(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、第１，第２のバンドパスフィルタが、それぞれ、直列共振子及び並列共振子を有するラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、第１，第２のバンドパスフィルタの一端が１つの共通端子に接続されている分波器において、
前記第２のバンドパスフィルタが、
相対的に高いインピーダンスＺ１及び相対的に高い共振周波数ｆ１を有する第１の並列共振子と、
前記第１の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、相対的に低いインピーダンスＺ２及び相対的に低い共振周波数ｆ２を有する第２の並列共振子と、第１の並列共振子及び第２の並列共振子のグラウンド電位に接続される端部を共通接続している共通接続ＧＮＤ端子と、
前記共通接続ＧＮＤ端子とグラウンド電位との間に接続されている第１のインダクタンスと、
前記第１，第２の並列共振子とは異なる並列腕に接続された第３の並列共振子と、
前記第３の並列共振子とグラウンド電位との間に接続されている第２のインダクタンスとを備え、前記第３の並列共振子のグラウンド電位に接続されている端部と、前記共通接続ＧＮＤ端子とが電気的に接続されていない有極型フィルタであり、
全ての並列共振子の共振周波数の平均値をｆ０とした場合、ｆ１＞ｆ０＞ｆ２とされていることを特徴とする、分波器。
【請求項２】
前記第１，第２の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、グラウンド電位に接続される端部が前記共通接続ＧＮＤ端子に接続されている少なくとも１つの第４の並列共振子をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の分波器。
【請求項３】
前記共通接続ＧＮＤ端子に接続されている並列腕が、第１の並列共振子が配置されている並列腕と、第２の並列共振子が配置されている並列腕だけである、請求項１に記載の分波器。
【請求項４】
前記第３の並列共振子の共振周波数が、前記第１，第２の並列共振子の共振周波数と異ならされていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の分波器。
【請求項５】
前記第１の並列共振子及び第２の並列共振子がＩＤＴを有する電極構造を備え、第１の並列共振子の共振周波数と、第２の並列共振子の共振周波数とが異なるように、前記第１の並列共振子のＩＤＴの電極指のデューティーと、前記第２の並列共振子のＩＤＴの電極指のデューティーとが異ならされている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の分波器。
【請求項６】
前記第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側における減衰極の周波数が、前記第２のバンドパスフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数よりも高くされている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の分波器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話などの移動体通信機器等において用いられる分波器に関し、より詳細には、ラダー型回路構成を有する弾性表面波フィルタを用いて構成された分波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、携帯電話機などの移動体通信機器においては、小型化を図るために、弾性表面波フィルタを用いた帯域フィルタが広く用いられている。この種の弾性表面波フィルタの一例が下記の特許文献１に開示されている。図１３は、特許文献１に記載の弾性表面波フィルタの回路図である。【０００３】
弾性表面波フィルタ１０１は、直列共振子Ｓａ，Ｓｂ及び並列共振子Ｐａ〜Ｐｃを有するラダー型回路構成を備えた弾性表面波フィルタである。【０００４】
上記弾性表面波フィルタ１０１では、並列共振子Ｐａがグラウンド電位とインダクタンスＩ１を介して接続されている。他方、異なる並列腕に配置されている並列共振子Ｐｂ及び並列共振子Ｐｃのグラウンド電位側端子が接続点１０２において共通接続されている。そして、接続点１０２とグラウンド電位との間に、インダクタンスＩ２が接続されている。【０００５】
このように、異なる並列腕に配置された複数の並列共振子Ｐｂ，Ｐｃのグラウンド電位側端子を共通接続し、インダクタンスＩ２によりグラウンド電位に接続した構成を有するラダー型フィルタは、通過帯域近傍の低域側に減衰極を有し、有極型フィルタと称されている。そして、通過帯域の低域側に減衰極を有するため、通過帯域低域側近傍における減衰量の拡大を図ることができるとされている。
【特許文献１】特開平１０−２００３７０号公報
【発明の開示】
【０００６】
弾性表面波フィルタ１０１のようなラダー型回路構成を有する有極型フィルタでは、通過帯域低域側に減衰極を有する。従って、分波器に組み込まれる送信側帯域フィルタ及び受信側帯域フィルタのうち、通過帯域の周波数が相対的に高い帯域フィルタとして、弾性表面波フィルタ１０１は好適に用いられる。
【０００７】
しかしながら、弾性表面波フィルタ１０１のような有極型フィルタを分波器の通過帯域の周波数が高い帯域フィルタとして用いた場合、通過帯域の周波数が低い他方の帯域フィルタの通過帯域高域側において、所望でないリップルが生じることがわかった。すなわち、上記インダクタンスＩ２を付加することにより、弾性表面波フィルタの通過帯域低域側近傍の減衰量を拡大することができるものの、インダクタンス値が大きくなるほど大きなリップルが通過帯域低域側のスカート特性に生じがちであった。そのため、通過帯域が低い他方の帯域フィルタのフィルタ特性においても、上記リップルと略同じ周波数位置にリップルが生じ、該他方の帯域フィルタの通過帯域幅が狭くなることがあった。
【０００８】
本発明は、上述した従来技術の欠点を解消し、通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを有し、両者がラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されている分波器であって、第２のバンドパスフィルタの通過帯域低域側における減衰量の拡大を図り得るだけでなく、第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側におけるリップルの発生を抑制し、十分な通過帯域幅を得ることを可能とする分波器を提供することにある。
【０００９】
本発明の広い局面によれば、通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタとを備え、第１，第２のバンドパスフィルタが、それぞれ、直列共振子及び並列共振子を有するラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、第１，第２のバンドパスフィルタの一端が１つの共通端子に接続されている分波器において、前記第２のバンドパスフィルタが、相対的に高いインピーダンスＺ１及び相対的に高い共振周波数ｆ１を有する第１の並列共振子と、前記第１の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、相対的に低いインピーダンスＺ２及び相対的に低い共振周波数ｆ２を有する第２の並列共振子と、第１の並列共振子及び第２の並列共振子のグラウンド電位に接続される端部を共通接続している共通接続ＧＮＤ端子と、前記共通接続ＧＮＤ端子とグラウンド電位との間に接続されている第１のインダクタンスと、前記第１，第２の並列共振子とは異なる並列腕に接続された第３の並列共振子と、前記第３の並列共振子とグラウンド電位との間に接続されている第２のインダクタンスとを備え、前記第３の並列共振子のグラウンド電位に接続されている端部と、前記共通接続ＧＮＤ端子とが電気的に接続されていない有極型フィルタであり、全ての並列共振子の共振周波数の平均値をｆ０とした場合、ｆ１＞ｆ０＞ｆ２とされていることを特徴とする、分波器が提供される。
【００１０】
本発明に係る分波器のある特定の局面では、前記第１，第２の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、グラウンド電位に接続される端部が前記共通接続ＧＮＤ端子に接続されている少なくとも１つの第４の並列共振子がさらに備えられている。
【００１１】
本発明に係る分波器の他の特定の局面では、前記共通接続ＧＮＤ端子に接続されている並列腕は、第１の並列共振子が配置されている並列腕と、第２の並列共振子が配置されている並列腕だけである。
【００１２】
本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、上記第３の並列共振子の共振周波数が、第１，第２の並列共振子の共振周波数と異ならされている。
【００１３】
本発明に係る分波器のさらに別の特定の局面では、前記第１の並列共振子及び第２の並列共振子がＩＤＴを有する電極構造を備え、第１の並列共振子の共振周波数と、第２の並列共振子の共振周波数とが異なるように、前記第１の並列共振子のＩＤＴの電極指のデューティーと、前記第２の並列共振子のＩＤＴの電極指のデューティーとが異ならされている。
【００１４】
本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、前記第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側における減衰極の周波数が、前記第２のバンドパスフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数よりも高くされている。
【００１５】
本発明に係る分波器では、第１，第２のバンドパスフィルタが、直列腕及び並列腕を有するラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、通過帯域の周波数が相対的に高い第２のバンドパスフィルタが、前述した有極型フィルタとされている。すなわち、第２のバンドパスフィルタにおいて、第１の並列共振子と、第１の並列共振子とは異なる並列腕に接続されている第２の並列共振子とが、共通接続されて第１のインダクタンスを介してグラウンド電位に接続されている。従って、第２のバンドパスフィルタの通過帯域の低域側に減衰極が形成され、通過帯域低域側における減衰量の拡大が図られている。
【００１６】
加えて、本発明においては、全ての並列共振子の共振周波数の平均値をｆ０とし、かつ第１，第２の並列共振子の共振周波数をｆ１，ｆ２としたときに、ｆ１＞ｆ０＞ｆ２とされているため、第１のバンドパスフィルタの通過帯域の高域側における大きなリップルを抑圧することができる。よって、第１のバンドパスフィルタの通過帯域幅が狭くなり難い。
【００１７】
従って、本発明によれば、第２のバンドパスフィルタの通過帯域低域側における減衰量の拡大を図り得るだけでなく、第１のバンドパスフィルタの通過帯域幅を十分広くすることが可能とされている分波器を提供することが可能となる。
【００１８】
本発明においては、第１，第２の並列共振子に加えて、共通接続ＧＮＤ端子に接続されている少なくとも１つの第４の並列共振子が備えられていてもよい。その場合においても、第１，第２の並列共振子及び第４の並列共振子と第１のインダクタンスとで構成される回路の共振周波数に対応した減衰極の周波数が分散し、従って、リップルの発生位置を分散させることができる。よって、リップルの影響を低減することができる。
【００１９】
もっとも、好ましくは、共通接続ＧＮＤ端子に接続される並列腕は、第１の並列共振子が配置されている並列腕と、第２の並列共振子が配置されている並列腕だけとされる。この場合には、第１，第２の並列共振子及び第１のインダクタンスで構成される回路の共振周波数に対応した複数の減衰極が効果的に分散され、また、上記リップルによる影響を効果的に低減することができる。加えて、簡便な回路構成で本発明の分波器を提供することができる。
【００２０】
また、上記第３の並列共振子の共振周波数が第１，第２の並列共振子の共振周波数と異なっている場合には、複数のリップルの発生位置をより効果的に分散させることができる。
【００２１】
本発明において、第１の並列共振子及び第２の並列共振子の共振周波数を異ならせる態様は特に限定されないが、第１，第２の並列共振子がＩＤＴを有する電極構造を備える場合には、第１の並列共振子のＩＤＴの電極指のデューティーと、第２の並列共振子のＩＤＴの電極指のデューティーとを、第１，第２の並列共振子の共振周波数が異なるように異ならせればよい。この場合には、ＩＤＴのデューティーを異ならせるだけで、容易に第１，第２の並列共振子の共振周波数を異ならせることができる。
【００２２】
第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側における減衰極の周波数が、第２のバンドパスフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数よりも高くされている場合には、第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側において生じがちな上記リップルの影響を本発明に従って効果的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１（ａ）〜（ｃ）は、本発明の一実施形態に係る分波器の回路構成を示すブロック図、該分波器の第１のバンドパスフィルタの回路図及び第２のバンドパスフィルタＦ２の回路図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態及び第１の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態及び第１の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図４】図４は、本発明の一実施形態の分波器の具体的な構造の例を模式的に示す正面断面図である。
【図５】図５は、本発明の第２の実施形態及び第１の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図６】図６は、本発明の第２の実施形態及び第２の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図７】図７は、本発明の第２の比較例及び第１の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図８】図８は、本発明の第２の比較例及び第１の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図９】図９は、本発明の第３の比較例及び第１の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の第３の比較例及び第１の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。
【図１１】図１１は、従来の分波器のフィルタ特性において、接続されるインダクタンスの値を変化させた場合の第２のバンドパスフィルタ特性の変化を示す図である。
【図１２】図１２は、従来の分波器のフィルタ特性において、接続されるインダクタンスの値を変化させた場合の第１のバンドパスフィルタ特性の変化を示す図である。
【図１３】図１３は、従来の分波器に用いられている弾性表面波の回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２４】
１…分波器
２…接続点
３…アンテナ
４…接続点
５…インダクタンス
１１〜１３…接続点
１４…接続点
１５…インダクタンス
２０〜２２…接続点
２３…共通接続ＧＮＤ端子
３０…分波器装置
３１…分波器チップ
３１ａ…圧電基板
３２…パッケージ
３２ａ…開口
３３…蓋材
３４ａ，３４ｂ…電極ランド
３５ａ，３５ｂ…ボンディングワイヤー
３６ａ，３６ｂ…ビアホール電極
３７ａ，３７ｂ…端子電極
Ｆ１…第１のバンドパスフィルタ
Ｆ２…第２のバンドパスフィルタ
Ｌ１…第１のインダクタンス
Ｌ２…第２のインダクタンス
Ｐ１〜Ｐ３…並列共振子
Ｐ１１…第１の並列共振子
Ｐ１２…第２の並列共振子
Ｐ１３…第３の並列共振子
Ｒｘ…受信端子
Ｓ１〜Ｓ４…直列共振子
Ｓ１１〜１４…直列共振子
Ｔｘ…送信端子
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、図面を参照しつつ本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。【００２６】
（第１の実施形態）
図１（ａ）は本発明の一実施形態に係る分波器の概略構成を示すブロック図であり、（ｂ）及び（ｃ）は本実施形態における受信側帯域フィルタとしての第１のバンドパスフィルタＦ１及び送信側帯域フィルタとしての第２のバンドパスフィルタＦ２の回路構成を示す各回路図である。【００２７】
本実施形態の分波器１は、日本におけるＣＤＭＡ８００方式の携帯電話機用の分波器である。この規格の分波器では、送信側の通過帯域は８９８〜９２５ＭＨｚであり、受信側の通過帯域は８４３〜８７０ＭＨｚである。従って、送信側の通過帯域が、受信側の通過帯域よりも周波数域が高くなっている。【００２８】
図１（ａ）に示すように、分波器１は、第１，第２のバンドパスフィルタＦ１，Ｆ２を有する。第１のバンドパスフィルタＦ１は、通過帯域の周波数が相対的に低い、上記受信側帯域フィルタであり、バンドパスフィルタＦ２は、通過帯域の周波数が相対的に高い送信側帯域フィルタである。【００２９】
第１，第２のバンドパスフィルタＦ１，Ｆ２の各一端が接続点２において共通接続されている。接続点２はアンテナ３に接続されている。接続点２とアンテナ３との間の接続点４とグラウンド電位との間にインダクタンス５が接続されている。インダクタンス５は、分波器１をアンテナ３の入出力とインピーダンス整合させるために設けられている。【００３０】
なお、第１のバンドパスフィルタＦ１の接続点２とは反対側の端部が受信端子Ｒｘに接続されており、第２のバンドパスフィルタＦ２の接続点２と反対側の端部が送信端子Ｔｘに接続されている。【００３１】
図１（ｂ）に示すように、受信側帯域フィルタとしての第１のバンドパスフィルタＦ１は、接続点２と受信側端子Ｒｘとの間に接続されている直列腕を有し、該直列腕に４個の直列共振子Ｓ１〜Ｓ４を有する。直列共振子Ｓ１〜Ｓ４は、いずれも弾性表面波共振子からなる。また、直列共振子Ｓ１〜Ｓ４は図示のように直列に接続されている。【００３２】
他方、直列共振子Ｓ１，Ｓ２間の接続点１１とグラウンド電位との間の第１の並列腕に並列共振子Ｐ１が接続されている。直列共振子Ｓ２，Ｓ３間の接続点１２とグラウンド電位との間に延びる並列腕に第２の並列共振子Ｐ２が接続されている。直列共振子Ｓ３，Ｓ４間の接続点１３とグラウンド電位との間に第３の並列腕を構成するように第３の並列共振子Ｐ３が接続されている。並列共振子Ｐ１〜Ｐ３のグラウンド電位に接続される側の端部が接続点１４において共通接続されている。接続点１４とグラウンド電位との間にインダクタンス１５が接続されている。【００３３】
従って、受信側帯域フィルタとしての第１のバンドパスフィルタＦ１は、ラダー型回路構成を有する弾性表面波フィルタである。【００３４】
他方、図１（ｃ）に示すように、送信側帯域としての第２のバンドパスフィルタＦ２は、接続点２と送信端子Ｔｘとの間に延びる直列腕を有し、該直列腕に複数の直列共振子Ｓ１１〜Ｓ１５を有する。直列共振子Ｓ１１〜Ｓ１５は互いに直列に接続されており、かついずれも弾性表面波共振子により構成されている。【００３５】
この直列腕に一端が接続された３本の並列腕が構成されている。ここでは、説明を容易とするために、直列共振子Ｓ１４，Ｓ１５間の接続点２２とグラウンド電位との間に延びる第１の並列腕に接続されている並列共振子を第１の並列共振子Ｐ１１とする。また、直列共振子Ｓ１２，Ｓ１３間の接続点２１とグラウンド電位との間に延びる第２の並列腕に接続されている並列共振子を第２の並列共振子Ｐ１２とする。そして、送信端子Ｔｘと直列共振子Ｓ１１との間の接続点２０とグラウンド電位との間に延びる第３の並列腕に挿入されている並列共振子を第３の並列共振子Ｐ１３とする。【００３６】
すなわち、第１〜第３の並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３は、異なる並列腕に配置されている。【００３７】
第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２のグラウンド電位側の端部が共通接続ＧＮＤ端子２３において共通接続されている。共通接続ＧＮＤ端子２３とグラウンド電位との間に、第１のインダクタンスＬ１が接続されている。【００３８】
第３の並列共振子Ｐ１３のグラウンド側端部とグラウンド電位との間に第２のインダクタンスＬ２が接続されている。【００３９】
バンドパスフィルタＦ２は有極型フィルタであり、上記インダクタンスＬ１，Ｌ２のインダクタンス値を調整することにより、通過帯域低域側における減衰極の発生位置及び減衰極における減衰量を調整することができる。【００４０】
上記インダクタンス値Ｌ１を調整することにより、バンドパスフィルタＦ２の通過帯域低域側における減衰量を拡大し得るが、前述した問題点が生じることを、図１１及び図１２を参照して説明する。【００４１】
図１１及び図１２は、前述した先行技術に記載の弾性表面波フィルタを用いて図１（ａ）〜（ｃ）に示す分波器を構成した場合の問題点を説明するための図である。図１１は、インダクタンスＬ１の値を０、１．０及び２．０ｎＨと変化させた場合の送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタＦ２のフィルタ特性を示し、図１２は受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタＦ１のフィルタ特性を示す。【００４２】
図１１及び図１２から明らかなように、インダクタンスＬ１の値を１．０ｎＨとした場合に、相手側である第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域における第２のバンドパスフィルタＦ２の通過帯域低域側における減衰量を改善し得ることがわかる。しかしながら、インダクタンスＬ１の値を大きくすると、受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域高域側におけるフィルタ特性の急峻性が劣化し、通過帯域幅が減少していることがわかる。これは、矢印Ｙで示す所望でないリップルが、図１１において、８８０〜８８５ＭＨｚ付近に表れていることによる。そして、図１２から明らかなように、他方のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域高域側において、上記リップルＹと略同じ周波数位置にやはり大きなリップルが表れていることがわかる。その結果、インダクタンスＬ１の値が大きくなるにつれて、バンドパスフィルタＦ１の通過帯域が狭くなっていることがわかる。【００４３】
このように、従来のバンドパスフィルタＦ２の構成では、分波器を構成した際にバンドパスフィルタＦ２とバンドパスフィルタＦ１との干渉によるリップルの影響が顕著に現れるためバンドパスフィルタＦ１の通過帯域幅が狭くなるという問題があった。この原因は以下のとおりと考えられる。すなわち、バンドパスフィルタＦ２において発生するリップルに対応した周波数における反射特性が局所的に５０Ωに近づくため、バンドパスフィルタＦ１の通過帯域におけるバンドパスフィルタＦ２への信号の漏れ分すなわち並列接続損失が増加し、その結果、バンドパスフィルタＦ１の通過帯域が狭くなっているためと考えられる。【００４４】
これに対して、本実施形態の分波器１では、第１の並列共振子Ｐ１１のインピーダンスＺ１が第２の並列共振子Ｐ１２のインピーダンスＺ２よりも高くされており、上記第１の並列共振子Ｐ１１の共振周波数をｆ１、第２の並列共振子Ｐ１２の共振周波数をｆ２、第１〜第３の並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の共振周波数の平均値をｆ０としたとき、ｆ１＞ｆ０＞ｆ２とされているため、後述の実験例から明らかなように、第２のバンドパスフィルタＦ２の通過帯域低域側におけるリップルを抑制することが可能とされている。従って、通過帯域が相対的に低い第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域高域側において上記リップルが生じ難くなるため、第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域の幅を十分な大きさとすることができる。これを具体的な実験例に基づき説明する。【００４５】
４４．５°ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ３基板からなる圧電基板上に、フォトリソグラフィー−リフトオフ法により、複数の電極を形成し、第１，第２のバンドパスフィルタＦ１，Ｆ２を構成した。このようにして、図４に略図的断面図で示す分波器チップ３１を作製した。分波器チップ３１では、圧電基板３１ａの上面に各種電極が形成されて、第１，第２のバンドパスフィルタＦ１，Ｆ２が構成されている。【００４６】
そして、分波器チップ３１を、上方に開口３２ａを有するパッケージ３２に収納し、開口３２ａを蓋材３３で閉成した。なお、パッケージ３２はセラミック多層基板からなり、分波器チップ３１に接続される電極パッド３４ａ，３４ｂを有する。電極パッド３４ａ，３４ｂが、略図的に示すボンディングワイヤー３５ａ，３５ｂにより、分波器チップ３１上の電極に電気的に接続されている。また、パッケージ３２内には、ビアホール電極３６ａ，３６ｂを含む配線電極が設けられている。ビアホール電極３６ａ，３６ｂの下端は、端子電極３７ａ，３７ｂに接続されている。端子電極３７ａ，３７ｂは、分波器チップ３１を外部の回路部分と電気的に接続するために設けられている。【００４７】
図４に示されているように、分波器装置３０では、パッケージ３２内に、ビアホール電極３６ａ，３６ｂを含む配線電極が設けられており、本実施形態では、このような配線電極に寄生するインダクタンスを利用して、前述した第１のインダクタンスＬ１のインダクタンス値を設定した。もっとも、第１のインダクタンスＬ１のインダクタンス値は、上記配線電極に限らず、ボンディングワイヤー３５ａ，３５ｂのインダクタンス分を利用して構成してもよく、これらの全てを利用してインダクタンス値を設定してもよい。さらに、インダクタンス部品を別途用意し、パッケージ３２内に収納してもよく、あるいはパッケージ３２の内部にインダクタンス素子を内蔵させてもよい。【００４８】
第２のインダクタンスＬ２についても同様に、配線電極やボンディングワイヤーなどにより構成することができ、さらにパッケージ３２内あるいはパッケージ３２に内蔵されたインダクタンス素子により構成されてもよい。【００４９】
上記実施形態の分波器１において、第１のバンドパスフィルタＦ１における直列共振子Ｓ１〜Ｓ４の波長は４．４９２〜４．５３５μｍ、デューティーは０．５２、電極指の対数は１１０〜１４０対、電極指交差幅は４０〜６９μｍとした。また、第１〜第３の並列共振子Ｐ１〜Ｐ３の波長は４．６９７〜４．７３３μｍ、デューティーは０．５２、電極指の対数は１１０〜１４０対、電極指交差幅は３９〜４２μｍとした。【００５０】
第２のバンドパスフィルタＦ２の直列共振子Ｓ１１〜Ｓ１５の波長は４．１９１〜４．２６０μｍ、デューティーは０．５２、電極指の対数は８０〜１４０対、電極指交差幅は４０〜５３μｍとした。また、第１〜第３の並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の構成は下記の表１に示す通りとした。【００５１】
なお、デューティーとは、ＩＤＴにおける電極指の幅方向寸法と、電極指間ピッチとの比をいうものとする。【００５２】
【表１】
0004556953.tif 000002
【００５３】
なお、並列共振子のインピーダンスは、電極指の対数×交差幅の積に逆比例した値となる。従って、表１において、第１の実施形態では、並列共振子Ｐ１１のインピーダンスＺ１は、第２の並列共振子Ｐ１２のインピーダンスＺ２よりも大きな値となる。また第１の実施形態では、第１の並列共振子Ｐ１１の共振周波数ｆ１が、第２の並列共振子Ｐ１２の共振周波数ｆ２よりも高くされている。【００５４】
なお、本実施形態では、第３の並列共振子Ｐ１３の共振周波数をｆ３としたとき、ｆ３は、ｆ１，ｆ２と異なっていることが好ましいが、ｆ１よりも高くともよく、ｆ２よりも低くてもよい。【００５５】
図２に、本実施形態の分波器１における第２のバンドパスフィルタＦ２の減衰量周波数特性を実線で示す。また、図３に、第１のバンドパスフィルタＦ１の減衰量周波数特性を実線で示す。【００５６】
他方、上記実施形態とは、第２のバンドパスフィルタＦ２の並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の仕様が異なることを除いては、同様に構成された第１の比較例の分波器を作製した。第１の比較例の分波器では、並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の波長、デューティー、電極指の対数及び交差幅は上記の表１に示す通りとした。すなわち、３つの並列共振子の波長及びデューティーを等しくし、共振周波数を等しくした。第１の比較例の分波器における送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタの減衰量周波数特性を破線で図２に、第１のバンドパスフィルタＦ１の減衰量周波数特性を図３に破線でそれぞれ示す。【００５７】
図２から明らかなように、通過帯域が相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ２の場合に比べて、本実施形態によれば、通過帯域幅を広くし得ることがわかる。すなわち、第２のバンドパスフィルタＦ２の挿入損失２ｄＢの通過帯域幅が、第１の比較例では２７ＭＨｚであったのに対し、本実施形態によれば３０ＭＨｚと広げ得ることがわかる。図３に示すように、第１の比較例では、第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側において、矢印Ｂで示す所望でないリップルが表れていたのに対し、本実施形態では、このようなリップルの発生を抑制することができることがわかる。【００５８】
すなわち、本実施形態では、図３の矢印Ｃで示す位置、すなわち高周波側にシフトされている。従って、本実施形態によれば、図３に示したように、受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタＦ１において、通過帯域の高域側におけるフィルタ特性を改善することが可能とされており、それによって十分な通過帯域幅が得られている。【００５９】
すなわち、受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタの通過帯域高域側において生じるリップルが高周波側にシフトしたため、フィルタ特性の急峻性が改善され、かつ帯域幅の拡大が図られていることによる。また、第２のバンドパスフィルタＦ２のフィルタ特性における第１のバンドパスフィルタの通過帯域における減衰量は、上記並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の共振周波数を異ならせてもほとんど変化していないことがわかる。すなわち、第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域における減衰量を有極型フィルタとして第２のバンドパスフィルタＦ２を構成することにより改善した効果を阻害することなく、フィルタ特性を改善し得ることがわかる。【００６０】
さらに、送信側の帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタＦ２では、リップルが高周波側にシフトし、通過帯域低域側の肩特性が改善されたため、挿入損失の小さい通過帯域幅が広くされ、挿入損失の大きい通過帯域幅が狭くされているのでフィルタ特性が効果的に改善されている。【００６１】
上記のように、通過帯域が相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ２において、共通接続点端子２３に第１のインダクタンスＬ１を接続したとしても、並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２の共振周波数ｆ１，ｆ２が異なっているため、通過帯域低域側における減衰特性を維持したまま、通過帯域低域側に生じる所望でないリップルを高周波側にシフトすることができる。従って、通過帯域が相対的に低い第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域内の高域側領域に生じるリップルが通過帯域外にシフトされるので、帯域幅及びフィルタ特性の急峻性を効果的に高めることができる。【００６２】
また、後述するように、最もインピーダンスの高い並列共振子Ｐ１１の共振周波数ｆ１が、並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の共振周波数の平均値ｆ０よりも高く、最もインピーダンスの低い並列共振子Ｐ１２の共振周波数ｆ２が、上記平均値ｆ０よりも低くされているため、第２のバンドパスフィルタＦ２の帯域幅も改善される。【００６３】
（第２の実施形態）
第２の実施形態の分波器は、第１の実施形態の分波器１と同様の回路構成を有する。従って、図１（ａ）〜（ｃ）に示した回路構成の説明を第２の実施形態の分波器においても援用することとする。第２の実施形態では、下記の表２に示すように、第２のバンドパスフィルタＦ２の並列共振子Ｐ１２，Ｐ１３のデューティーが等しくされており、但し波長は異ならされている。その他の点は、前述した第１の実施形態の比較例として挙げられた第１の比較例の分波器１と同様に構成されている。【００６４】
上記のようにして構成された第２の実施形態の分波器のフィルタ特性及び前述した第１の比較例の分波器のフィルタ特性を図５及び図６に示す。図５は送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタＦ２のフィルタ特性を示し、実線が第２の実施形態のフィルタ特性を、破線が第１の比較例のフィルタ特性を示す。図６は、受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタＦ１のフィルタ特性を示し、実線が第２の実施形態の結果を、破線が第１の比較例の結果を示す。【００６５】
【表２】
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【００６６】
図５及び図６から明らかなように、受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域の高域側に表れるリップルが、第２の実施形態においても高域側にシフトされていることがわかる。もっとも、第２の実施形態では、第１の実施形態の場合に比べてリップルを高周波数側にシフトしたことによるフィルタ特性の改善効果は若干小さい。しかしながら、第２の実施形態においても、第１の比較例に比べると、上記リップルが効果的に抑圧されていることがわかる。従って、デューティーだけでなく、第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２の波長を異ならせることによっても、上記所望でないリップルを抑圧し、フィルタ特性を改善し得ることがわかる。【００６７】
第１，第２の実施形態の結果から明らかなように、第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域高域側におけるリップルによる影響を抑圧するには送信側帯域フィルタＦ２における第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２の波長やデューティーなどのパラメータを変更すればよいことがわかる。波長及びデューティーが大きくなるほど、並列共振子の共振周波数は小さくなる傾向がある。【００６８】
しかしながら、並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２の共振周波数ｆ１，ｆ２を単に異ならせればよいわけではない。すなわち、並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２のうち、インピーダンスが最も高い並列共振子の共振周波数ｆ１が、第１〜第３の並列共振子Ｐ１１〜Ｐ１３の共振周波数の平均値ｆ０よりも高く、最もインピーダンスの低い並列共振子Ｐ１２の共振周波数ｆ２が、上記平均値ｆ０よりも低くすることが必要である。この理由を以下において説明する。【００６９】
下記の表３に示すように、第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２の波長を第１の比較例の場合よりも小さくしたことを除いては、第１の比較例と同様に構成された第２の比較例の分波器を作製した。図７及び図８に、このようにして構成された第２の比較例のフィルタ特性を第１の比較例のフィルタ特性と比較して示す。図７は、送信側帯域フィルタとしての第２のバンドパスフィルタのフィルタ特性であり、実線が第２の比較例の結果を、破線が第１の比較例の結果を示す。【００７０】
図８は、受信側帯域フィルタとしての第１のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示し、実線が第２の比較例の結果を、破線が第１の比較例の結果を示す。【００７１】
図７及び図８から明らかなように、第２の比較例の分波器では、第１のバンドパスフィルタＦ１の通過帯域高域側におけるリップルを抑圧することができるものの、送信側である第２のバンドパスフィルタの通過帯域幅が全体的に狭くなっていることがわかる。【００７２】
ラダー型フィルタにおいて、通過帯域幅は、主に、全ての並列腕の並列共振子の共振周波数の平均値ｆ０と、直列共振子の反共振周波数の平均値ｆｘの差Δｆ＝ｆｘ−ｆ０で決定される。第２の比較例の分波器では、上記並列共振子の共振周波数の平均値ｆ０が高くされると、Δｆが小さくなり、それによって第２のバンドパスフィルタＦ２の通過帯域幅が小さくなっている。また、相手側である第１のバンドパスフィルタの通過帯域における第２のバンドパスフィルタＦ２の減衰極の位置も変化し、求められる特性によっては、減衰量が不足することもある。【００７３】
他方、第３の比較例として、下記の表３に示すように、第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２のデューティーを、第１の実施形態とは逆の値としたことは除いては、同様にして第３の比較例の分波器を作製した。すなわち、第３の比較例の分波器では、第１の並列共振子Ｐ１１のデューティーが０．６２であり、第２の並列共振子Ｐ１２のデューティーが０．４２とされている。【００７４】
図９及び図１０は、このようにして構成された第３の比較例の分波器のフィルタ特性と、前述した第１の比較例の分波器のフィルタ特性との比較を示す図である。図９は、送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示し、実線が第３の比較例の結果を、破線が第１の比較例の結果を示す。図１０は、受信側帯域フィルタである第１のバンドパスフィルタＦ１のフィルタ特性を示し、実線が第３の比較例の結果を、破線が第１の比較例の分波器の結果を示す。【００７５】
図９及び図１０から明らかなように、第３の比較例の分波器では、第１のバンドパスフィルタＦ１の高域側におけるリップルが大きく表れ、フィルタ特性がかえって悪化することがわかる。また、図９に示すように、第３の比較例では、送信側帯域フィルタである第２のバンドパスフィルタの帯域幅も全体的に狭くなっていることがわかる。【００７６】
第３の比較例では、インピーダンスが相対的に高い第１の並列共振子Ｐ１１の共振周波数ｆ１を低く、インピーダンスが相対的に低い第２の並列共振子Ｐ１２の共振周波数ｆ２を高くしたため、並列共振子Ｐ１２によって生じるリップルの影響が、第２のバンドパスフィルタＦ２の通過帯域近傍に大きく表れたことによると考えられる。ここで、上記インピーダンスとは、電極指の対数×交差幅に逆比例した値となり、インピーダンスが小さくなるほど、リップルの影響は顕著に表れる。従って、インピーダンスが小さい並列共振子は、共振周波数を通過帯域からできるだけ遠ざけられることが好ましく、インピーダンスの大きな並列共振子の共振周波数を通過帯域に近づけることが好ましく、それによって送信側帯域フィルタの通過帯域幅の劣化を抑制することができる。【００７７】
なお、第２のバンドパスフィルタＦ２は有極型フィルタとして構成されており、すなわち共通接続ＧＮＤ端子２３が第１のインダクタンスＬ１を介してグラウンド電位に接続されている。上記実施形態では、共通接続されている並列腕は２つであったが、３つ以上であってもよい。【００７８】
すなわち、共通接続ＧＮＤ端子２３に、第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２以外に、第１，第２の並列共振子が配置されている第１，第２の並列腕とは異なる１以上の並列腕にそれぞれ少なくとも１つの第４の並列共振子を接続してもよい。その場合には、第１，第２の並列共振子に加えて、少なくとも１つの第４の並列共振子と、インダクタンスＬ１とで構成される回路の共振周波数に対応した複数の減衰極の周波数位置を調整し、同様に複数のリップルを分散させればよい。【００７９】
もっとも、好ましくは、本実施形態のように、共通接続される並列腕は２つであることが望ましい。３つ以上の並列腕を共通接続ＧＮＤ端子に接続した場合に比べて、上記実施形態のように２つの並列腕を共通接続ＧＮＤ端子２３に接続した構成を採用することにより、上記リップルを効果的に抑圧することができ、望ましい。【００８０】
また、共通接続ＧＮＤ端子により共通接続されている複数の並列腕に挿入された複数の並列共振子の共振周波数は異なっていることが好ましい。すなわち、各並列腕に挿入されている並列共振子の共振周波数を異ならせることにより、上記共通接続ＧＮＤ端子に接続されている並列共振子による各リップルの位置を分散でき、リップルによる影響を低減することができる。さらに、より好ましくは、共通接続ＧＮＤ端子に接続されていない第３の並列共振子Ｐ１３の共振周波数も、共通接続ＧＮＤ端子２３に接続されている並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２の共振周波数と異ならせることが望ましく、それによってリップルの位置をより一層効果的に分散させることができる。【００８１】
【表３】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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