(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのＣ級増幅器と，
前記２つのＣ級増幅器のそれぞれの出力間に接続された整流回路と，
所定周波数信号の発振器を有し，
前記発振器から出力される所定周波数信号を前記２つのＣ級増幅器のそれぞれに入力し，
前記２つのＣ級増幅器に入力される所定周波数信号の位相差を制御して，前記整流回路から出力される直流電圧の大きさを可変とする
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１において，
前記２つのＣ級増幅器のそれぞれは，直流電源に一次コイルを通して接続され，前記所定周波数信号によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるスイッチと，
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦ周波数を共振周波数とするタンク回路と，
前記タンク回路と相互インダクタンスを有するコイルを有して構成され，
前記相互インダクタンスを有するコイルが前記整流回路に接続される
ように構成されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
電力増幅ユニットと，
前記電力増幅ユニットに電源電圧を供給する電源回路とを有し，前記電源回路は，
２つのＣ級増幅器と，
前記２つのＣ級増幅器のそれぞれの出力間に接続された整流回路と，
所定周波数信号の発振器を有して構成され，
前記発振器から出力される所定周波数信号を前記２つのＣ級増幅器のそれぞれに入力し，
前記２つのＣ級増幅器に入力される所定周波数信号の位相差を，増幅目的の入力信号の振幅に応じて制御して，前記整流回路から出力され，前記電力増幅ユニットに供給される電源電圧の大きさを可変とする
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項４】
請求項３において，
前記２つのＣ級増幅器のそれぞれは，直流電源に一次コイルを通して接続され，前記所定周波数信号によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるスイッチと，
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦ周波数を共振周波数とするタンク回路と，
前記タンク回路と相互インダクタンスを有するコイルを有して構成され，
前記相互インダクタンスを有するコイルが前記整流回路に接続される
ように構成されていることを特徴とする電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，ＤＣ／ＤＣコンバータ及び，これを適用した電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル移動無線システムにおける広帯域化に伴って，一層の電力増幅器の高効率化が望まれている。【０００３】
ここで，増幅器の入出力特性及び効率について図１により考察する。図１において，横軸に入力電力（Ｗ），左縦軸に出力電力（Ｗ）及び右縦軸に効率を表す。入力電力対出力電力特性（入出力特性）Ｉは，入力電力（Ｗ）が大きなレベルになると，出力の伸びが飽和する特性を示し，一方，効率については，入力レベルが小さい領域では小さく，ある入力電力以上になると急激に効率が良くなること，即ち出力の伸びが飽和する様な入力電力において，効率が最大となることが一般的な効率特性IIとして知られている。【０００４】
また，電力増幅器のドレイン電圧を変えると入出力特性Ｉも図１に両矢印で示すように
変化し，出力の伸びが飽和する入力電力の大きさも変化する。【０００５】
図２は，ＦＭアナログ変調済み信号波形を示す図である。このようなＦＭアナログ変調済み信号を増幅する場合，入力電力の大きさが一定であり，従って電力増幅器のドレイン電圧を，出力電力がクリップされる様なレベルに設定しておくと，図１に示した効率特性から増幅器を高効率で動作させることができる。しかし，ＦＭアナログ変調済み信号の周波数スペクトル帯域は広く，周波数の利用効率の面で有利ではない。【０００６】
特に移動無線システムにおける契約電話数の増大により，より効率的な周波数帯域の利用が必須である。かかる点から近年は，周波数利用効率の良い４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）等の線形変調方式が用いられるようになっている。【０００７】
図３は，４相ＱＰＳＫ等の線形変調方式の変調済み信号波形を示す図である。かかる場合，所定のドレイン電圧に設定しても，変調済み信号のレベルの小さい領域（図３のＡ）では，入出力特性Ｉの線形領域で増幅が行われ，効率が小さい領域である。したがって，電力増幅器のトータルな効率を高めることが困難である。【０００８】
ここで，電力増幅器の効率改善の従来技術としてスイッチングモード増幅器を使用することが提案されている（特許文献１）。かかる特許文献１に記載のスイッチングモード増幅器とは，増幅器自体でスイッチングモード動作をさせる構成であり，スイッチ制御のクロック周波数として２５６ＧＨｚ等の超高速にも言及している。しかし，２５６ＧＨｚ等の鋭いパルスを用いる場合は，マッチングが不可能になり実用困難なものとなる。
【特許文献１】特開２００３−９２５２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
したがって，本発明者等は，４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）等の線形変調された信号に対して，上記図１乃至図３において考察した電力増幅器の最大効率を利用するべく，図４に示すように適応的（アダプティブ）に電力増幅器を構成する増幅素子のコレクタ電圧あるいはドレイン電圧を変化することを考えた。【００１０】
すなわち，電力増幅器の入力電力のレベルに応じて，ドレイン電圧を１０Ｖ，１５Ｖ，２０Ｖ・・・等に増加すると，電力増幅器の入出力特性が変化する。図５は，図３に示す４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）等の線形変調された信号波形に対し全ての振幅において出力飽和を与えることを示す図である。図５において，入力信号の変化する振幅のそれぞれ（図５，Ａ）に対し，対応する入出力特性における出力飽和領域，従って効率が最大の領域を与えることができる。図５において，Ｂは入出力特性における出力飽和領域により元の電圧波形（図５，Ａ）が飽和している状態を示す。これにより，入力信号レベルのダイナミックレンジに渉って電力増幅器の効率を最大にすることが可能である。【００１１】
ここで，上記のように入力信号に対応してドレイン電圧を変更させるためには，入力信号により出力電圧が制御可能なＤＣ／ＤＣコンバータを電力増幅器の電源に用いればよい。しかし，２０ＭＨｚの広帯域信号（例えば，Ｗ−ＣＤＭＡ）の場合，振幅方向の周波数帯域は１００ＭＨｚにも達する。既存のＤＣ／ＤＣコンバータは，対応可能の入力周波数として高々１ＭＨｚ程度であり，１００倍もの能力が足らないものである。【００１２】
したがって，本発明の目的は，Ｗ−ＣＤＭＡ等の広帯域信号に対しても適用可能のＤＣ／ＤＣコンバータを提供し，更にこのＤＣ／ＤＣコンバータの出力を電源として用い，最高効率を得ることを可能とする電力増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の本発明の目的を達成する本発明の第１の側面は，ＤＣ／ＤＣコンバータであって，２つのＣ級増幅器と，前記２つのＣ級増幅器のそれぞれの出力間に接続された整流回路と，所定周波数信号の発振器を有し，前記発振器から出力される所定周波数信号を前記２つのＣ級増幅器のそれぞれに入力し，前記２つのＣ級増幅器に入力される所定周波数信号の位相差を制御して，前記整流回路から出力される直流電圧の大きさを可変とすることを特徴とする。【００１４】
上記の本発明の目的を達成する本発明の第２の側面は，電力増幅器であって，電力増幅ユニットと，前記電力増幅ユニットに電源電圧を供給する電源回路とを有し，前記電源回路は，２つのＣ級増幅器と，前記２つのＣ級増幅器のそれぞれの出力間に接続された整流回路と，所定周波数信号の発振器を有して構成され，前記発振器から出力される所定周波数信号を前記２つのＣ級増幅器のそれぞれに入力し，前記２つのＣ級増幅器に入力される所定周波数信号の位相差を，増幅目的の入力信号の振幅に応じて制御して，前記整流回路から出力され，前記電力増幅ユニットに供給される電源電圧の大きさを可変とすることを特徴とする。【００１５】
前記第１，第２の側面において，前記２つのＣ級増幅器のそれぞれは，直流電源に一次コイルを通して接続され，前記所定周波数信号によりＯＮ／ＯＦＦが制御されるスイッチと，前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦ周波数を共振周波数とするタンク回路と，前記タンク回路と相互インダクタンスを有するコイルを有して構成され，前記相互インダクタンスを有するコイルが前記整流回路に接続されるように構成することが可能である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により広帯域信号入力により出力信号の制御が可能のＤＣ／ＤＣコンバータが提供される。また，このＤＣ／ＤＣコンバータを電源として用いることにより，高効率の電力増幅器が構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は，増幅器の入出力特性及び効率について考察するための図である。
【図２】図２は，ＦＭアナログ変調済み信号波形を示す図である。
【図３】図３は，４相ＱＰＳＫ等の線形変調方式の変調済み信号波形を示す図である。
【図４】図４は，適応的（アダプティブ）に電力増幅器を構成する増幅素子のコレクタ電圧あるいはドレイン電圧を変化することを説明する図である。
【図５】図５は，図３に示す信号波形に対し全ての振幅において出力飽和を与えることを示す図である。
【図６】図６は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータを適用する電力増幅器の構成例ブロック図である。
【図７】図７は，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例である。
【図８】図８は，Ｃ級増幅器２００（２１０）の動作原理を説明する図である。
【図９】図９は，図８の動作波形図である。
【図１０】図１０は，図８における出力の取り出し方法を説明する図である。
【図１１】図１１は，相互インダクタンスＭと出力電圧Ｖoutの関係を示す図である。
【図１２】図１２は，タンク回路の共振周波数と電源電流ＩＤの関係を示す図である。
【図１３】図１３は，Ｃ級増幅器を２つ用意して，それらの出力を，共通の負荷抵抗ＲＬの両端に接続する構成を示す図である。
【図１４】図１４は，出力端Ｖａ，Ｖｂの電圧の位相差Φと負荷抵抗ＲＬに消費される電力Ｉの関係を示す図である。
【図１５】図１５は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成例その１を示す図である。
【図１６】図１６は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成例その２を示す図である。
【図１７】図１７は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成例その３を示す図である。
【図１８】図１８は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成例その４を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下に本発明の実施の形態例を図に従い説明する。図６は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータを適用する電力増幅器の構成例ブロック図である。【００１９】
電力増幅ユニット１の電源回路２が本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータ２０を有して構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の入力側に第１，第２の入力端子ＩＮ１，ＩＮ２を有し，所定周波数信号発振器２２から出力される，周波数ｆo（例えば，１ＧＨｚ）のON/OFF制御信号が，入力端子ＩＮ１側には移相器２３を通して，他方の入力端子ＩＮ２側にはそのまま入力される。【００２０】
エンベロープ検出器３により入力信号ｆ(ｘ)の包絡線振幅を求め，移相器２３の移相量を制御する。これによりＤＣ／ＤＣコンバータ２０の２つの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力される所定周波数信号の位相差が入力信号振幅に対応して制御できる。したがって，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力，従って電力増幅ユニット１に供給する電源電圧の大きさが入力信号ｆ(ｘ)により制御されることになる。【００２１】
次に，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の構成例を示し，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力の大きさが入力信号ｆ(ｘ)に対応して制御されることを以下に説明する。【００２２】
図７は，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例である。基本的構成として一対のＣ級増幅器２００，２１０を有し，それぞれの出力間に負荷として整流器２２０が接続されている。整流器２２０の出力Ｖoutが電力増幅ユニット１の電源電圧として供給される。【００２３】
Ｃ級増幅器２００，２１０構成は共通であり，図８を用いてＣ級増幅器２００（２１０）の動作原理を以下に説明する。図９は，図８の動作波形図である。【００２４】
スイッチングトランジスタ２０１（スイッチＳＷ１）に発振器２２から出力される周波数ｆoのON/OFF制御信号が供給される。したがって，図８において，ON/OFF制御信号に対応してスイッチＳＷ１がＯＮ／ＯＦＦ動作し，電源電圧Ｖｐからドレイン電流ＩＤ（図９Ｃ）が流れる。一方，コイル２０２のインダクタンスＬとコンデンサ２０４のキャパシタンスＣによりタンク回路を形成し，周波数ｆoで共振する（図９Ｂ）。【００２５】
図９において，図９Ａは，スイッチングトランジスタ２０１のドレイン電圧波形ＶＤであり，図９Ｂは，インダクタンスＬとキャパシタンスＣによるタンク回路のホットエンド電圧（Ｖｈ）である。【００２６】
図９Ｃに示されるドレイン電流ＩＤは，トランジスタ２０１（スイッチＳＷ１）がＯＦＦの時，電源電流ＩＤは０であり，ＯＮの時に電源電流ＩＤが流れる。スイッチＳＷ１がＯＮの時，トランジスタ２０１（スイッチＳＷ１）のＯＮ抵抗，更に共振時のタンク回路のインピーダンスは理論上無限大となるので，実際の電源電流ＩＤは図９Ｃに示すように小さい値となる。【００２７】
今，図８における出力の取り出し方法を説明する。図１０に示すように，コイル２０２と相互シンダクタンスＭを有するコイル２０２ｍを近づけ出力電圧を取り出すと，相互インダクタンスＭと出力電圧Ｖoutの関係は図１１に示すようになる。図１１に示すように，相互インダクタンスＭが大きくなると，これに比例して整流器２２０の出力電圧Ｖoutが大きくなる。一方，この時，電源電流ＩＤは，タンク回路の共振周波数と電源電流ＩＤの関係を示す図１２から明らかなように，共振周波数ｆoで最小になり，相互インダクタンスＭの大きさに対応して変化する。【００２８】
ここで，図７に示すように，図１０に示したＣ級増幅器を２つ用意して，それらの出力を，図１３に示すように共通の負荷抵抗ＲＬの両端に接続する構成を考える。図１３において，回路１，回路２は，同一のＣ級増幅器であり，それぞれの出力端Ｖａ，Ｖｂ間に負荷抵抗ＲＬが接続されている。出力端Ｖａ，Ｖｂの電圧が同じであれば，負荷抵抗ＲＬに流れる電流は零である。また，出力端Ｖａ，Ｖｂの電圧が互いに逆相であれば，負荷抵抗ＲＬに流れる電流は最大である。【００２９】
かかる点から出力端Ｖａ，Ｖｂの電圧に位相差を与えると負荷抵抗ＲＬに流れる電流は，零と最大値との間で変化することが理解できる。【００３０】
図１４は，この様子を示す図であり，出力端Ｖａ，Ｖｂの電圧の位相差Φと負荷抵抗ＲＬに消費される電力Ｉの関係を示している。出力端Ｖａ，Ｖｂの電圧の位相差Φが１８０°の時，負荷抵抗ＲＬに供給される電力は最大であり，位相差０°又は３６０°に向かって，負荷抵抗ＲＬに供給される電力は小さくなる。【００３１】
この時，直流電源Ｖpから供給される電力IIは，タンク回路のインピーダンスを無限大と考えれば，直流電源Ｖｐから供給される電力IIと負荷抵抗ＲＬに供給される電力Ｉは同じである。これに対し，先に説明したように，スイッチＳＷ１（スイッチＳＷ２）のＯＮ抵抗は零とはならないので，その分，負荷抵抗ＲＬに供給される電力Ｉは，直流電源Ｖｐから供給される電力IIより若干小さいものとなる。【００３２】
図７に戻ると，図１３の負荷抵抗ＲＬの代わりに整流回路２２０を２つのＣ級増幅器２００，２１０の出力端間に接続している。Ｃ級増幅器２００，２１０の出力端間の位相差は，スイッチングトランジスタ２０１，２１１の入力信号の位相に対応して現れる。【００３３】
したがって，整流回路２２０の出力Ｖoutの大きさは図１４に示した関係からスイッチングトランジスタ２０１，２１１の入力信号の位相差に対応して変化することは容易に理解できる。【００３４】
本発明はかかる動作原理に基づくものである。図６の本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータを適用する電力増幅器の構成例ブロック図に戻り説明すると，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の２つの入力即ち，スイッチングトランジスタ２０１，２１１のＯＮ／ＯＦＦを制御するON/OFF制御信号の位相差が移相器２３により増幅されるべき入力信号ｆ(t)の大きさにより制御される。【００３５】
したがって，ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力の大きさ，即ち，電力増幅ユニット１に供給される電源電圧の大きさが，入力信号ｆ(t)の大きさにより制御されることになる。【００３６】
これにより，入力信号ｆ(t)の大きさに対応して適応的に電力増幅ユニット１の電源電圧，従って増幅効率を最大とするドレイン電圧または，コレクタ電圧を設定することが可能である。【００３７】
図１５乃至図１８は，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成例その１乃至その４を示す図である。【００３８】
図１５は，一つのコイル２０２を使用し，スイッチングトランジスタ２０１，２１１を並列接続した構成例である。図１６は，同様にスイッチングトランジスタ２０１，２１１を並列接続し，λ／２ストリップライン２０２ａを用いた構成例である。さらに，図１７は，λ／２伝送線路２０２ｂと，直列  共振回路２０２ｃで構成している。【００３９】
図１８は，図６の Ｃ級増幅器２００，２１０に代え，それぞれλ／４半同軸共振器２００ａ，２１０ａで実現している。【００４０】
上記各実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの出力は適当なローパスフィルターを通して電力ユニット１のコレクタあるいはドレインに供給される。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
上記したように，本発明により，広帯域信号入力により出力信号の制御が可能のＤＣ／ＤＣコンバータが提供され，このＤＣ／ＤＣコンバータを電源として用いることにより，高効率の電力増幅器が提供可能である。特に，本発明に従うＤＣ／ＤＣコンバータをＷ−ＣＤＭＡあるいは今後予想されるOFDM等のマルチキャリア伝送方式などの広帯域な移動端末装置や、基地局などの送信電力増幅器の電源として適用することにより，消費電力の少ない高効率の電力増幅器を得ることが可能である。かかる点から，本発明が産業上寄与するところ大である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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