(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の素子アンテナを均一間隔で円形アレー状に構成したアレーアンテナと、
前記アレーアンテナで得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで複素ベースバンド信号を出力する周波数変換部と、
前記複素ベースバンド信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
所定時間間隔毎に得られた前記複素ディジタル信号を仮想的な直線アレーでの受信信号に変換する仮想直線アレー変換部と、
前記仮想直線アレー変換部の出力から到来波の電力推定を行い、所定の角度毎の到来波電力推定値を出力する到来波電力推定部と、
前記所定時間内で得られた前記複素ディジタル信号に対し相関行列演算し更にその固有値と固有ベクトルを演算する固有値演算部と、
前記固有値演算部で演算された固有値から到来波数を判定する到来波数判定部と、
前記到来波数判定部により判定される前記到来波数から固有値展開手法による到来方向推定を行い、所定の角度毎の到来方向評価関数演算値を出力する到来方向推定部と、
前記到来波電力推定部により出力される前記所定の角度毎の到来波電力推定値と前記到来方向推定部により出力される前記所定の角度毎の到来方向評価関数演算値とを重み付け加算し、そのピーク方向を最大レベルの到来方向として推定する主波方向推定部と
を有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項２】
複数の素子アンテナを均一間隔で直線アレー状に構成したアレーアンテナと、
前記アレーアンテナで得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで複素ベースバンド信号を出力する周波数変換部と、
前記複素ベースバンド信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
所定時間間隔毎に得られた前記複素ディジタル信号から到来波の電力推定を行い、所定の角度毎の到来波電力推定値を出力する到来波電力推定部と、
前記所定時間内で得られた前記複素ディジタル信号に対し相関行列演算し更にその固有値と固有ベクトルを演算する固有値演算部と、
前記固有値演算部で演算された固有値から到来波数を判定する到来波数判定部と、
前記到来波数判定部により判定される前記到来波数から固有値展開手法による到来方向推定を行い、所定の角度毎の到来方向評価関数演算値を出力する到来方向推定部と、
前記到来波電力推定部により出力される前記所定の角度毎の到来波電力推定値と前記到来方向推定部により出力される前記所定の角度毎の到来方向評価関数演算値とを重み付け加算し、その最大値方向を検出することで、最大レベルの到来方向を推定する主波方向推定部と
を有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項３】
前記固有値演算部で演算された固有値の内、最大固有値と次大値固有値の比に基づき到来波数を判定する到来波数判定部をさらに有することを特徴とする請求項１又は２記載の電波到来方向推定装置。
【請求項４】
前記固有値演算部で演算された固有値の内、最大固有値に対する次大値固有値の比が所定値を超える場合に到来波数を１と判定し、所定値を超えない場合に（素子アンテナ数−１）と判定する到来波数判定部をさらに有することを特徴とする請求項１又は２記載の電波到来方向推定装置。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換器の出力データから信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し前記到来波数判定部に出力するＳＮＲ算出部をさらに有し、
前記到来波数判定部は、前記ＳＮＲが所定値を下回る場合、到来波数を１と判定することを特徴とする請求項１又は２記載の電波到来方向推定装置。
【請求項６】
前記Ａ／Ｄ変換器の出力データから信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し前記到来波数判定部に出力するＳＮＲ算出部と、あらかじめ想定されるＳＮＲ値に対する前記到来波推定部における到来方向評価関数のダイナミックレンジを記憶したダイナミックレンジ記憶部と、前記到来方向推定部により出力される到来方向評価関数の最大値から最小値を引いたダイナミックレンジを算出するダイナミックレンジ算出部とをさらに有し、
前記到来波数判定部は、前記ダイナミックレンジ記憶部に記憶されたダイナミックレンジ記憶値と、前記ダイナミックレンジ算出部により算出されたダイナミックレンジ算出値とを比較し、算出値が記憶値よりも下回る場合、到来波数を１と判定することを特徴とする請求項１又は２記載の電波到来方向推定装置。
【請求項７】
前記周波数変換部は、前記アレーアンテナから得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで、前記複素ベースバンド信号の代わりに中間周波数（ＩＦ）信号を出力し、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記ＩＦ信号をディジタル信号に変換するものであり、
前記ディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ベースバンド信号を前記仮想直線アレー変換部及び前記固有値演算部にデータ出力するディジタル直交検波部をさらに有することを特徴とする請求項１記載の電波到来方向推定装置。
【請求項８】
前記周波数変換部は、前記アレーアンテナから得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで、前記複素ベースバンド信号の代わりに中間周波数（ＩＦ）信号を出力し、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記ＩＦ信号をディジタル信号に変換するものであり、
前記ディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ベースバンド信号を前記到来波電力推定部及び前記固有値演算部にデータ出力するディジタル直交検波部をさらに有することを特徴とする請求項２記載の電波到来方向推定装置。
【請求項９】
請求項１又は２記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから主波方向推定部の推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有することを特徴とする指向性可変受信装置。
【請求項１０】
請求項１又は２記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから主波方向推定部の推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、復調動作を行う受信部と、送信動作を行う送信部と、前記セクタスイッチに接続され、前記選択されたセクタアンテナからの出力信号を前記受信部に入力するように切り換えるか、または前記送信部からの送信信号を前記選択されたセクタアンテナから出力させる送受切換器とを有することを特徴とする指向性可変送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はアレーアンテナを用いて電波到来方向、特に少ない素子数でも到来波の最大レベル方向を精度よく推定する電波到来方向推定装置及び方向推定結果を基にアンテナ指向性を可変する指向性可変送信及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを用いて、電波の到来方向を高精度で推定を行う一つの方法として、文献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｔｄｔ、“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｅｍｉｔｔｅｒ  Ｌｏｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４、３，ｐｐ．２７６−２８０（１９８６）に開示されているＭＵＳＩＣ(ＭＵｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ)法がある。これは同一周波数帯の複数波を同時に高精度に方向推定可能なアルゴリズムである。
【０００３】
以下、図９、図１０を用いて、従来のＭＵＳＩＣ法を用いた電波到来方向推定装置について説明する。図９は電波到来方向推定装置の構成図である。Ｍ個（ただし、Ｍ＞１）の素子アンテナ９１−１〜Ｍで受信した受信信号９２−１〜Ｍは、各素子アンテナ９１−１〜Ｍに接続された周波数変換部９３−１〜Ｍにおいて周波数変換され、その後に位相検波され直交するＩ、Ｑ信号からなる複素ベ−スバンド信号９４−１〜Ｍに変換される。
【０００４】
各複素ベースバンド信号９４−１〜Ｍはアナログ／ディジタル変換器９５−１〜Ｍ（以下Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ。）により、アナログ信号から複素ディジタル信号９６−１〜Ｍに変換される。データバス９７は複素ディジタル信号９６−１〜Ｍからそれぞれ得られるサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔）における複素ディジタル信号ｘ1（ｋ）、ｘ2（ｋ）、．．．、ｘM（ｋ）を、所定サンプル間、一時的に蓄積後に所定のタイミングで一括的に方向推定処理部にデータ転送を行う。
【０００５】
方向推定処理部９８はデータバス９７の出力データからＭＵＳＩＣ法に基づく演算を行い方向推定を行う。図１０は方向推定処理部９８の構成を示す図である。分散行列演算手段９９は、データバス９７から得られる複素ディジタル信号９６−１〜Ｍから（数１）で示される受信ベクトルＸ（ｋ）をつくり、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでの受信ベクトルＸ（ｋ）を用いて、（数２）の共分散行列Ｒを求める。
【０００６】
【数１】
0004401526.tif 000002
【０００７】
【数２】
0004401526.tif 000003
【０００８】
ここで、Ｔは転置、Ｈは複素共役転置を示す。固有値演算手段１００は共分散行列Ｒの固有値を降順に算出した固有値λ1〜λMを求める。固有ベクトル演算手段１０１は、固有値λ1〜λMに対応する固有ベクトルｅ1〜ｅMを算出する。
【０００９】
到来波数がＳ個の場合、到来方向評価関数演算手段１０２は、（数３）の関係にある雑音固有ベクトル空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトル行列ＥN＝[ｅs+1、．．．、ｅM]を用い、固有ベクトルｅ1〜ｅSが張る信号固有ベクトル空間Ｅs＝[ｅ1、．．．、ｅS]とＥNは直交する性質を利用する。
【００１０】
すなわち、方位θに対するアレイアンテナの複素応答を表すａ（θ）（ステアリングベクトルと呼ばれる。）におけるθを０〜３６０度まで可変した時のＥNとの直交性を評価する到来方向評価関数Ｆ（θ）を（数４）のように定義する。
【００１１】
これにより、θが到来角に等しくなる場合、理想的には到来方向評価関数Ｆ（θ）は無限大の値をとることになる。従って、θを可変した時のＦ（θ）の計算結果のピーク方向を到来波の到来方向推定値とする。
【００１２】
【数３】
0004401526.tif 000004
【００１３】
【数４】
0004401526.tif 000005
【００１４】
なお、一般に到来波数Ｓは未知であるため、到来波数を判定のため固有値の分布や文献Ｍ．Ｗａｘ  ａｎｄ  Ｔ．Ｋａｉｌａｔｈ，“Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌｓ  ｂｙ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ  Ｃｒｉｔｅｒｉａ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ３３（２），ｐｐ．３８７−３９２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ（１９８５）に記載されている信号個数判定基準を設け判定を行う。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
以上のＭＵＳＩＣ法のようなアレー受信信号の共分散行列の固有値展開を行うアルゴリズムを用いて信号処理により高精度に到来方向推定する電波到来方向推定装置においては、大地や建物等の反射より生じる多重波間の相対的な遅延時間がシンボル長に比べ短い場合、多重波間の相関が高いなり共分散行列のフルランク性が保証されず到来波を高精度に分離できなくなるという課題を有する。
【００１６】
その対処方法として、文献Pillai et al, "Forward/Backward Spatial Smoothing Techniques for Coherent Signal  Identification", IEEE Trans. on Acoustics, speech and signal processing, VOL.37, NO.1, 1989等に開示されている空間スムージング法が提案されている。
【００１７】
しかしながら、空間スムージング法は直線アレーをサブアレー化したものの共分散行列の平均操作を行うため、４素子程度のアレーアンテナの場合は、サブアレー化によりさらにアレーの自由度が減少し、実質的な効果が得られないという課題がある。
【００１８】
本発明は４素子程度の簡易なアレー構成でも、相関波が存在する多重波環境においても、主波方向推定が正確にできる電波到来方向推定装置を提供することを目的とするものであり、さらに、この電波到来方向推定装置の推定結果を利用して、アンテナ指向性制御を行うことで送受信品質改善を行う指向性可変受信装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するために本発明は、到来波の相関の有無を考慮した到来波数の判定を行う到来波数判定部と、到来波数判定部による到来波数に基づきＭＵＳＩＣ法などの従来の固有値展開手法の到来方向推定手法を演算する到来方向推定部と、到来波の電力を推定する到来波電力推定部と、到来方向推定部と到来波電力推定部の推定結果を合成し最大レベルの到来波の到来方向を推定する主波方向推定部とを有する構成としたものである。これにより、高い相関を有する到来波が存在する場合でも、電力推定との組み合わせることで、到来方向推定精度の劣化を最低限に抑えることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は複数の素子アンテナを均一間隔で円形アレー状に構成したアレーアンテナと、前記アレーアンテナで得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで複素ベースバンド信号を出力する周波数変換部と、前記複素ベースバンド信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、所定時間間隔毎に得られた前記複素ディジタル信号を仮想的な直線アレーでの受信信号に変換する仮想直線アレー変換部と、前記仮想直線アレー変換部の出力から到来波の電力推定を行う到来波電力推定部と、前記所定時間内で得られた前記複素ディジタル信号に対し相関行列演算し更にその固有値と固有ベクトルを演算する固有値演算部と、前記固有値演算部で演された固有値から到来波数を判定する到来波数判定部と、前記到来波数判定部の判定結果から固有値展開手法による到来波推定処理を変更する到来方向推定部と、前記到来波電力推定部と前記到来方向推定部で得られた推定結果を合成することで最大レベルの到来方向を推定する主波方向推定部とを有する構成としたものであり、電力推定を仮想的な直線アレーを用いて行うことにより推定精度を向上させることができ、さらに到来波数の推定が誤っていても、電力推定による推定結果と到来方向推定結果を合成することで推定誤りを低減できるという作用を有する。
【００２１】
請求項２に記載の発明は複数の素子アンテナを均一間隔で直線アレー状に構成したアレーアンテナと、前記アレーアンテナで得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで複素ベースバンド信号を出力する周波数変換部と、前記複素ベースバンド信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、所定時間間隔毎に得られた前記複素ディジタル信号から到来波の電力推定を行う到来波電力推定部と、前記所定時間内で得られた前記複素ディジタル信号に対し相関行列演算し更にその固有値と固有ベクトルを演算する固有値演算部と、前記固有値演算部で演算された固有値から到来波数を判定する到来波数判定部と、前記到来波数判定部の判定結果から固有値展開手法による到来波推定処理を変更する到来方向推定部と、前記到来波電力推定部と前記到来方向推定部で得られた推定結果を合成することで最大レベルの到来方向を推定する主波方向推定部とを有する構成としたものであり、到来波数の推定が誤っていても、電力推定による推定結果と到来方向推定結果を合成することで推定誤りを低減できるという作用を有する。
【００２２】
請求項３に記載の発明は固有値演算部で演算された固有値の内、最大固有値と次大値固有値の比に基づき到来波数を判定する到来波数判定部を有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、アレイ受信信号の共分散行列の固有値の大きさにより到来波数判定を行うという作用を有する。
【００２３】
請求項４に記載の発明は固有値演算部で演算された固有値の内、最大固有値に対する次大値固有値の比が所定値を超える場合に到来波数を１と判定し、所定値を超えない場合に（素子アンテナ数―１）と判定する到来波数判定部を有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、アレイ受信信号の共分散行列の固有値に基づく到来波数の判定を行うという作用を有する。
【００２４】
請求項５に記載の発明は到来波の電力推定を行う到来波電力推定部と、所定の到来方向評価関数を演算することで到来方向推定を行う到来方向推定部と、前記電力推定部と前記到来方向推定部の推定結果を加算し、そのピーク方向を最大レベルの到来方向とする主波方向推定部とを有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、２つの評価関数による到来方向推定によりその精度を高めるという作用を有する。
【００２５】
請求項６に記載の発明は到来波の電力推定を行う到来波電力推定部と、所定の到来方向評価関数を演算することで到来方向推定を行う到来方向推定部と、前記電力推定部と前記到来方向推定部の推定結果を重み付け加算し、そのピーク方向を最大レベルの到来方向とする主波方向推定部とを有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、２つの評価関数重みづけ加算による到来方向推定によりその精度を高めるという作用を有する。
【００２６】
請求項７に記載の発明は前記データバスの出力データから信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し到来波数判定部に出力するＳＮＲ算出部と、前記ＳＮＲが所定値を下回る場合、到来波数を１と判定する到来波数判定部を有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、到来波の受信レベルに影響をうけずに到来波数判定部における到来波数判定が安定して行える効果が得られるという作用を有する。
【００２７】
請求項８に記載の発明は前記データバスの出力データから信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し到来波数判定部に出力するＳＮＲ算出部と、あらかじめ想定されるＳＮＲ値に対する到来波推定部における到来方向評価関数のダイナミックレンジを記憶したダイナミックレンジ記憶部と、到来方向評価関数を演算しその最大値から最小値を引いたダイナミックレンジを算出し前記ダイナミックレンジ記憶部におけるダイナミックレンジ記憶値とを比較し、算出値が記憶値よりも下回る場合、到来波数を１と判定する到来波数判定部を有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、到来波間の相関状況を検出し、その結果として到来波数判定部における判定値を変化させることができ、多様な伝搬条件下でも到来波方向推定を安定して行える作用を有する。
【００２８】
請求項９に記載の発明は周波数変換部の代わりに、各アンテナ素子から得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで中間周波数（ＩＦ）信号を出力するＩＦ周波数変換部と、前記ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号をディジタル直交復調し複素ベースバンド信号をデータバスにデータ出力するディジタル直交検波部とを有することを特徴とする請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置としたものであり、ＩＦ段以降をディジタル化することができ集積化に向くという作用を有する。
請求項１０に記載の発明は請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから主波方向推定部の推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有することを特徴とする指向性可変受信装置としたものであり、到来する主波方向にメインビームをもつセクタアンテナを選択することができ、高い信号対雑音レベル比の受信信号が得られるという作用を有する。
【００２９】
請求項１１に記載の発明は請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから主波方向推定部の推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有することを特徴とする指向性可変送信装置としたものであり、到来電波の最大レベル方向に最も近い方向に主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナにより送信を行うことができ、不要方向へ電力送信することなく高品質な送信が可能となるという作用を有する。
【００３０】
請求項１２に記載の発明は請求項１及び２記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから主波方向推定部の推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、復調動作を行う受信部と、送信動作を行う送信部と、前記セクタスイッチに接続され、前記選択されたセクタアンテナからの出力信号を前記受信部に入力するように切り換えるか、または前記送信部からの送信信号を前記選択されたセクタアンテナから出力させる送受切換器とを有することを特徴とする指向性可変送受信装置としたものであり、到来電波の最大レベル方向に最も近い方向に主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナにより送受信を行うことができ、選択されたセクタアンテナの主ビーム方向以外の多重波が抑圧され符号間干渉を低減でき、高品質な通信が可能となるという効果が得られるという作用を有する。
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図８を用いて説明する。
【００３２】
（実施の形態１）
図１は電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図である。以下図１を用いてその動作説明を行う。Ｍ個（ただし、Ｍ＞１）の素子アンテナ１−１〜Ｍは半径ｒの均一素子間隔の円形アレ−とする。図１においては一例として、Ｍ＝４とした４素子アレ−の場合を示す。
【００３３】
各素子アンテナ１−１〜Ｍで受信した受信信号２−１〜Ｍは、各素子アンテナ１−１〜Ｍに接続された周波数変換部３−１〜Ｍにおいて周波数変換され、その後に直交復調され直交するＩ、Ｑ信号からなる複素ベ−スバンド信号４−１〜Ｍに変換される。
【００３４】
各複素ベースバンド信号４−１〜Ｍはアナログ／ディジタル変換器５−１〜Ｍ（以下Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ。）により、アナログ信号から複素ディジタル信号６−１〜Ｍに変換される。ここで、Ａ／Ｄ変換器５−１〜Ｍのサンプリング周波数ｆｓは、後続する処理において復調動作を行わないため送信変調波の帯域ＷB（Ｈｚ）に対し、ｆｓ≧２ＷBとなるナイキスト条件でサンプリングする必要はないが、十分な電波到来方向推定精度が得られる程度にサンプリングのジッタが小さい必要がある。
【００３５】
複素ディジタル信号６−１〜Ｍはデータバス７を経由し、所定サンプル数Ｎdの時間間隔毎に、時刻ｔ0から時刻ｔ0＋ＮdΔＴまでの複素ディジタル信号６−１〜Ｍからなるｘ1（ｋ）、ｘ2（ｋ）、．．．、ｘM（ｋ）（ただし、ｋ＝０〜Ｎd）を方向推定信号処理部８に転送する。ただし、ΔＴはサンプリング間隔を表す。
【００３６】
以下に、方向推定信号処理部８の動作を説明する。まず、固有値演算部９は、データバスの出力から得られる複素ディジタル信号６−１〜Ｍから（数５）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）をつくり、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎdまでの受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて、（数６）の共分散行列Ｒを求める。ここで、Ｔは転置、Ｈは複素共役転置を示す。
【００３７】
【数５】
0004401526.tif 000006
【００３８】
【数６】
0004401526.tif 000007
【００３９】
そして、固有値演算部９は共分散行列Ｒの固有値を降順に算出した固有値λ1〜λMを求め、さらに固有値λ1〜λMに対応する固有ベクトルｅ1〜ｅMを算出する。
【００４０】
到来波数判定部１０は共分散行列Ｒの固有値の最大値と次大値の比Ｅｒ＝（最大固有値／次大値固有値）を算出し、所定値Ｄｒとの比較を行う。Ｅｒ≧Ｄｒの場合、到来波が１波または、複数の相関波が到来しているとみなし、到来波数は１と判定する。一方、Ｅｒ＜Ｄｒの場合、到来波数はＭ−１と判定する。
【００４１】
ここで、実際の到来波がＭ−１よりも少ない場合、アレーの自由度に余裕があるため（数７）による到来波方向推定部の到来方向推定結果に偽のピークが発生しやすいが、到来波電力推定部の電力推定結果との合成を行う事により、そのような偽のピークを排除することができる。
【００４２】
到来方向推定部１１は、到来波数判定部１０から得られる到来波数の判定結果がＳ波の場合、（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルｅS+1〜ｅMからなる行列ＥN＝[ｅs+1、．．．、ｅM]を雑音固有空間行列とし、Ｓ個の固有ベクトルｅ1〜ｅSからなる行列Ｅｓ＝[ｅ1、．．．、ｅS] を信号固有空間行列とみなす。
【００４３】
信号固有空間行列Ｅｓと雑音固有空間行列ＥNとの直交性を評価する到来方向評価関数Ｆ（θ）を（数７）のように定義する。ただし、ａ（θ）は方位θに対するアレイアンテナの複素応答であるステアリングベクトルであり、θを所定の角度間隔Δθで、０〜３６０度まで可変した時のＦ（θ）の演算結果を出力する。
【００４４】
【数７】
0004401526.tif 000008
【００４５】
仮想直線アレイ変換部１２は、円形アレーによる受信信号２−１〜Ｍを仮想的な直線アレーでの受信信号に変換する。仮想的な直線アレーへの変換方法は文献Ｍ．Ｗａｘ  ｅｔ  ａｌ，“Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  Ｆｉｎｄｉｎｇ  ｏｆ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｓｉｇｎａｌｓ  ｖｉａ  Ｓｐａｔｉａｌ  Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇｆｏｒ  Ｕｎｉｆｏｒｍ  Ｃｉｒｃｕｌａｒ  Ａｒｒａｙｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  ＡＰ−４２，Ｎｏ．５，１９９４等に開示されており、ここではその詳細説明は省略する。
【００４６】
以下、変換方法を示す。素子数Ｍの円形アレーに対し、仮想的な直線アレー素子数Ｍｖ（＝２ｈ＋１）をＭｖ≦Ｍを満たす奇数とする。ただし、ｈは自然数。この場合、仮想直線アレーへの変換行列は（数８）の行列Ｆと（数９）の行列Ｊの行列積ＪＦで表現できる。ここで、Ｊｎはｎ次のベッセル関数、ｋ＝２π／λ、λは搬送波の波長、ｒは均一円形アレーの半径をあらわす。
【００４７】
【数８】
0004401526.tif 000009
【００４８】
【数９】
0004401526.tif 000010
【００４９】
以上の変換行列ＪＦを（数５）で表せる均一配置による円形アレーの受信ベクトルｘ（ｋ）との積から仮想的な直線アレーでの受信ベクトルｘV（ｋ）を演算する。
【００５０】
【数１０】
0004401526.tif 000011
【００５１】
到来波電力推定部１３は、文献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｔｄｔ、“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｅｍｉｔｔｅｒ  Ｌｏｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４、３，ｐｐ．２７６−２８０（１９８６）に開示情報に従い、以下のような演算を行う。
【００５２】
まず、仮想的な直線アレーの受信ベクトルｘV（ｋ）の共分散行列Ｒｖを（数１１）に従い演算する。更に、所定の角度間隔Δθで（数１２）による到来波電力推定を行う。ただし、σ2は雑音電力でありの最小固有値に相当する。
【００５３】
【数１１】
0004401526.tif 000012
【００５４】
【数１２】
0004401526.tif 000013
【００５５】
主波方向推定部１４は到来方向推定部１１における（数７）で示される演算値Ｆ（θ）と、到来波電力推定部１３における（数１２）で示される演算値Ｐ（θ）を合成値Ｐｓ（θ）を演算し、その最大値方向を検出することで、最大レベル方向を推定し到来方向推定結果１５を出力する。ここでαは、重み付けのための定数パラメータである。
【００５６】
【数１３】
0004401526.tif 000014
【００５７】
円形配列で電力推定を行う場合、配列の対称性から空間スペクトラムを推定する場合にグレーティングの影響をうけやすいが、本構成のように電力推定を仮想的な直線アレーを用いて行うことにより、その影響を排除することができ推定精度を向上させることができる。
【００５８】
また、従来のＭＵＳＩＣ法等の固有値展開手法による到来方向推定では、建物、大地等の反射から多重波が形成される多重波伝搬環境下において、その相対的な遅延時間が１シンボル時間程度内である場合、互いに相関の高い到来波となり、到来波数の分離を正確に推定することができなくなるが、本実施例の場合、到来波数の推定が誤っていても、電力推定による推定結果と到来方向推定結果を合成することで、推定誤りを低減することが可能となる。
【００５９】
なお、以上の説明では、方向推定信号処理部８においてＭＵＳＩＣ法により方向推定した例を示したが、他の共分散行列の固有値展開に基づく方向推定アルゴリズムに対しても同様に実施可能である。
【００６０】
また、複素ディジタル信号に対し間引き、あるいは、ローパスフィルタ通過させた後に、方向推定信号処理部８の動作を行っても同様な結果が得られる。
【００６１】
なお、アレーが均一間隔の直線配列である場合、図２で示す方向推定信号処理部８ａの構成により同様な効果が得られる。図１と異なる点は、アレーが直線配列であることから、仮想直線アレー変換部１２が不要となる点であり、データバス７を経由して得られる複素ディジタル信号６−１〜Ｍに対し、直接的に到来波電力推定部１３において電力推定を行う。それ以外の動作は図１と共通である。
【００６２】
なお、図１に示した構成例では複素ベースバンド信号４−１〜Ｍに対し、Ａ／Ｄ変換を行っているが、図３に示すようにアンテナ１−１〜Ｍで受信された受信信号２−１〜Ｍを周波数変換部３ａ−１〜Ｍにおいて中間周波数（ＩＦ）に変換したＩＦ信号４ａ−１〜Ｍに対しＡ／Ｄ変換を行い、それにより得られたＩＦディジタル信号６ａ−１〜Ｍをディジタル直交検波部１６ａ−１〜Ｍにおいてディジタル直交復調し複素ディジタル信号６−１〜Ｍを生成する構成でも同様な効果が得られる。また、Ａ／Ｄ変換器５ａ−１〜Ｍは受信したＩＦ信号４ａ−１〜Ｍに対しナイキストサンプルあるいはバンドパスサンプルを行う。
【００６３】
（実施の形態２）
図４は方向推定信号処理部８ｂの別な構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。図４において、複素ディジタル信号６−１〜Ｍの信号対雑音比（ＳＮＲ）を算出するＳＮＲ算出部２０と、その算出されたＳＮＲにより到来波判定のための所定値を変化させる点が図１で示した方向推定処理部８の構成と異なる点であり、以下その動作を説明する。
【００６４】
ＳＮＲ算出部２０はデータバスを経由して得られる複素ディジタル信号６−１〜Ｍから（数５）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて（数１４）のようにＳＮＲを求める。ただし、Ｎ0は送信信号がない場合の受信信号２−１〜Ｍから得られる受信ベクトルｘ0（ｋ）を用いて（数１５）のように算出する雑音電力レベルである。
【００６５】
【数１４】
0004401526.tif 000015
【００６６】
【数１５】
0004401526.tif 000016
【００６７】
到来波数判定部２１は共分散行列Ｒの固有値の最大値と次大値の比Ｅｒ＝（最大固有値／次大値固有値）を算出し、所定値Ｄｒとの比較を行う。到来波の条件が同じでもＳＮＲが小さくなるにつれ、到来波の分離ができにくくなり、共分散行列Ｒの固有値の最大値と次大値のＥｒは小さくなっていく傾向があるため、ＤｒをＳＮＲの関数とし、例えば、Ｄｒ（ＳＮＲ）＝β・ＳＮＲのように、ＳＮＲの減少に伴い、Ｄｒを減少させる可変しきい値とする。
【００６８】
Ｅｒ≧Ｄｒ（ＳＮＲ）の場合、到来波数は１と判定し、Ｅｒ＜Ｄｒ（ＳＮＲ）の場合、到来波数はＭ−１と判定する。
【００６９】
以上のような構成により、到来波の受信レベルに影響をうけずに到来波数判定部２０における到来波数判定が安定して行える効果が得られる。
【００７０】
（実施の形態３）
図５は方向推定信号処理部８ｃの別な構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。図５において、複素ディジタル信号６−１〜Ｍの信号対雑音比（ＳＮＲ）を算出するＳＮＲ算出部２０と、算出されたＳＮＲにより対応する到来方向推定のダイナミックレンジ記憶値を出力するダイナミックレンジ記憶部３０と、到来波方向推定部１１のダイナミックレンジを算出するダイナミックレンジ算出部３１と、ダイナミックレンジ記憶部３０とダイナミックレンジ算出部３１の出力判定を基に到来波数を判定する到来波数判定部３２とを設けている点が図１で示した方向推定信号処理部８の構成と異なる点であり、以下その動作を説明する。
【００７１】
ＳＮＲ算出部２０はデータバスを経由して得られる複素ディジタル信号６−１〜Ｍから（数５）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて（数１４）のようにＳＮＲを求める。ただし、Ｎ0は送信信号がない場合の受信信号２−１〜Ｍから得られる受信ベクトルｘ0（ｋ）を用いて（数１５）のように算出する雑音電力レベルである。
【００７２】
ダイナミックレンジ算出部３１は、到来波方向推定部１１による到来方向推定結果の最大値と最小値を求め、ダイナミックレンジＤＳ＝最大値−最小値を算出する。ダイナミックレンジ記憶部３０は、電波暗室内等で互いに無相関な波が複数波（ただし、Ｍ−１波以下）を発生させ、到来推定の予備伝送実験をあらかじめ行った結果から，送信電力パラメータとして、ＳＮＲ算出部２０におけるＳＮＲと到来方向推定部１１の到来方向推定結果のダイナミックレンジを算出した値ＤＭを記憶している。
【００７３】
到来波数判定部３２はダイナミックレンジ記憶部３０とダイナミックレンジ算出部３１の出力判定を基に到来波数の判定を行う。図６は到来波数判定部３２の動作を示すフローチャートである。
【００７４】
以下、図６を用いてその動作を説明する。まず、共分散行列Ｒの固有値の最大値と次大値の比Ｅｒ＝（最大固有値／次大値固有値）を算出する（ステップ６０）。そして、所定値Ｄｒとの比較を行い（ステップ６１）、Ｅｒ≧Ｄｒの場合、到来波数は１と判定し（ステップ６２）、Ｅｒ＜Ｄｒの場合、前回の判定結果が同一であるかを判定し（ステップ６３）、初期動作あるいは前回の判定結果が異なる場合、到来波数はＭ−１と判定する（ステップ６４）。
【００７５】
前回の判定結果と同じであれば、次にダイナミックレンジ算出値ＤＳと記憶値ＤＭとの比較を行い（ステップ６５）、ＤＳ＜ＤＭの場合、相関波が含まれるものとして波数を１と判定する（ステップ６６）。ＤＳ≧ＤＭの場合、到来波間には相関がないものみなし波数をＭ−１と判定する（ステップ６７）。
【００７６】
以上のような動作により、本実施例は、同じＳＮＲでも到来波間の相関が高い場合は到来方向推定部１１における推定結果はそのダイナミックレンジが小さくなるという性質を利用し、到来波間の相関状況を検出し、その結果として到来波数判定部３２における判定値を変化させることができる。この結果、多様な伝搬条件下でも到来波方向推定を安定して行えるという特性が得られる。
【００７７】
（実施の形態４）
図７は指向性可変受信装置の構成を示すブロック図である。以下図７は実施の形態１から３において、説明した最大レベル方向を推定する到来方向推定処理部８を用い、その到来方向推定結果出力を基に主ビーム方向の異なる複数のセクタアンテナの選択を行い、指向性を可変にする指向性可変受信装置である。到来方向推定処理部８の動作に関しては前述したものと同様であり、その説明は省略する。以下、付加された構成部に関して図７を用いて説明を行う。
【００７８】
図７は指向性可変受信装置の構成図を示し、実施の形態１から３において説明した方向推定処理部８の推定結果１５と、主ビーム方向の異なるｍ本の（ｍ≧２）セクタアンテナ７０−１〜ｍ、セクタスイッチ７１、セクタ制御部７２、受信部７３からなる。
【００７９】
以下図７における動作を説明する。複数の素子アンテナ１−１〜Ｍからなるアレーアンテナから得られた受信信号２−１〜Ｍを使用して電波到来方向推定する動作は、実施の形態１から３で行った説明と同様であり、最終的に得られる方向推定信号処理部８の最大レベル方向推定結果１５はセクタ制御部７２に入力される。セクタ制御部７２は推定結果から最大レベル方向に最も近い方向に主ビーム方向を持つ第ｍs番目のセクタアンテナを複数セクタアンテナ７０−１〜ｍから選択し、受信部７３に接続するようにセクタスイッチ７１を制御する。セクタスイッチ７１はセクタ制御信号７４に基づき第ｍs番目のセクタアンテナを受信部７３に接続する。受信部７３は接続された第ｍs番目のセクタアンテナによる受信信号７５に対し復調動作を行う。
【００８０】
以上のような動作により、複数のセクタアンテナ７０−１〜ｍから最大レベル方向に最も近い方向に主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナを選択することができ、高い信号対雑音レベル比の受信信号７５が得られる。また、選択されたセクタアンテナの主ビーム方向以外の多重波が抑圧され符号間干渉を低減できるという効果が得られる。
【００８１】
なお、本実施例では方向推定信号処理部８における最大レベル方向推定結果に最も近い方向に主ビームをもつセクタアンテナの選択を行うが、複数の素子アンテナ１−１〜Ｍの位相制御を行うことで主ビーム方向を方向推定信号処理部８における最大レベル方向推定結果に合致するよう制御する構成でも同様な効果が得られる。
【００８２】
なお、本実施例では受信装置の構成を示したが、受信部７３を送信部に置き換えることで、送信装置としても適用できる。
【００８３】
（実施の形態５）
図８は指向性可変送受信装置の構成を示すブロック図である。以下図８は実施の形態１から３において、説明した最大レベル方向を推定する到来方向推定処理部を用い、その到来方向推定結果出力を基に主ビーム方向の異なる複数のセクタアンテナの選択を行い、指向性を可変にする指向性可変送受信装置である。到来方向推定処理部の動作に関しては前述したものと同様であり、その説明は省略する。以下、付加された構成部に関して図８を用いて説明を行う。
【００８４】
図８は指向性可変送受信装置の構成図を示し、実施の形態１から３において説明した方向推定処理部８推定結果１５と、主ビーム方向の異なるｍ本の（ｍ≧２）セクタアンテナ８０−１〜ｍ、セクタスイッチ８１、セクタ制御部８２、送受信を切り換えるための送受切換器８３、受信部８４、送信部８５からなる。
【００８５】
以下図８における動作を説明する。複数の素子アンテナ１−１〜Ｍからなるアレーアンテナから得られた受信信号２−１〜Ｍを使用して電波到来方向推定する動作は、実施の形態１から３で行った説明と同様であり、最終的に得られる方向推定信号処理部８の最大レベル方向推定結果１５はセクタ制御部８２に入力される。
【００８６】
セクタ制御部８２は推定結果から最大レベル方向に最も近い方向に主ビーム方向を持つ第ｍs番目のセクタアンテナを複数セクタアンテナ８０−１〜ｍから選択し、送受切換器８３に接続するようにセクタスイッチ８１を制御する。
【００８７】
セクタスイッチ８１はセクタ制御信号８６に基づき第ｍs番目のセクタアンテナを送受切換器８３に接続する。
【００８８】
受信部８４は送受切換器の出力から第ｍs番目のセクタアンテナによる受信信号８７に対し復調動作を行う。送信部８５は送受切換器の出力から第ｍs番目のセクタアンテナを通して送信信号を送信する。
【００８９】
以上のような動作により、複数のセクタアンテナ８０−１〜ｍから到来電波の最大レベル方向に最も近い方向に主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナにより送受信を行うことができ、選択されたセクタアンテナの主ビーム方向以外の多重波が抑圧され符号間干渉を低減でき、高品質な通信が可能となるという効果が得られる。
【００９０】
なお、本実施例では方向推定信号処理部８における最大レベル方向推定結果に最も近い方向に主ビームをもつセクタアンテナの選択を行うが、複数の素子アンテナ１−１〜Ｍの位相制御を行うことで主ビーム方向を方向推定信号処理部８における最大レベル方向推定結果に合致するよう制御する構成でも同様な効果が得られる。
【００９１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電力推定を仮想的な直線アレーを用いて行うことにより、円形配列で電力推定を行う場合に生じるグレーティングの影響を排除することができ推定精度を向上させることができる。
【００９２】
また、従来のＭＵＳＩＣ法等の固有値展開手法による到来方向推定では、建物、大地等の反射から多重波が形成される多重波伝搬環境下において、その相対的な遅延時間が１シンボル時間程度内である場合、互いに相関の高い到来波となり、到来波数の分離を正確に推定することができなくなるが、本実施例の場合、到来波数の推定が誤っていても、電力推定による推定結果と到来方向推定結果を合成することで、推定誤りを低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１における方向推定信号処理部の別な構成を示すブロック図
【図３】実施の形態１における電波到来方向推定装置の別な構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態２における方向推定信号処理部の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における方向推定信号処理部の構成を示すブロック図
【図６】実施の形態３における到来波数判定部の動作を示すフローチャート
【図７】本発明の実施の形態４における指向性可変受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５における指向性可変送受信装置の構成を示すブロック図
【図９】従来の電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図
【図１０】従来の方向推定信号処理部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１−１〜Ｍ  素子アンテナ
２−１〜Ｍ  受信信号
３−１〜Ｍ  周波数変換部
４−１〜Ｍ  複素ベースバンド信号
５−１〜Ｍ  アナログ／ディジタル変換器
６−１〜Ｍ  複素ディジタル信号
７  データバス
８  方向推定信号処理部
９  固有値演算部
１０  到来波数判定部
１１  到来方向推定部
１２  仮想直線アレイ変換部
１３  到来波電力推定部
１４  主波方向推定部
１５  到来方向推定結果
【図１】
0004401526.tif 000017
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0004401526.tif 000024
【図９】
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【図１０】
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