(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
受信されたデータ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する手段と、
ビンを選択しかつ抽出する手段と、
選択されたビンを周波数フィルタ係数と乗算してデータの点を形成する乗算器と、
前記データの点に対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換出力からデジタル・データ・ストリームを形成するη％オーバーラップ・ブロック結合器と、
前記チャネライザにおけるデータを補償定数によって乗算するブロック補償器とを有し、
前記ブロック補償器が前記選択しかつ抽出する手段、前記乗算器及び前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段のうちの一つの直後に有する、システム。
【請求項２】
チャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
受信されたデータ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する手段と、
ビンを選択しかつ抽出する手段と、
選択されたビンを周波数フィルタ係数と乗算してデータの点を形成する乗算器と、
前記データの点に対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換出力からデジタル・データ・ストリームを形成するη％オーバーラップ・ブロック結合器と、
前記チャネライザにおけるデータを補償定数によって乗算するブロック補償器とを有し、
前記η％オーバーラップ・ブロック生成器と前記離散フーリエ変換を実行してビンを形成する手段との間にマルチプレクサとを有し、
前記マルチプレクサ、前記選択しかつ抽出する手段、前記乗算器及び前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段のうちの一つの直後に、前記ブロック補償器が設置されているシステム。
【請求項３】
チャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
受信されたデータ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する手段と、
ビンを選択しかつ抽出する手段と、
選択されたビンを周波数フィルタ係数と乗算してデータの点を形成する乗算器と、
前記データの点に対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換出力からデジタル・データ・ストリームを形成するη％オーバーラップ・ブロック結合器と、
前記周波数フィルタ係数を補償定数によって乗算するブロック補償器とを有する、システム。
【請求項４】
前記補償定数の値が、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器のオーバーラップのパーセンテージに応じて定められる、請求項１記載のシステム。
【請求項５】
前記値が、定義される中央ビンに応じて定められる、請求項４記載のシステム。
【請求項６】
チャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するための方法であって、
受信されたデータ・ストリームをη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）により処理してデータのブロックを形成する過程と、
データのブロックを、ＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を用いて処理してビンを形成する過程と、
前記ＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換から出力されたビンを選択しかつ抽出する過程と、
選択しかつ抽出したビンを周波数フィルタ係数と乗算してデータの点を形成する過程と、
前記データの点に対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する過程と、
前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換からの出力をη％オーバーラップ・ブロック結合器により処理してデジタル・データ・ストリームを形成する過程と、
前記データのブロック、前記選択しかつ抽出する過程の出力、前記周波数フィルタ係数、前記データの点、及び前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換からの出力の１つを補償定数と乗算する過程とを有する方法。
【請求項７】
前記補償定数の値を、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器により用いられるオーバーラップのパーセンテージηに応じて定める、請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記値を、定義される中央ビンに応じて定める、請求項７記載の方法。
【請求項９】
チャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
受信されたデータ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する手段と、
ビンを選択しかつ抽出する手段と、選択されかつ抽出されたビンを周波数フィルタ係数と乗算すると共に、乗算されたビンを出力する乗算器と、
前記乗算されたビンを周波数領域で周波数シフトする手段と、
前記周波数シフトしたビンに対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行すると共に、結果を出力する手段と、前記結果に対してオーバーラップ／保存又はオーバーラップ／追加の処理を実行するη％オーバーラップ・ブロック結合器と、
前記η％オーバーラップ・ブロック結合器の出力を時間領域で周波数シフトする手段とを有するシステム。
【請求項１０】
前記周波数領域での周波数シフトをする手段が、前記乗算されたビンの循環的なローテーションを実行する循環ローテータである、請求項９記載のシステム。
【請求項１１】
前記循環的なローテーションの値が、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器のオーバーラップ率に応じて定められる、請求項１０記載のシステム。
【請求項１２】
前記値が、定義される中央ビンに応じて定められる、請求項１１記載のシステム。
【請求項１３】
前記時間領域での周波数シフトをする手段が、周波数移動を実行する複素数乗算器である、請求項１１記載のシステム。
【請求項１４】
前記周波数移動の値が、前記循環的なローテーションの値に等しい値と、前記循環的なローテーションの値と逆方向の値である、請求項１３記載のシステム。
【請求項１５】
チャネライザにおけるブロックの位相の連続性を高度化するための方法であって、
受信されたデータ・ストリームを、η％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）を用いて変換してブロックを形成する過程と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する過程と、
ビンの範囲を選択する過程と、
選択したビンを周波数フィルタ係数と乗算してデータの点を形成する過程と、
前記データの点を周波数領域で周波数シフトする過程と、
前記周波数領域で周波数シフトされたデータの点に対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する過程と、
前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換から出力されたデータを、η％オーバーラップ・ブロック結合器を用いて処理してデジタル・データ・ストリームを形成する過程と、
前記η％オーバーラップ・ブロック結合器から出力された前記デジタル・データ・ストリームを時間領域で周波数シフトする過程とを有する方法。
【請求項１６】
前記周波数領域での周波数シフトをする過程を、前記データの点を循環的にローテーションすることによって成し遂げる、請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記循環的なローテーションの値を、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器のオーバーラップ率に応じて定める、請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記循環的なローテーションの値を、定義される中央ビンに応じて定める、請求項１７記載の方法。
【請求項１９】
時間領域での周波数移動をする過程を、複素数の乗算によって成し遂げる、請求項１７記載の方法。
【請求項２０】
前記複素数の乗算の値が、前記循環的なローテーションの値に等しい値と、前記循環的なローテーションの値と逆方向の値である、請求項１９記載の方法。
【請求項２１】
デチャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
データ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行する手段と、
ビンを周波数フィルタ係数と乗算する乗算器と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
乗算されたビンを前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換実行手段に挿入する手段と、
前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換からの出力からデジタル・データ・ストリームを形成するη％オーバーラップ・ブロック結合器と、
前記デチャネライザにおけるデータを補償定数によって乗算するブロック補償器とを有し、
前記η％オーバーラップ・ブロック生成器、前記ＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行する手段、前記乗算器及び前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段のうちの一つの直後に、前記ブロック補償器が設置されているシステム。
【請求項２２】
デチャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
データ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行する手段と、
ビンを周波数フィルタ係数と乗算する乗算器と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
乗算されたビンを前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換実行手段に挿入する手段と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換からの出力からデジタル・データ・ストリームを形成するη％オーバーラップ・ブロック結合器と、
前記周波数フィルタ係数を補償定数によって乗算するブロック補償器とを有するシステム。
【請求項２３】
前記補償定数の値が、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器のオーバーラップのパーセンテージηに応じて定められる、請求項２１記載のシステム。
【請求項２４】
前記値が、定義される中央ビンに応じて定められる、請求項２３記載のシステム。
【請求項２５】
デチャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するための方法であって、
データ・ストリームをη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）により処理してブロックを生成する過程と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを生成する過程と、
前記ビンを周波数フィルタ係数によって乗算する過程と、
前記乗算したビンをＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換ユニットに挿入する過程と、
ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行する過程と、
前記ＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換の出力を、η％オーバーラップ・ブロック結合器を用いて処理する過程とを有すると共に、
前記ブロック、前記ビン、前記周波数フィルタ係数、前記乗算したビン、及び前記出力のうちの１つを補償定数と乗算する過程を有する、方法。
【請求項２６】
前記補償定数の値を、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器により用いられるオーバーラップのパーセンテージηに応じて定める、請求項２５記載の方法。
【請求項２７】
前記値を、定義される中央ビンに応じて定める、請求項２６記載の方法。
【請求項２８】
デチャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するためのシステムであって、
時間領域でデータ・ストリームを周波数シフトする手段と、
周波数シフトされたデータ・ストリームをブロックに変換するη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する手段と、
周波数領域で前記ビンを周波数シフトする手段と、
前記周波数シフトしたビンを周波数フィルタ係数と乗算する乗算器と、
前記乗算したビンに対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行すると共に、
結果を出力する手段と、
前記結果に対してオーバーラップ／保存又はオーバーラップ／追加の処理を実行するη％オーバーラップ・ブロック結合器とを有するシステム。
【請求項２９】
前記周波数領域での周波数シフトをする手段が、前記乗算したビンに対して循環的なローテーションを実行する循環ローテータである、請求項２８記載のシステム。
【請求項３０】
前記循環的なローテーションの値が、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器のオーバーラップのパーセンテージに応じて定められる、請求項２９記載のシステム。
【請求項３１】
前記値が、定義される中央ビンに応じて定められる、請求項３０記載のシステム。
【請求項３２】
複素数乗算器が周波数移動の処理を実行する、請求項３０記載のシステム。
【請求項３３】
前記周波数移動の値が、前記循環的なローテーションの値に等しい値と、前記循環的なローテーションの値と逆方向の値である、請求項３２記載のシステム。
【請求項３４】
デチャネライザに適用される改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化するための方法であって、
時間領域でデジタル・データ・ストリームを周波数シフトする過程と、
周波数シフトしたデータ・ストリームをη％オーバーラップ・ブロック生成器（ηはオーバーラップのパーセンテージ）によりブロックに変換する過程と、
前記ブロックに対してＮＤＦＴの点の離散フーリエ変換を実行してビンを形成する過程と、
周波数領域で前記ビンを周波数シフトする過程と、
前記周波数シフトしたビンを周波数フィルタ係数と乗算する過程と、
前記乗算したビンに対してＮＩＤＦＴの点の逆離散フーリエ変換を実行すると共に、結果を出力する過程と、
前記結果に対してオーバーラップ／保存又はオーバーラップ／追加の処理を実行する過程とを有する方法。
【請求項３５】
前記周波数領域での周波数シフトをする過程を、前記乗算したビンを循環的にローテーションすることによって成し遂げる、請求項３４記載の方法。
【請求項３６】
前記循環的なローテーションの値を、前記η％オーバーラップ・ブロック生成器のオーバーラップのパーセンテージηに応じて定める、請求項３５記載の方法。
【請求項３７】
前記値を、定義される中央ビンに応じて定める、請求項３６記載の方法。
【請求項３８】
時間領域での周波数移動の過程を、周波数ローテーションの処理によって成し遂げる、請求項３６記載の方法。
【請求項３９】
前記周波数移動の値が、前記循環的なローテーションの値に等しい値と、前記循環的なローテーションの値と逆方向の値である、請求項３８記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広く無線通信システムに関し、またより具体的には、無線通信システムのチャネライザ及びデチャネライザ（channelizers and de-channelizers）における改良された高速畳み込みアルゴリズムの利用に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
移動電話用の無線基地局アプリケーション、地上移動無線（ＬＭＲ(Land Mobile Radio)）、衛星、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮｓ(wireless local area networks)）、及びその他の通信システムにおいては、多数の受信チャネルと送信チャネルを同時に処理している。将来は、移動端末機、すなわち、移動機も、その処理能力を備えることになろう。かかるシステムは、その受信機と送信機にそれぞれデジタル・チャネライゼーションのための構成とデジタル・デチャネライゼーションのための構成を有している。チャネライゼーション及びデチャネライゼーション（channelization and de-channelization）とは、送信される信号及び受信された信号の、フィルタリング、間引きないし補間（decimation/interpolation）、及び周波数変換を行うことと定義し得る処理である。
【０００３】
伝統的な受信機の構成を図１に示す。図１において、無線周波数（ＲＦ(Radio Frequency)）信号は、アンテナ１０５で受信され、それからＲＦ前端器（RF front end）１１０によって中間周波数（ＩＦ(intermediate frequency)）にダウンコンバートされる。ＲＦ前端器１１０は、低雑音増幅器（ＬＮＡｓ(Low Noise Amplifiers)）、フィルタ及びミクサ等の構成要素によって構成されているものである。その後、受信機チャネライザ１２０によって所望のチャネルが抽出される。アナログ式であるチャネライザ１２０もまた、ＬＮＡｓ、ミクサ及びフィルタ等によって構成されている。
【０００４】
そして、所望のチャネルは、ＲＸベースバンド処理装置１３０によってベースバンド領域での処理がなされ、受信されたデジタルのデータ・ストリームが生成される。現在のベースバンド処理は、一般に、アナログ−デジタル変換、デジタル・フィルタリング、間引き、等化、復調、チャネル復号化、デインタリーブ（de-interleaving）、データ復号化、タイミング抽出（timing extraction）等々の処理からなっている。
【０００５】
図１中の伝統的な送信機の構成は、上記受信機構成と双対的なものとなっている。送信されるデータは、始めにＴＸベースバンド処理装置１４０によって処理される。ＴＸベースバンド処理装置１４０は、データ符号化、インタリーブ（interleaving）、チャネル符号化、変調、補間フィルタ処理（interpolation filtering）、デジタル−アナログ変換等々を行う構成要素からなっている。ベースバンドのチャネルは、それから送信機デチャネライザ１５０によってＩＦの周波数に変換される。アナログ式である送信機デチャネライザ１５０は、フィルタ、ミクサ及び低電力アンプによって構成されている。その後、そのＩＦ信号は、ミクサ、フィルタ及び高電力アンプで構成されたＲＦ前端器１６０により、ＲＦに周波数変換され、かつ、増幅される。そして最後に、その信号がアンテナ１６５によって送信される。
【０００６】
図１は、移動端末機（すなわち移動機）の単一チャネルの受信機及び送信機に係る伝統的な構成を例示したものである。基地局については、同様の方法で多数のチャネルを処理している。その受信機の側では、ある地点で通信経路が分岐し、処理中のそれぞれのチャネル用の多数の通信経路が形成されることになる。その送信機の側では、それぞれのチャネルが個々に処理された後にある地点で結合され、多重チャネル信号が形成されることになる。ここにいう分岐及び結合の地点は変動し、それ故に多種多様な基地局受信機及び基地局送信機の構成が創造され得る。しかしながらより重要なのは、伝統的なアナログとデジタルのインタフェースが現在ではチャネライザとベースバンド処理ブロックとの間のどこかに設けられていることである。
【０００７】
アナログ・チャネライザないしアナログ・デチャネライザは、設計と製造が複雑であり、かつ、それ故に高価なものである。より低廉でより生産が容易なチャネライザないしデチャネライザを提供するため、将来のアナログとデジタルのインタフェースは、上記のようには設けずに、ＲＦ前端器とチャネライザの機能ブロックとの間のどこかに設けられることになる。このタイプの将来における無線受信機及び無線送信機の構成は、マルチスタンダード無線（multistandard radio）、広帯域デジタル・チューナ（wideband digital tuners）、広帯域無線（wideband radio）ないしはソフトウェア無線（software radio）を含む様々な名称で呼ばれるものであり、それらはすべてデジタル式のチャネライザないしデチャネライザを必要とする。
【０００８】
フィルタリング、間引きないし補間、及び周波数変換を実行する、効率的なデジタル・チャネライザないしデジタル・デチャネライザの構成は、一チャネル単位毎の電力消費及び不活動区域（die area）の観点から見て極めて重要である。それらの構成において主に目標とされることの一つとして、できるだけ多くのチャネルを単一のＩＣ（Integrated Circuit）に集積することが挙げられる。
【０００９】
デジタル・チャネライザないしデジタル・デチャネライザを実現する方法はいくつか知られている。以下の例では、ＡＤＣによって広帯域信号がサンプリングされるものとする。その広帯域信号は、中間周波数（ＩＦ）の領域に集中され、かつ、一般に周波数分割多重化（ＦＤＭ(Frequency Division Multiplexed)）された信号から構成されている。図２には、最も明快な方法を例示してある。この受信機の構成は、例えば正弦波／余弦波発生器を利用した同相及び直交（ＩＱ(In-phase and Quadrature)）の周波数変換、並びに一チャネル単位毎の間引き及びフィルタリングにより、伝統的なアナログ・チャネライザの機能を模して実行する。間引きフィルタリングの大半（the bulk of the decimation filtering）は、その計算処理形態上、低廉なＣＩＣフィルタで行うことができる。この構成を含んだ集積回路は、いくつかの製品から容易に入手することができる。この構成の双対的な構成もまた送信機用として実現可能であることは、当業者であれば理解できることである。
【００１０】
ＩＱチャネライザは、それが多くの規格を同時に取り扱うことができ、かつ、チャネルを任意に配置することができるという点で汎用性に富んだものである。その主な欠点は、高い入力サンプリング周波数のもとでＩＱ周波数変換を必要とし、かつ、後段の間引きフィルタをそれぞれのチャネル毎に必要とする点である。このことは、不活動区域と電力消費がチャネル毎に比較的大きくなることを意味する。
【００１１】
チャネライザを実現可能とする他の構成としては、図３に示すように、受信機内に間引きされたフィルタ・バンクを設けるものがある。この方法では、多くのチャネルの間又はすべてのチャネルの間で共通の多相フィルタを共有する。この構成による場合のハードウェアのコストは、多くのチャネル間で分担されるので安価であり、かつ、良好なフィルタリングを実現することができる。さらに、フィルタ・バンクは、それらがチャネルの補間と統合の双方を行うので、送信機のデチャネライザにおける利用にも適している。WO9528045の“広帯域ＦＦＴチャネライザ”（“Wideband FFT Channelizer”）には、その一例が開示されている。
【００１２】
それらのフィルタ・バンクは、別の規格に適合するように構成を変更することはできるが、同時に多数のチャネル間隔に適応させることは依然として困難である。間引きされたフィルタ・バンクは、チャネル毎のコストが非常に安価ではあるが、それは、すべてないし大部分のチャネルが使用される場合に限られる。また、この構成は、固定された周波数グリッド（frequency grid）上で利用可能となっているただ一つのチャネル間隔で各チャネルを設定しなければならないため、汎用性も非常に低い。多数の規格のもとでは、フィルタ・バンクのコンセプトにおいて多数のサンプリング速度が必要になる。このことは、数多くの規格を同時に満たすためにアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ(analog-to-digital converter)）及びチャネライザを含む構成が数多く必要になることを意味する。
【００１３】
間引きされたフィルタ・バンクの構成を変形したもので、副次標本化フィルタ・バンク（subsampled filter bank）と呼ばれるものは、汎用性を低下させる代わりに計算処理上のコストを下げることができる。例えば、適応チャネル割当、変則的なチャネル配置及び周波数ホッピングの要求は、すべてのチャネルが同時に利用可能であることを必要とするため、副次標本化フィルタ・バンクの使用を妨げる。
【００１４】
第３の主要なチャネライゼーション技術としては、オーバーラップ−追加（ＯＬＡ(overlap-add)）ないしオーバーラップ−保存（ＯＬＳ(overlap-save)）の高速畳み込み方式に基づくものが挙げられる。高速畳み込みは、線形畳み込み、すなわち、有限インパルス応答フィルタリング（ＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタリング）を正確に実行する周期的な畳み込み演算を利用する方法である。この技術の利点は、計算処理上で必要な事項が伝統的な線形畳み込み形式の実行と同程度に少ない点である。さらに、その基本的な高速畳み込みのアルゴリズムは、間引き／補間及び周波数変換が同時に実行可能なように、改良することができる。ただし、その結果、線形畳み込みは、近似的にのみ実行されることになる。また、それらの改良は、計算処理の複雑性も低減する。独立形の改良された高速畳み込みアルゴリズム（the stand-alone modified fast convolution algorithm，以下「独立形改良高速畳み込みアルゴリズム」という。）は、第１２回ＡＩＡＡ国際通信衛星システム協議会会報の１９８８年版２９９頁〜３０３頁にある“汎用オンボード・デマルチプレクサ／復調器”（“A Flexible On-board Demultiplexer/Demodulator”, Proceedings of the 12th AIAA International Communication Satellite Systems Conference, 1988, pp. 299-303）で説明されているように、複数の搬送波帯域幅の混合を伴うシステムにとって計算処理が非常に効率的であることを特徴とし、衛星システムにおける利用が検討されている。
【００１５】
従来の技術における独立形改良高速畳み込みアルゴリズムは、すべてのフィルタリング処理を単独で実行し、如何なる付加的な信号処理をも行わない。この方法によれば、様々な遅延が生じる状態に至る。しかし、遅延は、衛星への伝送時間と衛星からの伝送時間により、衛星システムが本来的に有する要素である。したがって、独立形改良高速畳み込みアルゴリズムを例えば移動電話等の無線のシステムで利用しようとする場合よりも、フィルタリング処理の方法による遅延がシステムに与える影響は比例的に少ない。ほとんどの無線システムにおいて、遅延は、可能な限り減少させるべき極めて重要な要素となる。
【００１６】
独立形改良高速畳み込みアルゴリズムでは、受信機チャネライザに適用する場合、到来するデータの信号を複数のブロックに切る（チョッパ波にする。）。それらのブロックの大きさは、オーバーラップのパーセンテージ（％オーバーラップ）と離散フーリエ変換（ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)）の長さ（length）とに依存する。続いてＤＦＴを実行する。一部を切り詰めた切詰フィルタ応答（truncated filter response）、すなわち、ＤＦＴの長さ（ＮＤＦＴ）に比べて少ない数のフィルタ係数（Ｎｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ）を、周波数領域で直接使用する。これは、それらのフィルタ係数をＤＦＴの選択した出力のビン（bins）に乗算することによって実行する。次に、その結果を切詰フィルタと同等の長さの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ(Inverse Discrete Fourier Transform)）によって処理する。ここにいう切詰フィルタと同等の長さの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）は、所望のチャネルの時間領域におけるサンプルを復元する手段として用いるものである。その後、ブロックを％オーバーラップに応じてオーバーラップさせる（重複させる）と共に、オーバーラップさせたブロックを結合する。その結合は、オーバーラップする区間（重複する区間）を追加するオーバーラップ及び追加の処理か、あるいは、オーバーラップする区間を破棄するオーバーラップ及び保存の処理かによって行う。ここで、オーバーラップ／追加とオーバーラップ／保存は２つの対極的な処理形態と考えることができ、これらの２つの処理形態の間に存する技術はこの分野では公知である。
【００１７】
独立形改良高速畳み込みアルゴリズムにおける周波数応答の切詰は、それを標準的な高速畳み込みによるアプローチから区別する。それは、循環式の畳み込みアルゴリズムをもはや近似的な線形畳み込みに過ぎないものとはするが、係数を慎重に選定することによってエラーが少ない状態を維持することができる。また、周波数応答の切詰は、Ｎｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ／ＮＤＦＴの係数による間引きも実行し、かつ、所望のチャネル上に切り詰められたフィルタ係数を集中することによって周波数変換は完了する。
【００１８】
さらに、切り詰められた周波数応答は、チャネルの特定部分のアルゴリズム、すなわち、ＤＦＴ以外のすべてにおいて、劇的な計算処理の複雑性低減をももたらす。周波数フィルタの役割を果たすのに必要な乗算の回数とＩＤＦＴのサイズは、ほぼＮｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ／ＮＤＦＴの係数分減少する。また、独立形改良高速畳み込みアルゴリズムは、同じ特性のすべてを備えた送信機デチャネライザーにも適用することが可能である。
【００１９】
その他、標準的な高速畳み込みアルゴリズムに対して適用することができる複雑性の低減は、ここにいう独立形改良高速畳み込みアルゴリズムに対しても適用することができる。例えば、ＤＦＴは、処理において欠くことができない機能ブロックである。効率化のために、それは、通常は高速フーリエ変換（ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)）の形式で実行される。１つの複素数ＤＦＴ処理装置においては、付加的に２つの実数データ・ブロックを同時に処理することができる。その場合、後処理用にいくつかの特別な加算器とメモリが必要になる。これは、２つの実数専用ＤＦＴを用いるよりも効率的である。
【００２０】
また、計算する必要があるのはＤＦＴの出力のうちの一部分だけなので、それぞれのＤＦＴでは、剪定（pruning）の利用を通じて計算処理上のデータを保存することもできる。ここにいう剪定とは、ＤＦＴにおける出力に影響しないブランチ（branches）を切り離す処理を指す。必要とされない出力の点は、計算しないことにする。
【００２１】
さらに、ＩＤＦＴ出力のデータのブロックを結合して所望のチャネルの時間領域におけるサンプルを形成する前に、フィルタ周波数応答の複素数乗算を実数乗算とその後に続く前記ＩＤＦＴ出力のデータのブロックの循環シフトとに置き換えれば、計算処理の軽減を実現することもできる。循環シフト量は、％オーバーラップとＩＤＦＴの長さのみによって決まる。
【００２２】
上述したシステムについては、特に多数のチャネルの受信と送信が同時に要求される場合において、依然として問題がある。上に説明したように、数少ないチャネルから数多くのチャネルまでが利用するデジタル・チャネライザの選定は、対象とする一の無線通信システムないし複数の無線通信システムによって大きく左右される。無線システムの要求に基づいた計算処理上コストの汎用性と許容できる遅延との間での交換取決は、広帯域チャネライザのアルゴリズムを選定するという最終的な結論に至るのが常である。これらのチャネライザないしデチャネライザの構成については、それらが多数のチャネルを有するシステムでの利用により適したものとなり得るように、計算処理上のコスト、汎用性、及び許容できる遅延に関してまだ改良の余地がある。
【００２３】
この技術分野における上述した問題の一解決策は、R. Hellberg による“デジタル・チャネライザ及びデチャネライザ”に紹介されている。その R. Hellberg による“デジタル・チャネライザ及びデチャネライザ”の全部は、この引用によってここに取り込まれるものとする。その中では、在来型のチャネライザ／デチャネライザに係る問題に有効に対処する改良高速畳み込みアルゴリズムが開示されている（すなわち、多数のチャネルを同時に処理するそのシステムの設計に関して、計算処理上のコスト、汎用性及び許容できる遅延に関する問題に有効に対処する改良高速畳み込みアルゴリズムが開示されている。）。
【００２４】
R. Hellberg による“デジタル・チャネライザ及びデチャネライザ”に開示されているような改良高速畳み込みアルゴリズムは、ある程度の数以上のチャネルに対する電力消費、不活動区域及び計算処理上の複雑性の観点から見て極めて有効なチャネライゼーションないしデチャネライゼーションのアルゴリズムであると考えられる。また、それは、異なるシステム・パラメータ、サンプリング周波数、チャネル帯域幅、チャネル分離及びビット伝送速度を組み合わせるための構成となっている点で極めて汎用性の高いアルゴリズムでもある。したがって、その技術は、無線通信システムの広範な種々の形態に対し、極めて適切なチャネライゼーションないしデチャネライゼーションのアルゴリズムとなっている。
【００２５】
しかしながら、その改良高速畳み込みアルゴリズムは、アルゴリズムの一部分に制約がある。その一部分は、切り詰められた周波数のフィルタ係数の配置を必要とする。このフィルタ配置の制約は、構成の汎用性（柔軟性）を制限する。例えば、狭帯域の無線通信システム（すなわち、ＤＡＭＰＳ、ＰＤＣ、ＬＭＲ、衛星等々）においては、すべての周波数チャネルを正しくチャネライズできるとは限らない（すなわち、すべてのチャネルをチャネライズないしデチャネライズできるわけではない）という事態が起こり得る。この結果、動的チャネル割当（dynamic channel allocation）、周波数ホッピング及び低い繰り返し係数（low reuse factors）が必然的に影響を受ける。
【００２６】
上述したように、改良高速畳み込みアルゴリズムについての基本的な問題は、アルゴリズムの一部分だけと関係している。チャネライザの場合、その一部分は、後に周波数フィルタ係数が乗じられることになるビンの選択に関係している。デチャネライザの場合、その一部分は、ビンの挿入（それらが周波数フィルタ係数を乗じられた後のビンの挿入）に関係している。図４、図５は、それぞれ、チャネライザ、デチャネライザに適用した改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。図４においては、入力信号４０５がチャネライザへ供給されている。入力信号４０５は、ＡＤＣ等の前処理から到来する連続したデータ（データ・ストリーム）である。
【００２７】
そのデータ・ストリーム４０５は、まず、η％オーバーラップ・ブロック生成器４１０によって処理される。この処理は、オーバーラップ率（percentage overlap）の量、ＦＦＴのサイズ及びオーバーラップの形態に基づいて行う。ここにいうオーバーラップの形態とは、後述するオーバーラップ／追加又はオーバーラップ／保存である。オーバーラップ／追加の場合、前記データ・ストリームは、長さＮＦＦＴ＊（１−η）のオーバーラップしない非オーバーラップ区間（non-overlapping sections）に切られると共に、ＮＦＦＴ＊ηのゼロを埋め込まれて信号ブロックを形成する。オーバーラップ及び保存の場合、前記データは、長さＮＦＦＴのブロックに切られる。この長さＮＦＦＴのブロックは、ＮＦＦＴ＊ηの長さによって与えられる、先行する前のブロックと重複するオーバーラップを有するものにする。
【００２８】
上記処理の結果として実数データのみからなるブロックが生成され、次に、それらのブロックは、マルチプレクサ４２０により、ＦＦＴアルゴリズムへ入力するための複素数信号４２５（例えばｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊ＊ｙ（ｔ））を形成する個々の行程数分（a number of different ways）に多重化することができる。ここで、ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は、２つの連続するブロックである。その連続するブロックの第２番目のシーケンスであるｙ（ｔ）は、循環させてメモリに保存するようにしてもよい。マルチプレクサによる処理段階は、必須ではないが、ＦＦＴアルゴリズムの効率を向上させる。
【００２９】
その後、機能ブロック４３０においてＦＦＴアルゴリズムが成し遂げられる。パイプラインＦＦＴ処理（pipeline FFT processing）の結果では、ＦＦＴの出力４３５が正しい順序にはなっていない。このため、ビンの選択及び抽出の機能ブロック４４０は、出力シーケンスの順序を入れ替えると共に必要とされるビンだけを選択することにより、これを補償しなければならない。必要とされるビンの個数は、フィルタ周波数係数４６０の個数によって決まる。ビンの選択及び抽出を行う機能ブロック４４０は、選択されたビンから、ＦＦＴ出力（すなわち、Ｚ（ｋ）。ここでＺ（ｋ）＝Ａ（ｋ）＋ｊＢ（ｋ）である。）からの２つの実際の処理結果Ｘ（ｋ）及びＹ（ｋ）を抽出する。
【００３０】
その結果、Ｘ及びＹのブロックは、それらが多重化される時と同じ順序で配列されることになる。その後、それらのブロックは、乗算器４５０によってフィルタ周波数係数４６０と乗算される。係数４６０の個数は、ＦＦＴの長さに比べて少なくなるように選択する。その後、逆離散フーリエ変換（逆ＤＦＴないしＩＤＦＴ）４７０が先の乗算の結果に対して成し遂げられる。
【００３１】
次に、それらのブロックは、η％オーバーラップ・ブロック結合器４８０へ挿入供給される。結合の処理は、ブロックの％オーバーラップと、オーバーラップ／保存かオーバーラップ／追加のいずれが用いられているかとに応じて定められる。オーバーラップ及び追加とオーバーラップ及び保存のいずれの場合についても、それらのブロックをＮＩＤＦＴ＊ηに等しい長さ分だけ前のブロックとオーバーラップさせる（重複させる）。オーバーラップ及び追加の場合については、ブロックのオーバーラップ部分（オーバーラップする部分）を前のブロックの対応するオーバーラップ部分に追加する。一方、オーバーラップ及び保存の場合については、ブロックのオーバーラップ部分を単に破棄する。オーバーラップ及び追加とオーバーラップ及び保存の双方の場合において、ブロックの非オーバーラップ部分（オーバーラップしない部分）に対しては何等の処理も行わない。
【００３２】
図５は、送信機に適用した場合の改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。入力信号としては、変調プロセス等の前処理から連続したデータ（データ・ストリーム）４０２が到来する。図４とは異なり、その入力データ・ストリームは、多数のチャネルが組み合わさったデータ・ストリームというよりむしろ一つのチャネルに対する特定のものである。
【００３３】
データ・ストリーム４０２は、まず、η％オーバーラップ・ブロック生成器４０４によって処理される。この処理は、主としてオーバーラップ率の量、ＤＦＴのサイズ及びオーバーラップの形態に基づいて行う。ここにいうオーバーラップの形態とは、オーバーラップ／追加又はオーバーラップ／保存である。オーバーラップ／追加の場合、前記データ・ストリームは、長さＮＦＦＴ＊（１−η）のオーバーラップしない非オーバーラップ区間に切られると共に、ＮＦＦＴ＊ηのゼロを埋め込まれて信号ブロックを形成する。オーバーラップ及び保存の場合、前記データは、長さＮＦＦＴのブロックに切られる。この長さＮＦＦＴのブロックは、ＮＦＦＴ＊ηの長さによって与えられる、先行する前のブロックと重複するオーバーラップを有するものにする。
【００３４】
次に、先の処理の結果に対して離散フーリエ変換（ＤＦＴ）４０６が成し遂げられる。それは最終的な処理（critical operation）ではないので、ＤＦＴのサイズＮＤＦＴは２の累乗である必要はない。他の形態として、ＤＦＴ４０６をＦＦＴでも実現し得ることは、当業者にとって理解できることである。図４の受信機と対比すると、ＤＦＴ４０６の構成は小さく、かつ、ＩＦＦＴ４１６の構成は大きく、受信機とは逆になっている。
【００３５】
その後、ブロックは、４０８でフィルタ周波数係数４１２のそれぞれと乗算される。周波数のフィルタ係数４１２は、インパルス応答のＦＦＴと等価なものである。
【００３６】
乗算の結果は、続いてビン挿入の機能ブロック４１４へ入力される。ビンは、「Ｚ（ｋｓｔａｒｔ＋ｋ）＝Ｘ（ｋ）かつＺ（ＮＩＦＦＴ−ｋｓｔａｒｔ−ｋ）＝Ｘ′（ｋ）」とする対称的な方式により、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)）４１６へ挿入される。ここで、ｋｓｔａｒｔは、チャネルの第１番目のビンが挿入されるべき位置を表しており、ｋは０からＮ−１へと変わる整数である。一つのチャネルにつき挿入されるべきビンは、Ｘ（０）→Ｘ（Ｎ−１）で与えられる。これらの複素数の値は、乗算器４０８から到来する。Ｘ′（ｋ）は、Ｘ（ｋ）の共役複素数を表す。それらが挿入供給されるＩＦＦＴはＮＩＦＦＴの受容可能な複素数ビンを有しており、それらの複素数ビンはＺ（０）からＺ（ＮＩＦＦＴ−１）へと（Ｚ（０）→Ｚ（ＮＩＦＦＴ−１））番号付けされている。
【００３７】
対称的な方式でブロックを挿入した結果においては、ＩＦＦＴからの実数出力のみに必要な結果が含まれている。虚数出力には何等有用な情報はない。ＩＦＦＴからの実数出力には有用な情報のみがあるので、オーバーラップ・ブロック結合器４２４は、非常に簡易な処理を実行する必要があるだけになる。このことは、オーバーラップ結合器４２４が最も高いサンプリング周波数で処理を行っており、そうでなければ電力消費と不活動サイズに対して顕著な効果を奏し得るので、重要なことである。
【００３８】
ビンを挿入する他の方法としては、第１のブロックＸ（ｋ）がＩＦＦＴの実数出力として現れると共に第２のブロックＹ（ｋ）がＩＦＦＴの虚数出力として現れるように、同じチャネルからの２つのデータのブロックを多重化することが挙げられる。この手法を等式で表すと、「Ｚ（ｋｓｔａｒｔ＋ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊＹ（ｋ）かつＺ（ＮＩＦＦＴ−ｋｓｔａｒｔ−ｋ）＝Ｘ′（ｋ）＋ｊＹ′（ｋ）」となる。
【００３９】
すべてのチャネルからのビンはＩＦＦＴ４１６へ挿入供給され、その後、ＩＦＦＴアルゴリズムが成し遂げられる。次に、ブロックがデマルチプレクサ４１８で分離（デマルチプレクス(de-multiplex)）され、η％オーバーラップ・ブロック結合器４２４へ入力する実数信号４２２が形成される。
【００４０】
それぞれのブロックは、その％オーバーラップと、オーバーラップ／保存かオーバーラップ／追加かのいずれが用いられているかとに応じて、４２４で結合される。オーバーラップ及び追加とオーバーラップ及び保存のいずれの場合についても、それらのブロックをＮＩＤＦＴ＊ηに等しい長さ分だけ前のブロックとオーバーラップさせる。オーバーラップ及び追加の場合については、ブロックのオーバーラップ部分を前のブロックの対応するオーバーラップ部分に追加する。一方、オーバーラップ及び保存の場合については、ブロックのオーバーラップ部分を単に破棄する。オーバーラップ及び追加とオーバーラップ及び保存の双方の場合において、オーバーラップしない非オーバーラップ区間に対しては何等の処理も行わない。
【００４１】
図６は、図４及び図５におけるη％オーバーラップ・ブロック生成器の処理を例示した図である。上述したように、この処理は、オーバーラップ率、ＦＦＴのサイズ及びオーバーラップの形態に基づくものであり、オーバーラップの形態はオーバーラップ／追加かオーバーラップ／保存のいずれかとなる。オーバーラップ／追加５２０の場合には、データ・ストリーム５１０を長さＮＦＦＴ＊（１−η）の非オーバーラップ区間５３１、５４１に切ると共に、ＮＦＦＴ＊ηのゼロ５３２、５４２を埋め込んで連続するブロック５３０、５４０を形成する。オーバーラップ及び保存の５５０の場合には、データ・ストリーム５１０を長さＮＦＦＴのブロック５６０、５７０に切り、それらの長さＮＦＦＴのブロックが、ＮＦＦＴ＊ηの長さによって与えられる、先行する前のブロックと重複するオーバーラップ５８０を有するものにする。
【００４２】
図７は、図４及び図５におけるη％オーバーラップ・ブロック結合器によって処理されて出力される出力データのストリームを例示した図である。オーバーラップ及び追加の６２０とオーバーラップ及び保存の６５０のいずれの場合についても、ブロック６３０、６４０、６６０、６７０をＮＩＤＦＴ＊ηに等しい長さ分だけ前のブロックとオーバーラップさせる。オーバーラップ及び追加の６２０の場合については、ブロック６４０のオーバーラップ部分６４１を前のブロック６３０の対応するオーバーラップ部分６３１に加算６２５で加算追加する。一方、オーバーラップ及び保存の６５０の場合については、ブロック６６０、６７０のオーバーラップ部分６６１、６７１をそれぞれ単に破棄６５５で破棄する。
【００４３】
上記改良高速畳み込みアルゴリズムに関する問題は、上述したように、受信機の場合はＦＦＴ４３０の出力ビンに対するフィルタ周波数係数の配置と関係し、送信機の場合はＤＦＴ４０６の出力ビンに対するフィルタ周波数係数の配置と関係している。受信機については、ビンの選択及び抽出の機能ブロック４４０によって選択されるビン中に中央ビンと定義されるビン（a defined center bin）がある。通常、これは、周波数フィルタの中央のビンとみなされる。その中央ビンは、理論的には、ＦＦＴからのどの出力ビンにでも配置することができる。しかし、実際には、これは基本的なアルゴリズムを変更することによってのみなされ得る。
【００４４】
第１２回ＡＩＡＡ国際通信衛星システム協議会会報の１９８８年版２９９頁〜３０３頁にある S. Joseph Campanella 等による“汎用オンボード・デマルチプレクサ／復調器”では、規則的な周波数グリッドとサイズを大きくしたＦＦＴを用いることにより、周波数フィルタの配置に関する問題を回避している。その規則的な周波数グリッドは、多くの無線システムの特性を有しているが、将来的には、多くの無線システムが共に同時に動作する場合や新たな無線システムに対し、これがその状況でないこともあり得る。サイズを大きくしたＦＦＴでは、多くの無線システムに対し、許容できないくらいの長い遅延を生じる。さらに、それが一システムを最適化する状態にした場合には、この配置の問題は不要な制約と見ることができる。
【００４５】
問題は、改良高速畳み込みアルゴリズムを利用する場合、周波数フィルタの中央ビンをＦＦＴの出力ビンのどれにでも配置できるわけではないということである。制約の数、すなわち、利用できないＦＦＴの出力ビンの個数は、オーバーラップのパーセンテージに依存する。例えば、オーバーラップが５０％と選定された場合、フィルタの配置は、受容可能なＦＦＴの出力ビンの半分に制約される。同様に、オーバーラップが２５％の場合については、フィルタ配置が受容可能なＦＦＴの出力ビンの４分の１に制約される。
【００４６】
このフィルタ配置の制約は、すべてのビンのそれぞれを中央としてフィルタを配置することができない（すなわち、チャネルが周波数フィルタの中央ビンのそれとは異なるビンの中央に配置されることになる）ため、構成の汎用性（柔軟性）を制限する。チャネルとフィルタの帯域幅が類似している場合には、非対称なフィルタリングが行われるという作用が生じ得る場合もあり、かつ、いくらかの残留周波数変調（some residual frequency modulation）をチャネルが依然として有することになる。これらの副作用は、双方とも追加的な信号処理（すなわち、計算及び電力消費の追加）によってどうにか解消することができる。
【００４７】
ＦＦＴのビン間隔についてチャネルの帯域幅が狭い場合には、より強烈な作用が生じる。この場合には、ある周波数のチャネルが選べなくなり、アルゴリズムの汎用性が制限される。例えば、動的チャネル割当では、指定された帯域幅を通じる各チャネルのすべてが利用可能になっていることが必要とされ、繰り返し係数が低いと、隣接するチャネルないし隣接するチャネルに近いチャネルが同じ送信機若しくは受信機において要求される事態を生じる。したがって、フィルタ配置の問題は、改良高速畳み込みアルゴリズムの汎用性を制限する。
【００４８】
ＦＦＴの受容可能な出力ビン中にフィルタ配置が制約される問題は、汎用性を低下させ、かつ、上述した副作用を克服するための追加的な処理の必要性を招く。その問題は、５０％のオーバーラップ及び保存の形態による改良高速畳み込み手法に基づく図４の受信機チャネライザを考察することによって例示することができる。入力信号の周波数をＦＦＴの一つのビン
【数１】
0004409771.tif 000002
に正確にあるように選定する。
【００４９】
オーバーラップが５０％の場合、各サイクルの偶数も各サイクルの奇数もＮＦＦＴの点の範囲内に含まれることになる。したがって、ＦＦＴの出力４３５であるＺ（ｋ）は、ＦＦＴ４３０に与えられる連続したブロック間で下記の表１に表すように変化することになる（ただし、下記の表１では、結果を１に正規化してある。）。
【００５０】
【表１】
0004409771.tif 000003
【００５１】
ＦＦＴ４３０の結果は、その後、切り詰められたｋ０からｋＮｉｆｆｔまでの（ｋ０→ｋＮｉｆｆｔの）周波数応答の係数を乗じられ、ＩＤＦＴ４７０に与えられる。ＩＤＦＴ４７０の直流ビン（DC bin）は、選択されたビンのうちの中央と定義されるビンに対応する。例えば、その直流ビンであるＩＤＦＴ＿ＢＩＮＤＣは、（ＮＩＤＦＴ／２）番目のビンと定義することができる（図８に示すように定義することができる。）。また、直流ビンは、他の手法で定義することもできる。
【００５２】
ＩＤＦＴの直流ビンは、より大きいＦＦＴの奇数ビンないし偶数ビンの中央であるＦＦＴ＿ＢＩＮｃｅｎｔｅｒに配置することができる。まず、ＩＤＦＴ＿ＢＩＮＤＣをＦＦＴの偶数ビンの中央とし、かつ、簡略化のためにｆｓｉｇ＝ＦＦＴ＿ＢＩＮｃｅｎｔｅｒとした場合において、ＩＦＦＴから到来するブロックの結果を考察する。ＩＤＦＴからの結果は、表２で説明されている値を有する直流信号になる（ただし、表２の結果は１に正規化してある。）。
【００５３】
【表２】
0004409771.tif 000004
【００５４】
ブロックをオーバーラップさせ、かつ、保存して、時間領域の信号を形成する場合、結果は、期待通りに、連続的な直流信号で構成されるものとなる。信号の周波数がＩＤＦＴの中央ビンと等しくないとき、例えば、ｆｓｉｇ＝ＦＦＴ＿ＢＩＮｃｅｎｔｅｒ＋１のときは、結果は、期待通りに、ＩＤＦＴの一つのビンと等しい周波数を有する正弦波信号になる（図９参照）。したがって、ＩＤＦＴの中央ビンがＦＦＴの偶数ビンに配置されている場合、改良高速畳み込みアルゴリズムは、期待通りに処理を行う。
【００５５】
次に、ＩＤＦＴをＦＦＴの奇数ビンの中央に配置し、かつ、簡略化のためにｆｓｉｇ＝ＦＦＴ＿ＢＩＮｃｅｎｔｅｒとした場合の状況について考察する。ＩＤＦＴからの結果は、表３で説明されている値で構成されるものとなる（ただし、表３の結果も１に正規化してある。）。
【００５６】
【表３】
0004409771.tif 000005
【００５７】
ブロックをオーバーラップさせ、かつ、保存して、時間領域の信号を形成する場合、結果は連続的な直流信号にはならず、方形波が結果として生じる。さらに、このことは、信号の周波数がＩＤＦＴの中央ビンと等しくないとき、例えば、ｆｓｉｇ＝ＦＦＴ＿ＢＩＮｃｅｎｔｅｒ＋１のときについても、例証することができる。その結果は、図１０に示されており、期待通りのものにはなっていない。すなわち、その結果は、ＩＤＦＴの一つのビンの周波数を有する正弦波信号ではなく、むしろ各境界（each boundary）で位相変調されたかのように見えるものとなっている。
【００５８】
問題は、オーバーラップ及び保存の処理が行われる場合に、ＩＤＦＴからの隣接するブロックが位相の連続性を持たないことによって引き起こされる。同様の解析は、オーバーラップのあらゆるパーセンテージに当てはめることができる。例えば、２５％のオーバーラップについては、４つのケースのうちの３つのケースが位相の連続性に係る問題を呈することになる。したがって、周波数フィルタの中央ビンは、ＦＦＴアルゴリズムからの４番目毎のビンにしか配置できない。
【００５９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述した改良高速畳み込みアルゴリズムを高度化し、アルゴリズムの汎用性を増大させることを図る。本発明の代表的な実施形態では、チャネライザないしデチャネライザの一連の処理中にブロック補償器（block compensator）を介在させる。そのブロック補償器は、改良高速畳み込みアルゴリズムに関連する位相の連続性に係る問題を解消し、それによって制約のない自由なフィルタ配置を可能にする。これにより、必要とされる計算処理の増加が最小限のみに抑えられつつ、改良高速畳み込みアルゴリズムの汎用性が増大する。
【００６０】
第２の代表的な実施形態では、周波数領域における周波数シフトを時間領域における補償周波数シフト（compensatory frequency shift）と組み合わせることにより、位相の連続性に係る問題を解消する。このアプローチもまた、オーバーラップのパーセンテージに拘わらず、位相の連続性を提供する。
【００６１】
【発明の実施の形態】
上述した本発明の目的と特徴は、添付図面を参照した以下の好ましい実施の形態についての説明により、さらに明らかとなる。
【００６２】
図１１は、本発明の一実施形態による代表的なチャネライザを例示した図である。図１１においては、データ・ストリーム１０１０がη％オーバーラップ・ブロック生成器１０２０へ入力される。η％オーバーラップ・ブロック生成器１０２０による処理は、オーバーラップ率の量、ＦＦＴのサイズ及びオーバーラップの形態に応じて決定される。ここにいうオーバーラップの形態とは、オーバーラップ／追加又はオーバーラップ／保存である。オーバーラップ／追加の場合、前記データ・ストリームは、長さＮＦＦＴ＊（１−η）のオーバーラップしない（重複しない）非オーバーラップ区間に切られると共に、ＮＦＦＴ＊ηのゼロを埋め込まれて信号ブロックを形成する。オーバーラップ及び保存を行う状況の場合、前記データは、長さＮＦＦＴのブロックに切られる。この長さＮＦＦＴのブロックは、ＮＦＦＴ＊ηの長さによって与えられる、先行する前のブロックと重複するオーバーラップを有するものにする。
【００６３】
それらのブロックは、実数データのみによって構成され、次にマルチプレクサ１０３０により、ＦＦＴ１０４０へ入力するための複素数信号を形成する個々の行程数分（a number of different ways）に多重化することができる。マルチプレクサによる処理段階は必須ではないが、それがＦＦＴアルゴリズムの効率を向上させることは、当業者に理解されることである。
【００６４】
その後、機能ブロック１０４０におけるＦＦＴアルゴリズムが成し遂げられる。機能ブロック１０４０におけるＦＦＴの構成として様々な形態を採用できるのは当業者に理解されるところであり、例えば、この種の高速計算に有効な手段では、ＦＦＴであることから２の累乗によるパイプライン構成（pipeline architecture with a power of 2）を用いる。ＦＦＴ処理の結果では、ＦＦＴ１０４０の出力が正しい順序にはなっていない。このため、ビンの選択及び抽出の機能ブロック１０５０は、出力シーケンスの順序を入れ替えると共に必要とされるビンだけを選択することにより、これを補償しなければならない。必要とされるビンの個数は、フィルタ係数１０７０の個数によって決まる。ビンの選択及び抽出を行う機能ブロック１０５０は、選択されたビンから、ＦＦＴ出力（すなわち、Ｚ（ｋ）。ここでＺ（ｋ）＝Ａ（ｋ）＋ｊＢ（ｋ）である。）からの２つの実際の処理結果Ｘ（ｋ）及びＹ（ｋ）を抽出する。
【００６５】
その抽出アルゴリズムは、ＦＦＴに先立って実行されている多重化の手法に応じたものとなる。例えば、５０％のオーバーラップ及び追加の形態を採用する場合には、第２番目のシーケンスであるＹ（ｎ）がＮＦＦＴ／２分の点を循環されてメモリに保存される。したがって、正しいＸ（ｋ）とＹ（ｋ）を抽出するためには、次の式を実行する必要がある。
【００６６】
【数２】
0004409771.tif 000006
【００６７】
これに対し、２５％のオーバーラップの場合については、第２番目のシーケンスであるＹ（ｎ）がＮＦＦＴ／４分の点を循環されてメモリに保存される。したがって、正しいＸ（ｋ）とＹ（ｋ）を抽出するためには、次の式を実行する必要がある。
【００６８】
【数３】
0004409771.tif 000007
【００６９】
これにより、Ｘ及びＹのブロックは、それらが多重化される時と同じ順序で配列される。その後、それらのブロックは、乗算器１０６０によってフィルタ周波数係数１０７０と乗算される。係数１０７０の個数は、ＦＦＴの長さに比べて少なくなるように選択する。次に、逆離散フーリエ変換（逆ＤＦＴないしＩＤＦＴ）１０８０が先の乗算の結果に対して成し遂げられる。それは、最終的な処理ではないので、ＩＤＦＴのサイズであるＮＩＤＦＴが２の累乗である必要はない。
【００７０】
次に、それらのブロックは、η％オーバーラップ・ブロック結合器１０９０へ挿入供給される。結合の処理は、ブロックの％オーバーラップと、オーバーラップ／保存かオーバーラップ／追加のいずれが用いられているかとに応じて定められる。オーバーラップ及び追加とオーバーラップ及び保存のいずれの場合についても、それらのブロックをＮＩＤＦＴxηに等しい長さ分だけ前のブロックとオーバーラップさせる。オーバーラップ及び追加の場合については、ブロックのオーバーラップ部分を前のブロックの対応するオーバーラップ部分に追加する。一方、オーバーラップ及び保存の場合については、ブロックのオーバーラップ部分を単に破棄する。オーバーラップ及び追加とオーバーラップ及び保存の双方の場合において、ブロックの非オーバーラップ部分に対しては何等の処理も行わない。
【００７１】
本発明の代表的な実施形態によれば、在来の改良高速畳み込みアルゴリズムに関連する位相の連続性に係る問題を補償するために、ブロック補償器１０３５が設けられる。ブロック補償器１０３５は、連続するブロックに補償定数（compensation constants）を乗じることにより、周波数領域でビンのブロックの位相を修正する動作を行う。それらの補償定数は、連続する各ブロック間で変更する場合と変更しない場合とがある。
【００７２】
以下の例では、オーバーラップの種々のパーセンテージについてＦＦＴの出力ブロックの位相を修正するために必要なブロック補償を例示する。下記の表４は、５０％のオーバーラップが用いられている場合に必要な補償に係る各値を例示したものである。
【００７３】
【表４】
0004409771.tif 000008
【００７４】
表４から明らかなように、中央ビンが偶数ビンである場合には、すべてのブロックが１と乗算される。中央ビンが奇数ビンである場合には、連続する各ブロックが１、−１、１、−１、等々と乗算される。したがって、５０％のオーバーラップに対して位相の連続性に係る問題を克服するために必要な乗算が極めて容易である（すなわち、各ブロックをすべて１と乗算するか、あるいは、１と−１を交互に変更して乗算するかのいずれかとする）ことは、当業者に理解される。
【００７５】
下記の表５は、２５％のオーバーラップが用いられている場合に実行するブロック補償を例示したものである。
【００７６】
【表５】
0004409771.tif 000009
【００７７】
オーバーラップのパーセンテージが２５％である場合には、ブロックに乗算され得る４つの異なる補償シーケンスがある。例えば、係数４（modulus 4）が１である場合、連続する各ブロックは１の補償定数と乗算される。係数４が２である場合、連続する各ブロックは、１、ｊ（すなわち虚数要素）、−１、−ｊ、１、ｊ、等々と乗算される。オーバーラップが５０％の場合同様、２５％のオーバーラップに対して必要な乗算も極めて容易である。
【００７８】
下記の表６は、オーバーラップをη％とした一般的なケースを例示したものである。ここで、１／ηは整数である。
【００７９】
【表６】
0004409771.tif 000010
【００８０】
図１１から明らかなように、補償は、チャネライザ内の様々な設置箇所において実行することができる。しかしながら図１１に例示された設置箇所のうちの１つの設置箇所だけを選択する。その設置箇所としては、計算処理が最も少なくて済む地点を選択するのが好ましい。したがって、最良の設置箇所は、ＦＦＴ１０４０以降（ＦＦＴ１０４０の後段）の設置箇所である。ブロック補償器は、ＦＦＴ１０４０以前（ＦＦＴ１０４０の前段）に設置してもよいが、ＦＦＴ１０４０前段の大きなブロック・サイズにより、その利益は少なくなる。
【００８１】
図１２は、本発明の第２の実施形態によるチャネライザに適用した改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。図１２において、データ・ストリーム１０１０は、η％オーバーラップ・ブロック生成器１０２０、マルチプレクサ１０３０、ＦＦＴ１０４０、ビン選択の機能ブロック１０５０及び乗算器１０６０により、図１１を参照して説明したのと同様の手順で処理される。しかし、本実施形態によれば、乗算器１０６０からの乗算後のビンが周波数シフタ（frequency shifter）１１１０へ入力される。周波数シフタ１１１０では、ブロックが周波数領域において周波数移動（frequency translate）される。その周波数移動は、データ・ビンのブロックをＦＦＴ＿ＢＩＮｃｅｎｔｅｒＭＯＤ １／ηで与えられる量の単位で循環的にローテーションすることによって実行する。図１３は、２つのデータ・ビン単位でデータのブロックを循環的にローテーションするプロセスを例示した図である。前記のように、循環ローテーションの量は、一般に
【数４】
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で与えられる。
【００８２】
そして、η％オーバーラップ・ブロック結合器１０９０のオーバーラップ／保存ないしオーバーラップ／追加の処理の後に、周波数領域における循環シフトによって生じる周波数オフセットを除去ないし部分的に除去するため、時間領域における補償周波数が必要となる。この周波数補償は、図１２中の周波数補償器１１２０によって実行される。当業者に理解されるように、時間領域での周波数補償は、図１４に例示したような複素数乗算器を用いて実行することができる。周波数領域における循環シフトで生じた周波数オフセットを時間領域での周波数補償によって補償すべき通常のケースでは、周波数移動として
【数５】
0004409771.tif 000012
の周波数との乗算が必要になる。
【００８３】
この実施形態による乗算の処理が上述した第１実施形態におけるものほどは容易でないことは明らかである。しかし、複素数乗算器は、既に構成の一部であるものとしてよく、したがって、追加の計算処理コストは何等必要とされない。
【００８４】
上述した実施形態はチャネライザを参照して説明したが、本発明がデチャネライザに対して同様にして有効に適合することは、当業者に理解されることである。
【００８５】
本発明の効果として、改良高速畳み込みアルゴリズムでは、ＦＦＴのどの出力ビンを中央としてでも周波数フィルタ係数を配置することが可能になる。在来の改良高速畳み込みアルゴリズムに関してフィルタ配置の制約を除去することは、構成の柔軟性（汎用性）を増大させると共に、そうしなければ生じることになる副作用を補償するための信号処理の追加を防止する。本発明は、必要とされる計算処理の増加を最小限のみに抑えつつ、改良高速畳み込みアルゴリズムの汎用性を増大させる。このアルゴリズムは、ある程度の数以上のチャネルが任意の一時点で活動状態になる多種多様な規格をサポートしようとする無線通信システムでのデジタル・チャネライゼーションとデジタル・デチャネライゼーションに対し、極めて好適な手法である。
【００８６】
本発明の原理、好ましい実施形態及び処理の形態について、上に説明をした。しかし、本発明は、上述した特定の実施形態に限定されるものとして解釈されるべきものではない。すなわち、上述した実施形態は、制約的な事項ではなくむしろ例示的な事項とみなすべきものであり、かつ、特許請求の範囲によって規定されたような本発明の範囲から逸れることなく当業者によれば上述した実施形態に変形を加え得ることが認識されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  在来型の送信機と受信機を例示した図である。
【図２】  在来型のＩＱ復調デジタル受信機（IQ-demodulating digital receiver）を例示した図である。
【図３】  在来型の間引きフィルタ・バンクを例示した図である。
【図４】  チャネライザに適用した改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。
【図５】  チャネライザに適用した改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。
【図６】  η％オーバーラップ・ブロック生成器を例示した図である。
【図７】  η％オーバーラップ・ブロック結合器を例示した図である。
【図８】  ＩＤＦＴの直流ビンが選択されたＦＦＴビンのうちのＮＩＤＦＴ／２番目のビンである場合の当該直流ビンを例示した図である。
【図９】  ＩＤＦＴの中央ビンをＦＦＴの偶数ビンに配置したときの結果を例示した図である。
【図１０】  ＩＤＦＴの中央ビンをＦＦＴの奇数ビンに配置したときの結果を例示した図である。
【図１１】  本発明の一側面に基づくチャネライザに適用した改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。
【図１２】  本発明の第２の側面に基づくチャネライザに適用した改良高速畳み込みアルゴリズムを例示した図である。
【図１３】  本発明の周波数ローテーションの動作を例示した図である。
【図１４】  本発明の周波数補償の動作を例示した図である。
【符号の説明】
１０１０  データ・ストリーム
１０２０  η％オーバーラップ・ブロック生成器
１０３０  ＭＵＸ（マルチプレクサ）
１０３５  ブロック補償器
１０４０  Ｎｆｆｔの点のＦＦＴ
１０５０  ビン選択
１０６０  乗算器
１０７０  Ｎｆｉｌｔの点の周波数応答
１０８０  ＮＩＤＦＴの点のＩＤＦＴ
１０９０  η％オーバーラップ・ブロック結合器
１１１０  周波数領域でのブロック周波数シフトのローテーション
１１２０  周波数領域でのブロック周波数シフトのローテーション
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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