しチップ列の各チップに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
以上より、k=0であれば、周波数シフト量f=0であるため、周波数スペクトラムは図18の(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(5)式より周波数シフト量ｆ=1/(CRF×SF×Q×Tc)となり、Q=SF=2,CRF=4とすれば位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図18の(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(5)式より周波数シフト量ｆ=2/( CRF×SF×Q×Tc) となる。Q=SF=2,CRF=4とすればTc毎に位相がπ/4づつ変化し、周波数スペクトラムは図18の(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(5)式より周波数シフト量ｆ=3π/(CRF×SF×Q×Tc) となる。Q=SF=2,CRF=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図18の(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。
【特許文献１】特開２００４−２９７７５６号公報
【非特許文献１】後藤他、「上りリンク可変拡散率・チップ繰り返しファクタ(VSCRF)-CDMA無線アクセスのマルチセル環境における特性評価」、社団法人 電子情報通信学会 Technical Report of IEICE. RCS2004-84 (2004-06)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来例では、移動局固有の周波数シフトを行うのに、繰り返しシンボル列のシンボル毎に、あるいは繰り返しチップ列のチップ毎に位相回転のための複素乗算を行なっている。このため、位相の精密な分解度が要求されると共に、位相回転演算量が多くなる問題がある。例えば図16において1IFDMAシンボルを構成するシンボル数がQ=4で繰り返し回数がL=4であれば、あるいは図20においてIFDMAシンボルを構成するシンボル数Q=2,拡散率SF=2,チップ繰り返し回数がCRF=4であれば、分解度は
【数５】
0004557859.tif 000006
となり、IFDMAシンボル期間(フレーム期間)において16回の位相回転を必要とする。そして、繰り返し数やシンボル数、拡散率が大きくなればなるほど、位相の分解度は小さくなり、また演算量も増加し、周波数分割多重送信装置例えば移動局の消費電力が増大する。以上は送信装置の場合であるが受信装置も同様に処理量が多くなり、消費電力が増大する。
以上より、本発明の目的は、IFDMA変調/復調において位相回転量の演算回数を減少することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
・第１の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第１の周波数分割多重送信装置は、シンボル繰り返し・並び替え部、位相回転部、送信部を備えている。シンボル繰り返し・並び替え部は、送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、位相回転部は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は前記位相回転されたシンボルを送信する。位相回転に際して、前記位相回転部は、繰り返しシンボル列の周期で、前記繰り返しシンボルの各シンボルに施す位相回転量をk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第１の周波数分割多重送受信装置は、受信部、位相回転部、復調部を備え、受信部は前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信シンボルに施し、復調部は前記繰り返しシンボル列の周期で該位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する。
・第２の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第２の周波数分割多重送信装置は、拡散部、チップ繰り返し・並び替え部、送信部を備え、拡散部は送信シンボルに拡散コードを乗算してチップ列を発生し、チップ繰り返し・並び替え部は該チップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替え、位相回転部は並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し送信部は該位相回転出力を送信する。位相回転に際して、前記位相回転部は、前記繰り返しチップ列の周期で、該繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第２の周波数分割多重送受信装置は、受信部、位相回転部、逆拡散部、復調部を備え、受信部は前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRFづつ変化する位相回転を該受信チップに施し、逆拡散部は逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記回数(=CRF)、繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを前記位相回転出力に施し、復調部は前記逆拡散により得られた同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する。
・第３の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第３の周波数分割多重送信装置は、位相回転部、拡散部、送信部を備え、位相回転部は送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、拡散部は拡散コードの時間領域を圧縮して該拡散コードを所定回数(＝CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した拡散コードを前記位相回転出力に乗算し、送信部は拡散コードの乗算結果を送信する。位相回転に際して、前記位相回転部は、前記繰り返し拡散コード列の周期で、前記送信シンボルに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第３の周波数分割多重送受信装置は、受信部、逆拡散部、位相回転部、復調部を備え、受信部は前記送信装置より送信された信号を受信し、逆拡散部は逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記所定回数（＝CRF）繰り返し発生し、該繰り返し逆拡散コードを受信信号に乗算し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返し拡散コード列の周期でk・２π/CRF づつ変化する位相回転を前記逆拡散出力に施し、復調部は前記位相回転出力のうち同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の第１の周波数分割多重送信方法及び周波数分割多重送信装置によれば、周波数分割多重送信における1フレーム期間内に送信する送信シンボル数をQ、繰り返し回数をLとするとき、繰り返しシンボル列の周期Ts=Tc×Q(Tcは繰り返しシンボル列のサンプル周期)で、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量をk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、k・２π/Q×Lづつ位相回転演算を行なう従来例に比べて演算量を１/Qに減少でき、この結果、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少することができる。また、周波数分割多重受信においても繰り返しシンボル列の周期Ts =Tc×Qでk・２π/L づつ変化する位相回転を受信シンボルに施せばよいため、従来例に比べて演算量を１/Qに減少でき、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少することができる。
また本発明の第２の周波数分割多重送信方法及び周波数分割多重送信装置によれば、1フレーム期間内に送信するシンボル数をQ、拡散率をSF、繰り返し回数をCRFとするとき、繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts=Tc×Q×SF(Tcはチップ周期)でk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化するようにしたから、従来例に比べて演算量を１/Qに減少でき、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少することができる。また、周波数分割多重受信においても繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ変化する位相回転を受信チップに施せばよいため、従来例に比べて演算量を１/Qに減少でき、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少することができる。
また本発明の第３の周波数分割多重送信方法及び周波数分割多重送信装置によれば、繰り返し拡散コード列の周期Ts（＝Tc×Q×SF）毎に位相回転量を計算すればよいため、従来例に比べて演算量を１/Qに減少でき、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少できる。また、本発明の第３の周波数分割多重送信装置によれば、位相回転の複素乗算をTs(=Tc×Q×SF)毎の演算で実現することができ、位相回転の複素乗算を周期Tc毎に演算する第2実施例に比べ、演算量を1/Q×SFに減少できる。また、本発明の第３の周波数分割多重送信装置によれば、セレクタを用いて拡散部の複素乗算部を簡単に実現できる。さらに、周波数分割多重受信においても、繰り返し拡散コード列の周期Tsでk・２π/CRFづつ変化する位相回転を逆拡散出力に施せば良いため、従来例に比べて演算量を減少でき、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送受信する周波数分割多重通信システムの周波数分割多重送信装置において、拡散部は送信シンボルに拡散コードを乗算してチップ列を発生し、チップ繰り返し・並び替え部は該チップ列の各チップの時間領域を圧縮してチップ列を所定回数(=CRF)繰り返し、かつ、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替える。これにより、繰り返しチップ列は櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。ついで、位相回転部は並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は該位相回転を施された繰り返しチップ列の各チップを送信する。
移動局固有の速度で繰り返しチップ列の各チップの位相を回転することにより、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置が移動局毎に重ならないようにシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。この場合、位相回転部は、1フレーム期間内に送信するシンボル数をQ、拡散率をSFとするとき、前記繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q×SF）でk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化することにより、位相回転量の演算回数を減少する。
一方、周波数分割多重受信装置において、受信部は周波数分割多重された信号を受信し、位相回転部は移動局毎に前記受信信号に周期Ts（=Tc×Q×SF）でk・２π/CRF づつ変化する位相回転を施して位相を元に戻す。逆拡散部は逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記所定回数(=CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを前記位相回転出力に施して逆拡散し、復調部は前記逆拡散により得られた同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する。これにより、周波数分割多重受信装置は移動局毎に送信シンボルを復調でき、しかも位相回転量の演算回数を減少できる。
【実施例】
【００１４】
(A)第１実施例
(a) 周波数分割多重送信装置
図１は本発明の第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図2は周波数分割多重送信装置の動作説明図、図3は周波数スペクトラム説明図であり、周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、シリパラ変換部(データ変調部)12はチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）にシリパラ変換する。１つのIFDMAシンボルは例えば、図2（a）に示すようにQ(＝2)個のシンボルS0,S1で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部13は、IFDMAシンボルを構成する2個のシンボルS0,S1,の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回繰り返し発生すると共に(図2(b)参照、L=4)、該シンボル繰り返し系列を並び替えて元のシンボル系列S0,S1と同じ配列にする(図2(c))。
この時間領域を圧縮したシンボルをサンプル（以降、繰り返しシンボル列の各シンボルとも称す）とし、サンプル周期をTcとすれば、Ts=Q×Tcの周期でシンボル系列S0,S1が繰り返される。
【００１５】
位相回転部14は、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル系列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施す。具体的に位相回転部14は、各シンボルに施す位相回転量を図2(d)に示すように繰り返しシンボル列の周期Ts（=Q×Tc）でk・２π/L づつ変化させる。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…L-1のいずれかである。無線送信部15は位相回転部14からの入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図2の(a)〜(c)に示すように、送信シンボル列の各シンボルS0,S1の時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L=4)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1と同じ配列となるように並び替えることにより、並び替え後の繰り返しシンボル列は櫛歯形状の周波数スペクトラム(図2(f))を有するようになる。この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図3の(a)〜(d)に示すようにシフトする。
図3(a)は送信シンボル周期Ts毎の位相回転変化量ωが2π/L (k=1)、図3(b)は位相回転変化量ωが4π/L(k=2)、図3(c)は位相回転変化量ωが6π/L (k=3)、図3(d)は位相回転変化量ωが0 (k=0)の場合の周波数スペクトラムである。以上のようにkに応じて周波数スペクトラムがシフトするため周波数分割多重送信が可能になる。
【００１６】
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)17は繰り返しシンボル列の周期Ts(＝Tc×Q)毎に位相回転量θkを計算し、位相回転部14の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 17から出力する位相θk(t)は次式
【数６】
0004557859.tif 000007
により与えられる。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…L-1のいずれかであり、W=1/Tsである。従って、NCO 17から出力する位相θk(t)は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)毎にk・２π/L づつ増加し、IFDMA周期（＝４Ts）で1サイクルを形成する。
【００１７】
NCO 17において、パラメータ設定部20は基地局から通知されたk，Lを周波数シフト部21に設定し、周波数シフト設定部21はパラメータk, Lを用いて繰り返しシンボル列の周期Ts毎の位相回転変化量ω(= k・２π/L)を計算して出力する。回転位相量決定部22は、加算器ADDと遅延時間T（=Tc×Q）の遅延部DLYを備え、繰り返しシンボル列の周期Ts毎に次式
θk(t+1)=θk(t)+ω                (7)
の演算を行なって回転位相量θkをωづつ増加して出力する（図2(d)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θkの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=1の場合、Ts毎の回転位相量θkはπ/2づつ変化し(図2(e)参照)、周波数スペクトラムは図2(f)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しシンボル列を構成するシンボル(サンプル)をS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、複素乗算器CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
【００１８】
以上はQ=2,L=4の場合における周波数分割多重送信の動作説明であるが、Q=4,L=4の場合に動作は図4に示すようになる。図4において、送信シンボル列の各シンボルS0〜S3((a)参照)の時間領域を圧縮して該シンボルをL=4回繰り返し、得られた繰り返しシンボル列((b)参照)の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボル列((c)参照)の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し（(d)参照)、該位相回転されたシンボルを送信する。上記の位相回転において、繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量をk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)増加する。k=1,L=4の場合、位相回転量は(e)に示すように繰り返しシンボル列の繰り返し周期でπ/2づつ増加する。
以上述べたように、第1実施例の周波数分割多重送信装置によれば、kを変化させることにより周波数スペクトラムをシフトでき、これにより、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減することができる。
また、第1実施例の周波数分割多重送信装置によれば、位相回転量を繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)でk・２π/L づつ変化するだけでよいため、位相回転量を周期Tcでk・２π/Q×Lづつ変化させる従来例に比べて演算量を１/Qに減少でき、この結果、周波数分割多重送信装置の消費電力を減少することができる。
また、第1実施例の周波数分割多重送信装置によれば、位相回転量の分解度はk・２π/Lでよく、従来例の、位相回転量の分解度k・２π/Q×Lに比べてQ倍にできる、このため、位相を表現する量子化数を1/Qに減少でき、位相回転の複素乗算器CMLやNCOのビット数を低減することができる。たとえば、Q=2であれば1bit、Q=4であれば2bit、Q=8であれば3bitビット幅の低減がNCO、複素乗算器で可能になる。
【００１９】
(b)周波数分割受信装置
図5は本発明の第１実施例の周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、復調部32はベースバンド信号に対して復調処理(例えばQPSK復調)を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 17と同一の構成を備え、繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)毎に次式
θk(t+1)=θk(t)−ω                (8)
の演算を行なって回転位相量θkを−ωづつ送信の場合と逆方向に回転する。
【００２０】
位相回転部14の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するシンボルに(8)式で計算される回転位相量θkの位相回転を施して位相を元に戻し、図2の(c)に示す繰り返しシンボル列をシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36は、繰り返しシンボル列のシンボルS0を積算して送信シンボルS0を復調すると共に、繰り返しシンボル列のシンボルS1を積算して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、復調部36のスイッチ36aはシンボル繰り返し周期Tcで出力端子0~1を切り替え、繰り返しシンボル列の周期Tsで上記切り替えを繰り返す。シンボルS0用の積分器36ｂ0は繰り返しシンボルS0を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にシンボルS1用の積分器36ｂ1は繰り返しシンボルS1を積算して送信シンボルS1を復調する。復号部37はシンボルS0,S1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
図５には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上第1実施例の周波数分割多重受信装置によれば、周波数分割多重送信装置の場合と同等の効果を奏することができる。
【００２１】
(B)第2実施例
（a）周波数分割多重送信装置
図6は本発明の第２実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図7は周波数分割多重送信装置の動作説明図であり、周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
図６において、図1の第1実施例の周波数分割多重送信装置と異なる点は、
(1)シリパラ変換部12の後段にシンボルS0,S1(図7(a)参照)に拡散コードc00,c01,c10,c11を乗算して拡散後チップ列(図7(b))を生成する拡散符号乗算部(拡散部)18を設けている点、
(2)シンボル繰り返し・並び替え部13に代わってチップ繰り返し・並び替え部19を設けている点、
(3) チップ繰り返し・並び替え部19において、拡散部18から出力するチップ系列c00,c01,c10,c11のチップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し(図7(c))、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えて出力する点(図7（d）)、
(4)位相回転部１４において、繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts(=Tc×Q×SF)でk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する点（図7（e））、
(5)NCO 17より繰り返しチップ列の周期Tsでk・２π/CRF づつ変化する回転位相θkを出力する、
点である。
【００２２】
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、シリパラ変換部12はチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）にシリパラ変換する。１つのIFDMAシンボルは図7(a)に示すようにQ(＝2)個のシンボルS0,S1で構成されているものとする。拡散符号乗算部18は、シンボルS0,S1に拡散符号c00,c01,c10,c11を乗算して拡散率SF(図ではSF=2)で拡散し、拡散後チップ系列を生成する(図7(b))。この結果、1つのIFDMAフレームは4個(=Q×SF)のチップで構成される。
チップ繰り返し・並び替え部19は、該拡散後チップ系列を構成する4個のチップc00,c01,c10,c11の時間領域をそれぞれ圧縮して各チップをCRF回(図ではCRF=2)、繰り返し発生すると共に(図7(c))、該チップ繰り返し系列を並び替えて元のチップ系列c00,c01,c10,c11と同じ配列にする(図7(d))。位相回転部14は、繰り返しチップ列の周期Ts毎に位相回転量を図7(e)に示すようにk・２π/CRF づつ変化して繰り返しチップ列の各チップの位相を回転する。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。
無線送信部15は位相回転部14から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
【００２３】
図7の(b)〜(d)に示すように、チップ列c00,c01,c10,c11の各チップの時間領域を圧縮して各チップを所定回数(CRF=2)繰り返し、繰り返しにより得られたチップを元のチップ列と同じ配列となるように並び替えることにより、並び替え後の繰り返しチップ列は図7(g)に示すような櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。また、この並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと、例えば、繰り返しチップ列の周期Tsでk・２π/CRF (kは移動局固有の整数で0、1である)づつ位相回転量を変化すると、周波数スペクトラムがシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。図７の(f), (g)はそれぞれｋ＝１、Q=2、CRF=2、SF=2の場合の位相回転量、周波数スペクトラムである。
数値制御発振器NCO 17は、繰り返しチップ列の周期Tsでk・２π/CRF づつ変化するように位相回転量θkを計算し、位相回転部14の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該位相回転量θkの位相回転を施して周波数シフト処理を行う。NCO 17から出力する位相θk(t)は次式
【数７】
0004557859.tif 000008
により与えられる。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…CRF-1のいずれかである。従って、NCO 17から出力する位相θk(t)は繰り返しチップ列の周期Ts（=Tc×Q×SF）毎にk・２π/CRF づつ増加し、IFDMA周期で一周する。
図7はQ=2, SF=2、CRF=2の場合における周波数分割多重送信の動作説明図であるが、Q=2,SF=2,CRF=4の場合には動作説明図は図8に示すようになる。図8において、送信シンボルS0,S1((a)参照)に拡散コードc00,c01,c10,c11を乗算してチップ列を発生し((b)参照)、該チップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数CRF（=4)繰り返し((c)参照)、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替え((d)参照)、並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施して送信する((e)参照)。位相回転において、繰り返しチップ列の周期で各チップに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する。ｋ=1,CRF=4の場合、位相回転量は(f)に示すように繰り返しチップ列の周期でπ/2づつ増加する。
第2実施例の周波数分割多重送信装置によれば、第1実施例と同様の効果を奏することができる。
【００２４】
(b)周波数分割受信装置
図9は本発明の第2実施例の周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。図9において、図5の第1実施例の周波数分割受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1)位相回転部34の後段に逆拡散部41を設けている点、
(2)位相回転部34において、復調信号に施す位相回転量を繰り返しチップ列の周期Ts毎にk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する点、
(3)NCO 35より繰り返しチップ列の周期Tsでk・２π/CRFづつ変化する回転位相θkを出力する、
点である。
【００２５】
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、復調部32はベースバンド信号に対して例えばQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 17と同一の構成を備え、繰り返しチップ列の周期Ts毎に次式
θk(t+1)=θk(t)−ω                (10)
の演算を行なって回転位相量θkを−ωづつ送信の場合と逆方向に回転する。すなわち、位相回転部14の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力する復調信号(シンボル)に(10)式で計算される位相回転を施して逆拡散部41に入力する。
逆拡散部41は、逆拡散コード生成部41a、コード繰り返し部41b、乗算部41cを備え、逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードをCRF回繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを位相回転出力に乗算して逆拡散し、逆拡散結果をシンボル復調部36に入力する。
シンボル復調部36は、送信シンボルS0の期間、逆拡散部41の出力を積算して送信シンボルS0を復調し、また、送信シンボルS1の期間、逆拡散部41の出力を積算して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、シンボル復調部36のスイッチ36aは繰り返しチップ列の周期Tsで出力端子0~1を切り替え、シンボルS0用の積分器36ｂ0は入力信号を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にシンボルS1用の積分器36ｂ1は入力信号を積算して送信シンボルS1を復調出力する。
図9には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、逆拡散部41、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上第2実施例の周波数分割多重受信装置によれば、第１実施例の周波数分割多重送信装置の場合と同等の効果を奏することができる。
【００２６】
（C）第3実施例
（a）周波数分割多重送信装置
図10は本発明の第3実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図11は周波数分割多重送信装置の動作説明図、図12は拡散部の複素乗算器の構成図であり、周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができる。
図10において、図1の第1実施例の周波数分割多重送信装置と異なる点は、
(1)シリパラ変換部12の後段に位相回転部１４を設け、該位相回転部14において、送信シンボルS0に施す位相回転量を繰り返拡散コード列の周期Ts(=Tc×Q×SF)でk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する点（図11（b））、
（2）位相回転部14の後段に拡散部51を設け、該拡散部において拡散コードc00,c01,c10,c11の時間領域を圧縮して該拡散コードを所定回数(CRF回)繰り返し発生し、該繰り返し拡散コード列を前記位相回転出力に乗算する点、
(3)NCO 17より繰り返し拡散コード列の周期Tsでk・２π/CRF づつ変化する回転位相θkを出力する、点である。
【００２７】
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、シリパラ変換部12はチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）にシリパラ変換する。１つのIFDMAシンボルは図11(a)に示すようにQ(＝１)個のシンボルS0構成されているものとする。
位相回転部14は、複素乗算器CMLにより送信シンボルS0に対して移動局固有の位相回転を施す。具体的に位相回転部14の複素乗算器CMLは、後述する繰返し拡散コード列の周期Ts(図11（e）)毎にk・２π/CRFづつ変化する位相回転量θkをNCO 17から入力されて送信シンボルS0の位相を回転する。kは移動局に応じた整数である。
NCO 17は図6の第2実施例と同様に次式
【数８】
0004557859.tif 000009
により、位相回転量θk(t)を繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に計算して位相回転部14に入力する。この結果、NCO 17から出力する位相θk(t)は繰り返し拡散コード列の周期Ts（=Tc×Q×SF）毎にk・２π/CRF づつ増加し、IFDMA周期（＝4Ts）で一周する。
拡散部51において、拡散コード発生部51aは拡散率SF=4の拡散コードc00,c01,c10,c11を発生し、コード繰り返し部51bは各拡散コードの時間領域を圧縮して該拡散コード列をIFDMAシンボル期間に所定回数繰り返し発生し、複素乗算器51cは該繰り返し拡散コード列を位相回転部14から出力するシンボルS0に乗算し(QPSK拡散)、乗算結果を出力する（図11（c）〜（e））。繰り返し拡散コード列の周期Tsは図11より明らかなようにTc×Q×SFである。
【００２８】
図12はQPSK拡散する複素乗算器51cの構成図であり、入力シンボル(i＋ｊq)の実数部i、虚数部qの符号を反転する符号反転部INV1,INV2および拡散コード（ci,cq）により拡散結果(x、y)として（i,q）,（q,−i），（−i,−q），（−q,i）を選択するセレクタSEL1,SEL2により構成されている。QPSK拡散は、入力シンボル(i＋jq)に次式
【数９】
0004557859.tif 000010
の乗算を施すことである。上式は
【数１０】
0004557859.tif 000011
となる。複素乗算器51c のセレクタSEL1,SEL2は、k=0,1,2,3がそれぞれQPSK拡散コード（ci,cq）の(1,1)，(-1,1)，(-1,-1),(1,-1)に対応するものとして、拡散コード（ci,cq）の組み合わせに応じた（i,q）,（q,-i），（-i,-q），（-q,i）を選択して(x,y)として出力する。
無線送信部15は逆拡散部拡散コード51から入力する逆拡散信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
【００２９】
図10の周波数分割多重送信装置は、図6の周波数分割多重送信装置と比べると位相回転部と拡散部の配置を入れ替えた場合であるので、拡散部51から出力する繰り返しチップ列の周波数スペクトラムは図11(f)に示すように櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになり、位相回転速度により、この周波数スペクトラムがシフトする。
図11はQ=1, SF=4、CRF=4の場合における周波数分割多重送信の動作説明図であるが、Q=2,SF=2,CRF=4の場合の動作説明図は図13に示すようになる。
第3実施例の周波数分割多重送信装置によれば、第1実施例と同様の効果を奏することができる。
また、第3実施例の周波数分割多重送信装置によれば位相回転の複素乗算をTc×Q×SF毎に行えばよいため、位相回転の複素乗算をチップの繰り返し周期Tc毎に演算する第2実施例に比べ、位相回転の複素乗算を1/Q×SFに減少できる。
また、第3実施例の周波数分割多重送信装置によれば、拡散部の乗算部を図12に示すようにでセレクタを用いた簡単な構成で実現できる。
【００３０】
(b)周波数分割受信装置
図14は本発明の第3実施例の周波数分割多重受信装置の要部ブロック図で、図11に従って送信装置が送信した場合に適用できる例で、2つの移動局からのシンボルを復調する構成になっている。
逆拡散部61は、逆拡散コード生成部61a、コード繰り返し部61b、乗算部61cを備え、拡散コードと同じ逆拡散コードc00,c01,c10,c11の時間領域を圧縮して所定回数(CRF=4回)繰り返し発生し、該繰り返し逆拡散コード列を受信シンボルに乗算し(QPSK逆拡散)、逆拡散結果を出力する。加算器ADDと遅延部Tで構成された積分器62は逆拡散出力を繰り返し拡散コード列の周期Tsの間積分する。
ユーザ0用のNCO 63は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 17と同一の構成を備え、繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に次式
θk(t+1)=θk(t)−ω0      (13)
の演算を行なって回転位相量θkを−ω0づつ送信時と逆方向に回転する。同様に、ユーザ1用のNCO 73は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 17と同一の構成を備え、繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に次式
θk(t+1)=θk(t)−ω1      (14)
の演算を行なって回転位相量θkを−ω1づつ送信時と逆方向に回転する。
【００３１】
ユーザ0用の位相回転部64は、繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に積分器62の出力に対して(13)式で計算される位相回転を施してシンボル復調部65に入力する。加算器ADDと遅延時間Tsの遅延部DLYで構成されたシンボル復調部65は、繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に入力する位相回転された積分器62の出力を送信シンボルS0の期間積算し、積算結果をユーザ0が送信した送信シンボルの復調結果として出力する。
同様に、ユーザ1用の位相回転部74は、繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に積分器62の出力に対して(14)式で計算される位相回転を施してシンボル復調部75に入力する。加算器ADDと遅延時間Tsの遅延部DLYで構成されたシンボル復調部75は、繰り返し拡散コード列の周期Ts毎に入力する位相回転された積分器62の出力を送信シンボルS0′の期間積算し、積算結果をユーザ１が送信した送信シンボルの復調結果として出力する。
以上第3実施例の周波数分割多重受信装置によれば、第1実施例の周波数分割多重送信装置の場合と同等の効果を奏することができる。
【００３２】
(c)  別の周波数分割受信装置
図15は本発明の別の周波数分割多重受信装置の要部ブロック図で、図13に従って送信装置が送信した場合に適用できる例で、2つの移動局からのシンボルを復調する構成になっている。
図14の周波数分割多重受信装置はIFDMAシンボル期間にユーザ0,1用にそれぞれ１個のシンボルS0,S0′を受信すればよいが、図15の周波数分割多重受信装置はIFDMAシンボル期間にユーザ0,1用にそれぞれ２個のシンボルS0,S1;S0′,S1′を受信しなければならない。このため、図15の周波数分割多重受信装置は、ユーザ0に着目すると、送信シンボルS0、S1のそれぞれの期間に動作する２つの積分器62a,62bと逆拡散部61の出力を積分器62a,62bに振り分けるスイッチ81を備え、また、送信シンボルS0、S1用の積分器62a,62bの出力位相を回転する位相回転部64a,64b及び該位相回転部64a,64bの出力を積算して送信シンボルS0、S1を復調出力するシンボル復調部65a、65bを備えている。
同様に、周波数分割多重受信装置は、ユーザ1に着目すると、積分器62a,62bの出力位相を回転する送信シンボルS0′、S1′用の2つの位相回転部74a,74b及び該位相回転部74a,74bの出力を積算して送信シンボルS0′、S1′を復調出力するシンボル復調部75a、75bを備えている。
図15の周波数分割多重受信装置は、送信シンボル毎に図14の周波数分割多重受信装置と同一の動作を行ってユーザ0用の送信シンボルS0、S1及びユーザ1用の送信シンボルS0′、S1′を復調して出力する。
【００３３】
・付記
（付記１）  移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送受信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
を備え、前記位相回転部は、前記繰り返しシンボルの各シンボルに施す位相回転量を繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化することを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記２）前記位相回転部は、フレーム期間内に送信するシンボル数をQ、前記シンボル繰り返し周期をTcとするとき、前記繰り返しシンボル列の周期をTc×Qとする、
ことを特徴とする付記１記載の周波数分割多重送信装置。
（付記３）  前記位相回転部は、
前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記１記載の周波数分割多重送信装置。
（付記４）  前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相回転を該受信シンボルに施す位相回転部、
前記繰り返しシンボル列の周期で該位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記１記載の周波数分割多重受信装置。
（付記５）  移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボルに拡散コードを乗算してチップ列を発生する拡散部、
該チップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えるチップ繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
該位相回転出力を送信する送信部を備え、
前記位相回転部は、該繰り返しチップ列の各チップに施す位相回転量を前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化することを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記６）  前記位相回転部は、１フレームで送信するシンボル数をQ、拡散率をSF、前記チップの繰り返し周期をTcとするとき、前記繰り返しチップ列の周期をTc×SF×Qにより計算する、
ことを特徴とする付記５記載の周波数分割多重送信装置。
（付記７）  前記位相回転部は、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記５記載の周波数分割多重送信装置。
（付記８）  前記送信装置より送信された繰り返しチップ列の各チップを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRFづつ変化する位相回転を該受信チップに施す位相回転部、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記回数(=CRF)、繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを前記位相回転出力に施す逆拡散部、
前記逆拡散により得られた同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記5記載の周波数分割多重受信装置。
（付記９）  移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す位相回転部、
拡散コードの時間領域を圧縮して該拡散コードを所定回数(＝CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した拡散コードを前記位相回転出力に乗算する拡散部、
拡散コードの乗算結果を送信する送信部、
を備え、前記位相回転部は、前記繰り返し拡散コード列の周期で前記送信シンボルに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
（付記１０）  前記位相回転部は、
前記繰り返し拡散コードの周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相に応じた位相回転を前記送信シンボルに施す複素乗算部、
を備えたことを特徴とする付記９記載の周波数分割多重送信装置。
（付記１１）  前記送信装置より送信された信号を受信する受信部、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記所定回数（＝CRF）繰り返し発生し、該繰り返し逆拡散コードを受信信号に乗算する逆拡散部、
移動局毎に、前記繰り返し拡散コード列の周期でk・２π/CRF づつ変化する位相回転を前記逆拡散出力に施す位相回転部、
前記位相回転出力のうち同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記７記載の周波数分割多重受信装置。
（付記１２）  移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L回)繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるステップ、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すステップ、
前記位相回転されたシンボルを送信するステップ、
を備え、前記位相回転ステップにおいて、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を繰り返しシンボル列の繰り返し周期でk・２π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化することを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１３）  前記位相回転ステップは、
前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ増加する位相を発生するステップ、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施すステップ、
を有することを特徴とする付記１２記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１４）  前記送信方法により送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信するステップ、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ変化する位相回転を該受信シンボルに施すステップ、
前記繰り返しシンボル列の周期で、前記位相回転された同一シンボ成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記１２記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１５）  移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボルに拡散コードを乗算してチップ列を発生するステップ、
該チップ列の各チップの時間領域を圧縮して該チップを所定回数(=CRF)繰り返し、繰り返しチップ列の各チップを元のチップ配列と同じ配列となるように並び替えるステップ、
並び替え後の繰り返しチップ列の各チップに移動局固有の速度で変化する位相回転を施して送信するステップを備え、
前記位相回転ステップにおいて、前記繰り返しチップ列の周期で各チップに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１６）前記位相回転ステップは、
前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生するステップ、
該発生した位相に応じた位相回転を前記繰り返しチップ列の各チップに施すステップ、
を備えたことを特徴とする付記１５記載の周波数分割多重送信方法。
（付記１７）  前記送信方法により送信された信号を受信するステップ、
移動局毎に前記繰り返しチップ列の周期でk・２π/CRFづつ変化する位相回転を該受信信号に施すステップ、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記回数(＝CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した逆拡散コードを前記位相回転出力に施すステップ、
前記逆拡散により得られた同一シンボル成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記１５記載の周波数分割多重受信方法。
（付記１８）  移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すステップ、
拡散コードの時間領域を圧縮して該拡散コードを所定回数(＝CRF)繰り返し発生し、該繰り返し発生した拡散コードを前記位相回転出力に乗算するステップ、
繰り返し拡散コードの乗算により得られた乗算結果を送信するステップ、
を備え、前記位相回転ステップにおいて、前記繰り返し拡散コード列の周期で前記送信シンボルに施す位相回転量をk・２π/CRF づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
（付記１９）  前記位相回転ステップは、
前記繰り返し拡散コード列の周期でk・２π/CRF づつ増加する位相を発生するステップ、
該発生した位相に応じた位相回転を前記送信シンボルに施すステップ、
を備えたことを特徴とする付記１８記載の周波数分割多重送信方法。
（付記２０）  前記送信方法により送信された信号を受信するステップ、
逆拡散コードの時間領域を圧縮して該逆拡散コードを前記所定回数（=CRF）繰り返し発生し、該繰り返し逆拡散コードを受信信号に乗算するステップ、
前記繰り返し拡散コード列の１周期毎に前記逆拡散結果を積分し、
前記繰り返し拡散コード列の周期でk・２π/CRFづつ変化する位相回転を、前記積分出力に施すステップ、
前記位相回転出力のうち同一の送信シンボル成分を合成して送信シンボルを復調するステップ、
を備えたことを特徴とする付記１８記載の周波数分割多重受信方法。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。
【図２】周波数分割多重送信装置の動作説明図である。
【図３】周波数スペクトラム説明図である。
【図４】Q=4,L=4の場合における周波数分割多重送信の動作説明図である。
【図５】本発明の第１実施例の周波数分割多重受信装置のブロック図である。
【図６】本発明の第２実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。
【図７】Q=2, SF=2、CRF=2の場合における周波数分割多重送信装置の動作説明図である。
【図８】Q=2, SF=2、CRF=4の場合における周波数分割多重送信の動作説明図である。
【図９】本発明の第2実施例の周波数分割多重受信装置のブロック図である。
【図１０】本発明の第3実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。
【図１１】Q=1,SF=4,CRF=4の場合の周波数分割多重送信装置の動作説明図である。
【図１２】拡散部の複素乗算器の構成図である。
【図１３】Q=2,SF=2,CRF=4の場合の周波数分割多重送信の動作説明図である。
【図１４】本発明の第3実施例の周波数分割多重受信装置の要部ブロック図である。
【図１５】本発明の別の周波数分割多重受信装置の要部ブロック図である。
【図１６】IFDMA変調方式を採用した移動局の構成図である。
【図１７】IFDMAシンボルの説明図である。
【図１８】IFDMA変調の周波数スペクトラム説明図である。
【図１９】IFDMA変調の送信動作説明図である。
【図２０】IFDMA変調方式を採用した移動局の別の構成図である。
【図２１】IFDMA変調の別の送信動作説明図である。
【符号の説明】
【００３５】
１１  チャネル符号化部
１２  シリパラ変換部(データ変調部)
１３  シンボル繰り返し・並び替え部
１４  位相回転部
１５  無線送信部
１７  数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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