(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
対象信号を含む第１成分と干渉信号を含む第２成分とを有する信号を受信するように構成配置される通信システムにおける適応フィルタであって、
従来型の一定モジュラス・アルゴリズムを用いて、前記適応フィルタの係数のうち部分集合の係数を更新する第１の手段と、
前記一定モジュラス・アルゴリズムにおいて誤差費用関数に含まれる定数を任意の定数で置き換え、かつ該定数の重み付けを前記対象信号に対する前記干渉信号の強さに応じて１から０まで減少させるアルゴリズムを用いて、前記部分集合の係数を除く前記適応フィルタの係数を更新する第２の手段と、
を備えた適応フィルタ。
【請求項２】
請求項１記載の適応フィルタにおいて、前記第２の手段は、受信信号の干渉信号成分に応答して、前記適応フィルタの係数を調整する適応フィルタ。
【請求項３】
請求項１記載の適応フィルタにおいて、前記適応フィルタの出力信号のスペクトル平均周波数を検出するように構成配置された検出器を備え、前記第２の手段は、前記スペクトル平均周波数を用いて前記定数の重み付けを決定する適応フィルタ。
【請求項４】
請求項３記載の適応フィルタにおいて、前記検出器は瞬時周波数検出器を含む適応フィルタ。
【請求項５】
請求項４記載の適応フィルタにおいて、前記瞬時周波数検出器はＦＭ検出器を含む適応フィルタ。
【請求項６】
請求項４記載の適応フィルタにおいて、前記検出器は更に前記瞬時周波数を平均化する平均化回路を含む適応フィルタ。
【請求項７】
請求項４記載の適応フィルタにおいて、受信信号の電力を正規化する電力正規化回路を更に含む適応フィルタ。
【請求項８】
請求項１記載の適応フィルタにおいて、前記第１および第２の手段は前記適応フィルタの出力信号に応答する適応フィルタ。
【請求項９】
請求項１記載の適応フィルタにおいて、前記通信システムはＦＭ受信機を備える適応フィルタ。
【請求項１０】
請求項１記載の適応フィルタにおいて、前記第２の手段は、前記対象信号と干渉信号との間の相対強度に基づいて前記適応フィルタの係数を変更するように構成配置される、適応フィルタ。
【請求項１１】
対象信号を含む第１成分と干渉信号を含む第２成分とを有する受信信号を適応フィルタに印加することを含む適応フィルタ作動方法であって、
（ａ）  従来型の一定モジュラス・アルゴリズムを用いて、前記適応フィルタの係数のうち部分集合の係数を更新するステップと、
（ｂ）  前記一定モジュラス・アルゴリズムにおいて誤差費用関数に含まれる定数を任意の定数で置き換え、かつ該定数の重み付けを前記対象信号に対する前記干渉信号の強さに応じて１から０まで減少させるアルゴリズムを用いて、前記部分集合の係数を除く前記適応フィルタの係数を更新するステップと、
を有する方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法において、前記ステップ（ｂ）の更新は受信信号の干渉信号成分に応答する方法。
【請求項１３】
請求項１２記載の方法において、前記ステップ（ｂ）の更新は、更に前記対象信号と干渉信号との間の相対強度に依存する、方法。
【請求項１４】
請求項１３記載の方法において、更に、前記相対強度を前記適応フィルタの出力信号のスペクトル平均周波数の検出に基づいて決定することを含む方法。
【請求項１５】
請求項１３記載の方法において、更に、前記相対強度を前記適応フィルタの出力のスペクトル平均周波数の検出に基づいて決定することを含む方法。
【請求項１６】
請求項１１記載の方法において、前記対象信号および干渉信号を含む受信信号を分析するステップを含む、方法。
【請求項１７】
請求項１６記載の方法において、前記分析は前記干渉信号成分の強度に対する前記対象信号成分の相対強度を含む、方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の方法において、更に、前記相対強度を前記適応フィルタの出力信号のスペクトル平均周波数の検出に基づいて決定することを含む方法。
【請求項１９】
請求項１１記載の方法において、前記適応フィルタはトランスバーサル・フィルタである方法。
【請求項２０】
請求項１１記載の方法において、前記ステップ（ｂ）の誤差費用関数に含まれる定数の重み付けは経時的に調整される、方法。
【請求項２１】
請求項１１記載の方法において、前記適応フィルタはトランスバーサル・フィルタである方法。
【請求項２２】
請求項１１記載の方法において、前記適応フィルタはＦＩＲフィルタである方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般的には、変調された信号からのデータ復元に関する。更に特定すれば、本発明は、意図的にまたは意図せずに変調信号に印加され得る、マルチパスや隣接チャネル干渉、およびその他の線形の非時変、即ち時間的に変化しない（または緩慢時変（時間的にゆっくり変化する））動作の影響低減に関する。本発明は、特に適応伝送チャネル等化器としての使用に適しており、伝送チャネルにおける非理想性の結果受信信号に生ずる異常（偏差）を低減するように動作する。本発明は、新規な適応方法を用いる適応等化器として動作するように構成された適応フィルタ構造を備え、適応フィルタの係数を調節するために用いる誤差費用関数(error cost function)が、受信信号特性に基づいて、自己調節する。
【０００２】
本発明は、変調信号からデータを復元することが必要であり、変調信号が以下の特性を有する場合、即ち、１）周波数スペクトルの大きさが変調信号帯域幅全体を通じて実質上平坦であり、２）信号の大きさが経時的に実質上一定（一定または一定の係数に近い）であるという特性を有するとき、あらゆるシステムにおいて利用できる。本発明が特に有用なのは、周波数変調（ＦＭ）信号を受信し復調するように設計された無線受信機に用いられる場合であるが、別の変調方式のシステムに用いても利点がある（ディジタル通信システムにおける適応チャネル等化器としての使用は、別の一例である）。
【０００３】
【従来の技術】
時間ドメイン（領域）におけるマルチパス干渉は、対象信号（ＳＯＩ：signal of interest）の初期形状と同じ信号を遅延およびフィルタ処理した多数の変形との重畳によって表すことができる。ＳＯＩを遅延およびフィルタ処理した変形は、反射やその他の不規則性から生ずる。周波数ドメインで見た場合、マルチパス干渉は、ＳＯＩの伝送路内のどこかに置かれた櫛歯フィルタとしてモデル化することができる。
【０００４】
図１は、受信信号上におけるマルチパス干渉の影響を低減しようとした従来技術の信号処理システムのブロック図である。このシステムは、マルチパス干渉によって生じた線形誤差を打ち消す機能を有する適応トランスバーサル（またはＦＩＲ）フィルタを受信信号経路内に配置している。
【０００５】
以下の式１ないし式４は、一定モジュラス・アルゴリズム（ＣＭＡ：Constant Modulus Algorithm）に基づく従来技術の適応伝送チャネル等化器の数学的基礎をなす。ＣＭＡとは、トランスバーサル・フィルタ係数を調節するために用いられる誤差推定の一種である。これらの式は、具体的には、（Dominique Goddardによって）ＣＭＡ２−２と名付けられたＣＭＡの一形態に対応するが、その論述は、当技術分野で公知のその他の形態のＣＭＡに一般化することができる。
【０００６】
【数１】
ｙ（ｋ）＝ＷT（ｋ）Ｘ（ｋ）                        式１
【０００７】
【数２】
Ｗ（ｋ＋１）＝Ｗ（ｋ）−μｅcm（ｋ）Ｘ＊（ｋ）      式２
【０００８】
【数３】
ｅcm（ｋ）＝［｜ｙ（ｋ）｜2−Ｒ2］ｙ（ｋ）          式３
【０００９】
【数４】
Ｒ2＝Ｅ｛｜ｙ（ｋ）｜4｝／Ｅ｛｜ｙ（ｋ）｜2｝      式４
上述の式１ないし式４において、Ｘ（ｋ）は時点ｋにおける入力履歴のベクトルであり、ｙ（ｋ）は適応フィルタからのスカラー出力値であり、Ｗ（ｋ）はフィルタ係数のベクトルであり、ｅcm［ｋ］はＣＭＡ２−２アルゴリズムに基づく一定モデュラス（係数）誤差推定値であり、Ｒ2は用いるデータ変調方法に依存する定数であり、適応フィルタの出力をデータ復調器の閾値に一致させるために必要なスケーリングを表す。周波数変調（ＦＭ）のような一定モデュラス変調方法では、この式はＲ2＝Ｒ02と変形され、Ｒ0＝Ｅ｛｜ｙ（ｋ）｜｝である。μは、各時間ステップ（刻み）毎に係数を変化させる範囲を調節するステップ・サイズ・パラメータである。次の係数Ｗ（ｋ＋１）の集合は、各々、その前の係数値Ｗ（ｋ）と、トランスバーサル・フィルタのタップ重み（係数）に対するフィルタの出力モデュラスの誤差の勾配（傾き）の推定値に基づいて決定する。
【００１０】
図１の従来技術のシステム１００では、入力信号はフロント・エンド・ブロック１０によって受信される。フロント・エンドは、外部世界と対象システムとの間のインターフェースとして機能する。典型的なフロント・エンドは、信号調整機能、およびある種のチューニング機能を内蔵する。信号調整は、大抵の場合、外部世界からの着信（入来）信号を対象システムに一致させ、システムのダイナミック・レンジおよび信号対ノイズ比を向上させるために適用される（一例として、無線受信機のＲＦフロント・エンドにおけるＡＧＣ機能の使用がある）。チューニングは、大抵の場合、周波数選択機能と周波数偏移（シフト）機能の組み合わせから成り、偏移機能は、周波数が選択的に発生する周波数範囲をシフトさせるために用いられる。
【００１１】
フロント・エンド１０の出力は、電力正規化ブロック２０に供給される。システムによっては、電力正規化はフロント・エンド１０によって直接行われる場合もある（ＡＧＣがある場合はその中で）。このようなシステムでは、別個の電力正規化段は不要となる。しかしながら、フロント・エンド１０の出力が、時間と共にかなり変動する平均信号電力を持ち続けている場合も多い。このような場合、別個の電力正規化機能を適用する。
【００１２】
図１は、ＡＤＣ３０の前段に位置する電力正規化ブロック２０を示す。電力正規化２０は、アナログＡＧＣによって行うことができる。図１のシステム１００では、電力正規化信号（電力正規化ブロック２０の出力）は次にＡＤＣ３０によってディジタル化され、適応トランスバーサル・フィルタ４０の入力に印加される。式１は、入力データおよび係数ベクトルが与えられたときのトランスバーサル・フィルタ４０の信号処理を規定する。適応トランスバーサル・フィルタ４０の出力は、２つの経路、信号経路および制御経路に分離する。信号経路出力は、元のデータ変調に用いた手法の逆を表すように、復調ブロック７０によって復調される。復調の後、元の変調信号が何らかの形でエンコードされていた場合、復調信号のデコードも行う場合がある。復調器７０の出力は、復元された対象データ信号となる。
【００１３】
制御経路出力は、一定モデュラス（ＣＭ）誤差推定ブロック６０にフィード・バックされる。ＣＭ誤差推定ブロック６０は、式３に応じて誤差費用関数を決定する。これは、実際には、適応フィルタ４０の出力のモデュラスと一定値Ｒ2（式４で定義した通り）との間の差である。この決定の結果が、誤差推定信号ｅcm（ｋ）となる。誤差推定信号ｅcm（ｋ）（ＣＭ誤差推定ブロック６０の出力）は、係数決定ブロック５０に供給される。係数決定ブロック５０は、式２に応じて係数信号の更新を決定する。係数信号値は、誤差推定信号ｅcm（ｋ）、現係数信号値Ｗ（ｋ）、適応ステップ・サイズμ、および共役入力データ信号Ｘ＊（ｋ）に基づいて更新される。意図通りに機能すると、連続的な時間刻みで決定される係数値信号は、誤差費用関数を最小化する方向に変化する。
【００１４】
図１の従来技術のシステム１００は、送信ＳＯＩが一定のモデュラス特性を有することを想定している。このような信号がマルチパス干渉を（例えば、送信中に）受けると、受信信号はもはや一定のモデュラス特性を失ってしまう。（多数の反射によって生ずる櫛歯フィルタの挙動が、一定のモデュラス挙動を破壊する）。従来技術のシステム１００のＣＭ誤差推定ブロック６０は、係数決定ブロック５０と協動して、トランスバーサル・フィルタ４０の出力に一定のモデュラス特性を持たせるようにする係数信号を、トランスバーサル・フィルタ４０のために決定する。この挙動を遂行するアルゴリズムをＣＭＡ（一定モデュラス・アルゴリズム）と呼ぶ。
【００１５】
追加の背景について、以下の文献を引用する。
【００１６】
【表１】
0004519415.tif 000002
【００１７】
その他の刊行物
J.R. Treichler and B.G. Agee,「A New Approach to Multipath Correction of Constant Modulus Signals」（一定モデュラス信号のマルチパス補正に対する新たな手法）IEEE Trans. On ASSP, Vol 31, No. 2, pps, 459‐472, １９８３年４月。
【００１８】
Richard P. Gooch and Brian Daellenbach,「Prevention of Interference Capture in a Blind (CMD-Based) Adaptive Receiver Filter」（ブラインド（ＣＭＤを用いた）適応受信フィルタにおける干渉捕捉の防止）Conference Record of 23rd Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Maple Press, pps. 898-902,１９８９年１１月。
【００１９】
Y.S. Choi, H.Hwang, and D.I. Song,「Adaptive Blind Equalization Coupled with Carrier Recovery for HDVT Modem」（ＨＤＶＴモデムのキャリア復元と適応ブラインド等化との共用）IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vo.39, No.3, pps. 386-391,１９９３年８月。
【００２０】
Widrow, B. and Stearns, S, (1985), Adaptive Signal Processing（適応信号処理） Prentice-Hall。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の重要な目的は、一層優れた適応トランスバーサル・フィルタリング方法および手段を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、受信信号を分析し、重複隣接干渉信号があるか否か判定を行う。干渉信号が検出された場合、適応フィルタの初期化を変更して、フィルタの能力を大幅に改善し、所望の信号を選択し干渉信号を拒絶する解に収束させる。初期化を変更するプロセスを、適応フィルタ・モード変更と呼ぶ。本発明は、モード制御ブラインド適応トランスバーサル・フィルタ(mode controlled blind adaptive transversal filter)を備えている。本発明は、適応トランスバーサル・フィルタの能力を大幅に改善し、理想的でない条件（即ち、解空間の極小値が１つよりも多い条件）下で動作するときに、所望の解に収束するようにする。
【００２３】
その他の特徴、目的および利点は、以下の詳細な説明を添付図面と関連付けて読むことにより明白となろう。
【００２４】
【発明の実施の形態】
式１、３、および４を式５ないし式７と共に用いることによって、本発明のモード制御ブラインド適応トランスバーサル・フィルタの数学的基礎が得られる。図２Ａは、本発明の一実施形態のブロック図である。図２Ｂは、本発明の別の実施形態のブロック図である。
【００２５】
トランスバーサル・フィルタを特徴付ける係数はベクトルＷに格納されている。Ｎ個の係数によって特徴付けられるフィルタに対して、ベクトルＷはＮ個の要素を有する。Ｌ個の任意の係数ベクトル要素の更新は、式２ないし式４に応じて決定され、Ｎ＞Ｌ≧１である（即ち、一定モデュラス誤差推定値ｅcmに応じて、１つ以上の係数を更新する）。残りのＮ−Ｌ個の係数は、以下の式６および式７に応じて更新される。下付き文字ｇは、式２ないし式４に応じて更新されたＬ個の係数を表し、ｈは、式７に応じて可変モード誤差推定値ｅvmを用いて更新されたＮ−Ｌ個の別の係数を表す。Ｌ個の係数は、係数ベクトルにおいて連続的にインデックスされた要素である必要はない。Ｌ個の選択された要素は、Ｎ個の係数要素の内任意の部分集合とすることができる。
【００２６】
【数５】
ｗｇ（ｋ＋１）＝ｗｇ（ｋ）−μｅｃｍ（ｋ）ｘｇ＊（ｋ）          式５
ここで、ｗ、μ、ｅｃｍ（ｋ）およびｘ（ｋ）は定義済みである。
【００２７】
【数６】
ｗｈ（ｋ＋１）＝Ｗｈ（ｋ）−μｅｖｍ（ｋ）ｘｈ＊（ｋ）          式６
【００２８】
【数７】
ｅvm（ｋ）＝［｜ｙ（ｋ）｜2−（１−α（ｋ））Ｒ］ｙ（ｋ）    式７
ｅvm（ｋ）信号を可変モード誤差推定信号と呼び、α（ｋ）信号を、モード変数信号と呼び、Ｒは任意の定数値である。本発明は、Ｒの選択に限定されるのではない。実施形態の一例では、ＲをＲ2の値に設定する。これは式４に定義されている。本発明をＦＭ受信機に用いる実施形態の一例では、Ｅ［ｙ（ｋ）］＝Ｒ0であるので、Ｒ2の値はＲ02となる。尚、Ｒ0はＦＭの定数であることを注記しておく。
【００２９】
更に、実施形態の一例では、最初の係数ｗ0は、式２ないし式４に応じて一定モデュラス・アルゴリズムにしたがって調節し、他の全ての係数信号は、式６および式７に応じて、可変モード誤差判断基準を用いて調節する。
【００３０】
図２Ａのシステムでは、入力信号は最初にフロント・エンド２１０によって受信される。フロント・エンド２１０は、図１の従来技術のシステム１００のフロント・エンド１０と同様に動作する。次に、フロント・エンド２１０の出力は、電力正規化ブロック２２０を通過する。この機能はＡＤＣ２３０の前に位置するので、これはアナログ形態で実施されるのが通例である。電力正規化機能を得るには、ＡＧＣ回路を用いることができる。ＡＧＣ回路は従来技術において公知であり、詳細な説明は行わない。
【００３１】
図２Ｂは、ＡＤＣ３３０の後に電力正規化３２０を配置している。この場合も、ＡＧＣ回路を用いて電力正規化機能を設けることもできる。この場合、ＡＧＣ機能はディジタル形態であるのが通例である。ディジタルＡＧＣ機能を得るための技法は周知であり、ここではこれ以上詳しく説明しない。
【００３２】
前述のブロック２２０、３２０の電力正規化機能は、好ましくは、適応フィルタ係数を更新するレートよりも十分に低いレートで、適応フィルタが解に収束するように、時間の関数として行われる。
【００３３】
フィルタ係数を調節するアルゴリズムを用いれば、別の実施形態でも電力正規化を行うことができる。このようなアルゴリズムの一例に、正規化ＬＭＳアルゴリズム（ＮＬＭＳ）がある。電力正規化をＮＬＭＳにおいて行うとき、適応ステップ・サイズ・パラメータｍ（ＬＭＳでは定数）を、計算した誤差信号に含まれる電力の推定値で除算する。当業者であれば、この電力正規化技法をＣＭＡで用いるために改造することは容易にできるであろう。
【００３４】
本発明は、用いる電力正規化機能の形態には限定されない。また、本発明は、電力正規化機能の位置にも限定されない。電力正規化機能は、アナログ‐ディジタル変換の前または後に置かれたＡＧＣにおいて行うことができ、または適応フィルタ・アルゴリズムの一部として含ませることができる。実施形態の一例では、ＡＤＣの前に置かれたアナログＡＧＣを用いる。この位置にＡＧＣを置くと、ＡＤＣのダイナミック・レンジが拡大するという利点がある。
【００３５】
信号経路内に位置する電力正規化の動作は、適応アルゴリズム内で行われる電力正規化とは多少異なる。何故なら、適応アルゴリズム内の電力正規化は、ＳＯＩではなく、誤差信号における電力を正規化するからである。しかしながら、各場合における電力正規化の効果は本質的に同一である。ここに記載する電力正規化方法の全ては、システムの適応化性能を向上させるために用いられ、ここに記載する方法の全ては同様の向上をもたらす。
【００３６】
図２Ａにおいて、電力正規化ブロック２２０の出力は、次に、ＡＤＣ２３０によってディジタル化され、ＡＤＣ２３０の出力は、トランスバーサル・フィルタ２４０の入力、および係数信号決定ブロック２５０に供給される。図２Ｂにおいて、フロント・エンド３１０の出力はＡＤＣ３３０によってディジタル化される。ＡＤＣ３３０の出力は、電力正規化ブロック３２０に供給され、次に、トランスバーサル・フィルタ３４０の入力および係数決定ブロック３５０に供給される。
【００３７】
トランスバーサル・フィルタ２４０、３４０は、式１にしたがって信号を処理し、入力データおよび係数ベクトルに応じた出力を供給する。トランスバーサル・フィルタ２４０、３４０の出力は、復調器２７０、３７０に供給され、更に、スペクトル平均周波数検出器（ＳＭＦＤ：spectral mean frequency detector）２７２、３７２にそれぞれ供給される。データ復調器２７０、３７０の機能は、所望の変調を復元することである。本発明は、多数の変調方法と共に用いることができ、いずれの特定の方法にも限定されない。本発明のステレオＲＦ  ＦＭ受信機における使用について記載する実施形態の一例では、データ復調器はＦＭ検出器（検波器）を備えている。
【００３８】
変調信号がエンコードされていた場合には、復調信号を更にデコードすることも必要な場合もある。本発明は、一緒に用いるエンコードおよびデコードの形態には限定されない。
【００３９】
ＳＭＦＤ２７２、３７２は、トランスバーサル・フィルタ２４０、３４０の出力の平均スペクトル周波数を検出する。この信号は、隣接チャネル干渉存在の指示として用いられる。信号の平均スペクトル周波数を検出することができる検出器であれば、いずれでもここで用いることができ、本発明はいずれの特定の形式の検出器の使用にも限定されない。検出器は、本発明において用いる際、アナログ形式でもディジタル形式でも実現可能であり、ハードウエアまたはソフトウエア、あるいはその組み合わせで実施することができる。
【００４０】
ＳＭＦＤは、図３Ａに示すように実施することができる。図３ＡのＳＭＦＤ１１０は、瞬時周波数検出器５１を備え、実施形態の一例ではＦＭ検波器として実施されている（ＦＭ検波器は、信号の瞬時周波数を検出するのが通例である）。続いて、ロー・パス・フィルタ５２によって行われる平均化動作がある。ＦＭ検波器の出力をロー・パス・フィルタにかけることによって、ＦＭ検波器の出力を平均化し、その結果、平均スペクトル周波数を表す信号が得られる。ロー・パス・フィルタ５２は、単純な一次ロー・パス・フィルタでよい。しかしながら、本発明は、用いるロー・パス・フィルタの形式には限定されない。ＳＭＦＤ１１０において用いられるロー・パス・フィルタは、特定的な通過帯および停止帯特性のいずれも満たす必要はない。更に、ロー・パス・フィルタは、望ましければ、スケーリングを実行することができる。ロー・パス・フィルタ５２を別の処理と置き換えて、平均化機能を実施してもよい（移動平均フィルタのように）。本発明は、平均化機能を実施する際に用いる処理方法には限定されない。
【００４１】
ＦＭ受信機の実施形態の一例では、瞬時周波数を検出する際に用いられるＦＭ検波器は、データ復調器としても用いられる。これを図６Ａおよび図６Ｂに示す。ＦＭ検波器８７０、９７０の出力は、各々、２つの経路に分割される。一方の経路は、前述のように、ロー・パス・フィルタ８７５、９７５（ＳＭＦＤの一部）に達する。他方の経路は、所望の信号であり、必要に応じてデコードする場合もある。
【００４２】
ＦＭ検波器１２０を図３Ｂに示す。ＦＭ検波器は、アナログまたはディジタル形態、ハードウエアまたはソフトウエア、あるいはその組み合わせで実施することができる。本発明は、ＦＭ検波器を実施する方法には限定されない。ＦＭ検出器１２０のＡｒｇブロック６１は、最初に、変調信号の偏角（即ち、角度）を抽出する。次に、アンラップ・ブロック６２が、抽出した角度をアンラップ(unwrap)し、不連続性を除去する。次に、ｄ／ｄｔブロック６３が、アンラップした角度を時間に関して微分する。微分出力は、次に、利得ブロック６４によってスケーリングされる。利得ブロック６４の出力は対象信号となる（復元したデータ）。
【００４３】
ＦＭ検波器は従来技術において広く知られており、したがって具体的な実施形態についてこれ以上詳しくここでは説明しない。ＦＭ検波器は、本発明では、多数の公知技術のいずれを用いても実施可能である。
【００４４】
ＳＭＦＤ出力２７２、３７２は、それぞれ、可変モード・コントローラ・ブロック２７４、３７４に入力され、この情報を用いて適応フィルタの動作モードをどのように変更するか決定する。可変モード・コントローラ・ブロック２７４、３７４の出力は、モード可変信号α（ｋ）となる。α（ｋ）信号は、ＳＭＦＤ出力の関数である。α（ｋ）信号は、好ましくは、ＳＭＦＤの出力の関数であり、半正値(positive semidefinite)で、単調で、ゼロに対して対称である。前述の特性を有する関数は、多数作成可能であり、そのいずれでも本発明に適用することができる。前述の条件(preference)を満たす関数であれば、いずれでも本発明において作用する。本発明は、これらの条件を満たすために用いられる関数の形態には限定されない。
【００４５】
実施形態の一例では、α（ｋ）の値は、好ましくは０および１の間に囲まれた範囲とする（しかし、本発明は、この値の範囲だけの動作に制限されるのではない）。更に、実施形態の一例では、小さなデッドバンド（不感帯）を採用した。不感帯では、α（ｋ）は、ＳＭＦＤ出力の小さな値に対しては０の値に維持される。α（ｋ）の値の範囲を制限し、不感帯領域を付け加える動作は、モード制御ブラインド適応フィルタを機能させるためには必要ではない。しかしながら、これらの機構を含ませると、システムは所望の信号に適応する能力が向上する。
【００４６】
図４Ａは、実施形態の一例におけるα（ｋ）の決定を表すブロック図である。平均スペクトル周波数を検出するために用いるＳＭＦＤがベースバンド周波数で動作すると想定すると都合がよい。ベースバンドのＦＭ信号では、複素周波数変調の結果、中央周波数を中心として正および負双方の周波数偏差を有する変調信号の瞬時周波数が得られる。ＳＭＦＤの出力は、０を中心として変動するＤＣレベルである。
【００４７】
本発明は、必要であれば、ＩＦまたはＲＦ周波数でも動作可能である。このためには、ＳＭＦＤの出力にオフセットを付加するだけでよく、後続段において容易に除去することができる。しかしながら、ベースバンドで動作すれば、このオフセット除去が不要となるので、都合がよい。本発明を構成する完全なシステムは、汎用性を損なうことなく、ＩＦまたはＲＦ周波数で動作するようにスケーリングが可能である。
【００４８】
ＳＭＦＤのロー・パス・フィルタ５２の出力における信号は、（ベースバンドにおける動作に対しては）０を中心に対称的であり、単調である。これは、可変モード・コントローラ２７４、３７４への入力である。可変モード・コントローラ２７４、３７４の動作については図４Ａと関連付けて更に説明する。図４Ａの可変モード・コントローラ１３０は、最初に、絶対値ブロック７１において、ロー・パス・フィルタ出力の絶対値を取る。絶対値を取ると、得られる信号には半正値（準正定値）特性が与えられる。この時点における信号は、本発明が意図通りに機能する特性を有する。
【００４９】
実施形態の一例では、加算器７２を用いて、絶対値ブロック７１の出力にオフセット定数７３を加算する。オフセットは、α（ｋ）に対して０を中心とする不感帯を設けるために用いられる。用いるオフセットの量を変化させれば、個々の用途毎に本発明の動作を細かくチューニングすることができる。不感帯は、ＳＭＦＤ出力の０を中心とする小さなばらつきに対するα（ｋ）の信号値を０に等しく維持する。
【００５０】
得られた信号は、次に、利得ブロック７４および飽和ブロック７５を通過する。利得は、個々の用途に対してシステムの挙動を細かくチューニングするために調節可能な別のパラメータである。実施形態の一例における飽和ブロック７５は、得られた信号を０および１の間の値に制限するが、必要であれば、別の値の範囲も選択可能である。好適な実施形態におけるＳＦＭＤ出力およびα（ｋ）間の関係を示すグラフを図４Ｂに示す。
【００５１】
トランスバーサル・フィルタ２４０、３４０および可変モード・コントローラ２７４、３７４の出力は、可変モード誤差推定ブロック２７３、３７３に入力される。可変モード誤差推定ブロック２７３、３７３の出力は、可変モード誤差推定値信号ｅvmである。ｅvmの決定は、式７に応じて、これらの入力および定数Ｒの値に基づいて行われる（定数Ｒは、トランスバーサル・フィルタ出力のモデュラスの予想値であり、実施形態の一例ではＲ0に等しい）。
【００５２】
一定モデュラス誤差推定ブロック２６０、３６０の入力は、それぞれ、トランスバーサル・フィルタ２４０、３４０の出力となる。一定モデュラス誤差推定値は、式３に応じて決定され、図１の一定モデュラス誤差ブロック６０に関して説明したのと同じである。
【００５３】
誤差推定ブロック２６０、３６０、２７３、３７３の出力、およびディジタル化入力データは、全て、係数決定ブロック２５０、３５０に供給される。係数決定ブロック２５０、３５０は、式５および式６に応じて、係数更新信号を決定する。式５は、一定モデュラス誤差判断基準に応じて更新される、Ｌ個のトランスバーサル・フィルタ係数に対する更新の決定を記述し、式６は、可変モード誤差判断基準に応じて更新されるＮ−Ｌ個のトランスバーサル・フィルタ係数に対する更新の計算を記述する。実施形態の一例では、最初のフィルタ係数を式５に応じて更新し、その他の係数全てを式６に応じて更新する。
【００５４】
モード変数α（ｋ）は、ｅvm［ｋ］信号の決定において用いられる定数Ｒの大きさを修正する際に用いられる。即ち、α（ｋ）信号は、可変モード誤差判断基準に基づいて更新されるために指定された、Ｎ−Ｌ個の適応トランスバーサル・フィルタの係数信号を調節するために用いられる誤差費用関数信号を修正する（即ち、α（ｋ）信号は、適応フィルタのモードを変化させる）。α（ｋ）信号は、何らかの方法で制御することができる変数である。α（ｋ）信号を０に設定すると、ｅvm［ｋ］＝ｅcm［ｋ］となり、可変モード誤差に基づく係数信号は、一定モデュラス誤差に基づく係数更新信号と同一となる。実施形態の一例では、α（ｋ）信号＝０の場合、可変モード誤差判断基準は、一定モデュラス誤差判断基準と同一となり、システムの動作はＣＭＡ２−２の挙動に縮退する。
【００５５】
適応トランスバーサル・フィルタの動作モードは、ａ）α（ｋ）信号を一定に維持するか、またはｂ）α（ｋ）信号を何らかの方法で時間と共に変化させることによって、一定に維持するか、または変化させることができる。本発明は、モード変数の値を経時的に変化させる方法には限定されない。本発明の実施形態の一例では、モード変数を時間と共に可変としている。
【００５６】
先に実施形態の一例（一定モデュラス誤差判断基準を用いて最初のフィルタ係数信号を更新し、可変モード誤差判断基準を用いて残りの係数信号を更新する）について述べたように、モード変数を０に設定した場合、システムは、ＣＭＡ２−２に基づく適応フィルタとして振る舞う。信号白色化装置は、従来技術では公知であり（単一ステップ線形予測器は一例である）、これらは信号内に存在するエネルギの逆数を周波数の関数として推定するために用いることが多い。この使用も、本発明では、モード変数を１に設定した場合の適応フィルタの機能である。
【００５８】
本発明の実施形態の一例では、ＣＭＡに基づく適応フィルタとしての動作と、モード変数を１に設定した場合の適応フィルタとしての動作との間で、その挙動を変更することができる。別の言い方をすれば、システムは、その挙動を、変調動作の出力と適応フィルタの入力との間の信号経路内のいずれかの場所に位置する線形処理の伝達関数を反転させる作用から、フィルタ入力にある信号のスペクトルを反転させる作用まで変化させることができる。
【００５９】
０および１の間のモード値に対する本発明の実施形態の一例では、その挙動を正確に記述するのが難しい。システムの特性は、先に論じたいずれかの極値の間で変動する。即ち、完全なシステムの挙動は、α（ｋ）信号が変化するに連れて、変調器およびトランスバーサル・フィルタ間に位置する線形処理の伝達関数の反転と、トランスバーサル・フィルタの入力にある信号のスペクトルの反転との間で滑らかに変化する。
【００６０】
一定誤差判断基準に基づいて係数信号の第１任意サブセット（部分集合）を更新し、可変モード誤差判断基準に基づいて係数信号の第２相補集合を更新する場合、本発明の挙動も正確に記述するのは難しい。ＬがＮに比べて小さい場合におけるシステムの挙動は、実施形態の一例について先に説明した、Ｌ＝１の場合の挙動に類似している。
【００６１】
本発明は、数個の異なる離散値（例えば、０と１）間で切り替わるのではなく、ある範囲のモード値にわたって動作する。モード値は、適応フィルタの誤差推定値の決定を制御する。モード値の変更は、滑らかに行うことが好ましい。
【００６２】
好ましくは、強い干渉信号がある場合、適応フィルタは最初に信号白色化装置として動作する。本発明では、これはＳＭＦＤブロック２７２、３７２および可変モード制御ブロック２７４、３７４によって行う。干渉信号が検出されると、ＳＭＦＤ２７２、３７２の出力は０でなくなり、所望の信号に対する干渉信号の強さに応じて、モード変数α（ｋ）信号は０からある正の値（実施形態の一例では、０および１の間）まで増加する。実施形態の一例の適応フィルタのモードは、隣接干渉信号が検出されたときに、モード変数を１に設定した場合の適応フィルタに近い挙動をするように変化する。干渉信号が強くなる程、α（ｋ）信号の値は大きくなり、適応フィルタの挙動はモード変数を１に設定した場合の適応フィルタに近づく。
【００６３】
干渉信号が強い場合、適応フィルタは、所望の信号に対する干渉信号によるエネルギを、白色化によって減衰させる。即ち、干渉信号が強い場合、トランスバーサル・フィルタの係数は、可変モード・コントローラ２７４、３７４によって調節されており、所望の信号に対して干渉信号を減衰させる解が得られている。この解は、所望の信号を採り入れ干渉信号を拒絶する局部最小解の位置に一層近い、誤差面上の位置を有する。
【００６４】
信号を白色化すると、ＳＭＤＦ２７２、３７２が検出を行う適応フィルタ２４０、３４０の出力は平坦なスペクトルを有する。平坦化（即ち、白色化）動作によって、所望の信号に比較して、フィルタ出力にある干渉信号のレベルを低下させ、その結果、ＳＭＦＤ２７２、３７２の出力もそれに応じて低下させる。ＳＭＦＤ２７２、３７２の出力がα（ｋ）信号を減少させるに連れて（０に向かって戻す）、誤差費用関数信号はＣＭＡ動作に近づく。本発明の利点は、この場合、誤差費用関数がＣＭＡに近づいているが、係数信号は、ＣＭＡが所望の解を求める点に事実上初期化されていることにある。システムが更に係数信号を調節するに連れて、解は所望の解に近づき、トランスバーサル・フィルタ２４０、３４０の出力にある干渉信号は更に減衰する。ＳＭＦＤ２７２、３７２の出力は、更に、α（ｋ）信号の計算に含まれる不感帯機能がα（ｋ）信号を０に設定する点まで低下する。
【００６５】
図５Ａは、受信したＦＭステレオ無線信号上のマルチパス干渉の影響を低減しようとする従来技術のＦＭ  ＲＦ受信機のブロック図である。図５Ａのシステム６００と図１の従来技術の一般的なシステム１００との間の相違は、１）フロント・エンド・ブロック６１０がここではＲＦフロント・エンドとして示されており、２）電力正規化ブロック２０がＡＧＣ６２０と置き換えられており、３）復調ブロックがＦＭ検波器６７０と置き換えられており、４）デマルチプレクサ・ブロック６７１が追加されていることだけである。図５Ｂは、ＡＧＣ７２０がＡＤＣ７３０の後に移動し、アナログではなくディジタルで実施されることを除いて、図５Ａと同様である。図５Ａのシステム６００および図５Ｂのシステム７００は、それ以外では動作が同一であるので、ここではシステム６００の動作についてのみ更に論ずる。
【００６６】
ＦＭ検波器６７０はＦＭ信号を復調し、デマルチプレクサ６７１は復調信号を別個の左および右チャネル・オーディオ信号に分割する。デマルチプレクサ６７１は、データ・デコード機能を備えると考えることができる。このシステムは、図１の一般的なシステム１００について説明したのと同様に動作する。システム６００は、トランスバーサル・フィルタ６４０の出力に一定のモデュラス特性を持たせようとして、トランスバーサル・フィルタ６４０の係数信号を調節する。
【００６７】
本発明は、ＦＭ受信機に用いると、特に有利である。隣接チャネル干渉は、特に、移動受信機（車両内におけるような）では、ＦＭ受信機に起こる場合が多い。更に、移動受信機における隣接チャネルの相対的信号強度は、受信機の移動によって、受信機に対する所望信号源および干渉信号源間の相対的伝達関数が変化するので、大幅に変動する可能性がある。
【００６８】
図６Ａは、ＲＦステレオＦＭ受信機として用いた本発明の実施形態の一例のブロック図である。このシステムは、動作が図２のシステムと非常に似ており、以下の小さな構造的な相違があるだけである。１）フロント・エンド２１０がＲＦフロント・エンド８１０と置き換えられ、２）ダウンコンバートＡＤＣ８３０がＡＤＣ２３０と置き換えられ、３）電力正規化ブロック２２０がＡＧＣ８２０と置き換えられ、４）ＦＭ検波器８７０が、ＳＭＦＤ２７５と置き換わったロー・パス・フィルタ８７５と組み合わせて用いられ、５）ＳＭＦＤの一部として用いられるＦＭ検波器８７０に、データ復調器２７０も置き換えられ（ここでは対象の変調が周波数変調であるからである）、６）デマルチプレックス機能８７１を追加して、復調器の出力からステレオ左および右チャネル信号を抽出する。図６Ｂは、電力正規化がＡＧＣの形態でＡＤＣの後に位置し、ディジタル形態で実施されていることを除いて図６Ａと本質的に同一である。また、ＡＧＣ機能の位置を除いて、システム８００、９００の動作は本質的に同一である。このため、システム８００の動作についてのみ説明する。システム９００の動作は、システム８００の説明から直ちに推論することができる。
【００６９】
適応フィルタおよびモード制御機能がベースバンド周波数で動作することを例示するために、ダウンコンバートＡＤＣ８３０を示す。ダウンコンバートＡＤＣは、従来技術では周知であるので、ここでは詳細には説明しない。ダウンコンバートＡＤＣは、信号のディジタル化および周波数変換（ＲＦまたはＩＦからベースバンドへ）を同時に行う。ディジタル化およびダウンコンバージョンのステップを別個に用いることもでき、本発明は、これら具体的な機能を行う方法には限定されない。
【００７０】
明確化のために、省略したブロックもある。例えば、アンチエイリアス・フィルタ、Ｄ／Ａ変換器、リコンストラクション（再構成）フィルタは示されていない。当業者は、必要に応じて、アナログおよびディジタル形態間で効果的に信号を変換するために必要な処理ステップを実施することができよう。図６Ｂのシステムでは、Ｄ／Ａ変換を行う論理的な位置が、ＦＭ検波器８７０およびデマルチプレクサ８７１の間の経路内となる。この配列によって、適応アルゴリズム全体を完全にディジタル領域で行うことが可能となり、余分なＡ／Ｄが不要となる（ＦＭ検波器をアナログ機能として実施した場合には必要となる）。
【００７１】
本発明の概念から逸脱することなく、ここに開示した装置および技法から、多数の変更や発展が、今や当業者には可能であることは明白である。したがって、本発明は、ここに開示した装置および技法の中にある特徴、またはこれらが有する新規な特徴の各々、および特徴の新規な組み合わせを包含し、特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ限定されるものと解釈する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、一定モデュラス・アルゴリズムを用いて、対象信号の経路に置かれたトランスバーサル・フィルタの係数を調節する従来技術のシステムのブロック図である。
【図２】図２Ａ及び図２Ｂは、アナログ‐ディジタル変換の前に電力正規化を行う、本発明のモード制御ブラインド適応フィルタのブロック図である。
【図３】図３Ａは、簡略化したスペクトル平均周波数検出器のブロック図である。図３Ｂは、理想化した従来技術のＦＭ検出器のブロック図である。
【図４】図４Ａは、モード制御変数信号α（ｋ）を決定する可変モード・コントローラの動作を示すブロック図である。図４Ｂは、モード制御変数α（ｋ）と適応トランスバーサル・フィルタの出力のスペクトル平均周波数（ＳＭＦ）の関係を示すグラフである。
【図５】図５Ａ及び図５Ｂは、一定モデュラス・アルゴリズムを用いてＳＯＩの経路に置かれたトランスバーサル・フィルタの係数を調節する従来技術のＦＭステレオ受信機のブロック図である。
【図６】図６Ａは、電力正規化ＡＧＣをアナログ形態で実施し、アナログ‐ディジタル変換の前に配置した、ＦＭステレオ受信機における本発明のモード制御ブラインド適応フィルタの実施形態例のブロック図である。図６Ｂは、電力正規化ＡＧＣをディジタル形態で実施し、アナログ‐ディジタル変換の後に配置した、ＦＭステレオ受信機における本発明のモード制御ブラインド適応フィルタの実施形態例のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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