(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の抵抗器と、
ハイレベル及びローレベルを繰り返す電圧信号が前記第１の抵抗器を介してベースから入力される接合型トランジスタを有し、当該接合型トランジスタからの出力電圧を、抵抗値がＲａである第２の抵抗器と抵抗値がＲａより大きいＲｂである第３の抵抗器とで分圧してＲａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）倍にして出力するエミッタホロワ回路と、
前記エミッタホロワ回路の入力に一端が、前記エミッタホロワ回路の出力に他端がそれぞれ接続されたコンデンサーと、
前記エミッタホロワ回路からの出力電圧をＲｂ／Ｒａ倍に増幅する演算増幅回路とを備えていることを特徴とする電子回路。
【請求項２】
ハイレベル及びローレベルを繰り返す電圧信号を出力する無安定マルチバイブレーター回路をさらに備えており、
前記無安定マルチバイブレーター回路からの出力信号が前記第１の抵抗器を介して前記エミッタホロワ回路に入力されることを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
前記無安定マルチバイブレーター回路にＰＮＰ型トランジスタが使用されており、
前記エミッタホロワ回路にＮＰＮ型トランジスタが使用されていることを特徴とする請求項２に記載の電子回路。
【請求項４】
前記演算増幅回路のオフセットを可変抵抗である第４の抵抗器で取ることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電子回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電子回路において、前記第１の抵抗器に並列に接続され、前記コンデンサーの蓄積した電荷を前記第１の抵抗器を介さずに放電するダイオードが設けられていることを特徴とするのこぎり波発生回路。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電子回路において、前記コンデンサーの蓄積した電荷を前記第１の抵抗器を介して放電することを特徴とする三角波発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電子回路、のこぎり波発生回路及び三角波発生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】  従来の文番号〔０００１〕の、三角波、のこぎり波電圧発生には、一般に電子回路の時定数を増大させて（例えば非特許文献１参照）線形を得る。ブーストラップ回路とミラー積分回路、それとシュミット回路の出力をコンデンサーに貯め込み、それを一瞬の内に放電して、のこぎり波を発生する回路（例えば非特許文献２参照）や、微分波形に積分波形から直線分を差し引いた電圧波形を足し加えた電圧波形で、のこぎり波を得る回路（例えば非特許文献３参照）などがある。【０００３】
【非特許文献１】清水賢資著。トランジスター入門講座４、パルス回路の考え方、オーム社出版、昭和６２年５月１０日発行、ｐ１２４、ｐ１２５、ｐ１２６、ｐ１２７
【非特許文献２】直川一也著．改訂版入門カラーテレビ、東京電機学校出版局出版１９９６年２月２０日発行ｐ１７０、ｐ１７１、ｐ１７２
【非特許文献３】文部省認定通信教科書、やさしいトランジスターテレビ技術ＶＯＬ２、カラーテレビ編、発行日不明、ラジオ教育研究所出版、ｐ９３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】  以上に述べた、従来の三角波、のこぎり波電圧発生電子回路より部品数を少なくするように工夫した電子回路を考えた。【０００５】  そこで、この回路では簡潔にトランジスターのエミッタホロワ増幅回路１段と演算増幅器の増幅回路だけの回路で三角波、のこぎり波電圧を発生させることができるようにした。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
そこで、本発明は上記目的を達成させるべく、第１の抵抗器と、ハイレベル及びローレベルを繰り返す電圧信号が前記第１の抵抗器を介してベースから入力される接合型トランジスタを有し、当該接合型トランジスタからの出力電圧を、抵抗値がＲａである第２の抵抗器と抵抗値がＲｂである第３の抵抗器とで分圧してＲａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）倍にして出力するエミッタホロワ回路と、前記エミッタホロワ回路の入力に一端が、前記エミッタホロワ回路の出力に他端がそれぞれ接続されたコンデンサーと、前記エミッタホロワ回路からの出力電圧をＲｂ／Ｒａ倍に増幅する演算増幅回路とを設けた。
【０００７】
上記Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）倍の増幅により、第１の抵抗、コンデンサ及びエミッタホロワ回路からなる増幅回路の時定数を増大させる原因を作った。そして、演算増幅回路の増幅電子回路で出力電圧をＲｂ／Ｒａ倍にする。
【０００８】  その２つの結果に依ってＣＲ積分電圧の指数関数波状より直線的な電圧上昇を起こすようにした。
【発明の効果】
【０００９】
以上説明した構成によると、増幅度１／Ｇ＝Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）を２個の抵抗で分圧して作り出すため、増幅度１／Ｇはトランジスターの場合ＰＮＰ形であるかＮＰＮ形であるかにも、小信号電流増幅率ｈｆｅにも左右されず、電流が抵抗の中を通る際、大きくても小さくても分圧比、利得、増幅度は変わらず、どのような値の入力電圧に対しても一定値の増幅度、利得が得られ、のこぎり波、三角波の直線性が歪まない良好な三角波、のこぎり波電圧の発生が得られる。
【００１０】
従って従来の三角波、のこぎり波電圧発生の正確性、精度が上昇する。又エミッタホロワ回路におけるトランジスター１個と演算増幅器の電子回路で構成される回路である。
【発明の実施するための最良の形態】
【００１１】  以下、本発明の実施の形態を図１から図７、に基づいて説明する。
【００１２】  それで、正しい角度から説明すると、図７において、増幅器１３、演算増幅器の増幅器１３が増幅度Ａで＋２４２．４３、利得＋４７．６４［ｄＢ］で一定でＮＰＮ形トランジスター４の増幅回路を演算増幅器１５に書き改めるなら、そして、図７で〔数１〕Ｖｃ＝＋Ｖｏ′であるとすると、ＸＹ間の電圧ｅは０となる。すなわちＸ点の電位はアースと同じであり、仮想接地点と呼ばれる。また、ｅが０ときＶｏ′が正の有限な値となるためには、増幅度の利得１／ＧはＧが＋∞でなければならない。
【００１３】  そして、それは説明を簡単にするためにである。演算増幅器１５の入力インピーダンスが∞で、さらに出力インピーダンスが０であるとすると、今、抵抗Ｒを流れる。電流ｉは全部コンデンサーＣに流れ込むから、次の式〔数２〕ｅ＝Ｖｃ＋Ｖｏ′が成立するＶｏ′は出力電圧Ｖｏ′［Ｖ］とすると演算増幅器はＮＰＮ形トランジスター４の増幅回路であるから電圧利得、増幅度が＋０［ｄＢ］、＋０．９９であるから抵抗比で＋１より小さい増幅度１／（０．９９・Ｇ）を得ることが出来る。トランジスター４のエミッタと０［Ｖ］アースの間に抵抗を２個直列に接続するなら＋１より小さい増幅度は次式で示せる。〔数３〕１／（０．９９・Ｇ）＝Ｒａ／（Ｒａ＋Ｒｂ）、Ｒａは抵抗２でＲｂは抵抗３である。依って〔数４〕ｅ′＝＋（１／Ｇ）・ｅが成立する。
【００１４】  又、より簡単な方法で説明すると、図１の増幅回路で１段目のＮＰＮ形トランジスター４、エミッタホロワ増幅回路のアース０［Ｖ］に出力電圧ｅ′［Ｖ］と時定数コンデンサーＣの電圧Ｖｃ［Ｖ］が積み重なって和した状態で入力電圧ｅ［Ｖ］が構成されているから、そして、ｅ′［Ｖ］はＶｏ′［Ｖ］に他ならないから前説明と同じく数３式が成立することが解ります。
【００１５】  それで、コンデンサーＣに発生する電圧Ｖｃ〔数５〕Ｖｃ＝（１／Ｃ）∫ｉｄｔ、数２式から数５式までの数式からＶｃ消去すれば〔数６〕ｅ＝（１／Ｃ）∫ｉｄｔ＋（１／Ｇ）・ｅ、その式を展開して〔数７〕ｅ−（１／Ｇ）・ｅ＝（１／Ｃ）∫ｉｄｔ、更に式を展開して〔数８〕ｅ・（１−１／Ｇ）＝（１／Ｃ）∫ｉｄｔ、また更に展開して〔数９〕ｅ＝［｛１／（１−１／Ｇ）｝×（１／Ｃ）］∫ｉｄｔ、数９式は次式に訳せるから〔数１０〕ｅ＝［｛Ｇ／（Ｇ−１）｝×（１／Ｃ）］∫ｉｄｔ、と言う式を得る。
【００１６】  そこで電圧ｅ′は次式〔数１１〕ｅ′＝（１／Ｇ）・ｅ＝［（１／Ｇ）×｛１／（１−１／Ｇ）Ｃ｝］∫ｉｄｔ＝［（１／Ｇ）×｛Ｇ／（Ｇ−１）Ｃ｝］∫ｉｄｔ＝［１／｛（Ｇ−１）Ｃ｝］∫ｉｄｔになり、ここに於いて時定数τｍとするとτｍは〔数１２〕τｍ＝（Ｇ−１）ＣＲと時定数は増大します。増幅器正確に言うと減幅器の存在により、コンデンサーＣが見掛上（Ｇ−１）倍増大する。ミラー効果が発生します。それは数１１式の（Ｇ−１）Ｃと書き表せる分母の式からも解る。ここでＧが＋∞ならばτｍは＋∞になる、そしてＧが＋∞でなくとも充分大きな正の値であってτｍ＞＞ｔとみなせるならば数式は〔数１３〕Ｖｃ＝（Ｅ／τ）・ｔ、においてτをτｍに置き換えれば良いから〔数１４〕ｅ′＝（Ｅ／τｍ）・ｔ＝［Ｅ／｛（Ｇ−１）ＣＲ｝］・ｔと言う式を得る。ここで演算増幅器の増幅度をＡとすると演算増幅器の増幅電子回路の出力電圧Ｖｏは〔数１５〕Ｖｏ＝［＋Ａ・Ｅ／｛（Ｇ−１）ＣＲ｝］・ｔ＝＋（Ｅ／ＣＲ）・ｔとなり三角波を得る事が出来ます。そして、第１図の電子回路は第２図の等価回路に書き換える事が出来ます。
【００１７】  次に、ＮＰＮ形トランジスター４、エミッタホロワ増幅回路の増幅度Ｇと演算増幅器１の増幅電子回路の増幅度Ａとの関係は〔数１６〕∴Ａ＝（Ｇ−１）の関係にあります。また演算増幅器１の増幅度Ａは次式〔数１７〕Ａ＝Ｖｏ／Ｖｉ＝１＋Ｒｌ／Ｒｍ＝２４２．４３で具体的な式が存在します。
【００１８】  今度は、この電子回路のトランジスターの入力インピーダンスＺｉを求めて見ましょう。但し、このＺｉはトランジスターの前の時定数抵抗Ｒを除いた、入力抵抗Ｒを除いたトランジスターのベースの入力インピーダンスです。図２の等価回路のＸｃが〔数１８〕Ｘｃ＝１／２πｆＣがＺｉに近ければ、図２の等価回路が静電容量Ｃだけの回路になるから、そしてパルス幅が、１［ｍＳ］なるには２［ｍＳ］で２πラジアンで１周期なれば良いから、ｆは５００［Ｈｚ］である事が解り数１８式にＣが０．０１［μＦ］でＣに０．０１×１０−６を代入すればＸｃ＝３１８４７［Ω］の値が求まる。
【００１９】  ここで図１で示すように回路の入力インピーダンスＺｉの抵抗分をＲｆとするとＲｆは〔数１９〕Ｒｆ＝ｈｉｅ＋ｈｆｅ×（Ｒａ＋Ｒｂ）より、Ｒａ＝５０［Ω］、Ｒｂ＝１２０００［Ω］、ｈｆｅ＝７０よりＲｆは８４７．５［ＫΩ］となり、入力インピーダンスＺｉはＸｃに近くなる事は例えば仮に〔数２０〕Ｚｉａ＝ＸｃＲｆ／√（Ｘｃ２＋Ｒｆ２）という数式にＲｆを２０［Ω］と言う数を代入するとＺｉａ＝０．０２［ＫΩ］なりＲｆを１００［ＫΩ］と言う数を代入するとＺｉａ＝３０３４５［Ω］とＸｃとＺｉの値が近くなりＲｆの値は大きい程Ｘｃ＝Ｚｉになることが解ります。それで、これはやもうえない事なのであるが抵抗分Ｒｇ［Ω］、〔数２１〕Ｒｇ＝ｈｆｅ  ・ＲａにＲａ＝５０［Ω］とｈｆｅ＝７０、よりＲｇ＝３．５［ＫΩ］の遅れ力率の静電容量回路の等価回路、図２になる。
【００２０】  実際にＲｆ＝８４７．５［ＫΩ］は次の数式〔数２２〕Ｚｉ＝√（（ＸｃＲｆ／√（Ｘｃ２＋Ｒｆ２））２＋Ｒｇ２）になりＲｆを代入するとＺｉ＝３２．０１６［ＫΩ］となり、かろうじてＺｉ＝Ｘｃとなり等価回路、図２の成立を見ることが出来る。
【００２１】  では、このトランジスター電子回路の１段目の入力電流ＩＢを求めて見ましょう。入力抵抗Ｒｉｅは、Ｒ＝１００［ＫΩ］と前記のＲｆ＝８４７．５［ＫΩ］の和になるからＲｉｅ＝９４７．５［ＫΩ］となるから電源電圧を６［Ｖ］より〔数２３〕ＩＢ＝６／９４７５００＝６．３３［μＡ］とベース電流が求まり、それでエミッタ電流ＩＥは〔数２４〕ＩＥ＝ＩＢ・（１＋ｈｆｅ）＝０．４５［ｍＡ］でｈｆｅが７０よりその数が求まり。さらにコレクタ電流Ｉｃは〔数２５〕Ｉｃ＝ＩＢ・ｈｆｅよりＩｃは０．４４３［ｍＡ］流れる。
【００２２】  次に、このトランジスター電子回路の出力インピーダンスＺｏを求めて見ましょう。まずトランジスター電子回路で１段目のｈパラメータのｈｉｅを求めて見ましょう。ｈｉｅは〔数２６〕ｈｉｅ＝０．０２６×ｈｆｅ／Ｉｃよりｈｆｅに７０、Ｉｃに０．４４３［ｍＡ］を代入してｈｉｅは４．１［ＫΩ］が求まり。それにＲに１００［ＫΩ］Ｒａに５０［Ω］、ｈｆｅに７０を〔数２７〕Ｚｏ＝Ｒａ（ｈｉｅ＋Ｒ）／（ｈｆｅＲｅ＋ｈｉｅ＋Ｒ）、に代入してＲｅは〔数２８〕Ｒｅ＝Ｒａ＋Ｒｂとする、それから出力インピーダンスＺｏ＝５．５［Ω］が求まります。
【００２３】  ここでＲａと２段目の演算増幅器７４１の入力インピーダンスが３００［ＫΩ］と並列接続なのでＲａは５０［Ω］と変わらず。その結果出力インピーダンスが５．５［Ω］となります。
【００２４】  それで、Ｚｉ＝３２０１６＝Ｘｃ＝３１８４７［Ω］と等しく。Ｚｏ＝０＝５．５［Ω］だいたい等しいので、第２図の等価回路は成立することが解る。
【００２５】  つぎに図３の回路の説明に入ります。図３ではＰＮＰ形トランジスターを使用して入力に無安定マルチバイブレータ回路を使用した場合、無安定マルチバイブレータの出力のある時はダイオード５に加わる電圧が逆方向電圧になるので、抵抗値が無限大になるので抵抗Ｒがダイオード５と並列に接続されているので、のこぎり波電圧時定数がコンデンサーＣと抵抗値Ｒとで構成されます。そして、図３で回路の電圧の出力電圧が端子ｌ、ｆ間に発生します。発生した電圧は図４で表せます。
【００２６】  ここで無安定マルチバイブレータ回路に使用するトランジスターが、ＰＮＰ形なら、のこぎり波、三角波電圧発生電子回路に使用するトランジスターはＮＰＮ形でなければ成らない。これは、のこぎり波、三角波電圧発生電子回路の時定数コンデンサーＣに貯まっている電荷を放電させるために、心がけなければならない鉄則である。
【００２７】図３の電源電圧は端子ｄ、ｆ、＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃから加えられます。抵抗６は図１で示す抵抗Ｒｂであり抵抗７は図１で示す抵抗Ｒａになります。
【００２８】  そして、図３のＮＰＮ形トランジスターを使用して入力に無安定マルチバイブレータの出力のない時は時定数を構成する。コンデンサーＣに貯まった電荷は無安定マルチバブレータの回路のコレクタ抵抗に電流が流れているので瞬時に放電されて図４で示すようにのこぎり波の帰線が短時間に完了します。
【００２９】  次に三角波電圧発生回路ですが、図１のような電子回路で、図３で示した回路からダイオード５、を取り除いた電子回路で、三角波電圧発生時定数は抵抗Ｒ、コンデンサーＣで構成される。図１、抵抗３は抵抗Ｒｂ、抵抗２は抵抗Ｒａに当たります。そして出力電圧は図１では端子ａ、ｂ、その出力電圧図は図１の回路では図５で表されます。
【００３０】  最後に、図６の主な電源電圧と抵抗、オフセット抵抗値、コンデンサー数値、トランジスター番号、演算増幅器、の名前を書きます。電源電圧は無安定マルチバイブレータ回路の方は＋６［Ｖ］で三角波、のこぎり波発生電子回路の方は＋６［Ｖ］と演算増幅器に加えられる電圧は＋１０．５［Ｖ］と−１０．５［Ｖ］です。抵抗Ｒ＝１０１［ＫΩ］、ダイオードと並列に接続して逆方向電圧をかけた場合は、１００［ＫΩ］になる。抵抗Ｒ１＝Ｒ４＝６００［Ω］、抵抗Ｒ２＝Ｒ３＝５５［ＫΩ］、抵抗Ｒａ＝５０［Ω］、抵抗Ｒｂ＝１２［ＫΩ］、ダイオードはＩＮ４００２、静電容量Ｃ１＝Ｃ２＝０．０２６３［μＦ］、でＣ＝０．０１［μＦ］、トランジスター１６、１７は２ＳＡ１２０６Ｋである。トランジスター１４は２ＳＣ１９２３Ｙです。また演算増幅器の名前はＬＭ７４１です。ＬＭ７４１の増幅回路には可変柢抗であるオフセット抵抗を用いています。具体的にはＬＭ７４１の端子１、５の間に可変抵抗Ｒｘを挿入して−Ｖｃｃの電源電圧を端子４にかけています。それは演算増幅器のオフセットを取るためです。オフセット抵抗はＲｘでＲｘ＝１０［ＫΩ］です。Ｒｌの抵抗の値は４８３５［Ω］でＲｍの抵抗の値は２０［Ω］です。また図６の実施例の回路で実験した時の出力電圧波形が出力端子ｍ、ｐに出て、それが図４です。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】  本発明のＮＰＮ形トランジスターエッミタホロワの分圧した出力電圧を演算増幅器で増幅して三角波電圧を得る実施形態を示す電子回路図
【図２】  同電子回路の等価回路
【図３】  本発明のＮＰＮ形トランジスターエミッタホロワの分圧した出力電圧を演算増幅器で増幅して、のこぎり波電圧を得る、のこぎり波電圧発生電子回路
【図４】  同３図の電子回路で発生した電圧波形
【図５】  同１図の電子回路で発生した電圧波形
【図６】  のこぎり波電圧発生電子回路の実施形態を示す実験回路図
【図７】  同１図の電子回路でＮＰＮ型トランジスターを演算増幅器に換えて示した実施形態の電子回路図
【符号の説明】
【００３２】  １、１０、１２、１５              演算増幅器
２、７、２５                      抵抗Ｒａ
３、６、２６                      抵抗Ｒｂ
５、２４                          ダイオード
４、１１、１４                    ＮＰＮ形トランジスター
Ｒ                                時定数抵抗
Ｃ                                時定数コンデンサー
１８                              抵抗Ｒ１
１９                              抵抗Ｒ２
２０                              抵抗Ｒ３
２１                              抵抗Ｒ４
２２                              コンデンサーＣ１
２３                              コンデンサーＣ２
Ｅ、ｅ                            入力電圧
Ｓ                                スイッチ
ｉ                                電流
Ｖｃ                              コンデンサー電圧
Ｖｏ                              出力電圧
８、２８                          抵抗Ｒｌ
９、２７                          抵抗Ｒｍ
＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃ                電源電圧
ｄ、ｎ                            エミッタホロワ回路電源電圧端子
Ｙ、ｂ、ｆ、ｐ                    ０［Ｖ］電圧
ｌ、ｍ、ａ、                      出力電圧
Ｘ                                仮想接地点
ｅ′、Ｖｏ′                      ＮＰＮ形トランジスターの出力電圧
α、β                            出力電圧Ｖｏ′、ｅ′の出力端子
Ｒｘ                              可変オフセット抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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