(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、該インバータ部から入力された前記高周波交流電圧を降圧する圧電トランスと、該圧電トランスから出力される高周波交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、該整流器に接続された負荷からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧に基づいて前記インバータ部を制御する制御部とを具備するとともに、前記整流器が、前記圧電トランスの一対の出力電極にそれぞれ接続される第１、第２入力端子と、前記負荷に接続される第１、第２出力端子とを有し、前記第１入力端子に第１ダイオードのアノードを接続し、該第１ダイオードのカソードを第１チョークコイルを介して前記第１出力端子に接続するとともに、前記第２入力端子に第２ダイオードのアノード及び前記第２出力端子を接続し、前記第２ダイオードのカソードを第２チョークコイルを介して前記第１入力端子に接続し、さらに前記第１出力端子と前記第２出力端子の間にコンデンサを接続してなり、前記第１チョークコイル及び前記第２チョークコイルを、１つの磁性体に一対の導線を巻回して構成してなることを特徴とする圧電トランスコンバータ。
【請求項２】
交流電源電圧を直流電圧に整流平滑化する１次整流器と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、該インバータ部から入力された前記高周波交流電圧を降圧する圧電トランスと、該圧電トランスから出力される高周波交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、該整流器に接続された負荷からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧に基づいて前記インバータ部を制御する制御部とを具備するとともに、前記整流器が、前記圧電トランスの一対の出力電極にそれぞれ接続される第１、第２入力端子と、前記負荷に接続される第１、第２出力端子とを有し、前記第１入力端子に第１ダイオードのアノードを接続し、該第１ダイオードのカソードを第１チョークコイルを介して前記第１出力端子に接続するとともに、前記第２入力端子に第２ダイオードのアノード及び前記第２出力端子を接続し、前記第２ダイオードのカソードを第２チョークコイルを介して前記第１入力端子に接続し、さらに前記第１出力端子と前記第２出力端子の間にコンデンサを接続してなり、前記第１チョークコイル及び前記第２チョークコイルを、１つの磁性体に一対の導線を巻回して構成してなることを特徴とする圧電トランスコンバータ。」
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電トランスコンバータに関し、特に、圧電トランスを用いたスイッチング電源、さらには出力電圧を直流とするコンバータの高効率化に適した低損失な圧電トランスコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来技術】
近年、地球環境への負荷軽減から、エネルギー変換効率の高い電源装置が求められている。また、各種電子機器の小型化に対応して、家庭用電源から電子機器に電力供給するＡＣ−ＤＣコンバータや、電子機器内のプリント回路基板上に配置されるＤＣ−ＤＣコンバータの小型化及び低背化が重要な問題となっている。
【０００３】
そのような問題を解決する技術として、スイッチング電源技術が用いられつつあり、最近では、スイッチング電源の変圧器として、高い電力密度を持ち、小型化及び低背化が容易な圧電トランスを用いることで、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータの小型化を図る試みが進められている。
【０００４】
圧電トランスは、電気信号を機械的な弾性振動に変換して、その弾性振動を電気信号に変換することで、入力された電圧を降圧又は昇圧する電圧変換を行うものであり、弾性振動の伝搬損失が小さな構造を見出すことで、高い変換効率をもつ圧電トランスが得られる。
【０００５】
また、低背化に際しては、電磁トランスでは小型化による損失の増大が起こるため、小型化しても高い電力密度が得られる圧電トランスが有効な部品として着目されている。
【０００６】
さらに、圧電トランスは固有振動数で共振する弾性振動体のため、特定の周波数を持つ信号しか通過させないという特徴を持つ。従って、圧電トランスを用いたコンバータを内蔵した場合、コンバータがノイズ発生源となりにくいといった利点がある。
【０００７】
圧電トランスを用いたコンバータの高効率化には、電磁トランスを用いたコンバータと同様に、半導体素子にて発生する損失を抑えることが重要となる。スイッチング電源においては、スイッチにかかる電圧と流れる電流の位相差をインダクタやコンデンサによって制御するソフトスイッチング技術を導入するか、もしくは低損失なスナバー回路を用いることで高効率化が実現されている。一方、交流信号を直流信号に変換する整流回路では、整流素子での損失軽減も高効率なコンバータを実現する為の重要課題となる。
【０００８】
従来、一般的な整流器として、図８に示すようなコンデンサ入力形のブリッジ整流器が知られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このコンデンサ入力形ブリッジ整流器は、整流用ダイオードＤ１１〜Ｄ１４と、平滑用コンデンサＣｏを用いて構成されており、コンバータの出力電力Ｐｏは、ブリッジ整流器の入力電圧Ｖ２、順方向電圧でダイオードが導通する電圧をＶｄ、流れる電流をＩｄ、出力電圧をＶｏとすると、
Ｐｏ＝ＶｏＩｄ＝（２・Ｖ２／π−２Ｖｄ）Ｉｄ      （１）
となる。２ＶｄＩｄの項は整流器における損失である。図８に示すブリッジ整流器では、圧電トランスからの電流は、ダイオードＤ１１、負荷、ダイオードＤ１２を介して圧電トランスに流れ、次の瞬間には、ダイオードＤ１３、負荷、ダイオードＤ１４を介して圧電トランスに流れ、半周期ごとにダイオードを２個通る。一般的なダイオードはＶｄ＝０．７Ｖである。
【００１０】
目標とするＶｏが小さい場合、ブリッジ整流器での損失が大きくなり、コンバータの効率が低下してしまう。近年、機器の動作電圧が低下していることから、降圧形コンバータにおける整流器での損失は重大な問題となっており、これは、圧電トランスを用いたコンバータにおいても例外でない。
【００１１】
このため、従来、圧電トランスコンバータの出力整流器として、半周期で電流がダイオードを１個だけ通過する、図９に示すような、半波形の倍電圧整流器が知られている。この整流器の場合、圧電トランスを等価回路として書き表したとき、出力側に直列に等価コンデンサＣｏが存在するため圧電トランスコンバータの出力整流器として用いた場合にも、直流出力電圧Ｖｏが得られる。
【００１２】
この倍電圧整流器では、圧電トランスからの電流は、ダイオードＤ１５、負荷を介して圧電トランスに流れ、次の瞬間には、ダイオードＤ１６を介して圧電トランスに流れ、半周期ごとにダイオードを１個通る。
【００１３】
このような半波形の倍電圧整流器では、半周期ごとに電流が通過するダイオードは１個であるため、整流器での損失は軽減されるが、ダイオード通過後の電流が不連続モードとなるため、圧電トランスの効率が低下してしまうという問題があった。
【００１４】
ここで、圧電トランスの整流器としては、ダイオード通過後の電流が連続モードであることが望ましい。電流連続モードとは、流れる電流が１周期内で０（零電流）になる期間がない動作モードであり、一方、電流不連続モードは流れる電流が１周期内で０（零電流）になる動作モードである。一般的にダイオード通過後の電流が不連続モードの場合、非導通期間が生じてしまう。変圧を行う圧電トランスの振動は連続振動であり、非導通期間の存在は圧電トランスの連続振動を抑制してしまい、圧電トランス自身の効率低下を引き起こし、コンバータとしての効率が低下してしまうことになる。
【００１５】
本発明は、ダイオードで発生する損失が少なく、かつ電流連続モードで動作する圧電トランスコンバータを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の圧電トランスコンバータは、直流電源電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、該インバータ部から入力された前記高周波交流電圧を降圧する圧電トランスと、該圧電トランスから出力される高周波交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、該整流器に接続された負荷からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧に基づいて前記インバータ部を制御する制御部とを具備するとともに、前記整流器が、前記圧電トランスの一対の出力電極にそれぞれ接続される第１、第２入力端子と、前記負荷に接続される第１、第２出力端子とを有し、前記第１入力端子に第１ダイオードのアノードを接続し、該第１ダイオードのカソードを第１チョークコイルを介して前記第１出力端子に接続するとともに、前記第２入力端子に第２ダイオードのアノード及び前記第２出力端子を接続し、前記第２ダイオードのカソードを第２チョークコイルを介して前記第１入力端子に接続し、さらに前記第１出力端子と前記第２出力端子の間にコンデンサを接続してなり、前記第１チョークコイル及び前記第２チョークコイルを、１つの磁性体に一対の導線を巻回して構成してなるものである。
また、本発明の圧電トランスコンバータは、交流電源電圧を直流電圧に整流平滑化する１次整流器と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、該インバータ部から入力された前記高周波交流電圧を降圧する圧電トランスと、該圧電トランスから出力される高周波交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、該整流器に接続された負荷からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧に基づいて前記インバータ部を制御する制御部とを具備するとともに、前記整流器が、前記圧電トランスの一対の出力電極にそれぞれ接続される第１、第２入力端子と、前記負荷に接続される第１、第２出力端子とを有し、前記第１入力端子に第１ダイオードのアノードを接続し、該第１ダイオードのカソードを第１チョークコイルを介して前記第１出力端子に接続するとともに、前記第２入力端子に第２ダイオードのアノード及び前記第２出力端子を接続し、前記第２ダイオードのカソードを第２チョークコイルを介して前記第１入力端子に接続し、さらに前記第１出力端子と前記第２出力端子の間にコンデンサを接続してなり、前記第１チョークコイル及び前記第２チョークコイルを、１つの磁性体に一対の導線を巻回して構成してなるものである。
【００１７】
本発明の圧電トランスコンバータの整流器（以下、本発明の整流器ということがある）では、半周期で通るダイオードが１個であり、またインダクタ（チョークコイル）とコンデンサを用いることで、ダイオード通過後の電流を連続モードにすることができることから、整流器での損失が小さく、回路を接続することによる圧電トランスの効率低下が小さい整流器が得られる。
【００１８】
即ち、圧電トランスの一方の出力電極から出力された交流電圧が、ダイオード、インダクタ及びコンデンサを介することにより、整流、平滑化され、直流の電流及び電圧にすることができる。
【００１９】
このとき、圧電トランスの出力側にそれぞれ設けたダイオードとインダクタにより、圧電トランスには、一方の出力電極から他方の出力電極に流れる電流と、他方の出力電極から一方の出力電極に流れる電流とが交互に存在し、常時圧電トランスに連続した電流が流れ、圧電トランスの駆動を抑制することがなく、これにより、圧電トランスの効率低下を抑制することができる。
【００２０】
また、一方の出力電極から他方の出力電極に流れる電流と、他方の出力電極から一方の出力電極に流れる電流は、それぞれ一つのダイオードを交互に流れるため、従来のブリッジ整流器よりも電流が流れるダイオード数が少なく、このためダイオードでの損失を小さくできる。
【００２１】
さらに、第１チョークコイル及び第２チョークコイルを、１つの磁性体に一対の導線を巻回して構成したため、２つのチョークコイルを１つの磁性体上に形成することができるため、整流器の小型化が図れ、圧電トランスコンバータとしての小型化を実現できる。
【００２４】
本発明のＤＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータやＡＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータでは、整流器が、上記したように、ダイオードで発生する損失が少なく、かつ電流連続モードで動作し、圧電トランスの効率が大きいため、圧電トランスコンバータの効率を向上することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の圧電トランスコンバータ用の整流器を示す。本発明の整流器は、圧電トランスからの出力電流が入力される第１入力端子Ａに、アノードが接続される第１ダイオードＤ１と、圧電トランスからの出力電流が入力される第２入力端子Ｂに、アノードが接続される第２ダイオードＤ２と、一端が第１ダイオードＤ１のカソードと接続される第１チョークコイルＬ１と、一端が第２ダイオードＤ２のカソードと接続される第２チョークコイルＬ２を具備して構成されている。
【００２６】
第２ダイオードＤ２のカソードと接続される第２チョークコイルＬ２のもう一端は、第１入力端子Ａに接続されている。また、第１ダイオードＤ１のカソードと接続される第１チョークコイルＬ１のもう一端は、第１出力端子Ｃに接続されている。
【００２７】
第１チョークコイルＬ１と第２チョークコイルＬ２は、一つの磁性体上に構成している。即ち、チョークコイルＬ１、Ｌ２は、図２に示すように、例えば、一つの円柱状の磁性体３に２本の導線５、７を同時に巻回して、磁性体３を共用したチョークコイルＬ１、Ｌ２が形成されている。尚、磁性体３を共用したチョークコイルＬ１、Ｌ２は、上記図２に示したものに限定されるものではない。
【００２８】
さらに、第２入力端子Ｂには第２出力端子Ｄが接続され、第１出力端子Ｃと第２出力端子Ｄとの間には、コンデンサＣｏが接続されている。このコンデンサＣｏとしては、電解コンデンサ、積層セラミックコンデンサが用いられる。
【００２９】
第１出力端子Ｃと第２出力端子Ｄとの間には、コンデンサＣｏと並列に、負荷として、例えば、電子機器が接続されている。
【００３０】
このような圧電トランスコンバータ用の整流器では、圧電トランスから入力端子Ａ、Ｂに交流電圧が印加されるが、第１入力端子Ａに入力された電圧がダイオードＤ１、チョークコイルＬ１を介して、負荷に出力されるとともに、コンデンサＣｏに入力され、負荷における電圧が低下した場合に、コンデンサＣｏから電圧が供給される。第１入力端子Ａからの電流は、第２ダイオードＤ２を流れない。第１チョークコイルＬ１通過後の電流波形を図３にＩａとして記載する。
【００３１】
一方、第２入力端子Ｂに入力された電圧が第２ダイオードＤ２、第２チョークコイルＬ２、第１入力端子Ａを介して圧電トランスに入力される。第２入力端子Ｂからの電流は、第１ダイオードＤ１を流れない。第２チョークコイルＬ２通過後の電流波形を図３にＩｂとして記載する。
【００３２】
圧電トランスの出力電極と、本発明の整流回路の入力端子Ａ、Ｂを接続した場合、半周期でダイオードＤ１又はＤ２を１個しか通らないため、出力電力は、
Ｐｏ＝ＶｏＩｄ＝（２Ｖ２／π−Ｖｄ）Ｉｄ        （２）
となり、ブリッジ整流回路と比べて、ＶｄＩｄだけ損失が軽減されることから、コンバータの効率が向上する。
【００３３】
また、チョークコイルＬ１、Ｌ２を入れることで、ダイオード通過後の電流が連続モードになり、圧電トランスの連続振動が維持されることから、高い効率が維持される。即ち、図３に示すように、第１チョークコイルＬ１通過後の電流波形Ｉａと、第２チョークコイルＬ２通過後の電流波形Ｉｂをみると、それぞれは不連続で電流が流れているが、圧電トランスからみると、電流波形Ｉａと電流波形Ｉｂを合成した電流が流れるため、圧電トランスからみると連続して電流が流れており、圧電トランスの連続駆動を妨げることがなく、高い効率を得ることができる。
【００３４】
さらに、それぞれ磁性体３に導線５、７を巻回してチョークコイルＬ１、Ｌ２を形成するのではなく、磁性体３を共用することにより、整流器の小型化、さらにはコンバータの小型化を実現できる。
【００３５】
図４は、本発明のＤＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータを示している。
【００３６】
このＤＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータは、直流電源電圧を高周波交流信号に変換するインバータ部と、電圧変換を行う圧電トランスと、圧電トランスから出力される高周波交流電圧を直流電圧に変換する、上記した図１の整流器と、出力電圧を検出する出力電圧検出部と、出力電圧に基づいてインバータ部を制御する制御部とを具備して構成されている。
【００３７】
制御部は、負荷に出力される出力電圧を一定にする為に、インバータのスイッチング周波数もしくはスイッチのパルス幅を変更する。
【００３８】
このような圧電トランスコンバータでは、整流器において、電流が半周期でダイオードを１個しか通らないため、損失を低減できるとともに、圧電トランスの連続駆動を妨げることがなく、高い効率を得ることができ、コンバータの効率を向上できる。
【００３９】
図５は、本発明のＡＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータを示すもので、交流電源電圧を直流電圧に平滑化する１次整流器と、直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ部と、該インバータ部から入力された高周波交流電圧を降圧する圧電トランスと、圧電トランスから出力される高周波交流電圧を直流電圧に変換する図１の整流器（２次整流器）と、整流器に接続された負荷からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、出力電圧に基づいてインバータを制御する制御部とを具備して構成されている。
【００４０】
制御部は、負荷に出力される出力電圧を一定にする為に、インバータのスイッチング周波数もしくはスイッチング周波数のパルス幅を変更する。
【００４１】
このような圧電トランスコンバータでは、２次整流器において、電流が半周期でダイオードを１個しか通らないため、損失が低減できるとともに、圧電トランスの連続駆動を妨げることがなく、高い効率を得ることができ、コンバータの効率を向上できる。
【００４２】
【実施例】
整流器を変えた場合の、測定回路の効率と、整流器の損失と、圧電トランスの効率を比較することで、本発明の整流器の優位性を確認した。図６は測定回路を示すものである。実験回路入力条件を同じにする為に圧電トランスへの入力電圧は、圧電トランス駆動源とすべく交流電源から振幅７０．７Ｖの正弦波を発生させたものに、直流電源から７０．７Ｖのオフセット電圧を加えたものとした。
【００４３】
ここでは、▲１▼本発明の図１の整流器、▲２▼図８のコンデンサ入力形ブリッジ整流器、▲３▼図９の半波形の倍電圧整流器、の３つの整流器を比較した。平滑コンデンサＣｏの静電容量は、３つの整流器とも１０μＦとした。また、本発明の整流器では、チョークコイルＬ１、Ｌ２のインダクタンスをそれぞれ１００μＨとした。
【００４４】
また、実施例に使用した圧電トランスは、圧電材料としてＰＺＴ系を用い、長方形の圧電基板の長さ方向に、第１電圧入力部、電圧出力部、第２電圧入力部を交互に形成した図７に示すものを用いた。圧電トランスの変圧比（Ｖ２／Ｖ１）は、入力電圧部の静電容量をＣ１、出力電圧部の静電容量をＣ２とすると、
Ｖ２／Ｖ１＝（Ｃ１／Ｃ２）1/2           （３）
となることから、圧電トランスで降圧トランスを得るには、電圧出力部の静電容量を大きくすれば良い。ここでは、圧電トランスの電圧出力部を圧電体と電極を交互に積層して構成することで、降圧形のトランスを得た。
【００４５】
ここで使用した圧電トランスは、１３０ｋＨｚ近傍で大きな出力電流が得られる。また、圧電トランス単体の効率は、出力３０Ｗにおいて９４％であった。圧電トランスは高周波で駆動することから、整流用ダイオードは逆回復時間が短いファストリカバリータイプのものを用いた。順方向の導通電圧は０．７Ｖであった。負荷は、固定抵抗８．３Ωを接続した。
【００４６】
整流器を比較するために、出力電力が等しい場合の整流器の効率と、ダイオードでの損失を求めた。ここで出力電力は、負荷での消費電力とする。また、効率＝（出力電力）／（電源からの入力電力）と定義する。入力電力は、入力が正弦波であるため、入力電圧の交流成分及び入力電流の振幅とその位相差から求めた。一方、出力電力は、出力が直流であるため、出力電圧と出力電流の積で求まる。
【００４７】
ダイオードの損失は、半周期で通るダイオードの個数ｎと、ダイオードを通過する電流をＩｄ、ダイオード順方向での導通電圧Ｖｄとすると、ｎ・Ｖｄ・Ｉｄとなる。加えて、整流器を接続した場合の圧電トランスの効率を求めた。圧電トランス効率＝（回路の出力電力＋整流器の損失）／入力電力、と定義した。表１に、目標出力電力を３０Ｗとした場合の結果を示す。
【００４８】
【表１】
0004471546.tif 000002
【００４９】
この表１から、従来の倍電圧整流回路では、ダイオードでの損失を１．３３Ｗと低く抑えることができるが、圧電トランス効率は５４．７５％と低いため、回路効率は５２％程度となる。また、従来のコンデンサ入力形ブリッジ整流回路の場合、圧電トランスの効率は約７６％と比較的高いが、ダイオードでの損失が２．６６Ｗと高いため、回路効率は７０％程度に留まる。
【００５０】
一方、本発明の整流器によると、圧電トランスの効率は約８９％であり、ダイオードでの損失も１．３３Ｗと低いことから、測定回路効率は８５％と高いことが判る。
【００５１】
【発明の効果】
本発明の整流器によれば、圧電トランスの一方の出力電極から出力された交流電圧が、ダイオード、インダクタ及びコンデンサを介することにより、整流、平滑化され、直流の電流及び電圧にすることができ、圧電トランスの出力側にそれぞれ設けたダイオードとインダクタにより、圧電トランスには、一方の出力電極から他方の出力電極に流れる電流と、他方の出力電極から一方の出力電極に流れる電流とが交互に存在し、常時圧電トランスに連続した電流が流れ、圧電トランスの駆動を抑制することがなく、これにより、圧電トランスの効率低下を抑制することができる。
【００５２】
また、一方の出力電極から他方の出力電極に流れる電流と、他方の出力電極から一方の出力電極に流れる電流は、それぞれ一つのダイオードを交互に流れるため、従来のブリッジ整流器よりも電流が流れるダイオード数が少なく、このためダイオードでの損失を小さくできる。
【００５３】
さらに、チョークコイルを一つの磁性体上に構成するため、整流器の小型化が図れ、コンバータの小型化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の整流器を示す回路図である。
【図２】磁性体を共有して形成した２つのチョークコイルを示す斜視図である。
【図３】チョークコイルを通過直後の電流を示すグラフである。
【図４】本発明のＤＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータを示す回路図である。
【図５】本発明のＡＣ−ＤＣ圧電トランスコンバータを示す回路図である。
【図６】実施例の測定回路を示す回路図である。
【図７】実施例で用いられる圧電トランスを示す斜視図である。
【図８】従来のコンデンサ入力ブリッジ整流回路を示す回路図である。
【図９】従来の半波形倍電圧整流回路を示す回路図である。
【符号の説明】
Ａ、Ｂ・・・入力端子
Ｃ、Ｄ・・・出力端子
Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード
Ｌ１、Ｌ２・・・チョークコイル
Ｃｏ・・・コンデンサ
３・・・磁性体
５、７・・・導線
【図１】
0004471546.tif 000003
【図２】
0004471546.tif 000004
【図３】
0004471546.tif 000005
【図４】
0004471546.tif 000006
【図５】
0004471546.tif 000007
【図６】
0004471546.tif 000008
【図７】
0004471546.tif 000009
【図８】
0004471546.tif 000010
【図９】
0004471546.tif 000011