(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスフォーマー・カップルド・プラズマを発生するための装置であって、
プラズマ反応チャンバ内への電磁界経路を形成する窓、および当該チャンバ内へプロセス・ガスを導入するように構成されたプロセス・ガス供給部を有する当該プラズマ反応チャンバと、
前記チャンバの窓の外側表面に近接して配置された少なくとも２つのアンテナ・セグメントを含み、前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが互いに近接して平行に配置されるとともに互いに電気的に直列に接続された高周波アンテナと、
前記アンテナに結合され、前記アンテナ・セグメント中で高周波電流を共振させるように構成され、該高周波電流によって誘導される電磁界がプロセス・ガスを励起してイオン化し、それにより前記チャンバ内部にプラズマを発生させる高周波源と、
前記第１、第２のアンテナ・セグメントを相互接続し、前記第１のアンテナ・セグメントにおける高周波電流の瞬間方向が前記第２のアンテナ・セグメントにおける高周波電流の瞬間方向と実質的に同じになるように前記アンテナ中に高周波電流を分配するように構成された移相器とを備える装置。
【請求項２】
生成されたプラズマの密度が、前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが及ぶ領域内部で実質的に均一である請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記移相器がコンデンサを含む請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記移相器がインダクタを含む請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記移相器が、接地へ高周波電流をシャントするように構成された請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記移相器が、高周波電流と直列であるように構成された請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが同一平面にある請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記第１、第２アンテナ・セグメントが直線である請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記第１、第２アンテナ・セグメントが、滑らかな湾曲表面にある請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
前記湾曲表面がドームである請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記湾曲表面が半球体である請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
前記湾曲表面が半円筒形である請求項９に記載の装置。
【請求項１３】
前記アンテナが、前記反応チャンバの断面領域に適合するように形状が決定されている請求項１に記載の装置。
【請求項１４】
前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが、単一の導電要素のセクションである請求項１に記載の装置。
【請求項１５】
前記アンテナが３つ以上のアンテナ・セグメントを含み、各アンテナ・セグメントが、移相器を介して少なくとも１つの他のアンテナ・セグメントに接続され、該移相器が、各アンテナ・セグメント中の高周波電流の瞬間方向が実質的に同じになるように前記アンテナ中に高周波電流を分配する請求項１に記載の装置。
【請求項１６】
前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが、単一の高周波電源によって電力供給される請求項１に記載の装置。
【請求項１７】
前記アンテナが複数のアンテナ・セグメントを備え、該アンテナ・セグメントの少なくとも２つが、別々の高周波電源によって電力供給される請求項１に記載の装置。
【請求項１８】
２つの隣接するアンテナ・セグメントが、該２つの隣接するアンテナ・セグメントのうちの一方の第１端部が、該２つの隣接するアンテナ・セグメントのうちの他方の最も近い端部に結合するように相互接続された請求項１に記載の装置。
【請求項１９】
２つの隣接するアンテナ・セグメントが、該２つの隣接するアンテナ・セグメントのうちの一方の第１端部が、２つの隣接するアンテナ・セグメントのうちの他方の反対側の端部に結合するように相互接続された請求項１に記載の装置。
【請求項２０】
前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが、高周波電流が連続する各アンテナ・セグメントを順次通過するように、直列に給電される請求項１に記載の装置。
【請求項２１】
前記高周波アンテナが、少なくとも１つの対称的なアンテナ・セグメントの対を更に含み、前記１つの対称的なアンテナ・セグメントの対が、高周波電流が前記少なくとも１つの対称的な対に同時に印加されるように少なくとも部分的には並列に給電される請求項１に記載の装置。
【請求項２２】
各アンテナ・セグメントが、中心コンダクタと、電気的に分離された外側導電シールドとからなり、かつ、前記外側導電シールドが前記中心コンダクタを取り囲む同軸構造を有し、
第２の高周波源が、各外側導電シールドに結合され、前記アンテナに高周波電圧を供給するように構成され、該高周波電圧はプラズマへの独立した容量結合を提供することを可能にする請求項１に記載の装置。
【請求項２３】
各アンテナ・セグメントのサイズ或いは各アンテナ・セグメントの特性インピーダンスが、前記アンテナ全体にわたって不均衡を補償し、それにより該アンテナ全体にわたって高周波電圧および電流を等化するように調整された請求項１に記載の装置。
【請求項２４】
トランスフォーマー・カップルド・プラズマを発生するための方法であって、
プラズマ反応チャンバ内にプロセス・ガスを導入するステップと、
少なくとも２つのアンテナ・セグメントを含み、前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが互いに近接して平行に配置されるとともに互いに電気的に直列に接続されたアンテナに高周波電流を印加するステップとを含み、
第１および第２のアンテナ・セグメントが、チャンバの窓の外側表面に近接して配置され、移相器を介して相互接続され、
前記移相器は、前記第１のアンテナ・セグメント中の高周波電流の瞬間方向が前記第２のアンテナ・セグメント中の高周波電流の瞬間方向と実質的に同じになるように前記アンテナ中に高周波電流を分配し、
アンテナ中の前記高周波電流は、プロセス・ガスを励起してイオン化し、それによってチャンバ内部にプラズマを発生する方法。
【請求項２５】
生成されたプラズマの密度が、前記少なくとも２つのアンテナ・セグメントが及ぶ領域内部で実質的に均一である請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
前記移相器がコンデンサを含む請求項２４に記載の方法。
【請求項２７】
前記移相器がインダクタを含む請求項２４に記載の方法。
【請求項２８】
前記移相器が、接地に高周波電流をシャントするように構成された請求項２４に記載の方法。
【請求項２９】
前記移相器が、高周波電流と直列であるように構成された請求項２４に記載の方法。
【請求項３０】
プラズマが、基板の露出した表面をエッチングする、または基板上に膜を堆積することによって半導体基板を処理する請求項２４に記載の方法。
【請求項３１】
半導体基板が、３００ｍｍ半導体ウェハおよびフラット・パネル・ディスプレイのうちの１つを含む請求項２４に記載の方法。
【請求項３２】
各アンテナ・セグメントが、それと同軸構造をなす導電シールドによって取り囲まれ、前記方法が、プラズマへの独立した容量結合を提供するように第２高周波源から各前記導電シールドに高周波電力を結合するステップを備える請求項２４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、半導体基板などの材料を処理するためのプラズマ・リアクタに関する。より詳細には、本発明は、チャンバ内部にプラズマを発生するために、リアクタ・チャンバ内に高周波エネルギーを誘導的および容量的に結合するための方法および装置に関する。
【０００２】
（発明の背景）
プラズマ発生は、様々な半導体製造プロセス、例えばプラズマ増速エッチングおよび堆積に有用である。プラズマは一般に、個々の電子ガス分子衝突による運動エネルギーの伝達を通じて個々のガス分子をイオン化する電界イオン化および自由電子の生成によって低圧ガスから生成される。この電子は通常、電界、典型的には高周波（ＲＦ）電界中で加速される。
【０００３】
高周波電界中で電子を加速するために、多数の技法が提案されている。例えば、米国特許第４９４８４５８号は、処理すべき半導体ウェハの面に平行に配置された平面アンテナ・コイルを使用してチャンバ内部の高周波電界中で電子が励起されるプラズマ発生デバイスを開示する。図１に示されるように、そのようなプラズマ発生デバイス１００は、平面アンテナ・コイル１１０、誘電体窓１２０、ガス分配プレート１３０、処理すべきウェハ１４０、真空チャンバ１５０、静電チャック１６０、および下側電極１７０を含む。
【０００４】
動作中、高周波源（図示せず）を使用して、典型的には高周波整合回路（これも図示せず）を介して、平面コイル１１０に高周波電流を提供する。高周波電流は、平面コイル１１０を通って共振し、真空チャンバ１５０内部に平面磁界を誘導する。同時に、プロセス・ガスが、ガス分配プレート１３０を介して真空チャンバ１５０内に導入され、誘導された電界がプロセス・ガスをイオン化して、チャンバ１５０内部にプラズマを生成する。次いで、プラズマが（静電チャック１６０によって定位置に保持されている）ウェハ１４０に当たり、望み通りにウェハ１４０を処理（例えばエッチ）する。通常、アンテナ・コイルに印加される周波数とは異なる周波数で、他の高周波が下側電極１７０に印加されて、イオン衝撃に関する負の直流バイアス電圧を提供する。
【０００５】
図２Ａおよび２Ｂは、２つの典型的な平面スパイラル・コイル１１０ａ、１１０ｂを示す。図２Ａに示されるように、第１の平面コイル１１０ａは、平面スパイラル形にされた単一導電要素として構成され、高周波回路に接続するための高周波タップ２０５、２１５に接続される。図２Ｂに示すように、他の平面コイル１１０ｂは、相互コネクタ２２５によって直列に接続され、各端部で高周波タップ２０５、２１５に結合された複数の同心リング２２０として構成される。
【０００６】
当技術分野でよく知られているように、そのようなスパイラル・コイルによって提供される円形電流パターンがトロイダル形状プラズマ（ｔｏｒｏｉｄａｌ−ｓｈａｐｅｄ  ｐｌａｓｍａ）を作成して、ウェハ１４０におけるエッチ速度に半径方向の不均一性を生じさせることがある。換言すると、平面コイル・アンテナ１１０によって誘導的に生成されたＥフィールドは、一般に方位角的（半径成分Ｅｒ＝０、方位角成分Ｅθ≠０）でありが、中心（Ｅｒ＝０かつＥθ＝０）ではゼロである。したがって、コイル・アンテナ１１０は、中心でより低い密度を有するトロイダル・プラズマを発生し、トロイドの中心での妥当な均一性を提供するためにプラズマ拡散（すなわち電子およびイオンが中心に拡散する）に頼らなければなければならない。しかし、ある適用例では、プラズマ拡散によって提供される均一性が不十分である。
【０００７】
さらに、そのようなスパイラル・コイル・アンテナが、ガス分配プレート１３０を、ポリマー（エッチ・プロセスの副生成物）のビルドアップを受けやすいものにする傾向がある。これは、平面アンテナ・コイルを構成するために使用される結合線路の比較的長い長さが、それらが通常動作する高周波数において十分な電気的長さを有することによる。その結果、コイルに定常波が存在し、そのためコイルの長さに沿って電圧および電流が周期的に変化する。コイルが末端で接地されている場合、末端での電流が最大値になり、末端での電圧はゼロである。コイルに沿って入力端に向かって進むと、電圧が増加し、電流が減少して、電気的長さが９０°のところで電圧が最大になり電流が最小になる。しかし、そのような変動の程度が非常に不均一なプラズマを生じることになる。したがって、平面コイルは、通常は、コイル中の電流がコイルの両端でほぼ同じであり、コイルの中央付近で最大になるようなキャパシタンスで終端される。そうすることが、上述した妥当な均一性を有するプラズマ密度をもたらす。
【０００８】
しかし、コイル中の電流が最大になっている点で電圧が最小になっており、その電圧は、コイルの各端部で（反対の極性の）公称的に等しい値まで上昇する。その結果、最小点での電圧はかなり低く、最小点の両側に隣接するターンが反対の極性であるため、隣接ターン間に電界の一部が閉じ込められ、電界の差の部分だけがプラズマを貫通する。多くの適用例において、過剰なポリマー堆積を防止するためにはある最小レベルの電圧が必要とされるため、上述した平面コイルは、ある場合には不適切になることがある。例えば、ポリマー・ビルドアップは、ウェハ１４０にフォトレジストを施すための酸化物のエッチ選択性に影響を及ぼすことに加え、処理中にウェハ上にポリマー・フレークが落ちた場合にパーティクルに関する問題を生じさせることもある。
【０００９】
終端するコンデンサ値を変えることができるが、これはコイルに沿った電圧ヌルの位置を変更するにすぎないことに留意されたい。さらに、コイル長さに沿って同じ極性の電圧を提供するために、コイルをあるインダクタンスで終端することができるが、電流ヌルはコイル中央のどこかに存在し（電流はヌルの両側で反対方向に進む）、結果として生じるプラズマ密度が受け入れがたく低くかつ不均一になることがある。したがって、高周波プラズマ結合システムでプラズマを発生するための改良された方法および装置が求められている。
【００１０】
（発明の概要）
本発明は、プラズマ・リアクタ内部で制御可能であり均一な誘導結合、およびリアクタ内部で単独に制御可能であり均一な容量結合を可能にする高周波プラズマ結合システムを提供することによって上述および他の要求に応える。本発明によれば、１組の並列結合要素がプラズマ・チャンバの誘電体窓上に配置され、要素、および／または、要素間に配置される１組の移相器の配置を使用して、要素内部を流れる高周波電流を共通の方向に向かわせる。したがって、要素によって誘導的に生成される電磁界が強まりと共に均一になり、望み通りに非常に均一なプラズマが得られる。さらに、要素の電気的特性は、ポリマー・ビルド・アップを望み通りに防止するために、独立に制御可能で非常に均一な容量結合を提供することができるようなものである。
【００１１】
第１の例示的な実施形態によれば、トランスフォーマー・カップルド・プラズマを発生するための装置は、チャンバ内への電磁界経路を形成する窓と、チャンバ内にプロセス・ガスを導入するように構成されたプロセス・ガス供給部とを有するプラズマ反応チャンバを含む。例示的な装置はまた、チャンバの窓の外側表面に近接して配置された少なくとも２つのアンテナ・セグメントを備える高周波（ＲＦ）アンテナと、アンテナに結合され、アンテナ・セグメント内で高周波電流を共振させるように構成された高周波（ＲＦ）源とを含む。ここで、高周波電流によって誘導される電磁界は、プロセス・ガスを励起してイオン化し、それによりチャンバ内部にプラズマを発生するために効果的である。さらに、例示的な装置は、第１と第２のアンテナ・セグメントを相互接続し、第１のアンテナ・セグメントでの高周波電流の瞬間方向が第２のアンテナ・セグメントでの高周波電流の瞬間方向と実質的に同じになるようにアンテナ中で高周波電流を分配するように構成された移相器を含む。
【００１２】
本発明によるトランスフォーマー・カップルド・プラズマを発生するための例示的な方法は、プラズマ反応チャンバ内にプロセス・ガスを導入するステップと、少なくとも２つのアンテナ・セグメントを備えるアンテナに高周波電流を印加するステップとを含む。ここで、第１および第２のアンテナ・セグメントがチャンバの窓の外側表面に近接して配置され、移相器によって相互接続される。例示的な方法によれば、移相器は、第１のアンテナ・セグメントでの高周波電流の瞬間方向が第２のアンテナ・セグメントでの高周波電流の瞬間方向と実質的に同じになるようにアンテナ中で高周波電流の流れを分配するために効果的であり、アンテナ中の高周波電流は、プロセス・ガスを励起してイオン化し、それによってチャンバ内部にプラズマを発生するために効果的である。
【００１３】
本発明の上述および他の特徴および利点を、添付図面に示される説明的な例を参照しながら本明細書で以後、詳細に説明する。記述される実施形態は例示および理解のために提供され、多数の均等な実施形態が本明細書で示唆されることが当業者には理解されよう。
【００１４】
（発明の詳細な説明）
図３に、本発明による例示的なプラズマ結合システム３００を示す。図示されるように、誘電体窓１２０、ガス分配プレート１３０、ウェハ１４０、真空チャンバ１５０、静電チャック１６０、および下側電極１７０に加えて、例示的なプラズマ結合システム３００は１組の並列結合要素３１０を含む。並列結合要素３１０は、誘電体窓１２０の表面上に配置され、平面高周波結合アンテナを提供する。
【００１５】
本発明によれば、アレイの各要素は短く、９０°未満の電気的長さを有する。さらに、以下に詳細に説明するように、各要素３１０中の電流の大きさが公称的に同じ値にされており、各要素３１０に関する電流ベクトルが他の各要素３１０の電流ベクトルと実質的に同相にされている。有利なことに、チャンバ１５０内部で提供される正味の誘導結合が要素電流のベクトル和に比例するため、本発明の結合システム３００は、上述の従来システムと比較して非常に均一なプラズマを発生する。
【００１６】
本発明によれば、並列アンテナ要素３１０をいくつかの方法で接続することができる。例えば、図４は、整合ネットワーク４１０から並列に給電され、短絡回路または所定のリアクタンスで終端される要素３１０のアレイを示す。短絡回路終端は低電圧で高電流を可能にし、リアクタンスでの終端は、電流を減少させるが、電圧を増大させることを可能にすることが当業者には理解されよう。
【００１７】
図４に示されるように並列に給電される要素３１０を用いると、結合プラズマ・インピーダンスの実数成分が要素の数で分割され、その結果、比較的低い実効入力抵抗値、およびそれに対応するより高いＱとなる。したがって、そうではなく、要素３１０を直列に接続し、それにより各要素３１０に結合されるプラズマ・インピーダンスの実数成分も直列にすることが望ましく、これにより、整合回路４１０を介してより簡単にジェネレータ・インピーダンスに変換することができる、より適当な実効入力抵抗値が生じる。
【００１８】
しかし、上述した利点を達成するために、各要素中の電流は依然として、他の各要素３１０中の電流と公称的に同相にされる。有利なことに、本発明はこれを行うためのいくつかの方法を提供する。例えば、より高い高周波数で、図５に示される伝送線路５１０の相互接続長さを使用して、要素３１０間での適切な電流位相同期を達成することができる。１つのアレイ要素３１０の電気的長さをθ度とすると、（１８０−θ）度の相互接続ケーブル５１０が、第１の要素と位相がずれている次の要素に電流を供給する。しかし、次の要素は、前の要素に関して反対方向に接続されているため、得られる電流は同じ方向になり、誘導電磁界は望み通りに強められる。
【００１９】
より低い高周波数では、図６に示されるように、連続するアレイ要素３１０に同相電流を供給するために、移相ネットワーク６１０を使用して、各アレイ要素３１０の出力端を次の要素の入力端にループさせることがより実用的である場合がある。考察のために、各移相ネットワーク６１０を、一般性を失うことなく直列コンデンサにすることができる。まず、アレイ要素３１０および相互接続ループ６２０の実効特性インピーダンスがＺ０であり、アレイ要素を含めたループの総電気的長さがシータθである基本的な例を考える。そのような構成は図７に示されている。この場合、そのような構成に関する終端コンデンサＣｔは、
【００２０】
【数１】
0004597367.tif 000002
であり、各内部コンデンサＣｉは、
【００２１】
【数２】
0004597367.tif 000003
によって与えられる。
【００２２】
このとき、アレイの各要素中の電流は、他の各要素中の電流と同相であり、それによりプラズマへの誘導結合を最大にする。
【００２３】
図５および６の位相が補正されたループ・アレイでは、アレイ要素の各端部での電圧が低く、反対の極性であり、中央で電圧最小を有することに留意されたい。したがって、高周波電圧をアレイに印加することを可能にするために、図８Ａに示されるように、各アレイ要素３１０を、（同軸伝送線路と同様の）終端されないシールド８１０によって囲むことができる。有利なことに、このようにしても均一な誘導結合は乱されない。それは、対応する内側コンダクタ３１０に流れが存在するとき、同じ量の高周波電流が各シールド８１０の外部で誘導されるためである。したがって、この場合、高周波電圧の発生源をアレイの各要素３１０の外側シールド８１０の中心に加えることができる。換言すると、各アレイ要素３１０が隣接する要素と実質的に同じ電圧プロファイルを有するため、ヌル・ポイントでまとめてシールド８１０を接続することが、上述した誘導結合特性に対してわずかしか影響を及ぼさない。シールド８１０に対する電圧結合は、ガス分配プレート１３０上のポリマーを除去するための衝撃ポテンシャルを提供する。
【００２４】
図示されるように、インピーダンス整合回路８２０を使用して、電圧結合による実効プラズマ・インピーダンスをジェネレータ・インピーダンスに変換することができる。回路バランスのために大きく分離されているため、電圧結合に使用されるジェネレータの周波数は、誘導結合のために使用されるジェネレータと同じ周波数にすることができる。あるいは、２つのジェネレータは異なる周波数で動作し得る。
【００２５】
また、アレイの入力側での各シールド８１０のポテンシャルが同じであるため、複数のシールド８１０を、回路機能を乱すことなくアレイの入力側にまとめて電気的に接続することができることにも留意されたい。同じことが出力側でも当てはまる。このとき、アレイ、したがって誘電体窓１２０を冷却するため、図９に示されるように、冷却流体をアレイの１つのコーナーに加え、管状相互接続９１０を介して（かつ各シールド８１０内、またはそのまわりの経路を介して並列に）流れることを可能し、アレイの対角コーナーから流出させることができる。
【００２６】
図８Ａの同軸タイプ・アンテナ要素が単一の固体コンデンサによって置き換えられる場合（すなわち、各同軸要素の誘電体絶縁およびシールド８１０が除去される場合）、最大誘導結合を実現することができる（誘電体絶縁を介してシールドにまず結合するための高周波エネルギーがもはや必要とされないため）。そのような場合、各アンテナ要素の中心での低電圧を補償するため、図８Ｂに示されるように、本発明によるファラデー・シールド８３０を、誘電体窓１２０とガス分配プレート１３０の間に挿入することができる（ファラデー・シールド８３０の中心軸が、図８Ａの並列要素に垂直に向けられていることを理解されたい）。有利なことに、並列要素アンテナをドライブするために使用される別々のジェネレータからの、または同じ発生源からの別々の高周波エネルギーを使用してファラデー・シールド８３０に電力供給し、図８Ａに関して上述したのと同様の様式で電圧結合を提供することができる。別々の高周波は、並列要素アンテナをドライブするために使用される周波と異なっていてもよいし、同じであってよい。共通の高周波発生源が使用される場合、整合ネットワークでの、またはアンテナ要素での高電圧点をピックアップして、ファラデー・シールド８３０に電力供給することができる。ファラデー・シールド８３０を様々なリアクタ断面（例えば円形外周など）に適合するように形作ることができることが当業者には理解されよう。
【００２７】
上述した並列要素プラズマ結合システムの実用実装形態が図１０に示される。図１０のシステムでは、並列アンテナ要素３１０は、１組の直径０．３２５インチ、長さ１０インチの半剛性ケーブルで構成され、各ケーブルの中心コンダクタは、（アンテナ要素３１０として働くように）高周波エネルギーに直接接続され、外側コンダクタは、（要素シールド８１０として働くように）フローティング状態にされる。図示されるように、外側コンダクタは誘電体窓１２０に直接接触し、上述したように、中心コンダクタからの電磁結合が、誘電体窓の下でプラズマに誘導結合される外側コンダクタ内のイメージング電流を誘導する。各並列要素３１０は、外径３／１６インチの銅管６２０を介して次の要素に相互接続され、各チューブは、並列要素３１０の表面から上方へ高さ２．８５インチにわたってループを描く。この構造全体が、例えばＵｌｔｅｍやＴｅｆｌｏｎ−Ｇｌａｓｓ  Ｇ７（誘電体によるアークを防止するという点からは、おそらくＧ７が優れた代替物である）から作ることができるフレーム１０１０によってしっかりと支持される。
【００２８】
図示されるように、同調コンデンサＣ４、Ｃ−１、Ｃ−２、Ｃ−３、・・・は、図１０のシステムにおける上述した移相器６１０として働く。本発明によれば、同調キャパシタンスＣ４、Ｃ−１、Ｃ−２、Ｃ−３、・・・は、各並列アンテナ要素での電圧最小がその中心にあるように、かつ各要素の両端で電流がほぼ同じになる（中心付近で最大を有する）ように設定される。そうすることにより、上述したように、より均一なプラズマがもたらされる。
【００２９】
キャパシタンスＣ４、Ｃ−１、Ｃ−２、Ｃ−３、・・・を計算するために、得られるプラズマを損失のある導電媒体として扱うことができ、並列アンテナ要素３１０とプラズマの間の結合を、損失のある伝送線路としてモデルすることができる。例えばＡ．Ｊ．Ｌａｍｍ著「Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｓｔａｎｄｉｎｇ  Ｗａｖｅｓ  ｏｎ  ａｎ  Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ  Ｐｌａｓｍａ  Ｃｏｉｌ  Ｍｏｄｅｌｅｄ  ａｓ  ａ  Ｕｎｉｆｏｒｍ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｌｉｎｅ」Ｊ．Ｖａｃ．Ｓｃｉ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ａ１５（５），２６１５，Ｓｅｐ／Ｏｃｔ  １９９７を参照されたい。そのような損失のある線では、アンテナ要素３１０が高周波エネルギーのための１つの経路を提供し、プラズマが他の経路を提供する。損失のある伝送線路に沿った電圧および電流波形は、
【００３０】
【数３】
0004597367.tif 000004
によって与えられる。ここで、Ｖ＋およびＶ−は、正および負の進行電圧であり、ｓは負荷から（すなわちＣ４から）の距離であり、α＋ｊβは、複素伝搬定数であり、Γ（ｓ）は、
【００３１】
【数４】
0004597367.tif 000005
によって与えられる電圧反射係数であり、ｚ０は、
【００３２】
【数５】
0004597367.tif 000006
によって与えられる伝送線路の特性インピーダンスである。ここで、ＲおよびＬは、単位長さ当たりの直列抵抗およびインダクタンスを表し、ＧおよびＣは、単位長さ当たりのシャント・コンダクタンスおよびシャント・キャパシタンスを表し、ω＝２πｆ（ここでｆは高周波数）である。
【００３３】
このとき、損失のある伝送線路のパラメータは、上に引用したＬａｍｍによる論文に記載される平面スパイラル・コイルの入力および出力でのＶおよびＩの振幅および位相から導出することができる。例示的なエッチ・プロセスでは、平面スパイラル・コイルでの高周波電力は１３．５６ＭＨｚで１６００Ｗであり、下端電力は４Ｍｚで７５０Ｗである。ＣＨＦ３の圧力は４ｍＴｏｒｒに設定され、ＣＨＦ３の流量は１００ｓｃｃｍである。このプロセスに関する結果は以下のようになる。
α＝０．０１８ｍ−１
β＝０．５５ｒａｄ／ｍ
Ｒ＝０．１５Ω／ｍ
Ｌ＝０．７７μＨ／ｍ
Ｇ＝０．３０μΩ−１／ｍ
Ｃ＝５４ｐＦ／ｍ
次いで、数式（３）および（４）を使用して、この損失のあるラインの特性インピーダンスが次のように計算される。
Ｚ０＝１１９．５−ｊ３．９＝１１９．６ｅ−ｊ１．８７°（Ω）
有利なことに、２つの並列アンテナ要素間で銅管を使用する相互接続を、損失のない伝送線路として扱うことができる。損失のない伝送線路は、
【００３４】
【数６】
0004597367.tif 000007
とすることによって損失のある伝送線路から簡単に導き出すことができる。
【００３５】
知っていなければならない唯一のパラメータは、特性インピーダンスｚ０である。銅ワイヤの各部がエンクロージャ（すなわち接地壁）および近傍にある他の銅ワイヤと相互作用することがあるため、実際には正確な特性インピーダンスを得ることが困難である。しかし、良い１次近似を得るためには、２つの隣接する銅ワイヤ間の結合、およびワイヤとその近くの接地壁との結合のみを考慮すればよい。これは、問題を大幅に簡略化し、銅ワイヤの様々な位置に関してｚ０を推定することを可能にする。
【００３６】
垂直または水平ワイヤでは、エンクロージャ壁の２つの側面での相互作用が、最初または最後のワイヤに関して考慮される。中央にある他の全てのワイヤについては、２つの隣接するワイヤ間のイーブンモード相互作用、および壁の１つの側面との相互作用のみが考慮される。したがって、最初または最後のワイヤのインピーダンスは、それら中央ワイヤとは異なるはずである。同じ扱いが、左および右の垂直ワイヤに関して使用される。
【００３７】
図１０の例示的な実施形態では、アンテナ・エンクロージャは正方形、１５”×１５”×５”（Ｈ）であり、銅ワイヤ・スペーシングは１インチであり、垂直ワイヤの中心から近くにある側壁までの距離は２インチであり、最初または最後の垂直ワイヤについては、ワイヤの中心から前壁または後壁までの距離が約３インチである。他の寸法は図１０に示される。特性インピーダンスｚ０の推定の結果を、以下表Ｉにリストする。
【００３８】
【表１】
0004597367.tif 000008
【００３９】
損失のある線路と損失のない線路のインターフェースで、
【００４０】
【数７】
0004597367.tif 000009
を得ることができ、ここでｚ（ｓ）は、インターフェースでの伝送線路インピーダンスであり、ｚ１０およびΓ１はそれぞれ、インターフェースでの伝送線路タイプ１に関する特性インピーダンスおよび反射係数を示し、ｚ２０およびΓ２はそれぞれ、インターフェースでの伝送線路タイプ２に関する特性インピーダンスおよび反射係数を示す。線路１から線路２へ伝搬するために、数式（７）を使用して、所与のｚ１０、Γ１、およびｚ２０に関してインターフェースでのΓ２を計算することができる。
【００４１】
同調コンデンサでは、
【００４２】
【数８】
0004597367.tif 000010
であり、各コンデンサの後でΓを計算するためにこれを使用することができる。有利なことに、数式（２）および（４）〜（８）と表Ｉが与えられると、伝送線路全体の任意の位置に波を伝搬させることができる。
【００４３】
例えば、Ｃ４（負荷）から最初の並列アンテナ要素の中心へ向かって伝送線路の解析を開始すると、Ｃ４の関数として最初の要素の中心での電圧反射係数（数式（２）におけるΓ）を計算することができる。Ｃ４のある特定の値に関して、Γの位相角が１８０°である、すなわちΓ＝｜Γ０｜ｅｊ１８０°であることを見出すことができる。数式（１）から、電圧Ｖ〜（１−｜Γ０｜）であり、Ｖは最小である。Γ＝｜Γ０｜ｅｊ１８０°を与えるＣ４が判明すると、このアンテナ要素の中心から近くにある次のアンテナ要素の中心に向けて、相互接続銅ワイヤおよび同調コンデンサＣ−１を介して伝送線路解析を継続することができる。Ｃ−１の値を変更することによって、Γの位相角が第２の要素の中心で１８０°になることを見出すことができる。残りのアンテナ要素Ｃ−２、Ｃ−３、・・・、Ｃ−９（アンテナ要素の総数が１０であると仮定する）に関してこのプロセスが繰り返される。ループが高周波入力端に終端するため、最後のコンデンサＣ−１０は必要ない。有利なことに、上述の伝送線路解析を行うために、かつΓの位相角が各アンテナ要素の中心で１８０°になるようにキャパシタンスＣ４、Ｃ−１、Ｃ−２、・・・、Ｃ−９を決定するために、Ｃプログラムを書くことができる。その結果を、以下表ＩＩにリストする。
【００４４】
【表２】
0004597367.tif 000011
【００４５】
図４〜１０に関して上述した例示的な実施形態に加え、本発明は、いくつかの２次元並列要素アンテナ構成も提供する。２次元実施形態は、あまり損失がないように、電気相互接続に関して最小長さの構成要素を構成し、使用することが比較的簡単である。
【００４６】
図１１に、第１の例示的な２次元の実施形態を示す。図示されるように、例示的な平面アンテナは、直列に接続された（１〜６の番号を付された）６つの並列アンテナ要素３１０を含み、高周波入力は第６の要素の一端にあり、高周波出力は第１の要素の一端にある。動作の原理は、図５〜１０の３次元の実施形態に関して上述したものと同様である。具体的には、各要素３１０によって誘導されるＥフィールドが、ドライビング要素に垂直な軸を有する閉じたループである。誘電体窓表面付近で、誘導Ｅフィールドはそのドライビング要素とほぼ平行であり、各要素の下にイメージ電流（Ｊ＝σＥ）を生成する（図３参照）。さらに、各要素は、１つの要素中の電流が他とほぼ同相になるように移相器（φ１〜φ５）を介して次の要素に相互接続される。このとき、各同相電流によって生成される磁界（Ｂフィールド）は、プラズマ内部で相互に補助し合い、より強いＢフィールド、およびそれにしたがってより強い誘導Ｅフィールドが得られる。上述したように、これは、均一な誘導結合プラズマを発生するのに効果的な方法である。その結果、図１１のアンテナは、アンテナの領域全体にわたって均一な大きな高周波Ｅフィールドを生成することができる。
【００４７】
図１１のアンテナ構成が円形断面のプラズマ・チャンバに適用可能であり、要素長さが円形上に存在するいくつかの終点を有することに留意されたい。この実施形態は、本発明のアンテナ設計が、単一のアレイ内部で様々な要素長さに対処し、依然として適切に実施することができることを示す。このため、アンテナ構成全体が、正方形、長方形、円形の形状を含めた様々な２次元形状を有することができる。さらに、より長い要素長さを容易に使用することができるため、本発明の並列要素アンテナは理想的には、フラット・パネル・ディスプレイなどの大面積プラズマ処理や、３００ｍｍ以上のウェハの処理を意図したようなより大きなサイズの円形リアクタに適する。
【００４８】
また、図１１の実施形態での並列アンテナ要素３１０は直線形であり、２次元平面内にあるが、本発明が平面幾何形状に制約されないことに留意されたい。例えば、各要素を曲げることができ、そうでない場合は他の形状（例えば、直線要素ではなく曲線要素）に形作ることができ、アンテナ構成全体を非平面にする（例えば誘電体窓１２０の平面を覆うドームを形成する）ことができる。有利なことに、そのような形状を有するシステムに上述した原理を容易に適用することができ、したがって、そのようなシステムを使用して、純粋な２次元構成によって提供されるのと同様の結果を得ることができる。
【００４９】
図１１の構成の要素３１０での同相電流を提供するために、図示されるように、シャント型移相器１１１０が、隣接する要素３１０の各対の間に配置される。図１１のアンテナ構成を解析するために、アンテナを概念上折り返さずに、図１２に示されるような１次元の損失のある伝送線路として近似することができる。図１２では、アンテナからの高周波出力（ＲＦ  ｏｕｔ）がコンデンサＣＴによって終端される。２つの隣接する要素間の各接合部で（すなわち各ノードで）、移相器１１１０が電流の位相を約１８０°シフトし、その結果２つの隣接するアンテナ要素３１０の電流が接合部に向かって反対方向に流れる。したがって、アンテナが図１１のように構成されるとき、隣接するアンテナ要素３１０の電流が同じ方向に流れる。
【００５０】
入力インピーダンスの無効成分が容量性であるとき、電流用の移相器１１１０としてシャント・インダクタ（Ｌ）を使用することができる。図１３Ａおよび１３Ｂは、入力電圧Ｖ１、電流Ｉ１、およびインピーダンスｚ１、ならびに出力電圧Ｖ２、電流Ｉ２、およびインピーダンスｚ２を有するシャントＬ移相器を示す。Ｒ１および−Ｘ１（Ｘ１＞０）がｚ１の抵抗値および容量リアクタンスを示すとすると、ｚ１＝Ｒ１−ｊＸ１である。図１３Ｂに示されるように、ｚ１を、Ｘ軸に対して角度θ＝ｔａｎ−１（Ｒ１／Ｘ１）を有する複素Ｒ−Ｘ平面内のベクトルとして表すことができる。
【００５１】
Ｒ１＜＜Ｘ１の場合、θが小さく、ｚ２がｚ１の複素共役になる、すなわちｚ２＝ｚ１＊となるようにインダクタンスＬを選択することができる。この条件では、ｚ２とｚ１の間の位相角は、１８０°−２θ≒１８０°である（図１３Ｂ参照）。Ｉ１＝Ｖ１／ｚ１、かつＶ１＝Ｖ２であるため、このとき、
【００５２】
【数９】
0004597367.tif 000012
となる。
【００５３】
このとき、Ｉ２の位相はＩ１から１８０°シフトされる、すなわち電流が移相器の後でその方向を保つ。インダクタを介して流れる電流は、Ｉ１およびＩ２の大きさの合計であり、シャント・インダクタンスＬは、
【００５４】
【数１０】
0004597367.tif 000013
から計算することができる。
【００５５】
これらの条件Ｒ１＜＜Ｘ１およびｚ２＝ｚ１＊に関して、
【００５６】
【数１１】
0004597367.tif 000014
が得られる。
【００５７】
一方、入力インピーダンスの無効成分が誘導性である場合、電流用の移相器１１１０としてシャントＣを使用することができる。図１４ＡにシャントＣ移相器を示す。解析は、上述のシャントＬ移相器と同様である。例えば、Ｒ１およびＸ１（Ｘ１＞０）がｚ１の抵抗値および誘導リアクタンスを示すとすると、ｚ１＝Ｒ１＋ｊＸ１である。
【００５８】
Ｒ１＜＜Ｘ１の場合、θが小さく、ｚ２がｚ１の複素共役になる、すなわちｚ２＝ｚ１＊となるようにキャパシタンス
【００５９】
【数１２】
0004597367.tif 000015
を選択することができる。これらの条件では、Ｉ２の位相はＩ１から〜１８０°シフトされる、すなわち電流がその方向をほぼそのまま保つ。
【００６０】
例示的な実装形態では、２インチだけ離隔された６つの並列要素３１０が、直径１１インチの円内に置かれる。上述したように、平面コイル・アンテナに関する複素伝搬定数（ｋ＝α＋ｊβ）は、コイル・アンテナの入力および出力での電圧および電流波形測定値から導き出すことができる。考察のため、α、β、および実効特性インピーダンスｚ０が同じであると仮定する。次いで、表ＩＩＩに、ＣＴ＝６０ｐＦに関するα、β、およびｚ０、要素１〜６の実際長さ、ならびにそれに対応する電気的長さｌ１〜ｌ６をリストする。
【００６１】
【表３】
0004597367.tif 000016
【００６２】
図１２を参照すると、終端コンデンサＣＴから開始して折り返されていない損失のある伝送線路を解析するためにスミス・チャートを使用することができる。議論を簡単にするため、特定に言及しない限り、以下の考察では全てのインピーダンスをｚ０に正規化する。高周波入力から終端コンデンサＣＴへと見ていって、ｚ１〜ｚ６が要素１〜６の入力インピーダンスを示すものとし、高周波入力から終端コンデンサＣＴへと見ていって、ｚ１’〜ｚ６’が要素１〜６の出力インピーダンスを示すものとする。この場合、１３．５６ＭＨｚで、ＣＴの後のインピーダンスはｚ１’＝−ｊ１．７８である。さらに、電気的長さｌ１＝４．１°の伝送線路の最初のセグメントの後、損失がなかった場合は、反射係数がΓ１＝１．０＠−６６．９°となる。損失を考慮すると、Γ１→Γ１ｅｘｐ（−２αｌ１）＝０．９９４＠−６６．９°であり、それに対応するｚ１＝０．０１−ｊ１．５１である。シャントＬ１＝９７６ｎＨを選択すると、それによりｚ２’＝ｚ１＊＝０．０１＋ｊ１．５１となる。残りの伝送線路および移相器に関して同じ手順が繰り返される。結果として得られるインピーダンスｚ１’、ｚ１〜ｚ６’、ｚ６が、図１５のスミス・チャートに示される。表ＩＶは、正規化インピーダンスの値ｚ１’、ｚ１〜ｚ６’、ｚ６、反射係数Γ１’、Γ１〜Γ６’、Γ６、およびＣＴ＝６０ｐＦに関する移相器をリストする。
【００６３】
【表４】
0004597367.tif 000017
【００６４】
上述したように、図１１の２次元構成の１つの利点は、３００ｍｍウェハ処理およびフラット・パネル・ディスプレイ適用例などの大面積プラズマ処理への拡張性（ｓｃａｌａｂｉｌｉｔｙ）である。表ＩＶを見るとわかるように、移相器１１１０は、シャントＬとシャントＣとが交互になっている。その結果、各アンテナ要素３１０の電気的長さによるインピーダンス変化が、追従する移相器１１１０によって補正される傾向がある。したがって、このアンテナ配置構成の総インピーダンスは、アンテナ要素３１０の数が増加するにつれて、または各要素３１０の長さが変化するにつれてわずかに変化する。
【００６５】
有利なことに、アレイの要素３１０での電流および電圧のある所望の大きさおよび位相を得るように、図１１の例示的な実施形態を修正または最適化することができる。ここで、その目的は、２つの隣接する要素間のほぼ１８０°の位相ずれ電流を達成することだけでなく、アレイ全体にわたって均一な高電流および電圧大きさを維持することにもある。アレイ全体にわたって均一に高い大きさを有する同相電流は、効果的な誘導結合プラズマを発生することができる。理想的には、電圧の大きさは、ガス分配プレート１３０上のポリマーを除去するのに十分高いレベルで維持される。所与の総高周波入力電力に関して、その電力が電流Ｖと電圧Ｉの相対位相差（ψ）によって決定されるため、電流と電圧を同時に比較的大きな大きさにすることが可能である。電力は、Ｐ＝ＶｒｍｓＩｒｍｓｃｏｓψによって与えられ、ここでＶｒｍｓおよびＩｒｍｓは、それぞれｒｍｓ電圧および電流である。ψを９０°の近くに維持することによって、ＶｒｍｓとＩｒｍｓの両方を大きくすることができる。
【００６６】
実際には、リアクタンスの大きさは、アレイ・インピーダンスがそのまわりで発振する中心点として選択することができ、シャント・リアクタンスの値を、それが各連続するアレイ要素の中心での回路インピーダンスの大きさになるように選択することができる。例えば、ｚ０＝１１０Ωが与えられると、正規化リアクタンスは、第１の要素の中心では−１に、第２の要素の中心では＋１になるように選択され、これがアレイ全体にわたって繰り返される。これは、アンテナ・アレイの中心線に沿った交互の要素で、インピーダンスが一定かつ共役であると言うのと同じであることに留意されたい。
【００６７】
例示的な実施形態によれば、１３．５６ＭＨｚでのアンテナが、各要素の中心でのインピーダンス＝Ｒ±ｊ１１０Ω（ここでＲは抵抗値）となるように設計されている。図１２の移相器φ１〜φ５に加えて、図１６に示されるように高周波数入力と要素６のノードに移相器φ６（シャント・コンデンサＣ６）が挿入される。したがって、整合ネットワークからの高周波数は、φ６の入力ノード７に送達され、他は全て、図１２に示されるものと同様であり、アレイ内の最後の要素は、ＣＴによって終端される要素１である。電気的長さがアレイの中心に関して対称であるとき、この様式で設計されると、シャント要素も対称になることに留意されたい。ここで、α、β、および実効特性インピーダンスｚ０は、表ＩＶにおけるものと同じになるようにとられる。ｚ０＝１１０Ωに正規化されるｚ１’、ｚ１、−ｚ６’、ｚ６、およびｚ７、ならびに所与のＣＴ＝９９．３ｐＦに対する移相器φ１〜φ６を表Ｖにリストする。
【００６８】
【表５】
0004597367.tif 000018
【００６９】
Ｉｉが要素ｉの（高周波数入力により近い）入力端（ｉ＝１、２、・・・、６）およびノード７での電流を示すものとし、Ｉｉ’が要素ｉの（ＣＴにより近い）出力端での電流を表すものとし、Ｖｉ’が要素ｉ（ｉ＝１、２、・・・、６）の（ＣＴにより近い）出力端およびノード７での電圧を表すものとすると、入力端での電圧Ｖｉ＝Ｖｉ＋１’であり、ここで表ＶＩに、表Ｖに記載された条件に対する、かつ入力電力１０００ワットに対する要素ｉ（ｉ＝１、２、・・・、６）およびノード７に関するＩｉ、Ｉｉ’、およびＶｉ’の大きさおよび位相角をリストする。
【００７０】
【表６】
0004597367.tif 000019
【００７１】
様々な要素での電流の大きさおよび位相の整合性（ｃｏｎｓｉｓｔｅｎｃｙ）は、回路の線路長さおよびＱの関数である。上の表における電流の絶対位相は、各ノードの前と後（すなわち、２つの隣接する要素の各接合部の後）で約＋９０°と−９０°を交互にとる。例えば、移相器φ１のノード１（図１２参照）で、入力電流は位相角−９３．３°を有するＩ２’であり、出力電流Ｉ１は、＋８６．１°に位相シフトされる。位相のばらつきは、±９０°から＋２．６°および−６°である。２つの隣接する要素間の電流の位相差は、標準偏差２．６°で平均１７５．８２°である。したがって、これらの同相電流によって生成される磁界は、ほぼ完全に同相であり、不確かさは１％未満であり、電流位相誤差によるものである。
【００７２】
この実施形態の他の利点は、アレイ全体にわたって電圧が均一に高く維持されて、１１０６Ｖ（ｒｍｓ）〜１３６３ｖ（ｒｍｓ）で変化し、ばらつき２３％である。高い高周波電圧を使用して、ガス分配プレート１３０上のポリマーを除去する。シャント要素が各ノードで使用されるため、Ｖｉ＝Ｖｉ＋１’を得る。電圧は、各要素に沿ってほぼ線形に変化する。例えば要素３に関して、２つの端部での電圧は、それぞれＶ３’＝１３６３Ｖ（ｒｍｓ）およびＶ３＝Ｖ４’＝１１０６Ｖ（ｒｍｓ）である。要素３の中心での電圧は、〜１２３５Ｖ（ｒｍｓ）である。上の表を見るとわかるように、Ｉｉ（またはＩｉ’）とＶｉ’の間の位相差（ψ）は＋９０°または−９０°に近く、したがって同時に比較的大きなＶｒｍｓとＩｒｍｓを有することが可能である。要素６の入力端での電圧を増大させるためにＣ６が使用され、そうしない場合はＶ６が非常に小さくなることに留意されたい。
【００７３】
要素に沿ったインピーダンスは、シャント・コンデンサからジェネレータに向けて移動するにつれて減少する。インピーダンスが減少すると、電流が増大し、電圧が減少する。例えば、要素３に沿って、｜ｚ３’｜＞｜ｚ３｜（表Ｖ）、（Ｉ３’）ｒｍｓ＜（Ｉ３）ｒｍｓ、および（Ｖ３’）ｒｍｓ＞（Ｖ３）ｒｍｓ＝（Ｖ４’）ｒｍｓ（表ＶＩ）である。逆に、次の要素に沿ったインピーダンスは、シャント・コンデンサからジェネレータに向けて移動するにつれて増大し、電流は減少して電圧は増大する、すなわち要素４に沿って｜ｚ４’｜＜｜ｚ４｜、（Ｉ４’）ｒｍｓ＞（Ｉ４）ｒｍｓ、および（Ｖ４’）ｒｍｓ＜（Ｖ４）ｒｍｓ＝（Ｖ５’）ｒｍｓである。アレイが折り返されているため、全てのシャント・コンデンサがアレイの一方の側にあり、全てのシャント・インダクタが反対側にある。そのため、アレイ全体にわたって電流の大きさに一定の漸減が存在する。したがって、プラズマへの誘導結合は、インダクタ端部からコンデンサ端部へわずかに漸減される。
【００７４】
この例では、電流、したがって磁界が、アレイのインダクタ側で、コンデンサ側よりも２０〜２５％強い。高周波電圧はその逆であり、アレイのコンデンサ側で、インダクタ側よりも２０〜２５％高い。より高い電圧が、プラズマへのより高い容量結合をもたらす。これは、伝送線路での定常波に関する通常の振る舞いである。しかし、これを補償するために様々な方法が存在する。要素のサイズ、したがって特性インピーダンスは、要素がアレイのコンデンサ側でより小さいインピーダンスを有するように漸減することができる。あるいは、アレイの上の接地面を、コンデンサ側でアレイにより近接するように傾けることができる。これらの手法のいずれか、または両方の組み合わせは、高周波電圧および電流を等化する傾向がある。アレイ内のスペーシングを、アレイがいくぶん台形になるようにインダクタ側で増大することができる。これは、磁界を等化する傾向はあるが、電界は等化しない。
【００７５】
本発明の他の態様によれば、アンテナ構成の並列軸の左側と右側に対称的に位置された一対の要素が一体に接続されて、高周波数電力を供給される。図１７および１８は、そのような実施形態に関する２つの例示的な配置構成を示す。要素および移相器が並列軸に対称になるように選択されるため、アンテナ要素に沿って得られる電流および電圧は並列軸に対称である。１つ少ない移相器が必要とされ、それにより移相器に関連する複雑さおよび損失を減少させる。さらに、要素間の電流および電圧のわずかなばらつきのために、要素の異なる対に高周波エネルギーを供給する、例えば図１７で対＃１（Ｉ１）に高周波エネルギーを供給する、図１８では対＃３（Ｉ３）に高周波エネルギーを供給することによって電流および電圧を対称的に調節することができる。あるいは、高周波エネルギーを対＃２（Ｉ２）に供給することができる。ある状況、例えばウェハ移送用の開口および加熱されるライナの開口によってチャンバがいくつかの非対称を有する可能性があり、プラズマ密度がチャンバ壁付近で降下する状況では、この能力が特に望まれる。有利には、アンテナ・アレイ全体にわたって電流および電圧分配を操作することによって、そのような非対称を補償することができる。
【００７６】
図１７および１８の配置構成における高周波数同調が、上述した実施形態と比べると全く異なることに留意されたい。例えば、要素の各対が電気的に並列であるため、総アンテナ・インピーダンスがほぼ半減される。
【００７７】
本発明による他の例示的な実施形態は図１９に示され、隣接する要素３１０間の円形相互接続を提供するように（例えば、プラズマ・リアクタの円形対称性に適合するように）形成された単一の導電部片を使用して並列要素アンテナ・アセンブリ全体が構成される。図１９のアンテナ・アセンブリは、（図１９に示される断面を有する）単一の固体金属または中空金属からなっていてよく、それを介して冷却流体が流れることができる。中空金属の場合、アンテナは、単一の長方形チューブ、もしくはろう付けされた、はんだ付けされた、または他の方法で機械的かつ電気的に結合された２つの部分からなっていてよい。各シャント移相器１１１０は、各ノードから接地に接続されている。高周波エネルギーが供給される中心ノードを除き、残りのノードは２つの要素間の相互接続に中心から離して位置される、例えばノード１（またはノード２’）は要素１と２の相互接続の中央に位置されず、要素２に近接している。このようにすると、各アンテナ要素での余分な円形相互接続により、より多くの高周波エネルギーがプラズマに結合される。
【００７８】
図１９には、右手側にある第１の要素１から始まる８つの並列要素３１０の全てが存在する。ノードｉ（ｉ＝１〜８）は、高周波数入力から終端コンデンサＣＴへと見ていった要素ｉの入力端部を示すものとし、ｉ’は、高周波数入力からＣＴへと見ていった要素ｉの出力端部を表すものとする。高周波エネルギーは、中心ノード４に供給され、ノード１’でＣＴによって終端され、それにより並列軸（軸ｙ）の左側に位置された要素が、右側の要素と対称になる。この対称性により、アンテナ全体を完全に理解するためにアンテナの片側のみを解析すればよい。以下に続く解析では、右側を使用する。
【００７９】
ｌｉが要素ｉに沿ったノードｉから軸ｘへの長さを示し、ｌ１’が要素ｉに沿ったノードｉ’から軸ｘへの長さを表すものとする。前述したように、コイル・アンテナの入力および出力での電圧および電流波形測定値から、平面コイル・アンテナに関する複素伝搬定数（ｋ＝α＋ｊβ）を導き出すことができる。考察のため、α、β、実行特性インピーダンスｚ０は、本明細書では同じであると仮定する。表ＶＩＩに、α、β、ｚ０、電気的長さｌ１〜ｌ４およびｌ１’〜ｌ４’をリストする。
【００８０】
【表７】
0004597367.tif 000020
【００８１】
ｚｉが、ノードでの対応する移相器を除いて高周波数入力から終端コンデンサＣＴへと見ていったノードｉでの要素ｉの入力インピーダンスを示し、ｚ１’が、ノードでの対応する移相器を除いて高周波数入力からＣＴへと見ていったノードｉ’での要素ｉ’の出力インピーダンスを示すものとする。ここで表ＶＩＩＩに、（ｚ０に正規化される）正規化インピーダンスの値ｚ１’、ｚ１〜ｚ４’、ｚ４、ＣＴ、および対応する移相器をリストする。
【００８２】
【表８】
0004597367.tif 000021
【００８３】
右側が解析されると、左側は、同一の移相器を有して右側と対称になる、すなわちノード８でのＣＴから始めて、中心（ノード４）に向けて作業し、上の表と同じ結果を得ることができる。さらに、軸ｙの左側にあるノード８を対称的な相当物、右側にあるノード１’に直接接続し、次いで２つのノードが分離されている場合のＣＴの２倍である単一の共通コンデンサＣＴ＝２×９５．５＝１９１ｐＦによって終端することができる。総入力インピーダンスは、ｚ０に正規化されたｚ４／２＝０．０４５＋ｊ０．６４、または４．９５＋ｊ７０．４Ω（非正規化）に等しい。
【００８４】
図２０に、図１９に示されるのと同じアンテナ・アセンブリを使用する直列のアンテナへの高周波供給を示す。この高周波結合スキームは、図１１に示されるものと概念上同様である。図２０では、高周波エネルギーがノード８でアンテナ要素８に供給され、次いで順次各要素を介して進み、最終的に第１のノード１’でコンデンサＣＴによって終端される。（ｚ０に正規化された）正規化インピーダンスｚ１’、ｚ１〜ｚ８’、ｚ８、ＣＴ、および対応する移相器を、以下表ＩＸにリストする。
【００８５】
【表９】
0004597367.tif 000022
【００８６】
コンデンサＣＴおよび最初の３つの移相器は、表ＶＩＩＩに示されるものと同一である。中心にある移相器（Ｃ４）を除き、軸ｙの左側にある移相器は、右側にある移相器とほぼ対称である。さらに、全てのインダクタンスまたはキャパシタンスに関するばらつきが比較的小さく、インダクタンスに関しては最大７．４％、キャパシタンスに関しては最大４．８％である。実用の面からは、顕著なずれまたは誤差を導入することなく、全てのインダクタまたはコンデンサに関して１つの固定された値を単に使用することができることが可能である。さらに、絶対インダクタンスおよびキャパシタンスが比較的小さく、本発明のアンテナ・システムを、容易に製造することができるようにする。総入力インピーダンスは、（ｚ０に正規化された）ｚ８＝０．１４＋ｊ１．１１、または１５．４＋ｊ１２２．１Ωに等しい。
【００８７】
並列高周波供給方法（例えば図１９）を直列供給方法（例えば図２０）と比較すると、並列供給方法は低いインピーダンスおよび高いＱを生み出し、直列供給方法は高いインピーダンスおよび低いＱを生み出す。前者の場合での総リアクタンスは後者の約半分であり、Ｑファクタはほぼ２倍にされるはずである。低インピーダンス・アンテナは、フラット・パネル・ディスプレイ適用例など大面積プラズマ処理に望まれることがある。しかし、高Ｑ回路はしばしば、整合ネットワークがプラズマ・インピーダンスを整合することを困難にさせる。
【００８８】
これら２つの場合に電圧および電流を解析するために、電力Ｐｌｏａｄが負荷に送達される状況を考えてみる。負荷インピーダンスを
ｚ＝｜ｚ｜ｅｊφ＝Ｒ＋ｊＸ
と仮定すると、Ｐｌｏａｄは、
【００８９】
【数１３】
0004597367.tif 000023
によって与えられる。ここでＶ０およびＩ０は、それぞれ電圧Ｖおよび電流Ｉのピーク振幅であり、ψはＶとＩの間の位相差である（さらにＶ＝ＩｚおよびＶ０＝Ｉ０｜ｚ｜である）。アンテナへの同じ入力電力Ｐｌｏａｄが与えられると、前者の場合の抵抗値Ｒが後者の場合の３分の１であるため、前者の場合のアンテナ入力端での電流は、後者の場合の約１．８（３の平方根）倍である。しかし、前者の電流は２つの部分に並列に分岐されているため、前者の場合の各要素に対する実際の電流は、後者の約０．９倍となる。したがって、直列供給の場合のプラズマへの誘導結合は、並列供給の場合よりもわずかに良い。
【００９０】
並列供給方法の１つの利点は、アンテナ要素に沿って得られる電流および電圧が並列軸（軸ｙ）に関して対称であることであり、１つ少ない移相器が必要とされ、それにより移相器に関連する複雑さおよび損失を減少させる。したがって、特定の適用例に応じていずれかの供給方法を利用することができる。
【００９１】
アンテナ同調可能性を解析するために、まず、アンテナ・アセンブリが、１つの特性インピーダンス、例えば１組のプロセス条件に関してＺ０＝１１０Ωで動作するように設計されること、全てのシャント移相器がこの特性インピーダンスに関して選択されることを仮定する。移相器が決定されると、それらが他のプロセスに関して固定されることが好ましい。プロセスが変化するとき、例えば炭化フッ素ベースの化学物質エッチからポリマーの酸素洗浄へ移るとき、プラズマ密度およびシース厚さが変更され、それがドライビング・アンテナからプラズマへの電気的結合に影響を及ぼす。より重要なことに、２つの隣接する並列要素間の位相関係が変更されることがある。
【００９２】
アンテナおよびプラズマ・システムを、アンテナ導通高周波を伴う損失のある伝送線路として考えることができ、プラズマを接地経路として考えることができる。２つのコンダクタの間に、誘電体窓１２０、ガス分配プレート１３０、およびプラズマ・シースが存在する。伝送線路は、誘電体窓、ガス分配プレート、およびプラズマ・シースを介し、アンテナとプラズマの間の分散シャント・キャパシタンスを有する。この場合、２つの並列プレート間のキャパシタンスは、
【００９３】
【数１４】
0004597367.tif 000024
であり、ここでεｒは２つのプレート間の材料の誘電率であり、ε０は真空誘電率であり、Ａはプレートの面積であり、ｄはプレート・スペーシングである。既存の酸化物エッチャでは、窓は約０．５”厚であり、誘電率εｒ＝９を有する窒化アルミニウム（ＡＩＮ）からなる。ガス分配プレートは約０．２５”厚であり、誘電率εｒ＝９を有する窒化珪素（ＳｉＮ）からなる。シースが厚さｄＳｈｅａｔｈを有し、εｒ≒１であると仮定すると、アンテナとプラズマの間の総キャパシタンスＣｔｏｔは、直列のキャパシタンス全ての合計であり、
【００９４】
【数１５】
0004597367.tif 000025
となり、ここでＣｗｉｎｄｏｗ、ＣＧＤＰ、およびＣｓｈｅａｔｈは、それぞれ誘電体窓、ガス分配プレート、およびプラズマ・シースのキャパシタンスである。またεｅｆｆは、プラズマの存在下での実効誘電率である。典型的な誘導プラズマでは、ｄＳｈｅａｔｈ〜０．２ｍｍであり（例えば、Ｍｉｃｈａｅｌ  Ａ．Ｌｅｉｂｅｒｍａｎ  ａｎｄ  Ａｌｌａｎ  Ｊ．Ｌｉｃｈｔｅｎｂｅｒｇ著「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ｏｆ  Ｐｌａｓｍａ  Ｄｉｓｃｈａｒｇｅｓ  ａｎｄ  Ｍａｔｅｒｉａｌｓ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」ｐ．３９５，Ａ  Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ，  Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，  １９６４参照）、したがってシースによるＣｔｏｔへの寄与は、はるかに小さく、ＣｔｏｔはＣＷｉｎｄｏｗおよびＣＧＤＰによって支配される。話を簡単にするため、実効誘電率（εｅｆｆ）の変化としてＣｔｏｔに対するｄＳｈｅａｔｈの効果を考えることができる。ｄＳｈｅａｔｈが増大すると、εｅｆｆが減少し、Ｃｔｏｔが減少する。
【００９５】
伝送線路は主に、複素伝搬定数（ｋ＝α＋ｊβ）および特性インピーダンスｚ０によって特徴付けることができる。位相定数βは、位相速度Ｖｐｈａｓｅによって、
【００９６】
【数１６】
0004597367.tif 000026
と求められる。ここで、ω＝２πｆであり、ｆは高周波周波数、ｃは光の速さである。一次近似に対しては、Ｖｐｈａｓｅは主に、誘電体（窓およびガス分配プレート）によって決まり、プラズマ・シースはβに比較的小さな影響しか及ぼさない。低損失伝送線路では、特性インピーダンスｚ０は、
【００９７】
【数１７】
0004597367.tif 000027
によって与えられ、ここでＬは単位長さ当たりの直列インダクタンスを表し、Ｃは単位長さ当たりのシャント・キャパシタンスを表す。シース厚が増大するにつれ、アンテナとプラズマの間の容量結合が減少し、すなわちＣｔｏｔが減少し、それによりｚ０を増大させる。しかし、ｚ０の変化の大きさは比較的小さい。例えば、ｄＳｈｅａｔｈ＝０．２ｍｍ、β＝１．１４５°／インチ、およびｚ０＝１１０Ωである場合、εｅｆｆは８．２２である。ｄＳｈｅａｔｈを２．５倍して０．５ｍｍまで増大させると、εｅｆｆは７．２８まで変化し、βは、１．０７８°／インチまで〜６％だけ減少し、ｚ０は１１７Ωまで〜６％だけ増大する。
【００９８】
１３．５６ＭＨｚで、２つの隣接する要素における２つの中心点間での電流の位相差が１８０°になるように、まずｄＳｈｅａｔｈ＝０．２ｍｍ、β＝１．１４５°／インチ、およびｚ０＝１１０Ωが選択される。ｄＳｈｅａｔｈが０．５ｍｍまで増大されると、２つの隣接する中心点間の電流位相差は１８６°になり、ベクトル和にたった０．５％のずれしか導入しない。この意味では、プラズマが変更されるとき、アンテナがかなり良い位相関係を維持することができる。
【００９９】
βとｚ０が反対方向に変化するため、特に多くの要素が直列に接続されるときは、全てのアンテナ要素の中心点に沿った位相角およびリアクタンスが、不均衡にされる、またはスキューされる傾向がある。例えば、中心点でのリアクタンスは、まずβ＝１．１４５°／インチ、およびｚ０＝１１０Ωに関して−ｊ１１０Ωと＋ｊ１１０Ωで交互に変化する。ｄＳｈｅａｔｈが０．５ｍｍまで増大されると、直列高周波供給（図２０）に関する中心点での非正規化リアクタンスは、要素１〜８に関してそれぞれ−ｊ１１１Ω、＋ｊ１０８Ω、−ｊ１１６Ω、＋ｊ１０３Ω、−ｊ１２３Ω、＋ｊ９９．５Ω、−ｊ１３０Ω、および＋ｊ９６Ωである。要素１から８へ進むと、誘導リアクタンスは１つおきの要素ごとに減少する傾向があり、一方、容量リアクタンスの大きさは増大する傾向があり、このスキュー効果が最後のいくつかの要素で増幅されるようにする。これは、電流の大きさを大幅に変化させることがある。
【０１００】
このスキューを補償するための一方法は、高周波を変更するものである。周波数が変更されると、シャント・インダクタのリアクタンスは、シャント・コンデンサのリアクタンスと反対に変化し、それ自体がリアクタンスに対して同様のスキュー効果を生じることがある。周波数が適切な方向に変化される場合、それがプラズマ変化による効果を打ち消すことができる。上の例では、周波数が増大される場合、各シャント・インダクタの後のリアクタンスが増大され、各シャント・コンデンサの後のリアクタンスが減少される。具体的には、ｄＳｈｅａｔｈが０．５ｍｍまで増大され、周波数を１３．５６ＭＨｚから１３．７０ＭＨｚにわずかに同調し、ｚ０＝１１７Ωであり、βが、周波数に比例するために１．０８９°／インチにわずかに変化するとき、２つの隣接する中心点間の位相差は依然として平均１８６．３°であり、直列高周波供給（図２０）に関する中心点での非正規化リアクタンスは、要素１〜８に関してそれぞれ−ｊ１１０Ω、＋ｊ１１１Ω、−ｊ１０９Ω、＋ｊ１１２Ω、−ｊ１１０Ω、＋ｊ１１２Ω、−ｊ１１０Ω、および＋ｊ１１２Ωであり、全ての要素に沿って非常に均一なリアクタンスを生じる。したがって、全ての要素間での電流のバランスを均一にとることができる。
【０１０１】
図２１は、長方形対称を有するリアクタと共に使用することができる本発明による長方形並列アンテナ・アレイを示す。フラット・パネル・ディスプレイと同様に長方形（または正方形）物体を処理するために長方形（または正方形）チャンバを使用することが可能である。各要素は同一の長さを有し、アセンブリ全体を簡単に構成することができる。この場合も、図２１のアンテナに、（例えば図１１および２０に関して）上述したのと同じ構成原理を適用することができる。高周波エネルギーは、ノード１０で第１０のアンテナ要素に供給され、次いで順次各要素を進み、最終的にノード１’でコンデンサＣＴによって終端される。
【０１０２】
本発明の原理、好ましい実施形態およびモードを上に説明してきた。しかし、本発明は、記述した特定の実施形態に限定されるものと解釈されるべきではない。したがって、上述した実施形態は、限定ではなく例示と見なされるべきであり、特許請求の範囲によって定義される本発明の範囲から逸脱することなく、それらの実施形態に変形を行うことができることを当業者でれば理解できるでろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  平面スパイラル・コイル・アンテナを使用して処理チャンバに高周波エネルギーを結合する従来のプラズマ・リアクタを示す図である。
【図２Ａ】  従来の平面スパイラル・コイル・アンテナを示す図である。
【図２Ｂ】  従来の平面スパイラル・コイル・アンテナを示す図である。
【図３】  複数の並列アンテナ要素を使用して処理チャンバ内に高周波エネルギーを結合する、本発明による例示的なプラズマ・リアクタを示す図である。
【図４】  処理チャンバへの高周波エネルギーの均一な誘導結合を提供するために、各要素内部の電流が実質的に共通の方向に流れる、本発明による例示的な並列要素アンテナ配置構成を示す図である。
【図５】  処理チャンバへの高周波エネルギーの均一な誘導結合を提供するために、各要素内部の電流が実質的に共通の方向に流れる、本発明による例示的な並列要素アンテナ配置構成を示す図である。
【図６】  処理チャンバへの高周波エネルギーの均一な誘導結合を提供するために、各要素内部の電流が実質的に共通の方向に流れる、本発明による例示的な並列要素アンテナ配置構成を示す図である。
【図７】  処理チャンバへの高周波エネルギーの均一な誘導結合を提供するために、各要素内部の電流が実質的に共通の方向に流れる、本発明による例示的な並列要素アンテナ配置構成を示す図である。
【図８Ａ】  処理チャンバへの高周波エネルギーの均一な容量結合を提供するために、各要素が導電シールド内部に囲まれる、本発明による並列要素アンテナ配置構成を示す図である。
【図８Ｂ】  処理チャンバへの高周波エネルギーの均一な容量結合を提供するために、図８Ａの導電シールド配置構成に対する代替例として使用することができる本発明によるファラデー・シールドを示す図である。
【図９】  本発明による例示的なアンテナおよび冷却システムを示す図である。
【図１０】  本発明による並列要素アンテナ配置構成の例示的な実用実装形態を示す図である。
【図１１】  本発明による例示的な平面並列要素アンテナを示す図である。
【図１２】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成の動作を示す回路図である。
【図１３Ａ】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成の動作を示す回路図である。
【図１３Ｂ】  図１３Ａの回路図内部の複素インピーダンスを示す図である。
【図１４Ａ】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成の動作を示す回路図である。
【図１４Ｂ】  １４Ａの回路図内部の複素インピーダンスを示す図である。
【図１５】  図１２の回路図内部の複素インピーダンスをスミス・チャートで示す図である。
【図１６】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成の一変形例の動作を示す回路図である。
【図１７】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成に高周波エネルギーを供給するための代替方法を示す図である。
【図１８】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成に高周波エネルギーを供給するための代替方法を示す図である。
【図１９】  図１７の平面並列要素アンテナ配置構成の例示的な実用実装形態を示す図である。
【図２０】  図２０の平面並列要素アンテナ配置構成の例示的な実用実装形態を示す図である。
【図２１】  図１１の平面並列要素アンテナ配置構成の代替となる長方形形状アンテナ配置構成を示す図である。
【図１】
0004597367.tif 000028
【図２Ａ】
0004597367.tif 000029
【図２Ｂ】
0004597367.tif 000030
【図３】
0004597367.tif 000031
【図４】
0004597367.tif 000032
【図５】
0004597367.tif 000033
【図６】
0004597367.tif 000034
【図７】
0004597367.tif 000035
【図８Ａ】
0004597367.tif 000036
【図８Ｂ】
0004597367.tif 000037
【図９】
0004597367.tif 000038
【図１０】
0004597367.tif 000039
【図１１】
0004597367.tif 000040
【図１２】
0004597367.tif 000041
【図１３Ａ】
0004597367.tif 000042
【図１３Ｂ】
0004597367.tif 000043
【図１４Ａ】
0004597367.tif 000044
【図１４Ｂ】
0004597367.tif 000045
【図１５】
0004597367.tif 000046
【図１６】
0004597367.tif 000047
【図１７】
0004597367.tif 000048
【図１８】
0004597367.tif 000049
【図１９】
0004597367.tif 000050
【図２０】
0004597367.tif 000051
【図２１】
0004597367.tif 000052