(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを駆動するインバータと、前記インバータに直流電圧を供給するための直流電圧供給手段と、前記インバータの直流母線に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗と、前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値を演算する平滑手段と、前記平滑手段によって演算された電圧の平均値をデジタル信号の平滑化後電圧に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された平滑化後電圧を平滑後電流に変換する電流変換手段と、前記インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、前記直流電圧供給手段から前記インバータに印加される直流電圧と前記出力電圧演算手段で演算される前記出力電圧から前記インバータを構成するスイッチング素子のデューティを演算するデューティ演算手段と、前記電流変換手段から出力する平滑後電流値を前記デューティ演算手段が演算するデューティで除算して前記インバータのスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流を演算する電流値演算手段を備えたモータ制御装置において、
前記電流値演算手段から出力する前記検出電流の目標分解能を決定する目標分解能決定手段と、前記直流電圧供給手段から前記インバータに供給される直流電圧を変更する直流電圧調整手段を備え、
前記直流電圧調整手段は、前記目標分解能決定手段で決定された目標分解能となるように前記インバータに供給される直流電圧を変更することを特徴としたモータ制御装置。
【請求項２】
前記モータの回転数を検出する回転数検出手段を備え、
前記目標分解能決定手段は、前記インバータの出力電圧と前記回転数検出手段により検出される前記モータの回転数から前記検出電流の目標分解能を決定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記目標分解能決定手段は、目標分解能を前記インバータに流れる電流値を所定値で除算した値以下とすることを特徴とした請求項２に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータを用いたモータ制御装置に係り、特に１２０度通電制御ＰＷＭ方式のインバータを用いた場合のモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータ制御装置では、インバータ（直流電力を交流電力に変換する電力変換器）に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、検出した電流を用いてインバータの過電流保護やモータのトルク制御を行っている。
例えば、特許第３６５７８１８号公報（特許文献１）では、「直流変換器と電力変換器（インバータ）を接続する経路にシャント抵抗を備え、該シャント抵抗に現れる電圧から電力変換器のスイッチング素子によるオン期間の中央部の電流値を検出するようにしたモータ制御装置において、電力変換器に供給されている直流電圧値と電力変換器に供給されている出力電圧指令値からスイッチング素子のデューティを演算する手段を設け、シャント抵抗に現れる電圧の平均値を前記デューティで除算し、この演算した値をオン期間中の中央部の電流値として検出するように構成する」ことが提案されている。
【０００３】
図７は、このような従来技術によるモータ制御装置の一例を示すブロック図である。
図７を用いて、上記特許文献１で提案されている「インバータに流れる電流を検出する方法」について説明する。
図７に示すように、従来のモータ制御装置２００は、モータを駆動するインバータ１０、直流変換器６１、シャント抵抗１３、平滑手段１５、除算手段６２、制御演算部６３、電流値演算部６４、ＰＷＭ発生器６５などで構成されている。
インバータ１０は、PWM（パルス幅変調）方式のインバータであり、このインバータ１０によりモータ１１２を駆動する。
なお、図７に示したモータ制御装置２００の構成と動作は、上記特許第３６５７８１８号公報（特許文献１）の図１に示されたモータ制御装置と基本的には同じである。
【０００４】
図８は、シャント抵抗１３の電圧から算出される電流を示したものである。
シャント抵抗１３に流れる電流は、ＰＷＭ制御によるインバータ１０のスイッチング素子のオンとオフに応じて鋸歯状に現れる。
特許第３６５７８１８号公報（特許文献１）で提案された電流検出方法は、インバータ１０のスイッチング素子がオン期間の中央部の電流（●印部）を検出電流ＩＤとして検出するものである。
制御演算部６３で演算される出力電圧Ｖ２は、インバータ１０の出力である交流電力ＡＣｏｕｔの電圧を決定する信号であり、運転指令により演算される。
従って、この交流電力ＡＣｏｕｔの電圧をＶｏｕｔとすると、
Ｖｏｕｔ＝Ｖ２  ・・・  （１）
となる。
つまり、交流電力ＡＣｏｕｔの電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖ２に応じて決まる電圧であり、まず、運転指令により運転指令を実現するために必要な出力電圧Ｖ２が決定される。
その後、「交流電力ＡＣｏｕｔの電圧Ｖｏｕｔ＝出力電圧Ｖ２」となるようにインバータ１０のスイッチング素子ＰＷＭ制御する。このため、前掲の式（１）の関係が成り立つ。
【０００５】
ＰＷＭ方式のインバータの場合、前記Ｖｏｕｔは、インバータ１０に入力されている直流電圧Eと、インバータ１０を構成するスイッチング素子のオン時間とオフ時間のデューティ（ｄｕｔｙ）Dから、
Ｖｏｕｔ＝Ｖ２＝Ｅ・Ｄ  ・・・  （２）
となる。
従って、デューティDは、
Ｄ＝Ｖ２／Ｅ  ・・・  （３）
の関係がある。
【０００６】
図９は、シャント抵抗１３に現れるシャント電圧Ｖ０とシャント電圧Ｖ０が平滑手段１５によって平滑化された平滑後電圧Ｖ１の関係を表したものである。
シャント電圧Ｖ０は、インバータ１０のスイッチング素子のオンとオフに応じて鋸歯状となる。
スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとすると、デューティDは、
Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）  ・・・  （４）
となる。
また、シャント電圧Ｖ０を平滑手段１５で平滑化した平滑後電圧Ｖ１は、シャント電圧Ｖ０のオン期間の中央値（●印）をＶＤとすると、
Ｖ１＝（ＶＤ×Ｔｏｎ＋０×Ｔｏｆｆ）／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）  ・・・  （５）
となり、式（４）から、
Ｖ１＝ＶＤ・Ｄ  ・・・  （６）
となる。
【０００７】
シャント抵抗１３のオン期間の中央値ＶＤと平滑手段１５で平滑化された電圧Ｖ１は、除算器（除算手段）６２によってシャント抵抗１３の抵抗値Ｒで除算されることで、下記の式（７）、式（８）に示されるように、検出電流ＩＤと平滑後電流Ｉ１が演算される。
ＩＤ＝ＶＤ／Ｒ  ・・・  （７）
Ｉ１＝Ｖ１／Ｒ  ・・・  （８）
式（６）、式（７）、式（８）より、
Ｉ１＝ＩＤ・Ｄ  ・・・  （９）
となる。
故に検出電流ＩＤは、式（９）より、
ＩＤ＝Ｉ１／Ｄ  ・・・  （１０）
となり、電流値演算部６４において平滑後電流Ｉ１をデューティDで除算することで検出電流ＩＤを算出する。
【０００８】
しかし、これらの電流検出方法では、式（１０）から明らかな通り、デューティDが小さい状態でノイズ等の影響により平滑後電流Ｉ１がわずかでも変動すると、検出電流ＩＤが大きく変動し、誤差が発生するため正確な電流が検出できない。
図１０は、図７に示した従来のモータ制御装置において、Ａ／Ｄ変換器を追加、平滑手段１５の出力電圧である平滑後電圧Ｖ１をＡ／Ｄ変換器でデジタル化して信号処理をする場合のモータ制御装置３００の構成を示した図である。
【０００９】
図において、７０はマイクロコンピュータであり、マイクロコンピュータ７０は、平滑手段１５の出力である平滑後電圧Ｖ１をデジタル化するＡ／Ｄ変換手段７１、Ａ／Ｄ変換手段７１によりデジタル化された変換後電圧Ｖ１ＡＤをシャント抵抗１３の抵抗値Ｒで除算して平滑後電流値Ｉ１を求める除算手段７２、運転指令によりンバータ１０の出力である交流電力ＡＣｏｕｔの電圧を決定する信号である出力電圧Ｖ２を演算する制御演算部７３、除算手段７２の出力である平滑後電流値Ｉ１と制御演算部７３の出力である出力電圧Ｖ２が入力されており、検出電流ＩＤ（シャント抵抗のオン期間中の中央値／シャント抵抗）を演算して出力する電流値演算器（電流値演算部）７４、制御演算部７３の出力である出力電圧Ｖ２に基づいてインバータ１０を駆動制御するＰＷＭ発生器７５で構成されているものである。
なお、図１０では、Ａ／Ｄ変換手段７１、除算手段７２、制御演算部７３、電流値演算部７４およびＰＷＭ発生器７５で構成したものをマイクロコンピュータ７０としているが、これらはマイクロコンピュータとして一体的に構成される必要は特にない。
【００１０】
図１０のように、マイクロコンピュータ７０において、平滑化後の電圧値Ｖ１をＡ／Ｄ変換してインバータ１０に流れる電流を検出する場合、検出電流ＩＤの分解能はデューティDによって決定する。
つまり、検出電流ＩＤの分解能は、
検出電流ＩＤの分解能=（Ａ／Ｄ変換分解能）／D  ・・・     （１１）
となり、図１１のような特性となる。
故に、デューティDが小さくなるにつれて、検出電流ＩＤの分解能が粗くなり、正確な電流が検出できない。
このような問題に対し、特許第３６５７８１８号公報では、出力電圧V2と、平滑化後電圧Ｖ１が所定値よりも小さい場合は、検出電流ＩＤを０［Ａ（アンペア）］とし、検出した電流を使用しないことにより、誤差を含んだ電流を使用することを防止している。
【特許文献１】特許第３６５７８１８号公報（図１、段落００１２、００３６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
特許文献１に示された電流検出方法では、出力電圧Ｖ２や平滑後電圧Ｖ１が小さい場合は、電流値を０［Ａ］と出力するため、負荷が軽い、電流が小さい等の理由で出力電圧Ｖ２や平滑後電圧Ｖ１が小さい場合は、インバータに流れる電流を検出できない。
検出したインバータ電流を用いてモータのトルクを制御し、モータの発生したトルクで四輪駆動車両のクラッチの拘束力を制御するシステムの場合、目標とするモータトルクが小さい場合にはインバータに流れる電流が検出できない。
従って、微小なモータトルク制御ができず、微小なクラッチ拘束力の制御ができない。そのため、ドライバに違和感を与えるといった課題がある。
また、検出したインバータ電流を用いて、地絡、天絡、断線などのモータ制御装置の故障を検出するシステムにおいては、負荷が軽い等の理由で出力電圧Ｖ２や平滑後電圧Ｖ１が小さい場合、インバータ電流が検出できず、結果的に故障を検出することができない。
従って、ユーザーに故障の発生原因や故障発生場所を知らせることができず、故障原因や場所の特定に労力がかかるといった課題がある。
【００１２】
この発明は、上述のように問題点を解決するためになされたもので、インバータの出力電圧やインバータ電流が小さい場合でも、精度よくインバータ電流値を検出することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係るモータ制御装置は、モータを駆動するインバータと、前記インバータに直流電圧を供給するための直流電圧供給手段と、前記インバータの直流母線に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗と、前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値を演算する平滑手段と、前記平滑手段によって演算された電圧の平均値をデジタル信号の平滑化後電圧に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された平滑化後電圧を平滑後電流に変換する電流変換手段と、前記インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、前記直流電圧供給手段から前記インバータに印加される直流電圧と前記出力電圧演算手段で演算される前記出力電圧から前記インバータを構成するスイッチング素子のデューティを演算するデューティ演算手段と、前記電流変換手段から出力する平滑後電流値を前記デューティ演算手段が演算するデューティで除算して前記インバータのスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流を演算する電流値演算手段を備えたモータ制御装置において、
前記電流値演算手段から出力する前記検出電流の目標分解能を決定する目標分解能決定手段と、前記直流電圧供給手段から前記インバータに供給される直流電圧を変更する直流電圧調整手段を備え、
前記直流電圧調整手段は、前記目標分解能決定手段で決定された目標分解能となるように前記インバータに供給される直流電圧を変更するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、目標分解能決定手段で決定された分解能となるように直流電圧調整手段でインバータに印加する直流電圧Eを変更することにより、出力電圧値Ｖ２および平滑化後電圧Ｖ１が小さい場合でも精度よく電流を検出することが可能となる。
その結果、微小なモータトルクの制御が可能となって、ドライバが違和感なく運転することが可能なモータ制御装置を提供できる。
また、出力電圧値Ｖ２および平滑化後電圧Ｖ１が小さい場合でも故障検出が可能となり、ユーザーに故障の発生原因と発生場所を知らせることが可能で、ユーザーに無用な労力をかけることがないモータ制御装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面に基づいて、本発明の一実施の形態例を説明する。
なお、各図間において、同一符号は、同一あるいは相当のものであることを表す。
実施の形態１．
図１は、本実施の形態によるモータ制御装置１００を四輪駆動車両の制御に適用した場合を示したものである。
エンジン１０１で発生したトルクをトランスミッション１０２へ伝達し、トランスミッション１０２で減速または増速する。
トランスミッション１０２の出力はセンタディファレンシャルギア１０３に伝えられ、センタディファレンシャルギア１０３ではフロントディファレンシャルギア１０４、リアディファレンシャルギア１０５に駆動力を伝達する。
車両では、コーナリング時における４つの車輪の旋回半径の違いから、４つの車輪の回転速度に違いが発生する。
この車輪の回転速度の違いにより旋回を妨げる力が働き、旋回能力が低下するタイトコーナーブレーキ現象が発生する。
【００１６】
車両では、車輪速の違いを吸収し、上記タイトコーナーブレーキ現象を解消するためにディファレンシャルギアが装着されている。
前輪の左右輪の速度差を吸収するためにフロントディファレンシャルギア１０４が装着されており、後輪の左右輪の速度差を吸収するためにリアディファレンシャルギア１０５が装着されている。
さらに、四輪駆動車両では、前後輪の車輪速差を吸収するためにセンタディファレンシャルギア１０３が設けられる。
車輪速差を吸収するために用いられるディファレンシャルギア（例えば、フロントディファレンシャルギア１０４）は、センタディファレンシャルギア１０３から配分された回転を前左車輪１０６と前右車輪１０７に伝達する。
同様に、リアディファレンシャルギア１０５は、センタディファレンシャルギア１０３から配分された回転を後左車輪１０８と後右車輪１０９に伝達する。
【００１７】
車両が直進時は前左車輪１０６と前右車輪１０７にかかる負荷が同じであるため、フロントディファレンシャルギア１０４はセンタディファレンシャルギア１０３から伝達された回転を前左車輪１０６と前右車輪１０７に均等に配分する。
車両が左旋回時は、前左車輪１０６の旋回半径は前右車輪１０７の旋回半径よりも小さくなるため、前左車輪１０６にかかる負荷が前右車輪１０７にかかる負荷よりも大きくなる。
この場合、フロントディファレンシャルギア１０４は、センタディファレンシャルギア１０３から伝達された回転を前右車輪１０７に多く伝達する。
このように、ディファレンシャルギアは、負荷の少ない側へ多く回転を配分する性質を持つ。
【００１８】
四輪駆動車両が急加速する場合、車体荷重が後輪側に多くかかり、後輪の負荷が大きくなる。センタディファレンシャルギア１０３は、負荷の少ないほうへ回転を伝達する性質から、トランスミッション１０２からの回転を前輪へ多く伝え、前輪は空転しやすくなる。前輪が空転すると、後輪へ駆動力が伝わりにくくなる。
一方、車両の急加速時には、タイヤにかかる荷重が大きい方、即ち後輪に駆動力を多く配分することで車両の加速性能が向上するが、センタディファレンシャルギア１０３を設けることでその性能が悪化する。
そこで、センタディファレンシャルギア１０３を設けることによる加速性能の悪化を防ぐため、センタディファレンシャルギア１０３の差動を制限する装置を設ける。
本実施の形態では、差動制限装置として、クラッチ１１０を設けている。
【００１９】
クラッチ１１０の拘束力を制御することによって、センタディファレンシャルギア１０３の２つの出力軸がディファレンシャルギアフリーの状態から、直結に近い状態まで制御可能となり、センタディファレンシャルギア１０３の差動を制限できる。
本実施の形態では、車両の加速性能を向上させるため、加速時にクラッチ１１０の拘束力を増加し、センタディファレンシャルギア１０３の差動を制限する。
車両は、アクセルペダル（図示なし）が踏まれ、エンジン１０１に空気を吸入するスロットル弁（図示なし）が開かれることで加速を行う。
本実施の形態では、スロットル弁の開度を検出するスロットルポジションセンサ１１１の出力をモータ制御装置１００で計測し、その値と車体速度の関係からクラッチ拘束力を算出し、モータ１１２を駆動させる。
モータ１１２で発生したトルクは、減速器１１３で増幅され、クラッチを押し付ける力となる。
モータ制御装置１００では、モータ１１２のトルクを制御することでクラッチの拘束力が制御可能となる。
【００２０】
図２は、本実施の形態によるモータ制御装置１００の詳細構成を示す図である。
図において、１０はモータ１１２を駆動制御するインバータ、１１はインバータ１０に直流電圧を供給する直流電圧供給手段（例えばバッテリ）、１２は直流電圧供給手段１１からインバータ１０に供給する直流電圧値を調整（変更）する直流電圧調整手段、１３はインバータ１０の直流母線１６に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗、１４はシャント抵抗１３で発生する電圧（シャント電圧Ｖ０）を増幅する増幅器、１５は増幅器１４で増幅された電圧（即ち、シャント電圧Ｖ０が増幅された電圧）の平均値を演算する平滑手段である。
なお、平滑手段１５は、例えば、抵抗とコンデンサなどで構成されており、前掲の図９に示したような鋸歯状になっている増幅器１４の出力電圧を平滑化する。
また、２１は平滑手段１５の出力電圧（即ち、シャント抵抗に現れる電圧）をデジタル信号に変換してデジタル化された平滑後電圧Ｖ１を出力するＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器）、２２はＡ／Ｄ変換手段２１から出力される平滑後電圧Ｖ１を平滑後電流Ｉ１に変換する電流変換手段、２３は電流変換手段２２で変換された平滑後電流Ｉ１の電流値を演算（検出）する電流値演算手段である。
【００２１】
また、２４はインバータ１０に印加される直流電圧値を計測する電圧計測手段、２５はモータ１１２の回転数を検出する回転数検出手段、２６はスロットルポジションセンサ１１１のセンサ値を計測するセンサ値計測手段である。
また、３０は制御演算手段であって、車体速度、電流値演算手段２３の出力信号、電圧計測手段２４の出力信号、回転数検出手段２５の出力信号、センサ値計測手段２６の出力信号が入力されており、電圧計測手段２４が計測する直流電圧値Ｅと演算によって求めたインバータ１０の出力電圧値Ｖ２からインバータ１０を構成するスイッチング素子のデューティを演算と共に、直流電圧調整手段１２に対して電圧変更要求を行う。
【００２２】
また、４０は演算されたデューティDに基づいてＰＷＭ信号を発生してインバータ１０を駆動させるＰＷＭ発生器である。
なお、５０はマイクロコンピュータであり、Ａ／Ｄ変換手段２１、電流変換手段、電流値演算手段２３、電圧計測手段２４、回転数検出手段２５、センサ値計測手段２６、制御演算手段３０、ＰＷＭ発生器４０などで構成されている。
なお、マイクロコンピュータ５０では、平滑後電圧Ｖ１をＡ／Ｄ変換手段２１によりデジタル値として取り込み、取り込まれた電圧値は、電流変換手段２２において、シャント抵抗１３の抵抗値Rで除算され、平滑後電流Ｉ１となる。
【００２３】
図３は、制御演算手段３０の詳細構成を示したものである。
目標電流演算手段３１は、スロットルポジションセンサ１１１のセンサ値および車体速度等からクラッチ拘束力を演算する。
また、目標電流演算手段３１は、減速器１１３の減速比をもとに、モータ１１２の目標トルクを演算する。
演算された目標トルクは、モータのトルク定数で除算されることで目標電流Ｉｒとして算出される。
目標電流演算手段３１で演算された目標電流Ｉｒをもとに、出力電圧演算手段３２ではモータ１１２の電流制御を行い、目標電流に検出電流ＩＤの電流値が一致するように出力電圧Ｖ２（即ち、インバータ１０の出力である交流電力ＡＣｏｕｔの電圧を決定する信号）を算出する。
【００２４】
デューティ演算手段３３では、算出された出力電圧Ｖ２をインバータ１０に入力される直流電圧Eで除算することで、インバータ１０のデューティDを算出する。
このように、算出された出力電圧Ｖ２を直流電圧Eで除算してデューティDを算出することで、直流電圧Eの変動の影響を除去することができる。
目標分解能決定手段３４では、モータ１１２の回転数と算出された出力電圧Ｖ２とからシャント抵抗１３に流れる電流の推定電流を算出し、算出した推定電流を所定値で除算した値を目標分解能として決定する。
電源電圧指示手段３５では、標分解能決定手段３４で決定した分解能となる直流電圧Eを式（１２）より算出し、直流電圧Eの変更を直流電圧調整手段１２へ指示する。
【００２５】
また、演算されたデューティDに基づいて、ＰＷＭ発生器４０ではＰＷＭ信号を発生してインバータ１０を駆動させ、モータ１１２に電力を供給する。
インバータ１０に電流が流れることで、シャント抵抗１３に電圧が現れる。
この電圧値を増幅器１４でマイクロコンピュータ５０が検出できる電圧値（即ち、マイクロコンピュータ５０のＡ／Ｄ変換手段２１が取り込める電圧値）まで増幅する。
なお、シャント電圧Ｖ０の値がＡ／Ｄ変換手段２１の取り込める範囲であれば、増幅器１４は不要である。
【００２６】
図４は、電流値演算（検出）手段２３の具体例を示したものである。
電流値演算段２３では、平滑後電流Ｉ１をデューティDで除算することによって検出電流ＩＤを算出する。
例えば、直流電圧Ｅが一定値で、出力電圧Ｖ２が小さくなった場合、インバータ１０のデューティDが小さくなる。デューティDが小さい場合、前掲の式（１１）より検出電流ＩＤの分解能が粗くなる。
このとき、検出電流ＩＤの分解能が、目標電流値Ｉｒに対して粗くなると、電流制御性能が悪化し、クラッチ１１０の拘束力の制御性能も悪化する。
クラッチ１１０の拘束力の制御性能が悪化することで、車両がドライバの意図しない挙動となる可能性がある。
【００２７】
検出電流ＩＤの分解能は、前掲の式（３）および（１１）より、
検出電流ＩＤの分解能＝Ａ／Ｄ変換分解能×Ｅ／Ｖ２  ・・・  （１２）
となる。
即ち、検出電流ＩＤの分解能は、直流電圧Ｅを変更することで調整（調節）することが可能である。
式（１２）に示す性質を利用して車両がドライバの意図しない挙動となることを避けるため、シャント抵抗１３に流れる電流に応じて検出電流ＩＤの分解能を決定し、決定された分解能となるように直流電圧Ｅを変更する。
このことで、出力電圧値Ｖ２および平滑化後電圧Ｖ１が小さい場合でも精度よく電流検出することが可能となる。
また、電流検出精度が向上することで、電流制御性能も向上する。
さらに、電流制御性能が向上することでクラッチ１１０の拘束力の制御性能も向上し、ドライバの意図通りの運転が可能となる。
【００２８】
図５は、本実施の形態によるモータ制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。
ＳＴＥＰ１では、目標電流演算手段３１および出力電圧演算手段３２においてスロットルポジションセンサ１１１および車体速度より出力電圧Ｖ２を算出する。
ＳＴＥＰ２では、目標分解能決定手段３４において、モータの回転数と出力電圧Ｖ２（インバータ１０の出力である交流電力ＡＣｏｕｔの電圧を決定する信号）から図６に示す電流値推定用マップを用いてシャント抵抗１３に流れる電流の推定電流を算出する。
図６に示す電流値推定用マップは、事前にモータの回転数、出力電圧Ｖ２、シャント抵抗２４に流れる電流値の関係を計測して作成する。
なお、推定電流の算出には、前記マップではなくモータの特性をあらわした数式を用いてもよい。
【００２９】
ＳＴＥＰ３では、目標分解能決定手段３４において、ＳＴＥＰ２で算出した推定電流を所定値で除算した値を目標分解能として決定する。
なお、クラッチ１１０を用いて前後輪の駆動力を配分する四輪駆動の制御装置の場合、拘束力制御の分解能は指令拘束力の１／１００以下としなければドライバのフィーリングに影響することが経験上知られている。
また、クラッチ１１０の発生する拘束力は、モータ１１２の発生するトルクによって制御されている。
さらにモータ１１２の発生するトルクは、モータ１１２のトルク定数を用いて電流に変換される。即ち、電流制御の分解能は、目標電流Ｉｒの１／１００以下にする必要がある。
このことから、本実施の形態では前記所定値を１００と設定する。
【００３０】
ＳＴＥＰ４では、電源電圧指示手段３５において、ＳＴＥＰ３で決定した分解能となる直流電圧Eを式（１２）より算出し、直流電圧Eの変更を直流電圧調整手段１２へ指示する。
直流電圧調整手段１２では、例えば、降圧チョッパ回路や昇圧チョッパ回路等が用いられる。
ＳＴＥＰ５では、電流値検出手段２３において、デューティDと平滑後電流Ｉ１からインバータ１０のスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流ＩＤを算出する。
【００３１】
以上説明したように、本実施の形態によるモータ制御装置は、モータ１１２を駆動するインバータ１０と、インバータ１０に直流電圧を供給するための直流電圧供給手段１１と、インバータ１０の直流母線１６に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗１３と、シャント抵抗１３に現れる電圧の平均値を演算する平滑手段１５と、平滑手段１５によって演算された電圧の平均値をデジタル信号の平滑化後電圧に変換するＡ／Ｄ変換手段２１と、Ａ／Ｄ変換手段２１により変換された平滑化後電圧を平滑後電流に変換する電流変換手段２２と、インバータ１０の出力電圧を演算する出力電圧演算手段３２と、直流電圧供給手段１１からインバータ１０に印加される直流電圧と出力電圧演算手段３２で演算される出力電圧からインバータ１０を構成するスイッチング素子のデューティＤを演算するデューティ演算手段３３と、電流変換手段２２から出力する平滑後電流値をデューティ演算手段３３が演算するデューティＤで除算してインバータ１０のスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流を演算する電流値演算手段２３を備えたモータ制御装置において、
電流値演算手段２３から出力する検出電流の目標分解能を決定する目標分解能決定手段３４と、直流電圧供給手段１１からインバータ１０に供給される直流電圧を変更する直流電圧調整手段１２を備え、直流電圧調整手段１２は、目標分解能決定手段３４で決定された目標分解能となるようにインバータ１０に供給される直流電圧を変更する。
【００３２】
このように、本実施の形態では、目標分解能を決定し、目標とする分解能になるように直流電圧Eを変更することで電流検出性能を向上させることができる。
従って、出力電圧値Ｖ２および平滑化後電圧Ｖ１が小さい場合でも精度よく電流を検出することが可能となる。
その結果、微小なモータトルクの制御を行うことができ、ドライバは違和感なく運転することが可能になる。
また、検出電流が小さい領域で検出電流ＩＤを利用したクラッチの拘束力の制御が可能となり、ドライバの意図通りに車両を操作することができる。
【００３３】
また、本実施の形態によるモータ制御装置は、モータ１１２の回転数を検出する回転数検出手段２５を備え、目標分解能決定手段３４は、インバータ１０の出力電圧とモータ１１２の回転数から目標分解能を決定する。即ち、モータ回転数と出力電圧Ｖ２から推定電流を算出し、この推定電流をもとに目標分解能を決定する。
従って、さらなる電流検出性能の向上が可能となる。
【００３４】
また、本実施の形態によるモータ制御装置の目標分解能決定手段３４は、目標分解能をインバータ１０に流れる電流値を所定値で除算した値以下とする。
従って、ドライバに違和感のあるフィーリングを与えることのない制御をすることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
本発明は、インバータの出力電圧やインバータ電流が小さい場合でも、精度よくインバータ電流値を検出することが可能なモータ制御装置の実現に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明によるモータ制御装置を四輪駆動車両の制御に適用した場合を示した図である。
【図２】本発明によるモータ制御装置の詳細構成を示す図である。
【図３】本発明における制御演算手段の詳細構成を示す図である。
【図４】本発明における電流値検出手段の具体例を示す図である。
【図５】本発明のモータ制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】シャント抵抗に流れる電流の推定電流を算出するためのマップである。
【図７】従来のモータ制御装置の一例を示すブロック図である。
【図８】従来例による電流検出方法を説明するための図である。
【図９】シャント電圧Ｖ０と平滑後電圧Ｖ１の関係を表した図である。
【図１０】従来のモータ制御装置の他の例を示すブロック図である。
【図１１】デューティと検出電流の分解能の関係を表した図である。
【符号の説明】
【００３７】
１０  インバータ                １１  直流電圧供給手段
１２  直流電圧調整手段          １３  シャント抵抗
１４  増幅器                    １５  平滑手段
１６  直流母線
２１  Ａ／Ｄ変換手段            ２２  電流変換手段
２３  電流値演算手段            ２４  電圧計測手段
２５  回転数検出手段            ２６  センサ値検出手段
３０  制御演算手段              ３１  目標電流演算手段
３２  出力電圧演算手段          ３３  デューティ演算手段
３４  目標分解能決定手段        ３５  電源電圧指示手段
４０  ＰＷＭ発生器              ５０  マイクロコンピュータ
１００  モータ制御装置          １１２  モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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