(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のインバータが、平滑用コンデンサをもつ直流回路から給電されると共に、当該インバータを構成する制御素子を制御することによって出力電圧と出力位相とのいずれか一方あるいは両方を制御可能に構成され、
第２以降のインバータが、平滑用コンデンサをもつ直流回路から給電されると共に、当該インバータを構成する制御素子を制御することによって出力電圧と出力位相とのいずれか一方あるいは両方を制御可能に構成され、
前記第１のインバータの出力側に設けた第１のフィルタ回路と、前記第２以降のインバータの出力側に設けた第２のフィルタ回路とが接続された上で、共通の負荷に給電するインバータ並列運転装置において、
前記第１のインバータが出力する有効電力を検出する第１の有効電力検出手段と、
前記第２以降のインバータが出力する有効電力を検出する第２以降の有効電力検出手段と、
前記第１の有効電力検出手段にて検出された電力を積分して電力量を算出する第１の電力量算出手段と、
前記第２以降の有効電力検出手段にて検出された電力を積分して電力量を算出する第２以降の電力量算出手段と、
を備え、
かつ前記第１の電力量算出手段と前記第２以降の電力量算出手段とのうちの、出力する電力量が負の値をとることになった電力量算出手段をもつインバータにおいて、当該電力量算出手段が算出した負の値の電力量に対応させて、当該インバータにおける前記出力電圧を上昇させる出力電圧上昇手段を備える
ことを特徴とするインバータ並列運転装置。
【請求項２】
前記出力電圧上昇手段は、前記電力量算出手段が算出した負の値の電力量が予め定めた閾値よりもより負の値になった際に、当該インバータにおける前記出力電圧の上昇を発動するように構成される
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ並列運転装置。
【請求項３】
前記夫々のインバータ側における前記平滑用コンデンサの端子電圧を検出する平滑コンデンサ端子電圧検出手段を備え、
かつ当該平滑コンデンサ端子電圧検出手段によって検出された端子電圧が予め定めた閾値よりも小さい値となったインバータ側において、対応する前記電力量算出手段が算出した電力量が負の値を示している場合に当該算出した負の値の電力量を零を含む初期値にリセットする電力量リセット手段を備える
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載のインバータ並列運転装置。
【請求項４】
前記平滑コンデンサ端子電圧検出手段によって検出された端子電圧に関して複数個の閾値を定めておき、前記電力量リセット手段が、当該検出された端子電圧が対応する夫々の閾値にある際に、当該夫々の閾値に予め定められた初期値に、前記電力量算出手段が算出した電力量をリセットするようにした
ことを特徴とする請求項３記載のインバータ並列運転装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列運転されるインバータ間における非所望な横流電力をなくするように制御されるインバータ並列運転装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
並列運転されるインバータ装置は公知であり、当該並列運転されるインバータ間での非所望な横流電力をなくするように、インバータ相互間で有効電力を平衡させることが行われている（例えば特許第２６７８９９１号公報や特開２０００−３２７６４号公報参照）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
前述の横流電力をなくするように制御するに当たっては、横流電力の発生を適格に把握して、横流電力をなくするように制御することが必要である。当該横流電力の発生を如何に把握するようにするかが問題となる。
【０００４】
図３は２つのインバータを並列運転している場合の構成を示している。図中の符号２２は交流発電機、３３は整流回路、３４は平滑用コンデンサ、３５と３６とは夫々出力端子、３７はインバータ又はインバータ回路、３８はフィルタ回路、Ｆは共通の負荷を表している。
【０００５】
図４は図３の回路構成の横流のみを考慮した等価回路図であるが、一方の側のインバータ（３７Ａ）から出力される有効電力をＰA とすると、
【０００６】
【数１】
0004478303.tif 000002
【０００７】
となる。そして、内部電圧相互間の位相差を
θ1 −θ2 ＝０
とするとき、
【０００８】
【数２】
0004478303.tif 000003
【０００９】
となって、
Ｅ2 ＞  Ｅ1 
のとき、ＰA は負の値をとり、インバータ３７Ａ側に横流電力が流れ込むことになる。
【００１０】
当該流れ込む横流電力は、インバータを構成するＨブリッジの入力側に回生され、Ｈブリッジの入力側に接続されている平滑用コンデンサ３４Ａに充電され、当該平滑用コンデンサ３４Ａの端子電圧を上昇させる。なお当該流れ込む横流電力は発電機側には回生されない。このために、平滑用コンデンサ３４Ａの端子電圧が上昇し続け、この端子電圧Ｖは、
【００１１】
【数３】
0004478303.tif 000004
【００１２】
にて決定される電圧Ｖとなる。
【００１３】
なお、平滑用コンデンサ３４Ａの端子電圧Ｖが上昇すると、インバータ３７ＡのＨブリッジの入力電圧が上昇するが、後述するようにインバータ３７Ａの内部電圧Ｅ1 は、後述するＰＷＭ回路における正弦波基準信号Ｖsin によって定まる値に固定されるものとなっている。そして、本発明において出力電圧（内部電圧Ｅ1 と考えておいてもよい）を上昇させるとは、前記正弦波基準信号Ｖsin の振幅を大にする制御を行なうことを意味している。
【００１４】
上述の如く、横流電力が存在すると、平滑用コンデンサ３４の端子電圧が非所望に増大するから、この増大を抑制することが必要となる。
【００１５】
本発明は、横流の存在を検出してインバータの内部電圧（Ｅ1 ）を上昇させるように制御し、非所望な横流の発生を抑制することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、夫々のインバータに対応して、夫々のインバータから出力される（場合によっては流入される）電力を検出している点に着目し、当該電力を積分することによって（負の値となった電力を積分することによって）電力量（Ｊ）を算出し、当該算出した電力量（Ｊ）の値に対応して、当該インバータにおける内部電圧Ｅを上昇せしめるようにする。即ち、非所望な横流電力の発生を抑制する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のインバータ装置を携帯用交流電源装置に適用した実施例について図を参照しながら説明する。
【００１８】
まず、図１においては、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電源を発生する携帯用交流電源装置２１の電気的構成を示している。この携帯用交流電源装置２１は、図示しないエンジンにより駆動される三相の交流発電機２２と、その後段に接続される単相のインバータユニット２３とから構成されている。
【００１９】
交流発電機２２は、回転子と電機子（何れも図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するためのステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。
【００２０】
一方、インバータユニット２３は、以下のように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回路３３が接続されている。直流電源線３１と３２の間には平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３１、３２と出力端子３５、３６との間にはインバータ回路３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されている。なお、整流回路３３が、本発明における直流電源回路に相当する。
【００２１】
整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１とダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの形態に接続された構成を備えており、インバータ回路３７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子に相当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフルブリッジの形態に接続された構成を備えている。
【００２２】
フィルタ回路３８は、インバータ回路３７の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端子３５との間に介在するリアクトル５５と、インバータユニット２３の出力端子３５と３６との間に接続されたコンデンサ５６とから構成されている。インバータ回路３７の出力端子５４は、インバータユニット２３の出力端子３６に直接接続されており、その出力端子５４からフィルタ回路３８に至る電流経路には出力電流を検出するための変流器５７が設けられている。
【００２３】
さらに、インバータユニット２３は、制御電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備えている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作するための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起される交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制御回路５９にも入力されている。
【００２４】
制御回路５９は、マイクロコンピュータ６１（以下、マイコン６１と称す）、直流電源検出回路６２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およびＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回路や、Ｄ／Ａコンバータが、ワンチップＩＣ化された構成を有している。
【００２５】
直流電源検出回路６２は、直流電源線３１と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力するようになっている。この場合マイコン６１は、この直流電圧検出信号に基づいて、前記平滑用コンデンサ３４の端子電圧を監視している。
【００２６】
出力電圧検出回路６３は、インバータ回路３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分圧回路と、その分圧された矩形波状の電圧から搬送波成分を除去するためのフィルタ（何れも図示せず）とを備えて構成されており、その検出出力電圧Ｖｓを出力電圧検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力するようになっている。
【００２７】
また、出力電流検出回路６４（出力電流検出手段に相当）は、変流器５７により検出された出力電流を所定の電圧レベルに変換し、その検出出力電流Ｉｓを出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力するように構成されている。
【００２８】
ＰＷＭ回路６５は、ＰＷＭ制御を実行してトランジスタ４５〜４８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するものである。駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ駆動回路６０を介してトランジスタ４５〜４８のベースに与えられるようになっている。
【００２９】
マイコン６１には、図示しないスイッチ入力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、例えば５０Ｈｚ・１００Ｖの交流電源を発生すべきときには、設定された出力周波数と同じ周波数の正弦波基準信号Ｖsin をＰＷＭ回路６５に与えるようになっている。ただし、この正弦波基準信号Ｖsin は、出力電圧検出回路６３の検出出力電圧Ｖｓが１００Ｖ出力相当となるように調整されるようになっており、つまり出力電圧帰還制御がなされるようになっている。さらに、この正弦波基準信号Ｖsin は、インバータ回路３７から出力される出力電圧や出力周波数を調整するために用いるものである。
【００３０】
ＰＷＭ回路６５は、図２（ａ）に示すようにこの正弦波基準信号Ｖsin と例えば１６ｋＨｚの三角波からなる搬送波Ｓｃ（図面では便宜上周波数を極端に落とした波形としている）とから、同図（ｂ）に示す矩形波状の高周波電圧Ｖｏ（実効的にみて１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）を得るように駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。このようにして生成された高周波電圧Ｖｏはフィルタ回路３８によって高周波成分が除去されて、同図（ｃ）に示すように、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流出力電圧Ｖｏａｃ（即ち内部電圧Ｅ）が形成される。
【００３１】
さて、マイコン６１は、有効電力検出手段及び制御手段として機能するものであり、以下、これらの機能を作用と共に説明する。
【００３２】
マイコン６１は、有効電圧検出手段としても働いており、図３および図４を参照して説明した如く、図１の図示のインバータ回路側に流入する非所望な横流電力が発生すると、当該流入する電力を検出する。即ち、本発明にいう有効電力検出手段（マイコン６１の中）が負の電圧を検出する。
【００３３】
マイコン６１は、当該有効電力検出手段にて検出した電力（仮に負の値をもつ−ＰA とする）を積分して、
【００３４】
【数４】
0004478303.tif 000005
【００３５】
を演算する機能をもち、本発明にいう電力量算出手段として働いている。
【００３６】
本発明の第１の実施例においては次のように制御される。即ち、電力量算出手段が負の値をもつ電力量を算出した場合には、上述の如く、平滑用コンデンサ３４の端子電圧が上昇を続けることから、正弦波基準信号Ｖsin の振幅値を増大させ、ＰＷＭ回路を介して、インバータ回路３７におけるトランジスタ４５ないし４８のベースを制御せしめて、インバータ回路３７における内部電圧（Ｅ…概念的には電圧Ｖｏａｃとみなしてもよい）を上昇せしめるようにする。即ち、前記の流入電力量Ｊの大きさに対応づけて内部電圧Ｅを制御する。
【００３７】
本発明の第２の実施例においては次のように制御される。即ち、前記の流入電力量Ｊの値が予め定めた閾値ＪTHO にまで増大した際にのみ、前記内部電圧Ｅを所定量だけ増大させるようにする。
【００３８】
本発明の第３の実施例においては次のように制御される。即ち、第１の実施例あるいは第２の実施例に示したように流入する電力量を算出して、インバータ回路３７の内部電圧Ｅを上昇させる。しかしマイコン６１にて算出する流入電力量Ｊの値に非所望な誤差が混入されるおそれがあるために、平滑用コンデンサ３４の端子電圧を検出している図示の直流電源検出回路６２を利用して、前記誤差を補正するようにする。更に言えば、直流電源検出回路６２にて検出した電圧が、非所望に増大した値よりも小さい値として予め用意される閾値ＶTHO になったことを把握して、前記流入電力量として算出されているＪの値を所望の値にリセットせしめるようにする。
【００３９】
当該閾値ＶTHO を仮に上述のＶ0 と等しい値に定めているとすると、平滑用コンデンサ３４の端子電圧がＶ0 になっていることは換言すれば流入電力量Ｊが存在していない状態であり、その時点での前記算出された流入電力量Ｊが「所定の値」をもっているとするとそれは誤差分であるとみなしてよいことになる。したがって、当該誤差分を零にリセットせしめるようにする。
【００４０】
本発明の第４の実施例においては次のように制御される。即ち、前記閾値ＶTHは１個に限られる必要はなく、上記Ｖ0 を含めて、Ｖ0 よりも大きい複数個の閾値ＶTHO ，ＶTH1 ，ＶTH2 …を用意しておき、かつ夫々の閾値に対応づけて流入電力量をリセットする複数個の初期値を用意しておくようにする。そして平滑用コンデンサ３４の端子電圧がある閾値ＶTH1 に達した際には前記算出されている流入電力量Ｊを初期値ＪTH1 にリセットし、またある閾値ＶTH2 に達した際には前記算出されている流入電力量を初期値ＪTH2 にリセットし、……のようにリセットするようにする。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明した如く、本発明によれば、インバータ並列運転時に一般に当該夫々のインバータにおいて出力する電力Ｐを検出している点に着目し、当該電力Ｐを積分する手段を用意して「流入される電力量（流入電力量）Ｊ」を算出するようにし、当該インバータの内部電圧Ｅを増大させて横流電力の発生を抑制するようにしており、電力量算出手段を用意して流入電力量を目安にするだけで横流電力の発生を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における一方のインバータ側の実施例構成を示す。
【図２】ＰＷＭ回路での波形を示す。
【図３】インバータ並列運転装置の構成例を示す。
【図４】横流の発生を考慮した等価回路を示す。
【符号の説明】
２１：インバータ（又はインバータ装置又は携帯用交流電源装置）
２２：交流発電機
２３：インバータユニット
３３：整流回路（又は直流電源回路）
３７：インバータ回路
３８：フィルタ回路
５９：制御回路
６１：マイコン（内部に、有効電力検出手段、制御手段）
６３：出力電圧検出回路（出力電圧検出手段）
６４：出力電流検出回路（出力電流検出手段）
【図１】
0004478303.tif 000006
【図２】
0004478303.tif 000007
【図３】
0004478303.tif 000008
【図４】
0004478303.tif 000009