(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して復調する無線通信システムの受信局において、
送信局から送信された信号を受信する受信部、
送信局から制御チャネルで送信された前記窓関数の窓幅Nwinを復調する制御信号復調部、
前記窓幅に基づいて受信信号から有効信号部分を切り出す位置を決定する信号切り出し位置決定部、
受信信号の前記切り出し位置より有効信号部分を切り出す信号切り出し部、
切り出した受信信号を用いて送信信号を復調する復調部、
を備えたことを特徴とする無線通信システムの受信局。
【請求項２】
送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して復調する無線通信方法において、
送信局より制御チャネルを用いて前記窓関数の窓幅Nwinを受信局に通知するステップ、
受信局において送信局から通知された前記窓幅に基づいて受信信号の切り出し位置を調整するステップ、
切り出した受信信号を用いて送信信号の復調処理を実行するステップ、
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項３】
前記切り出し位置調整ステップにおいて、
送信信号の先頭タイミングを求め、該タイミングより前記所定サンプル数の期間を受信タイミング期間とし、
前記受信タイミング期間をNwin/2だけ時間的に戻した期間を有効信号部分の切り出し位置とする、
ことを特徴とする請求項２記載の無線通信方法。
【請求項４】
前記切り出し位置調整ステップにおいて、
送信局の変調方式、あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて前記有効信号部分の切り出し位置を調整する、
ことを特徴とする請求項２または３記載の無線通信方法。
【請求項５】
各送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して各送信局からの送信信号を復調する無線通信システムにおける受信局において、
送信局から送信された信号を受信する受信部、
送信局から制御チャネルで送信された前記窓関数の窓幅Nwinを復調する制御信号復調部、
受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定する基準受信タイミング設定部、
送信局毎に該基準受信タイミングより前記窓幅に応じた時間分遅れたタイミングを該送信局の目標受信タイミングとして設定する目標受信タイミング設定部、
各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記目標受信タイミングとの偏差を測定するタイミング偏差測定部、
該偏差が零となるように送信局が送信タイミングを調整するように、該偏差を送信局に通知する偏差送信部、
前記切り出した受信信号を用いて各送信局からの送信信号の復調処理を実行する復調部、
を備えたことを特徴とする無線通信システムの受信局。
【請求項６】
前記目標受信タイミング設定部は、前記基準受信タイミングよりNwin/2だけ遅れたタイミングを送信局の目標受信タイミングとして設定する、
ことを特徴とする請求項５記載の無線通信システムの受信局。
【請求項７】
各送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して各送信局からの送信信号を復調する無線通信方法において、
各送信局より制御チャネルを用いて前記窓関数の窓幅Nwinを受信局に通知するステップ、
受信局において受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定するステップ、
送信局毎に該基準受信タイミングより前記窓幅に応じた時間分遅れたタイミングを該送信局の目標受信タイミングとして設定するステップ、
各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記目標受信タイミングとの偏差を測定し、該偏差を送信局に通知するステップ、
送信局において、前記通知された偏差が零となるように送信タイミングを調整するステップ、
受信局において前記切り出した受信信号を用いて、各送信局から送信された信号を復調するステップ、
を備えたことを特徴とする無線通信方法。
【請求項８】
送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して復調する無線通信システムの送信局において、
送信信号に所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックス(CP)を付加するCP付加部、
CPが付加された送信信号に窓関数処理を施す窓関数処理部、
前記窓関数処理を施された信号を送信する送信部、
受信信号から有効信号部分を切り出す基準受信タイミングと送信信号の実際の受信タイミングとの偏差δTiを受信局より受信する受信部、
前記偏差δTiと前記窓関数の窓幅Nwinを用いて送信信号の送信タイミングを調整する送信タイミング調整部、
を備えたことを特徴とする無線通信システムの送信局。
【請求項９】
各送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して各送信局からの送信信号を復調する無線通信方法において、
受信局において、受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定するステップ、
各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記基準受信タイミングとの偏差δTiを測定し、該偏差を送信局に通知するステップ、
送信局において、前記偏差δTiと前記窓関数の窓幅Nwinを用いて送信信号の送信タイミングを調整するステップ、
受信局において前記切り出した受信信号を用いて、各送信局から送信された信号を復調するステップ、
を備えたことを特徴とする無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はディジタル移動通信システムおよびその送受信方法に係わり、特に、任意の時間窓をかけられた信号を送信局及び受信局で送受信するディジタル移動通信システムおよびその送受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代移動通信の無線アクセス方式として、OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)に代表される、FFT（Fast Fourier Transform）とCP (Cyclic Prefix)を用いた伝送方式が検討されている。OFDMの特徴として、周波数選択性が強い、広帯域無線チャネルへの耐性が高いことがよく知られている。
OFDM方式の原理について、以下に説明する。図19は、OFDM方式の一般的な送信局のブロック図である。まず、データ信号に対して、誤り訂正符号器1で誤り訂正符号化を行い、データ変調部2でデータ変調を行い、データ・パイロット信号多重部3において、データ信号と、受信局で既知のパイロット信号を時間多重する。次に、IFFT部4において、一定数のサンプル単位でIFFT処理を行い、CP挿入部5においてCPを挿入する。なお、前記一定数のサンプルをOFDMシンボルという。
具体的には、図20に示すように、IFFT後の各OFDMシンボル(= Nfftサンプル)のうち、後部のNcpサンプルをコピーし、各OFDMシンボルの先頭に挿入することにより、各OFDMシンボルのガードインターバルとしての役割を持たせている。ここで、CPは巡回的にコピーされているため、CP挿入後の(Nfft + Ncp)サンプルの区間で、信号が連続していることが特徴である。次に、DA変換器6でD/A変換を行い、送信RF部７において、直交変調を行い、ベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、送信アンテナ8から受信局9に向けて送信する。【０００３】
一方、図21は、OFDM方式の一般的な受信局のブロック図である。受信RF部10では、送信局から送信された信号に対して、無線周波数の信号をベースバンドの信号に変換し、直交復調を行い、その後、AD変換器11でA/D変換を行う。FFTタイミング検出部12では、受信信号と送信パイロット信号のレプリカの相関演算を行うことにより、直接波の受信タイミングを検出する。CP削除部13は、この受信タイミング情報に基づいて、受信信号からCPを削除して各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出す。
図22は、有効信号成分を切り出す様子を表す例である。説明の都合上、受信信号を各パスの成分(直接波、間接波)に分解して表わし、熱雑音の影響を無視すると、パス1の直接波からは、CPを除いたOFDMシンボルnの有効信号成分のみが正確に切り出されることがわかる。パス2の間接波(遅延波)からは、CPの一部を含んだ形で信号が切り出される。しかし、CPはOFDMシンボルの有効信号成分が巡回的にコピーされたものなので、結果的にOFDMシンボルnの有効信号成分のみが正確に切り出されていることになる。つまり、遅延時間がCP長以下のマルチパス成分は、OFDMシンボル間の干渉を生じることなく受信される。
CP削除後の信号に対し、FFT部14はFFT処理を施し、データ・パイロット信号分離部15は、時間多重されたデータ信号とパイロット信号を受信信号から分離する。チャネル推定部16は受信パイロット信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なって無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する。一方、チャネル補償部17は受信データ信号にチャネル推定値の複素共役を乗算してチャネル歪みを抑圧し、データ復調部18はチャネル補償された受信信号を用いて受信データの復調処理を行い、誤り訂正復号器19は復調されたデータに誤り訂正復号処理を施す。【０００４】
次に、OFDM方式における送信信号の周波数スペクトルについて考える。図23は、図19の送信局から送信された信号の周波数スペクトルの一例である。横軸はシステム帯域幅で規
格化された周波数を表し、縦軸は中心周波数付近の送信電力で規格化された電力を表している。この例では、システム帯域幅の有効サブキャリアの外側で電力が緩やかに収束するため、隣接帯域輻射が大きい。その原因は、図20に示すOFDM方式のフレームフォーマットに由来する。CP挿入後の信号において、1 OFDMシンボル(= Nfft + Ncpサンプル)の内部では、前述のように信号が連続しているが、各OFDMシンボルの境界では、信号が不連続になっている。これは、OFDMシンボル単位で矩形の窓関数を乗算することに相当するため、周波数スペクトルはSinc関数が畳み込まれた波形になり、電力の収束が緩やかになっている。【０００５】
隣接帯域輻射を小さくする手法の一つとして、OFDMシンボルの境界で信号が緩やかに減衰するよう、矩形以外の窓関数を乗算することが知られている。図24は、CP挿入後の信号(OFDMシンボルA)に対して、窓関数を乗算する様子を表している。まず、窓関数によって信号を減衰させる区間をNwinサンプルとすると、OFDMシンボル毎に2箇所で巡回的にコピーした各Nwin/2サンプルをOFDMシンボルAの両側に挿入する(図24（A）,（B）)。なお、挿入後の(Nfft + Ncp + Nwin)サンプル区間で信号は連続している。次に、この(Nfft + Ncp
+ Nwin)サンプル区間のうち両側の各Nwinサンプル区間で窓関数を乗算する(図24（C）)。ここでは、窓関数としてRaised cosine関数を用いている。その後、窓関数によって信号を減衰させる区間が、隣接するOFDMシンボル間で互いにオーバーラップするように、各OFDMシンボルを連結する(図24（D）)。図25は、Raised cosine関数の時間窓をかけた場合の送信信号の周波数スペクトルを表す。OFDMシンボル境界における不連続点付近で信号を減衰させているため、矩形の時間窓を掛けた場合と比べて、電力の収束が急峻になっている。
また、上記に限らず、急峻な周波数特性を持つ帯域制限フィルタ等によっても、隣接帯域輻射を小さくすることが可能である。【０００６】
図26は、送信局において前述の窓関数を乗算した場合において、受信局のCP削除部13が受信信号から各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出す様子を表している。図22の場合と同様に、OFDM方式における一般的な切り出し区間IT1で信号を切り出した場合、パス2の間接波では、OFDMシンボルnの有効信号成分のみが正確に切り出されている。しかし、パス1の直接波では、切り出し区間の末端TtailにおいてOFDMシンボルnの有効信号成分が歪んでおり、さらに隣のOFDMシンボル(n +1)からの信号が干渉として混入しており、最終的な受信特性が劣化する。
この問題を回避するには、受信局は時間窓領域を含まないように受信信号を切り出す必要がある。各送信局において共通の窓関数処理を行なうことが通信システム全体で規定されていれば、共通の窓関数処理を考慮して、受信局における受信信号の切り出し位置を容易に決定することができる。しかしながら、隣接帯域輻射の上限値のみが規定されていて、共通の窓関数処理を行なうことが規定されていなければ、設計者はサポートする伝送速度や回路規模の制約などに応じて、隣接帯域輻射を低減する方法を適宜選択して送信局を設計する。このような状況では、送信局によって窓関数処理を行なったり、行なわなかったり、また行なう場合にも窓幅が異なるなど時間窓のかけ方が異なることが想定される。かかる場合には、受信局における受信信号の切り出し位置を容易に決定することができない。【０００７】
ひとつの解決法は、送信信号に対して実際に窓関数処理が施されているか否かに関わらず、図26の切り出し区間IT2で示すように、受信局において切り出し区間を常に前方にシフトし、該切り出し区間IT2に時間窓領域が含まれないようにすることである。しかしながら、切り出し区間を前方にシフトさせると、実質的なCP長が短くなるという副作用が生じ、遅延パスにおける信号の遅延時間が短い場合にもシンボル間干渉が生じる。したがって、実際に時間窓がかかっていない送信信号に対して、切り出し区間を前方にシフトさせるとCPが有効に活用されなくなり、単に切り出し区間を前方にシフトする方法が最適であ
るとはいえない。
従来より、OFDM変調信号のシンボル間の不連続性を抑圧するための窓関数処理の演算量を減らす技術が提案されている(特許文献１参照)。また、特定ユーザと他ユーザとの遅延差が時間窓の窓幅以上であるか否かを判定して干渉成分を除去する干渉除去装置が提案されている(特許文献２参照)。しかし、いずれの従来技術も、受信信号より時間窓領域を含まないように有効信号成分を切り出して復調するものではない。
以上から、本発明の目的は、送信信号に窓関数処理を施す送信局と、窓関数処理を施さない送信局が混在する環境において、受信局がCPを有効に活用でき、しかも、窓関数処理により生じる歪の影響を受けずに復調できるようにすることである。
本発明の別の目的は、受信特性の劣化を防止することである。
【特許文献１】特開２００３−３４８０４２１号公報
【特許文献２】特開２００３−３４７９４７号公報
【発明の開示】
【０００８】
・第１の無線通信方法
本発明の第１の態様は、送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して復調する無線通信方法であり、送信局より制御チャネルを用いて前記窓関数の窓幅Nwinを受信局に通知するステップ、受信局において送信局から通知された前記窓幅に基づいて受信信号の切り出し位置を調整するステップ、切り出した受信信号を用いて送信信号の復調処理を実行するステップを有している。
第１の無線通信方法における前記切り出し位置調整ステップは、送信信号の先頭タイミングを求め、該タイミングより前記所定サンプル数の期間を受信タイミング期間とするステップ、前記受信タイミング期間をNwin/2だけ時間的に戻した期間を有効信号部分の切り出し位置とするステップを有している。また、前記切り出し位置調整ステップは、送信局の変調方式、あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて前記有効信号部分の切り出し位置を調整するステップを有している。
【０００９】
・第２の無線通信方法
本発明の第２の態様は、各送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して各送信局からの送信信号を復調する無線通信方法であり、各送信局より制御チャネルを用いて前記窓関数の窓幅Nwinを受信局に通知するステップ、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定するステップ、送信局毎に該基準受信タイミングより前記窓幅に応じた時間分、遅れたタイミングを該送信局の目標受信タイミングとして設定するステップ、各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記目標受信タイミングとの偏差を測定するステップ、該偏差を送信局に通知するステップ、送信局において、前記通知された偏差が零となるように送信タイミングを調整するステップ、受信局において前記切り出した受信信号を用いて、各送信局から送信された信号を復調するステップを備えている。
第２の無線通信方法における前記目標受信タイミング設定ステップは、基準受信タイミングより、Nwin/2だけ遅れたタイミングを送信局の目標受信タイミングとして設定するステップを有している。また、該目標受信タイミング設定ステップは、送信局の変調方式あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて前記目標受信タイミングを調整するステップを有している。
【００１０】
・第３の無線通信方法
本発明の第３の態様は、各送信局より所定サンプル数毎にサイクリックプレフィックスが付加された送信信号に窓関数処理を施して送信し、受信局において受信信号より有効信号部分を切り出して各送信局からの送信信号を復調する無線通信方法であり、受信局にお
いて、受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定するステップ、各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記基準受信タイミングとの偏差δTiを測定し、該偏差を送信局に通知するステップ、送信局において、前記偏差δTiと前記窓関数の窓幅を用いて送信信号の送信タイミングを調整するステップ、受信局において前記切り出した受信信号を用いて、各送信局から送信された信号を復調するステップを備えている。
第３の無線通信方法における前記送信タイミング調整ステップは、(δTi−Nwin/2) だけ送信信号の送信タイミングを早めるステップを有している。また、該送信タイミング調整ステップは、送信局の変調方式あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて前記送信タイミングを調整するステップを有している。
【００１１】
・無線通信システムの送信局及び受信局
本発明の第４の態様は、上記第１〜第３の無線通信方法を実現する無線通信システムの送信局及び受信局である。
第１の無線通信方法を実現する無線通信システムにおける送信局は、所定サンプル数毎に送信信号にサイクリックプレフィックス(CP)を付加するCP付加部、CPが付加された送信信号に窓関数処理を施す窓関数処理部、前記窓関数の窓幅を制御チャネルで受信局に送信する送信部を備え、受信局は、送信局から送信された信号を受信する受信部、送信局から制御チャネルで送信された前記窓関数の窓幅Nwinを復調する制御信号復調部、前記窓幅に基づいて受信信号から有効信号部分を切り出す位置を決定する信号切り出し位置決定部、受信信号の前記切り出し位置より有効信号部分を切り出す信号切り出し部、切り出した受信信号を用いて送信信号を復調する復調部を備えている。
第２の無線通信方法を実現する無線通信システムにおける受信局は、送信局から送信された信号を受信する受信部、送信局から制御チャネルで送信された前記窓関数の窓幅Nwinを復調する制御信号復調部、受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定する基準受信タイミング設定部、送信局毎に該基準受信タイミングより前記窓幅に応じた時間分、遅れたタイミングを該送信局の目標受信タイミングとして設定する目標受信タイミング設定部、各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記目標受信タイミングとの偏差を測定するタイミング偏差測定部、該偏差が零となるように送信局が送信タイミングを調整するように、該偏差を送信局に通知する偏差送信部、前記切り出した受信信号を用いて各送信局からの送信信号の復調処理を実行する復調部を備えている。
第３の無線通信方法を実現する無線通信システムにおける送信局は、所定サンプル数毎に送信信号にサイクリックプレフィックス(CP)を付加するCP付加部、CPが付加された送信信号に窓関数処理を施す窓関数処理部、前記窓関数処理を施された信号を送信する送信部、受信信号から有効信号部分を切り出す基準受信タイミングと送信信号の実際の受信タイミングとの偏差δTiを受信局より受信する受信部、前記偏差δTiと前記窓関数の窓幅Nwinを用いて送信信号の送信タイミングを調整する送信タイミング調整部を備えている。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第1実施例の送信局のブロック図である。
【図２】OFDMのフレームフォーマット説明図である。
【図３】窓関数処理部の構成図である。
【図４】窓関数処理説明図である。
【図５】第1実施例の受信局のブロック図である。
【図６】FFTタイミング検出部の構成図である。
【図７】受信タイミング及び遅延分散Dの説明図である。
【図８】有効信号成分切り出しの説明図である。
【図９】有効信号成分切り出しの別の説明図である。
【図１０】CP削除部の構成図である。
【図１１】第2実施例の原理説明図である。
【図１２】第2実施例の送信局のブロック図である。
【図１３】第2実施例の受信局の構成図である。
【図１４】送信タイミング制御値生成部の構成図である。
【図１５】送信タイミング制御値発生の説明図である。
【図１６】第3実施例の原理説明図である。
【図１７】第3実施例の送信局のブロック図である。
【図１８】第3実施例の受信局のブロック図である。
【図１９】OFDM方式の一般的な送信局のブロック図である。
【図２０】OFDMシンボル説明図である。
【図２１】OFDM方式の一般的な受信局のブロック図である。
【図２２】有効信号成分を切り出す様子を表す例である。
【図２３】送信局から送信された信号の周波数スペクトルの一例である。
【図２４】CP挿入後の信号(OFDMシンボル)に対して、窓関数を乗算する様子を示す説明図である。
【図２５】Raised cosine関数の時間窓をかけた場合の送信信号の周波数スペクトルである。
【図２６】送信局において窓関数を乗算した場合において、受信局のCP削除部が受信信号から各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出す様子の説明図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（A）第1実施例
(a)送信局
第1実施例では、OFDM方式を用いるディジタル移動通信システムにおいて、受信局が1つの送信局からの窓関数処理を施された信号を受信して復調する場合について説明する。
図1は第1実施例の送信局のブロック図である。
誤り訂正符号器31はデータ信号に誤り訂正符号化処理を施して符号化し、データ変調部
32は該符号化されたデータ信号をデータ変調(例えばQPSK変調)する。一方、誤り訂正符号器33は後述する窓関数乗算部で適用する窓関数の窓幅やデータ変調方式を示す情報を含む制御信号に誤り訂正符号化処理を施して符号化し、データ変調部34は該符号化された制御信号をデータ変調(例えばQPSK変調)する。【００１４】
データ・パイロット・制御信号多重部35は、データ信号と制御信号と受信局で既知のパイロット信号とを時間多重する。図2はOFDMのフレームフォーマット説明図であり、1フレームは複数のOFDMシンボル、例えば32OFDMシンボルで構成され、先頭よりパイロットシンボル、制御データシンボル、ユーザデータシンボルの順に時分割多重されて送信される。
IFFT部36は、一定数Nのサンプル単位(OFDMシンボル単位)でIFFT処理を行なう。すなわち、N個のサンプルをN個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施して離散的な時間信号に変換して出力する。CP挿入部37は、OFDMシンボル単位でCPを挿入し、窓関数処理部38はCP挿入後の信号に窓関数を乗算し、DA変換器39は窓関数処理を施された信号をD/A変換してアナログ信号にし、送信RF部40は入力信号を直交変調し、得られたベースバンド信号を無線信号に周波数アップコンバートして送信アンテナから送信する。【００１５】
窓関数処理部38は図24で説明した窓関数処理をCP挿入後の送信信号に施す。図３は窓関数処理部の構成図、図4は窓関数処理説明図である。
切替部38aはCP挿入部37から入力するOFDMシンボル(n‐1),n,（n+1）, (n+2）…をシンボル毎に交互に第1、第2バッファ38b,38cに入力する(図４（A）)。すなわち、OFDMシンボル(n‐1),（n+1）を第1バッファ38bに入力し、OFDMシンボルn，(n+2）を第2バッファ38cに入力する。第1コピー付加部38dは第１バッファ38bにOFDMシンボル(n-1)の格納が完了すると、OFDMシンボル(n-1)の2箇所のNwin/2サンプルCP1,CP2を該OFDMシンボルの両側にコピーする(図４（B）)。第1の窓関数乗算部38eはコピーCP1,CP2が付加されたOFDMシンボルの前後それぞれに窓幅Nwinの窓関数を乗算する(図４（C）)。第2コピー付加部38fは第2バッファ38cにOFDMシンボルnの格納が完了すると、OFDMシンボルnの2箇所のNwin/2サンプルCP1,CP2を該OFDMシンボルの両側にコピーする(図４（D）)。第2の窓関数乗算部38ｇはコピーCP1,CP2が付加されたOFDMシンボルの前後それぞれに窓幅Nwinの窓関数を乗算する(図４（E）)。
合成部38hは第1、第2の窓関数乗算部38e,38ｇから出力する窓関数が乗算されたOFDMシンボルを合成して出力する(図４（F）)。以後、OFDMシンボル（n+1),(n+2)が第1、第2バッファ38b,３８cに格納される毎に上記と同様の窓関数処理が行なわれる。【００１６】
(b)受信局
図5は第1実施例の受信局のブロック図である。
受信RF部41は、送信局から送信された無線信号を受信し、該無線信号をベースバンド信号に周波数ダウンコンバートし、該ベースバンド信号に直交復調処理を施す。AD変換器42は直交復調により得られた信号をA/D変換によりディジタルに変換する。FFTタイミング検出部43は、受信信号と送信パイロット信号のレプリカの相関演算を行うことにより、マルチパスの各パスを介して受信する信号波（直接波、間接波）の受信タイミングを検出すると共に無線チャネルの遅延分散Dを求める。
図6はFFTタイミング検出部43の構成図、図7は受信タイミング及び遅延分散Dの説明図である。IFFT部43aは送信局が送信するパイロット信号のレプリカにIFFT処理を施して時間的に連続するパイロット信号を発生し、相関演算部43bは該パイロット信号と受信信号との相関を演算する。この相関演算により、図7に示すようにマルチパスの各パスP0〜P4の受信タイミングでピーク値が得られる。ここで、受信タイミングとはパスを介して到来する信号波のOFDMシンボルの先頭タイミングである。直接波が最も早く到来するから、パスP0から直接波が到来し、他のパスから間接波(遅延波)が到来する。パスP0の受信タイミングから所定のスレッショールドレベル以上のパスまでの期間が遅延分散Dである。【００１７】
CP削除部44は、パスP0を介して到来する直接波の受信タイミング情報、遅延分散D、後述の制御情報から得られる窓関数の窓幅、データチャネルの変調方式の情報に基づいて、受信信号から各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出す。図8は、有効信号成分切り出しの説明図である。本発明では、窓関数の窓幅をNwinとすると受信信号の切り出し位置を、OFDM方式における一般的な切り出し位置1に対してNwin/2だけ前方に（時間的に戻る方向）にシフトさせている。すなわち、本発明の受信信号の切り出し位置は切り出し位置2である。
この切り出し位置2で切り出された受信信号（直接波、間接波）の中には、窓関数処理により生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉成分が含まれないため、受信特性の劣化を防ぐことができる。また、切り出し位置のシフト量が最小限に抑えられているため、CPを有効に活用することができる。なお、通信の開始時に限っては、窓関数の窓幅Nwinの情報が得られないため、切り出し位置1で受信信号を切り出す。
ところで、受信信号の切り出し位置に関連する受信特性の劣化要因として、復調するOFDMシンボルの窓関数処理によリ生じる歪みと、遅延時間が大きいパスからのシンボル干渉がある。そこで、これらの劣化要因の影響を考慮して、遅延分散Dやデータチャネルの変調方式に基づいて受信信号の切り出し位置を、図9に示すように切り出し位置2からさらに切り出し位置3に調整し、受信特性の劣化を防止する。例えば、遅延分散Dが規定のしきい値を超えた場合、遅延時間が大きいパスからのシンボル干渉を防ぐことを優先し、受信信号の切り出し位置を切り出し位置2から一定量αだけ後方にシフトして、切り出し位置３に変更する。これにより、実質的なCP長が大きくなり、隣接OFDMシンボルからの干渉に対する耐性が向上する。あるいは、データチャネルの変調方式がQPSKであると、窓関数処理により生じる歪みの影響は比較的小さいから、受信信号の切り出し位置を切り出し位置2から一定量αだけ後方にシフトして、切り出し位置３に変更する。これにより、受信特性を維持したまま、実質的なCP長を大きくできる。【００１８】
図10はCP削除部44の構成図である。加算器44aはOFDMシンボルの先頭タイミング（受信タイミング）TrにCP長Tcpを加えて切り出し位置1（図8参照）の先頭タイミングを発生し、加算器44bは切り出し位置1の先頭タイミングからNwin/2を減算して切り出し位置2の先頭タイミングを発生する。有効成分抽出部44cは遅延分散Dやデータチャネルの変調方式に基づいて切り出し位置を調整しない場合には、加算器44bから出力する切り出し位置2の先頭タイミングよりNFFTサンプル切り出して後段のFFT部に入力する。一方、遅延分散Dやデータチャネルの変調方式に基づいて切り出し位置を調整する場合には、切り出し位置調整値決定部44dは、遅延分散Dが閾値より大きいか、あるいは変調方式がQPSKであるかに応じて切り出し位置調整値αを発生し、加算器44eは切り出し位置2の先頭タイミングにαを加算して切り出し位置3（図9参照）の先頭タイミングを発生する。有効成分抽出部44cは加算器44eから出力する切り出し位置3の先頭タイミングよりNFFTサンプル切り出して後段のFFT部に入力する。【００１９】
図5に戻って、FFT部45はCP削除後の信号に対してFFT処理を行い、データ・パイロット・制御信号分離部46は、時間多重されたデータ信号、制御信号、パイロット信号を受信信号から分離する。チャネル推定部47は受信パイロット信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行うことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する。データ用のチャネル補償部48は受信データ信号にチャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、データ信号のチャネル歪みを抑圧し、データ復調部49は該チャネル補償されたデータ信号に復調処理を施してデータ復調を行い、誤り訂正復号器50は復調されたデータに誤り訂正復号処理を施して出力する。
また、制御情報用のチャネル補償部51は受信制御信号にチャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、制御信号のチャネル歪みを抑圧し、データ復調部52は該チャネル補償された制御情報信号に復調処理を施してデータ復調を行い、誤り訂正復号器53は復調された
データに誤り訂正復号処理を施して制御信号を出力する。この制御信号には窓関数の窓幅Nwinやデータ信号の変調方式の情報が含まれているから、これらの情報をCP削除部44に入力する。CP削除部44は窓幅Nwinやデータ信号の変調方式等を用いて切り出し位置を決定し、該切り出し位置よりNFFTサンプルの有効信号成分（有効OFDMシンボル部分）を切り出してFFT部に入力する。
第1実施例によれば、切り出した信号の中に、窓関数処理で生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉を受けた成分が含まれないようにでき(図8、図9参照)、受信局はCPを有効に活用し、かつ、窓関数処理の歪の影響を受けずに送信シンボルの復調処理を実行することができる。
以上の実施例では、OFDM方式を用いた例について説明したが、FFTとCPを用いた、その他の伝送方式(SC-FDE: Single Carrier - Frequency Domain Equalizer等)に対しても、本発明を適用することができる。【００２０】
（B）第2実施例
(a)原理
図11は第2実施例の原理説明図である。第1実施例では、受信タイミングTr（図8参照）を検出し、有効信号成分の切り出し位置2を該受信タイミングより前方にNwin/2だけシフトした。第2実施例では、有効信号成分の切り出し位置（基準切り出し位置という）を固定し、代わって受信タイミングを固定の基準切り出し位置からNwin/2後方の位置となるよう制御する。
すなわち、第2実施例では、図11に示すように、基準目標受信タイミングTT0を設定し、有効信号成分の切り出し位置の先頭を該タイミングTT0からCP期間Tcp後の位置に固定する。そして、基準切り出し位置と実際の受信タイミングTrとの位置関係が図8の切り出し位置２と受信タイミングTrの位置関係と同一となるように、該実際の受信タイミングTrを制御する。換言すれば、基準目標受信タイミングTT0よりNwin/2遅れた位置（TT0+Nwin/2）が実際の受信タイミングTrになるように送信局における送信タイミングを制御する。基準目標受信タイミングTT0よりNwin/2遅れた前記位置（TT0+Nwin/2）は送信局の目標受信タイミングとなる。【００２１】
(b)送信局
図12は第2実施例の送信局のブロック図であり、図１の第1実施例の送信局と同一部分には同一符号を付している。異なる点は送信タイミング制御部61および受信局から送られてくる制御信号（送信タイミング制御値）を復調する制御信号復調部62が設けられている点である。なお、第2実施例では第1実施例と異なり、受信局は複数の送信局からの信号を同時に受信して復調するものとする。
OFDM方式のような、FFTとCPを用いた伝送方式を移動局から基地局への上りリンクに適用する場合、移動局である送信局間の干渉を防ぐ必要があり、このためには受信局は各送信局からの信号をほぼ同期して受信しなければならない。そこで、各送信局からの直接波の受信タイミングの目標値（目標受信タイミング）と、実際の受信タイミングとの時間差を測定し、各送信局は該時間差が零となるように送信信号の送信タイミングを制御する。
すなわち、第2実施例の送信局は第1実施例と同様に窓関数処理部38までの処理を行う。制御信号復調部62は、受信局からフィードバックされた制御信号を復調し、該制御信号に含まれる送信タイミング制御値を抽出して送信タイミング制御部61に入力する。この送信タイミング制御値は、受信局における実際の受信タイミングと目標受信タイミングの時間差である。
送信タイミング制御部61は、窓関数を乗算した後の1無線フレーム分(Tframe時間)の信号を所定のタイミングでD/A変換部39に転送する。この転送タイミングは送信タイミング制御値に基づいて決定する。転送タイミングの決め方は以下の通りである。送信タイミング制御を行わない場合、フレームnの転送開始時刻はフレーム(n −1)の転送開始時刻に対してTframe後である。一方、送信タイミング制御値により、ΔT時間早めるよう指示され
た場合には、フレームnの転送開始時刻は、フレーム（n−1)の転送開始時刻に対して、（Tframe−ΔT)後となる。
以後、D/A変換部39および送信RF部40は、送信タイミング制御部61から転送された信号に対して、第1実施例と同様の処理を行って送信アンテナから送信する。【００２２】
(c)受信局
図13は第2実施例の受信局の構成図であり、図5の第1実施例の受信局と同一部分には同一符号を付している。
第1実施例と同様に、A/D変換部42までの処理を行う。FFTタイミング検出部45は、第1実施例の場合と同様に受信信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を送信局毎に行って、各送信局からマルチパスを介して到来する信号の受信タイミングを検出し、これを用いて直接波の受信タイミングおよび無線チャネルの遅延分散Diを求める。
CP削除部44は、各送信局からの信号が多重された受信信号から図11に示す基準切り出し位置において各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出す。FFT部45はCP削除後の信号に対してFFT処理を施し、データ・パイロット・制御信号分離部46は周波数多重あるいはコード多重された各送信局のデータ信号、制御信号、パイロット信号を、受信信号から分離して、送信局対応の復調部711〜71Kに入力する。各送信局対応の復調部711〜71Kは同一の構成を備え、第1実施例と同様の復調処理を行って各送信局から送信されたデータ信号を出力すると共に、各送信局から送信された制御情報（窓関数の窓幅やデータ変調方式など）を送信タイミング制御値生成部72に入力する。
送信タイミング制御値生成部72は、基準目標受信タイミングTT0（図11参照）と窓幅Nwin、遅延分散、データ変調方式などを用いて各送信局の目標受信タイミングTT1,TT2,…を設定し、該目標受信タイミングTT1,TT2,....と実際の受信タイミングRT1,RT2,....との時間差を測定し、該時間差を送信タイミング制御値として出力する。【００２３】
図14は送信タイミング制御値生成部の構成図、図15は送信タイミング制御値発生の説明図である。基準目標受信タイミング設定部72aは、各送信局で共通の基準目標受信タイミングTT0を設定し、該基準目標受信タイミングTT0を基準にして各送信局に対する目標受信タイミングTT1,TT2,....（図15(A)）を個別に設定する。送信タイミング制御の更新周期をNitvフレームとし、フレーム（n−Nitv)における基準目標受信タイミングをTT0（n−Nitv)とすると、フレームnにおける基準目標受信タイミングTT0(n)は、次式で求められる。
TT0(n)＝TT0(n−Nitv)＋Nitv×Tframe        (1)
次に、目標受信タイミング決定部72bは各送信局に対する目標受信タイミングTT1,TT2,....を、各送信局の窓幅に基づいて基準目標受信タイミングTT0から所定時間遅らせて設定する。例えば、送信局1では窓幅Nwin1の窓関数を乗算し、送信局2では窓関数を乗算しないとすると、送信局1, 2に対する目標受信タイミングTT1, TT2は、次式で求められる。
TT1＝TT0＋Nwin1/2          (2)
TT2＝TT0                  (3)
最後に、制御値決定部72cは目標受信タイミングTT1, TT2,..と実際の受信タイミングRT1,RT2,....との時間差から、送信タイミング制御値を求める。例えば、送信局1については、目標受信タイミングTT1から実際の受信タイミングRT1がΔT1 （= RT1−TT1）遅れているため、ΔT1を送信タイミング制御値とする。送信局2についても、同様の方法で送信タイミング制御値ΔT2（= RT2−TT2）を求める。【００２４】
図13に戻って、制御信号送信部73は送信タイミング制御値生成部72で算出された、各送信局に対する送信タイミング制御値ΔTiに変調処理を施して各送信局へ送信する。各送信局の送信タイミング制御部61は送信タイミング制御値に基づいて前記時間差ΔT1 、ΔT2...が零となるように送信タイミングを制御する。
上記の送信タイミング制御が収束すると、窓関数が乗算された送信局1からの受信信号および窓関数が乗算されていない送信局2からの受信信号は図15（B）に示す基準切り出し
位置で切り出される。このように切り出された受信信号の中には、窓関数処理して生じる歪み成分やシンボル間干渉成分が含まれないため、受信特性の劣化を防ぐことができる。また、切り出し位置のシフト量が最小限に抑えられているため、CPを有効に活用することができる。【００２５】
以上では、目標受信タイミングTT1, TT2,..を基準目標受信タイミングTT0と窓幅Nwinに基づいて決定したが、該目標受信タイミングを遅延分散やデータチャネルの変調方式に基づいて調整することができる。例えば、遅延分散Diが規定のしきい値を超えた場合、遅延時間が大きいパスからのシンボル干渉を防ぐことを優先し、目標受信タイミングTT1を次式
TT1＝TT0＋Nwin1/2−αDS          (4)
により決定する。このように目標受信タイミングを決定すると、送信タイミング制御が収束した時点における受信信号の切り出し位置がαDS後方にシフトし、実質的なCP長が大きくなり、隣接OFDMシンボルからの干渉に対する耐性が向上する。【００２６】
また、データチャネルの変調方式がQPSKであると、窓関数処理により生じる歪みの影響は比較的小さいから、目標受信タイミングTT1を次式
TT1＝TT0＋Nwin1/2−αQPSK            (5)
により決定する。このように目標受信タイミングを決定すると送信タイミング制御が収束した時点における受信信号の切り出し位置がαQPSK後方にシフトする。このため、受信特性を維持したまま、実質的なCP長が大きくなり、隣接OFDMシンボルからの干渉に対する耐性が向上する。
第2実施例によれば、切り出した信号の中に、窓関数処理で生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉を受けた成分が含まれないようにできる。このため、本発明によれば、受信局はCPを有効に活用し、かつ、窓関数処理の歪の影響を受けずに送信シンボルの復調処理を実行することができる。【００２７】
（C）第3実施例
(a)原理
図16は第3実施例の原理説明図である。
第2実施例では、受信局が目標受信タイミングTT1と実際の受信タイミングRT1の時間差ΔT1(＝RT1‐TT1)を算出し、該時間差ΔT1を送信タイミング制御値として送信局に送り、送信局はΔT1が零となるように送信タイミングを制御する。第3実施例では送信タイミング制御値ΔT1を送信局自身で算出し、ΔT1が零となるように送信タイミングを制御する。ただし受信局が基準受信タイミングTT0と各送信局からの実際の受信タイミングの時間差δT1を測定して各送信局に送信する。
送信局が第2実施例と同様の送信タイミング制御を実行するためには、時間差δT1より目標受信タイミングTT1と実際の受信タイミングRT1の時間差ΔT1を算出すればよい。目標受信タイミングTT1は、基準目標受信タイミングをTT0、窓幅をNwin1とすれば、次式
TT1＝TT0＋Nwin1/2          (6)
により求まる。また、次式
RT1= TT0＋δT1
ΔT1=RT1−TT1          (7)
が成立する。したがって、(6)、(7)式より時間差ΔT1は次式
ΔT1=δT1−Nwin1/2        (8)
により計算できる。
以上から、送信局は(8)式の演算を行なって第2実施例の送信タイミング制御値ΔT1を求め、該送信タイミング制御値を用いて第2実施例と同様の送信タイミング制御を実行する。これにより、制御が収束した時点において図16(B）に示すように目標受信タイミングTT1において送信局からの受信信号を受信でき、基準切り出し位置で切り出した受信信号の
中には、窓関数処理して生じる歪み成分やシンボル間干渉成分が含まれないため、受信特性の劣化を防ぐことができる。【００２８】
(b)送信局
図17は第3実施例の送信局のブロック図であり、図１の第1実施例の送信局と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)窓幅やデータ変調方式を示す制御信号を送信する構成を削除している点、(2) 受信局から送られてくる制御信号（基準受信タイミングTT0と実際の受信タイミングとの時間差δT1及び遅延分散D1）を受信する制御信号復調部62が設けられている点、(3)時間差δT1や窓関数の窓幅Nwin1などを用いて送信タイミング制御値ΔT1を算出する送信タイミング制御値算出部63が設けられている点、(4) 送信タイミング制御値ΔT1を用いて送信タイミングを制御する送信タイミング制御部61が設けられている点である。なお、第3実施例では第1実施例と異なり、受信局は複数の送信局からの信号を同時に受信して復調するものとする。【００２９】
第3実施例の送信局は、窓幅やデータ変調方式を示す制御信号を送信しないことを除けば、第1実施例の送信局と同様に窓関数処理部38までの処理を行う。制御信号復調部62は、受信局からフィードバックされた制御信号を復調し、基準受信タイミングTT0と実際の受信タイミングとの時間差δT1及び遅延分散Diを該制御信号より抽出して送信タイミング制御値算出部63に入力する。送信タイミング制御値算出部63は、(8)式の演算を行なって送信タイミング制御値ΔT1(＝δT1−Nwin1/2)を算出する。
送信タイミング制御部61は、該送信タイミング制御値ΔT1が零となるように、窓関数を乗算した後の送信信号の送信タイミングを制御してD/A変換部39に入力する。以後、D/A変換部39および送信RF部40は、送信タイミング制御部61から転送された信号に対して、第1実施例と同様の処理を行って送信アンテナから送信する。【００３０】
(c)受信局
図18は第3実施例の受信局のブロック図であリ、図13の第２実施例の受信局と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)送信局対応の復調部711〜71Kから制御信号復調系統を削除している点、(2)送信タイミング制御値生成部に代えて受信タイミング差算出部81を設け、該受信タイミング差算出部81が、FFTタイミング検出部43で検出された各送信局からの実際の受信タイミングRTi(i=1〜K)と基準目標受信タイミングTT0との時間差δTi(i=1〜K)を算出する点、(3)制御信号送信部73が時間差δTiと遅延分散Diを各送信局に送信する点である。
上記の送信タイミング制御が収束すると、第2実施例と同様に、各送信局からの受信信号は基準切り出し位置で切り出される。このように切り出された受信信号の中には、窓関数処理して生じる歪み成分やシンボル間干渉成分が含まれないため、受信特性の劣化を防ぐことができる。また、切り出し位置のシフト量が最小限に抑えられているため、CPを有効に活用することができる。【００３１】
以上では、送信タイミング制御値ΔT1を(8)式に基づいて決定したが、該送信タイミング制御値ΔT1を遅延分散やデータチャネルの変調方式に基づいて調整することができる。例えば、遅延分散Diが規定のしきい値を超えた場合、遅延時間が大きいパスからのシンボル干渉を防ぐことを優先し、送信タイミング制御値ΔT1を次式
ΔT1=δT1−Nwin1/2+αDS        (9)
により決定する。このように送信タイミング制御値ΔT1を決定すると、送信タイミング制御が収束した時点における受信信号の切り出し位置がαDS後方にシフトし、実質的なCP長が大きくなり、隣接シンボル干渉に対する耐性が向上する。
また、データチャネルの変調方式がQPSKであると、窓関数処理により生じる歪みの影響は比較的小さいから、送信タイミング制御値ΔT1を次式
ΔT1=δT1−Nwin1/2+αQPSK        (10)
により決定する。このように目標受信タイミングを決定すると送信タイミング制御が収束した時点における受信信号の切り出し位置がαQPSK後方にシフトする。このため、受信特性を維持したまま、実質的なCP長が大きくなり、隣接OFDMシンボルからの干渉に対する耐性が向上する。
第3実施例によれば、切り出した信号の中に、窓関数処理で生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉を受けた成分が含まれないようにできる。このため、本発明によれば、受信局はCPを有効に活用し、かつ、窓関数処理の歪の影響を受けずに送信シンボルの復調処理を実行することができる。【００３２】
・発明の効果
本発明によれば、送信局より制御チャネルを用いて窓関数の窓幅Nwinを受信局に通知し、受信局において送信局から通知された前記窓幅に基づいて受信信号の切り出し位置を調整するようにしたから、切り出した信号の中に、窓関数処理で生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉を受けた成分が含まれないようにできる。このため、本発明によれば、受信局はCPを有効に活用し、かつ、窓関数処理の歪の影響を受けずに送信信号の復調処理を実行することができる。
また、本発明によれば、受信信号の切り出し位置を、送信局の変調方式あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて調整するようにしたから、窓関数処理の歪の影響を受けにくい変調方式を用いる場合や無線チャネルの遅延分散が大きい場合、受信局はCPを有効に活用できるよう切り出し位置を調整することができる。
本発明によれば、各送信局より制御チャネルを用いて窓関数の窓幅Nwinを受信局に通知し、受信局において送信局毎に基準受信タイミングより前記窓幅に応じた時間分遅れたタイミングを該送信局の目標受信タイミングとして設定し、各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記目標受信タイミングとの偏差を測定して該偏差を送信局に通知し、送信局において、前記通知された偏差が零となるように送信タイミングを調整するようにしたから、受信局で切り出した信号の中に、窓関数処理で生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉を受けた成分が含まれないようにできる。このため、本発明によれば、受信局はCPを有効に活用し、かつ、窓関数処理の歪の影響を受けずに送信信号の復調処理を実行することができる。
また、本発明によれば、前記送信タイミングを、送信局の変調方式あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて調整するようにしたから、窓関数処理の歪の影響を受けにくい変調方式を用いる場合や無線チャネルの遅延分散が大きい場合、受信局はCPを有効に活用できるよう切り出し位置を調整することができる。
本発明によれば、受信局において、受信信号より有効信号部分を切り出す基準受信タイミングを設定し、各送信局からの送信信号の実際の受信タイミングと前記基準受信タイミングとの偏差δTiを測定し、該偏差を送信局に通知し、送信局において、前記偏差δTiと窓関数の窓幅Nwinを用いて送信信号の送信タイミングを調整するようにしたから、受信局で切り出した信号の中に、窓関数処理で生じた歪み成分や隣接OFDMシンボルからの干渉を受けた成分が含まれないようにできる。このため、本発明によれば、受信局はCPを有効に活用し、かつ、窓関数処理の歪の影響を受けずに送信信号の復調処理を実行することができる。
また、本発明によれば、前記送信タイミングを、送信局の変調方式あるいは無線チャネルの遅延分散に基づいて調整するようにしたから、窓関数処理の歪の影響を受けにくい変調方式を用いる場合や無線チャネルの遅延分散が大きい場合、受信局はCPを有効に活用できるよう切り出し位置を調整することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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