(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響圧力波を検知するための多重チャネル光ファイバ干渉センサシステムに於けるレーザモジュールを校正するための方法であって、
システムの初期化段階において、校正の対象となるレーザモジュールを選択するステップと、
選択されたレーザモジュールがこれまでに校正されたかどうかを判断するステップと、
もしこれまでに校正されていなければ、保存されている位相変調係数をレーザモジュール出力信号の位相変調に用いられるように前記選択されたレーザモジュールに送るステップと、
もしこれまでに校正されていれば、レーザモジュール出力信号の位相変調に用いられる新たな位相変調係数を決定するステップと、
全てのレーザモジュールに対する校正が終了するまで、前記信号処理システムに於いて上記のステップを各レーザ毎に繰り返すステップと、
全てのレーザモジュールに対する前記新たな位相変調係数を保存するステップと
を含み、
前記新たな位相変調係数を決定するステップは更に、
前記選択されたレーザモジュールの全チャネルについて、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）との比率（Ｉ／Ｑ）であるＩ／Ｑ率を得るステップと、
前記選択されたレーザモジュールの全てのチャネル各々から得られる前記Ｉ／Ｑ率の全てについての一の平均値を計算することにより新たな全体平均Ｉ／Ｑ率を算出するステップと、
前記新たな全体平均Ｉ／Ｑ率を前回決定された全体平均Ｉ／Ｑ率と比較するステップと、
前記新たな全体平均Ｉ／Ｑ率が前回決定された全体平均Ｉ／Ｑ率よりも更に１に近く、所定の許容範囲内であるなら、前記選択されたレーザモジュールを校正済状態とし、あるいは前記新たな全体平均Ｉ／Ｑ率が前回決定された全体平均Ｉ／Ｑ率より１に近くはない、もしくは前記所定の許容範囲にないなら、前記選択されたレーザモジュールに対する新たな位相変調係数を決定するステップと、
前記新たな位相変調係数を、前記選択されたレーザモジュールに、当該レーザモジュールの搬送波周波数を有したコサイン波信号の振幅値として当該レーザモジュールの出力信号の位相変調に用いられるべきものとして送るステップとを含む
方法。
【請求項２】
請求項１に於いて、前記選択されたレーザモジュールに対して新たな位相変調係数を決定するステップは、決定を実験的な方法で行うものである。
【請求項３】
請求項１に於いて、前記選択されたレーザモジュールに対して新たな位相変調係数を決定するステップは更に、前記前回決定された位相変調係数を前記前回決定された全体平均Ｉ／Ｑ率で除算することにより、前記新たな位相変調係数を得るステップを含む。
【請求項４】
請求項１に於いて、前記選択されたレーザモジュールの全チャネルについて同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）との比率（Ｉ／Ｑ）であるＩ／Ｑ率を得るステップは更に、該当するチャネルについて受信された位相角の同相成分の平均最大値を算出するステップと、該当するチャネルについて受信された位相角の直交成分の平均最大値を算出するステップと、位相角の同相成分の算出された前記平均最大値を、位相角の直交成分の算出された前記平均最大値で割るステップと、前記選択されたレーザモジュールの各チャネル毎に、上記ステップを繰り返すステップとを含む。
【請求項５】
請求項４に於いて、位相角の同相成分の平均最大値を算出するステップは更に、前記直交成分がゼロに近い時あるいはゼロの時に、同相成分の複数の最大ピークツーピーク値を求めるステップと、前記同相成分の複数の最大ピークツーピーク値から、前記同相成分に対する平均最大値を算出するステップとを含む。
【請求項６】
請求項４に於いて、位相角の直交成分に対する平均最大値を算出するステップは、更に、前記同相成分がゼロに近い時あるいはゼロの時に、直交成分の複数の最大ピークツーピーク値を求めるステップと、前記直交成分の複数の最大ピークツーピーク値から、前記直交成分に対する平均最大値を算出するステップとを含む。
【請求項７】
音響圧力波を検知するための多重チャネル光ファイバ干渉センサシステムに於けるレーザモジュールを校正するための装置であって、
出力光信号を干渉センサのアレイに送る少なくとも１のレーザモジュールと、
検知された音響圧力波を示す位相角の同相成分と直交成分を有した戻り信号を、各干渉センサから受信する少なくとも１の受信器と、
前記干渉センサから前記戻り信号を受信し、前記レーザモジュールに対する位相変調係数を決定するシステムプロセッサと、
前記光出力信号の位相変調に用いられるものであるコサイン波信号であって、前記位相変調係数と等しい振幅で搬送波周波数のコサイン波信号を受信する位相変調器と
を備え、
前記位相変調係数は、
前記レーザモジュールに接続された全ての前記干渉センサに対応して受信された同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）の比率（Ｉ／Ｑ）であるＩ／Ｑ率の全てを、平均することにより算出されるものである平均Ｉ／Ｑ率によって決まる
装置。
【請求項８】
請求項７に於いて、前記位相変調係数は実験的に決定される。
【請求項９】
請求項７に於いて、前記位相変調係数は、前回決定された位相係数を前回決定された平均Ｉ／Ｑ率で除算することによって算出される。
【請求項１０】
請求項７に於いて、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）の比率(Ｉ／Ｑ）であるＩ／Ｑ率は、受信器にて決定され、
前記Ｉ／Ｑ率は、同相成分（Ｉ）についての平均最大値を求めて、当該平均最大値を直交成分（Ｑ）についての平均最大値で割ることにより算出されるものである。
【請求項１１】
請求項１０に於いて、前記位相角の同相成分に対する平均最大値は、直交成分がゼロに近い時あるいはゼロの時に取られる同相成分の複数の最大ピークツーピーク値の平均として算出され、前記位相角の直交成分に対する平均最大値は、同相成分がゼロに近い時あるいはゼロの時に取られる直交成分の複数の最大ピークツーピーク値の平均として算出される。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は概して信号処理分野に関し、特に信号処理システムにおける多重チャネル光ファイバ干渉センサシステムを校正（キャリブレーション）する装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【関連する技術】
水中用の音響リスニングシステムは当該分野に於いてはよく知られている。当該システムには一般に、高感度な水中受聴力を有し、相対位置情報の提供が可能である複数の音響センサアレイが備えられている。各センサは入力信号を変調することにより、入力の気圧波に対して反応する。そして全てのセンサからの出力が処理されて、音響及び位置の情報が求まる。これらのセンサアレイは一般的には、潜水艦船体に取り付けられているか、もしくは潜水艦後部において曳航される。理想としてはこれらセンサアレイを潜水艦船体に取り付けた方がよいが、従来の音響センサは多くの潜水鑑にとっては重すぎるものであった。しかし、最近の音響センサアレイ技術の進歩により、潜水艦船体への取り付けが可能となる程の軽量で、しかも信号反応が依然高感度なセンサアレイが作られている。また、その重量が軽くなったことに伴い、センサの数を増やすことも可能となった。
【０００３】
水中音響センサはその他地質調査産業、特に海底油田の探鉱、においても用いられる。莫大な数のセンサアレイを、海底の既知の石油埋蔵量がある位置付近に設置すればよい。水上艦船が空中大爆発により音響圧力波を引き起こす。その音響圧力波と海洋底からの反響が、センサアレイにより検知される。これらセンサからのデータが処理及び分析され、最適な掘削位置の決定、あるいは既知のオイルプールの状態観測が行われる。
【０００４】
上記のような応用例やその他関連する応用例において、音響センサの数およびその複雑さが増加するにつれて、それに対応する信号処理電子モジュールも同様に増加する。典型的な従来のシステムでは、アナログ回路を用いて各センサに問い合わせるが、これらアナログシステムはずれ易く、センサを正確に校正することが非常に困難である。最近の開発により、光ファイバ干渉センサが作られている。この光ファイバ干渉センサは、１９８２年１０月号のアメリカ電気・電子通信学会の量子エレクトロニクス学術誌 （IEEE Journal of Quantum Electronics）ＱＥ-１８巻第１０号の中で、Anthony Dandriｄge、 Alan B. Tveten、Thomas G. Giallorenziによる「位相発生搬送波を用いた光ファイバセンサのホモダイン復調方式 ("Homodyne Demodulation Scheme for Fiber Optic Sensors Using Phase Generated Carrier")」 という記事に記載されており、本願に於いて参考として取り入れるものとする。当該参考資料には、Ｉ成分とＱ成分では周波数が異なるような変調・復調技術が教示されている。この技術を本発明で用いる。
【０００５】
関連する米国特許出願（出願番号09/021,014及び出願番号09/021,557）には、多重チャネル応用例にて光ファイバ干渉センサへ問い合わせる技術や、図１に示す信号処理システム１００のディジタルダウンコンバータを校正することにより受信カード１２２を微調整する技術が開示されている。信号処理システム１００は、レーザを備えた発信側と、センサと制御回路と、受信側とから成る。各センサは発信側と受信側の間に、船外遠隔測定器の一部として設置されている。これらセンサは光ファイバ干渉計によって検知された環境から情報を得る光ファイバセンサである。光ファイバ干渉計は、参照用ファイバと信号ファイバを有する。これら２つのファイバ間での相対的な光の位相ずれが遠隔測定器から返される情報であり、これを受信側が抽出する。
【０００６】
図１は信号処理システム１００の概略ブロック図である。必須の電子制御処理回路を含んだ船内受信モジュール１０２は潜水艦船体内に設置されている。軽量光ファイバ干渉センサアレイ１０４は、潜水艦船体外に設置されている。アレイの各センサは、船内受信モジュール１０２のレーザモジュール１１６から送られる光信号１１８を位相変調することにより、入力される音響圧力波に対して反応する。それぞれ異なる搬送周波数で作動している別々のセンサからの複数の変調信号は、単一の光ファイバケーブル戻り信号１２０へと受動的に多重化され、受信モジュール１０２に返送される。それから、チャネル信号は受信モジュール１０２によって分離（逆多重化）され、復調される。
【０００７】
船内受信モジュール１０２は電力接続１０６を介して潜水艦の電力システム（図示せず）に接続されている。船内受信モジュール１０２は、受信構成要素に必要な電力を供給するための電力配電／調整ブロック１１２を有する。各入力光信号１１８はそれぞれ対応するレーザモジュール１１６によって生成される。各レーザモジュールは、レーザ１１７、位相変調器１１９、レーザ駆動カード９７、レーザ制御カード９８を含む。本実施例で用いられるレーザ１１７はモデル番号１２５の、２００ミリワット、Ｎｄ：ＹＡＧレーザであり、カリフォルニア州パロアルトにあるライトウェーブエレクトロニクス社（Lightwave Electronics）にて入手可能である。位相変調器１１９は、好ましくはニオブ酸リチウム位相変調器がよい。
【０００８】
図２に示すように、８のレーザ１１７ａ−１１７ｈのそれぞれが備わった８のレーザモジュールが、それぞれ対応する８のセンサアレイ１０４ａ−１０４ｈを駆動する。各レーザ１１７は５６のセンサ（チャネル）に電力を供給する。一般には、潜水艦の両側に２８ずつ設置されている。レーザ１１７の結晶が周波数シンセサイザ１４２（図１）から与えられる温度レベルにより加熱される。当該分野に於いては公知であるように、周波数シンセサイザ１４２は結晶の温度を各レーザ１１７毎に個別に制御して、８つのそれぞれ異なる「色」をした、すなわち１３１９ナノメートルで僅かに異なる波長のレーザ出力を生成する。それらレーザ出力は、対応する位相変調器１１９ａ−１１９ｈに与えられる。
【０００９】
船内受信モジュール１０２の受信側に戻る途中で、各センサアレイ１０４からの全ての第１チャネル出力は信号多重器１２１を介して、１つに多重化される。この動作は残り５５のチャネルに対して繰り返される。その結果、５６の光ファイバケーブル戻り信号１２０がセンサアレイ１０４から返され、その時の各ファイバは８つの多重化信号を保持している。多重化信号は受信カード１２２（図１）によって処理される。使用されるセンサの数によるが、複数の受信カード１２２が必要な場合もあろう。
【００１０】
周波数シンセサイザ１４２は主システムクロックを含み、振幅−周波数制御ライン１４６上でレーザモジュール１１６に与えられるレーザカラー、電力、温度などのレーザパラメータを定めることによって、レーザモジュール１１６の動作を制御する。受信カード１２２には信号タイミングライン１４４を介して、タイミング情報が与えられる。ＣＰＵ１３０、対応するメモリ１４０は、システムレベル制御情報及びシステムレベル状態情報を、データライン１３２、１３８、１４１を介して受信モジュール１０２の各構成要素に与える。ＣＰＵ１３０と受信カード１２２の間に位置するＶＭＥバス１３８に取り付けられたＶＭＥインターフェース１３９をＣＰＵ１３０は有している。ＣＰＵ１３０はデータライン１４１を介して、周波数シンセサイザ１４２に接続されている。
【００１１】
受信カード１２２は戻り信号１２０を分離し、復調して、更なる信号処理を行うビーム形成カード１２４に対して信号を出力する。ファイバチャネルカード１２６は、外部のファイババス１１０に信号情報を送る。各受信カード１２２は、７つのファイバ戻り信号１２０を処理する。各ファイバには８つのレーザチャネルがあり、すなわち８つの異なる各センサアレイ１０４から合計５６のチャネルがある。
【００１２】
図３は、図１に示す受信カード１２２の詳細なブロック図である。８つのチャネルを含み、音響センサアレイ１０４によって出力される戻り信号 （ （ｔ））１２０は、 偏波ダイバーシチ検出器（ＰＤＤ）２００に入力される。３つの出力端子を有したＰＤＤの例は、発明の名称が「光ファイバ干渉センサシステムに於いて偏波信号フェージングを防ぐ光信号検出装置及びその方法」である米国特許出願番号５，４４８，０５８に記載されている。本実施例では、２つのセルのＰＤＤあるいは２つの出力端子を有したＰＤＤが用いられる。ＰＤＤ２００や受信カード１２２のその他いくつかの素子が、戻り信号１２０の偏波信号フェージングを防ぐ。ＰＤＤ２００は、２つのフォトダイオードを介して、光ファイバ戻り信号１２０の光子エネルギーを２つの別々の電流２００ａと２００ｂに変換する。
【００１３】
光レシーバ２０２ａと２０２ｂのそれぞれでは、トランスインピーダンス増幅器が入力電流を電圧に変換する。信号対雑音のレベルが最大となるよう、また電圧レベルがＡＤＣ２０４ａと２０４ｂの飽和度を確実に下回るように、可変ゲイン増幅器は電圧レベルを設定する。光レシーバ２０２ａと２０２ｂのアンチエイリアシングフィルタは信号を通過させ、その信号はＡＤＣ２０４ａと２０４ｂへ移る。そこでは、光レシーバ２０２ａと２０２ｂのアナログ出力が、高速（>=毎秒２５．６メガサンプル(ＭＳＰＳ））で高分解能（>=１２ビット）のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２０４ａと２０４ｂによってデジタル化される。本実施例に於いて用いられるＡＤＣには、部品番号９０４２が付いており、アナログデバイセズ社（Analog Devices, Inc）によって製造されている。
【００１４】
用いられるＡＤＣの数は、ＰＤＤ２００の出力端子数に直接左右される。一般に、出力端子は２つであるが、３つでも可能である。この段階では、デジタル化された出力は、光ファイバ戻り信号１２０での全てのチャネルから成る複合信号を含んでいる。その全てのチャネルは、情報搬送側波帯を有した周波数分割位相多重によって作られた搬送波である。
【００１５】
ＡＤＣ２０４ａと２０４ｂの各出力は、それぞれバッファリングされ、ＡＤＣ２０４ａと２０４ｂの各信号経路につながる多極切替（マルチスロー、マルチポール）のバススイッチ２０６を通過する。後述するように、バススイッチ２０６の１つの出力は、校正チャネルの一部として用いられる信号経路２３８を介してデジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）２２８に移る。バススイッチ２０６の出力は信号チャネルＤＤＣ２０８ａ、２０８ｂ、２０８ｎへと移る。バススイッチ２０６の目的は、各ＤＤＣ２０８がどのＡＤＣ出力端子にも接続可能とすることにある。後に図７を使って説明するが、これはＰＤＤ２００の選択アルゴリズムにおいて必要となる。
【００１６】
ＤＤＣ２０８ａ、２０８ｂ、２０８ｎのそれぞれは、デジタル情報のミックスダウン及びフィルタリングを行い、合成信号から１つのチャネルを分離するデジタルデマルチプレクサとして作用する。本実施例に於いて用いられるＤＤＣチップはグレイチップ社（Graychip, Inc）により製造されるＧＣ４０４１チップである。本装置は２チャネルの能力を有している。その他の実施例に於いての各チップは、１／２チャネルもしくは１チャネルの能力だけの場合もある。必要とされるＤＤＣの数はその時の応用例で用いられるチャネル数に左右される。例えば、戻り信号１２０が８の多重化チャネルを有している場合、２チャネルの能力を持つＤＤＣチップが４つ必要である。本実施例では後述するように、１つの受信カード１２２につき、２チャネル機能のＤＤＣチップが２８用いられるが（つまり合計５６チャネル）、校正ＤＤＣ２２８及び受信カード制御部２２６はそれぞれ１つだけでよい。従って、全ての５６の多重化信号を処理するのには、多重化されたアレイ出力信号１つ当たりに８のチャネルがあるチャネル群が７つ必要となる。
【００１７】
ＤＤＣ２０８ａ、２０８ｂ、２０８ｎのそれぞれは、バススイッチ２０６からの位相信号の互いに直交する成分を表す同相（Ｉ）データワードと直交成分の位相(Ｑ)データワードを出力する。ＤＤＣ２０８ａ、２０８ｂ、２０８ｎからのこれらＩ成分とＱ成分は、それぞれＩバスとＱバスとに時分割多重化（ＴＤＭ）して出力される。本発明においては、同じ位相角を定義するＩ成分とＱ成分は異なる周波数を有する。これらＩ成分とＱ成分は同じ周波数についての高調波であり、これら成分の１つが通常は基本周波数であり、もう１つの方が第１高調波である。出力信号経路２１０と２１２（これらは、直列の１方向もしくは２方向のデータ経路であればよい）は、８ビットのＩデータワードとＱデータワードをバッファ２１４に出力する。バッファ２１４ではそれらデータワードをバッファリングし、８ビットワードを１６ビットワードに変換する。
【００１８】
それから、あるタイムシーケンスにおいて全てのＤＤＣ２０８から出力されたＩデータワード及びＱデータワードは復調される。ＩデータワードとＱデータワードは、座標変換器２１６によってデカルト座標表現から極座標表現に変換され、極座標に於ける絶対値及び位相角が求まる。本実施例では座標変換器２１６として、レイシオン社(Raytheon Corp.)製造のＴＭＣ２３３０Ａチップを用いるが、その他類似素子であってもよい。
【００１９】
座標変換器２１６が出力するのは瞬時の位相角であり、その変化は環境による音響信号の音響圧力の変化に直接関係する。また、その変化率は用いられている光ファイバセンサ毎の環境からの音響信号の周波数に直接関係する。チャネル毎の瞬時位相角は、ＶＭＥバス１３８にも接続された音響信号プロセッサ２１８に於いて、積分及びフィルタリングアルゴリズムにより更に処理される。音響信号プロセッサ２１８の出力は、表示装置、オシロスコープ、その他いくつかの信号処理ブロックに対して望み通りに供給されてもよい。２つのＤＡＣ２２２と２２４は、出力信号のテスト及び様子を見るために使用可能なＩ信号とＱ信号とを出す。
【００２０】
上述の米国特許出願番号０９／０２１，５５７に記載されている校正手順では、受信カード１２２の構成要素の校正用に受信カード１２２の微調整ループが使われている。そのために、バススイッチ２０６の出力端子２３８が、校正チャネルＤＤＣ２２８に対する出力に用いられる。ＰＤＤ２００が２以上ある場合は、校正チャネルＤＤＣ２２８にＴＤＭ方法で出力するバススイッチ２０６も２以上となる。校正チャネルＤＤＣ２２８は各信号チャネルを順に模倣するよう設定されている。校正チャネルは、信号チャネル毎に、ＰＤＤ出力選択、位相偏移調整、Ｉ／Ｑバランスを目立たずにチェックすることを可能にする。そのために、データは信号チャネルＤＤＣ２０８ａ、２０８ｂ、２０８ｎの出力と類似したＩワードとＱワードとへＤＤＣ２２８によって処理される。そしてそのＩワードとＱワードは、チャネル性能を調べるのに必要な情報を抽出するため、受信カード制御部２２６（それ専用のＲＡＭ・ＲＯＭ２３２メモリを有したデジタル信号プロセッサ）により処理される。本実施例では、受信カード制御部２２６としてアナログデヴァイシズ社（Analog Devices, Inc)製造のＡＤＳＰ２１８１を用いる。
【００２１】
受信カード制御部２２６の動作を、図４に示すフローチャートを参照しながら説明する。以下に記載するステップは、システム制御部のＲＯＭ２３２に記憶されているソフトウェア、もしくはシステム初期化の際にＣＰＵ１３０が信号プロセッサ２２６ ＤＳＰ ＲＡＭにダウンロードしたソフトウェアによって実行される。ステップ３００での電源初期化あるいはシステム再初期化に際して、全ての割り込みがステップ３０２で禁止となる。受信カード制御部２２６のデジタル信号処理部（ＤＳＰ)は、それに対応しているＲＡＭメモリ及びＤＤＣ２０８と共に、ステップ３０４にて初期化される。そしてステップ３０６で、割り込み禁止が解除される。信号チャネルと校正チャネルがステップ３０８で選択される。その後、各信号チャネル毎にADC選択を行うことにより、最良のＰＤＤ信号がステップ３１０にて選択される。このＰＤＤ選択のステップは、図７を参照しながら更に後述する。
【００２２】
同相のＩ成分に対する位相偏移アルゴリズムは、ステップ３１２にて実行される。ステップ３１２の詳細を図５に示す。同様に、Ｑ成分に対する位相偏移アルゴリズムは、図６に示すステップ３１４にて実行される。Ｉ／Ｑバランスアルゴリズムはステップ３１６にて実行され、その詳細を図８に示す。ステップ３０８〜３１６は、全てのチャネルに対する校正が終了するまでチャネル毎に繰り返される。実施例によってはシステムの起動の際にだけ校正が行われるが、本実施例ではシステムが動作している間は各ＤＤＣ毎に校正手順が繰り返される。その結果、信号処理機能に影響を与えず、目立たずにシステムの校正を行う動的な校正システムが実現される。
【００２３】
最良のＰＤＤ信号を選択する（ステップ３１０）手順が、図７のフローチャートに示される。ステップ６０２において第１ＡＤＣ２０４ａが選択され、ステップ６０４にてＩデータとＱデータのサンプルが得られる。Ｑ値がゼロに近づくと、最大Ipeak-to-peak値がステップ６０６にて算出される。Ｑ＝０の時にIpeak-to-peak値は最大値となるが、その瞬間をとらえるのは困難である。そのため、複数のＩ値が、Ｑ＝０となる前後でのある期間中に収集される。Ipeak-to-peak値が最大値となるような好ましいＩ値が３２収集される。これら３２の最大Ipeak-to-peak値を平均して、平均最大Ipeak-to-peak値が求められる。必要な場合には同様の処理を、平均最大Qpeak-to-peak値を求める際に実行してもよい。
【００２４】
ステップ６０６にて算出された平均最大Ipeak-to-peak値が、ステップ６０８にて記憶される。そして、第２ＡＤＣ２０４ｂがステップ６１０にて選択される。ステップ６１２にて、Ｉデータ及びＱデータのサンプルが第２ＡＤＣ２０４ｂに対して求められる。ステップ６１４で再度、平均最大Ipeak-to-peak値が算出され、この算出された値がステップ６１６にて記憶される。記憶された２つの平均最大Ipeak-to-peak値がステップ６１８にて比較される。そして、より大きなIpeak-to-peak値を生成する方のＡＤＣ２０４が選択される（ステップ６２０、６２２）。異なるＡＤＣ２０４の選択により、Ｉ及びＱの信号レベルが対称的に影響を受けるため、この手順に於いて検討が必要となるのは１つの信号（ＩもしくはＱ)に対してだけである。ＰＤＤ２００の選択ステップは、各チャネル毎に個別に実行される。従って、実際にＤＤＣ２０８内の異なるチャネルがそれぞれ異なるＡＤＣ２０４の入力を用いている場合もあり得る。これが、各ＤＤＣ２０８を両方のＡＤＣに接続しなければならない理由である。
【００２５】
Ｉ成分およびＱ成分に対する位相偏移アルゴリズム（ステップ３１２、３１４）を図５と図６にそれぞれ示す。これらアルゴリズムの目的は、レーザモジュール１１６からの戻り信号１２０と内部受信カード１２２内のＤＤＣ２０８の局部発信器信号のずれを補正することである。このずれが起こるのは、レーザモジュール１１６と受信カード１２２が周波数シンセサイザ１４２からの同じ主クロックにて作動しているからである。調整はＤＤＣ２０８にて行われる。当該アルゴリズムは、結果的にチャネル毎の最大の位相信号（Ｉデータ）及び直交成分の位相信号（Ｑデータ)となる位相オフセット値を求める。これは、同じ位相増分でもって校正ＤＤＣの位相オフセット制御レジスタを連続してプログラミングし、チャネル出力レジスタから対応するＩデータやＱデータを読み出すことにより達成される。校正ＤＤＣ２２８によって生成されたＩデータとＱデータは受信カード制御部２２６により読み出され、２つの別々のバッファに記憶される。充分な数のデータサンプルが蓄積されれば、Ｉデータ及びＱデータに対して位相偏移アルゴリズムが実行される。位相偏移アルゴリズムの出力はＩ相オフセットとＱ相オフセットであり、これらが結果的にそれぞれ最大振幅のＩ信号及Ｑ信号となる。これら最適オフセット値は、対応する信号チャネルＤＤＣに記憶される。
【００２６】
ステップ４０４においては、選択された位相インクリメントが校正ＤＤＣ２２８に記憶され、Ｉデータ値とＱデータ値が得られる。ステップ４０６では、Ｉ成分に対する平均最大ピークツーピーク値が算出される。本実施例では３２のサンプルが用いられるが、その時の応用例によってサンプル数はそれ以上あるいはそれ以下であってもよい。ステップ４０６で算出されたＩ値が前回得られた平均最大ピークツーピーク値以上である場合には、最大I(n)peak-to-peak変数は現時点のI値に設定され、対応する位相値もステップ４１０にて保存される。前回得られた平均最大ピークツーピーク値以上でなければ、ステップ４１２において、最大Ｉ(n)変数は前回得られたＩの平均最大ピークツーピーク値と同値に設定され、それに対応する位相値も保存される。
【００２７】
全てのＩ位相インクリメントのテストが終了するまで、この手順は繰り返される。結果の最大Ｉ(n)値は現時点のチャネルと関連するＤＤＣチップに記憶される。図６に示すＱ位相偏移値を求める手順は、図５に示すＩ位相偏移値を求める手順と全く同じである。算出された位相オフセットを求めるこれらアルゴリズムによって、ＤＤＣ２０８の発信器信号の起点が移動され、受信搬送波信号がＤＤＣ２０８に入った時に発信器信号とそろい、この２つの信号が同相状態となる。
【００２８】
図８はＩ／Ｑバランスアルゴリズム（図４のステップ３１６）を示したフローチャートである。この手順は、最大Ｉベクトル及びＱベクトルを正規化し、これによって位相角算出に於けるエラーを最小限にするために必要となる。ステップ７００において、現信号チャネルのＩゲイン及びＱゲイン設定が読み出され、Ｉデータ及びＱデータのサンプルが現チャネルに対して得られる。ステップ７０４では、Ｉ値とＱ値が比較される。もしＩがＱよりも大きければ、ステップ７０６で新たなＩゲイン値が算出される。新たなＩゲイン値を、現Ｉゲイン値に商[Ｑ／Ｉ]を乗じた値と同値にする。しかし、もしＩがＱより小さければ、ステップ７０８で新たなＱゲイン値が算出される。新たなＱゲイン値を、現Ｑゲイン値に商[Ｉ／Ｑ]を乗じた値と同値にする。求められたゲイン値を、現信号チャネルのＤＤＣ２０８へ書き込み直す。
【００２９】
本実施例では、ＤＤＣ２０８の制御信号バスとデータバスは別々のものである。ＤＤＣ２０８と受信カード制御部２２６の間の制御信号経路は、単独の２方向の並列バスである。データ信号は別の直列バスに出力される。ＤＤＣ２０８へのデータの出し入れに異なるバスを用いることにより、バックグラウンド校正動作が高速信号データ処理の流れと並行して実行される。その結果、高速信号処理とバックグラウンド校正処理とが同時に実行可能となる。他の実施例に於いては信号情報と制御情報とが同一の並列バスを共用するが、バスの処理能力に限界があるため、校正ルーチンが実行されるのは起動時もしくは通常のシステム動作が中断した時のみである。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した校正技術は、受信カード１２２構成要素の微調整のみを実行するものである。そのメリットは、初期化する間にレーザモジュール１１６に対して供給されるパラメータによって左右されるものである。よって、デジタル復調回路と光ファイバ干渉センサアレイを備えた船内受信器に有用なように校正方法に改良を加える必要がある。具体的には、システムの初期化時に実行可能な、レーザシステムの粗校正アルゴリズムが必要である。
【００３１】
それ故、本発明の目的は、信号処理システムに於いてレーザモジュールの総合的校正を行う装置及びその方法を提供することである。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明の上記目的及びその他の目的は、信号処理システムに於いてデータ収集モジュールのレーザモジュールに対する粗校正技術によって達成可能である。この粗校正技術は、ＣＰＵに制御される各レーザモジュール出力信号の位相変調に基づく。
【００３３】
位相変調係数の最適値が各レーザ毎に算出され、それがレーザ出力信号の位相変調に対するレーザモジュール搬送波周波数のコサイン波信号の振幅として用いられる。位相変調係数は、センサから戻された信号の同相成分と直交成分の全てのＩ／Ｑ率の平均として、選択されたレーザモジュールの全チャネルに対して算出された全体平均Ｉ／Ｑ率から求められる。選択されたレーザモジュールに対するこの位相変調係数は、実験的に求めるか、もしくは前回求められた位相変調係数を前回求められた全体平均Ｉ／Ｑ率で除算して求める。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下の説明から当業者による本発明の製造および使用が可能となる。また発明の実施に当たり発明者が検討した最良の形態を以下に記載するが、種々の変更や修正は当業者にとっては直ちに明瞭となるであろう。何故なら、本発明の基本原理は、データ収集・信号処理システムに於ける位相変調に基づいたレーザモジュールの粗校正装置およびその方法を提供することと明確に定義されているからである。
【００３５】
本発明の粗校正アルゴリズムは、図１、図２、図３に示すような、デジタル復調回路と光ファイバ干渉センサアレイ１０４を備えた船内受信器１０２システムのレーザモジュール１１６に対して実行される。好ましくは、レーザモジュール１１６の粗校正がＣＰＵ１３０に制御され、微調整校正方法と協調的にシステム初期化時に於いてのみ実行されるのがよい。
【００３６】
初期化時にて、データ入出力プロトコルルーチンを含めた本発明の粗校正アルゴリズムのソフトウェアコードの一部が、ＣＰＵ１３０のフラッシュメモリ１４０から受信カード１２２や周波数シンセサイザ１４２等、船内受信器１０２のその他のカードにダウンロードされる。周波数シンセサイザ１４２には、レーザモジュール１１６を適切な光動作周波数とレーザモジュール搬送波周波数とに設定するレーザモジュール監視プログラムを有したプロセッサを含む。ＣＰＵ１３０は粗校正アルゴリズムの残りのソフトウェアコードを有する。ＣＰＵ１３０は操作者が操作するシステム制御パネルに接続されている。操作者が入力する命令の１つに、船内受信器開始初期化命令がある。操作者は、ＣＰＵ１３０からシステム状態報告を受け取る。
【００３７】
周波数シンセサイザ１４２への校正コードのダウンロードは、ＲＳ−２３２シリアルライン１４１を介して達成される。ＣＰＵ１３０のＶＭＥバックプレーンインターフェース１３９は、受信カード制御部ＡＤＳＰ−２１８１カードのＩＤＭＡポートを用いることにより、ＶＭＥバス１３８を介して受信カードＶＭＥインターフェース１４３に結び付けられている。ＶＭＥバス１３８は、ＶＭＥバックプレーンインターフェース１３９を介してＣＰＵ１３０から受信カード１２２へのダウンロードに用いられる。
【００３８】
レーザモジュール１１６の初期化は、レーザをオンするという命令がＣＰＵ１３０から周波数シンセサイザ１４２に対して送られた時に達成される。各レーザモジュール１１６毎に、複数のレーザ係数がレーザモジュール１１６のＥＥＰＲＯＭから読み出され、周波数シンセサイザ１４２に送られる。それらレーザ係数には、各レーザ１１７毎の可能であり好ましい周波数及び温度範囲に関するデータが含まれる。適切な電圧及び電流を有するべきレーザモジュール１１６の状態確認をＣＰＵ１３０において周波数シンセサイザ１４２から受け取った後、ＣＰＵ１３０の内部タイマの起動がレーザ１１７のウォームアップに用いられる。
【００３９】
各レーザ１１７はアレイパネル１０４の５６のセンサチャネルに電力を供給する。要望される「色」をした光レーザ出力正弦波信号を生成するために、レーザ１１７の結晶が、周波数シンセサイザ１４２からの信号によって与えられる指定温度レベルまで加熱される。搬送波周波数ｗ0も、光レーザ出力信号１１８を位相変調するため、変調コサイン波信号９９の形で、周波数シンセサイザ１４２によって対応する位相変調器１１９ａ−１１９ｈに供給される必要がある。
【００４０】
図９は、本発明による単一レーザモジュール１１６の粗校正にとって好ましい構成を示したブロック図である。周波数シンセサイザ１４２は、光レーザ出力信号１１８’の位相を変調するために、図１の振幅−周波数制御ライン１４６上で、レーザ周波数ｗ0を有した入力コサイン波制御信号９９（ｃｏｓ ｗ0ｔ)を対応する位相変調器１１９に供給することによって各レーザ１１７の動作を制御する。更に、周波数シンセサイザ１４２は各レーザ制御カード９８、よって対応する位相変調器１１９に対して、適切な位相変調振幅値「Ｃ」を供給して、船内受信器１０２の粗校正ループにおいて各光レーザ出力信号１１８の位相を制御する。
【００４１】
位相変調振幅値「Ｃ」は図１０と図１１に示し後述するアルゴリズムに従い、ＣＰＵ１３０にて算出される。従って、位相変調器１１９に与えられる信号(Ｃ．ｃｏｓ ｗ0ｔ)は、対応するレーザ出力光信号１１８にＩ＝Ａ＋Ｂ’．ｃｏｓ（Ｃ．ｃｏｓ ｗ0ｔ）の大きさを与えるために、そのレーザ出力信号１１８を位相変調することに用いられる。この信号の位相は、上述したDandridge氏らによる記事内に記載されているように、アレイパネル１０４の各干渉センサ９５にて更に位相変調され、Ｉ＝Ａ＋Ｂ．ｃｏｓ（Ｃ．ｃｏｓ ｗ0ｔ＋φ（ｔ））となる大きさを有した戻り信号１２０を得る。各干渉センサ９５は、その干渉センサ９５の混合効率と位相角φ（ｔ）＝ｗｔ＋ψ（ｔ）に依って、Ｂ’−Ｂ間で信号の大きさに変化をもたらす。
【００４２】
従来技術の記載にて上述したように、適切な受信カード１２２と受信カード制御部２２６にて、各センサチャネル毎に位相角φ（ｔ）のＩ成分及びＱ成分とＩ／Ｑ率が求められ、最適化される。これらは、受信カード１２２に対して実行される従来技術の微調整アルゴリズムと、船内受信器１０２全体に渡って実行される本発明の粗調整アルゴリズムの両方にて用いられる。図１０は、システム初期化時にＣＰＵ１３０の制御下で実行される本発明の粗校正アルゴリズムのステップを示すフローチャートである。ステップ９０２では、次の未校正レーザが選択される。選択されたレーザが正しく開始されたかどうかがステップ９０４にて判断された後、ステップ９０６で校正が選択されたレーザ１１７に対して初めてであるかが確認される。もしそうであれば、ステップ９０８にて、記憶された最適な位相変調係数値が周波数シンセサイザ１４２を介して選択されたレーザに送られる。もし初めてでなければ、図１１の位相変調係数決定ルーチンがステップ９１０にて呼び出される。粗校正アルゴリズムのステップは、各チャネル毎に出来るだけ１．０近くのＩ／Ｑ率を得る必要がある限り繰り返される。それらが得られた時には、そのＣＰＵに制御される全てのレーザが校正されたことがステップ９１２にて宣言される。ステップ９１４では、そのＣＰＵに制御される全てのレーザモジュールに対する位相変調係数の最適値が、次の初期化時に備えてＣＰＵ１３０に記憶される。
【００４３】
図１１は、本発明による、選択されたレーザに対して実行される粗校正アルゴリズムの位相変調係数決定モジュールのステップを示したフローチャートである。ステップ１００２に於いて、選択されたレーザに割り当てられているチャネル毎について、平均最大Ipeak-to-peak値と平均最大Qpeak-to-peak値から算出され、図４のアルゴリズムに従って求められたＩ／Ｑ率の値を収集するように命令が対応する受信カード１２２の受信カード制御部２２６に送られる。Ｉ／Ｑ率は、平均最大Ｑ値（すなわちＩがゼロに近い時の値）で除算された平均最大Ｉ値（すなわちＱがゼロに近い時の値）の比としてチャネル毎に算出される。このとき、平均のＩ値及びＱ値は、そのチャネルの所定サンプル数から取られる。従って、適切な受信カード１２２においてシステム初期化時の微調整校正の間に算出されたＩ／Ｑ値は、ＣＰＵ１３０にＶＭＥバックプレーンインターフェース１３９を介して送られる。
【００４４】
ＣＰＵ１３０にて実行されるステップ１００４では、選択されたレーザに制御される全てのチャネルに対する全体平均Ｉ／Ｑ率を求めるため、選択されたレーザに制御される全てのチャネルの収集されたＩ／Ｑ率の値が加算される。許容外のセンサ値は破棄される。ステップ１００６に於いては、新たな全体平均Ｉ／Ｑ率が前回の全体平均Ｉ／Ｑ率よりも良いかどうかが確認される。前回よりも良く、得られた値が１．０に充分近い（現在０．０１に設定されている適切な許容範囲内で）場合、ステップ１００８にてレーザの状態は校正済を示すものに設定され、ここでルーチンが終了する。新たな全体平均Ｉ／Ｑ率が前回よりも良くなければ、選択されたレーザに対する位相変調係数の新たな最適値がステップ１０１０にて求められ、ステップ１０１２にて選択されたレーザに送られる。
【００４５】
選択されたレーザに対する位相変調係数の新たな最適値は、ステップ１０１０に於いて実験的に求めてもよいし、計算によって求めてもよい。本発明の好ましい実施例では、ＣＰＵ１３０内で実行される適切な数学的アルゴリズムによって求めてもよい。位相変調係数の新たな値は、例えば、以前の位相変調係数の値を以前の全体平均Ｉ／Ｑ率の値で除算することによって求めてもよい。
【００４６】
こうして、本発明の粗校正アルゴリズムのステップに従い、ＣＰＵ１３０は各レーザモジュール１１６毎に位相変調係数の最適値を求める。この係数が実際に、図９に示すように、周波数シンセサイザ１４２が位相変調器１１９に供給するコサイン波信号９９の位相変調振幅値Ｃの最適値である。アレイパネル１０４の各センサが割り当てられたレーザ１１７からそれぞれ僅かに異なる信号を受け取ることもあり得るので、全てのセンサにとって理想的な位相変調振幅値Ｃとなる完璧な値を求めることは不可能であり、ただ殆どのセンサにとっては最適な値が求められる。よって、上述の従来技術である特許出願に記載されているように、各受信カード１２２のチャネルを微調整しなければならない。
【００４７】
本発明の１つの実施例として、各ＣＰＵ１３０は、そのＣＰＵに制御される受信カード１２２の内どれが選択されたレーザモジュール１１６と関連しているかを判断するためのメモリマップを有する。各ＣＰＵ１３０は望ましくは８のレーザを制御する。レーザモジュール１１６の５６全てのチャネルが同一の受信カード１２２上で受信される場合、それら全てを各ＣＰＵ１３０がアシストするのが理想である。しかし実用的な理由から、本発明の実施では各受信カード１２２は各レーザモジュール１１６の２８チャネルのみアシストする。従って、各アレイパネル１０４のセンサチャネルは２つのＣＰＵ間で分けられ、対応するＣＰＵに割り当てられた２８チャネルからのデータに基づいて、アレイパネル１０４全体に対して実行する校正に用いられるのはどのＣＰＵ粗校正モジュールであるかが、本実施例のメモリマップによって特定される。しかし、他の実施例として、各ＣＰＵがそれ自身の全体平均Ｉ／Ｑ率を算出し、１．０に近い値もしくは２つの値の平均値を選んで該当するレーザの位相変調振幅値Ｃを求める、ということも考えられる。
【００４８】
当業者は、この発明の精神にもとることなく、発明の範囲内にて、上述した好ましい実施例に対する種々の適応及び修正を行うことが可能であると正しく認識するであろう。従って、特許請求の範囲の諸項の範囲内で、本発明がここに特に記載されていない様式で実施されることが可能だということは理解されるであろう。例えば、上述した水中での適用に加えて、本発明は商業上および軍事上での地震検査にも適用可能である。
【００４９】
【図面の簡単な説明】
本発明の正確な性質は、その諸目的及び利益とともに、添付図面に示した内容により、直ちに明瞭となるであろう。なお、図面中、同一数字は同一部分を示すものである。
【図１】図１は、本発明と共に用いられるデジタル復調回路を備えた信号処理システムの概略ブロック図である。
【図２】図２は、レーザモジュール起動センサアレイを備えた船内受信器の好ましい構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、図１の受信器の詳細なハードウェアのブロック図である。
【図４】図４は、システム制御部の動作を示したフローチャートである。
【図５】図５は、同相信号（Ｉデータ）に対する位相偏移アルゴリズムを示したフローチャートである。
【図６】図６は、直交成分の位相信号（Ｑデータ）に対する位相偏移アルゴリズムを示したフローチャートである。
【図７】図７は、偏波ダイバーシチ検出器（ＰＤＤ）選択手順の機能的フローを示したフローチャートである。
【図８】図８は、Ｉ／Ｑバランスアルゴリズムを示したフローチャートである。
【図９】図９は、本発明による、単一レーザモジュールの粗校正を得るための好ましい構成を示したブロック図である。
【図１０】図１０は、本発明による、粗校正アルゴリズムのステップを示したフローチャートである。
【図１１】図１１は、本発明による、粗校正アルゴリズムの位相変調係数決定モジュールのステップを示したフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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