(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷電源の高電位側から電気負荷へ至る電流供給経路に２つの出力端子が直列に接続され、前記負荷電源の電圧（以下、負荷電源電圧という）よりも高い電圧がゲートに供給されてオンすることにより、前記電気負荷へ電流を流し出す出力トランジスタと、
前記負荷電源電圧を該負荷電源電圧よりも高い電圧に昇圧して出力する昇圧回路と、
制御部からの制御信号に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせる回路であって、前記制御信号が前記出力トランジスタのオンを指示するアクティブレベルである時には、前記出力トランジスタのゲートに前記昇圧回路の出力電圧を供給することで該出力トランジスタをオンさせるトランジスタ駆動回路と、
を有すると共に、前記出力トランジスタと前記トランジスタ駆動回路とが、駆動対象の複数の各電気負荷毎に夫々設けられた電気負荷駆動装置において、
前記昇圧回路の出力電圧が低下する所定の状況（以下、電圧低下状況という）が発生したか否かを判定する状況判定手段を備えると共に、
前記複数のトランジスタ駆動回路のうちの特定のトランジスタ駆動回路は、前記状況判定手段により前記電圧低下状況が発生していると判定されている間、前記昇圧回路の出力を元にして前記出力トランジスタのゲートへ流し出す駆動電流を抑制するように構成されていること、
を特徴とする電気負荷駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電気負荷駆動装置において、
前記状況判定手段は、
前記昇圧回路の出力電圧を監視して、該出力電圧が所定の基準電圧よりも低い場合に、前記電圧低下状況が発生していると判定すること、
を特徴とする電気負荷駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電気負荷駆動装置において、
前記特定のトランジスタ駆動回路は、
前記出力トランジスタのオン時の動作状態から駆動対象の電気負荷の異常を検知すると共に、該異常を検知すると、前記制御信号に拘わらず前記出力トランジスタを一時的にオフさせるフェイルセーフ手段を備え、
前記状況判定手段は、
前記フェイルセーフ手段が前記異常を検知すると、その時点から前記フェイルセーフ手段が所定時間以上継続して前記異常を検知しなくなるまでの間、前記電圧低下状況が発生していると判定すること、
を特徴とする電気負荷駆動装置。
【請求項４】
負荷電源の高電位側から電気負荷へ至る電流供給経路に２つの出力端子が直列に接続され、前記負荷電源の電圧（以下、負荷電源電圧という）よりも高い電圧がゲートに供給されてオンすることにより、前記電気負荷へ電流を流し出す出力トランジスタと、
前記負荷電源電圧を該負荷電源電圧よりも高い電圧に昇圧して出力する昇圧回路と、
制御部からの制御信号に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせる回路であって、前記制御信号が前記出力トランジスタのオンを指示するアクティブレベルである時には、前記出力トランジスタのゲートに前記昇圧回路の出力電圧を供給することで該出力トランジスタをオンさせるトランジスタ駆動回路と、
を有すると共に、前記出力トランジスタと前記トランジスタ駆動回路とが、駆動対象の複数の各電気負荷毎に夫々設けられた電気負荷駆動装置において、
前記複数のトランジスタ駆動回路のうちの特定のトランジスタ駆動回路は、前記制御部から当該トランジスタ駆動回路以外の所定のトランジスタ駆動回路に出力される制御信号が前記アクティブレベルである時に、前記昇圧回路の出力を元にして前記出力トランジスタのゲートへ流し出す駆動電流を抑制するように構成されていること、
を特徴とする電気負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷へ電流を流すための電流供給経路に設けられる出力トランジスタと、その出力トランジスタを制御信号に応じてオン／オフさせるトランジスタ駆動回路とを、駆動対象の複数の各電気負荷毎に夫々備えた電気負荷駆動装置に関し、特に、出力トランジスタが、電気負荷へと電流を流し出すハイサイド出力形態である電気負荷駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば自動車に搭載されるエンジン制御装置やトランスミッション制御装置などの車両用電子制御装置は、リレーやソレノイドといった様々な電気負荷を車両の運転状態に応じて駆動することにより制御対象を制御している。
【０００３】
そして、これら制御装置は、電気負荷を駆動するための手段として、駆動対象の各電気負荷毎に、その電気負荷の電流供給経路に設けられる出力トランジスタと、該出力トランジスタをマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）や専用ＩＣ等からの制御信号に応じてオン／オフさせるトランジスタ駆動回路（所謂プリドライブ回路）とを備えている。
【０００４】
ここで、電気負荷に駆動電流を供給するための出力形態は、その電気負荷の種類や用途によって異なり、ハイサイド出力形態とロウサイド出力形態との何れかが採用されることとなるが、特に、出力トランジスタがハイサイド出力形態のＮチャネルＭＯＳＦＥＴである場合には、負荷電源の高電位側（車両では、一般にバッテリのプラス端子の電位であるバッテリ電圧）から電気負荷へ至る電流供給経路に２つの出力端子であるドレインとソースとが直列に接続されることとなる。
【０００５】
そして、この場合、負荷電源の電圧（車両では、一般にバッテリ電圧である）を、それよりも高い電圧に昇圧して出力する昇圧回路（以下、チャージポンプ回路ともいう）が設けられ、トランジスタ駆動回路は、マイコン等からの制御信号が出力トランジスタのオンを指示するアクティブレベルである時に、出力トランジスタのゲートへ上記チャージポンプ回路の出力電圧Ｖｃｐを供給することで該出力トランジスタをオンさせることとなる。
【０００６】
そして更に、ハイサイド出力形態のＮチャネルＭＯＳＦＥＴである出力トランジスタとトランジスタ駆動回路とが、複数の各電気負荷毎に夫々設けられる場合には、複数のトランジスタ駆動回路が１つのチャージポンプ回路を共用するように構成することで、部品点数の削減及び小型化と低コスト化とが図られる。
【０００７】
そこで次に、１つのチャージポンプ回路を複数のトランジスタ駆動回路で共用するようにした電子制御装置の従来の構成例について、図７を用い具体的に説明する。
まず、図７に例示する電子制御装置１００は、車両の自動変速機の制御に用いられるソレノイドのうち、少なくとも、図６に示す如く自動変速機１０１内に配設されたメイン油圧経路１０２の油圧を調節するためのリニアソレノイドであるメイン油圧ソレノイドＬ１と、自動変速機１０１のギア部１０４へメイン油圧経路１０２からの油圧を供給して、そのギア部１０４での減速比を変えるシフトソレノイドＬ２とを駆動制御するものである。
【０００８】
尚、図６におけるロックアップソレノイドＬ３は、自動変速機１０１のトルクコンバータ１０６に設けられている２つのクラッチ板１０８を、油圧により結合させて該自動変速機１０１をロックアップ状態にさせるロックアップ駆動部１１０へ、メイン油圧経路１０２からの油圧を供給するものであり、このロックアップソレノイドＬ３も、実際には、メイン油圧ソレノイドＬ１及びシフトソレノイドＬ２と共に、電子制御装置１００によって制御されるが、ここでは説明を省略する。また、シフトソレノイドＬ２は、実際には複数個存在するが、ここでは１個として説明する。
【０００９】
図７に示すように、この電子制御装置１００は、上記ソレノイドＬ１，Ｌ２を制御するための各種処理を実行する制御部としてのマイコン１０と、そのマイコン１０からメイン油圧ソレノイドＬ１を制御するために出力される制御信号Ｓ１に応じてメイン油圧ソレノイドＬ１に電流を流すと共に、マイコン１０からシフトソレノイドＬ２を制御するために出力される制御信号Ｓ２に応じてシフトソレノイドＬ２に電流を流す駆動部２００と、メイン油圧ソレノイドＬ１の一端と接地電位（バッテリのマイナス端子の電位であり、負荷電源の低電位側に相当）との間に接続された電流検出用抵抗１２と、その電流検出用抵抗１２の両端に生じる電位差を差動増幅して、メイン油圧ソレノイドＬ１に流れる電流値を表す電流検出信号ＭＩとして出力する電流検出回路１４とを備えている。
【００１０】
そして、駆動部２００は、車両のバッテリ電圧ＶＢを、それよりも高い電圧に昇圧して出力するチャージポンプ回路ＣＰと、ドレインがバッテリ電圧ＶＢ（負荷電源の高電位側に相当）に接続されると共に、ソースがメイン油圧ソレノイドＬ１の電流検出用抵抗１２側とは反対側の端部に接続され、オンすることで該メイン油圧ソレノイドＬ１へ電流を流し出すＮチャネルＭＯＳＦＥＴである出力トランジスタＴ１と、ドレインがバッテリ電圧ＶＢに接続されると共に、ソースがシフトソレノイドＬ２の接地電位側とは反対側の端部に接続され、オンすることで該シフトソレノイドＬ２へ電流を流し出すＮチャネルＭＯＳＦＥＴである出力トランジスタＴ２とを備えている。
【００１１】
更に、駆動部２００は、マイコン１０からの制御信号Ｓ１に応じてメイン油圧ソレノイドＬ１に対応した出力トランジスタＴ１をオン／オフさせる回路として、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧（以下、昇圧電圧ともいう）Ｖｃｐを受けて、上記制御信号Ｓ１がハイレベルの時に出力端子から該昇圧電圧Ｖｃｐを出力し、上記制御信号Ｓ１がローレベルの時には出力端子がハイインピーダンス状態となるバッファ２１と、そのバッファ２１の出力端子と出力トランジスタＴ１のゲートとの間に接続されたゲート保護用の抵抗２２と、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮトランジスタ２３と、そのトランジスタ２３のコレクタと出力トランジスタＴ１のゲートとの間に接続された電流制限用の抵抗２４と、マイコン１０からの上記制御信号Ｓ１を論理反転させて上記トランジスタ２３のベースへ供給する反転回路２５と、からなるトランジスタ駆動回路Ｋ１を備えている。
【００１２】
このトランジスタ駆動回路Ｋ１では、マイコン１０からの制御信号Ｓ１がアクティブレベルとしてのハイレベルになると、バッファ２１から抵抗２２を介して出力トランジスタＴ１のゲートへ、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが供給される。そして、それに伴いバッファ２１からチャージポンプ回路ＣＰの出力を元にして出力トランジスタＴ１のゲートへ駆動電流Ｉｏｎが流れ出て、該出力トランジスタＴ１のゲート−ソース間寄生容量Ｃが所定のしきい値電圧にまで充電されると、該出力トランジスタＴ１がオンすることとなる。逆に、マイコン１０からの制御信号Ｓ１がパッシブレベルとしてのローレベルになると、ＮＰＮトランジスタ２３がオンして、出力トランジスタＴ１のゲート−ソース間寄生容量Ｃが放電されることとなり、その結果、該出力トランジスタＴ１がオフすることとなる。尚、図７におけるＩｏｆｆは、出力トランジスタのゲート−ソース間寄生容量Ｃが放電される際の放電電流を示している。
【００１３】
同様に、駆動部２００は、マイコン１０からの制御信号Ｓ２に応じてシフトソレノイドＬ２に対応した出力トランジスタＴ２をオン／オフさせる回路として、上記トランジスタ駆動回路Ｋ１と全く同じ構成のトランジスタ駆動回路Ｋ２を備えている。即ち、このトランジスタ駆動回路Ｋ２も、チャージポンプ回路ＣＰからの昇圧電圧Ｖｃｐを受けて、上記制御信号Ｓ２がハイレベルの時に出力端子から該昇圧電圧Ｖｃｐを出力し、上記制御信号Ｓ２がローレベルの時には出力端子がハイインピーダンス状態となるバッファ３１と、そのバッファ３１の出力端子と出力トランジスタＴ２のゲートとの間に接続されたゲート保護用の抵抗３２と、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮトランジスタ３３と、そのトランジスタ３３のコレクタと出力トランジスタＴ２のゲートとの間に接続された電流制限用の抵抗３４と、マイコン１０からの上記制御信号Ｓ２を論理反転させて上記トランジスタ３３のベースへ供給する反転回路３５とから構成されている。
【００１４】
このような電子制御装置１００において、マイコン１０は、車両に取り付けられた各種センサ（図示省略）からの信号に基づいて車両の運転状態を検出すると共に、その検出した運転状態からメイン油圧ソレノイドＬ１へ流すべき目標電流（換言すれば、自動変速機１０１におけるメイン油圧経路１０２の目標油圧）を算出する。そして更に、マイコン１０は、電流検出回路１４からの電流検出信号ＭＩに基づきメイン油圧ソレノイドＬ１に実際に流れている電流（以下、実電流という）を検出して、トランジスタ駆動回路Ｋ１への制御信号Ｓ１を、上記実電流が上記目標電流となるようなデューティ比で出力する。つまり、マイコン１０は、実電流と目標電流との差に応じたデューティ比で制御信号Ｓ１を出力して、メイン油圧ソレノイドＬ１に流す電流をフィードバック制御している。
【００１５】
また、マイコン１０は、シフトソレノイドＬ２に関しては、上記ギア部１０４での減速比を変えるタイミングが到来した時に、トランジスタ駆動回路Ｋ２への制御信号Ｓ２をハイレベルにしてシフトソレノイドＬ２への通電を開始し、ギア部１０４での減速比の変更が完了したと見なされるタイミングが到来した時に、上記制御信号Ｓ２をローレベルしてシフトソレノイドＬ２への通電を止める、といったオン／オフ制御を行う。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記電子制御装置１００のように、１つのチャージポンプ回路から複数のトランジスタ駆動回路へ出力トランジスタをオンさせるための駆動電力を供給する構成の電気負荷駆動装置の場合、そのチャージポンプ回路としては、接続される複数のトランジスタ駆動回路が一斉に出力トランジスタをオンさせたとしても十分な駆動電力が供給できるように、出力能力が高い大規模なものが必要となっていた。
【００１７】
例えば、図７の電子制御装置１００において、図８の時刻ｔ１に示すように、シフトソレノイドＬ２用の制御信号Ｓ２（制御信号▲２▼）とメイン油圧ソレノイドＬ１用の制御信号Ｓ１（制御信号▲１▼）とが、ほぼ同時にローレベルからハイレベルへと変化したとする。尚、図８は、制御信号Ｓ２がハイレベルとなった直後に制御信号Ｓ１がハイレベルとなった場合を例示している。
【００１８】
この場合、２つの出力トランジスタＴ１，Ｔ２のゲートへ、ほぼ同時に駆動電流Ｉｏｎを流さなければならないため、チャージポンプ回路ＣＰの出力能力（特に出力可能な電流容量）が十分でないと、図８の如く、そのチャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが低下して、出力トランジスタＴ１，Ｔ２のゲート−ソース間寄生容量Ｃの充電が遅れてしまい、その結果、出力トランジスタＴ１，Ｔ２のオンが遅れることとなる。尚、図８において、“駆動信号▲１▼”は、出力トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧を示し、“駆動信号▲２▼”は、出力トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧を示している。
【００１９】
すると、制御信号Ｓ１に基づきデューティ駆動される出力トランジスタＴ１のオン時間が予定値よりも短くなることから、メイン油圧ソレノイドＬ１の通電デューティ比が一時的に小さくなって、そのメイン油圧ソレノイドＬ１の通電電流が低下し、電流検出回路１４からの電流検出信号ＭＩに基づくフィードバック制御の作用により、制御信号Ｓ１の次の周期のデューティ比が大きい値に修正されることとなる。このため、メイン油圧ソレノイドＬ１の通電電流には、図８の期間Ｘに示す如く、大きくなった後に目標電流としての制御電流値に戻る、といった脈動が発生し、その結果、メイン油圧経路１０２の油圧が不要に変動して、自動変速機１０１の制御に影響が生じる可能性がある。
【００２０】
よって、上記従来の電子制御装置１００では、チャージポンプ回路ＣＰとして、２つの出力トランジスタＴ１，Ｔ２を同時に素早くオンさせることが可能な大きな出力能力のものが必要となり、装置全体の小型化及び低コスト化に限界が生じていた。つまり、チャージポンプ回路（昇圧回路）ＣＰは、一般に、所定の周波数で累積的に充電される複数段の充電用コンデンサと、それら充電用コンデンサの最終段のコンデンサの電圧により充電されて、昇圧電圧Ｖｃｐを出力する出力用コンデンサとを備えるが、出力能力を高めるためには、上記出力用コンデンサ及び充電用コンデンサの静電容量を大きくしたり、場合によっては上記充電用コンデンサの段数を増やす必要がある。
【００２１】
一方、上記図７の電子制御装置１００において、例えば抵抗２２，３２の抵抗値を大きく設定して、各トランジスタ駆動回路Ｋ１，Ｋ２から出力トランジスタＴ１，Ｔ２のゲートへ流し出される駆動電流Ｉｏｎを小さく設定することにより、チャージポンプ回路ＣＰの小型化を図ることも考えられる。
【００２２】
しかしながら、ただ単に駆動電流Ｉｏｎを絞ってしまうと、制御信号Ｓ１，Ｓ２に対する出力トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動応答性（即ち、制御信号Ｓ１，Ｓ２がハイレベルになってから出力トランジスタＴ１，Ｔ２がオンするまでの反応速度）が低下してしまい、常に優れた制御性能を得ることができなくなってしまう。特に、通電電流が緻密にデューティ制御されるメイン油圧ソレノイドＬ１と、通電電流がオン／オフ制御（通電するかしないかの二値制御）されるシフトソレノイドＬ２とを比較すると、シフトソレノイドＬ２に電流を流す出力トランジスタＴ２についても駆動応答性が優れていることに越したことはないが、メイン油圧ソレノイドＬ１に電流を流す出力トランジスタＴ１の駆動応答性が低いと、電流フィードバック制御の精度に影響を与えてしまい、より好ましくない。つまり、駆動応答性の面において、メイン油圧ソレノイドＬ１に対応する出力トランジスタＴ１は、シフトソレノイドＬ２に対応する出力トランジスタＴ２よりも優先度が高いと言える。
【００２３】
また、チャージポンプ回路ＣＰの出力能力を高く設定しておくことは、複数の出力トランジスタが同時にオンされる時を考慮した場合だけではなく、以下に述べるフェイルセーフ機能付きのトランジスタ駆動回路を備えた装置の場合にも必要であった。
【００２４】
即ち、まず、トランジスタ駆動回路としては、出力トランジスタのオン時の動作状態（例えば出力トランジスタに流れる電流や出力トランジスタの発熱）から駆動対象の電気負荷の異常を検知すると共に、異常を検知すると、制御信号に拘わらず出力トランジスタを一時的にオフさせる、といったフェイルセーフ機能を備えたものがある。
【００２５】
具体例を挙げると、例えば、シフトソレノイドＬ２を対象としたトランジスタ駆動回路では、上記フェイルセーフ機能を実現するために、出力トランジスタに流れる電流が過電流判定値以上になると、ソレノイドＬ２のショート故障が発生したことを示す異常検知信号を出力する異常検出回路と、該異常検出回路から上記異常検知信号が出力されると出力トランジスタを一定時間だけ強制的にオフさせる保護回路と、を備える場合がある。
【００２６】
そして、このトランジスタ駆動回路の場合、シフトソレノイドＬ２のショート故障時には、制御信号がアクティブレベルである間、異常検知→出力トランジスタが一定時間だけオフ（通電遮断）→出力トランジスタのオン（通電再開）→異常検知→出力トランジスタが一定時間だけオフ→…、といった動作が繰り返されて、出力トランジスタは周期的にオン／オフされることとなり、シフトソレノイドＬ２が正常状態に復帰して異常検知がされなくなれば、その時点から、制御信号に応じた正常時の動作となる。これは、シフトソレノイドＬ２の場合、ショート故障時には、正常状態への復帰を期待して、通電を制限しつつ駆動を続けた方が良いと考えられるためである。
【００２７】
ここで、こうしたフェイルセーフ機能付きのトランジスタ駆動回路を備えた装置の場合、そのトランジスタ駆動回路に対応する電気負荷に異常が生じて、出力トランジスタが周期的にオン／オフされるようになると、チャージポンプ回路の出力能力が不足気味になって出力電圧Ｖｃｐが通常時よりも低下する（或いは低下し易くなる）こととなり、その結果、他の出力トランジスタ（詳しくは、他のトランジスタ駆動回路に対応する出力トランジスタ）の駆動応答性が低下してしまう。
【００２８】
よって、このような他の出力トランジスタの駆動応答性低下を招くことがないように、チャージポンプ回路の出力能力を十分に高く設定しておく必要があり、高出力能力で大規模なチャージポンプ回路が必要となっていた。
本発明は、以上のような問題に鑑みなされたものであり、複数のトランジスタ駆動回路が１つの昇圧回路を共用する構成の電気負荷駆動装置において、性能低下を招くことなく昇圧回路の小型化及び低コスト化を実現することを目的としている。
【００２９】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の電気負荷駆動装置は、前述した従来装置と同様に、負荷電源の高電位側から電気負荷へ至る電流供給経路に２つの出力端子が直列に接続されて、オンすることにより、その電気負荷へ電流を流し出すハイサイド出力形態の出力トランジスタと、該出力トランジスタを制御部からの制御信号に応じてオン／オフさせるトランジスタ駆動回路とを、駆動対象の複数の各電気負荷毎に夫々備えていると共に、その各トランジスタ駆動回路によって共用される昇圧回路を備えている。そして、昇圧回路は、上記負荷電源の電圧（負荷電源電圧）をそれよりも高い電圧に昇圧して、各トランジスタ駆動回路へ出力し、その各トランジスタ駆動回路は、制御部からの制御信号が出力トランジスタのオンを指示するアクティブレベルである時に、自己に対応する出力トランジスタのゲートに上記昇圧回路の出力電圧を供給することで該出力トランジスタをオンさせる。
【００３０】
ここで特に、請求項１の電気負荷駆動装置では、状況判定手段が、昇圧回路の出力電圧が低下する所定の状況（以下、電圧低下状況という）が発生したか否かを判定する。そして、複数のトランジスタ駆動回路のうちの特定のトランジスタ駆動回路は、上記状況判定手段によって電圧低下状況が発生していると判定されている間、昇圧回路の出力を元にして出力トランジスタのゲートへ流し出す駆動電流を抑制するように構成されている。
【００３１】
この電気負荷駆動装置によれば、昇圧回路の出力電圧が低下する状況（電圧低下状況）の発生が状況判定手段によって検知されると、上記特定のトランジスタ駆動回路が出力トランジスタへ流し出す駆動電流を抑制するため、他のトランジスタ駆動回路からそれに対応する出力トランジスタのゲートへは、駆動電流を十分に供給することができる。
【００３２】
よって、複数のトランジスタ駆動回路のうち、ある所定のトランジスタ駆動回路ＫＡがオン／オフさせる出力トランジスタＴＡよりも駆動応答性が低くても良いことが許容される出力トランジスタＴＢに対応したトランジスタ駆動回路ＫＢを、上記特定のトランジスタ駆動回路としておけば、昇圧回路の出力電圧が低下しても、駆動応答性の優先度が高い上記出力トランジスタＴＡに対する駆動能力は維持される。つまり、昇圧回路の出力能力が小さくて、その出力電圧が低下したとしても、より高い駆動応答性が要求される出力トランジスタＴＡのゲートへは、昇圧回路の出力を元にして十分な駆動電流を供給できるようになり、その出力トランジスタＴＡの駆動応答性を確保することができる。
【００３３】
しかも、この電気負荷駆動装置では、特定のトランジスタ駆動回路ＫＢから出力トランジスタＴＢのゲートへ流し出される駆動電流を、予め小さく絞っておくのではなく、電圧低下状況が発生した場合にだけ小さく抑制するようにしているため、通常時には、その出力トランジスタＴＢの駆動応答性も高いレベルに維持することができる。
【００３４】
よって、この請求項１の電気負荷駆動装置によれば、従来の装置と比較して、性能の低下を招くことなく昇圧回路の小型化及び低コスト化を実現することができ、延いては、当該装置全体の小型化と低コスト化とを達成することができる。ところで、状況判定手段は、請求項２に記載の如く、昇圧回路の出力電圧Ｖｃｐを監視して、該出力電圧Ｖｃｐが所定の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合に、前記電圧低下状況が発生していると判定するように構成することができる。
【００３５】
そして、このような請求項２の電気負荷駆動装置によれば、昇圧回路の出力電圧Ｖｃｐを直接監視することとなるため、複数の出力トランジスタがほぼ同時にオンされる時や、何れかのトランジスタ駆動回路の前述したフェイルセーフ機能によって、そのトランジスタ駆動回路に対応した出力トランジスタが周期的にオン／オフされる場合だけでなく、例えば、負荷電源電圧自体が低下した場合や、ある出力トランジスタが制御上、頻繁にオン／オフされた場合など、他のどの様な要因で昇圧回路の出力電圧Ｖｃｐが低下しても、上記特定のトランジスタ駆動回路ＫＢが駆動電流を抑制することとなる。このため、特定のトランジスタ駆動回路ＫＢに対応した出力トランジスタＴＢよりも高い駆動応答性が要求される他の出力トランジスタＴＡの駆動応答性を、より確実に確保することができるようになる。
【００３６】
一方、上記請求項１の電気負荷駆動装置において、複数のトランジスタ駆動回路のうちの何れかが前述したフェイルセーフ機能を有しているのであれば、請求項３に記載の如く構成することもできる。
即ち、まず、請求項３に記載の電気負荷駆動装置では、駆動電流を抑制するように構成される特定のトランジスタ駆動回路ＫＢが、前述したフェイルセーフ機能用のフェイルセーフ手段を備えている。
【００３７】
そして、このフェイルセーフ手段は、当該トランジスタ駆動回路ＫＢに対応する出力トランジスタＴＢのオン時の動作状態から駆動対象の電気負荷の異常を検知すると共に、該異常を検知すると、制御部からの前記制御信号に拘わらず、出力トランジスタＴＢを一時的にオフさせる。
【００３８】
このため、このフェイルセーフ手段が電気負荷の異常を検知すると、その異常が解消されるか或いは制御部から当該トランジスタ駆動回路ＫＢへの制御信号がパッシブレベルに戻るまでは、異常検知→出力トランジスタＴＢの一時オフ→出力トランジスタＴＢのオン→異常検知→出力トランジスタＴＢの一時オフ→…、といった動作が繰り返されて、出力トランジスタＴＢが周期的にオン／オフされることとなり、前述したように、昇圧回路の出力能力が不足気味になって、該昇圧回路の出力電圧Ｖｃｐが正常時よりも低下する（或いは低下し易くなる）。
【００３９】
そこで更に、請求項３の電気負荷駆動装置において、状況判定手段は、上記フェイルセーフ手段が前記異常を検知すると、その時点から前記フェイルセーフ手段が所定時間以上継続して前記異常を検知しなくなるまでの間、前記電圧低下状況が発生していると判定する。
【００４０】
このような請求項３の電気負荷駆動装置では、上記特定のトランジスタ駆動回路ＫＢがオン／オフさせる出力トランジスタＴＢに接続された電気負荷ＬＢに異常が発生して、その出力トランジスタＴＢがフェイルセーフ手段の作用によって周期的にオン／オフされるようになり、その結果、昇圧回路の出力能力が不足気味になったとしても、その特定のトランジスタ駆動回路ＫＢから出力トランジスタＴＢのゲートへ流し出される駆動電流が抑制されるため、他の出力トランジスタへの駆動電流を十分に確保することができる。
【００４１】
次に、請求項４に記載の電気負荷駆動装置は、上記請求項１の電気負荷駆動装置と同様の前提構成を持つが、特に、この請求項４の電気負荷駆動装置において、複数のトランジスタ駆動回路のうちの特定のトランジスタ駆動回路は、制御部から当該トランジスタ駆動回路以外の所定のトランジスタ駆動回路に出力される制御信号がアクティブレベルである時に、昇圧回路の出力を元にして出力トランジスタのゲートへ流し出す駆動電流を抑制するように構成されている。
【００４２】
この請求項４の電気負荷駆動装置では、上記所定のトランジスタ駆動回路に対応した出力トランジスタがオンされる時には、上記特定のトランジスタ駆動回路からそれに対応する出力トランジスタのゲートへ供給される駆動電流が抑制されることとなる。
【００４３】
よって、上記特定のトランジスタ駆動回路がオン／オフさせる出力トランジスタよりも高い駆動応答性が要求される出力トランジスタに対応したトランジスタ駆動回路を、上記所定のトランジスタ駆動回路としておけば、その所定のトランジスタ駆動回路と上記特定のトランジスタ駆動回路とが各自の出力トランジスタをほぼ同時にオンさせようとした場合の、昇圧回路の出力能力不足及び出力電圧低下が防止され、延いては、より高い駆動応答性が要求される方の出力トランジスタに対する駆動能力（つまり、上記所定のトランジスタ駆動回路の駆動能力）が確保される。
【００４４】
また、この電気負荷駆動装置においても、特定のトランジスタ駆動回路が出力する駆動電流を、予め小さく絞っておくのではなく、他の所定のトランジスタ駆動回路が出力トランジスタをオンさせる場合にだけ、小さく抑制するようにしているため、それ以外の場合には、上記特定のトランジスタ駆動回路に対応する出力トランジスタの駆動応答性も高いレベルに維持することができる。
【００４５】
従って、この請求項４の電気負荷駆動装置によっても、従来装置と比較して、性能の低下を招くことなく昇圧回路の小型化及び低コスト化を実現でき、延いては、当該装置全体の小型化と低コスト化とを達成することができる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の電気負荷駆動装置としての電子制御装置について、図面を用いて説明する。
まず図１は、第１実施形態の電子制御装置１の構成を表す構成図である。
【００４７】
尚、この電子制御装置１も、前述した図７の電子制御装置１００と同様に、車両の自動変速機１０１におけるメイン油圧ソレノイドＬ１とシフトソレノイドＬ２とを、車両の運転状態に応じて駆動制御するものである。そして、図１において、図７と同じ機能の構成要素や信号については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００４８】
本第１実施形態の電子制御装置１は、図７の電子制御装置１００と比較すると、駆動部２００に代わる駆動部２０を備えており、その駆動部２０は、図７の駆動部２００と比較すると、下記の（１−１）及び（１−２）の点が異なっている。
【００４９】
（１−１）：まず、本実施形態の駆動部２０には、当該電子制御装置１内でバッテリ電圧ＶＢを元に生成される一定電圧Ｖｓ（例えば５Ｖ）を分圧して、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが低下したか否かを判定するための基準電圧Ｖｒｅｆを発生させる２つ直列の分圧用抵抗４１，４２と、該分圧用抵抗４１，４２同士の接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続されると共に、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが反転入力端子（−端子）に入力された比較器４３と、その比較器４３の出力端子をハイレベルに相当する上記一定電圧Ｖｓにプルアップするプルアップ用抵抗４４と、比較器４３の出力端子と分圧用抵抗４１，４２同士の接続点との間に接続された帰還用抵抗４５と、からなる電圧判定回路４６が追加されている。
【００５０】
そして、この電圧判定回路４６において、抵抗４１と抵抗４２との各抵抗値を、夫々、Ｒ４１，Ｒ４２とし、抵抗４２と抵抗４５とを並列接続した抵抗値を、Ｒａとし、抵抗４４と抵抗４５とを直列に接続した抵抗と抵抗４１とを並列接続した抵抗値を、Ｒｂとすると、比較器４３の出力がローレベルである場合には、その比較器４３の非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆが、下記式１の第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１となり、比較器４３の出力がハイレベル（実際には、比較器４３の出力端子がハイインピーダンス状態）である場合には、その比較器４３の非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆが、下記式２の第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２となる。
【００５１】
Ｖｒｅｆ１＝Ｖｓ×Ｒａ／（Ｒ４１＋Ｒａ）  …式１
Ｖｒｅｆ２＝Ｖｓ×Ｒ４２／（Ｒｂ＋Ｒ４２）＞Ｖｒｅｆ１  …式２
このため、電圧判定回路４６では、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなると、比較器４３の出力が確実にローレベルとなり、その後、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低くなったならば、比較器４３の出力がローレベルからハイレベルに変化する。そして、比較器４３の出力が一旦ハイレベルになると、その後は、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなって初めて、比較器４３の出力がローレベルに戻ることとなる。つまり、この電圧判定回路４６では、比較器４３の非反転入力端子への基準電圧Ｖｒｅｆにヒステリシスが設けられている。
【００５２】
（１−２）：次に、本実施形態の駆動部２０は、図７のトランジスタ駆動回路Ｋ２に代えて、トランジスタ駆動回路Ｋ２’を備えている。
そして、このトランジスタ駆動回路Ｋ２’には、図７のトランジスタ駆動回路Ｋ２と比較すると、上記電圧判定回路４６の比較器４３の出力を論理反転して出力する反転回路４９と、その反転回路４９の出力とマイコン１０からの制御信号Ｓ２との論理積信号を出力するアンド回路５０と、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧（昇圧電圧）Ｖｃｐを受けて、アンド回路５０の出力がハイレベルの時に出力端子から昇圧電圧Ｖｃｐを出力し、アンド回路５０の出力がローレベルの時には出力端子がハイインピーダンス状態となるバッファ５１と、そのバッファ５１の出力端子と出力トランジスタＴ２のゲートとの間に接続されたゲート保護用の抵抗５２とが、追加して備えられている。
【００５３】
更に、このトランジスタ駆動回路Ｋ２’において、バッファ３１の出力端子と出力トランジスタＴ２のゲートとの間に接続された抵抗３２の抵抗値は、図７のトランジスタ駆動回路Ｋ２における抵抗３２の２倍の抵抗値に設定されている。そして、バッファ５１の出力端子と出力トランジスタＴ２のゲートとの間に接続された抵抗５２の抵抗値も、図７のトランジスタ駆動回路Ｋ２における抵抗３２の２倍の抵抗値に設定されている。
【００５４】
このようなトランジスタ駆動回路Ｋ２’において、電圧判定回路４６の比較器４３の出力がローレベルであれば、マイコン１０からの制御信号Ｓ２がアクティブレベルとしてのハイレベルになると、アンド回路５０の出力がハイレベルとなるため、２つのバッファ３１，５１から各抵抗３２，５２を介して、出力トランジスタＴ２のゲートへ昇圧電圧Ｖｃｐが供給される。
【００５５】
そして、それに伴い、バッファ３１から抵抗３２を介して出力トランジスタＴ２のゲートへ駆動電流Ｉ１が流れ出ると共に、バッファ５１から抵抗５２を介して出力トランジスタＴ２のゲートへ駆動電流Ｉ２が流れ出ることとなり、その結果、出力トランジスタＴ２のゲートへは、チャージポンプ回路ＣＰの出力を元にして「Ｉ１＋Ｉ２」なる駆動電流Ｉｏｎが供給されることとなる。そして更に、出力トランジスタＴ２のゲート−ソース間寄生容量Ｃが所定のしきい値電圧にまで充電されると、該出力トランジスタＴ２がオンすることとなる。
【００５６】
尚、この場合の駆動電流Ｉｏｎ（＝Ｉ１＋Ｉ２）は、前述した抵抗３２，５２の抵抗値設定により、図７のトランジスタ駆動回路Ｋ２から出力トランジスタＴ２のゲートへ供給される駆動電流Ｉｏｎと同じ値となる。
これに対して、上記比較器４３の出力がハイレベルならば、マイコン１０からの制御信号Ｓ２がハイレベルであっても、アンド回路５０の出力がローレベルとなるため、２つのバッファ３１，５１のうち、一方のバッファ３１からのみ抵抗３２を介して出力トランジスタＴ２のゲートへ昇圧電圧Ｖｃｐが供給される。
【００５７】
そして、そのバッファ３１からのみ抵抗３２を介して出力トランジスタＴ２のゲートへ、通常の半分の駆動電流Ｉ１（＝Ｉｏｎ／２）が流れ出ることとなり、出力トランジスタＴ２のゲート−ソース間寄生容量Ｃが所定のしきい値電圧にまで充電されると、該出力トランジスタＴ２がオンすることとなる。
【００５８】
つまり、比較器４３の出力がハイレベルである場合には、チャージポンプ回路ＣＰの出力を元にして出力トランジスタＴ２のゲートへ流し出される駆動電流が、比較器４３の出力がローレベルである場合の半分に抑制されることとなる。
尚、このトランジスタ駆動回路Ｋ２’においても、図７のトランジスタ駆動回路Ｋ２と同様に、マイコン１０からの制御信号Ｓ２がローレベルになると、ＮＰＮトランジスタ３３がオンして、出力トランジスタＴ２のゲート−ソース間寄生容量Ｃが放電されることとなり、その結果、出力トランジスタＴ２がオフすることとなる。
【００５９】
以上のような本第１実施形態の電子制御装置１は、基本的には図７の電子制御装置１００と同様の動作を行うが、例えば図２の時刻ｔ２に示すように、マイコン１０からの制御信号Ｓ２（制御信号▲２▼）と制御信号Ｓ１（制御信号▲１▼）とが、ほぼ同時にローレベルからハイレベルへと変化して、２つの出力トランジスタＴ１，Ｔ２のゲートへほぼ同時に駆動電流を流す状況が発生し、その結果、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが前述の第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低下したとする。尚、図２においても、図８と同様に、“駆動信号▲１▼”は、出力トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧を示し、“駆動信号▲２▼”は、出力トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧を示している。
【００６０】
すると、電圧判定回路４６における比較器４３の出力がハイレベルとなり、トランジスタ駆動回路Ｋ２’においては、アンド回路５０の出力がローレベルとなって、出力トランジスタＴ２のゲートへの駆動電流が通常の半分に抑制されることとなる。
【００６１】
このため、本第１実施形態の電子制御装置１によれば、チャージポンプ回路ＣＰの出力能力が小さくて、その出力電圧Ｖｃｐが低下したとしても、シフトソレノイドＬ２用の出力トランジスタＴ２より駆動応答性の優先度が高いメイン油圧ソレノイドＬ１用の出力トランジスタＴ１のゲートへは、チャージポンプ回路ＣＰの出力を元にして十分な駆動電流を供給できるようになり、その出力トランジスタＴ１の駆動応答性を確保することができる。よって、図８の期間Ｘに示したようなメイン油圧ソレノイドＬ１への通電電流の脈動が防止される。
【００６２】
しかも、本第１実施形態の電子制御装置１では、トランジスタ駆動回路Ｋ２’から出力トランジスタＴ２のゲートへ流し出される駆動電流を、予め小さく絞っておくのではなく、電圧判定回路４６によってチャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが低下したことが検知された場合にだけ小さく抑制するようにしているため、通常時には、シフトソレノイドＬ２に対する出力トランジスタＴ２の駆動応答性も高いレベルに維持することができる。
【００６３】
よって、この電子制御装置１によれば、従来の装置１００と比較して、性能の低下を招くことなくチャージポンプ回路ＣＰの小型化及び低コスト化を実現することができ、延いては、当該電子制御装置１全体の小型化と低コスト化とを達成することができる。
【００６４】
尚、本第１実施形態では、シフトソレノイドＬ２に対応するトランジスタ駆動回路Ｋ２’が、特定のトランジスタ駆動回路に相当している。また、電圧判定回路４６が、状況判定手段に相当していると共に、その電圧判定回路４６の比較器４３から反転回路４９への信号がハイレベルになっている期間が、電圧低下状況が発生していると判定されている期間に相当している。
【００６５】
次に、第２実施形態の電子制御装置について、図３及び図４を用いて説明する。
まず図３は、第２実施形態の電子制御装置５４の構成を表す構成図である。
尚、この電子制御装置５４も、図１，７の電子制御装置１，１００と同様に、車両の自動変速機１０１におけるメイン油圧ソレノイドＬ１とシフトソレノイドＬ２とを、車両の運転状態に応じて駆動制御するものである。そして、図３において、図１，７と同じ機能の構成要素や信号については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００６６】
本第２実施形態の電子制御装置５４は、前述した図１の電子制御装置１と比較すると、駆動部２０に代わる駆動部５６を備えており、その駆動部５６は、図１の駆動部２０と比較すると、下記の（２−１）〜（２−３）の点が異なっている。
【００６７】
（２−１）：まず、本実施形態の駆動部５６には、電圧判定回路４６が設けられていない。
（２−２）：次に、本実施形態の駆動部５６は、図１のトランジスタ駆動回路Ｋ２’に代えて、トランジスタ駆動回路Ｋ２”を備えている。
【００６８】
そして、このトランジスタ駆動回路Ｋ２”には、図１のトランジスタ駆動回路Ｋ２’と比較すると、前述のフェイルセーフ機能を実現するための手段として、出力トランジスタＴ２からシフトソレノイドＬ２に流れる負荷電流が予め設定された過電流判定値以上になると、ハイレベルの信号を、シフトソレノイドＬ２にショート故障が発生して出力トランジスタＴ２に過電流が流れたことを示す過電流検出信号として出力する過電流検出回路５８と、過電流検出回路５８の出力がロウレベルからハイレベルになると、予め定められた一定時間Ｔｏｆｆだけハイレベルの信号を出力するワンショットパルス出力回路６０と、そのワンショットパルス出力回路６０の出力信号を論理反転させて出力する反転回路６２と、該反転回路６２の出力とマイコン１０からの制御信号Ｓ２との論理積信号を出力するアンド回路６４とが、追加して備えられている。そして更に、このトランジスタ駆動回路Ｋ２”では、アンド回路６４の出力が、バッファ３１とアンド回路５０と反転回路３５との各々に入力されている。
【００６９】
尚、本第２実施形態において、出力トランジスタＴ２は、シフトソレノイドＬ２に接続された電流出力用のソースとは別に、もう一つ電流検出用のソースを有しており、この電流検出用のソースには、電流出力用のソースに流れる電流に比例した電流が流れる。そして、過電流検出回路５８は、その電流検出用のソースに流れる電流から、負荷電流が過電流判定値以上であるか否かを判定するように構成されている。
【００７０】
（２−３）：更に、本実施形態の駆動部５６には、過電流検出回路５８の出力がハイレベルになると、その時点で出力がローレベルとなり、その後、予め定められた所定時間Ｔｓだけ継続して過電流検出回路５８の出力がローレベルであると、出力がハイレベルに戻るタイマ回路６６と、過電流検出回路５８の出力がセット端子（Ｓ）に入力され、タイマ回路６６の出力がリセット端子（Ｒ）に入力されたＳＲラッチ６８と、そのＳＲラッチ６８の出力を論理反転させて、マイコン１０へ、シフトソレノイドＬ２の異常の有無を示すダイアグ信号ＤＳとして出力する反転回路７０とが、追加されている。そして、上記ＳＲラッチ６８の出力が、トランジスタ駆動回路Ｋ２”の反転回路４９に入力されている。
【００７１】
尚、ＳＲラッチ６８のセット端子とリセット端子は、両方共にハイアクティブの入力端子である。また、タイマ回路６６で計時される上記所定時間Ｔｓは、ワンショットパルス出力回路６０がハイレベル信号を出力する上記一定時間Ｔｏｆｆ（即ち、ワンショットパルス出力回路６０が出力するハイレベル信号のパルス幅）よりも十分に長い時間に設定されており、例えば、上記一定時間Ｔｏｆｆの１０倍である。
【００７２】
このような本第２実施形態の電子制御装置５４において、シフトソレノイドＬ２にショート故障が生じておらず、過電流検出回路５８の出力がローレベルのままである正常時には、トランジスタ駆動回路Ｋ２”は、前述した図１の駆動部２０にて比較器４３の出力がローレベルである場合のトランジスタ駆動回路Ｋ２’と全く同様に動作する。つまり、この正常時には、ワンショットパルス出力回路６０とＳＲラッチ６８との両出力がローレベルのままとなり、バッファ３１とアンド回路５０と反転回路３５との各々に、マイコン１０からの制御信号Ｓ２が供給されるからである。
【００７３】
一方、出力トランジスタＴ２がオンされている時に該シフトソレノイドＬ２にショート故障が発生して、図４の時刻ｔ３に示すように、出力トランジスタＴ２からシフトソレノイドＬ２への通電電流が過電流検出回路５８での過電流判定値を越えたとする。
【００７４】
すると、トランジスタ駆動回路Ｋ２”では、過電流検出回路５８からハイレベルの過電流検出信号が出力されて、ワンショットパルス出力回路６０から反転回路６２への出力信号が一定時間Ｔｏｆｆだけハイレベルとなり、その結果、制御信号Ｓ２に拘わらず、アンド回路６４の出力が一定時間Ｔｏｆｆだけローレベルとなって、出力トランジスタＴ２が強制的にオフされる。
【００７５】
そして、上記一定時間Ｔｏｆｆが経過すると、アンド回路６４の出力がハイレベルに戻り、出力トランジスタＴ２が再びオンされることとなるが、その時にシフトソレノイドＬ２のショート故障が解消されていなければ、出力トランジスタＴ２からシフトソレノイドＬ２への通電電流が再び上記過電流判定値を越えて、出力トランジスタＴ２が一定時間Ｔｏｆｆだけ強制的にオフされることとなる。
【００７６】
このため、シフトソレノイドＬ２にショート故障が発生すると、トランジスタ駆動回路Ｋ２”では、図４に示すように、マイコン１０からの制御信号Ｓ２がハイレベルである間、「過電流検出回路５８によりショート故障検知→ワンショットパルス出力回路６０，反転回路６２，及びアンド回路６４の作用により出力トランジスタＴ２が一定時間Ｔｏｆｆだけオフ（通電遮断）→出力トランジスタＴ２のオン（通電再開）→過電流検出回路５８によりショート故障検知→出力トランジスタＴ２が一定時間Ｔｏｆｆだけオフ→…」といった動作が繰り返され、出力トランジスタＴ２が周期的にオン／オフされることとなる。
【００７７】
尚、図４においても、図２及び図８と同様に、“駆動信号▲１▼”は、出力トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧を示し、“駆動信号▲２▼”は、出力トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧を示している。
また、本第２実施形態では、トランジスタ駆動回路Ｋ２”の過電流検出回路５８によりシフトソレノイドＬ２のショート故障が検知されて、出力トランジスタＴ２が周期的にオン／オフされるようになると、最初にショート故障が検知された時点からタイマ回路６６で計時される所定時間Ｔｓ以上継続してショート故障が検知されなくなるまで（即ち、過電流検出回路５８の出力が所定時間Ｔｓ以上継続してローレベルとなるまで）の間、ＳＲラッチ６８の出力がハイレベルになり、その結果、図４に示す如く、反転回路７０からマイコン１０へのダイアグ信号ＤＳが異常を示す方のローレベルとなる。
【００７８】
そして、本第２実施形態において、マイコン１０は、上記ダイアグ信号ＤＳがローレベルになると、シフトソレノイドＬ２がショート故障したと判断して、予め定められたフェイルセーフ処理を実行する。
ここで、トランジスタ駆動回路Ｋ２”のフェイルセーフ機能によって出力トランジスタＴ２が周期的にオン／オフされるようになると、チャージポンプ回路ＣＰの出力能力が不足気味になって昇圧電圧Ｖｃｐが通常時よりも低下する（或いは低下し易くなる）こととなり、その結果、他の出力トランジスタＴ１の駆動応答性が低下してしまう。
【００７９】
そこで、本第２実施形態では、ＳＲラッチ６８の出力をトランジスタ駆動回路Ｋ２”の反転回路４９に入力して、そのＳＲラッチ６８の出力がハイレベルである間（即ち、過電流検出回路５８が所定時間Ｔｓ以上継続して異常を検出しなくなるまでの間）は、図１の駆動部２０にて比較器４３の出力がハイレベルになった場合と全く同様に、トランジスタ駆動回路Ｋ２”から出力トランジスタＴ２のゲートへ流し出される駆動電流が通常時の半分に抑制されるようにしている。
【００８０】
このため、本第２実施形態の電子制御装置５４によれば、シフトソレノイドＬ２にショート故障が発生して、出力トランジスタＴ２がトランジスタ駆動回路Ｋ２”のフェイルセーフ機能によって周期的にオン／オフされるようになり、その結果、チャージポンプ回路ＣＰの出力能力が不足気味になったとしても、昇圧電圧Ｖｃｐが図４の６段目における点線で例示するように大きく低下してしまうこことが防止され、他の出力トランジスタＴ１への駆動電流を十分に確保することができるようになる。
【００８１】
よって、出力能力の大きいチャージポンプ回路ＣＰを使用しなくても、他の出力トランジスタＴ１の駆動応答性を確保することができ、第１実施形態の電子制御装置１と同様に、性能の低下を招くことなく小型化と低コスト化とを達成することができる。
【００８２】
尚、本第２実施形態では、過電流検出回路５８とワンショットパルス出力回路６０と反転回路６２とアンド回路６４とが、特定のトランジスタ駆動回路としてのトランジスタ駆動回路Ｋ２”に備えられたフェイルセーフ手段に相当している。また、タイマ回路６６とＳＲラッチ６８とが、状況判定手段に相当していると共に、ＳＲラッチの出力がハイレベルである期間が、電圧低下状況が発生していると判定されている期間に相当している。
【００８３】
次に、第３実施形態の電子制御装置について、図５を用いて説明する。
尚、図５は、第３実施形態の電子制御装置７２の構成を表す構成図である。また、この電子制御装置７２も、図１，３，７の電子制御装置１，５４，１００と同様に、車両の自動変速機１０１におけるメイン油圧ソレノイドＬ１とシフトソレノイドＬ２とを、車両の運転状態に応じて駆動制御するものである。そして、図５において、図１，３，７と同じ機能の構成要素や信号については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００８４】
図５に示すように、本第３実施形態の電子制御装置７２は、前述した図１の電子制御装置１と比較すると、駆動部２０に代わる駆動部７４を備えており、その駆動部７４は、図１の駆動部２０と比較すると、下記の（３−１）及び（３−２）の点が異なっている。
【００８５】
（３−１）：まず、本実施形態の駆動部７４には、電圧判定回路４６が設けられていない。
（３−２）：そして、トランジスタ駆動回路Ｋ２’の反転回路４９には、マイコン１０からトランジスタ駆動回路Ｋ１への制御信号Ｓ１が入力されるようになっている。
【００８６】
このような本第３実施形態の電子制御装置７２では、マイコン１０からの制御信号Ｓ１がハイレベルとなってトランジスタ駆動回路Ｋ１により駆動応答性の優先度が高い出力トランジスタＴ１がオンされる時には、図１の駆動部２０にて比較器４３の出力がハイレベルになった場合と同様に、トランジスタ駆動回路Ｋ２”から出力トランジスタＴ２のゲートへ流し出される駆動電流が通常時の半分に抑制される。
【００８７】
このため、２つの出力トランジスタＴ１，Ｔ２を同時にオンさせようとした場合の、チャージポンプ回路ＣＰの出力能力不足が防止されて、より高い駆動応答性が要求される方の出力トランジスタＴ１に対する駆動能力（即ち、トランジスタ駆動回路Ｋ１の駆動能力）が確保される。
【００８８】
また、本第３実施形態の電子制御装置７２においても、トランジスタ駆動回路Ｋ２’が出力トランジスタＴ２のゲートへ出力する駆動電流を、予め小さく絞っておくのではなく、トランジスタ駆動回路Ｋ１が出力トランジスタＴ１をオンさせる場合にだけ、小さく抑制するようにしているため、それ以外の場合には、出力トランジスタＴ２の駆動応答性も高いレベルに維持することができる。
【００８９】
よって、この電子制御装置７２によっても、従来の装置１００と比較して、性能の低下を招くことなくチャージポンプ回路ＣＰの小型化及び低コスト化を実現することができ、延いては、当該電子制御装置７２全体の小型化と低コスト化とを達成することができる。
【００９０】
尚、本第３実施形態では、シフトソレノイドＬ２に対応するトランジスタ駆動回路Ｋ２’が、請求項４に記載の特定のトランジスタ駆動回路に相当し、メイン油圧ソレノイドＬ１に対応するトランジスタ駆動回路Ｋ１が、請求項４に記載の所定のトランジスタ駆動回路に相当している。
【００９１】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、第３実施形態の手法は、第１実施形態の電子制御装置１或いは第２実施形態の電子制御装置５４に追加して適用することもできる。つまり、図１又は図３の電子制御装置１，５４において、アンド回路５０を３入力のアンド回路とし、そのアンド回路の追加された入力端子に、マイコン１０からの制御信号Ｓ１を論理反転させて入力させるように構成すれば良い。
【００９２】
一方、第１実施形態の電子制御装置１では、電圧判定回路４６により、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐを直接監視して、その出力電圧Ｖｃｐが基準電圧よりも低い場合に、電圧低下状況が発生していると判定するようにしたが、例えば、マイコン１０からの制御信号Ｓ１，Ｓ２が両方共にハイレベルとなった時に、電圧低下状況が発生したと判定するように構成しても良い。つまり、２つの出力トランジスタＴ１，Ｔ２を同時にオンさせる場合に、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが低下すると考えられるからである。
【００９３】
そして、この場合の具体的な構成例としては、例えば、図１の電子制御装置１において、電圧判定回路４６の代わりに、マイコン１０からの両制御信号Ｓ１，Ｓ２を入力とするアンド回路を状況判定手段として設け、そのアンド回路の出力をトランジスタ駆動回路Ｋ２’の反転回路４９へ入力させるように構成すれば良い。
【００９４】
但し、第１実施形態のように、チャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐを直接監視して判定するように構成すれば、出力トランジスタＴ１，Ｔ２が同時にオンされる時や、トランジスタ駆動回路のフェイルセーフ機能によって、そのトランジスタ駆動回路に対応した出力トランジスタが周期的にオン／オフされる場合だけではなく、例えば、バッテリ電圧ＶＢ自体が低下した場合や、出力トランジスタＴ２が制御上、頻繁にオン／オフされた場合など、他のどの様な要因でチャージポンプ回路ＣＰの出力電圧Ｖｃｐが低下したとしても、トランジスタ駆動回路Ｋ２’が駆動電流を抑制することとなり、出力トランジスタＴ２よりも駆動応答性の面で優先度が高い出力トランジスタＴ１の駆動応答性を、より確実に確保することができるという点で好ましい。
【００９５】
一方、本発明は、駆動対象の電気負荷がメイン油圧ソレノイドＬ１やシフトソレノイドＬ２以外の電気負荷であっても、全く同様に適用することができる。また、本発明は、車両用の装置に限らず適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  第１実施形態の電子制御装置の構成を表す構成図である。
【図２】  第１実施形態の電子制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【図３】  第２実施形態の電子制御装置の構成を表す構成図である。
【図４】  第２実施形態の電子制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【図５】  第３実施形態の電子制御装置の構成を表す構成図である。
【図６】  車両の自動変速機の制御に用いられるソレノイドを説明する説明図である。
【図７】  電子制御装置の従来の構成例を表す構成図である。
【図８】  従来装置の問題を説明するタイムチャートである。
【符号の説明】
１，５４，７２…電子制御装置    １０…マイコン    １２…電流検出用抵抗
１４…電流検出回路    ２０，５６，７４…駆動部
Ｔ１，Ｔ２…出力トランジスタ    ＣＰ…チャージポンプ回路（昇圧回路）
Ｋ１，Ｋ２’，Ｋ２”…トランジスタ駆動回路
２１，３１，５１…バッファ    ２３，３３…ＮＰＮトランジスタ
２２，２４，３２，３４，４１，４２，４４，４５，５２…抵抗
２５，３５，４９，６２，７０…反転回路    ４３…比較器
４６…電圧判定回路    ５０，６４…アンド回路    ５８…過電流検出回路
６０…ワンショットパルス出力回路    ６６…タイマ回路
６８…ＳＲラッチ    Ｌ１…メイン油圧ソレノイド
Ｌ２…シフトソレノイド
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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