(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第１及び第２のスイッチング素子の直列回路とを有し、（ｉｉｉ）上記直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点が、平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサを通じて、上記直流電源の中点に接続され、（ｖ）上記平滑用コンデンサの両端から対の出力端子が導出されているとともに、
（Ｂ）（ｉ）参照用正弦波電圧を発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記対の出力端子間の電圧を負荷電圧として検出する負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記平滑用コンデンサに流れる電流をコンデンサ電流として検出するコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する参照用正弦波電圧と上記負荷電圧検出手段が検出する負荷電圧との差に応じた電流と上記コンデンサ電流検出手段が検出するコンデンサ電流との差を制御電流として生成出力する制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を、上記直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波単相インバータにおいて、
（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第３及び第４のスイッチング素子の他の直列回路を有し、（ｉｉ）上記他の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点が、他の平滑用インダクタ及び上記平滑用コンデンサを通じて、上記直流電源の中点に接続されているとともに、
（Ｄ）（ｉ）上記対の出力端子に流れる電流を負荷電流として検出する負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記他の平滑用インダクタに流れる電流をインダクタ電流として検出するインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記負荷電流検出手段が検出する負荷電流と上記インダクタ電流検出手段が検出するインダクタ電流との差を他の制御電流として生成出力する他の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記他の制御電流が０になるように制御されている第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を、上記第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する他のスイッチング用信号生成出力手段とを有することを特徴とする正弦波単相インバータ。
【請求項２】
（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第１及び第２のスイッチング素子の第１の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第３及び第４のスイッチング素子の第２の直列回路とを有し、（ｉｖ）上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点が、平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサを通じて、上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点に接続され、（ｖ）上記平滑用コンデンサの両端から対の出力端子が導出されているとともに、
（Ｂ）（ｉ）参照用正弦波電圧を発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記対の出力端子間の電圧を負荷電圧として検出する負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記平滑用コンデンサに流れる電流をコンデンサ電流として検出するコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する参照用正弦波電圧と上記負荷電圧検出手段が検出する負荷電圧の差に応じた電流との差を制御電流として生成出力する制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「０」及び「１」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を、上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第１のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとる第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第２のスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波単相インバータにおいて、
（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第５及び第６のスイッチング素子の第３の直列回路を有し、（ｉｉ）上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子の接続中点が、他の平滑用インダクタ及び上記平滑用コンデンサを通じて上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点に接続されているとともに、
（Ｄ）（ｉ）上記対の出力端子に接続される負荷に流れる電流を負荷電流として検出する負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記他の平滑用インダクタに流れる電流をインダクタ電流として検出するインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記負荷電流検出手段が検出する負荷電流と上記インダクタ電流検出手段が検出するインダクタ電流との差を他の制御電流として生成出力する他の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれ２値表示の「１」及び「０」の期間が上記他の制御電流が０になるように制御されている第５及び第６のスイッチング用信号を生成し、それら第５及び第６のスイッチング用信号を、上記第５及び第６のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第３のスイッチング用信号生成出力手段とを有することを特徴とする正弦波単相インバータ。
【請求項３】
（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている第１及び第２のスイッチング素子の第１の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第３及び第４のスイッチング素子の第２の直列回路と、（ｉｖ）上記直流電源の両端間に接続されている第５及び第６のスイッチング素子の第３の直列回路とを有し、（ｖ）上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点、上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点、及び上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子の接続中点が、第１、第２、及び第３の平滑用インダクタをそれぞれ通じて、第１、第２、及び第３の平滑用コンデンサの一端にそれぞれ接続され、（ｖｉ）上記第１、第２、及び第３の平滑用コンデンサの他端が、互に接続され、または上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、上記第３の平滑用インダクタ及び上記第３の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点にそれぞれ接続され、（ｖｉｉ）上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第３の平滑用インダクタ及び上記第３の平滑用コンデンサの接続中点から、第１、第２、及び第３の出力端がそれぞれ導出されているとともに、
（Ｂ）（ｉ）第１の参照用正弦波電圧と、その第１の参照用正弦波電圧と同じ周波数を有するがその第１の参照用正弦波電圧との間で１２０°の位相差を有する第２の参照用正弦波電圧と、上記第１の参照用正弦波電圧と同じ周波数を有するがその第１の参照用正弦波電圧との間で２４０°の位相差を有する第３の参照用正弦波電圧とを発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記第１及び第２の出力端間、上記第２及び第３の出力端間、及び上記第３及び第１の出力端間の電圧、または上記第１、第２、及び第３の平滑用コンデンサの両端間電圧をそれぞれ第１、第２、及び第３の負荷電圧としてそれぞれ検出する第１、第２及び第３の負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１、第２、第３の平滑用コンデンサにそれぞれ流れる電流を、それぞれ第１、第２、及び第３のコンデンサ電流としてそれぞれ検出する第１、第２、及び第３のコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段で発生する第１の参照用正弦波電圧と上記第１の負荷電圧検出手段が検出する第１の負荷電圧との差に応じた電流と上記第１のコンデンサ電流検出手段が検出する第１のコンデンサ電流との差を第１の制御電流として生成出力する第１の制御電流生成出力手段と、（ｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段で発生する第２の参照用正弦波電圧と上記第２の負荷電圧検出手段が検出する第２の負荷電圧との差に応じた電流と上記第２のコンデンサ電流検出手段が検出する第２のコンデンサ電流との差を第２の制御電流として生成出力する第２の制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する第３の参照用正弦波電圧と上記第３の負荷電圧検出手段が検出する第３の負荷電圧との差に応じた電流と上記第３のコンデンサ電流検出手段が検出する第３のコンデンサ電流との差を第３の制御電流として生成出力する第３の制御電流生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第１の制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を、上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第１のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第２の制御電流が０になるように制御されている第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第２のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｉｘ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第３の制御電流が０になるように制御されている第５及び第６のスイッチング用信��を生成し、それら第５及び第６のスイッチング用信号を、上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第３のスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波３相インバータにおいて、
（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第７及び第８のスイッチング素子の第４の直列回路と、（ｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第９及び第１０のスイッチング素子の第５の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第１１及び第１２のスイッチング素子の第６の直列回路とを有し、（ｉｖ）上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子の接続中点、上記第５の直列回路の第９及び第１０のスイッチング素子の接続中点、及び上記第６の直列回路の第１１及び第１２のスイッチング素子の接続中点が、第４、第５、及び第６の平滑用インダクタをそれぞれ通じて、上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第３の平滑用インダクタ及び上記第３の平滑用コンデンサの接続中点にそれぞれ接続されているとともに、
（Ｄ）（ｉ）上記第１、第２及び第３の出力端にそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１、第２及び第３の負荷電流としてそれぞれ検出する第１、第２及び第３の負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記第４、第５及び第６の平滑用インダクタにそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１、第２及び第３のインダクタ電流としてそれぞれ検出する第１、第２及び第３のインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１の負荷電流検出手段が検出する第１の負荷電流と上記第１のインダクタ電流検出手段が検出する第１のインダクタ電流との差を第４の制御電流として生成出力する第４の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）上記第２の負荷電流検出手段が検出する第２の負荷電流と上記第２のインダクタ電流検出手段が検出する第２のインダクタ電流との差を第５の制御電流として生成出力する第５の制御電流生成出力手段と、（ｖ）上記第３の負荷電流検出手段が検出する第３の負荷電流と上記第３のインダクタ電流検出手段が検出する第３のインダクタ電流との差を第６の制御電流として生成出力する第６の制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第４の制御電流が０になるように制御されている第７及び第８のスイッチング用信号を生成し、それら第７及び第８のスイッチング用信号を上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第４のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第５の制御電流が０になるように制御されている第９及び第１０のスイッチング用信号を生成し、それら第９及び第１０のスイッチング用信号を、上記第５の直列回路の第９及び第１０のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第５のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆相関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第６の制御電流が０になるように制御されている第１１及び第１２のスイッチング用信号を生成し、それら第１１及び第１２のスイッチング用信号を、上記第６の直列回路の第１１及び第１２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第６のスイッチング用信号生成出力手段とを有することを特徴とする正弦波３相インバータ。
【請求項４】
（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている第１及び第２のスイッチング素子の第１の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第３及び第４のスイッチング素子の第２の直列回路とを有し、（ｉｖ）上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点、及び上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点が、第１の平滑用インダクタ及び第１の平滑用コンデンサ、及び第２の平滑用インダクタ及び第２の平滑用コンデンサをそれぞれ通じて、上記直流電源の中点にともに接続され、（ｖ）上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記直流電源の中点から、第１、第２、及び第３の出力端がそれぞれ導出されているとともに、
（Ｂ）（ｉ）第１の参照用正弦波電圧と、その第１の参照用正弦波電圧と同じ周波数を有するがその第１の参照用正弦波電圧との間で１２０°の位相差を有する第２の参照用正弦波電圧とを発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記第１及び第３の出力端間、及び上記第２及び第３の出力端間の電圧を、それぞれ第１、及び第２の負荷電圧としてそれぞれ検出する第１、及び第２の負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１及び第２の平滑用コンデンサにそれぞれ流れる電流を、それぞれ第１及び第２のコンデンサ電流としてそれぞれ検出する第１及び第２のコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する第１の参照用正弦波電圧と上記第１の負荷電圧検出手段が検出する第１の負荷電圧との差に応じた電流と上記第１のコンデンサ電流検出手段が検出する第１のコンデンサ電流との差を第１の制御電流として生成出力する第１の制御電流生成出力手段と、（ｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する第２の参照用正弦波電圧と上記第２の負荷電圧検出手段が検出する第２の負荷電圧との差に応じた電流と上記第２のコンデンサ電流検出手段が検出する第２のコンデンサ電流との差を第２の制御電流として生成出力する第２の制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」が上記第１の制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第１のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」が上記第２の制御電流が０になるように制御されている第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第２のスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波３相インバータにおいて、
（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第５及び第６のスイッチング素子の第３の直列回路と、（ｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第７及び第８のスイッチング素子の第４の直列回路とを有し、（ｉｉｉ）上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子の接続中点、及び上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子の接続中点が、第３、及び第４の平滑用インダクタをそれぞれ通じて、上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点にそれぞれ接続されているとともに、
（Ｄ）（ｉ）上記第１及び第２の出力端にそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１及び第２の負荷電流としてそれぞれ検出する第１及び第２の負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記第３及び第４の平滑用インダクタにそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１及び第２のインダクタ電流としてそれぞれ検出する第１及び第２のインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１の負荷電流検出手段が検出する第１の負荷電流と上記第１のインダクタ電流検出手段が検出する第１のインダクタ電流との差を第３の制御電流として生成出力する第３の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）上記第２の負荷電流検出手段が検出する第２の負荷電流と上記第２のインダクタ電流検出手段が検出する第２のインダクタ電流との差を第４の制御電流として生成出力する第４の制御電流生成出力手段と、（ｖ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第３の制御電流が０になるように制御されている第５及び第６のスイッチング用信号を生成し、それら第５及び第６のスイッチング用信号を上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第３のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第４の制御電流が０になるように制御されている第７及び第８のスイッチング用信号を生成し、それら第７及び第８のスイッチング用信号を、上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第４のスイッチング用信号生成出力手段とを有することを特徴とする正弦波３相インバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源から得られる直流を正弦波の交流に変換する正弦波インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
［従来例１］
従来、図６を伴って次に述べる正弦波単相インバータが提案されている。
すなわち、直流電源１と、その直流電源１の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御されるスイッチング素子Ａ１及びＡ２の直列回路Ｈとを有し、そして、その直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点が、平滑用インダクタＬ及び平滑用コンデンサＣを通じて、直流電源１の中点に接続され、また、平滑用コンデンサＣの両端から、対の出力端子Ｔ１及びＴ２が導出されている。
【０００３】
この場合、直列回路Ｈにおいて、スイッチング素子Ａ１を直列回路Ｈの直流電源１の正極端側に接続される端側とし、また、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ２が直列回路Ｈの直流電源１の負極端側に接続される端側としている。
【０００４】
また、直列回路Ｈにおいて、スイッチング素子Ａ１及びＡ２のそれぞれには、ともに、例えばｎチャンネル型の電界効果トランジスタ２を用い得、ただし、その電界効果トランジスタ２が、「オン」に制御された期間において、ソース側からドレイン側に向けての順方向電流を流すとともに、ドレイン側からソース側に向けての逆方向電流を順方向電流と同様に流す電界効果トランジスタである場合、スイッチング素子Ａ１及びＡ２のそれぞれには、その電界効果トランジスタ２のみを用いるだけでよいが、電界効果トランジスタ２が上述した順方向電流は流すが、上述した逆方向電流は実質的に流さない電界効果トランジスタである場合は、スイッチング素子Ａ１及びＡ２のそれぞれに、電界効果トランジスタ２と、それと並列に接続されたダイオード３とを用いればよい。
【０００５】
なお、この場合、直列回路Ｈを、スイッチング素子Ａ１に用いる電界効果トランジスタ２のドレインがスイッチング素子Ａ２に用いる電界効果トランジスタ２のソースに接続され、スイッチング素子Ａ１に用いる電界効果トランジスタ２のソース及びスイッチング素子Ａ２に用いる電界効果トランジスタ２のドレインから直流電源１の正極端及び負極端にそれぞれ接続される端が導出されている構成とし、また、スイッチング素子Ａ１及びＡ２にダイオード３を用いる場合、スイッチング素子Ａ１に用いるダイオード３は、アノード側をスイッチング素子Ａ２側とする極性とし、また、スイッチング素子Ａ２に用いるダイオード３は、アノードをスイッチング素子Ａ１側とは反対側とする極性とすればよいし、さらに、ダイオード３は、スイッチング素子Ａ１及びＡ２に用いる電界効果トランジスタ２が、そのソース・ドレイン間に、ダイオード３に対応している寄生ダイオードを有している（通常は有している）場合は、その寄生ダイオードとし得る。
【０００６】
また、周波数ｆr を有する参照用正弦波電圧ｖr を出力する参照用正弦波電圧発生手段４を有する。
【０００７】
さらに、上述した平滑用コンデンサＣの両端から導出されている対の出力端子Ｔ１及びＴ２間で得られる電圧を、負荷電圧ｖ0 として検出する負荷電圧検出手段ＶＤを有する。
【０００８】
また、上述した平滑用コンデンサＣに流れる電流を、コンデンサ電流ｉc として検出するコンデンサ電流検出手段ＩＣＤを有する。
【０００９】
さらに、参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と、負荷電圧検出手段ＶＤが検出する負荷電圧ｖ0 と、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤが検出するコンデンサ電流ｉc とにもとづき、（Ｙ（ｖr −ｖ0 ）−ｉc ）で与えられる（ただし、Ｙは０よりも大きな値を有するアドミタンス）制御電流ｉg を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧを有する。
【００１０】
この場合、制御電流生成出力手段ＣＧを、（ａ）参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と、負荷電圧検出手段ＶＤが検出する負荷電圧ｖ0 とから、それらの差電圧（ｖr −ｖ0 ）を出力する差回路５と、（ｂ）その差回路５が出力する差電圧（ｖr −ｖ0 ）から、それにアドミタンスＹを乗じたＹ（ｖr −ｖ0 ）で与えられる電流（Ｙ（ｖr −ｖ0 ））を出力する乗算回路６と、（ｃ）その乗算回路６が出力する電流（Ｙ（ｖr −ｖ0 ））と、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤが検出するコンデンサ電流ｉc とから、それらの差電流（Ｙ（ｖr −ｖ0 ））−ｉc ）を制御電流ｉg として出力する差回路７とを有する構成とし得る。
【００１１】
さらに、ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧが生成出力する制御電流ｉg によって当該制御電流ｉg が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２を、上述した直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧを有する。
【００１２】
この場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧを、（ａ）基準直流電流Ｉr （例えばＩr ＝０）を発生する基準直流電流発生手段８と、（ｂ）その基準直流電流発生手段８が発生する基準直流電流Ｉr と制御電流生成出力手段ＣＧが生成出力する制御電流ｉg とを入力し、制御電流ｉg が、基準直流電流Ｉr より大すなわちｉg ＞Ｉr （または基準直流電流Ｉr 以上、すなわちｉg ≧Ｉr ）であれば２値表示で「１」をとり、基準直流電流Ｉr 以下、すなわちｉg ≦Ｉr （または基準直流電流Ｉr 未満すなわちｉg ＜Ｉr ）であれば、２値表示で「０」をとる比較出力ＳＣを出力する比較回路９と、（ｃ）参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr に比し十分高い周波数ｆH を有するトリガ用パルス列ＰＬを発生するトリガ用パルス列発生手段９と、（ｄ）トリガ用パルス列発生手段９が発生するトリガ用パルス列ＰＬが供給されるトリガ端子１１と比較回路９から出力される比較出力ＳＣが供給される信号端子１２と肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４とを有し、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４からそれぞれ出力される出力を、それぞれスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２として出力する、いわゆるＤ型と称されるフリップフロップ回路１５とを有する構成とし得る。
【００１３】
なお、いわゆるＤ型と称されるフリップフロップ回路１５は、（ａ）（ｉ）信号端子１２に供給される比較出力ＳＣが２値表示で「１」をとっている状態でトリガ端子１１に供給されるトリガ用パルス列ＰＬの１つのパルスが到来すれば、そのとき、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４に２値表示で「０」及び「１」をそれぞれとる出力がそれぞれ出力されていれば、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４に２値表示で「１」及び「０」をそれぞれとる出力をそれぞれ出力するが、（ｉｉ）トリガ用パルス列ＰＬの１つのパルスが到来しても、そのとき、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４に２値表示で「１」及び「０」をそれぞれとる出力がそれぞれ出力されていれば、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４にいままでの２値表示で「１」及び「０」をそれぞれとる出力をそれぞれ出力している状態を継続し、また、（ｂ）（ｉ）信号端子１２に供給される比較出力ＳＣが２値表示で「０」をとっている状態でトリガ端子１１に供給されるトリガ用パルス列ＰＬの１つのパルスが到来すれば、そのとき、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４に２値表示で「１」及び「０」をそれぞれとる出力が出力されていれば、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４に２値表示で「０」及び「１」をそれぞれとる出力をそれぞれ出力するが、（ｉｉ）トリガ用パルス列ＰＬの１つのパルスが到来しても、そのとき、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４に２値表示で「１」及び「０」をそれぞれとる出力がそれぞれ出力されていれば、肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４にいままでの２値表示で「１」及び「０」をそれぞれとる出力をそれぞれ出力している状態を継続する、という動作を行うものである。
【００１４】
以上が、従来提案されている正弦波インバータの第１の例の構成である。
このような構成を有する従来の正弦波インバータの第１の例によれば、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧが生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２が、ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとるので、直流電源１の両端間に接続されている直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２が、スイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２によってそれぞれ制御されて、それぞれ互に逆関係に「オン」及び「オフ」を順次繰り返す。
【００１５】
そして、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態であれば、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端間に、直流電源１の正極端及び中点間による、平滑用インダクタＬのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点側を正とする直流電源が接続されている状態で、スイッチング素子Ａ１を通じて、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になり、また、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になれば、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端間に、直流電源１の中点及び負極端間による、平滑用インダクタＬのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点側を負とする直流電源が接続されている状態で、スイッチング素子Ａ２を通じて、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になるので、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、交流電圧が得られることになる。
【００１６】
よって、直流電源１から得られる直流を、交流に変換して出力端子Ｔ１及びＴ２間に出力する、というインバータ機能が得られる。
【００１７】
ところで、この場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧが、そこで生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２が順次繰り返してとる２値表示の「１」及び「０」の期間をして、制御電流生成出力手段ＣＧが生成出力する参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と負荷電圧検出手段ＶＤが検出する負荷電圧ｖ0 とコンデンサ電流検出手段ＩＣＤが検出するコンデンサ電流ｉc とにもとづく、アドミタンスＹを用いた、（Ｙ（ｖr −ｖ0 ）−ｉc ）で与えられるまたはそれに応じた（以下、簡単のため、（Ｙ（ｖr −ｖ0 ）−ｉc ）で与えられると述べる）制御電流ｉg によって、その制御電流ｉg が０になるように、すなわち、
Ｙ（ｖr −ｖ0 ）−ｉc ＝０      ………（１）
になるように制御され、すなわち、いわゆるスライデングモードに制御される。
【００１８】
このため、出力端子Ｔ１及びＴ２間に得られる負荷電圧ｖ0 が、参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と周波数上からみてもまた波形上からみても同じ正弦波になるように得られ、よって、上述したインバータ機能が、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、負荷電圧ｖ0 が、参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と同じ正弦波になるように得られる、という態様で得られる。
【００１９】
［従来例２］
また、従来、図７を伴って次に述べる正弦波単相インバータも提案されている。
図７において、図６との対応部分には同一符号を付して示す。
【００２０】
図７に示す従来の正弦波単相インバータは、次の事項を除いて、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合と同様の構成を有する。
【００２１】
すなわち、直流電源１の両端間に接続されている、図６に示す従来の正弦波単相インバータの直列回路Ｈに準じた、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″の直列回路Ｈ″を有する。
【００２２】
この場合、直列回路Ｈ″において、直列回路Ｈにおけるのに準じて、スイッチング素子Ａ１″を、直列回路Ｈ″の直流電源１の正極端側に接続される端側とし、また、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ２″を、直列回路Ｈ″の直流電源１の負極端側に接続される端側としている。
【００２３】
また、直列回路Ｈ″において、そのスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″には、図示されてはいないが、直列回路Ｈにおけると同様に、ｎチャンネル型の電界効果トランジスタのみを用い得るとともに、電界効果トランジスタとそれに並列に接続されたダイオードとを用い得る。
【００２４】
そして、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点が、平滑用インダクタＬ及び平滑用コンデンサＣを通じて直流電源１の中点に接続されている図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合に代え、平滑用インダクタＬ及び平滑用コンデンサＣを通じて、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″の接続中点に接続されている。
【００２５】
また、ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとるスイッチング用信号ＳＷ１″及びＳＷ２″を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１″及びＳＷ２″を、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ″を有する。
【００２６】
この場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ″を、（ａ）基準直流電圧（例えば接地電圧）と参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr とを比較して、参照用正弦波電圧ｖr と等しい周波数ｆr を有するパルス列をスイッチング用信号ＳＷ１″として出力する比較回路１６″と、比較回路１６″からのパルス列を入力し、それと逆極性のパルス列をスイッチング用信号ＳＷ２″として出力するノット回路１７″とを有する構成、（ｂ）その構成において、その比較回路１６″を、参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と鋸歯状波電圧発生手段１８″からの参照用正弦波電圧ｖr の周波数ｆr と同じ周波数の鋸歯状波電圧とを比較して、上述した（ａ）の構成における比較回路１６″が出力するのと同様のパルス列を出力するように変更したことを除いて、（ａ）の構成と同様の構成、（ｃ）上述した（ａ）または（ｂ）の構成の比較回路１６″が出力するパルス列と同様のパルス列をスイッチング用信号ＳＷ１″として発生するパルス列発生回路１９″とその出力であるパルス列を入力してそのパルス列と逆極性のパルス列をスイッチング用信号ＳＷ２″として出力するノット回路１７″とを有する構成などの構成とし得る。
以上が、従来提案されている正弦波単相インバータの他の例の構成である。
【００２７】
このような構成を有する従来提案されている正弦波単相インバータによれば、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２が、図６に示す従来の正弦波単相インバータで述べたように、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧが生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２によってそれぞれ制御されて、それぞれ互に逆関係に「オン」及び「オフ」を順次繰り返し、また、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ″が生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１″及びＳＷ２″が、ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係をとるので、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″も、スイッチング用信号ＳＷ１″及びＳＷ２″によってそれぞれ制御されて、それぞれ互に逆関係に「オン」及び「オフ」を順次繰り返す。
【００２８】
そして、（ａ）直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になり且つその「オン」及び「オフ」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になれば、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端間に、直流電源１が、その正極端を平滑用インダクタＬのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点側として接続されている状態で、スイッチング素子Ａ１及びＡ２と通じて、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になり、また、（ｂ）直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になり且つその「オフ」及び「オン」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になれば、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端間に、直流電源１が、その負極端を平滑用インダクタＬのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点側として接続されている状態で、スイッチング素子Ａ２″及びＡ１″を通じて、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になり、さらに、（ｃ）直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になり且つその「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）の期間と重複している態様で、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になれば、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端に直流電源１の正極端（または負極端）の電位が与えられ、その状態で、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になるので、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、交流電圧が得られることになる。
【００２９】
そして、この場合、スイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２をそれぞれ生成出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧが、図６に示す従来の正弦波単相インバータで述べたと同様に制御されているので、詳細説明は省略するが、インバータ機能が、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合と同様に、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、負荷電圧ｖ0 が、参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と同じ正弦波になるように得られる、という態様で得られることは明らかである。
【００３０】
［従来例３］
さらに、従来、図８を伴って次に述べる正弦波３相インバータも提案されている。
すなわち、直流電源１の両端間に接続されている、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合の直列回路Ｈと同様の、スイッチング素子Ａ１及びＡ２を有する直列回路Ｈ１と、スイッチング素子Ａ３及びＡ４を有する直列回路Ｈ２と、スイッチング素子Ａ５及びＡ６との直列回路Ｈ３とを有する。
【００３１】
この場合、直列回路Ｈ１、Ｈ２及びＨ３において、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合に準じて、スイッチング素子Ａ１、Ａ３及びＡ５を直流電源１の正極端側に接続される端側とそれぞれし、スイッチング素子Ａ２、Ａ４及びＡ６を直流電源１の負極端側に接続される端側とそれぞれしている。
【００３２】
また、直列回路Ｈ１、Ｈ２、及びＨ３において、それらのスイッチング素子Ａ１及びＡ２、Ａ３及びＡ４、及びＡ５及びＡ６には、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合の直列回路におけると同様に、ｎチャンネル型電界効果トランジスタのみを用い得るとともに、電界効果トランジスタとそれに並列に接続されたダイオードとを用い得る。
【００３３】
そして、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４の接続中点、及び直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６の接続中点が、平滑用インダクタＬ１、Ｌ２、及びＬ３をそれぞれ通じて、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の一端にそれぞれ接続され、一方、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３の他端が互に接続されている。
【００３４】
この場合、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３の他端を、点線図示のように、ともに接地し、これに応じて、直流電源１の中点を接地し得る。
【００３５】
また、平滑用インダクタＬ１及び平滑用コンデンサＣ１の接続中点、平滑用インダクタＬ２及び平滑用コンデンサＣ２の接続中点、及び平滑用インダクタＬ３及び平滑用コンデンサＣ３の接続中点から、出力端子Ｔ１、Ｔ２及びＴ３がそれぞれ導出されている。
【００３６】
さらに、図６に示す従来の正弦波単相インバータの参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と同様の周波数ｆr を有する参照用正弦波電圧ｖr1と、その参照用正弦波電圧ｖr1と同じ周波数ｆr を有するがその参照用正弦波電圧ｖr1との間で１２０°の位相差を有する参照用正弦波電圧ｖr2と、参照用正弦波電圧ｖr1と同じ周波数ｆr を有するがその参照用正弦波電圧ｖr1との間で２４０°の位相差を有する参照用正弦波電圧ｖr3とを発生する参照用正弦波電圧発生手段４′を有する。
【００３７】
また、上述した出力端子Ｔ１及びＴ２間、出力端子Ｔ２及びＴ３間、及び出力端子Ｔ３及びＴ１間の電圧を、それぞれ負荷電圧ｖ012 、Ｖ023 及びＶ031 としてそれぞれ検出する負荷電圧検出手段ＶＤ１２、ＶＤ２３、及びＶＤ３１を有する。
【００３８】
さらに、上述した平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３にそれぞれ流れる電流をそれぞれコンデンサ電流ｉc1、ｉc2、及びｉc3としてそれぞれ検出するコンデンサ電流検出手段ＩＣＤ１、ＩＣＤ２、及びＩＣＤ３を有する。
【００３９】
また、（ａ）上述した参照用正弦波電圧発生手段４′が発生する参照用正弦波電圧ｖr1と、負荷電圧検出手段ＶＤ１２が検出する負荷電圧ｖ012 と、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤ１が検出するコンデンサ電流ｉc1とにもとづき、（Ｙ1 （ｖr1−ｖ012 ）−ｉc1）で与えられる（ただし、Ｙ1 は０よりも大きな値を有するアドミタンス）制御電流ｉg1を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ１と、（ｂ）参照用正弦波電圧発生手段４′が発生する参照用正弦波電圧ｖr2と、負荷電圧検出手段ＶＤ１２が検出する負荷電圧ｖ023 と、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤ２が検出するコンデンサ電流ｉc2とにもとづき、（Ｙ2 （ｖr2−ｖ023 ）−ｉc2）で与えられる（ただし、Ｙ2 は０よりも大きな値を有するアドミタンス）制御電流ｉg2を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ２と、（ｃ）参照用正弦波電圧発生手段４′が発生する参照用正弦波電圧ｖr3と、負荷電圧検出手段ＶＤ１３が検出する負荷電圧ｖ031 と、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤ３が検出するコンデンサ電流ｉc3とにもとづき、（Ｙ3 （ｖr3−ｖ031 ）−ｉc3）で与えられる（ただし、Ｙ3 は０よりも大きな値を有するアドミタンス）制御電流ｉg3を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ３とを有する。
【００４０】
この場合、制御電流生成出力手段ＣＧ１、ＣＧ２及びＣＧ３を、図６に示す従来の正弦波単相インバータの制御電流生成出力手段ＣＧに準じた構成とし得る。
【００４１】
また、（ａ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆相関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ１が生成出力する制御電流ｉg1によって当該制御電流ｉg1が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２を上述した直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１と、（ｂ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆相関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ２が生成出力する制御電流ｉg2によって当該制御電流ｉg2が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ３及びＳＷ４を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ３及びＳＷ４を上述した直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ２と、（ｃ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆相関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ３が生成出力する制御電流ｉg3によって当該制御電流ｉg3が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ５及びＳＷ６を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ５及びＳＷ６を上述した直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ３とを有する。
【００４２】
この場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１、ＳＧ２及びＳＧ３は、図６に示す従来の正弦波単相インバータのスイッチング用信号生成出力手段ＳＧに準じた構成とし得る。
以上が、従来提案されている正弦波３相インバータの例である。
【００４３】
このような構成を有する従来の正弦波３相インバータによれば、図６及び図７に示す従来の正弦波単相インバータの場合で述べたところから明らかになるであろうから、詳細説明は省略するが、図６及び図７に示す従来の正弦波単相インバータの場合の直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の場合に準じて、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２、直列回路Ｈ２のスイッチング用信号Ａ３及びＡ４、及び直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６が、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１、ＳＧ２、及びＳＧ３がそれぞれ生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４、及びＳＷ５及びＳＷ６によってそれぞれ制御されて、それぞれ互に逆関係に「オン」及び「オフ」を順次繰り返す。
【００４４】
そして、（ｉ）（ａ）平滑用インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と平滑用コンデンサＣ２と平滑用インダクタＬ２との直列回路に、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になり且つその「オン」及び「オフ」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になれば、スイッチング素子Ａ１及びＡ４を通じて電流が流れ、また、（ｂ）平滑用インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と平滑用コンデンサＣ２と平滑用インダクタＬ２との直列回路に、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になり且つその「オフ」及び「オン」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になれば、スイッチング素子Ａ２及びＡ３を通じて電流が流れ、さらに、（ｃ）平滑用インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１と平滑用コンデンサＣ２と平滑用インダクタＬ２との直列回路に、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になり且つその「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になっても、電流が流れ、また、（ｉｉ）（ａ）平滑用インダクタＬ２と平滑用コンデンサＣ２と平滑用コンデンサＣ３と平滑用インダクタＬ３との直列回路に、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になり且つその「オン」及び「オフ」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になれば、スイッチング素子Ａ３及びＡ６を通じて電流が流れ、また、（ｂ）平滑用インダクタＬ２と平滑用コンデンサＣ２と平滑用コンデンサＣ３と平滑用インダクタＬ３との直列回路に、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になり且つその「オフ」及び「オン」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になれば、スイッチング素子Ａ４及びＡ５を通じて電流が流れ、さらに、（ｃ）平滑用インダクタＬ２と平滑用コンデンサＣ２と平滑用コンデンサＣ３と平滑用インダクタＬ３との直列回路に、直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になり且つその「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になっても、電流が流れ、さらに、（ｉｉｉ）（ａ）平滑用インダクタＬ３と平滑用コンデンサＣ３と平滑用コンデンサＣ１と平滑用インダクタＬ１との直列回路に、直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になり且つその「オン」及び「オフ」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になれば、スイッチング素子Ａ５及びＡ２を通じて電流が流れ、また、（ｂ）平滑用インダクタＬ３と平滑用コンデンサＣ３と平滑用コンデンサＣ１と平滑用インダクタＬ１との直列回路に、直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になり且つその「オフ」及び「オン」の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になれば、スイッチング素子Ａ６及びＡ１を通じて電流が流れ、さらに、（ｃ）平滑用インダクタＬ３と平滑用コンデンサＣ３と平滑用コンデンサＣ１と平滑用インダクタＬ１との直列回路に、直列回路Ｈ３のスイッチング素子Ａ５及びＡ６がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になり且つその「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）の期間と時間的に重複している態様で、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」（または「オフ」及び「オン」）した状態になっても、電流が流れるので、出力端子Ｔ１及びＴ２間、出力端子Ｔ２及びＴ３間、及び出力端子Ｔ３及びＴ１間に交流電圧がそれぞれ得られる。
【００４５】
そして、この場合、スイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４、ＳＷ５及びＳＷ６をそれぞれ生成出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１、ＳＧ２、及びＳＧ３が、図６に示す従来の正弦波単相インバータにおけるスイッチング用信号生成出力手段ＳＧの場合で述べたのに準じて、制御電流生成出力手段ＣＧ１、ＣＧ２、及びＣＧ３が生成出力する制御電流ｉg1、ｉg2、及びｉg3によって、いわゆるスライデングモードに制御されるようになされているので、詳細説明は省略するが、インバータ機能が、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合に準じて、出力端子Ｔ１及びＴ２間、出力端子Ｔ２及びＴ３間、及び出力端子Ｔ３及びＴ１間に、負荷電圧ｖ012 、ｖ023 、及びｖ031 が、参照用正弦波電圧発生手段４′が発生する参照用正弦波電圧ｖr1、ｖr2、及びｖr3とそれぞれ同じ正弦波になるように得られる、という態様で得られることは明らかである。
【００４６】
［従来例４］
また、従来、図９を伴って次に述べる正弦波３相インバータも提案されている。
図９において、図８との対応部分には同一符号を付して示し、詳細説明は省略する。
【００４７】
図９に示す従来の正弦波３相インバータは、図８に示す従来の正弦波３相インバータにおいて、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３の、平滑用インダクタＬ１、Ｌ２及びＬ３がそれぞれ接続している側とは反対側の端が、互に接続されているのに代え、平滑用インダクタＬ２及び平滑用コンデンサＣ２の接続中点、平滑用インダクタＬ３及び平滑用コンデンサＣ３の接続中点、及び平滑用インダクタＬ１及び平滑用コンデンサＣ１の接続中点にそれぞれ接続されていることを除いて、図８に示す従来の正弦波３相インバータの場合と同様の構成を有する。
【００４８】
このような構成を有する従来の正弦波３相インバータによれば、上述した事項を除いて、図８に示す従来の正弦波３相インバータと同様の構成を有し、このため、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３が、図８に示す従来の正弦波３相インバータにおける、平滑用コンデンサＣ１及びＣ２の直列回路、平滑用コンデンサＣ２及びＣ３の直列回路、及び平滑用コンデンサＣ３及びＣ１の直列回路でそれぞれなることを除いて、図８に示す従来の正弦波３相インバータの場合と同様の構成を有する、という図８に示す従来の正弦波３相インバータとの関係を有するので、詳細説明は省略するが、図８に示す従来の正弦波３相インバータの場合と同様の作用・効果が得られることは明らかである。
【００４９】
［従来例５］
さらに、従来、図１０を伴って次に述べる正弦波３相インバータも提案されている。
図１０において、図８との対応部分には同一符号を付して示し、詳細説明は省略する。
【００５０】
図１０に示す従来の正弦波３相インバータは、次の事項を除いて、図８に示す従来の正弦波３相インバータの場合と同様の構成を有する。
【００５１】
すなわち、（ａ）図８に示す従来の正弦波３相インバータにおいて、その直列回路Ｈ３、平滑用インダクタＬ３、平滑用コンデンサＣ３、制御電流生成出力手段ＣＧ３、負荷電圧検出手段ＶＤ１２、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤ３、及びスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ３が省略され、これに応じ、（ｂ）平滑用コンデンサＣ１及びＣ２（平滑用コンデンサＣ３は、上記（ａ）で省略されている）の互に接続されている端が、ともに直流電源１の中点に接続され、従って、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点、及び直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４の接続中点が、平滑用インダクタＣ１、及びＣ２をそれぞれ通じて、直流電源１の中点にともに接続され、そして、平滑用インダクタＬ１及び平滑用コンデンサＣ１の接続中点、平滑用インダクタＬ２及び平滑用コンデンサＣ２の接続中点、及び直流電源１の中点から、出力端子Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３がそれぞれ導出され、（ｃ）制御電流生成出力手段ＣＧ１が、参照用正弦波電圧発生手段４′が発生する参照用正弦波電圧ｖr1と負荷電圧検出手段ＶＤ３１が検出する負荷電圧ｖ031 と、コンデンサ電流検出手段ＩＣＤ１が検出するコンデンサ電流ｉc1とにもとづき、（Ｙ1 （ｖr1−ｖ031 ）−ｉc1）で与えられる制御電流ｉg1を生成出力するようになされている、という構成を有する。
以上が、従来提案されている正弦波３相インバータの他の例の構成である。
【００５２】
このような構成を有する正弦波３相インバータによれば、それが上述した事項を除いて、図８に示す従来の正弦波３相インバータと同様の構成を有し、そして、平滑用インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１との直列回路が直流電源１に、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２を通じて接続される構成、及び平滑用インダクタＬ２と平滑用コンデンサＣ２との直列回路が直流電源１に直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４を通じて接続される構成が、図６に示す従来の正弦波単相インバータにおいて、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路が直流電源１に接続される構成に対応しているので、平滑用インダクタＬ１と平滑用コンデンサＣ１との直列回路、及び平滑用インダクタＬ２及び平滑用コンデンサＣ２との直列回路に、図６に示す従来の正弦波単相インバータの平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路に流れるのに準じた電流が流れ、それでいて、直列回路Ｈ１のスイッチング素子Ａ１及びＡ２、及び直列回路Ｈ２のスイッチング素子Ａ３及びＡ４が、図８に示す従来の正弦波３相インバータの場合に準じて制御されるので、詳細説明は省略するが、出力端子Ｔ１及びＴ２間、出力端子Ｔ２及びＴ３、及び出力端子Ｔ３及びＴ１間に、負荷電圧ｖ012 、ｖ023 、及びｖ031 が、図８に示す従来の正弦波３相インバータの場合と同様に、参照用正弦波電圧ｖr1、ｖr2及びｖr3とそれぞれ同じ正弦波になるように得られる。
【００５３】
【発明が解決しようとする課題】
図６に示す従来の正弦波単相インバータの例の場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧが生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２が２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとる、その最大周波数、従って、直流電源１の両端間に接続されている直列回路Ｈを構成しているスイッチング素子Ａ１及びＡ２が、スイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２によってそれぞれ制御されて「オン」及び「オフ」を順次繰り返す、すなわちスイッチングするとする、その最大周波数（以下、これを最大スイッチング周波数ｆs-max とする）（スイッチング用信号生成出力手段ＳＧが、上述したように、トリガ端子１１にトリガ用パルス列発生手段１０からの周波数ｆH を有するトリガ用パルス列ＰＬが供給されるようになされているとともに信号端子１２に比較回路９からの比較出力ＳＣが供給されるようになされ且つ肯定（または否定）出力端子１３及び否定（または肯定）出力端子１４の出力をスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２として出力する、いわゆるＤ型と称されるフリップフロップ回路１５を有する構成を有するとする場合、トリガ用パルス列ＰＬの周波数ｆH の１／２倍）が、高ければ高いほど、出力端子Ｔ１及びＴ２間に外部接続される負荷（図示せず）が変動する場合でも、また出力端子Ｔ１及びＴ２間に外部接続される負荷を非線形負荷とする場合でも、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、負荷電圧ｖ0 が、参照用正弦波電圧ｖr と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得られる。
【００５４】
一方、出力端子Ｔ１及びＴ２間に接続される負荷が大電流（大電力）を要求するとすれば、それに応じ、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２として、それに流し得る電流の容量（以下、これを電流容量という）が大きいスイッチング素子（スイッチング素子Ａ１及びＡ２を電界効果トランジスタ２とする場合、その電界効果トランジスタ２として、それにソース及びドレインを通って流し得る電流の容量が大きい電界効果トランジスタ）を用いれば、その負荷の要求を満足し得る。
【００５５】
しかしながら、一般に、スイッチング素子は、それを電界効果トランジスタとする場合でみれば明らかなように、電流容量が大きければ大きいほど、スイッチング動作を行い得る最大スイッチング動作周波数が低いという特性を有する。
【００５６】
このため、負荷が大電流（大電力）を要求するとすれば、スイッチング素子Ａ１及びＡ２が、スイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２によってそれぞれ制御されてスイッチングするとする、その最大スイッチング周波数ｆs-max を低くするのを余儀なくされ、そして、この場合、最大スイッチング周波数ｆs-max が低いので、出力端子Ｔ１及びＴ２間に接続される負荷に大電流（大電力）を供給することができても、負荷が接続される出力端子Ｔ１及びＴ２間に、負荷電圧ｖ0 を、参照用正弦波電圧ｖr と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得る、ということができず、また、最大スイッチング周波数ｆs-max が低くても、スイッチング素子Ａ１及びＡ２に流れる電流が大きいので、スイッチング素子Ａ１及びＡ２のスイッチングによって生じるのを余儀なくされる電力損失が大きく、よって、インバータとしての機能である直流を交流に変換するとする、その変換効率を低くしかとれない。
【００５７】
このようなことは、上述したところから明らかになるであろうから、詳細説明は省略するが、図７に示す従来の正弦波単相インバータの場合でも、また、図８、図９及び図１０に示す従来の正弦波３相インバータの場合でも、同様である。
【００５８】
上述したところから明らかなように、従来の正弦波インバータによれば、出力端子間に接続される負荷が大電流（電力）を要求するとすれば、これに応じ得るとしても、出力端子間の負荷電圧（ｖ0 （ｖ012、ｖ023 、ｖ031）など）を、負荷が変動したりすれば、参照用正弦波電圧と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得ることができず、且つ用いるスイッチング素子（Ａ１及びＡ２、Ａ３及びＡ４、Ａ５及びＡ６など）に大きな電力損失を伴わせ、よって、高い変換効率が得られない、という欠点を有していた。
【００５９】
よって、本発明は、上述した欠点のない、すなわち、出力端子間に接続される負荷が大電流（大電力）を要求しても、それに応じることができ、それでいて、出力端子間の負荷電圧を、負荷が変動したりしても、参照用正弦波電圧と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得ることができ、且つ用いるスイッチング素子に大きな電力損失を伴わせなくすることができ、従って、高い変換効率を得ることができる、という新規な正弦波インバータを提案せんとするものである。
【００６０】
【課題を解決するための手段】
本願第１番目の発明による正弦波単相インバータは、（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第１及び第２のスイッチング素子の直列回路とを有し、（ｉｉｉ）上記直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点が、平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサを通じて、上記直流電源の中点に接続され、（ｖ）上記平滑用コンデンサの両端から対の出力端子が導出されているとともに、（Ｂ）（ｉ）参照用正弦波電圧を発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記対の出力端子間の電圧を負荷電圧として検出する負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記平滑用コンデンサに流れる電流をコンデンサ電流として検出するコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する参照用正弦波電圧と上記負荷電圧検出手段が検出する負荷電圧との差に応じた電流と上記コンデンサ電流検出手段が検出するコンデンサ電流との差を制御電流として生成出力する制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を、上記直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波単相インバータにおいて、（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第３及び第４のスイッチング素子の他の直列回路を有し、（ｉｉ）上記他の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点が、他の平滑用インダクタ及び上記平滑用コンデンサを通じて、上記直流電源の中点に接続されているとともに、（Ｄ）（ｉ）上記対の出力端子に流れる電流を負荷電流として検出する負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記他の平滑用インダクタに流れる電流をインダクタ電流として検出するインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記負荷電流検出手段が検出する負荷電流と上記インダクタ電流検出手段が検出するインダクタ電流との差を他の制御電流として生成出力する他の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記他の制御電流が０になるように制御されている第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を、上記第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する他のスイッチング用信号生成出力手段とを有する。
【００６１】
本願第２番目の発明による正弦波単相インバータは、（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第１及び第２のスイッチング素子の第１の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第３及び第４のスイッチング素子の第２の直列回路とを有し、（ｉｖ）上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点が、平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサを通じて、上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点に接続され、（ｖ）上記平滑用コンデンサの両端から対の出力端子が導出されているとともに、（Ｂ）（ｉ）参照用正弦波電圧を発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記対の出力端子間の電圧を負荷電圧として検出する負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記平滑用コンデンサに流れる電流をコンデンサ電流として検出するコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する参照用正弦波電圧と上記負荷電圧検出手段が検出する負荷電圧の差に応じた電流との差を制御電流として生成出力する制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「０」及び「１」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を、上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第１のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとる第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第２のスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波単相インバータにおいて、（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御される第５及び第６のスイッチング素子の第３の直列回路を有し、（ｉｉ）上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子の接続中点が、他の平滑用インダクタ及び上記平滑用コンデンサを通じて上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点に接続されているとともに、（Ｄ）（ｉ）上記対の出力端子に接続される負荷に流れる電流を負荷電流として検出する負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記他の平滑用インダクタに流れる電流をインダクタ電流として検出するインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記負荷電流検出手段が検出する負荷電流と上記インダクタ電流検出手段が検出するインダクタ電流との差を他の制御電流として生成出力する他の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれ２値表示の「１」及び「０」の期間が上記他の制御電流が０になるように制御されている第５及び第６のスイッチング用信号を生成し、それら第５及び第６のスイッチング用信号を、上記第５及び第６のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第３のスイッチング用信号生成出力手段とを有する。
【００６２】
本願第３番目の発明による正弦波３相インバータは、（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている第１及び第２のスイッチング素子の第１の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第３及び第４のスイッチング素子の第２の直列回路と、（ｉｖ）上記直流電源の両端間に接続されている第５及び第６のスイッチング素子の第３の直列回路とを有し、（ｖ）上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点、上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点、及び上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子の接続中点が、第１、第２、及び第３の平滑用インダクタをそれぞれ通じて、第１、第２、及び第３の平滑用コンデンサの一端にそれぞれ接続され、（ｖｉ）上記第１、第２、及び第３の平滑用コンデンサの他端が、互に接続され、または上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、上記第３の平滑用インダクタ及び上記第３の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点にそれぞれ接続され、（ｖｉｉ）上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第３の平滑用インダクタ及び上記第３の平滑用コンデンサの接続中点から、第１、第２、及び第３の出力端がそれぞれ導出されているとともに、（Ｂ）（ｉ）第１の参照用正弦波電圧と、その第１の参照用正弦波電圧と同じ周波数を有するがその第１の参照用正弦波電圧との間で１２０°の位相差を有する第２の参照用正弦波電圧と、上記第１の参照用正弦波電圧と同じ周波数を有するがその第１の参照用正弦波電圧との間で２４０°の位相差を有する第３の参照用正弦波電圧とを発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記第１及び第２の出力端間、上記第２及び第３の出力端間、及び上記第３及び第１の出力端間の電圧、または上記第１、第２、及び第３の平滑用コンデンサの両端間電圧をそれぞれ第１、第２、及び第３の負荷電圧としてそれぞれ検出する第１、第２及び第３の負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１、第２、第３の平滑用コンデンサにそれぞれ流れる電流を、それぞれ第１、第２、及び第３のコンデンサ電流としてそれぞれ検出する第１、第２、及び第３のコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段で発生する第１の参照用正弦波電圧と上記第１の負荷電圧検出手段が検出する第１の負荷電圧との差に応じた電流と上記第１のコンデンサ電流検出手段が検出する第１のコンデンサ電流との差を第１の制御電流として生成出力する第１の制御電流生成出力手段と、（ｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段で発生する第２の参照用正弦波電圧と上記第２の負荷電圧検出手段が検出する第２の負荷電圧との差に応じた電流と上記第２のコンデンサ電流検出手段が検出する第２のコンデンサ電流との差を第２の制御電流として生成出力する第２の制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する第３の参照用正弦波電圧と上記第３の負荷電圧検出手段が検出する第３の負荷電圧との差に応��た電流と上記第３のコンデンサ電流検出手段が検出する第３のコンデンサ電流との差を第３の制御電流として生成出力する第３の制御電流生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第１の制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を、上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第１のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第２の制御電流が０になるように制御されている第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第２のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｉｘ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第３の制御電流が０になるように制御されている第５及び第６のスイッチング用信号を生成し、それら第５及び第６のスイッチング用信号を、上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第３のスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波３相インバータにおいて、（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第７及び第８のスイッチング素子の第４の直列回路と、（ｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第９及び第１０のスイッチング素子の第５の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第１１及び第１２のスイッチング素子の第６の直列回路とを有し、（ｉｖ）上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子の接続中点、上記第５の直列回路の第９及び第１０のスイッチング素子の接続中点、及び上記第６の直列回路の第１１及び第１２のスイッチング素子の接続中点が、第４、第５、及び第６の平滑用インダクタをそれぞれ通じて、上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第３の平滑用インダクタ及び上記第３の平滑用コンデンサの接続中点にそれぞれ接続されているとともに、（Ｄ）（ｉ）上記第１、第２及び第３の出力端にそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１、第２及び第３の負荷電流としてそれぞれ検出する第１、第２及び第３の負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記第４、第５及び第６の平滑用インダクタにそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１、第２及び第３のインダクタ電流としてそれぞれ検出する第１、第２及び第３のインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１の負荷電流検出手段が検出する第１の負荷電流と上記第１のインダ��タ電流検出手段が検出する第１のインダクタ電流との差を第４の制御電流として生成出力する第４の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）上記第２の負荷電流検出手段が検出する第２の負荷電流と上記第２のインダクタ電流検出手段が検出する第２のインダクタ電流との差を第５の制御電流として生成出力する第５の制御電流生成出力手段と、（ｖ）上記第３の負荷電流検出手段が検出する第３の負荷電流と上記第３のインダクタ電流検出手段が検出する第３のインダクタ電流との差を第６の制御電流として生成出力する第６の制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第４の制御電流が０になるように制御されている第７及び第８のスイッチング用信号を生成し、それら第７及び第８のスイッチング用信号を上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第４のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第５の制御電流が０になるように制御されている第９及び第１０のスイッチング用信号を生成し、それら第９及び第１０のスイッチング用信号を、上記第５の直列回路の第９及び第１０のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第５のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆相関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第６の制御電流が０になるように制御されている第１１及び第１２のスイッチング用信号を生成し、それら第１１及び第１２のスイッチング用信号を、上記第６の直列回路の第１１及び第１２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第６のスイッチング用信号生成出力手段とを有する。
【００６３】
本願第４番目の発明による正弦波３相インバータは、（Ａ）（ｉ）直流電源と、（ｉｉ）その直流電源の両端間に接続されている第１及び第２のスイッチング素子の第１の直列回路と、（ｉｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第３及び第４のスイッチング素子の第２の直列回路とを有し、（ｉｖ）上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子の接続中点、及び上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子の接続中点が、第１の平滑用インダクタ及び第１の平滑用コンデンサ、及び第２の平滑用インダクタ及び第２の平滑用コンデンサをそれぞれ通じて、上記直流電源の中点にともに接続され、（ｖ）上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記直流電源の中点から、第１、第２、及び第３の出力端がそれぞれ導出されているとともに、
（Ｂ）（ｉ）第１の参照用正弦波電圧と、その第１の参照用正弦波電圧と同じ周波数を有するがその第１の参照用正弦波電圧との間で１２０°の位相差を有する第２の参照用正弦波電圧とを発生する参照用正弦波電圧発生手段と、（ｉｉ）上記第１及び第３の出力端間、及び上記第２及び第３の出力端間の電圧を、それぞれ第１、及び第２の負荷電圧としてそれぞれ検出する第１、及び第２の負荷電圧検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１及び第２の平滑用コンデンサにそれぞれ流れる電流を、それぞれ第１及び第２のコンデンサ電流としてそれぞれ検出する第１及び第２のコンデンサ電流検出手段と、（ｉｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する第１の参照用正弦波電圧と上記第１の負荷電圧検出手段が検出する第１の負荷電圧との差に応じた電流と上記第１のコンデンサ電流検出手段が検出する第１のコンデンサ電流との差を第１の制御電流として生成出力する第１の制御電流生成出力手段と、（ｖ）上記参照用正弦波電圧発生手段が発生する第２の参照用正弦波電圧と上記第２の負荷電圧検出手段が検出する第２の負荷電圧との差に応じた電流と上記第２のコンデンサ電流検出手段が検出する第２のコンデンサ電流との差を第２の制御電流として生成出力する第２の制御電流生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」が上記第１の制御電流が０になるように制御されている第１及び第２のスイッチング用信号を生成し、それら第１及び第２のスイッチング用信号を上記第１の直列回路の第１及び第２のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第１のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」が上記第２の制御電流が０になるように制御されている第３及び第４のスイッチング用信号を生成し、それら第３及び第４のスイッチング用信号を上記第２の直列回路の第３及び第４のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第２のスイッチング用信号生成出力手段とを有する正弦波３相インバータにおいて、（Ｃ）（ｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第５及び第６のスイッチング素子の第３の直列回路と、（ｉｉ）上記直流電源の両端間に接続されている第７及び第８のスイッチング素子の第４の直列回路とを有し、（ｉｉｉ）上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子の接続中点、及び上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子の接続中点が、第３、及び第４の平滑用インダクタをそれぞれ通じて、上記第１の平滑用インダクタ及び上記第１の平滑用コンデンサの接続中点、及び上記第２の平滑用インダクタ及び上記第２の平滑用コンデンサの接続中点にそれぞれ接続されているとともに、（Ｄ）（ｉ）上記第１及び第２の出力端にそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１及び第２の負荷電流としてそれぞれ検出する第１及び第２の負荷電流検出手段と、（ｉｉ）上記第３及び第４の平滑用インダク���にそれぞれ流れる電流をそれぞれ第１及び第２のインダクタ電流としてそれぞれ検出する第１及び第２のインダクタ電流検出手段と、（ｉｉｉ）上記第１の負荷電流検出手段が検出する第１の負荷電流と上記第１のインダクタ電流検出手段が検出する第１のインダクタ電流との差を第３の制御電流として生成出力する第３の制御電流生成出力手段と、（ｉｖ）上記第２の負荷電流検出手段が検出する第２の負荷電流と上記第２のインダクタ電流検出手段が検出する第２のインダクタ電流との差を第４の制御電流として生成出力する第４の制御電流生成出力手段と、（ｖ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第３の制御電流が０になるように制御されている第５及び第６のスイッチング用信号を生成し、それら第５及び第６のスイッチング用信号を上記第３の直列回路の第５及び第６のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第３のスイッチング用信号生成出力手段と、（ｖｉ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が上記第４の制御電流が０になるように制御されている第７及び第８のスイッチング用信号を生成し、それら第７及び第８のスイッチング用信号を、上記第４の直列回路の第７及び第８のスイッチング素子に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力する第４のスイッチング用信号生成出力手段とを有する。
【００６４】
【発明の実施の形態１】
次に、図１を伴って、本発明による正弦波インバータの第１の実施の形態を、図６に示す従来の正弦波単相インバータの場合と同様の正弦波単相インバータの実施の形態で述べよう。
図１において、図６との対応部分には同一符号を付して示す。
【００６５】
図１に示す本発明による正弦波単相インバータは、図６を伴って上述した従来の正弦波単相インバータにおいて、その直流電源１の両端間に接続されている、互に逆関係にオン・オフ制御されるスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ′を有し、そして、その直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点が、平滑用インダクタＬ′及び図６に示す従来の正弦波単相インバータで述べた平滑用コンデンサＣを通じて、直流電源１の中点に接続されている。
【００６６】
この場合、直列回路Ｈ′において、直列回路Ｈにおけるのに準じて、スイッチング素子Ａ１′を、直列回路Ｈ′の直流電源１の正極端側に接続される端側とし、また、スイッチング素子Ａ２′を、直列回路Ｈ′の直流電源１の負極端側に接続される端側としている。
【００６７】
また、直列回路Ｈ′において、そのスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′のそれぞれには、直列回路Ｈにおけるのと同様に、ｎチャンネル型の電界効果トランジスタ２のみを用い（この場合の電界効果トランジスタ２は、「オン」に制御された期間において、順方向電流及び逆方向電流の双方を流し得る電界効果トランジスタである）得るとともに、電界効果トランジスタ２とそれに並列して接続されたダイオード３とを用い（この場合、電界効果トランジスタ２は、「オン」に制御された期間において、順方向電流及び逆方向電流を実質的に流さない電界効果トランジスタである）得る。
【００６８】
また、出力端子Ｔ１及びＴ２に流れる電流を、例えば図示のように出力端子Ｔ１側において、負荷電流ｉ0 （出力端子Ｔ１及びＴ２に実際に流れる電流またはこれに応じた電流）として検出する負荷電流検出手段ＩＯＤを有する。
【００６９】
さらに、平滑用インダクタＬ′に流れる電流を、インダクタ電流ｉL′ （平滑用インダクタＬ′に実際に流れる電流またはこれに応じた電流）として検出するインダクタ電流検出手段ＩＬＤを有する。
【００７０】
また、負荷電流検出手段ＩＯＤが検出する負荷電流ｉ0 と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤが検出するインダクタ電流ｉL′ とにもとづき、（ｉL′ −ｉ0 ）で与えられるまたはそれに応じた（以下、簡単のため、（ｉL′ −ｉ0 ）で与えられると述べる）制御電流ｉg′ を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ′を有する。
【００７１】
この場合、制御電流生成出力手段ＣＧ′を、インダクタ電流検出手段ＩＬＤが検出するインダクタ電流ｉL′ と、負荷電流検出手段ＩＯＤが検出する電流ｉ0 とから、それらの差（ｉL′ −ｉ0 ）またはそれに応じた電流を制御電流ｉg′ として出力する差回路７′を有する構成とし得る。
【００７２】
さらに、ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ′が生成出力する制御電流ｉg′ によって当該制御電流ｉg′ が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を、上述した直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′を有する。
【００７３】
この場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′を、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′に準じて、（ａ）基準直流電流Ｉr′（例えばＩr′＝０）を発生する基準直流電流発生手段８′と、（ｂ）その基準直流電流発生手段８′が発生する基準直流電流Ｉr′ と制御電流生成出力手段ＣＧ′が生成出力する制御電流ｉg′ とを入力し、制御電流ｉg′ が、基準直流電流Ｉr′ より大、すなわちｉg′ ＞Ｉr′ （または基準直流電流Ｉr′ 以上、すなわちｉg′ ≧Ｉr′ ）であれば２値表示で「１」をとり、基準直流電流Ｉr′ 以下、すなわちｉg′≦Ｉr′（または基準直流電流Ｉr′未満、すなわちｉg′＜Ｉr′）であれば２値表示で「０」をとる比較出力ＳＣ′を出力する比較回路９′と、（ｃ）参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr の周波数ｆr に比し十分高いが、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧを構成しているトリガ用パルス列発生手段１０が発生するトリガ用パルス列ＰＬの周波数ｆH よりも低い周波数ｆL を有するトリガ用パルス列ＰＬ′を発生するトリガ用パルス列発生手段１０′と、（ｄ）トリガ用パルス列発生手段１０′が発生するトリガ用パルス列ＰＬ′が供給されるトリガ端子１１′と比較回路９′から出力される比較出力ＳＣ′が供給される信号端子１２′と肯定（または否定）出力端子１３′及び否定（または肯定）出力端子１４′とを有し、肯定（または否定）出力端子１３′及び否定（または肯定）出力端子１４′からそれぞれ出力される出力を、それぞれスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′として出力する、いわゆるＤ型と称されるフリップフロップ回路１５′とを有する構成とし得る。
なお、上述したフリップフロップ回路１５′は、詳細説明は省略するが、フリップフロップ回路１５について述べたのに準じた動作を行うものである。
【００７４】
以上が、本発明による正弦波インバータの第１の実施の形態としての正弦波単相インバータの実施の形態の構成である。
このような構成を有する本発明による正弦波単相インバータによれば、直流電源１の両端間に、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ′が接続され、そのスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点が、平滑用インダクタＬ′と、図６に示す従来の正弦波インバータにおける直流電源１の両端間に接続されている直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点がインダクタＬ及びコンデンサＣを通じて直流電源１の中点に接続されているとする、その平滑用コンデンサＣとを通じて、直流電源１の中点に接続されている、という構成を有するとしても、図６に示す従来の正弦波単相インバータの構成を有し、そして、その構成によれば、詳細説明は省略するが、図６に示す従来の正弦波インバータの場合で述べた動作を行うので、図６に示す従来の正弦波インバータで述べたインバータ機能が、図６に示す従来の正弦波インバータの場合と同様に、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、負荷電圧ｖ0 が、参照用正弦波電圧発生手段４が発生する参照用正弦波電圧ｖr と同じ正弦波になるように得られる、という態様で得られることは明らかである。
【００７５】
また、図１に示す本発明による正弦波単相インバータによれば、上述したように、直流電源１の両端間に、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ′が接続され、そのスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点が、平滑用インダクタＬ′と、図６に示す従来の正弦波インバータにおける直流電源１の両端間に接続されている直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２の接続中点がインダクタＬ及びコンデンサＣを通じて直流電源１の中点に接続されているとする、その平滑用コンデンサＣとを通じて、直流電源１の中点に接続されている、という構成を有し、そして、そのような構成によれば、図６に示す従来の正弦波単相インバータの構成による、図６に示す従来の正弦波単相インバータで述べたのに準じた、次の動作を行う。
【００７６】
すなわち、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′が生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′が、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧが生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１及びＳＷ２と同様に、ともに２値表示で「１」及び「０」を順次繰り返してとるがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係をとるので、直流電源１の両端間に接続されている直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′が、直流電源１の両端間に接続されている直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２と同様に、それぞれ互に逆関係に「オン」及び「オフ」を順次繰り返す。
【００７７】
そして、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′がそれぞれ「オン」及び「オフ」した状態になれば、平滑用インダクタＬ′と平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端間に、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」したのに準じて、直流電源１の正極端及び中点間による、平滑用インダクタＬ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点側を正とする直流電源が接続している状態で、スイッチング素子Ａ１′を通じて、平滑用インダクタＬ′と平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になり、また、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′がそれぞれ「オフ」及び「オン」した状態になれば、平滑用インダクタＬと平滑用コンデンサＣとの直列回路の両端間に、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がそれぞれ「オン」及び「オフ」した場合に準じて、直流電源１の中点及び負極端間による、平滑用インダクタＬ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点側を負とする直流電源が接続している状態で、スイッチング素子Ａ２′を通じて、平滑用インダクタＬ′と平滑用コンデンサＣとの直列回路に電流が流れる状態になる。
【００７８】
ところで、この場合、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′が、そこで生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′が順次繰り返してとる２値表示の「１」及び「０」の期間をして、制御電流生成出力手段ＣＧ′が生成出力する、負荷電流検出手段ＩＯＤが検出する負荷電流ｉ0 とインダクタ電流検出手段ＩＬＤが検出するインダクタ電流ｉL とにもとづく、（ｉL′ −ｉ0 ）で与えられる制御電流ｉg′ によって、それが０になるように、すなわち、
ｉL′ −ｉ0 ＝０                  ………（２）
になるように制御され、いわゆる、スライデングモードに制御される。
【００７９】
このため、出力端子Ｔ１及びＴ２に接続される負荷が要求する電流が負荷電流ｉ0 に反映し、その反映された負荷電流ｉ0 が、直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′のスイッチングによって平滑用インダクタＬ′に流れるインダクタ電流ｉL′ に反映するので、負荷が要求する電流が大きくても、そのほとんどが、直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′に、それらのスイッチングによって流れる電流によって、供給されることになる。
【００８０】
このため、負荷が大電流（電力）を要求するとしても、直列回路Ｈにおいて、そのスイッチング素子Ａ１及びＡ２にそれらのスイッチングによって流れる電流が、十分小さく、従って、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２として、電流容量が小さいスイッチング素子を用いることができ、よって、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がスイッチングするとする、その最大スイッチング周波数ｆs-max を、十分高くすることができ、この分、出力端子Ｔ１及びＴ２間に、負荷電圧ｖ0 を、参照用正弦波電圧ｖr と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得ることができる。
【００８１】
また、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２においてそれに電流が流れることによる電力損失を伴うとしても、上述したように、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２に流れる電流が十分小さいので、その電力損失を十分小さくすることができる。
【００８２】
さらに、直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′においも、それに電流が流れることによる電力損失を伴うとしても、直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′がスイッチングするとする、その最大スイッチング周波数ｆs-max′ （スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′が、上述したように、トリガ端子１１′にトリガ用パルス列発生手段１０′からの周波数ｆL を有するトリガ用パルス列ＰＬ′が供給されるようになされているとともに信号端子１２′に比較回路９′からの比較出力ＳＣ′が供給されるようになされ且つ肯定（または否定）出力端子１３′及び否定（または肯定）出力端子１４′の出力をスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′として出力する、いわゆるＤ型と称されるフリップフロップ回路１５′を有する構成を有するとする場合、トリガ用パルス列ＰＬ′の周波数ｆL の１／２倍）を十分低くすることができる（スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′が、上述したように、トリガ端子１１′にトリガ用パルス列発生手段１０′からの周波数ｆL を有するトリガ用パルス列ＰＬ′が供給されるようになされているとともに信号端子１２′に比較回路９′からの比較出力ＳＣ′が供給されるようになされ且つ肯定（または否定）出力端子１３′及び否定（または肯定）出力端子１４′の出力をスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′として出力する、いわゆるＤ型と称されるフリップフロップ回路１５′を有する構成を有するとする場合、トリガ用パルス列ＰＬ′の周波数ｆL を十分低くすることで）ので、その電力損失も十分小さくすることができる。
【００８３】
以上のことから、図１に示す本発明による正弦波単相インバータによれば、出力端子Ｔ１及びＴ２間に接続される、負荷が大電流（大電力）を要求しても、それに応じることができ、それでいて、出力端子Ｔ１及びＴ２間の負荷電圧ｖ0 を、負荷が変動したりしても、参照用正弦波電圧ｖr と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得ることができ、且つ用いるスイッチング素子Ａ１及びＡ２、Ａ１′及びＡ２′に大きな電力損失を伴わせなくすることができ、従って、高い変換効率を得ることができる。
【００８４】
このような、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの優れた作用・効果が得られることは、ちなみに、直列回路Ｈ、及びＨ′のスイッチング素子Ａ１及びＡ２、及びＡ１′及びＡ２′としてｎチャンネル型の電界効果トランジスタを用い、直流電源１の電圧を１６０Ｖとし、参照用正弦波電圧発生手段４が出力する参照用正弦波電圧ｖr の電圧及び周波数ｆr をそれぞれ８０Ｖ及び５０Ｈｚとし、平滑用インダクタＬ及びＬ′のインダクタンスをそれぞれ３．０ｍＨ及び０．３ｍＨとし、平滑用コンデンサＣの容量を４０μＦとし、スイッチング用信号生成出力手段ＳＧ及びＳＧ′を前述したトリガ用パルス列ＰＬ及びＰＬ′によってそれぞれトリガされるフリップフロップ回路１５及び１５′を有する構成を有するものとし、それらトリガ用パルス列ＰＬ及びＰＬ′の周波数ｆH 及びｆL をそれぞれ５００ＫＨｚ及び６２．６ＫＨｚとし、これに応じ、直列回路Ｈのスイッチング素子Ａ１及びＡ２がスイッチングするとする、その最大スイッチング周波数を２５０ＫＨｚ（トリガ用パルス列ＰＬの周波数の１／２倍）とし、また、直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′がスイッチングするとする、その最大スイッチング周波数を３１．３ＫＨｚ（トリガ用パルス列ＰＬの周波数の１／２倍）とし、制御電流生成出力手段ＣＧが出力する制御電流ｉg を決めるアドミタンスＹを２．０Ｓとした場合においても、確認された。
【００８５】
【発明の実施の形態２】
次に、図２を伴って、本発明による正弦波インバータの第２の実施の形態を、正弦波単相インバータの第２の実施の形態で述べよう。
図２において、図１及び図７との対応部分には同一符号を付して示し、詳細説明を省略する。
【００８６】
図２に示す本発明による正弦波単相インバータは、図７に示す従来の正弦波単相インバータにおいて、直流電源１の両端間に接続されている、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの直列回路Ｈに準じた、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ′を有し、その直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点が、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、平滑用インダクタＬ′及び平滑用コンデンサＣを通じて、直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″の接続中点に接続されている。
【００８７】
また、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合と同様に、（ａ）出力端子Ｔ１及びＴ２に流れる電流を、負荷電流ｉ0 として検出する負荷電流検出手段ＩＯＤと、（ｂ）平滑用インダクタＬ′に流れる電流をインダクタ電流ｉL′ として検出するインダクタ電流検出手段ＩＬＤと、（ｃ）負荷電流検出手段ＩＯＤが検出する負荷電流ｉ0 と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤが検出するインダクタ電流ｉL′ とにもとづき、（ｉL′ −ｉ0 ）で与えられる制御電流ｉg′ を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ′と、（ｄ）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ′が生成出力する制御電流ｉg′ によって当該制御電流ｉg′ が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を、上述した直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′とを有する。
【００８８】
以上が、本発明による正弦波単相インバータの第２の実施の形態の構成である。
このような構成を有する本発明による正弦波単相インバータによれば、図６に示す従来の正弦波単相インバータにおいて、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、直流電源１の両端間に、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ′が接続され、そのスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点が、平滑用インダクタＬ′と平滑用コンデンサＣとを通じて直列回路Ｈ″のスイッチング素子Ａ１″及びＡ２″の接続中点に接続され、そして、直列回路Ｈ′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′が、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合と同様に制御されたスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ′が生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′によってそれぞれ制御されるようになされているので、詳細説明は省略するが、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合と同様の優れた作用・効果を得ることができることは明らかである。
【００８９】
【発明の実施の形態３】
次に、図３を伴って、本発明による正弦波インバータの第３の実施の形態を、正弦波３相インバータの第１の実施の形態で述べよう。
図３において、図１及び図８との対応部分には同一符号を付して示す。
【００９０】
図３に示す本発明による正弦波３相インバータは、図８に示す従来の正弦波３相インバータにおいて、直流電源１の両端間に接続されている、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの直列回路Ｈ′に準じて、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ１′と、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の直列回路Ｈ２′と、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ５′及びＡ６′の直列回路Ｈ３′とを有し、そして、直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点、直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の接続中点、及び直列回路Ｈ３′のスイッチング素子Ａ５′及びＡ６′の接続中点が、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、平滑用インダクタＬ１′、Ｌ２′、及びＬ３′をそれぞれ通じて、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の一端に接続されている。
【００９１】
また、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、（ａ）出力端子Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３にそれぞれ流れる電流を、それぞれ負荷電流ｉ01、ｉ02、及びｉ03として検出する負荷電流検出手段ＩＯＤ１、ＩＯＤ２、及びＩＯＤ３と、（ｂ）平滑用インダクタＬ１′、Ｌ２′、及びＬ３′にそれぞれ流れる電流をインダクタ電流ｉL1′、ｉL2′、及びｉL3′としてそれぞれ検出するインダクタ電流検出手段ＩＬＤ１、ＩＬＤ２、及びＩＬＤ３と、（ｃ−１）負荷電流検出手段ＩＯＤ１が検出する負荷電流ｉ01と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤ１が検出するインダクタ電流ｉL1′とにもとづき、（ｉL1′−ｉ01）で与えられる制御電流ｉg1′を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ１′と、（ｃ−２）負荷電流検出手段ＩＯＤ２が検出する負荷電流ｉ02と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤ２が検出するインダクタ電流ｉL2′とにもとづき、（ｉL2′−ｉ02）で与えられる制御電流ｉg2′を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ２′と、（ｃ−３）負荷電流検出手段ＩＯＤ３が検出する負荷電流ｉ03と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤ３が検出するインダクタ電流ｉL3′とにもとづき、（ｉL3′−ｉ03）で与えられる制御電流ｉg1′を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ３′と、（ｄ−１）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ１′が生成出力する制御電流ｉg1′によって当該制御電流ｉg1′が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を、上述した直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１′と、（ｄ−２）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ２′が生成出力する制御電流ｉg2′によって当該制御電流ｉg2′が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ３′及びＳＷ４′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ３′及びＳＷ４′を、上述した直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ２′と、（ｄ−３）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ３′が生成出力する制御電流ｉg3′によって当該制御電流ｉg3′が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ５′及びＳＷ６′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ５′及びＳＷ６′を、上述した直列回路Ｈ３′のスイッチング素子Ａ５′及びＡ６′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ３′とを有する。
【００９２】
以上が、本発明による正弦波３相インバータの第１の実施の形態の構成である。
このような構成を有する本発明による正弦波３相インバータによれば、図８に示す従来の正弦波単相インバータにおいて、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、直流電源１の両端間に、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ１′、スイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の直列回路Ｈ２′、及びスイッチング素子Ａ５′及びＡ６′の直列回路Ｈ３′が接続され、それら直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点、直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の接続中点、及び直列回路Ｈ３′のスイッチング素子Ａ５′及びＡ６′の接続中点が、平滑用インダクタＬ１′、Ｌ２′、及びＬ３′をそれぞれ通じて平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の一端に接続され、そして、直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′、直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′、及び直列回路Ｈ３′のスイッチング素子Ａ５′及びＡ６′が、図１に示す本発明による正弦波単相インバータのスイッチング用信号生成出力手段ＳＧの場合と同様に制御されたスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１′、ＳＧ２′、及びＳＧ３′がそれぞれ生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′、ＳＷ３′及びＳＷ４′、及びＳＷ５′及びＳＷ６′によってそれぞれ制御されるようになされているので、詳細説明は省略するが、図１に示す本発明による正弦波単相インバータの場合で述べたのに準じた、正弦波３相インバータとしての優れた作用・効果を得ることができることは明らかである。
【００９３】
【発明の実施の形態４】
次に、図４を伴って、本発明による正弦波インバータの第４の実施の形態を、正弦波３相インバータの第２の実施の形態で述べよう。
図４において、図３及び図９との対応部分には同一符号を付して示す。
【００９４】
図４に示す本発明による正弦波３相インバータは、図３に示す本発明による正弦波３相インバータにおいて、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の他端が互に接続されているのに代え、それぞれ出力端子Ｔ２、Ｔ３、及びＴ１に接続されていることを除いて、図３に示す本発明による正弦波３相インバータの場合と同様の構成を有する。
【００９５】
以上が、本発明による正弦波３相インバータの第２の実施の形態の構成である。
このような構成を有する本発明による正弦波３相インバータによれば、それが、上述した事項を除いて、図３に示す本発明による正弦波３相インバータの場合と同様の構成を有するので、詳細説明は省略するが、図３に示す本発明による正弦波３相インバータの場合で述べたと同様の、正弦波３相インバータとしての優れた作用・効果を得ることができることは明らかである。
【００９６】
【発明の実施の形態５】
次に、図５を伴って、本発明による正弦波インバータの第５の実施の形態を、正弦波３相インバータの第３の実施の形態で述べよう。
図５において、図３及び図１０との対応部分には同一符号を付して示す。
【００９７】
図５に示す本発明による正弦波３相インバータは、図１０に示す従来の正弦波３相インバータにおいて、直流電源１の両端間に接続されている、図３に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ１′と、互に逆関係に「オン」及び「オフ」制御されるスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の直列回路Ｈ２′とを有し、そして、直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点、及び直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の接続中点が、図３に示す本発明による正弦波３相インバータの場合に準じて、平滑用インダクタＬ１′、及びＬ２′をそれぞれ通じて、平滑用コンデンサＣ１、及びＣ２の一端にそれぞれ接続されている。
【００９８】
また、図３に示す本発明による正弦波３相インバータの場合に準じて、（ａ）出力端子Ｔ１及びＴ２にそれぞれ流れる電流を、それぞれ負荷電流ｉ01、及びｉ02として検出する負荷電流検出手段ＩＯＤ１、及びＩＯＤ２と、（ｂ）平滑用インダクタＬ１′、及びＬ２′にそれぞれ流れる電流をインダクタ電流ｉL1′、及びｉL2′としてそれぞれ検出するインダクタ電流検出手段ＩＬＤ１、及びＩＬＤ２と、（ｃ−１）負荷電流検出手段ＩＯＤ１が検出する負荷電流ｉ01と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤ１が検出するインダクタ電流ｉL1′とにもとづき、（ｉL1′−ｉ01）で与えられる制御電流ｉg1′を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ１′と、（ｃ−２）負荷電流検出手段ＩＯＤ２が検出する負荷電流ｉ02と、インダクタ電流検出手段ＩＬＤ２が検出するインダクタ電流ｉL2′とにもとづき、（ｉL2′−ｉ02）で与えられる制御電流ｉg2′を生成出力する制御電流生成出力手段ＣＧ２′と、（ｄ−１）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ１′が生成出力する制御電流ｉg1′によって当該制御電流ｉg1′が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′を、上述した直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１′と、（ｄ−２）ともに２値表示で「１」及び「０」を順次とることを繰り返すがそれぞれ２値表示の「１」及び「０」を互に逆関係にとり且つそれぞれの２値表示の「１」及び「０」の期間が制御電流生成出力手段ＣＧ２′が生成出力する制御電流ｉg2′によって当該制御電流ｉg2′が０になるように制御されているスイッチング用信号ＳＷ３′及びＳＷ４′を生成し、それらスイッチング用信号ＳＷ３′及びＳＷ４′を、上述した直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′に、それらをそれぞれオン・オフ制御すべく、それぞれ出力するスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ２′とを有する。
【００９９】
以上が、本発明による正弦波３相インバータの第３の実施の形態の構成である。
このような構成を有する本発明による正弦波３相インバータによれば、図１０に示す従来の正弦波単相インバータにおいて、図３に示す本発明による正弦波単相インバータの場合に準じて、直流電源１の両端間に、スイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の直列回路Ｈ１′、及びスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の直列回路Ｈ２′が接続され、それら直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′の接続中点、及び直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′の接続中点が、平滑用インダクタＬ１′、及びＬ２′をそれぞれ通じて平滑用コンデンサＣ１、及びＣ２の一端にそれぞれ接続され、そして、直列回路Ｈ１′のスイッチング素子Ａ１′及びＡ２′、及び直列回路Ｈ２′のスイッチング素子Ａ３′及びＡ４′が、図３に示す本発明による正弦波単相インバータのスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１′及びＳＧ２′の場合と同様に制御されたスイッチング用信号生成出力手段ＳＧ１′、及びＳＧ２′がそれぞれ生成出力するスイッチング用信号ＳＷ１′及びＳＷ２′、及びＳＷ３′及びＳＷ４′によってそれぞれ制御されるようになされているので、詳細説明は省略するが、図３に示す本発明による正弦波３相インバータの場合で述べたと同様の、正弦波３相インバータとしての優れた作用・効果を得ることができることは明らかである。
【０１００】
【発明の他の実施の形態】
なお、上述においては、本発明のわずかな実施の形態を示したに留まり、例えば、図１に示す本発明による正弦波単相インバータにおいて、出力端子Ｔ１及びＴ２に流れる負荷電流ｉ0 を、平滑用コンデンサＣに流れる電流を含まない電流でなるものとして、負荷電流検出手段ＩＯＤによって検出するのに代え、図１において点線図示のように、平滑用コンデンサＣに流れる電流を含む電流でなるものとして検出し、それを、制御電流生成出力手段ＣＧ′で用いるようにすることもでき、もちろん、そのような負荷電流検出手段によって検出する負荷電流に関することは、図示しないが、図２に示す本発明による正弦波単相インバータ、及び図３、図４及び図５に示す本発明による正弦波３相インバータにおいて準用し得ることは明らかである。
【０１０１】
また、図３及び図４に示す本発明による正弦波３相インバータにおいて、出力端子Ｔ１及びＴ２間、Ｔ２及びＴ３間、及びＴ３及びＴ１間の電圧を、それぞれ負荷電圧検出手段ＶＤ１２、ＶＤ２３、及びＶＤ３１によって、負荷電圧ｖ012 、ｖ023 、及びｖ031 としてそれぞれ検出するのに代え、点線図示のように、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の両端電圧を、それぞれ負荷電圧検出手段ＶＤ１、ＶＤ２、及びＶＤ３によって、負荷電圧ｖ012 、ｖ023 、及びｖ031 としてそれぞれ検出し、それらを、それぞれ制御電流生成出力手段ＣＧ１、ＣＧ２、及びＣＧ３において用いるようにすることもでき、もちろん、そのようなことを、図５に示す本発明による正弦波３相インバータにおいても、点線図示のように、適用することもでき、その他、本発明の精神を脱することなしに種々の変型、変更をなし得るであろう。
【０１０２】
【発明の効果】
本発明による正弦波インバータによれば、出力端子間に接続される負荷が大電流（大電力）を要求しても、それに応じることができ、それでいて、出力端子間の負荷電圧を、負荷が変動したりしても、参照用正弦波電圧と、より高い同じさを以って、同じ正弦波になるように得ることができ、且つ用いるスイッチング素子に大きな電力損失を伴わせなくすることができ、従って、高い変換効率を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による正弦波インバータの第１の実施の形態を、正弦波単相インバータの第１の実施の形態を以って示す接続図である。
【図２】本発明による正弦波インバータの第２の実施の形態を、正弦波単相インバータの第２の実施の形態を以って示す接続図である。
【図３】本発明による正弦波インバータの第３の実施の形態を、正弦波３相インバータの第１の実施の形態を以って示す接続図である。
【図４】本発明による正弦波インバータの第４の実施の形態を、正弦波３相インバータの第２の実施の形態を以って示す接続図である。
【図５】本発明による正弦波インバータの第５の実施の形態を、正弦波３相インバータの第３の実施の形態を以って示す接続図である。
【図６】従来の正弦波単相インバータを示す接続図である。
【図７】従来の他の正弦波単相インバータを示す接続図である。
【図８】従来の正弦波３相インバータを示す接続図である。
【図９】従来の他の正弦波３相インバータを示す接続図である。
【図１０】従来のさらに他の正弦波３相インバータを示す接続図である。
【符号の説明】
１              直流電源
２              電界効果トランジスタ
３              ダイオード
４、４′        参照用正弦波電圧発生手段
５、５′        差回路
６、６′        乗算回路
７、７′        差回路
８、８′        基準直流電流発生手段
９、９′        比較回路
１０、１０′    トリガ用パルス列発生手段
１１、１１′    トリガ端子
１２、１２′    信号端子
１３、１３′    肯定出力端子
１４、１４′    否定出力端子
１５、１５′    フリップフロップ回路
１６            比較回路
Ａ１〜Ａ６、Ａ１′〜Ａ４′Ａ１″及びＡ２″スイッチング素子
Ｃ、Ｃ１〜Ｃ３                            平滑用コンデンサ
ＣＧ、ＣＧ１〜ＣＧ３、ＣＧ１′〜ＣＧ３′  制御電流生成出力手段
Ｄ１、Ｄ２                                ダイオード
Ｈ、Ｈ′、Ｈ″、Ｈ１〜Ｈ３、Ｈ１′〜Ｈ３′直列回路
ＩＣＤ、ＩＣＤ１〜ＩＣＤ３                コンデンサ電流検出手段
ＩＬＤ、ＩＬＤ１〜ＩＬＤ３                インダクタ電流検出手段
ＩＯＤ、ＩＯＤ１〜ＩＯＤ３                負荷電流検出手段
Ｌ、Ｌ１〜Ｌ３、Ｌ１′〜Ｌ３′            平滑用インダクタ
ＳＧ、ＳＧ１〜ＳＧ３、ＳＧ１′〜ＳＧ３′  スイッチング用信号生成出力手段
Ｔ１〜Ｔ３                                出力端子
ＶＤ、ＶＤ１２、ＶＤ２３、ＶＤ３１        負荷電圧検出手段
【図１】
0004517116.tif 000002
【図２】
0004517116.tif 000003
【図３】
0004517116.tif 000004
【図４】
0004517116.tif 000005
【図５】
0004517116.tif 000006
【図６】
0004517116.tif 000007
【図７】
0004517116.tif 000008
【図８】
0004517116.tif 000009
【図９】
0004517116.tif 000010
【図１０】
0004517116.tif 000011