(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を供給し、
プリディストートされ周波数変換された信号を供給するため、継続して、多項式の歪み発生を用いて前記入力信号をデジタル形式でプリディストートし、かつ前記入力信号を周波数変換し、
出力信号を発生するため、前記プリディストートされ周波数変換された信号を増幅する、ステップを備え、
前記プリディストートするステップは、
前記入力信号から異なる次数の歪みを発生することにより、前記入力信号に導入するため、前記入力信号からプリディストーションを作り、
独立して前記次数の歪みを制御する、
ことを特徴とする出力信号の線形化方法。
【請求項２】
前記入力信号のプリディストーションは、周波数変換の前に発生する、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記周波数変換ステップは、周波数アップ変換ステップである、
請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記入力信号は、同相チャンネルおよびクァドラチュアチャンネルを備えるクァドラチュア形式であり、プリディストートするステップは、各チャンネルを独立にプリディストートするステップを備える、
請求項１乃至３の何れか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記プリディストートするステップは、前記プリディストーションの増幅度そして／または位相を制御する、
請求項１乃至４の何れか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記プリディストートするステップは、増幅度そして／または周波数に伴う位相の変化を前記プリディストーションに導入するため、前記プリディストーションを制御するステップを備える、
請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記出力信号から導かれるフィードバック信号に基づいて前記プリディストーションを制御するステップを備える、
請求項１乃至６の何れか１項に記載の方法。
【請求項８】
パイロット信号を前記入力信号に導入するステップを備え、フィードバック信号に基づいて前記プリディストーションを制御する前記ステップが前記出力信号における前記パイロット信号の歪みをモニタするステップを備える、
請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記プリディストーションステップに対し制御信号を発生するため前記フィードバック信号とともに前記プリディストーションを用いるステップを備える、
請求項７または８に記載の方法。
【請求項１０】
制御信号を発生するため、前記フィードバック信号とともに前記プリディストーションを用いるステップは、前記プリディストーションを前記フィードバック信号に関連付けるステップを備える、
請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記関連付けする前に前記プリディストーションを周波数変換するステップを備える、
請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記プリディストーションを周波数変換するステップは、前記プリディストーションと第１周波数における第１信号とを混合するステップを備える、
請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記入力信号を周波数変換するステップは、該入力信号を第２周波数における信号に混合するステップを備え、前記関連付けステップは、中間信号を発生するため、前記周波数変換されたプリディストーションを前記フィードバックに混合するステップを備える、
請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記関連付けステップは、前記中間信号を、前記第１および第２周波数と異なる周波数を有する信号に関連付けるステップを備える、
請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
制御信号を発生させるため前記フィードバック信号とともに前記プリディストーションを用いるステップは、アナログ信号範囲内で少なくとも部分的に実行される、
請求項９または１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記プリディストートするステップは、歪み信号を発生するため、前記入力信号をそれ自身に混合するかまたは掛け合わせるステップを備える、
請求項１乃至１５の何れか１項に記載の方法。
【請求項１７】
前記プリディストートするステップは、前記入力信号をそれ自身に繰り返し混合することにより、異なる次数の歪みを発生するステップを備える、
請求項１乃至１６の何れか１項に記載の方法。
【請求項１８】
前記プリディストーションは、デジタル信号プロセッサ内で行われる、
請求項１乃至１７何れか１項に記載の方法。
【請求項１９】
前記入力信号の前記周波数変換は、デジタル範囲内で行われる、
請求項１乃至１８の何れか１項に記載の方法。
【請求項２０】
情報をワイヤレスで送信する方法であって、
入力信号を作るため前記情報を操作し、
アンテナ手段から送信する出力信号を発生するため、前記請求項１乃至１９の何れか１項に記載の方法により前記入力信号を処理する、
ステップを備えることを特徴とする方法。
【請求項２１】
多項式のプリディストーション発生を用いて入力信号をデジタル形式でプリディストートするプリディストート手段と、
プリディストートされ周波数変換された信号を供給するため、入力信号に継続的に作用する周波数変換手段と、
出力信号を発生させるため、前記プリディストートされ周波数変換された信号を増幅する増幅手段と、を備え、
前記プリディストート手段は、
前記入力信号から異なる次数の歪みを発生することにより、前記入力信号に導入するため、前記入力信号からプリディストーションを作り、
独立して前記次数の歪みを制御する、
ことを特徴とする出力信号の線形化装置。
【請求項２２】
前記プリディストート手段は、前記周波数変換手段の前に前記入力信号に作用する、
請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
前記周波数変換手段は、周波数アップ変換手段を備える、請求項２１または２２に記載の装置。
【請求項２４】
前記入力信号は、同相チャンネルおよびクァドラチュアチャンネルを備えるクァドラチュア形式であり、
前記プリディストート手段は、各チャンネルを独立にプリディストートする手段を備える、
請求項２１乃至２３の何れか１項に記載の装置。
【請求項２５】
前記プリディストート手段は、前記プリディストーションの増幅度そして／または位相を制御する手段を備える、
請求項２１乃至２４の何れか１項に記載の装置。
【請求項２６】
前記プリディストート手段は、増幅度そして／または周波数に伴う位相の変化を前記プリディストーションに導入するため、前記プリディストーションを制御する手段を備える、
請求項２１乃至２５の何れか１項に記載の装置。
【請求項２７】
前記出力信号から導かれるフィードバック信号に基づいて前記プリディストーションを制御する手段を備える、
請求項２１乃至２６の何れか１項に記載の装置。
【請求項２８】
パイロット信号を前記入力信号に導入する導入手段を備え、前記制御手段は、前記出力信号における前記パイロット信号の歪みをモニタする、
請求項２７に記載の装置。
【請求項２９】
前記プリディストート手段に対する制御信号を発生するため前記フィードバック信号とともに前記プリディストーションを用いる制御信号発生手段を備える、
請求項２７または２８に記載の装置。
【請求項３０】
前記制御信号発生手段は、前記プリディストーションを前記フィードバック信号に関連付ける関連付け手段を備える、
請求項２９に記載の装置。
【請求項３１】
前記関連付け手段によるその関連付けの前に前記プリディストーションを周波数変換するプリディストーション周波数変換手段を備える、請求項３０に記載の装置。
【請求項３２】
前記プリディストーション周波数変換手段は、前記プリディストーションと第１周波数で第１信号とを混合するプリディストーション混合手段を備える、
請求項３１に記載の装置。
【請求項３３】
前記入力信号を周波数変換する前記周波数変換手段は、該入力信号を第２周波数における信号に混合する手段を備え、前記関連付け手段は、中間信号を発生するため、前記周波数変換されたプリディストーションを前記フィードバックに混合する手段を備える、
請求項３２に記載の装置。
【請求項３４】
前記関連付け手段は、前記中間信号を、前記第１および第２周波数と異なる周波数を有する信号に関連付ける手段を備える、
請求項３３に記載の装置。
【請求項３５】
前記制御信号発生手段は、前記アナログ信号範囲内で少なくとも部分的に作用する、
請求項２９乃至３４の何れか１項に記載の装置。
【請求項３６】
前記プリディストート手段は、歪み信号を発生するため、前記入力信号をそれ自身に混合または掛け合わせる手段を備える、
請求項２１乃至３５の何れか１項に記載の装置。
【請求項３７】
前記プリディストート手段は、前記入力信号をそれ自身に繰り返し混合することにより、異なる次数の歪みを発生する次数発生手段を備える、
請求項２１乃至３６の何れか１項に記載の装置。
【請求項３８】
前記プリディストート手段は、デジタル信号プロセッサにより実行される、
請求項２１乃至３７の何れか１項に記載の装置。
【請求項３９】
前記入力信号を周波数変換する手段は、前記デジタル範囲内で作用する、
請求項２１乃至３８の何れか１項に記載の装置。
【請求項４０】
情報をワイヤレスで送信する装置であって、
入力信号を作るため前記情報を操作する手段と、
アンテナ手段から送信する出力信号を発生するため、前記入力信号を処理する請求項２１乃至３８の何れか１項に記載の装置と、
を備えることを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は入力信号が増幅と周波数変換の対象となる種の信号処理装置に関し、特に、音声信号が増幅と周波数変換の対象となる無線遠隔通信装置に関する。
【０００２】
現在使用されているモバイル遠隔通信用のＧＳＭ−ＥＤＧＥおよびＵＭＴＳ標準は、ハンドセット（卓上送受話器）のリニアリティ（線形性）に対し、特に、これらが提案したより広域のチャネルバンド幅に対し、ますます厳格な要求を出している。電力効率のよいハンドセットの設計を実現するために、ハンドセット送信機内にある形式のリニアライゼーション（線形化）が要求される。これらの要求は次の通りである。（ｉ）それ自体が低電力であること。（ii）広帯域リニアライゼーションの能力（ＵＭＴＳ／ＵＬＴＲＡに対し５０Ｈｚまで）を有すること。（iii）周波数が制御可能で好ましくはマルチバンドであること。（iv）高い非リニア電力増幅器（例えばクラスＣ）をもつリニアリティが改善されたハイレベルを達成し維持できるもの。
【０００３】
第１形態によれば、本発明は出力信号をリニアライズ（線形化）する方法にある。この方法は、入力信号を供給し、プリディストートされ（予め歪ませ）周波数変換された信号を供給するため、継続して、多項式の歪み発生を用いて前記入力信号をデジタル形式でプリディストートし（予め歪ませ）、かつ前記入力信号を周波数変換し、出力信号を発生するため、前記プリディストートされ周波数変換された信号を増幅する、ステップを備え、前記プリディストートするステップは、前記入力信号から異なる次数の歪みを発生することにより、前記入力信号に導入するため、前記入力信号からプリディストーションを作り、独立して前記次数の歪みを制御する。
【０００４】
ベースステーション工学の傾向は、「ソフトウェア無線」工学、すなわち変調パラメータ、ランピング（ｒａｍｐｉｎｇ）、フレーミング（ｆｒａｍｉｎｇ）、等の全てがベースバンドにおける全チャンネルに対して起こるアーキテクチャの適用に向けられている。互いからの適切な周波数オフセットで、全チャンネルの組合せはまた、ベースバンドで実行でき、全スペクトラムは、マルチキャリア電力増幅に対する単一ブロック内でアップコンバート（アップ変換：入力より出力の方が高い周波数となるように変換）され、単一アンテナからの送信される。
【０００５】
しかしながら、アップ変換および電力増幅は、欲しくもない隣接チャンネルエネルギの輻射を避けるためリニア（低歪み）でなければならず、それゆえある形式のリニアライゼーションが通常電力増幅器に要求される。本発明の一実施例において、システムは、ベースバンド信号発生サブシステムと上記方法を遂行するリニアライズされた送信器サブシステムとの間でデジタルベースバンド（またはデジタルＩＦ）インターフェースと一体となる。
【０００６】
本発明は、送信機が、デジタル・プリディストーション（前置補償）形式で起こるリニアライゼーション（線形化）を有するデジタル入力でＲＦ出力のシステムになることを可能にする。
【０００７】
一実施例において、入力信号のプリディストーションは、周波数変換の前に発生する。有利なことに、周波数変換ステップは周波数アップ変換ステップである。
【０００８】
入力信号は、同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）およびクァドラチュアのチャンネルを含むクァドラチュア形式で供給され、そしてプリディストートステップは各チャンネル独立にプリディストートするステップを含む。
【０００９】
有利なことに、プリディストーションプロセスは、増幅度そして／またはプリディストーションのある部分の位相を制御するステップを含むことができる。これは、増幅度そして／または周波数に伴う位相の変化を少なくとも１つのプリディストーションに導くプリディストーションの制御を含むことができる。
【００１０】
一実施例において、プリディストーションは出力信号から導かれるフィードバックに基づいて制御できる。このような実施例において、パイロット信号を入力信号に導入しフィードバックとしての出力信号におけるパイロット信号の歪みをモニタすることができる。フィードバックはプリディストーションを制御する制御信号を発生するために発生されたプリディストーションとともに使用できる。これらの制御信号の発生は、フィードバックと、関連させるか、混合させるか、またはプリディストーションさせるステップを有して行うことが可能である。アナログ信号範囲において少なくとも部分的プリディストーション用の制御信号を発生するためフィードバック信号と共にプリディストーションを用いるステップを実行することは有利なことである。
【００１１】
プリディストート処理は、入力信号から歪みを発生させ、発生した歪みを入力信号に再導入するステップを含む。歪み信号は、入力信号とそれ自身とを混合または掛け合わせることにより発生できる。プリディストーションを発生するステップは、入力信号をそれ自身と異なる回数混合することによって歪みの異なる次数の発生を含むことが可能である。
【００１２】
好ましい実施例において、周波数変換および歪み処理は、デジタル信号プロセッサ内で行われる。
【００１３】
上記した種々の方法は何れも、デジタル範囲内で作成された送信することが要求される情報を含む入力信号を用いるアンテナ手段からの送信用の出力信号を発生するために使用できる。
【００１４】
本発明の他の形態によれば、本発明は、出力信号をリニアライジングする装置に関し、多項式のプリディストーション発生を用いて入力信号をデジタル形式でプリディストートするプリディストート手段と、プリディストートされ周波数変換された信号を供給するため、入力信号に継続的に作用する周波数変換手段と、出力信号を発生させるため、前記プリディストートされ周波数変換された信号を増幅する増幅手段と、を備え、前記プリディストート手段は、前記入力信号から異なる次数の歪みを発生することにより、前記入力信号に導入するため、前記入力信号からプリディストーションを作り、独立して前記次数の歪みを制御する。
【００１５】
本発明の一実施例を単なる例として図面を参照しつつ以下に説明する。
【００１６】
図１は多項式ベース・プリディストータ（前置補償器）を利用した基本送信機リニアライゼーション（線形化）システムを示す図である。システムへのベースバンド、入力信号は、例えば「ソフトウェア無線」アーキテクチャにより供給される。ここで、変調パラメータ、ランピング、フレーミング等の全ては、ベースバンドで全チャンネルに対しデジタル形式で生じる。図１の送信機システムに対する入力は、デジタル同相およびクァドラチュアチャンネル入力、それぞれＩ、Ｑ入力の形式で供給され、これらはデジタル信号プロセサ（ＤＳＰ）１００に供給される。
【００１７】
同相チャンネル信号は、同相チャンネル多項式プリディストータ１１０を用いてデジタル形式でプリディストートされ、一方、クァドラチュアチャンネル入力信号は、クァドラチュアチャンネル多項式プリディストータ１２０を用いてデジタル形式でプリディストートされる。プリディストータ１１０および１２０の出力は、それぞれミキサ１２２および１２４を用いて、クァドラチュアスプリッタ１２８を経由したローカルオシレータ１２６からの信号の同相およびクァドラチュアバージョンにそれぞれ混合される。ミキサ１２４、１２６からの出力は、次に中間周波数（ＩＦ）バンド出力信号を発生させるためデジタル結合され、この出力信号はデジタル／アナログコンバータ１３０によりアナログ信号に変換される。アナログＩＦ（インタフェース）出力信号は、次に１３２でミキサ１３４を用いてバンドパスフィルタされ、引き続き、無線周波数（ＲＦ）バンドにアップ変換される信号を生成するために、ローカルオシレータ１３６からの出力と混合される。このＲＦ信号は、次に非線形ＲＦ電力増幅器１４０により増幅される前に１３８でバンドパスフィルタされる。増幅器１４０は、例えばハンドセットまたはベースステーションのアンテナに対しシステム出力を供給する。ＤＳＰ１００におけるプリディストータ１１０および１２０の目的は、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）１４０の非線形特性を補償することであり、あるいはまた全送信機システムの応答を線形化するための、アップ変換処理することである。
【００１８】
プリディストータ１１０および１２０は、それぞれＩおよびＱ入力チャンネルに歪みを加えることにより機能し、ＰＡ１４０（あるいはまたアップ変換処理）により引き起こされる歪みを補償する。１１０および１２０で加えられるプリディストーションの特性は、スプリッタ１４２を用いたＰＡ１４０の出力から導かれるフィードバック信号に基づいて制御される。このスプリッタからのＰＡフィードバック出力部分は、メイン信号パスにおいてＩＦ信号をアップ変換するために使用されるローカルオシレータ１３６の出力と混合することによりコヒーレントにダウンコンバートされる。ミキサ１４４で行われるこの混合処理の結果は、１４８でデジタル信号に変換される前に１４６でフィルタされる。このデジタル信号はプリディストータ１１０および１２０に対しフィードバック制御を供給するためＤＳＰ１００に加えられる。
【００１９】
図１の送信機システムは、いくつかの方法に適用できる。例えば、ＤＳＰ１００は、上述したように「ソフトウェア無線」アーキテクチャというよりむしろアナログベースバンド段階との互換性を提供するため、同相およびクァドラチュアチャンネル入力で、アナログ／デジタルコンバータ（変換器）とともに供給される。さらに、ＤＳＰ１００への入力は、デジタルまたはアナログＩＦバンド入力信号でよく、図１を参照して上述したように処理される前に（要求されるアナログ／デジタル変換した後）ＤＳＰ内でデジタル形式でクァドラチュアダウンコンバートされ得る。さらなる変更もまた可能である。例えば、ＩＦからＲＦへのバンドへのマルチ段階アップ変換が、使用でき、そして／または増幅度および多項式モデルが図１で使用された同相およびクァドラチュア（カルテシアン）モデルの代わりに使用できる。ＩＦバンドへのおよびＩＦバンドを越えてのプリディストートされた信号のアップ変換は、アナログ信号ドメイン内で発生できる。
【００２０】
図２は図１のシステムにおいて使用される各プリディストータ１１０および１２０に対し使用するプリディストーション回路の形式を示す図である。同相、またはある場合にはクァドラチュアのチャンネル入力信号がスプリッタ２００に供給され、スプリッタ２００はその入力信号を種々の次元の歪み（後述する）を発生するプリディストータの種々のコンポーネントに分配する。例えば、スプリッタ２００からの入力信号は、第３次非線形を発生させる第３次非線形発生器２１０に供給され、ゲインおよび位相は、コンバイナ２１６に供給される前に、２１２および２１４でそれぞれ調節される。他の次元の歪み、例えば第５、第７および第ｎ次が、発生され、同様に調節され、コンバイナ２１６に供給される。
【００２１】
コンバイナ２１６において、調節された非線形は、遅延エレメント２１８を経由してコンバイナ２１６を通過する、スプリッタ２００への入力信号と再び組合される。遅延エレメント２１８は、歪みの種々の次元に対する非線形発生パスにおける信号により遅延された入力信号を補償する。このように、コンバイナ２１６からミキサ１２２、あるいはミキサ１２４への信号出力は、プリディストータ入力信号および個々に調節され発生された歪みの次元の合計を含む。
【００２２】
図３を参照して種々の次元の歪みを発生し得る独立制御処理について以下に説明する。本質的に、各歪みの次元は、入力信号（すなわち、プリディストータ１１０および１２０内のスプリッタ２００に供給されるような同相またはクァドラチュアデジタル入力チャンネル）をそれ自身に掛けることにより作成する。この処理は、英国特許出願第９８０４７４５．９号に詳細に説明されている。図３において、入力信号は、図２の遅延エレメント２１８にさらに供給され、したがって図２のスプリッタ２００の機能を実行するスプリッタ３００に供給される。
【００２３】
ミキサ３１０が、この入力信号を平方（二乗）するよう働き、第３次歪み信号が、ミキサ３１０の出力と、入力信号の立方（三乗）バージョンを有効に形成するミキサ３１２における入力信号とを混合する（掛ける）ことにより発生される、ことは明らかである。同様に、第４次信号がミキサ３１４でミキサ３１０の出力を平方することにより発生される。第５次歪み信号が、ミキサ３１６で、ミキサ３１４の出力とスプリッタ３００からの入力信号とを混合することにより発生される。ミキサ３１８で、ミキサ３１０からの平方入力信号が、第６次信号を発生するためミキサ３１４からの第４次信号に混合される。この第６信号は、引き続きミキサ３１０でスプリッタ３００からの入力信号に混合され、第７次歪み信号を発生する。
【００２４】
この機構が所望次数の歪み発生に拡張できることは当業者にわかりきったことである。第２次、第４次および第６次歪み信号は、それぞれタップ３２２、３２４および３２６で引き出すことができ、これらの偶数の歪み信号は、プリディストーション制御の形式で使用できることもまた注意すべき点である。
【００２５】
図３における種々のＤＣ出力（ＤＣ１、ＤＣ２、等）は、ここで考えられるＤＳＰ実行の場合における固定数の適正な信号（＋／−）の追加と同等な適切なＤＣ信号レベルの導入により種々の出力からの不要な歪みの次数を消去するために使用される。同じゴールを達成するため、他のメカニズムとして不要な信号を直接減じることも可能である。
【００２６】
プリディストーション発生へのこのアプローチの利点は、各ミキサブロック（３１０、３１２等）が、単に、大部分のＤＳＰにおける単一命令サイクルのみを含む掛け算と同等であり、処理が単純であることである。プリディストーション発生メカニズムは、３００で供給される入力信号に直接作用し、それゆえメモリ要求が大であるベースバンドプリディストーション発生の従来形式とは異なり、係数を格納するためのメモリを必要としない。あるいは、メモリ要求が減少されたとしても、リアルタイム補間計算を実行しなければならず、処理能力の要求を増大させる。
【００２７】
図１の実施例において、高速アナログ／デジタルコンバータがＩＦバンドフィードバック信号をサンプリングするため要求されることもある。図４の実施例は、アナログ／デジタルコンバータの要求サンプリングレートを単に減ずる方法としてＤＳＰへの外部に相関プロセッサを用いることにより、資源を枯渇させる高速アナログ／デジタルコンバータの使用を避ける。単一のコリレータ（ミキサ）のみが同相およびクァドラチュアチャンネルプリディストータ（コリレータ４１０および４１２）へのフィードバック経路の各々に示されている。しかしながら、この原理は、図５を参照して後述するように、コリレータの数、したがって歪みの次数に拡張できる。他の点で図４の実施例は、図１の実施例と同様である。
【００２８】
この技術は、ＩＦバンドへの周波数オフセットアップ変換およびデジタル／アナログ変換（４１６、４１８）に従い、関連するベースバンド歪み成分（例えば第３次）のバージョンを、（４１４で）増幅器出力からのダウンコンバート（周波数逓降）されたフィードバック信号に、関連づけることによって動作する。この制御信号は、増幅器の出力で残余の歪みを最小にするので、この関連付け結果を最小化するように作用する。小さい周波数オフセットの使用は、歪み成分をアップ変換するとき、望みのＩＦバンドコリレータ結果が適切な（オーディオ）周波数であることを保証し、それゆえコリレータ出力でのＤＣオフセットに関する如何なる問題をも除去する。この関連付けのオーディオ周波数結果は、低サンプリングレートコンバータ（４２０、４２２）により次にサンプリングされ、ＤＣドリフトの可能性を消去するＤＳＰ内で検出される。
【００２９】
このアプローチが、オフセットベースバンド歪み出力を供給するため、高サンプリングレートのデジタル／アナログコンバータ（４１６、４１８）を使用するが、この解決は、しかしながら、他の場合は図１の実施例におけるＤＳＰへのフィードバック信号の準備に使用される（低サンプリングレートのアナログ／デジタルコンバータ４２０、４２２に対する追加のコストと電力消費を考慮したとしても）高サンプリングレートアナログ／デジタルコンバータより低コストと低電力消費をもたらす。デジタル／アナログコンバータ４１６および４１８に要求されるダイナミックレンジ（ビット数）は、図１の実施例におけるフィードバックパスのアナログ／デジタルコンバータに要求されるものよりずっと小さい。これにより、コストと電力消費がさらに節約される。
【００３０】
これらの関連付け処理の操作および歪みの多次数への拡張を、図５を参照して以下に説明する。この図に示す実施例において、Ｉ、Ｑチャンネルのデジタル入力は、Ｉ、Ｑチャンネル入力をそれぞれ操作する２つの独立したプリディストータ５１０および５１２を有するデジタル信号プロセッサ５００に供給される。プリディストータ５１０および５１２の各々は、それぞれ図２および図３を参照して説明されたものである。アップコンバータ５１４は、ＩＦバンド信号を供給するためＩとＱのプリディストートされた信号を周波数アップ変換する。ＩＦバンド信号は次にデジタル／アナログコンバータ５１６を経由してこの回路のアナログ部分に送られる。このシステムのアナログ部分は、Ｉ、Ｑフィードバックパスが（以下に記す）関連付け処理を供給するスプリッタ５１８および５２０で終結することを除き、図１の実施例に対して説明したものと同様に機能する。
【００３１】
制御処理は、Ｉ、Ｑチャンネルに対し独立に実行され、したがって独立した増幅器特性のクァドラチュア多項式モデルを提供する。プリディストータ５１０および５１２の各々に対する制御機構は基本的に同様であるので、クァドラチュアチャンネル入力信号を操作するプリディストータ５１２に対してのみ以下に説明する。
【００３２】
プリディストータ５１２内で発生する奇数の歪み次数の各々５２２、５２４、５２６、５２８は、各ミキサ５３０、５３２、５３４、５３６の入力に供給され、ミキサへの他の入力は、発生器５３８からクァドラチュアシフトされたオフセットローカルオシレータ信号を供給する。クァドラチュアスプリッタ５４０がオフセットローカルオシレータ信号の対応する同相バージョンをプリディストータ５１０に対する制御メカニズムに供給することは重要なことである。プリディストータ５１２に対する制御メカニズムに戻る。ミキサ５３０、５３２、５３４、５３６の出力は、オフセットローカルオシレータ信号によりアップ変換されるように、プリディストータ５１２内に発生される歪みの次数を示す。これらの信号は、アナログ信号に変換され、ミキサ５４２、５４４、５４６、５４８の入力に供給される。これらのミキサは、オフセットアップ変換された歪みの次数をスプリッタ５２０に供給されたフィードバック信号に関連づける。
【００３３】
結果としてのオーディオ範囲信号は、一列のアナログ／デジタルコンバータによりサンプリングされ、ＤＳＰ内の他の一組の関連付けミキサ５５０、５５２、５５４、５５６に送られる。これらのミキサの各々への他の入力には、５６０でローカルオシレータ５５８（アップコンバータ５１４における）からの信号とともにオフセットローカルオシレータ５３８の出力の関連付けから導かれる信号が供給される。ＬＯ５５８および５３８は、それぞれ７０ＭＨｚおよび７０．００１ＭＨｚの周波数をもつことができ、ミキサ５６０の出力は、１ＫＨｚで、オフセット周波数である。
【００３４】
コリレータ５５０、５５２、５５４、５５６の出力は、次に、プリディストータ５１２（図２を参照して説明した）の増幅度調節エレメントに対し制御信号を供給するため、集積化される。この集積化されたものにより発生された制御信号は、プリディストータ５１２の位相調節エレメントを制御するために使用できる。このように、プリディストータ５１０および５１２のフィードバック制御は達成される。この集積化と先の関連付けは、デジタル形式で行われるので、ＤＣドリフトまたは混変調（intermodulation）歪みのレベルを逓降するオフセットは消去される。コヒーレンス性を残すための処理のため、ＤＳＰクロックおよびＲＦローカルオシレータが、同一ソースから導き出されか、または他の方法でフェーズロックされることが必要である。これを達成する最も簡単な方法は、ＤＳＰクロックとローカルオシレータの両方を同一水晶基準オシレータから駆動することにある。
【００３５】
このシステムが、上記のカルテシアン（Ｉ＆Ｑ）フォーマットの代わりにポーラ（増幅度と位相）フォーマットで操作できることは注目すべきことである。
【００３６】
発生された歪みの各次数に対し、制御された任意の増幅度そして／または位相対周波数特性を作るプリディストータ内に適合するフィルタを含ますことができる。これは、他の場合に不等の混変調歪み起こす出力信号のリニアライゼーションを可能とする。図６に示されているように、基本プリディストーション機構は、図２に示されているように、種々の次数の歪み発生する経路の各々における適合フィルタ６１０、等を含むことにより適合できる。これらのフィルタは、デジタル形式で実施でき、回帰的形式または非回帰的形式となり得、ＲＦ電力増幅器の出力からのフィードバック信号を用いて適合できる。
【００３７】
この基本システムは、アップ変換および増幅の前にメイン信号経路に導入されるパイロット信号を用いるように変更できる。パイロットトーンは、（例えば、数値制御オシレータを用いて）ＤＳＰ内で作られ、ＩおよびＱの入力信号のアップ変換前にＩＦバンドに加えられる。パイロット信号は、アップ変換および増幅処理中に適切な入力信号から混変調（cross-modulation）歪みの対象となり、この混変調歪みは、ＵＫ特許第９８１４３９１．０に記載されているように、プリディストータを制御するため、ＲＦ電力増幅器の出力からフィードバックできる。パイロット信号を悩ます混変調コンポーネントは、フィードバック制御メカニズムを用いて最小化でき、順に、混変調プロセスによるメイン信号の関連歪みの最小化を導く。
【図面の簡単な説明】
【図１】  デジタル送信のサブシステムリニアライゼーション体系を示す図である。
【図２】  プリディストータを示す図である。
【図３】  非線形発生回路を示す図である。
【図４】  デジタル送信のサブシステムリニアライゼーション体系を示す図である。
【図５ａ】  デジタル送信のサブシステムリニアライゼーション体系を示す図である。
【図５ｂ】  デジタル送信のサブシステムリニアライゼーション体系を示す図である。
【図５ｃ】  デジタル送信のサブシステムリニアライゼーション体系を示す図である。
【図６】  プリディストータ回路を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図６】
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