(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された第１、第２の単相インバータの入力となる第１、第２の直流電源は、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して互いに接続され、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧の大きい方の上記第１の直流電源から電圧の小さい方の上記第２の直流電源へ、上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータはリアクトル、整流用素子、およびスイッチから成るチョッパ回路で構成したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記第１の直流電源を入力とする上記第１の単相インバータが、該第１の直流電源の正極を交流出力用電力線に接続するスイッチング素子をオンさせる動作期間に、上記チョッパ回路内の上記スイッチをオンオフ動作させることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記複数の単相インバータの入力となる各直流電源のうち電圧が最大である最大直流電源は第３の直流電源から生成され、該最大直流電源を上記第１の直流電源とし、
該第１の直流電源を入力とする上記第１の単相インバータの交流側端子の両側にそれぞれ上記第２の単相インバータを接続し、該２つの第２の直流電源は、それぞれ上記チョッパ回路を備えて上記第１の直流電源から上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記最大直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整して、他の各直流電源の該各単相インバータを介した放電量から充電量を差し引いた総変動電力量を正または０とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記総変動電力量が小さくなるように上記単相インバータの出力パルス幅を調整することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記２つのチョッパ回路内の２つのリアクトルは、磁性体材料からなる磁気結合コアによって磁気的に結合されることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記２つのリアクトルは、誘起される起電力の極性が同一方向になるように巻線構成されたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記２つのリアクトルは、誘起される起電力の極性が互いに逆方向になるように巻線構成され、上記磁気結合コアに磁気結合割合を調整するギャップを設けたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記複数の単相インバータは、入力となる直流電源の電圧の昇順あるいは降順に接続し、該複数の直流電源のうち電圧が最大の最大直流電源は、第３の電源から生成され、
上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された上記第１、第２の単相インバータから成る各ペアの入力となる各第１、第２の直流電源はそれぞれ上記チョッパ回路を介して接続され、該各チョッパ回路が、各ペア内の電圧の大きい方の上記第１の直流電源から電圧の小さい方の上記第２の直流電源へ上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給することにより、上記最大直流電源以外の上記各直流電源が電力供給されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記最大直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整して、他の各直流電源の該各単相インバータを介した放電量から充電量を差し引いた総変動電力量を正または０とすることを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
上記総変動電力量が小さくなるように上記単相インバータの出力パルス幅を調整することを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
上記複数の単相インバータの入力となる各直流電源のうち電圧が最大である最大直流電源は昇圧回路を介して第３の直流電源から生成され、該第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項１４】
上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路を備え、
上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。
【請求項１５】
上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
【請求項１６】
所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続して該系統に連系させることを特徴とした請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。内部回路は、チョッパ回路とインバータ部とを備え、チョッパ回路は太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化され、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。【０００３】
【非特許文献１】「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部の損失が大きくなり、パワーコンディショナ全体の効率が低下してしまう。
また、インバータ部のＰＷＭスイッチング動作を用いて出力に正弦波の電流や電圧を発生させているため、出力側に大型の平滑フィルタが必要で、装置構成を小型化するのは困難であった。【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率を向上し、しかも装置構成の小型化が促進された電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された第１、第２の単相インバータの入力となる第１、第２の直流電源は、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して互いに接続される。そして、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧の大きい方の上記第１の直流電源から電圧の小さい方の上記第２の直流電源へ、上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給する。
【発明の効果】
【０００７】
このような電力変換装置では、各単相インバータの電圧の組み合わせにより精度良く滑らかな出力電圧波形を得ることができ、出力側のフィルタを小型化あるいは省略でき装置構成を小型で安価にできる。また、各単相インバータの入力となる直流電源間で、第１の直流電源から第２の直流電源へ電力供給し、各単相インバータの電圧の総和で出力させるため、変換効率が高く、小さな損失で高い電圧を出力可能となる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータにより、第１の直流電源から第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して第２の直流電源へ電力供給するようにしたため、効率の高い電力伝送で電力供給できる。これにより、変換効率が向上し、小型で安価に構成された電力変換装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの回路構成を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナを示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの別例を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの回路構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態４の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態４の第２の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態５による出力パルス調整を説明する図である。
【図１４】この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図１５】この発明の実施の形態７によるバイパス回路の構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態７によるバイパス回路の別例による構成図である。
【図１７】この発明の実施の形態７によるバイパス回路の第２の別例による構成図である。
【符号の説明】
【０００９】
２    第３の直流電源（太陽光）
３    昇圧回路としての昇圧チョッパ回路
４    ＤＣ／ＤＣコンバータ
５    系統
７ａ，７ｂ    チョッパ回路
１５，１５ａ〜１５ｄ    出力パルス
１７    出力電圧
２０    バイパス回路
２０ａ    リレー
１００    磁気結合コア
3B-INV    最大単相インバータ
1B-INV，2B-INV    単相インバータ
Ｖ３Ｂ    最大直流電源（電圧）
Ｖ１Ｂ，Ｖ２Ｂ    直流電源（電圧）
Ｌ１，Ｌ２    リアクトル
Ｄz1A，Ｄz2A    ダイオード
Ｑｓ，Ｑｒ    スイッチ
Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４    スイッチング素子
Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ    総変動電力量としての電荷量
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット１を構成する。各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源Ｖ３Ｂを入力とする単相インバータ3B-INVの交流側両端子の一方に単相インバータ1B-INVが、他方に単相インバータ2B-INVが接続される。また、単相インバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチとしてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙが、単相インバータ3B-INVに並列に接続される。【００１１】
また、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２の後段に、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（以下、スイッチと称す）３ａ、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃから成る昇圧チョッパ回路３が設置されている。昇圧チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧ＶＯを昇圧し、直流電源Ｖ３Ｂとなる平滑コンデンサに充電される電圧（電位ＶＣ）が得られる。
各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは、各直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂ、Ｖ１Ｂの直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４にて接続される。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４についての詳細は後述する。各直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂ、Ｖ１Ｂの電圧は、便宜上、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂ、Ｖ１Ｂと記載する。【００１２】
単相インバータ3B-INVの入力となる直流電源Ｖ３Ｂの電圧は、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVの入力となる直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ１Ｂの電圧よりも大きく、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂ、Ｖ１Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４にて制御される。以下、直流電源Ｖ３Ｂを最大直流電源Ｖ３Ｂと称し、単相インバータ3B-INVを最大単相インバータ3B-INVと称す。ここでは、Ｖ１Ｂ＝Ｖ２Ｂ≧（２／９）・Ｖ３Ｂとする。即ち、インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧が等しくかつ、両者の合計が（４／９）・Ｖ３Ｂより等しいか大きい。
これらの単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット１は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧ＶＡを階調制御により出力する。この出力電圧ＶＡはリアクトル６ａおよびコンデンサ６ｂから成る平滑フィルタ６により平滑され、交流電圧Ｖｏｕｔを系統５に供給する。なお、系統５は柱状トランスにて中点Ｒを接地しているものとする。【００１３】
次に、各直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂ、Ｖ１Ｂを接続するＤＣ／ＤＣコンバータ４について図２を用いて説明する。なお、図２はパワーコンディショナのＤＣ／ＤＣコンバータ４を含めた回路構成を示すが、便宜上、直流電源２および昇圧チョッパ回路３は図示を省略する。ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をチョッパ回路７ａ、７ｂで構成し、チョッパ回路７ａを最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ１Ｂとの間に、チョッパ回路７ｂを最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ２Ｂとの間に接続する。各チョッパ回路７ａ、７ｂは、リアクトルＬ１、Ｌ２、ダイオードＤz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒで構成され、それぞれがＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。そして、チョッパ回路７ａの動作により、最大直流電源Ｖ３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ１Ｂに電力供給し、チョッパ回路７ｂの動作により、最大直流電源Ｖ３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ２Ｂに電力供給する。また、ダイオードＤz1B、Ｄz2Bを配設して、最大直流電源Ｖ３Ｂの電位から直流電源Ｖ１Ｂ、直流電源Ｖ２Ｂの各電位へ直接電流が逆流するのを防止する。【００１４】
各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVおよびチョッパ回路７ａ、７ｂの動作を図３に基づいて説明する。図３に示すように単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力は等しく、各単相インバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。実際には、系統５に電流を流し込むように制御されることになるが、出力側に設けられたリアクトル６ａが非常に小さい場合には、インバータユニット１の出力電圧ＶＡを平均化した電圧と系統電圧との間の差は小さくなり、ほぼ同じと考えても差し支えない。【００１５】
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンして最大単相インバータ3B-INVが負電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、ＴＳ１期間では単相インバータ1B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１２をオンし、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４を交互にオンしている。このＴＳ１期間では、スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ１２がオンしているため、スイッチＱｓのオンオフにより、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ１２を通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流iL1xにより直流電源Ｖ１Ｂに電力供給する。【００１６】
また、スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンする期間の内、ＴＳ２期間では単相インバータ1B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１３をオンし、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４を交互にオンしている。このＴＳ２期間では、スイッチＱｓのオンオフにより、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、スイッチング素子Ｑ１３の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ１Ｂを通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流iL1xにより直流電源Ｖ１Ｂに電力供給する。
このように最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１がオンして最大直流電源Ｖ３Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフすることで、最大直流電源Ｖ３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ１Ｂに電力供給できる。【００１７】
また、最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンして最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフする。この期間の内、Ｔｒ１期間では単相インバータ2B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２４をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴｒ１期間では、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４がオンしているため、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４を通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ２Ｂに電力供給する。【００１８】
また、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンする期間の内、Ｔｒ２期間では単相インバータ2B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２１をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴｒ２期間では、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、スイッチング素子Ｑ２１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ２Ｂを通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ２Ｂに電力供給する。
このように最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３がオンして最大直流電源Ｖ３Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフすることで、最大直流電源Ｖ３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ２Ｂに電力供給できる。【００１９】
また、最大単相インバータ3B-INVの出力電圧が０である期間では、最大単相インバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スイッチＱｘ、Ｑｙをオンして導通状態にすると共に、最大単相インバータ3B-INV内の全ての半導体スイッチＱ３１〜Ｑ３４をオフ状態にする。この場合、単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力が等しくなるように動作させたため、最大直流電源Ｖ３Ｂの中間点Ｘは、パワーコンディショナの出力電圧Ｖｏｕｔの中間電位であるアース電位にほぼ等しくなる。【００２０】
上記のようにこの実施の形態では、各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの発生電圧の組み合わせにより精度良く正弦波に近い出力電圧波形を得ることができ、出力側の平滑フィルタ６を小容量あるいは省略でき装置構成を小型にできる。また、太陽光電圧ＶＯを昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ３Ｂを直流電源とした最大単相インバータ3B-INVと、この最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給される直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂを入力とする単相インバータ2B-INV、1B-INVとを接続して、各単相インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成したため、昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ３Ｂよりも高い電圧を効率よく出力できる。【００２１】
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をリアクトルＬ１、Ｌ２、整流用素子Ｄz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒから成るチョッパ回路７ａ、７ｂで構成し、チョッパ回路７ａ、７ｂは、最大直流電源Ｖ３Ｂから各単相インバータ内のスイッチング素子を介して直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂへ電力供給するようにした。このため、トランスを用いた電力伝送にみられるような、トランスの漏れインダクタンスや励磁インダクタンスによる効率低下などがなく、効率の高い電力伝送で電力供給できて、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧を設定可能となるため、パワーコンディショナ全体の効率がさらに向上する。このように、変換効率が向上し、小型で安価な装置構成となるパワーコンディショナを得ることができる。【００２２】
また、最大単相インバータ3B-INVが最大直流電源Ｖ３Ｂの正極を交流出力用電力線に接続するスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３３をオンさせる動作期間に、チョッパ回路７ａ、７ｂはスイッチＱｓ、ＱｒをオンオフさせてリアクトルＬ１、Ｌ２を充電し、リアクトルＬ１、Ｌ２からダイオードＤz1A、Ｄz2Aを通って流れる電流により直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに確実に電力供給することができる。【００２３】
さらに、最大単相インバータ3B-INVを中央にして、その両側に単相インバータ2B-INV、1B-INVを配置して接続したため、最大単相インバータ3B-INVの最大直流電源Ｖ３Ｂから両側の各単相インバータ2B-INV、1B-INVの直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに容易で効果的に電力供給することができる。【００２４】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナについて図４に基づいて以下に説明する。図４に示すように、上記実施の形態１と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をリアクトルＬ１、Ｌ２、整流用素子Ｄz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒから成るチョッパ回路７ａ、７ｂで構成するが、この実施の形態では、各チョッパ回路７ａ、７ｂのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁性材料からなる磁気結合コア１００により磁気結合する。
なお、リアクトルＬ１、Ｌ２の磁気結合以外の構成は、上記実施の形態１と同様である。また、図４は、便宜上、直流電源２および昇圧チョッパ回路３は図示を省略する。【００２５】
次に動作について説明する。
上記実施の形態１で示したように、最大単相インバータ3B-INVが負電圧出力時にはチョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフして直流電源Ｖ１Ｂに電力供給するが、チョッパ回路７ａの動作によりリアクトルＬ１に溜まるエネルギは、チョッパ回路７ｂのリアクトルＬ２へ磁気結合の割合で移行できる。このため、チョッパ回路７ａ、７ｂの双方で上記エネルギを利用でき、直流電源Ｖ１Ｂだけでなく直流電源Ｖ２Ｂにも電力供給できる。同様に、最大単相インバータ3B-INVが正電圧出力時にはチョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフし、リアクトルＬ２に溜まるエネルギをリアクトルＬ１へ磁気結合の割合で移行することで、直流電源Ｖ２Ｂだけでなく直流電源Ｖ１Ｂにも電力供給できる。【００２６】
上記実施の形態１で示したパワーコンディショナでは、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂは、基本交流波１周期中の半周期しか電力供給されないものであったが、この実施の形態では、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂは、基本交流波１周期にわたって、最大単相インバータ3B-INVが出力している間、充電が行える。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４（チョッパ回路７ａ、７ｂ）の利用率が向上する。
また、上記実施の形態１では、各チョッパ回路７ａ、７ｂは、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂで１周期に必要なエネルギを半周期の内に供給する必要があったが、この実施の形態では１周期にわたり電力供給できるため、扱うエネルギを平均化できて電流ピーク値を低減でき、損失が低減できる。また大きな電流を流す必要がないため、磁気結合コア１００も小さくて済む。さらに、半周期毎に各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに交互に電力供給する上記実施の形態１と比べて、直流電源Ｖ１Ｂと直流電源Ｖ２Ｂとの電圧のアンバランスを抑制でき、最大単相インバータ3B-INVの中点電位の変動を抑制できる。これにより、最大直流電源Ｖ３Ｂが太陽電池（直流電源２）に接続されている場合に、漏洩電流の発生を抑制できる。【００２７】
上記実施の形態２によるパワーコンディショナにおいて、リアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が同一方向である場合について、図５に基づいて、以下に説明する。
図に示すように、各チョッパ回路７ａ、７ｂのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁性材料からなる磁気結合コア１００により磁気結合するが、このとき、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が同一方向になるように、各巻線を構成する。【００２８】
図５で示したパワーコンディショナにおいて、各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVおよびチョッパ回路７ａ、７ｂの動作を図６に基づいて説明する。上記実施の形態１と同様に、単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力は等しく、各単相インバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンして最大単相インバータ3B-INVが負電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、ＴＳ１期間では単相インバータ1B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力し、ＴＳ２期間では単相インバータ1B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力している。いずれの期間でも、スイッチＱｓのオンオフにより、以下のように各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂは最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給される。【００２９】
スイッチＱｓがオン時、ＴＳ１期間では、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ１２を通って電流iL1が流れ、ＴＳ２期間では、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、スイッチング素子Ｑ１３の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ１Ｂを通って電流iL1が流れる。この電流iL1によりチョッパ回路７ａのリアクトルＬ１を充電しエネルギを蓄積するが、リアクトルＬ１と磁気結合しているチョッパ回路７ｂのリアクトルＬ２にもエネルギが移行される。この時、リアクトルＬ２にはリアクトルＬ１と同じ極性に電圧が発生しているが、ダイオードDz2Aが電流を阻止しているため、電流iL2は発生しない。
スイッチＱｓがオフ状態になると、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、蓄積されたエネルギによりそれぞれ電流iL1x、iL2xを流し、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに電力供給する。このように、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓがスイッチングを行うことにより、２つの単相インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに電力供給できる。【００３０】
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンして最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフする。この期間の内、Ｔｒ１期間では単相インバータ2B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力し、Ｔｒ２期間では単相インバータ2B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力している。いずれの期間でも、スイッチＱｒのオンオフにより、以下のように各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂは最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給される。【００３１】
スイッチＱｒがオン時、Ｔｒ１期間では、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４を通って電流iL2が流れ、Ｔｒ２期間では、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、スイッチング素子Ｑ２１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ２Ｂを通って電流iL2が流れる。この電流iL2によりチョッパ回路７ｂのリアクトルＬ２を充電しエネルギを蓄積するが、リアクトルＬ２と磁気結合しているチョッパ回路７ａのリアクトルＬ１にもエネルギが移行される。この時、リアクトルＬ１にはリアクトルＬ２と同じ極性に電圧が発生しているが、ダイオードDz1Bが電流を阻止しているため、電流iL1は発生しない。
スイッチＱｒがオフ状態になると、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、蓄積されたエネルギによりそれぞれ電流iL1x、iL2xを流し、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに電力供給する。このように、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒがスイッチングを行うことにより、２つの単相インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに電力供給できる。【００３２】
次に、上記実施の形態２によるパワーコンディショナにおいて、リアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が互いに逆方向である場合について、図７に基づいて、以下に説明する。
図に示すように、各チョッパ回路７ａ、７ｂのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁性材料からなる磁気結合コア１００により磁気結合するが、このとき、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が互いに逆方向になるように、各巻線を構成し、磁気結合コア１００にギャップを設けて磁気結合の強さを調整している。【００３３】
図７で示したパワーコンディショナにおいて、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂに最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給する動作を以下に説明する。
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンして最大単相インバータ3B-INVが負電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフすると、リアクトルＬ１が充電されるが、リアクトルＬ２にはリアクトルＬ１と逆極性に電圧が発生する。このリアクトルＬ２に発生した電圧により、ダイオードDz2Aを介して電流iL2xを流して直流電源Ｖ２Ｂに電力供給する。このときの直流電源Ｖ１Ｂへの電力供給の動作は図５で示した場合と同様である。
なお、リアクトルＬ２に発生した電圧により直流電源Ｖ２Ｂを充電できるが、直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ２Ｂとの電圧差が大きいと突入電流が直流電源Ｖ２Ｂに流れ込むので、これを防止するために磁気結合コア１００に設けたギャップで、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２との磁気結合の強さを調整する。【００３４】
最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているときも同様に、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフするとリアクトルＬ２が充電され、リアクトルＬ１にリアクトルＬ２と逆極性に電圧が発生する。このリアクトルＬ１に発生した電圧により直流電源Ｖ１Ｂに電力供給することで、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの双方に電力供給できる。この場合も、直流電源Ｖ１Ｂに突入電流が流れ込むのを、磁気結合コア１００に設けたギャップによって防止する。
【００３５】
実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、最大単相インバータ3B-INVを中央に配置したが、入力となる直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂの電圧の昇順に配置した場合について、図８に基づいて以下に示す。
この場合も、最大単相インバータ3B-INVの最大直流電源Ｖ３Ｂは、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２で得られた直流電圧ＶＯを昇圧チョッパ回路３にて昇圧して生成したものであるが、図８では、便宜上、直流電源２および昇圧チョッパ回路３は省略する。直流電源の電圧Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４（図１参照）にて制御され、ここでは、Ｖ１Ｂ：Ｖ２Ｂ：Ｖ３Ｂ＝１：３：９とする。【００３６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４をチョッパ回路７ａ、７ｂで構成し、チョッパ回路７ａを直流電源Ｖ２Ｂと直流電源Ｖ１Ｂとの間に、チョッパ回路７ｂを最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ２Ｂとの間に接続する。各チョッパ回路７ａ、７ｂは、リアクトルＬ１、Ｌ２、ダイオードＤz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒで構成され、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。そして、チョッパ回路７ｂの動作により、最大直流電源Ｖ３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ２Ｂに電力供給し、チョッパ回路７ａの動作により、直流電源Ｖ２Ｂから単相インバータ2B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ１Ｂに電力供給する。また、ダイオードＤz1B、Ｄz2Bを配設して、直流電源Ｖ２Ｂの電位から直流電源Ｖ１Ｂの電位へ、また最大直流電源Ｖ３Ｂの電位から直流電源Ｖ２Ｂの電位へ、それぞれ直接電流が逆流するのを防止する。【００３７】
各単相インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVおよびチョッパ回路７ａ、７ｂの動作を図９に基づいて説明する。図９に示すように、各単相インバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。ここでは、単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力は等しいものを示したが、これに限るものではない。
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンして最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフする。この期間の内、Ｔｒ１期間では単相インバータ2B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２４をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴｒ１期間では、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４がオンしているため、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４を通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ２Ｂに電力供給する。【００３８】
また、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンする期間の内、Ｔｒ２期間では単相インバータ2B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２１をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴｒ２期間では、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、スイッチング素子Ｑ２１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ２Ｂを通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ２Ｂに電力供給する。
このように最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３がオンして最大直流電源Ｖ３Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフすることで、最大直流電源Ｖ３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ２Ｂに電力供給できる。【００３９】
また、単相インバータ2B-INVが正あるいは負の電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、ＴＳ１期間とＴＳ３期間とでは、単相インバータ1B-INV、2B-INVがそれぞれ正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１４、Ｑ２４をオンし、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３をそれぞれ交互にオンしている。このＴＳ１、ＴＳ３期間でスイッチング素子２３、Ｑ１４がオンするとき、スイッチＱｓのオンオフにより、直流電源Ｖ２Ｂからスイッチング素子Ｑ２３、Ｑ１４を通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流により直流電源Ｖ１Ｂに電力供給する。【００４０】
また、ＴＳ２期間では単相インバータ1B-INV、2B-INVがそれぞれ負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ２１をオンし、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３をそれぞれ交互にオンしている。このＴＳ２期間でスイッチング素子Ｑ２３がオンするとき、スイッチＱｓのオンオフにより、直流電源Ｖ２Ｂからスイッチング素子Ｑ２３、スイッチング素子Ｑ１１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ１Ｂを通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流により直流電源Ｖ１Ｂに電力供給する。
このように単相インバータ2B-INVのスイッチング素子Ｑ２３がオンして直流電源Ｖ２Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されるとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフすることで、直流電源Ｖ２Ｂから単相インバータ2B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ１Ｂに電力供給できる。
【００４１】
この実施の形態においても、変換効率が向上し、小型で安価な装置構成となるパワーコンディショナを得ることができる。
また、この実施の形態では、最大単相インバータ3B-INVを端に配置して、最大単相インバータ3B-INVの最大直流電源Ｖ３Ｂから隣り合って接続される単相インバータ2B-INVの直流電源Ｖ２Ｂに電力供給し、さらに単相インバータ2B-INVの直流電源Ｖ２Ｂから隣り合って接続される単相インバータ1B-INVの直流電源Ｖ１Ｂに電力供給するようにした。このように、最大直流電源Ｖ３Ｂ以外の直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ１Ｂには、それぞれ直流電源の電圧が大きくなる方向に隣り合って接続された単相インバータ3B-INV、2B-INVの各直流電源Ｖ３Ｂ、Ｖ２Ｂから電力供給するため、最大直流電源Ｖ３Ｂ以外の直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ１Ｂに容易で確実に電力供給することができて、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧を設定可能となる。【００４２】
なお、上記実施の形態３では、単相インバータを３個としたが、２個、あるいは４個以上でもよく、入力となる各直流電源の電圧の昇順、あるいは降順に配置して、最大単相インバータを端に配置することで、上記実施の形態と同様に、最大直流電源以外の各直流電源に容易で確実に電力供給することができる。【００４３】
実施の形態４．
上記各実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をチョッパ回路７ａ、７ｂで構成したが、トランスを用いて構成した双方向のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合について以下に示す。なお、電力変換装置の主回路構成は、図１で示したものと同様、あるいは単相インバータを、入力となる各直流電源の電圧の昇順、あるいは降順に配置して、スイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙを削除したものでもよい。
各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂを接続する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの３つの構成例を図１０〜図１２に示す。
図１０（ａ）で示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、トランスとスイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3とで構成され、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂに接続されるトランスの巻き線１１ａ、１１ｂ、１１ｃを、最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ２Ｂとの間をフォワードコンバータとなるように、また最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ１Ｂとの間をフライバックコンバータとなるように接続する。また、各直流電圧比は、Ｖ１Ｂ：Ｖ２Ｂ：Ｖ３Ｂ＝１：３：９とする。【００４４】
図１０（ｂ）に、各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
スイッチＱd3のゲート電圧とスイッチＱd1のゲート電圧は反転の関係にあり、Ｖ３ＢとＶ１Ｂとの電圧関係は、Ｔｄとトランスの巻き数比の値によって、９：１に定められる。このとき、各電圧Ｖ３Ｂ、Ｖ１Ｂの電圧関係が、Ｖ３Ｂ＞９Ｖ１Ｂであれば、最大直流電源Ｖ３Ｂから直流電源Ｖ１Ｂへ、Ｖ３Ｂ＜９Ｖ１Ｂであれば、直流電源Ｖ１Ｂから最大直流電源Ｖ３Ｂへ電力が伝送される。
また、スイッチＱd3のゲート電圧とスイッチＱd2のゲート電圧は同じ関係にあり、Ｖ３ＢとＶ２Ｂとの電圧関係は、トランスの巻き数比のみの値によって、３：１に定められる。このとき、各電圧Ｖ３Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧関係が、Ｖ３Ｂ＞３Ｖ２Ｂであれば、最大直流電源Ｖ３Ｂから直流電源Ｖ２Ｂへ、Ｖ３Ｂ＜３Ｖ２Ｂであれば、直流電源Ｖ２Ｂから最大直流電源Ｖ３Ｂへ電力が伝送される。
Ｔｄを変化させることでＶ１Ｂを制御でき、またＶ２Ｂはトランスの巻き数比で決まるため、いずれの電圧Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂも所定の値に設定することが可能である。このような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ１Ｂとの間をフライバックコンバータで接続したため、少ない素子を用いて直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧を設定可能となる。【００４５】
図１１（ａ）で示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、トランスとスイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3とリセット巻き線１３とで構成される。各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂに接続されるトランスの巻き線１２ａ、１２ｂ、１２ｃを、最大直流電源Ｖ３Ｂと各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂとの間をそれぞれフォワードコンバータとなるように接続する。
図１１（ｂ）に、各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3のゲート電圧は同じ関係にあり、各直圧Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂの関係は、トランスの巻き数比のみの値によって、１：３：９に定められる。このとき、Ｖ３Ｂ＞９Ｖ１Ｂであれば、最大直流電源Ｖ３Ｂから直流電源Ｖ１Ｂへ、Ｖ３Ｂ＜９Ｖ１Ｂであれば、直流電源Ｖ１Ｂから最大直流電源Ｖ３Ｂへ電力が伝送される。また、Ｖ３Ｂ＞３Ｖ２Ｂであれば、最大直流電源Ｖ３Ｂから直流電源Ｖ２Ｂへ、Ｖ３Ｂ＜３Ｖ２Ｂであれば、直流電源Ｖ２Ｂから最大直流電源Ｖ３Ｂへ電力が伝送される。これにより、いずれの電圧Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂも所定の値に設定することが可能である。
このような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１２では、最大直流電源Ｖ３Ｂと各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂとの間をそれぞれフォワードコンバータとなるように接続し、励磁磁束の処理は最大直流電源Ｖ３Ｂ側のリセット巻き線１３で行うため、励磁電流を小さくできトランスの鉄損が小さくできる。【００４６】
図１２（ａ）で示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、トランスとスイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3とで構成し、各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂに接続されるトランスの巻き線１４ａ、１４ｂ、１４ｃを、最大直流電源Ｖ３Ｂと各直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂとの間をそれぞれフライバックコンバータとなるように接続する。
図１２（ｂ）に、各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
スイッチＱd3のゲート電圧と各スイッチＱd1、Ｑd2のゲート電圧は反転の関係にあり、各直圧Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂの関係は、Ｔｄとトランスの巻き数比の値によって、１：３：９に定められる。
この場合、Ｔｄを変化させることで、各Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂを確実に制御でき、これにより、いずれの電圧Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂも所定の値に安定して制御することが可能である。【００４７】
実施の形態５．
上記実施の形態１では、チョッパ回路７ａ、７ｂで構成したＤＣ／ＤＣコンバータ４は、最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給するのみの一方向の電力供給動作をするものである。
このような一方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４では、各Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧比率が高くなっても、直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ１Ｂからの電力伝送ができないが、この実施の形態では、図１３に示すように、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を調整して、各直流電源Ｖ２Ｂ、Ｖ１Ｂの電力量を調整する。
ここで、パワーコンディショナから出力される交流電圧Ｖｏｕｔの最大値（波高値）をＶｍとし、電圧利用率＝Ｖｍ／（Ｖ１Ｂ＋Ｖ２Ｂ＋Ｖ３Ｂ）とする。この電圧利用率と各インバータを介した放電量から充電量を差し引いた直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの変動電力量との関係を以下に説明する。Ｑ１Ｂ、Ｑ２Ｂは、各単相インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVを介した放電と充電とにより直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂから流出した電荷量とする。各インバータの直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂの電圧比が１：３：９の関係のときに、パワーコンディショナに接続される負荷に正弦波で力率１の電流を流した場合、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの総変動電力量となる流出電荷量（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）は、電圧利用率Ｐ（＝約０．８３）でゼロとなることが判っている。【００４８】
図１３（ａ）に示すように、パワーコンディショナの昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ３Ｂ）が約２３５Ｖのとき、電圧利用率＝約０．８３となり、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂからの流出電荷量（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）は、ゼロ付近となる。なお、１５は最大単相インバータ3B-INVの出力パルス、１６は単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力、１７はパワーコンディショナからの交流出力電圧Ｖｏｕｔである。
次に、図１３（ｂ）に示すように、外気温度の上昇などにより太陽光の電圧が低下し、パワーコンディショナの昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ３Ｂ）が例えば約２０４Ｖのとき、電圧利用率＝約０．９５となり、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂからの流出電荷量（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）は増大する。このような場合、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を広げると、単相インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担が小さくなり、（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）はゼロに近づく。なお、１５ａ、１５ｂは、それぞれパルス幅の調整前後の最大単相インバータ3B-INVの出力パルス、１６ａ、１６ｂは、それぞれパルス幅の調整前後の単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力である。【００４９】
次に、図１３（ｃ）に示すように、外気温度の低下などにより太陽光の電圧が上昇し、パワーコンディショナの昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ３Ｂ）が例えば約２６０Ｖのとき、電圧利用率＝約０．７５となり、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂからの流出電荷量（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）は負となる。このような場合、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を狭めると、単相インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担が大きくなり、（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）は正になる。なお、１５ｃ、１５ｄは、それぞれパルス幅の調整前後の最大単相インバータ3B-INVの出力パルス、１６ｃ、１６ｄは、それぞれパルス幅の調整前後の単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力である。【００５０】
このように、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を増減することで、単相インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担を容易に調整できるため、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂからの流出電荷量（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）を容易に調整できる。このとき、単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力を得るのに必要な直流電圧をそれぞれの単相インバータ1B-INV、2B-INVが持つように設定すれば所定の出力は得られる。
このため、図１３（ｃ）で示したように、Ｖｃ（Ｖ３Ｂ）が上昇して（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）が負となっても、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を狭めて（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）を正または０とすることができる。これにより、直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂから最大直流電源Ｖ３Ｂへの電力供給の必要はなく、最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給するのみの一方向のＤＣ／ＤＣコンバータ４を用いて、安定して直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂの電圧を制御できる。【００５１】
さらに、上述したように、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を増減することで、（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）を容易に調整できるため、容易に（Ｑ１Ｂ＋Ｑ２Ｂ）を０に近づけるように調整できる。このため、ＤＣ/ＤＣコンバータ４の扱う電力を０に近づけることができ、効率が向上する。なお、このような制御は、上記実施の形態４の場合にも適用でき、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、１２、１４の扱う電力を０に近づけることができ、効率が向上する。【００５２】
実施の形態６．
次に、上記実施の形態１の図１で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、昇圧チョッパ回路３の効率を向上したものについて以下に示す。
ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット１の出力電圧ＶＡは、最大でＶ１Ｂ＋Ｖ２Ｂ＋Ｖ３Ｂまで出力できる。このためＶ１Ｂ＋Ｖ２Ｂ＋Ｖ３Ｂが約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。Ｖ１Ｂ＋Ｖ２Ｂ＋Ｖ３Ｂは、昇圧チョッパ回路３で昇圧された電圧であるＶ３Ｂより大きく、例えば、Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂの関係が２：２：９の場合、Ｖ３Ｂの１３／９倍となる。即ち、Ｖ３Ｂが約１９５Ｖ以上のときＶ１Ｂ＋Ｖ２Ｂ＋Ｖ３Ｂは２８２Ｖ以上となり、これが交流出力の条件となる。【００５３】
太陽光電圧ＶＯが１９５Ｖ以上であれば、昇圧チョッパ回路３による昇圧動作をしなくてもＶ３Ｂが約１９５Ｖ以上となり、所定の交流出力を得ることができる。このため、この実施の形態では、直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）ＶＯが、所定の電圧Ｖｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖｍ１に昇圧し、所定の電圧Ｖｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧チョッパ回路３の昇圧動作を停止する。
太陽光電圧ＶＯの増加と共に昇圧率が低下して昇圧チョッパ回路３の効率が良くなるが、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード３ｃの導通損失のみとなる。さらに太陽光電圧ＶＯの増加に伴い電流が低下しダイオード３ｃでの導通損失が低下する。【００５４】
この実施の形態では、太陽光電圧ＶＯが所定の電圧Ｖｍ１（１９５Ｖ）を超えるとき、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。なお、昇圧動作を停止する所定の電圧Ｖｍ１は約１９５Ｖ以上であれば良いが、より低い電圧とした方が昇圧チョッパ回路３の損失をより低減できる。【００５５】
実施の形態７．
図１４は、この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。この実施の形態によるパワーコンディショナは、上記実施の形態１の図１に示すパワーコンディショナに、昇圧チョッパ回路３をバイパスするバイパス回路２０を備えたものである。
図１４に示すように、昇圧チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧ＶＯを昇圧し、最大直流電源Ｖ３Ｂの電圧であるＶ３Ｂが得られる。また、昇圧停止時に昇圧チョッパ回路３をバイパスするため、例えばリレー２０ａから成るバイパス回路２０が、昇圧チョッパ回路３に並列に接続される。【００５６】
昇圧チョッパ回路３では、上記実施の形態６と同様に、入力となる直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）ＶＯが所定の電圧Ｖｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖｍ１に昇圧する。この間、バイパス回路２０のリレー２０ａは開放されている。そして、所定の電圧Ｖｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止する。このとき、バイパス回路２０のリレー２０ａを閉じてバイパス回路２０側に電流を流し、昇圧チョッパ回路３のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスする。【００５７】
太陽光電圧ＶＯが所定の電圧Ｖｍ１以下の範囲では、昇圧チョッパ回路３は出力電圧Ｖ３Ｂが一定電圧Ｖｍ１となるように昇圧するため、太陽光電圧ＶＯの増加と共に昇圧率が低下し、昇圧チョッパ回路３の効率が良くなる。太陽光電圧ＶＯが所定の電圧Ｖｍ１を超えると、昇圧動作を停止し、バイパス回路２０のリレー２０ａを閉じてバイパス回路２０側に電流を流すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧ＶＯが電圧Ｖｍ１を境に昇圧チョッパ回路３の効率が急に増加する。【００５８】
なお、昇圧動作を停止する所定の電圧Ｖｍ１は約１９５Ｖ以上であれば良いが、より低い電圧とした方がチョッパ回路３の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後は、ＩＧＢＴスイッチ３ａの停止による大幅な損失低減だけでなく、昇圧チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失も無くすことができて、昇圧チョッパ回路３における損失はほぼ無くなる。このため、変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。【００５９】
上記実施の形態７におけるバイパス回路２０の詳細について、図１５〜図１７に基づいて以下に示す。
バイパス回路２０はリレー２０ａで構成され、昇圧チョッパ回路３内の直列接続されたリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃのいずれか一方、あるいは双方をバイパスする。
図１５は、上記実施の形態７の図１４で示したように、リレー２０ａでリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスするバイパス回路２０を示す。図１６は、別例によるバイパス回路２０を示し、リレー２０ａでダイオード３ｃのみをバイパスする。図１７は、第２の別例によるバイパス回路２０を示し、リレー２０ａでリアクトル３ｂのみをバイパスする。【００６０】
また、リレー２０ａには、並列に自己消弧型の半導体スイッチ２０ｂが接続される。リレー２０ａは、一般にゼロ電流にて開放するか、もしくは低い電圧で開放するため、直流電流は遮断しにくいものであるが、このように半導体スイッチ２０ｂを並列に備えることにより容易に遮断できる。その場合、リレー２０ａを開放するのと同時に半導体スイッチ２０ｂをオンさせ、一旦電流を半導体スイッチ２０ｂに移す。これによりリレー２０ａを流れる電流が遮断され、その後半導体スイッチ２０ｂをオフする。【００６１】
いずれの場合も、太陽光電圧ＶＯが所定の電圧Ｖｍ１を超えると、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路２０のリレー２０ａを閉じてバイパス回路２０側に電流を流す。
図１５の場合では、昇圧チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。
図１６の場合では、昇圧チョッパ回路３内のダイオード３ｃのみをバイパスさせることで、ダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。この場合、リアクトル３ｂをバイパスしないため、リアクトル３ｂをフィルタとして利用できる。【００６２】
図１５、図１６では、ダイオード３ｃをバイパスさせるため、直流電源Ｖ３Ｂが太陽光電圧ＶＯより高くなると電流の逆流やさらには直流電源２である太陽光パネルへの逆電圧が掛かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー２０ａを流れる電流を検出し、該電流が一定値以下になるとリレー２０ａを開放し、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃを介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー２０ａを開放してダイオード３ｃの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧保護機能を備える。
なお、リレー２０ａを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたとしても、一旦電流を半導体スイッチ２０ｂに移すことにより確実に遮断できる。【００６３】
図１７の場合では、昇圧チョッパ回路３内のリアクトル３ｂのみをバイパスさせることで、リアクトル３ｂの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。また、ダイオード３ｃをバイパスしないため、ダイオード３ｃにより逆流防止および太陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半導体スイッチ２０ｂを設けなくてもリレー２０ａは遮断できるが、半導体スイッチ２０ｂを設けることで、ダイオード３ｃの異常などの場合にも遮断できる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
太陽光などの分散電源の直流電圧を必要な電圧まで昇圧した後、交流に変換して系統に連系させる無停電電源装置、あるいは変換後の交流電力を負荷に供給するインバータ装置に広く適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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