(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータと、該交流モータに電圧を印加する電力変換器と、ＰＷＭ信号により前記印加電圧を制御する制御装置を備えたモータ制御装置において、前記交流モータの指令電流量を搬送波の半周期毎に演算結果を出力するか０を出力するか制御する電流変化制御装置と、前記交流モータの電流検出部の出力信号から前記モータの逆起電力を演算する逆起電力演算手段と、前記逆起電力から前記モータの磁石温度と巻線温度を推定する温度推定手段とから構成したことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１において、前記交流モータの電流検出部の出力信号に基づいて交流モータの回転子位置を推定する磁極位置検出手段を設けたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１において、前記交流モータの逆起電力検出制御あるいは逆起電力補償制御を搬送波に同期して前記搬送波の半周期毎に切換えて行う切り換え手段を設けたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１において、前記電流変化制御時の前記交流モータの電流検出部出力を用いて推定された永久磁石の磁束から磁石温度を推定し，次いで該磁石温度からモータ巻線の温度を推定する温度推定手段であることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１において、磁石温度あるいはモータの巻線温度が予め設定した許容値を超えた場合はフェイルセーフ異常処理を行う制御装置であることを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期モータを高性能に制御する制御装置，特に，温度センサなしでモータの温度監視制御をおこなう制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流負荷あるいは交流モータを制御する制御装置として，モータ電流をフィードバックして，電流指令値との差を比例・積分演算を行って交流モータに印加する電圧を制御することで，モータの電流制御を行う制御方法が一般によく知られている。例えば、特開平９−２３３８４５号公報には，同期モータの電流を磁極位置と一致した回転座標を持つｄ−ｑ軸回転座標系の上で制御する方法が記載されている。この方法は交流電流を直流量で取り扱えるため，定常時の電流偏差を０とすることが比較的容易で，電流指令値に対する応答性も優れているという特徴を持っている。このようにモータ巻線に流す電流を制御することによってモータのトルクや速度を制御することになる。そして特にバッテリ電圧の利用率の向上と高効率運転をはかっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
永久磁石を用いた同期モータの場合，モータの作動によって磁石温度が上昇する。モータの巻線温度はこの磁石温度により、急激な温度上昇を示すことが知られている。このようにモータの動作によって，磁石温度が上昇し過ぎるとその磁石の減磁現象によって磁束が減少する。また，巻線温度が上昇した場合は巻線の焼損を引き起こすおそれがある。したがって,モータ温度を常に監視し，モータ温度の異常上昇時にはそれに対応した処理を行う必要がある。しかし、モータ温度を監視するためには、複数の温度センサ、例えば磁石温度センサあるいは巻線温度センサをモータに設置しなければならない。そしてこれらの温度センサを設置する場合には、そのモータ自体の構造も考慮しなければならない。これらはモータの小型化に制約を与えることになる。さらに，温度センサの故障などによる信頼性の低下，さらにはコスト高になるなどの問題点がある。
【０００４】
本発明の目的は，以上の問題点に鑑み、モータ温度を監視する温度センサの装着なしで、モータの温度監視制御をおこなうとともに、モータの小型化，コスト低減，さらには信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は，交流モータと，該交流モータに電圧を印加する電力変換器と、搬送波に同期したＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号により前記印加電圧を制御する制御装置を備えたモータ制御装置において、前記交流モータの指令電流量を搬送波の半周期毎に演算結果を出力するか０を出力するか制御する電流変化制御装置と、前記交流モータの電流検出部の出力信号から前記モータの逆起電力を演算する逆起電力演算手段と、前記逆起電力から前記モータの磁石温度と巻線温度を推定する温度推定手段とから構成したことに特徴がある。
【０００６】
また、前記交流モータの電流検出部の出力信号基づいて交流モータの回転子位置を推定する磁極位置検出手段を設けたことに特徴がある。
【０００７】
また，前記交流モータの逆起電力検出あるいは補償する制御を搬送波に同期して前記搬送波の半周期毎に切換えて行う切り換え手段を設けたことに特徴がある。また、前記電流変化制御時の前記交流モータの電流検出部出力を用いて推定された永久磁石の磁束から磁石温度を推定し，次いで該磁石温度からモータ巻線の温度を推定する温度推定手段であることに特徴がある。さらに、磁石温度あるいはモータの巻線温度が予め設定した許容値を超えた場合はフェイルセーフ異常処理を行う制御装置であることに特徴がある。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下，本発明の一実施例を図１により説明する。図１の（Ａ）の実施例は同期モータ１の逆起電力を利用してモータに使用している磁石温度、モータの巻線温度を推定する場合の実施例であり、同期モータ１をバッテリ２の直流エネルギーで駆動するモータ制御システムのブロック構成図を示している。
【０００９】
バッテリ２の直流電圧は、インバータ（ＩＮＶ）３により三相の交流電圧に変換され，同期モータ（ＳＹＭ）１に印加する。この印加電圧はコントローラ（ＣＴＲ）４により、次のような演算制御がおこなわれる。まず，電流指令値発生部６では，モータが発生すべきトルク指令値τrに対して，ｄ軸電流指令値ｉｄｒ，ｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定する。ここで，ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向，ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており，ｄ-ｑ軸座標系を構成し、それぞれの軸方向の電流値を決める。ｄ−ｑ軸、α-β軸の関係について図１の（Ｂ）に示した。
【００１０】
同期モータ１において、同じモータ速度ωで，かつ，同じモータトルクτを発生する条件の下で，ｉｄｒ，ｉｑｒの割合を変えることができるが，モータ損失は異なってくる。そこで，電流指令値発生部６にモータ速度ωを入力することで，トルク指令値τrに対してモータ損失が最も少ない最適なｉｄｒ，ｉｑｒを出力するようにしている。なおモータ速度ωは、速度検出部１３において磁極位置θの変化量から検出している。磁石を有する回転子が回転すると，ｄ-ｑ軸座標系も回転するので，静止座標系（α-β軸座標系）からの磁極の位相をθ（以下，磁極位置θという）としている。
【００１１】
このとき、ｄ軸電流とｑ軸電流の値を指令値どおりに制御することができれば、同期モータ１はトルク指令値τrと一致したトルクを発生することができる。なお，トルク指令値τrは直接その値を指示される場合もあり，図示していない速度制御演算回路から指令される場合もある。
【００１２】
また，電流センサ５u，５v，５wから検出されたＵ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉv，Ｗ相電流ｉwは電流検出部１０においてＰＷＭ信号発生部９の搬送波の山谷に同期した電流検出パルスＰｄのタイミングにより検出され，座標変換部１１でｄ-ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉd，ｑ軸電流ｉqに変換される（後述する図５参照）。この実施例では，電流検出部１０で検出する電流はＵ相，Ｖ相，Ｗ相のすべての相電流ｉu，ｉv，ｉwであるが，Ｗ相電流ｉwはｉu，ｉvから求めることができるので，Ｗ相電流ｉwの検出を省略する場合もある。電流制御部７では，ｄ軸電流指令値ｉｄｒとｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流偏差およびｑ軸電流指令値ｉｑｒとｑ軸電流ｉqのｑ軸電流偏差を演算し，それぞれの電流偏差に対して比例・積分制御（以下ＰＩ制御と略記する）演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓを得て出力する。なお，逆起電力を補償するための制御方法として，モータ速度ωを用いた非干渉制御を行う方法も提案されている。
【００１３】
ｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓを入力信号とする座標変換部８では，磁極位置θにより静止座標系の三相電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを演算する。これらの三相電圧指令値はＰＷＭ信号発生部９に入力される。ＰＷＭ信号発生部９における演算により，三相のＰＷＭパルス信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐ，Ｐｕｎ，Ｐｖｎ，Ｐｗｎをインバータ３に出力する。これにより，同期モータＳＹＭ1に印加する電圧が決定（制御）される。
図１の（Ａ）の制御ブロック図は逆起電力を正確に検出してモータ温度、すなわち磁石温度および巻線温度を推定し、電流制御系の特性改善に適用したときの実施例である。この実施例では、磁極位置センサ５０を有するモータ制御システムを対象としている。そのため，磁極位置センサ５０で検出される磁極位置θは、座標変換部８，１１，速度検出部１３などに出力され，モータ制御に利用されている。図１の（Ａ）において，逆起電力検出部５１，温度推定部５２を有すること、逆起電力からモータ温度を推定する温度制御部５２でモータ温度を推定すること、が本発明の特徴である。これらを以下に説明する。
【００１４】
逆起電力検出部５１では，三相の相電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗ，及び磁極位置θから逆起電力のd軸，q軸成分Ｖｄｅ，Ｖｑｅを算出する。これらの値は電流制御部７に入力され，電流制御系の逆起電力補償に用いることで，速度急変時などの電流制御特性を改善することができる。逆起電力の成分を電流制御系の演算に付加することは，同期モータ1の内部で発生する逆起電力を補償することになるので，従来から広く行われている方法である。しかし，一般的には，モータ速度ωから逆起電力を推定する方法が採用されていたため，補償の過不足により速度変動時に電流が変動してしまうことがある。また，負荷が機械的な振動系を構成している場合には逆起電力の過補償により振動を助長する場合もある。この実施例はこれらの問題を解決し，速度急変時にも電流指令値どおりにモータ電流を制御できるものである。
【００１５】
さらに図1の（Ａ）に示す本発明の実施例について図２〜図５を用いて詳細に説明する。図２は電流制御部７の処理内容を示した部分ブロック図である。電流検出パルスＰｄにより，電流制御系の有効/無効を切り換えている。図２において，d軸電流制御演算部３２，q軸電流制御演算部３１はd軸，q軸電流指令値ｉｄｒ，ｉｑｒに対して，それぞれd軸，q軸電流ｉｄ、ｉｑをフィードバックしてそれらの電流偏差が０となるように制御演算が行われる。ｄ軸，q軸切換部３４，３３では，電流検出パルスＰｄに同期してd軸，q軸電流制御演算部３２，３１の演算結果を出力するか，０を出力するかをＰＷＭ信号発生部９の搬送波に同期して，その半周期毎に切り換え制御をおこなっている。
【００１６】
具体的には，図５に示すように時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの区間１は出力を０にし，時刻ｔ（２ｎ＋１）からｔ（２ｎ＋２）までの区間２は電流制御演算結果を出力するようにしている。つまり，電流制御系として考えた場合，平均値としては，１／２の電圧しか出力されないことになる。そこで，この制御系では，電流制御系のゲインを通常の２倍とすることにより，同一の電流制御特性を確保するようにしている。ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄｓ，Ｖｑｓは、ｄ軸，q軸の切換部３４，３３の出力（Ｖｄｓ０，Ｖｑｓ０、図１参照）に逆起電力検出部５１で演算されたｄ軸，ｑ軸の逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅの値をそれぞれ加算器３４ｄ、３３ｑで加算することで得ている（図２参照）。
【００１７】
次に，図３の逆起電力検出部５１の動作について，図５を用いて説明する。図５はＰＷＭ信号発生部９の搬送波（ａ）と各部の動作を示すタイムチャートである。モータ内部で干渉し合う逆起電力の検出を行う制御部が逆起電力検出部５１で、図３にそのブロック図を示す。この逆起電力検出部５１はα軸電流差分検出部３５，β軸電流差分検出部３６，座標変換部３７，d軸逆起電力演算部３８，q軸逆起電力演算部３９から構成される。α軸電流差分検出部３５，β軸電流差分検出部３６は三相の相電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗ，を入力し，図５に示した時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）を検出するためのもので，電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）のうち，α軸成分Δｉaα（２ｎ），Δｉaβ（２ｎ）をそれぞれの電流差分検出部３５，３６で検出する。次にこれらの静止座標系（α-β軸系）の電流差分値を、座標変換部３７によりｄ-ｑ軸回転座標系に変換し，電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）のｄ軸成分Δｉａｄ（２ｎ），q軸成分Δｉａｑ（２ｎ）を算出する。Δｉａｄ（２ｎ），Δｉａｑ（２ｎ）はあくまでも静止座標系上で見た電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）のd軸，q軸成分である。
【００１８】
また，図５に示した時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの区間１は，ｄ軸，q軸切換部３４，３３の出力は0になっているので（図２参照），d軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅだけがｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄｓ，Ｖｑｓとしてそれぞれ出力される。そのため，Ｖｄｅが同期モータ１の実際のd軸逆起電力より大きい場合，d軸電流差分値Δｉａｄは正の値となり，逆にＶｄｅが小さい場合，Δｉａｄは負の値となる。Ｖｑｅについても同様の結果となる。そこで，図３のd軸逆起電力演算部３８，q軸逆起電力演算部３９において，Δｉａｄ，Δｉａｑがそれぞれ0になるように，d軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅの演算を行う。これらの演算により，Δｉａｄ，Δｉａｑがいずれも0となれば，d軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅが実際の同期モータ1の逆起電力と一致したことを意味する。このd軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅを電流制御部ＣＴＲ７に出力する。これが本実施例において逆起電力を検出する制御方法である。
【００１９】
すなわち，図５タイムチャートの逆起電力演算部の動作に示すように，区間１は逆起電力検出制御，区間２は検出した逆起電力を電流制御演算部３２，３１の出力に加算してモータ逆起電力の補償制御、のように区間によって制御を切換えている。従来のように，モータ速度だけから逆起電力を検出推定すると，実際の逆起電力との間に過不足が生じて電流制御系の特性を低下させる原因となっていた。これに対して，本方式のように，実際の逆起電力と完全に一致する電圧を逆起電力の補償量として制御に用いれば，本来の逆起電力の補償を完全に行うことができるので，電流制御の特性を常に高性能に維持できる特徴がある。
次に，前述した逆起電力検出部５１において電流変化制御を用いて検出した逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅから温度を推定する温度推定部５２の構成及び具体的な推定方法について，図４及び図６〜図８により説明する。図４に示すように温度推定部５２は座標変換部５３，磁束推定部５４，磁石・巻線温度推定部５５から構成されている。この磁石・巻線温度推定部５５から，推定した磁石温度と巻線温度の出力が、フェイルセーフ処理などに用いられる。図６には磁石温度特性，図７には磁石温度と巻線温度の関係を示す一例，図８は逆起電力を検出してからから磁石温度，モータ巻線温度を推定するまでの処理フローを示す。
【００２０】
磁石の温度特性は図６に示すように，磁石の温度上昇とともに磁束φの変化ΔΦ、すなわちｄΦ／ｄｔ値が、磁石温度が高くなるにつれて減少する特性がある。そしてある温度以上に磁石温度が上昇すると減磁してしまい、所定のトルクが発生しなくなる状態に陥る。したがって，この特性を利用して磁束変化率、すなわち逆起電力から磁石温度を推定することが可能となる。この特性は磁石の温度特性として磁石単体特性として与えられる場合もあり、予め測定して磁石の特性データを得て、記憶しておけばよい。
【００２１】
また，使用時間あるいは通電時間と磁石温度および巻線温度との関係の一例を図７に示す。図示のように磁石温度に比べ巻線温度の方が急激に上昇する特性をもっている。運転条件が同じであれば、発熱と放熱の関係からある温度に落ち着くが、その温度上昇が大きいと巻線の焼損を引き起こすおそれがある。したがって，磁石温度はもちろん巻線温度の監視も必要であり、異常温度上昇時にはそれに対応した制御処理が必要である。すなわち，逆起電力検出部５１で検出した逆起電力からモータ動作時の磁束変化を推定して磁石温度が分かれば、通電時間に応じて図７から巻線温度も推定することができる。このように図６，図７の関係から、逆起電力が分かれば、モータの磁石温度および巻線温度を推定することができる。
【００２２】
これらをもう少し詳しく説明する。温度推定部５２において，逆起電力演算部５１で検出したd軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅを座標変換部５３に入力し磁極位置θを用いて座標変換を行う。この座標変換によって三相の逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅが得られる。これらの逆起電力は
Ｖｕｅ＝−ωφsinθ                 ………（１）
Ｖｖｅ＝−ωφsin (θ−２π／３)    ………（２）
Ｖｗｅ＝−ωφsin (θ＋４π／３)    ………（３）
である。ここで，θは磁極位置，ωはモータ速度，φは永久磁石による電機子鎖交磁束（本文中では磁束φと省略している）である。磁束推定部５４では，速度検出部１３で検出したモータ速度ωと（１）〜（３）式で表される逆起電力の関係からモータの磁束φを演算する。以上の関係から推定する磁束φと，その時のモータ電流を磁石・巻線温度推定部５５に入力し，磁石温度と巻線温度を推定する。
【００２３】
次に，この磁石温度及び巻線温度について，その推定方法の一例について述べる。これらの温度推定を実現するために磁石・巻線温度推定部５５には，図６に示す磁石温度特性と，図７に示す磁石温度と巻線温度との相関関係を示す特性を例えば，マップ化して予め設定しておく。なお，磁石温度と巻線温度の関係はモータ電流の大きさによって変化することから，これらの関係を表わす特性はモータ電流をパラメータとして複数設定する。
【００２４】
このように，図６の磁石温度特性，及び図７の磁石温度と巻線温度の関係を予め設定しておくことにより，磁束推定部５４で推定した磁束φから磁石温度が推定でき，さらには図7に示す磁石温度とモータ電流の関係から巻線温度を推定することができる。以上述べてきた図１実施例の処理フローを図8に示す。
【００２５】
図８に示すように，ステップ１０１、１０２では図３に示すブロック５１の演算をおこなう。ステップ１０１では電流差分Δｉａα、Δｉａβを演算（図３のブロック３５、３６）する。ステップ１０２では逆起電力の検出演算（図３のブロック３７、３８、３９）を行う。その演算結果としての逆起電力は図３の出力信号Ｖｄｅ、Ｖｑｅである。この検出した逆起電力からステップ１０３で磁束変化Δφの推定演算（図４の座標変換部５３、磁束推定部５４の演算）により求める。このステップ１０３で演算した磁束Δφを基に，ステップ１０４において磁石温度と巻線温度を推定するために、磁石・巻線温度推定部５５の処理を実行する。すなわち予め記憶している図６、図７の関係から、磁石温度および巻線温度を推定する（図４のブロック５５）。次にステップ１０５では磁石の温度上昇、巻線の温度上昇が予め定められた上限値を超えたかどうかを判定する。上限値を越えている時はステップ１０６に示すようにモータ停止，あるいはモータ電流を抑制するなどのフェイルセーフのための制御処理を行う。上限値によっては電流抑制制御を行なう場合もある。また、磁石、あるいは巻線温度のいずれかが上限値を越えればステップ１０６のフェイルセーフ処理をおこなう。
【００２６】
なお，磁石温度から巻線温度を推定する方法として，これまで述べてきたようにモータ電流に応じて変化することを考慮して図７のような関係を予めマップ化して設定記憶、あるいは磁石温度と巻線温度の関係式を導出して数式化しておくことなどによって，磁石温度から巻線温度を推定することができる。その方法はこの例に限定されるものではない。また，先に述べてきた搬送波に同期して実行する逆起電力検出制御に比べて，磁石温度が上昇する時間は非常に長い。したがって、磁石温度、巻線温度の推定にかぎる場合は比較的長い時間間隔で逆起電力を演算しても十分に対応できる。
【００２７】
以上が本発明の実施例であり，電流センサだけを用いてモータ逆起電力を推定検出し、逆起電力からモータ温度を推定する方法を述べた。これにより，温度センサなしでモータ温度が検出でき，モータ温度異常時の処理が可能となる効果がある。さらに，温度センサの取り付けが不要となり，低コストのシステムが提供できる。
【００２８】
図９は本発明の他の実施例を示したモータ制御系のブロック構成図である。図１と比較して，逆起電力検出部５６における逆起電力の検出方法と，逆起電力の補償を電流制御部７でなく，静止座標系の各相電圧に印加することにより行うことが主な違いである。図９における電流制御部７の部分構成および演算方法を図１０のブロック図に示す。図１の実施例とほぼ同じであり同様の演算を行っている。図９が図１と異なる点は逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅを加算しないことだけであり，説明を省略する。すなわち図２では加算器３３ｑ、３４ｄによりＶｄｅ、Ｖｑｅの加算演算を行なっていたがこの部分がなく、他は同じである。この実施例における逆起電力検出部５６のブロック構成図を図１１に示す。まず，電流差分検出部４０で，電流検出パルスＰｄのタイミングにより，時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの各相の電流差分値Δｉｕ（２ｎ）、Δｉｖ（２ｎ），Δｉｗ（２ｎ）、を算出する。これらの値は図３のΔｉａα（２ｎ），Δｉａβ（２ｎ）と同じ情報を持っている。図９の制御システムにおいても，時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの間は各相の逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅを印加電圧としてインバータ３を制御するだけなので，各相の電流差分値Δｉｕ（２ｎ），Δｉｖ（２ｎ），Δｉｗ（２ｎ）が0となるように，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部４１，４２，４３で演算を行う。すなわち図３に示したように、ｑ軸、ｄ軸の逆起電力をα軸、β軸の電流差分Δｉａα、Δｉａβから求めるのではなく、Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗから求める方法である。したがって演算部４１、４２、４３の出力は三相分の逆起電力が得られる。いわば前記実施例、図４のブロック５３の出力に対応する値が、この実施例では図１１の出力が該当する。実際の同期モータ1の逆起電力を収斂演算により得ることができる。図１１の４０は電流差分検出演算部である。
【００２９】
このように電流差分値から逆起電力を演算する考え方については，図１で示した実施例とほぼ同じである。次に，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部４１，４２，４３で得られた逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅからモータ温度を推定する温度推定部のブロックを図１２に示す。図１２において,図４との違いは座標変換部５３がないことだけであり，上記（１）〜（３）式によりφを推定する。具体的な温度推定方法については前述した図４と同じく，図８に示す処理フローに従って行うことによりモータの磁石温度，巻線温度を推定できることになる。したがって，図１実施例と同様な効果が得られる。
【００３０】
図１３は磁極位置センサを用いないで，従来の電流制御よりもモータ速度急変時の特性を向上するための実施例を示したモータ制御系の構成図である。図９と比較して，図１３は磁極位置センサ５０がないこと，磁極位置検出部１２で逆起電力と磁極位置θの検出を行うことが主な違いである。この実施例で重要な処理を行う磁極位置検出部１２のブロック構成図を図１５に示す。図９実施例の逆起電力検出部５６（図１１）と、図１３実施例における磁極位置検出部１２（図１５）の違いは，磁極位置推定部４４を有していることである。すなわち，電流検出パルスＰｄのタイミングにより電流差分検出部４０で三相各相の電流差分値、Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを算出し，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の逆起電力演算部４１，４２，４３で演算を行う。逆起電力を検出する制御演算は図９実施例の図１１（ブロック５６）の場合と同じである。このように電流差分値から逆起電力を演算する考え方については，図１で示した実施例とほぼ同じである。次に，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部４１，４２，４３で得られた逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅから逆起電力の位相θｑ(ｑ軸の負方向)を演算することができる。これを行うブロックが図１５の磁極位置推定部４４である。この逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅは数式１，数式２，数式３で示す関係があることから，これらの式から磁極位置θを演算することができる。
【００３１】
このように，図１３のシステム構成を行えば，磁極位置センサなしで，電流制御性能を常に確保する制御系を実現できる。ここでは，逆起電力を用いる方法で，図１３のシステムを構成したが，同期モータ１の突極性(あるいは逆突極性)を利用して磁極位置を検出する方法と逆起電力推定による電流制御性の確保を両立する方法を適用してもよい。図１３における温度推定部５２のブロックは図１２と同じであり説明は省略する。
【００３２】
図１６に図１３実施例における処理フローを示す。図１６に示すように，ステップ１０１で電流差分Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを検出する。ステップ１０２で逆起電力検出演算（図１５のブロック４１、４２、４３の演算）を行う。この検出した逆起電力からステップ１０３で磁束φの推定演算，すなわち図１２の磁束推定部５４の演算を行う。このステップ１０３で演算した磁束φを基に，ステップ１０４において磁石温度と巻線温度を推定する磁石・巻線温度推定部５５（図１２のブロック５５）の処理を実行する。ステップ１０５において推定した磁石温度，巻線温度の上限値との関係を判定する。これらの温度上昇のうちいずれか一方でも許容値を超えている場合には，ステップ１０６に示すようにモータ停止，あるいはモータ電流を抑制するなどのフェイルセーフ処理を行う。これは図８、の場合と同じである。一方，図１３実施例は磁極位置センサを有していないため，ステップ１０２で逆起電力検出演算実施後，ステップ１０７において磁極位置θの演算，すなわち図１５に示した磁極位置推定部４４の演算を行い座標変換などのモータ制御に用いる。
【００３３】
図９実施例においては逆起電力検出部５５で，図１３実施例においては磁極位置検出部で逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅを検出している。これらの実施例においては，電流制御部７で演算したｄ，ｑ軸上の制御量Ｖｄｓ，Ｖｑｓを座標変換部８で静止座標系に変換したＶｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ、に加算してＰＷＭ信号発生部９に入力している。このようにしてモータ内部の逆起電力を補償している。
【００３４】
この時，インバータ３により三相の交流電圧に変換されるバッテリ２の直流電圧はモータの動作条件によって変動する。そこで，電流制御性能を確保するために直流電圧の大きさによってＰＷＭ信号発生部９に入力する三相電圧指令値の大きさを補正する必要があり，通常は電流制御部で演算する制御量Ｖｄｓ，Ｖｑｓを基準とする直流電圧を用いて補正している。したがって，図９，図１３実施例に示すように検出した逆起電力を用いて補償する場合は，同様に直流電圧の大きさに応じて検出した逆起電力の補正が必要となる。
【００３５】
以上が，本発明の一実施例であり，電流センサだけを用いて同期モータの磁極位置を検出するだけでなく，逆起電力からモータ温度を推定する方法を述べた。
これにより，温度センサなしでモータ温度が検出でき，モータ温度異常時の処理が可能となる効果がある。さらに，温度センサの取り付けが不要となり，低コストのシステムを構成することができる。同期モータとしては，円筒型のロータ，突極性を持つロータのいずれにも適用できる。また，磁極位置推定方法として逆起電力を検出して演算する方法を述べたが，他の磁極位置推定方法に，本実施例で述べたモータ温度推定方法を適用した場合でも同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】
本発明によれば，通常のＰＷＭ制御を行いながらモータの逆起電力を検出し，検出した逆起電力から磁束が推定できることを利用することによって，モータ温度が推定でき、モータの温度監視制御を行うことが出来る。また，逆起電力をリアルタイムに検出することにより常に高性能の電流制御性をおこなうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】同期モータの磁極位置センサ付き制御システムに本発明を適用したときの一実施例を示す。同図（Ａ）は全体のブロック構成図を、同図（Ｂ）はｄ-ｑ軸、α-βの軸関係を示す図である。
【図２】図１の電流制御部ＣＴＲにおいて行われる電流制御と印加電圧発生方法を示した部分制御ブロック図である。
【図３】図１の逆起電力検出部で行われる逆起電力の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図４】図１の温度推定部５２で行われるモータ温度の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図５】（ａ）〜（ｅ）は実施例の動作を説明するための搬送波、電流検出信号，電流制御出力，逆起電力検出部の動作，印加電圧の関係を示すタイムチャートである。
【図６】磁石温度と磁束変化率の関係を示す磁石温度特性である。
【図７】磁石温度と巻線温度との関係の一例を示す図である。
【図８】図１実施例の処理フローの概略を示す図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図１０】図９の電流制御部ＣＴＲにおいて行われる電流制御と印加電圧発生方法を示した制御ブロック図である。
【図１１】図９の逆起電力検出部５５で行われる逆起電力の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図１２】図９の温度推定部５２で行われるモータ温度の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図１３】磁極位置センサなしで，かつ高精度に逆起電力を検出して電流制御の制御性を向上する同期モータの磁極位置センサレス制御システムの構成図である。
【図１４】図１３の電流制御部７において行われる電流制御と印加電圧発生方法を示した制御ブロック図である。
【図１５】図１３の磁極位置検出部１２で行われる逆起電力及び磁極位置の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図１６】図１３実施例の処理フローを示す図である。
【符号の説明】
１--同期モータ、２--バッテリ、３--インバータ、４--コントローラ、５ｕ,５ｖ,５ｗ--電流センサ、6--電流指令値発生部、７--電流制御部、８、１１、３７--座標変換部、９--ＰＷＭ信号発生部、１０--電流検出部、１２--磁極位置検出部、１３--速度検出部、１４--電流差分演算部、３１-- d軸電流制御演算部、３２--q軸電流制御演算部、３３--ｄ軸切換部、３４--q軸切換部、３５--α軸電流差分検出部、３６--β軸電流差分検出部、３８--d軸逆起電力演算部、３９--q軸逆起電力演算部、４０--電流差分検出部、４１Ｕ相逆起電力演算部、４２--Ｖ相逆起電力演算部、４３--Ｗ相逆起電力演算部、４４--磁極位置推定部、５０--磁極位置センサ、５１--逆起電力検出部、５２--温度推定部、５３--座標変換部５４--磁束推定部、５５磁石・巻線温度推定部、５６逆起電力演算部、
【図１】
0004577949.tif 000002
【図２】
0004577949.tif 000003
【図３】
0004577949.tif 000004
【図４】
0004577949.tif 000005
【図５】
0004577949.tif 000006
【図６】
0004577949.tif 000007
【図７】
0004577949.tif 000008
【図８】
0004577949.tif 000009
【図９】
0004577949.tif 000010
【図１０】
0004577949.tif 000011
【図１１】
0004577949.tif 000012
【図１２】
0004577949.tif 000013
【図１３】
0004577949.tif 000014
【図１４】
0004577949.tif 000015
【図１５】
0004577949.tif 000016
【図１６】
0004577949.tif 000017