(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたテレビジョン信号を予め定められている周波数の中間周波信号に変換し、アナログ用およびデジタル用のそれぞれの復調回路に出力するテレビジョンチューナであって、
前記中間周波信号に変換するために前記入力テレビジョン信号に混合される局部発振信号の発振周波数を制御するＰＬＬ回路における周波数ステップおよびループフィルタのカットオフ周波数を、アナログ放送受信時とデジタル放送受信時とで切換える切換手段を含み、
前記ＰＬＬ回路は、アナログ放送受信時に前記周波数ステップを小さく設定し、デジタル放送受信時に前記周波数ステップを大きく設定すると共に、アナログ放送受信時に前記ループフィルタのカットオフ周波数を低く設定し、デジタル放送受信時に前記ループフィルタのカットオフ周波数を高く設定することを特徴とするテレビジョンチューナ。
【請求項２】
前記ループフィルタのカットオフ周波数の切換えに、前記ＰＬＬ回路の汎用ポートを使用することを特徴とする請求項１記載のテレビジョンチューナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上波のテレビジョン放送や、ケーブルテレビジョンの受信に好適に実施されるテレビジョンチューナに関し、特にデジタル放送とアナログ放送との受信に共用することができるテレビジョンチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
地上波のテレビジョン放送では、これまで、アナログの映像および音声信号を、それぞれＡＭおよびＦＭ変調して所定の搬送周波数で送信する、いわゆるアナログ放送のみであったが、本年から米国および英国では、前記アナログの映像および音声信号をデジタル化し、さらに圧縮した後のデータをＱＰＳＫまたはＱＡＭ変調などによってデジタル変調し、ＯＦＤＭ方式で伝送する、いわゆるデジタル放送が開始される予定である。また、前記ケーブルテレビジョンにおいては、一部で既に前記デジタル放送が開始されている。
【０００３】
前記デジタル放送は、半導体技術や画像圧縮技術の進歩によって可能となったものであり、アナログ放送に比べて、同じ周波数帯域で、より多くの番組を放送することが可能であり、また前記ＯＦＤＭ方式での伝送によって、フェージングの影響を無くすことができる等の種々の特徴を有している。
【０００４】
図７は、従来からのアナログ放送受信用のテレビジョンチューナ１の電気的構成を示すブロック図である。アンテナ２で受信された高周波信号は、アンテナ入力端子３から増幅回路４に入力されて増幅される。
【０００５】
前記増幅回路４で増幅された受信高周波信号は、ＶＨＦ入力同調回路となるバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと略称する）５においてＶＨＦ帯域の選局チャネル付近の信号成分が選択され、高周波増幅回路６において所定レベル範囲に制限され、さらにＶＨＦ段間同調回路となるＢＰＦ７において復同調された後、混合回路８に与えられる。混合回路８には、局部発振回路９からの局部発振信号が与えられており、この局部発振信号の発振周波数は、マイクロコンピュータなどの図示しない選局回路から端子１１，１２に与えられる選局信号に応答して、ＰＬＬ回路１３が発生する同調電圧によって制御される。
【０００６】
ＰＬＬ回路１３は、前記局部発振回路９とループ回路を形成し、局部発振信号の発振周波数と基準信号源１４の発振周波数と比較し、所望とする周波数となるように前記同調電圧を制御する。この同調電圧はまた、前記ＢＰＦ５，７にも与えられており、こうして高い選択度で所望とするチャネルの信号成分が取出され、所定の周波数の中間周波信号に変換される。
【０００７】
前記増幅回路４からの受信高周波信号からはまた、ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと略称する）２１、ＢＰＦ２２、高周波増幅回路２３およびＢＰＦ２４によって、高い選択度で所望とするチャネルの周波数近傍の成分が選択され、かつ所定レベル範囲に制限されて混合回路２５に入力される。混合回路２５には、局部発振回路２６からの局部発振信号が与えられている。前記ＢＰＦ２２はＵＨＦ入力同調回路となり、ＢＰＦ２４はＵＨＦ段間同調回路となり、これらＢＰＦ２２，２４および局部発振回路２６には、前記ＰＬＬ回路１３から受信チャネルに対応した同調電圧が与えられ、これによって混合回路２５からは、受信チャネルの高周波信号が、前記所定周波数の中間周波信号に変換されて出力される。
【０００８】
なお、高周波増幅回路６，２３には、後述する検波回路３１からのＡＧＣ電圧が与えられ、これによって信号成分が前記所定レベル範囲内に制限されることになる。
【０００９】
混合回路８，２５からの中間周波信号は、中間周波増幅回路３２で増幅され、中間周波フィルタ３３を介して前記検波回路３１に入力される。
【００１０】
検波回路３１内では、前記中間周波信号は、増幅回路３４で増幅され、ＰＬＬ検波回路３５によって同期検波され、Ｉ信号およびＱ信号の映像信号に復調されて、映像出力端子３６から出力される。また、前記ＰＬＬ検波回路３５で検波された音声信号成分は、ＳＩＦＢＰＦ３７を介してＦＭ検波回路３８に入力され、音声信号に復調されて、音声出力端子３９から出力される。増幅回路３４への中間周波信号の入力レベルに対応して、ＲＦＡＧＥ回路４０は前記ＡＧＣ電圧を発生し、前記高周波増幅回路６，２３へ出力する。
【００１１】
一方、デジタル放送受信用のテレビジョンチューナ４１は、たとえば図８で示すように構成される。このテレビジョンチューナ４１において、前述のテレビジョンチューナ１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００１２】
このテレビジョンチューナ４１では、高周波増幅回路６，２３での振幅制限は、中間周波増幅回路３２からの中間周波信号のレベルをレベル検波回路４２で検知し、その検知結果に応答して、遅延ＡＧＣ回路４３が発生するＡＧＣ電圧によって行われる。中間周波信号は、中間周波増幅回路３２、中間周波フィルタ３３、中間周波増幅回路４４および中間周波フィルタ４５において帯域制限および増幅された後、第２ＩＦ変換回路４６に入力される。
【００１３】
前記第２ＩＦ変換回路４６では、前記中間周波信号は、図示しない後段の復号化回路からＡＧＣ端子４７に与えられるＡＧＣ電圧に対応して、中間周波増幅回路４８によって適正レベルに増幅され、さらに混合回路４９において局部発振回路５０からの局部発振信号と混合されて、たとえば５（ＭＨｚ）の第２の中間周波信号に変換され、ローパスフィルタ（略称ＬＰＦ）５１、中間周波増幅回路５２およびＬＰＦ５３によって、周波数選択および増幅された後、デジタル出力端子５４から出力される。この第２の中間周波信号は、アナログ／デジタル変換された後、ＯＦＤＭ復調およびＭＰＥＧ復号されて、映像・音声信号に復号化される。前記、局部発振回路５０の発振周波数は、基準信号源５５によって一定に制御されている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
前記アナログ・デジタル共用チューナは、上述のように構成されるテレビジョンチューナ１，４１が併用して用いられることで実現される。これは、アナログ放送受信用のテレビジョンチューナ１では、送信周波数のずれや基準信号源１４の発振周波数の偏差などによって中間周波信号の周波数にずれを生じ、画質の劣化を招いてしまうという恐れがあるためである。このような不具合を防止するためには、ＰＬＬ回路１３によって前記同調電圧が変化され、局部発振回路９，２６の発振周波数が僅かに変化される。このため、ＰＬＬ回路１３内での周波数分解能、すなわちステップ周波数は比較的小さく、たとえば我が国においては、６２．５（ｋＨｚ）に選ばれている。
【００１５】
これに対して、デジタル放送受信用のテレビジョンチューナ４１では、位相ノイズが重要視され、前記ステップ周波数をできるだけ大きく設定することで、前記位相ノイズの改善およびチャネル切換時間の短縮化が図られている。したがって、従来のアナログ・デジタル共用チューナでは、前述のように２つのチューナ１，４１を併設するために、構成が大型化し、コストが嵩むという問題がある。
【００１６】
本発明の目的は、小型化および低コスト化を図ることができるアナログ・デジタル共用のテレビジョンチューナを提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係るテレビジョンチューナは、入力されたテレビジョン信号を予め定められている周波数の中間周波信号に変換し、アナログ用およびデジタル用のそれぞれの復調回路に出力するテレビジョンチューナであって、
前記中間周波信号に変換するために前記入力テレビジョン信号に混合される局部発振信号の発振周波数を制御するＰＬＬ回路における周波数ステップおよびループフィルタのカットオフ周波数を、アナログ放送受信時とデジタル放送受信時とで切換える切換手段を含むことを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によれば、切換手段は、アナログ放送受信時には、ＰＬＬ回路の周波数ステップを小さくして、送信周波数や局部発振周波数のずれを細かく調整できるようにし、これに対応してループフィルタのカットオフ周波数も低く設定する。これに対して、デジタル放送受信時には、前記周波数ステップを大きくして、位相ノイズの改善を図るとともに、チャネル切換時間を短縮し、またこれに対応してループフィルタのカットオフ周波数も高く設定する。
【００１９】
したがって、高周波段から中間周波段までの回路ならびにＰＬＬ回路を共通に用いることができ、デジタル・アナログ共用テレビジョンチューナを小型および低コストに実現することができる。
【００２０】
また、請求項２の発明に係るテレビジョンチューナは、前記ループフィルタのカットオフ周波数の切換えに、前記ＰＬＬ回路の汎用ポートを使用することを特徴とする。
【００２１】
上記の構成によれば、ループフィルタのカットオフ周波数の切換えのために、特別な構成を用いることなく、該切換えを、マイクロコンピュータなどの選局回路からの選局信号に応答したＰＬＬ回路の選局動作に連動して行うことができる。したがって、コストの上昇なく、実現することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００２３】
図１は、本発明の実施の一形態の地上波のアナログ放送およびデジタル放送に共用のテレビジョンチューナ６１の電気的構成を示すブロック図である。なお、このテレビジョンチューナ６１は、ケーブルテレビジョンに適用可能なことは言うまでもない。
【００２４】
アンテナ６２で受信された高周波信号は、アンテナ入力端子６３から増幅回路６４に入力されて増幅される。
【００２５】
前記増幅回路６４で増幅された受信高周波信号は、ＶＨＦ入力同調回路となるＢＰＦ６５においてＶＨＦ帯域の選局チャネル付近の信号成分が選択され、高周波増幅回路６６において所定レベル範囲に制限され、さらにＶＨＦ段間同調回路となるＢＰＦ６７において復同調された後、混合回路６８に与えられる。混合回路６８には、局部発振回路６９からの局部発振信号が与えられており、この局部発振信号の発振周波数は、マイクロコンピュータなどの図示しない選局回路から端子７１，７２に与えられる選局信号に応答して、ＰＬＬ回路７３が発生する同調電圧によって制御される。
【００２６】
ＰＬＬ回路７３は、前記局部発振回路６９とループ回路を形成し、局部発振信号の発振周波数と基準信号源７４の発振周波数と比較し、所望とする周波数となるように前記同調電圧を制御する。この同調電圧はまた、前記ＢＰＦ６５，６７にも与えられており、こうして高い選択度で所望とするチャネルの信号成分が取出され、所定の周波数、たとえば米国の場合には４５．７５（ＭＨｚ）、我が国の場合には５８．７５（ＭＨｚ）の中間周波信号に変換される。
【００２７】
前記増幅回路６４からの受信高周波信号からはまた、ＨＰＦ８１、ＢＰＦ８２、高周波増幅回路８３およびＢＰＦ８４によって、高い選択度で所望とするチャネルの周波数近傍の成分が選択され、かつ所定レベル範囲に制限されて混合回路８５に入力される。混合回路８５には、局部発振回路８６からの局部発振信号が与えられている。前記ＢＰＦ８２はＵＨＦ入力同調回路となり、ＢＰＦ８４はＵＨＦ段間同調回路となり、これらＢＰＦ８２，８４および局部発振回路８６には、前記ＰＬＬ回路７３から受信チャネルに対応した同調電圧が与えられ、これによって混合回路８５からは、受信チャネルの高周波信号が、前記所定周波数の中間周波信号に変換されて出力される。
【００２８】
なお、高周波増幅回路６６，８３には、アナログ放送受信時には、後述する検波回路９１からのＡＧＣ電圧が与えられ、これによって信号成分が前記所定レベル範囲内に制限されることになる。
【００２９】
混合回路６８，８５からの中間周波信号は、中間周波増幅回路９２で増幅され、中間周波フィルタ９３を介して前記検波回路９１に入力される。検波回路９１内では、前記中間周波信号は、増幅回路９４で増幅され、ＰＬＬ検波回路９５によって同期検波され、Ｉ信号およびＱ信号の映像信号に復調されて、映像出力端子９６から出力される。また、前記ＰＬＬ検波回路９５で検波された音声信号成分は、たとえば我が国では４．５（ＭＨｚ）の中心周波数を有するＳＩＦＢＰＦ９７を介してＦＭ検波回路９８に入力され、音声信号に復調されて、音声出力端子９９から出力される。増幅回路９４への中間周波信号の入力レベルに対応して、ＲＦＡＧＥ回路１００は前記ＡＧＣ電圧を発生し、前記高周波増幅回路６６，８３へ出力する。
【００３０】
一方、デジタル放送受信時には、前記高周波増幅回路６６，８３での振幅制限は、中間周波増幅回路９２からの中間周波信号のレベルをレベル検波回路１０１で検知し、その検知結果に応答して、遅延ＡＧＣ回路１０２が発生するＡＧＣ電圧によって行われる。前記中間周波増幅回路９２からの中間周波信号はまた、中間周波フィルタ１０３、中間周波増幅回路１０４および中間周波フィルタ１０５において帯域制限および増幅された後、第２ＩＦ変換回路１０６に入力される。
【００３１】
前記第２ＩＦ変換回路１０６では、前記中間周波信号は、図示しない後段の復号化回路からＡＧＣ端子１０７に与えられるＡＧＣ電圧に対応して、中間周波増幅回路１０８によって適正レベルに増幅され、さらに混合回路１０９において局部発振回路１１０からの局部発振信号と混合されて、たとえば５（ＭＨｚ）の第２の中間周波信号に変換され、ＬＰＦ１１１、中間周波増幅回路１１２およびＬＰＦ１１３によって、周波数選択および増幅された後、デジタル出力端子１１４から出力される。この第２の中間周波信号は、アナログ／デジタル変換された後、ＯＦＤＭ復調およびＭＰＥＧ復号されて、映像・音声信号に復号化される。前記、局部発振回路１１０の発振周波数は、基準信号源１１５によって一定に制御されている。
【００３２】
図２は、前記ＰＬＬ回路７３の具体的構成を示すブロック図である。ＰＬＬ回路７３は、ＰＬＬＩＣ１２０と、前記基準信号源７４と、ループフィルタ１３０とを備えて構成されている。ＰＬＬＩＣ１２０は、前述のようにループフィルタ１３０を介して、局部発振回路６９，８６とループ回路を形成している。
【００３３】
局部発振信号は、プリスケーラ１２１において所定の分周比ＰまたはＰ＋１で分周された後、プログラムカウンタ１２２およびスワローカウンタ１２３に与えられる。プログラムカウンタ１２２の分周出力は、位相比較器１２５に入力される。
【００３４】
プログラムカウンタ１２２の分周比をＮとし、スワローカウンタ１２３の分周比をＳとするとき、Ｓ＜Ｎに選ばれており、プリスケーラ１２１の分周比は、コントロール回路１２４によって、まずＰ＋１、たとえば３３に選ばれる。したがって、プリスケーラ１２１とスワローカウンタ１２３とによって、（Ｐ＋１）Ｓまでカウントが行われると、スワローカウント１２３はコントロール回路１２４を介してプリスケーラ１２１の分周比をＰ、すなわち３２に設定し、プログラムカウンタ１２２がさらに、Ｐ（Ｎ−Ｓ）をカウントすることによって、前記局部発振信号の分周信号が作成される。すなわち、分周信号の分周比をＫとすると、
Ｋ＝（Ｐ＋１）Ｓ＋Ｐ（Ｎ−Ｓ）＝ＰＮ＋Ｓ                    …（１）
となる。
【００３５】
一方、前記基準信号源７４からの基準信号は、リファレンスカウンタ１２６で分周されて、前記位相比較器１２５に入力される。位相比較器１２５は、前記局部発振信号の分周信号と、基準信号の分周信号との位相を比較し、両者の差に対応した位相補正パルスを作成し、チャージポンプ１２７を介して前記ループフィルタ１３０へ出力する。ループフィルタ１３０は、前記位相補正パルスの高調波成分を除去し、前記同調電圧として出力する。
【００３６】
前記プログラムカウンタ１２２の分周比Ｎ、スワローカウンタ１２３の分周比Ｓおよびリファレンスカウンタ１２６の分周比Ｍは、前記選局回路から端子７１，７２に与えられる選局信号が、データインタフェイス回路１２８でデコードされて設定される。本発明では、プログラムカウンタ１２２の分周比Ｎの変化幅である周波数ステップが、アナログ放送受信時には、たとえば６２．５（ｋＨｚ）に選ばれ、デジタル放送受信時には２倍の１２５（ｋＨｚ）に選ばれる。これによって、後述するようにデジタル放送受信時の位相ノイズを６（ｄＢ）改善することが可能となる。
【００３７】
前記分周比Ｎの変化幅の切換えに対応して、データインタフェイス回路１２８は、さらに制御信号を作成し、ポートインタフェイス１２９を介して、ＰＬＬＩＣ１２０の所定の汎用ポート１２９ａから、ループフィルタ１３０に与えられる。
【００３８】
ループフィルタ１３０は、前述の図７および図８で示す従来技術では、図３（ａ）で示されるように構成されているのに対して、本発明では、図３（ｂ）で示すように構成される。すなわち、従来では、差動増幅器１３１に対して、入力抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１の直列回路から成る帰還回路が設けられているのに対して、本発明では、前記入力抵抗Ｒ１に代えて、２つの入力抵抗Ｒ１１，Ｒ１２がスイッチＳ１，Ｓ２によって選択的に切換えられて使用される。スイッチＳ１，Ｓ２は、制御端子１３２に与えられる前記ＰＬＬ回路７３の汎用ポート１２９ａからの制御信号に応答して、択一的に導通する。
【００３９】
入力端子１３３には、前記チャージポンプ１２７からの位相補正パルスが入力され、出力端子１３４からの同調電圧は、後述する局部発振回路６９，８６を実現する電圧制御発振回路の可変容量ダイオードＤ２１に与えられる。
【００４０】
なお、入力抵抗の切換えには、このように並列に配置された抵抗を切換えるだけでなく、直列に設けておいた抵抗の一方の端子間を短絡／開放することや、常時接続されている一方の抵抗に他方の抵抗を並列に接続／開放するなどの他の構成が用いられてもよいことは言うまでもない。
【００４１】
このように構成されるループフィルタ１３０において、選択された入力抵抗の抵抗値をＲ１とし、コンデンサＣ１の静電容量を参照符と同一で示すとき、自然角周波数ωｎは、
【００４２】
【数１】
0004536174.tif 000002
【００４３】
で表される。ただし、Ｋｏは局部発振回路６９，８６を実現する電圧制御発振器の変換利得であり、Ｋｄは位相比較器１２５の変換利得である。
【００４４】
ここで、カットオフ周波数ωｃと前記自然角周波数ωｎとの関係は、図４で示すように、ωｃ／ωｎ＝２．０６であり、したがって、
【００４５】
【数２】
0004536174.tif 000003
【００４６】
となる。
【００４７】
したがって、入力抵抗の抵抗値Ｒ１をＲ１１とＲ１２とに切換えることによって、カットオフ周波数ωｃを、アナログ放送受信時とデジタル放送受信時とにそれぞれ適切な値に設定することができる。
【００４８】
なお、帰還コンデンサＣ１の静電容量を切換えるようにしてもよいけれども、その場合、構成が大型化する。入力抵抗Ｒ１１は、たとえば３．９（ｋΩ）に選ばれ、入力抵抗Ｒ１２は、たとえば１０（ｋΩ）に選ばれる。比較的抵抗値の小さい入力抵抗Ｒ１１がデジタル放送受信時に選択されて、カットオフ周波数ωｃが高くなり、比較的抵抗値の大きい入力抵抗Ｒ１２はアナログ放送の受信時に選択されて、カットオフ周波数ωｃは低くなる。
【００４９】
このように構成されるループフィルタ１３０において、前記入力抵抗Ｒ１２が選択されるアナログ放送の受信時にはカットオフ周波数ωｃが低くなり、図５（ａ）で示すような通過特性となる。これに対して、入力抵抗Ｒ１１が選択されるデジタル放送受信時には、前記カットオフ周波数ωｃが高くなり、該ループフィルタ１３０の通過特性は、図５（ｂ）で示すようになる。
【００５０】
これら図５（ａ）および図５（ｂ）は、ループフィルタ１３０に発振器から所定の周波数ｆｃ１，ｆｃ２の信号を入力したときの位相ノイズ特性を表すものであり、前記周波数ｆｃ１，ｆｃ２からそれぞれ２（ｋＨｚ）離れた◇印で示すポイントでの位相ノイズは、図５（ａ）で示すアナログ放送受信時には、−５６（ｄＢｃ／Ｈｚ）であるのに対して、図５（ｂ）で示すデジタル放送受信時には、−６８（ｄＢｃ／Ｈｚ）となり、１２（ｄＢ）だけ位相ノイズ、すなわち共振周波数近傍のノイズが改善されている。
【００５１】
なお、ｆｃ１＝７０．１８３１１（ＭＨｚ）であり、ｆｃ２＝７０．０８６３９（ＭＨｚ）である。
【００５２】
こうして、位相比較器１２５で作成された位相補正パルスの高調波成分が除去され、局部発振回路６９，８６へ出力される。図６は、前記局部発振回路６９，８６を実現する電圧制御発振回路の一例を示す図である。発振回路は、差動増幅回路で構成され、集積回路１４１内に集積化されている。差動対を構成するトランジスタのベースは端子ＴＢ１，ＴＢ２に引出され、またコレクタは端子ＴＣ１，ＴＣ２に引出されている。これらの端子ＴＢ１，ＴＢ２；ＴＣ１，ＴＣ２には、タンク回路を構成する外付けのコンデンサＣ２１〜Ｃ２６、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，インダクタＬ２１および可変容量ダイオードＤ２１が接続される。並列共振回路を構成するインダクタＬ２１および可変容量ダイオードＤ２１には、前記ループフィルタ１３０からの同調電圧が与えられる。
【００５３】
以上のように、本発明に従うテレビジョンチューナ６１は、アナログ放送とデジタル放送とに共用するにあたって、アナログ放送受信時には、ＰＬＬ回路７３のループフィルタ１３０のカットオフ周波数ωｃを低くするとともに、周波数ステップを小さくし、送信周波数や基準信号源７４の周波数ずれに対して、設定周波数の高精度な補正を行い、画質の向上を図ることができるとともに、デジタル放送受信時には、前記時定数を小さくするとともに、周波数ステップを大きくすることによって、位相ノイズを改善し、かつチャネル切換時間を短縮化することができる。
【００５４】
したがって、共用化によっても、アナログ放送受信時とデジタル放送受信時とにそれぞれ最適な特性を得ることができ、高周波段から中間周波段までの回路およびＰＬＬ回路７３の共用化による低コスト化および小型化を図ることができる。
【００５５】
【発明の効果】
請求項１の発明に係るテレビジョンチューナは、以上のように、アナログ・デジタル共用のテレビジョンチューナであって、アナログ放送受信時には、局部発振信号の発振周波数を制御するＰＬＬ回路の周波数ステップを小さくして、送信周波数や局部発振周波数のずれを細かく調整できるようにし、これに対応してループフィルタのカットオフ周波数も低く設定する。これに対して、デジタル放送受信時には、前記周波数ステップを大きくして、位相ノイズの改善を図るとともに、チャネル切換時間を短縮し、またこれに対応してループフィルタのカットオフ周波数も高くする。
【００５６】
それゆえ、高周波段から中間周波段までの回路ならびにＰＬＬ回路を共通に用いることができ、デジタル・アナログ共用テレビジョンチューナを小型および低コストに実現することができる。
【００５７】
また、請求項２の発明に係るテレビジョンチューナは、以上のように、ループフィルタのカットオフ周波数の切換えに、ＰＬＬ回路の汎用ポートを使用する。
【００５８】
それゆえ、ループフィルタのカットオフ周波数の切換えのために、特別な構成を用いる必要はなく、コストの上昇なく、実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態のアナログ・デジタル共用のテレビジョンチューナの電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示すテレビジョンチューナに用いられるＰＬＬ回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図３】図２で示すＰＬＬ回路におけるループフィルタの構成を示す電気回路図である。
【図４】ループフィルタの周波数特性を説明するためのグラフである。
【図５】ループフィルタの位相ノイズ特性を示すグラフである。
【図６】局部発振回路を実現する電圧制御発振回路の一構成例を示す電気回路図である。
【図７】典型的な従来技術であるアナログ放送受信用のテレビジョンチューナの電気的構成を示すブロック図である。
【図８】デジタル放送受信用のテレビジョンチューナの電気的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
６１    テレビジョンチューナ
６２    アンテナ
６４，９４，１０８，１１２    増幅回路
６５，６７，８２，８４，９３，１０３，１０５    ＢＰＦ
６６，８３    高周波増幅回路
６８，８５，１０９    混合回路
６９，８６，１１０    局部発振回路
７３    ＰＬＬ回路
７４，１１５    基準信号源
８１    ＨＰＦ
９２，１０４    中間周波増幅回路
９５    ＰＬＬ検波回路
９７    ＳＩＦＢＰＦ
９８    ＦＭ検波回路
１００    ＲＦＡＧＣ回路
１０１    レベル検波回路
１０２    遅延ＡＧＣ回路
１１１，１１３    ＬＰＦ
１２０    ＰＬＬＩＣ（切換手段）
１２１    プリスケーラ
１２２    プログラムカウンタ
１２３    スワローカウンタ
１２４    コントロール回路
１２５    位相比較器
１２６    リファレンスカウンタ
１２７    チャージポンプ
１２８    データインタフェイス
１２９    ポートインタフェイス
１２９ａ    汎用ポート
１３１    差動増幅器
Ｓ１，Ｓ２    スイッチ（切換手段）
Ｒ２    帰還抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２    入力抵抗
【図１】
0004536174.tif 000004
【図２】
0004536174.tif 000005
【図３】
0004536174.tif 000006
【図４】
0004536174.tif 000007
【図５】
0004536174.tif 000008
【図６】
0004536174.tif 000009
【図７】
0004536174.tif 000010
【図８】
0004536174.tif 000011