(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１２Ｖ又は２４Ｖの低圧バッテリ（Ｅ）１と、前記バッテリ１の直流電圧を三相交流電圧に変換し、三相交流電動機（Ｍ）６に印加するものであって、６個のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｔ３〜Ｔ８をブリッジ接続し、かつ各ＩＧＢＴに夫々逆並列に接続された６個のダイオードＤ３〜Ｄ８からなるインバータ部４と、
前記バッテリ１の出力直流電圧を平滑する電解コンデンサ３と、
第１のＩＧＢＴＴ１のコレクタと第２のＩＧＢＴＴ２のソースを接続し、前記第１のＩＧＢＴＴ１のソースとコレクタに逆並列に第１のダイオードＤ１を接続し、前記第２のＩＧＢＴＴ２のソースとコレクタに逆並列に第２のダイオードＤ２を接続し、前記第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２の接続点並びに前記第１のＩＧＢＴＴ１と前記第２のＩＧＢＴＴ２の接続点にリアクトルＬの一端を接続し、前記リアクトルＬの他端を前記バッテリ１の陽極に接続し、前記バッテリ１の陰極を前記第２のＩＧＢＴＴ２のコレクタと前記第２のダイオードＤ２のアノードに接続し前記バッテリ１の直流電圧を昇圧する双方向型昇圧チョッパ部２と、
自動車のエンジン１４とダイナモ１５からなる発電装置からの交流を整流するダイオードＤ１７又は商用電源からの交流を整流するダイオードＤ１１〜Ｄ１６をブリッジ接続してなるコンバータ部１１と、
前記バッテリ１から前記チョッパ部２に流れる電流を電流検出器７により検出した電流を電流フィ−ドバック値とし、これを第１の比較器１３の一方の入力端子に供給し、前記電解コンデンサ３に印加されている電圧を電圧フィ−ドバック値ＰＮとして第２の比較器１２の一方の入力端子に供給し、前記第２の比較器１２の他方の入力端子にＰＮ電圧指令を供給し、前記第２の比較器１２で得られる電圧偏差を、ＰＩ制御器とリミッタを備えた制御器８に供給し、前記制御器８において求められる電流指令を、前記第１の比較器１３の他方の入力端子に供給し、前記第１の比較器１３で求められる電流偏差は、ＰＩ制御器９で増幅され、これがパワー増幅器１０を介して前記チョッパ部２のＩＧＢＴに供給するものであり、前記第１の比較器１３の入力端子であって前記制御器８からの出力である電流指令又は充電電流指令のいずれかを切換可能にするとともに、前記電流指令の与えられる側に設ける常閉接点１８ｂ及び前記電流指令の与えられる側とは異なる側に設ける常開接点１８ａからなる２連動スイッチ１８と、
前記常開接点１８ａと前記第１の比較器１３との間に設けるものであって、常時開路しているスイッチ１９と、
前記電圧フィ−ドバック値ＰＮを入力しこれを反転する反転入力端子及びＰＮクランプ電圧を入力する入力端子を有し、両者の電圧偏差を求める第１のコンパレータ１６と、
前記第１のコンパレータ１６の出力と交流電圧の監視信号を入力し、両者の論理積を求め、これを前記２連動スイッチ１８に与えて前記常開接点１８ａを閉じ、かつ前記常閉接点１８ｂを開く論理積回路１７と、
前記バッテリ１の電圧を入力し、これを反転する反転入力端子及び過充電クランプ電圧を入力する入力端子を有し、両者の偏差が生じたとき前記スイッチ１９を閉じる第２のコンパレータとを備えた制御部５と、
を具備し、前記交流電動機６が回転して３０００（１／分）までの回転速度のときは、前記必要なＰＮ電圧を低くし、前記交流電動機６の速度によって前記ＰＮ電圧指令を可変させるようにし、かつ前記交流電動機６の回転速度が３０００（１／分）を超えたときは前記ＰＮ電圧を設定値以上にならないようにしたことを特徴とする電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機（同期電動機、誘導電動機）を駆動制御する電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来のバッテリ駆動サーボアンプと呼ばれる電動機制御装置の一例を示す回路図である。これは１２Ｖ又は２４Ｖの低圧バッテリ（Ｅ）１と、バッテリ１の直流電圧から交流１００Ｖ又は２００Ｖの電源を作るＤＣ／ＡＣコンバータ２４と、コンバータ２４の交流電圧を整流するダイオードＤ２１〜Ｄ２６をブリッジ接続してなるコンバータ部２５と、コンバータ部２５の直流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機（Ｍ）６に印加するものであって、スイッチ素子例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｔ３〜Ｔ８をブリッジ接続し、かつ各ＩＧＢＴに夫々逆並列に接続されたダイオードＤ３〜Ｄ８からなるインバータ部４と、コンバータ部２５の出力直流電圧を平滑する平滑コンデンサ例えば電解コンデンサ３と、インバータ部４の入力側とコンバータ部２５の出力側の間接続され、交流電動機６の回生エネルギを消費する抵抗器２７とスイッチ素子例えばＩＧＢＴ２８の直列回路と、インバータ部４のＩＧＢＴＴ３〜Ｔ８並びにＩＧＢＴ２８をオンオフ制御したり、外部からのトルク指令、速度指令、または位置指令を受けて、インバータ部４のスイッチ素子を制御して交流電動機６にかける電圧を可変させて交流電動機６を制御するための制御部２６とからなっている。
【０００３】
このように、図８の例ではバッテリ１とバッテリ駆動サーボアンプのインバータ部４を接続するのに、交流電圧を整流するダイオードＤ２１〜Ｄ２６をブリッジ接続してなるコンバータ部２５を介在させているので、交流電動機６の減速時や交流電動機６に駆動される負荷からの回転力で回されている時のインバータ部４の回生エネルギは、バッテリ１には回生できない。
【０００４】
図９は従来のバッテリ駆動サーボアンプと呼ばれる電動機制御装置の他例を示す回路図であり、この例は図８のＤＣ／ＡＣコンバータ２４と、コンバータ部２５と、抵抗器２７とＩＧＢＴ２８の直列回路を取り除いたものである。このように構成することにより、交流電動機６の減速時や交流電動機６に駆動される負荷からの回転力で回されている時のインバータ部４の回生エネルギは、バッテリ１には回生できる。この場合、バッテリ１としては、例えば図８のような低圧のバッテリを多数直列接続した高圧のバッテリを直接インバータ部に接続した同様の構成となっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べた図８の構成では、交流電動機６からのインバータ部４における回生エネルギは、バッテリ１に回生できないため、インバータ部４の回生エネルギは、コンバータ部２５の電源母線ＰＮ間に接続されている電解コンデンサ３に蓄えられるが、回生エネルギの電圧が規定値以上になった場合には、抵抗器２７とＩＧＢＴ２８を用いて抵抗器２７の発熱で消費することになるためエネルギの無駄が生ずる。又、回生エネルギが大きい場合は、抵抗器２７が大容量となるため寸法も大きくなり実装面積やコストが増大する欠点がある。
【０００６】
図９では以下のような問題点がある。一般に、ＩＧＢＴは、ＡＣ２００Ｖを整流、平滑した直流電源に接続することを想定して６００Ｖ耐圧仕様の素子がほとんどである。このため、バッテリ電源を使用するサーボアンプやインバータ部４は、ＩＧＢＴを効率よく使うためバッテリ電圧を高くして使用している。よって、バッテリ充電作業や交換作業に危険が伴う。また、電圧を高くするため、多くの低圧バッテリ１を直列に接続したり、内部で直列接続した特殊なバッテリを用いなければならない。
【０００７】
このようなことから、従来バッテリ電圧を下げるため、図９のインバータ部４を構成するスイッチ素子として、ＩＧＢＴに代えて低耐圧のパワーＭＯＳＦＥＴを使用する方法もあるが、これでも下記の理由により不利な点が多々あり現実的でない。
【０００８】
１）交流電動機６の誘起電圧を小さくするため、アマチュア電流を大きくせざるを得なく、このためインバータ部４のスイッチ素子が大型化してしまい、且つインバータ部４と交流電動機６間の電線を太くしなければならない。
【０００９】
２）バッテリ電圧に対して、インダクタンスωＬＩの低下の比率が大きくなるため、交流電動機６のインダクタンスωＬＩを極力小さくしなければならない。よって、スイッチング周波数を上げなければならず、スイッチング損失が増加する。
【００１０】
３）バッテリ電圧に対して、インダクタンスωＬＩの電圧降下とスイッチ素子の電圧降下の比率が大きくなるため、交流電動機６に印加する電圧が小さくなる。これも、アマチュア電流が大きくなる原因となる。
【００１１】
４）直流電源ラインのインダクタンスによって、電流変化率ｄｉ／ｄｔでの電圧降下が、直流電圧に対して比率が大きくなる。このことは、交流電動機６に印加する電圧が小さくなる原因となる。
【００１２】
本発明は、以上のような問題点を除去するためなされたもので、電圧の高い電動機を制御するのに、高圧のバッテリが必要なく、バッテリ交換時の安全性が高くなりメンテナンス性が向上し、省エネならびに小型軽量化が可能となる電動機制御装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、請求項１に対応する発明は、１２Ｖ又は２４Ｖの低圧バッテリ（Ｅ）１と、前記バッテリ１の直流電圧を三相交流電圧に変換し、三相交流電動機（Ｍ）６に印加するものであって、６個のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｔ３〜Ｔ８をブリッジ接続し、かつ各ＩＧＢＴに夫々逆並列に接続された６個のダイオードＤ３〜Ｄ８からなるインバータ部４と、
前記バッテリ１の出力直流電圧を平滑する電解コンデンサ３と、
第１のＩＧＢＴＴ１のコレクタと第２のＩＧＢＴＴ２のソースを接続し、前記第１のＩＧＢＴＴ１のソースとコレクタに逆並列に第１のダイオードＤ１を接続し、前記第２のＩＧＢＴＴ２のソースとコレクタに逆並列に第２のダイオードＤ２を接続し、前記第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２の接続点並びに前記第１のＩＧＢＴＴ１と前記第２のＩＧＢＴＴ２の接続点にリアクトルＬの一端を接続し、前記リアクトルＬの他端を前記バッテリ１の陽極に接続し、前記バッテリ１の陰極を前記第２のＩＧＢＴＴ２のコレクタと前記第２のダイオードＤ２のアノードに接続し前記バッテリ１の直流電圧を昇圧する双方向型昇圧チョッパ部２と、
自動車のエンジン１４とダイナモ１５からなる発電装置からの交流を整流するダイオードＤ１７又は商用電源からの交流を整流するダイオードＤ１１〜Ｄ１６をブリッジ接続してなるコンバータ部１１と、
前記バッテリ１から前記チョッパ部２に流れる電流を電流検出器７により検出した電流を電流フィ−ドバック値とし、これを第１の比較器１３の一方の入力端子に供給し、前記電解コンデンサ３に印加されている電圧を電圧フィ−ドバック値ＰＮとして第２の比較器１２の一方の入力端子に供給し、前記第２の比較器１２の他方の入力端子にＰＮ電圧指令を供給し、前記第２の比較器１２で得られる電圧偏差を、ＰＩ制御器とリミッタを備えた制御器８に供給し、前記制御器８において求められる電流指令を、前記第１の比較器１３の他方の入力端子に供給し、前記第１の比較器１３で求められる電流偏差は、ＰＩ制御器９で増幅され、これがパワー増幅器１０を介して前記チョッパ部２のＩＧＢＴに供給するものであり、前記第１の比較器１３の入力端子であって前記制御器８からの出力である電流指令又は充電電流指令のいずれかを切換可能にするとともに、前記電流指令の与えられる側に設ける常閉接点１８ｂ及び前記電流指令の与えられる側とは異なる側に設ける常開接点１８ａからなる２連動スイッチ１８と、
前記常開接点１８ａと前記第１の比較器１３との間に設けるものであって、常時開路しているスイッチ１９と、
前記電圧フィ−ドバック値ＰＮを入力しこれを反転する反転入力端子及びＰＮクランプ電圧を入力する入力端子を有し、両者の電圧偏差を求める第１のコンパレータ１６と、
前記第１のコンパレータ１６の出力と交流電圧の監視信号を入力し、両者の論理積を求め、これを前記２連動スイッチ１８に与えて前記常開接点１８ａを閉じ、かつ前記常閉接点１８ｂを開く論理積回路１７と、
前記バッテリ１の電圧を入力し、これを反転する反転入力端子及び過充電クランプ電圧を入力する入力端子を有し、両者の偏差が生じたとき前記スイッチ１９を閉じる第２のコンパレータとを備えた制御部５と、
を具備し、前記交流電動機６が回転して３０００（１／分）までの回転速度のときは、前記必要なＰＮ電圧を低くし、前記交流電動機６の速度によって前記ＰＮ電圧指令を可変させるようにし、かつ前記交流電動機６の回転速度が３０００（１／分）を超えたときは前記ＰＮ電圧を設定値以上にならないようにしたことを特徴とする電動機制御装置である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【００２３】
図１は、本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態を示す回路図であり、概略図９の従来の技術に、リアクトルＬと、スイッチ素子例えばＩＧＢＴＴ１，Ｔ２及びダイオードＤ１，Ｄ２からなる双方向型昇圧チョッパ部２を、バッテリ１と電解コンデンサ３の間に追加配設したものである。
【００２４】
図２は双方向型昇圧チョッパ部２並びにＩＧＢＴＴ１，Ｔ２の制御部５の関係を説明するための回路図である。双方向型昇圧チョッパ部２は、具体的には、図２に示すようにＩＧＢＴＴ１のコレクタとＩＧＢＴＴ２のソースを接続し、ＩＧＢＴＴ１のソースとコレクタに逆並列にダイオードＤ１を接続し、ＩＧＢＴＴ２のソースとコレクタに逆並列にダイオードＤ２を接続し、ダイオードＤ１とＤ２の接続点並びにＩＧＢＴＴ１とＴ２の接続点にリアクトルＬの一端を接続し、リアクトルＬの他端をバッテリ１の陽極に接続し、バッテリ１の陰極をＩＧＢＴＴ２のコレクタとダイオードＤ２のアノードに接続したものである。
【００２５】
制御部５には、バッテリ１に流れる電流を電流検出器例えば変流器７により検出した電流（電流フィードバック値）を入力し、又電解コンデンサ３に印加される電圧（電圧フィードバック値）を入力し、制御部５はＰＷＭ制御によりＩＧＢＴＴ１，ＩＧＢＴＴ２のゲートに対してゲート信号が与えられる。
【００２６】
図３の制御部５の詳細を説明するためのブロック図であり、ＰＮ電圧を任意の電圧指令に制御するため、電圧フィードバック信号が比較器１２に入力されている。これにより、電動機６の力行時のＰＮ電圧の降下や電動機回生時のＰＮ電圧上昇を抑え、電圧を安定させることができる。
【００２７】
比較器１２の出力であるＰＮ電圧偏差は、ＰＩ制御器とリミッタを備えた制御器８に入力され、制御器８内で電流指令が求められ、この電流指令と電流フィードバック信号が比較器１３に入力され、比較器１３により得られる電流偏差は、ＰＩ制御器９を介してパワー増幅器１０に入力される。このようにして電流指令にリミッタを設けることで、ＩＧＢＴＴ１，ＩＧＢＴＴ２とバッテリ１の過電流を防ぐことができる。
【００２８】
ここで、ＰＩ制御器９の出力値でＩＧＢＴＴ１，ＩＧＢＴＴ２のオン，オフのデュティが決定される。パワー増幅器１０の部分がＩＧＢＴＴ１，ＩＧＢＴＴ２に当たる。例えばインバータ部４が力行時、ＰＮ間の電解コンデンサ３から電流が流出し電圧は下がり、ＰＮ電圧指令との誤差が生じ、その誤差をＰＩ制御器９で増幅し、バッテリ１からＰＮ間の電解コンデンサ３への電流指令が発生し、電流フィードバックとの誤差を次のＰＩ制御器９で増幅し、ＩＧＢＴＴ２のオンのデュティが広がりより多くの電流が電解コンデンサ３に供給される。
【００２９】
図４のＷ１に示す電動機回転速度が低い場合は、必要なＰＮ電圧も低くてよい。ＰＮ電圧が低ければ、スイッチング損失は減少する。よって、電動機６の速度によってＰＮ電圧指令を可変させる方法（低速時にＰＮ電圧を下げる）を用いると、双方向型チョッパ部のみならずインバータ部４のスイッチング損失を低減でき、省エネルギ化が可能になる。図４のＷ２に示す電動機回転速度が高いときは、ＰＮ電圧を設定値以上にならないようにし、ＩＧＢＴの耐圧保護を行う。
【００３０】
力行時のスイッチ素子の動作を説明すると、ＩＧＢＴＴ２がオンするとバッテリ１から電流がリアクトルＬに流れる。こうして電流は増加し続けるがある値の時に、ＩＧＢＴＴ２をオフするとリアクトルＬには電流が流れ続けるように逆起電圧が生じ、ダイオードＤ１を通して電源母線ＰＮ間の電解コンデンサ３に流れ込む。ＰＮ間電圧が高くても、それに応じた逆起電圧が生じるため昇圧が可能となる。ＩＧＢＴＴ２のオンの期間とオフの期間を可変すれば、ＰＮ間電圧を任意の値に制御することができる。
【００３１】
回生時は、インバータ部４から電解コンデンサ３に電流が流れ、ＰＮ間電圧が上昇するが、ＩＧＢＴＴ１がオンすると、電解コンデンサ３から電流がＩＧＢＴＴ１とリアクトルＬを通して流れバッテリ１に流れこむ。電流が増加し続けるが、ある値の時にＩＧＢＴＴ１をオフするとダイオードＤ２を通してバッテリ１に電流が流れ込む。このときは、電流が減少を続ける。ＩＧＢＴＴ１のオンの期間とオフの期間を可変すれば、平均電流を制御でき、且つＰＮ電圧を回生時でも任意の値に制御することができる。
【００３２】
以上述べた実施形態によれば、図１のように双方向型昇圧チョッパ部２を追加配設したので、次のような作用効果が得られる。
【００３３】
（１）双方向型昇圧チョッパ部２を用いてバッテリ１の電圧を昇圧すれば、交流電動機６に印加する電圧を高くすることができる（汎用サーボアンプのインバータ回路部分と汎用ＡＣサーボ電動機がそのまま使用できる。）
（２）電動機減速時や負荷からの力で回されている時には、インバータ部４が電源母線ＰＮ間の電解コンデンサ３に電力を蓄積するため、電解コンデンサ３の容量を大きくしないと、電源母線ＰＮ間の電圧がある限界以上に上昇する。これを図８の従来の技術のような抵抗器２７とスイッチ素子例えばＩＧＢＴ２８を用いて抵抗器２７に消費させ電圧の上昇を抑える必要があったが、双方向型昇圧チョッパ部２でバッテリ１に充電するため直流電圧の上昇はなく、上昇を抑える抵抗器２７とＩＧＢＴ２８も必要ない。
【００３４】
（３）バッテリ１に電力回生するため、平滑コンデンサ例えば電解コンデンサ３は大容量でないもので済む。
【００３５】
（４）電圧の高い交流電動機６を制御するのに、高圧のバッテリ１が必要なく、バッテリ１の交換時の安全性が高くなりメンテナンス性が向上する。
【００３６】
図５は、本発明の電動機制御装置の第２の実施形態を説明するための回路図であり、図１の電動機制御装置において、商用電源が利用できるように、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなるコンバータ部１１を追加し、制御部５の構成を以下のようにしたものである。このように構成することにより、バッテリ１と商用電源の２通りの利用方法が可能となり実用性が増す。
【００３７】
図６は図５の制御部５の構成を示すブロック図であり、図３の制御部５にコンパレータ１６，２０と、論理積回路１７と、常開接点１８ａと常閉接点１８ｂからなる２連動スイッチ１８と、スイッチ１ａを追加したものである。
【００３８】
具体的には、コンパレータ１６には、電圧フィードバック値とＰＮクランプ電圧指令（＝ＰＮ電圧指令＋α）を入力し、両者の偏差は論理積回路１７の一方の入力端子に入力され、論理積回路１７の他方の入力端子に図示しない商用電源電圧監視手段からの商用電源電圧監視信号が入力され、両信号が共に存在したとき論理積条件が成立し、２連動スイッチ１８の動作が切換る。論理積回路１７から信号が出力されたとき閉じる常開接点１８ａには、充電電流指令が入力されるようになっており、また論理積回路１７から信号が出力されたとき開く常閉接点１８ｂは制御器８と比較器１３の接続点に接続されている。
【００３９】
コンパレータ２０の２つの入力端子には過充電クランプ電圧指令とバッテリ１の電圧が入力されるようになっており、コンパレータ２０からの出力により開くスイッチ１ａはその一端は常開接点１８ａの他端（充電電流指令が入力される端子とは異なる端子）に接続され、スイッチ１９の他端は常閉接点１８ｂと比較器１３の接続点に接続されている。
【００４０】
このように制御部５が構成されているので、任意の電流指令でバッテリ１を充電できる。また、商用電源が接続されたことを検知した場合に、電圧制御ループを切り離し任意の電流指令でバッテリ１に充電することが可能である。さらに、電動機６の減速等でＰＮ電圧が上昇しある電圧を超えた場合には、電圧制御を開始し、任意の電圧に制御することができる。また、バッテリ１の過充電を防ぐため、バッテリ１の電圧を監視して充電電流指令を切ることができる。以上述べたことから、電動機停止中はもとより電動機運転中も常に商用電源でバッテリ１に充電できる。
【００４１】
図５の実施形態は、例えば商用電源として交流（ＡＣ）２００Ｖを対象としたが、交流１００Ｖの場合は、図５のコンバータ部１１を倍電圧整流回路に代えることで可能となる。
【００４２】
図５の実施形態の変形例として、例えば自動車のエンジン１４とダイナモ１５からなる発電装置を、ダイオードＤ１７を介して電源母線Ｐ，Ｎに接続することで、図５の商用電源の代りに、該発電装置により発電した電力を使用することもできる。
【００４３】
図７は、本発明の第３の実施形態を示す回路図であり、双方向型昇圧チョッパ部２を用いて、ＡＣ２００Ｖインバータ部４１，４２及びＡＣ４００Ｖインバータ部４３の直流電源を共有化し、インバータ部４１，４２，４３にそれぞれ接続されるＡＣ２００Ｖ交流電動機６１，６２及びＡＣ４００Ｖ交流電動機６３を運転することができる。
【００４４】
この場合の直流電源２１として、ＡＣ２００Ｖの整流電源又はバッテリＤＣ２８０Ｖを使用し、直流電源２１の出力側と双方向型昇圧チョッパ部２並びにインバータ部４１，４２の入力側の間には、大容量のコンデンサ例えば電解コンデンサ（ＣＥ）２２が接続される。
【００４５】
このような構成のものにおいて、双方向型昇圧チョッパ部２は、直流電圧約２８０Ｖを、交流４００Ｖを整流平滑した電圧程度（約５６０Ｖ）に昇圧する。この場合の制御部として図３の実施形態のものを使用すれば、交流４００Ｖ電動機６３が回生の場合に電解コンデンサ２２にエネルギが充電され、交流２００Ｖの電動機６１，６２が力行時のエネルギとして利用できる。
【００４６】
また、逆に電動機６３が力行時であって電動機６１，６２が回生時であっても回生エネルギとして利用できる。これに対して本実施形態のように、双方向型昇圧チョッパ部２をしない従来の技術では、交流４００Ｖに昇圧するトランスを用いるため別のコンバータ部が必要になり、電動機回生時は抵抗で回生エネルギを消費することになる。
【００５０】
【発明の効果】
以上詳記したように本発明によれば、電圧の高い電動機を制御するのに、高圧のバッテリが必要なく、バッテリ交換時の安全性が高くなりメンテナンス性が向上し、省エネならびに小型軽量化が可能となる電動機制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動機制御装置の主回路図。
【図２】図１の双方向型昇圧チョッパ部を説明するための回路図。
【図３】図１の制御部を説明するための回路図。
【図４】図１の実施形態の作用効果を説明するための電動機回転速度とＰＮ電圧の特性図。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る電動機制御装置の主回路図。
【図６】図５の制御部を説明するための回路図。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る電動機制御装置の主回路図。
【図８】従来の第１の例の電動機制御装置の主回路図。
【図９】従来の第２の例の電動機制御装置の主回路図。
【符号の説明】
１…バッテリ
２…双方向型昇圧チョッパ部
３…平滑コンデンサ例えば分解コンデンサ
４，４１，４２，４３…インバータ部
１１…コンバータ部
５…制御部
６，６１，６２，６３…交流電動機
７…電流検出器例えば変流器
８…ＰＩ制御器＋リミッタ
９…ＰＩ制御器
１０…パワー増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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