(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体へ超音波を送信し、被検体内からのエコーを取得し、受信信号を出力する送受波手段と、
前記受信信号に基づいて、時間的に離散化された位相データ列を求める位相検出手段と、
前記位相データ列に基づいて、前記受信信号の位相が所定レベルと交差するクロスポイントを補間により推定するクロスポイント推定手段と、
を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１記載の超音波診断装置において、
前記位相検出手段は、
前記受信信号に基づいて、解析信号を求める複素化手段と、
前記解析信号の偏角に基づいて、前記位相データ列を求める位相演算手段と、
を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２記載の超音波診断装置において、
前記複素化手段は、前記受信信号をヒルベルト変換して前記解析信号を生成するヒルベルト変換手段を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項２記載の超音波診断装置において、
前記複素化手段は、前記受信信号を直交検波して前記解析信号を生成する直交検波手段を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項２記載の超音波診断装置において、
前記複素化手段は、前記受信信号を直交サンプリングして前記解析信号を生成する直交サンプリング手段を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれかに記載の超音波診断装置において、
前記クロスポイントの変位に基づいて、前記エコーの遅延時間の変化を計測する遅延変化量計測手段を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれかに記載の超音波診断装置において、
前記受信信号に対し、所定幅のゲートを設定するゲート設定手段を有し、
前記クロスポイント推定手段は、前記ゲートの範囲内で前記クロスポイントの推定を行うこと、
を特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】
請求項７記載の超音波診断装置において、
ゲート設定手段は、検知された前記クロスポイントの位置に基づいて、次回の送受波により得られる受信信号に対する前記ゲートを設定すること、
を特徴とする超音波診断装置。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれかに記載の超音波診断装置において、
前記クロスポイントは、前記位相がゼロレベルと交差するゼロクロス点であることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１０】
請求項９記載の超音波診断装置において、
前記クロスポイント推定手段は、
前記受信信号のピーク位置を検知する受信信号ピーク検知手段を有し、
前記ピーク位置の所定近傍にて、前記ゼロクロス点の推定を行うこと、
を特徴とする超音波診断装置。
【請求項１１】
請求項１から請求項９のいずれかに記載の超音波診断装置において、
前記クロスポイント推定手段は、
前記解析信号の絶対値のピーク位置を検知するピーク検知手段を有し、
前記ピーク位置の所定近傍にて、前記クロスポイントの推定を行うこと、
を特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に超音波エコーの位相変化を精度良く計測する超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波ビームを被検体に送信し、送信からエコー信号の受信までの遅延時間に基づいて、例えば血管壁や心臓などの被検体内での深さを計測することができる。例えば血管壁は心臓の脈動に同期して変位し、これを観察することにより動脈硬化などの疾病を診断するための基礎データを取得できる。この血管壁の変位は比較的小さく、その観察では、超音波の波長単位ではなく、エコー信号の１波長以下の位相変化を捉える高精度の測定が必要となる。
【０００３】
また、ドプラ計測では、エコー信号の位相変化に基づいて被検体内の血流等の運動速度が計測される。この用途においてもエコー信号の位相変化の測定が必要とされる。
【０００４】
このエコー信号の位相変化を計測するために、従来より行われている方法として、目標部位からのエコー信号の代表点としてゼロクロス点を選び、このゼロクロス点の変位を計測する方法がある。
【０００５】
従来は、特願２０００−１３２１３６号に示されるように受信信号の振幅に基づいてゼロクロス点を定めていた。図７は、従来のゼロクロス法を説明する模式図である。図において、横軸は時間であり、縦軸は受信信号の振幅である。受信信号２は例えば血管壁等の観察対象部位からのものであり、ゼロクロス点４は受信信号２の振幅がゼロとなる点である。図８は、受信信号のゼロクロス点近傍を拡大した模式図である。この図においても、横軸は時間であり、縦軸は受信信号の振幅である。図には、サンプリング前の受信信号２（曲線波形で表される）、タイミングｔ1，ｔ2，…にてサンプリングされた受信信号値６（黒丸で表す）、サンプリングにより生成される量子化された受信信号８（階段状波形で表される）、及び真のゼロクロス点４が示されている。従来は、受信信号値６の符号を監視し、その符号が反転したサンプリングタイミングをゼロクロス点としていた。例えば図８では、真のゼロクロス点４の前後のタイミングｔ3，ｔ4で受信信号値６の符号が反転するので、例えばタイミングｔ4がゼロクロス点とみなされる。また、より精度が必要とされる場合には、符号反転を生じたサンプリング区間［ｔ3，ｔ4］において、その両端ｔ3，ｔ4での受信信号値６を用いて補間を行うことが考えられる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述の受信信号の符号反転を生じたサンプリングタイミングによりゼロクロス点を求める方法では、位相の計測精度は受信信号のサンプリング周期に留まるという問題があった。よって、ゼロクロス点を精度良く求めるためにはサンプリング周波数を上げる必要があった。また、受信信号の振幅は曲線を描くため、補間を行うとしても線形補間や多項式補間では近似精度が低い。またＳｙｎｃ関数等によって補間してもサンプリング周波数の数倍程度しか精度を確保できないという問題があった。
【０００７】
本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、エコー信号の位相変化を精度良く計測することができる超音波診断装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る超音波診断装置は、被検体へ超音波を送信し、被検体内からのエコーを取得し、受信信号を出力する送受波手段と、前記受信信号に基づいて、時間的に離散化された位相データ列を求める位相検出手段と、前記位相データ列に基づいて、前記受信信号の位相が所定レベルと交差するクロスポイントを補間により推定するクロスポイント推定手段とを有するものである。
【０００９】
本発明によれば、位相検出手段は、送信された超音波に応じた周波数で変動する受信信号の位相を検出する。この位相は、離散化されたタイミングで検出され、時系列に従った位相データ列を形成する。クロスポイント推定手段は、離散的な位相データ列を補間して、位相が所定の値となるタイミングを推定する。このタイミングがクロスポイントである。受信信号の位相は振幅とは異なり、基本的に時間と共に直線的に変化する性質を有する。そのため、位相データ列間に存在するクロスポイントの推定を高精度に行うことが容易である。
【００１０】
他の本発明に係る超音波診断装置においては、前記位相検出手段は、前記受信信号に基づいて、解析信号を求める複素化手段と、前記解析信号の偏角に基づいて、前記位相データ列を求める位相演算手段とを有することを特徴とする。
【００１１】
受信信号の位相は、解析信号の偏角として表される。本発明によれば、受信信号から解析信号を生成し、その偏角を求める。そして、この偏角から位相データ列が生成される。
【００１２】
本発明の好適な態様は、前記複素化手段が、前記受信信号をヒルベルト変換して前記解析信号を生成するヒルベルト変換手段を有することを特徴とする超音波診断装置である。
【００１３】
いま、受信信号をｘ(t)とすると、解析信号ｘa(t)はｘ(t)を実部とし、ｘ(t)をヒルベルト変換によってπ/2だけ位相をシフトした信号ｘ'(t)を虚部として、次式で表される。
【００１４】
【数１】
ｘa(t)  ＝  ｘ(t)＋ｊｘ'(t)
ここで、受信信号ｘ(t)に対するヒルベルト変換により、次式が成り立つ。なお、記号Ｆ[]はフーリエ変換を表す。
【００１５】
【数２】
Ｆ[ｘa(t)]  ＝  ２・Ｆ[ｘ(t)]  for  ｆ＞０
Ｆ[ｘa(t)]  ＝  Ｆ[ｘ(t)]     for  ｆ＝０
Ｆ[ｘa(t)]  ＝  ０            for  ｆ＜０
ここで、ｆはフーリエ変換したときの周波数である。本発明は正の周波数（ｆ＞０）の関係式を利用する。すなわち、測定した受信信号ｘ(t)を複素フーリエ変換後、２倍し、さらに逆フーリエ変換によって時間領域に戻すことにより、解析信号ｘa(t)が求められる。
【００１６】
本発明の好適な態様は、前記複素化手段が、前記受信信号を直交検波して前記解析信号を生成する直交検波手段を有することを特徴とする超音波診断装置である。
【００１７】
本発明の好適な態様は、前記複素化手段が、前記受信信号を直交サンプリングして前記解析信号を生成する直交サンプリング手段を有することを特徴とする超音波診断装置である。
【００１８】
他の本発明に係る超音波診断装置は、さらに前記クロスポイントの変位に基づいて、前記エコーの遅延時間の変化を計測する遅延変化量計測手段を有する。
【００１９】
本発明によれば、超音波の送受波ごとにクロスポイントが推定され、クロスポイントの時間的な移動が計測される。このクロスポイントの変位は、当該クロスポイントに対応する被検体内の部位におけるエコーの遅延時間の変化を表している。
【００２０】
別の本発明に係る超音波診断装置は、前記受信信号に対し、所定幅のゲートを設定するゲート設定手段をさらに有し、前記クロスポイント推定手段が、前記ゲートの範囲内で前記クロスポイントの推定を行うことを特徴とする。
【００２１】
受信信号の位相は周期的に変化するので、位相に対しある所定レベルを設定した場合、それに対応するクロスポイントは、超音波が送受波される深さ方向に多数存在し、基本的に超音波の１周期ごとに現れる。本発明によれば、関心のある被検体部位に対応して所定幅のゲートを設定し、当該部位におけるクロスポイントの検出を行う。ゲートの所定幅は、例えば、それに含まれるクロスポイントを１つとする場合には、超音波の１波長分以下とされる。
【００２２】
さらに別の本発明に係る超音波診断装置においては、ゲート設定手段が、検知された前記クロスポイントの位置に基づいて、次回の送受波により得られる受信信号に対する前記ゲートを設定する。
【００２３】
クロスポイントは、ある超音波の送受波タイミングにおけるその位置を起点として変位を開始する。そして次回の超音波の送受波タイミングにおけるクロスポイントは、基本的には前回の位置を中心とし、超音波の送受波の時間間隔に応じた幅の範囲内に存在することが期待される。本発明によれば、超音波の送受波ごとに更新されるクロスポイントに応じて、ゲートの位置も更新設定される。これにより、ある被検体部位におけるクロスポイントを、精度良く追跡することが容易となる。
【００２４】
本発明の好適な態様の超音波診断装置においては、前記クロスポイントは、前記位相がゼロレベルと交差するゼロクロス点であることを特徴とする。
【００２５】
また別の本発明に係る超音波診断装置は、前記クロスポイントをゼロクロス点に設定した場合において、前記クロスポイント推定手段が、前記受信信号のピーク位置を検知する受信信号ピーク検知手段を有し、前記ピーク位置の所定近傍にて、前記ゼロクロス点の推定を行うものである。
【００２６】
上述したように受信信号は解析信号の実部であり、解析信号の偏角が０のときに基本的に受信信号の振幅はピークとなると期待される。本発明によれば、受信信号のピーク位置を検知することにより、ゼロクロス点の位置を推定する範囲が、当該ピーク位置の所定近傍に限定される。
【００２７】
さらに別の本発明に係る超音波診断装置においては、前記クロスポイント推定手段が、前記解析信号の絶対値のピーク位置を検知するピーク検知手段を有し、前記ピーク位置の所定近傍にて、前記クロスポイントの推定を行うものである。
【００２８】
本発明によれば、解析信号の絶対値が大きい範囲に存在するクロスポイントが検出される。解析信号の絶対値が大きいと、受信信号に含まれるノイズやデジタル化による量子化誤差の影響を受けにくい。ここで、解析信号ｘa(t)の絶対値は、〔[ｘ(t)]2＋[ｘ'(t)]2〕1/2である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００３０】
図１には、本発明の実施の形態である超音波診断装置の全体構成がブロック図として示されている。図１において、プローブ１０は、超音波パルスの送波及びエコーの受波を行う超音波探触子である。このプローブ１０はアレイ振動子を有しており、そのアレイ振動子の電子走査によって超音波ビームが電子的に走査される。その電子走査方式としては例えば電子リニア走査や電子セクタ走査などを挙げることができる。
【００３１】
送信回路１２は送受信制御回路１４による制御に従って、振動子アレイの各チャネルごとに遅延された送信パルスをプローブ１０へ出力する。振動子ごとの遅延量は、送波される超音波がビームを形成するように制御され、また、送波ビームの方向に応じて制御される。
【００３２】
一方、受信系は、受信増幅回路２０、Ａ／Ｄ変換器（analog-to-digital converter）２２、整相加算回路２４、受信信号処理回路２８、表示処理回路３０及び表示器３２を含んで構成される。
【００３３】
受信増幅回路２０は、各チャネルごとに受信信号を増幅する。また、Ａ／Ｄ変換器２２は、受信増幅回路２０から出力される各チャネルごとのアナログ受信信号を一定時間間隔でサンプリングし、デジタル信号に変換する。
【００３４】
整相加算回路２４は、デジタル遅延器を用いて各チャネル間の位相を調節した後、加算器により各チャネルの受信信号を互いに加算し、受信フォーカスを実現する。ここで送受信制御回路１４がデジタル遅延器の遅延量を各チャネルごとに調節し制御する。整相加算回路２４は加算により複数チャネルの受信信号を１つのデジタル受信信号にまとめ、受信信号処理回路２８へ入力する。
【００３５】
受信信号処理回路２８は、断層画像形成部４０、変位計測部４２等の各信号処理を行うユニットを含んで構成される。
【００３６】
断層画像形成部４０は、受信信号から断層画像すなわちＢモード画像を形成する回路である。形成された断層画像のイメージ情報は表示処理回路３０に出力される。
【００３７】
変位計測部４２は、被検体内の目標部位の変位を計測する回路であり、超音波ビームの軸線方向の変位量が計測される。
【００３８】
表示処理回路３０は、表示器３２に表示する表示画像を構成する回路である。表示処理回路３０は画像合成機能などを有している。
【００３９】
本装置の主たる特徴は、変位計測部４２にある。図２は変位計測部４２の概略のブロック構成図である。変位計測部４２は、ヒルベルト変換器５０、偏角演算器５２、ゼロクロス点推定器５４、トラッキングゲート操作器５６及びトラッキングゲート設定器５８を含んで構成される。
【００４０】
変位計測部４２のヒルベルト変換器５０に、整相加算回路２４からのデジタル受信信号が入力される。ヒルベルト変換器５０は、Ｎ個のデジタル受信信号ｘ(ti)（ｉ＝０，１，…Ｎ−１）に対してヒルベルト変換を行い、各ｘ(ti)に対する変換結果ｘ'(ti)が生成される。これらｘ(ti)、ｘ'(ti)によって、受信信号の各サンプリング点に対応した解析信号値ｘa(ti)が次式で定義される。
【００４１】
【数３】
ｘa(ti)  ＝  ｘ(ti)＋ｊｘ'(ti)
ヒルベルト変換器５０は、この解析信号の実部ｘ(ti)と虚部ｘ'(ti)とを偏角演算器５２へ出力する。偏角演算器５２は、これら実部、虚部を用いて、各解析信号ｘa(ti)の偏角φi（≡arg[ｘa(ti)]）を求め、ゼロクロス点推定器５４へ出力する。上述したように偏角φiは通常のエコーの場合、直線的に変化する。
【００４２】
図３は、送受信される超音波の複数周期にわたる解析信号の偏角の変化の一例を示すグラフである。この図において横軸は時間、左側の縦軸が偏角に対応している。この図には、偏角の変化パターン７０と共に、超音波の振幅の変化パターン７２が示されている。なお、振幅の変化パターン７２は、送受波される超音波の波束（超音波パルス）を表している。この図に示されるように偏角は超音波の一周期に対応して、−πから＋πまでの範囲内で直線変化する。なお、偏角はその周期性に起因して＋πに達すると−πに折り返す挙動を示す。
【００４３】
図３に示されるように、偏角φのゼロクロス点は周期的に現れる。ゼロクロス点推定器５４は、その複数現れるゼロクロス点のうち、ユーザにより設定された目標部位からの受信信号に現れるゼロクロス点を、偏角演算器５２から入力される偏角φiに基づいて推定する。
【００４４】
目標部位の設定は、トラッキングゲート操作器５６とトラッキングゲート設定器５８とによって行われる。具体的には、目標部位からのエコーが受信されるタイミングに対応してトラッキングゲートが設定され、このゲートが開いている期間内に現れる偏角のゼロクロス点の位置が求められる。
【００４５】
トラッキングゲート操作器５６は、トラッキングゲートの初期設定を行うものである。例えば、表示器３２上に断層画像に重ねて、超音波ビームの軸線を表示させ、その軸線上にてユーザがトラックボール等により目標部位の位置を指定するという方法で、トラッキングゲートがマニュアル設定されるように構成することができる。
【００４６】
トラッキングゲート設定器５８は、このトラッキングゲート操作器５６により指定されたトラッキングゲートの初期値をゼロクロス点推定器５４に対して設定する。また、一旦、目標部位におけるゼロクロス点が求まると、その位置はゼロクロス点推定器５４の出力からトラッキングゲート設定器５８へ入力される。トラッキングゲート設定器５８は、この入力されたゼロクロス点の位置を基準として、次の超音波ビームに対するトラッキングゲートを自動設定する。トラッキングゲート設定器５８は例えば、前回の超音波ビームに対する処理から得られたゼロクロス点が次回の超音波ビームに対するトラッキングゲートの中心にくるように、トラッキングゲートの位置をずらす。このフィードバック制御により、目標部位の運動によるゼロクロス点の変位に追従することができ、目標部位の変位量計測を正確に行うことが容易となる。なお、トラッキングゲートの幅は例えば、送信超音波の１波長以下の時間幅に設定され、これによりトラッキングゲートに含まれるゼロクロス点が複数となることを回避し、ゼロクロス点のトラッキングを容易とすることができる。
【００４７】
ちなみに、図３に示す例では、受信信号の振幅がピークとなり、また解析信号の絶対値がピークとなる位置の近傍に存在するゼロクロス点７４に対してトラッキングゲートが設定され、当該ゼロクロス点７４がトラッキングされる。
【００４８】
図４はゼロクロス点推定器５４の処理を説明する説明図であり、ゼロクロス点近傍での偏角の時間的な変化を示す図である。この図において、横軸は時間ｔであり、縦軸は偏角φである。図には、偏角演算器５２から出力される偏角値の信号８０（階段状波形で表される）と各サンプリングタイミングｔiにおける偏角値φi（黒丸８２で表す）が示されている。この偏角値φi（ｉ＝０，１，…Ｎ−１）が位相データ列を構成し、当該列の各データは上述したように一つの直線８４上にある。
【００４９】
ゼロクロス点推定器５４は、トラッキングゲートが開いている間に偏角演算器５２から入力される偏角φiに対してゼロクロス点の位置の推定処理を行う。ゼロクロス点推定器５４は、例えばサンプリングタイミング順に偏角φiの符号を調べ、偏角φiが負から正へ反転する位置を探索する。例えば、図４ではｔ3における偏角φ3が負であり、ｔ4における偏角φ4が正であり、ゼロクロス点推定器５４はこの偏角の符号が反転する区間［ｔ3，ｔ4］をゼロクロス点を含む区間として検知する。そして、ゼロクロス点推定器５４は、偏角φの変化が直線的であることに基づいて、偏角φ3，φ4を用いて当該区間にて線形補間演算を行い、真のゼロクロス点８６を推定する。
【００５０】
このようにゼロクロス点推定器５４は、ゼロクロス点から得られる受信信号の遅延時間を超音波ビームの送受波ごとに求め、これを目標部位の変位量情報として表示処理回路３０へ出力する。また、必要に応じて、超音波の速度を用いて、遅延時間の変化を距離に換算して表示処理回路３０へ出力することもできる。
【００５１】
また、ここでは、ゼロクロス点を挟む２つのサンプリングタイミングにおける偏角の値を用いてゼロクロス点の推定を行ったが、さらに多くのサンプリングタイミングにおける偏角の値を用いて推定を行うように構成することもできる。例えば、３つ以上のサンプリングタイミングにおける偏角の値を用いて、最小２乗法などにより偏角の変化の直線８４を近似し、ゼロクロス点８６の推定精度の向上を図ることができる。また、受信信号をローパスフィルタ処理した後にゼロクロス点の推定処理を行う構成とすることにより、ノイズの影響の低減による精度の向上を図ることができる。
【００５２】
また、偏角が０となるのは、解析信号の虚部が０であり、実部のみが非零成分を有する場合である。すなわち、基本的に受信信号の振幅のピークとゼロクロス点とは同じタイミングとなるはずである。そこで、トラッキングゲート内での受信信号のピークを含むサンプリング区間を絞り込み、この範囲内でゼロクロス点の推定処理を行うように構成して、推定時間の短縮、処理負荷の軽減を図ることができる。また、解析信号の絶対値が大きいと、受信信号に含まれるノイズやデジタル化による量子化誤差の影響を受けにくい。そこで、解析信号の絶対値のピーク近傍でゼロクロス点の推定処理を行うことにより精度の向上を図ることができる。
【００５３】
なお、ヒルベルト変換器５０は例えば、ＦＦＴ／逆ＦＦＴ専用のハードウェア演算器を使用して構成することもできるし、高速のＤＳＰ（Digital Signal Processor）を利用してソフトウェア的に処理するように構成することもできる。
【００５４】
また、ヒルベルト変換器５０に代えて他の手段を用い、受信信号から解析信号（すなわち複素化）を行ってもよい。図５は、他の複素化手段の一例である直交検波器の概略のブロック構成図である。整相加算回路２４からのＲＦ受信信号は２つに分岐され、それぞれ混合器９０，９２に入力される。各混合器９０，９２には参照信号も入力され、各混合器９０，９２はこれら受信信号と参照信号とを混合する。各混合器９０，９２からの高周波信号はそれぞれ、低域通過フィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）９６，９８に入力され、その包絡線信号が検波される。ここで、混合器９２への参照信号はπ／２シフタ９４にて、位相を９０°遅らせられて入力される。これにより、直交位相検波が実現され、ＬＰＦ９６，９８からはそれぞれ解析信号の実数成分、虚数成分が出力される。そしてこれら両成分が偏角演算器５２に入力される。
【００５５】
図６は、複素化手段のさらに別の例である直交サンプリング器の概略のブロック構成図である。整相加算回路２４からのＲＦ受信信号は、バンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）により高周波成分を除かれた後、分岐されてそれぞれスイッチ１０２，１０４に入力される。各スイッチはサンプリング信号に応じて開閉され、受信信号を所定周期にてサンプリングする。ここで、遅延器１０６によって、スイッチ１０４へのサンプリング信号はスイッチ１０２へのサンプリング信号に対して、位相を９０°遅らせられて入力される。これにより、直交サンプリングが実現され、スイッチ１０２，１０４からはそれぞれ解析信号の実数成分、虚数成分が出力される。そしてこれら両成分が偏角演算器５２に入力される。
【００５６】
上述のように、本装置では、解析信号の偏角（位相）が直線的に変化することを利用してゼロクロス点の変位を簡単にかつ高精度に検出する。このゼロクロス点の検出技術の適用は、上述のような目標部位の変位のためだけには限られない。例えば、超音波ビームに沿って繰り返される受信信号の各ゼロクロス点の位置を、この技術を用いて推定することができる。そして、送信周波数から予想されるゼロクロス点の位置と本技術により推定されたゼロクロス点の位置とを比較することで、生体組織内の各深さでの超音波の位相の乱れを補正することができる。
【００５７】
上述の構成では解析信号の偏角が０となるゼロクロス点を検出した。しかし、０以外の一定水準と偏角とが交差するクロスポイントを検出するように構成することもできる。偏角は直線的に変化するので、他の水準でのクロスポイントを精度良く検出することは、ゼロクロス点を検出する場合と同様に簡単である。
【００５８】
また、本技術により受信信号のドプラシフトを求めることができ、ドプラモード断層画像を形成することもできる。
【００５９】
また、送信系、受信系のハードウェアに対して適用し、それらでの信号の遅延誤差の評価を行うことも可能である。
【００６０】
【発明の効果】
本発明の超音波診断装置によれば、解析信号の偏角が直線的に変化することを利用して、受信信号の位相が特定の値となる点、例えばゼロクロス点の位置を線形補間により求めることができる。これにより補間の精度が向上し、また補間演算が簡単となる。よって、サンプリング周波数を上げずに、ゼロクロス点等の特定位相の位置やその変位を精度良く検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態である超音波診断装置の全体構成を示す概略のブロック図である。
【図２】  変位計測部の概略のブロック構成図である。
【図３】  送受信される超音波の複数周期にわたる解析信号の偏角の変化の一例を示すグラフである。
【図４】  ゼロクロス点推定器の処理を説明する説明図であり、ゼロクロス点近傍での解析信号の偏角の時間的な変化を示す図である。
【図５】  他の複素化手段の第１の例である直交検波器の概略のブロック構成図である。
【図６】  他の複素化手段の第２の例である直交サンプリング器の概略のブロック構成図である。
【図７】  従来のゼロクロス法を説明する模式図である。
【図８】  受信信号のゼロクロス点近傍を拡大した模式図である。
【符号の説明】
１０  プローブ、１２  送信回路、１４  送受信制御回路、２２  Ａ／Ｄ変換器、２４  整相加算回路、２８  受信信号処理回路、３０  表示処理回路、３２表示器、４０  断層画像形成部、４２  変位計測部、５０  ヒルベルト変換器、５２  偏角演算器、５４  ゼロクロス点推定器、５６  トラッキングゲート操作器、５８  トラッキングゲート設定器。
【図１】
0004503802.tif 000002
【図２】
0004503802.tif 000003
【図３】
0004503802.tif 000004
【図４】
0004503802.tif 000005
【図５】
0004503802.tif 000006
【図６】
0004503802.tif 000007
【図７】
0004503802.tif 000008
【図８】
0004503802.tif 000009