(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域アンテナにおいて、共通の平面内で２つの対称的な部分(2,3)から成っており、該対称的な部分がそれぞれ、両端部で相互接続された少なくとも２つの導体素線(4,5,7,8;18,19,20,21)を有しており、該導体素線が二重金属線線路(10;22)によって給電されるようになっており、前記各素線が、前記二重金属線線路とは反対側の部分で、抵抗性負荷(11,12,14,15;23,24,25,26)を有していることを特徴とする広帯域アンテナ。
【請求項２】
各前記対称的な部分(2,3)がさらに、前記両端部で相互接続された少なくとも２つの導体素線(4,5,7,8)には接続されていない少なくとも１つの素線(6,9)を有しており、該少なくとも１つの素線が、前記給電線路とは反対側の部分で、抵抗性負荷(13,16)を有していることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
【請求項３】
各前記対称的な部分が、相互接続されているかまたはされていないｎ個の導体素線を有しており、各前記導体素線が、その端部に前記抵抗性負荷を有しており、ｎが２よりも大きいことを特徴とする請求項１または２に記載のアンテナ。
【請求項４】
各前記素線の抵抗性負荷が、各前記素線の長さに沿って直列接続された抵抗であることを特徴とする請求項１から３までのいずれか一項に記載のアンテナ。
【請求項５】
前記抵抗が、前記アンテナの各素線上に、規則的な間隔を置いて分配されていることを特徴とする請求項４に記載のアンテナ。
【請求項６】
前記素線の抵抗Ｚ(ρ)が、以下の関係、すなわち、０≦ρ＜ｓ´として、
Ｚ（ρ）＝Ｚ0／（１−ρ／ｓ´）
によって与えられ、この場合、
ｓ´は前記抵抗性負荷を有する線路部分、
ρは前記素線上の抵抗性素子の位置、
Ｚ0はρ＝０ｍにおける第１の負荷、
であることを特徴とする請求項５に記載のアンテナ。
【請求項７】
前記抵抗性負荷が、標準値を有する複数の抵抗によって形成され、各素線の端部側で並列に結合されていることを特徴とする請求項１から３までのいずれか一項に記載のアンテナ。
【請求項８】
前記抵抗性負荷の抵抗が、可変の抵抗率を有するテープであることを特徴とする請求項１から７までのいずれか一項に記載のアンテナ。
【請求項９】
前記素線(4,5,6,7,8,9;18,19,20,21)が、少なくとも１ｃｍの半径を有する金属線から作られていることを特徴とする請求項１から７までのいずれか一項に記載のアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、広帯域アンテナに関し、さらに具体的には超短・高電圧パルスに適合されたアンテナに関する。
【０００２】
現在市場で入手可能な全ての広帯域アンテナは、持続的な高調波動作で機能するように構成され、種々の用途、例えば電磁適合性試験または表面等価レーダ(SER)の測定に使用される。特に、最も広範囲に使用されているアンテナは、
バッフル付きホーン型、
対数周期型、
ビバルディアンテナ、
バタフライアンテナ、
スパイラル型、
双円錐アンテナ、
などがある。
【０００３】
このように多種多様のアンテナがあるにもかかわらず、これらの大部分は過渡界(transient field)における実験に望まれる機能を提供しない。
【０００４】
時間に関して高い性能を有するためには、アンテナは、対応するパルス発生器によって供給されたパルスのスペクトル範囲をカバーするために広帯域型でなければならないことはもちろんである。アンテナはさらに、超短パルスの放射または測定に適した特定の品質を有さなければならない。実際にはアンテナは、放射または受信されたパルスが変形したり広がったりしないように周波数の分散が低い伝達関数を有することが重要である。信号の顕著な歪みは、種々の目標の時間についての応答を延長させ、過渡方法の主な利点のひとつ、すなわち、単純な時間の「窓操作」により干渉経路から有益なエコーを分離する可能性を失ってしまう。
【０００５】
現在市場で入手可能な、従来型の広帯域アンテナの中では、ホーン型、バッフル付きホーン型および対数周期型が最も一般的に使用されているアンテナである。
【０００６】
アンテナに与えられる励振信号がガウス形パルスであり、かつこのパルスは中間の高さにおいて700psの幅を有している場合に、これらのタイプのアンテナのそれぞれに関して、軸で放射される電界は以下の通りである。
【０００７】
a)  一例として挙げたホーンは、過渡界における有限差分による計算規則によって設計されている。ホーンの寸法は、その通過帯域が100MHzから1GHzまで延びるように決められている。ガイドの励振は、軸yに沿ったガイドの寸法をaとして、TEO1モード(sinπy/a)に従って、横断平面内に電界の空間的分布を課すことによって生ぜしめられる。軸で長い範囲で放射されたパルスは、約80nsの時間の広がりを有している。時間の広がりは実際には30nsを超えただけでも顕著である。
【０００８】
従って、このようなタイプのアンテナは過渡動作で機能するようには適合されない。各スペクトル成分は実際には、ホーン内部で動く位相中心から発せられる。これにより信号の広がりが部分的に生じてしまう。
【０００９】
さらに、これらの周波数でのアンテナのサイズは極めて大きくなり、その大きさは無視できないものであり、実現を難しくしてしまう。
【００１０】
b)  バッフル付きホーンの独自の特徴は、大きな通過帯域(200MHz〜2GHz)を有する一方、比較的適度の寸法を維持していることである。指数型側面においてバッフルを使用することにより、通過帯域全体にわたって高利得を得ることができる。このホーンは、無響室においてCELARで試験された。放射された電界は約15nsの時間の広がりを有する。
【００１１】
パルスは、低周波におけるホーンの良好でない性能により、部分的に変形させられる。実際にはガイドの遮断周波数よりも下で、消失モードが励振され、これにより、放射電界が妨害される。バッフルおよび平面の端部における反射は、信号の分散に寄与することもある。
【００１２】
c)  対数周期型アンテナは、2つの連続的なダイポールが、逆位相となるようにして、伝送線路によって給電される並列ダイポールから成る組立品である。
【００１３】
各素線（strand）は、供給半波長がそれ自体の長さと等しい場合に、最大効率を伴って放射を行う。
【００１４】
従って、アンテナの高周波は最小素線の寸法によって制限され、低周波は最大素線の寸法によって制限される。対数周期型アンテナは、積分方程式の計算規則により設計されている。
【００１５】
幾何学的形状寸法は、アンテナが指向性を有し、100MHz〜1GHzのスペクトルをカバーするように決められた。このようなタイプのアンテナは主に水平電界を放射し、その持続時間は比較的長い。
【００１６】
アンテナを構成する素線の連続的な共振は、放射された信号で観察することができる分散の源である。
【００１７】
従って従来型の広帯域アンテナは、超短パルスを放射するのには適していない。歪みが最低の高レベル・パルスを放射することができる装置を設計するために、長年にわたって数多くの研究が行われてきたが、しかし、このようなアンテナは現時点では市場で入手することはできない。
【００１８】
従って、実現しやすく大きくならない、とりわけ2つの動作モード、すなわち過渡モードおよび高調波モードに対して正しい電磁的性能を保証するアンテナを設計する必要があると考えられた。
【００１９】
本発明の対象は、広帯域アンテナであって、該広帯域アンテナが、共通の平面内で2つの対称的な部分から成っており、該対称的な部分がそれぞれ、少なくとも2つの相互接続された導体素線を有しており、該導体素線が二重金属線線路によって給電されるようになっており、前記各素線が、前記二重金属線線路とは反対側の部分で、抵抗性負荷を有していることを特徴とする広帯域アンテナである。
【００２０】
本発明の他の特徴によれば、
各対称的な部分がさらに、他の素線には接続されていない少なくとも1つの素線を有しており、該素線が、給電線路とは反対側の部分で、抵抗性負荷を有しており、
各対称的な部分が、相互接続されているかまたはされていないn個の導体素線を有しており、該各導体素線が、その端部に抵抗性負荷を有しており、nが2よりも大きい。
【００２１】
添付の図面について一例として示した以下の説明を読めば、本発明をより簡単に理解することができる。
【００２２】
図1は本発明による広帯域のはさみ型（scissor-type）アンテナを図によって示す。
【００２３】
このアンテナは図の平面である共通平面内で、軸X-Xに関して対称的な2つの部分2,3から成っている。
【００２４】
各対称的な部分2,3は、この実施例の場合3つの導体素線4,5,6および7,8,9をそれぞれ有している。
【００２５】
素線4,5および7,8はこれらの端部で相互接続されている。
【００２６】
素線6および9は、これらの端部の一方によって、素線4,5および7,8の対応接続部に接続されており、素線6および9の反対側の端部は接続されていない。
【００２７】
このように構成されたアンテナは、二重金属線線路10によって直接的にエネルギー供給される。
【００２８】
素線4,5,6,7,8,9は相互接続端部または自由端部に、抵抗性負荷11,12,13,14,15,16を有しており、これらの抵抗性負荷はそれぞれ直列の抵抗によって形成されている。
【００２９】
各対称的な部分はもちろん、3以外の、しかも2以上の数nの素線を、これらの素線が相互接続されるか、またはされていない状態で有していてよい。
【００３０】
電界は線路10の内側で導かれ、次いで空間に伝搬される。電界Eの偏波は、主に鉛直方向で直線的であり、アンテナを90°単純に回転させることにより、水平方向で直線的な偏波を得ることができる。
【００３１】
装置全体は単一平面内に含まれるので、交差偏波は全く存在しない。
【００３２】
アンテナの電磁的な品質(入力インピーダンス、利得、放射パターン、通過帯域、分散度)は、基本的には幾何学的形状寸法、例えば長さおよび開口角度に依存する。直感的な推理によれば、低遮断周波数は長さに関連するのに対し、高遮断周波数は線路の開口によって制限されると考えられる。
【００３３】
従来型の広帯域アンテナ(TEMホーン型、バッフル付きホーン型、対数周期型)は、超短(1ns)・高レベル(>10kV)パルスを、最小の歪み(分散係数が、バッフル付きホーン型の場合には15よりも大きく、従来型のホーン型の場合には30よりも大きく、対数周期型の場合には120よりも大きい)で放射するのには適していない。
【００３４】
本発明により提案される新しい概念は、広帯域周波数をカバーする一方、1.4未満の分散係数で超短・高電圧パルスを放射することができる、実現しやすい金属線の素線を有する独自のアンテナである。
【００３５】
素線の4〜9の長さsは、放射されるべき信号スペクトルに含有される最低周波数に関連し、少なくとも半波長に等しいか、または、
s≧λmin/2
でなければならない。
【００３６】
アンテナの開口角度は以下のように規定される。
【００３７】
文献（Thiele G.A., Ekelman, E.P., "Design Formulas for Vee dipoles" （「Ｖ型ダイポールの設計公式」）IEEE Transactions on Antennas and Propagation, AP-28, No. 4, July 1980、およびMontoya T.P., Smith G.S., "Vee Dipoles with Resistive Loading for Short-Pulses Ground Penetrating Rader"（「短パルス地中レーダの抵抗負荷を有するＶ型ダイポール」）Microwave and Optical Technology Letters, Vol. 13, No. 3, October 1996）には、近接した幾何学的形状を有し、2つの金属線だけで構成されたアンテナ、つまりＶ字形ダイポールの設計に適合された数式がある。これらの経験的な等式により、素線の長さｓと波長λとに従って、利得が軸上で最大となる装置の最適な内角を求めることが可能になる。
【００３８】
0.5≦s/λ≦1.5の場合、β=-149.3(s/λ)3+603.4(s/λ)2-809.5(s/λ)+443.6  1.5≦s/λ≦3.0の場合、β=13.39(s/λ)2-78.27(s/λ)+169.77
s/λ>3の場合に関しては、前記数式からの外挿を用いることができる。
【００３９】
本発明によれば、V字形ダイポールに複数の付加的な素線を、端部における接続の有無を問わず接続することが有益であることが判っている。これらの付加的な素線の幾何学的形状は、装置の以下のような電磁的性能を向上させるためのパラメータ化、
周波数帯域全体にわたるより安定的な入力インピーダンス、
指向性の向上(軸上で強化された界の振幅)、
界が2つの平面状の線路の間でより良好に維持される、交差偏波の完全な不在、
により最適化される。
【００４０】
図1に示すように、最初の2つの素線に関するはさみ型構造が最良のものであることが判った。各対称的な部分の外側の素線5,6および8,9はそれぞれ、末広がり状の区分5a,6a,8a,9aから形成されており、これらの末広がり状の区分は区分5b,6b,8b,9bによって、互いに平行に延長させられている。平行な区分は長さlを有しており、これに対して末広がり状の区分は平行な区分の方向に、長さl'の投影を有している。以下で示されるように選択された長さlおよびl'、
l= 2 L/3 およびl' = L/3、この場合Lはアンテナの全長である、
が最良の性能を保証する。
【００４１】
入力インピーダンスは、アンテナおよび適合抵抗性負荷の幾何学的形状に依存するが、さらに金属線素線4〜9の直径にも依存する。素線の小さな半径は、金属線の誘導効果を強め、ひいては周波数に関する虚数部分を増大させる。
【００４２】
他方では、大きい半径(r=1cm)は、全帯域にわたって低い虚数部分を維持することを可能にする。従って、装置の適合を容易にするために、1cmの最小半径を選択することが極めて重要である。
【００４３】
端部の適合の問題は次のように解決される。
【００４４】
従来型のアンテナはその端部に開回路を有している。この回路は、アンテナの性能に悪影響を及ぼす反射の源である。このような共振は、放射された過渡信号を結果として延長させる原因となるばかりか、アンテナの入力における定在波比を劣化させる原因にもなる。
【００４５】
このような問題は、相異なる素線4〜9の端部の全長にわたって、抵抗性負荷11〜16を分配することにより解決される。各導体にもたらされる電流は、徐々に減衰されることにより、実質的には互いに打ち消し合い、従って、干渉放射および反射を低減する。
【００４６】
例えば、WuおよびKingの非反射の原理に従った、以下の抵抗Z（ρ）の展開法則が最適である。
【００４７】
０≦ρ＜ｓ´として、Ｚ（ρ）＝Ｚ0／（１−ρ／ｓ´）
この場合、
ｓ´は抵抗性負荷を有する線路部分、
ρは素線上の抵抗性素子の位置、
Ｚ0はρ＝０ｍにおける第１の負荷、
である。
【００４８】
値Z0は、10Ω〜30Ωとなるように選択されるべきであり、抵抗は約5cm毎に配置されるべきである。設定されるべき値は決定的ではないので、別の隣接双曲線法則を用いることができる。
【００４９】
こうして、各素線の端部に配置された標準値を有する複数の抵抗を、並列に結びつけることにより、実現しやすい実施例が作り出された。
【００５０】
また、可変の抵抗率を有するテープを使用することができる。
【００５１】
この技術の主な欠点は、アンテナの出力全体が低下することである。従って、利得を過度に損なうことを回避するために、各素線の上側部分だけが、抵抗性負荷を備えている。
【００５２】
素線の長さと、抵抗性負荷を備えた線路部分とは一般に、s/3<s'<s/2の関係によって関連付けられる。
【００５３】
高遮断周波数(fmax)は次のように求められる。軸での利得が最小であるような周波数の存在を、パラメータ研究が示した。抵抗性負荷を有していないアンテナの長さL'と、放射に関係する素線の長さs"との間の経路長の差が、検討中のスペクトル成分に関してλ/2に相当する場合に、破壊的な干渉が現れる。このような現象は次のように表現することができる。
【００５４】
s"-L<<λ/2
従って、
f<<c/2(s"-L')、cは光速である。
一般に、fmaxは、=c/6(s"-L')として求められる。
【００５５】
本発明によるはさみ型アンテナの放射ダイヤグラムは、それぞれの素線固有の放射の組み合わせから生じる。
【００５６】
最終的な結果として、主ローブは軸上で最大であるがしかし、この主ローブには、高さ方向で、副ローブが付随する。これらの副ローブのレベルは大部分の事例において、より低い。副ローブのレベルは一般に主ローブに比べて8dB低い。
【００５７】
抵抗性負荷11〜16を使用することにより、特に線路後方の放射を制限することができる(軸での放射よりも15dB以上低い)。これにより、パターンの指向性が向上する。
【００５８】
図2に示したタイプのはさみ型アンテナ(n=2)(200MHz〜1.6GHz)の例に関して、下記のような結果が得られることになる。
【００５９】
図2に示したアンテナは、各対称的な部分2,3において、エネルギー供給線路22とは反対側の端部によって結合されている2つの素線18,19,20,21から成っている。
【００６０】
前述の設計規則に基づいて確立された、図2のアンテナ(n=2)の幾何学的形状寸法は、
L = 1 m
L'= 0.7 m
s = 1.044 m
s'= 0.3 m
s"= 0.744 m
l = 0.65 m
l'= 0.35 m
r = 0.01 m
である。
【００６１】
各素線は対応する抵抗性負荷23,24を有している。
【００６２】
図3のグラフは、50Ω〜200Ωのバランを備えたアンテナの反射率を表す。-13dBの最大レベルが200MHz〜1.6GHz帯域において得られる。
【００６３】
図4は、V-VおよびH-H構成で測定された軸での利得を表す。
【００６４】
図5は、2つのアンテナが互いに5.80mの間隔を置いて対面しているときの、測定された信号と理論上の信号とを比較する。一方のアンテナは放射側であり、Kentech社によるHMP/F発生器によってエネルギー供給され(信号振幅4kV、立ち上がり時間120ps、信号持続時間700ps、出力インピーダンス50Ω)、受信側の他方のアンテナは、Tecktronix社の逐次捕捉形(6GHz通過帯域)で、TDS820オシロスコープに接続されている。図示の曲線は比較を可能にするために標準化されている。受信側アンテナの脚部で測定されたピーク電圧レベルは、約50ボルトである。分散係数は1.4を下回ったままである。図6に示す測定された信号のスペクトルは、-20dBにおいて80MHzから最大で1.2GHzまで延びる通過帯域を与える。
【００６５】
平面Hおよび平面Eにおける放射パターンが図7および図8に示されている。平面Hでは、主ローブは500MHzで45°の開口半角を有している。平面Eでは、ローブは、同一周波数の場合13°の開口半角で著しく狭くなっている。この平面における副ローブは最大レベルから約8dB(500MHzの場合)にある。後方放射は、軸で観察した放射に関して、15dBのレベルにある。
【００６６】
本発明によるはさみ型アンテナの技術的かつ経済的な利点を、先行技術のアンテナと比較して以下の表に示す。
【００６７】
【表１】
0004503903.tif 000002
【００６８】
はさみ型アンテナは、従来型の広帯域アンテナとは異なり、高調波モード(帯域幅、利得)および過渡モード(分散)の双方に、良好な電磁的性能を関連付けることができる。
【００６９】
本発明によるアンテナにおいて考えられる応用分野は、
電磁的適合性、特にL.F.において大きくならない照明および測定手段、
過渡モードおよび高調波モードにおける、表面等価レーダの低周波数の測定、地雷探知(合成開口によるレーダ画像)、
のようなものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるはさみ型アンテナの第1の実施例を示す略図を示す図である。
【図２】  本発明によるはさみ型アンテナの第2の実施例を示す透視図を示す図である。
【図３】  本発明によるアンテナの反射率を表すグラフを示す図である。
【図４】  本発明によるアンテナの利得の測定値を表すグラフを示す図である。
【図５】  軸上で測定されたパルスの測定値と、理論値との比較を表すグラフを示す図である。
【図６】  VV偏波における軸で測定されたパルスのフーリエ変換を示すグラフを示す図である。
【図７】  平面Hの方向における放射パターンを示す図である。
【図８】  高さ方向の平面Eにおける放射パターンを示す図である。
【図１】
0004503903.tif 000003
【図２】
0004503903.tif 000004
【図３】
0004503903.tif 000005
【図４】
0004503903.tif 000006
【図５】
0004503903.tif 000007
【図６】
0004503903.tif 000008
【図７】
0004503903.tif 000009
【図８】
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