(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プログラム可能な信号帯域幅を有する回路であって、
第１の充放電デバイスと、
前記第１の充放電デバイスに結合され、放電イネーブル信号に制御されることにより、第１の放電経路を提供する第１のリセットデバイスと、
前記第１の充放電デバイスに結合される第１の可変コンデンサデバイスと、
を含み、
前記放電イネーブル信号が前記第１のリセットデバイスをオフにするとき、前記第１の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の制御信号に従い、前記第１の充放電デバイスに対し第１の総等価コンデンサを生成し、ｎは、０より大きい整数であり、
前記放電イネーブル信号が前記第１のリセットデバイスをオンするとき、前記第１のリセットデバイスは、前記第１の充放電デバイス及び前記第１の可変コンデンサデバイスに蓄積された電荷を放電する前記第１の放電経路を前記第１の充放電デバイス及び前記第１の可変コンデンサデバイスに提供する、回路。
【請求項２】
前記第１の充放電デバイスに結合される第１の端部と、
第２の端部と、
前記第２の端部に結合される第２の充放電デバイスと、
前記第２の充放電デバイスに結合され、前記放電イネーブル信号に制御されることにより、第２の放電経路を提供する第２のリセットデバイスと、
前記第２の充放電デバイスに結合される第２の可変コンデンサデバイスと、
をさらに含み、
前記放電イネーブル信号が前記第２のリセットデバイスをオフにすると、前記第２の可変コンデンサデバイスは、前記ｎ個の制御信号に従い、前記第２の充放電デバイスに対し第２の総等価コンデンサを生成する、
請求項１に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項３】
前記第１のリセットデバイスは、
前記第１の充放電デバイスに結合されるドレインを有し、少なくとも１つのリセット制御信号により制御される少なくとも１つの第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのソースに結合され、前記放電イネーブル信号により制御される第２のトランジスタと、
を含む請求項２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項４】
前記第２のリセットデバイスは、
前記第２の充放電デバイスに結合されるドレインを有し、少なくとも１つのリセット制御信号により制御される少なくとも１つの第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタのソースに結合され、前記放電イネーブル信号により制御される第４のトランジスタと、
を含む請求項２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項５】
前記第１の可変コンデンサデバイスは、
前記第１のリセットデバイスに結合される複数のドレインを有し、ｎ個の制御信号によりそれぞれ制御されるｎ個の第５のトランジスタと、
前記ｎ個の第５のトランジスタのソースに結合されるｎ個の第１のコンデンサと、
を含む請求項２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項６】
前記第２の可変コンデンサデバイスは、
前記第２のリセットデバイスに結合される複数のドレインを有し、前記ｎ個の制御信号によりそれぞれ制御されるｎ個の第６のトランジスタと、
前記ｎ個の第６のトランジスタのソースに結合されるｎ個の第２のコンデンサと、
を含み、
前記ｎ個の第１のコンデンサの容量は、異なるかまたは同一であり、前記ｎ個の第２のコンデンサの容量は、異なるかまたは同一である、
請求項５に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項７】
前記第１の充放電デバイスは、第３のコンデンサであり、前記第２の充放電デバイスは、第４のコンデンサである、請求項２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項８】
前記第１の端部に結合される第１の出力端と、前記第２の端部に結合される第２の出力端とを有し、第３の信号にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施す少なくとも１つのフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスを含み、前記第３の信号は、前記フィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンの後に離散信号になる、
請求項２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項９】
前記フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスに結合され、無線周波数信号と、基準信号とを混合することにより、前記第３の信号を生成するミキサをさらに含み、前記第３の信号は、連続時間信号、または、離散信号であり、前記基準信号は、周波数ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｋを有し、ｆｃは、前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは、前記第３の信号の周波数であり、ｋは、０より大きい整数である、請求項８に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項１０】
前記第３の信号は、中間周波信号、または、ベースバンド信号である、請求項９に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路。
【請求項１１】
プログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法であって、
第１の充放電デバイスを提供する工程と、
放電イネーブル信号に従い、第１の充放電経路を提供するかどうかを決定する工程と、
前記第１の充放電デバイスに結合される第１の可変コンデンサデバイスを提供する工程であって、前記第１の充放電経路が設けられない場合、前記第１の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の制御信号に従い、前記第１の充放電デバイスに対し第１の総等価コンデンサを生成し、ｎは、０より大きい整数であり、前記第１の充放電経路が提供されたとき、前記第１の充放電デバイス及び前記第１の可変コンデンサデバイスに蓄積された電荷が前記第１の充放電経路から放電される工程と、
第１の信号を受信し、該第１の信号により前記第１の充放電デバイスと、前記第１の総等価コンデンサとを充電する工程と、
を含む方法。
【請求項１２】
第２の信号を受信し、第２の充放電デバイスを提供する工程と、
前記放電イネーブル信号に従い、第２の充放電経路を提供するかどうかを決定する工程と、
前記第２の充放電デバイスに結合される第２の可変コンデンサデバイスを提供する工程であって、前記第２の充放電経路が設けられないとき、前記第２の可変コンデンサデバイスは、前記ｎ個の制御信号に従い、前記第２の充放電デバイスに対し第２の総等価コンデンサを生成する工程と、
第２の信号を受信し、該第２の信号により前記第２の充放電デバイスと、前記第２の総等価コンデンサとを充電する工程と、
前記第１の充放電デバイスと、前記第２の充放電デバイスとの間の出力電圧差を得る工程と、
をさらに含む請求項１１に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１３】
前記第１の可変コンデンサデバイスは、
第１のリセットデバイスに結合される複数のドレインを有し、ｎ個の制御信号によりそれぞれ制御されるｎ個の第５のトランジスタと、
前記ｎ個の第５のトランジスタのソースに結合されるｎ個の第１のコンデンサと、
を含む請求項１２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１４】
前記第２の可変コンデンサデバイスは、
第２のリセットデバイスに結合される複数のドレインを有し、ｎ個の制御信号によりそれぞれ制御されるｎ個の第６のトランジスタと、
前記ｎ個の第６のトランジスタのソースに結合されるｎ個の第２のコンデンサと、
を含み、
前記ｎ個の第１のコンデンサの容量は、異なるかまたは同一であり、前記ｎ個の第２のコンデンサの容量は、異なるかまたは同一である、請求項１３に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１５】
前記第１の充放電デバイスは、第３のコンデンサであり、前記第２の充放電デバイスは、第４のコンデンサである、請求項１２に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１６】
第３の信号にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施すことにより、前記第１の信号および前記第２の信号を生成する工程をさらに含む、請求項１３に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１７】
無線周波数信号と基準信号とを混合することにより、前記第３の信号を生成する工程であって、前記第３の信号は、連続時間信号、または、離散信号である工程をさらに含む、請求項１６に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１８】
前記第３の信号は、中間周波信号、または、ベースバンド信号である、請求項１７に記載のプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法。
【請求項１９】
無線受信機回路であって、
無線周波数信号と基準信号とを混合することにより、第３の信号を生成するミキサであって、前記第３の信号は、連続時間信号、または、離散信号であり、前記基準信号の周波数は、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｋであり、ｆｃは、前記無線周波数信号の周波数であり、ｆＩＦは、前記第３の信号の周波数であり、ｋは、０より大きい整数であるミキサと、
第１の出力端と、第２の出力端とを含む少なくとも１つのフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスであって、第３の信号に前記フィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施すことにより、前記第１の出力端で第１の信号を生成し、前記第２の出力端で第２の信号を生成し、前記第１の信号および前記第２の信号は、離散信号である、少なくとも１つのフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスと、
前記第１の出力端および前記第２の出力端にそれぞれ結合される第１の端部および第２の端部と、
前記第１の端部に結合される第１の充放電デバイスと、
前記第１の充放電デバイスに結合され、放電イネーブル信号に制御されることにより、第１の放電経路を提供する第１のリセットデバイスと、
前記第１の充放電デバイスに結合される第１の可変コンデンサデバイスと、
前記第２の端部に結合される第２の充放電デバイスと、
前記第２の充放電デバイスに結合され、前記放電イネーブル信号に制御されることにより、第２の放電経路を提供する第２のリセットデバイスと、
前記第２の充放電デバイスに結合される第２の可変コンデンサデバイスと、
を含み、
前記放電イネーブル信号が前記第１のリセットデバイスをオフにするとき、前記第１の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の制御信号に従い、前記第１の充放電デバイスに対し第１の総等価コンデンサを生成し、前記放電イネーブル信号が前記第２のリセットデバイスをオフにするとき、前記第２の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の制御信号に従い、前記第２の充放電デバイスに対し第２の総等価コンデンサを生成し、ｎは０より大きい整数である、無線受信機回路。
【請求項２０】
前記第１のリセットデバイスは、
前記第１の充放電デバイスに結合されるドレインを有し、少なくとも１つのリセット制御信号により制御される少なくとも１つの第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのソースに結合され、前記放電イネーブル信号により制御される第２のトランジスタと、
を含む請求項１９に記載の無線受信機回路。
【請求項２１】
前記第２のリセットデバイスは、
前記第２の充放電デバイスに結合されるドレインを有し、少なくとも１つのリセット制御信号により制御される少なくとも１つの第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタのソースに結合され、前記放電イネーブル信号により制御される第４のトランジスタと、
を含む請求項１９に記載の無線受信機回路。
【請求項２２】
前記第１の可変コンデンサデバイスは、
前記第１のリセットデバイスに結合される複数のドレインを有し、前記ｎ個の制御信号によりそれぞれ制御されるｎ個の第５のトランジスタと、
前記ｎ個の第５のトランジスタのソースに結合されるｎ個の第１のコンデンサと、
を含む請求項１９に記載の無線受信機回路。
【請求項２３】
前記第２の可変コンデンサデバイスは、
前記第２のリセットデバイスに結合される複数のドレインを有し、前記ｎ個の制御信号によりそれぞれ制御されるｎ個の第６のトランジスタと、
前記ｎ個の第６のトランジスタのソースに結合されるｎ個の第２のコンデンサと、
を含み、
前記ｎ個の第１のコンデンサの容量は、異なるかまたは同一であり、前記ｎ個の第２のコンデンサの容量は、異なるかまたは同一である、
請求項２２に記載の無線受信機回路。
【請求項２４】
前記第１の充放電デバイスは、第３のコンデンサであり、前記第２の充放電デバイスは、第４のコンデンサである、請求項１９に記載の無線受信機回路。
【請求項２５】
前記第３の信号は、中間周波信号、または、ベースバンド信号である、請求項１９に記載の無線受信機回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概ね無線受信機回路およびその方法に関し、特に、プログラム可能な信号帯域を有する回路およびその方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信技術の進歩に伴い、昨今の多くの無線通信受信機のアーキテクチャは、「軽く、薄く、短く、小さく」、そして、省エネを目指し開発されている。一般的に、受信機のフロントエンド回路は、受信機全体で復調されてデコードされる受信信号の正確さを高めるべく、高直線性が要求される。
【０００３】
プロセス技術の進歩によって、多くの製造業者が小型で高速の無線通信受信機を製造できるようなる。しかしながら、利用可能な電源電圧が低下するので、アクティブ回路（アクティブ増幅器）の直線性は低下する。一方、プロセスの進歩により、無線通信受信機の面積が縮小できるのにもかかわらず、無線通信受信機の総面積に対するコンデンサ領域の比率は、逆に増大している。したがって、多くの製造業者は、無線通信受信機のミキサ、フィルタ、サンプラを１つの回路に集積することにより、上記の問題を解決している。
【０００４】
米国特許番号６、９６３、７３２  Ｂ２、および、７、０７９、８２６  Ｂ２は、米国テキサスインスツルメンツにそれぞれ２００５年、２００６年に付与された。２つの特許では、スイッチトキャパシタネットワークを用いてサンプリング、フィルタリング、および、周波数のダウンコンバージョンを同時に行うことができるため、チップ領域を大幅に節約するためのより良い直線性が得られる。しかしながら、２つの特許に開示される受信機は、狭帯域信号にのみフィルタリング効果を発揮し、サンプリングおよび周波数のダウンコンバージョンの間に発生する折返し雑音がシステム全体の性能を低下させる。
【０００５】
図１は、テキサスインスツルメンツにより明らかにされた受信機１０の系統ブロック図である。図１に示されるように、受信機１０は、低雑音相互コンダクタンス増幅器１１、局部発振器１２、デジタル制御ユニット１３、スイッチトキャパシタネットワーク１４、中間周波増幅器１５、アナログ信号プロセッサ１６、および、アナログ・デジタル変換器１７を含む。構成要素の結合関係は、図１の参照により明らかであり、ここでは説明しない。
【０００６】
低雑音相互コンダクタンス増幅器１１は、無線チャンネルから無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを受信し、受信した無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを電圧信号から対応する電流信号へと変換し、変換された電流信号を増幅する。局部発振器１２は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数と同じ周波数を有する発振信号をデジタル制御ユニット１３に対し発する。デジタル制御ユニット１３は、スイッチトキャパシタネットワーク１４に対し、発振信号に従う異なる位相を有する複数のクロック制御信号を発することにより、スイッチトキャパシタネットワーク１４内の各コンデンサの充電および放電を制御する。スイッチトキャパシタネットワーク１４は、サンプリング、フィルタリング、周波数ダウンコンバージョンの目的を達成すべく、異なる位相を有するクロック信号に従い、その内部に有する異なるコンデンサを充放電する。中間周波増幅器１５は、スイッチトキャパシタネットワーク１４により出力された中間周波数（ＩＦ）帯域の信号を増幅し、増幅された信号をアナログ信号処理ユニット１６に送信する。アナログ信号処理ユニット１６は、受信された信号にアナログ信号処理を施し、処理された信号をアナログ・デジタル変換器１７に送信する。最後に、アナログ・デジタル変換器１７は、受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。デジタル信号は、ベースバンド信号ＢＢ＿ｓｉｇである。
【０００７】
図２は、受信機１０におけるスイッチトキャパシタネットワーク１４の回路図である。図２に示すように、スイッチトキャパシタネットワーク１４は、複数のコンデンサＣ、２つの負荷コンデンサＣＡ、および、複数のトランジスタを含む。局部発振器１２により出力される発振信号に従い、制御信号Ｓ１−Ｓ８、Ｒ１−Ｒ８およびＳＨ１−ＳＨ８がデジタル制御ユニット１３により生成される。制御信号ＳＨ１−ＳＨ８が制御されるトランジスタをオンにすると、コンデンサＣは、トランジスタを介し放電されることができる。図２の回路により、スイッチトキャパシタネットワーク１４は、サンプリング、フィルタリング、および、周波数ダウンコンバージョンを実行できる。
【０００８】
受信機１０は、サンプリング、フィルタリング、および、周波数ダウンコンバージョンを実行できるようなスイッチトキャパシタネットワーク１４のアーキテクチャを採用している。しかしながら、スイッチトキャパシタネットワーク１４は、受信機１０が狭帯域信号をフィルタリングして受信するためだけに用いられるよう、負荷コンデンサＣＡにおいて一次無限インパルス応答（Ｆｉｒｓｔ  Ｏｒｄｅｒ  ＩＩＲ）を生成するであろうし、サンプリングおよび周波数ダウンコンバージョンの間に生成される折返し雑音が受信機１０全体の性能を低下させる。さらに、発振信号の周波数が高いほど、局部発振器１２の電力消費量も大きくなるだろう。局部発振器１２の発振信号の周波数は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数と同様なので、受信機１０の電力消費量はより大きくなる。
【０００９】
図３は、スイッチトキャパシタネットワーク１４の周波数応答曲線図である。図３に示すように、スイッチトキャパシタネットワーク１４の周波数応答曲線Ｃ００は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの周波数応答曲線Ｃ０１、ＩＩＲフィルタの周波数応答曲線Ｃ０２、および、図示されないＦＩＲフィルタの周波数応答曲線からなる。スイッチトキャパシタネットワーク１４は、ＩＩＲを生成するので、受信機１０は、狭帯域信号のフィルタリングおよび受信のみに使用され得る。要するに、周波数応答曲線Ｃ００の応答は、２つのＦＩＲおよび１つのＩＩＲ後の等価応答に等しい。
【００１０】
さらに、Ｊａｋｏｎｉｓらは、２００５年６月に別の受信機のアーキテクチャを明らかにしている。２００５年６月、固体素子回路に関するＩＥＥＥジャーナルＶｏｌ．４０、Ｎｏ．６に掲載されたＤａｒｉｕｓ  Ｊａｋｏｎｉｓ、Ｋａｌｌｅ  Ｆｏｌｋｅｓｓｏｎ、Ｊｅｒｚｙ  Ｄａｂｒｏｗｓｋｉ、および  Ｃｈｒｉｓｔｅｒ  Ｓｖｅｎｓｓｓｏｎによる「０．１８ｕｍＣＭＯＳにおけるＡ２．４ＧＨｚ  ＲＦサンプリング受信機のフロントエンド」を参照されたい。この論文に開示された受信機は、入力周波数をサンプリング周波数の約１／４に変換することにより、中間周波信号を生成し、中間周波信号を変換してベースバンド信号にする。その原理は、サンプリング、フィルタリング、および、周波数ダウンコンバージョンの目的を達成すべく、サンプルホールド型ミキサ（Ｓ／Ｈミキサ）とフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスとを用いることである。
【００１１】
次に、図４は、Ｊａｋｏｎｉｓらによって明らかにされた受信機２０の系統ブロック図である。図４に示すように、受信機２０は、アンテナ２８、無線周波フィルタ２１、低雑音増幅器２２、Ｓ／Ｈミキサ２３、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑ、クロック回路２５、局部発振器２６、および、アナログ・デジタル変換器２７Ｉおよび２７Ｑを含む。構成要素の結合関係は、図４に示すとおりであり、ここでは説明しない。
【００１２】
アンテナ２８は、無線チャンネルから無線周波数信号を受信して受信された無線周波数信号をフィルタリングする無線周波フィルタ２１へと送信する。次に、低雑音増幅器２２は、無線周波フィルタ２１の出力信号を増幅して増幅された出力信号をＳ／Ｈミキサ２３へと送信する。局部発振器２６は、クロック回路２５に対し発振信号を発し、クロック回路２５は、複数の基準信号および１つのサンプリング信号を生成する。サンプリング信号と無線周波数信号のとの周波数比は４：９である。Ｓ／Ｈミキサ２３は、無線周波数信号をサンプリングし、サンプリング値とサンプリング信号とを混合することにより、中間周波信号を生成する。中間周波信号は、離散信号であり、中間周波信号の周波数は、サンプリング信号の周波数の１／４である。その後、中間周波信号は、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑのそれぞれに入り、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑは、複数の基準信号にそれぞれ従い中間周波信号にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施すことにより、Ｉチャネルベースバンド信号とＱチャネルベースバンド信号とを生成する。最後に、アナログ・デジタル変換器２７Ｉおよび２７Ｑは、それぞれ、Ｉチャネルベースバンド信号とＱチャネルベースバンド信号とをＩチャネルデジタルベースバンド信号とＱチャネルデジタルベースバンド信号とに変換する。
【００１３】
図５は、受信機２０のすべての周波数動作区間のスペクトルを示す概略図である。図５および４を参照すると、ＲＦ区間、すなわち、無線周波数信号を混合する前は、無線周波数信号の周波数は、ｆｃであり、ここでは、ｆｓは、サンプリング周波数、ｆｉｍは、画像周波数、ｆＩＦは、中間周波数、ＢＷＲＦは、無線周波数信号の帯域幅である。ＩＦ区間、すなわち、中間周波信号の周波数にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施す前は、中間周波信号の周波数は、ｆｓ／４である。ここでは、ｆＡＤＣは、アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数である。最後に、ＢＢ区間、すなわち、中間周波信号の周波数にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施した後、ベースバンド信号の周波数は、０になる。ここでは、ＢＷｃｈは、ベースバンド信号の帯域幅であり、ＢＷＩＦは、中間周波信号の帯域幅である。
【００１４】
次に、図６は、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑのサブ回路図である。フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑは、異なるクロック信号を有する複数のサブ回路からなる。図６に示すように、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑのサブ回路は、複数のトランジスタ、および、複数のコンデンサＣｎ１−Ｃｎ６、Ｃｐ１−Ｃｐ５、ＣＤｎ、およびＣＤｐを含む。クロック回路２５により生成される複数の基準信号ｃｌｋ１−ｃｌｋ２４およびｃｌｋＤ１−ｃｌｋＤ４は、コンデンサＣｎ１−Ｃｎ６、Ｃｐ１−Ｃｐ５、ＣＤｎ、およびＣＤｐの充電および電荷集積を行うべく、図６における複数の対応するトランジスタのオンまたはオフを制御する。コンデンサＣｎ１−Ｃｎ６、Ｃｐ１−Ｃｐ５、ＣＤｎ、およびＣＤｐの充電および電荷集積を制御することにより、最終的に、ＯＵＴｐの信号からＯＵＴｎの信号が差し引かれ、中間周波信号にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンが施された後に生成されるベースバンド信号が得られる。
【００１５】
受信機２０は、まず入力周波数を変換してサンプリング周波数の約１／４の周波数にし、中間周波信号を生成する。そして中間周波信号に周波数ダウンコンバージョンを施し、ベースバンド信号にする。しかしながら、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑにおける複数のコンデンサは、放電機構がないので、受信機全体に対しＩＩＲを発する可能性もあり、これが全体の帯域幅を狭め、広帯域伝送には適さない。また、受信機２０は、Ｓ／Ｈミキサ２３を用い、サンプリング周波数の整数倍が折返し雑音を形成し、それが受信機２０全体の性能に影響する。
【００１６】
図７は、受信機２０の周波数応答曲線図である。図７に示すように、コンデンサの容量は、正確に設定されおり、コンデンサは、ＩＩＲを生成する放電経路がないことの影響は受けないと仮定すると、受信機２０全体の周波数応答曲線Ｃ０３は、広帯域周波数応答曲線である。実際には、放電経路がないことの影響下では、コンデンサの容量には誤差があり、したがって、受信機２０の実質の周波数応答曲線は、曲線Ｃ０４になる。つまり、実際の周波数応答曲線Ｃ０４は、狭帯域周波数応答曲線になる。
【００１７】
従来の受信機１０および２０は、広帯域周波数応答は為し得ず、最新の無線通信受信機回路は、ブロードバンド、マルチモード、マルチスタンダードの集大成を目指して開発されている。したがって、多くのプロバイダおよび研究機関は、これらの問題を解決する方法を探し求めている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明は、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路であって、広帯域信号の受信に適用できるだけでなく、異なる周波数帯の受信信号に関し、複数の制御信号によって周波数応答の帯域幅をプログラムすることが可能な回路を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法を目的とする。この方法を用いたプログラム可能な信号帯域幅を有する回路は、広帯域信号を受信し、かつ、複数の制御信号により周波数応答の帯域幅をプログラムすることに適用できる。
【００２０】
本発明は、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路を含む無線受信機回路を目的とし、したがって、受信された信号は、広帯域信号になるか、あるいは、特定の周波数帯の信号になり得る。
【００２１】
本発明は、第１の充放電デバイス、第１のリセットデバイス、および、第１の可変コンデンサデバイスを含む、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路を提供する。第１のリセットデバイスは、第１の充放電デバイスに結合され、第１の可変コンデンサデバイスも、第１の充放電デバイスに結合される。第１のリセットデバイスは、放電イネーブル信号により制御され、第１の放電経路を提供する。放電イネーブル信号が第１のリセットデバイスをオフにすると、第１の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の基準信号（ｎは０より大きい整数）に従い、第１の総等価コンデンサを第１の充放電デバイスに対し生成する。
【００２２】
本発明は、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法を提供する。方法は、（ａ）第１の充放電デバイスを提供する工程と、（ｂ）放電イネーブル信号に従い、第１の充放電経路を提供するかどうかを決定する工程と、（ｃ）第１の充放電デバイスに結合される第１の可変コンデンサデバイスを提供する工程であって、第１の充放電経路が提供されない場合、可変コンデンサデバイスは、ｎ個の制御信号に従い、第１の充放電デバイスに対し第１の総等価コンデンサを生成する工程と、（ｄ）第１の信号を受信し、該第１の信号により、第１の充放電デバイスおよび第１の総等価コンデンサが充電される工程と、を含む。
【００２３】
本発明は、ミキサと、少なくとも１つのフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスと、第１の端部と、第２の端部と、第１の充放電デバイスと、第１のリセットデバイスと、第１の可変コンデンサデバイスと、第２の充放電デバイスと、第２のリセットデバイスと、第２の可変コンデンサデバイスとを含む無線受信機回路を提供する。無線周波数信号と基準信号とを混合するためにミキサが用いられることにより、第３の信号が生成される。フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスは、第１の端部に結合される第１の出力端、および、第２の端部に結合される第２の出力端を有する。フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイスは、第３の信号にフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを施すことにより、第１の出力端で第１の信号を、第２の出力端で第２の信号を生成する。第１の信号および第２の信号は、離散信号である。第１の充放電デバイスは、第１の端部に結合され、第１のリセットデバイスは、第１の充放電デバイスに結合される。第１のリセットデバイスは、放電イネーブル信号により制御され、第１の放電経路を提供する。第１の可変コンデンサデバイスは、第１の充放電デバイスに結合される。第２の充放電デバイスは、第２の端部に結合され、第２のリセットデバイスは、第２の充放電デバイスに結合される。第２のリセットデバイスは、放電イネーブル信号により制御され、第２の放電経路を提供する。第２の可変コンデンサデバイスは、第２の充放電デバイスに結合される。放電イネーブル信号が第１のリセットデバイスをオフにすると、第１の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の基準信号に従い第１の充放電デバイスに対し第１の総等価コンデンサを生成する。放電イネーブル信号が第２のリセットデバイスをオフにすると、第２の可変コンデンサデバイスは、ｎ個の基準信号（ｎは０より大きい整数）に従い、第２の充放電デバイスに対し第２の総等価コンデンサを生成する。
【００２４】
本発明では、可変コンデンサデバイス、および、リセットデバイスが適用されることにより、本発明の複数の実施形態により提供されるプログラム可能な信号帯域幅を有する回路および方法は、広帯域周波数応答を生成でき、広帯域無線信号を受信できるようになる。リセットデバイスは、放電経路を提供することができ、したがって、本発明の回路は、放電経路がないことにより生ずる、周波数応答の帯域幅を狭めるＩＩＲの影響を受けなくなる。また、可変コンデンサデバイスは、制御信号に従い、総等価コンデンサを生成することができる。したがって、制御信号を調整することにより、所望のＩＩＲを生成することができ、それによって、周波数応答の帯域幅を制御する。
【００２５】
本発明の特徴および利点をさらに明確にわかりやすくすべく、以下に、複数の実施形態を添付の図面を参照しながら詳細に例示する。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
添付の図面は、本発明のさらなる理解をもたらすべく、本願明細書の一部として含まれる。図面は、本発明の複数の実施形態を示すと共に、本発明の原理を説明する役割を果たす。
【００２７】
【図１】テキサスインスツルメンツにより明らかにされた受信機１０の系統ブロック図である。
【００２８】
【図２】受信機１０におけるスイッチトキャパシタネットワーク１４の回路図である。
【００２９】
【図３】スイッチトキャパシタネットワーク１４の周波数応答曲線図である。
【００３０】
【図４】Ｊａｋｏｎｉｓらにより明らかにされた受信機２０の系統ブロック図である。
【００３１】
【図５】受信機２０のすべての周波数動作区間のスペクトルを示す概略図である。
【００３２】
【図６】フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス２４Ｉおよび２４Ｑのサブ回路図である。
【００３３】
【図７】受信機２０の周波数応答曲線図である。
【００３４】
【図８】本発明の一実施形態に従うプログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０の回路図である。
【００３５】
【図９】プログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０により生成される周波数応答曲線図である。
【００３６】
【図１０】本発明の一実施形態に従う無線受信機回路の系統ブロック図である。
【００３７】
【図１１Ａ】本発明の一実施形態に従うプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法の工程を示すフローチャートである。
【００３８】
【図１１Ｂ】本発明の他の実施形態に従うプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法の工程を示すフローチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
添付の図面に例示されている本発明の実施形態を参照する。図面を通し、同じあるいは同様の部分を参照する場合は、可能な限り同じ参照番号を用いている。
【００４０】
従来の受信機の狭帯域周波数応答を解消すべく、本発明は、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路、および、その方法を提供する。プログラム可能な信号帯域幅を有する回路、および、その方法は、広帯域信号を受信してそれら広帯域信号をフィルタリングすることができる。帯域幅は、異なる必要条件に従いプログラムされてよい。
【００４１】
図８は、本発明の一実施形態に従うプログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０の回路図である。図８では、回路８０は、少なくとも１つのフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００、第１の充放電デバイス８０３、第１のリセットデバイス８０４、第１の可変コンデンサデバイス８０５、第２の充放電デバイス８０６、第２のリセットデバイス８０７、および、第２の可変コンデンサデバイス８０８を含む。回路８０は、二端出力モードを採用するので、第１の端部Ｉ＋および第２の端部Ｉ−を有する。第１の端部Ｉ＋は、第１の充放電デバイス８０３に結合され、第２の端部Ｉ−は、第２の充放電デバイス８０６に結合される。第１の充放電デバイス８０３は、第１のリセットデバイス８０４と第１の可変コンデンサデバイス８０５とに結合され、第２の充放電デバイス８０６は、第２のリセットデバイス８０７と第２の可変コンデンサデバイス８０８とに結合される。フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００は、第１の端部Ｉ＋に結合される第１の出力端ＯＵＴ＋と、第２の端部Ｉ−に結合される第２の出力端ＯＵＴＩ−とを有する。本実施形態では、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００の数によって本発明を限定することを意図しない。言い換えれば、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００の数は、異なる必要条件次第で変化する。さらに、二端出力モードが採用されるので、本実施形態は、第１の充放電デバイス８０３、第１のリセットデバイス８０４、第１の可変コンデンサデバイス８０５、第２の充放電デバイス８０６、第２のリセットデバイス８０７、および、第２の可変コンデンサデバイス８０８を用いる。単端出力が採用される場合は、第１の充放電デバイス８０３、第１のリセットデバイス８０４、および、第１の可変コンデンサデバイス８０５のみが要求される。
【００４２】
フィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００は、入力信号Ｉｎに対しフィルタリングおよび周波数ダウンコンバージョンを実行する（まずフィルタリングしてから低い周波数に変換する）ことにより、第１の出力端ＯＵＴ＋で第１の信号を、また、第２の出力端ＯＵＴ−で第２の信号を生成する。第１の充放電デバイス８０３は、コンデンサＣｎ１、あるいは、充放電機構を有する他の電子的要素であってよく、本実施形態におけるコンデンサＣｎ１と共に提供される。同様に、第２の充放電デバイス８０６は、これに限定されないが、本実施形態のコンデンサＣｎ１と共に提供される。
【００４３】
第１のリセットデバイス８０４は、トランジスタ８０４０および８０４１を含む。トランジスタ８０４０のソースは、トランジスタ８０４１のドレインに結合され、トランジスタ８０４０のドレインは、第１の充放電デバイス８０３に結合される。トランジスタ８０４１は、放電イネーブル信号Ｅｎにより制御される。放電イネーブル信号Ｅｎは、第１のリセットデバイス８０４が第１の充放電デバイス８０３、および、第１の可変コンデンサデバイス８０５に放電経路を提供するかどうかを決定する。トランジスタ８０４０は、リセット制御信号Ｒ１−ＲＭにより制御され、制御信号Ｒ１−ＲＭは、放電経路を提供するときの所望の放電タイミング制御を実現すべく、トランジスタ８０４０を制御する。Ｍは、０より大きい整数である。しかしながら、それは、第１のリセットデバイス８０４の１つの実施態様に過ぎず、本発明を限定する意図はない。
【００４４】
第２のリセットデバイス８０７は、トランジスタ８０７０、および、８０７１を含む。トランジスタ８０７０のソースは、トランジスタ８０７１のドレインに結合され、トランジスタ８０７０のドレインは、第２の充放電デバイス８０６に結合される。トランジスタ８０７１は、放電イネーブル信号Ｅｎにより制御される。放電イネーブル信号Ｅｎは、第２のリセットデバイス８０７が第２の充放電デバイス８０６および第２の可変コンデンサデバイス８０８に放電経路を提供するかどうかを決定する。トランジスタ８０７０がリセット制御信号Ｒ１−ＲＭにより制御され、制御信号Ｒ１−ＲＭがトランジスタ８０７０を制御することにより、放電経路が提供されるときの所望の放電タイミング制御を実現する。しかしながら、それは第２のリセットデバイス８０７の１つの実施態様に過ぎず、本発明を限定する意図はない。
【００４５】
第１の可変コンデンサデバイス８０５は、Ｎ個のトランジスタ８０５１−８０５Ｎと、Ｎ個のコンデンサＣＩＩＲ１−ＣＩＩＲＮとを含み、Ｎは、０より大きい整数である。トランジスタ８０５１−８０５Ｎのソースは、コンデンサＣＩＩＲ１−ＣＩＩＲＮにそれぞれ結合される。トランジスタ８０５１−８０５Ｎのドレインは、第１の充放電デバイス８０３に結合される。トランジスタ８０５１−８０５Ｎは、Ｎ個の制御信号Ｐ１−ＰＮによりそれぞれ制御される。しかしながら、第１の可変コンデンサデバイス８０５の構造は、一実施態様に過ぎず、本発明を限定する意図はない。第１の可変コンデンサデバイス８０５は、第１の充放電デバイス８０３に第１の総等価コンデンサを提供するよう用いられる。すなわち、第１のリセットデバイス８０４が放電経路を提供しなければ、第１の可変コンデンサデバイス８０５は、第１の総等価コンデンサを提供して一次ＩＩＲを生成し、それによって信号帯域を制御する目的を果たす。さらに、Ｎ個のコンデンサＣＩＩＲ１−ＣＩＩＲＮの容量は、異なるかまたは同一であり、主にユーザに望まれる帯域幅に基づいて設計される。
【００４６】
第２の可変コンデンサデバイス８０８は、Ｎ個のトランジスタ８０８１−８０８Ｎ、および、Ｎ個のコンデンサＣＩＩＲ１−ＣＩＩＲＮを含み、Ｎは、０より大きい整数である。トランジスタ８０８１−８０８Ｎのソースは、コンデンサＣＩＩＲ１−ＣＩＩＲＮにそれぞれ結合される。トランジスタ８０８１−８０８Ｎのドレインは、第２の充放電デバイス８０６に結合される。トランジスタ８０８１−８０８Ｎは、Ｎ個の制御信号Ｐ１−ＰＮによりそれぞれ制御される。しかしながら、第２の可変コンデンサデバイス８０８の構造は、一実施態様であり、本発明を限定する意図はない。第２の可変コンデンサデバイス８０８は、第２の充放電デバイス８０６に第２の総等価コンデンサを提供するよう用いられる。すなわち、第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しないと、第２の可変コンデンサデバイス８０８は、第２の総等価コンデンサを提供して一次ＩＩＲを生成し、それによって、信号帯域を制御する目的を果たす。さらに、Ｎ個のコンデンサＣＩＩＲ１−ＣＩＩＲＮの容量は、異なるかまたは同一であり、主にユーザに望まれる帯域幅に基づいて設計される。
【００４７】
制御信号Ｐ１−ＰＮがすべてハイレベルであると仮定すると、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しない場合、第１の信号は、第１の充放電デバイス８０３、および、第１の可変コンデンサデバイス８０５を充電し、第２の信号は、第２の充放電デバイス８０６、および、第２の可変コンデンサデバイス８０８を充電する。この時、生成されるフィルタリング効果は、狭帯域周波数応答となる。第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７は、放電イネーブル信号Ｅｎによりオンにされると、狭帯域周波数応答のフィルタリング効果を引き起こす一次ＩＩＲの生成を妨げるべく、第１の充放電デバイス８０３および第２の充放電デバイス８０６、第１の可変コンデンサ８０５、および、第２の可変コンデンサデバイス８０８が放電経路からそれらの電荷を放出するよう放電経路を提供する。この時、生成されるフィルタリング効果は、広帯域周波数応答となる。
【００４８】
制御信号Ｐ１−ＰＮのすべてがハイレベルでない場合、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７のいずれもが放電経路を提供しなければ、第１の信号は、第１の充放電デバイス８０３、および、制御信号Ｐ１−ＰＮに従い第１の可変コンデンサデバイス８０５により生成される第１の総等価コンデンサを充電する。第２の信号は、第２の充放電デバイス８０６、および、制御信号Ｐ１−ＰＮに従い第２の可変コンデンサデバイス８０８により生成される第２の総等価コンデンサを充電する。制御信号Ｐ１−ＰＮがローレベルのときは０で表され、ハイレベルのときは１で表されると仮定すると、第１の総等価コンデンサ、および、第２の総等価コンデンサは、Ｃｅｑｉｖ＝Ｐ１＊ＣＩＩＲ１＋…＋ＰＮ＊ＣＩＩＲＮである。このとき、生成された周波数応答は、第１の総等価コンデンサおよび第２の総等価コンデンサの影響により一次ＩＩＲを生成し、これが周波数応答の帯域幅を狭めることになる。したがって、回路８０は、制御信号Ｐ１−ＰＮにより信号の帯域幅をプログラムすることができる。
【００４９】
制御信号Ｐ１−ＰＮは、もちろんハイレベルとローレベルとの間の電圧値であってもよい本実施形態では、制御信号Ｐ１−ＰＮは、ハイレベルまたはローレベルであるが、これに限定されない。制御信号Ｐ１−ＰＮの電圧値がハイレベルとローレベルの中間にある場合にトランジスタ８０５１−８０５Ｎ、８０８１−８０８Ｎにより生成されるコンデンサは、制御信号Ｐ１−ＰＮの電圧値がハイレベルかローレベルかのどちらかのみにあるとき生成されるコンデンサとは異なる。したがって、異なる第１および第２の総等価コンデンサは、隣接する制御信号Ｐ１−ＰＮにより生成され得る。
【００５０】
第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電イネーブル信号Ｅｎによりオンにされる場合、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７は、放電経路を提供する。第１の充放電デバイス８０３、および、第１の総等価コンデンサは、放電経路を介して放電する。第２の充放電デバイス８０６、および、第２の総等価コンデンサは、放電経路を介し放電することにより、予想より狭い帯域幅を有する周波数応答を生じる付加的な一次ＩＩＲの生成を妨げる。
【００５１】
図９は、回路８０により生成される周波数応答曲線図である。本実施形態では、Ｎは５であり、Ｃｎ１の容量は１０ｆＦであり、ＣＩＩＲ１の容量は１０ｆＦであり、ＣＩＩＲ２の容量は２０ｆＦであり、ＣＩＩＲ３の容量は４０ｆＦであり、ＣＩＩＲ４の容量は８０ｆＦであり、ＣＩＩＲ５の容量は１６０ｆＦである。制御信号Ｐ１−Ｐ５がすべてローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供する場合、回路８０の周波数応答曲線Ｃ９０は、より広い周波数帯を有する。制御信号Ｐ１−Ｐ５がすべてローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しない場合、回路８０の周波数応答曲線Ｃ９１は、周波数応答曲線Ｃ９０より狭い周波数帯を有するようになる。
【００５２】
制御信号Ｐ１がハイレベルで他の制御信号Ｐ２−Ｐ５がローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しないときの回路８０の周波数応答曲線Ｃ９２を図９に示している。制御信号Ｐ２がハイレベル、他の制御信号Ｐ１、Ｐ３−Ｐ５がローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しない場合の回路８０の周波数応答曲線Ｃ９３を図９に示している。制御信号Ｐ３がハイレベル、他の制御信号Ｐ１、Ｐ２、Ｐ４、Ｐ５がローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しない場合の回路８０の周波数応答曲線Ｃ９４を図９に示している。制御信号Ｐ４がハイレベル、他の制御信号Ｐ１−Ｐ３、Ｐ５がローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路提供しない場合の回路８０の周波数応答曲線Ｃ９５を図９に示している。制御信号Ｐ５がハイレベル、他の制御信号Ｐ１−Ｐ４がローレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しない場合の回路８０の周波数応答曲線Ｃ９６を図９に示している。制御信号Ｐ１−Ｐ５がすべてハイレベルであり、第１のリセットデバイス８０４および第２のリセットデバイス８０７が放電経路を提供しない場合の回路８０の周波数応答曲線Ｃ９７を図９に示している。
【００５３】
図９の周波数応答曲線図から、異なる周波数帯における周波数応答曲線は、制御信号Ｐ１−Ｐ５を調整することにより生成され得ることがわかるだろう。また、Ｎ＝５の条件は、単なる一実施態様であり、Ｎは、０より大きい整数であってよい。言い換えれば、Ｎ＝５の条件は、本発明を限定する目的で用いられるわけではない。さらに、周波数応答の帯域幅が一次ＩＩＲの特性により狭くなる場合、図９に示すように、サイドローブにおける抑制能力が高まり、その帯域幅関係はＣ９０＞Ｃ９１＞Ｃ９２…＞Ｃ９７となり、そのサイドローブ抑制能力の関係は、Ｃ９０＜Ｃ９１＜Ｃ９２…＜Ｃ９７となる。
【００５４】
図１０は、本発明の一実施形態に従う無線受信機回路の系統ブロック図である。図１０に示すように、無線受信機回路４０は、低雑音増幅器４４、ミキサ４１、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョン回路４２、アナログ・デジタル変換器４３、局部発振器４５、および、クロック信号発生器４６を含む。局部発振器４５は、ミキサ４１に結合され、ミキサ４１は、低雑音増幅器４４に結合され、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョン回路４２は、アナログ・デジタル変換器４３およびクロック信号発生器４６に結合される。フィルタリング／周波数ダウンコンバージョン回路４２は、図８の、プログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０を含む。局部発振器４５は、基準信号ＲＥＦ＿Ｓｉｇを生成し、ミキサ４１は、基準信号ＲＥＦ＿Ｓｉｇと無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇとを混合することにより、周波数ｆＩＦを有する第３の信号ＨＴを生成する。第３の信号ＨＴは、連続時間信号または離散信号である。本実施形態では、第３の信号ＨＴは、これに限定されないが、連続時間信号とする。
【００５５】
プログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０は、クロック信号ＣＬＫＲＥＦに従い、第３の信号ＨＴをサンプリングし、フィルタリングし、周波数ダウンコンバージョンを施すことにより、第４の信号ＤＴを生成する。基準信号ＲＥＦ＿Ｓｉｇの周波数ｆｓと無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数ｆｃとの関係は、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎであり、ｎは、正の整数である。受信機４０の基準信号の周波数が低下すると、受信機４０の全体の電力消費量が減少する。したがって、ｎが増加する（すなわち基準信号の周波数ｆｓが低下する）と、受信機４０の電力消費量は、しかるべく減少する。低雑音増幅器４４は、伝送チャネルから無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇ'を受信するよう用いられ、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇ'を増幅することにより増幅無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを生成する。局部発振器４５は、基準信号ＲＥＦ＿Ｓｉｇを生成するよう用いられる。上記のように、基準信号ＲＥＦ＿Ｓｉｇの周波数ｆｓと無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数ｆｃとの間の関係は、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎであり、ｎは、正の整数である。クロック信号発生器４６は、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョン回路４２にクロック信号ＣＬＫＲＥＦを提供する。アナログ・デジタル変換器４３は、第４の信号ＤＴをデジタル信号ＢＢ＿ｓｉｇに変換する。図１０は、本発明を限定するのではなく、単に本発明の受信機の一実施形態を示すために用いられる。伝送チャネルの減衰がそれほど顕著でなければ、低雑音増幅器４４は、なくてもよいし、一般的な増幅器と交換してもよい。また、いくつかの特殊な必要条件向けに、アナログ・デジタル変換器４３とプログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０との間にアナログ信号プロセッサを追加して第４の信号ＤＴにアナログ信号処理を施すこともできる。局部発振器４５およびクロック信号発生器４６は、変換回路を挟み一体化されることができ、それらの周波数は、異なるかまたは同じでよい。要するに、局部発振器４５、および、クロック信号発生器４６の実施態様は、本発明を限定するために用いられない。また、受信機４０の性能を向上させるべく、ミキサ４１の前後に複数のフィルタを追加してもよい。要するに、受信機４０は、一実施形態に過ぎず、本発明を限定しない。
【００５６】
一般的には、第３の信号ＨＴは、中間周波信号であり、第４の信号ＤＴは、ベースバンド信号である。しかしながら、第３の信号ＨＴの必要周波数ｆＩＦがかなり低い場合、第３の信号ＨＴおよび第４の信号ＤＴは、すべてベースバンド信号である。言い換えると、上記実施形態における受信機４０は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇに周波数ダウンコンバージョンを施して中間周波信号にし、中間周波信号に周波数ダウンコンバージョンを施してベースバンド信号にする必要がない使用目的によっては、受信機は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇをベースバンド信号に直接変換してもよい。あるいは、受信機は、ミキサまたはフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００を介して無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇに周波数ダウンコンバージョンを施してベースバンド信号にし、フィルタリング／周波数ダウンコンバージョン回路４２を介し信号処理を施すことにより、より優れたベースバンド信号を得ることができる。
【００５７】
プログラム可能な信号帯域幅を有する回路８０の構造が図８に示され、第３の信号ＨＴは、図８におけるフィルタリング／周波数ダウンコンバージョンデバイス８００を介し、第１の出力端で第１の信号を生成し、第２の出力端で第２の信号を生成する。第１の信号および第２の信号は、離散信号である。他の詳細は上記と同様であるため、繰り返し説明しない。
【００５８】
最後に、図１１Ａは、本発明の一実施形態に従うプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法の工程を示すフローチャートである。ステップＳ５０では、第１の充放電デバイスが提供され、第１の充放電デバイスはコンデンサであってよい。ステップＳ５２では、放電イネーブル信号に従い、第１のリセットデバイス８０４と共に、第１の充放電経路を提供するかどうかが決定される。ステップＳ５４では、第１の充放電デバイスに結合される第１の可変コンデンサデバイスが提供される。第１の充放電経路が提供されない場合、第１の可変コンデンサデバイスは、第１の充放電デバイスに対し第１の総等価コンデンサを生成する。図８の実施形態に示されるように、第１の可変コンデンサの第１の総等価コンデンサは、第１の充放電デバイス８０３のコンデンサＣｎ１と並列に接続する。ステップＳ５６では、第１の信号が受信され、第１の充放電デバイスと第１の総等価コンデンサとが第１の信号により充電される。
【００５９】
ステップＳ５１では、第２の充放電デバイスが提供される。第２の充放電デバイスは、コンデンサと共に提供されてよい。ステップＳ５３では、放電イネーブル信号に従い、第２のリセットデバイス８０７と共に第２の充放電経路を提供するかどうかが決定される。ステップＳ５５では、第２の充放電デバイスに結合される第２の可変コンデンサデバイスが提供される。第２の充放電経路が提供されない場合、第２の可変コンデンサデバイスは、第２の充放電デバイスに対し第２の総等価コンデンサを生成する。図８の実施形態に示すように、第２の可変コンデンサの第２の総等価コンデンサは、第２の充放電デバイス８０６のコンデンサＣｎ１と並列に接続する。ステップＳ５７では、第２の信号が受信され、第２の充放電デバイス、および、第２の総等価コンデンサが第２の信号により充電される。最後に、ステップＳ５８では、第１の充放電デバイスと第２の充放電デバイスとの間の電圧差が出力信号として得られる。図１１Ａのフローチャートは、二端出力モードを目的として提供される一実施形態であるが、本発明はこれに限定されない。単一の出力モードの適用に関しては、図１１Ｂを参照されたい。図１１Ｂは、本発明の他の実施形態に従いプログラム可能な信号帯域幅を有する回路の方法の工程を示すフローチャートである。図１１Ｂに示すように、単一の出力モードが適用されるので、図１１ＢのステップＳ５０、Ｓ５２、Ｓ５４およびＳ５６は図１１Ａの対応するステップと同一であり、ここでは説明しない。ステップＳ５９では、単一の出力モードが適用されるので、第１の充放電デバイスの出力電圧信号のみが得られるように要求され、これは、第１および第２の充放電デバイスの電圧差を得る図１１ＡのステップＳ５８とは異なる。
【００６０】
上記を鑑み、本発明は、放電イネーブル信号に従い、放電経路がないことによる一次ＩＩＲの生成を抑制すべく、充放電デバイスに放電経路を提供し、広帯域周波数応答の提供を可能にする。さらに、本発明は、周波数応答の帯域幅が制御信号により制御されるように、可変コンデンサデバイスにより生成される総等価コンデンサを制御信号によって制御する。
【００６１】
本発明の範囲および趣旨を逸脱せずに、本発明の構造に様々な修正および変更がなされ得ることは、当業者にとり明らかであろう。上記に鑑み、添付の請求項およびそれらの均等物の範囲に納まる限り、本発明は、本発明の修正および変更を含むことが意図される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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