(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力オーディオ信号に基づき出力オーディオ信号を生成するパラメトリック復号化装置であって、前記入力オーディオ信号は複数の入力サブバンド信号を有し、前記装置は、
複数の遅延されたサブバンド信号を得るため、前記入力サブバンド信号の少なくとも一部を遅延させる複数の遅延ユニットを有し、少なくとも１つの入力サブバンド信号が、より高い周波数の更なる入力サブバンド信号よりも大きく遅延され、前記装置は更に、
前記入力オーディオ信号と前記複数の遅延されたサブバンド信号との組み合わせから前記出力オーディオ信号を導出する結合ユニットを有し、
前記遅延されたサブバンド信号が、パラメトリック復号化における非相関信号として利用される装置。
【請求項２】
前記出力オーディオ信号は複数の出力サブバンド信号を含む、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記複数の出力サブバンド信号から、時間ドメイン出力オーディオ信号を合成するサブバンドフィルタバンクを更に有する、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記入力オーディオ信号はモノラルのオーディオ信号であり、前記出力オーディオ信号はステレオのオーディオ信号である、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記遅延ユニットの数は、前記入力サブバンド信号の数よりも少なく、前記入力サブバンド信号は、前記複数の遅延ユニットによって群に分割される、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記複数の遅延ユニットは、或るサブバンドサンプルを用いて比較的高い周波数のサブバンドの群を遅延させる第１の遅延ユニットと、少なくとも１つの更なるサブバンドサンプルを用いて比較的低い周波数サブバンドの群を遅延させる少なくとも１つの更なる遅延ユニットとを有する、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記遅延ユニットは、高い周波数から低い周波数へと単調増加する遅延を提供する、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記サブバンドフィルタバンクは、複素サブバンドフィルタバンクである、請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記複素サブバンドフィルタバンクは、複素直交ミラーフィルタバンクである、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記出力オーディオ信号の第１のチャネルと第２のチャネルとの間の所望の相関を示す相関パラメータを得るための入力部を更に有し、
前記結合ユニットは、前記相関パラメータに依存して、前記入力オーディオ信号と前記複数の遅延されたサブバンド信号とを組み合わせることにより、前記第１のチャネル及び前記第２のチャネルを得るように構成された、請求項１に記載の装置。
【請求項１１】
前記第１のチャネル及び前記第２のチャネルは、それぞれ複数の出力サブバンド信号を有し、前記装置は更に、それぞれ前記出力サブバンド信号に基づいて第１の時間ドメインチャネルと第２の時間ドメインチャネルとを生成する、前記結合ユニットの出力部に結合された２つの合成サブバンドフィルタバンクを有する、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
時間ドメインのコアオーディオ信号に基づき、Ｍ個のフィルタリングされたサブバンド信号を生成するための、Ｍ個のサブバンドの分析フィルタバンクと、
前記Ｍ個のフィルタリングされたサブバンド信号から得られた高周波信号成分を生成する高周波生成器と、
を更に有し、前記高周波信号成分はＮ−Ｍ個のサブバンド信号を持ち、ここでＮ＞Ｍであり、前記Ｎ−Ｍ個のサブバンド信号は、Ｍ個のサブバンドのうちのいずれのサブバンドよりも高い周波数を持つサブバンド信号を含み、Ｍ個のフィルタリングされたサブバンドとＮ−Ｍ個のサブバンドとは、合わせて前記複数の入力サブバンド信号を形成する、請求項１に記載の装置。
【請求項１３】
前記複数の遅延ユニットは、整数個のサブバンドサンプルの遅延を用いて、前記入力サブバンド信号の少なくとも一部を遅延させるように構成され、少なくとも１つの入力サブバンド信号が、より高い周波数の更なる入力サブバンド信号よりも大きく遅延され、前記装置は更に、
２つの連続するサブバンドサンプルの間の時間の一部である遅延であって、前記入力サブバンド信号の少なくとも一部の全てに対して一定であり得る遅延を用いて、前記入力サブバンド信号の少なくとも一部を遅延させる部分的遅延ユニットと、
前記複数の遅延されたサブバンド信号を得るために、前記複数の遅延ユニットと前記部分的遅延ユニットとの間を切り換える切り換えユニットと、
を有する、請求項１に記載の装置。
【請求項１４】
前記切り換えユニットは、前記複数の遅延の出力と前記部分的遅延の出力との間をクロスフェードにより切り換える、請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
前記入力オーディオ信号の信号強度を検出する検出ユニットを更に有し、前記切り換え手段は、前記信号強度が所定の閾値を上回っている場合に前記部分的遅延に切り換え、前記信号強度が前記所定の閾値を下回っている場合に前記複数の遅延ユニットに切り換えるように構成された、請求項１３に記載の装置。
【請求項１６】
前記入力オーディオ信号は切り換えインジケータを含み、前記切り換えユニットは、前記切り換えインジケータに依存して切り換えるように構成された、請求項１３に記載の装置。
【請求項１７】
入力オーディオ信号に基づき出力オーディオ信号を提供するパラメトリック復号化方法であって、前記入力オーディオ信号は複数の入力サブバンド信号を有し、前記方法は、
複数の遅延されたサブバンド信号を得るため、前記入力サブバンド信号の少なくとも一部を遅延させるステップを有し、少なくとも１つの入力サブバンド信号が、より高い周波数の更なる入力サブバンド信号よりも大きく遅延され、前記方法は更に、
前記入力オーディオ信号と前記複数の遅延されたサブバンド信号との組み合わせから前記出力オーディオ信号を導出するステップを有し、
前記遅延されたサブバンド信号が、パラメトリック復号化における非相関信号として利用される方法。
【請求項１８】
出力オーディオ信号を供給する機器であって、
エンコードされたオーディオ信号を得るための入力ユニットと、
複数のサブバンド信号を含むデコードされた信号を得るため、前記エンコードされたオーディオ信号をデコードするデコーダと、
前記デコードされた信号に基づき前記出力オーディオ信号を得るための、請求項１に記載の装置と、
前記出力オーディオ信号を供給するための出力ユニットと、
を有する機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力オーディオ信号に基づく出力オーディオ信号の生成に関し、より詳細には、出力オーディオ信号を供給する機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
Erik Schuijers、Werner Oomen、Bert den Brinker及びJeroen Breebaartによる「Advances in Parametric Coding for High-Quality Audio」（前刷り5852、「114th AES Convention」、オランダ、アムステルダム、2003年3月22〜25日）は、ステレオ画像用の効率的なパラメトリック表現を利用したパラメトリック符号化方式を開示している。２つの入力信号が、１つのモノラルオーディオ信号にマージされる。知覚的に関連のある空間的な手掛かりが、明確にモデル化されている。前記マージされた信号は、モノラルのパラメトリックエンコーダを利用してエンコードされる。ステレオパラメータのチャネル間強度差（Interchannel Intensity Difference、ＩＩＤ）、チャネル間時間差（Interchannel Time Difference、ＩＴＤ）及びチャネル間相互相関（Interchannel Cross-Correlation、ＩＣＣ）が量子化され、エンコードされ、量子化されエンコードされたモノラルのオーディオ信号と共にビットストリームに多重化される。デコーダ側において、前記ビットストリームが、エンコードされたモノラル信号とステレオパラメータとに多重分離される。エンコードされたモノラルのオーディオ信号は、デコードされたモノラルのオーディオ信号ｍ’を得るためにデコードされる（図１を参照）。モノラルの時間ドメイン信号から、最適な知覚的な非相関（de-correlation）を導出するフィルタＤ１０を利用して、非相関信号（de-correlated signal）が算出される。モノラルの時間ドメイン信号ｍ’及び非相関信号ｄは共に周波数ドメインに変換される。次いでパラメータ処理ユニット１１において、周波数ドメインステレオ信号が、ＩＩＤ、ＩＴＤ及びＩＣＣパラメータを用いて、それぞれスケーリング、位相変更及びミキシングによって処理され、デコードされたステレオの対ｌ’及びｒ’が得られる。結果の周波数ドメイン表現は、時間ドメインに変換され戻される。
【０００３】
ＭＰＥＧ−４（ISO/IEC14496-3:2002）の「Proposed Draft Amendment（ＰＤＡＭ）2」のセクション5.4.6において、かような非相関信号は、所定のインパルス応答を用いてモノラル信号を畳み込み／フィルタリングすることにより得られる。
【０００４】
公開されていない欧州特許出願02077863.5（整理番号PHNL020639）は、かような非相関信号を導出するために、周波数依存の遅延を有する、例えば櫛型フィルタのようなオールパスフィルタの利用を記載している。高い周波数においては、比較的小さな遅延が利用され、粗い周波数分解能に帰着する。低い周波数においては、大きな遅延が櫛型フィルタの密な間隔に帰着する。フィルタリングが帯域制限フィルタと組み合わせられ、これにより１以上の周波数帯域に非相関を適用しても良い。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、入力オーディオ信号に基づき、出力オーディオ信号を有利に生成することにある。この目的のため、本発明は、独立請求項に定義される装置、方法及び機器を提供する。有利な実施例は従属請求項において定義される。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の態様によれば、出力オーディオ信号が入力オーディオ信号に基づき生成され、前記入力オーディオ信号は複数の入力サブバンド信号を有し、前記入力サブバンド信号の少なくとも一部が複数の遅延されたサブバンド信号を得るために遅延され、入力サブバンド信号の少なくとも１つが、より高い周波数の更なる入力サブバンド信号よりも大きく遅延され、前記出力オーディオ信号が前記入力オーディオ信号と前記複数の遅延されたサブバンド信号との組み合わせから導出される。かようなサブバンドドメインにおける周波数依存の遅延を提供することにより、特にコアのデコーダが既にサブバンドフィルタバンクを含むようなオーディオデコーダにおいて、パラメトリックステレオが有利に実装されることができる。フィルタバンクはオーディオ符号化の分野において一般に利用されており、例えばＭＰＥＧ−１／２のレイヤＩ、II及びIIIは全て32バンドのクリティカルサンプリングされた（critically sampled）サブバンドフィルタを利用する。前記複数の遅延されたサブバンド信号は、上述の非相関信号の同等物であるサブバンドドメインとして利用され得る。理想的な環境においては、前記複数の遅延されたサブバンド信号と前記入力オーディオ信号との間の相関はゼロである。しかしながら、実際的な実施例においては、前記相関は認容できるオーディオの品質については４０％、中品質乃至高品質のオーディオについては１０％、高オーディオ品質については２又は３％に達する。
【０００７】
本発明の実施例においては、前記出力オーディオ信号は複数の出力サブバンド信号を含む。前記複数の出力サブバンド信号を得るためサブバンドドメインにおいて前記遅延されたサブバンド信号と前記入力サブバンド信号とを組み合わせることは、このとき比較的に実装が容易である。実用的な実施例においては、時間ドメインの出力オーディオ信号が、合成サブバンドフィルタバンクにおける複数の出力サブバンド信号から合成される。
【０００８】
効率的な実装を得るため、複数の遅延ユニットが提供され、ここで遅延ユニットの数は、入力サブバンド信号の数よりも少なく、前記入力サブバンド信号はこの複数の遅延によって群に分割される。
【０００９】
最良のオーディオ品質は、前記複数の遅延ユニットにおける遅延が、高い周波数から低い周波数へと単調増加する実施例において得られる。
【００１０】
本発明の有利な実施例においては、複素フィルタバンクが利用され、該フィルタバンクは効果的に２分の１にオーバーサンプルされる。なぜなら、全ての実入力サンプルについて、実質的に実数と複素数との２つの値から成る複素出力サンプルが生成されるからである。このことは、ＭＰＥＧ−１及びＭＰＥＧ−２のクリティカルサンプリングされたフィルタバンクが欠点として持つ、大きなエイリアジング成分を除去する。
【００１１】
出力オーディオ信号を生成する効率的な実施例においては、直交ミラーフィルタ（ＱＭＦ）バンクが利用される。かようなフィルタバンクは、特にPer Ekstrandによる「Bandwidth extension of audio signals by spectral band replication」（「1st IEEE Benelux Workshop on Model based Processing and Coding of Audio」のプロシーディング (MCPA-2002)、53-58頁、ベルギー、Leuven、2002年11月15日）より知られている。図２は、かような複素ＱＭＦ分析及び合成フィルタバンクのブロック図を示す。分析バンク３０は、信号をＮ個の複素数値サブバンドに分割する。これらは内部的にＮ分の１にダウンサンプリングされる。様式化された周波数応答が図３に示される。合成ＱＭＦフィルタバンク３１は、Ｎ個の複素サブバンド信号を入力としてとり、実数値のＰＣＭ出力信号を生成する。本発明者の洞察によれば、複素ＱＭＦフィルタバンクが利用される場合には、知覚的に「理想的な」状況に非常に近い非相関信号が生成されることができる。かような複素ＱＭＦフィルタバンクについては、ＭＰＥＧ−４  ＰＤＡＭ２、セクション5.4.6において利用されている畳み込みよりも効率的な実装が存在する。かような畳み込みは、計算負荷及びメモリ使用に比べて比較的高価である。更なる利点として、複素ＱＭＦフィルタバンクを利用することは、パラメトリックステレオとスペクトル帯域複製（ＳＢＲ）との効率的な組み合わせをも可能とする。ＳＢＲの背後にある着想は、より高い周波数が、非常に少ない支援情報のみを利用して、より低い周波数から再構築されることができるということである。実際には、該再構築は、複素直交ミラーフィルタ（ＱＭＦ）によって為される。効率的にサブバンドドメインにおける非相関信号に達するために、本発明の実施例は、サブバンドドメインにおいて周波数（又はサブバンドのインデクス）に依存する遅延を利用する。複素ＱＭＦフィルタバンクはクリティカルサンプリングされないため、エイリアジングを考慮するための余分の備えは必要とされない。更に、前記遅延は小さいため、本実施例の全体のＲＡＭ使用量は低い。Eksrandにより開示されたようなＳＢＲデコーダにおいては、分析ＱＭＦバンクは３２個の帯域のみから成るが、コアのデコーダはオーディオデコーダ全体に比べて半分のサンプリング周波数で動作するため、合成ＱＭＦバンクは６４個の帯域から成ることに留意されたい。しかしながら、対応するエンコーダにおいては、周波数域全体をカバーするために、６４帯域の分析ＱＭＦバンクが利用される。
【００１２】
整数個のサブバンドサンプルの遅延された信号を非相関信号として利用することは、時間ドメインのスミアリングを引き起こす。即ち、時間的な信号の配置が保存されない。このことは、過渡状態の前後で、即ち信号強度の変化が所定の閾値よりも大きい場合に、アーティファクトを引き起こし得る。信号強度は振幅、パワー等で測定されることができる。本発明の有利な実施例においては、過渡状態の前後におけるアーティファクトは、完全な遅延の代わりに部分的な遅延を利用することにより、過渡状態の前後における非相関信号を導出することにより軽減させられることができる。部分的な遅延とは、２つの連続するサブバンドサンプルの間の時間よりも小さい遅延であり、位相回転を利用することにより容易に実装されることができる。部分遅延から完全な遅延へ、又はその逆の遷移は、前記非相関信号における不連続に帰着し得る。かような不連続を防止するため、本発明の有利な実施例は、部分的に遅延した非相関信号を利用することから、完全に遅延された非相関信号へと戻すために、クロスフェード（cross-fade）を提供する。
【００１３】
本発明のこれらの及び他の態様は、以下に記載される実施例を参照しながら説明され明らかとなるであろう。
【００１４】
図は、本発明を理解するために必須な要素のみを示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、パラメトリックステレオを利用することにより、モノラルの入力オーディオ信号に基づきステレオの出力オーディオ信号を生成するための、本発明の有利な実施例が説明される。前記入力オーディオ信号は、複数の入力サブバンド信号を含む。前記複数の入力サブバンド信号は、低い周波数サブバンドに対して高い周波数サブバンドよりも大きい遅延を提供する複数の遅延ユニットにおいて遅延される。前記遅延されたサブバンド信号は、前記ステレオの出力信号の生成において必要とされる非相関信号のサブバンドドメインバージョンとして働く。
【００１６】
ＭＰＥＧ−４ ＰＤＡＭ２、セクション5.4.6においては、前記非相関信号は、位相特性φを最初に計算することによって得られる。φは、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数に対して、
φ＝πｋ（ｋ−１）／Ｋ＋φ０                                          （１）
に等しい。ここでφ０はπ／２の値を持ち、Ｋは２５６に等しく、ｋ＝０・・・２５６である。この位相応答関数より、逆ＦＦＴを利用して、フィルタのインパルス応答が算出される。該応答は線形な遅延に類似している。該遅延は、
ｄ＝Ｋ−（Ｋ／π）ｆ                                                  （２）
により近似されることができる。ここでｄはサンプルにおける遅延であり、ｆは周波数をラジアンで表す。
【００１７】
好ましくは、前記入力サブバンド信号は、複素ＱＭＦ分析フィルタバンクにおいて得られる。該複素ＱＭＦ分析フィルタバンクは、リモートのエンコーダに存在していても良いが、デコーダに存在していても良い。複素ＱＭＦフィルタバンクの出力はＮ分の１にダウンサンプリングされるため、各サブバンド内の遅延に所望の時間ドメインの遅延を正確にマッピングすることは可能ではない。上述した遅延関数（２）の丸められたバージョンを利用することにより、知覚的に優れた近似が得られる。例として、Ｎ＝６４個のサブバンドについて、各サブバンド内の遅延が図６に示される。該実装例については、前記非相関信号を形成するために、１３６個の複素数値のみが保存される必要がある。より高い周波数については、単一のサブバンドサンプルの遅延が利用されるが、上述の遅延関数は前記サンプリング周波数の半分で値０を示す。単一のサブバンドサンプルの遅延は、前記信号が最大限に非相関であることを確実にする。
【００１８】
図５は、本発明の実施例による、複数の遅延されたサブバンド信号を生成するための装置５０のブロック図を示す。装置５０はＱＭＦ分析フィルタバンク３０とＱＭＦ合成フィルタバンク３１との間のどこかに配置され、複数の遅延ユニット５０１、５０２、５０３及び５０４を有する。遅延ユニット５０１は、全てのサブバンドに対して、１単位の遅延を与える。高い周波数サブバンドの群、例えば帯域４０乃至６４は、更なる遅延なく、合成フィルタバンク３１に供給される。比較的低い周波数のサブバンドの群、例えば帯域０乃至４０は、遅延ユニット５０２において更に遅延される。該群の一部、例えば帯域０乃至２４は、遅延ユニット５０３及び遅延ユニット５０４において更に遅延される（後者はサブバンド０乃至８に対してのみ）。このようにして、異なる遅延の典型的な量の４つの群が効果的に生成され、それぞれ１、２、３又は４単位の遅延を持つ。サブバンドのインデクスの関数としてサブバンドサンプルで表現された遅延が図６に示される。ＱＭＦ分析フィルタバンク３０は、通常オーディオエンコーダ中に存在するが、ＳＢＲについては、より小ないＭ個の帯域の分析ＱＭＦフィルタバンクがデコーダにおいても利用される。
【００１９】
図７は、本発明の実施例による、パラメトリックステレオツールとＳＢＲとを組み合わせる、有利なオーディオデコーダ７００を示す。ビットストリーム多重分離器７０がエンコードされたオーディオビットストリームを受信し、ＳＢＲパラメータ、ステレオパラメータ、及びコアエンコードされたオーディオ信号を導出する。コアエンコードされたオーディオ信号は、コアデコーダ７１を利用してデコードされる。該デコーダは、例えば標準的なＭＰＥＧ−１レイヤIII（ｍｐ３）又はＡＡＣデコーダであっても良い。一般に、かようなデコーダは、出力サンプリング周波数の半分（ｆｓ／２）で動作する。結果のコアデコードされたオーディオ信号は、Ｍ個のサブバンドの複素ＱＭＦフィルタバンク７２に送られる。該フィルタバンク７２は、Ｍ個の実入力サンプルにつきＭ個の複素サンプルを出力し、従って上述したように実質的に２分の１にオーバーサンプリングされる。高周波（ＨＦ）生成器７３において、前記コアデコードされたオーディオ信号によってカバーされない、高い周波数のサブバンドＮ−Ｍが、Ｍ個のサブバンド（の特定の部分）を複製することにより生成される。高周波生成器７３の出力は、低周波のＭ個のサブバンドと組み合わせられ、Ｎ個の複素サブバンド信号とされる。次いで、エンベロープ調節器７４が、前記複製された高い周波数のサブバンド信号を所望のエンベロープに調節し、付加成分付加ユニット７５が、ＳＢＲパラメータによって示される付加的な正弦波のノイズ成分を付加する。Ｎ個のサブバンド信号全体が、遅延されたサブバンド信号を生成するため、遅延ユニット７６に供給される。遅延ユニット７６は、図５において示された装置５０と同等であっても良い。Ｎ個の遅延されたサブバンド信号及びＮ個の入力サブバンド信号は、ＩＣＣパラメータのようなステレオパラメータに依存して、結合ユニット７７において処理され、第１の出力チャネルについてＮ個の出力サブバンド信号、及び第２の出力チャネルについてＮ個の出力サブバンド信号を導出する。前記第１の出力チャネルについてのＮ個の出力サブバンド信号は、Ｎ帯域複素ＱＭＦ合成フィルタ７８を通して送られ、左Ｌ用の第１のＰＣＭ出力信号を形成する。前記第２の出力チャネルについてのＮ個の出力サブバンド信号は、Ｎ帯域複素ＱＭＦ合成フィルタ７９を通して送られ、右Ｒ用の第１のＰＣＭ出力信号を形成する。実用的な実施例においては、Ｎ＝６４及びＭ＝３２である。
【００２０】
以上提示された方法は、静的な信号に対して十分に適している。しかしながら、非静的な、即ち過渡的な信号については、該方法を利用する場合に問題が生じる。このことは図８に示されている。図８は、前記出力オーディオ信号を導出するための基礎として、図５及び６の完全に遅延された非相関信号を利用して得られたカスタネット信号の１チャネルの結果を示す。一般に、例えばカスタネットのような、強い過渡状態を持つ信号においては、過渡状態の直後における左チャネルと右チャネルとの間の相関は比較的小さい。なぜなら前記信号は主に反響から成るからである。前記非相関信号は従って、非常に顕著に合成される。このことは、実際のカスタネットの過渡状態の直後の明らかなポストエコー（post-echo）に帰着する。時間ドメインにおけるポストマスキング（post-masking）によって、このことは第２の過渡状態としては知覚されないが、望ましくない音のカラーレーションを引き起こす。本発明の有利な実施例においては、部分的な遅延を利用することにより、過渡状態の前後において非相関信号を形成することによって、このアーティファクトが軽減される。かような部分的な遅延は、位相回転を効率的に利用することにより実装されることができる。更なる実施例においては、全体の非相関信号における不連続を防止するために、前記部分的に遅延された非相関信号即ち位相回転された信号は、時間と共に完全に遅延された非相関信号と（低速に）クロスフェードされる。
【００２１】
それ故、過渡位置から開始して、周波数依存の完全な遅延の代わりに元の信号の部分的に遅延された即ち位相回転されたバージョンを利用することが提案される。人間の聴覚系の時間的なポストマスキング特性のため、該非相関信号がどのように計算される必要があるかはそれ程重要ではない。従って、前記非相関信号は例えば、元の信号の各サブバンドにおいて９０度の位相シフトを適用することにより得られても良い。
【００２２】
前記過渡状態からの前記非相関信号における不連続を防止するため、好ましくは完全に遅延された信号と前記位相回転された信号との間にクロスフェードが適用される。該クロスフェードは、以下のように実行されても良い：
ｄhybrid［ｎ］＝ｍ［ｎ］ｄdelay［ｎ］＋（１−ｍ［ｎ］）ｄrotation［ｎ］
ここでｎは（サブバンド）サンプルのインデクス、ｍ［ｎ］は合成又はクロスフェード係数、ｄdelay［ｎ］は周波数依存の内部遅延により形成された非相関（サブバンド）信号、ｄrotation［ｎ］は部分的な遅延又は位相回転により形成された非相関サブバンド信号、ｄhybrid［ｎ］は結果のハイブリッドな非相関信号である。合成係数ｍ［ｎ］は、前記過渡状態の開始においてはゼロとなる。該係数は、一般に約２０ｍｓ（約１２ｍｓが遅延の長さ、約８ｍｓが過渡状態の長さ）に対応する時間の間、ゼロのままである。ゼロから１へのフェードインは、一般に約１０乃至２０ｍｓである。合成係数ｍ［ｎ］は線形又は区分線形であっても良いが、これに限定されるものではない。該合成係数ｍ［ｎ］は周波数依存であっても良いことは留意されたい。前記遅延は一般に高い周波数について短いため、高い周波数については、低い周波数についてよりも短いクロスフェードを持つことが知覚的に好ましい。
【００２３】
図１１は、部分的な遅延を持つ部分的遅延ユニット１１０が、部分的に遅延されたサブバンド信号を得るために利用される、図７のオーディオデコーダを示す。遅延ユニット７６は、周波数依存の遅延されたサブバンド信号を生成する。実際には、部分的遅延ユニット１１０は遅延ユニット７６と並行して動作しても良いが、遅延ユニット７６が動作している間は更なる遅延ユニット１１０をスイッチオフすること及びその逆も可能である。好ましくは、切り換えユニット１１１において、部分的に遅延されたサブバンド信号と周波数依存の遅延されたサブバンド信号との間で切り換えが実行される。切り換えユニット１１１は好ましくは上述したクロスフェード操作を実行するが、ハード的な切り換えも可能である。前記クロスフェード操作は、過渡状態の検出に依存する。過渡状態の検出は、好ましくは過渡状態検出器１１３において実行される。代替として、エンコーダにおいて、エンコードされたオーディオビットストリームに切り換えインジケータを含めることも可能である。この場合には、ビットストリーム多重分離器７０が前記ビットストリームから前記切り換えインジケータを導出し、該切り換えインジケータを切り換えユニット１１１に供給し、切り換えユニット１１１において前記切り換えインジケータに依存して切り換えが実行される。
【００２４】
上述の実施例は本発明を限定するものではなく説明するものであって、当業者は添付された請求項の範囲から逸脱することなく多くの代替実施例を設計することが可能であろうことは留意されるべきである。請求項において、括弧の間に配置されたいずれの参照記号も、請求の範囲を制限するものとして解釈されるべきではない。「有する（comprising）」なる語は、請求項に列記されたもの以外の要素又はステップの存在を除外するものではない。本発明は、幾つかの別個の要素を有するハードウェアによって、及び適切にプログラムされたコンピュータによって実装されても良い。幾つかの手段を列挙する装置請求項において、これらの手段の幾つかは同一のハードウェアによって実施化されても良い。特定の手段が相互に異なる従属請求項に列挙されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に利用されることができないということを示すものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】パラメトリックステレオデコーダのブロック図を示す。
【図２】Ｎ帯域複素ＱＭＦ分析（左）及び合成（右）フィルタバンクのブロック図を示す。
【図３】図２のＮ帯域ＱＭＦフィルタバンクの様式化された周波数応答を示す。
【図４】非相関信号を生成するためＭＰＥＧ−４ ＰＤＡＭ２、セクション5.4.6において利用されるインパルス応答のスペクトログラムを示し、ｘ軸は時間（サンプル）を示し、ｙ軸は正規化された周波数を示す。
【図５】本発明の実施例による装置を示すブロック図を示す。
【図６】本発明の実施例による、サブバンドサンプルで表現された遅延をサブバンドのインデクスの関数として示す。
【図７】パラメトリックステレオをスペクトル帯域複製と組み合わせる、本発明の実施例による有利なオーディオデコーダを示す。
【図８】完全に遅延された非相関信号と合成することにより生じる、過渡状態の後のポストエコーの出現を示す。
【図９】合成係数の例を示し、値１は完全に遅延された非相関信号が利用されていることを示し、値０は部分的に遅延された非相関信号が利用されていることを示す。
【図１０】図９の合成係数を利用する場合の結果の出力オーディオ信号を示す。
【図１１】部分的な遅延を持つ更なる遅延ユニットが利用される、図７のオーディオデコーダを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図４】
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