(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログの中間周波信号をディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器出力周波数の帯域制限を行うフィルタと、前記帯域制限された信号をディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを備え、前記第１のＡ／Ｄ変換器と前記Ｄ／Ａ変換器とを同じ信号発生器で生成したサンプリング信号で動作させることにより前記サンプリング信号のアパーチヤジッタによる変換時の誤差雑音の発生を抑えると共に周波数変換を行って前記Ｄ／Ａ変換器の出力信号のうち最も周波数の低い信号を前記第２のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換を行うことを特徴とする広帯域ディジタル受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信で使用される受信機に関し、特にチヤネル分離や復調機能をＤＳＰ(Digital Signal Processor)等のディジタル回路で実現した場合に、性能劣化がなく、小型・低価格の広帯域ディジタル受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル回路技術の発達により、従来アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、調整が不要というメリットが得られ、さらに、ディジタル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるので、修正、変更が容易であるというメリットも得られる。
ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野においてもディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例として通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフトウェア無線機(Joe Mitola,“The Software Radio Architecture”，IEEE Communication Magazine May 1995 Vo1.33 No.5)が提案されている。
【０００３】
図３は、従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。広帯域ディジタル受信機とは、ＲＦ帯あるいはＩＦ帯において、広帯域信号をそのままＡ／Ｄ変換してチヤネル分離以降の信号処理をディジタル回路で行う受信機である。（関連特許：“ディジタル無線周波受信機”特願  昭61-504791）
同図に示されるように、本受信機は、アンテナ２１と、ＲＦバンドパスフィルタ２２、低雑音増幅器２３、第１ミキサ２４、第1ローカル発振器２５、第１ＩＦバンドパスフィルタ２６、第１ＩＦ信号増幅器２７、第２ミキサ２８、第２ローカル発振器２９、第2ＩＦバンドパスフィルタ３０、第２ＩＦ信号増幅器３１、Ａ／Ｄ変換器３２、サンプリング信号発生器３３及びＤＳＰ(Digital Signal Processor)３４で構成される。
【０００４】
図３おいて、アンテナ２１で受信された高周波受信信号はＲＦバンドパスフィルタ２２に入力されて必要な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは該広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。
前記ＲＦバンドパスフィルタ２２で帯域制限を受けた受信信号は、低雑音増幅器２３で増幅された後、第１ミキサ２４と第1ローカル発振器２５により周波数変換され、第１ＩＦバンドパスフィルタ２６によりイメージ除去のための帯域制限が施されて第1ＩＦ信号となる。
【０００５】
前記第1ＩＦ信号は、第１ＩＦ信号増幅器２７で増幅された後、第２ミキサ２８と第２ローカル発振器２９により周波数変換され、第２ＩＦバンドパスフィルタ３０によりイメージ除去のための帯域制限が施されてＡ／Ｄ変換器３２が動作可能な周波数の第２ＩＦ信号となる。
なお、前記第２ＩＦバンドパスフィルタ３０は前記Ａ／Ｄ変換器３２におけるＡ／Ｄ変換のアンチエイリアスフィルタの機能を有している。
前記第２ＩＦ信号は、第２ＩＦ信号増幅器３１で増幅されて後、Ａ／Ｄ変換器３２でディジタルＩＦ信号に変換される。この時、前記Ａ／Ｄ変換器３２にはサンプリング信号発生器３３からサンプリング信号が供給される。
このディジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ３４にてチヤネル分離及び復調処理が施されて復調信号となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記広帯域ディジタル受信機においては、サンプリング信号発生器からＡ／Ｄ変換器へ供給されるサンプリング信号のアパーチャジッタ特性により、Ａ／Ｄ変換時に誤差雑音が発生して、後述のようにＡ／Ｄ変換器の有効ビット数（ＥＮＯＢ：Effective Number of Bits）が劣化する。そして、この劣化はＡ／Ｄ変換器への入力周波数が高いほど顕著になる。そのため、Ａ／Ｄ変換器への入力信号の周波数、すなわちＩＦ周波数をあまり高くすることができない。
従って、高周波受信信号の周波数が高い場合は高周波受信回路をダブルコンバージョン構成にして周波数を低くする等の手段をとる必要があり、高周波受信回路の構成が複雑になって装置が大型化して受信機の実用性が低下するという欠点がある。そしてさらに、広帯域ディジタル受信機の特徴である、特性のバラツキがない、経年劣化がない、調整が不要というメリットが得られないという問題があった。
【０００７】
図４に、１２ビットのＡ／Ｄ変換器の場合の入力周波数対ＥＮＯＢの特性例を示す。
同図のσaはサンプリング信号のアパーチヤジッタの標準偏差σaを示し、通常の水晶発振器ではσaは数１０ｐｓ（ピコセカンド：１０-12秒）である。
同図において、σaが１０ｐｓのとき、入力周波数が１０ＭＨｚを超えるとＥＮＯＢはアパーチャジッタの影響が大きくなって急激に劣化し、入力周波数が６０ＭＨｚでは約８ビット程度になってしまう。
このような劣化を少なくするために入力信号を数ＭＨｚ以下にする必要が生じ、結果として、高周波受信回路をダブルコンバージョン構成にしてＡ／Ｄ変換器の入力信号の周波数を低くすることが必要となるのである。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、性能劣化を起こすことない簡単な構成の高周波受信回路をもつ広帯域ディジタル受信機を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明の広帯域ディジタル受信機では、アナログの中間周波信号をディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器出力周波数の帯域制限を行うフィルタと、前記帯域制限された信号をディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを備え、前記第１のＡ／Ｄ変換器と前記Ｄ／Ａ変換器とを同じ信号発生器で生成したサンプリング信号で動作させることにより前記サンプリング信号のアパーチヤジッタによる変換時の誤差雑音の発生を抑えると共に周波数変換を行って前記Ｄ／Ａ変換器の出力信号のうち最も周波数の低い信号を前記第２のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換を行うことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示した実施の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図である。
同図に示すように、本受信機は、アンテナ1、ＲＦバンドパスフィルタ２、低雑音増幅器３、ミキサ４、ローカル発振器５、ＩＦバンドパスフィルタ６、ＩＦ信号増幅器７、Ａ／Ｄ変換器８、Ｄ／Ａ変換器９、サンプリング信号発生器１０、ローパスフィルタ１１、Ａ／Ｄ変換器１２、サンプリング信号発生器１３及びＤＳＰ１４で構成される。
【００１０】
図１において、アンテナ１で受信された受信信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは該広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。
次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受けたＲＦ受信信号は、低雑音増幅器３で増幅された後、ミキサ４とローカル発振器5により周波数変換され、ＩＦバンドパスフィルタ６によりイメージ除去のための帯域制限を施されてＩＦ信号となる。
なお、前記ＩＦバンドパスフィルタ６はＡ／Ｄ変換器８におけるＡ／Ｄ変換のアンチエイリアスフィルタの機能を有している。
【００１１】
前記ＩＦ信号は、ＩＦ信号増幅器７で増幅されて後、Ａ／Ｄ変換器８でディジタルＩＦ信号に変換される。このディジタルＩＦ信号はＤ／Ａ変換器９でアナログＩＦ信号に変換される。この時、前記の変換器８とＤ／Ａ変換器９には同じサンプリング信号発生器１０からサンプリング信号が供給されている。このため、、サンプリング信号のアパーチヤジッタ特性の影響はキャンセルされる。
変換されたアナログＩＦ信号は、後述のようにサンプリング周波数数の１／２以下の領域にダウンコンバートされた信号とイメージ信号で構成されるので、ローパスフィルタ１１によりイメージ成分をカットすることにより、周波数がダウンコンバートされた出力信号となる。
【００１２】
図２は、本発明による周波数変換の原理説明図であり、Ａ／Ｄ変換器においてサンプリング周波数ｆｓでＡ／Ｄ変換した入力信号を、同じサンプリング周波数ｆｓでＤ／Ａ変換器においてＤ／Ａ変換したときの出力信号のスペクトル配置を示すものである。
サンプリング周波数ｆｓで周波数ｆｉｎの入力信号をＡ／Ｄ変換し、更にＤ／Ａ変換すると、 出力信号には、同図に示されるように、ｆｓ／２毎にイメージ信号が現れる。Ｄ／Ａ変換器出力信号の基本周波数は同図のｆｏｕｔに現れるので、高次のイメージ信号をローパスフィルタでカットすることにより、入力信号と同じスペクトルがｆｏｕｔで得られる。すなわち、ｆｉｎからｆｏｕｔへの周波数変換が行われたことになる。
【００１３】
前記イメージ信号には、サンプリング周波数ｆｓと入力信号周波数ｆｉｎとの関係によって、同図（ａ）の場合と（ｂ）の場合がある。同図（ａ）の場合の周波数関係は式（１）、同図（ｂ）の場合の周波数関係は式（２）のようになる。
ｆout ＝ ｆin − k×ｆs               （１）
ただし、k×ｆs＜ｆin＜(k＋1/２) ×ｆs
k ＝０,１,２,・・
ｆout ＝ (k＋1)ｆｓ− ｆs             （２）
ただし、(k＋1/２)×ｆs＜ｆin＜(k＋1) ×ｆs
k ＝０,１,２,・・
式（２）の場合は反転イメージを利用することになるので、例えば、位相変調のようにスペクトルが反転したままでは正しく復調できないといった不都合が生じる場合は、再度スペクトルを反転させればよい。
【００１４】
前記Ｄ／Ａ変換器９出力のアナログＩＦ信号は、図２のイメージ信号のうちの一番低い信号を取り出すためのローパスフィルタ１１を通過後に、Ａ／Ｄ変換器１２によりディジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換器１２にはサンプリング信号発生器１３からサンプリング信号が供給されるが、入力信号周波数（アナログＩＦ信号の周波数）が低いのでアパーチヤジッタの影響は少ない。
このディジタル信号は、ＤＳＰ１４においてチャネル分離及び復調処理が施されて復調信号として出力される。
【００１５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、従来方式に比べてＡ／Ｄ変換を行うＩＦ周波数を高く設定することができるので、簡易な構成のＲＦフロントエンド回路をもつ広帯域ディジタル受信機を提供することができ、ディジタル受信機の小型化、低価格化に大いに貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図。
【図２】本発明に係る周波数変換の原理説明図。
【図３】従来の従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図。
【図４】１２ビットＡ／Ｄ変換器の入力周波数対ＥＮＯＢとＳＮＲの特性例。
【符号の説明】
（本発明技術にかかわる）
１・・アンテナ、      ２・・ＲＦバンドパスフィルタ、
３・・低雑音増幅器、  ４・・ミキサ、    ５・・ローカル発振器、
６・・ＩＦバンドパスフィルタ、          ７・・ＩＦ増幅器、
８・・Ａ／Ｄ変換器、          ９・・Ｄ／Ａ変換器、
１０・・サンプリング信号発生器      １１・・ローパスフィルタ、
１２・・ Ａ／Ｄ変換器、       １３・・サンプリング信号発生器、
１４・・ ＤＳＰ(Digital Signal Processor）
（以下、従来技術にかかわる）
２１・・アンテナ、            ２２・・ＲＦバンドパスフィルタ、
２３・・低雑音増幅器、        ２４・・第１ミキサ、
２５・・第1ローカル発振器、  ２６・・第１ＩＦバンドパスフィルタ、
２７・・第１ＩＦ信号増幅器、  ２８・・第２ミキサ、
２９・・第２ローカル発振器、  ３０・・第2ＩＦバンドパスフィルタ、
３１・・第２ＩＦ信号増幅器、  ３２・・ Ａ／Ｄ変換器、
３３・・サンプリング信号発生器、
３４・・ ＤＳＰ(Digital Signal Processor)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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