(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
演算増幅器の反転入力端子に接続された第１素子の電荷量の変化により物理量を検出する、物理量検出回路であって、
前記反転入力端子と前記演算増幅器の出力端子との帰還経路に接続された帰還容量と、
抵抗として機能する複数の第２素子から選択された少なくとも一つから構成され、かつ、前記反転入力端子と前記出力端子との帰還経路に前記帰還容量と並列に接続される、第３素子と、
温度変化により前記複数の第２素子の選択を変更する、選択変更手段と、
を備える、物理量検出回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記複数の第２素子は、並列接続された複数のダイオードを含む、物理量検出回路。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記選択変更手段は、電界効果トランジスタであり、
前記複数の第２素子は、前記電界効果トランジスタのソースを有する寄生ダイオードおよび前記電界効果トランジスタのドレインを有する寄生ダイオードを含む、物理量検出回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかにおいて、
前記帰還容量は、複数の帰還容量から選択された少なくとも一つから構成され、
前記選択変更手段により、前記複数の帰還容量の選択が変更される、物理量検出回路。
【請求項５】
演算増幅器の反転入力端子に接続された第１素子の電荷量の変化により物理量を検出する、物理量検出回路であって、
前記反転入力端子と前記演算増幅器の出力端子との帰還経路に接続された帰還容量と、
前記反転入力端子と前記出力端子との帰還経路に前記帰還容量と並列に接続されるように、そのソース、ドレインが前記出力端子、前記反転入力端子に接続される、第１電界効果トランジスタと、
前記ソースと前記ドレインとの間の電流を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
前記第１電界効果トランジスタとでカレントミラー回路を構成する第２電界効果トランジスタと、
前記第２電界効果トランジスタのソース又はドレインに電流を供給する定電流回路とを含む、物理量検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、コンデンサの電荷量の微小変化により物理量を検出する物理量検出回路に関する。
【０００２】
【背景技術】
コンデンサを容量センサとして用い、コンデンサに蓄積された電荷量の微小変化を増幅することにより、力、重量、加速度、圧力等の物理量を計測する物理量検出回路がある。図１６は、物理量検出回路１０００の一例の回路図である。まず、この物理量検出回路１０００の構造を説明する。
【０００３】
物理量検出回路１０００は、演算増幅器１１００、容量センサ１２００及び帰還容量１３００を備える。容量センサ１２００は、対向して配置されたダイヤフラムと電極板で構成されるコンデンサである。ダイヤフラム、電極板のうち一方が演算増幅器１１００の反転入力端子に接続され、他方に電圧ＶＢＢが印加される。演算増幅器１１００の出力端子と反転入力端子の間の帰還経路には帰還容量１３００が接続されている。
【０００４】
次に、物理量検出回路１０００の動作を説明する。容量センサ１２００のダイヤフラムが計測しようとする物理量により変位すると、容量センサ１２００は微小容量変化ΔＣをする。これを演算増幅器１１００により増幅し、出力電圧Ｖｏを発生させ、負荷などの制御をするのである。出力電圧Ｖｏは次のとおりである。
【０００５】
Ｖｏ＝（容量センサの微小容量変化ΔＣ／帰還容量の容量）ＶＢＢ
物理量検出回路の原理は、図１６に示すとおりである。しかし、演算増幅器１１００は大きな解放利得を有するため、物理量検出回路１０００では、演算増幅器１１００自身のオフセット電圧により出力電圧Ｖｏが飽和してしまい、物理量の検出ができなくなる。
【０００６】
そこで、実用的には図１７に示す物理量検出回路２０００となる。物理量検出回路２０００が図１６に示す回路と違う点は、抵抗器１４００を備えることである。抵抗器１４００は帰還容量１３００と並列に、演算増幅器１１００の出力端子と反転入力端子の帰還経路に接続されている。抵抗器１４００により演算増幅器１１００に直流的に帰還がかかるようにして、出力電圧Ｖｏが飽和するのを防いでいるのである。
【０００７】
さて、精度よく増幅するためには、抵抗器１４００の抵抗値Ｒを次式のように設定する必要である。
【０００８】
Ｒ≫１／（２πｆ・帰還容量の容量値）
記号ｆは、容量センサ１２００の容量変化の周波数である。例えば、帰還容量１３００の容量値を１ｐＦ、容量センサ１２００の容量変化の周波数ｆを１０ｋＨｚとした場合、インピーダンスＺ＝１／（２πｆ・帰還容量の容量値）≒１６ＭΩとなる。例えば、抵抗値ＲをインピーダンスＺの１０倍以上とすると、抵抗値Ｒ＝１６０ＭΩ以上となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、物理量検出回路２０００は、電源をオンした時から物理量検出回路２０００の動作が安定、つまり出力電圧ＶｏがＶＢＢになってから物理量の検出を開始する。電源をオンした時から物理量検出回路の動作が安定するまでの時間をスタートアップ時間という。スタートアップ時間は、低域遮断周波数が小さくなると長くなる。低域遮断周波数は、抵抗器の抵抗値と帰還容量の容量値の時定数で決まる。このため、環境温度が下がることにより、抵抗器１４００の抵抗値が大きくなると、低域遮断周波数が小さくなる。
【００１０】
図１７に示す物理量検出回路２０００は、抵抗器１４００の抵抗値を大きくすることにより、高精度の増幅をしている。しかし、温度変化により抵抗器１４００の抵抗値が大きくなりすぎた場合、低域遮断周波数が小さくなりすぎ、その結果、スタートアップ時間が長くなる。
【００１１】
本発明は、低域遮断周波数が小さくなりすぎるのを防ぐことができる物理量検出回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明は、演算増幅器の反転入力端子に接続された第１素子の電荷量の変化により物理量を検出する、物理量検出回路であって、
前記反転入力端子と前記演算増幅器の出力端子との帰還経路に接続された帰還容量と、
抵抗として機能する複数の第２素子から選択された少なくとも一つから構成され、かつ、前記反転入力端子と前記出力端子との帰還経路に前記帰還容量と並列に接続される、第３素子と、
温度変化により前記複数の第２素子の選択を変更する、選択変更手段と、
を備える。
【００１３】
本発明によれば、温度変化による第２素子の抵抗値の変化が生じても、複数の第２素子の選択を変更することにより第３素子の抵抗値を所定値にすることができるので、低温から高温まで安定した周波数特性を実現することができる。よって、例えば、低温であっても、低域遮断周波数が低くなりすぎるのを防ぐことができるので、スタートアップ時間を短縮することができる。なお、第１素子としては、例えば、圧電素子や容量変化が可能な容量素子がある。第２素子としては、例えば、ダイオードや抵抗器がある。
【００１４】
（２）本発明には次の態様がある。
【００１５】
前記複数の第２素子は、並列接続された複数のダイオードを含む。
【００１６】
本発明はダイオードを抵抗として使用する。ダイオードは零電圧付近で高抵抗な素子として機能する。例えば、±数十ｍＶにおいてダイオードの抵抗は数百ＭΩとなる。ダイオードは低温のとき、高温のときに比べて非常に抵抗値が大きくなる。例えば、−４０℃のような低温のときの抵抗値は、１０００ＧΩ以上であり、例えば、８０℃のような高温のときの抵抗値は、約７ＧΩである。低域遮断周波数は、ダイオードの抵抗値と帰還容量の容量値で決まる時定数が大きくなると小さくなる。よって、低温時は、低域遮断周波数が小さくなりすぎ、この結果、スタートアップ時間が長くなる。本発明によれば、選択変更手段によりダイオードの選択を変更することができるので、低温から高温まで安定した周波数特性を実現することができる。
【００１７】
（３）本発明には次の態様がある。
【００１８】
前記選択変更手段は、電界効果トランジスタであり、
前記複数の第２素子は、前記電界効果トランジスタのソースを有する寄生ダイオードおよび前記電界効果トランジスタのドレインを有する寄生ダイオードを含む。
【００１９】
本発明は、電界効果トランジスタを制御することにより、ソースを有する寄生ダイオード、ドレインを有する寄生ダイオードの選択を変更する。例えば、高温時、電界効果トランジスタをオフすることにより、ドレインを有する寄生ダイオードを選択し、抵抗として用い、低温時、電界効果トランジスタをオンすることにより、ソースを有する寄生ダイオードおよびドレインを有する寄生ダイオードを選択し、抵抗として用いる。ダイオードは接合面積が大きくなると抵抗値が小さくなるので、低温時、ソースを有する寄生ダイオード、ドレインを有する寄生ダイオードの両方を用いることにより、第３素子の抵抗値が大きくなりすぎるのを防ぐことができる。これにより、低域遮断周波数が小さくなりすぎるのを防ぐことができる。
【００２０】
（４）本発明には次の態様がある。
【００２１】
前記帰還容量は、複数の帰還容量から選択された少なくとも一つから構成され、
前記選択変更手段により、前記複数の帰還容量の選択が変更される。
【００２２】
本発明によれば、温度変化により物理量検出回路の利得を可変にすることができる。温度が高くなると利得が大きくなるようにしてもよいし、逆に温度が高くなると利得が小さくなるようにしてもよい。
【００２３】
（５）本発明は、演算増幅器の反転入力端子に接続された第１素子の電荷量の変化により物理量を検出する、物理量検出回路であって、
前記反転入力端子と前記演算増幅器の出力端子との帰還経路に接続された帰還容量と、
前記反転入力端子と前記出力端子との帰還経路に前記帰還容量と並列に接続されるように、そのソース、ドレインが前記出力端子、前記反転入力端子に接続される、第１電界効果トランジスタと、
前記ソースと前記ドレインとの間の電流を制御する制御手段と、
を備える。
【００２４】
制御手段により、ソースとドレインとの間の電流を、例えば、０．１ｍＡ〜１ｍＡのような微小電流にすると、第１電界効果トランジスタを抵抗値５０ＭΩ〜５００ＭΩの抵抗として機能させることができる。このため、本発明によれば、低温から高温まで安定した周波数特性を実現することができる。よって、例えば、低温であっても、低域遮断周波数が低くなりすぎるのを防ぐことができるので、スタートアップ時間を短縮することができる。制御手段としては、温度による電流の変化が小さいものであり、例えば、定電流回路、ＭＯＳ電界効果トランジスタのインピーダンスをゲート電圧で制御するゲート電圧制御回路がある。
【００２５】
（６）本発明には次の態様がある。
【００２６】
前記制御手段は、前記第１電界効果トランジスタとでカレントミラー回路を構成する第２電界効果トランジスタを含む。
【００２７】
カレントミラー回路により、第１電界効果トランジスタのソースとドレインとの間の電流を制御するので、微小電流であっても高精度な制御が可能となり、第１電界効果トランジスタの抵抗値を安定させることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る物理量検出回路１００の回路図である。
第１実施形態の特徴を簡単に説明すると、物理量検出回路１００はダイオード部１４０を抵抗器の代わりに用いており、低温時はダイオード１４２、１４４を選択して使用し、高温時はダイオード１４４を選択して使用する。
【００２９】
第１実施形態について詳細に説明する前に、ダイオードを抵抗器の代わりに用いる物理量検出回路について説明する。図２は、本願発明者によりなされた、特開２０００-３０４６３１号公報に記載された物理量検出回路３０００の回路図である。物理量検出回路２０００の構成要素と同一要素については同一符号を付すことにより説明を省略する。物理量検出回路３０００は、抵抗器１４００の代わりにダイオード１５００が用いられる。ダイオード１５００は、演算増幅器１１００の出力端子と反転入力端子の間の帰還経路に帰還容量１３００と並列に接続されている。ダイオードは±数十ｍＶにおいて、順方向、逆方向ともに抵抗値が数百ＭΩとすることができる。物理量検出回路３０００は、ダイオードのこの特性を利用して抵抗器の代わりとしている。これにより、小面積で高抵抗値を実現できる。第１実施形態では、ダイオードに±数十ｍＶが印加される範囲で使用されるので、ダイオードの向きは問題とならない。
【００３０】
次に、温度が低くなると低域遮断周波数が小さくなることをグラフにより説明する。図３は、図２に示す物理量検出回路３０００において、容量センサ１２００の容量変化ΔＣに対する物理量検出回路３０００の出力振幅の周波数特性を示すグラフである。高い周波数側において、出力振幅が飽和している。飽和したときの出力振幅の大きさを基準（１）とした場合の周波数特性を示している。図３の特性曲線において、右上がりの特性を示す線とフラットな特性を示す線との交点での周波数が低域遮断周波数となる。図３の場合、８０℃では約１００Ｈｚ、２５℃では約１０Ｈｚが低域遮断周波数である。図３のグラフから分かるように温度が低くなると低域遮断周波数が小さくなる。
【００３１】
さて、図１に示す物理量検出回路１００は、演算増幅器１１０、容量センサ１２０、帰還容量１３０、ダイオード部１４０、スイッチ１５０及び温度センサ１６０を備える。容量センサ１２０は第１素子の一例であり、容量変化可能なコンデンサである。容量センサ１２０は、例えば、ダイヤフラムと、このダイヤフラムと微小ギャップを隔てて対向している電極板と、を備える。ダイヤフラム、電極板のうち一方が演算増幅器１１０の反転入力端子に接続され、他方に電圧ＶＢＢが印加される。容量センサ１２０は、例えば、半導体マイクロマシニング技術により形成することができる。
【００３２】
ダイオード部１４０は、第３素子の一例であり、演算増幅器１１０の出力端子と反転入力端子との帰還経路に帰還容量１３０と並列に接続されている。ダイオード部１４０は、第２素子の一例であるダイオード１４２、１４４を含む。ダイオード１４２、１４４は、演算増幅器１１０の出力端子と反転入力端子との帰還経路に並列に接続されている。
【００３３】
スイッチ１５０はダイオード部１４０と接続されている。スイッチ１５０は選択変更手段の一例であり、第１実施形態ではｎ型またはｐ型ＭＯＳ電界効果トランジスタが用いられる。スイッチ１５０のゲートは温度センサ１６０により制御される。所定温度より低くなるとスイッチ１５０がオンすることにより、ダイオード１４２、１４４が選択されるので、帰還電流はダイオード１４２、１４４に流れる。一方、所定温度より高くなるとスイッチ１５０がオフすることにより、ダイオード１４４が選択されるので、帰還電流はダイオード１４４に流れ、ダイオード１４２には流れない。以上が物理量検出回路１００の構成である。物理量検出回路１００の物理量を検出する動作は従来例と同じなので説明を省略する。
【００３４】
次に、物理量検出回路１００による効果を説明する。図４は、周波数と出力振幅との関係を示すグラフである。線Ａは高温時にダイオード１４４のみに電流を流した場合であり、低域遮断周波数はｆAとなる。線Ｂは低温時にダイオード１４４のみに電流を流した場合であり、低域遮断周波数はｆBとなる。線Ｃは低温時にダイオード１４２、１４４の両方に電流を流した場合であり、低域遮断周波数はｆCとなる。第１実施形態において、低温時の低域遮断周波数はｆCとなり、高温時の低域遮断周波数はｆAとなるので、低温時の低域遮断周波数を高温時の低域遮断周波数に近づけることができ、低温時の低域遮断周波数が低くなりすぎるのを防ぐことができる。
【００３５】
次に、第１実施形態の温度と低域遮断周波数との関係を説明する。図５は、第１実施形態の温度と低域遮断周波数との関係を示すグラフである。所定温度ＴSWでスイッチ１５０のオン、オフを切り換えられる。所定温度ＴSW以下ではスイッチ１５０をオンし、ダイオード１４２、１４４の両方に電流を流すので、線Ｄのようになる。所定温度ＴSW以上ではスイッチ１５０をオフし、ダイオード１４４のみに電流を流すので、線Ｅのようになる。
【００３６】
所定温度ＴSW以下において、帰還電流はダイオード１４２、１４４の両方に流れるので、ダイオード１４４の接合面積にダイオード１４２の接合面積を加えた値の接合面積をもつダイオードに電流を流していることになる。ダイオードは接合面積が大きくなると、抵抗が小さくなる。よって、低温時、ダイオード１４２、１４４の抵抗値が大きくなっても、ダイオード部１４０の抵抗値が大きくなりすぎるのを防ぐことができる。この結果、低域遮断周波数が小さくなりすぎるのを防ぐことができる。
【００３７】
また、所定温度ＴSW以上において、帰還電流はダイオード１４４のみに流れるので、低域遮断周波数が高くなりすぎるのを防ぐことができる。図３をみれば分かるように、低域遮断周波数が高くなりすぎると、低い周波数の測定ができなくなるのである。例えば、８０℃条件下、約５００Ｈｚ以下の周波数の測定を精度良くできない。
【００３８】
以上説明したように、第１実施形態によれば、低域遮断周波数が小さくなりすぎるのを防ぐことができるので、スタートアップ時間を短くすることができる。
また、低温から高温まで安定した周波数特性を実現することができる。これらの効果は以下に説明する他の実施形態にも当てはまる。
【００３９】
なお、第１実施形態において、ダイオード１４４の接合面積を比較的小さくしているのは、高温時であってもダイオード部１４０（ダイオード１４４）の抵抗値を高抵抗（数ＭΩ）にするためである。一方、ダイオード１４２の接合面積を比較的大きくしているのは、低温時に、ダイオード部１４０（ダイオード１４２、１４４）の抵抗値が高くなりすぎるのを防ぐためである。よって、ダイオード１４２の接合面積は、ダイオード１４４の接合面積より、例えば、１０〜１００倍大きくする。
【００４０】
［第２実施形態］
図６は、本発明の第２実施形態に係る物理量検出回路２００の回路図である。
第１実施形態に係る物理量検出回路１００の構成要素と同一要素については同一符号を付している。第２実施形態の特徴を簡単に説明すると、物理量検出回路２００はダイオード部１４０及びスイッチ１５０を半導体基板に形成している。
【００４１】
図７は、第２実施形態のダイオード部１４０及びスイッチ１５０が形成されたｎ型の半導体基板（ＳＵＢ）の平面図である。図８は、図７のＸ１-Ｘ２線に沿った断面図である。半導体基板（ＳＵＢ）にはバルク（Ｂ）となるｐウェルが形成され、ｐウェルにはｎ+のドレイン（Ｄ）、ｎ+のソース（Ｓ）が互いに間を設けて形成され、半導体基板（ＳＵＢ）上にはゲート（Ｇ）が形成されている。ゲート（Ｇ）、ドレイン（Ｄ）、ソース（Ｓ）により構成されるＭＯＳ電界効果トランジスタがスイッチ１５０となる。ｎ+のソース（Ｓ）はフローティングである。
【００４２】
ダイオード１４２は、ｎ+のソース（Ｓ）とｐウェルにより形成される寄生ダイオードである。ダイオード１４４は、ｎ+のドレイン（Ｄ）とｐウェルにより形成される寄生ダイオードでありる。ダイオード１４２の接合面積を比較的大きくするためにｎ+のソース（Ｓ）の面積が大きくされている。ダイオード１４４の接合面積を比較的小さくするために、ｎ+のドレイン（Ｄ）の面積が小さくされている。ダイオードの等価的な抵抗値の調節に重要なことは、接合面積と接合部の周囲長であり、形状に関しては問題とならない。
【００４３】
ｎ型の半導体基板（ＳＵＢ）とｐウェルにより寄生ダイオード１７０が形成される。ｎ型の半導体基板（ＳＵＢ）は、通常、回路において最も高い電位に固定され、ｐウェルは演算増幅器１１０の出力端子と接続されるため、寄生ダイオード１７０は回路動作上無視することができる。なお、スイッチ１５０としてｎＭＯＳ電界効果トランジスタの代わりにｐＭＯＳ電界効果トランジスタを用いることもできる。第２実施形態では、ダイオード部１４０及びスイッチ１５０を半導体基板に形成しているが、演算増幅器１１０、容量センサ１２０、帰還容量１３０、温度センサ１６０の少なくとも一つをこの半導体基板に形成してもよい。
【００４４】
［第３実施形態］
図９は、本発明の第３実施形態に係る物理量検出回路３００の回路図である。
第１実施形態に係る物理量検出回路１００の構成要素と同一要素については同一符号を付している。第３実施形態では、ダイオード部１４０に第２素子の一例であるダイオード１４５、１４６、１４７、１４８が配置されている。ダイオード１４５、１４６、１４７、１４８は、演算増幅器１１０の出力端子と反転入力端子との帰還経路に並列に接続されている。スイッチ１５１、１５２、１５３は、選択変更手段の一例であり、ダイオード１４５、１４６、１４７、１４８の選択を変更する。スイッチ１５１、１５２、１５３は、ｎ型またはｐ型ＭＯＳ電界効果トランジスタが用いられる。図１０は、第３実施形態のダイオード１４５、１４６、１４７、１４８及びスイッチ１５１、１５２、１５３が形成されたｎ型の半導体基板（ＳＵＢ）の断面図である。
【００４５】
図１１は、第３実施形態の温度と低域遮断周波数との関係を示すグラフである。図９、１０、１１を用いてこの関係について説明する。スイッチ１５１、１５２、１５３のゲートは温度センサ１６０により制御される。温度Ｔが、温度Ｔ＞所定温度ＴSW１の場合、スイッチ１５１、１５２、１５３がオフすることにより、ダイオード１４５が選択される。これにより、帰還電流はダイオード１４５のみに流れるので、線Ａのようになる。温度Ｔが、所定温度ＴSW１＞温度Ｔ＞所定温度ＴSW２の場合、スイッチ１５１のみがオンすることにより、ダイオード１４５、１４６が選択される。これにより、帰還電流はダイオード１４５、１４６に流れるので、線Ｂのようになる。温度Ｔが、所定温度ＴSW２＞温度Ｔ＞所定温度ＴSW３の場合、スイッチ１５１、１５２がオンすることにより、ダイオード１４５、１４６、１４７が選択される。これにより、帰還電流はダイオード１４５、１４６、１４７に流れるので、線Ｃのようになる。温度Ｔが、所定温度ＴSW３＞温度Ｔの場合、スイッチ１５１、１５２、１５３がオンすることにより、ダイオード１４５、１４６、１４７、１４８が選択される。これにより、帰還電流はダイオード１４５、１４６、１４７、１４８に流れるので、線Ｄのようになる。
【００４６】
以上説明したように、第３実施形態によれば第１実施形態よりもダイオードの選択の種類が多いので、低域遮断周波数のバラツキを小さくすることができる。
よって、環境温度変動に対して、より安定動作させることができる。
【００４７】
物理量検出回路３００の物理量を検出する動作は従来例と同じなので説明を省略する。なお、第３実施形態において、ダイオードの接合面積は、ダイオード１４５、１４６、１４７、１４８の順で大きくなるが、これに限定されず、ダイオード１４５、１４６、１４７、１４８の接合面積は使用条件に応じて決めることができる。また、第３実施形態では、四つのダイオードを用いているが、四つより多くてもよいし、三つでもよい。
【００４８】
［第４実施形態］
図１２は、本発明の第４実施形態に係る物理量検出回路４００の回路図である。第２実施形態に係る物理量検出回路２００の構成要素と同一要素については同一符号を付している。第４実施形態では帰還容量１３１、１３２が演算増幅器１１０の出力端子と反転入力端子の間の帰還経路に並列に接続されている。高温時、低温時の出力電圧Ｖｏは以下の通りである。
【００４９】
（１）スイッチ１５０がオフの場合（高温時）
選択される帰還容量は帰還容量１３２であり、選択されるダイオードはダイオード１４４である。よって、物理量検出回路４００の出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝（ΔＣ／ＣＦ132）ＶＢＢ
となる。
【００５０】
ΔＣ：容量センサ１２０の微小容量変化
ＣＦ132：帰還容量１３２の容量値
（２）スイッチ１５０がオンの場合（低温時）
選択される帰還容量は帰還容量１３１、１３２であり、選択されるダイオードはダイオード１４２、１４４である。よって、物理量検出回路４００の出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝｛ΔＣ／（ＣＦ131＋ＣＦ132）｝ＶＢＢ
となる。
【００５１】
ΔＣ：容量センサ１２０の微小容量変化
ＣＦ131：帰還容量１３１の容量値
ＣＦ132：帰還容量１３２の容量値
以上のように、温度センサ１６０により出力電圧を変えることができるので、物理量検出回路４００の利得を温度により可変にすることができる。
【００５２】
［第５実施形態］
図１３は、本発明の第５実施形態に係る物理量検出回路５００の回路図である。第４実施形態に係る物理量検出回路４００の構成要素と同一要素については同一符号を付している。第５実施形態は第４実施形態と同様に、温度により出力電圧を変えることができ、また、低温時はダイオード１４２、１４４を選択し、高温時はダイオード１４４を選択する制御ができる。
【００５３】
第５実施形態では帰還容量１３３、１３４の接続箇所が第４実施形態と異なる。スイッチ１５０がオンの場合、選択される帰還容量は帰還容量１３４である。
スイッチ１５０のオンにより帰還容量１３３の両端がショートするので、帰還容量１３３は動作しない。一方、スイッチ１５０がオフの場合、選択される帰還容量は、直列に接続された帰還容量１３３、１３４である。よって、第５実施形態は、スイッチ１５０のオン、オフによる出力電圧Ｖｏを第４実施形態と異ならせることができる。
【００５４】
［第６実施形態］
図１４は、本発明の第６実施形態に係る物理量検出回路６００の回路図である。第１実施形態に係る物理量検出回路１００の構成要素と同一要素については同一符号を付している。第６実施形態の特徴を簡単に説明すると、物理量検出回路６００は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１を抵抗器の代わりにしている。ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１は、第１電界効果トランジスタの一例である。
【００５５】
ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１は、演算増幅器１１０の出力端子と反転入力端子との帰還経路に帰還容量１３０と並列に接続されている。ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１は、第２電界効果トランジスタの一例であるＭＯＳ電界効果トランジスタ１９３とカレントミラー回路を構成している。これにより、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１の電流Ｉ191の制御を高精度に行うことができるので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１の抵抗値の変動を小さくすることができる。
【００５６】
ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９３には、電流源２１０から電流が供給される。電流源２１０は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１、２１２、２１３、２１４、２１５、抵抗器２１６を含む。ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１２、２１３、２１４、２１５、抵抗器２１６で一般的な定電流回路を構成している。カレントミラー回路（ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１、１９３）と電流源２１０で制御手段の一例を構成している。
【００５７】
さて、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１を抵抗器の代わりに用いると述べたが、これを具体的数値で説明する。ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１、２１２、２１３の（ゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌ）を、
（Ｗ／Ｌ）211：（Ｗ／Ｌ）212：（Ｗ／Ｌ）213＝１：１０：１０
とし、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１、１９３の（ゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌ）を、
（Ｗ／Ｌ）191：（Ｗ／Ｌ）193＝１：１０
とする。
【００５８】
また、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１２のソースとドレインとの間の電流をＩ212とする。電流Ｉ212は、定電流回路により発生する電流でる。また、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１のソースとドレインとの間の電流をＩ211、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９３のソースとドレインとの間の電流をＩ193、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１のソースとドレインとの間の電流をＩ191とする。
【００５９】
ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１、１９３でカレントミラー回路を構成しているので、電流Ｉ191と電流Ｉ193とはほぼ等しい。ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１の電流Ｉ211が微小電流の場合、電流Ｉ211と電流Ｉ193とはほぼ等しいので、電流Ｉ211と電流Ｉ191とはほぼ等しくなる。よって、電流Ｉ212、電流Ｉ211、電流Ｉ193、電流Ｉ191の関係は次式となる。
【００６０】
Ｉ212：Ｉ211：Ｉ193：Ｉ191＝１００：１０：１０：１
Ｉ212＝０．１μＡとすると、
Ｉ212：Ｉ211：Ｉ193：Ｉ191＝０．１μＡ：１０ｍＡ：１０ｍＡ：１ｍＡ
となる。
【００６１】
一般的に、ＭＯＳ電界効果トランジスタのオン抵抗ｒｏｎは、次式の様に計算できる。
【００６２】
【数１】
0004553084.tif 000002
Ｗ：チャネル幅、Ｌ：チャネル長、μ：移動度、Ｃｏｘ：単位面積当たりのゲート容量、Ｖｇｓ：ゲート-ソース間電圧、Ｖｔｈ：しきい値電圧、Ｉｄｓ：ドレイン電流
ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９３において、Ｉ193＝１０ｎＡ、Ｖｇｓ−Ｖｔｈ＝０．１とすると、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９３のインピーダンス（オン抵抗）は５ＭΩとなるので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１のインピーダンス（オン抵抗）は５０ＭΩとなる。また、上記のように計算では示さないが、同様の構成によりＭＯＳ電界効果トランジスタのサブスレッショルド領域を利用してもよい。
【００６３】
以上のように、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１を高抵抗にすることができる。物理量検出回路６００は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９１のこの特性を利用して抵抗器の代わりとしている。これにより、小面積で高抵抗値を実現できる。
【００６４】
電流源２１０の定電流回路（ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１２、２１３、２１４、２１５、抵抗器２１６）により発生する電流は、ダイオードのインピーダンスと比較すると、温度変化の影響を受けにくい。例えば、電流Ｉ212の変化幅は、マイナス４０℃からプラス８０℃で２〜３倍程度に設定できる。したがって、インピーダンス（抵抗）の変化も数倍となるので、温度変化による低域遮断周波数の変動を小さくすることができる。図１５は、温度と低域遮断周波数との関係を示すグラフである。線Ａは物理量検出回路６００の場合を示し、線Ｂは図２に示す物理量検出回路３０００の場合を示している。グラフから分かるように、物理量検出回路６００によれば、温度が低下しても低域遮断周波数が下がりすぎるのを防ぐことができる。さらに、電流源２１０を、温度に対してより安定（電流が変化しない）にすることで、温度変化による低域遮断周波数の変動をより小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る物理量検出回路の回路図である。
【図２】特開２０００-３０４６３１号公報に記載された物理量検出回路の回路図である。
【図３】図２に示す物理量検出回路の周波数と出力振幅の関係を示すグラフである。
【図４】物理量検出回路の周波数と出力振幅との関係を示すグラフである。
【図５】第１実施形態に係る物理量検出回路の温度と低域遮断周波数との関係を示すグラフである。
【図６】本発明の第２実施形態に係る物理量検出回路の回路図である。
【図７】第２実施形態のダイオード部及びスイッチが形成されたｎ型の半導体基板（ＳＵＢ）の平面図である。
【図８】図７のＸ１-Ｘ２線に沿った断面図である。
【図９】本発明の第３実施形態に係る物理量検出回路の回路図である。
【図１０】第３実施形態のダイオード部及びスイッチが形成されたｎ型の半導体基板（ＳＵＢ）の断面図である。
【図１１】第３実施形態に係る物理量検出回路の温度と低域遮断周波数との関係を示すグラフである。
【図１２】本発明の第４実施形態に係る物理量検出回路の回路図である。
【図１３】本発明の第５実施形態に係る物理量検出回路の回路図である。
【図１４】本発明の第６実施形態に係る物理量検出回路の回路図である。
【図１５】本発明の第６実施形態に係る物理量検出回路の温度と低域遮断周波数との関係を示すグラフである。
【図１６】従来の物理量検出回路の一例の回路図である。
【図１７】従来の物理量検出回路の他の例の回路図である。
【符号の説明】
１００  物理量検出回路
１１０  演算増幅器
１２０  容量センサ
１３０、１３１、１３２、１３３、１３４  帰還容量
１４０  ダイオード部
１４２、１４４、１４５、１４６、１４７、１４８  ダイオード
１５０、１５１、１５２、１５３  スイッチ
１６０  温度センサ
１７０  ダイオード
１９１、１９３  ＭＯＳ電界効果トランジスタ
２００  物理量検出回路
２１０  電流源
２１１、２１２、２１３、２１４、２１５  ＭＯＳ電界効果トランジスタ
２１６  抵抗器
３００、４００、５００、６００  物理量検出回路
１０００  物理量検出回路
１１００  演算増幅器
１２００  容量センサ
１３００  帰還容量
１４００  抵抗器
１５００  ダイオード
２０００  物理量検出回路
３０００  物理量検出回路
【図１】
0004553084.tif 000003
【図２】
0004553084.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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