(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの入力を整流する整流回路と、
その整流電圧を平滑する第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサとの直列接続と、
前記第１の平滑コンデンサと前記第２の平滑コンデンサとで平滑された電圧を入力として、高周波スイッチングにより電圧変換を行うDC/DCコンバータと、
アノードがインダクタンス素子を介して前記整流回路の正の出力に接続されカソードが前記第２の平滑コンデンサの正側端子に接続される第１のダイオードと、
アノードが前記インダクタンス素子を介して前記整流回路の正の出力に接続されカソードが前記DC/DCコンバータに発生する高周波交流電圧源に接続される第２のダイオードと、
アノードが前記整流回路の正の出力に接続されカソードが前記第１の平滑コンデンサの正側端子と前記第２の平滑コンデンサの負側端子との接続点に接続される第３のダイオードと、
アノードが前記第２の平滑コンデンサの負側端子に接続されカソードが前記第２の平滑コンデンサの正側端子に接続される第４のダイオードとを備えた
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記インダクタンス素子は、第１及び第２の端子を持つ単一の巻線により構成されたインダクタであり、前記第１の端子が前記整流回路の正の出力に接続され、前記第２の端子が前記第１のダイオードを介して前記第２の平滑コンデンサの正極に接続され、前記高周波交流電圧源が、前記第３のダイオードを介して、前記第１の端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記インダクタンス素子は、複数の巻線により構成された３つ以上の端子を持つカップルドインダクタであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記カップルドインダクタは、結合係数が0.9以下であることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線を備えたトランス構成を成しており、前記第１の巻線が前記整流回路の正の出力と前記第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介し直列に接続され、前記第２の巻線が、前記整流回路の正の出力と前記高周波交流電圧源との間に前記第２のダイオードを介して接続されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線の接続点をセンタタップとするインダクタンス素子であり、前記第１の巻線と第２の巻線が整流回路の正の出力と第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介し直列に接続され、前記センタータップが前記第２のダイオードを介して前記高周波交流電圧源に接続されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線の接続点をセンタタップとするインダクタンス素子であり、前記第１の巻線が前記整流回路の正の出力と前記第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介して直列に接続され、前記第２の巻線が前記第２のダイオードを介して前記高周波交流電圧源に接続されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記DC/DCコンバータは、フライバック方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項９】
前記DC/DCコンバータは、フォワード方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１０】
前記DC/DCコンバータは、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１１】
前記高周波交流電圧源は、前記DC/DCコンバータ内に備えられたトランスから取り出されるように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源の力率改善と高調波抑制に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は従来のスイッチング電源の一例を示す回路図である。同図において、交流電源ＡＣは、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４で構成されたブリッジ整流器１１に接続され、このブリッジ整流器１１には平滑コンデンサＣ２が並列接続されている。
【０００３】
平滑コンデンサＣ２の正側端子はトランスＴＲの１次側巻線端子２１に接続され、トランスＴＲの１次側巻線端子２２はスイッチング素子Ｑを介して平滑コンデンサＣ２の負側端子に接続されている。
【０００４】
トランスＴＲの２次側巻線端子２３と２４は、ダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ４によって構成される整流回路２５に接続され、整流回路２５の出力は負荷回路３１に接続されている。
【０００５】
制御回路２６は、整流回路２５の出力電圧を監視し、整流回路２５の出力電圧が一定の値になるようにスイッチング素子Ｑの制御信号Ｖｇａｔｅを制御している。このトランスＴＲと整流回路２５とスイッチング素子Ｑと制御回路２６は、トランスＴＲの１次側に印加された直流電力をトランスＴＲの２次側に絶縁伝送するＤＣ／ＤＣコンバータ２０を構成している。
【０００６】
このような構成のスイッチング電源１０では、交流電源ＡＣの出力をブリッジ整流器１１及び平滑コンデンサＣ２によって直流変換された直流電圧ＶＣ２がＤＣ／ＤＣコンバータ２０のトランスＱの１次巻線端子２１に印加されて、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのスイッチング素子Ｑによってオンオフされる。
【０００７】
すると１次側巻線Ｎ１を流れる電流ＩＮ１がパルス状に流れるため２次巻線Ｎ２にはスイッチング電流ＩＤ５が誘起され、これをダイオードＤ５およびコンデンサＣ４で構成された整流回路２５によって直流化し負荷回路３１に供給している。このような構成のスイッチング電源は、一般的にコンデンサインプット型のスイッチング電源と呼ばれる。
【０００８】
また、図１７に示すスイッチング電源は、シングルステージ型のスイッチング電源と呼ばれ、図１６に示したコンデンサインプット型のスイッチング電源に比べ力率を改善することが可能である。
【０００９】
同図に示すシングルステージ型のスイッチング電源では、フィルタインダクタLと平滑コンデンサＣ２の接続点にダイオードＤ１が挿入されると共に、同接続点がダイオードＤ２を介してDC/DCコンバータ２０の主スイッチまたは、主巻線の中間タップに相当する巻線端に接続されている。
【００１０】
DC/DCコンバータ２０は、ここに発生する高周波交流電圧によりフィルタインダクタＬを励磁し、昇圧コンバータとして動作する。この昇圧コンバータをインダクタ電流不連続モード（DCM）で動作させると、コンデンサインプット型のスイッチング電源に比べて入力電流の導通角が広がるため力率を改善することが可能である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来のコンデンサインプット型のスイッチング電源では、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２より低い状態では平滑コンデンサＣ２の入力電流ＩＣ２が流れない。このためスイッチング電源１０の入力電流（交流電源ＡＣの出力電流である。）Ｉｉｎの波形がパルス状になるため、入力電流の導通角が小さくなり、力率の低下と高調波電流の増加を招くという問題点があった。
【００１２】
図１８は、上述したコンデンサインプット型のスイッチング電源１０の入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎと交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔと平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の波形図である。
【００１３】
同図より明らかなように、入力電流Ｉｉｎは、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２より低い区間Ｔ２では流れず、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２より高い区間Ｔ１ではパルス状に流れる。
【００１４】
従って従来のコンデンサインプット型のスイッチング電源では、入力電流Ｉｉｎがパルス状に流れることによって、入力電流の導通角が小さくなりスイッチング電源１０の力率の低下を招くと共に高調波電流の増加を招いてしまう。
【００１５】
また、上述したシングルステージ型のスイッチング電源では、平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２をインダクタＬよって昇圧することにより、入力電流Ｉｉｎの導通角を広げ、力率を改善することが可能であるが、この方式は、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を上昇させてしまうため、コンデンサインプット型のスイッチング電源に用いる平滑コンデンサに比べ、高価な高耐圧用のコンデンサを用いる必要があり、製造コストが増加するという問題点があった。
【００１６】
図１９は、上述したシングルステージ型のスイッチング電源の入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎと交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔと平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２とインダクタＬの端子電圧Ｖｎｂとインダクタ電流ＩＬの波形図である。
【００１７】
同図に示すように、シングルステージ型のスイッチング電源では、平滑コンデンサＣ２に接続されたインダクタを高周波電源によって励磁することによって、平滑コンデンサの電圧ＶＣ２に、巻線タップ電圧ＶＮＢを重畳させて入力電流Ｉｉｎの導通角を広げている。
【００１８】
ところが、このような方式は、平滑コンデンサＣ２の耐圧電圧を、平滑コンデンサの電圧ＶＣ２＋巻線タップ電圧Ｖｎｂ以上の値に設計する必要があるため、高価な高耐圧用のコンデンサを用いる必要があり、製造コストが増加してしまう。
【００１９】
本発明は、上記課題を解決するもので、コンデンサインプット型のスイッチング電源と同程度の耐圧の平滑コンデンサが使用可能であると共に力率を改善することが可能なスイッチング電源を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために請求項１に記載の発明では、交流電源からの入力を整流する整流回路と、その整流電圧を平滑する第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサとの直列接続と、前記第１の平滑コンデンサと前記第２の平滑コンデンサとで平滑された電圧を入力として、高周波スイッチングにより電圧変換を行うDC/DCコンバータと、アノードがインダクタンス素子を介して前記整流回路の正の出力に接続されカソードが前記第２の平滑コンデンサの正側端子に接続される第１のダイオードと、アノードが前記インダクタンス素子を介して前記整流回路の正の出力に接続されカソードが前記DC/DCコンバータに発生する高周波交流電圧源に接続される第２のダイオードと、アノードが前記整流回路の正の出力に接続されカソードが前記第１の平滑コンデンサの正側端子と前記第２の平滑コンデンサの負側端子との接続点に接続される第３のダイオードと、アノードが前記第２の平滑コンデンサの負側端子に接続されカソードが前記第２の平滑コンデンサの正側端子に接続される第４のダイオードとを備えたことを特徴とするものである。
【００２１】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記インダクタンス素子は、第１及び第２の端子を持つ単一の巻線により構成されたインダクタであり、前記第１の端子が前記整流回路の正の出力に接続され、前記第２の端子が前記第１のダイオードを介して前記第２の平滑コンデンサの正極に接続され、前記高周波交流電圧源が、前記第３のダイオードを介して、前記第１の端子に接続されることを特徴とするものである。
【００２２】
請求項３に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記インダクタンス素子は、複数の巻線により構成された３つ以上の端子を持つカップルドインダクタであることを特徴とするものである。
【００２３】
請求項４に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、結合係数が0.9以下であることを特徴とするものである。
【００２４】
請求項５に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線を備えたトランス構成を成しており、前記第１の巻線が前記整流回路の正の出力と前記第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介し直列に接続され、前記第２の巻線が、前記整流回路の正の出力と前記高周波交流電圧源との間に前記第２のダイオードを介して接続されることを特徴とするものである。
【００２５】
請求項６に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線の接続点をセンタタップとするインダクタンス素子であり、前記第１の巻線と第２の巻線が整流回路の正の出力と第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介し直列に接続され、前記センタータップが前記第２のダイオードを介して前記高周波交流電圧源に接続されることを特徴とするものである。
【００２６】
請求項７に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線の接続点をセンタタップとするインダクタンス素子であり、前記第１の巻線が前記整流回路の正の出力と前記第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介して直列に接続され、前記第２の巻線が前記第２のダイオードを介して前記高周波交流電圧源に接続されることを特徴とするものである。
【００２７】
請求項８に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、フライバック方式であることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項９に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、フォワード方式であることを特徴とするものである。
【００２９】
請求項１０に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式であることを特徴とするものである。
【００３０】
請求項１１に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記高周波交流電圧源は、前記DC/DCコンバータ内に備えられたトランスから取り出されるように構成されたことを特徴とするものである。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下図面を用いて本発明を詳しく説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す回路図である。尚、同図において従来例と同様の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００３２】
本発明の基本回路は、図１に示すように、インダクタンス素子Ｌの一方端子をブリッジ整流器等の整流回路１１の正側端子に直列に結線し、他方端子をダイオードＤ１を直列に介して平滑コンデンサC2の正側端子に接続し、インダクタンス素子Ｌを励磁する端子をダイオードＤ２を直列に介して絶縁形DC/DCコンバータ２０内の高周波交流電圧源に接続するとともに、平滑コンデンサC1を同C2に直列に接続し、その接続点とブリッジ整流器１０の正側端子をダイオードＤ３を直列に介して接続し、平滑コンデンサC2と並列にダイオードＤ４を接続されて構成されている。
【００３３】
このような基本回路をフライバックコンバータに適用した具体的な回路例を図２に示す。
【００３４】
本回路例では、トランスＴの一次側巻線に中間タップを設け、これに現れる電圧を高周波交流電圧源として使用している。また、この中間タップによって分割された一次側巻線をそれぞれＮ１，Ｎ２とし、二次側巻線をＮ３とする。
【００３５】
以下、図３〜図９を用いて、上記図２に示したスイッチング電源の動作について、説明する。尚、図３は、上記図２に示したスイッチング電源の電源投入時の動作を説明する図であり、図４，５は、通常動作時の動作を説明する図であり、図６，７は、停止時の動作を説明する図である。また、図８は、商用周波数における、入力電流Iin、平滑コンデンサ電圧Vc1、Vc2を示す図であり、図９はスイッチング周波数における代表的な動作電圧、電流を示す図である。
【００３６】
尚、図８，９の動作波形は、回路シミュレータを用いて得られたものであり、各回路定数は、それぞれ、
L=90uH,C1=C2=220uF,T=400uH,N1:N2:N3=12:24:19,C3=1uF,C4=680μＦ
である。
【００３７】
更に、以下の説明では、商用電源ＡＣからEMIフィルタ４１及びブリッジ整流器１１を電圧源５１として示し、この電圧源５１の出力電圧をVrectとする。また、簡単のため、ダイオードの順方向電圧降下、巻線の寄生抵抗等は無視する。
【００３８】
電源投入時、すなわち電圧源Vrectが印可されると、図３に示すように、ダイオードD3を介して平滑コンデンサC1が電圧源Vrectの最大値まで充電される。
【００３９】
このとき、平滑コンデンサC2の正側の端子と負側の端子にかかる電圧は直流的には等しく、平滑コンデンサC2は充電されない。この関係はDC/DCコンバータ２０が起動するまで維持される。
【００４０】
DC/DCコンバータ２０が起動すると、図４に示すように、スイッチQがオンのときには、直列接続された平滑コンデンサC1、C2の電圧VＣ2によりトランスTが励磁される。
【００４１】
このときトランスTの巻き数比N1：N2の位置に設けられたタップの電圧は、VNB＝N2 / (N1+N2) となり、これが入力電圧Vrectより低いとL→D2→N2→Qの経路Ｒｔ１が導通し、インダクタLが励磁される。
【００４２】
スイッチQがオフのときには、図５に示すように、トランスTのリセット電流が2次側のダイオードD5により整流されて出力される。また、インダクタLのリセット電流がダイオードD1→C2→C1の経路Ｒｔ２で流れ、平滑コンデンサC1、C2を充電する。
【００４３】
図４，５の期間の代表的な波形を図９に示す。同図は、本発明のスイッチング電源におけるスイッチング素子Ｑのゲート電圧Ｖｇａｔｅと、トランスＴに流入する電流ＩＴと、各ダイオードＤ１〜Ｄ５に流れる電流ＩＤ１〜ＩＤ５の波形図である。
【００４４】
同図に示すように、ゲート電圧Ｖｇａｔｅによってスイッチング素子Qのオンオフを繰り返すことにより、電圧源５１からスイッチング電源に流入する電流ＩＤ１〜ＩＤ３に高周波成分が重畳される。
【００４５】
また、電流ＩＤ１〜ＩＤ３を加算した電流は、交流電源ＡＣからスイッチング電源に流入する入力電流Ｉｉｎと同一であり、この時の入力電流Ｉｉｎは、図８に示したＩｉｎの波形のようになる。
【００４６】
同図Ｉｉｎの波形より明らかなように、この波形の導通角Ｔ３は、従来例で説明したシングルステージ型の電源と同様に、図２２に示したコンデンサインプット型の導通角Ｔ１に比べて広くなっているため、力率が改善される。
【００４７】
一方、平滑コンデンサ電圧に注目すると、インダクタLの動作は昇圧コンバータ動作となるので平滑コンデンサ電圧VＣ2が上昇する。
【００４８】
平滑コンデンサC1は、電源投入時に入力電圧Vrectの最大値まで充電されているため、インダクタLによる昇圧分は主に平滑コンデンサC1の正側端子に直列接続された平滑コンデンサC2に印可される。
【００４９】
すなわち、平滑コンデンサ電圧Vc2のうち、平滑コンデンサC1に入力電圧分を、同平滑コンデンサC2に昇圧分をそれぞれ受け持たせることができる。この時の電圧源５１の出力電圧Vrectと、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧ＶＣ１、ＶＣ２の波形を図８に示す。
【００５０】
同図において、平滑コンデンサ電圧VＣ1は、前述のとおり、入力電圧Vrectの最大値で充電されるが、毎スイッチング周期ごとにトランスTの励磁電流で放電し、インダクタLのリセット電流で充電されるため、高周波の充放電による成分が重畳される。
【００５１】
このため、平滑コンデンサ電圧VＣ1のピーク電圧は入力電圧Vrectの最大値よりも若干高目の値となる。しかし、インダクタLのインダクタンス値、及びトランスTのタップ位置N1：N2を適切に設定し、インダクタLによる昇圧を抑えることで、この高周波成分によるピーク電圧の増加を許容可能な範囲に抑えることができる。
【００５２】
入力電圧Vrectが停止すると、図６の経路Ｒｔ３に示すように、DC/DCコンバータ２０は平滑コンデンサC1、C2に蓄えられたエネルギーで動作する。平滑コンデンサC2に充電される電圧はインダクタLによる昇圧分であり、これは平滑コンデンサC1に充電される入力電圧Vrectのピーク相当の電圧よりも低いため、先ず平滑コンデンサC2の放電が完了し、図７の経路Ｒｔ４に示すように、ダイオードD4が導通して平滑コンデンサC1の放電する。
【００５３】
つまり、本発明のスイッチング電源では、このような動作により、シングルステージ型のスイッチング電源において、入力電圧のピーク電圧を受け持つコンデンサC1と、昇圧分を受け持つコンデンサC2とに平滑コンデンサを分割し、平滑コンデンサにコンデンサインプット型のスイッチング電源に用いる平滑コンデンサと同程度の耐圧の平滑コンデンサを使用して、力率を改善することが可能となる。
【００５４】
従来例で説明したコンデンサインプット型の電源では、平滑コンデンサC1に印可される電圧は、入力電圧のピーク電圧程度であるため低価格の平滑コンデンサを用いて安価に製造することが可能であるが力率が悪い。
【００５５】
一方、従来例で説明したシングルステージ型スイッチング電源では、力率は改善されるが、平滑コンデンサC1には、入力電圧のピーク電圧に加え、インダクタLによる昇圧分が共に印可されるため、コンデンサインプット型の電源に比べて高い耐圧の平滑コンデンサが必要になる。
【００５６】
高耐圧のコンデンサは高価であるため、これを用いることは、電源全体のコストが上昇してしまう欠点がある。
【００５７】
本発明では、この問題点を解決し、コンデンサインプット型のスイッチング電源と同程度の平滑コンデンサを用いて、力率を改善することができるシングルステージ型のスイッチング電源を実現することが可能となる。
【００５８】
図１０に本発明のスイッチング電源の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源では、上述したインダクタLを巻線ｎ１、ｎ２から成るトランス型のカップルドインダクタL１で置き換えて構成されている。このような構成のスイッチング電源では、カップルドインダクタL１の各巻線の巻数比n1:n2、結合係数等の設定により、単なるインダクタＬを用いた場合に比べ、より広い電力範囲に適用することができる。
【００５９】
図１１に本発明のスイッチング電源の第２の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源では、上記図１０のカップルドインダクタL１をセンタータップ型のインダクタンス素子Ｌ２に置き換えて構成されている。このような構成のスイッチング電源では、図１０におけるカップルドインダクタL１において巻数比をn1＜n2としたときと同様に動作する。
【００６０】
また、上記第２の変形実施例において、カップルドインダクタを図１２のような構成とすると、図１０におけるカップルドインダクタL１において巻数比をn1＞n2としたときと同様に動作する。
【００６１】
図１３に本発明のスイッチング電源の第３の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源では、上記図１０のダイオードD1をブリッジ整流器１１と兼用して構成されている。このような構成のスイッチング電源では、図１０の構成と比べ、入力からDC/DCコンバータ２０までのダイオードの順方向電圧降下による損失が軽減される利点がある。
【００６２】
図１４に本発明のスイッチング電源の第４の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源では、上記図１０のDC/DCコンバータ２０をフォワード型にして構成されている。このような構成のスイッチング電源においても、図１０の回路と同様の効果を得ることができる。
【００６３】
ここで、参考までに、図１５に、本発明のスイッチング電源と、従来のシングルステージ型のスイッチング電源の平滑コンデンサ電圧の実験値を示す。ただし、使用した回路は、図１０に示した第１の変形実施例の回路を用いており、カップルドインダクタLの値は90uH、結合係数0.98、巻き数比n1:n2=1.5:1、トランスTは巻き数比N1:N2:N3＝13:23:19である。
【００６４】
また、本発明のスイッチング電源では、インダクタ電流連続モード（CCM）においても、上述した構成のカップルドインダクタ素子の結合係数を例えば０．９以下の低い値に調整することによって、スイッチング電源の力率を改善できることが実験によって確認されている。
【００６５】
なお、以上の説明は、本発明の説明および例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎない。したがって本発明は、上記実施例に限定されることなく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、変形をも含むものである。
【００６６】
例えば、本発明に用いられるDC/DCコンバータは、上述したフライバック型やフォワード型のものに限定されず、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式のDC/DCコンバータを用いても、上記と同様の効果を得ることが可能である。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によればシングルステージ型のスイッチング電源において、平滑コンデンサを入力電圧のピーク電圧を受け持つコンデンサC1と、昇圧分を受け持つコンデンサC2に分割すると共に、これらを上述した複数のダイオードを用いて接続することにより、コンデンサインプット型の電源に用いる平滑コンデンサと同程度の耐圧の平滑コンデンサを用いることが可能となる。
【００６８】
この場合、部品点数は従来のシングルステージ型のスイッチング電源に比べ増加するが、追加部品となる平滑コンデンサC2は、昇圧分だけ受け持つので数十V耐圧程度のコンデンサで済み、これによるコスト増は、平滑コンデンサC1に高耐圧のコンデンサを用いるのに比べると小さい場合が多い。
【００６９】
また、ダイオードD3、D4が追加部品となるが、導通する期間が短く、D1、D2に比べると定格の低いものが使用できることもあり、これらのコスト増を含めても、なお電源全体のコストは従来のシングルステージ型のスイッチング電源よりも抑えられる場合が多い。
【００７０】
従って、本発明では、力率改善が可能なシングルステージ型のスイッチング電源を、安価な部品を用いて構成することが可能となるため、安価で高効率のスイッチング電源を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明に係るスイッチング電源の具体的な回路図である。
【図３】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図６】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図７】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図８】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図９】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図１０】本発明に係るスイッチング電源の第１の変形実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明に係るスイッチング電源の第２の変形実施例を示す回路図である。
【図１２】第２の変形実施例の応用例を示す回路図である。
【図１３】本発明に係るスイッチング電源の第３の変形実施例を示す回路図である。
【図１４】本発明に係るスイッチング電源の第４の変形実施例を示す回路図である。
【図１５】本発明に係るスイッチング電源の効果を説明する表である。
【図１６】従来のスイッチング電源の一例を示す回路図である。
【図１７】従来のスイッチング電源の一例を示す回路図である。
【図１８】コンデンサインプット型のスイッチング電源の波形図である。
【図１９】シングルステート型のスイッチング電源の波形図である。
【符号の説明】
ＡＣ  交流電源
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４  ダイオード
Ｌ、Ｌ１、Ｌ２  インダクター
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４  コンデンサ
Ｔ、ＴＲ  トランス
Ｑ  スイッチング素子
１１  ブリッジ整流器
２０  ＤＣ／ＤＣコンバータ
２５  整流回路
２６  制御回路
３１  負荷回路
４１  ＥＭＩフィルタ
５１  電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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