(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の界磁極を備える回転子と、
前記界磁極を磁化させる界磁巻線と、
前記回転子により発生する回転磁界を受けて交流電圧を誘起する３相以上の多相巻線を備える電機子と、
前記多相巻線の交流出力を直流に変換する少なくとも１つの負極側ダイオードを備える整流器と、
前記多相巻線のいずれかの相の誘起する微小起電圧を抵抗を用いて検出し、この検出結果に基づいて前記回転子の回転開始を検出して、前記界磁巻線に対する励磁電流の供給を開始するとともに、前記界磁巻線に流す前記励磁電流を制御することで出力電圧の制御を行う電圧制御手段と、
前記多相巻線のいずれかの相であって前記抵抗が接続された相と異なる相と、前記整流器の負極側端子との間に接続されたコンデンサと、
を備えることを特徴とする車両用交流発電機。
【請求項２】
請求項１において、
前記電圧制御手段は、前記抵抗の両端電圧が所定電圧以上であり、かつ、この両端電圧の周波数が所定周波数を超えたときに前記回転子の回転開始を検出することを特徴とする車両用交流発電機。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記コンデンサの交流インピーダンスは、車両アイドリング回転数近傍での前記回転子の回転数に対応する基本周波数帯域において、前記抵抗の抵抗値よりも小さく設定されていることを特徴とする車両用交流発電機。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかにおいて、
前記整流器は、ツェナーダイオードを用いて構成されており、
前記界磁巻線に励磁電流を流さない状態での最高回転数運転時に発生する前記抵抗の両端電圧が前記ツェナー電圧以下になるように、前記交流インピーダンスを設定することを特徴とする車両用交流発電機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、乗用車やトラック等に搭載される車両用交流発電機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から車両用発電機の発電状態を制御する発電制御装置の中には、車両のキースイッチの投入を検出する機能が備わっているものがある。発電制御装置は、この機能を用いてキースイッチの投入を検出したときに励磁電流の供給を開始して、車両用発電機による発電を開始する制御を行う。
【０００３】
一方で、キースイッチ投入検出のために必要な信号線を廃止するために、実開昭６２−４４６９８号公報に開示されているように、回転子を構成する界磁極に残留する磁化に起因した電機子巻線の誘起電圧の周波数を検出して回転子が回転したか否か、すなわち車載エンジンが始動したか否かを検出することにより、励磁電流の通電を開始する技術が知られている。
【０００４】
しかし、界磁極に残留する磁束のみによる起電圧は極めて小さいため、何らかの方法でこの起電圧を大きくしたいという要求がある。例えば、米国特許第４４０９５３９号では、界磁極を焼鈍して磁気特性を改善する技術が開示されている。また、特開平３−２１５２００号公報や特表平８−５０３３０８号公報では、電機子巻線の２相間の電位差を検出することにより、エンジン起動時の回転信号を検出する技術が開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、本出願の発明者等の調査によれば、上述した各種の従来技術には、以下に示す問題があることがわかった。
米国特許第４４０９５３９号に開示された従来技術では、確かに磁化が残留しやすい状態になるものの、発電時には逆に磁気抵抗が増加して有効磁束が低減してしまい、出力が減少したり、出力を維持しようとすると体格が大型化するという問題がある。しかも、焼鈍処理を行うために大型の熱処理装置を導入する必要があり、生産コスト面からも有利であるとはいえない。
【０００６】
また、特表平８−５０３３０８号公報に開示された従来技術では、電圧検出相以外の相に抵抗体を接続し、この抵抗体を介して接地して閉回路を形成することで、検出抵抗に交流電流が流れるようになっており、検出抵抗両端には負側にも電圧が発生し、いわゆる３相の線間電圧が発生する。しかしながら、一般に負の電位を検出するためには負の基準電位を作る等のために複雑な回路構成を必要とし、実装性や信頼性を考慮するとコスト高になって好ましくない。このため、一般的な従来の検出方法を踏襲するならば、実質的に検出可能なのは正の半サイクル期間のみである。正の半サイクル期間中の電圧は、上述した公報に開示された技術では増幅不可能であり、検出精度を向上させようとすると検出の閾値を下げるしかない。しかし、検出の閾値を下げると、車載バッテリから車両用発電機に流入してくるリーク電流の影響が著しくなってＳ／Ｎ比が小さくなり、真の信号検出が困難になる。
【０００７】
また、米国特許第５３７６８７６号や米国特許第６１４７４７４号などでは、パルス化の閾値を電機子電圧に追随して可変し、リーク電流の影響を除去する技術が開示されているが、このような閾値の可変制御を行うために新規に制御ロジックを追加する必要があり、短期に対応することは容易ではない。
【０００８】
さらに、特開平３−２１５２００号公報に開示された従来技術では、接地からフローティングさせて２相間の電位差を検出しているが、この構成では、車両用発電機が発電開始した場合に、大電流が検出回路内に流入して回路が破損するおそれがある。このような現象を回避するためには、電流制限回路や、閉回路を遮断する開閉手段などの保護回路を設ける必要があり、装置構成が複雑になるという問題があり、回路設計や実装において必ずしも有利ではなく、結果的にコスト増になる。特に、開閉手段の設置に関しては、大電流の供給を断続させることになるため、電流容量の選定や遮断時に発生するサージ電圧に対して十分に配慮する必要がある。
【０００９】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、キースイッチ投入の検出に必要な信号線を廃止することができ、しかも装置構成の複雑化を防止することができる車両用交流発電機を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の車両用交流発電機は、複数の界磁極を備える回転子と、界磁極を磁化させる界磁巻線と、回転子により発生する回転磁界を受けて交流電圧を誘起する３相以上の多相巻線を備える電機子と、多相巻線の交流出力を直流に変換する少なくとも１つの負極側ダイオードを備える整流器と、界磁巻線に流す励磁電流を制御することで出力電圧の制御を行う電圧制御手段と、多相巻線のいずれかの相であって抵抗が接続された相と異なる相と整流器の負極側端子との間に接続されたコンデンサとを備えている。また、電圧制御手段は、多相巻線のいずれかの相の誘起する微小起電圧を抵抗を用いて検出し、この検出結果に基づいて回転子の回転開始を検出して、界磁巻線に対する励磁電流の供給を開始する。
【００１１】
このような構成を採用することにより、界磁極の残留磁化による微小磁束が多相巻線に鎖交することで発生する微小起電流によるコンデンサの充放電作用により抵抗の両端電圧を正側に上昇させることが可能になる。具体的には、多相巻線に誘起される電圧波形に着目したときに、負の半サイクル期間中にコンデンサに蓄えた電荷を次の正の半サイクル期間中に放電して抵抗に流す電流を増加させることにより、抵抗の両端電圧を正側に上昇させることが可能になる。したがって、従来の検出閾値が大きな電圧制御手段をそのまま用いた場合であっても、車両のアイドリング回転数相当以下で回転子の回転を検出することが可能になり、新規に制御ロジックを追加することなく、短期かつ安価に始動検出機能を備えた車両用交流発電機を実現することができる。このため、キースイッチ投入の検出に必要な信号線を廃止することができる。
【００１２】
また、上述した電圧制御手段は、抵抗の両端電圧が所定電圧以上であり、かつ、この両端電圧の周波数が所定周波数を超えたときに回転子の回転開始を検出することが望ましい。抵抗の両端電圧のみの検出では、車載バッテリから車両用交流発電機内に流入してくるリーク電流による電圧上昇にも反応してしまい、回転子が回転していないにもかかわらず回転が開始したと誤判定するおそれがある。残留磁束による微小起電圧は、界磁極の残留磁束が電機子の多相巻線に鎖交することで発生することは周知である。すなわち、界磁極が回転しないと交流起電圧は発生せず、界磁極の回転数に依存して交流起電圧の振幅および周波数が変化する。したがって、抵抗の両端電圧の大小とともに周波数に基づいて回転子の回転開始を検出することにより、リーク電流等による誤判定を防止することができる。
【００１３】
また、上述したコンデンサの交流インピーダンスは、車両アイドリング回転数近傍での回転子の回転数に対応する基本周波数帯域において、抵抗の抵抗値よりも小さく設定されていることが望ましい。正の半サイクル期間中に抵抗に流し込む電流が大きいほど抵抗の両端電圧に含まれるオフセット電圧が大きくなる。ところが、コンデンサは交流抵抗を有するため、この交流抵抗が大きいと、負の半サイクル期間中に充電できる電荷が少なくなって、次の正の半サイクル期間中に放電する電流も少なくなってしまう。発明者等の実験によれば、コンデンサの容量、すなわち交流インピーダンスを、抵抗の抵抗値よりも小さくすることで、抵抗の両端電圧を十分に上昇させることができることがわかった。
【００１４】
また、上述した整流器は、ツェナーダイオードを用いて構成されており、界磁巻線に励磁電流を流さない状態での最高回転数運転時に発生する抵抗の両端電圧がツェナー電圧以下になるように、コンデンサの交流インピーダンスを設定することが望ましい。このように、コンデンサを追加して抵抗の両端抵抗を上昇させた場合であっても実用範囲においてこの両端電圧がツェナー電圧以下になるように設定されているため、ツェナーダイオードの逆方向に流れる電流の発生を防止することができ、特別な付加回路を用いることなくツェナーダイオードで生じる電流の消費を低減することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した一実施形態の車両用交流発電機について、図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本実施形態の車両用発電機の構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態の車両用交流発電機１は、電機子巻線２、整流器３、界磁巻線４および電圧制御装置５を含んで構成されている。電機子巻線２は、多相巻線（例えば三相巻線）であって、同一の鉄心に巻装されて電機子を構成している。電機子巻線２に誘起される交流出力が整流器３に供給される。また、電機子巻線２を構成するいずれか１相（例えばＺ相）の出力端子と接地間にはコンデンサ２１が接続されている。整流器３は、電機子巻線２の交流出力を直流出力に整流する全波整流回路である。界磁巻線４は、電機子巻線２に電圧を誘起させるために必要な鎖交磁束を発生させるために、励磁電流を流して界磁を形成する。この界磁巻線４は、界磁極（図示せず）に巻装されて回転子を構成している。電圧制御装置５は、車両用交流発電機１の出力電圧を所定の調整電圧Ｖreg に制御する。
【００１６】
電圧制御装置５は、パワートランジスタ５１、還流ダイオード５２、抵抗５３、電圧比較器５４、５７、デジタルカウンタ５５、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５６、アンド回路５８を含んで構成されている。この電圧制御装置５が電圧制御手段に対応する。
【００１７】
パワートランジスタ５１は、界磁巻線４に直列に接続されて励磁電流を断続する。還流ダイオード５２は、界磁巻線４に並列に接続され、パワートランジスタ５１が開成されたときに励磁電流を還流させる。抵抗５３は、電機子巻線２を構成する三相のなかでコンデンサ２１が接続されていない１相（例えばＹ相）の出力端子と接地間に挿入されており、車両アイドリング回転数近傍での車両用交流発電機１の基本周波数帯域におけるコンデンサ２１の交流インピーダンスよりも大きな抵抗値を有する。
【００１８】
電圧比較器５４は、抵抗５３が接続されたＹ相の出力電圧（Ｙ相電圧）、すなわち抵抗５３の両端電圧を第１の閾値Ｖ１と比較することにより、Ｙ相電圧と同じ周期のパルスを生成する。デジタルカウンタ５５は、電圧比較器５４から出力されるパルス数をカウントし、所定期間中の入力パルス数が所定個以上であれば常に出力をハイレベルに維持する。
【００１９】
ＬＰＦ５６は、車両用交流発電機１の出力電圧の高周波成分を除去するためのものであり、例えば周知の抵抗とコンデンサによるＣＲ回路で構成されている。電圧比較器５７は、ＬＰＦ５６の出力電圧を第２の閾値Ｖ２と比較する。アンド回路５８は、デジタルカウンタ５５の出力信号と電圧比較器５７の出力信号の論理積を出力し、パワートランジスタ５１の断続制御を行う。
【００２０】
本実施形態の車両用交流発電機１はこのような構成を有しており、次にその動作を説明する。
エンジンが回転を開始して回転子も回転を始めると、電機子巻線２を構成する多相巻線の各相に電圧が誘起される。したがって、抵抗５３の一方端に印加されるＹ相電圧が次第に大きくなり、第１の閾値Ｖ１を超えたときに、電圧比較器５４の出力が回転子の回転数に同期したタイミングでハイレベルになる。このようにして、電圧比較器５４によって回転検出のパルスが生成されると、デジタルカウンタ５５は、このパルス数のカウントを開始する。デジタルカウンタ５５は、車両アイドリング回転数相当の発電機基本周波数以上のパルス数を検出すると出力をハイレベルにし、このとき、アンド回路５８は電圧比較器５７から入力される信号をそのまま出力する。したがって、ＬＰＦ５６から出力される車両用交流発電機１の出力電圧が第２の閾値Ｖ２よりも低い場合にはパワートランジスタ５１が閉成されて、界磁巻線４に流れる励磁電流を増加させ、反対に、ＬＰＦ５６から出力される車両用交流発電機１の出力電圧が第２の閾値Ｖ２よりも高い場合にはパワートランジスタ５１が開成されて、界磁巻線４に対する励磁電流供給動作が停止される。電圧制御装置５では、回転子の回転を検出すると、ＬＰＦ５６および電圧比較器５７によって構成される出力電圧制御回路の出力が有効になる。すなわち、キースイッチの投入を検出しなくてもエンジンの始動を検出可能である。このため、車両のキースイッチ投入を検出するための信号線を廃止することができ、配線の簡略化を実現することができる。
【００２１】
次に、電機子巻線２にコンデンサ２１を追加した効果について詳細に説明する。図２は、コンデンサ２１、負極側ダイオード３１、抵抗５３および電機子巻線２によって構成される等価回路を示す図であり、コンデンサ２１と負極側ダイオード３１と電機子巻線２によって構成される閉回路に残留磁化に起因する負の起電圧が発生する半周期の期間（負の半サイクル期間）ａに流れる電流が矢印で示されている。また、図３は負の半サイクル期間における抵抗５３の両端電圧を示す図である。図４は、図２に示した等価回路において、次の半周期の期間（正の半サイクル期間）ｂに流れる電流を示す図である。図５は、正の半サイクル期間における抵抗５３の両端電圧を示す図である。
【００２２】
負の半サイクル期間ａにおいては、コンデンサ２１に図２に示す矢印の方向に電流が流れてコンデンサ２１が充電されるが、充電電流の大部分は負極側ダイオード３１を介して流れる（Ｉ11）。これは、負極側ダイオード３１の順方向抵抗値よりも抵抗５３の抵抗値の方が大きいからである。このため、結果的に抵抗５３の両端電圧の負電位はほぼ−０．７Ｖ（ダイオード順方向電圧降下分）にクランプされる。なお、抵抗５３に流れる電流Ｉ12は、負極側ダイオード３１を流れる電流Ｉ11よりも小さく、Ｉ12×Ｒ（抵抗５３の抵抗値）＝−０．７の関係を満たしている。
【００２３】
また、コンデンサ２１の両端には、コンデンサ容量をＣ、蓄積電荷をＱとすると、Ｃ・Ｑで決定される電位差を生じるので、Ａ点電位は、＋Ｃ・Ｑ［Ｖ］となる。
次の半周期の期間（正の半サイクル期間）ｂには、残留磁化に起因する正の起電圧による電流Ｉ21と、その前の負の半サイクル期間ａに充電された電荷の放電電流Ｉ22の合成電流が抵抗５３に流れ込むため、正極電圧がコンデンサ２１の充電電圧分だけ上昇する（図５）。これは、正の半サイクル期間ｂにおいてコンデンサ２１の蓄積電荷が放電するのに有限の時間を必要とするために、誘起電圧の極性が反転しても直ちにコンデンサ２１の両端電圧は０［Ｖ］にはならず、電荷が残存している期間のみ電位の高い状態を維持するからである。すなわち、コンデンサ２１に接続された相（Ｚ相）の残留磁化に起因する起電圧ｅの基準が０［Ｖ］ではなく、Ｃ・Ｑ［Ｖ］にオフセットされる。したがって、抵抗５３の両端電圧は、ｅ＋Ｃ・Ｑ［Ｖ］に上昇する。
【００２４】
観点を変えると、抵抗５３を流れる電流はＩ21＋Ｉ22であるから、この抵抗５３の電圧降下は（Ｉ21＋Ｉ22）×Ｒとなり、Ｉ22×Ｒ（＝ΔＶｐ）分だけ上昇する。図６は、抵抗５３の両端電圧の上昇分ΔＶｐを示す図である。
仮に、コンデンサ２１の代わりに抵抗を挿入した場合には電荷蓄積効果がないため、起電圧の極性が反転すると、直ちに基準電圧が０［Ｖ］に下がってしまい、所望の効果を得ることはできない。図７は、コンデンサ２１の代わりに抵抗を用いた場合の抵抗５３の両端電圧を示す図である。
【００２５】
このように、界磁極の残留磁化による微小磁束が電機子巻線２に鎖交することで発生する微小起電流によるコンデンサ２１の充放電作用により、抵抗５３の両端電圧を正側に上昇させることが可能になる。具体的には、コンデンサ２１が接続された電機子巻線２に誘起される電圧波形に着目したときに、負の半サイクル期間ａ中にコンデンサ２１に蓄えた電荷を、次の正の半サイクル期間ｂ中に放電して、抵抗５３に流す電流を増加させることにより、抵抗５３の両端電圧を正側に上昇させることが可能になる。したがって、従来の検出閾値が大きな電圧制御装置をそのまま用いた場合であっても、車両のアイドリング回転数相当以下で回転子の回転を検出することが可能になり、新規に制御ロジックを追加することなく、短期かつ安価に始動検出機能を備えた車両用交流発電機１を実現することができる。このため、キースイッチ投入の検出に必要な信号線を廃止することができる。
【００２６】
ところで、正の判サイクル期間中に抵抗５３に流し込む電流が大きいほど、オフセット電圧が大きくなってＳ／Ｎ比を改善することができる。コンデンサ２１は交流抵抗を有するため、この交流抵抗が大きいと負の半サイクル期間中に充電できる電荷が少なくなり、次の正の半サイクル期間に放電する電流が少なくなってしまう。検出閾値（第１の閾値Ｖ１）を低く設定すれば、充電電荷が少なくて抵抗５３の両端電圧があまり上昇しない場合であっても回転子の回転を検出することが可能であるが、Ｓ／Ｎ比の悪化を招くため好ましくない。
【００２７】
発明者等の実験によれば、コンデンサ２１の容量、すなわち交流インピーダンスと、抵抗５３の抵抗値との関係は、検出すべき周波数帯である車両アイドリング回転数近傍での車両用交流発電機１の基本周波数帯域においてコンデンサ２１の交流インピーダンスを抵抗５３の抵抗値より小さくすることで、従来の高閾値の電圧制御装置を使用するのに十分な抵抗５３の両端電圧の上昇分を確保できることがわかった。
【００２８】
この現象を別の観点から見ると、１／（ω0・Ｃ）＜Ｒ、すなわち、１／ω0＜Ｃ・Ｒとなる。ここで、ω0 は車両アイドリング回転数近傍での車両用交流発電機の電気角速度である。つまり、コンデンサ２１と抵抗５３とで構成される閉回路の減衰時定数が所定の電気角速度の逆数よりも大きいことを示している。これは、蓄積された電荷がすぐに放出しつくされてしまっては、抵抗５３の両端電圧について所望の電圧上昇が得られないということを示している。
【００２９】
回転検出に十分な電圧上昇を得るためには、所望の電気角速度、すなわち回転検出したい回転数で運転されているときの車両用交流発電機１の電気角速度ω0 における電荷の放出がある程度継続していないといけないことが発明者等の実験でわかった。蓄積電荷の放電継続時間は、コンデンサ２１と抵抗５３によって構成される閉回路の減衰時定数という尺度で見ると、この時定数を回転検出したい回転数で運転している際の車両用交流発電機１の電気角速度の逆数よりも大きく設定することが望ましい。
【００３０】
なお、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、通常のダイオードを用いて整流器３を構成したが、図８に示すように、これらの通常のダイオードの代わりにツェナーダイオードを用いてもよい。
【００３１】
但し、この場合には、電機子巻線２の出力端子の電圧が、ツェナーダイオードの逆降伏電圧（ツェナー電圧）を超えたときにツェナーダイオードでのエネルギー消費が増大して発熱が著しくなる。特に、図１に示した構成においては、界磁巻線４に励磁電流を流さないにもかかわらず電機子巻線２のＹ相電圧を増大することができるが、この誘導電圧は回転数に比例して増大するので、高回転時にＹ相電圧がツェナー電圧を超えるような場合には、誘起電圧を低減させるための手段が必要になる。例えば、界磁極を逆極性に磁化させて鎖交磁束を低減させることが考えられるが、このような構成はいわゆるＨブリッジ型インバータを要するので、回路が大型化、複雑化して実装が困難になる。車両用交流発電機の実使用回転数範囲の最高回転数での抵抗５３の両端電圧が、整流器を構成するツェナーダイオードのツェナー電圧以下となるようにコンデンサ２１の容量を設定しておけば、高回転時にこれらの対策が不要となるため、極めて簡単な構成で所望の特性を実現することができる。
【００３２】
また、上述した実施形態では、パルス化された回転数情報をデジタルカウンタ５５によってカウントすることにより回転数検出を実現しているが、Ｆ／Ｖコンバータを利用して回転数情報をアナログ電圧に変換して検出するようにしてもよい。
【００３３】
さらに、本実施形態では電機子巻線をＹ結線としたが、もちろんΔ結線においても同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施形態の車両用発電機の構成を示す図である。
【図２】コンデンサ、負極側ダイオード、抵抗および電機子巻線によって構成される等価回路を示す図である。
【図３】負の半サイクル期間における抵抗の両端電圧を示す図である。
【図４】コンデンサ、負極側ダイオード、抵抗および電機子巻線によって構成される等価回路を示す図である。
【図５】正の半サイクル期間における抵抗の両端電圧を示す図である。
【図６】抵抗の両端電圧の上昇分ΔＶｐを示す図である。
【図７】コンデンサの代わりに抵抗を用いた場合の抵抗の両端電圧を示す図である。
【図８】ツェナーダイオードを用いた整流器を含む車両用交流発電機の部分的な構成を示す図である。
【符号の説明】
１  車両用交流発電機
２  電機子巻線
３  整流器
４  界磁巻線
５  電圧制御装置
２１  コンデンサ
３１  負極側ダイオード
５１  パワートランジスタ
５２  還流ダイオード
５３  抵抗
５４、５７  電圧比較器
５５  デジタルカウンタ
５６  ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
５８  アンド回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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