(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流を測定する装置であって、
トランス（Ｂ）のコア（Ｎ）のエアギャップ内に配置されたセンサ（３）が設けられており、
前記センサ（３）は前記エアギャップ内の磁場の向きを感知するものであり、
前記トランスの一次巻線（１）により第１の向きの第１の磁場の第１の電流が発生させられ、
前記第１の電流は、第２の補償電流（ｉ2）が流れる前記トランスの二次巻線（２）により発生させられた第１の向きとは逆の第２の向きの第２の磁場によって平衡させられ、
前記エアギャップ内の磁場は第１の磁場と第２の磁場を足し合わせることから生じる合成磁場であり、
前記センサ（３）は、前記合成磁場の向きのみを感知し、前記二次巻線（２）内の補償電流（ｉ2）の流れの向きの反転を制御する前記センサ（３）により前記補償電流（ｉ2）を閉ループで制御するように構成されており、前記センサは前記合成磁場の向きのみを感知するものであり、
第２の補償電流（ｉ2）の測定により第１の電流（ｉ1）の値を得るための測定抵抗（Ｒm）が前記二次巻線（２）に対して直列に配置されており、
前記二次巻線（２）の回路のための温度補償素子（１０）が設けられており、
前記温度補償素子は前記測定抵抗に直列接続されている、ことを特徴とする電流を測定する装置。
【請求項２】
前記センサ（３）はバイポーラ出力信号を用いたホール効果プローブにより形成されている、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記巻線（１，２）は、前記一次巻線により発生する磁場の正確な補償を可能にする値を中心として前記補償電流（ｉ2）がリミットサイクル振動するのに適切なヒステレシスを示す強磁性材料からなる共通コア（Ｎ）上に形成されている、請求項１記載の装置。
【請求項４】
補償電流（ｉ2）の値を介して測定すべき電流（ｉ1）の値を得るために、前記二次巻線（２）に対して直列に配置された抵抗（Ｒm）の端子における電圧を測定する手段を有する、請求項３記載の装置。
【請求項５】
補償電流（ｉ2）の値を介して測定すべき電流（ｉ1）の値を得るために、前記合成磁場の向きを前記センサ（３）により供給されるパルス幅変調された出力信号のデューティサイクル（δ）を測定する手段を有する、請求項３記載の装置。
【請求項６】
前記二次巻線（２）の電源回路内に"Ｈ"の形に配置されたトランジスタブリッジ（４）と、前記プローブ（３）により供給される信号の遷移に応じて、前記巻線（２）内を流れる電流（ｉ2）の向きの前記トランジスタブリッジ（４）による反転を制御する手段（５）とを有する、請求項２から５のいずれか１項記載の装置。
【請求項７】
自動車電子機器内の電流を測定するために請求項１から６のいずれか１項記載の装置を使用する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流強度を測定するための装置、より詳細には、電流強度を測定するための補償型の装置に関するものであり、この装置によれば、測定すべき電流の流れる一次巻線により発生する磁場は補償電流の流れる二次巻線により発生する磁場により平衡させられ、この装置は補償電流を閉ループ制御するために逆向き磁場の印加により生じる合成磁場を感知する手段を有している。
【０００２】
このような装置は、特にＤＥ  １９６  ４２  ４７２，ＤＥ  １９７  ０５  ７６７，ＤＥ  １９７  ０５  ７６８及びＤＥ  １９９  １９  ６０２から公知である。このタイプの装置では、強磁性材料からなる共通コア上に形成された２つの巻線、一次巻線及び二次巻線により発生する磁場の平衡は、二次巻線に給電する電流をこの磁場を感知する手段により検出される合成磁場のゼロ値に自動制御することを要する。合成磁場がゼロであるときには、測定すべき電流と二次巻線内の電流はこれらの巻線の巻数に反比例する。したがって、二次巻線内を流れる電流の強度の測定は、磁場が平衡しているときに行えば、測定すべき電流の強度を得ることができる。したがって、測定すべき電流の流れる回路と平衡電流の流れる回路との間に、完全なガルバニック絶縁を保証する。
【０００３】
このタイプの装置において、合成磁場を感知する手段は、最も一般的には、例えば強磁性コアのエアギャップに配置された線形ホール効果プローブにより形成されている。このようなプローブは、同時にエアギャップ内の合成磁場の向きと磁束密度とを表す電気信号を供給する。装置の順調な動作はこの磁束の相殺の検出に係っており、これを検出するためには、信号をコンパレータにおいて処理し、クロックを用いて、二次巻線の給電を制御するのに適したパルス幅変調された信号を形成することができる。
【０００４】
それゆえ、例えば自動車に搭載されている電子機器においてよく見られるような熱応力及び機械的応力に起因するこの種の装置におけるドリフトは、装置の製造コストに負担をかける付加的な電子手段によって補償しなければならない。この問題に対する１つの解決手段は、線形のプログラマブルなホール効果プローブを使用することである。このプローブは通常、熱的及び／又は機械的なドリフトに対して必要な補償を提供する手段を内蔵している。しかしながら、この解決手段もこれらのプログラマブルプローブの高コストゆえに重い負担である。したがって、それは特に自動車搭載の電子回路の場合には、できるだけ低いコストで生産しなければならない広い顧客に向けた大量生産には適していない。
【０００５】
したがって、本発明は低コストで生産でき、しかも提供される測定精度に関して妥協のない、補償型の電流強度測定装置を実現することを課題としている。
【０００６】
また、本発明はこのような装置を、より詳細には、自動車環境内で電流測定を実現するのに適した形で実現することも課題としている。
【０００７】
本発明のこの課題は、以下の記述を読む際に明らかとなる他のものとともに、一次巻線及び二次巻線により発生する逆向き磁場の印加による合成磁場を感知する手段が、前記合成磁場の向きのみを感知することと引き替えに、前記二次巻線内の補償電流の流れの向きの反転を制御するということを特徴とする、本明細書の冒頭に記載したタイプの装置により解決される。
【０００８】
後で詳細に見るように、この感知手段を形成するためにバイポーラ出力信号を用いた市販のホール効果プローブを使用することにより、製造コストと得られる測定精度とに関する上で定められた２つの累積的な制約を満たすような測定装置が実現される。
【０００９】
本発明による装置の他のオプショナルな特徴によれば、
−  前記巻線は、前記一次巻線により発生する磁場の補償にちょうど相当する値の周りで前記補償電流のリミットサイクル振動を生じさせる適切なヒステレシスを示す強磁性材料からなる同一コア上に形成されている、
−  装置は、補償電流の値を通して測定すべき電流の値を得るために、前記二次巻線に対して直列に配置された抵抗の端子における電圧を測定する手段を有する、
−  変更形態として、装置は、補償電流の値を通して測定すべき電流の値を得るために、前記合成磁場の向きを感知する前記手段により供給されるパルス幅変調された出力信号のデューティサイクルを測定する手段を有する、
−  この変更形態による装置は、前記二次巻線の回路の温度を補正する手段を有する、
−  装置は、前記二次巻線の電源回路内に“Ｈ”の形に配置されたトランジスタブリッジと、前記プローブにより供給される信号の遷移に応じて、前記巻線内を流れる電流の向きの前記トランジスタブリッジによる反転を制御する手段とを有する。
【００１０】
本発明の他の特徴及び利点は、以下の記述を読み、本発明による装置の有利な実施例を１つの図で図示的に示した添付図面を参照することで明らかとなる。
【００１１】
この図において、ブロックＢは従来のように強磁性材料からなるコアＮ（円形又は長方形）を有する変流器を表しており、本発明による装置が属している測定装置のタイプの説明において見たように、このコアには一次巻線１と二次巻線２が巻かれており、これらの巻線の中を測定すべき電流ｉ１と補償電流ｉ２が流れるようになっている。このような変流器は上で触れたガルバニック絶縁を提供し、数ｋＨｚまでのＤＣ電流に対して動作する。
【００１２】
強磁性コアＮは有利には狭いエアギャップにより中断されたリングの形状をとる。２つの巻線は、これらの巻線により発生する磁場の磁束がこのエアギャップ内で共直線かつ逆向きであるように、給電される。
【００１３】
以下で明らかとなる理由から、二次巻線２はこの図では電気抵抗ＲとインダクタンスＬとに分解して示されている。
【００１４】
センサ３は強磁性コアＮのエアギャップ内の磁場の向きを感知するように、このエアギャップに配置されている。なお、このエアギャップ内の磁場は、強磁性コアに巻かれた２つの巻線により発生する逆向き磁場の印加により生じる合成磁場である。
【００１５】
二次巻線２への給電は、制御されるスイッチの形で図に示された４つのトランジスタＱ１〜Ｑ４の“Ｈ”字形の従来式ブリッジを介して、＋Ｖ直流電圧源（自動車電子機器では通常５Ｖ）により確実に行われる。これらのトランジスタはＭＯＳＦＥＴタイプであってよい。これらの各々は従来のようにそれぞれ１つの「フリーホイール」ダイオードＤ１〜Ｄ４に接続されている。
【００１６】
二次巻線内を流れる電流の閉ループ制御はブリッジ４の制御手段５により行われ、ブリッジ４自体はセンサ３の出力信号Ｓにより制御される。
【００１７】
本発明によれば、このセンサ３は、このセンサが配置されているエアギャップ内の磁場の向きの反転しか感知しない。
【００１８】
有利には、このセンサはバイポーラ出力を用いたホール効果プローブにより形成することができる。このようなプローブは多くの電子部品メーカのカタログで見つけることができる。とりわけ、ＭＩＣＲＯＮＡＳ社（ドイツ）のカタログでは、特にプローブ、例えばＨＡＬ  ５ｘｘシリーズの「ホールスイッチ」商品番号ＨＡＬ  ５０１を見つけることができる。
【００１９】
このバイポーラ出力を用いたプローブは、とりわけコンパレータの入力側に給電信号を供給する線形ホール効果プローブを含んだ集積回路の形態をとっており、コンパレータの出力側はトランジスタの導通を制御する。トランジスタが遮断されている（コレクタが開いている）ときには、センサの出力ピン８における電圧は、このピンと＋Ｖ電源との間に接続された抵抗により＋Ｖまで「引き上げられる」。トランジスタが導通状態のときは、このピンはアースされる。
【００２０】
したがって、プローブ３の出力信号Ｓは＋Ｖと０電圧レベルとの間で交番する「バイポーラ」正弦波信号である。
【００２１】
上記のＨＡＬ  ５０１プローブには、特に、熱応力及び機械的応力の補償手段が設けられており、この補償手段によりこれらの目的のための外部手段は不要となる。このプローブはまた低コストで入手可能であり、したがって本発明に課されたコスト削減目標を達成するのに適している。
【００２２】
つぎに、上でその構造を示した本発明による電流測定装置の動作を説明する。
【００２３】
信号Ｓが正（＋Ｖレベル）であるときには、強磁性コアのエアギャップ内の磁場は、任意に決められた「正」の方向を向く。そのとき、制御手段５はトランジスタＱ１及びＱ３をターンオンした状態に維持する。電流ｉ２は端子６（そのとき＋Ｖ電圧にある）と７（そのときアースされている）との間に接続された回路の中を流れる。これらの端子はそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ２及びＱ３，Ｑ４に共通している。この回路は二次巻線２と、場合によっては、後で説明する理由から直列に取り付けられたＣＴＮ抵抗１０（破線で図示）をも含んでいる。電流ｉ２は、二次巻線２により発生する磁束が測定すべき電流ｉ１の流れる一次巻線により発生する磁束を超えるまで増大する。エアギャップ内の合成磁場の向きが反転すると、信号Ｓはローレベル（アース電位）に切り替わり、その結果トランジスタＱ１及びＱ３はターンオフされ、トランジスタＱ２及びＱ４はターンオンされ、後者はそのとき端子６及び７の間に負の電位差を印加する。その結果として、電流ｉ２は減少し、エアギャップ内の磁場は新たに強くなる。
【００２４】
信号ＳはＭＬＩ（英語では“ＰＷＭ”）タイプであり、電流ｉ２をこのエアギャップ内の磁場のゼロ磁束に相当する平均値の周りで振動させる。この振動は自続的である。それは「リミットサイクル」と呼ばれ、強磁性コアの形成に使用される材料（例えば、パーマロイ）の弱いヒステレシスから生じるものである。
【００２５】
振動周波数が端子６と７との間の回路のインダクタンスＬ及び全抵抗Ｒｔにより形成されるフィルタのスイッチング周波数よりも格段に高い場合には、電流ｉ２の平均値は測定すべき電流ｉ１に直接的に比例する。
【００２６】
ｉ２は、端子６と７の間で誘導子２と直列に配置された測定抵抗Ｒｍの端子における電圧の簡単な測定から得られる。この場合、図面に図示された抵抗Ｒがこの抵抗Ｒｍと誘導子２の抵抗との和に相当する。Ｒｍが弱いドリフトを伴う抵抗である場合、センサは温度補償をする必要がない。というのも、熱ドリフトは自動制御によりデューティサイクルを変化させることで補償されるからである。
【００２７】
電流ｉ２の第２の測定方法では、電流ｉ２はセンサ３により供給されるＰＷＭ信号のデューティサイクルδの測定から得られる。実際、二次巻線回路の時定数Ｌ／Ｒｔに比べて非常に短いこの信号のスイッチング周期に関して、次式が成り立つことを示すことができる：
【００２８】
【数１】
0004418755.tif 000002
δはセンサ３により供給されるＰＷＭ信号のデューティサイクルであり、Ｒｔは端子６と７との間の回路の全抵抗である。
【００２９】
このデューティサイクルの測定は、自動車電子機器の場合にそうであるように、ディジタル計算機を含んだ環境においてはコストなしで行われる。δの測定値を得るように、及びこの値から電流ｉ２の値と測定すべき電流ｉ１の値を得るようにプログラムされたこのような計算機に信号Ｓを供給するだけでよい。
【００３０】
しかしながら、抵抗Ｒの温度ドリフトを、より詳細には巻線の温度ドリフトも補正するためには、例えば、唯一の図に示されている抵抗１０のような負の温度係数の抵抗により形成された補償手段を二次巻線回路内に配置することが必要である。
【００３１】
上で言及したＭｉｃｒｏｎａｓ社のＨＡＬ  ５０１センサは、出力信号の切り替えを生じさせる磁場の値がある１つの方向と別の方向とでは通常同じでないという意味においてヒステレシスを示すということに注意されたい。このセンサはこのヒステレシスを調整する複数の内部手段を有している。本発明においてこのセンサを使用する場合、このヒステレシスを完全に無くすと有利である。これは、当業者が通常これら複数の調整手段を用いて達成することのできることである。
【００３２】
アナログ電圧測定を介して得られる電流測定値の精度は２５°Ｃでは原寸測定値の±０．２５％であり、自動車電子機器において一般に考慮される温度範囲である−４０°Ｃから＋１２５°Ｃの間では±０．４％である。
【００３３】
ＰＷＭ信号のデューティサイクルδを介して得られる測定値の精度は、−４０°Ｃから＋１２５°Ｃの間ではおよそ±１％である。
【００３４】
今や、本発明は実際に目的、すなわち、精確であると同時に製造コストの低い補償型の電流測定装置を提供するという目的を達成するために使用しうることが明らかである。
【００３５】
本発明で使用するバイポーラ出力ホール効果センサは、外部の温度補償手段を必要とせず、このような温度補償手段がセンサ内に組み込まれているという利点も有している。このセンサはＨ字形トランジスタブリッジによって直接使用されうるＰＷＭ信号を供給する。したがって、このような信号を得るために、クロック信号発生器及びＰＷＭ変調回路を使用する必要がない。
【００３６】
センサのＰＷＭ出力側は低インピーダンスであり、非常にロバストである。センサの出力トランジスタの開かれたコレクタ出力側に供給されるＰＷＭ信号は、環境により誘発される雑音に対して極めてロバストである。このことは自動車電子機器においては非常に貴重である。出力電流は大きいので、Ｈ字形トランジスタブリッジの制御手段５に供給する前に増幅する必要はない。
【００３７】
もちろん、本発明は純粋に例として説明及び図示された実施形態に限定されるものではない。したがって、本発明はバイポーラ出力ホール効果センサに限定されない。このセンサは、上で説明したものに類似した、ＰＷＭ信号を供給するように設計された磁気抵抗プローブで置き換えてよい。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明による装置の有利な実施形態を示す。
【図１】
0004418755.tif 000003