(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ａ．信号検波のために用いられる長さＬをそれぞれ有する送信信号の複素共役Ｘ＊及び受信信号Ｙを、長さＳｍｕｌｔｉｃｏｈ＝Ｌ／Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈをそれぞれ有するＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のセグメントに分割し、上記各セグメント内で第１のコヒーレント加算を実行して合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第１のコヒーレント結果
0004424882.tif 000014
を得るステップと、
Ｂ．これらのＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第１のコヒーレント結果に対して可能なＰ種類の位相調整を実行し、Ｙｉ，ｊ（ｉ＝０...Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ−１,ｊ＝０...Ｐ−１）で表される調整結果を得るステップと、
Ｃ．上記各第１のコヒーレント結果に対応するＰ個の上記調整結果の中から１つずつの調整結果の値を選択し、Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ個の調整結果をそれぞれ含むＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の組み合わせを得るステップと、
Ｄ．上記各組み合わせ中のＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の調整結果に対して第２のコヒーレント加算を実行してＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果
0004424882.tif 000015
を得るステップと、
Ｅ．選択規準として最大モード法を用いることにより、上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果の中から最適な結果を検波結果として選択するステップとを含む多重選択コヒーレント検波方法。
【請求項２】
上記ステップＡにおけるセグメントが等区間長で設けられるか又は不等区間長で設けられる、請求項１に記載の多重選択コヒーレント検波方法。
【請求項３】
上記ステップＢの位相調整は、上記位相調整の種類がＰ個であるときに、φ０を任意の値とすれば、各信号にそれぞれφ＝φ０＋ｋ＊２π／Ｐ、（ｋ＝０...Ｐ−１）の位相回転を実行することを含む、請求項１に記載の多重選択コヒーレント検波方法。
【請求項４】
上記ステップＡは、上記各セグメントについて１つのＸｍを得て、合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の上記第１のコヒーレント結果を得ることを含み、
上記ステップＢは、上記各第１のコヒーレント結果に対してＰ種類の上記位相調整を実行し、合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ＊Ｐ個の調整結果を得ることを含む、請求項１に記載の多重選択コヒーレント検波方法。
【請求項５】
上記方法は、上記各第１のコヒーレント結果に対応するＰ個の調整結果から１つずつの調整結果を選択して上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の組み合わせを得て、上記組み合わせのそれぞれに含まれる合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の上記調整結果に対して上記第２のコヒーレント加算を実行して上記第２のコヒーレント結果Ｚｔを得ることを含み、
このとき、合計でＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の可能な選択方法が存在して、上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果Ｚｔを得る、請求項４に記載の多重選択コヒーレント検波方法。
【請求項６】
上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果のすべてを得ることに代えて、Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個よりも少ない個数の第２のコヒーレント結果を得る、請求項５に記載の多重選択コヒーレント検波方法。
【請求項７】
信号検波のために用いられる長さＬをそれぞれ有する送信信号の複素共役Ｘ＊及び受信信号Ｙを、長さＳｍｕｌｔｉｃｏｈ＝Ｌ／Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈをそれぞれ有するＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のセグメントに分割する手段と、
上記各セグメント内で第１のコヒーレント加算を実行する手段と、
合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第１のコヒーレント結果
0004424882.tif 000016
を得る手段と、
これらのＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第１のコヒーレント結果に対して可能なＰ種類の位相調整を実行する手段と、
Ｙｉ，ｊ（ｉ＝０...Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ−１,ｊ＝０...Ｐ−１）で表される調整結果を得る手段と、
上記各第１のコヒーレント結果に対応するＰ個の上記調整結果の中から１つずつの調整結果の値を選択し、Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ個の調整結果をそれぞれ含むＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の組み合わせを得る手段と、
上記各組み合わせ中のＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の調整結果に対して第２のコヒーレント加算を実行してＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果
0004424882.tif 000017
を得る手段と、
Ｅ．選択規準として最大モード法を用いることにより、上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果の中から最適な結果を検波結果として選択する手段とを含む多重選択コヒーレント検波装置。
【請求項８】
上記セグメントが等区間長で設けられるか又は不等区間長で設けられる、請求項７に記載の多重選択コヒーレント検波装置。
【請求項９】
上記可能なＰ種類の位相調整を実行する手段は、φ０を任意の値とすれば、各信号にそれぞれφ＝φ０＋ｋ＊２π／Ｐ、（ｋ＝０...Ｐ−１）の位相回転を実行する、請求項７に記載の多重選択コヒーレント検波装置。
【請求項１０】
上記合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第１のコヒーレント結果を得る手段は、上記各セグメントについて１つのＸｍを得て、合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の上記第１のコヒーレント結果を得て、
上記可能なＰ種類の位相調整を実行する手段は、上記各第１のコヒーレント結果に対してＰ種類の上記位相調整を実行し、
上記調整結果を得る手段は、合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ＊Ｐ個の調整結果を得る、請求項７に記載の多重選択コヒーレント検波装置。
【請求項１１】
上記調整結果の値を選択する手段は、上記各第１のコヒーレント結果に対応するＰ個の調整結果から１つずつの調整結果を選択して上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の組み合わせを得て、
上記第２のコヒーレント加算を実行する手段は、上記組み合わせのそれぞれに含まれる合計でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の上記調整結果に対して上記第２のコヒーレント加算を実行して上記第２のコヒーレント結果Ｚｔを得て、
このとき、合計でＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果Ｚｔを得る、請求項１０に記載の多重選択コヒーレント検波装置。
【請求項１２】
上記第２のコヒーレント加算を実行する手段は、上記Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の第２のコヒーレント結果のすべてを得ることに代えて、Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個よりも少ない個数の第２のコヒーレント結果を得る、請求項１１に記載の多重選択コヒーレント検波装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、無線移動通信の信号検波に関するものである。より詳しくは、多重選択コヒーレント検波のための方法及び装置に関するものである。
【０００２】
（背景技術）
無線移動通信では、受信される信号がいわゆるドップラー効果による影響を受け、そしてドップラー周波数変化は伝送される信号に関連して惹起され、また上記周波数変化の大きさ及び特性は、送信機と受信機との間での相対運動や、信号伝送環境などによって決定されるであろうということはよく知られている。受信される無線通信伝送信号の位相には、位相回転さらには位相逆転も生じるかもしれず、それゆえこれらの因子の影響は、信号を検波する際に十分に考慮されるべきであり、そうでなければ信号検波の性能が必然的に影響を受けるであろう。
【０００３】
伝送される複素離散信号がＸ（ｋ）（ｋ＝０...Ｌ−１）であるとすれば、サンプリング後の受信離散信号は、次のようになる。
【数１】
0004424882.tif 000002
ここにおいて、ａ（ｋ）はチャンネルを通過した後の減衰率であり、φ（ｋ）は信号がチャンネルを通過した後の位相回転角であり、ｎ（ｋ）は付加ノイズであり、そしてｋは離散信号のインデックスを表している。これは、データを伝送し一定レートで信号をサンプリングするといった条件下では、時間のインデックスを表すものであるとも考えられる。信号検波を実行するための信号サンプルの総数はＬである。
【０００４】
関連する技術分野におけるいくつかの典型的な信号検波方法は、以下に示されている。
１．コヒーレント信号検波方法。この方法では、信号は長さＬの範囲内で、直接コヒーレント累算される。すなわち、送信される信号の共役信号と受信される信号とが乗算され、そして乗算結果は長さＬの範囲内で累算される。この後、最終的に得られた総和結果からモードの２乗が計算され、そしてこれはコヒーレント検波の決定統計値として用いられる。決定統計値は次式により表される。
【数２】
0004424882.tif 000003
【０００５】
式（２）には、受信される信号についての式（１）が代入され、次のようになる。
【数３】
0004424882.tif 000004
【０００６】
受信される信号の位相が長さＬの範囲内でさほど大きく変化しないときに限り、このような検波方法を用いることによって良好な検波結果が得られる。しかし、ある通信環境下においては、受信される信号の位相が長さＬの範囲内でさほど大きく変化しないといった状況を実現することは困難である。
【０００７】
２．非コヒーレント検波方法。この検波方法の基本的な考え方は、信号を検波するために用いられるＬサンプルの信号を、等区間長のＮｎｏｎｃｏｈ（Ｎｎｏｎｃｏｈ＞１）個のセグメントに分割し、各セグメントの長さをＬ／Ｎｎｏｎｃｏｈ＝Ｓｎｏｎｃｏｈとし、Ｓｎｏｎｃｏｈの各長さ部分に対してコヒーレント累算合計Ｔ（ｍ）を次式のように計算することにある。
【数４】
0004424882.tif 000005
【０００８】
各セグメントのコヒーレント結果はＴ（ｍ）であり、そして全部でＮｎｏｎｃｏｈ個のデータがあり、この後非コヒーレント累算が再び実行される。決定統計値を計算するための式は、次のようにして得られる。
【数５】
0004424882.tif 000006
【０００９】
式（１）及び式（４）を式（５）に代入すると、次の式が得られる。
【数６】
0004424882.tif 000007
【００１０】
受信される信号の位相が信号長さＳｎｏｎｃｏｈの範囲内で一定であることが必要とされ、かくしてこの決定方法により、より良好な性能を実現することができる。しかしながら、受信される信号の位相もまたＬ（Ｌ＞Ｓｎｏｎｃｏｈ）の範囲内で一定に維持されるときには、非コヒーレント検波方法の検波性能のロスは、位相回転を抑制することにより得られるゲインよりも小さくなるであろう。一般的には、方法１のコヒーレントな検波方法よりも悪い。
【００１１】
３．差動検波方法。この方法の基本的な考え方もまた、信号を検波するために用いられるＬサンプルの信号を、等区間長のＮｄｉｆｆ（Ｎｄｉｆｆ＞１）個のセグメントに分割し、各セグメントの長さをＬ／Ｎｄｉｆｆ＝Ｓｄｉｆｆとし、Ｓｄｉｆｆの各長さ部分に対してコヒーレント累算方法を用いることによりＮｄｉｆｆ個のコヒーレント累算値を次式のように得ることにある。
【数７】
0004424882.tif 000008
【００１２】
２つの連続するセグメントのコヒーレント結果Ｑ（ｍ）は、その一方の複素共役をとって互いに乗算され、その結果全部でＮｄｉｆｆ−１個の乗算結果が得られ、この後Ｎｄｉｆｆ−１個の乗算結果の実数部を加算し、そして決定統計値を計算するための次式を得る。
【数８】
0004424882.tif 000009
【００１３】
式（１）及び式（７）を式（８）に代入してこれを展開すれば、次のようになる。
【数９】
0004424882.tif 000010
【００１４】
方法２の場合と同様に、差動検波方法を適用するための条件は、受信される信号の位相がＳｄｉｆｆの範囲内で実質的に一定である場合に限り満たされることが可能である。それにもかかわらず、この方法が方法１の適用条件（受信される信号の位相が、長さＬの範囲内で実質的に一定である）も満たす場合、差動検波方法それ自体の検波性能のロスはまた、位相回転を抑制することにより得られるゲインより小さくなる。一般的には、方法１のコヒーレント検波方法の検波性能よりも悪い。
【００１５】
４．組み合わせ検波方法。この方法は、上記３つの方法を組み合わせたものである。ドップラー周波数変化の範囲は、何らかの方法により検出される（又は、特定される）ことができる。高いドップラー周波数変化の場合は、非コヒーレント検波方法又は差動検波方法が用いられることができる。他方、低いドップラー周波数変化の場合は、コヒーレント検波方法が用いられることができる。この方法の実行は、どちらかといえば難しく、また最適な検波性能は得られない。
【００１６】
以下、これらの一般的な比較を行う。
方法１は、低い周波数変化（ドップラー周波数変化及びシステム周波数変化を含むものであり、以下でも同様である。）の場合において、信号の位相が長さＬの範囲内で実質的に一定であるとの仮定に基づいて確立されたものであり、この条件は、（後述の方法でも同様であるが、チップレート及び信号長さＬに従って）実質的に満たされることが可能であり、優れた検波効果を実現することができる。しかし、大きい周波数変化の場合は、長さＬの範囲内ではこの仮定を確立することができず、信号の位相は大きく変化するかもしれず、位相の逆転すら起こるかもしれず、これは、コヒーレント結果が互いに相殺されるといった事態を生じさせるかもしれず、これにより検波性能が急激に低下し、信号を検波することができなくなることすらある。
【００１７】
方法２の適用条件は、次のように緩められる。すなわち、長さＳｎｏｎｃｏｈ（Ｓｎｏｎｃｏｈ＜Ｌ）の範囲内で信号の位相を実質的に一定にし、これにより高い周波数変化の場合は、信号の位相は、これがＳｎｏｎｃｏｈ（Ｓｎｏｎｃｏｈ＝Ｌ／Ｎｎｏｎｃｏｈ＜Ｌであることに注意する。）の範囲内にあるときには大きく変化することはなく、方法１で起こる性能の低下はもはや起こらないであろう。かくして、この状況においては、性能は方法１の場合よりも良好となるであろう。しかしながら、低い周波数変化の場合は、方法１でも、信号の位相をコヒーレント長さＬの範囲内で実質的に一定に維持するといった条件が満たされる。このとき、非コヒーレント方法２を方法１と比較すれば、何らかの性能のロスが存在するかもしれない。
【００１８】
方法３については、方法２の場合と同様に解析される。高い周波数変化の場合は、差動検波方法は、方法１の場合よりも良好な性能を得ることができる。しかし、低い周波数変化の場合は、その性能のロスは、方法１の場合よりもある程度は大きくなるであろう。
【００１９】
種々のドップラー周波数変化の場合に方法４を用いることにより良好な性能を実現することができるものの、これはプロトコル限定の方法を用いることにより複雑化される。この検波方法を用いることにより、ドップラー周波数変化推定モジュールが必要とされ、このため精度を保証することは困難である。
【００２０】
（発明の概要）
本発明の目的は、以上に列記されたいくつかの検波方法に存在する問題を解決することと、周波数変化によって惹起された位相回転の影響を低減するために多重選択コヒーレント検波のための方法及び装置を提供することと、信号検波率を改善することとにある。
【００２１】
上記の目的を実現するために提案された、本発明にかかる多重選択コヒーレント検波方法は、次のステップを含むものである。
Ａ．信号検波のために用いられる長さＬが、Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ個のセグメントに分割され、コヒーレント累算が各セグメント内で実行され、全部でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果が得られ、これらはＸｉ（ｉ＝０...Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ−１）で表される。
Ｂ．これらのＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果に対して種々の可能な位相調整（可能な位相調整の数はＰで表される）が実行され、そして調整結果がＹｉ，ｊ（ｉ＝０...Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ−１,ｊ＝０...Ｐ−１）で表される。
Ｃ．各コヒーレント結果に対応するＰ個の調整結果の中から１つの調整結果の値が選択され、そして種々の可能な方法で互いに組み合わせられ、組み合わせの最大数がＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈとされる。
Ｄ．各組み合わせにおけるＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の調整結果がコヒーレント累算され、そしてＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果が得られ、Ｚｔ（ｔ＝０...Ｃ−１）で表される。
Ｅ．Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果の中から、最適なものが検波結果として選択される。
【００２２】
本発明にかかる多重選択コヒーレント検波装置は、次のものを含んでいる。
整合フィルタユニット。２つ又はこれより多い分岐ユニット。分岐選択ユニット。入力信号は、整合フィルタリングを実行するための整合フィルタユニットに入力される。整合フィルタユニットの出力は、それぞれ各分岐ユニットに送信される。信号の位相調整とコヒーレント累算とがそれぞれ各分岐ユニット内で実行され、そしてこの後分岐選択ユニットに送信される。分岐選択ユニットによって、最大モードの分岐出力が選択されて出力される。
【００２３】
（好ましい実施の形態の詳細な説明）
本発明にかかるコヒーレント検波方法（coherent detection method）は、次のステップを含むものである。信号検波のために用いられる長さ（length）Ｌが、Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ個のセグメント（segments）からなる多重コヒーレントセグメント（multi coherent segments）に分割され、コヒーレント累算（coherent accumulating）が各セグメント内で実行され、この後全部でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果（coherent results）が得られ、これらはＸｉ（ｉ＝０...Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ−１）で表される。信号が等区間長（equal spaces）のセグメントに分割されると仮定すれば、各セグメントの長さはＳｍｕｌｔｉｃｏｈ＝Ｌ／Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈとなる。
【数１０】
0004424882.tif 000011
【００２４】
そして、この後、これらのＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果に対してそれぞれ種々の可能な位相調整（phase adjustment）（可能な位相調整の数はＰで表される）が実行され、そして調整結果（adjustment results）がＹｉ，ｊ（ｉ＝０...Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ−１,ｊ＝０...Ｐ−１）で表される。種々の可能な組み合わせ（combination）を実行するために、調整結果の中から調整結果の１つの値が選択される。そして、これらの可能な組み合わせが再びコヒーレントに累算され、コヒーレント累算の後、Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈのコヒーレント結果が得られ、そしてＺｔ（ｔ＝０...Ｃ−１）で表される。
【数１１】
0004424882.tif 000012
【００２５】
Ｃ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果の中から、最適なものが検波結果として選択される。本発明にかかる方法は、次の決定式に続く。
【数１２】
0004424882.tif 000013
ここで、ＯＰＴ｛｝は、最適値を選択する演算子であり、これは最適値が一連の値から選択されることを意味する。
【００２６】
一般に、上記のセグメント分割方法は、等区間長のセグメントに対して用いられるが、特別な状況によれば不等区間長のセグメントであってもよい。
ステップＢの位相調整においては、位相調整の数がＰであるときには、φ＝φ０＋ｋ＊２π／Ｐ（ｋ＝０...Ｐ−１）の位相回転がそれぞれ信号に実行される。ここで、φ０は、任意の値とすることができる。位相回転φとＰとの間の関係は、この式に限定されるものではない。
ステップＡにおいて、コヒーレント結果Ｘｉは各セグメントに対して得られ、総数はＮｍｕｌｔｉｃｏｈであり、そしてステップＢに従って各コヒーレント結果に対してＰ個の位相調整が実行される。
【００２７】
上記各コヒーレント結果に対応する調整されたＰ個のコヒーレント結果から、調整された１つのコヒーレント結果が選択され、この後全部でＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の調整されたコヒーレント結果がコヒーレントに加算され、そして最終的なコヒーレント結果Ｚｔが得られる。かくして、全部でＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の選択肢があり、そして再びＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個の最終コヒーレント結果Ｚｔが得られる。
【００２８】
ステップＥにおいて、最適なものを選択する規準（criterion）として最大モード（largest mode）の方法が用いられる。
上記最大のコヒーレント結果の数はＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈであるが、これは実際に適用した場合においてＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果が得られなければならないことを意味するわけではない。状況によっては、要求されるコヒーレント結果の数を低減するために、コヒーレント結果の数がＣ＝ＰＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個より少ない方法が用いられてもよい。
【００２９】
次に、本発明にかかる方法の実施のために用いられる広帯域（wide-band）コード分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）の逆アクセスチャンネルのプレフィックス検出（prefix detection）について説明する。プレフィックスチップ（prefix chip）の長さは４０９６チップであり、チップレート（chip rate）が３.８４Ｍｂｐ／ｓであり、キャリア周波数が２ＧＨｚであり、ＷＣＤＭＡ標準プロトコルの要求である５００Ｋｍ／ｈの速度であるときには、信号位相の逆転が完全に４０９６チップの範囲内で発生するであろう。もし、前記方法１がこの条件下で用いられれば、性能の急激な悪化が必然的に惹起されるであろう（図３中の曲線１参照）。
【００３０】
図１を参照すれば、図１に示されたシステムは、本発明にかかる方法の実際の適用例である。上記システムにおいては、受信された信号は、アンテナ４０を経由して、広帯域コード分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）周波数バンドにかかるバンドパスフィルタ４１に到達し、そして帯域制限された信号が得られ、この後ベースバンド部４２に到達する。ベースバンド部４２内では、無線周波数信号のベースバンド信号への変換が実行されるとともに、デジタルからアナログへの変換機能が実行され、そしてベースバンド信号を得ることができる。
【００３１】
次いで、ベースバンド信号は、多重選択コヒーレント回路４３に送信され、そして多重選択コヒーレント信号が得られる。多重選択コヒーレント信号は、マルチパス探索（multi-path retrieval）を実行するために、マルチパス探索回路４４に送信され、得られたマルチパス情報は、逆拡散（de-spread）及びＲＡＫＥ合成器（combiner）回路４５に、その第１の入力ポートの信号として送信される。
【００３２】
他方、ベースバンド信号は、逆拡散及びＲＡＫＥ合成器回路４５に、その第２の入力ポートの信号として直接に送信される。ベースバンド信号は、マルチパス探索回路４４から送信されたマルチパス情報に基づいて、逆拡散及びＲＡＫＥ合成器回路４５によって、逆拡散及びＲＡＫＥ合成が実行され、そして合成後にその結果が出力される。
【００３３】
Ｎｍｕｌｔｉｃｏｈ＝４で、Ｐ＝２とすれば、可能なコヒーレント結果は２４／２＝８種類存在する（なぜなら、最大モード法が最終的に利用され、このため第１のセグメントのデータに対する位相調整を実行することが必要でなくなり、これにより要求される可能なコヒーレント結果の数を２分の１に低減することができるからである）。また、Ｓｍｕｌｔｉｃｏｈ＝４０９６／４＝１０２４、Ｐ＝２の種類の位相が０°及び１８０°であれば、対応する位相調整は１又は−１を乗算することにより示すことができる。
【００３４】
本発明にかかる上記方法によれば、多重選択コヒーレント検波装置は、整合フィルタユニットと、２つ又はこれより多い分岐ユニットと、分岐選択ユニットとを含む。入力信号は、整合フィルタリングを実行するための整合フィルタユニットに入力される。整合フィルタユニットの出力は、それぞれ各分岐ユニットに送信される。信号の位相調整とコヒーレント累算とが各分岐ユニット内で実行され、そしてこの後分岐選択ユニットに送信される。分岐選択ユニットによって、最大モードの分岐出力が選択されて出力される。
【００３５】
上記各分岐ユニットは、さらに、位相調整を実行するための乗算器（multiplier）と、コヒーレント累算を実行するための加算器（adder）と、データを保持するための保持器（holder）と、データを遅延させるための遅延ユニットとを含んでいる。整合フィルタの出力は、順に、乗算器と加算器とを経由して、分岐選択ユニットに送信される。他方、調整列は、保持器を経由して乗算器に送信され、加算器の出力は遅延ユニットを経由してその入力部にフィードバックされる。
【００３６】
以下、上記装置の動作原理及び動作方法について詳細に説明する。
図２に示すように、入力信号は整合フィルタを介して出力された後、８つの分岐（branches）に分割され、それぞれ、それらの第１入力ポートの信号として、乗算器２〜９に送信される。保持器１０〜１７の入力信号が異なることを除けば、８つの分岐ユニットの構成は同一である。分岐ユニット１を一例としてあげれば、これには乗算器２と、保持器１０と、加算器１８と、遅延ユニット２６とが含まれている。４ビットの調整列（adjustment series）１、１、１、１は、保持器１０に入力され、そして各調整列の情報ビットは、１０２４チップの期間保持器によって保持される。すなわち、調整列の第１ビットの情報は、最初の１０２４チップの期間内に出力されることができる。この後、調整列の第２ビットの情報は２番目の１０２４チップの期間内に出力されることができる。調整列の第３ビットの情報は、３番目の１０２４チップの期間内に出力されることができる。そして、調整列の第４ビットの情報は４番目の１０２４チップの期間内に出力されることができる。保持器１０の出力は、乗算器２の第２入力ポート用の信号として用いられてもよい。かくして、整合フィルタ１の出力信号０°又は１８０°の位相調整が乗算器２内で実行されることができ、位相調整後の信号は、その第１入力ポート用の信号として加算器１８に送信され、加算器１８のもう１つの入力ポートは遅延ユニット２６に接続されることができ、第１入力ポート及び第２入力ポートは加算器によって加算され、この後これは選択器３３及び遅延ユニット２６に出力される。加算器１８から送信された信号は、遅延ユニット内で１０２４チップの期間遅延させられ、そしてこれは加算器１８の第２入力ポートにフィードバックされる。保持器１１に入力される調整列は１、１、１、−１であり、保持器１２に入力される調整列は１、１、−１、１であり、保持器１３に入力される調整列は１、１、−１、−１であり、この規則によれば、保持器１７に入力される調整列は１、−１、−１、−１である。そして、全部で８つの保持器と、８つの異なる入力調整列とが存在する。
【００３７】
加算器２６〜３２の合計結果は、それぞれ、その第１から第８までの入力ポート用の信号として、選択器３３に送信される。１０２４チップの第４セグメントでの各分岐の入力のために、選択器３３によって最大モードＭａｘｎｓ（ｎ＝１、２、...８）が計算される。これらの最大モードＭａｘｎｓを比較することにより、最大値Ｍａｘが得られ、この最大値Ｍａｘに対応する分岐（１で示されている）のコヒーレント結果が最終的な結果である検波出力として出力される。
【００３８】
コヒーレント検波、非コヒーレント検波、差動検波及び本発明にかかる多重選択コヒーレント検波の４つの検波方法のシミュレーションテストが、５ｋｍ／ｈから５００ｋｍ／ｈまでの範囲内のスピードで実行された。シミュレーション条件は次のとおりである。
一定偽（False）警告レート（ＣＦＡＲ）：０.００１
システム周波数変化：０Ｈｚ
チャンネルタイプ：車両チャンネル
ＡＳＮＲ：５ｄＢ
【００３９】
図３に、シミュレーションテストの結果が示され、この図において、横軸は移動速度（ｋｍ／時）を示し、そして縦軸は検波率を示している。差動検波についての曲線は２で示され、そして非コヒーレント検波についての曲線は３で示されている。明らかに、本発明にかかる多重選択コヒーレント検波法（４で示す曲線参照）の信号検波性能は、その他３つの信号検波アルゴリズムのそれらよりも優れている。
【００４０】
（産業上の利用の可能性）
本発明にかかる信号検波に用いられる長さＬはＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のセグメントに分割され、コヒーレント累算が各セグメント内で実行され、この後これらのＮｍｕｌｔｉｃｏｈ個のコヒーレント結果に対して位相調整が実行され、そして種々の可能な組み合わせを実行するために各コヒーレント結果に対応する調整結果から１つの値が選択される。この後、これらの可能な組み合わせが再びコヒーレント累算され、最終的には、最適なものが検波結果として選択される。そして、上記方法に従ってコヒーレント検波装置が用いられ、該装置は、整合フィルタと、２つ又はこれより多い分岐ユニットと、分岐選択ユニットとを含んでいる。入力信号は整合フィルタユニットに入力される。整合フィルタユニットの出力は、それぞれ各分岐ユニットに送信される。これは、最大モードを伴った分岐回路が分岐選択ユニットによって選択された後に出力される。
【００４１】
上記の４つの方法に存在する、システム周波数変化、位相回転等によって惹起される検波性能の低さなどといった不具合は、本発明にかかる方法及び装置によって克服される。信号検波性能を低下させる周波数変化及び位相回転の影響は、上記方法及び装置によってある程度は抑制されることができ、そして信号検波性能及び検波率は改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の方法にかかる広帯域コード分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）の逆アクセス受信システムの原理的なブロック線図である。
【図２】  広帯域コード分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）の逆アクセスプレフィックス多重選択コヒーレント検波装置を示す構成図である。
【図３】  広帯域コード分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）の逆アクセスプレフィックス検波方法についての性能を比較して示す図である。
【符号の説明】
１…整合フィルタ、２〜９…乗算器、１０〜１７…保持器、１８〜２５…加算器、２６〜３２…遅延ユニット、４０…アンテナ、４１…バンドパスフィルタ、４２…ベースバンド部、４３…多重選択コヒーレント回路、４４…探索回路、４５…逆拡散及びＲＡＫＥ合成器回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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