(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信同期データ信号を処理する装置であって、
更新されるいくつかのタップ係数を有して、等化されたデータシンボルから導き出せる誤差信号を生成する適応等化器を含み、該誤差信号は、
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓ−｜ｚ（ｋ）｜2）
で定義され、ここで、ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、Ｒｓは正の実定数であり、
前記等化器は前記誤差信号に応じて前記タップ係数を更新することを特徴とする装置。
【請求項２】
前記Ｒｓが、
Ｒｓ  ＝Ｅ｛｜ａn｜3｝／Ｅ｛｜ａn｜｝
で定義され、ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、ａnはシンボル時刻nでの情報シンボルであり、｜｜は大きさ関数であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記受信同期データ信号は一次元変調技術によって変調されることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記誤差はブラインド等価動作モード中に生成されることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記受信同期データ信号は高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）信号であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記受信同期データ信号はＡＴＳＣ規格に従った高精細度テレビジョン信号であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項７】
受信同期データ信号を処理する装置であって、
更新されるいくつかのタップ係数を有して、等化されたデータシンボルから導き出せる誤差信号を生成する、適応等化器を含み、前記誤差信号は、
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓp−｜ｚ（ｋ）｜p）
で定義され、ここで、ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、Ｒｓpは正の実定数であり、ｐは正の整数であり、
前記等化器は前記誤差信号に応じて前記タップ係数を更新することを特徴とする装置。
【請求項８】
前記Ｒｓが、
Ｒｓp  ＝Ｅ｛｜ａn｜(p+1)｝／Ｅ｛｜ａn｜｝
で定義され、ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ａnはシンボル時刻nでの情報シンボルであり、ｐは正の整数であることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
【請求項９】
残留側波帯（ＶＳＢ）変調技術を用いて、データシンボルがシンボルレート１／Ｔで送信される、受信同期データ信号を処理する装置であって、式、
ｃ（ｎ，ｋ＋１）＝ｃ（ｎ，ｋ）＋（Δ＊ｅ（ｋ）＊ｙ（ｋ−ｎ））
１≦ｎ≦Ｍ
により更新されるいくつかのタップ利得またはタップ係数を有する適応実（非複素数）等化器を含み、ここで、ｃ（ｎ，ｋ）はシンボル時刻ｋでのタップ係数ｎ、Δはステップサイズ、Ｍは等化器フィルタサイズ、ｙ（ｋ−ｎ）は時刻（ｋ−ｎ）での等化器フィルタ入力、ｅ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの誤差信号であり、シンボル時刻ｋはｋ＊Ｔの実時間を示唆し、ここで、Ｔはシンボル期間であり、１／Ｔはシンボルレートであり、前記等化器は等化されたシンボルから導き出せる前記誤差信号を生成し、前記誤差信号は、
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓ−｜ｚ（ｋ）｜2）
で定義され、ここで、ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、Ｒｓは正の実定数であり、
前記等化器は前記誤差信号に応じて前記タップ係数を更新することを特徴とする装置。
【請求項１０】
前記Ｒｓが、
Ｒｓ＝Ｅ｛｜ａn｜3｝／Ｅ｛｜ａn｜｝
で定義され、ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、ａnはシンボル時刻nでの情報シンボルであり、ｐ｜｜は大きさ関数であることを特徴とする、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
残留側波帯（ＶＳＢ）変調技術を用いて、データシンボルがシンボルレート１／Ｔで送信される、受信同期データ信号を処理する装置であって、式、
ｃ（ｎ，ｋ＋１）＝ｃ（ｎ，ｋ）＋（Δ＊ｅ（ｋ）＊ｙ（ｋ−ｎ））
１≦ｎ≦Ｍ
により更新されるいくつかのタップ利得またはタップ係数を有する適応実（非複素数）等化器を含み、ここで、ｃ（ｎ，ｋ）はシンボル時刻ｋでのタップ係数ｎ、Δはステップサイズ、Ｍは等化器フィルタサイズ、ｙ（ｋ−ｎ）は時刻（ｋ−ｎ）での等化器フィルタ入力、ｅ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの誤差信号であり、シンボル時刻ｋはｋ＊Ｔの実時間を示唆し、ここで、Ｔはシンボル期間であり、１／Ｔはシンボルレートであり、前記等化器は等化されたシンボルから得られる一般化された形態の前記誤差信号を生成し、前記一般化された誤差信号は、
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓp−｜ｚ（ｋ）｜p）
で定義され、ここで、ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、Ｒｓpは正の実定数であり、ｐは正の整数であり、
前記等化器は前記誤差信号に応じて前記タップ係数を更新することを特徴とする装置。
【請求項１２】
前記Ｒｓpが、
Ｒｓp＝Ｅ｛｜ａn｜(p+1)｝／Ｅ｛｜ａn｜｝
で定義され、ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ａnはシンボル時刻nでの情報シンボルであり、ｐは正の整数であることを特徴とする、請求項１１に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル通信の分野における、特にチャネル（通話路、伝送路）等化の技術分野に関する。これは、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）用の受信機、たとえば米国の次世代テレビ方式（Advanced Television Systems Committee（ＡＴＳＣ）：高精細度テレビジョン委員会）残留側波帯（Vestigial Sideband（ＶＳＢ））規格に準じて動作する受信機のコンテキストについて開示されているが、他の用途においても同様に有用であるものと考えられる。
【０００２】
【従来の技術】
本願は、２００１年４月２６日に出願され、本願と同じ譲受人に譲渡された、米国仮特許出願第６０／２８６，７２８号の優先権を主張する正規の一般の米国特許出願の優先権を主張する出願である。
【０００３】
デジタル通信（すなわち送受信）の分野においては、特定の伝送方式およびチャネルに依存して、受信信号からシンボルストリームへの確実な回復のための様々な方法および装置が知られている。一般的に、かかる方法および装置は、（ａ）ＲＦ（無線周波数）同調回路および中間周波数（ＩＦ）プロセッサを含む入力ネットワークにより信号をアナログ処理すること、（ｂ）アナログ処理された信号を一連のデジタル標本値にアナログ−デジタル変換すること、（ｃ）受信したデジタルシーケンスをベースバンド未等化シンボルストリームに復調すること、（ｄ）シンボルを、いわゆるシンボルコンステレーションにおける特定のポイントに確実にマッピングできるような方法で、シンボルストリームを等化すること、により動作する。そして、コンステレーションの複雑さに応じて、等化されたシンボルはビットグループ、たとえば、ビットの対、４個組、６個組、８個組などに復号される。等化は、伝送チャネルおよびシステムが信号に直線ひずみを導入して、例えば地上波放送チャネルにおける、マルチパス伝搬のような、符号間干渉（ＩＳＩ）につながるときに必要である。さらに、かかる方法および装置は、（ｅ）フォーワード誤り訂正方式（ＦＥＣ）復号およびデインターリービングを含むさらなるデータ処理によって動作する。
【０００４】
かかる方法および装置において、通常、等化プロセス自体は一般的に適応性がある。すなわち、未等化のシンボルストリームは、その出力シンボルストリームを監視する装置またはシステムに入力され、その装置またはシステムは、その出力シンボルストリームのポイントをシンボルコンステレーションのポイントにできるだけ近づけるように適応させるように、それ自身の転送機能を適応させる。等化は、フィードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）およびフィードバックフィルタ（ＦＢＦ）からなる、いわゆる判定帰還形等化器（ＤＦＥ）の助けによってしばしば行われる。John G. Proakis著、「Digital Communications（デジタル通信）」, McGraw-Hill, 2nd Edition（第２版）, 1989, New Yorkを参照。多くの状況において、適応等化プロセスは少なくとも２つの段階、または動作モードにおいて行われる。すなわち、（ａ）初期化または収束段階および、（ｂ）トラッキング段階である。機器の始動時または、たとえば、ＨＤＴＶ受信機が他の状況間で別のチャネルに同調されるときに行われる、初期化または収束段階において、等化は、１つまたは複数のアルゴリズムを採用し、これらのアルゴリズムはトレーニングベース（基準としてトレーニングシーケンスを用いる）またはブラインド（トレーニングシーケンスを使用せず）とすることができる。初期化段階において、等化器はまず、シンボルコンステレーション上のポイントの任意に近い範囲内でその出力シンボルストリームを確実に最初に収束しようと試みる。ブラインド・収束・アルゴリズムの例としては、ゴダール（Godard）の恒係数（Constant Modulus）アルゴリズム（ＣＭＡ）がある。D. N. Godard、 「Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two Dimensional Data Communication Systems（２次元データ通信システムにおける自己回復等化と搬送波トラッキング）」, IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-28, pp.1867-1875, November 1980を参照。D. N. Godard、  米国特許第４，３０９，７７０号も参照。初期収束の後に、等化プロセスはトラッキング段階に入り、そこで、決定指向型（decision-directed）アルゴリズムのようなアルゴリズムを用いて、復号化されたシンボル（記号）をシンボルコンステレーション上のポイントの任意に近い範囲内に保つように等化器転送機能が継続的に適応される。これらタイプの方法および装置はよく知られているものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ブラインド誤差の単純化により、高精細度テレビジョン信号のシンボルストリームを等化する等化器の性能を改善し、等化器実施におけるハードウェアを節約することを課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の原理に従い、適応等化器は誤差信号
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓ−｜ｚ（ｋ）｜2）
を手掛かりにそのタップ係数を更新する。ここで、ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、｜｜は大きさ関数であり、Ｒｓは正の実定数である。本発明の一態様によれば、Ｒｓは次の式によって求められる。
【０００７】
Ｒｓ＝Ｅ｛｜ａn｜3｝／Ｅ｛｜ａn｜｝
ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、ａnはシンボル時刻ｎでの情報シンボルである。
【０００８】
本発明の別の態様によれば、一般化された等化器誤差信号は次の式を満たす。
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓp−｜ｚ（ｋ）｜p）
ここで、Ｒｓpは正の実定数である。本発明のさらに別の態様によれば、Ｒｓpは次の式によって求められる。
Ｒｓp＝Ｅ｛｜ａn｜(p+1)｝／Ｅ｛｜ａn｜｝
ここで、ｐは正の整数である。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明は、本発明を例示する以下詳細な説明および添付の図面を参照することによって最もよく理解できよう。
【００１０】
米国におけるＨＤＴＶに関するＡＴＳＣ規格において、等化器は、約１０．７６ＭＨｚのシンボルレート（記号転送速度）に等しい平均レートでＶＳＢデータストリームを受信し、地上波放送チャネルに特有なマルチパス伝搬によって主として引き起こされる直線ひずみを除去しようとする適応フィルタである。（米国次世代テレビ方式委員会、「ＡＴＳＣデジタルテレビ規格」、１９９５年９月１６日発行を参照）。ＡＴＳＣ規格において、トレーニングシーケンスが初期の等化器収束を推進するためにフィールド同期（ｓｙｎｃ）に含まれている。しかし、トレーニングシーケンスの使用は、フィールド同期を前もって正確に検出することを必要とする。さらに、フィールド同期は約２５ｍｓ毎にしか発生せず、収束プロセスを遅らせる可能性がある。
【００１１】
フィールド同期の検出をさらに困難にするゴースト環境に対しては、またはダイナミック成分を伴っている場合は、トレーニングシーケンスから独立した等化器タップ係数の最初の調節、すなわち、自己回復または「ブラインド（blind）」を有することが重要である。John G. Proakis著、 「Digital Communications（デジタル通信）」, McGraw-Hill, 2nd edition（第2版）, 1989, New Yorkを参照。また、それはデータシンボル毎に動作するので、ブラインドアルゴリズムはより速く収束する。ブラインドモード等化、ＣＭＡ（Constant Modulus Algolithm）に最も一般的に用いられるアルゴリズムの１つは、D. N. Godardによって発明されている（ D. N. Godard、米国特許第4,309,770号およびD. N. Godard、「Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two Dimensional Data Communication Systems」, IEEE Transaction on Communications, Vol. COM-28, pp.1867-1875, November 1980参照。）。ＣＭＡは非凸状費用関数(non-convex cost functions)のクラスの最小化を意図しており、これらの関数は、搬送波位相および伝送方式に用いられるデータシンボルコンステレーションとは関係なく、符号間干渉を特徴づけるために示される。
【００１２】
Ｍ個のメモリエレメントを備えた等化器フィルタを含む一般的適応等化器について、タップ係数更新式は次のとおりである。
0004425520.tif 000002
ここで、ｃ（ｎ，ｋ）はシンボル時刻ｋでのタップ係数ｎ、Δはステップサイズ、ｙ（ｋ−ｎ）は時間（ｋ−ｎ）での等化器フィルタ入力、ｅ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの誤差信号である。式（１）およびそれに続く分析において、シンボル時刻ｋはｋ＊Ｔの実時間を意味し、Ｔはシンボル期間であり、１／Ｔはシンボルレート（記号転送速度）である。
【００１３】
ゴダールのＣＭＡはｐ次数の費用関数についての一般化であるが、実用的な実施は一般的に最低次数に制限される。２次の費用関数については、ブラインドモード誤差信号は次の式で求められる。
e(k)=z(k)*(R2-|z(k)|2)                （２）
ここで、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、｜｜2は大きさ関数の２乗であり、Ｒ2はゴダール半径または２次のブラインドパワーリングである。パワーリングＲ2は次のように定義される。
Ｒ2＝Ｅ｛｜ａ（ｋ）｜4｝／Ｅ｛｜ａ（ｋ）｜2｝        （３）
ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ａ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの情報シンボル（チャネル入力）である。既知のパワーリング式は、誤差計算公式から得られ、データシンボル毎に比較して誤差表示を生成する平均値として考えることができる。この誤差はブラインドモードでの等化器タップを更新するために用いられる。
【００１４】
式（２）から、誤差が低次の費用関数を反映するとしても、３次の積項（product term）が等化器出力ｚ（ｋ）について現れることが分かる。１０ビット表現の等化器出力に関して、このことは１０ビットｘ１０ビットｘ１０ビット乗算器および３０ビット表現でのブラインド誤差に対する必要性を示している。そして、ブラインド誤差は式（１）で記述したタップ係数の適応ブロックに適用され、そこで付加的な積項において利用される。したがって、ブラインド誤差の表現サイズを削減することが重要である。
【００１５】
本発明はＡＴＳＣ−ＨＤＴＶ規格に関する新しいブラインド等化アルゴリズムを提案するが、このアルゴリズムは既知のゴダールのＣＭＡブラインドアルゴリズムの単純化に相当し、任意の一次元変調方式の等化に適用することができる。本発明はブラインド誤差の単純化を提供し、この単純化はそのダイナミックレンジを減少させ、新しいブラインドモードパワーリングを示す。新しいブラインド誤差はそれを表現するためにより少数のビットしか必要とせず、等化器出力での平均２乗誤差（ＭＳＥ）のわずかな増加を犠牲として、等化器実施におけるハードウェアの節約につながる。しかし、等化器出力でのＭＳＥのわずかな増加の影響は、次のことによって軽減される。（ａ）初期収束の後に、ブラインドモードアルゴリズムが決定指向アルゴリズムに遷移し、このことがＭＳＥをさらに減少させること、および（ｂ）ＨＤＴＶ方式に関して、実際の信号対雑音比（ＳＮＲ）値が１５〜２５ｄＢ程度であること。したがって、システムの白色雑音パワーはＭＳＥレベルを遥かに超え、結局は等化器性能を左右する。
【００１６】
この提案された単純化ブラインドアルゴリズムは、式（１）におけるタップ係数適応を依然として満たし、次のように定義されるブラインド誤差信号を有する。
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓ−｜ｚ（ｋ）｜2）     （４）
ここで、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、｜｜2は大きさ関数の２乗であり、Ｒｓは新しいブラインドパワーリングであり、ｓｉｇｎ［］は、数字の符号を識別しその値を無視する符号関数である。符号関数は次のように定義される。
0004425520.tif 000003
【００１７】
式（１）および（４）によって記述された単純化ブラインドモードアルゴリズムと関連づけられた新しいブラインドパワーリング値は、次のように導出される。等化器と関連づけられた仮定に基づいていくつかの規制が課される。等化器は実（非複素数）値のベースバンド等化器であると仮定する。搬送波トラッキングループは、フェーズ雑音（位相雑音）の幾分かの量を除いて、搬送波を完全に追跡する。等化器は、スライサの存在による決定指向モードにおける少量のフェーズ雑音を修正でき、実際にそれを復調プロセスにおける次のステップであるフェーズトラッカに渡す。しかし、等化器はブラインド等化の期間ではフェーズ雑音を修正できない。フェーズ雑音はデータ上での非加法的効果を備えたゼロ平均プロセスで起こる。等化器によって認識される効力は付加的な雑音である。単純化のために、フェーズ雑音は、入力シンボルにシンボルの変化を引き起こすのに十分大きな信号位相の変動を生じさせるものでないものと仮定して無視することとする。したがって、（ａ）タップ係数増分の期待値がゼロであり、かつ（ｂ）等化器出力がチャネル入力と一致するときに、この系は完全に等化される。
【００１８】
式（１）および（４）から、上記の項（ａ）は次の式で示される。
Ｅ｛ｙk-n＊ｓｉｇｎ（ｚn）＊（Ｒｓ−｜ｚn｜2）｝＝０         （６）
ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、ｓｉｇｎ（）は式（５）における符号関数であり、ｙk-nはｙ（ｋ−ｎ）であり、ｚnはｚ（ｎ）である。
【００１９】
式（６）はブラインドパワーリングに関する式となり、次のように求められる。
Ｒｓ＝Ｅ｛ｙk-n＊ｓｉｇｎ（ｚn）＊｜ｚn｜2｝／Ｅ｛ｙk-n＊ｓｉｇｎ（ｚn）｝                                                        （７）
【００２０】
Ｒｓを導くために、式（７）における各項を情報シンボル「ａ」の関数として導く必要がある。同等なベースバンドインパルス応答｛ｈm、ｍ＝０、１、．．．、Ｍ｝を有するチャネルフィルタについて、搬送波回復の後のチャネル出力ｙnは次のように表される。
ｙn＝Σkａk＊ｈn-k＋ｗn                             （８）
ここで、ｗnはフィルタリングされたゼロ平均ガウス雑音変数である。
【００２１】
上記の項（ｂ）によれば、完全な等化での等化器出力は次の式によって与えられる。
ｚn＝ａn          （９）
ブラインドパワーリングを計算するために、式（８）および（９）は式（７）の２つの項に代入することができる。式（７）の分母の項は次のようになる。
Ｅ｛  ｙk-n＊ｓｉｇｎ（ｚn）｝＝Ｅ｛Σkａk＊ｈn-k＊ｓｉｇｎ（ａn）｝
＋Ｅ｛ｗn＊ｓｉｇｎ（ａn）｝＝Ｅ｛｜ａn｜｝＊ｈ0        （１０）
ここで、雑音ｗnはデータと相関しておらずゼロ平均を有するものと仮定し、データａnは時間的に相関していないものと仮定する。
【００２２】
同様に、式（７）における分子の項は次のようになる。
0004425520.tif 000004
よって、式（７）、（１０）および（１１）から次の式が得られる。
0004425520.tif 000005
ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ａ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの情報シンボル（チャネル入力）である。式（１２）のブラインドパワーリングは式（３）におけるゴダール半径と同じではないことに留意されたい。式（４）における符号関数の使用は、ブラインドモード誤差の複雑さを等化器出力信号の２乗に減少させ、このことはダイナミックレンジおよびそれを表すのに必要なビット数の減少を意味することにも留意されたい。このことは、等化器実施におけるハードウェアの節約につながる。１０ビット表現での等化器出力に対して、このことはブラインド誤差の２０ビット表現を意味し、これはゴダールのＣＭＡに対してサイズの３３％の減少となる。
【００２３】
また、本発明は式（４）の次の形式への一般化を提案する。
【００２４】
ｅ（ｋ）＝ｓｉｇｎ［ｚ（ｋ）］＊（Ｒｓp−｜ｚ（ｋ）｜p）      （１３）
ここで、ｚ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの等化器出力であり、｜｜2は大きさ関数の２乗であり、ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、ｐは正の整数であり、Ｒｓpは一般化されたブラインドパワーリングである。
【００２５】
Ｒｓpに関する式は、式（１２）の一般化であり、式（６）〜（１２）と同様なステップに従って導出することができ、次の式によって与えられる。
Ｒｓp＝Ｅ｛｜ａn｜(p+1)｝／Ｅ｛｜ａn｜｝       （１４）
ここで、Ｅ｛｝は数学的期待値関数であり、｜｜は大きさ関数であり、ａ（ｋ）はシンボル時刻ｋでの情報シンボル（チャネル入力）である。
【００２６】
提案されたブラインドアルゴリズムを評価するために、Ｃプログラミング言語でシミュレーションを行った。この全体的なシミュレーションシステムを図１に示した。このシステムにおいて、「ａ」は送信されたＶＳＢシンボルに対応し、チャネルフィルタは有限インパルス応答（ＦＩＲ）タイプのフィルタであり、「ｘ」はチャネルフィルタ出力であり、「ｗ」は、受信機でのフィルタリングに起因して着色（白ではない）の可能性のあるゼロ平均加法的ガウス雑音であるが、データとは相関していない。シンボル「ｙ」は等化器入力での受信シンボル（記号）であり、「ｚ」は「ａ」を複製しようとする等化器出力である。この例においては、非ゼロ係数ｈ［０］＝１．０およびｈ［２２］＝０．５のＦＩＲフィルタになる、約２μｓで単一の６ｄＢゴースト（妨害像）のチャネルフィルタを選択し、ＤＦＥ等化器を採用した。式（１）における等化器適応のために選択したステップサイズは、ＦＦＦおよびＦＢＦ両方のフィルタ係数と同じであり、他に定めがない限り、ノイズは加えられていない。
【００２７】
固定小数点で実施し浮動小数点に変換される誤差生成およびステップサイズを除いて、シミュレーションは浮動小数点で行った。この考えは、等化器出力でＭＳＥに影響する誤差ブロックは重要なブロックであるので、そのブロックから生ずる実施損失のみを考慮することにある。図２は、式（２）および（４）における実施をブロック図で示しており、シフトレジスタとしてのステップサイズの実施がこれに続く。
【００２８】
ＡＴＳＣ規格における８−ＶＳＢモードと関連づけられたスライサ値またはシンボルコンステレーションを表１に示す。
【００２９】
【表１】
0004425520.tif 000006
【００３０】
表２は、共に式（３）および（１２）ならびに上記の表１におけるスライサ値の両方にＡＴＳＣ規格における８−ＶＳＢモードと関連づけられた、ブラインドパワーリング値を示す。
【００３１】
【表２】
0004425520.tif 000007
【００３２】
ブラインドパワーリング値の重要性は、そのリングが式（２）または（４）における最適値を割り当てられたときにのみ、ブラインドモードの等化器出力が適切なスライサ値に収束することを観察することによって説明できる。パワーリング値は、等化器出力での自動利得制御としての役割を果たす。パワーリングが最適値よりも小さい場合には、等化器出力はスライサ値よりも互いに近づく。パワーリングが最適値よりも大きい場合には、等化器出力はスライサ値よりもさらに離れる。図３に示すように、パワーリングが最適値であるときにのみ、等化器出力はスライサ値と一致する。
【００３３】
図４は白色雑音における単純化されたブラインドモード収束を示す。単純化のために、２０ｄＢのＳＮＲについて選択された雑音は加法的白色ガウス雑音であった。加えられた白色雑音は収束性を悪化させ、等化器出力でのＭＳＥの増加となるが、ブラインドパワーリング値は変更しない。すなわち、等化器出力は依然として表１のスライサ値と平均値で一致する。
【００３４】
等化器は、ブラインドモードにおいて収束した後に、スライサ出力に係わるＭＳＥのさらなる改善のために、最小平均２乗アルゴリズムを履行する決定指向モードに切り換えられる。図５は、単純化されたブラインドから図３に示したケースに関する決定指向モードへの遷移を示している。決定指向モードへの遷移はシンボル数５ｘ１０5で行われ、決定指向モードにおけるステップサイズは同じままである。図６は、図５と関連づけられた、正規化されたＭＳＥ対シンボルの曲線を示している。ＭＳＥは平均信号パワーによって正規化され、１００を超えるポイントの平均として計算される。この曲線は２つの遷移（変わり目）を有する。すなわち、ブラインド収束が達成されたときの第１の遷移と、決定指向モードに切り換えられた後の第２の急激な遷移である。
【００３５】
この単純化されたブラインドアルゴリズムをゴダールのアルゴリズムと比較するために、式（２）におけるブラインド誤差について類似の曲線を求めた。図７はゴダールのブラインドアルゴリズムから決定指向モードへの遷移を示している。式（２）と（４）の相違のために、アルゴリズムは同じステップサイズに対して異なった反応を示す。したがって、図５における本発明の単純化されたアルゴリズムのケースと比較して、ゴダールのアルゴリズムに関する同様な収束時間になるステップサイズを選択した。このステップサイズはΔ□＝□□（１／２）□8（ｂFF＝ｂFB＝８）である。決定指向モードへの遷移はシンボル数５ｘ１０5で行われ、決定指向モードにおけるステップサイズは、図５におけるのと同じ、すなわち、Δ＝（１／２）10（ｂFF＝ｂFB＝１０）のままであった。図８は、図７と関連づけられた、正規化されたＭＳＥ対シンボルの曲線を示している。図７および図８は図５および図６と実質的に同じパフォーマンスを示していることに留意されたい。
【００３６】
ゴダールのアルゴリズムは、ステップサイズが削減されたときに若干良好に作動することに留意されたい。すなわち、ゴダールのアルゴリズムは若干小さいＭＳＥで若干速く収束する。本明細書で提示した単純化されたアルゴリズムはゴダールアルゴリズムのブラインド誤差ダイナミックレンジのいくつかを取り除いているので、これが期待される。しかし、図から分かるように、パフォーマンスの差はたいしたものではなく、結局、等化はブラインドモードから決定指向モードに遷移し、そこでＭＳＥ改善の大半が行われる。また、ＡＴＳＣ−ＨＤＴＶシステムについて、実際のＳＮＲ値は約１５から２５ｄＢであり、このことはシステムの白色雑音パワーがＭＳＥレベルをはるかに超えており、結局、これが等化器パフォーマンスを左右することを意味する。
【００３７】
ＡＴＳＣ  ＨＤＴＶ等化器に関して説明した単純化ブラインドアルゴリズム、すなわち、ゴダールによるブラインドアルゴリズムに対する単純化は、ブラインド等化を単純化し、そのダイナミックレンジを減少させ、新しいブラインドモードリングを示している。新しいブラインド誤差は、それを表現するためにより小さいビット数しか必要とせず、等化器出力での上記の若干の増加したＭＳＥを犠牲として、等化器の実施におけるハードウェアの節約につながることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】等化器シミュレーションの概略を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は、ゴダールの恒係数アルゴリズムを実行する等化器ブラインド誤差およびステップサイズ生成器を示すブロック図、（ｂ）は本発明によるアルゴリズムを実行する等化器ブラインド誤差およびステップサイズ生成器を示すブロック図である。
【図３】Ｒｓ＝３１７４４で、ブラインドモードで動作する本発明によるアルゴリズムにおける１０5スケールでの等化器及びスライサ出力対シンボルを示す図である。
【図４】信号対雑音比２０ｄＢで、ブラインドモードで動作する本発明によるアルゴリズムにおける１０5スケールでの等化器およびスライサ出力対シンボルを示す図である。
【図５】ブラインドモード、次に決定指向モードで動作する、本発明によるアルゴリズムにおける１０5スケールでの等化器およびスライサ出力対シンボルを示す図である。
【図６】ブラインドモード、次に決定指向モードで動作する、本発明によるアルゴリズムにおける１０5スケールでの等化器出力の正規化ＭＳＥ対シンボルを示す図である。
【図７】ブラインドモード、次に決定指向モードで動作する、ゴダールの恒係数アルゴリズムにおける１０5スケールでの等化器およびスライサ出力対シンボルを示す図である。
【図８】ブラインドモード、次に決定指向モードで動作する、ゴダールの恒係数アルゴリズムにおける１０5スケールでの等化器出力正規化ＭＳＥ対シンボルを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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