(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検波された受信信号を積分し、その積分結果を参照信号として出力する積分回路と、
前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより高い場合には第１の値を持ち、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより低い場合には第２の値を持つデジタル信号を出力する比較回路と、
前記比較回路に入力される前記参照信号又は前記積分回路に入力される前記受信信号を増幅する第１の増幅回路であって、前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化するとゲインを下げ、前記デジタル信号が前記第１の値から前記第２の値へ変化するとゲインを上げる第１の増幅回路と
を有する受信回路。
【請求項２】
前記比較回路に入力される前記受信信号を増幅する第２の増幅回路であって、前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化するとゲインを上げ、前記デジタル信号が前記第１の値から前記第２の値へ変化するとゲインを下げる第２の増幅回路を更に有する、
請求項１に記載の受信回路。
【請求項３】
検波された受信信号を積分し、その積分結果を参照信号として出力する積分回路と、
前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより高い場合には第１の値を持ち、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより低い場合には第２の値を持つデジタル信号を出力する比較回路と、
前記比較回路に入力される前記受信信号を増幅する増幅回路であって、前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化するとゲインを上げ、前記デジタル信号が前記第１の値から前記第２の値へ変化するとゲインを下げる増幅回路と
を有する受信回路。
【請求項４】
デジタル情報を含む入力信号と参照信号とを比較して２値信号を出力する比較回路と、
上記比較回路から出力される上記２値信号の論理レベルに応答して上記参照信号のレベルを制御する参照信号制御回路と、
を有し、
上記参照信号制御回路が上記参照信号を供給する増幅回路を含み、
上記２値信号が第１の論理レベルのときに上記参照信号が第１の信号レベルとなり、上記２値信号が第２の論理レベルのときに上記参照信号が上記第１の信号レベルと異なる第２の信号レベルとなるように、上記増幅回路の利得が上記２値信号の論理レベルに応じて変化する、
２値信号生成回路。
【請求項５】
上記入力信号を積分して当該積分信号を上記増幅回路に供給する積分回路を更に有する
請求項４に記載の２値信号生成回路。
【請求項６】
上記２値信号が第１の論理レベルのときに上記参照信号が低くなり、上記２値信号が第２の論理レベルのときに上記参照信号が高くなるように制御される
請求項５に記載の２値信号生成回路。
【請求項７】
赤外線を電気信号に変換する赤外線検出回路と、上記電気信号を検波して上記入力信号を生成する検波回路とを更に有する
請求項４乃至６の何れかに記載の２値信号生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号からデジタル信号を再生する受信回路に係り、特に、無信号時などにおいてデジタル信号に生じるノイズを抑制できる受信回路および２値信号生成回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば赤外線通信などにおいては、受信信号のレベルが数１０ｄＢ程度も変化する場合がある。そのため、検波後の受信信号からデジタル信号を再生する際に参照されるしきい値を、受信信号のレベルに応じて適切に変化させる必要がある。一般に、このしきい値は、検波後の受信信号を積分回路によって平均化することにより得られる。
【０００３】
図８は、ＡＳＫ（amplitude shift keying）により変調された信号を検波してデジタル信号を再生する一般的な受信回路の一例を示す図である。図８に示す受信回路は、アンプ１１０と、検波回路１２０と、積分回路１３０と、コンパレータ１４０を備えている。
アンプ１１０は、ＡＳＫで変調された受信信号ＲＦｉｎを増幅する。検波回路１２０は、アンプ１１０において増幅された受信信号からベースバンド信号Ｓ１１を分離する。積分回路１３０は、検波回路１２０において分離されたベースバンド信号Ｓ１１を積分し、その平均を参照信号Ｓ１２としてコンパレータ１４０に出力する。コンパレータ１４０は、ベースバンド信号Ｓ１１と参照信号Ｓ１２の電圧を比較し、その比較結果に応じたハイレベル又はローレベルのデジタル信号Ｄｏｕｔを出力する。
【０００４】
図８に示す受信回路では、ベースバンド信号Ｓ１１を積分することによって参照信号Ｓ１２を生成している。そのため、搬送波が伝送されない無信号時において、参照信号Ｓ１２はベースバンド信号Ｓ１１に近づく。一方、コンパレータ１４０においては、ベースバンド信号Ｓ１１と参照信号Ｓ１２とが直接比較されるため、両者の電圧値が近づくと、ベースバンド信号Ｓ１１に含まれるノイズ成分の影響でコンパレータ１４０の誤動作が生じ易くなる。その結果、無信号時においてコンパレータ１４０のデジタル信号Ｄｏｕｔにノイズが発生する。
また、搬送波の伝送時においても、積分回路１３０の時定数より持続時間の長い搬送波が伝送されると、参照信号Ｓ１２はベースバンド信号Ｓ１１に近づく。このとき、ベースバンド信号Ｓ１１には、上述したノイズの他に搬送波のリップルが含まれている。そのため、両者の電圧値が近づくと、デジタル信号Ｄｏｕｔにノイズが発生する。
【０００５】
図９は、図８に示す受信回路におけるコンパレータ１４０の入力信号（Ｓ１１，Ｓ１２）の波形を例示する図である。図９に示すように、ベースバンド信号Ｓ１１にはノイズやリップル成分が重畳している。そのため、無信号時や搬送波伝送時において参照信号Ｓ１２がベースバンド信号Ｓ１１に漸近すると、コンパレータ１４０の出力はノイズに応じて変化しやすくなる。
【０００６】
コンパレータ１４０の出力がノイズに応じて変化すると、通信のエラー率を上昇させる原因になる。また、本来は停止しているべき期間にコンパレータ１４０が動作するため、無駄な消費電力が増大する。
このようなコンパレータの誤動作を抑制するため、例えば下記の特許文献１では、ヒステリシスを持ったコンパレータを用いてＡＳＫ復調器を構成している。
【特許文献１】特開２００４−１３５３０６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
コンパレータがヒステリシスを持つ場合、ヒステリシスの範囲をノイズの振幅より広く設定すれば、コンパレータの誤動作を有効に防止できる。しかしながら、ヒステリシスを持ったコンパレータは一般に消費電力が大きいという不利益がある。
【０００８】
また、ベースバンド信号に含まれる搬送波のリップルは、受信信号のレベルに比例して変動する。そのため、受信信号のレベル変動があまり大きくなると、リップルの振幅よりヒステリシスの不感範囲を広く設定することが困難になる。このような場合、従来の受信回路では、検波回路１２０に入力される受信信号の振幅が一定の範囲内に収まるように、アンプ１１０において自動利得制御を行っていた。しかし、アンプ１１０に自動利得制御の機能を持たせると、回路が複雑になり消費電力が増大するという不利益が生じる。
【０００９】
更に、無信号の状態を検出してコンパレータの動作を停止させることにより消費電力の低減を図る方法もあるが、この方法では、無信号状態の検出回路が必要になり、構成が複雑化するという不利益がある。
【００１０】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易な回路構成でありながら、受信信号からデジタル信号を再生する際のノイズの発生を効果的に抑制できる受信回路および２値信号生成回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の観点に係る受信回路は、検波された受信信号を積分し、その積分結果を参照信号として出力する積分回路と、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより高い場合には第１の値を持ち、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより低い場合には第２の値を持つデジタル信号を出力する比較回路と、前記比較回路に入力される前記参照信号又は前記積分回路に入力される前記受信信号を増幅する第１の増幅回路であって、前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化するとゲインを下げ、前記デジタル信号が前記第１の値から前記第２の値へ変化するとゲインを上げる第１の増幅回路とを有する。
【００１２】
上記第１の観点に係る受信回路によれば、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより高くなると、前記比較回路において出力される前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化する。前記デジタル信号が前記第１の値へ変化すると、前記第１の増幅回路のゲインが低下し、前記比較回路に入力される前記参照信号のレベルが低くなる。これにより、前記デジタル信号を前記第１の値に維持した状態で、前記比較回路に入力される前記参照信号と前記受信信号とのレベル差が広がる。両信号のレベル差が広がると、前記受信信号に含まれるノイズ成分の影響による前記比較回路の誤動作が起こりにくくなり、前記デジタル信号のノイズが抑制される。
また、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより低くなると、上記とは逆に、前記デジタル信号は前記第２の値へ変化し、前記第１の増幅回路のゲインが上昇し、前記比較回路に入力される前記参照信号のレベルが高くなる。これにより、前記デジタル信号を前記第２の値に維持した状態で、前記比較回路に入力される前記参照信号と前記受信信号とのレベル差が広がる。この場合も、両信号のレベル差が広がることによって前記比較回路の誤動作が起こりにくくなり、前記デジタル信号のノイズが抑制される。
【００１３】
好適に、前記第１の増幅回路は、前記デジタル信号が前記第１の値を持つ場合には１より小さいゲインを持ち、前記デジタル信号が前記第２の値を持つ場合には１より大きいゲインを持つようにしてよい。
【００１４】
また好適に、前記第１の観点に係る受信回路は、前記比較回路に入力される前記受信信号を増幅する第２の増幅回路を有してもよい。前記第２の増幅回路は、前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化するとゲインを上げ、前記デジタル信号が前記第１の値から前記第２の値へ変化するとゲインを下げてよい。
前記デジタル信号が前記第１の値へ変化した場合、前記第２の増幅回路のゲインが上昇し、前記比較回路に入力される前記受信信号のレベルが高くなる。これにより、前記デジタル信号を前記第１の値に維持した状態で、前記比較回路に入力される前記参照信号と前記受信信号とのレベル差が広がる。両信号のレベル差が広がると、前記比較回路の誤動作が起こりにくくなり、前記デジタル信号のノイズが抑制される。
また前記デジタル信号が前記第２の値へ変化した場合、前記第２の増幅回路のゲインが低下し、前記比較回路に入力される前記受信信号のレベルが低くなる。これにより、前記デジタル信号を前記第２の値に維持した状態で、前記比較回路に入力される前記参照信号と前記受信信号とのレベル差が広がる。両信号のレベル差が広がると、前記比較回路の誤動作が起こりにくくなり、前記デジタル信号のノイズが抑制される。
【００１５】
本発明の第２の観点に係る受信回路は、検波された受信信号を積分し、その積分結果を参照信号として出力する積分回路と、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより高い場合には第１の値を持ち、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより低い場合には第２の値を持つデジタル信号を出力する比較回路と、前記比較回路に入力される前記受信信号を増幅する増幅回路であって、前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化するとゲインを上げ、前記デジタル信号が前記第１の値から前記第２の値へ変化するとゲインを下げる増幅回路とを有する。
【００１６】
上記第２の観点に係る受信回路によれば、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより高くなると、前記比較回路において出力される前記デジタル信号が前記第２の値から前記第１の値へ変化する。前記デジタル信号が前記第１の値へ変化すると、前記増幅回路のゲインが上昇し、前記比較回路に入力される前記受信信号のレベルが高くなる。これにより、前記デジタル信号を前記第１の値に維持した状態で、前記比較回路に入力される前記参照信号と前記受信信号とのレベル差が広がる。両信号のレベル差が広がると、前記受信信号に含まれるノイズ成分の影響による前記比較回路の誤動作が起こりにくくなり、前記デジタル信号のノイズが抑制される。
また、前記受信信号のレベルが前記参照信号のレベルより低くなると、上記とは逆に、前記デジタル信号は前記第２の値へ変化し、前記増幅回路のゲインが低下し、前記比較回路に入力される前記受信信号のレベルが低くなる。これにより、前記デジタル信号を前記第２の値に維持した状態で、前記比較回路に入力される前記参照信号と前記受信信号とのレベル差が広がる。この場合も、両信号のレベル差が広がることによって前記比較回路の誤動作が起こりにくくなり、前記デジタル信号のノイズが抑制される。
【００１７】
好適に、前記増幅回路は、前記デジタル信号が前記第１の値を持つ場合には１より大きいゲインを持ち、前記デジタル信号が前記第２の値を持つ場合には１より小さいゲインを持つようにしてよい。
【００１８】
第３の観点に係る２値信号生成回路は、デジタル情報を含む入力信号と参照信号とを比較して２値信号を出力する比較回路と、上記比較回路から出力される上記２値信号の論理レベルに応答して上記参照信号のレベルを制御する参照信号制御回路と、を有し、上記参照信号制御回路が上記参照信号を供給する増幅回路を含み、上記２値信号が第１の論理レベルのときに上記参照信号が第１の信号レベルとなり、上記２値信号が第２の論理レベルのときに上記参照信号が上記第１の信号レベルと異なる第２の信号レベルとなるように、上記増幅回路の利得が上記２値信号の論理レベルに応じて変化する。
【００１９】
好適には、第３の観点に係る２値信号生成回路は、上記入力信号を積分して当該積分信号を上記増幅回路に供給する積分回路を更に有する。
好適には、第３の観点に係る２値信号生成回路は、上記２値信号が第１の論理レベルのときに上記参照信号が低くなり、上記２値信号が第２の論理レベルのときに上記参照信号が高くなるように制御される。
好適には、第３の観点に係る２値信号生成回路は、赤外線を電気信号に変換する赤外線検出回路と、上記電気信号を検波して上記入力信号を生成する検波回路とを更に有する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、デジタル信号の値に応じてゲインを切り替える増幅回路を用いた簡易な回路構成によって、受信信号からデジタル信号を再生する際のノイズの発生を効果的に抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
図１に示す受信回路は、アンプ１０と、検波回路２０と、積分回路３０と、ヒステリシスアンプ４０と、コンパレータ５０とを有する。
積分回路３０は、本発明における積分回路の一例である。
コンパレータ５０は、本発明における比較回路の一例である。
ヒステリシスアンプ４０は、本発明における第１の増幅回路の一例である。
【００２２】
アンプ１０は、入力される受信信号ＲＦｉｎを増幅する回路であり、例えば一定のゲインを持つ電圧増幅器などの簡易な回路で構成することができる。
【００２３】
検波回路２０は、アンプ１０において増幅された受信信号から搬送波の高周波成分を除去してベースバンド信号Ｓ１を取り出す。検波回路２０は、例えば図１に示すように、ダイオード２１，抵抗２２，キャパシタ２３を有している。ダイオード２１は、アンプ１０で増幅された受信信号をアノードに入力し、カソードからベースバンド信号Ｓ１を出力する。抵抗２２とキャパシタ２３は、ダイオード２１のアノードとグランド電位Ｇとの間に並列に接続されており、ダイオード２１において整流された信号に含まれる搬送波の高周波成分を減衰させる。
【００２４】
積分回路３０は、検波回路２０から出力される検波後の受信信号（ベースバンド信号Ｓ１）を積分する。積分回路３０は、例えば図１に示すように、抵抗３１とキャパシタ３２を有している。抵抗３１の一方の端子には検波回路２０からのベースバンド信号Ｓ１が入力され、他方の端子はキャパシタ３２を介してグランド電位Ｇに接続される。積分回路３０の積分結果は、キャパシタ３２に電圧として発生する。
【００２５】
コンパレータ５０は、検波回路２０において分離されたベースバンド信号Ｓ１と、ヒステリシスアンプ４０から入力される参照信号Ｓ２とを比較し、その結果に応じたデジタル信号を発生する。すなわち、コンパレータ５０は、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより高い場合には値「１」を持ち、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより低い場合には値「０」を持つデジタル信号Ｄｏｕｔを出力する。
【００２６】
ヒステリシスアンプ４０は、積分回路３０において積分された信号（キャパシタ３２の電圧）を増幅してコンパレータ５０に入力する。ヒステリシスアンプ４０は、コンパレータ５０のデジタル信号Ｄｏｕｔに応じてゲインを切り替える。すなわち、デジタル信号Ｄｏｕｔが「０」から「１」へ変化するとゲインを下げ、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」から「０」へ変化するとゲインを上げる。
【００２７】
図２は、ヒステリシスアンプ４０の構成の一例を示す図である。
図２に示すヒステリシスアンプ４０は、差動増幅回路４１と、抵抗４２，４３，４４と、セレクタ回路４５とを有する。
差動増幅回路４１は、正入力端子と負入力端子を有し、この端子間の電圧を増幅して出力する。正入力端子には、増幅すべき信号Ｓｉｎ（図１の例では積分回路３０の出力信号）が入力される。負入力端子には、抵抗４２を介して差動増幅回路４１の出力信号が帰還される。負入力端子とグランド電位Ｇとの間には、抵抗４３および４４が直列に接続される。
セレクタ回路４５は、デジタル信号Ｄｏｕｔに応じて、差動増幅回路４１の出力のノードＮＡ又は抵抗４３および４４の接続点のノードＮＢを選択し、その選択したノードをヒステリシスアンプ４０の出力ノードＮＣに接続する。セレクタ回路４５は、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」の場合にノードＮＢを選択し、デジタル信号Ｄｏｕｔが「０」の場合にノードＮＡを選択する。セレクタ回路４５は、例えば図２に示すように、スイッチ回路４６，４７を有する。スイッチ回路４６は、ノードＮＡおよびＮＣの間に接続されており、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」の場合にオフ、「０」の場合にオンする。スイッチ回路４７は、ノードＮＢおよびＮＣの間に接続されており、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」の場合にオン、「０」の場合にオフする。
【００２８】
差動増幅回路４１のゲインが十分高いものとすると、抵抗４２を介した負帰還によって正入力端子と負入力端子の電圧がほぼ等しくなる。したがって、差動増幅回路４１の出力ノードＮＡは入力信号Ｓｉｎより高電位になり、抵抗４３および４４の接続点のノードＮＢは入力信号Ｓｉｎより低電位になる。
デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」になると、抵抗４３および４４の接続点のノードＮＢが選択されるため、出力信号Ｓｏｕｔは入力信号Ｓｉｎより低電位になる。この場合、ヒステリシスアンプ４０のゲインは「１」より小さくなる。一方、デジタル信号Ｄｏｕｔが「０」になると、差動増幅回路４１の出力ノードＮＡが選択されるため、出力信号Ｓｏｕｔは入力信号Ｓｉｎより高電位になる。この場合、ヒステリシスアンプ４０のゲインは「１」より大きくなる。
【００２９】
ここで、上述した構成を有する受信回路の動作について、図３を参照して説明する。図３は、図１に示す受信回路におけるコンパレータ５０の入力信号の波形を例示する図である。
【００３０】
受信信号ＲＦｉｎは、例えばＡＳＫにより変調されており、搬送波の有無によって信号を運んでいる。検波回路２０においてこの受信信号ＲＦｉｎから分離されるベースバンド信号Ｓ１には、図３に示すように、外来ノイズや搬送波のリップルが含まれている。
搬送波が受信されない期間において、ベースバンド信号Ｓ１はローレベルになり、コンパレータ５０から出力されるデジタル信号Ｄｏｕｔは「０」になる。この期間が長く持続すると、積分回路３０で積分された信号はベースバンド信号Ｓ１の平均値とほぼ等しくなる。しかし、デジタル信号Ｄｏｕｔが「０」のときヒステリシスアンプ４０のゲインは「１」より高くなる（高ゲイン）。そのため、ヒステリシスアンプ４０から出力される参照信号Ｓ２は、図３（Ａ）に示すようにベースバンド信号Ｓ１の平均値より高くなる。つまり、デジタル信号Ｄｏｕｔを「０」に維持したまま、ベースバンド信号Ｓ１の平均値と参照信号Ｓ２との電圧差が広がる。この電圧差がノイズの振幅に比べて大きくなるようにヒステリシスアンプ４０のゲイン（高ゲイン）を設定することによって、ノイズの影響によるコンパレータ５０の誤動作が生じ難くなる。
他方、搬送波が受信される期間において、ベースバンド信号Ｓ１はハイレベルになり、コンパレータ５０から出力されるデジタル信号Ｄｏｕｔは「１」になる。この期間が長く持続した場合も、積分回路３０で積分された信号はベースバンド信号Ｓ１の平均値とほぼ等しくなる。しかし、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」のときヒステリシスアンプ４０のゲインは「１」より低くなる（低ゲイン）。そのため、ヒステリシスアンプ４０から出力される参照信号Ｓ２は、図３（Ａ）に示すようにベースバンド信号Ｓ１の平均値より低くなる。つまり、デジタル信号Ｄｏｕｔを「１」に維持したまま、ベースバンド信号Ｓ１の平均値と参照信号Ｓ２との電圧差が広がる。この電圧差がリップル成分やノイズの振幅に比べて大きくなるようにヒステリシスアンプ４０のゲイン（低ゲイン）を設定することによって、ノイズの影響によるコンパレータ５０の誤動作が生じ難くなる。
【００３１】
以上説明したように、本実施形態に係る受信回路によれば、検波後のベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより高くなると、コンパレータ５０において出力されるデジタル信号Ｄｏｕｔが「０」から「１」へ変化し、ヒステリシスアンプ４０のゲインが低下し、コンパレータ５０に入力される参照信号Ｓ２のレベルが低くなる。この場合、デジタル信号Ｄｏｕｔを「１」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がるため、ノイズやリップル成分によるコンパレータ５０の誤動作が起こりにくくなる。また、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより低くなると、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」から「０」へ変化し、ヒステリシスアンプ４０のゲインが上昇し、コンパレータ５０に入力される参照信号Ｓ２のレベルが高くなる。この場合、デジタル信号Ｄｏｕｔを「０」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がるため、ノイズによるコンパレータ５０の誤動作が起こりにくくなる。
このように、本実施形態に係る受信回路では、消費電力の大きいヒステリシスコンパレータの代わりに簡易なヒステリシスアンプ４０を用いることによって、ノイズ等によるコンパレータ５０の誤動作を抑制できるため、回路構成の簡易化と消費電力の削減を図ることができる。
また、検波回路２０に入力される受信信号のレベルを調節するための自動利得制御アンプや、無信号状態を検出するための回路を特別に設けることなく、コンパレータ５０の誤動作を抑制できるため、この点においても回路構成の簡易化と低消費電力化を図ることができる。
【００３２】
また、本実施形態に係る受信回路によれば、積分回路３０によりベースバンド信号Ｓ１が平均化された信号を増幅して参照信号Ｓ２が生成されるので、受信信号ＲＦｉｎのレベル変化に合わせて参照信号Ｓ２を変化させることができる。そのため、受信信号ＲＦｉｎの変動が大きい場合でも、正しいデジタル信号Ｄｏｕｔを再生することができる。
しかも、ヒステリシスアンプ４０のゲインを切り替えることによって、ベースバンド信号Ｓ１の平均値と参照信号Ｓ１とのレベル差が発生することから、このレベル差を搬送波のリップル成分の変化に合わせて変化させることができる。つまり、受信レベルに応じて搬送波のリップル成分が大きくなると、これに合わせてヒステリシスの不感範囲が広くなる。したがって、受信レベルに応じてリップル成分が大きく変化する場合でも、コンパレータ５０の誤動作を効果的に抑制できる。
【００３３】
更に、本実施形態に係る受信回路によれば、積分回路３０の時定数より持続期間の長い搬送波が入力された場合でも、コンパレータ５０の誤動作を効果的に抑制して、デジタル信号Ｄｏｕｔのノイズを抑えることができる。これにより、積分回路３０の時定数を切り替えることなく、搬送波の持続期間が異なる様々な通信プロトコルに対応することが可能になるため、簡易な構成でありながら互換性の高い受信回路を提供できる。
【００３４】
また、図２に示すヒステリシスアンプ４０によれば、抵抗４２，４３，４４の抵抗比によってゲインが設定される。一般に、半導体基板上に形成される抵抗素子の抵抗比は精度が高く温度特性が良好なので、本実施形態によれば、精密な基準電圧回路を設けることなく精度の高いゲインを設定できる。
【００３５】
図４は、本実施形態に係る赤外線通信用の受信回路の構成の一例を示す図である。
図４に示す赤外線通信用の受信回路は、図１に示す受信回路の前段に赤外線検出部７０を設けたものである。赤外線検出部７０は、例えば図４に示すように、フォトダイオード７１と、キャパシタ７２と、抵抗７３とを有する。フォトダイオード７１のカソードは電源ラインＶｃｃに接続される。フォトダイオード７１のアノードは、抵抗７３を介してグランド電位Ｇに接続されるとともにキャパシタ７２を介してアンプ１０の入力に接続される。
フォトダイオード７１において受光された赤外線信号は、光の強度に応じた電流信号に変換される。この電流信号が抵抗７３に流れることで電圧信号に変換され、キャパシタ７２を介してアンプ１０に入力される。
【００３６】
次に、本発明の他の実施形態について説明する。
【００３７】
図５は、本発明の第２の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
図５に示す受信回路は、図１に示す受信回路におけるヒステリシスアンプ４０を積分回路３０の前段から後段に移したものである。すなわち図５の例において、ヒステリシスアンプ４０は、積分回路３０に入力される検波後のベースバンド信号Ｓ１を増幅する。ヒステリシスアンプ４０のゲインは、先に説明した通り、コンパレータ５０のデジタル信号Ｄｏｕｔに応じて切り替えられる。積分回路３０の出力は、そのまま参照信号Ｓ２としてコンパレータ５０に入力される。
【００３８】
図５に示す受信回路において、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより高くなると、デジタル信号Ｄｏｕｔが「０」から「１」へ変化し、ヒステリシスアンプ４０のゲインが低下する。ゲイン低下により、積分回路３０に入力される信号のレベルが低下するので、積分回路３０から出力される参照信号Ｓ２のレベルが低くなる。これにより、デジタル信号Ｄｏｕｔを「１」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がる。
他方、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより低くなると、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」から「０」へ変化し、ヒステリシスアンプ４０のゲインが上昇する。ゲイン上昇により、積分回路３０に入力される信号のレベルが高くなるので、積分回路３０から出力される参照信号Ｓ２のレベルが高くなる。これにより、デジタル信号Ｄｏｕｔを「０」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がる。
したがって、図５に示す受信回路においても、図１に示す受信回路と同様に、ノイズ成分の影響によるコンパレータ５０の誤動作を効果的に抑制できる。
【００３９】
図６は、本発明の第３の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
図６に示す受信回路は、図１に示す受信回路にヒステリシスアンプ６０を追加したものである。
ヒステリシスアンプ６０は、コンパレータ５０に入力されるベースバンド信号Ｓ１を増幅する回路であり、既に説明したヒステリシスアンプ４０と同様に、コンパレータの出力（デジタル信号Ｄｏｕｔ）に応じてゲインを切り替える。ただし、ヒステリシスアンプ６０によるゲインの切り替え方向はヒステリシスアンプ４０と逆であり、デジタル信号Ｄｏｕｔが「０」から「１」へ変化するとゲインを上げ、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」から「０」へ変化するとゲインを下げる。ヒステリシスアンプ６０は、例えば図２に示す簡易な回路構成で実現可能である。
なお、ヒステリシスアンプ６０は、本発明における第２の増幅回路の一実施形態である。
【００４０】
図６に示す受信回路において、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより高くなると、コンパレータ５０において出力されるデジタル信号Ｄｏｕｔが「０」から「１」へ変化し、ヒステリシスアンプ４０のゲインは低下、ヒステリシスアンプ６０のゲインは上昇する。ヒステリシスアンプ４０のゲインが低下すると、コンパレータ５０に入力される参照信号Ｓ２のレベルが低くなる。また、ヒステリシスアンプ６０のゲインが上昇すると、コンパレータ５０に入力されるベースバンド信号Ｓ１のレベルが高くなる。これにより、デジタル信号Ｄｏｕｔを「１」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がる。
他方、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより低くなると、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」から「０」へ変化し、ヒステリシスアンプ４０のゲインは上昇、ヒステリシスアンプ６０のゲインは低下する。ヒステリシスアンプ４０のゲインが上昇すると、コンパレータ５０に入力される参照信号Ｓ２のレベルが高くなる。また、ヒステリシスアンプ６０のゲインが低下すると、コンパレータ５０に入力されるベースバンド信号Ｓ１のレベルが低くなる。これにより、デジタル信号Ｄｏｕｔを「０」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がるため、コンパレータ５０の誤動作が起こりにくくなる。
したがって、図６に示す受信回路においても、図１に示す受信回路と同様に、ノイズ成分の影響によるコンパレータ５０の誤動作を効果的に抑制できる。
また、２つのヒステリシスアンプ（４０，６０）によってコンパレータ５０の２つの入力信号（Ｓ１，Ｓ２）の相対的なレベル差を任意に設定できるため、設計の自由度が向上する。
【００４１】
図７は、本発明の第４の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
図７に示す受信回路は、図６に示す受信回路におけるヒステリシスアンプ４０を省略したものである。
【００４２】
図７に示す受信回路において、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより高くなると、コンパレータ５０において出力されるデジタル信号Ｄｏｕｔが「０」から「１」へ変化し、ヒステリシスアンプ６０のゲインは上昇する。ヒステリシスアンプ６０のゲインが上昇すると、コンパレータ５０に入力されるベースバンド信号Ｓ１のレベルが高くなる。これにより、デジタル信号Ｄｏｕｔを「１」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がる。
他方、ベースバンド信号Ｓ１のレベルが参照信号Ｓ２のレベルより低くなると、デジタル信号Ｄｏｕｔが「１」から「０」へ変化し、ヒステリシスアンプ６０のゲインは低下する。ヒステリシスアンプ６０のゲインが低下すると、コンパレータ５０に入力されるベースバンド信号Ｓ１のレベルが低くなる。これにより、デジタル信号Ｄｏｕｔを「０」に維持した状態でベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２との電圧差が広がるため、コンパレータ５０の誤動作が起こりにくくなる。
したがって、図６に示す受信回路においても、図１に示す受信回路と同様に、ノイズ成分の影響によるコンパレータ５０の誤動作を効果的に抑制できる。
【００４３】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記の実施形態のみに限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。
【００４４】
例えば、上述の実施形態では、ヒステリシスアンプ４０（６０）のゲインを切り替えることによってコンパレータ５０の２つの入力信号にレベル差を作り、コンパレータの誤動作を防止しているが、本発明はこれに限定されない。例えば、デジタル信号Ｄｏｕｔの値に応じて、コンパレータ５０の２つの入力信号（ベースバンド信号Ｓ１又は参照信号Ｓ２）の一方又は両方に固定のオフセットを加える回路を更に追加してもよい。例えば、デジタル信号Ｄｏｕｔの値が「１」へ変化したときにベースバンド信号Ｓ１のレベルを上昇又は参照信号Ｓ２のレベルを低下させ、デジタル信号Ｄｏｕｔの値が「０」へ変化したときにベースバンド信号Ｓ１のレベルを低下又は参照信号Ｓ２のレベルを上昇させるように固定のオフセットを発生する回路を設ける。これにより、受信信号のレベルが広い範囲で変動する場合でも、ベースバンド信号Ｓ１と参照信号Ｓ２とのレベル差をより適切に発生できるため、ノイズによるコンパレータ５０の誤動作を効果的に抑制することができる。
また、上述の実施例においては、参照信号をベースバンド信号に基づいて生成しているが、ベースバンド信号とは関係のない独立な参照信号としてコンパレータに供給する構成としてもよい。この場合、コンパレータの出力に応じて参照信号に所定のオフセット電圧を印加する構成としてよい。
更には、コンパレータにおいて、ベースバンド信号を負側の入力端子に供給し、参照信号を正側の入力端子に供給する構成としてもよい。
【００４５】
上述の実施形態では本発明を赤外線通信用の受信回路に適用する例を挙げているが、本発明はこれに限定されず、たとえばＲＦＩＤ（Radio Frequency IDentification）の無線通信装置など、さまざまな通信分野に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
【図２】ヒステリシスアンプの構成の一例を示す図である。
【図３】図１に示す受信回路におけるコンパレータの入力信号の波形を例示する図である。
【図４】本実施形態に係る赤外線通信用の受信回路の構成の一例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る受信回路の構成の一例を示す図である。
【図８】ＡＳＫ変調された信号を検波してデジタル信号を再生する一般的な受信回路の一例を示す図である。
【図９】図８に示す受信回路におけるコンパレータの入力信号の波形を例示する図である。
【符号の説明】
【００４７】
１０…アンプ１０、２０…検波回路、３０…積分回路、４０，６０…ヒステリシスアンプ、５０…コンパレータ、７０…赤外線検出部、２１…ダイオード、２２，３１，４２〜４４，７３…抵抗、２３，３２，７２…キャパシタ、４１…差動増幅回路、４６，４７…スイッチ回路、フォトダイオード７１
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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