(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ミキシング段の第１ミクサおよび前記第１ミキシング段の後段に接続された第２ミキシング段の第２ミクサを含む乗算回路と、
前記第１ミキシング段の前記第１ミクサを制御するための２つの第１制御信号および前記第２ミキシング段の前記第２ミクサを制御するための２つの第２制御信号を生成するための生成回路とを備え、
前記２つの第１制御信号および２つの第２制御信号は平衡信号であって、それぞれπ／２位相がずれた４つの位相で供給され、前記２つの第１および２つの第２制御信号の周波数が、ミクサの入力信号の周波数の半分である、高調波ミクサ。
【請求項２】
前記乗算回路は複数のトランジスタを持つギルバートセルであって、すべてのトランジスタはスイッチとして用いられる、請求項１記載の高調波ミクサ。
【請求項３】
前記生成回路が電圧制御発振器を含む、請求項１記載の高調波ミクサ。
【請求項４】
前記第1ミクサは電界効果トランジスタのペアを含み、前記第２ミクサは電界効果トランジスタの２つのペアを含む、請求項１記載の高調波ミクサ。
【請求項５】
同相（Ｉ）成分を生成するための第1乗算回路であって、前記第1乗算回路の第１ミキシング段の第1ミクサおよび前記第1乗算回路の当該第１ミキシング段の後段に接続された第２ミキシング段の第２ミクサを含む第1乗算回路と、
直角位相（Ｑ）成分を生成するための第２乗算回路であって、前記第２乗算回路の第１ミキシング段の第３ミクサおよび前記第２乗算回路の当該第１ミキシング段の後段に接続された第２ミキシング段の第４ミクサを含む第２乗算回路と、
前記第1ミクサを制御するための２つの第1制御信号、前記第２ミクサを制御するための２つの第２制御信号、前記第３ミクサを制御するための２つの第３制御信号および前記第４ミクサを制御するための２つの第４制御信号を生成する生成回路とを備え、
前記２つの第１、２つの第２、２つの第３、２つの第４制御信号は平衡信号であり、前記２つの第１制御信号と前記２つの第２制御信号との間の位相差はπ／２であり、前記２つの第３制御信号と前記２つの第４制御信号との間の位相差はπ／２であり、前記２つの第１制御信号および２つの第２制御信号と２つの第３制御信号および２つの第４制御信号との間の位相差はπ／４であり、前記２つの第１、２つの第２、２つの第３および２つの第４制御信号の周波数はミクサの入力信号の周波数の半分である、
Ｉ／Ｑ直角位相変調のための高調波直接変換式ミクサ。
【請求項６】
前記第１乗算回路および第２乗算回路のそれぞれは複数のトランジスタを有するギルバートセルを含み、すべてのトランジスタがスイッチとして用いられる、請求項５記載の高調波直接変換式ミクサ。
【請求項７】
前記生成回路は電圧制御発振器およびフィルタバンクを含む、請求項５記載の高調波直接変換式ミクサ。
【請求項８】
前記第１および第３ミクサはそれぞれ電界効果トランジスタのペアを含み、前記第２および第４ミクサはそれぞれ電界効果トランジスタの２つのペアを含む、請求項５記載の高調波直接変換式ミクサ。
【請求項９】
前記フィルタバンクは、π／４移相器と、前記８つの制御信号を生成する、第１および第２多相フィルタを備える、請求項７記載の高調波直接変換式ミクサ。
【請求項１０】
前記π／４移相器は、π／４だけ位相がずれた第１および第２差動信号を供給するための、第１および第２全通過フィルタを有する、請求項９記載の高調波直接変換式ミクサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般にトランシーバに関し、さらに詳細には集積化された無線周波数トランシーバにおいて有用な高調波ミクサに関する。
【背景技術】
【０００２】
低価格、軽量、小型、高機能なポータブルのワイヤレス通信装置への要求の高まりが、新しいIC（集積回路）技術、回路構成、トランシーバ設計の研究開発を促進している。直接変換式（ダイレクトコンバージョン）ミクサ（mixer）を用いた広帯域システムにおけるトランシーバ実装が知られている。このようなトランシーバ実装は、広範に使用されているスーパー・ヘテロダイン原理に基く設計よりも、上記の要求をよく満たすものである。
トランシーバの送信段（ステージ）において、直接変換式ミクサはベースバンドのアナログまたはデジタル信号をRF（無線周波数）信号にアップコンバートして送信可能にするために用いられる。受信段においては、直接変換式ミクサは受信したRF信号をベースバンドへダウンコンバートして、信号処理を容易にするのに用いられる。
従って、イメージリジェクションおよびIF（中間周波数）フィルタリングのための、高Qフィルタおよび高Qイメージリジェクションフィルタは不必要である。一般に、高Qフィルタを集積化するのは困難である。このような受信機は、対象の信号が直接ベースバンドにダウンコンバートされ、中間周波数が０に選ばれることから、ゼロＩＦ（zero-IF）受信機とも呼ばれる。そこで使用されるミクサは、増幅されたＲＦ信号をＬＯ（局部発振器）信号で整流（commutate）する。例えば、ギルバート（Gilbert）アナログ乗算器（multiplier）に基いた、よく使用されるバイポーラミクサではカレントモードの整流が実行される。
【０００３】
このような直接変換トポロジーにおいては、搬送波漏れ（carrier leakage）、２次相互変調（second order intermodulation）、局部発振信号とＲＦ信号との間の干渉（interference）などの幾つかの問題がある。
特に、直接変換受信機はミクサ段において高い程度の直線性が求められる。これは、２次スプリアス積（second order spurious products）が得られたベースバンド周波数に直接入り、所望の信号を妨害するからである。このような２次ミクサ非直線性の主な原因は、ミクサの入力信号間の信号漏話（crosstalk）にある。一般に、これによって信号の自己ミキシング（self-mixing）効果につながり、DC（直流）オフセットが生じる。しかしながら、このDCオフセットは一定ではない。
【０００４】
さらに、現在のトランシーバ技術における問題は、プリング（pulling）効果である。基本的に、そのような効果はLO信号を生成しているVCO（電圧制御発振器）をその他のすべての信号から分離することによって防止することが可能である。しかしながら、VCOが送信周波数で動作しているような構成、つまりVCOの直接変調またはダイレクトアップコンバート原理を用いるFM（周波数変調）システムにおいては、分離が困難である。そのようなトランシーバ構成では、パワーアンプ（PA）またはパワープリアンプが、チップ上の（オンチップの）VCOが動作しているのと同じ周波数で、チップ上で強い信号を生成する。もし、強い信号がRx（受信）入力に加えられるのであれば、同様の問題が発生する。VCOプリングは不完全な分離によって、すなわちVCOがTx（送信）出力およびRx（受信）入力の動作周波数と同じ周波数で動作するようなトランシーバのトポロジーにおいて、生じる。最新のトランシーバの構成においては、このような効果を減少させることが望ましい。
【０００５】
最先端の受信機では、入力されたRF信号は、局部発振器（LO信号）から得られたシヌソイド（sinusoid）信号によって乗算される。どちらの信号も、電圧または電流で表される。両方の信号の乗算を実行するミクサは、実際には完全には分離されていない２つの入力を有する。したがって、目的の信号に加えて、ミクサの各入力信号は他の信号のより小さいクロスカップリング成分をさらに有することになる。ミクサの乗算特性によって、出力信号はスプリアス信号を含み、それはおおよそDCを中心とした受信信号の電力に比例する。このようなスプリアス信号は特に直接変換の原理上不利なものである。それは、望ましいダウンコンバートされたRF信号もまた、周波数F=0を中心としているからである。
本発明は、上記の問題のすべて、またはいくつかを解決し、または少なくともそれらの問題を減少させることを目的としている。
【発明の開示】
【発明の概要】
【０００６】
本発明の高調波ミクサは、第1、第2ミクサを有する乗算回路と、前記第1および第2ミクサを制御するための2つの第１制御信号と、２つの第２制御信号とを生成するための生成回路とを備え、前記制御信号は平衡信号であり、それぞれ位相がπ／２ずつシフトした４つの位相で提供され、前記制御信号の周波数はミクサ入力信号の周波数とは異なる。
【０００７】
本発明の一実施形態において、乗算回路はギルバート（Gilbert）セル、つまりクロスカップリングされた差動増幅器であって、すべてのトランジスタがスイッチとして用いられ、制御信号生成手段がVCOを含むものである。
【０００８】
本発明の他の実施形態において、制御信号の周波数は、ミクサの入力信号の周波数の半分である。
本発明のさらに他の実施形態において、第1ミクサは電界効果トランジスタのペアを含み、第２ミクサは電界効果トランジスタの２つのペアを含む。
【０００９】
本発明のＩ／Ｑ直角位相変調のための高調波ミクサは、同相（Ｉ）成分を生成するための第1および第2ミクサを有する第1乗算回路と、直角位相（Ｑ）成分を生成するための第３および第４ミクサを有する第２乗算回路と、前記第1および第2ミクサを制御するための２つの第1制御信号および２つの第２制御信号と、前記第３および第４ミクサを制御するための２つの第３制御信号および第４制御信号を生成する生成回路とを備え、前記第１、第２、第３、第４制御信号は平衡信号であり、前記第１制御信号と前記第２制御信号との間の位相差はπ／２であり、前記第３制御信号と前記第４制御信号との間の位相差はπ／２であり、前記第１および第２制御信号と第３および第４制御信号との間の位相差はπ／４であり、前記制御信号の周波数はミクサ入力信号の周波数とは異なる。
【００１０】
本発明の一実施形態において、第１および第２乗算回路はギルバートセルを含み、すべてのトランジスタがスイッチとして用いられ、制御信号生成回路はＶＣＯおよびフィルタバンクを含む。
本発明の他の実施形態において、制御信号の周波数は、ミクサの入力信号の周波数の半分である。
本発明のさらに他の実施形態において、前記第１および第３ミクサは電界効果トランジスタのペアを含み、前記第２および第４ミクサは電界効果トランジスタの２つのペアを含む。
本発明の他の実施形態において、前記フィルタバンクは、８つの制御信号を生成するための、最初のπ／４移相器（phase shifter）および２つの多相フィルタを備え、前記π／４移相器は、π／４だけ位相がシフトした２つの差動信号を供給するための２つの全通過（all-pass）フィルタを有する。
【００１１】
本発明の受信機は、受信ＲＦ信号の周波数の半分の周波数で動作するＶＣＯを用いる。好適には制御信号はＶＣＯ手段によって生成されるが、本発明はＶＣＯを含むトポロジーに限定されるものではない。制御信号は当該技術分野において知られているその他の装置によっても生成することが可能である。ＶＣＯは、位相が９０度シフトした、同じ周波数を持つ、２つの平衡信号を生成する。本発明に従い、これらの２つの信号は本質的に互いに掛け合わされ、平衡信号の周波数の２倍の周波数のスペクトル成分が生成される。目的の信号を目的の周波数レンジに変換するのに、この成分を用いることができる。この一般的な方法により、本発明の原理は非常に多くの種類のミクサ、例えば直接変換式の受信機のミクサまたは直接変換式の送信機のミクサなどに適用することができる。
【００１２】
第１に、以下の方程式が用いられる。２つの信号uVCO1=u1cosω1tおよびuVCO2=u2cosω1t+φを考える。これらの信号uVCO２およびuVCO1は角度φだけ位相がシフトしている。もし、２つの信号が掛け合わされると、次のUMIX=GMIX・uVCO1・uVCO2が得られる。ここで、GMIXは増幅係数である。
【数１】
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（数１）から分かるように、２つのＶＣＯ信号間の位相シフト（φ=90度）によって、直流成分が打ち消される。これにより回路設計を単純化することができる。
現実のアナログ乗算器を用いるとシヌソイド信号が使用可能であり、それによって、次の方程式を適用することによって、同相（Ｉ）、直角位相（Ｑ）信号を直接求めることができる。
【数２】
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【数３】
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信号の複素数的なふるまいの特長を用いたデジタル変調方式のために、これら２つの従属関係は、現在のトランシーバ構成には必要なものである。しかしながら、ノイズ特性がよくないために、このようなアナログ方式での実施は、本発明において用いられるようなスイッチ方式による実施に比べると、めったに行われることがない。
【００１３】
本発明は、直接アップおよびダウンコンバージョン（変換）構成のためのミクサの具現化に伴なう固有の問題を解決する。他の実施手法ではＬＯ信号の直線性および抑制に関して同様の性能を実現することはできない。さらに、システム構成の観点からは、パワーアンプから出力される信号に対する、ＶＣＯ信号の硬さ（hardness）は、合理的に改善される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明は、添付の図面との関係において、以下の説明を参照することにより理解することができる。類似の参照符号のは類似の要素を示している。
本発明は、様々な変更を加えたり、または代替の形態を取ることが容易なものであるが、特定の実施形態を一例として図面に示し、詳細に説明する。もっとも、この特定の実施形態についての説明は本発明をここに開示された特定の形態に限定しようとするものではなく、むしろその反対に本発明は、添付の特許請求の範囲に定義された発明の精神および範囲に入る、すべての変形例、均等物、代替物を含むものであることは理解されるべきである。
【００１５】
本発明の説明する実施形態について、以下説明する。説明を分かり易くするために、本明細書では、実施物の具体的な特徴のすべてを説明することはしない。そのような実施物の開発においては、開発における特定の目標（それはシステムに関連する制約やビジネスに関係する制約に従って、実施物に応じて異なる）を達成するために、実施過程において様々な決定が必要であるであることが容易にわかるであろう。さらに、そのような開発に関する努力は複雑で、時間がかかるものであるが、それにもかかわらず、そのような努力は本開示による利益を得た当業者にとっては決まりきった作業であることが理解されるであろう。
【００１６】
添付の図面を参照して、本発明を説明する。図面において、半導体装置の様々な領域、構造が非常に緻密な、はっきりした輪郭および外形を持つものとして示されているが、当業者であれば、これらの領域および構造は実際には図面に示されているほどには正確でないことが理解されるだろう。さらに、図面に描かれた様々な構造体およびドープ領域の相対的な大きさは、実際の製品におけるそれらの構造体および領域の大きさに誇張または縮小して描かれている場合がある。それにもかかわらず、添付の図面は本発明の実施例を説明するものとして提供されている。
【００１７】
図１は、本発明に従った、直接変換式ミクサの好適実施例の回路図である。図１に示されるように、この回路は、スイッチング・ネットワーク１０と、制御信号生成手段２０と、２つの出力オペアンプ１７，１８とを有する。制御信号生成手段２０は、ＶＣＯであってもよい。入力信号１９はＲＦ信号である。ここに示されるスイッチングトポロジーは、４つの制御信号２１，２２，２３，２４のための平衡構造を提供するギルバートセルである。以下では、「ギルバートセル」という用語は、ギルバートセル類似のスイッチングトポロジーであって、すべてのトランジスタがスイッチとして用いられているものに対して用られる。図１に示されるように、ギルバートセルのミクサは、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３および１６を含む第１ミキシング段と、４つのＦＥＴ１１，１２，１４，１５を含む第２ミキシング段を有している。さらに詳細には、ギルバートセルは、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１１および１２を含み、これらのソースはＦＥＴ１３に結合されている。ギルバートセルは、また、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１４および１５を含み、これらのソースはＦＥＴ１６に結合されている。ＬＯ信号はＦＥＴのすべてのゲートに印加されている。ＦＥＴ１３および１６のゲートに印加されるＬＯ信号２１および２２は、平衡信号である。同様に、ＦＥＴ１１，１２およびＦＥＴ１４，１５のゲートに印加されるＬＯ信号２３および２４は、平衡信号である。信号２３がＦＥＴ１１および１４のゲートに印加され、信号２４がＦＥＴ１２および１５のゲートに印加される。さらに、図１からわかるように、ミキシング段１のＦＥＴのゲートに印加されたＬＯ信号と、ミキシング段２のＦＥＴのゲートに印加されたＬＯ信号とは、互いに位相が９０度シフトしている。しかしながら、すべてのＬＯ信号は同じ周波数を持ち、この周波数は入力信号１９の周波数の半分である。そして、ＬＯ信号は位相が９０度シフトしている。ＦＥＴ１４は、ＦＥＴ１１のドレインに結合された、ドレインを持ち、このドレインはまた出力アンプ１７の正（ポジティブ）入力に結合されている。同様に、ＦＥＴ１２は、ＦＥＴ１５のドレインに結合された、ドレインを持ち、このドレインはまた出力アンプ１８の負（ネガティブ）入力に結合されている。オペアンプ１７の負入力と、オペアンプ１８の正入力は結合されて、接地されている。ギルバートセルの出力信号は、これらの完全差動オペアンプ１７，１８によって検出され、これらのＣＭＲＲ（コモン・モード除去比）による信号経路（signal path）でさらにＲＦが抑制される。ＦＥＴによる実施例のみを示しているが、使用する技術に応じて、スイッチはバイポーラトランジスタであってもよい。
【００１８】
図２を参照して、第１および第２スイッチング手段に印加される、４つの信号のうちの２つの信号のグラフが示されていいる。すべての信号が同じ波形を有している（リンギング（ringing）は、使用した高調波平衡シミュレータによって生じたものである）が、位相は９０度シフトしている。ローの時間が、ハイの時間と等しいので、これらの信号には偶数次の高調波は含まれていない。
【００１９】
図３を参照すると、ミクサ出力のコンダクタンス特性がグラフで示されている。ここでは、ＶＣＯ信号の２倍の周波数のスペクトラム成分がスペクトラム特性を支配している。これが入力されたＲＦ信号を変換するのに用いられる。本発明の構成において特徴的なのは、ＶＣＯ信号そのものまたはその２倍の周波数を持つ派生成分も、入力されたＲＦ信号も、差動モードの出力には現れないということである。本発明に従ったこの回路は電圧モードで動作する。従って、より小さなトランジスタ、低インピーダンスのＲＦソース、および高い入力インピーダンスのオペアンプが必要である。電流モードでは、より大きなスイッチ、高インピーダンスのＲＦソース、および低い入力インピーダンスのオペアンプが必要である。
【００２０】
現代のトランシーバ構造には複素信号の処理が要求される。従って、同相成分（Ｉ）と、直角位相成分（Ｑ）とに対する信号経路を設ける必要がある。そのために、この第１信号に対して４５度位相がシフトした別の４つの信号を提供する必要がある。本受信機の実施形態においては、この４５度の位相シフトは、両方の経路の間では９０度の位相シフトをもたらすので、構成上の要求は満たされる。
【００２１】
図４は、このようなミクサのＩ／Ｑ直角位相実施例の回路図である。このＩ／Ｑ経路の実装は、Ｉ信号４０および４１を提供する第１ギルバートセル回路１０と、Ｑ信号４２および４３を提供する第２ギルバートセル回路３０と、４つの出力オペアンプ１７，１８，３１，３２と、制御信号２０を生成する手段とを有している。このギルバートセル回路１０および３０は、図１のギルバートセル回路と等価である。従って、対応する説明を参照する。制御信号２０を生成する手段は、ＶＣＯおよび好適にはフィルタバンクを有していてもよい。これらは、第１ギルバートセルミクサに対して４つの制御信号２１，２２，２３および２４を供給し、第２ギルバートセルミクサに対して４つの制御信号２５，２６，２７および２８を供給する。信号２１と２２、信号２３と２４、信号２５と２６、信号２７と２８とは、それぞれ平衡している。それゆえに、第１ギルバートセルへの９０度ずつ位相シフトした４つの制御信号と、第２ギルバートセルへの９０度ずつ位相シフトした４つの制御信号とが供給される。さらに、第２ギルバートセルへの制御信号は、第１ギルバートセルへの制御信号に対して、４５度位相シフトしている。しかしながら、すべての制御信号が同じ周波数を持ち、制御信号およびＶＣＯの動作周波数は好適には入力される信号の周波数の半分の周波数である。オペアンプ１７および１８はそれぞれＩ＋１７信号とＩ−１８信号とを出力し、オペアンプ３１および３２は、それぞれＱ＋３１信号と、Ｑ−３２信号とを出力する。ＦＥＴによる実施例が図４に示されているが、スイッチはバイポーラ技術によるものであってもよい。
【００２２】
全通過フィルタと、９０度多相フィルタとを配置したフィルタバンクによって、８つの異なる制御信号を提供することができる。もっともその他の実施形態も可能であることは言うまでもない。
【００２３】
図５に、本発明の実施形態であるフィルタバンク５０を示す。最初の信号が４５度移相器６０に入力され、４５度移相された２つの差動信号が出力される。続いて、９０度多相フィルタ７０が目的の８つの信号を生成する。
【００２４】
図６に、４５度移相器６０のひとつの構成例を示す。移相器６０は、出力信号間で４５度の位相差が生じるように離調（detune）された２つの全通過フィルタを含んでいる。入力端子は参照符号７１，７２で示され、出力端子は参照符号７３，７４，７５，７６で示される。
【００２５】
図７に、図５の９０度多相フィルタ７０の実施形態を示す。入力端子は参照符号８１，８２，８３および８４で示され、出力端子は参照符号８５，８６，８７および８８で示される。
【００２６】
図６、図７に示した回路中の抵抗、キャパシタ（コンデンサ）の値は、目的とする周波数において適切に機能するように選択される。当該技術分野の当業者であれば、どのような目的動作周波数に対しても、抵抗およびキャパシタについて適切な値を容易に選定することができる。例えば、図６、７の回路の実施例において、目的の動作周波数が１．２ＧＨｚであるとすると、次のような値が用いられる。
抵抗７３Ａ，７４Ａ，７５Ａ，７６Ａ＝０．６ｅ＋３オーム
抵抗８５Ａ，８６Ａ，８７Ａ，８８Ａ＝１．０ｅ＋３オーム
キャパシタ７３Ｂ，７４Ｂ＝１２６ｅ−１５ファラド
キャパシタ７５Ｂ，７６Ｂ＝４．０ｅ−１５ファラド
キャパシタ８５Ｂ，８６Ｂ，８７Ｂ，８８Ｂ＝１３０ｅ−１５ファラド
【００２７】
図８に、４５度の位相シフトをもつ、８つのフィルタバンク出力信号の位相プロットと、適切な振幅バランスを示す。
【００２８】
図９に、本発明の１２００ＭＨｚ／１２００ＭＨｚ周波数比のＩ／Ｑ信号生成を持つＲＦフロントエンドの実施例のブロック図を示す。このＲＦフロントエンドは、受信機セクション、送信機セクションおよび制御信号発生セクションを含む。受信機セクションは、２４００MHｚの信号を受信する受信機入力Rxと、Rxバッファと、４つのスイッチング手段５１，５２，５３および５４と、ＩおよびＱ信号を出力する受信機出力とを備える。スイッチング手段制御信号のそれぞれの位相シフトを図９に示す。制御信号発生セクションはフィルタバンク５０を有する。２つの平衡１２００ＭＨｚＶＣＯ信号がフィルタバンクに供給される。送信機セクションは、２４００MHｚの信号を送信する送信機出力Txと、Txバッファと、４つのスイッチング手段５５，５６，５７および５８と、ＩおよびＱデータを受信する送信機入力とを備える。
【００２９】
上述の特定の実施形態は説明のためのものであり、この開示による利益を受ける当業者に明らかなように、本発明を変形することができ、同一ではないが均等なやり方で実施することができる。例えば、上述の処理手順は異なる順番で実行することができる。さらに、添付の特許請求の範囲に記載されているものを除き、ここに示された構造または設計の詳細に本発明を限定しようとするものではない。従って、上述の特定の実施形態は変形可能であり、または修正可能である。そのようなすべての変形例は、本発明の精神および範囲に入るものであると考えられる。従って、本発明の保護範囲は添付の特許請求の範囲によって定められる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明に従ったミクサの回路図。
【図２】第１および第２スイッチング手段に印加される制御電圧のグラフ。
【図３】ミクサ出力のコンダクタンス特性を示すグラフ。
【図４】本発明に従ったミクサのＩ／Ｑ直角位相実施例の回路図。
【図５】本発明に従った、位相がそれぞれ４５度ずつシフトした制御信号を供給するフィルタバンクの回路図。
【図６】本発明に従った、最初の４５度位相シフトを供給するための２つの全通過フィルタの回路図。
【図７】本発明に従った、互いに９０度位相がシフトした４つの信号を供給する多相フィルタの回路図。
【図８】フィルタバンク出力信号の位相プロット。
【図９】本発明に従った、１２００ＭＨｚ／１２００ＭＨｚ周波数比のＩ／Ｑ信号生成を持つＲＦフロントエンドのブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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