(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重電圧圧力を有する電源機構を備えた多重モードモニターであって、
前記多重モードモニターの動作モードは低電圧で動作する中断モードを含み、
前記電源機構が、
前記多重モードモニターを前記中断モードで動作させるための出力電圧を含む複数の第１段電圧を供給する力率補正段と、前記複数の第１段電圧のいずれかに応じ、複数の第２段電圧を供給することができる負荷調整段とを含み、
前記中断モード下では、前記負荷調整段がオフ状態となることを特徴とする多重モードモニター。
【請求項２】
前記複数の第１段電圧が１組の低電圧を含み、少なくとも一つの前記第１段電圧が前記負荷調整段に供給される高電圧であることを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【請求項３】
前記力率補正段が、前記１組の低電圧を調整するように作用する制御器を含むことを特徴とする請求項２に記載の多重モードモニター。
【請求項４】
前記制御器が、前記１組の低電圧のいずれかの電圧のフィードバックに応答することを特徴とする請求項３に記載の多重モードモニター。
【請求項５】
前記１組の低電圧が、モニターの低電圧要件を満たすことを特徴とする請求項４に記載の多重モードモニター。
【請求項６】
前記高電圧が、最大入力ライン電圧と第２段電圧の最大電圧との間の電圧値を有することを特徴とする請求項２に記載の多重モードモニター。
【請求項７】
前記負荷調整段が、前記第２段電圧のいずれかの電圧のフィードバックに応答することを特徴とする請求項６に記載の多重モードモニター。
【請求項８】
前記第２段電圧の最大電圧が、第２段電圧フィードバック信号となることを特徴とする請求項７に記載の多重モードモニター。
【請求項９】
モード変換要件を検出するモード検出器をさらに含み、前記モード検出器が、前記負荷調整段に信号を送り、対応する状態を有するようにすることを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【請求項１０】
前記力率補正段が、ゼロボルトスイッチング電源機構を含むことを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【請求項１１】
前記負荷調整段が、ソフトスイッチング式電源機構を含むことを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【請求項１２】
前記力率補正段が、中断モード出力電圧を供給することを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【請求項１３】
前記負荷調整段が、運転モード電圧を供給することを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【請求項１４】
前記第１段電圧のうち前記多重モードモニターを前記中断モードで動作させるための前記出力電圧は、前記複数の第２段電圧のうち最も低い電圧よりも低いことを特徴とする請求項１に記載の多重モードモニター。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器用電源機構に関し、特に、モニター用の２段電源機構に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
パーソナルコンピュータ技術の進歩に伴い、その需要が増加してきた。パーソナルコンピュータの重要な構成要素として、コンピュータ用モニターがある。コンピュータ用モニターの使用の増加が見込まれることで、既存のモニターシステムで達成できなかった厳格な設計上の要件が生じてきた。例えば、コンピュータモニターは多重モード動作を行えると同時に、約９０〜２６０ボルト（実効値）の入力ライン電圧で動作しなければならない。さらに、そのようなモニターの電源機構は、９５％以上の力率補正を達成する必要がある。
【０００３】
既存の電源機構の構成では、このような要件をコスト面で効率的に満たすことができない。出力電圧の範囲が広くなると、電源機構の変圧器における巻線の巻数当たりのボルト値を低く抑える必要がでてくる。これにより高電圧に対しては巻線の巻数が多くなり、変圧器の巻線での損失が増加する。変圧器の巻線の巻数当たりのボルト値が大きくなる問題に対処するため、低電圧出力用に線形レギュレーターが用いられることがある。しかし、この解決方法ではコストが増加し効率が悪い。
【０００４】
効率性要件を満たすため、一般的にはソフトスイッチング式電源機構が用いられるが、このような電源機構では入力電圧範囲が広くなると良好な動作が得られない。ソフトスイッチャは、その共振器及び関連する「ソフトスイッチング」回路が雑音を最低限に抑え最高の効率で動作するように、入力電圧範囲を制限する必要がある。ソフトスイッチャは、一般に、フルパワーモードでの動作時に電力出力能力の余地が最小となる。一般的な多重モードモニターの動作モード要件としては、中断（Suspend）モードや待機（Standby）モード等の中程度の電力、低電力（即ち２０W）での動作モードがある。これらの動作モード要件では、負荷が、通常のソフトスイッチング式電源機構で最適の効率及び性能が得られる最小負荷より低い負荷となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の主な目的は、電子装置用モニター等で用いるための、広い負荷範囲にわたって高い効率で動作する二段式電源機構を提供すること、及びそのような電源機構を備えており、電源への要求が異なる複数の動作モードで動作する多重モードモニターを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明による電源機構は、電源装置の様々な互いに矛盾する要件を満たす。本発明の或る実施態様では、電源機構が、約９０〜２６０ボルト（実効値）の電圧で動作するとともに、広い負荷範囲にわたって高い効率を達成する。また本発明による電源機構は、良好な入力ライン調整即ち入力ラインレギュレーション（regulation）及び出力負荷調整即ち出力負荷レギュレーションを達成し、例えば約５〜１７５ボルトの範囲にわたる多重出力を供給するとともに、リプルを小さく抑えつつ９５％以上の力率補正を達成する。このような実施態様の電源機構は、電圧出力の線形レギュレータを用いることなくこれらの要件を達成できるが、必要ならば線形レギュレータを用いてもよい。
【０００７】
本発明の好適な実施例による電源機構は２つの段よりなる。第１段は力率補正段である。この段では、高い（例えば９５％以上の）力率補正等の必要な入力ライン調整を行うとともに、約５〜２０ボルトの範囲の出力を供給し、低電圧において良好な出力負荷調整を行う。第２段は、ソフトスイッチング式電源機構であり、この電源機構は約４０〜約２００ボルトの出力電圧範囲にわたって良好な出力負荷調整を行う。ソフトスイッチング式電源について一般的に言えるように、この第２段は極めて高い効率を示す。第１段が出力する中程度の電圧（最も高い入力ライン電圧と最も高い出力電圧との間の電圧）は、第２段への入力となる。このようにして、この電源機構は、出力範囲全体にわたって良好な入力ライン調整と良好な出力負荷調整の両方を達成している。
【０００８】
この実施例の二段電源機構は、電源への要求が異なる多重モードで動作するコンピュータやテレビで使用することができる。第１段は低電圧で良好な出力電力調整を行えるので、第１段及び第２段を、３モードの電力供給ができるように分割することができる。中断モードでは、第１段の低電圧を、モニター等で通常必要な「常時オン（always-on）」電圧とすることができる。オフモードにおける５ボルトから待機モード（スタンバイモード）における１５ボルトまでの範囲にわたるこの電圧は、必要に応じてマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、及びリモートの制御回路に供給される電力となる。中断モード（画面を表示しない）の間では、二次側の高電圧の負荷がなくなるため、フィードバックに関連する設計上の要件が少なくなる。フィードバック関連の設計上の要件が減ると、光学式アイソレータのような帰還回路関連部品の点数が減り、電源機構の関連コストが低減する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例について図面を参照しながらより詳しく説明する。
【００１０】
図１は、本発明による電源機構を示す。この例示した電源機構１００は２つの段、即ち、力率補正段１１２及び負荷調整段１１４を含む。力率補正段１１２は入力ライン電圧１１６で作動し且つ第１段電圧（１１８ａ、１１８ｂ、１１８ｃ、１１８ｄ）と称する多重出力電圧を供給する。これらの出力電圧は高電圧１１８ａ及び低電圧の組１１８ｂ、１１８ｃ、１１８ｄを含む。この例示の構成で、高電圧１１８ａは中間の大きさの電圧であり、負荷調整段１１４に入力電圧を供給する。この中間値は最大入力ライン電圧と最大出力電圧との間の値である。低電圧の組１１８ｂ、１１８ｃ、１１８ｄは厳しい基準で出力負荷調整しなくてもよい負荷に電力を供給するために使用することができる。負荷調整段１１４は第２段電圧（１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ）と称する多重の調整（レギュレート）された出力電圧をさらに供給する。
【００１１】
力率補正段１１２は１次側の力率補正段１２２及び２次側の力率補正段１２４を含む。２次側の力率補正段１２４は出力電圧１１８ａ〜１１８ｄを供給する。フィードバック電圧分配器１２６は低電圧の組のなかの１つの電圧１１８ｂに比例するフィードバック電圧を供給する。１次側の力率補正段１２２は出力電圧１１８ａ〜１１８ｄを調整する制御器１２８を含む。光学式アイソレータ１３０は制御器１２８にフィードバック電圧を結合するとともに、１次側の力率補正段１２２と２次側の力率補正段１２４とを離隔する。
【００１２】
負荷調整段１１４は、電圧に基づく制御方式である電圧モード制御で作動するソフトスイッチング式電源機構であるが、電流に基づく制御方式である電流モード制御のような他の制御方式も使用され得る。負荷調整段１１４は１次側１３２及び２次側１３４を有する。２次側１３４は調整された三つの出力電圧１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃを供給し、電圧分配器１３６は調整された三つの出力電圧のいずれかの電圧から出力電圧フィードバックを得ている。この例示した電源機構１００では、高電圧要件（画面を表示）に伴う調整を最大限に行うために、調整された出力電圧のうち最大の出力電圧１２０ａを、電圧分配器１３６に入力する。この高電圧要件としては、運転モード電圧がある。制御器１３８は、第２段に対してフィードバック制御を行う。
【００１３】
電圧配分は中断モードのようなモニターの低電圧要件を満たすように選択される。公知のように、中断モードでは「常時オン」回路のみが電力を必要とし、画面はオフ状態となる。このような構成で、負荷調整段１１４は低電圧要件に影響を与えることなくオフになり得る。中断信号１３７は、第２段の制御器に入力される信号で、電源機構が中断モードで動作していることを表す。
【００１４】
このような電源機構の構成により、負荷調整段１１４内の２次側の変圧器（図示せず）における巻線の巻数当りのボルト値が小さくなる。力率補正段１１２において、２次側の変圧器の巻線の巻数対ボルト値の比は、低電圧の組１１８ｂ〜１１８ｄの中の最大電圧１１８ｂと最小電圧１１８ｄの比である。負荷調整段１１４において、巻線の巻数当りのボルト値は最大電圧１２０ａと最小電圧１２０ｃの比である。２次側の出力負荷調整変圧器の巻線の巻数当りのボルト値は、単一段からなる電源機構で得られる値より非常に大きい。このため線形レギュレータの必要性が最小限となる。
【００１５】
負荷調整段は出力範囲全体にわたって良好な出力負荷調整を行い、高い効率性が得られるように選択しなければならない。ソフトスイッチング式トポロジー（soft-switching topology）はこのような要求を満たすものとして知られている。図２に図１のアーキテクチャで使用され得るソフトスイッチング式トポロジーの一例を示す。当業者であれば本発明の原理から逸脱せずに多様な部品及び値がこのトポロジーに使用できるということは明らかであろう。このスイッチャトポロジ２００は１次巻線２１４、補助巻線２１８及び２次巻線２１６を有する変圧器２１２を含む。１次巻線の一方の端子２２２は第１電圧源２２０に接続されている。他の端子２２３は１次側のスイッチ回路網２４０に直列接続されており、このスイッチ回路網２４０は抵抗２３９を通してグランド２３８に接続されている。補助巻線２１８は、グランド２３８と接続されている第１端子２２５と、共振器２３０と直列接続されている第２端子２２８とを有している。共振器２３０は補助スイッチ回路網２４６に接続されている。２次側２３１は、２次側の変圧器２１６と調整されたＤＣ電圧を供給するための出力整流器２３６を含む。
【００１６】
１次スイッチ回路網２４０は１次整流ダイオード２４４と並列接続された１次スイッチ２４２を含む。補助スイッチ回路網２４６は補助整流ダイオード２５０と並列接続された補助スイッチ２４８を含む。これらのスイッチ回路網２４０、２４６は各々１次巻線及び補助巻線に流れている電流を制御する。１次整流ダイオード２４４は１次スイッチ２４２が閉じられた時、１次スイッチ２４２の電圧を「０」にクランプして制御器２５６に１次電流信号を供給する。制御器２５６はスイッチ制御信号を出力端２６２、２６４に供給し、これらの信号は各々１次スイッチ２４２及び補助スイッチ２４８を制御する。ＬＣ２３２、２３４回路である共振器２３０はオン−オフ切換の間、補助スイッチ２４８における電圧と１次スイッチ２４２における電流が所望のレベルになるようにする。当分野で知られているように、１次及び補助スイッチ２４２、２４８はトランジスタであるか、または他のスイッチング素子であり得る。抵抗２５２、２５４をスケーリングすることにより制御器２５６にフィードバックするＤＣ出力電圧もスケーリングされる。電源機構のソフトスイッチャ段にバイファイラー巻線を有する変圧器を使用して１次巻線２１４と補助巻線２１８との間のカップリングを密にし、渦電流による損失を低減することができる。
【００１７】
この例示のソフトスイッチ段の動作を図３のタイミング図、及び図２を参照して説明する。スイッチング周期３００は１次スイッチ２４２を閉じると開始する。補助制御信号３０２はローレベルであり（補助スイッチ２４８は開放）、１次制御信号３０４はハイレベルである。共振器２３０により設定された所定の周波数を有する電流は、補助巻線２１８にかかる電圧に等しい電圧が共振キャパシタ２３４に蓄積されるまで１次巻線２１４及び補助巻線２１８を流れる。これらの電圧が等しい場合は、共振電流はどの巻線にも流れない（電流の流れを誘導する電位差がない）。タイミング図では、これは１次電流波形図３０６及び補助電流波形図３０８の、それぞれ３０９及び３１１における半周期の波形で示されている。
【００１８】
一旦共振電流が流れると、フィードバック信号に応じて制御器２５６により遮断されるまで図の３１３に示すように１次電流が上昇する。１次電流を直ぐに遮断させる代わりに制御器２５６は補助スイッチ２４８を閉じて（図の３１５に示すように制御信号がハイレベルになる）１次巻線２１４及び補助巻線２１８に、それぞれ共振周波数で１次電流及び補助電流が流れるようにする。これにより、それぞれ図の３１７及び３１９に示すように負の方向に電流が流れる。共振電流の振幅が十分大きい場合は、１次スイッチ２４２に流れる電流の極性は正から負に変化し、１次整流ダイオード２４４は、１次スイッチ２４２がオフである場合、スイッチ２４２間にかかる電圧を「０」にクランプする。補助スイッチ電流の大きさが１次スイッチ電流の大きさより小さい場合、変換器は部分的にソフトスイッチャとして動作する。
【００１９】
補助スイッチ２４８は、図の３２３に示すようにオンの状態を維持し、補助側変圧器が２次電圧により設定されたフライバック電圧（flyback voltage）を発生させることにより電流を続けて流す。即ち、図の３２１に示すように、１次スイッチ２４２が開放されると、変圧器２１２に蓄積されたエネルギーにより２次巻線２１６に電流が流れる。図の３３１に示すように補助電流極性が変わり、電流は２次巻線２１６にかかる電圧が２次電流波形図３２９に示すように図の３３３で出力電圧にクランプされるまで上昇する。補助巻線と２次巻線との間の全ての漏れインダクタンス及びキャパシタンスとＬＣ回路網２３０により決定される所定の共振周波数で、キャパシタ２３４は負荷に放電する。図の３２５に示すように補助電流が「０」になると、補助整流ダイオードは補助スイッチ２４８の電圧を「０」にクランプし、補助スイッチ２４８は図の３４０に示すようにオフになる。
【００２０】
図４を参照すると、本発明の原理によりスイッチングを制御する、電流に基づく制御を行う電流制御モード制御器４００の一例が示されている。この制御器４００はパルス幅変調（ＰＷＭ）電流に基づく制御及びパルス単位の過電流に対する保護を実現する。この制御器は１次及び補助スイッチ制御のための共通時間ベースを供給するプログラマブル発振器４０２を含む。電圧基準バイアス発生器４０４は内部温度補償基準電圧及び基準電圧が安定するまで作動を抑える不足電圧ロックアウト（under voltage lock out；ＵＶＬＯ）信号を発生する。ＵＶＬＯはＲＳフリップフロップ４１２をセットするＡＮＤゲート４３３を駆動する。ブランキングパルスワンショット（blanking pulse one shot）４０６、１次スイッチング信号ワンショット４０８、補助スイッチング信号ワンショット４１０、ＲＳフリップフロップ４１２は電流に基づく制御を実現し、スイッチ制御信号を発生する。バッファ４１３、４１５はブランキングパルスワンショット４０６出力及び補助ワンショット４１０出力を各々バッファリングする。
【００２１】
発振器４０２はＲＣ（４１４、４１６）回路網でプログラミングすることができる２つの発振器により構成されている。一方の発振器はスイッチング周波数に対して、他の発振器はスイッチ周波数より低い周波数に対してプログラミングされている。減少された周波数で動作することにより、モニターの待機モードの場合のように低電力で動作することができる。比較器４１８は、過電圧信号ＶＯＶＰやスタンバイ（ＳＴＡＮＤＢＹ）信号に基づいて発振器周波数の選択を制御する。比較器４１８はヒステリシスを有しており、ＶＯＶＰが存在する場合は発振が生じない。
【００２２】
発振器４０２出力は、ワンショット装置４０６、４０８、４１０及びフリップフロップ４１２に対するタイミングを設定する。発振器４０２の初期立ち上がり遷移により、１次スイッチ２４２が起動し、ブランキングパルスワンショット４０６がブランキングパルスを生成する。これによって、１次スイッチの早期遮断を防止し、共振パルスがアクティブな時、過電流状態にならないようにする。当分野で知られているように、ブランキングパルスのパルス幅は、ワンショット４０６によりプログラミングすることができる。ブランキングパルスのスイッチ周期に対するタイミングは、図３の３２７に示されている。
【００２３】
ブランキングパルスが遮断されると、制御器はＰＷＭ制御及び過電流検知を実現する。電流検知信号ＶＣＳは、１次スイッチ２４２内の電流から発生する電圧である。ＶＣＳが誤差電圧の大きさを超えると、ＰＷＭ比較器４２１は補助ワンショット４１０及び１次ワンショット４０８を作動させるパルスを発生する。誤差増幅器４１９は、フィードバック電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、ＰＷＭ比較器４２１を作動させる。これにより、１次スイッチ２４２及び補助スイッチ２４８のスイッチ動作がアクティブになるが、１次ワンショット４０８は共振周波数の周期の約１／４周期スイッチ動作を遅延させる。
【００２４】
過電流条件が存在する場合は、ＯＣパルス比較器４２０は補助ワンショット４１０及び１次ワンショット４０８を作動させるパルスを発生する。この条件は通常電源装置の始動の際に生ずる。ＯＲゲート４２３はＯＣパルス比較器４２０及びＰＷＭ比較器４２１に応じて（非反転入力を有する）ＡＮＤゲート４２７にハイレベル電位を供給する。ＡＮＤゲート４２７はさらにブランキングパルスワンショット４０６に応じ、１次ワンショット４０８及び補助ワンショット４１０にハイレベル電位を供給する。
【００２５】
破壊的な過電流を防止するため、ＶＣＳは電圧基準発生器４０４で発生した固定電圧と比較される。ＯＣ最大比較器（OC MAX comparator）４３２は、過電流電圧がしきい値を超過すると、基準発生器をオフにして、制御器４００の機能を停止（disable）させる。
【００２６】
力率補正段は低電圧の組に対して良好な入力ライン調整及び良好な出力負荷調整を行うとともに概ね「１」に近い力率が得られるように選択しなければならない。ゼロ電圧スイッチャトポロジーは、必要な低電圧調整及び雑音要件を達成するために使用され得る。フィードバックループ内の光学式アイソレータは力率補正段の１次側をその２次側からさらに離隔する役割を果たす。力率補正段の制御は高い力率補正（例えば、９５％以上）を達成すると同時に良好な入力ライン調整及び良好な低電圧出力負荷調整を達成するために適した制御器により実現できる。Unitroad Integrated Circuit Corporation製のＵＣ１８５２、１８５３、１８５４系列のようなプレレギュレータ（preregulator）がこのような機能を得るのに適している。
【００２７】
図５は力率補正段の一例のブロック図を示している。この力率補正段５００は入力ライン電圧源５０４とＡＣ／ＤＣ整流器及びフィルタ５０５との間に位置するＥＭＩ／ＲＦＩフィルタ５０２を含む。整流及びフィルタリングされた入力電圧は２次整流器５０８により整流される前にスイッチモード電力変換器５０６により処理される。光学式アイソレータ５１０は２次整流器５０８と変換器５０６とを離隔する。
【００２８】
図６は本発明による力率補正段６００の一例を示している。入力ライン電圧はＥＭＩ／ＲＦＩフィルタ６０４によりフィルタリングされる。このフィルタ６０４は第２段ＬＣ共通モードフィルタである。各々の段は４ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの間の周波数帯域（この実施例では６ｋＨｚ）にカットオフ周波数を有しなければならない。このフィルタは４０ｋＨｚのスイッチング周波数で８０ｄＢの減衰を達成し、これは１２０ボルトＡＣ入力ライン電圧に対して適当である。このフィルタの高減衰特性のため、望ましくない信号がＡＣラインにフィードバックしないようにしつつ、入力整流器６０６の後に位置する入力フィルタキャパシタ６０５の値を小さくすることができる。これにより高い力率補正が可能になる。この例示した構成で特別に明示しない全ての抵抗は１／４Ｗであり、特別に明示しない全てのキャパシタは１μＦ以下のセラミックコンデンサであり、チョークＬ１、Ｌ２にはＨ７０１１−Ａを使用した。
【００２９】
出力変換及び制御段には、疑似共振（quasi-resonant）、ゼロボルトスイッチング（ＱＲＳ−ＺＶＳ）、フライバックトポロジーを採用する。制御器６１０はUnitroad Integrated Circuit Corporation製のＵＣ３８５２であるが、本発明の原理を逸脱せずに他の制御器を使用できることは明らかである。この実施例では、制御器６１０はスイッチ制御信号をパワースイッチ６１２に供給する。スイッチ制御は２つの信号の組み合せによりなる。第１回路網６１４は１次巻線６１６に流れている電流に比例する信号を発生する。第２回路網６１８は１次巻線６１６と同じ極性で配線され、半波整流された巻線の電圧から信号を生成する。これらの信号はパワースイッチ６１２を動かす出力に可変周波数スイッチング周期を発生するＵＣ３８５２のＩＳＮＳピンに供給される。
【００３０】
電圧フィードバックは１５ボルトの第２段信号６１９から得る。この出力は光学式アイソレータ６４０を通して制御器６１０のＶＦＢピンにフィードバックされる。この実施例では、２次側６４４が５ボルト、６．２ボルト、１５ボルトの出力端６４１、６４３、６４５に線形レギュレータを実現するが、本発明の２段アーキテクチャにより、用途によってはこのようなレギュレータの必要性が小さい。本実施例でこれらのレギュレータは、必要な許容誤差を達成し、オフモードにおいては出力されないようにするために使用される。
【００３１】
待機または中断モードは通常モード（normal mode）で検知回路を作動しないようにする単安定ワンショット（monostable one-shot）で実現される。このワンショットは待機または中断モードを検出するために使用される光学式アイソレータ６３０によって動かされる。このモードで作動する時、制御器６１０スイッチング周波数は、例えば１ｋＨｚに固定される。５ボルト出力はＵＣ３８５２内の誤差増幅器及びＰＷＭ回路により制御される。
【００３２】
上記において、本発明の好適な実施の形態について説明したが、本発明の請求範囲を逸脱することなく、当業者は種々の改変をなし得るであろう。
【００３３】
【発明の効果】
従って、本発明による電源機構は、中断モードのような低電圧要件を力率補正段が、高電圧要件をソフトスイッチャ段が担っており、これにより、良好な出力調整が行え、ゼロボルトスイッチングトポロジーの効率性が得られると同時に広範囲の入力電圧及び出力電圧にわたって高い力率補正が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源機構を示すブロック図である。
【図２】本発明の好適な実施例による電源機構の第２段を示す図面である。
【図３】本発明の好適な実施例によるソフトスイッチングを示すタイミング図である。
【図４】図２の第２段を制御する制御器を示す図である。
【図５】本発明の好適な実施例による力率補正段を示すブロック図である。
【図６】本発明による力率補正のための機能ブロックを示す図である。
【符号の説明】
１００    電源機構
１１２    力率補正段
１１４    負荷調整段
１１６    入力ライン電圧
１１８ａ、１１８ｂ、１１８ｃ、１１８ｄ    第１段電圧
１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ    第２段電圧
１２２    １次側の力率補正段
１２４    ２次側の力率補正段
１２６    フィードバック電圧分配器
１２８    制御器
１３０    光学式アイソレータ
１３２    １次側の負荷調整段
１３４    ２次側の負荷調整段
１３６    電圧分配器
１３７    中断信号
１３８    制御器
２００    ソフトスイッチャトポロジー
２１２    変圧器
２１４    １次巻線
２１６    ２次巻線
２１８    補助巻線
２２０    第１電圧源
２２２、２２３    一次巻線の端子
２２５、２２８    補助巻線の端子
２３０    共振器
２３２    インダクタ
２３４    キャパシタ
２３６    出力整流器
２３８    グランド
２３９    抵抗
２４０    スイッチ回路網
２４２    １次スイッチ
２４４    １次整流ダイオード
２４６    補助スイッチ回路網
２４８    補助スイッチ
２５０    補助整流ダイオード
２５２、２５４    抵抗
２５６    制御器
２６２、２６４    出力端
３００    スイッチング周期
３２７    ブランキングパルス
４００    電流制御モード制御器
４０２    発振器
４０４    電圧基準バイアス発生器
４０６、４０８、４１０    ワンショットデバイス
４１２    ＲＳフリップフロップ
４１３、４１５    バッファー
４１４、４１６    ＲＣ回路網
４１８    比較器
４１９    誤差増幅器
４２０    ＯＣパルス比較器
４２１    ＰＷＭ比較器
４２３    ＯＲゲート
４２７、４３３    ＡＮＤゲート
４３２    ＯＣ最大比較器
５００    力率補正段
５０２    ＥＭＩ／ＲＦＩフィルタ
５０４    入力ライン電圧源
５０５    フィルタ
５０６    変換器
５０８    ２次整流器
５１０    光学式アイソレータ
６００    力率補正段
６０４    ＥＭＩ／ＲＦＩフィルタ
６０５    入力フィルタキャパシタ
６０６    入力整流器
６１０    制御器
６１２    パワースイッチ
６１４    第１回路網
６１６    １次巻線
６１８    第２回路網
６１９    第２段信号
６３０    光学式アイソレータ
６４０    光学式アイソレータ
６４１    ５ボルト出力端
６４３    ６．２ボルト出力端
６４４    ２次側
６４５    １５ボルト出力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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