(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の搬送波周波数で周波数を変調されている変調信号および第１の信号を受けて、上記変調信号と上記第１の信号の位相差を検出し、該位相差に応じた信号の振幅レベルを有する第１の復調信号を生成する位相比較回路と、
抵抗とキャパシタと第１の差動増幅回路を含み、上記第１の復調信号を受けて該第１の差動増幅回路の第１と第２の電流源の電流量を可変し、該第１の差動増幅回路の第１と第２の出力端子から出力された電圧を該第１の差動増幅回路の第１と第２の入力端子に帰還し、上記第１の電流源に接続された該第１の差動増幅回路の第３の出力端子と、上記第２の電流源に接続された該第１の差動増幅回路の第４の出力端子間に接続された上記キャパシタに電荷を充電または放電して、上記抵抗およびキャパシタの素子値に応じた周波数を有する上記第１の信号を生成する発振回路と、
上記第１の復調信号をフィルタを用いて平均化し、当該平均値化した信号の振幅レベルに対応する補償信号を生成する補償信号生成回路と、
上記第１の復調信号および上記補償信号を受けて、上記補償信号により第２の差動増幅回路の第３の電流源の電流を発生させ、第１の基準電源により第３の差動増幅回路の第４の電流源の電流を発生させ、上記抵抗および上記キャパシタの素子値の変化による上記第１の復調信号の振幅レベルの変化を相殺する増幅率を設定し、上記増幅率をもって上記第１の復調信号を増幅した第２の復調信号を生成し、該第２の復調信号を上記第３の差動増幅回路から出力する、増幅回路とを有する
復調回路。
【請求項２】
上記増幅回路は、
上記第２の差動増幅回路が、それぞれのエミッタを接続された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、該第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのエミッタ電流の和が、上記補償信号に応じた信号の振幅レベルを有するように制御する上記第３の電流源を有し、
上記第３の差動増幅回路が、それぞれのエミッタを接続された第３のトランジスタおよび第４のトランジスタと、上記第３のトランジスタおよび第４のトランジスタのエミッタ電流の和が、所定の電流となるように制御する上記第４の電流源を有し、
上記第１のトランジスタは、ベースに上記第４のトランジスタのベースが接続され、コレクタに上記第１の復調信号に応じた信号の振幅レベルを有する電流が入力され、
上記第２のトランジスタは、ベースに上記第３のトランジスタのベースが接続され、
上記第２の復調信号が上記第４のトランジスタのコレクタから出力される電流に応じた信号の振幅レベルを有する
請求項１に記載の復調回路。
【請求項３】
上記第４の電流源は、
上記第４の電流源の出力電流を発生する第３の電流発生抵抗と、
比較器を用いて上記第１の基準電源から出力される出力電圧と上記第３の電流発生抵抗で発生した電圧を比較し、当該比較して得られた結果を用いて上記第３の電流発生抵抗の電圧が所定の電圧になるように上記第４の電流源の出力電流を制御する電流制御回路とを含む
請求項１に記載の復調回路。
【請求項４】
上記補償信号生成回路は、上記第１の復調信号を時間平均化するフィルタと、
上記フィルタからの出力電圧が一方の端子に入力され、出力端子からの上記補償信号が第５のトランジスタを介して第２の入力端子に供給される第１の演算増幅回路と、
を有する
請求項１に記載の復調回路。
【請求項５】
上記増幅回路は、第２の演算増幅回路を有し、上記第４のトランジスタのコレクタが該第２の演算増幅回路の第１の入力端子に接続され、該第２の演算増幅回路の第２の入力端子が第２の基準電源に接続され、上記第２の演算増幅回路の第１の入力端子と出力端子間に帰還抵抗で接続され上記第２の復調信号が増幅されて上記出力端子から導出される
請求項１記載の復調回路。
【請求項６】
上記第１の基準電源は、バンドギャップ回路で構成され、上記復調回路と同一のＩＣチップに形成される
請求項１に記載の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の搬送波周波数で周波数を変調されている信号を復調する復調回路に関し、特にＰＬＬ方式の復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン放送の音声信号を伝送する方式として、一般的に周波数変調（ＦＭ）方式が用いられている。
【０００３】
ＦＭ方式で伝送される信号は、搬送波周波数を中心にした周波数の時間的な変移に変換される。ＦＭ方式は、信号を搬送波の振幅の時間的な変移に変換して伝送する振幅変調（ＡＭ）方式に比べてＳ／Ｎ比が大きいので、音声信号の伝送に用いた場合、ＡＭ方式に比べて音質の優れた信号を再生できる特徴がある。
【０００４】
図３は、テレビジョン受信機の音声受信回路の構成を示すブロック図である。
図３において、１はＦＭ復調回路を、２はアンテナを、３はチューナーを、４は中間周波増幅回路を、５は映像検波回路を、６は音声中間周波数変換回路を、７は音声多重復調回路を、８は低周波増幅回路を、９ａおよび９ｂはスピーカーをそれぞれ示す。
【０００５】
アンテナ２は、図示しない放送局から送られてくる電波信号を受信して電気信号に変換し、チューナー３に出力する。
チューナー３は、アンテナ２から入力される電気信号から、指定されたチャンネルの信号を取り出して増幅し、映像信号および音声信号を中間周波数に変換して中間周波増幅回路４に出力する。
中間周波増幅回路４は、チューナー３で中間周波数に変換された映像中間周波信号および音声中間周波信号を増幅し、増幅された映像中間周波信号を映像検波回路５に、音声中間周波信号を音声中間周波数変換回路６にそれぞれ出力する。
映像検波回路５は、中間周波増幅回路４で増幅された映像中間周波信号をコンポジット画像信号Ｓ５に変換して、図示しない映像増幅回路に出力する。
音声中間周波数変換回路６は、中間周波増幅回路４から出力された音声中間周波信号をさらに周波数変換し、ＦＭ復調回路１に出力する。
ＦＭ復調回路１は、音声中間周波数変換回路６から入力されたＦＭ変調信号から音声信号を復調し、音声多重復調回路７に出力する。
音声多重復調回路７は、ＦＭ復調回路１で復調された信号からステレオ放送時の左右の音声信号あるいは２音声放送時の主／副音声信号を取り出して、低周波増幅回路８に出力する。
低周波増幅回路８は、音声多重復調回路７から出力された左右の音声信号あるいは主／副音声信号を増幅して、スピーカー９ａおよび９ｂに出力する。
スピーカー９ａおよび９ｂは、低周波増幅回路８で増幅された左右の音声信号あるいは主／副音声信号を音波に変換する。
【０００６】
上述した構成を有するカラーテレビジョン受信機の音声受信回路の動作を説明する。
【０００７】
図示しない放送局から送られてきた電波信号は、アンテナ２に受信されて電気信号に変換され、チューナー３に出力される。
チューナー３に入力された電気信号は、指定されたチャンネルの信号が取り出されて増幅され、映像中間周波信号および音声中間周波信号に周波数変換されて、中間周波増幅回路４に出力される。日本の一般的なカラーテレビジョン受信機では、映像中間周波信号が５８．７５ＭＨｚ、音声中間周波信号が５４．２５ＭＨｚなる搬送波周波数を有している。
【０００８】
中間周波増幅回路４に入力された映像中間周波信号および音声中間周波信号は、それぞれフィルターによって弁別されて増幅された後、映像中間周波信号は映像検波回路５に、音声中間周波信号は音声中間周波数変換回路６にそれぞれ出力される。映像検波回路５に出力された映像中間周波信号は、コンポジット画像信号Ｓ５に復調されて、図示しない映像増幅回路に出力される。
【０００９】
音声中間周波数変換回路６に入力された音声中間周波信号は、さらに周波数を変換される。日本の一般的なカラーテレビジョン受信機では、映像中間周波信号の周波数５８．７５ＭＨｚと音声中間周波信号の周波数５４．２５ＭＨｚとの差である４．５ＭＨｚの周波数に変換される。
周波数変換された後の信号は、振幅の変動成分が除去されたあと、ＦＭ復調回路１に出力される。
【００１０】
４．５ＭＨｚの周波数に変換されたＦＭ信号は、ＦＭ復調回路１で音声帯域の信号に復調されて、音声多重復調回路７に出力される。
【００１１】
ＦＭ復調回路１で復調された音声帯域の信号には、主音声信号のほかに、副音声信号が周波数変調されたＦＭ信号や、制御信号が周波数変調されたＦＭ信号が多重化されている。これらのＦＭ信号は音声多重復調回路７で復調され、主音声信号とともに、ステレオ放送時の左右の音声信号あるいは２音声放送時の主／副音声信号として、低周波増幅回路８に出力される。
低周波増幅回路８に入力された音声信号はここで増幅され、スピーカー９ａおよび９ｂにおいて音声に再生される。
【００１２】
ところで、上述したカラーテレビジョン受像機の音声受信回路において、ＦＭ復調回路１には幾つかの方式がある。
クアドラチュア方式と呼ばれるＦＭ復調回路では、ＬＣフィルタやセラミックフィルタによって周波数が４．５ＭＨｚの時に位相を９０°シフトさせたＦＭ信号と、位相をシフトさせない元のＦＭ信号を乗算回路で乗算し、そのあと搬送波による高周波成分を除去することによって、ＦＭ復調信号を得ている。
【００１３】
また、ＰＬＬ方式と呼ばれるＦＭ復調回路では、位相同期ループ（Phase Locked Loop ）の基本構成をそのまま用いることにより、ＦＭ復調信号を得ている。
図４は、ＰＬＬ方式によるＦＭ復調回路の基本構成を示すブロック図である。図４において、１１は乗算回路を、１２はループフィルタを、１３は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）をそれぞれ示す。また、Ｓ１１は乗算回路の出力信号を、Ｓ１２はループフィルタの出力信号を、Ｓ１３はＶＣＯの出力信号をそれぞれ示す。
【００１４】
乗算回路１１は、ＦＭ信号ＳinとＶＣＯ１３の出力信号Ｓ１３を乗算し、乗算の結果の信号Ｓ１１をループフィルタ１２に出力している。
ループフィルタ１２は、乗算回路１１の出力信号Ｓ１１から搬送波による高周波成分を除去した信号Ｓ１２をＶＣＯ１３に帰還している。
ＶＣＯ１３は、ループフィルタ１２の出力信号Ｓ１２の振幅に応じた周波数の信号１３を乗算回路１１に出力する。
【００１５】
図４に示すＦＭ復調回路の基本構成はＰＬＬの基本構成と同じなので、ＶＣＯ１３の出力する信号Ｓ１３の周波数はＦＭ信号Ｓinの周波数に追従して変化する。もしＰＬＬが正常に動作しており、ＦＭ信号Ｓinと信号Ｓ１３の位相がロックしているなら、ＶＣＯ１３の制御電圧の振幅はＦＭ信号Ｓinの周波数の時間的な変移に追従して振動していなくてはならない。さらに、ＦＭ信号Ｓinの周波数の時間的な変移は、周波数変調される前の元信号に等しい。したがって、ＶＣＯ１３の制御電圧Ｓ１２からＦＭ復調信号を得ることができる。
【００１６】
ところで、日本で採用されているテレビジョンの放送方式では、ＦＭ復調回路１に入力されるＦＭ信号の周波数変移の範囲が４．５ＭＨｚ±２５ｋＨｚと定められており、中心周波数４．５ＭＨｚに対する周波数の可変範囲は著しく小さい。このことは、図４に示すＰＬＬ方式のＦＭ復調回路において、信号Ｓ１２の直流レベルに対するＦＭ復調信号の振幅が著しく小さいことを意味し、ＶＣＯ１３の電圧対周波数の変換特性が僅かに変動しても、ＦＭ復調信号の振幅に大きな変動をもたらすことになる。
【００１７】
したがって、電圧対周波数の変換特性が抵抗値と容量値によって決まる、例えば図５に示すようなマルチバイブレータによるＶＣＯをＦＭ復調回路に用いた場合、抵抗値と容量値の温度特性や絶対値ばらつきがＦＭ復調信号の振幅にばらつきをもたらすことになる。
【００１８】
図５は、抵抗とキャパシタからなる一般的なマルチバイブレータによるＶＣＯの回路図である。
図５において、Ｄ１３１，１３２はダイオードを、Ｑ１３１〜Ｑ１３８はｎｐｎ型トランジスタを、Ｒ１３１〜Ｒ１３６は抵抗を、Ｃ１３１はキャパシタを、Ｉ１３１〜Ｉ１３３は電流源を、Ｕ１３１は差動増幅回路をそれぞれ示している。またＶccは電源電圧を示している。
【００１９】
以下に、図５に示すＶＣＯの接続関係について説明する。
【００２０】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３，Ｑ１３４のベースは共に信号Ｓ１２を受けており、エミッタはそれぞれ抵抗値の等しい抵抗Ｒ１３３，Ｒ１３４を介して接地電位に接続されている。また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３，Ｑ１３４のコレクタはそれぞれｎｐｎ型トランジスタＱ１３１，Ｑ１３２のエミッタに接続されている。さらに、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３，Ｑ１３４のコレクタの端子間にはキャパシタＣ１３１が接続されている。
【００２１】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１，Ｑ１３２のコレクタは、それぞれ抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３２を介して電源電圧ＶCCに接続されている。また、抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３２にはダイオードＤ１３１，Ｄ１３２がそれぞれ並列に、電源電圧ＶCCがアノード側になる方向で接続されている。
【００２２】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７，Ｑ１３８のコレクタは、それぞれｎｐｎ型トランジスタＱ１３１，Ｑ１３２のベースに接続されており、また、それぞれ抵抗Ｒ１３５，Ｒ１３６を介して電源電圧ＶCCに接続されている。さらに、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７，Ｑ１３８のコレクタ間の電圧は、差動増幅回路Ｕ１３１で増幅され、信号Ｓ１３として出力されている。
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７，Ｑ１３８のエミッタは互いに接続され、その接続点と接地電位の間には、電流源Ｉ１３３が接続されている。
【００２３】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３５，Ｑ１３６のベースは、それぞれｎｐｎ型トランジスタＱ１３１，Ｑ１３２のコレクタに接続されている。また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３５，Ｑ１３６のコレクタは電源電圧ＶCCに接続されている。さらに、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３５，Ｑ１３６のエミッタと接地電位の間には、それぞれ電流源Ｉ１３１，Ｉ１３２が接続されている。
【００２４】
次に、以上に説明した構成を有するＶＣＯの動作を説明する。
【００２５】
初期状態として、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオフの状態になっていると仮定する。
このとき、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１およびｎｐｎ型トランジスタＱ１３２のコレクタ電圧は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３５およびｎｐｎ型トランジスタＱ１３６によるエミッタフォロア回路を介してｎｐｎ型トランジスタＱ１３７およびｎｐｎ型トランジスタＱ１３８のベースにそれぞれ伝達される。
ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７およびｎｐｎ型トランジスタＱ１３８は差動増幅回路を構成しており、ベース電圧の大きさによっていずれか一方がオンになる。この場合、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３６のエミッタ電圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１３５のエミッタ電圧に比べて高いので、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３８がオンになり、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７はオフになる。
すると、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１のベース電圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１３２のベース電圧に比べて高くなるので、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオンになりｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオフになる。これは、最初に仮定した初期状態に等しい。
【００２６】
ところで、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオンの状態になっていると、電源電圧ＶccからダイオードＤ１３１を介してキャパシタＣ１３１に電流が流れる。一方、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３３およびｎｐｎ型トランジスタＱ１３４は、信号Ｓ１２に与えられる電圧に応じた大きさの等しい電流Ｉo を流す定電流源を構成しており、電源電圧ＶccからダイオードＤ１３１を介して流れる電流の大きさは、この定電流源によって制限される。したがって、キャパシタＣ１３１は一定の電流Ｉo で充電される。
【００２７】
キャパシタＣ１３１が充電されることによりｎｐｎ型トランジスタＱ１３１のコレクタ電圧が上昇すると、これに応じてｎｐｎ型トランジスタＱ１３７のベース電圧も上昇する。そして、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７のベース電圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１３８のベース電圧より高くなると、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３８がオフに転ずる。これにより、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオフの状態に移行する。
【００２８】
このため、キャパシタＣ１３１に蓄積された電荷は、電源電圧ＶccからダイオードＤ１３２を介して流れる電流Ｉo によって放電され、今度は逆方向に充電されて、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３６およびＱ１３８のベース電圧が上昇する。そして、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３８のベース電圧がｎｐｎ型トランジスタＱ１３７のベース電圧より高くなると、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３８がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３７がオフに転じ、これにより、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３１がオン、ｎｐｎ型トランジスタＱ１３２がオフの初期状態に戻る。
以上の動作を繰り返すことにより、差動増幅回路Ｕ１３１の出力Ｓ１３には一定の周波数の信号が発生する。
【００２９】
図６は、キャパシタＣ１３１の電圧波形を示す図である。
図６において、縦軸はキャパシタＣ１３１の電圧を、横軸は時間をそれぞれ示している。またＶo はキャパシタＣ１３１の電圧波形の振幅を、Ｔo はキャパシタＣ１３１の電圧波形の周期をそれぞれ示している。
図６に示すように、キャパシタＣ１３１は一定の電流Ｉo によって充電されるので、キャパシタＣ１３１の電圧波形は三角波状になる。
【００３０】
キャパシタＣ１３１の容量値をＣo とすると、以下の式が成立する。
Ｉo ＊Ｔo ／２  ＝  Ｃo ＊Ｖo   ・・・・・・・・（１）
また、三角波の発振周波数をｆo とすると、ｆo ＝１／Ｔo なので以下の式が成り立つ。
ｆo   ＝  Ｉo ／（２＊Ｃo ＊Ｖo ）・・・・（２）
Ｉo   ＝  ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆo   ・・・・・（３）
【００３１】
式（２）、式（３）から分かるように、発振周波数ｆo とキャパシタＣ１３１の充電電流Ｉo の関係にはキャパシタＣ１３１の容量値Ｃo が関与している。したがって、容量値Ｃo の絶対値ばらつきと温度特性がそのまま発振周波数ｆo に変動を与える要因になる。
【００３２】
また、キャパシタＣ１３１の充電電流Ｉo と信号Ｓ１２の電圧は比例関係にないので、電流値に比例した電圧で制御するためには電圧−電流変換回路を入力側に追加する必要がある。この場合、電圧−電流変換回路に用いる抵抗の絶対値ばらつきと温度特性も発振周波数ｆo に変動を与える要因になる。
仮に、上述した電圧−電流変換回路の入力電圧をＶ１、出力電流をＩo 、電圧−電流変換回路に用いる抵抗をＲint とおけば、式（３）は以下のようになる。
0004441983.tif 000002
【００３３】
式（４）より、図５に示すＶＣＯの電圧対発振周波数の特性は、回路の抵抗値や容量値の変動に影響を受けることがわかる。一般的に、ＩＣ上に形成したキャパシタや抵抗は素子ごとの値のばらつきが大きいため、後段に接続する回路に適切なレベルの信号を供給するための調整が必要になる。また、温度による変動が大きいため、図５に示すようなマルチバイブレータによるＶＣＯをＦＭ復調回路に使用すると、ＦＭ復調信号の振幅は温度に応じて大きく変動してしまうことになる。
【００３４】
こうした不具合を解消するために、例えば「日本国特許公報第２８２００６９号」に示されているような、素子の絶対値ばらつきと温度特性によるＦＭ復調信号の出力レベルのばらつきを改善したＦＭ復調回路が知られている。
【００３５】
図７は、素子の絶対値ばらつきや温度特性によるＦＭ復調信号の出力レベルのばらつきを改善した従来のＦＭ復調回路を示す回路図である。
図４と図７の同一の符号は同一の内容を示す。その他、１４は温度補償増幅回路を、１４１は増幅器を、１４２はデエンファシスフィルタを、１４３，１４４は基準電流発生回路を、Ｒ１４１，Ｒ１４２は抵抗をそれぞれ示す。
【００３６】
増幅器１４１は、ループフィルタの出力信号Ｓ１２、基準電流発生回路１４３および１４４による電流ｉ１およびｉ２を受けて、信号Ｓ１２に電流ｉ１およびｉ２で決まる増幅率を乗じた出力信号を生成し、デエンファシスフィルタ１４２に出力する。
デエンファシスフィルタ１４２は、増幅器１４１の出力信号、基準電流発生回路１４３および１４４による電流ｉ１およびｉ２を受けて、増幅器１４１の出力信号に対し、電流ｉ１およびｉ２で決まるカットオフ周波数から上の高周波帯域の信号レベルを減衰させた出力信号を生成し、ＦＭ復調信号Ｓout として出力する。
基準電流発生回路１４３は、ＩＣ内部の抵抗Ｒ１４１で決まる大きさの電流ｉ１を、増幅器１４１およびデエンファシスフィルタ１４２に出力する。
基準電流発生回路１４４は、ＩＣ外部の抵抗Ｒ１４２で決まる大きさの電流ｉ２を、増幅器１４１およびデエンファシスフィルタ１４２に出力する。
【００３７】
図７に示すＦＭ復調回路は、図４の基本構成に加えて、温度補償増幅回路１４を設けたことに特徴がある。以下に温度補償増幅回路１４の動作を説明する。
【００３８】
増幅器１４１は、基準電流発生回路１４３および１４４による２つの電流ｉ１およびｉ２によって、以下の式に示すような増幅率Ａｖを有している。
Ａｖ  ＝  （ＲL ／Ｒe ）＊（ｉ１／（２＊ｉ２））・・・（５）
ただし、ＲL ，Ｒe はいずれもＩＣ内部の抵抗の抵抗値を表す。
また、ｉ１、ｉ２は基準電圧源Ｖref および抵抗Ｒ１４１，Ｒ１４２の抵抗値ＲＲｉ，Ｒｘに対して以下の関係を有している。
ｉ１  ＝  Ｖref ／ＲＲｉ・・・・（６）
ｉ２  ＝  Ｖref ／Ｒｘ・・・・・（７）
式（６）、式（７）を式（５）に代入すると、増幅率Ａｖは以下のようになる。
Ａｖ  ＝  （ＲL ／Ｒe ）＊（Ｒｘ／（２＊ＲＲｉ））・・・・（８）
よって、増幅器１４１の出力レベルＶAvは式（４）を用いると以下のようになる。
ＶAv  ＝  （ＲL ／Ｒe ）＊（Ｒint ／ＲＲｉ）＊Ｒｘ＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆo
・・・・（９）
上式から、増幅器１４１の出力レベルＶAvは内部抵抗ＲL とＲe 、Ｒint とＲＲｉの相対比に依存することが分かる。
【００３９】
同一ＩＣの内部に形成した抵抗の温度係数や抵抗値のばらつきは良く一致しているので、内部抵抗の相対比に係る項が出力レベルＶAvの精度に与える影響は小さい。したがって、増幅器１４１の出力レベルＶAvの精度はＩＣ外部の抵抗ＲｘとＩＣ内部のキャパシタＣo の精度に影響される。
さらに、キャパシタＣo の精度による増幅器１４１の出力レベルＶAvのばらつきは、デエンファシスフィルタ１４２において、高周波帯域の信号を減衰させるキャパシタの精度によるばらつきと相殺される。このため、デエンファシスフィルタ１４２から出力されるＦＭ復調信号Ｓout レベルの精度は、ＩＣ外部の抵抗Ｒｘの精度にもっとも影響されることになる。ＩＣの外部に付加する抵抗の精度はＩＣ内部の抵抗の精度に比べて高くできるので、ＦＭ復調信号Ｓout レベルの精度は改善される。
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のＰＬＬ方式によるＦＭ復調回路によれば、例えばクアドラチュア方式によるＦＭ復調回路で位相のシフトに必要となるＬＣフィルタやセラミックフィルタのような高価な外付け部品を無くし、比較的安価な外付けの高精度な抵抗に置き変えることで温度係数や素子ごとの値のばらつきによる出力レベルのばらつきを抑えることができるので、出力レベルが無調整化されたＦＭ復調回路を、安いコストで製造できる利点がある。しかし、このような外付け部品は、部品代のコストや部品実装に要するコストを押し上げる原因となり、また実装のための面積を必要とすることから装置の小型化を阻害する原因ともなるので、極力これを無くすことが望まれる。
【００４１】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、抵抗やキャパシタなどの回路素子の素子値のばらつきや温度特性による出力信号レベルのばらつきを抑止できるＦＭ復調回路を提供することにある。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明では、所定の搬送波周波数で周波数を変調されている変調信号および第１の信号を受けて、上記変調信号と上記第１の信号の位相差を検出し、該位相差に応じた信号の振幅レベルを有する第１の復調信号を生成する位相比較回路と、抵抗とキャパシタと第１の差動増幅回路を含み、上記第１の復調信号を受けて該第１の差動増幅回路の第１と第２の電流源の電流量を可変し、該第１の差動増幅回路の第１と第２の出力端子から出力された電圧を該第１の差動増幅回路の第１と第２の入力端子に帰還し、上記第１の電流源に接続された該第１の差動増幅回路の第３の出力端子と、上記第２の電流源に接続された該第１の差動増幅回路の第４の出力端子間に接続された上記キャパシタに電荷を充電または放電して、上記抵抗およびキャパシタの素子値に応じた周波数を有する上記第１の信号を生成する発振回路と、上記第１の復調信号をフィルタを用いて平均化し、当該平均値化した信号の振幅レベルに対応する補償信号を生成する補償信号生成回路と、上記第１の復調信号および上記補償信号を受けて、上記補償信号により第２の差動増幅回路の第３の電流源の電流を発生させ、第１の基準電源により第３の差動増幅回路の第４の電流源の電流を発生させ、上記抵抗および上記キャパシタの素子値の変化による上記第１の復調信号の振幅レベルの変化を相殺する増幅率を設定し、上記増幅率をもって上記第１の復調信号を増幅した第２の復調信号を生成し、該第２の復調信号を上記第３の差動増幅回路から出力する、増幅回路とを有している。
【００４５】
本発明では、上記増幅回路は、上記第２の差動増幅回路が、それぞれのエミッタを接続された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、該第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのエミッタ電流の和が、上記補償信号に応じた信号の振幅レベルを有するように制御する上記第３の電流源を有し、上記第３の差動増幅回路が、それぞれのエミッタを接続された第３のトランジスタおよび第４のトランジスタと、上記第３のトランジスタおよび第４のトランジスタのエミッタ電流の和が、所定の電流となるように制御する上記第４の電流源を有し、上記第１のトランジスタは、ベースに上記第４のトランジスタのベースが接続され、コレクタに上記第１の復調信号に応じた信号の振幅レベルを有する電流が入力され、上記第２のトランジスタは、ベースに上記第３のトランジスタのベースが接続され、上記第２の復調信号が上記第４のトランジスタのコレクタから出力される電流に応じた信号の振幅レベルを有している。
【００４６】
本発明では、上記第４の電流源は、上記第４の電流源の出力電流を発生する第３の電流発生抵抗と、比較器を用いて上記第１の基準電源から出力される出力電圧と上記第３の電流発生抵抗で発生した電圧を比較し、当該比較して得られた結果を用いて上記第３の電流発生抵抗の電圧が所定の電圧になるように上記第４の電流源の出力電流を制御する電流制御回路とを含んでいる。
【００４７】
本発明よれば、上記変調信号は、上記位相比較回路において上記第１の信号との位相差を検出され、位相差に応じた信号の振幅レベルの上記第１の復調信号に変換されて、上記発振回路、上記補償信号生成回路および上記増幅回路に出力される。
上記発振回路に入力された上記第１の復調信号は、上記第１の復調信号の振幅レベルに応じた周波数を有する上記第１の信号に変換される。この第１の信号の周波数は、上記発振回路が有する抵抗およびキャパシタの素子値の変化に応じて変化する。上記発振回路において生成された上記第１の信号は上記位相比較回路に帰還される。負帰還の働きにより、上記第１の信号の位相は上記変調信号の位相と一致するように制御される。
上記補償信号生成回路に入力された上記第１の復調信号は、上記第１の復調信号をフィルタを用いて平均化し、当該平均値化した信号の振幅レベルを有する上記補償信号に変換されて上記増幅回路に出力される。
上記増幅回路において、上記補償信号により第２の差動増幅回路の第３の電流源の電流を発生させ、第１の基準電源により第３の差動増幅回路の第４の電流源の電流を発生させ、上記抵抗および上記キャパシタの素子値の変化による上記第１の復調信号の振幅レベルの変化を相殺する増幅率を設定し、上記増幅率をもって上記第１の復調信号を増幅した第２の復調信号を生成し、該第２の復調信号は上記第３の差動増幅回路から出力される。
【００４８】
本発明によれば、上記発振回路に入力された上記第１の復調信号は、上記第１と第２の電流源において上記第１の復調信号に応じた信号の振幅レベルの電流に変換される。当該電流によって上記キャパシタは充電または放電される。充電と放電の切換は上記キャパシタの電圧に応じてなされ、上記キャパシタの電圧が定められた上記第１のしきい値より大きいとき上記キャパシタは放電され、上記第２のしきい値より小さいとき上記キャパシタは充電される。上記第１のしきい値は上記第２のしきい値より大きいので、上記キャパシタは充電と放電を繰り返される。そして、上記キャパシタのかかる充放電に同期した上記第１の信号が、上記発振回路において生成される。
【００４９】
本発明によれば、上記第１の電流制御回路によって上記第１の復調信号と上記第１と第２の電流源の出力電流を検出する第１の電流検出抵抗の電圧が比較され、第１と第２の電流検出抵抗の電圧が上記第１の復調信号に応じた信号の振幅レベルになるように、上記第１と第２の電流源の出力電流が制御される。
【００５０】
本発明によれば、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのエミッタ電流の和が、上記補償信号に応じた信号の振幅レベルを有するように上記第３の電流源によって制御されている。また、第３のトランジスタおよび第４のトランジスタのエミッタ電流の和が、所定の電流となるように第４の電流源によって制御されている。また、第１のトランジスタのベース−エミッタ間電圧と第２のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差は、第４のトランジスタのベース−エミッタ間電圧と第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差と等しい。これにより、第１のトランジスタのコレクタに入力される電流と第４のトランジスタから出力される電流の比は、上記第３の電流源による電流と上記第４の電流源による電流の比に等しくなる。したがって、上記第１の復調信号は、上記第４の電流源に比例し上記補償信号に反比例する増幅率に応じた信号の振幅レベルを有する上記第２の復調信号に変換される。
【００５１】
本発明によれば、上記第４の電流源は、上記第３の電流発生抵抗で上記第４の電流源の出力電流を発生し、比較器を用いて上記第１の基準電源から出力される出力電圧と上記第４の電流発生抵抗で発生した電圧を比較し、当該比較して得られた結果を用いて上記第３の電流発生抵抗の電圧が所定の電圧になるように上記第４の電流源の出力電流を制御する。
また、本発明によれば、上記補償信号生成回路は、フィルタで上記第１の復調信号を時間平均化し、上記フィルタからの出力電圧を第１の演算増幅回路を介して上記第４の電流源に供給し、該第４の電流源の電流を制御する。
また、上記増幅回路の補償信号生成回路は、上記第１の復調信号を時間平均化するフィルタと、
上記フィルタからの出力電圧が一方の端子に入力され、出力端子からの上記補償信号が第５のトランジスタを介して第２の入力端子に供給される第１の演算増幅回路と、を有する。
また、上記増幅回路は、第２の演算増幅回路を有し、上記第４のトランジスタのコレクタが該第２の演算増幅回路の第１の入力端子に接続され、該第２の演算増幅回路の第２の入力端子が第２の基準電源に接続され、上記第２の演算増幅回路の第１の入力端子と出力端子間に帰還抵抗で接続され上記第２の復調信号が増幅されて上記出力端子から導出される。
また、上記第１の基準電源は、バンドギャップ回路で構成され、上記復調回路と同一のＩＣチップに形成される。
【００５２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係るＦＭ復調回路の実施形態を示す回路図である。
図４と図１の同一の符号は同一の内容を表している。その他、１５は補償信号生成回路を、１６は増幅回路を、Ｃ１５１はキャパシタを、Ｒ１２１〜Ｒ１５３は抵抗を、Ｉ１２１は電流源を、Ｑ１２１，Ｑ１５１はｎｐｎ型トランジスタを、Ｕ１２１は電流出力型アンプを、Ｕ１５１はバッファアンプを、Ｕ１２２，Ｕ１５２は演算増幅回路をそれぞれ示す。また、Ｓ１２ａは電流出力型アンプＵ１２１の出力信号を、Ｓ１２ｂは演算増幅回路Ｕ１２２の出力信号を、Ｓ１５は補償信号生成回路の出力信号をそれぞれ示している。
【００５３】
図１に示すＦＭ復調回路の構成と接続関係について説明する。なお、図４に示すＦＭ復調回路との同一部分については説明を省略する。
【００５４】
電流出力型アンプＵ１２１は、ループフィルタ１２の出力信号Ｓ１２を受けて、抵抗Ｒ１２１と電流源Ｉ１２１の接続点に電流を流している。また、この接続点から増幅回路１６およびバッファアンプＵ１５１の入力に、信号Ｓ１２ａが出力されている。
抵抗Ｒ１２１は、電流出力型アンプＵ１２１の出力および電流源Ｉ１２１の接続点に、電源電圧Ｖccからの電流を流している。
電流源Ｉ１２１は、抵抗Ｒ１２１および電流出力型アンプＵ１２１の出力の接続点から接地電位に、一定の電流を流している。
【００５５】
演算増幅器Ｕ１２２は、負側入力端子に電流出力型アンプＵ１２１の出力の電圧を受けており、正側入力端子に抵抗Ｒ１２２およびｎｐｎ型トランジスタＱ１２１のコレクタの接続点の電圧を受けている。また、出力はｎｐｎ型トランジスタＱ１２１のベースに電流を出力している。
ｎｐｎ型トランジスタＱ１２１は、電源電圧Ｖccから抵抗Ｒ１２２を介しコレクタに受けた電流を、エミッタから抵抗Ｒ１２３を介し接地電位に流している。また、ベースは演算増幅器Ｕ１２２の出力から電流を入力されている。
【００５６】
バッファアンプＵ１５１は、信号Ｓ１２ａを受けて、抵抗Ｒ１５１とキャパシタＣ１５１が構成する低域通過フィルタを介し、演算増幅器Ｕ１５２の負側入力端子に信号を出力している。
抵抗Ｒ１５１は、バッファアンプＵ１５１から受けた高周波の電流を、キャパシタＣ１５１を介して接地電位に流している。
演算増幅器Ｕ１５２は、負側入力端子に抵抗Ｒ１５１を介してバッファアンプＵ１５１からの信号を受けており、正側入力端子に抵抗Ｒ１５２およびｎｐｎ型トランジスタＱ１５１のコレクタの接続点の電圧を受けている。また、出力はｎｐｎ型トランジスタＱ１５１のベースに電流を出力するとともに、補償信号Ｓ１５を増幅回路１６に出力している。
ｎｐｎ型トランジスタＱ１５１は、電源電圧Ｖccから抵抗Ｒ１５２を介してコレクタに受けた電流を、エミッタから抵抗Ｒ１５３を介して接地電位に流している。また、ベースは演算増幅器Ｕ１５２の出力から電流を入力されている。
【００５７】
増幅回路１６は、電流出力型アンプＵ１２１による信号Ｓ１２ａおよび演算増幅器Ｕ１５２による補償信号Ｓ１５を受けて、ＦＭ復調信号Ｓout を出力している。
この増幅回路１６は、具体的には図２に示す回路を有している。
【００５８】
図２は、本発明に係るＦＭ復調回路の増幅回路１６を示す回路図である。
図２において、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗を、Ｖref1〜Ｖref3は電圧源を、Ｑ１〜Ｑ６はｎｐｎ型トランジスタを、Ｑ７〜Ｑ１０はｐｎｐ型トランジスタを、Ｕ１，Ｕ３は演算増幅回路を、Ｕ２は電流出力型差動アンプをそれぞれ示す。
【００５９】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１とｎｐｎ型トランジスタ型Ｑ２のエミッタ同志が接続されており、またｎｐｎ型トランジスタＱ３とｎｐｎ型トランジスタＱ４のエミッタ同志が接続されている。
ｎｐｎ型トランジスタＱ２とｎｐｎ型トランジスタ型Ｑ３のベース同志が接続されており、またｎｐｎ型トランジスタＱ１とｎｐｎ型トランジスタＱ４のベース同志が接続されている。
【００６０】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベースおよびコレクタとｎｐｎ型トランジスタＱ４のベースには、抵抗Ｒ１を介して信号Ｓ１２ａが入力されている。
ｎｐｎ型トランジスタＱ２とｎｐｎ型トランジスタ型Ｑ３のベースには、電流出力型差動アンプＵ２による電流が入力されている。その電流出力型差動アンプＵ２は、正側入力端子にｎｐｎ型トランジスタＱ４のベース電圧を、負側入力端子に電圧源Ｖref2による電圧をそれぞれ受けている。
【００６１】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ電流は、ｎｐｎ型トランジスタＱ６のコレクタからエミッタを通り、抵抗Ｒ４を介して接地電位に流れる。そのｎｐｎ型トランジスタＱ６は、ベースに補償信号Ｓ１５を受けている。
ｎｐｎ型トランジスタＱ３およびＱ４のエミッタ電流は、ｎｐｎ型トランジスタＱ５のコレクタからエミッタを通り、抵抗Ｒ３を介して接地電位に流れる。そのｎｐｎ型トランジスタＱ５は、ベースに演算増幅回路Ｕ３の出力を受けている。演算増幅回路Ｕ３は、正側入力端子に電圧源Ｖref3による電圧を受け、負側入力端子にｎｐｎ型トランジスタＱ５のエミッタ電圧を受けている。
【００６２】
ｐｎｐ型トランジスタＱ７とｐｎｐ型トランジスタＱ８のベース同志が接続されており、コレクタは電源電圧Ｖccに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタＱ７のコレクタはｎｐｎ型トランジスタＱ１のコレクタに接続されており、ｐｎｐ型トランジスタＱ８のコレクタとベースは、ｎｐｎ型トランジスタＱ２のコレクタに接続されている。
ｐｎｐ型トランジスタＱ９とｐｎｐ型トランジスタＱ１０のベース同志が接続されており、コレクタは電源電圧Ｖccに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタＱ９のコレクタとベースはｎｐｎ型トランジスタＱ３のコレクタに接続されており、ｐｎｐ型トランジスタＱ１０のコレクタは、ｎｐｎ型トランジスタＱ４のコレクタに接続されている。
【００６３】
演算増幅回路Ｕ１の負側入力端子には、ｐｎｐ型トランジスタＱ１０のコレクタとｎｐｎ型トランジスタＱ４のコレクタが接続されているとともに、演算増幅回路Ｕ１の出力信号が抵抗Ｒ２を介して帰還されている。また、正側入力端子には電圧源Ｖref1による電圧が入力されている。演算増幅回路Ｕ１の出力から、ＦＭ復調信号Ｓout が出力される。
【００６４】
次に、上述した構成を有するＦＭ復調回路の動作を説明する。
本発明の従来方式に対する特徴は、信号Ｓ１２の時間的平均値を用いて、ＦＭ復調信号Ｓout レベルの変動を補償していることにある。信号Ｓ１２の時間的平均値は、ＶＣＯ１３の出力信号Ｓ１３がＦＭ信号Ｓinの搬送波周波数に等しいときのループフィルタ１２の出力値に相当する。
【００６５】
ＶＣＯ１３の動作は、図５を参照して既に説明した動作と同じであるので省略する。ただし、本実施形態の説明においては図５の信号Ｓ１２を信号Ｓ１２ｂに置き換える。
ｎｐｎ型トランジスタＱ１２１，Ｑ１３３，Ｑ１３４のベースには信号Ｓ１２ｂによる等しい電圧が印加されているので、抵抗Ｒ１２３の抵抗値が抵抗Ｒ１３３，Ｒ１３４の抵抗値と等しいとすると、抵抗Ｒ１２３，Ｒ１３３，Ｒ１３４に流れる電流は全て等しくなる。この電流を図１に示すようにＩo とする。
【００６６】
抵抗Ｒ１２２、演算増幅回路Ｕ１２２、ｎｐｎ型トランジスタＱ１２１は電圧−電流変換回路を構成しており、演算増幅回路Ｕ１２２の負側入力端子に入力される電圧に応じて、抵抗Ｒ１２２およびＲ１２３に流れる電流Ｉo の大きさが制御される。
すなわち、負側入力端子の電圧が高くなると、演算増幅回路Ｕ１２２の出力電圧は低下し、これによりｎｐｎ型トランジスタＱ１２１のベース電圧が低下するので電流Ｉo が減少する。電流Ｉo が減少すると、抵抗Ｒ１２２による電圧降下が減少するので正側入力端子の電圧が上昇し、負側入力端子との電位差が打ち消される。
逆に、負側入力端子の電圧が低くなると、演算増幅回路Ｕ１２２の出力電圧は上昇し、これによりｎｐｎ型トランジスタＱ１２１のベース電圧が上昇するので電流Ｉo が増大する。電流Ｉo が増大すると、抵抗Ｒ１２２による電圧降下が増大するので正側入力端子の電圧が低下し、負側入力端子との電位差が打ち消される。
【００６７】
上述の動作により、演算増幅回路Ｕ１２２の正側入力端子と負側入力端子の電圧が等しくなるように制御されているので、抵抗Ｒ１２１の電圧と抵抗Ｒ１２２の電圧はほぼ等しくなる。抵抗Ｒ１２１の電圧をＶ１、抵抗Ｒ１２２の抵抗値をＲint1とすると、式（３）を用いることにより電圧Ｖ１は以下のようになる。
0004441983.tif 000003
上式は式（４）と形式的に等しくなる。
【００６８】
バッファアンプＵ１５１の入力インピーダンスは高いので、電流出力型アンプＵ１２１による電流はこの入力に流れず、またバッファアンプＵ１５１の出力と入力の信号のレベルは等しくなる。
バッファアンプＵ１５１を介して受けた信号Ｓ１２ａは、抵抗１５１およびキャパシタＣ１５１が構成する低域通過フィルタによって高周波成分を除去されて、直流レベルに変換される。
【００６９】
ところで、ＦＭ信号Ｓinは搬送波周波数を中心に周波数が変調された信号なので、この信号を復調したＦＭ復調信号Ｓout は、搬送波周波数に相当する直流レベルを中心に振動する信号であると考えられる。そこで、搬送波周波数をｆc とすると、電圧Ｖ１が低域通過フィルタにより高周波成分を除去された直流レベルの電圧Ｖx は、
Ｖx   ＝  ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊ｆc ＊Ｒint1・・・（１１）
となる。
【００７０】
式（１１）で示す電圧Ｖx は、図１に示すように、演算増幅回路Ｕ１５２の負側入力端子と電源電圧Ｖccの間の電圧である。抵抗Ｒ１５２と演算増幅回路Ｕ１５２，ｎｐｎ型トランジスタＱ１５１は既に説明した電圧−電流変換回路を構成しているので、抵抗Ｒ１５２の電圧は電圧Ｖx と等しくなる。したがって、抵抗Ｒ１５２の抵抗値をＲint2，抵抗Ｒ１５３に流れる電流をＩx とすると、
0004441983.tif 000004
となる。
【００７１】
次に、増幅回路１６の動作を説明する。増幅回路１６は、補償信号生成回路１５による補償信号Ｓ１５によって電圧増幅率の変化する回路である。
【００７２】
ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶBE1 ，ＶBE2 ，ＶBE3 ，ＶBE4 とすると以下の式が成り立つ。
ＶBE1 −ＶBE2 ＋ＶBE3 −ＶBE4   ＝  ０・・・・（１３）
一方、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のエミッタ電流をそれぞれＩ1 ，Ｉ2 ，Ｉ3 ，Ｉ4 とすると、おおよそ以下の関係が成り立つ。
ＶBE1   ＝  （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ1 ／ＩS ）・・・・（１４ａ）
ＶBE2   ＝  （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ2 ／ＩS ）・・・・（１４ｂ）
ＶBE3   ＝  （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ3 ／ＩS ）・・・・（１４ｃ）
ＶBE4   ＝  （ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ4 ／ＩS ）・・・・（１４ｄ）
ここでｋはボルツマン定数を、Ｔは絶対温度を、ｑは電子の電荷量を、ＩS はエミッタ・ベース接合の逆方向の飽和電流をそれぞれ示している。式（１４ａ）〜式（１４ｄ）を式（１３）に代入すると、
0004441983.tif 000005
が成立する。
【００７３】
ｎｐｎ型トランジスタＱ７とｎｐｎ型トランジスタＱ８のベース・エミッタ間電圧は等しいので、ｎｐｎ型トランジスタＱ７とｎｐｎ型トランジスタＱ８のコレクタ電流も等しくなる。したがって、ｎｐｎ型トランジスタＱ７のコレクタ電流をＩ11とすると、以下の式が成り立つ。
Ｉ2   ＝  Ｉ11・・・・（１６）
同様に、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０のコレクタ電流Ｉ22に対しても、以下の式が成り立つ。
Ｉ3   ＝  Ｉ22・・・・（１７）
【００７４】
抵抗Ｒ１に流れる電流をＩinとすると、ｎｐｎ型トランジスタＱ１およびｎｐｎ型トランジスタＱ４のベース電流がコレクタ電流に比べて十分小さい場合、以下の式が成り立つ。
Ｉ11  ＝  Ｉ1 −Ｉin  ・・・・（１８）
また、演算増幅回路Ｕ１の出力から抵抗Ｒ２を介してｎｐｎ型トランジスタＱ４のコレクタに流れる電流をIoutとすると、以下の式が成り立つ。
Ｉ22  ＝  Ｉ4 −Ｉout ・・・・（１９）
式（１８）、式（１９）を式（１６）、式（１７）に代入すると、以下の式が成り立つ。
Ｉ2   ＝  Ｉ1 −Ｉin  ・・・・（２０）
Ｉ3   ＝  Ｉ4 −Ｉout ・・・・（２１）
式（２０）、式（２１）を式（１５）に代入して整理すると、以下のようになる。
Ｉ1 ＊Ｉout   ＝  Ｉ4 ＊Ｉin  ・・・・（２２）
【００７５】
ｎｐｎ型トランジスタＱ６のコレクタ・エミッタ間には、補償信号Ｓ１５で制御された一定の電流Ｉx が流れるので、以下の式が成り立つ。
Ｉx   ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 ・・・・（２３）
上式に式（２０）を代入して整理すると、以下のようになる。
Ｉ1   ＝（Ｉx ＋Ｉin）／２・・・・（２４）
また、演算増幅器Ｕ３、ｎｐｎ型トランジスタＱ５および抵抗Ｒ３は電圧−電流変換回路を形成しており、電圧源Ｖref3の電圧と抵抗Ｒ３の抵抗値で定まる一定の電流ＩY がｎｐｎ型トランジスタＱ５のコレクタ・エミッタ間に流れる。抵抗Ｒ３の抵抗値をＲint3とすると、以下の式が成り立つ。
ＩY   ＝  Ｖref3／Ｒint3  ・・・・（２５）
また、電流Ｉ3 、Ｉ4 と電流ＩY の関係は以下のようになる。
ＩY   ＝Ｉ3 ＋Ｉ4 ・・・・（２６）
上式に式（２１）を代入して整理すると、以下のようになる。
Ｉ4   ＝（ＩY ＋Ｉout ）／２・・・・（２７）
式（２４）、式（２７）を式（２２）に代入して整理すると、以下のようになる。
Ｉout   ＝  Ｉin＊（ＩY ／Ｉx ）・・・・（２８）
【００７６】
ここで、ＦＭ信号Ｓinの周波数の変化分Δｆに対する信号Ｓ１２ａの変化分をΔＶ1 とすると、式（１０）から以下の式が成り立つ。
ΔＶ1   ＝  ２＊Ｃo ＊Ｖo ＊Δｆ＊Ｒint1・・・（２９）
【００７７】
また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電位は電流出力型差動アンプＵ２によって電圧源Ｖref2の電圧に等しくなるように制御されている。例えばｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電圧が電圧源Ｖref2の電圧に比べて高くなるとｎｐｎ型トランジスタＱ２のベース電流が増加して電流Ｉ2 が増加し、式（２３）の関係から電流Ｉ1 が減少するため、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電圧は低下する。逆に、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電圧が電圧源Ｖref2の電圧に比べて低くなるとｎｐｎ型トランジスタＱ２のベース電流が減少して電流Ｉ2 が減少し、式（２３）の関係から電流Ｉ1 が増加するため、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電圧は上昇する。このようにして、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベース電位は電圧源Ｖref2の電圧に等しくなるように制御されている。
したがって、信号Ｓ１２ａの変化分ΔＶ1 に対する電流Ｉinの変化分ΔＩinは以下のようになる。
ΔＩin  ＝  ΔＶ1 ／Ｒa ・・・（３０）
ただし、Ｒa は抵抗Ｒ１の抵抗値を表す。
【００７８】
電流Ｉinの変化分ΔＩinに対する電流Ｉout の変化分ΔＩout は式（２８）から以下のようになる。
ΔＩout   ＝  ΔＩin＊（ＩY ／Ｉx ）・・・・（３１）
また、差動増幅回路Ｕ１から出力されるＦＭ復調信号Ｓout の電圧をＶout として、電圧Ｖout の変化分をΔＶout とすると、式（３０），式（３１）からから以下の式が成り立つ。ただし、Ｒb は抵抗Ｒ２の抵抗値を表す。
0004441983.tif 000006
上式に式（１２）、式（２５）、式（２９）を代入して整理すると以下の式が成立する。
ΔＶout ＝（Ｒb/Ｒa ）＊（Ｒint2/ Ｒint3）＊（Δｆ/ ｆc ）＊Ｖref3・・・（３３）
【００７９】
電圧ΔＶout は、ＦＭ信号Ｓinの周波数変化分Δｆに対するＦＭ復調信号電圧Ｖout の変化分を表しており、これはＦＭ復調信号の出力レベルと考えることができる。
式（３３）から分かるように、ＦＭ復調信号の出力レベルは抵抗やキャパシタの絶対値に依存せず、抵抗の相対値や基準電圧Ｖref3などに依存する。既に述べたように、同一ＩＣの内部で形成した抵抗の温度係数は良く一致しているので、抵抗の温度係数の相対値は抵抗の温度係数の絶対値に比べて極めて小さい。また、一般に同一ＩＣの内部で形成した抵抗値のばらつきは一致した傾向を有しているので、抵抗値の相対値は、抵抗値の絶対値に比べばらつきが少ない。さらに、バンドギャップ回路などを用いることによって、ＩＣの内部に高精度の基準電圧源を作ることは容易である。したがって、本実施形態によれば、高精度な外付け抵抗等の部品を用いなくても、素子の絶対値ばらつきと温度特性によるＦＭ復調信号の出力レベルの変動が抑止できる。これにより、部品点数を減らすことができるので、部品に係るコストや部品実装に係るコストを削減できる。また、調整が不要になるので調整に係るコストや部品を削減できる。さらに、ＩＣ内部に部品を収めることができるので、装置を小型にすることができる。
【００８０】
【発明の効果】
本発明によれば、高精度の外付け回路や素子を用いずに、回路素子の絶対値ばらつきと温度特性によるＦＭ復調信号の出力レベルの変動を抑止でき、出力レベルの調整が不要になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明に係るＦＭ復調回路の実施形態を示す回路図である。
【図２】図２は、本発明に係るＦＭ復調回路の増幅回路を示す回路図である。
【図３】図３は、テレビジョン受信機の音声受信回路の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、ＰＬＬ方式によるＦＭ復調回路の基本構成を示すブロック図である。
【図５】図５は、抵抗とキャパシタからなる一般的なマルチバイブレータによるＶＣＯの回路図である。
【図６】図６は、図５に示すＶＣＯのキャパシタの電圧波形を示す図である。
【図７】図７は、素子の絶対値ばらつきや温度特性によるＦＭ復調信号の出力レベルのばらつきを改善した従来のＦＭ復調回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１１…乗算回路、１２…ループフィルタ、１３…電圧制御発振回路（ＶＣＯ）、１５…補償信号生成回路、１６…増幅回路、Ｃ１３１，Ｃ１５１…キャパシタ、Ｒ１〜Ｒ１５３…抵抗、Ｖref1〜Ｖref3…電圧源、Ｉ１２１〜Ｉ１３３…電流源、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１２１〜Ｑ１５１…ｎｐｎ型トランジスタ、Ｑ７〜Ｑ１０…ｐｎｐ型トランジスタ、Ｕ１，Ｕ３，Ｕ１２２，Ｕ１５２…演算増幅回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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