(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割手段と、
分割された上記入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換手段と、
上記分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割手段と、
再度分割された上記ディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記ディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化手段と、
上記符号化されたディジタル信号を逆符号化する逆符号化手段と、
上記符号化される前のディジタル信号と上記逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算手段と、
上記誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記誤差を符号化する符号化手段とを備え、
複数の上記周波数変換手段、複数の上記第２の帯域分割手段、複数の上記適応ビット割当符号化手段、複数の上記逆符号化手段、複数の上記減算手段、および複数の上記符号化手段をそれぞれ帯域毎に設ける圧縮データ記録装置。
【請求項２】
再度分割された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を調整するゲインコントロール手段を有する請求項１記載の圧縮データ記録装置。
【請求項３】
入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割ステップと、
分割された上記入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換ステップと、
上記分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割ステップと、
再度分割された上記ディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記ディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化ステップと、
上記符号化されたディジタル信号を逆符号化する逆符号化ステップと、
上記符号化される前のディジタル信号と上記逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算ステップと、
上記誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記誤差を符号化する符号化ステップとを備え、
複数の上記周波数変換ステップ、複数の上記第２の帯域分割ステップ、複数の上記適応ビット割当符号化ステップ、複数の上記逆符号化ステップ、複数の上記減算ステップ、および複数の上記符号化ステップをそれぞれ帯域毎に処理する圧縮データ記録方法。
【請求項４】
再度分割された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を調整する請求項３記載の圧縮データ記録方法。
【請求項５】
入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割手段と、
分割された上記入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換手段と、
上記分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割手段と、
再度分割された上記ディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記ディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化手段と、
上記符号化されたディジタル信号を逆符号化する第１の逆符号化手段と、
上記符号化される前のディジタル信号と上記逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算手段と、
上記誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記誤差を符号化する符号化手段とを備え、
複数の上記周波数変換手段、複数の上記第２の帯域分割手段、複数の上記適応ビット割当符号化手段、複数の上記第１の逆符号化手段、複数の上記減算手段、および複数の上記符号化手段をそれぞれ帯域毎に設けることにより生成された上記ディジタル信号および上記誤差を圧縮データとして記録する記録手段と、
上記圧縮データから帯域毎のディジタル信号および誤差を分離する分離手段と、
分離された上記帯域毎のディジタル信号および誤差を、割り当てられたビット数で復号する復号手段と、
復号された上記帯域毎のディジタル信号および誤差を加算し、帯域毎のディジタル信号を生成する加算手段と、
加算された上記帯域毎のディジタル信号を逆符号化する第２の逆符号化手段と、
逆符号化された上記帯域毎のディジタル信号を合成し、合成された上記ディジタル信号または「０」を帯域毎に選択して出力する第１の帯域合成手段と、
帯域毎に選択され、出力された上記ディジタル信号および／または「０」を再度合成し、出力ディジタル信号を生成する第２の帯域合成手段とを有する再生手段とからなる圧縮データ記録再生装置。
【請求項６】
再度分割された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を調整するゲインコントロール手段と、
逆符号化された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を、調整前の上記振幅量に戻す逆ゲインコントロール手段とを有する請求項５記載の圧縮データ記録再生装置。
【請求項７】
入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割ステップと、
分割された上記入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換ステップと、
上記分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割ステップと、
再度分割された上記ディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記ディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化ステップと、
上記符号化されたディジタル信号を逆符号化する第１の逆符号化ステップと、
上記符号化される前のディジタル信号と上記逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算ステップと、
上記誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記誤差を符号化する符号化ステップとを備え、
複数の上記周波数変換ステップ、複数の上記第２の帯域分割ステップ、複数の上記適応ビット割当符号化ステップ、複数の上記逆符号化ステップ、複数の上記減算ステップ、および複数の上記符号化ステップをそれぞれ帯域毎に処理することにより生成された上記ディジタル信号および上記誤差を圧縮データとして記録する記録ステップと、
上記圧縮データから帯域毎のディジタル信号および誤差を分離する分離ステップと、
分離された上記帯域毎のディジタル信号および誤差を、割り当てられたビット数で復号する復号ステップと、
復号された上記帯域毎のディジタル信号および誤差を加算し、帯域毎のディジタル信号を生成する加算ステップと、
加算された上記帯域毎のディジタル信号を逆符号化する第２の逆符号化ステップと、
逆符号化された帯域毎のディジタル信号を合成し、合成された上記ディジタル信号または「０」を帯域毎に選択して出力する第１の帯域合成ステップと、
帯域毎に選択され、出力された上記ディジタル信号および／または「０」を再度合成し、出力ディジタル信号を生成する第２の帯域合成ステップとを有する再生ステップとからなる圧縮データ記録再生方法。
【請求項８】
再度分割された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を調整し、
逆符号化された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を、調整前の上記振幅量に戻す請求項７記載の圧縮データ記録再生方法。
【請求項９】
入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割ステップと、
分割された上記入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換ステップと、
上記分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割ステップと、
再度分割された上記ディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記ディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化ステップと、
上記符号化されたディジタル信号を逆符号化する逆符号化ステップと、
上記符号化される前のディジタル信号と上記逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算ステップと、
上記誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で上記誤差を符号化する符号化ステップとを備え、
複数の上記周波数変換ステップ、複数の上記第２の帯域分割ステップ、複数の上記適応ビット割当符号化ステップ、複数の上記逆符号化ステップ、複数の上記減算ステップ、および複数の上記符号化ステップをそれぞれ帯域毎に処理することにより生成された上記ディジタル信号および上記誤差を圧縮データとして記録する記録媒体。
【請求項１０】
再度分割された上記帯域毎のディジタル信号の振幅量を調整する請求項９記載の記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタルオーディオ信号等をビット圧縮した圧縮データの記録再生、その圧縮データが記録される記録媒体、および、圧縮データの伝送系に関し、特に、入力信号の周波数軸上の変化に応じて、情報圧縮の為のフローティングおよび／または圧縮の為のビット配分を行なう時間と周波数によって細分化された小ブロックの周波数的大きさを変化させるような、ディジタル信号を情報圧縮して記録若しくは伝送および／または再生若しくは受信して伸張する圧縮データ記録装置、記録方法、圧縮データ記録再生装置、記録再生方法および記録媒体に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本件出願人は、先に、入力されたディジタルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８２３号の各明細書および図面等において提案している。
【０００３】
この技術は、記録媒体として光磁気ディスクを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティブ）やＣＤ−ＲＯＭ  ＸＡのオーディオデータフォーマットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディオデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のためのリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気ディスクにバースト的に記録している。
【０００４】
この光磁気ディスクを用いた記録再生装置におけるＡＤＰＣＭオーディオには、いくつかのモードが選択可能になっており、例えば通常のＣＤ（ＣＤ：COMPACT DISC）の再生時間に比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサンプリング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定されている。すなわち、例えばレベルＢの場合には、ディジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮され、このレベルＢのモードで記録されたディスクの再生時間（プレイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット（ＣＤ−ＤＡ（COMPACT DISC DIGITAL AUDIO）フォーマット）の場合の４倍となる。これは、より小型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程度の記録再生時間が得られることから、装置の小型化が図れることになる。
【０００５】
ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣＤと同じであるため、例えばレベルＢの場合、所定時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すようにし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャンプを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキングするような形態で再生動作を進めることになる。これは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用して好ましいものである。
【０００６】
さらに、本件出願人は、効率良く、良好な圧縮を実現するためのビット割当手法を特願平４−３６９５２号の明細書および図面等において提案している。この技術はビットの割当に際し、いわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）等の各小ブロック中の代表値によって正規化、いわゆるブロックフローティングを施し、各小ブロック内の信号の大きさに依存したビット割り当てを、小ブロックの対応する帯域に応じて重み付けして行うというものである。この技術によれば各小ブロック内のスペクトルの大きさに極端なばらつきが生じない場合には、良好に圧縮を行うことが出来る。
【０００７】
加えて、本件出願人は、特願平０５−０５０５４５号の明細書および図面等において、ディジタル信号情報圧縮装置の一部に情報伸張装置を有し、再生の為の情報伸張時の誤差が最小となるようにビット割当を行う手法を提案している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の技術を応用してディジタルオーディオデータの圧縮ならびに伸張を行なう場合、その技術は特定のある範囲の圧縮率(ビットレート)ならびに圧縮伸張品質を目的として構築、調整されることが一般的であるため、記録容量(密度)が大きく異なる記録媒体へ記録する場合や伝送容量が異なる伝送線路を使って伝送する場合、その容量に応じた圧縮率や目標品質に基づいて複数の圧縮ビットストリームを生成する必要があった。
【０００９】
そのうえ、上述の技術ではその圧縮率が大きく異なる場合においては、効率良く圧縮できなくなる場合が生じるか、あるいは大きく異なる圧縮率に効率良く対応させるために複数の信号圧縮装置あるいは情報圧縮方法を用いる必要があるために装置が複雑になる傾向があった。
【００１０】
加えて、信号圧縮装置あるいは情報圧縮方法により圧縮されたビットストリームを伸張する場合、信号伸張装置あるいは情報伸張方法の都合により伸張の為の負荷、例えば、携帯用の伸張装置においては伸張の品質を低下させて伸張の為の負荷を低減させる等の選択が困難な場合があった。
【００１１】
この発明はこの様な実情に鑑みてなされたものであり、基本的な小規模の信号圧縮装置あるいは情報圧縮方法を階層的に組み合わせることにより、より広範囲な圧縮率ならびに圧縮伸張品質に対応し、容易に記録容量(密度)が大きく異なる記録媒体へ記録する場合や伝送容量が異なる伝送線路を使って伝送する場合に対応でき、かつ、信号圧縮伸張装置あるいは情報圧縮伸張方法の都合により、その圧縮率および圧縮伸張品質が選択可能な圧縮データ記録装置、記録方法、圧縮データ記録再生装置、記録再生方法および記録媒体の提供を目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割手段と、分割された入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換手段と、分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割手段と、再度分割されたディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数でディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化手段と、符号化されたディジタル信号を逆符号化する逆符号化手段と、符号化される前のディジタル信号と逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算手段と、誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で誤差を符号化する符号化手段とを備え、複数の周波数変換手段、複数の第２の帯域分割手段、複数の適応ビット割当符号化手段、複数の逆符号化手段、複数の減算手段、および複数の符号化手段をそれぞれ帯域毎に設ける圧縮データ記録装置である。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割ステップと、分割された入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換ステップと、分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割ステップと、再度分割されたディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数でディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化ステップと、符号化されたディジタル信号を逆符号化する逆符号化ステップと、符号化される前のディジタル信号と逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算ステップと、誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で誤差を符号化する符号化ステップとを備え、複数の周波数変換ステップ、複数の第２の帯域分割ステップ、複数の適応ビット割当符号化ステップ、複数の逆符号化ステップ、複数の減算ステップ、および複数の符号化ステップをそれぞれ帯域毎に処理する圧縮データ記録方法である。
【００１４】
請求項５に記載の発明は、入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割手段と、分割された入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換手段と、分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割手段と、再度分割されたディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数でディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化手段と、符号化されたディジタル信号を逆符号化する第１の逆符号化手段と、符号化される前のディジタル信号と逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算手段と、誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で誤差を符号化する符号化手段とを備え、複数の周波数変換手段、複数の第２の帯域分割手段、複数の適応ビット割当符号化手段、複数の第１の逆符号化手段、複数の減算手段、および複数の符号化手段をそれぞれ帯域毎に設けることにより生成されたディジタル信号および誤差を圧縮データとして記録する記録手段と、圧縮データから帯域毎のディジタル信号および誤差を分離する分離手段と、分離された帯域毎のディジタル信号および誤差を、割り当てられたビット数で復号する復号手段と、復号された帯域毎のディジタル信号および誤差を加算し、帯域毎のディジタル信号を生成する加算手段と、加算された帯域毎のディジタル信号を逆符号化する第２の逆符号化手段と、逆符号化された帯域毎のディジタル信号を合成し、合成されたディジタル信号または「０」を帯域毎に選択して出力する第１の帯域合成手段と、帯域毎に選択され、出力されたディジタル信号および／または「０」を再度合成し、出力ディジタル信号を生成する第２の帯域合成手段とを有する再生手段とからなる圧縮データ記録再生装置である。
【００１５】
請求項７に記載の発明は、入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割ステップと、分割された入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換ステップと、分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割ステップと、再度分割されたディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数でディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化ステップと、符号化されたディジタル信号を逆符号化する第１の逆符号化ステップと、符号化される前のディジタル信号と逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算ステップと、誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で誤差を符号化する符号化ステップとを備え、複数の周波数変換ステップ、複数の第２の帯域分割ステップ、複数の適応ビット割当符号化ステップ、複数の逆符号化ステップ、複数の減算ステップ、および複数の符号化ステップをそれぞれ帯域毎に処理することにより生成されたディジタル信号および誤差を圧縮データとして記録する記録ステップと、圧縮データから帯域毎のディジタル信号および誤差を分離する分離ステップと、分離された帯域毎のディジタル信号および誤差を、割り当てられたビット数で復号する復号ステップと、復号された帯域毎のディジタル信号および誤差を加算し、帯域毎のディジタル信号を生成する加算ステップと、加算された帯域毎のディジタル信号を逆符号化する第２の逆符号化ステップと、逆符号化された帯域毎のディジタル信号を合成し、合成されたディジタル信号または「０」を帯域毎に選択して出力する第１の帯域合成ステップと、帯域毎に選択され、出力されたディジタル信号および／または「０」を再度合成し、出力ディジタル信号を生成する第２の帯域合成ステップとを有する再生ステップとからなる圧縮データ記録再生方法である。
【００１６】
請求項９に記載の発明は、入力ディジタル信号を複数の等帯域幅に分割する第１の帯域分割ステップと、分割された入力ディジタル信号の標本化周波数を分割数分の１に変換する周波数変換ステップと、分割数分の１に変換されたディジタル信号を複数の等帯域幅に再度分割する第２の帯域分割ステップと、再度分割されたディジタル信号の帯域毎に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数でディジタル信号を符号化する適応ビット割当符号化ステップと、符号化されたディジタル信号を逆符号化する逆符号化ステップと、符号化される前のディジタル信号と逆符号化されたディジタル信号との誤差を求める減算ステップと、誤差に応じてビット配分を行い、帯域毎に割り当てられたビット数で誤差を符号化する符号化ステップとを備え、複数の周波数変換ステップ、複数の第２の帯域分割ステップ、複数の適応ビット割当符号化ステップ、複数の逆符号化ステップ、複数の減算ステップ、および複数の符号化ステップをそれぞれ帯域毎に処理することにより生成されたディジタル信号および誤差を圧縮データとして記録する記録媒体である。
【００２４】
この発明によれば、単一の装置または情報圧縮方法により広範囲な圧縮率に効率良く適応することが出来、より小規模の信号処理回路の複数個の組合せにより、より広帯域かつ高精度な情報の圧縮が可能であり、小規模の信号処理回路の組合せに適応したビットストリームを生成する事により、例えば携帯性を重視した装置では圧縮されたデータの一部を選択的に伸張再生することや固定設置された装置においてはより高品位の信号の圧縮伸張する等の実行が、同一の圧縮ビットストリームで可能となり、伸張再生される品位の選択が従来のものより柔軟により広範囲に圧縮する際ははもちろん、伸張する装置でも容易にできるようになる。
【００２５】
加えて、この発明によって、圧縮されたビットストリームは、それ単体で複数のビットレートに対応したものとなるため、さまざまな転送レートを持った伝送経路による情報の伝送、ならびに異なる記録容量(密度)を有する記録媒体への記録が同一の圧縮ビットストリームにより対応が可能となる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
先ず、図１は、この発明のディジタル信号処理装置（圧縮データ記録再生装置）の一実施形態の概略構成を示すブロック回路図である。
【００２７】
図１に示す圧縮データ記録再生装置において、先ず記録媒体としては、スピンドルモータ５１により回転駆動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁気ディスク１に対するデータの記録時には、例えば光学ヘッド５３によりレーザ光を照射した状態で記録データに応じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加するこによって、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディスク１の記録トラックに沿ってデータを記録する。また再生時には、光磁気ディススク１の記録トラックを光学ヘッド５３によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再生を行う。
【００２８】
光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学部品および所定パターンの受光部を有するフォトディテクタ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁気ディスク１を挟んで磁気ヘッド５４と対向する位置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録するときには、後述する記録系の磁気ヘッド駆動回路６６により磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気ディスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによって、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３はフォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。
【００２９】
光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出力からフォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するとともに、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７１に供給する。
【００３０】
サーボ制御回路５６は、例えばフォーカスサーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピンドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等から構成される。フォーカスサーボ制御回路は、フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッド５３の光学系のフォーカス制御を行う。またトラッキングサーボ制御回路は、トラッキングエラー信号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッキング制御を行う。さらにスピンドルモータサーボ制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例えば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ５１を制御する。また、スレッドサーボ制御回路は、システムコントローラ５７により指定される光磁気ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３および磁気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を行うサーボ制御回路５６は、サーボ制御回路５６により制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコントローラ５７に送る。
【００３１】
システムコントローラ５７には、キー入力操作部５８や表示部５９が接続されている。このシステムコントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入力情報により指定される動作モードで記録系および再生系の制御を行う。またシステムコントローラ５７は、光磁気ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレス情報に基づいて、光学ヘッド５３および磁気ヘッド５４がトレースしている記録トラック上の記録位置や再生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７は、データ圧縮率と記録トラック上の再生位置情報とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を行う。
【００３２】
この再生時間表示は、光磁気ディスク１の記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数（例えば１／８圧縮のときには８）を乗算することにより、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示させるものである。なお、記録時においても、例えば光磁気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録されている（プリフォーマットされている）場合に、このプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実際の記録時間で表示させることも可能である。
【００３３】
次に、このディスク記録再生装置の記録再生機の記録系において、入力端子６０からのアナログオーディオ入力信号ＡINがローパスフィルタ６１を介してＡ／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２はアナログオーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／Ｄ変換器６２から得られたディジタルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Adaptive Transform Coding）エンコーダ６３に供給される。また、入力端子６７からのディジタルオーディオ入力信号ＤINがディジタル入力インターフェース回路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、入力信号ＡINをＡ／Ｄ変換器６２により量子化した所定転送速度のディジタルオーディオＰＣＭデータについて、ビット圧縮（データ圧縮）処理を行う。
【００３４】
この実施形態においてはディジタルオーディオＰＣＭデータの情報量を標本化周波数１７６．４kHz、量子化語長２４ビットとし、信号処理におけるその圧縮率を１／１２倍として説明するが、この実施形態はディジタルオーディオＰＣＭデータの情報量並びに圧縮率には依存しない構成となっており、応用例により任意に選択が可能である。
【００３５】
次に、メモリ６４は、データの書き込みおよび読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録するためのバッファメモリとして用いられている。すなわち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／秒）の１／２、すなわち３７．５セクタ／秒に低減されており、この圧縮データがメモリ６４に連続的に書き込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、上述したように２セクタにつき１セクタの記録を行えば足りるが、このような２セクタおきの記録は事実上不可能に近いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うようにしている。この記録は、休止期間を介して、所定の複数セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラスタを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的に行われる。すなわちメモリ６４においては、ビット圧縮レートに応じた３７．５（＝７５／２）セクタ／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオーディオデータが、記録データとして７５セクタ／秒の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出されて記録されるデータについて、記録休止期間を含む全体的なデータ転送速度は、３７．５セクタ／秒の低い速度となっているが、バースト的に行われる記録動作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は標準的な７５セクタ／秒となっている。従って、ディスク回転速度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定線速度）のとき、ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録密度、記憶パターンの記録が行われることになる。
【００３６】
メモリ６４から７５セクタ／秒の（瞬時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成るクラスタおよびそのクラスタの前後位置に配されたクラスタ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セクタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く設定しており、インターリーブされても他のクラスタのデータに影響を与えないようにしている。
【００３７】
エンコーダ６５は、メモリ６４から上述したようにバースト的に供給される記録データについて、エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加およびインターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。このエンコーダ６５による符号化処理の施された記録データが磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。
【００３８】
また、システムコントローラ５７は、メモリ６４に対する上述のようにメモリ制御を行うとともに、このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み出される記録データを光磁気ディスク１の記録トラックに連続的に、あるいは後述のように選択、離散的に記録するように記録位置の制御を行う。この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によりメモリ６４からバースト的に読み出される記録データの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録トラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによって行われる。
【００３９】
次に、この光磁気ディスク記録再生ユニットの再生系について説明する。この再生系は、上述の記録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的に記録された記録データを再生するためのものであり、光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラックをレーザ光でトレースすることにより得られる再生出力がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコーダ７１を備えている。この時光磁気ディスクのみではなく、コンパクトディスク（ＣＤ）と同じ再生専用光ディスクの読み出しも行なうことができる。
【００４０】
デコーダ７１は、上述の記録系におけるエンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５により２値化された再生出力について、エラー訂正のための上述のように復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７１により得られる再生データは、メモリ７２に供給される。
【００４１】
メモリ７２は、データの書き込みおよび読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれる。また、このメモリ７２は、７５セクタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた再生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度３７．５セクタ／秒で連続的に読み出される。
【００４２】
システムコントローラ５７は、再生データをメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むとともに、メモリ７２から再生データを３７．５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモリ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メモリ７２に対する上述のようにメモリ制御を行うとともに、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に書き込まれる再生データを光磁気ディスク１の記録トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５７によりメモリ７２からバースト的に読み出される再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１もしくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによって行われる。
【００４３】
メモリ７２から３７．５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出された再生データとして得られるＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを１２倍にデータ伸張（ビット伸張）することで量子化語長２４ビットのディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣデコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ／Ａ変換器７４に供給される。
【００４４】
Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナログオーデイオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介して出力端子７６から出力される。
【００４５】
次に、高能率圧縮符号化について詳述する。すなわち、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）、適応ビット割当て等、各技術を用いて高能率符号化する技術について、図２以降を参照しながら説明する。
【００４６】
図３に示す具体的な高能率符号化装置では、入力ディジタル信号を等バンド幅の複数の周波数帯域に分割し、各周波数帯域毎に間引き処理を行って、見かけ上の標本化周波数を分割数分の１となるようにした後、入力ディジタル信号の分割数分の１の情報を圧縮する基本エンコーダによって情報を圧縮され、一番低い周波数帯の情報を基本ビットストリームとして、その他の帯域の情報を拡張ビットストリームとして出力している。
【００４７】
すなわち、図２において、入力端子２００には例えば、量子化語長２４ビットかつ、標本化周波数が１７６．４ｋＨｚの時、０〜８８．２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。この入力信号は、例えばいわゆる等バンド幅帯域分割フィルタであるＰＱＦ（Polyphase Quadrature Filter）フィルタ２０１により０〜２２．０５ｋＨｚ帯域、２２．０５ｋＨｚ〜４４．１ｋＨｚ帯域、４４．１ｋＨｚ〜６６．１５ｋＨｚ帯域、６６．１５ｋＨｚ〜８８．２ｋＨｚ帯域とに分割される。ＰＱＦフィルタ２０１により分割された各帯域の信号は、０〜２２．０５ｋＨｚ帯域が間引き回路２０５に、２２．０５ｋＨｚ〜４４．１ｋＨｚ帯域が間引き回路２０４に、４４．１ｋＨｚ〜６６．１５ｋＨｚ帯域が間引き回路２０３に、６６．１５ｋＨｚ〜８８．２ｋＨｚ帯域が間引き回路２０２にそれぞれ入力されている。
【００４８】
ここで、上述した入力ディジタル信号を等バンド幅の周波数帯域に分割する手法としては、例えば、ＰＱＦフィルタがあり、
ICASSP 83,Boston Polyphase Quadrature Filters-A New Subband Coding Technique Joseph H. Rothweiler
に述べられている。
【００４９】
間引き回路２０２〜２０５に入力された各帯域の信号は、周波数幅が入力端子２００に入力されたオーディオＰＣＭ信号の１／４となっていることから、データを１／４に間引いてもその情報が損なわれることは無いため、それぞれのデータが１／４に間引かれて、０〜２２．０５ｋＨｚ帯域が基本エンコーダ２０９に、２２．０５ｋＨｚ〜４４．１ｋＨｚ帯域が基本エンコーダ２０８に、４４．１ｋＨｚ〜６６．１５ｋＨｚ帯域が基本エンコーダ２０７に、６６．１５ｋＨｚ〜８８．２ｋＨｚ帯域が基本エンコーダ２０６にそれぞれ入力されている。
【００５０】
ここでデータを間引くことによりいわゆる折り返しが発生し情報を乱す原因となるが、通常、この折り返しの発生量は、帯域分割フィルタの特性に依存しており、この実施形態においては、ＰＱＦフィルタを使用して折り返しをキャンセルし、且つＰＱＦフィルタ２０１の次数を９６タップとすることで実用上の折り返しの影響を受けない良好な結果を得ている。
【００５１】
図２における基本エンコーダ２０６〜２０９は、いわゆるコンパクトディクス(標本化周波数４４．１ｋＨｚ、量子化語長１６ビット)の情報量をエンコードする能力を有するエンコーダで、このエンコーダを４つ使うことにより、図２における入力端子２００に入力される標本化周波数１７６．４ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号をエンコードすることを可能としている。基本エンコーダ２０６〜２０９より出力された情報はＭＰＸ（マルチプレクサ）回路２１４に入力され一つのストリームにまとめられた上、拡張ビットストリームとして出力端子２１５から出力される。
【００５２】
また、基本エンコーダの情報圧縮能力を補間し、量子化語長２４ビット程度まで拡張するために基本エンコーダ２０６の出力する圧縮情報の量子化誤差が拡張エンコーダ２１０に、基本エンコーダ２０７の出力する圧縮情報の量子化誤差が拡張エンコーダ２１１に、基本エンコーダ２０８の出力する圧縮情報の量子化誤差が拡張エンコーダ２１２に、基本エンコーダ２０９の出力する圧縮情報の量子化誤差が拡張エンコーダ２１３にそれぞれ出力され、再圧縮、再量子化を経てＭＰＸ回路２１４に出力され、基本エンコーダ２０６〜２０９より出力された情報とまとめられて出力端子２１５から出力される。
【００５３】
次に、基本エンコーダの一具体例の概略構成を表すブロック回路図を図３に示す。図３に示す具体的なエンコーダでは、入力ディジタル信号を等バンド幅の複数の周波数帯域に分割し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得られた周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリティカルバンド）毎に、中高域ではブロックフローティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適応的にビット割当して符号化している。通常このブロックが量子化雑音発生ブロックとなる。このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のことである。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、０〜２２ｋHzの全周波数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割されている。
【００５４】
すなわち、図３において、入力端子３００には例えば標本化周波数が４４．１ｋＨｚの時、２２ｋＨｚの周波数幅を持ったオーディオＰＣＭ信号が供給されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ（Quadrature Mirror Filter）フィルタ等の帯域分割フィルタ３０１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割される。さらに０〜１１ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域分割フィルタ３０３により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割され、１１〜２２ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域分割フィルタ３０２により１１〜１６．５ｋＨｚ帯域と１６．５ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ３０２からの１６．５ｋＨｚ〜２２ｋＨ帯域の信号はゲインコントロール回路３０４に送られ、１１ｋＨｚ〜１６．５ｋＨｚ帯域の信号はゲインコントロール回路３０５に送られ、帯域分割フィルタ３０３からの５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はゲインコントロール回路３０６に送られ、帯域分割フィルタ３０６からの０〜５．５ｋＨｚ域の信号はゲインコントロール回路３０７に送られることにより、それぞれ振幅量の調整が行われる。このゲインコントロールの目的は、微小信号が入力された際に後段での直交変換時に十分な演算精度を得ることと、直交変換ブロック内に量子化誤差が一様に生じる為に微小信号部分でノイズと認識できてしまう現象、いわゆるプリエコーの発生が少なくなる事を目的としている。
【００５５】
ここで、上述した入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する手法としては、例えば、ＱＭＦフィルタがあり、
1976 R.E.Crochiere Digital Coding of Speech In Subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55,No.8 1976
に、述べられている。また、上述の等バンド幅の周波数帯域に分割する手法、例えば、ＰＱＦフィルタを用いても良好な結果が得られた。
【００５６】
次に、図４および図５を用いてゲインコントロール回路の作用について説明する。図４はゲインコントロール回路を用いないで直交変換を行い、情報圧縮、量子化および逆量子化、逆直交変換を行った場合のモデルを示している。図４Ａは入力されるオーディオＰＣＭ信号模式的に表したものである。図４Ａの様に直交変換ブロック内で各周波数成分の信号に大きな振幅変化が生じた信号を直交変換した場合でも図４Ｂに示すように、各周波数成分が得られる。この情報を元に情報圧縮、量子化を行い、さらに逆量子化、逆直交変換を行うと図４Ｃに示すような直交変換ブロック内に一様な量子化ノイズが生じる。この量子化ノイズは図４Ｃ中、(b)の部分の様に元の信号の振幅が大きい部分ではマスキング効果により聴感上問題とならないが、図４Ｃ(a)の部分の様に元の信号の振幅が小さい部分においては、十分なマスキング効果が得られず、聴感上のノイズと認識される場合が生じる。
【００５７】
そこで、図５はこの実施形態におけるゲインコントロール回路の作用を示す図であるが、図５Ａに示す入力信号に対し図５Ａ中に示すゲインコントロール特性で入力信号の振幅特性を制御すると図５Ｂに示すような直交変換ブロック内で変化の少ない振幅特性を持ったオーディオＰＣＭ信号となる。このオーディオＰＣＭ信号を直交変換したものが図５Ｃに示す周波数分布である。この情報を元に情報圧縮、量子化を行い、さらに逆量子化、逆直交変換を行うと図４Ｃで示した量子化ノイズと同様に図５Ｄに示すような直交変換ブロック内に一様な量子化ノイズが生じる。次に、図５Ｄに示す振幅に対して図５Ａで示したゲインコントロール特性の逆の特性で振幅特性を制御すると図５Ｅに示すように元の信号で小振幅であった図５Ｅ中(a)の部分において振幅が抑制されることとなり、その結果、量子化ノイズのレベルも減少し、より大きなマスキング効果が得られることにより、より良好な聴感特性が得られる。
【００５８】
この実施形態においては、入力されたオーディオＰＣＭ信号の６４サンプル毎に振幅特性を制御し、直交変換ブロック内の振幅特性が一定以下の変動となるように制御し良好な結果を得ている。
【００５９】
引続き図３において、ゲインコントロール回路３０４からの１６．５ｋＨｚ〜２２ｋＨ帯域の信号は、直交変換の一種であるＭＤＣＴ回路３０８に送られ、ゲインコントロール回路３０５からの１１ｋＨｚ〜１６．５ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路３０９に送られ、ゲインコントロール回路３０６からの５.  ５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路３１０に送られ、ゲインコントロール回路３０７からの０〜５．５ｋＨｚ域の信号はＭＤＣＴ回路３１１に送られることにより、それぞれ直交変換される。
【００６０】
また、各ゲインコントロール回路３０４〜３０７で各周波数帯域毎にコントロールされたゲイン情報がＭＰＸ回路３１７に出力され、他のデータと共に出力端子３１８より出力される。
【００６１】
ここで、上述した直交変換としては、例えば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）でブロック化し、ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで時間軸を周波数軸に変換するような直交変換がある。ＭＤＣＴについては
ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Filter Bank Designs Based On Time Domain Aliasing Cancellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ. of Surrey Royal Melbourne Inst.Of Tech.
に述べられている。
【００６２】
図３において、各ＭＤＣＴ回路３０８〜３１１にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上のスペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データは、適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６、拡張エンコーダ３１９およびビット配分算出回路３１２に伝送している。図３における拡張エンコーダ３１９は図２における基本エンコーダ２０６に対する拡張エンコーダ２１０に、基本エンコーダ２０７に対する拡張エンコーダ２１１に、基本エンコーダ２０８に対する拡張エンコーダ２１２に、基本エンコーダ２０９に対する拡張エンコーダ２１３にそれぞれ該当するものである。
【００６３】
ビット配分算出回路３１２は、上述のクリティカルバンドを考慮して分割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキング効果等を考慮してクリティカルバンドを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を求め、このマスキング量とクリティカルバンドを考慮した各分割帯域毎のエネルギーあるいはピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット数を求め、適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６へ伝送している。適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６では各帯域毎に割り当てられたビット数に応じて各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を量子化している。このようにして符号化されたデータは、ＭＰＸ回路３１７および拡張エンコーダ３１９に送られる。
【００６４】
次に、図６はビット配分算出回路３１２の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。この図６を用いてビット配分算出回路の作用について説明する。この図６において、入力端子６０１には、図３におけるＭＤＣＴ回路３０８〜３１１からの周波数軸上のスペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データが供給されている。この周波数軸上の入力データは、帯域毎のエネルギー算出回路６０２に送られて、マスキング量とクリティカルバンドおよびブロックフローティングを考慮した各分割帯域のエネルギーが、例えばバンド内での各振幅値の総和を計算すること等により求められる。この各バンド毎のエネルギーの代わりに、振幅値のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエネルギー算出回路６０２からの出力として、例えば各バンドの総和値のスペクトルを図７にＳＢとして示している。ただし、この図７では、図示を簡略化するため、マスキング量とクリティカルバンドおよびブロックフローティングを考慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現している。
【００６５】
ここで、スペクトルＳＢのいわゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、スペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込み（コンボリユーション）処理を施す。このため、帯域毎のエネルギー算出回路６０２の出力すなわちスペクトルＳＢの各値は、畳込みフイルタ回路６０３に送られる。畳込みフイルタ回路６０３は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素子からの出力にフイルタ係数（重み付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから構成されるものである。この畳込み処理により、図７中点線で示す部分の総和がとられる。
【００６６】
ここで、畳込みフイルタ回路６０３の各乗算器の乗算係数（フイルタ係数）の一具体例を示すと、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とするとき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．０００００８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各遅延素子の出力に乗算することにより、スペクトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の任意の整数である。
【００６７】
次に、畳込みフイルタ回路６０３の出力は引算器６０４に送られる。引算器６０４は、畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対応するレベルαを求めるものである。なお、許容可能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベルαは、後述するように、逆コンボリユーション処理を行うことによって、クリテイカルバンドの各バンド毎の許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、引算器６０４には、レベルαを求めるための許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。この許容関数を増減させることでレベルαの制御を行っている。許容関数は、次に説明するような（ｎ−ａｉ）関数発生回路６０５から供給されているものである。
【００６８】
すなわち、許容ノイズレベルに対応するレベルαは、クリテイカルバンドのバンドの低域から順に与えられる番号をｉとすると、次の（１）式で求めることができる。
α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）    ・・・（１）
この（１）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（１）式中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。この実施形態では
ｎ＝３８，ａ＝１
としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が行えた。
【００６９】
このようにして、レベルαが求められ、このデータは、割算器６０６に伝送される。割算器６０６では、畳込みされた領域でのレベルαを逆コンボリユーションするためのものである。したがって、この逆コンボリユーション処理を行うことにより、レベルαからマスキングスペクトルが得られるようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノイズスペクトルとなる。なお、逆コンボリユーション処理は、複雑な演算を必要とするが、この実施形態では簡略化した割算器６０６を用いて逆コンボリユーションを行っている。
【００７０】
次に、マスキングスペクトルは、合成回路６０７を介して減算器６０８に伝送される。ここで、減算器６０８には、帯域毎のエネルギー検出回路６０２からの出力、すなわち上述したスペクトルＳＢが、遅延回路６０９を介して供給されている。したがって、この減算器６０８でマスキングスペクトルとスペクトルＳＢとの減算が行われることで、図８示すように、スペクトルＳＢは、マスキングスペクトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングされることになる。
【００７１】
減算器６０８からの出力は、許容雑音補正回路６１０を介し、出力端子６１１を介して取り出され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、減算回路６０８から許容雑音補正回路６１０を介して得られた出力（各バンドのエネルギーとノイズレベル設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報が図３における適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６に送られることで、図３におけるＭＤＣＴ回路３０８〜３１１からの周波数軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てられたビット数で量子化されるわけである。
【００７２】
要約すれば、図３における適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６では、マスキング量とクリテイカルバンドおよびブロックフローティングを考慮した各分割帯域のエネルギーとノイズレベル設定手段の出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数で各バンド毎のスペクトルデータを量子化することになる。なお、図６における遅延回路６０９は、合成回路６０７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギー検出回路６０２からのスペクトルＳＢを遅延させるために設けられている。
【００７３】
ところで、上述した合成回路６０７での合成の際には、最小可聴カーブ発生回路６１２から供給される図９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カーブＲＣを示すデータと、マスキングスペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ以下ならば雑音は聞こえないことになる。この最小可聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生時の再生ボリユームの違いで異なるものとなるが、現実的なデジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミツクレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は聞こえないと考えられる。したがって、このように例えばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイズレベルは、図９中の斜線で示す部分までとすることができるようになる。なお、この実施形態では、最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせている。また、この図９は、信号スペクトルＳＳも同時に示している。
【００７４】
また、許容雑音補正回路６１０では、補正情報出力回路６１３から送られてくる例えば等ラウドネスカーブの情報に基づいて、減算器６０８からの出力における許容雑音レベルを補正し、出力端子６１１を介して、図３におけるＭＰＸ回路３１７に伝送している。ここで、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等ラウドネス曲線は、図８に示した最小可聴カーブＲＣと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。このため、最小可聴カーブのレベルを越えた雑音（許容ノイズレベル）は、等ラウドネス曲線に応じたカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが良いことがわかる。このようなことから、等ラウドネス曲線を考慮して許容ノイズレベルを補正することは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。
【００７５】
さらに、補正情報出力回路６１３では、図３における適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６における量子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、最終符号化データのビットレート目標値との間の誤差の情報に基づいて、許容ノイズレベルを補正するようにしている。これは、全てのビット割当単位ブロックに対して予め一時的な適応ビット割当を行って得られた総ビット数が、最終的な符号化出力データのビットレートによって定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を持つことがあり、その誤差分を０とするように再度ビット割当をするものである。すなわち、目標値よりも総割当ビット数が少ないときには、差のビット数を各単位ブロックに割り振って付加するようにし、目標値よりも総割当ビット数が多いときには、差のビット数を各単位ブロックに割り振って削るように作用する。
【００７６】
以上のような動作を行なうため、総割当ビット数の目標値からの誤差を検出し、この誤差データに応じて補正情報出力回路６１３が各割当ビット数を補正するための補正データを出力する。ここで、誤差データがビット数不足を示す場合は、単位ブロック当たり多くのビット数が使われることでデータ量が目標値よりも多くなっている場合を考えることができる。また、誤差データが、ビット数余りを示すデータとなる場合は、単位ブロック当たり少ないビット数で済み、データ量が目標値よりも少なくなっている場合を考えることができる。したがって、補正情報出力回路６１３からは、この誤差データに応じて、減算器６０８からの出力における許容ノイズレベルを、例えば等ラウドネス曲線の情報データに基づいて補正させるための補正値のデータが出力されるようになる。上述のような補正値が、許容雑音補正回路６１０に伝送されることで、減算器６０８からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上説明したようなシステムでは、メイン情報として直交変換出力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサブ情報としてブロックフローティングの状態を示すスケールファクター、語長を示すワードレングスが得られ、エンコーダからデコーダに送られる。
【００７７】
上述ではビット配分算出回路に入力される周波数帯域を０〜２２ｋHz、いわゆる可聴周波数帯域として説明を行ったが、各ビット配分算出回路はその周波数帯域毎に最適化を施す事が望ましい。この実施形態においては、２２ｋHz以上の帯域においては、帯域内を等バンド幅の２５バンドに分割し、帯域における図６における最小可聴カーブ発生回路６１２の発生するカーブを周波数に単純反比例するカーブとして信号処理を行っている。なお、装置の簡略化を計るために、０〜２２ｋHz、いわゆる可聴周波数帯域でのビット配分算出回路を他の帯域でも共用しても同様の効果が得られる。
【００７８】
再び図３において、拡張エンコーダ３１９は図２における拡張エンコーダ２１０〜２１３に該当し、基本エンコーダ２０６〜２０９によって圧縮、量子化されたデータの量子化誤差を再度圧縮、量子化することで本信号処理装置の語長(S／N)の改善を計る回路である。
【００７９】
図１０は図３における拡張エンコーダ３１９の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。ここで図１０を用いて拡張エンコーダの作用について説明する。図１０において入力端子７０１は図３におけるＭＤＣＴ回路３０８の出力と接続されており、同様に入力端子７０２は図３におけるＭＤＣＴ回路３０９の出力と、入力端子７０３は図３におけるＭＤＣＴ回路３１０の出力と、入力端子７０４は図３におけるＭＤＣＴ回路３１１の出力と接続されており、おのおのスペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）が供給されている。また、入力端子７０５は図３における適応ビット割当符号化回路３１３の出力と接続されており、同様に入力端子７０６は図３における適応ビット割当符号化回路３１４の出力と、入力端子７０７は図３における適応ビット割当符号化回路３１５の出力と、入力端子７０８は図３における適応ビット割当符号化回路３１６の出力と接続されており、おのおの図３で示す基本エンコーダにおいて圧縮、量子化された信号が入力されている。
【００８０】
入力端子７０５より入力された圧縮、量子化され信号は逆量子化回路７０９に入力されており、同様に入力端子７０６より入力された信号は逆符号化回路７１０に、入力端子７０７より入力された信号は逆符号化回路７１１に、入力端子７０８より入力された信号は逆符号化回路７１２に入力されている。逆符号化回路７０９〜７１２では、量子化、符号化されたデータをスペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）に戻す処理を行い、逆符号化回路７０９の出力は減算回路７１３に、逆符号化回路７１０の出力は減算回路７１４に、逆符号化回路７１１の出力は減算回路７１５に、逆符号化回路７１２の出力は減算回路７１６に出力されている。
【００８１】
減算回路７１３〜７１６では入力端子７０１〜７０４より入力された図３におけるＭＤＣＴ回路３０８〜３１１の各帯域のスペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）から逆符号化回路７０９〜７１２より出力された各帯域のスペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を減じている。すなわち、この減算の結果は図３における適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６によって符号化された信号の誤差(量子化誤差)を求めている。この減算回路７１３で求められた誤差は符号化回路７１８へ、減算回路７１４で求められた誤差は符号化回路７１９へ、減算回路７１５で求められた誤差は符号化回路７２０へ、減算回路７１６で求められた誤差は符号化回路７２１へ送られる共に、再量子化、符号化の為にビット配分算出回路７１７へ送られる。
【００８２】
このビット配分算出回路７１７は先に求めた誤差を再度符号化するためのビットの配分を決定する回路であり、図３におけるビット配分算出回路３１２と同等のものであり、すなわち、図６において示したものと同等の回路である。この実施形態においては、図１０のビット配分算出回路７１７においては図６における最小可聴カーブ発生回路６１２の出力するカーブをフラットなカーブとし、各分割帯域毎のエネルギーおよび周波数に依存しない一様な量子化誤差となるようにビットの配分が決定され符号化回路７１８〜７２１に送られている。符号化回路７１８〜７２１では各帯域毎にビット配分算出回路７１７で割り当てられたビット数に応じて各誤差(量子化誤差)を再量子化、符号化している。このようにして符号化されたデータはＭＰＸ回路７２２に送られ、各帯域の符号化データが多重化され出力端子７２３、すなわち、図３における出力端子３２０より出力されている。
【００８３】
図１１は図１におけるＡＴＣデコーダ７３、すなわち、上述のように高能率符号化された信号を再び復号化するための復号回路を示している。各帯域の圧縮、量子化され、多重化された情報は入力端子８０１に入力される。入力端子８０１より入力された多重化された信号はＤｅ−ＭＰＸ（デマルチプレクサ）回路８０２に入力され、各帯域毎に基本ビットストリーム、拡張ビットストリームおよびゲイン情報に分離されて、基本デコーダ８０３〜８０６に入力される。基本デコーダ８０３〜８０６では帯域毎に入力された周波数軸上のスペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を逆量子化、逆直交変換、逆ゲインコントロール等を行い時間軸上の振幅データに変換し、帯域合成フィルタ８０７へ出力している。帯域合成フィルタ８０７では基本デコーダ８０３より出力された６６．１５ｋＨｚ〜８８．２ｋＨｚ帯域と基本デコーダ８０４より出力された４４．１ｋＨｚ〜６６．１５ｋＨｚ帯域と基本デコーダ８０５より出力された２２．０５ｋＨｚ〜４４．１Ｈｚ帯域と基本デコーダ８０６より出力された０ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域とを合成し、０〜８８．２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号として出力端子８０８へ出力している。
【００８４】
図１２は図１１における基本デコーダ８０３〜８０６の具体的回路を示している。入力端子９０１より基本ビットストリーム、すなわち、図３における適応ビット割当符号化回路３１３〜３１６の出力信号と等価のデータが入力され、適応ビット割当復号化回路９０４に与えられている。入力端子９０２より拡張ビットストリーム、すなわち、図１０における符号化回路７１８〜７２１の出力信号と等価のデータが入力され、適応ビット割当復号化回路９０５に与えられている。さらに、入力端子９０３よりゲイン情報、すなわち、図３におけるゲインコントロール回路３０４〜３０７の出力信号と等価のデータが入力され、逆ゲインコントロール回路９１４〜９１７に与えられている。適応ビット割当復号化回路９０４では適応ビット割当情報を用いてビット割当を解除し、逆量子化を施すことで基本ビットストリームよりスペクトルデータ(あるいはＭＤＣＴ係数データ)を復元し、各帯域毎の加算回路９０６〜９０９に出力している。さらに、適応ビット割当復号化回路９０５では適応ビット割当情報を用いてビット割当を解除し、逆量子化を施すことで拡張ビットストリームよりスペクトルデータ(あるいはＭＤＣＴ係数データ)を復元し、各帯域毎の加算回路９０６〜９０９に出力している。加算回路９０６〜９０９では各帯域毎に、例えば、０ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域においては、０ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚ帯域、５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域、１１ｋＨｚ〜１６．５ｋＨｚ帯域および１６．５ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域毎に基本ビットストリームより得られたスペクトルデータ(あるいはＭＤＣＴ係数データ)と拡張ビットストリームより得られたスペクトルデータ(あるいはＭＤＣＴ係数データ)を加算し、それぞれ、逆直交変換（ＩＭＤＣＴ）回路９１０〜９１３に出力している。
【００８５】
次に逆直交変換回路９１０〜９１３では周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換される。これらの部分帯域の時間軸上の信号は逆ゲインコントロール回路９１４〜９１７において、入力端子９０３より入力されたゲイン情報を元に、本来の振幅が再現され、逆ゲインコントロール回路９１４、９１５の出力は帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路９１８に、逆ゲインコントロール回路９１６、９１７の出力は帯域合成フィルタ回路９１９にそれぞれ出力される。帯域合成フィルタ回路９１８では４分割されている帯域のうち、上位側、例えば、０ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域においては、１１ｋＨｚ〜１６．５ｋＨｚ帯域と１６．５ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域の時間軸上の信号が合成され、帯域合成フィルタ回路９２０へ出力される。同様に帯域合成フィルタ回路９１９では４分割されている帯域のうち、下位側、例えば、０ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域においては、０ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域の時間軸上の信号が合成され、帯域合成フィルタ回路９２０へ出力される。帯域合成フィルタ回路９２０では先に合成された帯域、例えば、０ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域においては、０ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域と１１ｋＨｚ〜２２．０５ｋＨｚ帯域の時間軸上の信号が合成され全帯域信号に復号化され、出力端子９２１より出力される。
【００８６】
ここで、この発明における作用を図１３以降を用いて説明する。図１３はこの実施形態による信号圧縮装置あるいは情報圧縮方法により出力される圧縮ビットストリームの概念を示す図である。このビットストリームは各周波数帯域毎に基本帯域、x２帯域、x３帯域とx４帯域に分けられ、さらに入力信号の語長に対応する部分として、例えば、１６ビットまでの基本部分と１６ビットから２４ビットまでの部分の拡張部分とに分けられており、この組合せにより８つの部分から構成されている。
【００８７】
この実施形態における信号伸張装置あるいは情報伸張方法によれば、先の８つの部分の内、少なくとも１つの周波数帯域の基本部分があれば、情報の伸張が可能である。すなわち、図１１における基本デコーダ８０３〜８０５の出力が「０」であり、かつ基本デコーダ８０６に相当する図１３において適応ビット割当復号化回路９０５の出力が「０」となる状態においても、図１４に示すような１６ビットの語長に適応した基本帯域の情報の伸張が可能である。同様に図１５では２４ビットの語長に適応した基本帯域の情報の伸張例を示し、図１６では２４ビットの語長に適応した基本帯域と１６ビットの語長に適応したx２帯域の情報の伸張例を示している。以下、図１７〜図２０において順次伸張する周波数帯域と語長の拡大をした場合の例を示している。この例からも明らかな様にこの発明によれば、図１３に示すように圧縮ビットストリームから、図１３と同一の語長、帯域を持つ情報の伸張だけでなく、同一の圧縮ビットストリームから信号伸張装置あるいは信号伸張方法のみの都合により図１４〜図２０に示すような語長、帯域を持つ情報の伸張が可能となる。
【００８８】
加えて、図２１〜図２３の様に順に語長、伸張帯域を拡張しない場合でも情報伸張が可能であり、図１３〜図２３に示した例以外の図１３における８つの部分の組合せによる語長、伸張周波数帯域の組合せによる情報の伸張が可能な事は言うまでもない。
【００８９】
上述のように選択性は信号伸張装置あるいは情報伸張方法においてのみならず、信号圧縮装置あるいは情報伸張方法においても図１３〜２３に示すように情報の形態を圧縮ビットストリームとしてこの実施形態におけるにおいて出力することも容易であり、この場合には信号圧縮装置あるいは情報伸張方法によって出力された圧縮ビットストリームが伸張可能な情報量の上限となることは言うまでもない。
【００９０】
次に、図２４以降を用いて、図１における光磁気ディスク１上に記録される圧縮ビットストリームの特徴に付いて説明する。この実施形態における信号圧縮装置あるいは情報伸張方法においては上述の語長、周波数帯域にの組合せによる複数の記録形態を有している。図２４は、図１３に示す圧縮ビットストリームを同一トラック上に展開記録した様子を示したものである。この様な記録方式を選択した場合、全ての語長、周波数帯域について信号伸張する場合に都合が良く、最小の構成で装置が構築できる一方、基本帯域のみを伸張する様な場合においては、例えば基本帯域を記録してある部分のみを抽出するために図１における光磁気ディスク１の制御、すなわち、図１におけるサーボ制御回路５６、システムコントローラ５７の動きが繁雑になるか、あるいは図１におけるメモリ７２上に記録した後に必要な部分の抽出を行う等、伸張の為の装置が複雑になる傾向があるが、この実施形態のように光磁気ディスクへ記録する場合においては比較的良好な結果を得られた。
【００９１】
一方、図２５は、各帯域の基本部分、拡張部分毎に別のトラック上に展開記録した様子を示したものである。この様な記録方式を選択した場合、基本周波数帯域についてのみ信号伸張する場合に都合が良く、最小の構成で装置が構築できる一方、全ての語長、周波数帯域を伸張する様な場合においては、例えば０番目のブロックの伸張を行うために、基本帯域(０)、基本帯域拡張部(０)、x２帯域(０)、x２帯域拡張部(０)、x３帯域(０)、x３帯域拡張部(０)、x４帯域(０)、x４帯域拡張部(０)の８トラックよりデータの読み込が必要となり、伸張の為の装置が複雑になる傾向があるが、ＩＣメモリのように半導体による記録等においては、先の複数のトラックよりのデータの読み込みが容易に出来る。
【００９２】
さらに図２６は、各帯域の基本部分と拡張部分を同一のトラック上に展開記録した様子を示したものである。この様な記録方式を選択した場合、図２４ならびに図２５で示した場合の中間の特徴を有し、記録媒体が特定できない場合や伝送経路を用いて情報を伝送することができる。
【００９３】
なお、この発明は実施形態のみに限定されるものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と信号圧縮装置あるいは伸張装置と、さらには、信号圧縮装置と伸張装置とは一体化されている必要はなく、記録媒体を介せずに、その間をデータ転送用回線や光ケーブル、光或いは電波による通信等で結ぶ事も可能である。更に例えば、オーデイオＰＣＭ信号のみならず、ディジタル音声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信号等の信号処理装置にも適用可能である。
【００９４】
また、この発明の記録媒体は、ディジタル信号処理装置により圧縮されたデータを記録することで、記録容量の有効利用が図れる。また、この発明の記録媒体としては、上述した光磁気ディスクのみならず、光ディスク、磁気ディスク、ＩＣメモリおよびそのメモリを内蔵するカードや、磁気テープ等の各種記録媒体とすることもできる。
【００９５】
ここで、この発明の各ディジタル信号処理装置および方法は、入力信号を複数の帯域に分割し、間引くことで情報量の低減を図り、分割された帯域毎に対応した比較的小規模の基本エンコーダと拡張エンコーダとを複数、階層的に配置するようにしている。
【００９６】
なお、基本エンコーダの入力信号はオーディオ信号であり、高域程、少なくとも大部分の量子化雑音の発生をコントロールするブロックの周波数幅を広くしてゆくようにしている。また、この発明のディジタル信号処理装置および／または方法には、時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域への分割に直交変換を用いる直交変換手段および／または周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変換に逆直交変換を用いる逆直交変換手段を有している。このとき、時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域への分割の際には、先ず複数の帯域に分割し、分割された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを形成し、各帯域毎に振幅が一様となるようにゲインをコントロールし、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データを得、および／または、周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変換の際には、周波数軸上の複数帯域から時間軸信号への変換に各帯域のブロック毎に逆直交変換を行い、振幅情報が再現されるようゲインをコントロールし、各逆直交変換出力を合成して時間軸上の合成信号を得る。また、直交変換前の時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域への分割における分割周波数幅および／または逆直交変換後の周波数軸上の複数の帯域から時間軸信号への合成における複数の帯域からの合成周波数幅を、略高域程広くする。なお、前記複数の帯域への分割および／または前記複数の帯域からなる時間軸上の信号への変換にクワドラチャ・ミラー・フィルタ（ＱＭＦフィルタ）を用いるようにしている。また、直交変換としては、変更離散コサイン変換を用いている。
【００９７】
また、この発明の記録媒体は、上述したこの発明のディジタル信号処理装置または情報圧縮方法によって圧縮した圧縮データを記録してなるものである。
【００９８】
すなわち、この発明に係るディジタル信号処理装置または情報圧縮方法は、入力信号を複数の帯域に分割し、その分割された帯域を圧縮伸長する為に小規模の圧縮伸長を行う手段を複数段に階層的に配置することでより広範囲な周波数帯域に対応することができる。
【００９９】
また、圧縮処理の過程に圧縮結果の誤差を検出し、その誤差を再圧縮し、誤差を再圧縮したデータを付加し、圧縮品質を向上させることができる。
【０１００】
さらには、圧縮したデータを分割かつ階層的に記録するようにし、記録時に全体あるいは一部分を選択的に記録することによって、記録する圧縮データの伸長時の品質を選択、制御を実現することができる。
【０１０１】
加えて、圧縮したデータを分割かつ階層的に記録するようにし、伸長時に全体あるいは一部分を選択的に伸長することによって、伸長する際に伸長する品質を選択を実現することができる。
【０１０２】
【発明の効果】
以上の説明からも明らかなように、この発明のディジタル信号処理装置および情報圧縮方法によれば、単一の装置または情報圧縮方法により広範囲な圧縮率に効率良く適応することが可能となる。
【０１０３】
さらに、この発明のディジタル信号処理装置および情報圧縮方法によれば、より小規模の信号処理回路の複数個の組合せにより、より広帯域かつ高精度な情報の圧縮が可能であり、信号処理装置を実現する上でより単純な構成となるばかりでなく、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等でソフトウェア的に実現する上で最適な構成となる。
【０１０４】
さらに、小規模の信号処理回路の組合せに適応したビットストリームを生成する事により、例えば携帯性を重視した装置では圧縮されたデータの一部を選択的に伸張再生することや固定設置された装置においてはより高品位の信号の伸張圧縮する等の実行が、同一の圧縮ビットストリームで可能となり、伸張再生される品位の選択が従来のものより柔軟により広範囲に圧縮する際ははもちろん、伸張する装置でも容易に出来事となる。
【０１０５】
加えて、この発明のディジタル信号処理装置および情報圧縮方法による圧縮されたビットストリームは、それ単体で複数のビットレートに対応したものとなるため、さまざまな転送レートを持った伝送経路による情報の伝送、ならびに異なる記録容量(密度)を有する記録媒体への記録が同一の圧縮ビットストリームにより対応が可能となり、伝送経路あるいは記録媒体に合わせて複数の圧縮率の圧縮ビットストリームを持つ必要が無くなるため、システムの規格が容易に構築でき装置の規模も縮小することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明ディジタル信号処理装置の一実施形態としての圧縮データの記録再生装置（ディスク記録再生装置）の構成例を示すブロック回路図である。
【図２】この実施形態のビットレート圧縮符号化に使用可能な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロック回路図である。
【図３】この実施形態のビットレート圧縮符号化に使用可能な基本エンコーダの一具体例を示すブロック回路図である。
【図４】この実施形態においてゲインコントロールを実施しない場合の伸張結果を示す図である。
【図５】この実施形態においてゲインコントロールを実施した場合の伸張結果、効果を示す図である。
【図６】ビット配分演算機能を実現する畳込み演算を利用したビット配分算出回路の例を示すブロック回路図である。
【図７】各臨界帯域およびブロックフローティングを考慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。
【図８】マスキングスペクトルを示す図である。
【図９】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成した図である。
【図１０】この実施形態のビットレート圧縮符号化に使用可能な拡張エンコーダの一具体例を示すブロック回路図である。
【図１１】この実施形態のビットレート圧縮符号化に使用可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロック回路図である。
【図１２】この実施形態のビットレート圧縮符号化に使用可能な基本デコーダの一具体例を示すブロック回路図である。
【図１３】この実施形態の圧縮ビットストリームの一具体例を示す図である。
【図１４】この実施形態において基本帯域のみ伸張した場合の概念を示す図である。
【図１５】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部を伸張した場合の概念を示す図である。
【図１６】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域を伸張した場合の概念を示す図である。
【図１７】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域およびx２帯域拡張部を伸張した場合の概念を示す図である。
【図１８】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域およびx２帯域拡張部、x３帯域を伸張した場合の概念を示す図である。
【図１９】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域およびx２帯域拡張部、x３帯域およびx３帯域拡張部を伸張した場合の概念を示す図である。
【図２０】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域およびx２帯域拡張部、x３帯域およびx３帯域拡張部、x４帯域を伸張した場合の概念を示す図である。
【図２１】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域、x３帯域、x４帯域を伸張した場合の概念を示す図である。
【図２２】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域およびx２帯域拡張部、x３帯域、x４帯域を伸張した場合の概念を示す図である。
【図２３】この実施形態において基本帯域および基本帯域拡張部、x２帯域、x３帯域を伸張した場合の概念を示す図である。
【図２４】この実施形態において記録媒体上に全ての語長、周波数帯域のストリームを同一トラックに記録した場合の概念を示す図である。
【図２５】この実施形態において記録媒体上に全ての語長、周波数帯域毎にストリームを別のラックに記録した場合の概念を示す図である。
【図２６】この実施形態において記録媒体上に全ての周波数帯域毎にストリームを別のラックに記録した場合の概念を示す図である。
【符号の説明】
１・・・光磁気ディスク、５３・・・光学ヘッド、５４・・・磁気ヘッド、５６・・・サーボ制御回路、５７・・・システムコントローラ、６１、７５・・・ＬＰＦ、６２・・・Ａ／Ｄ変換器、６３・・・ＡＴＣエンコーダ、６４、７２・・・メモリ、６５・・・エンコーダ、６６・・・磁気ヘッド駆動回路、７１・・・デコーダ、７３・・・ＡＴＣデコーダ、７４・・・Ｄ／Ａ変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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