(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する電源手段と、前記電源手段を経由して加熱コイルを含む直列共振回路に高周波電流を流し、前記加熱コイル近傍に配置された被加熱金属体に渦電流を生じさせ加熱するインバータ回路と、前記電源手段の入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記直列共振回路に流れる電流を検出するインバータ電流検出手段と、前記入力電流検出手段およびインバータ電流検出手段の入力から負荷の状態を検出する負荷状態検出手段と、前記電源手段の入力電圧を検出する電圧検出手段と、少なくとも前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、
前記インバータ回路は、第１のスイッチング素子（１０１）と第２のスイッチング素子（１０２）の直列体に逆並列に第１のダンパダイオード（１０３）、第２のダンパダイオード（１０４）をそれぞれ接続した第１のスイッチング部（１００）と、第３のスイッチング素子（２０１）と第４のスイッチング素子（２０２）の直列体に逆並列に第３のダンパダイオード（２０３）、第４のダンパダイオード（２０４）をそれぞれ接続した第２のスイッチング部（２００）と、を備え、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記電源手段の基準電位の間に前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の直列体からなる負荷を接続するとともに、前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の接続点に接続された第２のコンデンサ（７）をリレー（８）によって前記第２のスイッチング部（２００）より切り離し可能な構成とし、前記第１のスイッチング素子（１０１）および第２のスイッチング素子（１０２）を交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に前記第１のスイッチング素子（１０１）、前記第２のスイッチング素子（１０２）の駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すハーフブリッジ構成と、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記第２のスイッチング部（２００）の中点の間に前記加熱コイルと第２の共振コンデンサ（７）の直列体からなる負荷を接続し、前記第１のスイッチング素子（１０１）と前記第４のスイッチング素子（２０２）、および前記第２のスイッチング素子（１０２）と前記第３のスイッチング素子（２０１）の組合せを交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すフルブリッジ構成と、に切替え可能な構成とし、前記制御手段は、前記負荷状態検出手段の出力と被加熱金属体に投入する設定電力により前記インバータ回路をハーフブリッジ構成またはフルブリッジ構成に切替え動作させるものであって、通電開始時の負荷判別を行うための通電時は、前記インバータ回路の構成としてハーフブリッジ構成を選択することを特徴とする誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器の非加熱金属体である金属鍋（負荷）を加熱するための電力制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
誘導加熱調理器は、高周波電流を流す加熱コイルの近傍に配した被加熱金属体である金属鍋（負荷）に渦電流を発生させ、そのジュール熱によって金属鍋（負荷）自体が自己発熱することで、効率よく金属鍋（負荷）を加熱することができるものであり、近年、ガスコンロや電熱ヒータによる加熱調理器具に対して、安全性や温度制御性に優れた点によって、これらの置き換えが進んでいる。
【０００３】
このような誘導加熱調理器において、加熱コイルに高周波電流を流すための電力制御回路は、いわゆる共振型インバータと呼ばれ、被加熱金属体を含めた加熱コイルのインダクタンスと、共振コンデンサを接続し、電力制御回路のスイッチング素子を２０〜４０ｋＨｚ程度の駆動周波数でオンオフ制御する構成が一般的である。また、共振型インバータには電圧共振型と電流共振型があり、前者は１００Ｖ電源、後者は２００Ｖ電源用として適用されることが多い。
【０００４】
当初は鉄などの磁性材料の被加熱金属体のみが加熱できるだけであったが、近年は非磁性ステンレス製などの被加熱金属体も加熱できるようになってきている。さらに、加熱できないとされてきたアルミニウム製の非磁性の被加熱金属体を加熱できるようにしたものが提案されている。
【０００５】
このような共振型インバータを使用した誘導加熱調理器においては、被加熱金属体を加熱する場合は、被加熱金属体と加熱コイルで決まるインダクタンス（等価インダクタンスＬ）と、加熱に寄与する抵抗分（等価抵抗Ｒ）が発熱しやすさに影響することが判っている。つまり、被加熱金属体が磁性の金属（鉄や磁性ステンレスなど）では電力を投入しやすく、非磁性の金属（非磁性ステンレスやアルミ、銅など）では電力を投入しにくいことを表す。これは後者が等価抵抗Ｒの値が小さく、被加熱金属体に誘起する渦電流がジュール熱となりにくいためである。
【０００６】
そのため、加熱コイルの巻き数は固定（単一の加熱コイル）とし、非磁性の被加熱金属体においては電力が投入できるが、磁性の被加熱金属体では電力を投入しにくくなるという問題に対して、非磁性の被加熱金属体を検出した場合はインバータ回路構成をハーフブリッジ構成とし、磁性の被加熱金属体を検出した場合はフルブリッジ構成に切替えられるようにする提案がなされている（例えば、特許文献１参照）。
【０００７】
【特許文献１】特開平５−２５１１７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記の従来技術において、加熱コイルの巻き数を固定（単一の加熱コイル）とし、被加熱金属体が磁性あるいは非磁性かによりインバータ回路構成をフルブリッジ回路構成、またはハーフブリッジ回路構成に切り替えるようにすると、特性的にその中間領域にある被加熱金属体の場合、適さないインバータ回路構成に切り替えられて通電され、加熱効率が悪くなるとともに、インバータ回路にダメージを与えてしまうという問題点がある。
【０００９】
また、単一の加熱コイルを用い、インバータ回路構成を切り替えても、インバータ回路の負荷のインピーダンスが大きい場合は、負荷である加熱コイルに電流が流れにくく、インバータ回路のスイッチング素子に接続されているスナバコンデンサが影響して、スイッチング素子の損失を増大させる場合があり、これは負荷に低電力を投入する場合に影響が大きくなる。つまり、負荷のインピーダンスが大きい場合は低電力域の制御において、スナバコンデンサに残留する電荷による充放電電流のスイッチング素子に流れる比率が大きくなり、スイッチング素子に過大な電流が流れることによりスイッチング素子の損失が増大し、温度上昇によりスイッチング素子の信頼性が悪くなったり、スイッチング素子の冷却にかかる費用が増大し、コストアップの要因になるという問題点がある。
【００１０】
また、スナバコンデンサの充放電電流は被加熱金属体の加熱には寄与しない電力として消費されてしまうので加熱効率が低下する。
【００１１】
また、インバータ回路の構成をハーフブリッジ構成にするか、フルブリッジ構成にするかの判別を、使用者が通電を開始するときに行わなくてはならないが、その方法については述べられてはおらず、不適切な回路構成で負荷を判別するための通電を行うと、異常な大電流や電圧が発生してインバータ回路を構成する素子に過負荷が加わり故障の原因となるという問題点がある。
【００１２】
本発明は、上記の課題のうち少なくとも１つを解決するためになされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、直流電圧を出力する電源手段と、前記電源手段を経由して加熱コイルを含む直列共振回路に高周波電流を流し、前記加熱コイル近傍に配置された被加熱金属体に渦電流を生じさせ加熱するインバータ回路と、前記電源手段の入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記直列共振回路に流れる電流を検出するインバータ電流検出手段と、前記入力電流検出手段およびインバータ電流検出手段の入力から負荷の状態を検出する負荷状態検出手段と、前記電源手段の入力電圧を検出する電圧検出手段と、少なくとも前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記インバータ回路は、第１のスイッチング素子（１０１）と第２のスイッチング素子（１０２）の直列体に逆並列に第１のダンパダイオード（１０３）、第２のダンパダイオード（１０４）をそれぞれ接続した第１のスイッチング部（１００）と、第３のスイッチング素子（２０１）と第４のスイッチング素子（２０２）の直列体に逆並列に第３のダンパダイオード（２０３）、第４のダンパダイオード（２０４）をそれぞれ接続した第２のスイッチング部（２００）と、を備え、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記電源手段の基準電位の間に前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の直列体からなる負荷を接続するとともに、前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の接続点に接続された第２のコンデンサ（７）をリレー（８）によって前記第２のスイッチング部（２００）より切り離し可能な構成とし、前記第１のスイッチング素子（１０１）および第２のスイッチング素子（１０２）を交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に前記第１のスイッチング素子（１０１）、前記第２のスイッチング素子（１０２）の駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すハーフブリッジ構成と、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記第２のスイッチング部（２００）の中点の間に前記加熱コイルと第２の共振コンデンサ（７）の直列体からなる負荷を接続し、前記第１のスイッチング素子（１０１）と前記第４のスイッチング素子（２０２）、および前記第２のスイッチング素子（１０２）と前記第３のスイッチング素子（２０１）の組合せを交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すフルブリッジ構成と、に切替え可能な構成とし、前記制御手段は、前記負荷状態検出手段の出力と被加熱金属体に投入する設定電力により前記インバータ回路をハーフブリッジ構成またはフルブリッジ構成に切替え動作させるものであって、通電開始時の負荷判別を行うための通電時は、前記インバータ回路の構成としてハーフブリッジ構成を選択するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の誘導加熱調理器は、上記のように構成したことにより、通電開始時にハーフブリッジ構成のインバータ回路で負荷状態判別用の通電を行い、インピーダンスが不明な負荷、特に低インピーダンスな負荷を通電しようとしたときなどに発生する過電流や過電圧をフルブリッジ構成のインバータ回路の場合より大幅に低減することができる。
【００１５】
また、適切な負荷判別を行うことができるため、インバータ回路を構成する素子に対して与えるストレスを微少にとどめることができる。
【００１６】
また、通電開始時に適切な負荷判別を行うことにより、過電流の発生によるノイズ放出を抑えることができるため、製品本体の誤動作や誤検出をなくすとともに、ラジオやテレビなどに対する障害を減らすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。図１は本発明の一実施例を説明する回路ブロック図である。図において、交流電源１を整流手段２で直流化し、電源手段３により交流電源の実効値電圧に対して高低に設定できる略安定化直流電源電圧を出力する。
【００１８】
インバータ回路５０は加熱コイル４と共振コンデンサ５または共振コンデンサ７で構成する直列共振回路５１に対してスイッチング部１００だけ、またはスイッチング部１００およびスイッチング部２００の両方のスイッチング素子を高周波で駆動することによって、加熱コイル４に高周波電流を流し、加熱コイル４近傍にある被加熱金属体である金属鍋（負荷）に渦電流を生じさせ、それによるジュール熱によって被加熱金属体自身を発熱させる。
【００１９】
スイッチング部１００は、スイッチング素子１０１、１０２の直列体に逆並列にダンパダイオード１０３、１０４をそれぞれ接続する。また、必要に応じて各スイッチング素子１０１、１０２にスナバコンデンサ１０５、１０６を接続する。スイッチング素子１０１、１０２の直列体の中点に負荷である直列共振回路５１（加熱コイル４と共振コンデンサ５または共振コンデンサ７の直列体)の一端を接続する。スイッチング部２００もスイッチング部１００と同様の構成である。
【００２０】
インバータ回路５０の回路構成はハーフブリッジ構成(ＳＥＰＰ回路構成を含む)およびフルブリッジ構成の双方の構成がとれるように切替リレー６および切り替えリレー８で負荷である直列共振回路５１の接続先を切替える。
【００２１】
具体的には、切替リレー６を接続し、切替リレー８を切断することにより負荷である直列共振回路５１はスイッチング部１００の中点と電源手段３の基準電位側に接続され、ハーフブリッジ構成(又はＳＥＰＰ)型のインバータ回路構成となる。切替リレー６を電源手段３の高電圧側にも接続し共振コンデンサ５も接続をするようにすればハーフブリッジ構成となる。ＳＥＰＰおよびハーフブリッジ構成においては基本的な動作は同じなので、以下ＳＥＰＰの回路構成として説明する。
【００２２】
スイッチング素子１０１および１０２を交互に排他的に駆動することによって、負荷である直列共振回路５１にスイッチング素子１０１、１０２の駆動周波数の振動数を持つ高周波電流が流れる。
【００２３】
フルブリッジ構成とするためには、切替リレー６を切断し、切替リレー８を接続し、負荷である直列共振回路５１をスイッチング部２００のスイッチング素子２０１、２０２の直列体の中点に接続する。そしてスイッチング素子１０１と２０２、および１０２と２０１の組合せを交互に排他的に駆動することによって、負荷である直列共振回路５１に駆動周波数の振動数を持つ高周波電流が流れる。
【００２４】
制御手段３００は使用者が操作する操作部１８の設定により、被加熱金属体に投入する目標とする電力を設定し、それにしたがってインバータ回路５０の回路構成の設定、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動周波数の設定、電源手段３の直流電源電圧出力の設定等を行う。また、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２への駆動信号はゲートドライブ手段１５によって適切な信号レベルに変換する。また、スイッチング素子１０１、１０２およびスイッチング素子２０１、２０２が短絡動作にならないように防止手段を有する。また、切替リレー６、８の駆動信号はリレードライブ手段１６によって適切な信号レベルに変換するとともに、切替リレー６、８が同時に駆動されないよう防止手段を有する。
【００２５】
制御手段３００は、インバータ回路５０の動作を検出するため、電流検知素子９によって交流電源１側に流れる電源手段３の入力電流を検知し、その検知した電流を電圧に変換する入力電流検出手段１０と、交流電源１の電圧を検出する電圧検出手段１１と、インバータ回路５０の負荷である直列共振回路５１に流れる電流（インバータ電流）を検知する電流検知素子１２によって検知した電流を電圧に変換するインバータ電流検出手段１３を備える。
【００２６】
負荷状態検知手段１４は、入力電流検出手段１０とインバータ電流検出手段１３の入力から、被加熱金属体の材質や形状などを推定するものであり、具体的には上記入力電流検出手段１０とインバータ電流検出手段１３の２つの入力からインバータ回路５０の負荷の状態が高インピーダンスであるか低インピーダンスであるか、また、インバータ回路５０の負荷の共振周波数の高低状態を判別するものである。その結果を数段階で判別し、制御手段３００に出力する。
【００２７】
位相差検出手段１７は、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングに対するインバータ電流の位相差を検知するものである。これはスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングに対してインバータ電流が進み位相にならないようにするためであり、インバータ電流検出手段１３の出力と制御手段３００が出力するスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２への駆動信号を入力し所定の位相差以下になった場合には検出信号を発生し、制御手段３００に出力する。
【００２８】
スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングに対してインバータ電流の位相差が小さくなるのは、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動周波数とインバータ回路５０の負荷の共振周波数が近づくためであり、制御手段３００はこの信号を検知するとスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動信号の周波数設定を既設定値よりも高く設定することで回避することが可能である。
【００２９】
スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングが所定の位相差以下になると、インバータ回路５０の負荷の条件が変化した場合(加熱コイル４に対する被加熱金属体の相対位置の変化など)によって、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２駆動周波数とインバータ回路５０の負荷の共振周波数が一致したり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２駆動周波数のほうが低くなってしまう場合が生じ、過電流が生じたり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の耐圧を超える電圧が発生するおそれがあり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の破壊につながりインバータ回路５０の故障となる。
【００３０】
通常の動作としては、フルブリッジあるいはハーフブリッジどちらかの回路構成としてインバータ回路５０を駆動し、負荷状態検知手段１４の出力に応じて制御手段３００がインバータ回路５０の構成を選択して駆動を継続することになる。
【００３１】
図２は負荷状態検知手段１４の動作を説明する図である。図において、横軸は入力電流検出手段１０の出力であり、縦軸はインバータ電流検出手段１３の出力である。そして、負荷の状態によって入力電流検出手段１０の出力とインバータ電流検出手段１３の出力の組合せが変化することを利用している。具体的には、入力したそれぞれの出力電圧をＡＤコンバータでディジタル値に変換してアドレス情報として利用することによって、二つの入力に対して負荷の状態をデータとして取り出すことができる。
【００３２】
例えば、図２の領域Ａは、鉄や磁性ステンレス（ＳＵＳ４３０）などの誘導加熱に最も適している被加熱金属体が示す特性である。磁性体であり、ある程度の抵抗率があるため加熱コイル４の発生する磁束が集中しやすく効率よく渦電流が発生し自己発熱させることができる。インバータ回路５０の負荷インピーダンスのうち等価抵抗成分が大きいため、少ないインバータ電流で大きな電力を得ることができる。
【００３３】
領域Ｂは、非磁性ステンレス（ＳＵＳ３０４）などで構成されており、板厚が薄い被加熱金属体の場合の特性を示している。非磁性ステンレスでは、加熱コイル４が発生する磁束が鍋底に集中することがなく、さらに材質自身の抵抗率が低いため(鉄の約４分の１)、エネルギーの伝達効率が低下する。ただし、鍋底の板厚を薄くすることで、発生した渦電流経路の抵抗成分が増加するため、領域Ａほどではないが、インバータ電流を増加させれば十分に発熱する領域である。
【００３４】
領域Ｃは、非磁性ステンレスなどで構成されており、板厚が厚い被加熱金属体の場合の特性を示している。領域Ｂの負荷と異なり、渦電流経路の抵抗成分が低いため、より多くのインバータ電流を流さなければ十分に発熱させることができない。
【００３５】
領域Ｄは、非磁性被加熱金属体でも特に抵抗率の低いアルミニウムや銅を用いた被加熱金属体の場合であり、領域Ｃよりもさらにインバータ電流を流さなければ発熱させることができない。
【００３６】
例えば、高インピーダンスの被加熱金属体ではインバータ電流は流れにくいが、インバータ回路５０の負荷の等価抵抗も高い傾向にあるため、少ないインバータ電流に対して大きい入力電流が流れる。インバータ電流をＩ、インバータ回路５０の負荷インピーダンスのうち等価抵抗成分をＲとおけば、被加熱金属体に投入される電力Ｗは、加熱コイル４自体で発生する損失を無視すると、Ｗ＝Ｉ２ｘＲで表すことができる。
【００３７】
なお、この電力Ｗは、負荷インピーダンスと共振コンデンサ５、７の容量で決まる共振周波数の高周波電流が流れたときに最大となる。共振周波数は、負荷インピーダンスのうちインダクタンス成分をＬ、共振コンデンサ容量をＣとおけば、次式のようになる。
【００３８】
【数１】
0004521337.tif 000002
【００３９】
したがって、高インピーダンス負荷において、同レベルの等価抵抗値であっても、等価インダクタンスが異なれば共振周波数が異なるために、駆動するインバータ周波数によって加熱コイル４に流れる電流が変化する。
【００４０】
同様に、低インピーダンス負荷においては、もともと非磁性被加熱金属体特有の低い等価インダクタンスが影響し共振周波数は高くなる。
【００４１】
領域Ｄにある被加熱金属体を加熱させるためには、インバータ回路５０の負荷インピーダンスを高くする必要がある。その方法としては、加熱コイル４の巻数を多くして被加熱金属体との磁気的結合を高くして等価抵抗および等価インダクタンスを大きくするものや、インバータ電流の周波数を領域Ａに適した低い周波数帯（２０〜４０ｋＨｚ等）から高い周波数帯（６０〜９０ｋＨｚ）に高周波化する方法がある。
【００４２】
上記の方法の組み合わせによって、既に実用化された製品も存在するが、最大投入電力や加熱効率は鉄や磁性ステンレスのそれらまでには達していない。
【００４３】
上記のように、入力電流とインバータ電流の組み合わせから、インバータ回路５０の負荷のインピーダンスをある程度推定することが可能である。また、制御手段３００の駆動周波数設定とも組み合わせることで、インバータ回路５０の負荷インピーダンスの高低および共振周波数の高低を推定することができる。
【００４４】
図３はインバータ回路５０の各ブリッジ構成の模式図と、負荷に対する電圧印加状態を表している。
【００４５】
図３（ａ）はＳＥＰＰ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｅｎｄｅｄ  Ｐｕｓｈ  Ｐｕｌｌ）のインバータ回路構成であり、スイッチング部１００の中点と電源手段３の基準電位の間に加熱コイル４と共振コンデンサ５で構成する負荷を接続している。なお、共振コンデンサ５、５ａを２個直列にして電源手段３に接続し、中点に加熱コイル４を接続するとハーフブリッジ構成となるが、ＳＥＰＰ回路であっても基本的な動きは同じである。
【００４６】
図３（ｂ）は図３（ａ）の回路において、上下アームのスイッチング素子１０１、１０２が交互にオンオフを繰り返す場合の、負荷に対する電圧印加状態を示したものである。ただし、本図では上下アーム間の短絡防止用のブランク時間は省略して説明する。
【００４７】
波形Ａは上アームのスイッチング素子１０１のオンオフ状態を示し、波形Ｂは下アームのスイッチング素子１０２のオンオフ状態を示す。
【００４８】
上アームがオンすると、負荷のＸ端子にはインバータ回路５０に印加される電源電圧がそのまま印加される。負荷のＹ端子は基準電位に接続されているので、この間の負荷は電源電圧Ｅが印加されていることになる。
【００４９】
次に、上アームがオフし、下アームがオンすると、Ｘ端子は基準電位に接続された状態となり、Ｘ端子からＹ端子には電圧が印加されてない状態となる。
【００５０】
以降、この二つの状態の繰り返しとなるため、波形Ｃに示すように、負荷のＸ端子とＹ端子に印加される電圧はＥと０が交互に印加される。
【００５１】
図４（ａ）はフルブリッジ構成のインバータ回路構成であり、スイッチング部１００の中点とスイッチング部２００の中点に加熱コイル４と共振コンデンサ７で構成する負荷を接続している。
【００５２】
図４（ｂ）は図４（ａ）の回路において、上下アームのスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２が交互にオンオフを繰り返す場合の、負荷に対する電圧印加状態を示したものである。ただし、本図ではそれぞれの上下アーム間の短絡防止用のブランク時間は省略して説明する。
【００５３】
波形Ｄはスイッチング部１００の上アームとスイッチング部２００の下アームのスイッチング素子１０１、２０２のオンオフ状態を示し、波形Ｅはスイッチング部１００下アームとスイッチング部２００の上アームのスイッチング素子１０２、２０１のオンオフ状態を示す。そして、波形Ｄのオン状態を状態ｆ、波形Ｅのオン状態を状態ｇとする。
【００５４】
状態ｆにおいて、負荷のＸ端子にはインバータ回路５０に印加される電源電圧Ｅがそのまま印加される。負荷のＹ端子は基準電位に接続されているので、この間の負荷は電源電圧Ｅが印加されていることになる。
【００５５】
次に、状態ｇでは、Ｘ端子は基準電位に接続された状態となり、Ｙ端子には電源電圧Ｅが印加されている状態となる。
【００５６】
以降、この二つの状態の繰り返しとなるため、波形Ｆに示すように、負荷のＸ端子とＹ端子に印加される電圧はＥと−Ｅが交互に印加される。
【００５７】
このように、フルブリッジ構成のインバータ回路５０においては、ハーフブリッジ構成のインバータ回路５０に対して、同じ電源電圧をインバータ回路５０に印加している状態で、かつ、同条件でスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２を駆動すると、負荷に印加される電圧は２倍に相当することになり、このときの投入電力は４倍となる。
【００５８】
したがって、インバータ回路構成が変わることによって、負荷およびスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２に流れる電流は大きく変化する。
【００５９】
通常、鉄や磁性ステンレスなどの高インピーダンスないし低共振周波数の負荷においては、加熱コイル４に流れる電流を大きくしなくても十分な自己発熱を得ることができる。しかし、非磁性金属の負荷のように低インピーダンスの負荷と加熱コイル４を共用しようとした場合、加熱コイル４のコイル巻き数を増加させて磁気的な結合度を高めなければならないが、逆に高インピーダンス負荷に対しては、よりインピーダンスが高くなるために、インバータ回路５０に印加する電源電圧を高くしなければならない。
【００６０】
よって、フルブリッジ構成のインバータ回路５０が有効となり、一つの加熱コイル４で多様な負荷に対応できるようになる。
【００６１】
ただし、低インピーダンスの負荷に対して、フルブリッジ構成のインバータ回路５０で駆動した場合は、非常に大きな電流が流れるおそれがあり、過負荷や損失増大によってインバータ回路５０を構成する素子が発熱したり、過電圧による素子故障が発生する引き金となる。
【００６２】
従来の誘導加熱調理器のように、どちらかのインバータ回路構成で固定されているものであれば、それぞれの負荷に対応できるように、電源電圧やインバータ駆動周波数を設定しておけばよいが、上述のように幅広い対応を行うためには、インバータ回路５０を構成する素子がより大きな電流を流せるようになっていなければならない。たとえば、磁性体に対して非磁性体の負荷で同じ加熱力を得ようとした場合には、加熱に寄与する等価抵抗が１／２０以下になるために５倍以上の電流を流さなければならず、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２や共振コンデンサ５、７などの形状が非常に大きくなり、損失も大きく、コストも含めて現実的ではない。
【００６３】
よって、ハーフブリッジ構成およびフルブリッジ構成のどちらの状態も取り得るインバータ回路５０を有する誘導加熱調理器においては、通電開始時の負荷判別を行うための通電はハーフブリッジ構成のインバータ回路で行えばよい。
【００６４】
これは、ハーフブリッジ構成であれば、負荷のインピーダンスが不明であるにもかかわらず、通電を行う場合に、フルブリッジ構成のインバータに対して負荷に印加される電圧が相対的に半分になるからであり、異常な電流が流れたり、損失が増大したりすることによる故障の発生要因が大幅に減少するからである。
【００６５】
また、このような負荷判別通電を行うことによって、通電初期の段階で適切な負荷判別ができ、効率よく加熱するためのインバータ回路構成の選択ができるものである。
【００６６】
図５は、負荷判別の動作を説明するフローチャートである。使用者の操作により負荷の加熱開始を指示されたときは、下記のような動作にしたがう。
【００６７】
ステップ５０１では制御手段３００は、インバータ回路５０をハーフブリッジ構成に設定する。ステップ５０２で電源手段３の電圧出力を負荷判別用の電圧、およびインバータ駆動周波数に設定する。ステップ５０３ではインバータ回路５０の動作を開始する。ステップ５０４では所定の時間後に、負荷状態検出手段１４の出力を検査し、負荷が高インピーダンスないし低共振周波数と判断した場合はステップ５０６の処理を行う。ステップ５０６では使用者が設定した目標電力が低電力域であればステップ５０７ａのハーフブリッジ構成のインバータ回路５０に設定して通電を行う。ステップ５０６で使用者が設定した目標電力が高電力域であればステップ５０７ｂのフルブリッジ構成のインバータ回路５０に設定して通電を行う。ステップ５０４で負荷が低インピーダンスないし高共振周波数と判断した場合はステップ５０７ｃの処理を行いハーフブリッジ構成のインバータ回路５０に設定して通電を行う。
【００６８】
なお、ステップ５０１および５０２において、ハーフブリッジ構成に設定する場合、図１における切替えリレー６、８とスイッチング部２００の組み合わせは次のいずれか一方とする。切り替えリレー６をオンし、切替えリレー８をオフし、スイッチング素子２０２をオフする。または切替えリレー６をオフし、切替えリレー８をオンし、スイッチング素子２０２をオンする。
【００６９】
負荷状態検知手段１４によって、高インピーダンスないし低共振周波数と判断した負荷において、低電力設定の場合にハーフブリッジ構成とするのは、もともと低電力であればハーフブリッジ構成で加熱しても可能な電力領域であることと、インバータ駆動周波数を低く設定することが可能であることからスイッチング素子のスイッチング損失低減を図ることが可能だからである。
【００７０】
このように、通電開始時にハーフブリッジ構成のインバータ回路５０で負荷状態判別用の通電を行い、インピーダンスが不明な負荷、特に低インピーダンスな負荷を通電しようとしたときなどに発生する過電流や過電圧をフルブリッジ構成のインバータ回路５０の場合より大幅に低減することができる。
【００７１】
また、適切な負荷判別を行うことができるため、インバータ回路５０を構成する素子に対して与えるストレスを微少にとどめることができる。
【００７２】
また、通電開始時に適切な負荷判別を行うことにより、過電流の発生によるノイズ放出を抑えることができるため、製品本体の誤動作や誤検出をなくすとともに、ラジオやテレビなどに対する障害を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の一実施例を示す要部回路ブロック図である。
【図２】同じく負荷状態検出手段の動作を説明する図である。
【図３】同じくハーフブリッジ構成の動作説明図である。
【図４】同じくフルブリッジ構成の動作説明図である。
【図５】同じく負荷判別の動作を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
【００７４】
３  電源手段
４  加熱コイル
５、７  共振コンデンサ
１０  入力電流検出手段
１１  電圧検出手段
１３  インバータ電流検出手段
１４  負荷状態検出手段
５０  インバータ回路
５１  直列共振回路
３００  制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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