(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１充電用電流源（ＣＳ１）と第１放電用電流源（ＣＳ２）とを有する第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を、±０に平衡させるための方法において、
少なくとも１つの前記電流源（ＣＳ１、ＣＳ２）が、第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を供給するステップと、
第２充電用電流源（ＣＳ３）と第２放電用電流源（ＣＳ４）とを第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）に設けるステップと、
少なくとも１つの前記第２電流源（ＣＳ３、ＣＳ４）によって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）を供給するステップと、
前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）によって供給される出力電流（ｉΔ２）を入力とするコピー手段により、係数ｋによって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）に比例する強さを持ち、方向が前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）に対して逆である基準電流（ｉ５）を供給するステップと、を含む方法であって、
前記第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）によって供給される出力電流（ｉΔ１）と前記基準電流（ｉ５）とを合成することによって前記の平衡を取り、
第１充電用電流源（ＣＳ１）によって第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を供給するとき、第２放電用電流源（ＣＳ４）を使用して基準電流（ｉ５）を形成し、
あるいは、第１放電用電流源（ＣＳ２）によって第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を供給するとき、第２充電用電流源（ＣＳ３）を使用して基準電流（ｉ５）を形成し、
あるいは、第１充電用電流源（ＣＳ１）と第１放電用電流源（ＣＳ２）の双方によって第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を供給するとき、第２放電用電流源（ＣＳ４）と第２充電用電流源（ＣＳ３）の双方を使用して基準電流（ｉ５）を形成することを特徴とする方法。
【請求項２】
第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）が第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）と同一に形成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
第２放電用電流源（ＣＳ４）と第２充電用電流源（ＣＳ３）との双方を連続して使用して基準電流（ｉ５）を形成することを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
少なくとも、
第１充電用電流源（ＣＳ１）と第１放電用電流源（ＣＳ２）とを備えた第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）と、
前記第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を、少なくとも１つの前記電流源（ＣＳ１、ＣＳ２）により供給する手段（ＳＷ１、ＳＷ２）と、
第２充電用電流源（ＣＳ３）と第２放電用電流源（ＣＳ４）とを備えた第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）と、
少なくとも１つの前記第２電流源（ＣＳ３、ＣＳ４）によって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）を供給する手段（ＳＷ３、ＳＷ４）と、
前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）によって供給される出力電流（ｉΔ２）を入力として、基準電流（ｉ５）を供給するコピー手段（ＣＭ）であって、該基準電流（ｉ５）の強さは、係数ｋによって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）に比例し、該基準電流（ｉ５）の方向が前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）に対して逆である、コピー手段（ＣＭ）と、
前記第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）によって供給される出力電流（ｉΔ１）と前記基準電流（ｉ５）とを合成する手段と、を備えるチャージポンプ構成であって、
第１充電用電流源（ＣＳ１）によって第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を供給するとき、第２放電用電流源（ＣＳ４）によって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）を供給する手段と、
第１充電用電流源（ＣＳ１）によって第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）の出力電流（ｉΔ１）を供給するとき、第２充電用電流源（ＣＳ３）によって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）を供給する手段と、を更に有することを特徴とするチャージポンプ構成。
【請求項５】
第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）が第１チャージポンプ（ＣＨＰ１）と同一に形成されることを特徴とする請求項４に記載のチャージポンプ構成。
【請求項６】
基準電流（ｉ５）を供給する前記コピー手段（ＣＭ）がカレントミラー、任意のカレントコンベア構成、任意の電流または電圧サンプリング回路を有することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のチャージポンプ構成。
【請求項７】
前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）を供給する手段が、第２充電用電流源（ＣＳ３）と第２放電用電流源（ＣＳ４）とによって前記第２チャージポンプ（ＣＨＰ２）の出力電流（ｉΔ２）を連続して供給する手段を有することを特徴とする請求項４ないし６のいずれか１項に記載のチャージポンプ構成。
【請求項８】
請求項４ないし７のいずれか１項に記載のチャージポンプ構成を有する無線通信装置。
【請求項９】
移動局であることを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
【請求項１０】
送受信基地局であることを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は添付の請求項1 に記載のチャージポンプ（charge pump)の出力電流を平衡させる方法に関する。また本発明は添付の請求項5 に記載のチャージポンプの構成に関する。更に本発明は添付の請求項10に記載の無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特に無線通信装置において、位相同期ループ（ＰＬＬ）は周波数合成時に及びクロック信号生成時に発振器として使用される。位相同期ループは一般に集積回路として実現されチャージポンプ技術がこの集積回路の中で用いられる。添付図1 に図示の従来技術による位相同期ループは、位相検出器ＰＤ、２つの電流源ＣＳ１、ＣＳ２（図２）を備えたチャージポンプＣＨＰ、一般にローパスフィルタとして実現されるループフィルタＬＦ及び電圧制御発振器ＶＣＯを有する。図２は従来技術によるチャージポンプＣＨＰを図示する。位相検出器ＰＤは２つのクロック信号( 基準信号と電圧制御発振器によって生成されたクロック信号) を受信する。位相検出器ＰＤはＵＰ（アップ) とＤＯＷＮ( ダウン) の２本の出力ラインを有する。第１出力ラインＤＯＷＮはチャージポンプＣＨＰの充電用電流源ＣＳ１を制御するために使用され、第２出力ラインＵＰは放電用電流源ＣＳ２を制御するために使用される。基準信号の周波数のほうが電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号の周波数より大きいかまたは、基準信号の位相が電圧制御発振器ＶＣＯが生成する信号の位相より進んでいる場合には、位相検出器がＵＰラインでパルスを生成する。その場合チャージポンプの第２スイッチＳＷ２はオフになる。したがって、充電用電流源ＣＳ１はチャージポンプの出力に電流を供給することが可能となる。充電用電流源ＣＳ１から給電されるこの電流ｉsourceはループフィルタＬＦへ供給され、このループフィルタの中でコンデンサの電荷が増加することになる。コンデンサの電荷のこの増加によって電圧制御発振器ＶＣＯの入力で電圧の上昇が生じる。その結果電圧制御発振器が生成するクロック信号の周波数が上昇する。同様に、基準信号の周波数のほうが電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号の周波数より小さいかまたは、基準信号の位相のほうが電圧制御発振器ＶＣＯが生成する信号の位相より遅れる場合には、位相検出器はその第１出力すなわち出力ラインＤＯＷＮでパルスを生成する。この場合チャージポンプの第１スイッチＳＷ１はオフになる。したがって、放電用電流源ＣＳ２はチャージポンプの出力から電流を排出することが可能となる。この場合ループフィルタのコンデンサの電荷はこの放電用電流源の電流ｉsinkによって放電される。この電流の減少は電圧制御発振器の入力で電圧の減少として示される。
したがって、電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号の周波数は減少する。
【０００３】
以上の説明はスイッチＳＷ１、ＳＷ２が通常閉じられているチャージポンプ構成に適用される。またスイッチＳＷ１、ＳＷ２を通常開いた状態にすることも可能である。その場合スイッチＳＷ１、ＳＷ２の動作はわずかに異なる。ＵＰラインがスイッチＳＷ１の制御用として使用され、ＤＯＷＮラインがスイッチＳＷ２の制御用として使用される。基準信号周波数のほうが電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号周波数より大きいかまたは、基準信号の位相が電圧制御発振器ＶＣＯが生成する信号の位相より進んでいる場合は、位相検出器はＵＰラインでパルスを生成する。この場合チャージポンプの第１スイッチＳＷ１がオンになり第２スイッチＳＷ２は開いた状態のままになる。同様に、基準信号の周波数のほうが電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号の周波数より小さいかまたは、基準信号の位相のほうが電圧制御発振器ＶＣＯが生成する信号の位相より遅れる場合には、位相検出器はその第１出力部すなわち出力ラインＤＯＷＮでパルスを生成する。この場合、チャージポンプの第２スイッチＳＷ２がオンになり第１スイッチＳＷ１は開いた状態のままになる。
【０００４】
電圧制御発振器ＶＣＯを操作して、反対方向の作動すなわち電圧の低減によって周波数の増加が生じるようにすることが可能である。その逆もまた同様に可能である。
【０００５】
基準信号と、電圧制御発振器が生成する信号とが同じ周波数と同じ位相を有する、すなわち位相同期ループがロック（ｌｏｃｋ）された状態にある場合には、位相検出器のＵＰとＤＯＷＮの出力にパルスが生じない。したがって、チャージポンプの電流源ＣＳ１、ＣＳ２は、スイッチがオフであるか、チャージポンプの電流源ＣＳ１、ＣＳ２の双方がチャージポンプの出力と接続しているかのいずれかとなる。理想的には、充電用電流ｉsourceと放電用電流ｉsinkとは同じになるように設計される。したがって理想的な場合には、チャージポンプの出力には電流が流れず、ループフィルタのコンデンサの電荷は一定のままで、また、電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号の周波数はほぼ一定のままとなるであろう。しかし、実際には、チャージポンプの電流源ＣＳ１、ＣＳ２の構成を完全に同一にすることはできない。例えば充電用電流源ＣＳ１が、Ｐ型トランジスタやＰチャネル・トランジスタを使用することによって実現され、更に、放電用電流源ＣＳ２は、Ｎ型トランジスタやＮチャネル・トランジスタによって実現されるという理由などのために、実際問題としてこれらの構成を同一にすることは不可能である。この結果、電流源の電流ｉsourceとｉsinkに通常５〜２０％ぐらいの電流の差異が生じることになる。そのような周知の位相同期ループの一例として、National Semiconductor社製の集積回路ＬＭＸ２３３５を挙げることができる。この集積回路では電流源の構成をできるだけ同一にすることが目的とされている。しかし、この回路においても電流の差異は上で示した程度となる。
【０００６】
位相同期ループがロックされた状態にあり、電流源ＣＳ１、ＣＳ２の双方がチャージポンプＣＨＰの出力と接続されている場合には、電流の差異に起因して、電流源ＣＳ１、ＣＳ２のいずれがより大きな絶対値で電流を生成することになるかに依存して、ループフィルタＬＦのコンデンサが放電されたり、充電されたりする結果になる。この結果、電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号の周波数が変化する。この変化によって、位相同期ループＰＬＬを補正する必要が生じる。このように、位相同期ループが生成する周波数は一定ではなく、わずかな変動が生じ、この変動は無線通信装置の他の段で干渉信号として表れる。
【０００７】
電流源ＣＳ１とＣＳ２が生成する電流ｉsourceとｉsinkの差が明らかに表れるのは、充電用電流源ＣＳ１が供給する電流ｉsourceのほうが大きい場合に、電圧制御発振器ＶＣＯが生成するクロック信号周波数が急速に増加し、放電用電流源ＣＳ２が排出する電流ｉsinkのほうが大きい場合には急速に減少する場合である。この結果位相検出器の出力ＵＰとＤＯＷＮのパルス長は同じでなくなる。そのため、今度は、位相同期ループＰＬＬの出力に干渉周波数が生じ、更にその他のスプリアス信号（spurious signal)が発生することになる。この干渉を低減する１つの可能な方法としてループフィルタの帯域幅を小さくする方法があるが、この方法では位相同期ループの動作が遅くなる。特に、一般パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）のような現在開発中の次世代移動通信システムでは、無線通信中のチャネル切り替えの必要が増加するので、送受信チャネルでの周波数合成速度に対して高度の要件が設定される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
チャージポンプの非理想的特性によって生じた不要な影響を低減する方法と、チャージポンプの非理想的特性によって生じた不要な影響を大幅に除去するチャージポンプ構成とを提供することが本発明の目的である。本発明は、第１チャージポンプと同一の第２チャージポンプを設けるというアイデアに基づくものである。この第２チャージポンプで非理想的特性によって生じたズレを利用して第１チャージポンプの非理想的特性の影響の補正が行われる。本発明に基づく方法は、添付の請求項１の特徴部分に記載の内容を特徴とする。本発明のチャージポンプ構成は添付の請求項５の特徴部分に記載の内容を特徴とする。更に、本発明に基づく無線通信装置は、添付の請求項１０の特徴部分に記載の内容を特徴とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は従来技術による解決策と比較して著しい利点を与えるものである。ほぼ同一の２つのチャージポンプを実現することのほうがチャージポンプの充電用及び放電用電流源を平衡させることよりはるかに容易である。特に、集積回路の製造と関連して、チャージポンプセクションの幾何学的コピーによってチャージポンプのコピーを行うことは簡単である。従って双方のチャージポンプの特性は互いに非常に類似している。本発明のチャージポンプ構成での第２チャージポンプは第１チャージポンプへ参照情報を提供するために使用される。この参照情報は、好適には差異電流についての情報であるが、第１チャージポンプが生成する出力電流の補正を行うために使用される。本発明のチャージポンプ構成は好適には個別構成部品で実現することもできる。その場合、各チャージポンプの電流発生器( ソースとシンク) の相互平衡はクリティカル（critical) ではない。それよりも、チャージポンプの対応する個別構成部品を選択してほぼ同一の特性を持つようにするほうが容易である。その場合、参照情報はできるかぎり良く第１チャージポンプの非理想的特性に対応する。本発明のチャージポンプ構成によって実現される周波数合成は干渉をかなり受けにくく、従来技術による解決策で生じるような高い比率のスプリアス周波数を含まない。更に、周波数合成で形成される周波数は従来技術の位相同期ループを用いる周波数合成で生じるような大きな変動が生じることがない。
【００１０】
【発明の実施の態様】
次に、添付図面を参照して更に詳細に本発明について説明する。
【００１１】
図３は、本発明の好適な実施例によるチャージポンプ構成を簡略化したブロック図で図示する。このチャージポンプ構成は２つのチャージポンプＣＨＰ１、ＣＨＰ２を有する。更に、このチャージポンプ構成は、第２チャージポンプＣＨＰ２が生成する参照情報を第１チャージポンプＣＨＰ１の出力にコピーする手段ＣＭを有する。第１チャージポンプＣＨＰ１は２つの電流源ＣＳ１、ＣＳ２並びに２つのスイッチ手段ＳＷ１、ＳＷ２を有する。充電用電流源ＣＳ１は、本明細書で既に前述して開示したように、例えばＰ型トランジスタで実現される。これに対応する方法で、放電用電流源ＣＳ２は例えばＮ型のトランジスタで実現される。この目的は、電流源ＣＳ１、ＣＳ２の構成部品を選択または製造して電流の強さｉsource1 、ｉsink1 がほぼ同じになるようにすることである。実際に、数パーセントの精度を達成することが可能である。充電用電流源ＣＳ１は一方の端部でたとえば動作電圧源Ｖccと接続され、もう一方の端部で第１スイッチ手段ＳＷ１と接続される。放電用電流源は一方の端部で大地電位と好適に接続され、もう一方の端部で第２スイッチ手段ＳＷ２と接続される。これらのスイッチ手段ＳＷ１、ＳＷ２は位相同期ループアプリケーションで位相検出器ＰＤによって生成される信号によって制御される（図５）。スイッチ手段ＳＷ１、ＳＷ２は好適には固体素子スイッチまたは他の電気的に制御可能な公知のスイッチ解決手段である。これれらのスイッチ手段ＳＷ１、ＳＷ２を公知の別の方法で実現して、チャージポンプＣＨＰ１の出力でそれぞれの電流源ＣＳ１、ＣＳ２が供給する電流の強さがほぼゼロになるようにすることができることは自明である。
【００１２】
電流源ＣＳ１、ＣＳ２に関しては、第２チャージポンプＣＨＰ２が可能な限り第１チャージポンプＣＨＰ１と等しくなるようにして実現される。したがって、第２チャージポンプの充電用電流源（参照番号ＣＳ３で示される）は、可能な限り第１チャージポンプの電流源ＣＳ１と等しくなるように実現される。また、第２チャージポンプの放電用電流源ＣＳ４は、可能な限り第１チャージポンプの放電用電流源ＣＳ２と等しくなるように実現される。したがって、第１充電用電流源ＣＳ１と第２充電用電流源ＣＳ３が供給する電流の強さ（図３でｉ1 とｉ3 として示される）はほぼ等しくなる。また、第１放電用電流源ＣＳ２と第２放電用電流源ＣＳ４によって排出される電流の強さ（図３でｉ2 とｉ4 として示される）は互いにほぼ等しくなる。
【００１３】
次に、本発明の好適な実施例によるチャージポンプ構成の動作について図３を参照して説明する。スイッチ手段ＳＷ１、ＳＷ２は最初閉じていると仮定する。したがって、第１充電用電流源ＣＳ１が供給する電流ｉ1 は第１スイッチ手段ＳＷ１を通って第１チャージポンプの出力ＯＵＴ１へ向かう。第１放電用電流源ＣＳ２は第２スイッチ手段ＳＷ２を介して出力ＯＵＴ１から大地へ電流の強さｉ2 を排出する。したがって、第１充電用電流源ＣＳ１と第１放電用電流源ＣＳ２は第１チャージポンプの出力ＯＵＴ１において漏れ電流ｉΔ1 を発生する。キルヒホッフ（Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ）の電流則によれば、ネットワークにおいて任意の点へ向う電流の代数和はゼロである。図３のマーキングで、電流の矢印方向は正の電流方向を表し、この場合、電流の強さが０より小さいとき電流の方向は図中で示される既知の方向とは逆になる。したがって、漏れ電流ｉΔ1 の量は、第１放電用電流源ＣＳ２が排出した電流と第１充電用電流源ＣＳ１が供給した電流との間の差であり、次式によって表される：
ｉΔ1   ＝ｉ1 −ｉ2                             （式１）
【００１４】
第２チャージポンプＣＨＰ２の動作は第１チャージポンプＣＨＰ１の動作とほぼ同一である。本発明のこの好適な実施例では、スイッチ手段ＳＷ１とＳＷ４の双方は、スイッチ手段ＳＷ１が閉じているときはスイッチ手段ＳＷ４も閉じるように同時に制御される。その逆の場合もまた同様となる。また、スイッチ手段ＳＷ２とＳＷ３の双方は、スイッチ手段ＳＷ２が閉じているときはスイッチ手段ＳＷ３も閉じるように同時に制御される。その逆の場合もまた同様となる。スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４が閉じている場合には、第２充電用電流源ＣＳ３が供給する電流ｉ3 はスイッチ手段ＳＷ３を通って第２チャージポンプの出力ＯＵＴ２へ向かう。第２放電用電流源ＣＳ４は第４スイッチ手段ＳＷ４を介して出力ＯＵＴ２から大地へ電流の強さｉ4 を排出する。その結果、第２チャージポンプＣＨＰ２はその出力ＯＵＴ２において基準電流の強さｉΔ2 を生成する。図３のマーキングによれば、この基準電流の量は次式によって計算することができる。
ｉΔ2 ＝ｉ3 −ｉ4                               （式２）
【００１５】
さて、図３と４のマーキング、特に、チャージポンプ構成の電流の（正の）方向を表す矢印を参照すると、コピー用手段ＣＭは、係数ｋによって基準電流ｉΔ2 に比例する強さを持ち、方向が逆にされた電流ｉ5 を生成するように構成されている。基準電流ｉΔ2 はコピー用手段ＣＭへ送られ、このコピー用手段ＣＭによって、その出力ラインＣで、第２チャージポンプＣＨＰ２が供給する基準電流ｉΔ2 に直接比例することが望ましい強さを持つ電流が生成される。この好適な実施例におけるコピー用手段ＣＭの増幅は約１である。これは係数ｋがほぼ１であることを意味する。コピー用手段ＣＭの増幅は変更可能すなわち調節可能である。この変更可能性／調節可能性はチャージポンプ構成の他のブロックへ拡張することができる。例えば、第１充電用電流源ＣＳ１と第２充電用電流源ＣＳ３とが生成する電流間の電流比と、第１放電用電流源ＣＳ２と第２放電用電流源ＣＳ４とが生成する電流間の電流比とは、それぞれ１より大きいこともあれば１より小さいこともある。コピー用手段ＣＭとして例えばカレントミラー（current mirror) や任意のカレントコンベア（current conveyer) 構成、任意の電流または電圧サンプリング回路あるいはこれらと同類のものを挙げることができる。コピー用手段ＣＭが供給する電流ｉ5 は第１チャージポンプの出力ＯＵＴ１へ送られる。したがって、図３のチャージポンプ構成の出力電流（ｉout で示される) は漏れ電流ｉΔ1 とコピー用手段ＣＭが供給する電流ｉ5 との間の差である。従って次式を用いて出力電流ｉout を計算することができる。
ｉout ＝ｉ5 ＋ｉΔ1                             （式３）
【００１６】
コピー用手段が供給する電流ｉ5 ＝−ｋ* ｉΔ2 を式３の中で置き換えることによって、出力電流は次式で得られる：
ｉout ＝ｉΔ1 −ｋ* ｉΔ2                       （式４）
【００１７】
式４に式１と２を代入することにより出力電流ｉout として得られる式は（ｋ＝１）：
ｉout ＝（ｉ1 −ｉ2 ) −（ｉ3 −ｉ4 ) ＝ｉ1 −ｉ2 −ｉ3 ＋ｉ4 （式５）
である。
【００１８】
以上に示した状況では、出力電流ｉout はチャージポンプＣＨＰ１、ＣＨＰ２のほぼ等しい性質のためにゼロに非常に近い。
【００１９】
第１スイッチ手段ＳＷ１が開いている（ｉ1 ≒０）場合には、チャージポンプ構成の出力電流ｉout は第１放電用電流源ＣＳ２が排出する電流の強さｉ2 並びに第２チャージポンプＣＨＰ２が供給する基準電流ｉΔ2 の影響を受ける。この場合には第４スイッチ手段ＳＷ４も開いている（ｉ4 ≒０）ので、第２チャージポンプの出力電流ｉΔ2 は第２充電用電流源ＣＳ３が供給する電流ｉ3 である。この電流はコピー用手段ＣＭへ送られる。この場合、式５によれば、チャージポンプ構成用として得られる出力電流ｉout は、第１放電用電流源ＣＳ２の電流の強さと第２充電用電流源ＣＳ３の電流の強さとの和にマイナス符号を付けたものすなわち−（ｉ2 ＋ｉ3 ) となる。一方、第２充電用電流源ＣＳ３が供給する電流ｉ3 の強さは第１充電用電流源ＣＳ１が供給する電流の強さにほぼ等しい。この場合、チャージポンプの出力電流は次式で表わされる。
ｉout ＝−（ｉ1 ＋ｉ2 )                         （式６ａ）
すなわち、第１放電用電流源ＣＳ２と第１充電用電流源ＣＳ１が排出した電流の和にマイナス符号を付けたものとして表わされる。
【００２０】
同様に第１スイッチ手段ＳＷ１が閉じていてかつ第２スイッチ手段ＳＷ２が開いている（ｉ2 ≒０）場合には、更にまた第３スイッチ手段ＳＷ３が開いていて（ｉ3 ≒０）かつ第４スイッチ手段ＳＷ４が閉じている場合には、チャージポンプ構成の出力電流ｉout は上に示した原理に従って計算することができる。したがって、得られる出力電流は、第１充電用電流源ＣＳ１が供給する電流の強さｉ1 と、第２放電用電流源ＣＳ４が排出する電流の強さｉ4 との和となる。第２放電用電流源ＣＳ４が排出する電流ｉ4 の強さは第１放電用電流源ＣＳ２が排出する電流ｉ2 の強さとほぼ等しいので、この場合のチャージポンプ構成の出力電流ｉout は、第１チャージポンプの電流源ＣＳ１、ＣＳ２が供給する電流ｉ1 、ｉ2 の和として以下のように示すことができる。
ｉout ＝ｉ1 ＋ｉ2                               （式６ｂ）
【００２１】
以上の説明から、本発明に基づくチャージポンプ構成では、充電用電流源ＣＳ１、ＣＳ３が供給する電流の強さと放電用電流源ＣＳ２、ＣＳ４が排出する電流の強さの差はそれ自体重要なものではないと言うことができる。また実際に実現する場合に電流ｉ1 〜ｉ4 、ｉΔ1 、ｉΔ2 、ｉout の絶対方向は図示されたものと同じである必要はない。これらは一例として示されているものにすぎにない。これに関係することとして、充電用電流源ＣＳ１、ＣＳ３が供給する電流ｉ1 、ｉ3 の比が、放電用電流源ＣＳ２、ＣＳ４が排出する電流ｉ2 、ｉ4 の比にほぼ等しいということ、すなわち、第２チャージポンプＣＨＰ２の電流の絶対的強さを、ある定数に第１チャージポンプＣＨＰ１の電流の強さを乗じたものとなるようにできることがある。上に述べたように、好適な実施例での電流の比ｉ1 、ｉ3 ；ｉ2 、ｉ4 は約１である。係数ｋは好適には比率ｉ1 ／ｉ3 ( またはｉ2 ／ｉ4 ) に等しいことが望ましい。
【００２２】
図４は、本発明の別の好適な実施例によるチャージポンプ構成を簡略化したブロック図で図示するものである。このチャージポンプ構成も２つのチャージポンプＣＨＰ１、ＣＨＰ２を有する。更に、このチャージポンプ構成は、第２チャージポンプＣＨＰ２が生成する参照情報を第１チャージポンプＣＨＰ１の出力にコピーする手段ＣＭを有する。第１チャージポンプＣＨＰ１は、２つの電流源ＣＳ１、ＣＳ２並びに２つのスイッチ手段ＳＷ１、ＳＷ２を有する。
【００２３】
第２チャージポンプＣＨＰ２は、可能な限り第１チャージポンプＣＨＰ１の電流源ＣＳ１、ＣＳ２と等しい電流源ＣＳ３、ＣＳ４を持つように実現される。第２充電用電流源ＣＳ３が供給する電流ｉ3 は、第２チャージポンプＣＨＰ２の出力ＯＵＴ２へ連続して流れることができるようになっている。また第２放電用電流源ＣＳ４は、第２チャージポンプＣＨＰ２の出力ＯＵＴ２から連続して電流ｉ4 を排出することができるようになっている。したがって、スイッチ手段ＳＷ３、ＳＷ４は電線などによって取り替えることができる。第２チャージポンプＣＨＰ２の出力ＯＵＴ２で生成する基準電流ｉΔ2 は、コピー用手段ＣＭによって第１チャージポンプＣＨＰ１の出力ＯＵＴ１の中へ連続して注入され、第１電流源ＣＳ１が供給する電流ｉ1 と、第１放電用電流源ＣＳ２が排出する電流ｉ2 との間の差異が補正される。
【００２４】
更に、以下に、図５に図示のような無線通信装置の高周波ブロックの中での本発明に基づくチャージポンプ構成の動作についての説明を図６（ａ）〜（ｃ）のタイミング・チャートを参照して行う。図５は高周波ブロックのいくつかの機能特性を図示するものにすぎない。この高周波ブロックは受信機ブロックＲＸ、送信機ブロックＴＸ、基準発振器Ｌ０１並びに位相同期ループＰＬＬからなる。実際的理由によって、基準発振器Ｌ０１の周波数は受信機ブロックＲＸと送信機ブロックＴＸとが必要とするローカル発振器周波数ｆRX、ｆTXより低く設定されている。この設定を考慮して位相同期ループＰＬＬでは、たとえば電圧制御発振器ＶＣＯが生成する信号は第１周波数分周器ＤＩＶ１へ送られるようになる。分周器で、制御ラインＴＵＮＥによって所望の分周器の値を設定することができる。したがって第１分周器ＤＩＶ１の出力には、電圧制御発振器ＶＣＯが生成する周波数を分周器の設定値で除した周波数が含まれる。図５の実施例では、基準発振器Ｌ０１が生成する信号の周波数は、位相検出器ＰＤへ送られる前に第２分周器ＤＩＶ２の中でも分割される。基準発振器Ｌ０１の周波数並びに第１分周器ＤＩＶ１と第２分周器ＤＩＶ２の分周器の値が選択されて、電圧制御発振器ＶＣＯが所望の周波数と同調したとき、位相検出器ＰＤの入力ラインの信号がほぼ同じ周波数と同じ位相とを持つようになる。電圧制御発振器ＶＣＯが生成する周波数は送信機ブロックＴＸ用のローカル発振器周波数ｆTXとして使用される。受信機ブロックＲＸ用ローカル発振器周波数は、電圧制御発振器ＶＣＯが生成する周波数と、公知のデュープレクス（ｄｕｐｌｅｘ）発振器Ｌ０２が生成する周波数とをミクサＭＩＸの中で混合することによって生成される。別の代替例として、電圧制御発振器ＶＣＯが生成する周波数とデュープレクス発振器Ｌ０２が生成する周波数とをミクサＭＩＸの中で混合することによって送信機ブロックＴＸ用ローカル発振器周波数を生成し、電圧制御発振器ＶＣＯによって生成した周波数を受信機ブロックＲＸ用のローカル発振器周波数ｆRXとして使用する例がある。デュープレクス発振器Ｌ０２の実装が省かれる場合もある。
【００２５】
高周波信号がアンテナによって受信され、高周波フィルタブロックＨＦで帯域通過ろ波が行われて、正しい高周波信号が受信機ブロックＲＸへ送られるようになる。高周波信号は受信機ブロックＲＸで中間周波数またはベースバンド周波数に変換され復調される。
【００２６】
送信対象の信号は送信機ブロックＴＸで変調され、高周波信号へ変換される。
この変調された高周波信号は高周波フィルタブロックＨＦで低域通過ろ波が行われアンテナを介して送信される。
【００２７】
位相検出器ＰＤはＵＰとＤＯＷＮの２つの出力を有する。位相検出器のＵＰとＤＯＷＮの出力を使用して、本発明に基づくチャージポンプの動作は以下のように好適に制御される：すなわち、位相同期ループＰＬＬがロックされた状態のとき、位相検出器ＰＤの出力ＵＰとＤＯＷＮはたとえば論理０状態になる。この好適な例では、これはチャージポンプＣＨＰ１、ＣＨＰ２のスイッチ手段ＳＷ１〜ＳＷ４が閉じていることを意味する。図３の例についての説明で前述したように、チャージポンプ構成ＣＨＰの出力の電流の強さはほぼゼロであり、ループフィルタＬＦのコンデンサの電荷の著しい変化は生じない。このため電圧制御発振器ＶＣＯの周波数も変化しないままの状態に保たれる。この状況に対応するタイミング・チャートが図６（ａ）に示されている。この図は２つのサイクルについて分周器ＤＩＶ１、ＤＩＶ２の出力信号並びに位相検出器ＰＤの出力ＵＰ、ＤＯＷＮの状態を図示するものである。
【００２８】
たとえばチャネルを変更する場合には新しい分周器の値が第１分周器ＤＩＶ１に設定される。チャネル変更が周波数の増加を必要とする場合には分周器の値が増加する。その場合第１入力ＩＮ１の信号の周波数は第２入力ＩＮ２の信号の周波数より低くなる。位相検出器ＰＤの第１入力ＩＮ１の信号の位相と、第２入力ＩＮ２の信号の位相との間には位相差が存在することは明らかである。したがって、位相検出器ＰＤの入力信号がほぼ同じ周波数と位相になるまで位相検出器ＰＤは第１出力ＵＰでパルスを生成する。この状態が図６（ｂ）のタイミング・チャートに示されている。これらのパルスによって、パルス発生時間中チャージポンプＣＨＰのスイッチ手段ＳＷ２とＳＷ３とは開いた状態になる。したがって、各パルス期間でチャージポンプＣＨＰの出力はループフィルタのコンデンサの充電を引き起こす電流の強さを持つ。その場合ループフィルタＬＦの出力電圧は上昇する。この結果電圧制御発振器の周波数が増加することになる。電圧制御発振器ＶＣＯの周波数が設定チャネル周波数に対応するとき、位相同期ループＰＬＬはロックされまたチャージポンプＣＨＰのスイッチ手段ＳＷ１〜ＳＷ４は閉じられる。
【００２９】
これに対応して、電圧制御発振器ＶＣＯの周波数を低減しなければならない場合には第１分周器の分周器の値は低下する。その場合、第１入力ＩＮ１の信号周波数は第２入力ＩＮ２の信号周波数より大きくなる。位相検出器ＰＤの第１入力ＩＮ１の信号の位相と、第２入力ＩＮ２の信号の位相との間には位相差が存在することは明らかである。したがって、位相検出器ＰＤの入力信号がほぼ同じ周波数と位相になるまで位相検出器ＰＤは第２出力ＤＯＷＮでパルスを生成する。図６（ｃ）のタイミング・チャートにこの状態が示されている。これらのパルスによってチャージポンプＣＨＰのスイッチ手段ＳＷ１とＳＷ４がパルス期間中開いた状態になる。したがって、各パルス期間で、チャージポンプＣＨＰの出力にはループフィルタのコンデンサの放電を引き起こす電流の強さが含まれる。この場合ループフィルタＬＦの出力電圧は減少する。この結果、電圧制御発振器ＶＣＯの周波数が設定周波数に対応するまで電圧制御発振器ＶＣＯの周波数の減少が生じる。
【００３０】
以上の説明では電圧の上昇によって周波数が増加することが仮定されている。
上記説明の中で先に述べたように、電圧制御発振器は反対方向に作動することもできる。その場合、位相同期ループＰＬＬの動作をそれに応じて適宜修正しなければならないが、この修正は公知のものである。
【００３１】
本発明のチャージポンプ構成では、上に示した周波数の変化は周波数の変化の方向にかかわりなくほぼ等しい割合で生じる。しかし、実際には、チャージポンプの電流源ＣＳ１、ＣＳ２の構成を完全に等しくすることができないので、従来技術による解決策では充電と放電の電流の強さは等しくならない。この結果電流の差異が生じることになり変化の割合が変化の方向の影響を受けることになる。
【００３２】
図５の高周波ブロックは、例えば無線通信装置、基地送受信局、人工衛星局などで利用することができる。
【００３３】
本発明に基づくチャージポンプ構成では第１チャージポンプＣＨＰ１は信号経路の中に存在する。即ち、位相検出器ＰＤの出力信号は、従来技術による解決策の場合と同様に第１チャージポンプＣＨＰ１へ送られるが、第２チャージポンプは信号経路から分離している。
【００３４】
本発明を適用して、位相同期ループＰＬＬがロックされた状態にあるとき、チャージポンプＣＨＰのスイッチ手段ＳＷ１〜ＳＷ４が開いた状態になるようにすることができることは自明であり、このことはチャージポンプＣＨＰの出力にほぼ電流が存在しないことを実際には意味する。
【００３５】
本発明のチャージポンプ構成のシミュレーションを以下のテスト値を用いて行った。第１チャージポンプＣＨＰ１：充電用電流ｉ1 ＝１．００１ｍＡ及び放電用電流ｉ2 ＝９８８．８μＡ；チャージポンプの一致精度２％でこれは１ｍＡの電流で２０μＡの最大誤差を意味する。このシミュレーション結果は、本発明のチャージポンプ構成において、すべての電流源が接続された場合に出力電流は１μＡより明らかに小さいことを示すものであった。
【００３６】
本発明のチャージポンプ構成は位相同期ループ以外の他の接続に応用することも可能である。本発明は、上に示した実施例のみに限定されるものではなく、添付の請求項の範囲内で変更することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】簡略化したブロック図で従来技術の位相同期ループを示す図である。
【図２】簡略化したブロック図で従来技術のチャージポンプを示す図である。
【図３】簡略化したブロック図で本発明の好適な実施例に基づくチャージポンプ構成を示す図である。
【図４】簡略化したブロック図で本発明の別の好適な実施例によるチャージポンプ構成を示す図である。
【図５】本発明を好適に適用することができる送受信器構成を示す図である。
【図６】（ａ）から（ｃ）は位相比較器の動作のタイミング・チャートを示す図である。
【符号の説明】
ＣＨＰ１…第１チャージポンプ
ＣＨＰ２…第２チャージポンプ
ＣＳ１…第１充電用電流源
ＣＳ２…第１放電用電流源
ＣＳ３…第２充電用電流源
ＣＳ４…第２放電用電流源
ＣＭ…基準電流ｉ5 を供給するコピー用手段
ｉΔ1 …第１チャージポンプ出力電流
ｉΔ2 …第２チャージポンプ出力電流
ｉ5 …基準電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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