(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を受信する受信手段と、
高周波信号を増幅し出力する送信手段と、
チャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、
前記周波数シンセサイザ手段はその構成要素の一部として、
電圧制御発振器の発振出力を１／Ｎ分周（Ｎ＞１の整数）する１／Ｎ分周手段と、
水晶発振器と、
前記１／Ｎ分周手段からの信号をさらに分周した信号の位相と、前記水晶発振器からの信号をさらに分周した信号の位相との位相誤差を検出して当該位相誤差をループフィルタを介して前記電圧制御発振器へ帰還する比較手段とを備え、
受信時には前記１／Ｎ分周手段からの信号を局部発振信号として前記受信手段に供給し、送信時には前記１／Ｎ分周手段からの信号を送信信号として前記送信手段に供給したことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
高周波信号を受信する受信手段と、
高周波信号を増幅し出力する送信手段と、
チャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、
前記周波数シンセサイザ手段はその構成要素の一部として、
電圧制御発振器の発振出力をＮ逓倍（Ｎ＞１の整数）するＮ逓倍手段と、
水晶発振器と、
前記Ｎ逓倍手段からの信号をさらに分周した信号の位相と、前記水晶発振器からの信号をさらに分周した信号の位相との位相誤差を検出して当該位相誤差をループフィルタを介して前記電圧制御発振器へ帰還する比較手段とを備え、
受信時には前記Ｎ逓倍手段からの信号を局部発振信号として前記受信手段に供給し、送信時には前記１／Ｎ分周手段からの信号を送信信号として前記送信手段に供給したことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電波を用いてデータ通信を行う通信装置であって、特に家庭においてホームネットワークを構成する通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の通信装置は図５に示すように受信手段としては弾性表面波フィルタ（以下ＳＡＷフィルタと呼ぶ）２、ミキサー手段４、セラミックフィルタ５を用いたいわゆるシングルスーパヘテロダイン方式が用いられている。送受信信号として特定小電力無線である４００MHz帯の電波を考える。アンテナ１に入力した４００MHz帯の高周波信号はＳＡＷフィルタ２及び高周波増幅手段３で希望信号付近の信号だけが選択増幅される。前記選択増幅された信号はミキサー手段４で電圧制御発振手段（以下ＶＣＯと呼ぶ）１０からの信号とミキシングされる。セラミックフィルタ５は４５０KHzの信号だけを選択的に取り出し、増幅手段６で４５０KHzの信号を増幅し、復調手段７で復調処理を行う。ここでミキサー手段４の出力である４５０KHzが中間周波信号と呼ばれるものである。
【０００３】
また送信時はＶＣＯ１０の出力を送信手段９で増幅した後、切り替え手段８を介してアンテナ１より電波を放射する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の通信装置では、受信時の局部発振信号の周波数と希望する受信信号の周波数とはたかだか４５０KHzしか離れておらず、アンテナ１に大入力の受信信号が入力した場合、ＶＣＯ１０の発振周波数が受信信号に引っ張られ周波数が乱れるという課題があった。さらにアンテナ１に入力する信号として局部発振信号周波数付近の妨害信号が大入力でアンテナ１に入力した場合、ＶＣＯ１０の発振周波数は大きく乱れる。そのため正確な復調動作ができなくなるという課題があった。
【０００５】
また送信時にはＶＣＯ１０の発振信号を増幅した信号がアンテナ１より放射され、その結果放射された一部のエネルギーがＶＣＯ１０に帰還し周波数を乱したり、Ｃ／Ｎを悪化させるという課題があった。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記課題を解決するため、高周波信号を受信する受信手段とチャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発振出力を１／Ｎ分周（Ｎ＞１の整数）する１／Ｎ分周手段とを有し、前記１／Ｎ分周手段からの信号を局部発振信号として前記受信手段に供給したものである。
【０００７】
上記発明によれば、局部発振信号としてＶＣＯの１／Ｎ倍の周波数の信号を用いているため、大入力の受信信号が入力しても局部発振信号の周波数が乱れない。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明にかかる通信装置は、高周波信号を受信する受信手段と、高周波信号を増幅し出力する送信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、受信時には前記周波数シンセサイザ手段を構成する電圧制御発振器の発振出力を１／Ｎ分周（Ｎ＞１の整数）する１／Ｎ分周手段からの信号を局部発振信号として前記受信手段に供給し、送信時には前記１／Ｎ分周手段からの信号を送信信号として前記送信手段に供給する構成としたものである。
【０００９】
そして、局部発振信号としてＶＣＯの１／Ｎ倍の周波数の信号を用いているため、大入力の受信信号が入力しても局部発振信号の周波数が乱れない。また、送信信号としてＶＣＯの１／Ｎ倍の周波数の信号を用いているため、送信信号のエネルギーの一部がＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れない。
【００１２】
また、本発明にかかる通信装置は、高周波信号を受信する受信手段と、高周波信号を増幅し出力する送信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、受信時には前記周波数シンセサイザ手段を構成する電圧制御発振器の発振出力をＮ逓倍（Ｎ＞１の整数）するＮ逓倍手段からの信号を局部発振信号として前記受信手段に供給し、
送信時には前記１／Ｎ分周手段からの信号を送信信号として前記送信手段に供給する構成としたものである。
【００１３】
そして、局部発振信号としてＶＣＯのＮ逓倍の周波数の信号を用いているため、大入力の受信信号が入力しても局部発振信号の周波数が乱れない。また、送信信号としてＶＣＯのＮ逓倍の周波数の信号を用いているため、送信信号のエネルギーの一部がＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れない。
【００１８】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【００１９】
（実施例１）
図１は本発明の実施例１の通信装置を示すブロック図である。図１において、１はアンテナ、２はＳＡＷフィルタ、３は高周波増幅手段、４はミキサー手段、５１はチャンネルフィルタ、６は増幅手段、７は復調手段、８は送受切り替え手段、９は高周波信号を増幅し出力する送信手段、１０はＶＣＯ、１１は第１の分周手段、１２は位相比較手段、１３は第２の分周手段、１４は水晶発振器、１５はループフィルタ、２０は１／２分周手段である。また水晶発振器は、水晶１６、コンデンサ１７、コンデンサ１８を有している。そして３０が高周波信号を受信する受信手段、３１がチャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段である。図５の従来例と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。
【００２０】
次に動作、作用について説明する。まず希望信号として４００MHz帯の特定小電力無線の電波を受信する場合について説明する。アンテナ１に入力した電波は切り替え手段８でＳＡＷフィルタ２の方に印加される。そして高周波増幅手段３で４００MHz帯の電波が増幅された後、ミキサー手段４に入力する。ＶＣＯ１０からの発振信号は１／２分周手段２０で１／２分周される。前記１／２分周手段２０の出力が前記ミキサー手段４の局部発振信号として用いられる。局部発振周波数はアンテナ１で受信したい受信周波数から５０KHz離れた周波数である。そしてミキサー手段４の出力はチャンネルフィルタ５１で希望信号のみが選択され取り出される。チャンネルフィルタ５１の中心周波数は５０KHzである。従ってＶＣＯ１０の発振周波数は局部発振周波数の２倍の周波数、すなわち８０除去される。増幅手段６で希望信号が増幅され、復調手段７で復調処理が行われる。チャンネルフィルタ５１は中心周波数が５０KHzと低いためアクティブフィルタやスイッチドキャパスタフィルタで構成することが容易にできる。すなわち半導体を用いて構成することが可能である。
【００２１】
次に局部発振信号の作成方法についてさらにくわしく説明する。ＶＣＯ１０で発振した信号は１／２分周手段２０で１／２分周され、第１の分周手段１１で１／Ｎ倍に分周される。一方水晶発振器１４で発振された信号は第２の分周手段１３で１／Ｍ倍に分周され、位相比較器１２に入力される１２．５KHzの基準信号となる。位相比較器１２では１２．５KHzの基準信号とＶＣＯの信号を１／（２×Ｎ）分周した信号の位相誤差が検出されループフィルタ１５を介して前記位相誤差が零になる方向にＶＣＯの発振周波数及び位相を制御する。従ってＶＣＯの発振周波数は１２．５KHzの２×Ｎ倍となる。従って１／２分周手段２０の出力である局部発振信号ｆＬは１２．５KHzのＮ倍となる。ここでＮを可変することにより局部発振信号ｆＬの発振周波数を１２．５KHzステップで可変することができる。本実施例の構成によれば、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でもＶＣＯ１０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信号でありＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。
【００２２】
次に送信時を考える。送信時には１／２分周手段２０の出力信号が送信手段９で増幅され、切り替え手段８を介してアンテナ１より放射される。送信信号周波数は第１の分周手段１１の分周数Ｎを可変することにより希望の送信周波数を得ることができる。すなわちチャンネル間隔１２．５KHzの信号列のうちの任意の電波を放射できる。なおＦＭ変調の場合、ＶＣＯ１０の発振周波数及び水晶発振器１４の発振周波数の両方に変調をかけることになるが、１／２分周手段２０の出力のところで変調度が規定の変調度になるよう調整する必要がある。そして本実施例の構成によれば、アンテナ１から放射されたエネルギーの一部がＶＣＯ１０に帰還したとしてもＶＣＯ１０の発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。
【００２３】
（実施例２）
図２は本発明の実施例２の通信装置を示すブロック図である。
【００２４】
本実施例２において、実施例１である図１に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。実施例１である図１と違う部分は図１における１／２分周手段２０の代わりに本実施例である図２では２逓倍手段２１を用いている点である。２逓倍手段２１を用いることによりＶＣＯ１０の発振周波数の２／Ｎ倍が１２．５KHzに等しくなるよう制御される。よって局部発振周波数或いは送信周波数はＶＣＯ１０の発振周波数の２倍であるので１２．５KHzのＮ倍に制御される。局部発振周波数或いは送信周波数は４００MHz帯の信号であるため、ＶＣＯ１０の発振周波数は２００MHz帯である。そして本実施例の構成によれば実施例１の場合と同様、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でもＶＣＯ１０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信号でありＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。また送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギーの一部がＶＣＯ１０に帰還したとしてもＶＣＯ１０の発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。
【００２５】
（実施例３）
図３は本発明の実施例３の通信装置を示すブロック図である。
【００２６】
本実施例３において、実施例１である図１に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。実施例１である図１と違う部分は受信方式として直接変換方式を用いている点である。２２は直接変換ミキサー手段、２３は第１のフィルタ、２４は第２のフィルタ、２５は復調手段である。１／２分周手段２０の出力である局部発振信号の周波数は受信したい希望信号の周波数と同一周波数である。そして直接変換ミキサー手段２２の出力には直交するベースバンド信号であるＩ信号とＱ信号が出力し、第１のフィルタ２３及び第２のフィルタ２４で希望信号のみが取り出され復調手段２５で復調される。本実施例で示す直接変換受信方式はイメージ信号を除去するためのＳＡＷフィルタを必要とせず、かつ直接変換ミキサー手段の出力はベースバンド信号であるため第１のフィルタ２３及び第２のフィルタ２４及び復調手段２５を半導体回路で容易に構成できる。そのため安価に作ることができるというメリットがあるが従来大入力の希望信号が入力した場合、局部発振周波数が乱されて復調性能が劣化するという問題があり使いにくいものであったが、本実施例の構成によれば、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でもＶＣＯ１０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信号でありＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。また送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギーの一部がＶＣＯ１０に帰還したとしてもＶＣＯ１０の発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。
【００２７】
（実施例４）
図４は本発明の実施例４の通信装置を示すブロック図である。
【００２８】
本実施例４において、実施例３である図３に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。実施例３である図３と違う部分は図３における１／２分周手段２０の代わりに本実施例である図４では２逓倍手段２１を用いている点である。２逓倍手段２１を用いることによりＶＣＯ１０の発振周波数の２／Ｎ倍が１２．５KHzに等しくなるよう制御される。よって局部発振周波数或いは送信周波数はＶＣＯ１０の発振周波数の２倍であるので１２．５KHzのＮ倍に制御される。局部発振周波数或いは送信周波数は４００MHz帯の信号であるため、ＶＣＯ１０の発振周波数は２００MHz帯である。そして本実施例の構成によれば実施例１の場合と同様、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でもＶＣＯ１０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信号でありＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。また送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギーの一部がＶＣＯ１０に帰還したとしてもＶＣＯ１０の発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ１０の発振周波数を乱すことはない。
【００２９】
なお実施例１から実施例４において１／２分周手段２０或いは２逓倍手段２１の出力を局部発振信号及び送信信号に用いたが、１／Ｎ分周手段２０或いはＮ逓倍手段２１としても良い。ここでＮは整数であればよい。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように本発明に係る通信装置は、受信手段とチャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発振出力を分周する分周手段と前記可変分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段とを有し、前記電圧制御発振器の出力を１／Ｎ分周（Ｎ＞１の整数）した信号を局部発振信号として受信手段に供給する構成としているので、大入力の受信信号が入力しても局部発振信号の周波数が乱れないという効果がある。
【００３１】
また本発明にかかる通信装置は、送信手段とチャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発振出力を分周する分周手段と前記可変分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段とを有し、前記電圧制御発振器の出力を１／Ｎ分周（Ｎ＞１の整数）した信号を送信信号として送信手段に供給する構成としているので、送信信号のエネルギーの一部がＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れないという効果がある。
【００３２】
また本発明にかかる通信装置は、受信手段とチャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発振出力を分周する分周手段と前記可変分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段とを有し、前記電圧制御発振器の出力をＮ逓倍（Ｎ＞１の整数）した信号を局部発振信号として受信手段に供給する構成としているので、大入力の受信信号が入力しても局部発振信号の周波数が乱れないという効果がある。
【００３３】
また本発明にかかる通信装置は、チャンネル選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発振出力を分周する分周手段と前記可変分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段とを有し、前記電圧制御発振器の出力をＮ逓倍（Ｎ＞１の整数）した信号を送信信号として送信手段に供給する構成としているので、送信信号のエネルギーの一部がＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れないという効果がある。
【００３４】
また本発明にかかる通信装置の受信手段は、局部発振信号として受信すべき希望信号と同一の周波数を用いた直接変換受信機で構成されているので、安価に構成でき、かつ大入力に強い直接変換受信機を提供できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１における通信装置のブロック図
【図２】本発明の実施例２における通信装置のブロック図
【図３】本発明の実施例３における通信装置のブロック図
【図４】本発明の実施例４における通信装置のブロック図
【図５】従来の通信装置のブロック図
【符号の説明】
１  アンテナ
２  ＳＡＷフィルタ
３  高周波増幅手段
４  ミキサー手段
８  切り替え手段
９  送信手段
１０  電圧制御発振手段（ＶＣＯ）
１１  第１の分周手段
１２  位相比較手段
１３  第２の分周手段
１４  水晶発振器
１５  ループフィルタ
２０  １／２分周手段
２１  ２逓倍手段
２２  直接変換ミキサー手段
２３  第１のフィルタ
２４  第２のフィルタ
２５  復調手段
３０  受信手段
３１  周波数シンセサイザ手段
５１  チャンネルフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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