(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電圧値と比較して積分を制御する第１の積分型Ａ／Ｄ変換部と、
複数の電圧値と比較して積分を制御する第２の積分型Ａ／Ｄ変換部と、
入力信号を受けるとともに、グランド電圧とリファレンス電圧を有し、所定期間毎に入力信号を前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部と前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部とに交互に供給するとともに、入力信号が供給されていない前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部或いは前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部に当該所定期間内に前記リファレンス電圧及びグランド電圧を供給する入力手段と、
前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部で変換された入力信号のＡ／Ｄ変換データ、グランド電圧のＡ／Ｄ変換データ、リファレンス電圧のＡ／Ｄ変換データ及び、前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部で変換された入力信号のＡ／Ｄ変換データ、グランド電圧のＡ／Ｄ変換データ、リファレンス電圧のＡ／Ｄ変換データを、それぞれ前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部及び前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部から受けて外部に出力する出力手段とを備え、
前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部及び前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部はそれぞれ、ある所定の期間に入力された入力信号を積分し、その積分とともに入力信号の積分値をＡ／Ｄ変換するとともに、引き続く所定の期間に、グランド電圧積分とオフセットＡ／Ｄ変換及びリファレンス電圧積分とリファレンスＡ／Ｄ変換を行うことを特徴とする積分型Ａ／Ｄコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載の積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部及び前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部は、
増幅器、この増幅器の入力端子と出力端子間に接続されたコンデンサ、及び前記増幅器の入力端子に接続された入力抵抗から構成される積分器と、
前記積分器の入力端子に指令信号に応じて定電流を流入させる第１定電流手段と、前記積分器の入力端子から指令信号に応じて定電流を流出させる第２定電流手段と、前記積分器の出力が所定の第１電圧を越えているときに第１比較出力を発生し、同じく積分器の出力が所定の第２電圧を越えているときに第２比較出力を発生し、かつ同じく積分器の出力が前記第１電圧と前記第２電圧との間の第３電圧に至ったとき第３比較出力を発生する比較手段と、アップ指令信号に応じてアップカウントし、ダウン指令信号に応じてダウンカウントするとともに、適時にカウント値を出力するアップダウンカウンタと、前記第１比較出力、前記第２比較出力、前記第３比較出力が入力され、これら各比較出力に応じて、前記第１定電流手段、前記第２定電流手段、前記アップダウンカウンタに各指令信号を供給する制御手段とからなり、前記第１比較出力に応じて、前記第１定電流手段に指令信号を、前記アップダウンカウンタにダウン指令信号をそれぞれ与え、前記第３比較出力に応じてこれら指令信号及びダウン指令信号を停止するとともに、前記第２比較出力に応じて、前記第２定電流手段に指令信号を、前記アップダウンカウンタにアップ指令信号をそれぞれ与え、前記第３比較出力に応じてこれら指令信号及びアップ指令信号を停止するように構成されていることを特徴とする積分型Ａ／Ｄコンバータ。
【請求項３】
請求項１、２記載の積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、前記出力手段は、Ａ／Ｄ変換データに、当該データの内容を示す正負符号、変換部識別符号、データ種別符号からなる付加情報を付して、所定のデータフォーマットで出力するものであることを特徴とする積分型Ａ／Ｄコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電流測定用の積分型Ａ／Ｄコンバータ、特にバッテリーの充放電電流の積算値の計測に適した積分型Ａ／Ｄコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ノートパソコン、個人携帯端末（ＰＤＡ）、ディジタルスチルカメラ（ＤＳＣ）、スマートホン、電気自動車、電動アシスト自転車など各種の電気装置の電源として、バッテリーが多用されている。
【０００３】
これらのバッテリー、例えばノートパソコンに用いられるリチウムイオン電池などのバッテリーにおいては、充電時に定格を越えて充電を行う過充電となった場合には破裂するおそれがあり、また逆に容量を超えて放電すると充放電特性が劣化してしまうことになる。
【０００４】
このような事態を避けて、バッテリーの性能を充分に発揮させるためには、充電放電特性に適合した充電及び放電制御を行う必要がある。このため、従来からバッテリーの充電、放電状態を監視する計測装置が用いられている。
【０００５】
従来の計測装置は、広範囲に変化する充放電電流（例えば、０．５ｍＡ〜１５Ａ）を電圧（５μＶ〜１５０ｍＶ）に変換し、変換された電圧を増幅した上で、サンプルホールドし、多ビット（例えば、１０ビット）の逐次比較型Ａ／Ｄコンバータでディジタル信号に変換し、平均化処理などを行うマイクロコントローラーユニット（ＭＣＵ）などから構成されている。
【０００６】
この従来の計測装置では、所定のサンプリング周期毎に得た離散値と時間との積に依って充放電電流の積算値を得ることから積算値として誤差を持つこと、入力信号のダイナミックレンジが広いため継続微少電流とノイズに影響されること、などにより、電流積算値計測の高精度化が困難であった。また、比較的大電流を消費するＭＣＵの動作時間が長いことから、消費電力の低減が困難であった。
【０００７】
また、図６、図７に示されるように、連続値の積分及びＡ／Ｄ変換を行う積分型Ａ／Ｄコンバータが従来から知られている。この図６，図７において、最初、積分回路６０１はリセットされていて、積分出力Ｅａは零電圧となっている。この状態で、スタートパルスｓが印加され、フリップフロップ６０３がセットされると、スイッチＳ１がオンになり、入力信号Ｅｉ側に接続される。積分回路６０１は入力信号Ｅｉの積分を開始し、基準期間である第１積分期間Ｔｓが始まり傾斜−Ｅｉ／ＲＣの出力Ｅａを生じ、出力Ｅａはまもなく比較電圧−ΔＶｔを越え比較パルスｐが発生する。
【０００８】
これにより、アンド回路６０６が開かれカウンタ６０４はクロックパルス発生回路６０５のクロックパルスの計数を始める。一定時間Ｔｓ後に、カウンタ６０４のカウント値がオーバーフロー値Ｎｍに達して、オーバーフローパルスｒによりフリップフロップ６０３がリセットされる。
【０００９】
したがって、今度はスイッチＳ１がオフ、スイッチＳ２がオンになり、基準電圧−Ｅｓ側に切り替わって第２積分期間Ｔが始まり、積分回路６０１は以前と逆の傾斜Ｅｓ／ＣＲの積分を行う。そして、出力Ｅａが比較電圧−ΔＶｔに戻ると比較回路６０２が反転し、アンド回路６０６が閉となる。この間、カウンタ６０４はオーバーフローの後再び１からの計数を行っており、アンド回路６０６の閉時の計数値Ｎは入力信号Ｅｉに比例している。
【００１０】
このように、積分回路６０１で入力信号Ｅｉを基準期間Ｔｓだけ積分し、続いて積分回路６０１を入力信号Ｅｉと逆極性の基準電圧−Ｅｓに切り替え、この積分値を零に戻す。積分回路６０１の前半の積分値は入力信号Ｅｉの値に比例するから、後半の逆方向積分時間Ｔは入力信号Ｅｉの値に比例し、この期間クロックパルスを計数することにより、Ａ／Ｄ変換している。この従来の積分型Ａ／Ｄコンバータは回路が安価に構成でき、雑音の影響を受けにくい利点を持っている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のＡ／Ｄコンバータは、入力信号を積分する積分期間の他に、その積分された値を基準電圧で放電する逆方向積分時間、則ちＡ／Ｄ変換時間を必要とし、このＡ／Ｄ変換に要する時間の間は入力信号を積分することができない。
【００１２】
したがって、連続した電流など入力信号の積算値を計測する場合に、積分されずＡ／Ｄ変換されない期間が発生してしまう。この期間の入力信号を平均化手段などで予測し補正するとしても、高精度の測定結果を得ることは困難である。特に、入力信号の変化範囲が広いバッテリーの充放電電流の積算値計測などの場合には、この誤差の影響は大きいものとなる。
【００１３】
また、この従来のＡ／Ｄコンバータのアナログ系における増幅器や比較器などにはオフセット分が存在しており、さらにこれら構成要素の特性ばらつきや温度変化に起因して、測定データ値に変動が生じてしまう。
【００１４】
これらのオフセットやばらつき、温度変化などの影響による誤差分のため、精度を向上することが困難であった。
【００１５】
さらに、この従来のＡ／Ｄコンバータは、バッテリーの充放電電流のように入力電流の値が広い範囲に亘って変化する場合にはビット数の制限により高精度化が困難であるし、また、Ａ／Ｄ変換動作を早く終わらせるためにＡ／Ｄ変換用クロックを高周波クロックとする必要があるから消費電力の低減化が困難であることなどの問題点を有している。
【００１６】
また、入力電流の極性が正極性及び負極性変動する場合には対応することができないし、連続して入力電流の積算を行うことができないという問題点も有している。
【００１７】
これらの従来装置の問題点に鑑みて、本発明は、Ａ／Ｄ変換に要する時間中の入力信号をも積分できる構成とし、またオフセットやばらつき、温度変化などの影響による誤差分を測定結果に基づいて補正可能として、連続して入力される信号の積算値を高精度に計測すること、バッテリーの充放電電流の積算値を監視、計測するために、低周波のＡ／Ｄ変換用クロックを使用しながら低消費電力化を図るとともに、Ａ／Ｄ変換終了までの時間を短縮し、且つダイナミックレンジを拡大すること、及び、正負極性の入力電流に対しても一台で積算値の計測を行うことができる積分型Ａ／Ｄコンバータを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の積分型Ａ／Ｄコンバータは、複数の電圧値と比較して積分を制御する第１の積分型Ａ／Ｄ変換部と、複数の電圧値と比較して積分を制御する第２の積分型Ａ／Ｄ変換部と、入力信号を受けるとともに、グランド電圧とリファレンス電圧を有し、所定期間毎に入力信号を前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部と前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部とに交互に供給するとともに、入力信号が供給されていない前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部或いは前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部に当該所定期間内に前記リファレンス電圧及びグランド電圧を供給する入力手段と、前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部で変換された入力信号のＡ／Ｄ変換データ、グランド電圧のＡ／Ｄ変換データ、リファレンス電圧のＡ／Ｄ変換データ及び、前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部で変換された入力信号のＡ／Ｄ変換データ、グランド電圧のＡ／Ｄ変換データ、リファレンス電圧のＡ／Ｄ変換データを、それぞれ前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部及び前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部から受けて外部に出力する出力手段とを備え、前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部及び前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部はそれぞれ、ある所定の期間に入力された入力信号を積分し、その積分とともに入力信号の積分値をＡ／Ｄ変換するとともに、引き続く所定の期間に、グランド電圧積分とオフセットＡ／Ｄ変換及びリファレンス電圧積分とリファレンスＡ／Ｄ変換を行うことを特徴とする。
【００１９】
この請求項１の積分型Ａ／Ｄコンバータでは、バッテリーの充放電電流の積算値を監視、計測するための積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、入力信号の積分中からＡ／Ｄ変換を開始するから、Ａ／Ｄ変換のクロックを低い周波数にすることができ、且つＡ／Ｄ変換終了までの時間を短縮することができる。
【００２０】
また、入力信号を積算し、Ａ／Ｄ変換する周期と、グランド電圧積分とそのオフセットＡ／Ｄ変換及びリファレンス電圧積分とそのリファレンスＡ／Ｄ変換を行う周期を設けることで、入力信号のデータとともに、オフセットデータと、リファレンスデータをより正確に得ることができ、さらに計測精度の向上が図れる。
【００２１】
また、これらのグランド電圧積分とオフセットＡ／Ｄ変換及び、リファレンス電圧積分とリファレンスＡ／Ｄ変換は、入力信号の積分とかそのＡ／Ｄ変換を行っていない、積分型Ａ／Ｄ変換部の空き時間を利用して行うから、変換部の効率的利用が行える。
【００２２】
請求項２の積分型Ａ／Ｄコンバータは、請求項１記載の積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、前記第１の積分型Ａ／Ｄ変換部及び前記第２の積分型Ａ／Ｄ変換部は、増幅器、この増幅器の入力端子と出力端子間に接続されたコンデンサ、及び前記増幅器の入力端子に接続された入力抵抗から構成される積分器と、前記積分器の入力端子に指令信号に応じて定電流を流入させる第１定電流手段と、前記積分器の入力端子から指令信号に応じて定電流を流出させる第２定電流手段と、前記積分器の出力が所定の第１電圧を越えているときに第１比較出力を発生し、同じく積分器の出力が所定の第２電圧を越えているときに第２比較出力を発生し、かつ同じく積分器の出力が前記第１電圧と前記第２電圧との間の第３電圧に至ったとき第３比較出力を発生する比較手段と、アップ指令信号に応じてアップカウントし、ダウン指令信号に応じてダウンカウントするとともに、適時にカウント値を出力するアップダウンカウンタと、前記第１比較出力、前記第２比較出力、前記第３比較出力が入力され、これら各比較出力に応じて、前記第１定電流手段、前記第２定電流手段、前記アップダウンカウンタに各指令信号を供給する制御手段とからなり、前記第１比較出力に応じて、前記第１定電流手段に指令信号を、前記アップダウンカウンタにダウン指令信号をそれぞれ与え、前記第３比較出力に応じてこれら指令信号及びダウン指令信号を停止するとともに、前記第２比較出力に応じて、前記第２定電流手段に指令信号を、前記アップダウンカウンタにアップ指令信号をそれぞれ与え、前記第３比較出力に応じてこれら指令信号及びアップ指令信号を停止するように構成されていることを特徴とする。
【００２３】
この請求項２の積分型Ａ／Ｄコンバータでは、入力信号の積分値が所定の値に達した時点で、その積分値を低減する方向に定電流を流入或いは流出させるから、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジが拡大できる。このため、同一レベルの入力信号をＡ／Ｄ変換する際に、増幅器などの利得調整により高精度化が可能となる。
【００２４】
また、積分器の出力極性に応じて、その積分値を低減する方向に定電流を流出或いは流入させ、かつアップダウンカウンタをアップカウント或いはダウンカウントさせるから、正負極性の入力電流に対しても一台で積算値の計測を行うことができる。
【００２５】
また、入力信号の積分値が所定の値に達した時点で、その積分値を低減する方向に定電流を流入或いは流出させるから、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジが拡大できる。このため、同一レベルの入力信号をＡ／Ｄ変換する際に、増幅器などの利得調整により高精度化が可能となる。
【００２６】
請求項３の積分型Ａ／Ｄコンバータは、請求項１、２記載の積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、前記出力手段は、Ａ／Ｄ変換データに、当該データの内容を示す正負符号、変換部識別符号、データ種別符号からなる付加情報を付して、所定のデータフォーマットで出力するものであることを特徴とする。
【００２７】
この請求項３の積分型Ａ／Ｄコンバータでは、Ａ／Ｄ変換データ及び付加情報（正負符号、変換部識別符号、データ種別符号）を所定のデータフォーマットに基づいて出力することで、データの送信及び受信処理を容易にし、トラブル発生を防止できる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。
【００２９】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る積分型Ａ／Ｄコンバータの構成を示す図であり、図２は、各Ａ／Ｄ変換部の内部構成を示す図であり、図３は各Ａ／Ｄ変換部のタイミングチャートである。また、図４は第１の実施の形態に係る積分型Ａ／Ｄコンバータ全体としてのタイミングチャートである。
【００３０】
図１において、直流電流Ｉが電流検出抵抗Ｒに流れ、その両端間の降下電圧が入力電圧Ｖｉｎとなる。この直流電流Ｉは、バッテリーの充放電電流の場合に、その極性は正・負極性を持つとともに、大きさは広い範囲（例えば、０．５ｍＡ〜１５Ａ  ）で変動し、入力電圧Ｖｉｎもそれに応じて変動する。
【００３１】
この入力電圧Ｖｉｎは、入力切換スイッチＳＷ９と入力切換スイッチＳＷ１０によって所定周期毎に切り替えられ、０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００或いは１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００に交互に入力される。この入力切換スイッチＳＷ９と入力切換スイッチＳＷ１０は、それぞれ３入力切換型で構成され、タイミング信号ＴＣにより入力電圧Ｖｉｎの他に、グランド電圧Ｖｇｎｄ及びリファレンス電圧Ｖｒｅｆに切換接続される。
【００３２】
０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００及び１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００はそれぞれ、積分型Ａ／Ｄ変換部であり、各種のタイミング信号ＴＣ及びクロック信号ＣＬＫを受けて、入力端子ｉｎ−０、ｉｎ−１に入力された信号を積分し、積分中から積分値をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１を出力端子ｏｕｔ０，ｏｕｔ１から出力する。
【００３３】
レジスタ４０は、出力切換スイッチＳＷ８が接続されている側のＡ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１が入力され、そのＡ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１のデータ内容を表す付加情報、例えば正負符号、変換部識別符号、データ種別符号、を付してデータ出力する。この出力切換スイッチＳＷ８は、１つの積分値に対応するＡ／Ｄ変換が終了する都度、或いは、入力信号の積分中の適当なタイミングで、いずれかの出力端子ｏｕｔ０，ｏｕｔ１に接続されるようにタイミング信号が印加される。
【００３４】
クロックパルス発生器５０は、本装置の時間基準となる、クロック信号ＣＬＫを各Ａ／Ｄ変換部内のカウンタ及びタイミングコントローラ６０に供給する。
【００３５】
タイミングコントローラ６０は、クロック信号ＣＬＫ及び必要に応じて外部操作信号を受けて、各種のタイミング信号ＴＣを作成し、それぞれ所要の箇所に供給する。また、０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００及び１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００と相互の連携を取り、０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００及び１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００の状態に応じて各種のタイミング信号ＴＣを形成し供給する。
【００３６】
図２は、０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００、１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００の内部構成を示す図である。
【００３７】
同図において、入力端子ｉｎに印加された電圧が、積分期間中、制御信号ＴＣ１によりオン状態に閉成されるスイッチＳＷ１及び積分器１０を構成する高抵抗の入力抵抗Ｒｉを介して、増幅器Ａｉの反転入力端子に供給される。
【００３８】
積分器１０の増幅器Ａｉの反転入力端子には、電源電圧Ｖｃｃから定電流源Ｉ２により定電流Ｉｄが、スイッチＳＷ３を介して供給される。このスイッチＳＷ３は、積分器１０の出力電圧が正の所定値Ｅｐを越えたときから零電圧に至るときまで、或いは積分器１０の出力電圧が正で且つ本積分型Ａ／Ｄコンバータの積分期間が終了した時点から零電圧に至るときまで、オンされる。
【００３９】
また、積分器１０の増幅器Ａｉの反転入力端子には、グランド電圧Ｖｇｎｄへ定電流源Ｉ１により定電流Ｉｕが、スイッチＳＷ２を介して供給される。このスイッチＳＷ２は、積分器１０の出力電圧が負の所定値Ｅｍを越えたときから零電圧に至るときまで、或いは積分器１０の出力電圧が負で且つ本積分型Ａ／Ｄコンバータの積分期間が終了した時点から零電圧に至るときまで、オンされる。
【００４０】
定電流Ｉｕと定電流Ｉｄは、通常同一の電流値とされるが、その大きさは入力信号Ｖｉｎによる入力電流の大きさと積分器の出力ダイナミックレンジによって決められる。即ち、入力信号Ｖｉｎによる入力電流と積分期間Ｔ０によりコンデンサＣｉに蓄積される電荷に対して、定電流Ｉｕにより放出される電荷の差によって生じる積分器の出力がダイナミックレンジ以下であるように決定される。即ち、
｛（Ｖｉｎ／Ｒｉ）−Ｉｕ｝×Ｔ０／Ｃｉ
≦  積分器１０の出力ダイナミックレンジ
【００４１】
積分器１０は、増幅器Ａｉと抵抗ＲｉとコンデンサＣｉとから構成され、増幅器Ａｉの反転入力端子に抵抗Ｒｉが接続され、増幅器Ａｉの反転入力端子と出力端子間にコンデンサＣｉが接続されて積分増幅器として機能する。増幅器Ａｉの非反転入力端子はグランド電圧Ｖｇｎｄ或いは所定のバイアス電圧に接続される。コンデンサＣｉの端子間にスイッチＳＷ４が接続され、このスイッチＳＷ４は新しく積分期間が始まる際に残留電荷を消去するためにタイミング信号ＴＣ２により一瞬閉成される。
【００４２】
第１比較器Ｃｐは、非反転入力端子に積分器１０の出力電圧ｃが、反転入力端子に所定値の正の電圧Ｅｐが供給され、出力電圧ｃが電圧Ｅｐを越えたときに第１比較出力ｅを出力する。第２比較器Ｃｍは、反転入力端子に積分器１０の出力電圧ｃが、非反転入力端子に所定値の負の電圧Ｅｍが供給され、出力電圧ｃが電圧Ｅｍを負方向に越えたときに第２比較出力ｆを出力する。第３比較器Ｃｚは、非反転入力端子に積分器１０の出力電圧ｃが、反転入力端子にグランド電圧Ｖｇｎｄ或いは所定のバイアス電圧が供給され、出力電圧ｃが正或いは負に応じて第３比較出力ｄを反転出力する。なお、第３比較器Ｃｚは出力電圧ｃのゼロクロスを判定するためのものであるから、この機能を果たせるものであればよい。
【００４３】
コントロールロジック手段２０は、第１比較出力ｅ、第２比較出力ｆ、第３比較出力ｄ及びタイミング信号を受けて、アップカウント信号ＬＯ１及びダウンカウント信号ＬＯ２を出力する。
【００４４】
このアップカウント信号ＬＯ１は、第２比較出力ｆが出力されたときから第３比較出力ｄが反転するまで、或いは第３比較出力ｄがロー（積分器１０の出力電圧が負に対応）で且つ本積分型Ａ／Ｄコンバータの積分期間が終了した時点から第３比較出力ｄがハイに反転するまで、オンされる。
【００４５】
また、ダウンカウント信号ＬＯ２は、第１比較出力ｅが出力されたときから第３比較出力ｄが反転するまで、或いは第３比較出力ｄがハイ（積分器１０の出力電圧が正に対応）で且つ本積分型Ａ／Ｄコンバータの積分期間が終了した時点から第３比較出力ｄがローに反転するまで、オンされる。
【００４６】
アップダウンカウンタ３０は、アップカウント端子Ｕ、ダウンカウント端子Ｄ、カウント出力端子Ｏ及びリセット端子Ｒを有している。リセット端子Ｒには、新しく積分期間が始まる際にカウント値をリセットするためのタイミング信号ＴＣ２が印加される。また、カウント値が出力されるとリセットされる。
【００４７】
アップカウント端子Ｕには、アップカウント信号ＬＯ１によりスイッチＳＷ５が閉成されている間、クロック信号ＣＬＫが入力され、アップカウントする。ダウンカウント端子Ｄには、ダウンカウント信号ＬＯ２によりスイッチＳＷ６が閉成されている間、クロック信号ＣＬＫが入力され、ダウンカウントする。
【００４８】
タイミング信号ＴＣ１は積分期間中出力され、スイッチＳＷ１及びコントロールロジック手段２０に供給される。タイミング信号ＴＣ２は新しく積分期間が始まる瞬時に出力され、スイッチＳＷ４及びアップダウンカウンタ３０に供給される。タイミング信号ＴＣ３はＡ／Ｄ変換用動作タイミング信号でありコントロールロジック手段２０に供給される。その他必要に応じたタイミング信号が形成され、利用される。
【００４９】
図３は、図２に示される０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００及び１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００の動作を示すタイミングチャートであり、図１，図２をも参照して説明する。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換部１００，２００の動作中は、タイミングコントローラ６０にはクロックパルス発生器５０からのクロック信号及び外部から指令信号が与えられている。時点ｔ１で積分期間が開始されると、タイミングコントローラ６０からのタイミング信号ＴＣ１がスイッチＳＷ１に与えられ積分期間中閉成される。同時に、タイミングコントローラ６０からタイミング信号ＴＣ２がスイッチＳＷ４及びアップダウンカウンタ３０に与えられ、コンデンサＣｉの残留電荷を放電するとともにアップダウンカウンタ３０のカウント値をリセットする。
【００５１】
積分期間の開始後、入力された信号（ａ点電位）に応じて積分器１０の積分が行われ、その出力であるｃ点電位が正極性の入力された信号にしたがって負方向に大きくなる。ｃ点電位が第２比較器Ｃｍのバイアス電圧Ｅｍを負方向に越えた時点ｔ３でその第２比較出力ｆが立ち上がり、コントロールロジック手段２０に印加される。コントロールロジック手段２０では、第２比較出力ｆとＡ／Ｄ変換動作タイミングであるタイミング信号ＴＣ３とのアンド条件でアップカウント信号ＬＯ１を発生する。
【００５２】
アップカウント信号ＬＯ１は、まずスイッチＳＷ５に供給されて閉成する。スイッチＳＷ５が閉成している間、クロックパルス発生器５０からのクロック信号がアップダウンカウンタ３０のアップカウント端子Ｕに供給され、アップダウンカウンタ３０のカウント値はアップカウントされる。同時に、アップカウント信号ＬＯ１は、スイッチＳＷ２に供給されて閉成する。スイッチＳＷ２が閉成している間、定電流Ｉｕが積分器１０のコンデンサＣｉから流出する。言い換えると、入力された信号に応じて流入する電流と定電流Ｉｕとの差分の電流がコンデンサＣｉに充電或いはコンデンサＣｉから放電される。
【００５３】
定電流Ｉｕの放電により、ｃ点電位が徐々に回復し、第２比較器Ｃｍのバイアス電圧Ｅｍを下回った時点ｔｘでその第２比較出力ｆが立ち下がるが、この状態では未だ回路動作に変更はない。ｃ点電位がさらに回復し、第３比較器Ｃｚの零電位に到達した時点ｔ４でその第３比較出力ｄが反転し、コントロールロジック手段２０に印加される。コントロールロジック手段２０では、第３比較出力ｄの反転により、アップカウント信号ＬＯ１を停止する。これにより、スイッチＳＷ５は開放しアップダウンカウンタ３０のアップカウント動作は停止し、スイッチＳＷ２は開放し定電流Ｉｕの流出は停止する。
【００５４】
このようにして、入力された信号の積分と並行して、定電流Ｉｕの放電とアップカウントが行われて、入力信号Ｖｉｎの積分中からＡ／Ｄ変換が行われることになる。
【００５５】
図３の時点ｔ４〜ｔ７の間の動作は、カウント値がリセットされていない以外は、以上に説明したものと同様の動作となるので説明を省略する。
【００５６】
さて、図３で、時点ｔ８に至って、負極性の入力信号（ａ点電位）が発生すると、積分器１０の積分出力であるｃ点電位が負極性の入力信号にしたがって正方向に大きくなる。ｃ点電位が第１比較器Ｃｐのバイアス電圧Ｅｐを越えた時点ｔ９でその第１比較出力ｅが立ち上がり、コントロールロジック手段２０に印加される。コントロールロジック手段２０では、第１比較出力ｅとＡ／Ｄ変換動作タイミングであるタイミング信号ＴＣ３とのアンド条件のできた時点ｔ１０でダウンカウント信号ＬＯ２を発生する。
【００５７】
ダウンカウント信号ＬＯ２は、まずスイッチＳＷ６に供給されて閉成する。スイッチＳＷ６が閉成している間、クロックパルス発生器５０からのクロック信号がアップダウンカウンタ３０のダウンカウント端子Ｄに供給され、アップダウンカウンタ３０のカウント値はダウンカウントされる。同時に、ダウンカウント信号ＬＯ２は、スイッチＳＷ３に供給されて閉成する。スイッチＳＷ３が閉成している間、定電流Ｉｄが積分器１０のコンデンサＣｉに流入する。言い換えると、入力された信号に応じた電流と定電流Ｉｄとの差分の電流がコンデンサＣｉに充電或いはコンデンサＣｉから放電される。
【００５８】
定電流Ｉｄの充電により、ｃ点電位が徐々に回復し、第１比較器Ｃｐのバイアス電圧Ｅｐを下回るとその第１比較出力ｅが立ち下がるが、この状態では未だ回路動作に変更はない。
【００５９】
この定電流Ｉｄの充電によるｃ点電位の回復の途中に積分期間が終了ｔ１１した場合には、この時点ｔ１１でタイミングコントローラ６０からのタイミング信号ＴＣ１はオフされ、スイッチＳＷ１は開放される。
【００６０】
しかし、この時点ｔ１１ではＡ／Ｄ変換動作の途中であり、積分期間が終了しても、Ａ／Ｄ変換動作が継続される。そして、ｃ点電位がさらに回復し、第３比較器Ｃｚの零電位に到達した時点ｔ１２でその第３比較出力ｄが反転し、コントロールロジック手段２０に印加される。コントロールロジック手段２０では、第３比較出力ｄの反転により、ダウンカウント信号ＬＯ２を停止する。これにより、スイッチＳＷ６は開放しアップダウンカウンタ３０のダウンカウント動作は停止し、スイッチＳＷ３は開放し定電流Ｉｄの流入は停止する。
【００６１】
この間のアップカウントパルスｉ及びダウンカウントパルスｊは図３に示すとおりであり、その結果としてのアップダウンカウンタ３０のカウントデータｋが出力される。なお、アップダウンカウンタ３０のカウントデータｋは、例えば所定の周期で発生される出力タイミング信号ＴＣ５に応じて  その都度出力され、その出力毎にアップダウンカウンタ３０はリセットされ、引き続いて新たなカウントを開始する。こうすることで、アップダウンカウンタ３０の計数桁数を小さくでき、その分だけカウント値の精度をより高くすることができる。
【００６２】
以上図１〜図３のように構成される、実施の形態の積分型Ａ／Ｄコンバータの全体としての動作を、図４のタイミングチャートも参照して説明する。
【００６３】
図４（ａ）において、入力切換スイッチＳＷ９と入力切換スイッチＳＷ１０は、タイミングコントローラ６０からのタイミング信号ＴＣによって、入力電圧Ｖｉｎ、グランド電圧Ｖｇｎｄ及びリファレンス電圧Ｖｒｅｆに切換接続される。
【００６４】
この入力切換スイッチＳＷ９は、第１期間Ｔ１中は入力電圧Ｖｉｎに接続され、第２期間では前半はグランド電圧Ｖｇｎｄに、後半はリファレンス電圧Ｖｒｅｆに接続され、第３期間Ｔ３中は再び入力電圧Ｖｉｎに接続される。また、入力切換スイッチＳＷ１０は、第１期間Ｔ１では前半はグランド電圧Ｖｇｎｄに、後半はリファレンス電圧Ｖｒｅｆに接続され、第２期間Ｔ２中は入力電圧Ｖｉｎに接続され、第３期間Ｔ３では再び前半はグランド電圧Ｖｇｎｄに、後半はリファレンス電圧Ｖｒｅｆに切換接続される。
【００６５】
第１期間Ｔ１において、０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００は入力信号Ｖｉｎを積分するとともに、その積分中からその積分値のＡ／Ｄ変換を行う。そのＡ／Ｄ変換動作は図２，図３において説明したとおりであり、第１期間Ｔ１の終了後、所定の短時間をもってＡ／Ｄ変換動作は終了する。この第１期間Ｔ１において、１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００は、先ずその前半において、グランド電圧の積分▲３▼を行いつつ、そのグランド電圧のＡ／Ｄ変換▲４▼を行い、その後半においてリファレンス電圧の積分▲５▼を行いつつ、そのリファレンス電圧のＡ／Ｄ変換▲６▼を行う。
【００６６】
なお、図４で、▲１▼の期間は入力信号の積分期間、▲２▼の期間は入力信号の積分値のＡ／Ｄ変換期間、▲３▼の期間はグランド電圧の積分期間、▲４▼の期間はオフセット積分値のＡ／Ｄ変換期間、▲５▼の期間はリファレンス電圧の積分期間、▲６▼の期間はリファレンス積分値のＡ／Ｄ変換期間であり、それらの積分期間▲１▼、▲３▼、▲５▼には並行して、それらのＡ／Ｄ変換期間▲２▼、▲４▼、▲６▼が設けられ、積分と同時にＡ／Ｄ変換が行われる。
【００６７】
第２期間Ｔ２において、１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００は入力信号Ｖｉｎを積分するとともに、その積分中からその積分値のＡ／Ｄを行う。第２期間Ｔ２の終了後、所定の短時間をもってＡ／Ｄ変換動作は終了する。この第２期間Ｔ２において、０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００は、先ずその前半において、グランド電圧の積分▲３▼を行いつつ、そのグランド電圧のＡ／Ｄ変換▲４▼を行い、その後半においてリファレンス電圧の積分▲５▼を行いつつ、そのリファレンス電圧のＡ／Ｄ変換▲６▼を行う。
【００６８】
第３期間Ｔ３、第４期間Ｔ４においては、第１期間Ｔ１，第２期間Ｔ２と同様に、入力される信号の積分とその積分値のＡ／Ｄ変換を行い、その入力信号の積分値のＡ／Ｄ変換▲２▼、グランド電圧のＡ／Ｄ変換▲４▼、リファレンス電圧のＡ／Ｄ変換▲６▼のそれぞれの値を、Ａ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１として出力端子ｏｕｔ０，ｏｕｔ１から、順次出力する。
【００６９】
この０チャンネルＡ／Ｄ変換部１００及び１チャンネルＡ／Ｄ変換部２００からのデータは、順次出力されるが、図４（ｂ）に示されるように、入力信号ＶｉｎのＡ／Ｄ変換値は各期間において複数回、この例では４回出力するようになっている。このＡ／Ｄ変換値の出力の度にアップダウンカウンタ３０のカウント値はリセットされ、新たにカウントを開始する。
【００７０】
したがって、アップダウンカウンタ３０のカウントスケールは小さくできる。
言い換えると、同じカウントスケールであれば、より１カウント当たりの精度を向上することができる。
【００７１】
また、入力電圧Ｖｉｎの積分、及びその積分値のＡ／Ｄ変換を行う以外の期間は、グランド電圧積分及びそのＡ／Ｄ変換、リファレンス電圧積分及びそのＡ／Ｄ変換を行う期間に充当できるから、オフセット値及びリファレンス値の積算計測が高精度に行える。このため、入力電圧の積算計測値のオフセット補正及びリファレンス補正がより適切に正確に行うことができる。
【００７２】
なお、この例では、グランド電圧積分及びそのＡ／Ｄ変換、リファレンス電圧積分及びそのＡ／Ｄ変換をひとつの期間（例、ｃｈ１ではＴ１）に行うこととしている。しかし、オフセット値の変動、リファレンス電圧に対する変動などは、それほど短期間で変動するものではないことから、ある期間（例、ｃｈ１ではＴ１）ではグランド電圧積分及びそのＡ／Ｄ変換を行い、他の期間（例、ｃｈ１ではＴ３）ではリファレンス電圧積分及びそのＡ／Ｄ変換を行うようにしても良い。この場合には、入力信号Ｖｉｎの積分期間と、グランド電圧積分期間或いはリファレンス電圧積分とはほぼ同じ期間となるので、精度がより向上することが期待できる。
【００７３】
そして、出力切換スイッチＳＷ８が接続されている側のＡ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１がレジスタ４０に入力され、そのＡ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１のデータ内容を表す付加情報を付してデータ出力する。
【００７４】
このデータ出力のタイミングは図４（ｂ）に示すように、順次得られたＡ／Ｄ変換値をレジスタ４０に送出することになる。例えば、図４（ｂ）のように、ｃｈ１・４ｔｈ、ｃｈ０・１ｓｔ、ｃｈ１・▲４▼、ｃｈ０・２ｎｄ、ｃｈ０・３ｒｄ、ｃｈ１・▲６▼、ｃｈ１・１ｓｔの順序で出力する。
【００７５】
そのＡ／Ｄ変換値ｋ０、ｋ１のデータ内容を表す付加情報は、２系統のＡ／Ｄ変換部の出力を一つの系統から取り出す場合にデータの区別ができないことなどから、送信、受信側での混乱を避けるために設けられるものであり、図５に例示されるデータフォーマットにて形成される。
【００７６】
図５で、ビット番号１は正負符号、ビット番号２〜１７はＡ／Ｄ変換データであるカウントデータ、ビット番号１８は変換部を識別する系統番号、ビット番号１９，２０は入力電圧、オフセット、リファレンスのデータ種別符号、ビット番号２１，２２は１ｓｔ〜４ｔｈを表すステージ符号としている。なお、他に予備のビットを設けても良い。
【００７７】
この所定のデータフォーマットに基づいて、Ａ／Ｄ変換データ及び付加情報（正負符号、変換部識別符号、データ種別符号）を出力することで、データの送信及び受信処理を容易にし、トラブル発生を防止できる。
【００７８】
この実施の形態では、バッテリーの充放電電流の積算値を監視、計測するための積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、バッテリーの充放電電流に比例した入力信号Ｖｉｎの積分中からＡ／Ｄ変換、即ちカウント動作を開始するから、Ａ／Ｄ変換のクロックＴＣ３を低い周波数にすることができ、また積分期間終了後のＡ／Ｄ変換終了までの時間を短縮することができる。
【００７９】
また、入力信号の積分値ｃが所定の値Ｅｍ、Ｅｐに達した時点で、その積分値ｃを低減する方向に定電流Ｉｕ，Ｉｄを流入或いは流出させるから、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジが拡大できる。このため、同一レベルの入力信号ＶｉｎをＡ／Ｄ変換する際に、増幅器などの利得調整により高精度化が可能となる。
【００８０】
また、積分器１０の出力極性に応じて、その積分値ｃを低減する方向に定電流Ｉｕ、Ｉｄを流出或いは流入させ、かつアップダウンカウンタ３０をアップカウント或いはダウンカウントさせるから、正負極性の入力電流に対しても一台で積算値の計測を行うことができる。
【００８１】
さらに、入力信号Ｖｉｎを積分し、Ａ／Ｄ変換する周期と、グランド電圧積分及びそのオフセットＡ／Ｄ変換及び或いはリファレンス電圧積分及びそのリファレンスＡ／Ｄ変換を行う周期を設けることで、入力信号のデータとともに、オフセットデータと、リファレンスデータをより正確に得ることができる。
【００８２】
増幅器、比較器などアナログ系の構成部品に存在してしまうオフセット誤差分が入力信号の積算値に含まれることは避けられないが、入力信号とは別にグランド電圧を積算することでオフセット誤差の積算値を得て、入力信号の積算値との差分を取るなどの演算処理を行うことで、誤差を少なくし、高精度の計測が可能になる。
【００８３】
同様に、増幅器、比較器などアナログ系の構成部品の特性のばらつきや周囲温度の変動により、入力信号の積算値に誤差が含まれてしまう。入力信号とは別にリファレンス電圧を積算することで既知のリファレンス電圧の積算値を得て、リファレンス電圧積算値のデータ変動比を算出し、この算出されたデータ変動比を入力信号の積算値に乗ずるなどの演算処理を行うことで補正をし、誤差を少なくして高精度の計測が可能になる。
【００８４】
【発明の効果】
請求項１の積分型Ａ／Ｄコンバータによれば、バッテリーの充放電電流の積算値を監視、計測するための積分型Ａ／Ｄコンバータにおいて、入力信号の積分中からＡ／Ｄ変換を開始するから、Ａ／Ｄ変換のクロックを低い周波数にすることができ、且つＡ／Ｄ変換終了までの時間を短縮することができる。
【００８５】
また、入力信号を積算し、Ａ／Ｄ変換する周期と、グランド電圧積分とそのオフセットＡ／Ｄ変換及びリファレンス電圧積分とそのリファレンスＡ／Ｄ変換を行う周期を設けることで、入力信号のデータとともに、オフセットデータと、リファレンスデータをより正確に得ることができ、さらに計測精度の向上が図れる。
【００８６】
また、これらのグランド電圧積分とオフセットＡ／Ｄ変換及び、リファレンス電圧積分とリファレンスＡ／Ｄ変換は、入力信号の積分とかそのＡ／Ｄ変換を行っていない、積分型Ａ／Ｄ変換部の空き時間を利用して行うから、変換部の効率的利用が行える。
【００８７】
請求項２の積分型Ａ／Ｄコンバータによれば、入力信号の積分値が所定の値に達した時点で、その積分値を低減する方向に定電流を流入或いは流出させるから、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジが拡大できる。このため、同一レベルの入力信号をＡ／Ｄ変換する際に、増幅器などの利得調整により高精度化が可能となる。
【００８８】
また、積分器の出力極性に応じて、その積分値を低減する方向に定電流を流出或いは流入させ、かつアップダウンカウンタをアップカウント或いはダウンカウントさせるから、正負極性の入力電流に対しても一台で積算値の計測を行うことができる。
【００８９】
また、入力信号の積分値が所定の値に達した時点で、その積分値を低減する方向に定電流を流入或いは流出させるから、Ａ／Ｄ変換のダイナミックレンジが拡大できる。このため、同一レベルの入力信号をＡ／Ｄ変換する際に、増幅器などの利得調整により高精度化が可能となる。
【００９０】
請求項３の積分型Ａ／Ｄコンバータによれば、Ａ／Ｄ変換データ及び付加情報（正負符号、変換部識別符号、データ種別符号）を所定のデータフォーマットに基づいて出力することで、データの送信及び受信処理を容易にし、トラブル発生を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る積分型Ａ／Ｄコンバータの構成を示す図。
【図２】積分型Ａ／Ｄ変換部の構成図。
【図３】積分型Ａ／Ｄ変換部のタイミングチャート。
【図４】本発明の実施の形態に係る積分型Ａ／Ｄコンバータのタイミングチャート。
【図５】本発明の実施の形態に係るデータフォーマット。
【図６】従来の積分型Ａ／Ｄコンバータの構成を示す図。
【図７】従来の積分型Ａ／Ｄコンバータのタイミングチャート。
【符号の説明】
１００  ０チャンネルＡ／Ｄ変換部
２００  １チャンネルＡ／Ｄ変換部
１０  積分器
２０  コントロールロジック手段
３０  カウンタ
４０  レジスタ
５０  クロックパルス発生器
６０  タイミングコントローラ
ＳＷ８  出力切換スイッチ
ＳＷ９，ＳＷ１０  入力切換スイッチ
Ｖｉｎ  入力信号
Ｉｕ、Ｉｄ  定電流
Ｒｉ  入力抵抗
Ａｉ  増幅器
Ｃｉ  コンデンサ
Ｃｐ  第１比較器
Ｃｍ  第２比較器
Ｃｚ  第３比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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