(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発電した交流出力を整流する整流装置を有する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する半導体素子と、
前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、
前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、
前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手段と、
を備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、
前記半導体素子の主電極間の電圧降下に相関を有する信号電圧と所定値とを比較する比較手段を有し、
前記駆動手段は、前記遮断時遷移期間にて前記信号電圧が前記所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導体素子の制御電極の電流駆動力減少率を小さくすることを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の車両用交流発電機の電圧制御装置において、
前記駆動手段は、前記半導体素子の制御電圧又は制御電流を、前記遮断時遷移期間にて前記信号電圧が前記所定値に達する前と達した後において、それぞれ略一定の変化率で変化させ、
前記信号電圧が前記所定値に達する前の前記変化率は、前記信号電圧が前記所定値に達した後の前記変化率よりも大きく設定されることを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御装置。
【請求項３】
請求項２記載の車両用交流発電機の電圧制御装置において、
前記半導体素子は、フォロワ動作を行うことを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御装置。
【請求項４】
請求項１乃至３記載のいずれか記載の車両用交流発電機の電圧制御装置において、
前記比較手段は、ゲート電極を有するトランジスタからなる前記半導体素子の導通時遷移期間にて前記信号電圧が所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導体素子のゲート電極の充電電流を増加させ、
前記遮断時遷移期間の前記放電電流の切り替えのための所定値は、前記導通時遷移期間の前記充電電流の切り替えのための前記所定値よりも高く設定されることを特徴とする電圧制御装置。
【請求項５】
発電した交流出力を整流する整流装置を有する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する半導体素子と、
前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、
前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、
前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手段と、
を備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、
前記整流装置は、
逆回復時間短縮型のダイオードにより構成され、
前記ツェナーダイオードの逆回復時の電流変化率の最大値（％）は、前記半導体素子の遮断時遷移期間又は導通時遷移期間の電流変化率の最大値（％）の２倍以下に設定されることを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体素子を用いて発電機の励磁コイルの通電制御を行う車両用交流発電機の電圧制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特許２５２９２３７号公報や本出願人の出願になる特許３０１９３７７号公報は、励磁コイルへの給電制御用の半導体素子の遮断時に、制御電圧を（電流駆動力）を一定の変化率で変化させることにより、それをステップ変化させる場合に比較して半導体素子の電流減少率を緩慢化し、半導体素子とバッテリとを接続する配線のインダクタンスに起因する電磁波ノイズを低減する技術（以下、ターンオフ緩慢化技術ともいう）を開示している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した公報に開示されるターンオフ緩慢化技術は、電流減少率の低下により半導体素子の遮断時遷移期間（遮断時過渡期間）における内部損失の大幅な増大を招くため、半導体素子のチップ面積増大及び冷却構造の新たな工夫を必要とするという問題を派生させる欠点があり、実用化が困難であった。
【０００４】
特に、励磁コイルの大インダクタンスに起因して遮断時遷移期間の初期に大発熱が生じるという問題があった。
【０００５】
本発明は従来技術の問題点に鑑みなされたものであり、励磁コイル給電電流断続用の半導体素子の発熱増大を抑止しつつノイズ低減を実現した電流車両用交流発電機の電圧制御装置を提供することを、その目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の車両用交流発電機の電圧制御装置は、発電した交流出力を整流する整流装置を有する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する半導体素子と、前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手段とを備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、前記半導体素子の主電極間の電圧降下に相関を有する信号電圧と所定値とを比較する比較手段を有し、前記駆動手段は、前記遮断時遷移期間にて前記信号電圧が前記所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導体素子の制御電極の電流駆動力減少率を小さくすることを特徴としている。
【０００７】
本構成によれば、遮断時遷移期間の最初に電流駆動力をステップ的に大きく減少させる通常のターンオフ動作に比較して、半導体素子の主電極間の電流変化率を小さくする（半導体素子のターンオン電流値からそれを０とするまでに要する時間を大きくする）ことにより、電流変化率ｄｉ／ｄｔに比例するサージ電圧や電磁波ノイズを低減することができる。また、電流減少率を大きくするべき上記した遮断時遷移期間の初期期間と、電流減少率を小さくするべき上記した遮断時遷移期間の残期間とを確実に判定することができる。前記信号電圧としては、前記半導体素子と前記励磁コイルとの接続点の電圧、前記半導体素子の主電極間の電圧降下、前記励磁コイルの電圧降下、前記半導体素子の主電極間の電流、前記還流素子の電流及び前記励磁コイルの電流のいずれかからなることを特徴とする。特に、ソースホロワ又はエミッタホロワ回路においては、環流電流の検出は、ただちに半導体素子の電流減少の低下開始を意味するので、特に信号電圧として好適である。
【０００８】
また、遮断時遷移期間の最初から最後まで電流駆動力減少率（半導体素子の電流減少率に略等しい）を一定に保持する上記した従来のターンオフ緩慢化技術に比較して、必要な遮断時遷移期間を短縮できるので発熱を減らすことができるとともに、この遮断時遷移期間に逆比例する電磁波ノイズの周波数成分を変更することができ、車載電子装置の抑止すべき電磁波ノイズの帯域成分に重ならないようにすることができる。
【０００９】
更に説明する。
【００１０】
半導体素子の電流を理想的なステップ形状にターンオン電流値から０に変化させる場合には、電流変化の微分値にバッテリ電源線の配線インダクタンスを掛けてバッテリ電源線のサージ電圧が決定される。このサージ電圧の大きさは周波数が増大するほど大きくなる。一方、このサージ電圧の各周波数成分に対して、このバッテリ電源線の周囲の空間の交流インピーダンス（１／ｊωｃ）は、周波数が高いほど小さくなるので、結局、半導体素子のターンオフよりバッテリ電源線から外部に放射される電磁波ノイズの大きさは周波数の二乗に比例して大きくなり、半導体素子の電流を理想的なステップ波形でターンオフする場合に極めて大きくなることがわかる。ただし、遮断時遷移期間が極めて短期間であるので半導体素子のこの遮断時遷移期間における発熱が非常に小さくできる。
【００１１】
次に、ターンオフ緩慢化技術により、たとえば半導体素子の制御電極に印加する制御電圧で代表される半導体素子の電流駆動力を一定の減少率でターンオフする場合、遮断時遷移期間における電流変化率ｄｉ／ｄｔの大きさが遮断時遷移期間の延長に反比例して小さくなるので、電磁波ノイズを格段に低減することができるが、遮断時遷移期間における半導体素子の発熱量はその分増大する。
【００１２】
これに対して、本構成によれば、上記両ターンオフ手法の中間的な特性を実現でき、それほど発熱を増加させることなく電磁波ノイズを低減することができる。
すなわち、遮断時遷移期間における半導体素子の電磁波ノイズをステップ変化の場合に比較して格段に減少しつつ、上記ターンオフ緩慢化技術に比較して遮断時遷移期間の平均的な電流の大きさ削減及び遮断時遷移期間の短縮により低減することができる。
【００１３】
更に、本構成では、後述するように、遮断時遷移期間の初期において電流駆動力減少にもかかわらず、励磁コイルの蓄積時期エネルギーの影響により、電流がほとんど減らない一方、半導体素子の主電極間の電圧降下も非常に大きく、発熱が大きい状態が生じるのを、電磁波ノイズの増大を抑止しつつ良好に減少することができる。
【００１４】
請求項２記載の構成によれば請求項１記載の車両用交流発電機の電圧制御装置において更に、前記駆動手段は、前記半導体素子の制御電圧又は制御電流を、前記遮断時遷移期間にて前記信号電圧が前記所定値に達する前と達した後において、それぞれ略一定の変化率で変化させ、前記信号電圧が前記所定値に達する前の前記変化率は、前記信号電圧が前記所定値に達した後の残期間の前記変化率よりも大きく設定されることを特徴としている。
【００１５】
本構成によれば、請求項１記載の電流駆動力減少率の切り替えを簡素な回路構成で実現することができる。なお、ここでいう制御電圧又は制御電流とは半導体素子の制御電極の電位又は電流を言う。
【００１６】
請求項３記載の構成によれば請求項２記載の車両用交流発電機の電圧制御装置において更に、前記半導体素子は、フォロワ動作を行うことを特徴とする。ここでいうフォロワ動作とは、ソース電極又はエミッタ電極に励磁コイル及びフライホイールダイオードが接続される回路構成における動作を言うものとする。
【００１７】
このようにすれば次の効果を奏することができる。
【００１８】
すなわち、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを例として説明すれば、このソースホロワ回路では励磁コイルのインダクタンスが極めて大きいために、遮断時遷移期間の初期に、半導体素子のゲート電極電圧が低下すると、
励磁コイルが磁気エネルギーを放出して励磁コイルの電流通電を持続させる動作が生じ、ソース電極電位が低下する。
【００１９】
このソース電位の低下は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのチャンネル電流は飽和域で、ゲート・ソース間電圧Vgsの二乗に略比例するので、上記ソース電極の低下は半導体素子の電流の変化を抑止する。一方、このソース電極電位の低下は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴすなわち半導体素子の電圧効果の増大を招き、発熱を増大させる。
【００２０】
つまり、遮断時遷移期間の初期には、ゲート電極電位低下による半導体素子の電流駆動能力低下にもかかわらず、半導体素子には磁気エネルギーの放出に伴う電流が電流変化を抑止するために半導体素子に流れ、半導体素子の電流変化が抑止されるわけである。このことは、遮断時遷移期間の初期には、チャンネル電流が大きく、かつ、半導体素子の電圧降下が大きく、したがって発熱が大きい状況が生じることを意味する。
【００２１】
すなわち、この半導体素子のソース電極電位が高位電源電圧から低位電源電圧まで低下する遮断時遷移期間の最初の期間は、励磁コイルの磁気エネルギー放出が伴うので、実際のチャンネル電流の変化が小さい過程であり、上記のごとく電流の絶対量が大きいために発熱が大きいにもかかわらず電流減少率が小さいために電磁ノイズが小さい過程であるので、ゲート電極電圧すなわち制御電圧をできるだけ急速に低下させて次の電流減少過程に移行させることが好ましい。
【００２２】
急速に移行させたとしても、この初期期間の電流変化は上述のように小さいので、ソースホロワＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート電極電位を急激に低下させても電磁波ノイズはそれほど増大しない。
【００２３】
次に、半導体素子のソース電極電位が低位電源電位（接地電位）よりー０．７Ｖ程度にまで低下すると、フライホイールダイオードからＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）のソース電極に環流電流が供給され、この環流電流の分及び磁気エネルギーの消耗分だけＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのチャンネル電流低下が制御電圧の低下に追従して始まり、このチャンネル電流の減少が電磁波ノイズを生じさせる。したがって、この段階に到れば制御電圧の減少率すなわちＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの電流駆動能力の減少率を規制して電磁波ノイズを低減することが好ましい。これにより、電磁波ノイズの増加を抑止しつつ発熱を低減することが実現する。上記説明は、ソースホロワ動作について説明したが、エミッタホロワ動作でも本質的に同じである。
【００２４】
また、ソース接地動作でも類似の現象が生じる。
【００２５】
すなわち、ドレイン電極又はコレクタ電極を励磁コイル及びフライホイールダイオードに接続する回路構成において、ゲート電極電位を低下させてトランジスタの電流駆動能力を低下すると、励磁コイルは電流状態を維持しようとして磁気エネルギーを電流の形で放出し、これによりドレイン電極電位は急速に高くなる。
【００２６】
このドレイン電極の増大は、チャンネル電流が大きい状態での半導体素子の主電極間の電圧降下の大幅増加を意味するので、半導体素子の発熱すなわちチャンネル電流・電圧降下を大幅に増大する。また、ドレイン電極電位の増大は、チャンネル領域内のドレイン空乏層の拡大によりチャンネル電流を増大させる。
【００２７】
結局、ソース接地回路構成でも、電流変化が小さくなる遮断時遷移期間の初期期間には、制御電圧（ゲート電極電圧）すなわち電流駆動能力を急速に低下させて早くこの大発熱状態を終了させる必要がある。
【００２８】
次に、ドレイン電極電位が高位電源電位を約０．７Ｖ以上超えると、フライホイールダイオードに環流電流が流れ、ドレイン電極のそれ以上の上昇を阻止し、同時に環流電流分及び磁気エネルギーの減衰分だけ、半導体素子のチャンネル電流が減少し、この電流減少率に応じた電磁波ノイズが生じるので、電流駆動力減少率を小さくして電磁波ノイズを規制する。
【００３２】
請求項４記載の構成によれば請求項１乃至３のいずれか記載の車両用交流発電機の電圧制御装置において更に、前記比較手段は、ゲート電極を有するトランジスタからなる前記半導体素子の導通時遷移期間にて前記信号電圧が前記所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導体素子のゲート電極の充電電流を増加させ、前記遮断時遷移期間の前記放電電流の切り替えのための所定値は、前記導通時遷移期間の前記充電電流の切り替えのための前記所定値よりも高く設定されることを特徴としている。
【００３３】
これにより、信号電圧の検出遅れが発生した場合でも、半導体素子に入力される制御電圧が急速に低下して完全に半導体素子をオフ状態にしてしまうことがないので、通電電流の変化速度を確実に緩やかに減少させることができるので、スパイク電圧、ラジオノイズを確実に低減することができる。
【００３７】
請求項５記載の車両用交流発電機の電圧制御装置は、発電した交流出力を整流する整流装置を有する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する半導体素子と、前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手段とを備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、前記整流装置は、逆回復時間短縮型のダイオードにより構成され、前記ツェナーダイオードの逆回復時の電流変化率の最大値（％）は、前記半導体素子の遮断時遷移期間又は導通時遷移期間の電流変化率の最大値（％）の２倍以下に設定されることを特徴とする。
【００３８】
本構成によれば、半導体素子がオンからオフ及び、オフからオンに状態に変化する際に、還流素子に還流電流が流れる間、すなわち整流装置により、交流出力電圧をダイオードで整流する際、ダイオードのバイアスが順方向から逆バイアスに切り替わる際にダイオードに流れるリカバリー電流を抑制できるので、充電線に発生するスパイクノイズを低減でき、ラジオノイズを抑制することができる、更に、半導体素子のスイッチング時の通電電流の時間変化率を、整流器のダイオードのリカバリ電流の時間変化率の２倍以下にするので、スイッチングによる充電線に発生するスパイクノイズレベルは、ダイオードの転流ノイズレベルに抑制できるので、交流発電機として、確実にスパイク電圧、ラジオノイズを確実に低減できる。
【００３９】
又、逆回復時間短縮型のダイオードはそのブレークダウン電圧がより低くなる特徴があり、相対的に還流素子のブレークダウン電圧も低く設定できるので還流素子のリカバリ電圧も合せて低滅できる為、ノイズ低減により効果を奏する。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な態様を以下の実施例により説明する。
【００４１】
【実施例１】
この実施例の車両用交流発電機の電圧制御装置を、図１〜図３を参照して説明する。図１は車両用交流発電機の電圧制御装置の回路図を示す。
（全体構成）
車載の電気負荷１はバッテリ２により給電され、バッテリ２は、エンジン（図示しない）によって駆動される発電機３によって充電される。
【００４２】
発電機３は、通電されて磁界を形成する励磁コイル４と、鎖交する励磁コイル４の発生磁界の時間変化によって起電力を発生する電機子コイル５とを有し、励磁コイル４又は電機子コイル５が図示しないエンジンにより回転駆動される。電機子コイル５の交流出力は整流回路６によって直流出力に変換された後、電気負荷１やバッテリ２へ出力される。
【００４３】
発電機３の発電量つまり電機子コイル５の発電量は、発電機３の駆動速度と励磁コイル４の通電状態とによって決定され、励磁コイル４の通電状態は、制御回路７によって制御される。
【００４４】
（制御回路７の構成）
制御回路７は、励磁コイル４への励磁電流を断続するための半導体素子８、フライホイールダイオード９、
バッテリ状態判定回路１０、半導体素子８の端子間電圧判定回路５０、チャージポンプ回路１１、ゲート放電回路１２、及び、前置トランジスタ３２を有している。
【００４５】
半導体素子８は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなり、フライホイールダイオード９が励磁コイル４と逆並列接続されている。半導体素子８のゲート電極は、前置トランジスタ３２により放電され、チャージポンプ回路１１により充電されて制御される。前置トランジスタ３２は、ゲート放電回路１２により制御され、ゲート放電回路１２及びチャージポンプ回路１１は、端子間電圧判定回路５０及びバッテリ状態判定回路１０により制御される。
【００４６】
バッテリ状態判定回路１０は、バッテリ２の電圧に基づいて発電機３の発電量を増大させるか減少させるか、すなわち、半導体素子８をオンするがオフするかを決定する回路であり、定電圧回路１３、コンパレータ１４、直列に接続されてバッテリ電圧を分圧する抵抗器１５，１６からなる。バッテリ状態判定回路１０は、バッテリ電圧の分圧と、定電圧回路１３から出力される調整電圧とをコンパレータ１４で比較し、バッテリ電圧が調整電圧よりも高いとき、コンパレータ１４は半導体素子８をオフするべくＨｉの信号を出力する。逆に、バッテリ電圧が調整電圧よりも低いとき、コンパレータ１４は半導体素子８がオンするべくＬｏの信号を出力する。
【００４７】
端子間電圧判定回路５０は、半導体素子８のドレインソース間電圧の状態を判定するために半導体素子８と励磁コイル４の接続端子４００の電圧を検出し、その判定結果に基づき半導体素子８のゲート電極の充放電電流値を切り換えるための切り換え信号を出力する回路である。端子間電圧判定回路５０は、端子４００の電圧の分圧値と、定電圧回路１３が出力する調整電圧とをコンパレータ５１で比較し、端子４００の電圧の分圧が切り替え基準電圧よりも高いとき、コンパレータ５１はＨｉの信号を出力し、端子４００の電圧の分圧が切り替え基準電圧よりも低いとき、コンパレータ５１はＬｏの信号を出力する。この端子４００の電圧の分圧は、抵抗器５２〜５４トランジスタ５５、ベース電流制限抵抗５６及びインバータ５７からなる分圧比切り換え型の抵抗分圧回路から出力される。
【００４８】
この分圧比切り換え型の抵抗分圧回路の動作を説明すると、トランジスタ５５がオンすると抵抗器５３に抵抗器５４が並列接続されて分圧比が変更される。すなわち、トランジスタ５５はバッテリ電圧が調整電圧よりも高い場合にコンパレータ１４の出力を受けたバッファ５７からＨｉを入力されてオンし、バッテリ電圧が調整電圧よりも低い場合にコンパレータ１４の出力を受けたバッファ５７からＬｏを入力されてオフする。このため、分圧比は、トランジスタ５５のオンにより大きくなり、オフにより小さくなる。
【００４９】
したがって、端子間電圧判定回路５０の切り替え判定電圧は、バッテリ電圧が調整電圧よりも低く半導体素子８がオンしていて端子４００の電圧が高い状態のときに較べて、バッテリ電圧が調整電圧よりも高く半導体素子８がオフしていて端子４００の電圧が低いときの方が、低くなるように設定されている。
【００５０】
チャージポンプ回路１１は、バッテリ状態判定回路１０の出力と、端子間電圧判定回路５０の出力に応じて半導体素子８のゲート電圧を制御する回路であり、定電流供給部１８とポンプ部１９とからなる。定電流供給部１８は、カレントミラー回路を構成するトランジスタ２０、２１、２２を備える。このカレントミラー回路は、トランジスタ２３によって制御される。
【００５１】
トランジスタ２３は、さらにトランジスタ２４、トランジスタ２４１、によって制御される。トランジスタ２４は、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４の出力をインバータ２５で反転した信号によってＯＮーＯＦＦ制御される。トランジスタ２４１は、上記インバータ２５で反転した信号と端子間電圧判定回路５０の出力とを入力とするアンド回路２４３によってＯＮーＯＦＦ制御される。
【００５２】
すなわち、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４の出力がＬｏで、かつ、端子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１の出力がＨｉのときに、トランジスタ２４１はオンする。トランジスタ２４及びトランジスタ２４１は、それぞれ直列に接続された定電流回路２６及び定電流回路２６１を通じてトランジスタ２２のコレクタ電極から電流を引き出しており、その結果、カレントミラー回路がダイオード３０，３１を通じて半導体素子８に給電する充電電流の大きさは回路１０，５０の出力状態によって制御されることになる。
【００５３】
１９は電流ポンプ部１９であり、定周期パルス電圧を出力する発振回路２７、発振回路２７によってＯＮーＯＦＦされるトランジスタ２８、及びトランジスタ２８のＯＮーＯＦＦによって半導体素子８のゲート電極に供給する電荷を蓄電するコンデンサ２９からなる。ダイオード３０、３１は電流の逆流を防ぐための素子である。
【００５４】
（動作）
半導体素子８のターンオン時の動作について説明する。
【００５５】
半導体素子８がオフし、励磁コイル４を還流する励磁電流が減少すると、バッテリ電圧が低下する。このとき、バッテリ電圧が調整電圧よりも低くなると、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４がＬｏを出力する。すると、インバータ２５で反転したＨｉ信号によってトランジスタ２４がオンし、定電流回路２６にて決定されるゲート充電電流がダイオード３０、３１を介して半導体素子８のゲート電極に供給される。このゲート充電電流はゲート容量を徐々に充電してゲート電圧が増加する。ゲート電圧が半導体素子８の閾値を超えた時点から、半導体素子８のドレイン電流が増加する。
【００５６】
ゲート電圧は徐々に増加するので、ドレイン電流の時間変化は緩やか（電流のドレイン電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが小さい）なものとなり、スパイク電圧及びラジオノイズの抑制に寄与する。
【００５７】
ゲート電圧が更に増加すると、半導体素子８のドレインーソース間電圧が減少し、端子４００の電圧が上昇し始める。やがて、端子４００の電圧の分圧が切り替え電圧（調整電圧）より高くなると、端子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１がＨｉを出力し、アンド回路２４３がトランジスタ２４１をオンし、カレントミラー回路の定電流値は定電流回路２６及び２６１の合成値となり、半導体素子８のゲートに供給されるゲート充電電流を増加する。その結果、半導体素子８のゲート電圧は速やかに上昇し、半導体素子のドレインーソース電圧は急速に低減する。
【００５８】
この状態では、ドレイン電流が大きく、ドレインーソース電圧が高いので、発熱が大きくなる（能動領域にて使用される）領域であるが、ゲート電圧が速やかに上昇するため変化時間が短く、発熱量（電圧×電流×時間）を抑制できる。このように、ゲート充電電流を切り替える場合、好ましくは充電電流比として２０倍程度差をつけると良い。
【００５９】
更に、端子４００の電圧がバッテリ電圧近くになると、ポンプ部１９のコンデンサ２９の容量Ｃ、発振回路２７の発振周期ｆ、及びコンデンサ２９の印加電圧Ｖｃにてきまるチャージポンプ電流（Ｃ×Ｖｃ×ｆ）にてゲートを充電する。
【００６０】
次に、ゲート放電回路１２について説明する。
【００６１】
バッテリ電圧が調整電圧よりも高いとき、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４はインバータ２５にＨｉを入力し、回路１１による上記した半導体素子８のゲート電極充電動作が停止する。
【００６２】
コンパレータ１４のＨｉ出力はインバータ４３で反転されてトランジスタ３５をオフする。これにより、定電流回路３７の電流が、カレントミラー回路を構成するトランジスタ３２、３３のベース電極に入力され、トランジスタ３２は定電流回路３７の電流値に等しい放電電流にて、半導体素子８のゲート電極を放電し、半導体素子がオフする。
【００６３】
このオフ動作過渡期間（遮断時遷移期間）の最初は、半導体素子８のドレインソース間電圧は低いので、接続端子４００の電圧が高く、端子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１はＨｉの信号を出力する。このため、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４よりＨｉ信号、及び端子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１より、回路１２のナンド回路４４にＨｉ信号がそれぞれ入力され、ナンド回路４４はトランジスタ３４をオフする。従って、定電流回路３６の電流がダイオ−ド３８を介し、定電流回路３７の電流とともに、カレントミラー回路を構成するトランジスタ３２、３３のベースに入力され、トランジスタ３２は、定電流回路３７、３６の合成電流値で決まる放電電流にて、半導体素子８のゲート電極を急速放電する。その結果、半導体素子８のゲート電圧は速やかに低下することとなり、半導体素子８のドレインーソース電圧は急速に増加する。このプロセスは発熱が大きくなる領域であるが、ゲート電圧が速やかに低下するため変化時間が短く、発熱量を抑制できる。
【００６４】
更に、半導体素子８のドレインーソース電圧が増加すると、端子４００の電圧が低下し始め、やがて端子４００の電圧が切り替え電圧より低くなると、端子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１がＬｏを出力し、ナンド回路４４がトランジスタ３４をオンし、定電流回路３６の電流がトランジスタ３４に流れることになり、カレントミラー回路を構成するトランジスタ３２、３３のベース電極には定電流回路３７の電流のみが流れることになる。この結果、半導体素子８のゲート電極の電荷を放電する放電電流が減少し、ゲート電圧は緩やかに低下し、半導体素子８のドレイン電流が緩やかに減少する。このプロセスでは、ドレイン電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが小さくなり、スパイク電圧及びラジオノイズの抑制に寄与する。このように、ゲート放電電流を切り替える場合、好ましくは充電電流比として２０倍程度差をつけると良い。
【００６５】
なお、この実施例では、このターンオフ時に放電電流を切り替える端子４００の電圧の閾値をターンオン時に較べ高くして（端子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１にヒステリシスとして設けて）、このターンオフ時にコンパレータ５１の動作を早め、半導体素子８が放電電流（定電流回路３６＋３７）の大きい段階で遮断されることを防止している。好ましくは、このヒステリシスとして端子４００の電圧にて１Ｖ程度差をつけるとより安定な動作が得られる。
【００６６】
以上説明したように、半導体素子８のターンオン時及びターンオフ時において、半導体素子８を流れる電流の時間変化を抑制することでノイズを抑制するとともに、電流変化が小さい段階で半導体素子８の端子間電圧を速やかに増減するので、スイッチング損失を低減できる。
【００６７】
【実施例２】
本発明の他の実施例を図４を参照して説明する。
【００６８】
実施例１では、半導体素子の通電状態を判断するのに端子間電圧判定回路５０により励磁コイル４の接続端子４００の電圧を判定する。この実施例では、半導体素子８を流れる電流を検出してその電流の大小により半導体素子８のゲートの充放電電流を制御することを特徴している。
【００６９】
この通電電流検出回路の動作について説明する。
【００７０】
半導体素子８００は、半導体素子８とミラー回路を構成するトランジスタであり、半導体素子８に流れる電流に略比例する電流を通電する。これにより、半導体素子８がオンすると半導体素子８の通電電流に略比例する電流が検出抵抗８０１に流れ、通電電流に対応する電圧降下が検出抵抗８０１の両端に発生する、この電圧降下をコンパレータ８０２により基準電圧Ｖｒ１と比較し、通電電流の大小により半導体素子８のターンオン時及びターンオフ時の電流の時間変化を抑制することができる。
【００７１】
ここで、半導体素子８００としてＭＯＳＦＥＴを用いると、ミラー回路を構成して、トランジスタ８に流れる電流を検出するのにミラー比を比較的精度良く設定できるので好都合である。
【００７２】
【実施例３】
本発明の他の実施例を図５を参照して説明する。
【００７３】
本発明は、実施例２と同様、端子間電圧判定回路５０の代わりに、半導体素子８がオフ時に励磁コイル４を流れる電流を環流させる還流素子に流れる電流を検出しその電流の大小により半導体素子８のゲートの充放電電流を制御するものである。
【００７４】
この環流電流検出回路の動作について説明する。
【００７５】
検出抵抗９００は還流素子９を流れる環流電流を検出するもので、環流電流に対応した電圧降下が検出抵抗９００の両端に発生する。この電圧降下をコンパレータ９０１により、基準電圧Ｖｒ２と比較して、半導体素子８のターンオン時及びターンオフ時電流の時間変化を抑制することができる。ここで、環流素子９を半導体素子８と同一のＭＯＳＦＥＴで構成し、そのオン／オフを半導体素子８と相補動作させて制御し、電流の検出による、ミラー回路を構成してもよい。
【００７６】
更に説明すると、半導体素子８のターンオンにおいては、環流素子９を流れる環流電流分は減少し、半導体素子８を流れる電流は増加する。従って、環流電流が流れ、環流電流検出回路にて環流中であることが判定される間は、半導体素子８の充電電流を抑制することにより半導体素子８を流れる電流の時間変化を抑制することができる。
【００７７】
また、ターンオフにおいては、半導体素子８を流れる電流は減少し、環流素子９を流れる環流電流分は増加するので、環流中は半導体素子８の放電電流を抑制することによりノイズを抑制できる。
【００７８】
環流電流を検出するこの実施例では、半導体素子８のオン・オフに伴う過度状態において、電流変化する状態を確実に検出でき、精度が良い。
【００７９】
【実施例４】
本発明の他の実施例を図６を参照して説明する。
【００８０】
本発明は、実施例１において、半導体素子８のオン時における両端電圧が十分低くなると、チャージポンプ回路の発振を止めることにより、チャージポンプ電流による電流脈動を低減するものである。
【００８１】
このチャージポンプの作動制限回路の動作について説明する。
【００８２】
抵抗分圧回路を構成する抵抗６２、６３は半導体素子８と励磁コイル４との接続点の電圧を分圧し、コンパレータ６１の負入力端に入力する。抵抗分圧回路を構成する抵抗６４、６５は半導体素子８とバッテリ２との接続端電圧を分圧し、コンパレータ６１の正入力端に入力する。コンパレータ６１は両入力電圧の比較により、半導体素子８の両端電圧の状態を判定する。インバータ２５がＨｉ電圧がナンド回路６６に入力される場合において、半導体素子８のゲートーソース間電圧がまだ十分に増大していない間は、半導体素子８の両端電圧が大きいので、コンパレータ６１はＨｉ出力をナンド回路６６に入力する。このとき、ナンド回路６６からトランジスタ６７へはＬｏが入力されるためトランジスタ６７はオフし、発振回路２７の出力はトランジスタ２８に入力されるのでチャージポンプ動作により、半導体素子８のゲート電圧は昇圧される。
【００８３】
半導体素子８のゲート電圧が十分に増大すると、半導体素子８のオン電圧（電圧降下）が低くなり、コンパレータ６１の出力が反転し、ナンド回路６６にＬｏを入力し、ナンド６６回路はトランジスタ６７にＨｉを入力し、トランジスタ６７がオンし、発信器２７の信号がトランジスタ２８のベースに入力されず、チャージポンプ作動は停止する。インバータ２５の出力がＬｏとなり、半導体素子８がオフとなるときも同様である。
【００８４】
【実施例５】
本発明の他の実施例を図７を参照して説明する。
【００８５】
本発明は、整流器６を接合ダイオードからリカバリ電流が小さいツエナーダイオードに変更することにより、リカバリ電流の時間変化率の大きさに対して、半導体素子８のターンオン、ターンオフ時の通電電流の時間変化率の大きさを２倍以下に設定したもので、半導体素子８のスイッチングの影響を整流器６の転流ノイズレベル（約３ｄＢ程度の差、図８参照）まで低減したものである。本発明によれば、必要以上に半導体素子８のスイッチング過渡期間におけるターンオン、オフを抑制することがなく、スイッチング動作をより安定化することができる。
【００８６】
（変形態様）
上記実施例では、半導体素子８をハイサイド素子として用いる回路構成を例に説明したが、ローサイド素子構成の場合も同様の効果を発揮することは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の車両用交流発電機の電圧制御装置の回路図である。
【図２】実施例１における半導体素子８のスイッチング特性を示す特性図である。
【図３】実施例１における半導体素子８のスイッチング特性を示すタイミングチャートであり、（a）はターンオン時のタイミングチャート、（b）はターンオフ時のタイミングチャートである。
【図４】実施例２の車両用交流発電機の電圧制御装置の回路図である。
【図５】実施例３の車両用交流発電機の電圧制御装置の回路図である。
【図６】実施例４の車両用交流発電機の電圧制御装置の回路図である。
【図７】（a)は実施例５の車両用交流発電機の電圧制御装置に用いたツェナーダイオードの電流変化を示すタイミングチャート、（b)は環流素子としてツェナーダイオードを用いた場合のターンオン時の半導体素子８のドレイン電流変化を示すタイミングチャート、（c)は環流素子としてツェナーダイオードを用いた場合のターンオフ時の半導体素子８のドレイン電流変化を示すタイミングチャートである。
【図８】図７で用いたツェナーダイオードのターンオン時の電流変化率／ターンオフ時の電流変化率の比と、ノイズとの関係を示す特性図である。
【符号の説明】
３……発電機
４……励磁コイル
５……電機子コイル
７……制御回路
８……半導体素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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