(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、
基準周波数信号を発生する基準周波数発生器と、
受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供するダウンコンバータにして、前記基準周波数信号に同期するダウンコンバータと、
前記基準周波数信号に同期し、前記中間周波数信号を表す複数の複素数を発生し、前記中間周波数信号は前記基準周波数信号の発生により生じ一定の加算誤差として現れる干渉成分を含む、アナログ・デジタル・コンバータと、
ビダビ・アルゴリズムにより、前記複数の複素数を復号し情報シンボル・シーケンスを出力すると共に、該複数の複素数について原点を推定し、前記干渉成分の低減された中間周波数信号を表わす複数の干渉補償複素数を生成するプロセッサと
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記ダウンコンバータが、前記基準周波数信号に同期する局部発振器と、前記発振器によって駆動される第１および第２のミキサーと、結合ネットワークとを含み、前記受信信号が前記第１および第２のミキサーに提供され、その出力が前記結合ネットワークによって結合されて前記中間周波数信号を提供する請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記基準周波数発生器が基準周波数発振器を具備する請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
前記受信信号がアンテナで受信され、前記受信機が、 前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバータの間の前記ダウンコンバータと直列に結合されるフィルタを更に具備する請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
前記受信信号がアンテナで受信され、前記受信機が、 前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバータの間の前記ダウンコンバータと直列に結合される増幅器を更に具備する請求項１に記載の受信機。
【請求項６】
前記推定される原点が「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む請求項１に記載の受信機。
【請求項７】
前記基準周波数発生器と結合され、前記受信機が、２つの整数の比によって、前記基準周波数と関連するチャンネル周波数に同調するものとなるデジタル周波数シンセサイザを更に具備する請求項１に記載の受信機。
【請求項８】
前記アナログ・デジタル・コンバータが、アナログＩおよびＱ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続いて前記ＩおよびＱ信号の各々のアナログ・デジタル変換を使用する請求項１に記載の受信機。
【請求項９】
前記アナログ・デジタル・コンバータが前記中間周波数信号を瞬間信号位相および瞬間信号振幅を表す値の組に変換する請求項１に記載の受信機。
【請求項１０】
前記アナログ・デジタル・コンバータが前記中間周波数信号の直角位相サンプリングを行う請求項１に記載の受信機。
【請求項１１】
前記複数の複素数が前記受信機における体系的な周波数エラーの補償を含む請求項１に記載の受信機。
【請求項１２】
前記推定される原点が、前記複数の複素数が存在することの期待される円および弧の一方の中心を推定することによって推定される請求項１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記推定される原点が、前記受信信号に含まれる周知の信号パターンを用いることによって推定される請求項１に記載の受信機。
【請求項１４】
複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、
基準周波数信号を発生する手段と、
受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供する手段にして、前記基準周波数信号に同期されるダウンコンバート手段と、
前記基準周波数信号に同期し、前記中間周波数信号を表す複数の複素数を発生し、前記中間周波数信号は前記基準周波数信号の発生により生じ一定の加算誤差として現れる干渉成分を含む、アナログ・デジタル・コンバート手段と、
ビダビ・アルゴリズムにより、前記複数の複素数を復号し情報シンボル・シーケンスを出力すると共に、該複数の複素数について原点を推定し、前記干渉成分の低減された前記中間周波数信号を表わす複数の干渉補償複素数を生成する手段と
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項１５】
前記ダウンコンバート手段は、前記基準周波数信号に同期される局部発振器手段と、前記局部発振器手段によって駆動される第１および第２のミキサー手段と、結合ネットワーク手段とを含み、前記受信信号は、前記第１および第２のミキサー手段に提供され、その出力は、前記結合ネットワーク手段において結合されて前記中間周波数信号を提供する請求項１４に記載の受信機。
【請求項１６】
前記基準周波数信号を発生する手段は、基準周波数発振器を具備する請求項１４に記載の受信機。
【請求項１７】
前記受信信号はアンテナで受信され、前記受信機は、前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバート手段の間の前記ダウンコンバート手段と直列に結合されるフィルタ手段を更に具備する、請求項１４に記載の受信機。
【請求項１８】
前記受信信号はアンテナで受信され、前記受信機は、前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバート手段の間の前記ダウンコンバート手段と直列に結合される増幅器を更に具備する、請求項１４に記載の受信機。
【請求項１９】
前記推定される原点が「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む請求項１４に記載の受信機。
【請求項２０】
前記基準周波数信号を発生する手段と結合され、前記受信機を、２つの整数の比によって前記基準周波数に関連するチャンネル周波数に同調させるデジタル周波数シンセサイザ手段を更に具備する請求項１４に記載の受信機。
【請求項２１】
前記アナログ・デジタル・コンバート手段は、アナログＩおよびＱ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続いて、前記ＩおよびＱ信号の各々のアナログ・デジタル変換を提供する請求項１４に記載の受信機。
【請求項２２】
前記アナログ・デジタル・コンバート手段は、前記中間周波数信号を瞬間信号位相および瞬間信号振幅を表す組になった値に変換する請求項１４に記載の受信機。
【請求項２３】
前記アナログ・デジタル・コンバート手段は前記中間周波数信号の直角位相サンプリングを行う請求項１４に記載の受信機。
【請求項２４】
前記複数の複素数は、前記受信機の体系的な周波数エラーの補償を含む請求項１４に記載の受信機。
【請求項２５】
前記推定される原点が、前記複数の複素数が存在することの期待される円および弧の一方の中心を推定することによって推定される請求項１４に記載の受信機。
【請求項２６】
前記推定される原点が、前記受信信号に含まれる周知の信号パターンを用いることによって推定される請求項１４に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の技術分野）
本発明は、通信技術の分野に関し、さらに詳しくは、水晶制御受信機の受信感度を低減する受信機および方法に関する。
【０００２】
（発明の背景）
無線受信機の分野において、受信機に用いられる同調回路の量を低減しようという努力が集中的に行われている。同調回路の数を低減することによって、受信機の大部分を一体化して、結果的により小さな受信機とすることができる。そしてこれらのコンパクトな受信機は、無線電話機のような多くの領域で用いることができる。そのような受信機の設計において大きく進んだ技術が、「ゼロＩＦ」技術として知られている。
【０００３】
ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償が、例えば、「ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米国特許第５，５６８，５２０号において論じられている。更には、「ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米国特許第５，２４１，７０２号では、アナログ差分化回路を用いてデジタル化前にＩ，Ｑ信号を差分化し、そしてデジタル化後に信号サンプルを数値的に再度積分して信号の差分化されていない波形を回復することによって、ホモダイン（ゼロＩＦ）受信機においてＤＣオフセットを低減することが論じられている。更には、本発明の発明者が、これら各々の特許の発明者である。
【０００４】
ホモダイン受信機において、所望の受信チャンネルの中央に位置する局部発振器に対して受信信号をミキシングすることによって、受信信号は直角位相ベースバンドとも呼ばれるゼロ周波数ＩおよびＱ信号に直接ダウンコンバートされる。局部発振器は、直接受信信号の上にあるので、それは受信に対する大きな干渉源である。しかしながら、干渉信号が、ダウンコンバージョン発振器と同じであるので、それはコヒーレントな干渉であって、Ｉ，Ｑ出力でのＤＣオフセットとして現れる。このＤＣオフセットは、受信機が受信しようとする最も弱い信号よりもずっと大きなものであり得、またＩ，Ｑアナログ・デジタル・コンバータを最大限あるいはそれを超えて駆動し、信号の劣化を引き起こし得る。
【０００５】
前述の特許は、このようにＩ，Ｑ信号のＤＣオフセットを低減して、ホモダイン受信機内の局部発振器からの干渉を低減するやり方を提供する。周知のホモダイン受信機において、局部発振器は水晶を基準として用いるデジタル周波数シンセサイザによってチャンネル周波数に同調されるので、局部発振器周波数は水晶に関連する主要な干渉信号である。
【０００６】
しかしながら、これらの特許は、受信信号が、チャンネル周波数に同調されず、所望の第一中間周波数に等しい、チャンネル周波数プラス・マイナス一定のオフセットに同調される局部発振器とミキシングされるスーパーヘテロダイン受信機に関する問題を解決するものではない。そのようなシステムにおいて、局部発振器は、所望の信号に対する大きな干渉源ではなく、ＩおよびＱ信号におけるＤＣオフセットの問題は、明白なまたは自明なものではない。
【０００７】
しかしながら、水晶調波のようなその他の水晶に関連する周波数による所望の信号に対する干渉もまた、ＩおよびＱ信号におけるＤＣオフセットに貢献する。したがって、干渉を低減する受信機および方法を改良する技術上の必要性が存在し続けている。
【０００８】
（発明の概要）
したがって、本発明の目的は、改良された受信機および方法を提供することである。
【０００９】
本発明のその他の目的は、干渉が低減された受信機および関連する方法を提供することである。
【００１０】
これらのおよびその他の目的は、本発明によって、基準周波数発生器を含む受信機、ダウンコンバータ、位相デジタイザのようなアナログ・デジタル・コンバータおよびダウンコンバータとアナログ・デジタル・コンバータが双方とも基準周波数発生器によって発生される共通の基準周波数信号に同期されるプロセッサにより提供される。より詳しくは、ダウンコンバータは、受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供し、そしてアナログ・デジタル・コンバータが、その中間周波数信号に応答する干渉成分を含む受信信号を表す複数の複素数を発生する。更には、プロセッサは、その複素数を処理して所望の信号情報を得る。
【００１１】
それによって、アナログ・デジタル変換処理によって導入される体系的な周波数エラーを、デジタル化された信号サンプルを処理することによって低減することができる。更には、受信機が、基準周波数発生器の水晶の調波である周波数チャンネルに同調されるとき、水晶に関連する干渉は、例えば、デジタル高域フィルタを用いて、または一定のエラー成分を差分化するよう平均化して、低減することができる。
【００１２】
更に詳しくは、本発明の実施例による受信機は、複数の周波数チャンネルに同調可能である。受信機は、基準周波数発生器、ダウンコンバータ、アナログ・デジタル・コンバータおよびプロセッサを含む。基準周波数発生器は、基準周波数信号を発生し、またダウンコンバータは受信信号をダウンコンバートして、ダウンコンバータが基準周波数信号に同期される中間周波数信号を提供する。アナログ・デジタル・コンバータは、アナログ・デジタル・コンバータが基準周波数信号に同期される基準周波数信号に関連する干渉成分を含む受信信号を表す複数の複素数を発生する。プロセッサは、その複数の複素数について原点を推定し、その原点を複素数の各々から差し引き、それによって内部発生した干渉が低減された受信信号を表す干渉補償の複素数を生成する。プロセッサはまた、その干渉補償の複素数を処理して、所望の信号情報を得る。
【００１３】
とりわけ、ダウンコンバータは、基準周波数信号に同期された局部発振器、その発振器によって駆動される第一および第二のミキサーおよび結合ネットワークを含み、受信信号が、第一および第二のミキサーに提供され、その出力が、結合ネットワークにおいて結合されて中間周波数信号を提供できるものとなる。基準周波数発生器は、基準周波数発振器を含むことができる。更には、受信信号はアンテナで受信され、またフィルタは、そのアンテナとアナログ・デジタル・コンバータとの間のダウンコンバータと直列に結合できる。更には、増幅器が、アンテナとアナログ・デジタル・コンバータとの間のダウンコンバータと直列に結合され、また推定された原点は、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含み得る。
【００１４】
受信機はまた、基準周波数発生器と結合されるデジタル周波数シンセサイザを含み、受信機が、二つの整数の比によって基準周波数に関連付けられるチャンネル周波数に同調できるものとされる。更には、アナログ・デジタル・コンバータは、アナログＩおよびＱ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続いて前記ＩおよびＱ信号の各々のアナログ・デジタル変換を、使用することができる。代わりに、アナログ・デジタル・コンバータは、中間周波数信号を、瞬間信号位相および瞬間信号振幅を表す組になった値に変換することができるか、または、アナログ・デジタル・コンバータは、中間周波数信号の直角位相サンプリングを行うことができる。
【００１５】
複数の複素数は、受信機における体系的な周波数エラーの補償を含むことができ、また推定された原点は、複数の複素数の実成分の平均からおよび複数の複素数の虚成分の平均から推定することができる。更には、原点は、複数の複素数が存することが期待される円および弧の一方の中心を推定することによって、または受信信号に含まれる周知の信号パターンを用いることによって推定される。推定される原点はまた、所望の信号情報を用いて再度推定することができる。
【００１６】
本発明による受信機は、このようにＤＣを低減し、それによって水晶調波またはその他の水晶に関連する周波数を包含するある周波数チャンネルへの干渉を低減することができる。
【００１７】
（発明の開示）
ここで、発明の好ましい実施例が示されている添付の図面を参照して、本発明は、以下でより完全に記述される。しかしながら、この発明は、多くの異なる形態で実施され、ここで説明される実施例に制限されるものと解釈されるべきではなく、むしろ、これらの実施例は、この開示が完全で十分なものとなり、かつ完全に本発明の範囲を当業者に伝えるように提供されている。全体を通して、同様の番号は、同様の要素を参照する。
【００１８】
本発明による無線受信機は、受信信号を第一の局部発振器からの信号とミキシングすることによって、受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。局部発振器は、デジタル周波数シンセサイザ位相ロック・ループを用いて基準水晶発振器に位相ロックされる。単一のダウンコンバージョン・ステップおよび単一の局部発振器が提供され（単一スーパーヘテロダイン）、または代わりに、第一および第二の局部発振器（ダブル・スーパーヘテロダイン）を用いて二つのステップのダウンコンバージョンが提供される。この場合、第一および第二の局部発振器の双方は、同じ水晶基準発振器に位相ロックされる。各局部発振器が同じ水晶基準発振器に位相ロックされている限り、更なるダウンコンバージョン・ステップが用いられてもよい。
【００１９】
そして、全てのダウンコンバージョン・ステップの後に得られる、最終的な中間周波数が、振幅および位相情報の双方を保存するアナログ・デジタル・コンバータを用いてデジタル化される。例えば、直角位相ダウンコンバータは、ＩおよびＱ信号を得るために用いることができ、そしてそれらは別々にアナログからデジタルに変換され、各々が実部と虚部を有する複素数のストリーム（ＩおよびＱストリーム）を得る。代わりに、直角位相サンプリングを用いることもでき、最終中間周波数信号がサンプルされ、ＩおよびＱに交互に関連するサンプルを得るよう公称中間周波数の４分の１サイクルの奇数番号を分解するサンプルの組においてデジタル化される。更には、ログポーラー（ｌｏｇｐｏｌａｒ）変換を用いて、中間周波数信号位相および振幅に関する数値の組を得ることができる。後者は、例えば、ルックアップ・テーブルを用いてデカルト変換へのログポーラーを行うことにより、デジタル信号処理回路によって、ＩおよびＱサンプルに変換されてもよい。
【００２０】
アナログ・デジタル変換ステップは、例えば、水晶周波数を整数分割割合で割って、アナログ・デジタル変換のためのサンプリング速度を得ることにより、水晶基準周波数にロックされるサンプリング速度を用いることができる。ログポーラー変換処理における位相デジタル化でもまた、水晶基準発振器から得られる信号が、位相を定義するための基準として用いられる。
【００２１】
アナログ・デジタル変換ステップによって導入される体系的な周波数エラーは、このように低減できる。例えば、体系的な周波数エラーは、公称の最終中間周波数に関する、一定の周波数の差または一定の位相傾斜を有する位相基準信号を用いることから結果として生じ得る。体系的な周波数エラーはまた、公称の最終中間周波数から一定の周波数オフセットを有する周波数で、コサインおよびサイン信号と最終中間周波数信号をミキシングすることによって、ＩおよびＱ信号を得るために、直角位相ダウンコンバータを使用することで結果として生じ得、これらのエラーは、デジタル化された信号サンプルを処理することによって、ここで数字的に取り除くことができる。
【００２２】
例えば、ログポーラー解決法において、体系的な周波数エラーは、位相サンプルから位相累算器値を差し引くことによって、デカルト変換へのログポーラーの前に、都合よく取り除かれ、ここで位相累算器値は、サンプリング期間ごとの位相増加として表される周波数エラーに対応する増加によって、位相サンプリング速度で増加される。既にデカルトまたはＩ，Ｑ形態にあるサンプルからの体系的な周波数エラー低減は、各（Ｉ，Ｑ）値の複素数（ｃｏｓ（ｔｈｅｔａ）−ｊ・ｓｉｎ（ｔｈｅｔａ））との複素積によって低減され、ここで、ｔｈｅｔａは前述の位相累算器値に等しい。変わりに、デカルトからポーラーへの転換を行って、既に記述された位相累算器とそれに続くポーラーからデカルトへ戻る転換を用いて、周波数エラーが位相角値から取り除かれるようにすることができる。
【００２３】
各場合において、最終結果は、受信機が同調されるチャンネルの中央にある変調されていない信号を、受信機が公称的に正しく受信するものになっているなら、サンプルからサンプルへの一定の値を示すデカルトＩおよびＱサンプルのストリームである。公称的に正しい信号は、周波数精度の標準と見なされる基準周波数水晶に対して期待される関係を保つものとして定義され、その関係は、例えば、二つの整数の比である。
【００２４】
従来技術による受信機が、前述した整数の一つが１（ｕｎｉｔｙ）であるような水晶の調波である周波数チャンネルに同調されるとき、従来技術受信機は、水晶発振器からの干渉によって感度を減じることができ、それは大きな力の調波を生み出すことができ、その一つが受信機チャンネルに存在する。本発明による受信機において、水晶関連の信号からのそのような干渉は、ＩおよびＱサンプルの最終ストリームそれぞれへの定数ＩｏおよびＱｏの加算を生み出す。しかしながら、その定数は、そのような干渉による加算エラーであるが、例えば、ＩおよびＱサンプル・ストリームのＤＣ成分を遮断するデジタル高域フィルタを用いて取り除くことができる。代わりに、加算エラーＩｏおよびＱｏは、変化する変調成分から一定のエラー成分を区別するのに十分長い時間に渡って、ＩおよびＱサンプル・ストリームを平均することによって測定することができる。そして、このように測定されたＩｏおよびＱｏ値を、各Ｉ，Ｑサンプルから差し引いて、水晶関係のスプリアス信号から干渉を低減することができる。
【００２５】
図１は、本発明による受信機を図示するブロック図である。このブロック図は、本発明による受信機に備えることができる種々の構成部品を含む本発明の代表的な実施例を図示する。しかしながら、これらの構成部品の全てが、本発明による受信機を提供するのに必要な訳ではない。例えば、図１の受信機は、ダブル・スーパーヘテロダイン受信機であるが、本発明はまた、シングル・スーパーヘテロダイン受信機でも実現される。
【００２６】
図１において、無線信号がアンテナ１０で受信され、受信バンド・バンドパス・フィルタ１１（二重化または受信フィルタのような）によって濾過され、端末の送信機によって発生される自身の送信信号のようなバンドからの信号を低減する。濾過された信号は、低雑音増幅器１２によって増幅され、更にバンドパス・フィルタ１３によって濾過されて、送信信号のようなバンドからの信号および（２，２）または半ＩＦスプリアス応答のようなミキサー・スプリアス応答周波数をさらに抑制する。そして、その信号は、直角位相発振器１４ｃからのコサインおよびサイン局部発振器信号によって駆動されるミキサー１４ａおよび１４ｂならびに中間周波数（ＩＦ）ヒルベルト・ネットワークを含む第一の画像拒絶ダウンコンバータ１４を用いてダウンコンバートされる。ミキサーの出力は、ＩＦヒルベルト・ネットワーク１４ｄによって結合される。画像拒絶ミキサー１４は更に、画像周波数として知られる望ましくないミキサー・スプリアス周波数の受信を抑制する。
【００２７】
直角位相の第一の局部発振器１４ｃは、二重デジタル周波数シンセサイザ２５位相ロック・ループ（ＰＬＬ）を用いてチャンネル周波数に同調させられる。チャンネル周波数は、例えば、（８×８１）によって分割される１９.４４ＭＨｚの基準周波数に等しい３０ＫＨｚの倍数であり得る。シンセサイザ２５は、このようにチャンネル選択ビットによってプログラムされ、発振器１４ｃを（８×８１）によって分割される基準周波数の整数倍に制御することができる。第一の局部発振器１４ｃの周波数は、実際に、所望の第一の中間周波数に等しい所望のチャンネル周波数プラス、オフセットに制御することができ、それは、例えば、７１．６４ＭＨｚである。これらの周波数の選択は、ゴア（Ｇｏｒｅ）らによる「移動電話における簡易化された基準周波数分布」という名称で１９９７年１１月１９日に出願された米国特許出願第０８／９７４，２２７号に論じられている。
【００２８】
まず、ＩＦフィルタ１５は、第一の中間周波数、例えば、７１．６４ＭＨｚを中心とし、望ましくない周波数チャンネルの信号を抑制するバンドパス・フィルタである。増幅の各段階に２，３の段階のチャンネル濾過を点在させて、望まれる程度の他のチャンネル抑制を達成することは普通に行われている。しかしながら、単一の周波数で十分な濾過と増幅を達成することは、印刷回路基板トラック間での漏洩またはその他の望ましくないスプリアス結合のために困難である。したがって、二重スーパーヘテロダイン受信機においては、既に濾過された第一のＩＦ信号は、第一のＩＦ増幅器１６においての部分的な増幅の後、さらに第二のダウンコンバータ１７においてダウンコンバートされ、それはまた、好ましくは、画像拒絶型のものである。第二のダウンコンバータは、基準水晶発振器３０からの基準周波数信号、例えば、１９．４４ＭＨｚにやはりデジタル的に位相ロックされる第二の局部発振器１７ｃを含む。シンセサイザ２５として適切な二重周波数シンセサイザ位相ロック・ループ回路が、フィリップス部品番号ＵＭ１００２として入手可能である。
【００２９】
第二のダウンコンバータは、第一の中間周波数信号を第二の中間周波数信号に変換し、それは２の累乗によって割られた基準周波数に近いことが望まれており、それによって位相デジタイザ２３の設計を簡略化している。例えば、１９．４４ＭＨｚを２5で割ると、６０７．５ＫＨｚに等しくなり、なおも３０ＫＨｚチャンネル間隔の倍数である６００ＫＨｚの第二の中間周波数が選択される。そして、第二の局部発振器が、第一の中間周波数プラス６００ＫＨｚ（例えば、７１．６４＋０．６＝７２．２４ＭＨｚ）または第一の中間周波数マイナス６００ＫＨｚ（例えば、７１．６４−０．６＝７１．０４ＭＨｚ）となる。これらの周波数は、それぞれ３０１×（１９．４４ＭＨｚ／８１）および２９６×（１９．４４ＭＨｚ／８１）であり、シンセサイザ２３が、整数８１で割ることによって水晶基準周波数から得ることができる、２４０ＫＨｚの整数倍としてこれらの周波数を合成することが可能となる。
【００３０】
第二のダウンコンバータ１７からの６００ＫＨｚの第二の中間周波数信号が、第二の中間周波数増幅器１９および２１を差し入れられた、第二の中間周波数フィルタ１８および２０において、さらに濾過されて増幅される。増幅器１６，１９および２１は、例えば、対数増幅器を備えることができ、それらの各々の段階は、信号の振幅が増大するにつれ次第に飽和する信号の振幅を測定する結合した検出器をそのそれぞれの段階が有する。同じ増幅器ブロック内の検出器からの出力が合計されて、部分的な無線信号力指標ＲＳＳＩ（１），ＲＳＳＩ（２）およびＲＳＳＩ（３）を生成する。その三つの部分的なＲＳＳＩ信号は、選択されたデジタル・サンプリング速度でのログポーラー値のストリームを生成するよう遅延補償器およびデジタイザ２２においてデジタル化された遅延補償複合ＲＳＳＩ信号を生成するための結合の前に、フィルタ１８および２０を通る信号において相対的な遅延が補償される。遅延補償に適切な技術は、例えば、本発明の発明者による「対数増幅器／検出器遅延補償」という名称の米国特許第５，０７０，３０３号に記述されている。
【００３１】
増幅器２１からの最終の第二の中間周波数出力は、ハードリミットされ（ｈａｒｄｌｉｍｉｔｅｄ）て、ゼロ交差時間において信号位相情報を保持する方形波を得る。第二中間周波数のゼロ交差の時間は、位相デジタイザ回路２３によって基準クロック・サイクルの半分の精度まで測定できる。位相デジタイザ回路２３は、例えば、分割器２３ｄにおいて１９．４４ＭＨｚの基準周波数を８１で割って、２４０ＫＨｚなる所望のサンプリング速度を得る。位相デジタイザ２３はまた、５ビット計数器２３ｂにおいて１９．４４ＭＨｚなる基準周波数を３２で割り、その計数器２３ｂは、一度に１バイナリー・デジットのみが変化するグレイ・コード（Ｇｒｅｙ  ｃｏｄｅ）において計数を行う。このように計数器の状態は、体系的な７．５ＫＨｚのエラーをもって、６００ＫＨｚなる第二のＩＦに近い６０７．５ＫＨｚの速度で反復する。
【００３２】
位相値をデジタル化することが望まれるとき、トリガー回路２３ｃが装備され、トリガーが装備された後の次の中間周波数ゼロ交差が、基準クロック波形のアップ／ダウン状態と一緒に、５ビット計数器２３ｂの状態が、６ビット・ラッチ２３ａにラッチされるものとする。そのラッチにおける値は、０と６３との間であって、瞬間信号位相を３６０／６４＝５．６２５度の倍数に量子化する。
【００３３】
第二の中間周波数信号が、たまたま６０７．５ＫＨｚの周波数を有し、それがカウンター２３ｂの反復速度と等しいならば、カウンター２３ｂは、中間周波数ゼロ交差がサンプルされる度ごとに同じ状態に到達し、ラッチ２３ａにラッチされる位相値は定数となる。しかしながら、公称の第二中間周波数は、６００ＫＨｚであり、それは一定のラッチされる値を結果として生じる値６０７．５ＫＨｚよりも７．５ＫＨｚ低い。結果として、第二中間周波数ゼロ交差は、２４０ＫＨｚのサンプリング期間ごとに、２位相ステップである７．５／２４０サイクルずつまたは１１．２５度ずつますます遅れて生じる。このように、ラッチ２３ａは、各連続するサンプルについての二つの最も重要でないステップだけますます大きくなる位相値をラッチする。この斬新的な位相傾斜は、増加位相累算器２３ｅによって、同じ位相傾斜を発生するよう、各サンプル・クロックで二つの最も重要でないビットが取り除かれ、そして累算器値をモジュロ−２Ｐｉ減算器２３ｆにおけるラッチ２３ａの値から差し引いて、システムにおいて体系的な７．５ＫＨｚの周波数エラーを補償する位相値を得る。６００ＫＨｚの第二中間周波数にダウンコンバートする公称のオン・チャンネル信号を、受信機が受信するとき、補償された位相値は、一定になる。
【００３４】
信号の瞬間位相を直接デジタル化するのに用いることができる位相デジタイザ回路は、双方とも本発明の発明者による「直接位相デジタル化」という名称の米国特許第５，０８４，６６９号および「信号パルス・トレインの時間または位相位置の正確なデジタル測定の方法および装置」という名称の米国特許第５，１４８，３７３号に記述されている。回路２３およびＲＳＳＩデジタイザ２２のような位相デジタイザを用いて、ログポーラー形状でその複素ベクトル情報を保ちつつ、無線信号へとデジタル化することが、本発明の発明者による「ログポーラー信号処理」という名称の米国特許第５，０４８，０５９号に記述されている。代わりに、ダウンコンバートされた無線周波数信号が、例えば、直角位相サンプリングを用いてデカルト複素数を表すストリームに変換されてもよく、これは、例えば、パケットＩＶ（Ｐｕｃｋｅｔｔｅ  ＩＶ）らによる「デジタル副調波サンプリング・ダウンコンバータ」という名称の米国特許第４，８８８，５５７号に記述されている。
【００３５】
ログポーラー値は、振幅の拡大縮小（デジタルＡＧＣ）を適用するのに、および受信信号と基準周波数水晶発振器３０（ＡＦＣ）との間の周波数精度の差についての周波数訂正を適用するのに便利であり、それは本発明の発明者による「高速自動利得制御」という名称の米国特許第５，５６８，５１８号に記載されている。デジタルの変調信号を復調するというようなその他の機能については、デカルト表現がより便利であり、それは本発明の発明者による「適応最大公算復調器」という名称の米国特許第５，３３１，６６６号に記述されている。
【００３６】
前述の特許第５，５６８，５１８号および５，３３２，６６６号の開示において、受信周波数エラーの訂正が復調のためのデカルト変換（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ  ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）に先立ってログポーラー（ｌｏｇｐｏｌａｒ）の分野において論じられた。しかしながら、本発明によると、体系的な周波数エラーについてのみであって、相対的な送信機／受信機の不正確さまたはドップラー・シフトによって引き起こされるランダムな受信信号周波数エラーについてではない補償の後に、デカルト形状に信号（ログポーラー形状であるならば）が変換される。デカルト形状への変換の後、デカルト形状で既にデジタル化されていないならば、発振器３０の調波のような内部水晶基準周波数に関連するスプリアス信号が、通例、デカルト表現のＩおよびＱで示される実部および虚部への一定のオフセットとして明らかなものとなる。これらの一定のオフセットは、ハンドヘルドの受信機の手での持ち方や、対象物のアンテナへの近接度といったような他の要因の中で受信機が同調されるチャンネル周波数に依存する。しかしながら、これらの要因は、所望の信号の情報変調に関してゆっくりとのみ変化し、所望の情報変調が、望ましくない内部スプリアス信号からその変化の速度によって区別できるものとなる。
【００３７】
このように、デジタル信号プロセッサ２４は、ログポーラー信号が既にデカルト形状でデジタル化されていないならば、その信号をデカルト形状に変換し、そして、例えば、十分に長い期間にわたってＩおよびＱ信号を平均化することによって一定のまたは比較的ゆっくりと変化するＩおよびＱの成分を推定し、より速く変化する情報変調が取り消されるものとする。移動ブロック平均化器または指数関数的忘却平均化器のような異なる種類の周知の平均化器が用いられてもよい。代わりに、所望の信号が、位相のみにおいて変調される振幅一定信号からなることが知られているとき、信号ベクトルは、一定半径の円または弧を描く。しかしながら、その円の中心は、内部干渉によって引き起こされたＩ，Ｑの一定オフセットだけ原点０，０から変位している。本発明の発明者による「無線受信機におけるＤ．Ｃ．オフセット補償」という名称の米国特許第５，２４１，７０２号では、円または円の弧が、半径Ｒおよび中心座標Ｉｏ，Ｑｏの双方を決定するよう連続信号ベクトルの数をどう最善に適合させるか論じられている。
【００３８】
このアプリケーションにおいて、測定された中心座標は、例えば、水晶調波からの内部干渉によって引き起こされるＩおよびＱオフセットであって、全てのＩ，Ｑ値から差し引かれて干渉が低減されているＩ，Ｑ値を生成する。この干渉の低減は、好ましくは、受信信号周波数エラーの更なる周波数訂正を適用する前に行われる。必要ならば、この更なる周波数訂正は、次第に増加または低減する位相角を通じて干渉が補償されたＩ，Ｑ値を回転することによってここで適用され、その位相傾斜は更に残渣周波数エラーを低減するよう選択される。
【００３９】
図２は、信号プロセッサ２４における干渉の低減の実行する動作を図示するフローチャートである。体系的な周波数エラーを取り除くステップが、ハードウェアの構成部品である分割器２３ｄおよび減算器２３ｆによる代わりに、デジタル信号プロセッサ３０において、選択的に行われる。ブロック１００では、複素信号サンプルがアナログ・デジタル・コンバータから入力される。残りの体系的な周波数エラーは、位相累算器２３ｅおよびモジュロ−２π減算器２３ｆのようなハードウェア構成部品によって既に低減されていないならば、ブロック１０１でデジタル的に低減することができ、また信号の振幅は、ワード長のオーバーフローが数値処理の間に発生しないように拡大縮小される。これらの調整は、ログポーラー領域において小数点固定の算術的加算および減算によって最も簡単に行われ、そこでの信号の振幅の拡大縮小率は対数振幅（ｌｏｇａｍｐｌｉｔｕｄｅ）値への拡大縮小値の加算または減算であり、周波数エラー補償は、体系的な位相傾斜を取り除くための位相値からの位相累算器値のモジュロ−２Ｐｉ加算または減算である。
【００４０】
信号がデカルト形状（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ  ｆｏｒｍ）であるならば、拡大縮小および周波数エラー訂正には複素乗算が必要であり、それは、少し複雑さを加えておよび／または電力消費について少しのコストを加えて、デジタル信号プロセッサが行うことができる。ブロック１０２では、拡大縮小され、体系的な周波数エラーが訂正された値が、既にデカルト形状にないならば、ログポーラー形状からデカルト形状へと変換される。デカルトまたはＩ，Ｑ形状は、ブロック１０３および１０４での干渉消去ステップを実行することが好まれる。ブロック１０３では、ＩおよびＱ値の平均または代わりにＩ値，ＩｏおよびＱ値，Ｑｏについての見掛の原点が前述のように推定される。推定されたＩｏ，Ｑｏ値は、ブロック１０２からのＩおよびＱ値と一緒にブロック１０４に送られ、そしてブロック１０４でＩｏの現在の最善の推定が各Ｉ値から差し引かれ、かつＱｏの現在の最低の推定が各Ｑ値から差し引かれる。ブロック１０４の出力は、コヒーレント、内部干渉の低減されたＩおよびＱ値を含む。
【００４１】
デジタル信号処理において、処理のために一度に一バッチの信号サンプルを入力することは普通である。とりわけ、割り当てられたタイムスロットにおいて情報を特定の受信機に送信する時分割多重アクセス無線電話通信システムにおいては、受信機は、信号を捕獲して、割り当てられたタイムスロットに渡って集められた多数の表示複素サンプルにデジタル化し、全タイムスロット相当のサンプルを処理するためにデジタル信号プロセッサ３０に送付する。こうして、Ｉ（Ｉｏ）の平均およびＱ（Ｑｏ）の平均をタイムスロットからの全てのサンプルを用いて計算することができ、そして更なる処理の前に集められたサンプルから過去にむけて減算できる。このように、先に集められたＩ，Ｑサンプルを、時間の方向の見掛の反転において、後から集められたサンプルから推定される信号特性のために補償できる。例えば、本発明の発明者による「デジタルの変調信号の二方向復調のための方法および装置」という名称の米国特許第５，３３５，２５０号では、改良された性能を得るための、集められた信号サンプルの、時間的に順方向か逆方向かの処理について論じられている。
【００４２】
ブロック１０４での干渉の低減の後、送信機と受信機との間の周波数エラーまたはドップラー・シフトのような体系的ではない信号周波数エラーが低減されてもよい。干渉の補償されたＩ，Ｑ値は、この信号周波数エラーを低減するために、ブロック１０５で複素回転によって訂正できる。そして、干渉および周波数エラーの双方について補償された信号値Ｉ’，Ｑ’は、所望の情報を復号するようブロック１０６で復号するためにブロック１０５から送付される。そして、復号された情報は、ブロック１０７で出力される。
【００４３】
復号はまた、ブロック１０８で信号周波数エラーを再度推定し、ブロック１０５での訂正のためにブロック１０９で改良された推定を提供し、それは例えば本発明の発明者による「コヒーレントな無線受信機の周波数を急速に制御する方法およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，１３６，６１６号およびライス（Ｒａｉｔｈ）による「コヒーレントな無線受信機の周波数を制御する方法およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，０９３，８４８号に記述されている。同様に、Ｉ，Ｑ値の大きさが、ブロック１１０での最適範囲内に無いならば、ブロック１０１で行われる拡大縮小の量は、ブロック１１１での信号復号の間、再度推定され、かつブロック１０１に送られた更新された拡大縮小値は、このように自動利得制御（ＡＣＧ）を実行する。
【００４４】
図２の動作への変更として、ブロック１０３，１０４，１０５および１０６を、ＩｏおよびＱｏ値および情報シンボルが合同で推定される単一の動作へと組み合わせることができる。情報シンボルによるＩおよびＱの変調を減算することができるならば、ＩｏおよびＱｏの推定を向上することができる。更には、情報シンボルの向上した推定は、ＩｏおよびＱｏの推定を向上することによって提供することができる。ＩｏおよびＱｏについての推定の向上の、情報シンボルについての推定の向上へのおよびその反対の相互依存は、反復細分によってまたはビタビ・アルゴリズムを用いることによって解決することができる。
【００４５】
ビタビ・アルゴリズムは、一連の情報シンボルについてさまざまな仮定のテストを行い、その一連のものが受信複素信号サンプルをいかによく説明するかに基づいてそれぞれについての「スコア」を計算する。各仮定されたシンボル・シーケンスと関連して、ＩｏおよびＱｏの別々の推定が蓄積され、それぞれが関連したシーケンスが正しいシーケンスであるという仮定に基づいており、またそれは「スコア」計算する前に受信されたＩおよびＱ値から差し引かれる。そしてビタビ・アルゴリズムは、一つの新しいシンボルの全ての可能な値だけ仮定されたシーケンスを拡大し、その最も古いシンボルの位置においてのみ異なる拡大されたシーケンスに各グループの最善のものを保持する。保持するべきシーケンスの選択が成されたとき、関連するＩｏ，Ｑｏ値は、そのシーケンスを拡大するのに用いられた最も新しいシンボルが正しいシンボルであるとの仮定して更新され、そして選択されたシーケンスの最も古いシンボルが、各保持されたシーケンスについての履歴メモリーに記憶される。このようにして、ＩｏおよびＱｏの値が、情報シンボル・シーケンスが復号されるのと同時に、合同で推定される。
【００４６】
このように、全ての局部発振器およびサンプリング・クロックを得ていたように、同じ基準周波数から発振器を得る受信機における干渉が、適切な予備処理の後、複素信号ベクトルの実および虚デカルト成分への一定のオフセットとして、それは、例えば、ゼロＩＦ（ホモダイン）受信機との関係で先に記述された技術によって取り除かれるものとして、どのように現れるかについて以上に記述されている。内部干渉周波数と同時に起こるチャンネル周波数に受信機が同調されるとき発生する、遮断されたチャンネルの部分的一致が、このように実質的に低減される。受信機ブロック図における多くのバリエーションは、特許請求の範囲に記述されるような発明の範囲から必ずしも逸脱することなく当業者が成し遂げることができる。
【００４７】
図面および明細書においては、発明の典型的に好ましい実施例が開示されており、また特定の用語が使用されているが、それらは一般的かつ記述的な意味でのみ用いられ、特許請求の範囲で説明される発明の範囲を制限する目的のものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による受信機を図示するブロック図である。
【図２】  図１のプロセッサの動作を図示するフローチャートである。
【図１】
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【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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