(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を拡散して送信するMC-CDMA送信装置において、周波数領域で送信信号に振幅が１でユーザ間で直交する正弦波状の信号を掛け合わせて拡散し、直交する複数のサブキャリアに分割して多重化して送信する構成を有し、拡散と多重化の処理を逆フーリエ変換で行った後、ランダムな位相を持つ位相マスクを用いて各サブキャリアの位相をシフトさせることを特徴とするMC-CDMA送信装置。
【請求項２】
拡散符号が、遅延波の遅延時間に対して他の拡散符号と一致するような拡散符号である請求項１記載のMC-CDMA送信装置。
【請求項３】
請求項１に記載のMC-CDMA送信装置によって拡散された送信信号を受信するMC-CDMA受信装置において、周波数領域で受信信号に振幅が１でユーザ間で直交する正弦波状の信号を掛け合わせて逆拡散し、送信信号を受信する構成を有し、請求項１に記載のMC-CDMA送信装置において用いた位相マスクを用いて各サブキャリアの位相を設定し直した後に、逆拡散をフーリエ変換で行うことを特徴とするMC-CDMA受信装置
【請求項４】
拡散符号が、遅延波の遅延時間に対して他の拡散符号と一致するような拡散符号である請求項３記載のMC-CDMA受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリアCDMA（以下「MC-CDMA」という）方式を用いたMC-CDMAシステムで利用される送信装置および受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動無線通信において、周波数選択性フェージング環境下での超高速無線アクセス技術として、OFDM方式とCDMA方式の融合変調技術であるMC-CDMA方式が注目を集めている。この方式は周波数領域にユーザ固有の符号系列を掛け合わせて拡散し、複数の直交するサブキャリアに分けて伝送を行う方式である（非特許文献１）。
【０００３】
この方式における従来の送信装置と受信装置の構成を図４に示す。
【０００４】
図４において、d(k)はユーザkのデータであり、この時点ではデジタルデータである。QPSK変調部は、入力された２ビットのデータを１つのシンボルで出力する。コピー部は、周波数軸上にデータのコピーを拡散率分するもので、Lは拡散率を示している。このコピーは、拡散符号に対応した数だけ行われる。Cm,kは、k番目のユーザにおけるm番目のサブキャリアの拡散符号を示しており、図１に示すウォルシュ拡散符号が用いられる。なお、Cm,kは、図１におけるm行、k列の拡散符号を示している。多重化部は、拡散した各ユーザのスペクトルを多重化する。パイロットシンボル挿入部は、復調側で伝搬路の状況を調べるためのパイロットシンボルを挿入する。一般的に、送信データを復調側で元に戻す場合、途中の伝搬路によって遅延やフェージング現象の影響を受け、送信側の処理を逆に行っても元に戻らない。そこで、あらかじめ既知のパイロットシンボルを挿入し、これを受信側で受信することによって伝搬路がどのようなものかを推定する。そして、その推定した情報（遅延プロファイルや伝搬路の周波数応答）を用いて復調する。IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)は逆高速フーリエ変換であり、スペクトルを時間信号に変化させる。ガードインターバル付加部は、遅延波対策のために設けられるもので、復調側でFFT(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)を行う際に、そのサンプルに前のシンボルが入らないようにする。このガードインターバルを設けることにより、遅延があったときに、自分の信号の後ろ部分が前に入ることになり、遅延によって、サイクリックに信号がずれたことが分かる。また、受信装置側では、ガードインターバル除去部で、受信データからガードインターバルを除去し、FFTによって時間信号をスペクトルに変換する。そして、スペクトルから推定用のパイロットシンボルを取り出し、伝搬路推定部で、この取り出されたパイロットシンボルと受信パイロットシンボルから伝搬路の周波数応答hmを推定する。次に、重み係数計算部にて拡散符号Cm,kと周波数応答hmに重み付けを行ってk番目のユーザ、m番目のサブキャリアの重み係数をGk,mを求め、そして、QPSK復調部にて入力された１つのシンボルを２ビットのデータへと変換する。
【０００５】
ところで、このようなMC-CDMA方式においては、従来は、拡散符号としてウォルシュ符号が用いられている。しかしながら、このような拡散符号では、遅延波の影響を受けるとユーザ間の拡散符号の直交性が崩れ、その影響は複数ユーザに及び、誤り率特性が劣化するという問題が指摘されている。この対策として、復調時に重み係数を用いて合成する、直交化合成（ORC：Orthogonality Restoring Combining）や最小平均二乗誤差合成（MMSEC：Minimum Mean Square Error Combining）が提案され、その有効性が示されている（非特許文献２〜４）。
【非特許文献１】松本渉，落合秀樹，"OFDM変調方式の応用，"トリケップス社，2001．
【非特許文献２】N.Yee，and J.P.Linnartz，"Controlled equalization of multicarrier CDMA in indoor rician fading channel，"Proc. IEEE VTC ’94 pp.1665-1669，1994．
【非特許文献３】A.Chouly，A.Brajal，and S.Jourdan，"Orthogonal multicarrier techniques applied to direct sequence spread spectrum CDMA systems，"Proc. IEEE GLOBECOM ’93，pp.1723-1728，Sep. 1999．
【非特許文献４】S.Hara and R.Prasad，"Design and performance of multicarrier CDMA systems in frequency-selective Rayleigh fading channels，"IEEE Trans. Veh. Technol.，vol. 48，pp.1584-1595，Sep.1999．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、このような方式においても、多重数が増加すると完全には直交性を保つことはできず、チャネル間干渉によりBER特性は劣化するという問題が生ずる。
【０００７】
そこで、本発明は、上記課題に着目して、遅延波の影響が特定のユーザのみに現れる新しい直交拡散符号を用いたMC-CDMA送信装置や受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
すなわち、本発明は上記課題を解決するために、例えば、周波数領域で送信信号に、振幅が１でユーザ間で周期が異なることによって直交する正弦波状の信号を実軸成分と虚軸成分に掛け合わせて拡散し、直交する複数のサブキャリアに分割して多重化して送信する。
【０００９】
また、受信側でも同様に、周波数領域で受信信号に振幅が１でユーザ間で直交する正弦波状の信号を掛け合わせて逆拡散し、送信信号を受信する。
【００１０】
そして、このような拡散符号として、ある遅延波の遅延時間に対して他の拡散符号と一致するような拡散符号を用いる。
【００１１】
このようにすれば、遅延波はその遅延時間に対応したユーザにのみ影響することとなり、多重数が少ない場合であればデータ配置を変えることでチャネル間干渉を受けることがなくなる。また、多重数が多い場合においてもビタビアルゴリズムを用いて最尤推定することが可能となる。
【００１２】
また、このような発明において、送信側では、拡散と多重化の処理をIFFTなどの逆フーリエ変換で行い、また、受信側では、逆拡散の処理をFFTなどのフーリエ変換によって行う。
【００１３】
このようにすれば、従来、送信側では別々に行われていた拡散と多重化の処理を一括してIFFTで行うことができ、また、受信側では、受信信号と各拡散符号との相関をとってデータを取り出さなければならなかったところを、FFTによって一括して受信データを取り出すことができる。これにより、処理を簡素化することができる。
【００１４】
さらには、このように拡散と多重化の処理を逆フーリエ変換で行った後、位相マスクを用いて各サブキャリアの位相をシフトさせる。また、これに対応して、受信側でも、位相マスクを用いて各サブキャリアの位相を設定し直した後に、フーリエ変換によって逆拡散する。
【００１５】
このようにすれば、一般に、逆フーリエ変換によって拡散と多重化処理を行った後、さらに逆フーリエ変換を行うと、単にデータの順序を入れ替えただけの拡散されないデータとなってしまうが、位相マスクを用いて位相をシフトさせた後に逆フーリエ変換を行えば、送信時の信号を時間的に拡散することができる。そして、受信側では、この既知の位相マスクを用いて位相を元に戻せば、送信信号を戻して受信することができるようになる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明におけるMC-CDMAシステムでは、周波数領域で送信信号に振幅が１でユーザ間で直交する正弦波状の信号を掛け合わせて拡散し、直交する複数のサブキャリアに分割して多重化して送信する送信装置と、当該送信装置からの送信信号に周波数領域で振幅が１でユーザ間で直交する正弦波状の信号を掛け合わせて逆拡散し、送信信号を受信する受信装置を備えるようにしたので、遅延波はその遅延時間に対応したユーザにのみ影響することとなり、多重数が少ない場合であればデータ配置を変えることでチャネル間干渉を受けることがなくなる。また、多重数が多い場合においてもビタビアルゴリズムを用いて最尤推定することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して説明する。図５は、本実施の形態におけるMC-CDMA送信装置と受信装置からなるMC-CDMAシステムの構成図を示している。また、図２は、本実施の形態で使用される直交拡散符号群を示したものであり、図３は、その直交拡散符号の位相と振幅の状態を示したものである。
【００１８】
拡散率L=32とした場合において、本実施の形態の特徴をなす拡散符号群は、図３に示すように、正弦波もしくは余弦波など（以下、正弦波状という）の直交関係に基づいて生成されている。この性質より拡散符号群を生成する。各サブキャリアの周波数間隔をΔf、m番目のサブキャリアの周波数をfm =mΔf(m=0,1,...,L-1)とすると、ユーザk(k=0,1,...,K-1 : Kはユーザ数)の拡散符号系列は以下の式で表すことができる。
【００１９】
【数１】
0004504317.tif 000002
【００２０】
ここでc(0)(fm)=1とすると
【００２１】
【数２】
0004504317.tif 000003
【００２２】
となる。以降これを拡散符号系列としている。この提案拡散符号群や各ユーザ間の相関が零となるので、ユーザ間の直交性を得ることができる。
【００２３】
従来方式におけるウォルシュ符号は（−１，１）からなる２値の系列であり、この符号によって拡散することは、拡散率分コピーされたデータを周波数軸上に並べ（０，π）の位相変化を与えることに相当する。また、位相は変化しているが振幅は一定のままであるので、そのスペクトルは矩形となる。これに対して、提案直交符号によって拡散することは、実軸成分と虚軸成分がそれぞれ正弦波状の信号となっているため、様々な位相変化を持たせることができる。ただし、振幅は一定であるため、ウォルシュ符号で拡散した場合と同様にそのスペクトルは矩形となる。
【００２４】
図４における従来のMC-CDMA方式の送信装置の構成においては、データを拡散率分コピーし、各ユーザ固有の拡散符号を掛け合わせ、その後全ユーザの拡散されたデータを多重化している。提案拡散符号を用いた場合、多重化されたサブキャリアの信号は次式で表される。
【００２５】
【数３】
0004504317.tif 000004
【００２６】
ここで、d(k)はユーザkのデータを表す。この式は、離散時間信号をvs(t)、離散周波数スペクトルをVs(f)とした際の逆離散フーリエ変換(IDFT)の式
【００２７】
【数４】
0004504317.tif 000005
【００２８】
と等価であるため、提案方式の拡散符号を用いて拡散・多重化する処理をIDFT、さらにはその高速処理であるIFFTによって置き換えられる。従来方式である図４においては送信側の点線で囲まれた部分がIFFTに置き換えられることになる。ただし、この拡散・多重化方式を用いる際には問題点がある。この方式を用いると、送信時においてIFFTを連続して２回掛けることになるからである。
【００２９】
離散フーリエ変換（DFT)は次式で表される。
【００３０】
【数５】
0004504317.tif 000006
【００３１】
ここで、f=-f'とすると、
【００３２】
【数６】
0004504317.tif 000007
【００３３】
となり、IDFTとDFTの違いは計算後の正負が逆転するだけである。よって、IDFTの高速処理であるIFFTを２回掛けると、ユーザのデータを時間的に前後に入れ替えただけのMC-CDMA信号が得られることになる。これでは拡散効果は得られない。
【００３４】
そこで、拡散・多重化の代わりとしてIFFTを行った後、２回目のIFFTを行う前に、位相マスクによって各サブキャリアの位相をランダム化する。この位相マスクは振幅一定でランダムな位相を持っており、送受信間で既知である必要がある。この位相マスクは隣接セルとの識別コードとしても用いることができる。この位相マスクを掛け合わせることで、送信時のMC-CDMA信号が時間的にも拡散される。これら提案拡散・多重化方式、位相マスクを用いたMC-CDMA方式の送信装置・受信装置の構成を図５に示す。
【００３５】
図５において、d(k)はユーザkのデータであり、シリアルのデータ列をブロック化したデジタルデータである。
【００３６】
QPSK変調部は、入力された２ビットのデータを１つのシンボルで出力する。
【００３７】
送信側において従来方式（図４）の構成と異なる所は、図４の送信側の点線で囲まれた部分がIFFT部と位相シフト処理部に代わっているところである。提案方式における拡散符号を用いた場合、データを拡散率分コピーし、それぞれに拡散符号を掛け合わせてそれらを多重化するという操作がIFFTに置き換えられる。IFFTはスペクトルから時間信号に変換するものであるので、その操作は周波数の違う波にデータをのせて足し合わせることになり、これはまさに提案拡散符号によって拡散することと等価になる。
【００３８】
位相シフト処理部は、IFFTによって処理されたサブキャリアの振幅位相情報を位相マスクによって任意の値シフトさせる。この位相マスクは、振幅一定であり位相はランダムな値が設定されるものであり、各サブキャリアに掛け合わされる。このようにしてサブキャリアの位相をばらつかせてから２回目のIFFTを行う。次のIFFTは、位相シフト処理部から出力された信号を周波数領域から時間領域に変換する。パイロットシンボル挿入部は、従来と同様に、復調側で伝搬路の状況を調べるためのパイロットシンボルを挿入する。
【００３９】
また、ガードインターバル付加部も、従来と同様に、遅延波対策のために設けられるもので、復調側でFFTを行う際に、そのサンプルに前のシンボルが入ってこないようにする。このガードインターバルを設けることにより、遅延があったときに、自分の信号の後ろ部分が、前に入ってくることになり、遅延によって、サイクリックに信号のずれを判別することができる。
【００４０】
一方、受信装置側では、送信装置側から送信されてきた信号を受信する。そして、ガードインターバル除去部は、ガードインターバルを除去し、FFTによって時間領域の信号をスペクトルへと変換する。次のパイロットシンボル除去部では、遅延推定用のパイロットシンボルを取り出し、既知の送信パイロットシンボルと受信パイロットシンボルを用いて相関を求め、ρkk、αρkkを求める。そして、パイロットシンボルを取り除いたスペクトルに、送信側で掛け合わせた位相マスクを用いて元に戻し、さらに次のFFTで逆拡散の処理を一括して行う。そして得られたパイロットシンボルを仮判定シンボルとし、ρkk、αρkkを用いてビタビアルゴリズムによる最尤推定を行い、ユーザkの復調データdr(k)を得る。
【００４１】
次に、提案直交拡散符号と遅延波との関係について説明する。提案直交拡散符号の最大の利点は、遅延波によって起こるチャネル間干渉を特定ユーザの拡散符号のみに限定できることである。遅延波が存在する場合、遅延波1波でその強度をα、遅延時間をMサンプルとすると、その周波数領域でのチャンネル特性は、
【００４２】
【数７】
0004504317.tif 000008
【００４３】
となり、ユーザk+Mに割り当てた符号C(k+M)の遅延波成分は、
【００４４】
【数８】
0004504317.tif 000009
【００４５】
と変化する。例として、遅延時間１サンプルの遅延波存在下におけるユーザ３とユーザ２の拡散符号の関係性を図６に示す。同図から分かるように、ユーザ３の拡散符号の遅延波成分はユーザ２の拡散符号パターンと同一となる。これは全符号に共通の変化であり、ユーザk+1の拡散符号の遅延波成分はユーザkの拡散符号パターンと同一となる。遅延波の遅延時間がMサンプルであれば、ユーザk+Mの拡散符号の遅延波成分はユーザkの拡散符号パターンと同一となる。
【００４６】
次に、この提案直交拡散符号群を用いた場合における遅延波によるチャネル間干渉対策について説明する。
【００４７】
MC-CDMA多重環境においてユーザkの復調シンボルdr(k)は、受信信号Rと拡散符号C(k)との相関をとってシンボルが合成されるので、
【００４８】
【数９】
0004504317.tif 000010
【００４９】
と表現される。ここでLは拡散率、ρkkはC(k)の自己相関値、Znはガウス雑音である。これは遅延波が影響しない場合の復調シンボルである。一方、遅延波（強度α、遅延時間Mサンプル）による干渉が影響する場合において、提案直交拡散符号を用いた場合のユーザkの復調シンボルdr(k)に影響を及ぼす拡散符号は、ユーザk+Mの符号のみとなり
【００５０】
【数１０】
0004504317.tif 000011
【００５１】
と表すことができる。従来のウォルシュ符号を用いた場合は、遅延波１波の影響を受けることで複数の拡散符号と干渉することになったが、数１０で示される性質を持った提案直交拡散符号を用いることで、遅延波の影響を受ける拡散符号を限定することができる。このような性質を活用する方法として、ユーザ数が少ない場合における拡散符号選択法、ユーザが多い場合におけるビタビアルゴリズムを用いたマルチユーザ推定方法について説明する。
【００５２】
＜提案方式１＞
まず、少数ユーザ時において拡散符号を選択する場合について説明する。提案直交拡散符号を用いることによって、遅延波成分による干渉は遅延時間に応じた拡散符号のみに現れる。つまり、あらかじめ影響の受けにくいように拡散符号を選ぶことで、遅延波の影響を軽減させることができる。nを自然数、k'=nk(k=1,2,...,L-1)とすると、提案拡散符号系列は以下のように表される。
【００５３】
【数１１】
0004504317.tif 000012
【００５４】
この場合、遅延時間がnkサンプルの遅延波による干渉のみを受ける。しかし、同時接続ユーザ数はL/nに減少する。拡散・多重化をIFFTに置き換えた場合においては、IFFTポイントをｎづつとるように各ユーザのデータの配置を換えることで同等の対策ができる。
【００５５】
図７に遅延時間M=1サンプルで、n=1,n=2の場合における復調時のチャネル間干渉の様子を示す。
【００５６】
＜提案方式２＞
次に、多数ユーザ時のビタビアルゴリズムを用いたマルチユーザ推定法について説明する。
【００５７】
数１０において、dr(k)を時系列、ρkk、αρkkをインパルス応答と考えると、シンボル間干渉の式と見ることができ、ビタビアルゴリズムによる最尤系列推定と同様の手法の適用が可能となる。
【００５８】
復調シンボル（dr(0),dr(1),...,dr(k),...,dr(K-1)）を時系列とみなすと、dr(k+M)からdr(k)のシンボルの変化は、数１０においてρkk、αρkkを求めることで、実際の送信シンボルd(k+M)とd(k)の組み合わせの数に限定できる。
【００５９】
遅延時間M=1サンプルで変調方式がQPSKであるとする。状態00(σn+1=d(k+1)=00)においてユーザkの復調シンボルが00(d(k)=00)の場合、00→1+jとするとd(k+1)=d(k)=-1+jであるから、(-1+j)ρkk+(-1+j)αρkkが復調シンボルとなる。
【００６０】
このようにして、ビタビアルゴリズムにおける遷移状態を求め、順にメトリック計算を行い、生き残りパスを決定し、送信されたデータ系列を得る。ただし、メトリック計算を行う際に先頭のシンボルが受信側で既知である必要があるため、同時接続ユーザ数は拡散率より１だけ減少する。
【実施例１】
【００６１】
次に、計算機シミュレーションについて説明する。まず、表1にシミュレーション諸元を示す。
【００６２】
【表１】
0004504317.tif 000013
【００６３】
送信側ではQPSKによって一次変調された各ユーザのデータを並べ、拡散・多重化の代わりとしてIFFTを行い、位相マスクによって各サブキャリアの位相を設定し、全ユーザ共通のパイロットシンボルを挿入する。その後にIFFTを行ってMC-CDMA時間信号が得られ、ガードインターバルを付加して送信する。受信側ではガードインターバルを除去し、FFTによって受信信号を周波数軸上に分離する。そして位相マスクによって設定された位相を戻し、その後さらに逆拡散の代わりとしてFFTを行い、合成された復調シンボルが得られる。これを仮判定シンボルとする。そしてパイロットシンボルから遅延プロファイルを求め、数回同期加算を行うことで雑音の影響を少なくし、そこからρkk、αρkkの値を求める。静的環境においてユーザ数が少ない場合は、送信時における各ユーザのデータの配置を変えることでこの仮判定シンボルがそのまま受信シンボルとなる。フェージング環境においても遅延波の影響は無視することができるが、直接波の位相回転のみ、ρkkを用いて補正することで受信シンボルが得られる。ユーザ数が多い場合においては、仮判定シンボルとρkk、αρkkを用いて、ビタビアルゴリズムによる最尤マルチユーザ検出を行い、その出力されたシンボルを推定受信シンボルとする。これらの場合における Eb/N0（情報復調後の1ビットあたりの信号対雑音電力比）対BER（ビット誤り率）特性をシミュレーションによって求めた。
【００６４】
まず、図８に静的環境における従来のMMSECによる復調方式を用いた場合の Eb/N0対BER特性を示す。このとき、MMSECの重み付け係数を決定する際に用いる雑音の分散は受信側で既知であるとしている。これに対して、図９に提案拡散・多重化方式を用いた場合のEb/N0 対BER特性を示す。この場合、遅延時間に応じたユーザに直接影響を及ぼすので、復調側で特別な処理をしない限りBER特性は大きく劣化する。しかし、影響の度合いはユーザ数が増えても変わらない。次に提案方式において、ユーザ数が少ない場合にデータの配置を変えた方式のEb/N0 対BER特性を図１０に示す。この特性から明らかなように、遅延波の影響を完全に回避できていることがわかる。次に、ユーザ数が多い場合において、ビタビアルゴリズムによる最尤マルチユーザ検出を行った場合のEb/N0 対BER特性を図１１に示す。この図より、提案方式を用いた場合ユーザ数が増えてもBER特性がほぼ劣化しないことがわかる。最大多重数において、誤り率BER=10-3を達成する Eb/N0がMMSECによる復調方式に比べて約6dB改善できていることが確認できる。
【００６５】
次にフェージング環境における従来のMMSECによる復調方式を用いた場合のEb/N0 対BER特性を図１２に示す。先程と同様に、雑音の分散は受信側で既知としている。次に提案方式において、ユーザ数が少ない場合にデータの配置を変えた方式の Eb/N0対BER特性を図１３に示す。この特性から明らかなように、遅延波の影響を回避しているが、その反面、遅延波によるダイバーシチ効果もなくなっていることがわかる。次に、ユーザ数が多い場合において、ビタビアルゴリズムによる最尤マルチユーザ検出を行った場合の Eb/N0対BER特性を図１４に示す。この図より、先程の静的環境下と同様に、この方式を用いることでユーザ数が増えてもBER特性が劣化しないことがわかる。さらに、フェージング環境下においてはダイバーシチ効果も得られるため、最大多重数において、BER=10-3を達成するEb/N0 がMMSEC方式に比べて約９dBと大幅に改善できていることが確認できる。
【００６６】
次に各方式において多重数１６とした場合の、先行波と遅延波の電力比であるDURとBER=10-3を達成するEb/N0の関係を図１５に示す。従来方式のMMSECを用いた復調では、静的環境において遅延波の電力が大きくなると特性が劣化するが、提案方式はDURに依存しない特性が得られることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】従来のMC-CDMA方式に用いられるウォルシュ符号
【図２】本発明におけるMC-CDMA方式に用いられる直交拡散符号群
【図３】同形態における直交拡散符号の実数成分と虚数成分
【図４】従来方式におけるMC-CDMA方式の送信装置の構成
【図５】本発明の実施の形態におけるMC-CDMA方式の送受信装置の構成
【図６】同形態における拡散符号と遅延との関係を示す図
【図７】同形態におけるデータの配置法を示す図
【図８】従来方式の静的環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図９】提案方式の静的環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図１０】提案方式の静的環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図１１】提案方式の静的環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図１２】従来方式のフェージング環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図１３】提案方式のフェージング環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図１４】提案方式のフェージング環境におけるEb/N0対BER特性を示す図
【図１５】DURに対する所要のEb/N0特性を示す図
【図１】
0004504317.tif 000014
【図２】
0004504317.tif 000015
【図３】
0004504317.tif 000016
【図４】
0004504317.tif 000017
【図５】
0004504317.tif 000018
【図６】
0004504317.tif 000019
【図７】
0004504317.tif 000020
【図８】
0004504317.tif 000021
【図９】
0004504317.tif 000022
【図１０】
0004504317.tif 000023
【図１１】
0004504317.tif 000024
【図１２】
0004504317.tif 000025
【図１３】
0004504317.tif 000026
【図１４】
0004504317.tif 000027
【図１５】
0004504317.tif 000028