(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波であって、前記スペクトル拡散信号は次式の条件：
【数１】
0004525882.tif 000044
を満足する符号｛ｄn ｝である被変調無線周波を受信するために、前記被変調無線周波の受信信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段と、
前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタル受信信号と前記符号｛ｄn ｝の前半分または後半分との相関を求めるためのマッチドフィルタ手段と、
前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信号に同期してプリアンブル期間に伝送される前記符号｛ｄn ｝の周期の半周期で「＋１」と「−１」を交互に繰り返す符号を生成し前記逆拡散信号に乗算する正負符号反転手段と、
該正負符号反転手段の乗算出力を平均化するための平均処理手段と、
ＵＷパターンまたはその符号反転パターンとの一致を検出しその検出されたＵＷの向きの情報であるＵＷ情報信号を出力するＵＷ検出手段と、
該ＵＷ検出手段から出力される前記ＵＷ情報信号に基づき前記平均処理手段から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号に「＋１」または「−１」を乗算する平均信号符号補正手段と、
前記平均信号符号補正手段から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号から波形等化に必要な伝送路特性情報を得るための伝送路特性抽出手段と、
前記伝送路特性情報に基づき前記ディジタル受信信号を波形等化するための波形等化手段と、
前記波形等化手段から出力される波形等化信号を復調するための情報変調復調手段と、
前記情報変調復調手段から出力される復調信号をさらに伝送路符号について復号するための伝送路符号化復号化手段とを備えていることを特徴とするディジタル情報の無線伝送波受信機。
【請求項２】
プリアンブル期間に自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり且つ直流平衡の取れた符号であって、プリアンブル期間に次式の条件を満足する符号｛ｄn ｝を繰り返し出力するように構成されたプリアンブル生成手段と、
【数２】
0004525882.tif 000045
データ期間に送信データに対応した伝送路符号を出力する伝送路符号符号化手段と、
前記伝送路符号をさらに情報変調するための情報変調手段と、
前記プリアンブル生成手段から出力されるプリアンブル信号と前記情報変調手段から出力される情報変調信号を合成して送信信号として出力するフレーム合成手段とを備えた無線伝送波送信機と、
前記無線伝送波送信機から出力された送信信号を受信し、この受信信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段と、
前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタル受信信号と前記符号｛ｄn ｝の前半分または後半分との相関を求めるためのマッチドフィルタ手段と、
前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信号に同期してプリアンブル期間に伝送される前記符号｛ｄn ｝の周期の半周期で「＋１」と「−１」を交互に繰り返す符号を生成し前記逆拡散信号に乗算する正負符号反転手段と、
該正負符号反転手段の乗算出力を平均化するための平均処理手段と、
ＵＷパターンまたはその符号反転パターンとの一致を検出しその検出されたＵＷの向きの情報であるＵＷ情報信号を出力するＵＷ検出手段と、
該ＵＷ検出手段から出力される前記ＵＷ情報信号に基づき前記平均処理手段から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号に「＋１」または「−１」を乗算する平均信号符号補正手段と、
前記平均信号符号補正手段から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号から波形等化に必要な伝送路特性情報を得るための伝送路特性抽出手段と、
前記伝送路特性情報に基づき前記ディジタル受信信号を波形等化するための波形等化手段と、
前記波形等化手段から出力される波形等化信号を復調するための情報変調復調手段と、
前記情報変調復調手段から出力される復調信号をさらに伝送路符号について復号するための伝送路符号化復号化手段とを備えた無線伝送波受信機と、
を有することを特徴とするディジタル情報の無線伝送方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチパス環境下において高速伝送が可能なディジタル情報の無線伝送方式とその送信機および受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信にはマルチパスや狭帯域の妨害に対して強いという利点があり、伝送速度が数１００kbpsから数Ｍbps 程度の中速無線ＬＡＮの通信方式として用いられてきた。
一方、スペクトル拡散通信では情報信号に高速の逆拡散符号を掛け合わせた信号を伝送するため、伝送帯域幅が情報信号の帯域幅よりも大きくなってしまう。このため、伝送速度が１０Ｍbps 以上の高速伝送にはスペクトル拡散通信は向かないとさえいわれていた。
【０００３】
ところが、近年になって周波数利用効率の良好なスペクトル拡散通信方式が次々と開発され、１９９９年には最大伝送速度が１１Ｍbps となる無線ＬＡＮの標準規格ＩＥＥＥ８０２．１１ｂが策定された。しかし、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂをもってしても実効的な最大スループットは７〜８Ｍbps 程度であり、１０Ｍbps のEthernetと同等な環境を無線ＬＡＮで実現することはできない。また、無線ＬＡＮ環境下においてリルアタイムの画像情報伝送等の大きな伝送容量を必要とするアプリケーションを使用するためには、２０Ｍbps 以上の無線伝送速度が必要といわれている。
【０００４】
そこで、本願発明者らは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂと同一の伝送帯域を使用して２０Ｍbps 以上の高速伝送を実現することができる伝送方法及び装置を開発し特許出願した（特願平１１−１１４９４６９号）。この先願による伝送方法及び装置を用いると、無線ＬＡＮにおいて１０Ｍbps のEthernetと同等な環境を実現することができる。
【０００５】
特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置の送信機のブロック構成図を図８に示す。図８において、送信信号のプリアンブル期間にプリアンブル生成回路１が動作し、自己相関サイドローブが零となる符号５１（以下、直交符号と称す）を繰り返し伝送している。また、送信信号のデータ期間には情報変調回路２が動作し、情報変調された伝送データ５２が繰り返し伝送される。ここで、符号長４の直交符号としては、例えば、
【数４】
0004525882.tif 000002
がある。符号長４の直交符号Ｃの自己相関関数を図１０に示す。直交符号Ｃの自己相関サイドローブが零であることがわかる。
【０００６】
一方、特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置の送信機のブロック構成図を図９に示す。図９において、受信信号６１はＡＤ変換回路１３においてディジタル受信信号６２に変換され、マッチドフィルタ回路１４の出力６３を平均処理回路２１において平均化処理をした出力７０は伝送路特性抽出回路１５に印加され、インパルス応答回路２２と信号ベクトル生成回路２３を用いてディジタル受信信号６２のプリアンブル期間からインパルス応答信号６４Ａと信号ベクトル信号６４Ｂをそれぞれ取り出す。ここで、プリアンブル期間に伝送される信号は直交符号であるので、インパルス応答信号６４Ａと信号ベクトル信号６４Ｂは精度良く求められる。判定帰還型等化回路１６では、インパルス応答信号６４Ａ，信号ベクトル信号６４Ｂ及びフィードバックされる受信データ信号６６に基づき、符号間干渉のレプリカ信号を作成し、その符号間干渉レプリカ信号を用いて、ディジタル受信信号６２のデータ期間に対して波形等化処理を行っている。この波形等化処理出力６５は、情報変調復調回路１７で受信データ信号６６に復調される。
【０００７】
以上のような構成の送受信機は、マルチパス環境下で発生する符号間干渉による信号品質の劣化を効果的に抑圧している。また、情報変調でデータを伝送しているので、通常のスペクトル拡散通信と比較してさらに高速なデータ伝送が可能となる。例えば、情報変調がＱＰＳＫ変調の場合には、チップレートの２倍の高速なデータ伝送を可能にしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前述の先願による無線伝送装置を用いると、無線ＬＡＮ環境下においてＩＥＥＥ８０２．１１ｂと同一の伝送帯域を使用して２０Ｍbps 以上の高速伝送が可能になるが、ハードウェアの物理的な制限により、伝送路特性抽出手段における伝送路特性情報の測定精度が劣化する場合がある。これについて以下に説明する。
【０００９】
一般的に、広帯域なＤＣアンプの実現は難度が高く、変調器によっては変調信号をＡＣ結合で入力することを要求する場合がある。例えば、変調器入力信号をＡＣ結合して直流成分の流入を防ぎ、変調器内部で直流バイアス点を安定に動作させて原点オフセット量を小さくするという構成などがある。
ここで、直流成分が零でない信号をこの変調器に入力させる場合、伝送情報として必要とされる直流成分がＡＣ結合により遮断されるので、送信信号のスペクトルが歪む。この送信信号の品質劣化を防ぐために、変調信号をＤＣ結合で入力することができる稀な変調器を用いるか、もしくはハードウェア上で物理的に対策を施さなくてはならないので、コスト増加の原因となる。
【００１０】
一方、直流成分が零である信号をこの変調器に入力させる場合には、変調器入力信号をＡＣ結合することに関して大きな影響を受けることなく、送信信号は伝送される。故に変調器の選定に際して制限を受けることはなく、またハードウェア上に新たな回路を設ける必要もないので、装置としての負担は軽減し、安価に実現することができる。
【００１１】
特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置の送信信号のプリアンブル期間に用いている複素拡散符号は直交符号であり、このことは直流成分が零とならない符号であることを意味する。これについて数式を用いて説明する。
【００１２】
自己相関サイドロープが零である符号というのは、次式（２）で表せる。
【数５】
0004525882.tif 000003
ここで、ｄn は自己相関サイドローブが零となる周期Ｎの複素符号の要素であり、〜は無限に続く同期符号を一周期分で表現していることを意味する。この複素符号を離散フーリエ変換すると、
【数６】
0004525882.tif 000004
となる。一方、離散フーリエ変換を用いれば、
【数７】
0004525882.tif 000005
と表せる。
【００１３】
ただし、
【数８】
0004525882.tif 000006
であり、
【外１】
0004525882.tif 000007
である。式（４）を式（２）に代入して変形すると、
【数９】
0004525882.tif 000008
となる。
【００１４】
【外２】
0004525882.tif 000009
【００１５】
【数１０】
0004525882.tif 000010
【００１６】
【外３】
0004525882.tif 000011
【００１７】
結局、特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置は、送信信号のプリアンブル期間に送信される拡散符号として、直交符号、つまり直流平衡が取れていない符号を用いているので、ベースバンド帯域において直流遮断を行わなくてはならない状況では、送信信号のスペクトル波形が歪み、この無線伝送装置の性能が劣化するという問題点があった。そのため、この劣化を防止する手段としてハードウェア上で物理的な対策を施す必要があり、部品点数増加などが高コストの原因であった。
【００１８】
本発明は、送信信号のプリアンブル期間に直流平衡の取れた符号を用いることで、送信機の変調器入力信号におけるＡＣ結合に起因した送信信号の品質劣化を低コストで軽減し、且つ高速伝送を可能にするディジタル情報の伝送方式を提供することを目的とする。
本発明は、さらに、送信信号のプリアンブル期間に直流平衡の取れた符号を用いることで、送信機の変調器入力信号におけるＡＣ結合に起因した送信信号の品質劣化を低コストで軽減し、且つ高速伝送を可能にするディジタル情報の伝送方式に用いる送信機と受信機を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明によるディジタル情報の無線伝送方式は、ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波を無線伝送路に伝送するディジタル情報の無線伝送方式であって、
前記スペクトル拡散信号は、自己相関特性が位相零の相関ピークの前後の一定期間で零となり、且つ直流平衡の取れた符号であることを特徴とする構成を有している。
ここで、プリアンブル期間に伝送される符号｛ｄn ｝が次式の条件：
【数１１】
0004525882.tif 000012
を満足するものを採用することができる。
【００２０】
また、本発明における送信機は、プリアンブル期間に自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり且つ直流平衡の取れた符号を繰り返し出力するプリアンブル生成手段と、データ期間に送信データに対応した伝送路符号を出力する伝送路符号符号化手段と、前記伝送路符号をさらに情報変調するための情報変調手段と、前記プリアンブル生成手段から出力されるプリアンブル信号と前記情報変調手段から出力される情報変調信号を合成してフレーム変調信号を得るためのフレーム合成手段とを備えた構成を有している。
ここで、前記プリアンブル生成手段は、プリアンブル期間に次式の条件：
【数１２】
0004525882.tif 000013
を満足する符号｛ｄn ｝を出力するように構成されている。
【００２１】
さらに、本発明における受信機は、ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波を受信するために、
前記被変調無線周波の受信信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力信号から逆拡散信号を得るためのマッチドフィルタ手段と、前記逆拡散信号を平均化するための平均処理手段と、前記平均処理手段から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号から波形等化に必要な伝送路特性情報を得るための伝送路特性抽出手段と、前記伝送路特性情報に基づき前記ディジタル受信信号を波形等化するための波形等化手段と、前記波形等化手段から出力される波形等化信号を復調するための情報変調復調手段と、前記情報変調復調手段から出力される復調信号をさらに復号するための伝送路符号化復号化手段とを備えた構成を有している。
【００２２】
また、本発明における受信機は、ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波であって、前記スペクトル拡散信号は次式の条件：
【数１３】
0004525882.tif 000014
を満足する符号｛ｄn ｝である被変調無線周波を受信するために、
前記被変調無線周波の受信信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタル受信信号と前記の符号｛ｄn ｝の前半分または後半分との相関を求めるためのマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信号に同期してプリアンブル期間に伝送される前記の符号｛ｄn ｝の周期の半周期で「＋１」と「−１」を交互に繰り返す符号を生成し前記逆拡散信号に乗算する正負符号反転手段と、該正負符号反転手段の乗算出力を平均化するための平均処理手段と、ＵＷパターンまたはその符号反転パターンとの一致を検出しその検出されたＵＷの向きの情報を出力するＵＷ検出手段と、該ＵＷ検出手段から出力されるＵＷ情報信号に基づき前記平均処理手段から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号に「＋１」または「−１」を乗算する平均信号符号補正手段と、前記平均信号符号補正手段から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号から波形等化に必要な伝送路特性情報を得るための伝送路特性抽出手段と、前記伝送路特性情報に基づき前記ディジタル受信信号を波形等化するための波形等化手段と、前記波形等化手段から出力される波形等化信号を復調するための情報変調復調手段と、前記情報変調復調手段から出力される復調信号をさらに伝送路符号について復号するための伝送路符号化復号化手段とを備えていることを特徴とする構成をとることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例における送信機のブロック構成図を図１に示す。図１の送信機のブロック構成は、図８に示した特願平１１−１１４９４６９号における伝送装置の送信機の構成に伝送路符号符号化回路１０２を追加したものであり、その他は図８の場合と同等のブロック構成となっている。
図１において、プリアンブル生成回路１０１は送信パケットのプリアンブル期間に動作し、自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり、且つ直流平衡の取れた符号をプリアンブル信号１５１として繰り返し出力する。この符号には、例えば、自己相関関数が、
【数１４】
0004525882.tif 000015
で表現される符号がある。ただし、ｄn は周期２Ｎの複素符号の要素である。以下、この符号を擬似直交符号と称し、数式を用いて説明する。
【００２４】
離散フーリエ変換を用いて、式（７）を得た同様の計算とすると、
【数１５】
0004525882.tif 000016
となる。
【外４】
0004525882.tif 000017
【００２５】
【数１６】
0004525882.tif 000018
【００２６】
式（１０）が示すように、擬似直交符号のスペクトルは、周期２Ｎであり、
【数１７】
0004525882.tif 000019
となる。また、離散逆フーリエ変換を用いることにより、
【数１８】
0004525882.tif 000020
となる。
【００２７】
以上説明したように、周期２Ｎの擬似直交符号は、
【外５】
0004525882.tif 000021
反転させて再帰する符号であるとわかる。Ｎ＝４の擬似直交符号としては、例えば、
【数１９】
0004525882.tif 000022
がある。Ｎ＝４の擬似直交符号Ｇの自己相関関数を図４に示す。擬似直交符号Ｇの相関ピークは４チップ毎に正負交互に現れ、各チップの信号点配置はＱＰＳＫ信号点配置に等しい。
【００２８】
一方、送信パケットのデータ期間には伝送路符号符号化回路１０２が動作し、送信データの直流成分を抑圧させるため、送信データに対応した伝送路符号１５２が出力される。直流成分を十分に抑圧する伝送路符号としては、例えば、マンチェスタ符号がある。しかしこの符号は、直流成分の抑圧には優れているものの、符号化率＝１／２であり伝送効率が低下する。故に、実際には、直流成分をある程度抑圧することができれば、符号化率がさらに高い伝送路符号を用いることにより、伝送効率の低下を極力抑えることができる。情報変調回路１０３は、入力される伝送路符号１５２に対応した情報変調信号１５３を出力する。本実施例では、情報変調回路１０３で行う情報変調の一例としてＱＰＳＫ変調を用いた場合について説明している。
フレーム合成回路１０４ではプリアンブル生成回路１０１から出力されるプリアンブル信号１５１と情報変調回路１０３から出力される情報変調信号１５３とのフレーム合成が行われ、送信信号１５４として出力される。
【００２９】
スペクトル拡散符号として、式（１２）で表される擬似直交符号Ｇを用いた場合の伝送パケットのフレーム構成を図５に示す。図５において、
【数２０】
0004525882.tif 000023
であり、ＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Procedure）ヘッダ、ＵＷ（Uniqe Word）、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check ）等は省略している。プリアンブル期間には８チップ周期の擬似直交符号Ｇが伝送されるため、４チップ周期の符号が一周期毎に正負交互に繰り返し伝送される構成となっている。そのため、フレーム構成全体としては、図６に示した符号長４の直交符号Ｃを用いた場合の従来の伝送パケットのフレーム構成例と同等となる。図５，図６に示す伝送パケットのフレーム構成は、チップレート１１Ｍcps のスペクトル拡散信号とシンボルレート１１Ｍsps のＱＰＳＫ信号とを用いた場合であり、その信号波形は全て１１Ｍsps のＱＰＳＫ信号となっている。
【００３０】
図２は、本発明の一実施例における受信機のブロック構成図である。図２の受信機のブロック構成は、図９に示した特願平１１−１１４９４６９号における伝送装置の受信機の構成に伝送路符号復号回路１１８を追加したブロック図であり、その他は図９の場合と同等のブロック構成となっている。
図２において、受信信号１６１は、ＡＤ変換回路１１３においてＡＤ変換され、ディジタル受信信号１６２となる。ディジタル受信信号１６２は２分岐され、一方はマッチドフィルタ回路１１４に、他方は波形等化回路１１６に印加される。
マッチドフィルタ回路１１４は、プリアンブル期間に動作し、受信信号と参照符号との相関演算が逐次行われる。参照符号はプリアンブル期間に伝送される拡散符号であるが、後述する伝送路特性抽出回路１１５の構成を簡単に実現することができることから、拡散符号を（−π／４）だけ回転させたものを用いる。
【００３１】
ここで、送信機において拡散符号として２Ｎチップ周期の擬似直交符号を用いた場合、Ｎチップ周期で正負の符号を変えて再帰するので、マッチドフィルタ回路１１４の演算回路は長さＮ相当とし、回路構成を簡略化することもできる。マッチドフィルタ回路１１４の演算回路を長さＮ相当とし、回路構成を簡略化した場合の受信機のブロック構成図の一実施例を図３に示す。
【００３２】
図３は、本発明の一実施例における受信機のブロック構成図を示す図２におい、平均処理回路１２１の前後に正負符号反転回路１１９と平均信号符号補正回路１２４を追加し、さらに、ＵＷ検出回路１２０を追加したブロック構成であり、その他は図２の場合と同等のブロック構成となっている。
図３において、マッチドフィルタ回路１１４の演算回路を長さＮ相当で実現できることについて数式を用いて以下で説明する。
【００３３】
周期２Ｎの擬似直交符号は、式（１１）で示したように、
【数２１】
0004525882.tif 000024
となり、Ｎチップ周期で符号を変えて再帰することから、式（８）の左辺は次式のように変形することができる。
【数２２】
0004525882.tif 000025
この式（１４）の結果と式（８）から、
【数２３】
0004525882.tif 000026
となる。
【００３４】
未知の伝送路のインパルス応答を長さＮの
【数２４】
0004525882.tif 000027
とする。このとき受信信号のプリアンブル期間は、インパルス応答と擬似直交符号との畳み込み演算で与えられ、
【数２５】
0004525882.tif 000028
となる。マッチドフィルタでは、この受信信号と前述した参照符号との相関が求められる。
【００３５】
マッチドフィルタの演算回路の長さをＮとすると、その出力は、
【数２６】
0004525882.tif 000029
となる。
【００３６】
また、周期２Ｎの擬似直交符号のＮ〜２Ｎ−１区間におけるマッチドフィルタ出力は式（１３）を用いると、
【数２７】
0004525882.tif 000030
となる。つまり、長さＮの演算回路を持つマッチドフィルタの出力としては、
【数２８】
0004525882.tif 000031
が得られることになる。
【００３７】
以上説明したように、プリアンブル期間の送信信号に２Ｎチップ周期の擬似直交符号を用いた場合、マッチドフィルタ回路１１４は長さＮの演算回路により実現することができることがわかる。例えば、拡散符号として式（１２）で示した８チップ周期の擬似直交符号Ｇを用いた場合、マッチドフィルタ回路１１４の演算回路は長さ４となる。また、この場合のマッチドフィルタ回路１１４での相関演算に用いられる参照符号Ｔ’は次式となる。
【数２９】
0004525882.tif 000032
結局、マッチドフィルタ回路１１４から出力される逆拡散信号１６３は、伝送路のインパルス応答を４倍し、π／４回転させた信号を１チップ周期でサンプリングし、４チップ毎に正負交互となる８チップ周期の系列となる。逆拡散信号１６３は、正負符号反転回路１１９に印加される。
【００３８】
図７は拡散符号として８チップ周期の擬似直交符号Ｇを用いた場合のマッチドフィルタ回路１１４から出力される８チップ周期の逆拡散信号１６３の一例を示している。図７において、
【数３０】
0004525882.tif 000033
としている。ここで、ｈk は、１チップ周期でサンプリングした伝送路のインパルス応答である。逆拡散信号１６３は４チップ毎に正負交互となる８チップ周期の信号であることがわかる。そのため、この逆拡散信号１６３に対して４チップ周期で反転，非反転の操作を交互に行えば、あたかも伝送路のインパルス応答を４倍し、π／４回転させた信号が４チップ周期で繰り返し出力される系列として扱うことができる。これにより、後述する平均処理回路１２１の構成は４チップ周期の逆拡散信号を平均化する場合と同等となり、回路を簡略化することができる。これらの操作は正負符号反転回路１１９において、以下で説明するような方法により実現することができる。
【００３９】
正負符号反転回路１１９では、まず逆拡散信号１６３の先頭４チップにおいて、相関ピーク最大値を求める。次の４チップにおいて、反転，非反転の開始位置を決定するため、逆拡散信号１６３に対してしきい値判定を行う。しきい値は、相関ピーク最大値に一定の定数、例えば１／８を掛けたものをしきい値とする。しきい値判定により求まった先行波タイミングに同期して、４チップ周期に逆拡散信号１６３の反転，非反転を繰り返し、逆拡散信号１６３の向きを揃え、符号補正逆拡散信号１６８として出力される。符号補正逆拡散信号１６８は、一方は平均処理回路１２１に、他方はＵＷ検出回路１２０に印加される。
【００４０】
ＵＷ検出回路１２０は、ＵＷ期間に動作し、ＵＷ期間の符号補正逆拡散信号１６８に対してＵＷ検出を行う。ＵＷ検出の結果が、ＵＷパターンまたはその符号反転パターンのどちらに一致するかを検出し、検出されたＵＷの向きの情報であるＵＷ情報信号１７１を出力する。
平均処理回路１２１には、正負符号反転回路１１９から符号補正逆拡散信号１６８が印加され、先行波、１チップ遅延波、２チップ遅延波及び３チップ遅延波の各タイミングにおける符号補正逆拡散信号１６８の平均値が求められ、熱雑音等の影響が十分に印加されたマッチドフィルタ出力平均信号１６９として出力される。
【００４１】
平均信号符号補正回路１２４では、ＵＷ情報信号１７１に基づきマッチドフィルタ出力平均信号１６９に「＋１」または「−１」を乗算し、伝送路のインパルス応答の向きに対応したマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０を出力する。この識別方法としては、例えば、次に挙げる方法がある。
マッチドフィルタ出力平均信号１６９の正負の向きは、ＵＷ検出の結果がＵＷパターンまたはその符号反転パターンのどちらに一致するかによって判別することができる。平均処理回路１２１において符号補正逆拡散信号１６８の平均化を開始する位相と、ＵＷ信号の位相とを測定することにより、両者の位相関係を判断することができるので、マッチドフィルタ出力平均信号１６９の正負の向きと、ＵＷ検出結果のＵＷパターンに対する向きとの関係は、一対一で対応する。例えば、ＵＷ検出の結果がＵＷパターンに対して同符号の場合には、マッチドフィルタ出力平均信号１６９は非反転で用い、逆にＵＷ検出の結果がＵＷに対して異符号の場合は、マッチドフィルタ出力平均信号１６９は反転させて用いるという対応関係になる場合もある。以上の操作を施せば、マッチドフィルタ出力平均信号１６９は伝送路のインパルス応答に対応した正負符号を持つマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０として出力される。
【００４２】
擬似直交符号Ｇとして式（１２）を用い、マッチドフィルタ回路１１４での相関演算に用いられる参照符号Ｔ’として式（２０）を用いた場合のマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０は、結局、４チップ周期の周期関数となるので、これを長さ４のベクトルで表現すると、
【数３１】
0004525882.tif 000034
となる。
マッチドフィルタ出力補正平均信号１７０は２分岐され、一方はインパルス応答回路１２２に、他方は信号ベクトル生成回路１２３へ印加される。また、先行波、１チップ遅延波，２チップ遅延波及び３チップ遅延波の各タイミングは、同期回路より与えられる。
【００４３】
図２及び図３に示した伝送路特性抽出回路１１５に入力される信号は共に式（２１）で表される信号であり、伝送路特性抽出回路１１５はインパルス応答回路１２２及び信号ベクトル回路１２３から構成されている。
インパルス応答回路１２２には平均信号符号補正回路１２４から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０が印加され、位相を（−π／４）だけ回転させる操作が施され、１チップ間隔でサンプリングされた伝送路のインパルス応答信号１６４Ａが出力される。従って、式（２１）は次式のように変換される。
【数３２】
0004525882.tif 000035
【００４４】
【外６】
0004525882.tif 000036
この操作は、複素ベクトルを（ｐ，ｑ）とすると、
【数３３】
0004525882.tif 000037
となるような変換操作により実現されている。式（２２）の結果は、インパルス応答信号１６４Ａがディジタル受信信号１６２における伝送路のインパルス応答を４√２倍したものであることを表している。
【００４５】
信号ベクトル生成回路１２３には平均信号符号補正回路１２４から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０が印加され、ＱＰＳＫ変調の各信号ベクトルに最初の到来波に対応するインパルス応答の複素共役を掛けた伝送信号ベクトルが求められ、信号ベクトル信号１６４Ｂとして出力される。ＱＰＳＫデータ（１，１）に対応した信号ベクトルＳ（１，１）は次式で表現される。
【数３４】
0004525882.tif 000038
この信号ベクトルＳ（１，１）は、マッチドフィルタ出力補正平均信号１７０の
【外７】
0004525882.tif 000039
さらに４で除することにより得られる。また、信号ベクトルＳ（１，１）の実数部と虚数部の入れ替えと符号反転により、９０度，１８０度及び２７０度の回転操作を施すことにより、信号ベクトルＳ（−１，１），Ｓ（−１，−１），Ｓ（１，−１）が各々得られる。
【００４６】
判定帰還等化回路１１６にはディジタル受信信号１６２、インパルス応答信号１６４Ａ、信号ベクトル信号１６４Ｂ及び情報変調復調回路１１７から出力される復調信号１６６が印加されており、データ期間に動作して、受信信号の判定帰還波形等化を行う。
【００４７】
判定帰還波形等化の動作について、数式を用いて以下で説明する。
データ期間におけるｉ番目の送信シンボルをＴＳi 、ｉ番目の受信シンボルをＲＳi とする。このとき、次式（２５）が成り立つ。
【数３５】
0004525882.tif 000040
式（２５）の両辺にｈ0 * を掛けると、
【数３６】
0004525882.tif 000041
が得られる。
【００４８】
一方、判定帰還等化回１１６の動作は、
【数３７】
0004525882.tif 000042
と表現することができる。ここで、ＥＱi はｉ番目の受信シンボルに対する波形等化信号１６５であり、ＴＳ' i-k はｋシンボル前の判定データから推定されるｋシンボル前のＱＰＳＫ信号である。また、ＲＳi はディジタル受信信号１６２、ｈ0 * ，ｈ1 ，ｈ2 ，ｈ3 はインパルス応答信号１６４Ａ、ｈ0 * ＴＳ’i-k は信号ベクトル１６４及び復調信号１６６により各々与えられている。
【００４９】
過去３シンボルにおいてＱＰＳＫ復調が正しく行われている場合には、ＴＳ’i-k ＝ＴＳi-k が成り立つので、式（２６）を式（２７）に代入することにより、
【数３８】
0004525882.tif 000043
が得られる。
【００５０】
情報変調復調回路１１７では、波形等化信号１６５のＱＰＳＫ復調が行われ、復調信号１６６が出力される。また、復調信号１６６は判定帰還型等化回路１１６にもフィードバック信号として出力されている。
伝送路符号復号回路１１８は、復調信号１１６を伝送路符号について復号し、受信データ信号１６７を出力する。
【００５１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明におけるディジタル通信の送受信機は、送信信号のプリアンブル期間に自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり、且つ直流平衡の取れた拡散符号を用いて伝送路特性の推定を行うので、送信機の変調器入力がＡＣ結合の場合に起こる信号品質の劣化に関して、直流平衡の取れていない拡散符号を送信する場合のようにハードウェア上で新たな回路付加による劣化対策をする必要がなく、低コストでこの信号品質の劣化を軽減し、高速伝送の可能なディジタル通信の送受信機を実現することができるという特殊の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明における受信機の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明における受信機の他の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明に用いる伝送信号の信号形式を説明するための図である。
【図５】本発明に用いる伝送信号の信号形式を説明するための図である。
【図６】従来の伝送信号の信号形式を説明するための図である。
【図７】本発明における受信機の動作を説明するための図である。
【図８】従来のディジタル情報の無線伝送方式の送信機の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のディジタル情報の無線伝送方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来のディジタル情報の無線伝送方式に用いられている信号形式を説明するための図である。
【符号の説明】
１  プリアンブル生成回路
２  情報変調回路
３  フレーム変調回路
１３  ＡＤ変換回路
１４  マッチドフィルタ回路
１５  伝送路特性抽出回路
１６  判定帰還型等化回路
１７  情報変調復調回路
２１  平均処理回路
２２  インパルス応答回路
２３  信号ベクトル生成回路
５１  プリアンブル信号
５２  情報変調信号
５３  送信信号
６１  受信信号
６２  ディジタル受信信号
６３  マッチドフィルタ回路の出力
６４Ａ  インパルス応答信号
６４Ｂ  信号ベクトル信号
６５  波形等化出力
６６  受信データ
７０  平均処理出力
１０１  プリアンブル生成回路
１０２  伝送路符号符号化回路
１０３  情報変調回路
１０４  フレーム合成回路
１１３  ＡＤ変換回路
１１４  マッチドフィルタ回路
１１５  伝送路特性抽出回路
１１６  判定帰還型等化回路
１１７  情報変調復調回路
１１８  伝送路符号復号回路
１１９  正負符号反転回路
１２０  ＵＷ検出回路
１２１  平均処理回路
１２２  インパルス応答回路
１２３  信号ベクトル生成回路
１２４  平均信号符号補正回路
１５１  プリアンブル信号
１５２  伝送路符号
１５３  情報変調信号
１５４  送信信号
１６１  受信信号
１６２  ディジタル受信信号
１６３  マッチドフィルタ回路出力
１６４Ａ  インバルス応答信号
１６４Ｂ  信号ベクトル信号
１６５  波形等化出力
１６６  復調出力
１６７  受信データ
１６８  符号補正逆拡散信号
１６９  平均処理出力
１７０  マッチドフィルタ出力補正平均信号
１７１  ＵＷ情報信号
【図１】
0004525882.tif 000046
【図２】
0004525882.tif 000047
【図３】
0004525882.tif 000048
【図４】
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【図５】
0004525882.tif 000050
【図６】
0004525882.tif 000051
【図７】
0004525882.tif 000052
【図８】
0004525882.tif 000053
【図９】
0004525882.tif 000054
【図１０】
0004525882.tif 000055