(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおける伝送のためのデジタルデータを生成する方法であって、
伝送される信号のデジタル量を決定するステップと、
切捨てられたインパルス応答でデジタル量を結合することによって、一連のサンプル内の各サンプルの振幅を決定するステップであって、前記切捨てられたインパルス応答は周波数領域応答の平方根に対応し、ここで、周波数領域応答はナイキスト基準に合致し、前記周波数領域応答の平方根は全ての点で連続な一次導関数を有する、各サンプルの振幅を決定するステップと、及び
一連のサンプルに基づく時間変動振幅を有する伝送信号を生成するステップであって、前記伝送信号は非無限持続時間を有する、伝送信号を生成するステップとを含むことを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記周波数領域応答は、合成サイン関数を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
周波数領域応答ＮＦ（ω）は、次の式で表されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
0004486759.tif 000012
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項４】
次の式で表されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
0004486759.tif 000013
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項５】
周波数領域応答はナイキスト対応関数であり、その微分式は次のように表されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
0004486759.tif 000014
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項６】
前記周波数領域応答は、双曲線サイン、双曲線コサイン及び多項式からなる群から選ばれた関数を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
周波数領域応答は、数値的な近似によって導びかれることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
周波数領域応答の平方根は、高次導関数の無限数を有し、高次導関数の各無限数は、全ての点で連続することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
デジタル通信システムにおける整合フィルタとして使用される改善されたナイキストフィルタであって、前記フィルタは、周波数領域応答がナイキスト基準に合致し、周波数領域応答の平方根が全ての点で連続する一次導関数を有することを特徴とする、フィルタ。
【請求項１０】
周波数領域応答は、微分式が次の式で表されるナイキスト対応関数であることを特徴とする、請求項９に記載のフィルタ。
0004486759.tif 000015
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項１１】
周波数領域応答ＮＦ（ω）は、次の式で表されることを特徴とする、請求項９に記載のフィルタ。
0004486759.tif 000016
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項１２】
周波数領域応答ＮＦ（ω）は、次の式で表されることを特徴とする、請求項９に記載のフィルタ。
0004486759.tif 000017
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項１３】
通信装置であって、
デジタル信号ソースと、
アナログデジタル変換器からの受信デジタルデータに結合されたパルス成形フィルタであって、前記パルス成形フィルタは、周波数領域応答がナイキスト基準に合致し、周波数領域応答の平方根が全ての点において連続する一次導関数を有し、前記パルス成形フィルタは周波数領域応答の平方根に対応するインパルス応答を有する、パルス成形フィルタと、及び
前記パルス成形フィルタからの信号を受信するために接続された変調器と
を備える通信装置。
【請求項１４】
前記デジタルデータソースと前記パルス成形フィルタとの間に接続される写像ユニットをさらに備える、請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
前記写像ユニットは、直交振幅変調ユニットを含み、データのＩストリーム及びデータのＱストリームを生成し、ここで、データのＩストリームは、前記パルス整形フィルタに入力され、データのＱストリームは、第２のパルス整形フィルタに入力されることを特徴とする、請求項１４に記載の装置。
【請求項１６】
前記写像ユニット及び前記パルス成形フィルタは、単一のチップ上に集積されることを特徴とする、請求項１４に記載の装置。
【請求項１７】
前記デジタルデータソースは、アナログデジタル変換器を備えることを特徴とする、請求項１３に記載の装置。
【請求項１８】
前記パルス成形フィルタは、メモリーアレイに格納されたルックアップテーブルで実行されることを特徴とする、請求項１３に記載の装置。
【請求項１９】
前記パルス成形フィルタと前記変調器との間に接続されたデジタルアナログ変換器をさらに備えることを特徴とする、請求項１３に記載の装置。
【請求項２０】
前記周波数領域応答は、微分式が次の式で表されるナイキスト対応関数であることを特徴とする、請求項１３に記載の装置。
0004486759.tif 000018
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項２１】
フィルタのインパルス応答のためのルックアップテーブルを格納しているメモリー素子であって、前記フィルタは、周波数領域応答がナイキスト基準に合致し、周波数領域応答の平方根は全ての点で連続する一次導関数を有することを特徴とする、メモリー素子。
【請求項２２】
周波数領域応答は、微分式が次の式で表されるナイキスト対応関数であることを特徴とする、請求項２１に記載の装置。
0004486759.tif 000019
（ここで、ωは周波数、Ｔは符号間の時間、αはロールオフファクターである。）
【請求項２３】
前記メモリー素子は、デジタル信号処理プロセッサコアとして、同じ集積回路上に集積されることを特徴とする、請求項２１に記載のメモリー素子。
【発明の詳細な説明】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般にフィルタ回路に関し、さらに詳しくは、改善されたナイキストフィルタ及び方法に関する。
【従来の技術】
本発明は、通信システムで利用できる種類のフィルタに関する。図１は、パルス振幅変調を利用するデジタル通信システム１０の基本的なブロック図を示す。このシステムにおいて、パルスジェネレータ１２は、クロックパルス及びバイナリ入力データを受信する。パルスジェネレータ１２の出力は、パルスのデジタルバイナリストリームである。
パルスジェネレータ１２からのパルスストリームは、デジタル伝送フィルタ１４に適用され、このデジタル伝送フィルタ１４は、デジタルアナログ変換器１５への出力及びチャネル１６を越える送信のパルスを整形する。チャネル１６は、応用例に依存して有線又は無線のチャネルであってもよい。送信データは、受信フィルタ１８で受信される。フィルタ１８の出力は、アナログデジタル変換器２０に適用される。アナログデジタル変換器２０は、クロックリカバリ回路２２によって一般に送信データから回収されるクロックパルスを利用する。アナログデジタル変換器２０からの出力バイナリデータは、パルスジェネレータ１２に供給された入力バイナリストリームの複製である。
ベースバンドＰＡＭシステムのデザインの主な目的は、送信及び受信フィルタ１４及び１８を選択してノイズの効果を最小にし、符号間干渉（ＩＳＩ）を除去又は最小にし、ストップバンドエネルギーを減少することである。符号間干渉は、送信された信号のパルスを正しく整形することによって、理論的に除去することができる。このパルス整形は、パルスを周期的な間隔でゼロ値を有するようにすることによって達成することができる。
パルス整形フィルタの近年の例では、一方が送信、他方が受信のための一対のマッチングされたフィルタが使用される。送信フィルタの受信フィルタとの重畳は、完全なパルス整形フィルタを形成する。結合されたフィルタインパルス応答が一つの点で一致し、その他の情報点（ナイキストサンプリングレート）において定期的にゼロであるので、符号間干渉は避けられる。パルス列を示すパルスの線形重ね合わせは、バンド幅及び情報内容を保存する。バンド制限パルスの線形重ね合せは、バンドを制限し、結合フィルタのサンプリングを、情報をカバーする情報レートで維持する。
図３ｂは、ナイキストフィルタインパルス応答の例を示す。情報を伝える１つの点を除き、ゼロは情報レートで発生する。フィルタの時間応答が無限になるのを許容されている場合、同じ阻止帯を有する全てのナイキストフィルタは等しく制限されるバンド幅である。しかしながら、無限に長い時間機能を有することは可能でないので、実現可能なフィルタはやがて不完全となる。時間領域での切捨て誤差は、妨害する全てのナイキストフィルタによって達成可能な理論的阻止帯を生し、これにより、バンドエネルギーの範囲外に阻止帯周波数が過度に存在する。
大部分のバンド幅に効率的なフィルタは、ボックス（α＝０）によって図３ａに示される「レンガ壁」フィルタである。このフィルタの時間応答は、図３ｂ（α＝０）において示される。時間応答が無限に接近するときに、レンガ壁フィルタのために帯域効率は理論的に最も大きいが、切捨て誤差は、レンガ壁フィルタに実際的な及び実現可能な近似のために貧しい性能を引き起こす。
実際的なフィルタを生成する１つの方法は、ナイキスト対応フィルタのストップバンドが理想的なレンガ壁フィルタのバンド幅を超え、ストップバンドに滑らかに遷移するのを許容することである。このようなフィルタの種類は、隆起コサインフィルタである。周波数領域（図３ａ）において、隆起のコサインフィルタは、（制限レンガ壁フィルタの場合を除いて）滑らかに周波数阻止帯に接近する。隆起コサインフィルタは、阻止帯で連続であり、一次導関数は連続である。しかし、隆起コサインフィルタの二次導関数は、阻止帯で連続ではない。
大部分のシステムの実施形態において、隆起コサインフィルタは、その整合フィルタバージョンで使用される。システムのスペクトルバンド幅効率を決定する送信平方根隆起コサインフィルタは、阻止帯でその一次導関数が不連続である。
【課題を解決するための手段】
本発明の好適な実施形態は、ナイキスト基準に合致するパルス成形フィルタを利用する。このフィルタもまた、平方根整合フィルタバージョンのための一次導関数まで及び一次導関数を含む周波数領域において連続的な特性を有する。発明の実施形態では、平方根バージョンのための全ての導関数で事実上連続であり、これらのフィルタは同じ阻止帯のための理想的なレンガ壁フィルタにより近い。
ナイキストフィルタは、固定された遮断周波数を有する周波数領域で、フィルタから生成される。最高水準の技術で周知なように、固定された遮断周波数は、時間領域で無限の持続時間を実現できないフィルタとなる。実現可能なフィルタを生成するために、時間を遅延し無限インパルス応答を切り捨てることによって理想的なフィルタに接近する。しかし、切り捨ては、意図しないバンドエネルギーからのずれを生ずる。本発明の実施形態によって達成される１つの目標は、フィルタが切り捨てられた後に、バンドエネルギーからの意図しないずれを最小にすることである。
本発明の実施形態は、隆起コサインフィルタと同様な理論的阻止帯の切捨て長さにおいて、より小さい信号リップルを与えるフィルタを提供し、従って、周波数領域でより良好な減衰を有する。従って、本発明の好適な実施形態は、同一の理論的な阻止帯の最高水準の技術を表す隆起コサインよりも、より良好な切捨て性能を有する。
本発明は、隆起コサインフィルタのような先行技術ナイキストフィルタを越える、いくつかの利点を有する実施形態を含む。例えば、本発明の好適な実施形態によるフィルタは、切捨てを越える期間におけるエネルギーを減少することによって、切捨て誤差の効果を減少する。この減衰は、結果として阻止帯におけるエネルギー準位の低下となる。例えば、本発明の一実施形態によるフィルタは、相当する隆起コサインフィルタと比較して、周波数帯の外側で１０ｄＢの改良を提供することが示された。言い換えると、バンド外の伝送は９０％まで減少し、これは著しい改善である。
通信システムにおける本発明の実施形態の実施は、増強されたシステム性能を提供する。バンド外の性能が改善されるので、隣接チャネルを互いに近接して移動でき、より少ないガードバンドの使用を可能とする。この特徴は、結果として利用できるバンド幅をより効率的に使用できる。この利点は、チャネル範囲内のサブチャネルについても同様に達成される。
本発明の上記の特徴は、添付図面と関連する以下の記載から、より明らかに理解されるであろう。
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施形態の要素及び使用は、以下で詳細に議論される。しかし、本発明は、多種多様な特定の状況で具体化し得る多くの適用可能な発明概念を提供するものと認められなければならない。議論される特定の実施形態は、単に発明を形成し使用する特定の方法を例示するものであり、本発明の範囲をこれに限定するものではない。
本発明は、最初に直交振幅変調（ＱＡＭ）システムに関して記述される。このシステムに関して、フィルタの改善された種類が記述される。また、本発明のフィルタを利用することができる多くの他の応用例もまた、議論される。
図２は、本発明のフィルタを利用することができるＱＡＭシステム１００のブロック図を示す。ブロック１０２及び１０４で示すように、このシステムはアナログデータ又はデジタルデータ、あるいはこれらの両方のために使用できる。アナログ信号、例えば音声および／またはビデオが伝送される場合、最初に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を通され、次いでアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１０８によってデジタル信号に変換される。デジタルソース１０４、ＡＤＣ１０８又はこれら両者からのデジタルストリームは、次いでマッピングユニット１１０においてＩキャリア（同相）及びＱキャリア（直角位相）に写像される。これらの各ステップは、当業界で周知であり、その詳細はここに記載しない。これらのブロックに関するより多くの情報は、Ｗ．Ｔ．Ｗｅｂｂ及びＬ．ＨａｎｚｏによるModern Quadrature Amplitude Modulation, IEEEプレス，１９９４，第３章，第８０−９３頁が引用され、この文献を参照して本発明明細書に組み入れる。図２及び３は、この文献から適合させたものである。
Ｉストリーム及びＱストリームは、ナイキストフィルタ１１２及び１１２’でフィルタを通される。以下で議論されるように、本発明は従来技術のフィルタと比較して高い性能を有するナイキストフィルタ１１２を提供するものである。一般に、ナイキストフィルタは、符号点で等距離ゼロ交差のインパルス応答を有する。その結果、このフィルタは符号間干渉（ＩＳＩ）を除去する。改善されたナイキストフィルタ１１２（１１２'）のさらに詳細は、以下に提供される。
一旦Ｉ及びＱ信号が生成されフィルタを通されると、これらの信号はＩ−Ｑ変調器１１４によって変調される。変調器１１４は、２つの混合器１１６及び１１８を含む。示されるように、混合器１１６はＩチャネルのために使用され、混合器１１８はＱチャネルのために使用される。変調器１１４は、両方のＩ及びＱチャネルを信号源１２０から発生した中間周波数（ＩＦ）信号と混合する。Ｉチャネルは、キャリアに関して同調しているＩＦ信号が混合され、Ｑチャネルは９０度位相がずれたＩＦ信号が混合される。このプロセスは、直角位相キャリアを使用した同じバンド幅の範囲内で、両信号が一つのチャネル上に伝送されるのを許容する。
次に、変調器１１４からのアナログ信号出力は、変調器１２４によって周波数がキャリア周波数にシフトされる。好適な実施形態において、キャリア周波数は無線周波数（ＲＦ）の範囲内にあるが、他の周波数も使用することができる。本発明は、ＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス方式）、ＴＤＭＡ（時分割多重アクセス方式）、光学システム、ＨＤＴＶ（高精細度テレビ）、ケーブルシステム、その他を使用する種々のシステムにも同様に適用される。
図２へ戻ると、ＲＦ信号は、チャネル１２６を通って受信器に伝送される。
このチャネルは、無線、例えばＲＦ無線通信であってもよい。あるいは、このチャネルは電気的接続または光学的接続であってもよい。
受信器での復調器１２８は、Ｉ−Ｑ復調器１３０のためにＩＦまで受信信号を混合することによって、受信信号を復調する。Ｉ−Ｑ復調は、変調プロセスと逆の順番で行われる。信号は２つのパスに別れ、各パスは９０゜離れた中間周波数が混合される。次に、２つのパスは、後述する種類であり得るナイキストフィルタ１３２及び１３２’に供給される。
ナイキストフィルタ１３２及び１３２’の出力は、信号をデジタルストリームに復帰するデマッピングユニット１３４に供給される。オリジナルデータがデジタルである場合、デジタルソース１０４からのデータはデジタル出力１３６で回復されるべきであり、一方、オリジナル信号がアナログである場合、デマッピングユニット１３４からのデジタルストリームフォームは、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）によってアナログフォームに回復される。次いで、ＤＡＣ１３８のこのアナログ出力は、低域通過フィルタ１４０に通され、アナログ出力１４２に供給される。ＱＡＭシステムの詳細のために、再度、Ｗｅｂｂ及びＨａｎｚｏテキストを参照できる。
上述のように、符号間干渉（ＩＳＩ）を除去するために、ナイキストフィルタはサンプリング点で等距離のゼロ交差を持つインパルス応答を有する。図３ａ及び３ｂは、周知のナイキストフィルタすなわち、隆起コサインフィルタの周波数特性（図３ａ）及びインパルス応答（図３ｂ）を示す。ｆＮ及び（−ｆＮ）についての非対称周波数領域拡張特性を示すナイキストは、補正された瞬間の信号において単一値のインパルス応答を生じ、他の全てのサンプリング瞬間でゼロ交差を生じる。隆起コサイン特性は、理想的な（レンガ壁）フィルタ特性に、１／４周期の周波数領域のコサインカーブを適合することにより、これらの基準は一致する。
隆起コサインナイキストフィルタのバンド幅を制御しているパラメーターは、ロールオフファクターαである。理想的な低域通過フィルタバンド幅が二倍である場合、ロールオフファクターαは１（α＝１）であり、すなわち、ｆＮにおける理想的なレンガ壁フィルタのバンド幅（２ｆＮ）の２倍で、阻止帯はゼロとなる。α＝０．５ならば、１．５ｆＮの全バンド幅などとなる。ロールオフの値αが低くなればなる程、スペクトルはより小さくなるが、インパルス応答がゼロに減衰するのに長時間を要する。図３ａ及び３ｂは、３つの場合、すなわちα＝０，α＝０．５及びα＝１．０の場合を示している。
周波数領域（ＮＦＲａｉｓｅｄ  Ｃｏｓｉｎｅ（ｆ）、ここでｆは周波数）における隆起コサインフィルタを定義する式及び対応するインパルス応答（ｎｆＲａｉｓｅｄ  Ｃｏｓｉｎｅ（ｔ）、ここでｔは時間）は、以下の式によって定められる。
0004486759.tif 000002
整合フィルタは、信号対雑音比を最大にするために多くの通信システムで使用される。図２で示されるように、一致したフィルタリングは送信器（フィルタ１１２）及び受信器（フィルタ１３２）でナイキストフィルタを含むことによって達成できる。２つのフィルタが提供されるので、各々は周波数領域でナイキスト機能の平方根の特性を有する。このように、両フィルタの効果が考慮に入れられるとき、所望のナイキスト特性が達成される。言い換えると、２つの整合フィルタの周波数領域での積は、ナイキストフィルタの周波数領域表現と等価である。以下の式は、既知の隆起コサインフィルタにおける平方根バージョンの周波数領域及びインパルス応答を提供する。
0004486759.tif 000003
スペクトルの効率は、ナイキストに対応し、周波数領域で阻止帯へ滑らかに遷移するフィルタを使用して得ることができる。図４は、周波数領域におけるナイキストフィルタの３つの近接領域を示す。領域Ｉは、細くならない通過帯域を構成する。領域ＩＩは遷移バンドを表し、領域ＩＩＩは阻止帯を表す。
フィルタの平滑性は、連続する周波数に関する導関数の数によって測定することができる。特に、良好なフィルタ性能のために、フィルタは遷移及び阻止帯領域（ＩＩ及びＩＩ）の間の点及びパスバンド及び遷移領域（Ｉ及びＩＩ）の間の点で、滑らかでなければならない。平方根隆起コサインは、２つの点で第１の導関数が不連続である。
周波数応答がなめらかである場合、すなわち、連続的に微分可能である場合、時間領域応答の包絡線は、より急速に減衰する。残念なことに、平方根が考慮されるとき、隆起コサインフィルタの周波数応答は非理想的である。特に、隆起コサインフィルタの平方根が考慮されるとき、一次導関数は領域ＩＩ及びＩＩＩの境界で不連続である。その結果、周波数領域曲線は、隆起コサイン（図３ａを参照）の場合のように、阻止帯でなめらかとはならない。その代わりに、曲線は阻止帯に鋭く入る。周波数領域での不連続性は、時間領域内のより長い持続時間において、高いピークに至ることができる。
図４は、この概念を示すために使用される。上述で議論したように、ナイキストフィルタ（先行技術または本発明の）は、３つの領域に分割されるように示される。領域Ｉはパスバンドであり、領域ＩＩは遷移バンドであり、領域ＩＩＩは阻止帯である。符号４０５及び４１０で示される領域間の遷移点は、最も大きな関心事であり、これは、周波数領域応答の関数形式が、これらの点で異なる式により定義されるためである。本発明の好適な実施形態の１つの目標は、フィルタ関数が、ナイキストフィルタ及び平方根ナイキストバージョンにおいて連続するだけでなく平滑でもある（すなわち、少なくとも一次導関数が連続する）ということである。
本発明は、既知の隆起コサインフィルタより良好な阻止帯性能を有するナイキストフィルタのクラスを提供する。平方根バージョンが使用されるとき、本発明の好適な実施形態のナイキストフィルタは、阻止帯で平滑となる。言い換えると、この関数の一次導関数は、連続である。この特性は、既知の隆起コサインより少ないエネルギー損で、若干の遅延において切捨てを許容する。
好適な実施形態において、ナイキストフィルタの改善されたクラスは、２つの基準に合致する。最初に、フィルタはナイキスト基準に合致する、すなわち、周波数領域は遮断周波数（ｆＮ）について、非対称性を有する。二番目に、フィルタの周波数領域の平方根バージョンは、少なくとも一次導関数において、好適には全ての点において連続である。本発明のフィルタのサブクラスにおいて、全ての導関数は、どの点においても連続である。代表的アプリケーションにおいて、より高い次数の導関数は、全てゼロと等しい。
多数のフィルタは、本発明の好適な実施形態によるフィルタのクラスの基準に合致する。微分式が次の形式で書くことができるとき、全てのナイキスト対応関数がその例に含まれる。
0004486759.tif 000004
ここで、阻止帯はπ／２（１＋α）である。ここでは、全ての次数の導関数は、ゼロを与える阻止帯において（微分の積の公式を使用して）、平滑である。以下で詳細を議論するように、このような関数の好適な例は、サイン及びコサインの合成関数である。他の関数形式もまた、この基準に合致していてもよい。
改善されたナイキストフィルタの第１の例は、合成サイン関数によって定められた周波数領域を有する。特に、この好適なフィルタの周波数特性は、以下の式によって提供される。
0004486759.tif 000005
周波数領域の平方根は、以下の式によって与えられる。
0004486759.tif 000006
この式は、隆起コサイン周波数領域関数から始め、第２サイン関数の引数として隆起コサイン関数のサイン項のπ／２倍を考慮することにより誘導される。従って、サイン関数のサイン関数を含むので、周波数特性は合成関数である。平方根バージョンが微分されるとき、周波数領域関数は阻止帯で平滑であるため、上記の修正を行った。関数及びこの関数の一次導関数が連続するので、この関数は一次導関数を含む周波数領域まで連続である。
時間応答は、周波数関数を逆数にすることによって導くことができる。これは、この周波数関数の理論的なフーリエ変換を採ることによって行われ、以下の応答が導かれる。
0004486759.tif 000007
平方根ナイキストフィルタのインパルス応答は、次のように表すことができる。
0004486759.tif 000008
数学的に周波数領域関数の逆数を求めることにより無限数となることに注意されたい。しかしこの点は、高次の項が急速に減少するため問題とはならない。実際において、波形は最初の数項のみを使用して計算することができる。
上記の式から判るように、インパルス応答はベッセル関数Ｊ（ｘ）を含む。デジタルコンピューティングシステムにおいて、これらの関数は、他の種々の関数例えばサイン）と同様な方法で導くことができる。その結果、本発明は、他のどのフィルタよりも困難なく実施することができる。
好適な実施形態において、ナイキストフィルタはデジタルフィルタとして実施される。従って、インパルス応答式は一度で計算することができ、結果はルックアップテーブルに格納される。その結果、式が計算機的に複雑であるという事実は、不利でない。式はオフラインで解かれるので、計算が時間を要する場合でも否定的な影響はほとんどない。もちろん、システムがそのように設計されているならば、この事実はインパルス応答がリアルタイムで計算されるのを妨げることはない。
第１の実施形態のフィルタにおける性能特性は、平方根隆起コサインフィルタからの曲線と共に図５に示され、ここで、α＝０．１７及びα＝０．２である。これらの曲線の各々は、平方根バージョンに取り込まれる。これらの曲線は、同時継続中の米国特許出願番号０９／２９５６６０号（ＣＯＭ−００２）に記述されるようなシステムのシミュレーションから採用されたものである。このシステムにおいて、ロールオフファクタα＝０．１７が、隆起コサインフィルタのために最適であることが判った。図５に示されるように、すなわち、新たなナイキストフィルタの性能は、阻止帯すなわち、チャネルの理想的なバンド幅の外側で改善される。図で示すように、８つの符号期間まで打切られるとき、本発明のフィルタは阻止帯で１０ｄＢ低い伝送を有する。これは、著しい改善を示す。
改善された阻止帯性能は通信システムにおいて有益であり、これは、隣接する周波数チャネル上の信号が、周波数スペクトルによりコンパクトに適合するのを許容するためである。また、所定のチャネルのための送出マスク要求に合致するのをより容易にする。これらのマスク要求は、一般に、調整当局例えばアメリカ合衆国の連邦通信委員会によって、決定されており、所定チャネルの外側で許容できる信号のレベルを定めている。
加えて、このフィルタは、最後部で最終的には隆起コサインフィルタより低い振幅信号を有する。フィルタの新しいクラスは、等価隆起コサインフィルタ最後部より速く最後部が減衰する時間領域で特徴づけられる。インパルス応答での所定時間遅延の後、新たなナイキストフィルタが低い振幅で輪状になり、全ての他の遅延から無限まで等価隆起コサインフィルタより低い振幅で輪状になり続ける。図６ａ及び６ｂは、新たなナイキストフィルタ（曲線６１０）及び既知の隆起コサインフィルタのための典型的なインパルス応答を示す。特に図６ｂを参照すると、新たなナイキストフィルタは、ピークから遠い時間においてより低い振幅レベルを示す。これらの低い振幅のため、より少ないエネルギーが切捨てによって消失し、従って、切捨ては周波数領域（従って図５に示される阻止帯の改良）に、より少ない影響を与える。好適な実施形態のフィルタにおいて、時間領域は、８符号時間の遅延例えば、８Ｔ後（ここでＴは符号レート）に、切捨てられる。本発明の第２の実施形態によるフィルタを、以下に記載する。このフィルタは、第１の実施形態によるフィルタの特性の各々を示す。すなわち、フィルタはナイキスト基準に合致し、平方根バージョンにおいて、一次導関数の全ての値に対して連続である。加えて、このフィルタもまた、より高い次数の導関数の全ての値に対して連続である。
第２の実施形態におけるフィルタの周波数領域及び平方根周波数領域式は、以下の式で表すことができる。
0004486759.tif 000009
0004486759.tif 000010
第１及び第２の実施形態のための平方根フィルタの極性反転（inversion）は、図６ｃ（及び最後部に注目した図６ｄ）に示される。第２の実施形態における極性反転は、数値的に実行された。両方のフィルタは、同じ理論的な阻止帯を有する。第１の実施形態が隆起コサインフィルタに関して示すように、第２の実施形態は第１の実施形態に関して示すものと同じ挙動を示す。図で示すように、第１の実施形態は、第２の実施形態より初期に輪状になる。
しかし、図６ｄに示すように、第２の実施形態は、最後部でより少ないエネルギーを与えてより急速に減衰する。第２の実施形態は、第１の実施形態よりもより滑らかに阻止帯に遷移する。
ナイキストフィルタの新たなクラスのために、基準に合致する２つのフィルタの例が記述された。他の関数形式もまた、連続導関数の基準に合致してもよく、この種のフィルタであると考えることができる。これらの式は、双曲線サイン及びコサイン及び多項式を含んでもよい。
好適な実施形態の代替もまた、遷移バンドにおいて項の線形結合を含む。例えば、上述した第１の実施形態による周波数領域応答を、上述した第２の実施形態による周波数領域応答を加えることによって、フィルタを導くことができる。これらの２つ（又はそれ以上）の関数は、均一に荷重され、又はされないことができる。項は、組合わせでサイン項の異なる数をそれぞれ含むことができる。過渡期の領域（図４での領域ＩＩ）におけるフィルタは、次のように表される。
0004486759.tif 000011
平方根バージョンも同様に表され、ここで、ａは決定され、これらの項の線形結合はナイキストの基準に合致するように変形できる。
ここに記述されたフィルタは、種々の応用に使用できる。例えば、パルス成形フィルタを利用するどんなシステムであっても、フィルタを使用できる。デジタル通信システムは、そのような例を提供する。例えば、本発明のフィルタは、無線通信（セルラー、ＧＳＭ、マイクロウェーブ、サテライト、有線通信（電話システム、ケーブルモデム）、光通信システム、放送システム（デジタルテレビ／ラジオ、サテライト）及びその他に使用することができる。
本発明のフィルタを利用することができるシステムの１つの例は、同時出願中の米国特許出願番号第０９／２９５６６０号（ＣＯＭ−００２）に記述されており、その記載が完全に再現されるように、ここに参照して本願明細書に組み入れる。本発明のナイキストフィルタは、そのシステムに含まれる各ナイキストフィルタの代わりに使用することができる。このシステムは、図７〜９に関して以下に記述される。
図７は、典型的な無線システム７００を示す。システム７００は、セルラー電話、二方向のラジオ発信システム、ローカル無線電話、又はラジオシステム等であってもよい。基地局７０２は、一つ以上の端末装置７０６に伝送媒体７０４上で通信することができる。伝送媒体７０４は、無線通信スペクトルを表す。端末装置７０６は、モバイルユニット、ポータブルユニット、又は固定位置ユニットでよく、一方向又は２方向のデバイスであってもよい。１つの基地局のみが図示されるが、無線システム７００は、一般加入電話網、インターネットなどのような２つ以上の基地局を、他の通信システムへの相互接続と同様に有していてもよい。好適な実施形態において、システムは全二重通信を提供する。しかし、本発明の教示は、時間分割二重システム及び他の双方向無線システムのみならず、半二重システム、単信システムにも同様に適用される。
基地局及び端末装置の好適な実施形態の詳細は、以下の記載において提供される。図８ａ〜８ｃは、典型的な基地局７０２におけるいくつかの重要構成要素のブロック図を提供する。熟練した当業者は、代表的な無線送信器／受信器のいくつかの構成要素が本発明の理解に必要でないので、省略した点に注意されたい。以下に議論する多くの特徴及び機能は、デジタル信号処理プロセッサ、マイクロプロセッサ、又は好適にはこれらの組み合わせで実行されるソフトウェアにおいて実施できることに注意されたい。
図８ａは、送信器モードで動作している基地局１０２の４つのサブチャンネルアーキテクチャを示す。以下の説明は、サブチャネルＡについて行うが、教示は他のサブチャンネルにも同様に適用される。サブチャネルＡは、「レッド」信号符号化ブロック８０２及び「ブルー」信号符号化ブロック８０４を含む。「レッド」及び「ブルー」は、第１及び第２のタイムスロットのための任意の指定である。信号符号化ブロックに関する詳細は、同時継続中の出願において提供される。現在の目的のためには、信号符号化ブロックが音声および／またはデータ信号を受信し、必要に応じてこれらの信号を符号化し、制御信号を結合し、ＱＡＭ変調器８０６に通過させるために結合信号を調整することを述べれば十分である。
変調器８０６は、１６点コンステレーション（constellation）を採用し直交振幅変調（ＱＡＭ）アーキテクチャを使用して、受信信号を変調する。１６点コンステレーションを用いて、コンステレーションに写像される各符号は、４ビットで表わされる。好適な実施形態において、信号は微分グレイ符号アルゴリズムを使用して、微分符号化される。このようなアーキテクチャの詳細は、当業界で周知である。例えば、Ｗｅｂｂ他、”Modem Quadrature Amplitude Modulation”（ｌＥＥＥプレス１９９４）を参照されたい。種々の他のＱＡＭ技術は、当業界で知られており、星型ＱＡＭ、正方形ＱＡＭ及びコヒ―レントＱＡＭが含まれる。さらに、他の符号化技術も使用でき、例えばＯｋｕｎｅｖ符号化又はＫｈｖｏｒｏｓｔｅｎｋｏ符号化は、グレイ（Ｇｒａｙ）符号化の代わりに使用できる。本発明の他の実施形態は、当業界で知られている他の変調技術を含むことができ、使用される変調技術により、十分なデータレート（好適な実施形態で１６ｋｂ／秒）を受容できる信号品質（すなわち信号対雑音比）で、所望の応用例に提供される。
ＱＡＭ変調された信号の同相及び直角位相成分（両信号を表す信号線によって示され、各信号パスを通るスラッシュで示されるように）は、次にナイキストフィルタ８０８に通過される。ナイキストフィルタ８０８は、伝送された信号の全バンド幅を制限するためにパルス成形フィルタを提供する。好適な実施形態において、アナログイメージフィルタを単純化するために、ナイキストフィルタは、６５倍の過サンプリング率で動作する。ナイキストフィルタ８０８は、この明細書で議論されるフィルタのいずれを含んでもよい。
さらに、信号が伝送されるサブチャネルに必要なオフセットが、サブチャネルオフセットブロック８１０で信号に乗じられる。好適な実施形態において、オフセットはそれぞれ、サブチャンネルＡが−７．２ｋＨｚ、サブチャンネルＢが−２．４ｋＨｚ、サブチャンネルＣが２．４ｋＨｚ、サブチャンネルＤが７．２ｋＨｚである。
次に、ＱＡＭ変調されフィルタされた信号Ａは、結合された信号がアナログ信号に変換されるデジタルアナログ変換器８１４に通過される前に、サブチャネル加算器８１２において、サブチャネルＢ、Ｃ及びＤからの変調されフィルタされた信号が結合される。信号は、次いで無線周波数回路（図示しない）を通過し、ここで信号は、当業界で知られているようにＲＦに変調され伝送のために増幅される。
好適な実施形態において、システムはデジタル信号処理プロセッサを使用して実行される。この実施形態において、「サブチャネルＡ」（他のサブチャネルも同様）と記載された枠の全回路及びサブチャネル加算器８１２は、単一のチップによって実行される。実際、このチップは、アナログデジタル変換器（図示しない）及びデジタルアナログ変換器８１４をチップ上に集積することによって、入力及び出力でアナログ信号を処理するように設計することができる。あるいは、多数の相互接続された集積回路チップに、機能を分散することもできる。
好適な実施形態において、フィルタ８０８のインパルス応答は、一度計算され、ルックアップテーブル、例えばデジタル信号処理プロセッサチップ上のＥＥＰＲＯＭに格納される。次いで、フィルタは、当業界で知られているように、他の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと同様に実行できる。
図８ｂ及び８ｃは、受信器モードで動作する基地局１０２を示す。図８ｂは、４つのサブチャンネルアーキテクチャの高水準ブロック図を提供する。端末装置からの信号は、無線周波数（ＲＦ）受信回路（図示しない）によって受信される。Ａ／Ｄコンバータ８４０は、ＲＦ受信回路からの信号を受信し、その信号を、４つのサブチャンネルパス８４４、８４５、８４６及び８４７の各々に供給されるデジタル信号に変換する。
図８ｃは、図８ｂのサブチャネルＡ  ８４４の詳細を示す。これらの教示は、サブチャンネルＢ、Ｃ及びＤ（８４５，８４６，及び８４７）にも同様に適用できる点に注意されたい。複合乗算器８５０において、特定のサブチャンネル（＋／−２．４ｋＨｚ又は＋／−７．２ｋＨｚ）に対応する周波数オフセットは、入力信号から除去される。次いで信号は、平方根ナイキスト整合フィルタ８５２によって周波数チャネル化される。また、整合フィルタ８５２は本願明細書で議論されるフィルタのいずれでもあってもよい。
フィルタをかけた信号は、符号同期ブロック８５４に通過され、符号同期ブロック８５４は、符号間干渉信号が存在しない（または最小の）適当なサンプリング点を計算する。これは、時間にわたり選択された最も高いエネルギー点（同期された符号サンプリング点に対応）の振幅を計算することによって達成される。信号の振幅での検出された変化が、意図された信号情報または干渉に起因する信号のフェーディングに基づく場合、振幅トラッキング（ブロック８５８）は、決定によって微分デコーダからチャネル効果を除去するために実行される。この決定に基づき、と、入力パルスがＱＡＭコンステレーションの外環又は内環であるかを考慮するしきい値（論理上「１」または「０」）が、修正され、入力信号品質を変更する。
振幅トラッカー８５８によって提供される情報に基づいて、ビットが誤差であるという可能性は、フェードファインダーブロック８５９で計算される。「危険にさらされた」中でビットが８６１をブロック化するように、誤差である高危険であると決定されるブロックは記録される。「危険あり」（at-risk）ビット情報は、レッド信号符号化ブロック８６６又はブルー信号符号化ブロック８６８の適切な一方に供給され、符号化ブロックのエラー修正プロセスに使用される。符号同期ブロック８５４もまた、位相トラッカー８６０を供給し、これは以下で議論される。
変調された信号は、振幅トラッカー８５８からＱＡＭ変調器／復調器８６４に供給され、ここで信号は、レッド信号符号化パス又はブルー信号符号化パスの適切な一方を通過する前に、ベースバンド信号に復調される。図８ｃでは、ナイキストフィルタ８５２からレッド／ブルー符号化ブロックへの各要素を、１つだけの機能ブロックで示している点に注意されたい。しかし実際には、レッド及びブルー信号の各々のために、２つの二重パスが存在する。結果として、レッド／ブルーマルチプレクサ８６３は、自動周波数制御ブロック８６２と複合乗算器８５０との間のフィードバックパスに提供される。これは、異なる周波数補正係数が、入力レッド及びブルー信号のために決定されるためである。所望の信号（レッドまたはブルー）が受信されているとき、適切な補正係数は複合乗算器にフィードバックされなければならない。周波数制御は、位相トラッカー８６０及びＡＦＣブロック８６２で提供される。
端末装置の詳細は、図９ａ及び９ｂで提供される。上述のように、以下の議論は追加の詳細を提供し、基地局の記述に関連するものであり、基地局及び端末装置は、音声符号化、信号処理及び変調のために類似したスキームを使用する。図９ａは、送信器として機能する端末装置を形成するブロック図を示す。エンドユーザオーディオ入力は、マイクロフォン９０２で受信され、コーデック９０３を通してボコーダ９０４に移る。図８ｂに関して上記で議論したように、ボコーダ９０４は、符号化、圧縮及びフォワードエラー修正機能を提供する。次に信号は、ブロック９０６からの制御及び同期ビットとともにＴＤＭフォーマッタ９０８を通過する。ボコーダ９０４及び制御及び同期ブロック９０６からの結合された信号は、データレートを二倍にするためにＴＤＭフォーマッタブロック９０８でアップコンバーター変換される。次に信号は、チャネルコーダー９１０を通過し、ここでこの信号に制御及び同期情報が加えられ、当業界で周知なように、伝送された信号がノイズの影響を受けないようにするために、ビットはインターリーブされる。
図８ａ〜８ｃに関して上述したように、信号はブロック９１２でＱＡＭ変調（上述のように）を使用して変調される。
次に、ＱＡＭ変調された信号の同相及び直角位相成分は、伝送された信号の全体的なバンド幅を制限するためにパルス成形フィルタを提供するナイキストフィルタ９１４を通過する。好適な実施形態による端末装置において、アナログイメージフィルタリングを単純化するために、ナイキストフィルタは６５倍の過サンプリング率で動作する。ナイキストフィルタ９１４は、ここで議論されるフィルタのいずれであってもよく、基地局からの対応するフィルタと一致される。
ナイキストフィルタ９１４を通過した後、信号が伝送されるサブチャネルに必要な周波数オフセットが、信号に乗じられる（上述の複合乗算器）。オフセット信号は、サブチャネルオフセットブロック９２６によって供給され、サブチャネルオフセットブロック９２６は、基地局から受信される命令または端末装置の不揮発性メモリー内に含まれる予めプログラムされた命令に基づくサブチャネルオフセットを選択する。
１つのＱＡＭ変調器だけが、端末装置のために必要である点に注意されたい。これは、同時に全てのサブチャネル上に放送する基地局とは対照的に、端末装置はいずれかの所定時間に１つのサブチャネルだけに伝送するからである。
同相信号はＤ／Ａ変換器９１６に供給され、直角成分は信号がアナログ信号に変換されるＤ／Ａ変換器９１８に供給される。フィルタ９２０及び９２２は、ナイキストレートでスペクトルイメージを透過する。最終的に、信号はＩ及びＱ変調器９２４に供給され、ここで信号は、ＲＦ伝送回路（図示しない）を通過する前に、無線周波数に変調される。
図９ｂは、受信器として機能する端末装置を示す。基地局または他の端末装置からの信号は、ＲＦ受信回路９３０で受信され、ＲＦ受信回路９３０でＲＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器及び同相成分及び直角成分のための混合器９３３を通過する前に、ダウンコンバートされる。この点においても、サブチャネル選択に関連する周波数オフセットは、受信信号にオフセット信号に相補的な信号を混合することによって、信号成分から除去される。相補的なオフセット信号は、ブロック９２６に示されるように、サブチャネル周波数オフセット制御情報によって決定され、端末装置が受信するサブチャネルに依存する。次にデジタル信号は、復調器９３２で実バイナリ信号に復調される。次にデジタルバイナリ信号は、ビタビ復合を使用するブロック９４４及び９４６で復号化される。次に信号は、時間領域でデマルチプレックス化（逆多重化）され、データレートは１６ｋｂ／秒から８ｋｂ／秒まで減少される。さらに信号は、アナログ音声信号に変換され、スピーカまたは類似したエンドユーザインターフェイス（図示しない）によって再生され、またはデータがＬＣＤディスプレイのようなエンドユーザインターフェイス上で表示される。いずれかの所定時間において、１つの時間枠９５０又は９５２だけがアクティブであり、エンドユーザインターフェイスを駆動する点に注意されたい。
連続する優れた周波数制御は、図８ｃのブロック８６０及び８６２及び図９ｂのブロック９４０によっても提供される。スロット（枠）及び符号同期は、ブロック９３８で提供される。
本発明は例示的な実施形態を参照して記述されたが、この記述は制限することを意図するものではない。本発明の他の実施形態のみならず図示した実施形態の種々の変形や組み合わせもまた、記述を参照することにより当業者に明らかであろう。従って、添付の特許請求の範囲は、このような種々の変形や実施形態を包含することを意図するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】既知のデジタル通信システムのブロック図である。
【図２】本発明の教示を利用することができるＱＡＭ通信システムのブロック図である。
【図３ａ】隆起コサインフィルタの周波数及びインパルス応答特性を示す図である。
【図３ｂ】隆起コサインフィルタの周波数及びインパルス応答特性を示す図である。
【図４】３つの領域によって表されるナイキストフィルタを示す図である。
【図５】本発明の好適な実施形態によるナイキストフィルタと既知の隆起コサインフィルタとの周波数応答を比較する線図である。
【図６ａ】本発明のフィルタのインパルス応答を示す線図である。
【図６ｂ】本発明のフィルタのインパルス応答を示す線図である。
【図６ｃ】本発明の２つの実施形態によるフィルタのインパルス応答を比較する線図である。
【図６ｄ】本発明の２つの実施形態によるフィルタのインパルス応答を比較する線図である。
【図７】本発明を利用することができるＲＦ通信システムの一般化された図である。
【図８ａ】図７のシステムの典型的な基地局を示す図である。
【図８ｂ】図７のシステムの典型的な基地局を示す図である。
【図８ｃ】図７のシステムの典型的な基地局を示す図である。
【図９ａ】図７のシステムの典型的な端末装置を示す。
【図９ｂ】図７のシステムの典型的な端末装置を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図６ｃ】
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【図６ｄ】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図８ｃ】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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