(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍサブサブチャネルの変調を並列に促進する変調エンジンで、Ｍは１よりも大きい正の整数である、変調エンジンであって：
第１処理手段であって：
前記Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド信号を受け取り；および
前記Ｍベースバンド信号を、それぞれが前記ベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に変換する；
ように構成された第１処理手段と；
前記第１処理手段に結合され、前記Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多相フィルタは：
前記Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する第２処理手段からなり、前記第２処理手段は：
前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき；および
前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作する；
ように構成される、第２処理手段からなる多重チャネル多相フィルタと；
によって構成されることを特徴とする変調エンジン。
【請求項２】
前記第２処理手段は：
前記Ｍベースバンド信号を表し、かつ前記ベースバンド・サンプリング・レートの非整数倍である周波数間隔を有する周波数多重化合成信号を生成する；
ようにさらに構成されることを特徴とする請求項１に記載の変調エンジン。
【請求項３】
前記第１および第２処理手段は、１つのデジタル信号プロセッサによって実現されることを特徴とする請求項１に記載の変調エンジン。
【請求項４】
Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つの復調を並列に促進する復調エンジンで、Ｍは１よりも大きい正の整数である、復調エンジンであって：
前記Ｍサブチャネルのうち前記少なくとも２つから導出された合成信号を受信機から受け取り、かつ前記合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多相フィルタは：
前記合成信号を受け取り、処理する第１処理手段からなり、前記第１処理手段は：
前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記合成信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき；および
前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記合成信号のサンプリング・レートの非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作して、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号を生成する；
ように構成された第１処理手段、によって構成される多重チャネル多相フィルタと；
前記多重チャネル多相フィルタに結合され、かつ前記少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換し、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成するように構成された第２処理手段と；
によって構成されることを特徴とする復調エンジン。
【請求項５】
前記第１および第２処理手段は、１つのデジタル信号プロセッサによって実現されることを特徴とする請求項４に記載の復調エンジン。
【請求項６】
Ｍサブチャネル信号を並列に変調する送信機で、Ｍは１よりも大きい正の整数である、送信機であって：
第１処理手段であって：
前記Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド信号を受け取り；および
前記Ｍベースバンド信号を、それぞれが前記ベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に変換する；
ように構成された第１処理手段と；
前記第１処理手段に結合され、前記Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多相フィルタは：
前記Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する第２処理手段からなり、前記第２処理手段は：
前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記ベースバンド・サンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき；および
前記非整数サンプリング・レート変更を得て、周波数多重化合成信号を生成するために、前記ベースバンド・サンプリング・レートの前記非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作する；
ように構成された第２手段からなる多重チャネル多相フィルタと；
ワイヤレス搬送波を前記周波数多重化合成信号で変調して、Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を生成するワイヤレス変調器と；
によって構成されることを特徴とする送信機。
【請求項７】
前記第２処理手段は：
前記Ｍベースバンド信号を表し、かつ前記ベースバンド・サンプリング・レートの非整数倍である周波数間隔を有する周波数多重化合成信号を生成する；
ようにさらに構成されることを特徴とする請求項６に記載の送信機。
【請求項８】
前記第１および第２処理手段は、１つのデジタル信号プロセッサによって実現されることを特徴とする請求項６に記載の送信機。
【請求項９】
Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つを並列に復調する受信機で、Ｍは１よりも大きい正の整数である、受信機であって：
前記Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を、サンプリング・レートを有し、かつ前記Ｍサブチャネルのうち前記少なくとも２つから導出された合成信号に変換する受信機フロントエンドと；
前記受信機フロントエンドに結合され、前記受信機から前記合成信号を受け取り、前記合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタであって、前記多重チャネル多相フィルタは：
前記合成信号を受け取り、処理する第１処理手段からなり、前記第１処理手段は：
前記多重チャネル多相フィルタの交換子を与え、ここで前記交換子の位置は、前記位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより前記多重チャネル多相フィルタは、前記合成信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作でき；および
前記非整数サンプリング・レート変更を得るために、前記合成信号のサンプリング・レートの前記非整数倍にて前記多重チャネル多相フィルタを動作し、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号を生成する；
ように構成された第１処理手段からなる多重チャネル多相フィルタと；
前記多重チャネル多相フィルタに結合され、かつ前記少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換し、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成するように構成された第２処理手段と；
によって構成されることを特徴とする受信機。
【請求項１０】
前記第１および第２処理手段は、１つのデジタル信号プロセッサによって実現されることを特徴とする請求項９に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、一般に、デジタル信号処理方法に関し、さらに詳しくは、多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レート変更を行う方法および装置に関する。
【０００１】
（関連出願）
本出願は、１９９８年１０月１９日にMcCoyによって出願された出願文書番号ＰＦ１６８７ＮＡの"APPARATUS FOR PERFORMING A NON-INTEGER SAMPLING RATE CHANGE IN A MULTICHANNEL POLYPHASE FILTER"の一部継続出願である。該出願は、本明細書に参考として含まれる。
【０００２】
（従来の技術）
多相フィルタ(polyphase filter)は周知である。このようなフィルタは、フィルタ・インパルス応答の選択された位相またはサンプルを入力信号のサンプルで乗算することによって動作する。従来の多重チャネル多相フィルタは、フィルタ・インパルス応答の選択された位相をフィルタの交換子(commutator)の位置と同期させる。従来の多重チャネル多相フィルタでは、交換子の位置はフィルタ・インパルス応答の所定の位相と固有に対応する。実際、多相フィルタ設計の分野の当業者であれば、多重サブチャネル多相変調器において、サブチャネル・サンプリング・レートは入力サンプル・レートの整数倍であり、このことはチャネル帯域幅が入力サンプル・レートの整数倍でなければならないことを意味することを単純に認めている。従って、多相フィルタを利用する従来の多重サブチャネル変調器および復調器では、サブチャネル帯域幅は入力サンプル・レートと同じで、受信機が適切に隣接サブチャネルをフィルタ除去するには密接すぎる間隔のサブチャネルとなるか、あるいはサブチャネル帯域幅は入力サンプル・レートの二倍で、そのため過剰に分離したサブチャネルでスペクトルを無駄にするかのいずれかである。
【０００３】
上記の理由により、スペクトルを無駄にせずに隣接サブチャネル干渉を防ぐために、入力サンプル・レートよりもわずかに大きい、例えば、１２パーセント大きいサブチャネル帯域幅が望ましいところの、多重サブチャネル変調器および復調器では、多重チャネル多相フィルタはよい選択とはみなされていない。一方、多相フィルタはサンプリング・レート変更を得るための最も効率的な方法の一つであることが知られている。
【０００４】
従って、必要なのは、多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レート変更を行うための装置である。この装置は、好ましくは、サブチャネル間隔の優れた柔軟性を有する、効率的な多重サブチャネル多相変調器／復調器を可能にする。
【０００５】
（発明の概要）
本発明の一態様は、非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタである。多重チャネル多相フィルタは、それぞれが入力サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ入力チャネルのデータを受け取って処理する処理システムによって構成され、ここでＭは一(unity)よりも大きい正の整数である。処理システムは、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるようにプログラミングされ、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離(decouple)され、それにより多重チャネル多相フィルタは、入力サンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得るために、入力サンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべくプログラミングされる。
【０００６】
本発明の別の態様は、Ｍサブチャネルの変調を並列に促進するための変調エンジンであり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。変調エンジンは、Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド信号を受け取り；またＭベースバンド信号を、それぞれがベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号(time-domain signals)に変換すべく構成された第１処理要素によって構成される。さらに、変調エンジンは、第１処理要素に結合され、Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタによって構成される。多重チャネル多相フィルタは、Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する第２処理要素によって構成される。第２処理要素は、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタはＭ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得るために、Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構成される。
【０００７】
本発明の第３の態様は、Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つの復調を並列に促進するための復調エンジンであり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。復調エンジンは、Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つから導出された合成信号を受信機から受け取り、この合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタによって構成される。多重チャネル多相フィルタは、合成信号を受け取り、処理する第１処理要素によって構成される。第１処理要素は、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタは合成信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得るために、合成信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構成され、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号(rate-changed signals)を生成する。さらに、多重チャネル多相フィルタは、多重チャネル多相フィルタに結合され、少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換し、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成すべく構成された第２処理要素によって構成される。
【０００８】
本発明の第４の態様は、Ｍサブチャネルを並列に変調する送信機であり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。送信機は、Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド信号を受け取り；またＭベースバンド信号を、それぞれがベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に変換すべく構成された第１処理要素によって構成される。さらに、送信機は、第１処理要素に結合され、Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタによって構成される。多重チャネル多相フィルタは、Ｍ時間領域信号を受け取り、処理する第２処理要素によって構成される。第２処理要素は、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタはベースバンド・サンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得て、周波数多重化合成信号を生成するために、ベースバンド・サンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構成される。さらに、送信機は、ワイヤレス搬送波を周波数多重化合成信号で変調して、Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を生成するワイヤレス変調器によって構成される。
【０００９】
本発明の第５の態様は、Ｍサブチャネルのうち少なくとも２つを並列に復調する受信機であり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。受信機は、Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を、サンプリング・レートを有しかつＭサブチャネルのうち少なくとも２つから導出された合成信号に変換する受信機フロントエンドと、受信機フロントエンドに結合され、受信機から合成信号を受け取り、かつ合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタとによって構成される。多重チャネル多相フィルタは、合成信号を受け取り、処理する第１処理要素によって構成される。第１処理要素は、多重チャネル多相フィルタの交換子を与えるべく構成され、ここで交換子の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタは合成信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる；また非整数サンプリング・レート変更を得るために、合成信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構成され、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号を生成する。さらに受信機は、多重チャネル多相フィルタに結合され、かつ少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換して、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成すべく構成された第２処理要素によって構成される。
【００１０】
（好適な実施例の説明）
図１は、コントローラ１１２および複数の送信機１１６を含む固定部分１０２によって構成される、本発明による一例としてのワイヤレス通信システムの電気ブロック図を示し、このワイヤレス通信システムは、複数の受信機１２２も含む。送信機１１６は、従来のワイヤレス通信方法であって、例えば無線，赤外線，超音波チャネルを利用して受信機１２２と好ましくは通信し、送信機１１６を制御するコントローラ１１２に通信リンク１１４によって結合される。
【００１１】
好ましくは、コントローラ１１２は、モトローラ・インク社製のWireless Messaging Gateway (WMG（商標）) Administrator!ページング端末と、RF-Conductor!（商標）メッセージ配信装置の組合せである。好ましくは、送信機１１６は、本発明に従って修正されたRF-Orchestra!送信機と同様である。好ましくは、受信機１２２は、モトローラ・インク社製のPageWriter（商標）ワイヤレス通信ユニットと同様であり、以下でさらに説明するように、本発明に従って修正されたハードウェアおよびソフトウェアを有する。なお、コントローラ１１２，送信機１１６および受信機１２２について他の同様な機器も利用できることが理解される。
【００１２】
各送信機１１６は、アンテナ１１８を介してＲＦ信号を受信機１２２に送信する。送信機１１６によって受信機１２２に送信されるＲＦ信号（アウトバウンド・メッセージ(outbound message)）は、受信機１２２を識別する選択呼出アドレスと、発呼者によって発信されたデータ・メッセージと、ワイヤレス通信システムの動作パラメータを調整するためにコントローラ１１２によって発信されたコマンドとによって構成される。
【００１３】
好ましくは、コントローラ１１２は、選択呼出メッセージ発信を受信するために、電話リンク１０１によって一般電話交換網（ＰＳＴＮ）１１０に結合される。ＰＳＴＮ１１０からの音声およびデータ・メッセージからなる選択呼出発信は、例えば、従来の電話１１１もしくはＰＳＴＮ１１０に結合された従来のコンピュータ１１７から生成できる。あるいは、パケット交換網，インターネット，ローカル・エリア・ネットワークなど、他の種類の通信網も発信メッセージをコントローラ１１２に伝送するために利用できることが理解される。
【００１４】
送信のために利用される空中プロトコル(over-the-air protocol)は、モトローラ社の周知のＦＬＥＸ（商標）ファミリーのデジタル選択呼出シグナリング・プロトコルから好ましくは選択される。これらのプロトコルは、周知の誤り検出および誤り訂正手法を利用し、そのためビット誤りが多すぎなければ、送信中に生じるビット誤りに対して耐性がある。なお、他の適切なプロトコルも利用できることが理解される。さらに、本発明を実施するための一実施例は単方向ワイヤレス通信システムであるが、本発明は双方向ワイヤレス通信システムにも適用可能であることが理解される。
【００１５】
図２は、本発明による一例としての送信機１１６の電気ブロック図である。好ましくは、送信機１１６は、コントローラ１１２に応答して、Ｍサブチャネルに対応し、かつ第１ベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド信号を生成するグレイ符号発生器(gray code generator)２１８によって構成され、ここでＭは一(unity)よりも大きい正の整数で、例えば、１６である。グレイ符号発生器２１８は、Ｍベースバンド信号を受け取り、処理するための処理システム２０４または変調エンジンに結合される。好ましくは、処理システム２０４は、従来のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２０６と、入力バッファ２１２を与えるためのＲＡＭおよびフィルタ係数２１０，多重チャネル多相フィルタ・プログラム２１４ならびに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse fast Fourier transform）プログラム２２０などのあらかじめプログラミングされたパラメータおよびソフトウェアを格納するためのＲＯＭを含む、従来のメモリとによって構成される。さらに、送信機１１６は、ワイヤレス搬送波を周波数多重化合成信号（処理システム２０４によって生成される）で変調して、Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号で、例えばＲＦ信号を生成するための、従来のＲＦ変調器２１６などのワイヤレス変調器によって構成される。好適な実施例では、ＤＳＰ２０６は、イリノイ州ショーンブルグのモトローラ・インク社製のモデルDSP56800であり、本開示の教示があれば、当業者によって容易に書けるソフトウェアを実行する。あるいは、DSP56800の代わりに他の同様なＤＳＰを代用してもよいことが理解される。さらに、処理システム２０４の一部または全ては、ＤＳＰ２０６のソフトウェア・プログラミングによるのではなく、ハードウェア内で実現でき、さらに、メモリ２０８はＤＳＰ２０６に一体化できることが理解される。本発明による処理システム２０４の動作については、以下でさらに詳しく説明する。
【００１６】
図３は、本発明による一例としての多重チャネル変調エンジン３００のアーキテクチャ図である。好ましくは、変調エンジン３００は、Ｍサブチャネルに対応し、かつベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭベースバンド信号をグレイ符号発生器から受け取り、それぞれがベースバンド・サンプリング・レートにてサンプリングされたＭ時間領域信号に、周知の手法によってＭベースバンド信号を変換する、Ｍ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）プロセッサ３０２によって構成される。
【００１７】
さらに、変調エンジン３００は、ＩＦＦＴに結合され、Ｍ時間領域信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタ３０４によって構成される。多重チャネル多相フィルタ３０４は、Ｍ時間領域信号を受け取り、処理するフィルタ・プロセッサ３０６によって構成される。本発明に従って、フィルタ・プロセッサ３０６は、多重チャネル多相フィルタ３０４の交換子(commutator)を与えるべく構成され、ここで交換子３０８の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）の位相から分離(decouple)され、それにより多重チャネル多相フィルタ３０４は、Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる。さらに、フィルタ・プロセッサ３０６は、非整数サンプリング・レート変更を得るために、Ｍ時間領域信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタを動作すべく構成される。好ましくは、ＩＦＦＴプロセッサ３０２およびフィルタ・プロセッサ３０６の両方は、処理システム２０４ナインで実装される。
【００１８】
さらに詳しくは、Ｘk（ｍ）はｋ番目のサブチャネルのグレイ符号化シンボルまたはベースバンド信号であり、ｘr（ｍ）はｒ番目のＩＦＦＴ出力であり、ｘr（ｓ）はｒ番目のフィルタ出力である。フィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）は、周知の手法により、ベースバンド・シンボル・レートのＩ倍の処理レートにて設計された低域通過フィルタについて得られる。Ｍフィルタのそれぞれは、Ｉ／（ＤＭ）のサンプリング・レート変更を行い、ここでＭはＩＦＦＴにおける点の数で、例えば１６であり、Ｉは補間レート(interpolation rate)で、例えば１２５であり、Ｄは間引きレート(decimation rate)で、例えば７である。従って、例示の値のサンプリング・レート変更は１２５／１１２であり、分数レート変更(fractional rate change)である。合成周波数間隔(synthesized frequency spacing)は次式によって与えられる：
【００１９】
【数１】
0004440473.tif 000002
ここでｆbはベースバンド・シンボルまたはサンプル・レートである。フィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）は、ｆs＝Ｉｆbのサンプリング・レートにて設計される。フィルタ・バンク・アーキテクチャは次のように導出される。
【００２０】
Ｍサブチャネルのデータをパルス整形または濾波し、変調することが望ましい。ｋ番目のサブチャネルの濾波および変調は、フェーザ(phasor)と畳込み和(convolution sum)の積として表すことができる。
【００２１】
【数２】
0004440473.tif 000003
次に、合成波形(composite waveform)は、全ｘk（ｎ）の和として表される。
【００２２】
【数３】
0004440473.tif 000004
総和(summation)の次数を切り換えることにより、これは次式のように表すことができる：
【００２３】
【数４】
0004440473.tif 000005
ｎ＝ｒ＋ｓＭを代入すると、次式が得られる：
【００２４】
【数５】
0004440473.tif 000006
ｅj2πZは、Ｚが任意の整数の場合に、１に等しいので、内側の総和はＩＦＦＴの形式で表すことができる。
【００２５】
【数６】
0004440473.tif 000007
あるいは、等価的に次式のようになる：
【００２６】
【数７】
0004440473.tif 000008
ここでｘr（ｍ）はＩＦＦＴ出力のｒ番目の点である。これは、フィルタリンク関数ｇ（ｕ）による、信号のアップ・ダウン・リサンプリング(up-down resampling)の一般式である。
【００２７】
従来、このようなフィルタ・バンク構造は、上で説明したように、ボー・レートまたは基底サンプリング・レートと、効率的なスペクトル利用に必要な所望の周波数間隔との間の非整数関係のために、多重サブチャネルを生成するには望ましくないと考えられてきた。しかし、この構造は単一チャネル多相補間／間引き構造との多くの類似性がある。
【００２８】
以下の単一チャネル・インタポレータ／デシメータ(single channel interpolator/decimator)について検討する。
【００２９】
【数８】
0004440473.tif 000009
これは、多重チャネル・インタポレータ／デシメータと同じように分解・実行できる。
【００３０】
【数９】
0004440473.tif 000010
実行における唯一の相違点は、多重チャネルの場合におけるフィルタ履歴(filter history)は、交換子位置インデクス(commutator position index)の変化毎に変化することである。同期バッファがあれば、これは最小限のアドレス指定オーバヘッドで達成できる。
【００３１】
従来の多相フィルタは、交換子の位置をフィルタ・インパルス応答の位相と同期させる。本発明は、各交換子位置について用いられるフィルタ・インパルス応答の位相を、多相フィルタの動作を妨げずに、交換子の位置から分離できることを実証するが、これは予想外の結果である。交換子の位置からフィルタ・インパルス応答の位相を分離するすることにより、多相フィルタは、以下で説明するように、非整数サンプリング・レート変更を行うことができ、有利である。
【００３２】
入力バッファは、本発明による多重サブチャネル変調エンジン３００の一例としての入力バッファ・インクリメンテーション図４００を示す図４に図示するように、全チャネルにおいて同期的にインクリメントされる。各行(row)は、交換子位置インデクスｒによって決定される交換子３０８の位置を表す。入力サンプル・インデクスｍは、フィルタ３０４によって処理される入力サンプルを表す。交換子サイクル・インデクスｓは、交換子３０８が例えば１６であるＭ計算のフル・サイクルを完了する毎に進む。黒点は、ｒ，ｓ，ｍに対応するフィルタ・インパルス応答の選択された所定の位相を介したステップを表す。例えば、列(column)１および２において、入力と出力との間の非整数レート変更のため、多相フィルタ３０４は、最初の入力サンプルについてフィルタ・インパルス応答の１８個の位相を利用する。（従来の多相フィルタであれば、１６，３２，４８，．．．個の位相を利用し、ここでＭは、この例と同様にＭ＝１６である。）従来のフィルタにおいて、１６個の入力サンプルのそれぞれが各交換子フル・サイクルについて一回触れられると、これはクリティカル・サンプリング（サブチャネル間の分離なし）の例となり、１６個の入力サンプルのそれぞれが各ブロック（太い線によって区切られる）において整数回触れられると、これは従来のＦＦＴ／多相多重サブチャネル変調の典型的な用途（サブチャネルの分離が広すぎ）となる。
【００３３】
なお、上記の例におけるフィルタ・インパルス応答の１８個の位相は、格納されたフィルタ・インパルス応答全体の選択された位相における一つの通過(single pass)を表すことに留意されたい。すなわち、選択された列の最初の２つの行について用いられる位相は、従来の多相フィルタの場合と同様に、最初の列の最初の２つの行について用いられる位相と同じ位相ではない。交換子位置に固定されるのではなく、フィルタ・インパルス応答の現位相インデクスφnは、多重チャネル多相フィルタの間引きレートＤ，補間レートＩ，開始位相インデクスφsおよび出力サンプル・インデクスｎの関数として計算される。
【００３４】
【数１０】
0004440473.tif 000011
また、従来技術とは異なり、入力サンプル・インデクスｍは交換子サイクル・インデクスｓと同期して進まずに、現位相インデクスφn、間引きレートＤおよび補間レートＩから求められる。
【００３５】
【数１１】
0004440473.tif 000012
それから、現計算の後に、入力サンプル・インデクスを進める。
【００３６】
なお、図４００において、ｍ＝６およびｍ＝１３に相当する列には、ｍの他の値に相当する１８個の位相ではなく、フィルタ・インパルス応答の１７個の位相しかないことに留意されたい。これは、この例において、Ｉ＝１２５およびＤ＝７であるためである。従って、７個の位相だけ離れたホップでステッピングする１２５個の可能な位相インデクス値が存在する。このとき、Ｉ／Ｄ＝１２５／７＝１７  ６／７が成立する。従って、フィルタ・インパルス応答の位相における７番目の通過ごとに、１７回のホップでフィルタの最後に達し、次の入力サンプルに移動する時間となる。
【００３７】
有利な点は、この方法では極めてわずかなＲＡＭしか必要としないことである。ＩＦＦＴは同相アルゴリズム(in-phase algorithm)で実行でき、濾波のために中間的な信号格納は必要ない。複雑なシンボルまたはサンプルでは、濾波プロセス全体に必要なメモリは、フィルタ係数(filter coefficients)について、（バッチ期間(batch duration)と出力レートの積の４倍の）ＲＡＭ番地と、（フィルタ応答におけるシンボル数のＩ倍の）ＲＯＭ番地にほぼ等しい。
【００３８】
図５は、本発明によるＭサブチャネルのうち少なくとも２つを並列に復調する一例としての受信機１２２の電気ブロック図であり、ここでＭは一よりも大きい正の整数である。受信機１２２は、メッセージを傍受するアンテナ５０４によって構成される。アンテナ５０４は、メッセージを受信する従来の受信機フロントエンド５０８に結合される。受信機フロントエンド５０８は、Ｍサブチャネルを有するワイヤレス信号を、サンプリング・レートを有し、かつＭサブチャネルのうち少なくとも２つから導出される合成信号(composite signal)に変換する。受信機フロントエンド５０８は、メッセージを処理し、受信機１２２を制御する処理システム５０６に結合される。また、好ましくは、ユーザ・インタフェース５１４も、ユーザとのインタフェースを与えるために処理システム５０６に結合される。好ましくは、ユーザ・インタフェース５１４は、メッセージを表示する従来のディスプレイ５１６と、メッセージが着信したことをユーザに報知する従来の報知要素５１８と、受信機１２２を制御する従来のキーボード５２０とによって構成される。なお、受信機１２２のいくつかのモデル、例えば、デバイスを制御するための受信機は、ユーザ・インタフェース５１４を従来のデバイス・インタフェース（図示せず）と置換できることが理解される。好ましくは、処理システム５０６は、従来のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）５１０および従来のメモリ５１２によって構成される。好適な実施例では、ＤＳＰはイリノイ州ショーンブルグのモトローラ・インク社製のモデルDSP56800であり、本開示の教示があれば、当業者によって容易に書けるソフトウェアを実行する。あるいは、DSP56800の代わりに他の同様なＤＳＰを代用してもよいことが理解される。さらに、処理システム５０６の一部または全ては、ＤＳＰのソフトウェア・プログラミングによるのではなく、ハードウェア内で実現でき、さらに、メモリ５１２はＤＳＰ５１０に一体化できることが理解される。
【００３９】
メモリ５１２は、本発明に従って処理システム５０６をプログラミングするためのソフトウェア要素および変数によって構成される。好ましくは、メモリ５１２は、受信機１２２が応答するところの選択呼出アドレス５２２を含む。さらに、メモリ５１２は、周知の手法を介してメッセージを処理するように処理システム５０６をプログラミングするためのメッセージ処理要素５２４を含む。また、メモリ５１２は、本発明に従ってフィルタ・インパルス応答を記述するフィルタ係数５２６を含む。さらに、メモリ５１２は、入力バッファを格納するために用いられる入力バッファ５２８を含む。さらに、メモリ５１２は、本発明による多重チャネル多相フィルタ・プログラム５３０および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プログラム５３２によって構成される。本発明による処理システム５０６の動作については、以下でさらに詳しく説明する。
【００４０】
図６は、本発明による一例としての多重サブチャネル復調エンジンのアーキテクチャ図である。復調エンジン６００は、受信機フロントエンド５０８から合成信号を受け取り、この合成信号に対して非整数サンプリング・レート変更を行う多重チャネル多相フィルタ６０２によって構成される。多重チャネル多相フィルタ６０２は、合成信号を受け取り、処理するフィルタ・プロセッサ６０４によって構成される。フィルタ・プロセッサ６０４は、多重チャネル多相フィルタ６０２の交換子６０６を与えるべく構成され、ここで交換子６０６の位置は、この位置について選択されたフィルタ・インパルス応答の位相から分離され、それにより多重チャネル多相フィルタ６０２は、合成信号のサンプリング・レートの非整数倍であるサンプリング・レートにて動作できる。さらに、フィルタ・プロセッサ６０４は、非整数サンプリング・レート変更を得るために、合成信号のサンプリング・レートの非整数倍にて多重チャネル多相フィルタ６０２を動作すべく構成され、それにより少なくとも２つのレート変更済み信号(rate-changed signal)を生成する。また、復調エンジン６００は、多重チャネル多相フィルタ６０２に結合され、かつ少なくとも２つのレート変更済み信号を少なくとも２つの周波数領域信号に変換して、それにより少なくとも２つのベースバンド信号を生成すべく構成された高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ６０８を含む。好ましくは、フィルタ・プロセッサ６０４およびＦＦＴプロセッサ６０８は、処理システム５０６内で実装される。
【００４１】
さらに詳しくは、Ｘk（ｍ）はｋ番目のサブチャネルの低サンプリング・レート非同期波形であり、ｘr（ｓ）はｒ番目のフィルタ・バンク入力であり、ｘr（ｍ）はｒ番目のフィルタ出力である。フィルタ・インパルス応答ｇ（ｕ）は、周知の手法により、ｘ（ｎ）のサンプリング・レートのＩ倍の処理レートにて設計された低域通過フィルタについて得られる。Ｍフィルタのそれぞれは、ＩＭ／Ｄのレート変更を行い、ここでＭはＦＦＴにおける点の数である。交換(commutation)後、合成周波数間隔は次式によって与えられる：
【００４２】
【数１２】
0004440473.tif 000013
ここで、ｆsはｘ（ｎ）のサンプル・レートである。フィルタ・バンク・アーキテクチャは次のように導出される。
【００４３】
Ｍサブチャネルのデータを復調し、パルス整形または濾波することが望ましい。ｋ番目のサブチャネルの濾波およびダウンサンプリングは、次式のように表すことができる。
【００４４】
【数１３】
0004440473.tif 000014
交換は、ｎ＝ｒ＋ｓＭを代入して表すことができる。
【００４５】
【数１４】
0004440473.tif 000015
ｅj2πZは、Ｚが任意の整数の場合に、１に等しいので、指数関数項は総和から抜き出すことができる。
【００４６】
【数１５】
0004440473.tif 000016
または
【００４７】
【数１６】
0004440473.tif 000017
ここで、ｘr（ｍ）はｒ番目のフィルタ出力である。
【００４８】
前で説明したように、従来において、このようなフィルタ・バンク構造は、ボー・レートまたは基底サンプリング・レートと、所望の周波数間隔との間の非整数関係のために、多重サブチャネルでは望ましくないと考えられてきた。しかし、この構造は単一チャネル多相補間／間引き構造との多くの類似性がある。以下の単一チャネル・インタポレータ／デシメータについて検討する。
【００４９】
【数１７】
0004440473.tif 000018
これは、多重チャネル・インタポレータ／デシメータと同じように分解・実行できる。
【００５０】
【数１８】
0004440473.tif 000019
実行における唯一の相違点は、多重チャネルの場合における各フィルタ・バンクの出力は、異なるＦＦＴ入力に送られることである。
【００５１】
前述の場合と同様に、重要な点は、フィルタ・インパルス応答の位相を交換子６０６の位置から分離することにより、多重チャネル多相フィルタ６０２において非整数レート変更が有利に可能になることである。交換子位置に固定されるのではなく、フィルタ・インパルス応答の現位相インデクスφr,mは、多重チャネル多相フィルタの間引きレートＤ，補間レートＩ，出力サンプル・インデクスｍ，交換子位置インデクスｒ，ＦＦＴにおける点の数Ｍおよび開始位相インデクスφsの関数として計算される。
【００５２】
【数１９】
0004440473.tif 000020
なお、開始時に、開始位相インデクスφsは、周知の同期手法により、フィルタ・インパルス応答を入力サンプルｘ（ｎ）のシンボル中心に時間整合させる値に好ましくは設定されることを理解されたい。
【００５３】
また、従来技術とは異なり、出力サンプル・インデクスｍおよび交換子サイクル・インデクスｓは同期して進まずに、交換子サイクル・インデクスｓの前進は、現位相インデクスφr,m，ＦＦＴにおける点の数Ｍ，補間レートおよび間引きレートＤから求められる。
【００５４】
【数２０】
0004440473.tif 000021
それから、現計算の後に、交換子サイクル・インデクスｓを進める。なお、ｓは着信データ・ストリームと同期して変化しなければならず、そのため処理システム５０６の計算のタイミングはそうなることを保証するように手配される。
【００５５】
変調エンジン３００の場合と同様に、この方法では極めてわずかなＲＡＭしか必要としない。ＦＦＴは同相アルゴリズムで実行でき、濾波のために中間的な信号格納は必要ない。複雑なシンボルまたはサンプルでは、濾波プロセス全体に必要なメモリは、フィルタ係数について、（バッチ期間と出力レートの積の４倍の）ＲＡＭ番地と、（フィルタ応答における基底サンプリング・レート・サンプル数のＩ倍の）ＲＯＭ番地にほぼ等しい。一つの評価した用途では、本発明により、従来の方法に比べて、処理能力条件、すなわちＭＩＰＳは約３分の１に軽減し、またＲＡＭ条件の著しい改善が得られた。
【００５６】
以上、本発明は多重チャネル多相フィルタにおいて非整数サンプリング・レート変更を行うための装置を提供したことが、上記の開示から明らかであろう。有利な点は、本装置は、サブチャネル間隔の優れた柔軟性を有する効率的な多重サブチャネル多相変調および復調エンジンを可能にする。
【００５７】
本発明の多くの修正および変形は、上記の教示に鑑みて可能である。従って、特許請求の範囲内で、本発明は本明細書で具体的に説明した以外でも実施できるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による一例としてのワイヤレス通信システムの電気ブロック図である。
【図２】  本発明による一例としての送信機の電気ブロック図である。
【図３】  本発明による一例としての多重サブチャネル変調エンジンのアーキテクチャ図である。
【図４】  本発明による多重サブチャネル変調エンジンの一例としての入力バッファ・インクリメンテーション図である。
【図５】  本発明による一例としての受信機の電気ブロック図である。
【図６】  本発明による一例としての多重サブチャネル復調エンジンのアーキテクチャ図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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