(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
走行動力の発生、回生の少なくとも一部を担当する高電圧の車両用回転電機とインバータ装置を通じて双方向電力授受する高電圧電源系と、
低電圧のバッテリを有して前記高電圧電源系よりも低電圧を発生する低電圧電源系と、
前記両電源系の間に配置されて前記両電源系間の双方向電力授受を制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵されるスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備える車両用回転電機駆動装置において、
前記制御部は、
前記高電圧電源系の電圧を所定の目標範囲に収束させるように前記スイッチング素子のデューティ比をフィードバック制御するとともに、前記車両用回転電機の力行動作と回生動作との切り替えに応じて、又は、前記切り替えに伴う前記高電圧電源系の電圧変化に応じて、前記スイッチング素子の最大デューティ比を前記低電圧電源系の電圧変動抑制方向に切り替えることを特徴とする車両用双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載の車両用回転電機駆動装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
互いに直列接続されて前記高電圧電源系の両端に接続されるハイサイド側の前記スイッチング素子及びローサイド側の前記スイッチング素子と、前記両スイッチング素子の接続点と前記低電圧電源系の高位端とを接続するリアクトルとを有し、
前記制御部は、
前記高電圧電源系から前記低電圧電源系への送電時すなわち前記回生動作時に前記ハイサイド側のスイッチング素子を第一の最大デューティ比の範囲内でＰＷＭ制御し、前記低電圧電源系から前記高電圧電源系への送電時すなわち前記力行動作時に前記ローサイド側のスイッチング素子を第二の最大デューティ比の範囲内でＰＷＭ制御することを特徴とする車両用回転電機駆動装置。
【請求項３】
請求項１記載の車両用回転電機駆動装置において、
前記制御部は、
前記バッテリの温度又は電流に関連する検出信号に基づいて、前記最大デューティ比を変更することを特徴とする車両用回転電機駆動装置。
【請求項４】
高電圧のバッテリを有して走行動力の発生、回生の少なくとも一部を担当する高電圧の車両用回転電機とインバータ装置を通じて双方向電力授受する高電圧電源系と、
低電圧のバッテリを有して前記高電圧電源系よりも低電圧を発生する低電圧電源系と、
前記両電源系の間に配置されて前記両電源系間の双方向電力授受を制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵されるスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部と、
を備える車両用回転電機駆動装置において、
前記制御部は、前記車両用回転電機の動作状態の急変に応じて、又は、前記急変に伴う前記高電圧電源系の急変に応じて、前記低電圧のバッテリの許容電流範囲内で前記高電圧電源系の電圧変動を抑制する向きに自己の送電状態を制御することを特徴とする車両用回転電機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用回転電機駆動装置に関し、詳しくは双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを有する車両用回転電機駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
走行動力の発生、回生だけを行う車両用回転電機や、それらの動作としてのトルクアシスト動作や回生制動動作に加えて更にエンジン始動動作や車両電気負荷給電用の発電動作を行う車両用回転電機が知られている。このように電動動作と発電動作を適宜切り替えることができる車両用回転電機としては、インバータ回路により交流駆動されるブラシレス同期機が採用されるのが通常である。
【０００３】
これらの車両用回転電機は、回転電機やそれを駆動するインバータ回路の小型化や効率向上のためにできるだけ高電圧仕様とすることが望ましいが、車載バッテリは定められた所定の低電圧定格のものを用いざるを得ないため、車載バッテリとインバータ回路との間に双方向電力授受可能なＤＣ−ＤＣコンバータを介設する必要がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータをもち車両用回転電機に給電する車両用回転電機駆動装置では、車両用回転電機の電動動作と発電動作との切り替え時に回路状態の急変により低電圧電源系又は高電圧電源系の電圧がオーバーシュートして過大となり、バッテリやそれに接続される電気機器に悪影響を与える可能性がある。
【０００５】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、給電する車両用回転電機の動作状態切り替えによる電源系の電圧変動を抑止可能な車両用回転電機駆動装置を提供することを、その目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の車両用回転電機駆動装置は、走行動力の発生、回生の少なくとも一部を担当する高電圧の車両用回転電機とインバータ装置を通じて双方向電力授受する高電圧電源系と、低電圧のバッテリを有して前記高電圧電源系よりも低電圧を発生する低電圧電源系と、前記両電源系の間に配置されて前記両電源系間の双方向電力授受を制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵されるスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部とを備える車両用回転電機駆動装置において、
前記制御部は、前記高電圧電源系の電圧を所定の目標範囲に収束させるように前記スイッチング素子のデューティ比をフィードバック制御するとともに、前記車両用回転電機の力行動作と回生動作との切り替えに応じて、又は、前記切り替えに伴う前記高電圧電源系の電圧変化に応じて、前記スイッチング素子の最大デューティ比を前記低電圧電源系の電圧変動抑制方向に切り替えることを特徴としている。
【０００７】
すなわち、本構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のデューティ比を高電圧電源系の電圧を所定の目標範囲に収束させるようにフィードバック制御する。この場合、スイッチング素子の制御を力行動作と回生動作とで切り替えが生じると、切り替え時の回路状態急変により低電圧電源系の電圧や電流が急変し、低電圧電源系のバッテリに悪影響が生じる。
【０００８】
そこで、本構成では、切り替え前後において、ＤＣ−ＤＣコンバータの送電方向切り替えと同時に、低電圧電源系の電圧や電流が低電圧電源系のバッテリの許容範囲内に収まるようにスイッチング素子の最大デューティ比の値も同時に切り替える。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態（送電方向）の切り替え時に低電圧電源系の電源ラインに重畳するオーバーシュート電圧を抑制することができるので、バッテリへの悪影響を抑止しつつ、車両用回転電機の動作モードの切り替えを実行することができる。
【０００９】
請求項２記載の構成は請求項１記載の車両用回転電機駆動装置において更に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、互いに直列接続されて前記高電圧電源系の両端に接続されるハイサイド側の前記スイッチング素子及びローサイド側の前記スイッチング素子と、前記両スイッチング素子の接続点と前記低電圧電源系の高位端とを接続するリアクトルとを有し、前記制御部が、前記高電圧電源系から前記低電圧電源系への送電時すなわち前記回生動作時に前記ハイサイド側のスイッチング素子を第一の最大デューティ比の範囲内でＰＷＭ制御し、前記低電圧電源系から前記高電圧電源系への送電時すなわち前記力行動作時に前記ローサイド側のスイッチング素子を第二の最大デューティ比の範囲内でＰＷＭ制御することを特徴としている。
【００１０】
すなわち、本構成によれば、簡素な構成で上記請求項１記載の効果を実現することができる。
【００１１】
請求項３記載の構成は請求項１記載の車両用回転電機駆動装置において更に、前記制御部が、前記バッテリの温度又は電流に関連する検出信号に基づいて、前記最大デューティ比を変更することを特徴としている。
【００１２】
本構成によれば、低電圧電源系のバッテリの許容電圧（充電時最大電圧と放電時最小電圧)がその温度や電流に応じて変動するのに合わせて、上記バッテリ充電時の最大デューティ比及び上記バッテリの放電時の最大デューティ比をそれぞれ変化させるので、バッテリの温度や電流が変化しても上記切り替えによるバッテリへの悪影響の増大を回避することができる。
【００１３】
請求項４記載の車両用回転電機駆動装置は、高電圧のバッテリを有して走行動力の発生、回生の少なくとも一部を担当する高電圧の車両用回転電機とインバータ装置を通じて双方向電力授受する高電圧電源系と、低電圧のバッテリを有して前記高電圧電源系よりも低電圧を発生する低電圧電源系と、
前記両電源系の間に配置されて前記両電源系間の双方向電力授受を制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵されるスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御部とを備える車両用回転電機駆動装置において、
前記制御部が、前記車両用回転電機の動作状態の急変に応じて、又は、前記急変に伴う前記高電圧電源系の急変に応じて、前記低電圧のバッテリの許容電流範囲内で前記高電圧電源系の電圧変動を抑制する向きに自己の送電状態を制御することを特徴としている。
【００１４】
すなわち、本構成によれば、高電圧電源系及び低電圧電源系がそれぞれバッテリを有する二電源系において、高電圧電源系のバッテリの電圧変動を抑止するために低電圧電源系のバッテリの許容範囲でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動制御するので、高電圧電源系の電圧変動を低減することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の車両用回転電機駆動装置の好適な実施態様を図１を参照して説明する。
【００１６】
（全体構成）
１は低電圧電源系１００のバッテリ（低圧バッテリ）、２は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）、３は三相のインバータ回路、４はＤＣ−ＤＣコンバータ制御用のコントローラ（制御部）、５は車両走行モータをなす同期機、６、７は平滑コンデンサである。
【００１７】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、リアクトルＬと、それぞれフライホイルダイオードＤを有するＩＧＢＴからなるハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１及びローサイド側のスイッチング素子Ｑ２とからなる。リアクトルＬは、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点と低圧バッテリ１の高位端とを接続し、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１の他端は高電圧電源系２００の高電位電源ラインＶＨに接続され、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ２の他端は接地されている。ＶＬは低電圧電源系１００の高電位電源ラインであり、リアクトルＬと低圧バッテリ１の高位端とを接続している。
【００１８】
インバータ回路３は、６個のＩＧＢＴと６個のフライホイルダイオードとを一対づつ逆並列接続してなる周知の三相インバータ回路であって、高電圧電源系２００の直流高電圧を三相交流電圧に変換して三相同期機５の電機子コイルに印加している。インバータ回路３は、図示しないインバータ制御用コントローラに制御されて、同期機５の回転子位置に応じて所定の位相の三相交流電圧を同期機５の電機子巻線に印加する。なお、この三相交流電圧の上記所定の位相は発電動作時と電動動作時とで異なる。すなわち、上記インバータ制御用コントローラは車両の要求に応じて、同期機５の回転子位置を基準として三相交流電圧の上記所定の位相を変更することにより、同期機５の発電動作と電動動作とを切り替える。
これらの制御はもはや周知であるので、更に詳しい説明は省略する。
【００１９】
コントローラ４は、高電位電源ラインＶＨの電圧が所定目標値になるようにフィードバック制御するとともに、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作モード切替に際してそのデューティ比を所定の最大デューティ比未満に制限する機能を有している。
【００２０】
（基本動作）
車両用回転電機５の電動動作（力行動作）時と、発電動作（回生動作）時とで動作が異なるので、両動作を順次説明する。
【００２１】
まず、電動動作（力行動作）におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御の基本を以下に説明する。
【００２２】
電動動作（力行動作）には低圧バッテリ１が必要電力をインバータ回路に給電する必要がある。
【００２３】
そこで、コントローラ４は、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ２を第一のデューティ比の範囲内でＰＷＭスイッチングする。すなわち、スイッチング素子Ｑ２をオンすると低圧バッテリ１からリアクトルＬ、スイッチング素子Ｑ２を通じて電流が流れ、リアクトルＬに電磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ２を遮断するとリアクトルＬは電流状態を持続しようとしてハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１と逆並列に接続したフライホイルダイオードＤを通じて高電位電源ラインＶＨに電流を流す。以下、低圧バッテリ１はこの繰り返しにより持続的にインバータ回路３に直流電力を給電する。
【００２４】
また、コントローラ４は、高電位電源ラインＶＨの電圧の増加によりスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を減少し、高電位電源ラインＶＨの電圧の減少によりスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を増大するフィードバック制御を行っている。
【００２５】
これにより、高電位電源ラインＶＨの電圧が増加するとスイッチング素子Ｑ２のデューティ比減少によりリアクトルＬの蓄積電磁エネルギーが減少してＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧が低下し、逆に、高電位電源ラインＶＨの電圧が減少するとスイッチング素子Ｑ２のデューティ比増大によりリアクトルＬの蓄積電磁エネルギーが増大してＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧が増加し、高電位電源ラインＶＨの電圧は所定範囲に維持される。
【００２６】
したがって、スイッチング素子Ｑ２のデューティ比の増加は、低圧バッテリ１の放電電流の増大を招く。そこで、低圧バッテリ１の放電電流が許容最大放電電流値未満となるように、スイッチング素子Ｑ２のデューティ比を所定の最大デューティ比未満に制限する。なお、スイッチング素子Ｑ２の断続と逆のパターンで（相補的に）スイッチング素子Ｑ１を断続してもよい。
【００２７】
次に、発電動作（回生動作）におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御の基本を以下に説明する。
【００２８】
発電動作（回生動作）時には低圧バッテリ１が必要電力をインバータ回路から吸収する必要がある。
【００２９】
そこで、コントローラ４は、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１を第二のデューティ比の範囲内でＰＷＭスイッチングする。すなわち、スイッチング素子Ｑ１をオンすると高電位電源ラインＶＨからリアクトルＬを通じて低圧バッテリ１に電流が流れ、リアクトルＬに電磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１を遮断するとリアクトルＬは電流状態を持続しようとしてローサイド側のスイッチング素子Ｑ２と逆並列に接続したフライホイルダイオードＤを通じて低圧バッテリ１に電流を流す。以下、低圧バッテリ１はこの繰り返しにより持続的にインバータ回路３から直流電力を給電される。
【００３０】
また、コントローラ４は、高電位電源ラインＶＨの電圧の増加によりスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を増大し、高電位電源ラインＶＨの電圧の減少によりスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を減少するフィードバック制御を行っている。
【００３１】
これにより、高電位電源ラインＶＨの電圧が増加するとスイッチング素子Ｑ１のデューティ比増加によりリアクトルＬの蓄積電磁エネルギーやバッテリ充電電流が増加して高電位電源ラインＶＨの電圧が低下し、逆に、高電位電源ラインＶＨの電圧が減少するとスイッチング素子Ｑ１のデューティ比減少によりリアクトルＬの蓄積電磁エネルギーやバッテリ充電電流が減少して高電位電源ラインＶＨの電圧が増大し、高電位電源ラインＶＨの電圧は所定範囲に維持される。
【００３２】
したがって、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比の増加は、低圧バッテリ１の充電電流の増大を招く。そこで、低圧バッテリ１の充電電流が許容最大充電電流値未満となるように、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比を所定の最大デューティ比未満に制限する。なお、スイッチング素子Ｑ１の断続と逆のパターンで（相補的に）スイッチング素子Ｑ２を断続してもよい。
【００３３】
更に説明すると、低電圧電源系１００の高電位電源ラインＶＬの電圧は、充電時と放電時とで変化する。これは、低圧バッテリ１の充電時の印加電圧はその開放電圧よりも高く設定しなければ充電をなし得ないが、低圧バッテリ１の放電時の端子電圧はその内部抵抗による電圧降下により開放電圧よりも低くならざるを得ないためである。電動動作（力行動作）時と発電動作（回生動作）時とにおける上記低電圧電源系１００の高電位電源ラインＶＬの電圧変更は、強制的に行ってもよいが、上記高電位電源ラインＶＨを一定化するためのフィードバック制御にまかせるだけでも自然に実施することができる。
【００３４】
すなわち、回生動作時に低圧バッテリ１の充電がうまくいかなければ高電位電源ラインＶＨの電圧は急速に高くなるので、それに応じて、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比が急速に増大して、低電圧電源系１００の高電位電源ラインＶＬの電圧が上昇し、バッテリ１の充電が円滑にできるようになる。逆に、力行動作に低圧バッテリ１の充電がうまくいかなければ高電位電源ラインＶＨの電圧は急速に低下するので、それに応じて、スイッチング素子Ｑ２のデューティ比が急速に増大して、低電圧電源系１００の高電位電源ラインＶＬの電圧が低下し、バッテリ１の放電が円滑にできるようになる。
【００３５】
その他、上記フィードバック制御に任せることなく、回生動作から電動動作への切り替えにおいてスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を所定短時間だけ所定値に強制セットし、これにより、速やかに低圧バッテリ１から高電位電源ラインＶＨへ電力を供給して高電位電源ラインＶＨの電圧低下を防止し、逆に、電動動作から回生動作への切り替えにおいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を所定短時間だけ所定値に強制セットし、これにより、速やかに高電位電源ラインＶＨから低圧バッテリ１へ電力を供給して高電位電源ラインＶＨの電圧増大を防止することもできる。もちろん、この場合には、上記所定短時間経過後は、通常の上記フィードバック制御に戻る必要がある。
【００３６】
（コントローラ４の説明）
次に、上記したＤＣ−ＤＣコンバータの制御を行うコントローラ４について図２を参照して更に詳しく説明する。
【００３７】
４０はアナログしきい値電圧用のマイコン、４１〜４５はコンパレータ、４６、４７はＡＮＤ回路、４８は切り替え回路である。
【００３８】
マイコン４０は、力行動作時におけるスイッチング素子Ｑ２の最大デューティ比と、回生動作時におけるスイッチング素子Ｑ１の最大デューティ比とを設定するマイコンである。マイコン４０には、低圧バッテリ１の温度と電流に比例するアナログ信号電圧が図示しないセンサから入力され、これらアナログ信号電圧はマイコン４０に内蔵されたＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換される。
【００３９】
マイコン４０は、入力された低圧バッテリ１の温度と電流に応じて力行動作時のスイッチング素子Ｑ２の最大デューティ比と、回生動作時のスイッチング素子Ｑ１の最大デューティ比とを補正する。具体的に説明すると、マイコン４０は、低圧バッテリ１の温度と電流と最大デューティ比補正量との関係を示すマップを保持しており、入力された温度、電流に応じてマップから最大デューティ比の補正量を求める。更に説明すると、低圧バッテリ１の温度が高ければ、最大デューティ比を小さくする方向に補正量を変更し、低圧バッテリ１の電流が大きければ最大デューティ比を小さくする方向に補正量を変更する。これにより、低圧バッテリ１の温度が高いか又は電流が大きい場合には、最大デューティ比を小さくして低圧バッテリ１の最大電流を低下し、その追加発熱又は追加電流の増大による低圧バッテリ１の仕様条件悪化を防止することができる。
【００４０】
マイコン４０で求められた力行動作時のスイッチング素子Ｑ２の最大デューティ比と、回生動作時のスイッチング素子Ｑ１の最大デューティ比とは、マイコン４０内でＤ／Ａ変換されてコンパレータ４３、４５に個別に出力される。なお、Ｖref１は力行動作時のスイッチング素子Ｑ２の最大デューティ比に相当するアナログしきい値電圧であり、Ｖref２は回生動作時のスイッチング素子Ｑ１の最大デューティ比に相当するアナログしきい値電圧である。
【００４１】
コンパレータ４１は、力行動作と回生動作とを判別する回路であるが、これを省略して上記したインバータ回路３を制御するコントローラから力行動作と回生動作とを区別する信号を受信してもよい。
【００４２】
更に説明すると、力行動作時と回生動作時とでは、高電圧電源系２００の高電位電源ラインＶＨの電圧はかなり異なり、それは力行動作時に低く、回生動作時に高くなるので、コンパレータ４１は、回生動作時にがハイレベルを出力し、力行動作時にローレベルを出力する。
【００４３】
コンパレータ４１は、信号切り替え回路４８を制御して、力行動作時に、ＡＮＤ回路４６の出力信号をスイッチング素子Ｑ２に出力し、かつ、ＡＮＤ回路４７からスイッチング素子Ｑ１への出力信号伝送を遮断する。逆に、コンパレータ４１は、信号切り替え回路４８を制御して、回生動作時に、ＡＮＤ回路４７の出力信号をスイッチング素子Ｑ１に出力し、かつ、ＡＮＤ回路４６からスイッチング素子Ｑ２への出力信号伝送を遮断する。
【００４４】
力行動作時には、コンパレータ４２は高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨ（ここでは同符号とする）と三角波電圧とを比較して、比較結果をＡＮＤ回路４６に入力する。注意することは、コンパレータ４２が出力するパルス電圧（ハイレベル期間）のパルス幅（すなわちＰＷＭデューティ比）は、高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨが大きくなるほど小さくなることである。これにより、高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨが大きくなるとスイッチング素子Ｑ２のオン時間が減少して高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨが低下する。
【００４５】
ＡＮＤ回路４６は、コンパレータ４３がハイレベルを出力する期間内でのみ、コンパレータ４２のハイレベル出力を許可するので、力行動作時にスイッチング素子Ｑ２の最大デューティ比は、上記力行動作時用アナログしきい値電圧Ｖref１により規定されることがわかる。
【００４６】
回生動作時には、コンパレータ４５は高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨ（ここでは同符号とする）と三角波電圧とを比較して、比較結果をＡＮＤ回路４７に入力する。注意することは、コンパレータ４５が出力するパルス電圧（ハイレベル期間）のパルス幅（すなわちＰＷＭデューティ比）は、高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨが大きくなるほど大きくなることである。これにより、高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨが大きくなるとスイッチング素子Ｑ１のオン時間が増大して大電流を低電圧電源系１００へ流し、高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨを低下させることができる。
【００４７】
ＡＮＤ回路４６は、コンパレータ４４がハイレベルを出力する期間内でのみ、コンパレータ４５のハイレベル出力を許可するので、回生動作時にスイッチング素子Ｑ１の最大デューティ比は、上記回生動作時用アナログしきい値電圧Ｖref２により規定されることがわかる。
【００４８】
（実施例効果）
上記説明したように、この実施例では、力行動作時と回生動作時にそれぞれ異なる最大デューティ比を設定し、力行動作時のスイッチング素子Ｑ２のＰＷＭ動作、並びに、回生動作時のスイッチング素子Ｑ１のＰＷＭ動作をそれぞれの最大デューティ比の範囲に制限しているので、力行動作から回生動作に切り替えたとしても、低圧バッテリ１に過大な充電電流が流れ込むことを防止することができる。また、それにより、低圧側の電源ラインに接続されるほかのコンポーネント（たとえば補機バッテリ充電用のＤＣ−ＤＣコンバータ）に力行／回生切り換え時でもサージ電圧を与えることがない。
【００４９】
（変形態様）
上記実施例では、力行動作時にはスイッチング素子Ｑ２を、回生動作時にはスイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御させたが、残りのスイッチング素子を上記ＰＷＭ制御されるスイッチング素子と逆動作（相補動作）させることにより、ダイオードの損失を低減することもできる。
【００５０】
（変形態様）
上記実施例では、リアクトルチョッパ形式の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたが、一対の単相ブリッジ型インバータ回路とトランスとを用いた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを採用することもできる。
【００５１】
この場合には、力行動作時に第一の単相ブリッジ型インバータ回路の最大デューティ比を第一の所定値以下に制限し、回生動作時には残るもう一つの単相ブリッジ型インバータ回路の最大デューティ比を第二の所定値以下に制限すればよい。
【００５２】
（変形態様）
上記実施例では、力行動作と回生動作との切り替え前後において高電位電源ラインＶＨの電圧ＶＨを所定目標値にフィードバック制御していたが、力行動作から回生動作への切り替えた瞬間又はその直前からスイッチング素子Ｑ１を回生動作に好適な強制的に所定のデューティ比で実行するしてもよい。
【００５３】
（変形態様）
上記実施例では、車両用回転電機５として走行モータを想定したが、車両用電気負荷に電力を給電し、エンジン始動動力を発生する発電電動機をトルクアシストや回生制動に用いる場合に適用することもできる。
【００５４】
【実施例２】
他の実施例を図３を参照して以下に説明する。
【００５５】
この実施例は、図１の回路図の高電位電源ラインＶＨと接地ラインの間に高圧バッテリ８を設けて車両用二電源型電源装置としたものである。
【００５６】
この場合には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２は高圧バッテリ８と低圧バッテリ１との間で電力を融通し合うように、更に言えば、低圧バッテリ１の電圧を所定値に維持するように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが運転されるが、この時、図２に示す高電位電源ラインＶＨの電圧が所定範囲を逸脱した場合に、高電位電源ラインＶＨの電圧が上記所定範囲に収束するように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を動作させることができる。
【００５７】
このようにすれば、高圧バッテリ８の充電、放電の負担を低圧バッテリ１の許容範囲内で低圧バッテリ１により一部分担させることができるという効果を奏することができる。
【００５８】
具体的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御動作自体は図２に示す実施例１の場合と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の車両用回転電機駆動装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１のコントローラの一例を示す回路図である。
【図３】本発明の車両用回転電機駆動装置の他実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１は低圧バッテリ（バッテリ）、２はＤＣ−ＤＣコンバータ、３はインバータ回路、４はコントローラ（制御部）、５は同期機（車両用回転電機）、Ｑ１はハイサイド側のスイッチング素子、Ｑ２はローサイド側のスイッチング素子、Ｄはフライホイルダイオード。
【図１】
0004591741.tif 000002
【図２】
0004591741.tif 000003
【図３】
0004591741.tif 000004