(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流して平滑することにより得た直流電源を半導体スイッチによる高速スイッチングでパルス幅変調し、任意周波数の交流に変換する、いわゆるインバータ装置において、
前記直流電源に接続されたインダクタと第１の半導体スイッチにより定電流パルスを発生する電流源と、
Ｎを正の整数として、該電流源の正極又は負極に対し逆流防止機能を具備してそれらを選択できるＮ組の第２の半導体スイッチと、
該第２の半導体スイッチの出力を相互に接続する出力コンデンサを具備して、該第２の半導体スイッチの各出力電圧を対応するＮ組の指令電圧とそれぞれ比較し、出力電圧が前記指令電圧に比例するように、前記第２の半導体スイッチを選択して前記発生した定電流パルスを出力させる制御手段と、
を有し、
Ｎ組の前記第２の半導体スイッチのそれぞれに一方の端子が接続された出力コンデンサの他方の端子が、前記直流電源の負極側または正極側または中間電位に接続され、
前記出力コンデンサは前記出力電圧を積分する
ことを特徴とする電流源を用いたインバータ。
【請求項２】
Ｎ組の第２の半導体スイッチの出力電圧のピーク値を検出し、指令電圧の平均値と比較し前記電流源の電流を調整する、請求項１記載の電流源を用いたインバータ。
【請求項３】
前記出力コンデンサの端子電圧が、前記直流電源の電圧より高く設定された、請求項１または２記載の電流源を用いたインバータ。
【請求項４】
前記出力コンデンサの端子電圧が所定の電圧より高い時、前記電流源出力を前記直流電源へ環流し、前記出力端子電圧が異常に高くならないように制御する、請求項３記載の電流源を用いたインバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電源を整流して平滑することにより得た直流電源を半導体スイッチによる高速スイッチングでパルス幅変調し、任意周波数の交流に変換する、いわゆるインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
単相又は三相用インバータ装置は、直流電圧を半導体スイッチング素子を使用して、交流の電圧に変換するものであり、いわゆる電力変換装置に属するものである。その電力変換は、変換のソースとなる直流電圧を周期的な高速スイッチングにより断続することにより行われるため、出力（負荷）にはパルス状の電圧が印加される。そのパルス幅を変化させること（いわゆるＰＷＭ変調）により、出力電圧は零から、ソース電圧の最大値までを変化させることができる。この方式を利用し、パルス幅の変化をスイッチング周期に比較し、十分低い周期の低周波正弦波状に変化させると、出力電圧波形はパルス状でありながら、その低周波の時間レベルでは、実効的電圧が正弦波電圧となる、いわゆる正弦波変調の電圧波形インバータとなる。一方、上記スイッチングを高速化出来ない用途（例えば、大容量サイリスタを使用する用途）などでは、上記と同じ構成に加え、直流電源ソースとスイッチング素子の間にインダクタを設けて、等価的な電流源とし、その電流をスイッチングすることにより、低速のスイッチングにおいても、電力変換を可能とするいわゆる電流形インバータが適用されている。
【０００３】
しかし、これらはいずれも高効率の電力変換器を実現するために、電圧、または電流のいずれかがパルス状に出力される。これらのパルスは負荷に対して、その高調波、高周波成分により、トルクリップル、異常振動等の弊害を与える。また、そのｄＶ／ｄｔまたはｄＩ／ｄｔノイズにより、大地への漏れ電流（これは結果として、電源線への雑音電流となる。）や、空間へ不要輻射を発生させ、さまざまな機器にノイズ妨害を与える要因として、大きな社会問題の一つとなっている。
【０００４】
これらの問題を避けるための一つの手段として、従来は、インバータの出力にインダクタを含むフィルタを挿入している。フィルタの要件として、出力のパルス周波数成分（キャリア周波数と通称する。）を除去する必要があるが、その周波数は一般的に数ｋ〜数十ｋＨｚと、比較的低周波であり、また出力電流を通過させる必要があることから、フィルタ構成要素のＬ（インダクタ），Ｃ（コンデンサ）は通常非常に大きなものとなり、インバータ価格に対して、無視できないレベルとなる。（時には、同等以上の値段となる。）
上記フィルタを小さくする提案が、公表特許公報昭６１−５００１９８に開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のインバータは、公表特許公報昭６１−５００１９８に開示された案では、例を図６に示ように、内部の電流源を一定にすることにより、出力のフィルタに必要なインダクタやコンデンサの値を小さくすることが期待出来る。しかし同案でも、出力電流で飽和しない大形のインダクタが３個必要であり、もしインダクタの値を小さくしすぎると、フィルタのコンデンサを通じた相間での短絡が発生する。例えば、同図でスイッチＱ４がオンすると、スイッチＱ４、ダイオードＤ６、コンデンサＣ２、Ｃ１という経路で、短絡が発生する。よって、同案では出力フィルタ中のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３を小さくすることには限界があった。
【０００６】
本発明の第１の目的は、インバータの出力からキャリア周波数成分の電圧又は電流のパルスを除去する手段として、インバータ出力にインダクタを使用しない、低コストの、電流源を用いたリニア電圧インバータを提供することである。
【０００７】
本発明の第２の目的は、出力電圧を直流電源より高く得ることを可能とする、電流源を用いたインバータを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の、電流源を用いた電圧インバータは、直流電源に接続されたインダクタと第１の半導体スイッチにより定電流パルスを発生する電流源と、Ｎを正の整数として、該電流源の正極又は負極に対し逆流防止機能を具備してそれらを選択できるＮ組の第２の半導体スイッチと、該第２の半導体スイッチの出力を相互に接続する出力コンデンサを具備して、該第２の半導体スイッチの各出力電圧を対応するＮ組の指令電圧とそれぞれ比較し、出力電圧が前記指令電圧に比例するように、前記第２の半導体スイッチを選択して前記発生した定電流パルスを出力させる制御手段とを有し、Ｎ組の前記第２の半導体スイッチのそれぞれに一方の端子が接続された出力コンデンサの他方の端子が、前記直流電源の負極側または正極側または中間電位に接続され、前記出力コンデンサは前記出力電圧を積分する。
【０００９】
以上の構成を有するので、インバータの出力電圧、及び電流を同時に連続波形(例えば、正弦波波形)として出力する事が出来る。
【００１１】
Ｎ組の第２の半導体スイッチの出力電圧のピーク値を検出し、指令電圧の平均値と比較し前記電流源の電流を調整するものを含む。
【００１２】
前記出力コンデンサの端子電圧が、前記直流電源の電圧より高く設定されたものを含む。
【００１３】
前記出力コンデンサの端子電圧が所定の電圧より高い時、前記電流源出力を前記直流電源へ環流し、前記出力端子電圧が異常に高くならないように制御するものを含む。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１５】
(第１実施の形態)
図１は本発明の第１実施の形態の、電流源を用いたインバータの原理図であって、３相出力の場合を示す。電流源１と、逆流防止素子（ダイオード等）５〜１０と、電流源１の正または負極を選択できる半導体スイッチ２、３、４と、半導体スイッチ２、３、４の出力を積分するコンデンサ１１、１２、１３により主回路が構成され、半導体スイッチ制御回路１４、１５、１６が各半導体スイッチの出力電圧または出力電流を検出し、目的値Ｓｉｇ．ｕ、 Ｓｉｇ．ｖ、Ｓｉｇ．ｗと相似形になるように半導体スイッチ２、３、４を制御する。出力電圧はコンデンサ１１〜１３で積分されているので、半導体スイッチ２、３、４は高速でスイッチングしなくても、出力の電圧、電流波形は滑らかとなり、例えば、指定電圧、すなわち目的値が正弦波であれば、出力電圧、電流波形は正弦波となる。
【００１６】
電流源１は半導体スイッチとインダクタで構成されるが、インバータ内部に具備されているので、非常に高い高周波スイッチング（例えば数１００ｋＨｚ）を適用出来、電流源発生に使用するインダクタも小形のものが適用出来る。従来、通常のインバータでは、素子の短絡を防止するため、デッドタイムと称する、上下２つのの半導体素子を休止する期間が必要となり、高速でのスイッチングが出来なかった。本実施の形態では、内部の電流源を利用するので、デッドタイムが不要なため、制御が容易となる。また、電流を積分するために出力側へつけるコンデンサ１１、１２、１３も高周波用を適用出来るため、非常に小さなものが適用出来る利点がある。
【００１７】
負荷の変動に対しては、平均電圧電流検出回路１９が設けられ、出力電圧、または電流が目的の大きさに達したかどうかを検出し、電流源制御回路１８によって電流源１の電流値を制御することで、負荷１７の変動に対応出来る。
【００１８】
本発明によれば、インバータの出力電圧、及び電流を同時に連続波形(例えば、正弦波波形)として出力する事が出来る。
【００１９】
(実施例)
図２に図１の、電流源を用いたインバータの一実施例のブロック図を示す。
【００２０】
本実施例では、図２において、半導体スイッチ２０、２１とインダクタ２２とで電流源を構成し、電源整流ダイオード３８とコンデンサ３９で直流電圧を得た後、半導体スイッチ２０、２１の同時スイッチングでインダクタ２２に電流を発生させ、同半導体スイッチのオフ時にダイオード２４、２５を通じて半導体ブリッジ２７へ電流を供給する。インダクタ２２のエネルギーであるため、電流源的作用が発生する。半導体ブリッジ２７は半導体スイッチ３２〜３７とダイオード４０〜４５とからなる。半導体ブリッジ２７は各半導体スイッチのオンオフにより、出力コンデンサ１１〜１３へ同電流をチャージする。このコンデンサ電圧を所定の電圧に制御することにより、スイッチングノイズを大幅に低減した出力波形が得られる。すなわち、スイッチ制御部３１は、コンデンサ１１、１２，１３の端子電圧(出力電圧のピーク値)を検出して、それぞれ、Ｕ相波形指令部２８、Ｖ相波形指令部２９、 Ｗ相波形指令部３０が出力する指令は値との誤差が所定範囲内となるように制御する。Ｕ、Ｖ、Ｗ端子に負荷１７が接続されているとき、出力される電圧電流は、同コンデンサの端子電圧により決定されるので、外部に出力されるｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズは、非常に少ないものとなる。
【００２１】
半導体ブリッジ２７の半導体スイッチにサイリスタを使用した場合、逆流防止が可能であり、逆流防止用のダイオードは必要はない。同半導体スイッチに、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを使用した場合は、寄生ダイオードや耐圧不足により、スイッチ素子自体で逆流防止ができない。よって、図４の半導体ブリッジ２７’に示すように、逆流防止用のダイオード５２〜５７が必要となる。
【００２２】
図２において、出力コンデンサ１１、１２、１３の半導体ブリッジ２７側とは反対側の端子が破線４８で示すように、直流電源の負極に接続されているが、直流電源の正極側または中間電位に接続される場合もある。
【００２３】
次に、図３を参照して動作を説明する。
【００２４】
まず、電源整流用ダイオード３８で、単相、又は三相の電源を整流し、コンデンサ３９で平滑化する。今、半導体スイッチ２０、２１を同時にオンすると、インダクタ２２へ電流が発生する。この時に半導体スイッチ２０、２１をオフとすると、ダイオード２３、２４、２５、２６を経由して、インダクタ２２の電流はコンデンサ３９へ環流する。半導体スイッチ２０、２１のオン、オフを高周波で繰り返す（図３−▲１▼）と、インダクタ２２の電流値をパルス状あるいは一定値に維持する事が出来る。（図３−▲２▼）今、コンデンサ１１に電荷がチャージされていない時、半導体スイッチ３２をオン（図３−▲３▼）とすると、Ｕ端子はインダクタ２２の正側より電圧が低いため、インダクタ２２の電流はコンデンサ３９へ環流されず、コンデンサ１１にチャージされる（図３−▲４▼）。同上スイッチ３２をオフし、半導体スイッチ３３をオン（図３−▲６▼）とすると、コンデンサ１１の電荷がインダクタ２２へと流れて、端子Ｕの電圧を減少させることができる（図３−▲７▼）。これを繰り返すことにより、コンデンサ１１すなわち端子Ｕの電圧を所定の電圧とすることができる。（例えば、半導体スイッチ３２と３４の、オン・オフ比率をリニア状に変化させると、Ｕの端子電圧もリニア波形となる。）また、これらはコンデンサ１１への充放電によってなされる（図３−１０，１１）ため、電流源の発振周波数が十分高ければ、滑らかな電圧波形となる。このため、負荷への電流も滑らかな波形となる（図３−１２）。
【００２５】
本実施例の、電流源を用いたインバータは、出力の電圧、電流波形が滑らかなので、パルス成分を除去するために、出力側に高価なフィルタを使用する必要がなくなる。
【００２６】
(第２実施の形態)
図５に本発明の第２実施の形態の、電流源を用いたインバータのブロック図を示す。
【００２７】
５の、電流源を用いたインバータは、 図２のリニア電圧インバータのうち、ダイオード２３に代えて、半導体スイッチ４６と制御回路４７が設けられている他は、図２と同じ構成を持ち、同じく機能する。ここで、制御回路４７は半導体スイッチ４６のオン、オフを制御する。
【００２８】
図２の、電流源を用いたインバータは、出力コンデンサ１１〜１３の端子電圧を所定の電圧に制御することにより、スイッチングノイズを大幅に低減した出力波形が得られる。しかしながら、出力電圧が直流電源電圧（整流した直流電圧）より高くなると、内部電流源が出力へ出力されず、その直流電源へ環流される。電流源はその負荷がハイインピーダンスになると、異常電圧を発生するため、直流電源へ環流するというのは、それを避けるための手段であったが、結果として、出力電圧もその直流電圧より高くすることができなかった。
【００２９】
図５の、電流源を用いたインバータでは、出力電圧を直流電源より高く得ることを可能とするために、出力電圧が所定の電圧以下の時は、電流源が電源へ環流しないように阻止するための半導体スイッチ４６を設け、制御回路４７が出力電圧の値に応じて、半導体スイッチ４６をオン・オフする。
【００３０】
いま、インダクタ電流のエネルギーがＵ、Ｖ、Ｗに接続された負荷１７への供給エネルギーよりも大きく、出力スイッチ(半導体ブリッジ２７中の半導体スイッチ)が電流源の正を選択している場合、出力コンデンサ１１、１２、１３に積分された出力電圧はどんどん大きくなる。この値は、理論上制限がないので、電源電圧よりも大きくすることが出来る。あまり高くなると、スイッチ素子を破壊するので、ある値になったときは半導体スイッチ４６により、電流源を電源へ環流し、出力への供給をカットする。このスイッチ４６の制御をするために、制御回路４７により、出力コンデンサの電圧を監視し、ある値より大きくなったときに、スイッチ４６をオンし、逆の時にオフする。
【００３１】
この実施の形態の、電流源を用いたインバータは、低ノイズのインバータでかつ、出力電圧を電源より高く出来るので、例えば、倍電圧用途への低ノイズインバータの適用が可能となる。また、電源不安定地域での安定した出力電圧を得ることができるので、モータの設計が簡単となり、ひいては、インバータも低電流化など、最適設計が可能となるので、低コスト、低損失化に寄与する。 従来のインバータでは、入力直流電圧より高い出力を得ることが出来なかったが、本発明では、例えば、入力整流用の平滑コンデンサは１００Ｖ用を使用し、出力に２００Ｖを得ることが可能となる。
【００３２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、 Ｎ組のスイッチの出力電圧を指令電圧と比較してスイッチの選択方向を決定し、コンデンサで積分することにより、出力からパルス波形が除去されるので、インバータ出力の電圧、電流のパルス成分を除去するために、高価なフィルタを使用することなく、低コストの、電流源を用いたインバータを実現でき、負荷への不要な電力リップル、外部へのノイズ放射などのインバータの悪影響を極めて低減出来、また、内部に電流源があるため、スイッチング素子は上下短絡防止の機能が不要であり、誤動作等に対する信頼性が大きく改善する効果がある。
【００３３】
さらに、出力コンデンサの端子電圧を直流電源の電圧より高く設定することにより、倍電圧用途への低ノイズインバータの適用が可能となり、また、電源不安定地域での安定した出力電圧を得ることができるので、モータの設計が簡単となり、ひいては、インバータも低電流化など、最適設計が可能となり、低コスト、低損失化に寄与する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【 図１】  本発明の第１実施の形態のリニア電圧インバータの原理図である。
【 図２】  図１の、電流源を用いたインバータの一実施例のブロック図である。
【 図３】  図２の、電流源を用いたインバータの各部の波形図である。
【 図４】  図２の半導体ブリッジ２７の他の実施例のブロック図である。
【 図５】  本発明の第２実施の形態の、電流源を用いたインバータのブロック図である。
【 図６】  電流源を用いたインバータの一従来例のブロック図である。
【符号の説明】
１ 電流源
２〜４ 半導体スイッチ
５〜１０ 逆流防止素子(ダイオード)
１１〜１３ 出力コンデンサ
１４〜１６ 半導体スイッチ制御回路
１７ 負荷
１８ 電流源制御回路
１９ 出力電圧検出回路
２０、２１ 電流源発生用半導体スイッチ
２２ 電流源用インダクタ
２３〜２６、４０〜４５ ダイオード
２７、２７' 半導体ブリッジ
２８〜３０ 波形指令部
３１ スイッチ制御部
３２〜３７、４６ 半導体スイッチ（トランジスタ）
３８ 電源整流ダイオード
３９ 平滑コンデンサ
４７ 制御回路
４８ 破線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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