(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する複数の直流電圧源と、
外部負荷と接続され、上記外部負荷に電力を供給する出力端子と、
上記直流電圧源と出力端子との間に、アノードが上記直流電圧源側とされ、カソードが上記出力端子側とされて設けられたダイオードと、
上記ダイオードの順方向電圧を演算増幅器により直接検出する順方向電圧検出手段と、
上記ダイオードに流れる順方向電流を検出する順方向電流検出手段と、
上記直流電圧源から出力する直流電圧を制御する制御手段とを備え、
上記制御手段は、
上記ダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を上記各直流電圧源の出力電圧が均等になるように降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させる電源装置。
【請求項２】
上記制御手段は、上記ダイオードの順方向電圧が一定電圧以上となった場合には、上記ダイオードのアノード電位の上昇を停止する請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
上記ダイオードの順方向電圧が一定電圧以上となったことを検出する異常検出手段を備える請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
上記制御手段は、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に比例して上記出力端子の電圧を降下させる請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
上記制御手段は、基準電圧源と上記ダイオードのアノード電位との差分電圧に応じて上記直流電圧源からの直流電圧を制御し、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分を上記基準電圧にオフセットすることにより、上記ダイオードのアノード電位を上昇させる請求項１記載の電源装置。
【請求項６】
複数の電源装置が、外部負荷に対して並列に接続された電源システムにおいて、
各電源装置は、
直流電圧を出力する複数の直流電圧源と、
外部負荷と接続され、上記外部負荷に電力を供給する出力端子と、
上記直流電圧源と出力端子との間に、アノードが上記直流電圧源側とされ、カソードが上記出力端子側とされて設けられたダイオードと、
上記ダイオードの順方向電圧を演算増幅器により直接検出する順方向電圧検出手段と、
上記ダイオードに流れる順方向電流を検出する順方向電流検出手段と、
上記直流電圧源から出力する直流電圧を制御する制御手段とを備え、
上記制御手段は、
上記ダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を上記各直流電圧源の出力電圧が均等になるように降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させる電源システム。
【請求項７】
各電源装置の上記制御手段は、上記ダイオードの順方向電圧が一定電圧以上となった場合には、上記ダイオードのアノード電位の上昇を停止する請求項６記載の電源システム。
【請求項８】
各電源装置は、上記ダイオードの順方向電圧が一定電圧以上となったことを検出する異常検出手段を備える請求項６記載の電源システム。
【請求項９】
各電源装置の上記制御手段は、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に比例して上記出力端子の電圧を降下させる請求項６記載の電源システム。
【請求項１０】
各電源装置の上記制御手段は、基準電圧源と上記ダイオードのアノード電位との差分電圧に応じて上記直流電圧源からの直流電圧を制御し、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分を上記基準電圧にオフセットすることにより、上記ダイオードのアノード電位を上昇させる請求項６記載の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力ラインに逆流防止用のダイオードが設けられた電源装置、及び、これらの電源装置が複数並列に接続された電源システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、複数の電源装置が並列接続された電源システムが知られている。このような電源システムでは、複数の電源装置を並列接続することにより、負荷に大きな電力を供給することや一方の電源が故障したときのバックアップとして機能する。
【０００３】
図８に、２つのフライバック型のスイッチングコンバータを並列接続した従来の電源システムを示す。
【０００４】
図８に示す従来の電源システム１００は、第１のスイッチングコンバータ１０１と、第２のスイッチングコンバータ１０２とを備え、これらが負荷１０３に対して並列に接続されている。第１のスイッチングコンバータ１０１と、第２のスイッチングコンバータ１０２とは、同一の回路構成となっている。以下、第１のスイッチングコンバータ１０１の回路構成について説明する。
【０００５】
第１のスイッチングコンバータ１０１は、ＡＣ入力端子１１１と、入力フィルタ１１２と、整流回路１１３とを備えている。
【０００６】
第１のスイッチングコンバータ１０１には、ＡＣ入力端子１１１から例えば商用の交流電圧が入力される。入力された交流電圧は、入力フィルタ１１２に供給される。入力フィルタ１１２は、入力された交流電圧から電源ノイズを除去し、電源ノイズを除去した交流電圧を整流回路１１３に供給する。整流回路１１３は、供給された交流電圧を整流して、所定の電圧値とされた直流入力電圧（Ｖin）を出力する。
【０００７】
また、第１のスイッチングコンバータ１０１は、一次巻線１１４ａと二次巻線１１４ｂとを有するトランス１１４と、スイッチング素子１１５と、パルス幅変調回路１１６と、整流用ダイオード１１７と、平滑用コンデンサ１１８とを備えている。
【０００８】
トランス１１４の一次巻線１１４ａの一端には、整流回路１１３が接続され、この整流回路１１３から直流入力電圧（Ｖin）が印加される。また、このトランス１１４の一次巻線１１４ａの他端は、スイッチング素子１１５を介してグランドに接続されている。このスイッチング素子１１５は、例えば、ＦＥＴからなる。このスイッチング素子１１５は、そのゲートにパルス幅変調回路１１６が接続されており、このパルス幅変調回路１１６から供給されるＰＷＭ信号によりパルス駆動される。そして、このスイッチング素子１１５は、このＰＷＭ信号によるパルス駆動によって、トランス１１４の一次巻線１１４ａに流れる電流をスイッチングする。
【０００９】
トランス１１４の二次巻線１１４ｂは、一端がグランドに接続されている。また、このトランス１１４の二次巻線１１４ｂの他端には、整流用ダイオード１１７のアノードが接続されている。この整流用ダイオード１１７のカソードは、平滑コンデンサ１１８を介してグランドに接続されている。この整流用ダイオード１１７のカソードと平滑用コンデンサ１１８との接続点をＤ点とする。トランス１１４の二次巻線１１４ｂは、スイッチング素子１１５のスイッチング動作により、一次側から電圧が誘起される。整流用ダイオード１１７及び平滑用コンデンサ１１８は、二次巻線１１４ｂに誘起された電圧を整流するとともに平滑化し、Ｄ点に直流電圧（ＶP）を発生する。
【００１０】
また、第１のスイッチングコンバータ１０１は、分圧抵抗１１９と、分圧抵抗１２０と、出力電圧誤差検出用の差動増幅器１２１と、基準電圧（Ｖref）を発生する基準電圧源１２２と、発光ダイオード１２４とフォトトランジスタ１２５とからなるフォトカプラ１２３とを備えている。
【００１１】
分圧抵抗１１９と分圧抵抗１２０とは、Ｄ点とグランドとの間に直列接続されて設けられている。差動増幅器１２１は、反転入力端子が分圧抵抗１１８と分圧抵抗１１９との接続中点と接続され、非反転入力端子が基準電圧源１２２のプラス側端子に接続されている。この基準電圧源１２２のマイナス側端子はグランドに接続されている。フォトカプラ１２３の発光ダイオード１２４は、アノードがＤ点と接続され、カソードが差動増幅器１２１の出力端子と接続されている。フォトカプラ１２３のフォトトランジスタ１２５は、エミッタがグランドと接続され、コレクタがパルス幅変調回路１１６と接続されている。
【００１２】
差動増幅器１２１の反転入力端子には、Ｄ点に得られる直流電圧（ＶP）を分圧抵抗１１９と分圧抵抗１２０との分圧比で分圧した直流電圧（ＶP）が入力される。また、差動増幅器１２１の非反転入力端子には、基準電圧源１２２から発生される基準電圧（Ｖref）が入力される。差動増幅器１２１は、非反転入力端子と反転入力端子との電圧差を増幅して、分圧された直流電圧（ＶP）と基準電圧（Ｖref）との誤差電圧を出力する。この誤差電圧は、フォトカプラ１２３を介してパルス幅変調回路１１６に供給される。そして、このパルス変調回路１１６は、この誤差電圧に基づき、Ｄ点に生じる直流電圧（ＶP）を一定の電圧に安定化させるようにＰＷＭ信号のデューティ比を可変して、スイッチング素子１１５をスイッチングする。
【００１３】
また、第１のスイッチングコンバータ１０１は、逆流防止用ダイオード１２６と、出力抵抗１２７と、プラス側出力端子１２８と、マイナス側出力端子１２９とを備えている。逆流防止用ダイオード１２６は、アノードがＤ点と接続され、カソードが出力抵抗１２７を介してプラス側出力端子１２８に接続されている。また、マイナス側出力端子１２９は、グランドに接続されている。
【００１４】
従来の電源システム１００は、以上のような構成の第１のスイッチングコンバータ１０１と第２のスイッチングコンバータ１０２とが並列に接続されて、負荷１０３に電力を供給している。
【００１５】
具体的には、第１のスイッチングコンバータ１０１のプラス側出力端子１２８と、第２のスイッチングコンバータ１０２のプラス側出力端子１２８とが接続され、負荷１０３のプラス側電源入力端子１０３に接続されている。また、第１のスイッチングコンバータ１０１のマイナス側出力端子１２９と、第２のスイッチングコンバータ１０２のマイナス側出力端子１２９とが接続され、負荷１０３のマイナス側電源入力端子１０５に接続されている。
【００１６】
以上のように、従来の電源システム１００では、１つのスイッチングコンバータで出力される電力以上の大きな電力を負荷１０３に対して供給している。
【００１７】
ところで、一般に複数の電源を並列接続する場合、各電源の出力電圧に微小な電位差が生じる。
【００１８】
そのため、この従来の電源システム１００では、逆流防止用ダイオード１２６により、高い電圧を発生するスイッチングコンバータから低い電圧を発生するスイッチングコンバータへの電流の流れ込みの防止を図るとともに、出力抵抗１２７によりその電位差を吸収して２つのスイッチングコンバータから負荷１０３へ供給する電流量のばらつきを抑え効率的に電力を供給している。
【００１９】
ここで、第１のスイッチングコンバータ１０１のＤ点に発生する電圧（ＶP）の電圧値を具体的にＶP1とし、第２のスイッチングコンバータ１０２のＤ点に発生する電圧（ＶP）の電圧値を具体的にＶP2とし、ＶP1＜ＶP2の関係にあるとする。また、第１のスイッチングコンバータ１０１のプラス側出力端子１２８から直流電流Ｉ1が出力され、第２のスイッチングコンバータ１０２のプラス側出力端子１２８から直流電流Ｉ2が出力されるものとする。
【００２０】
もし、このような場合、逆流防止用ダイオード１２６が設けられていなければ、第２のスイッチングコンバータ１０２から出力された電流Ｉ2の一部（逆流電流Ｉr）が第１のスイッチングコンバータ１０１の分圧抵抗１１９，１２０に流れ込み、Ｄ点に発生する電圧ＶP1が一定とならず安定しない。しかしながら、第１のスイッチングコンバータ１０１は、逆流防止用のダイオード１２６が設けられているので、分圧抵抗１１９，１２０に逆流電流Ｉrが流れ込まず、一定の安定した電圧ＶP1をＤ点に発生することができる。
【００２１】
また、もし、この出力抵抗１２７が設けられていなければ、Ａ点の電圧（ＶP）が高い第２のスイッチングコンバータ１０２が負荷電流Ｉoを１００％負担し、Ａ点の電圧（ＶP）が低い第１のスイッチングコンバータ１０１が負荷電流Ｉoを全く負担しないこととなる。しかしながら、この電源システム１００では、出力抵抗１２７が、プラス側出力端子１２８から出力される直流電流Ｉ1，Ｉ2が増加するに従い、その両端間に発生する電圧（ＶR）が増加し、プラス側出力端子１２８に発生する出力電圧（ＶS）を直線的に降下させる。そのため、この電源システム１００では、第１のスイッチングコンバータ１０１及び第２のスイッチングコンバータ１０２の両者が負荷電流Ｉoを負担することとなる。
【００２２】
具体的に、各スイッチングコンバータ１０１，１０２から出力される出力電流Ｉ1，Ｉ2と、この電源システム１００が負荷１０３に供給する電圧（ＶS）との関係を示す図を、図９に示す。
【００２３】
この図９に示すように、第１のスイッチングコンバータ１０１のＤ点の電圧ＶP1と、第２のスイッチングコンバータ１０２のＤ点の電圧ＶP2とに微小な電位差が生じていても、Ｄ点と出力端子１２８との間には出力抵抗１２７が設けられているので、この出力抵抗１２７で直線的な電圧降下（ＶR）が生じる。そのため、出力端子１２８から負荷１０３に印加する出力電圧（ＶS）が一定とされたときにも、負荷１０３に供給する電流が両者から分流される。例えば、出力電圧（ＶS）が１２Ｖであったとすると、第１のスイッチングコンバータ１０１の出力端子１２８から４Ａの出力電流が出力され、第２のスイッチングコンバータ１０２の出力端子１２８から６Ａの出力電流が出力される。また、出力抵抗１２７の値を大きくした場合には、図１０に示すように、出力電流に対する出力電圧の降下割合が大きくなるが、出力電流の負担割合は、小さくなる。
【００２４】
また、上述したように各スイッチングコンバータ１０１，１０２には、逆流防止用ダイオード１２６が設けられている。この逆流防止用ダイオード１２６は、流れる電流量がある一定以上であれば、出力抵抗１２５と同様に、降下電圧（ＶF）が流れる電流に比例して増加する特性を有している。従って、出力電流がある一定以上流れていれば、出力抵抗１２７と同様に、プラス側出力端子１２８に発生する出力電圧（ＶS）を直線的に降下させることができる。
【００２５】
この逆流防止用ダイオード１２６を含めたときの各スイッチングコンバータ１０１，１０２の出力端子１２８から出力される出力電圧（ＶS）の電圧降下量Ｖdpは、以下のようになる。
【００２６】
Ｖdp＝ＶF＋ＶR
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、逆流防止用ダイオード１２６は、流れる電流量がある一定値より少ないときには、その降下電圧（ＶF）が流れる電流に比例せずに、変化量が大きくなる。例えば、ショットキーダイオードの場合、図１１に示すような、電流−電圧特性を有している。この図１１に示すように、ショットキーダイオードの場合、流れる電流が２Ａ以下の場合、電流の変化量に対しての電圧変化量が非常に大きくなっている。
【００２８】
また、個々の電源装置ごとに各逆流防止用ダイオード１２６の温度特性等にばらつきがあり、また、温度や経時変化によっても、特性が変化する。さらに、出力抵抗１２７も、やはり個々の電源装置ごとにばらつきがある。
【００２９】
そのため、このような従来の電源システム１００では、個々の電源装置の電圧降下が直線的にならず、第１のスイッチングコンバータ１０１から出力される直流電流Ｉ1と、第２のスイッチングコンバータ１０２から出力される直流電流Ｉ2とのばらつきが大きくなってしまい、負荷電流Ｉoの負担割合に偏りが生じてしまう。このように負荷電流Ｉoに偏りが生じると、製品の信頼性に悪影響を及ぼす。
【００３０】
本発明は、このような実情を鑑みてなされたものであり、出力ラインに設けられた逆流防止用のダイオードの電圧変動に影響されず、高精度に安定した出力特性を得ることができる電源装置、及び、これらの電源装置が複数並列に接続された電源システムを提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる電源装置は、直流電圧を出力する複数の直流電圧源と、外部負荷と接続され、上記外部負荷に電力を供給する出力端子と、上記直流電圧源と出力端子との間に、アノードが上記直流電圧源側とされ、カソードが上記出力端子側とされて設けられたダイオードと、上記ダイオードの順方向電圧を演算増幅器により直接検出する順方向電圧検出手段と、上記ダイオードに流れる順方向電流を検出する順方向電流検出手段と、上記直流電圧源から出力する直流電圧を制御する制御手段とを備え、上記制御手段は、上記ダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を上記各直流電圧源の出力電圧が均等になるように降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させることを特徴とする。
【００３２】
この電源装置では、直流電圧源と出力端子との間に設けられたダイオードが外部からの逆流防止用として機能し、このダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させる。
【００３３】
本発明にかかる電源システムは、複数の電源装置が、外部負荷に対して並列に接続された電源システムにおいて、各電源装置は、直流電圧を出力する複数の直流電圧源と、外部負荷と接続され、上記外部負荷に電力を供給する出力端子と、上記直流電圧源と出力端子との間に、アノードが上記直流電圧源側とされ、カソードが上記出力端子側とされて設けられたダイオードと、上記ダイオードの順方向電圧を演算増幅器により直接検出する順方向電圧検出手段と、上記ダイオードに流れる順方向電流を検出する順方向電流検出手段と、上記直流電圧源から出力する直流電圧を制御する制御手段とを備え、上記制御手段は、上記ダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を上記各直流電圧源の出力電圧が均等になるように降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させることを特徴とする。
【００３４】
この電源システムでは、各電源装置の直流電圧源と出力端子との間に設けられたダイオードが外部からの逆流防止用として機能し、このダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態として、２つのフライバック型のスイッチングコンバータを並列接続した電源システムを示す。
【００３６】
図１に示す電源システム１は、第１のスイッチングコンバータ１１と、第２のスイッチングコンバータ１２とを備え、これらが負荷１３に対して並列に接続されている。第１のスイッチングコンバータ１１と、第２のスイッチングコンバータ１２とは、同一の回路構成となっている。以下、第１のスイッチングコンバータ１１の回路構成について説明する。
【００３７】
第１のスイッチングコンバータ１１は、ＡＣ入力端子２１と、入力フィルタ２２と、整流回路２３とを備えている。
【００３８】
第１のスイッチングコンバータ１１には、ＡＣ入力端子２１から例えば商用の交流電圧が入力される。入力された交流電圧は、入力フィルタ２２に供給される。入力フィルタ２２は、入力された交流電圧から電源ノイズを除去し、電源ノイズを除去した交流電圧を整流回路２３に供給する。整流回路２３は、供給された交流電圧を整流して、所定の電圧値とされた直流入力電圧（Ｖin）を出力する。
【００３９】
また、第１のスイッチングコンバータ１１は、一次巻線２４ａと二次巻線２４ｂとを有するトランス２４と、スイッチング素子２５と、パルス幅変調回路２６と、整流用ダイオード２７と、平滑用コンデンサ２８とを備えている。
【００４０】
トランス２４の一次巻線２４ａの一端には、整流回路２３が接続され、この整流回路２３から直流入力電圧（Ｖin）が印加される。また、このトランス２４の一次巻線２４ａの他端は、スイッチング素子２５を介してグランドに接続されている。このスイッチング素子２５は、例えば、ＦＥＴである。このスイッチング素子２５は、そのゲートにパルス幅変調回路２６が接続されており、このパルス幅変調回路２６から供給されるＰＷＭ信号によりパルス駆動される。そして、このスイッチング素子２５は、このＰＷＭ信号によるパルス駆動によって、トランス２４の一次巻線２４ａに流れる電流をスイッチングする。
【００４１】
トランス２４の二次巻線２４ｂは、一端がグランドに接続されている。また、トランス２４の二次巻線２４ｂのグランドが接続されていない一端には、整流用ダイオード２７のアノードが接続されている。この整流用ダイオード２７のカソードは、平滑用コンデンサ２８を介してグランドに接続されている。この整流用ダイオード２７のカソードと平滑用コンデンサ２８との接続点をＡ点とする。
【００４２】
トランス２４の二次巻線２４ｂは、スイッチング素子２５のスイッチング動作により、一次側から電圧が誘起される。整流用ダイオード２７及び平滑用コンデンサ２８は、二次巻線２４ｂに誘起された電圧を整流するとともに平滑化し、Ａ点に直流電圧（ＶQ）を発生する。
【００４３】
また、第１のスイッチングコンバータ１１は、電流検出用抵抗３０と、逆流防止用ダイオード３１と、プラス側出力端子３３と、マイナス側出力端子３４とを備えている。
【００４４】
電流検出用抵抗３０は、一端がＡ点に接続され、他端が逆流防止用ダイオード３１のアノードに接続されている。逆流防止用ダイオード３１は、カソードがプラス側出力端子３３に接続されている。また、マイナス側出力端子３４は、グランドに接続されている。なお、逆流防止用ダイオード３１のアノードと、電流検出用抵抗３０との接続点をＢ点とする。また、電流検出用抵抗３０の発生電圧をＶRとし、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧をＶFとする。
【００４５】
電流検出用抵抗３０は、出力端子３３から出力される出力電流を検出するために用いられる。逆流防止用ダイオード３１は、外部から逆流電流が流れることを防止している。
【００４６】
また、第１のスイッチングコンバータ１１は、直列接続された分圧抵抗３６及び分圧抵抗３７と、オフセット抵抗３８と、出力電圧誤差検出用の差動増幅器３９と、基準電圧（Ｖref）を発生する基準電圧源４０と、抵抗４１と、発光ダイオード４３とフォトトランジスタ４４とからなるフォトカプラ４２とを備えている。また、第１のスイッチングコンバータ１１は、出力電流検出補正回路４５と、ＶF補正回路４６とを備えている。
【００４７】
分圧抵抗３６は、一端がＢ点に接続され、他端が分圧抵抗３７に接続されている。分圧抵抗３７は、分圧抵抗３６が接続されていない一端がオフセット抵抗３８を介してグランドに接続されている。分圧抵抗３６と分圧抵抗３７との接続点は、差動増幅器３９の反転入力端子に接続されている。基準電圧源４０は、マイナス側がオフセット抵抗３８を介してグランドに接続され、プラス側が差動増幅器３９の非反転入力端子に接続されているとともに抵抗４１を介してＡ点に接続されている。フォトカプラ４２の発光ダイオード４３は、アノードがＡ点と接続され、カソードが差動増幅器３９の出力端子と接続されている。フォトカプラ４２のフォトトランジスタ４３は、エミッタがグランドと接続され、コレクタがパルス幅変調回路２６と接続されている。
【００４８】
出力電流検出補正回路４５は、電流検出用抵抗３０の発生電圧（ＶR）を検出し、検出した発生電圧（ＶR）に比例して増減する補正電流を分圧抵抗３７に注入する。すなわち、出力電流量に比例した補正電流が、出力電流検出補正回路４５から分圧抵抗３７へ注入される。
【００４９】
ＶF補正回路４６は、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧（ＶF）を検出し、検出した順方向電圧（ＶF）に比例した補正電流をオフセット抵抗３８に注入する。
【００５０】
差動増幅器３９の反転入力端子には、Ｂ点に得られる直流電圧（ＶP）を分圧抵抗３６，３７の分圧比で分圧した直流電圧に対して、出力電流検出補正回路４５から発生される補正電流と分圧抵抗３７とによって発生する電圧が加わった電圧が入力される。
【００５１】
また、差動増幅器３９の非反転入力端子には、基準電圧源４０から発生される基準電圧（Ｖref）と、ＶF補正回路４６から発生されるオフセット電圧（ＶF）が加わった電圧（Ｖref＋ＶF）が入力される。差動増幅器３９は、非反転入力端子と反転入力端子との電圧差を増幅して、誤差電圧として出力する。誤差電圧は、フォトカプラ４２を介してパルス幅変調回路２６に供給される。そして、このパルス変調回路２６は、この誤差電圧がマイナス側に振れていればオン期間を短くするようにＰＷＭ信号のデューティ比を変え、この誤差電圧がプラス側に振れていればオン期間を長くするようにＰＷＭ信号のデューティ比を変え、Ｂ点に生じる直流電圧を所定の電圧に安定化させるように、スイッチング素子２５をスイッチングする。
【００５２】
以上のような構成の第１のスイッチングコンバータ１１は、プラス側出力端子３３とマイナス側出力端子３４との間に安定化された直流出力電圧（ＶS）を出力する。
【００５３】
電源システム１０は、以上のような構成の第１のスイッチングコンバータ１１と、第２のスイッチングコンバータ１２とが負荷に並列に接続され、電力を供給している。
【００５４】
具体的には、第１のスイッチングコンバータ１１のプラス側出力端子３３と、第２のスイッチングコンバータ１２のプラス側出力端子３３とが接続され、負荷１３のプラス側電源入力端子に接続されている。また、第１のスイッチングコンバータ１１のマイナス側出力端子３４と、第２のスイッチングコンバータ１２のマイナス側出力端子３４とが接続され、負荷１３のマイナス側電源入力端子に接続されている。
【００５５】
以上のように、電源システム１０では、負荷１３に対して１つのスイッチングコンバータで出力される電力以上の大きな電力を負荷１３に供給可能となっている。また、この電源システム１では、いずれか一方のスイッチングコンバータが動作不能となったときにバックアップが図れるようになっている。
【００５６】
つぎに、ＶF補正回路４６についてさらに詳細に説明をする。
【００５７】
まず、ＶF補正回路４６及び出力電流検出補正回路４５の両者が機能していないとした場合、第１のスイッチングコンバータ１１から発生される出力電流をＩ1、出力電圧をＶSとすると、図２中の点線で示すような電流／電圧特性となる。つまり、この第１のスイッチングコンバータ１１は、Ｂ点の電圧（ＶP）を一定にするようにフィードバック制御がされているので、Ｂ点と出力端子３３との間に設けられた逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶF分だけ、減少した出力電圧ＶSを発生する。
【００５８】
ここで、ＶF補正回路４６は、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧（ＶF）を検出し、この順方向電圧ＶFに比例した補正電流を発生する。そして、この補正電流をオフセット抵抗３８に注入することによって、オフセット抵抗３８にオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを発生させ、基準電圧Ｖｒｅｆを持ち上げている。この結果、図２の一点鎖線で示すように、Ｂ点の電圧（ＶP）を順方向電圧（ＶF）分上昇させた電圧値で安定化させることができる。このため、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧分が相殺され、出力端子３３から出力される出力電圧ＶSが、図２の実線に示すような、温度や出力電流Ｉ１に関わらず一定の電圧となる。
【００５９】
このＶF補正回路４６は、例えば、図３に示すように、演算増幅器（オペアンプ）の反転増幅回路によって構成することができる。
【００６０】
逆流防止用ダイオード３１のアノードは、オペアンプ５１の非反転入力端子に接続され、カソードは入力抵抗Ｒｓを介して反転入力端子に接続されている。オペアンプ５１の出力端子と反転入力端子とはフィードバック抵抗Ｒｆを介して接続されている。
【００６１】
オペアンプ５１の出力電圧（Ｖａ）は、下式に示すような値となる。
Ｖａ＝（１＋Ｒｆ／Ｒｓ）×ＶF
例えば、Ｒｓ＝１０ｋΩ、Ｒｆ＝２５０ｋΩとすれば、Ｖａ＝２６×ＶFとなる。
【００６２】
従って、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶFに対するオペアンプ５１の出力電圧Ｖａの出力特性は、図４に示すようになる。
【００６３】
なお、例えば、オペアンプ５１の電源電圧を単電源の＋２０Ｖとすると、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶFが０〜０．８ｖの間でリニアに増幅するが、ＶFが０．８以上の場合は出力が２０ボルトでクランプされる。このように電源電圧で出力電圧Ｖａをクランプさせることにより、例えば、逆流防止用ダイオード３１の破壊等により順方向電圧ＶFが異常上昇した場合であっても、Ｂ点の電圧（ＶP）の上昇を停止させることができる。
【００６４】
このように出力電圧Ｖａをクランプさせる条件は、以下の通りである。
逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶFの最大値をＶFMAX
オペアンプ５１の出力最大電圧ＶａMAX  オペアンプ５１の電源電圧
とすると、
オペアンプ５１の増幅率は、
Ｇ＝ＶａMAX／ＶFMAX
となる。
【００６５】
そして、ＶF補正回路４６は、このように逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶFを検出し、出力抵抗５２を介して検出電圧ＶFに比例した補正電流をオフセット抵抗３８に注入する。
【００６６】
この結果、図２に示すように、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧分が相殺され、出力端子３３から出力される出力電圧ＶSが、温度や出力電流Ｉ１に関わらず一定とすることができる。
【００６７】
つぎに、出力電流検出補正回路４５についてさらに説明をする。
【００６８】
出力電流検出補正回路４５は、第１のスイッチングコンバータ１１と第２のスイッチングコンバータ１２との間の出力電圧の誤差を吸収するため、出力電流量に伴って出力電圧が直線的に減少するように制御を行うものである。
【００６９】
電流検出用抵抗３０には、出力電流に比例した電圧（ＶR）が発生する。出力電流検出補正回路４５は、電流検出用抵抗３０に発生する電圧（ＶR）を検出し、この発生電圧ＶRに比例した補正電流を発生する。そして、この補正電流の注入量に比例して、分圧抵抗３６と分圧抵抗３７との接続点の電圧値が上昇する。そのため、出力電圧誤差検出用の差動増幅器３９の反転入力端子に入力される電圧値が、出力電流の増加に伴って増加する。従って、この第１のスイッチングコンバータ１１は、出力電流Ｉ1の増加に伴い、出力電圧ＶSが比例的に減少するように動作をすることとなる。
【００７０】
以上のように本発明の実施の形態の電源システム１０では、出力電流検出補正回路４５及びＶF補正回路４６を設けることによって、図５に示すように、出力電流Ｉ1の増加に伴い、直線的に出力電圧ＶSが減少するような出力特性を得ることができる。
【００７１】
この電源システム１０では、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶFを検出し、この順方向電圧ＶFの降下量を補正してスイッチング電圧の安定化制御をするので、この逆流防止用ダイオード３１の順方向の電圧降下量や温度ばらつきの影響を除去した出力電圧ＶSを発生することができる。
【００７２】
さらにこの電源システム１０では、出力電流量を検出し、この出力電流量に比例して出力電圧ＶSを降下させるので、電圧降下用の出力抵抗や配線抵抗の抵抗値のセット毎のばらつきの影響、温度特性に応じたばらつきをなくすことができ、直線的な電圧降下特性を得ることができる。またさらに、従来は直線的な電圧降下が抵抗値そのもので決定されていたが、電源システム１０では、電流検出用抵抗３０の抵抗値を自由に選択することができる。そのため、メーカ標準の抵抗値を使用することができ、安価な抵抗を使用することができる。
【００７３】
なお、例えば、図６に示すように、センス端子６０を設け、逆流防止用ダイオード３１のアノードから負荷１３のプラス端子までの電圧降下を検出して補正することによって、配線の状態等で生じる配線抵抗の抵抗値のばらつきによる各スイッチングコンバータごとの電圧降下のばらつきも補正することができる。
【００７４】
また、さらに、図６に示すように、ＶF補正回路４６内のオペアンプの出力電圧Ｖａを検出して、逆流防止用ダイオード３１が正常動作をしているかどうかを検出する故障検出回路６１を設けてもよい。
【００７５】
この故障検出回路６１は、図７に示すように、例えば、出力電圧Ｖａが１７．５Ｖ以上であるか、或いは、出力電圧Ｖａが２．５Ｖ以下であるかを検出する。故障検出回路６１は、オペアンプの出力電圧Ｖａが２．５ボルト以下の場合には、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶFが小さすぎると判断し、アラーム信号を出力する。また、故障検出回路６１は、オペアンプの出力電圧が１７．５ボルト以上の場合には、逆流防止用ダイオード３１の順方向電圧ＶＦが大きすぎると判断し、アラーム信号を出力する。このようにＶF補正回路４６のオペアンプの出力電圧Ｖａを検出することによって、例えば、逆流防止用ダイオード３１が短絡していたり、オープンとなるといった不具合を発見することができる。そして、このアラーム信号を、制御装置に供給することによって、自動的に電源等をストップすることができ、安全性及び信頼性が向上する。なお、上述した上限の電圧値（１７．５ボルト）や下限の電圧値（２．５ボルト）は一例を示したものであり、どのような値であってもよい。
【００７６】
【発明の効果】
本発明にかかる電源装置では、直流電圧源と出力端子との間に設けられたダイオードが外部からの逆流防止用として機能し、このダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させる。このことにより、この電源装置では、出力ラインに設けられた逆流防止用のダイオードの電圧変動に影響されず、さらに、出力電流に比例して直線的に出力電圧が降下し、高精度に安定した出力特性を得ることができる。
【００７７】
本発明にかかる電源システムでは、各電源装置の直流電圧源と出力端子との間に設けられたダイオードが外部からの逆流防止用として機能し、このダイオードのアノード電位を一定とするように上記直流電圧源からの直流電圧を制御するとともに、上記順方向電流検出手段により検出された順方向電流に応じて上記出力端子の電圧を降下させ、上記順方向電圧検出手段により検出された順方向電圧成分に応じて上記ダイオードのアノード電位を上昇させる。このことにより各電源装置では、出力ラインに設けられた逆流防止用のダイオードの電圧変動に影響されず、さらに、出力電流に比例して直線的に出力電圧が降下し、高精度に安定した出力特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の電源システムの回路図である。
【図２】ＶF補正回路による出力電圧の補正特性を示す図である。
【図３】ＶF補正回路の回路構成例を示す図である。
【図４】ＶF補正回路の入出力特性を示す図である。
【図５】出力電流検出補正回路による補正特性を示す図である。
【図６】センス端子及び故障検出回路を設けた本発明の実施の形態の電源システムの回路図である。
【図７】故障検出回路の故障検出範囲を示す図である。
【図８】従来の電源システムの回路図である。
【図９】上記従来の電源システムの出力特性を示す図である。
【図１０】出力抵抗の値を変更した場合の上記従来の電源システムの出力特性を示す図である。
【図１１】ショットキーバリアダイオードの電流-電圧特性を示す図である。
【符号の説明】
１  電源システム、１１  第１のスイッチングコンバータ、１２  第２のスイッチングコンバータ、２２  入力フィルタ、２３  整流回路、２４  トランス、２５  スイッチング素子、２６  パルス幅変調回路、２７  平滑用ダイオード、２８  平滑用コンデンサ、３０  出力電流検出用抵抗、３１  逆流防止用ダイオード、３３  プラス側出力端子、３４  マイナス側出力端子、３６，３７  分圧抵抗、３８  オフセット抵抗、３９  差動増幅器、４０  基準電圧源、４２  フォトカプラ、４５  出力電流検出補正回路、４６  ＶF補正回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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