(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機と受信機とを含み、直交振幅変調を用い、符号分割多元接続技術すなわちＣＤＭＡと、直交周波数分割多重化方式すなわちＯＦＤＭとを利用する、通信システム用の周波数拡散パラメータ（ＳＦ）および／または時間拡散パラメータ（ＳＴ）を選択する方法であって、Ｎが、受信機により用いられる高速フーリエ変換の大きさであり、ＳＦが、周波数拡散パラメータであるとき、周波数領域を、ＳＦ個のサブキャリアのＦ＝Ｎ／ＳＦ個のサブバンドに分割し、ＮＳが、データフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボルの数であり、ＳＴが、時間拡散パラメータであるとき、時間領域を、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ＝ＮＳ／ＳＴ個のブロックに分割し、前記方法は、
伝播チャンネルの減衰係数を推定するステップ（８０）と、
ＳＦ個のサブキャリアのＦ個のサブバンドと、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ個のブロックとの全てに対して、伝播チャンネルの減衰係数と、受信機が使用するイコライザのタイプとから、少なくとも一つの漸近的な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を決定するステップ（８２）と、
変調から得られた各々の符号化情報ブロックに対して、周波数拡散パラメータ（ＳＦ）と、時間拡散パラメータ（ＳＴ）とに応じる解析式で表される圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比を導くステップ（８４）と、
圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比の値を最大化する前記周波数拡散パラメータ（ＳＦ）と時間拡散パラメータ（ＳＴ）とを選択するステップ（８６）とを含むことを特徴とする、方法。
【請求項２】
圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算するステップ（８４）で、以下の式により圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算し、
【数１】
0004504345.tif 000046
ここで、
・  λは、受信機が予め分かっているスカラーであり、変調と符号化とに応じ、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  ｉおよびｊは、正の整数であり、
・  γ（ｉ、ｊ）は、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算するステップ（８４）で、以下の近似を用いて反復的に圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算し、
【数２】
0004504345.tif 000047
ここで、ｆＣ（｜ａ−ｂ｜）は、（｜ａ−ｂ｜）のみに応じて、関数Ｉｎ（１＋ｅ−｜ａ−ｂ｜）に近づく予め計算されたテーブルであることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
選択するステップ（８６）が、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの値を最大化する、周波数拡散パラメータおよび時間拡散パラメータからなる組（ＳＦ、ＳＴ）の網羅探索を行うことからなることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
選択するステップ（８６）が、黄金分割による探索方法を適用することからなることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
選択するステップ（８６）は、ＳＦが周波数拡散パラメータ、ＳＴが時間拡散パラメータ、Ｌが拡散係数であるとき、制約がｇ（ＳＦ、ＳＴ）＝ＳＦＳＴ−Ｌと表される、ラグランジュ乗数技術を用いた制約下での最適化方法を適用することからなることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
単一ユーザのＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数３】
0004504345.tif 000048
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき、拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数４】
0004504345.tif 000049
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、ｐｉは、干渉する拡散符号のパワーであって、ｉ≠０であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数５】
0004504345.tif 000050
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ・ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
Ｋが、伝送された拡散符号の数であり、ｐｉが、ｉ≠０に対して干渉する拡散符号のパワーであるとき、
【数６】
0004504345.tif 000051
が得られ、漸近的なＳＩＮＲが次の関係式により定義され、
【数７】
0004504345.tif 000052
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき、拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌはシステムの負荷であり、
・
【数８】
0004504345.tif 000053
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数９】
0004504345.tif 000054
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、最大比合成）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数１０】
0004504345.tif 000055
このとき、
【数１１】
0004504345.tif 000056
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき、拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数１２】
0004504345.tif 000057
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数１３】
0004504345.tif 000058
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
マルチユーザのＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数１４】
0004504345.tif 000059
ここで、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌで、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数１５】
0004504345.tif 000060
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であり、
・  ｐｋは、ｋ番目のユーザに適用されるパワーであり、
【数１６】
0004504345.tif 000061
ここで、μｐｏｗｅｒ（ｐ）は、ＬとＫが無限に近づこうとする一方でα＝Ｋ／Ｌが一定にとどまるときの、パワーの限界分布であることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
ＥＧＣ（Ｅｑｕａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、同等利得合成）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数１７】
0004504345.tif 000062
このとき、
【数１８】
0004504345.tif 000063
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数１９】
0004504345.tif 000064
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数２０】
0004504345.tif 000065
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１２】
送信機と受信機とを含み、直交振幅変調を用い、符号分割多元接続技術すなわちＣＤＭＡと、直交周波数分割多重化方式すなわちＯＦＤＭとを利用する、通信システム用の周波数拡散パラメータ（ＳＦ）および／または時間拡散パラメータ（ＳＴ）を選択する装置であって、Ｎが、受信機により用いられる高速フーリエ変換の大きさであり、ＳＦが、周波数拡散パラメータであるとき、周波数領域を、ＳＦ個のサブキャリアのＦ＝Ｎ／ＳＦ個のサブバンドに分割し、ＮＳが、データフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボルの数であり、ＳＴが、時間拡散パラメータであるとき、時間領域を、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ＝ＮＳ／ＳＴ個のブロックに分割し、前記装置は、
伝播チャンネルの減衰係数を推定する推定手段と、
ＳＦ個のサブキャリアのＦ個のサブバンドと、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ個のブロックとの全てに対して、伝播チャンネルの減衰係数と、受信機が使用するイコライザのタイプとから、少なくとも一つの漸近的な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を決定する決定手段と、
変調から得られた各々の符号化情報ブロックに対して、前記周波数拡散パラメータ（ＳＦ）と、時間拡散パラメータ（ＳＴ）とに応じる解析式で表される、圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比を導く計算手段（７０）と、
圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比の値を最大化する、前記周波数拡散パラメータ（ＳＦ）と時間拡散パラメータ（ＳＴ）とを選択する選択手段とを含むことを特徴とする、装置。
【請求項１３】
圧縮された漸近的なＳＩＮＲの計算手段（７０）が、以下の式により、圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算するように構成され、
【数２１】
0004504345.tif 000066
ここで、
・  λは、受信機が予め分かっているスカラーで、変調と符号化とに応じ、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  ｉおよびｊは、正の整数であり、
・  γ（ｉ、ｊ）は、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲであることを特徴とする、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
圧縮された漸近的なＳＩＮＲの計算手段（７０）が、以下の近似を用いて反復的に圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算するように構成されており、
【数２２】
0004504345.tif 000067
ここで、ｆＣ（｜ａ−ｂ｜）は、（｜ａ−ｂ｜）のみに応じて、関数Ｉｎ（１＋ｅ−｜ａ−ｂ｜）に近づく予め計算されたテーブルであることを特徴とする、請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
選択手段が、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの値を最大化する、周波数拡散パラメータおよび時間拡散パラメータの組（ＳＦ、ＳＴ）の網羅探索を行うように構成されていることを特徴とする、請求項１２から１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１６】
選択手段が、黄金分割による探索方法を適用するように構成されていることを特徴とする、請求項１２から１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１７】
選択手段は、制約が、ｇ（ＳＦ、ＳＴ）＝ＳＦＳＴ−Ｌと表されるラグランジュ乗数技術を用いた制約下での最適化方法を適用するように構成され、ここで、ＳＦは、周波数拡散パラメータ、ＳＴは、時間拡散パラメータ、Ｌは、拡散係数であることを特徴とする、請求項１２から１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１８】
単一ユーザのＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数２３】
0004504345.tif 000068
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数２４】
0004504345.tif 000069
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、ｐｉは、干渉する拡散符号のパワーであって、ｉ≠０であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数２５】
0004504345.tif 000070
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１２から１７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１９】
Ｋが、伝送された拡散符号の数であり、ｐｉが、ｉ≠０に対して、干渉する拡散符号のパワーであるとき、
【数２６】
0004504345.tif 000071
が得られ、漸近的なＳＩＮＲが、次の関係式により定義され、
【数２７】
0004504345.tif 000072
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であり、
・
【数２８】
0004504345.tif 000073
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数２９】
0004504345.tif 000074
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、最大比合成）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数３０】
0004504345.tif 000075
このとき、
【数３１】
0004504345.tif 000076
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数３２】
0004504345.tif 000077
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数３３】
0004504345.tif 000078
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１２から１７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２１】
マルチユーザのＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の暗黙の式の解であり、
【数３４】
0004504345.tif 000079
ここで、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌで、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数３５】
0004504345.tif 000080
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であり、
・  ｐｋは、ｋ番目のユーザに適用されるパワーであり、
【数３６】
0004504345.tif 000081
ここで、μｐｏｗｅｒ（ｐ）は、ＬとＫが無限に近づこうとする一方でα＝Ｋ／Ｌが一定にとどまるときの、パワーの限界分布であることを特徴とする、請求項１２から１７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２２】
ＥＧＣ（Ｅｑｕａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、同等利得合成）イコライザを含む受信機とともに用いられ、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数３７】
0004504345.tif 000082
このとき、
【数３８】
0004504345.tif 000083
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数３９】
0004504345.tif 000084
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数４０】
0004504345.tif 000085
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であることを特徴とする、請求項１２から１７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２３】
請求項１から１１のいずれか一項に記載の拡散パラメータの選択方法を実施するように構成されていることを特徴とする、移動無線システムのシミュレーションユニット。
【請求項２４】
請求項１２から２２のいずれか一項に記載の拡散パラメータの選択装置を含むことを特徴とする、移動無線システムのシミュレーションユニット。
【請求項２５】
請求項１から１１のいずれか一項に記載の拡散パラメータの選択方法を実施するように構成されていることを特徴とする、無線移動電話装置。
【請求項２６】
請求項１２から２２のいずれか一項に記載の拡散パラメータの選択装置を含むことを特徴とする、無線移動電話装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ（直交周波数分割多重方式−符号分割多元接続方式、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）システムの拡散パラメータの選択方法および装置に関する。
【０００２】
より詳しくは、本発明は、ＣＤＭＡタイプの多元接続によりマルチキャリアシステムのダウンリンクのための二次元の拡散パラメータを選択することを目的とする。これは、時間拡散パラメータおよび周波数拡散パラメータであり、それぞれＳＴ、ＳＦと記される。
【０００３】
本発明は、通信分野で、たとえば、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ、マルチキャリア−符号分割多元接続）システム、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ、マルチキャリア−直接シーケンス−符号分割多元接続）システム、あるいは、二次元（２Ｄ）の時間／周波数拡散システム等の、ＣＤＭＡ多元接続技術をＯＦＤＭ伝送と組み合わせて用いる通信システムに特に適用される。
【０００４】
以下、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡという包括的な表現は、時間／周波数拡散を用いたシステムを示すために使用される。
【背景技術】
【０００５】
図１は、基地局から移動端末へのダウンリンクに対する、従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡデジタル送信機の一般的なアーキテクチャを示す。
【０００６】
Ｋ個のユーザのビットａ０（ｎ）、…、ａＫ−１（ｎ）は、まず、個々のチャンネル符号化モジュール１００、…、１０Ｋ−１に送られる。チャンネル符号化モジュールは、エンコーダを含み、このエンコーダは、たとえば畳み込みタイプのエンコーダ、ターボコーダ、またはＬＤＰＣ（Ｌｏｗ−Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｐａｒｉｔｙ−Ｃｈｅｃｋ  Ｃｏｄｅ）タイプのコーダとすることができる。チャンネル符号化モジュールは、さらに、パンチング装置と、ビットインターレース装置とを含む。チャンネル符号化モジュールは、出力で、データｂ０（ｎ）、…、ｂＫ−１（ｎ）を供給する。
【０００７】
次いで、二値データｂ０（ｎ）、…、ｂＫ−１（ｎ）は、個々のＩ／Ｑ変調ユニット１２０、…、１２Ｋ−１に送られ、この変調ユニットで、符号化されたビットの変調、たとえば４状態直交振幅変調ＱＡＭ−４を行って、出力でデータｄ０（ｎ）、…、ｄＫ−１（ｎ）を供給する。
【０００８】
その後、拡散モジュール１４で、様々なユーザのデータｄ０（ｎ）、…、ｄＫ−１（ｎ）を処理する。
【０００９】
次に、チップ割当モジュール１６で拡散信号を処理し、時間／周波数グリッドに配置する。
【００１０】
得られた信号をＯＦＤＭ変調器に伝送する。ＯＦＤＭ変調器は、Ｎがサブキャリアの数であるとき、出力でデータｘ０（ｎ）、…、ｘＮ−１（ｎ）を供給する直列−並列変換ユニット１８と、高速逆フーリエ変換ユニット２０と、並列−直列変換ユニット２２と、周期的なプレフィックス挿入ユニット２４とを連続して含む。得られたシンボルを伝播チャンネルで送信する。
【００１１】
ＯＦＤＭの従来技術について説明するために、Ｗ．ＺＨＥＮＤＡＯおよびＧ．Ｂ．ＧＩＡＮＮＡＫＩＳの論文「Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−Ｗｈｅｒｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｍｅｅｔｓ  Ｓｈａｎｎｏｎ」（ＩＥＥＥ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｍａｇａｚｉｎｅ第１７巻第３号２９ページから４８ページ、２０００年５月）を有効に参照する。
【００１２】
図２は、送信機の拡散モジュール１４を詳しく示している。ユーザｋ（ｋ＝０、…、Ｋ−１）の各シンボルｄｋ（ｎ）には、まず、モジュール２６ｋにより振幅
【数４１】
0004504345.tif 000002
が割り当てられる。次に、モジュール２８ｋでＬ倍にレートを上げ、最後にモジュール３０ｋでデジタルフィルタリングｃｋ（ｚ）を行う。フィルタリング係数は、ユーザｋの拡散シーケンスのチップに等しい。
【００１３】
ユーザｋの各シンボルｄｋ（ｎ）は、Ｌ個のチップｃｋ（ｚ）からなるシーケンスにより拡散される。次いで、加算モジュール３２により全てのユーザの拡散信号が加算される。
【００１４】
前述のように、チップ割当モジュール１６は、拡散モジュール１４から送られたサンプルを時間／周波数グリッドに配分する。拡散係数Ｌは、ＳＦが、周波数領域における拡散パラメータであり、ＳＴが、時間領域における拡散パラメータであるとき、ＳＦ×ＳＴに等しいものとする。
【００１５】
図３から図５は、ＳＴ＝１（図３）、ＳＦ＝１（図４）、および、ＳＦとＳＴが任意である場合（図５）の時間−周波数グリッドをそれぞれ示している。
【００１６】
図３は、ＳＴ＝１の場合を示す。この場合、従来のＭＣ−ＣＤＭＡシステムの特徴が見られる。１個のＯＦＤＭシンボルで、Ｆ＝Ｎ／ＳＦ個の符号別データシンボルを伝送する。
【００１７】
図４は、ＳＦ＝１の場合を示している。この場合、従来のＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの特徴が見られる。ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルについて、Ｆ＝Ｎ個の符号別データシンボルを伝送する。
【００１８】
図５は、ＳＦおよびＳＴが任意である場合を示している。この場合、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルについて、Ｆ＝Ｎ／ＳＦ個の符号別データシンボルを伝送する。
【００１９】
図１に示されたチップ割当モジュール１６は、出力で、大きさＮのベクトルを供給する。これは数式（１）により表せる。ベクトルの大きさは、高速フーリエ変換の大きさに対応する。
【数４２】
0004504345.tif 000003
【００２０】
ここで、
・  ｉ＝０、…、ＳＴ−１は、ＯＦＤＭシンボルのインデックスに対応し、
・  ｑ＝０、…、Ｆ−１は、サブバンドのインデックスに対応し、
・  ｐ＝０、…、ＳＦ−１は、サブキャリアのインデックスに対応し、
・  ＳＦは、周波数領域における拡散係数であり、
・  ＳＴは、時間領域における拡散係数であり、
・  Ｋは、ユーザの総数であり、
・  Ｐｋは、ｋ番目のユーザに関連するパワーであり、
・  ｄｋは、ｋ番目のユーザに関連するシンボルであり、
・  ｃｋは、ｋ番目のユーザのための拡散符号である。
【００２１】
高速逆フーリエ変換ユニット２０を介して時間領域に転換された後、周期的なプレフィックス挿入ユニット２４により、周期的なプレフィックスを付加する。これは、Ｗが全体チャンネルの最大のパルス応答時間であるとき、ＮＧ≧Ｗ−１個のサンプルを含む。
【００２２】
図６は、図１に示した送信機に対応する従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡデジタル受信機の構造を示している。
【００２３】
粗い同期モジュール６０は、ＯＦＤＭシンボル開始の検出と、送信機と受信機の搬送周波数間のオフセットΔＦ、および送信機と受信機のサンプリングクロック間のオフセットΔＴの初期推定とを行う。
【００２４】
この推定は、推定誤差が大きいという意味で、いわゆる大まかなものである。これにより受信機の動作範囲に入ることができるが、所望の性能に到達するには、いわゆる細かな修正が必要である。そのため、同期が２段階で行われる。
【００２５】
粗い同期後、周期的なプレフィックスの削除モジュール６２により周期的なプレフィックスを削除し、信号は、Ｎ個のサンプルｒｉ（ｍ）のベクトルで調整される。ここで、ｍ＝０、…、Ｎ−１であり、インデックスｉは、受信したＯＦＤＭシンボルの番号を示す。以下、ユーザｋ＝０のシンボルを復号化するための処理を以下に示す。得られる結果は、他のユーザに対しても同様であるものとする。
【００２６】
次いで、サンプルｒｉ（ｍ）を、直列−並列変換ユニット６４に供給してから、高速フーリエ変換ユニット６６と、チャンネル推定ユニット６８とに供給する。チャンネル推定ユニットは、それ自体がチャンネルの伝播条件の推定ユニット７０に接続されている。
【００２７】
チャンネル推定ユニット６８は、また、各サブキャリアに１個の係数ｇｉ［ｑＳＦ＋ｐ］を適用するリニアイコライザ７２に接続される。リニアイコライザ７２は、相関モジュール７４に接続され、相関モジュールは、推定されたシンボル
【数４３】
0004504345.tif 000004
を出力で供給する。
【００２８】
リニアイコライザの係数は、拡散符号とは無関係に計算されるものと仮定する。これは、当業者によく知られているＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、最大比合成）、ＥＧＣ（Ｅｑｕａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、同等利得合成）、ＺＦ（Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｉｎｇ、ゼロ強制）、またはＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）のリニアイコライザとすることができる。
【００２９】
相関モジュール７４の出力で得られた推定シンボルは、次の数式（２）で表すことができる。
【数４４】
0004504345.tif 000005
【００３０】
ここで、
・  ｇｉ［ｑＳＦ＋ｐ］は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｑ番目のサブバンドのｐ番目のサブキャリアにイコライザが適用する係数であり、
・ｃ０は、ユーザ０の拡散符号であり、
・  符号＊は、共役複素数を示し、
・  ｘｉ［ｑＳＦ＋ｐ］は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｑ番目のサブバンドのｐ番目のサブキャリアに、高速フーリエ変換ユニット６６が出力で供給するシンボルに対応し、
・  ｈｉ［ｑＳＦ＋ｐ］は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｑ番目のサブバンドのｐ番目のサブキャリアに対するチャンネルの減衰に対応し、
・  ｗｉ［ｑＳＦ＋ｐ］は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｑ番目のサブバンドのｐ番目のサブキャリアでの分散量σ２の追加ガウス白色雑音のサンプルに対応する。
【００３１】
その後、データは、フレキシブルＩ／Ｑ復調ユニット７６に送られる。いわゆるハードＩ／Ｑ復調操作は、リニア検知器から送られる複素数シンボルに基づき送られる２進値を見つけることからなる。フレキシブルな入力を持つチャンネルデコーダを使う場合、チャンネルデコーダに投入すべき最適値は、フレキシブルな値である。フレキシブルな値とは、「０」または「１」等のまさにハードな値ではないという意味である。そのため、ＱＡＭ−１６変調（４ビット）を用いる場合、フレキシブルなＩ／Ｑ復調は、４ビットのＱＡＭ−１６変調に対応するフレキシブルな４個の値を計算することからなる。フレキシブルな入力を備えたチャンネルデコーダに投入すべき最適なフレキシブル値（または計量値）は、尤度比の対数（ＬＲＶ）に対応する。
【００３２】
フレキシブルなＩ／Ｑ復調操作後、モジュール７８０、…、７８Ｋ−１によりチャンネル復号化プロセスが実施される。これらのモジュールは、ビットインターレース解除操作、パンチング解除操作、復号化操作を、（たとえば、送信時に畳み込みコーダである場合はビタビデコーダ、ターボコーダである場合はＭａｘ  Ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム、あるいはＬＤＰＣ符号化の場合はＭｉｎ−Ｓｕｍアルゴリズムで）実施する。これにより、送信されたバイナリーデータを復元することができる。
【００３３】
従来技術では、チャンネルの伝播条件の推定ユニット７０により、瞬間的な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）および／または最大遅延拡散および／または最大ドップラー周波数を推定する。この３つのパラメータにより、チャンネルの伝播条件が予測される。リターンループにより送信機に戻されるこれらのパラメータの値に応じて、送信機は、伝送品質を改善するために拡散パラメータＳＦおよびＳＴを適合させる決定を行うことができる。
【００３４】
しかしながら、遅延およびドップラー周波数の最大拡散の計算方法は、実施が難しい。そのうえ、瞬間的なＳＩＮＲは、チャンネルの符号化／復号化プロセスを用いる場合、拡散パラメータの選択において最適基準ではない。
【００３５】
次に、漸近的なＳＩＮＲの概念について説明する。システムの大きさが、拡散符号の数と大きさとに関して大型化する場合、任意マトリクスの理論は、拡散符号の直交性の特性を考慮しながら、イコライザの出力でＳＩＮＲの明瞭な値を得られる非常に強力な分析ツールを提供している。とはいえ、こうした漸近的な状態は、拡散係数の通常値でも得られる（たとえば大きさ３２）。
【００３６】
ランクｑのサブバンドに対して、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムのランク０のユーザのための漸近的なＳＩＮＲは、次のように表される。
【数４５】
0004504345.tif 000006
【００３７】
ここで、Ｓｏ［．］は、均等化および相関後の有効信号のパワーに対応し、Ｉ［．］は、他の拡散コードにより生成された多元接続雑音のパワーに対応し、Ｎ［．］は、イコライザによりフィルタリングされたガウス雑音のパワーと拡散シーケンスとに対応する。このとき、
【数４６】
0004504345.tif 000007
【００３８】
ここで、
・  ｐ０は、ランク０のユーザに与えられるパワーであり、
・  Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  ｇｉ［ｑＳＦ＋ｐ］は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｑ番目のサブバンドのｐ番目のサブキャリアに対する均等化係数であって、この均等化係数は伝播チャンネルに応じる、
・  ｈｉ［ｑＳＦ＋ｐ］は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｑ番目のサブバンドのｐ番目のサブキャリアに対するチャンネルの減衰に対応し、
【数４７】
0004504345.tif 000008
【００３９】
ここで、
α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であり（Ｋは、ユーザの総数である）、
【数４８】
0004504345.tif 000009
は、干渉符号の平均パワーであり、また
【数４９】
0004504345.tif 000010
【００４０】
ここで、σ２は、雑音の分散量である。
【００４１】
考慮されたシステムがマルチセルシステムである場合、雑音の分散量σ２は、熱雑音Ｎ０のパワーと、干渉する他の基地局から送られてランク０のユーザが受信するパワーとを含む。
【００４２】
これらの様々な値は、符号の直交性の特性を考慮しながら、拡散符号の値とは無関係に得られる。
【００４３】
漸近的なＳＩＮＲにより、チャンネル符号化の前にビットエラーレート（ＢＥＲ）を正確かつ容易に推定できることが分かる。
【００４４】
しかし、実際のシステムはチャンネルコーダを用いているので、システムの性能レベルへのその影響を考慮しなければならない。
【００４５】
Ｎ．ＭＡＥＤＡ、Ｙ．ＫＩＳＨＩＹＡＭＡ、Ｈ．ＡＴＡＲＡＳＨＩ、およびＭ．ＳＡＷＡＨＡＳＨＩによる論文「Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｆａｃｔｏｒ  ＯＦＣＤＭ  ｗｉｔｈ  ｔｗｏ  ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｔｈａｔ  ｐｒｉｏｒｉｔｉｚｅｓ  ｔｉｍｅ  ｄｏｍａｉｎ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｆｏｒ  ｆｏｒｗａｒｄ  ｌｉｎｋ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ａｃｃｅｓｓ」（ＶＴＣ２００３年春、１２７ページから１３２ページ、韓国済州島、２００３年４月）は、伝播チャンネルのパラメータ（チャンネルの帯域幅およびコヒーレンス時間）と、拡散パラメータＳＦおよびＳＴとに応じて、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの性能レベル（ＢＥＲ）に変調および符号化構成が影響を及ぼすことを明らかにしている。
【００４６】
さらに、Ｎ．ＭＡＥＤＡ、Ｙ．ＫＩＳＨＩＹＡＭＡ、  Ｋ．ＨＩＧＵＣＨＩ、Ｈ．ＡＴＡＲＡＳＨＩ、およびＭ．ＳＡＷＡＨＡＳＨＩによる論文「Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ  Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｉｎ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ  ａｎｄ  ＶＳＤ−ＣＤＭＡ」（ＩＥＥＥ  ＰＩＭＲＣ２００３年６頁から１１頁）では、拡散パラメータＳＴおよびＳＦを選択するために上記の数式（３）により測定される瞬間ＳＩＮＲの使用は殆ど有効ではない。何故なら、このＳＩＮＲは、有効信号のパワーと、干渉および熱雑音のパワーとを測定することによって得られるので、拡散パラメータに応じないからである。
【００４７】
従って、システムが、チャンネルの符号化／復号化モジュールを使用する場合、最適な拡散パラメータＳＦおよびＳＴを直接選択することができない。実際、チャンネルデコーダに入る同一の符号化データブロックを示す複数のＳＩＮＲ値が存在する。こうした多数のＳＩＮＲ値は、符号化情報ブロックの内部で伝播チャンネルの時間と周波数が変化することによるものである。その結果、チャンネル符号化と変調とを考慮しなければならないので、数式（３）により与えられるＳＩＮＲを最適化することは有効ではない。
【特許文献１】欧州特許出願公開第１５０３５３５号明細書
【非特許文献１】ＭＡＥＤＡ  Ｎ  ＥＴ  ＡＬ、「Ｖａｒｉａｂｌｅ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｆａｃｔｏｒ−ＯＦＣＤＭ  ｗｉｔｈ  ｔｗｏ  ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｔｈａｔ  ｐｒｉｏｒｉｔｉｚｅｓ  ｔｉｍｅ  ｄｏｍａｉｎ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｆｏｒ  ｆｏｒｗａｒｄ  ｌｉｎｋ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ａｃｃｅｓｓ」、ＶＴＣ  ２００３−ＳＰＲＩＮＧ．ＴＨＥ  ５７ＴＨ．  ＩＥＥＥ  ＳＥＭＩＡＮＮＵＡＬ  ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ  ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ．ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ．ＪＥＪＵ、ＫＯＲＥＡ、ＡＰＲＩＬ  ２２−２５、２００３、ＩＥＥＥ  ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ  ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ．ＮＥＷ  ＹＯＲＫ、ＮＹ、ＩＥＥＥ、ＵＳ、ｖｏｌ．１  ＯＦ  ４．ＣＯＮＦ．５７，  ２２  ａｖｒｉｌ  ２００３、ｐａｇｅｓ  １２７−１３２、ＸＰ００２３２８６１０
【非特許文献２】ＪＡＬＬＯＮ  Ｐ  ＥＴ  ＡＬ、「Ａｓｙｍｔｏｔｉｃ  ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＭＳＥ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｏｆ  ａ  ＭＣ−ＣＤＭＡ  ｓｙｓｔｅｍ」、ＶＴＣ  ２００３−ＳＰＲＩＮＧ．ＴＨＥ  ５７ＴＨ．  ＩＥＥＥ  ＳＥＭＩＡＮＮＵＡＬ  ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ  ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ．ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ．ＪＥＪＵ、ＫＯＲＥＡ、ＡＰＲＩＬ  ２２−２５、２００３、ＩＥＥＥ  ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ  ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ，ＮＥＷ  ＹＯＲＫ、ＮＹ、ＩＥＥＥ、ＵＳ、ｖｏｌ．１  ＯＦ  ４．ＣＯＮＦ．５７，  ２２  ａｖｒｉｌ  ２００３、ｐａｇｅｓ  ３６３−３６７、ＸＰ００２３１１５５０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４８】
本発明は、従来技術の欠点を解決することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４９】
このため、本発明は、送信機と受信機とを含み、直交振幅変調を用い、符号分割多元接続技術すなわちＣＤＭＡと、直交周波数分割多重化方式すなわちＯＦＤＭとを利用する、通信システム用の周波数拡散パラメータ（ＳＦ）および／または時間拡散パラメータ（ＳＴ）を選択する方法を提案し、Ｎが、受信機により用いられる高速フーリエ変換の大きさであり、ＳＦが、周波数拡散パラメータであるとき、周波数領域を、ＳＦ個のサブキャリアのＦ＝Ｎ／ＳＦ個のサブバンドに分割し、ＮＳが、データフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボルの数であり、ＳＴが、時間拡散パラメータであるとき、時間領域を、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ＝ＮＳ／ＳＴ個のブロックに分割し、この方法は、
伝播チャンネルの減衰係数を推定するステップと、
ＳＦ個のサブキャリアのＦ個のサブバンドと、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ個のブロックとの全てに対して、伝播チャンネルの減衰係数と、受信機が使用するイコライザのタイプとから、少なくとも一つの漸近的な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を決定するステップと、
変調から得られた各々の符号化情報ブロックに対して、周波数拡散パラメータ（ＳＦ）と、時間拡散パラメータ（ＳＴ）とに応じる解析式で表される圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比を導くステップと、
圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比の値を最大化する周波数拡散パラメータと時間拡散パラメータとを選択するステップとを含むことを特徴とする。
【００５０】
このようにして、周波数拡散パラメータＳＦおよび時間拡散パラメータＳＴは、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの計算を介して最適化される。こうした最適化により、伝播チャンネルの諸特性に応じて、すなわち、チャンネルのコヒーレンスバンドＢｃｏｈとチャンネルのコヒーレンス時間Ｔｃｏｈとに応じて、送信機と受信機との間の伝送品質を改善できる。
【００５１】
圧縮されたＳＩＮＲは、さらに、ビットエラーレートまたはパケットエラーレートを受信機レベルで推定するために使用可能であり、これは、通信品質を示す。
【００５２】
有利には、複数の漸近的なＳＩＮＲを決定し、特に、全ての漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）を決定する。これは、以下の式では、圧縮された漸近的なＳＩＮＲで示し、ＳＩＮＲｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄと記す。この値により、拡散パラメータをさらに正確に選択し、それによって伝送を改善することができる。
【００５３】
特に、漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、変調後に得られる符号化情報ブロックの内部で激しく変化する場合、これらの全ての値を用いて（従ってＦ×Ｔの数）、圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算することが有利である。
【００５４】
それに対して、漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が符号化情報ブロックの内部で殆ど変化しない場合、これらの値の幾つかだけを使用することが有利である。
【００５５】
特定の実施形態では、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの計算ステップで、次の式により、圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算する。
【数５０】
0004504345.tif 000011
【００５６】
ここで、
・  λは、受信機が予め分かっているスカラーで、変調と符号化とに応じる。その取得方法については後述する。
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  ｉおよびｊは、正の整数であり、
・  γ（ｉ、ｊ）は、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲである。
【００５７】
特定の実施形態では、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの計算ステップで、以下の近似を用いて反復的に圧縮された漸近的なＳＩＮＲを計算する。
【数５１】
0004504345.tif 000012
【００５８】
ここで、ｆＣ（｜ａ−ｂ｜）は、（｜ａ−ｂ｜）のみに応じて関数Ｉｎ（１＋ｅ−｜ａ−ｂ｜）に近づく予め計算されたテーブルである。
【００５９】
これにより、累乗操作や対数計算操作が回避され、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの計算を簡素化できる。
【００６０】
特定の実施形態では、選択ステップが、圧縮された漸近的なＳＩＮＲの値を最大化する周波数および時間拡散パラメータ対の網羅探索を行うことからなる。
【００６１】
この実施形態は、拡散パラメータの組の値の数が少なくて、たとえば約１０個である場合、特に実施が容易である。
【００６２】
変形実施形態では、選択ステップが、黄金分割による探索方法を適用することからなる。
【００６３】
この変形実施形態は、ユーザがたとえば速度約３ｋｍ／時でゆっくりと移動する場合、あるいは、チャンネルの周波数変化が殆どない場合に、特に有利である。
【００６４】
別の変形実施形態によれば、選択ステップは、ＳＦが周波数拡散パラメータ、ＳＴが時間拡散パラメータ、Ｌが拡散係数であるとき、制約がｇ（ＳＦ、ＳＴ）＝ＳＦＳＴ−Ｌと表される、ラグランジュ乗数技術を用いた制約下での最適化方法を適用することからなる。
【００６５】
この変形実施形態により、品質に関して優れた結果が得られる。
【００６６】
全ての上記の実施形態は、使用するイコライザのタイプとは無関係に適用できることに留意されたい。
【００６７】
しかし、本発明は、さらに、特定のイコライザを用いる場合における各種の特定の実施形態を提案する。
【００６８】
特定の実施形態では、本発明による方法が、単一ユーザのＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）イコライザを含む受信機とともに用いられる場合、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数５２】
0004504345.tif 000013
【００６９】
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数５３】
0004504345.tif 000014
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、ｐｉは、干渉する拡散符号のパワーであって、ｉ≠０であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数５４】
0004504345.tif 000015
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量である。
【００７０】
単一ユーザのＭＭＳＥイコライザでは、
【数５５】
0004504345.tif 000016
の特定の場合、漸近的なＳＩＮＲが次の関係式により定義される。
【数５６】
0004504345.tif 000017
このとき、各記号の表記は前出の式と同じである。
【００７１】
ＭＭＳＥイコライザを用いたこれらの実施形態により、多元接続の干渉の減少と、雑音レベル引き上げとの妥協を図ることができる。
【００７２】
特定の別の実施形態では、本発明による方法が、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、最大比合成）イコライザを含む受信機とともに用いられる場合、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数５７】
0004504345.tif 000018
このとき、
【数５８】
0004504345.tif 000019
【００７３】
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数５９】
0004504345.tif 000020
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数６０】
0004504345.tif 000021
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量である。
【００７４】
ＭＲＣイコライザを用いたこの実施形態は、単一ユーザのイコライザの出力におけるＳＮ比を最適化するために単一ユーザの状況下で特に有利である。
【００７５】
特定の別の実施形態では、本発明による方法が、マルチユーザのＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ、最小平均二乗誤差）イコライザを含む受信機とともに用いられる場合、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数６１】
0004504345.tif 000022
【００７６】
ここで、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌで、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数６２】
0004504345.tif 000023
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量であり、
・  ｐｋは、ｋ番目のユーザに適用されるパワーであり、
【数６３】
0004504345.tif 000024
【００７７】
ここで、μｐｏｗｅｒ（ｐ）は、ＬとＫが無限に近づこうとする一方でα＝Ｋ／Ｌが一定にとどまるときの、パワーの限界分布である。
【００７８】
この実施形態は、マルチユーザの状況下で特に有利である。
【００７９】
別の特定の実施形態では、本発明による方法が、ＥＧＣ（Ｅｑｕａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ、同等利得合成）イコライザを含む受信機とともに用いられる場合、ｉ＝０、…、Ｆ−１およびｊ＝０、…、Ｔ−１に対して、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドの漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数６４】
0004504345.tif 000025
このとき、
【数６５】
0004504345.tif 000026
【００８０】
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数６６】
0004504345.tif 000027
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数６７】
0004504345.tif 000028
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量である。
【００８１】
ＥＧＣイコライザは、信号の位相だけを修正し、均等化後の各サブキャリアの振幅を保持できるので、この実施形態により、（ＭＲＣイコライザとは異なって）雑音が制限されないチャンネルで符号の直交性を保持可能であり、そのため、干渉の項を減らすことができる。
【００８２】
上記の目的と同じ目的で、本発明は、また、送信機と受信機とを含み、直交振幅変調を用い、符号分割多元接続技術すなわちＣＤＭＡと、直交周波数分割多重化方式すなわちＯＦＤＭとを利用する、通信システム用の周波数拡散パラメータおよび／または時間拡散パラメータを選択する装置を提案し、Ｎが、受信機により用いられる高速フーリエ変換の大きさであり、ＳＦが、周波数拡散パラメータであるとき、周波数領域を、ＳＦ個のサブキャリアのＦ＝Ｎ／ＳＦ個のサブバンドに分割し、ＮＳが、データフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボルの数であり、ＳＴが、時間拡散パラメータであるとき、時間領域を、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ＝ＮＳ／ＳＴ個のブロックに分割し、前記装置は、
伝播チャンネルの減衰係数を推定するモジュールと、
ＳＦ個のサブキャリアのＦ個のサブバンドと、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ個のブロックとの全てに対して、伝播チャンネルの減衰係数と、受信機が使用するイコライザのタイプとから、少なくとも一つの漸近的な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を決定するモジュールと、
変調から得られた各々の符号化情報ブロックに対して、周波数拡散パラメータと時間拡散パラメータとに応じる解析式で表される、圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比を導く計算モジュールと、
圧縮された漸近的な信号対干渉雑音比の値を最大化する、周波数拡散パラメータと時間拡散パラメータとを選択するモジュールとを含むことを特徴とする。
【００８３】
また、同じ目的で、本発明は、さらに、上記の拡散パラメータの選択方法を実施するように構成された無線移動システムのシミュレーションユニットを提案する。
【００８４】
また、同じ目的で、本発明は、さらに、上記の拡散パラメータの選択装置を含む無線移動システムのシミュレーションユニットを提案する。
【００８５】
また、同じ目的で、本発明は、
上記の拡散パラメータの選択方法を実施するように構成された無線移動電話装置と、
上記の拡散パラメータの選択装置を含む無線移動電話とを提案する。
【００８６】
実際、本発明は、また、信号が送信装置から無線電話装置へと伝送され、少なくとも一つの上記の無線電話装置が、関与する圧縮された漸近的なＳＮＩＲを前述の方法で計算する信号の送受信方法の範囲で、移動電話等の受信装置に適用される。
【００８７】
従って、この移動電話装置は、圧縮された漸近的なＳＮＩＲを最適化可能な拡散パラメータを選択できる。その場合、最適な拡散パラメータは、伝送装置に戻されて、この移動体に対する伝送を最適化する。こうした拡散パラメータの最適化は、移動体が、チャンネルの減衰情報と、使用されるイコライザのタイプとを送信機に戻す場合、送信装置で直接実施可能である。
【００８８】
選択装置、無線移動システムのシミュレーションユニット、および移動電話装置の個々の特徴および長所は、選択方法の特徴および長所と同じであるので、ここでは説明を省く。
【００８９】
本発明の他の特徴および長所は、限定的ではなく例として挙げられた特定の実施形態の以下の詳しい説明を読めば、明らかになるであろう。説明は、添付図面を参照する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００９０】
３ＧＰＰ審議の際、チャンネルデコーダの出力でＢＥＲを推定可能な圧縮されたＳＮＩＲを見つけるために、「Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  Ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ  ＳＩＲ  Ｍａｐｐｉｎｇ」（ＥＥＳＭ）と呼ばれる技術が提案された。これについては、エリクソン社の文献「Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  ＳＮＲ  ｍａｐｐｉｎｇ  ｆｏｒ  ｍｏｄｅｌｌｉｎｇ  ｆｒａｍｅ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅｓ  ｉｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｓｔａｔｅ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」（３ＧＰＰ２−Ｃ３０−２００３０４２９−０１０）と、「Ｓｙｓｔｅｍ−ｌｅｖｅｌ  ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ−ｆｕｒｔｈｅｒ  ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ」（ＴＳＧ−ＲＡＮ  ＷＧ１  ＃３５、ポルトガル国リスボン、２００３年１１月１７日から２１日、Ｒ１−０３１３０３）を有効に参照することができる。
【００９１】
ＥＥＳＭの概略ブロック図を図７に示した。ｎ＝１、…、Ｎであるとき、ＳＮＩＲｎと記される１個のＳＮＩＲ（漸近的でない）をそれぞれが有するＮ個のＱＡＭシンボル（たとえば、いわゆるＢＰＳＫとも呼ばれるＱＡＭ−２、ＱＰＳＫとも呼ばれるＱＡＭ−４、またはＱＡＭ−１６）を、１個の符号化フレームが搬送すると仮定する。
【００９２】
ＥＥＳＭ技術は、チャンネルデコーダの出力でビットエラーレートを推定可能な、圧縮されたＳＮＩＲと呼ばれる単一のＳＮＩＲを見つけることからなる。そのため、ガウス伝播チャンネルに対して、入力ＳＮＩＲに応じてチャンネルデコーダの出力でＢＥＲを得られる変換テーブルを作成する。このテーブルの作成は、シミュレーションにより、または理論上可能なときは解析により、行われる。
【００９３】
圧縮されたＳＮＩＲは、以下の式により表せる。
【数６８】
0004504345.tif 000029
【００９４】
ここで、βは、変調符号化構成に応じるパラメータであり、Ｎｓｔａｔｅｓは、符号化情報ブロックにおけるチャンネルの状態数を示す。パラメータβは、後述する数式（１３）にあるパラメータλと同じ方法の情報処理シミュレーションにより得られる。従って、λの取得方法については、後で詳しく述べる。
【００９５】
本発明によれば、このＳＮＩＲ圧縮技術を、冒頭で挙げた数式（３）によりＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの場合に得られた漸近的なＳＮＩＲに適用し、符号化情報ブロックごとに漸近的なＳＮＩＲの値を得る。これを圧縮された漸近的なＳＮＩＲと呼ぶ。
【００９６】
Ｎが、受信機により用いられる高速フーリエ変換の大きさであり、ＳＦが、周波数拡散パラメータであるとき、周波数領域を、ＳＦ個のサブキャリアのＦ＝Ｎ／ＳＦ個のサブバンドに分割し、ＮＳが、データフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボルの数であり、ＳＴが、時間拡散パラメータであるとき、時間領域を、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ＝ＮＳ／ＳＴ個のブロックに分割する。
【００９７】
図８の流れ図が示すように、特定の実施形態では、拡散パラメータの選択方法の第一のステップ８０は、ｐ＝１、…、Ｎｓおよびｎ＝１、…、Ｎのとき、ｐ番目のＯＦＤＭシンボルのｎ番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰を示す、係数ｈｐ［ｎ］を推定することからなる。
【００９８】
次に、こうしたチャンネルの推定値から、ステップ８２で、ＳＦ個のサブキャリアのＦ個のサブバンドと、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ個のブロックとの全てに対して、数式（３）により、少なくとも一つの漸近的なＳＩＮＲを決定することができる。
【００９９】
漸近的なＳＮＩＲの決定に先立って、以下のパラメータが分かっているものとする。
・
【数６９】
0004504345.tif 000030
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが計算されるべき、拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  σ２は、追加されるガウス雑音の分散量（マルチセルラ環境の場合には干渉するセルのパワーを同様に含む）であり、
・  ｈｐ［ｎ］は、ｐ番目のＯＦＤＭシンボルのｎ番目のサブキャリアに対するチャンネルの減衰であり、
・  Ｌは、拡散係数、すなわち拡散符号の長さであり、
・  Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・  Ｎは、高速フーリエ変換の大きさであり、
・  Ｎｓは、「スロット」、すなわちデータフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボル数である。
【０１００】
上記のパラメータは、信号を介して分かるものもあれば、チャンネル推定メカニズムによって得られるものもある。
【０１０１】
１個のスロットは、Ｎ個のサブキャリアのＮｓ個のＯＦＤＭシンボルを含むので、ＮＮｓ／Ｌ個の異なる漸近的なＳＮＩＲが、数式（３）により計算され、これは、γ（ｉ、ｊ）と表される。図９が示すように、周波数領域は、ＳＦ個のサブキャリアのＦ＝Ｎ／ＳＦ個のサブバンドに分割され、一方で、時間領域は、ＳＴ個のＯＦＤＭシンボルのＴ＝ＮＳ／ＳＴ個のブロックに分割される。漸近的なＳＮＩＲの値γ（ｉ、ｊ）は、ｉ＝０、…、Ｆ−１でｊ＝０、…、Ｔ−１のとき、ｊ番目のブロックのｉ番目のサブバンドのＳＮＩＲである。
【０１０２】
単一ユーザのＭＭＳＥイコライザを受信機が含む送受信システムで、本発明による拡散パラメータの選択方法を使用する場合、漸近的なＳＮＩＲの値γ（ｉ、ｊ）は、次の式により定義される。
【数７０】
0004504345.tif 000031
【０１０３】
ここで、
・  ｐ０は、ＳＩＮＲが決定されるべき拡散符号により拡散された信号のパワーであり、
・  Ｌは、拡散係数、Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、
・  α＝Ｋ／Ｌは、システムの負荷であって、Ｋは、伝送された拡散符号の数であり、
・
【数７１】
0004504345.tif 000032
は、干渉する拡散符号の平均パワーであり、ｐｉは、干渉する拡散符号のパワーであって、ｉ≠０であり、
・  ｐとｋは、正の整数であり、
・
【数７２】
0004504345.tif 000033
は、（ｊ．ＳＴ＋ｋ）番目のＯＦＤＭシンボルの（ｉ．ＳＦ＋ｐ）番目のサブキャリアに対する伝播チャンネルの減衰であり、
・  σ２は、雑音の分散量である。
【０１０４】
同様に、単一ユーザのＭＭＳＥイコライザでは、ｉ≠０で、ｐｉが、干渉する拡散符号のパワーのとき、
【数７３】
0004504345.tif 000034
である場合、漸近的なＳＩＮＲが次の関係式により定義され、
【数７４】
0004504345.tif 000035
このとき、各記号の表記は前述の通りである。
【０１０５】
ＭＲＣイコライザの場合、漸近的なＳＮＩＲの値γ（ｉ、ｊ）は、次の式により決定される。
【数７５】
0004504345.tif 000036
【０１０６】
ここで、
【数７６】
0004504345.tif 000037
このとき、各記号の表記は前述の通りである。
【０１０７】
マルチユーザのＭＭＳＥイコライザの場合、漸近的なＳＩＮＲの値γ（ｉ、ｊ）が、以下の式で定義され、
【数７７】
0004504345.tif 000038
このとき、各記号の表記は前述の通りであり、
【数７８】
0004504345.tif 000039
【０１０８】
ここで、μｐｏｗｅｒ（ｐ）は、伝送される拡散符号の大きさＬと拡散符号の数Ｋが、無限に近づこうとする一方で、α＝Ｋ／Ｌが一定にとどまるときの、パワーの限界分布である。たとえば、システムが、パワーｐ１、…、ｐＫｃのＫｃ個のクラスを含む場合、
【数７９】
0004504345.tif 000040
であり、ここで、γｉは、クラスｉのパワーｐｉに属する符号率であり、δ（．）は、ディラク分布である。
【０１０９】
ＥＧＣイコライザの場合、漸近的なＳＩＮＲが、以下の式で定義され、
【数８０】
0004504345.tif 000041
このとき、
【数８１】
0004504345.tif 000042
であり、各記号の表記は前述の通りである。
【０１１０】
漸近的なＳＮＩＲγ（ｉ、ｊ）の決定ステップ８２の後で、ステップ８４は、以下の式により圧縮された漸近的なＳＮＩＲを導くことからなる。
【数８２】
0004504345.tif 000043
【０１１１】
ここで、スカラーλは、変調と符号化構成（コーダの効率とビットインターレース）にのみ応じる。実際、λは、伝播チャンネルと、システムの負荷と、（ＳＦ、ＳＴ）の組み合わせとは無関係である。
【０１１２】
λの各値は、受信機から予め分かっている。
【０１１３】
スカラーλは、情報処理シミュレーションにより得られる。必要なシミュレーションは、次の手順で行われる。最初に、符号化情報フレームｉに対して、考慮されたチャンネルモデルに対応するチャンネル構成の組を導く。これにより、符号化情報フレームｉに対して圧縮された漸近的なＳＮＩＲが得られ、これを、λに応じてＳＮＩＲｉｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ（λ）と記す。
【０１１４】
次に、１個のガウスチャンネルに対して、チャンネルデコーダの入力のＳＮＩＲに応じて、チャンネルデコーダの出力でビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すテーブル（同じくシミュレーションにより得られる）を用いて、λに応じる理論上のビットエラーレートを得て、ＢＥＲｉｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ（λ）と記す。その後、λに応じるこの理論上のＢＥＲと、チャンネルデコーダの出力でシミュレーションにより測定された現実のＢＥＲ（ＢＥＲｉｒｅａｌ）とを比較する。
【０１１５】
同一のλ値に対して複数のＢＥＲｉｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ（λ）値を得るために、多数のフレーム（たとえば１０００個のフレーム）でこれらの操作を繰り返す。その後、各ＢＥＲｉｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ（λ）をＢＥＲｉｒｅａｌと比較する。
【０１１６】
その場合、スカラーγは、全ての符号化情報フレームについて、ＢＥＲｉｒｅａｌとＢＥＲｉｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ（λ）との差を最小化することにより得られる。
【０１１７】
スカラーλは、変調符号化構成に応じるので、考慮される全ての変調符号化構成についてプロセスを繰り返す。
【０１１８】
従って、チャンネルの伝播条件の推定ユニット７０（図６参照）は、各組（ＳＦ、ＳＴ）について圧縮された漸近的なＳＮＩＲを計算し、最適な組み合わせを決定することができる。
【０１１９】
このようにして、ステップ８６では、以前に計算した圧縮された漸近的なＳＮＩＲを最大化する周波数拡散パラメータＳＦと時間拡散パラメータＳＴとの値を選択する。
【０１２０】
こうした圧縮されたＳＮＩＲの最適化プロセスは、様々な方法で実施可能である。
【０１２１】
ステップ８６で最適な組（ＳＦ、ＳＴ）を選択するには、ＳＦ、ＳＴの様々な構成について圧縮された漸近的なＳＮＩＲを計算することによって、網羅探索を行えばよい。たとえば、拡散係数Ｌ＝ＳＦ、ＳＴが３２である場合、（ＳＦ、ＳＴ）∈｛（１、３２）、（４、８）、（８、４）、（３２、１）｝に対して、圧縮された漸近的なＳＮＩＲを計算できる。このようにして、得られたＳＮＩＲの４つの値の中の最大値が、所定の変調符号化の組に対して保持されるべき（ＳＦ、ＳＴ）構成を供給する。
【０１２２】
変形実施形態では、黄金分割による探索方法を適用可能である。これについては、Ｗ．Ｈ．ＰＲＥＳＳ、Ｂ．Ｐ．ＦＬＡＮＮＥＲＹ、Ｓ．Ａ．ＴＥＵＫＯＬＳＫＹ、およびＷ．Ｔ．ＶＥＴＴＥＲＬＩＮＧの著作「Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ  Ｒｅｃｉｐｅｓ  ｉｎ  Ｃ」）１９８８年Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  Ｐｒｅｓｓ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ出版）の特に第１０．１章、３９７頁から４０２頁を有効に参照されたい。これは、パラメータＳＦでもパラメータＳＴでも、未知数を持つシステムを考慮する場合、探索間隔を最適に短縮可能な方法に関する。
【０１２３】
有利には、この方法は、たとえば速度約３ｋｍ／時でゆっくりと移動するユーザの場合、またはチャンネルの周波数がほとんど変化しない場合に使用される。
【０１２４】
ユーザがゆっくりと移動する前者のケースでは、パラメータＳＴの値を決め（たとえばＳＴ＝１６）、黄金分割方法によりＳＦを探索する。チャンネルの周波数がほとんど変わらない場合（たとえば、コヒーレンスバンドがＳＦより大きい場合）、ＳＦの値を定め（たとえばＳＦ＝１６）、黄金分割方法によりＳＴを探索する。
【０１２５】
別の変形実施形態によれば、最適な組（ＳＦ、ＳＴ）を選択するために、制約がｇ（ＳＦ、ＳＴ）＝ＳＦＳＴ−Ｌと表される、ラグランジュ乗数技術を用いた制約下での最適化方法を適用する。ラグランジュ乗数技術は、当業者にとってよく知られている。次のインターネットアドレスで説明を見つけることができる。ｈｔｔｐ：／／ｏｃｗ．ｍｉｔ．ｅｄｕ／ＮＲ／ｒｄｏｎｌｙｒｅｓ／Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ／１８−４６６Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ−ＳｔａｔｉｓｔｉｃｓＳｐｒｉｎｇ２００３／Ｆ６１３８Ｃ７４−ＡＡ６４−４Ｂ６３−９Ａ６０−３８Ａ４８３３ＡＥＣＣＢ／０／０ａｐｐｆ．ｐｄｆ。
【０１２６】
本発明は、また、関与する数量の対数や指数関数の計算を回避し、数式（１３）で示した圧縮された漸近的なＳＮＩＲの計算を簡素化することを提案する。
【０１２７】
そのため、以下の近似を用いる。
【数８３】
0004504345.tif 000044
【０１２８】
ここで、ｆＣ（｜ａ−ｂ｜）は、（｜ａ−ｂ｜）のみに応じ、関数Ｉｎ（１＋ｅ−｜ａ−ｂ｜）に非常に正確に近づく予め計算されたテーブルである。これについては、Ｐ．ＲＯＢＥＲＴＳＯＮ、Ｐ．ＨＯＥＨＥＲ、およびＥ．ＶＩＬＬＥＢＲＵＮの論文「Ｏｐｔｉｍａｌ  ａｎｄ  ｓｕｂ−ｏｐｔｉｍａｌ  ｍａｘｉｍｕｍ  ａ  ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｓｕｉｔａｂｌｅ  ｆｏｒ  ｔｕｒｂｏ−ｄｅｃｏｄｉｎｇ」（Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１１９ページから１２５ページ１９９７年）を有効に参照されたい。
【０１２９】
従って、圧縮された漸近的なＳＮＩＲの近似計算は、繰り返し行われる。すなわち、ｎ−１個の値がわかっていると仮定して、そこから次のようにｎ番目を導く。
Ｉｎ（ｅａ１＋…＋ｅａｎ）＝Ｉｎ（Ａ＋ａａｎ）、
このときＡ＝ｅａ１＋…＋ｅａｎ−１＝ｅα
【数８４】
0004504345.tif 000045
【０１３０】
本発明は、移動電話等の受信装置に適用可能である。図１０が示すように、システムを構成する移動電話伝送ネットワーク２００は、ネットワークサーバと、伝送インフラストラクチャーと、たとえばネットワークに結合される移動電話等の移動または携帯無線受信装置群２０２、２０４とからなるものとする。
【０１３１】
メッセージ２０６、２０８が、携帯機器２０２、２０４に送られる一方、携帯機器は、情報２１０、２１２、たとえばチャンネルの減衰情報または、伝送を最適化可能な拡散パラメータを返送する。
【０１３２】
そのため、携帯機器は、数式（１３）による圧縮された漸近的なＳＮＩＲを計算することにより、この圧縮された漸近的なＳＮＩＲを最大化可能な拡散パラメータを選択可能である。
【０１３３】
その後、これらの拡散パラメータが、送信基地局２１４に再送され、送信基地局は、たとえば拡散パラメータまたは変調符号化構成パラメータ等の、各種の送信パラメータを調整することができる。拡散パラメータの最適化は、移動装置が、チャンネルの減衰情報と、使用しているイコライザのタイプとを送信機に再送する場合、送信機で直接行える。
【０１３４】
本発明は、また、無線移動システムのシミュレータに適用可能である。
【０１３５】
このようなシステムシミュレータは、マルチセルラ環境をモデル化することにより、１個のセル内のビットレート、１個のセル内の複数ユーザの平均ビットレートの分布、またはパケット伝送における平均遅延の分布に関して、一つのネットワークの性能特徴が得られるソフトウェアである。
【０１３６】
システムシミュレータは、図１１に示したタイプのユニットに設置され、このユニットは、少なくとも一つのプロセッサ１００と、データ保存用のＲＡＭメモリ１０２と、たとえばプログラムの命令保存用のＲＯＭメモリ１０４とを含む。これらの様々な素子は、バス１０６により接続される。
【０１３７】
キーボード１０８等の周辺素子により、システムシミュレータのユーザは、ディスプレイスクリーン１１０に表示されたメッセージへの応答データを入力できる。このようにして、ユーザは、たとえばモビリティモデル（移動体の位置および速度）または伝播チャンネル用のモデルを選択できる。
【０１３８】
数式（１３）による圧縮された漸近的なＳＮＩＲ計算をシステムシミュレータに組み込むことにより、システムシミュレータにおいて、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムに対して最適な拡散パラメータを選択できるだけでなく、チャンネル復号化後のパケットエラーレートが得られ、これにより通信品質が示される。
【図面の簡単な説明】
【０１３９】
【図１】従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信機を示す概略図である。
【図２】図１の拡散モジュールのアーキテクチャを示す概略図である。
【図３】周波数領域および時間領域における拡散係数の様々な値に対する時間−周波数グリッドを示す図である。
【図４】周波数領域および時間領域における拡散係数の様々な値に対する時間−周波数グリッドを示す図である。
【図５】周波数領域および時間領域における拡散係数の様々な値に対する時間−周波数グリッドを示す図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信機を示す概略図である。
【図７】ＥＥＳＭ技術の概略ブロックを示す図である。
【図８】特定の実施形態における本発明による拡散パラメータの選択方法の主要ステップを示すフローチャートである。
【図９】「スロット」、すなわちデータフレームを符号化するために使用されるＯＦＤＭシンボル数を、ブロックとサブバンドとに分割することを示す図である。
【図１０】本発明を用いる移動電話装置を特定の実施形態で概略的に示す図である。
【図１１】本発明を用いる移動電話システムのシミュレータを含むことが可能なユニットを、特定の実施形態で概略的に示す図である。
【符号の説明】
【０１４０】
１００  プロセッサ
１０２  データ保存用のＲＡＭ
１０４  ＲＯＭ
１０６  バス
１０８  キーボード
１１０  ディスプレイスクリーン
２００  移動電話伝送ネットワーク
２０２、２０４  携帯無線受信装置群
２０６、２０８  メッセージ
２１０、２１２  情報
２１４  送信基地局
【図１】
0004504345.tif 000086
【図２】
0004504345.tif 000087
【図３】
0004504345.tif 000088
【図４】
0004504345.tif 000089
【図５】
0004504345.tif 000090
【図６】
0004504345.tif 000091
【図７】
0004504345.tif 000092
【図８】
0004504345.tif 000093
【図９】
0004504345.tif 000094
【図１０】
0004504345.tif 000095
【図１１】
0004504345.tif 000096