(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル同一チャネル信号の半ブラインド分離及び検出のための処理方法であって、同時空間−時間等化の後に、ベクトル・サブ空間において検出されるべき記号ベクトルＳi及び／又は有限のサイズの記号アルファベットΩの反復射影が、ネットワーク・ユーザー識別子ＩＤiを用いることによって初期化され、その後、前記射影は前記記号ベクトルＳiをベクトル・サブ空間に且つ有限サイズの記号アルファベットに適応させるために使用され、その両方の場合に、最小二乗アルゴリズムを使用すると共に、固有値分解や特異値分解無しで単にマトリクス乗算を行う、処理方法。
【請求項２】
最後の反復の検出された記号ベクトルが、最後から２番目のものと最早違わなくなるまで、該射影及びその最後の計算が反復される、請求項１に記載の処理方法。
【請求項３】
それぞれの同一チャネル信号についてのネットワーク・ユーザー識別シーケンスＩＤiを使用して、全ての射影ベクトルｔiの初期化が各同一チャネル信号ごとに別々に実行されて他の全ての信号から切り離される、請求項１又は請求項２に記載の処理方法。
【請求項４】
同時空間−時間等化で決定される基底ベクトルと既知のネットワーク・ユーザーＩＤiとの相互相関のピーク値の位置が、最適同期化時点として決定されるときに、全ての射影ベクトルｔiの初期化が最適に同期化される、請求項１ないし３のいずれか１項に記載の処理方法。
【請求項５】
検出が成功した後、次の記号ベクトルが検出される前に、信号整合フィルタリングを用いて見積もられた信号電力減少の順に検出された記号ベクトルが、受信された信号値を含む受信された信号マトリクスＸ、空間−時間等化されたマトリクスＸを表すマトリクスＹ、又は、擬似逆行列が計算され、前白色化が適用されるマトリクスＡから差し引かれ、既知のトレーニング・シーケンスと受信されたデータとの相関が決定される、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
技術分野
この発明はディジタル同一チャネル信号の半ブラインド分離及び検出の処理手順及び装置に関する。セルラー移動通信ネットワークは、普通は同一チャネル干渉により制限される、即ち、同じ無線リンクの空間的再利用が同一チャネル干渉により制限されるようになる。無線リンクは、その周波数及び／又はタイムスロット（時分割多元方法において）及び／又はその符号（符号多元方法において）によって定められる。正に同じ無線トラフィックチャネルに二人以上の加入者を認めるために、加入者信号の空間分離性と分離とに基づく（ＳＤＭＡ、Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ（空間分割多元接続））処理手順が提案されている。この目的のために、同一チャネル信号が意図的に生成されて基地局により検出される。
【０００２】
従来技術
それらの処理手順は結合された信号処理を伴うグループ・アンテナを使用するが、それはアンテナ放射パターンを形成することにより個々の加入者のために同一チャネル干渉を減少させる。その様な処理手順は、例えば、米国特許明細書５，５１５，３７８（ロイ及びオッテルステン）に記載されている。基本的に異なる３つの方法を区別することができる。即ち、Ｒ．ロイ及びＲ．カイラスの“ＥＳＰＲＩＴ−回転不変性手法を介する信号パラメータの評価”（Ｒ．Ｒｏｙ  ａｎｄ  Ｒ．Ｋａｉｌａｔｈ  ｉｎ″ＥＳＰＲＩＴ−Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ″，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ａｃｏｕｓｔ．，Ｓｐｅｅｃｈ，Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｂｄ．３７，Ｊｕｌｙ  １９８９，ｐｐ．９８４−９９５）に記載されているアンテナ・グループの空間構造についての知見に基づくもの（いわゆる空間−基準−処理手順）；Ｓ．ラトナベル（Ｓ．Ｒａｔｎａｖｅｌ）、Ａ．ポーラジ（Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ）及びＡ．Ｇ．コンスタンチニド（Ａ．Ｇ．Ｃｏｎｓｔａｎｔｉｎｉｄｅｓ）により“ＧＳＭセルラーシステムのためのＭＭＳＥ空間−時間等化”（″ＭＭＳＥ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ″，Ｐｒｏｃ．Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ，ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  １９９６，ＶＴＣ’９６，Ａｔｌａｎｔａ，Ｇｅｏｒｇｉａ，ｐｐ．３３１−３３５）において説明されている既知信号シーケンスについての知見に基づく処理手順（いわゆる時間基準処理手順）；並びに、分離及び検出のために既知の信号特性を利用するいわゆる“ブラインド”処理手順。
【０００３】
空間的処理手順の場合、異なる加入者による別々の信号の入射角度が広範な処理手順により評価され、得られた情報がアンテナ信号の結合を最適化するために使われる。これらの空間的にフィルタリングされた信号は、別の受信装置によって検出される。現在知られている方法は角度分離性についての下限を有し、この限界より下では働かない。この下限は理想的には零度であるべきなので、これは難しい問題である。
【０００４】
時間基準処理手順に伴う深刻な問題は、既知のトレーニング・シーケンスを加入者から入ってくる信号と正確に同期化させる必要があるということである。送信装置と受信装置との間に多重経路があり、また、それらの間の距離は不明なので、正確なサンプリング時点は事前には分からず、また、それは個々の試験信号について違っている。同期化の後にはじめて個々のアンテナ・エレメントの重みパラメータを適合させる処理手順を使用することができ、それは最終的に実効放射パターンを決定する。代案としての、重み付けアンテナ・パラメータの同時同期化及び適合化は、Ｊ．フール、Ｄ．Ｊ．シチョン、Ｅ．ボネクのＳＤＭＡのための最適アンテナ・トポロジー及び適応化戦略（Ｊ．Ｆｕｈｌ，Ｄ．Ｊ．Ｃｉｃｈｏｎ，Ｅ．Ｂｏｎｅｋ，Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ  ａｎｄ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ＳＤＭＡ，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｎｏｖ．１８−２２，１９９６，Ｌｏｎｄｏｎ，ＵＫ，ｐｐ．５７５−５８０）において示されているように、計算に関して相当大規模である。
【０００５】
Ｊ．ロウリラ（Ｎ．Ｌａｕｒｉｌａ）、Ｅ．ボネクのブラインド適応を利用するＳＤＭＡ（ＳＤＭＡ  Ｕｓｉｎｇ  Ｂｌｉｎｄ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ，ＡＣＴＳ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｕｍｍｉｔ，Ａａｌｂｏｒｇ，Ｄｅｎｍａｒｋ，Ｏｃｔｏｂｅｒ  ７−１０，１９９７，ｐｐ．３１４−３１９、或いはＡ−Ｊ．ヴァン・デル・ヴェーン（Ａ−Ｊ．ｖａｎ  ｄｅｒ  Ｖｅｅｎ）、Ａ．ポーラジ（Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ）のＧＳＭモバイル・システムにおける時間−空間等化の特異値解析（Ｓｉｎｇｕｌａｒ  Ｖａｌｕｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｔｉｍｅ−Ｓｐａｃｅ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｔｈｅ  ＧＳＭ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｓｙｓｔｅｍ，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  ＩＣＡＳＳＰ’９６，Ｍａｙ  １９９６，Ａｔｌａｎｔａ，ＧＡ，ｐｐ．１０７３−１０７６）において説明されているように，”ブラインド”処理手順に関する限りは、それらは、一定サンプリングレート（ＦＳＲ）での送信、送信されるべき記号の有限アルファベット・サイズ（ｆｉｎｉｔｅ  ａｌｐｈａｂｅｔ，ＦＡ）からの選択、一定エンベロープ（一定率、ＣＭ）での信号の送信などの非常にありふれた信号特性を使用する。これらは計算に関して非常に大規模であり、従って、これまでは民間の移動無線には使われていない。Ｓ．タルワー（Ｓ．Ｔａｌｗａｒ）、Ｍ．ヴィベルグ（Ｍ．ｖｉｂｅｒｇ），Ａ．ポーラジ（Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ）により“アンテナ・アレイを用いる同期同一チャネル・ディジタル信号のブラインド分離−パート１アルゴリズム”と呼ばれる刊行物（ｔｈｅ  ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ  ｂｙ  Ｓ．Ｔａｌｗａｒ，Ｍ．Ｖｉｂｅｒｇ，Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ  ｃａｌｌｅｄ  ″Ｂｌｉｎｄ  Ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌｓ  Ｕｓｉｎｇ  ａｎ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙ−Ｐａｒｔｌ：Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ″．ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃ．，Ｖｏｌ  ４４，ｐｐ．１１８４−１１９７，Ｍａｙ  １９９６）に記載されているＩＬＳＰ（Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ  ｗｉｔｈ  Ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ（射影での反復最小二乗法）処理手順は、有限個数の送信記号という仮定に基づいていて、大体において同一チャネル信号のブラインド分離及び検出に適している。しかし、それは、反復信号推定の初期値の精度に大いに左右される。伝送に非線形変調方法が使用されるときには問題はなお悪くなる。非線形ガウシアン濾波最小シフトキーイング変調方法（ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｆｉｌｔｅｒｅｄ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ）を用いる例えばＧＳＭシステム（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、移動通信用広域システム）及びＤＥＣＴシステム（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｃｏｒｄｌｅｓｓ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ディジタル強化コードレス電気通信）のような最新の移動無線システムでは、それは残念ながら事実である。その様な場合には、信号の一定エンベロープを利用する例えば“解析的定数率アルゴリズム”（″Ａｎ  Ａｎａｌｙｔｉｃａｌ  Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ″，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃ．，ｖｏｌ  ４４，ｐｐ．１１３６−１１５５，Ｍａｙ  １９９６）でＡ−Ｊ．ヴァン・デル・ヴェーン（Ａ−Ｊ．ｖａｎ  ｄｅｒ  Ｖｅｅｎ）、Ａ．ポーラジ（Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ）によって提案されているＡＣＭＡ（Ａｎａｌｙｔｉｃａｌ  Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（解析的定数率アルゴリズム）の様なアルゴリズムで上記処理手順を補足しなければならない。これは、それ自身で既に非常に複雑なブラインド検出及び信号分離処理手順に加えて更に大規模な計算ステップを必要とする。
【０００６】
米国特許明細書５，６１９，５３３（デント）及びＵＳ５，５１９，７２７（オカノウエ）は、その情報を唯一のアンテナ信号から得るＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ（最大確度シーケンス見積もり器））を使用する等化器を記述している。アンテナ信号が１つしか無いので空間−時間等化は不可能であるけれども、ＭＬＳＥの中間ステップのために大量のメモリーが必要であるので、それは、とにかく、不利である。特許明細書ＵＳ５，４３２，８１６（ゴッゾ（Ｇｏｚｚｏ））は、最小二乗誤差の方法と共にチャネルの回帰的見積もりを与える補正に言及している。この等化器方法も、その情報を唯一のアンテナ信号から得るに過ぎない。この様な等化器を使用する受信装置は，例えば、送信される信号の構造的特性を利用しないので、不正確なチャネル推定値に基づいている。
【０００７】
発明の開示
本発明は、ディジタル同一チャネル信号の分離及び検出のための半ブラインド処理手順を提供する必要性に基づいており、それは：
同時（結合）空間−時間等化のステップと；
加入者識別子を用いる反復射影の初期化のステップと；
記号ベクトルを信号サブ空間及び有限アルファベット記号立体配座へ適応させるための上記射影を実行するステップとを含んでおり、両方の場合に最小二乗誤差アルゴリズムを利用するけれども、固有値分解や特異値分解無しでマトリクス乗算を実行するだけである。
【０００８】
検出された記号ベクトルの最後の反復が終わりから２番目の反復と最早違わなくなるまで、最後のステップがｋ回反復される。
【０００９】
第２ステップの初期化のための時間的同期化は、それぞれの加入者識別子を、所望のベクトル・サブ空間にわたる基底ベクトルと相関させることによって容易に達成される。
【００１０】
本発明の他の面は、射影を減結合的に実行し、それらを個々の加入者間で分けることである。これは、それらの射影において単純なマトリクス乗算を使用することを可能にすると共に、在来の処理手順で必要とされる極端な計算を回避する。所望のベクトル・サブ空間の直交基底ベクトルを含む、入力マトリクスの疑似逆マトリクスの広範な計算は１回だけ、即ち初期化前に、必要とされるに過ぎない。
【００１１】
数個のアンテナ信号の処理に基づく、空間等化と同時に実行される時間等化は、１つのアンテナ信号だけの時間等化が与え得るものより顕著に改善された同一チャネル干渉抑圧をもたらす。
【００１２】
発明の好ましい実施例
図１に示されているように、数個の共通チャネル信号の雑音を含んでいる入力信号のマトリクスＸは、該処理手順によって更に処理されるべき入力データ記録として役立つ。マトリクスＸは、グループ・アンテナのＭ個の単一エレメントから導出されたｄ個の同一チャネル信号の、Ｐ倍にサンプリングされすぎた、Ｎ個のサンプリング値を含んでいる。
【００１３】
この受信されたマトリクスＸは、新しいマトリクスＹを作るために、公知の方法で、手続きステップ（１０）で同時に空間的に且つ時間的に等化される。本発明の好ましい実施例では、Ｙマトリクスの行と記号マトリクスＳの行とは、ブロック−テプリッツ−形（Ｂｌｏｃｋ−Ｔｏｅｐｌｉｔｚ−Ｆｏｒｍ）を有し、同じベクトル・サブ空間にわたっている。この手続きステップ（１０）の間に、特異値分解又は計算効率はよいけれども最適とは言えないサブ空間トラッキング方法を用いることができる。しかし、この大規模な計算は、手続き全体の過程において一回だけ必要とされるに過ぎない。
【００１４】
手続きステップ（２０）において、対応する（同一チャネル）信号Ｓｉに含まれているネットワーク加入者識別子ＩＤｉの助けを借りて射影ベクトルｔｉの初期化が実行される。全てのＴＤＭＡ移動無線システムにおいて、ネットワーク加入者識別のために使用することのできるチャネル評価のための何らかの既知記号（例えばＧＳＭシステムではミッドアンブル（ｍｉｄａｍｂｌｅ））が送られる。
【００１５】
最後の手続きステップ（４０）において、ベクトル・サブ空間及び有限サイズの既知記号アルファベットの両方でマトリクスＹの交互射影（ａｌｔｅｒｎａｔｅ  ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎｓ）が行われる。ここで射影とは、このマトリクスと射影ベクトルｔｉとの乗算並びに記号アルファベットΩの既知記号への記号ベクトルの丸め込み以外の何物でもない。更に、記号ベクトルのベクトル・サブ空間及び有限サイズの記号量への同時適応化が最小二乗誤差アルゴリズムによって行われる。この最後の手続きステップ（４０）は、Ｋ回の反復の後、加入者ｉの検出された記号を含むベクトルを与える。反復は２つの連続する反復の記号ベクトルが最早違わなくなったならば直ちに停止される。その後、次の加入者ｉ＋１に移行して、ステップ（２０）から処理手順を再び作用させることができる。
【００１６】
図２を参照すると、手続きステップ（５０）でムーア−ペンローズ疑似逆Ａ＋が計算される。
【００１７】
もしマトリクスＡが空間−時間等化により直交基底ベクトルによって形成されなくて、受信された信号マトリクスＸが直接使用されたならば、ジャマー項及び干渉項を空間内に均等に分布させるために手続きステップ（６０）が必要になる。この手続きは“前白化（ｐｒｅ−ｗｈｉｔｅｎｉｎｇ）”と称される。
【００１８】
既知の手続きステップ（２０）において、ネットワーク加入者識別子ＩＤｉを用いてｉ番目の信号が選択され、射影ベクトルｔｉがそれで初期化される。最適の同期化時点を選択するために初期化ステップ（２０）にサブステップ（２２）を挿入することができ、それは、図１の第１手続きステップ（１０）から導出された基底ベクトルと既知のネットワーク加入者識別子ＩＤｉとの最大相互相関の位置により決定され得るものである。
【００１９】
手続きステップ（７０）において、ｉ番目の信号に対応する記号ベクトルが射影ベクトルと受信された信号マトリクスとの積ｔｉ＊Ａとして計算される。この記号ベクトルは、最小二乗誤差の方法を利用して、ベクトル・サブ空間と既知記号の有限集合とに射影される。数学的には、この手続きステップをｓｉ（ｋ）＝ｐｒｏｊΩ［ｔｉ（ｋ−１）Ａ］として計算することができる。
【００２０】
記号ベクトルｓｉ（ｋ）のこのｋ番目の新しい値で、手続きステップ（８０）においてｓｉ（ｋ）＝ｐｒｏｊΩ［ｔｉ（ｋ−１）Ａ］に従って射影ベクトルｔが新たに計算される。この反復は、収斂が達成されるまで、即ち記号ベクトルの見積もりが先行の反復とは異ならなくなるまで、続けられる。その後、他の信号に対応する次の記号ベクトルの見積もりに移行することができる。
【００２１】
本処理手順の特別の利点はその様に見積もられるべき信号の数が基本的には無限だということに注意するべきである。しかし、一度に検出される信号は唯一である、即ち、信号検出は常に他の全ての信号の検出から独立している。もしセルにおける加入者信号の数が分かるならば、それらの信号の見積もり後に該処理手順を止めることができる。空間基準処理手順とは対照的に、それが使用に適する信号なのか或いはノイズなのか判定するために全ての信号を見積もる必要はない。該処理手順の１つの利点は、実際に同一チャネル信号の数を第１手続きステップで優雅に判定できることである。
【００２２】
該処理手順の別の特別な利点は、該処理手順が、採用される変調フォーマットとは無関係だということである。それは、今日の移動通信では普通である非線形変調方法にも特に適している。その様な変調方法は、公知の手段とは違って、計算時間の増加をもたらさない。更に、私達の方法では、非同期同一チャネル信号を検出することが可能である。この処理手順も干渉源の瞬時変化に対して極めて強固であるが、このことは移動通信ネットワーク内で何らの同期化も不要であるということを意味する。
【００２３】
該処理手順が基本的に２つの異なる信号見積もりを供給するということにも注意するべきである：最小二乗法という手段を用いるベクトル・サブ空間での射影は柔軟な見積もり（Ｓｏｆｔ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（柔軟信号見積もり））を与えるが、信号アルファベットでの射影の結果は“硬質な”見積もり（Ｈａｒｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（硬質信号見積もり））を与える。柔軟な見積もりの結果を前進誤差訂正のために使用することができる。
【００２４】
現実の帯域限定システムでは、時間領域だけでの過剰サンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ）が供給する情報の量は信号のブラインド分離のためには少なすぎる。本処理手順の１つの利点は、数個の或いは全てのアンテナからの信号の結合である。その結果として、同一チャネル干渉に対する強固さが高まり、更に，ＦＩＲ−ＭＩＭＯ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ，Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ，Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ（有限インパルス応答、多入力、多出力））アプリケーションでの全ての同一チャネル信号の見積もりを可能にする。更に、私達の処理手順は在来のビーム成形方法よりは相当単純なハードウェア構造を可能にする。従って、更なる利点は、チャネル・インパルス応答の見積もりと記号検出とを１ステップで実行できるという事実にある。チャネル見積もりと記号検出とは普通は別々に行われる。
【００２５】
ＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（最大確度シーケンス見積もり）をヴィタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムと共に用いる、在来の検出とは異なって、本発明における信号分離は反復見積もりを基礎としている。最小二乗アルゴリズムの手段を使用して、変調器号の既知有限集合でのデータマトリクスの見積もられた行空間の射影が使用される。この処理手順は計算に関して相当単純である。
【００２６】
在来の受信装置は、チャネル・インパルス応答を見積もるために、伝送される信号シーケンスの短い既知部分だけを使用する。これと対照的に、私達の半ブラインド処理手順においてはデータ及びチャネルの見積もりは、伝送される記号の全てを用いて行われる。この様にして見積もり精度の向上が達成される。
【００２７】
この新しい処理手順の特別の利点は、同一チャネル信号の半ブラインド見積もり、分離及び検出のための計算時間が割合に短いことである。手続きステップ（７０）の第１部分を考察すると、マトリクスＡがδ＊Ｎのサイズであり、Ｎがサンプリング時点の個数であり、δが射影ベクトルの次元ｔであるとき、射影ベクトルｔｉとマトリクスＡとの乗算は２＊（＊Ｎ個の算術演算を必要とする。一般に、δの値は、検出されるべき信号の数とほぼ同じである。射影ベクトルｔの新しい計算のために算術ステップ（８０）において同数の演算が必要である。それ故に、Ｋ＊ｄ＊（４＊δ＊Ｎ）個の算術ステップが必要であり、ここでｄは見積もられる信号の数であり、Ｋは１信号あたりに必要な反復の回数である。大規模な計算シミュレーションにより、初期化のために既知のユーザー識別子と既知の基底ベクトルとが使用されるならば既にＫ＝２・・・３で収斂が得られるということが分かった。検出のために必要とされるサンプリング値の個数Ｎは４０−９０の範囲にあり、これは１つのＧＳＭタイムスロットの記号の約半分である。これらのパラメータで私達の処理手順は、同じビット誤り率を有する空間基準アルゴリズムと比べると、１／３のアンテナ・エレメントを必要とするに過ぎない。
【００２８】
弱い信号の見積もりの強固さを高めながら図２の実施例の計算時間を更に減少させるために、第１記号ベクトルｓｉは、その最後の検出後に、受信された信号マトリクスＡから差し引かれる。この手続きは直列干渉取り消し（ｓｅｒｉａｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる。ここで、もし受信された信号が電力が減少する順に見積もられたならば、最良の結果が得られる。直列干渉取り消しを通じての見積もりの強固さの改善は、射影アルゴリズムがベクトル・サブ空間の見積もり無しにデータ・マトリクスに直接適用されるときに、最良である。
【００２９】
その結果として、同一チャネル干渉が残りの同一チャネル信号の検出のために減少され、相関解除ステップ（５０）の複雑さが減少され、その後の記号ベクトルの見積もりがより強固にされる。
【００３０】
一般に、ここで解説されている手続きは、計算に関して在来の手続きより規模が小さいが、加入者識別子に基づく適当な初期化を用いると雑音干渉及び近所のセルからの信号に対して顕著に強固になる。
【００３１】
本発明の別の有利な実施例はベクトル・サブ空間の先行見積もりを一切用いない。普通は同一チャネル信号の分離及び検出は極めて信頼性が低い。しかし、加入者識別子での初期化（２０）は、その後の反復射影のための良好な初期値を与えるので、この場合にも計算は良好な結果を伴って実行されることができ、このことは大規模なコンピュータ・シミュレーションで証明されている。
【００３２】
解説されている手続きを実行するための手段は信号処理装置である。信号処理装置は、たとえ能力が小さくても、今日既にディジタル移動通信の受信装置に使用されている。信号処理装置において処理手順を適切に実行するために、受信される信号マトリクスＸが高度に対称的であることに注意しなければならない。１つの列が時間変位を伴って先の列に続き、同時にもう１つの要素が付加される。この種の対称的構造は、時間等化を可能にすると共に、第１手続きステップ（１０）でのマトリクス及び／又はその逆値のブロック毎の計算を可能にする。ここで利点が最大となる。その理由は、この手続きステップが空間時間等化のための必要なマトリクス反転を通じての計算時間の断然最大の部分を構成するとにある。
【００３３】
記号アルファベットΩへの記号ベクトルｓｉの射影の手続きサブステップ（７０）において、記号アルファベットΩの一般には複素数である要素が、差分符号化位相変調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  ｃｏｄｅｄ  ｐｈａｓｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）での回転解除により実数にされるので、計算時間の短縮が更に達成される。その結果として、実数値の演算だけを処理できるに過ぎない信号処理装置に基づいて実行することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
図面により該処理手順をいっそう詳しく説明する。
【図１】  該処理手順の基本的ステップを示している。
【図２】  図１の処理手順の最後の２つの部分の実行方法を記述しているが、受信される信号マトリクスＡ（２００）が必ずしも直交基底ベクトルから成っていなくてもよいという一般化を伴っている。受信される信号マトリクスＡ（２００）を入力として用いてよいという事実の故に手続きステップ（６０）が必要となっている。
【図１】
0004447777.tif 000002
【図２】
0004447777.tif 000003