(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電流源と、
前記直流電流源に並列に接続される第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路に並列に接続される第１のキャパシタと、
前記直流電流源と負荷との間に直列に接続される共振回路と、
前記第１のスイッチ回路を所定の周波数でオン・オフさせる第１のスイッチ制御回路と、を備えたＥ級増幅器において、
前記第１のキャパシタよりも容量の大きい第２のキャパシタと、当該第２のキャパシタに直列接続されるスイッチ素子からなる第２のスイッチ回路とで構成されていて前記第１のキャパシタに並列接続されるクランプ回路と、
前記スイッチ素子のオン・オフ動作を前記第１のスイッチ回路のオフ期間内に制御する第２のスイッチ制御回路と、を備え、
前記第２のスイッチ制御回路は、前記第１のスイッチ回路がオフになり前記第１のキャパシタに電流が流れることにより充電される前記第１のキャパシタの両端電圧が、前記クランプ回路の第２のキャパシタの両端電圧を超えるタイミングで、前記スイッチ素子をオンさせて、前記第１のキャパシタに流れていた電流を当該第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとに分流させることを特徴とする、Ｅ級増幅器。
【請求項２】
前記第２のスイッチ回路のスイッチ素子にはダイオードが並列に接続されており、
前記第２のスイッチ制御回路は、前記第１のキャパシタの両端電圧が前記第２のキャパシタの両端電圧を超えるタイミングで前記ダイオードが導通した後から前記第２のスイッチ回路に流れる電流の向きが反転するタイミングで、前記スイッチ素子をオンさせることを特徴とする、請求項１に記載のＥ級増幅器。
【請求項３】
前記第２のスイッチ制御回路は、前記第１のスイッチ制御回路が前記第１のスイッチ回路をオンにするタイミングよりも早い所定のタイミングで前記第２のスイッチ回路のスイッチ素子をオフにし、当該スイッチ素子のオフにより前記第１のキャパシタを放電して前記第１のスイッチ回路がオンになるタイミングでは前記第１のキャパシタの両端電圧を略０ボルトにすることを特徴とする、請求項１又は２に記載のＥ級増幅器。
【請求項４】
前記第２のスイッチ回路は、ＭＯＳＦＥＴによって構成され、前記スイッチ素子として機能するとともに、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが前記ダイオードとして機能することを特徴とする、請求項２又は３に記載のＥ級増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｅ級モードで動作する増幅器（以下、「E級増幅器」という。）に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング素子を用いたＤＣ−ＡＣインバータ回路の一つである、「Ｅ級増幅器」と呼称される増幅器が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】米国特許第３９１９６５６号公報
【０００４】
Ｅ級増幅器とは、スイッチ素子の電圧波形と電流波形が時間的に重なり合わないようにすることで、スイッチ素子での損失をなくし、ＤＣ−ＡＣ変換効率が理論上１００％となる高効率のインバータである。特に、回路定数を適切な値に定めることによってスイッチ素子は、その両端電圧が「０ボルト」の状態でターンオンする（ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ））ので、これによりＥ級増幅器はスイッチング損失がなくなり、高い変換効率を達成することができる。
【０００５】
図１３は、上記公報に記載のＥ級増幅器の等価回路を示す図である。この図によると、Ｅ級増幅器１１は、直流電圧源ＶｄｃとチョークインダクタＬ１からなる直流電流源１２と、インダクタＬｒ及びキャパシタＣｒからなる直列共振回路１３と、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチ素子Ｓ１（内部抵抗ｒ１を含む）と、このスイッチ素子Ｓ１のオン・オフを制御するスイッチ制御回路１４と、スイッチ素子Ｓ１に並列に接続されたキャパシタＣ１（以下、シャントキャパシタＣ１という。）と、によって構成されている。スイッチ素子Ｓ１は直流電流源１２に並列に接続され、直列共振回路１３は直流電流源１２と負荷Ｒとの間に直列に接続されている。
【０００６】
このＥ級増幅器１１では、スイッチ制御回路１４から所定の周波数およびデューティサイクル（例えば、デューティサイクル５０％）の駆動信号が出力され、この駆動信号によりスイッチ素子Ｓ１がオン・オフされるようになっている。そのために、スイッチ素子Ｓ１がオンしている期間は、スイッチ素子Ｓ１を通って電流が流れ、スイッチ素子Ｓ１がオフしている期間は、シャントキャパシタＣ１を通って電流が流れるようになる。また、直列共振回路１３の存在によって、直流電流源１２から出力される直流電流が、スイッチ制御回路１４から出力される駆動信号と同じ周波数の正弦波状の交流電流に変換されて負荷Ｒに供給される。
【０００７】
上記構成の回路図の作用を、図１４に示す動作波形図と、図１５〜図１９の動作モードの図を用いて説明する。なお、図１５〜図１９では、説明の便宜上、スイッチ制御回路１４と内部抵抗ｒ１は図示を省略している。
【０００８】
図１４は、スイッチ素子Ｓ１がオン・オフ動作を繰り返しているときの任意の１周期におけるスイッチ素子Ｓ１のオン・オフを制御する制御信号ＳＣ１、スイッチ素子Ｓ１を流れる電流Ｉｓ、シャントキャパシタＣ１を流れる電流Ｉｃ、負荷Ｒを流れる電流Ｉｒ及びシャントキャパシタＣ１の両端の電圧Ｖｓの動作波形である。電流Ｉｓの波形における電流値「Ｉｉｎ」は、直流電流源１２から出力される電流の値、電圧Ｖｓの波形における電圧値「Ｖｄｃ」は、直流電圧源Ｖｄｃの出力電圧の値である。
【０００９】
スイッチ素子Ｓ１を流れる電流Ｉｓが正のときは、電流がスイッチ素子Ｓ１を順方向（図１３では上から下の方向）に流れ、負のときは電流がスイッチ素子Ｓ１を逆方向に流れていることを示している。シャントキャパシタＣ１を流れる電流Ｉｃが正のときは、電流がシャントキャパシタＣ１を順方向（充電方向）（図１３では上から下の方向）に流れ、負のときは電流がシャントキャパシタＣ１を逆方向（放電方向）に流れていることを示している。また、負荷Ｒに流れる電流Ｉｒ（以下、負荷電流Ｉｒという。）が正のときは、電流が負荷Ｒを順方向（図１３では上から下の方向）に流れ、負のときは電流が負荷Ｒを逆方向に流れていることを示している。
【００１０】
図１４において、ｔ１〜ｔ５は、それぞれ、
ｔ１：制御信号ＳＣ１がオンに立ち上がったタイミング
ｔ２：負荷電流Ｉｒが正方向から逆方向に反転（自然転流）するタイミング
ｔ３：制御信号ＳＣ１がオフに立ち下がったタイミング
ｔ４：負荷電流Ｉｒが逆方向から正方向に反転（自然転流）するタイミング
ｔ５：シャントキャパシタＣ１に流れる電流Ｉｃが正方向から逆方向に反転するタイミング
であり、モード(1)〜(5)は、それぞれ、
モード(1)：期間（ｔ１−ｔ２）における動作モード
モード(2)：期間（ｔ２−ｔ３）における動作モード
モード(3)：期間（ｔ３−ｔ４）における動作モード
モード(4)：期間（ｔ４−ｔ５）における動作モード
モード(5)：期間（ｔ５−次のｔ１）における動作モード
である。なお、本明細書では、「転流」を電流の流れる向きが反転するという意味で用いている。
【００１１】
図１３に示すＥ級増幅器１１では、スイッチ素子Ｓ１が１回オン・オフすると、この間にモード(1)〜(5)の動作モードが生じ、以下、スイッチ素子Ｓ１がオン・オフを繰り返す毎にモード(1)〜(5)の動作モードが繰り返される。
【００１２】
直前のモード(5)において、シャントキャパシタＣ１が直列共振回路１３及び負荷Ｒの経路で放電され、シャントキャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが「０」になるタイミングｔ１で、スイッチ制御回路１４からスイッチ素子Ｓ１に「ターンオン」させる制御信号ＳＣ１（ハイレベルに立ち上がる信号）が入力されると、モード(1)に遷移する。
【００１３】
モード(1)はスイッチ素子Ｓ１がターンオンする動作モードで、タイミングｔ１では、シャントキャパシタＣ１の放電電流も０になっているので、スイッチ素子Ｓ１には、図１５に示すように、両端電圧が「０ボルト」の状態で直流電流源１２からの直流電流Ｉｉｎが流入し、電流Ｉｓが増加する（ゼロボルトスイッチング。図１４のモード(1)での電流Ｉｓ，電圧Ｖｓ参照）。
【００１４】
スイッチ素子Ｓ１がオンになると、負荷電流Ｉｒは、直列共振回路１３の共振特性によりタイミングｔ２で自然に転流し、図１６に示すように、スイッチ素子Ｓ１→負荷抵抗Ｒ→直列共振回路１３→スイッチ素子Ｓ１の経路で流れるようになる。従って、モード(2)では、スイッチ素子Ｓ１に直流電流源１２からの直流電流Ｉｉｎに負荷電流Ｉｒが加算されて流れるので、電流Ｉｓは正弦波状の波形で変化する（図１４のモード(2)での電流Ｉｓ参照）。
【００１５】
なお、シャントキャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが徐々に上昇するのは、スイッチ素子Ｓ１の内部抵抗ｒ１にスイッチ素子Ｓ１を流れる電流Ｉｓが流れるためである。仮にスイッチ素子Ｓ１が理想的なスイッチであり内部抵抗ｒ１が十分に小さければ、シャントキャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは、ほぼ０ボルトになる。
【００１６】
その後、タイミングｔ３でスイッチ制御回路１４からスイッチ素子Ｓ１に「ターンオフ」させる制御信号ＳＣ１（ローレベルに立ち下がる信号）が入力され、モード(3)に遷移する。モード(3)では、スイッチ素子Ｓ１がターンオフされ、それまでスイッチ素子Ｓ１に流れていた電流ＩｓがシャントキャパシタＣ１を流れるようになる（図１４のモード(3)での電流Ｉｓ，Ｉｃ参照）。すなわち、図１７に示すように、負荷電流Ｉｒに対してシャントキャパシタＣ１→負荷抵抗Ｒ→直列共振回路１３→シャントキャパシタＣ１を流れる電流経路が形成され、直流電流Ｉｉｎに対してシャントキャパシタＣ１→直流電圧源Ｖｄｃ→チョークインダクタＬ１→シャントキャパシタＣ１を流れる電流経路が形成される。
【００１７】
モード(3)に遷移するときは、電圧Ｖｓが略０ボルトであるから、スイッチ素子Ｓ１はその両端電圧が略０ボルトの状態でターンオフする（図１４のモード(3)遷移時の電圧Ｖｓ参照）。モード(3)に移行すると、スイッチ素子Ｓ１に流れていた電流ＩｓがシャントキャパシタＣ１を流れる電流Ｉｃに切り換わるため、これによりシャントキャパシタＣ１は急速に充電され、シャントキャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓ（すなわち、スイッチ素子Ｓ１の両端電圧）が増加する（図１４のモード(3)での電圧Ｖｓ参照）。シャントキャパシタＣ１を流れる電流Ｉｃは直列共振回路１３の共振特性に基づく正弦波状の波形を有しているので、電流Ｉｃより位相の遅れた電圧Ｖｓの波形も正弦波状となっている。
【００１８】
その後、負荷電流Ｉｒは、スイッチ素子Ｓ１のオフ期間にタイミングｔ４で再び自然に転流し、図１８に示すように、負荷抵抗Ｒに対して正方向に流れるモード(4)になる。モード(4)では、シャントキャパシタＣ１に流れる電流Ｉｃが徐々に減少し、タイミングｔ５でシャントキャパシタＣ１における充電が終了し、スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓはピーク値となる。
【００１９】
ここで、モード(4)におけるスイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓのピーク値は、スイッチ素子Ｓ１のデューティサイクルによって定まり、例えばデューティサイクルが５０％のとき、直流電圧源Ｖｄｃの電圧値Ｖｄｃの約３．５６倍に上昇する。
【００２０】
モード(5)では、電流Ｉｃの方向がシャントキャパシタＣ１の放電方向に反転し、図１９に示すように、シャントキャパシタＣ１→直列共振回路１３→負荷抵抗Ｒ→シャントキャパシタＣ１に流れる電流経路（モード(3)における電流経路とは逆方向）が形成される。シャントキャパシタＣ１が放電されることによりスイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓが正弦波状に低下する。そして、シャントキャパシタＣ１が放電し終える次のタイミングｔ１で、スイッチ制御回路１４からスイッチ素子Ｓ１に「ターンオン」させる制御信号ＳＣ１が入力され、再びモード(1)に遷移する。このモード(1)への遷移時にゼロボルトスイッチングが行われることは上述したとおりである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上記のように、Ｅ級増幅器は、スイッチ素子Ｓ１に流れる電流とスイッチ素子Ｓ１の両端に印加される電圧の波形を正弦波状とすることにより、ターンオン時に良好なゼロボルトスイッチングが可能になる利点はあるが、オフ期間にスイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓが、例えばデューティサイクル５０％のとき、直流電圧源Ｖｄｃの電圧値Ｖｄｃの約３．５６倍という非常に高い電圧になるという欠点がある。
【００２２】
例えば直流電圧源Ｖｄｃが２００Ｖであれば、スイッチ素子Ｓ１の両端には、約７００Ｖの電圧がかかることになる。そのため、従来のＥ級増幅器では、スイッチ素子Ｓ１に高耐圧のものを用いなければならず、部品コストの増大や装置の大型化を招いていた。特に、スイッチ素子Ｓ１に例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる場合、ＭＯＳＦＥＴは、耐圧が高くなるほどオン抵抗が大きくなるため、スイッチングロスの増大や電力変換効率の低下を招くことになる。
【００２３】
オフ期間のスイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓのピーク値を下げようとすれば、シャントキャパシタＣ１の容量や直列共振回路１３を構成するインダクタＬｒやキャパシタＣｒの回路定数を適当な値に変更すればよいのであるが、そうすると、ゼロボルトスイッチングのタイミングがずれ、スイッチング損失が増加し、変換効率が悪化することになる。そのため、ゼロボルトスイッチングを行って効率を高めつつ、スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓのピーク値を低減させるＥ級増幅器が望まれていた。
【００２４】
本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、変換効率を低下させることなく、スイッチ素子の両端電圧のピーク値を低減させるＥ級増幅器を提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記の課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００２６】
本発明によって提供されるＥ級増幅器は、直流電流源と、前記直流電流源に並列に接続される第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路に並列に接続される第１のキャパシタと、前記直流電流源と負荷との間に直列に接続される共振回路と、前記第１のスイッチ回路を所定の周波数でオン・オフさせる第１のスイッチ制御回路と、を備えたＥ級増幅器において、前記第１のキャパシタよりも容量の大きい第２のキャパシタと、当該第２のキャパシタに直列接続されるスイッチ素子からなる第２のスイッチ回路とで構成されていて前記第１のキャパシタに並列接続されるクランプ回路と、前記スイッチ素子のオン・オフ動作を前記第１のスイッチ回路のオフ期間内に制御する第２のスイッチ制御回路と、を備え、前記第２のスイッチ制御回路は、前記第１のスイッチ回路がオフになり前記第１のキャパシタに電流が流れることにより充電される前記第１のキャパシタの両端電圧が、前記クランプ回路の第２のキャパシタの両端電圧を超えるタイミングで、前記スイッチ素子をオンさせて、前記第１のキャパシタに流れていた電流を当該第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとに分流させることを特徴とする（請求項１）。
【００２７】
なお、前記第２のスイッチ回路のスイッチ素子にはダイオードが並列に接続されており、前記第２のスイッチ制御回路は、前記第１のキャパシタの両端電圧が前記第２のキャパシタの両端電圧を超えるタイミングで前記ダイオードが導通した後から前記第２のスイッチ回路に流れる電流の向きが反転するタイミングで、前記スイッチ素子をオンさせるようにしてもよい（請求項２）。
【００２８】
また、前記第２のスイッチ制御回路は、前記第１のスイッチ制御回路が前記第１のスイッチ回路をオンにするタイミングよりも早い所定のタイミングで前記第２のスイッチ回路のスイッチ素子をオフにし、当該スイッチ素子のオフにより前記第１のキャパシタを放電して前記第１のスイッチ回路がオンになるタイミングでは前記第１のキャパシタの両端電圧を略０ボルトにするとよい（請求項３）。
【００２９】
また、前記第２のスイッチ回路は、ＭＯＳＦＥＴによって構成され、前記スイッチ素子として機能するとともに、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが前記ダイオードとして機能するとよい（請求項４）。
【００３０】
本発明に係るＥ級増幅器によれば、直流電流源から出力される直流電流は第１のスイッチ回路をオン・オフさせることと共振回路の特性により、正弦波状の交流電流に変換されて負荷に供給される。第１のスイッチ回路がオフになると、第１のスイッチ回路に流れる電流が第１のキャパシタを流れるようになり、これにより第１のキャパシタが充電される。
【００３１】
そして、この充電により第１のキャパシタの両端電圧が、第２のスイッチ回路のオン期間中に充電される第２のキャパシタの両端電圧を超えると、第２のスイッチ回路がオンになる。このとき、第２のキャパシタは第１のキャパシタよりも容量が大きいために、第１のキャパシタを流れている電流の多くが第２のキャパシタに流れるようになる。これにより第１のキャパシタに流れる電流が大幅に減るので、第１のキャパシタの両端電圧の上昇、すなわち、第１のスイッチ回路の両端電圧の上昇が抑制される。その結果、第１のスイッチ回路の両端電圧のピーク値を低減させることができる。
【００３２】
特に、第２のキャパシタが、第１のキャパシタに比べて十分に大きな値の容量を有するキャパシタである場合は、第２のスイッチ回路がオンになったときに、第１のキャパシタにはほとんど電流が流れなくなり、第１のキャパシタに流れていた電流の大部分が第２のキャパシタ側に流れるようになる。しかし、第２のキャパシタの容量が十分に大きいために、第１のキャパシタに流れていた電流の大部分が第２のキャパシタ側に流れるようになっても、第２のキャパシタの両端電圧は微小に増加する程度で収まるので、電圧値をほぼ一定値に保つことができる。
【００３３】
一方、第１のキャパシタには、ほとんど電流が流れないので、第１のキャパシタは殆ど充電されない。したがって、第１のキャパシタの両端電圧は、微小に増加する程度に抑えられる。その結果、第１のスイッチ回路の両端電圧のピーク値を大幅に低減させることができる。
【００３４】
これにより、従来の構成のように、第１のスイッチ回路に高耐圧のスイッチ素子を用いる必要がなくなり、部品コストの増大や装置の大型化を抑制することが可能となる。
【００３５】
また、第２のスイッチ回路の構成要素であるスイッチ素子がオンするときにゼロボルトスイッチングになるように制御することで、スイッチング損失をほとんど無くして高い変換効率を達成することができる。
【００３６】
特に第２のスイッチ回路にダイオードを用いる場合には、第１のキャパシタの両端電圧が第２のキャパシタの両端電圧を超えるとダイオードが自然にオンするために（厳密にはダイオードの順方向電圧の分だけ第１のキャパシタの両端電圧が第２のキャパシタの両端電圧を超える必要がある）、スイッチ素子をオンさせるタイミングに時間的な幅を持たせることができる。
【００３７】
すなわち、第１のスイッチ回路がオフになったときを基準とし、前記第１のキャパシタの両端電圧が前記第２のキャパシタの両端電圧を超えるタイミングから前記第２のスイッチ回路に流れる電流の向きが反転するまでの時間以内にスイッチ素子をオンさせればよいので、スイッチ素子をオンさせるための制御が簡単になる。
【００３８】
また、第２のスイッチ回路にダイオードを用いない場合であっても、前記第１のキャパシタの両端電圧が前記第２のキャパシタの両端電圧を超えるタイミングに合わせてスイッチ素子をオンさせればゼロボルトスイッチングを行わせることができる。この場合は、ダイオードが不要になるので、回路構成が簡単になる。
【００３９】
また、第１のスイッチ回路がオンするときに、第１のキャパシタの放電時間を考慮して、第１のキャパシタの両端電圧が略０ボルトになるタイミングで、第２のスイッチ制御回路によって第２のスイッチ回路をオフさせると、第１のスイッチ回路がオンするときにもゼロボルトスイッチングさせることができるので、スイッチング損失をほとんど無くして高い変換効率を達成することができる。
【００４０】
さらに、第２のスイッチ回路にダイオードを使用する場合に、第２のスイッチ回路をＭＯＳＦＥＴによって構成すると、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードがダイオードとして機能するので、回路構成を簡単にできるという利点がある。
【００４１】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００４３】
図１は、本発明に係るＥ級増幅器を回路ブロックで示した図、図２は、同Ｅ級増幅器の回路構成を示す図である。
【００４４】
本発明に係るＥ級増幅器１は、図１に示すように、所定の直流電流を出力する直流電流源２（本発明に係る直流電流源）、直列共振回路３（本発明に係る共振回路）、スイッチ回路４（本発明に係る第１のスイッチ回路）、スイッチ回路４のスイッチング動作を制御する第１スイッチ制御回路５（本発明に係る第１のスイッチ制御回路）、シャントキャパシタ６（本発明に係る第１のキャパシタ）、及びスイッチ回路４のオフ期間にシャントキャパシタ６に流れる充電電流をバイパスしてスイッチ回路４の両端電圧をクランプするアクティブクランプ回路７で構成されている。
【００４５】
直流電流源２と負荷８との間に直列共振回路３が直列に接続されている。また直流電流源２と並列にスイッチ回路４、シャントキャパシタ６及びアクティブクランプ回路７が接続されている。
【００４６】
図２に示すように、直流電流源２は、直流電圧源ＶｄｃとチョークインダクタＬ１とで構成されている。直列共振回路３は、インダクタＬｒとキャパシタＣｒの直列回路で構成されている。スイッチ回路４は、例えばバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタなどのスイッチ素子で構成されている。図２では、スイッチ素子内のスイッチ部分をＳ１（以下、第１スイッチ素子Ｓ１という。）（本発明に係る第１のスイッチ回路）で示し、内部抵抗をｒ１で示している。なお、第１キャパシタＣ１は、シャントキャパシタ６に相当するものであり、負荷抵抗Ｒは、負荷８に相当するものである。
【００４７】
また、アクティブクランプ回路７は、例えばバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタなどのスイッチ素子とクランプダイオードＤ（本発明に係る第２のスイッチ回路の構成要素）とからなる第２スイッチ回路７ｂ（本発明に係る第２のスイッチ回路）と、第２キャパシタＣ２（本発明に係る第２のキャパシタ）と、スイッチ素子のオン・オフ動作を制御する第２スイッチ制御回路７ａ（本発明に係る第２のスイッチ制御回路）とで構成されている。なお、図２では、スイッチ回路４と同様に、スイッチ素子内のスイッチ部分をＳ２（以下、第２スイッチ素子Ｓ２という。）（本発明に係る第２のスイッチ回路の構成要素）で示し、内部抵抗をｒ２で示している。
【００４８】
なお、図２に示す構成は、図１３に示す従来のＥ級増幅器１１に対して、アクティブクランプ回路７を追加した構成となっている。
【００４９】
より詳細に説明すると、直流電圧源Ｖｄｃの正極側には、チョークインダクタＬ１の一端が接続されている。チョークインダクタＬ１は、直流電圧源Ｖｄｃから供給される直流電圧に基づいてこのＥ級増幅器１に一定の電流を供給するための直流電流源として動作するものである。
【００５０】
チョークインダクタＬ１の他端には、直列共振回路３を構成するインダクタＬｒの一端が接続されている。直列共振回路３のキャパシタＣｒの他端には負荷抵抗Ｒの一端が接続され、負荷抵抗Ｒの他端には、上記した直流電圧源Ｖｄｃの負極側が接続されている。インダクタＬｒ及びキャパシタＣｒが直列接続されてなる直列共振回路３は、直流電流源２からの直流電流が、直列共振回路３と第１スイッチ素子Ｓ１とを有する回路に供給された際に、その直流電流を正弦波状の波形を有する交流電流に変換して負荷抵抗Ｒに与えるものである。
【００５１】
また、チョークインダクタＬ１の他端には、第１スイッチ素子Ｓ１が接続されている。第１スイッチ素子Ｓ１は、その内部抵抗ｒ１を介して直流電圧源Ｖｄｃの負極側に接続されている。第１スイッチ素子Ｓ１は、第１スイッチ制御回路５によってオン、オフが制御される。
【００５２】
また、この第１スイッチ素子Ｓ１及び内部抵抗ｒ１の両端には、第１キャパシタＣ１が並列に接続されている。第１キャパシタＣ１は、第１スイッチ素子Ｓ１がターンオフするとき、当該第１スイッチ素子Ｓ１に流れる電流を引き継ぎ、その電流で充電されることにより第１キャパシタＣ１の両端電圧が上昇する。その結果、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧が「０ボルト」から上昇する。
【００５３】
第１スイッチ制御回路５は、所定の周波数およびデューティサイクル（例えば、デューティサイクル５０％）の駆動信号を出力して、第１スイッチ素子Ｓ１のオン・オフ動作を制御するものである。第１スイッチ素子Ｓ１がオンしている期間は、第１スイッチ素子Ｓ１を通って電流が流れ、第１スイッチ素子Ｓ１がオフしている期間は、第１キャパシタＣ１を通って電流が流れるようになる。また、直列共振回路３の存在によって、直流電流源２から出力される直流電流が、第１スイッチ制御回路５から出力される駆動信号と同じ周波数の正弦波状の交流電流に変換されて負荷抵抗Ｒに供給される。
【００５４】
さらに、本実施形態においては、チョークインダクタＬ１の他端に、第２スイッチ素子Ｓ２の内部抵抗ｒ２の一端が接続され、内部抵抗ｒ２の他端には第２スイッチ素子Ｓ２の一端が接続されている。第２スイッチ素子Ｓ２は、第２スイッチ制御回路７ａによってオン、オフ動作が制御される。すなわち、第２スイッチ素子Ｓ２は、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間中にオンされ、その後、第１スイッチ素子Ｓ１がオンする前にオフされる。なお、この第２スイッチ素子Ｓ２の動作は、後述するモード(5B)で説明する。
【００５５】
内部抵抗ｒ２及び第２スイッチ素子Ｓ２の両端には、ダイオードＤが並列に接続され、より詳細には、内部抵抗ｒ２の一端にはダイオードＤのアノード端子が接続され、ダイオードＤのカソード端子には第２スイッチ素子Ｓ２の他端が接続されている。そして、第２スイッチ素子Ｓ２の他端には、第２キャパシタＣ２の一端が接続され、その他端には、直流電圧源Ｖｄｃの負極側が接続されている。もちろん、内部抵抗ｒ２と第２スイッチ素子Ｓ２との位置関係を逆にして図示してもよい。
【００５６】
ダイオードＤは、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間において、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓが第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃを超えるタイミングでオン状態になり、第１キャパシタＣ１に流れている電流を第２キャパシタＣ２側にバイパスさせるためのものである。
【００５７】
第２キャパシタＣ２は、第１キャパシタＣ１に比べ十分に大きな値の容量を有するキャパシタであって、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間において第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓ（すなわち、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧）を一定の電圧値（直流電圧源Ｖｄｃの約２倍強の電圧値）にクランプするためのものである。
【００５８】
上述したように、従来のＥ級増幅器は、第１スイッチ素子Ｓ１をターンオフさせるとき、第１スイッチ素子Ｓ１に流れている電流の経路を当該第１スイッチ素子Ｓ１に並列に接続されている第１キャパシタＣ１側に切換え、その電流で第１キャパシタＣ１を充電しているので、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧が非常に高くなるという欠点があった。
【００５９】
本実施形態に係るＥ級増幅器１では、第１スイッチ素子Ｓ１に並列にアクティブクランプ回路７を設け、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃ（第１スイッチ素子Ｓ１のデューティサイクルが５０％の場合は、直流電圧源Ｖｄｃの約２倍の電圧）を超えるタイミングで、第１キャパシタＣ１に流れる充電電流を第２キャパシタＣ２側にバイパスさせるので、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓ（すなわち、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧）を第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃと略同一の電圧にクランプすることができる。すなわち、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓの上昇を抑制させることができる。その結果、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧のピーク値を低減させることができる。
【００６０】
さらに、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃは、回路定数やデューティサイクルによって定まるので、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃは、ほぼ一定値となる。そのために、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間中に第２スイッチ素子Ｓ２がオフとなっているときに第１キャパシタＣ１が放電された場合には、回路定数が定まっているので、一定時間で放電を完了させて第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓをゼロボルトにすることができる。
【００６１】
すなわち、第１スイッチ素子Ｓ１がオンしたときに第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓがゼロボルトになるように、第２スイッチ素子Ｓ２をオフさせて第１キャパシタＣ１を放電させれば、ゼロボルトスイッチングを確実に実現させることができる。
【００６２】
以下、上記回路構成における作用を、図３に示すＥ級増幅器の動作波形図と、図４〜図１０の動作モードの図を用いて具体的に説明する。
【００６３】
なお、図４〜図１０では、説明の便宜上、第１スイッチ制御回路５、第２スイッチ制御回路７ａ及び内部抵抗ｒ１，ｒ２は図示を省略している。また、図３に示す波形図は、図１４に示す波形図に、第２スイッチ制御回路７ａから出力される制御信号ＳＣ２と、第２スイッチ素子Ｓ２に流れる電流及びダイオードＤを流れる電流を追加したもので、第１スイッチ素子Ｓ１に流れる電流を「Ｉｓ１」とし、第２スイッチ素子Ｓ２に流れる電流を「Ｉｓ２」とし、ダイオードＤを流れる電流を「Ｉｄ」としている。また、電流Ｉｄと電流Ｉｓ２とは同一軸上に記載され、一点鎖線の部分が電流Ｉｄの波形、実線の部分が電流Ｉｓ２の部分である。
【００６４】
第１スイッチ素子Ｓ１を流れる電流Ｉｓ１、第１キャパシタＣ１を流れる電流Ｉｃ及び負荷電流Ｉｒの正逆の流れる方向や第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓの正負の方向は図１４で説明したものと同一である。また、第２スイッチ素子Ｓ２を流れる電流Ｉｓ２については、電流が第２スイッチ素子Ｓ２を順方向（図２では上から下の方向）に流れるときを正方向としている。
【００６５】
また、図３におけるタイミングｔ１〜ｔ５は、それぞれ図１４におけるタイミングｔ１〜ｔ５に対応している。図３では、更にタイミングｔ６とタイミングｔ７を追加している。タイミングｔ６は、ダイオードＤがオンになったタイミングを示し、タイミングｔ７は制御信号ＳＣ２がオフに立ち下がったタイミングである。なお、本実施形態では、タイミングｔ４で制御信号ＳＣ２はオンに立ち上がるようになっている。
【００６６】
タイミングｔ３とタイミングｔ４の間にタイミングｔ６を追加し、タイミングｔ５と次のタイミングｔ１の間にタイミングｔ７を追加したので、図３では、図１３に対して動作モードが２つ増え、モード(1)，(2)，(3A)，(3B)，(4)，(5A)，(5B)の７つのモードに分けている。図１４に示したモード(1)，(2)，(3)，(4)，(5)の期間との関係では、図３に示すモード(1)，(2),(4)の各期間はそれぞれ図１４に示すモード(1)，(2)，(4)の各期間に対応している。また、図３に示すモード(3A)，(3B)の期間が図１４に示すモード(3)の期間に対応し、図３に示すモード(5A)，(5B)の期間が図１４に示すモード(5)の期間に対応している。
【００６７】
＜モード(1)＞
モード(1)では、図１４で説明した従来のＥ級増幅器のモード(1)と基本的に同一の動作が行われる。すなわち、図４に示すように、第１スイッチ制御回路５によって第１スイッチ素子Ｓ１がターンオンされ（ゼロボルトスイッチング）、第１スイッチ素子Ｓ１に流れる電流Ｉｓ１が徐々に増加する。なお、モード(1)では、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃが第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓよりも高いので、ダイオードＤはオフ状態になっている。
【００６８】
＜モード(2)＞
モード(2)では、図１４で説明した従来のＥ級増幅器のモード(2)と基本的に同一の動作が行われる。すなわち、負荷電流Ｉｒは、直列共振回路３の共振特性によりタイミングｔ２で自然に転流し、図５に示すように、第１スイッチ素子Ｓ１→負荷抵抗Ｒ→直列共振回路３→第１スイッチ素子Ｓ１の電流経路Ａ１で流れる。モード(2)では、第１スイッチ素子Ｓ１に直流電流源２からの直流電流Ｉｉｎに負荷電流Ｉｒが加算されて流れるので、電流Ｉｓ１は正弦波状の波形で変化する（図３のモード(2)での電流Ｉｓ参照））。第１スイッチ素子Ｓ１に流れる電流Ｉｓ１は、負荷電流Ｉｒが最小となる点でピークとなり、以降、低下する。
【００６９】
＜モード(3A)＞
タイミングｔ３で第１スイッチ制御回路５から第１スイッチ素子Ｓ１に「ターンオフ」させる制御信号ＳＣ１（ローレベルに立ち下がる信号）が入力され、モード(3A)に遷移する。モード(3A)では、第１スイッチ素子Ｓ１がターンオフされ、それまで第１スイッチ素子Ｓ１に流れていた電流Ｉｓ１が第１キャパシタＣ１を流れるようになる（図３のモード(3A)での電流Ｉｓ１，Ｉｃ参照）。
【００７０】
すなわち、図６に示すように、負荷電流Ｉｒに対して第１キャパシタＣ１→負荷抵抗Ｒ→直列共振回路３→第１キャパシタＣ１を流れる電流経路Ａ２が形成され、直流電流Ｉｉｎに対して第１キャパシタＣ１→直流電圧源Ｖｄｃ→チョークインダクタＬ１→第１キャパシタＣ１を流れる電流経路が形成される。これにより、第１キャパシタＣ１が急速に充電され、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓ（すなわち、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧）が急激に上昇する。
【００７１】
なお、第２キャパシタＣ２は、初期状態では、直流電圧源Ｖｄｃに充電されているが、第１スイッチ素子Ｓ１のスイッチングが開始されると、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間内に後述するように第２キャパシタＣ２の充電が行われ、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃが直流電圧源Ｖｄｃの約２倍の大きさになると定常状態になる。
【００７２】
＜モード(3B)＞
第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓの値がタイミングｔ６で第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃの値を越えると、ダイオードＤに順方向の電流Ｉｄが流れ、ダイオードＤがオンになり、モード(3B)になる。これにより、図６に示した第１キャパシタＣ１→負荷抵抗Ｒ→直列共振回路３→第１キャパシタＣ１の電流経路Ａ２が、図７に示すようにダイオードＤ→第２キャパシタＣ２→負荷抵抗Ｒ→直列共振回路３→ダイオードＤを電流が流れる電流経路Ａ３に遷移する。
【００７３】
すなわち、前述したように第２キャパシタＣ２は、第１キャパシタＣ１に比べ十分に大きな値の容量を有するキャパシタであるので、第２キャパシタＣ２及びダイオードＤによって、第１キャパシタＣ１に流れていた電流Ｉｃの大部分が第２キャパシタＣ２側に流れるようになる（図３のモード(3B)の電流Ｉｃ、電流Ｉｄ参照）。しかし、第２キャパシタＣ２の容量が十分に大きいために、第２キャパシタＣ２側に電流が流れるようになっても第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃは、第２キャパシタＣ２だけで考えた場合、微小に増加する程度で収まる。
【００７４】
一方、第２キャパシタＣ２側に流れるようになると、第１キャパシタＣ１には、ほとんど電流が流れないので、第１キャパシタＣ１の充電が抑制される。したがって、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは、微小に増加するものの電圧の上昇を抑制させることができる。
【００７５】
すなわち、第２キャパシタＣ２を含むアクティブクランプ回路７によって、一時的に第１キャパシタＣ１と並列に第２キャパシタＣ２を接続して、キャパシタの容量を大幅に増加させ、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓを第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃにクランプさせることができる（図３のモード(3B)の電圧Ｖｓ参照）。その結果、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓのピーク値を低減させることができる。
【００７６】
なお、図３のモード(3B)の電流Ｉｃは、第２キャパシタＣ２側に電流が流れるようになっても微小な電流が流れているが、便宜上、電流が流れないものとして図示している。また、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃも微小な増加をするが、便宜上、電圧が増加しないものとして図示している。
【００７７】
なお、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓをサイクルの１周期で平均した値は、直流電圧源Ｖｄｃと略同一となる。また、上述した仕組みで第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓがクランプされて電圧上昇が抑制されるので、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは、図３に示すように矩形波に近い波形となる。そのために、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは、直流電圧Ｖｄｃの約２倍を少し超える大きさの電圧となる。
【００７８】
＜モード(4)＞
その後、タイミングｔ４で第２スイッチ制御回路７ａによって第２スイッチ素子Ｓ２に「ターンオン」させる制御信号ＳＣ２（ハイレベルに立ち上がる信号）が入力されると、図８に示すモード(4)の状態に遷移する。タイミングｔ４は、図３に示すように、負荷電流Ｉｒが逆方向から正方向に自然に転流するタイミングである。このとき、ダイオードＤがオンしているので、第２スイッチ素子Ｓ２の両端電圧は、ダイオードＤの順方向電圧となる。したがって、第２スイッチ素子Ｓ２に対してもゼロボルトスイッチングを行わせることができる。
【００７９】
＜モード(5A)＞
第２スイッチ素子Ｓ２に流れる電流Ｉｓ２が「０」になるタイミングｔ５でモード(5A)に遷移し、モード(5A)では、図９に示すように、第２スイッチ素子Ｓ２→直列共振回路３→負荷抵抗Ｒ→第２キャパシタＣ２→第２スイッチ素子Ｓ２の電流経路Ａ４が形成される。従って、この電流経路Ａ４によって電流Ｉｓ２が逆方向に流れることにより第２キャパシタＣ２は放電される。負荷電流Ｉｒは正弦波状の波形を有するので、電流Ｉｓ２は正弦波状の波形で変化する（図３のモード(5A)の電流Ｉｓ２参照）。
【００８０】
なお、本実施形態では、タイミングｔ４で制御信号ＳＣ２がハイレベルになって第２スイッチ素子Ｓ２が「ターンオン」されるようになっているが、第２スイッチ素子Ｓ２がターンオンするタイミングは、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃを超えるタイミング（タイミングｔ６）から第２スイッチ素子Ｓ２に流れる電流の向きが反転するまで（タイミングｔ５）の間であればよい。
【００８１】
＜モード(5B)＞
タイミングｔ７で第２スイッチ制御回路７ａから第２スイッチ素子Ｓ２に「ターンオフ」させる制御信号ＳＣ２（ローレベルに立ち下がる信号）が入力され、モード(5B)に遷移する。モード(5B)では、第２スイッチ素子Ｓ２がターンオフされ、それまで第２スイッチ素子Ｓ２に流れていた電流Ｉｓ２が第１キャパシタＣ１を流れるようになる（図３のモード(5B)での電流Ｉｓ２，Ｉｃ参照）。
【００８２】
すなわち、図９に示した第２スイッチ素子Ｓ２→直列共振回路３→負荷抵抗Ｒ→第２キャパシタＣ２→第２スイッチ素子Ｓ２の電流経路Ａ４が、図１０に示すように、第１キャパシタＣ１→直列共振回路３→負荷抵抗Ｒ→第１キャパシタＣ１を電流が流れる電流経路Ａ５に遷移する。これにより、第１キャパシタＣ１に蓄積されていた電荷が急速に放電され、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが急激に減少する（図３のモード(5B)での電圧Ｖｓ参照）。
【００８３】
そして、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは次のタイミングｔ１で「０Ｖ」になり、このタイミングｔ１で第１スイッチ制御回路５から第１スイッチ素子Ｓ１に「ターンオン」の制御信号ＳＣ１が出力されることによりモード(1)に遷移する。すなわち、第１キャパシタＣ１の放電が終了し、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが「０Ｖ」になった瞬間に、第１スイッチ素子Ｓ１がターンオンされる。
【００８４】
ここで、第２スイッチ素子Ｓ２のオフ動作は、第１キャパシタＣ１が放電されて第１スイッチ素子Ｓ１がターンオンされるときにその両端電圧Ｖｓが「０Ｖ」になるように（ゼロボルトスイッチングが実現されるように）、予め定めたタイミングで行われる。換言すれば、Ｅ級増幅器１を構成する各素子の回路定数に応じて第２スイッチ素子Ｓ２のターンオフするタイミングが適切な値に定められている。
【００８５】
このように、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓは、第２キャパシタＣ２及びダイオードＤ等からなるアクティブクランプ回路７によって、第１キャパシタＣ１に流れていた電流Ｉｃが第２キャパシタＣ２にバイパスされることにより直流電圧源Ｖｄｃの約２倍強の電圧にクランプされ、従来の構成のように、直流電圧源Ｖｄｃの約３．５６倍にまで上昇することはなくなる。そのため、第１スイッチ素子Ｓ１に高耐圧のスイッチ素子を用いる必要がなくなり、部品コストの増大や装置の大型化を抑制することができる。また、第１スイッチ素子Ｓ１に例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる場合であっても、スイッチングロスの増大や電力変換効率の低下を招くことを防止することができる。
【００８６】
また、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧Ｖｓをクランプできることから第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧のピーク値を低減できるため、従来と同様のスイッチ素子、すなわち、高耐圧のスイッチ素子を用いるのであれば、直流電圧源Ｖｄｃの入力電圧の電圧範囲を広く設定することができるといった効果を奏する。
【００８７】
図１１は、図１に示すＥ級増幅器の具体的構成を示す回路図である。この図によると、第１スイッチ素子Ｓ１と内部抵抗ｒ１及び第２スイッチ素子Ｓ２と内部抵抗ｒ２の部分は、それぞれＭＯＳＦＥＴで構成されている。第２スイッチ素子Ｓ２において、ダイオードＤは、第２スイッチ素子Ｓ２に含まれるボディダイオードによってその動作が実現される。また、第１キャパシタＣ１は、第１スイッチ素子Ｓ１における寄生容量によってその動作が実現される。
【００８８】
なお、図１１中、「Ｖ１」は図１に示す直流電圧源Ｖｄｃを示し、「Ｖ２」は、図１に示す第１スイッチ制御回路５に含まれる第１スイッチ素子Ｓ１を駆動するための電圧駆動回路を示し、「Ｖ３」は、第２スイッチ制御回路７ａに含まれる第２スイッチ素子Ｓ２を駆動するための電圧駆動回路を示す。その他、図１に示す素子と同符号の素子は、同機能を示すものとする。
【００８９】
なお、上記実施形態では、アクティブクランプ回路７の第２のスイッチ素子Ｓ２と並列にクランプダイオードＤを設けていたが、このクランプダイオードＤはなくてもよい。すなわち、図２に示す回路構成図において、クランプダイオードＤを除いてもよい。この場合のＥ級増幅器においては、第２スイッチ制御回路７ａは、タイミングｔ３（第１スイッチ素子Ｓ１がオフになったとき）を基準とし、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓが第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃと略同一になるまでの時間が経過したときに第２スイッチ素子Ｓ２をオンさせて第２キャパシタＣ２に電流を流すようにすればよい。
【００９０】
具体的には、例えば図１２に示す波形図のように、第２スイッチ素子Ｓ２のスイッチングを制御すればよい。図１２によれば、タイミングｔ６で第２スイッチ制御回路７ａから第２スイッチ素子Ｓ２にターンオンさせる制御信号ＳＣ２が出力されるので、第２スイッチ素子Ｓ２はタイミングｔ６でオンになり、それまで第１キャパシタＣ１に流れていた電流Ｉｃが第２スイッチ素子Ｓ２を介して第２キャパシタＣ２に流れるようになる（図１２の電流Ｉｓ２の波形参照）。
【００９１】
なお、図３の波形図では、タイミングｔ６からタイミングｔ４までの期間にモード(3A)の状態があったが、この変形例ではクランプダイオードＤを削除し、当該クランプダイオードＤの機能を第２スイッチ素子Ｓ２が行うようになっているので、図１２の波形図では、タイミングｔ６からタイミングｔ５までの期間がモード(4)となっている。この点を除けば、図１２の波形図は図３の波形図と同一である。
【００９２】
また、上述した実施の形態では、第２キャパシタＣ２は、第１キャパシタＣ１に比べ十分に大きな値の容量を有するキャパシタであるとした。そのために、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間内に第２スイッチ回路７ｂがオンになったときに、第１キャパシタＣ１に流れていた電流Ｉｃの大部分が第２キャパシタＣ２側に電流が流れるようになっても、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃは微小に増加する程度で収まる。一方、第１キャパシタＣ１には、ほとんど電流が流れないので、第１キャパシタＣ１は殆ど充電されない。したがって、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは、微小に増加する程度に抑えられる。
【００９３】
しかし、第２キャパシタＣ２は、第１キャパシタＣ１に比べて大きな値の容量を有するキャパシタであるが、第１キャパシタＣ１に比べ十分に大きな値の容量を有するキャパシタであるとは言えない場合、例えば、第２キャパシタＣ２の容量が第１キャパシタＣ１の容量よりも少し大きい程度であっても、この発明の効果を得ることができる。
【００９４】
この場合は、第１スイッチ素子Ｓ１のオフ期間内に第２スイッチ回路７ｂがオンになったときに、第１キャパシタＣ１に流れていた電流Ｉｃが、双方のキャパシタの容量によって定まる比率によって分流する。そのために、第１キャパシタＣ１に流れる電流が半分以下に減少するので、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓの上昇が抑制される。その結果、第１スイッチ素子Ｓ１の両端電圧のピーク値を低減させることができる。
【００９５】
なお、この場合は、図３または図１２とは異なり、第１キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｓは、第２スイッチ回路７ｂがオンになったタイミング（図３ではモード(3B)、図１２ではモード(4)のタイミング）で多少増加して、モード(5A)になって第２スイッチ素子Ｓ２に流れる電流Ｉｓ２が逆方向に流れると多少減少する。また、第２キャパシタＣ２の両端電圧Ｖｃもほぼ同様に増加したり減少したりする。この増加または減少の度合いは、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２の容量によって異なり、第２キャパシタＣ２の容量が大きくなるにつれて、増加または減少の度合いが小さくなる。
【００９６】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。すなわち、各図に示した回路素子は、上記した機能と同機能を有するものであれば、他の回路素子を適用するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本発明に係るＥ級増幅器を回路ブロックで示した図である。
【図２】本発明に係るＥ級増幅器の回路構成を示す図である。
【図３】図２に示す回路図の動作を説明するための波形図である。
【図４】モード(1)の動作を説明するため図である。
【図５】モード(2)の動作を説明するため図である。
【図６】モード(3A)の動作を説明するため図である。
【図７】モード(3B)の動作を説明するため図である。
【図８】モード(4)の動作を説明するため図である。
【図９】モード(5A)の動作を説明するため図である。
【図１０】モード(5B)の動作を説明するため図である。
【図１１】図１に示すＥ級増幅器の具体的構成を示す回路図である。
【図１２】本発明に係るＥ級増幅器の変形例の動作波形を示す図である。
【図１３】従来のＥ級増幅器の等価回路を示す図である。
【図１４】図１３に示す回路図の動作波形を示す図である。
【図１５】図１３に示す回路図のモード(1)の動作を説明するため図である。
【図１６】図１３に示す回路図のモード(2)の動作を説明するため図である。
【図１７】図１３に示す回路図のモード(3)の動作を説明するため図である。
【図１８】図１３に示す回路図のモード(4)の動作を説明するため図である。
【図１９】図１３に示す回路図のモード(5)の動作を説明するため図である。
【符号の説明】
【００９８】
１    Ｅ級増幅器
２    直流電流源
３    直列共振回路
４    スイッチ回路
５    第１スイッチ制御回路
６    シャントキャパシタ
７    アクティブクランプ回路
７ａ  第２スイッチ制御回路
７ｂ  第２のスイッチ回路
８    負荷
Ｃ１，Ｃ２  キャパシタ
Ｄ    クランプダイオード
Ｌ１  チョークインダクタ
Ｌｒ  インダクタ
Ｒ    負荷抵抗
Ｓ１  第１スイッチ素子
Ｓ２  第２スイッチ素子
Ｖｄｃ  直流電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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