(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に含まれるノイズ成分を除去するノイズキャンセラであって、
前記入力信号に含まれるノイズ成分を検出し、当該ノイズ成分の存在期間を判別するノイズ検出手段と、
通常時は前記入力信号を通過させ、前記ノイズ成分の存在期間は前記入力信号をホールド状態にする第１のホールド手段と、
前記ホールド状態にされた入力信号に対し、前記ノイズ成分の存在期間において失われた信号部分を補正するための補正信号を加えて出力する補正手段と、
前記入力信号に含まれるパイロット信号の周波数のｎ倍（ｎ；２以上の整数）かつ前記入力信号の帯域の２倍以上のサンプリング周波数で前記補正手段の出力信号をサンプリングした複数のサンプル値を保持するための縦続接続された複数の遅延素子を備え、前記複数の遅延素子のうち、前記パイロット信号の周期の整数倍に対応するｍ個（ｍ；１以上の整数）の遅延素子の出力に基づいて前記入力信号の予測値を順次求めて予測信号として出力する予測フィルタと、
前記ノイズ成分の存在期間は前記予測信号をホールド状態にして予測ホールド信号を生成する第２のホールド手段と、
前記予測信号から前記予測ホールド信号を減算することにより前記補正信号を生成する補正信号生成手段と、
を備えることを特徴とするノイズキャンセラ。
【請求項２】
入力信号に含まれるノイズ成分を除去するノイズキャンセラであって、
前記入力信号に含まれるノイズ成分を検出し、当該ノイズ成分の存在期間を判別するノイズ検出手段と、
前記入力信号に含まれるパイロット信号の周波数のｎ倍（ｎ；２以上の整数）かつ前記入力信号の帯域の２倍以上のサンプリング周波数で前記入力信号をサンプリングした複数のサンプル値を保持するための縦続接続された複数の遅延素子を備え、前記複数の遅延素子のうち、前記パイロット信号の周期の整数倍に対応するｍ個（ｍ；１以上の整数）の遅延素子の出力に基づいて前記入力信号の予測値を順次求めて予測信号として出力する予測フィルタと、
通常時は前記入力信号を通過させ、前記ノイズ成分の存在期間は前記予測信号を通過させるように切り換え制御を行って出力する切り換え手段と、
を備えることを特徴とするノイズキャンセラ。
【請求項３】
前記予測フィルタは、
前記複数の遅延素子のうち、前記予測フィルタの入力からｎ番目と２ｎ番目の遅延素子に接続され、各々の遅延素子の出力を所定倍して出力する複数の係数器と、
前記ｎ番目の遅延素子に接続された前記係数器の出力から、前記２ｎ番目の遅延素子に接続された前記係数器の出力を減算する減算器と、を更に備え、
前記予測フィルタは、前記減算器の演算結果を予測信号として出力することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のノイズキャンセラ。
【請求項４】
前記入力信号はＦＭ受信信号であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のノイズキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力信号からノイズ成分を除去するノイズキャンセラの技術分野に属し、特に、ＦＭチューナなどのノイズ成分を抑圧するためのノイズキャンセラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＦＭ放送波を受信して復調処理を行うＦＭチューナは移動体に搭載して用いられることが多くなっている。例えば、車載用のＦＭチューナの場合、一般的なＦＭチューナに比べると、車両で発生するイグニッションノイズなどパルス状の外来ノイズの影響を受けやすい。そのため、車載用のＦＭチューナでは、外来ノイズによって音声品質が劣化するのを防止すべく、検波信号から外来ノイズに起因するノイズ成分を除去するノイズキャンセラを設けることが望ましい。
【０００３】
このようにＦＭ受信信号からノイズ成分を除去すべく、ＦＭ受信信号を処理する過程で検波信号等に含まれるノイズ成分を検出した上で、ノイズ成分が存在する期間においてＦＭ受信信号をホールド状態とする構成が一般に用いられる。このような構成によれば、ＦＭ受信時にノイズ成分が発生した場合、その発生開始のタイミングにおける信号レベルに固定され、ノイズが存在しなくなると再び元の状態に戻るように作用するので、それ以降の回路に対して送出される検波信号等におけるノイズの影響を小さくすることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のように構成されたノイズキャンセラでは、ＦＭ受信時にノイズ成分が発生した期間においてＦＭ受信信号がホールド状態とされるので、ノイズ成分とともに必要な音声信号成分も除去されることになる。例えば、車載用のＦＭチューナにおけるＦＭ受信時に、イグニッションノイズ等のパルス状の外来ノイズが発生すると、その外来ノイズのパルス幅に相当する期間だけの音声信号成分が失われることになる。その結果、復調処理を行った後に出力される音声信号の歪率を劣化させることが問題となる。
【０００５】
そこで本発明は、このような問題に鑑みなされたものであり、入力信号にパルス状の外来ノイズが付加された状況においても、そのノイズ成分を除去する一方で本来の音声信号成分が失われないようにし、良好な音声品質を保つことができるノイズキャンセラを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載のノイズキャンセラは、入力信号に含まれるノイズ成分を除去するノイズキャンセラであって、前記入力信号に含まれるノイズ成分を検出し、当該ノイズ成分の存在期間を判別するノイズ検出手段と、通常時は前記入力信号を通過させ、前記ノイズ成分の存在期間は前記入力信号をホールド状態にする第１のホールド手段と、前記ホールド状態にされた入力信号に対し、前記ノイズ成分の存在期間において失われた信号部分を補正するための補正信号を加えて出力する補正手段と、前記入力信号に含まれるパイロット信号の周波数のｎ倍（ｎ；２以上の整数）かつ前記入力信号の帯域の２倍以上のサンプリング周波数で前記補正手段の出力信号をサンプリングした複数のサンプル値を保持するための縦続接続された複数の遅延素子を備え、前記複数の遅延素子のうち、前記パイロット信号の周期の整数倍に対応するｍ個（ｍ；１以上の整数）の遅延素子の出力に基づいて前記入力信号の予測値を順次求めて予測信号として出力する予測フィルタと、前記ノイズ成分の存在期間は前記予測信号をホールド状態にして予測ホールド信号を生成する第２のホールド手段と、前記予測信号から前記予測ホールド信号を減算することにより前記補正信号を生成する補正信号生成手段と、を備えることを特徴とする。
【０００７】
この発明によれば、ノイズキャンセラへの入力信号に含まれるノイズ成分が検出され、その存在期間が判定される。そして、ノイズ成分の存在期間において入力信号がホールド状態にされるとともに、予測フィルタによって入力信号を予測するように演算が行われる。一方、ノイズ成分の存在期間において予測信号がホールド状態にされて予測ホールド信号が生成され、予測信号から予測ホールド信号を減算した補正信号が生成される。この補正信号をホールド状態にされた入力信号に加えて出力することにより、ノイズ成分の存在期間においてノイズを除去する一方で、失われた信号部分を取り戻すことが可能となる。従って、ノイズ成分を除去する際に失われる信号成分は、予測信号を用いて取り戻すことができ、音声信号等の歪率を劣化させることなく良好な信号品質を保つことができる。
また、予測フィルタにサンプル値を入力し、縦続接続された遅延素子の各段でサンプリング間隔だけサンプル値を遅延しつつ順次保持する。そして、サンプリング周波数をパイロット信号の周波数のｎ倍に設定し、複数の遅延素子のうちパイロット信号の周期の整数倍に対応するｍ個の遅延素子の出力に基づいて入力信号の予測値が求められる。このようにして得られた予測値を利用してノイズキャンセラにおけるノイズ除去を行うようにしたので、所望の予測精度を確保することができる。
【０００８】
請求項２に記載のノイズキャンセラは、入力信号に含まれるノイズ成分を除去するノイズキャンセラであって、前記入力信号に含まれるノイズ成分を検出し、当該ノイズ成分の存在期間を判別するノイズ検出手段と、前記入力信号に含まれるパイロット信号の周波数のｎ倍（ｎ；２以上の整数）かつ前記入力信号の帯域の２倍以上のサンプリング周波数で前記入力信号をサンプリングした複数のサンプル値を保持するための縦続接続された複数の遅延素子を備え、前記複数の遅延素子のうち、前記パイロット信号の周期の整数倍に対応するｍ個（ｍ；１以上の整数）の遅延素子の出力に基づいて前記入力信号の予測値を順次求めて予測信号として出力する予測フィルタと、通常時は前記入力信号を通過させ、前記ノイズ成分の存在期間は前記予測信号を通過させるように切り換え制御を行って出力する切り換え手段と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
この発明によれば、ノイズキャンセラへの入力信号に含まれるノイズ成分が検出され、その存在期間が判定される。そして、ノイズ成分の存在期間において入力信号がホールド状態にされるとともに、予測フィルタによって入力信号を予測するように演算が行われる。一方、通常時には入力信号を通過させ、ノイズ成分の存在期間においては予測信号を通過させるように経路を制御することにより、ノイズ成分の存在期間において入力信号に代わって予測信号を用いることができる。従って、ノイズ成分を除去する際に失われる信号成分は、予測信号を用いて取り戻すことができ、簡単な構成で音声信号等の歪率を良好にすることができる。
また、予測フィルタにサンプル値を入力し、縦続接続された遅延素子の各段でサンプリング間隔だけサンプル値を遅延しつつ順次保持する。そして、サンプリング周波数をパイロット信号の周波数のｎ倍に設定し、複数の遅延素子のうちパイロット信号の周期の整数倍に対応するｍ個の遅延素子の出力に基づいて入力信号の予測値が求められる。このようにして得られた予測値を利用してノイズキャンセラにおけるノイズ除去を行うようにしたので、所望の予測精度を確保することができる。
【００１０】
請求項３に記載のノイズキャンセラは、請求項１又は請求項２に記載のノイズキャンセラにおいて、前記予測フィルタは、前記複数の遅延素子のうち、前記予測フィルタの入力からｎ番目と２ｎ番目の遅延素子に接続され、各々の遅延素子の出力を所定倍して出力する複数の係数器と、前記ｎ番目の遅延素子に接続された前記係数器の出力から、前記２ｎ番目の遅延素子に接続された前記係数器の出力を減算する減算器と、を更に備え、前記予測フィルタは、前記減算器の演算結果を予測信号として出力することを特徴とする。
【００１１】
この発明によれば、上記の発明の作用に加えて、縦続接続複数の遅延接続のうち、ｎ番目と２ｎ番目の遅延素子に各々接続された係数器により、遅延素子の出力を所定倍して出力する。次いで、ｎ番目の遅延素子に接続された係数器の出力から、２ｎ番目の遅延素子に接続された係数器の出力を減算器により減算する。そして、減算器の演算結果が予測信号として予測フィルタから出力される。このようにして得られた予測信号を利用してノイズキャンセラにおけるノイズ除去を行うようにしたので、サンプリング間隔が短い場合であっても、広いパルス幅を持つノイズ成分を的確に除去するとともに、パイロット信号等における予測精度を良好に保つことができる。
【００１４】
請求項４に記載のノイズキャンセラは、請求項１から３のいずれか１項に記載のノイズキャンセラにおいて、前記入力信号はＦＭ受信信号であることを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、請求項１から３のいずれか１項に記載の発明の作用に加えて、ＦＭ受信の際に用いるノイズキャンセラにおいて、パルス状のノイズ成分を除去するために好適な構成を実現したので、例えば、車載用のＦＭチューナにおいて発生するイグニッションノイズを的確に除去することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態においては、ＦＭ放送を受信可能なディジタルＦＭチューナにおいて外来ノイズを除去するためのノイズキャンセラに対し本発明を適用した場合を説明する。
【００１７】
本実施形態に係るノイズキャンセラの構成及び動作について、図１及び図２を参照して説明する。ここでは、例えば車載用のディジタルＦＭチューナにおいて、ＦＭ受信信号に含まれるイグニッションノイズ等の外来ノイズを除去するためのノイズキャンセラについて説明する。図１は、本実施形態に係るノイズキャンセラの概略構成を示すブロック図であり、図２は、図１のノイズキャンセラ各部の信号波形の一例であって外来ノイズが存在するタイミングにおける信号波形を示している。
【００１８】
本実施形態に係るノイズキャンセラは、図１に示すように、ノイズ検出部１１と、第１ホールド部１２と、加算器１３と、予測フィルタ１４と、第２ホールド部１５と、減算器１６と、スイッチ１７とを備えている。かかる構成において、ディジタルＦＭチューナにて受信されたＦＭ放送に対応する検波信号はディジタル化された後にノイズキャンセラに入力される。そして、ノイズキャンセラにより外来ノイズが除去された後、出力信号として後段の音声回路に出力される。
【００１９】
図１において、ノイズ検出部１１は、ノイズキャンセラへの入力信号に含まれるノイズ成分を検出し、ノイズが存在するタイミングでホールド信号Ｓｈを出力する。このノイズ検出部１１は、例えば、入力信号の高周波成分をハイパスフィルタにより抽出し、これを整流回路に通過させてノイズ成分に応じたレベルを持つ信号を生成し、この信号を所定の基準レベルと大小比較する構成によって実現することができる。
【００２０】
図２に示すように、ノイズキャンセラへの入力信号として、緩やかに変化する音声信号に外来ノイズＮが重畳された信号波形を持つ場合を考える。ノイズ検出部１１では、図２のような入力信号において外来ノイズが発生するタイミングｔ０でローレベルからハイレベルに立ち上がり、外来ノイズが存在するパルス幅ｔの期間だけハイレベルを保つようなホールド信号Ｓｈを出力する。
【００２１】
第１ホールド部１２は、ノイズキャンセラの入力信号に対し、ホールド信号Ｓｈに基づいて外来ノイズが検出されたときの信号レベルをホールド状態にしてサンプル値ｙｈを得る。すなわち、図２に示すように第１ホールド部１２では、通常時に入力信号をそのままサンプル値ｙｈとして通過させる一方、ホールド信号Ｓｈが立ち上がるタイミングｔ０の信号レベルを、時間ｔが経過するまでサンプル値ｙｈとして保持し続ける。そして、時間ｔが経過した後は、第１ホールド部１２から再び元の入力信号をサンプル値ｙｈとして通過させる。
【００２２】
加算器１３は、第１ホールド部１２の出力信号に対し、スイッチ１７を経由して供給される補正信号を加算して、加算結果を予測フィルタ１４に出力するとともに外部への出力信号とする。すなわち、図２に示すように、第１ホールド部１２の出力信号が外来ノイズの存在時にホールド状態になると、本来の信号波形が失われるので、補正信号を加えることにより本来の信号波形を取り戻すことができる。その結果、入力信号から外来ノイズＮの成分が除去された出力信号を得ることができる。なお、補正信号の具体的な生成方法については後述する。
【００２３】
予測フィルタ１４は、加算器１３の出力信号の各サンプル値に対するフィルタ演算を施すディジタルフィルタの構成を備え、遅延された過去のサンプル値に基づいて予測値＜ｙ１＞を順次求め、予測信号として出力する役割を有している。予測フィルタ１４において得られた予測値＜ｙ１＞は、第２ホールド部１５及び減算器１６にそれぞれ供給される。実際には予測フィルタ１４にて得られる予測値＜ｙ１＞に基づく予測信号は、図２に示すような信号波形を有するが、予測フィルタ１４の具体的な構成及び動作については後述する。
【００２４】
第２ホールド部１５は、予測フィルタ１４にて得られた予測値＜ｙ１＞に対し、ホールド信号Ｓｈに基づいて外来ノイズが検出されたときの予測値＜ｙ１＞をホールド状態にして予測ホールド値＜ｙｈ＞を得る。すなわち、図２に示すように第２ホールド部１５では、通常時の予測値＜ｙ１＞をそのまま通過させる一方、ホールド信号Ｓｈが立ち上がるタイミングｔ０の予測値＜ｙ１＞のレベルを、時間ｔが経過するまで予測ホールド値＜ｙｈ＞として保持する。そして、時間ｔが経過した後は、第２ホールド部１５は元の状態に戻って予測値＜ｙ１＞をそのまま通過させる。
【００２５】
減算器１６は、予測フィルタ１４の予測値＜ｙ１＞から第２ホールド部１５の予測ホールド値＜ｙｈ＞を減算し、減算結果を補正信号としてスイッチ１７に出力する。図２に示すように、通常時には予測ホールド値＜ｙｈ＞が予測値＜ｙ１＞に一致するので、減算器１６の出力がゼロになる。一方、外来ノイズの存在時に第２ホールド部１５がホールド状態になると、減算器１６では、予測値＜ｙ１＞から予測ホールド値＜ｙｈ＞を減算することにより、これ以降の予測信号が持つ変化分が出力されるようになる。このように、予測値＜ｙ１＞と予測ホールド値＜ｙｈ＞の差分をとることで、予測フィルタ１４により発生する予測誤差の影響を減じるように構成している。
【００２６】
スイッチ１７は、ホールド信号Ｓｈに基づいて減算器１６の出力側と加算器１３の入力側との接続を切り換え制御し、ノイズ検出部１１にて外来ノイズが検出されているときに加算器１３に対し補正信号が供給されるようにする。すると、加算器１３において、サンプル値ｙｈがホールドされる時間ｔの部分に対し、図２に示すような信号波形の補正信号が加算されることになる。その結果、サンプル値ｙ１の時間ｔの部分で失われた信号部分が補われることになり、ノイズキャンセラの入力信号から外来ノイズが除去された信号波形を持つ出力信号を生成することができる。
【００２７】
次に、図３を用いて予測フィルタ１４の構成を説明する。図３に示すように、本実施形態の予測フィルタ１４は、２４個の遅延素子１０１〜１２４（図中Ｄとして示す）と、係数器１２５、１２６と、減算器１２７とを含んで構成されている。なお、予測フィルタ１４の各構成要素に対しては、図３では省略しているが、サンプリング周波数に対応する２２８ｋＨｚのクロックが供給されるものとする。
【００２８】
以上の構成において、予測フィルタ１４への入力信号としてのサンプル値ｙ１が先頭の遅延素子１０１に入力される。遅延素子１０１では、クロックの１周期分（サンプリング間隔）に対応する遅延時間４．３８μｓｅｃだけ保持した後、遅延されたサンプル値ｙ０を後段の遅延素子１０２に出力する。同様に、遅延素子１０２では、２クロック分だけ遅延されたサンプル値ｙ＿１を出力し、それ以降の遅延素子１０３〜１２４においても順次遅延時間を積み上げてサンプル値ｙ＿２〜ｙ＿２３をシフトしつつ順番に伝送していく。なお、これらの遅延素子１０１〜１２４は、例えばＤフリップフロップを用いることにより構成することができる。
【００２９】
次に、２４個の遅延素子１０１〜１２４のうち１２番目に位置する遅延素子１１２には係数器１２５が接続され、遅延素子１１２の出力信号であるサンプル値ｙ＿１１が係数器１２５に入力される。この場合、多段に接続された１２個の遅延器１０１〜１１２を経由して係数器１２５にサンプル値ｙ＿１１が入力されることになる。よって、トータルの遅延時間は、５２．６３μｓｅｃ（１２×４．３８μｓｅｃ）となり、その逆数をとると１９ｋＨｚに一致する関係になる。この係数器１２５では、入力されたサンプル値ｙ−１１を所定倍（×２）して減算器１２７に出力する。
【００３０】
また、２４個の遅延素子１０１〜１２４のうち最後に位置する遅延素子１２４には係数器１２６が接続され、遅延素子１２４の出力信号であるサンプル値ｙ−２３が係数器１２６に入力される。この場合、多段に接続された２４個の遅延器１０１〜１２４を経て係数器１２６にサンプル値ｙ＿２３が入力されることになる。よって、上記の係数器１２５の位置を基準にしたときのトータルの遅延時間は、やはり５２．６３μｓｅｃとなり、その逆数をとると１９ｋＨｚに一致する関係になる。この係数器１２６では、入力されたサンプル値ｙ＿２３を所定倍（×１）して減算器１２７に出力する。
【００３１】
このように、予測フィルタ１４の先頭に対し各々の係数器１２５、１２６の間隔は、時間軸上で５２．６３μｓｅｃづつ離れた配置になっている。そして、減算器１２７では、係数器１２５の出力値から係数器１２６の出力値を減算して、その結果を予測フィルタ１４における予測値＜ｙ１＞として出力する。ここで、減算器１２７にて得られる予測値＜ｙ１＞は、次式で表される。
【００３２】
＜ｙ１＞  ＝  ２ｙ＿１１  ―  ｙ＿２３    （１）
このように、本実施形態の予測フィルタ１４では、（１）式で示される１次形予測式に基づいて信号波形の予測を行っている。なお、図３では２個の係数器１２５、１２６を用いているが、係数器の個数を増やして高次の予測式に基づく予測を行ってもよく、あるいは、後述するように０次型予測式に基づいて予測を行ってもよい。ただし、図２に示すように、各々の係数器の間に１２個分の遅延器を配置する必要があるため、予測式が高次になるほど構成が複雑になる。
【００３３】
次に、図４及び図５を参照して、図３のように構成された予測フィルタ１４の特性及び動作を説明する。図４は、予測フィルタ１４の周波数特性を示す図である。図４においては、ＦＭ検波信号として想定される周波数帯域において、周波数に応じた予測誤差量の変化をグラフに表している。すなわち、図４の特性が０ｄＢに近いほど、予測フィルタ１４における予測誤差量が小さくなり予測精度が向上する。
【００３４】
図４に示すように、音声信号が分布する低い周波数領域では、予測フィルタ１４の予測誤差量が小さくなるが、周波数が高くなると徐々に予測誤差量が大きくなる。一方、さらに高い周波数領域においては、パイロット信号の周波数である１９ｋＨｚで急激に予測誤差量が０ｄＢとなる。同様に、サブキャリアの周波数である３８ｋＨｚでも予測誤差量が０ｄＢとなる。それ以降は１９ｋＨｚの整数倍の周波数で予測誤差量が０ｄＢとなっている。これは、上述したように、予測フィルタ１４における１２個分の遅延素子による遅延時間の逆数が１９ｋＨｚとなるように構成されたときのディジタルフィルタの一般的な特性に基づいている。このような周波数関係を予測フィルタ１４に持たせたことにより、ＦＭ受信時に予測フィルタ１４を動作させる場合、復調動作における重要度の高いパイロット信号やサブキャリアに対する予測誤差を十分に抑えることができる。
【００３５】
次に図５は、予測フィルタ１４各部の波形の一例として、パルス状の外来ノイズが発生した状況を示す図である。図５では、予測フィルタ１４のうち、遅延される前のサンプル値ｙ１の信号波形と、遅延器１１２におけるサンプル値ｙ＿１１の信号波形と、遅延器１２４におけるサンプル値ｙ＿２３の信号波形と、減算器１２７における予測値＜ｙ１＞の信号波形とを、それぞれ共通の時間軸で比較して示している。なお、図１に示すノイズキャンセラでは、予測フィルタ１４に入力されるサンプル値のノイズが除去された状態であるが、ここでは動作説明のため、予測フィルタ１４に入力されるサンプル値ｙ１にノイズが付加された状態にある場合について説明する。
【００３６】
図４において、予測フィルタ１４への入力信号は、サンプル値ｙ１の信号波形に示すようなパターンで変化し、タイミングｔ１で突然パルス状の外来ノイズが重畳され、所定のパルス幅だけ波形が乱れる状態になる。例えば、車両のイグニッションノイズの場合は、一般に３０〜５０μｓｅｃ程度のパルス幅を有する。一方、サンプル値ｙ＿１１の信号波形は、サンプル値ｙ１の信号波形に対し、１２クロック分遅延して同様のパターンとなる。よって、サンプル値ｙ１の信号波形において、タイミングｔ１から遅延時間Ｔ（＝５２．６３μｓｅｃ）だけ経過した時点で上記パルス状の外来ノイズが現れることになる。また、サンプル値ｙ＿２３の信号波形は、サンプル値ｙ＿１１の信号波形に対し、さらに１２クロック分遅延して同様のパターンとなる。よって、サンプル値ｙ１の信号波形において、タイミングｔ１から遅延時間２Ｔだけ経過した時点で上記パルス状の外来ノイズが現れることになる。
【００３７】
そして、減算器１２７から出力される予測値＜ｙ１＞は、サンプル値ｙ＿１１とサンプル値ｙ＿２３の２つの信号に対し、上記（１）式に基づく演算を行った結果である。この予測値＜ｙ１＞は、１次型予測式を用いて予測フィルタ１４における入力信号を予測したものであり、理想的には図５のサンプル値ｙ１の信号波形に概ね一致する。信号波形中にパルス上の外来ノイズが現れる場合は、サンプル値ｙ１と異なるタイミングで波形パターンに乱れが生じることになる。一方、入力信号において外来ノイズが現れているときは、予測値＜ｙ１＞の信号波形に乱れが生じないので、上述したように所定のタイミングで入力信号に代わって予測値＜ｙ１＞を通過させるようにスイッチ１７を切り換え制御することにより、予測値＜ｙ１＞を本来の入力信号の代わりに利用できることになる。
【００３８】
このように外来ノイズが発生したタイミングで予測値＜ｙ１＞を用いることにより、図１のノイズキャンセラによるノイズ除去の作用が実現される。ここで、本実施形態では、外来ノイズとして想定されるパルス幅に比べ、上記の遅延時間Ｔをある程度長く設定しているため、予測値＜ｙ１＞を用いて適切にノイズを除去できる。つまり、図５からわかるように、遅延時間Ｔが短い場合には、入力信号の波形と予測値＜ｙ１＞の信号波形において、外来ノイズに基づく波形パターンがタイミング上互いに重なることになる結果、ノイズキャンセラによるノイズ除去は不十分になる。上述したように１２クロック分に相当する５２．６３μｓｅｃを遅延時間として設定したことにより、イグニッションノイズが通常有するパルス幅の範囲をカバーし、そのノイズ成分を確実に除去するという効果を奏するのである。
【００３９】
次に、図６を用いて予測フィルタ１４の他の実施例を説明する。図３の予測フィルタ１４が１次の予測式に対応する構成であるのに対し、図６に示す予測フィルタ１４は、０次の予測式に対応する構成を有している。図６に示すように、この実施例に係る予測フィルタ１４は、１２個の遅延素子１０１〜１１２から構成されている。なお、予測フィルタ１４の各遅延素子１０１〜１１２に対しては、図３の場合と同様、サンプリング周波数に対応する２２８ｋＨｚのクロックが供給されるものとする。
【００４０】
図６の構成においては、図３の構成のうち、係数器１２５、１２６や減算器１２７が含まれない。一方、先頭の遅延素子１０１に入力されたサンプル値ｙ１は、図３の場合と同様に後続の各遅延素子１０２〜１１２に順番に伝送され、最後の遅延素子１１２からのサンプル値ｙ＿１１が出力される。そして、このサンプル値ｙ＿１１がそのまま予測値＜ｙ１＞となる。つまり、予測値＜ｙ１＞は、次式で表される。
【００４１】
＜ｙ１＞  ＝  ｙ＿１１    （２）
このように、図６の実施例の予測フィルタ１４では、（２）式で示される０次型予測式に基づいて信号波形の予測を行っている。この場合、図３の１次型予測式に基づく予測や、さらに高次の予測式に基づく予測で得られる精度が必要ない場合、図６の実施例を採用して予測フィルタ１４の構成を簡素化することができる。
【００４２】
次に、図１に示すノイズキャンセラの変形例について説明する。図７は、本実施形態の変形例としてのノイズキャンセラの概略構成を示すブロック図である。図７に示されるように、本変形例は、図１と比べるとノイズキャンセラの構成を簡素化することができる点で有用である。
【００４３】
図７に示すノイズキャンセラは、ノイズ検出部１１と、第１ホールド部１２と、予測フィルタ１４と、スイッチ１８とを備えている。このうち、ノイズ検出部１１と、第１ホールド部１２と、予測フィルタ１４については、図１の場合と同様の動作及び機能となるが、図７の構成においては、図１の加算器１３、第２ホールド部１５、減算器１６などは含まれていない。
【００４４】
図７の構成において、ノイズキャンセラへの入力信号に対し、ノイズ検出部１１によりノイズ成分を検出してホールド信号Ｓｈを出力し、第１ホールド部１２により上述したサンプル値ｙｈを出力する。また、予測フィルタ１４は、スイッチ１８の出力に対してフィルタ演算を施し、上記の予測値＜ｙ１＞を順次求めて予測信号として出力する。一方、スイッチ１８は、ホールド信号Ｓｈに基づいて、第１ホールド部１２及び予測フィルタ１４の各出力側の接続を切り換え制御し、このスイッチ１８の出力がノイズキャンセラの出力信号となる。
【００４５】
そして、通常時には第１ホールド部１２から出力されるサンプル値ｙｈが出力されるように切り換え、ノイズ検出部１１にて外来ノイズが検出されているときには予測フィルタ１４の予測値＜ｙ１＞が出力されるように切り換える。すると、図２に示す信号波形において、サンプル値ｙｈがホールドされる時間ｔの部分を予測信号により置き換えることになり、ノイズキャンセラの入力信号から外来ノイズが除去された出力信号を生成することができる。
【００４６】
このように、図７に示す変形例では、図１の構成に比べてより簡単な構成で、ノイズキャンセラとして機能することがわかる。ただし、図１の場合、予測フィルタ１４で求めた予測値＜ｙ１＞に予測誤差成分が重畳される場合であっても、この誤差は第２ホールド部１５と減算器１６の作用によりキャンセルできるのに対し、図７の構成では、予測値＜ｙ１＞の誤差成分が出力信号に重畳されることになる。よって、より高精度な演算を行う場合には、図１の構成を用いることが望ましい。
【００４７】
さらに、図１及び図７の実施例のいずれについても、ノイズ成分が補正される信号が予測フィルタ１４に入力されるようになっている。これにより、ノイズ成分が予測フィルタ１４における予測に対して与える影響を小さくすることができる。
【００４８】
以上説明した各実施形態においては、本発明に係るノイズキャンセラを、ＦＭチューナに対し適用した場合を説明したが、これに限られず、入力信号に含まれるノイズを除去する構成を具備する各種の装置に対し広く本発明を適用することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、入力信号におけるノイズ成分の存在期間を判別し、失われた信号部分を補正するようにしたので、ノイズ成分を除去する一方で本来の信号成分が失われないようにし、良好な信号品質を保つことが可能なノイズキャンセラを実現可能することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態に係るノイズキャンセラの概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１のノイズキャンセラ各部の信号波形の一例であって外来ノイズが存在するタイミングにおける信号波形を示す図である。
【図３】予測フィルタの構成を示すブロック図である。
【図４】予測フィルタの周波数特性を示す図である。
【図５】予測フィルタ各部の波形の一例として、パルス状の外来ノイズが発生した状況を示す図である。
【図６】予測フィルタの他の実施例を示すブロック図である。
【図７】本実施形態の変形例としてのノイズキャンセラの概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１…ノイズ検出部
１２…第１ホールド部
１３…加算器
１４…予測フィルタ
１５…第２ホールド部
１６…減算器
１７、１８…スイッチ
１０１〜１２４…遅延素子
１２５、１２６…係数器
１２７…減算器
【図１】
0004413457.tif 000002
【図２】
0004413457.tif 000003
【図３】
0004413457.tif 000004
【図４】
0004413457.tif 000005
【図５】
0004413457.tif 000006
【図６】
0004413457.tif 000007
【図７】
0004413457.tif 000008