(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を送信機と受信機との間で通信する無線通信方法であって、
該送信機からは、該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、該第１の無線変調信号と所定の信号処理を行うことでクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号が生成される補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する一方、
該受信機においては、該第１の無線変調信号と該第２の無線変調信号との上記信号処理によりクロック信号を再生すると共に、該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、復調する
ことを特徴とする無線通信方法。
【請求項２】
前記所定の信号処理が乗積処理であって、受信機においては前記第１の無線変調信号と前記第２の無線変調信号との乗積成分からクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号を再生する
請求項１に記載の無線通信方法。
【請求項３】
所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を送信機と受信機との間で通信する無線通信方法であって、
該送信機からは、該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、該伝送情報と所定の論理演算を行うことでクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号のいずれかが生成される補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する一方、
該受信機においては、該第１の無線変調信号から得た検波出力と該第２の無線変調信号から得た検波出力との上記論理演算によりクロック信号を再生すると共に、該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、復調する
ことを特徴とする無線通信方法。
【請求項４】
前記所定の論理演算が排他的論理和であって、受信機においては前記無線変調信号と前記補信号との排他的論理和からクロック信号を再生する
請求項３に記載の無線通信方法。
【請求項５】
所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を送信機と受信機との間で通信する無線通信方法であって、
該送信機からは、該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、クロック信号もしくはクロック信号の生成が容易なその分周信号である補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する一方、
該受信機においては、該第２の無線変調信号を検波することでクロック信号を再生すると共に、該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、復調する
ことを特徴とする無線通信方法。
【請求項６】
前記デジタル変調方式が、２進位相偏移変調方式（ＢＰＳＫ方式）又は多値位相偏移変調方式（M-array ＰＳＫ方式）である請求項１ないし５に記載の無線通信方法。
【請求項７】
前記デジタル変調方式が、多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）である請求項１ないし５に記載の無線通信方法。
【請求項８】
前記多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）を用いる場合に、
前記送信機が、前記受信機においてクロック信号を再生する際にその振幅が一定となるように、あらかじめ前記第２の無線変調信号の振幅を制御して送信する
請求項７に記載の無線通信方法。
【請求項９】
前記多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）を用いる場合に、
前記送信機が出力する信号の包絡線が一定となるように、あらかじめ前記第２の無線変調信号の振幅を制御して送信する
請求項７に記載の無線通信方法。
【請求項１０】
前記無線通信方法において、送信機が、
受信機側でクロック信号を再生するための補信号を前記第２の無線変調信号により送信した後に、
前記第１の無線変調信号の変調に用いた伝送情報とは異なる第２の伝送情報で変調した第２の無線変調信号を生成し、
前記第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する
請求項１ないし９に記載の無線通信方法。
【請求項１１】
所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を通信する送信機と受信機とから構成される無線通信システムであって、
該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、該第１の無線変調信号と所定の信号処理を行うことでクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号のいずれかが生成される補信号を、補信号生成部において生成し、該補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信可能な送信機と、
該第１の無線変調信号と該第２の無線変調信号との該信号処理を信号処理部で行ってクロック信号を再生すると共に、検波回路により該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、該クロック信号を用いて復調回路において復調可能な受信機と
を備えたことを特徴とする無線通信システム。
【請求項１２】
前記所定の信号処理が乗積処理であって、受信機においては前記第１の無線変調信号と前記第２の無線変調信号との乗積成分からクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号を再生する
請求項１１に記載の無線通信システム。
【請求項１３】
所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を通信する送信機と受信機とから構成される無線通信システムであって、
該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、該第１の無線変調信号と所定の論理演算を行うことでクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号のいずれかが生成される補信号を、補信号生成部において生成し、該補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信可能な送信機と、
該第１の無線変調信号から得た検波出力と該第２の無線変調信号から得た検波出力との該論理演算を演算部で行ってクロック信号を再生すると共に、検波回路により該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、該クロック信号を用いて復調回路において復調可能な受信機と
を備えたことを特徴とする無線通信システム。
【請求項１４】
前記所定の論理演算が排他的論理和であって、受信機においては前記第１の無線変調信号から得た検波出力と前記第２の無線変調信号から得た検波出力との排他的論理和からクロック信号を再生する
請求項１３に記載の無線通信システム。
【請求項１５】
所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を通信する送信機と受信機とから構成される無線通信システムであって、
該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、クロック信号もしくはクロック信号の生成が容易なその分周信号である補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信可能な送信機と、
該第２の無線変調信号を検波することでクロック信号を再生すると共に、検波回路により該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、該クロック信号を用いて該伝送情報を復調回路において復調可能な受信機と
を備えたことを特徴とする無線通信システム。
【請求項１６】
前記デジタル変調方式が、２進位相偏移変調方式（ＢＰＳＫ方式）又は多値位相偏移変調方式（M-array ＰＳＫ方式）である請求項１１ないし１５に記載の無線通信システム。
【請求項１７】
前記デジタル変調方式が、多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）である請求項１１ないし１６に記載の無線通信システム。
【請求項１８】
前記多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）を用いる場合に、
前記送信機が、前記受信機においてクロック信号を再生する際にその振幅が一定となるように、あらかじめ前記第２の無線変調信号の振幅を制御して送信する
請求項１７に記載の無線通信システム。
【請求項１９】
前記多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）を用いる場合に、
前記送信機が出力する信号の包絡線が一定となるように、あらかじめ前記第２の無線変調信号の振幅を制御して送信する
請求項１７に記載の無線通信システム。
【請求項２０】
前記無線通信システムにおいて、送信機が、
受信機側でクロック信号を再生するための補信号を前記第２の無線変調信号により送信した後に、
前記第１の無線変調信号の変調に用いた伝送情報とは異なる第２の伝送情報で変調した第２の無線変調信号を生成し、
前記第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する
請求項１１ないし１９に記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は所定のデジタル変調信号の無線通信方法及び無線通信システムに関し、より詳しくは、高い伝送効率を実現する技術に係るものである。
【従来背景】
【０００２】
近年、３０ＧＨｚ帯以上のミリ波帯など高周波数帯を用いた超高速無線アクセスシステムが検討されている。このようなシステムにおいて、同一の周波数帯を複数の無線端末や加入者局によって共有するためにはＦＤＭＡやＴＤＭＡといったマルチプルアクセス技術の適用が欠かせない。
特に上下回線における情報の非対称性に対する柔軟性や、装置の簡素化などといった観点からＴＤＭＡ方式が好んで採用される傾向にある。
【０００３】
ＴＤＭＡ方式で超高速無線アクセスシステムを構築するためには、高速な変調信号を用いて短時間のパケットを伝送する高速バースト通信が可能な変復調装置を実現する必要がある。ここで、高速バースト通信とは、例えばギガビット級の通信を含んでいる。
【０００４】
しかし、これまでの技術では、次のような諸問題を抱えていたため、そのような変復調装置を提供することは困難であった。
一般的な問題としては、高速に応答可能なオートゲインコントロール（ＡＧＣ）を実現することが困難であること、ベースバンドでの高速クロックの再生が困難であること、などがある。前者については、固定アクセス・加入者アクセスなどのＦＷＡ（固定無線アクセス）と呼ばれるアクセス形態や、これに準じたあまり高速な移動を伴わない通信においては、受信信号レベルの変動が少ないため大きな問題にならない場合もあるが、後者の問題は高速バースト通信を実現する上では不可避である。
【０００５】
高速クロックを再生する方法として従来周知の技術としては、バースト信号の先頭部に所定のビット列（例えば１０の連続など）であるプリアンブル部を挿入すると同時に、クロック再生のためのＰＬＬ回路を設けることで実現する方法がある。
この方法も、超高速通信になって同期確立が難しくなるにつれてプリアンブル部を長くせざるを得なくなり、実質ペイロード部を圧迫する問題がある。例えば現状で１００〜２００Ｍｂｐｓ程度の通信でも多数の移動端末を収容するTDMAシステムでは１０％以上のプリアンブル部を設けざるを得ず、伝送効率が悪化している。
【０００６】
また、高速バースト通信を実現するための別の問題として、特にミリ波帯通信では、そのキャリア周波数の大きな不安定性に起因して、同期キャリア再生回路（ＰＬＬ回路やコスタスループ回路）を構成することが困難であることが挙げられる。
【０００７】
これを克服するために、従来の技術では、高価な外部安定化回路を用いたミリ波発振器を用いるか、もしくはＡＳＫ変調等のあまり周波数不安定性に影響を受けない周波数利用効率の低い、基本的な変調方式を用いていた。
このような従来の方法は、高周波数帯に対応した特別な回路構成を必要とするため、高コストになる問題や変調方式が限定されるといった問題があった。
【発明の開示】
【０００８】
本発明は、上記のような高周波数帯においても高速バースト通信を可能にし、超高速無線アクセスシステムの実現を図るものであって、そのために好適な無線通信方法及びシステムを提供することを目的として、次のような手段を創出した。
【０００９】
すなわち、本発明は所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を送信機と受信機との間で通信する無線通信方法である。請求項１に記載の構成では、送信機から該伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、該第１の無線変調信号と所定の信号処理を行うことでクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号が生成される補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する。
一方、受信機においては、該第１の無線変調信号と該第２の無線変調信号との上記信号処理によりクロック信号を再生すると共に、該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、復調することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項２に記載の構成は、上記請求項１における所定の信号処理が乗積処理であって、受信機においては前記第１の無線変調信号と前記第２の無線変調信号との乗積成分からクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号を再生するものである。
【００１１】
請求項３に記載の構成は、同様の無線通信方法において、送信機から伝送情報で変調された第１の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、該伝送情報と所定の論理演算を行うことでクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号のいずれかが生成される補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する。
そして、受信機においては、該第１の無線変調信号から得た検波出力と該第２の無線変調信号から得た検波出力との上記論理演算によりクロック信号を再生すると共に、該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、復調することを特徴とする。
【００１２】
請求項４に記載の構成は、上記請求項３の構成において、所定の論理演算が排他的論理和であって、受信機においては前記無線変調信号と前記補信号との排他的論理和からクロック信号を再生するものである。
【００１３】
請求項５に記載の構成は、同様の無線通信方法において、送信機から伝送情報の無線変調信号を第１の偏波方向で送信すると共に、クロック信号もしくはクロック信号の生成が容易なその分周信号である補信号で変調され、位相を該第１の無線変調信号と等しい送信シンボルクロックでπ／ｎ（ｎは整数）ずつ順次シフトした、もしくは該送信シンボル中偶数番目のみπ／ｎ（ｎは整数）シフトした第２の無線変調信号を、該第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信する。
【００１４】
一方、受信機においては、該第２の無線変調信号を検波することでクロック信号を再生すると共に、該位相がシンボルごとに規則性をもってシフトした第２の無線変調信号を用いて該第１の無線変調信号を同期検波し、復調することを特徴とする。
【００１５】
請求項６に記載の構成は、上記のデジタル変調方式が、２相位相偏移変調方式（ＢＰＳＫ方式）又は多値位相偏移変調方式（M-array ＰＳＫ方式）とするものである。
【００１６】
また、請求項７に記載の構成は、上記デジタル変調方式が、多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）とするものである。
【００１７】
請求項８に記載の構成は、請求項７に開示する構成において、送信機が、受信機においてクロック信号を再生する際にその振幅が一定となるように、あらかじめ前記第２の無線変調信号の振幅を制御して送信するものである。
【００１８】
あるいは、請求項９に記載の構成は、請求項７に開示する構成において、送信機が出力する信号の包絡線が一定となるように、あらかじめ前記第２の無線変調信号の振幅を制御して送信することを特徴とする。
請求項１０に記載の構成によると、送信機が受信機側でクロック信号を再生するための補信号を前記第２の無線変調信号により送信した後に、前記第１の無線変調信号の変調に用いた伝送情報とは異なる第２の伝送情報で変調した第２の無線変調信号を生成し、前記第１の偏波方向と直交する第２の偏波方向において送信することができる。
【００１９】
本発明は、所定のデジタル変調方式を用いてデジタル変調された伝送情報を通信する送信機と受信機とから構成される無線通信システムを提供することもできる。該無線通信システムにおいては、上記無線通信方法を実装することにより実現する。
【００２０】
以上に説述した本発明の構成により次のような効果を奏する。
すなわち、請求項１ないし請求項５の無線通信方法によると、ごく短時間のプリアンブル長としたり、プリアンブル部を設けなくとも、受信側で瞬時にクロックを再生できるため、伝送効率の極めて高い高速無線伝送が可能である。このとき、同期用クロック挿入時間が実質的に不要であり、伝送効率は１００％に近くなる。さらに伝送シンボル列にジッタが発生している場合でも、理想的なシンボル判定時刻を与えるクロックを併せて伝送しているため、これによる信号劣化が発生しない。
【００２１】
また、クロック再生用のＰＬＬ回路が不要であるため、無線通信を容易に実現出来ると共に、低コスト化にも寄与する。
【００２２】
さらに、本発明に係る無線通信方法によると、上記に加えて送信側で変調に使用した無線周波数帯（ＲＦ）のキャリア信号で同期（直交）検波することと等価であるため、送信機に周波数安定性の良くない低コストなＲＦ発振器を用いても、多値直交変調信号などの高効率変調信号を安定して伝送することが可能となり、送信機の低コスト化を図ることもできる。
【００２３】
また、受信機においても、同期検波用のキャリア再生回路及びＲＦ発振器が不要となるため、低コスト化に寄与する。
【００２４】
請求項６に記載の無線通信方法では、デジタル変調方式として２相位相偏移変調方式（ＢＰＳＫ方式）又は多値位相偏移変調方式（M-array ＰＳＫ方式）を用いることができる。
【００２５】
また、請求項７ないし９に記載の無線通信方法では、多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）を用いることができる。
【００２６】
請求項１０に記載の構成によると、クロック再生の補信号を必要な時間だけ送信した後には、直交する偏波成分において異なる伝送情報を同時に送信することができるので、伝送効率のさらなる向上に寄与する。
【００２７】
同様に、請求項１１ないし請求項１５の無線通信システムにおいても、受信側で瞬時にクロックを再生できるため、伝送効率の極めて高い高速無線伝送が可能になる。伝送シンボル列にジッタが発生している場合でも、理想的なシンボル判定時刻を与えるクロックを併せて伝送しているため、これによる信号劣化が発生しない。クロック再生用のＰＬＬ回路が不要であるため、無線通信システムの実現が容易になると共に、低コスト化にも寄与する。
【００２８】
そして、上記に加えて送信側で変調に使用した無線周波数帯（ＲＦ）のキャリア信号で同期（直交）検波することと等価であるため、送信機に周波数安定性の良くない低コストなＲＦ発振器を用いても、多値直交変調信号などの高効率変調信号を安定して伝送することが可能となり、送信機の低コスト化を図ることもできる。
また、受信機においても、同期検波用のキャリア再生回路及びＲＦ発振器が不要となるため、低コスト化に寄与する。
【００２９】
請求項１６に記載の無線通信システムでは、デジタル変調方式として２相位相偏移変調方式（ＢＰＳＫ方式）又は多値位相偏移変調方式（M-array ＰＳＫ方式）を用いることができる。
【００３０】
また、請求項１７ないし１９に記載の無線通信システムでは、多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ方式）を用いることができる。
請求項２０に記載の構成によると、クロック再生の補信号を必要な時間だけ送信した後には、直交する偏波成分において異なる伝送情報を同時に送信することができるので、伝送効率が極めて高い無線通信システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施例１に係る信号図である。
【図２】本発明の実施例１における送信機の構成図である。
【図３】本発明の実施例１における受信機（実施形態１）の構成図である。
【図４】本発明の実施例１における受信機（実施形態２）の構成図である。
【図５】本発明の実施例１における受信機（実施形態３）の構成図である。
【図６】本発明の実施例１における受信機（実施形態４）の構成図である。
【図７】本発明の実施例２に係る信号図である。
【図８】本発明の実施例３に係る信号図である。
【図９】本発明の実施例３における受信機の構成図である。
【図１０】本発明の実施例４に係る信号図である。
【図１１】本発明の実施例４における送信機の構成図である。
【図１２】本発明の実施例４における受信機の構成図である。
【図１３】本発明の実施例５に係る信号、補信号、および両者の乗積により得られるクロック信号の様子を示す信号図である。
【図１４】本発明の実施例５に係る送信機の構成図である。
【図１５】本発明の実施例５に係る受信機の構成図である。
【図１６】分周信号からクロック信号を生成することを説明する信号図である。
【図１７】分周信号からクロック信号を生成する際の受信回路の構成図である。
【図１８】本発明の実施に係るＶ偏波及びＨ偏波を送信・受信するアンテナの一実施例である。
【図１９】本発明の実施に係る右旋偏波及び左旋偏波を送信・受信するアンテナの別実施例である。
【符号の説明】
【００３２】
３１：Ｖ偏波受信アンテナ
３２：Ｈ偏波受信アンテナ
３３：偏波変換器
３４：アンプ
３５：帯域濾波器
３６：ＲＦ帯局部発振器
３７：同期検波回路
３８：ミキサ
３９：低域濾波器
４０：ベースバンド信号処理装置（復調回路）
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明の実施形態を、図面に示す実施例を基に説明する。なお、実施形態は下記に限定されるものではない。
本発明は、伝送すべき情報でデジタル変調された第１の無線変調信号をある方向の偏波で送信すると共に、クロック信号もしくはクロック信号の生成が容易なその分周信号、あるいは第１の無線変調信号と所定の信号処理や論理演算することによりそれらを生成できる補信号で変調した第２の無線変調信号を、上記偏波と直交する偏波で送信することを核心とするものである。【００３４】
直交する偏波を用いた無線通信方法としては、本件出願人による特許文献１に示す技術がある。本技術の送信機は、伝送する無線変調信号に変調信号が重畳されなかった場合の信号と同等のＲＦ帯無変調キャリアを別途生成し、無線変調信号とは直交する偏波で、無線変調信号と併せて送信する。
受信機においては、受信信号の一方の偏波成分から無変調キャリア成分のみを取り出して再生し、この信号を用いて他方の偏波成分から抽出した無線変調信号を同期検波する。
【特許文献１】特開２００３−２７３７６３号公報
【００３５】
本技術によると、無線変調信号の生成時に使用するミリ波帯発振信号に位相雑音や周波数オフセットが生じていても、無変調キャリアを併せて送信するので、無線変調信号と同特性の劣化の生じた無変調キャリアを使用して無線変調信号を同期検波することになり、結果、復調と同時に位相雑音及び周波数オフセットをキャンセルすることができる。【００３６】
本発明は該技術と異なり、受信機において受信信号を復調する際のクロック信号が得られるような補信号を、無線変調信号の偏波成分と直交する偏波成分にて送信することを提案するものである。【００３７】
さらに、次に示す複数の実施形態のように、様々な補信号の態様をとることにより、多様なデジタル変調方式に対応させたり、他の機能を持たせることをも可能にする技術である。
【実施例１】
【００３８】
図１は、本発明の実施例１における第１の偏波成分で送信されるデータ信号（１０）、第１の偏波成分と直交する第２の偏波成分で送信される補信号（１１）、両者から再生されるクロック信号（１２）の信号の様子を示す信号図である。本実施例は、本発明の請求項１、２、７、１２、１３、１８に係る構成である。【００３９】
図１はＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調の場合を示しており、該変調方式ではデータ信号（１０）の位相が反転した場合（例えば図中の１３の部分）には補信号（１１）の位相は維持する。一方、データ信号（１０）の位相が維持された場合（例えば図中の１４の部分）には補信号（１１）の位相を反転させる。【００４０】
そして、図２には本発明による無線通信システムの送信機（２０）の構成図を示している。該送信機（２０）には送信すべき情報信号（２１）を入力し、まずベースバンド信号処理装置（２２）において、情報信号（２１）からデータ信号（１０）を生成する。該処理については従前から用いられていた処理であって、主として情報信号（２１）により所定のデジタル変調方式（ここではＢＰＳＫ）で変調される。【００４１】
ただし本発明では、前述のように長時間のプリアンブル部は不要若しくは大幅に縮小することができる。【００４２】
そして、本発明の特徴としてベースバンド信号処理装置（２２）では、上記データ信号（１０）と乗積した場合にクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号が得られる補信号（１１）を生成する。該生成は単純な信号処理によって高速かつ簡便に実現できる。【００４３】
この処理によって図１のようなデータ信号（１０）及び補信号（１１）が用意される。
そして、１個のＲＦ帯局部発振器（２３）からの局部発振信号をミキサ（２４）（２４）に入力し、データ信号（１０）及び補信号（１１）をベースバンドからミリ波帯にアップコンバートする。【００４４】
そして帯域濾波器（２５）（２５）を経て無線変調信号に変換され、アンプ（２６）（２６）で増幅される。
さらに、偏波変換器（２７）（２７）において、それぞれ第１の偏波成分及び第２の偏波成分に偏波され、変換されたデータ信号（１０）はＶ偏波でアンテナ（２８）から、変換された補信号（１１）はＨ偏波でアンテナ（２９）から同時に送信される。【００４５】
次に、本発明に係る受信機の構成を説述する。図３は受信機の第１形態を示すものであり、それぞれの偏波方向のみを受信するアンテナ（３１）（３２）によりＶ偏波及びＨ偏波成分を受信する。
受信信号は偏波変換器（３３）により等しい偏波成分に統一された後、アンプ（３４）（３４）でそれぞれ増幅され、帯域濾波器（３５）（３５）を経る。【００４６】
Ｖ偏波アンテナ（３１）からの受信信号は、帯域濾波器（３５）の後に分岐されて、一方はＲＦ帯局部発振器（３６）からの局部発振信号を入力する同期検波回路（３７）においてホモダイン検波又はヘテロダイン検波による同期検波を行う。これにより、ベースバンド信号（データ信号）（１０’）に変換される。
分岐された他方の信号は、ミキサ（３８）に入力されて、同じく入力されるＨ偏波アンテナ（３２）からの受信信号との乗積成分を生成し、低域濾波器（３９）を経てクロック信号（１１’）が再生される。【００４７】
このようにして生成されたベースバンド信号（１０’）とクロック信号（１１’）をベースバンド信号処理装置（４０）に入力し、検波したベースバンド信号（１０’）から送信した情報信号を復調する。【００４８】
本発明は、以上のように受信側において瞬時にクロック信号を再生することができるので同期用クロック挿入時間が実質的に不要となり、従来十分な時間を必要としたプリアンブル長を不要もしくはごく短くすることができ、伝送効率の向上に寄与するものである。【００４９】
また、クロック再生用に設けていたＰＬＬ回路を必要とせずにクロックが再生できるため、受信機の簡素化及び低コスト化を図ることができる。【００５０】
本発明の受信機は異なる態様により実現することができる。図４には受信機（３０ａ）の第２形態を示す。なお、第１形態と同一の構成要素については同一の符号を用いて説述する。【００５１】
本形態では、Ｖ偏波成分を受信するアンテナ（３１）の他に、４５度偏波を受信するアンテナ（４１）を備える。４５度偏波アンテナ（４１）は４５度の傾きをもつ直線偏波アンテナであり、Ｖ偏波成分及びＨ偏波成分を併せて受信するものである。【００５２】
Ｖ偏波アンテナ（３１）からの受信信号は、第１形態と同様に偏波変換器（３３）、アンプ（３４）、帯域濾波器（３５）を経て、局部発振器（３６）からの局部発振信号を入力する同期検波回路（３７）にて同期検波されベースバンド信号（１０’）を得る。ベースバンド信号（１０’）はベースバンド信号処理装置（４０）に入力する。【００５３】
一方、４５度偏波アンテナ（４１）からの受信信号は偏波変換器（３３）で偏波成分を変換された後に、アンプ（３４）で増幅されて帯域濾波器（３５）を経る。【００５４】
さらに、本形態ではすでにＶ偏波及びＨ偏波成分が混合されて入力しているため、自乗検波回路（４２）において乗積し、低域濾波器（３９）を経ることでクロック信号（１１’）が再生する。【００５５】
該クロック信号（１１’）もベースバンド信号処理装置（４０）に入力し、第１形態と同様に情報信号を復調することができる。【００５６】
本発明の受信機としては、上記第１形態や第２形態のように同期検波回路を用いる構成の他に、図５に示す第３形態や、図６に示す第４形態のように遅延検波する非同期検波を用いることもできる。
すなわち、図３に示す同期検波回路（３７）及びそれに入力する局部発振器（３６）に代えて遅延検波回路を設け、遅延検波によりベースバンド信号を得る。【００５７】
本構成によると、同期検波による周波数オフセット、位相雑音による信号品質劣化を防ぐことができる。従って、周波数安定性が高い利点がある他、受信機のコスト的にもＲＦ帯局部発振器を用いないため、抑制することができる。【００５８】
また、図６に示す構成は、図４の構成と同様に４５度の傾きを持った直線偏波アンテナ（４１）を用い、Ｖ偏波及びＨ偏波成分が混合して入力することによりこれを自乗検波回路（４２）で検波する一方、Ｖ偏波アンテナ（３１）からの受信信号は遅延検波によりベースバンド信号を得る。
本構成でも、第３形態と同様の効果を奏することができる。
【実施例２】
【００５９】
本発明の実施例１では、ＢＰＳＫ変調方式を用いた場合を説述したが、本発明の請求項８、１９に開示されるように、四値位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）方式や、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude
Modulation）方式でも用いることができる。【００６０】
例えばＱＰＳＫ方式においてデータ信号は４つの位相の状態を有しており、前記図２に示す送信機（２０）と同様の構成において、ベースバンド信号処理装置（２２）が、情報信号（２１）からデータ信号（６０）を生成する。
そして、本発明の実施例２としては、ベースバンド信号処理装置（２２）において上記データ信号（１０）と乗積した場合にクロック信号が得られる補信号（６１）を生成する。該生成は単純な信号処理によって高速かつ簡便に実現できる。【００６１】
すなわち、データ信号（６０）の位相が変化しなかった場合（７０）、補信号（６１）の位相はデータ信号（６０）位相からπシフトする。データ信号（６０）の位相がπ変化した場合（７１）には補信号（６１）の位相は変化させない。
また、データ信号（６０）の位相がπ／２進む、又はπ／２遅れる場合で、１つ前のシンボルでデータ信号（６０）位相と補信号（６１）位相が同位相であった場合（７２）にはデータ信号（６０）の位相からπシフトさせる。逆に１つ前のシンボルでデータ信号（６０）位相と補信号（６１）位相が逆位相であった場合（７３）にはデータ信号（６０）の位相と同位相とする。【００６２】
このように生成されたデータ信号（６０）及び補信号（６１）は受信機における乗積処理によって、クロック信号（６２）を簡便に得ることができる。【００６３】
さらに、請求項９、２０に係る構成のようにＱＡＭ方式を用いる場合でも、図７の信号図のような振幅が一定のクロック信号（６２）を得られるように、送信機においてデータ信号（６０）と乗積したときに振幅が一定となるような振幅を補信号（補信号で変調された無線変調信号）に与える制御を行うことができる。本処理は、上記ベースバンド信号処理装置（２２）におけるデータ信号（６０）の振幅を決定する処理に伴って行う。
本構成は、振幅が一定のクロック信号を簡便に得る手法として極めて有効である。【００６４】
その他、請求項１０、２１に係る構成のように、ＱＡＭ方式を用いる場合には、送信回路の増幅器による非線形性が信号劣化を引き起こす事が多々あるが、送信機が出力する信号の包絡線が一定となるように、あらかじめ補信号（補信号で変調された無線変調信号）の振幅を制御して送信する構成をとることで、その影響を緩和することもできる。
【実施例３】
【００６５】
本発明の実施例３としては、上記実施例２の構成に加え、補信号をクロック再生の目的だけに使うのではなく、さらに請求項６に記載の通り、信号の同期検波にも使用することを提案する。【００６６】
そこで、図８の信号図のように、図７の信号図と同様のデータ信号（８０）が生成されたときに、補信号（８１）の位相をシンボルＴ（８３）ごとにπあるいはπ／２のように、規則正しくシフトさせる。
本構成は、前記特許文献１で本件発明者らが提案した無変調キャリアをもう一方の偏波成分で送信する構成を進めた技術であり、従来の提案が常にcosωtであった補信号の位相をcosωt及び-cosωtでシフトさせるものである。
本構成の実施において、送信機は図２に示される構成と同一であって、受信機を図９のように構成する。なお図３と同一の構成については同一の符号を付している。【００６７】
まず、それぞれの偏波方向のみを受信するアンテナ（３１）（３２）によりＶ偏波及びＨ偏波成分を受信する。
受信信号は偏波変換器（３３）により等しい偏波成分に統一された後、アンプ（３４）（３４）でそれぞれ増幅され、帯域濾波器（３５）（３５）を経る。
Ｖ偏波アンテナ（３１）からの受信信号は、帯域濾波器（３５）の後に分岐されて、一方はベースバンド信号のＩ成分を検波するミキサ（９０）に、他方はベースバンド信号のＱ成分を検波するミキサ（９１）に入力される。
Ｈ偏波アンテナ（３２）からの補信号（補信号により変調された無線変調信号）は３系統に分岐され、１つは上記ベースバンド信号のＩ成分を検波するミキサ（９０）に、もう１つは位相シフト器（９２）により信号の位相をπ／２シフトさせた上でベースバンド信号のＱ成分を検波するミキサ（９１）に入力する。【００６８】
以上の信号処理は直交検波に相当し、Ｖ偏波及びＨ偏波による両信号において周波数安定性および位相雑音特性は完全に相関がある（上記特許文献１を参照）ため、補信号でデータ信号を直交検波することにより、無線キャリアの周波数安定性および位相雑音特性から解放されたＩ成分及びＱ成分のベースバンド信号を得ることができる。【００６９】
ただし、補信号については、シンボルごとに極性が反転しているため、ＩＱの復調信号もシンボルごとに極性が反転する。正しい復調データを得る上では、ベースバンド信号処理装置（復調回路）（９３）で信号処理を行うと同時に、絶対位相が確定出来ない場合は送信側で差動符号化を施したベースバンド信号を送るようにすることもできる。
分岐された補信号の最後の分岐は、シンボルレートＴで遅延検波（９４）することにより、クロック信号が再生する。
低域濾波器（９５）（９６）（９７）を経て、ベースバンド信号（Ｉ）（９８）、ベースバンド信号（Ｑ）（９９）、クロック信号（１００）が再生され、ベースバンド信号処理装置（９３）に入力し、情報信号が復調される。
【実施例４】
【００７０】
本発明は、上記実施例１〜３に示したような信号処理、例えば乗積処理の他、送信機及び受信機に演算部（演算処理器）を設けて同様の効果を奏することもできる。本発明の請求項３、４、１４、１５に係る構成を説述する。【００７１】
図１０には実施例４における信号図を、図１１には送信機の構成を、図１２には受信機の構成をそれぞれ示す。【００７２】
本実施例では論理演算の一例として、排他的論理和（ＥｘＯＲ）を挙げるが、任意の論理演算を用いることができる。
そして、図１１において情報信号（１２０）がベースバンド信号処理装置（１２１）に入力したとき、所定のデジタル変調方式によりデータ信号（１１０）が生成される。その際、該データ信号との排他的論理和を演算するとクロック信号もしくはその生成が容易なクロックの分周信号が生成される補信号（１１１）を生成する。【００７３】
本構成に必要な演算処理器はベースバンド信号処理装置（１２１）内に設け、公知の簡便な演算処理器を用いることで実装可能である。
排他的論理和の計算では、図１０に示すように、データ信号（１１０）の値が変化した場合、補信号（１１１）の値は維持し、逆にデータ信号（１１０）の値が維持された場合には補信号（１１１）の値を変化させる。【００７４】
一方受信機には、Ｖ偏波成分アンテナ（１３０）、Ｈ偏波成分アンテナ（１３１）からの受信信号は、アンプ（１３２）（１３２）を介して、包絡線検波回路（１３３）（１３３）にて検波する。
Ｖ偏波からの検波信号はクロック信号を用いて情報信号（１３７）に復調される。【００７５】
クロック信号は、ベースバンド信号処理装置（復調回路）（１３４）の演算処理部（１３５）によりＶ偏波からの検波信号と、Ｈ偏波からの検波信号の排他的論理和により必要クロックの半周期が再生できる。
さらに、遅延回路（１３６）を組み合わせることによりクロック信号が再生され、復調回路（１３４）における復調に用いられる。
【実施例５】
【００７６】
本発明は伝送情報で変調された第１の無線変調信号と共に、補信号で変調された第２の無線変調信号を直交する偏波成分により送信するものであるが、とりわけジッタの少ない環境下では、受信機側で情報シンボルに同期したクロック信号が得られた後には、必ずしも第２の無線変調信号で補信号を送信し続ける必要はない。請求項１１および２２は、該構成に係る技術である。【００７７】
すなわち、図２に示す送信機（２０）と概略同様の構成の図１４に示す送信機（２０’）において、送信すべき第２の情報信号（２１’）を入力し、まずベースバンド信号処理装置（２２）により、第２の情報信号から第２のデータ信号を生成する。【００７８】
そして、同期確立用のヘッダ領域において補信号を送信した後には、例えば第２の無線変調信号においても情報信号の送信を開始することを知らせるフラグビットを第1の無線変調信号において送出する。【００７９】
図１３は、第１の無線変調信号及び第２の無線変調信号における信号図であり、図中の同期確立用ヘッダ部（１７０）においては、上記実施例１等と同様にデータ信号及び補信号を送出し、これらの乗積からクロック信号を再生できるように構成している。そして、データ信号において所定のフラグビット（１７２）を送出した後には、補信号に代えて第２の情報信号を送出し、２チャンネル信号伝送（１７１）を行う。なお、フラグビット（１７２）は図中では説明の便宜上極めて短時間としているが、実際には通常のデータビットとは異なることが必要であり、より長いビット列とする必要がある。  実施例５に係る発明は、図３の受信機の態様を一部変更した図１５の受信機（３０’）において、第1の偏波方向の信号とこれと直交する第２の偏波方向の信号を受信してミキサ（３８）でこれの乗積処理を行い、その出力をクロック再生回路（１９０）へと入力する。ここで、バースト信号のヘッダ領域では入力信号が既にクロック信号となっているため、瞬時に安定なクロック再生出力を得ることが可能である。【００８０】
次に、受信機は該クロック再生回路（１９０）の出力を用いて第１の無線信号の復調を行うが、第２の無線信号において情報伝送が始まることを知らせるフラグビットを検出した後は、該クロック再生回路（１９０）の出力を用いて第２の無線信号の復調も行い、第２の情報信号を得る。
本発明は以上の実施例１〜５のように、様々な態様をとることができる。実施例１〜３の信号処理や、実施例４の論理演算は任意に変更して用いることもできる。【００８１】
さらに、本発明の実施において好適な装置の構成を次に付記する。
実施例４でも説述した通り、例えば実施例１のＢＰＳＫ変調でＶ偏波及びＨ偏波の受信信号を乗積した場合にも、必要なクロック信号の１／２分周信号が得られる補信号をＨ偏波で送信している。【００８２】
このようにクロック信号ではなく、分周信号を得た場合であっても、簡便な受信回路によって実際の復調に必要なクロック信号が再生可能である。
図１６には１／２分周信号と必要なクロック信号の信号図を、図１７には同クロックの分周信号から必要なクロック信号を得る回路の構成例を示している。すなわち、バイポーラ信号であるクロックの１／２分周信号（１４０）を入力すると、これをまずベースバンド変換回路（１４１）によって、バイポーラ信号（−１，１）から一般的なバイナリデジタル信号である（０，１）に変換する。次にこの出力を２分岐し、一方を遅延回路（１４２）においてＴ／２だけ遅延させた上で、排他的論理和もしくは論理和回路（１４３）に入力する。【００８３】
排他的論理和もしくは論理和回路（１４３）には、上記で分岐したもう一方の信号を入力することにより、図１６に示されるような必要なクロックが出力として生成される。なお、通常これらの処理はデジタル処理回路で行うのが一般的である。【００８４】
図１８は、本発明の実施に係るＶ偏波及びＨ偏波を送信・受信するアンテナの一例である。
本アンテナ（１５０）では、２つの独立した給電端子（１５１）（１５２）から直交する偏波で送るべき２つの独立な信号を、１つの円形導波管型アンテナ（１５３）に給電し、空間合成させることで、直交する２つの偏波信号を実質的に１つのアンテナで送受信することを可能とするものである。【００８５】
すなわち、円形導波管型アンテナ（１５３）後方には、２つの給電端子（１５１）（１５２）からストリップライン（１５４）（１５５）が形成される給電用ストリップラインシート（１５６）を備え、その直後方に反射プレート（１５７）を貼着する。【００８６】
ストリップラインは、アンテナ（１５３）給電点では水平方向及び垂直方向に信号が給電されるよう９０°の角度をもって接近して配線されており、交差する手前までラインが形成されている。【００８７】
本構成によると、Ｖ偏波・Ｈ偏波それぞれ別個にアンテナを用いる場合に比して、アンテナ間の向き調整を容易にすることができ、アンテナのコストの抑制にも寄与する。【００８８】
さらに、本発明をＶ偏波及びＨ偏波ではなく、右旋偏波及び左旋偏波を用いる場合には、図１９に示すように２つの給電端子（１６０）（１６１）からそれぞれが途中で分岐し、１つのストリップラインは、アンテナに対する給電方向が０，π／２で配置すると同時に電気に前者の給電信号がπ／２位相が進むように設計し、他方のストリップラインについては給電方向はπ、３π／２となるように接近して配置すると同時に、給電信号は前者がπ／２位相が遅れるように設計されている。【００８９】
本構成により、右旋偏波及び左旋偏波を１個のアンテナにより送受信することが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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