(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板と、その両主面に形成された導体膜とによる平面回路であって、
前記基板の少なくとも一方の主面に形成された導体膜は、単位格子となる基本導体パターンが２次元配列の周期性をもって所定範囲に亘ってパターンニングされたパターン形成領域を備えていて、
前記単位格子は回転対称形であり、
前記単位格子の中央は誘導性領域であり、前記単位格子の外周の各辺のそれぞれの少なくとも中央付近は、前記基板の対向面に形成された導体膜との間で容量が生じる容量性領域であり、
前記誘導性領域は、中心で互いに接続され、外周端が前記容量性領域にそれぞれ接続された多重らせん状の導体パターンからなり、
隣接する２つの単位格子に着目したときに、その２つの単位格子の中央で前記容量性領域同士が接続された、
平面回路。
【請求項２】
請求項１に記載の平面回路を備え、該平面回路の前記基板の一方の主面の導体膜で線路導体パターンを形成し、他方の主面の導体膜でグランド導体を形成してグラウンデッド導波路を構成するとともに、前記グラウンデッド導波路の電磁波導波領域から所定距離離れた前記導体膜の領域を前記パターン形成領域とした高周波回路装置。
【請求項３】
請求項１に記載の平面回路を備え、前記基板の上面または下面からの透視で、上下面の容量性領域のパターン同士および誘導性領域のパターン同士が重なるように基板の上下面に前記線路導体パターンを形成し、前記平面回路の前記基板の上下面の導体膜で導波路を構成するとともに、前記導波路の電磁波導波領域から所定距離離れた前記導体膜の領域を前記パターン形成領域とした高周波回路装置。
【請求項４】
請求項１に記載の平面回路を備えるとともに、前記基板に高周波回路を構成してなる高周波回路装置。
【請求項５】
請求項１に記載の平面回路または請求項２〜４のいずれかに記載の高周波回路装置を高周波信号処理部に備えた送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、基板の両主面に導体膜を有する平面回路や、それを備えた高周波回路装置および送受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
誘電体板の一方の面に略全面の接地電極を形成し、他方の面にコプレーナを形成したグラウンデッドコプレーナ線路や、誘電体板の一方の面に接地電極を形成し、他方の面にスロットを形成したグラウンデッドスロット線路や、誘電体板の両面に、誘電体板を挟んで対向するスロットを形成した平面誘電体線路（ＰＤＴＬ）などの各種伝送線路がマイクロ波帯やミリ波帯における伝送線路として用いられている。【０００３】
これらの伝送線路は、いずれも２つの平行な平面導体を含む構造であるため、たとえば線路の入出力部やベンドなどで電磁界が乱れると、いわゆるパラレルプレートモード等のスプリアスモードの波が２つの平行な平面導体間に誘起され、そのスプリアスモードの波（以下単に「不要波」という。）が平面導体間を伝搬するという問題があった。このような不要波の伝搬（漏れ）が生じると、隣接する線路間で上記不要波による干渉が生じて、信号がリークするなどの問題が生じる。また、伝送波のエネルギの一部が不要波として漏れて、伝送波として再変換されないので、伝送損失が生じる。【０００４】
このような不要波の伝搬を防止するために、容量性領域と誘導性領域を含む単位格子パターンを２次元方向（縦横方向）に繰り返し配置したものが非特許文献１および特許文献１に開示されている。【０００５】
ここで非特許文献１の基板に形成される単位格子のパターンを図１の（Ａ）に示す。また、この平面回路によるバンドギャップの例を図１の（Ｂ）に示す。非特許文献１の平面回路は、基板の上面に図１の（Ａ）に示した単位格子を２次元方向に配置し、下面には全面のグラウンド電極を形成している。図１の（Ｂ）は、単位格子の中心をΓ、そこからＸ軸方向に延ばした単位格子の端をＸ、そのＸからＹ方向に進んで単位格子の端をＭとしたときの、Γ−Ｘ−Ｍ−Γの経路で波数空間での各モードの周波数を示している。この例では比誘電率が１０．２、厚さ約０．６ｍｍの誘電体基板の表面に格子サイズが約３ｍｍ角の単位格子を配置していて、第１のモードｆ１と第２のモードｆ２との間に約１１〜１４ＧＨｚのバンドギャップ（禁止帯，阻止帯域）、および第２のモードｆ２と第３のモードｆ３との間に約１８〜２２ＧＨｚのバンドギャップがそれぞれ生じている。【０００６】
この単位格子の線幅の細い十字ストリップ部分が誘導性領域（インダクタンス成分）として、中央および四隅に形成された矩形パターンの合成パターンが容量性領域（キャパシタンス成分）として、それぞれ作用しているものと理解される。【０００７】
しかし、このような単位格子を用いた平面回路では、バンドギャップの周波数が１０ＧＨｚの設計として格子サイズが約３ｍｍ角と大きく、このことで、回路の配線パターンと共存させる場合の設計自由度（レイアウト性）を低下させている。【０００８】
一方、特許文献１の平面回路は、単位格子を小さくすることでレイアウト性を向上させるとともに、損失特性を低下させないものである。図２は特許文献１の単位格子の例を示している。ここで単位格子の中央に容量性領域Ｃを配置し、その周囲にメアンダライン状の誘導性領域Ｌを配置している。このようして容量性領域Ｃのキャパシタンス成分と誘導性領域Ｌのインダクタンス成分がともに大きな単位格子を構成することによって単位格子の小型化を図っている。【０００９】
また、導体線路とそれに接続した複数のフィルタによってスプリアスモードの伝搬を阻止するようにした平面回路が特許文献２に示されている。図３は特許文献２の平面回路の例を示している。この平面回路は、互いに平行な２本の導体線路７Ａ，７Ｂを備え、各段の共振器は根本部から２本のらせん状線路８Ａ，８Ｂが互いに平行に延び、且つ先端同士８Ｃが接続されてなり、各共振器の根本部を２本の導体線路７Ａ，７Ｂのうち一方の伝送線路７Ａの複数箇所にそれぞれ接続されたものである。
【非特許文献１】T. Itoh, et. al."Aperture-Coupled Patch Antenna on UC-PBGSubstrate," IEEE Trans. Vol.47, no. 11, pp.2123-2130, Nov. 1999.
【特許文献１】特開２０００−１０１３０１号公報
【特許文献２】特開２００３−２５８５０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところが、特許文献１に示されているように、単位格子の誘導性領域をメアンダライン状にしたものでは、後に述べるように基板内を伝搬する波の方向によってはバンドギャップがボトルネック状に狭くなるという問題があった。【００１１】
特許文献２に示されている平面回路は、図３に示すように、導体線路７Ａ，７Ｂと共振器８とによるフィルタが基本的に１次元配置されているものである。このように、導体線路７Ａ，７Ｂと共振器８とによるフィルタが基本的に１次元配置した構造では、幾何学的な非対称性（異方性）から、伝搬方向によって電気的特性に差が生じるものと考えられる。また、直流電圧のバイアスを印加する場合においても、直流的に配線が接続されている方向が斜め４５°となるため取扱いが難しい。【００１２】
そこで、この発明の目的は、基板内を伝搬する波の方向に関わらず広いバンドギャップを生じさせるようにした平面回路、それを備えた高周波回路装置および送受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述の問題を解消するために、この発明は次のように構成する。【００１５】
（１）この発明の平面回路は、基板と、その両主面に形成された導体膜とによる平面回路であって、
前記基板の少なくとも一方の主面に形成された導体膜は、単位格子となる基本導体パターンが２次元配列の周期性をもって所定範囲に亘ってパターンニングされたパターン形成領域を備えていて、
前記単位格子は回転対称形であり、
前記単位格子の中央は誘導性領域であり、前記単位格子の外周の各辺のそれぞれの少なくとも中央付近は、前記基板の対向面に形成された導体膜との間で容量が生じる容量性領域であり、
前記誘導性領域は、中心で互いに接続され、外周端が前記容量性領域にそれぞれ接続された多重らせん状の導体パターンからなり、
隣接する２つの単位格子に着目したときに、その２つの単位格子の中央で前記容量性領域同士が接続された構造とする。
【００１６】
（２）この発明の高周波回路装置は、前記平面回路を備え、その平面回路の基板の一方の主面の導体膜で線路導体パターンを形成し、他方の主面の導体膜でグランド導体を形成してグラウンデッド導波路を構成するとともに、グラウンデッド導波路の電磁波導波領域から所定距離離れた前記導体膜の領域を前記パターン形成領域とする。
【００１７】
（３）この発明の高周波回路装置は、前記平面回路を備え、前記基板の上面または下面からの透視で、上下面の容量性領域のパターン同士および誘導性領域のパターン同士が重なるように基板の上下面に前記線路導体パターンを形成し、前記平面回路の前記基板の上下面の導体膜で導波路を構成するとともに、前記導波路の電磁波導波領域から所定距離離れた前記導体膜の領域を前記パターン形成領域とする。
【００１８】
（４）この発明の高周波回路装置は、前記平面回路を備え、その平面回路の基板に高周波回路を構成してなる。
【００１９】
（５）この発明の送受信装置は、前記平面回路または高周波回路装置を高周波信号処理部に備えてなる。
【発明の効果】
【００２０】
（１）単位格子の誘導性領域が、隣接する２つ単位格子に着目したときに、その２つの単位格子の中央で中心端が互いに接続され、外周端が容量性領域にそれぞれ接続された２回回転対称の多重らせん状の導体パターンとしたことにより、誘導性領域における損失が低減され、得られるインダクタンス成分に対する誘導性領域の占有面積が小さいので、単位格子の縮小化が可能であり、回路の配線パターンと共存させる場合に、損失特性を低下させることなくの設計自由度（レイアウト性）が高まる。【００２１】
（２）単位格子の中央は誘導性領域であり、単位格子の外周の各辺のそれぞれの少なくとも中央付近は、基板の対向面に形成された導体膜との間で容量が生じる容量性領域であり、誘導性領域は、中心で互いに接続され、外周端が容量性領域にそれぞれ接続された多重らせん状の導体パターンとし、隣接する２つの単位格子に着目したときに、その２つの単位格子の中央で容量性領域同士が接続された構成としたことにより、誘導性領域と容量性領域のインピーダンス比が大きくなり、比帯域が広帯域となる。すなわちバンドギャップが広く、良好な単一伝送特性が得られる。【００２２】
（３）基板の一方の主面に線路導体パターンを形成し、他方の主面にグランド導体を形成してグラウンデッド導波路を構成し、そのグラウンデッド導波路の電磁波導波領域から所定距離離れた導体膜の領域を前記パターン形成領域としたことにより、基板内を伝搬する平行平板モード等のスプリアスモードと導波路との結合を阻止できる。また、逆に上記グラウンデッド導波路によって生じる平行平板モードの伝搬が阻止できる。そのため、たとえば２つのグラウンデッド導波路を近接させても、その間に設けた前記パターン形成領域によって２つのグラウンデッド導波路間の平行平板モードによる結合が阻止でき、複数のグラウンデッド導波路の基板における占有面積が縮小化でき、全体の小型化が図れる。また、グラウンデッド導波路と基板上に設けたその他の共振器等の高周波回路間の不要結合が抑制されるので、高周波回路間の距離が短縮化でき、全体の小型化が図れる。【００２３】
（４）基板の両主面の導体膜で、基板を挟んで対向する面対称の線路導体パターンを形成して導波路を構成するとともに、導波路の電磁波導波領域から所定距離離れた導体膜の領域を前記パターン形成領域としたことにより、上記（２）と同様に、基板内を伝搬する平行平板モード等のスプリアスモードと導波路との結合を阻止できる。また、上記導波路によって生じる平行平板モードの伝搬が阻止できる。その結果、複数の導波路の基板における占有面積が縮小化でき、全体の小型化が図れる。また、導波路と基板上に設けたその他の高周波回路間の不要結合が抑制されるので、高周波回路間の距離が短縮化でき、全体の小型化が図れる。【００２４】
（５）前記平面回路を備えるとともに、その基板に高周波回路を構成したことにより、基板内を伝搬しようとする平行平板モード等のスプリアスモードが阻止されるので、限られた領域に高周波回路を高集積化できるようになる。【００２５】
（６）スプリアスモードの伝搬を阻止する前記平面回路を備えたことにより、スプリアス波による電力損失を抑えて高効率化できるとともにスプリアス波による雑音を低減できる。また、小型化・高集積化された前記高周波回路装置を高周波信号処理部に備えたことにより、全体に小型化された送受信装置が構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】非特許文献１の単位格子およびその解析結果を示す図である。
【図２】特許文献１に係る単位格子の構成例を示す図である。
【図３】特許文献２の１次元配置による帯域阻止フィルタの構成例を示す図である。
【図４】第１の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置で用いる単位格子の構成およびその回路を示す図である。
【図５】同高周波回路装置の構成を示す図である。
【図６】複数の単位格子の２次元配置の例を示す図である。
【図７】パターン化導体膜の外周境界におけるパターンの例を示す図である。
【図８】バンドギャップの周波数における電流分布の例を示す図である。
【図９】周期境界条件を用いた解析モデルを示す図である。
【図１０】分散関係の計算例を示す図である。
【図１１】誘導性領域の導体パターンの線数ｎを６としたときのＭ点における解析結果を示す図である。
【図１２】誘導性領域の導体パターンの線数ｎを８としたときのＭ点における解析結果を示す図である。
【図１３】誘導性領域の導体パターンの線数ｎを１０としたときのＭ点における解析結果を示す図である。
【図１４】誘導性領域の線幅依存性を示す図である。
【図１５】誘導性領域の線数依存性を示す図である。
【図１６】第２の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の構成を示す図である。
【図１７】第３の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の構成を示す図である。
【図１８】両面電極形成モデルと片面電極形成モデルの特性の違いを示す図である。
【図１９】基板厚みの依存性を示す図である。
【図２０】４端子Ｓパラメータの解析モデルを示す図である。
【図２１】解析領域の切り出し方の例を示す図である。
【図２２】誘導性領域の線数ｎを６、ライン／スペースを８μｍ／８μｍとしたときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図２３】誘導性領域の線数ｎを８、ライン／スペースを５μｍ／５μｍとしたときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図２４】誘導性領域の線数ｎを１０、ライン／スペースを５μｍ／５μｍとしたときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図２５】誘導性領域をメアンダラインで構成したときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図２６】第４の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置における単位格子を示す図である。
【図２７】図５と図２６に示した単位格子を用いたモデルの周波数およびＱ値の特性例を示す図である。
【図２８】第５の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図２９】第６の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図３０】第７の実施形態に係る平面回路における単位格子の構成例を示す図である。
【図３１】第８の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図３２】第９の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図３３】第１０の実施形態に係る通信装置の分解斜視図である。
【図３４】同通信装置の全体の構成を示すブロック図である。
【図３５】解析経路と代表横軸とについて示す図である。
【図３６】周期境界条件を持った１次元等価回路の構成を示す図である。
【図３７】１次元等価回路におけるインピーダンス比に対する分布定数線路の接続行列との関係を示す図である。
【図３８】第１１の実施形態に係る高周波回路装置とそれに適用した単位格子の構成を示す図である。
【図３９】同高周波回路装置のＳパラメータと分散関係を示す図である。
【図４０】第１２の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置で用いる単位格子の構成およびその回路を示す図である。
【図４１】同高周波回路装置の構成を示す図である。
【図４２】複数の単位格子の２次元配置の例を示す図である。
【図４３】パターン化導体膜の外周境界におけるパターンの例を示す図である。
【図４４】分散関係の計算例を示す図である。
【図４５】誘導性領域の導体パターンの線数ｎを６としたときのＭ点における解析結果を示す図である。
【図４６】誘導性領域の導体パターンの線数ｎを８としたときのＭ点における解析結果を示す図である。
【図４７】誘導性領域の導体パターンの線数ｎを１０としたときのＭ点における解析結果を示す図である。
【図４８】誘導性領域の線幅依存性を示す図である。
【図４９】誘導性領域の線数依存性を示す図である。
【図５０】各種単位格子の特性の違いについて示す図である。
【図５１】各種単位格子の特性の違いについて示す図である。
【図５２】第１３の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の構成を示す図である。
【図５３】第１４の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の構成を示す図である。
【図５４】解析領域の切り出し方の例を示す図である。
【図５５】誘導性領域の線数ｎを６、ライン／スペースを１１μｍ／１１μｍとしたときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図５６】誘導性領域の線数ｎを８、ライン／スペースを７μｍ／７μｍとしたときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図５７】誘導性領域の線数ｎを１０、ライン／スペースを５μｍ／５μｍとしたときのＳパラメータとバンドギャップの例を示す図である。
【図５８】第１５の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置における単位格子を示す図である。
【図５９】第１６の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図６０】第１７の実施形態に係る平面回路における単位格子の構成例を示す図である。
【図６１】第１８の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図６２】第１９の実施形態に係る平面回路における単位格子とその２次元配置の構成例を示す図である。
【図６３】第２０の実施形態に係る高周波回路装置とそれに適用した単位格子の構成を示す図である。
【図６４】同高周波回路装置のＳパラメータと分散関係を示す図である。
【符号の説明】
【００２７】
１−基板
２−グランド導体膜
３，５−パターン化導体膜
４−線路導体
１００−平面回路
１０１−高周波回路装置
１０２−通信装置
Ｎ−パターン非形成領域
Ｐ−パターン形成領域
ＣＡ−容量性領域
ＬＡ−誘導性領域
ＣＬ−単位格子
ＯＡ−外周領域
ＪＡ−中継領域
Ｐｃ−中心端
Ｐｏ−外周端
ＳＬ−スロット
ＳＡ−切り出し領域
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の構成を図４〜図１５，図３５を参照して説明する。
図４は基板の導体膜に形成する基本導体パターンである単位格子ＣＬおよびその等価回路を示している。単位格子ＣＬは、その中央に容量性領域ＣＡを備え、外周の各辺のそれぞれの中央付近に誘導性領域ＬＡを備えている。図４の（Ｂ）は（Ａ）に示した単位格子と基板を挟んで対向する裏面のグランド導体膜とによって構成される回路の等価回路図である。上記容量性領域ＣＡとグランド導体膜との間にキャパシタンス成分Ｃが生じ、誘導性領域ＬＡによってインダクタンス成分Ｌが生じる。【００２９】
図５は導波路を構成した基板に適用した例を示している。同図の（Ａ）は上面図、（Ｂ）はその単位格子部分の拡大図、（Ｃ）は（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図、（Ｄ）は（Ｂ）におけるＢ−Ｂ部分の断面図である。基板の上面には線路導体４とパターン化導体膜３を形成している。基板１の下面には略全面にグランド導体膜２を形成している。パターン化導体膜３のパターン形成領域Ｐには（Ｂ），（Ｄ）に示すように複数の単位格子を２次元状に配置している。また、パターン非形成領域Ｎにはこのような単位格子ＣＬを形成することなく、単純に連続したグランド導体膜としている。【００３０】
このようにしてパターン化導体膜３とグランド導体膜２および基板１とによって平面回路１００を構成している。また、線路導体４、その両脇のパターン化導体膜３（特にそのパターン非形成領域Ｎ）および下面のグランド導体膜２によってグラウンデッドコプレーナ線路を構成している。【００３１】
単位格子ＣＬは、（Ｂ）に示すように、その中央に正方形状の容量性領域ＣＡ、外周の各辺のそれぞれの中央付近に誘導性領域ＬＡをそれぞれ備えている。これらの誘導性領域ＬＡは、後に示すように、隣接する単位格子の誘導性領域とともに構成される多重らせん状の導体パターンの一部である。【００３２】
図６は複数の単位格子の配置関係を示す図である。ここで単位格子ＣＬ００と、図において右方向に隣接する単位格子ＣＬ０１とに着目すると、この２つの単位格子ＣＬ００，ＣＬ０１の中央で、誘導性領域ＬＡの中心端Ｐｃを互いに接続し、誘導性領域ＬＡの外周端Ｐｏを容量性領域ＣＡにそれぞれ接続している。そして、この誘導性領域ＬＡは２回回転対称の二重らせん状の導体パターンで構成している。【００３３】
同様に、単位格子ＣＬ００と、それに対して縦方向に隣接する単位格子ＣＬ１０とに着目すると、この２つの単位格子ＣＬ００，ＣＬ１０の中央で、誘導性領域ＬＡの中心端Ｐｃを互いに接続し、誘導性領域ＬＡの外周端Ｐｏを容量性領域ＣＡにそれぞれ接続している。この誘導性領域ＬＡも２回回転対称の二重らせん状の導体パターンで構成している。【００３４】
他の縦方向および横方向に隣接する２つの単位格子の関係も同様であり、このように単位格子を２次元配置（タイリング）することによって、図５の（Ａ）に示したパターン化導体膜３のパターン形成領域Ｐを構成している。【００３５】
図７は上記パターン化導体膜３の外周境界におけるパターンの例を示している。パターン化導体膜３の外周境界では、その外周境界付近の単位格子に外周端寄りの誘導性領域が形成できない場合が生じる。このような場合は、外周領域ＯＡを連続したグランド導体膜とし、本来なら誘導性領域となる領域に、多重らせん状の導体パターンのない連続した導体中膜からなる中継領域ＪＡを形成する。【００３６】
図８は、隣接する２つの単位格子の誘導性領域を二重らせん状の導体パターンで構成した場合と、特許文献１のようにメアンダライン状の導体パターンで構成した場合とについて、バンドギャップ（この第１の実施形態に係る平面回路によって生じるバンドギャップについては後に詳しく述べる。）における電流のベクトルと電流強度分布を単純化して示したものである。【００３７】
隣接する２つの単位格子の誘導性領域を二重らせん状の導体パターンで構成した場合、誘導性領域ＬＡにおける電流ベクトルは（Ａ）のように一方の外周端Ｐｏ→中心端Ｐｃ→他方の外周端Ｐｏの経路で流れ、誘導性領域ＬＡにおける電流の振幅は、一方の外周端Ｐｏ−中心端Ｐｃ−他方の外周端Ｐｏの経路に沿って、（Ｂ）に示すように節−腹−節の分布となる。【００３８】
ただし、隣接線路との線間容量により、必ずしも正弦波状とはならない。このようにして、全ての容量性領域ＣＡが電流の節となることにより、波の伝搬しない遮断特性が得られる。【００３９】
一方、図８の（Ｃ）は（Ａ）に示した誘導性領域ＬＡをメアンダライン状の線路に置換したものである。この場合にも、メアンダラインの一方の外周端Ｐｏ′→中心端Ｐｃ′→他方の外周端Ｐｏ′の経路で流れ、誘導性領域ＬＡ′における電流の振幅は、一方の外周端Ｐｏ′−中心端Ｐｃ′−他方の外周端Ｐｏ′の経路に沿って、（Ｄ）に示すように節−腹−節の分布となる。ただし、この場合も隣接線路との線間容量により、必ずしも正弦波状の分布とはならない。【００４０】
このようなメアンダライン状の線路では、隣接する線路同士で電流の向きが交互に逆転するため、誘導性のエネルギが相殺され、得られるインダクタンス成分が小さく、逆に抵抗成分が大きくなる。これに対し、（Ａ）に示したように誘導性領域ＬＡをらせん状の導体パターンで構成すれば、Ｑ値の大きな動作が可能となる。なお、（Ａ）に示したように、二重らせん状の導体パターンであれば、隣接する線路に流れる電流の向きは交互に反転するため、高Ｑ動作を行うためには線数（単位格子の中心を通る断面に現れる導体線路の数）を少なく設計する。【００４１】
以上に示した構造によれば、パターン化導体膜３は、その全体が直流的に導通するので直流電圧のバイアスを印加する際の取扱が容易となる。【００４２】
さて、ここでこの発明に係る平面回路の特性の解析について図９〜図１５を参照して説明する。
図９は周期境界条件を用いた解析モデルについて示している。（Ａ）はその斜視図、（Ｂ）はその上面図である。ここでは、底面導体壁、上面開放境界のモデルを考え、基板Ｈ１部分の比誘電率を２４、上部空間Ｈ２の比誘電率を１、基板上面の導体膜の導電率を５３ＭＳ／ｍとする。また、単位格子寸法は可変とし、ｘ軸方向での単位格子の境界間の位相差をθｘ、ｙ軸方向での単位格子の境界間の位相差をθｙとする。【００４３】
この解析経路と解析経路における周波数の変化のグラフ化について図３５を基に説明する。
図３５の（Ａ）は解析経路について示している。このシミュレーションでは、まずθｙを０に固定し、θｘを０から１８０°まで増大させ、その後はθｘを１８０°に固定し、θｙを０°から１８０°まで増大させ、さらにその後はθｘ，θｙを共に減じて最後に元の位置へ戻るという解析経路をとる。Ｋａはθｘとθｙの増加減にともなって角度を単調増加させた値である。【００４４】
図３５の（Ｂ）において、Γは（θｘ，θｙ）＝（０°，０°）の点、Ｘは（θｘ，θｙ）＝（１８０°，０°）の点、Ｍは（θｘ，θｙ）＝（１８０°，１８０°）の点である。【００４５】
図３５の（Ｃ）は、格子寸法（一辺の長さ）Ａ＝２０８μｍ、比誘電率εｒ＝２４としたときの解析経路における周波数の変化の例である。このグラフ作成の便宜上、その横軸を上記Ｋａとしている。【００４６】
図１０の（Ａ）に示す例では、Ｈ１＝０．３ｍｍ、Ｈ２＝０．３ｍｍ、単位格子を１６０μｍ角、誘導性領域のライン／スペースを５μｍ／５μｍとしている。なお、図中に前記解析経路Γ−Ｘ−Ｍ−Γを示している。図１０の（Ｂ）は、その横軸に解析経路Γ−Ｘ−Ｍ−Γをとり、縦軸に周波数を取った分散関係を示す図である。ここで全体に山型の実線ＦＳは図３５の（Ｃ）に示したものに等しい。この線ＦＳの内側がスローウェーブ（slow wave）であり、その外側がファーストウェーブ（fast wave）である。このスロー／ファーストは、基板誘電率の自由媒室中を伝搬する波の位相速度に対する遅い／速いである。スローウェーブは電力をパターン平面内で伝搬する波（=guided wave）であるが、ファーストウェーブはパターン平面に垂直方向に波数ベクトルをもち、放射方向または厚み方向で共振する波（=leakey wave）である。スローウェーブの領域内において、この構造はバンドギャップ（禁止帯）をもって振る舞う。【００４７】
ここで、Ｘ点とＭ点の特性は次のとおりである。【００４８】
Ｘ点特性
禁止帯(f1-f2)：53.5-76.0GHz(Δ22.5GHz)
比帯域(f1-f2)：34.6%
M点特性
禁止帯(f1-f2)：61.7-75.9GHz(Δ14.2GHz)
比帯域(f1-f2)：20.5%
である。【００４９】
このように、図１０の（Ｂ）においてＸ点，Ｍ点部分でそれぞれ２つの矢印で挟んで示すとおり、Γ−Ｘ−Ｍ−Γの全経路に亘ってスローウェーブとなるモードｆ１と、それより周波数の高いモードｆ２との間にバンドギャップが生じていることが分かる。【００５０】
図１０の（Ｃ），（Ｄ）は、（Ａ），（Ｂ）に対比して示した、誘導性領域をメアンダラインで構成したものの例である。ここで、誘導性領域のライン／スペースは５μｍ／５μｍであり、その他の条件も（Ａ）の場合と同様である。（Ｄ）はその分散関係を示している。【００５１】
ここで、Ｘ点とＭ点の特性は次のとおりである。【００５２】
Ｘ点特性
禁止帯(f1-f2)：79.8-131.7GHz(Δ51.9GHz)
比帯域(f1-f2)：49.1%
M点特性
禁止帯(f1-f2)：113.1-128.9GHz(Δ15.8GHz)
比帯域(f1-f2)：13.1%である。【００５３】
図１０の（Ｂ）と対比すれば明らかなように、Ｘ点でバンドギャップが広くなっているが、Ｍ点ではボトルネック状に狭くなっている。また、スローウェーブの領域内部における第１のモードｆ１と第３のモードｆ３の平坦性が悪い。これは、周波数１１０ＧＨｚの波で励振した場合に、第１モードｆ１の分散関係から、この第１モードｆ１の波が約４５°の方向に伝搬する傾向にあるものと考えられる。【００５４】
次に、誘導性領域の線数と所定の周波数にバンドギャップを生じさせるための設計例を図１１〜１３を参照して説明する。
図１１は誘導性領域の線数ｎを６とした場合の例であり、単位格子の一辺（格子寸法）をＡ、容量性領域および誘導性領域の幅をＷ、誘導性領域のライン幅をＬ、スペース幅をＳとし、格子寸法Ａを変化させたときの５つのモードｆ１〜ｆ５の周波数変化を示している。ここで基板の厚さＨ１および上部空間の厚さＨ２は共に０．３ｍｍで一定としている。誘導性領域の線数ｎを一定としつつ格子寸法Ａを変化させることに伴ってＷ，Ｌ，Ｓを変化させている。（Ｃ）は格子寸法Ａを０．０５２ｍｍ〜０．２３４ｍｍの範囲で変化させた例である。【００５５】
このように格子寸法Ａの変化に伴って第１のモードｆ１と第２のモードｆ２の周波数が変化するが、この２つのモードの間に生じるバンドギャップの周波数を６０ＧＨｚとするためには、（Ｃ）に示した設計番号Ｎｏ７を採用すればよい。この設計番号Ｎｏ７の条件で、第１のモードｆ１の周波数が５４．２ＧＨｚ、第２のモードｆ２の周波数が６８．５ＧＨｚであるので、５４．２ＧＨｚ〜６８．５ＧＨｚの間にバンドギャップが生じる。すなわち使用周波数である６０ＧＨｚのスプリアスモードの伝搬が、このバッドギャップによって阻止される。【００５６】
図１２は誘導性領域の線数ｎを８とした場合の例である。この場合、第１のモードｆ１と第２のモードｆ２との間に生じるバンドギャップの周波数を６０ＧＨｚとするためには、設計番号Ｎｏ４の単位格子を採用すればよい。【００５７】
図１３は誘導性領域の線数ｎを１０とした場合の例である。この場合、第１のモードｆ１と第２のモードｆ２との間に生じるバンドギャップの周波数を６０ＧＨｚとするためには、設計番号Ｎｏ２の単位格子を採用すればよい。【００５８】
次に、誘導性領域の線幅および線数の依存性について、図１４・図１５を参照して説明する。
図１４の（Ａ）は、誘導性領域の線数ｎを６として、ライン幅Ｌ／スペース幅Ｓを５μｍ／５μｍから９μｍ／９μｍまで変化させたときのバンドギャップの周波数ｆｏおよびバンドギャップの周波数幅Δｆについて示している。また（Ｂ）は比帯域Δｆ／ｆｏおよび小型化指標Ａ／λｇ（λｇ：基板内での波長）を示している。ここで、周期境界解析の条件は、波数×格子定数＝（１８０°，１８０°）すなわちＭ点としている。【００５９】
なお、ラインＬ／スペースＳを増大することに伴って格子寸法Ａを増大させている。例えばラインＬ／スペースＳ＝５μｍ／５μｍのとき、格子寸法Ａを１３０μｍ、ラインＬ／スペースＳ＝９μｍ／９μｍのとき、格子寸法Ａを２３４μｍとしている。この格子寸法Ａの増大に伴い、第１のモードと第２のモードの平均周波数ｆｏ（第１のモードの周波数をｆ１、第２のモードの周波数をｆ２とすると、ｆｏ＝（ｆ１＋ｆ２）／２である。）は低下した。いずれのモデルも、比帯域Δｆ／ｆｏは約２３％、小型化指標Ａ／λｇは約２１％となった。【００６０】
図１５は誘導性領域のラインＬ／スペースＳを５μｍ／５μｍで一定とし、線数ｎを６，８，１０と変化させた例を示している。なお、線数ｎを増大することに伴い格子寸法Ａを増大させている。例えば線数ｎ＝６のとき、格子寸法Ａを１３０μｍ、線数ｎ＝１０のとき、格子寸法Ａを２１０μｍとしている。この格子寸法Ａの増大に伴い第１のモードと第２のモードの平均周波数ｆｏは低下した。また、比帯域Δｆ／ｆｏは単調を増加し、小型化指標Ａ／λｇは単調減少した。したがって、比帯域を広くとるためには線数を多くし、小型化するためには線数を少なくすればよい。【００６１】
ここで、１次元等価回路の解析により、バンドギャップ設計に関する考え方を図３６・図３７を参照して示す。【００６２】
図３６は、前記容量性領域と誘導性領域とで構成される回路であり、周期境界条件をもった１次元等価回路である。図３６に示す２つの回路Ｆ１，Ｆ２の接続行列が式（１）で表されるとする。【００６３】
（１）接続行列【００６４】
【数１】
0004525750.tif 000002
【００６５】
端子Ｔ１、端子Ｔ２の電圧、電流は周期境界条件を満たすことから、２つの接続行列を用いて式（２）の関係を満足する。【００６６】
（２）周期境界条件【００６７】
【数２】
0004525750.tif 000003
【００６８】
ただしθ(rad)は位相差であり、波数ｋ(rad/m)と寸法a(m), b(m)を用いて式（３）で表される。【００６９】
（３）位相差【００７０】
【数３】
0004525750.tif 000004
【００７１】
式（２）で電圧、電流がゼロでない解を持つためには、式（４）の固有値方程式を満足する必要がある。【００７２】
（４）固有値方程式（分散関係）【００７３】
【数４】
0004525750.tif 000005
【００７４】
式（４）の左辺は波数ベクトル（ｋ）の関数であり、右辺は
周波数（ω）の関数である。すなわち分散関係を表す式と
なっている。【００７５】
式（４）において右辺の絶対値が１以下となる場合は、位相差（θ）が実数解をもつ条件となる。このとき波数ベクトル（ｋ）は実数となり、伝搬することを意味する。逆に右辺の絶対値が１を超える場合は波数ベクトル（ｋ）が虚数となり、遮断（cut off）状態となる。すなわち、このような条件を満たす周波数の帯域が禁止帯（バンドギャップ）となる。【００７６】
図３６に示した１次元等価回路を構成する２つの回路が、分布定数線路である場合を考える。分布定数線路は特性インピーダンス（Ｚ）と伝搬定数（γ）を用いてそれぞれ式（５）で表される。【００７７】
（５）分布定数線路の接続行列【００７８】
【数５】
0004525750.tif 000006
【００７９】
式（５）の表現を式（４）に代入することにより、式（６）のような分散関係式が得られる。【００８０】
（６）分布定数線路の周期境界条件による分散関係【００８１】
【数６】
0004525750.tif 000007
【００８２】
禁止帯（バンドギャップ）を大きくするための条件は、右辺の絶対値ができる限り、１よりも大きな値をもつことである。分布定数線路の伝搬定数（γ）は位相定数（ｊβ）である場合を考える。この条件で右辺を１よりも大きくするための因子は、式（７）に示すインピーダンスの比で計算される因子であることがわかる。【００８３】
【数７】
0004525750.tif 000008
【００８４】
図３７は、インピーダンスの比Z1/Z2を横軸とする上記Fzのグラフである。【００８５】
上記グラフから、インピーダンス比が１のときにＦｚは最小値１をもつことがわかる。【００８６】
禁止帯（バンドギャップ）を大きくするための条件は、Fzができる限り大きい値をもつことであるから、線路条件に関していえば、低インピーダンス線路と高インピーダンス線路のインピーダンス比を大きくすることである。【００８７】
１次元等価回路によるこれらの解析的な理解は、２次元の回路設計においても有効である。【００８８】
《第２の実施形態》
次に、第２の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の例を図１６を参照して説明する。
第１の実施形態ではグラウンデッドコプレーナ線路の線路導体両脇のグランド導体膜をパターン化導体膜とした例を示したが、この第２の実施形態は導波路をグラウンデッドスロットラインとした例である。同図の（Ａ）は上面図、（Ｂ）はその単位格子部分の拡大図、（Ｃ）は（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図、（Ｄ）は（Ｂ）におけるＢ−Ｂ部分の断面図である。基板１の上面にはパターン化導体膜３を形成するとともに、スロットＳＬを形成している。基板１の下面には略全面にグランド導体膜２を形成している。パターン化導体膜３のパターン形成領域Ｐには（Ｂ），（Ｄ）に示すように複数の単位格子を２次元状に配置している。この単位格子ＣＬは第１の実施形態で示したものと同様である。また、パターン非形成領域Ｎにはこのような単位格子ＣＬを形成することなく、単純に連続したグランド導体膜としている。【００８９】
このようにしてスロットＳＬ、その両脇のパターン化導体膜３（特にそのパターン非形成領域Ｎ）および下面のグランド導体膜２によってグラウンデッドスロットラインを構成している。このようなスロットラインにおいても、第１の実施形態の場合と同様に、基板１内を伝搬しようとする平行平板モード等のスプリアスモードの伝搬を阻止できる。【００９０】
《第３の実施形態》
次に、第３の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置について図１７〜図２５を参照して説明する。
図１７の（Ａ）は上面図、（Ｂ）はその単位格子部分の拡大図、（Ｃ）は（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図、（Ｄ）は（Ｂ）におけるＢ−Ｂ部分の断面図である。基板１の上面にはパターン化導体膜３を形成するとともに、スロットＳＬを形成している。基板１の下面にもパターン化導体膜５を形成するとともに、スロットＳＬを形成している。パターン化導体膜３，５のパターン形成領域Ｐには（Ｂ），（Ｄ）に示すように複数の単位格子ＣＬを２次元状に配置している。この単位格子ＣＬは第１・第２の実施形態で示したものと同様である。下面のパターン化導体膜５に形成した単位格子の容量性領域ＣＡと誘導性領域ＬＡのパターンは上面のパターンと面対称の関係にあり、上面または下面から透視すれば、上下面の容量性領域ＣＡのパターン同士、誘導性領域ＬＡのパターン同士は重なる。また、パターン非形成領域Ｎは、このような単位格子ＣＬを形成することなく、単純に連続したグランド導体膜としている。このようにして、両面スロット線路またはＰＤＴＬ（平面誘電体線路）を構成している。【００９１】
なお、基板１を上面または下面から透視したときに、上下面の容量性領域ＣＡのパターン同士、誘導性領域ＬＡのパターン同士がぴったり重なることが理想的であるが、誘導性領域のらせんの巻く向きは逆向きであってもよい。また透視したときに多少のずれがあっても特性が極端に劣化することはない。【００９２】
図１８は、基板の両面の導体膜を共にパターン化導体膜で形成した場合と片面の導体膜のみをパターン化導体膜とした場合とについて特性の違いを示している。ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【００９３】
格子寸法：A=208μm
線数ｎ：6
ラインL／スペースS：8μｍ／8μm
容量性領域の幅W：104μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
図１８の（Ａ）は両面電極形成モデル、（Ｂ）は片面電極形成モデルの分散関係を示している。この（Ａ）に示すように、両面電極形成モデルでは、６０ＧＨｚ前後にバンドギャップが確認される。これに対し、片面電極形成モデルでは、（Ｂ）に示すように直流から３０ＧＨｚ付近でバンドギャップが存在するが、６０ＧＨｚ付近ではファーストウェーブ領域（直線ＦＳの外側）内に分散関係が存在する。これは、波長が長いため、アンテナとして放射するか、遮蔽ケースで反射されることを意味している。したがって、この条件でスプリアスモードの伝搬を阻止するためには、図１７に示したように基板１の両面にパターン化導体膜３，５を形成して両面スロット線路またはＰＤＴＬ（平面誘電体線路）を構成する必要がある。【００９４】
図１９は基板の厚み依存性を示すものである。（Ａ）は基板厚みを０．６ｍｍ、（Ｂ）は基板厚みを０．４ｍｍ、（Ｃ）は基板厚みを０．２ｍｍとした場合について示している。ここで横軸は代表横軸Ｋａである。【００９５】
基板厚み以外の単位格子の各部の寸法は次の通りである。【００９６】
格子寸法：A=170μm
線数ｎ：8
ラインL／スペースS：5μｍ／5μm
容量性領域の幅W：85μm
上下空間H2：300μm
この図１９に示すように、基板厚みが０．６ｍｍではバンドギャップが形成されず、基板厚みが薄いほうが広いバンドギャップが得られる。また、片面のグランド導体膜をパターン化しない場合の特性は、両面モデルの基板厚みを半分に読み変えた特性に一致する。たとえば（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は０．３ｍｍ，０．２ｍｍ，０．１ｍｍの片面モデルにそれぞれ相当する。したがって、基板両面のグランド導体膜をパターン化することによって、および基板厚みを薄くすることによって、広いバンドギャップが得られる。【００９７】
次に、この発明に係る平面回路を４端子Ｓパラメータで解析した例を図２０〜図２５を参照して説明する。
図２０の（Ａ）は解析モデルの斜視図、（Ｂ）はその上面図、（Ｃ）はその正面図である。（Ｂ）に示すように、単位格子の４辺をポート１〜ポート４としている。Ｓパラメータの解析は、端子（ポート）におけるモードが平行平板モードの成分を含んだモードであることを特定して行う必要がある。ここで、平行平板モードは、（Ｃ）に示すように基板内部において厚さ方向（ｚ方向）に電界成分をもち、水平方向（ｘまたはｙ方向）に磁界成分Ｈをもつ。【００９８】
図２１は解析領域の切り出し方の例を示している。ここではＳＡで示す（単位格子ＣＬの二倍の面積に相当する正方形）を４端子とするＳパラメータを求めた。もし単位格子ＣＬの４辺を４端子とすると、断面に微細電極の現れる多導体端子となり、マイクロストリップラインのようなモードによる励振ができない。【００９９】
図２２〜図２５は、誘導性領域の線数ｎを変えたときのＳパラメータと分散関係の例を示している。【０１００】
図２２は、線数ｎ＝６、ラインL／スペースS＝8μｍ／8μmの例であり、
ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１０１】
格子寸法：A=208μm
容量性領域の幅W：104μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
図２３は、線数ｎ＝８、ラインL／スペースS＝５μｍ／５μmの例であり、
ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１０２】
格子寸法：A=170μm
容量性領域の幅W：85μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
図２４は、線数ｎ＝１０、ラインL／スペースS＝５μｍ／５μmの例であり、
ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１０３】
格子寸法：A=210μm
容量性領域の幅W：105μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
このような条件で両面の導体膜をパターン化導体膜とすることによって、６０ＧＨｚ前後にバンドギャップが形成された。単位格子の対角線を一辺とする正方形で４端子のＳパラメータを解析することにより、バンドギャップにおいてＳ１１は高く（反射が大きく）なり、Ｓ２１〜Ｓ４１は減衰する傾向を確認した。また、パターンの対称性から、Ｓ３１とＳ４１は重なった。【０１０４】
図２５は誘導性領域をメアンダライン状にした場合の例を比較例として示している。ここで、単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１０５】
格子寸法：A=210μm
ラインL／スペースS：5μｍ／5μm
容量性領域の幅W：95μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
このように、メアンダライン型の場合は、同じ格子寸法のらせん型に比べてバンドギャップが高周波側にずれる。したがって、メアンダライン型の場合は、同じ格子寸法のらせん型に比べて所望の周波数にバンドギャップを生じさせるために必要な格子寸法が大きい。また、メアンダライン型の場合、バンドギャップにおいてＳ１１は高く（反射が大きく）なるが、Ｓ２１〜Ｓ４１の減衰は少ない傾向を示した。このように、メアンダライン型の場合は、バンドギャップの周波数での平行平板モード等のスプリアスモードの伝搬阻止効果が少ないことが分かる。【０１０６】
《第４の実施形態》
次に、第４の実施形態に係る高周波回路装置について図２６・図２７を参照して説明する。
図２６は単位格子の平面図である。単位格子ＣＬの中央には容量性領域ＣＡを備えるが、図５に示した例と異なり、単位格子の四隅部分の空間にも容量性領域ＣＡｓを延長している。誘導性領域ＬＡについては図５に示したものと同様である。【０１０７】
図２７は図５に示した単位格子と図２６に示した単位格子とによる平面回路の特性の違いについて示している。（Ａ）は代表横軸Ｋａに対する周波数、（Ｂ）はＫａに対するＱ値（Ｑｏ）を示している。このように単位格子の四隅に容量性領域を付加することにより、格子寸法を一定のままで周波数を低下することができる。また、第１のモード（ｆ１）と第２のモード（ｆ２）との間のバンドギャップも増大できる。Ｑ値については、周波数に比例する程度の変化であるので、実質的に劣化しないことが分かる。【０１０８】
《第５の実施形態》
次に、第５の実施形態に係る平面回路について図２８を参照して説明する。
図２８は複数の単位格子を２次元配置した部分を示している。この例では、誘導性領域ＬＡを四重らせん状の導体パターンで構成し、外周端Ｐｏを容量性領域ＣＡに接続し、中心端Ｐｃで各導体パターンを互いに接続している。このように多重らせんの多重数を増しても誘導性領域ＬＡを構成できる。同様にして六重らせん状の導体パターン等も可能である。【０１０９】
このらせん状導体パターンの線幅が動作周波数の表皮深さよりも細い場合は、表皮効果の緩和による損失低減効果が期待できる。このように誘導性領域の多重らせんの線数を増すことにより、誘導性領域がより高いＱ値を持つ誘導素子として作用する。但し、多重らせんの線数を増せば単位格子の寸法が増大するので、また各らせん状の導体に流れる電流のバランスが悪い場合には、却ってＱ値が劣化する場合もあるので、線数および線幅の設計にはそれの点に注意する。【０１１０】
《第６の実施形態》
次に、第６の実施形態に係る平面回路の例を、図２９を参照して説明する。この図は複数の単位格子を２次元配置した部分の図である。この例では、単位格子ＣＬの四隅部分にまで誘導性領域ＬＡの導体パターンを広げて配置し、単位格子ＣＬの各辺方向の導体パターンのピッチを大きくしている。このような導体パターンの形状であっても、既に示した各実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。【０１１１】
《第７の実施形態》
図３０は第７の実施形態に係る平面回路で用いる単位格子の構成を示している。（Ａ）は図５等で示した基本形であり、（Ｂ）はその変形例である。ここでは単位格子の一辺ａと、それに直交する辺ｂの寸法を異ならせて縦横比を１：１から変えている。このように単位格子を２回回転対称形である長方形とすることも有効である。また、この縦横比の設計自由度を積極的に利用することにより、その縦方向と横方向についてのバンドギャップの特性に異方性をもたせることもできる。【０１１２】
《第８の実施形態》
図３１は第８の実施形態に係る平面回路における単位格子の構成およびその２次元配置の例を示している。これまでに示した実施形態では正方形または長方形の単位格子を用いたが、この例では単位格子ＣＬを３回回転対称形である正三角形とし、それらを充填配置している。単位格子ＣＬの中央には容量性領域ＣＡを備え、外周の各辺のそれぞれの中央付近に誘導性領域ＬＡを備えている。そして、隣接する２つの単位格子に着目したとき、その２つの単位格子の中央で中心端Ｐｃを互いに接続し、外周端Ｐｏを容量性領域ＣＡにそれぞれ接続した２回回転対称の二重らせん状の導体パターンで誘導性領域ＬＡを構成している。このように３回回転対称の単位格子を２次元配置しても同様の作用効果が得られる。【０１１３】
《第９の実施形態》
図３２は第９の実施形態に係る平面回路における単位格子の構成およびその２次元配置の例を示している。この例では、６回回転対称形である正六角形状の単位格子ＣＬを２次元状に充填配置している。各単位格子ＣＬの中央には容量性領域ＣＡを備え、外周の各辺のそれぞれの中央付近に誘導性領域ＬＡを備えている。そして、隣接する２つの単位格子に着目したとき、その２つの単位格子の中央で中心端Ｐｃを互いに接続し、外周端Ｐｏを容量性領域ＣＡにそれぞれ接続した２回回転対称の二重らせん状の導体パターンで誘導性領域ＬＡを構成している。このように６回回転対称の単位格子を２次元配置しても同様の作用効果が得られる。【０１１４】
《第１０の実施形態》
次に、第１０の実施形態に係る高周波回路装置およびそれを備えた通信装置の構成を図３３・図３４を基に説明する。
図３３は送受信装置の分解斜視図、図３４はその回路のブロックである。図３３において、通信装置の外形をなす樹脂パッケージ４１は、上面側が開口した箱形状のケーシング４２と、このケーシング４２の開口側を施蓋する略四角形の板状をなす蓋体４３とによって構成している。また、蓋体４３の中央部には、略四角形の開口部４３Ａを設け、この開口部４３Ａ内に電磁波が透過可能な閉塞板４４を配設している。【０１１５】
ケーシング４２内に収容した誘電体基板４５は、例えば５枚の分割基板４５Ａ〜４５Ｅによって構成していて、これら分割基板４５Ａ〜４５Ｅの両面は平面導体４６，４７によってそれぞれ覆っている。そして、各分割基板４５Ａ〜４５Ｅには、機能ブロックとして、後述するアンテナブロック４８、デュプレクサブロック４９、送信ブロック５０、受信ブロック５１、発振器ブロック５２をそれぞれ設けている。【０１１６】
送信電波を送信し、受信電波を受信するアンテナブロック４８は、誘電体基板４５の中央部側に位置する分割基板４５Ａに設け、平面導体４６に形成した四角形状の開口をなす放射スロット４８Ａによって構成している。また、この放射スロット４８Ａは、ＰＤＴＬからなる伝送線路５３によってデュプレクサブロック４９に接続している。【０１１７】
アンテナ共用器をなすデュプレクサブロック４９は、分割基板４５Ｂの平面導体４６に形成した四角形状の開口からなる共振器４９Ａ等によって構成している。そして、共振器４９Ａは、ＰＤＴＬからなる伝送線路５３によってアンテナブロック４８、送信ブロック５０、受信ブロック５１にそれぞれ接続している。【０１１８】
アンテナブロック４８へ送信信号を出力する送信ブロック５０は、分割基板４５Ｃに実装した電界効果トランジスタ等の電子部品で構成していて、発振器ブロック５２から出力される搬送波に中間周波信号ＩＦを混合して送信信号にアップコンバートするミキサ５０Ａと、そのミキサ５０Ａによる送信信号から雑音を除去する帯域通過フィルタ５０Ｂと、送信信号の電力を増幅する電力増幅器５０Ｃとによって構成している。【０１１９】
これらのミキサ５０Ａ、帯域通過フィルタ５０Ｂ、電力増幅器５０Ｃは、ＰＤＴＬからなる伝送線路５３を用いて相互に接続するとともに、ミキサ５０Ａは、伝送線路５３によって発振器ブロック５２に接続していて、電力増幅器５０Ｃは、伝送線路５３によってデュプレクサブロック４９に接続している。【０１２０】
受信ブロック５１は、分割基板４５Ｄに設け、アンテナブロック４８によって受信した受信信号を入力し、その受信信号と発振器ブロック５２から出力される搬送波とを混合して中間周波信号ＩＦにダウンコンバートする。この受信ブロック５１は、受信信号を低雑音で増幅する低雑音増幅器５１Ａと、該低雑音増幅器５１Ａによる受信信号から雑音を除去する帯域通過フィルタ５１Ｂと、発振器ブロック５２から出力される搬送波と該帯域通過フィルタ５１Ｂから出力される受信信号とを混合して中間周波信号ＩＦにダウンコンバートするミキサ５１Ｃとによって構成している。【０１２１】
そして、これらの低雑音増幅器５１Ａ、帯域通過フィルタ５１Ｂ、ミキサ５１Ｃは、伝送線路５３を用いて相互に接続していて、低雑音増幅器５１Ａは、伝送線路５３によってデュプレクサブロック４９に接続していて、ミキサ５１Ｃは、伝送線路５３によって発振器ブロック５２に接続している。【０１２２】
発振器ブロック５２は、分割基板４５Ｅに設けていて、搬送波となる所定周波数の信号（例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号）を発振する。この発振器ブロック５２は、制御信号Ｖcに応じた周波数の信号を発振する電圧制御発振器５２Ａと、該電圧制御発振器５２Ａによる信号を送信ブロック５０と受信ブロック５１とに供給するための分岐回路５２Ｂとによって構成している。【０１２３】
これらの電圧制御発振器５２Ａ、分岐回路５２Ｂは、ＰＤＴＬからなる伝送線路５３を用いて相互に接続している。また、分岐回路５２Ｂは、伝送線路５３によって送信ブロック５０と受信ブロック５１とに接続している。【０１２４】
図３３中、各分割基板４５Ａ〜４５Ｅの表面側の網状のパターンで示す箇所に平面回路１００を構成している。この平面回路１００は、第１〜第９の実施形態で示したいずれかの平面回路または後に第１２〜第１９の実施形態で示すいずれかの平面回路である。この例では、放射スロット４８Ａ、共振器４９Ａ、帯域通過フィルタ５０Ｂ、帯域通過フィルタ５１Ｂ、電圧制御発振器５２Ａ、伝送線路５３等の周囲に配設している。【０１２５】
このように各分割基板４５Ａ〜４５Ｅに平面回路１００を設けたので、誘電体基板４５の平面導体４６，４７間を伝搬する不要波を遮断できる。このため、例えば平行平板モード等のスプリアス波が分割基板４５Ａ〜４５Ｅ間で結合するのを防止してアイソレーションを向上でき、不要波による電力損失を抑圧して高効率化できるとともに、不要波による雑音を低減することができる。【０１２６】
なお、この第１０の実施形態では、送受信装置として通信装置を例に挙げて説明したが、本発明はこれに限らず、例えばレーダ装置等の送受信装置に広く適用できるものである。【０１２７】
《第１１の実施形態》
この発明の平面回路を備えた高周波回路装置の特性をシミュレーションにより求めた例を第１１の実施形態として示す。【０１２８】
図３８の（Ａ）は、平面回路の単位格子の形状と寸法、（Ｂ）は高周波回路装置の構造を示している。単位格子は（Ａ）に示すパターンであり、ラインＬ／スペースＳ＝９μｍ／９μｍ、線数ｎ＝６で、一辺が２３４μｍの正方形である。高周波回路装置は、比誘電率２４、厚み０．３ｍｍで、５．０ｍｍ×７．５ｍｍの基板に導体パターンを形成したものである。この例では、（１）裏面にグランド導体膜のない通常のコプレーナ線路ＣＰＷ、（２）裏面にグランド導体膜を設けたグラウンデッドコプレーナ線路ＣＢＣＰＷ、（３）ＣＢＣＰＷのグランド導体膜部分に上記単位格子を２次元配置した高周波回路装置、それぞれについて特性を求めた。この高周波回路装置については、具体的には、コプレーナ線路の両側に広がるグランド導体膜の片方で単位格子を８行×２９列配置している。【０１２９】
図３９は、そのＳパラメータと分散関係を示している。図の下段は透過特性Ｓ２１、上段は５つのモードとバンドギャップＢＧをそれぞれ表している。この結果から次のことが分かる。【０１３０】
（１）CPWは約80GHzまで比較的平坦な挿入損失特性を持つ。【０１３１】
ただし、80GHzを超える辺りから表面波によるリップルの発生が大きくなる。【０１３２】
（２）CBCPWには約20GHz以上で平行平板モードによるリップルが多く見られる。【０１３３】
（３）格子配置モデルではCBCPWに見られるようなリップルが抑圧できている。【０１３４】
特に60GHz付近ではバンドギャップ（BG）による挿入損失の改善効果が見られる。【０１３５】
また、約90GHz付近では損失が大きいものの表面波によるリップルの平坦化が見られる。【０１３６】
このように、単位格子を２次元配置した平面回路によって、平行平板モードが抑圧され、平面波によるリップルも殆ど生じることがないので、広帯域にわたってリップルの少ない透過特性が得られる。【０１３７】
《第１２の実施形態》
第１２の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の構成を図４０〜図５１を参照して説明する。
図４０は基板の導体膜に形成する基本導体パターンである単位格子ＣＬおよびその等価回路を示している。単位格子ＣＬは、その中央に誘導性領域ＬＡを備え、外周の各辺のそれぞれの中央付近に容量性領域ＣＡを備えている。図４０の（Ｂ）は（Ａ）に示した単位格子と基板を挟んで対向する裏面のグランド導体膜とによって構成される回路の等価回路図である。上記容量性領域ＣＡとグランド導体膜との間にキャパシタンス成分Ｃが生じ、誘導性領域ＬＡによって相互誘導リアクタンス成分Ｍが生じる。【０１３８】
図４１は導波路を構成した基板に適用した例を示している。同図の（Ａ）は上面図、（Ｂ）はその単位格子部分の拡大図、（Ｃ）は（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図、（Ｄ）は（Ｂ）におけるＢ−Ｂ部分の断面図である。基板の上面には線路導体４とパターン化導体膜３を形成している。基板１の下面には略全面にグランド導体膜２を形成している。パターン化導体膜３のパターン形成領域Ｐには（Ｂ），（Ｄ）に示すように複数の単位格子を２次元状に配置している。また、パターン非形成領域Ｎにはこのような単位格子ＣＬを形成することなく、単純に連続したグランド導体膜としている。【０１３９】
このようにしてパターン化導体膜３とグランド導体膜２および基板１とによって平面回路１００を構成している。また、線路導体４、その両脇のパターン化導体膜３（特にそのパターン非形成領域Ｎ）および下面のグランド導体膜２によってグラウンデッドコプレーナ線路を構成している。【０１４０】
単位格子ＣＬは、（Ｂ）に示すように、その中央に４重らせん形状の導体パターンからなる誘導性領域ＬＡ、外周の各辺のそれぞれの中央付近に容量性領域ＣＡをそれぞれ備えている。これらの容量性領域ＣＡは、後に示すように、隣接する単位格子の容量性領域に連続している。この単位格子ＣＬは４回回転対称形である。【０１４１】
図４２は複数の単位格子の配置関係を示す図である。単位格子ＣＬ００，ＣＬ０１，ＣＬ１０等はいずれも同一の基本導体パターンから成る。単位格子ＣＬ００について説明すると、この単位格子ＣＬ００の中央に配置した誘導性領域ＬＡの４重らせん状導体パターンの外周端は単位格子ＣＬ００の外周の四辺の容量性領域に接続している。【０１４２】
ここで単位格子ＣＬ００と、図において右方向に隣接する単位格子ＣＬ０１とに着目すると、この２つの単位格子ＣＬ００，ＣＬ０１の中央に容量性領域ＣＡを配置するように容量性領域同士を接続している。【０１４３】
同様に、単位格子ＣＬ００と、それに対して縦方向に隣接する単位格子ＣＬ１０とに着目すると、この２つの単位格子ＣＬ００，ＣＬ１０の中央で、この２つの単位格子ＣＬ００，ＣＬ０１の中央に容量性領域ＣＡを配置するように容量性領域同士を接続している。【０１４４】
他の縦方向および横方向に隣接する２つの単位格子の関係も同様であり、このように単位格子を２次元配置（タイリング）することによって、図４１の（Ａ）に示したパターン化導体膜３のパターン形成領域Ｐを構成している。【０１４５】
図４３は上記パターン化導体膜３の外周境界におけるパターンの例を示している。各単位格子の外周の各辺に容量性領域を備えているので、パターン化導体膜３の外周領域ＯＡを連続したグランド導体膜とし、単位格子の容量性領域ＬＡをその外周領域ＯＡにそのまま接続すればよい。【０１４６】
以上に示した構造によれば、パターン化導体膜３が直流的に全体が導通しているので、直流電圧のバイアスを印加する際の取扱が容易となる。【０１４７】
さて、ここでこの発明に係る平面回路の特性の解析について図４４〜図５１を参照して説明する。
周期境界条件を用いた解析モデルは図９に示したとおりである。【０１４８】
また、その解析経路と解析経路における周波数の変化のグラフ化については既に図３５を用いて説明した通りである。【０１４９】
図４４の（Ａ）に示す例では、Ｈ１＝０．３ｍｍ、Ｈ２＝０．３ｍｍ、単位格子を２３０μｍ角、誘導性領域のライン／スペースを５μｍ／５μｍとしている。なお、図中に前記解析経路Γ−Ｘ−Ｍ−Γを示している。図４４の（Ｂ）は、その横軸に解析経路Γ−Ｘ−Ｍ−Γをとり、縦軸に周波数を取った分散関係を示す図である。ここで全体に山型の実線ＦＳは図３５の（Ｃ）に示したものに等しい。この線ＦＳの内側がスローウェーブ（slow wave）であり、その外側がファーストウェーブ（fast wave）である。このスロー／ファーストは、基板誘電率の自由媒室中を伝搬する波の位相速度に対する遅い／速いである。スローウェーブは電力をパターン平面内で伝搬する波（=guided wave）であるが、ファーストウェーブはパターン平面に垂直方向に波数ベクトルをもち、放射方向または厚み方向で共振する波（=leakey wave）である。スローウェーブの領域内において、この構造はバンドギャップ（禁止帯）をもって振る舞う。【０１５０】
ここで、Ｘ点とＭ点の特性は次のとおりである。【０１５１】
Ｘ点特性(f1-f2：バンドギャップなし)
禁止帯(f2-f3)：58.4-85.4GHz(Δ27.0GHz)
比帯域(f2-f3)：37.6%
M点特性(f1-f2：バンドギャップなし)
禁止帯(f2-f3)：57.8-83.9GHz(Δ26.1GHz)
比帯域(f2-f3)：36.9%
である。【０１５２】
このように、図４４の（Ｂ）においてＸ点，Ｍ点部分でそれぞれ両端矢じりの２つの矢印で示すとおり、Γ−Ｘ−Ｍ−Γの全経路に亘ってスローウェーブとなるモードｆ２と、それより周波数の高いモードｆ３との間にバンドギャップが生じていることが分かる。【０１５３】
図４４の（Ｃ），（Ｄ）は、（Ａ），（Ｂ）に対比して示した、特許文献１に示されている単位格子とその特性の例である。ここで、誘導性領域のライン／スペースは５μｍ／５μｍであり、その他の条件も（Ａ）の場合と同様である。（Ｄ）はその分散関係を示している。【０１５４】
ここで、Ｘ点とＭ点の特性は次のとおりである。【０１５５】
Ｘ点特性
禁止帯(f1-f2)：79.8-131.7GHz(Δ51.9GHz)
比帯域(f1-f2)：49.1%
M点特性
禁止帯(f1-f2)：113.1-128.9GHz(Δ15.8GHz)
比帯域(f1-f2)：13.1%である。【０１５６】
図４４の（Ｂ）と対比すれば明らかなように、Ｘ点でバンドギャップが広くなっているが、Ｍ点ではボトルネック状に狭くなっている。また、スローウェーブの領域内部における第１のモードｆ１と第３のモードｆ３の平坦性が悪い。これは、周波数１１０ＧＨｚの波で励振した場合に、第１モードｆ１の分散関係から、この第１モードｆ１の波が約４５°の方向に伝搬する傾向にあるものと考えられる。【０１５７】
次に、誘導性領域の線数（単位格子の中心を通る断面に現れる導体線路の数）ｎと所定の周波数にバンドギャップを生じさせるための設計例を図４５〜４９を参照して説明する。
図４５は誘導性領域の線数ｎを６とした場合の例であり、単位格子の一辺（格子寸法）をＡ、容量性領域および誘導性領域の幅をＷ、誘導性領域のライン幅をＬ、スペース幅をＳとし、格子寸法Ａを変化させたときの５つのモードｆ１〜ｆ５の周波数変化を示している。ここで基板の厚さＨ１および上部空間の厚さＨ２は共に０．３ｍｍで一定としている。誘導性領域の線数ｎを一定としつつ格子寸法Ａを変化させることに伴ってＷ，Ｌ，Ｓを変化させている。（Ｃ）は格子寸法Ａを０．１３０ｍｍ〜０．２８６ｍｍの範囲で変化させた例である。【０１５８】
このように格子寸法Ａの変化に伴って第２のモードｆ２と第３のモードｆ３の周波数が変化するが、この２つのモードの間に生じるバンドギャップの周波数を６０ＧＨｚとするためには、（Ｃ）に示した設計番号Ｎｏ６を採用すればよい。この設計番号Ｎｏ６の条件で、第２のモードｆ２の周波数が５４．８ＧＨｚ、第３のモードｆ３の周波数が８０．４ＧＨｚであるので、５４．８ＧＨｚ〜８０．４ＧＨｚの間にバンドギャップが生じる。すなわち使用周波数である６０ＧＨｚのスプリアスモードの伝搬が、このバンドギャップによって阻止される。【０１５９】
図４６は誘導性領域の線数ｎを８とした場合の例である。この場合、第２のモードｆ２と第３のモードｆ３との間に生じるバンドギャップの周波数を６０ＧＨｚとするためには、設計番号Ｎｏ３の単位格子を採用すればよい。【０１６０】
図４７は誘導性領域の線数ｎを１０とした場合の例である。この場合、第２のモードｆ２と第３のモードｆ３との間に生じるバンドギャップの周波数を６０ＧＨｚとするためには、設計番号Ｎｏ４の単位格子を採用すればよい。【０１６１】
次に、誘導性領域の線幅および線数の依存性について、図４８・図４９を参照して説明する。
図４８の（Ａ）は、誘導性領域の線数ｎを６として、ライン幅Ｌ／スペース幅Ｓを５μｍ／５μｍから９μｍ／９μｍまで変化させたときのバンドギャップの周波数ｆｏおよびバンドギャップの周波数幅Δｆについて示している。また（Ｂ）は比帯域Δｆ／ｆｏおよび小型化指標Ａ／λｇ（λｇ：基板内での波長）を示している。ここで、周期境界解析の条件は、波数×格子定数＝（１８０°，１８０°）すなわちＭ点としている。【０１６２】
なお、ラインＬ／スペースＳを増大することに伴って格子寸法Ａを増大させている。例えばラインＬ／スペースＳ＝５μｍ／５μｍのとき、格子寸法Ａを１３０μｍ、ラインＬ／スペースＳ＝９μｍ／９μｍのとき、格子寸法Ａを２３４μｍとしている。この格子寸法Ａの増大に伴い、第１のモードと第２のモードの平均周波数ｆｏ（第１のモードの周波数をｆ１、第２のモードの周波数をｆ２とすると、ｆｏ＝（ｆ１＋ｆ２）／２である。）は低下した。いずれのモデルも、比帯域Δｆ／ｆｏは約３７％、小型化指標Ａ／λｇは約２８％となった。【０１６３】
図４９は誘導性領域のラインＬ／スペースＳを５μｍ／５μｍで一定とし、線数ｎを６，８，１０と変化させた例を示している。なお、線数ｎを増大することに伴い格子寸法Ａを増大させている。例えば線数ｎ＝６のとき、格子寸法Ａを１３０μｍ、線数ｎ＝１０のとき、格子寸法Ａを２１０μｍとしている。この格子寸法Ａの増大に伴い第１のモードと第２のモードの平均周波数ｆｏは低下した。また、比帯域Δｆ／ｆｏは単調を増加し、小型化指標Ａ／λｇは単調減少した。したがって、比帯域を広くとるためには線数を多くし、小型化するためには線数を少なくすればよい。【０１６４】
次に、単位格子の中央部を誘導性領域、外周部を容量性領域としたことによる効果について、図５０・図５１を参照して示す。【０１６５】
図５０・図５１のそれぞれにおいて、（Ａ）は、図４０に示した単位格子（Ｌ分岐型）、（Ｂ）は、単位格子の中央部を容量性領域、外周部を誘導性領域とした単位格子（Ｃ分岐型）、（Ｃ）は（Ｂ）における誘導性領域をメアンダライン状にした単位格子（メアンダライン型）の例である。（Ｄ）は（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示した各単位格子を用いた場合のバンドギャップの周波数ｆｏおよびバンドギャップの周波数幅Δｆについて示している。また（Ｅ）は比帯域Δｆ／ｆｏおよび小型化指標Ａ／λｇ（λｇ：基板内での波長）を示している。図５０は誘導性領域の線数ｎが８、図５１は誘導性領域の線数ｎが１０の場合についてそれぞれ示している。【０１６６】
このように、同じ設計条件（格子寸法、線数、線幅）で比較すると、誘導性領域と容量性領域のインピーダンス比が大きくなることにより、比帯域が４０％以上にもなり、メアンダライン型やＣ分岐型に比較して優れた広帯域特性が得られる。すなわちバンドギャップが広いため、単一伝送特性に優れることが分かる。このことは線数が変わっても同様の傾向を示す。なお、この発明のＬ分岐型はＣ分岐型との比較では小型化指標で劣るが、従来のメアンダライン型に比べて小型化できる。【０１６７】
ここで、１次元等価回路の解析により、バンドギャップ設計を行う考え方は既に図３６・図３７を用いて説明した通りである。【０１６８】
《第１３の実施形態》
次に、第１３の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置の例を、図５２を参照して説明する。
第１２の実施形態ではグラウンデッドコプレーナ線路の線路導体両脇のグランド導体膜をパターン化導体膜とした例を示したが、この第１３の実施形態は導波路をグラウンデッドスロットラインとした例である。同図の（Ａ）は上面図、（Ｂ）はその単位格子部分の拡大図、（Ｃ）は（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図、（Ｄ）は（Ｂ）におけるＢ−Ｂ部分の断面図である。基板１の上面にはパターン化導体膜３を形成するとともに、スロットＳＬを形成している。基板１の下面には略全面にグランド導体膜２を形成している。パターン化導体膜３のパターン形成領域Ｐには（Ｂ），（Ｄ）に示すように複数の単位格子を２次元状に配置している。この単位格子ＣＬは第１の実施形態で示したものと同様である。また、パターン非形成領域Ｎにはこのような単位格子ＣＬを形成することなく、単純に連続したグランド導体膜としている。【０１６９】
このようにしてスロットＳＬ、その両脇のパターン化導体膜３（特にそのパターン非形成領域Ｎ）および下面のグランド導体膜２によってグラウンデッドスロットラインを構成している。このようなスロットラインにおいても、第１の実施形態の場合と同様に、基板１内を伝搬しようとする平行平板モード等のスプリアスモードの伝搬を阻止できる。【０１７０】
《第１４の実施形態》
次に、第１４の実施形態に係る平面回路および高周波回路装置について図５３〜図５７を参照して説明する。
図５３の（Ａ）は上面図、（Ｂ）はその単位格子部分の拡大図、（Ｃ）は（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図、（Ｄ）は（Ｂ）におけるＢ−Ｂ部分の断面図である。基板１の上面にはパターン化導体膜３を形成するとともに、スロットＳＬを形成している。基板１の下面にもパターン化導体膜５を形成するとともに、スロットＳＬを形成している。パターン化導体膜３，５のパターン形成領域Ｐには（Ｂ），（Ｄ）に示すように複数の単位格子ＣＬを２次元状に配置している。この単位格子ＣＬは第１・第２の実施形態で示したものと同様である。下面のパターン化導体膜５に形成した単位格子の容量性領域ＣＡと誘導性領域ＬＡのパターンは上面のパターンと面対称の関係にあり、上面または下面から透視すれば、上下面の容量性領域ＣＡのパターン同士、誘導性領域ＬＡのパターン同士は重なる。また、パターン非形成領域Ｎは、このような単位格子ＣＬを形成することなく、単純に連続したグランド導体膜としている。このようにして、両面スロット線路またはＰＤＴＬ（平面誘電体線路）を構成している。【０１７１】
次に、この発明に係る平面回路を４端子Ｓパラメータで解析した例を図５４〜図５７を参照して説明する。
解析モデルについては図２０に示したとおりである。【０１７２】
図５４は解析領域の切り出し方の例を示している。ここでは一つの単位格子ＣＬを４端子とするＳパラメータを求めた。【０１７３】
図５５〜図５７は、誘導性領域の線数ｎを変えたときのＳパラメータと分散関係の例を示している。【０１７４】
図５５は、線数ｎ＝６、ラインL／スペースS＝１１μｍ／１１μmの例であり、
ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１７５】
格子寸法：A=286μm
容量性領域の幅W：143μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
図５６は、線数ｎ＝８、ラインL／スペースS＝７μｍ／７μmの例であり、
ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１７６】
格子寸法：A=238μm
容量性領域の幅W：119μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
図５７は、線数ｎ＝１０、ラインL／スペースS＝５μｍ／５μmの例であり、
ここで単位格子の各部の寸法は次の通りである。【０１７７】
格子寸法：A=210μm
容量性領域の幅W：105μm
基板厚さH1：300μm
上下空間H2：300μm
このように、線数を変化させた場合でも、各条件で両面の導体膜をパターン化導体膜とすることによって、６０ＧＨｚ前後にバンドギャップが形成された。単位格子の対角線を一辺とする正方形で４端子のＳパラメータを解析することにより、バンドギャップにおいてＳ１１は高く（反射が大きく）なり、Ｓ２１〜Ｓ４１は減衰する傾向を確認した。また、パターンの対称性から、Ｓ３１とＳ４１は重なった。【０１７８】
《第１５の実施形態》
次に、第１５の実施形態に係る高周波回路装置について図５８を参照して説明する。
図５８は単位格子の平面図である。単位格子ＣＬの中央には誘導性領域ＬＡを備え、外周の各辺に容量性領域ＣＡを備えるが、図４１に示した例と異なり、単位格子の四隅部分の空間にも容量性領域ＣＡを延長している。誘導性領域ＬＡについては図４１に示したものと同様である。このようにして容量性領域の面積を広げてもよい。【０１７９】
《第１６の実施形態》
次に、第１６の実施形態に係る平面回路について図５９を参照して説明する。
図５９は複数の単位格子を２次元配置した部分を示している。この例では、誘導性領域ＬＡを１２重らせん状の導体パターンで構成し、外周端Ｐｏを容量性領域ＣＡに接続し、中心端Ｐｃで各導体パターン同士を互いに接続している。このように多重らせんの多重数を増しても誘導性領域ＬＡを構成できる。【０１８０】
同様にして、８重らせん状の導体パターンや１６重らせん状の導体パターンも可能である。このらせん状導体パターンの線幅が動作周波数の表皮深さよりも細い場合は、表皮効果の緩和による損失低減効果が期待できる。このように誘導性領域の多重らせんの線数を増すことにより、誘導性領域がより高いＱ値を持つ誘導素子として作用する。但し、多重らせんの線数を増せば単位格子の寸法が増大するので、また各らせん状の導体に流れる電流のバランスが悪い場合には、却ってＱ値が劣化する場合もあるので、線数および線幅の設計にはそれの点に注意する。【０１８１】
なお、図５９に示した例では、容量性領域を誘導性領域の各線路導体毎に分離したが、単位格子ＣＬの外周の４辺の中央部で一体の容量性領域を構成してもよい。【０１８２】
《第１７の実施形態》
図６０は第１７の実施形態に係る平面回路で用いる単位格子の構成を示している。（Ａ）は図４１等で示した基本形であり、（Ｂ）はその変形例である。ここでは単位格子の一辺ａと、それに直交する辺ｂの寸法を異ならせて縦横比を１：１から変えている。このように単位格子を２回回転対称形である長方形とすることも有効である。また、この縦横比の設計自由度を積極的に利用することにより、その縦方向と横方向についてのバンドギャップの特性に異方性をもたせることもできる。【０１８３】
《第１８の実施形態》
図６１は第１８の実施形態に係る平面回路における単位格子の構成およびその２次元配置の例を示している。これまでに示した実施形態では正方形または長方形の単位格子を用いたが、この例では単位格子ＣＬを３回回転対称形である正三角形とし、それらを充填配置している。単位格子ＣＬの中央には誘導性領域ＬＡを備え、外周の各辺のそれぞれの中央付近に容量性領域ＣＡを備えている。そして、隣接する２つの単位格子に着目したとき、その２つの単位格子の中央で容量性領域同士を互いに接続している。このように３回回転対称の単位格子を２次元配置しても同様の作用効果が得られる。【０１８４】
《第１９の実施形態》
図６２は第１９の実施形態に係る平面回路における単位格子の構成およびその２次元配置の例を示している。この例では、６回回転対称形である正六角形状の単位格子ＣＬを２次元状に充填配置している。各単位格子ＣＬの中央には誘導性領域ＬＡを備え、外周の各辺のそれぞれの中央付近に容量性領域ＣＡを備えている。そして、隣接する２つの単位格子に着目したとき、その２つの単位格子の中央で容量性領域同士を互いに接続している。このように６回回転対称の単位格子を２次元配置しても同様の作用効果が得られる。【０１８５】
《第２０の実施形態》
この発明の平面回路を備えた高周波回路装置の特性をシミュレーションにより求めた例を第２０の実施形態として示す。【０１８６】
図６３の（Ａ）は、平面回路の単位格子の形状と寸法、（Ｂ）は高周波回路装置の構造を示している。単位格子は（Ａ）に示すパターンであり、ラインＬ／スペースＳ＝９μｍ／９μｍ、線数ｎ＝６で、一辺が２３４μｍの正方形である。高周波回路装置は、比誘電率２４、厚み０．３ｍｍで、５．０ｍｍ×７．５ｍｍの基板に導体パターンを形成したものである。この例では、（１）裏面にグランド導体膜のない通常のコプレーナ線路ＣＰＷ、（２）裏面にグランド導体膜を設けたグラウンデッドコプレーナ線路ＣＢＣＰＷ、（３）ＣＢＣＰＷのグランド導体膜部分に上記単位格子を２次元配置した高周波回路装置、それぞれについて特性を求めた。この高周波回路装置については、具体的には、コプレーナ線路の両側に広がるグランド導体膜の片方で単位格子を８行×２９列配置している。【０１８７】
図６４は、そのＳパラメータと分散関係を示している。図の下段は透過特性Ｓ２１、上段は５つのモードとバンドギャップＢＧをそれぞれ表している。この結果から次のことが分かる。【０１８８】
（１）CPWは約80GHzまで比較的平坦な挿入損失特性を持つ。【０１８９】
ただし、80GHzを超える辺りから表面波によるリップルの発生が大きくなる。【０１９０】
（２）CBCPWには約20GHz以上で平行平板モードによるリップルが多く見られる。【０１９１】
（３）格子配置モデルではCBCPWに見られるようなリップルが抑圧できている。【０１９２】
特に70-90GHz付近では広帯域なバンドギャップ（BG）による挿入損失の改善効果が見られる。【０１９３】
このように、単位格子を２次元配置した平面回路によって、平行平板モードが抑圧され、平面波によるリップルも殆ど生じることがないので、広帯域にわたってリップルの少ない透過特性が得られる。
【図１】
0004525750.tif 000009
【図２】
0004525750.tif 000010
【図３】
0004525750.tif 000011
【図４】
0004525750.tif 000012
【図５】
0004525750.tif 000013
【図６】
0004525750.tif 000014
【図７】
0004525750.tif 000015
【図８】
0004525750.tif 000016
【図９】
0004525750.tif 000017
【図１０】
0004525750.tif 000018
【図１１】
0004525750.tif 000019
【図１２】
0004525750.tif 000020
【図１３】
0004525750.tif 000021
【図１４】
0004525750.tif 000022
【図１５】
0004525750.tif 000023
【図１６】
0004525750.tif 000024
【図１７】
0004525750.tif 000025
【図１８】
0004525750.tif 000026
【図１９】
0004525750.tif 000027
【図２０】
0004525750.tif 000028
【図２１】
0004525750.tif 000029
【図２２】
0004525750.tif 000030
【図２３】
0004525750.tif 000031
【図２４】
0004525750.tif 000032
【図２５】
0004525750.tif 000033
【図２６】
0004525750.tif 000034
【図２７】
0004525750.tif 000035
【図２８】
0004525750.tif 000036
【図２９】
0004525750.tif 000037
【図３０】
0004525750.tif 000038
【図３１】
0004525750.tif 000039
【図３２】
0004525750.tif 000040
【図３３】
0004525750.tif 000041
【図３４】
0004525750.tif 000042
【図３５】
0004525750.tif 000043
【図３６】
0004525750.tif 000044
【図３７】
0004525750.tif 000045
【図３８】
0004525750.tif 000046
【図３９】
0004525750.tif 000047
【図４０】
0004525750.tif 000048
【図４１】
0004525750.tif 000049
【図４２】
0004525750.tif 000050
【図４３】
0004525750.tif 000051
【図４４】
0004525750.tif 000052
【図４５】
0004525750.tif 000053
【図４６】
0004525750.tif 000054
【図４７】
0004525750.tif 000055
【図４８】
0004525750.tif 000056
【図４９】
0004525750.tif 000057
【図５０】
0004525750.tif 000058
【図５１】
0004525750.tif 000059
【図５２】
0004525750.tif 000060
【図５３】
0004525750.tif 000061
【図５４】
0004525750.tif 000062
【図５５】
0004525750.tif 000063
【図５６】
0004525750.tif 000064
【図５７】
0004525750.tif 000065
【図５８】
0004525750.tif 000066
【図５９】
0004525750.tif 000067
【図６０】
0004525750.tif 000068
【図６１】
0004525750.tif 000069
【図６２】
0004525750.tif 000070
【図６３】
0004525750.tif 000071
【図６４】
0004525750.tif 000072