(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧へまたその逆に変換し、各々が直列接続された少なくとも２つの電流バルブ（４−９，３３−３６）を有し、３つの相脚部（１−３）を有するＶＳＣコンバータであって、
前記バルブは少なくともターンオフ型の半導体素子（１０）およびそれに逆並列接続された整流部材（１１）からなり、
前記バルブ間の前記相脚部の中点は相出力（１２−１４）を形成しかつ３相交流電圧網の相（２９−３１）に接続されるようにされており、
コンバータの前記相脚部は直列接続され、
直列接続の各アウター相脚部の外端により形成される直列接続の両端が各直流電圧網の極導体（１９，２０）に接続されるようにされ、
変圧器（２２−２４）が各相出力（１２−１４）と該相出力に対応する前記３相交流電圧網の相（２９−３１）との間に接続され、各変圧器（２２−２４）の一方の巻線が第１の端部（２５）を介して対応する相出力に接続され、各変圧器の他方の巻線が前記３相交流電圧網の対応する相に接続されることを特徴とするＶＳＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のコンバータであって、前記各変圧器（２２−２４）の一方の巻線が第２の端部（２６）を介して相脚部の電流バルブに並列接続された２つの直列接続コンデンサ（２７，２８）間の中点に接続されていることを特徴とするＶＳＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または２に記載のコンバータであって、各相脚部（１−３）が直列接続された２つの電流バルブ（４−９）を有することを特徴とするＶＳＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１または２に記載のコンバータであって、各相脚部が直列接続された４つの電流バルブ（３３−３６）を含み、相脚部の前記直列接続の２つのインナーバルブ間のポイントが前記相出力（１２）を形成し、部材（３７，３８，５８）が該相脚部の２つの端部の電圧レベル間にある相出力の電圧レベルを規定するのに関与するように電圧を取り出し、該部材は、一方では直列接続の一方のアウターバルブ（３３）とその次のインナーバルブ（３４）間のポイント（３９）に接続され、他方では直列接続の他方のアウターバルブ（３６）とその次のインナーバルブ（３５）間のポイント（４０）に接続されることを特徴とするコンバータ。
【請求項５】
請求項４記載のコンバータであって、前記電圧を取り出す部材は前記直列接続に対して前記整流部材と同方向とされた２つのいわゆるクランピング整流部材（３７，３８）の直列接続により形成され、２つのクランピング整流部材間の中点（４１）は相脚部に並列接続された直列接続コンデンサ（２７，２８）により規定されるゼロ電位に接続されることを特徴とするコンバータ。
【請求項６】
請求項５記載のコンバータであって、クランピング整流部材（３７，３８）は整流ダイオードおよびそれに逆並列接続されたターンオフ型半導体素子により形成されることを特徴とするコンバータ。
【請求項７】
請求項４記載のコンバータであって、前記電圧を取り出す部材は前記ポイント間に接続されたいわゆるフライイングコンデンサ（５８）により形成されることを特徴とするコンバータ。
【請求項８】
請求項７記載のコンバータであって、各相脚部は２ｎの電流バルブ（５９−６５）を有し、ｎは整数でありｎ≧３を満足して、該相脚部の相出力に関する対向側の対応位置に配置されてフライイングコンデンサ（６５−６６）を介して相互接続された（ｎ−１）対の中点を該相脚部が含むことを特徴とするコンバータ。
【請求項９】
請求項４−８のいずれかの項に記載のコンバータであって、各変圧器（２２−２４）の一方の巻線が第１の端部を介して相脚部の相出力に接続され、かつ第２の端部を介して相脚部の電流バルブに並列接続された２つの直列接続コンデンサ間の中点に接続されることを特徴とするコンバータ。
【請求項１０】
請求項１記載のコンバータであって、各相脚部（１−３）は２つの各電流バルブの２つの直列接続により形成され、該２つの直列接続は並列接続されていることを特徴とするコンバータ。
【請求項１１】
請求項１０記載のコンバータであって、各相脚部に対して変圧器（２２−２４）の巻線が電流バルブの一方の直列接続（４２）の２つの電流バルブ間の中点（４４）に接続された第１の端部を介して、さらに電流バルブの他方の直列接続（４３）の２つの電流バルブ間の中点（４５）に接続された他方の端部を介してコンバータに接続されることを特徴とするコンバータ。
【請求項１２】
請求項１−１１のいずれかの項に記載のコンバータであって、前記一方の極導体（１９）は高電位とされ、他方の極導体（２０）は直流電圧網のいわゆるモノポーラ動作のためにアースに近い電位とされることを特徴とするコンバータ。
【請求項１３】
請求項１−１１のいずれかの項に記載のコンバータであって、両方の極導体（１９，２０）がいわゆるバイポーラ動作のために反対符号の同量の高電位とされることを特徴とするコンバータ。
【請求項１４】
請求項１記載のコンバータであって、少なくとも１つのインダクタおよびハイパスフィルタ（５２−５４）が各電流バルブと変圧器の巻線間に配置されて交流電圧網へ向かう高調波を低減しさらに変圧器上のストレスを低減することを特徴とするコンバータ。
【請求項１５】
請求項１−１４のいずれかの項に記載のコンバータであって、高電圧直流（ＨＶＤＣ）を送電する直流電圧網に接続されることを特徴とするコンバータ。
【請求項１６】
請求項１−１５のいずれかの項に記載のコンバータであって、１０−４００ｋＶ、好ましくは５０−４００ｋＶ、の範囲内の高電圧を直流電圧網で送るように設計されることを特徴とするコンバータ。
【請求項１７】
請求項１−１６のいずれかの項に記載のコンバータであって、前記ターンオフ型の半導体素子（１０）は絶縁ゲートを有するバイポーラトランジスタにより構成されることを特徴とするコンバータ。
【請求項１８】
請求項１−１６のいずれかの項に記載のコンバータであって、前記ターンオフ型の半導体素子（１０）はゲートターンオフ型のサイリスタにより構成されることを特徴とするコンバータ。
【請求項１９】
請求項１−１８のいずれかの項に記載のコンバータであって、各電流バルブ（４−９，３３−３６）が直列接続された複数のターンオフ型半導体素子（１０）および直列接続された複数の整流部材（１１）を含むことを特徴とするコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の分野および従来技術）
本発明は直流電圧を交流電圧にまたその逆に変換し、各々が直列接続された少なくとも２つの電流バルブを有する少なくとも２つの相脚部を有するＶＳＣコンバータに関連し、前記バルブは少なくともターンオフ型の半導体素子およびそれに逆並列接続された整流部材からなり、前記バルブ間の相脚部の中点は位相出力を形成しかつ交流電圧網の相に接続されるようにされている。
【０００２】
直流電圧網と交流電圧網間を接続するこのようなＶＳＣコンバータは、例えば、Andres Lindberg, Royal Institute of Technology, Stockholm, 1995による論文“PWM and control of two and three level High Power Voltage Source Converters”から既知であり、この出版物にはこのようなコンバータを利用しながら高電圧直流（ＨＶＤＣ）用直流電圧網を介して送電するプラントが記載されている。この論文が作り出される前は、直流電圧網と交流電圧網間で送電を行うプラントは送電所内の網（ネットワーク）転流ＣＳＣコンバータ（電流源コンバータ）の使用に基づいていた。しかしながら、この論文には全く新しい概念が記載されており、それは替わりに強制転流を行って、高電圧直流に対する問題とするケースにおいて、電圧が全体を通して固定している直流電圧網とそれに接続された交流電圧網との間で送電を行うＶＳＣコンバータ（電圧源コンバータ）の使用に基づいており、それはＨＶＤＣにおける網転流ＣＳＣコンバータの使用に比べていくつかの著しい利点を提供し、有効電力および無効電力の消費は互いに独立して制御することができコンバータ内の転流故障の危険性がなく、したがって、網転流ＣＳＣに対して生じることがある、さまざまなＨＶＤＣリンク間に転流故障が送られる危険性がない。さらに、弱い交流電圧網あるいはそれ自体の発電の無い網（デッド交流電圧網）へ給電する可能性がある。他にも、利点がある。
【０００３】
本発明は本出願に制約はされず、本コンバータは直流電圧網がＤＣ中間リンクにより置換されるＳＶＣにおける変換にも同様に向けられている。ネットワーク即ち“網”にも必要に広い意味が与えられ、この言葉の通常の意味におけるこのような任意の網に関する問題としてはならない。コンバータの直流電圧側の電圧は１０−４００ｋＶ、好ましくは、５０−４００ｋＶと高いことが有利である。
【０００４】
電圧が高くなると送電損失が低減するため、コンバータに接続された直流電圧網で直流電圧を送電する時は、できるだけ高い電圧とするのが望ましい。しかしながら、この電圧上昇はコンバータの電流バルブ内に直列接続されたターンオフ型の半導体素子数を多くして、その間に分散される、所要電圧を一緒に取り出すことができなければならないことを意味する。それは大きな数のターンオフ型半導体素子および整流部材（整流ダイオード）に対するコストが高くなることを意味する。電力は電圧に比例するという事実はコンバータ両端間の電圧がディメンジョンされている電圧よりも遥かに低いことを意味し、そのため、これがあまり利用されず、また更に高い電圧に対して設計される直流電圧網の導体があまり利用されないため、直流電圧網で低電力を送電する場合にこのコストは特に望ましくない。したがって、このような場合には電圧当たりのコストは非常に高くなる。
【０００５】
（発明の開示）
本発明の目的は、コンバータの直流電圧側である電圧レベルを発生する能力に関して既知のコンバータよりもコスト効率的である、序文に明記されているような種類のＶＳＣコンバータを提供することである。
【０００６】
この目的は本発明に従ってこのようなコンバータのフェーズ・レグ、相脚部（phase leg）を直列に接続することによって得られ、直列接続された各アウター相脚部の外端により形成される直列接続の対向両端は各直流電圧網の極導体（pole conductor）に接続されるようにされている。
【０００７】
コンバータの相脚部を直流電圧網の２つの極導体間にこのように直列接続することにより、各電流バルブは直流電圧側の確定された電圧において、そのブロック状態に保持する電圧が既知のＶＳＣコンバータにおけるよりも低くなり、異なる相脚部が直流電圧側の２つの極導体間に並列接続され、より小さな数のターンオフ型半導体素子および整流部材が直列接続されるか、或いは、更に低い電圧に対して寸法、ディメンションを決定され、従がってより低廉なものを問題とする電圧を得るために各電流バルブ内で使用できるようにされる。言い換えれば、コンバータの所与の１組のターンオフ型半導体素子および整流部材、したがって、その所与のコストに対して、本発明に従ったコンバータの設計により既知のＶＳＣコンバータに対するよりも高い電圧を直流電圧側で得ることができ、電圧当たりコストを低減することができる。より正確には、このように定められた電圧当たりコストは既知のこの種のコンバータのコストのせいぜい１／２である（２つの相脚部しかないコンバータの場合）。しかしながら、実際には大概３つの位相が使用され、それはターンオフ型半導体素子および整流部材に関する電圧当たりコストが１／３へ低減されることを意味し、その間の電圧の１２０°の相互位相変位により相脚部の直列接続におけるコンバータ内に均一な電力流が生じるため、３つの相脚部をこのように正確に直列接続することはやはり特に有利である。
【０００８】
本発明の好ましい実施例では、各相出力とそれに属する交流電圧網との間で各相出力に変圧器が接続される。交流電圧網と直流電圧網間の電圧を調整するために通常は既にそこにある変圧器は、このようにして、前記直列接続を実現するのに利用することができる。好ましくは、次に、各変圧器の一方の巻線が第１の端部を介して相脚部の相出力に接続され、同様に、第２の端部を介して電流バルブに接続され電流バルブを介した閉ループが形成される。
【０００９】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、各変圧器の一方の巻線が第１の端部を介して相脚部の相出力に接続され、さらに第２の端部を介して相脚部の電流バルブに並列接続された２つの直列接続コンデンサ間の中点に接続される。このようにして、本発明は容易に実現することができ、従来の２パルスブリッジと同様に、各相脚部は好ましくは直列接続された２つの電流バルブを有する。この場合、交流電圧網への帰還電流は２つのコンデンサ内を通る。
【００１０】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、各相脚部はＮＰＣ接続、すなわち直列接続された4つの電流バルブ、を有し、直列接続の２つのインナーバルブ間の相脚部の１つのポイントが前記相出力を形成し、前記直列接続に関して前記整流部材と同方向に向けられた２つのいわゆるクランピング整流部材の直列接続が、一方では直列接続内の一方のアウターバルブとその次のインナーバルブ間のポイントに接続され、他方では直列接続の他方のアウターバルブとその次のインナーバルブ間のポイントに接続され、２つのクランピング整流部材間の中点は相脚部に直列接続されたコンデンサにより規定されるゼロ電位に接続される。いわゆる２パルスブリッジに比べていわゆるＮＰＣ（中性点クランプ）接続を使用することの利点は、より低いスイッチング周波数を使用できることであり、それはより低い損失およびより高い効率を意味する。各相脚部内の直列接続されたターンオフ型半導体素子および整流部材数は残りについては直列接続された２パルスブリッジの場合と同様に大きいが、各相脚部はクランピングダイオードが付加される他に直列接続された４つの電流バルブを有する。
【００１１】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、クランピング整流部材は整流ダイオードおよびそれに逆並列接続されたターンオフ型の半導体素子により形成される。いわゆるＮＰＣコンバータのこのような接続は本出願人によるスエーデン国特許出願第９８００２０５−８号に開示されており、その全てを高い周波数で制御する必要はないため、その利点はその中に完全に浸透され主としてコンバータの半導体数を節減することを含み、この高電圧半導体素子のおかげで受け入れられない高いスイッチング損失なしにこのような高い周波数をとることができない半導体素子をある半導体素子に対して使用することができ、著しいコスト節減およびコンバータの制御の単純化を達成することができる。
【００１２】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、電圧を取り出す前記部材は前記ポイント間に接続されたフライイングコンデンサにより形成される。フライイングコンデンサを使用することにより、いわゆるＮＰＣ接続に存在する利点をさらにいかなる半導体素子（クランピング整流部材）を使用することなく得ることができる。いわゆるクランピングダイオードの使用に関して相脚部の２つの端部電圧レベルの他に、相出力に対する付加電圧レベルを得るためにいわゆるフライイングコンデンサを使用することの利点は、主として後のケースの半導体素子をその間でスイッチング損失の不均一分散が行われるように制御しなければならないことであり、半導体素子を制御する時に個別の各半導体素子を設計するのに特別の考慮をしなければならないため、実際上、全ての半導体素子を個別の半導体素子が受ける最大負荷を管理するためのディメンジョンとしなければならないようにされる。それにより、半導体素子のいくつかは大概の作動状況においてオーバーディメンジョンとされるため、半導体素子に対する総コストは比較的高くなる。序文に明記された装置におけるような、フライイングコンデンサを使用することにより、スイッチング損失に関して半導体素子により均一に負荷する可能性を有するマルチレベルコンバータを、高価ないわゆるクランピングダイオードや付加半導体素子を使用せずに得ることができる。
【００１３】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、各相脚部は２つの各電流バルブの直列接続により形成され、前記直列接続は並列、すなわち、いわゆるＨブリッジ、に接続される。このように相脚部を２つの相脚部すなわちＨブリッジで実際に置換することの利点は、コンバータの耐電流能力が本質的に２倍になることであり、そのためコンバータから２倍の電流を取り出すことができ、より高い電力を送電することができる。好ましくは、変圧器の巻線は各相脚部に対してコンバータに接続され、第１の端部は電流バルブの一方の直列接続の２つの電流バルブ間の中点に接続され、他方の端部は電流バルブの他方の直列接続の２つの電流バルブ間の中点に接続される。このコンバータ構成のもう１つの利点は、変圧器巻線上の電圧が３つのレベルをとることができ、いかなる理由に対しても半導体素子の制御を同じ高い周波数で行う必要がなく、そのためスイッチング損失を低く維持することができ、より高い効率および／もしくは更に高い電力を得る可能性が得られる。
【００１４】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、前記一方の極導体は高電位とされ、他方の極導体は直流電圧網のいわゆるモノポーラ動作に対して大地に近い電位とされる。したがって、電流バルブの所与数の部品に対して可能な電圧をさらに高めることができる、すなわち反対符号の同量の電位を有する２つの極導体によるバイポーラ動作のケースに比べて２倍とすることができる。それは低電圧、低コストケーブルを大地電位に近い帰還電流に対する一方の極導体として使用できることを意味するが、大地もしくは水中を通る帰還も考えられる。
【００１５】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、２つの極導体がいわゆるバイポーラ動作に対して反対符号の同量の高電位とされる。このような構成の利点は、バイポーラ送電が所望されるケースではバルブ機能が少なくなり、コンデンサが少なくなり変圧器巻線がこのように少なくなることである。
【００１６】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、交流電圧網へ向かう高調波を低減しかつ変圧器上の応力を低減するために、各電流バルブと変圧器巻線間に少なくとも１つのインダクタおよびハイパスフィルタが配置される。主としてそのお陰で、変圧器巻線の出力間で大地に直流電圧が重畳された正弦波電圧が見られ、それはロバストな解決策およびよりコストの低い変圧器を与える。
【００１７】
本発明のもう１つの好ましい実施例では、ターンオフ型の前記半導体素子は絶縁ゲートを有するバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ＝Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）により構成される。ＩＧＢＴは容易に同時制御することができ、ターンオフ型の単一半導体素子すなわちブレーカとして挙動するため、この状況においてＩＧＢＴをターンオフ型半導体素子として使用することは特に有利である。
【００１８】
本発明のさらなる利点および有利な特徴は下記の説明および他の従属項から明らかである。
【００１９】
（本発明の好ましい実施例の詳細な説明）
既知のＶＳＣコンバータが図１に略示されいわゆる６−パルスブリッジを有し、それは直列接続された２つの電流バルブ４−９を有する３つの相脚部１−３を有し、各電流バルブは直列接続されたターンオフ型の複数の半導体素子１０および直列接続されかつ半導体素子に逆並列接続されたいわゆるフリーホイールダイオードの形の複数の整流部材から作られている。半導体素子とダイオードの直列接続は、それぞれ、図において１つの記号で要約されているが、実際には、バルブのブロッキング状態において連帯的に保持しなければならない、数１００ｋＶ程度の高い電圧を保持できるようにするために比較的大きな数でなければならない。前記バルブ間の各相脚部の中点は相出力１２−１４を形成するようにされており、相リアクタ１５−１７を介して交流電圧網の相に接続される。１つのバルブ内の全電力半導体素子が同時にターンオンされ、また、好ましくはそれらはＩＧＢＴであり、それはこのような素子は各々がバルブ４に対して略示されている駆動ユニット１８からの信号を介して信頼できる方法で同時にターンオンオフすることができ、相出力１２に正電位が所望される時に第１のバルブ４内の半導体素子が導通し、相出力１２に負電位が所望される時に相脚部の他方のバルブ５内の半導体素子が導通するようにされるためである。確定されたパルス幅変調パターン（ＰＷＭ）に従って電力半導体素子を制御することにより、コンバータの直流電圧側の２つの極導体１９，２０間に接続されたコンデンサ２１両端間の直流電圧を使用して相出力１２に電圧を発生することができ、その基本調波成分は所望の振幅、周波数および位相位置を有する交流電圧である。例えば、直流電圧網の２つの極導体１９，２０間に１００ｋＶの電圧が所望される場合には、各電流バルブの半導体素子およびフリーホイールダイオードは、それぞれ、この電圧を一緒にまちがいなく保持できなければならず、例えば、各半導体素子が５ｋＶを保持できる場合にはバルブ当たり少なくとも４０個のこのような素子が必要となるようにされる（電圧の半分しか利用できない）。しかしながら、低電力を直流電圧網で送電しなければならないこともあり、その場合は送電される電力と共に電圧が徐々に降下するため、バルブはオーバーディメンジョンされる、すなわち、その電圧処理能力は利用されない。
【００２０】
本発明の第１の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータが図２に略示されており、図１の部品に対応する部品には同じ参照符号が付されている。３つの相脚部１，２，３が直列接続され、変圧器２２−２４が各相出力に接続され、その一方の巻線は第１の端部２５を介して相脚部の相出力に接続され、第２の端部を介して直列接続された２つのコンデンサ２７，２８間の中点に接続され、さらに相脚部の電流バルブに並列接続されている点において、このコンバータは図１に従った既知のコンバータとは異なっている。変圧器２２−２４の他方の巻線は３相交流電圧網の１相２９−３１に接続されている。交流帰電流（リターンカーレント）は変換中に各コンデンサ２７，２８中を流れ、そのためこれはコンデンサ２１よりも大きなディメンジョンとしなければならない。変圧器をこのように各相脚部に接続することにより、３つの相脚部の直列接続が可能とされる。これは電流バルブ当たり同数の部品、すなわちターンオフ型半導体素子およびフリーホイールダイオード、に対して３倍高い電圧を処理できる、したがって、直流電圧側で３倍高い電圧が得られることを意味する。代替策として、ある電圧を管理するのに１／３の部品を使用できる。これは、例えば、前記したケースでは連帯して１００ｋＶを保持できるようにするのに必要な電流バルブ当たりのターンオフ型半導体素子は４０ではなく１４であることを意味する。さらに、図２に示すケースでは直流電圧側の一方の極導体２０は大地に接続され、他方１９は高い電圧に接続され、そのためいわゆる単極（モノポーラ）動作が得られ、低電圧、低コストケーブル３２を帰電流用に使用することができる。モノポーラ動作を使用することは、バイポーラ動作に比べて、高電圧極導体１９の電圧が大地に対してさらに２倍とされることを意味する。
【００２１】
本発明の第２の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータが図３に略示されており、ここでは各相脚部がＮＰＣ接続、すなわち、直列接続された4つの電流バルブ３３−３６を有し、直列接続の２つのインナーバルブ３４，３５間の相脚部のポイントが相出力１２を形成し、整流部材１１の直列接続に対して同方向とされた２つのいわゆるクランピングダイオード３７，３８が、一方では直列接続の一方のアウターバルブと次のインナーバルブとの間のポイント３９に接続され、他方では直列接続の他方のアウターバルブと次のインナーバルブとの間のポイント４０に接続される点において、それは図２に従ったものとは異なっている。２つのクランピングダイオード間の中点４１は相脚部に並列接続された直列接続コンデンサ２７，２８により規定されるゼロ電位に接続されている。図２に従った実施例と同様に、変圧器２２−２４は各相脚部に接続されている。当業者ならば、この種のＮＰＣバルブ、すなわち、３レベルバルブがどのように制御されるかは一般的にご存知である。この実施例の図２に従った実施例と比べた時の利点はＮＰＣ接続された半導体素子の制御は図２に従った通常の２−パルスブリッジに対するほど高い周波数で行う必要がなく、そのためスイッチング損失を低く維持できることである。
【００２２】
本発明の第３の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータを図４に示し、それは主として各相脚部がＨブリッジ４２，４３の並列接続により形成され、その各々が２つの電流バルブの直列接続からなる点において図２に従ったものとは異なっている。さらに、問題とする変圧器２２の巻線がここでは電流バルブの一方の直列接続の２つの電流バルブ間の中点４４に接続された第１の端部を介して、さらに電流バルブの他方の直列接続の中点４５に接続された他方の端部を介してコンバータに接続されている。図２に従ったものと比べた場合の本実施例の利点は電流処理能力がここでは２倍となり、そのためより高い電力を送電することができ、所与の送電電力において損失を低減できることである。しかしながら、ここでは図２に従った実施例よりも多くの部品、すなわち半導体素子およびフリーホイールダイオード、が必要である。
【００２３】
本発明の第４の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータを図５に示し、それは両方の極導体１９，２０がいわゆるバイポーラ動作のために高電位にあり、より正確には同じ量で、それぞれ＋および−の反対符号である点において図２に従ったものとは異なっている。ここでは、大地接続４６はプラス極１９およびマイナス極２０間に直列接続された２つのコンデンサ４７，４８間の中点の直流電圧側で行われる。この構成の利点はバイポーラ送電が所望される場合に、より少ないバルブ機能、より少ないコンデンサおよびより少ない変圧器巻線がこのようにして得られることである。２つのアウターコンデンサ４７，４８の使用を望む理由は、コンデンサ２７−２８”両端間電圧が安定であるため、このようにして大地に対する最も安定な極電圧が得られることであり、それは交流電圧および直流電圧側間を送電される全（トータルの）三相電力が一定であり、それによりコンデンサ２７−２８”両端間の全電圧のリップルが小さくなるという事実により最も簡単に理解することができる。
【００２４】
本発明の第５の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータを図６に示し、それは電流バルブ４−９と変圧器２２−２４のバルブに接続された巻線との間にインダクタ４９−５１およびハイパスフィルタ５２−５４が配置されている点において図５に従ったものとは異なっている。ここでは、コンバータのネットワーク品質を高めることができる、すなわち接続網に向かう高調波を低減することができ、接続された変圧器上の応力ストレスを低減することができる。インダクタおよびハイパスフィルタは、一方では同じ一方の巻線上の２つの変圧器端子間の、他方では変圧器端子と大地間の高周波電圧高調波をフィルタリングし、それにより変圧器上の応力が低減される。これは、変圧器巻線の端子間に実際上大地に対する直流電圧が重畳された正弦波電圧が見られることを意味し、それにより強力な解決策およびより低廉な変圧器が与えられる。
【００２５】
本発明の第６の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータを図７に示し、それは図６に従った実施例と図４に従った実施例の混成である、すなわち、図６に従った実施例との違いは各相脚部をＨブリッジに並列接続して形成する点である。インダクタ４９−５１，５５−５７はＨブリッジの各サブ相脚部の中点に接続されるため、これは図６に従った実施例に比べてインダクタ数が２倍になることを意味する。
【００２６】
本発明の第７の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータが図８に略示されており、それは図３に示すコンバータの変形例を構成し、ここではいわゆるフライイングコンデンサ５８が２つのクランピングダイオードの替わりに２つのポイント３９，４０間に接続されている点において図３に従ったものとは異なっている。これはバルブ３３および３５のどちらかを導通させるかあるいはバルブ３６および３４を導通させることにより相出力１２上に中間レベルを得ることができ、そのため相出力１２上に３つの異なる電圧レベルを供給できることを意味する。したがって、さらにこの電圧レベルを得るためのいかなる付加半導体素子も使用することなく、図３に従った実施例に対するものと同じことをここで得ることができる。クランピングダイオードの替わりにフライイングコンデンサを利用することのもう１つの利点はクランピングダイオードを使用する場合に比べてスイッチング損失を4つの電流バルブ３３−３６間により均一に分散することができ、そのため電流バルブの一部である半導体素子をより小さな寸法、ディメンジョンにできることである。
【００２７】
図９は本発明の第８の実施例に従ったＶＳＣコンバータを示し、それは図４に従ったものに対応しているが、Ｈブリッジの各分岐がここでは図８に示す種類の、すなわち直列接続された4つの電流バルブ３３−３６を有する、相脚部および相出力４４，４５上の３つの異なるレベルを規定するフライイングコンデンサ５８により形成されている。スイッチング損失が低減されそれが均一に分散される利点は第８に従った実施例に対するものと同じである。
【００２８】
図８に従ったコンバータの変形例が図１０に示されており、それは各位相脚が直列接続された6つの電流バルブ５９−６４により形成され、２つのフライイングコンデンサ６５，６６がここでは相出力６７上で4つの異なる電圧レベルを得られるようにされている点が異なっている。フライイングコンデンサは相出力６７の両側でそれに対応する位置にあるポイント間に接続されている。このようにして、相出力６７の可能な電圧レベル数を増すことにより、スイッチング損失をさらに低減することができる。もちろん、各位相脚に対して直列接続されるさらに多くのコンデンサおよび電流バルブを配置することによりレベル数をさらに増加することができ、その場合電圧レベル数はフライイングコンデンサ数プラス２となる。
【００２９】
したがって、本発明に従ったＶＳＣコンバータにより直流電圧側の所与の電圧に対してより少ない電力半導体素子により管理できるようになり、電圧当たりのそのコストが著しく低減される。
【００３０】
もちろん、本発明は前記した好ましい実施例に決して制約されるものではなく、当業者ならば特許請求の範囲に明記された本発明の基本的アイデアから逸脱することなくそれをさまざまに修正できることが自明であろう。
【００３１】
例えば、本発明に従ったコンバータを所望によりバイポーラ動作用に設計することができる。
【００３２】
ＩＧＢＴの替わりに他のターンオフ型半導体素子、例えば、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）を使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  いわゆる６−パルスブリッジの形状の既知のＶＳＣコンバータの構造を示す略回路図である。
【図２】  本発明の第１の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図１に対応する図である。
【図３】  本発明の第２の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図４】  本発明の第３の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図５】  本発明の第４の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図６】  本発明の第５の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図７】  本発明の第６の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図８】  図３に従ったコンバータのバリエーションである、本発明の第７の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図９】  図４に従ったコンバータのバリエーションである、本発明の第８の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図１０】  図８に従ったコンバータのバリエーションである、本発明の第９の好ましい実施例に従ったＶＳＣコンバータの図２に対応する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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