(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数信号（ＲＦ＋、ＲＦ−）を供給するための混合器の入力部（５０）と、
混合器の入力部（５０）に連結されている信号入力部（１０、１１）と、局部発振器の入力部（１２）と、信号出力部（１３、１４）とを備えているものであって、入力側の信号を中間周波数に変換する周波数変換を行うように設けられた混合器セル（１）と、
上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）に連結されている第１電流源（３）と、
上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）に連結されている第２電流源（７、７ａ、７ｂ）とを含み、
上記第１電流源（３）および上記第２電流源（７、７ａ、７ｂ）の少なくとも一方（３）は、制御入力部（３１）を有する調節可能な電流源であり、
さらに、
上記少なくとも１つの電流源（３）のコモンモードレベルを検出および出力するために備えられたセンサ回路（５）と、
上記センサ回路（５）に連結されたフィードバック入力部（２４）を有する目標値制御回路（２）とを含み、
上記目標値制御回路（２）は、上記少なくとも１つの電流源（３）の上記制御入力部（３１）に接続された制御出力部（２１）を有し、
上記目標値制御回路（２）は、上記フィードバック入力部（２４）の信号を目標値と比較することによって導き出される制御信号を、上記制御出力部（２１）に出力し、
上記目標値を供給するための目標値供給手段（６、６ａ）が備えられ、該目標値供給手段は、上記目標値制御回路（２）の基準入力部（２３）に接続され、
上記目標値供給手段（６、６ａ）は、上記第１電流源および第２電流源（３、７、７ａ）のうちの他の電流源（７、７ａ、７ｂ）のコモンモードレベルを検出する混合器構造。
【請求項２】
上記センサ回路（５）は、直列接続された第１抵抗器（Ｒ３）および第２抵抗器（Ｒ４）を備え、
上記抵抗器のもう一方の各端子は、上記少なくとも１つの電流源（３）に接続され、
上記抵抗器（Ｒ３、Ｒ４）間では、タップ（５１）が、上記目標値制御回路（２）のフィードバック入力部（２４）に連結されている請求項１に記載の混合器構造。
【請求項３】
上記少なくとも１つの電流源（３）はトランジスタ（Ｔ４、Ｔ５）を備え、
上記トランジスタの第１端子は、供給電位端子に連結され、
上記トランジスタの第２端子は、上記少なくとも１つの電流源（３）の出力部になっており、
上記トランジスタの制御端子は、上記少なくとも１つの電流源（３）の制御入力部（３１）に連結されている請求項１または２に記載の混合器構造。
【請求項４】
上記目標値制御回路（２）は、混合器構造の動作中に、上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）および信号出力部（１３、１４）で同一のコモンモードレベルが存在するように、制御信号を出力するように備えられている請求項１ないし３のいずれかに記載の混合器構造。
【請求項５】
上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）に、上記混合器セル（１）によって出力される電流信号を電圧信号（ＯＵＴ、ＯＵＴｘ）に変換するための電流電圧変換器（７ａ）が接続されている請求項１ないし４のいずれかに記載の混合器構造。
【請求項６】
上記混合器の入力部（５０）と、上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）との間に、電圧信号を電流信号に変換する電圧電流変換器（８）が接続されている請求項１ないし５のいずれかに記載の混合器構造。
【請求項７】
無線周波数信号（ＲＦ＋、ＲＦ−）を供給するための混合器の入力部（５０）と、
混合器の入力部（５０）に連結されている信号入力部（１０、１１）と、局部発振器の入力部（１２）と、信号出力部（１３、１４）とを備えているものであって、入力側の信号を中間周波数に変換する周波数変換を行うように設けられた混合器セル（１）と、
上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）に連結されている第１電流源（３）と、
上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）に連結されている第２電流源（７、７ａ、７ｂ）とを含み、
上記第１電流源（３）および上記第２電流源（７、７ａ、７ｂ）の少なくとも一方（３）は、制御入力部（３１）を有する調節可能な電流源であり、
さらに、
上記少なくとも１つの電流源（３）のコモンモードレベルを検出および出力するために備えられたセンサ回路（５）と、
上記センサ回路（５）に連結されたフィードバック入力部（２４）を有する目標値制御回路（２）とを含み、
上記目標値制御回路（２）は、上記少なくとも１つの電流源（３）の上記制御入力部（３１）に接続された制御出力部（２１）を有し、
上記目標値制御回路（２）は、上記フィードバック入力部（２４）の信号を目標値と比較することによって導き出される制御信号を、上記制御出力部（２１）に出力し、
上記目標値を供給するための目標値供給手段（６、６ａ）が備えられ、該目標値供給手段は、上記目標値制御回路（２）の基準入力部（２３）に接続され、
上記目標値供給手段（６ａ）は、
直列に接続された第３抵抗器（Ｒ７）と第４抵抗器（Ｒ８）とを含み、
上記第３抵抗器と上記第４抵抗器とのもう一方の各端子は、混合器セル（１）の上記信号出力部（１３、１４）に接続され、
上記抵抗器（Ｒ７、Ｒ８）間では、タップ（６１）が、上記目標値制御回路（２）の基準入力部（２３）に連結されている混合器構造。
【請求項８】
無線周波数信号（ＲＦ＋、ＲＦ−）を供給するための混合器の入力部（５０）と、
混合器の入力部（５０）に連結されている信号入力部（１０、１１）と、局部発振器の入力部（１２）と、信号出力部（１３、１４）とを備えているものであって、入力側の信号を中間周波数に変換する周波数変換を行うように設けられた混合器セル（１）と、
上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）に連結されている第１電流源（３）と、
上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）に連結されている第２電流源（７、７ａ、７ｂ）とを含み、
上記第１電流源（３）および上記第２電流源（７、７ａ、７ｂ）の少なくとも一方（３）は、制御入力部（３１）を有する調節可能な電流源であり、
さらに、
上記少なくとも１つの電流源（３）のコモンモードレベルを検出および出力するために備えられたセンサ回路（５）と、
上記センサ回路（５）に連結されたフィードバック入力部（２４）を有する目標値制御回路（２）とを含み、
上記目標値制御回路（２）は、上記少なくとも１つの電流源（３）の上記制御入力部（３１）に接続された制御出力部（２１）を有し、
上記目標値制御回路（２）は、上記フィードバック入力部（２４）の信号を目標値と比較することによって導き出される制御信号を、上記制御出力部（２１）に出力し、
上記目標値を供給するための目標値供給手段（６、６ａ）が備えられ、該目標値供給手段は、上記目標値制御回路（２）の基準入力部（２３）に接続され、
上記目標値供給手段（６）は、
直列に接続された、第１トランジスタ（Ｔ１４）と第２トランジスタ（Ｔ１５）とを備え、
上記両トランジスタは、供給電位端子（４０）（supply potential terminal）と接地電位端子（３０）との間に接続され、
上記両トランジスタ（Ｔ１４、Ｔ１５）の間には、タップ（６１）が、上記目標値制御回路（２）の基準入力部（２３）に連結されている混合器構造。
【請求項９】
無線周波数信号（ＲＦ＋、ＲＦ−）を供給するための混合器の入力部（５０）と、
混合器の入力部（５０）に連結されている信号入力部（１０、１１）と、局部発振器の入力部（１２）と、信号出力部（１３、１４）とを備えているものであって、入力側の信号を中間周波数に変換する周波数変換を行うように設けられた混合器セル（１）と、
上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）に連結されている第１電流源（３）と、
上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）に連結されている第２電流源（７、７ａ、７ｂ）とを含み、
上記第１電流源（３）および上記第２電流源（７、７ａ、７ｂ）の少なくとも一方（３）は、制御入力部（３１）を有する調節可能な電流源であり、
さらに、
上記少なくとも１つの電流源（３）のコモンモードレベルを検出および出力するために備えられたセンサ回路（５）と、
上記センサ回路（５）に連結されたフィードバック入力部（２４）を有する目標値制御回路（２）とを含み、
上記目標値制御回路（２）は、上記少なくとも１つの電流源（３）の上記制御入力部（３１）に接続された制御出力部（２１）を有し、
上記目標値制御回路（２）は、上記フィードバック入力部（２４）の信号を目標値と比較することによって導き出される制御信号を、上記制御出力部（２１）に出力し、
上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）に演算増幅器（７ｂ）が接続されている混合器構造。
【請求項１０】
上記演算増幅器（７ｂ）の出力部（−、＋）は、
容量素子（Ｃ５、Ｃ６）と、それと平行に配置された抵抗負荷（Ｒ５´、Ｒ６´）とを介して、上記演算増幅器（７ｂ）の入力部（＋、−）に連結されている請求項９に記載の混合器構造。
【請求項１１】
信号入力部と信号出力部とを有しており、混合入力部（５０）に存在する無線周波数信号を中間周波数信号に変換するために備えられた混合器セル（１）と、
上記混合器セルの信号入力部および信号出力部でコモンモードレベルを検出するとともに、上記コモンモードレベル同士でその大きさが等しくなるように少なくとも一つのコモンモードレベルを制御する制御回路とを含んでいる混合器構造。
【請求項１２】
上記混合器セル（１）の信号入力部と、上記混合入力部（５０）との間に電圧電流変換器（８）が接続され、
上記混合器セル（１）の信号出力部に電流電圧変換器（７、７ｂ、７ｃ）が接続されている請求項１１に記載の混合器構造。
【請求項１３】
それぞれコモンモードレベルを検出するものであって、
上記混合器セル（１）の信号入力部に設けられた第１センサ（５）と、
上記混合器セル（１）の信号出力部に設けられた第２センサ（６）とを備えた請求項１１または１２に記載の混合器構造。
【請求項１４】
上記信号入力部に第１電流源が接続され、
上記信号出力部に第２電流源が接続され、
上記第１電流源の少なくとも一つと、上記第２電流源の少なくとも一つとが、上記制御回路によって制御可能な電流源として備えられている請求項１１ないし１３のいずれかに記載の混合器構造。
【請求項１５】
無線周波数信号を中間周波数の実数成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）に変換および分解（decomposing）するギルバート混合器内における請求項１ないし１４のいずれかに記載の混合器構造の使用。
【請求項１６】
信号入力部（１０、１１）と信号出力部（１３、１４）とを備えた混合器セル（１）を用意するステップと、
無線周波数信号（ＲＦ）を用意するステップと、
上記無線周波数信号（ＲＦ）を中間周波数信号に変換するステップと、
上記混合器セル（１）の上記信号入力部（１０、１１）での第１のコモンモードレベルから第１の信号を検出するステップと、
上記混合器セル（１）の上記信号出力部（１３、１４）での第２のコモンモードレベルから第２の信号を検出するステップと、
上記第１および第２のコモンモードレベルの値が、それによって上記混合器セルを流れるＤＣ電流が低減されてフリッカー雑音が減少するように互いに適合するように、上記第１または第２のコモンモードレベルの少なくとも一つのコモンモードレベルを変化させるステップとを含んでいる周波数変換方法。
【請求項１７】
上記コモンモードレベルを変化させるステップを、上記第１および第２のコモンモードレベルの値同士が一致するまで行う請求項１６に記載の周波数変換方法。
【請求項１８】
上記無線周波数信号（ＲＦ）を中間周波数信号に変換するステップは、
上記無線周波数信号（ＲＦ）を、差動モード成分を含む電流信号に変換するステップと、
局部発振器信号（ＬＯ）を用いて、上記電流信号を中間周波数信号に変換するステップと、
上記中間周波数信号を電圧信号に変換するステップとを含んでいる請求項１６または１７に記載の周波数変換方法。
【請求項１９】
上記無線周波数信号（ＲＦ）を中間周波数信号に変換するステップは、
上記無線周波数信号（ＲＦ）を、コモンモードレベルを有する供給信号とともに、上記混合器セル（１）の上記信号入力部（１０、１１）に供給するステップと、
局部発振器信号（ＬＯ）を用いて、上記無線周波数信号を中間周波数信号に変換するステップと、
上記無線周波数信号を変換してできたものを電圧信号に変換するステップとを含んでいる請求項１６ないし１８のいずれかに記載の周波数変換方法。
【請求項２０】
上記少なくとも一つのコモンモードレベルを変化させるステップは、
上記混合器セル（１）の信号入力部に結合された電流源（３）の供給電流を変化させることによって、上記混合器セル（１）の信号入力部（１０、１１）でのコモンモードレベルを変化させるステップと、
上記混合器セル（１）の信号出力部に結合された電流源（７）の供給電流を変化させることによって、上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）でのコモンモードレベルを変化させるステップと、
上記混合器セル（１）の信号出力部に結合されたカスケード回路（Ｔ１０、Ｔ１１）の供給電位を変化させることによって、上記混合器セル（１）の信号出力部（１３、１４）でのコモンモードレベルを変化させるステップと、
の各ステップのうち、少なくとも一つを含んでいる請求項１６ないし１９のいずれかに記載の周波数変換方法。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、混合器構造、および、その使用に関するものである。本発明はまた、周波数変換方法に関するものである。
【０００２】
従来技術文献としては、
米国特許第６，８８９，０３７号明細書
米国特許第６，８６５，３８２号明細書
ドイツ特許第１０３４４８７６号明細書（対応米国特許公開公報：第１０／９５０，０３５号明細書）
Gay P. et al.: "Analysis and Design of Analog Integrated Circuits" 4th Edition, John Wiley & Sons, 2004
を挙げることができる。
【０００３】
周波数混合器（一般的には周波数変換器と呼ばれている）は、無線周波数技術に関する多種多様なアプリケーションにおいて、重要な構成要素となっている。これらの周波数混合器は、一般的に、第１中心周波数の信号を、局部発振器信号を用いて、第２中心周波数を有する出力信号に変換するために用いられる。この場合、出力信号の周波数が入力信号の周波数よりも高い混合器と、出力信号の周波数が入力信号の周波数よりも低い混合器とに分けられる。前者は、アップコンバータとも呼ばれており、後者はダウンコンバータとも呼ばれている。
【０００４】
ダウンコンバータの場合、入力信号を低中間周波数に変換するか、または、０Ｈｚの中間周波数に変換するかに分けられる。中間周波数を０Ｈｚに変換することには、適切なフィルタリングの直後に、変換された信号をさらに処理できるという利点がある。
【０００５】
近年の電気通信分野では、０Ｈｚの中間周波数に変換可能な周波数変換器が、低電力消費、チップ領域の縮小、およびそれに伴う低価格、という顧客の要求の実現に最も適している。ところで、この種の周波数変換器は、ＣＭＯＳ技術（相補形ＭＯＳ技術）のみを用いた、半導体基板における集積回路として実施されている。同時に、この種の周波数変換器の転送応答（transfer response）、信号対雑音比、および、電流消費量に対する要求も高まっている。
【０００６】
ＣＭＯＳ技術を用いて中間周波数を０Ｈｚに変換するために混合器を用いる際の深刻な側面が、いわゆるフリッカー雑音である。フリッカー雑音は、欠陥によって混合器内のＭＯＳトランジスタのゲート材料に生じ、信号対雑音比を小さくする。フリッカー雑音は、通常、電界効果トランジスタを用いて形成される、主として信号帯域幅（signal bandwidth）の狭い混合器において、主要な雑音源となっている。さらに、混合器内の混合器セル（mixer cell）そのものの上流に位置するフリッカー雑音源は、より高い周波数に変換され、たいていの場合、信号対雑音比を小さくしない。
【０００７】
フリッカー雑音は、トランジスタを介して流れる電流に比例し、局部発振器信号の周波数に比例している。出力側における周波数変換器のフリッカー雑音を、例えば、用いられる電界効果トランジスタのチャネルの長さを長くすることにより、低減できる。しかし、これにより、局部発振器信号を供給する駆動回路への負荷が増加し、したがって、切り替え速度が遅くなってしまう。また、フリッカー雑音は基本的に周波数変換器の出力部での切り替えの瞬間に現れるので、結果として、性能全体が損なわれてしまう恐れさえある。
【０００８】
図７は、ギルバート混合器をわずかに修正して実現された、公知のダウンコンバータを示している。周波数変換器の中の主要部分は、混合器セル１である。混合器セル１は、図示したように、４つの電界効果トランジスタＴ５〜Ｔ８を含んでいる。この場合に差動モード信号として存在している変換される無線周波数信号ＲＦ＋、ＲＦ−は、電圧電流変換器として動作しているトランジスタＴ１およびＴ２によって電流信号に変換され、混合器セル１そのものに供給される。出力側では、混合器セルは、カスケードとして機能している２つの電界効果トランジスタＴ１３およびＴ１４を介して、出力タップに接続されている。周波数が変換された電流信号は、抵抗器Ｒ１およびＲ２によって再び電圧信号に変換される。
【０００９】
混合器セルのフリッカー雑音を低減するために、この周知の例では、ＤＣ電流の一部が、付加的な電流源Ｉ１、Ｉ２を介して抽出される。これにより、混合器セル１を介して直流を低減するとともにフリッカー雑音を低減できる。電流源Ｉ１〜Ｉ４を介したＤＣ電流の低減は、混合器セル１に対する線形性の要求が満たされている場合にのみ、効果的である。
【００１０】
発明者の認識によると、フリッカー雑音を低減する他の可能性は、混合器セル１の電界効果トランジスタにフッ素イオンを焼き付けることである。この技術の選択は、主に製造に関わることであり、この選択をすると、プロセス工程が追加され、したがって、製造コストが増加する。
【００１１】
本発明の目的は、フリッカー雑音をさらに低減する混合器構造を提示することにある。同様に、本発明は、この混合器構造の使用について示すためのものである。また、本発明の他の目的は、フリッカー雑音を前述の方法よりも低減する周波数変換方法について示すことにある。
【００１２】
これらの目的を、本願の独立特許請求項の特徴部分によって達成する。また、本発明の他の構成について、従属請求項に示す。
【００１３】
提案した原理に従って、混合器セルのスイッチングが完全に無電流で行われるまで混合器セルそのものを介してコモンモード電流を低減できる、混合器構造を提示する。電流をさらに低減することにより、線形性を維持しながら、同時にフリッカー雑音を低減できる。さらに、こうすることにより、トランジスタの複雑なフッ素注入を用いなくてもよくなる。
【００１４】
以下に、図面を参照しながら様々な実施形態および実施例を説明することにより、本発明について詳述する。
【００１５】
以下に示す実施形態は、本発明に何ら制限を加えるものではない。これらの実施形態を、本発明の本質と矛盾することなく所望のように結び付けたり、変形したりしてもよい。したがって、ここで説明する形態は、本発明の可能な実施形態であり、発明の実施形態を最終的に列挙したものではない。
【００１６】
可能な一実施形態では、提案した原理にしたがった混合器構造が、例えば、無線周波数信号を供給するための混合器の入力部を含んでいる。混合器セルは、信号入力部を介して混合器の入力部に連結されている。この混合器セルは、局部発振器の入力部と、信号出力部とを備えている。上記の混合器セルは、局部発振器の入力部の信号を用いて、入力側の信号を中間周波数に変換する。混合器セルの信号入力部には、第１電流源が連結されている。同様に、混合器セルの信号出力部には、第２電流源が接続されている。第１電流源および第２電流源の少なくとも一方は、制御入力部を有する調節可能な電流源である。さらに、混合器構造は、少なくとも１つの電流源の電流レベルから導き出される値を検出および出力するために備えられた、センサ回路を含んでいる。このセンサ回路には、目標値制御回路が、フィードバック入力部を介して連結されている。目標値制御回路は、調節可能な電流源の制御入力部に接続された制御出力部を有している。上記の目標値制御回路は、フードバック入力部の信号を目標値と比較することによって導き出される制御信号を、制御出力部に出力する。
【００１７】
目標値制御回路によって電流源から出力された電流を制御することにより、混合器セルの入力部または出力部のコモンモードレベルを、混合器セルの入力部または出力部の他の各コモンモードレベルに適合させることができる。この適合は、混合器セルの信号入力部と信号出力部とのコモンモードレベルの大きさが同じであるように、目標値制御回路が、電流源から出力された電流のコモンモードレベルを設定することにより、行われる。結果として、非常にわずかなＤＣ電流のみが混合器セルを流れるか、または、ＤＣ電流は混合器セルを流れず、フリッカー雑音は著しく低減される。
【００１８】
本発明の一側面では、センサ回路は、少なくとも１つの電流源のコモンモードレベルを検出するためのものである。本発明の他の側面では、調節可能な電流源は、混合器セルの入力部に接続されている。これにより、混合器セルの入力部のコモンモードレベルは、目標値制御回路によって制御される。あるいは、別の形態では、調節可能な電流源は、混合器セルの出力部に接続されている。それに応じて、次に、混合器セルの出力部のコモンモードレベルが、目標値制御回路によって制御される。
【００１９】
本発明のまた別の側面では、目標値を供給するために備えられ、目標値制御回路の基準入力部に接続された回路を提示する。この回路は、第１電流源および第２電流源のうち、前述したのではないほうの電流源の電流レベルから導き出される値を検出するために備えられていてもよい。これにより、調整可能な電流源の電流レベルと上記前述したのではないほうの電流源の電流レベルとから導き出される値が、目標値制御回路に供給される。この実施形態では、混合器の信号入力部および信号出力部のコモンモードレベルを直接決定でき、少なくとも１つの電流源の出力電流を、目標値制御回路によって設定でき、したがって、信号入力部および信号出力部のコモンモードレベルを互いに一致させることができる。
【００２０】
また、本発明の他の構成では、この回路は、直列に接続された第１抵抗器と第２抵抗器とを備えている。これら２つの抵抗器間では、タップが、目標値制御回路の基準入力部に連結されている。直列に接続された、第１抵抗器と第２抵抗器とのもう一方の各端子は、混合器セルの信号出力部に接続されている。したがって、混合器セルの出力部の電流レベルまたはコモンモードレベルに応じた値を導き出し、その値を、目標値制御回路の基準入力部に供給することができる。
【００２１】
本発明のさらに別の側面では、この回路は、直列に接続された、第１トランジスタと第２トランジスタとを備えている。これらのトランジスタは、供給電位端子（supply potential terminal）と接地電位端子との間に接続されている。これらのトランジスタの間にあるタップが、目標値制御回路の基準入力部に連結されている。
【００２２】
また、本発明の他の実施形態では、調節可能な電流源として備えられた少なくとも１つの電流源は、トランジスタを備えている。このトランジスタの第１端子は、供給電位端子に連結されている。上記のトランジスタの第２端子は、少なくとも１つの電流源の出力部になっている。トランジスタの制御端子は、少なくとも１つの電流源の制御入力部に連結されている。別の実施形態では、調節可能な電流源として形成されている少なくとも１つの電流源は、カレントミラーを含んでいる。該カレントミラートランジスタのうちの一方の該トランジスタの出力部は、電流源の出力部になっており、カレントミラートランジスタのもう一方の該トランジスタは、少なくとも１つの電流源の制御入力部に接続されている。これらのカレントミラートランジスタは、電界効果トランジスタとして形成されている。
【００２３】
本発明の他の形態では、混合器セルによって出力される周波数変換された電流信号（frequency-converted current signal）を電圧信号に変換するための電流電圧変換器が、混合器セルの信号出力部の下流に接続されている。この実施形態では、混合器セルは、電流信号を処理するように、特に、該電流信号の周波数を変換するように形成されている。同様に、混合器構造の混合器の入力部に供給される電圧信号が、電圧電流変換器によって電流信号に変換され、その後、入力信号として混合器セルに供給されることが好ましい。このために、適切な電圧電流変換器を、混合器セルの信号入力部の上流に接続する。
【００２４】
本発明のさらに別の側面では、混合器セルの出力部の下流に、演算増幅器が接続されている。この配置形態の一設計では、演算増幅器の出力部は、容量素子と、それと平行に配置された抵抗負荷とを介して、演算増幅器の入力部に連結されている。この構成により、入力インピーダンスを低くすることができるとともに、振幅応答を周波数応答に応じて行うことができる。
【００２５】
さらに、演算増幅器を用いた構成では、混合器構造がギルバート混合器内に形成されている場合に、多相フィルタ状の複雑な極点（pole point）を簡単に実現できるという利点がある。したがって、ギルバート混合器と、無線周波数信号を、それぞれ中間周波数の実数成分および直交成分に変換および分解（decomposing）するために含まれるＩ／Ｑ混合器とを実現できる。この形態の一発展形態では、中間周波数は０Ｈｚであり、ギルバート混合器はいわゆる０Ｈｚ周波数変換器である。
【００２６】
この方法では、無線周波数信号を生成し、この信号を混合器セルを用いて中間周波数に変換する。変換している間のフリッカー雑音を改善するために、混合器セルの信号入力部の第１コモンモードレベルから生じた第１信号の検出が、行われる。同様に、混合器セルの信号出力部の第２コモンモードレベルから生じた第２信号を、検出する。次に、第１コモンモードレベルまたは第２コモンモードレベルのうちの少なくとも１つのコモンモードレベルを、該２つのコモンモードレベルの値が一致するように、変更する。したがって、混合器セルの信号出力部および信号入力部には同じ値のコモンモードレベルが存在し、それゆえに混合器セルを介して流れるコモンモード電流が非常にわずかであるので、あるいはそれどころか、該コモンモード電流が存在しないので、フリッカー雑音は急速に低減される。
【００２７】
また、本方法の一構成では、混合器セルの信号入力部に連結された電流源の供給電流を低減または増加することにより、混合器セルの信号入力部のコモンモードレベルを変更する。それに代わるものとして、本発明の方法の一発展形態では、上記信号入力部のコモンモードレベルの変更と同様に、混合器セルの信号出力部に連結された電流源の供給電流を変更することにより、混合器セルの信号出力部のコモンモードレベルを設定する。
【００２８】
本発明の更なる構成では、無線周波数信号をまず、差動モード成分（differential-mode component）を含む電流信号に変換する。この信号を、コモンモードレベルを有する供給信号とともに、局部発振器信号を用いて中間周波数信号に変換する。その後、変換された電流信号を、電圧信号に再び変換する。混合器セルの信号入力部および信号出力部のコモンモードレベルの各制御により、更なるコモンモード電流が混合器セルの信号出力部を介して流れることはなく、したがって、フリッカー雑音を低減することができる。
【００２９】
本発明の方法は、アクティブ混合器セル（つまり、電流リードを有する混合器セル）として動作する全ての混合器セルに用いられる。
【００３０】
図１は、混合器セルのスイッチングがいわゆる無電流で行われるまで混合器セルを介して電流を低減できる、一実施形態および新たな接続形態を示すブロック図である。混合器セル１を含む混合器構造全体は、いわゆるプッシュプル混合器として形成されている。混合器セル１は、差動モード信号を供給するための、第１入力端子１０および第２入力端子１１を含んでいる。さらに、混合器セル１は、第１出力部１３と、第２出力部１４と、局部発振器の信号を供給するための局部発振器の入力部１２とを備えている。この例では、混合器セル１は、ＣＭＯＳ技術を用いた電界効果トランジスタを含んでいる。これらのトランジスタを、集積回路として特に簡単で面積をとらずに半導体基板に実現できる。同様に、混合器セルにさらにバイポーラトランジスタを備えることもできる。
【００３１】
混合器セル１の入力端子１０、１１は、電圧電流変換器８に接続されている。この電圧電流変換器８は、２つの電界効果トランジスタＴ２、Ｔ３を備え、それらの各ソース端子は、接地電位端子３０に接続されている。２つの電界効果トランジスタのそれぞれは、トランジスタＴ１とともにカレントミラーを構成している。このために、電圧電流変換器８の２つのトランジスタＴ２、Ｔ３の制御端子は、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を介して、トランジスタＴ１の制御端子に連結されている。バイアス電流Ｉｂは、トランジスタＴ１の第１端子に供給され、カレントミラーおよび抵抗器Ｒ１、Ｒ２を介して、２つのトランジスタＴ２、Ｔ３の動作点を規定する。
【００３２】
電圧電流変換器８のトランジスタＴ２の制御端子は、キャパシタＣ１を介して、無線周波数信号ＲＦを供給するための第１の混合器の入力部５０に連結されている。トランジスタＴ３の制御端子は、同様に、該制御端子のキャパシタＣ２を介して第２の混合器の入力部５０に接続されている。この混合器の入力部５０を介して、差動モード信号状の無線周波数信号が、電圧電流変換器８の２つの制御端子に供給される。２つのトランジスタＴ２、Ｔ３は、入力電圧信号を電流信号に変換する。さらに、混合器セル１の入力端子１０、１１には、調節可能な電流源３が接続されている。この調節可能な電流源は、２つの個々の調節可能な電流源Ｉ１、Ｉ２を含んでおり、それらの制御端子は、調節可能な電流源３の制御入力部３１に接続されている。詳しく見ると、電流源Ｉ１は、供給電位ＶＤＤを供給するための供給電位端子４０と、入力端子１０との間に接続されている。同様に、電流源Ｉ２は、供給電位端子４０と、入力端子１１との間に配置されている。これら２つの電流源Ｉ１、Ｉ２は、電圧電流変換器８によって変換される無線周波数信号の信号電流に対してハイインピーダンスである。これに対して、混合器セル１のインピーダンスは、この場合のように出力がローインピーダンスで終端される場合の上記の信号電流に対して低い。入力側に供給された信号電流は、混合器セル１において中間周波数に変換され、混合器セルの信号出力部１３、１４から出力される。
【００３３】
上記の信号出力部１３、１４には、電流電圧変換器７ａが接続されており、変換された信号電流を電圧信号に再び変換し、この電圧信号を上記電流電圧変換器の出力部６０から出力する。電流電圧変換器７ａにおいて、混合器セルの線形性の要求に合う電流が確実に流れるように留意する必要がある。
【００３４】
さらに、制御用に、目標値制御回路２が備えられている。この目標値制御回路の制御出力部２１は、調節可能な電流源３の制御入力部３１に接続されている。さらに、目標値制御回路２は、基準入力部２３とフィードバック入力部２４とを有している。フィードバック入力部２４は、センサ回路５に接続されている。詳述すると、センサ回路５は、直列接続された２つの抵抗器Ｒ３、Ｒ４を備えている。これらの抵抗器は、それぞれ、もう一方の端子によって、信号端子１０、１１に接続されている。２つの抵抗器間のタップ５１は、目標値制御回路２のフィードバック入力部２４に連結されている。
【００３５】
センサ回路５の構造を介して、タップ５１では、混合器セルの入力部に供給される信号のコモンモードレベルが決定される。このコモンモードレベルは、調節可能な電流源３から出力される電流に応じて決まる。次に、目標値制御回路２は、上記のコモンモードレベルを基準信号と比較し、この比較結果から、調節可能な電流源３の制御信号を生成する。このために、目標値制御回路２の基準入力部２３に供給される目標値が、基準レベルとして用いられる。
【００３６】
この目標値は、混合器セル１の出力部のコモンモードレベルから、この例では２つのコモンモード電位ＶａとＶａｘとの合計を２で割ったものから生じる。目標値制御回路２は、この目標値を、混合器セル１の入力部のコモンモードレベルと比較し、その後、混合器セル１の信号入力部および信号出力部の２つのコモンモードレベルが基本的に同じになるように、調節可能な電流源３を制御する。この制御によって、信号入力部と信号出力部との間のコモンモード電位差はほぼ０Ｖになり、これにより、コモンモード電流は混合器セル１を介して流れなくなる。こうしてコモンモード電流を低減することにより、線形性を維持しながら、フリッカー雑音を著しく低減することができる。これにより、周波数変換された電流信号の信号対雑音比を著しく改善することができる。
【００３７】
同様に、信号入力部のコモンモードレベルを信号出力部のコモンモードレベルに適合させるのではなく、混合器セルの信号出力部のコモンモードレベルを調節可能な電流源によって変更することができる。このような場合、混合器セルの信号出力部は、調節可能な電流源に連結されており、その制御入力部は、目標値制御回路に接続されている。これに応じて、センサ回路５は、混合器セル１１の出力部に配置されている。
【００３８】
電流電圧変換器７ａの一形態を備えた混合器構造の具体的な一実施形態について、図２に示す。機能および動作が同じ部材には、同じ参照符号を付した。
【００３９】
本実施形態では、局部発振器信号とは、局部発振器の入力部１２に供給される差動モード信号のことである。図２では、混合器セル１は、４つの電界効果トランジスタＴ６〜Ｔ９を備えている。それらのトランジスタの中で、電界効果トランジスタＴ６、Ｔ８の端子は、入力端子１０に接続されており、電界効果トランジスタＴ７、Ｔ９の端子は、入力端子１１に接続されている。局部発振器信号ＬＯは、電界効果トランジスタＴ８、Ｔ９の制御端子に供給され、上記の局部発振器信号の差動モード信号ＬＯｘは、電界効果トランジスタＴ６、Ｔ７の制御端子に供給される。トランジスタＴ７のドレイン端子は、電界効果トランジスタＴ８のドレイン端子に接続されており、電界効果トランジスタＴ６のドレイン端子は、電界効果トランジスタＴ９のドレイン端子に接続されている。したがって、図示した混合器セルは、いわゆるプッシュプル混合器として形成されている。
【００４０】
混合器セル１の信号出力部１３と１４との間には、直列に接続された２つのキャパシタＣ３、Ｃ４が配置されている。これら２つのキャパシタ間では、タップが、接地電位に接続されている。これら２つのキャパシタＣ３、Ｃ４の容量は、混合器セルの出力部の変換された周波数成分が抑圧（suppressing）され、特に、周波数変換の間に生成される上部側波帯が抑圧されるように選択される。
【００４１】
さらに、２つの出力部１３、１４は、電流源７に接続されている。この電流源は、並列配置された２つのトランジスタＴ１２、Ｔ１３を含んでいる。これらのトランジスタは、一方の端子によって、接地電位端子３０に共に接続されている。上記のトランジスタの制御端子は、バイアス電位Ｖｂ２を供給するための制御入力部７１に接続されている。混合器構造の動作中、２つのトランジスタＴ１２、Ｔ１３は、ＤＣ電流源として駆動し、それに応じて混合器セルの出力部においてコモンモードレベルを生成する。
【００４２】
さらに、混合器セルの出力部は、カスコードとして機能する２つのトランジスタＴ１０、Ｔ１１と、２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ６とを介して、供給電位端子４０に連結されている。これら２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ６は、混合器セル１によって出力された周波数変換された電流信号を電圧信号に変換し、この電圧信号を、出力タップ６０から、変換された差動モード出力信号ＯＵＴ、ＯＵＴｘとして出力する。出力タップ６０での電圧降下は、２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ６の値に基づいて設定される。これら２つの抵抗器の間に配置されたキャパシタＣ５は、上記の抵抗器とともに、阻止信号と隣接チャネルとを抑圧するための受動的な極（passive pole）を構成している。
【００４３】
図２のこの洗練された形態では、目標値制御回路２の目標値は、基準構造６から得られる。このために、基準構造６は、直列に接続されたｎチャネル型の２つの電界効果トランジスタＴ１４、Ｔ１５を含んでいる。電界効果トランジスタＴ１４の１つの端子は、抵抗器Ｒ７を介して、供給電位端子４０に接続されている。一方、電界効果トランジスタＴ１５は、接地電位端子３０に接続されている。電界効果トランジスタＴ１５は、電流源として機能しており、バイアス電位Ｖｂ２によって駆動されている。電界効果トランジスタＴ１４は、カスコードトランジスタとして動作しており、電流電圧変換器のカスコードトランジスタＴ１０、Ｔ１１の制御端子にも供給される電位Ｖｂ１で駆動されている。さらに、２つのトランジスタＴ１５とＴ１４との間には、タップ６１が備えられている。このタップは、目標値制御回路２の基準入力部２３に接続されている。
【００４４】
トランジスタＴ１４、Ｔ１５が適切に選択されると、混合器セル１の出力部のコモンモードレベルとほぼ同じコモンモードレベルを有するＤＣ電流が、基準構造を介して流れる。これらのトランジスタの大きさ、幾何学的寸法、および、構造は、例えば、電流源７のトランジスタとカスコードトランジスタＴ１０、Ｔ１１とに相当している。したがって、ノード６１から出力される（tapped off）目標値を用いて、目標値制御回路は、電流源３によって出力される電流のコモンモードレベルを制御できる。これにより、混合器セル１の信号出力部および信号入力部の２つのコモンモードレベルは一致するようになる。
【００４５】
ここに示した実施形態では、調節可能な電圧源３のトランジスタＴ４、Ｔ５は、ｐチャネル型電界効果トランジスタとして形成される。また、Ｎチャネル型電界効果トランジスタを同様に接続することもできる。ここでも同様に、バイポーラトランジスタを用いることもできるし、電流源３の電流を、カレントミラーを用いて供給する（impressing）ことにより、制御することもできる。
【００４６】
２つのトランジスタＴ２、Ｔ３を含んだ電圧電流変換回路８も同様に、ｎチャネル型の電界効果トランジスタを用いる。これらのトランジスタを用いることにより、それに匹敵するｐチャネル型の電界効果トランジスタの場合よりも、相互コンダクタンスが高くなり、したがってスイッチング速度が速くなる。混合器セル１の信号出力部１３、１４の電流電圧変換回路のインピーダンスは、変換された信号の信号電流に対して低くなっている。
【００４７】
図２に示した実施形態に限らず、目標値は、混合器セルの信号出力部のコモンモードレベルを測定することにより、混合器セルの出力部で直接検出することもできる。このような形態について、図３Ａに示す。効果的および機能的に同じ部材には、ここでも同様に、同じ参照符号を付した。
【００４８】
この形態には、他のセンサ回路６ａが備えられている。このセンサ回路は、直列に接続された２つの抵抗器Ｒ７、Ｒ８を備えている。これら２つの抵抗器の間には、タップ６１が備えられている。このタップは、目標値制御回路２の基準入力部２３に連結されている。２つの抵抗器Ｒ７、Ｒ８のもう一方の端子は、それぞれ、混合器セルの出力部１４、１３に接続されている。
【００４９】
さらに、本実施形態では、目標値制御回路２によって制御された電流源３は、カレントミラーを含んでいる。このために、カレントミラートランジスタとして、ｎチャネル電界効果トランジスタが形成されている。このｎチャネル電界効果トランジスタの第１端子は、供給電位ＶＤＤに接続されている。カレントミラートランジスタの第２端子は、一方ではカレントミラートランジスタの制御端子に、他方ではトランジスタＴ４、Ｔ５の制御端子に接続されている。カレントミラートランジスタの第２端子はまた、制御入力部３１でもあり、目標値制御回路２の制御出力部２１に接続されている。
【００５０】
この回路が動作している間、混合器の入力部５０の無線周波数信号ＲＦが、２つの電界効果トランジスタＴ２、Ｔ３を備えた電圧電流変換器によって、差動モード信号（差動モード電流信号）に変換される。この差動モード信号は、混合器セル１の信号入力部１０、１１に供給され、混合器セル１の局部発振器信号ＬＯｘ、ＬＯを用いて中間周波数に変換され、信号出力部１３、１４から出力される。周波数変換の間に生成される上側周波数帯域（upper frequency band）は、ローパスフィルタとして機能する２つのキャパシタＣ３、Ｃ４によって抑圧される。
【００５１】
同時に、電流源３、７から、コモンモードレベルを有するＤＣ電流が出力される。したがって、信号入力部１０、１１には、無線周波数信号成分そのものに加えて、コモンモードレベルも供給される。同時に、信号出力部１３、１４にも、コモンモードレベルが存在している。このコモンモードレベルは、特に、電流源７の電流およびバイアス電位Ｖｂ１から生じたものである。本実施形態では、抵抗器Ｒ５、Ｒ６とトランジスタＴ１０、Ｔ１１とを含む電流電圧変換器の動作点を設定するためのバイアス電位Ｖｂ１を、一定にする。
【００５２】
次に、混合器セル１の信号出力部１３と信号出力部１４との間のコモンモード電位を、センサ回路６によって決定し、目標値として目標値制御回路２に供給する。目標値制御回路２は、信号入力部１０、１１において、上記の目標値をコモンモード電位と比較する。このコモンモード電位は、ここでもまた、調節可能な電流源３の電流に依存している。この比較結果に応じて、混合器セルの信号入力部と混合器セルの信号出力部とのコモンモードレベルが一致するまで、調節可能な電流源３の電流を増加または減少させる。このような場合、混合器セル１全体において（across）ＤＣ電圧は降下しない。したがって、このことは、電流信号に変換される無線周波数信号ＲＦの差動モード信号成分によってのみ混合工程が行われることから、無電流スイッチングとも呼ばれている。
【００５３】
図３Ｂは、これに関する変形例を示している。この場合、電流源３よりもむしろ、電流源７を制御することによって、コモンモードレベルを設定する制御が行われる。このために、端子７１は、目標値制御回路２の出力部２１に連結されている。電位Ｖｂ２は、制御入力部において電流源７に供給される。この構成でも、センサ回路５、６ａは、混合器セル１の入力部および出力部において、コモンモード電位を決定する。混合器セルの出力部のコモンモードレベルは、変更され、混合器セルの入力部のコモンモードレベルに適合させられる。それに代わるものとして、電流源７の入力部７１のバイアス電位Ｖｂ２を制御するよりも入力部７２の電位Ｖｂ１を制御することにより、コモンモードレベルを適合させてもよい。
【００５４】
図６は、図３の一実施形態にかかる混合器構造の雑音特性を、図７の知られている混合器の雑音特性と比較したグラフを示している。この場合、利得（gain）および線形性は同程度であると仮定している。このグラフでは、ｘ軸は、変換された信号の出力周波数を表しており、ｙ軸は、雑音をｄＢＶ／√Ｈｚで表している。図示した周波数帯域全体において、図３の実施形態にかかる混合器の雑音曲線Ｎ２よりも、従来の知られている混合器の雑音曲線Ｎ１がかなり上にあることを、はっきりわかる。この差は、混合器セルを流れるＤＣ電流成分が著しく低減されているためにフリッカー雑音が減少することにより、生じるものである。
【００５５】
この混合器構造の他の形態を、図４に示す。この変形例では、混合器セル１の信号出力部１３、１４の電流電圧変換を、演算増幅器７ｂが行う。このために、信号出力部１３は、演算増幅器回路７ｂの第１反転入力部「−」に接続されており、混合器セル１の信号出力部１４は、上記の演算増幅器回路の第２非反転入力部「＋」に接続されている。演算増幅器回路は、出力側では、混合器の出力部６０に接続されている。この形態により、非常に高い利得に達することができる。したがって、ある環境において、下流のアナログベースバンドにおいて他の増幅器を用いなくてもよい。
【００５６】
演算増幅器７ｂを備えた電流電圧変換器のインピーダンスプロファイルを改善するために、さらに、パッシブプレフィルタ（passive prefilter）が備えられている。このために、演算増幅器７ｂの反転出力部「−」は、キャパシタＣ５とそれに平行に配置された抵抗器Ｒ５´とを介して、演算増幅器７ｂの非反転入力部「＋」にフィードバックされる。非反転出力部「＋」は、同様に、キャパシタＣ６と、それに平行に配置された抵抗器Ｒ６´とを介して、演算増幅器７ｂの反転入力部にフィードバックされる。抵抗器およびキャパシタを含んだ並列回路によって、さらなるパッシブフィルタを得ることができるようになり、電流電圧変換器の入力インピーダンスプロファイルが改善される。
【００５７】
さらに、演算増幅器回路による電流電圧変換は、出力側の極点が要求に応じて複雑な極点として非常に簡単に実現されるという利点を有している。このような形態を図５に示す。
【００５８】
この構成には、本発明の原理に従った２つの混合器構造が備えられている。２つの混合器構造のそれぞれは、演算増幅器７ｂまたは７ｃを備えている。該演算増幅器の入力部は、混合器構造の各混合器セルの出力部に接続されている。
【００５９】
図示した構造は、無線周波数信号を、中間周波数の実数成分Ｉおよび直交成分Ｑに変換するために用いられる。これら２つの混合器構造は、いわゆるＩ／Ｑ周波数変換器になっている。このために、第１局部発振器信号ＬＯ、ＬＯｘが、それぞれ、混合器セル１の入力部１２に位置する第１混合器構造に供給される。第２混合器構造には、第２局部発振器信号が供給される。該第２局部発振器信号の位相は、第１局部発振器信号に対して９０度ずれている。位相のずれた２つの局部発振器信号を用いて信号処理を行うことにより、中間周波数を有する電流信号が、第１混合器構造および第２混合器構造の２つの混合器セルの出力部において生成される。第１混合器構造の混合器セルは実数成分Ｉを出力し、第２混合器構造の混合器セルは直交成分Ｑを出力する。
【００６０】
第１混合器構造の混合器セルの信号出力部は、演算増幅器７ｂに接続されており、第２混合器構造の混合器セルの信号出力部は、演算増幅器７ｃに接続されている。これらの演算増幅器は、次には、電流電圧変換に用いられ、該演算増幅器の出力部から、電圧信号を出力する。さらに、抵抗器Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、および、Ｒ１４が備えられている。抵抗器Ｒ１１は、演算増幅器７ｂの反転出力部を、演算増幅器７ｃの非反転入力部に連結している。抵抗器Ｒ１２は、演算増幅器７ｂの非反転出力部を、第２混合器構造の演算増幅器７ｃの反転入力部に連結している。抵抗器Ｒ１３は、同様に、演算増幅器７ｂの非反転入力部を、演算増幅器７ｃの非反転出力部「＋」に接続しており、抵抗器Ｒ１４は、演算増幅器７ｂの反転入力部を演算増幅器７ｃの反転出力部に接続している。この構造により、特に周波数を０Ｈｚの中間周波数に変換する場合に適した複雑な多相フィルタ（complex polyphase filter）が実現される。
【００６１】
半導体基板の集積回路としても実現されるここに示した実施形態では、混合器セルの信号入力部および信号出力部の各コモンモード電位または各コモンモード信号を互いに適合させることにより、混合器構造の混合器セル内のフリッカー雑音を抑圧し低減することができる。したがって、ＤＣ電流、または、混合器セルにおけるＤＣ電圧降下が低減される。それにもかかわらず、周波数変換プロセスに対し、十分な線形性が混合器セル内で維持される。この場合、混合器セルの信号入力部のコモンモード電流の変更と、混合器セルの信号出力部のコモンモードレベルの変更との両方を行って制御してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の原理を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態を示す図である。
【図３Ａ】本発明の第２実施形態を示す図である。
【図３Ｂ】第２実施形態の変形例を示す図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す図である。
【図５】多相フィルタを備えた形態を示す図である。
【図６】知られている混合器と本発明の一実施形態にかかる一混合器との周波数に対する雑音曲線を示す図である。
【図７】ギルバート混合器として実施されている、知られたＩ／Ｑ混合器を示す図である。
【符号の説明】
【００６３】
１          混合器セル
２          目標値制御回路
３          調節可能な電流源
５          センサ回路
６，６Ａ    センサ回路、手段
７          電流源
８          電圧電流変換器
１０、１１  信号入力部
１２        局部発振器の入力部
１３、１４  信号出力部
２１        制御出力部
２３        基準入力部
２４        フィードバック入力部
３１        制御入力部
３０        接地電位端子
４０        供給電位端子
５０        無線周波数信号入力部、混合器の入力部
６０        混合器の出力部
７１、７２  バイアス入力部
Ｔ１        カレントミラートランジスタ
Ｔ２、Ｔ３  電流トランジスタ
Ｔ４、Ｔ５  電流トランジスタ
Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９    混合器トランジスタ
Ｔ１０、Ｔ１１、Ｔ１４    カスコードトランジスタ
Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１５    電流トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２  抵抗器
Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７'          抵抗器
Ｒ３、Ｒ４、Ｒ７、Ｒ８      抵抗器
Ｃ３、Ｃ４  キャパシタ
Ｃ１、Ｃ２  キャパシタ
ＶＤＤ      供給電位
ＬＯ、ＬＯｘ                局部発振器信号
ＲＦ＋、ＲＦ−、ＲＦ        無線周波数信号
ＯＵＴ、ＯＵＴｘ            出力信号
ＯＵＴＩ＋、ＯＵＴＩ−      出力信号
Ｉｂ        バイアス電流
Ｎ１、Ｎ２  雑音曲線
【図１】
0004512566.tif 000002
【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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