(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッファ手段および第１のカレントミラー回路（３０）と第２のカレントミラー回路（４０）とが設けられ、
前記バッファ手段は、
一方の入力部（２３）を介して固定電圧（Ｖｓ）がベース電圧として与えられる第１の電流制御素子（Ｑ１３）および他方の入力部（２４）を介して基準電圧（Ｖｒ）がベース電圧として与えられる第２の電流制御素子（Ｑ１４）を有して、前記固定電圧（Ｖｓ）と前記基準電圧（Ｖｒ）との電位差に基づく第１の制御電流（Ｉｂ１）を出力する演算回路（２０）と、
前記基準電圧（Ｖｒ）を設定する抵抗（Ｒ１１）と、
前記第１の制御電流（Ｉｂ１）を増幅し、前記他方の入力部（２４）を介して前記第２の電流制御素子（Ｑ１４）のベースに第２の制御電流（Ｉｂ２）を与えるとともに前記抵抗（Ｒ１１）に基準電流（Ｉｒ）を与えるバッファ用の電流制御素子（Ｑ２０）とが設けられ、
前記第１のカレントミラー回路（３０）は、前記バッファ用の電流制御素子（Ｑ２０）に入力電流（Ｉ３）をコレクタ電流として与える入力側の電流制御素子（Ｑ１７）と、前記入力電流（Ｉ３）をミラー反転して出力電流（Ｉ４）を流す出力側の電流制御素子（Ｑ１８）とを有し、
前記第２のカレントミラー回路（４０）は、前記第１のカレントミラー回路（３０）から出力される前記出力電流（Ｉ４）がコレクタとして与えられる第３の電流制御素子（Ｑ２１）と、前記出力電流（Ｉ４）がベース電流として与えられる第４の電流制御素子（Ｑ２３）および、前記出力電流（Ｉ４）をミラー反転して負荷抵抗（ＲL）に流す第５の電流制御素子（Ｑ２２）とを有し、
前記演算回路（２０）には、前記第１の電流制御素子（Ｑ１３）からコレクタ電流が与えられる第６の電流制御素子（Ｑ１５）と前記第２の電流制御素子（Ｑ１４）からコレクタ電流が与えられる第７の電流制御素子（Ｑ１６）が設けられ、第４の電流制御素子（Ｑ２３）から、前記第３電流制御素子（Ｑ２１）と前記第５の電流制御素子（Ｑ２２）と第６の電流制御素子（Ｑ１５）および第７の電流制御素子（Ｑ１６）のそれぞれに共通のベース電流が与えられて、第６の電流制御素子（Ｑ１５）と第７の電流制御素子（Ｑ１６）および前記第３電流制御素子（Ｑ２１）と前記第５の電流制御素子（Ｑ２２）に流れる電流が等しくなり、
前記第１の制御電流（Ｉｂ１）と前記第２の制御電流（Ｉｂ２）とが互いに相殺し合うことにより、前記基準電圧（Ｖｒ）が前記固定電圧（Ｖｓ）と等しくなるように調整されて、前記抵抗（Ｒ１１）に流れる基準電流（Ｉｒ）と負荷抵抗（ＲL）に流れる電流（ＩL）とが等しくなることを特徴とする定電流回路。
【請求項２】
前記第３の電流制御素子（Ｑ２１）と前記第６の電流制御素子（Ｑ１５）および前記第４の電流制御素子（Ｑ２３）とで第３のカレントミラー回路が構成され、前記第３の電流制御素子（Ｑ２１）と前記第７の電流制御素子（Ｑ１６）および前記第４の電流制御素子（Ｑ２３）とで第４のカレントミラー回路が構成されている請求項１記載の定電流回路。
【請求項３】
前記基準電流であるＩｒと、前記第６の電流制御素子（Ｑ１５）を流れる電流であるＩ１と、前記第７の電流制御素子（Ｑ１６）を流れる電流であるＩ２は、２・Ｉｒ＝Ｉ１＋Ｉ２の関係式が成り立つ請求項１又は２に記載の定電流回路。
【請求項４】
前記バッファ用の電流制御素子（Ｑ２０）と前記第２の電流制御素子（Ｑ１４）とが、ともに同一構造（ＮＰＮ形又はＰＮＰ形）のトランジスタで形成されている請求項１ないし３のいずれかに記載の定電流回路。
【請求項５】
前記バッファ用の電流制御素子（Ｑ２０）と前記第２の電流制御素子（Ｑ１４）とが、同一のチップ上に形成されている請求項４記載の定電流回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は負荷に定電流を流す定電流回路に係わり、特に温度変動に対しより精度の高い定電流を供給できるようにした定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３は従来の定電流回路を示す構成図（従来例１）、図４は従来の他の定電流回路を示す構成図（従来例２）である。
【０００３】
図３に示す回路１は、２つの特性が揃ったバイポーラ型のトランジスタＱ１，Ｑ２を使用したカレントミラー回路である。前記トランジスタＱ１側が入力側であり、トランジスタＱ２側が出力側である。前記トランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間電圧をＶBE1＝ＶBE2＝ＶB、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧をＶBE3とすると、トランジスタＱ３のベース電圧Ｖａは、Ｖａ＝ＶB＋ＶBE3となるので、基準電流ＩｒはＩｒ＝（Ｖcc−Ｖａ）／Ｒ１＝（Ｖcc−（ＶB＋ＶBE3））／Ｒ１で決定される定電流となる。そして、負荷抵抗ＲLに流れる電流ＩLは、ミラー効果により前記基準電流Ｉｒに等しく（ＩL＝Ｉｒ）、負荷抵抗ＲLに依存しない定電流となる。
【０００４】
また図４に示す回路２は、ベース−エミッタ間電圧の特性が揃ったトランジスタＱ４とＱ５と、上記図３と同様のカレントミラー回路を２段設けた構成である。
【０００５】
前記回路２では、トランジスタＱ４のベース端子に所定の電圧（図４ではＶcc／２）が与えられている。またトランジスタＱ４のエミッタ端子とトランジスタＱ５のベース端子との接続点の電圧をＶａとし、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧をＶBEとすると、前記電圧ＶａはＶａ＝Ｖcc／２＋ＶBEである。
【０００６】
一方、抵抗Ｒ３にかかる電圧ＶR3は、前記電圧ＶａからトランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧ＶBEだけ低くなったものであるから、ＶR3＝Ｖａ−ＶBE＝Ｖcc／２となる。よって、抵抗Ｒ３に流れる基準電流Ｉｒは、Ｉｒ＝ＶR3／Ｒ３＝Ｖcc／２・Ｒ３で決定される定電流となる。
【０００７】
この回路２では、トランジスタＱ４のＶBEとトランジスタＱ５のＶBEとが同じ特性に設定されており、例えトランジスタＱ４のＶBEが温度変化して前記電圧Ｖａが変化したとしても、トランジスタＱ５のＶBEも同じように変化するため、抵抗Ｒ３にかかる電圧ＶR3は常にトランジスタＱ４のベース電圧（Ｖcc／２）に維持することができるようになっている。すなわち、トランジスタＱ４のＶBEの変動をトランジスタＱ５のＶBEの変動で相殺することにより、基準電流Ｉｒを定電流化することが可能とされている。
【０００８】
前記基準電流Ｉｒは、トランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ８で構成されるカレントミラー回路、さらにはトランジスタＱ９，Ｑ１０，ＱLで構成されるカレントミラー回路で受け渡され、負荷抵抗ＲLに流れる電流ＩLはＩL≒Ｉｒとなる。すなわち、回路２では負荷抵抗ＲLに依存しない定電流源として動作可能とされている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記図３に示す従来の回路１では、負荷抵抗ＲLに流れる電流ＩLが、ＩL＝Ｉｒ＝（Ｖcc−（ＶB＋ＶBE））／Ｒ１で決定され、各トランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBEに大きく依存するものとなっている。またトランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBEは、一般的に温度変化しやすいという特徴がある。したがって、上記回路１では、基準電流Ｉｒが温度変化により大きく変動するため、負荷抵抗ＲLに流れる電流ＩLの変動幅が大きくなるという問題がある。
【００１０】
一方、上記図４に示す回路２が定電流回路として動作するためには、トランジスタＱ４のＶBEとトランジスタＱ５のＶBEとが同じ特性に設定されていることが前提条件である。
【００１１】
しかし、一般的にＮＰＮ形のトランジスタとＰＮＰ形のトランジスタは構造が異なるため、同じチップであってもＮＰＮ形と相補的なＰＮＰ形のトランジスタを実現しにくいという事情がある。このため、ＰＮＰ形のトランジスタＱ４のＶBEとＮＰＮ形のトランジスタＱ５のＶBEの特性が一致せず、前記前提条件が満たされない場合が多い。よって、トランジスタＱ４のＶBEの変動をトランジスタＱ５のＶBEでの変動で相殺することができなくなるため、温度変化により電流ＩLが変動しやすくなり、厳密な定電流回路を構成することができないという問題がある。
【００１２】
本発明は上記従来の課題を解決するためのものであり、温度変化に対して常に安定した定電流を供給することを可能とした定電流回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、バッファ手段および第１のカレントミラー回路（３０）と第２のカレントミラー回路（４０）とが設けられ、
前記バッファ手段は、
一方の入力部（２３）を介して固定電圧（Ｖｓ）がベース電圧として与えられる第１の電流制御素子（Ｑ１３）および他方の入力部（２４）を介して基準電圧（Ｖｒ）がベース電圧として与えられる第２の電流制御素子（Ｑ１４）を有して、前記固定電圧（Ｖｓ）と前記基準電圧（Ｖｒ）との電位差に基づく第１の制御電流（Ｉｂ１）を出力する演算回路（２０）と、
前記基準電圧（Ｖｒ）を設定する抵抗（Ｒ１１）と、
前記第１の制御電流（Ｉｂ１）を増幅し、前記他方の入力部（２４）を介して前記第２の電流制御素子（Ｑ１４）のベースに第２の制御電流（Ｉｂ２）を与えるとともに前記抵抗（Ｒ１１）に基準電流（Ｉｒ）を与えるバッファ用の電流制御素子（Ｑ２０）とが設けられ、
前記第１のカレントミラー回路（３０）は、前記バッファ用の電流制御素子（Ｑ２０）に入力電流（Ｉ３）をコレクタ電流として与える入力側の電流制御素子（Ｑ１７）と、前記入力電流（Ｉ３）をミラー反転して出力電流（Ｉ４）を流す出力側の電流制御素子（Ｑ１８）とを有し、
前記第２のカレントミラー回路（４０）は、前記第１のカレントミラー回路（３０）から出力される前記出力電流（Ｉ４）がコレクタとして与えられる第３の電流制御素子（Ｑ２１）と、前記出力電流（Ｉ４）がベース電流として与えられる第４の電流制御素子（Ｑ２３）および、前記出力電流（Ｉ４）をミラー反転して負荷抵抗（ＲL）に流す第５の電流制御素子（Ｑ２２）とを有し、
前記演算回路（２０）には、前記第１の電流制御素子（Ｑ１３）からコレクタ電流が与えられる第６の電流制御素子（Ｑ１５）と前記第２の電流制御素子（Ｑ１４）からコレクタ電流が与えられる第７の電流制御素子（Ｑ１６）が設けられ、第４の電流制御素子（Ｑ２３）から、前記第３電流制御素子（Ｑ２１）と前記第５の電流制御素子（Ｑ２２）と第６の電流制御素子（Ｑ１５）および第７の電流制御素子（Ｑ１６）のそれぞれに共通のベース電流が与えられて、第６の電流制御素子（Ｑ１５）と第７の電流制御素子（Ｑ１６）および前記第３電流制御素子（Ｑ２１）と前記第５の電流制御素子（Ｑ２２）に流れる電流が等しくなり、
前記第１の制御電流（Ｉｂ１）と前記第２の制御電流（Ｉｂ２）とが互いに相殺し合うことにより、前記基準電圧（Ｖｒ）が前記固定電圧（Ｖｓ）と等しくなるように調整されて、前記抵抗（Ｒ１１）に流れる基準電流（Ｉｒ）と負荷抵抗（ＲL）に流れる電流（ＩL）とが等しくなることを特徴とするものである。
【００１４】
本発明では、電流制御素子Ｑ２０と電流制御素子Ｑ１４の温度特性を一致又は近似させておくことにより、電流制御素子Ｑ２０のｈFEと電流制御素子Ｑ１４のｈFEとを同様の温度特性とすることができる。よって、常に前記第１の制御電流Ｉｂ１を第２の制御電流Ｉｂ２で相殺することが可能となり、基準電流Ｉｒの変動を低減できる。さらに第１の制御電流Ｉｂ１と第２の制御電流Ｉｂ２とが相殺し合うことにより、第１のカレントミラー回路の入力部に流れる電流Ｉ３を抵抗Ｒ１１に流れる基準電流Ｉｒに一致させることができる。よって、第１のカレントミラー回路および第２のカレントミラー回路を介することにより、温度変動の小さな負荷電流（定電流）とすることができる。
【００１５】
上記において、前記第３の電流制御素子（Ｑ２１）と前記第６の電流制御素子（Ｑ１５）および前記第４の電流制御素子（Ｑ２３）とで第３のカレントミラー回路が構成され、前記第３の電流制御素子（Ｑ２１）と前記第７の電流制御素子（Ｑ１６）および前記第４の電流制御素子（Ｑ２３）とで第４のカレントミラー回路が構成されているものが好ましい。
【００１６】
さらには、前記電流制御素子（Ｑ１５）に流れる電流をＩ１、前記電流制御素子（Ｑ１６）に流れる電流をＩ２、前記抵抗（Ｒ１１）に流れる基準電流をＩｒとしたときに、２・Ｉｒ＝Ｉ１＋Ｉ２の関係式が成り立つものが好ましい。
【００１７】
上記構成では、差動増幅回路（２２）の入力部と出力部に流れる電流Ｉ１，Ｉ２、基準電流Ｉｒ，第２のカレントミラー回路の入力部および出力部に流れる電流Ｉ５，ＩLがすべて等しくなる（Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉｒ＝Ｉ５＝ＩL）。よって、電流制御素子Ｑ１３のベース電流Ｉｓと第１の制御電流Ｉｂ１が等しく、かつ第２の制御電流Ｉｂ２も等しくなるように動作し、第１の制御電流Ｉｂ１と第２の制御電流Ｉｂ２との間の相殺が確実に行われ、負荷電流ＩLの安定度を高めることができる。
【００１８】
また、前記電流制御素子（Ｑ２０）と前記他方の入力部を構成する電流制御素子（Ｑ１４）とが、ともに同一構造（ＮＰＮ形又はＰＮＰ形）トランジスタで形成されているものが好ましい。
【００１９】
さらに好ましくは、前記電流制御素子（Ｑ２０）と前記電流制御素子（Ｑ１４）とが、同一のチップ上に形成されているものである。
【００２０】
本構成では、温度特性の揃ったトランジスタＱ１４とＱ２０を同一のチップ上に形成することができる。よって、各トランジスタのｈFEが温度変化したとしても、第１の制御電流Ｉｂ１と第２の制御電流Ｉｂ２とが確実に相殺し合うようになる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について図面を参照して説明する。
【００２２】
図１は、本発明の実施の形態を示す定電流回路の構成図である。
図１に示す回路１０は、演算回路２０、第１のカレントミラー回路３０および第２のカレントミラー回路４０とから構成されている。
【００２３】
前記演算回路２０は、トランジスタ（電流制御素子）Ｑ１１，Ｑ１２とからなり、互いのベース端子が接続され且つ前記ベース端子と入力側のトランジスタＱ１１のコレクタ端子とが接続されたカレントミラー回路２１と、トランジスタ（電流制御素子）Ｑ１３とＱ１４およびこれらのエミッタ端子にそれぞれ設けられ、互いのベース端子どうしを接続し合うトランジスタ（電流制御素子）Ｑ１５，Ｑ１６とからなる差動増幅回路２２とから構成されている。
【００２４】
前記トランジスタＱ１３およびＱ１４のベース端子の入力端子は、それぞれ入力部２３，２４とされている。そして、前記一方の入力部２３には所定の固定電圧Ｖｓが、前記他方の入力部２４には基準電圧Ｖｒがそれぞれ印加されている。なお、前記固定電圧Ｖｓは、温度変化等による電圧変動が生じにくい定電圧源が好ましい。
【００２５】
またトランジスタＱ１３およびＱ１４は、一対のＮＰＮ形のトランジスタ（電流制御素子）から構成され、そのコレクタ端子はそれぞれ出力部２５および出力部２６とされている。前記出力部２５および出力部２６は、カレントミラー回路２１の入力側トランジスタＱ１１のコレクタ端子および出力側トランジスタＱ１２のコレクタ端子に接続されている。また前記出力部２５と出力部２６との間は、位相補償用のコンデンサＣ１で接続され、トランジスタＱ１３およびＱ１４のエミッタ端子どうしも互いに接続されている。
【００２６】
図１に示すように、前記出力部２６はトランジスタ（電流制御素子）Ｑ２０のベース端子に接続されている。トランジスタＱ２０のエミッタ端子は、前記差動増幅回路２２の他方の入力部を構成するトランジスタＱ１４のベース端子に接続されている。また前記エミッタ端子には、基準電圧Ｖｒの設定用の抵抗Ｒ１１が接続されている。なお、前記抵抗Ｒ１１は固定抵抗であり、特に温度変化に伴う抵抗変動率の小さな抵抗が好ましい。
【００２７】
また前記トランジスタＱ１４とトランジスタＱ２０は、モノシリックＩＣ内の同一チップ上に共にＮＰＮ形のトランジスタで形成されている。よって、両トランジスタＱ１４，Ｑ２０の温度特性、特にｈFEの温度変化特性を一致または近似させることが可能である。
【００２８】
なお、前記演算回路２０に前記トランジスタＱ２０および抵抗Ｒ１１が設けられることにより、全体としてバッファ手段が構成されている。
【００２９】
前記第１のカレントミラー回路３０は、３つのＰＮＰ形のトランジスタ（電流制御素子）Ｑ１７，Ｑ１８およびＱ１９から構成されている。前記トランジスタＱ１７，Ｑ１８のエミッタ端子はともに電源電圧Ｖccに接続されている。また前記トランジスタＱ１７，Ｑ１８のベース端子と前記トランジスタＱ１９のエミッタ端子とが互いに接続されている。さらに前記トランジスタＱ１７のコレクタ端子とトランジスタＱ１９のベース端子とは、ともに前記トランジスタＱ２０のコレクタ端子に接続されている。そして、トランジスタＱ１９のコレクタ端子は接地されている。この第１のカレントミラー回路３０では、入力側に電流Ｉ３が流れると出力側に電流Ｉ４が流れ、このときミラー効果によりＩ３＝Ｉ４が成立する。
【００３０】
第２のカレントミラー回路４０は、３つのＮＰＮ形のトランジスタ（電流制御素子）Ｑ２１，Ｑ２２およびＱ２３とから構成されている。トランジスタＱ２１が入力側、トランジスタＱ２２が出力側であり、トランジスタＱ２１のコレクタ端子とトランジスタＱ２３のベース端子の接続部に前記第１のカレントミラー回路３０の出力側のトランジスタＱ１８のコレクタ端子が接続されている。そして、出力側のトランジスタＱ２２のコレクタ端子と電源電圧Ｖccとの間に負荷抵抗ＲLが接続されている。トランジスタＱ２１とＱ２２とは、互いのベース端子どうしが接続され、この接続部Ｐ１にトランジスタＱ２３のエミッタ端子が接続されている。そして、トランジスタＱ２３のコレクタ端子が電源電圧Ｖccに接続されている。
【００３１】
前記接続部Ｐ１が、上記差動増幅回路２２を構成するトランジスタＱ１５のベース端子とトランジスタＱ１６のベース端子との接続部Ｐ２に接続されている。この接続より、第３のカレントミラー回路がトランジスタＱ２１，Ｑ１５およびＱ２３によって構成され、第４のカレントミラー回路がトランジスタＱ２１，Ｑ１６およびＱ２３によって構成されている。
【００３２】
以下、上記定電流回路の動作について説明する。
前記バッファ手段は、一方の入力部２３の固定電圧Ｖｓと他方の入力部２４の基準電圧Ｖｒとが等しくなるように動作する。また演算回路２０の前記出力部２６からは、前記基準電圧Ｖｒと固定電圧Ｖｓとの間の電位差に伴う第１の制御電流（トランジスタＱ２０のベース電流）Ｉｂ１がトランジスタＱ２０のベース端子に流れ込む。これにより、トランジスタＱ２０のエミッタ端子には、前記第１の制御電流Ｉｂ１をトランジスタＱ２０のｈFE倍したエミッタ電流ｈFE・Ｉｂ１が流れる。ただし、エミッタ電流ｈFE・Ｉｂ１は、ｈFE・Ｉｂ１＝Ｉｂ１＋Ｉ３である。そして、前記エミッタ電流ｈFE・Ｉｂ１は、抵抗Ｒ１１に流れる基準電流Ｉｒと第２の制御電流Ｉｂ２とに分かれ、前記第２の制御電流Ｉｂ２はトランジスタＱ１４のベース端子に帰還される。すなわち、基準電流Ｉｒは、Ｉｒ＝ｈFE・Ｉｂ１−Ｉｂ２＝（Ｉｂ１＋Ｉ３）−Ｉｂ２＝Ｉ３+（Ｉｂ１−Ｉｂ２）で表わされる。
【００３３】
ここで、バッファ手段のトランジスタＱ２０のエミッタ電流ｈFE・Ｉｂ１と差動増幅回路２２のトランジスタＱ１４のエミッタ電流ｈFE・Ｉｂ２とは一致又は近似するように設定されている。しかも相殺し合う前記トランジスタＱ１４とトランジスタＱ２０は、同一のチップ上に同一の構造（ＮＰＮ形）で形成されているため、トランジスタＱ１４のｈFEとトランジスタＱ２０のｈFEは同じ温度特性を示し、常に両トランジスタのｈFEを一致又は近似させることができる。よって、温度状態にかかわらず常に第１の制御電流Ｉｂ１と第２の制御電流Ｉｂ２とはほぼ等しくなる（Ｉｂ１≒Ｉｂ２）。
【００３４】
よって、第１の制御電流Ｉｂ１と第２の制御電流Ｉｂ２どうしが相殺し合うため（Ｉｂ１−Ｉｂ２＝０）、第１のカレントミラー回路３０の入力側を流れる電流Ｉ３が基準電流Ｉｒに等しくなる（Ｉ３＝Ｉｒ）。そして、前記電流Ｉ３は、第１のカレントミラー回路３０および第２のカレントミラー回路４０でのミラー効果により、Ｉ３＝Ｉ４＝Ｉ５＝ＩLとなるため、負荷電流ＩLを基準電流Ｉｒに等しい定電流とすることができる（ＩL＝Ｉｒ）。
【００３５】
なお、前記バッファ手段は、第２の入力部２４に印加される基準電圧Ｖｒが第１の入力部２３の固定電圧Ｖｓに等しくなるように調整されているため、Ｖｓ＝Ｖｒ＝Ｉｒ・Ｒ１１が成立する。よって、基準電流Ｉｒの電流値を抵抗Ｒ１１により決定することができる（Ｉｒ＝Ｖｓ／Ｒ１１）。すなわち、抵抗Ｒ１１を任意に設定することにより基準電流Ｉｒを定めることができ、さらには負荷電流ＩLの値を設定することができる。
【００３６】
またトランジスタＱ２３は、第２のカレントミラー回路のみならず第３および第４のカレントミラー回路の一部を構成している。すなわち、トランジスタＱ２３のエミッタ電流は、接続点Ｐ１ないしＰ２を介して第２ないし第４のカレントミラー回路の各トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ１５，Ｑ１６の各ベース端子にベース電流として流れ込む。よって、第２のカレントミラー回路４０ではＩ５＝ＩL、第３のカレントミラー回路ではＩ５＝Ｉ１、第４のカレントミラー回路ではＩ５＝Ｉ２となる。またＩL＝Ｉｒが成立しているので、Ｉｒ＝Ｉ５＝ＩL＝Ｉ１＝Ｉ２となり、しかもトランジスタＱ１５，Ｑ１６を流れる電流Ｉ１，Ｉ２を加算した電流は、基準電流Ｉｒを２倍した電流と等しくなる（２・Ｉｒ＝Ｉ１＋Ｉ２）。これは前記Ｉ１，Ｉ２が、差動増幅回路２２を構成する入力用のトランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ電流にそれぞれ等しく、且つ前記各エミッタ電流は互いに等しくなるように動作することを意味する。よって、バッファ手段は、トランジスタＱ１３のベース電流ＩｓとトランジスタＱ１４の第２の制御電流（ベース電流）Ｉｂ２とが等しくなるように動作し、しかも第１の制御電流Ｉｂ１とも等しくなる（Ｉｓ＝Ｉｂ２＝Ｉｂ１）。すなわち、トランジスタＱ２３が、第２、第３および第４のカレントミラー回路の一部を構成することにより、上記一連の動作が担保されている。
【００３７】
【実施例】
上記従来の定電流回路と本発明における定電流回路の比較を行ったので、以下にその結果を示す。なお、従来例１は図３に示す定電流回路、従来例２は図４に示す定電流回路についてのものである。
【００３８】
図２は、従来例１、従来例２および本発明の各定電流回路における温度特性を示すグラフである。なお、横軸は温度変化（−５０℃〜＋１００℃）を、縦軸は負荷電流ＩLの値をそれぞれ示している。また表１は図２に示すグラフにおける−５０℃、＋２５℃および＋１００℃における実側値を示すものである。
【００３９】
【表１】
0004587540.tif 000002
【００４０】
図２では、従来例１の定電流回路に比べ、従来例２および本発明の定電流回路は温度勾配が緩やかであり、温度が変化しても負荷電流ＩLの変動幅を小さくできることが判る。
【００４１】
また表１に示すように、−５０℃と＋１００℃の場合における負荷電流の実側値の差は、従来例１の場合が１６．０７６μＡ、従来例２の場合が３．４４４μＡ、本発明の場合が３．０２６μＡである。この結果より、最も負荷電流ＩLの変動幅を小さくすることができるのは本発明に示す定電流回路であることが判る。
【００４２】
さらに、表２はトランジスタのｈFEにばらつき（最小ｈFE＝５０、最大ｈFE＝２００）が生じた場合の負荷電流ＩLの値を示すものである。なお、このときの温度は常温である。
【００４３】
【表２】
0004587540.tif 000003
【００４４】
表２に示すように、従来例１では負荷電流ＩLの変動幅が０．９４６μＡ、従来例２の変動幅は０．６６３μＡであるのに対し、本発明の変動幅は０．１７μＡである。この結果より、本発明における定電流回路では、定電流の安定度が従来例１に比べ５倍、従来例２に比べ３倍を有している。
【００４５】
【発明の効果】
以上詳述した本発明によれば、互いに相殺し合うトランジスタ（Ｑ１４とＱ２０）を同一構造で形成することが可能となるため、常に両トランジスタのｈFEのばらつきを最小に抑えることができる。よって、温度変化に対し安定性に優れた定電流回路を実現することができる。すなわち、精度の高い定電流回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す定電流回路の構成図、
【図２】従来例１、従来例２および本発明の各定電流回路における温度特性を示すグラフ、
【図３】従来の定電流回路を示す構成図（従来例１）、
【図４】従来の他の定電流回路を示す構成図（従来例２）、
【符号の説明】
１０  定電流回路
２０  差動増幅回路
３０  第１のカレントミラー回路
４０  第２のカレントミラー回路
Ｑ１１〜Ｑ２２  トランジスタ（電流制御素子）
Ｒ１１  抵抗
Ｖｓ  固定電圧
Ｖｒ  基準電圧
Ｉｂ１  第１の制御電流
Ｉｂ２  第２の制御電流
ＲL  負荷抵抗
ＩL  負荷抵抗に流れる電流
【図１】
0004587540.tif 000004
【図２】
0004587540.tif 000005
【図３】
0004587540.tif 000006
【図４】
0004587540.tif 000007