(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置において、
連続する3ビット d0,d1,d2を用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるようにするデータ変調部、
前記シンボルを順に無線送信する無線送信部、
を備えたことを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記２つのシンボルの後に生成されるシンボルは、前記連続する３ビット d0,d1,d2を用いずに構成されることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
【請求項３】
前記２つのシンボルの後に生成されるシンボルの最初の２つは、前記連続する３ビット d0,d1,d2に連続する３ビットd3,d4,d5を用いて構成されることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
【請求項４】
２値データをターボ符号化するターボ符号化部、
前記ターボ符号化部から出力する組織ビットが、前記３ビットd0,d1,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、パリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号化部の出力ビットを並び替えて前記データ変調部に入力する並び替え部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の送信装置。
【請求項５】
前記2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部、
を備え、前記データ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施す請求項１記載の送信装置。
【請求項６】
前記データ変調結果に所定のBPSKスクランブルコードを乗算するスクランブル部、
を備え、前記無線送信部はスクランブル結果を無線送信する、
ことを特徴とする請求項１記載の送信装置。
【請求項７】
2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置において、
連続する3ビットを用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるように該２つのシンボルを作成する第１のデータ変調部、
連続する２以上のビットを用いて１番目シンボルを作成する第２のデータ変調部、
前記第１、第２のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信するか決定する送信シンボル決定部、
決定されたシンボルを送信する無線送信部、
を備えたことを特徴とする送信装置。
【請求項８】
前記2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部、
を備え、前記第１、第２のデータ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施す、
ことを特徴とする請求項７記載の送信装置。
【請求項９】
前記第１のデータ変調部の出力シンボルにBPSKスクランブルコードを乗算する第１のスクランブル部、
前記第２のデータ変調部の出力シンボルにHPSKスクランブルコードを乗算する第2のスクランブル部、
を備え、前記無線送信部は、前記決定されたシンボルに対応するスクランブル結果を送信する、
ことを特徴とする請求項７記載の送信装置。
【請求項１０】
2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信方法において、
連続する3ビット d0,d1,d2を用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるようにデータ変調し、
前記作成したシンボルを順番に無線送信する、
ことを特徴とする送信方法。
【請求項１１】
前記２つのシンボルの後に生成されるシンボルは、前記連続する３ビット d0,d1,d2を用いずに構成されることを特徴とする請求項１０記載の送信方法。
【請求項１２】
前記２つのシンボルの後に生成されるシンボルの最初の２つは、前記連続する３ビット d0,d1,d2に連続する３ビットd3,d4,d5を用いて構成されることを特徴とする請求項１０記載の送信方法。
【請求項１３】
請求項１０記載の送信方法で送信される信号の受信方法において、
前記2値データに所定のスクランブルコードを乗算し、
該スクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施して送信し、
前記送信されたシンボル信号を受信し、
連続する2つの受信シンボルより前記スクランブルコードが乗算された3ビットのデータを復調し、
前記復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調する、
ことを特徴とする受信方法。
【請求項１４】
請求項１０記載の送信方法で送信される信号の受信方法において、
前記データ変調結果に所定のスクランブルコードを乗算し、
該スクランブル結果を無線送信し、
前記送信されたシンボル信号を受信し、
受信信号にデスクランブルコードを乗算し、
デスクランブルにより得られた連続する2つのシンボルより3ビットの送信データを復調する、
ことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は送受信装置及び送受信方法に係わり、特に2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置の送信信号のPAPR (Peak to to Average Power Ratio）を小さくする送受信装置及び送受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の送信器、特に移動局の送信器では、送信増幅器(アンプ)の歪みのために送信信号のPAPR（Peak to Average Power Ratio）を小さくすることが重要である。PAPRとは送信信号のピーク電力値と平均電力値の比である。PAPRが大きい場合には、アンプから出力される信号がひずんでしまい、信号をひずませないため入力信号を小さくすると出力も小さくなり信号の到達距離が短くなってしまう。【０００３】
図２９はCDMA送信装置の概略構成図であり、送信信号発生装置１は２値の送信データを符号化（例えばターボ符号化）して得られるビット列を出力し、QPSKデータ変調部２は連続する２ビットを用いてI、Q複素成分で構成されるシンボルを作成し、拡散部３は該シンボルに所定のQPSK（Quadrature Phase Shift Keying)拡散系列の拡散コードを乗算して拡散する。QPSK拡散系列の拡散コードはC1(i)+jC2(i)（i=1,2,…）と表現され、拡散部３はシンボルにこの拡散コードを複素乗算する。ただし、C1(i)、C2(i)はPN系列である。ルートロールオフフィルタ４はDA変換された拡散信号を平滑化し、周波数変換部５は入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、送信増幅器６は無線信号を増幅してアンテナ７より送信する。送信電力増幅器６の入出力特性は図３０の点線で示すように入力電力がある値Pmax以上になると非直線性になる。この非直線特性により入力電力がPmax以上になると非線形歪が発生し、隣接チャネルに信号が漏洩し、隣接妨害を生じる。【０００４】
送信増幅器６における歪を減少するために前述のようにPAPRを小さくすることが行なわれている。PAPRを低減するために、従来のW-CDMA方式では、図３１に示すように拡散部８においてQPSK拡散系列に代わってHPSK(Hybrid Phase Shift Keying)の拡散系列を入力シンボルに乗算して拡散する。HPSKの拡散系列を式であらわすと以下の式
【数１】
0004401413.tif 000002
(i=0,1,2,3,……)        （1）
になる。ただし、[i/2]は小数点以下を切捨てた整数である。また、C1(i)、C2(i)はPN系列である。この拡散系列C(i)は、展開すると
【数２】
0004401413.tif 000003
・・・・・・・・・
となり、図３２に示すように、偶数番目から奇数番目のチップへの信号点変化が必ず±90
°になり(図３２(a)参照)、奇数番目から偶数番目のチップへの信号点変化が0, 90, 180,
-90°のいずれか(ランダム)になる（図３２(b)参照）。偶数番目から奇数番目のチップへの信号点変化が必ず±90°になることは、C(0)とC(1)のベクトル内積、あるいはC(2)とC(3)のベクトル内積が0になることから理解される。たとえば、C(0)とC(1)のベクトル内積を演算するとC1(0) C1(１) (１−C2(0)2)となり、C1(0), C2(0)は±１であるから、このベクトル内積は0となりチップC(0)とC(1)が直交することがわかる。図３２(a),(b)では、着目チップが第１象限に存在する場合であるが、何れの象限に存在しても同様である。なお、QPSKの拡散系列における信号点変化は図３２(c)に示すように、偶数番目から奇数番目、奇数番目から偶数番目に関係なく0, 90, 180, -90°のいずれかになる（ランダム）。【０００５】
HPSKの拡散系列を用いることにより、拡散後の特に対角線方向の信号点変化が制限されるため、拡散率が2以上（SF≧2）の場合においてPAPRを低減する効果が発生する。図３３はQPSK拡散系列で拡散した後の信号とHPSK拡散系列で拡散した後の信号の信号点変化説明図である。QPSK拡散系列で拡散すると信号点変化はランダムであるため、図３３(a)に示すように対角線方向（180°）の信号点変化が多くなる。対角線方向の信号点変化に際してオーバシュートが大きくなるため、QPSK拡散系列で拡散すると送信電力増幅器に入力する信号のピークが大きくなる。これに対して、HPSK拡散系列で拡散すると信号点変化は２回に１回は±90°となるためオーバシュートが小さくなり送信電力増幅器に入力する信号のピークが小さくなる。以上により、HPSK拡散系列で拡散するとPAPRが低減する。【０００６】
図３４はQPSK拡散系列とHPSK拡散系列のPAPR比較図であり、ルートロールオフフィルタのロールオフファクタ=0.22とし、横軸にPAPR(dB)をとり、縦軸にCCDF(%)をとったときのPAPR特性を示している。CCDF（Complementary Cumulative Distribution Function）は、累積確率をCDFとすると、CCDF=100(%)−CDFである。図示の特性は、QPSKの場合、PAPRが4.9(ｄB)となる確率が99.99(％)であることを表している。これは、PAPRが4.9(ｄB)を越える確率、換言すれば、入力信号が平均値に比べて4.9(ｄB)以上の電力になる確率が0.01(%)であることを意味する。一方、HPSKの場合、PAPRが3.3(ｄB)となる確率が99.99(％)（CCDF=0,01）であることを表している。これは、PAPRが3.3(ｄB)を越える確率、換言すれば、入力信号が平均値に比べて3.3(ｄB)以上の電力になる確率が0.01(%)であることを意味する。
以上より、HPSK拡散系列によれば、QPSK拡散系列に比べて99.99% PAPR(CCDF=0.01%となる点)で1.6dBのPAPR低減効果が得られる。
以上のように、HPSK拡散はPAPRを低減するのに有効な方式であるが、拡散率SFが2以上の場合に上記効果が発生するが、拡散率SFが1の場合には上記のPAPR低減効果がない。これはSF=１になると、拡散後のチップ系列の信号点変化がHPSK拡散系列の信号点変化を維持できなくなるからである。図３５はSF≧２の場合に拡散後のチップ系列の信号点変化がHPSK拡散系列の信号点変化を維持でき、SF=1において維持できなくなる理由の説明図である。【０００７】
図３５(a)はSF=4の場合であり、QPSKデータ変調により得られた１番目シンボルにHPSK拡散系列の4チップが乗算された場合であり、シンボルに信号点の位相変化がないから拡散後のチップ系列はHPSK拡散系列にしたがって信号点位相が変化し、HPSK拡散系列の信号点位相変化を維持できる。図３５(b)はSF=2の場合であり、QPSKデータ変調により得られた2シンボルにHPSK拡散系列の4チップが乗算された場合であり、シンボル間ではランダムに信号点位相が変化しているが、他では信号点位相が変化していない。このため、拡散後のチップ系列はHPSK拡散系列にしたがって信号点位相が変化し、HPSK拡散系列の信号点位相変化を維持できる。図３５(c)はSF=1の場合であり、QPSKデータ変調により得られた4シンボルにHPSK拡散系列の4チップが乗算された場合であり、シンボル間でランダムに信号点位相が変化する。このため、拡散後のチップ系列はHPSK拡散系列の信号点変化を維持で
きなくなる。【０００８】
以上のように、拡散率SFが1の場合にはHPSK拡散系列の信号点位相変化を維持できなくなり、PAPR低減効果が発生しなくなり、PAPR特性は図３４のQPSKの特性になってしまう。
そこで、図３６に示すように、BPSKデータ変調部9において、QPSKデータ変調の代わりにBPSKデータ変調を行ない、BPSKデータ変調により得られたシンボルに拡散部８でHPSK拡散系列を乗算して拡散する。BPSKデータ変調では、図３７（a）に示すように、シンボル間において0または1800、信号点位相が変化するだけである。SF=1の場合、このBPSKデータ変調により得られた4シンボルに図３７(b)に示すHPSK拡散系列の4チップを乗算すると、前述のようにBPSKシンボル間で0または1800に信号点位相が変化するだけであるため、チップ系列の信号点位相変化は図３７(c)に示すようになりHPSK拡散系列の信号点位相変化を維持する。この結果、図３６の送信装置によれば、拡散率がSF=1であってもPAPRを低減することができる。しかし、図３６の送信装置(BPSKデータ変調+HPSK拡散系列)では、BPSKデータ変調であるため１シンボルあたり１ビットとなり、図３１の送信装置（QPSKデータ変調+HPSK拡散系列)に比べて伝送効率が悪くなる問題がある。なお、図３１の送信装置では、１シンボルあたり２ビットであるため、伝送効率が図３１の送信装置に比べて２倍になる。【０００９】
以上まとめると、図３８に示すように、図３１の送信装置（QPSKデータ変調+HPSK拡散系列)、図３６の送信装置(BPSKデータ変調+HPSK拡散系列)にはメリット、デメリットがある。すなわち、図３１の送信装置ではSF=1の場合、伝送効率は２ビット/シンボルと良いが、PAPRが劣化する問題がある。一方、図３６の送信装置ではPAPRは劣化しないが、伝送効率が１ビット/シンボルと悪い問題がある。
以上の従来技術に加えて別の従来技術として、HPSKの条件を満足する直交コードを最適な状態で割り振ることが可能なCDMA拡散方法(特許文献１参照)が提案されているが、拡散率がSF=１の場合における上記問題点を解決するものではない。
今後の移動通信では、拡散率が１（SF = 1）での運用も想定されており、SF = 1の場合に伝送効率の低下を抑えると共に、PAPRを低減する方式が求められている。【００１０】
したがって、本発明の目的は伝送効率の低下を抑えると共に、PAPRを低減する送信装置及び送信方法を提供することである。
本発明の別の目的は、HPSK拡散系列を乗算することなくシンボルの信号点位相変化をHPSK拡散系列と同じようにする送信装置及び送信方法を提供することである。
本発明の別の目的は、スクランブルコードをシンボルに乗算してもHPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持できるようにする送信装置及び送信方法を提供することである。
本発明の別の目的は、HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しつつ、受信状態に応じた最適なデータ変調方式を採用してデータ送信できるようにする送信装置及び送信方法を提供することである。
【特許文献１】特開２００２−３３７１６号公報
【発明の開示】
【００１１】
・第1の送信装置
本発明は、2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置であり、連続する3ビット d0,d1,d2を用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるようにするデータ変調部、前記シンボルを順に無線送信する無線送信部を備えている。このようにデータ変調(HPSKデータ変調という)を行なうことによりHPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を実現でき、図３１の送信装置(SF≧２)と同一のPAPR特性を得ることができ、歪を減少できる。また、伝送効率は3ビット/2シンボル(＝1.5ビット/シンボル)にでき、伝送効率の劣化を抑えることができる。
上記本発明の送信装置は、更に、２値データをターボ符号化するターボ符号化部、前記
ターボ符号化部から出力する組織ビットが、前記３ビットd0,d1,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、パリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号化部の出力ビットを並び替えて前記データ変調部に入力する並び替え部を備えている。このように、復号に際してパリティビットより重要な組織ビットを尤度が大きくなるビットに割り振ることにより、誤り訂正性能を向上して誤り率を減少することができる。
上記本発明の送信装置は、更に、前記2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部を備え、前記データ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施し、受信装置は、前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、連続する2つの受信シンボルよりスクランブルコードが乗算された3ビットのデータを復調する復調部、前記復調部の復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調するデスクランブル部を備える。以上のように構成することにより、HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら、スクランブル送信および受信ができ良好なPAPR特性を得ることができる。また、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別(基地局識別)、ユーザ識別ができる。
上記本発明の送信装置は、更に、前記データ変調結果に所定のBPSKスクランブルコードを乗算するスクランブル部を備え、前記無線送信部はスクランブル結果を無線送信し、受信装置は、前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、受信信号にデスクランブルコードを乗算するデスクランブル部、デスクランブルにより得られた連続する2つのシンボルより3ビットの送信データを復調する復調部を備えている。以上のように構成することにより、スクランブルコードを乗算してもHPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら送信および受信ができPAPR特性を得ることができる。また、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別(基地局識別)、ユーザ識別ができる。
【００１２】
・第2の送信装置
本発明の第2の送信装置は、連続する3ビットを用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるように該２つのシンボルを作成する第１のデータ変調部、連続する２以上のビットを用いて１番目シンボルを作成する第２のデータ変調部、前記第１、第２のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信するか決定する送信シンボル決定部、決定されたシンボルを送信する無線送信部を備えている。前記送信シンボル決定部は、通信相手からの受信信号の品質あるいは受信信号の電力あるいは通信相手からの指示に基づいて、前記第１、第２のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信するか決定する。この第2の送信装置によれば、受信状態が悪い場合、第１のデータ変調部から出力するシンボルを送信することにより、HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持でき、これにより良好なPAPR特性を維持しつつ、伝送効率の低下を抑えながらデータ伝送ができる。また、受信状態が良い場合、第2のデータ変調部から出力するシンボルを送信することにより、高速のデータ伝送を実現できる。
本発明の第2の送信装置は、更に、前記2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部を備え、前記第１、第２のデータ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施す。以上のように構成することにより、伝搬環境が悪い場合、スクランブルコードを乗算してもHPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら、第1データ変調部から出力するシンボルを送信でき、良好なPAPR特性を得ることができる。また、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別(基地局識別)、ユーザ識別ができる。
本発明の第2の送信装置は、更に、前記第１のデータ変調部の出力シンボルにBPSKスクランブルコードを乗算する第１のスクランブル部、前記第２のデータ変調部の出力シンボルにHPSKスクランブルコードを乗算する第2のスクランブル部を備え、前記無線送信部は、前記決定されたシンボルに対応するスクランブル結果を送信する。以上のように構成することにより、伝搬環境が悪い場合、スクランブルコードを乗算してもHPSK拡散系列と同
一の信号点位相変化を維持しながら、第1データ変調部から出力するシンボルを送信でき、良好なPAPR特性を得ることができる。また、伝搬環境が良い場合、HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら、第1データ変調部から出力するシンボルを送信でき、良好なPAPR特性を得ることができる。さらに、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別(基地局識別)、ユーザ識別ができる。また、前記第１、第２のデータ変調部の出力シンボルに、あるいは、前記第１、第２のスクランブル部の出力に、BPSKチャネライゼーションコードを乗算してチャネライゼーションする場合であってもHPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持することができる。
【００１３】
・送信方法
本発明の送信方法は、2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信方法であり、連続する3ビット d0,d1,d2を用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるようにデータ変調するステップ、前記作成したシンボルを順番に無線送信するステップを備えている。このデータ変調ステップにおいて、前記両シンボルのベクトル内積が0となるように各シンボルのI,Q成分を前記連続する3ビットd0,d1,d2を用いて決定する。
上記本発明の送信方法は、更に、２値データをターボ符号化するステップ、ターボ符号の組織ビットが、前記３ビットd0,d1,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、ターボ符号のパリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号ビットを並び替えるステップを有している。
上記本発明の送信方法は、更に、前記2値データに所定のスクランブルコードを乗算するステップ、該スクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施して送信するステップ、前記送信されたシンボル信号を受信するステップ、連続する2つの受信シンボルより前記スクランブルコードが乗算された3ビットのデータを復調するステップ、前記復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調するステップを備えている。
上記本発明の送信方法は、更に、前記データ変調結果に所定のスクランブルコードを乗算するステップ、該スクランブル結果を無線送信するステップ、前記送信されたシンボル信号を受信するステップ、受信信号にデスクランブルコードを乗算するステップ、デスクランブルにより得られた連続する2つのシンボルより3ビットの送信データを復調するステップを備えている。
本発明の送信方法によれば、第1の送信装置と同様の効果を奏することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の送信装置の構成図である。
【図２】シンボル位相変化説明図である。
【図３】QPSKデータ変調信号とHPSKデータ変調信号の信号点変化説明図である。
【図４】HPSKデータ変調部の第1実施例構成図である。
【図５】HPSKデータ変調部の第2実施例構成図である。
【図６】HPSKデータ変調部の第3実施例構成図である。
【図７】HPSKデータ変調部の第4実施例構成図である。
【図８】本発明の効果説明図表である。
【図９】受信装置の全体の構成例である。
【図１０】HPSKデータ変調して送信した場合において、受信シンボルより3ビットデータd(0),d(1),d(2)を硬判定復調する場合の説明図である。
【図１１】硬判定によりHPSK変調データを復調するHPSKデータ復調部の構成図である。
【図１２】軟判定によりHPSK変調データを復調するHPSKデータ復調部の構成図である。
【図１３】軟判定によりHPSK変調データを復調するHPSKデータ復調部の別の構成図である。
【図１４】軟判定復調（近似する場合）の説明図である。
【図１５】送信データにパイロットデータを挿入して送信する場合の送信装置の要部ブロック図である。
【図１６】受信装置の要部ブロックである。
【図１７】送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図である。
【図１８】受信装置の要部ブロックである。
【図１９】送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図である。
【図２０】受信装置の要部ブロックである。
【図２１】第３実施例の説明図である。
【図２２】伝搬環境に基づいてデータ変調方式を切り替える送信装置の例である。
【図２３】図２２の構成にスクランブル部を加えた第２の送信装置の構成図である。
【図２４】データ変調後にスクランブル処理する送信装置の構成図である。
【図２５】データ変調後にチャネライゼーション処理とスクランブル処理する送信装置の構成図である。
【図２６】第４実施例の送信装置の要部構成図である。
【図２７】ターボ符号器の構成図である。
【図２８】第４実施例の説明図である。
【図２９】CDMA送信装置の概略構成図である。
【図３０】送信電力増幅器の入出力特性である。
【図３１】拡散部においてHPSK(Hybrid Phase Shift Keying)の拡散系列を入力シンボルに乗算して拡散するCDMA送信装置の構成図である。
【図３２】HPSKの拡散系列の信号点位相変化説明図である。
【図３３】QPSK拡散系列で拡散した後の信号とHPSK拡散系列で拡散した後の信号の信号点変化説明図である。
【図３４】QPSK拡散系列とHPSK拡散系列のPAPR比較図である。
【図３５】SF≧２の場合に拡散後のチップ系列の信号点変化がHPSK拡散系列の信号点変化を維持でき、SF=1において維持できなくなる理由の説明図である。
【図３６】BPSKデータ変調後に拡散部においてHPSK拡散系列を入力シンボルに乗算して拡散するCDMA送信装置の構成図である。
【図３７】SF=1においてBPSKデータ変調後にHPSK拡散系列を乗算してもHPSK拡散系列の信号点変化を維持できる理由説明図である。
【図３８】図３１の送信装置（QPSKデータ変調+HPSK拡散系列)と図３６の送信装置(BPSKデータ変調+HPSK拡散系列)のメリット、デメリット説明図表である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（Ａ）第１実施例
・送信装置の全体の構成
図１は本発明の送信装置の構成図であり、送信信号発生装置11は2値の送信データを符号化（例えばターボ符号化）して得られるビット列を出力し、HPSKデータ変調部12は連続する3ビット d0,d1,d2を用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルs(2i),s(2i+1)を作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるようにする。DA変換器13はHPSK変調データをアナログ信号にDA変換し、ルートロールオフフィルタ14はDA変換された拡散信号を平滑化し、無線送信部15の周波数変換部15aは入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、送信増幅器15bは無線信号を増幅してアンテナ16より送信する。【００１６】
HPSKデータ変調部12は2つのシンボルs(2i),s(2i+1)の位相差が90°となるようにすることにより、出力シンボルの信号点変化をHPSK拡散系列と同じようする。すなわち、最初の3ビットを用いて作成した2シンボルs(2i ),s(2i+1)と、次の3ビットを用いて作成した2シンボルs(2i+2),s(2i+3)は無関係であるから、シンボルs(2i+1)、s(2i+2)間の位相関係はランダムになる。したがって、3ビットを用いて作成される２つのシンボルの位相差が90°となるようにすることにより、HPSKデータ変調部12は、HPSK拡散系列と同じように、偶数番目のシンボルs(2i)から奇数番目のシンボルs(2i+1)への位相変化が必ず±90°になり、奇数番目のシンボルs(2i+1)から偶数番目のシンボルs(2i+2)への位相変化が0, 90, 180, -90°のいずれかになり(ランダムなり)、偶数番目のシンボルs(2i+2)から奇数番目のシンボルs(2i+3)への位相変化が必ず±90°になるようにシンボルを作成して出力することができる。図2はシンボル位相変化説明図であり、（a）はシンボル位相が隣接する象限にシフトする場合（信号点変化が±90°）の説明図、(b)はシンボル位相が任意の象限にシフトする場合（信号点変化がランダム）の説明図である。【００１７】
図３はQPSKデータ変調信号とHPSKデータ変調信号の信号点変化説明図である。QPSKデータ変調された出力シンボルの信号点変化はランダムであるため、図３(b)に示すように対角線方向（180°）の信号点変化が多くなる。対角線方向の信号変化に際してオーバシュ
ートが大きくなるため、送信電力増幅器15bに入力する信号のピークが大きくなる。これに対して、HPSKデータ変調された出力シンボルの信号点変化は図３(a)に示すように２回に１回が±90°となるため、オーバシュートが小さくなり送信電力増幅器15bに入力する信号のピークが小さくなり、PAPRを低減することができる。
・HPSKデータ変調部
連続する3ビット d0,d1,d2を用いて位相差が±90°となるように2つのシンボルs(0),s(1)を作成し、次の連続する3ビット d(3), d(4), d(5)を用いて位相差が±90°となるように2つのシンボルs(2),s(3)を作成するための変換式は
【数３】
0004401413.tif 000004
となる。【００１８】
偶数番目から奇数番目のシンボルへの信号点変化が必ず±90°になることは、偶数番目シンボルs(2k)と奇数番目シンボルｓ(2k＋1)のベクトル内積が0になることから理解される。すなわち、s(2k)とｓ(2k＋1)のベクトル内積を演算するとd(3k)d(3k＋1)×(１−d(3k＋2)2)となり、d(3k)、d(3k＋1)、(3k＋2)…は±１であるから、このベクトル内積は0となり偶数番目と奇数番目のシンボルは直交する。以上より、HPSKデータ変調部12は、偶数番目シンボルs(0)と奇数番目シンボルｓ(1)のベクトル内積が0になるように連続する3ビットd0,d1,d2を用いて(3)式より各シンボルのI,Q成分を決定し、以後、順次新たな3ビットをd0,d1,d2として(3)式より各シンボルのI,Q成分を決定して出力する。
図４はHPSKデータ変調部12の第1実施例構成図であり、次式
【数４】
0004401413.tif 000005
により、偶数番目シンボルs(0)と奇数番目シンボルｓ(1)のベクトル内積が0になるようにシンボルを作成して出力する。【００１９】
図４において、HPSKデータ変調部12は、シリパラ変換部12a、セレクタ12b、12c、乗算器MLT1〜MLT4、加算器ADD1を有している。シリパラ変換部12aは順次入力する3ビットのシリアルデータを並列データに変換し、0番目シンボルs(0)の演算タイミングにおいて各セレクタ12b、12cは上側の入力を選択し(4)式のs(0)を演算して出力し、１番目シンボルでは各セレクタ12b、12cは下側の入力を選択して(4)式のs(1)として出力する。
図５はHPSKデータ変調部12の第2実施例構成図であり、次式
【数５】
0004401413.tif 000006
により、偶数番目シンボルs(0)と奇数番目シンボルｓ(1)のベクトル内積が0になるようにシンボルを作成して出力する。【００２０】
図５において、HPSKデータ変調部12は、シリパラ変換部12d、セレクタ12e、乗算器MLT5〜MLT6、加算器ADD2を有している。シリパラ変換部12dは順次入力する3ビットのシリアルデータを並列データに変換し、セレクタ12eは０番目シンボルｓ(0)の演算タイミングにおいて上側の入力d(0)を選択し,また乗算器MLT5及び加算器ADD2は1+ｊd(2)を演算し、乗算器MLT6は(5)式のs(0)を演算して出力する。また、セレクタ12eは１番目シンボルs(1)の演算タイミングにおいて下側の入力d(1)を選択し,また乗算器MLT5及び加算器ADD2は1−ｊd(2)を演算し、乗算器MLT6は(5)式のs(1)を演算して出力する。
図６はHPSKデータ変調部12の第3実施例構成図であり、(4),(5)式とは異なる変換式
【数６】
0004401413.tif 000007
により、順次入力する3ビットデータd(0), d(1), d(2)を用いて偶数番目シンボルs(0)と奇数番目シンボルｓ(1)のベクトル内積が0になるようにシンボルを作成して出力する。なお、s(0)とｓ(1)のベクトル内積はd(1)d(2)×(1−d(0)2)であり、d(0)は＋1または−1であるからベクトル内積は０となる。【００２１】
図６において、HPSKデータ変調部12は、シリパラ変換部12f、セレクタ12g、乗算器ML7〜MLT8、加算器ADD3を有している。シリパラ変換部12fは順次入力する3ビットのシリアルデータを並列データに変換し、セレクタ12ｇは０番目シンボルｓ(0)の演算タイミングにおいて上側の入力d(1)を選択し,また乗算器MLT7及び加算器ADD3は1+ｊd(0)を演算し、乗算器MLT8は(6)式のs(0)を演算して出力する。また、セレクタ12fは１番目シンボルs(1)の演算タイミングにおいて下側の入力d(2)を選択し,また乗算器MLT7及び加算器ADD3は1−ｊd(0)を演算し、乗算器MLT8は(6)式のs(1)を演算して出力する。
図７はHPSKデータ変調部12の第4実施例構成図であり、変換式
【数７】
0004401413.tif 000008
により、順次入力する3ビットデータd(0), d(1), d(2)；d(3), d(4), d(5);….を用いて偶数番目シンボルと奇数番目シンボルのベクトル内積が0になるようにシンボルを作成して出力する。なお、s(0)とｓ(1)のベクトル内積は
d(0)d(1)−d(0)d(1)d(2)2＝d(0)d(1)(1−d(2)2)
であり、ｄ(2)は＋1または−1であるからベクトル内積は０となる。同様にs(2)とｓ(3)の
ベクトル内積も零になる。【００２２】
・第1実施例の効果
図８は本発明の効果説明図表であり、HPSKデータ変調した本発明の特性と、図３１で説明したQPSKデータ変調及びHPSK拡散系列により拡散した第1従来例の特性、図３６で説明したBPSKデータ変調及びHPSK拡散系列により拡散した第2従来例の特性とを比較するようにしている。
図８(a)はPAPRを同じにした場合の伝送効率の比較図表であり、本発明および第２従来技術においてSF=1とし、第１従来技術において拡散率SF=２とした場合である。本発明及び第2従来技術おいて、SF=1ということは１シンボル＝1チップである。本発明において3ビットで2シンボルを作成して送信するから、伝送速度は3ビット/2シンボル＝3ビット/2チップ＝1.5（ビット/チップ）になる。また、第2従来技術では、1ビットで１シンボルを作成して送信するから、伝送速度は１ビット/１シンボル＝１ビット/1チップ＝1.0（ビット/チップ）になる。また、第1従来技術において、SF=2ということは１シンボル＝2チップであり、第１従来技術では2ビットで１シンボルを作成して送信するから、伝送速度は2ビット/１シンボル＝2ビット/2チップ＝1.0（ビット/チップ）になる。すなわち、PAPRを同じにすると第1実施例の伝送効率が最も大きくなる。
図８(b)はSF=1に揃えた場合のPAPR及び伝送効率の比較図表である。99.99％PAPRは第1実施例及び第２従来技術において3.3dBとなるが、第2従来技術では4.9ｄBとなり、第1実施例のPAPR特性が第1従来技術より良好になっている。伝送効率は第1実施例では1.5ビット/シンボル、第1従来技術では2ビット/シンボル、第2従来技術では1ビット/シンボルとなり、第1従来技術が最も高速になるが、第1実施例の伝送効率は第2従来技術よりも高速であり、しかも、伝送効率の低下を抑えている。【００２３】
・受信装置の構成
図９は受信装置の全体の構成例であり、無線受信部21はアンテナ20で捕捉した無線信号を増幅した後、無線周波数からベースバンド周波数に周波数変換する。ルートロールオフフィルタ22は周波数変換により得られたベースバンド信号にルートロールオフフィルタ特性を付与し、AD変換器23はフィルタ出力信号をAD変換し、HPSKデータ復調部24は順次入力する2シンボルより3ビットデータを復調する。復号部25は復調データを用いて誤り訂正復号処理を行って復号結果を図示しない処理部に入力する。
HPSKデータ復調部24は、AD変換器23から次式
【数８】
0004401413.tif 000009
で表現された2つの受信シンボルr(0)、r(1)を順次入力され、これらより3ビットデータd(0),d(1),d(2)を復調して出力する。【００２４】
・硬判定復調
図１０は(4)または(5)式によりHPSKデータ変調して送信した場合において、受信シンボルより3ビットデータd(0),d(1),d(2)を硬判定復調する場合の説明図であり、（a）は偶数番目シンボルの復調説明図、(b)は奇数番目シンボルの復調説明図であリ、図中aは受信信号レベルの平均値である。偶数番目シンボル（0番目シンボル）r(0)=x(0)+jy(0)が第1〜第4象限に存在するときのd(0),d(2)は(4)式より図１０の（a）に示す通りであり、x(0),y(0)の正負により以下のようにd(0),d(2)の値を硬判定できる。
【数９】
0004401413.tif 000010
また、奇数番目シンボル（１番目シンボル）r(1)=x(1)+jy(1)が第1〜第4象限に存在するときのd(1),d(2)は(4)式より図１０の（b）に示す通りであり、x(1),y(1)の正負により以下のようにd(1),d(2)の値を硬判定できる。
【数１０】
0004401413.tif 000011
【００２５】
図１１はHPSKデータ復調部24の構成図であり、振り分け部24aは0番目シンボルr(0)=x(0)+jy(0)、１番目シンボルr(1)=x(1)+jy(1)の実数部、虚数部をそれぞれd(0)硬判定復調部24b、第1のd(2)硬判定復調部24c、d(1)硬判定復調部24d、第2のd(2)硬判定復調部24eに入力する。d(0)硬判定復調部24bおよび第1のd(2)硬判定復調部24cは、(9)式に従ってd(0),d(2)を硬判定し、d(1)硬判定復調部24dおよび第2のd(2)硬判定復調部24eは、(10)式に従ってd(1),d(2)を硬判定して出力する。セレクタ24fは各部で硬判定されたd(0),d(1),d(2)を選択して復号部に入力する。なお、d(2)は0番目シンボルおよび１番目シンボルの両方から求まるから一方のみを選択して出力すればよい。【００２６】
・軟判定復調（0シンボル目と1シンボル目の受信信号双方からd(0), d(1), d(2)の復調結果を求める場合）
送信側ではビット列 d(0), d(1), d(2) からシンボル列s(0), s(1)が生成される。d(0), d(1), d(2)の8通りの全ての組み合わせに対するs(0), s(1)の組み合わせは以下の8通りになる。
【表１】
0004401413.tif 000012
(8)式に示すように、偶数番目（0シンボル目）の受信シンボルをr(0) = x(0) + jy(0),
奇数番目（1シンボル目）の受信シンボルをr(1) = x(1) + jy(1)としたとき、送信シンボルs(0), s(1)の実数成分、虚数成分がそれぞれ+1又は−1となる確率を以下のように表現する。すなわち、
s(0)の実数成分が+1である確率をp+1, 
s(0)の実数成分が-1である確率をp-1, 
s(0)の虚数成分が+1である確率をq+1, 
s(0)の虚数成分が-1である確率をq-1,
s(1)の実数成分が+1である確率をr+1, 
s(1)の実数成分が-1である確率をr-1, 
s(1)の虚数成分が+1である確率をs+1, 
s(1)の虚数成分が-1である確率をs-1,
と表現する。
これら確率p+1, p-1, q+1, q-1, r+1, r-1, s+1, s-1は、平均受信レベルaおよび雑音分散σ2を用いて、それぞれ以下の式で与えられる。
【数１１】
0004401413.tif 000013
このとき、表1に示した組み合わせにより、送信ビットd(0), d(1), d(2)が+1, -1である確率はそれぞれ、以下の式で与えられる。【００２７】
【数１２】
0004401413.tif 000014
これらの式を用いてd(0), d(1), d(2)に対する対数尤度Λ(0), Λ(1), Λ(2)を算出すると以下のようになる。【００２８】
【数１３】
0004401413.tif 000015
図１２は軟判定によりHPSK変調データを復調するHPSKデータ復調部24の構成図であり、振り分け部24ｍは0番目シンボルr(0)=x(0)+jy(0)、１番目シンボルr(1)=x(1)+jy(1)の実数部、虚数部をそれぞれp+1,p?1計算部24n, q+1,q?1計算部24p, r+1,r?1計算部24q, s+1,s?1計算部24rに入力する。p+1,p?1計算部24n, q+1,q?1計算部24p, r+1,r?1計算部24q, s+1,s?1計算部24rは（11a）〜（11h）式に従ってp+1, p?1, q+1, q?1, r+1, r?1, s+1, s?1を計算し、d(0) 対数尤度計算部24s、d(1) 対数尤度計算部24t、d(2) 対数尤度計算部24uに入力する。d(0) 対数尤度計算部24s、d(1) 対数尤度計算部24t、d(2) 対数尤度計算部24uはそれぞれ（13a）, （13b）, （13c）式に従ってd(0),d(1),d(2)の軟判定の対数尤度Λ(0)、Λ(1)、Λ(2)を計算して出力する。
なお、図示していないが、平均受信レベルaおよび雑音分散σ2は受信信号の実数成分および虚数成分の振幅平均値やパイロット信号の振幅平均値の分散値などから測定する。【００２９】
・軟判定復調（0シンボル目と1シンボル目を分けて考える場合）
軟判定復調する場合、第1送信ビットｄ(0)が+1である確率P(d(0)=+1)及び−1である確率P(d(0)=−１)は、図１０(a)より偶数番目（0シンボル目）の受信シンボルr(0)の実数部x(0) と受信平均レベルaの差を用いて表現でき、雑音分散をσとすれば、次式で与えられる。
【数１４】
0004401413.tif 000016
また、第3送信ビットｄ(2)が+1である確率P(d(2)=+1)は、0シンボル目の受信シンボルr(0)と第1象限における平均受信シンボル点S1(図１０(a)参照)までの距離と、0シンボル目の受信シンボルr(0)と第３象限における平均受信シンボル点S３までの距離で表現でき、雑音分散をσとすれば以下の(15a)式で与えられる。また、第3送信ビットｄ(2)が−1である確率P(d(2)=−1)は、0シンボル目の受信シンボルr(0)と第２象限における平均受信シンボル点S2までの距離と、0シンボル目の受信シンボルr(0)と第4象限における平均受信シンボル点S4までの距離で表現でき、雑音分散をσとすれば以下の(15b)式で与えられる。【００３０】
【数１５】
0004401413.tif 000017
なお、(15a)式右辺第1項は受信シンボルr(0)と図１０(a)の第1象限における平均シンボル点S1間の距離に応じた確率であり、(15a)式第2項は受信シンボルr(0)と第3象限における平均シンボル点S3間の距離に応じた確率である。同様に、(15b)式右辺第1項は受信シンボルr(0)と図１０(a)の第4象限における平均シンボル点S4間の距離に応じた確率であり、(15b)式第2項は受信シンボルr(0)と第2象限における平均シンボル点S2間の距離に応じた確率である。
同様に、軟判定復調する場合、第2送信ビットｄ(1)が+1である確率P(d(1)=+1)及び−1である確率P(d(1)=−１)は、図１０(b)より奇数番目（１番目シンボル）の受信シンボルr(1)の実数部x(1) と受信平均レベルaの差を用いて表現でき、雑音分散をσとすれば、次式で与えられる。
【数１６】
0004401413.tif 000018
また、第3送信ビットｄ(2)が+1である確率P(d(2)=+1)は、１番目シンボルの受信シンボルr(1)と第2象限における平均受信シンボル点S2(図１０(b)参照)までの距離と、１番目シンボルの受信シンボルr(1)と第4象限における平均受信シンボル点S4までの距離で表現でき、雑音分散をσとすれば以下の(17a)式で与えられる。また、第3送信ビットｄ(2)が−1である確率P(d(2)=−1)は、１番目シンボルの受信シンボルr(1)と第1象限における平均受信シンボル点S1までの距離と、１番目シンボルの受信シンボルr(1)と第3象限における平均受信シンボル点S3までの距離で表現でき、雑音分散をσとすれば以下の(17b)式で与えられる。
【数１７】
0004401413.tif 000019
なお、(17a)式右辺第1項は受信シンボルr(0)と図１０(b)の第4象限における平均シンボル点S4間の距離に応じた確率であり、(17a)式第2項は受信シンボルr(1)と第2象限における平均シンボル点S2間の距離に応じた確率である。同様に、(17b)式右辺第1項は受信シンボルr(1)と図１０(b)の第1象限における平均シンボル点S1間の距離に応じた確率であり、(17b)式第2項は受信シンボルr(1)と第3象限における平均シンボル点S3間の距離に応じた確率である。【００３１】
次に（14a）〜（15b）式を用いて第1送信ビットd(0)に対する対数尤度Λ(0)、第3送信ビットd(2)に対する対数尤度Λ0 (2)を算出すると以下のようになる。
【数１８】
0004401413.tif 000020
同様に、（16a）〜（17b）式を用いて第2送信ビットd(1)に対する対数尤度
Λ(1)、第3送信ビットd(2)に対する対数尤度Λ1 (2)を算出すると以下のようになる。
【数１９】
0004401413.tif 000021
第3送信ビットd(2)に対する対数尤度Λ(2)、は0シンボル目から求めた値Λ0(2)と１番目シンボルから求めた値Λ1(2)の和となるから、次式により第3送信ビットd(2)の対数尤度Λ(2)を算出する。
【数２０】
0004401413.tif 000022
図１３は軟判定によりHPSK変調データを復調するHPSKデータ復調部24の構成図であり、振り分け部24gは0番目シンボルr(0)=x(0)+jy(0)、１番目シンボルr(1)=x(1)+jy(1)の実数部、虚数部をそれぞれd(0)軟判定部24h、d(1)軟判定部24i、d(2)軟判定部24jに入力する。d(0)軟判定部24hおよびd(1)軟判定部24iにおけるd(0)対数尤度計算部LLC0およびd(1)対数尤度計算部LLC1はそれぞれ、(18a),(19a)式に従ってd(0),d(1)の軟判定の対数尤度Λ(0)、Λ(1)を計算して出力する。d(2)軟判定部24jの第1のd(2)対数尤度計算部LLC21は(18b)式により対数尤度Λ0 (2)を計算し、第2のd(2)対数尤度計算部LLC22は(19b)式により対数尤度Λ1 (2)を計算し、加算部ADUは(20)式により第3送信ビットd(2)の対数尤度Λ(2)を計算して出力する。【００３２】
・軟判定復調（近似する場合）
第1送信ビットd(0)に対する対数尤度は（18a）式により与えられ、第2送信ビットｄ(1)に対する対数尤度は（19a）式により与えられるが、第３送信ビットｄ(2)に対する対数尤度は（18b）,(19b)、(20)式より与えられ、計算が複雑になる。そこで、第３送信ビットｄ(2)に対する対数尤度の計算式を近似する。
0番目シンボルから求まる第3送信ビットd(2)が +1である確率は、受信シンボルr（0）と第1象限の平均受信シンボル点S1間の距離と、受信シンボルr（0）と第3象限の平均受信シンボル点S3間の距離とに依存し、近い方の平均受信シンボル点までの距離に大きく依存する。そこで、図１４(a)に示すように直線L1により複素平面を2分し、受信シンボルが右上領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点S1間の距離のみより、すなわち、（17a）式の右辺第1項によりd(2)が +1である確率P(d(2)=+1)を計算し、受信シンボルが左下領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点S3間の距離のみより、すなわち、（17a）式の右辺第2項によりd(2)が +1である確率P(d(2)=+1)を計算する。【００３３】
また、0番目シンボルから求まる第3送信ビットd(2)が −1である確率は、受信シンボルr（0）と第2象限の平均受信シンボル点S２間の距離と、受信シンボルr（0）と第4象限の平均受信シンボル点S4間の距離とに依存し、近い方の平均受信シンボル点までの距離に大きく依存する。そこで、図１４(b)に示すように直線L2により複素平面を2分し、受信シンボルが左上領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点S2間の距離のみより、すなわち、（17b）式の右辺第2項によりd(2)が −1である確率P(d(2)=−1)を計算し、受信シンボルが右下領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点S4間の距離のみより、すなわち、（17b）式の右辺第1項によりd(2)が −1である確率P(d(2)=−1)を計算する。【００３４】
以上より、図１４（c）に示すように、複素平面を領域（1）〜（4）に分割し、0番目の受信シンボルr(0)がどの領域に存在するかにより、d(2)に対する対数尤度Λ0(2)を次式により計算する。
【数２１】
0004401413.tif 000023
【００３５】
0番目のシンボルの場合と同様に、1番目のシンボルr(1)がどの領域に存在するかにより、d(2)に対する対数尤度Λ1(2)を次式により計算する。
【数２２】
0004401413.tif 000024
そして、最終的なd(2)に対する対数尤度Λ(2)を0シンボル目から求めた値Λ0(2)と１番目シンボルから求めた値Λ1(2)の和として（20）式より計算して出力する。
なお、第1〜第3送信ビットの対数尤度に４a/2σ2が含まれているが、すべてに共通に含まれているため軟判定データを用いた復号処理において１とみなすことによりa、σが未知であっても処理上何等の問題はない。【００３６】
（B）第2実施例
・第1の送受信装置
図１５は送信データにパイロットデータを挿入して送信する場合の送信装置の要部ブロック図、図１６はその受信装置の要部ブロックである。
図１５の送信装置において、送信信号発生部11は送信データに誤り訂正符号化処理を行
ってビット列で送出し、パイロット発生部31はパイロットビットを発生する。パイロット多重部32は送信データにパイロットデータを時分割多重多重してHPSKデータ変調部12に入力する。以後、送信装置は図1で説明したと同様にデータを送信する。
図１６の受信装置において、分離部41は受信信号より送信データとパイロットデータを分離し、チャネル推定部42はパイロットを用いて周知のチャネル推定演算を行なってチャネル（伝搬路）を推定し、チャネル補償部43は推定されたチャネル推定値を用いてチャネル補償を受信データに施してHPSKデータ復調部24に入力する。以後、受信装置は図9で説明したと同様の受信処理を行う。【００３７】
・第2の送受信装置
図１７は送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図、図１８はその受信装置の要部ブロックであリ、図１５、図１６と同一部分には同一符号を付している。スクランブルコードはセルや基地局、あるいはユーザ（移動局）を識別するために送信側で固有のスクランブルコードを送信データに乗算して送信し、受信側でデスクランブル処理して送信元を識別するものである。
図１７の送信装置において、送信信号発生部11は送信データに誤り訂正符号化処理を行ってビット列で送出し、パイロット発生部31はパイロットビットを発生する。パイロット多重部32は送信データにパイロットデータを時分割多重多重してスクランブル部33に入力する。スクランブル部33は固有のスクランブルコードを発生するスクランブルコード発生部33aと該スクランブルコードを送信データに乗算して出力する乗算部33bを備えている。HPSKデータ変調部１２はスクランブル結果に対してHPSKデータ変調処理を行って送信する。
図１８の受信装置において、分離部41は受信信号より送信データとパイロットデータを分離し、チャネル推定部42はパイロットを用いて周知のチャネル推定演算を行なってチャネル（伝搬路）を推定し、チャネル補償部43は推定されたチャネル推定値を用いてチャネル補償を受信データに施してHPSKデータ復調部24に入力する。ついで、HPSKデータ復調部24は既に説明した方法でHPSKデータ復調処理を行い、デスクランブル部44はHPSKデータ復調結果にスクランブルコードと同一のデスクランブルコードを乗算し、乗算結果を順次１番目シンボル期間積分して送信データを復調して図示しない復号部に入力する。【００３８】
・第３の送受信装置
図１９は送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図、図２０はその受信装置の要部ブロックであリ、図１７、図１８と同一部分には同一符号を付している。図１７、図１８と異なる点はスクランブル部33とデスクランブル部44の位置である。
図１９の送信装置において、送信信号発生部11は送信データに誤り訂正符号化処理を行ってビット列で送出し、パイロット発生部31はパイロットビットを発生する。パイロット多重部32は送信データにパイロットデータを時分割多重してHPSKデータ変調部１２に入力する。HPSKデータ変調部１２は送信データに対してHPSKデータ変調処理を行い、変調結果をスクランブル部33に入力する。スクランブル部33は固有のスクランブルコードを発生するスクランブルコード発生部33aと該スクランブルコードをデータ変調結果に乗算して出力する乗算部33bを備えており、乗算結果を図示しない無線送信部に入力して送信する。なお、図１９の送信装置では、スクランブルによりHPSK拡散系列と同一のシンボル位相変化が乱されないように、スクランブルコードをBPSKスクランブルコードとする。拡散率SF=1の場合、HPSK系列にBPSK系列を乗算しても、HPSK拡散系列のシンボル位相変化が乱されないことは図３７で説明済みである。
図２０の受信装置において、分離部41は受信信号より送信データとパイロットデータを分離し、チャネル推定部42はパイロットを用いて周知のチャネル推定演算を行なってチャネル（伝搬路）を推定し、チャネル推定値をチャネル補償部43に入力する。以上と並行して、デスクランブル部44は受信シンボルにスクランブルコードと同一のBPSKデスクランブ
ルコードを乗算し、乗算結果を順次１シンボル期間積分してチャネル補償部43に入力する。チャネル補償部43は推定されたチャネル推定値を用いてチャネル補償をデスクランブル結果に施してHPSKデータ復調部24に入力する。HPSKデータ復調部24は入力されたシンボルにHPSKデータ復調処理を行い、復調結果を図示しない復号部に入力する。【００３９】
（C）第３実施例
HPSKデータ変調して送信する第１実施例の方法によれば、図８で説明したようにPAPR特性を良好にして歪を減少できる。そこで、図２１（a）に示すように相手通信装置BSとの間の距離が遠くなって受信状態が悪くなったとき、第１実施例による送信方法により送信し、距離が近づくにしたがってデータ変調方式を高速伝送可能な変調方式QPSK→8PSK→16QAMに切り替える。あるいは、図２１（b）に示すように相手通信装置BSとの間の伝搬環境が悪い場合に第１実施例による送信方法により送信し、伝搬環境が良好になるにしたがってデータ変調方式を高速伝送可能な変調方式QPSK→8PSK→16QAMに切り替える。【００４０】
・第1の送信装置
図２２は伝搬環境に基づいてデータ変調方式を切り替える送信装置の例であり、図1の送信装置と同一部分には同一符号を付している。データ変調方式として第1実施例のHPSKデータ変調、QPSK変調方式、8PSK変調方式、16QAM変調方式を用意し、それぞれの変調方式で変調するHPSKデータ変調部12、QPSK変調部51、8PSK変調部52、16QAM変調部53を設ける。
変調方式決定部54は伝搬環境を相手通信装置から受信した受信信号のSN比あるいは受信電力あるいは誤り率などにより推定し、伝播環境に応じたデータ変調方式を決定する。変調方式切り替え制御部55は変調方式切り替え部56を制御して、該決定されたデータ変調方式でデータ変調する変調部から出力する変調データを選択してDA変換器13に入力し、DA変換器13はHPSK変調データをアナログ信号にDA変換し、ルートロールオフフィルタ14はDA変換された拡散信号を平滑化し、無線送信部15入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、無線信号を増幅してアンテナ16より送信する。
すなわち、送信装置は、伝搬環境が最高レベルであれば、16QAM変調部53から出力するデータを選択して送信し、2番目に伝搬環境が良好であれば8PSK変調部52から出力するデータを選択して送信し、3番目に伝搬環境が良好であればQPSK変調部51から出力するデータを選択して送信し、伝搬環境が悪ければHPSKデータ変調部12から出力するデータを選択して送信する。
以上では、第1実施例のHPSKデータ変調方式に加えて3つのデータ変調方式を用意した場合であるが3つである必要はなく、高速伝送可能な１つのデータ変調方式を用意するだけでも良い。また、変調方式決定部54は伝搬環境をSN比あるいは受信電力あるいは誤り率などにより伝搬環境を推定してデータ変調方式を決定しているが、相手通信装置がデータ変調方式を通知するように構成することもできる。以上のことは以降の送信装置にも言えることである。【００４１】
・第２の送信装置
図２３は図２２の構成にスクランブル部を加えた第２の送信装置の構成図であり、図２２と同一部分には同一符号を付している。
スクランブル部57はスクランブルコード発生部57aと該スクランブルコードを送信データに乗算して出力する乗算部57bを備えている。スクランブル部57は、セルや基地局、あるいはユーザ（移動局）を識別するために固有のスクランブルコードを送信信号発生器11から出力する送信データに乗算して各変調部12,51〜53に入力する。
変調方式決定部54は伝搬環境を推定し、伝播環境に応じたデータ変調方式を決定する。変調方式切り替え制御部55は変調方式切り替え部56を制御して、該決定されたデータ変調方式で動作する変調部から出力する変調データを選択し、無線送信部15は選択された信号を無線信号に変換して送信する。【００４２】
・第３の送信装置
図２４はデータ変調後にスクランブル処理する送信装置の構成図であり、図２３と同一部分には同一符号を付している。
スクランブル部58は、HPSKデータ変調部12から出力するHPSK変調データにBPSKスクランブルコードを乗算する第1のスクランブル部58aとその他のデータ変調部51〜53から出力する変調データにHPSKスクランブルコードを乗算する第2のスクランブル部58bを備えている。HPSKデータ変調部12の出力に乗算するスクランブルコードをBPSKスクランブルコードにする理由は図１９の場合と同じである。また、その他のデータ変調部51〜53の出力に乗算するスクランブルコードをHPSKスクランブルコードにする理由はPAPRを改善するためである。
第1のスクランブル部58aにおいて、乗算部58a-2はBPSKスクランブルコード発生部58a-1から出力するBPSKスクランブルコードをHPSKデータ変調部12から出力するHPSK変調データに乗算して出力する。第2のスクランブル部58bにおいて、乗算部58c-1〜58c-3はHPSKスクランブルコード発生部58dから出力するHPSKスクランブルコードを各データ変調部51〜53から出力する変調データに乗算して出力する。セレクタ59は変調方式切り替え制御部55からの指示に従って所定のスクランブル結果を選択して無線送信部15より送信する。
なお、図２４において、第1のスクランブル部58aのみをHPSKデータ変調部12の前段に設けるように変形することができ、その場合にはスクランブルコードはBPSKスクランブルコードである必要はない。.【００４３】
・第４の送信装置
図２５はデータ変調後にチャネライゼーション処理とスクランブル処理する送信装置の構成図であり、図２４と同一部分には同一符号を付している。図２４と異なる点はチャネライゼーション部60をスクランブル部58の前段に設けている点である。なお、チャネライゼーション部60をスクランブル部58の後段に設けることもできる。
チャネライゼーション部60は、チャネル識別用のBPSKチャネライゼーションコードを発生するBPSKチャネライゼーションコード発生部60aとチャネライゼーションコード乗算部60bを備え、チャネライゼーションコード乗算部60bは各データ変調部から出力するシンボルにBPSKチャネライゼーションコードを乗算して出力する乗算部CML0〜CML3を備えている。【００４４】
（D）第4実施例
軟判定の場合、第1送信ビットd(0)に対する対数尤度Λ(0)と第2送信ビットd(1) に対する対数尤度Λ(1)はそれぞれ、1つのシンボルの実数部より算出できるが、第3送信ビットd(2)に対する対数尤度Λ(2)は2つのシンボルより求まる対数尤度Λ0(2)、Λ1(2)を合計したものであり、しかも、対数尤度Λ0(2)、Λ1(2)はそれぞれシンボルの実数部及び虚数部より算出される。このため、第1、第2送信ビットd(0),d(1)に対する対数尤度Λ(0), Λ(1)と、第3送信ビットd(2)に対する対数尤度Λ(2)の信頼度が異なる場合がある。
一方、ターボ符号は組織ビットとパリティビットを備え、復号に際して組織ビットが重要であり組織ビットの信頼度が大きいほど誤り訂正復号処理を高精度で行うことが可能になる。そこで、第4実施例では、第1、第2送信ビットd(0),d(1)に対する信頼度が第3送信ビットd(2)に対する信頼度より大きければ、ターボ符号を構成する組織ビットを信頼度の高い第1、第2送信ビットd(0),d(1)に振り分けられるようにし、パリティビットを残りの送信ビットに振り分けられるようにする。また、第3送信ビットd(2)に対する信頼度が第1、第2送信ビットd(0),d(1)に対する信頼度より大きければ、ターボ符号を構成する組織ビットを信頼度の高い第3送信ビットd(2)に振り分けられるようにし、パリティビットを残りの送信ビットに振り分けられるようにする。【００４５】
図２６は第４実施例の送信装置の要部構成図であり、11は送信信号発生装置、12はHPSK
データ変調部であり図４と同一の構成を備えている。送信信号発生装置１１において、ターボ符号器71は図２７に示す構成を備え、入力データuをターボ符号化し、符号化データxa,xb,xcを直列にして出力する。すなわち、ターボ符号部71において、符号化データxaは入力データuそのものであり、符号化データxbは入力データuを第1の要素符号器ENC1で畳み込み符号化したデータ、符号化データxcは入力データuをインタリーブ(π)して第2の要素符号器ENC2で畳み込み符号化したデータデータである。ターボ符号は、以上のように畳み込みを2つ用いて合成した組織符号で、xaは組織ビット、xb,xcはパリティビットという。組織/パリティ分離部72はターボ符号を構成する組織ビットとパリティビットとを分離し、並び替え部73は組織ビットが、３ビットd0,d1,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、パリティビットが残りのビットに振り分けられるように並び替えてHPSKデータ変調部12に入力する。
図２８(a)は第1、第2送信ビットに対する信頼度が大きい場合であり、斜線で示す第1、第2送信ビット系列d(0),d(1),d(3),d(4),…..に組織ビットを振り分け、他のビット系列にパリティを振り分けた例である。また、図２８(b)は第3送信ビットに対する信頼度が大きい場合であり、斜線で示す第3送信ビット系列d(2),d(5),d(8),d(11),…..に組織ビットを振り分け、他のビット系列にパリティを振り分けた例である。【００４６】
本発明によれば、伝送効率の低下を抑えると共に、PAPRを改善することができる。
また、本発明によれば、HPSK拡散系列を乗算することなくシンボルの信号点位相変化をHPSK拡散系列と同じようにできる。
また、本発明によれば、スクランブルコードをシンボルに乗算してもHPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持できる。
また、本発明によれば、HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しつつ、受信状態に応じた最適なデータ変調方式を採用してデータ送信することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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