(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、前記トランスの１次側に設けられた一対のスイッチ素子及び一対のコンデンサを有するハーフブリッジ回路と、直列に接続された前記一対のスイッチ素子の接続部と直列に接続された前記一対のコンデンサの接続部に入力端が接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の出力端から出力される出力電圧を平滑する平滑回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記一対のスイッチ素子の動作を制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置であって、前記ブリッジ回路の出力電圧が、前記平滑回路を介して、前記制御回路に、動作用の電圧として供給されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記平滑回路が、前記ブリッジ回路の出力電圧を平滑する平滑用コンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記一対のスイッチ素子のうちいずれか一方のスイッチ素子がオンしている期間に前記ブリッジ回路の入力端に供給される電圧が、前記ハーフブリッジ回路に供給される入力電圧の約半分であることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記ブリッジ回路の出力電圧を降圧する降圧回路をさらに備え、前記ブリッジ回路の出力電圧が、前記降圧回路及び前記平滑回路を介して、前記制御回路に供給されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチング電源装置として、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。代表的なＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。
【０００３】
図５は、従来のこの種のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【０００４】
図５に示されるように、従来のスイッチング電源装置は、トランス１の１次側に設けられたハーフブリッジ回路２と、トランス１の２次側に設けられた整流回路３と、整流回路３の後段に設けられた平滑回路４と、絶縁回路５を介して出力電圧Ｖｏを監視しこれに基づいてハーフブリッジ回路２に含まれる第１及び第２のメインスイッチ６、７のオン／オフを制御する制御回路８とを備える。ハーフブリッジ回路２は、第１及び第２のメインスイッチ６、７の他、入力電源９の両端間に直列に接続された第１及び第２の入力コンデンサ１０、１１を備え、第１及び第２のメインスイッチ６、７の節点と第１及び第２の入力コンデンサ１０、１１の節点との間に、トランス１の１次巻線が接続されている。また、整流回路３は、第１及び第２のダイオード１２、１３からなり、平滑回路４は、平滑用インダクタ１４及び平滑用コンデンサ１５からなる。これら整流回路３と平滑回路４は、出力回路を構成している。
【０００５】
このような構成において、第１及び第２のメインスイッチ６、７は、制御回路８による制御のもと所定のデッドタイムをはさんで交互にオンし、これによって、入力電圧Ｖｉｎ及びトランス１の巻数比により決まる出力電圧Ｖｏが負荷１６に与えられる。
【０００６】
ここで、制御回路８を動作させるためには、当然ながら、所定の電圧を有する動作電源（以下、「補助電源」という）が必要となるが、かかる補助電源の電圧Ｖｃｃは、一般に入力電圧Ｖｉｎよりも低いため、入力電圧Ｖｉｎをそのまま制御回路８に供給することはできない。このため、従来のスイッチング電源装置においては、入力電圧Ｖｉｎを分圧する抵抗回路１７を備え、これによって降圧された電圧Ｖｃｃを補助電源として用いている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５に示した従来のスイッチング電源装置においては、抵抗回路１７において発生する損失が大きく、このためスイッチング電源装置の変換効率が低下するという問題があった。かかる問題は、入力電圧Ｖｉｎと補助電源の電圧Ｖｃｃとの差が大きいほど顕著となる。
【０００８】
一方、特開２０００−２３４６１号公報においては、トランスに補助巻線を設け、かかる補助巻線に発生する電圧を補助電源の電圧Ｖｃｃとして利用する手法が開示されているが、この手法においてはトランスの主巻線の占積率が低下することから、トランス全体のサイズが増大したり、損失の低下を招くという新たな問題が生じてしまう。
【０００９】
したがって、本発明の目的は、トランスに補助巻線を設けることなく、効率的に補助電源を生成することのできるスイッチング電源装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、トランスと、前記トランスの１次側に設けられた一対のスイッチ素子及び一対のコンデンサを有するハーフブリッジ回路と、直列に接続された前記一対のスイッチ素子の接続部と直列に接続された前記一対のコンデンサの接続部に入力端が接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の出力端から出力される出力電圧を平滑する平滑回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記一対のスイッチ素子の動作を制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置であって、前記ブリッジ回路の出力電圧が、前記平滑回路を介して、前記制御回路に、動作用の電圧として供給されることを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００１１】
本発明によれば、トランスの前記１次側の電圧を整流するブリッジ回路を備えていることから、従来のスイッチング電源装置のように、入力電源の電圧を直接降圧することによって補助電源を生成する場合に比べて、補助電源の生成効率が大幅に高められる。
【００１２】
本発明の好ましい実施態様においては、前記平滑回路が、前記ブリッジ回路の出力電圧を平滑する平滑用コンデンサである。
【００１３】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記一対のスイッチ素子のうちいずれか一方のスイッチ素子がオンしている期間に前記ブリッジ回路の入力端に供給される電圧が、前記ハーフブリッジ回路に供給される入力電圧の約半分である。
【００１４】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記ブリッジ回路の出力電圧を降圧する降圧回路をさらに備え、前記ブリッジ回路の出力電圧が、前記降圧回路及び前記平滑回路を介して、前記制御回路に供給される。
【００１５】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、起動時においては前記補助電源の電圧を生成し、動作安定後においてはその動作を停止する起動回路をさらに備えている。
【００１６】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記降圧回路及び前記起動回路にはいずれもツェナーダイオードが含まれており、前記起動回路に含まれるツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記降圧回路に含まれるツェナーダイオードのツェナー電圧よりも低く設定されている。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００１８】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置２０の回路図である。
【００１９】
図１に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置２０は、従来のスイッチング電源装置と同様、いわゆるハーフブリッジ型のスイッチング電源装置であり、従来のスイッチング電源装置が備える抵抗回路１７の代わりに、ブリッジ回路２１、平滑用コンデンサ２２及び起動回路２３が設けられている点において異なる。その他の構成については従来のスイッチング電源装置と同様であるので、従来のスイッチング電源装置と同じ構成要素については、図５と同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００２０】
ブリッジ回路２１は、図１に示されるように、一方の入力端が第１のメインスイッチ６と第２のメインスイッチ７の節点に接続され、他方の入力端が第１の入力コンデンサ１０と第２の入力コンデンサ１１の節点に接続されている。また、ブリッジ回路２１の出力端間には平滑用コンデンサ２２が接続されており、かかる平滑用コンデンサ２２の両端間の電圧は、制御回路８の動作電源である補助電源の電圧Ｖｃｃとして用いられる。
【００２１】
図２は、起動回路２３の回路図である。
【００２２】
図２に示されるように、起動回路２３は、ツェナーダイオード２４と、トランジスタ２５と、ベース−コレクタ間抵抗２６とを備え、端子ａと端子ｃとの間にツェナー電圧を超える電圧が印加された場合に、端子ｂと端子ｃとの間にツェナー電圧にほぼ等しい電圧を発生させる。起動回路２３の端子ａは、入力電源９の高位側電極に接続され、端子ｂは平滑用コンデンサ２２の高位側電極に接続され、端子ｃは平滑用コンデンサ２２の低位側電極に接続されているので、入力電源９が投入されると、平滑用コンデンサ２２の両端間にツェナー電圧とほぼ等しい電圧を発生させることができる。このため、入力電源９の投入時においては、制御回路８は、起動回路２３より与えられる電圧Ｖｃｃによって直ちに動作可能な状態となる。
【００２３】
ここで、ツェナーダイオード２４のツェナー電圧は、入力電圧Ｖｉｎの半分よりもやや低く設定されている。このため、以下に詳述するように、入力電源９の投入から所定の時間が経過すると、起動回路２３からの補助電源の供給は自動的に停止される。
【００２４】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置２０の動作について説明する。
【００２５】
図３は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置２０の動作を示すタイミングチャートである。図３において、ＧＳ１とは、第１のメインスイッチ６のゲートに供給される制御信号を意味し、ＧＳ２とは、第２のメインスイッチ７のゲートに供給される制御信号を意味する。また、Ｖ１とは、第２の入力コンデンサ１１の両端間の電圧を意味し、Ｖ２とは、第２のメインスイッチ７の両端間の電圧を意味し、Ｖ３とは、ブリッジ回路２１の出力端間の電圧を意味し、Ｖ４とは、整流回路３の出力電圧を意味する。
【００２６】
図３に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置２０においては、第１及び第２のメインスイッチ６、７が制御回路８による制御のもと、所定のデッドタイムをはさんで交互に駆動され、これにより、その節点の電圧Ｖ１は、第１のメインスイッチ６がオンしている期間においては入力電源９の電圧Ｖｉｎと等しくなり、第２のメインスイッチ７がオンしている期間においてはゼロとなる。また、第１及び第２のメインスイッチ６、７がいずれもオフしている期間においては、Ｖ１＝１／２Ｖｉｎとなる。
【００２７】
一方、第２のメインスイッチ７の両端間の電圧Ｖ２は、第１及び第２のメインスイッチ６、７のオン／オフに関わらずほぼ一定であり、その値は約１／２Ｖｉｎとなる。したがって、第１及び第２のメインスイッチ６、７がいずれもオフしている期間においては、Ｖ１＝Ｖ２＝１／２Ｖｉｎとなる。
【００２８】
このような電圧Ｖ１及びＶ２がブリッジ回路２１によって整流されると、その出力電圧Ｖ３は、図３に示されるように波高値がＶ２（＝１／２Ｖｉｎ）であるパルス波形となる。かかる電圧Ｖ３は、平滑用コンデンサ２２によって平滑されてＶｃｃとなり、補助電源として制御回路８に与えられる。これにより、制御回路８は、ブリッジ回路２１及び平滑用コンデンサ２２より与えられる電圧Ｖｃｃによって、継続的に動作可能な状態となる。ここで、ブリッジ回路２１及び平滑用コンデンサ２２よる電圧Ｖｃｃの生成は、従来のスイッチング電源装置のように抵抗回路１７を用いた場合と比べ、極めて低損失である。
【００２９】
尚、上述のとおり、起動回路２３に含まれるツェナーダイオード２４のツェナー電圧が入力電圧Ｖｉｎの半分よりもやや低く設定されているため、ブリッジ回路２１からの出力電圧Ｖ３が安定すると、起動回路２３の端子ｂの電圧が１／２Ｖｉｎ（＞ツェナー電圧）となり、トランジスタ２５が逆バイアスされる。このため、入力電源９の投入から所定の時間が経過し、ブリッジ回路２１からの出力電圧Ｖ３が安定すると、起動回路２３からの補助電源の供給は自動的に停止される。
【００３０】
一方、トランス１の２次側の動作は従来のスイッチング電源装置と同様であり、整流回路３の出力電圧Ｖ４は入力電圧Ｖｉｎ及びトランス１の巻数比により決まるパルス波形となり、これが平滑回路４によって平滑されて出力電圧Ｖｏとなり、負荷１６に与えられる。
【００３１】
このように、本実施態様によるスイッチング電源装置２０においては、ブリッジ回路２１及び平滑用コンデンサ２２を用いて、入力電圧Ｖｉｎの約半分の電圧を有する補助電源を生成しているので、トランスに補助巻線を設けることなく効率的に制御回路８を動作させることができる。特に、本実施態様においては、補助電源の電圧Ｖｃｃが入力電圧Ｖｉｎの約半分となるので、制御回路８の動作電圧が入力電圧Ｖｉｎの約半分である場合に好適である。
【００３２】
また、本実施態様によるスイッチング電源装置２０においては、入力電源９の投入時において制御回路８に動作電圧Ｖｃｃを供給し、ブリッジ回路２１からの出力電圧Ｖ３が安定すると自動的に動作を停止する起動回路２３が備えられていることから、入力電源９の投入後、直ちに制御回路８を動作させることができるとともに、動作安定後における損失の増大が防止される。
【００３３】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【００３４】
図４は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の回路図である。
【００３５】
図４に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０は、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置２０に対し、ブリッジ回路２１と平滑用コンデンサ２２との間に降圧回路２４が負荷されている点において異なる。その他の構成については上記実施態様にかかるスイッチング電源装置２０と同様であるので、重複する説明は省略する。
【００３６】
降圧回路２４の具体的な回路構成は、図２に示した起動回路２３の回路構成と同様である。ここで、降圧回路２４の端子ａは、ブリッジ回路２１の高位側出力端に接続され、端子ｂは平滑用コンデンサ２２の高位側電極に接続され、端子ｃは平滑用コンデンサ２２の低位側電極に接続されている。また、降圧回路２４においては、ツェナー電圧がＶｃｃに設定されている。したがって、降圧回路２４は、端子ａと端子ｃとの間にＶｃｃを超える電圧が印加された場合に、端子ｂと端子ｃとの間に電圧Ｖｃｃを発生させる。
【００３７】
また、本実施態様においては、起動回路２３のツェナー電圧が、降圧回路２４のツェナー電圧よりもやや低く設定されている。
【００３８】
このような構成からなる降圧回路２４が負荷されたスイッチング電源装置３０においては、Ｖｉｎ＞２Ｖｃｃである範囲において、入力電圧Ｖｉｎと補助電源の電圧Ｖｃｃとの関係を任意に設定することができるので、制御回路８の動作電圧と入力電圧Ｖｉｎとが大きく異なっている場合においても適用可能となる。この場合においても、ブリッジ回路２１によって入力電圧Ｖｉｎが低損失にて約半分に降圧されているので、効率的に制御回路８を動作させることができる。
【００３９】
また、本実施態様においても、起動回路２３は、入力電源９の投入時において制御回路８に動作電圧を供給する一方、そのツェナー電圧が降圧回路２４のツェナー電圧よりもやや低く設定されていることから、ブリッジ回路２１の出力電圧Ｖ３が安定するとその動作を自動的に停止させる。このため、上記実施態様と同様、動作安定後における損失の増大が防止される。
【００４０】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４１】
すなわち、本発明は、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置である限り、上記各実施態様において示したスイッチング電源装置２０、３０とは異なる回路構成を有するスイッチング電源装置に適用することも可能である。例えば、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置２０、３０においては、整流回路３として第１及び第２のダイオード１２、１３からなる整流回路を用いているが、トランジスタを用いた同期整流型の整流回路を用いても構わない。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トランスに補助巻線を設けることなく、効率的に補助電源を生成することのできるスイッチング電源装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置２０の回路図である。
【図２】起動回路２３の回路図である。
【図３】スイッチング電源装置２０の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の回路図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
１  トランス
２  ハーフブリッジ回路
３  整流回路
４  平滑回路
５  絶縁回路
６  第１のメインスイッチ
７  第２のメインスイッチ
８  制御回路
９  入力電源
１０  第１の入力コンデンサ
１１  第２の入力コンデンサ
１２  第１のダイオード
１３  第２のダイオード
１４  平滑用インダクタ
１５  平滑用コンデンサ
１６  負荷
１７  抵抗回路
２０  スイッチング電源装置
２１  ブリッジ回路
２２  平滑用コンデンサ
２３  起動回路
２４  降圧回路
３０  スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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