(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力することができるインピーダンス検出回路であって、
交流信号を発生する交流信号発生器と、
反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有し、前記出力端子と前記反転入力端子との間が帰還抵抗によって接続され、前記交流信号が前記非反転入力端子に印加される演算増幅器と、
前記反転入力端子に一端が接続され、前記被測定容量を他端に接続することができる信号線と、
前記信号線を覆い且つ前記非反転入力端子に接続されたシールド線と、
前記交流信号を受け取って、前記信号線が露出した部分により形成される寄生容量が前記演算増幅器の出力に与える変化を補償するように前記交流信号の位相及び振幅を調整するための補償回路であって、該補償回路の出力を前記演算増幅器の前記反転入力端子に接続してなる補償回路と、
を具備することを特徴とするインピーダンス検出回路。
【請求項２】
前記補償回路が、
前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、
前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、
前記位相補償回路から位相補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、
前記振幅補償回路から振幅補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、
を備えることを特徴とする、請求項１記載のインピーダンス検出回路。
【請求項３】
更に、
前記演算増幅器の出力と前記交流信号との差を求め、前記被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力する減算回路
を備えたことを特徴とする、請求項１又は２に記載のインピーダンス検出回路。
【請求項４】
前記静電容量が容量型センサであることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１つに記載のインピーダンス検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、静電容量を演算増幅器に接続するための信号線に生じる浮遊容量による影響を除去して、該静電容量を電圧へ高精度に変換することができるインピーダンス検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２は、特開昭６１−１４５７８号公報に記載された静電容量−電圧変換装置の構成を概略的に示す図である。この静電容量変換装置は、未知の静電容量に該静電容量の接続に用いるケーブルの浮遊容量が重畳されること、及び、こうした静電容量がケーブルの移動や折り曲げ等により変化すること等によって正確な電圧変換ができないという課題を解決するために提案されたものである。図２に示すように、交流（ＡＣ）信号発生器ＯＳと演算増幅器ＯＰとの間に、未知の容量Ｃｘを接続し、接続ケーブルをシールド線ｓで覆って、浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の影響を低減するものである。具体的には、演算増幅器ＯＰの出力と反転入力との間を抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとの並列回路からなる帰還回路により接続し、反転入力にシールド線ｓを介して、未知の容量Ｃｘの一端を接続し、その他端をシールド線ｓを介して交流信号発生器ＯＳに接続する。両方のシールド線及び演算増幅器ＯＰの非反転入力は接地される。
【０００３】
上記の構成により、演算増幅器ＯＰの二つの入力端子間にはほとんど電位差がないため、浮遊容量Ｃｓ２は充電されない。また、浮遊容量Ｃｓ３は両シールド線の結合容量と考えられるので、シールド線を接地することでゼロとすることができる。こうして、未知の静電容量Ｃｘを接続するケーブルの浮遊容量による影響は、シールド線ｓを用いることによって低減されるので、未知の静電容量Ｃｘに誘導されるのと等しい電荷が帰還回路のコンデンサＣｆに誘導され、未知の静電容量Ｃｘに比例する出力が演算増幅器ＯＰから求まる。すなわち、交流信号発生器ＯＳの出力電圧をＶｉとすると、演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖｏは−（Ｃｘ／Ｃｆ）Ｖｉとして表されるので、図２の変換装置を用いることにより、未知の静電容量Ｃｘは電圧Ｖｏに変換され、この電圧Ｖｏと既知の値Ｃｆ及びＶｉから、未知の静電容量Ｃｘを求めることができる。
【０００４】
しかしながら、図２に示す静電容量−電圧変換装置においては、未知の静電容量Ｃｘが小さくなると、浮遊容量の影響が顕在化し、静電容量Ｃｘを電圧へ正確に変換することができないという問題がある。また、演算増幅器ＯＰの帰還回路を抵抗ＲｆとコンデンサＣｆの並列回路で構成しているため、所要のコンポーネントを実際に集積化して１チップの変換装置とするため、抵抗とコンデンサを形成する個別のプロセスが必要であり、製造プロセスが複雑化するうえ、チップ・サイズが増大するという欠点がある。更に、静電容量Ｃｘの一方の電極が或る電位にバイアスされているときには、該コンデンサに交流信号を印加することができないため、静電容量の電圧への変換が不可能であるという課題もある。
【０００５】
上記の課題を解決するために、本願の出願人は図３に示す構成の静電容量−電圧変換装置を提案した。以下、図３を参照しながら、この静電容量変換器について詳述する。演算増幅器２１は閉ループ利得よりも極めて大きい電圧利得を有しており、利得はほぼ無限大である。演算増幅器２１の出力端子２２と反転入力端子（−）との間に帰還抵抗２３が接続されていて演算増幅器２１に負帰還がかかっている。演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）には交流（ＡＣ）信号発生器２４が接続され、演算増幅器２１の反転入力端子（−）には、信号線２５の一端が接続される。信号線２５の他端には、未知又は既知の静電容量を持つコンデンサ２６の一方の電極２６1が接続される。コンデンサ２６の他方の電極２６2は接地されるか、直流（ＤＣ）の一定のバイアス電位に固定されるか、あるいは非接地である。なお、他方の電極２６2に交流バイアスを加えることもできる。この場合、交流バイアスの周波数は交流信号発生器２４から出力される交流信号の周波数とは同じでも、異なってもよい。
【０００６】
外部からのノイズ等の不要信号が信号線２５に誘導されるのを防止するために、信号線２５はシールド線２７によって包囲される。このシールド線２７はアースされず、演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）と接続される。
【０００７】
演算増幅器２１には帰還抵抗２３を介して負帰還がかかっており、しかも、演算増幅器２１は閉ループ利得よりも極めて大きい電圧利得を有するので、演算増幅器２１はイマジナリ・ショートの状態にあり、利得はほぼ無限大である。すなわち、演算増幅器２１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は実質的にゼロである。したがって、信号線２５とシールド線２７とは同電位にあるので、信号線２５とシールド線２７との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは、信号線２５の長さに無関係に成立するし、信号線２５の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。
【０００８】
いま、交流信号発生器２４の交流出力電圧をＶｉとし、その角周波数をωとする。また、コンデンサ２６の静電容量をＣｘ、コンデンサ２６を流れる電流をｉ1、帰還抵抗２３の抵抗値をＲｆ、帰還抵抗２３を流れる電流をｉ2とし、演算増幅器２１の反転入力端子における電圧をＶｍ、演算増幅器２１の出力電圧をＶとすると、演算増幅器２１は前述のとおりイマジナリ・ショートの状態にあるので、反転入力端子（−）における電圧Ｖｍは交流信号発生器２４の交流信号出力電圧Ｖｉと同電圧である。すなわち、下記の式が満足される。
【０００９】
【数１】
Ｖｉ＝Ｖｍ
しかも、下記の式も満足される。
【００１０】
【数２】
ｉ1＝−Ｖｍ／（１／ｊωＣｘ）＝−Ｖｉ／（１／ｊωＣｘ）
ｉ2＝（Ｖｍ−Ｖ）／Ｒｆ＝（Ｖｉ−Ｖ）／Ｒｆ
ここで、ｉ1＝ｉ2であるから、演算増幅器２１の出力電圧Ｖは
【００１１】
【数３】
Ｖ＝Ｖｉ（１＋ｊωＲｆ・Ｃｘ）
で表される。この式は、容量２６が定電圧駆動されており、演算増幅器２１の出力電圧Ｖが静電容量Ｃｘに比例する交流成分を含むことを示している。そこで、出力電圧Ｖを適宜処理することにより、静電容量Ｃｘに比例した直流電圧を得ることができる。
【００１２】
上記のように、演算増幅器２１はイマジナリ・ショートの状態にあり、信号線２５とシールド線２７の間に生じる浮遊容量が演算増幅器２１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）の間に現れることはないので、演算増幅器２１の出力電圧Ｖを表す式には、信号線２５とシールド線２７との間に生じる浮遊容量に関係する項が含まれない。このため、微小な静電容量Ｃｘの電圧への変換が可能になる。また、交流出力電圧Ｖｉの角周波数ωが低くても、静電容量Ｃｘに正確に対応した電圧Ｖを出力することができる。
【００１３】
しかし、図３の静電容量−電圧変換装置においては、演算増幅器２１の反転入力端子（−）に信号線２５及び帰還抵抗２３の一端が接続されるので、信号線２５は反転入力端子に接続される端部近くに、シールド線２７で包囲されずに露出されてしまう部分を有する。信号線２５のこの露出された部分と周囲の環境との間に浮遊容量が形成されるため、この浮遊容量の影響が、静電容量Ｃｘが微小になるにつれて顕在化し、静電容量Ｃｘの正確な検出を不可能にするという課題があった。
【００１４】
こうした図３の静電容量−電圧変換装置における課題を解決するために、本願の出願人は更に、イマジナリ・ショートの状態にある演算増幅器を利用して演算増幅器の非反転入力端子に接続された信号線と該信号線を取り巻くシールド線との間の浮遊容量の影響を除去すると共に、信号線のシールドされない部分により形成される浮遊容量の影響を除去することにより、測定対象の静電容量を対応の電圧へ高精度に変換することができる静電容量−電圧変換装置を提案した。以下、これについて、図４を用いて説明する。
【００１５】
図４は、提案された静電容量−電圧変換装置の第１の例を概略的に示すブロック図である。図４において、この静電容量−電圧変換装置は、容量−電圧変換部１と、容量−電圧変換部１の出力電圧の位相を調整するための位相調整器２と、位相調整された電圧の振幅を調整するための第１の振幅調整器３と、可変周波数発生器を有する交流（ＡＣ）信号発生器４と、交流信号発生器４からの交流信号の振幅を調整するための第２の振幅調整器５と、第１の振幅調整器３及び第２の振幅調整器４から出力される電圧を加算するための加算器６とを備えている。
【００１６】
容量−電圧変換部１は演算増幅器１１を含み、演算算増幅器１１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きい演算増幅器であって、利得はほぼ無限大であるように見える。演算増幅器１１の出力端子と反転入力端子（−）との間に帰還抵抗１２が接続されていて演算増幅器１１に負帰還がかかっている。演算増幅器１１の非反転入力端子（＋）には交流信号発生器４からの交流信号が印加され、演算増幅器１１の反転入力端子（−）には、信号線１３の一端が接続される。信号線１３の他端には、静電容量Ｃｘを有するコンデンサ等の静電容量素子１４を接続することができる。静電容量素子１４は一方の電極１４1と他方の電極１４2とからなり、他方の電極１４2は接地されるか、直流の一定のＤＣバイアス電圧に固定されるか、あるいは非接地である。代わりに、他方の電極１４2に、交流信号発生器４からの交流信号と同一の周波数又は異なる周波数の交流バイアスを加えることもできる。更に、浮遊容量Ｃｐを介して周囲の交流信号が反転入力端子（−）に印加されるが、この交流信号の周波数は交流信号発生器４からの交流信号の周波数及び電極１４2に印加される交流バイアスの周波数とは異なるのが普通である。
【００１７】
外部からのノイズ等の不要信号が信号線１３に誘導されるのを防止するために、信号線１３の周囲はシールド線１５によって包囲される。このシールド線１５は接地されず、演算増幅器１１の非反転入力端子（＋）と接続される。
【００１８】
容量−電圧変換部１は、図２に示す静電容量−電圧変換装置と実質的に同じ構成である。特に、演算増幅器１１には帰還抵抗１２を介して負帰還がかかっており、しかも、演算増幅器１１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器１１の両入力端子間はイマジナリ・ショートの状態にある。すなわち、演算増幅器１１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は実質的にゼロである。したがって、信号線１３とシールド線１５とは同じ電位（いわゆる電圧）にあるので、信号線１３とシールド線１５との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは、信号線１３の長さに無関係に成立するし、信号線１３の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。
【００１９】
しかしながら、信号線１３が演算増幅器１１の反転入力端子（−）に接続される端部に近い部分は、シールド線１５によってシールドされずに露出しているので、信号線１３の露出された部分と周囲との間に浮遊容量Ｃｐが形成される。この浮遊容量Ｃｐによって演算増幅器１１の出力電圧、したがって容量−電圧変換部１の出力電圧Ｖ′が影響されてしまい、出力電圧Ｖ′は静電容量素子１４の静電容量を正確に表すものではなくなってしまう。
【００２０】
浮遊容量Ｃｐの影響を除去するために、図４に示す静電容量−電圧変換装置においては、静電容量素子１４が信号線１３の他端に接続されていない状態において加算器６の出力電圧Ｖｏｕｔがゼロになるように、交流信号発生器４から出力される交流信号の周波数を調整すると共に、出力電圧Ｖ′の位相を位相調整器２で、振幅を第１の振幅調整器３によって調整し、交流信号発生器４からの交流信号の振幅を第２の振幅調整器５によって調整して、第１の振幅調整器３の出力と第２の振幅調整器５の出力とが同振幅で逆相となるようにする。次いで、二つの出力を加算器６で加算する。これによって第１の振幅調整器３と第２の振幅調整器５との出力は相殺される。
【００２１】
換言すれば、交流信号発生器４の可変周波数発生器、位相調整器２、第１の振幅調整器３、第２の振幅調整器５及び加算器６は、電位差を最小にする又は電位差を調整する調整器を構成する。最小化又はゼロ調整の後に信号線１３の他端に静電容量素子１４を接続すると、加算器６からは、浮遊容量Ｃｐ及び信号線１３とシールド線１５との間の浮遊容量に影響されることなく、静電容量素子１４の静電容量に正確に対応した電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００２２】
図４により説明した静電容量−電圧変換装置の例は、信号線のシールドされていない部分により形成される浮遊容量の影響を除去することにより、測定対象の静電容量を対応の電圧へ高精度に変換することができるものである。しかしながら、こうした静電容量−電圧変換装置においては、測定対象である静電容量が接続されていないときであっても、容量−電圧変換部１の出力が若干シフトしてしまうことがあり、その原因は、演算増幅器１４の入力端子近辺のシールドされていない部分に発生する微少な寄生容量であることが判明した。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は上記の課題を解決するために提案されたものであり、この発明の目的は、寄生容量の影響を除去して一層正確に被測定容量の静電容量を対応の電圧に変換して取り出すことができるインピーダンス検出回路を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、
請求項１の発明は、
被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力することができるインピーダンス検出回路であって、
交流信号を発生する交流信号発生器と、
反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有し、前記出力端子と前記反転入力端子との間が帰還抵抗によって接続され、前記交流信号が前記非反転入力端子に印加される演算増幅器と、
前記反転入力端子に一端が接続され、前記被測定容量を他端に接続することができる信号線と、
前記信号線を覆い且つ前記非反転入力端子に接続されたシールド線と、
前記交流信号を受け取って、前記信号線が露出した部分により形成される寄生容量が前記演算増幅器の出力に与える変化を補償するように前記交流信号の位相及び振幅を調整するための補償回路であって、該補償回路の出力を前記演算増幅器の前記反転入力端子に接続してなる補償回路と、
を具備することを特徴とするインピーダンス検出回路、
を提供する。
【００２５】
請求項２の発明は、前記補償回路を、前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、前記位相補償回路から位相補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路とから構成したことを特徴とする。
【００２６】
請求項３の発明は、前記演算増幅器の出力と前記交流信号との差を求め、前記被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力する減算回路を更に備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項４の発明は、前記静電容量が容量型センサであることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、図１により、この発明に係るインピーダンス検出回路の一つの実施の形態を説明する。このインピーダンス検出回路は被測定容量３０の未知の静電容量Ｃｓを対応の（すなわち、Ｃｓに比例する）電圧に変換するよう動作する。同図において、インピーダンス検出回路は、検出回路３１と位相補償回路３２と振幅補償回路３３と減算回路３４と交流信号発生器３５とから構成される。
【００２９】
検出回路３１は被測定容量３０の容量Ｃｓを検出するためのもので、電圧利得が閉ループ利得よりも極めて大きく、ほぼ無限大であるように見える演算増幅器４１を有する。演算増幅器４１の出力端子と反転入力端子（−）との間には帰還抵抗４２が接続され、演算増幅器４１に負帰還がかけられる。演算増幅器４１の非反転入力端子（＋）には交流信号発生器３５から出力される駆動信号が印加され、反転入力端子（−）には、被測定容量３０を形成する一対の電極のうちの一方の電極に一端が接続された信号線４３の他端が接続される。被測定容量３０を形成する電極の他方は、接地されるか、一定の直流バイアスＶｈが印加されるか、または非接地である。
【００３０】
外部からのノイズ等の不要信号が信号線４３に誘導されるのを防止するために、信号線４３の周囲はシールド線４４によって包囲される。シールド線４４は接地されず、演算増幅器４１の非反転入力端子（＋）と接続される。
【００３１】
なお、図１の符号Ｃｐは信号線４３のシールドされていない部分、すなわち信号線が仕方なく露出している部分に生じる寄生容量であり、これを介して周囲の交流信号が反転入力端子（−）に印加される可能性がある。
【００３２】
検出回路３１は図４における容量−電圧変換回路１と実質的に同じ構成であり、既述のとおり、演算増幅器４１には帰還抵抗４２を介して負帰還がかかっており、演算増幅器４１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器４１の両入力端子間はイマジナリ・ショートの状態にある。すなわち、演算増幅器４１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は実質的にゼロである。したがって、信号線４３とシールド線４４とは同じ電位（いわゆる電圧）にあるので、信号線４３とシールド線４４との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは信号線４３の長さに無関係に成立するし、信号線４３の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。
【００３３】
位相補償回路３２は、交流信号発生器３５から出力される駆動信号の位相を補償するための回路で、演算増幅器５１を含み、演算増幅器５１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ１の帰還抵抗５２が接続される。演算増幅器５１の反転入力端子（−）には、交流信号発生器３５から出力される駆動信号が抵抗値Ｒ１の抵抗５３を介して加えられ、この駆動信号は抵抗値Ｒｉ２の可変抵抗５４を介して演算増幅器５１の非反転入力端子（＋）にも印加される。この非反転入力端子（＋）は容量Ｃ２のコンデンサ５５を介して接地される。
【００３４】
振幅補償回路３３は、交流信号発生器３５からの駆動信号の振幅を補償するための回路で、演算増幅器６１を含み、演算増幅器６１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値Ｒｆ３の帰還抵抗６２が接続される。演算増幅器６１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒｉ３の抵抗６３を介して位相補償回路の出力電圧、すなわち演算増幅器５１の出力電圧Ｖ２が印加され、非反転入力端子（＋）は接地される。さらに、演算増幅器６１の出力Ｖ３は、抵抗値Ｒｉ１の抵抗４５を介して演算増幅器４１の反転入力端子（−）に接続される。更に付け加えると、静電容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとによって発生する電流は、帰還抵抗４２に向かって流れるが、このとき、付加されているＣｐの分の電流を打ち消すように、振幅補償回路３３の出力から抵抗４５を介して、調整された電流が帰還抵抗４２に流れ込んでいる。
【００３５】
減算回路３４は、検出回路３１の出力から交流信号発生器３５の出力を引き去るための回路で、演算増幅器７１を含み、演算増幅器７１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ１の帰還抵抗７２が接続される。演算増幅器７１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒ１の抵抗７３を介して検出回路３１の出力、すなわち演算増幅器４１の出力Ｖ１が印加され、非反転入力端子（＋）には、抵抗値Ｒ１の抵抗７４を介して交流信号発生器３５の出力が印加される。この非反転入力端子（＋）には、抵抗値Ｒ１の抵抗７５を介して直流バイアスＶｈが印加される。
【００３６】
交流信号発生器３５から出力される駆動信号は、交流信号Ｖｄｖと直流バイアスＶｈとの和であるが、直流バイアスＶｈはゼロであってもよい。
以下、図１に示すインピーダンス検出回路の動作を説明する。検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子と被測定容量３０を形成する電極の一方とを結ぶ信号線４３はシールド線４４によって包囲されてシールドされてはいるが、被測定容量３０が接続されていないときであっても、このインピーダンス検出回路の出力、すなわち演算増幅器７１の出力Ｖｏｕｔの位相は、交流信号Ｖｄｖの位相から僅かではあるがシフトする。これは、信号線４３のシールドされていない、信号線が接続などのために仕方なく露出している部分に生じる寄生容量Ｃｐが残留するためである。
【００３７】
したがって、こうした位相シフトをキャンセルするために、交流信号Ｖｄｖの位相及び振幅を位相補償回路３２及び振幅補償回路３３でそれぞれ調整してから、調整後の信号すなわち演算増幅器６１の出力Ｖ３を、抵抗４５を介して検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子に帰還させる。
【００３８】
この場合、交流信号Ｖｄｖの角周波数をωとすると、位相補償回路３２の出力Ｖ２は下記のように表される。
【００３９】
【数４】
0004488400.tif 000002
【００４０】
振幅補償回路３３の出力Ｖ３は下記のように表される。
【００４１】
【数５】
0004488400.tif 000003
【００４２】
検出回路３１の出力Ｖ１は下記のように表される。
【００４３】
【数６】
0004488400.tif 000004
【００４４】
減算回路３４の出力Ｖｏｕｔは下記のように表される。
【００４５】
【数７】
0004488400.tif 000005
【００４６】
ここで、Ｐ及びＱは下記のとおりである。
【００４７】
【数８】
0004488400.tif 000006
【００４８】
したがって、抵抗５４の抵抗値Ｒｉ２及び抵抗６３のＲｉ３を寄生容量Ｃｐに依存して調整することにより、Ｐ＝０及びＱ＝０の条件を実現することができる。被測定容量３０の静電容量Ｃｓを測定する際には、被測定容量３０を接続する前に、これらの抵抗値Ｒｉ２及びＲｉ３の調整を行う。この条件においては、抵抗５４の抵抗値Ｒｉ２及び抵抗６３のＲｉ３は
【００４９】
【数９】
0004488400.tif 000007
【００５０】
を満たすよう調整される。その結果、減算回路３４の出力Ｖｏｕｔは
【００５１】
【数１０】
0004488400.tif 000008
【００５２】
となる。この式（９）は、減算回路３４の出力Ｖｏｕｔの振幅が、寄生容量Ｃｐに影響されることなく、被測定容量３０の静電容量Ｃｓに比例することを示している。
【００５３】
以上説明したように、図１に示すインピーダンス検出回路においては、２つの可変抵抗の値を調整することにより、寄生容量Ｃｐに影響されず且つ被測定容量３０の静電容量Ｃｓに比例する値を持つ出力信号を得ることができる。
【００５４】
なお、電圧へ変換されるべき静電容量Ｃｓを持つ被測定容量３０の一例は容量型センサであり、容量型センサの一方の電極は信号線４３を介して検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子（−）に接続され、他方の電極（又はそれに相当するもの）は接地されるか、適宜なバイアス電位（電圧）に固定されるか、あるいは、非接地で空間に解放される。このような容量型センサには、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の公知の容量型センサばかりでなく、静電容量を検出する全てのデバイスが含まれる。また、本発明は、クランプ形電圧計など非接触に電圧を測定することにも応用が可能である。
【００５５】
また、被測定容量３０の他の例は、信号線４３に接続された電極との間に形成される静電容量Ｃｓの大きさに基づいて良否が判定される被検査対象である。
以上、この発明に係るインピーダンス検出回路の一つの実施の形態について説明したが、この発明はこの実施の形態に限定されるものではない。例えば、図１においては交流信号の位相を先ず補償してから振幅を補償するようにしているが、検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子には、位相と振幅とが補償された交流信号が印加されればよいのであるから、交流信号の振幅を先ず補償してから位相を補償するようにしてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上、図示の実施の形態を参照しながら説明したところから明らかなとおり、この発明は、
（１）信号線とそれを包囲するシールド線との間に形成される浮遊容量や信号線の露出した部分に形成される寄生容量に影響されることなく、信号線に接続された非測定容量の静電容量を電圧へ変換することができ、該静電容量に正確に対応した電圧を求めることができ、被測定容量の静電容量が例えばフェムトファラッド（ピコファラッドの１０００分の１）のオーダーの微小なものであっても、該静電容量を電圧へ高精度に変換し、検出することが可能になる、
（２）被測定容量の信号線に接続されていない方の電極が或る電位（電圧）にバイアスされていても、該被測定容量の静電容量に正確に対応した電圧を求めることができる、
（３）被測定容量の静電容量を、該静電容量と交流信号の周波数とを含む信号へ変換することができるので、交流信号の周波数が約１０ＭＨｚよりも低くても、静電容量の電圧への変換や検出が可能である、
という格別の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明に係る静電容量−電圧変換装置の一つの実施の形態の構成を概略的に示す図である。
【図２】  従来の静電容量−電圧変換装置の一例を示す概略回路図である。
【図３】  図２の静電容量−電圧変換装置の欠点を解決するために本願の出願人が提案した静電容量−電圧変換装置の概略回路図である。
【図４】  図３の静電容量−電圧変換装置の欠点を解決するために本願の出願人が提案した静電容量−電圧変換装置の第１の例の構成を概略的に示すブロック図である。
【符号の説明】
３０：被測定容量、  ３１：検出回路、  ３２：位相補償回路、  ３３：振幅補償回路、  ３４：減算回路、  ３５：交流信号発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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