(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のトランスコンダクタンス増幅器と複数のコンデンサからなる第１の容量回路とを有し本来のフィルタとして機能するスレーブフィルタの他に、前記第１のトランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンスおよび前記コンデンサの容量のばらつきをそれぞれ調整する自己調整回路を含むｇｍ−Ｃフィルタであって、
前記自己調整回路は、
所定の基準信号を共通に入力するとともにトランスコンダクタンス値がそれぞれ異なる少なくとも２つの第２のトランスコンダクタンス増幅器と、
前記スレーブフィルタが要求する周波数特性に応じて、前記第２のトランスコンダクタンス増幅器の出力のうちの１つを選択し、またはその出力の間で所定の演算をする選択・演算回路と、
この選択・演算回路の出力側に接続される複数のコンデンサからなる第２の容量回路と、
前記基準信号と前記第２の容量回路の出力信号との位相差を比較し、その位相差が所定値になるように、前記両トランスコンダクタンス増幅器の各トランスコンダクタンスの調整、および前記両容量回路の各コンデンサの容量の調整を行う調整部と、
を備えるようにしたことを特徴とするｇｍ−Ｃフィルタ。
【請求項２】
前記第２のトランスコンダクタンス増幅器は差動型の増幅器からなり、前記選択・演算回路は、前記第２のトランスコンダクタンス増幅器の少なくとも２つの正負の出力対のうち一つを選択し、または少なくとも２つの正負の出力対の間で所定の演算をすることを特徴とする請求項１に記載のｇｍ−Ｃフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスコンダクタンス増幅器と、複数のコンデンサとの組み合わせからなり、そのコンデンサを選択することにより広帯域にわたって周波数特性を変動させるｇｍ−Ｃフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のｇｍ−Ｃフィルタの一例としては、図８に示すようにものが知られている。このｇｍ−Ｃフィルタは、図８に示すように、トランスコンダクタンス増幅器１と複数のコンデンサＣ０〜Ｃｎからなる容量回路２とを有し本来のフィルタとして機能するスレーブフィルタ３の他に、トランスコンダクタンス増幅器１のトランスコンダクタンス値およびコンデンサＣ０〜Ｃｎの容量値のばらつきをそれぞれ調整する自己調整回路４を含んでいる。
【０００３】
容量回路２は、複数のコンデンサＣ０〜Ｃｎを有し、このコンデンサＣ０〜Ｃｎの各両端に２つのスイッチＳＷ０〜ＳＷｎがそれぞれ直列に接続されて直列回路が形成され、この各直列回路がトランスコンダクタンス増幅器１の（−）出力端子と（＋）出力端子との間に並列に接続されている。従って、コンデンサＣ０〜Ｃｎのうち任意のコンデンサを選択する場合には、スイッチＳＷ０〜ＳＷｎのうち対応するスイッチを閉状態にすることにより行う。
【０００４】
自己調整回路４は、図８に示すように、基準電圧生成回路１１と、２つの差動型のトランスコンダクタンス増幅器１２、１３と、セレクタ１４と、容量回路１５と、２つの差分回路１６、１７と、排他的論理和回路１８と、積分器１９と、ｇｍ値調整回路２０と、容量値調整回路２１とを備えている。ここで、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３、セレクタ１４、および容量回路１５が、マスターフィルタ２８を構成する。
【０００５】
基準電圧生成回路１１は、基準クロックを用いてトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の（＋）入力端子と（−）入力端子にそれぞれ供給する正負の基準電圧（基準信号）を生成するものである。
すなわち、スイッチ２２とスイッチ２３とを直列に接続し、その一端に正側基準電圧ＶＲＥＦＰを印加するとともにその他端に負側基準電圧ＶＲＥＦＮを印加し、スイッチ２２とスイッチ２３の共通接続部がトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の（＋）入力端子に接続されている。また、スイッチ２４とスイッチ２５とを直列に接続し、その一端に正側基準電圧ＶＤＤを印加するとともにその他端に負側基準電圧を印加し、スイッチ２４とスイッチ２５の共通接続部がトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の（−）入力端子に接続されている。
【０００６】
スイッチ２３、２４は、基準クロックをインバータ２６で反転した信号によりその開閉が制御されるようになっており、例えばその信号が「Ｈ」レベルのときに閉状態となる。スイッチ２２、２５は、基準クロックをインバータ２６で反転したのちさらにインバータ２７で反転した信号によりその開閉が制御されるようになっており、例えばその信号が「Ｈ」レベルのときに閉状態となる。
【０００７】
トランスコンダクタンス増幅器１２、１３は差動型で構成され、その各トランスコンダクタンス値ｇｍ１、ｇｍ２はその値が異なり、例えばｇｍ１＝２×ｇｍ２の関係にある。また、トランスコンダクタンス増幅器１２のトランスコンダクタンス値ｇｍ１と、トランスコンダクタンス増幅器１のトランスコンダクタンス値ｇｍ３の関係は、ｇｍ１＝ｇｍ３とする。
【０００８】
セレクタ１４は、４つのスイッチ３１〜３４を有し、スイッチ３１、３３を制御信号Ｓ５により閉状態にすることによりトランスコンダクタンス増幅器１２の出力を取り出し、スイッチ３２、３４を制御信号Ｓ６により閉状態にすることによりトランスコンダクタンス増幅器１３の出力を取り出すようになっている。
すなわち、スイッチ３１、３２は、その各一端がトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の各（−）出力端子に接続され、その各他端が共通接続されてその共通接続部が容量回路１５の一方の入力端子に接続されている。また、スイッチ３３、３４は、その各一端がトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の（＋）出力端子に接続され、その各他端が共通接続されてその共通接続部が容量回路１５の他方の入力端子に接続されている。
【０００９】
容量回路１５は、スレーブフィルタ３の容量回路２と同一の構成からなる。すなわち、複数のコンデンサＣ０〜Ｃｎを有し、このコンデンサＣ０〜Ｃｎの各両端に２つのスイッチＳＷ０〜ＳＷｎがそれぞれ直列に接続されて直列回路が形成され、この各直列回路がセレクタ１４の出力端子間に並列に接続されている。
差分回路１６は、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３の（＋）入力端子に入力される基準信号Ｐ１と、その（−）入力端子に入力される基準信号Ｎ１との差分（Ｐ１−Ｎ１）を求める回路である。差分回路１７は、容量回路１５から出力される出力信号Ｐ２、Ｎ２の差分（Ｐ２−Ｎ２）を求める回路である。
【００１０】
排他的論理和回路１８は、差分回路１６の出力と差分回路１７の出力との排他的な論理和演算を行い、その出力を積分器１９に供給する回路である。積分器１９は、図８に示すように、電圧電流変換回路３５とコンデンサ３６とから構成され、排他的論理和回路１８の出力を積分するものである。
ｇｍ値調整回路２０は、積分器１９からの出力に基づき、トランスコンダクタンス増幅器１、１２、１３の各トランスコンダクタンス値をそれぞれ調整するｇｍ調整信号Ｓｇｍを生成出力する回路である。容量値調整回路２１は、積分器１９からの出力に基づき、容量回路２、１５のスイッチＳＷ０〜ＳＷｎの各接点を開閉制御する制御信号Ｓｃ１〜Ｓｃｎを生成出力する回路である。
【００１１】
次に、このような構成からなる従来のｇｍ−Ｃフィルタの動作例について、図８および図９を参照して説明する。
まず、セレクタ１４のスイッチ３１、３３を閉状態にし、トランスコンダクタンス増幅器１２の出力を選択する場合について説明する。
基準電圧生成回路１１は、基準クロックに応じてスイッチ２２〜２４の切換え接点が切り換わり、正負の基準電圧（基準信号）を生成出力する。この結果、トランスコンダクタンス増幅器１２の（＋）入力端子の基準信号Ｐ１と、その（−）入力端子の基準信号Ｎ１とは、図９（Ａ）（Ｂ）に示すようになる。その基準信号Ｐ１、Ｎ１は、トランスコンダクタンス増幅器１２と容量回路１５で処理されることにより、図９（Ｃ）（Ｄ）に示すように、その位相が９０度遅れた信号Ｐ２、Ｎ２となる。
【００１２】
トランスコンダクタンス増幅器１２の入力基準信号Ｐ１、Ｎ１は、差分回路１６に入力されてその差分（Ｐ１−Ｎ１）が求められ、その差分信号Ｘが排他的論理和回路１８に出力される。また、容量回路１５の出力信号Ｐ２、Ｎ２は、差分回路１６に入力されてその差分（Ｐ１−Ｎ１）が求められ、その差分信号Ｙが排他的論理和回路１８に出力される。排他的論理和回路１８は、その差分信号Ｘ、Ｙの比較を行い、その比較結果に応じた出力電圧を積分器１９に出力する。
【００１３】
ｇｍ値調整回路２０は、積分器１９からの出力に基づき、トランスコンダクタンス増幅器１、１２、１３の各トランスコンダクタンス値をそれぞれ調整するｇｍ調整信号Ｓｇｍを生成出力する。また、容量値調整回路２１は、積分器１９からの出力に基づき、容量回路２、１５のスイッチＳＷ０〜ＳＷｎの各接点を開閉制御する制御信号Ｓｃ１〜Ｓｃｎを生成出力する。
【００１４】
従って、容量値調整回路２１は、差分回路１６、１７の出力信号Ｘ、Ｙの位相差が９０度となるように、容量回路１５のスイッチＳＷ０〜ＳＷｎを開閉制御してその位相差の粗調整を行う。また、これと同時に、ｇｍ値調整回路２０は、トランスコンダクタンス増幅器１、１２、１３の各トランスコンダクタンス値（電流値）をそれぞれ調整し、その位相差の微調整を行う。この結果、スレーブフィルタ３は、トランスコンダクタンス増幅器１のトランスコンダクタンス値と、容量回路２のコンデンサＣ０〜Ｃｎの容量値とのばらつきが調整された周波数特性が得られるようになる。
【００１５】
次に、セレクタ１４のスイッチ３２、３４を閉状態にし、トランスコンダクタンス増幅器１３の出力を選択する場合について説明する。
この場合には、トランスコンダクタンス増幅器１３のトランスコンダクタンス値ｇｍ２が、トランスコンダクタンス増幅器１のトランスコンダクタンス値ｇｍ３よりも小さくなるが、基準電圧生成回路１１を駆動する基準クロックの周波数を上記の場合と同一とすると、その基準クロックの周波数で差分回路１６、１７の出力信号Ｘ、Ｙの位相差が９０度になるように、自己調整回路４が動作することになる。
【００１６】
しかし、トランスコンダクタンス増幅器１３において、トランスコンダクタンス値に寄与するトランジスタのｇｍ２とｇｍ１の比は１：２になっているため、容量回路１５のコンデンサＣ０〜Ｃｎの容量値やトランスコンダクタンス増幅器１３のトランスコンダクタンス値を調整する必要がある。
ここで、簡単の為に、トランスコンダクタンス増幅器１３のトランスコンダクタンス値の調整を無視すると、容量回路１５のコンデンサＣ０〜Ｃｎの容量値が上記の場合の１／２になったところで、自己調整回路４の制御ループはロックすることになる。
【００１７】
このとき、スレーブフィルタ３は、トランスコンダクタンス増幅器１のトランスコンダクタンス値ｇｍ３は上記の場合と同じであり、容量回路２のコンデンサＣ０〜Ｃｎの容量値が上記の場合の１／２に調整されるので、そのカットオフ周波数が上記の場合の２倍になる。
なお、このとき、トランスコンダクタンス増幅器１３のトランスコンダクタンス値ｇｍ２は上記の場合の１／２となり、容量回路２のコンデンサＣ０〜Ｃｎの容量値が上記の場合の１／２に調整されるので、マスターフィルタ２８のカットオフ周波数は上記の場合と同一になる。
【００１８】
従って、図８に示す従来のｇｍ−Ｃフィルタによれば、セレクタ１４によりトランスコンダクタンス増幅器１２を選択すれば、スレーブフィルタ３のカットオフ周波数はｆｃとなり、トランスコンダクタンス増幅器１３を選択すれば、そのカットオフ周波数は２ｆｃとなる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述の従来からのｇｍ−Ｃフィルタでは、セレクタ１４によりトランスコンダクタンス増幅器１２、１３を選択し、この選択により周波数帯域を２通りに切り換えることしかできないという不都合があった。
このような不都合を解消して周波数帯域を広帯域化するには、自己調整回路４のトランスコンダクタンス増幅器を増加する必要があるが、この場合には、トランスコンダクタンス値が小さなトランスコンダクタンス増幅器を増加する必要があるので、トランスコンダクタンス増幅器の寄生容量が増加し、その広帯域化を制限するという新たな不都合が発生する。
【００２０】
そこで、本発明の目的は、上記の点に鑑み、自己調整回路のトランスコンダクタンス増幅器の出力の寄生容量を増加させることなく、周波数特性の広帯域化を実現するようにしたｇｍ−Ｃフィルタを提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、請求項１および請求項２に記載の各発明は以下のように構成した。
すなわち、請求項１に記載の発明は、第１のトランスコンダクタンス増幅器と複数のコンデンサからなる第１の容量回路とを有し本来のフィルタとして機能するスレーブフィルタの他に、前記第１のトランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンスおよび前記コンデンサの容量のばらつきをそれぞれ調整する自己調整回路を含むｇｍ−Ｃフィルタであって、前記自己調整回路は、所定の基準信号を共通に入力するとともにトランスコンダクタンス値がそれぞれ異なる少なくとも２つの第２のトランスコンダクタンス増幅器と、前記スレーブフィルタが要求する周波数特性に応じて、前記第２のトランスコンダクタンス増幅器の出力のうちの１つを選択し、またはその出力の間で所定の演算をする選択・演算回路と、この選択・演算回路の出力側に接続される複数のコンデンサからなる第２の容量回路と、前記基準信号と前記第２の容量回路の出力信号との位相差を比較し、その位相差が所定値になるように、前記両トランスコンダクタンス増幅器の各トランスコンダクタンスの調整、および前記両容量回路の各コンデンサの容量の調整を行う調整部と、を備えるようにしたことを特徴とするものである。
【００２２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のｇｍ−Ｃフィルタにおいて、前記第２のトランスコンダクタンス増幅器は差動型の増幅器からなり、前記選択・演算回路は、前記第２のトランスコンダクタンス増幅器の少なくとも２つの正負の出力対のうち一つを選択し、または少なくとも２つの正負の出力対の間で所定の演算をすることを特徴とするものである。
このような構成からなる本発明では、選択・演算回路が、スレーブフィルタが要求する周波数特性に応じて、第２のトランスコンダクタンス増幅器の出力のうちの１つを選択し、またはその出力の間で所定の演算を行う。このため、自己調整回路のトランスコンダクタンス増幅器の出力の寄生容量を増加させることなく、周波数特性の広帯域化を実現できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のｇｍ−Ｃフィルタの実施形態の構成について、図１を参照しながら説明する。
この実施形態にかかるｇｍ−Ｃフィルタは、図８に示す自己調整回路４を、図１に示すような自己調整回路４Ａに置き換えものであり、自己調整回路４と自己調整回路４Ａの差異は、セレクタ１４を選択・演算回路４０に置き換えるようにした点である。
【００２４】
ここで、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３、選択・演算回路４０、および容量回路１５が、マスターフィルタ２８Ａを形成する。また、差分回路１６、１７、排他的論理和回路１８、積分器１９、ｇｍ値調整回路２０、および容量値調整回路２１が調整部を形成する。
なお、この実施形態にかかるｇｍ−Ｃフィルタは、その選択・演算回路４０以外の構成は図８に示す従来のｇｍ−Ｃフィルタと同一であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明は省略し、選択・演算回路４０の構成について以下に詳述する。
【００２５】
選択・演算回路４０は、図１に示すように６つのスイッチ４１〜４６を有し、これらのスイッチ４１〜４６の切り換えにより、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３の出力のうちの１つを選択したり、またはそれらの出力の間で所定の加減算処理を行う回路である。
具体的には、スイッチ４１〜４３は、その各一端がトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の各（−）出力端子、およびトランスコンダクタンス増幅器１３の（＋）出力端子にそれぞれ接続され、その各他端が共通接続されてその共通接続部が容量回路１５の一方の入力端子に接続されている。
【００２６】
また、スイッチ４４〜４６は、その各一端がトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の各（＋）出力端子、およびトランスコンダクタンス増幅器１３の（−）出力端子にそれぞれ接続され、その各他端が共通接続されてその共通接続部が容量回路１５の他方の入力端子に接続されている。
スイッチ４１〜４６は、その開閉制御が後述の制御信号Ｓ１〜Ｓ３により制御されるようになっている。
【００２７】
次に、選択・演算回路４０のスイッチ４１〜４６を開閉制御する制御信号Ｓ１〜Ｓ３を生成する論理回路について、図２を参照して説明する。
この回路は、図２に示すように、入力信号Ａがオアゲート５１とアンドゲート５２の一方の入力端子に供給されるようになっている。また、入力信号Ｂが制御信号Ｓ２になるとともに、その入力信号Ｂがインバータ５３で反転されて、その反転出力がオアゲート５１とアンドゲート５２の他方の入力端子に供給されるようになっている。さらに、オアゲート５１から制御信号Ｓ１が出力され、アンドゲート５２から制御信号Ｓ３が出力されるようになっている。
【００２８】
このような構成からなる回路は、モード１〜モード４に応じて図３に示すような動作を行うので、この動作について説明する。
例えば、モード１の場合には、入力信号Ａ、Ｂが「Ｌ」レベルとなり、制御信号Ｓ１のみが「Ｈ」レベルとなる。この結果、図１のスイッチ４１、４４が閉じて、トランスコンダクタンス増幅器１２の出力が取り出される。また、モード２の場合には、制御信号Ｓ２のみが「Ｈ」レベルとなり、スイッチ４２、４５が閉じて、トランスコンダクタンス増幅器１３の出力が取り出される。
【００２９】
モード３の場合には、制御信号Ｓ１、Ｓ３が同時に「Ｈ」レベルとなり、スイッチ４１、４３、４４、４６が閉じて、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３の出力を減算した出力が取り出される。また、モード４の場合には、制御信号Ｓ１、Ｓ２が同時に「Ｈ」レベルとなり、スイッチ４１、４２、４４、４５が閉じて、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３の出力を加算した出力が取り出される。
【００３０】
次に、このような構成からなる実施形態にかかるｇｍ−Ｃフィルタの動作例について、図面を参照して説明する。
ここで、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３、１の各トランスコンダクタンス値をｇｍ１、ｇｍ２、ｇｍ３とし、ｇｍ１〜ｇｍ３の比率を、ｇｍ１：ｇｍ２：ｇｍ３＝１．３３３：１．０００：１．３３３とする。また、以下では、自己調整回路４Ａの制御ループのロック動作は、図８の自己調整回路４のそれと同じであるので、その説明は省略する。
【００３１】
まず、図３に示すモード１の場合について説明する。この場合には、選択・演算回路４０のスイッチ４１、４４が閉状態になり、トランスコンダクタンス増幅器１２の出力電流Ｉｏｕｔは、次の（１）式のようになる。
Ｉｏｕｔ＝ｇｍ１×Ｖｉｎ  …（１）
ここで、（１）式中のＶｉｎは、トランスコンダクタンス増幅器１２の（＋）入力端子と（−）入力端子間の入力電圧である。
【００３２】
このとき、マスターフィルタ２８Ａのカットオフ周波数ｆｃｍ１は、次の（２）式により表され、その周波数特性は図４（Ａ）に示すようになる。
ｆｃｍ１＝ｇｍ１／（２πＣ）  …（２）
ここで、（２）式において、Ｃは容量値調整回路２１により調整された容量回路１５の容量値である。
【００３３】
一方、スレーブフィルタ３では、トランスコンダクタンス増幅器１のｇｍ３がトランスコンダクタンス増幅器１２のｇｍ１とその比率が同じであり、容量回路２の容量値は容量回路１５の容量値と同じになる。従って、スレーブフィルタ３のカットオフ周波数ｆｃｓ１は、（２）式と同様に表され、その周波数特性は図４（Ｂ）に示すようになり、マスターフィルタ２８Ａの場合と同様になる。
【００３４】
次に、図３に示すモード２の場合について説明する。この場合には、選択・演算回路４０のスイッチ４２、４５が閉状態になり、トランスコンダクタンス増幅器１３の出力電流Ｉｏｕｔは、次の（３）式のようになる。
Ｉｏｕｔ＝ｇｍ２×Ｖｉｎ  …（３）
このとき、基準電圧生成回路１１を駆動する基準クロックの周波数はモード１の場合と同様である。このため、モード１の場合に比べてｇｍ２がｇｍ１の（１．０００／１．３３３）倍に減少するが、容量回路１５の容量値も（１．０００／１．３３３）倍に減少するので、マスターフィルタのカットオフ周波数ｆｃｍ２は、次の（４）式により表される。
【００３５】
ｆｃｍ２＝〔ｇｍ１×（１．０００／１．３３３）〕／〔（２πＣ）×（１．０００／１．３３３）〕＝ｇｍ１／（２πＣ）  …（４）
（４）式は（２）式と同じであるので、マスターフィルタ２８Ａの周波数特性は図５（Ａ）に示すようになり、これは図４（Ａ）の場合と同じになる。
一方、スレーブフィルタ３では、トランスコンダクタンス増幅器１のｇｍ３は固定されたままであり、容量回路２の容量値が容量回路１５の容量値と同じように、（１．０００／１．３３３）倍に減少する。従って、スレーブフィルタ３のカットオフ周波数ｆｃｓは、（５）式により表わされる。
【００３６】
ｆｃｓ２＝ｇｍ３／〔（２πＣ）×（１．０００／１．３３３）〕＝１．３３３×ｆｃｍ２  …（５）
この（５）式により、スレーブフィルタ３の周波数特性は、図５（Ｂ）に示すようになる。
次に、図３に示すモード３の場合について説明する。この場合には、選択・演算回路４０のスイッチ４１、４３、４４、４６が閉状態になり、選択・演算回路４０の出力電流Ｉｏｕｔは、次の（６）式のようになる。
【００３７】
Ｉｏｕｔ＝（ｇｍ１−ｇｍ２）×Ｖｉｎ  …（６）
このとき、基準電圧生成回路１１を駆動する基準クロックの周波数はモード１の場合と同様である。このため、モード１の場合に比べて、マスターフィルタ２８Ａのトランスコンダクタンス値は、ｇｍ１−ｇｍ２＝（１．３３３−１．０００）＝０．３３３になり、トランスコンダクタンス値が〔（１．３３３−１．０００）／１．３３３〕）≒１／４倍に減少する。この結果、容量回路１５の容量値も１／４倍に減少するので、マスターフィルタ２８Ａのカットオフ周波数ｆｃｍ３は、次の（７）式により表される。
【００３８】
ｆｃｍ３＝〔（ｇｍ１−ｇｍ２）×（１／４）〕／〔（２πＣ）×（１／４）〕＝ｇｍ１／（２πＣ）  …（７）
（７）式は（２）式と同じであるので、マスターフィルタの周波数特性は図６（Ａ）に示すようになり、これは図４（Ａ）の場合と同じになる。
一方、スレーブフィルタ３では、トランスコンダクタンス増幅器１のｇｍ３は固定されたままであり、容量回路２の容量値が容量回路１５の容量値と同じように、１／４倍に減少する。従って、スレーブフィルタ３のカットオフ周波数ｆｃｓ３は、（８）式により表わされる。
【００３９】
ｆｃｓ３＝ｇｍ３／〔（２πＣ）×（１／４〕＝４×ｆｃｍ３  …（８）
この（８）式により、スレーブフィルタ３の周波数特性は、図６（Ｂ）に示すようになる。
次に、図３に示すモード４の場合について説明する。この場合には、選択・演算回路４０のスイッチ４１、４２、４４、４５が閉状態になり、選択・演算回路４０の出力電流Ｉｏｕｔは、次の（９）式のようになる。
【００４０】
Ｉｏｕｔ＝（ｇｍ１＋ｇｍ２）×Ｖｉｎ  …（９）
このとき、基準電圧生成回路１１を駆動する基準クロックの周波数はモード１の場合と同様である。このため、モード１の場合に比べて、マスターフィルタ３のトランスコンダクタンス値は、ｇｍ１＋ｇｍ２＝（１．３３３＋１．０００）＝２．３３３になり、トランスコンダクタンス値が〔（１．３３３＋１．０００）／１．３３３〕）≒１．７５倍に増加するする。この結果、容量回路１５の容量値も１．７５倍に増加するので、マスターフィルタのカットオフ周波数ｆｃｍ４は、次の（１０）式により表される。
【００４１】
ｆｃｍ４＝（ｇｍ１×１．７５）／（２πＣ×１．７５）＝ｇｍ１／（２πＣ）  …（１０）
（１０）式は（２）式と同じであるので、マスターフィルタ２８Ａの周波数特性は図７（Ａ）に示すようになり、これは図４（Ａ）の場合と同じになる。
一方、スレーブフィルタ３では、トランスコンダクタンス増幅器１のｇｍ３は固定されたままであり、容量回路２の容量値が容量回路１５の容量値と同じように、１．７５倍に増加する。従って、スレーブフィルタ３のカットオフ周波数ｆｃｓ４は、次の（１１）式により表わされる。
【００４２】
ｆｃｓ４＝ｇｍ３／（２πＣ×１．７５）＝０．５７×ｆｃｍ４  …（１１）
この（１１）式により、スレーブフィルタ３の周波数特性は、図７（Ｂ）に示すようになり、図４（Ｂ）の場合に比べて低域側に移動させることができる。
以上説明したように、この実施形態にかかるｇｍ−Ｃフィルタでは、選択・演算回路４０を設け、この選択・演算回路４０が、スレーブフィルタ３が要求する周波数特性に応じて、２つのトランスコンダクタンス増幅器１２、１３の出力のうちの１つを選択し、またはその出力の間で加減算処理行うようにした。
【００４３】
実施形態にかかるｇｍ−Ｃフィルタでは、選択・演算回路４０で減算処理を行う場合には、トランスコンダクタンス増幅器１２、１３に新たにトランスコンダクタンス増幅器を追加することによる寄生容量の増加の増加と、これに伴う周波数特性の広帯域化の制限を解消でき、もって、トランスコンダクタンス増幅器の追加では実現できない範囲まで周波数特性を広げることができる。
【００４４】
また、選択・演算回路４０で加算処理を行う場合には、スレーブフィルタ３の周波数特性を低域側に移動させることができるという利点がある。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、自己調整回路のトランスコンダクタンス増幅器の出力の寄生容量を増加させることなく、周波数特性の広帯域化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のｇｍ−Ｃフィルタの実施形態の構成を示す回路図である。
【図２】選択・演算回路のスイッチの制御信号を生成する回路の構成を示す回路図である。
【図３】図２の回路の動作を示す図である。
【図４】モード１の場合のマスターフィルタとスレーブフィルタの周波数特性を示す図である。
【図５】モード２の場合のマスターフィルタとスレーブフィルタの周波数特性を示す図である。
【図６】モード３（減算処理）の場合のマスターフィルタとスレーブフィルタの周波数特性を示す図である。
【図７】モード４（加算処理）の場合のマスターフィルタとスレーブフィルタの周波数特性を示す図である。
【図８】従来のｇｍ−Ｃフィルタの構成を示す回路図である。
【図９】図８の主要部の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｃ０〜Ｃｎ  コンデンサ
ＳＷ０〜ＳＷｎ  スイッチ
１、１２、１３  トランスコンダクタンス増幅器
２、１５  容量回路
３  スレーブフィルタ
４Ａ  自己調整回路
１１  基準電圧生成回路
１６、１７  差分回路
１８  排他的論理和回路
１９  積分器
２０  ｇｍ値調整回路
２１  容量値調整回路
２８Ａ  マスターフィルタ
４０  選択・演算回路
４１〜４６    スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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