(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
供給された電圧に応じた周波数の周波数信号を発振する電圧制御発振部と、
前記周波数信号を電圧制御発振部の設定周波数に応じて１／Ｎ（Ｎは整数）に分周する分周手段と、  
前記電圧制御発振部の出力周波数の１／Ｎに相当する周波数の正弦波信号を基準クロック信号に基づいてサンプリングしてそのサンプリング値をディジタル信号として出力するアナログ／ディジタル変換部と、
このアナログ／ディジタル変換部からの出力信号に対応する周波数信号に対して、周波数がω0／２πの正弦波信号のディジタル信号による直交検波を行い、当該周波数信号の周波数とω0／２πとの周波数差に相当する周波数で回転する回転ベクトルを複素表示したときの実数部分及び虚数部分を取り出す回転ベクトル取り出し手段と、
前記電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数を計算し、この計算された周波数に基づいて粗い周波数刻みで設定した粗調整のための周波数と細かい周波数刻みで設定した微調整のための周波数とを求めるパラメータ出力部と、
前記パラメータ出力部にて計算された前記粗調整のための周波数で前記回転ベクトルに対して逆回転する逆回転ベクトルを乗算して、前記回転ベクトルとの差分周波数で回転する微速回転ベクトルを得る手段と、
この手段で求められた微速回転ベクトルの周波数と、前記微調整のための周波数との差分に対応する値を積分する手段と、
この手段で求められた積分値に相当する電圧信号を前記電圧制御発振部に帰還する手段と、を備え、
電圧制御発振部、回転ベクトル取り出し手段、及び前記電圧信号を電圧制御発振部に帰還する手段によりＰＬＬが形成され、ＰＬＬがロックされたときに電圧制御発振部の出力周波数が設定周波数に調整されることを特徴とする周波数シンセサイザ。
【請求項２】
微速回転ベクトルの周波数は、回転ベクトルを表す複素平面上の位相θをｓｉｎθとみなすことができて、その周波数を近似計算により求めることができる程度に低いことを特徴とする請求項１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項３】
供給された電圧に応じた周波数の周波数信号を発振する電圧制御発振部と、
前記周波数信号を電圧制御発振部の設定周波数に応じて１／Ｎ（Ｎは整数）に分周する分周手段と、  
前記電圧制御発振部の出力周波数の１／Ｎに相当する周波数の正弦波信号を基準クロック信号に基づいてサンプリングしてそのサンプリング値をディジタル信号として出力するアナログ／ディジタル変換部と、
このアナログ／ディジタル変換部からの出力信号に対応する周波数信号に対して、周波数がω0／２πの正弦波信号のディジタル信号による直交検波を行い、当該周波数信号の周波数とω0／２πとの周波数差に相当する周波数で回転する回転ベクトルを複素表示したときの実数部分及び虚数部分を取り出す回転ベクトル取り出し手段と、
前記電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数を計算するパラメータ出力部と、
前記回転ベクトルの周波数と前記パラメータ出力部にて計算された周波数との差分を取り出す周波数差取り出し手段と、
この周波数差取り出し手段により取り出された周波数差に相当する信号を積分して前記電圧制御発振部に帰還する手段と、を備え、
前記パラメータ出力部は、粗調整のための周波数刻みｆａの整数倍の周波数のうち、電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数に最も近い周波数ｎ・ｆａ（ｎは整数）と、前記周波数刻みｆａよりも小さい微調整のための周波数刻みｆｂの整数倍のうち、電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数と前記周波数ｎ・ｆａとの差に最も近い周波数ｍ・ｆｂ（ｍは整数）と、を計算し、
前記周波数差取り出し手段は、前記回転ベクトル取り出し手段により得られた前記回転ベクトルに、周波数ｎ・ｆａで逆回転する逆回転ベクトルを乗算して、前記回転ベクトルの周波数から逆回転ベクトルの周波数を差し引いた周波数の微速回転ベクトルを取り出す手段と、前記微速回転ベクトルの周波数を、当該微速回転ベクトルの各サンプリング時の実数部分及び虚数部分の値から求める微速回転ベクトルの微速検出手段と、この微速検出手段で検出された微速回転ベクトルの周波数と周波数ｍ・ｆｂとの差に相当する信号を出力する手段と、を備え、
電圧制御発振部、回転ベクトル取り出し手段、及び前記電圧信号を電圧制御発振部に帰還する手段によりＰＬＬが形成され、ＰＬＬがロックされたときに電圧制御発振部の出力周波数が設定周波数に調整されることを特徴とする周波数シンセサイザ。
【請求項４】
周波数差に相当する信号を積分して前記電圧制御発振部に帰還する手段は、微速回転ベクトルの周波数と周波数ｍ・ｆｂとの差に相当する信号を累積する手段を含むことを特徴とする請求項３記載の周波数シンセサイザ。
【請求項５】
微速回転ベクトルの周波数は、回転ベクトルを表す複素平面上の位相θをｓｉｎθとみなすことができて、その周波数を近似計算により求めることができる程度に低いことを特徴とする請求項３または４記載の周波数シンセサイザ。
【請求項６】
前記パラメータ出力部は、電圧制御発振部の出力周波数の設定値をＮで割ったときに、アナログ／ディジタル変換部で用いる基準クロック信号の周波数と回転ベクトル取り出し手段で用いられるω0／２πとの差に最も近い周波数となるＮの値を計算し、分周手段は、この値を用いて電圧制御発振部からの周波数信号を分周することを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一つに記載の周波数シンセサイザ。
【請求項７】
逆回転ベクトルは、複素表面上における逆回転ベクトルの位置を規定する実数部分及び虚数部分の組を回転方向に沿って順番に配列したデータテーブルと、逆回転ベクトルの回転方向及び周波数に対応するインクリメント数またはデクリメント数により前記データテーブルのアドレスを発生させる手段とにより生成されることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一つに記載の周波数シンセサイザ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所望の周波数の発振出力が得られる周波数シンセサイザに関する。
【背景技術】
【０００２】
標準信号発生器の一つとしてＰＬＬ（Phase  Locked  Loop）を応用した周波数シンセサイザがある。周波数シンセサイザは図１２に示すように、電圧制御発振器１０１を分周器１０２により１／Ｎに分周してその分周出力を位相比較器１０３の一方の入力端に入力すると共に、基準信号発生器である例えば水晶発振器１０４の発振出力を分周器１００にて１／Ｍに分周してその分周出力を位相比較器１０３の他方の入力端に入力し、その比較信号をループフィルタ１０５を介して電圧制御発振器１０１にフィードバックし、こうしてＰＬＬを構成している（例えば特許文献１）。ＰＬＬがロックすると電圧制御発振器１０１の発振出力の周波数ｆvcoと水晶発振器１０４の発振出力の周波数ｆ0とは、ｆvco／Ｎ＝ｆ0／Ｍの関係にあるので、ｆvco＝（Ｎ／Ｍ）ｆ0となる。分周器１０２はプログラマブルカウンタにより構成されていて外部よりディジタルデータで分周比Ｎを設定できることから、ｆvcoの周波数を自由に設定できることになる。
【０００３】
周波数シンセサイザの応用としては、例えば移動局における局発振部として用いられる。即ち、基地局では所定の周波数帯域を移動局に割り当てるため、移動局側では、割り当てられた周波数帯域の発振出力を生成する必要があり、そのため局発振部に対し周波数を調整できる機能を持たせることが要請される。また無線通信機器の試験用信号源や放送機器などにも使用されている。
【０００４】
このように例えば通信分野において周波数シンセサイザを適用する場合には、他のチャネルとの混信を避けるためにノイズが少ないことが要求され、また電波が過密化していることから、周波数をできるだけ細かく設定できることが望ましい。周波数を細かく設定するためには、上記の分周比Ｎを大きくすればよいが、あまり大きくすると、ループに生じる遅延が長くなってノイズが大きくなり、実際にはＮは１０００程度が上限である。
【０００５】
このため説明の便宜上例えば１０００ＭＨｚ程度の周波数を１Ｈｚ単位で調整できる周波数シンセサイザを設計しようとすると、図１２の装置を多段化する必要がある。即ち、Ｎの上限が１０００であるとすると、位相比較器に入る基準信号の周波数（Ｍ／ｆ0）を１ＭＨｚとすることで、１ＭＨｚきざみで設定できる１ＭＨｚ〜１０００ＭＨｚの周波数シンセサイザを制作できる。同様にして基準信号の周波数を１ｋＨｚとすることにより、１ｋＨｚきざみで設定できる１ｋＨｚ〜１ＭＨｚの周波数シンセサイザを制作し、同様にして基準信号の周波数を１Ｈｚとすることにより、１Ｈｚきざみで設定できる１Ｈｚ〜１ｋＨｚの周波数シンセサイザを制作する。そして各周波数シンセサイザを段階的に合成することにより、１Ｈｚきざみで１０００Ｍヘルツまで設定できる周波数シンセサイザが得られることになる。
【０００６】
しかしながらこのようにすると、周波数を合成する各合成回路についてＰＬＬを組まなければならないこともあって、回路構成が複雑で部品点数が多くなり、ノイズが多くなるという課題がある。
【０００７】
【特許文献１】特開平２００４−２７４６７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、従来の周波数シンセサイザとは原理が全く異なる新規な構成を採用することにより、広い帯域に亘って細かく周波数を設定することができ、しかも低ノイズな周波数信号が得られる周波数シンセサイザを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の周波数シンセサイザは、供給された電圧に応じた周波数の周波数信号を発振する電圧制御発振部と、
前記周波数信号を電圧制御発振部の設定周波数に応じて１／Ｎ（Ｎは整数）に分周する分周手段と、  
前記電圧制御発振部の出力周波数の１／Ｎに相当する周波数の正弦波信号を基準クロック信号に基づいてサンプリングしてそのサンプリング値をディジタル信号として出力するアナログ／ディジタル変換部と、
このアナログ／ディジタル変換部からの出力信号に対応する周波数信号に対して、周波数がω0／２πの正弦波信号のディジタル信号による直交検波を行い、当該周波数信号の周波数とω0／２πとの周波数差に相当する周波数で回転する回転ベクトルを複素表示したときの実数部分及び虚数部分を取り出す回転ベクトル取り出し手段と、
前記電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数を計算し、この計算された周波数に基づいて粗い周波数刻みで設定した粗調整のための周波数と細かい周波数刻みで設定した微調整のための周波数とを求めるパラメータ出力部と、
前記パラメータ出力部にて計算された前記粗調整のための周波数で前記回転ベクトルに対して逆回転する逆回転ベクトルを乗算して、前記回転ベクトルとの差分周波数で回転する微速回転ベクトルを得る手段と、
この手段で求められた微速回転ベクトルの周波数と、前記微調整のための周波数との差分に対応する値を積分する手段と、
この手段で求められた積分値に相当する電圧信号を前記電圧制御発振部に帰還する手段と、を備え、
電圧制御発振部、回転ベクトル取り出し手段、及び前記電圧信号を電圧制御発振部に帰還する手段によりＰＬＬが形成され、ＰＬＬがロックされたときに電圧制御発振部の出力周波数が設定周波数に調整されることを特徴とする。
【００１０】
他の発明の周波数シンセサイザは、  供給された電圧に応じた周波数の周波数信号を発振する電圧制御発振部と、
前記周波数信号を電圧制御発振部の設定周波数に応じて１／Ｎ（Ｎは整数）に分周する分周手段と、  
前記電圧制御発振部の出力周波数の１／Ｎに相当する周波数の正弦波信号を基準クロック信号に基づいてサンプリングしてそのサンプリング値をディジタル信号として出力するアナログ／ディジタル変換部と、
このアナログ／ディジタル変換部からの出力信号に対応する周波数信号に対して、周波数がω0／２πの正弦波信号のディジタル信号による直交検波を行い、当該周波数信号の周波数とω0／２πとの周波数差に相当する周波数で回転する回転ベクトルを複素表示したときの実数部分及び虚数部分を取り出す回転ベクトル取り出し手段と、
前記電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数を計算するパラメータ出力部と、
前記回転ベクトルの周波数と前記パラメータ出力部にて計算された周波数との差分を取り出す周波数差取り出し手段と、
この周波数差取り出し手段により取り出された周波数差に相当する信号を積分して前記電圧制御発振部に帰還する手段と、を備え、
前記パラメータ出力部は、粗調整のための周波数刻みｆａの整数倍の周波数のうち、電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数に最も近い周波数ｎ・ｆａ（ｎは整数）と、前記周波数刻みｆａよりも小さい微調整のための周波数刻みｆｂの整数倍のうち、電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数と前記周波数ｎ・ｆａとの差に最も近い周波数ｍ・ｆｂ（ｍは整数）と、を計算し、
前記周波数差取り出し手段は、前記回転ベクトル取り出し手段により得られた前記回転ベクトルに、周波数ｎ・ｆａで逆回転する逆回転ベクトルを乗算して、前記回転ベクトルの周波数から逆回転ベクトルの周波数を差し引いた周波数の微速回転ベクトルを取り出す手段と、前記微速回転ベクトルの周波数を、当該微速回転ベクトルの各サンプリング時の実数部分及び虚数部分の値から求める微速回転ベクトルの微速検出手段と、この微速検出手段で検出された微速回転ベクトルの周波数と周波数ｍ・ｆｂとの差に相当する信号を出力する手段と、を備え、
電圧制御発振部、回転ベクトル取り出し手段、及び前記電圧信号を電圧制御発振部に帰還する手段によりＰＬＬが形成され、ＰＬＬがロックされたときに電圧制御発振部の出力周波数が設定周波数に調整されることを特徴とする。
【００１１】
本発明の好ましい態様としては、例えば前記パラメータ出力部は、電圧制御発振部の出力周波数の設定値をＮで割ったときに、アナログ／ディジタル変換部で用いる基準クロック信号の周波数と回転ベクトル取り出し手段で用いられるω0／２πとの差に最も近い周波数となるＮの値を計算し、分周手段は、この値を用いて電圧制御発振部からの周波数信号を分周する例をあげることができる。
【００１３】
この場合、微速回転ベクトルの周波数は、回転ベクトルを表す複素平面上の位相θをｓｉｎθとみなすことができて、その周波数を近似計算により求めることができる程度に低いことが好ましい。  
また微速回転ベクトルの微速検出手段は、あるサンプリング時における微速回転ベクトルの実数部分及び虚数部分で決まる複素平面上の位置と、次のサンプリング時における微速回転ベクトルの実数部分及び虚数部分で決まる複素平面上の位置と、の距離を演算して、その演算値を両サンプリング時における微速回転ベクトルの位相差とみなす手段を含む構成とすることができる。
【００１４】
また逆回転ベクトルは、複素表面上における逆回転ベクトルの位置を規定する実数部分及び虚数部分の組を回転方向に沿って順番に配列したデータテーブルと、逆回転ベクトルの回転方向及び周波数に対応するインクリメント数またはデクリメント数により前記データテーブルのアドレスを発生させる手段とにより生成することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の周波数シンセサイザは、従来のように周波数の調整単位（いくつ刻みで周波数を調整できるかということ）を分周器の分周比に任せる手法とは全く異なる手法である。即ち、
イ．電圧制御発振部の出力周波数の正弦波信号を直交検波して、検波に用いた周波数信号の周波数との差分の周波数（速度）で回転する回転ベクトルを作成し、
ロ．電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの回転ベクトルの周波数を予め計算しておいて、
ハ．電圧制御発振部を駆動したときに回転ベクトルの周波数と前記計算された周波数との差分に相当する電圧信号を電圧制御発振部にフィードバックして、その差分がゼロになるようにＰＬＬを形成している。  
従ってＰＬＬがロックされたときに電圧制御発振部の出力周波数が設定周波数に調整されることになるが、電圧制御発振部の出力周波数が設定値になったときの回転ベクトルの周波数を予め計算しておくだけで、そしていわば１段のＰＬＬでありながら、出力周波数を設定できるので、ノイズが小さくしかも広い帯域に亘って細かく周波数を設定することができる。例えば数百ＭＨｚの電圧制御発振器を例えば１Ｈｚ単位あるいはそれ以下の単位で設定することができ、極めて画期的な周波数シンセサイザが得られる。
【００１６】
また電圧制御発振部を駆動したときに回転ベクトルの周波数と前記計算された周波数との差分を取り出すにあたって、回転ベクトルに対してその周波数に近い周波数で逆回転する逆回転ベクトルを作成してこの逆回転ベクトルで前記回転ベクトルにブレーキをかけて減速させ、そして減速した回転ベクトルについて周波数の近似計算を行って前記差分を求めるようにすれば、逆回転ベクトルの作成に必要なデータ量を少なくすることができ、そして減速した回転ベクトルについては周波数について近似計算を行うことが可能であるから（低速の場合には、θをｓｉｎθで近似できることから、ｎ番目のサンプリング時と（ｎ＋１）番目のサンプリング時の回転ベクトルの位相差を、ベクトルを結ぶ直線で近似できるから）、演算の負担が少なくて済む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の周波数シンセサイザは、新規な原理に基づいて動作するものであることから、先ず図１を参照しながら本発明の動作原理について簡単に概略的な説明をしておく。図１中１は、電圧制御発振部である電圧制御発振器であり、電圧出力部１１から第１の加算部１２を経て供給電圧に応じた周波数の矩形波である周波数信号を出力する。電圧制御発振器１からの周波数信号は分周手段２にて１／Ｎ（Ｎは整数）に分周され、更に正弦波に変換され、ディジタル信号に変換されるのであるが、ここでは回転ベクトル取り出し手段２０により、前記周波数信号の周波数に応じた周波数（速度）で回転する回転ベクトルが取り出されるという説明にとどめる。
【００１８】
回転ベクトル取り出し手段２０の後段の周波数差取り出し手段３０は、前記回転ベクトルの周波数と、電圧制御発振器１の出力周波数が設定周波数になったときの回転ベクトルの周波数ｆｒと、の差を取り出す。周波数差を取り出す手法としては、例えば電圧制御発振器１の出力周波数が設定周波数になったときに回転ベクトル取り出し手段２０にて取り出される回転ベクトルの回転方向とは逆方向に周波数ｆｒで回転する逆回転ベクトルを作成し、前記回転ベクトルと逆回転ベクトルとを乗算してその周波数差を取り出す手法が挙げられる。
【００１９】
また逆回転ベクトルで回転ベクトルの周波数をある程度落としておいて、残りの周波数差分を例えば回転ベクトルの速度を近似式で検出するようにしてもよい。このような例をより具体化した例を挙げると、回転ベクトルの周波数をｆｒに一致させる調整（周波数差取り出し手段３０により周波数差を取り出す調整工程）を、粗調整と微調整とに分ける。そして粗調整のための周波数刻みｆａの整数倍の周波数のうち、電圧制御発振器１の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルの周波数に最も近い周波数ｎ・ｆａ（ｎは整数）を予め計算して、周波数ｎ・ｆａで逆回転する逆回転ベクトルを前記回転ベクトルに乗算して、前記回転ベクトルの周波数から逆回転ベクトルの周波数を差し引いた周波数の微速回転ベクトルを取り出す。そして前記周波数刻みｆａよりも小さい微調整のための周波数刻みｆｂの整数倍のうち、ｆｒと前記周波数ｎ・ｆａとの差に最も近い周波数ｍ・ｆｂ（ｍは整数）と、を計算し、前記微速回転ベクトルの周波数と周波数ｍ・ｆｂとの差を取り出し、こうして回転ベクトル取り出し手段により得られた回転ベクトルの周波数とｆｒとの差が求められる。
【００２０】
以上の一連の計算は、図示しないパラメータ出力部にて計算される。なおこのように周波数差を取り出す調整工程を粗調整と微調整とに分ける場合には、回転ベクトルの周波数がｆｒに近付いてきたときに正確な周波数差を得ることができる利点や、周波数の検出の演算が簡単になるという利点などがある。この点は後述の図２の具体例により明らかにされる。
【００２１】
図１のループはＰＬＬを形成しており、前記周波数差がゼロになったときにＰＬＬがロックされ、電圧制御発振器１の出力周波数が設定周波数にロックされることになる。
【００２２】
即ち、電圧制御発振器１のスタート時には入力電圧が例えば時間に対して直線的に上昇し、それに伴って出力周波数が上昇し、回転ベクトル取り出し手段２０にて取り出された回転ベクトルの周波数が高くなっていく。そしてこの周波数がＰＬＬの制御範囲に入ってくると、予め計算された、電圧制御発振器１の出力周波数が設定周波数になったときの回転ベクトルの周波数ｆｒと回転ベクトルの周波数との差が小さくなってくる。この結果、フィードバック量の増加分が少なくなっていくので、電圧制御発振器１の出力周波数の上昇が抑えられ、前記周波数差がゼロに収束しようとし、この結果電圧制御発振器１の出力周波数は、設定周波数に収束しようとする。こうしてＰＬＬがロックされると、電圧制御発振器１の出力周波数が設定周波数にロックされることになる。
【００２３】
実際には、設定周波数の大きさに応じて分周比を選択すればよいことから、回転ベクトルという発想を取り入れることにより、このように１段のＰＬＬでありながら、広い周波数帯域に亘って細かな周波数設定を行うことができるのである。
【００２４】
以下に本発明の周波数シンセサイザを具体化した例を図２以降にて説明する。  電圧出力部１１は、出力電圧が例えば時間の経過と共に直線的に所定の電圧まで上昇するように構成されている。所定の電圧とは、電圧制御発振器１から得ようとする設定周波数に応じた電圧に近い電圧であり、後述のパラメータ出力部により指定される。  
電圧制御発振器１の後段に設けられた手段について順番に説明すると、２は例えばプログラマブルカウンタからなる分周器であり、この分周器２の分周比Ｎ（Ｎは整数）は後述のパラメータ出力部により決定される。分周器２の後段には、分周器２からの周波数信号である矩形波信号を正弦波信号に変換するための手段としてローパスフィルタ２１が設けられている。  
３はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器であり、ローパスフィルタ２１からの周が数信号である正弦波信号を基準クロック発生部３１からのクロック信号によりサンプリングしてそのサンプリング値をディジタル信号として出力する。基準クロック発生部３１は、前記周波数信号をサンプリングするために周波数の安定性が極めて高い周波数信号であるクロック信号を出力する。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器３で得られるディジタル信号で特定される高周波信号は基本波の他に高調波も含まれている。即ち高調波ひずみを有する正弦波をサンプリングする場合、その高調波成分が折り返しの影響を受けて、場合によっては周波数スペクトルにおける周波数軸上で基本波周波数と高調波の周波数とが重なる場合が想定される。そこでこのような重なりを避けて、電圧制御発振器１の出力周波数に正確に対応する回転ベクトルを後で取り出す必要がある。
【００２６】
一般に周波数ｆ１の正弦波信号を周波数ｆｓのクロック信号でサンプリングした場合、その取り込み結果の周波数ｆ２は（１）式で表される。ただしmod（，）はmodulo関数を表している。
【００２７】
ｆ２＝｜mod（ｆ１＋ｆｓ／２，ｆｓ）−ｆｓ／２｜  ……（１）
この取り込み結果において、基本波周波数に対してｎ次の高調波の周波数はｎ×（基本波周波数）として表されるので、これをｆ２と置いて上記の（１）式に代入すれば、高調波がどのような周波数として取り込まれるかを計算することができる。この計算を用いることにより基本波の周波数と高調波の周波数とが重ならないように、分周器２からの高周波信号の周波数ｆｃとサンプリング周波数（クロック信号の周波数）ｆｓとを設定することができ、例えば回転ベクトルが停止するときのｆｃが３６ＭＨzとなるように分周比Ｎを設定し、ｆｓを４０ＭＨｚに設定する。この場合、Ａ／Ｄ変換器３からのディジタル信号である出力信号で特定される周波数信号の基本波は４ＭＨｚの正弦波となる。なおｆｃ／ｆｓを９／１０にすれば、基本波の周波数と高調波の周波数とが重ならないが、ｆｃ／ｆｓはこの値に限られるものではない。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換器３の後段には、キャリアリムーブ４が設けられている。このキャリアリムーブ４は、Ａ／Ｄ変換器３からのディジタル信号により特定される正弦波信号に対して周波数がω0ｔ／２π（角速度がω0ｔ）の正弦波信号により直交検波を行い、Ａ／Ｄ変換器３のディジタル信号により特定される周波数信号の周波数と検波に用いる正弦波信号の周波数との差の周波数で回転する回転ベクトルを取り出す手段、より詳しくはこの回転ベクトルを複素表示したときの実数部分及び虚数部分を取り出す手段に相当する。
【００２９】
キャリアリムーブ４に関して詳述すると、キャリアリムーブ４は、図３に示すように前記正弦波信号に対してcos（ω0ｔ）を掛け算する掛け算部４１ａと前記正弦波信号に対して−sin（ω0ｔ）を掛け算する掛け算部４１ｂと、掛け算部４１ａ、４１ｂの後段に夫々設けられたローパスフィルタ４２ａ及び４２ｂと、を備えている。従ってＡ／Ｄ変換器３で得られた正弦波信号をＡcos（ω0ｔ＋θ）としたとき、掛け算部４１ａの出力及び掛け算部４１ｂの出力は夫々（２）式及び（３）式により表される。
【００３０】
Ａcos（ω0ｔ＋θ）・cos（ω0ｔ）
＝１／２・Ａcosθ＋１／２｛cos（２ω0ｔ）・cosθ＋sin（２ω0ｔ）・sinθ｝……（２）
Ａcos（ω0ｔ＋θ）・−sin（ω0ｔ）
＝１／２・Ａsinθ−１／２｛sin（２ω0ｔ）・cosθ＋cos（２ω0ｔ）・sinθ｝……（３）
そこで掛け算部４１ａの出力及び掛け算部４１ｂの出力を夫々ローパスフィルタ４２ａ及び４２ｂを通すことにより、２ω0ｔの周波数信号は除去されるので、結局ローパスフィルタ４２ａ、４２ｂからは夫々１／２・Ａcosθと１／２・Ａsinθとが取り出される。ローパスフィルタ４２ａ、４２ｂにおける実際のディジタル処理は、掛け算部４１ａ、４１ｂから出力される時系列データについて連続する複数個のデータ例えば６個のデータの移動平均を演算している。
【００３１】
以上のことは、Ａ／Ｄ変換器３で得られた正弦波信号の周波数と直交検波に用いる正弦波信号の周波数が等しいときには、出力に時間関数が含まれないので、キャリアリムーブ４にて得られる回転ベクトルは停止していることになる。一方Ａcos（ω0ｔ＋θ）で表される正弦波信号の周波数が変化すると、Ａcos（ω0ｔ＋θ）はＡcos（ω0ｔ＋θ＋ω1ｔ）となる。従って１／２・Ａcosθは１／２・Ａcos（θ＋ω1ｔ）となり、１／２・Ａsinθは１／２・Ａsin（θ＋ω1ｔ）となる。即ち、ローパスフィルタ４２ａ、４２ｂから得られた出力は、正弦波信号［Ａcos（ω0ｔ＋θ）］の周波数の変化分（ω1ｔ）に対応する信号、つまりＡ／Ｄ変換器３で得られた正弦波信号の周波数と直交検波に用いた正弦波信号の周波数との差分（ω1ｔ／２π）の速度で回転するベクトルを複素表示したときの実数部分（Ｉ）及び虚数部分（Ｑ）である。なお、この明細書では周波数と角速度とを使い分ける意義はないことから、両者を混在して用いることがある。
【００３２】
図４はこの回転ベクトルＶを表した図であり、この回転ベクトルＶは長さがＡであり、回転速度がω1ｔ（＝φ）である（周波数がω1ｔ／２π）。この例では直交検波に用いた周波数は４ＭＨｚであり、Ａ／Ｄ変換器３で得られた正弦波信号の周波数が４ＭＨｚであれば回転ベクトルの回転速度はゼロであるが、４ＭＨｚからずれていれば、そのずれた周波数差に応じた周波数（回転速度）で回転することになる。
【００３３】
キャリアリムーブ４の後段には、逆回転ベクトル乗算部５が設けられている。この逆回転ベクトル乗算部５は、キャリアリムーブ４にて得られた回転ベクトルＶに対して、パラメータ出力部６にて作成された逆回転ベクトルＶ｀を乗算するものである。この乗算は、直感的な表現を使えば回転ベクトルＶの速度を逆回転ベクトルＶ｀の速度分だけ減速することになり、言い換えれば、回転ベクトルＶの周波数と逆回転ベクトルＶ｀の周波数との差で回転する回転ベクトルを得ることになる。
【００３４】
逆回転ベクトル乗算部５における演算について説明すると、キャリアリムーブ４及び逆回転ベクトル乗算部５は、コンピュータの演算により実行されるものであり、その演算のサンプリングにおいてあるタイミングのサンプリング例えばｎ回目の回転ベクトルＶのサンプリング値がＩ（ｎ）＋ｊＱ（ｎ）であったとすると、ｎ回目の逆回転ベクトルＶ｀のサンプリング値はＩ`（ｎ）＋ｊＱ`（ｎ）である。両ベクトルを乗算したベクトルＩ＋ｊＱは、｛Ｉ（ｎ）＋ｊＱ（ｎ）｝×｛Ｉ`（ｎ）＋ｊＱ`（ｎ）｝となる。この式を整理すると、（４）式となる。
Ｉ＋ｊＱ＝｛Ｉ(ｎ)・Ｉ`(ｎ)−Ｑ(ｎ)・Ｑ`(ｎ)｝＋ｊ｛Ｉ(ｎ)・Ｑ`(ｎ)＋Ｉ`(ｎ)・Ｑ(ｎ)｝    ……（４）
図５は、逆回転ベクトル乗算部５の構成を示しており、（４）式の演算を行っている。    
逆回転ベクトルＶ｀を発生するとは、実際には複素平面上におけるベクトルが逆回転するように当該ベクトルの実数部分及び虚数部分の値つまり逆回転ベクトルＶ｀の位相をφ｀とすると、cosφ｀とsinφ｀との値を発生させることである。図６は、ベクトルのcosφ｀とsinφ｀との組がベクトルの回転方向に沿って順番には配列されたＩ／Ｑテーブル６０を示しており、パラメータ出力部６は、この例では前記Ｉ／Ｑテーブル６０を備えていて、指示された電圧制御発振器１の設定周波数に応じて決定されるインクリメント数またはデクリメント数でＩ／Ｑテーブル６０のアドレスを読み出し、逆回転ベクトル乗算部５に出力している。例えばアドレスを「０」から「１１」までクロックの読み出しのタイミングにより１個づつ読み出し、再び「０」に戻ると、１２クロックでベクトルが複素平面にて時計回りで１回転することになり、インクリメント数を２にして１個おきにアドレスを読み出すと、ベクトルの速度が倍速になる。インクリメントして読み出すかデクリメントして読み出すかは、キャリアリムーブ４にて取り出された回転ベクトルＶの回転方向により決めることができる。こうして回転ベクトルＶに対して逆回転する逆回転ベクトルＶ｀を生成することができる。なお図６のＩ／Ｑテーブル６０は、本発明の理解を容易にするために模式的に作成されたものであり、実際のテーブルの好ましい作成例を挙げたものではない。
【００３５】
図２におけるここまでのブロックについて、具体的な一連の演算に関して述べておく。電圧制御発振器１の出力周波数をｆvcoとすると、分周器２にて分周された周波数はｆvco／Ｎとなる。Ａ／Ｄ変換部３では、周波数がｆｓのクロック信号によりサンプリングされるため、Ａ／Ｄ変換部３にて得られたディジタル信号により特定される周波数信号の周波数は、ｆｓ−（ｆvco／Ｎ）となる。この例ではｆｓは４０ＭＨｚであるから、４０ＭＨｚ−（ｆvco／Ｎ）となる。そしてキャリアリムーブ４における検波に用いられる正弦波信号の周波数（ω0ｔ／２π）は４ＭＨｚとしているので、キャリアリムーブ４から取り出される回転ベクトルＶの周波数は、４０ＭＨｚ−（ｆvco／Ｎ）−４ＭＨｚとなる。
【００３６】
ところでこの発明は、電圧制御発振器１の出力周波数ｆvcoが設定周波数になったときに回転ベクトルＶの周波数と前記周波数ｆｒとの周波数差がゼロになるように制御される。もし（ｆvco／Ｎ）が３６ＭＨｚであれば、回転ベクトルＶは停止いるので（周波数がゼロであるので）、この場合は、逆回転ベクトルＶ｀の周波数をゼロに設定することで、ＰＬＬがロックされ、電圧制御発振器１の出力周波数ｆvcoが設定周波数になる。しかしこのようなケースは１点しかないので、実際にはキャリアリムーブ４から取り出される回転ベクトルＶはある速度で回転している。このため、回転ベクトルＶを止めるための逆回転ベクトルＶ｀を発生させることが必要になるのであるが、一連の計算はソフトウエアで行われることから、逆回転ベクトルＶ｀を発生させるためのデータを格納するメモリ容量はできるだけ小さくしたいというのが、設計上の要請である。
【００３７】
この観点からすると、電圧制御発振器１の設定周波数をｆsetとすると、ｆset／Ｎができる限り３６ＭＨｚに近い方が好ましく、この例では、パラメータ出力部６において、ユーザにより設定された所望の設定周波数ｆsetに対し、ｆset／Ｎが３６ＭＨｚに最も近くなる整数を演算し、その整数を分周器２の分周比Ｎとしている。こうすることによってキャリアリムーブ４から取り出された回転ベクトルＶを止めるための逆回転ベクトルＶ｀の周波数は、４ＭＨｚよりも小さい値になり、逆回転ベクトルＶ｀を発生させるためのデータ量が少なくて済む。
【００３８】
ここで周波数の具体例を挙げると、電圧制御発振器１の設定周波数ｆsetを例えば５２０．０００１ＭＨｚとすると、分周比Ｎは、例えばｆset／３６ＭＨｚに最も近い整数であるとした場合、Ｎ＝１４となる。この場合、電圧制御発振器の出力周波数が設定周波数ｆsetであるときの分周後の周波数は、ｆset／１４＝３７．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚである。既述のように分周後の周波数が３６ＭＨｚのときに、Ａ／Ｄ変換部３にて得られるディジタル値により特定される周波数信号の周波数は、４０ＭＨｚ−３６ＭＨｚ＝４ＭＨｚであり、４ＭＨｚの正弦波信号で直交検波を行うキャリアリムーブ４を通して得られる回転ベクトルＶの周波数は４ＭＨｚ−４ＭＨｚ＝０、つまり回転ベクトルＶは停止することになる。従ってｆset／１４＝３７．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚの周波数信号がＡ／Ｄ変換部３にてディジタル化され、その周波数信号がキャリアリムーブ４に入力されて得られる回転ベクトルＶの周波数は、３７．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚ−３６ＭＨｚ＝１．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚとなる。  
このような演算は、周波数シンセサイザに対して設定周波数を入力することにより、電圧制御発振器１を動作させる以前にパラメータ出力部６にて行われる。またパラメータ出力部６は、図示しないメモリを参照して、設定周波数に近い周波数が得られる電圧値を選択し、これにより電圧出力部１１の出力電圧がその電圧値に向かって上昇することになる。そして分周比Ｎを１４に設定し、また逆回転ベクトルＶ｀の周波数を１．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚに設定すれば
Ａ／Ｄ変換部３にて得られる周波数信号の周波数が１．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚとなるまで、電圧制御発振器１の出力周波数ｆvcoが上昇し、やがて回転ベクトルＶの周波数と逆回転ベクトルＶ｀の周波数とが一致したときにＰＬＬがロックされ、ｆvcoがｆsetに収束する。  
図７は、回転ベクトルＶが逆回転ベクトルＶ｀により逆回し処理が行われて停止した状態をイメージ的に示す図である。
【００３９】
ところで上述の動作は、逆回転ベクトルＶ｀だけに頼って回転ベクトルＶを止める方式の場合の動作であり、この場合には、逆回転ベクトル乗算部５で得られた回転ベクトルの周波数に対応する信号をループフィルタ８に入力すればよい。しかしながら、このような構成では逆回転ベクトルＶ｀を発生させるためのデータ量がかなり多くなってしまう。このため図２に示す実施の形態では、逆回転ベクトルＶ｀により回転ベクトルＶの周波数をある程度まで減速し、残りの減速を後段の位相の時間差検出部７１、加算部７２及び位相差の累積加算部７３の動作に任せている。言い換えれば、逆回転ベクトル乗算部５では回転ベクトルＶの周波数の粗調整を行い、後段部位において回転ベクトルＶの微調整を行うことで、回転ベクトルＶを停止させている。
【００４０】
回転ベクトルＶの周波数の粗調整を行う逆回転ベクトルＶ｀の周波数は、例えば１５２．５８７８９０６２５Ｈｚ刻みで設定できるようになっている。その理由は、４０ＭＨｚにてデータをサンプリングする場合、逆回転ベクトルＶ｀の位相のポイント数を２の18乗に設定すると、４０ＭＨｚ／２の18乗＝１５２．５８７８９０６２５Ｈｚとなるからである。つまりパラメータ出力部６では、最小租調周波数（周波数刻みｆａ）が１５２．５８７８９０６２５Ｈｚであり、上記の回転ベクトルＶの周波数である１１４２８６４．２８５７１４３Ｈｚ（１．１４２８６４２８５７１４３ＭＨｚ）に対して周波数刻みｆａを何倍したら最も近くなるかを計算する。    
１１４２８６４．２８５７１４３Ｈｚ／１５２．５８７８９０６２５Ｈｚに最も近い整数は７４９０であり、パラメータ出力部６はこの整数を求めることにより、電圧制御発振部１の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルＶの周波数に最も近い周波数ｎ・ｆａ（ｎは整数）＝７４９０・１５２．５８７８９０６２５Ｈｚ＝１１４２８８３．３００７８１２５Ｈｚを求める。
【００４１】
そしてパラメータ出力部６は、次の計算を行う。先ず回転ベクトルＶの周波数から、逆回転ベクトルＶ｀により調整される周波数を差し引き、１４２８６４．２８５７１４３Ｈｚ−１１４２８８３．３００７８１２５Ｈｚ＝１９．０１５０６６９６６４１４５Ｈｚを求める。  
更に粗調整用の前記周波数刻みｆａよりも小さい微調整のための周波数刻みｆｂこの例では周波数刻み１Ｈｚの整数倍のうち、電圧制御発振部１の出力周波数が設定値になったときの前記回転ベクトルＶの周波数と前記周波数ｎ・ｆａとの差である１９．０１５０６６９６６４１４５Ｈｚに最も近い周波数ｍ・ｆｂ（ｍは整数）を計算する。この場合、ｆｂは１Ｈｚであるから、ｍは１９となり、１９Ｈｚ分の調整が逆回転ベクトル乗算部５の後段の部分により行われることになる。
【００４２】
図２に戻って７１は位相の時間差検出部、７２は第２の加算部、７３は位相差の累積加算部、８はループフィルタ、８０はＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部である。  
回転ベクトルＶの回転は逆回転ベクトルＶ｀により減速されているので、回転ベクトルＶの周波数（速度）を簡単な近似式で求めることができる。図８に示すように複素平面上において、（ｎ−１）番目のサンプリングにより求めた回転ベクトルＶ（ｎ−１）とｎ番目のサンプリングにより求めた回転ベクトルＶ（ｎ）＝Ｖ（ｎ−１）＋ΔＶとのなす角度Δφ、即ち両サンプリング時の回転ベクトルＶの位相差Δφは、回転ベクトルＶの周波数がサンプリング周波数よりも十分に小さくかつθ＝ｓｉｎθとみなせる程度であれば、ΔＶの長さとみなすことができる。
【００４３】
ΔＶを求める近似式について説明すると、先ず位相差Δφは（５）式で表される。なおimagは虚数部分、conj｛Ｖ（ｎ）｝はＶ（ｎ）の共役ベクトル、Ｋは常数である。
【００４４】
Δφ＝Ｋ・imag［ΔＶ・conj｛Ｖ（ｎ）｝］    ……（５）  
ここでＩ値（回転ベクトルＶの実数部分）及びＱ値（回転ベクトルＶの虚数部分）についてｎ番目のサンプリングに対応する値を夫々Ｉ（ｎ）及びＱ（ｎ）とすれば、ΔＶ及びconj｛Ｖ（ｎ）｝は複素表示すると夫々（６）式及び（７）式で表される。
【００４５】
ΔＶ＝ΔＩ＋ｊΔＱ                      ……（６）
conj｛Ｖ（ｎ）｝＝Ｉ（ｎ）−ｊＱ（ｎ）  ……（７）        
ただしΔＩはＩ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１）であり、ΔＱはＱ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１）である。（６）式及び（７）式を（５）式に代入して整理すると、Δφは（８）式で表されることになる。
【００４６】
Δφ＝ΔＱ・Ｉ（ｎ）−ΔＩ・Ｑ（ｎ）      ……（８）
前記位相の時間差検出部７１は、このように近似式を用いてΔφを求める機能を備えている。このΔφは、逆回転ベクトル乗算部５にて減速された回転ベクトルＶの周波数に対応する値であるから、位相の時間差検出部７１は、減速された回転ベクトルＶの周波数を出力する手段（微速ベクトル検出手段）であるといえる。
【００４７】
なお回転ベクトルＶ（ｎ−１）とＶ（ｎ）とが求まればこの間の角度Δφを求める手法は種々の数学的手法を使うことができ、その一例として（５）式の近似式を挙げたに過ぎない。その数式としてはＶ（ｎ）とＶ（ｎ−１）の各終点を結ぶ線の中点と原点とを結ぶベクトルＶOである｛Ｖ（ｎ）＋Ｖ（ｎ−１）｝／２を用い、（５）式においてＶ（ｎ）に代えてこのベクトルＶOを代入してもよい。このような（５）式が近似できる理由は、ＶOとΔＶとが直交しているとみなすことができ、このためΔＶの長さは、ＶOを実軸と見たてたときのΔＶの虚数値に相当すると取り扱えることができるからである。
【００４８】
一方パラメータ出力部６は、回転ベクトルＶの周波数微調整分である１９Ｈｚの値を計算により求めているため、位相の時間差検出部７１にて検出された回転ベクトルＶの周波数と微調整分の１９Ｈｚとが加算部７２にて突合されて、回転ベクトルＶの周波数と微調整分の１９Ｈｚとの差分が取り出され、位相差の累積加算部７３に入力される。そして位相差の累積加算部７３からの出力値はループフィルタ８に入力される。
【００４９】
本発明は、図１に示したように回転ベクトルＶを止める処理を行うが、この処理は図２の例ではいわば逆回しすることによるラフな停止処理と微速になった回転ベクトルＶを正確に止める処理とに分けており、後半の処理を位相の時間差検出部７１と加算部７２とに受け持たせていることになる。そして逆回転ベクトル乗算部５、位相の時間差検出部７１及び第２の加算部７２は、周波数差取り出し手段に相当する。
【００５０】
位相差の累積加算部７３は、図９（ａ）に示すようにあるサンプリング時における入力値をレジスタ７３ａに保持し、次のサンプリング時にそれまで保持されていた値を出力すると共に加算部７３ｂに戻して入力値と加算し、その加算値をレジスタ７３ａに入力するように構成されている。  
またループフィルタ８は、入力値を累積加算部８ａにて累積加算すると共に、加算部８ｂにてその累積加算値に入力値を加算するように構成されている。入力値を加算部８ｂに入力する理由は、ループフィルタ８の出力が安定化するためである。このループフィルタ８の出力電圧は、Ｄ／Ａ変換部８０にてアナログ電圧とされて電圧出力部１１の出力電圧から当該出力電圧を差し引くように第１の加算部１２に入力される。
【００５１】
この例では、電圧制御発振部１から周波数差取り出し手段及びループフィルタ８を経て電圧制御発振部１に戻るループはＰＬＬを形成している。またＡ／Ｄ変換器３からループフィルタ８に至るまでの各部位の演算処理はソフトウエアにより行っている。
【００５２】
次に図２に示す実施の形態の全体の動作について図１０及び図１１に記載したタイムチャートを参照しながら説明する。なお信号量の変化パターンについては、概略的に記載してあるが、シミュレーションにより得られた信号量の変化パターンは図１０、図１１のパターンよりも複雑なパターンになっている。今、上述の具体例で挙げたように、電圧制御発振器１の設定周波数ｆsetを例えば５２０．０００１ＭＨｚとして図示しない入力部から入力したとする。パラメータ出力部６は、電圧制御発振器１の設定周波数と供給電圧との関係を書き込んだテーブルを備えていて、このテーブルにおける５２０．０００１ＭＨｚに最も近い設定周波数を選択する。
【００５３】
また既述のようにしてｆset／３６ＭＨｚに最も近い整数である分周比Ｎ＝１４と、設定周波数が得られるときの回転ベクトルＶの周波数を租調整量と微調整量とに分けたときの夫々の量と、を計算する。この場合、周波数の租調整量つまり逆回転ベクトルの周波数である１１４２８８３．３００７８１２５Ｈｚと第２の加算器７２に入力する微調整量である逆回し処理後の回転ベクトルの周波数１９Ｈｚとを計算する。
【００５４】
そして入力部からスタートの指示を入力すると、電圧出力部１１から設定周波数に対応する電圧を例えば時間に対して直線的に上昇するように出力する。電圧制御発振器１は電圧が供給されるので、周波数信号を出力しその周波数が上昇していく。初めのうちは電圧制御発振器１の出力周波数が低いので、Ａ／Ｄ変換部３にて取り出される周波数[４０ＭＨｚ−（出力周波数／Ｎ）]が大きく、このためキャリアリムーブ４にて取り出される回転ベクトルＶの周波数が負の大きな値になっており、時刻ｔ１に至るまでは、キャリアリムーブ４以降の各部の出力は負の下限レベルに維持されている。電圧制御発振器１の出力周波数がある値まで上昇すると、キャリアリムーブ４からの回転ベクトルＶの取り出し演算が有効になって回転ベクトルＶの周波数（速度）が落ち始める（図１０（ａ）参照）。
【００５５】
この説明では、４０ＭＨｚ−（出力周波数／Ｎ）の値が４ＭＨｚよりも小さいとき、つまり出力周波数／Ｎが３６ＭＨｚよりも大きいときの回転ベクトルＶの回転方向を正の方向と呼ぶとすると、負の方向に回転している回転ベクトルＶの周波数が低くなってきたということである。このとき図１０（ｂ）に示すように逆回転ベクトル乗算部５の出力である、逆回転分が加算された回転ベクトルＶの周波数も低くなってくる。従って図１０（ｃ）に示すように位相の時間差検出部７１の出力も小さくなり（負の速度が小さくなり）、図１１（ａ）に示すように前記出力（位相差）と周波数の微調整量とを加算した第２の加算部７２の加算値も小さくなっていく。これらの変化は図１０及び図１１では、各値が上昇に転じていることである。
【００５６】
更に第２の加算部７２の出力つまり位相差の累積加算部７３の入力が上昇していることから、位相差の累積加算部７３の出力が時刻ｔ１に遅れた時刻ｔ２にて上昇し始める。更に電圧制御発振器１の出力周波数が上昇して、分周後の周波数が３６ＭＨｚになり、キャリアリムーブ４から取り出される回転ベクトルＶの速度が停止するタイミングとなる。ここで租調整周波数をΔＦ（ｎ・ｆａ）とし、微調整周波数をΔｆ（ｍ・ｆｂ）とすると、キャリアリムーブ４から取り出される回転ベクトルＶの周波数が周波数の調整分ΔＦ＋Δｆよりも未だ小さく、その周波数差（第２の加算部７２の出力）が負の値であることから、回転ベクトルＶの周波数は上昇する。やがて回転ベクトルＶの周波数は時刻ｔ３にて前記周波数の調整分ΔＦ＋Δｆと同じになるが、それまでのＰＬＬの履歴により更に上昇する。
【００５７】
しかし図１１（ｂ）に示すように位相差の累積加算部７３の出力が上昇して時刻ｔ４にて「正」に転じると、図１１（ｃ）に示すようにループフィルタ８の出力が上昇し始める。ループフィルタ８の出力が負の電圧から正の電圧になったところで電圧出力部１１からの出力電圧がループフィルタ８の出力電圧分だけ低くなって電圧制御発振器１に供給されることになるので、図１１（ｄ）に示すように電圧制御発振器１の出力周波数が低くなろうとする。このため回転ベクトルＶの速度が落ち始め、これにより第２の加算部７２の出力が小さくなろうとするので、位相差の累積加算部７３の出力が低くなろうとする。こうしてやがて位相の時間差検出部７１の出力がΔｆ（上述の具体例では１９Ｈｚ）に収束し（図１０（ｃ））、第２の加算部７２の出力、即ち周波数差取り出し手段で取り出された周波数差がゼロになる。これによりＰＬＬがロックされ、電圧制御発振器１の出力周波数が設定周波数である５２０．０００１ＭＨｚにロックされる。なおループフィルタ８はこの例では完全積分機能を持たせているため、正の直流電圧に収束することになる。またシミュレーションでは、電圧制御発振器１の動作をスタートさせてから、ＰＬＬがロックされるに至るまでの時間はおよそ１５０ｍｓｅｃであった。
【００５８】
上述の実施の形態では、電圧制御発振器１の出力周波数に応じた速度（周波数）で回転する回転ベクトルを取り出し、この回転ベクトルの周波数と出力周波数が設定周波数になったときの回転ベクトルの周波数との差分を取り出して電圧制御発振器１にフィードバックしてＰＬＬを形成しているので、広い周波数帯域に亘って細かな周波数設定を低ノイズで行うことができる。そして周波数差を取り出すにあたって、粗い周波数設定で逆回転する逆回転ベクトルを用いて回転ベクトルの速度を落とし込み、その微速回転ベクトルの速度を検出してその検出値と予め計算しておいて微調整分とを付き合わせてその差分を取り出すようにしている。従って既述のようにデータ量を抑えかつ簡単な演算により回転ベクトルの周波数を検出することができ、従ってメモリ容量が小さくかつ演算の負荷が小さい周波数シンセサイザを提供できる。
【００５９】
なお分周比Ｎの決め方は、電圧制御発振器１の出力周波数の設定値をＮで割ったときに、Ａ／Ｄ変換部３で用いる基準クロック信号の周波数と回転ベクトル取り出し手段で用いられるω0／２πとの差に最も近い周波数となるように決めることに限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明に係る周波数シンセサイザの基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る周波数シンセサイザの実施の形態を示すブロック図である。
【図３】上記の実施の形態に用いられるキャリアリムーブを示す構成図である。
【図４】キャリアリムーブにて得られる回転ベクトルを示す説明図である。
【図５】逆回転ベクトル乗算部の構成を示す構成図である。
【図６】パラメータ発生部において逆回転ベクトルを発生させるためのデータテーブルを示す説明図である
【図７】キャリアリムーブで得られた回転ベクトルと逆回転ベクトルとを周波数差取り出し手段により互いに乗算する様子を示す説明図である。
【図８】相前後するタイミングでサンプリングした回転ベクトルの位相差を示す説明図である。
【図９】図１のブロック図における位相差の累積加算部及びループフィルタの構成を示す構成図である
【図１０】上記の実施の形態におけるキャリアリムーブ、周波数差取り出し手段及び位相の時間差検出部の各出力レベルを示すタイムチャート図
【図１１】位相差の累積加算部及びループフィルタの各入力レベルと、ループフィルタ及び電圧制御発振器の各出力レベルとを示すタイムチャートである。
【図１２】従来の周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６１】
１          電圧制御発振器
１１        電圧出力部
２          分周器
３          Ａ／Ｄ変換部
３１        基準クロック発生部
４          キャリアリムーブ
５          逆回転ベクトル演算部
６          パラメータ出力部
７１        位相の時間差検出部
７２        加算部
７３        位相差の累積加算部
８          ループフィルタ
【図１】
0004397363.tif 000002
【図２】
0004397363.tif 000003
【図３】
0004397363.tif 000004
【図４】
0004397363.tif 000005
【図５】
0004397363.tif 000006
【図６】
0004397363.tif 000007
【図７】
0004397363.tif 000008
【図８】
0004397363.tif 000009
【図９】
0004397363.tif 000010
【図１０】
0004397363.tif 000011
【図１１】
0004397363.tif 000012
【図１２】
0004397363.tif 000013