(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
両方とも通信チャネルに接続された送信機から受信機へ通信チャネルを通して通信する方法であって、
シンボルによって搬送されるデータに応じてある量だけ循環的にシフトされた拡散波形から各々構成された複数のシンボルを前記送信機で生成するステップと、
前記複数のシンボルに従って送信信号を生成するステップと、
前記送信シンボルを前記通信チャネルに送信するステップと、
前記受信機で前記通信チャネルから前記送信信号を受信して、そこから受信信号を生成するステップと、
前記受信信号を循環的にシフトすることによって前記受信機で前記受信信号を復号するステップであって、各循環シフトに対して、前記受信信号を前記拡散波形に対応するテンプレートと相関させ、そこから相関和を生成するようにした復号ステップと、
最大相関和に対応するシフトに従って受信データを決定するステップと
を含み、
前記復号ステップが、
各受信シンボルを１シンボルの長さに等しい総量だけ循環的にシフトするステップと、
受信シンボルの各循環シフトに対して、受信シンボルを拡散波形に対応するテンプレートと相関させるステップと、
正の相関和および負の相関和にそれぞれ対応する第１シフトインデックスおよび第２シフトインデックスを生成するステップと、
前記第１シフトインデックスおよび前記第２シフトインデックスを復号して、第１データ出力および第２データ出力をそれぞれ生成するステップと、
前記正の相関和および前記負の相関和の最大値に基づいて前記第１シフトインデックスまたは前記第２シフトインデックスのいずれかを出力するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記拡散波形がチャープ波形を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記拡散波形が複数の個別チャープから構成されたスーパチャープ波形を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記復号ステップが、
各受信シンボルを循環的にシフトするステップと、
受信シンボルの各循環シフトに対して、受信シンボルを拡散波形に対応するテンプレートと相関させて相関和を生成するステップと、
最大相関和に対応するシフトインデックスを生成するステップと、
シフトインデックスを復号して原送信データを生成するステップと
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記復号ステップが、
各受信シンボルを循環的にシフトするステップと、
受信シンボルの各循環シフトに対して、受信シンボルを拡散波形に対応するテンプレートと相関させるステップと、
正の相関和および負の相関和にそれぞれ対応する第１シフトインデックスおよび第２シフトインデックスを生成するステップと、
前記第１シフトインデックスおよび前記第２シフトインデックスを復号して、第１データ出力および第２データ出力をそれぞれ生成するステップと、
前記正の相関和および前記負の相関和の最大値に基づいて前記第１シフトインデックスまたは前記第２シフトインデックスのいずれかを出力するステップと
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
特定のシンボル時間中に送信されるデータに応じた量だけ循環的に回転される拡散波形から各々構成される複数のシンボルとして符号化され通信チャネルで送信されたデータを受信する方法であって、
受信入力信号を複数の周波数帯域に分割し、単一周波数帯域に各々関連付けられる複数の帯域通過信号を生成するステップと、
前記複数の帯域通過信号を標本化して標本ストリームを生成するステップと、
各周波数帯域の前記標本ストリームを循環的に回転するステップと、
拡散波形に対応するテンプレートを利用して、各周波数帯域に対して循環的に回転する標本ストリームを相関させ、各循環回転に対して帯域相関和を生成して各シンボルに対する複数の帯域相関和を生成するステップと、
各周波数帯域に対して前記複数の帯域相関和を加算して、複数の相関和を生成するステップと、
前記複数の相関和から最大相関和を決定するステップと、
前記最大相関和に関連付けられるシフトインデックスを復号して、そこから出力を生成するステップと
を含む方法。
【請求項７】
特定のシンボル時間中に送信されるデータに応じた量だけ循環的に回転される拡散波形から各々構成される複数のシンボルとして符号化されるデータを受信するために通信チャネルに結合される受信機であって、
受信入力信号を複数の周波数帯域に分割し、単一周波数帯域に各々関連付けられる複数の帯域通過信号を出力する信号分割手段と、
前記複数の帯域通過信号を標本化する複数の標本化手段と、
各周波数帯域に関連付けられる各標本化手段の出力を循環的に回転させるシフト手段であって、複数のタップを各々有する複数のシフト手段と、
前記シフト手段の１つの出力に各々連結され、拡散波形に対応するテンプレートを利用して前記シフト手段の各循環シフトに対して相関和を生成し、各受信シンボルに対して複数の帯域相関和を各々生成する複数の相関手段と、
各相関手段によって出力される複数の帯域相関和を各々加算して、複数の相関和を生成するための加算手段と、
前記複数の相関和から最大相関和を決定する最大相関決定手段と、
前記最大相関和に関連付けられるシフトインデックスを復号し、そこから出力を生成するデータ復号器と
を含む受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
技術分野
本発明は、一般的にデータ通信システムに関し、さらに詳しくは、差分符号シフトキーイングを利用してデータを送受信するスペクトラム拡散通信システムに関する。
【０００２】
背景技術
スペクトラム拡散通信技術を使用して、通信の信頼性およびセキュリティを改善することはよく知られており、ますます一般的になってきている。スペクトラム拡散通信は、伝送されるデータの帯域幅よりずっと大きいスペクトル帯域幅を利用してデータを伝送する。これは、他の利点に加えて、高い狭帯域雑音、スペクトル歪み、およびパルス雑音の存在下でいっそう信頼性の高い通信をもたらす。スペクトラム拡散通信システムは一般的に相関技術を利用して着信信号を識別する。
【０００３】
スペクトラム拡散通信システムは一般的に、軍事環境で高エネルギー狭帯域敵妨害を克服するために使用される。商業または家庭環境では、それはＡＣ電力線など雑音の多い媒体で信頼できる通信を達成するために使用することができる。特に、特定の家庭電化製品および装置は潜在的に、電力線に載せられた通信信号を非常に混乱させ得る。例えば電子調光装置は、調光機能を実現するときに一般的にトライアックまたはシリコン制御整流器（ＳＣＲ）を使用してＡＣ波形を制御するので、これらの装置は大量の雑音を電力線に発生させ得る。
【０００４】
ＡＣ電力線などの通信媒体は、高速フェージング、予測できない振幅および位相ひずみ、ならびに相加性雑音によって汚損されることがある。加えて、通信チャネルは予測不能な時変妨害および狭帯域干渉にさらされることがある。デジタルデータをそのようなチャネルで伝送するために、データの伝送には可能な限り広い帯域幅を使用することが好ましい。これはスペクトラム拡散技術を用いて達成することができる。
【０００５】
直接スペクトラム拡散と呼ばれる１つの一般的な型のスペクトラム拡散通信は、最初にデジタルデータを変調し、次いでその結果にＰＮシーケンスなど特に望ましいスペクトル特性を有する信号を乗じることによって生成される。ＰＮシーケンスとは、周期Ｎを有する周期的な一連のビットである。シーケンス内の各ビットはチップと呼ばれる。このシーケンスは１チップより大きい遅延に対して非常に低い自己相関を有するという特性を持つ。一部のシステムでは、ＰＮシーケンスはチップ波形に置き換えられる。
【０００６】
一般的に捕捉方法を追跡ループまたは他の追跡機構と組み合わせて使用して実現される同期を実行するために、スペクトラム拡散受信機が必要である。ＡＣ電力線など雑音の多い予測不能な環境では、追跡ループは一般的に頻繁に故障して、情報の損失を引き起こす。これらの問題を克服する通信システムは、大きく、複雑、かつ高価である。加えて、これらのシステムは一般的に、１シンボル当たりわずか１または２ビットを伝送するのに成功しているだけである。
【０００７】
発明の概要
本発明は、シンボル当たりの伝送ビット数を増加し、同期要件を低減し、かつ性能を改善するために、差分符号シフトキーイング（ＤＣＳＫ）と呼ばれる変調技術を利用するスペクトラム拡散データ通信システムである。データは、拡散波形と呼ばれる長さＴの連続循環回転波形（ｃｏｎｓｅｃｕｔｉｖｅ  ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ  ｒｏｔａｔｅｄ  ｗａｖｅｆｏｒｍ）間の時間シフトの形で伝送される。拡散波形は、適切な自己相関特性を有する任意の型の波形を含むことができる。ここで提示する例では、標準ＣＥＢｕｓ伝送と本発明の通信システムによって生成される伝送との共存を可能にするために、標準ＣＥＢｕｓチャープを拡散波形として使用することができる。
【０００８】
単位シンボル時間（ＵＳＴ）とも呼ばれる各シンボル期間中に、複数のビットが送信される。シンボル期間は複数のシフトインデックスに分割され、各シフトインデックスは特定のビットパターンを表わす。波形は、送信されるデータに応じてある量だけ回転する。データは、それが送信される前にチャープに加えられる回転量で搬送される。代替的にデータは連続シンボル間のシフト差分で搬送することができる。受信した波形を復号するために相関器が使用される。相関器は、各シンボルに対して受信した信号内のチャープの回転量を検出するためにチャープ波形パターンのテンプレートを有する整合フィルタを使用する。受信したデータはシフトレジスタに送られ、循環的に回転される。各回転シフトに対し整合フィルタは相関和を生成する。各ＵＳＴに選択されたシフトインデックスは、最大（または最小）相関和を生じるシフトインデックスに対応する。差分シフトインデックスは、前回の受信シフトインデックスから現在の受信シフトインデックスを減算することによって生成される。次いで差分シフトインデックスが復号されて、原送信データが生成される。
【０００９】
送信機はデータをパケットの形で受信機に送信する。パケットフィールドの開始はパケットの始めに配置される。受信機は、線形相関を用いて受信した各シンボルの全ての可能なシフトで相関ピークを探索する。パケットフィールドの開始が検出されると、受信機は２つの連続零を探索する。２つの連続零がパケットフィールドの開始内で受信されると、同期が達成される。同期が達成されると、循環的相関を使用してパケットの残りが受信される。送信機によって送信された差分データは、２つの連続シンボル間で計算されたシフト距離で符号化されている。受信機内の差分器は差分データを生成する。その後、差分データを積分すると、二重誤り効果を防止するのに役立つ。
【００１０】
本発明は、高速実施形態および高信頼実施形態と呼ぶ２つの実施形態を開示する。標準１００マイクロ秒ＣＥＢｕｓチャープを使用する場合、高速実施形態は最高約５０Ｋｂｐｓまでのデータ伝送速度が可能である。高信頼実施形態は、伝送の信頼性を高めるためにより長い波形の長さを利用する。加えて、受信機は入力信号を２つまたはそれ以上の別個の周波数帯に分割する。各帯は相関和を受信し生成する。各帯の相関の結果は結合され、最大相関シフトインデックスが決定される。ここで提示する例では、高信頼実施形態は、８つの個別の１００マイクロ秒のチャープから長さ８００マイクロ秒のスーパチャープと呼ばれるシンボルを構築する。次いでスーパチャープ全体が、送信されるデータに応じて循環的にシフトされる。スーパチャープパターンのテンプレートを有する受信機内の相関器は、受信信号からスーパチャープを検出しかつ復号するために使用される。
【００１１】
本発明のスペクトラム拡散通信システムは、より高信頼の伝送、単純かつ高速の同期、および厳しいフェージングからの即時の回復という利点を有する。加えて、１シンボル当たり複数のビットを送信でき、各シンボルに対しより長い持続時間が得られるか、あるいは典型的な直接スペクトラム拡散通信システムの場合と同じシンボル持続時間を使用してより高いデータスループットレートが得られる。該システムの別の利点は、周波数変動信号対雑音比によって特徴付けられるチャネルに対する頑健さが得られることである。さらに、本発明は、シングルＶＬＳＩ集積回路内など、低コストで実現することができる。
【００１２】
したがって、本発明では、両方とも通信チャネルに接続された送信機から受信機まで通信チャネルで通信する方法であって、シンボル内で送信されるデータに応じてある量だけ循環的にシフトされる拡散波形を利用して各々構成された複数のシンボルを送信機で生成するステップと、複数のシンボルを通信チャネルに載せるステップと、受信機で通信チャネルから信号を受信するステップと、受信した信号を拡散波形に対応するテンプレートと相関させることによって受信機で複数のシンボルを復号するステップとを含む方法を提供する。
【００１３】
また、本発明では、両方とも通信チャネルに接続された送信機から受信機まで通信チャネルで通信する方法であって、シンボル内で送信されるデータに応じてある量だけ循環的にシフトされる拡散波形を利用して構成された複数のシンボルを送信機で生成するステップと、複数のシンボルを通信チャネルに載せるステップと、受信機で通信チャネルから信号を受信するステップと、受信した信号を拡散波形に対応するテンプレートと相関させて、拡散波形の連続循環シフト間の時間シフトを表わす差分シフトインデックスを生成することによって受信機で複数のシンボルを復号するステップとを含む方法をも提供する。
【００１４】
拡散波形はチャープ波形、または複数の個別チャープから構築されたスーパチャープ波形を含むことができる。さらに、復号ステップは、１シンボルの長さに等しい全量だけ各受信シンボルを循環的にシフトするステップと、受信シンボルの各循環シフト毎に、受信シンボルを拡散波形に対応するテンプレートと相関させるステップと、最大相関和に対応するシフトインデックスを生成するステップと、シフトインデックスを復号して原送信データを生成するステップとを含む。
【００１５】
復号ステップはまた、１シンボルの長さに等しい全量だけ各受信シンボルを循環的にシフトするステップと、受信シンボルの各循環シフト毎に、受信シンボルを拡散波形に対応するテンプレートと相関させるステップと、正の相関和および負の相関和にそれぞれ対応する第１シフトインデックスおよび第２シフトインデックスを生成するステップと、第１シフトインデックスおよび第２シフトインデックスを復号して第１データ出力および第２データ出力をそれぞれ生成するステップと、最大限の正の相関和および負の相関和に基づいて第１シフトインデックスまたは第２シフトインデックスのいずれかを出力するステップとを含むこともできる。
【００１６】
加えて、本発明では、通信チャネルに連結された送信機であって、シンボル内で送信されるデータに応じた量だけ循環的にシフトされる拡散波形を利用して各々構成された複数のシンボルを生成するための送信機と、通信チャネルに連結された受信機であって、通信チャネルから信号を受信し、かつ受信信号を拡散波形に対応するテンプレートと相関させることによって複数のシンボルを復号するための受信機とを含む、通信チャネルで通信するためのスペクトラム拡散通信システムを提供する。
【００１７】
本発明ではまた、入力ビットストリームから拡散波形を利用して通信チャネルで伝送するための信号を生成する方法であって、入力ビットストリームからシフトインデックスのシリアルストリームを形成するステップと、シフトインデックスのシリアルストリーム内の各シフトインデックスに従って初期インデックスを決定するステップと、初期インデックスに従って拡散波形を循環的にシフトするステップと、循環的にシフトされた拡散波形を通信チャネルに送信するステップとを含む方法をも提供する。
【００１８】
さらに、本発明では、入力ビットストリームから拡散波形を利用して通信チャネルで伝送するためのスペクトラム拡散信号を生成する方法であって、入力ビットストリームからシフトインデックスを形成するステップと、次式：初期インデックス＝［拡散波形の長さ／シンボル総数］・シフトインデックスに従って初期インデックスを決定するステップと、初期インデックスに従って拡散波形を循環的にシフトするステップと、循環的にシフトされた拡散波形を通信チャネルに送信するステップとを含む方法を提供する。該方法は、入力ビットストリームを差分して差分シフトインデックスを生成するステップをさらに含む。
【００１９】
加えて、本発明では、入力ビットストリームから拡散波形を利用して通信チャネルで伝送するための信号を生成するための送信機であって、入力ビットストリームにおけるｎビットの各グループからシフトインデックスを形成する手段と、シフトインデックスに従って初期インデックスを決定する手段と、初期インデックスに従って拡散波形を循環的にシフトする手段と、循環的にシフトされた拡散波形を通信チャネルに提供する手段とを含む送信機を提供する。
【００２０】
拡散波形を循環的にシフトする手段は、初期インデックスを受信するように適応された計数手段と、計数手段の出力に対応する拡散波形の標本点を出力するルックアップテーブル手段とを含む。送信機はさらに、入力ビットストリームを差分して差分シフトインデックスを生成する差分器を含む。
【００２１】
本発明ではまた、特定のシンボル時間中に送信されるデータに応じてある量だけ循環的に回転する拡散波形から各々構成される複数のシンボルを受信するために通信チャネルに連結された受信機であって、受信入力信号を標本化するための標本化手段と、複数のタップを有し、標本化手段の出力を循環的に回転するためのシフト手段と、シフト手段の複数のタップに連結され、拡散波形に対応するテンプレートを利用してシフト手段の各循環シフトに対して複数の相関和を生成する相関手段と、複数の相関和から最大相関和を決定するための最大相関決定手段と、最大相関和に関連付けられるシフトインデックスを復号してそこから出力を生成するためのデータ復号器とを含む受信機をも提供する。
【００２２】
さらに、本発明では、拡散波形を利用して各々送信される複数のシンボルとして符号化されたデータを受信するために通信チャネルに連結された受信機において、受信入力信号を複数の周波数帯に分割するための信号分割手段であって、単一周波数帯に各々関連付けられる複数の帯域通過信号を出力する信号分割手段と、複数の帯域通過信号を標本化するための標本化手段と、各周波数帯域について標本化手段の出力を相関させるための相関手段であって、各周波数帯域について複数の帯域相関和を生成する相関手段と、複数の帯域相関和の各々を加算して複数の相関和を生成するための加算手段と、複数の相関和から最大相関和を決定するための最大相関決定手段と、最大相関和を利用して受信シンボルを復号しそこから出力を生成するためのデータ復号手段とを含む受信機を提供する。
【００２３】
また、本発明では、特定のシンボル時間中に送信されるデータに応じてある量だけ循環的に回転する拡散波形から各々構成される複数のシンボルとして符号化されたデータを受信するために通信チャネルに連結された受信機において、受信入力信号を複数の周波数帯に分割するための信号分割手段であって、単一周波数帯に各々関連付けられる複数の帯域通過信号を出力する信号分割手段と、複数の帯域通過信号を標本化するための複数の標本化手段と、各周波数帯域に関連付けられる各標本化手段の出力を循環的に回転するための複数のシフト手段であって、複数のタップを各々有するシフト手段と、シフト手段の１つの出力に各々連結された複数の相関手段であって、拡散波形に対応するテンプレートを利用してシフト手段の各循環シフトに対して相関和を生成し、各受信シンボルに対して複数の帯域相関和を各々生成する相関手段と、各相関手段によって出力される各々の複数の帯域相関和を合計して複数の相関和を生成する加算手段と、複数の相関和から最大相関和を決定する最大相関決定手段と、最大相関和に関連付けられるシフトインデックスを復号してそこから出力を生成するためのデータ復号器とを含む受信機をも提供する。
【００２４】
受信機はさらに、最大相関検出手段の出力に連結された差分器であって、２つの連続循環回転拡散波形間の時間差に対応する差分シフトインデックスを生成する差分器を含む。
【００２５】
受信器はさらに、データ復号器の出力に連結された積分器であって、データ復号器の出力を積分するための積分器を含む。信号分割手段は、その周波数帯によって帯域幅および中心周波数を各々有する複数の帯域通過フィルタを含む。標本化手段は１ビットアナログデジタル変換器または比較器および標本回路を含む。標本化手段はＩまたは同相データストリームおよびＱまたは直交データストリームの両方を生成する手段を含み、ここでＱデータストリームはＩデータストリームに対して予め定められた量だけ時間的に遅延する。
【００２６】
相関手段は複素相関手段を含む。複素相関手段は、複素相関の結果に非線形関数を適用するための手段を含む。非線形関数は二乗関数を含む。
【００２７】
本発明では、拡散波形を利用して各々送信される複数のシンボルとして符号化され通信チャネルで伝送されたデータを受信する方法であって、受信入力信号を複数の周波数帯域に分割するステップと、単一周波数帯域に各々関連付けられる複数の帯域通過信号を生成するステップと、複数の帯域通過信号を標本化して標本ストリームを生成するステップと、各周波数帯域に関連付けられる標本ストリームを相関させてそこから複数の帯域相関和を生成するステップと、各々の複数の帯域相関和を加算して複数の相関和を生成するステップと、複数の相関和から最大相関和を決定するステップと、最大相関和を利用して各受信シンボルのシフトインデックスを復号してそこから出力を生成するステップとを含む方法をも提供する。
【００２８】
また、本発明では、特定のシンボル時間中に送信されるデータに応じてある量だけ循環的に回転する拡散波形から各々構成される複数のシンボルとして符号化され通信チャネルで伝送されたデータを受信する方法であって、受信入力信号を複数の周波数帯域に分割するステップと、単一周波数帯域に各々関連付けられる複数の帯域通過信号を生成するステップと、複数の帯域通過信号を標本化して標本ストリームを生成するステップと、各周波数帯域の標本ストリームを循環的に回転するステップと、拡散波形に対応するテンプレートを利用して各周波数帯域に対して循環的に回転した標本ストリームを相関させるステップと、各循環回転に対して帯域相関和を生成して各シンボルに対する複数の帯域相関和を生成するステップと、各周波数帯域に対して複数の帯域相関和を加算して複数の相関和を生成するステップと、複数の相関和から最大相関和を決定するステップと、最大相関和に関連付けられるシフトインデックスを復号してそこから出力を生成するステップとを含む方法をも提供する。
【００２９】
加えて、本発明では、両方とも通信チャネルに接続された送信機および受信機を含み、通信チャネルで通信するためのスペクトラム拡散通信システムにおいて、受信機を同期化する方法であって、相互に対し零の差分シフトを持つ複数の拡散波形を送信するステップと、複数の拡散波形を受信して復号するステップと、それらの間に零の差分シフトを有する最小限の予め定められた数の拡散波形を受信することにより同期化を達成するステップとを含む方法をさらに提供する。各拡散波形は零回転シフトを持つことができる。
【００３０】
図面の簡単な説明
本発明をここで、単なる例として添付の図面を参照しながら説明する。
図１は本発明のスペクトラム拡散通信システムに使用するのに適したチャープ波形を示す。
図２は送信されるデータを表わす量だけ各チャープパターンを回転することによって生成される標本シンボルストリームの波形を示す。
図３は本発明のデータ通信プロトコルのパケット構造を示す。
図４は本発明の第１実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
図５Ａおよび図５Ｂは、本発明の第１実施形態の受信機部分を示す高レベルブロック図である。
図６は差分データまたは特別非データシンボルを有する絶対データを送信するのに適した本発明の第１実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
図７Ａおよび図７Ｂは、本発明の第１実施形態の受信機部分をさらに詳細に示す高レベルブロック図である。
図８は本発明の第１実施形態のプリアンブルおよび同期受信方法を示す高レベル流れ図である。
図９は本発明の第１実施形態の循環モード受信方法を示す高レベル流れ図である。
図１０は本発明の線形追跡補正方法を示す高レベル流れ図である。
図１１は複数の単一チャープから生成され、１つのスーパＵＳＴを含むスーパチャープの波形を示す。
図１２は本発明の第２実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
図１３は差分データまたは特別非データシンボルを有する絶対データを送信するのに適した本発明の第２実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
図１４Ａ、図１４Ｂおよび図１４Ｃは、本発明の第２実施形態の受信機部分を示す高レベルブロック図である。
図１５は本発明の第２実施形態のプリアンブルおよび同期受信方法を示す高レベル流れ図である。
図１６は本発明の第２実施形態の循環モード受信方法を示す高レベル流れ図である。
【００３１】
発明の詳細な説明
本発明は、ＡＣ電力線など比較的雑音の多い環境に適用可能なスペクトラム拡散データ通信システムである。本発明のスペクトラム拡散データ通信システムの２つ異なる実施形態を開示する。高速実施形態とも呼ばれる第１実施形態は、比較的高速のデータ通信が可能な送信機および受信機の対を含む。高信頼実施形態とも呼ばれる第２実施形態は、第１実施形態より低いデータレートで通信するが、より高い信頼性水準を達成する送信機および受信機の対を含む。本発明の実施形態は両方とも、ＣＥＢｕｓ通信標準に従って作動するモデムを含む環境で使用するのに特に適している。第１実施形態は、ＣＥＢｕｓ標準の現在のデータ通信可能レートより高いデータレートで通信が可能である。ＣＥＢｕｓ標準は米国電子工業協会（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）によって定義され、ＥＩＡ−６００規格として知られている。
【００３２】
本発明のスペクトラム拡散システムは、拡散波形と呼ばれる長さＴの連続循環回転波形の間の時間シフトの形でデータを送信する。拡散波形は、適切な自己相関特性を持つ任意の型の波形を含むことができる。拡散波形はチャープ波形を含むことが好ましい。チャープ波形すなわち本発明のスペクトラム拡散通信システムに使用するのに適した拡散波形の例証を図１に示す。図１に示す拡散波形は、単位シンボル時間（ＵＳＴ）と呼ばれる持続時間に及ぶ。各シンボル期間中すなわちＵＳＴの間、複数のビットが送信される。シンボル期間は複数のシフトインデックスに分割され、各シフトインデックスは特定のビットパターンを表わす。拡散波形は、送信するデータに応じた量だけ回転する。データは、それが送信される前にチャープに加えられる回転量で搬送される。代替的に、データは連続シンボル間のシフト差分で搬送することができる。一般的にチャープは掃引周波数信号を含む。例えば、周波数掃引はＣＥＢｕｓ標準で指定されたチャープと同様の２００から４００ＫＨｚまで、および次いで１００ＫＨｚから２００ＫＨｚまでに及ぶことができる。あるいはチャープは図１に示す掃引周波数波形を含むことができる。
【００３３】
本発明のスペクトラム拡散通信システムは、差分符号シフトキーイング（ＤＣＳＫ）として知られる技術を利用してデータを送信する。この技術を使用して、データは連続循環回転拡散波形間の時間シフトの形で、または絶対的にシフトそれ自体で送信される。拡散波形は、ＣＥＢｕｓモデム環境でコンテンションを防止するために、標準ＣＥＢｕｓチャープを含むことができる。非ＣＥＢｕｓ環境で、あるいはＣＥＢｕｓ装置の相互運用性が重要でない場合、本発明に他の拡散波形を利用することができる。
【００３４】
送信されるデータを表わす量だけ各チャープパターンを回転することによって生成される標本シンボルストリームの波形の例証を図２に示す。本発明のＤＣＳＫ変調方式は、送信されるデータに応じた特定の量だけチャープ波形を回転することによってデータを送信する。したがって、各ＵＳＴ中に、チャープは、その特定のＵＳＴ中に送信されるデータに対応するチャープ波形内の一点から開始する。図２を参照すると、標本シンボルストリームを構成する４つのＵＳＴが示されている。各ＵＳＴ内で送信されるデータは、各チャープ波形に加えられる回転の量で搬送される。例えば、最初のＵＳＴでは、チャープ波形は水平方向の矢印の長さによって示される特定の量だけ回転する。垂直方向下向きの矢印は、回転が加えられない状態の原チャープ波形の開始を示す。各ＵＳＴ内で、送信されるデータが、送信前にチャープに加えられる回転量を決定する。
【００３５】
本発明のＤＣＳＫ変調法は、同期エラーに対して頑健であり、実現が比較的容易であり、かつ白ガウス雑音の存在下で誤り訂正符号のそれに近い性能を生じるという利点を有する。動作中、各ＵＳＴは予め定められた数のシフトインデックスまたはシフト位置に分割される。ここで提示する例では、各ＵＳＴは３２のシフトインデックスに分割される。しかし、各ＵＳＴは３２より高い数または低い数のシフトインデックスに分割することができる。各ＵＳＴを３２のシフトインデックスに分割するということは、言い換えると、１シンボル当たり５ビットの伝送速度ということである。今から高速実施形態について説明し、その後で高信頼実施形態について説明しよう。
【００３６】
本発明のデータ通信プロトコル部分のパケット構造を図３に示す。一般的に、本発明のパケット構造は、標準ＣＥＢｕｓパケット構造と同様に、プリアンブル、パケット開始（ＳＯＰ）フィールド、Ｌバイトデータフィールド、および循環冗長検査（ＣＲＣ）フィールドを含む。しかし、本発明のパケット構造は追加フィールドを含む。プリアンブル部４５０は、ＣＥＢｕｓ標準で定義されたプリアンブルフィールドと同様である。パケット開始（ＳＯＰ）フィールド４５２はシンボル「１１１１」を含み、これは本発明の受信機によって３つの連続零と認識される。パケット開始フィールドにおける「１」は零の絶対シフトを表わす一方、用語「零」は差分シフトが零であることを表わすことに注意することが重要である。
【００３７】
用語ＤＣＳＫは、受信機が受信した連続シンボル間の回転の差を検出するという事実に由来する。パケット開始フィールドの最後の２つの零が正確に検出されると、受信機は同期し、受信を続けることができる。プロトコルバージョン４５４は、その特定のパケットに使用されるプロトコルバージョンを含む３ビットフィールドである。プロトコルバージョンフィールドは、例えば高データレート伝送から低データレート伝送までの範囲にわたる様々な種類の伝送プロトコルを可能にする。このフィールドはまた、任意のユーザプロトコルを実現することも可能である。プロトコルバージョンフィールドは１シンボルを用いて送信され、受信機がパケット開始フィールドの終わりおよびプロトコルバージョンフィールドの開始を検出するためには、零以外のシフト値を持つ必要がある。加えて、プロトコルバージョンフィールドは、先験的に受信機に分かるシンボル当たりの一定のビット数を用いて送信しなければならない。これは、受信機がプロトコルバージョンフィールドを受信し復号することができることを確実にするためである。ひとたび復号されると、他の受信モードを設定することができる。パケットの残りの構造および復号も、プロトコルバージョンフィールドによって決定される。これは、１シンボル当たりのビット数、すなわち１シンボル時間当たりのチャープシフト数を含む。一般的に、１チャープを構成する各シンボルに対して５ビットが伝送される。
【００３８】
パケット長４５６はパケットのサイズをバイト数で示す７ビットフィールドである。一般的に、パケットサイズは、１２８バイトまたは１０２４ビットなど特定の数に制限される。ヘッダ誤り検出符号（ＨＥＤＣ）４５８は、プロトコルバージョンフィールドおよびパケット長フィールド用の誤り検出符号を含む８ビットフィールドである。データフィールド４６０は一連のＤＣＳＫデータチャープを含む。このフィールドの開始はチャープ境界に整合される。このフィールドのバイト単位の長さＬはパケット長フィールドによって決定される。循環冗長検査（ＣＲＣ）フィールド４６２は１６ビットの誤り検出フィールドを含む。このフィールドは、チャープ境界の整合なく、連続的にＤＣＳＫデータチャープの後に続く。ＣＲＣフィールドの後に未使用のビットが残る場合、それらは最後のチャープの終わりまで零が埋め込まれる。
【００３９】
本発明の通信システムの送信機部分について今からさらに詳細に説明する。本発明の高速実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図を図４に示す。本発明の送信機および受信機部分を、チャープまたはシンボル時間が３２のシフトインデックスに分割される場合について説明する。したがって、各シンボル中に一度に５ビットが送信される。しかし当業者は、１シンボル時間当たりに送信されるビット数がより高くまたはより低くなるように、本発明の受信機および送信機を変形することができるであろう。図４を参照すると、ホストは送信すべきデータを、一般的に１２で参照される送信機に供給する。ホストは送信すべきデータにヘッダおよび既に生成されているＣＲＣフィールドを備えつける。シフトインデックスを形成するために用いられるホストデータは、送信機の初期インデックス部分１４に入力される。シフトインデックスは０から２ｎ−１までの範囲の数を含み、ここで「ｎ」は１シンボル時間当たりに送信されるビット数を表わす。ここで説明する例では「ｎ」は５である。したがって、シフトインデックスは０から３１の範囲内の数である。チャープの初期インデックスは、下に示すように、チャープの長さを符号化セット内のシンボル総数、例えば２ｎで割り、シフトインデックスを掛けることによって計算される。
初期インデックス＝［チャープ長／シンボル総数］・シフトインデックス
この例では、チャープ長は５１２に設定される。したがって各チャープは３２のインデックスに分割され、各々相互に１６だけ間隔をおいて、すなわち０、１６、３２等のように配置される。次いで初期インデックスは、モジュロ−チャープ長すなわちモジュラ５１２を計数するカウンタ１６に入力される。同期信号はカウンタを最初にクリアするように機能する。カウンタの出力はチャープ標本読取専用メモリ（ＲＯＭ）１８のアドレス入力に与えられる。このＲＯＭは、チャープ周波数波形のデジタル化表現を含む。ＲＯＭの出力はＤ／Ａ変換器２０に入力され、そのアナログ出力は最初に、信号幅によって適切な通過帯域を有する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２１によって濾波される。次いでＢＰＦの出力は、出力増幅器２２によって増幅される。増幅器の出力は送信出力信号を含む。
【００４０】
本発明の通信システムの受信機部分について、今からさらに詳細に論じる。本発明の高速実施形態の受信機部分を示す高レベルブロック図を図５に示す。受信した信号は、チャープ内で送信された周波数範囲を受信するのに充分な広さの帯域幅である帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３２に入力される。帯域通過フィルタの出力は１ビットＡ／Ｄ変換器３４に入力される。１ビットＡ／Ｄ変換器は、適切な標本化周波数でクロックされる標本化装置と組み合わせた比較器から構成することができる。Ａ／Ｄ変換器の出力はシフトレジスタ＃１  ３５および２入力マルチプレクサ（ｍｕｘ）４０の１つの入力に入力される。マルチプレクサの出力は第２シフトレジスタ＃２  ３８に入力される。例示を目的として、両方のシフトレジスタ＃１および＃２の長さは各々２５６ビット長である。シフトレジスタ＃１からの２５６ビットの出力の各々は、シフトレジスタ＃２に入力される。シフトレジスタ＃２の出力は相関器４２に入力される。相関器は、チャープパターンを認識するように機能する整合フィルタを用いて実現される。チャープパターンは相関器内にテンプレートとして格納され、受信した入力信号からチャープの存在を検出するために使用される。シフトレジスタ＃２の直列出力は、マルチプレクサ４０の第２入力に循環される。マルチプレクサ選択出力は線形／循環制御信号によって制御される。
【００４１】
一般的に３０で参照される受信機は、線形モードまたは循環モードのいずれかで作動することが可能である。線形モード動作の場合、マルチプレクサはＡ／Ｄ変換器の出力をシフトレジスタ＃２への出力として選択するように設定される。同期が発生する前に、相関器は線形モードで作動するように設定される。各ビットを受信すると、それはシフトレジスタ＃２にクロックされる。シフトレジスタ＃２の出力は相関器４２に入力される。相関器に入力された各ビットに、テンプレートからの対応するビットが乗算される。次いで２５６個全部の積が加算されて、相関器の出力が形成される。相関器内での各入力ビットとテンプレートビットの乗算は、ＸＯＲ関数を用いて実現することができる。
【００４２】
相関器の和出力は最大相関検出器４４に入力される。各シンボル期間に対し、最大相関検出器は、相関器によって出力される２５６個全部の和の中で最大値を決定するように機能する。最大相関検出器は、最大相関和の検出後２つの値を出力する。第１の値ＮＭＡＸは、２５６個の可能なシフト内で最大相関和に関連付けられる位置を示す。加えて、値ＳＭＡＸは最大であることが明らかになった特定の相関和を表わし、それは位置標識ＮＭＡＸに関連付けられる。したがって値ＮＭＡＸは０から２５５までの範囲の任意の値を取ることができる。次いで最大相関を生じるシフトインデックスが差分器に入力される。差分器は加算器５０、遅延ユニット５２、および第２加算器５４を含む。遅延ユニット５２は、１単位シンボル時間だけ入力値を遅延させるように機能する。遅延ユニットの出力は、加算器５４を介してチャープ長を法として現在のインデックス値から減算される。加算器５４の出力は、２つの連続シンボル時間に対応して検出される２つのシフト間の差またはデルタシフトを表わす。
【００４３】
加算器の出力および相関最大値自体ＳＭＡＸが差分データ復号器５６に入力される。差分データ復号器は、０から２５５までの範囲内とすることのできるシフトインデックスを、送信された原データに応じて０から３１の範囲内の値にマップするように機能する。
【００４４】
循環モードの動作では、１ビットＡ／Ｄ変換器３４の出力はシフトレジスタ＃１  ３６に入力される。受信したデータは、シフトレジスタ＃１内にそれがいっぱいになるまでクロックされる。その時点で、シフトレジスタは完全なシンボル時間を表わすデータを含む。ひとたびいっぱいになると、シフトレジスタ＃１の中身は並列にシフトレジスタ＃２内にロードされる。マルチプレクサ４０は、シフトレジスタ＃２からの直列データをその直列データ入力に循環させるように選択される。カウンタ４６は、通常１ＵＳＴ幅のチャープの長さを計数するように機能する。初期同期信号はカウンタを最初にリセットするために用いられる。カウンタから出力されるロード信号は、シフトレジスタ＃１の中身をシフトレジスタ＃２へダンプするためのタイミングを提供するように機能するシフトレジスタ＃２に入力される。シフトレジスタ＃２は、シフトレジスタの長さを構成するビット数と同じ回数だけクロックされる。シフトレジスタの各回転に対して相関器は和を生成し、それは最大相関検出器に入力される。シフトレジスタの２５６回の回転毎に、最大相関検出器は、最大相関和および最大和自体を生み出すインデックスに対応するＮＭＡＸ値およびＳＭＡＸ値を出力する。カウンタは計数インデックスを提供し、それは最大相関検出器に入力される。このインデックスは、シフトレジスタ＃２の各回転に対してカウンタの値を提供する。
【００４５】
追跡補正回路４８はカウンタの値をシンボル毎に微調整する。追跡補正回路はカウンタの値をシンボル毎に微調整するように機能する。受信したインデックスと理想的インデックスとの間の小さい差が、追跡補正回路４８への入力として使用される。正または負の誤り信号が追跡補正回路によって出力され、カウンタに入力される。この誤り信号はカウンタの値を微調整して、各シンボル時間内のチャープの受信および相関をよりよく追跡するように働く。
【００４６】
図４に示す送信機１２は、絶対送信モードを使用してデータを送信する。このモードでは２ｎ個のシンボルが全部、差分または積分せずに、直接送信される。ＵＳＴ内の各チャープに対して回転シフトインデックスを直接決定するために、各々５ビットのシンボルが使用される。したがって、図５に示す受信機３０は、差分データ復号器によって生成されるデルタシフトを積分するように機能する積分器６２を含む。代替的に、追加の送受信モードが可能である。例えば、送信機は差分モードで使用することができ、それにより送信機はデータを送信される前に、チャープ長を法として積分する。したがって、図５に示した受信機で行われるのと同様に、受信機は適切に受信するために受信データを差分しなければならない。しかし、この場合、積分器は必要ない。別の代替例では、データは最初に送信機のシフトインデックスの数を法として差分され、符号化され、次いでチャープ標本ＲＯＭに付与される前に積分される。したがって、受信機は最初に差分し、差分器の出力を復号し、最後に復号器の出力を積分して受信機の出力を形成する。送信機内の符号器は、データシンボルおよび非データシンボルの両方を含む全シンボルを符号化するように機能する。
【００４７】
この最後の代替実施形態は、データシンボルのセット内にない余分のシンボルに加えてデータシンボル（２ｎまたは任意の他の数）を符号化するために使用することができる。ここで提示する５ビットの例では、これは送信される３２より多くのシンボルの総数が可能であり、シンボルの一部は非データシンボルである。これを達成するため、チャープシンボル時間は、余分な非データシンボルを収容するために３２より大きい数のシフトインデックスに分割される。
【００４８】
余分の非データシンボルを有する差分データまたは絶対データを送信するのに適した本発明の高速実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図を図６に示す。差分送信モードを使用してデータを伝送するために、任意選択的差分器７２は要求されない。ホストは、シフトインデックスとして働くデータを計算初期インデックスユニット８０に提供する。ホストは、チャープシンボル内のホストインデックスが計算され、加算器８２および遅延ユニット８４を含む積分器８５に入力される。加算器８２はモジュロ２ｎ、すなわちモジュロ３２を加える。加算器の出力は遅延され、計算初期インデックスユニット８０の出力に加えられる。積分器の出力は、図４に示した送信機のカウンタと同様に機能するカウンタ８６に入力される。チャープ標本ＲＯＭ８８、Ｄ／Ａ変換器９０、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９１、および出力増幅器９２は、図４に示した送信機の対応品と同様に機能する。
【００４９】
本発明の通信システムの受信機部分について、今からより詳細に検討する。本発明の高速実施形態の受信機部分をより詳細に示した高レベルブロック図を、図７Ａおよび７Ｂに示す。アナログ受信データは、チャープ波形の周波数範囲に跨がるように設定された帯域幅の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０２に入力される。ＢＰＦフィルタの出力は、比較器を標本化回路と組み合わせて使用して実現することのできる１ビットＡ／Ｄ変換器１０４に入力される。Ａ／Ｄ変換器の出力はシフトレジスタ＃１  １０６およびマルチプレクサ（ｍｕｘ）１１４に入力される。マルチプレクサ１１４の出力はシフトレジスタ＃２  １０８に入力され、その直列出力はマルチプレクサの第２入力に循環する。図５の受信機の場合と同様に、マルチプレクサは線形／循環制御信号によって選択される。
【００５０】
線形モード受信は、同期のためにプリアンブル中に利用される。ひとたび同期が達成されると、パケットの残りを復調するために循環受信モードが利用される。線形モードの動作中は、マルチプレクサはデータをＡ／Ｄ変換器１０４からシフトレジスタ＃２に入力するように選択される。各ビットがシフトレジスタ＃２を通してシフトされるたびに、相関器１１０は和出力を生成し、それは最大相関検出器１１２に入力される。ひとたび同期を達成すると、受信機は循環動作モードに切り替わる。このモードでは、ＵＳＴ全体のデータがシフトレジスタ＃１内にシフトされ、カウンタ１１６からのロードコマンドにより、シフトレジスタ＃１の中身全体がシフトレジスタ＃２に移送される。次いでシフトレジスタ＃２の中身はマルチプレクサ１１４を通して１ビットずつ回転される。シフトレジスタ＃２の出力は、整合フィルタとして働く相関器１１０に入力される。シフトレジスタ＃２の２５６ビットの各々が、相関器１１０内に格納されたテンプレートの対応ビットによって乗算される。次いで２５６個の積全部が加算されて、相関器の出力が生成される。乗算はＸＯＲゲートを用いて実現することができる。適切な変換後、相関器は正負どちらの符号を取ることができる和を生成することに注目されたい。
【００５１】
代替的に、相関器は２５６未満のタップを使用して整合フィルタを実現することができる。相関器によって使用されるタップの数は実際、シフトレジスタ＃２のビット数に一致する全数のタップのほぼ３分の１まで減らすことができる。これは、テンプレートの正および負両方の値のしきい値に照らしてテンプレートを標本化することによって達成される。正値のテンプレートは正のしきい値に照らして比較され、このしきい値未満の値は捨てられ、使用されない。同様に、負値のテンプレートは負のしきい値に照らして比較され、負のしきい値未満の値も捨てられ、使用されない。このようにして、タップの数をほぼ３分の２減らすことができる。除去されたタップから雑音が導入されず、それらは相関器の出力和に貢献しないので、これは事実上性能を改善する。
【００５２】
相関器の出力和は、各ＵＳＴ内の正値および負値両方の和に対する最大相関和を見出すように機能する最大相関検出器を通して入力される。最大相関検出器は、正値および負値両方の相関和ＮＰＯＳ、ＮＮＥＧそれぞれに対して最大相関を達成するシフト値を表わす２つのシフトインデックスを出力する。加えて、正および負両方の相関最大値の相関和の対応する絶対値ＳＰＯＳ、ＳＮＥＧもまたそれぞれ出力される。和ＳＰＯＳ、ＳＮＥＧは低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１５０、１５２のそれぞれ入力される。相関和は、比較器１５４に入力される前に平滑化される。比較器１５４は、正および負の相関和間の最大値を決定するように機能する。比較器の出力は、正のインデックスＮＰＯＳまたは負のインデックスＮＮＥＧを選択するための基礎を形成する。
【００５３】
正のインデックスは正の受信論理回路１４４に入力され、負のインデックスは負の受信論理１４６に入力される。正および負両方の受信論理回路は同様に機能し、分かりやすくするために正の受信論理回路だけを図示する。最大相関検出器によって出力されるインデックスは最初に差分される。差分器は加算器１２６、遅延ユニット１２８、および加算器１３０を含む。差分器は、最大相関検出器によって見出された各シフトインデックス間のシフトデルタを生成する。このデルタシフト値は次いで最も近いシフト値に丸められる。ここで提示する例では、２５６ビットを有するシフトレジスタおよび５データビットを有するシンボルを使用するということは、言い換えると、シフトインデックスが相互に８ビットずつ離れるということである。したがって、差分器によって出力されるデルタシフトインデックスは、８ビットの最も近い倍数、すなわち０、８、１６、２４等に丸められる。
【００５４】
丸められたデルタシフトインデックスは次いで、シフトインデックスを送信されたデータを表わす０から３１の間の値に復号するように機能する差分データ復号器１３６に入力される。送信機が絶対送信モードに、すなわち差分または積分無しでデータビットをシンボルに直線符号化するように設定された場合、差分データ復号器の出力はシンボル間の差を表わし、送信された原データを復元するためには積分する必要がある。積分器１４８は加算器１３８および遅延ユニット１４０を含む。０から３１の範囲内の値を含む現在のシフトインデックスは、３２を法として加算器の前回の出力と加算される。この値は受信機の出力データを形成し、元来送信された５ビットを表わす。
【００５５】
積分器１４８の出力は、対応する積分器および負の受信論理式１４６の出力と共に、マルチプレクサ１４２に入力される。比較器１５４の出力はマルチプレクサ１４２への選択入力として働く。したがって、受信出力データを決定するために、より大きい相関和を生じるインデックスが使用される。
【００５６】
受信機はまた、ＵＳＴの上縁に近いシフトインデックスが無いか検査するように機能する線形モード追跡補正回路１１８をも含む。受信機の動作中、ＵＳＴの上縁近くで相関ピークが発生することは望ましくない。非常に高い相関ピークでは、相関ピークが２つのＵＳＴ期間の間の境界に跨がる可能性がある。したがって、ピークがＵＳＴの境界近くで発生することが検出された場合、線形モード追跡補正回路は、相関ピークをＵＳＴ境界から離すために約１０％だけカウンタ値を調整するように機能する。
【００５７】
線形モード追跡訂正回路によって出力される値は、カウンタから減算される。カウンタ値の修正は、相関ピークがシンボル間の境界を跨がないように受信機のシンボル基準点を再調整するのに効果的である。線形モード追跡補正回路は、パケット開始フィールドを受信するために使用される線形動作モード中、作動することに注意されたい。追跡および同期が完了すると、受信機は循環モードまたはパケットの残りの受信に切り替わる。
【００５８】
カウンタの訂正をもたらすことに加えて、線形モード追跡補正回路は、正の受信論理部分１４４の差分器の一部である加算器１２６に補正信号をも提供する。同様に、補正信号は負の受信論理回路１４６の対応する加算器にも補正信号が付与される。カウンタ値を差分器に同期し続けるために、加算器への補正信号が要求される。
【００５９】
加えて、受信機１００は、線形および循環動作モードの両方でクロックドリフトを訂正するように作動する。補正信号は、最も近い整数シフト値に丸められる前および後の両方の差分化シフトインデックス間の差に基づいて生成される。切り捨てられたシフト値は加算器１３４に入力される。丸められたシフト値は次に、丸められていないシフト値から減算され、差が低域通過濾波され、カウンタ１１６の値を調整するために用いられる。比較器１５４が正または負いずれのシフトインデックスを使用するように選択したかによって、マルチプレクサ１２４は正の受信論理または負の受信論理からいずれかの値を低域フィルタ１２２に通過させるように機能する。低域通過フィルタの出力は、それを加算器１２０に入力する前に切り捨て補正を平滑化するように機能する。加算器１２０の出力がオーバフローすると、カウンタは新しいカウントのために零が再ロードされる。低域通過フィルタからの補正信号は、加算器によってカウンタの現在の値から減算される。正の受信論理の加算器１３４および負の受信論理の対応する加算器の両方から出力されるクロックドリフト補正信号は、正または負いずれかの符号を持つことができる。この技術を使用して、カウンタのシンボル期間への同期が維持される。
【００６０】
本発明の高速実施形態のプリアンブルおよび同期受信方法を示す高レベル流れ図を、図８に示す。最初に、全てのフラッグおよびカウンタがリセットされる（ステップ１６０）。次いで、相関の線形動作モードが設定される（ステップ１６２）。受信したデータビットは、最大相関が見つかるまでシフトレジスタ＃２にシフトされる（ステップ１６４）。ひとたび最大相関ピークが見つかると、受信機は次の最大相関ピークを探索する。差分零が検出されると（ステップ１６６）、零カウンタが増分される（ステップ１７２）。連続相関ピーク間の差の絶対値が最小デルタシフトの２分の１未満、すなわち１／２（１／２ｎ）ＵＳＴ未満である場合、差分零が検出される。ここでｎはプロトコルバージョンフィールドが読み取られる前の最初のシンボル当たりのビット数、例えば３ビットである。また、相関和のピーク値が予め定められたしきい値より大きいかどうかも検査される（ステップ１７４）。相関のピーク値がしきい値より大きい場合、「搬送波検出」信号が報告される（ステップ１７６）。次いで、しきい値より高い、受信された零デルタの数、すなわち零に等しいデルタの数を計数するように機能する「高レベル零」カウンタが増分される（ステップ１７８）。最小限２つの高レベル零が受信されると（ステップ１８０）、受信機は同期したとみなされる。次いでＮＭＡＸの値に従って時間ベースが補正される（ステップ１８２）。受信機が同期した後、このシフトインデックス値は現在のカウンタ値のシンボル境界からのオフセットを表わす。カウンタは、ＮＭＡＸの値を用いて、各シンボルの適切なフレーミングが行われるように、すなわちカウンタが各シンボルの始めに計数を開始するように調整される。次いでパケットの残りの受信が、循環受信モードを用いて続く（ステップ１８８）。
【００６１】
ステップ１６６に関連して、連続相関ピークが相互の最小デルタシフトの２分の１以内でない場合、零カウンタはクリアされる（ステップ１７０）。加えて、高レベル零カウンタもクリアされる（ステップ１６８）。受信機は次いで、線形受信モードを続け、次のＵＳＴ期間中に最大相関ピークを見つけようとする。
【００６２】
ピーク値が予め定められたしきい値未満である場合（ステップ１７４）、零カウンタ値が５より大きいかどうかが検査される（ステップ１８４）。カウンタの値が５未満である場合には、高レベル零カウンタはクリアされ（ステップ１６８）、受信機は次の最大相関ピークを探索し続ける。零カウンタ値が５より大きい場合には、これは標準ＣＥＢｕｓパケットを受信していることを示し、受信機は受信機の線形受信モードを使用して標準ＣＥＢｕｓの受信に切り替わる（ステップ１８６）。
【００６３】
本発明の高速実施形態の循環受信モードを示す高レベル流れ図を、図９に示す。循環受信モードは一般的に、同期後のパケットの部分を受信するために使用される。第１ステップは、ＵＳＴ内の全ビットの各々の相関ピーク、すなわちシフトレジスタ＃２  １０８（図７）の２５６個のシフトを見つけることである（ステップ１９０）。差分零が検出されると（ステップ１９２）、零カウンタは１だけ増分される（ステップ２０４）。現在の相関ピーク位置から減算された前回の最大相関ピーク位置の絶対値が最小デルタシフトの２分の１未満、すなわち１／２（１／２ｎ）ＵＳＴ未満である場合、差分零が検出される。ここでｎは、プロトコルバージョンフィールドが読み取られる前の初期の１シンボル当たりのビット数、例えば３ビットである。零カウンタの値が５以下である場合には、制御はステップ１９０に戻り、受信機は次の最大相関ピークを探索する（ステップ２０６）。零カウンタの値が５より大きい場合には、標準ＣＥＢｕｓバスパケットが受信されており、受信機は、標準ＣＥＢｕｓ受信を実行するために線形動作モードに切り換えられる（ステップ２０８）。
【００６４】
２つの相関ピーク間の差の絶対値が最小デルタシフトの２分の１以内でない場合には、パケットのプロトコルバージョンフィールドが復号される（ステップ１９４）。前述の通り、パケット開始（ＳＯＰ）フィールドは零回転シフトを有する４つのシンボルを含む。受信機はこれらのシンボルを差分的に零として復号する。プロトコルバージョンフィールドは非零シフトの単一シンボルであるので、非零デルタシフトの検出は、プロトコルバージョンフィールドの開始を示す。
【００６５】
次に、パケット長およびヘッダ誤り検出符号（ＨＥＤＣ）が読み出される（ステップ１９６）。ヘッダ誤り検出符号が正しい場合（ステップ１９８）、パケットの残りが読み取られる（ステップ２００）。ヘッダ誤り検出符号が正しくない場合、パケットは無視される（ステップ２１０）。完全なパケットが受信されると、パケットの終わりおよびＣＲＣ検査の状態の通知が提供される（ステップ２０２）。
【００６６】
本発明の線形追跡補正方法を示す高レベル流れ図を図１０に示す。前述の通り、追跡補正は線形モード追跡補正回路１１８（図７）によって実行される。チャープ長から現在の受信シフトインデックス（Ｎによって表わされる）を引いた値が予め定められたしきい値未満である場合（ステップ２２０）、時間値ΔＴは好ましくはチャープ長の１０％に設定される（ステップ２２２）。モジューロ−チャープ長を計数するカウンタ１１６（図７）は、このΔＴ値を用いて修正される（ステップ２２６）。特に、カウンタの上限はΔＴに従って調整される。加えて、最後の正および負の最大相関シフト位置も、ΔＴ値に従って訂正される（ステップ２２８）。現在のシフトインデックスから減算されたチャープ長が予め定められたしきい値より大きいか等しい場合、ΔＴは零に設定され、カウンタは修正されない（ステップ２２４）。
【００６７】
本発明のスペクトラム拡散通信システムの第２または高信頼実施形態について、今からさらに詳しく説明しよう。高信頼実施形態は、複数の単一ＵＳＴチャープを組み合わせて単一スーパチャープを生成することによって、より高レベルの信頼性を達成する。例えば、８個の１００マイクロ秒のＵＳＴ期間を組み合わせて、８００マイクロ秒のスーパＵＳＴ期間を形成することができる。次いでこのスーパチャープに、上述した高速実施形態の各個別シンボルに対してと同様に、差分符号シフトキーイング（ＤＣＳＫ）を施す。
【００６８】
高信頼実施形態では、データは循環的に回転するスーパチャープ間の時間シフトの形で送信される。ここに提示する例では、各スーパチャープは、長さ８００マイクロ秒のスーパチャープを形成する８個の標準ＣＥＢｕｓチャープを含む。スーパチャープ内の各個別チャープは特定の量ずつ循環的にシフトする。スーパチャープ内の各チャープの個々のシフト量は、送信される全てのスーパチャープに対して一定である。各チャープのシフトまたは回転の量は、スーパチャープの自己相関のスプリアスピークが比較的低くなるように選択される。加えて、各個別チャープのシフトは、スーパチャープが標準ＣＥＢｕｓパケットまたは本発明の高速実施形態を用いて送信されたパケットのパケット開始（ＳＯＰ）と認識されないように、連続チャープ間のシフトが零から充分に離れるように選択される。
【００６９】
高速実施形態と同様に、各スーパチャープ内で送信されるビット数が、必要なシフトインデックスの数を決定する。特定のデータ標本の場合のシフトインデックスの一例を図１１に示す。この場合、スーパチャープは下向きの矢印の点から送信され始める。送信は、波形の終わりで循環され、下向きの矢印の点に戻る。
【００７０】
本発明の高信頼実施形態の通信システムのパケット構造は、図３に示した高速実施形態のそれと同様である。高信頼実施形態のパケット構造はプリアンブル、パケット開始（ＳＯＰ）フィールド、プロトコルバージョンフィールド、パケット長フィールド、ヘッダ誤り検出符号（ＨＥＤＣ）、差分符号シフトデータフィールド、およびＣＲＣフィールドを含む。高信頼実施形態のパケット構造は、高信頼実施形態のパケット開始フィールドが、零シフトを有する４つの通常のチャープシンボルではなく、零回転シフトを有する４つのスーパチャープシンボルを含む点で、高速実施形態のそれとは異なる。４つのスーパチャープシンボルは受信機によって３つの零の差分シフトとして認識される。最後に送信された零の少なくとも２つ以上が正確に検出されると、受信が可能である。この時点で、受信機は受信シンボルストリームに同期する。残りのフィールドは、高速実施形態のパケット構造の対応するフィールドと同様である。
【００７１】
第２実施形態における追加的信頼性は、受信帯域を２つまたはそれ以上の均等な大きさの部分帯域に分割することによって達成される。ここに提示する例では、受信帯域は３つの均等な大きさの部分帯域に分割される。１００ＫＨｚから４００ＫＨｚまでの周波数に股がるチャープ波形の場合、３つの帯域は例えば１００〜２００ＫＨｚ，２００〜３００ＫＨｚ、および３００〜４００ＫＨｚとすることができる。したがって受信機は３つの帯域通過入力フィルタを含む。各帯域通過フィルタの出力は、各帯域通過フィルタの出力を２進値に変換する１ビットＡ／Ｄ変換器に入力される。１ビットＡ／Ｄ変換器は比較器とその後に続き適切な標本化周波数でクロックされる標本化装置とを含むことができる。５．１２ＭＨｚのクロックレートを想定すると、各帯域は３２０ＫＨｚの周波数で標本化されて、Ｉまたは同相データストリームを形成する。１ビットＡ／Ｄ変換器の出力はまた、信号を１／４ｆｃに等しい量だけ遅延させる遅延ユニットにも入力される。値ｆｃは各々の通過帯域の復調周波数を表わす。遅延ユニットの出力は標本化レートｆｓで標本化され、Ｑまたは直交データストリームを形成する。したがって、各通過帯域内でＱ標本はＩ標本に対して９０度だけ復調周波数が遅延する。３つの帯域のＩ標本は標本化後に整列するが、Ｑ標本は帯域依存遅延のため整列しない。
【００７２】
各帯域の復調周波数ｆｃは、標本化周波数ｆｓの２分の１の倍数であることが好ましい。標本化周波数が３２０ＫＨｚである場合、したがって、中心周波数を１６０ＫＨｚの倍数にすることが好ましい。復調周波数は、特定の周波数帯域の中間に最も近い２より大きいｆｓの倍数となるように選択することができる。ここに提示する例では、帯域＃１は１００〜２００ＫＨｚの範囲であり、ｆｃは１６０Ｋに選択される。帯域＃２は２００〜３００ＫＨｚの範囲であり、ｆｃは３２０ＫＨｚに選択される。帯域＃３は３００〜４００ＫＨｚの範囲であり、ｆｃは３２０ＫＨｚとなるように選択される。ＩおよびＱデータストリームの各々の間の遅延は１／４ｆｃに等しく、これは特定の搬送波の９０度になる。ＩおよびＱデータストリームは次いで複素テンプレートを用いて複素相関され、実および虚相関和を出す。これらの和は次いで二乗され、加算されて、最大相関検出器に入力される。３つの通過帯域全部から最大相関和が決定され、特定のシンボルに対する受信機の出力を生成するために使用される。
【００７３】
本発明の高信頼実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図を、図１２に示す。一般的に３０で参照される送信機は、差分送信データと対照的に絶対送信データを生成するのに適している。差分データを送信することが好ましい場合、積分ステップが要求される。図１２に関連して、データはホストから受信される。ホストは事前にヘッダおよびＣＲＣ合計検査を生成して付加する。データは計算初期インデックスユニット２３２に入力される。ホストからのデータは、インデックスをスーパチャープに計算するために使用されるシフトインデックスを形成する。このインデックスは、図４の送信機のそれと同様の仕方で計算される。スーパチャープの長さは各スーパチャープシンボルの可能なシフト数で除算され、次いでシフトインデックスが乗算される。各スーパチャープが５ビットを送信する場合、シフトインデックスは０から３１までの値を含むことができる。加えて、ここに提示する例の場合、スーパチャープ長は２０４８標本と受け取られる。したがって、初期インデックスは０から２０４７までの数字を含む。この初期インデックスは次いでカウンタ２３４に入力される。カウンタは、３ビット長の部分とＭビット長の部分の２部分に分割された１１ビットのモジュロ２０４８カウンタである。Ｍはこの場合８に等しい。３ビット部分はスーパチャープシンボルを形成する８チャープ期間に対応する。上位３ビットは、スーパチャープ内の各々の個別チャープの始点または初期シフトインデックスに対応するＭビット値を出力するように機能するインデックスＲＯＭ３６に入力される。これらの８個の初期シフトインデックスは、送信される全てのシンボルに対して先験的に選択され、スーパチャープの自己相関を最大にするように選択される。インデックスＲＯＭによって出力されるＭビットは、加算器２３７によってカウンタ２３４からのＭ個の有意ビットと加算される。加算器２３７はこれらの２つの値を、スーパチャープを構成する各々の個別チャープのチャープ長、この場合は２５６を法として、一つに加算される。加算器の出力は、加算器２３７によって出力される８ビットを使用してアドレス指定されるチャープ標本ＲＯＭ２３８に入力される。チャープ標本ＲＯＭの出力はＤ／Ａ変換器２４０によってアナログに変換され、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２４１によって濾波され、出力増幅器２４２によって増幅される。増幅器の出力は送信出力信号を形成する。
【００７４】
スーパチャープは、標準ＣＥＢｕｓシステムとの互換性が得られるように８個のチャープを用いて構成される。しかし、唯一の要求事項は、シンボル長が高速実施形態で使用されるものより長いことである。したがって、スーパチャープは代替的に、シンボル長全体にわたる単一チャープを含むことができる。より長い長さのチャープを使用すると、シンボル長の増加およびそれに対応してより正確な相関のため、より高い信頼性が得られる。加えて、より高い信頼性は、受信機で複数の帯域幅を利用することからも達成される。送信の信頼性を高めるために、受信機はこれらの技術の１つだけを利用するか、あるいは組み合わせて利用して構成することができる。
【００７５】
余分な非データシンボルを有する差分データまたは絶対データを送信するのに適した本発明の高信頼実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図を、図１３に示す。一般的に２５０で参照される図１３の送信機は、差分器２５２および積分器２６２の追加を除いては、図１２に示したものと同様である。
【００７６】
図１３に示す送信機２５０は、絶対送信モードを使用してデータを送信する。このモードでは、全てのシンボル、例えば２ｎ個のシンボルが、差分または積分無しで直接送信される。ＵＳＴ内の各スーパチャープに対する回転シフトインデックスを直接決定するために、各５ビットシンボルが使用される。したがって、受信機は差分データ復号器によって生成されるデータシフトを積分するように機能する積分器を含む。代替的に追加の送受信モードが可能である。例えば、送信機は差分モードで使用することができ、それによって送信機はデータを送信する前にスーパチャープ長を法としてデータを積分する。したがって、受信機は適切に受信するための受信データを差分しなければならない。しかし、この場合、積分器は必要ない。別の代替例では、データは最初に送信機のシフトインデックスの数を法として差分され、符号化され、次いでチャープ標本ＲＯＭに付与される前に積分される。したがって、受信機は最初にデータを差分し、差分器の出力を復号し、最後に復号器の出力を積分して受信機の出力を形成する。
【００７７】
この最後の代替例は、データシンボルのセット内にない余分のシンボルに加えて、データシンボル（２ｎまたは任意のその他の数）を符号化するために使用することができる。ここで提示する５ビットの例では、これは３２を超えるシンボル総数を送信することを可能にし、シンボルの一部は非データシンボルである。これを達成するには、スーパチャープシンボル時間は、余分の非データシンボルを収容するために３２を超える数のシフトインデックスに分割される。
【００７８】
差分送信モードを使用してデータを送信するために、任意選択的差分器２５２は要求されない。ホストは、シフトインデックスとして働くデータを計算初期インデックスユニット２６０に提供する。スーパチャープシンボル内のシフトインデックスが計算され、加算器２６４および遅延ユニット２６６を含む積分器２６２に入力される。加算器２６４はモジュロ２ｎ、すなわちモジュロ３２を加算する。加算器の出力は遅延され、計算初期インデックスユニット２６０の出力と加算される。積分器の出力は、図１２に示した送信機のカウンタと同様に機能するカウンタ２６８に入力される。チャープ標本ＲＯＭ２７４、Ｄ／Ａ変換器２７６、帯域通過フィルタ２７７、および出力増幅器２７８は、図１２に示した送信機の対応品と同様に機能する。
【００７９】
送信機および受信機の対が差分モードで使用される場合、初期インデックスデータをカウンタ２６８に付与する前に積分器２６２で積分する必要がある。差分モードでは、受信機は最大相関和検出器によって出力されるシフトインデックスを差分することだけが必要である。シンボルセットが２ｎより多くのシンボルを含む場合、差分器２５２が必要である。ホストからのデータは遅延ユニット２５４に入り、加算器２５６によってホストから受け取った現在のデータから減算される。データシンボルの数すなわち３２を法として加算された加算器の出力は、データ符号器２５８に出力される。データ符号器は２ｎ個のデータシンボルを特定のセットのシフトインデックスにマップする。シンボル符号化セットが非データシンボルを含む場合、データ符号器が要求される。例えば、符号化セットは、様々な目的に使用される余分の非データシンボルに加えて２ｎ個のデータシンボルを含むことができる。
【００８０】
シフトインデックスは、積分器に入力される初期インデックスを計算するために使用される。積分器の出力は遅延ユニット２６６によって遅延され、加算器２６４によって初期インデックスに加算される。加算器はスーパチャープの長さを法として２つの量を加算する。カウンタ２６８、インデックスＲＯＭ２７０、加算器２７２、チャープ標本ＲＯＭ２７４、Ｄ／Ａ変換器２７６、フィルタ２７７、および出力増幅器は、図１２に示した送信機の対応品と同様に作動する。
【００８１】
本発明の高信頼実施形態の受信機部分を示す高レベルブロック図を、図１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃに示す。前述の通り、受信機は帯域＃１、帯域＃２、および帯域＃３とラベル付けされた３つの通過帯域に分割される。受信信号は、帯域＃１の周波数範囲を対象とする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２８２、帯域＃２の周波数範囲を対象とする帯域通過フィルタ２９２、および帯域＃３の周波数範囲を対象とする帯域通過フィルタ２９６に入力される。１００〜４００ＫＨｚの範囲のチャープパターンの場合、帯域＃１は１００〜２００ＫＨｚの通過帯域を持ち、帯域＃２は２００〜３００ＫＨｚの通過帯域を持ち、帯域＃３は３００〜４００ＫＨｚの通過帯域を持つ。
【００８２】
代替的実施形態は、帯域の数が２またはそれ以上である限り、信頼性の向上を達成するために、様々な数の帯域を使用することができる。３つの帯域の場合、帯域の２つは雑音で汚損して受信できないことがあり得るが、残りの帯域の受信機の論理は依然として正しいデータを出力することができる。加えて、受信信号を３つの帯域に分割することは、受信機が位相ひずみに対しより高いイミュニティを持つようになるという利点を有する。各帯域が処理できるひずみの量は変化しないが、３つの帯域が共に働くことは、受信機が処理しかつ依然として適切に受信することのできる位相ひずみの量を増加することに貢献する。
【００８３】
帯域＃１の帯域通過フィルタ２８２の出力は１ビットＡ／Ｄ変換器２８４に入力される。帯域＃２の帯域通過フィルタ２９２の出力は１ビットＡ／Ｄ変換器２９４に入力される。同様に、帯域＃３の帯域通過フィルタ２９６の出力は１ビットＡ／Ｄ変換器２９８に入力される。１ビットＡ／Ｄ変換器の各々の出力は受信機サブユニットに入力される。特に、１ビットＡ／Ｄ変換器の各々の出力は受信機サブユニットまたはすなわち帯域＃１、帯域＃２、帯域＃３の各々のための受信機論理回路３２２、３２４、３２６に入力される。各々の帯域用の受信機論理回路は同一回路機構を含み、したがって分かりやすくするために、図１４Ａには帯域＃１用の受信機論理回路だけを示す。
【００８４】
図１４Ａ、１４Ｂ、および１４Ｃの受信機の動作は、実相関ではなく複素相関を実行するために追加回路機構が追加されていることを除き、図７Ａおよび７Ｂに示した受信機と同様である。Ａ／Ｄ変換器２８４の出力は標本化装置２８８によって標本化周波数ｆＳで標本化され、Ｉデータストリームを形成する。Ａ／Ｄ変換器２８４の出力もまた、遅延回路２８６によって１／４ｆｃの期間遅延された後、標本化装置２９０によって標本化周波数ｆＳで標本化される。標本化装置の出力は９０度の直交Ｑビットストリームを形成する。
【００８５】
ＩおよびＱデータストリームは各々、別個のセットのシフトレジスタに入力される。Ｉビットストリームまたは同相ビットストリームは、シフトレジスタ＃１  ３００およびマルチプレクサ３０８の２つの入力のうちの１つに入力される。マルチプレクサ３０８の出力は、シフトレジスタ＃２  ３０２の直列入力に入力される。シフトレジスタ＃２の直列出力は、マルチプレクサ３０８への第２入力を形成する。
【００８６】
同様に、Ｑまたは位相外れビットストリームは、シフトレジスタ＃１  ３０４およびマルチプレクサ３１０の２つの入力のうちの１つに入力される。マルチプレクサの出力はシフトレジスタ＃２  ３０６の直列入力に入力される。シフトレジスタ＃２の直列出力は循環し、マルチプレクサ３１０の第２入力を形成する。線形／循環制御信号はマルチプレクサ３０８、３１０への選択入力を形成する。ＩおよびＱチャネル用の両方のセットのシフトレジスタは、図７Ａおよび７Ｂに示した受信機のそれと同様に作動する。
【００８７】
この実施形態のシフトレジスタのサイズは２５６ビット長であることに注意されたい。各シフトレジスタは、１スーパチャープの等価物または８つのＵＳＴの長さに及ぶチャープを保持する。シフトレジスタ＃２からの２５６ビットのＩ値および２５６ビットのＱ値は、複素相関器３１２に入力される。複素相関器は、複素入力Ｉ＋ｊＱに複素テンプレートＭｉ＋ｊＭｑを乗算して次式を生成するように機能する。
複素相関器の出力＝（Ｉ＋ｊＱ）×（Ｍｉ−ｊＭｑ）
＝（Ｉ・Ｍｉ＋Ｑ・Ｍｑ）＋ｊ（−Ｉ・Ｍｑ＋Ｑ・Ｍｉ）
＝（Ｒｅ）＋ｊ（Ｉｍ）
相関器によって実行される複素乗算の結果、各々９ビット幅の実和および虚和が得られる。実相関和は次いで二乗関数数３１４によって二乗され、虚相関和は二乗関数３１６によって二乗される。実和および虚和の二乗は次いで、加算器３１８によって加算される。加算器３１８の出力は、帯域＃１の受信論理回路の出力を形成する。同様に、帯域＃２および＃３の受信論理回路機構は同様の出力を生成する。３つの相関和出力は次いで加算器３２０によって加算される。加算器３２０の出力は次いで最大相関検出器３８２入力される。
【００８８】
図１４Ｃに示す受信機の残りは、高信頼実施形態では正のインデックスおよび正の相関和だけが利用されることを除き、図７Ａおよび７Ｂの高速実施形態に関連して説明した受信機と同様に作動する。最大相関を生成するインデックスＮＰＯＳは、加算器３４２、遅延ユニット３４４、および加算器３４６を含む差分器に入力される。０から２５５の範囲内の差分シフトインデックスの出力は、丸め関数３４８によって最近シフト値に丸められる。丸められたシフト値は次いで、シフトインデックス値を原データ標本範囲内の値、この場合は０から３１の範囲内の数字に復号する差分データ復号器３５０に入力される。差分復号器の出力は差分データ値であるので、それは受信機によって出力される前に積分しなければならない。加算器３５４および遅延ユニット３５６を含む積分器は、差分データ値を積分して受信出力データを生成するように機能する。
【００８９】
高速実施形態の受信機と同様に、ＩおよびＱデータ値は＋１または−１のいずれかを含むことができ、これはデジタル２進数で単一ビットすなわち０または１で表わすことができる。加えて、複素テンプレートの成分ＭｉおよびＭｑは、＋１、−１、または０のいずれかとすることができる。＋１または−１による乗積はＸＯＲ関数を用いて実行され、０による乗積はその特定のタップをシフトレジスタに接続しないことによって実行される。このようにしてタップを除去することによって０による乗算を実行することは、性能を向上するだけでなく、かなりのハードウェアの節約にもなる。この技術により、当初のシフトレジスタタップの約３分の１だけを接続してその後合計するだけで済む。
【００９０】
複素相関器の複素テンプレートは、最初にスーパチャープを帯域通過フィルタの各々に通過させることによって計算される。各々の帯域通過フィルタの出力は次いで標本化され、ＩおよびＱデータストリームを生成する。各標本は次いで＋１、−１、および０の３つのレベルに量子化される。標本の絶対値が特定のしきい値より低い場合、それは０に量子化される。そうでなければ、符号が検査され、正符号は「１」として符号化され、負符号は「０」になる。この同じ技術を使用して、図７Ａおよび７Ｂに示した受信機のテンプレートを生成することができる。
【００９１】
受信機の分解能をさらに高めるために、補間を利用することができる。これは、実および虚出力相関和が二乗される前に、補間器を複素相関器３１２の出力に配置することによって達成することができる。補間器は、中間値を発生することによって標本化レートを事実上２倍にする。補間値は、各連続対の数字を加算し、０．５など適切な定数を乗算することによって計算することができる。０．６２５の乗算は、補間関数のｓｉｎｘ／ｘまたは同期形の近似を達成するために有用である。補間器の出力はその後二乗され、加算される。
【００９２】
補間を使用すると、より低い標本化レートを使用することが可能になる。例えば、補間を使用すると、標本化レートを３２０ＫＨｚから１６０ＫＨｚに低減することができる。それに対応して、３つの帯域の各々についての復調周波数ｆｃを、標本化レートｆｓの２分の１の倍数またはより好適な倍数である８０ＫＨｚに変更することができる。したがって、帯域＃１の中心周波数は１６０ＫＨｚにすることができ、帯域帯域＃２の中心周波数は２４０ＫＨｚにすることができ、帯域帯域＃３の中心周波数は３２０ＫＨｚにすることができる。
【００９３】
受信機は、プリアンブルリスニングモードで動作を開始する。受信機は複素相関の最大絶対値を計算する。加えて、差分シフトおよび相関和しきい値も検査される。２つの連続零シフトが検出されると、「搬送波検出」が報告される。次いで標本化ウィンドウが同期化され、循環相関器を使用してパケットの残りが復号される。
【００９４】
本発明の高信頼実施形態のプリアンブルおよび同期受信方法を示す高レベル流れ図を、図１５に示す。最初に、全てのフラッグおよびカウンタがリセットされる（ステップ３６０）。次いで相関器の線形動作モードが設定される（ステップ３６２）。受信データビットは、スーパチャープすなわち８ＵＳＴの最大相関が見つかるまで、シフトレジスタ＃２内にシフトされる（ステップ３６４）。最大相関ピークが見つかると、受信機は次の最大相関ピークを探索する。差分零が検出されると（ステップ３６８）、零カウンタが増分される（ステップ３７２）。連続相関ピーク間の差の絶対値が最小デルタシフトの２分の１未満、すなわち１／２（１／２ｎ）ＵＳＴ未満である場合、差分零が検出される。ここでｎは、プロトコルバージョンフィールドが読み取られる前の、最初の１シンボル当たりのビット数、例えば３ビットである。相関和のピーク値が予め定められたしきい値より大きいかどうかも検査される（ステップ３７４）。相関和のピーク値がしきい値より大きい場合、零カウンタの値が２より大きくあるいは等しいかどうかが検査される（ステップ３７８）。零カウンタ値が２より大きくあるいは等しい場合には、図１４Ｃの線形モード追跡補正回路３３６を使用して、線形モード追跡が訂正される（ステップ３８０）。次いで、循環受信モードを使用してパケットの残りの受信が続く（ステップ３８２）。相関和のピーク値がしきい値より大きくない場合、零カウンタの値が５より大きいかどうかが決定される（ステップ３７６）。大きくない場合、制御はステップ３６０に渡され、プロセスが再び開始される。それが５より大きければ、受信機は零が受信されなくなるまで受信し続ける（ステップ３８４）。
【００９５】
ステップ３６８で、連続相関ピーク間の差が１ビット時間の２分の１より大きいか等しい場合、零カウンタはクリアされ（ステップ３７０）、制御はステップ３６０に渡される。
【００９６】
パケットの残りを受信するために使用される、本発明の高信頼実施形態の循環モードの受信方法を示す高レベル流れ図を、図１６に示す。第１ステップで、スーパチャープ内の各ビットに対して、すなわちシフトレジスタ＃２  ３０２、３０６の２５６のシフトに対して、相関ピークを見つける（図１４Ｃ）（ステップ３９０）。差分零が検出されると（ステップ３９２）、零カウンタが１だけ増分される（ステップ３９４）。今回の相関ピークから前回の最大相関ピークを引いた絶対値がビット時間の２分の１未満、すなわち１／２（１／２ｎ）ＵＳＴ未満である場合、差分零が検出される。ここでｎは、プロトコルバージョンフィールドが読み取られる前の最初の１シンボル当たりのビット数、例えば３ビットである。零カウンタの値が５より大きくない場合には、制御はステップ３９０に戻り、受信機は次の最大相関ピークを探索する（ステップ４００）。零カウンタの値が５より大きい場合には、受信機は零が受信されなくなるまで待ち、制御はステップ３９０に戻る（ステップ４０２）。
【００９７】
２つの相関ピーク間の差の絶対値が最大デルタ時間の２分の１以内でない場合には、パケットのプロトコルバージョンフィールドが検出される（ステップ３９６）。上述した通り、パケット開始（ＳＯＰ）フィールドは４つの同一シンボルを含み、それは零シフトを有する非回転スーパチャープであることが好ましい。受信機はこれらのシンボルを差分的に零として復号する。プロトコルバージョンフィールドは非零シフトの単一シンボルであるので、非零デルタシフトの検出は、プロトコルバージョンフィールドの開始を示す。プロトコルバージョンが復号されると、シフト感受性はそれに従って設定される（ステップ３９８）。
【００９８】
次に、パケット長およびヘッダ誤り検出符号（ＨＥＤＣ）が読み取られる（ステップ４０４）。ヘッダ誤り検出符号が正しい場合（ステップ４０６）、パケットの残りが読み取られる（ステップ４０８）。ヘッダ誤り検出符号が正しくない場合には、パケットは無視される（ステップ４１２）。パケットの残りが読み取られると（ステップ４０８）、パケットの終わりおよびＣＲＣ検査の状態が通知される（ステップ４１２）。
【００９９】
本発明を限定された数の実施形態に関連して説明したが、本発明の多くの変化、変形、およびその他の適用が可能であることは理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のスペクトラム拡散通信システムに使用するのに適したチャープ波形を示す。
【図２】  送信されるデータを表わす量だけ各チャープパターンを回転することによって生成される標本シンボルストリームの波形を示す。
【図３】  本発明のデータ通信プロトコルのパケット構造を示す。
【図４】  本発明の第１実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
【図５】  本発明の第１実施形態の受信機部分を示す高レベルブロック図である。
【図６】  差分データまたは特別非データシンボルを有する絶対データを送信するのに適した本発明の第１実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
【図７】  本発明の第１実施形態の受信機部分をさらに詳細に示す高レベルブロック図である。
【図８】  本発明の第１実施形態のプリアンブルおよび同期受信方法を示す高レベル流れ図である。
【図９】  本発明の第１実施形態の循環モード受信方法を示す高レベル流れ図である。
【図１０】  本発明の線形追跡補償方法を示す高レベル流れ図である。
【図１１】  複数の単一チャープから生成され、１つのスーパＵＳＴを含むスーパチャープの波形を示す。
【図１２】  本発明の第２実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
【図１３】  差分データまたは特別非データシンボルを有する絶対データを送信するのに適した本発明の第２実施形態の送信機部分を示す高レベルブロック図である。
【図１４】  本発明の第２実施形態の受信機部分を示す高レベルブロック図である。
【図１５】  本発明の第２実施形態のプリアンブルおよび同期受信方法を示す高レベル流れ図である。
【図１６】  本発明の第２実施形態の循環モード受信方法を示す高レベル流れ図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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