(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボルを送信する無線送信装置であって、
Ｉ軸方向またはＱ軸方向の電力値の正負のみで値を判定できるコンスタレーション位置に第１のビット情報を対応付けた対応関係に基づいて、前記第１のビット情報を変調して第１のシンボルを生成し、
Ｉ軸方向またはＱ軸方向の電力値の正負のみで値を判定できないコンスタレーション位置に前記第１のビット情報を対応付けた対応関係に基づいて、前記第１のビット情報を変調して第２のシンボルを生成する変調手段と、
前記第１のシンボルと前記第２のシンボルとをレピティション送信する送信手段と、
を具備する無線送信装置。
【請求項２】
前記変調手段は、
Ｉ軸方向またはＱ軸方向の電力値の正負のみで値を判定できるコンスタレーション位置に前記第１のビット情報を対応付け、Ｉ軸方向またはＱ軸方向の電力値の正負のみで値を判定できないコンスタレーション位置に第２のビット情報を対応付けた対応関係に基づいて、前記第１のビット情報および前記第２のビット情報を変調して前記第１のシンボルを生成し、
Ｉ軸方向またはＱ軸方向の電力値の正負のみで値を判定できないコンスタレーション位置に前記第１のビット情報を対応付け、Ｉ軸方向またはＱ軸方向の電力値の正負のみで値を判定できるコンスタレーション位置に前記第２のビット情報を対応付けた対応関係に基づいて、前記第１のビット情報および前記第２のビット情報を変調して前記第２のシンボルを生成する、
請求項１記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記第１のビット情報と前記第２のビット情報はそれぞれ２ビットずつの情報を含み、
前記変調手段は、１６ＱＡＭの変調方式を用いて前記第１のビット情報と前記第２のビット情報から１つのシンボルを生成する、
請求項２記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記第１のシンボルと前記第２のシンボルを周波数方向に配置する配置手段、をさらに具備し、
前記送信手段は、前記配置手段によって配置された前記第１のシンボルと前記第２のシンボルを同時にレピティション送信する、
請求項２記載の無線送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線通信においては、受信品質を向上させるために、アンテナを切り替えて同一の信号を送信するアンテナダイバーシチ送信や、信号に誤りが生じた際に受信側からの要求に応じてその信号を再送する自動再送要求等が行われている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、アンテナダイバーシチ送信では、複数のアンテナを用意する必要があるため送信側の装置規模が大きくなってしまう。また、自動再送要求では、誤り率が大きいほど再送の頻度が増加して伝送効率が低下してしまう。
【０００４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく、受信品質を向上させることができる無線送信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１の態様に係るマルチキャリア信号生成方法は、ビット系列を複製して複数の同一ビットを得る複製ステップと、前記複数の同一ビットの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調ステップと、前記変調により得られるシンボルの各々を複数のサブキャリアの各々に割り当ててマルチキャリア信号を生成する生成ステップと、を具備し、前記複製ステップにおいて、Ｎ／Ｍ個（但し、Ｍは基準変調方式での１シンボルのビット数、Ｎは前記変調ステップで使用される変調方式での１シンボルのビット数）の前記複数の同一ビットを得るようにした。
【０００６】
この方法によれば、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得ることができ、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【０００７】
本発明の第２の態様に係る無線送信装置は、ビット系列を複製して複数の同一ビットを得る複製手段と、前記複数の同一ビットの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調手段と、前記変調により得られるシンボルの各々を複数のサブキャリアの各々に割り当ててマルチキャリア信号を生成する生成手段と、前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記複製手段は、Ｎ／Ｍ個（但し、Ｍは基準変調方式での１シンボルのビット数、Ｎは前記変調ステップで使用される変調方式での１シンボルのビット数）の前記複数の同一ビットを得る構成を採る。
【０００８】
この構成によれば、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号を送信するため、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得て、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【０００９】
本発明の第３の態様に係る無線送信装置は、前記変調手段から出力されるシンボル系列の順番を並べ替えるシンボルインタリーブ手段、をさらに具備する構成を採る。
【００１０】
この構成によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動の大きさを相違させることができるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【００１１】
本発明の第４の態様に係る無線送信装置は、前記複製手段から出力されるビット系列の順番を並べ替えるビットインタリーブ手段、をさらに具備する構成を採る。
【００１２】
この構成によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【００１３】
本発明の第５の態様に係る無線送信装置は、前記変調手段が、前記異なるシンボルにおいて前記複数の同一ビットの各々の配置位置を相違させて前記変調を行う構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、複数の同一ビットの尤度を合成することにより、複数の同一ビットの尤度を大きくかつ等しくすることができるため、受信品質をさらに向上させることができる。
【００１５】
本発明の第６の態様に係る無線通信端末装置は、上記いずれかの無線送信装置を搭載する構成を採る。また、本発明の第７の態様に係る無線通信基地局装置は、上記いずれかの無線送信装置を搭載する構成を採る。
【００１６】
これらの構成によれば、上記無線送信装置と同様の作用および効果を有する無線通信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
【００１７】
本発明の第８の態様に係る無線受信装置は、Ｎ／Ｍ個（但し、Ｍは基準変調方式での１シンボルのビット数、Ｎはマルチキャリア信号の送信側で使用される変調方式での１シンボルのビット数）の複数の同一ビットの各々が複数のサブキャリアの各々に割り当てられた前記マルチキャリア信号を受信する受信手段と、前記複数の同一ビットの尤度を合成する合成手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、１つのマルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに異なる複数の同一ビットの尤度を合成するため、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得ることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【００１９】
本発明の第９の態様に係る無線通信端末装置は、上記無線受信装置を搭載する構成を採る。また、本発明の第１０の態様に係る無線通信基地局装置は、上記無線受信装置を搭載する構成を採る。
【００２０】
これらの構成によれば、上記無線受信装置と同様の作用および効果を有する無線通信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく、受信品質を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す無線送信装置は、複製部１１と、１６ＱＡＭ部１２１および１６ＱＡＭ部１２２から構成される変調部１２と、Ｓ／Ｐ部１３と、Ｓ／Ｐ部１４と、ＩＦＦＴ部１５と、送信ＲＦ部１６と、アンテナ１７とから構成され、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号を送信するものである。
【００２４】
複製部１１は、入力されるビット系列を複製する。これにより、同一ビットが複製されて複数の同一ビットが生成される。複製元のビット系列は１６ＱＡＭ部１２１に入力され、複製されたビット系列は１６ＱＡＭ部１２２に入力される。
【００２５】
１６ＱＡＭ部１２１は、１６ＱＡＭの変調方式を使用して、複製元のビット系列を変調してシンボルにする。また、１６ＱＡＭ部１２２は、１６ＱＡＭの変調方式を使用して、複製されたビット系列を変調してシンボルにする。これにより、複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれることになる。
【００２６】
Ｓ／Ｐ部１３は、１６ＱＡＭ部１２１から直列に入力されるシンボル系列を並列に変換してＩＦＦＴ部１５に入力する。また、Ｓ／Ｐ部１４は、１６ＱＡＭ部１２２から直列に入力されるシンボル系列を並列に変換してＩＦＦＴ部１５に入力する。
【００２７】
ＩＦＦＴ部１５は、入力されたシンボル系列に対してＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理を施す。これにより、Ｓ／Ｐ部１３およびＳ／Ｐ部１４から入力された複数のシンボルの各々が、周波数が異なる複数のサブキャリアの各々に割り当てられたマルチキャリア信号が生成される。複製部１１によって複製された複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれているため、このＩＦＦＴ処理により、複数の同一ビットの各々が、周波数が異なる複数のサブキャリアの各々に割り当てられる。結果として、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号が生成される。
【００２８】
ここでは、マルチキャリア方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を使用するため、ＩＦＦＴ処理を行う。ＯＦＤＭ方式とはマルチキャリア変調方式の一種であり、マルチキャリア信号（ＯＦＤＭ方式で生成されるマルチキャリア信号を特にＯＦＤＭ信号という）を構成する複数のサブキャリアが互いに直交関係にある方式である。ＯＦＤＭ方式を使用することにより、各サブキャリアのスペクトルを重ねることができるため、周波数利用効率を向上させることができる。
【００２９】
送信ＲＦ部１６は、ＩＦＦＴ部１５から入力されるマルチキャリア信号に対して所定の無線処理（Ｄ／Ａ変換やアップコンバート等）を施した後、マルチキャリア信号をアンテナ１７を介して図２に示す無線受信装置に送信する。
【００３０】
図２は、本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。図２に示す無線受信装置は、アンテナ２１と、受信ＲＦ部２２と、ＦＦＴ部２３と、Ｐ／Ｓ部２４と、Ｐ／Ｓ部２５と、１６ＱＡＭ部２６１および１６ＱＡＭ部２６２から構成される復調部２６と、合成部２７とから構成され、図１に示す無線送信装置から送信されたマルチキャリア信号を受信して、そのマルチキャリア信号に含まれる複数の同一ビットの尤度を合成するものである。
【００３１】
受信ＲＦ部２２は、アンテナ２１を介して受信されるマルチキャリア信号に対して所定の無線処理（ダウンコンバートやＡ／Ｄ変換等）を施す。
【００３２】
ＦＦＴ部２３は、受信ＲＦ部２２から入力されたマルチキャリア信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施す。これにより、マルチキャリア信号がサブキャリア毎の複数のシンボルに分割される。分割後の複数のシンボルの半数がＰ／Ｓ部２４に並列に入力され、残りの半数がＰ／Ｓ部２５に並列に入力される。
【００３３】
Ｐ／Ｓ部２４は、ＦＦＴ部２３から並列に入力されるシンボル系列を直列に変換して１６ＱＡＭ部２６１に入力する。また、Ｐ／Ｓ部２５は、ＦＦＴ部２３から並列に入力されるシンボル系列を直列に変換して１６ＱＡＭ部２６２に入力する。
【００３４】
１６ＱＡＭ部２６１は、１６ＱＡＭの復調方式を使用してシンボルを復調した後、ビット毎の尤度を算出する。また、１６ＱＡＭ部２６２は、１６ＱＡＭの復調方式を使用してシンボルを復調した後、ビット毎の尤度を算出する。復調後のビット系列および算出された尤度はそれぞれ、合成部２７に入力される。
【００３５】
１６ＱＡＭ部２６１から入力されるビット系列に含まれるビットと同一のビットが１６ＱＡＭ部２６２から入力されるビット系列にも含まれているので、合成部２７は、それらの複数の同一ビットの尤度を合成する。このように合成することにより、受信品質を向上させることができる。
【００３６】
次いで、上記構成を有する無線送信装置および無線受信装置の動作について説明する。
【００３７】
図３は、ＱＰＳＫ変調での各シンボルのマッピングを示す図である。また、図４は、１６ＱＡＭ変調での各シンボルのマッピングを示す図である。図３に示すように、ＱＰＳＫでは４点のマッピング位置がある（すなわち、変調多値数が４である）ため、１シンボルに含めて送信することができるのは２ビットである。これに対し、１６ＱＡＭでは、図４に示すように１６点のマッピング位置がある（すなわち、変調多値数が１６である）ため、１シンボルに含めて送信することができるのは４ビットである。このように、変調方式をＱＰＳＫから１６ＱＡＭに変更することにより、１シンボルに含めて送信できるビット数を２倍にすることができる。つまり、変調多値数を大きくするほど、１シンボルで送信できるビット数を大きくすることができる。
【００３８】
なお、図３および図４においてｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４は、シンボルにおいてビットが配置される位置を示すビット番号である。例えば、図４では、ｂ４が最上位ビットを示し、ｂ１が最下位ビットを示す。
【００３９】
変調方式がＱＰＳＫである場合は、サブキャリアと送信ビットとの対応関係は図５に示すようになる。図５では、マルチキャリア信号はｆ１〜ｆ１６の１６本のサブキャリアで構成される。また、ビット１〜３２の３２ビットのビット系列をＱＰＳＫ変調して、ｆ１〜ｆ１６の１６本のサブキャリアで送信する場合を示す。３２ビットのビット系列をＱＰＳＫ変調するので、Ｓ１〜Ｓ１６の１６個のシンボルが生成される。シンボルＳ１〜Ｓ１６はそれぞれ、サブキャリアｆ１〜ｆ１６に割り当てられる。また、各シンボルにはそれぞれ２ビット含まれる。
【００４０】
これに対し、図１に示す無線送信装置では、変調方式に１６ＱＡＭを使用する。上述したように、１６ＱＡＭでは、ＱＰＳＫに比べて、同じシンボル数で２倍の数のビットを送信できる。つまり、ＱＰＳＫを１６ＱＡＭにすることにより、１６シンボル、１６サブキャリアで６４ビットを送信することができる。換言すれば、ＱＰＳＫにおいて１６本のサブキャリアで送信していた３２ビットを、１６ＱＡＭでは半数の８本のサブキャリアで送信することができる。つまり、ＱＰＳＫを１６ＱＡＭにすることにより、８本のサブキャリアに余裕が生じる。そこで、図１に示す無線送信装置では、その余裕が生じた８本のサブキャリアで、複製された同一ビット１〜３２を送信する。具体的には、以下のようにする。
【００４１】
図６は、本発明の実施の形態１に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図である。図１に示す無線送信装置では、まず、ビット１〜３２のビット系列を複製する。そして、複製元のビット１〜３２を１６ＱＡＭ変調してシンボルＳ１〜Ｓ８とし、複製されたビット１〜３２を１６ＱＡＭ変調してシンボルＳ９〜Ｓ１６とする。これにより複数の同一ビットの各々が異なるシンボルに含まれる。例えば、図６に示すように、ビット１〜４は、シンボルＳ１とＳ９の双方に含まれる。
【００４２】
ここで、本実施の形態では変調方式をＱＰＳＫから１６ＱＡＭにした（すなわち、変調多値数を４から１６にした）ので、同一ビットを２つに複製した。しかし、変調方式をＱＰＳＫから６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭにすることも可能である。６４ＱＡＭにした場合、すなわち変調多値数を６４にした場合は、ＱＰＳＫと同じシンボル数およびサブキャリア数で、ＱＰＳＫの３倍のビット数を送信することができる。よって、６４ＱＡＭにした場合には同一ビットを３つに複製する。また、２５６ＱＡＭにした場合、すなわち変調多値数を２５６にした場合は、ＱＰＳＫと同じシンボル数およびサブキャリア数で、ＱＰＳＫの４倍のビット数を送信することができる。よって、２５６ＱＡＭにした場合には同一ビットを４つに複製する。なお、変調方式をＢＰＳＫからＱＰＳＫにすることによって、２倍のビット数を送信できるようにすることも可能である。
【００４３】
シンボルＳ１〜Ｓ８のシンボル系列とシンボルＳ９〜Ｓ１６のシンボル系列はそれぞれ別個に直並列変換された後、ＩＦＦＴ処理される。このＩＦＦＴ処理により、図６に示すように、シンボルＳ１〜Ｓ８はサブキャリアｆ１〜ｆ８に割り当てられる。また、シンボルＳ９〜Ｓ１６は、変調方式をＱＰＳＫから１６ＱＡＭにすることにより余裕が生じたサブキャリアｆ９〜ｆ１６に割り当てられる。つまり、複製元のビット１〜３２はサブキャリアｆ１〜ｆ８に割り当てられ、複製されたビット１〜３２はサブキャリアｆ９〜ｆ１６に割り当てられる。この結果、周波数が異なるサブキャリアに同一ビットが割り当てられる。例えば、ビット１は、サブキャリアｆ１とｆ９の双方に割り当てられる。これによりビット１は、周波数ｆ１と周波数ｆ９の２つの周波数で送信されることになる。サブキャリアｆ１〜ｆ１６で構成されるマルチキャリア信号は図２に示す無線受信装置に送信される。
【００４４】
図７に示すように、マルチキャリア信号においては、マルチパスの影響により周波数軸方向のフェージング変動が非常に大きくなる。このため、サブキャリア毎に受信レベルが変動する。よって、サブキャリアｆ１に割り当てられたビット１の受信レベルが低くても、サブキャリアｆ９に割り当てられたビット１の受信レベルが高いこともある。
【００４５】
そこで、マルチキャリア信号を受信した図２に示す無線受信装置では、異なるサブキャリアに割り当てられた同一ビットの尤度を合成する。例えば、サブキャリアｆ１に割り当てられたビット１の尤度と、サブキャリアｆ９に割り当てられたビット１の尤度とを合成する。これにより、周波数ダイバーシチ利得が得られ、ビット系列に含まれるビット１〜３２の受信品質を向上させることができる。
【００４６】
なお、変調方式をＱＰＳＫから１６ＱＡＭにすることにより、そのままでは図８に示すように誤り率特性が劣化すると考えられる。図８において、３１はＱＰＳＫの誤り率特性を示し、３２は１６ＱＡＭの誤り率特性を示す。しかし、本実施の形態では、マルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに異なる複数の同一ビットの尤度を合成するため、周波数ダイバーシチ利得が得られ、その結果、誤り率特性は３３に示すようにＱＰＳＫより向上すると考えられる。
【００４７】
このように本実施の形態によれば、周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア信号を送信し、１つのマルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに異なる複数の同一ビットの尤度を合成する。このため、一度の送信で周波数軸方向のダイバーシチ利得を得ることができる。つまり、複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させることができる。また、伝送レートを変更することなくダイバーシチ利得を得て受信品質を向上させることができる。また、変調多値数が大きくなるほどマルチキャリア信号に含まれる同一ビットの数が大きくなるため、変調多値数を大きくすることによって周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【００４８】
（実施の形態２）
図９に示すように、通常、フェージング変動は周波数軸方向に周期性を有する。このため、上記図６に示すように、同一ビットが含まれるシンボルを周期的に配置したのでは、複数の同一ビットのすべてについて受信レベルが大きく落ち込んでしまい、ダイバーシチ利得が得られないことがある。
【００４９】
そこで、本実施の形態では、同一ビットが含まれるシンボルを周波数軸上において周期的に配置しないようにする。例えば、上記図６において、シンボルＳ１とＳ９の間の周波数軸上における間隔を、シンボルＳ２とＳ１０の間の周波数軸上における間隔と相違させる。これは、以下の構成により達成される。
【００５０】
図１０は、本発明の実施の形態２に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態１の構成（図１）と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。インタリーブ部１８は、変調部１２から出力されるシンボル系列の順番を並べ替える。つまり、所定のインタリーブパターンに従ってシンボル系列をインタリーブする。
【００５１】
また、図１１は、本発明の実施の形態２に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態１の構成（図２）と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。デインタリーブ部２８は、Ｐ／Ｓ部２４およびＰ／Ｓ部２５から出力されるシンボル系列の順番を、無線送信装置で行われたインタリーブと逆に並べ替えて、インタリーブ前のシンボル系列とする。つまり、無線送信装置で行われたインタリーブに応じて、シンボル系列をデインタリーブする。
【００５２】
次いで、シンボルインタリーブの方法について説明する。本実施の形態では、シンボルインタリーブとして、以下の図１２〜図１４に示す３つの方法のうちいずれか１つを行う。
【００５３】
図１２に示すインタリーブ方法では、複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番をそのままにし、複製されたビットが含まれるシンボル系列の順番を複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番と逆にする。よって、上記図６においてサブキャリアｆ９に割り当てられていたシンボルＳ９は、図１２ではサブキャリアｆ１６に割り当てられる。また、上記図６においてサブキャリアｆ１６に割り当てられていたシンボルＳ１６は、図１２ではサブキャリアｆ９に割り当てられる。これにより、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。これにより、実施の形態１に比べて、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。
【００５４】
また、図１３に示すインタリーブ方法では、複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番をそのままにし、複製されたビットが含まれるシンボル系列の順番を複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番とは無関係に並べ替える。例えば、図１３に示すようにして、シンボルＳ９〜Ｓ１６だけを並べ替える。これにより、上記図１２と同様に、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、上記図１２に示すインタリーブ方法に比べ、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
【００５５】
また、図１４に示すインタリーブ方法では、複製元のビットが含まれるシンボル系列と複製されたビットが含まれるシンボル系列とを合わせて並べ替える。例えば、図１４に示すようにして、シンボルＳ１〜Ｓ１６のすべてを対象として並べ替える。これにより、上記図１２と同様に、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、上記図１３に示すインタリーブ方法に比べ、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきがさらに大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
【００５６】
このように本実施の形態によれば、この構成によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動の大きさを相違させることができるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【００５７】
（実施の形態３）
本実施の形態では、複数の同一ビットを周波数軸上において周期的に配置しないようにする。これは、以下の構成により達成される。
【００５８】
図１５は、本発明の実施の形態３に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態１の構成（図１）と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。インタリーブ部１９は、複製部１１から出力されるビット系列の順番を並べ替える。つまり、所定のインタリーブパターンに従ってビット系列をインタリーブする。
【００５９】
１６ＱＡＭ部１２１は、１６ＱＡＭの変調方式を使用して、６４ビットのうち上位３２ビットのビット系列を変調してシンボルにする。また、１６ＱＡＭ部１２２は、１６ＱＡＭの変調方式を使用して、６４ビットのうち下位３２ビットのビット系列を変調してシンボルにする。
【００６０】
また、図１６は、本発明の実施の形態３に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態１の構成（図２）と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。デインタリーブ部２９は、復調部２６から出力されるビット系列の順番を、無線送信装置で行われたインタリーブと逆に並べ替えて、インタリーブ前のビット系列とする。つまり、無線送信装置で行われたインタリーブに応じて、ビット系列をデインタリーブする。
【００６１】
次いで、ビットインタリーブの方法について説明する。本実施の形態では、ビットインタリーブとして、以下の図１７および図１８に示す２つの方法のうちいずれか１つを行う。
【００６２】
図１７に示すインタリーブ方法では、複製元のビット系列の順番をそのままにし、複製されたビット系列の順番を複製元のビット系列の順番とは無関係に並べ替える。例えば、図１７に示すようにして、複製されたビット１〜３２だけを並べ替える。これにより、複数の同一ビットの周波数軸上における間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。
【００６３】
また、図１８に示すインタリーブ方法では、複製元のビット系列と複製されたビット系列とを合わせて並べ替える。例えば、図１８に示すようにして、複製元のビット１〜３２と複製されたビット１〜３２のすべてを対象として並べ替える。これにより、上記図１７と同様に、同一ビットが含まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる。また、上記図１７に示すインタリーブ方法に比べ、同一ビットが受けるフェージング変動のばらつきがさらに大きくなるため、周波数ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
【００６４】
このように本実施の形態によれば、周波数軸方向でのフェージング変動が周期性を有する場合に、複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフェージング変動のばらつきが大きくなるため、周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
【００６５】
（実施の形態４）
１６ＱＡＭでは、シンボルの１６点のマッピング位置の関係から、１シンボルに含まれる４ビットのうち、上位２ビットの尤度の方が下位２ビットの尤度よりも大きくなる。このことを利用し、本実施の形態では、複製元のビットが含まれるシンボルと複製されたビットが含まれるシンボルとにおいて、複数の同一ビットの各々を配置する位置を相違させるように変調する。換言すれば、複製元のビットが含まれるシンボルと複製されたビットが含まれるシンボルとにおいて、それらのマッピングを相違させて変調する。これは、以下の構成により達成される。
【００６６】
図１９は、本発明の実施の形態４に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態１の構成（図１）と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。１６ＱＡＭ部１２３は、１６ＱＡＭの変調方式を使用して、図２０に示すマッピング情報１によって与えられるマッピングパターンに従って、複製元のビット系列を変調してシンボルにする。また、１６ＱＡＭ部１２４は、１６ＱＡＭの変調方式を使用して、図２１に示すマッピング情報２によって与えられるマッピングパターンに従って、複製されたビット系列を変調してシンボルにする。
【００６７】
例えば、図２０および図２１においてマッピング点４１に着目すると、図２０では上位２ビットが“００”、下位２ビットが“１１”であり、図２１では上位２ビットが“１１”、下位２ビットが“００”である。よって、１６ＱＡＭ部１２３によってシンボルの上位２ビットに配置されたビットと同一のビットが、１６ＱＡＭ部１２４によってシンボルの下位２ビットに配置される。また、１６ＱＡＭ部１２３によってシンボルの下位２ビットに配置されたビットと同一のビットが、１６ＱＡＭ部１２４によってシンボルの上位２ビットに配置される。
【００６８】
ここで、サブキャリアと送信ビットとの対応関係を示すと図２２のようになる。例えば、同一ビットが含まれるシンボルＳ１とＳ９とに着目すると、シンボルＳ１の上位２ビットに配置されたビット３、４は、シンボルＳ９では下位２ビットに配置される。また、シンボルＳ１の下位２ビットに配置されたビット１、２は、シンボルＳ９では上位２ビットに配置される。よって、シンボルＳ１では、ビット３、４の尤度の方がビット１、２の尤度よりも大きくなり、逆に、シンボルＳ９では、ビット１、２の尤度の方がビット３、４の尤度よりも大きくなる。
【００６９】
次いで、無線受信装置について説明する。図２３は、本発明の実施の形態４に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、実施の形態１の構成（図２）と同一の部には同一の符号を付し、説明を省略する。１６ＱＡＭ部２６３は、１６ＱＡＭの復調方式を使用して、図２０に示すマッピング情報１によって与えられるマッピングパターンに従って、シンボルを復調してビット系列にする。また、１６ＱＡＭ部２６４は、１６ＱＡＭの復調方式を使用して、図２１に示すマッピング情報２によって与えられるマッピングパターンに従って、シンボルを復調してビット系列にする。
【００７０】
合成部２７は、実施の形態１と同様に、複数の同一ビットの尤度を合成する。上述したように、マッピング点４１に着目すると、図２０で上位２ビット（ｂ４、ｂ３）に配置された尤度の大きい“００”と同一のビットは、図２１で下位２ビット（ｂ２、ｂ１）に配置され尤度が小さくなる。また、図２０で下位２ビット（ｂ２、ｂ１）に配置された尤度の小さい“１１”と同一のビットは、図２１で上位２ビット（ｂ４，ｂ３）に配置され尤度が大きくなる。そこで、合成部２７は、図２４に示すように、複数の同一ビットの尤度を合成する。つまり、ｂ４に配置された“０”の尤度とｂ２に配置された“０”の尤度とを合成し、ｂ３に配置された“０”の尤度とｂ１に配置された“０”の尤度とを合成し、ｂ２に配置された“１”の尤度とｂ４に配置された“１”の尤度とを合成し、ｂ１に配置された“１”の尤度とｂ３に配置された“１”の尤度とを合成する。これにより、各ビットの尤度は、合成前より大きくかつ等しくなる。
【００７１】
このように本実施の形態によれば、尤度が相違する複数の同一ビットの尤度を合成して複数の同一ビットの尤度を大きくかつ等しくすることができるため、受信品質をさらに向上させることができる。
【００７２】
なお、本発明は、移動体通信システム等で使用される無線通信端末装置や無線通信基地局装置に用いて好適である。上記の無線送信装置および無線受信装置を無線通信端末装置や無線通信基地局装置に搭載することにより、上記同様の作用および効果を有する無線通信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
【００７３】
また、本発明は、周波数軸方向に拡散処理を行うマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）に適用することが可能である。適用した場合、サブキャリア毎のフェージング変動の相違に起因する拡散コード間の干渉のばらつきにより、拡散コード毎に尤度のばらつきが大きくなるので、ダイバーシチ効果がさらに大きくなることが期待できる。
【００７４】
また、本発明は、時間軸方向に拡散処理を行うマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ）に適用することが可能である。適用した場合、サブキャリア毎のフェージング変動の相違に起因して特定のサブキャリアで伝送している信号が極端に劣化するという問題に対して、ダイバーシチ効果により性能を改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施の形態１に係る無線送信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図３】ＱＰＳＫ変調での各シンボルのマッピングを示す図
【図４】１６ＱＡＭ変調での各シンボルのマッピングを示す図
【図５】ＱＰＳＫ変調におけるサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図６】本発明の実施の形態１に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図７】フェージング変動を示す図
【図８】誤り率特性を示す図
【図９】フェージング変動を示す図
【図１０】本発明の実施の形態２に係る無線送信装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態２に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態２に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図１３】本発明の実施の形態２に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図１４】本発明の実施の形態２に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図１５】本発明の実施の形態３に係る無線送信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態３に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態３に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図１８】本発明の実施の形態３に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図１９】本発明の実施の形態４に係る無線送信装置の構成を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図
【図２１】本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図
【図２２】本発明の実施の形態４に係るサブキャリアと送信ビットとの対応関係を示す図
【図２３】本発明の実施の形態４に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図２４】本発明の実施の形態４に係る合成方法を示す図
【符号の説明】
【００７６】
１１  複製部
１２  変調部
１３  Ｓ／Ｐ部
１４  Ｓ／Ｐ部
１５  ＩＦＦＴ部
１６  送信ＲＦ部
１７  アンテナ
２１  アンテナ
２２  受信ＲＦ部
２３  ＦＦＴ部
２４  Ｐ／Ｓ部
２５  Ｐ／Ｓ部
２６  復調部
２７  合成部
【図１】
0004398985.tif 000002
【図２】
0004398985.tif 000003
【図３】
0004398985.tif 000004
【図４】
0004398985.tif 000005
【図５】
0004398985.tif 000006
【図６】
0004398985.tif 000007
【図７】
0004398985.tif 000008
【図８】
0004398985.tif 000009
【図９】
0004398985.tif 000010
【図１０】
0004398985.tif 000011
【図１１】
0004398985.tif 000012
【図１２】
0004398985.tif 000013
【図１３】
0004398985.tif 000014
【図１４】
0004398985.tif 000015
【図１５】
0004398985.tif 000016
【図１６】
0004398985.tif 000017
【図１７】
0004398985.tif 000018
【図１８】
0004398985.tif 000019
【図１９】
0004398985.tif 000020
【図２０】
0004398985.tif 000021
【図２１】
0004398985.tif 000022
【図２２】
0004398985.tif 000023
【図２３】
0004398985.tif 000024
【図２４】
0004398985.tif 000025