(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つ或いはそれ以上のアンテナとともに用いるための無線受信機であって、
前記１つ或いは複数のアンテナによって供給される２つ或いはそれ以上の多様なチャネルと、
各々が前記チャネルの１つのある無線周波数信号を等化するための、各々が係数の組を有する、２つ或いはそれ以上の適応等化器と、
前記２つ或いはそれ以上の係数の組を時間的に共有された方法で適応化するための係数適応化器と、
前記等化された信号を結合するための結合器と、
を有し、
前記適応等化器は、２つ或いはそれ以上の等化された信号値を連続するタイムスロットにおいて、同一の係数を再使用することで、出力するように構成され、他方において前記連続するタイムスロットの各々において新たな係数が前記適応等化器の異なる１つに対して計算されることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記係数適応化器は、前記２つ或いはそれ以上の前記適応等化器により共有される単一の係数適応化器であることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記係数適応化器は、前記等化器の各々に対して前記係数を適応化するために同一のアルゴリズムを用いるように構成されたことを特徴とする請求項１或いは２記載の受信機。
【請求項４】
前記適応化器は、線形アルゴリズムを用いるように構成されたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信機。
【請求項５】
前記適応化器は、前記等化され結合された信号からのフィードバック入力を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信機。
【請求項６】
前記適応化器は、前記係数を適応化するために、前記等化されるべき信号とある推定無線路特性を用いるように構成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の受信機。
【請求項７】
前記等化され結合された信号を復調及びＣＤＭＡ復号するための回路を有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の受信機。
【請求項８】
前記アンテナからの前記信号をＩＦ処理するための回路を有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の受信機。
【請求項９】
前記アンテナからの信号を、等化の前に複素デジタル形式に変換するための回路を有することを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の受信機。
【請求項１０】
１つ或いは複数の集積回路として実現されることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の受信機。
【請求項１１】
アンテナと、前記アンテナに結合された請求項１乃至１０のいずれかに記載の受信機と、前記受信機に結合された前記受信機によって受信されるデータを処理するためのプロセッサとを備えることを特徴とするモバイル端末。
【請求項１２】
請求項1１記載の端末を用いて通信サービスを提供するための方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダイバーシティ受信機、このような受信機を有するモバイル端末、及びこのような端末を用いて通信サービスを提供するための方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムはしばしばマルチパスフェージングとしても知られるマルチパス伝播の影響を受け、このため、ある送信された信号は、送信機から、それら送信された信号が様々な物体によって散乱及び反射されるために、複数の異なる経路を介して、受信機に到達する。モバイル通信システムにおいては、これら異なる経路及びそれらの相対信号強度は、モバイル端末が移動しているときは、急速に変化する。受信機は、これら異なる経路からのこれら信号のある重ね合わせを受信するが、これら信号は合成的に加算されることも、破壊的に加算されることもあり、これは、受信された信号の振幅に変動が生じる原因となる。もしモバイルが、ある波長の半分のオーダの距離（これは１．８ＧＨｚの場合は７．５ｃｍに相当する）だけ移動すると、干渉は、破壊的から合成的へと、或いはこの逆へと変化する。高速にて移動している受信機は、ある小さな期間内に数個のフェードを通過し得る。悪くすると、受信機は、受信される信号が強くフェードされているようなある特定の位置において、受信を完全に停止することもある。このため、良好な通信を維持することは非常に困難となる。これに対処するために、チャネルフェージングの悪影響を緩和するために、様々なダイバーシチ技術（例えば、アンテナダイバーシチ、偏波ダイバーシチ、時間ダイバーシチ、その他）を用いることが知られている。現在のモバイル通信システム内において用いられているダイバーシチ方法は、周波数及び時間ダイバーシチであり、他方、空間及び偏波ダイバーシチは、（少なくともモバイル用の受信機に対しては）、サイズ、消費電力及び処理能力上の制約の理由から用いられていない。アンテナダイバーシチにおいては、ある一つの受信機に対して２つ或いはそれ以上の受信アンテナが提供される。これらアンテナが十分に分離されており、１つのアンテナの所で受信される信号が別のアンテナによって受信される信号と実質的に無相関となる場合は、１つのアンテナが零状態にあるときは、別のアンテナは良好な信号を受信する能力を有するように思われる。
【０００３】
レーキ受信機は、受信性能を、１つのアンテナ上に受信される分解可能なマルチパス干渉の信号エネルギを集めることで、向上させるための１つの公知のやり方である。ただし、マルチパス利得を得るためには、２つの経路間の時間遅延差が１チップ期間（約２７０ナノ秒；ここでチップはＣＤＭＡ符号化に対して用いられる拡散符号の部分として定義される）より大きなことを要求される。この条件は幾つかの環境（典型的には室外環境）においては満たされるが、室内や歩道等のタイプの他の幾つかの環境（つまり、屋外の基地局及び室内のモバイル）においては、このマルチパス利得は低く、このレーキ性能は急速に劣化する。性能を改善するためには、ジュアルアンテナ受信機を用いることで、空間ダイバーシチを利用することが知られている。
【０００４】
レーキ受信機にて分解可能なマルチパスの数は以下によって与えられる：
Ｌ＝[τ／Ｔｃ] ＋１  
ここで、Ｌはマルチパス路の数を表し、τは遅延スプレッドを表し、Ｔｃはチップ期間を表す。τ＞Ｔｃの場合（室内或いは工場）は、マルチパスダイバーシチは零となり、性能は急速に劣化する。室外と室内環境に対してシミュレーションが行なわれ、レーキ性能に対する影響が調べられている。この問題を解決するためには、ダイバーシチを用るとしても、その性能を改善するためには、各アンテナ上のフェージングを無相関にすることが必要とされ、この相関係数は、アンテナの分離を増加させるほど、減少する。
【０００５】
ＵＭＴＳダウンリンクにおいては、信号は同期的に伝送され、このため拡散符号は、基地局の所では完全に直交する。ただし、拡散系列の直交性は、マルチパス伝播に起因する異なる遅延のために劣化或いは破壊され、結果として、出力側のコヒーレントレーク受信機の所では多元アクセス干渉（multiple access interference，ＭＡＩ）が発生する。これは、レーキ受信機によって、MAIが、ある無相関の雑音として、最適ではないやり方にて扱われることに起因する。
【０００６】
少数のユーザしか動作してないような状況（Ｎｕｓｅｒ／ＳＦ≦０．２５）においては、旧来のレーキ受信機でも十分に機能し、（高い拡散ファクタ２５６或いは１２８が想定される場合は）、それ以上の信号処理は必要とされない。ただし、ユーザの数が、拡散ファクタ接近するような値に増加すると、たとえ完全な電力制御状態下にあったとしても、性能に致命的な影響を与えることがある。このような場合には、干渉除去技術を用いることが考えられる。
【０００７】
国際公開第0113530号パンフレットはＣＤＭＡシステムに対してレーキ受信機を適用する例を示す。このケースにおいては、Ｌ個のアンテナブランチから受信される全ての信号は無線周波数部分を介して、そのアンテナブランチに接続された遅延推定器に運ばれる。この遅延推定器内において、最も良く聞こえるマルチパス伝播信号成分の遅延が探索される。こうして見つけられたマルチパス伝播信号成分を処理するためにあるレーキフィンガ（Rake finger）が割当てられる。遅延推定器は各遅延ブランチに対して、こうして見つけられた遅延を知らせる。遅延推定器は、各アンテナブランチに対する整合フィルタを備える。こうして整合フィルタの数もＬとされる。整合フィルタ内においては、異なる遅延にて受信されたこれら無線信号に対して、これらマルチパス伝播信号成分の遅延を推定するために所定の数の並列の相関計算が遂行される。相関計算においては、受信された無線信号内に含まれる拡散されたパイロット部分が、ある既知の拡散符号にてある所定の遅延を用いて逆拡散（despread）される。
【０００８】
こうして計算された相関に基づいて、遅延推定器内に置かれた割当て器は、あるマルチパス伝播信号成分の受信がそれだけ遅延されたと推定される、少なくとも一つの遅延を選択する。割当て器は、その信号成分を処理するためのあるレーキフィンガを割当て、そのレーキフィンガに、こうして見つけられた遅延を知らせる。この選択を遂行するためには、典型的には、割当て器内で各整合フィルタの相関結果が結合される。この相関がときは、問題のアンテナブランチに入来する無線信号のマルチパス伝播信号成分の遅延を表す遅延が見つかる。
【０００９】
ただし、これは、全ての状況において複雑さを大幅に増加させ、このため、低い計算負荷、低い消費電力及び低いコストが必要とされるモバイル局に対しては実際的ではない。
【発明の開示】
【００１０】
本発明の一つの目的は、このような問題を解決することができる、改善された装置或いは方法を提供することにある。本発明の第一の態様によると、１つ或いはそれ以上のアンテナとともに用いるための受信機が提供され、この受信機は、
前記１つ或いは複数のアンテナによって供給される２つ或いはそれ以上の多様なチャネル（diverse channels）と、
各々が前記チャネルの１つのある信号を等化するための、各々があるセットの係数を有する、２つ或いはそれ以上の適応等化器と、
２つ或いはそれ以上の前記係数のセットを時間的に共有された方法にて適応化するための係数適応化器と、
こうして等化された信号を結合するための結合器とを有する。
【００１１】
係数を適応化するために１つの適応化器を２つ或いはそれ以上の等化器の間で共有することで計算負荷を低減することができる。これは、とりわけ、蓄電池によって電力を供給されるような小さなモバイル端末に対しては有用である。これは、任意のタイプの等化器に適用することができ、任意の時間共有方式を用いることができる。結合器は、等化された信号間の任意のタイプのダイバーシチを利用することができ、任意のタイプの無線変調とともに用いることができる。これは、アドレスされる主要なタイプの干渉、つまり、多元アクセス干渉は比較的低速にて変化し、このため等化器の出力を更新するために、サンプル時間ほど頻繁には係数を更新することは必要とされないという認識に基づく。これは、公知のレーキ受信機と比較して、干渉の除去に優れ（このためネットワーク能力が増加される）、結合ためにフェージングの影響をより良好に減衰でき（このためネットワークの効率が改善される）という点で、より改善された性能を与える。これらは、２Ｄ−レーキ受信機と比較して、より低減された計算上の複雑さにて達成することができ、このことは、より低い電力消費を意味し、これは、勿論、とりわけ、小さなモバイル端末内の受信機に対しては重要である。
【００１２】
幾つかの実施例における追加の特徴として、これら等化器は、２つ或いはそれ以上の等化された信号値を連続するタイムスロットにおいて、同一の係数を再使用することで、出力するように構成され、他方において、これら連続するタイムスロットの各々において新たな係数がこれら等化器の異なる１つに対して計算される。この構成は、より単純な構成の適応化器を、最も有効に活用することを助ける。
【００１３】
幾つかの実施例における追加の特徴として、この係数適応化器は、これら等化器の各々に対する係数を適応化するために、同一のアルゴリズムを用いるように構成される。ここでも、これは、この適応化器をより単純にとどめ、結果として、実現がより簡単、かつ、より安価となることを助ける。
【００１４】
幾つかの実施例における追加の特徴として、この適応化器は、線形アルゴリズムを用いるように構成される。これらは、非線形な代替物より単純であり、このため、実現がより簡単、かつ、より安価となる傾向を有する。
【００１５】
幾つかの実施例における追加の特徴として、この適応化器は、等化され結合された信号からフィードバック入力を有する。これは、より直接的なフィードバックを提供し、結果として、他の代替物と比較して、適応化がより迅速、かつ、正確に収束することを助ける。
【００１６】
幾つかの実施例における追加の特徴として、この適応化器は、これら係数を適応化するために、等化されるべき信号とある推定無線路特性を用いるように構成される。これは、複数の可能な代替の一つではあるが、これは、長所として、係数がより直接的にチャネル特性と関連するために適応化に優れ、これは、これは、とりわけ、端末が移動し、経路特性が急速に変化する場合に有用である。
【００１７】
幾つかの実施例における追加の特徴は、等化され結合された信号を復調及びCDMA復号するための回路にある。これは、広範に用いられており、商業上も価値ある変調方式の１つであるとともに、とりわけ、MPI及びMAIには弱い変調方式であり、このため、この方式に対しては、上述の様々な特徴の利益がより重要な意味を持つ。
【００１８】
幾つかの実施例における追加の特徴は、アンテナからの信号をIF処理するための回路にある。これは、信号を等化のために準備するための便利なやり方である。
【００１９】
幾つかの実施例における追加の特徴は、アンテナからの信号を、等化の前に、複素デジタル形式に変換するための回路にある。これは、とりわけ、これが信号内に位相情報を維持するために、それに対して等化を遂行するためには便利な信号の形式である。
【００２０】
幾つかの実施例における追加の特徴として、受信機は、1つ或いは複数の集積回路として実現される。これは、ソフトウェア実現と比較して、処理速度を向上させることを可能とし、より多くのパーツを集積化することで、しばしば製造コストも低下する。
【００２１】
本発明のもう一つの態様においては、アンテナと、このアンテナに結合された、上述の受信機と、この受信機に結合された、受信機によって受信されたデータを処理するためのプロセッサと、を備えるモバイル端末が提供される。これは、これらの長所によって端末への供給が改善され、結果として、受信機要素単独の価値と比較して、より大きな付加価値が得られるために、明示的に請求されたものである。
【００２２】
本発明のもう一つの態様においては、この端末を用いて通信サービスを提供するための方法が提供される。これは、これら端末の長所により、サービスが対応するように改善され、結果として、受信機要素単独の価値と比較して、より大きな付加価値が得られるために、明示的に請求されたものである。
【００２３】
当業者においては明らかなように、これら追加の特徴のいずれも、互いに組合せて用いることも、或いは本発明の上述の態様のいずれかとの関連で、用いることも可能である。他の長所、とりわけ、本発明者には知られていない他の従来技術と比較したときの他の長所も、当業者においては明らかであると思われる。
【００２４】
以下では本発明の幾つかの実施例について、添付の図面を参照しながら、例示として説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
図１、ネットワークに結合された受信機の実施例
図１は無線リンクによって単一或いは複数のネットワーク９０の基地局３に結合された受信機６０の実施例を示す。一つの特定の用途においては、オペレータによってネットワークを通じて供給される通信サービス、例えば、音声サービス或いは情報サービスと関連するデータを受信するために用いられる。この例においては、この受信機はモバイル端末７０内に組み込まれるが、ただし、原理的にはこれは基地局内で用いることもできる。このモバイル端末は、空間的に多様な受信から利益が得られるように間隔をおいて結合され対のアンテナ１、２を含む。これらアンテナからのチャネル信号は等化器に供給される。原理的には、これらチャネル信号は単一のアンテナから供給し、他のタイプのダイバーシティ（diversity）を、例えば時間或いは偏波等を利用することもできる。また、２つより多くのアンテナ及び/或いは２つより多くのチャネルを用いることもできる。モバイル端末の他の部分、例えば、ユーザインタフェース、データ或いは音声処理機能等は部分８０によって表されている。この受信機は、任意のタイプの端末に適用することができ、任意の変調方式及び任意の空中インタフェース標準を用いることができる。
【００２６】
この受信機は、第一及び第二の等化器２０、３０を含み、これらの出力は結合器５０によって結合され、等化された信号をさらに処理するために他の部分に供給される。等化はＭＩＰ或いはＭＡＩを低減する目的で行なわれる。これら等化器は、適応的なものであれば任意のタイプのもので構わず、例えば、トランスバーサルフィルタ、判定フィードバック等化器を含む線形タイプであっても、或いは最尤系列推定器（maximum likelihood sequence estimators, ＭＬＳＥ）を含む非線形のタイプであっても構わない。これらは係数（これはＭＬＳＥに対しては確率分布関数と呼ばれる）を用いて動作するが、これら係数は、等化を適応化するために適応化される。通常は計算負荷の大部分は更新された係数を計算するために費やされる。係数適応化器４０はこれら２つの等化器の間で共有され、この適応化器のこの時間の共有によって上述の長所が達成される。これが以下によって達成されるかの一例が図２に示される。
【００２７】
図２、タイムスロットのシーケンス内での等化器及び係数適応化器の動作
図２はタイムスロットのシーケンスと各スロット内での等化器及び係数適応化器の動作を示す。これは、図１の等化器及び係数適応化器の動作と見ることも、或いは他の等化器及び適応化器の動作と見ることもできる。第一の行はタイムスロットの番号を示す見出しを示す。第二の行は係数適応化器の動作を示す。第三と第四の行は等化器の動作を示す。タイムスロット１と３において、適応化器は第一の等化器ＥＱＺ２０に対する係数を計算し、タイムスロット２と４において、適応化器は第二の等化器ＥＱＺ３０に対する係数を計算する。タイムスロット２において、第一の等化器はタイムスロット１において計算された係数を用い、タイムスロット３において、これは、そのアンテナからの新たな結果に対して、同一の係数を再使用する。タイムスロット４において、これは、タイムスロット３においてそれに対して計算された新たな係数を用い、これが繰り返される。他方、これと対応するように、第二の等化器ＥＱＺ３０は、タイムスロット３において、第二のタイムスロット２においてそれに対して計算された係数を用い、タイムスロット４において、これは、そのアンテナからの新たな入力に対して、同じ係数を再使用し、タイムスロット５（図示せず）において、これは、タイムスロット４において計算された新たな係数を使用し、これが繰り返される。
【００２８】
図３、受信機の実施例
図３には受信機の１つの実施例の略ブロック図が示される。この受信機は図１の受信機の一例と見ることも、或いは他の受信機であるものと見ることもできる。無線周波数（ＲＦ）信号はアンテナ１００によって受信され、各々のアンテナからの信号は、本質的には各々のアンテナに対して同一の、処理要素のチェーン内にパスされる。これらチェーンは、アンテナフィルタ１２０と低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２０を含む。この段階において、これらＲＦ信号は、有用な信号を含む第一の周波数バンドと、不要な隣接チャネル信号を含む第二と第三の周波数バンドを含む。
【００２９】
これらＬＮＡの出力はＩＦミキサ１３０に接続されるが、このミキサは、局部発振器１４０からの供給を受ける。このミキサの出力は、ＩＦフィルタ１５０を介して（線形ＩＦ増幅器段１６０に）供給される。線形ＩＦ増幅器段１６０は、自動利得制御を備え、（これら信号を）ペアの直交ミキサ１８０、１９０に供給し、これによって、それぞれ、同相ＩＦ信号と、直交ＩＦ信号とが生成される。第二の局部発振器１７０は、これら直交ミキサに供給する。これら直交信号は、アンチエイリアース(anti alias)帯域通過フィルタ２００、２１０によってフィルタリングされ、これら出力は、アナログ・デジタル変換器２００に供給され、これによって等化のための複素デジタル信号が生成される。これら変換器は、例えば、マルチレベル或いは単一ビットのアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）とされ、リミッタを備え、これらＡＤＣに入力を供給する前に振幅情報が除去される。
【００３０】
これら複素デジタル信号には、その後、等化が施される。このためには、等化器２３０が適応化された係数によって重み付けされ、これら複素デジタル信号が結合器２７０内で一つ或いは複数の他のアンテナからの対応する信号と結合される。この結合器は、より良好な信号を選択するための単純なスイッチの形態とすることも、或いは加算器の形態とすることも、或いはそれら信号の各々の信号対雑音比を反映した加重結合（weighted combination）とすることもできる。その後、これらはベースバンド処理要素にパスされ、ここでこれらはデコーダ２８０によって復号され、ＱＰＳＫ復調器２９０によって復調される。これらＩＦ段におけるスペクトラムフォールディング（spectrum folding）の影響は、これらＩ及びＱチャネルを用いて、ベースバンド処理することで、除去することができる。
【００３１】
等化器に対する係数は、論理回路２５０によって適合化されるが、これは、等化器係数適応化アルゴリズム２６０を含み、このアルゴリズム２６０は、入力として、前の係数、フィードバックのための出力誤差（エラー）信号、及びチャネルの推定インパルス応答を表す値ｈ１を有し、この値はアンテナからの入力からチャネル推定部分２４０によって導出される。このアルゴリズムには、もう一つの入力として、オプションとして、復号及び復調の後の受信機出力からのフィードバック信号を供給することもできる。
【００３２】
図４、線形係数適応化アルゴリズムを用いての等化
チャネルの線形等化は、線形トランスバーサルフィルタを用いて実現することができる。図４には全体構造の一例が示されている。これは、等化器２３０から構成されるが、等化器２３０は、一連の遅延要素ｚから構成される重み付け部分、一連の係数乗算器３００、加算器３１０、及び閾値要素３２０とを有する。係数を適応化するための部分２６０は、誤差推定器３３０と更新アルゴリズム３４０から構成され、チャネル推定部分２４０の出力を用いる。この等化器の入力は、ＡＤＣの出力から来るサンプル｛θｋ｝にて形成される。この線形等化器の出力は、シンボル｛ｄｋ｝の推定を表す系列
【数１】
0004463689.tif 000002
である。タップの数Ckは、ｋ＝−K・・・Kであるから、２K+１個である。この等化器は以下によって定義される。
【数２】
0004463689.tif 000003
閾値検出器はサンプル
【数３】
0004463689.tif 000004
からシンボル｛ｄｋ｝を決定する。誤差が存在しない場合は、
【数４】
0004463689.tif 000005
となるべきであり、こうして、信号誤差は、
【数５】
0004463689.tif 000006
として定義される。これらサンプル
【数６】
0004463689.tif 000007
は、以下の式から得られる。
【数７】
0004463689.tif 000008
これは重み付け部分によって遂行される。デジタル通信において通常用いられる最適化基準は、誤差確率の最小化である。不幸なことに、この誤差確率はこれら係数の非線形関数である。このため、これを直接に実行することは、実際には、非常に困難であり、或いは解決のために膨大な計算がかかりすぎる。この問題を回避するために、他の基準を用いることもできる。第一のタイプの等化器は、零フォーシング（Zero-Forcing）等化器と呼ばれ、ピーク歪み基準（peak distortion criteria）に基づく。第二のタイプは、平均二乗誤差Ｅ｛|ｅ（ｋ）|２｝の最小化に基づき、最小平均二乗誤差等化器（Minimum Mean Square Error equalizer）と呼ばれる。代替として、非線形等化に基づく他の技術を用いることもでき、これについては後に図５との関連で説明される。
【００３３】
零フォーシングは、ピーク歪みの最小化の基準を適用することによる適応化を伴う。最初に、理論的には干渉を完全に除去することが可能な有限数の係数について考えると、ｚ変換における大域インパルス応答（global impulse response）は以下によって与えられる。
【数８】
0004463689.tif 000009
ここで
Θ（ｚ）はチャネルのインパルス応答のｚ変換を表し、
Ｆ（ｚ）は等化器のインパルス応答のｚ変換を表す。
【００３４】
干渉はＱ（ｚ）＝１のとき完全に除去され、このため、この関係を式１‐１内に導入すると、以下となる。
【数９】
0004463689.tif 000010
この零フォーシング等化器は、チャネルＦ(z)を逆フィルタリングすることで、干渉を相殺する。これに伴うチャネルの任意の減衰は、この等化器内での増幅によって補償される。この有限長のＺＦ等化器は、２K+1個の係数を有し、これらは以下の線形系を解くことで得られる。
【数１０】
0004463689.tif 000011
この零フォーシング等化器による適応化は、各係数Ｃｎｊにおいて訂正ｄＣｎｊを加えることを含み、ここでｎは反復を表す。これら係数は以下によって得られる。
Ｃｎ＋１ｊ  ＝  Ｃｎｊ  ＋  ｄＣｎｊ
ここで、ｊ＝-K,・・・Kである。
【００３５】
この方法は、これら全ての適応等化器に対する基礎とされる。この等化器の係数を最も良く調節でき訂正を見つけるためには、誤差信号とシンボルとの間の訂正の欠如が利用され、これらシンボルは互いに無相関であるものと想定される。
【００３６】
この場合、チャネルのサンプルを強制的に零にすることは、Ｅ[ｅｎ・ｄ＊ｎ−１]を相殺することと同等となる。このため、所望の係数は、
Ｃｎ＋１ｊ  ＝  Ｃｎｊ  ＋  μｅｎ・ｄ＊ｎ−１
によって決定することができ、ここで、μは０と１の間に横たわるレンジ係数（range factor）を表す。
【００３７】
ＭＭＳＥ等化器は、二乗誤差（quadratic error）を最小化するように動作し、これは以下の式によって定義される。
【数１１】
0004463689.tif 000012
この等化器の出力は
【数１２】
0004463689.tif 000013
によって与えられる。式１−４に前の関係を導入すると、以下が得られる：
【数１３】
0004463689.tif 000014
この式１−５を係数との関連で最小化することは、誤差を強制的に信号サンプルθｋ−ｊと直交させることと同等であり、この結果としてＥ｛εｋθ＊ｋ−１｝となるが、ここで、εｋは、
【数１４】
0004463689.tif 000015
にて置換することができる。最後に、この結果として
【数１５】
0004463689.tif 000016
が得られるが、ここで、Ｅ｛|θｋ−ｊθ＊ｋ−ｌ|２｝及び  Ｅ｛ｄｋθ＊ｋ−ｌ｝＝Ａ＝[ａｌ]である。
【００３８】
この線形系は行列形式にて以下のように表現することができる。
【数１６】
0004463689.tif 000017
このＭＭＳＥ等化器に対する係数を決定するためには、[2K+1]×[2K+1]行列Γの逆数を計算することが必要となる。通常は、これを実現するためには、計算が膨大となりすぎるために、しばしばＬＭＳアルゴリズムが用いられる。このアルゴリズムは適応アルゴリズムであり、ここでＣｎｊは、
Ｃｎ＋１ｊ  ＝  Ｃｎｊ  − ΔＧｎ
によって得られる。
【００３９】
この勾配は、Ｇｎ  ＝−Ｅ[εｎθｎ]によって与えられ、これより、
Ｃｎ＋１ｊ  ＝  Ｃｎｊ  ＋ μＥ[εｎθｎ]
がえられる。
実際には、勾配を
【数１７】
0004463689.tif 000018
及び、Ｃｎ＋１ｊ  ＝  Ｃｎｊ  ＋ εｎθｎ、そして、Ｃ０ｊ＝０から推定することが必要とされる。上述のように、このようにして係数の適応化を評価するための単一の処理部分を、２つ或いはそれ以上の等化器の間で共有することができる。この共有は、任意の形式の時間分割とすることができる。この時間分割の周波数は、好ましくは、各タイムスロット当り１度のスイッチングとされる。そして、好ましくは、各タイムスロットは２５６０チップから成り、チップ期間は２６０ナノ秒とされ、結果としてＵＭＴＳ標準において定義されている６６５マイクロ秒が得られるが、ただし、原理上は、他の共有頻度を用いることもできる。
【００４０】
図５  非線形等化
判定フィードバック等化器（Decision Feedback Equalizer,ＤＦＥ）は、非線形等化器の一例であり、これが図５に示される。これは、２つのトランスバーサルフィルタ、つまり、フォワードフィルタ３５０とバックワードフィルタ３６０、並びに加算器３８０と閾値検出器
【数１８】
0004463689.tif 000019
３７０から構成される。フォワードフィルタはチャネルから来るサンプルθｋを受信する。このフィルタの目的は、前のシンボルによって生成された干渉を除去することにある。バックワードフィルタは、閾値検出器後のシンボル
【数１９】
0004463689.tif 000020
を受信することにある。このバックワードフィルタの出力はフィードバックされ、閾値検出器の入力の所の信号に加えられる。このフィルタの機能は前のシンボルに起因する干渉を除去することにある。この等化器の出力
【数２０】
0004463689.tif 000021
はこの閾値フィルタから来る。２つの線形等化器が用いられるにもかかわらず、閾値検出器が存在するために、このＤＦＥは非線形となる。このＤＦＥの出力は
【数２１】
0004463689.tif 000022
以下によって与えられる。
フォワードフィルタはK+1個の係数から形成され、バックワードフィルタはK個の係数から形成される。前の基準をこのＤＦＥの所に適用することもでき、このＤＦＥの性能は、線形等化器より高くなる。
【００４１】
他のタイプの非線形の適応アルゴリズムを用いることもできる。
【００４２】
他のバリエーション及び結論としての見解
上では本発明の実施例がＣＤＭＡシステムとの関連で説明されたが、明らかなように、本発明は、アンテナダイバーシチを採用することができる任意の通信システム、例えば、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）、ＧＳＭ（Global System for Mobile communications）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ或いはＤＥＣＴに対しても適用できるものである。この空間ダイバーシチ構成から得られる利益の量は、ある程度まで異なるアンテナから来る信号間の相関が低いことに依存するが、アンテナ間隔の関数としての相関の程度は、ベッセル関数として振る舞う傾向があり、実験結果は、各アンテナについて無相関フェーディングを得るためには、０．２５λ近傍の分離距離で十分であることを示す。携帯モバイル上で、この間隔の量にて、これは数センチメートルに対応するが、２つのアンテナを用いることは、現実的である。
【００４３】
上では受信機に対する新たなアーキテクチャ、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ受信機について説明された。このシステムは、空間ダイバーシチを採用し、これによって高速フェージング（fast fading）の緩和を可能とするとともに、室内などのある幾つかの環境、或いは、より一般的に、時間的分散（temporal dispersion）が低い環境内において性能を向上させることを可能とするする。干渉レベルが特に高いときは、この受信機は、適応アルゴリズムを用いて干渉を除去する。底辺に横たわる一歩は、干渉（ＭＡＩ或いはＭＰＩ）は一連のタイムスロットを通じて概ね一定であるという新たな想定を行うことにある。このことは、各タイムスロットのたびに係数を更新する必要がないことを意味する。更に、２つのアンテナに対して、たった１つのアルゴリズムが用いられる。受信機は、このアルゴリズムを用いて第一のアンテナに対する係数を見つけ、これら係数はそれに続くスロットに対して用いられ、この続く時間の際に、アルゴリズムは、第二のアンテナに対する更新された係数を計算する。この装置によると、ベースバンドアルゴリズムの計算の複雑さが低減され、モバイル局と関連する制約（価格、消費電力、サイズ、重量、その他）を満たすような最適処理の実現が可能とする。これをジュアルアンテナ受信機内において用いることで、ハンドセットに要求される複雑さの低減を図ることができる。これは、信号対雑音プラス干渉比（signal to noise plus interference ratio, ＳＩＮＲ）を最大化するために、結合技術（combining technique）を用いることもできる。重み係数は、従来の線形アルゴリズム、例えば、ＬＭＳ（最小二乗誤差）にて得ることができる。複雑さを低減するために、単一のアルゴリズムが用いられる。このアルゴリズムが、第一のアンテナに対する、続くスロットにおいて用いるための係数を決定している間に、第二のアンテナに対する等化器は、それに対して前のタイムスロットにおいて計算された係数を用いる。こうして、全体としての複雑さが、従来の２Ｄレーキと比較して、実質的には両方のアンテナに対してたった１つの干渉相殺システムしか用いられないために低減される。
【００４４】
実装は、従来の言語を用いてソフトウェアにて行うこともでき、これは等化を適応化させるために、自身を瞬間的に再構成するように構成される。ハードウェア（論理回路）を、２つのアンテナ間の切り換えのために、更には、係数を見つけるためのアルゴリズムの大部分を実現するために用いることもできる。加えて、重み係数を２或いはそれ以上のタイムスロット期間に渡って再使用のために維持すること、及び最適結合（optimum combining）のためのアルゴリズムの実装も必要となる。このためには、確立された原理に従って、幾つかの適応アルゴリズム（ＬＭＳ、ＲＬＳ．．．）及び従来の再構成可能なハードウェア技術（ＦＰＧＡ、ＤＳＰ等）を採用することができる。ＦＰＧＡの場合は、長所として、処理速度が速く、論理回路を再構成するためのリライト時間（rewrite times）も５０μｓ以下と短くい。
【００４５】
適用分野には任意の携帯モバイル端末が含まれるが、とりわけ、低コスト、かつ、高速にてデータを受信するための端末、例えば、ＧＰＲＳ、第三世代、及び全てのＣＤＭＡシステムに適する。より一般的には、これは、任意のアンテナダイバーシチ用途に適用することができるが、このアンテナダイバーシチは無線電話及び無線ＬＡＮを含む将来のマルチメディアシステム用の無線モジュールに対する鍵となる要素である。
【００４６】
上で説明したように、ダイバーシチ受信機は、アンテナによって供給される２つのダイバース（異なる）チャネルと、各チャネルに対する適応等化器と、これら等化器に対する２つのセットの係数を時間的に共有されたやり方にて適応化させるための係数適応化器とを有する。結合器によってこうして等化された信号が結合される。係数を適応化するために、１つの適応化器を２つ或いはそれ以上の等化器の間で共有することで、計算負荷が低減される。これは、ＧＳＭ、ＵＭＴＳ或いは他の無線ネットワークとの関連で用いられるための、蓄電池にて電力を供給される小型のモバイル端末に対して有効である。これは任意のタイプの等化器に適用でき、任意の方式の時間シェアリングを用いることができる。結合器は、２つの等化された信号間の任意のタイプのダイバーシチを利用することができる。これら等化器は、２つ或いはそれ以上の等化された信号値を、連続するタイムスロットにおいて、同じ係数を再使用することで、出力することができ、この最中に、新たな係数が他方の等化器に対する計算される。当業者においては、クレームの範囲内に入る他のバリエーション及び実施例が明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】ネットワークに結合された端末内の受信機の１つの実施例を示す図である。
【図２】タイムスロットのシーケンス内での等化器及び係数適応化器の動作を示す図である。
【図３】受信機とアンテナの例を示す図である。
【図４】図３において用いるための適応アルゴリズムの一つの例を示す図である。
【図５】適応アルゴリズムのもう一つの例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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