(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタに入力される前記再生信号のピークか否かを検出してピークポイント情報をビットクロックに同期して出力する検出手段と、
前記検出手段より出力される前記ピークポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前記ピークポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、前記ＰＲモード信号と前記ＲＬＬモード信号とで定まる状態遷移と、前記複数のピークポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、前記仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
前記仮判別回路から出力される前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする再生装置。
【請求項２】
前記仮判別回路は、前記ＰＲモード信号あるいは前記ＲＬＬモード信号の少なくとも一方を固定値として前記波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力することを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項３】
前記検出手段は、前記記録媒体から再生された前記ランレングス制限符号をアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器によりシステムクロックでサンプリングして得たディジタル信号を入力信号として受け、所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成して前記トランスバーサルフィルタに供給すると共に、入力された前記ディジタル信号のピークか否かを検出して前記ピークポイント情報を出力するリサンプリング・ＤＰＬＬ（ディジタルＰＬＬ）手段により構成されていることを特徴とする請求項１記載の再生装置。
【請求項４】
記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタから出力された波形等化後の再生信号からピークか否かを示すピークポイント情報をビットクロックに同期して出力するピーク検出手段と、
前記ピーク検出手段より取り出される前記ピークポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前記ピークポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、前記ＰＲモード信号と前記ＲＬＬモード信号とで定まる状態遷移と、前記複数のピークポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
前記仮判別回路から出力される前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする再生装置。
【請求項５】
前記ピーク検出手段は、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号のピークを前記ピークポイント情報として出力するピーク検出器であることを特徴とする請求項４記載の再生装置。
【請求項６】
前記ピーク検出手段は、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号のピーク点とビットクロックとの位相誤差信号を出力する位相比較手段からなることを特徴とする請求項４記載の再生装置。
【請求項７】
前記ＰＲモード信号により指定される前記パーシャルレスポンス等化特性をＰＲ（ａ，ｂ，-ｂ，-ａ）で表わしたとき、前記仮判別回路は、前記連続する３つのピークポイント情報における中央値とその前後両方のピークポイント情報の値とがすべてピーク点を示していないときは前記仮判別値を０と算出し、前記３つのピークポイント情報における中央値の前後のいずれかのピークポイント情報の値がピーク点を示しているときはａ×Ｇ（ただし、Ｇは所定のゲイン）なる式により値Ｐを算出し、前記３つのピークポイント情報における中央値がピーク点を示しているときは前記値Ｐを（ａ＋ｂ）×Ｇと算出し、算出した前記値Ｐを、前記連続する３つのピークポイント情報のうちの中央値のピークポイント情報が得られるときの前記波形等化後再生信号の極性に応じた極性の前記仮判別値として算出することを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか一項記載の再生装置。
【請求項８】
前記ＰＲモード信号により指定される前記パーシャルレスポンス等化特性をＰＲ（ａ，ｂ，-ｂ，-ａ）で表わしたとき、前記仮判別回路は、前記連続する５つのピークポイント情報における中央値とその前後両方のピーク情報の値とが共にピーク点を示していないときは前記仮判別値を０と算出し、前記５つのピークポイント情報における中央値の前後のいずれか一方のピークポイント情報の値のみがピーク点を示しているとき、又は前記５つのピーク情報における１番目と４番目のピークポイント情報の値のみがピーク点を示しているとき、又は前記５つのピークポイント情報における２番目と５番目のピーク情報の値のみがピーク点を示しているときは、ａ×Ｇ（ただし、Ｇは所定のゲイン）なる式により値Ｐを算出し、前記５つのピークポイント情報の値が上記のいずれにも当てはまらないときは前記値Ｐを（ａ＋ｂ）×Ｇと算出し、算出した前記値Ｐを、前記連続する５つのピークポイント情報のうちの中央値のピークポイント情報が得られるときの前記波形等化後再生信号の極性に応じた極性の前記仮判別値として算出することを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか一項記載の再生装置。
【請求項９】
前記再生信号は、光ディスク媒体からＴＰＰ法により再生した信号であることを特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は再生装置に係り、特に光ディスク等の記録媒体から再生された、ランレングス制限符号を波形等化する波形等化回路を備えた再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ランレングス制限符号が高密度記録された光ディスク等の記録媒体から当該ランレングス制限符号を再生する再生装置では、再生信号の波形歪を除去するために、パーシャルレスポンス（以下、ＰＲともいう）等化特性を持つ波形等化回路を使用するものが従来より知られている（特開平１０−１０６１６１号公報）。図１６はこの従来の再生装置の一例のブロック図を示す。同図において、光ディスク１より記録／再生系２により再生されたランレングス制限符号は、トランスバーサルフィルタ３に供給され、ここでパラメータ設定器５内のタップ係数決定器６より入力されるタップ係数に基づいて、ＰＲ等化される。
【０００３】
Ｘ値選定器１０は、トランスバーサルフィルタ３での例えばＰＲ（１，Ｘ，Ｘ，１）等化における符号間干渉値であるＸの値を再生波形の特性に基づいて選定するもので、誤り率判定器９の判定結果から順次Ｘｉを求め、最終的に誤り率が許容値を満たすＸの値を選定する。等化目標波形作成器８は、パラメータ設定用二値データ用メモリ７から与えられる二値データと、Ｘ値選定器１０で選定された、ＰＲ等化における符号間干渉付与値のＸの値とから等化後目標波形を作成し、タップ係数決定器６に与えられる。
【０００４】
光ディスク１には予めパラメータ設定用二値データ用メモリ７に対応するビットが記録されている。タップ係数決定器６はこのビットに対応する再生波形と等化後目標波形とから、再生波形が等化後目標波形に一致するようなタップ係数を求めてトランスバーサルフィルタ３に入力する。識別点信号レベル決定器１１は、Ｘ値選定器１０から与えられるＸの値に基づいて識別点信号レベルを求め、これをＭＬ復号器４に供給する。ＭＬ復号器４はトランスバーサルフィルタ３から取り出された等化後再生波形を、上記の識別点信号レベルを基準にして二値データに復号して出力する。
【０００５】
ＭＬ復号器４から取り出された復号データは、誤り率判定器９に供給され、ここでパラメータ設定用二値データ用メモリ７からのパラメータ設定用二値データと比較されて誤り率が求められ、その誤り率が許容値を満たしているか否かの判定結果がＸ値選定器１０に供給される。誤り率判定器９で誤り率が許容値を満たしていると判定された段階で、その時のタップ係数及び識別点信号レベルを用いたＰＲ（１，Ｘ，Ｘ，１）ＭＬ方式により、ＰＲ等化及び最尤復号が行われる。
【０００６】
また、従来、最小符号反転間隔が２以上の定数に制限されたランレングス制限符号による再生信号を等化した上で、符号反転間隔を拘束条件としてもつような最尤検出を行う光ディスク信号再生方式で、符号の反転位置の直前又は直後の点のうちで最小符号反転間隔をもつデータ列に対応する点を除く振幅と、符号の反転位置の振幅のみを対象として、三値等化する再生装置も知られている（特開平７−１９２２７０号公報）。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来の再生装置のうち前者の再生装置は、光ディスク１には予めパラメータ設定用二値データ用メモリ７に対応するビットが記録されていることが前提となっており、光ディスク１の記録信号がパラメータ設定用二値データ用メモリ７に記憶されている二値データに対応しているものであるかどうか不明な場合、適応的に波形等化ができない。
【０００８】
そのため、パラメータ設定用二値データ用メモリ７の記憶二値データに対応した既知のパターンのデータを再生して、正常に波形等化されるようにトランスバーサルフィルタ３のタップ係数を決定してしなければならない。このため、タップ係数を決定したときと異なる再生特性で再生信号が入力されたときには対応できない。
【０００９】
また、上記の従来の再生装置のうち後者のものは、再生装置が行うＰＲ等化が、目標値が多値となるため、細かいスレッショルド比較が誤り率判定器９で必要となり、ノイズや歪によって判定が難しくなるという問題がある。従って、複数種類の信号が入力される機器（例えばＣＤ、ＤＶＤなどの再生装置）では、再生する信号の性質によってランレングスや等化したいＰＲ特性等が異なるため、スレッショルドを合わせるための制御が煩雑となり、波形等化を安定に行うまでの収束時間が長くかかる可能性がある。
【００１０】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、ノイズや歪の影響なくより高品質なＰＲ等化による波形等化を行い得る再生装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明の他の目的は、収束範囲の拡大及び収束時間の短縮を実現し得る再生装置を提供することにある。
【００１２】
更に、本発明の他の目的は、光ディスクからＴＰＰ（タンジェンシャルプッシュプル法）でよみだされた微分系の特徴を有する信号を、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，ａ）に等化するために有効な再生装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明は、次の（１）〜（９）の構成を有する再生装置を提供する。
（１）  記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタに入力される前記再生信号のピークか否かを検出してピークポイント情報をビットクロックに同期して出力する検出手段と、
前記検出手段より出力される前記ピークポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前記ピークポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、前記ＰＲモード信号と前記ＲＬＬモード信号とで定まる状態遷移と、前記複数のピークポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、前記仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
前記仮判別回路から出力される前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする再生装置。
（２）  前記仮判別回路は、前記ＰＲモード信号あるいは前記ＲＬＬモード信号の少なくとも一方を固定値として前記波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力することを特徴とする（１）記載の再生装置。
（３）  前記検出手段は、前記記録媒体から再生された前記ランレングス制限符号をアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器によりシステムクロックでサンプリングして得たディジタル信号を入力信号として受け、所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成して前記トランスバーサルフィルタに供給すると共に、入力された前記ディジタル信号のピークか否かを検出して前記ピークポイント情報を出力するリサンプリング・ＤＰＬＬ（ディジタルＰＬＬ）手段により構成されていることを特徴とする（１）記載の再生装置。
（４）  記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタから出力された波形等化後の再生信号からピークか否かを示すピークポイント情報をビットクロックに同期して出力するピーク検出手段と、
前記ピーク検出手段より取り出される前記ピークポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前記ピークポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、前記ＰＲモード信号と前記ＲＬＬモード信号とで定まる状態遷移と、前記複数のピークポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
前記仮判別回路から出力される前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする再生装置。
（５）  前記ピーク検出手段は、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号のピークを前記ピークポイント情報として出力するピーク検出器であることを特徴とする（４）記載の再生装置。
（６）  前記ピーク検出手段は、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号のピーク点とビットクロックとの位相誤差信号を出力する位相比較手段からなることを特徴とする（４）記載の再生装置。
（７）  前記ＰＲモード信号により指定される前記パーシャルレスポンス等化特性をＰＲ（ａ，ｂ，-ｂ，-ａ）で表わしたとき、前記仮判別回路は、前記連続する３つのピークポイント情報における中央値とその前後両方のピークポイント情報の値とがすべてピーク点を示していないときは前記仮判別値を０と算出し、前記３つのピークポイント情報における中央値の前後のいずれかのピークポイント情報の値がピーク点を示しているときはａ×Ｇ（ただし、Ｇは所定のゲイン）なる式により値Ｐを算出し、前記３つのピークポイント情報における中央値がピーク点を示しているときは前記値Ｐを（ａ＋ｂ）×Ｇと算出し、算出した前記値Ｐを、前記連続する３つのピークポイント情報のうちの中央値のピークポイント情報が得られるときの前記波形等化後再生信号の極性に応じた極性の前記仮判別値として算出することを特徴とする（１）乃至（６）のうちいずれか一項記載の再生装置。
（８）  前記ＰＲモード信号により指定される前記パーシャルレスポンス等化特性をＰＲ（ａ，ｂ，-ｂ，-ａ）で表わしたとき、前記仮判別回路は、前記連続する５つのピークポイント情報における中央値とその前後両方のピーク情報の値とが共にピーク点を示していないときは前記仮判別値を０と算出し、前記５つのピークポイント情報における中央値の前後のいずれか一方のピークポイント情報の値のみがピーク点を示しているとき、又は前記５つのピーク情報における１番目と４番目のピークポイント情報の値のみがピーク点を示しているとき、又は前記５つのピークポイント情報における２番目と５番目のピーク情報の値のみがピーク点を示しているときは、ａ×Ｇ（ただし、Ｇは所定のゲイン）なる式により値Ｐを算出し、前記５つのピークポイント情報の値が上記のいずれにも当てはまらないときは前記値Ｐを（ａ＋ｂ）×Ｇと算出し、算出した前記値Ｐを、前記連続する５つのピークポイント情報のうちの中央値のピークポイント情報が得られるときの前記波形等化後再生信号の極性に応じた極性の前記仮判別値として算出することを特徴とする（１）乃至（６）のうちいずれか一項記載の再生装置。
（９）  前記再生信号は、光ディスク媒体からＴＰＰ法により再生した信号であることを特徴とする（１）乃至（８）のうちいずれか一項記載の再生装置。
【００１５】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる再生装置の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、ランレングス制限符号が高密度記録された光ディスク１５からＰＤヘッドアンプ１６で光電変換及び増幅されたランレングス制限符号（ディジタル信号）は、直流阻止回路１７で直流成分が阻止され、続いて図示しないアナログディジタル変換するＡ／Ｄ変換器を通してＡＧＣ回路１８で振幅が一定になるように自動利得制御（ＡＧＣ）された後、リサンプリング・ＤＰＬＬ（ディジタルＰＬＬ）１９に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換器を設ける位置は、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９の前であればどこであってもよい。
【００１６】
リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、自分自身のブロックの中でループが完結しているディジタルＰＬＬ回路で、Ａ／Ｄ変換器により固定のシステムクロックでサンプリングされている入力信号に対し所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成し、本実施の形態の要部を構成する後述の自動等化回路２０に供給する。なお、ここでリサンプリングとは、ビットクロックのタイミングにおけるサンプリングデータを、システムクロックのタイミングでＡ／Ｄ変換したデータより間引き補間演算をして求めることをいう。また、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、リサンプリングデータのピークを検出しており、それにより得られるピークポイント情報を自動等化回路２０に供給する。
【００１７】
なお、上記ピークポイント情報は、ビットサンプリングのデータにおける、正または負のピークレベルをビットクロック単位で示している。更に、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、このピークポイント情報が示すピークに相当するリサンプリングデータの値に基づいて、それがビットサンプリングの位置で最大（負方向の場合は最小）になるように、リサンプリングのタイミング、つまり周波数及び位相をロックさせる。
【００１８】
自動等化回路２０によりＰＲ特性が付与された等化後再生波形は、復号回路３８に供給されて、例えばビタビ復号される。このビタビ復号の回路構成は公知であり、例えば等化後再生波形のサンプル値からブランチメトリックを計算するブランチメトリック演算回路と、そのブランチメトリックを１クロック毎に累積加算してパスメトリックを計算するするパスメトリック演算回路と、パスメトリックが最小となる、最も確からしいデータ系列を選択する信号を記憶するパスメモリとよりなる。このパスメモリは、複数の候補系列を格納しており、パスメトリック演算回路からの選択信号に従って選択した候補系列を復号データ系列として出力する。
【００１９】
ＥＣＣ回路３９は、上記の復号回路３８からの復号データ系列中の誤り訂正符号を用いて、その誤り訂正符号の生成要素の符号誤りを訂正し、誤りの大幅に低減された復号データを出力する。以上の構成において、本実施の形態は自動等化回路２０の構成に特徴を有するものであり、以下、この自動等化回路２０について更に詳細に説明する。
【００２０】
図２は本発明装置の要部の自動等化回路の第１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付してある。図２に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する図２の第１の実施の形態の自動等化回路２０ａは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からのリサンプリング・データに対してＰＲ等化特性を付与するトランスバーサルフィルタ２１と、このトランスバーサルフィルタ２１の係数をエラー信号に応じて可変する乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２２と、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からのピークポイント情報を遅延するタップ遅延回路２３と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号とタップ遅延回路２３からの遅延信号とに基づいて前記エラー信号を生成する仮判別回路２４と、前記エラー信号を極性反転して乗算器・ＬＰＦ２２に供給するインバータ（ＩＮＶ）２５とからなる。例えば、タップ遅延回路２３は複数の所定の遅延時間を設定しており、３つ以上の遅延信号を異なるタップから出力するように構成されている。
【００２１】
上記のタップ遅延回路２３及び仮判別回路２４は、この実施の形態の要部をなす回路部で、例えば図３に示す如き回路構成とされている。同図において、端子４１を介してトランスバーサルフィルタ２１からの波形等化再生信号が仮判別器５１に入力される。また、仮判別器５１、減算器５２及びＤ型フリップフロップ５３により上記の仮判別回路２４が構成されている。仮判別器５１には、端子４１を介して入力されるトランスバーサルフィルタ２１からのデータと、タップ遅延回路２３の出力データと、端子４３を介して入力される後述のＰＲモード信号と、端子４４を介して入力される後述のＲＬＬモード信号とが入力される。
【００２２】
仮判別器５１は論理回路により構成されており、入力された信号に基づいて、後述のアルゴリズムに従ってパーシャルレスポンス特性の性質を巧みに利用した仮判別動作を行う。減算器５２は端子４１からの入力データＤ３から、仮判別器５１からの仮判別結果を差し引いてエラー信号を生成する。Ｄ型フリップフロップ５３は、データ入力端子に入力される減算器５２からのエラー信号を、クロック端子に入力される端子４５からのマスタクロックに同期して、かつ、ビットクロックがハイレベルのときにラッチし、これをＱ出力端子から端子５４及び図２のＩＮＶ２５を介して図２の乗算器・ＬＰＦ２２へ出力する。
【００２３】
なお、Ｄ型フリップフロップ４７やタップ遅延回路２３内のＤ型フリップフロップの各イネーブル端子（図示省略）には端子４０を介してビットクロックがそれぞれ入力されており、また、各クロック端子には端子４５を介してシステムクロックがそれぞれ入力され、更に各クリア端子には端子４６を介してリセット信号がそれぞれ入力される。このように、タップ遅延回路２３及び仮判別回路２４は、いずれもディジタル回路で構成されるため、アナログ特有の経時変化・パラメータばらつきの影響を受けることがなく、信頼性が高く、しかも回路規模も殆ど増えることのない構成である。
【００２４】
ここで、パーシャルレスポンス（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性を図４（Ａ）に示す孤立波に付与して等化すると、その等化波形はよく知られているように図４（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化波形は、−（ａ＋ｂ），−ａ，０，ａ，ａ＋ｂの５値をとる。この５値をビタビ復号器に入力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，Ｘ）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用すると、図４（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことができることが知られている。
【００２５】
図４（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力されればそれはエラーであることが分かる。
【００２６】
図４（Ｄ）は、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっていることが分かる。
【００２７】
図５は上記のＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性と仮判別器５１の出力する仮判定値との関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモードは、端子４３を介して仮判別回路２４に入力される信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモードは、端子４４を介して仮判別回路２４の仮判別器５１に入力される信号を示している。
【００２８】
ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特性がＰＲ（１，−１）、ＰＲ（１，１，−１，−１）、ＰＲ（１，２，−２，−１）、ＰＲ（１，３，−３，−１）、ＰＲ（２，３，−３，−２）及びＰＲ（３，４，−４，−３）のいずれであるかを示す。特にＰＲ（１，−１）は良く知られているＰＲ４（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ＣｌａｓｓIV）であり、ＰＲ（１，１，−１，−１）は良く知られているＥＰＲ４（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ  Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ＣｌａｓｓIV）である。
【００２９】
また、図５において、ＰＲ（１，−１）はＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。更に、図５において、ゲインＧは絶対値の最大値（ａ＋ｂ）を正規化するための乗算係数であり、Ａ／（ａ＋ｂ）で表される（ただし、Ａは任意のレベル）。
【００３０】
次に、再び図３に戻って図３に示す回路の動作について説明するに、端子４１を介して入力されたトランスバーサルフィルタ２１からの波形等化再生信号は、現在時刻における信号Ｄ３として取り扱われる。一方、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からのピークポイント情報が端子４２を介してタップ遅延回路２３に供給され、そのタップ遅延出力が仮判別器５１に入力される。仮判別器５１は後述のアルゴリズムに従って、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行う。
【００３１】
減算器５２は端子４１よりの現在時刻信号Ｄ３から仮判別器５１により得られた判別結果を減算してエラー信号を演算し、そのエラー信号をＤ型フリップフロップ５３でラッチした後出力端子５４を介して図２のインバータ２５で極性反転させた後、乗算器・ＬＰＦ２２へ出力する。インバータ２５で極性反転されたエラー信号は、乗算器・ＬＰＦ２２でトランスバーサルフィルタ２１からのタップ出力と乗算された後高域周波数成分が除去された後、上記のエラー信号を０にするようなタップ係数（フィルタ係数）としてトランスバーサルフィルタ２１へ出力される。
【００３２】
次に、仮判別器５１による動作について、図６のフローチャート等と共に更に詳細に説明する。ここでは、簡単のため、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合について説明する。ここで、上記のピークポイント情報の値ＰＫが"１"であるときはピークを示しており、これは、図４（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」という値で表わされており、状態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生する。
【００３３】
この場合、図４（Ｃ）中、ピークの極性は、サンプル点の極性で判別できる。しかも、あるピークから次のピークまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。
【００３４】
また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」以外の値、すなわちピークでないときは、上記のピークポイント情報の値ＰＫは"０"である。この状態遷移図から、ピーク（ＰＫ＝１）は２つ連続して取り出されることはなく、（２，Ｘ）の場合は、隣接するＰＫ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。
【００３５】
実際の信号では、ノイズ等の影響により、ピーク自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。
【００３６】
以上の点に着目し、仮判別器５１は、まず、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロックの周期毎に入力されるピークポイント情報の値ＰＫを識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"であるかどうか（図６のステップ６１）、上記の５つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図６のステップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かどうか（図６のステップ６３）、上記の５つの値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうかを判別する（図６のステップ６４）。
【００３７】
これらのパターンは、着目するピークポイント情報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両側のピークポイント情報の値ＰＫがいずれも"０"である場合であり、このときは信号波形０に張り付いている場合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすときは、
Ｑ＝０                （１）
なる式により、仮判別値Ｑを算出する（図６のステップ６５）。
【００３８】
上記のパターンのいずれでもないときは、連続する５クロック周期の５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１０１０"、"０１００１"、"１００１０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図６のステップ６６、６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つのピークポイント情報のうち中央値がピーク点を示しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのピークポイント情報のいずれかがピーク点を示しているときである。
【００３９】
上記の５つのパターンのどれかであるときは、
Ｐ＝ａ×Ｇ                      （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７３）。ただし、（２）式及び後述の（３）式中、Ｇは図５に示したゲイン、ａ、ｂはＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を示す。これらａ、ｂ及びＧの値は、端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる既知の値である。
【００４０】
なお、ステップ７２でピークポイント情報の値ＰＫが上記以外と判定されたときは、
Ｐ＝（ａ＋ｂ）×Ｇ        （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７７）。例えば、連続する５つのピークＰＫの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００４１】
上記のステップ７３及び７７のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図６のステップ７４）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図６のステップ７５）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図６のステップ７６）
【００４２】
以上の仮判別処理により得られた仮判定レベルＱは、図３の減算器５２に供給されて現在時刻の波形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、前述したように、Ｄ型フリップフロップ５３でラッチされた後出力端子５４及び図２のＩＮＶ２５を介して図２の乗算器・ＬＰＦ２２へ出力され、ここで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トランスバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力される。このようにして、図３の減算器５２から取り出されるエラー信号が０になるように、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数が可変制御されることにより、トランスバーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲を拡大させて好適に行うことができる。
【００４３】
次に、上記の仮判別処理による波形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図７（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トランスバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路２４に入力される場合、この仮判別回路２４にはリサンプリング・ＤＰＬＬ１９からは同図（Ａ）の波形の下部に示すような値ＰＫのピークポイント情報も入力される。ここで、図７（Ａ）において、○印はトランスバーサルフィルタ２１によりパーシャルレスポンス等化するときの等化用のサンプル点を示している（他の図７（Ｂ）、図８、図９も同様）。
【００４４】
図７（Ａ）において、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫがオール"０"のときと"１００００"のときと"００００１"のときは前記（１）式に基づいて等化され（図６のステップ６１〜６３、６５）、ＰＫが"０１０００"のときと"０００１０"のときは前記（２）式に基づいて等化され（図６のステップ７１〜７２、７３、７４、７５）、ＰＫが"００１００"のときは前記（３）式に基づいて等化され（図６のステップ７７、７４、７５）、図７（Ｂ）に示すように、再生信号が本来と同様の波形で得られる。なお、上記の（１）式〜（３）式の演算結果による波形等化は、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫの３番目のタイミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応じて行われることは図６に示した通りである。
【００４５】
図８（Ａ）において、連続する５つのピークポイント情報の値  はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫが"１０００１"であるときの、トランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫの３番目のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、このとき（１）式による波形等化が行われ（図６のステップ６４、６５）、図８（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００４６】
更に、図９（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１００１"であるときと、連続する５つの０ピークポイント情報の値ＰＫが"１００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫが"０１００１"、"１００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図６のステップ６９、７３〜７５、又はステップ７０、７３〜７４、７６）、図９（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００４７】
このように、この実施の形態では、ピークポイント情報の値ＰＫを参照し、状態遷移図から自と決定される値に等化するようにしたため、現在のサンプル点のレベルに依存しない（他の目標値に近くても影響されない）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシャルレスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率はスレッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、収束時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、ＲＬＬ（１，Ｘ）にも同様に適用できる。図５と共に説明したように、ＲＬＬ（２，Ｘ）と略同様の状態遷移が行われるからである。
【００４８】
図１０はこの再生装置の復号回路の出力信号のアイパターンの一例を示す。同図において、縦軸は量子化レベル、横軸は時間を示す。図１０に示す例はＰＲモード信号の値が「２」、すなわちＰＲ（１，１，−１，−１）で、かつ、ＲＬＬ（２，Ｘ）の例で、ａ＋ｂ、ａ、０，−ａ、−（ａ＋ｂ）の値に短時間で収束していることが分かる
【００４９】
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。図１１は本発明装置の要部の自動等化回路の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１１に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第２の実施の形態の自動等化回路２０ｂは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９ａからのリサンプリング・データに対してＰＲ等化特性を付与するトランスバーサルフィルタ２１と、このトランスバーサルフィルタ２１の係数をエラー信号に応じて可変する乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２２と、タップ遅延回路２３と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号とタップ遅延回路２３からの遅延信号とに基づいて前記エラー信号を生成して乗算器・ＬＰＦ２２に供給する仮判別回路２４と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号のピークを検出してタップ遅延回路２３に供給するピーク検出器２６からなる。
【００５０】
ピーク検出器２６は、例えば入力等化後再生信号の極性が反転したときに、近傍の２つのサンプル点のうち、より０に近い方をピークポイント情報としてタップ遅延回路２３に供給する。これにより、この実施の形態も、図２の実施の形態と同様の動作を行う。
【００５１】
ところで、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９、１９ａは、その入力側にはＡＧＣ回路やＡＴＣ回路が設けられ、その出力側には自動等化回路２０（２０ａ、２０ｂ）が設けられているが、自分自身でループが完結しているために、確実な収束が期待でき、また外付けの回路も不要であるので構成が簡単であり、更に、ディジタル回路であるので信頼性が高いという利点を有する。しかし、本発明はこれに限らず、以下の実施の形態のようにリサンプリング・ＤＰＬＬを使用しない構成にも適用できる。
【００５２】
図１２は本発明装置の要部の自動等化回路の第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１２に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第３の実施の形態の自動等化回路２０ｃは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からの信号ではなく、再生信号に対しＡ／Ｄ変換及び自動利得制御をし、更にＤＣ制御（ＡＴＣ制御）を施した信号を入力信号として受け、トランスバーサルフィルタ２１の等化後再生信号が入力されるピーク検出・位相比較器３１によりピークポイント情報を検出する点に特徴がある。
【００５３】
ピーク検出・位相比較器３１は、トランスバーサルフィルタ２１の等化後再生信号をピーク検出し、その検出ピーク点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３よりのビットクロックの位相とを位相比較して位相誤差信号を生成する。この位相誤差信号はループフィルタ３２を通して電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３に制御電圧として印加され、その出力システムクロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ３３のシステムクロックは上記のビットクロックを含み、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。
【００５４】
ループフィルタ３２及びＶＣＯ３３はディジタルでもアナログでも構成可能であり、アナログの場合はＤ／Ａ変換を行うインターフェースが必要となる。この実施の形態も上記の各実施の形態と同様の特長を有する。
【００５５】
図１３は本発明装置の要部の自動等化回路の第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１３に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第４の実施の形態の自動等化回路２０ｄは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からの信号ではなく、必要に応じてプリイコライズされた再生信号に対しＡ／Ｄ変換器３４によりＡ／Ｄ変換されたディジタル信号をトランスバーサルフィルタ２１と共にピーク検出器２７に入力してピークポイント情報を検出する点に特徴がある。
【００５６】
Ａ／Ｄ変換器３４の入力再生信号は、位相比較器３５に供給されてピーク点の位相と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３７からのビットクロックの位相とが位相比較されて位相誤差信号に変換された後、ループフィルタ３６を通して電圧制御発振器（ＶＣＯ）３７に制御電圧として印加され、その出力システムクロック周波数を可変制御する。ループフィルタ３６及びＶＣＯ３７はディジタルでもアナログでも構成可能であり、アナログの場合はＤ／Ａ変換を行うインターフェースが必要となる。ＶＣＯ３７のシステムクロックは上記のビットクロックを含み、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。遅延合わせは必要に応じて行う。
【００５７】
一方、ピーク検出器２７は、例えば信号の傾き（微分）の極性が反転したときに、直前のタイミングをピークポイント情報としてタップ遅延回路２３に供給する。この実施の形態も上記の各実施の形態と同様の特長を有する。
【００５８】
図１２は本発明装置の要部の自動等化回路の第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１２に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第５の実施の形態の自動等化回路２０ｅは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からの信号ではなく、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からの再生信号をピーク検出器２７に入力してピークポイント情報を検出する点に特徴がある。
【００５９】
なお、上記の実施の形態では、仮判別器５１は、図６のフローチャートと共に説明したように、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロックの周期毎に入力される、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫに基づいて仮判別結果を得ているが、連続する３つのピークポイント情報の値ＰＫに基づいて仮判別結果を得ることもできる。図１４はこの場合のフローチャートを示す。まず、連続する３クロック周期の３つのピークポイント情報の値ＰＫがオール"０"であるかどうか判別し（図１４のステップ８１）、このときは信号波形０に張り付いている場合であるので、このパターンを満たすときは、前記（１）式により仮判別値Ｑを算出する（図１４のステップ８２）。
【００６０】
連続する３クロック周期の３つのピークポイント情報の値ＰＫが上記のパターンでないときはそれら３つのピークポイント情報の値ＰＫが"１０１"、"１００"と"００１"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図１４のステップ８３、８７、８８）。これらのパターンは、着目する中央値のピークポイント情報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両側に隣接する２つのピークポイント情報の値ＰＫのいずれかが"１"である場合である。これらのパターンのどれかであるとき、前記（２）式により値Ｐを算出する（図１４のステップ８６）。
【００６１】
連続する３クロック周期の３つのピークポイント情報の値ＰＫが上記のパターンでないときは、前記（３）式により、値Ｐを算出する（図６のステップ９２）。例えば、連続する３つのピークＰＫの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００６２】
上記のステップ８６及び９２のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図１４のステップ８９）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図１４のステップ９１）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図１４のステップ９０）。
【００６３】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば仮判別回路２４はＰＲモード信号とＲＬＬモード信号の両方を可変としてエラー信号を生成するようにしたが、いずれか一方又は両方を固定してエラー信号を生成することもできる。
【００６４】
また、前記ＩＮＶ２５はトランスバーサルフィルタ２１の係数を更新する際に、ネガティブフィードバック（負帰還）にする目的で挿入しているものであり、その目的を達成する方法は他にも多く考えられ、代表的な方法は次の通りである。▲１▼ＩＮＶでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力それぞれを反転する。▲２▼ＩＮＶで乗算器・ＬＰＦ２２の出力を反転する。▲３▼トランスバーサルフイルタ２１内部のメイン信号の極性を変えてつじつまを合わせる。▲４▼ルーブ内各ブロックのうちのいずれかの中で極性反転を行う。このとき、図６、図１４に示したフローチャートで使用されているＤ３の極性及びそのエラー出力の極性について配慮されなければならないことは勿論である。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、現在のサンプル点のレベルに依存することなく、ピークサンプルを状態遷移から決定される収束目標値との誤差であるエラー信号を生成して出力し、このエラー信号に基づいてトランスバーサルフィルタのタップ係数を可変制御することで、パーシャルレスポンス波形等化特性から外れたエラー信号を最小にするような制御を行うようにしたため、異なるパーシャルレスポンス特性に対応できると共に、収束範囲を従来のタップ係数固定値の波形等化回路に比し収束範囲を拡大できる。
【００６６】
また、本発明によれば、従来のタップ係数固定値の波形等化回路に比べ判定を誤る確率が低いので、従来に比べて収束時間を短縮できる。
【００６７】
更に、本発明によれば、最小反転間隔２と３のいずれのランレングス制限符号に対応でき、また、ディジタル回路で構成できるため、アナログ回路に比べて信頼性が高く、また回路規模も殆ど増大することのない構成にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明になる再生装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明装置の要部の自動等化回路の第１の実施の形態のブロック図である。
【図３】図２中のタップ遅延回路と仮判別回路の一実施の形態の回路図である。
【図４】パーシャルレスポンス特性の説明図である。
【図５】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を示す図である。
【図６】図３中の仮判別器の一例の動作説明用フローチャートである。
【図７】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その１）である。
【図８】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その２）である。
【図９】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その３）である。
【図１０】本発明による再生装置の復号回路の出力信号のアイパターンの一例を示す図である。
【図１１】本発明装置の要部の自動等化回路の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１２】本発明装置の要部の自動等化回路の第３の実施の形態のブロック図である。
【図１３】本発明装置の要部の自動等化回路の第４の実施の形態のブロック図である。
【図１４】図３中の仮判別器の他の例の動作説明用フローチャートである。
【図１５】本発明装置の要部の自動等化回路の第５の実施の形態のブロック図である。
【図１６】従来の再生装置の一例のブロック図である。
【符号の説明】
１５  光ディスク
１９  リサンプリング・ＤＰＬＬ
２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ、２０ｅ  自動等化回路
２１  復号回路
２１  トランスバーサルフィルタ
２２  乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
２３  タップ遅延回路
２３ａ  タップ遅延回路の要部
２４  仮判別回路
２６、２７、２８  ピーク検出器
３１  ピーク検出・位相比較器
３３、３７  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３５  位相比較器
【図１】
0004433437.tif 000002
【図２】
0004433437.tif 000003
【図３】
0004433437.tif 000004
【図４】
0004433437.tif 000005
【図５】
0004433437.tif 000006
【図６】
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【図７】
0004433437.tif 000008
【図８】
0004433437.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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