(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、前記１次直流電力をスイッチング素子と高周波用のトランスの１次巻線の直列回路に入力してスイッチングすることにより２次直流電力に変換して出力するオン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを有し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、該検出電圧が予め設定した電圧になるように前記スイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御手段を設けたスイッチングレギュレータにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻線の直列回路に並列に、平滑コンデンサと該平滑コンデンサを放電させる向きに接続した第１のダイオードの直列回路を接続し、
前記平滑コンデンサと前記第１のダイオードの接続点と、前記スイッチング素子と前記トランスの１次巻線の接続点との間に、前記平滑コンデンサを充電する向きに第２のダイオードと平滑インダクタとを接続するとともに、
前記平滑インダクタを転流する第３のダイオードを、前記スイッチング素子とトランスの１次巻線の接続点と前記平滑インダクタの間から前記平滑コンデンサの負端子間に、当該ダイオードのアノードを前記平滑コンデンサの負端子側に接続し、
前記直列回路の前記第１のダイオードのカソード側に第２の平滑インダクタを設けたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
前記第３のダイオードのカソードを、前記第２のダイオードと平滑インダクタ間に接続したことを特徴とする、請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記第３のダイオードのカソードを、前記スイッチング素子とトランスの１次巻線の接続点と、第２のダイオード間に接続したことを特徴とする、請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記第３のダイオードが前記スイッチング素子のボディダイオードであることを特徴とする、請求項３に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記平滑インダクタと前記第２の平滑インダクタが同じコアに巻かれたことを特徴とする、請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源から直流電力を得るための直流電源装置に関し、さらに詳しく言えば、入力する交流電流の導通角を広くして力率を改善したスイッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の直流電源としてスイッチングレギュレータのような直流電源装置が多用されるようになってきた。一般に、このような直流電源装置は、交流電源から入力する交流電力を、ダイオードブリッジなどの全波整流回路によって整流したのち、平滑回路によって平滑する。
【０００３】
初段に平滑コンデンサを用いた平滑回路、すなわちコンデンサ入力型平滑回路は、出力電圧に含まれるリップル電圧を小さくするために、平滑コンデンサの容量を大きくする必要があるが、容量をあまり大きくすると、平滑コンデンサに流入する電流のピーク値が大きくなって力率が低下するとともに、充放電電流と内部損失とによって発熱し、その寿命を短くする。さらに、無効電力が大きいために入力電流も大きくなり、スイッチング周波数及びその高調波によるノイズが大きくなるから、直流電源装置ばかりでなく交流電源を共用する他の機器にも悪影響を及ぼすという問題がある。そのため、大容量のノイズフィルタ回路を付加するなどの対策が必要になる。
【０００４】
このような力率の低下に起因する種々の問題に対処するために、チョーク入力型平滑回路を用いて力率を改善することが知られている。
図５は、一般的なチョーク入力型平滑回路を用い、オン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを備えたスイッチングレギュレータの構成例を示す回路図である。この図に示すスイッチングレギュレータは、ダイオードブリッジ２２と、チョーク入力型の平滑回路２３と、オン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ２４とによって構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４の出力端子２４ｃ，２４ｄに接続される図示しない負荷に２次直流電力が供給される。
【０００５】
図５において、交流電源２１からの交流電力がダイオードブリッジ２２の入力端子２２ａ，２２ｂ間に入力され、その正負の出力端子２２ｃ，２２ｄ間から全波整流された脈流波形の直流電力が出力される。
【０００６】
ダイオードブリッジ２２の正の出力端子２２ｃにはチョークコイルＣＨ２の一端が、その他端には平滑コンデンサＣ２１の正の端子が、該平滑コンデンサＣ２１の負の端子はダイオードブリッジ２２の負の出力端子２２ｄにそれぞれ接続されている。これらのチョークコイルＣＨ２と平滑コンデンサＣ２１とによってチョーク入力型の平滑回路２３が構成されている。
【０００７】
ダイオードブリッジ２２からコンデンサＣ２１への充電電流は、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスの値に応じてピーク値が抑えられると共に、充電電流が流れる時間すなわち導通角が広くなる。したがって、コンデンサＣ２１に流れる充電電流がチョークコイルＣＨ２によっても平滑され、力率が改善される。
【０００８】
通常、このようなチョーク入力型の平滑回路を用いたスイッチングレギュレータでは、商用電源又はその２倍の周波数で使用されるから（図５の例は、２倍の周波数で使用される）、チョークコイルＣＨ２は数ｍＨ以上の大きなインダクタンスを必要とし、形状が大きくなって重量が重くなり、小型の民生用電子機器にはあまり使用されていないのが現状である。
【０００９】
さらに、大きなインダクタンスのためにコイルの巻数が多くなり、巻線の抵抗によるライン間の電圧降下が大きい。また、電流の位相の遅れが、逆に力率を低下させる原因となっていた。このように、チョーク入力型の平滑回路は、力率を改善する反面、大型化，高価格化する欠点を有している。
【００１０】
このような不具合を解決すべく、本願出願人は、特開平９−１４０１２９号公報に記載のスイッチングレギュレータを先に提案している。
図６は、上記公報に記載のスイッチングレギュレータを示す回路図である。
【００１１】
図６に示したスイッチングレギュレータは、全波整流回路であるダイオードブリッジ２２と、平滑部３３と、オン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ３４とにより構成されている。
【００１２】
平滑部３３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３４のトランス６の１次巻線Ｎｐとスイッチング素子であるトランジスタ（又はＦＥＴ）Ｑとが接続点Ｚで接続された直列回路に、第１のダイオードであるダイオードＤ１と該ダイオードＤ１を介して放電する平滑コンデンサＣ３１とが接続点Ｙで接続された直列回路が、接続点Ｘ，Ｘ′で並列に接続され、接続点Ｚと接続点Ｙとの間に電流がＺからＹに流れて平滑コンデンサＣ３１を充電する第２のダイオードＤ２が接続され、接続点Ｘ，Ｘ′がそれぞれダイオードブリッジ２２の正負の出力端子２２ｃ，２２ｄと結ばれて構成されている。
【００１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３４はオン−オフ方式であるから、トランス６の１次巻線Ｎｐと２次巻線Ｎｓとは、黒ドットで図示したように、コアに対して互いに逆方向に巻かれている。したがって、トランジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎｐに１次直流電力の電流が流れるが、整流ダイオードＤ５に阻止されて２次巻線Ｎｓに電流が流れないから、１次巻線Ｎｐに流れる電流はトランス６を励起する（磁気エネルギとして蓄積される）。
【００１４】
トランジスタＱがオフになると、１次巻線Ｎｐ，２次巻線Ｎｓの極性がそれぞれ反転するから、トランス６に蓄積された磁気エネルギは電流に再変換され、その一部は２次整流平滑回路の整流ダイオードＤ５を通って平滑コンデンサＣ２を充電する。平滑コンデンサＣ２を充電して平滑化された２次直流電力は、正負の出力端子３４ｃ，３４ｄに接続された図示しない負荷に出力される。
【００１５】
交流電源２１からの交流電力はダイオードブリッジ２２の入力端子２２ａ，２２ｂ間に入力され、その正負の出力端子２２ｃ，２２ｄ間からは全波整流された脈流（正弦波の絶対値の）波形の１次直流電力が出力される。交流電源オンの直後はスイッチング制御回路５が作動しないから、トランジスタＱはオフのままであり、１次直流電力はトランス６の１次巻線Ｎｐ，第２のダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３１を充電し、平滑コンデンサＣ３１の端子間電圧が或る程度上ってから、スイッチングが開始される。
【００１６】
スイッチング開始後は、−ラインを基準の０Ｖ、ダイオードブリッジ２２の出力電圧の瞬時値をＶｉ、平滑コンデンサＣ３１の端子間電圧をＶｃとして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３４のトランジスタＱがオンの時にトランス６の１次巻線Ｎｐに流れる電流は、ＶｉがＶｃより高ければ交流電源２１からダイオードブリッジ２２を介して入力し、ＶｉがＶｃより低ければ平滑コンデンサＣ３１からダイオードＤ１を介して供給されて、それぞれトランス６を励起する。
【００１７】
この時に、ダイオードブリッジ２２の瞬時値Ｖｉが平滑コンデンサＣ３１の端子間電圧Ｖｃより高くても、ダイオードＤ１が作用してダイオードブリッジ２２から平滑コンデンサＣ３１を直接に充電することはなく、ＶｉがＶｃより低くても平滑コンデンサＣ３１の放電電流がダイオードブリッジ２２に逆流する恐れもない。また、トランジスタＱがオンであるから接続点Ｚの電圧は０Ｖになっているが、ダイオードＤ２が作用して平滑コンデンサＣ３１の両端子間のショートは防止される。
【００１８】
トランジスタＱがオフになると、１次巻線Ｎｐ，２次巻線Ｎｓにそれぞれ逆起電力が発生して、各巻線の黒ドットが付されていない側の端子が正になり、トランス６に蓄積された磁気エネルギが再変換された電流の一部は、２次巻線Ｎｓから２次整流平滑回路に流れ、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサＣ２を充電する。
【００１９】
再変換された電流の他の一部は、ダイオードブリッジ２２の瞬時値Ｖｉが平滑コンデンサＣ３１の端子間電圧Ｖｃより高い時はいうまでもなく、ＶｉがＶｃより低い場合でも、Ｖｉと１次巻線Ｎｐの逆起電力との和がＶｃを超えていれば、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３１を充電する。いずれの場合も、平滑コンデンサＣ３１を充電する再変換された電流と同じ電流値の電流が、ダイオードブリッジ２２を介して交流電源２１から入力する。
【００２０】
すなわち、交流電源２１から入力する交流電力の電圧の最大値が、平滑コンデンサＣ３１の端子間電圧Ｖｃより低い期間中であっても、１次巻線Ｎｐに発生した逆起電力が加わった電圧がＶｃを超えていれば、交流電源２１から交流電流が入力するから、その導通角は広くなり、ピーク電流が抑えられて交流電源２１への悪影響がなくなると共に、力率が大幅に改善される。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６に示す構成のスイッチングレギュレータにおいても、１次巻線Ｎｐの逆起電力（磁気エネルギー）を充分に大きくするためにはトランス６の大型化が避けられないという問題がある。
【００２２】
また、平滑コンデンサＣ３１に充電する電流が急峻であるために、平滑コンデンサＣ３１における発熱の問題、あるいは許容リップル電流値の大きい、すなわち大容量のコンデンサが必要になるという問題もある。
【００２３】
本発明は、従来の直流電源装置における上述の問題を解決し、大型化・高価格化することなく、素子の信頼性を向上させ、入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することのできるスイッチングレギュレータを提供することを課題とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
前記の課題は、本発明により、交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、前記１次直流電力をスイッチング素子と高周波用のトランスの１次巻線の直列回路に入力してスイッチングすることにより２次直流電力に変換して出力するオン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを有し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、該検出電圧が予め設定した電圧になるように前記スイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御手段を設けたスイッチングレギュレータにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻線の直列回路に並列に、平滑コンデンサと該平滑コンデンサを放電させる向きに接続した第１のダイオードの直列回路を接続し、前記平滑コンデンサと前記第１のダイオードの接続点と、前記スイッチング素子と前記トランスの１次巻線の接続点との間に、前記平滑コンデンサを充電する向きに第２のダイオードと平滑インダクタとを接続するとともに、前記平滑インダクタを転流する第３のダイオードを、前記スイッチング素子とトランスの１次巻線の接続点と前記平滑インダクタの間から前記平滑コンデンサの負端子間に、当該ダイオードのアノードを前記平滑コンデンサの負端子側に接続し、前記平滑コンデンサと前記第１のダイオードからなる直列回路の前記第１のダイオードのカソード側に第２の平滑インダクタを設けたことを提案する。
【００２５】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記第３のダイオードのカソードを、前記第２のダイオードと平滑インダクタ間に接続したことを提案する。
【００２６】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記第３のダイオードのカソードを、前記スイッチング素子とトランスの１次巻線の接続点と、第２のダイオード間に接続したことを提案する。
【００２７】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記第３のダイオードが前記スイッチング素子のボディダイオードであることを提案する。
【００２８】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記平滑インダクタと前記第２の平滑インダクタが同じコアに巻かれたことを提案する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係るスイッチングレギュレータの一例を示す回路図である。
【００３０】
図１に示したスイッチングレギュレータは、全波整流回路であるダイオードブリッジ２と、オン−オフ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ４と、その両者の間に設けられて力率を改善する作用を有する平滑部３とにより構成されている。
【００３１】
平滑部３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のトランス６の１次巻線Ｎｐとスイッチング素子であるトランジスタ（又はＦＥＴ）Ｑとが接続点Ｚで接続された直列回路に、第１のダイオードであるダイオードＤ１と該ダイオードＤ１を介して放電する平滑コンデンサＣ１とが接続点Ｙで接続された直列回路が、接続点Ｘ，Ｘ′で並列に接続されている。また、接続点Ｚと接続点Ｙとの間に、電流がＺからＹに流れて平滑コンデンサＣ１を充電する第２のダイオードＤ２と平滑インダクタであるチョークコイルＣＨとが直列に接続されている。さらに、ダイオードＤ２とチョークコイルＣＨの接続点から、チョークコイルＣＨを転流する第３のダイオード（転流ダイオード）Ｄ３が平滑コンデンサＣ１の負端子間に接続されている。転流ダイオードＤ３の接続の向きは、カソードをダイオードＤ２とチョークコイルＣＨの接続点に、アノードを平滑コンデンサＣ１の負端子に接続する向きである。そして、接続点Ｘ，Ｘ′がそれぞれダイオードブリッジ２の正負の出力端子２ｃ，２ｄと結ばれて構成されている。
【００３２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、その１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路に接続点，Ｘ，Ｘ′から１次直流電力が入力する高周波用のトランス６と、トランス６の２次巻線Ｎｓに誘起される２次交流電力を整流平滑して２次直流電力に変換し、図示しない負荷に出力する２次整流平滑回路を構成する整流ダイオードＤ５，平滑コンデンサＣ２と、駆動パルスをトランジスタＱに出力してそのオン・オフを制御するスイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とにより構成されている。
【００３３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ４はオン−オフ方式であるから、トランス６の１次巻線Ｎｐと２次巻線Ｎｓとは、黒ドットで図示したように、コアに対して互いに逆方向に巻かれている。したがって、トランジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎｐに１次直流電力の電流が流れるが、整流ダイオードＤ５に阻止されて２次巻線Ｎｓに電流が流れないから、１次巻線Ｎｐに流れる電流はトランス６を励起する（磁気エネルギとして蓄積される）。
【００３４】
トランジスタＱがオフになると、１次巻線Ｎｐ，２次巻線Ｎｓの極性がそれぞれ反転するから、トランス６に蓄積された磁気エネルギは電流に再変換され、その一部は２次整流平滑回路の整流ダイオードＤ５を通って平滑コンデンサＣ２を充電する。平滑コンデンサＣ２を充電して平滑化された２次直流電力は、正負の出力端子４ｃ，４ｄに接続された図示しない負荷に出力される。
【００３５】
スイッチング制御回路５は、出力端子４ｃ，４ｄ間の出力電圧を検出し、その検出電圧が予め設定した電圧より低ければ駆動パルスのデューティ比を上げ、高ければデューティ比を下げるようにしてトランジスタＱのオン・オフを制御するから、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧は予め設定した電圧に保持される。
【００３６】
図１において、交流電源１からの交流電力はダイオードブリッジ２の入力端子２ａ，２ｂ間に入力され、その正負の出力端子２ｃ，２ｄ間からは全波整流された脈流（正弦波の絶対値の）波形の１次直流電力が出力される。交流電源オンの直後はスイッチング制御回路５が作動しないから、トランジスタＱはオフのままであり、１次直流電力はトランス６の１次巻線Ｎｐ，第２のダイオードＤ２及びチョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサＣ１を充電し、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が或る程度上ってから、スイッチングが開始される。
【００３７】
スイッチング開始後は、−ラインを基準の０Ｖ、ダイオードブリッジ２の出力電圧の瞬時値をＶｉ、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧をＶｃとして、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のトランジスタＱがオンの時にトランス６の１次巻線Ｎｐに流れる電流は、ＶｉがＶｃより高ければ交流電源１からダイオードブリッジ２を介して入力し、ＶｉがＶｃより低ければ平滑コンデンサＣ１からダイオードＤ１を介して供給されて、それぞれトランス６を励起する。
【００３８】
この時に、ダイオードブリッジ２の瞬時値Ｖｉが平滑コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高くても、ダイオードＤ１が作用してダイオードブリッジ２から平滑コンデンサＣ１を直接に充電することはなく、ＶｉがＶｃより低くても平滑コンデンサＣ１の放電電流がダイオードブリッジ２に逆流する恐れもない。また、トランジスタＱがオンであるから接続点Ｚの電圧は０Ｖになっているが、ダイオードＤ２が作用して平滑コンデンサＣ１の両端子間のショートは防止される。
【００３９】
トランジスタＱがオフになると、１次巻線Ｎｐ，２次巻線Ｎｓにそれぞれ逆起電力が発生して、各巻線の黒ドットが付されていない側の端子が正になり、トランス６に蓄積された磁気エネルギが再変換された電流の一部は、２次巻線Ｎｓから２次整流平滑回路に流れ、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサＣ２を充電する。
【００４０】
再変換された電流の他の一部は、ダイオードブリッジ２の瞬時値Ｖｉが平滑コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い時はいうまでもなく、ＶｉがＶｃより低い場合でも、Ｖｉと１次巻線Ｎｐの逆起電力との和がＶｃを超えていれば、ダイオードＤ２及びチョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサＣ１を充電する。いずれの場合も、平滑コンデンサＣ１を充電する再変換された電流と同じ電流値の電流が、ダイオードブリッジ２を介して交流電源１から入力する。
【００４１】
ところで、図６に示す従来例の場合、トランス６の１次巻線Ｎｐのインダクタンス値と、トランジスタＱがターン・オフした時に平滑コンデンサＣ３１に流れ込む充電電流が急峻なこととから、平滑コンデンサＣ３１がすぐに充電されてしまい、そのため入力電流の導通時間が短くなり、（入力から見た）力率の低下があると同時に、急峻な電流が平滑コンデンサＣ３１の寿命を低下させていた。
【００４２】
このような問題に対し、１次巻線Ｎｐのフライバックエネルギーの大きい、つまりある程度の負荷をとっても降下しない、充分なインダクタンスとすることにより、急峻な電流を制限することで改善はできる。しかし、この場合、トランスの大型化、あるいはフライバックエネルギー増大による伝導ノイズ・不要ふく射ノイズといった好ましくない成分により使用機器に悪影響を及ぼし誤作動を招くなどの不具合がある。また、当然、機器の大型化・高価格化を招く結果となる。
【００４３】
そこで、本実施形態では、まず、ダイオードＤ２に直列にチョークコイルＣＨを設けることにより、ダイオードＤ２を流れる急峻な電流をチョークコイルＣＨで制限し、チョークコイルＣＨを磁化して平滑コンデンサＣ１を充電する（コンデンサＣ１の充電時間を長くして充電する）ようにしている。それと共に、ダイオードＤ２とチョークコイルＣＨの接続点から平滑コンデンサＣ１の負端子間に転流ダイオードＤ３を設けることにより、スイッチング素子Ｑがターン・オンしても、転流ダイオードＤ３を通してチョークコイルＣＨから平滑コンデンサＣ１を充電するように電流が流れ続けるようにしている。
【００４４】
このように、本発明によるスイッチングレギュレータによれば、チョークコイルＣＨ及び転流ダイオードＤ３を設けたことにより、入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することができる。また、平滑コンデンサＣ１に大容量なものを必要とせず、コンデンサの寿命を低下させることもない。さらに、トランス６も大型化しないことから、フライバックエネルギー増大による伝導ノイズ・不要ふく射ノイズの発生を防ぎ、接続機器・周辺機器の誤作動を招くこともない。
【００４５】
図２は、本実施形態の作用を説明するための、最大電力時における電流スペクトラムを示すグラフであり、測定条件及び１／１フレームの測定値は次の表１のとおりである。また、表２は、図２のグラフにおける高調波電流データである。
【００４６】
【表１】
0004533477.tif 000002
【００４７】
【表２】
0004533477.tif 000003
【００４８】
この図２及び表１，２から判るように、本実施形態のスイッチングレギュレータによれば、力率：０．７８２を得ることができ、この値は従来品と比べて数％（３〜４％）程度の改善となっている。
【００４９】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図３は、本発明の第２の実施形態を示すもので、この図に示す回路では、接続点ＺとダイオードＤ２の間から平滑コンデンサＣ１の負端子間に転流ダイオードＤ３を設けている。すなわち、ダイオードＤ３のカソードを接続点ＺとダイオードＤ２の間に接続し、ダイオードＤ３のアノードは、図１の例と同様、スイッチング素子Ｑと平滑コンデンサＣ１の負端子間に接続されている。転流ダイオードＤ３を図３に示すように接続した場合の作用・効果は図１の場合と同様である。
【００５０】
なお、この実施形態においては、スイッチング素子ＱがＭＯＳ・ＦＥＴであれば、転流ダイオードＤ３としてボディー・ダイオードを利用することができる。ボディー・ダイオードはＭＯＳ・ＦＥＴのもつ特性であり、これにより、ボディー・ダイオード（図では転流ダイオードＤ３）を通してチョークコイルＣＨから平滑コンデンサＣ１を充電するように電流が流れ続けるようにしている。
【００５１】
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図４の回路図に示すように、この実施形態では接続点Ｘと第１のダイオードＤ１間に第２のチョークコイルＣＨ１を設けている。これ以外の構成は図３に示した前記実施形態と同様である。
【００５２】
図４に示す回路において、Ｘ−Ｘ′間電圧がＹ−Ｘ′間より低くなった時に第１のダイオードＤ１を通して電流が流れるが、その際、第２のチョークコイルＣＨ１を設けたことによりトランス６の１次巻線Ｎｐに流れる電流を制限し、トランスが飽和しにくいコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ４）を構成することができる。
【００５３】
第２のチョークコイルＣＨ１を設けた目的はトランス６の安定動作であり、本実施形態のスイッチングレギュレータでは、入力１００Ｖ，出力２４Ｖ，４Ａにおいて、トランス６のＮｐ：１４０μＨ，チョークコイルＣＨ：２２０μＨ，平滑コンデンサＣ１：２２０μＦとすると、力率７９％を得ることができ、従来より２〜４％の改善となった。
【００５４】
なお、第２のチョークコイルＣＨ１は、第１のチョークコイルＣＨのコアに巻装したインダクタとする（ＣＨ１とＣＨを同一のコアに巻く）こともできる。この場合、両チョークコイルのコアを共有にして、コスト削減を図ることができる。
【００５５】
また、第２のチョークコイルＣＨ１を配置する位置は、Ｘ−Ｙ間であればどこでも良く、例えば、ダイオードＤ１のアノード側（図４において、Ｄ１の下側）に第２のチョークコイルＣＨ１を配置することもできる。
【００５６】
また、図１及び図３に示した各実施形態においても、第２のチョークコイルＣＨ１を、ダイオードＤ１のアノード側又はカソード側に設けることもできる。その場合も、両チョークコイルのコアを共有にすることが可能である。
【００５７】
なお、実際の製品では、Ｘ−Ｘ′間の回路ループ内には保護回路用検出素子（抵抗、インダクタ、トランスなど）が配置されるが、図の煩雑を避けるため、上記説明した各実施形態の図には省略されている。この保護回路用検出素子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のスイッチング素子Ｑを保護するためのものである。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のスイッチングレギュレータによれば、入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することができる。また、平滑コンデンサに大容量なものを必要とせず、コンデンサの寿命を低下させることもない。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスも大型化せず、フライバックエネルギー増大による伝導ノイズ・不要ふく射ノイズの発生を防ぎ、接続機器・周辺機器の誤作動を招くこともない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチングレギュレータの一例を示す回路図である。
【図２】そのスイッチングレギュレータにおける最大電力時の電流スペクトラムを示すグラフである。
【図３】本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態を示す回路図である。
【図５】従来のスイッチングレギュレータの一例を示す回路図である。
【図６】従来のスイッチングレギュレータの別例を示す回路図である。
【符号の説明】
１        交流電源
２        ダイオードブリッジ（全波整流回路）
３，３ａ，３ｂ  平滑部
４        ＤＣ−ＤＣコンバータ
５        スイッチング制御回路
６        トランス
Ｃ１      平滑コンデンサ
ＣＨ      チョークコイル（平滑インダクタ）
ＣＨ１    第２のチョークコイル（平滑インダクタ）
Ｄ１      第１のダイオード
Ｄ２      第２のダイオード
Ｄ３      第３のダイオード（転流ダイオード）
Ｎｐ      １次巻線
Ｎｓ      ２次巻線
Ｑ        スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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