(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数信号のピーク対平均電力比を減少させる方法であって、
複数のサブキャリアを、同相成分及び直交成分を有しデータ記号を表わす複数の記号点を含んだ複数のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調信号を発生させ、
第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させ、
第１の制限された変調信号を復調してデータ記号ベクトルを復元し、
各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、データ記号ベクトルにプレディストーションを施してプレディストーションされたデータ記号ベクトルを発生させ、
複数のキャリアをプレディストーションされたデータ記号ベクトルで変調して第２の変調信号を発生させ、
第２の変調信号の大きさを制限して第２の制限された変調信号を発生させ、
第２の制限された変調信号の相互変調積を減少させるステップより成る無線周波数信号のピーク対平均電力比の減少方法。
【請求項２】
第２の制限された変調信号の相互変調積を減少させるステップは、
第２の変調信号を復調して第２の復調信号を発生させ、
第２の復調信号中の非データサブキャリアを０にクリッピングし、
第２の復調信号を変調して第３の変調信号を発生させるステップより成る請求項１の方法。
【請求項３】
第３の変調信号を制限するステップをさらに含む請求項２の方法。
【請求項４】
第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させるステップは、
第１の変調信号の最大の大きさを所定の一定値に設定するステップより成る請求項１の方法。
【請求項５】
第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させるステップは
、
第１の変調信号の最大の大きさをスケーリングされたＺ曲線により決定される所定の大きさに設定するステップより成る請求項１の方法。
【請求項６】
無線周波数信号のピーク対平均電力比を減少させる方法であって、
第１群はラジオチャンネルの上及び下側波帯にあり、第２群はラジオチャンネルの中央帯にある複数のサブキャリアを、同相成分及び直交成分を有しデータ記号を表わす複数の記号点を含んだ複数のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調信号を発生させ、
第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させ、
第１の制限された変調信号の相互変調積を除去し、
第１の制限された変調信号を復調して記号点を復元し、
各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、第１の群のサブキャリアのデータ記号ベクトルにプレディストーションを施してプレディストーションされたデータ記号を発生させ、
複数のキャリアをプレディストーションされたデータ記号ベクトルで変調して第２の変調信号を発生させ、
第２の変調信号の大きさを制限して第２の制限された変調信号を発生させ、
第２の制限された変調信号の相互変調積を除去し、
各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、第２群のサブキャリアのデータ記号ベクトルにプレディストーションを施して別のプレディストーションされたデータ記号ベクトルを発生させるステップより成る無線周波数信号のピーク対平均電力比減少方法。
【請求項７】
ピーク対平均電力比が減少した無線周波数信号を与える無線周波数送信機であって、
複数のサブキャリアを、同相成分及び直交成分を有しデータ記号を表わす複数の記号点を含んだ複数のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調信号を発生させる手段と、
第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させる手段と、
第１の制限された変調信号を復調してデータ記号ベクトルを復元する手段と、
各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、データ記号ベクトルにプレディストーションを施してプレディストーションされたデータ記号ベクトルを発生させる手段と、
複数のキャリアをプレディストーションされたデータ記号ベクトルで変調して第２の変調信号を発生させる手段と、
第２の変調信号の大きさを制限して第２の制限された変調信号を発生させる手段と、
第２の制限された変調信号の相互変調積を減少させる手段とより成る無線周波数送信機。
【請求項８】
ピーク対平均電力比が減少した無線周波数信号を与える無線周波数送信機であって、
第１群はラジオチャンネルの上及び下側波帯にあり、第２群はラジオチャンネルの中央帯にある複数のサブキャリアを、同相成分及び直交成分を有しデータ記号を表わす複数の記号点を含んだ複数のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調信号を発生させる手段と、
第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させ、第１の制限された変調信号の相互変調積を除去する手段と、
第１の制限された変調信号を復調して記号点を復元する手段と、
各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、第１の群のサブキャリアのデータ記号ベクトルにプレディストーションを施してプレディストーションされたデータ記号を発生させる手段と、
複数のキャリアをプレディストーションされたデータ記号ベクトルで変調して第２の変調信号を発生させる手段と、
第２の変調信号の大きさを制限して第２の制限された変調信号を発生させる手段と、
第２の制限された変調信号の相互変調積を除去する手段と、
各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、第２群のサブキャリアのデータ記号ベクトルにプレディストーションを施して別のプレディストーションされたデータ記号ベクトルを発生させる手段とより成る無線周波数送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は、電子的信号処理に関し、さらに詳細には、無線周波数信号のピーク対平均電力比を減少するための信号処理に関する。
【０００２】
デジタル音声放送（ＤＡＢ）は、音声を既存のアナログ放送方式を超えるデジタル品質で提供するメディアである。ＦＭイン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯＣ）ＤＡＢは、デジタル変調信号が現在放送されているアナログＦＭ信号と共存するハイブリッド方式か、またはアナログＦＭ信号をなくした全デジタル方式の何れかにより送信可能である。ＩＢＯＣは新しいスペクトルの割当てを必要としないが、その理由は、各ＤＡＢ信号が、既存のＦＭチャンネルに割当てられている同じスペクトルマスク内で同時に送信されるからである。ＩＢＯＣは、スペクトルの経済的利用を促進しながら、放送者がそれらの現在の聴取者ベースにデジタル品質の音声を提供するのを可能にする。
【０００３】
音声をデジタル送信する利点として、既存のＦＭラジオチャンネルに比べると雑音が少なく信号品質が良いこと、またダイナミックレンジが広いことがある。初期の段階では、既存の受信機がアナログＦＭ信号を引き続き受信できるようにすると共に、新しいＩＢＯＣ受信機がデジタル信号を復号できるように、ハイブリッド方式が採用されるであろう。将来、ＩＢＯＣ  ＤＡＢ受信機が普及した時点で、放送者は全デジタル方式へ移行するよう選択すればよい。ＦＭハイブリッドＩＢＯＣ  ＤＡＢの目標は、事実上ＣＤ品質のステレオデジタル音声（及びデータ）を提供すると同時に既存のＦＭ信号を送信することである。ＦＭ全デジタルＩＢＯＣ  ＤＡＢの目標は、特定の放送局の干渉環境に応じて、最大約２００ｋｂｐｓの容量を有するデータチャンネルと共に事実上ＣＤ品質のステレオ音声を提供することである。
【０００４】
提案されているＦＭ  ＩＢＯＣ放送方式の１つは、複数の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）キャリアを用いて、デジタル信号を送信する。ＯＦＤＭ信号は、互いに直交する、等間隔の種々の周波数で変調された幾つかのキャリアの総和より成る。これにより、種々のサブキャリア間の干渉が確実に防止される。かかるシステムの送信信号の大きさには、時として非常に高いピークが存在する場合がある。従って、ＩＢＯＣ  ＤＡＢ送信機に使用される線形電力増幅器は、帯域外電力が所定の限界値以下になるように電力を大きくバックオフして動作させなければならない。その結果、増幅器は高価で、効率が非常に低いものとなる。従って、ＯＦＤＭ  ＤＡＢ信号のピーク対平均電力比（ＰＡＲ）を減少する必要が生じる。
【０００５】
本発明は、ＦＭ  ＩＢＯＣ  ＤＡＢシステムに使用されるような直交周波数分割多重化方式を用いる電子信号のピーク対平均電力比を減少させる高効率の方法を提供する。
【０００６】
【発明の概要】
本発明は、無線周波数信号のピーク対平均電力比を減少させる方法を提供する。この方法は、複数のサブキャリアを、同相成分及び直交成分を有しデータ記号を表わす複数の記号点を含んだ複数のデータ記号ベクトルで変調して第１の変調信号を発生させ、第１の変調信号の大きさを制限して第１の制限された変調信号を発生させ、第１の制限された変調信号を復調してデータ記号ベクトルを復元し、各記号点の同相成分を同相成分の予想させる大きさの第１の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングし、各記号点の直交成分を直交成分の予想させる大きさの第２の所定の部分より大きいかそれに等しい大きさにスケーリングすることにより、データ記号ベクトルにプレディストーションを施してプレディストーションされたデータ記号ベクトルを発生させ、複数のキャリアをプレディストーションされたデータ記号ベクトルで変調して第２の変調信号を発生させ、第２の変調信号の大きさを制限して第２の制限された変調信号を発生させ、第２の制限された変調信号の相互変調積を減少させるステップより成る。
【０００７】
本発明の全デジタルＩＢＯＣ  ＤＡＢ方式に特に利用可能な別の実施例では、中央のサブキャリアのデータ記号ベクトルがさらにプレディストーションされ、それと同時に第２の制限された変調信号の相互変調積が減少される。
本発明はまた、上記方法を実施する送信機も包含する。
【０００８】
【好ましい実施例の説明】
図面を参照して、図１は、本発明によるハイブリッドＦＭ  ＩＢＯＣ  ＤＡＢ信号１０の周波数割当て（スペクトル配置）及び信号成分の相対的電力スペクトル密度を示す概略図である。ハイブリッド方式は、電力スペクトル密度がチャンネルの中心周波数帯域部分１６に位置する三角形１４により表される従来型ＦＭステレオアナログ信号１２を含む。典型的なアナログＦＭ放送信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）はほぼ三角形であり、中心周波数からの勾配は約−０．３５ｄＢ／ｋＨｚである。複数の等間隔デジタル変調サブキャリアは、アナログＦＭ信号の両側の上側波帯１８と下側波帯２０とに位置し、それらはアナログＦＭ信号と同時に送信される。全てのキャリアは、米国連邦通信委員会のチャンネルマスク２２内に収まる電力レベルで送信される。図１の垂直軸は、普通の平均電力スペクトル密度でなくてピーク電力スペクトル密度である。
【０００９】
提案されている変調フォーマットの１つは、複数の等間隔直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）サブキャリアが、ホストアナログＦＭ信号の両側に位置して、図１の上側波帯１８及び下側波帯２０で示すようなホストＦＭ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至約１９９ｋＨｚ離れたスペクトル領域を占有するものである。このハイブリッド方式では、各側波帯におけるＯＦＤＭ変調サブキャリアの全ＤＡＢ電力は、ホストアナログＦＭ電力に対して約−２５ｄＢに設定されている。ＤＡＢ信号は、アナログスペクトルの両側に位置するＯＦＤＭサブキャリア上で送信される。ＤＡＢシステムは、ホストＦＭスペクトルの上方の１９１個のキャリアと、下方の１９１個のキャリアを含む。各ＤＡＢサブキャリアは、３４４．５３１２５Ｈｚの記号レートでＱＰＳＫ変調される。同相及び直交成分パルスの形状は、root raised cosine特性を得るためにエッジがテーパーしたもの（過剰時間＝７／１２８）である。このパルス形状により、直交サブキャリア周波数成分の間隔が３６３．３７２８Ｈｚとなる。
【００１０】
ハイブリッド信号のデジタル変調部分は、全デジタルＩＢＯＣ  ＤＡＢフォーマットで送信される全デジタルＤＡＢ信号の副集合である。図２は、２４で示す提案された全デジタルＦＭ  ＤＡＢフォーマットのＯＦＤＭデジタルサブキャリアのスペクトル配置及び相対的信号電力密度レベルを示す。図１のアナログＦＭ信号は、中心周波数帯２８にある、拡張全デジタル信号２８と呼ばれる、オプションとしての別の群のＯＦＤＭサブキャリアが置き換わっている。再言するが、等間隔のＯＦＤＭサブキャリアが、上側波帯３０と下側波帯３２とに位置する。図２の全デジタルフォーマットの側波帯は、図１の側波帯よりも幅が広い。さらに、全デジタルＩＢＯＣ信号の側波帯の電力スペクトル密度レベルは、ハイブリッドＩＢＯＣ側波帯で許容されるよりも約１０ｄＢ高く設定されている。これは、全デジタルＩＢＯＣ信号に有意な性能上の利点を提供する。さらに、拡張全デジタル信号の電力スペクトル密度は、ハイブリッドＩＢＯＣの側波帯よりも約１５ｄＢ低い。このため、隣接するハイブリッドまたは全デジタルＩＢＯＣ信号に対する干渉の問題が最小限に抑制または解消されると共に他のデジタルサービスを行うための新しい能力が得られる。
【００１１】
全デジタルモードは、以前は中央の±１００ｋＨｚ領域を占有していたアナログ信号が低レベルのデジタルサブキャリアに置き換えられるハイブリッドモードの論理的帰結である。低レベルキャリアの両側には２つのデジタル側波帯が存在するが、これらのデジタル側波帯は、帯域幅が約１００ｋＨｚに増加し、電力が約１０ｄＢ増加しているためにハイブリッドモードとは異なるものである。提案されている全デジタルＤＡＢシステムは、各側波帯に２６７個のキャリアと、中央に５５９個のキャリアを含む。各ＤＡＢサブキャリアは、ＱＰＳＫ変調される。同相及び直交成分パルスの形状は、root raised cosine特性を得るためにエッジがテーパーしたもの（過剰時間＝７／１２８）である。このパルス形状により、直交サブキャリアの周波数間隔が３６３．３７２８Ｈｚとなる。送信信号の電力スペクトル密度の軌跡は、全デジタルＦＭ  ＩＢＯＣのマスク内に十分に収まるようにする必要がある。
【００１２】
図３は、ＩＢＯＣ  ＤＡＢ  ＦＭ送信機における本発明の実施態様を説明する機能ブロック図である。記号発生器３４は、送信すべき情報を含んだ直交成分シフトキーイング（ＱＰＳＫ）データ記号を発生する。これらの記号は変調器３６へ送られ、そこで複数のＯＦＤＭサブキャリアが変調されて、ＤＡＢ信号（規準化済み）が得られる。この変調は、データ記号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に通すものであり、ＱＦＤＭ変調が行われる。root raised cosineウィンドウと共に巡回プレフィックスが変調信号に適用される（過剰時間＝７／１２８）。ＩＦＦＴとウィンドウ適用動作の組み合わせたものを、以下において、ＤＡＢ変調器と呼ぶ。
【００１３】
ブロック３８は、ピーク対平均電力比の減少を実現する主要ブロックである。ＤＡＢ変調器３６の変調出力は、このブロックの入力へ送られる。ブロック３８の出力は、ＰＡＲが減少した送信信号である。このＰＡＲを減少するために、変調信号はブロック４０に示すように振幅制限を受けた後、ブロック４２において復調され、復調器から得られる記号ベクトルが、ブロック４４において、同相及び直交成分が最小になるようにプレディストーションまたは制約を課せられる。制約を課せられた記号はその後、ブロック４６において変調され、その結果得られる第２の変調信号が、ブロック４８において、さらに振幅制限を受ける。この振幅制限により、望ましくない相互変調積が生じる。制限された第２の変調信号の相互変調積は、ブロック５０において、高電力増幅器５２へ送られてアンテナ５４から放送される前に、減少または消滅する。
【００１４】
図４は、ブロック４０の機能実現のために利用可能なリミターの動作を示す。このリミターは、ある特定のしきい値、または制限値Ｋ１に設定されている。入力信号の電力は、任意の瞬間でＫ１を超えると、Ｋ１にクリッピングされる。入力信号は規準化されるため、リミターの出力の信号のＰＡＲは必ずＫ１となる。従って、リミターの動作（実数ｘに対する）は、以下のように説明できる。入力信号（Ｘ）の値が−Ｋ１より小さい場合、リミターの出力は−Ｋ１に等しく設定され、入力（Ｘ）の値がＫ１より大きい場合、リミターの出力はＫ１に等しく設定され、また入力信号が−Ｋ１とＫ１の間にある場合、出力信号はその入力信号に等しい。Ｋ１が１．５８ということは、ピークと平均の比がこの動作で４ｄＢに設定されていることを意味する。
【００１５】
制限された変調信号はその後、ＤＡＢ復調器４２へ送られる。このＤＡＢ復調器では、変調サンプルに対して最初に、逆巡回プレフィックス・ウィンドウ適用動作が行われる。その後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施されて、ＯＦＤＭ復調が行われる。ウィンドウ適用動作とＦＦＴの組合わせを、以下において、ＤＡＢ復調器と呼ぶ。
【００１６】
次に、復調ステップにおいて復元されたデータ記号ベクトルの記号点が、その同相及び直交成分が最小となるように制約を課されるため、リミターのクリッピングにより導入されたひずみが減少する。この制約を課すために、各ＯＦＤＭ記号ベクトルは、このステップにおいて、記号点の周りの、図５に示すようなある特定の領域５４、５６、５８または６０内に存在するように強制される。図５において、記号点６２、６４、６６及び６８は、予想される同相及び直交成分の大きさ「Ａ」を有する。「Ｆ」として示す、「Ａ」のある所定の部分は、データ記号が制約を課される領域を画定する。従って、ＯＦＤＭ記号ベクトルの各要素に制約を課す動作を、以下において説明する。
【００１７】
記号ベクトル（ｘ）がＸ＝ａ＋ｂ*ｉ（「ａ」は同相成分、「ｂ」は直交成分）である場合、出力（ｙ）はｙ＝ａ’＋ｂ’*ｉと定義され、ａ’とｂ’は以下のように定義される。
【００１８】
【数１】
0004574095.tif 000002
【００１９】
このような制約により、記号の記号点の同相及び直交成分は、少なくとも、予想させる同相及び直交成分の大きさのある所定の部分に等しい最小値を有するように強制される。
【００２０】
次に、制約を課された記号ベクトルはＤＡＢ変調器４６による変調を受け、変調出力がリミター４８へ送られる。リミター４８は図４のものと同じ制限機能を利用するが、そのしきい値はＫ２である。このため、リミター４８の出力の信号は、入力信号が規準化されているため、ＰＡＲがＫ２となる。
【００２１】
送信信号は、ハイブリッドＦＭ  ＩＢＯＣマスク内に十分収まるように、ブロック５０においてその非データサブキャリアを０にすることによりクリーンナップする。クリーンナップにより導入されるひずみは、僅かなものである。ＦＭ  ＩＢＯＣ  ＤＡＢシステムの好ましい実施例では、実際のプロセスは、全ての非作動チャンネル（２つのサイドローブの外側）の非データサブキャリアをクリッピングして０にすることより成る。
【００２２】
図６は、本発明のＰＡＲ減少方法を説明するフローチャートである。ブロック７０は、サブキャリアデータのＤＡＢ入力ＯＦＤＭ記号ベクトルがＤＡＢ変調器７２へ入力されることを示す。その結果ライン７４上に得られる第１の変調信号は、ブロック７６において、第１のしきい値Ｋ１を用いて制限される。これにより、ライン７８上に制限された第１の変調信号が発生するが、この信号は、ブロック８０において、復調されて、ライン８２上にデータ記号ベクトルの記号点が復元される。復元された記号点は、ブロック８４において、上述したように同相及び直交成分が所定の最小値を有する制約を課すプレディストーションを施される。ＤＡＢ変調器８６は、制約を課された記号ベクトルを変調して、ライン８８上に第２の変調信号を発生させる。この第２の変調信号は、第２のしきい値Ｋ２を有するリミター９０により制限される。
【００２３】
制限動作により相互変調積が発生するため、これらの積を以下のステップで減少させる。ライン９２上の第２の制限された変調信号は、ブロック９４において復調器へ送られる。ライン９６上の復調出力は、ブロック９８においてクリーンナップステップへ送られ、そこで非データサブキャリアがクリッピングされて０になる。その結果ライン１００上に得られる信号は、ブロック１０２において変調され、ライン１０４上の第３の変調信号は、ブロック１０６において、別の限界しきい値（Ｋ３）を用いて制限される。本発明の好ましい実施例では、ブロック９４、９８、１０２、１０６のステップが、最初の繰り返しで、リミター１０６のしきい値Ｋ４を用いて２回繰り返される。第２の繰り返しでは、リミター１０６は使用されないが、信号はライン１０８上を高電力増幅器へ送られ放送される。
【００２４】
シミュレーションのため、２つのモデルをＨＰＡとして使用した。モデル１は図４に示すような「Ｚ曲線」制限関数を用いる。リミターは、ある特定のしきい値Ｋ５に設定されている。信号電力が、任意の瞬間でＫ５（規準化された入力信号について）を超えると、Ｋ５にクリッピングされる。モデル２は、「Ｓ曲線」制限関数を用いる。この場合、スケーリングされたエラー関数１１０により、ＨＰＡのモデリングを行う（図７に示すように）。動作点は、Ｋ５により設定される。Ｋ５が６ｄＢであるということは、信号のＲＭＳ値が１ｄＢの圧縮点より６ｄＢ低いことを意味する。
【００２５】
図８は、サンプルとしてのデジタル音声放送信号におけるＯＦＤＭサブキャリアの電力スペクトル密度を、Ｋ１＝３；Ｋ２、Ｋ３及びＫ４＝４；Ｆ＝７／８の制限値を用い、図４のリミターを使用し、種々の最終的なクリッピング基準を用いてシミュレーションした結果を示すグラフである。ライン１１２で示す信号は、５．５＋０．８５ｄＢでのクリッピングを表わす。ライン１１４は５．０＋０．８５ｄＢのクリッピングを示し、ライン１１６は４．５＋０．８６ｄＢでのクリッピング、ライン１１８は４．０＋０．８８ｄＢでのクリッピングの結果を示す。図９は、これらのシナリオでのビットエラーレートを、対応する結果のプライム記号を用いて示すものである。ライン１１９は、クリッピングされない結果を表わす。
【００２６】
図１０は、サンプルとしてのデジタル音声放送信号におけるＯＦＤＭサブキャリアの電力スペクトル密度を、Ｋ１＝３；Ｋ２、Ｋ３及びＫ４＝４；Ｆ＝７／８の制限値を用い、ＰＡＲ減少方法における図４のリミターと、送信機の出力の高電力増幅器のための図７のリミターとを用いてシミュレーションした結果を示すグラフである。クリッピングされない信号を、ライン１２０で示す。ライン１２２は、５．１７＋１．０９ｓｉｇrms＝−８でのクリッピングを示す。図１１は、これらのシナリオでの対応ビットエラーレートを、対応する結果のプライム符号を用いて示すものである。
【００２７】
図１２は、全デジタル信号に対する本発明のＰＡＲ減少方法を説明するフローチャートである。ブロック１２４は、サブキャリアのＤＡＢ入力ＯＦＤＭ記号ベクトルがＤＡＢ変調器１２６へ入力されることを示す。その結果、ライン１２８上に得られる第１の変調信号は、ブロック１３０において、第１のしきい値Ｋ１を用いて制限され、これにより、ライン１３２上に制限された第１の変調信号が発生する。この変調信号は、ブロック１３４において復調され、ライン１３６上にデータ記号ベクトルの記号点が復元される。復元された記号点は、ブロック１３８において、上述したように同相成分及び直交成分が所定の最小値を有する制約を課すプレディストーションを施される。加えて、望ましくない非データサブキャリアは、このステップにおいて、０にクリッピングされる。ＤＡＢ変調器１４０は、制約を課せられた記号ベクトルを変調し、ライン１４２上に第２の変調信号を発生させる。この第２の変調信号は、第２のしきい値Ｋ２を有するリミター１４４において制限される。
【００２８】
制限動作により相互変調積が発生するため、これらの積は、以下のステップにおいて減少される。ライン１４６上の第２の制限された変調信号は、ブロック１４８において、復調器へ送られる。ライン１５０上の復調出力は、ブロック１５２へ送られ、そこで中央キャリアからのデータ記号がプレディストーションを施されて、非データサブキャリアが０にクリッピングされる。その結果ライン１５４上に得られる信号は、ブロック１５６において変調され、ライン１５８上の第３の変調信号は、ブロック１６０において、別の制限しきい値（Ｋ３）により制限される。本発明の好ましい実施例において、ブロック１４８、１５２、１５６、１６０のステップは、第１の繰り返しでは、リミター１６０のしきい値Ｋ４を用いて２回繰り返される。第２の繰り返しでは、リミター１６０は使用されないが、信号は、ライン１６２上を高電力増幅器へ送られ放送される。
【００２９】
図１３は、サンプルとしてのデジタル音声放送信号におけるＯＦＤＭサブキャリアの電力スペクトル密度を、Ｋ１＝３；Ｋ２、Ｋ３及びＫ４＝４；Ｆ＝７／８の制限値を用い、図４のリミターを使用し、種々の最終的なクリッピング基準を用いてシミュレーションした結果を示すグラフである。クリッピングされない信号をライン１６４で示す。ライン１６６は、４．５＋０．７８ｄＢでのクリッピング、ライン１６８は５．０＋０．７７ｄＢでのクリッピング、ライン１７０は５．５＋０．７７ｄＢでのクリッピングの結果を示す。図１４は、これらのシナリオでの対応ビットエラーレートを、対応する結果のプライム記号を用いて示すものである。
【００３０】
図１５は、サンプルとしてのデジタル音声放送信号におけるＯＦＤＭサブキャリアの電力スペクトル密度を、Ｋ１＝３；Ｋ２、Ｋ３及びＫ４＝４；Ｆ＝７／８の制限値を用い、ＰＡＲ減少方法における図４のリミターと、送信機の出力の高電力増幅器のための図７のリミターとを用いてシミュレーションした結果を示すグラフである。クリッピングされない信号を、ライン１７２で示す。ライン１７４は、ｓｉｇrms＝６、ＰＡＲ＝６．１５＋０．９５でのクリッピング、ライン１７６は、ｓｉｇrms＝８、ＰＡＲ＝６．３８＋０．８８でのクリッピングを示す。図１６は、これらのシナリオでの対応ビットエラーレートを、対応する結果のプライム符号を用いて示すものである。
【００３１】
全てのシミュレーションを、５１２個のＯＦＤＭ記号を用いて行った。選択した最適パラメータは、Ｋ１＝３ｄＢ、Ｋ２＝４ｄＢ、Ｋ３＝４ｄＢ、Ｋ４＝４ｄＢ、Ｆ＝７／８であった。考慮した性能の物差しは、電力スペクトル密度（ＰＳＤ）と、ビットエラーレート（ＢＥＲ）であった。導入されるひずみを表わすために、復調信号点もプロットした。
【００３２】
最後の段階で、サンプリング周波数を、周波数領域において信号を０に加減することにより２倍にすることが可能である。ＰＡＲ減少方式の複雑さを軽減するために、最後のステップを３回でなくて２回行うことができる。性能が低下するが、ＰＳＤは依然としてハイブリッドＦＭ  ＩＢＯＣマスク内にある。
【００３３】
本発明は、ＦＭ  ＩＢＯＣ  ＤＡＢシステムのＯＦＤＭのピーク対平均電力比（ＰＡＲ）を減少させる新規なアプローチである。このアプローチを電力増幅器にＺ及びＳ曲線を用いてシミュレーションした結果、本発明により、ＰＡＲが４−７ｄＢ減少し、依然としてＦＭマスクの内部に収まることがわかった。プレディストーションにより導入されるひずみは、わずかなものである。特に、パラメータ：Ｋ１＝３ｄＢ、Ｋ２＝４ｄＢ、Ｋ３＝４ｄＢ、Ｋ４＝４ｄＢ、Ｆ＝７／８を用いることにより、ＤＡＢ信号について、ＦＭマスクの十分内側の非常に良好なスペクトル占有曲線が得られる。また、この特定セットの値により導入されるひずみはわずかである。
【００３４】
本発明は、送信信号のプレディストーションとクリッピングとを組合わせて、送信信号のＰＡＲを最小限に抑えるものである。最適化された送信信号でのＰＡＲの減少は、シミュレーションの結果により証明されている。本発明を好ましい実施例について説明したが、均等物を含む頭書の特許請求の範囲により定義された本発明の範囲から逸脱することなく、種々の変形例及び設計変更が可能であることを理解されたい。例えば、本発明は、デジタル音声放送への利用に関連して説明したが、マルチキャリア変調によりデジタル情報を送信する他のシステムへも一般的に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、ハイブリッドＦＭ  ＩＢＯＣ  ＤＡＢ信号の信号成分の相対的電力スペクトル密度及び周波数割当てを表わす概略図である。
【図２】  図２は、全デジタルＦＭ  ＩＢＯＣ  ＤＡＢ信号に対する周波数割当て及び信号成分の相対的電力スペクトル密度を表わす概略図である。
【図３】  図３は、本発明のピーク対平均電力比の減少方法を利用できる無線送信機の単純化されたブロック図である。
【図４】  図４は、本発明の方法に使用可能な１つの制限動作を説明するグラフである。
【図５】  図５は、本発明に適用されるデータ記号のプレディストーションを表わす概略図である。
【図６】  図６は、ハイブリッドデジタル音声放送方式に適用される本発明の方法を示すフローチャートである。
【図７】  図７は、本発明の発明に使用可能な別のタイプの制限動作を示すグラフである。
【図８】  図８は、図４の制限関数を用いる本発明により処理された変調波形の電力スペクトル密度をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図９】  図９は、図８に示す種々のシナリオに対するビットエラーレートを示す。
【図１０】  図１０は、図７の制限関数を高電力増幅器が用いると仮定した場合の本発明により処理された変調波形の電力スペクトル密度のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】  図１１は、図１０に示す種々のシナリオに対するビットエラーレートを示す。
【図１２】  図１２は、全デジタル音声放送送信機に適用される本発明の方法を示すフローチャートである。
【図１３】  図１３は、図４の制限関数を用いる、本発明により処理される変調波形の電力スペクトル密度をシミュレーションした結果を示すグラフである。
【図１４】  図１４は、図１３に示す種々のシナリオに対するビットエラーレートを示す。
【図１５】  図１５は、高電力増幅器が図７の制限関数を使用すると仮定した場合の本発明により処理される変調波形の電力スペクトル密度のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１６】  図１６は、図１５に示す種々のシナリオに対するビットエラーレートを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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