(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をサンプリングして直流オフセットを含むサンプリングされた受信信号を作り出すフロントエンド回路と、
サンプリングされた受信信号から直流オフセットの第１の推定値を作り出す第１のオフセット推定回路と、
前記直流オフセットの第１の推定値をサンプリングされた受信信号から減じて第１の推定されサンプリングされた信号を作り出す第１の減算器と、
前記第１の推定されサンプリングされた信号の同期位置を推定する第１の同期検出回路と、
前記推定された同期位置に基づいて第１の直流推定値を作り出す第１のチャネル推定器と、
前記同期位置の推定後に、前記第１の推定されサンプリングされた信号から直流オフセットの第２の推定値を作り出す第２のオフセット推定回路と、
前記第１の推定されサンプリングされた信号および前記直流オフセットの第２の推定値を使用して第２の推定されサンプリングされた信号を作り出す第２の減算器と、
を含む、無線受信機。
【請求項２】
請求項１記載の無線受信機であって、前記第１の推定されサンプリングされた信号は残留直流オフセットを含み、前記第２のオフセット推定回路は残留直流オフセットの推定値を作り出し、前記第２の減算器は前記残留直流オフセットの推定値を前記第１の推定されサンプリングされた信号から減じることにより前記第２の推定されサンプリングされた信号を作り出す無線受信機。
【請求項３】
請求項１記載の無線受信機であって、さらに、
前記第２の推定されサンプリングされた信号の同期位置を推定する第２の同期検出回路と、
前記第２の推定された同期位置に基づいて第２のチャネル推定値を作り出す第２のチャネル推定器と、
前記第２のチャネル推定値に基づいて前記第２の推定されサンプリングされた信号を処理する等化器と、
を含む、無線受信機。
【請求項４】
請求項３記載の無線受信機であって、さらに、
信号品質の推定値に基づいて前記第２の同期検出回路および前記第２のチャネル推定器に信号を加えるべきかどうかを決定する制御ユニットを含む無線受信機。
【請求項５】
請求項４記載の無線受信機であって、前記第１のチャネル推定器は信号品質を推定し、前記制御ユニットは推定された信号品質が閾値を越える場合だけ前記第２の同期検出回路および前記第２のチャネル推定器に信号が加えられることを決定する無線受信機。
【請求項６】
請求項４記載の無線受信機であって、前記制御ユニットが前記第２の同期検出回路および前記第２のチャネル推定器に信号を加えないと決定する場合には、前記等化器が前記第１のチャネル推定値を使用して前記第２の推定されサンプリングされた信号を処理する無線受信機。
【請求項７】
請求項１記載の無線受信機であって、さらに、
前記第１の推定されサンプリングされた信号に負の回転を加えるデローテータ(derotator)と、
直流オフセットの第２の推定値に回転を加えるローテータと、
を含む無線受信機。
【請求項８】
請求項１記載の無線受信機であって、さらに、
前記第１の推定されサンプリングされた信号の微分値を計算して第１の同期回路に加える微分器と、
受信信号の直流ステップの大きさを推定するステップ推定器と、を含み、
前記第２の減算器は直流ステップの大きさの推定値を第１の推定されサンプリングされた信号から減じる無線受信機。
【請求項９】
無線信号の処理方法であって、
受信信号をサンプリングして直流オフセットを含むサンプリングされた受信信号を作り出すステップと、
サンプリングされた受信信号から直流オフセットの第１の推定値を作り出すステップと、
サンプリングされた受信信号から前記直流オフセットの第１の推定値を減じて第１の推定されサンプリングされた信号を作り出すステップと、
前記第１の推定されサンプリングされた信号の同期位置を推定するステップと、
前記推定された同期位置に基づいて第１のチャネル推定値を作り出すステップと、
同期位置の推定後に前記第１の推定されサンプリングされた信号から直流オフセットの第２の推定値を作り出すステップと、
前記第１の推定されサンプリングされた信号および前記直流オフセットの第２の推定値を使用して第２の推定されサンプリングされた信号を作り出すステップと、
を含む方法。
【請求項１０】
請求項９記載の方法であって、前記第１の推定されサンプリングされた信号は残留直流オフセットを含み、該残留直流オフセットの推定値を作り出すステップと、該残留直流オフセットの推定値を前記第１の推定されサンプリングされた信号から減じることにより前記第２の推定されサンプリングされた信号を作り出すステップと、を含む方法。
【請求項１１】
請求項９記載の方法であって、さらに、
前記第２の推定されサンプリングされた信号の同期位置を推定するステップと、
前記第２の推定された同期位置に基づいて第２のチャネル推定値を作り出すステップと、
前記第２のチャネル推定値に基づいて等化器において前記第２の推定されサンプリングされた信号を処理するステップと、
を含む、方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法であって、さらに、
信号品質の推定値に基づいて、前記第２の推定されサンプリングされた信号の同期位置を推定し前記第２のチャネル推定値を作り出すか否かを決定するステップを含む方法。
【請求項１３】
請求項１２記載の方法であって、信号品質を推定するステップと、該推定された信号品質が閾値を越える場合だけ前記第２の推定されサンプリングされた信号の同期位置が推定され、前記第２のチャネル推定値が作り出されることを決定するステップと、を含む方法。
【請求項１４】
請求項１２記載の方法であって、前記第２の推定されサンプリングされた信号の同期位置を推定しないまたは前記第２のチャネル推定値を作り出すことが決定される場合には、
前記第１のチャネル推定値に基づいて等化器において第２の推定されサンプリングされた信号を処理するステップを含む方法。
【請求項１５】
請求項９記載の方法であって、さらに、
前記第１の推定されサンプリングされた信号に負の回転を加えるステップと、
前記直流オフセットの第２の推定値に回転を加えるステップと、
を含む方法。
【請求項１６】
請求項９記載の方法であって、さらに、
前記第１の推定されサンプリングされた信号の微分値を計算して第１の同期回路に加えるステップと、
受信信号内の直流ステップの大きさを推定するステップと、
前記直流ステップの大きさの推定値を前記第１の推定されサンプリングされた信号から減じるステップと、
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術の分野）
本発明は無線受信機に関し、特に、ＧＳＭセルラー無線電話システム等のデジタル時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システムで使用する無線受信機に関する。
【０００２】
（背景技術）
デジタル無線通信システムの送信機では、情報ビットがキャリア信号を変調する波形にマッピングされる。受信機において、送信されたビット列が受信信号の復調により回復される。
【０００３】
受信機回路の一般的に効率的な設計は直接変換、すなわちホモダイン、無線受信機であり、受信キャリア信号はいかなる中間周波数も使用せずに直接ベースバンドにダウン変換される。このアーキテクチュアはコスト、サイズおよび消費電流に関して効率的とすることができる。
【０００４】
直接変換受信機において生じることがある一つの問題は直流オフセットによる歪である。直流オフセットは送信機のベースバンドすなわち無線部、より一般的には、受信機回路のベースバンドすなわち無線部において生じることがある。特に、受信機における直流オフセットの主な原因は、信号パスにおけるトランジスタ不整合、受信信号内にリークしかつミクサ内で直流へ自己ダウン変換(self-down converting)する局部発振器信号、および局部発振器内にリークしかつ直流へ自己ダウン変換する大きな近チャネル干渉波(interferer)である。
【０００５】
これらのソースの結果、直流オフセット信号は情報信号の大きさよりも実際には数ｄＢ大きくなることがある。したがって、データを満足に回復できるようにする前に直流オフセットを除去しなければならないことは明らかである。
【０００６】
デジタルＴＤＭＡ受信機における復調プロセスの重要な部分は同期である。同期の目的は受信信号バースト内のシンボルの位置を見つけることである。それはバースト内で学習シーケンス(training sequence)として知られる特定のシンボルパターンを送信することにより可能とされる。学習シーケンスは受信機には既知である。次に、受信機は同期位置を見つけるために、受信信号と既知の学習シーケンス間の相関を実施する。システム内で使用される学習シーケンスは、受信バーストが送信シンボルのフィルタリングされたバージョン及び白色雑音である時に同期性能が最適化されるように設計される。
【０００７】
したがって、受信無線信号は無線受信機フロントエンド回路においてダウン変換され、ローパスフィルタリングされ、サンプリングされる。良く知られているように、サンプリング信号y(t)は次のように記述することができ、
y(t)=h(0)u(t)+h(1)u(t-1)+...+h(L)u(t-L)+e(t)
=HU(t)+e(t)
ここに、H=[h(0),...,h(L)]は無線チャネルを表わす複素数値ベクトルであり、U(t)=[u(t),...,u(t-L)]は時間t,t-1,...,t-Lにおける送信シンボルを表わす複素数値である。信号e(t)は白色雑音と仮定される。
【０００８】
サンプリング信号y(t)は次に同期ユニットに供給され、それは同期位置を見つけるために、受信バーストを学習シーケンスと相関させる。見つけた同期位置に基づいて、チャネル推定ユニットが無線チャネルを規定する係数Ｈを推定する。次に、推定されたチャネルは受信データを復号する等化器へ供給される。
【０００９】
しかしながら、復調すべき信号内に直流成分が存在する場合には、標準同期手順はもはや最適ではなく、受信機により受信される信号内のビットエラーレートは悪化することがある。
【００１０】
（発明の開示）
本発明は受信信号が直流オフセットを含む場合に受け入れられる性能を提供する同期手順に関する。
【００１１】
特に、本発明に従って、直流オフセット成分は二段階で推定される。
【００１２】
本発明の好ましい実施例では、粗直流推定(coarse DC estimation)が実施され、推定値は受信シーケンスから除去される。次に、バースト内の同期位置を推定するために粗同期が実施される。続いて、粗チャネル推定およびより精密な直流推定が実施され、精密な直流推定値が除去される。最後に、精密な同期およびチャネル推定が実施され、チャネルの精密な推定値が等化器に送られ、それは直流成分の精密な推定値を除去した後で受信信号に作用する。
【００１３】
（発明を実施するための最良の形態）
図１は本発明に従った無線受信機のブロック図である。アンテナ２により受信された無線信号は直接変換無線受信機フロントエンド回路４においてダウン変換され、ローパスフィルタリングされかつサンプリングされる。
【００１４】
デジタル伝送の場合のサンプル信号y(t)は次式に従って記述することができ、x(t)=y(t)+DC
=h(0)u(t)+h(1)u(t-1)+...+h(L)u(t-L)+DC+e(t)
=HU(t)+DC+e(t)
ここに、H=[h(0),...,h(L)]は無線チャネルを表わす複素数値ベクトルであり、U(t)=[u(t),...,u(t-L)]は時間t,t-1,...,t-Lにおける送信シンボルを表わす複素数値である。信号e(t)は白色雑音と仮定される。DCは無線送信機または無線受信機により発生される未知の直流成分を表わす。信号y(t)はメモリ６へ供給され、またバーストまたはその一部の平均をとって粗直流推定値を作る第１の直流推定ユニット８へも送られる。
すなわち、
0004536985.tif 000002
ここに、Ｎは平均値が計算される信号数である。次に、加算器１０において、粗直流推定値が信号y(t)から減じられて新しい信号を与える。
0004536985.tif 000003
【００１５】
平均化は有限数のシンボルに対して実施され、バイアスされた直流推定値、すなわち、
0004536985.tif 000004
を意味し、ここに、RDCは残留直流成分であることに注目されたい。RDCはシンボルによって決まりバースト毎に変動する。理想的には有限数のバーストにわたって、拡張された平均化を使用すれば直流成分のより良い推定値が与えられる。しかしながら、直流成分はバースト毎に変動するため、これは不可能である。したがって、信号
0004536985.tif 000005
は次のように書き表すことができる。
0004536985.tif 000006
【００１６】
次に、信号
0004536985.tif 000007
は粗同期位置を見つけるために受信バーストを学習シーケンス（ＴＳ）と相関させる第１の同期ユニット１２に送られる。次に、計算された粗同期位置は無線チャネルおよび残留直流オフセット、すなわち、係数ＨおよびＲＤＣを同時に推定する第１のチャネル推定ユニット１４へ送られる。これは直流タップを含むようにチャネルモデルを拡張することにより、標準最小二乗推定技術を使用して達成することができる。次に、推定された残留直流成分
0004536985.tif 000008
がチャネル推定ユニットから出力され、第２の加算器１６において、
0004536985.tif 000009
から減じられ新しい信号
0004536985.tif 000010
を与える。この信号は次式に従って書き表されると仮定することができる。
0004536985.tif 000011
【００１７】
次に、信号
0004536985.tif 000012
はより良い同期位置を見つけるために受信バーストを学習シーケンス（ＴＳ）と相関させる第２の同期ユニット１８に送られる。次に、同期位置は第２のチャネル推定ユニット２０に送られ、それは、前記したのと同じ方法で、無線チャネルすなわち係数Ｈを推定する。推定されたチャネル
0004536985.tif 000013
は信号
0004536985.tif 000014
と一緒に等化器２２に送られてさらに処理される。
【００１８】
図２は本発明の別の実施例を示す。
【００１９】
追加の同期およびチャネル推定を行って得られる性能利得は信号品質が良い時に得られる。したがって、例えば、移動電話機においてより長いスタンバイおよび通話時間を与える電流節減のために、第２の同期およびチャネル推定を実施すべきかどうかを判断することができる。図１の回路のそれと対応する図２の回路の部品には同じ参照番号が与えられている。図２の回路において、第１の直流推定、同期およびチャネル推定が前と同様に準備される。推定されたチャネルフィルタタップは信号品質の基準、例えば、信号対ノイズ比
0004536985.tif 000015
の推定値と一緒に第１のチャネル推定ユニット１４から第２の同期およびチャネル推定を実施すべきかどうかを判断する制御ユニット２８に送られる。ＳＮＲが閾値よりも上であれば、第２の同期およびチャネル推定が実施される。そうでなければ、実施されない。そうであれば、第２の同期およびチャネル推定は前記したように実施される。そうでなければ、信号
0004536985.tif 000016
およびチャネル推定値
0004536985.tif 000017
はデータを復号する等化器２２に送られる。
【００２０】
図３は本発明のさらに別の実施例を示す。
【００２１】
あるセルラーシステムでは、位相オフセット、すなわち、送信シンボル間の位相偏移が送信シンボル内に導入される。この位相オフセットは送信機アーキテクチュアのインプリメンテーションを容易にするために導入される。例えば、新しいセルラーシステムＥＤＧＥ(Enhanced Data rates for GSM Evolution)は送信シンボル間の67.5°の位相偏移（位相オフセット）を有する８-ＰＳＫ変調を使用する。受信機におけるこの位相偏移を補償するために、受信信号の回転を戻さなければならない。しかしながら、直流成分を有する信号の回転を戻す（デローテートする）と回転する直流成分を有する信号が生じる。
【００２２】
図３はこの状況に対して適切な受信機を示す。ここでも、図１のそれに対応する図３の回路の部品には同じ参照番号が与えられている。図３の回路において、第１の粗直流推定および直流減算は前記したように実施される。次に、デローテータ(de-rotator)３２により信号
0004536985.tif 000018
の回転が戻され、オフセット(θ)に対応する位相偏移(-θ)が送信機内に導入される。次に、デローテータ３２からの出力
0004536985.tif 000019
が同期位置を推定する第１の同期ユニット１２へ送られる。次に、この位置は直流成分の回転動作を考慮してチャネルフィルタタップおよび残留直流成分を推定するチャネル推定ユニット１４へ送られる。これも標準最小二乗推定技術を使用して行うことができる。残留直流オフセットの推定値は残留直流成分の適切な回転を加える回転ユニット３４に出力され、信号
0004536985.tif 000020
から減じられて信号
0004536985.tif 000021
を与える。信号
0004536985.tif 000022
のそれ以上の処理は前記したように実施される。
【００２３】
さらに、図２について前記したように、この場合第２の同期およびチャネル推定を実施すべきかどうかを判断する制御ユニットを付加することができる。
【００２４】
図４は本発明のさらにもう一つの実施例を示す。
【００２５】
直接変換受信機を使用する場合、付近の干渉波によりその信号を立ち上げる時に直流-ステップが生じる。この直流−ステップは学習シーケンス内に配置される場合同期性能を劣化させることもさせないこともある。図１のそれに対応する図４の回路の部品には同じ参照番号が与えられている。図４の回路によりこのような直流−ステップのインパクトを最小限に抑えることができる。
【００２６】
最初に、バーストにわたる受信サンプルの平均化を使用する前に信号
0004536985.tif 000023
が計算される。次に、微分器４２においてサンプルが微分され、すなわち、
0004536985.tif 000024
が計算され、第１の同期位置を推定する同期ユニット１２へ通される。微分は第１の同期を行う時に直流ステップのインパクトを低減するために使用される。次に、同期位置が未微分サンプル
0004536985.tif 000025
と一緒にチャネル推定ユニット４４へ送られる。チャネル推定ユニットは、直流-ステップも考慮しながら、チャネルフィルタタップおよび残留直流成分を推定する。すなわち、推定すべきモデルは
0004536985.tif 000026
であり、ここに、aは未知のステップレベルでありステップ信号SDC(k)はk-1の連続０およびM-kの連続１からなり、Mは学習シーケンス内のシンボル数である。直流-ステップSDCの位置kが未知であるため、次の手段をとらなければならない。
１．直流-ステップは学習シーケンスの中央で生じるものと仮定する、
２．直流-ステップの位置でピークを生じる微分からの情報を使用する、あるいは、
３．学習シーケンス内の可能な全ての位置kを評価する。モデルの推定においてこれらの異なる位置を使用してなされるエラーを最小限に抑える。すなわち、学習シーケンス内の各位置kについて、モデル
0004536985.tif 000027
を推定する。受信シンボルにより差を計算し、
0004536985.tif 000028
Power[Err(k)]を最小限に抑えるkを見つける。
【００２７】
これは、やはり標準最小二乗推定技術を使用して行うことができる。次に、残留直流オフセットの推定値は推定した直流-ステップおよびその関連位置と一緒に信号
0004536985.tif 000029
から減じられて、信号
0004536985.tif 000030
を与える。信号
0004536985.tif 000031
のそれ以上の処理は前記したように実施される。
【００２８】
ここでも、第２の同期およびチャネル推定を実施すべきかどうかを判断する図２に示すような制御ユニットを付加することができる。さらに、変調における位相オフセットの場合には、図３について前記したのと同じ回転戻し技術をここでも使用することができる。最後に、直流ステップを処理するために前記した方法は微分ユニット無しで行うこともでき、第１の同期が通常の信号に対してなされることを意味する。
【００２９】
したがって、直流オフセット成分が存在する場合に改善された同期を提供する無線受信機が記述されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に従った第１の受信機のブロック回路図である。
【図２】  本発明に従った第２の受信機のブロック回路図である。
【図３】  本発明に従った第３の受信機のブロック回路図である。
【図４】  本発明に従った第４の受信機のブロック回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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