(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
短パルス波を空間へ放射する送信部と、
前記送信部によって前記空間に放射された前記短パルス波の反射波を受信する受信部であって、
該反射波の信号を第１及び第２の信号に同相分岐する分岐回路、この分岐回路によって同相分岐された前記第１及び第２の信号同士を線形乗算する線形乗算器及び前記短パルス波の送信タイミングから前記空間に存在する空間までの往復距離に応じた時間だけ遅延して受信された前記短パルス波の反射波に同期したベースバンド成分を前記線形乗算器の出力信号から抽出する低域通過フィルタとによって構成される検波回路と、及び
前記検波回路の出力信号に対する積分を行い、その積分結果を保持値として出力するサンプルホールド回路と、
を有する受信部と、
前記受信部から保持出力される前記保持値のレベル及び回数に基づいて、前記空間に存在する物体までの距離及び前記物体の大きさの解析処理を行う信号処理部と、
前記信号処理部からの前記物体までの距離及び前記物体の大きさの解析結果に基づいて、前記送信部及び前記受信部の少なくとも一方に対して利得の制御を行う制御部と、
を具備する短パルスレーダ
【請求項２】
前記検波回路の前記線形乗算器がギルバートミキサで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項３】
前記制御部が、前記受信部の前記サンプルホールド回路の積分開始タイミング及び積分時間を前記信号処理部からの処理結果に基づいて可変制御することを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項４】
前記サンプルホールド回路として複数のサンプルホールド回路が設けられ、該複数のサンプルホールド回路が、前記検波回路からの出力信号に対して、それぞれ、異なる期間において積分を行うことを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項５】
前記送信部には、前記短パルス波を増幅する電力増幅器が設けられていると共に、
前記受信部には、前記反射波の信号を増幅する低雑音増幅器が設けられており、
前記制御部は、前記受信部の前記検波回路に入力される前記反射波の信号のレベルが前記線形乗算器の線形動作範囲内となるように、前記送信部に設けられる前記電力増幅器と前記受信部に設けられる前記低雑音増幅器との少なくとも一方の利得を制御することを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項６】
前記送信部には、所定幅のパルス信号を発生するパルス発生器と、該パルス発生器からの前記パルス信号が入力されている期間だけ発振動作して前記短パルス波としての出力信号を出力し、前記パルス信号が入力されていない期間は発振動作を停止する発振器とが設けられていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項７】
前記制御部は、前記送信部が前記短パルス波を前記空間に放射してから次の短パルス波を前記空間に放射するまでの期間内に、前記送信部への電源供給を停止させることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項８】
前記受信部として、前記反射波をそれぞれ受信するために互いに所定の距離を有して離間させた状態で設けられている第１及び第２の受信アンテナを各別に有する第１及び第２の受信部が設けられており、
前記信号処理部は、前記第１及び第２の受信部からの出力信号に基づいて、前記空間に存在する物体の方向を解析することを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
【請求項９】
前記検波回路の前記線形乗算器として用いられる前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第１及び第２のトランジスタを備え、前記第１及び第２のトランジスタの前記エミッタ共通電流通路が定電流源に接続されている第１の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第３及び第４のトランジスタを備え、前記第１の差動増幅器の第１のトランジスタのコレクタ出力端に前記第３及び第４のトランジスタの前記エミッタ共通電流通路が接続されている第２の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第５及び第６のトランジスタを備え、前記第５のトランジスタのベース入力端が前記第２の差動増幅器の前記第４のトランジスタのベース入力端と共通に接続されると共に、前記第１の差動増幅器の前記第２のトランジスタのコレクタ出力端に前記第５及び第６のトランジスタの前記エミッタ共通電流通路が接続されている第３の差動増幅器と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第３のトランジスタのコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器の前記第５のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されている第１の負荷抵抗及び第１の出力端と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第４のトランジスタのコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器の前記第６のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されている第２の負荷抵抗及び第２の出力端と、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第１の信号を伝達する第１の一組の線路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第１及び第２のコイルと第１の抵抗とからなる第１のローパスフィルタ及び第３及び第４のコイルと第２の抵抗とからなる第２のローパスフィルタと、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第２の信号を伝達する第２の一組の線路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第５及び第６のコイルと第３の抵抗とからなる第３のローパスフィルタ及び第７及び第８のコイルと第４の抵抗とからなる第４のローパスフィルタと、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第７及び第８のトランジスタを備え、前記第１及び第２のローパスフィルタの各出力端としての前記第１及び第２のコイル及び前記第３及び第４のコイルの各接続中点に前記第７及び第８のトランジスタの各ベース入力端が接続される第１及び第２のエミッタフォロワ回路と、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第９及び第１０のトランジスタを備え、前記第３及び第４のローパスフィルタの各出力端としての前記第５及び第６のコイル及び前記第７及び第８のコイルの各接続中点に前記第９及び第１０のトランジスタの各ベース入力端が接続される第３及び第４のエミッタフォロワ回路と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第３のトランジスタ及び前記第３の差動増幅器の第５のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第１の負荷抵抗との間に接続される第９のコイル及び前記第１の出力端との間に接続される第１０のコイルと前記第１の負荷抵抗とにより構成される第５のローパスフィルタと、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第４のトランジスタ及び前記第３の差動増幅器の第６のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第２の負荷抵抗との間に接続される第１１のコイル及び前記第２の出力端との間に接続される第１２のコイルと前記第２の負荷抵抗とにより構成される第６のローパスフィルタとを具備し、
前記第１の差動増幅器の前記第１及び第２のトランジスタの各ベース入力端が、それぞれ、前記第１及び第２のエミッタフォロワ回路の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路によって同相分岐された前記第１の信号が前記第１の差動増幅器に入力されると共に、
前記第２の差動増幅器の前記第３のトランジスタ及び前記第３の差動増幅器の前記第６のトランジスタの各ベース入力端が、それぞれ、前記第３及び第４のエミッタフォロワ回路の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路によって同相分岐された前記第２の信号が前記第２及び第３の差動増幅器に入力されることにより、
前記第１及び第２の出力端の少なくとも一方から前記第１及び第２の信号の線形乗算出力を導出可能となされていることを特徴とする請求項２に記載の短パルスレーダ。
【請求項１０】
送信部、受信部及び線形乗算器を準備するステップと、
前記送信部によって短パルス波を空間へ放射するステップと、
前記空間に放射された前記短パルス波の反射波を前記受信部によって受信し、該反射波の信号を第１及び第２の信号に同相分岐するステップと、
前記第１及び第２の信号同士を前記線形乗算器によって線形乗算して線形乗算信号を出力するステップと、
前記短パルス波の送信タイミングから前記空間に存在する空間までの往復距離に応じた時間だけ遅延して受信された前記短パルス波の反射波と同期したベースバンド成分を前記線形乗出力信号から抽出するステップと、
前記抽出されたベースバンド成分に対する積分を行い、その積分結果を保持値として保持出力するステップと、
前記保持出力された前記保持値のレベル及び回数に基づいて、前記空間に存在する物体までの距離及び前記物体の大きさの解析処理を行うステップと、
前記物体までの距離及び前記物体の大きさの解析処理の結果に基づいて、前記送信部及び前記受信部の少なくも一方に対して利得の制御を行うステップと、
を具備する短パルスレーダの制御方法。
【請求項１１】
前記線形乗算信号を出力するステップは、
前記線形乗算器としてギルバートミキサを用いて前記線形乗算信号を出力するための線形乗算を行うステップを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１２】
前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
前記ベースバンド成分に対する積分の開始タイミング及び積分時間を前記解析処理の結果に基づいて可変制御するステップを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１３】
前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
複数のサンプルホールド回路を用いて前記ベースバンド成分に対して、それぞれ、異なる複数の期間において積分を行うステップを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１４】
前記送信部には、前記短パルス波を増幅する電力増幅器が設けられていると共に、
前記受信部には、前記反射波の信号を増幅する低雑音増幅器が設けられており、
前記所定の制御を行うステップは、
前記受信部において、前記反射波の信号のレベルが前記線形乗算器の線形動作範囲内となるように、前記送信部に設けられている前記電力増幅器と前記受信部に設けられている前記低雑音増幅器との少なくとも一方の利得を制御するステップを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１５】
前記送信部によって短パルス波を空間へ放射するステップは、
所定幅のパルス信号を発生するステップと、
前記パルス信号が入力されている期間だけ発振動作して前記短パルス波としての出力信号を出力するステップと、
前記パルス信号が入力されていない期間は発振動作を停止して前記短パルス波としての出力信号を出力しないようにするステップとを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１６】
前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部が前記短パルス波を前記空間に放射してから次の短パルス波を前記空間に放射するまでの期間内に、前記送信部への電源供給を停止させるステップを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１７】
前記受信部として、前記反射波をそれぞれ受信するために互いに所定の距離を有して離間させた状態で設けられている第１及び第２の受信アンテナを各別に有する第１及び第２の受信部が設けられており、
前記解析処理を行うステップは、
前記第１及び第２の受信部からの出力信号に基づいて、前記空間に存在する物体の方向を解析するステップを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【請求項１８】
前記線形乗算信号を出力するステップにおいて、前記線形乗算器として用いられる前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第１及び第２のトランジスタを備え、前記第１及び第２のトランジスタの前記エミッタ共通電流通路が定電流源に接続されている第１の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第３及び第４のトランジスタを備え、前記第１の差動増幅器の第１のトランジスタのコレクタ出力端に前記第３及び第４のトランジスタの前記エミッタ共通電流通路が接続されている第２の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第５及び第６のトランジスタを備え、前記第５のトランジスタのベース入力端が前記第２の差動増幅器の前記第４のトランジスタのベース入力端と共通に接続されると共に、前記第１の差動増幅器の前記第２のトランジスタのコレクタ出力端に前記第５及び第６のトランジスタの前記エミッタ共通電流通路が接続されている第３の差動増幅器と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第３のトランジスタのコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器の前記第５のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されている第１の負荷抵抗及び第１の出力端と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第４のトランジスタのコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器の前記第６のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されている第２の負荷抵抗及び第２の出力端と、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第１の信号を伝達する第１の一組の線路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第１及び第２のコイルと第１の抵抗とからなる第１のローパスフィルタ及び第３及び第４のコイルと第２の抵抗とからなる第２のローパスフィルタと、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第２の信号を伝達する第２の一組の線路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第５及び第６のコイルと第３の抵抗とからなる第３のローパスフィルタ及び第７及び第８のコイルと第４の抵抗とからなる第４のローパスフィルタと、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第７及び第８のトランジスタを備え、前記第１及び第２のローパスフィルタの各出力端としての前記第１及び第２のコイル及び前記第３及び第４のコイルの各接続中点に前記第７及び第８のトランジスタの各ベース入力端が接続される第１及び第２のエミッタフォロワ回路と、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第９及び第１０のトランジスタを備え、前記第３及び第４のローパスフィルタの各出力端としての前記第５及び第６のコイル及び前記第７及び第８のコイルの各接続中点に前記第９及び第１０のトランジスタの各ベース入力端が接続される第３及び第４のエミッタフォロワ回路と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第３のトランジスタ及び前記第３の差動増幅器の第５のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第１の負荷抵抗との間に接続される第９のコイル及び前記第１の出力端との間に接続される第１０のコイルと前記第１の負荷抵抗とにより構成される第５のローパスフィルタと、
それぞれ、前記第２の差動増幅器の前記第４のトランジスタ及び前記第３の差動増幅器の第６のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第２の負荷抵抗との間に接続される第１１のコイル及び前記第２の出力端との間に接続される第１２のコイルと前記第２の負荷抵抗とにより構成される第６のローパスフィルタとを具備し、
前記第１の差動増幅器の前記第１及び第２のトランジスタの各ベース入力端が、それぞれ、前記第１及び第２のエミッタフォロワ回路の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路によって同相分岐された前記第１の信号が前記第１の差動増幅器に入力されると共に、
前記第２の差動増幅器の前記第３のトランジスタ及び前記第３の差動増幅器の前記第６のトランジスタの各ベース入力端が、それぞれ、前記第３及び第４のエミッタフォロワ回路の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路によって同相分岐された前記第２の信号が前記第２及び第３の差動増幅器に入力されることにより、
前記第１及び第２の出力端の少なくとも一方から前記第１及び第２の信号の線形乗算出力を導出可能となされていることを特徴とする請求項１０に記載の短パルスレーダの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は短パルスレーダ及びその制御方法に係り、特に、幅の狭いパルス波（短パルス波）を所定周期で空間に放射し、空間にある物体からの反射波を受信して検波し、その検波出力に基づいて空間にある物体の解析を行う短パルスレーダ（ｓｈｏｒｔ  ｒａｎｇｅ  ｒａｄａｒｓ）のうち、特に、車載用レーダ（ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ  ｒａｄａｒｓ）や視覚障害者の歩行支援用レーダ等のために割り当てられている２２〜２９ＧＨｚの準ミリ波帯（ＵＷＢ：Ｕｌｔｒａ−ｗｉｄｅｂａｎｄ）で用いる短パルスレーダを簡易な小型の構成で実現し、且つ、低消費電力化するための技術を採用した短パルスレーダ及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】  従来より知られているパルス波を用いて空間の物体を探査するパルスレーダは、基本的に図１４に示すような構成を有している。【０００３】  すなわち、この図１４に示すパルスレーダ１０において、送信部１１は、後述する制御部１６から所定周期Ｔｇで出力されるトリガ信号Ｇを受けると、該トリガ信号Ｇに同期した所定幅及び所定のキャリア周波数を有するパルス波Ｐｔを生成して送信アンテナ１１ａを介して空間へ放射する。【０００４】  このパルス波Ｐｔは空間１にある物体１ａによって反射され、その反射波Ｐｒが、受信部１２の受信アンテナ１２ａで受信された後、検波回路１３によって検波される。【０００５】  信号処理部１５は、例えば、送信部１１からパルス波が送出されたタイミングを基準タイミングとして、受信部１２から検波出力Ｄが出力されるタイミングや、その出力波形に基づいて、空間１に存在する物体１ａの解析を行う。【０００６】  制御部１６は、信号処理部１５の処理結果等に基づいて、送信部１１及び受信部１２に対する各種の制御を行う。【０００７】  なお、このようなパルスレーダ１０の基本的な構成は、次の特許文献１、２に開示されている。
【特許文献１】特開平７−０１２９２１号公報
【特許文献２】特開平８−３１３６１９号公報  このような基本構成を有するパルスレーダのうち、近年実用化されつつある車載用レーダとしては、次のような二つのタイプのパルスレーダが考えられている。
【０００８】  第１のタイプのパルスレーダは、ミリ波帯（７７ＧＨｚ）を用い、高出力で、遠距離の狭い角度範囲を探査して、自動車の衝突防止や走行制御等の高速走行時の支援を目的として開発が進められている。【０００９】  第２のタイプのパルスレーダは、準ミリ波（２２〜２９ＧＨｚ）を用い、低出力で近距離の広い角度範囲を探査し、自動車の死角補助、車庫入れ補助等、低速走行時の支援を目的として開発が進められている。【００１０】  この第２のタイプのパルスレーダに用いられる準ミリ波帯は、一般に、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ−ｗｉｄｅｂａｎｄ）と呼ばれ、車載用レーダだけでなく、医療用レーダ、視覚障害者の歩行支援用レーダや近距離通信システム等にも使用されている。【００１１】  ＵＷＢは広帯域であるので、レーダシステムにおいては、幅１ｎｓ以下の短パルスを用いることができ、距離分解能が高い短パルスレーダを実現可能とすることが期待されている。
【発明の開示】
【００１２】  しかしながら、実際に、このＵＷＢを用いた距離分解能が高い短パルスレーダを実現するためには、後述するような解決すべき種々の問題がある。
【００１３】  その重要な問題の一つは、車載用レーダとして各種車両への組み込みや、視覚障害者の歩行支援用レーダとして携帯利用などの点で、小型で低消費電力が要求されるが、従来のパルスレーダではその要求に十分応えられないという点である。
【００１４】  すなわち、従来のパルスレーダの受信部１２には位相情報が得られる点等から、検波回路１３として、直交型の検波回路が用いられている。
【００１５】  この直交型の検波回路１３は、図１５に示すように、入力信号Ｓを０°分配器１３ａによって同相分岐して２つのミキサ１３ｂ、１３ｃにそれぞれ入力する。
【００１６】  ここで、２つのミキサ１３ｂ、１３ｃには、ローカル信号Ｌが９０°分配器１３ｄによって互いに９０度位相差のある信号に分けてそれぞれ入力される。
【００１７】  そして、２つのミキサ１３ｂ、１３ｃは、互いに９０度位相差のある信号に分けられたローカル信号Ｌを入力信号Ｓと混合する。
【００１８】  なお、ローカル信号Ｌは、例えば、図１４の送信部１１からのパルス波（送信波）の一部を分岐して用いられる。
【００１９】  そして、２つのフィルタ１３ｅ、１３ｆは、２つのミキサ１３ｂ、１３ｃからの各出力成分からベースバンド成分Ｉ、Ｑをそれぞれ抽出する。
【００２０】  このベースバンド成分Ｉ、Ｑに対する演算処理を、例えば、図示しないサンプルホールド回路やＡ／Ｄ変換器等を介した後で、図１４の信号処理部１５で行うことにより、入力信号Ｓ、すなわち、図１４の物体１ａからの反射波Ｐｒの強度、位相を把握することができる。
【００２１】  しかるに、このような直交型の検波回路１３では、２つのミキサ１３ｂ、１３ｃが必要になるばかりでなく、その後に続く回路、例えば、サンプルホールド回路やＡ／Ｄ変換器等も２系統必要となり、パルスレーダとしての装置構成が複雑化しコスト高になるという問題がある。
【００２２】  さらに、直交型の検波回路１３では、２つのミキサ１３ｂ、１３ｃに十分な電力のローカル信号を供給する必要があり、そのための増幅器等が必要となり、パルスレーダとしての装置構成全体が複雑化し、消費電力が大きくなるという問題がある。
【００２３】  また、準ミリ波帯における９０°分配器１３ｄは、分布定数型で損失の少ない円環状のラットレース型が適当である。
【００２４】  しかるに、このラットレース型構造の９０°分配器１３ｄはＩＣ回路とのハイブリット化が困難で回路構成が大型化してしまうという問題がある。
【００２５】  また、直交型の検波回路１３で使用するローカル信号Ｌの周波数は受信周波数そのものであり、しかも、上記したように高レベルであるので、そのリーク成分が回り込んで受信されないように、厳重なシールドが必要となり、装置の小型化が困難となるという問題がある。
【００２６】  一方、上記のように構成が複雑で電力消費が大きくなる直交型の検波回路を用いずに、パワー測定等で使用されているダイオードによるピーク検波回路を用いることも考えられる。
【００２７】  しかるに、ダイオードによるピーク検波回路では、原理的に応答速度が低く、上記のような１ｎｓ以下の幅の短パルスの受信信号を検波することはできない。
【００２８】  また、物体１ａとしてのターゲットが金属板などのような高い反射率を有する場合には、送信パルス波形と、ターゲットで反射して戻ってきた受信波形とが類似している。
【００２９】  この場合、前記したように送信波を分岐してローカル信号として用いる直交型の検波回路１３を検波回路として採用すれば、信号処理部１５で検波出力の相関をとることにより高い感度でターゲットを検出することができる。
【００３０】  しかるに、人体などのように分散性をもつターゲットについては、直交型の検波回路１３を検波回路として採用したとしても、受信パルスは長く尾を引き、波形も送信パルスのそれとは相違するため、相関出力が小さくなり、レーダとしての検知能力が低下するという問題がある。
【００３１】  そこで、本発明は、以上のような従来技術による問題点を解決するためになされたものであり、ＵＷＢで使用可能な小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法を提供することを目的としている。
【００３２】  上記目的を達成するために、本発明の第１の態様によると、
短パルス波（Ｐｔ）を空間（１）へ放射する送信部（２１）と、
前記送信部（２１）によって前記空間（１）に放射された前記短パルス波（Ｐｔ）の反射波（Ｐｒ）を受信し、該反射波（Ｐｒ）の信号（Ｒ′）を第１及び第２の信号（Ｖ１，Ｖ２）に同相分岐する分岐回路（３４）と、前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第１及び第２の信号（Ｖ１，Ｖ２）同士を線形乗算する線形乗算器（３５）と、前記線形乗算器（３５）からの出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタ（３６）とによって構成されている検波回路（３３）を有する受信部（３０）と、
前記受信部（３０）からの出力に基づいて、前記空間（１）に存在する物体（１ａ）の解析処理を行う信号処理部（４０）と、
前記信号処理部（４０）からの解析結果に基づいて、前記送信部（２１）及び前記受信部（３０）の少なくとも一方に対して所定の制御を行う制御部（５０）と、
を具備する短パルスレーダが提供される。
【００３３】  また、上記目的を達成するために、本発明の第２の態様によると、
前記検波回路（３３）の前記線形乗算器（３５）がギルバートミキサで構成されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００３４】  また、上記目的を達成するために、本発明の第３の態様によると、
前記受信部（３０）は、前記検波回路（３３）の出力信号に対する積分を行い、その積分結果を保持出力するサンプルホールド回路（３７）を有していることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００３５】  また、上記目的を達成するために、本発明の第４の態様によると、
前記制御部（５０）が、前記サンプルホールド回路（３７）の積分開始タイミング及び積分時間を前記信号処理部（４０）からの処理結果に基づいて可変制御することを特徴とする第３の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００３６】  また、上記目的を達成するために、本発明の第５の態様によると、
前記サンプルホールド回路（３７）として複数のサンプルホールド回路（３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄ）が設けられ、
前記複数のサンプルホールド回路（３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄ）が、前記検波回路（３３）からの出力信号に対して、それぞれ、異なる期間において積分を行うことを特徴とする第３の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００３７】  また、上記目的を達成するために、本発明の第６の態様によると、
前記送信部（２１）には、前記短パルス波（Ｐｔ）を増幅する電力増幅器（２５）が設けられていると共に、
前記受信部（３０）には、前記反射波（Ｐｒ）の信号（Ｒ）を増幅する低雑音増幅器（３２）が設けられており、
前記制御部（５０）は、前記前記受信部（３０）において、前記検波回路（３３）に入力される前記反射波（Ｐｒ）の信号（Ｒ′）のレベルが前記線形乗算器（３５）の線形動作範囲内となるように、前記送信部（２１）に設けられる前記電力増幅器（２５）と前記受信部（３０）に設けられる前記低雑音増幅器（３２）との少なくとも一方の利得を制御することを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００３８】  また、上記目的を達成するために、本発明の第７の態様によると、
前記送信部（２１）には、所定幅のパルス信号（Ｐａ）を発生するパルス発生器（２３）と、該パルス発生器（２３）からの前記パルス信号（Ｐａ）が入力されている期間だけ発振動作して前記短パルス波（Ｐｔ）としての出力信号（Ｐｂ）を出力し、前記パルス信号（Ｐａ）が入力されていない期間は発振動作を停止する発振器（２４）とが設けられていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００３９】  また、上記目的を達成するために、本発明の第８の態様によると、
前記制御部（５０）は、前記送信部（２１）が前記短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射してから次の短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）放射するまでの期間内に、前記送信部（２１）への電源供給を停止させることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００４０】  また、上記目的を達成するために、本発明の第９の態様によると、
前記制御部（５０）は、前記送信部（２１）が前記短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射してから次の短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射するまでの期間内で、且つ、前記空間（１）に放射された短パルス波（Ｐｔ）についての反射波（Ｐｒ）が前記受信部（３０）によって受信されるまでの期間を除く期間に、前記受信部（３０）への電源供給を停止させることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００４１】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１０の態様によると、
前記受信部（３０）として、前記反射波（Ｐｒ）をそれぞれ受信するために互いに所定の距離を有して離間させた状態で設けられている第１及び第２の受信アンテナ（３１Ａ，３１Ｂ）を各別に有する第１及び第２の受信部（３０Ａ，３０Ｂ）が設けられており、
前記信号処理部（４０）は、前記第１及び第２の受信部（３０Ａ，３０Ｂ）からの出力信号に基づいて、前記空間（１）に存在する物体（１ａ）の方向を解析することを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００４２】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１１の態様によると、
前記検波回路（３３）の前記線形乗算器（３５）として用いられる前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第１及び第２のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）を備え、前記第１及び第２のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）の前記エミッタ共通電流通路が定電流源（Ｉ１）に接続されている第１の差動増幅器と（３５ａ）、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第３及び第４のトランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）を備え、前記第１の差動増幅器（３５ａ）の第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ出力端に前記第３及び第４のトランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）の前記エミッタ共通電流通路が接続されている第２の差動増幅器（３５ｂ）と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第５及び第６のトランジスタ（Ｑ５，Ｑ６）を備え、前記第５のトランジスタ（Ｑ５）のベース入力端が前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース入力端と共通に接続されると共に、前記第１の差動増幅器（３５ａ）の前記第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ出力端に前記第５及び第６のトランジスタ（Ｑ５，Ｑ６）の前記エミッタ共通電流通路が接続されている第３の差動増幅器（３５ｃ）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第３のトランジスタ（Ｑ３）のコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の前記第５のトランジスタ（Ｑ５）のコレクタ出力端とに共通に接続されている第１の負荷抵抗（Ｒ３）及び第１の出力端（ＯＵＴ１）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の前記第６のトランジスタ（Ｑ６）のコレクタ出力端とに共通に接続されている第２の負荷抵抗（Ｒ４）及び第２の出力端（ＯＵＴ２）と、
前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第１の信号（Ｖ１）を伝達する第１の一組の線路（＋，−）とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第１及び第２のコイル（Ｌ１，Ｌ２）と第１の抵抗（Ｒ９）とからなる第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ１）及び第３及び第４のコイル（Ｌ３，Ｌ４）と第２の抵抗（Ｒ１０）とからなる第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ２）と、
前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第２の信号（Ｖ２）を伝達する第２の一組の線路（＋，−）とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第５及び第６のコイル（Ｌ５，Ｌ６）と第３の抵抗（Ｒ１１）とからなる第３のローパスフィルタ（ＬＰＦ３）及び第７及び第８のコイル（Ｌ７，Ｌ８）と第４の抵抗（Ｒ１２）とからなる第４のローパスフィルタ（ＬＰＦ４）と、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第７及び第８のトランジスタ（Ｑ７，Ｑ８）を備え、前記第１及び第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ１，ＬＰＦ２）の各出力端としての前記第１及び第２のコイル（Ｌ１，Ｌ２）及び前記第３及び第４のコイル（Ｌ３，Ｌ４）の各接続中点に前記第７及び第８のトランジスタ（Ｑ７，Ｑ８）の各ベース入力端が接続される第１及び第２のエミッタフォロワ回路（ＥＦ１，ＥＦ２）と、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第９及び第１０のトランジスタ（Ｑ９，Ｑ１０）を備え、前記第３及び第４のローパスフィルタ（ＬＰＦ３，ＬＰＦ４）の各出力端としての前記第５及び第６のコイル（Ｌ５，Ｌ６）及び前記第７及び第８のコイル（Ｌ７，Ｌ８）の各接続中点に前記第９及び第１０のトランジスタ（Ｑ９，Ｑ１０）の各ベース入力端が接続される第３及び第４のエミッタフォロワ回路（ＥＦ３，ＥＦ４）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第３のトランジスタ（Ｑ３）及び前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の第５のトランジスタ（Ｑ５）との共通コレクタ出力端と、前記第１の負荷抵抗（Ｒ３）との間に接続される第９のコイル（Ｌ９）及び前記第１の出力端（ＯＵＴ１）との間に接続される第１０のコイル（Ｌ１０）と前記第１の負荷抵抗（Ｒ３）とにより構成される第５のローパスフィルタ（ＬＰＦ５）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第４のトランジスタ（Ｑ４）及び前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の第６のトランジスタ（Ｑ６）との共通コレクタ出力端と、前記第２の負荷抵抗（Ｒ４）との間に接続される第１１のコイル（Ｌ１１）及び前記第２の出力端（ＯＵＴ２）との間に接続される第１２のコイル（Ｌ１２）と前記第２の負荷抵抗（Ｒ４）とにより構成される第６のローパスフィルタ（ＬＰＦ６）とを具備し、
前記第１の差動増幅器（３５ａ）の前記第１及び第２のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）の各ベース入力端が、それぞれ、前記第１及び第２のエミッタフォロワ回路（ＥＦ１，ＥＦ２）の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第１の信号（Ｖ１）が前記第１の差動増幅器（３５ａ）に入力されると共に、
前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第３のトランジスタ（Ｑ３）及び前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の前記第６のトランジスタ（Ｑ６）の各ベース入力端が、それぞれ、前記第３及び第４のエミッタフォロワ回路（ＥＦ３，ＥＦ４）の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第２の信号（Ｖ２）が前記第２及び第３の差動増幅器（３５ｂ，３５ｃ）に入力されることにより、
前記第１及び第２の出力端（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）の少なくとも一方から前記第１及び第２の信号（Ｖ１，Ｖ２）の線形乗算出力を導出可能となされていることを特徴とする第２の態様に従う短パルスレーダが提供される。
【００４３】  上記目的を達成するために、本発明の第１２の態様によると、
送信部（２１）、受信部（３０）及び線形乗算器（３５）を準備するステップと、
前記送信部（２１）によって短パルス波（Ｐｔ）を空間（１）へ放射するステップと、
前記空間（１）に放射された前記短パルス波（Ｐｔ）の反射波（Ｐｒ）を前記受信部（３０）によって受信し、該反射波（Ｐｒ）の信号（Ｒ′）を第１及び第２の信号（Ｖ１，Ｖ２）に同相分岐するステップと、
前記第１及び第２の信号（Ｖ１，Ｖ２）同士を前記線形乗算器（３５）によって線形乗算して線形乗算信号を出力するステップと、
前記線形乗出力信号からベースバンド成分を抽出するステップと、
前記ベースバンド成分に基づいて、前記空間（１ａ）に存在する物体（１ａ）の解析処理を行うステップと、
前記解析処理の結果に基づいて、前記送信部（２１）及び受信部（３０）の少なくも一方に対して所定の制御を行うステップと、
を具備する短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００４４】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１３の態様によると、
前記線形乗算信号を出力するステップは、
前記線形乗算器（３５）としてギルバートミキサを用いて前記線形乗算信号を出力するための線形乗算を行うステップを備えていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００４５】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１４の態様によると、
前記解析処理を行うステップの前で、前記ベースバンド成分に対する積分を行うと共に、その積分結果を保持出力するステップをさらに具備していることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００４６】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１５の態様によると、
前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
前記ベースバンド成分に対する積分の開始タイミング及び積分時間を前記解析処理の結果に基づいて可変制御するステップを備えていることを特徴とする第１４の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００４７】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１６の態様によると、
前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
複数のサンプルホールド回路（３７）を用いて前記ベースバンド成分に対して、それぞれ、異なる複数の期間においで積分を行うステップを備えていることを特徴とする第１４の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００４８】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１７の態様によると、
前記送信部（２１）には、前記短パルス波（Ｐｔ）を増幅する電力増幅器（２５）が設けられていると共に、
前記受信部（３０）には、前記反射波（Ｐｒ）の信号（Ｒ）を増幅する低雑音増幅器（３２）が設けられており、
前記所定の制御を行うステップは、
前記受信部（３０）において、前記反射波（Ｐｒ）の信号（Ｒ′）のレベルが前記線形乗算器（３５）の線形動作範囲内となるように、前記送信部（２１）に設けられている前記電力増幅器（２５）と前記受信部（３０）に設けられている前記低雑音増幅器（３２）との少なくとも一方の利得を制御するステップを備えていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００４９】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１８の態様によると、
前記送信部（２１）によって前記短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）へ放射するステップは、
所定幅のパルス信号（Ｐａ）を発生するステップと、
前記パルス信号（Ｐａ）が入力されている期間だけ発振動作して前記短パルス波（Ｐｔ）としての出力信号（Ｐｂ）を出力するステップと、
前記パルス信号（Ｐａ）が入力されていない期間は発振動作を停止して前記短パルス波（Ｐｔ）をとしての出力信号（Ｐｂ）を出力しないようにするステップとを備えていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００５０】  また、上記目的を達成するために、本発明の第１９の態様によると、
前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部（２１）が前記短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射してから次の短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射するまでの期間内に、前記送信部（２１）への電源供給を停止させるステップを備えていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００５１】  また、上記目的を達成するために、本発明の第２０の態様によると、
前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部（２１）が前記短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射してから次の短パルス波（Ｐｔ）を前記空間（１）に放射するまでの期間内で、且つ、前記空間（１）に放射された短パルス波（Ｐｔ）についての反射波（Ｐｒ）が前記受信部（３０）によって受信されるまでの期間を除く期間に、前記受信部（３０）への電源供給を停止させるステップを備えていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００５２】  また、上記目的を達成するために、本発明の第２１の態様によると、
前記受信部（３０）として、前記反射波（Ｐｒ）をそれぞれ受信するために互いに所定の距離を有して離間させた状態で設けられている第１及び第２の受信アンテナ（３１Ａ，３１Ｂ）を各別に有する第１及び第２の受信部（３０Ａ，３０Ｂ）が設けられており、
前記解析処理を行うステップは、
前記第１及び第２の受信部（３０Ａ，３０Ｂ）からの出力信号に基づいて、前記空間（１）に存在する物体（１ａ）の方向を解析するステップを備えていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００５３】  また、上記目的を達成するために、本発明の第２２の態様によると、
前記線形乗算信号を出力するステップにおいて、前記線形乗算器（３５）として用いられる前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第１及び第２のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）を備え、前記第１及び第２のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）の前記エミッタ共通電流通路が定電流源（Ｉ１）に接続されている第１の差動増幅器と（３５ａ）、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第３及び第４のトランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）を備え、前記第１の差動増幅器（３５ａ）の第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ出力端に前記第３及び第４のトランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）の前記エミッタ共通電流通路が接続されている第２の差動増幅器（３５ｂ）と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第５及び第６のトランジスタ（Ｑ５，Ｑ６）を備え、前記第５のトランジスタ（Ｑ５）のベース入力端が前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース入力端と共通に接続されると共に、前記第１の差動増幅器（３５ａ）の前記第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ出力端に前記第５及び第６のトランジスタ（Ｑ５，Ｑ６）の前記エミッタ共通電流通路が接続されている第３の差動増幅器（３５ｃ）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第３のトランジスタ（Ｑ３）のコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の前記第５のトランジスタ（Ｑ５）のコレクタ出力端とに共通に接続されている第１の負荷抵抗（Ｒ３）及び第１の出力端（ＯＵＴ１）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ出力端と前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の前記第６のトランジスタ（Ｑ６）のコレクタ出力端とに共通に接続されている第２の負荷抵抗（Ｒ４）及び第２の出力端（ＯＵＴ２）と、
前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第１の信号（Ｖ１）を伝達する第１の一組の線路（＋，−）とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第１及び第２のコイル（Ｌ１，Ｌ２）と第１の抵抗（Ｒ９）とからなる第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ１）及び第３及び第４のコイル（Ｌ３，Ｌ４）と第２の抵抗（Ｒ１０）とからなる第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ２）と、
前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第２の信号（Ｖ２）を伝達する第２の一組の線路（＋，−）とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第５及び第６のコイル（Ｌ５，Ｌ６）と第３の抵抗（Ｒ１１）とからなる第３のローパスフィルタ（ＬＰＦ３）及び第７及び第８のコイル（Ｌ７，Ｌ８）と第４の抵抗（Ｒ１２）とからなる第４のローパスフィルタ（ＬＰＦ４）と、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第７及び第８のトランジスタ（Ｑ７，Ｑ８）を備え、前記第１及び第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ１，ＬＰＦ２）の各出力端としての前記第１及び第２のコイル（Ｌ１，Ｌ２）及び前記第３及び第４のコイル（Ｌ３，Ｌ４）の各接続中点に前記第７及び第８のトランジスタ（Ｑ７，Ｑ８）の各ベース入力端が接続される第１及び第２のエミッタフォロワ回路（ＥＦ１，ＥＦ２）と、
それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第９及び第１０のトランジスタ（Ｑ９，Ｑ１０）を備え、前記第３及び第４のローパスフィルタ（ＬＰＦ３，ＬＰＦ４）の各出力端としての前記第５及び第６のコイル（Ｌ５，Ｌ６）及び前記第７及び第８のコイル（Ｌ７，Ｌ８）の各接続中点に前記第９及び第１０のトランジスタ（Ｑ９，Ｑ１０）の各ベース入力端が接続される第３及び第４のエミッタフォロワ回路（ＥＦ３，ＥＦ４）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第３のトランジスタ（Ｑ３）及び前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の第５のトランジスタ（Ｑ５）との共通コレクタ出力端と、前記第１の負荷抵抗（Ｒ３）との間に接続される第９のコイル（Ｌ９）及び前記第１の出力端（ＯＵＴ１）との間に接続される第１０のコイル（Ｌ１０）と前記第１の負荷抵抗（Ｒ３）とにより構成される第５のローパスフィルタ（ＬＰＦ５）と、
それぞれ、前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第４のトランジスタ（Ｑ４）及び前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の第６のトランジスタ（Ｑ６）との共通コレクタ出力端と、前記第２の負荷抵抗（Ｒ４）との間に接続される第１１のコイル（Ｌ１１）及び前記第２の出力端（ＯＵＴ２）との間に接続される第１２のコイル（Ｌ１２）と前記第２の負荷抵抗（Ｒ４）とにより構成される第６のローパスフィルタ（ＬＰＦ６）とを具備し、
前記第１の差動増幅器（３５ａ）の前記第１及び第２のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）の各ベース入力端が、それぞれ、前記第１及び第２のエミッタフォロワ回路（ＥＦ１，ＥＦ２）の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第１の信号（Ｖ１）が前記第１の差動増幅器（３５ａ）に入力されると共に、
前記第２の差動増幅器（３５ｂ）の前記第３のトランジスタ（Ｑ３）及び前記第３の差動増幅器（３５ｃ）の前記第６のトランジスタ（Ｑ６）の各ベース入力端が、それぞれ、前記第３及び第４のエミッタフォロワ回路（ＥＦ３，ＥＦ４）の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路（３４）によって同相分岐された前記第２の信号（Ｖ２）が前記第２及び第３の差動増幅器（３５ｂ，３５ｃ）に入力されることにより、
前記第１及び第２の出力端（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）の少なくとも一方から前記第１及び第２の信号（Ｖ１，Ｖ２）の線形乗算出力を導出可能となされていることを特徴とする第１３の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
【００５４】  以上のような構成により、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法によると、検波回路は、受信した反射波信号を分岐回路で同相分岐した信号同士を線形乗算器で乗算してその自乗成分を求め、その自乗成分からフィルタによってベースバンド成分を抽出することによって反射波信号を検波するようにしているので、検波のためのローカル信号が不要となり、それだけ構成が簡単化され、小型で且つ電力消費の少ない短パルスレーダの実現に寄与することができる。
【００５５】  また、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法は、従来のような相関処理とは異なり、受信波の電力を積分する方式であるので、人体等のように送信パルスと受信パルスの波形が大きく異なる、所謂分散性の大きいターゲットの検出に適している。
【００５６】  さらに、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法では、送信部において、パルスが入力されている期間のみ発振動作をして短パルス波を送信波として出力する発振器を用いることにより、残留キャリアを発生させないようにしている。
【００５７】  反射波信号を検波する際に、従来の直交検波方式では、ローカル信号が断続する際の過渡応答により特性が不安定となる等の問題が生じるが、本発明では、検波特性が基本的に送信波形に依存しない自乗検波方式であり、上記のような反射波信号を検波する際に問題なく適用することができる。
【００５８】  すなわち、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法によると、上記のように残留キャリアを発生させない短パルス発生方式と自乗検波方式とを組合せることにより、簡易な構成で、且つ様々な散乱特性を有するターゲットの検出に適した短パルスレーダの実現に寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】図１は、本発明による短パルスレーダの第１の実施形態のシステム構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの送信部に用いられる発信器の一例を示すブロック図である。
【図３】図３は、図２に示した発信器の動作説明図として発信器に入力される周期Ｔｇのパルス信号Ｐａ及び発信器からバースト状に出力される矩形波の信号Ｐｂを示す図である。
【図４】図４は、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの送信部に用いられる発信器の他の例を示すブロック図である。
【図５Ａ】図５Ａは、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの受信部に用いられる検波回路の線形乗算器の一例として採用されるギルバートミキサの基本タイプを示す回路構成図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、図５Ａに示したギルバートミキサの改良タイプを示す回路構成図である。
【図６】図６は、図５Ａ，Ｂに示したギルバートミキサの動作説明図としてギルバートミキサに同相でバースト状に入力される正弦状の信号Ｓ（ｔ）及びギルバートミキサから出力される２乗波Ｓ（ｔ）２とその包絡線（ベースバンド）Ｗを示す図である。
【図７】図７は、図５Ｂに示したギルバートミキサを採用した場合の線形乗算器の周波数特性の測定結果を示す図である。
【図８】図８は、図５Ｂに示したギルバートミキサを採用した場合のパルス幅１ｎｓの入力信号に対する線形乗算器の出力を低域通過フィルタによって７ＧＨｚの帯域制限をして得られたベースバンド成分Ｗの観測波形を示す図である。
【図９】図９は、図５Ｂに示したギルバートミキサを採用した場合の線形乗算器の入出力特性の測定結果を示す図である。
【図１０】図１０は、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの受信部に用いられるサンプルホールド回路の原理的な構成を示す図である。
【図１１】図１１は、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの動作を説明するために示すタイミングチャートである。
【図１２】図１２は、本発明による短パルスレーダの第２の実施形態の要部の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１３は、本発明による短パルスレーダの第３の実施形態の要部の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１４は、従来のパルスレーダの基本的な構成を示すブロック図である。
【図１５】図１５は、図１４に示した従来のパルスレーダに用いられる直交型の検波回路の基本的な構成を示すブロック図である。
【図１６】図１６は、準ミリ波帯ＵＷＢのスペクトラムマスクと望ましい使用周波数帯（推奨帯域）を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６０】  以下、本発明による短パルスレーダの幾つかの実施の形態について、図面を参照して説明する。【００６１】  （第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態に係る短パルスレーダの構成について説明する。【００６２】  図１は、本発明の第１の実施の形態に係る短パルスレーダ２０の構成を示すブロック図である。【００６３】  本発明に係る短パルスレーダ２０は、基本的には、短パルス波Ｐｔを空間１へ放射する送信部２１と、この送信部２１によって前記空間１に放射された短パルス波Ｐｔの反射波Ｐｒを受信し、該反射波Ｐｒの信号Ｒ´を第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２に同相分岐する分岐回路３４と、この分岐回路３４によって同相分岐された第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２同士を線形乗算する線形乗算器３５と、この線形乗算器３５からの出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタ３６とによって構成されている検波回路３３を有する受信部３０と、この受信部３０からの出力に基づいて、前記空間１に存在する物体１ａの解析処理を行う信号処理部４０と、この信号処理部４０からの解析結果に基づいて、送信部２１及び受信部３０の少なくとも一方に対して所定の制御を行う制御部５０とを有している。【００６４】  また、本発明に係る短パルスレーダの制御方法は、基本的には、送信部２１、受信部３０及び線形乗算器３５を準備するステップと、前記送信部２１によって短パルス波Ｐｔを空間１へ放射するステップと、前記空間１に放射された前記短パルス波Ｐｔの反射波Ｐｒを受信部３０によって受信し、該反射波Ｐｒの信号Ｒを第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２に同相分岐するステップと、この第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２同士を線形乗算器３５によって線形乗算して線形乗算信号を出力するステップと、この線形乗出力信号からベースバンド成分を抽出するステップと、このベースバンド成分に基づいて、前記空間１に存在する物体１ａの解析処理を行うステップと、この解析処理の結果に基づいて、前記送信部２１及び受信部３０の少なくも一方に対して所定の制御を行うステップとを有している。【００６５】  具体的には、この図１に示す短パルスレーダ２０は、送信部２１、受信部３０、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３０、信号処理部４０及び制御部５０によって構成されている。【００６６】  送信部２１は、制御部５０から所定周期Ｔｇで出力されるトリガ信号Ｇを受ける毎に、後述するようにして生成される所定幅Ｔｐ（例えば、１ｎｓ）で所定のキャリア周波数Ｆｃ（例えば、２６ＧＨｚ）の短パルス波Ｐｔを送信アンテナ２２を介して空間１へ放射する。【００６７】  なお、送信アンテナ２２は、後述する受信部３０の受信アンテナ３１と共用される場合もある。【００６８】  この送信部２１は、図１に示しているように、制御部５０からのトリガ信号Ｇに同期した幅Ｔｐのパルス信号Ｐａを発生するパルス発生器２３、このパルス発生器２３からパルス信号Ｐａを受けている間Ｔｐだけ所定のキャリア周波数Ｆｃを有する信号を発振出力する発振器２４と、この発振器２４からの出力信号を増幅する電力増幅器２５と、この電力増幅器２５からの出力信号に対して帯域外不要放射を抑圧するバンドリジェクションフィルタ（ＢＲＦ）２６と、このＢＲＦ２６を通過した信号が送信波として供給される送信アンテナ２２とを有している。【００６９】  ここで、発振器２４の構成としては、いくつかの構成が考えられる。【００７０】  図２は、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの送信部２１に用いられる発信器２４の一つの構成例を示すブロック図である。【００７１】  すなわち、この発振器２４は、図２に示すように、入力共通のＡＮＤ回路とＮＡＮＤ回路とが一体化された２入力、２出力型のゲート回路２４ａと、それぞれ、このゲート回路２４ａの入力部に接続されたエミッタフォロア型の第１及び第２の入力バッファ２４ｂ、２４ｃと、ゲート回路２４ａの出力部に接続された出力バッファ２４ｄ及びゲート回路２４ａの反転出力を所定の遅延時間だけ遅延して第１の入力バッファ２４ｂに入力する遅延回路２４ｅとを有している。【００７２】  この遅延回路２４ｅは、例えば、ストリップライン等で構成されている。【００７３】  このように構成されている発振器２４からは、図３の（ａ）に示すように、周期Ｔｇのパルス信号Ｐａが入力バッファ２４ｃに入力されている間、図３の（ｂ）に示すように、所定の周波数（キャリア周波数）を有する矩形波の信号Ｐｂがバースト状に発振出力される。【００７４】  この発振器２４からの出力信号Ｐｂの周波数は、入力バッファ２４ｂ及びゲート回路２４ａの入出力間の遅延時間と、遅延回路２４ｅの遅延時間との合計で決まる。【００７５】  ここで、入力バッファ２４ｂ及びゲート回路２４ａの入出力間の遅延時間は、一般的に、回路素子に依存して決まる固定値である。【００７６】  したがって、ここでは、遅延回路２４ｅの定数の一部を可変できるように構成し、この定数を調整することにより、発振器２４の出力信号Ｐｂの発振周波数を前記ＵＷＢのほぼ中心周波数（例えば、２６ＧＨｚ）に設定している。【００７７】  図４は、図１に示した第１の実施形態による短パルスレーダの送信部２１に用いられる発信器２４の他の構成例を示すブロック図である。【００７８】  すなわち、この構成例による発振器２４は、図４に示すように、増幅器２４ｆと、この増幅器２４ｆの負荷としての共振器２４ｇと、増幅器２４ｆの出力を入力側に正帰還させる帰還回路２４ｈとを有し、共振器２４ｇの共振周波数（例えば、２６ＧＨｚ）で発振動作する発振回路を形成している。【００７９】  さらに、この構成例による発振器２４は、増幅器２４ｆの入力側（出力側でもよい）とアースラインの間に、パルス信号Ｐａにより開閉制御可能なスイッチ２４ｉが設けられている。【００８０】  この構成例による発振器２４は、パルス信号Ｐａが入力している期間だけスイッチ２４ｉが開いて発振動作すると共に、パルス信号Ｐａが入力していない期間ではスイッチ２４ｉが閉じて帰還ループの一端がアースラインに短絡されることにより、発振動作が停止する。【００８１】  ここでは、増幅器２４ｆの入力側とアースラインとの間をスイッチ２４ｉにより短絡、開放するように構成している。【００８２】  しかるに、増幅器２４ｆの出力側とアースラインとの間をスイッチ２４ｉにより短絡、開放するように構成してもよい。【００８３】  これら図２及び図４に示したいずれかの構成による発振器２４を用いた送信部２１は、パルス信号Ｐａによって発振器２４の発振動作そのものを制御する構成であるので、原理的に��ャリア漏れは発生しない。【００８４】  したがって、ＵＷＢの使用に際して後述するように規定されている電力密度の制限は、発振時に出力される短パルス波の瞬時パワーについてのみ考慮すればよいので、送信波としての電力はキャリア漏れが発生しない分だけＵＷＢの規格で規定されている電力密度の制限内で最大限に有効に使用することができる。【００８５】  なお、上記した図２及び図４の発振器２４の構成は、それぞれ、一例であり、他の回路構成、例えば、発振回路の電源（電流源等）をパルス信号Ｐａによりオンオフすることによっても、上記のようなキャリア漏れのないバースト波を得ることができる。【００８６】  なお、このバースト波を得るために、従来ではスイッチを用いて２４ＧＨｚのキャリア信号（連続波）をパルス変調（オンオフ）する振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）方式が用いられている。【００８７】  しかるに、このような従来のＡＳＫ方式では、スイッチオフ時のアイソレーションが完全でなくキャリア漏れが発生し、しかも短パルスレーダではオン時の時間（例えば、１ｎｓ）よりオフ時の時間（例えば、１０μｓ）の方が数千倍から数万倍と圧倒的に長いため、僅かなキャリア漏れであったとしても全体としては大きな残留キャリア電力が発生してしまうことになる。【００８８】  この残留キャリアは、短パルスレーダの送信波に対する反射波の実質的な受信感度を制限することになり、レーダ探査範囲を狭め、低反射率の障害物の検出を困難にする。【００８９】  また、前記ＵＷＢレーダシステムに関して、ＦＣＣ（米国連邦通信委員会）は、次の非特許文献１において、２２〜２９ＧＨｚの帯域内における平均電力密度が−４１ｄＢｍ／ＭＨｚ以下、ピーク電力密度が０ｄＢｍ／５０ＭＨｚ以下となるよう規定している。【００９０】
【非特許文献１】ＦＣＣ０２−４８，Ｎｅｗ  Ｐａｒｔ  １５  Ｒｕｌｅｓ，“ＦＩＲＳＴ  ＲＥＰＯＲＴ  ＡＮＤ  ＯＲＤＥＲ”
つまり、上記のＵＷＢレーダシステムでは、２２〜２９ＧＨｚの帯域内におけるエネルギーの総量が規制されているので、残留キャリアが大きいと、その分だけ送信波の出力レベルを低く設定しなければならず、探査距離等が大きく制限されてしまう。【００９１】  この問題を解決するために、図１６に実線で示すＵＷＢの推奨帯域から破線で示すように、短パルスレーダの送信波の中心周波数を、ドップラーレーダ用に割り当てられている２４．０５ＧＨｚから２４．２５ＧＨｚの狭帯域（Ｓｈｏｒｔ  Ｒａｎｇｅ  Ｄｅｖｉｃｅ：ＳＲＤ）のバンドに避難させることにより、ＦＣＣによる残留キャリアの規制から逃れるようにすることも考えられている。【００９２】  しかし、この場合、図１６に示すように、ＳＲＤの近くにはＥＥＳＳ（地球探査衛星）のパッシブセンサを保護するためのＲＲ（国際無線通信規制）による電波発射禁止帯（ｒａｄｉａｔｉｏｎ  ｒｅｓｔｒｉｃｔｅｄ  ｂａｎｄ）があり、この電波発射禁止帯への深刻な干渉が懸念されている。【００９３】  これに対し、本発明では、上述したように、発振器２４の構成としてパルス信号Ｐａにより発振動作そのものをオンオフ制御してオフ時の残留キャリアを原理的に発生させない方式を採用することにより、レーダ送信波の周波数の設定は図１６に示したような規定のスペクトルマスクの推奨帯域内で自由となる。【００９４】  しかも、本発明では、上述したような電波発射禁止帯との干渉を十分に避けるように送信波の周波数の設定をすることができる。【００９５】  以上のようにして発振器２４から出力される信号Ｐｂは、電力増幅器２５により増幅された後、ＢＲＦ２６を介して所定のキャリア周波数Ｆｃ（例えば、２６ＧＨｚ）の短パルス波Ｐｔとして送信アンテナ２２に供給される。【００９６】  これにより、送信アンテナ２２からは前記した短パルス波Ｐｔが探査対象の空間１に放射される。【００９７】  なお、電力増幅器２５の利得は、制御部５０によって可変制御することができるようになっている。【００９８】  一方、受信部３０は、空間１の物体１ａからの反射波Ｐｒを受信アンテナ３１を介して受信し、その反射波Ｐｒの信号ＲをＬＮＡ（低雑音増幅器）３２により増幅した後、帯域幅２ＧＨｚ程度のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４１により帯域制限された反射波Ｐｒの信号Ｒ′を検波回路３３によって検波する。【００９９】  なお、ＬＮＡ３２の利得は、制御部５０によって可変制御することができるようになっている。【０１００】  検波回路３３は、ＢＰＦ４１から出力される反射波Ｐｒの信号Ｒ′を同相（０°）で第１の信号Ｖ１と第２の信号Ｖ２と２分岐する分岐回路３４と、その同相で２分岐された信号同士すなわち第１の信号Ｖ１と第２の信号Ｖ２とを線形乗算する線形乗算器３５と、この線形乗算器３５の出力信号からベースバンド成分Ｗを抽出する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３６とによって構成されている。【０１０１】  線形乗算器３５には、二重平衡ミキサを用いる等いくつかの方式があるが、高速動作をするものとして、ギルバートミキサを用いて構成する方法が考えられる。【０１０２】  このギルバートミキサは、図５Ａに示すように、基本的には、第１乃至第３の差動増幅器３５ａ、３��ｂ、３５ｃからなる。【０１０３】  そして、第１の差動増幅器３５ａに第１の信号Ｖ１を差動入力すると共に、この第１の差動増幅器３５ａの負荷側に接続された第２及び第３の差動増幅器３５ｂ、３５ｃに第２信号Ｖ２を差動入力することにより、第１の信号Ｖ１と第２の信号Ｖ２の積に等しい逆相の線形乗算信号成分−（Ｖ１×Ｖ２）及び正相の線形乗算信号成分（Ｖ１×Ｖ２）のみが第２及び第３の差動増幅器３５ｂ、３５ｃの共通負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４から出力される。【０１０４】  具体的には、このギルバートミキサにおいて、第１の差動増幅器３５ａは、それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２を備え、第１の信号源Ｖ１に前記第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の各ベース入力端が接続されると共に、エミッタ共通電流通路が定電流源Ｉ１及び第１のバイアス電源Ｖｂ１を直列に介してアースラインに接続されている。【０１０５】  なお、第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ共通電流通路は、各エミッタ抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続中点から導出されていると共に、第２のトランジスタＱ１のベース入力端は、第２のバイアス電源Ｖｂ２を介してアースラインに接続されている。【０１０６】  また、第２の差動増幅器３５ｂは、それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第３及び第４のトランジスタＱ３，Ｑ４を備え、第２の信号源Ｖ２に前記第３及び第４のトランジスタＱ３，Ｑ４の各ベース入力端が接続されると共に、第１の差動増幅器３５ａの第１のトランジスタＱ１のコレクタ出力端に第３及び第４のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ共通電流通路が接続されている。【０１０７】  また、第３の差動増幅器３５ｃは、それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びエミッタ共通電流通路とを有する第５及び第６のトランジスタＱ５，Ｑ６を備え、第２の信号源Ｖ２に第５及び第６のトランジスタＱ５，Ｑ６の各ベース入力端が接続されると共に、第１の差動増幅器３５ａの前記第２のトランジスタＱ２のコレクタ出力端に第５及び第６のトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ共通電流通路が接続されている。【０１０８】  なお、第２の差動増幅器３５ｂの第４のトランジスタＱ４及び第３の差動増幅器３５ｃの第５のトランジスタＱ５の各ベース入力端は共通に接続されていると共に、第３のバイアス電源Ｖｂ３を介してアースラインに接続されている。【０１０９】  また、第２の差動増幅器３５ｂの第３のトランジスタＱ３のコレクタ出力端と第３の差動増幅器３５ｃの第５のトランジスタＱ５のコレクタ出力端とが共通に負荷抵抗Ｒ３を介してアースラインに接続されていると共に、第１の出力端ＯＵＴ１に接続されている。【０１１０】  また、第２の差動増幅器３５ｂの第４のトランジスタＱ４のコレクタ出力端と第３の差動増幅器３５ｃの第６のトランジスタＱ６のコレクタ出力端とが共通に負荷抵抗Ｒ４を介してアースラインに接続されていると共に、第２の出力端ＯＵＴ２に接続されている。【０１１１】  これにより、第１及び第２の出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２の線形乗算出力−（Ｖ１×Ｖ２）または（Ｖ��×Ｖ２）の少なくとも一方を導出可能となされている。【０１１２】  このように構成されるギルバートミキサによる線形乗算器３５に、第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２として、例えば、図６の（ａ）に示すような正弦状の信号Ｓ（ｔ）を同相でバースト状に入力すると、その出力信号は、図６の（ｂ）に示すように、入力信号Ｓ（ｔ）を２乗した波形（Ｓ（ｔ）２）となり、その包絡線（ベースバンド）Ｗは、入力信号Ｓ（ｔ）の電力に比例している。【０１１３】  このように検波回路３３に用いられる複数の差動増幅器からなるギルバートミキサによる線形乗算器３５は、マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）で極めて小型に構成することができ、しかも、従来の直交型の検波回路のようなローカル信号を供給する必要がないので、それだけ電力消費が少なくて済む。【０１１４】  ところで、図５Ａに示したような基本的な回路構成のギルバートミキサによる線形乗算器３５の応答特性は、ＵＷＢで使用するには改良すべき余地がある。【０１１５】  そこで、本願発明者らは、図５Ａに示したような基本的な回路構成のギルバートミキサによる線形乗算器の入出力部のインピーダンス整合やピーキング補正等を行うように改良することにより、その応答特性を改善して、ＵＷＢで十分に使用可能なものを実現している。【０１１６】  図５Ｂは、本願発明者らによって実現された改良タイプのギルバートミキサの回路構成を示している。【０１１７】  図５Ｂにおいて、図５Ａに示した基本的な回路構成のギルバートミキサと同一部分には同一の参照符号を付してそれらの説明を省略するものとする。【０１１８】  すなわち、図５Ｂに示すように改良タイプのギルバートミキサにおいて、第２の差動増幅器３５ｂの第３及び第４のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ共通電流通路は、各エミッタ抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続中点から導出されていると共に、第３の差動増幅器３５ｃの第５及び第６のトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ共通電流通路は、各エミッタ抵抗Ｒ７，Ｒ８の接続中点から導出されている。【０１１９】  なお、これらの各エミッタ抵抗Ｒ５，Ｒ６及び各エミッタ抵抗Ｒ７，Ｒ８は、第１乃至第３の差動増幅器３５ａの第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の各エミッタ抵抗Ｒ１，Ｒ２と同様に、原理的にはあった方がよいものの、実際の回路構成では省略してもそれ程には支障が生じない。【０１２０】  また、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサにおいては、第１乃至第３の差動増幅器３５ａ，３５ｂ，３５ｃの入力部に以下の具体的な構成で説明するような第１乃至第４のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２，ＬＰＦ３，ＬＰＦ４及び第１乃至第４のエミッタフォロワ回路ＥＦ１，ＥＦ２，ＥＦ３，ＥＦ４とが備えられている。【０１２１】  また、図５Ｂに示すように改良タイプのギルバートミキサにおいては、第２及び第３の差動増幅器３５ｂ，３５ｃの出力部に以下の具体的な構成で説明するような第５及び第６のローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６が備えられている。【０１２２】  すなわち、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサの具体的な構成によると、分岐回路３４によって同相分岐された第１の信号Ｖ１を伝達する第１の一組の線路＋，−とア��スラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２と第９の抵抗Ｒ９とからなる第１のローパスフィルタＬＰＦ１及び第３及び第４のコイルＬ３，Ｌ４と第１０の抵抗Ｒ１０とからなる第２のローパスフィルタＬＰＦ２とが備えられている。【０１２３】  また、この改良タイプのギルバートミキサでは、分岐回路３４によって同相分岐された第２の信号Ｖ２を伝達する第２の一組の線路＋，−とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第５及び第６のコイルＬ５，Ｌ６と第１１の抵抗Ｒ１１とからなる第３のローパスフィルタＬＰＦ３及び第７及び第８のコイルＬ７，Ｌ８と第１２の抵抗Ｒ１２とからなる第４のローパスフィルタＬＰＦ２とが備えられている。【０１２４】  また、この改良タイプのギルバートミキサでは、それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第７及び第８のトランジスタＱ７，Ｑ８を備え、第１及び第２のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２の各出力端としての第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２及び第３及び第４のコイルＬ３，Ｌ４の各接続中点に前記第７及び第８のトランジスタＱ７，Ｑ８の各ベース入力端が接続される第１及び第２のエミッタフォロワ回路ＥＦ１，ＥＦ２とが備えられている。【０１２５】  また、この改良タイプのギルバートミキサでは、それぞれ、各ベース入力端と各エミッタ出力端とを有する第９及び第１０のトランジスタＱ９，Ｑ１０を備え、第３及び第４のローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４の各出力端としての第５及び第６のコイルＬ５，Ｌ６及び第７及び第８のコイルＬ７，Ｌ８の各接続中点に第９及び第１０のトランジスタＱ９，Ｑ１０の各ベース入力端が接続される第３及び第４のエミッタフォロワ回路ＥＦ３，ＥＦ４とが備えられている。【０１２６】  なお、第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２を伝達する第１及び第２の一組の線路＋，−のうち、各一方の線路−とアースラインとの間には、第２及び第３のバイアス電源Ｖｂ２，Ｖｂ３が接続されている。【０１２７】  ここで、前記第７及び第８のトランジスタＱ７，Ｑ８及び前記第９及び第１０のトランジスタＱ９，Ｑ１０の各エミッタには、それぞれ、定電流源Ｉ１とバイアス電源Ｖｂ１との接続中点との間に第１３乃至第１６の抵抗が接続されている。【０１２８】  そして、第１の差動増幅器３５ａの前記第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の各ベース入力端が第１及び第２のエミッタフォロワ回路ＥＦ１，ＥＦ２の各出力端に接続されている。【０１２９】  また、第２及び第３の差動増幅器３５ｂ，３５ｃの第３及び第６のトランジスタＱ１，Ｑ２の各ベース入力端が第３及び第４のエミッタフォロワ回路ＥＦ３，ＥＦ４の各出力端に接続されている。【０１３０】  また、第２の差動増幅器３５ｂの第３のトランジスタＱ３のコレクタ出力端と第３の差動増幅器３５ｃの第５のトランジスタＱ５のコレクタ出力端とが共通に第９のコイルＬ９を介して負荷抵抗Ｒ３に接続されていると共に、第１０のコイルＬ１０を介して第１の出力端ＯＵＴ１に接続されている。【０１３１】  ここで、第９のコイルＬ９、負荷抵抗Ｒ３及び第１０のコイルＬ１０とは、第５のローパスフィルタＬＰＦ５を構成している。【０１３２】  また、前記第２の差動増幅器３５ｂの前記第４のトランジスタＱ４のコレクタ出力端と第３の差動増幅器３５ｃの第６のトランジスタＱ６のコレクタ出力端とが共通に第１１のコイルＬ１１を介して負荷抵抗４を介してアースラインに接続されていると共に、第１２のコイルＬ１２を介して第２の出力端ＯＵＴ２に接続されている。【０１３３】  ここで、第１１のコイルＬ１１、負荷抵抗Ｒ４及び第１２のコイルＬ１２とは、第６のローパスフィルタＬＰＦ６を構成している。【０１３４】  これにより、第１及び第２の出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２の線形乗算出力−（Ｖ１×Ｖ２）または（Ｖ１×Ｖ２）の少なくとも一方を導出可能となされている。【０１３５】  すなわち、このように構成される改良された図５Ｂのギルバートミキサによる線形乗算器３５に、第１及び第２の信号Ｖ１，Ｖ２として、例えば、図６の（ａ）のような正弦状の信号Ｓ（ｔ）を同相でバースト状に入力すると、その出力信号は、図６の（ｂ）のように、入力信号Ｓ（ｔ）を２乗した波形（Ｓ（ｔ）２）となり、その包絡線（ベースバンド）Ｗは、入力信号Ｓ（ｔ）の電力に比例していることは、図５Ａの基本的なギルバートミキサによる線形乗算器３５の場合と同様である。【０１３６】  また、検波回路３３に用いられる改良された図５Ｂのギルバートミキサによる線形乗算器３５が、マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）で極めて小型に構成することができ、しかも、従来の直交型の検波回路のようなローカル信号を供給する必要がないので、それだけ電力消費が少なくて済むことも、図５Ａの基本的なギルバートミキサによる線形乗算器３５の場合と同様である。【０１３７】  しかるに、以上のように構成される改良された図５Ｂのギルバートミキサにおいては、第１乃至第３の差動増幅器３５ａ，３５ｂ，３５ｃの入力部にＱの高い第１乃至第４のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２，ＬＰＦ３，ＬＰＦ４及び第１乃至第４のエミッタフォロワ回路ＥＦ１，ＥＦ２，ＥＦ３，ＥＦ４とが備えられていることにより、入力インピーダンスが高められていると共に、ピーキング効果が発揮されることになる。【０１３８】  また、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサにおいては、第２及び第３の差動増幅器３５ｂ，３５ｃの出力部にＱの高い第５及び第６のローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６が備えられていることにより、ピーキング効果が発揮されることになる。【０１３９】  これにより、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサにおいては、図５Ａに示したような基本的な回路構成のギルバートミキサによる線形乗算器３５の入出力部のインピーダンス整合やピーキング補正等を行うことができるように改良されているので、その応答特性を効果的に改善して、ＵＷＢで十分に使用可能な改良されたギルバートミキサによる線形乗算器３５を実現することができる。【０１４０】  図７は、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器３５の周波数特性の測定結果を示している。【０１４１】  すなわち、図７に示す改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器３５の周波数特性の測定結果によると、−３ｄＢ以内の帯域がほぼ２７ＧＨｚまで延びて��り、ＵＷＢの中心をキャリア周波数（例えば、２６ＧＨｚ）とする短パルスレーダに十分な適応性を有していることが判る。【０１４２】  図８は、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器３５のパルス幅１ｎｓの入力信号に対する出力を低域通過フィルタ３６によって７ＧＨｚの帯域制限をして得られたベースバンド成分Ｗを観測用オシロスコープで観測した場合の波形（但し、アベレージング数６４）を示している。【０１４３】  すなわち、図８に示す観測波形によると、観測用オシロスコープの演算機能で得られた平均立ち上がり時間は約５９ｐｓ、平均立ち下がり時間は約３６ｐｓ（但し、立ち下がりが８０％から２０％までの時間）となっており、極めて高速な応答特性を有していることが判る。【０１４４】  図９は、図５Ｂに示すような改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器３５の入出力特性の測定結果を示している。【０１４５】  すなわち、図９に示す測定結果によると、入力レベルが−３０ｄＢｍから−５ｄＢｍまでの広い範囲で良好な直線性が得られていることが判る。【０１４６】  したがって、入力信号（Ｖ１，Ｖ２）のレベルをこの−３０ｄＢｍから−５ｄＢｍまでの範囲内にコントロールすれば、改良された図５Ｂのギルバートミキサによる線形乗算器３５の出力は入力信号の電力を正確に示すことになる。【０１４７】  そして、以上のようにして検波回路３３で得られたベースバンド信号Ｗは、サンプルホールド回路３７に入力される。【０１４８】  サンプルホールド回路３７は、図１０にその原理図を示すように、抵抗３７ａとコンデンサ３７ｂによる積分回路にスイッチ３７ｃを介してベースバンド信号Ｗを入力する構成を有している。【０１４９】  そして、パルス発生器３８からのパルス信号Ｐｃがハイレベル（ローレベルでもよい）の間、スイッチ３７ｃを閉じてベースバンド信号Ｗを積分し、パルス信号Ｐｃがローレベルになると、スイッチ３７ｃを開いてコンデンサ３７ｂにより積分結果を保持する。【０１５０】  なお、ここではサンプルホールド回路３７のサンプリングの周期、すなわち、パルス信号Ｐｃの周期をトリガ信号Ｇの周期に等しいものとして説明するが、サンプリングの周期は、トリガ信号Ｇの周期Ｔｇの整数倍であってもよい。【０１５１】  パルス発生器３８は、トリガ信号Ｇに同期する信号Ｇ′（トリガ信号Ｇそのものであってもよい）を受け、信号Ｇに対して制御部５０で指定された時間Ｔｄだけ遅延し、且つ制御部５０で指定された幅Ｔｃのパルス信号Ｐｃを生成して、サンプルホールド回路３７に出力する。【０１５２】  サンプルホールド回路３７で積分されて保持された信号Ｈは、その保持直後にＡ／Ｄ変換器３９によってデジタル値に変換され、信号処理部４０に入力される。【０１５３】  信号処理部４０は、受信部３０で得られた信号Ｈに基づいて、空間１に存在する物体１ａについての解析を行い、その解析結果を図示しない出力機器（例えば、表示器、音声発生器）によって報知すると共に、制御に必要な情報を制御部５０に通知する。【０１５４】  制御部５０は、この短パルスレーダ２０について予め決められたスケジュール（プログラム）にしたがって、あるいは、信号処理部４０の処理結果に応じて、送信部２１及び受信部３０の少なくとも一方に対する所定の各種の制御を行う。【０１５５】  次に、この短パルスレーダ２０の一つの動作例について説明する。【０１５６】  制御部５０は、この短パルスレーダ２０による探査動作の初期設定において、電力増幅器２５の利得を規定値に設定し、ＬＮＡ３２の利得を、例えば、最大に設定し、周期Ｔｇ（例えば、１０μｓ）のトリガ信号Ｇを送信部２１のパルス発生器２３に供給する。【０１５７】  これによって、図１１の（ａ）に示すような幅Ｔｐ（例えば、１ｎｓ）のパルス信号Ｐａが送信部２１の発振器２４に入力されると、送信部２１は電力増幅器２５及びＢＲＦ２６を介して送信アンテナ２２から図１１の（ｂ）に示すようなキャリア周波数Ｆｃ（例えば、２６ＧＨｚ）で幅Ｔｐの短パルス波Ｐｔを空間１へ放射させる。【０１５８】  このとき、送信部２１に対する電源供給は、制御部５０によって短パルス波Ｐｔの出力期間だけ（あるいはその期間を含むごく限られた期間のみ）となされる。【０１５９】  これによって、送信部２１に電源供給されている時間は、周期Ｔｇ全体のほぼ１／１００００であるので、無駄な電力消費が発生しない。【０１６０】  送信部２１から放射された短パルス波Ｐｔは、空間１に存在する物体１ａで反射し、その反射波Ｐｒが、例えば、図１１の（ｃ）に示すように、各短パルス波Ｐｔの送信タイミングから物体１ａまでの往復距離に応じた時間Ｔｘだけ遅延して受信部３０の受信アンテナ３１で受信される。【０１６１】  受信部３０では、この受信された反射波Ｐｒの信号ＲをＬＮＡ３２によって増幅した後、ＢＰＦ４１により帯域制限して雑音電力を低減すると共に、そのＢＰＦ４１から出力される反射波Ｐｒの信号Ｒ′を検波回路３３の分岐回路３４で第１の信号Ｖ１及び第１の信号Ｖ２とに同相で２分岐した後、線形乗算器３５と低域通過フィルタ３６とにより検波することにより、図１１の（ｄ）に示すようなベースバンド成分Ｗを検出する。【０１６２】  一方、サンプルホールド回路３７には、図１１の（ｅ）に示すような幅Ｔｃ（例えば、１ｎｓ）のパルス信号Ｐｃが、短パルス波Ｐｓの各送信タイミングからＴｄ、２Ｔｄ、３Ｔｄ、…とｎＴｄ（ｎは整数）ずつ遅れて入力される。【０１６３】  なお、ここでは、遅延時間ＴｄがパルスＰｃの幅と等しい場合で説明する。【０１６４】  また、探査対象の空間１の遠端までの距離を１５ｍ以内と仮定すると、その１５ｍの距離を電波が往復するための時間はほぼ１００ｎｓである。【０１６５】  したがって、短パルス波Ｐｔの送信タイミングから最大で１００Ｔｄまで遅延することｉにより、１５ｍ以内からの反射波Ｐｒであれば、それらの反射波Ｐｒをすべてカバーすることができる。【０１６６】  図１１の（ｃ），（ｄ），（ｅ）に示しているように、１回目から３回目までのパルス信号Ｐｃは、ベースバンド成分Ｗと重なり合わないため、サンプルホールド回路３７はノイズ成分のみを積分することになり、その積分結果および保持値はほぼゼロとなる。【０１６７】  そして、４回目および５回目のパルス信号Ｐｃがベースバンド成分Ｗと重なり合うと、図１１の（ｆ）に示すように、パルス信号Ｐｃのハイレベル期間内でベースバンド��号Ｗが積分され、その積分結果Ｈ１、Ｈ２が保持されることにより、その保持値Ｈ１、Ｈ２がＡ／Ｄ変換器３９でデジタル値に変換されて図１１の（ｇ）に示すような形態で信号処理部４０に出力される。【０１６８】  信号処理部４０は、この保持値Ｈ１、Ｈ２に基づいて、物体１ａまでの距離、物体の大きさなどを検出する。【０１６９】  すなわち、信号処理部４０は、例えば、所定レベル以上の保持値Ｈが入力されたとき、それが何回目のサンプリングで得られたかにより、物体１ａまでの距離を検出する。【０１７０】  また、信号処理部４０は、所定レベル以上の保持値Ｈが連続する場合には、その連続する回数などにより、物体１ａの大きさを検出する。【０１７１】  この検出情報は制御部５０に通知される。【０１７２】  制御部５０は、信号処理部４０から通知された検出情報が、例えば、物体１ａまでの距離が近く、反射波Ｐｒの強度が大きいことを示しているときには、検波回路３３の入力レベルが、線形乗算器３５の線形動作範囲内となるように、受信部３０のＬＮＡ３２の利得を下げる。【０１７３】  この場合、制御部５０は、必要であれば送信部２１の電力増幅器２５の利得も下げるように制御する。【０１７４】  これにより、次の探査時に、受信部３０の検波回路３３においてより正確なベースバンド成分Ｗが検出されることになる。【０１７５】  また、制御部５０は、信号処理部４０から通知された検出情報が、例えば、探査空間１の遠端近傍からの弱い反射波Ｐｒを解析する必要がある場合には、送信部２１の電力増幅器２５の利得を上げるように制御する。【０１７６】  これにより、次の探査時に、受信部３０の検波回路３３においてより正確なベースバンド成分Ｗが検出されることになる。【０１７７】  また、制御部５０は、サンプルホールド回路３７の積分時間Ｔｃについても探査対象の空間１の状態や物体１ａの大きさなどに応じ適宜可変して、必要な探査情報が得られるように制御している。【０１７８】  なお、この場合、制御部５０は、送信部２１については、短パルス波Ｐｔを放射する期間だけを除いて電源の供給を停止するための制御をするようにしているが、受信部３０については何等電源の供給を停止するための制御をしていない。【０１７９】  しかるに、前記したように探査範囲に対応する時間が１００ｎｓで短パルス波Ｐｔの放射周期Ｔｇが１０μｓの場合、その周期Ｔｇ内の１／１００程度しか利用していないのが実情である。【０１８０】  したがって、その残りの期間（すなわち、周期Ｔｇ内の９９／１００程度）、制御部５０によって受信部３０に対する電源供給を停止させるようにすることにより、さらに電力消費を低減することができる。【０１８１】  また、例えば、１００回の短パルス波Ｐｔの放射で、所定レベル以上の保持出力Ｈが得られない場合、信号処理部４０は探査範囲内に障害となる物体がないと判断し、これを制御部５０に通知する。【０１８２】  この通知を受けた制御部５０は、一定期間（例えば、１ｍｓ）、送信部２１及び受信部３０への電源供給を停止させ、その一定時間経過後に再び電源供給を開始して上記のような探査動作を繰り返すための制御をしている。【０１８３】  このような制御部５０による送信部２１及び���信部３０への電源の供給制御により、短パルスレーダ全体としての消費電力を非常に小さくすることができると共に、電池駆動にも対応することができる。【０１８４】  これにより、携帯利用の短パルスレーダを実現することも可能となる。【０１８５】  上記説明では、サンプルホールド回路３７において、短い積分時間でその積分タイミングをずらしながら探査するようにしている。【０１８６】  しかるに、例えば、探査初期段階で積分時間を探査距離に対応した時間（例えば、１００ｎｓ）に設定（すなわち、フルレンジに設定）しておけば、１回の短パルスの放射で、物体の有無などを速やかに把握することができる。【０１８７】  （第２の実施の形態）
図１２は、本発明による短パルスレーダの第２の実施形態の要部の構成を示すブロック図である。【０１８８】  上記したように、第１の実施の形態の積分型のサンプルホールド回路３７では、リークによる放電があるので、長い時間の電圧保持が困難になる。【０１８９】  このような場合には、図１２に示すように、複数（この例では４つ）のサンプルホールド回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄ及びＡ／Ｄ変換器３９Ａ，３９Ｂ，３９Ｃ，３９Ｄを並列に設ける。【０１９０】そして、パルス発生器３８′から各サンプルホールド回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄが、検波回路３３からの出力信号Ｗに対してそれぞれ異なる期間の積分を行うように、それぞれ発生時刻が異なる複数のパルス信号として、例えば、Ｐｃ（ｔ），Ｐｃ（ｔ＋Ｔｅ／４），Ｐｃ（ｔ＋Ｔｅ／２），Ｐｃ（ｔ＋３Ｔｅ／４）を与えるようにしてやればよい。【０１９１】  つまり、上記数値例でいえば、全体の積分時間Ｔｅは１００ｎｓであるので、各サンプルホールド回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄに対して幅が２５ｎｓ（＝Ｔｅ／４）でそれぞれ２５ｎｓ（＝Ｔｅ／４）ずつ遅延した４個のパルス信号Ｐｃ（ｔ），Ｐｃ（ｔ＋２５ｎｓ），Ｐｃ（ｔ＋５０ｎｓ），Ｐｃ（ｔ＋７５ｎｓ）をパルス発生器３８′から与えることになる。【０１９２】  そして、サンプルホールド回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄからの保持値Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃ，ＨｄをそれぞれＡ／Ｄ変換器３９Ａ，３９Ｂ，３９Ｃ，３９Ｄによってデジタル値に変換して信号処理部４０に出力すればよい。【０１９３】  この場合、信号処理部４０は、サンプルホールド回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ，３７Ｄからの４つの保持値Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃ，Ｈｄの少なくとも１つに基づいて探査空間１内に物体１ａが存在しているか否かを解析することになる。【０１９４】  すなわち、信号処理部４０は、この解析の際に、４つの保持値Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃ，Ｈｄの内、仮に、３番目までの保持値Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃがリークによる放電のために判別できなかったとしても、最前の４番目の保持値Ｈｄに基づいて探査空間１内に物体１ａが存在しているか否かを解析することができるようになる。【０１９５】  （第３の実施の形態）
図１３は、本発明による短パルスレーダの第３の実施形態の要部の構成を示すブロック図である。【０１９６】  図１３において、図１に示した第１の実施の形態の短パルスレーダの構成と同一部分には同一の参照符号を付してそれらの説明を省略するものとする。【０１９７】  上記のように本発明による短パルスレーダでは、検波回路３３に線形乗算器３５を用いることにより、従来のパルスレーダに用いられる直交型の検波回路のようにローカル信号を用いる必要がないため、図１３に示すようなダイバシティ方式の短パルスレーダ２０′を極めて容易に実現することができる。【０１９８】  この短パルスレーダ２０′では、一つの送信部２１、信号処理部４０及び制御部５０に対して、それぞれ、互いの受信アンテナ３１ａ，３１ｂが所定距離だけ離間した状態で配置される２組の受信部３０Ａ、３０Ｂと２組のＡ／Ｄ変換器３９Ａ、３９Ｂが設けられている。【０１９９】  そして、物体１ａから異なる方向に反射された二つの反射波Ｐｒ、Ｐｒ′の信号に対して各受信部３０Ａ、３０Ｂで、それぞれ、図１に示した第１の実施の形態の受信部３０と同様に線形乗算器３５を用いる検波処理及びサンプルホールド回路３７による積分処理を施すと共に、その二つの出力Ｈａ，Ｈｂを各Ａ／Ｄ変換器３９Ａ、３９Ｂでデジタル信号に変換した後、信号処理部４０で二つの反射波Ｐｒ、Ｐｒ′の遅延時間差を検出することにより、物体１ａの方向や移動方向等を把握することができる。【０２００】  このように複数の受信部３０Ａ、３０Ａを設けた場合でも、図１に示した第１の実施の形態の受信部３０と同様にローカル信号の引き回しやシールドなどが不要であると共に、それぞれ独立した線形乗算器３５を含む検波回路３３で検波することができるので、短パルスレーダとしての装置設計が非常に容易となる。【０２０１】  したがって、以上のような本発明によれば、従来技術による問題点を解決して、ＵＷＢで使用可能な小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法を提供することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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