(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
乗員保護システムにある少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサ(ER)を監視するための装置であって、
該装置は、少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサ(ER)の容量と内部抵抗(ESR)を監視するように構成されている形式の装置において、
前記装置は、前記内部抵抗(ESR)を監視するために電圧変換器(100,400)を有し、
該電圧変換器により、前記少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサ(ER)は、自動車バッテリー電圧よりも高い第１の電圧値(u1)に充電され、
前記電圧変換器(100,400)はマイクロコントローラ(μc)と接続されており、
前記電圧変換器(100,400)によって、マイクロコントローラ(μc)の信号に依存して前記少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサ(ER)が第２の電圧値(u3)にクロッキングにより充電され、
少なくとも１つのダイオードと少なくとも１つのコンデンサを有する整流器が設けられており、該整流器は前記第２の電圧値(u3)を検出し、
前記整流器の電圧は前記クロッキングによる充電(u3)の後、第３の電圧値(u5)に低下し、
前記マイクロコントローラ(μc)により、前記少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサ(ER)の内部抵抗が、前記第２の電圧値(u3)と前記第３の電圧値(u5)の電圧差の関数として検出される、
ことを特徴とする装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、当該装置は、エネルギー蓄積コンデンサ(ER)の少なくとも１回の充電過程(204)と当該充電過程の中断(205)とによる電圧差に基づいて前記内部抵抗(ESR)を検出するように構成されている装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の装置において、前記内部抵抗(ESR)を監視するために、前記電圧変換器(100,400)と接続された分圧器(402,102)が設けられている装置。
【請求項４】
請求項３記載の装置において、前記電圧変換器(100,400)は出力電圧に対する制御部を有する装置。
【請求項５】
請求項３記載の装置において、前記分圧器は(102,402)はローパスフィルタとして構成されている装置。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか一項記載の装置において、
前記電圧変換器(100,400)には直列トランジスタ(118)が設けられており、該直列トランジスタは、バッテリー電圧(VZP)がエネルギー蓄積コンデンサ(ER)に及ぼす影響を制御する装置。
【請求項７】
乗員保護システムにある少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサ(ER)の監視方法であって、
少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサの容量(ER)と内部抵抗(ESR)を監視する方法において、
前記内部抵抗(ESR)を次のように監視する、すなわち
第１のステップで、エネルギー蓄積コンデンサ(ER)を、自動車バッテリー電圧よりも高い第１の電圧値(23V)に充電し、
第２のステップで、充電を第１の時間(Toff)の間、中断し、
第３のステップで、エネルギー蓄積コンデンサ(ER)を第２の時間(Ton)の間、クロッキングにより第２の電圧値(u3)に再び充電し、
少なくとも１つのダイオードと少なくとも１つのコンデンサを有する整流器(101,401)が前記第２の電圧値(u3)を検出し、
第４のステップで、第３の時間(Toff)の間、充電を中断し、これにより前記整流器の電圧は第３の電圧値(u5)に低下し、
第５のステップで、前記第２の電圧値(u3)と前記第３の電圧値(u5)との電圧差から前記内部抵抗(ESR)を検出する、
ことを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項７記載の方法において、
前記内部抵抗(ESR)を、少なくとも１回の充電過程と、該充電過程を中断することによる電圧差に基づいて検出する方法。
【請求項９】
請求項７から８のいずれか１項記載の方法において、
前記第１の時間(Toff)は、エネルギー蓄積コンデンサ(ER)に後置接続されたローパスフィルタ(102,402)の時定数と、エネルギー蓄積コンデンサ(ER)に後置接続された整流器(101,401)の電圧降下に依存して選択する方法。
【請求項１０】
請求項９記載の方法において、
前記第２の時間(Ton)は、前記整流器(101,401)が前記第２の電圧値(u3)まで上昇するように選択する方法。
【請求項１１】
請求項７から１０までのいずれか一項記載の方法において、
前記第３の時間(Toff)は前記第１の時間と同じに選択する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
従来技術
本発明は、独立請求項の上位概念に記載の、乗員保護システムにおいて少なくとも１つのエネルギー蓄積条件を監視する方法および装置に関する。
【０００２】
DE19715571A1から、例えば乗員保護システムに対するエネルギー蓄積のために使用されるコンデンサの容量を監視することが公知である。
【０００３】
発明の利点
エネルギー蓄積条件を監視する本発明の方法ないし本発明の装置は、エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗も監視されるという利点を有する。通常はエネルギー蓄積コンデンサとして使用されるアルミニウム電解コンデンサの老化には、容量および内部抵抗の変化が伴う。ますます並列に、かつ高い電流により点火しなければならない点火回路の数が増大すると共に、エネルギーリザーブ電圧および車両バッテリー電圧の現在の解決手段は効力を失っている。なぜなら内部抵抗が0.5から1Ωのケーブル接続を介して十分な電流を、顕著な電圧降下なしに供給することができないからである。この理由から、エネルギー蓄積コンデンサの容量の他に、その内部抵抗を別個に監視することがますます重要になる。このことによってのみ最悪の場合でも、高い点火速度と高い点火電流により、時間的に同時に並列の点火が行われることが保証される。これはとりわけ、例えば6.5Ωの高い回路抵抗を備える点火回路の場合である。さらにここでは、エネルギー蓄積器を制御装置給電のために同時に使用する場合、点火の際の20Aまでの大きな電流消費によって、エネルギーリザーブ電圧が電圧供給のリセット閾値以下に一時的に低下することのないことが保証される。このような低下が生じると、衝突の場合にシステム全体が機能不能となってしまう。エラー、すなわち過度に高い内部抵抗が識別されると、このことが指示され、これによりこのエネルギー蓄積器を備える制御装置を交換することができる。このことは、トリガの場合に乗員保護システムの確実な動作を保証するために必要なことである。
【０００４】
現在、乗員保護システムのための電子回路では、とりわけ制御装置では乗員保護システムの点火のためにエネルギー蓄積器が使用され、このために１つまたは複数のコンデンサが使用される。これにより乗員保護システムの点火は、車両のバッテリー電圧の変動および状態に依存しない。本発明の装置ないし本発明の方法は、エネルギー蓄積コンデンサが１つの場合でも複数の場合でも適用することができる。
【０００５】
従属請求項に記載の構成により、少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサを監視するための独立請求項記載の装置ないし方法の有利な実施形態が可能である。
【０００６】
特に有利には、少なくとも１つの充電過程と、この過程の中断による時間シーケンスによってエネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を検出する。これにより、内部抵抗によって影響を受ける所定の電気パラメータを検出することができる。このようにすれば、内部抵抗を制御装置のマイクロコントローラによって検出することができる。複数の充電および放電過程を使用すれば、測定が頑強になる。
【０００７】
さらに、内部抵抗の監視のために電圧変換器、整流器および分圧器を設けると有利である。ここでは電圧変換器を少なくとも１つのエネルギー蓄積コンデンサの充電に用い、エネルギー蓄積コンデンサに後置接続された整流器および分圧器を、エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を検出に使用される電気パラメータの測定に用いる。整流器はピーク値整流器でなければならず、一方、分圧器は付加的にローパスフィルタとして構成される。これにより短時間の電圧ピークが測定に影響を及ぼすことが阻止される。電圧変換器は有利には、その出力電圧に対する制御部を有し、エネルギー蓄積コンデンサの充電フェーズ後に、出力電圧を所定の制御範囲内に保持する。
【０００８】
エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を検出するための方法は次のように経過する。
【０００９】
第１のステップで、コンデンサは電圧変換器により、バッテリー電圧より高い第１の電圧値に充電される。このことが必要であるのは、測定をバッテリー電圧より上で実行するためである。なぜならバッテリー電圧はリザーブとしてエネルギー蓄積コンデンサと直接結合されており、場合により測定を誤らせるおそれがあるからである。しかしエネルギー蓄積コンデンサがバッテリー電圧を介して充電されれば、測定はバッテリー電圧の特性に依存しない。所定の初期条件を形成するために、変換器が遮断され、電解コンデンサの内部抵抗を介する急激な電圧低下が発生される。しかしこの電圧は次に電流回路の他の構成素子を介して低下しなければならない。このためにピーク値整流器のコンデンサと、ピーク値整流器に後置接続された分圧器が用いられる。しかしこの特性は瞬時に生じるもので得はなく、ある程度の時間遅延を伴う。そのため平衡値に落ち着くまで所定の時間を待機する。この時間は実質的に、スイッチング変換器のコイル内でのエネルギー消滅、ピーク値整流器、測定ローパスフィルタ、並びにピーク値整流器の出力端に存在する負荷電流の時定数によって決められる。エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を介して、遮断時点で低下する電圧の値は、内部抵抗の値とこの時点での充電電流から得られる。この充電電流はコンデンサへ出力されていた電流である。平衡値に落ち着くまでの待機時間後、エネルギー蓄積コンデンサは新たに変換器によって充電される。時間的に見てエネルギー蓄積コンデンサの充電状態はほぼ不変に留まるが、一方、エネルギー蓄積コンデンサを介する電圧はスイッチング変換器のクロックで脈動する。ピーク値整流器の出力端の電圧uxは脈動する電圧のピーク値を取る。その後、変換器は、平衡値が形成されるまで再び遮断される。上に示したように、充電された値と低下されたピーク値整流器の平衡値との差から、エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を求めることができる。
【００１０】
変換器が遮断される時間は、コイル残留エネルギー、ピーク値整流器、測定ローパスフィルタ、並びにピーク値整流器の出力端に存在する負荷電流の時定数に依存して選択される。第２の充電での充電時間は、ピーク値整流器の容量が、エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗において、クロッキングされる充電電流に起因する第２の電圧に本来の容量での電圧を加算したピーク値に上昇されるよう選択される。本発明の方法は有利にはコールドスタート時に実行される。なぜなら、電解コンデンサに関して車両が最も冷えた状態にあるからである。
【００１１】
電圧変換器はエネルギー蓄積コンデンサをクロッキングして充電する。エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を検出するために、既知のパルス電流振幅によるスイッチング変換器動作が必要である。これは、変換器がアクティブであるときのピーク値と、変換器が非アクティブであるときの低下した値との観察された電圧差からエネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を検出するためである。スイッチング変換器動作が必要であるのは、エネルギー蓄積器での電圧、およびひいては測定過程全体が車両バッテリー電圧よりも高いからである。ここで使用されるクロッキング・アップコンバータは、変換器の並列経路におけるコイル電流のピーク値を決定する。
【００１２】
改善形態では、直列トランジスタが電圧変換器に設けられている。この直列トランジスタにより、バッテリー電圧のエネルギー蓄積コンデンサへの作用を制御することができる。このことは測定中の損失電力を低減する。なぜなら電圧が低いときに測定することができるからである。
【００１３】
さらに測定中の直列トランジスタの阻止状態によって、バッテリー電圧が測定に及ぼす影響を除去することができる。
【００１４】
図面
本発明の実施例が図面に示されており、以下詳細に説明する。
図1は、本発明の装置の第１の回路図を示す。
図2は、エネルギー蓄積コンデンサの充電および放電過程での電圧-時間線図である。
図3は、本発明の方法のフローチャートである。
図4は、本発明の装置のブロック回路図である。
図5は、本発明の装置の第2の回路図を示す。
【００１５】
発明の詳細な説明
以下に、エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗が増大する際に、危険なほどに高い内部抵抗を指示し、これにより電子回路を交換することのできる乗員保護システムがどのように機能するのかを説明する。信号は例えば計器盤パネルに指示することにより運転者に視覚的に表示することができ、音響的出力を行うこともできる。さらに送受信装置、例えば携帯電話を介して付加的に工場または別のサービス装置にコンタクトを取ることもできる。このようにして運転者に、交換が必要であることを情報提供することができる。
【００１６】
本発明の装置を実施ないし実現するためには以下の前提を満たさなければならない。
【００１７】
まず、固定のまたは可変のスイッチング変換器周波数を備えるクロッキング・アップコンバータが設けられている。エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧は最終的にエアバッグシステム供給電圧よりも高くなければならない。これにより他のパラメータによって妨害を受けることのない領域で測定を実行することができる。以下ではコイルを備える変換器が示されている。この変換器は、並列経路にコイル電流の検出部を有していなければならない。これは許容最大コイル電流に達した後、直列経路に切り替えるためである。エネルギー蓄積器のクロッキング充電モードでの最大コイル電流は0.4から1.2Aの間である。この値領域が典型的であるのは、中規模から大規模なエアバッグシステムでは20mFまでの大きなエネルギーリザーブを10秒以下の時間で33±2Vに充電すべきだからである。このような場合、エネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗は32から96Ωの分解能で分解することができる。もちろん内部抵抗の測定分解能をさらに改善する比較的に大きなコイル電流も可能である。
【００１８】
変換器は、エアバッグ制御装置のプロセッサないしマイクロコントローラによりスイッチオン・オフすることができる。エネルギー蓄積器には、ダイオードと例えばセラミックコンデンサからなるピーク値整流器が後置接続されていなければならない。ダイオードとセラミックコンデンサは、最適に構成されたエアバッグシステムでは新たな部材ではなく、ほとんど場合、乗員保護システムの出力段をエネルギー蓄積器と接続するために備わっている。すなわちこのピーク値整流器はいずれにしろ備わっている。エネルギー蓄積コンデンサのピーク値整流器の電圧は分圧器を介して分圧しなければならない。この分圧器は、離散的にダイオードとアースとの間に接続されているか、または集積回路の場合は例えば出力段ICにローパスフィルタとして集積されている。ローパスフィルタは、2つの部分抵抗とアースとの間の離散的セラミックコンデンサにより構成される。またはローパスフィルタは、例えば出力段ICに集積された、分圧器電圧を検出するための演算増幅器の相応の接続によって形成される。ピーク値整流器の電圧はさらにA/D変換器によって検出できなければならない。A/D変換器はマイクロコントローラの構成部材であるか、またはスイッチング変換器ICの構成部材である。スイッチング変換器ICは、デジタル通信接続を介してマイクロコントローラと直列または並列に接続されているか、または出力段ICの構成部材であり、デジタル通信接続を介してマイクロコントローラと直列または並列に接続されている。
【００１９】
図4には、本発明の装置が外観的ブロック回路図で示されている。電圧変換器400はバッテリー電圧UＢａｔを比較的高い値に変換し、これにより後置接続されたエネルギー蓄積コンデンサERが充電される。このエネルギー蓄積コンデンサは内部抵抗ESRを有し、この内部抵抗を電圧変換器400の充電電流が通過する。エネルギー蓄積コンデンサERには整流器401が後置接続されている。この整流器は、後置接続された点火装置403または点火素子の端子における不所望の正電圧パルスによる意図しない点火を阻止する。なぜならこの整流器401がなければ、点火素子が出力段トランジスタのフィードバックダイオードを介してエネルギー蓄積器と接続されることとなり、電位差が生じる際に電流が流れるからである。整流器401と点火装置403との間には、やはりローパスフィルタとして構成された分圧器402が並列に接続されている。この分圧器402は内部抵抗ESRの測定に用いられる。これについては後で説明する。分圧器402で測定された電圧はマイクロコントローラμCに、すなわちそのA/D変換器に直接供給される。これにより検出されたエネルギー蓄積コンデンサERの内部抵抗ESRの値に依存して、マイクロコントローラμCは指示器404を制御する。この指示器は、内部抵抗ESRが、エネルギー蓄積コンデンサERが設けられたエアバッグ制御装置の交換を必要とするほど高い値を有しているか否かを指示する。この指示器404は、計器盤パネルのランプ、画面での指示器、音声出力、または無線を介して通知されるサービスマンへのメッセージとすることができる。
【００２０】
図１には本発明による装置のブロック図が示されている。ブロック100には電圧変換器が示されている。コイル117はブロック100の外に配置されている。なぜならブロック100にあるすべての素子はICに集積されているからである。ポットコアコイルとして構成されたコイル117はICに集積することができない。コイル117は一方の側でバッテリー電圧ＵＢａｔないしは誤極性しないように保護されたバッテリー電圧VZPと接続されており、他方の側でダイオード109のアノードおよびトランジスタ118のドレイン端子と接続されている。トランジスタ118のゲートはスイッチング制御部116により制御される。トランジスタ118のソース端子にはコンパレータ113の第１入力端と抵抗112が接続されている。他方の側で抵抗112はアースおよびコンパレータ113の第２端子と接続されている。ダイオード109のカソードは一方では抵抗110と、他方ではIC100の他に電解コンデンサESRの内部抵抗およびピーク値整流器101のダイオードのアノードと接続されている。抵抗110は他方の側で演算増幅器114の第１入力端および抵抗111と接続されている。抵抗111は他方の側でアースに接続されている。このようにして抵抗110と111は分圧器を形成する。演算増幅器114の第２入力端には基準電圧が印加され、分圧器110，111により取り出された電圧とこの基準電圧とが演算増幅器114により比較される。演算増幅器114の出力端はコンパレータ115の第１入力端と接続されている。コンパレータ115の第２入力端には鋸歯信号が印加される。演算増幅器115の出力端はスイッチング制御部116の第１入力端と接続されている。スイッチング制御部116の第２入力端にはコンパレータ113の出力端が接続されている。スイッチング制御部116の第3入力端にはマイクロコントローラμCの信号線路または制御線路が接続されており、この制御線路はマイクロコントローラとスイッチング変換器ICとの間の直列または並列通信によって、スイッチング変換器をアクティブまたは非アクティブにする論理命令をスイッチング制御部に通知する。
【００２１】
内部抵抗ESRは他方の側でエネルギー蓄積コンデンサのキャパシタERと接続されている。キャパシタERは他方の側でアースに接続されている。電解コンデンサの内部抵抗は電気構成素子ではなく、オーム損失に対するモデル的表現である。ダイオードDのカソードは一方でキャパシタCｐｅａｋ＿Ｄと接続されており、さらに抵抗R1、およびトランジスタ102とダイオード102のカソードからなる並列回路の接続されている。トランジスタ102とダイオード102は、点火ピル108を制御する出力段IC103に所属する。すなわちトランジスタ102とダイオード102は他方の側で点火素子108と接続されている。トランジスタ102はそのソースとドレインだけが回路に集積されている。このトランジスタはここではハイサイドスイッチとして作用する。ゲートの接続はここでは簡単にするため図示されていない。点火素子108は他方の側で出力段ASIC103のローサイドと接続されており、ここではトランジスタ105のドレインおよびダイオード107のカソードと接続されている。このダイオード107のアノードはアースおよびトランジスタ105のドレインと接続されている。抵抗RE1は分圧器102に所属し、抵抗R1の他方の側は抵抗R2およびコンデンサ109と接続されている。コンデンサ109も抵抗R2も他方の側ではアースと接続されている。
【００２２】
電圧変換器100は、キャパシタERをバッテリー電圧よりも上にある値に充電するためバッテリー電圧VZPを比較的に高い値に変換する。ここで電圧変換器100はクロッキングモードで機能する。すなわち充電状態ではコイルのエネルギーが、Ispｍａｘまで増大するコイル電流により並列経路での変換器のスイッチングトランジスタ118によって形成される。そしてスイッチングトランジスタ118の阻止フェーズでは充電電流パルスとしてエネルギー蓄積コンデンサERへ再び放出される。このようにしていわゆるブロッキングコンバータが存在する。
【００２３】
電圧変換器100のクロッキングは、コンパレータ115に供給される発振器信号OSCを介して行われる。この信号は、パルス幅を基準にして分圧器110，111および演算増幅器114からなるフィードバックループによって変調される。演算増幅器114は分圧器110，111により取り出された電圧を基準値REFと比較する。このようにしてパルス幅変調が達成される。コンパレータ113を介する帰還結合は、ブロッキングコンバータの充電フェーズでコイル電流を最大値に制限するために用いられる。ダイオード109は誤極性保護として用いられる。従って充電電流IＳＰは一方では内部抵抗ESRとコンデンサERを介して、他方ではダイオードDを介して流れ、小さなキャパシタCｐｅａｋ＿Ｄを電圧ピーク値に充電する。この電圧ピーク値は抵抗R1とR2を介して取り出すことができる。
【００２４】
抵抗R1とR2並びにコンデンサ109とコンデンサCｐｅａｋ＿Ｄの選定は、充電電流が主にコンデンサERに供給されるように行われる。ハイサイドは阻止され、ダイオード102はこれが変換器100からの充電電流を阻止するように切り替わる。電圧変換器100が遮断され、UＥＲ>VZPであれば、コイル電流の非常に短い減衰時間後には充電電流がコンデンサERには流れなくなり、内部抵抗ESRを介する電圧降下も消滅する。図2では、後置接続されたピーク値整流器の区間202で電圧201がこの電圧降下を示している。
【００２５】
ピーク値整流器の電圧201＝uxは、抵抗R1とR2からなる分圧器102を介して分圧され、109によって、マイクロコントローラμCのA/D変換器に電圧測定のため供給できるようにフィルタリングされる。
【００２６】
マイクロコントローラは、ピーク値整流器で観察された電圧降下と、最大電流の知識とからエネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗ESRを計算することができる。ただしマイクロコントローラがブロッキングコンバータの動作に影響を及ぼすことができ、バッテリー電圧UB(VZP)並びにエネルギーリザーブ電圧の大きさについて十分な知識を有する場合である。
【００２７】
図2は、測定方法を電圧/時間線図に示す。縦軸には電圧200=UＥＲ（アースへの内部抵抗を含むエネルギー蓄積コンデンサでの電圧）と201=ux（ピーク値整流器のアースに対する出力電圧）がプロットされており、横軸には時間がプロットされている。第１の区間203では電圧変換器400がマイクロコントローラμCによりスイッチオンされ、これによりコンデンサERはバッテリー電圧UBないしVZP以上に充電される。次に時間区間202では、マイクロコントローラμCにより電圧変換器400がスイッチオフされる。電圧偏移が小さく、また高速の時間過程を分かりやすくするため、電圧方向および時間方向の縮尺は拡大されている（ズーム）。次に充電電流が内部抵抗ESRを通って流れないから、この抵抗を介する電圧降下も消滅する。しかしこのことは直ちに生じるのではなく、所定の遅延を伴って生じる。なぜなら、200=UＥＲを基準にするコイル電流の減衰と、201=uxを基準にするピーク値整流器での付加的ローパスフィルタリング作用があるからである。従って、平衡値が形成されるまでの時間Toffが待機される。この平衡値はここでは201=uxを基準にしたu2により示されている。時間Toffとしてここでは±2*0.5msが推定された。
【００２８】
次にフェーズ204が続き、このフェーズでは電圧変換器がエネルギーリザーブESRの測定の枠内でスイッチオンされる。次にコンデンサERのクロッキング充電が明りょうに示されている。時間区間204の時間はここでは0.5msの長さである。この時間により、ピーク値整流器は値U3に充電され、UERはこの値をパルス状にダイオード電圧だけ、そしてエネルギー蓄積コンデンサの電圧基本値の僅かな上昇分だけ上回る。図２で、この201ないし200は区間204にある。
【００２９】
時間区間204には時間区間205が続く。この区間205では再び電圧変換器が遮断され、ピーク値整流器の出力端の電圧u5は、2*0.5msの待機時間後に、すべての時定数が消滅するとアースに調整される。
【００３０】
相応に線形に分配された分圧器102の出力端の電圧は大文字のUにより示されており(u2→U2,u3→U3,u5→U5)、エネルギー蓄積器の内部抵抗(ESR)を計算するためにマイクロコントローラのA/D変換器に供給される。
【００３１】
エネルギー蓄積器の電圧はまず、UＢａｔ（VZP）により影響を受けない値に上昇される。この値は例えば23Vであり、これによりバッテリーに依存しない。その後、電圧変換器400は遮断され、待機時間Toffの後、ピーク値整流器401の電圧が測定される。待機時間Toffは次のように選択されている。すなわち、変換器コイルのエネルギーが消失し、ピーク値整流器の不定のピーク電圧が、接続された出力段の所定の入力電流および/または分圧器のオーム負荷によって平衡電圧UER-UDに低下し、並びに後置接続されたローパスフィルタの４τが経過するように選択されている。ここでτはローパスフィルタの時定数である。Toffは例えば1msに選択された。これはマイクロコントローラの2つのリアルタイムラスタに相当する。
【００３２】
Toffの推定値から、Toff≒dt1+dt2+dt3：変換器コイルLsp*Isp２＝CＥＲ*(uＥＲ２−uＥＲ０２)が得られる：ここからduＥＲ＝3.1mV、ただしCＥＲ=2.2mFとなり、従ってdt1=5.7μsである。
【００３３】
ピーク値整流器：ESRｍａｘ*Ispｍａｘ*Cｐｅａｋ＿Ｄ/IL＝dt2＝800μs
ローパスフィルタ（図1の102と109から形成される）：4τ＝dt3＝100μs
Toff≧dt1+dt2+dt3＝905.6μs、Toff=2*0.5msに選択された。
【００３４】
計算パラメータ：ERでの出力段ICと分圧器の給電に対してIL=1.2mA、並びにESRｍａｘ=4Ω、Ispｍａｘ=1.2A、Cｐｅａｋ＿Ｄ＝200nF、uＥＲ０＝18V、CＥＲ＝2.2mF、Lsp＝220μH。
【００３５】
次に、時間Toffにおける、通常の静的エネルギーリザーブ負荷電流によるエネルギー蓄積器の電圧損失を観察する。
【００３６】
キャパシタCＥＲのエネルギーリザーブに対しては、時間Toffでの負荷電流ILについて以下の電圧変化が生じる。
【００３７】
duＥＲｏｆｆ＝IL*Tw/CＥＲ
ただし、CＥＲ＝2.2mF、IL=1.2mA、Tw=1msであり、
duＥＲｏｆｆ＝1.2mA*1ms/2.2mF=0.55mVが得られる。
【００３８】
これは通常の2.2から20mFのエネルギーリザーブに対してduＥＲｏｆｆは無視できるほど小さいことを示している。
【００３９】
以下にU2に対する式を示す：
式１  U2=Ux(t=Toff)=Ux(t=2*500μs)=Rdiv*[uER(t=Toff)-UD]=1449mV；
計算パラメータ：
Rdiv=R1/(R1+R2)=0.0833；UＤ=0.8V；例えばuＥＲ(t=Toff)=UＥＲ(t=0)−Ispｍａｘ*ESR=18.2V、ただしIsp=Ispｍａｘ，Ispｍａｘ=1.2AそしてESR=ESRｍａｘ=4Ωの場合に、UＥＲ(t=0)=23Vである。
【００４０】
次に変換器がスイッチオンされ、時間Tonの間、駆動される。Tonはここでは500μsに選択されている。Tonは、エネルギーリザーブ電圧がほぼ不変に留まり、しかしピーク値整流器はエネルギー蓄積器内部抵抗に起因する電圧降下による値に上昇されるよう選択される。
【００４１】
以下にU3に対する式を示す：
式２  U3=Ux(t=Toff+Ton)=Ux(3*500μs)=Rdiv*[uＥＲ(t=Toff+Ton)+Ispｍａｘ*ESR-UＤ]
式４  ESR=(U3-U2)/(Rdiv*Ispｍａｘ)、以下次のように簡略化する
uＥＲ(t=Toff+Ton)≒uＥＲ(t=Toff)
この簡略化の不精度は次の方法により改善できる：
時間Tonにおけるエネルギー蓄積器のさらなる充電をまず推定する。
【００４２】
duＥＲｏｎ≒[(ISPｍａｘ/3)*500μs]/CＥｒｎ
ただし例えばIspｍａｘ=1.2，CＥＲｎ=2200μFによりduＥＲｏｎ=90mV
このことにより内部抵抗ESRの検出が改善される。従って式４は次のように変形される：
式５  ESR=(U3-duＥＲｏｎ-U1)/(Rdiv*Ispｍａｘ)ここでU1は未知である。
【００４３】
測定は測定値u5の追加により拡張される。
【００４４】
U3の測定後、変換器は遮断される。新たに待機時間Toffが、ピーク値整流器が再び擬似平衡値USR-UDを指示するまで待機される。次に、u5ないしU5が測定される。これにより式５は未知数なしで以下のように表すことができる：
式６  ESR=(U3-(U5-U1)-U1)/(Rdiv*Ispｍａｘ)=(U3-U5)/(Rdiv*Ispｍａｘ)
内部抵抗検出のための公差として次のように取り決める：
aa)  実質的に分圧器によって与えられる電圧測定の公差。A/D変換器の基準電圧は、測定シーケンスが高速であるので入り込まず、十分にフィルタリングされる。
bb)  A/D変換器の±1ビットの公差は、基準電圧が3.3Vである10ビットA/D変換器の場合、測定電圧Uxを基準にして38.76mVの値に相当する。
cc)  最大コイル電流ISPｍａｘの公差。この最大コイル電流は、スイッチングレギュレータを適切に設計することにより簡単に±33%に維持することができる。または基準抵抗を介して調整することにより、例えば3%の最高精度にもたらすことができる。
【００４５】
ダイオードDとキャパシタCｐｅａｋ＿Ｄからなるピーク値整流器は、上記方法によるエネルギー蓄積器の内部抵抗を検出するために必要な構成素子である。しかしこの構成素子は通常すでに、エアバッグ装置の構成部材であり、UＢａｔがエネルギー蓄積器に短絡する際に点火プラグの誤極性保護を可能にする。
【００４６】
図3には本発明による装置のフローチャートが示されている。方法ステップ300では、例えばUＥＲ=23V（ESR≒0であればほぼuＥＲである）、uＥＲ>UＢｍａｘに選択された上記値への充電が行われる。マイクロコントローラのA/D変換器でuxは値U1に達する。方法ステップ301で、変換器は遮断され、電流はゼロに降下する。これにより電圧はU2に低下する。方法ステップ302では再びERの充電が行われ、ここでピーク値整流器101,401の電圧はu3ないしU3に、A/D変換器の入力端で充電される。これにより再び方法ステップ303で変換器は遮断され、電圧はU5に低下する。その他の電気パラメータを考慮して電圧差から、方法ステップ304でエネルギー蓄積コンデンサの内部抵抗を検出することができる。
【００４７】
図5には、中央エネルギー蓄積器のESRと容量測定を組み合わせた別の実施例が示されている。
【００４８】
ここでは図1が別の直列トランジスタだけ拡張されている。この直列トランジスタ119の外側電極はバッテリー電圧VZPおよびコイル117と接続されている。中央電極はスイッチング制御部120と接続されている。スイッチング制御部120はマイクロコントローラμCにより制御される。従って直列トランジスタ119は図1と比較して、VZPとコイル117との接続線路に挿入されている。それ以外はすべての構成素子および接続とも同じである。
【００４９】
このトランジスタ119により、バッテリー電圧のエネルギー蓄積器への影響をμCから制御することができる。
【００５０】
トランジスタ119が遮断されると、エネルギー蓄積器はUB（VZP）により予充電されない。
【００５１】
トランジスタ119が導通されると、ERはUB(VZP)に予充電される。
【００５２】
その後、エネルギー―蓄積器は電流源により、容量測定のための電圧ERが低い場合にはUBによる妨害を受けずに放電される。
【００５３】
Icap_test、すなわち選択された放電時間と、ERで観察された電圧偏移から、ERの容量が計算される。
【００５４】
この実施例の利点は、ERがUB(VZP)にμCにより制御されて予充電されることである。ER容量テストは、ER電圧が低い場合、容量測定のための測定電流源での電力損失を縮小する。
ER容量測定とESR測定は、直列トランジスタが阻止されている際には、給電線路への過渡による障害なしで実行することができる。なぜなら、UB(VZP)の影響が測定中は阻止されるからである。
【００５５】
μC制御線路μC-ON/OFF，μC-ON/OFF_2，μC-ON-OFF_3は、μCへの直接の接続の他に、ASICに既存の論理回路から制御することができる。これらの制御線路は、シリアルまたはパラレルインタフェースを介してμCと通信し、命令を受信し、その命令の実行を受領確認する。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】図1は、本発明の装置の第１の回路図を示す。
【図２】図2は、エネルギー蓄積コンデンサの充電および放電過程での電圧-時間線図である。
【図３】図3は、本発明の方法のフローチャートである。
【図４】図4は、本発明の装置のブロック回路図である。
【図５】図5は、本発明の装置の第2の回路図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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