(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency
Division Multiplexing)伝送システムにおける受信装置の同期に用いられるプリアンブル信号の生成方法において、
前記プリアンブル信号は、少なくとも１つの第１の部分(A-FIELD)を有し、
前記少なくとも１つの第１の部分の時間領域信号は、
マッピング則S-26,26＝N* （O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（Nは規格化因子）に基づいて６４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる周波数領域列S1,…,S12を、逆高速フーリエ変換することにより生成され、前記少なくとも１つの第１の部分の周波数領域列S1,…,S12は、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B、
S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+A、
S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
のいずれか１つで表され、
jを虚数単位として、
前記Aは、A =
exp(j*2*π*φA)、
前記Bは、B =
A*exp(j*π/2)、
前記φAは、0≦φA≦1、
であることを特徴とする、プリアンブル信号の生成方法。
【請求項２】
前記プリアンブル信号は、少なくとも１つの第２の部分(B-FIELD)を有し、
前記周波数領域列SBは、
SB=(1+i),(-1-i),(1+i),(-1-i),(-1,-i),(1+i),(-1-i),(-1-i),(1+i),(1+i),(1+i),(1+i)
であることを特徴とする、請求項１に記載のプリアンブル信号の生成方法。
【請求項３】
前記少なくとも１つの第２の部分は、時間領域において前記第１の部分に後続することを特徴とする、請求項２に記載のプリアンブル信号の生成方法。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のプリアンブル信号の生成方法により生成されたプリアンブル信号をＯＦＤＭ伝送システムの報知チャンネルにおいて送信することを特徴とする、ＯＦＤＭ伝送システムの送信装置。
【請求項５】
ＯＦＤＭ伝送システムにおける受信装置の同期方法において、プリアンブル信号を受信し、自己相関を算出し、算出結果に基づいて同期をとるステップを含み、
前記プリアンブル信号は、少なくとも１つの第１の部分(A-FIELD)を有し、
前記少なくとも１つの第１の部分の時間領域信号は、
マッピング則S-26,26 = N*{O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0}（Nは規格化因子）
に基づいて６４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる周波数領域列S1,…,S12を、逆高速フーリエ変換することにより生成され、前記少なくとも第１の部分の周波数領域列S1,…,S12は、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B、
S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+A、
S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B又は当該S1,…,S12をS1',S2',S3',S4',S5',S6',S7',S8',S9',S10',S11',S12'=S12,S11,S10,S9,S8,S7,S6,S5,S4,S3,S2,S1のように並び替えたS1',…,S12'、
のいずれか１つで表され、
jを虚数単位として、
前記Aは、A =
exp(j*2*π*φA)、
前記Bは、B =
A*exp(j*π/2)、
前記φAは、0≦φA≦1、
であることを特徴とする、受信装置の同期方法。
【請求項６】
前記プリアンブル信号は、少なくとも１つの第２の部分(B-FIELD)を有し、
前記周波数領域列SBは、
SB=(1+i),(-1-i),(1+i),(-1-i),(-1,-i),(1+i),(-1-i),(-1-i),(1+i),(1+i),(1+i),(1+i)
であることを特徴とする、請求項５に記載の受信装置の同期方法。
【請求項７】
前記少なくとも１つの第２の部分は、時間領域において前記第１の部分に後続することを特徴とする、請求項６に記載の受信装置の同期方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）伝送方式における受信装置の同期に用いられるプリアンブル（preamble）の構造に関する。また、本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式の送信装置、及びＯＦＤＭ伝送方式における受信装置の同期方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、ＯＦＤＭ伝送方式の受信側における自己相関（auto correlation）算出の方法を説明するためのブロック図である。遅延部２は、受信したサンプルを、例えば相関遅延時間ＤＡＣ分順次遅延して、共役演算部３に供給する。共役演算部３は、遅延されたサンプルの共役複素値を求めて、得られる共役複素サンプルを乗算部４に供給する。乗算部４は、共役複素サンプルと、遅延されていないデータを乗算して、乗算結果（積）を移動平均計算部６に供給する。移動平均計算部６は、大きさがＷのウィンドウを有し、このウィンドウ内に含まれる連続した複数の乗算結果の平均値x(i)を順次求め、平均値を除算部８に供給する。一方、自乗計算部５は、供給されたサンプルの絶対値を順次二乗して、得られる自乗値を移動平均計算部７に供給する。移動平均計算部７は、同じく大きさがＷのウィンドウを有し、このウィンドウ内に含まれる連続した複数の自乗値の平均値y(i)を順次求め、平均値y(i)を除算部８に供給する。
【０００３】
除算部８は、移動平均計算部６からの平均値x(i)を移動平均計算部７からの平均値y(i)で割って正規化された値x(i)/y(i)を求め、これを自己相関結果R(i)として、絶対部９に供給する。絶対部９は、自己相関結果R(i)の絶対値を求め、得られる絶対値|R(i)|を出力する。そして、この絶対値|R(i)|は、正確なタイミングを検出するために、閾値と比較されたり、又はその最大値が検出される。また、自己相関結果の自己相関ピーク位置における複素値は、周波数オフセットを見積もるために用いることができる。
【０００４】
図７は、従来の同期プリアンブルの構造を示す図である。図７に示すように、従来の同期プリアンブルは、Ａフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールドの３つに分割されており、Ａフィールド及びＢフィールドは、さらに複数の部分に分割されている。Ａフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールドの各々は、受信側において最適化された特定の同期機能を有するように設計されている。例えば、Ａフィールドは、大まかなフレーム検出及び自動利得制御（automatic gain control：以下、ＡＧＣという。）を行うように設計されている。また、Ｂフィールドは、大まかな周波数オフセット及びタイミング同期を行うように設計されている。Ｃフィールドは、チャンネルの見積及び正確な同期を行うように設計されている。
【０００５】
Ｂフィールドの構造及び生成方法の詳細については、出願人ソニー・インターナショナル（ヨーロッパ）（Sony International Europe GmbH）、欧州特許出願番号９９  １０３  ３７９．６号に開示されており、この出願は、欧州特許協約第５４条３項に基づいて本願の先行技術と見なされる。図７に示すＢフィールドの詳細及び時間領域同期プリアンブル信号については、上記の未公開である先の出願で記載されている。
【０００６】
Ｃフィールドのシンボルは、本発明の主たる対象ではないが、周波数領域において、以下のように定義される。
【０００７】
Ｃ６４−２６・・・２６＝｛1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1｝
Ｂフィールドの副搬送波＋−４，＋−８，＋−１２，＋−１６，＋−２０，＋−２４が変調されたシンボルＢ１６は、短ＯＦＤＭシンボルである。
【０００８】
周波数領域の内容は、以下のように定義される。
【０００９】
Ｂ１６−２６・・・２６＝sqrt(2)＊｛0,0,1+J,0,0,0,-1+j,0,0,0.-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,0,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,1+j,0,0｝
時間領域において、シンボルＩＢ１６で示されるＢフィールドの最後の反復は、先行するシンボルＢ１６の極性を逆にしたものである。
【００１０】
Ａフィールドの副搬送波＋−２，＋−６，＋−１０，＋−１４，＋−１８，＋−２２が変調されたシンボルＡ１６は、短ＯＦＤＭシンボルである。周波数領域の内容は、以下のように定義される。
【００１１】
Ａ−２６・・・２６＝0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,+1+j,0,0,0,0
時間領域において、特定の副搬送波を読み込むことによって、シンボルＡ１６の極性を自動的に一つおきに反転させることができる。時間領域におけるシンボルＩＡ１６で示されるＡフィールドの最後の反復は、先行するシンボルＲＡ１６と同じものである。
【００１２】
図８は、報知チャンネル（broadcast control channel：以下ＢＣＣＨという。）におけるプリアンブルのＡフィールドとＢフィールド間の最適化されたマッチング（matching）を示す図である。図８において、時間領域における上述した特定の構造によって、タイミングの精度を高めることができるとともに、それを維持することができる。ＢＣＣＨプリアンブルにおいて、２つの自己相関ピークを明確に識別することができる。また、２番目の自己相関ピークの前に平坦部がみられるが、受信機は、この平坦部を例えば自己相関ピーク検出アルゴリズム（algorithm）における閾値として用いて、同期をとることができる。
【００１３】
また、新たなＢフィールドが提案されているが、以下、このＢフィールドについて説明する。
【００１４】
変更されたＢフィールドの副搬送波＋−４，＋−８，＋−１２，＋−１６，＋−２０，＋−２４が変調されたシンボルＢ１６は、短ＯＦＤＭシンボルである。周波数領域の内容は、以下のように定義される。
【００１５】
Ｂ１６−２６・・・２６＝sqrt(2)＊｛0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0｝
相互相関（cross-correlation）に基づく受信機を用いた場合、ＢフィールドからＣフィールドへの境界において、相互相関のサイドローブ（sidelobe）はより低くなるため、このＢフィールドによって、性能は向上する。
【００１６】
１２の変調された副搬送波からなる短ＯＦＤＭシンボルは、シンボルアルファベット（symbol alphabet）Ｓ＝√２（±１±ｊ）の要素によって位相変調される。Ｃフィールドのシンボルについては、ここでは考慮しない。
【００１７】
Ｂフィールドの一般化されたマッピングは、以下のようになる。
【００１８】
Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)＊｛0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0｝
ここで、sqrt(2)は、電力を正規化するためのものである。残りの１５個の値がゼロに設定されたベクトルＳに６４点（64-point）の逆高速フーリエ変換（ Inverse Fast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴという。）を適用することにより、トレイニング用の４つの短シンボルを生成することができる。ＩＦＦＴが実行されたあと、その出力データは、所望の数の短シンボルになるように、周期的に拡張される。
【００１９】
Ａフィールドはの一般化されたマッピングは、以下のようになる。
【００２０】
Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)＊{0,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0}
ここで、sqrt(2)は、電力を正規化するためのものである。残りの１５個の値がゼロに設定されたベクトルＳに６４点のＩＦＦＴを適用することにより、トレイニング用の４つの短シンボルが生成される。４つの短シンボルは、特定の数の短シンボルとなるように、周期的に拡張される。
【００２１】
現在規格化されているＡフィールドのシーケンスは、以下のように定義される。
S1...12=(+1-j),(+1+j),(-1,+j),(-1-j),(+1-j),(-1-j),(+1-j),(-1-j),(+1-j),(-1-j),(-1+j),(+1+j)
新たに変更されたＢフィールドを用いた場合、Ａフィールドは、自己相関に基づく受信機の同期を向上させるためには最適化されていない。
【００２２】
図９は、変更されていないＡフィールド及びＣフィールド、及び新たなＢ１６シーケンスに基づくＢフィールドからなるＢＣＣＨプリアンブルを用いた場合の、振幅及び位相の理想的な自己相関結果の具体例を示す図である。この自己相関結果を用いることにより、フレームの開始を識別し、ＡＧＣを調整し、タイミング及び周波数の同期をとることができる。特に、Ｂフィールドは、同期をとるために用いられる。可能な限り正確な時間的同期をとることが重要である。図９において、Ａフィールドと変更されたＢフィールドの２つの自己相関ピークを明確に検出することはできるが、Ｂフィールドにおける自己相関ピークの両側の勾配は大きく異なっている。すなわち、右側の傾斜は急峻であるのに対して、左側の傾斜は緩やかである。この結果、同期の精度は著しく低下する。また、Ｂフィールドの自己相関ピークの前の１０５番目〜１２５番目のサンプルの位置に、平坦部があるが、この平坦部の自己相関結果の値は高い。このため、同期検出の性能は低下する。
【００２３】
上述したように、新たに変更されたＢフィールドと従来のＡフィールドを組み合わせて用いた場合、Ａフィールドは、受信機の同期における自己相関特性を向上させるために最適化されないという欠点があった。また、Ａフィールドに用いられるシーケンスは、ピーク値−平均値の電力比（Peak-to-Average-Power-Ratio：以下、ＰＡＰＲという。）が最小でなければならず、また、ダイナミックレンジ（以下、ＤＲという。）も小さくなければない。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した実情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、時間領域信号特性を最適化することができるＡフィールドのシーケンスを提供することである。
【００２５】
また、本発明は、新たに変更されたＢフィールドのシーケンスを用いたときに、自己相関結果に基づく受信機の同期特性に対する最適化されたＡフィールドのシーケンスを提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するために、本発明に係るプリアンブルは、直交周波数分割多重伝送方式における受信装置の同期に用いられ、少なくとも１つの第１の部分を有する。上記少なくとも１つの第１の部分は、例えば、大まかなフレーム検出及び自動利得制御（automatic gain control）を行うように設計されている。上記少なくとも１つの第１の部分は、逆高速フーリエ変換された複数の複素シンボルからなる周波数領域シーケンスを有する。上記少なくとも１つの第１の部分の時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残りの値は０に設定される）に基づいて６４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる周波数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換することにより生成さる。また、上記少なくとも１つの第１の部分の周波数領域列ＳＡは、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A
S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A
S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B
S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B
のいずれか１つ、又は、
S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A
S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A
S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A
S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B
S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A
S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A
のいずれか１つで表される。
【００２７】
また、上述の課題を解決するために、本発明に係るプリアンブルは、少なくとも１つの第２の部分を有する。上記少なくとも１つの第２の部分の周波数領域列SBは、
SB＝(1+i),(-1-i),(1+i),(-1-i),(-1,-i),(1+i),(-1-i),(-1-i),(1+i),(1+i),(1+i),(1+i)
で表される。
【００２８】
特に、
S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B
のいずれか１つ、又は、
S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B
S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A
のいずれか１つで表される上記少なくとも１つの第１の部分と上記少なくとも１つの第２の部分の周波数領域を組み合わせて用いることにより、自己相関特性は向上する。
【００２９】
上記少なくとも１つの第２の部分は、時間領域において上記第１の部分に後続する。
【００３０】
また、上述の課題を解決するために、本発明に係る直交周波数分割多重伝送方式の送信装置は、直交周波数分割多重伝送方式の報知情報チャンネルを用いて上述の同期プリアンブルを伝送する。
【００３１】
また、本発明に係る受信装置の同期方法は、時間領域において少なくとも１つの第１の部分を有し、上記少なくとも１つの第１の部分及び少なくとも１つの第２の部分の時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残りの値は０に設定される）に基づいて６４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる周波数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換することにより生成される受信装置の同期方法である。上記少なくとも第１の部分の周波数領域列ＳＡは、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A
S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A
S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B
S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B
S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B
のいずれか１つ、又は、
S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A
S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A
S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A
S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B
S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A
S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A
のいずれか１つで表されることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るプリアンブルの構造、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）伝送方式の送信装置及びＯＦＤＭ伝送方式の受信装置機における同期方法について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
以下に述べるＡフィールドのシーケンス生成則を用いることにより、ピーク値−平均値の電力比（Peak-to-Average-Power-Ratio：以下、ＰＡＰＲという。）及びダイナミックレンジ（dynamic range：以下、ＤＲという。）の値を最適化することができる。後に、Ｂフィールドの最適化された自己相関結果に基づいて選択されたサブセットを用いる。
【００３４】
以下に示すＡフィールドのシーケンスを用いることにより、例えばＰＡＰＲ又はＤＲ等の、時間領域における信号特性を向上させることができる。
S1...12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A
S1...12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A
S1...12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B
S1...12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B
S1...12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B
S1...12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B
ここで、
A=exp(j*2*π*φA)
B=A*exp(jπ/2)
=exp(j2π*φA+jπ/2)
0.0≦φA<1.0である。
【００３５】
なお、シーケンスの順序を反転させる、すなわちＳ１とＳ１２，Ｓ２とＳ１１，Ｓ３とＳ１０，Ｓ４とＳ９，Ｓ５とＳ８及びＳ６とＳ７を各々入れ替えることにより、より多くのシーケンスを生成することもできる。なお、最初の２つのシーケンスカーネル（sequence kernel）はバイナリ（binary）であり、残りはクオタナリ（quaternary）である。
【００３６】
これらのシーケンスは、プリアンプルが１つの部分から構成される場合でも有益に実行される。
【００３７】
下記に示すシーケンスは、上述のＡフィールドのシーケンスのサブセット（subset）であり、上述の新たに変更されたＢフィールドのシーケンスと組み合わせた場合、有益な自己相関特性を得ることができる。以下に示す第１のシーケンスは、特に、上述のマッピング則に基づいてマッピングされたＡフィールドでの使用に適している。
S1...S12=(+1-j),(-1+j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(+1-j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j)
また、以下に示す第２のシーケンスも、特に、上述のようにマッピングされたＡフィールドに適している。
S1...S12=(+1-j),(-1+j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(+1-j),(+1-j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j),(-1+j)
この第２のシーケンスは、バイナリアルファベット（binary alphabet）である(±1)*(+1-j)のみを使用している点において、特に望ましい。
【００３８】
次に、本発明を適用したＡフィールドの第１の具体例を、図１を参照して説明する。上述のシーケンスをＡフィールドに適用することにより、図９に示す自己相関結果の欠点を解消することができる。時間領域における特定の構造により、報知チャンネル（broadcast control channel：以下ＢＣＣＨという。）プリアンブルのＡフィールドとＢフィールドのマッチングを最適化することができ、タイミングの精度を高めることができるとともに、それを維持することができる。上述のシーケンスを用いてＡフィールドを生成すると、ＢＣＣＨプリアンブルにおいて、図１に示すように、２つの自己相関ピークを明確に識別することができる。
【００３９】
さらに、Ｂフィールドにおける自己相関ピークの両側の傾斜は、非常に似通っている。すなわち、Ｂフィールドの自己相関ピークの右側と左側の傾斜は、同様の勾配を有している。これにより、同期の精度を、大きく高めることができる。また、Ｂフィールドの自己相関ピークの前の１１０〜１３０番目のサンプルの位置に平坦部が発生する。この平坦部の自己相関結果の値は、低く、自己相関ピーク位置検出部においる閾値として用いることができ、同期検出の性能を高めることができる。
【００４０】
すなわち、このシーケンスを適用した場合の利点は、２つの自己相関ピークの勾配が非常に似通っているという点である。
【００４１】
次に、本発明を適用したＡフィールドの第２の具体例を、図２を参照して説明する。
【００４２】
時間領域における特定の構造により、ＡフィールドとＢフィールドののマッチングを最適化することができ、タイミングの精度を高めることができるとともに、それを維持することができる。上述のシーケンスを用いて、Ａフィールドを生成すると、ＢＣＣＨプリアンブルにおいて、図２に示すように、２つの自己相関ピークを明確に識別することができる。
【００４３】
また、Ｂフィールドにおける自己相関ピークの両側の傾斜は、非常に似通っている。すなわち、Ｂフィールドの自己相関ピークの右側と左側の傾斜は、同様の勾配を有している。これにより、同期の精度を、大きく向高めることができる。また、Ｂフィールドの自己相関ピークの前の１１０〜１３０番目のサンプルの位置に平坦部が発生する。この平坦部の自己相関結果の値は、低く、自己相関ピーク位置検出部においる閾値として用いることができ、同期検出の性能を高めることができる。
【００４４】
この具体例では、平坦部の自己相関結果の値は、第１の実施例における平坦部よりも低く、また、第２の自己相関ピークの傾斜は急峻である。
【００４５】
次に、時間領域における信号特性について説明する。
【００４６】
ＯＦＤＭ伝送方式又は一般的なマルチキャリア信号では、信号の包絡線変動、すなわちＰＡＰＲが大きな問題となる。ＰＡＰＲが大きいと、電力振幅の非線形歪み効果（nonlinear distortion effect）のために、伝送効率が悪くなるとともに、例えばアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）のＤＲが制限されるなど、信号によって電気部品（component）が制限される。受信機のＡＧＣ回路がロックするとともに、基準信号値を調整し、Ａ／Ｄ変換器がオーバーフロー又はアンダーフローすることなく、入力信号のダイナミックレンジがＡ／Ｄ変換器の変換範囲となるように利得を制御するためには、同期シーケンスとしては、ＰＡＰＲが小さい信号がより望ましい。
【００４７】
図３は、従来のプリアンブルの時間領域信号の電力の包絡線を示す図である。図３に示すように、３つのフィールドを明確に識別することができる。このように、Ａフィールド及びＢフィールドにおいて、ＰＡＰＲ及びＤＲは最適化されている。ピーク値を正確に検出するために、８倍のオーバーサンプリングが用いられている。
【００４８】
次に、本発明を適用したＡフィールド及び新たに変更されたＢフィールドのプリアンブルについて説明する。
【００４９】
上述した同期シーケンス構造及びプリアンブル構造を用いると、ＡフィールドとＢフィールドが一緒に設計及び最適化されるため、タイミング検出の性能が向上する。しかし、ＰＡＰＲ及びＤＲの特性を低下させないことが必要である。
【００５０】
図４及び図５は、上述したＡフィールドの第１の具体例又は第２の具体例、新たに変更されたＢフィールド及び規定のＣフィールドを用いたときの電力の包絡線を示す図である。図４及び図５に示すように、ＰＡＰＲ及びＤＲの特性は低下していない。
【００５１】
図４は、Ａフィールドの第１の具体例におけるプリアンブルの時間領域信号（電力）を示す図である。
【００５２】
図５は、Ａフィールドの第２の具体例におけるプリアンブルの時間領域信号（電力）を示す図である。
【００５３】
本発明は、規格化された同期及びトレイニング用のプリアンブルに基づいて提案されている。本発明において、シーケンスは、ＩＦＦＴの大きさが６４であるＯＦＤＭシンボルの適切な副搬送波にマッピングされることにより最適化される。このようにして得られたシーケンスは、プリアンブル又はその一部、すなわちフィールドを生成するのに特に適している。ＰＡＰＲ及びＤＲに関して、本発明を適用したシーケンスは、規格化されたシーケンスと同様の特性を有する。
【００５４】
本発明を適用したシーケンスは、ＢＣＣＨプリアンブルのＢフィールドにおける規格化されたシーケンスに適切に対応しているので、特に、ＢＣＣＨプリアンブルのＡフィールドの生成に適している。本発明において、ＢＣＣＨプリアンブルのＢフィールドにおける自己相関結果を用いて同期をとると、タイミングの精度を高めることができる。本発明は、規格化されているプリアンブルの時間領域における構造を変更しない。
【００５５】
すなわち、本発明では、以下のような効果を得ることができる。
・ＯＦＤＭ伝送方式における同期シンボルのＰＡＰＲ値を小さくすることができる。
・規格化されているプリアンブルに比して、同期の性能が向上する。
・規格化されている時間領域のプリアンブル構造を変更する必要がない。
・特別な回路を付加する必要がない。
【００５６】
本発明は、現在標準化されている伝送システムにおいて使用できる最適化された同期シンボル列を提供することができる。この同期シンボルは、変調された搬送波にマッピングさる最適化されたシーケンスを有する特別に設計されたＯＦＤＭシンボルから構成される。この同期シンボルは、時間領域における複数の繰り返しを用いた構成となっている。本発明を適用したシーケンスによって得られる同期シンボルは、タイミングの検出精度が高く、また、周波数オフセットを正確に見積もることができる。
【００５７】
さらに、同期シンボルは、包絡線の変動、すなわちＰＡＰＲが小さくなるように最適化されており、受信機の回路構成を簡単にするとともに、受信機での時間及び周波数の捕捉時間を減らすことができる。特に、本発明を適用したシーケンスは、ＢＣＣＨ−ＤＬＣＨｓにおける同期プリアンブル及びトレイニング用のプリアンブルを構成するために用いられるあらゆる同期シンボルに対応するように最適化される。
【００５８】
【発明の効果】
本発明では、直交周波数分割多重伝送方式における受信装置の同期に用いられるプリアンブルのＡフィールドの時間領域信号は、マッピング則Ｓ−２６，２６＝sqrt(2)*（O,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0）（残りの値は０に設定される）に基づいて６４点の逆高速フーリエ変換にマッピングされる１２個の複素シンボルからなる周波数領域列ＳＡを、逆高速フーリエ変換することにより生成される。Ａフィールドの周波数領域列ＳＡは、
S1...S12=+A,+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A
S1...S12=+A,+A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,+A,-A,+A
S1...S12=+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A,-B
S1...S12=+A,+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A,+B
S1...S12=+A,-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B
のいずれか１つ、又は、
S1...S12=-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A,+A
S1...S12=+A,-A,+A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,+A,+A
S1...S12=-B,+A,+B,-A,-B,-A,-B,-A,-B,-A,+B,+A
S1...S12=+B,-A,-B,+A,-B,+A,-B,+A,-B,-A,+B,+B
S1...S12=+B,+A,-B,-A,+B,-A,+B,-A,+B,-A,-B,+A
S1...S12=-B,-A,+B,+A,+B,+A,+B,+A,+B,-A,-B,+A
のいずれか１つで表される。これにより、Ａフィールドの時間領域信号特性を最適化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した第１のＢＣＣＨプリアンブルを用いたときの自己相関結果を示す図である。
【図２】本発明を適用した第２のＢＣＣＨプリアンブルを用いたときの自己相関結果を示す図である。
【図３】従来のプリアンブルにおける時間領域信号を示す図である。
【図４】本発明を適用したＡフィールドの第１の具体例を用いたときの時間領域信号を示す図である。
【図５】本発明を適用したＡフィールドの第２の具体例を用いたときの時間領域信号を示す図である。
【図６】自己相関を求める相関部の具体的な構成を示すブロック図である。
【図７】従来の同期プリアンブルの構造を示す図である。
【図８】従来のシーケンスを用いたときの自己相関結果を示す図である。
【図９】従来のＡフィールド及び新たに変更されたＢフィールドを用いたときの自己相関結果を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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