(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相歪みなしにディジタル信号をアナログ信号に変換するＧＳＭ移動電話用のディジタル／アナログ変換電子回路であって、
サンプリング周波数Ｆｓを有するｎビットのディジタル信号を出力するディジタル変調装置（２２０）と、
前記ディジタル信号のサンプリング周波数を増大させ、前記ディジタル信号を補間する補間回路（３１０）と、
前記ｎビットの補間されたディジタル信号を１ビットディジタル信号に変換するシグマ−デルタタイプの変調装置（３２０）と、
前記１ビットディジタル信号から量子化雑音をフィルタリングするディジタル／アナログ変換ブロックであって、ディジタル／アナログ変換器および伝達関数
ｈ２（ｚ）＝−１＋ｚ−１４＋２．７４ｚ−２１＋４．８５ｚ−２８＋５．７６ｚ−３５＋４．８５ｚ−４２＋２．７４ｚ−４９＋ｚ−５７−ｚ−７１
を有する有限インパルス応答フィルタを含むディジタル／アナログ変換ブロック（３３０）と、
前記ディジタル／アナログ変換ブロックから出力されたアナログ信号を低域フィルタリングするアナログ低域フィルタ（３４０）と
を備えたことを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記ディジタル／アナログ変換器は、パルス幅変調信号を出力する１ビットディジタル／アナログ変換器であることを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
前記有限インパルス応答フィルタは、フィルタを定義する係数に比例する電流を送る複数の電流源を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電子回路。
【請求項４】
前記補間回路（３１０）は、サンプリング周波数（Ｆｓ）を６倍することを特徴とする請求項１、２または３に記載の電子回路。
【請求項５】
ディスプレイと、キーパッドと、マイクロフォンと、スピーカと、請求項１から４のいずれかに記載のディジタル／アナログ変換電子回路とを備えたことを特徴とするＧＳＭ用の移動電話。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はベースバンド伝送システム用のディジタル／アナログ変換電子回路に関する。
【０００２】
詳細に言えば、本発明は、位相歪みなしにディジタル信号をアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換電子回路、特にシグマ−デルタタイプの変調装置および有限インパルス応答を有するフィルタを含む回路に関する。
【０００３】
本発明の好ましい適用分野は移動電話の分野である。本発明は基本的にこの分野に関して記載されている。ただし、本発明の範囲は移動電話の分野に限定されるべきではなく、変換回路および本発明の変換方法が適用される他の任意の分野にまで拡張されると理解すべきである。
【０００４】
一般に、移動電話またはコードレス電話は、構造的にユーザブロックまたはユーザインタフェース、制御ブロック、音声ブロック、および無線周波数ブロックの４つの個別のブロックに細分割される。説明する最後の３つのブロックは移動電話の無線装置を構成する。
【０００５】
図１は移動電話の概略構造１００を示すブロック図である。概略構造１００は上述の４つの主要ブロックを有する。移動電話のユーザはユーザインタフェース１２０にアクセスできる。ユーザインタフェース１２０は一般にスピーカ１２１、マイクロフォン１２２、キーパッド１２３、およびディスプレイ手段１２４を含む。ユーザインタフェース１２０は任意選択としてその他の要素、例えば、データを転送するためのモデムを含むことができる。
【０００６】
無線装置１３０はベースバンド伝送に必要なブロック、すなわち、音声符号化手段、情報をデータブロックに圧縮する手段、およびそのようなデータブロックを連続する信号に圧縮解除する手段を含む。これらの要素、およびその他の要素は制御ブロック１４０、音声ブロック１５０、および無線周波数ブロック１６０の間で共用される。
【０００７】
制御ブロック１４０は中央処理装置としての働きをするマイクロプロセッサ１４１を含む。マイクロプロセッサ１４１は呼を設定するのに必要な手順を実行する。マイクロプロセッサ１４１はまた様々なプログラムによって移動電話の様々な動作を制御する。これらのプログラムは、移動電話の保守を容易にするために、例えば、ユーザインタフェース１２０を管理するプログラム、監視プログラム（特にバッテリレベルを監視するための）、および試験プログラムを含む。その他のプログラムは移動電話とそれに最も近い伝送リレーとの接続を管理する。ユーザインタフェース１２０に関連するプログラムは、特に、ユーザによってディジタルキーパッド１２３およびリンク１０１を介してマイクロプロセッサ１４１に提供された情報を解釈し、またリンク１０２を介してディスプレイ手段１２４を制御することで、特に、ユーザとその他のプログラムとの対話を管理する。
【０００８】
また制御ブロック１４０は、特に、移動電話に関連するオペレーティングシステム、シリアル番号、および電話番号、または実際には様々なサービスを使用する権限を記憶するために移動電話で使用されるメモリ１４２を有する。これらのメモリ１４２は呼を設定する時にも使用できる。データ情報、メモリアドレス、およびコマンドは双方向バス１０３を介してメモリ１４２とマイクロプロセッサ１４１との間で交換される。
【０００９】
音声ブロック１５０は、基本的に、多数のプログラムを利用する信号処理装置１５１によって構成される。信号処理装置１５１はリンク１０４を介してマイクロフォン１２２から情報を受信する。リンク１０５は信号処理装置１５１とスピーカ１２１との間で信号を伝送する働きをする。情報は双方向リンク１０６を介して信号処理装置１５１とマイクロプロセッサ１４１との間でも交換される。
【００１０】
移動電話の無線装置１３０との通信は、アナログ／ディジタルおよびディジタル／アナログ変換が実行される特別の無線周波数インタフェース１６０によって行われる。無線周波数ブロック１６０は、特に、デュプレクサ（送受信切換器）１６２に接続されたアンテナ１６１、送信機１６３、受信機１６４、および周波数発生装置１６５を含む。マイクロプロセッサ１４１は、それぞれの接続１０７、１０８、および１０９を介して、送信機１６３、受信機１６４、および周波数発生装置１６５の動作を管理する。信号処理装置１５１は、それぞれのリンク１１０および１１１を介して、送信機１６３に信号を送信し、受信機１６４から信号を受信することができる。周波数発生装置１６５はそれぞれの接続１１２および１１３を介して送信機１６３と受信機１６４とに接続される。デュプレクサ１６２はリンク１１４を介して送信機１６３から信号を受信し、リンク１１５を介して受信機１６４に信号を送信する。
【００１１】
送信機１６３内で、通信のための音声情報およびその他の情報を必要に応じて搬送する信号は、送信するために無線周波数搬送波によって変調される。変調動作は通常、所望の送信周波数と混合された中間周波数で実行される。様々な変調方法が知られている。それらの変調方法は信号のタイプと伝送に利用可能な装置に依存する。アナログ情報を伝送するためには、周波数変調または周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）を使用することが可能である。ディジタル情報を転送するためには、例えば、π／４ＰＳＫタイプの位相偏移キーイング（ＰＳＫ）を使用するか、ガウス最小偏移キーイング（ＧＭＳＫ）を使用することが可能である。
【００１２】
【従来の技術】
図２は送信機１６３のための伝送システムの、特に従来技術のディジタル／アナログ変換回路の簡単化されたブロック図である。信号処理装置１５１から来る信号はディジタルデータの形で送信機１６３のインタフェース２１０に送信される。送信機１６３によって受信された信号は、インタフェース２１０、ＧＭＳＫタイプの変調を実行する変調装置２２０、ディジタル／アナログ変換器２４０（ＤＡＣ）、サンプルホールド回路２３０、およびアナログフィルタ２５０によって連続して処理される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術では、エネルギー消費に対処し、実施を容易にするために、ＤＡＣ２４０は通常、スイッチトキャパシタＤＡＣである。したがって、例えば、変調装置２２０からのｋビットの各グループは、ＤＡＣ２４０の出力において直接ｋビットで符号化される値に比例する電圧を発生する。この方法はＤＡＣ２４０からの信号とＤＡＣ２４０に入力される信号との間の直線性の問題を生む。これらの直線性の問題は上述の伝送システム内にサンプルホールド回路２３０があることによってさらに深刻になる。ＤＡＣ２４０はスイッチトキャパシタディジタル／アナログ変換器である。このことは、上述の伝送システムに沿ったデータの転送を制御する周期クロック信号の半周期の間、ＤＡＣ２４０によって処理されたビットの値が利用できないということを意味する。したがって、少なくともクロック信号の半周期の間、処理された各ビットの値を保持するためにサンプルホールド回路２３０が必要となる。ただし、サンプルホールド回路２３０があることによって信号の伝送時の非直線性の問題が増大する。ある種の送信機、特にＧＳＭタイプの移動電話システムで使用される送信機では、送信された信号の歪みは呼の品質にとって極めて有害になる可能性がある。
【００１４】
従来技術、特に特許ＥＰ  Ａ−０６４２２２１はベースバンド伝送システムのためのディジタル／アナログ変換電子回路について記載している。この回路はディジタル信号のサンプリング周波数を増加させる補間回路、シグマ−デルタタイプの変調装置、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を含むディジタル／アナログ変換ブロック、および最後に低域フィルタタイプのアナログフィルタを含む。
【００１５】
ただし、上記文献に記載されたＦＩＲは従来のＦＩＲ、すなわち、ｈ（ｚ）＝１＋ａ１ｚ−１＋ａ２ｚ−２＋ａ３ｚ−３＋．．．のタイプの伝達関数を有するＦＩＲである。そのようなフィルタは多数の係数ａ１を必要とし、その結果、スロープが急峻なフィルタを得るために、ＦＩＲは大容積になり消費電力が大きくなるので、そのようなフィルタはＧＳＭの分野への適用には適っていない。
【００１６】
本発明は、従来技術のシステムの上記の欠点を緩和し、特に、従来技術のディジタル／アナログ変換器のフィルタよりも小形で急峻なスロープを有するフィルタを得ることを可能にする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、位相歪みなしにディジタル信号をアナログ信号に変換するベースバンド伝送システム用のディジタル／アナログ変換電子回路であって、
ｎビットのグループの形の信号を送達するディジタル変調装置と、
ディジタル信号のサンプリング周波数を増大させる補間回路と、
ｎビット信号を１ビット信号に変換するシグマ−デルタタイプの変調装置と、
ディジタル／アナログ変換器および有限インパルス応答フィルタを含み、特に量子化雑音を急峻な形でフィルタリングするディジタル／アナログ変換ブロックと、
低域フィルタタイプのアナログフィルタとを含み、
前記電子回路が有限インパルス応答フィルタが多帯域フィルタであることを特徴とするディジタル／アナログ変換電子回路を提供する。
【００１８】
本発明の様々な態様および利点は、本発明の非限定的な表示によってのみ与えられた添付図面を参照する以下の説明を読めばより明らかになろう。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図３に、信号処理装置１５１から信号を受信し、図２の従来技術の伝送システムにすでに存在しているインタフェース２１０が示されている。図３にはＧＭＳＫタイプの変調装置２２０も示されている。変調装置２２０からの信号は、補間回路３１０、シグマ−デルタタイプの変調装置３２０、ディジタル／アナログ変換ブロック３３０、最後にアナログフィルタ３４０の各要素によって連続して処理される。これらの各要素の機能について以下に詳述する。
【００２０】
変調装置３２０はシグマ−デルタ変調装置として知られている。図４はそのような変調装置のブロック図である。「シグマ−デルタ」という用語は、従来ギリシャ文字「Σ」（シグマ）によって記号化されている加算器４１０を第１に使用する変調装置の構成に由来する。加算器４１０からの出力は信号を積分する積分回路４２０に接続される。積分回路４２０はペイロード入力信号のための低域フィルタとしての働きをする。積分回路４２０の後には、処理されたディジタル信号の２つの連続するサンプルの差分を取り出した結果としての量子化の実行原理に基づいて動作する量子化回路４３０が配置される。そのような動作の一般的な名称に従って、この差分から「デルタ」という用語が生まれた。負帰還ループ４４０は量子化回路４３０によって発生した量子化雑音の高域フィルタとしての働きをする。シグマ−デルタタイプの変調装置によって、低周波内にペイロード信号が存在する状態で、量子化雑音を高周波内に排除することが可能である。
【００２１】
シグマ−デルタタイプの変調装置を含むディジタル／アナログ変換システムでは、最初にサンプリング周波数が増加する。この場合、上記動作は補間回路３１０によって実行される。補間回路によってオーバーサンプリング動作を実行することが可能になる。
【００２２】
本発明の好ましい応用例では、ＧＳＭＫタイプの変調装置からのデータがサンプリングされる周波数は、直線タイプの補間を実行することで２倍にされる。すなわち、ＧＭＳＫタイプの変調装置２２０からの２つの連続するデータグループの間に、時間的に直接隣接している２つのデータグループの平均に対応する別のデータグループが追加される。次いで、サンプリング周波数は、各データグループを３回繰り返すことで、シグマ−デルタタイプの変調装置への入力で３倍にされる。
【００２３】
その結果、補間回路３１０によって、周波数Ｆｓでサンプリングされたｎビット信号から周波数Ｎ×Ｆｓ（Ｎは自然整数）でサンプリングされたｎビット信号への移行が可能になる。好ましい応用例では、Ｎ＝６、ｎ＝８である。
【００２４】
補間回路３１０に結合されたシグマ−デルタタイプの変調装置３２０によって、周波数Ｎ×Ｆｓでサンプリングされたｎビット信号から周波数Ｎ×Ｆｓでサンプリングされた１ビット信号への移行が可能になる。
【００２５】
シグマ−デルタ変調装置３２０によって送られる１ビット信号はパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号であってもよい。１ビット信号はディジタル／アナログブロックの入力に供給される。次いでシグマ−デルタ変調装置からの出力信号は、ビット数が減少しているので、ディジタル／アナログ変換ブロック３３０により少ない情報を供給するが、出力信号はこの動作を、補間回路３１０によって実行されるオーバーサンプリングのためにより高くなった周波数で実行する。
【００２６】
シグマ−デルタタイプの変調装置３２０からの出力で発生した量子化雑音は、信号が単一のビットで符号化されているために大きい。ディジタル／アナログ変換ブロック３３０はこの量子化雑音をフィルタリングする働きをする。ディジタル／アナログ変換ブロック３３０は１ビットディジタル／アナログ変換器、すなわち１ビットＤＡＣと、有限インパルス応答を有するフィルタとによって構成される。
【００２７】
１ビットＤＡＣからの出力によって、それに後置された有限インパルス応答フィルタは活動状態にされる。ＦＩＲは電流源を有する。１ビットＤＡＣに入力された各ビットは、特にシフトレジスタを使用する処理の後で電流源を制御する。各電流源は有限インパルス応答フィルタのそれぞれの係数に関連する。各電流源はＦＩＲの対応する係数の１つに比例した電流を送る。
【００２８】
本発明の場合のように１ビットＤＡＣを使用することで、ディジタル／アナログ変換システム内を伝送されている信号に関連する非直線性の問題を解決することが可能になる。
【００２９】
ただし、高レベルの量子化雑音をフィルタリングするには、有限インパルス応答フィルタはベースバンド周波数に近いカットオフ周波数（ＧＳＭで使用する場合には通常１００ｋＨｚ）を有しなければならない。このことは、グラフ表示した場合、ＦＩＲフィルタの伝達関数が１００ｋＨｚ付近で極めて急峻なスロープを有しなければならないことを意味する。残念ながら、このことは、複雑で、したがって、多数の係数を有する従来のＦＩＲフィルタを使用することでしか達成できない。その結果、必要な電流源の数は増加する。そのような解決策は信号伝送中の電気エネルギーの消費量を増大させ、したがって、より大きな容積を占有する。
【００３０】
本発明では、有限インパルス応答フィルタは多帯域フィルタである。ＦＩＲの１つの利点は、信号に隣接する周波数に対して量子化雑音５３０がフィルタリングされる図５の第４スペクトラムによって示されるように、位相を劣化させることなく信号付近のすべての周波数を除去でき、同時に従来のＦＩＲよりもはるかに小形であるという利点を有することである。
【００３１】
さらに、多帯域ＦＩＲフィルタは、係数が少なく、したがって必要な電流源の数が少ないために、容易に実施できる。多帯域ＦＩＲフィルタは、グラフ表示した場合低周波数で急峻なスロープを有し、それより高い周波数が周期的に通過できるようにする伝達関数を有するという特徴を示している。
【００３２】
多帯域ＦＩＲフィルタによってフィルタリングされない高周波数は、図３のアナログフィルタ３４０などの簡単な低域フィルタによってフィルタリングされる。
【００３３】
多帯域ＦＩＲフィルタがあることによって、信号伝送システム内で位相歪みが発生する可能性がある複雑なアナログフィルタを有することが回避できる。
【００３４】
図５は本発明の電子回路内の様々なポイントでの送信信号の周波数スペクトラムを示す。
【００３５】
図５を上から下へ眺めると、５つの周波数スペクトラムは、補間回路２１０の入力、補間回路２１０の出力、シグマ−デルタ変調装置３２０の出力、ディジタル／アナログ変換ブロック３３０の出力、およびアナログフィルタ３４０の出力でそれぞれ観察された周波数スペクトラムである。
【００３６】
シグマ−デルタ変調装置３２０によって出力される信号の周波数スペクトラムから、量子化雑音を表す周波数スペクトラム５１０はペイロード信号の周波数スペクトラム５２０と比較して高い周波数内に排除される。ディジタル／アナログ変換ブロックによって出力される信号の周波数スペクトラムでは、本発明の多帯域ＦＩＲフィルタによって周波数帯域５３０が通過でき、したがって、量子化雑音は完全にはフィルタリングされないが、ペイロード信号の周波数に直接隣接する量子化雑音のすべての周波数は実際にフィルタリングされる。
【００３７】
したがって、後置されるアナログフィルタ３４０は容易に実施できるフィルタであろう。本発明の電子回路は物理的に実施する場合に必要な容積に関して経済的である。
【００３８】
従来技術では、信号がアナログ信号に変換された後で補間回路が使用される。ディジタル部分に補間回路があると、処理すべき信号に数ビットを追加する必要があり、その結果、信号伝送に関して直線性の問題がより深刻になる。
【００３９】
本発明の好ましい応用例では、シグマ−デルタタイプの変調装置は伝達関数ｈ１（ｚ）＝１−２ｚ−１＋ｚ−２を有する。
【００４０】
本発明の好ましい応用例では、ＦＩＲフィルタの伝達関数は、
ｈ２（ｚ）＝−１＋ｚ−１４＋２．７４ｚ−２１＋４．８５ｚ−２８＋５．７６ｚ−３５＋４．８５ｚ−４２＋２．７４ｚ−４９＋ｚ−５７−ｚ−７１である。
【００４１】
そのような場合、ＦＩＲフィルタは９つの係数しか有しない。したがって、このＦＩＲフィルタは容易に実施できることが明らかである。そのようなフィルタはまた物理的に実施される場合に必要な容積の点で経済的であるという利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】移動電話の概略構造を示すブロック図である。
【図２】従来技術のディジタル／アナログ変換電子回路のブロック図である。
【図３】本発明の電子回路のブロック図である。
【図４】シグマ−デルタ変調装置のブロック図である。
【図５】信号が本発明の電子回路を通過する際に、搬送される信号の周波数スペクトラムを前記電子回路の様々なポイントで示す図である。
【符号の説明】
１００  移動電話の概略構造
１０１、１０２、１０４、１０５、１１０、１１１、１１４、１１５  リンク
１０３  双方向バス
１０６  双方向リンク
１０７、１０８、１０９、１１２、１１３  接続
１２０  ユーザインタフェース
１２１  スピーカ
１２２  マイクロフォン
１２３  キーパッド
１２４  ディスプレイ手段
１３０  無線装置
１４０  制御ブロック
１４１  マイクロプロセッサ
１４２  メモリ
１５０  音声ブロック
１５１  信号処理装置
１６０  無線周波数ブロック
１６１  アンテナ
１６２  デュプレクサ
１６３  送信機
１６４  受信機
１６５  周波数発生装置
２１０  インタフェース
２２０  ＧＭＳＫタイプの変調装置
２４０  ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
２４０  サンプルホールド回路
２５０、３４０  アナログフィルタ
３１０  補間回路
３２０  シグマ−デルタタイプの変調装置
３３０  ディジタル／アナログ変換ブロック
４１０  加算器
４２０  積分回路
４３０  量子化回路
４４０  負帰還ループ
５１０  量子化雑音を表す周波数スペクトラム
５２０  ペイロード信号の周波数スペクトラム
【図１】
0004395229.tif 000002
【図２】
0004395229.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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