(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを複数設け、
前記各ピックアップコイルにそれぞれ直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、さらにこれら共振回路を直列に接続し、
前記各共振回路にそれぞれ共振回路により発生する電圧を整流する整流回路を設け、これら整流回路を並列に接続して、消費電力が変動する負荷へ給電し、
前記各共振回路間を接続状態または開放状態とする切換手段を設け、
前記切換手段を制御することにより前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、
前記切換手段は、
一次側巻線が、前記各共振回路の間に直列に接続されているトランスと、
前記トランスの二次側巻線に入力端が接続されている整流器と、
前記整流器の両出力端間に接続されているスイッチング手段と
を備え、
前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御すること
を特徴とする無接触給電設備の２次側受電回路。
【請求項３】
前記トランスの一次側巻線と二次側巻線の巻線比は１：１であり、前記トランスの一次側巻線のインピーダンスが、軽負荷時の負荷の抵抗より大きいこと
を特徴とする請求項１に記載の無接触給電設備の２次側受電回路。
【請求項４】
高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、
前記ピックアップコイルに直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、
前記共振回路により発生する電圧を整流し、消費電力が変動する負荷へ給電する整流回路を設け、
直列に接続された同容量の２つの出力コンデンサを、前記整流回路の両出力端間に接続し、
これら２つの出力コンデンサの接続点と前記共振回路の一端との間を、接続状態または開放状態とする切換手段を設け、
前記切換手段を制御することにより前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、
前記切換手段は、
一次側巻線が、前記２つの出力コンデンサの接続点と前記共振回路の一端との間に直列に接続されているトランスと、
前記トランスの二次側巻線に入力端が接続されている整流器と、
前記整流器の両出力端間に接続されているスイッチング手段と
を備え、
前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御すること
を特徴とする無接触給電設備の２次側受電回路。
【請求項５】
高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、
前記ピックアップコイルに直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、
前記共振回路により発生する電圧を昇圧し、その昇圧した電圧を消費電力が変動する負荷へ給電する昇圧手段を設け、
前記共振回路と前記昇圧手段との間を接続状態または開放状態とする切換手段を設け、
前記切換手段を制御することにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、
前記昇圧手段は、
一次側巻線が前記共振回路と直列に接続されている昇圧用トランスと、
前記昇圧用トランスの二次側巻線に入力端が接続され、出力端が前記負荷に接続されている第１整流回路と
を備え、
前記切換手段は、
前記昇圧用トランスの３次巻線に入力端が接続されている第２整流回路と、
前記第２整流回路の両出力端間に接続されているスイッチング手段と
を備え、
前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御すること
を特徴とする無接触給電設備の２次側受電回路。
【請求項７】
高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、
前記ピックアップコイルに直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、
前記共振回路に直列に、この共振回路を接続状態または開放状態とする切換手段を設け、
前記共振回路と切換手段からなる回路の両端に第１ダイオードを接続し、
この第１ダイオードのカソードに第２ダイオードのアノードを接続し、
前記第１ダイオードのアノードに出力コンデンサの一端を接続し、
前記第２ダイオードのカソードに前記出力コンデンサの他端を接続し、
前記出力コンデンサの両端に負荷を接続し、
前記切換手段を制御することにより前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、
前記切換手段は、
一次側巻線が、前記共振回路に直列に接続されているトランスと、
前記トランスの二次側巻線に入力端が接続されている整流器と、
前記整流器の両出力端間に接続されているスイッチング手段と
を備え、
前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御すること
を特徴とする無接触給電設備の２次側受電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無接触給電設備の２次側受電回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の無接触給電設備の２次側受電回路の一例が、たとえば特開平１１−１７８１０４号公報に開示されている。
【０００３】
上記無接触給電設備の２次側受電回路は、ピックアップコイルに並列に、ピックアップコイルとともに誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成するコンデンサを接続し、コンデンサに整流／平滑回路を接続し、この整流／平滑回路に、出力電圧を基準電圧に制御する定電圧制御回路を接続し、この定電圧制御回路に負荷の一例として、インバータおよび制御電源装置を接続して構成されている。インバータには減速機付電動モータが接続されている。
【０００４】
上記定電圧制御回路は、電流制限用のコイルと、上記基準電圧を発生する電圧発生器と、出力電圧と基準電圧を比較するコンパレータと、整流／平滑回路の両出力端間に接続され、出力電圧が基準電圧を超えた場合にコンパレータによりオンされるＦＥＴからなる出力調整用トランジスタと、フィルタを形成するダイオードおよびコンデンサから構成されている。上記制御電源装置より電圧発生器とコンパレータに制御電源が供給される。
【０００５】
この定電圧制御回路の構成により、電動モータが停止するなどにより負荷が減少すると、出力電圧が上昇し、出力電圧が基準電圧を超えると、コンパレータにより、出力調整用トランジスタがオンされ、出力電圧が下げられて、出力電圧は基準電圧に維持される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、上記した従来の構成によると、電動モータの停止などにより負荷が減少すると出力調整用トランジスタがオンされるため、負荷への給電が不要なときに出力調整用トランジスタに電流が流れてしまい、損失が生じるという問題がある。
そこで本発明は、負荷への給電が不要なときの損失を低減できる無接触給電設備の２次側受電回路を提供することを目的としたものである。
課題を解決するための手段
前記した目的を達成するために、本発明の請求項１に記載の無接触給電設備の２次側受電回路は、高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを複数設け、前記各ピックアップコイルにそれぞれ直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、さらにこれら共振回路を直列に接続し、前記各共振回路にそれぞれ共振回路により発生する電圧を整流する整流回路を設け、これら整流回路を並列に接続して、消費電力が変動する負荷へ給電し、前記各共振回路間を接続状態または開放状態とする切換手段を設け、前記切換手段を制御することにより前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、前記切換手段は、一次側巻線が、前記各共振回路の間に直列に接続されているトランスと、前記トランスの二次側巻線に入力端が接続されている整流器と、前記整流器の両出力端間に接続されているスイッチング手段とを備え、前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御することを特徴としたものである。
上記構成によれば、高周波電流が誘導線路に供給されると、この誘導線路に発生する磁束により、各ピックアップコイルにそれぞれ誘導起電力が発生し、各ピックアップコイルに発生した誘導起電力が所定の電圧として各整流回路で整流されて負荷へ供給される。この負荷が通常負荷状態のとき、各切換手段のスイッチング手段はオンされ、各共振回路間は直列に接続状態とされ、各共振回路の整流回路に発生する電圧が加算された電圧で負荷へ供給される。また、負荷が軽負荷状態となると出力電圧が上昇し、その状態に応じて電圧制御手段により選択された切換手段のスイッチ手段はオフされ、選択された切換手段により共振回路間が切離され、切離された共振回路以外の共振回路の整流回路に発生する電圧で負荷へ供給される。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、前記トランスの一次側巻線と二次側巻線の巻線比は１：１であり、前記トランスの一次側巻線のインピーダンスが、軽負荷時の負荷の抵抗より大きいことを特徴とするものである。
上記構成によれば、負荷が軽負荷となるとスイッチング手段がオフされ（開放され）、このときトランスの二次側巻線に発生する電圧が、負荷に印加されている出力電圧より小さいときには、トランスの二次側巻線に電流が流れない。したがって、トランスの二次側巻線は完全に開放され、トランスの一次側巻線は高インピーダンスとなる。このとき、各ピックアップコイルに誘起して電圧が、高インピーダンスのトランスの一次側巻線に印加され、微小な電流がトランスの一次側巻線に流れ、その電流が整流器を介して負荷に流れ込むが、軽負荷時の負荷の抵抗がトランスの一次側巻線の高インピーダンスより小さいときは、放電電流が充電電流より大きいことから、前記出力電圧は減少する。
また、請求項４に記載の発明は、高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、前記ピックアップコイルに直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、前記共振回路により発生する電圧を整流し、消費電力が変動する負荷へ給電する整流回路を設け、直列に接続された同容量の２つの出力コンデンサを、前記整流回路の両出力端間に接続し、これら２つの出力コンデンサの接続点と前記共振回路の一端との間を、接続状態または開放状態とする切換手段を設け、前記切換手段を制御することにより前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、前記切換手段は、一次側巻線が、前記２つの出力コンデンサの接続点と前記共振回路の一端との間に直列に接続されているトランスと、前記トランスの二次側巻線に入力端が接続されている整流器と、前記整流器の両出力端間に接続されているスイッチング手段とを備え、前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御することを特徴としたものである。
上記構成によれば、高周波電流が誘導線路に供給されると、この誘導線路に発生する磁束により、ピックアップコイルに誘導起電力が発生し、ピックアップコイルに発生した誘導起電力が所定の電圧として整流回路で整流されて負荷へ供給される。この負荷が通常負荷状態のとき、切換手段のスイッチング手段はオンされ、整流回路の両出力端間に直列に接続された同容量の２つのコンデンサの接続点と共振回路の一端との間は接続状態とされて倍電圧回路となるので、整流回路に発生する電圧の２倍の電圧が負荷へ印加される。また、負荷が軽負荷状態となり出力電圧が上昇すると、電圧制御手段により切換手段のスイッチ手段はオフされ、前記２つのコンデンサの接続点と共振回路の一端との間は開放状態とされ、整流回路に発生する電圧のまま負荷へ印加される。
さらに、請求項５に記載の発明は、高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、前記ピックアップコイルに直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、前記共振回路により発生する電圧を昇圧し、その昇圧した電圧を消費電力が変動する負荷へ給電する昇圧手段を設け、前記共振回路と前記昇圧手段との間を接続状態または開放状態とする切換手段を設け、前記切換手段を制御することにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、前記昇圧手段は、一次側巻線が前記共振回路と直列に接続されている昇圧用トランスと、前記昇圧用トランスの二次側巻線に入力端が接続され、出力端が前記負荷に接続されている第１整流回路とを備え、前記切換手段は、前記昇圧用トランスの３次巻線に入力端が接続されている第２整流回路と、前記第２整流回路の両出力端間に接続されているスイッチング手段とを備え、前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御することを特徴としたものである。
上記構成によれば、例えば、ピックアップコイルを所望の回数巻くことができず、ピックアップコイルにおいて小さな誘導起電力しか発生させることができない場合において、負荷が通常負荷状態のとき、切換手段のスイッチング手段はオンされ、共振回路と直列に接続された昇圧用トランスの１次側は接続状態とされ、共振回路により発生する電圧は昇圧用トランスにより所望の電圧に昇圧され、負荷へ供給される。また、負荷が軽負荷状態となり、出力電圧が上昇すると、電圧制御手段により切換手段のスイッチング手段がオフされて前記昇圧用トランスの１次側は開放状態とされ、負荷に印加される出力電圧は降下される。
また、請求項７に記載の発明は、高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、前記ピックアップコイルに直列に共振コンデンサを接続して前記誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成し、前記共振回路に直列に、この共振回路を接続状態または開放状態とする切換手段を設け、前記共振回路と切換手段からなる回路の両端に第１ダイオードを接続し、この第１ダイオードのカソードに第２ダイオードのアノードを接続し、前記第１ダイオードのアノードに出力コンデンサの一端を接続し、前記第２ダイオードのカソードに前記出力コンデンサの他端を接続し、前記出力コンデンサの両端に負荷を接続し、前記切換手段を制御することにより前記負荷に印加される出力電圧を制御する電圧制御手段を設け、前記切換手段は、一次側巻線が、前記共振回路に直列に接続されているトランスと、前記トランスの二次側巻線に入力端が接続されている整流器と、前記整流器の両出力端間に接続されているスイッチング手段とを備え、前記電圧制御手段は、前記切換手段のスイッチング手段をオン・オフすることにより、前記負荷に印加される出力電圧を制御することを特徴としたものである。
上記構成によれば、切換手段のスイッチング手段はオンされ、共振回路が出力コンデンサに接続状態とされ、高周波電流が誘導線路に供給されると、この誘導線路に発生する磁束により、ピックアップコイルに誘導起電力が発生し、その半サイクルでは、ピックアップコイルに接続された共振コンデンサが充電され、次の半サイクルでは、前の半サイクルで充電された共振コンデンサの電荷が加わり、出力コンデンサへ充電され、負荷へ給電される。負荷が通常負荷状態のとき上記接続状態が維持され、負荷が軽負荷状態となり出力電圧が上昇して、所定電圧を越えると、電圧制御手段により切換手段のスイッチ手段はオフされ、共振回路が出力コンデンサから切り離され、出力コンデンサは充電されなくなる。この状態で、出力コンデンサより負荷へ給電され、出力電圧が下降する。所定電圧に戻ると、前記接続状態とされ、再び出力コンデンサへ充電される。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の無接触給電設備の２次側受電回路は、負荷が通常負荷状態のときは切換手段に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときは切換手段に電流が流れず、すなわち負荷の状態に応じた負荷電流が切換手段に流れることとなるため、切換手段に対する損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態における無接触給電設備の２次側受電回路であり、（ａ）はその基本構成１の回路図、（ｂ）は基本構成１の他の形態を示す回路図、
【図２】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成１における実施の形態を示す図であり、（ａ）は実施の形態１の回路図、（ｂ）は実施の形態２の回路図、
【図３】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成１における実施の形態３の回路図、
【図４】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成２を示す図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）は実施の形態の回路図、
【図５】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成３の回路図、
【図６】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成３における昇圧用トランスを示す図、
【図７】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成４を示す図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）は実施の形態１の回路図、
【図８】同無接触給電設備の２次側受電回路の基本構成４の実施の形態２の回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
［基本構成１］
以下に、本発明の基本構成１における無接触給電設備の２次側受電回路について、図面を参照しながら説明する。
【００２５】
図１（ａ）に示すように、無接触給電設備の２次側受電回路は、例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉ流す１次側誘導線路１に対向して誘導線路１より起電力が誘起される第１ピックアップコイル２Ａ，第２ピックアップコイル２Ｂを設け、これら第１ピックアップコイル２Ａ，第２ピックアップコイル２Ｂに誘起される起電力を、消費電力が変動する負荷１０へ供給する回路である。
【００２６】
この２次側受電回路は、各ピックアップコイル２Ａ，２Ｂにそれぞれ直列に接続され誘導線路１の周波数に共振する共振回路４Ａ，４Ｂを形成する第１コンデンサ（共振コンデンサ）３Ａ，第２コンデンサ（共振コンデンサ）３Ｂと、各共振回路４Ａ，４Ｂの間に直列に接続され、各共振回路４Ａ，４Ｂ間を接続状態または開放状態とするスイッチ（切換手段の一例）５と、共振回路４Ａ，４Ｂにそれぞれ並列に接続され、共振回路４Ａ，４Ｂにより発生する電圧を整流する整流回路６Ａ，６Ｂと、整流回路６Ａ，６Ｂの出力側と直列に接続されている電流制限用のコイル７と、このコイル７を介して整流回路６Ａ，６Ｂの出力側と並列に接続され、負荷１０に接続されている電圧コンデンサ（出力コンデンサ）８と、スイッチ５を制御することにより負荷１０に印加される出力電圧ＶＤＣを制御する、すなわち出力電圧ＶＤＣを検出し、この出力電圧ＶＤＣが所定電圧以下でスイッチ５をオン、所定電圧を超えるとスイッチ５をオフする電圧制御器（電圧制御手段の一例）１１から構成されている。
【００２７】
なお、上記整流回路６Ａは、直列接続されたダイオードから形成され、両端が負荷１０に接続され中間部（前記ダイオードの接続点）が第１コンデンサ３Ａに接続されている第１整流部６ａと、直列接続されたダイオードから形成され、両端が負荷１０に接続され中間部（前記ダイオードの接続点）がピックアップコイル２Ａに接続されている第２整流部６ｂとから構成されている。また、上記整流回路６Ｂも同様に、両端が負荷１０に接続され中間部が第２コンデンサ３Ｂに接続されている第３整流部６ｃと、両端が負荷１０に接続され中間部がピックアップコイル２Ｂに接続されている第２整流部６ｄとから構成されている。
【００２８】
以下に、上記した基本構成１における作用を説明する。
【００２９】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路１に供給されると、この誘導線路１に発生する磁束により、ピックアップコイル２Ａ，２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生し、ピックアップコイル２Ａ，２Ｂに発生した誘導起電力は所定の電圧として整流回路６Ａ，６Ｂで整流される。
【００３０】
負荷１０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器１１によりスイッチ５はオンされ、共振回路４Ａ，４Ｂは直列に接続されており、整流回路６Ａ，６Ｂの出力電圧を加算した電圧が負荷１０へ印加される（整流回路６Ａ，６Ｂの出力電圧を加算した電圧はコイル７を通り、電圧コンデンサ８を充電し、負荷１０へ供給される）。
【００３１】
ここで、負荷１０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器１１は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、スイッチ５をオフにする。このように、負荷１０が軽負荷状態となり、スイッチ５がオフされると、共振回路４Ａと共振回路４Ｂは切離されて、整流回路６Ａと整流回路６Ｂは並列に接続された状態となり、負荷１０へ印加される電圧は、前記加算した電圧の２分の１に低下する。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００３２】
なお、第２整流部６ｂと第３整流部６ｃに使用する素子（ダイオード）は、第１整流部６ａと第２整流部６ｄに使用する素子（ダイオード）と比較して電流定格の小さい素子を使用することができる。
【００３３】
以上のように基本構成１によれば、負荷１０が通常負荷状態のときはスイッチ５に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときはスイッチ５に電流が流れず、すなわち負荷１０の状態に応じた負荷電流がスイッチ５に流れることとなるため、スイッチ５に対する損失を低減することができる。
【００３４】
また、図１（ａ）の基本構成１は、図１（ｂ）に示すような回路にすることもできる。
【００３５】
図１（ｂ）に示す回路は、整流回路６Ａ，６Ｂの出力側に電流制限用のコイル７を直列に接続し、上記第２整流部６ａの出力端および上記第３整流部６ｄの出力端をコイル７の入力側に接続し、上記第２整流部６ｂの出力端および上記第３整流部６ｃの出力端を、コイル７の出力側（負荷１０側）に接続するよう構成したものである。なお、その他の構成については上記基本構成１と同一であるため説明を省略する。
【００３６】
以下に、上記構成の作用を説明する。
【００３７】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路１に供給されると、この誘導線路１に発生する磁束により、ピックアップコイル２Ａ，２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生し、ピックアップコイル２Ａ，２Ｂに発生した誘導起電力は所定の電圧として第１整流部６ａおよび第４整流部６ｄで整流される。
【００３８】
負荷１０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器１１によりスイッチ５はオンされ、共振回路４Ａ，４Ｂは直列に接続されており、このとき整流回路６Ａの第１整流部６ａおよび整流回路６Ｂの第４整流部６ｄが使用されて整流された電圧が負荷１０へ印加される（第１整流部６ａおよび第４整流部６ｄが使用され、すなわち共振回路４Ａ，４Ｂの電圧が加算されて整流された電圧はコイル７を通り、電圧コンデンサ８を充電し、負荷１０へ供給される）。
【００３９】
ここで、負荷１０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器１１は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、スイッチ５をオフにする。このように、負荷１０が軽負荷状態となり、スイッチ５がオフされると、共振回路４Ａと共振回路４Ｂは切離されて、整流回路６Ａの第１整流部６ａおよび第２整流部６ｂと整流回路６Ｂの第３整流部６ｃおよび第４整流部６ｄを使用されてそれぞれ整流された電圧は並列に接続された状態となり、負荷１０へ印加される電圧は、前記加算された電圧の２分の１に低下する。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００４０】
このスイッチ５のオフ時において、上述したように第２整流部６ｂの出力端および第４整流部６ｄの出力端はコイル７の出力側に接続されていることから、整流回路６Ａの第２整流部６ｂおよび整流回路６Ｂの第３整流部６ｃからコイル７へ電流が流れることは無く、第２整流部６ｂおよび第３整流部６ｃには図１（ａ）に示す接続の場合と比較して小さい電圧しか印加されないため、第２整流部６ｂおよび第３整流部６ｃには、通常電流が流れている第１整流部６ａおよび第４整流部６ｄの素子（ダイオード）と比較して電圧定格の小さい素子を使用することができ、さらに第１整流部６ａおよび第４整流部６ｄには通常、共振周波数の電流（１０ｋＨｚほどの高周波電流）が流れることから高速タイプの素子（ダイオード）を使用する必要があるが、第２整流部６ｂおよび第３整流部６ｃはスイッチ５がオフのときしか使用されないため、低速タイプの素子を使用することができ、したがって２次側受電回路の製造コストを低減することができる。
【００４１】
＜基本構成１における実施の形態１＞
本実施の形態１は、上記基本構成１における切換手段の具体的な構成を示したものであるため、この切換手段に着目して説明する。なお、実施の形態１と同一の部材については同一の番号を付して説明を行うものとする。
【００４２】
本実施の形態１における無接触給電設備の２次側受電回路は、図２（ａ）に示すように、各共振回路４Ａ，４Ｂの間に絶縁された状態で切換手段４１を接続したものである。
【００４３】
切換手段４１は、一次側巻線（１次コイル）が、各共振回路４Ａ，４Ｂの間に直列に接続されているトランス４２と、トランス４２の二次側巻線（２次コイル）の両端に入力端が接続されている整流器４３と、この整流器４３の両出力端間、すなわちコレクタおよびエミッタが整流器４３の出力端間と接続されている出力調整用トランジスタ（スイッチング手段）４４と、整流器４３のプラス側出力端と出力調整用トランジスタ４４のコレクタとの接続点にアノードが接続され、負荷１０の一端にカソードが接続されているダイオード４５から構成されている。
【００４４】
なお、電圧制御器１１は、出力電圧ＶＤＣを検出し、この出力電圧ＶＤＣが所定電圧以下のとき出力調整用トランジスタ４４をオンし、所定電圧を超えると出力調整用トランジスタ４４をオフする。
【００４５】
上記切換手段４１において、トランス４２の一次側巻線と二次側巻線の巻線比は、ピックアップコイルに誘起される電圧と共振回路の数と出力電圧ＶＤＣおよび出力調整用トランジスタ４４の定格から決定されるが、通常は１：１でよい。但し、二次側巻線が開放されているとき、一次側巻線のインピーダンスは、軽負荷時の負荷１０の抵抗と比較して十分に大きい必要がある。負荷１０が減少して軽負荷状態となると出力調整用トランジスタ４４がオフされる（開放される）が（後述する）、トランス４２の二次側巻線に発生する電圧が、出力電圧ＶＤＣより小さいときには、トランス４２の二次側巻線に電流が流れない。したがって、トランス４２の二次側巻線は完全に開放され、トランス４２の一次側巻線は高インピーダンスとなる。このとき、各ピックアップコイル２Ａ，２Ｂに誘起した電圧が、高インピーダンスのトランス４２の一次側巻線に印加され、微小な電流がトランス４２の一次側巻線に流れ、その電流が２次側の整流器４３を介し、コンデンサ８および負荷１０に流れ込むが、負荷１０の抵抗（Ω）が、トランス４２の一次側巻線の高インピーダンスの抵抗分（Ω）より小さいときは、放電電流が充電電流より大きいので、コンデンサ８の電圧は減少する。無接触給電設備では、使用する周波数が高い（例えば、１０ｋＨｚ）ので、トランス４２の磁気コアとして、高磁束密度（Ｂｍ）でかつ高透磁率材料をギャップ無しで用いれば、少ない巻線で所望の特性を有するトランスを実現できる。
【００４６】
以下に、上記した基本構成１における実施の形態１における作用を説明する。
【００４７】
負荷１０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力調整用トランジスタ４４はオンされ、トランス４２の二次側巻線が短絡されて共振回路４Ａ，４Ｂ間が接続状態となる。よって、共振回路４Ａ，４Ｂは直列に接続される。
【００４８】
このとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器１１によりスイッチ５はオンされ、整流回路６Ａ，６Ｂの出力電圧を加算した電圧が負荷１０へ印加される。
【００４９】
ここで、負荷１０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇した場合、電圧制御器１１は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、出力調整用トランジスタ４４をオフにする。このように、負荷１０が軽負荷状態のとき、出力調整用トランジスタ４４はオフされると、共振回路４Ａ，４Ｂ間は切離されて、整流回路６Ａと整流回路６Ｂは並列に接続された状態となり、負荷１０へ印加される電圧は、前記加算した電圧の２分の１に低下する。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００５０】
以上のように実施の形態１によれば、負荷１０が通常負荷状態のときは出力調整用トランジスタ４４に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときは出力調整用トランジスタ４４に電流が流れず、すなわち負荷１０の状態に応じた負荷電流が出力調整用トランジスタ４４に流れることとなるため、出力調整用トランジスタ４４に対する損失を低減することができる。
【００５１】
＜基本構成１における実施の形態２＞
図２（ａ）の基本構成１における実施の形態１は、図２（ｂ）に示すような回路にすることもできる。
【００５２】
図２（ｂ）に示す回路は、上記第２整流部（整流回路）６ａの出力端および上記第３整流部（整流回路）６ｄの出力端をコイル７介して出力用コンデンサ８および負荷１０に並列に接続し、共振回路４Ａの一端を、第２整流部６ａの中間部（２つのダイオードの接続点）に接続し、共振回路４Ａの他端をトランス４２の一次側巻線の一端に接続し、また共振回路４Ｂの一端をトランス４２の一次側巻線の他端に接続し、共振回路４Ｂの他端を第３整流部６ｄの中間部（２つのダイオードの接続点）に接続し、構成したものである。なお、その他の構成については上記基本構成１における実施の形態１と同一であるため説明を省略する。
【００５３】
以下に、上記した基本構成１における実施の形態２における作用を説明する。
【００５４】
負荷１０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力調整用トランジスタ４４はオンされ、トランス４２の二次側巻線が短絡されて共振回路４Ａ，４Ｂ間が接続状態となる。よって、共振回路４Ａ，４Ｂは直列に接続される。
【００５５】
このとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器１１によりスイッチ５（出力調整用トランジスタ４４）はオンされ、整流回路６Ａ，６Ｂの出力電圧を加算した電圧が負荷１０へ印加される。
【００５６】
ここで、負荷１０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇した場合、電圧制御器１１は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、出力調整用トランジスタ４４をオフにする。このように、負荷１０が軽負荷状態のとき、出力調整用トランジスタ４４がオフされると、トランス４２の一次側巻線のインピーダンスが増加し、共振回路４Ａ，４Ｂ間に高インピーダンスのコイルが出限する。このとき、共振回路４Ａ，４Ｂに誘起された電流は、この高インピーダンスのコイル（トランス４２の一次側巻線）を流れるしかなく、一時的にこの高インピーダンスのコイルに発生しようとする高電圧は、ダイオード４５を介し二次側に電流を流すことでその電圧が抑制され、最終的には、第２整流部６ａおよび第３整流部６ｄから出力用コンデンサ８（負荷１０）を充電する電流は大幅に減少する。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００５７】
以上のように実施の形態２によれば、実施の形態１と比較して、整流回路に使用するダイオードの数を半分にすることができ、コストを低減することができる。
【００５８】
＜基本構成１における実施の形態３＞
本実施の形態３は、上記実施の形態１の共振回路４Ａ，４Ｂに、さらに第３ピックアップコイル２Ｃと第３コンデンサ（共振コンデンサ）３Ｃから形成される共振回路４Ｃが直列に接続され、トランスの一次側巻線が各共振回路４の間（共振回路４Ａと共振回路４Ｂの間、および共振回路４Ｂと共振回路４Ｃの間）に絶縁された状態で接続された構成の２次側受電回路であるため、実施の形態１と異なる部分に着目して説明する。なお、共振回路４Ｃには、他の共振回路４Ａ，４Ｂと同様に、共振回路４Ｃにより発生する電圧を整流し、消費電力が変動する負荷１０へ給電する整流回路６Ｃが並列に接続されている。また、実施の形態１と同一の部材については同一の番号を付して説明を行うものとする。
【００５９】
切換手段５１は、図３に示すように、一次側巻線が、共振回路４Ａと共振回路４Ｂの間、および共振回路４Ｂと共振回路４Ｃの間に直列に接続されているトランス５２と、トランス５２の二次側巻線に入力端が接続されている整流器５３と、この整流器５３の両出力端間、すなわちコレクタおよびエミッタが整流器５３の出力端間と接続されている出力調整用トランジスタ（スイッチング手段）５４と、整流器５３のプラス側出力端と出力調整用トランジスタ５４のコレクタとの接続点にアノードが接続され、負荷１０の一端にカソードが接続されているダイオード５５から構成されている。
【００６０】
なお、電流制御器１１は、出力電圧ＶＤＣを検出し、この出力電圧ＶＤＣが所定電圧以下のとき出力調整用トランジスタ５４をオンし、所定電圧を超えると出力調整用トランジスタ５４をオフする。
【００６１】
以下に、上記した実施の形態３における作用を説明する。
【００６２】
負荷１０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力調整用トランジスタ５４はオンされ、トランス５２の二次側巻線が短絡されて共振回路４Ａ，４Ｂ間および共振回路４Ｂ，４Ｃ間が接続状態となり、整流回路６Ａ，６Ｂ，６Ｃの出力電圧を加算した電圧が負荷１０へ印加される。
【００６３】
ここで、負荷１０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器１１は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、出力調整用トランジスタ５４をオフにする。このように、負荷１０が軽負荷状態のとき、出力調整用トランジスタ５４はオフされ、共振回路４Ａ，４Ｂ間および共振回路４Ｂ，４Ｃ間が開放状態となるため、各共振回路４Ａ，４Ｂ，４Ｃは切離され、負荷１０へ印加される電圧は、共振回路４Ａに発生する電圧に低下する（各共振回路４Ａ，４Ｂ，４Ｃに発生する電圧が同一のときは、前記加算された電圧の３分の１に低下する）。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００６４】
以上のように実施の形態３によれば、負荷１０が通常負荷状態のときは出力調整用トランジスタ５４に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときは出力調整用トランジスタ５４に電流が流れず、すなわち負荷１０の状態に応じた負荷電流が出力調整用トランジスタ５４に流れることとなるため、出力調整用トランジスタ５４に対する損失を低減することができる。
［基本構成２］
以下に、本発明の基本構成２における無接触給電設備の２次側受電回路について、図面を参照しながら説明する。
【００６５】
図４（ａ）に示すように、無接触給電設備の２次側受電回路は、例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉを流す１次側誘導線路２１に対向して誘導線路２１より起電力が誘起される第１ピックアップコイル２２Ａ，第２ピックアップコイル２２Ｂを設け、これら第１ピックアップコイル２２Ａ，第２ピックアップコイル２２Ｂに誘起される起電力を、消費電力が変動する負荷３０へ供給する回路である。
【００６６】
この２次側受電回路は、各ピックアップコイル２２Ａ，２２Ｂにそれぞれ直列に接続され誘導線路８１の周波数に共振する共振回路２４Ａ，２４Ｂを形成する第１コンデンサ（共振コンデンサ）２３Ａ，第２コンデンサ（共振コンデンサ）２３Ｂと、直列に接続されたこれら共振回路２４Ａ，２４Ｂにより発生する電圧を整流する整流回路２５と、整流回路２５の出力側とそれぞれ接続されている電流制限用のコイル２６Ａ，２６Ｂと、これら電流制限用のコイル２６Ａ，２６Ｂを介して整流回路２５の両出力端間に接続されている、直列に接続された同容量のコンデンサ（出力コンデンサ）２７Ａ，２７Ｂと、２つのコンデンサ２７Ａ，２７Ｂの接続点と直列に接続された共振回路２４Ａ，２４Ｂの一端との間を、接続状態または開放状態とするスイッチ（切換手段の一例）３１と、スイッチ３１を制御することにより負荷３０に印加される出力電圧ＶＤＣを制御する、すなわち出力電圧ＶＤＣを検出し、この出力電圧ＶＤＣが所定電圧以下のときスイッチ３１をオンし、所定電圧を超えるとスイッチ３１をオフする電圧制御器（電圧制御手段の一例）３２から構成されている。負荷３０は、直列に接続されたコンデンサ２７Ａ，２７Ｂの両端に接続されている。
【００６７】
以下に、上記した基本構成２における作用を説明する。
【００６８】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路２１に供給されると、この誘導線路２１に発生する磁束により、ピックアップコイル２２Ａ，２２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生し、ピックアップコイル２２Ａ，２２Ｂに発生した誘導起電力は所定の電圧（定電圧）として整流回路２５で整流される。
【００６９】
負荷３０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器３２によりスイッチ３１はオンされ倍回路となるので、整流回路２５に発生する電圧の２倍の電圧が負荷３０へ印加される。
【００７０】
ここで、負荷３０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器３２は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、スイッチ３１をオフにする。このように、負荷３０が軽負荷状態のとき、スイッチ３１はオフされると、整流回路２５に発生する電圧がそのまま負荷３０へ印加され、電圧は２分の１に低下する。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００７１】
以上のように基本構成２によれば、負荷３０が通常負荷状態のときはスイッチ３１に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときはスイッチ３１に電流が流れず、すなわち負荷３０の状態に応じた負荷電流がスイッチ３１に流れることとなるため、スイッチ３１に対する損失を低減することができる。
【００７２】
＜基本構成２における実施の形態＞
図４（ｂ）に示す本実施の形態１は、上記基本構成２における切換手段の具体的な構成を示したものである。この切換手段は、図２に示した基本構成１の実施の形態１の切換手段４１を適用している。
【００７３】
以下に、上記した基本構成１の実施の形態１における作用を説明する。
【００７４】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路２１に供給されると、この誘導線路２１に発生する磁束により、ピックアップコイル２２Ａ，２２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生し、ピックアップコイル２２Ａ，２２Ｂに発生した誘導起電力は所定の電圧（定電圧）として整流回路２５で整流される。
【００７５】
負荷３０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器３２により出力調整用トランジスタ４４はオンされ、整流回路２５の出力電圧が負荷３０へ印加される。
【００７６】
ここで、負荷３０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器３２は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、スイッチ３１をオフにする。このように、負荷３０が軽負荷状態のとき、電圧制御器３２により出力調整用トランジスタ４４はオフされると、負荷３０へ印加される電圧は２分の１に低下する。すると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００７７】
以上のように実施の形態によれば、負荷３０が通常負荷状態のときは出力調整用トランジスタ４４に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときは出力調整用トランジスタ４４に電流が流れず、すなわち負荷１０の状態に応じた負荷電流が出力調整用トランジスタ４４に流れることとなるため、出力調整用トランジスタ４４に対する損失を低減することができる。
【００７８】
なお、上記基本構成２では、２つの直列共振回路２４Ａ，２４Ｂを備えているが、１つの直列共振回路とすることもできる。
［基本構成３］
以下に、本発明の基本構成３における無接触給電設備の２次側受電回路について、図面を参照しながら説明する。
【００７９】
図５に示すように、無接触給電設備の２次側受電回路は、例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉを流す１次側誘導線路１に対向して誘導線路１より起電力が誘起される第１ピックアップコイル６２Ａ，第２ピックアップコイル６２Ｂ，第３ピックアップコイル６２Ｃを設け、これら第１ピックアップコイル２Ａ，第２ピックアップコイル２Ｂ，第３ピックアップコイル６２Ｃに誘起される起電力を、消費電力が変動する負荷６９へ供給する回路である。
【００８０】
この２次側受電回路は、各ピックアップコイル６２Ａ，６２Ｂ，６２ｃにそれぞれ直列に接続され誘導線路６１の周波数に共振する共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４ｃを形成する第１コンデンサ（共振コンデンサ）６３Ａ，第２コンデンサ（共振コンデンサ）６３Ｂ，第３コンデンサ（共振コンデンサ）６３Ｃと、直列に接続された共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃと並列に接続され、共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃにより発生する電圧を整流する整流器６５と、整流器６５の出力側と直列に接続されている電流制限用のコイル６６と、コイル６６を介して整流器６５の出力側と並列に接続され、負荷６９に接続されている電圧コンデンサ（出力コンデンサ）６７と、出力調整用トランジスタ７６（後述する）を制御することにより負荷６９に印加される出力電圧ＶＤＣを制御する、すなわち出力電圧ＶＤＣを検出し、この出力電圧ＶＤＣが所定電圧以下のとき出力調整用トランジスタ７６をオンし、所定電圧を超えると出力調整用トランジスタ７６をオフする電圧制御器（電圧制御手段の一例）７０と、直列に接続された共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃにより発生する電圧を昇圧し、その昇圧した電圧を負荷６９へ給電する昇圧手段７１と、直列に接続された共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃと昇圧手段７１との間を、接続状態または開放状態とする切換手段７２から構成されている。
【００８１】
図５，図６に示すように、上記昇圧手段７１は、一次側巻線が直列に接続された共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃと直列に接続されている昇圧用トランス７３と、昇圧用トランス７３の二次側巻線に入力端が接続されている第１整流回路７４と、第１整流回路７４の出力側と直列に接続され、電圧コンデンサ６７に接続されている電流制限用のコイル８３から構成されている。また第１整流回路７４の出力端は電圧コンデンサ６７に接続されている。なお、昇圧用トランス７３におけるＡ−Ｂ間とＥ−Ｆ間との巻数比は、負荷６９に印加する電圧の大きさに基づいて設定される。
【００８２】
上記切換手段７２は、昇圧用トランス７３の３次巻線に入力端が接続されている第２整流回路７５と、第２整流回路７５の両出力端間に接続されている出力調整用トランジスタ（スイッチング手段の一例）７６と、第２整流回路７５のプラス側出力端と出力調整用トランジスタ７６のコレクタとの接続点にアノードが接続され、負荷６９の一端にカソードが接続されているダイオード７７から構成されている。
【００８３】
以下に、上記した基本構成３における作用を説明する。
【００８４】
例えば、誘導線路ユニットとピックアップユニットとの位置関係などの問題により、ピックアップユニットのフェライトコアにピックアップコイル６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃを上手く巻けなかった場合（所望の回数巻くことができなかった場合）、各共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃにおいて小さな誘導起電力しか発生させることができないため、昇圧手段７１を用いて共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃにより発生する電圧を昇圧し、その昇圧した電圧（定電圧）を第１整流回路７４により整流して消費電力が変動する負荷６９へ給電する。このとき、出力調整用トランジスタ７６はオンとされている。
【００８５】
詳述すると、負荷６９が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力調整用トランジスタ７６はオンされ、共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃに発生した電圧は昇圧用トランス７３により所望の電圧に昇圧され、第１整流回路７４で整流されて負荷６９へ供給される。
【００８６】
ここで、負荷６９が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器７０は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、出力調整用トランジスタ７６をオフし、直列に接続された共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃと直列に接続された昇圧用トランス７３の１次側を開放状態とする。このように、負荷６９が軽負荷状態のとき、出力調整用トランジスタ７６はオフされるため、昇圧用トランス７３の２次側に電圧は発生せず、代わりに、直列に接続された共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃにより発生する電圧がそのまま整流器６５により整流されて負荷６９へ供給され、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に維持される。
【００８７】
以上のように基本構成３によれば、負荷６９が通常負荷状態のときは出力調整用トランジスタ７６に電流が流れ、軽負荷状態のときは出力調整用トランジスタ７６に電流が流れず、すなわち負荷６９の状態に応じた負荷電流が出力調整用トランジスタ７６に流れることとなるため、出力調整用トランジスタ７６に対する損失を低減することができる。
【００８８】
なお、上記基本構成３では、３つの直列共振回路６４Ａ，６４Ｂ，６４Ｃを備えているが、１つの直列共振回路とすることもできる。
［基本構成４］
以下に、本発明の基本構成４における無接触給電設備の２次側受電回路について、図面を参照しながら説明する。
【００８９】
図７（ａ）に示すように、無接触給電設備の２次側受電回路は、例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉを流す１次側誘導線路８１に対向して誘導線路８１より起電力が誘起される第１ピックアップコイル８２Ａ，第２ピックアップコイル８２Ｂを設け、これら第１ピックアップコイル８２Ａ，第２ピックアップコイル８２Ｂに誘起される起電力を、消費電力が変動する負荷９０へ供給する回路である。
【００９０】
この２次側受電回路は、各ピックアップコイル８２Ａ，８２Ｂにそれぞれ直列に接続され誘導線路８１の周波数に共振する共振回路８４Ａ，８４Ｂを形成する第１コンデンサ（共振コンデンサ）８３Ａ，第２コンデンサ（共振コンデンサ）８３Ｂと、直列に接続された共振回路８４Ａ，８４Ｂに直列に接続され、共振回路８４Ａ，８４Ｂを接続状態または開放状態とするスイッチ（切換手段の一例）９１と、これら共振回路８４Ａ，８４Ｂおよびスイッチ９１との直列回路の両端に接続される第１ダイオード８５と、この第１ダイオード８５のカソードにアノードが接続される第２ダイオード８６と、第１ダイオード８５のアノードにアノードが接続され、カソードが第２ダイオード８６のカソードに接続される第３ダイオード８７と、一端が第２ダイオード８６のカソードに接続される出力制限用コイル８９と、一端が出力制限用コイル８９の他端に接続され、他端が第３ダイオード８７のアノードに接続され、両端が負荷９０に接続される電圧コンデンサ（出力コンデンサ）８８と、スイッチ９１を制御することにより負荷９０に印加される出力電圧ＶＤＣを制御する、すなわち出力電圧ＶＤＣを検出し、この出力電圧ＶＤＣが所定電圧以下のときスイッチ９１をオンし、所定電圧を超えるとスイッチ９１をオフする電圧制御器（電圧制御手段の一例）９２から構成されている。
【００９１】
以下に、上記した基本構成４における作用を説明する。なお、初期状態で、電圧制御器９２によりスイッチ９１はオンされる。
【００９２】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路８１に供給されると、この誘導線路８１に発生する磁束により、ピックアップコイル８２Ａ，８２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生される。
【００９３】
このように誘導起電力が発生され、その半サイクルで矢印ｘの向きに電流が流れると、共振回路８４Ａ，８４Ｂと第１ダイオード８５により閉ループが形成され、共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂが充電され、次の半サイクルで矢印ｙの向きに電流が流れると、共振回路８４Ａ，８４Ｂより、前の半サイクルで共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂに充電された電荷が加えられて、第２ダイオード８６を介して、電圧コンデンサ８８が充電され、負荷９０へ給電される。この半サイクル毎の動作は繰り返し行われる。
【００９４】
負荷９０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器９２によりスイッチ９１はオンが維持される。
【００９５】
ここで、負荷９０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器９２は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、スイッチ９１をオフにする。このように、負荷９０が軽負荷状態のとき、スイッチ９１はオフされると、共振回路８４Ａ，８４Ｂが回路より切り離されて、コンデンサ８８へは充電されなくなり、この状態でコンデンサ８８より負荷９０へ給電されると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧まで引き戻される。
【００９６】
そして、所定電圧以下となると、電圧制御器９２により再びスイッチ９１はオンされる。このようにスイッチ９１がオン・オフされることにより、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に制御される。
【００９７】
以上のように基本構成４によれば、負荷９０が通常負荷状態のときはスイッチ９１に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときはスイッチ９１に電流が流れず、すなわち負荷９０の状態に応じた負荷電流がスイッチ９１に流れることとなるため、スイッチ９１に対する損失を低減することができる。
【００９８】
また基本構成２（図４）の回路構成と比較して、ダイオードの数を減少でき（図４の整流回路２５のダイオードの数は４個である）、コンデンサ２７Ａ，２７Ｂ間に設けられるような中間タップが不要となり、さらにコンデンサ（出力コンデンサ）の数を減らすことができ、よって作業性を向上でき、コストを低減することができる。
【００９９】
＜基本構成４における実施の形態１＞
図７（ｂ）に示す本実施の形態１は、上記基本構成４における切換手段の具体的な構成を示したものである。この切換手段は、図２に示した基本構成１の実施の形態１の切換手段４１を適用している。
【０１００】
以下に、上記した基本構成４の実施の形態における作用を説明する。なお、初期状態で、電圧制御器９２により出力調整用トランジスタ４４はオンされ、共振回路８４Ａ，８４Ｂは回路と接続される。
【０１０１】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路８１に供給されると、この誘導線路８１に発生する磁束により、ピックアップコイル８２Ａ，８２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生する。
【０１０２】
その半サイクルで矢印ｘの向きに電流が流れると、共振回路８４Ａ，８４Ｂと第１ダイオード８５により閉ループが形成され、共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂが充電され、次の半サイクルで矢印ｙの向きに電流が流れると、共振回路８４Ａ，８４Ｂより、前のサイクルで共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂに充電された電荷が加えられて、第２ダイオード８６を介して、電圧コンデンサ８８が充電され、負荷９０へ給電される。この半サイクル毎の動作は繰り返し行われる。
【０１０３】
負荷９０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器９２により出力調整用トランジスタ４４はオンされる。
【０１０４】
ここで、負荷９０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器９２は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、出力調整用トランジスタ４４をオフにする。このように、負荷９０が軽負荷状態のとき、電圧制御器３２により出力調整用トランジスタ４４はオフされると、共振回路８４Ａ，８４Ｂが回路より切り離されて、電圧コンデンサ８８へは充電されなくなり、この状態でコンデンサ８８より負荷９０へ給電されると、出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧まで引き戻される。
【０１０５】
そして、所定電圧以下となると、電圧制御器９２により再び出力調整用トランジスタ４４はオンされる。このように出力調整用トランジスタ４４がオン・オフされることにより、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に制御される。
【０１０６】
以上のように実施の形態１によれば、負荷９０が通常負荷状態のときは出力調整用トランジスタ４４に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときは出力調整用トランジスタ４４に電流が流れず、すなわち負荷９０の状態に応じた負荷電流が出力調整用トランジスタ４４に流れることとなるため、出力調整用トランジスタ４４に対する損失を低減することができる。
【０１０７】
なお、基本構成４において図７（ａ）に示した回路、および基本構成４における実施の形態１において図７（ｂ）に示した回路において、第３ダイオード８７は無くてもよい。
【０１０８】
＜基本構成４における実施の形態２＞
図７（ａ）に示す基本構成４の回路では、共振回路８４Ａ，８４Ｂと直列にスイッチ９１を接続しているが、図８に示すように、スイッチ９１を、第１ダイオード８５に直列に接続するようにしてもよい。図８では、直列共振回路８４Ｂのピックアップコイル８２Ｂを第３ダイオード８７のアノードに接続し、この接続点と第１ダイオード８５のアノードとの間にスイッチ９１を接続している。なお、このスイッチ９１に代えて、基本構成１の実施の形態１の切換手段４１を設けてもよい。
【０１０９】
以下に、基本構成４における実施の形態２における作用を説明する。なお、初期状態で、電圧制御器９２によりスイッチ９１はオンされる。
【０１１０】
例えば１０ｋＨｚほどの高周波電流Ｉが誘導線路８１に供給されると、この誘導線路８１に発生する磁束により、ピックアップコイル８２Ａ，８２Ｂにそれぞれ誘導起電力が発生される。
【０１１１】
このように誘導起電力が発生され、その半サイクルで矢印ｘの向きに電流が流れると、共振回路８４Ａ，８４Ｂと第１ダイオード８５により閉ループが形成され、共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂが充電され、次の半サイクルで矢印ｙの向きに電流が流れると、共振回路８４Ａ，８４Ｂより、前の半サイクルで共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂに充電された電荷が加えられて、第２ダイオード８６を介して、電圧コンデンサ８８が充電され、負荷９０へ給電される。この半サイクル毎の動作は繰り返し行われる。
【０１１２】
負荷９０が通常負荷状態で所定の消費電力を消費しているとき、出力電圧ＶＤＣは所定電圧以下であり、電圧制御器９２によりスイッチ９１はオンが維持される。
【０１１３】
ここで、負荷９０が減少し、出力電圧ＶＤＣが上昇し、電圧制御器９２は、この上昇した出力電圧ＶＤＣが所定電圧を超えたと判断すると、スイッチ９１をオフにする。このように、負荷９０が軽負荷状態のとき、スイッチ９１はオフされると、発生する誘導起電力の半サイクルで矢印ｘの向きに電流が流れないので、共振コンデンサ８３Ａ，８３Ｂは充電されることなく、次の半サイクルで矢印ｙの向きとなっても、電圧コンデンサ８８は充電されなくなり、したがって出力電圧ＶＤＣは低下し、出力電圧ＶＤＣは所定電圧まで引き戻される。
【０１１４】
そして、所定電圧以下となると、電圧制御器９２により再びスイッチ９１はオンされる。このようにスイッチ９１がオン・オフされることにより、出力電圧ＶＤＣは所定電圧に制御される。
【０１１５】
以上のように実施の形態２によれば、負荷９０が通常負荷状態のときはスイッチ９１に大量の電流が流れ、軽負荷状態のときはスイッチ９１に電流が流れず、すなわち負荷９０の状態に応じた負荷電流がスイッチ９１に流れることとなるため、スイッチ９１に対する損失を低減することができる。
【０１１６】
なお、上記基本構成４では、２つの直列共振回路８４Ａ，８４Ｂを備えているが、１つの直列共振回路とすることもできる。
【０１１７】
なお、上記各基本構成および実施の形態では、２次側受電回路は、共振回路が２つまたは３つ直列に接続されていたが、さらに複数の共振回路を直列に接続してもよい。このように、直列に接続する共振回路を増すことにより、定電圧源としての定電圧を上昇することができる。
【０１１８】
また上記各基本構成および実施の形態では、出力制限用のコイル７，２６Ａ，２６Ｂ，６６，８３，８９を設けているが、必ずしも必要としない。
【図１】
0004539718.tif 000002
【図２】
0004539718.tif 000003
【図３】
0004539718.tif 000004
【図４】
0004539718.tif 000005
【図５】
0004539718.tif 000006
【図６】
0004539718.tif 000007
【図７】
0004539718.tif 000008
【図８】
0004539718.tif 000009