(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチング素子のオン時にトランスにエネルギーを蓄え、前記主スイッチング素子のオフ時に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力側に送り出すフライバックコンバータにおいて、前記トランスの一次側に巻回される補助巻線と、この補助巻線に誘起した電圧を整流平滑する整流素子および平滑コンデンサからなる整流平滑回路とを備え、前記整流素子は前記主スイッチング素子と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素子であり、前記トランスにドライブ巻線を巻回し、前記主スイッチング素子のオフ時に前記ドライブ巻線に誘起した電圧により前記双方向導通性スイッチ素子をオンさせるように構成したことを特徴とするフライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置などに適用される自励式または他励式のフライバックコンバータに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来のフライバックコンバータの一例を、図６および図８に示す。図６はいわゆるＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）と呼ばれる自励式のフライバックコンバータを示しているが、同図において、直流電源101からの直流入力電圧Ｖｉが印加される入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉの両端間には、入力コンデンサＣ１が接続されると共に、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1とＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続される。トランスＴ１には、他に二次巻線Ｎs1と主スイッチング素子Ｑ１の駆動巻線Ｎd1が設けられており、駆動巻線Ｎd1のドット側端子は、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１の制御端子すなわちゲートに接続され、駆動巻線Ｎd1の非ドット側端子は、主スイッチング素子Ｑ１のソースに接続される。一方、トランスＴ１の二次巻線Ｎs1には、ダイオードＤ11とコンデンサＣ12とからなる二次側整流平滑回路が接続されており、コンデンサＣ12の両端間に接続した出力端子＋Ｖo1，−Ｖo1から負荷ＲＬに、直流出力電圧Ｖｏを供給するようになっている。
【０００３】
次に、図７の各波形図を参照して、上記回路の動作を説明する。なお、この図７では、定格負荷（Ａ）時および軽負荷（Ｂ）時における主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース電圧ＶDS1と、主スイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流ＩQ1がそれぞれ示されている。
【０００４】
起動抵抗Ｒ１に電流が流れて主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1に直流入力電圧Ｖｉが印加され、駆動巻線Ｎd1のドット側端子に正極性の電圧が誘起される。この電圧は、主スイッチング素子Ｑ１をさらにオンする正帰還の電圧となる。一方、トランスＴ１の二次巻線Ｎs1もドット側端子に正極性の電圧が誘起されるが、ダイオードＤ11に対し逆方向に加わるため、このダイオードＤ11はオフする。したがって、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間中はトランスＴ１にエネルギーが蓄えられ、コンデンサＣ12の放電により負荷ＲＬに負荷電流が供給される。
【０００５】
主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1ひいてはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩQ1は時間に比例して増大する。しかし、ある値に達すると主スイッチング素子Ｑ１の特性によりそれ以上電流は流れなくなり、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース電圧ＶDS1が増大する。それと同時に、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1ひいては駆動巻線Ｎd1の電圧が下がって、主スイッチング素子Ｑ１がオフし、それまで一次巻線Ｎp1を流れていた電流の慣性により、今度はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1の非ドット側端子に正極性の電圧が発生する。これにより、ダイオードＤ11がオンして、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間中に蓄えられたトランスＴ１のエネルギーが、ダイオードＤ11を通してコンデンサＣ12側に送り出される。
【０００６】
ところで、上記自励式のリンギングチョークコンバータは、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が負荷電流に反比例し、図７に示すように軽負荷になる程高くなる。しかし、発振周波数が高くなると、その分だけ主スイッチング素子Ｑ１のオン，オフ切換時における損失（スイッチングロス）が大きくなり、効率の悪化を招くという問題を有していた。
【０００７】
一方、図８には、他励式で多出力のフライバックコンバータの回路例が示されている。同図において、トランスＴ１は２つの二次巻線Ｎs1，Ｎs2を有し、二次巻線Ｎs1にはダイオードＤ11とコンデンサＣ12とからなる二次側整流平滑回路が接続され、二次巻線Ｎs2にはダイオードＤ21とコンデンサＣ22とからなる別の二次側整流平滑回路が接続される。そして、コンデンサＣ12の両端間に接続した出力端子＋Ｖo1，−Ｖo1から負荷ＲＬ１には、第１の直流出力電圧Ｖo1が供給され、コンデンサＣ22の両端間に接続した出力端子＋Ｖo2，−Ｖo2から負荷ＲＬ２には、第２の直流出力電圧Ｖo2が供給される。つまり、ここでは二次巻線Ｎs1に接続した電力を出力する出力回路11と、二次巻線Ｎs2に接続した別の出力回路21から、各々異なる出力電圧Ｖo1，Ｖo2が供給されるようになっているが、３つ以上の出力電圧を取出せるように構成してもよい。
【０００８】
そして、主スイッチング素子Ｑ１がオンして、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1に直流入力電圧Ｖｉが印加されると、二次巻線Ｎs1，Ｎs2のドット側端子に正極性の電圧が誘起されるが、このときは各整流ダイオードＤ11，Ｄ21がオフするため、一次巻線Ｎp1に流れる励磁電流に見合うエネルギーがトランスＴ１に蓄えられる。このとき、コンデンサＣ12，Ｃ22の放電により、負荷ＲＬ１，ＲＬ２に出力電流Ｉo1，Ｉo2が各々供給される。その後、主スイッチング素子Ｑ１がオフすると、今度はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1，Ｎs2の非ドット側端子に正極性の電圧が発生し、整流ダイオードＤ11，Ｄ21がオンする。これにより、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが、整流ダイオードＤ11，Ｄ21を通して各々コンデンサＣ12，Ｃ22や負荷ＲＬ１，ＲＬ２に供給される。
【０００９】
他励式のフライバックコンバータでは、前記主スイッチング素子Ｑ１を駆動するために、前記図６における駆動巻線Ｎd1や起動抵抗Ｒ１の代わりに、独立した発振回路を内蔵した制御回路１を有している。この制御回路１は、いずれか一つの出力電圧Ｖo2の安定化を図るために、出力電圧Ｖo2を検出する電圧検出回路２と共に電圧帰還制御ループを形成している。これにより、出力電圧Ｖo2が上昇すると、制御回路１は主スイッチング素子Ｑ１への駆動信号のパルス導通幅を狭め、逆に出力電圧Ｖo2が低下すると、主スイッチング素子Ｑ１への駆動信号のパルス導通幅を広げて、出力電圧Ｖo2を略一定に保つ制御を行なっている。
【００１０】
しかし、上記多出力のフライバックコンバータでは、出力回路21からの第２の出力電圧Ｖo2が制御回路１により略一定の電圧に保たれるものの、電圧制御されていない出力回路11からの出力電圧Ｖo1は、負荷ＲＬ１が軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチング素子Ｑ１のオン時間は変わらないため、図９に示すように電圧が異常に上昇するという問題を生じる。
【００１１】
本発明は、上記の問題点に着目して成されたものであって、軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチング素子のスイッチングロスが大きくならず、しかも、多出力の構成において、電圧制御を行っていない出力回路の出力電圧が異常に上昇しないフライバックコンバータを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載のフライバックコンバータは、主スイッチング素子のオン時にトランスにエネルギーを蓄え、前記主スイッチング素子のオフ時に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力側に送り出すフライバックコンバータにおいて、前記トランスの一次側に巻回される補助巻線と、この補助巻線に誘起した電圧を整流平滑する整流素子および平滑コンデンサからなる整流平滑回路とを備え、前記整流素子は前記主スイッチング素子と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素子であり、前記トランスにドライブ巻線を巻回し、前記主スイッチング素子のオフ時に前記ドライブ巻線に誘起した電圧により前記双方向導通性スイッチ素子をオンさせるように構成したことを特徴とする。
【００１３】
軽負荷や無負荷の状態では、主スイッチング素子のオフ時において、トランスに蓄えられたエネルギーが全て出力側に移ると、それまで補助巻線からスイッチ素子を経て平滑コンデンサに一旦蓄えられたエネルギーが、補助巻線に向けて逆向きの電流として流れ、トランスの一次巻線から入力側に戻される。これにより、トランスの補助巻線と一次巻線で逆向きに電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子への駆動信号のパルス幅の安定化が図られる。したがって、電圧制御を行なっていない出力回路の出力電圧は、そこに接続する負荷が軽負荷や無負荷の状態であっても異常に上昇せず安定化する。また、自励式のフライバックコンバータにおいては、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング素子の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、主スイッチング素子のスイッチングロスを低減できる。また、ドライブ巻線をトランスに付加するだけで、主スイッチング素子と逆にスイッチ素子をオン，オフ動作させる駆動回路を簡単に形成することが可能になる。
【００１４】
【発明の実施形態】
以下、本発明のフライバックコンバータについて添付図面を参照して詳細に説明する。なお、上記従来例で提示した図８と同一部分には同一符号を付し、その共通する箇所の詳細な説明は重複するため省略する。
【００１５】
図１および図２は、本発明の一実施例を示すものであり、回路構成をあらわした図１において、トランスＴ１には、一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1，Ｎs2の他に、補助巻線Ｎp2と、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる補助スイッチ素子Ｑ２のドライブ巻線Ｎp3が一次側にそれぞれ設けられる。そして、主スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に、スイッチ素子Ｑ２がオンするように、ドライブ巻線Ｎp3の非ドット側端子が抵抗Ｒ２を介してスイッチ素子Ｑ２のゲートに接続される。なおＤ１は、抵抗Ｒ２の両端間に接続されるバイパス用のダイオードである。スイッチ素子Ｑ２とコンデンサＣ２は、補助巻線Ｎp2に誘起された電圧を整流平滑する整流平滑回路３を構成しており、コンデンサＣ２の両端間にはダミー抵抗Ｒ３が接続される。それ以外の構成は、図８に示すものと共通である。
【００１６】
次に、図２の波形図を参照しながら、上記回路の動作を説明する。なお、図２において、最上段にあるＶDS1は主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間の電圧波形であり、以下、ＶNp1はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1間の電圧波形、ＶNp3はトランスＴ１のドライブ巻線Ｎp3間の電圧波形、ＶGS2はスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間の電圧波形、ＩQ1は主スイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流波形、ＩQ2はスイッチ素子Ｑ２のドレインを流れる電流波形である。また、実線は負荷ＲＬ１が定格負荷の状態の時、破線は負荷ＲＬ１が接続されていない無負荷の時の各波形を示している。
【００１７】
主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1に直流入力電圧Ｖｉが印加され、二次巻線Ｎs1，Ｎs2および補助巻線Ｎp2とドライブ巻線Ｎp3には、いずれもドット側端子に正極性の電圧が誘起される。しかし、この場合はダイオードＤ11，Ｄ21のアノードよりもカソードの電位が高く、各ダイオードＤ11，Ｄ21はオフするので、負荷ＲＬ１，ＲＬ２が出力端子＋Ｖo1，−Ｖo1若しくは出力端子＋Ｖ02，−Ｖ02にそれぞれ接続されるならば、コンデンサＣ12，Ｃ22の放電により、出力電流Ｉo1，Ｉo2が各負荷ＲＬ１，ＲＬ２に供給される。また、スイッチ素子Ｑ２もソースよりもゲートの電位が低くオフするので、結局トランスＴ１の一次巻線Ｎp1には励磁電流だけが流れ、この励磁電流に見合うエネルギーがトランスＴ１に蓄積される。
【００１８】
一方、主スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１はそれまで一次巻線Ｎp1に流れていた電流の連続性を維持するために、非ドット側端子に正極性の誘導起電力を発生する。これと同時に、二次巻線Ｎs1，Ｎs2および補助巻線Ｎp2とドライブ巻線Ｎp3は、いずれも非ドット側端子に正極性の電圧が誘起される。これにより、ダイオードＤ11，Ｄ21がいずれもオンし、それまでトランスＴ１に蓄えられていたエネルギーが、ダイオードＤ11，Ｄ21を介してコンデンサＣ12，Ｃ22側に供給される。また、スイッチ素子Ｑ２はソースよりもゲートの電位が高くなってオンし、補助巻線Ｎp2からスイッチ素子Ｑ２を介してコンデンサＣ２に電流ＩQ2が流れ込む。すなわち、補助巻線Ｎp2に誘起された電圧はスイッチ素子Ｑ２およびコンデンサＣ２により整流平滑され、抵抗Ｒ３で消費される。
【００１９】
ここで、抵抗ＲＬが定格負荷の状態の場合は、抵抗ＲＬに見合う電流が二次巻線Ｎs1からダイオードＤ11を介してある程度流れ続けるため、定電圧制御を行っていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は特に上昇しない。また、補助巻線Ｎp2からスイッチ素子Ｑ２を介してコンデンサＣ２に流れ込む電流ＩQ2は、補助巻線Ｎp2の特性により徐々に低下するが、トランスＴ１のエネルギーが二次巻線Ｎs1，Ｎs2から各出力側に全て移らない限り、主スイッチング素子Ｑ１がオンするまで電流ＩQ2はゼロのままとなる。
【００２０】
ところが、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態では、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが、二次巻線Ｎs1，Ｎs2から各出力側に全て移ると、今度はコンデンサＣ２から補助巻線Ｎp2に向けて逆向きの電流ＩQ2が流れる。その理由は、スイッチ素子Ｑ２であるＭＯＳ型ＦＥＴが、オン時にドレイン・ソース間で双方向に電流ＩQ2を流せる特性（双方向導通性）を有するからである。補助巻線Ｎp2を逆向きの電流ＩQ2が流れると、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1および二次巻線Ｎs1，Ｎs2のドット側端子に正極性の電圧が誘起され、ダイオードＤ11，Ｄ21はオフする一方で、トランスＴ１の一次側は、一次巻線Ｎp1→コンデンサＣ１→主スイッチング素子Ｑ１に内蔵するボディダイオード（図示せず）→一次巻線Ｎp1に至る閉回路が形成さる。したがって、前記逆向きの電流ＩQ2はトランスＴ１の一次巻線Ｎp1を介してコンデンサＣ１に戻される。その後、主スイッチング素子２がオンすると、それまで主スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードを流れていた電流が、主スイッチング素子Ｑ１のソースからドレインに向けての逆向きの電流ＩQ1となる。そして、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーがトランスＴ１を介して全てコンデンサＣ１側に戻ると、主スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに向けて正方向の電流ＩQ1が流れる。
【００２１】
このように、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態では、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、補助巻線Ｎp2からスイッチ素子Ｑ２を経てコンデンサＣ３に一旦蓄えられたエネルギーが、補助巻線Ｎp2に向けての逆向きの電流ＩQ2として流れ、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1から入力側のコンデンサＣ１に戻される。これによって、トランスＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を流す期間を確保し、主スイッチング素子Ｑ１への駆動信号のパルス幅の安定化を図るようにしている。したがって、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態であっても、電圧制御を行なっていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は異常に上昇せず安定化する。
【００２２】
また、図１ではいわゆる他励式のフライバックコンバータを示しているが、図６に示す自励式のフライバックコンバータでも、同じようにトランスＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が極端に高くなることを防止できる。したがって、主スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスを低減し、消費電力の低減および効率の向上を図ることが可能になる。
【００２３】
以上のように本実施例では、主スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１にエネルギーを蓄え、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１に蓄えたエネルギーを出力側に送り出すフライバックコンバータにおいて、トランスＴ１の一次側に巻回される補助巻線Ｎp2と、この補助巻線Ｎp2に誘起した電圧を整流平滑する整流素子および平滑コンデンサＣ３からなる整流平滑回路３とを備え、整流素子は主スイッチング素子Ｑ１と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素子Ｑ２で構成される。
【００２４】
このようにすると、負荷である抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態では、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時において、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが全て出力側に移ると、それまで補助巻線Ｎp2からスイッチ素子Ｑ２を経てコンデンサＣ３に一旦蓄えられたエネルギーが、補助巻線Ｎp2に向けての逆向きの電流ＩQ2として流れ、トランスＴ１の一次巻線Ｎp1から入力側に戻される。これにより、トランスＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子Ｑ１への駆動信号のパルス幅の安定化が図られる。したがって、電圧制御を行なっていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は、そこに接続する抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態であっても異常に上昇せず安定化する。また、自励式のフライバックコンバータにおいては、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、主スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスを低減することが可能になる。
【００２５】
また、本実施例では特に、トランスＴ１にドライブ巻線Ｎp3を巻回し、主スイッチング素子Ｑ１のオフ時にドライブ巻線Ｎp3に誘起した電圧によってスイッチ素子Ｑ２をオンするように構成している。こうすれば、ドライブ巻線Ｎp3をトランスＴ１に付加するだけで、主スイッチング素子Ｑ１と逆にスイッチ素子Ｑ２を簡単にオン，オフ動作させることが可能になる。
【００２６】
スイッチ素子Ｑ２の駆動回路として、その具体例を参考例として図３および図４で説明する。図３においては、主スイッチング素子１に駆動信号を供給する制御回路１とスイッチ素子Ｑ２との間に、スイッチ素子Ｑ２の駆動回路となるＮＯＴ回路４を挿入している。
なお、それ以外の構成は図１と共通している。
【００２７】
図４は、図３における回路構成の各部の動作を示したものである。なお、ＶGS1は主スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間の電圧波形であり、その他は図２と同じ箇所の波形を示している。そして、制御回路１からＨ（高）レベルの駆動信号を供給するときには、主スイッチング素子Ｑ１をオンにする一方で、スイッチ素子Ｑ２をオフにし、逆に制御回路１からＬ（低）レベルの駆動信号を供給するときには、主スイッチング素子Ｑ１をオフにする一方で、スイッチ素子Ｑ２をオンにして、実施例と同様に主スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を交互にオン，オフさせる。そしてこの場合も、抵抗ＲＬが軽負荷や無負荷の状態において、トランスＴ１の補助巻線Ｎp2と一次巻線Ｎp1で逆向きに電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子Ｑ１への駆動信号のパルス幅の安定化が図られることから、電圧制御を行なっていない出力回路11の出力電圧Ｖo1は、異常に上昇せず安定化する。また、自励式のフライバックコンバータにおいては、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、主スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスを低減することが可能になる。
【００２８】
さらに、主スイッチング素子Ｑ１に駆動信号を供給する駆動信号ラインとスイッチ素子Ｑ２のゲートすなわち制御端子との間に、ＮＯＴ回路４を接続するだけで、主スイッチング素子Ｑ１と逆にスイッチ素子Ｑ２を簡単にオン・オフ動作させることが可能になる。
【００２９】
図５は、別な参考例におけるフライバックコンバータの回路図を示すものである。この図５においては、スイッチング素子Ｑ２のソースが、前記実施例や参考例のような補助巻線Ｎp2の非ドット側端子ではなく、コンデンサＣ２の他端に接続する接地ラインに接続されると共に、スイッチング素子Ｑ２のドレインが、コンデンサＣ２の一端に接続する電圧供給ラインではなく、補助巻線Ｎp2のドット側端子に接続される点が着目される。その他の構成は、前記参考例と共通している。
【００３０】
本参考例における各部の動作は前記参考例と共通しているが、前記参考例ではスイッチング素子Ｑ２をオン・オフする際の基準となるソース電位が、補助巻線Ｎp2の非ドット側端子の電圧となり、スイッチング素子Ｑ２にドライブ信号を供給する駆動回路すなわち制御回路１の基準電位である接地レベルと一致しなくなって、制御回路１の構成が複雑になる懸念を生じる。その点、本参考例では、スイッチング素子Ｑ２をオン・オフする際の基準となるソース電位が、制御回路１の基準電位となる接地レベルと一致するため、スイッチング素子Ｑ２にドライブ信号を供給する制御回路１の構成を簡素化することができる。
【００３１】
このように本参考例では、双方向導通性スイッチ素子であるスイッチング素子Ｑ２を、補助巻線Ｎp2から整流平滑回路３に至る電圧供給ライン間にではなく、グランドに接続する接地ライン間に挿入接続している。こうすると、スイッチング素子Ｑ２をオン・オフする際の基準となる電位が接地レベルすなわち零になり、スイッチング素子Ｑ２にドライブ信号を供給する上での回路構成を簡素化することが可能になる。
【００３２】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。例えば、主スイッチング素子Ｑ１は例えばバイポーラトランジスタを用いることも可能である。また、スイッチ素子Ｑ２はＭＯＳ型ＦＥＴ以外の双方向性導通スイッチ素子を利用してもよい。
【００３３】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載のフライバックコンバータによれば、軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチング素子のスイッチングロスが大きくならず、しかも、多出力の構成において、電圧制御を行っていない出力回路の出力電圧が異常に上昇せず、ドライブ巻線をトランスに付加するだけで、主スイッチング素子と逆にスイッチ素子を簡単にオン，オフ動作させることが可能なフライバックコンバータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例におけるフライバックコンバータの回路図である。
【図２】同上各部の動作を表す波形図である。
【図３】本発明の参考例におけるフライバックコンバータの回路図である。
【図４】同上各部の動作を表す波形図である。
【図５】本発明の別な参考例におけるフライバックコンバータの回路図である。
【図６】従来例を示す自励式フライバックコンバータの回路図である。
【図７】従来例を示す定格負荷時および軽負荷時における各部の動作を表す波形図である。
【図８】従来例を示す他励式フライバックコンバータの回路図である。
【図９】上記自励式フライバックコンバータの電圧制御していない出力回路の出力電圧と出力電流の関係を示した波形図である。
【符号の説明】
３  整流平滑回路
Ｃ３  平滑コンデンサ
Ｎp2  補助巻線
Ｎp3  ドライブ巻線
Ｔ１  トランス
Ｑ１  主スイッチング素子
Ｑ２  スイッチ素子（双方向導通性スイッチ素子）
【図１】
0004591861.tif 000002
【図２】
0004591861.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004591861.tif 000008
【図８】
0004591861.tif 000009
【図９】
0004591861.tif 000010