(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振振動子を含む発振回路と、
上記発振回路の発振ループに接続され、印加された電圧に応じて静電容量値が変化する電圧可変容量素子と、
上記発振回路の温度を検出する温度検出部で検出された温度データを受けて上記発振回路の温度特性の変化を補償する補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、
を有し、
上記発振回路の温度補償範囲は複数の温度区分に区切られており、上記複数の温度区分それぞれについて、低温側の第１の補正点データと、高温側の第２の補正点データと、上記第１の補正点データより低温側の第３の補正点データと、上記第２の補正点データより高温側の第４の補正点データがそれぞれ予め設定されており、
上記温度補償回路は、
第１および第２の入力部に印加された第１および第２の補正値について、第１および第２の制御入力部に印加された第１および第２の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均手段を有し、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の上記第１および上記第２の補正点データ、および、上記第３の補正点データおよび上記第４の補正点データのいずれかを選択し、
上記第３の補正点データと上記第２の補正点データとの差を演算して第１の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第１の補正点データとの第１の差を算出して第１の差信号を生成し、上記第１の傾きと上記第１の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第１の補正点データを加算して上記第１の補正値を求め、
上記第１の補正点データと上記第４の補正点データとの差を演算して第２の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第２の補正点データとの第２の差を算出して第２の差信号を生成し、上記第２の傾きと上記第２の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第２の補正点データを加算して上記第２の補正値を求め、
上記第１および第２の補正値を上記加重平均回路の第１および第２の入力部に印加し、上記第１および上記第２の差信号を上記加重平均回路の第１および第２の制御入力部に印加する、
温度補償型水晶発振器。
【請求項２】
上記加重平均手段は、同じ導電型の第１および第２のトランジスタが２個直列に接続されて構成され、
上記第１のトランジスタの第１の入力部に上記第１の補正値が印加され、
上記第２のトランジスタの第２の入力部に上記第２の補正値が印加され、
上記第１のトランジスタの第１の制御入力部に上記第１の差信号が印加され、
上記第２のトランジスタの第２の制御入力部に上記第２の差信号が印加され、
上記第１および第２のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される、
請求項１に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項３】
隣接する温度区分の両端の上記第１および第２の補正点データに、上記第１および第２の傾きが急激に変化しないように、不感帯を設けた、
請求項１または２に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項４】
当該温度補償型水晶発振器は、上記発振回路の周囲の温度を検出する、上記温度検出部を有する、
請求項１〜３のいずれかに記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項５】
発振振動子を含む発振回路と、
上記発振回路の発振ループに接続され、印加された電圧に応じて静電容量値が変化する電圧可変容量素子と、
上記発振回路の温度を検出する温度検出部で検出された温度データを受けて上記発振回路の温度特性の変化を補償する補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、
を有し、
上記発振回路の温度補償範囲を複数の温度補償区分に区切っておき、
上記温度補償回路は、
第１および第２の入力部に印加された第１および第２の補正値について、第１および第２の制御入力部に印加された第１および第２の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均回路と、
上記複数の温度区分それぞれについて、予め設定された、低温側の第１の補正点データと高温側の第２の補正点データ、および、上記第１の補正点データより低温側の第３の補正点データと、上記第２の補正点データより高温側の第４の補正点データを記憶している記憶手段と、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の第１および第２の補正点データ、および、上記第３の補正点データおよび上記第４の補正点データを選択する選択手段と、
上記第３の補正点データと上記第２の補正点データとの差を演算して第１の傾きを算出する第１の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第１の補正点データとの第１の差を算出して、第１の差信号を生成する第２の減算部と、
上記第１の傾きと上記第１の差信号とを乗算する第１の乗算部と、
当該乗算結果に上記第１の補正点データを加算して上記第１の補正値を求める第１の加算部と、
上記第１の補正点データと上記第４の補正点データとの差を演算して第２の傾きを算出する第３の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第２の補正点データとの第２の差を算出して、第２の差信号を生成する第４の減算部と、
上記第２の傾きと上記第２の差信号とを乗算する第２の乗算部と、
当該乗算結果に上記第２の補正点データを加算して上記第２の補正値を求める第２の加算部と、
を有し、
上記第１および第２の加算部の出力が、上記加重平均回路の第１および第２の入力部に接続され、
上記第２および第４の減算部の出力が、上記加重平均回路の第１および第２の制御入力部に接続されている、
温度補償型水晶発振器。
【請求項６】
上記加重平均回路は、同じ導電型の第１および第２のトランジスタが２個直列に接続されて構成され、
上記第１のトランジスタの第１の入力部に上記第１の補正値が印加され、
上記第２のトランジスタの第２の入力部に上記第２の補正値が印加され、
上記第１のトランジスタの第１の制御入力部に上記第１の差信号が印加され、
上記第２のトランジスタの第２の制御入力部に上記第２の差信号が印加され、
上記第１および第２のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される、
請求項５に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項７】
隣接する温度区分の両端の上記第１および第２の補正点データに、上記第１および第２の傾きが急激に変化しないように、不感帯を設けた、
請求項５または６に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項８】
当該温度補償型水晶発振器は、上記発振回路の周囲の温度を検出する、上記温度検出部を有する、
請求項５〜７のいずれかに記載の温度補償型水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶等の振動子を用いた温度補償型水晶発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
水晶振動子は、携帯電話やＧＰＳ等の通信において、基準周波数を得るための発振素子として用いられている。
水晶振動子の発振周波数は非常に高精度であるが、それでもわずかに温度特性をもっており、通常のＡＴカット水晶振動子の場合は３次曲線のカーブを描く。
この３次曲線をキャンセルするような制御を加えることにより、温度変化を補償した発振器を温度補償型水晶発振器（TCXO）という。
【０００３】
温度補償方式には大きく分けてアナログ方式とＬＳＩ方式があるが、主流となっているのは小型化に有利なＬＳＩ方式である。
ＬＳＩは温度補償回路と発振回路で構成され、温度補償回路にもいくつかの方法が提案されている（たとえば特許文献１参照）。
【０００４】
最も代表的な温度補償回路は、ＬＳＩ内部で３次曲線の電圧を発生して電圧制御型発振器（VCXO）の発振周波数をコントロールする方法を採用している。
３次曲線を発生させるために、ＬＳＩ内部には温度計（１次電圧）を内蔵し、ＤＣ電圧（０次電圧）、２乗回路や３乗回路で作った２次電圧・３次電圧をそれぞれ合成する。そして、合成する際の係数をパラメータとすることで、図１に示すように、自由に３次曲線を描くことができる。
式で表すと、次のようになる。
【０００５】
［数１］
V＝A(T-T0)3 + B(T-T0)2 + C(T-T0) + D 
【０００６】
いまでは、この式のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４つのパラメータを調整することで、比較的精度良く水晶振動子の温度特性を補償できた。
【特許文献１】特開２００２−１９８７３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）の小型化にともない水晶振動子も小型化し、温度特性もバラツキが大きくなってきた。このため、３次曲線で補正しきれず、精度を確保することが難しくなってきた。
また、２乗回路や３乗回路で作った２次電圧・３次電圧には、ノイズ成分が多く、発振器の位相ノイズ特性が良くないとの指摘もある。
本発明は、補償精度を十分に確保でき、しかもノイズ特性が良好な温度補償型水晶発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によれば、発振振動子を含む発振回路と、上記発振回路の発振ループに接続され、印加された電圧に応じて静電容量値が変化する電圧可変容量素子と、上記発振回路の温度を検出する温度検出部で検出された温度データを受けて上記発振回路の温度特性の変化を補償する補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路と、を有し、
上記発振回路の温度補償範囲は複数の温度区分に区切られており、上記複数の温度区分それぞれについて、低温側の第１の補正点データと、高温側の第２の補正点データと、上記第１の補正点データより低温側の第３の補正点データと、上記第２の補正点データより高温側の第４の補正点データがそれぞれ予め設定されており、
上記温度補償回路は、
第１および第２の入力部に印加された第１および第２の補正値について、第１および第２の制御入力部に印加された第１および第２の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均手段を有し、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の上記第１および上記第２の補正点データ、および、上記第３の補正点データおよび上記第４の補正点データのいずれかを選択し、
上記第３の補正点データと上記第２の補正点データとの差を演算して第１の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第１の補正点データとの第１の差を算出して第１の差信号を生成し、上記第１の傾きと上記第１の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第１の補正点データを加算して上記第１の補正値を求め、
上記第１の補正点データと上記第４の補正点データとの差を演算して第２の傾きを算出し、上記温度検出部で検出された温度データと上記第２の補正点データとの第２の差を算出して第２の差信号を生成し、上記第２の傾きと上記第２の差信号とを乗算し、当該乗算結果に上記第２の補正点データを加算して上記第２の補正値を求め、
上記第１および第２の補正値を上記加重平均回路の第１および第２の入力部に印加し、上記第１および上記第２の差信号を上記加重平均回路の第１および第２の制御入力部に印加する、
温度補償型水晶発振器が提供される。
【０００９】
好ましくは、上記加重平均手段は、同じ導電型の第１および第２のトランジスタが２個直列に接続されて構成され、上記第１のトランジスタの第１の入力部に上記第１の補正値が印加され、上記第２のトランジスタの第２の入力部に上記第２の補正値が印加され、上記第１のトランジスタの第１の制御入力部に上記第１の差信号が印加され、上記第２のトランジスタの第２の制御入力部に上記第２の差信号が印加され、上記第１および第２のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される。
【００１０】
また好ましくは、隣接する温度区分の両端の上記第１および第２の補正点データに、上記第１および第２の傾きが急激に変化しないように、不感帯を設けた。
【００１１】
さらに好ましくは、当該温度補償型水晶発振器は、上記発振回路の周囲の温度を検出する、上記温度検出部を有する。
【００１２】
さらに本発明によれば、発振振動子を含む発振回路と、上記発振回路の発振ループに接続され、印加された電圧に応じて静電容量値が変化する電圧可変容量素子と、上記発振回路の温度を検出する温度検出部で検出された温度データを受けて上記発振回路の温度特性の変化を補償する補償電圧を上記電圧可変容量素子に印加する温度補償回路とを有し、
上記発振回路の温度補償範囲を複数の温度補償区分に区切っておき、
上記温度補償回路は、
第１および第２の入力部に印加された第１および第２の補正値について、第１および第２の制御入力部に印加された第１および第２の差に基づいて加重平均処理を行い、上記補償電圧を出力する、加重平均回路と、
上記複数の温度区分それぞれについて、予め設定された、低温側の第１の補正点データと高温側の第２の補正点データ、および、上記第１の補正点データより低温側の第３の補正点データと、上記第２の補正点データより高温側の第４の補正点データを記憶している記憶手段と、
上記温度検出部で検出された温度データに基づいて決定される温度区分の第１および第２の補正点データ、および、上記第３の補正点データおよび上記第４の補正点データを選択する選択手段と、
上記第３の補正点データと上記第２の補正点データとの差を演算して第１の傾きを算出する第１の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第１の補正点データとの第１の差を算出して、第１の差信号を生成する第２の減算部と、
上記第１の傾きと上記第１の差信号とを乗算する第１の乗算部と、
当該乗算結果に上記第１の補正点データを加算して上記第１の補正値を求める第１の加算部と、
上記第１の補正点データと上記第４の補正点データとの差を演算して第２の傾きを算出する第３の減算部と、
上記温度検出部で検出された温度データと上記第２の補正点データとの第２の差を算出して、第２の差信号を生成する第４の減算部と、
上記第２の傾きと上記第２の差信号とを乗算する第２の乗算部と、
当該乗算結果に上記第２の補正点データを加算して上記第２の補正値を求める第２の加算部と、
を有し、
上記第１および第２の加算部の出力が、上記加重平均回路の第１および第２の入力部に接続され、
上記第２および第４の減算部の出力が、上記加重平均回路の第１および第２の制御入力部に接続されている、
温度補償型水晶発振器が提供される。
【００１３】
好ましくは、上記加重平均回路は、同じ導電型の第１および第２のトランジスタが２個直列に接続されて構成され、
上記第１のトランジスタの第１の入力部に上記第１の補正値が印加され、上記第２のトランジスタの第２の入力部に上記第２の補正値が印加され、
上記第１のトランジスタの第１の制御入力部に上記第１の差信号が印加され、上記第２のトランジスタの第２の制御入力部に上記第２の差信号が印加され、
上記第１および第２のトランジスタが直列に接続された点から、上記補償電圧が出力される。
【００１４】
また好ましくは、隣接する温度区分の両端の上記第１および第２の補正点データに、上記第１および第２の傾きが急激に変化しないように、不感帯を設けた。
【００１５】
さらに好ましくは、当該温度補償型水晶発振器は、上記発振回路の周囲の温度を検出する、上記温度検出部を有する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、補償精度を十分に確保でき、しかもノイズ特性が良好な温度補償型水晶発振器を実現できた。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００１８】
図２は、本発明の実施形態に係る温度補償型水晶発振器の構成例を示すブロック図である。
【００１９】
本温度補償型水晶発振器１０は、図２に示すように、水晶振動子１１、発振用素子としてのインバータ１２、電圧可変容量素子１３，１４、出力バッファとしてのインバータ１５、温度センサ１６、メモリ１７、および温度補償回路１８を有する。
これらの構成要素のうち、水晶振動子１１を除く、発振用素子としてのインバータ１２、電圧可変容量素子１３，１４、出力バッファとしてのインバータ１５、温度センサ１６、メモリ１７、および温度補償回路１８は一つのチップ（ＬＳＩ）２０に集積化されている。
【００２０】
水晶振動子１１の一端は端子Ｔ１を介してインバータ１２の入力端子およびインバータ１５の入力端子に接続され、水晶振動子１１の他端は端子Ｔ２を介してインバータ１２の出力端子に接続されている。インバータ１５の出力Ｔ端子がＬＳＩ２０の端子Ｔ３に接続されている。
インバータ１２とインバータ１５の入力端子同士および端子Ｔ１の接続点によりノードＮＤ１１が形成され、インバータ１２の出力端子と端子Ｔ２との接続点によりノードＮＤ１２が形成されている。
電圧可変容量素子１３の一端がノードＮＤ１１に接続され、電圧可変容量素子１４の一端がノードＮＤ１２に接続されている。
そして、電圧可変容量素子１３の他端および電圧可変容量素子１４の他端が、温度補償回路１８の補償電圧ＶＴの出力端に接続されている。
【００２１】
温度補償型水晶発振器１０において、水晶振動子１１とインバータ１２により発振回路（発振ループ）２１が形成される。
温度補償回路１８は、温度センサ１６によって検出された水晶振動子１１を含む発振回路２１の周囲温度に依存した補償電圧ＶＴを発生し、電圧制御発振器としての電圧可変容量素子１３，１４に印加する。この温度補償回路１８の具体的な構成および機能については、後で詳述する。
電圧可変容量素子１３，１４はそれぞれ、補償電圧ＶＴによって端子間容量が変化する。その結果、水晶振動子１１からみた回路側の直列等価容量（負荷容量）が変化することから、温度センサ１６によって検出された温度に応答して水晶発振回路２１の発振周波数も変化し、結局、発振回路２１が温度補償される。
この温度補償された発振信号は、インバータ１５を介して端子Ｔ３から出力される。
【００２２】
以下、温度補償回路１８の具体的な構成および機能について説明する。
図３は、図２の温度補償型水晶発振器における温度補償回路の具体的な構成例を示す図である。
図４は、図３の温度補償回路の動作原理を説明するための図である。
【００２３】
図３の温度補償回路１８は、ラッチ（メモリ）１８１、第１のデジタル／アナログ変換器（以下、ＤＡＣ）１８２、第２のＤＡＣ１８３、引算器（減算器）１８４、第１の乗算器１８５、第２の乗算器１８６、第１の加算器１８７、第２の加算器１８８、および加重平均回路１８９を有する。
【００２４】
本実施形態においては、水晶振動子１１の温度特性のバラツキに対応できるよう、発振回路２１の温度補償範囲を複数の温度区分に細かく区切って（たとえば−２０度〜７０度までの温度補償範囲を５度ずつの温度区分に区切って）、補正点を多く設けて、各温度区分の補正点を補間する。その補間は、１次関数（補正値）αと１次関数（補正値）βの加重平均で行う。
この方法を用いれば、２乗回路や３乗回路が不要になる。また、水晶発振子の温度特性が３次関数から著しく逸脱していた場合など、一次関数の加重平均処理でどんな曲線にも補正が可能である。
補正点のデータは８ビット（bit）程度のデジタルデータでＬＳＩ２０のメモリ１７，１８１中に記憶しておく。温度区分を多くすると補正点のデータの点数が多いので、比較的多くのメモリ容量が必要となる（数百Bit）。補正点のデータそのものは、水晶振動子１１を含む発振回路２１の温度測定から所定の方法によってオフラインで求めて、ＬＳＩ２０にメモリ１８１に記憶する。
【００２５】
すなわち、ＬＳＩ２０のメモリ１８１（またはメモリ１７）には、あらかじめ設定した複数の温度に対応した補正点のデジタルデータが記憶されている。本実施形態においては、温度センサ１６により測定された、水晶振動子１１を含む発振回路２１の周囲温度として、ＬＳＩ２０の現在の温度を測定し、測定したその温度に対して、前後４ポイントの補正点データを用いることとし、図３および図４に示すように、その４つの補正点を低温側からＺ、Ａ、Ｂ、Ｃと称する。
図４において、Ａ点が温度区分の低温側の温度であり、Ｂ点がその温度区分の高温側の温度である。Ｚ点はＡ点の温度より低温であり、Ｃ点はＢ点の温度より高温である。
メモリ１８１は、たとえば温度センサ１６の検出温度Ｔがデジタル値に変換された後の温度区分信号Ｓ１６が、アドレスとして供給され、そのアドレスデータに基づいて記憶された前後４ポイントの補正点データであるメモリ値Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃを読み出す。
メモリ値Ａは第１のＤＡＣ１８２に入力され、メモリ値Ｂは第２のＤＡＣ１８３に入力され、メモリ値ＺおよびＢが引算器１８４に供給され、メモリ値ＺおよびＣが引算器１８４に供給される。
本実施形態のメモリ１８１は、図４に図解のごとく、温度センサ１６で検出された温度データで規定される各温度区分に対して低温側の第１の補正点データＡ、高温側の第２の補正点データＢ、さらに、低温側の第１の補正点データＡよりさらに低温側の第３の補正点データＺと、高温側の第２の補正点データＢよりさらに高温側の第４の補正点データＣを記憶しておき、これらのデータをデジタルデータとして出力する。
【００２６】
第１のＤＡＣ１８２は、メモリ値Ａをアナログ値に変換し、その結果を信号Ｓ１８２として第１の加算器１８７に出力する。
第２のＤＡＣ１８３は、メモリ値Ｂをアナログ値に変換し、その結果を信号Ｓ１８３として加算器１８８に出力する。
【００２７】
引算器１８４は、メモリ値Ｂからメモリ値Ｚを引算して第１の傾きＡ’（Ａ’＝Ｂ−Ｚ）を算出して第１の乗算器１８５に出力する。また、引算器１８４は、メモリ値Ｃからメモリ値Ａを引算して第２の傾きＢ’（Ｂ’＝Ｃ−Ａ）を算出して第２の乗算器１８６に出力する。
【００２８】
第２の乗算器１８５は、引算器１８４による第１の傾きＡ’と温度センサ１６で検出した現在温度Ｔに対する残差ａとの乗算を行い、その結果を信号Ｓ１８５として第１の加算器１８７に出力する。
第２の乗算器１８６は、引算器１８４による第２の傾きＢ’と温度センサ１６で検出した現在温度Ｔに対する残差ｂとの乗算を行い、その結果を信号Ｓ１８６として第２の加算器１８８に出力する。
ここで、図４に図解のごとく、第１の残差ａは温度センサ１６で検出した現在温度Ｔと最も隣接する低温側の補正点に対応する温度（図４の例ではメモリ値Ａに対応）との差である（たとえば、ａ＝Ｔ−Ａ）。第２の残差ｂは現在温度Ｔと最も隣接する高温側の補正点に対応する温度（図４の例ではメモリ値Ｂに対応）との差である（たとえば、ｂ＝Ｂ−Ｔ）。
【００２９】
第１の加算器１８７は、第１のＤＡＣ１８２の出力信号Ｓ１８２（Ａ値）と、第１の乗算器１８５の出力信号Ｓ１８５（ａ×Ａ’＝（Ｔ−Ａ）×Ａ’）とを加算し、補正値αとして加重平均回路１８９に出力する。すなわち、α＝Ａ＋ａ×Ａ’＝Ａ＋（Ｔ−Ａ）×（Ｂ−Ｚ）。
第２の加算器１８８は、ＤＡＣ１８３の出力信号Ｓ１８３（Ｂ値）と第２の乗算器１８６の出力信号Ｓ１８６（ｂ×Ｂ’＝（Ｂ−Ｔ）×Ｂ’）を加算し、補正値βとして加重平均回路１８９に出力する。すなわち、β＝Ｂ＋ｂ×Ｂ’＝Ｂ＋（Ｂ−Ｔ）×（Ｃ−Ａ）。
【００３０】
加重平均回路１８９は、補正値αと補正値βとの加重平均をとり、その結果を温度センサ１６で検出した現在温度Ｔにおける補償（補正）電圧ＶＴとして端子Ｔ１８から電圧可変容量素子１３，１４に印加する。
【００３１】
加重平均回路１８９は、たとえば図３に示すように、ｎチャネルＭＯＳ（ＮＭＯＳ）トランジスタＮＴ１，ＮＴ２により構成される。
ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１，ＮＴ２は補正値αが供給されるラインと補正値βが供給されるラインとの間に直列に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１のゲートに第２の残差ｂのデータが供給され、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２のゲートに第１の残差ａが供給され、両トランジスタＮＴ１、ＮＴ２の接続ノードが補正値αと補正値βを加重平均した補償電圧ＶＴを端子Ｔ１８から出力する。
第１の残差ａ（ａ＝Ｔ−Ａ）および第２の残差ｂ（ｂ＝Ｂ−Ｔ）の値は、温度Ｔを基準として、いわゆる相補的な関係を持ち、第１の残差ａおよび第２の残差ｂの値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮＴ１、ＮＴ２のオン抵抗が変化する。これにより、補正値αと補正値βの加重平均にかかわる割合が調整され、温度変化に高精度に追従する補償電圧ＶＴが得られる。
【００３２】
以上、温度補償回路１８の構成について説明した。
次に、上記構成による温度補償回路１８の動作について、図３および図４に関連付けて説明する。
【００３３】
ＬＳＩ２０のメモリ１８１，１７には、各温度区分の補正点のデジタルデータが記憶されている。各温度区分について、ＬＳＩ２０の温度センサ１６で検出された現在の温度Ｔで規定される温度区分に関して、前後４ポイントの補正点データを用いることとし、その４つの補正点を低温側から高温側に、Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃのメモリ値が読み出される。
いま、補正点Ａ１のメモリ値Ａ、補正点Ｂ１のメモリ値ＢをＤＡＣ１８２，１８３においてＤＡ変換することで、それぞれのアナログ電圧（あるいは電流）値Ｓ１８２、Ｓ１８３が得られる。
【００３４】
一方、引算器１８４において、メモリ値Ｂからメモリ値Ｚを減算（デジタル演算）することによって、傾きＡ’（Ａ’＝Ｂ−Ｚ）が求められる。
同じく、減算器１８４において、メモリ値Ｃからメモリ値Ａを減算することによって傾きＢ’（Ｂ’＝Ｃ−Ａ）が求められる。
この傾きＢ’と傾きＡ’のデータを係数として１次関数を生成して、それぞれに補正点Ａ１と補正点Ｂ１の電圧（あるいは電流）値を０次係数として与えれば、乗算器１８５，１８６、および加算器１８７，１８８による演算を通して図４の補正値αと補正値βが得られる。
【００３５】
温度センサ１６で検出される現在温度Ｔにおける補償（補正）電圧ＶＴは、加重平均回路１８９において補正値αと補正値βの加重平均をとることにより得られる。
加重平均には第１の残差ａと第２の残差ｂを用いる。すなわち、現在の測定温度Ｔがメモリ値Ａの温度に近い場合（残差ａが小さくて残差ｂが大きい場合）、現在温度における補正電圧は補正値αを選び、メモリ値ＡをＤＡ変換した電圧に近くなる。
現在の測定温度Ｔがメモリ値Ｂの温度に近づくにつれて第１の残差ａが大きく、第２の残差ｂが小さくなり、加重平均値が補正値αから徐々に補正値βへ移行してゆく。
現在の測定温度Ｔがメモリ値Ｂの温度に近くなると、第２の残差ｂは小さくなり、現在温度Ｔにおける補償（補正）電圧ＶＴは補正値βを選び、メモリ値ＢをＤＡ変換した電圧にほぼ等しくなる。
このようにして、メモリ値Ａとメモリ値Ｂの間を、補正値αと補正値βについて、第１の残差ａと第２の残差ｂとで加重平均した１次関数で補間してゆく。
【００３６】
ここで、温度センサ１６で検出される現在の測定温度Ｔが、メモリ値Ａとメモリ値Ｂの温度区分から、次の温度区分であるメモリ値Ｂとメモリ値Ｃの間の温度区分に移行した場合、新しく補正値αを計算して与える必要がある。
温度区分が高温側に移行することにより、今まで減算に使用していたメモリ値Ｚは不要になり、新しくメモリ値Ｄを用いる。そのため、温度区分が次の温度区分に移行した瞬間、補正値αが大きく変化することになる。
本実施形態においては、この影響を回避するため、温度区分が次の温度区分に移行する近辺には加重平均に不感帯を設けておく。
たとえば、メモリ値Ｂの近辺では補正値αの影響を受けないように、補正値αを不感として補正値βにのみ追従するように設定しておく。この逆も同様である。
このように構成することにより、温度区分が次の温度区分に移行しても、補正電圧はスムーズな曲線が得られる。
【００３７】
なお、温度区分が次の温度区分に移行する際、補正値αと補正値βとの加重平均の両方の１次関数（補正値αと補正値β）を入れ替えて補間することも可能であるが、補正値αと補正値βの両方が変化すると、加重平均出力も影響が避けられない。
そこで、本実施形態においては、温度区分が次の温度区分に移行しても、一方の１次関数（メモリ値Ｂ近辺における補正値β）はそのまま利用し、不感帯になっている補正値αのみが変化するような回路構成を採用している。
次の温度区分への移行では、逆側の１次関数のみが変化し、交互に入れ替わる構成にすることで、温度区分の移行によって補正値はスムーズな曲線が得られる。
【００３８】
以上説明したように、本実施形態によれば、発振振動子１１を含む発振回路２１と、温度センサ１６と、発振回路２１の発振ループに接続された電圧可変容量素子１３，１４と、温度センサ１６で検出された温度データを受けて温度変化を補償した補償電圧ＶＴを電圧可変容量素子１３，１４に印加する温度補償回路１８と、を有し、温度補償回路１８は、温度補償範囲を複数の温度区分に区切って、各温度区分についてあらかじめ設定された複数の補正点のデータを記憶し、検出された温度データに対して低温側の第１の補正点データＡ、高温側の第２の補正点データＢ、低温側の第１の補正点データＡよりさらに低温側の第３の補正点データＺと、高温側の第２の補正点データよりさらに高温側の第４の補正点データＣをデジタルデータとして出力するメモリ１８１と、第１の補正点データＡをアナログデータに変換する第１の変換器１８２と、第２の補正点データＢをアナログデータに変換する第２の変換器１８３と、高温側の第２の補正点データＢと低温側の第３の補正点データＺとを減算し第１の傾きＡ’を得て、低温側の第１の補正点データＡと高温側の第４の補正点データＣとを減算算し第２の傾きＢ’を得る引算器１８４と、第１の傾きデータＡ’に、検出された温度と低温側の第１の補正点データＡに対応する温度との第１の残差ａを乗算する第１の乗算器１８５と、第２の傾きＢ’データに、検出された温度と高温側の第２の補正点データＢに対応する温度との第２の残差ｂを乗算する第２の乗算器１８６と、第１の変換器１８２の出力データに第１の乗算器１８５の出力データを加算して第１の補正値αを生成する第１の加算器１８７と、第２の変換器１８３の出力データに第２の乗算器１８６の出力データを加算して第２の補正値βを生成する第２の加算器１８８と、第１の残差ａおよび第２の残差ｂに応じて、第１の補正値αと第２の補正値βとの加重平均を行って、補償電圧ＶＴを生成する加重平均回路１８９と、を有することから、以下の効果を得ることができる。
【００３９】
従来のTCXOにおいて、温度補償回路に２乗回路や３乗回路を用いた場合、ノイズが大きくなってしまう。
本発明の方式は１次関数しか使っておらず、高精度なアナログ演算回路を必要としないため、低ノイズな発振器を実現可能である。
また、温度補償範囲内を多数の温度区分に区切り、補間点数を多くしてゆけば、メモリに記憶すべきデータも多くなってしまうものの、１次関数であらゆる温度補償カーブが実現可能となり、補償精度も非常に高くなる。
本実施形態の温度補償型水晶発振器１０によれば、周波数偏差±１ｐｐｍ以下を実現できる。
したがって、本発明を携帯電話等の携帯装置や全方位測位システム（ＧＰＳ）の発振器として十分に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】代表的な温度補償回路のＬＳＩ内部で発生する電圧の３次曲線の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係る温度補償型水晶発振器の構成例を示すブロック図である。
【図３】図２の温度補償型水晶発振器における温度補償回路の具体的な構成例を示す図である。
【図４】図３の温度補償回路の動作原理を説明するための図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０・・・温度補償型水晶発振器、１１・・・水晶振動子、１２，１５・・・インバータ、１３，１４・・・電圧可変容量素子、１６・・・温度センサ、１７・・・メモリ、１８・・・温度補償回路、１８１・・・ラッチ（メモリ）、１８２・・・第１のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、１８３・・・第２のＤＡＣ、１８４・・・引算器（減算器）、１８５・・・第１の乗算器、１８６・・・第２の乗算器、１８７・・・第１の加算器、１８８・・・第２の加算器、１８９・・・加重平均回路、２０・・・ＬＳＩ、２１・・・発振回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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