(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力端子に接続されたフィルタ回路と、該フィルタ回路と直流出力端子との間に接続された変換回路と、前記直流出力端子間に接続された平滑コンデンサとを備え、
前記変換回路に設けたスイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、前記交流入力端子から前記フィルタ回路を介して供給される交流電力を前記変換回路により直流電力に変換して前記直流出力端子から直流出力を取り出すＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記フィルタ回路は、前記交流入力端子と前記変換回路との間に挿入されたフィルタリアクトルと、該フィルタリアクトルと前記変換回路との接続点に接続される星形結線のフィルタコンデンサとを有し、前記直流出力端子間に少なくとも２つの分圧用コンデンサを直列に接続し、星形結線の前記フィルタコンデンサの接続中点と前記分圧用コンデンサの接続中点とを補助コンデンサを介して相互に接続したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記変換回路は、前記フィルタ回路と前記直流出力端子との間に並列に接続された複数の変換回路を備えた請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記変換回路の出力端子間にそれぞれ接続された還流用整流素子と、前記変換回路の各出力端子と前記直流出力端子との間に接続された直流リアクトルと、前記還流用整流素子及び前記直流リアクトルの接続点と前記分圧用コンデンサの接続中点との間に接続された電圧平衡用整流素子とを備え、
前記変換回路の出力端子毎に前記直流リアクトル、前記分圧用コンデンサ及び前記電圧平衡用整流素子の直流回路を形成した請求項２に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記変換回路の正側出力端子に各々接続された正側直流リアクトル間に接続され且つ中間タップが正側の直流出力端子に接続された正側電流均衡用リアクトルと、前記変換回路の負側出力端子に各々接続された負側直流リアクトル間に接続され且つ中間タップが負側の直流出力端子に接続された負側電流均衡用リアクトルとを備えた請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流入力電力を直流出力電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ、特に変換回路内に設けられたスイッチング素子の外来ノイズ等による破壊を防止するＡＣ−ＤＣコンバータに属する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、例えば図４に示すように、フィルタリアクトル(2d,2e,2f)及びフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)を有し且つ三相交流電源(1)の交流入力端子(1A,1B,1C)に接続されたフィルタ回路(2)と、フィルタ回路(2)の出力端子に接続された変換回路(3)と、変換回路(3)の出力端子間に接続された還流用整流素子としての還流用ダイオード(16)と、還流用ダイオード(16)に直流リアクトル(17)を介して接続された平滑コンデンサ(18)とを備えている。変換回路(3)は、橋絡接続（ブリッジ接続）された３対のスイッチング素子を構成する第１〜第６のＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）(4〜9)と、第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)の各々と直列に接続された逆流防止用整流素子を構成する第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)とを有する。直流リアクトル(17)と直流出力端子(40A)との間には電流検出器(19)が接続され、直流リアクトル(17)に流れる電流ＩLをその電流に対応する電圧ＶLとして検出する。交流入力端子(1A,1B,1C)には相電圧検出用トランス(20)が接続され、三相交流電源(1)からのＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧ＶU,ＶV,ＶWを検出する。制御回路(21)は、相電圧検出用トランス(20)の検出電圧ＶU,ＶV,ＶW及び電流検出器(19)の検出電圧ＶL並びに平滑コンデンサ(18)の電圧ＶDCに応じて変換回路(3)内における第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)のゲート端子の各々に第１〜第６のオン・オフ制御信号ＶG1,ＶG2;ＶG3,ＶG4;ＶG5,ＶG6を付与して第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)をオン・オフ制御する。
【０００３】
図５に示すように、制御回路(21)は、基準電源(22)と、第１の誤差増幅器(23)と、第２の誤差増幅器(24)と、相電流基準信号発生回路(25)と、三角波発振回路(26)と、ＰＷＭコンパレータ(27,28,29)と、線電流パルス変換回路(30)と、制御信号出力回路(31)とを備えている。基準電源(22)は、平滑コンデンサ(18)の両端から出力される直流出力電圧ＶDCの基準値を規定する基準電圧ＶRDを発生する。第１の誤差増幅器(23)は、平滑コンデンサ(18)の電圧ＶDCを基準電源(22)の基準電圧ＶRDと比較してそれらの誤差電圧信号ＶE1を出力する。第２の誤差増幅器(24)は、電流検出器(19)の検出電圧ＶLを第１の誤差増幅器(23)の出力信号ＶE1と比較してそれらの誤差電圧信号ＶE2を出力する。相電流基準信号発生回路(25)は、相電圧検出用トランス(20)の検出電圧ＶU,ＶV,ＶW及び第２の誤差増幅器(24)の出力信号ＶE2に基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基準信号ＶRUV,ＶRVW,ＶRWUを発生する。三角波発振回路(26)は、三相交流電源(1)の周波数（５０〜６０Hz）よりも十分に高い周波数（１〜１００kHz）の三角波信号ＶTを発生する。ＰＷＭコンパレータ(27,28,29)は、相電流基準信号発生回路(25)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基準信号ＶRUV,ＶRVW,ＶRWUを三角波発振回路(26)の三角波信号ＶTと比較して各相の電流のＰＷＭ変調信号ＶPUV,ＶPVW,ＶPWUを出力する。線電流パルス変換回路(30)は、各ＰＷＭコンパレータ(27),(28),(29)のＰＷＭ変調信号ＶPUV,ＶPVW,ＶPWUを「１」、「０」又は「−１」の３値の線電流パルス信号ＶSU(＝ＶPUV−ＶPWU),ＶSV(＝ＶPVW−ＶPUV),ＶSW(＝ＶPWU−ＶPVW)に変換する。制御信号出力回路(31)は、各線電流パルス信号ＶSU,ＶSV,ＶSWの値をそれぞれ判別して変換回路(3)の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)の各ゲート端子に付与する第１〜第６のオン・オフ制御信号ＶG1,ＶG2;ＶG3,ＶG4;ＶG5,ＶG6を出力する。
【０００４】
制御信号出力回路(31)は、各線電流パルス信号ＶSU,ＶSV,ＶSWの何れかが「１」のときにそれに対応するアームの正側の第１、第３又は第５のＩＧＢＴ(4,6,8)のゲート端子に付与する第１、第３又は第５のオン・オフ制御信号ＶG1,ＶG3,ＶG5を高（Ｈ）レベルにして第１、第３又は第５のＩＧＢＴ(4,6,8)をオン状態にする。また、各線電流パルス信号ＶSU,ＶSV,ＶSWの何れかが「−１」のとき、それに対応するアームの負側の第２、第４又は第６のＩＧＢＴ(5,7,9)のゲート端子に付与する第２、第４又は第６のオン・オフ制御信号ＶG2,ＶG4,ＶG6を高（Ｈ）レベルにして第２、第４又は第６のＩＧＢＴ(5,7,9)をオン状態にする。更に、各線電流パルス信号ＶSU,ＶSV,ＶSWの何れかが「０」のときは、それに対応するアームの正側及び負側の第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)、第３及び第４のＩＧＢＴ(6,7)又は第５及び第６のＩＧＢＴ(8,9)のゲート端子に付与する第１及び第２、第３及び第４又は第５及び第６のオン・オフ制御信号ＶG1,ＶG2;ＶG3,ＶG4;ＶG5,ＶG6の何れか１組を低（Ｌ）レベルにして第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)、第３及び第４のＩＧＢＴ(6,7)又は第５及び第６のＩＧＢＴ(8,9)をオフ状態にする。
【０００５】
図４に示すＡＣ−ＤＣコンバータの動作は以下の通りである。例えば、図６(Ａ)に示すように三相交流電源(1)のＵ相の交流入力電流ＩUが正の半周期間のとき、電流検出器(19)の検出電圧ＶL及び相電圧検出用トランス(20)の検出電圧ＶU,ＶV,ＶW並びに平滑コンデンサ(18)の電圧ＶDCに応じてＰＷＭ変調された第１のオン・オフ制御信号ＶG1が制御回路(21)内の制御信号出力回路(31)から変換回路(3)内の第１のＩＧＢＴ(4)のゲート端子に入力され、第１のＩＧＢＴ(4)がオン・オフ動作される。これと同時に、第２のＩＧＢＴ(5)のゲート端子に入力される第２のオン・オフ制御信号ＶG2は低レベル一定となり、第２のＩＧＢＴ(5)がオフ状態となる。また、三相交流電源(1)のＵ相の交流入力電流ＩUが負の半周期間のときは、電流検出器(19)の検出電圧ＶL及び相電圧検出用トランス(20)の検出電圧ＶU,ＶV,ＶW並びに平滑コンデンサ(18)の電圧ＶDCに応じてＰＷＭ変調された第２のオン・オフ制御信号ＶG2が制御回路(21)内の制御信号出力回路(31)から変換回路(3)内の第２のＩＧＢＴ(5)のゲート端子に入力され、第２のＩＧＢＴ(5)がオン・オフ動作される。これと同時に、第１のＩＧＢＴ(4)のゲート端子に入力される第１のオン・オフ制御信号ＶG1は低レベル一定となり、第１のＩＧＢＴ(4)がオフ状態となる。これにより、変換回路(3)のＵ相アームに入力される電流ＩU0は図６(Ｂ)に示すように波高値ＩU0Pの正負のパルス電流波形となる。変換回路(3)のＵ相アームに入力される正負のパルス状の電流ＩU0はフィルタ回路(2)により低次の高調波成分が除去され、基本波成分のみの正弦波電流となる。Ｖ相アーム及びＷ相アームについても前記と略同様の動作が行なわれる。但し、Ｕ相アームの第１のＩＧＢＴ(4)がオン状態のときはＶ相アームの第４のＩＧＢＴ(7)又はＷ相アームの第６のＩＧＢＴ(9)の何れか１つがオン状態となり、Ｕ相アームの第２のＩＧＢＴ(5)がオン状態のときはＶ相アームの第３のＩＧＢＴ(6)又はＷ相アームの第５のＩＧＢＴ(8)の何れか１つがオン状態となる。
【０００６】
したがって、例えば変換回路(3)のＵ相アームの第１のＩＧＢＴ(4)及びＶ相アームの第４のＩＧＢＴ(7)がオン状態のときは、三相交流電源(1)のＵ相出力、フィルタ回路(2)、第１の逆流防止用ダイオード(10)、第１のＩＧＢＴ(4)、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(32)、第４のＩＧＢＴ(7)、第４の逆流防止用ダイオード(13)、フィルタ回路(2)、三相交流電源(1)のＶ相出力の経路で電流が流れ、直流リアクトル(17)にエネルギが蓄積されると共に平滑コンデンサ(18)が充電される。その後、変換回路(3)のＵ相アームの第１のＩＧＢＴ(4)がオフ状態になると、直流リアクトル(17)の蓄積エネルギ及び平滑コンデンサ(18)の電荷が放出され、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(32)、還流用ダイオード(16)の経路で電流が流れる。また、変換回路(3)のＵ相アームの第２のＩＧＢＴ(5)及びＶ相アームの第３のＩＧＢＴ(6)がオン状態のときは、三相交流電源(1)のＶ相出力、フィルタ回路(2)、第３の逆流防止用ダイオード(12)、第３のＩＧＢＴ(6)、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(32)、第２のＩＧＢＴ(5)、第２の逆流防止用ダイオード(11)、フィルタ回路(2)、三相交流電源(1)のＵ相出力の経路で電流が流れ、直流リアクトル(17)にエネルギが蓄積されると共に平滑コンデンサ(18)が充電される。その後、変換回路(3)のＵ相アームの第２のＩＧＢＴ(5)がオフ状態になると、直流リアクトル(17)の蓄積エネルギ及び平滑コンデンサ(18)の電荷が放出され、直流リアクトル(17)、平滑コンデンサ(18)並びに負荷(32)、還流用ダイオード(16)の経路で電流が流れる。変換回路(3)のＶ相アームの第３及び第４のＩＧＢＴ(6,7)並びにＷ相アームの第５及び第６のＩＧＢＴ(8,9)がオン・オフ動作する場合、又は変換回路(3)のＵ相アームの第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)並びにＷ相アームの第５及び第６のＩＧＢＴ(8,9)がオン・オフ動作する場合についても前記と略同様の動作が行なわれる。以上により、図６(Ｃ)に示すような一定レベルの直流電流ＩLが直流リアクトル(17)に流れ、平滑コンデンサ(18)の両端に直流出力電圧ＶDCが発生する。
【０００７】
変換回路(3)の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)のオン・オフ動作により平滑コンデンサ(18)の両端から出力される直流出力電圧ＶDCは、制御回路(21)内の第１の誤差増幅器(23)にて基準電源(22)の基準電圧ＶRDと比較され、直流出力電圧ＶDC及び基準電圧ＶRDの誤差電圧信号ＶE1が第１の誤差増幅器(23)から出力される。第１の誤差増幅器(23)の誤差電圧信号ＶE1は、第２の誤差増幅器(24)において電流検出器(19)により検出された直流リアクトル(17)の検出電圧ＶLと比較され、誤差電圧信号ＶE1及び検出電圧ＶLの誤差電圧信号ＶE2が第２の誤差増幅器(24)から出力される。第２の誤差増幅器(24)の誤差電圧信号ＶE2は、相電圧検出用トランス(20)の検出電圧ＶU,ＶV,ＶWと共に相電流基準信号発生回路(25)に入力され、検出電圧ＶU,ＶV,ＶW及び誤差電圧信号ＶE2に基づいて相電流基準信号発生回路(25)から図７(Ａ)に示すようなＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基準信号ＶRUV,ＶRVW,ＶRWUが出力される。相電流基準信号発生回路(25)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流基準信号ＶRUV,ＶRVW,ＶRWUは、各ＰＷＭコンパレータ(27,28,29)において三角波発振回路(26)の三角波信号ＶTとそれぞれ比較され、電流基準信号ＶRUV,ＶRVW,ＶRWUと三角波信号ＶTとの関係がＶRUV,ＶRVW,ＶRWU＜ＶTのときに低レベルとなり、ＶRUV,ＶRVW,ＶRWU＞ＶTのときに高レベルとなる図７(Ｂ),(Ｃ),(Ｄ)に示すようなＰＷＭ変調信号ＶPUV,ＶPVW,ＶPWUが各ＰＷＭコンパレータ(27,28,29)から出力される。各ＰＷＭコンパレータ(27,28,29)のＰＷＭ変調信号ＶPUV,ＶPVW,ＶPWUは、線電流パルス変換回路(30)にてそれぞれ図７(Ｅ),(Ｆ),(Ｇ)に示すような線電流パルス信号ＶPUV−ＶPWU＝ＶSU；ＶPVW−ＶPUV＝ＶSV；ＶPWU−ＶPVW＝ＶSWに変換される。線電流パルス変換回路(30)の線電流パルス信号ＶSU,ＶSV,ＶSWは、制御信号出力回路(31)にてそれらの値、即ち「１」、「０」又は「−１」がそれぞれ判別され、制御信号出力回路(31)から変換回路(3)の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)の各ゲート端子に第１〜第６のオン・オフ制御信号ＶG1,ＶG2;ＶG3,ＶG4;ＶG5,ＶG6がそれぞれ付与される。
【０００８】
以上により、直流リアクトル(17)に流れる電流ＩL及び三相交流電源(1)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧ＶU,ＶV,ＶW並びに平滑コンデンサ(18)の両端の直流出力電圧ＶDCに応じて変換回路(3)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)が制御回路(21)によりオン・オフ制御され、三相交流電源(1)からフィルタ回路(2)を介して変換回路(3)のＵ相、Ｖ相及びＷ相アームに流れる交流入力電流ＩU0,ＩV0,ＩW0が正弦波状に制御されると共に直流出力端子(40A,40B)から出力される直流出力電圧ＶDCが一定レベルに保持される。
【０００９】
図４に示すＡＣ−ＤＣコンバータでは、三相交流電源(1)からフィルタ回路(2)を介して変換回路(3)のＵ相、Ｖ相及びＷ相アームに流れる交流入力電流ＩU0,ＩV0,ＩW0が正弦波状に制御されると共に直流出力端子(40A,40B)から出力される直流出力電圧ＶDCが一定レベルに保持されるので、入力力率を略１.０に上昇できると共に高安定な直流出力電圧ＶDCが得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４に示す従来のＡＣ−ＤＣコンバータでは、図７(Ｅ),(Ｆ),(Ｇ)に示す各線電流パルス信号ＶSU,ＶSV,ＶSWの値が全て「０」で変換回路(3)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)の全てがオフ状態となる期間中は、交流入力端子(1A,1B,1C)側及び直流出力端子(40A,40B)側から見たインピーダンスが高くなる。このとき、外部からＵ相、Ｖ相又はＷ相の交流入力ラインとグランド（シャーシ）との間にノイズが侵入し、このノイズにより発生するサージ電圧が変換回路(3)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)に印加され、第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)が破壊されることがあった。これを防止するためには、第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)と並列にコンデンサを接続することが考えられるが、回路動作上、好ましくない。例えば、第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)と並列にコンデンサを接続すると、スイッチング速度が低下して短絡電流が流れ、第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)が焼損する場合がある。
【００１１】
そこで、本発明は外来ノイズによる変換回路のスイッチング素子の破壊を防止できるＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータは、交流入力端子(1A,1B,1C)に接続されたフィルタ回路(2)と、フィルタ回路(2)と直流出力端子(40A,40B)との間に接続された変換回路(3)と、直流出力端子(40A,40B)間に接続された平滑コンデンサ(18)とを備え、変換回路(3)に設けたスイッチング素子(4〜9)をオン・オフ動作させることにより、交流入力端子(1A,1B,1C)からフィルタ回路(2)を介して供給される交流電力を変換回路(3)により直流電力に変換して直流出力端子(40A,40B)から直流出力を取り出す。このＡＣ−ＤＣコンバータでは、フィルタ回路(2)は、交流入力端子(1A,1B,1C)と変換回路(3)との間に挿入されたフィルタリアクトル(2d,2e,2f)と、フィルタリアクトル(2d,2e,2f)と変換回路(3)との接続点に接続される星形結線のフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)とを有し、直流出力端子(40A,40B)間に少なくとも２つの分圧用コンデンサ(35,36)を直列に接続し、星形結線のフィルタコンデンサ(2a,2b,2ｃ)の接続中点と分圧用コンデンサ(35,36)の接続中点とを補助コンデンサ(44)を介して相互に接続する。外部からのノイズにより交流入力端子(1A,1B,1C)にサージ電圧が発生すると、交流入力端子(1A,1B,1C)からフィルタ回路(2)のフィルタリアクトル(2d,2e,2f)、フィルタコンデンサ(2a,2b,2c)、補助コンデンサ(44)及び直流出力端子(40A,40B)間の分圧用コンデンサ(35,36)並びに直流出力ライン−グランド間の浮遊容量(43)を介してグランドにサージ電流が流れるため、変換回路(3)にはサージ電圧が直接印加されない。したがって、外来ノイズによる変換回路(3)内のスイッチング素子(4〜9)の破壊を防止することができる。また、分圧用コンデンサ(35,36)は平滑コンデンサ(18)の静電容量を増大させるので、直流出力電圧(VDC)が更に安定化される。更に、外来ノイズを直流出力電力として有効に利用できる。
【００１３】
また、フィルタ回路(2)の各出力ラインにフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)を星形結線し、フィルタコンデンサ(2a,2b,2c)の接続中点と分圧用コンデンサ(35,36)の接続中点との間に補助コンデンサ(44)を接続したので、フィルタコンデンサ(2a,2b,2c)に印加される高調波電圧の一部が補助コンデンサ(44)に分担され、フィルタ回路(2)内のフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)の耐圧を下げることができる。
【００１４】
本発明の他の実施の形態では、変換回路(3)はフィルタ回路(2)と直流出力端子(40A,40B)との間に並列に接続された複数の変換回路(3A,3B)を備えている。また、変換回路(3A,3B)の出力端子間にそれぞれ接続された還流用整流素子(16A,16B)と、変換回路(3A,3B)の各出力端子と直流出力端子(40A,40B)との間に接続された直流リアクトル(17A,17B,34A,34B)と、還流用整流素子(16A,16B)及び直流リアクトル(17A,17B,34A,34B)の接続点と分圧用コンデンサ(35,36)の接続中点との間に接続された電圧平衡用整流素子(37A,37B,38A,38B)とを備え、変換回路(3A,3B)の出力端子毎に直流リアクトル(17A,17B,34A,34B)、分圧用コンデンサ(35,36)及び電圧平衡用整流素子(37A,37B,38A,38B)の直流回路を形成する。何れかの変換回路(3A,3B)内のスイッチング素子(4〜9)がオフ状態に切り替わると、直流リアクトル(17A又は17B,34A又は34B)内に蓄積されたエネルギの差分に相当する電流が直流リアクトル(17A又は34A,17B又は34B)、分圧用コンデンサ(35又は36)及び電圧平衡用整流素子(37A,38A,37B,38B)により構成される直流回路に流れ、分圧用コンデンサ(35又は36)が充電される。これにより、分圧用コンデンサ(35,36)が略均等な電圧レベルに充電され、直流リアクトル(17A,34A,17B,34B)に均等な電流が流れるので、均等なレベルの電圧が変換回路(3A,3B)内のスイッチング素子(4〜9)に印加される。したがって、上記の実施の形態では外来ノイズにより発生するサージ電圧による変換回路(3A,3B)のスイッチング素子(4〜9)の破壊を防止できると共に、出力電流の不平衡により発生する不均等な電圧による変換回路(3A,3B)内のスイッチング素子(4〜9)の破壊を抑制できる利点がある。
【００１５】
本発明のもう一つの他の実施の形態では、変換回路(3A,3B)の正側出力端子に各々接続された正側直流リアクトル(17A,17B)間に接続され且つ中間タップが正側の直流出力端子(40A)に接続された正側電流均衡用リアクトル(41)と、変換回路(3A,3B)の負側出力端子に各々接続された負側直流リアクトル(34A,34B)間に接続され且つ中間タップが負側の直流出力端子(40B)に接続された負側電流均衡用リアクトル(42)とを備えている。複数の変換回路(3A,3B)の各正側出力ラインに流れる電流のレベル差に基づく電流が正側電流均衡用リアクトル(41)に流れることにより、各変換回路(3A,3B)の正側出力ラインにはバランスの取れた均等の電流が流れる。同様に、複数の変換回路(3A,3B)の各負側出力ラインに流れる電流のレベル差に基づく電流が負側電流均衡用リアクトル(42)に流れることにより、各変換回路(3A,3B)の負側出力ラインにはバランスの取れた均等の電流が流れる。したがって、複数の変換回路(3A,3B)内のオフしているスイッチング素子(4〜9)にバランスの取れた電圧が印加されるので、外来ノイズにより発生するサージ電圧による各変換回路(3A,3B)のスイッチング素子(4〜9)の破壊を防止できると共に、出力電流の不平衡により発生する不均等な電圧による各変換回路(3A,3B)内のスイッチング素子(4〜9)の破壊を抑制できる利点がある。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図１〜図３に基づいて説明する。但し、図１では図４と同一の箇所には同一の符号を付してその説明を省略すると共に、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータの他の実施の形態を示す図２及び図３では図１と同一の箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。
図１に示すように、本実施の形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、フィルタ回路(2)のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各出力ラインにフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)を星形結線し、直流出力端子(40A,40B)間に２つの分圧用コンデンサ(35,36)を直列に接続し、フィルタコンデンサ(2a,2b,2c)の接続中点と分圧用コンデンサ(35,36)の接続中点とを補助コンデンサ(44)を介して相互に接続した点に特徴がある。図１において、符号(43)は変換回路(3)及び直流出力端子(40A,40B)を接続する直流出力ラインとグランドとの間に存在する浮遊容量を示す。その他の構成は、図４に示す従来のＡＣ−ＤＣコンバータと同様である。
【００１７】
上記の構成において、変換回路(3)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)が全てオフ状態となる期間中に三相交流電源(1)の交流入力端子(1A)、フィルタ回路(2)及び変換回路(3)を接続するＵ相入力ラインとグランドとの間に外部からのノイズが侵入すると、交流入力端子(1A)にサージ電圧が発生する。このサージ電圧は変換回路(3)内のＵ相アームの第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)及び第１及び第２の逆流防止用ダイオード(10,11)に印加しようとするが、交流入力端子(1A)からフィルタ回路(2)内のフィルタリアクトル(2d)及びフィルタコンデンサ(2a)、補助コンデンサ(44)、直流出力端子(40A,40B)間の分圧用コンデンサ(35,36)並びに変換回路(3)の直流出力ライン−グランド間の浮遊容量(43)を介してグランドに接続されたシャーシにサージ電流が流れるため、変換回路(3)内のＵ相アームの第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)並びに第１及び第２の逆流防止用ダイオード(10,11)にはサージ電圧が直接印加されない。同様に、三相交流電源(1)の交流入力端子(1B)、フィルタ回路(2)及び変換回路(3)を接続するＶ相入力ラインとグランドとの間、又は三相交流電源(1)の交流入力端子(1C)、フィルタ回路(2)及び変換回路(3)を接続するＷ相入力ラインとグランドとの間に外部からのノイズが侵入した場合も前記と同様の経路でサージ電流が流れるため、変換回路(3)内のＶ相アームの第３及び第４のＩＧＢＴ(6,7)並びに第３及び第４の逆流防止用ダイオード(12,13)、又はＷ相アームの第５及び第６のＩＧＢＴ(8,9)並びに第５及び第６の逆流防止用ダイオード(14,15)にはサージ電圧が直接印加されない。したがって、外来ノイズによる変換回路(3)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止することができる。なお、本実施の形態のＡＣ−ＤＣコンバータの基本的な動作は図４に示す従来のＡＣ−ＤＣコンバータの動作と全く同様であるので、説明は省略する。
【００１８】
上記のように、本実施の形態では外部からのノイズにより三相交流電源(1)の交流入力端子(1A,1B,1C)にサージ電圧が発生すると、フィルタ回路(2)内のフィルタリアクトル(2d,2e,2f)及びフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)、逆流防止用ダイオード(45)、補助コンデンサ(44)並びに直流出力端子(40A,40B)間の分圧用コンデンサ(35,36)にサージ電流がバイパスされ、サージ電圧が変換回路(3)に直接的に印加されないため、外来ノイズによる変換回路(3)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止することが可能となる。また、分圧用コンデンサ(35,36)は平滑コンデンサ(18)の静電容量を増大させる作用も有するので、直流出力電圧ＶDCを更に安定化することが可能であり、外来ノイズを直流出力電力として有効利用することが可能となる。更に、三相交流電源(1)からフィルタ回路(2)内のフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)に印加されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流入力電圧に含まれる第３次高調波電圧が補助コンデンサ(44)により分担されるため、フィルタ回路(2)内のフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)の耐圧を下げることができる。
【００１９】
図２は、フィルタ回路(2)と直流出力端子(40A,40B)との間に第１及び第２の変換回路(3A,3B)を並列に接続し、各変換回路(3A,3B)の出力端子間に第１及び第２の還流用ダイオード(16A,16B)をそれぞれ接続し、各変換回路(3A,3B)の正側出力端子と正側直流出力端子(40A)との間に正側直流リアクトル(17A,17B)をそれぞれ接続し、各変換回路(3A,3B)の負側出力端子と負側直流出力端子(40B)との間に負側直流リアクトル(34A,34B)をそれぞれ接続し、第１及び第２の還流用ダイオード(16A,16B)並びに正側及び負側直流リアクトル(17A,17B,34A,34B)の各接続点と分圧用コンデンサ(35,36)の接続中点との間に電圧平衡用整流素子としての電圧平衡用ダイオード(37A,37B,38A,38B)をそれぞれ接続し、変換回路(3A,3B)の出力端子毎に直流リアクトル(17A,17B,34A,34B)、分圧用コンデンサ(35,36)及び電圧平衡用ダイオード(37A,37B,38A,38B)の直流回路を形成した本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータの別の実施の形態を示す。図示は省略するが、第１及び第２の変換回路(3A,3B)は共に図１に示す変換回路(3)と同一の構成を有し、第１の変換回路(3A)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)に対してπ/２[rad]だけスイッチング位相が遅れて第２の変換回路(3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)がオン・オフ動作される。これにより、第１及び第２の変換回路(3A,3B)に流れる電流の位相差がπ/２[rad]となるので、三相各相に流れる交流入力電流が正弦波に波形整形されると共に交流入力電流のリップル（脈動）が減少する。その他の構成は、図１に示すＡＣ−ＤＣコンバータと同様である。なお、図２に示すＡＣ−ＤＣコンバータの定常時の基本的な動作の詳細は、例えば特願平１１−３２１３９２号に開示されている。
【００２０】
図２に示す構成において、第１又は第２の変換回路(3A,3B)の何れか一方の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)が全てオフ状態となる期間中に三相交流電源(1)の交流入力端子(1A)、フィルタ回路(2)並びに第１及び第２の変換回路(3A,3B)を接続するＵ相入力ラインとグランドとの間に外部からのノイズが侵入すると、交流入力端子(1A)にサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)が全てオフ状態の第１又は第２の変換回路(3A,3B)内のＵ相アームの第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)及び第１及び第２の逆流防止用ダイオード(10,11)に印加しようとするが、交流入力端子(1A)からフィルタ回路(2)内のフィルタリアクトル(2d)及びフィルタコンデンサ(2a)、補助コンデンサ(44)、直流出力端子(40A,40B)間の分圧用コンデンサ(35,36)並びに変換回路(3)の直流出力ライン−グランド間の浮遊容量(43)を介してグランドに接続されたシャーシにサージ電流が流れるため、第１及び第２の変換回路(3A,3B)内のＵ相アームの第１及び第２のＩＧＢＴ(4,5)並びに第１及び第２の逆流防止用ダイオード(10,11)にはサージ電圧が直接印加されない。同様に、三相交流電源(1)の交流入力端子(1B)、フィルタ回路(2)並びに第１及び第２の変換回路(3A,3B)を接続するＶ相入力ラインとグランドとの間、又は三相交流電源(1)の交流入力端子(1C)、フィルタ回路(2)並びに第１及び第２の変換回路(3A,3B)を接続するＷ相入力ラインとグランドとの間に外部からのノイズが侵入した場合も前記と同様の経路でサージ電流が流れるため、第１及び第２の変換回路(3A,3B)内のＶ相アームの第３及び第４のＩＧＢＴ(6,7)並びに第３及び第４の逆流防止用ダイオード(12,13)、又はＷ相アームの第５及び第６のＩＧＢＴ(8,9)並びに第５及び第６の逆流防止用ダイオード(14,15)にはサージ電圧が直接印加されない。したがって、外来ノイズによる第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止できる。
【００２１】
また、動作の際に、第１の変換回路(3A)の正側出力ライン及び負側出力ラインにそれぞれ５.５[A]、４.５[A]の電流が流れ、第２の変換回路(3B)の正側出力ライン及び負側出力ラインにそれぞれ４.５[A]、５.５[A]の電流が流れ、第１又は第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)がオフ状態になると、第１の変換回路(3A)側の負側直流リアクトル(34A)には４.５[A]の電流が流れようとし、正側直流リアクトル(17A)には５.５[A]の電流が流れようとするために、その差分の電流ΔＩ1が正側直流リアクトル(17A)、分圧用コンデンサ(35)、電圧平衡用ダイオード(37A)の経路で流れ、分圧用コンデンサ(35)が充電される。同様に、第２の変換回路(3B)側の正側直流リアクトル(17B)に４.５[A]の電流が流れようとし、負側直流リアクトル(34B)に５.５[A]の電流が流れようとするために、その差分の電流ΔＩ2が負側直流リアクトル(34B)、電圧平衡用ダイオード(38B)、分圧用コンデンサ(36)の経路で流れ、分圧用コンデンサ(36)が充電される。その結果、分圧用コンデンサ(35,36)が略均等な電圧レベルに充電され、正側及び負側直流リアクトル(17A,34A,17B,34B)に均等なレベルの電流が流れるので、第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)に均衡した電圧が印加される。したがって、出力電圧の不均衡により発生する不均等な電圧による第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止できる。
【００２２】
上記のように、図２に示す実施の形態では、外部からのノイズにより三相交流電源(1)の交流入力端子(1A,1B,1C)にサージ電圧が発生すると、フィルタ回路(2)内のフィルタリアクトル(2d,2e,2f)及びフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)、補助コンデンサ(44)並びに直流出力端子(40A,40B)間の分圧用コンデンサ(35,36)にサージ電流がバイパスされ、サージ電圧が第１及び第２の変換回路(3A,3B)に直接的に印加されないため、図１に示す実施の形態の場合と同様に外来ノイズによる第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止できる。また、第１又は第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)がオフ状態に切り替わると、直流リアクトル(17A又は17B,34A又は34B)内に蓄積されたエネルギの差分に相当する電流ΔＩ1，ΔＩ2が直流リアクトル(17A又は34A,17B又は34B)、分圧用コンデンサ(35又は36)及び電圧平衡用ダイオード(37A,38A,37B,38B)により構成される直流回路に流れ、分圧用コンデンサ(35又は36)が充電される。これにより、分圧用コンデンサ(35,36)が略均等な電圧レベルに充電され、直流リアクトル(17A,34A,17B,34B)に均等な電流が流れると共に第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)に均等なレベルの電圧が印加されるので、出力電流の不平衡により発生する不均等な電圧による第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止できる利点がある。
【００２３】
図３は、正側直流リアクトル(17A,17B)間に正側電流均衡用リアクトル(41)を接続して正側電流均衡用リアクトル(41)の中間タップと正側の直流出力端子(40A)とを接続すると共に、負側直流リアクトル(34A,34B)間に負側電流均衡用リアクトル(42)を接続して負側電流均衡用リアクトル(42)の中間タップと負側の直流出力端子(40B)とを接続した図２に示すＡＣ−ＤＣコンバータの変更実施の形態を示す。図３に示すＡＣ−ＤＣコンバータの動作の際に、第１の変換回路(3A)の正側出力ライン及び負側出力ラインにそれぞれ５.５[A]、４.５[A]の電流が流れ、第２の変換回路(3B)の正側出力ライン及び負側出力ラインにそれぞれ４.５[A]、５.５[A]の電流が流れるとすると、第１の変換回路(3A)側の正側出力ラインと第２の変換回路(3B)側の正側出力ラインとに流れる電流のレベルには１.０[A]の差が生じる。このレベル差に基づく電流が正側電流均衡用リアクトル(41)に流れることによって、第１の変換回路(3A)側の正側出力ラインの電流は減少するように働き、第２の変換回路(3B)側の正側出力ラインの電流は増加するように働くため、双方の正側出力ラインにはバランスの取れた均等の電流が流れる。負側電流均衡用リアクトル(42)でも前記と同様な作用が生じ、それぞれの負側出力ラインでもバランスの取れた均等の電流が流れる。また、第１又は第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)のオフ時には、図２に示す実施の形態と同様に、正側直流リアクトル(17A)、電流均衡用リアクトル(41)、分圧用コンデンサ(35)、電圧平衡用ダイオード(37A)の経路で電流ΔＩ1が流れ、分圧用コンデンサ(35)が充電される。また、第２の変換回路(3B)側でも前記と同様な作用が生じ、負側直流リアクトル(34B)、電圧平衡用ダイオード(38B)、分圧用コンデンサ(36)、電流均衡用リアクトル(42)の経路で電流ΔＩ2が流れ、分圧用コンデンサ(36)が充電される。この結果、第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)にバランスの取れた電圧が印加され、第１及び第２の変換回路(3A,3B)内の第１〜第６のＩＧＢＴ(4〜9)及び第１〜第６の逆流防止用ダイオード(10〜15)の破壊を防止できる。したがって、図３に示す実施の形態でも図２に示す実施の形態と略同様の作用効果が得られる。
【００２４】
本発明の実施態様は前記の各実施の形態に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上記の各実施の形態では変換回路(3)を構成するスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、接合型バイポーラトランジスタ又はサイリスタ等の他のスイッチング素子を使用してもよい。また、図１に示す実施の形態の補助コンデンサ(44)は場合に応じて省略することも可能である。同様に、上記の各実施の形態の平滑コンデンサ(18)を分圧用コンデンサ(35,36)で兼用して省略してもよい。また、図２及び図３に示す実施の形態ではフィルタ回路(2)と平滑コンデンサ(18)との間に変換回路(3)及び還流用ダイオード(16)及び直流リアクトル(17)を２段並列に接続した形態を示したが、２段以上並列に接続することも可能である。この場合、各段の変換回路(3)のスイッチング位相をそれぞれ変換回路(3)の１スイッチング周期に対して変換回路(3)の段数の逆数倍に対応する角度、即ちπ/ｎ[rad]（ｎ：変換回路(3)の段数）ずつずらしてオン・オフ制御すれば、フィルタ回路(2)の出力側におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流の波高値は変換回路(3)が１つの場合に比較して１/ｎ倍となると共にスイッチング周波数がｎ倍となる。したがって、フィルタ回路(2)を構成するフィルタリアクトル(2d,2e,2f)のインダクタンス及びフィルタコンデンサ(2a,2b,2c)の静電容量値は変換回路(3)が１つの場合に比較して約１/ｎ2となり、前記実施の形態よりも更に小さくできるので、フィルタ回路(2)を変換回路(3)の段数に応じて更に小型化できる利点がある。また、この場合は図２及び図３に示す実施の形態よりも更に大きな容量のＡＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。更に、三相交流用のＡＣ−ＤＣコンバータに限らず、単相交流用又は三相以上の多相交流用のＡＣ−ＤＣコンバータにも本発明を適用できることは容易に理解できよう。
【００２５】
【発明の効果】
本発明によれば、外部からのノイズにより発生するサージ電流がフィルタ回路内のフィルタコンデンサ及び直流出力端子間の分圧用コンデンサを介してグランドにバイパスされ、サージ電圧が変換回路に直接的に印加されないため、外来ノイズによる変換回路内のスイッチング素子の破壊を防止してＡＣ−ＤＣコンバータの信頼性を向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるＡＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を示す電気回路図
【図２】  本発明による他の実施の形態を示す電気回路図
【図３】  図２の変更実施の形態を示す電気回路図
【図４】  従来のＡＣ−ＤＣコンバータを示す電気回路図
【図５】  図４の制御回路の内部構成を示す回路ブロック図
【図６】  図４のＡＣ−ＤＣコンバータの主要各部の電流を示す波形図
【図７】  図５の制御回路の各部の信号を示すタイムチャート
【符号の説明】
(1)・・交流電源、  (1A,1B,1C)・・交流入力端子、  (2)・・フィルタ回路、  (2a,2b,2c)・・フィルタコンデンサ、  (2d,2e,2f)・・フィルタリアクトル、  (3)・・変換回路、  (3A)・・第１の変換回路、  (3B)・・第２の変換回路、  (4〜9)・・第１〜第６のＩＧＢＴ（スイッチング素子）、  (10〜15)・・第１〜第６の逆流防止用ダイオード（逆流防止用整流素子）、  (16A)・・第１の還流用ダイオード（還流用整流素子）、  (16B)・・第２の還流用ダイオード（還流用整流素子）、  (17A,17B)・・正側直流リアクトル、  (18)・・平滑コンデンサ、  (19)・・電流検出器、  (20)・・相電圧検出用トランス、  (21)・・制御回路、  (22)・・基準電源、  (23)・・第１の誤差増幅器、  (24)・・第２の誤差増幅器、  (25)・・相電流基準信号発生回路、  (26)・・三角波発振回路、  (27,28,29)・・ＰＷＭコンパレータ、  (30)・・線電流パルス変換回路、  (31)・・制御信号出力回路、  (32)・・負荷、  (34A,34B)・・負側直流リアクトル、  (35,36)・・分圧用コンデンサ、  (37A,37B,38A,38B)・・電圧平衡用ダイオード（電圧平衡用整流素子）、  (40A,40B)・・直流出力端子、  (41)・・正側電流均衡用リアクトル、  (42)・・負側電流均衡用リアクトル、  (43)・・浮遊容量、  (44)・・補助コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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