(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報信号が重畳されている高周波信号から当該情報信号を抽出する信号抽出回路であって、
前記高周波信号を整流して得られる電圧を所定の電圧値に安定化させるように制御を行うシャントレギュレータと、
前記電圧の変動時における前記制御のために前記シャントレギュレータが流すバイパス電流から前記情報信号を抽出する信号抽出部と、
を有することを特徴とする信号抽出回路。
【請求項２】
前記信号抽出部は、前記バイパス電流の電流値に対応する電流を生成し、生成した当該電流を前記情報信号として出力することを特徴とする請求項１に記載の信号抽出回路。
【請求項３】
前記シャントレギュレータは、前記バイパス電流を制御するバイパストランジスタを有しており、
前記信号抽出部は、前記バイパストランジスタのゲート電圧と同一の電圧がゲートに印加されているトランジスタが流す電流を前記情報信号として出力する、
ことを特徴とする請求項２に記載の信号抽出回路。
【請求項４】
前記シャントレギュレータは、前記電圧を抵抗で分圧して得られる電圧をゲート電圧としているトランジスタのドレイン−ソース間に前記バイパス電流を流すことによって前記制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の信号抽出回路。
【請求項５】
前記シャントレギュレータは、所定の基準電圧をゲート電圧としているトランジスタのドレイン−ソース間に前記バイパス電流を流すことによって前記制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の信号抽出回路。
【請求項６】
前記基準電圧の値は、前記所定の電圧値と前記トランジスタをオン状態とするための閾値電圧とに基づいて設定されていることを特徴とする請求項５に記載の信号抽出回路。
【請求項７】
前記高周波信号の整流を行う整流回路を流れる電流から前記情報信号を抽出する副信号抽出部と、
前記信号抽出部により抽出された情報信号と前記副信号抽出部により抽出された情報信号とを加算する加算部と、
を更に有することを特徴とする請求項１に記載の信号抽出回路。
【請求項８】
前記高周波信号の整流を行う整流回路を流れる電流から前記情報信号を抽出する副信号抽出部と、
前記信号抽出部により抽出された情報信号と前記副信号抽出部により抽出された情報信号とのうちのどちらか一方の選択を行う選択部と、
を更に有することを特徴とする請求項１に記載の信号抽出回路。
【請求項９】
前記整流回路は、トランジスタのドレイン−ソース間に前記高周波電流を流すことで前記整流を行い、
前記トランジスタのゲートには、当該トランジスタをオン状態とするための閾値電圧の近傍の電圧分だけ当該トランジスタの整流出力側の電圧よりも高い電圧が印加されている、
ことを特徴とする請求項７または８に記載の信号抽出回路。
【請求項１０】
請求項１から９までのうちのいずれか１項に記載の信号抽出回路を備えていることを特徴とするＲＦＩＤタグ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号を抽出する技術に関し、特に、情報信号が重畳されている高周波信号から当該情報信号を抽出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）タグや非接触ＩＣカードといった非接触データキャリアでは、自らで電池等の電源を持っておらず、リーダ／ライタ装置からアクセスのために照射される電磁波のエネルギーから電力を確保して、その電磁波を利用したデータ通信を行っている。【０００３】
非接触データキャリアの一例として、ＲＦＩＤタグの場合で説明する。図１は、従来のＲＦＩＤタグの構成例を示すブロック図である。
このＲＦＩＤタグは、アンテナ部１０１、整流回路１０２、コンデンサＣ１００、シャントレギュレータ１０３、信号抽出回路１０４、復調回路１０５、デジタル信号処理部１０６、メモリ１０７、及び変調回路１０８を有して構成されている。【０００４】
リーダ／ライタ装置は、情報信号を重畳した高周波信号をアンテナへ送り込むことにより電磁波を発する。アンテナ部１０１は、この電磁波を受信すると、当該情報信号が重畳されている高周波信号を出力する。出力された高周波信号は、整流回路１０２で整流された後、コンデンサＣ１００に充電されてデジタル信号処理部１０６の電源となる。シャントレギュレータ１０３は、整流回路１０２により当該高周波信号を整流して得られる電圧を所定の電圧値に安定化させるように制御を行う。【０００５】
信号抽出回路１０４は、当該電源の信号に重畳されている受信信号（元の情報信号）を抽出する。復調回路１０５は、抽出された受信信号（抽出信号ＩSIG ）に基づいて信号データを生成する。この信号データは、その後、デジタル信号処理部１０６で信号処理される。このとき、デジタル信号処理部１０６は、メモリ１０７に対するデータの読み出し若しくは書き込みを必要に応じて行う。一方、変調回路１０８は、デジタル信号処理部１０６で生成される送信信号に応じてアンテナ部１０１のインピーダンスに変調をかける。【０００６】
次に図２について説明する。同図は、図１のアンテナ部１１、整流回路１０２、信号抽出回路１０４の回路構成の一例を示した図である。
アンテナ部１０１には、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調等の振幅変調がされている電磁波が到来してアンテナ誘起電圧ＶＡが生じる。ここで、アンテナ部１０１自身の抵抗Ｒ１０１により、アンテナ部１０１は整流回路１０２の入力電圧ＶＢを発生させる。【０００７】
整流回路１０２は、ダイオードＤ１０１及びＤ１０２で構成されている全波整流回路であり、コンデンサＣ１０１及びＣ１０２に電源電圧ＶＤＤ１を発生させる。なお、ＶＳＳは、接地電圧である。【０００８】
一方、アンテナ部１０１は、信号抽出回路１０４にも同様に入力電圧ＶＢを発生させている。信号抽出回路１０４では、ダイオードＤ１０３及びＤ１０４とコンデンサＣ１０３及びＣ１０４で構成される整流回路によって入力信号である入力電圧ＶＢを整流して電圧信号ＶＤＤ２を生成する。復調回路１０５は、生成された電圧信号ＶＤＤ２に応じて信号データを生成して出力する。【０００９】
なお、整流回路としては、他にも半波整流回路やブリッジ整流回路などが知られているが、いずれの整流回路であっても、アンテナに誘起された電圧を整流して電源とする機能と、信号データを抽出するため整流して復調回路へ導く機能とを有している。【００１０】
なお、例えば、特許文献１には、電源信号に重畳された受信信号を確実に抽出するため、整流回路と、電源電圧を制御する電圧制御回路との間に、整流後の電流をモニタする素子を加えた技術が開示されている。
【特許文献１】米国特許第６３２３７２８号明細書（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来の非接触データキャリアでは、安定した電源電圧を確保しようとすると、信号抽出が難しくなるという問題点がある。
図２に示した構成の場合を例にとり説明する。【００１２】
例えば信号データによりＡＳＫ変調等の振幅変調がされている信号から信号成分を取り出す復調回路１０５では、受信信号の信号データが“０”のときのアンテナ誘起電圧ＶＡ１と、当該信号データが“１”のときのアンテナ誘起電圧ＶＡ２との違いによって信号の復調を行う。ここで、アンテナ部１０１の持つ抵抗（インピーダンス）Ｒ１０１の値をＲａ、信号データが“０”の場合における整流回路１０２の入力電圧をＶＢ１、信号データが“１”の場合における整流回路１０２の入力電圧をＶＢ２、整流回路１０２による整流後の電源電圧をＶＤＤ１、信号抽出回路１０４により生成される復調回路１０５の入力電圧をＶＤＤ２、整流素子であるダイオードＤ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３、及びＤ１０４で共通のスレッショルド電圧をＶｔｈ、ダイオードＤ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３、及びＤ１０４で共通のオン抵抗をＲｏｎとする。【００１３】
このとき、信号データが“０”である場合の入力電圧ＶＢ１は、
ＶＢ１＝ＶＡ１−（ＶＡ１−ＶＤＤ１／２−Ｖｔｈ）×Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｏｎ）
……（１）
と表される。同様に、信号データが“１”である場合の入力電圧ＶＢ２は、
ＶＢ２＝ＶＡ２−（ＶＡ２−ＶＤＤ１／２−Ｖｔｈ）×Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｏｎ）
……（２）
と表される。【００１４】
上記式（１）及び（２）より、信号データが“０”である場合と“１”である場合とにおける整流回路１０２の入力での電圧差は、
ＶＢ１−ＶＢ２＝(ＶＡ１−ＶＡ２)−（ＶＡ１−ＶＡ２）×Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｏｎ）
＝ΔＶＡ（１−Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｏｎ））          ……（３）
と表される。ここで、ΔＶＡは、ＶＢ１とＶＢ２の電圧差(ＶＡ１−ＶＡ２)を表している。【００１５】
従って、信号データが“０”である場合と“１”である場合とにおける、復調回路１０５の入力での電圧差ΔＶＤＤ２は、
ΔＶＤＤ２＝(ＶＢ１−Ｖｔｈ)−（ＶＢ２−Ｖｔｈ）
＝ＶＢ１−ＶＢ２
＝ΔＶＡ（１−Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｏｎ））              ……（４）
と表すことができる。【００１６】
すなわち、復調回路１０５が信号データの“０”と“１”とを区別するための電圧差は、アンテナに誘起される電圧ＶＡと整流素子のオン抵抗とにのみ大きく依存する係数の積になる。そのため、オン抵抗Ｒｏｎが小さい整流素子を選択した場合には、復調回路１０５の入力端では信号レベルを区別できないほど振幅差が小さくなってしまう。【００１７】
その一方、電源の電力を効率的に確保するためには、整流素子のオン抵抗を小さくする必要があるため、信号検出を重視して整流素子のオン抵抗を大きくすると、安定した電源確保が難しくなる。【００１８】
また、前掲した特許文献１に開示されている技術のように、整流回路と電圧制御回路との間に電流をモニタする素子を加える構成をとる場合では、電源経路に電流モニタが加わるため、当該素子分の電圧ドロップが発生してしまい、整流の効率が低下してしまう。【００１９】
以上のように、ＲＦＩＤタグやＩＣカード等の非接触データキャリアでは、振幅が動的に変化する通信信号に対し、安定した電源電圧の獲得と、確実な復調（信号抽出）という背反し得る機能を両立させる必要がある。【００２０】
本発明は上述した問題に鑑みてなされたものであり、その解決しようとする課題は、情報信号で変調がされており振幅が動的に変化する高周波信号からの、安定した電源電圧の獲得と情報信号の抽出とを両立させることである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の態様のひとつである信号抽出回路は、情報信号が重畳されている高周波信号から当該情報信号を抽出する信号抽出回路であって、当該高周波信号を整流して得られる電圧を所定の電圧値に安定化させるように制御を行うシャントレギュレータと、当該電圧の変動時における当該制御のために当該シャントレギュレータが流すバイパス電流から当該情報信号を抽出する信号抽出部と、を有することを特徴とするものであり、この特徴によって前述した課題を解決する。【００２２】
この構成によれば、電源電圧を所定の電圧値に安定化させるためにシャントレギュレータが流すバイパス電流から元の情報信号を抽出するので、電源電圧の安定化に影響を与えることなく情報信号を抽出することができる。【００２３】
なお、上述した本発明に係る信号抽出回路において、当該信号抽出部は、当該バイパス電流の電流値に対応する電流を生成し、生成した当該電流を当該情報信号として出力するように構成してもよい。【００２４】
ここで、当該シャントレギュレータは、当該バイパス電流を制御するバイパストランジスタを有しており、当該信号抽出部は、当該バイパストランジスタのゲート電圧と同一の電圧がゲートに印加されているトランジスタが流す電流を当該情報信号として出力する、ように構成してもよい。【００２５】
こうすることにより、バイパス電流に影響を与えることなく情報信号を抽出することができる。
また、前述した本発明に係る信号抽出回路において、当該シャントレギュレータは、当該電圧を抵抗で分圧して得られる電圧をゲート電圧としているトランジスタのドレイン−ソース間に当該バイパス電流を流すことによって当該制御を行うように構成してもよい。【００２６】
この構成によるシャントレギュレータによれば、高周波信号を整流して得られる電圧を所定の電圧値に安定化させるように制御を行うことができる。
また、前述した本発明に係る信号抽出回路において、当該シャントレギュレータは、所定の基準電圧をゲート電圧としているトランジスタのドレイン−ソース間に当該バイパス電流を流すことによって当該制御を行うように構成してもよい。【００２７】
この構成によるシャントレギュレータによれば、高周波信号を整流して得られる電圧を所定の電圧値に安定化させるように制御を行うことができる。
なお、このとき、当該基準電圧の値は、当該所定の電圧値と当該トランジスタをオン状態とするための閾値電圧とに基づいて設定されているように構成してもよい。【００２８】
こうすることにより、当該トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈのばらつきが当該トランジスタ自身の動作へ及ぼす影響が低減される。
また、前述した本発明に係る信号抽出回路において、当該高周波信号の整流を行う整流回路を流れる電流から当該情報信号を抽出する副信号抽出部と、当該信号抽出部により抽出された情報信号と当該副信号抽出部により抽出された情報信号とを加算する加算部と、を更に有するように構成してもよい。【００２９】
この構成によれば、高周波信号の電流値の多少によらずに大小変化の明瞭な情報信号が得られる。
また、前述した本発明に係る信号抽出回路において、当該高周波信号の整流を行う整流回路を流れる電流から当該情報信号を抽出する副信号抽出部と、当該信号抽出部により抽出された情報信号と当該副信号抽出部により抽出された情報信号とのうちのどちらか一方の選択を行う選択部と、を更に有するように構成してもよい。【００３０】
この構成によっても、高周波信号の電流値の多少によらずに大小変化の明瞭な情報信号が得られる。
なお、このとき、当該選択部は、当該信号抽出部により抽出された情報信号の大きさと当該副信号抽出部により抽出された情報信号の大きさとの比較結果に基づいて当該選択を行うように構成してもよい。【００３１】
この構成による選択部によれば、信号抽出部により抽出された情報信号と副信号抽出部により抽出された情報信号とのうちのどちらか一方の選択を行うことができる。
なお、ここで、当該整流回路は、トランジスタのドレイン−ソース間に当該高周波電流を流すことで当該整流を行い、当該トランジスタのゲートには、当該トランジスタをオン状態とするための閾値電圧の近傍の電圧分だけ当該トランジスタの整流出力側の電圧よりも高い電圧が印加されている、ように構成してもよい。【００３２】
この構成によれば、当該トランジスタのドレイン−ソース間をオン状態とするために必要となるドレイン−ソース間電圧を低下させることができる。
なお、上述した本発明に係る信号抽出回路を備えているＲＦＩＤタグ及び非接触ＩＣカードも、本発明に係るものである。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、以上のようにすることにより、情報信号で変調がされており振幅が動的に変化する高周波信号からの、安定した電源電圧の獲得と情報信号の抽出とが両立できるようになるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】従来のＲＦＩＤタグの構成例を示すブロック図である。
【図２】従来の非接触データキャリアでの信号抽出の問題点を説明する図である。
【図３】ＲＦＩＤタグの構成の第一の例を示すブロック図である。
【図４】図３に示したシャントレギュレータが流すバイパス電流から情報信号を抽出する信号抽出回路の具体的な回路構成の第一の例を示す図である。
【図５】図３に示したシャントレギュレータが流すバイパス電流から情報信号を抽出する信号抽出回路の具体的な回路構成の第二の例を示す図である。
【図６】ＲＦＩＤタグの構成の第二の例の要部を示すブロック図である。
【図７】図６に示した整流回路を流れる電流から情報信号を抽出する信号抽出回路の具体的な回路構成例を示した図である。
【図８】図７に示した整流回路の別の回路構成例を示す図である。
【図９】図８に示したＶｔｈキャンセル回路の具体的な回路構成例を示す図である。
【図１０】図８に示した整流回路を図７の信号抽出回路に適用した回路構成を示す図である。
【図１１】一般的なｐＭＯＳトランジスタの構造を示す図である。
【図１２Ａ】図１０に示した回路におけるＶｔｈキャンセル回路の効果を説明する図（その１）である。
【図１２Ｂ】図１０に示した回路におけるＶｔｈキャンセル回路の効果を説明する図（その２）である。
【図１３】図６に示した構成における整流回路及び信号抽出部の入出力特性のシミュレーション結果をグラフで示した図である。
【図１４】ＲＦＩＤタグの構成の第三の例を示すブロック図である。
【図１５】図１４における信号抽出回路の具体的な回路構成例を示す図である。
【図１６】ＲＦＩＤタグの構成の第四の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３５】
１１、１０１  アンテナ部
１２、１０２  整流回路
１３、１０３  シャントレギュレータ
１４、３０  信号抽出部
１５、１０５  復調回路
１６、１０６  デジタル信号処理部
１７、１０７  メモリ
１８、１０８  変調回路
２１  基準電圧源
２２  定電流源
４０、５１、５２  Ｖｔｈキャンセル回路
５０  副信号抽出部
５５  加算部
６０  信号切り替え制御部
６１−１、６１−２  ピーク検出部
６２  制御回路
６３  インバータ
６４−１、６４−２  スイッチ
Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ４１、Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ１００、Ｃ１０１、
Ｃ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０４  コンデンサ
Ｄ３１  寄生ダイオード
Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ２１、Ｍ２２、Ｍ２３、Ｍ２４、Ｍ２５、Ｍ３１、Ｍ３２、
Ｍ４１、Ｍ５１、Ｍ５２、Ｍ５３、Ｍ５４、Ｍ５５  トランジスタ
Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ４１、
Ｒ１０１  抵抗
１０４  信号抽出回路
Ｄ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３  ダイオード
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
まず、図３について説明する。同図は、非接触データキャリアであるＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）タグの構成の第一の例を示すブロック図である。【００３７】
このＲＦＩＤタグは、アンテナ部１１、整流回路１２、コンデンサＣ１０、シャントレギュレータ１３、信号抽出部１４、復調回路１５、デジタル信号処理部１６、メモリ１７、及び変調回路１８を有している。【００３８】
リーダ／ライタ装置は、ＡＳＫ変調等の振幅変調を用いて情報信号を重畳した高周波信号をアンテナへ送り込むことにより電磁波を発する。アンテナ部１１は、この電磁波を受信すると、電圧ＶＡが誘起され、当該情報信号が重畳されている高周波信号を出力する。なお、抵抗Ｒ１０は、アンテナ部１１のインピーダンスを表している。【００３９】
アンテナ部１１から出力された高周波信号は、整流回路１２で整流されて電源信号成分が取り出され、この電源信号成分がコンデンサＣ１０に充電されてデジタル信号処理部１６の電源となる。【００４０】
シャントレギュレータ１３は、整流回路１２により当該高周波信号を整流して得られる電圧を所定の電圧値に安定化させるように制御を行う。シャントレギュレータ１３は、主としてリーダ／ライタ装置からの距離の変化に起因する当該電圧の変動を安定化させるためのものであるが、情報信号が搬送波（高周波信号）に振幅変調されて振幅が変動する場合でも当該電圧を安定化させるよう作用する。【００４１】
信号抽出部１４は、当該高周波信号を整流して得られる電圧の上昇時に上述した制御を行うためにシャントレギュレータ１３が流すバイパス電流（電源ノードからグランドノードへの電流）から、リーダ／ライタ装置が重畳した元の情報信号を抽出する。【００４２】
復調回路１５は、抽出された情報信号（抽出信号ＩSIG ）に基づいて信号データを生成する。この信号データは、その後、デジタル信号処理部１６で信号処理される。このとき、デジタル信号処理部１６は、メモリ１７に対するデータの読み出し若しくは書き込みを必要に応じて行う。一方、変調回路１８は、デジタル信号処理部１６で生成される送信信号に応じてアンテナ部１１のインピーダンスに変調をかける。【００４３】
図３に示したＲＦＩＤタグは、以上のような構成を有している。なお、本発明を実施する非接触ＩＣカードも、図３に示したものと同様の構成とすることができる。
次に図４について説明する。同図は、シャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から情報信号を抽出する信号抽出回路の具体的な回路構成の第一の例を示している。【００４４】
図４において、トランジスタＭ１１及びＭ１２は、ｐＭＯＳトランジスタである。
シャントレギュレータ１３はトランジスタＭ１１と抵抗Ｒ１１及びＲ１２とコンデンサＣ１１とより構成されている。【００４５】
トランジスタＭ１１は、整流回路１２によって前述の高周波信号を整流して得られる電圧ＶＤＤの変動時に当該電圧ＶＤＤを所定の電圧値に安定化するために、ドレイン−ソース間にバイパス電流を流すバイパストランジスタである。【００４６】
トランジスタＭ１１のソースには、前述した電圧ＶＤＤが印加されており、トランジスタＭ１１のドレインはグランドノードに接続されている。また、抵抗Ｒ１１はトランジスタＭ１１のゲート−ソース間に並列接続されており、抵抗Ｒ１２はトランジスタＭ１１のドレイン−ゲート間に並列接続されている。従って、トランジスタＭ１１のゲートには、電圧ＶＤＤを抵抗Ｒ１１及びＲ１２で分圧して得られるゲート電圧［｛Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）｝×ＶＤＤ］が印加される。【００４７】
このとき、トランジスタＭ１１のソース−ドレイン間には、トランジスタＭ１１の伝達特性とトランジスタＭ１１のゲート−ソース間電圧［−｛Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）｝×ＶＤＤ］とによって値の決まるバイパス電流が流れる。このバイパス電流が流れると、電圧ＶＤＤは低くなるので、当該ゲート−ソース間電圧も低くなる。すると、当該バイパス電流も少なくなる。以降、この制御動作が繰り返されると、当該ゲート−ソース間電圧及び当該バイパス電流はそれぞれ所定の基準電圧値及び電流値で平衡するようになる。【００４８】
その後は、電圧ＶＤＤが上昇した場合にはバイパス電流が多くなって電圧ＶＤＤを下降させる制御が行われ、電圧ＶＤＤが下降した場合にはバイパス電流が少なくなって電圧ＶＤＤを上昇させる制御が行われる。この結果、電圧ＶＤＤは、トランジスタＭ１１の伝達特性と抵抗Ｒ１１及びＲ１２の値によって決定される所定の電圧値に安定化される。【００４９】
ここで、電圧ＶＤＤの高低変化は、バイパス電流量の大小変化となって現れている。この電圧ＶＤＤの高低変化は高周波信号の振幅変化によって生じるものであり、この振幅変化は、ＡＳＫ変調等の振幅変調を用いて高周波信号に重畳されている情報信号そのものである。つまり、このバイパス電流量の大小変化は元の情報信号を表しているのである。【００５０】
なお、コンデンサＣ１１は、例えば、アンテナ部１１が強い電磁波を突然受信してしまった等の原因により電圧ＶＤＤがゼロから急激に上昇してしまった場合に、トランジスタＭ１１のゲート電圧をゼロ（グランドノードの電圧）から前記の電圧までゆっくりと上昇させるために設けられている。このようにして、当該ゲート電圧をゆっくりと上昇させることにより当該バイパス電流が多量に流れるので、後段の回路が過電圧から保護される。【００５１】
一方、信号抽出部１４はトランジスタＭ１２により構成されている。
トランジスタＭ１２のソースには、シャントレギュレータ１３によって安定化されている電圧ＶＤＤが印加されており、トランジスタＭ１１のソースと同電位である。また、トランジスタＭ１２のゲートはトランジスタＭ１１のゲートと接続されているので、トランジスタＭ１２のゲートには、トランジスタＭ１１のゲート電圧と同一の電圧が印加されている。従って、バイパストランジスタであるトランジスタＭ１１のゲート電圧と同一の電圧がゲートに印加されているトランジスタＭ１２のソース−ドレイン間には、トランジスタＭ１１のソース−ドレイン間を流れるバイパス電流と同様の大小変化をする電流が流れる。このバイパス電流に対応するように生成された電流がトランジスタＭ１２のドレインから抽出信号ＩSIG として出力される。このＩSIG の大小変化は元の情報信号を表している。こうして、元の情報信号が抽出されるのである。【００５２】
次に図５について説明する。同図は、シャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から情報信号を抽出する信号抽出回路の具体的な回路構成の第二の例を示している。
図５に示した構成は、電圧ＶＤＤの安定化のためにバイパストランジスタに流すバイパス電流を制御する電圧を生成する構成が、図４に示したものと異なっている。【００５３】
図５において、トランジスタＭ２１及びＭ２２は、ｎＭＯＳトランジスタであり、トランジスタＭ２３、Ｍ２４、及びＭ２５は、ｐＭＯＳトランジスタである。
基準電圧源２１は、電圧ＶＤＤや温度等の変動に依存しない定電圧である基準電圧Ｖｒｅｆを生成する回路であり、本実施形態においてはバンドギャップリファレンスを使用する。【００５４】
抵抗値が同一である抵抗Ｒ２１及びＲ２２の一方の端子には電圧ＶＤＤが印加されており、それらの他方の端子には、特性を揃えているトランジスタＭ２１及びＭ２２の各ドレインがそれぞれ接続されている。また、トランジスタＭ２１及びＭ２２の各ソースは接続されており、この接続点とグランドノードとの間には定電流源２２が挿入されている。つまり、抵抗Ｒ１１及びＲ１２と、トランジスタＭ２１及びＭ２２と、定電流源２２とで差動回路が構成されている。従って、トランジスタＭ２２のゲート電圧は、トランジスタＭ２１のゲート電圧に等しくなる。ここで、トランジスタＭ２１のゲートには、基準電圧源２１で生成されている基準電圧Ｖｒｅｆが印加されているので、トランジスタＭ２２のゲート電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆで保持される。なお、このとき、抵抗Ｒ２２には、定電流源２２が流す定電流Ｉｒｅｆの１／２の電流が流れる。【００５５】
トランジスタＭ２２のゲートとグランドノードとの間には抵抗Ｒ２５が挿入されており、更に、抵抗Ｒ２４がトランジスタＭ２２のゲートとトランジスタＭ２３のソースとの間に挿入されている。一方、抵抗Ｒ２３の一方の端子には電圧ＶＤＤが印加されており、その他方の端子には、トランジスタＭ２３のソースが接続されている。なお、トランジスタＭ２３のドレインはグランドノードに接続されている。ここで、トランジスタＭ２３は、図５に示したシャントレギュレータ１３におけるバイパストランジスタであり、そのゲート電圧に応じてソース−ドレイン間にバイパス電流を流す。【００５６】
図５の構成において、トランジスタＭ２２のゲート−ソース間は電流が殆ど流れないので、抵抗Ｒ２４を流れる電流はその殆ど全てが抵抗Ｒ２５に流れ込む。従って、トランジスタＭ２３のソース電圧Ｖｓは、［｛（Ｒ２４＋Ｒ２５）／Ｒ２４｝×Ｖｒｅｆ］となる。【００５７】
抵抗Ｒ２２とトランジスタＭ２２との接続点にはトランジスタＭ２３のゲートが接続されている。ここで、抵抗Ｒ２２の両端の電圧がトランジスタＭ２３の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち、トランジスタＭ２３のソース−ドレイン間をオン状態（短絡状態）にするトランジスタＭ２３のソース−ゲート間の最小電圧となるように、抵抗Ｒ２２の値を設定する。ここで、閾値電圧ＶｔｈはトランジスタＭ２３の特性によって定まる値であり、抵抗２２を流れる電流は、前述したように、定電流源２２が流す定電流Ｉｒｅｆの１／２である。従って、抵抗Ｒ２２の値は、｛（Ｖｔｈ／Ｉｒｅｆ）×２｝により決定することができる。なお、前述したように、抵抗Ｒ２１の抵抗値も抵抗Ｒ２２と同一にする。【００５８】
トランジスタＭ２３のソース電圧Ｖｓは、基準電圧Ｖｒｅｆより上述したようにして生成したものであるので、電圧ＶＤＤや温度等の変動に依存しない定電圧である。トランジスタＭ２３は、電圧ＶＤＤがこのソース電圧Ｖｓよりもわずかでも高くなるとオン状態となり、抵抗Ｒ２３を経由してトランジスタＭ２３のソース−ドレイン間にバイパス電流を流して電圧ＶＤＤを低下させる。一方、電圧ＶＤＤがこのソース電圧Ｖｓよりも低くなると、トランジスタＭ２３はオフ状態となり、当該バイパス電流を遮断して電圧ＶＤＤを上昇させる。バイパストランジスタであるトランジスタＭ２３によるこの動作により、電圧ＶＤＤは、定電圧であるソース電圧Ｖｓに安定化される。【００５９】
ここで、抵抗Ｒ２２及びＲ２１を上述したようにして設定したことにより、トランジスタＭ２３のゲート電圧が電圧ＶＤＤ（すなわちソース電圧Ｖｓ）よりも閾値電圧Ｖｔｈだけ低い電圧に設定される。この結果、この閾値電圧Ｖｔｈのばらつきが及ぼす上述したトランジスタＭ２３の動作への影響が低減される。【００６０】
以上のように、図５に示したシャントレギュレータ１３では、温度変動や閾値電圧Ｖｔｈのばらつきに対しても電圧ＶＤＤを高精度に電圧Ｖｓに安定化することができる。
なお、トランジスタＭ２３のゲートとグランドノードとの間にはコンデンサＣ２１が挿入されている。このコンデンサＣ２１は、図４に示したシャントレギュレータ１３におけるコンデンサＣ１１と同様、電圧ＶＤＤがゼロから急激に上昇してしまった場合に、トランジスタＭ２３のゲート電圧をゼロ（グランドノードの電圧）から上述した電圧までゆっくりと上昇させるようにしてバイパス電流を多量に流すことにより、後段の回路を過電圧から保護するために設けられている。また、このコンデンサＣ２１は、図５に示したシャントレギュレータ１３による電圧ＶＤＤの制御動作を安定化させる効用も有している。【００６１】
また、図５に示したシャントレギュレータ１３は、トランジスタＭ２４も有している。トランジスタＭ２４は、ゲートがトランジスタＭ２３のゲートと接続されており、ドレインはグランドノードに接続されている。また、トランジスタＭ２４のソースには、電圧ＶＤＤ印加されている。【００６２】
電圧ＶＤＤの電圧が高く、ソース電圧Ｖｓとの電位差が大きい場合には、トランジスタＭ２３は、電圧ＶＤＤをソース電圧Ｖｓで安定化させるために、多量のバイパス電流を流す必要がある。このため、トランジスタＭ２３の相互コンダクタンスは大きいことが望ましい。しかし、図５の構成では、トランジスタＭ２３のソースには抵抗Ｒ２３が接続されており、この抵抗Ｒ２３がトランジスタＭ２３を含むバイパス回路の回路利得を低下させてしまっている。【００６３】
トランジスタＭ２４はこのために設けられているものである。トランジスタＭ２４を上述したように備えたことにより、トランジスタＭ２４はトランジスタＭ２３と同様のオンオフ動作をしてソース−ドレイン間にバイパス電流を流すので、バイパス回路の回路利得が増加する。この結果、電圧ＶＤＤとソース電圧Ｖｓとの電位差が大きい場合でも、シャントレギュレータ１３は、より多くのバイパス電流を流せるようになり、電圧ＶＤＤをソース電圧Ｖｓで安定化させることができるようになる。【００６４】
図５における信号抽出部１４はトランジスタＭ２５により構成されている。
トランジスタＭ２５のソースには、シャントレギュレータ１３によって安定化されている電圧ＶＤＤ（すなわちソース電圧Ｖｓ）が印加されている。また、トランジスタＭ２５のゲートはトランジスタＭ２３のゲートと接続されているので、トランジスタＭ２５のゲートには、トランジスタＭ２３のゲート電圧と同一の電圧が印加されている。従って、バイパストランジスタであるトランジスタＭ２３のゲート電圧と同一の電圧がゲートに印加されているトランジスタＭ２５のソース−ドレイン間には、トランジスタＭ２３のソース−ドレイン間を流れるバイパス電流と同様の大小変化をする電流が流れる。このバイパス電流に対応するように生成された電流がトランジスタＭ２５のドレインから抽出信号ＩSIG として出力される。このＩSIG との大小変化が元の情報信号を表している。こうして、元の情報信号が抽出される。【００６５】
次に、元の情報信号を、アンテナ部１１から出力された高周波信号を整流する整流回路１２を流れる電流より抽出する手法について説明する。
図６について説明する。同図は、非接触データキャリアであるＲＦＩＤタグの構成の第二の例の要部を示すブロック図であり、簡単のため、図３に示した構成のうちのデジタル信号処理部１６、メモリ１７、及び変調回路１８を省略している。【００６６】
図６において、アンテナ部１１、整流回路１２、コンデンサＣ１０、シャントレギュレータ１３、及び復調回路１５は、図３に示したＲＦＩＤタグの構成の第二の例におけるものと同様のものである。【００６７】
図３に示した第一の例の構成では、整流回路１２から出力される電圧を所定値で安定化する制御を行うためにシャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から信号抽出部１４が元の情報信号を抽出していた。これに対し、図６に示した第二の例の構成では、アンテナ部１１から出力された高周波信号を整流する整流回路１２を流れる電流から信号抽出部３０が元の情報信号を抽出する。【００６８】
図６に示したＲＦＩＤタグは、以上のような構成を有している。なお、本発明を実施する非接触ＩＣカードも、図６に示したものと同様の構成とすることができる。
次に図７について説明する。同図は、整流回路１２を流れる電流から情報信号を抽出する信号抽出回路の具体的な回路構成例を示している。【００６９】
図７において、トランジスタＭ３１及びＭ３２は、ｐＭＯＳトランジスタである。ここで、整流回路１２はトランジスタＭ３１より構成されており、信号抽出部３０はトランジスタＭ３２より構成されている。【００７０】
トランジスタＭ３１のソースには、アンテナ部１１から出力される高周波信号が入力される。トランジスタＭ３１のゲートはドレインと接続されており、この接続点とグランドノードとの間には、前述したコンデンサＣ１０が挿入されている。トランジスタＭ３１は、アンテナ部１１から出力される高周波信号の変化に応じ、当該ソースへ印加されている当該高周波信号の電圧が当該ドレインの電圧よりも高い期間では、ソース−ドレイン間をオン状態にして電流を流し、当該ソースへ印加されている当該高周波信号の電圧が当該ドレインの電圧よりも低い期間では、ソース−ドレイン間をオフ状態にして電流を遮断する。【００７１】
トランジスタＭ３１は、このようにしてドレイン−ソース間に高周波電流を流すことで整流を行う。整流して得られた電源信号成分はコンデンサＣ１０に充電され、後段の回路の電源ＶＤＤとして出力される。【００７２】
一方、トランジスタＭ３２は、そのゲートがトランジスタＭ３１のゲートと接続されている。ここで、トランジスタＭ３２のソースにも、アンテナ部１１から出力される高周波信号が入力されている。従って、トランジスタＭ３２は、トランジスタＭ３１のソース−ドレイン間を電流が流れると、その電流値に応じた電流を生成して自己のソース−ドレイン間に流す。このようにして生成された電流がトランジスタＭ３２のドレインから抽出信号ＩSIG として出力される。この抽出信号ＩSIG の大小変化は元の情報信号を表している。こうして、元の情報信号が抽出されるのである。【００７３】
次に図８について説明する。同図は、図７に示した整流回路１２の別の回路構成例を示している。同図においても、トランジスタＭ３１のドレイン−ソース間に高周波電流を流すことで整流が行われる。【００７４】
図８に示した構成が、図７に示した整流回路１２の第一の回路構成例と異なる点は、トランジスタＭ３１のゲート−ドレイン間を直接接続せずに、Ｖｔｈキャンセル回路４０を挿入した点にある。【００７５】
図８において、整流回路１２に入力される高周波信号の電圧をＶａとし、整流回路１２から出力される整流後の電源信号成分の電圧をＶｂとする。また、トランジスタＭ３１のゲート電圧をＶｇとし、ソース−ドレイン間をオン状態にする最低のゲート−ソース間電圧を閾値電圧Ｖｔｈ１とする。【００７６】
Ｖｔｈキャンセル回路４０は、電圧Ｖｂに対して閾値電圧Ｖｔｈ１分下がった電圧よりも、当該閾値電圧Ｖｔｈ１に対し十分小さい電圧ΔＶｔｈ分高い電圧Ｖｔｈｈを生成してトランジスタＭ３１のゲートに出力する。【００７７】
一般に、トランジスタＭ３１は、ゲートの電圧がソースの電圧よりも閾値電圧Ｖｔｈ１分低ければオン状態となり、ソース−ドレイン間を電流が流れる。
ところが、Ｖｔｈキャンセル回路４０の作用により、図８におけるトランジスタＭ３１のゲートには、電圧Ｖｂに対して閾値電圧Ｖｔｈ１低い電圧から電圧ΔＶｔｈ分高い電圧Ｖｔｈｈが入力されている。従って、電圧Ｖａが、電圧Ｖｂに対して電圧ΔＶｔｈ分上昇するとトランジスタＭ３１がオン状態となる。すなわち、電圧Ｖａが、電圧Ｖｂに対して電圧ΔＶｔｈ以上上昇すれば、トランジスタＭ３１のゲートには、電圧Ｖａよりも閾値電圧Ｖｔｈ１以下の電圧が印加されることとなるので、トランジスタＭ１１がオン状態となる。【００７８】
一方、電圧Ｖａが電圧Ｖｂより低い場合は、Ｖｔｈキャンセル回路４０の作用により、トランジスタＭ３１のゲートには、電圧Ｖｂに対して閾値電圧Ｖｔｈ１低い電圧から電圧ΔＶｔｈ分高い電圧Ｖｔｈｈが入力されているので、トランジスタＭ１１はオフ状態となり、ソース−ドレイン間を電流が流れることはない。【００７９】
以上のように、Ｖｔｈキャンセル回路４０は、トランジスタＭ３１のドレイン側（整流出力側）の電圧に対して閾値電圧Ｖｔｈ１の近傍の電圧分だけ高い電圧（閾値電圧Ｖｔｈ１分低い電圧から電圧ΔＶｔｈ分だけ高い電圧）ＶｔｈｈをトランジスタＭ３１のゲートに入力する。こうすることにより、図８の整流回路１２をオン状態にするための電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの差が電圧ΔＶｔｈ以上で済むようになる。つまり、Ｖｔｈキャンセル回路４０を用いない場合（閾値電圧Ｖｔｈ１以上が必要）よりも、整流回路１２をオン状態にするために必要とされるトランジスタＭ３１のドレイン−ソース間電圧を低下させることができる。【００８０】
次に図９について説明する。同図は、トランジスタＭ３１の閾値電圧Ｖｔｈを上述したようにしてキャンセルするＶｔｈキャンセル回路４０の具体的な回路構成例を示している。【００８１】
図９において、Ｖｔｈキャンセル回路４０は、ｐＭＯＳトランジスタであるトランジスタＭ４１と、抵抗Ｒ４１と、コンデンサＣ４１とより構成されている。
トランジスタＭ４１のゲート及びドレインと抵抗Ｒ４１の一方の端子とが接続されており、この接続点とトランジスタＭ３１のゲートとが接続されている。抵抗Ｒ４１の他方の端子とコンデンサＣ４１の一方の端子とが接続されており、このコンデンサＣ４１の他方の端子とトランジスタＭ４１のソースとに、図８に示した電圧Ｖｂが印加されている。【００８２】
図９において、トランジスタＭ４１の閾値電圧をＶｔｈ２とする。ここで、トランジスタＭ４１は、閾値電圧Ｖｔｈ２がトランジスタＭ３１の閾値電圧Ｖｔｈ１よりも電圧ΔＶｔｈ分小さくなるように形成する。この電圧差ΔＶｔｈは小さいものでよいので、例えば、トランジスタＭ３１とトランジスタＭ４１とを同一の半導体基盤上に成形する場合に、ゲート長若しくはゲート幅をトランジスタＭ３１とトランジスタＭ４１とで若干異ならせるようにすることでこのような電圧差ΔＶｔｈを得ることができる。【００８３】
抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４１との接続点には、電圧Ｖｂよりも、トランジスタＭ４１をオン状態とすることができる程度に十分に低い電圧Ｖｃ（例えばグランドノードの電位ＶＳＳ）が印加される。なお、コンデンサＣ４１は、電圧Ｖｂと電圧Ｖｃとの電位差の急激な変化を防止するためのものである。【００８４】
トランジスタＭ４１のゲートとドレインとが接続されているので、トランジスタＭ４１のソース−ドレイン間を通してＲ１１に電流が流れる。このとき、トランジスタＭ４１のドレインの電圧は、トランジスタＭ４１のソースの電圧（すなわち電圧Ｖｂ）よりも、電圧Ｖｔｈ２分低くなる。ここで、トランジスタＭ３１のゲートは、トランジスタＭ４１のドレインと接続されているので、トランジスタＭ３１のゲート電圧Ｖｇは、電圧Ｖｂよりも電圧Ｖｔｈ２分低い電圧、すなわち、トランジスタＭ３１のドレインに対して閾値電圧Ｖｔｈ１低い電圧から電圧ΔＶｔｈ分高い電圧Ｖｔｈｈとなる。従って、トランジスタＭ３１をオン状態にするための電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの差が電圧ΔＶｔｈ以上で済むようになる。【００８５】
なお、図９に示した整流回路１２を図７の信号抽出回路に適用する場合には、Ｍ３２のゲートをＭ３１のゲートと接続し、両者のゲート電圧を一致させるようにする。
次に、図８に示した整流回路１２の特徴について説明する。【００８６】
図１０は、図８に示した整流回路１２を図７の信号抽出回路に適用した回路構成を示している。ここで、トランジスタＭ３１のソース−ドレイン間に存在する寄生ダイオードＤ３１に注目する。【００８７】
一般的なｐＭＯＳトランジスタの構造を図１１に示す。同図に示すように、一般的なＭＯＳトランジスタの構造では、ソース−ドレイン（バックゲート）間に寄生ダイオードが形成される。【００８８】
図１０において、トランジスタＭ３１のソース−ドレイン間に流れる電流のうち、トランジスタＭ３２によって抽出信号ＩSIG として抽出されるのは、トランジスタＭ３１のゲート電圧での制御によってソース−ドレイン間を適正に流れる電流分Ｉｐに対応するもののみであり、寄生ダイオードＤ３１を流れる電流分Ｉｄは抽出信号ＩSIG の抽出には寄与しない。従って、この電流分Ｉｄを減らして電流分Ｉｐが多く流れるようにすれば、抽出信号ＩSIG の抽出がより効率的に行えるようになる。【００８９】
この点において、Ｖｔｈキャンセル回路４０は、トランジスタＭ３１のソース−ドレイン間に電流が流れるために必要となるトランジスタＭ３１のソース−ドレイン間の電圧差を小さくすることができる。ここで、この電圧差が小さくなるということは、寄生ダイオードＤ３１のアノード−カソード間の電位差が小さくなるということであり、これはすなわち、寄生ダイオードＤ３１を流れる電流分Ｉｄを減少させる効果をもたらすのである。【００９０】
図１０に示した回路におけるＶｔｈキャンセル回路４０の効果を図１２Ａ及び図１２Ｂを用いて説明する。なお、図１２ＡはＶｔｈキャンセル回路４０が存在しない場合の電圧−電流特性をグラフで示した図であり、図１２ＡはＶｔｈキャンセル回路４０が存在する場合の電圧−電流特性をグラフで示した図である。【００９１】
図１２Ａ及び図１２Ｂにおいて、横軸はトランジスタＭ３１のソース−ドレイン間の電圧差をどちらも表しており、縦軸は電流値をどちらも表している。なお、トランジスタＭ３１に対するトランジスタＭ３２のミラー比を１／Ｍとしている。【００９２】
図１２Ｂのグラフを図１２Ａのグラフと対比すると、Ｖｔｈキャンセル回路４０が存在する場合には、寄生ダイオードＤ３１を流れる電流分Ｉｄが極めて少なくなる、トランジスタＭ３１のソース−ドレイン間の電圧差がごく小さい範囲において、電流分Ｉｐが流れて抽出信号ＩSIG の抽出を行えていることが分かる。【００９３】
このように、図８に示した整流回路１２は、図７に示したものに比べ、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電圧が余り高くない条件の下で抽出信号ＩSIG を抽出できる可能性を有しているのである。【００９４】
次に、図３に示した信号抽出回路の第一の例の構成、すなわち、整流回路１２から出力される電圧を所定値で安定化する制御を行うためにシャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から信号抽出部１４が元の情報信号を抽出する構成と、図６に示した第二の例の構成、すなわち、アンテナ部１１から出力された高周波信号を整流する整流回路１２を流れる電流から信号抽出部３０が元の情報信号を抽出する構成との得失について説明する。【００９５】
図１３について説明する。同図は、図６に示した第二の例における整流回路１２及び信号抽出部３０の入出力特性のシミュレーション結果をグラフで示した図である。なお、図６における整流回路１２及び信号抽出部３０の具体的な回路構成は、図１０に示したものを使用している。【００９６】
図１３において、横軸は、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値Ｉｒを表しており、縦軸は、図１０に示した電流分Ｉｄ、電流分Ｉｐ、及び抽出信号ＩSIG の各々の電流値を表している。【００９７】
図１３において、まず、電流値Ｉｒが比較的少ない場合における、入力電流の最大値（入力ピーク電流）及び最小値（入力ボトム電流）と、抽出信号ＩSIG の最大値（ＩSIG ピーク電流）及び最小値（ＩSIG ボトム電流）との対応に注目する。このように、電流値Ｉｒが比較的少ない場合には、電流分Ｉｄは十分に少ないので、電流値Ｉｒの大小変化に応じた電流分Ｉｐの大小変化が顕著に生じる。従って、抽出信号ＩSIG の大小変化も明瞭であるので、復調回路１５による信号データの生成も適切に行うことができる。【００９８】
次に、図１３において、電流値Ｉｒがある一定値を超えて多い場合における、入力電流の最大値（入力ピーク電流）及び最小値（入力ボトム電流）と、抽出信号ＩSIG の最大値（ＩSIG ピーク電流）及び最小値（ＩSIG ボトム電流）との対応に注目する。このように、電流値Ｉｒが多くなると、電流値Ｉｒの増加分の殆どが電流分Ｉｄとして流れてしまい、電流値Ｉｒの大小変化が電流分Ｉｐの大小変化に現れ難くなる。このために、抽出信号ＩSIG の大小変化も不明瞭になってしまい、復調回路１５による信号データの生成が難しくなる。【００９９】
つまり、リーダ／ライタ装置から放射される電磁波の放射電力が高い場合や、リーダ／ライタ装置とアンテナ部１１との距離が近接している場合などにより、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が多くなると、図６の構成では、その電流値の変化を抽出信号ＩSIG として抽出することが難しくなるのである。アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が少ない場合には、例えば当該高周波信号の変調比（｛（ピーク電流）−（ボトム電流）｝／（ピーク電流））が０．５であるとすると、抽出信号ＩSIG の変調比もほぼ０．５となる。ところが、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が多い場合には、例えば変調比が０．５である高周波信号をアンテナ部１１が出力していても、抽出された抽出信号ＩSIG の変調比が０．０６程度にまで低下していることもある。【０１００】
ここで、例えば、トランジスタＭ３１を形成するＭＯＳトランジスタのサイズを大きくしてトランジスタＭ３１の相互コンダクタンスを高くすることで、大電流がトランジスタＭ３１を流れても寄生ダイオードＤ３１がオン状態とならないようにするという手法がある。しかし、この手法は、ＵＨＦ帯などの非常に高い周波数の高周波信号を搬送波として使用する場合には、トランジスタＭ３１の寄生容量が過大になってしまうため、用いることができない。【０１０１】
これに対し、図３に示した信号抽出回路の第一の例の構成、すなわち、整流回路１２から出力される電圧を所定値で安定化する制御を行うためにシャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から信号抽出部１４が元の情報信号を抽出する構成では、整流回路１２から出力される電流信号が、トランジスタＭ３１により整流された電流分Ｉｐと寄生ダイオードＤ３１により整流された電流分Ｉｄとのどちらであるかということには無関係に、抽出信号ＩSIG の抽出が可能である。但し、図３の構成では、整流回路１２から出力される電流信号が少ない場合、すなわち、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が少ない場合の方が、シャントレギュレータ１３が流すバイパス電流が少なくなるため、信号抽出部１４により抽出される抽出信号ＩSIG の大小変化が不明瞭になってしまい、復調回路１５による信号データの生成が寧ろ難しくなる。【０１０２】
ここで図１４について説明する。同図は、非接触データキャリアであるＲＦＩＤタグの構成の第三の例を示すブロック図である。
図１４において、アンテナ部１１、整流回路１２、コンデンサＣ１０、シャントレギュレータ１３、信号抽出部１４、復調回路１５、デジタル信号処理部１６、メモリ１７、及び変調回路１８は、図３に示したＲＦＩＤタグの構成の第一の例におけるものと同様のものである。【０１０３】
図１４に示した第三の例の構成が図３に示した第一の例の構成と異なる点は、アンテナ部１１から出力された高周波信号を整流する整流回路１２を流れる電流から元の情報信号を抽出する副信号抽出部５０、及び、副信号抽出部５０で抽出される信号と信号抽出部１４で抽出される信号とを加算する加算部５５が追加されており、加算部５５による加算結果が抽出信号ＩSIG として復調回路１５へと送られる点にある。【０１０４】
ここで、副信号抽出部５０は、図６に示した第二の例の構成における信号抽出部３０と同様のものである。つまり、復調回路１５は、整流回路１２を流れる電流から抽出した信号と、シャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から抽出した信号とを足し合わせた抽出信号ＩSIG から信号データの生成を行うのである。こうすることにより、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値の多少によらずに大小変化の明瞭な抽出信号ＩSIG が得られるので、復調回路１５による信号データの生成が適切に行える当該高周波信号の電流値の範囲が拡大する。【０１０５】
なお、本発明を実施する非接触ＩＣカードも、図１４に示したものと同様の構成とすることができる。
ここで図１５について説明する。同図は、図１４における信号抽出回路の具体的な回路構成例を示しており、整流回路１２、シャントレギュレータ１３、信号抽出部１４、副信号抽出部５０、及び加算部５５についての回路構成例を示している。【０１０６】
図１５において、シャントレギュレータ１３及び信号抽出部１４の回路構成は図５に示したものと同一であるのでこれらについての説明は省略する。
整流回路１２は、トランジスタＭ５１、Ｍ５２、及びＭ５３、Ｖｔｈキャンセル回路５１及び５２、並びにコンデンサＣ５１及びＣ５２より構成されている。なお、コンデンサＣ５１及びＣ５２は、図１４におけるコンデンサＣ１０に対応する。【０１０７】
Ｖｔｈキャンセル回路５１は、ｐＭＯＳトランジスタであるトランジスタＭ５１の閾値電圧Ｖｔｈをキャンセルする回路である。ここで、トランジスタＭ５１とＶｔｈキャンセル回路５１との接続は図８に示したものと同一であるので、その動作も図８の回路の動作と同一である。従って、トランジスタＭ５１は、ソース−ドレイン間に高周波電流を流すことで整流を行う。整流して得られた電源信号成分はコンデンサＣ５１に充電される。【０１０８】
一方、Ｖｔｈキャンセル回路５２は、ｎＭＯＳトランジスタであるトランジスタＭ５２の閾値電圧Ｖｔｈをキャンセルする回路である。すなわち、Ｖｔｈキャンセル回路４０は、トランジスタＭ３１のドレイン側（整流出力側）の電圧に対して閾値電圧Ｖｔｈ１の近傍の電圧分だけ高い電圧（閾値電圧Ｖｔｈ１分低い電圧から電圧ΔＶｔｈ分だけ高い電圧）ＶｔｈｈをトランジスタＭ５２のゲートに入力する。こうすることにより、トランジスタＭ５２をオン状態にするためのドレイン−ソース間電圧が電圧ΔＶｔｈ以上で済むようになる。【０１０９】
トランジスタＭ５２のソースには、アンテナ部１１から出力される高周波信号が入力される。トランジスタＭ５２は、アンテナ部１１から出力される高周波信号の変化に応じ、当該ソースへ印加されている当該高周波信号の電圧が当該ドレインの電圧よりも低い期間では、ドレイン−ソース間をオン状態にして電流を流し、当該ソースへ印加されている当該高周波信号の電圧が当該ドレインの電圧よりも高い期間では、ドレイン−ソース間をオフ状態にして電流を遮断する。【０１１０】
トランジスタＭ５２は、このようにしてドレイン−ソース間に高周波電流を流すことで整流を行う。整流して得られた電源信号成分はコンデンサＣ５２に充電される。
以上のように、図１５の整流回路では、トランジスタＭ５１及びＭ５２の両ソースに印加される高周波信号の電圧が正の場合にはトランジスタＭ５１がオン状態となってコンデンサＣ５１を充電し、当該高周波信号の電圧が負の場合にはトランジスタＭ５２がオン状態となってコンデンサＣ５２を充電する。そして、コンデンサＣ５１とコンデンサＣ５２との直列接続の両端から後段の回路へと電源信号成分を供給している。つまり、この図１５の整流回路１２は倍電圧整流回路を構成しているので、図７に示した整流回路１２の約２倍の電圧を後段の回路へ印加することができる。【０１１１】
一方、副信号抽出回路５０を構成しているトランジスタＭ５３はｎＭＯＳトランジスタであり、そのゲートがトランジスタＭ５２のゲートと接続されている。ここで、トランジスタＭ５３のソースにも、アンテナ部１１から出力される高周波信号が入力されている。従って、トランジスタＭ５３は、トランジスタＭ５２のソース−ドレイン間を電流が流れると、その電流値に応じた電流を生成して自己のソース−ドレイン間に流す。このようにして生成された電流がトランジスタＭ５３のドレインから出力される。なお、この電流の大小変化は元の情報信号を表している。【０１１２】
加算部５５は、ｎＭＯＳトランジスタであるトランジスタＭ５４及びＭ５５より構成されている。ここで、トランジスタＭ５４及びＭ５５の両ゲートと、トランジスタＭ５４のドレインとが接続されており、トランジスタＭ５４及びＭ５５の両ソースはグランドノードに接続されている。つまり、トランジスタＭ５４とトランジスタＭ５５とはカレントミラーを形成している。【０１１３】
前述したように、トランジスタＭ２５から流れ出す電流は、信号抽出回路１４によって抽出された信号である。この電流がトランジスタＭ５４のドレイン−ソース間を流れるので、トランジスタＭ５５は、その電流値に応じた電流を生成して自己のソース−ドレイン間に流す。ここで、トランジスタＭ５５のドレインと、副信号抽出回路５０であるトランジスタＭ５３のドレインとが接続されており、この接続点から抽出信号ＩSIG が取り出されている。従って、抽出信号ＩSIG は、トランジスタＭ５５のドレイン−ソース間を流れる電流、すなわち信号抽出回路１４によって抽出された信号と、トランジスタＭ５３のドレイン−ソース間を流れる電流、すなわち副信号抽出回路５０によって抽出された信号とが足し合わされたものとなる。【０１１４】
なお、図１４における整流回路１２は倍電圧整流回路に限定されるものではなく、例えば図７に示したような構成のもの等、種々の回路構成を採用することができる。
次に図１６について説明する。同図は、非接触データキャリアであるＲＦＩＤタグの構成の第四の例を示すブロック図である。【０１１５】
図１６において、アンテナ部１１、整流回路１２、コンデンサＣ１０、シャントレギュレータ１３、信号抽出部１４、復調回路１５、デジタル信号処理部１６、メモリ１７、及び変調回路１８は、図３に示したＲＦＩＤタグの構成の第一の例におけるものと同様のものである。また、図１６における副信号抽出部５０も、図１４に示したＲＦＩＤタグの構成の第三の例におけるものと同様のものである。【０１１６】
図１６に示した第四の例の構成が図１４に示した第三の例の構成と異なる点は、加算部５５が削除され、その代わりに、信号抽出部１４により抽出された情報信号と副信号抽出部５０により抽出された情報信号とのうちのどちらか一方の選択を行う選択部として、信号切り替え制御部６０とスイッチ６４−１及び６４−２とが設けられている点にある。【０１１７】
図１６において、信号切り替え制御部６０は、ピーク検出部６１−１及び６１−２と、制御回路６２と、インバータ６３とより構成されている。
ピーク検出回路６１−１は、信号抽出回路１４によって抽出された信号のピーク（最大値）を検出し、ピーク検出回路６１−２は、副信号抽出回路５０によって抽出された信号のピーク（最大値）を検出する。【０１１８】
制御回路６２は、検出された２つのピークのうち大きい方を選択する制御を行う。この制御により、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が多く、シャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から信号抽出回路１４によって抽出される信号が十分に大きい場合には、当該信号が選択され、一方、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が少なく、シャントレギュレータ１３が流すバイパス電流から信号抽出回路１４によって抽出される信号が小さい場合には、整流回路１２を流れる電流から副信号抽出回路５０が抽出した信号が選択される。【０１１９】
スイッチ６４−１は信号抽出回路１４によって抽出された信号を復調回路１５へ導く線路を開閉し、スイッチ６４−２は副信号抽出回路５０によって抽出された信号を復調回路１５へ導く線路を開閉する。スイッチ６４−１及びスイッチ６４−２の開閉制御は、制御回路６２による選択結果を示す制御信号に基づいて行われるが、スイッチ６４−２に対する当該制御信号は、その論理がインバータ６３によって反転されている。従って、スイッチ６４−１及びスイッチ６４−２は、一方が短絡状態にある場合には、他方は必ず開放状態となる。【０１２０】
このように、信号切り替え制御部６０は、信号抽出部１４により抽出された情報信号の大きさと副信号抽出部５０により抽出された情報信号の大きさとの比較を行い、この比較結果に基づいて選択を行い、この選択結果に基づいてスイッチ６４−１及びスイッチ６４−２の制御を行う。この結果、信号切り替え制御部６０によって選択された情報信号が抽出信号ＩSIG として復調回路１５へ送られる。こうすることにより、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が多い場合には、信号抽出部１４により抽出された情報信号に基づいた信号データの生成を復調回路１５で行い、アンテナ部１１から出力される高周波信号の電流値が少ない場合には、信号抽出部１４により抽出された情報信号に基づいた信号データの生成を復調回路１５で行うようにすることができる。つまり、高周波信号の電流値の多少によらずに大小変化の明瞭な情報信号が得られるので、復調回路１５による信号データの生成を、高周波信号の電流値の多少によらずに適切に行うことができる。【０１２１】
なお、本発明を実施する非接触ＩＣカードも、図１６に示したものと同様の構成とすることができる。
以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は、上述した各実施形態に限定されることなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良・変更が可能である。【０１２２】
例えば、上述した形態では、各トランジスタとしてＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用したが、その代わりに、ＭＥＳ（Metal Semiconductor ）ＦＥＴやＭＩＳ（Metal Insulator Semiconductor ）ＦＥＴ、あるいはバイポーラトランジスタを使用して復調回路１５を構成することも可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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