(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
オン・オフ制御される出力トランジスタを通して出力端子から負荷に供給される電流を検出する電流検出回路であって、
前記出力トランジスタのエミッタとコレクタとの間に接続された電流検出抵抗と、
前記電流検出抵抗の一端の電圧と他端の電圧とを差動増幅して出力する電流アンプと、
前記電流アンプの出力レベルが基準電圧を越えているとき前記出力トランジスタをオンし、前記基準電圧以下となったとき前記出力トランジスタをオフするトランジスタ制御手段を
有することを特徴とする電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電流検出回路に関し、特に、負荷に流れる電流等を検出する電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＡＣアダプタや２次電池の充電回路等で、負荷に流れる電流を検出する電流検出回路がある。
【０００３】
図４は従来の電流検出回路の一例の回路構成図を示す。同図中、直流電源１０の正電極は電源入力端子（ＶＩＮ）１２に接続され、直流電源１０の負電極は接地端子（ＧＮＤ）１４に接続されている。電源入力端子１２には出力ｐｎｐトランジスタＱ１のエミッタが接続されている。この出力トランジスタＱ１のベースには抵抗を介してオン・オフ制御信号が供給されており、コレクタは電流検出抵抗Ｒ１を介して電源出力端子（ＶＯＵＴ）２０に接続されている。上記電源出力端子２０と出力側の接地端子２２との間には負荷２４が接続されている。
【０００４】
また、電源入力端子１２には定電流源１６の一端が接続されている。定電流源１６の他端はツェナーダイオードＺＤ１を介して接地端子１４に接続されており、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードに定電圧Ｖ１が発生する。この定電圧Ｖ１は抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧され分圧電圧Ｖ４がコンパレータ１８の反転入力端子に供給される。
【０００５】
電流検出抵抗Ｒ１のトランジスタＱ１のコレクタとの接続点の電圧はバッファアンプ２６を通して電流アンプ２８の非反転入力端子に供給され、電流検出抵抗Ｒ１の電源出力端子との接続点の電圧はバッファアンプ２７を通して電流アンプ２８の反転入力端子に供給される。電流アンプ２８の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ５と抵抗ｎＲ５との抵抗比は１：ｎとされ、電流アンプ２８の反転入力端子に接続された抵抗Ｒ６（＝Ｒ５）と抵抗ｎＲ６との抵抗比は１：ｎとされている。このため、電流アンプ２８は電流検出抵抗Ｒ１に電流が流れることによる電圧降下を差電圧として検出し、コンパレータ１８の非反転入力端子に供給する。
【０００６】
コンパレータ１８は上記差電圧を分圧電圧Ｖ４と比較して、差電圧が大きいとき（電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流が大きくなったとき）にハイレベルで、差電圧が小さいときにローレベルとなるの信号を生成して端子２９より出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の電流検出回路では、検出可能な検出電流Ｉｌｓに対して、充電時に定常的に負荷に流れ込む定常電流Ｉｔｙｐが充分に大きい場合には、検出電流Ｉｌｓに合わせて電流検出抵抗Ｒ１を大きくすると、定常時に電流検出抵抗Ｒ１での電力消費が大きくなり、動作電圧も制限されるという問題がある。一方、定常電流Ｉｔｙｐに合わせて電流検出抵抗Ｒ１を小さくすると、電流アンプ２８で検出する電圧が小さくなり、電流アンプ２８のオフセットの影響等による検出誤差要因が大きくなり、高精度が得られないという問題がある。
【０００８】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、負荷に流れる定常電流が大きいときの電流検出抵抗での電力消費が少なく、かつ、負荷に流れる電流が小さくなったときに高精度の電流検出を行うことができる電流検出回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、オン・オフ制御される出力トランジスタ（Ｑ２）を通して出力端子（４０）から負荷（４４）に供給される電流を検出する電流検出回路であって、
前記出力トランジスタ（Ｑ２）のエミッタとコレクタとの間に接続された電流検出抵抗（Ｒ２）と、
前記電流検出抵抗（Ｒ２）の一端の電圧と他端の電圧とを差動増幅して出力する電流アンプ（４８）と、
前記電流アンプ（４８）の出力レベルが基準電圧を越えているとき前記出力トランジスタ（Ｑ２）をオンし、前記基準電圧以下となったとき前記出力トランジスタ（Ｑ２）をオフするトランジスタ制御手段（３７，５０，Ｑ３，Ｑ４）を有する。
【００１０】
このように、電流検出抵抗（Ｒ２）を出力トランジスタ（Ｑ２）のエミッタとコレクタとの間に接続することにより、出力トランジスタ（Ｑ２）がオンして負荷（４４）に流れる電流が大きいときには電流検出抵抗（Ｒ２）での電力消費が少なくて済み、かつ、出力トランジスタ（Ｑ２）がオフして負荷（４４）に流れる電流が小さくなったとき、この電流は全て電流検出抵抗（Ｒ２）を流れ高精度の電流検出を行うことができる。
【００１２】
また、電流アンプ（４８）の出力レベルが基準電圧を越えているとき出力トランジスタをオンし、基準電圧以下となったとき出力トランジスタをオフするため、出力トランジスタ（Ｑ２）がオンして負荷（４４）に流れる電流が大きいときには電流検出抵抗（Ｒ２）での電力消費が少なくて済み、かつ、出力トランジスタ（Ｑ２）がオフして負荷（４４）に流れる電流が小さくなったとき、この電流は全て電流検出抵抗（Ｒ２）を流れ高精度の電流検出を行うことができる。
【００１３】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の電流検出回路の一実施例の回路構成図を示す。同図中、直流電源３０の正電極は電源入力端子（ＶＩＮ）３２に接続され、直流電源３０の負電極は接地端子（ＧＮＤ）３４に接続されている。電源入力端子３２には出力ｐｎｐトランジスタＱ２のエミッタが接続されている。この出力トランジスタＱ２のベースには後述のトランジスタＱ４から抵抗Ｒ１０を介してオン・オフ制御信号が供給されており、トランジスタＱ２のエミッタ，コレクタ間には電流検出抵抗Ｒ２が接続されており、トランジスタＱ２のコレクタは電源出力端子（ＶＯＵＴ）４０に接続されている。上記電源出力端子４０と出力側の接地端子４２との間には負荷４４が接続されている。
【００１５】
また、電源入力端子３２には定電流源３６の一端が接続されている。定電流源３６の他端はツェナーダイオードＺＤ２を介して接地端子３４に接続されており、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードに定電圧Ｖ１が発生する。この定電圧Ｖ１は直列接続された抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９で分圧される。抵抗Ｒ７，Ｒ８の接続点における分圧電圧Ｖ２はコンパレータ３７の非反転入力端子に供給される。また、抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続点における分圧電圧Ｖ３（Ｖ３＜Ｖ２）はコンパレータ３８の反転入力端子に供給される。
【００１６】
電流検出抵抗Ｒ２のトランジスタＱ２のエミッタとの接続点の電圧はバッファアンプ４６を通して電流アンプ４８の非反転入力端子に供給され、電流検出抵抗Ｒ２のトランジスタＱ２のコレクタとの接続点の電圧はバッファアンプ４７を通して電流アンプ４８の反転入力端子に供給される。電流アンプ４８の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ５と抵抗ｎＲ５との抵抗比は１：ｎとされ、電流アンプ４８の反転入力端子に接続された抵抗Ｒ６（＝Ｒ５）と抵抗ｎＲ６との抵抗比は１：ｎとされている。このため、電流アンプ４８は電流検出抵抗Ｒ２に電流が流れることによる電圧降下を差電圧として検出し、コンパレータ３７の反転入力端子及びコンパレータ３８の非反転入力端子に供給する。
【００１７】
コンパレータ３７は上記差電圧を分圧電圧Ｖ２と比較して、差電圧が小さいとき（電流検出抵抗Ｒ２に流れる電流が小さくなったとき）にハイレベルで、差電圧が大きいときにローレベルの信号を生成してｎｐｎトランジスタＱ３のベースに供給する。トランジスタＱ３のエミッタは接地され、トランジスタＱ３のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ４のベースに接続されると共に、定電流源５０を介して電源入力端子３２に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタは抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＱ２のベースに接続され、トランジスタＱ４のエミッタは接地端子３４に接続されている。
【００１８】
コンパレータ３８は上記差電圧を分圧電圧Ｖ３（Ｖ３＜Ｖ２）と比較して、差電圧が大きいときにハイレベルで、差電圧が小さいときにローレベルとなる信号を生成して端子５２より出力する。なお、破線で囲んだ部分は半導体集積化された集積回路部６０である。
【００１９】
ここで、充電時に定常的に負荷４４に流れる定常電流Ｉｔｙｐが大きいときには（電源入力端子３２と電源出力端子４０間の電圧が大きい）、電流アンプ４８の出力する差電圧が分圧電圧Ｖ２より高く、コンパレータ３７出力はローレベルとなり、トランジスタＱ３がオフ、トランジスタＱ４がオンとなって、トランジスタＱ２がオンし、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧は小さくなる。この負帰還動作により、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧は一定の値（Ｖ２／ｎ）に制御される。つまり、電流検出抵抗Ｒ２の抵抗値を大きく設定してもトランジスタＱ２のオンにより電流検出抵抗Ｒ２での電力消費は小さく、動作電圧を充分確保できる。なお、上記の定常時にはコンパレータ３８出力はハイレベルである。
【００２０】
また、定常電流Ｉｔｙｐが小さくなり、電流アンプ４８の出力する差電圧が分圧電圧Ｖ２より低くなると、コンパレータ３７出力はハイレベルとなり、トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ４がオフとなって、トランジスタＱ２がオフしトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧が大きくなる。つまり、負荷４４に流れる電流は全て電流検出抵抗Ｒ２を通るようになる。
【００２１】
更に、電流検出抵抗Ｒ２を通して負荷４４に流れる電流が小さくなり、電流アンプ４８の出力する差電圧が分圧電圧Ｖ３より低くなると、コンパレータ３８出力はハイレベルからローレベルとなる。この信号は端子５２から制御信号として外部に出力される。
【００２２】
このように、電流アンプ４８の出力レベルが基準電圧を越えているとき出力トランジスタをオンし、基準電圧以下となったとき出力トランジスタをオフするため、出力トランジスタＱ２がオンして負荷２４に流れる電流が大きいときには電流検出抵抗Ｒ２での電力消費が少なくて済み、かつ、出力トランジスタＱ２がオフして負荷２４に流れる電流が小さくなったとき、この電流は全て電流検出抵抗Ｒ２を流れ高精度の電流検出を行うことができる。
【００２３】
図２は、本発明の電流検出回路を適用した充電回路の一実施例の構成図を示す。同図中、図１と同一部分には同一符号を付す。図２において、端子６１，６２間には例えばＡＣアダプタ等の直流電源６４が接続される。端子６１には集積回路部６０の電源入力端子３２及び電流検出抵抗Ｒ２の一端及びトランジスタＱ２のエミッタが接続されると共に、発光ダイオード（ＬＥＤ）６６のアノードが接続されている。発光ダイオード６６は例えば緑色で発光するものであり、発光ダイオード６６のカソードは抵抗Ｒ１２を介して集積回路部６０の端子５２に接続されている。また、端子６２は集積回路部６０の接地端子（ＧＮＤ）３４に接続されている。
【００２４】
端子６７，６８間には充電される２次電池７０が接続される。端子６７には集積回路部６０の電源出力端子４０及び電流検出抵抗Ｒ２の他端及びトランジスタＱ２のコレクタが接続され、端子６８には端子６２及び集積回路部６０の接地端子３４が接続されている。
【００２５】
この充電回路では、集積回路部６０の端子５２が発光ダイオード６６に接続されている。定常的に２次電池７０に流れる電流が大きい充電時には、コンパレータ３８出力がハイレベルであるため発光ダイオード６６は消灯している。その後、充電が完了して電流アンプ４８の出力する差電圧が分圧電圧Ｖ３より低くなると、コンパレータ３８出力はローレベルとなり、発光ダイオード６６が緑色点灯して充電が完了したことを表示する。
【００２６】
図３は、本発明の電流検出回路を適用したＡＣアダプタの一実施例の構成図を示す。同図中、図１と同一部分には同一符号を付す。図３において、交流電源８０より供給される交流は整流部８２で全波整流されてトランス８４の１次コイルＬ１，Ｌ２に供給される。スイッチングトランジスタＱ１０はコレクタ，エミッタそれぞれを１次コイルＬ１，Ｌ２の一端に接続されており、ベースにスイッチング制御回路８６からスイッチング制御信号を供給されている。１次コイルＬ２はスイッチング制御回路８６に電源を供給するために設けられており、スイッチング制御回路８６の両端には制御トランジスタＱ１１のエミッタ，コレクタが接続されている。
【００２７】
トランス８４の２次コイルＬ３の両端に誘起される電圧は整流部８８で整流される。整流部８８のコンデンサＣ１の一端には、集積回路部９０の電源入力端子３２及び電流検出抵抗Ｒ２の一端及びトランジスタＱ２のエミッタが接続されている。また、コンデンサＣ１の他端には、集積回路部９０の接地端子（ＧＮＤ）３４に接続されている。アダプタの出力端子１００には集積回路部９０の電源出力端子４０及び電流検出抵抗Ｒ２の他端及びトランジスタＱ２のコレクタが接続され、接地側の端子１０１には端子６２及び集積回路部９０の接地端子３４が接続されている。端子１００，１０１間には分圧抵抗Ｒ１５，Ｒ１６が接続されており、分圧抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点は集積回路部９０の端子９１に接続されている。
【００２８】
整流部８８の正極側には抵抗Ｒ２２，Ｒ２１それぞれを介してフォトカプラＰＣ１，ＰＣ２それぞれの発光ダイオードＰＣ１Ａ，ＰＣ２Ａのアノードが接続され、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ２それぞれの発光ダイオードＰＣ１Ａ，ＰＣ２Ａのカソードは集積回路部９０の端子９２，５３それぞれに接続されている。
【００２９】
なお、図３において、集積回路部９０は、集積回路部６０と同一回路を内蔵する。ただし、端子５２出力を反転して出力する端子５３を有している。これと共に、集積回路部９０は分圧抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点の電圧（検出電圧）を所定の基準電圧と比較して、検出電圧が基準電圧より低いときハイレベルで、高いときローレベルとなる信号を端子９２より出力するものとする。
【００３０】
このＡＣアダプタでは、充電時に、検出電圧が基準電圧より低いときは端子９２出力がハイレベルであるため、フォトカプラＰＣ１は駆動されないが、検出電圧が基準電圧より高くなると、端子９２出力がローレベルとなってフォトカプラＰＣ１が駆動され、１次コイルＬ２に設けられたフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１Ｂが導通して制御トランジスタＱ１１がオンし、スイッチング制御回路８６の両端間が短絡され、スイッチングトランジスタＱ１０は停止する。これによって、端子１００，１０１間の電圧が過大となることが防止され、保護される。
【００３１】
また、電流アンプ４８の出力する差電圧が分圧電圧Ｖ３より高いときは端子５３出力がローレベル（コンパレータ３８出力がハイレベル）であるためフォトカプラＰＣ２が駆動され、スイッチング制御回路８６に設けられたフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＣ２Ｂが導通してスイッチング制御回路８６がイネーブル状態となっている。
【００３２】
その後、充電が完了して電流アンプ４８の出力する差電圧が分圧電圧Ｖ３より低くなると、端子５３出力がハイレベルとなり、フォトカプラＰＣ２の駆動が停止され、スイッチング制御回路８６が動作を停止する。これによって、トランス８４の２次側に無駄な電力を供給することが停止される。
【００３３】
なお、端子１００，１０１間には、単に負荷を接続しても良い。この場合、負荷が接続される定常時にはトランジスタＱ２がオンし、負荷が外された非定常時にはトランジスタＱ２がオフする。この切替のための電流レベルは抵抗Ｒ２によって設定する。これにより、負荷が外された場合にＡＣアダプタ側の電力を抑える制御が可能となる。
【００３４】
【発明の効果】
上述の如く、請求項１に記載の発明は、電流検出抵抗を出力トランジスタのエミッタとコレクタとの間に接続することにより、出力トランジスタがオンして負荷に流れる電流が大きいときには電流検出抵抗での電力消費が少なくて済み、かつ、出力トランジスタがオフして負荷に流れる電流が小さくなったとき、この電流は全て電流検出抵抗を流れ高精度の電流検出を行うことができる。
【００３５】
また、電流アンプの出力レベルが基準電圧を越えているとき出力トランジスタをオンし、基準電圧以下となったとき出力トランジスタをオフするため、出力トランジスタがオンして負荷に流れる電流が大きいときには電流検出抵抗での電力消費が少なくて済み、かつ、出力トランジスタがオフして負荷に流れる電流が小さくなったとき、この電流は全て電流検出抵抗を流れ高精度の電流検出を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電流検出回路の第１実施例の回路構成図である。
【図２】本発明の電流検出回路を適用した充電回路の一実施例の構成図である。
【図３】本発明の電流検出回路を適用したＡＣアダプタの一実施例の構成図である。
【図４】従来の電流検出回路の一例の回路構成図である。
【符号の説明】
３０  直流電源
３２  電源入力端子
３４，４２  接地端子
３６  定電流源
３７，３８  コンパレータ
４０  電源出力端子
４４  負荷
ＤＺ２  ツェナーダイオード
Ｒ２〜Ｒ２２  抵抗
４６，４７  バッファアンプ
４８  電流アンプ
【図１】
0004432218.tif 000002
【図２】
0004432218.tif 000003
【図３】
0004432218.tif 000004
【図４】
0004432218.tif 000005