(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信波の復調のために、受信された前記無線通信波から無線伝送路の特性を抽出する伝送路特性抽出手段と、
復号データを用いて過去２シンボルからＬ（２≦Ｌ）シンボルまでに判定したシンボルのレプリカを作成する遅延波レプリカ作成回路を有し、前記伝送路特性抽出手段により抽出された伝送路のインパルス応答を用いて、前記遅延波レプリカ作成回路からの過去２シンボルからＬシンボルによる干渉波に対する波形等化を行う第１の波形等化手段と、
前記第１の波形等化手段の出力である等化信号に対して、前記インパルス応答を用いて、過去１シンボルの全てのシンボルの候補について、それぞれ過去１シンボルによる干渉波に対する波形等化を行う第２の波形等化手段と、
前記第２の波形等化手段の出力のそれぞれに対して、現在のシンボルの候補との誤差の最小値を計算する第１のベクトル誤差計算手段と、
１シンボル時間過去の時点における前記第２の波形等化手段の出力のうち、１シンボル時間過去の時点において最小値検出手段において検出された最小値に対応する出力に基づいて、過去１シンボルの全てのシンボルの候補について、それぞれ対応する誤差を計算する第２のベクトル誤差計算手段と、
同一の過去１シンボルの候補に対応する前記第１のベクトル誤差計算手段の出力と前記第２のベクトル誤差計算手段の出力とを前記インパルス応答の値で重み付けをした後合成するベクトル誤差合成手段と、
前記ベクトル誤差合成手段から出力されるベクトル誤差合成値の中から最小値を検出する前記最小値検出手段と、
前記最小値検出手段において最小値を与えるような組み合わせを検出し、当該組み合わせに対応する過去１シンボルの候補を、１シンボル時間過去の時点の前記復号データとする復号部と、
を備えたことを特徴とする無線通信波の復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、判定帰還等化器を用いたディジタル無線通信波の復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線によるマルチメディア情報の伝送の要求が高まっている。これに伴い、無線によるデータ伝送の高速化が進んでおり、例えば無線ＬＡＮにおいては、すでに１１Mbpsの伝送が実用化されている。無線伝送では伝送路の周波数選択性フェージングにより、符号間干渉が発生し、これにより受信信号には波形歪みが生じ伝送品質が劣化する。特に伝送速度が高速になると、マルチパスによる遅延拡がりが小さくても符号間干渉による波形歪みは大きくなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
符号間干渉を補償する方法の１つに、判定帰還型等化器による波形等化がある。しかし、この方式では、受信信号のうち、遅延して到来する波は干渉波としてキャンセルされてしまうため、信号の復調には最初の到来波のエネルギしか用いることができず、遅延拡がりが大きい場合に性能が劣化していた。
【０００４】
また、判定帰還等化器を用いた受信機では、従来、遅延波は干渉波としてキャンセルされ、復調には使用されていないため、遅延拡がりが大きい環境では復調に使用する信号エネルギが小さくなってしまい、受信品質の劣化が生じていた。
【０００５】
本発明は、以上の如き従来技術の欠点を解消するため、受信機において、回路規模を増大させることなく、受信品質の向上を図ることができる無線通信波の復調装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、
本発明による無線通信波の復調装置は、遅延時間がｄシンボル以下の遅延波については、各遅延波の信号成分を重み付け合成することにより遅延波のエネルギをも復調に用い、さらに、遅延時間ｄシンボルより大きい遅延波については判定帰還によりキャンセルを行うことを特徴とする構成を有している。
さらに、具体的には、本発明による無線通信波の復調装置は、無線伝送路の特性を抽出する伝送路特性抽出手段と、過去ｄ＋１シンボル（ｄ≧１）からＬ（ｄ＋１≦Ｌ）シンボルまでに判定したシンボルに基づき、前記伝送路特性抽出手段により抽出された伝送路のインパルス応答を用いて、過去ｄ＋１シンボルからＬシンボルによる干渉波に対する波形等化を行う第１の波形等化手段と、前記第１の波形等化手段の出力である等化信号に対して、過去ｄシンボルから過去１シンボルまでの全てのシンボルの組み合わせについて、それぞれ過去ｄシンボルによる干渉波に対する波形等化を行う第２の波形等化手段と、前記第２の波形等化手段の出力と本来の各信号点とのベクトル誤差を計算するベクトル誤差計算手段と、過去ｍシンボルについての前記ベクトル誤差計算手段の出力を前記インパルス応答の値で重み付けをした後合成するベクトル誤差合成手段と、前記ベクトル誤差加算手段から出力されるベクトル誤差合成値の中から最小値を検出する最小値検出手段とを備え、過去ｄシンボル間の全ての組み合わせのうち、最小値検出手段において最小値を与えるような組み合わせを検出し、このときの過去ｄシンボルの時点のシンボルを、過去ｄシンボルの時点の復号データとするように構成されている。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例における復調装置のブロック図である。本実施例では、受信信号はＱＰＳＫ変調されているものとする。図１において、アンテナ５で受信された受信信号はダウンコンバート部１により受信複素ベースバンド信号へ変換される。受信複素ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器２によりＡ／Ｄ変換され、伝送路特性推定部３及びデータ等化器４に入力される。「伝送路特性抽出手段」を構成する伝送路特性推定部３において、受信複素ベースバンド信号から無線伝送路のインパルス応答を推定する。パケット伝送においては、通常インパルス応答の推定は、パケット先頭部分に予め送信側で付加された既知の繰り返しパターンを利用してＲＬＳ（Recursive Least Square：再帰的最小二乗法）アルゴリズム等により行われる。１０Mbps以上の高速伝送ではフェージング周期と比較してパケット長が短いため、インパルス応答は１パケット内では定常とみなしてよい。このためデータ部分において、伝送路特性推定部３はパケット先頭部分で推定したインパルス応答を保持する。データ等化器４は本発明に係わるブロックであり、伝送路特性推定部３で推定された伝送路のインパルス応答を用いて、等化器４において後述する方法によりデータの復調を行う。
【０００８】
図２は図１における等化器４のブロック図である。本実施例では過去のｄシンボルについて、ｄ＝１としている。受信複素ベースバンド信号をｒ（ｔ）、無線伝送路および送受信機のすべてのフィルタを含んだ送受信系全体でのインパルス応答をｈ（ｔ）とし、データ判定タイミングｔ＝ｎＴ（Ｔはシンボル周期、ｎは整数）におけるサンプル値ｒ（ｎＴ）およびｈ（ｎＴ）をそれぞれｒn およびｈn とする。図２において、ｒn およびｈn はそれぞれ２０１および２０２としてデータ等化器４に入力されている。
ここで、送信データ信号をａn とすると、（１）式が成り立つ。
【数１】
0004438914.tif 000002
ここで、ｎn は雑音成分である。また、無線伝送路での遅延時間は有限であるものと仮定する。すなわちｈn ＝０（ｎ＜０，ｎ＞Ｌ）とする。
【０００９】
図２において、受信複素ベースバンド信号ｒn は複素乗算器１１に入力され、ｈ0 * を乗算されることによりパイロット同期検波される。パケット同期検波された信号は、（２）式で表現される。
【数２】
0004438914.tif 000003
パイロット同期検波された信号は、減算器１２に印加される。減算器１２において遅延波レプリカ作成回路１０により作成された２シンボル以上遅延した遅延波レプリカを減算することにより、２シンボル以上遅延した遅延波に対して判定帰還等化を行う。遅延波レプリカ作成回路１０，複素乗算器１１，減算器１２は、「第１の波形等化手段」を構成している。判定帰還等化信号ＥＱn は（３）式で表現される。
【数３】
0004438914.tif 000004
ここで、ａn-i ハットはａn-i に対応した判定データである。判定帰還等化信号ＥＱn は４分岐され、それぞれ減算器２０〜２３へ入力される。「第２の波形等化手段」を構成する減算器２０〜２３では、１シンボル遅延波の４通りのＱＰＳＫデータに対応した信号ベクトルが判定帰還等化信号ＥＱn から減算される。減算器２０〜２３の出力信号ｕn (k) ＝（ｘn (k) ，ｙn (k) ）（ｋ＝０〜３）は、（４）式で表現される。
【数４】
0004438914.tif 000005
【００１０】
【外１】
0004438914.tif 000006
に等しいことを表している。
【００１１】
本実施例では変調方式としてＱＰＳＫを用いており、過去のシンボルｄについて、ｄ＝１としているため、減算器２０〜２３の４つの減算器が必要となる。一般的にｐ値の変調方式を用いたとき、
【外２】
0004438914.tif 000007
において、すべてのｋm についての組み合わせの総数、すなわちｐd 個の減算器が必要となる。
【００１２】
いま、２シンボル以上の遅延波成分についての判定データａn-i ハット（ｉ＝２〜Ｌ）が正しいものと仮定する。このとき、ｕn (k) は（５）式で表現される。
【数５】
0004438914.tif 000008
ここで、１シンボル遅延波の伝送データをａn-1 (k) 、先行波の伝送データをａn (m) と仮定したときのベクトル誤差ＢＭ０（ｋ，ｍ）を求める。ＢＭ０（ｋ，ｍ）は（６）式で表現される。
【数６】
0004438914.tif 000009
（６）式においてｋおよびｍには各々４通りの場合があるので、すべての場合についてＢＭ０（ｋ，ｍ）を求めるためには１６通りの計算を行う必要がある。
【００１３】
ところが後述するように、ＢＭ０（ｋ，ｍ）については最小値を与えるｋを求めるだけでよい。この場合には、４通りの計算を行うだけでよい。このことを、図３を用いて以下で説明する。
先行波の伝送データをａn (m) と仮定したときのｕn (k) をｕn (k,m) とすると、ｕn (k,m) は式（７）で表現される。
【数７】
0004438914.tif 000010
ｋを固定して考えたときに、ｕn (k,m) と信号点ａn (m) ｈ0 ｈ0 * とのベクトル誤差ＢＭ０（ｋ，ｍ）を最小とするｍをｍ0 とする。すなわち、１シンボル遅延波の伝送データをａn-1 (k) としたときのベクトル誤差ＢＭ０（ｋ，ｍ）の最小値をＢＭ０（ｋ，ｍ0 ）とする。
【００１４】
図３より、ｕn (k,m0)に対してＩ成分およびＱ成分をその絶対値で置き換える操作を施して得られるベクトル（図３に破線で示したベクトル）と信号点ａn (0) ｈ0 ｈ0 * との距離はＢＭ０（ｋ，ｍ0 ）であることが分かる。
【００１５】
図２では、ｕn (k) に対して絶対値計算部３０〜３３において、Ｉ成分およびＱ成分をその絶対値で置き換える操作を施し、さらに減算器４０〜４３および絶対値計算部５０〜５３において信号点ａn (0) ｈ0 ｈ0 * との距離を求めることによりＢＭ０（ｋ，ｍ0 ）を得ている。すなわち、絶対値計算部３０〜３３、減算器４０〜４３および絶対値計算部５０〜５３は時刻ｎにおける「ベクトル誤差計算手段」を構成する。ＢＭ０（ｋ，ｍ0 ）には乗算器６０〜６３により｜ｈ1 ｜が乗算される。
【００１６】
後述する誤差計算部８０〜８３からのＢＭ１（ｋ）が、乗算器７０〜７３で｜ｈ0 ｜を乗算された後、加算器９０〜９３により、加算器６０〜６３の出力｜ｈ1 ｜・ＢＭ０（ｋ，ｍ0 ）に加算され、最終的に（８）式で示すＰＭ（ｋ，ｍ0 ）が得られる。乗算器６０〜６３，乗算器７０〜７３及び加算器９０〜９３が「ベクトル誤差合成手段」を構成する。
【数８】
0004438914.tif 000011
（８）式において、ＰＭ（ｋ，ｍ0 ）を最小にするｋ（ｋ＝０〜３）がｋ0 であるとき、ａn-1 (k0)を１シンボル前の復号データとする。「最小値検出手段」を構成する最小値検出部１０１ではＰＭ（ｋ，ｍ0 ）を最小とするｋが求められる。この値をｋ0 とすると、復号部１０２でａn-1 (k0)を１シンボル遅延波の判定データ２０３として復号する。
【００１７】
選択部１００においては、４つのｕn (k) の中からｕn (k0)が選択される。また、時刻ｎ−１における「ベクトル誤差計算手段」を構成する誤差計算部８０〜８３においては、ｕn (k0)と４つの信号点とのベクトル誤差ＢＭ１（ｋ）が計算されている。
【００１８】
（８）式の最小値を評価することによる復号方法は以下のように説明することができる。すなわち、｜ｈ0 ｜および｜ｈ1 ｜はそれぞれ先行波および１シンボル遅延波の大きさを表しているので、｜ｈ0 ｜が｜ｈ1 ｜よりも大きいときには、先行波よりも遅延波の大きさが小さいため、１シンボル前の伝送データのエネルギは現在の受信信号よりも、１シンボル前の受信信号により多く含まれている。逆に、｜ｈ0 ｜が｜ｈ1 ｜よりも小さいときには、先行波よりも遅延波の大きさが大きいため、１シンボル前の伝送データのエネルギは現在の受信信号よりも、現在の受信信号により多く含まれている。そこで現在および１シンボル前の伝送データについて全ての組み合わせ（１６通り）を仮定し、それぞれの組み合わせについて現在のベクトル誤差に対しては｜ｈ1 ｜で重み付けをし、１シンボル前のベクトル誤差に対しては｜ｈ0 ｜で重み付けをする。このことにより、先行波および１シンボル遅延波のエネルギを捨て去ることなく復調に用いることができる。
【００１９】
図４において遅延分散を変えたときのパケット誤り率（ＰＥＲ）を計算機シミュレーションにより求めた結果を示す。伝送速度は２２Mbps（ＱＰＳＫ）および１１Mbps（ＢＰＳＫ）とした。図４から、先行波と１シンボル遅延波の２波のみの合成を行った場合でも、判定帰還等化のみで復調を行った場合と比較しＰＥＲ改善効果があることがわかる。
【００２０】
【発明の効果】
以上で述べたように、本発明においては、無線通信波の受信機において、遅延時間がｄシンボル以下の遅延波については、先行波と各遅延波の信号成分を重み付け合成することにより遅延波のエネルギをも復調に用い、遅延時間がそれ以上のパスについては判定帰還によりキャンセルを行うので、回路規模を増大させることなく、受信品質の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における復調装置のブロック図である。
【図２】図１の実施例に用いる等化器の構成例を示す回路図である。
【図３】本発明の動作を説明するためのベクトル図である。
【図４】従来の判定帰還等化器における復調と本発明における復調とを対比して示す特性図である。
【符号の説明】
１  ダウンコンバート部
２  Ａ／Ｄ変換器
３  伝送路特性推定部
４  データ等化器
１０  遅延波レプリカ作成回路
１１  複素乗算器
１２  減算器
２０，２１，２２，２３  減算器
３０，３１，３２，３３  絶対値計算部
４０，４１，４２，４３  加算器
５０，５１，５２，５３  絶対値計算部
６０，６１，６２，６３  乗算器
７０，７１，７２，７３  乗算器
８０，８１，８２，８３  誤差計算部
９０，９１，９２，９３  加算器
１００  選択部
１０１  最小値検出部
１０２  復号部
【図１】
0004438914.tif 000012
【図２】
0004438914.tif 000013
【図３】
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【図４】
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