(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電話システムにおけるエコーパスの遅延の推定方法であって、
次の近似式：
log(Ry(n))=ai(n)+C・max(0,log(Rx(n-i・N))-bi(n))
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｎは離散時間を示し、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）は、動的に更新されるモデルパラメータであり、
Ｃは所定の定数である、
に従って、
エコーパスに入力された入力信号の入力電力推定値Ｒx（ｎ）に依存する、エコーパスから取得された、エコーを含む信号である、エコー信号のエコー電力推定値Ｒy（ｎ）をモデル化し、
エコー遅延Δを、ｂi（ｎ）を最小とするｉに対応するｉ・Ｎに決定することを特徴とする方法。
【請求項２】
該モデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を再帰的アルゴリズムによって求めることを特徴とする請求項１による方法。
【請求項３】
次の式：
0004582562.tif 000014
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｉmaxはｉmax・Ｎステップの離散時間の最大遅延を示す整数であり、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応するモデルパラメータ推定値を示し、
ｅi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応する推定誤差を示し、
μaおよびμbはアルゴリズムのステップ長パラメータを示す、
に従った再帰的アルゴリズムと、
現在のモデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）としてｂi（ｎ）が最小となる指数ｉに対応するモデルパラメータ推定値ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）を選択することを特徴とする請求項２による方法。
【請求項４】
該入力電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000015
ここで、ｘ（ｎ）は入力信号である、
に従って計算し、
該エコー電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000016
ここで、ｙ（ｎ）はエコー信号である、
に従って計算することを特徴とする請求項３による方法。
【請求項５】
エコー遅延Δを、選択された現在のモデルパラメータｂ（ｎ）の遅延として推定することを特徴とする前記請求項１〜４のいずれかによる方法。
【請求項６】
エコー戻り損失ＥＲＬを次の式：
0004582562.tif 000017
ここで、γはｌｏｇ（１０）／１０である、
に従って推定することを特徴とする前記請求項１〜４のいずれかによる方法。
【請求項７】
該エコー信号が、エコーキャンセラの後に残った残留エコー信号であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかによる方法。
【請求項８】
該入力信号が移動局への下り信号であり、該エコー信号が該移動局からの上り信号であることを特徴とする前記請求項１〜６のいずれかによる方法。
【請求項９】
電話システムにおけるエコー抑制方法であって、
次の近似式：
log(Ry(n))=ai(n)+C・max(0,log(Rx(n-i・N))-bi(n))
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｎは離散時間を示し、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）は動的に更新されるモデルパラメータであり、
Ｃは所定の定数である、
に従って、
エコーパスに入力された入力信号の入力電力推定値Ｒx（ｎ）に依存する、エコーパスから取得されたエコーを含む信号である、エコー信号のエコー電力推定値Ｒy（ｎ）をモデル化し、
エコー遅延Δを、ｂi（ｎ）を最小とするｉに対応するｉ・Ｎに決定し、
エコー戻り損失ＥＲＬを次の式：
0004582562.tif 000018
ここで、γはｌｏｇ（１０）／１０である、
に従って推定し、
動的クリップレベルを次の式：
0004582562.tif 000019
ここで、κは所定の定数である、
に従って推定し、
該エコー信号を、その電力が該クリップレベルを下回る時に抑制することを特徴とする方法。
【請求項１０】
該モデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を再帰的アルゴリズムによって求めることを特徴とする請求項９による方法。
【請求項１１】
次の式：
0004582562.tif 000020
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｉmaxはｉmax・Ｎステップの離散時間の最大遅延を示す整数であり、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応するモデルパラメータ推定値を示し、
ｅi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応する推定誤差を示し、
μaおよびμbはアルゴリズムのステップ長パラメータを示す、
に従った再帰的アルゴリズムと、
現在のモデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）としてｂi（ｎ）が最小となる指数ｉに対応するモデルパラメータ推定値ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）を選択することを特徴とする請求項１０による方法。
【請求項１２】
該入力電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000021
ここで、ｘ（ｎ）は入力信号である、
に従って計算し、
該エコー電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000022
ここで、ｙ（ｎ）はエコー信号である、
に従って計算することを特徴とする請求項１１による方法。
【請求項１３】
該エコー信号が、エコーキャンセラの後に残った残留エコー信号であることを特徴とする請求項９〜１１のいずれかによる方法。
【請求項１４】
該入力信号が移動局への下り信号であり、該エコー信号が該移動局からの上り信号であることを特徴とする前記請求項９〜１１のいずれかによる方法。
【請求項１５】
電話システムにおけるエコー電力推定装置であって、
次の近似式：
log(Ry(n))=ai(n)+C・max(0,log(Rx(n-i・N))-bi(n))
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｎは離散時間を示し、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）は、動的に更新されるモデルパラメータであり、
Ｃは所定の定数である、
に従って、
エコーパスに入力された入力信号の入力電力推定値Ｒx（ｎ）に依存する、エコーパスから取得された、エコーを含む信号である、エコー信号のエコー電力推定値Ｒy（ｎ）をモデル化し形成するための手段（４２）を有し、さらに
エコー遅延Δを、ｂi（ｎ）を最小とするｉに対応するｉ・Ｎに決定する手段（４４）を有することを特徴とする装置。
【請求項１６】
該モデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を再帰的に求めるための手段（４２）を有することを特徴とする請求項１５による装置。
【請求項１７】
該モデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を次の式：
0004582562.tif 000023
ここで、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｉmaxはｉmax・Ｎステップの離散時間の最大遅延を示す整数であり、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応するモデルパラメータ推定値を示し、
ｅi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応する推定誤差を示し、
μaおよびμbはアルゴリズムのステップ長パラメータを示す、
に従って再帰的に求めるための手段（４２）と、
現在のモデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）としてｂi（ｎ）が最小となる指数ｉに対応するモデルパラメータ推定値ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）を選択するための手段（４２）を有することを特徴とする請求項１６による装置。
【請求項１８】
該入力電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000024
ここで、ｘ（ｎ）は入力信号である、
に従って計算し、
該エコー電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000025
ここで、ｙ（ｎ）はエコー信号である、
に従って計算するための手段（４２）を有することを特徴とする請求項１７による装置。
【請求項１９】
エコー遅延Δを、選択された現在のモデルパラメータｂ（ｎ）の遅延として推定するための手段（４４）を有することを特徴とする前記請求項１５〜１８のいずれかによる装置。
【請求項２０】
エコー戻り損失ＥＲＬを次の式：
0004582562.tif 000026
ここで、γはｌｏｇ（１０）／１０である、
に従って推定するための手段を有することを特徴とする前記請求項１５〜１８のいずれかによる装置。
【請求項２１】
電話システムにおけるエコー抑制装置であって、
次の近似式：
log(Ry(n))=ai(n)+C・max(0,log(Rx(n-i・N))-bi(n))
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｎは離散時間を示し、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）は動的に更新されるモデルパラメータであり、
Ｃは所定の定数である、
に従って、
エコーパスに入力された入力信号の入力電力推定値Ｒx（ｎ）に依存する、エコーパスから取得されたエコーを含む信号である、エコー信号のエコー電力推定値Ｒy（ｎ）をモデル化し形成するための手段（４２）、
エコー遅延Δを、ｂi（ｎ）を最小とするｉに対応するｉ・Ｎに決定する手段（４４）、
エコー戻り損失ＥＲＬを次の式：
0004582562.tif 000027
ここで、γはｌｏｇ（１０）／１０である、
に従って推定するための手段（４６）、
動的クリップレベルを次の式：
0004582562.tif 000028
ここで、κは所定の定数である、
に従って推定するための手段（４８）、および
該エコー信号を、その電力が該クリップレベルを下回る時に抑制するための非線形処理装置（１８）を有することを特徴とする装置。
【請求項２２】
該モデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を再帰的に求めるための手段（４２）を有することを特徴とする請求項２１によるエコー抑制装置。
【請求項２３】
該モデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を次の式：
0004582562.tif 000029
ここで、
Ｎは所定の整数であり、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｉmaxはｉmax・Ｎステップの離散時間の最大遅延を示す整数であり、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応するモデルパラメータ推定値を示し、
ｅi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応する推定誤差を示し、
μaおよびμbはアルゴリズムのステップ長パラメータを示す、
に従って再帰的に求めるための手段（４２）と、
現在のモデルパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）としてｂi（ｎ）が最小となる指数ｉに対応するモデルパラメータ推定値ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）を選択するための手段（４２）を有することを特徴とする請求項２２によるエコー抑制装置。
【請求項２４】
該入力電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000030
ここで、ｘ（ｎ）は入力信号である、
に従って計算し、
該エコー電力推定値を次の式：
0004582562.tif 000031
ここで、ｙ（ｎ）はエコー信号である、
に従って計算するための手段（４２）を有することを特徴とする請求項２３によるエコー抑制器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、電話システムにおいてエコーを推定および抑制するための方法および装置に関するものである。
【０００２】
【発明の背景】
エコーは、例えば長距離に及ぶ通話等の遅延時間が長い電話システムまたはディジタルセル方式等の処理遅延時間が長い電話システムに関連する問題である。エコーはＰＳＴＮ／加入者インタフェース（ＰＳＴＮ＝公衆電話交換網）における４線式から２線式への転換によって発生する。このエコーを消去するため、長距離トラヒックのための中継交換機やセルラー方式の移動サービス交換局にエコーキャンセラを設けることが一般的である。
【０００３】
エコーキャンセラの位置により、エコーキャンセラは適応性を有し、同一のエコーキャンセラをＰＳＴＮ内の多数の加入者に対して使用する。この適応性は、異なる呼間のみならず、各呼内においても、例えば位相ずれや三者通話等通信網の非固定特性のために必要になる。
【０００４】
エコーキャンセラの主要部分は適応フィルタである。このフィルタはエコーを複製し、これを近端信号から減算する。エコー発生システムの認識が不完全であるため、推定エコー信号には必ず誤りが含まれる。そのため、実際には適応性フィルタを使用して得られるエコーの減衰は通常最高でもおよそ３０ｄＢである。遅延時間が長い場合、この程度の減衰では不十分であり、これらの誤りによる可聴作用を最小化するため、残留エコー抑制器を使用する。このエコー抑制器の目的は、残留信号中に推定エコーの誤差が多く含まれている場合に残留信号をさらに抑制することである。これは、出力信号が特定のレベルの場合、エコーキャンセラの出力を阻止することで達成する。
【０００５】
文献[1]は、エコー抑制器として適応中央クリッパが設けられたエコーキャンセラを記述する。エコーキャンセラにより得られた推定エコーは、この適応クリッパの閾値、つまりクリッピングウィンドウを、信号処理手段を介して制御するために使用される。残留信号の電力が適応閾値を下回ると、残留信号が阻止またはクリップされ、それ以外の場合、残留信号は無変化で適応クリッパを通過する。しかし、残留信号は残留エコーの他に、近端加入者側で発生する背景雑音も含む。場合によって、残留エコー標本値と背景雑音標本値が協力的に加算し合い、その結果得られた残留信号が閾値を超えてしまうこともある。そのため、残留エコーを含む残留信号が散発的に伝送されることとなり、不快感を与える可能性がある。
【０００６】
また、中継交換機や移動交換局におけるエコーキャンセラは共有装置であり、多数の加入者回線やエコーパスに対して使用される可能性がある。これらのエコーパスの特徴は大きく異なることもある。特に、エコーの遅延時間、電力レベルおよび線形性に差があることが多い。よって、エコー抑制器または非線形処理装置（ＮＬＰ）のために、適当な固定値を決定することが非常に困難である。そのため、エコー抑制器に転送されるエコー電力を動的に推定することが好ましい。
【０００７】
エコーの原因として他に考えられるのが、電話の受話器におけるスピーカとマイクとの音響および機械結合である。アナログの２線式加入者回線を有するＰＳＴＮ等のアナログとディジタルが混合するネットワークにおいては、このエコーは通常では可聴な妨害を起こす程のものではない。これは、受話器からのエコーが、４線式から２線式への転換による通常は遥かに強い電力エコーによって圧倒されるからである。さらに、後者のエコーのためにエコーキャンセラを適用することで、受話器によるエコーも抑制することができる。
【０００８】
一方、ディジタル電話システムにおいては、通信遅延が大きい場合、低レベルの音響または機械の漏話でも可聴となる可能性がある。これは、多くのディジタルシステムの規格においても考慮されている。例えば、ＧＳＭ規格（ＧＳＭ＝ Global System for Mobile Communications）は、交換システムにおける測定で、スピーカとマイク間のエコー損失を４６ｄＢ以上と規定している。このエコー損失は、受話器のイヤピースを耳に密着させて、受話器の音量を最大に設定した状態で測定される。しかし、通常使用する際、耳とイヤピースとの間に隙間があり、その結果エコー損失が小さくなることもあり得る。よって、受話器がＧＳＭ規格に従っていても、実際には、通常の使用の際にエコーが聞こえる可能性が残る。そのため、このエコーも検出し、交換システムから消去することが望ましい。
【０００９】
【発明の概要】
本発明の目的は、上記の課題を解消できるエコー電力の推定および抑制するための方法および装置を提供することである。
【００１０】
この目的は、添付の請求項に記載の方法および装置により達成される。
【００１１】
簡単に説明すると、本発明は、遅延エコーの電力とそのエコーを発生させる信号の電力に相互関係があるとの見解に基づくものである。この相関関係を利用して、エコーの戻り損失および遅延を推定できるモデルを作成する。そのパラメータを用いてエコー抑制器を制御するための動的閾値として使用されるクリップレベルを定める。
【００１２】
【好適な実施形態の詳細な説明】
以下の説明において、同一または同様の機能を果す要素は、同一の符号で示す。
【００１３】
発明を詳細に説明する前に、まず発明が使用される２つの環境をより詳細に説明する。
【００１４】
図１には、電話システムにおけるエコー発生システムを示す。以下遠端加入者と称する加入者Ａが、２線式回線を介してハイブリッド（当業者には周知の通り、ハイブリッドとは、４線式と２線式の接続の間のインタフェースである）に接続される。同様に、以下では近端加入者と称する加入者Ｂは、２線式回線を介して他のハイブリッドに接続される。２線式回線は、到着信号も送出信号も伝送する。遠端加入者Ａから送出された音声は、図１内の上方の２線式回線を介して近端加入者Ｂに伝送される。しかし、同様に、近端加入者Ｂから送出された音声は、図１内の下方の２線式回線を介して遠端加入者Ｂに伝送される。しかし、加入者Ｂから加入者Ａへの下方の２線式回線は、加入者Ｂにおけるハイブリッドが完全に抑制できなかった加入者Ａの送出音声のエコーも含む。同様に、図１の上方の２線式回線は加入者Ｂの送出音声のエコーを含む。
【００１５】
図２には、近端側で加入者Ａに戻るエコーが消去される様子（遠端側にも同様の構成が設けられている）を示す。入力信号ｘ（ｎ）は加入者Ａからの音声を表し、ｎは離散時間を示す。入力信号ｘ（ｎ）は、ｑ-1が後転演算子（ｑ-1ｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ−１））を示す伝達関数Ｈ（ｑ-1）のフィルタ１０および加算器１４によって表現されるハイブリッドによって減衰され、その結果得られたエコー信号ｓ（ｎ）は、加算器１４において、近端音声を含むかあるいは含まない近端信号ｖ（ｎ）と合成される。フィルタ１０の減衰は、エコーパス減衰ＥＲＬ（ＥＲＬ＝エコー戻り損失）によって表現される。そのため、得られた出力信号ｙ（ｎ）は、近端信号も遠端信号のエコーも両方とも含む。さらに、入力信号ｘ（ｎ）も、フィルタ係数を調整することにより、ハイブリッドのインパルス応答をモデル化する適応フィルタ１２に転送される。その結果得られるエコー信号ｓ（ｎ）の推定値はｓ＾（ｎ）と表す。この推定は、加算器１６において、出力信号ｙ（ｎ）から減算され、得られた誤り信号ｅ（ｎ）はフィルタ係数の調整のため適応フィルタ１２に転送されると共に、２線式回線を介して遠端加入者Ａに転送される。フィルタ１２の係数は、例えばＮＬＭＳアルゴリズム（[２]を参照）に従って調整することができる。
【００１６】
適応フィルタ１２は完全にエコーを消去できない可能性があるため、エコーキャンセラをエコー抑制器で捕捉することも可能である。図３には、文献[１]に記載のこの種の構成を示す。ここで、エコー抑制器は、推定エコー信号ｓ＾（ｎ）によって制御される可変中央クリッパである。中央クリッパ１８からの出力信号ｅvcc（ｎ）は、次の式によって表現できる。
【数１】
0004582562.tif 000002
ここで、τは中央クリッパ１８の可変閾値を示し、δは一定のスケーリング係数を示す。この伝達関数は、図４に示す。よって、信号ｅ（ｎ）が中央ウィンドウ内に位置すると完全に阻止され、そうでなければ無変化で中央クリッパ１８を通過する。しかし、閾値τはｓ＾（ｎ）の値に依存する。そのため、ｓ＾（ｎ）の値が低いと、閾値τも低くなる。この場合、信号ｅ（ｎ）に加入者Ｂからの背景雑音が多く含まれていると、｜ｅ（ｎ）｜が閾値を超える可能性もある。そのため、信号ｅvcc（ｎ）はエコーや背景雑音を散発的に含むことがある。以下に記述する本発明による解決法によってこの問題を解決することができる。
【００１７】
図５には、エコーが発生する他の環境を示す。この図面には、ディジタルセルラー電話システムの主要部を示してある。以下では下り信号と称する遠端加入者からの信号ｘ（ｎ）は、音声標本ｘ(ｎ）を音声コードに変換する音声符号器２０に転送される。音声コードは、アンテナ２４から送信するために、無線機２２に転送される。送信された信号は、移動局のアンテナ２６および無線機２８により受信される。受信された音声コードは音声復号器３０により復号化され、復号化された音声はスピーカ（イヤピース）３２に転送される。図５に示すように、スピーカ３２の音も、部分的に移動局のマイク３４に到達する。マイク３４からのエコーが含まれた信号は、音声符号器３６で符号化され、無線機２８、アンテナ２６、２４および無線機２２を介して音声複合機３８に到達する。以下では上り信号と称する復号化エコー信号ｙ(ｎ）は、エコー抑制器またはＮＬＰ４０に転送される。
【００１８】
図５に示す構成は、エコー抑制器４０の前にエコーキャンセラも含むことも可能であるが、エコーキャンセラは線形エコー効果しか消去できない線形フィルタであり、音声符号化／復号化は非線形性の強い処理であるため、図５のようにエコーキャンセラを省略しても構わない。
【００１９】
本発明は、エコー抑制器１８、４０をいかにして効率的に制御するかと言う問題を解決するものである。ここで、図６〜１３を参照してその解決法をさらに詳細に説明する。
【００２０】
図６は、信号間の遅延を無視した場合の、図５の上り信号ｙ（ｎ）の電力Ｒyの、下り信号x(n)の電力Rxに対する依存関係を示した散布図である。各電力は、次の式に従って計算されたものである。
【数２】
0004582562.tif 000003
（なお、例えば指数ウィンドウ等の他の電力計算方法も使用することもできる。）電力は、Ｎ個（例えばＮ＝６４）の音声標本値毎に計算される。この図は多数の標本を表す（４８０，０００個の音声標本値または６０秒の音声）。任意の点における強度は、その点における電力標本の数を表す。図６から、遅延が無視された場合、電力標本値間の相関関係は希薄または皆無であることが明らかである。
【００２１】
図７は同一のデータに基づくものであるが、この場合下り信号と上り信号との間に２０８ｍｓの遅延があることを前提とした。その差は歴然である。この場合、少なくともＲx＞−３０ｄＢｍ０の範囲では、電力測定値ＲxおよびＲyの間に強い相関関係がある。Ｒx ＜−３０ｄＢｍ０の範囲では、Ｒxの値に関わらず、Ｒyは−６０ｄＢｍ０となる。図７は、上り信号と下り信号との間の関係を表現できる、何らかのモデルの存在を暗示する。まず、次の関係が成立することに注目する。
【数３】
0004582562.tif 000004
式中、Ｒsはエコーの電力を示し、Ｒvは近端（移動）側で発生する信号の電力を示す。定義により、エコーの電力Ｒsは次の式の通りである。
【数４】
0004582562.tif 000005
よって、Ｒyは次のように表現できる。
【数５】
0004582562.tif 000006
両側の対数を取ると、次の式によって近似することができる。
【数６】
0004582562.tif 000007
ここで、γ＝ｌｏｇ（１０）／１０であり、Ｃ≒１で、所定の定数である。Ｃの目的は、ｌｏｇＲv＝ｌｏｇＲx−γＥＲＬの場合により近い近似値を得ることである。この近似では、ＲvおよびＥＲＬは未知数と認識する。ここで、次の式によって定義されるパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を導入する。
【数７】
0004582562.tif 000008
これらの定義を用いることで、上記の近似式は次のように書き換えられる。
【数８】
0004582562.tif 000009
ここで、パラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を動的に推定する必要がある。このモデルは図８に示すグラフで表す。
【００２２】
前記の式からエコー遅延に関する詳細な情報は得られない。遅延を求めるため、複数の異なる遅延時間に対してモデルのパラメータａ（ｎ）およびｂ（ｎ）を計算し、最小のｂ（ｎ）推定値に対応する遅延時間が実際のエコー遅延の推定値として選択される。ＥＲＬは、ＥＲＬ＝（ｂ（ｎ）−ａ（ｎ））／γに従って推定され、ここでａ（ｎ）およびｂ（ｎ）は推定遅延時間に対応するパラメータである。パラメータの推定は、好ましくは再帰的アルゴリズムによって行われる。電力推定値ＲxおよびＲyは、例えばＮ＝６４の矩形ウィンドウについて計算される。下り電力推定値Ｒxの遅延推定値は、予想最大エコー遅延に対応する遅延までが記憶される。例えば、エコー遅延時間が最大２６４ｍｓであることが分かっていれば、合計３３個の遅延電力推定値を記憶する必要がある（３３×６４＝２１１２個の標本であり、これは８０００標本／ｓの標本周波数では２６４ｍｓに対応する）。そして、パラメータａおよびｂの推定は次のＬＭＳ型アルゴリズムにより各遅延に対してＮ個の標本毎に再帰的に計算される。
【数９】
0004582562.tif 000010
ここで、
ｉはｉ・Ｎステップの離散時間の遅延を示す指数であり、
ｉmaxはｉmax・Ｎステップの離散時間の最大遅延を示す整数であり、
ａi（ｎ）およびｂi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応するモデルパラメータ推定値を示し、
ｅi（ｎ）はｉ個の標本の遅延に対応する推定誤差を示し、
μaおよびμbはアルゴリズムのステップ長パラメータを示す。
アルゴリズム中、複雑性をさらに軽減するために「ｌｏｇ」を２を底とした対数の整数部とすることも可能である。
【００２３】
このアルゴリズムは図９の閾値推定器５０のブロック４２により実行される。ブロック４４において、エコー遅延はｂi（ｎ）の値が最小となった離散時間遅延として認識される。この最小値は、現在のパラメータ値b（ｎ）としても使用される。よって、遅延Δは次のように求めることができる。
【数１０】
0004582562.tif 000011
【００２４】
次いで、ブロック４６において上で求めた指数ｉおよび対応するパラメータ値ｂ（ｎ）を使用して次の式に従ってエコー戻り損失ＥＲＬが求められる。
【数１１】
0004582562.tif 000012
ここで、ａ（ｎ）はｂ（ｎ）と同等（同一の指数ｉ）の遅延を有する値ａi（ｎ）である。
【００２５】
最後に、ブロック４８では、次の式に従って推定遅延Δおよびエコー戻り損失ＥＲＬによって動的閾値またはクリップレベルが推定される。
【数１２】
0004582562.tif 000013
ここで、κはＥＲＬの推定に伴う不確実性を考慮するために導入する好ましくは１０のオーダーの定数である。
【００２６】
閾値推定器５０のブロックの動作は好ましくは１つまたは複数のマイクロ／信号処理装置によって実行される。
【００２７】
図１０には、図５に似たディジタルセルラー電話システムを示すが、エコー抑制器４０を制御するための本発明による閾値推定器５０が設けられている。上述の通り、閾値推定木５０は動的クリップレベルを推定する。このクリップレベルはエコー抑制器４０に転送される。上り信号ｙ（ｎ）の電力がこのクリップレベルを下回ると、信号はエコーに圧倒されたと判断され、阻止され、そうでなければ移動局から送出された近端信号が優勢であると判断され、無変化でエコー抑制器４０を通過する。信号が阻止される場合、その代わりに快適音を追加することもできる。動的クリップレベルとの比較は標本毎に行われる。
【００２８】
上記でセルラー電話システムに関連して説明したエコー抑制器と同様のものを通常のＰＳＴＮに適用することも可能である。これは図１１および１２に示す。
【００２９】
図１１は、エコーキャンセラの後方に設けられた非線形処理装置またはエコー抑制器１８を制御するための閾値推定器５０を有する電話システムのブロック図である。この実施形態において、「下り」信号とは遠端加入者からの信号ｘ（ｎ）に対応し、「上り」信号は残留エコー信号ｅ（ｎ）に対応する。これを前提として、エコー抑制機１８を、図１０のエコー抑制機４０と同様に制御する。
【００３０】
図１２は、エコーキャンセラの後方に設けられた非線形処理装置またはエコー抑制器１８を制御するための閾値推定器５０を有する電話システムの他の実施形態である。この実施形態において、「下り」信号は、遠端加入者信号ｘ（ｎ）ではなく、エコー推定信号ｓ＾（ｎ）に対応する。その理由は、エコー推定値はいずれにしてもエコーキャンセラを制御するために計算する必要があり、それに信号ｘ（ｎ）に対して明らかに強い相関関係を有するため、閾値推定のために再使用しても良いからである。
【００３１】
図１３は本発明による閾値推定方法を示すフローチャートである。ステップＳ１において、現在の推定値ＲxおよびＲyが計算される。ステップＳ２は、遅延されたＲxに対してモデルパラメータ候補ａiおよびｂiを再帰的に求める。ステップＳ３において最小値に対応するｂiがモデルパラメータｂとして選択され、ステップＳ４において対応する遅延Δ（指数ｉ）が現在のエコー遅延として認識される。ステップＳ５において、同等の遅延を有するモデルパラメータ候補ａiがモデルパラメータａとして選択される。ステップＳ６は、ａ、ｂおよび遅延の推定値から現在のエコー戻り損失ＥＲＬを推定する。ステップＳ８において、ＥＲＬの推定値とΔステップ前に測定されたＲxの推定値から現在のクリップレベルが推定される。最後に、次のＲxおよびＲyの推定値を求めるため、ステップＳ１に戻る（同時に、最も古いＲxの値は除去される）。
【００３２】
本発明は、移動端末における音響漏話から発生するエコーやエコーキャンセラの線形フィルタの後に残る残留エコー等の低レベルエコーの電力レベルおよび遅延を検出し、推定するための計算処理上効率的な方法である。求められたパラメータは、エコーが存在する時に通信を阻止するスイッチ（ＮＬＰ）の操作を制御するために使用することができる。
【００３３】
漏話を消去する目的では、通常のエコーキャンセラを動的に制御されたエコー抑制スイッチに置き換えることができるので、本発明は計算処理を大きく節約できる。この構成におけるエコーパスの非線形性により、提案の方法の主観的性能は遥かに複雑なエコーキャンセラの性能と同等である。
【００３４】
添付の請求項に記載された範囲およびその要旨から逸脱しないで本発明に様々な変更や改造が可能であることは当業者には理解されることであろう。
【００３５】
【参考文献】
[１]  アメリカ特許第4 577 071号、出願人British Telecommunications
[２]  D. T. M. Slock, "On the Convergence Behavior of the LMS and the Normalized LMS Algorithms", IEEE Transactions on Signal Processing, 41(9):2811-2825, September 1993
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、エコー発生システムを示すブロック図である。
【図２】  図２は、エコー消去システムを示すブロック図である。
【図３】  図３は、可変中央クリッパを有する既知のエコーキャンセラを示すブロック図である。
【図４】  図４は、図３のエコーキャンセラの中央クリッパの伝達関数を示すものである。
【図５】  図５は、セルラー電話システムにおけるエコー発生システムを示すブロック図である。
【図６】  図６は、信号間の遅延がゼロであるセルラー電話システムにおける上りと下り信号の電力間の相関関係を示す散布図である。
【図７】  図７は、信号間に遅延が存在するセルラー電話システムにおける上りと下り信号の電力間の相関関係を示す散布図である。
【図８】  図８は、信号間に遅延が存在するセルラー電話システムにおける上りと下り信号の電力間の相関関係を示す散布図である。
【図９】  図９は、エコー抑制非線形処理装置を制御するための動的閾値を推定するための装置を示すブロック図である。
【図１０】  図１０は、非線形処理装置を制御するための閾値推定装置が設けられたセルラー電話システムを示すブロック図である。
【図１１】  図１１は、エコーキャンセラに続いて非線形処理装置を制御するための閾値推定装置が設けられた電話システムを示すブロック図である。
【図１２】  図１２は、エコーキャンセラに続いて非線形処理装置を制御するための閾値推定装置が設けられた電話システムの変更実施形態を示すブロック図である。
【図１３】  図１３は、本発明による閾値推定方法を示すフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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