(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイレクトドライブ方式により、洗い，濯ぎ及び脱水運転を行うための回転駆動力を発生させる三相ブラシレスＤＣモータと、
このモータを駆動するためのインバータ回路と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記モータをベクトル制御することで、当該モータの発生トルクが少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々について制御するトルク制御手段と、
このトルク制御手段の前段において、速度指令と、前記電流検出手段によって検出された電流から得られるモータの回転速度とに基づいて、前記モータの速度をＰＩ制御する速度制御手段とを備え、
前記電流検出手段は、前記インバータ回路を構成する下アーム側の各相スイッチング素子と直列に接続される抵抗に流れる電流を、三相のうち相電圧が最大レベルを示さない二相について検出し、前記下アーム側のスイッチング素子がオンしている期間の中間位相でＡ／Ｄ変換を行い、
前記速度制御手段は、ＰＩ制御に用いる制御ゲインを、少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々の回転速度に応じて変更することを特徴とする洗濯機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、洗い，濯ぎ及び脱水運転を行うための回転駆動力を発生させるモータについてトルク制御を行う制御手段を備えた洗濯機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、全自動洗濯機においては、洗い，濯ぎ運転や脱水運転を行う場合に撹拌翼（パルセータ）或いは回転槽を回転させるモータにはブラシレスＤＣモータを使用し、そのブラシレスＤＣモータをインバータ回路によって駆動する方式が広く採用されている。そして、モータの駆動条件に応じてトルクを制御する場合は、モータの印加電圧を増減させるようにしている。
【０００３】
図２１は、洗濯機用モータの制御系の一構成例を示すものである。制御系は例えばマイクロコンピュータなどで構成されており、機能ブロックとしては、ＰＩ制御部１，洗いパターン出力部２，ＵＶＷ変換部３，初期パターン出力部４，ＰＷＭ形成部５及び位置検知部６等を備えている。
【０００４】
ＰＷＭ形成部５より出力される各相のＰＷＭ信号は、モータ７を駆動するインバータ回路８に出力される。また、モータ７にはロータの位置検出を行うためのホールセンサ９が組み込まれており、ホールセンサ９は、三相のうち二相（Ｕ，Ｖ）分の位置検出を行って位置検出信号を位置検知部６に出力するようになっている。
【０００５】
ＰＩ制御部１は、洗濯機の運転制御を行う制御部（図示せず）より出力される脱水運転時の目標速度指令ωref と、位置検知部６より出力されるモータ７の検出速度ωとに基づいてモータ７の回転速度をＰＩ制御し、ＰＷＭ信号のデューティ指令と位相指令とをＵＶＷ変換部３に出力する。また、洗いパターン出力部２は、洗い運転時におけるデューティ指令と位相指令とを、ＰＩ制御部１に代わってＵＶＷ変換部３に出力するようになっている。
【０００６】
ＵＶＷ変換部３は、ＰＩ制御部１または洗いパターン出力部２より出力される指令をＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令に変換してＰＷＭ形成部５に出力する。また、初期パターン出力部４は、モータ７を停止状態から起動する場合に例えば１２０度通電パターンをＵＶＷ変換部３に代わってインバータ回路８に出力するようになっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の制御方式では以下のような問題があった。即ち、モータ７の回転速度は発生トルクに比例するが、上記構成のように印加電圧で制御を行うと発生トルクは電圧に比例しないため、目標速度指令ωref とモータ７の検出速度ωとに差が生じやすく制御が不安定になりがちである。また、洗い運転時はモータ７の速度変動が大きくなるため（例えば、０→１５０ｒｐｍまで０．２秒）ＰＩ制御を適用することができず、洗いパターン出力部２への切換えが必要であった。
【０００８】
また、インバータ回路８においてＩＧＢＴ等のスイッチング素子をスイッチングさせる場合には、上アーム側の素子と下アーム側の素子とが同時にオンして短絡電流が流れることを防止するために、スイッチング状態が切り替わる時に必ず両方の素子が同時にオフとなる期間，所謂デッドタイムを設けるようにしている。そのため、インバータ回路８よりモータ７の各相巻線に出力される電流波形は、デッドタイムを設けることで変調された波形となってしまう。
【０００９】
このデッドタイムは最低限の時間を確保する必要があるため、ＰＷＭ変調の搬送波周波数が高く設定される程出力電流波形に与える影響は相対的に大きくなる。例えば、デッドタイムに３μｓを確保するとオン時とオフ時とを合わせて６μｓとなるが、ＰＷＭ変調の搬送波周波数が５ｋＨｚ（周期２００ｍｓ）である場合の割合は３％であり、搬送波周波数が１６ｋＨｚ（周期６２．５μｓ）である場合の割合は１０％となる。一般に、洗濯機ではＰＷＭ変調波が可聴ノイズを発生することを抑制するため搬送波周波数を１０ｋＨｚ以上に設定することが多く、デッドタイムが出力電流波形に与える影響が大きくなることが回避し難い。
【００１０】
即ち、デッドタイムによる変調がインバータ回路８の出力電圧を歪ませて出力電流波形も歪むことになり、その歪みは発生トルクの変動をもたらす。従って、モータ７の回転に伴ってコギングトルクが発生し、騒音や振動の原因となるという問題があった。
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータのトルク制御をより高精度に行うことで、騒音や振動の発生を一層抑制することができる洗濯機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の洗濯機は、ダイレクトドライブ方式により、洗い，濯ぎ及び脱水運転を行うための回転駆動力を発生させる三相ブラシレスＤＣモータと、
このモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記モータをベクトル制御することで、当該モータの発生トルクが少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々について制御するトルク制御手段とを備える。
【００１３】
即ち、トルク制御手段がベクトル制御を行うことで、ｑ軸電流に比例させてモータのトルクを直接制御することができる。従って、従来のモータ制御よりも応答性を高めることができ、騒音や振動を低減することが可能となる。
【００１４】
この場合、モータを駆動するためのインバータ回路を備え、電流検出手段は、前記インバータ回路を構成する下アーム側の各相スイッチング素子と直列に接続される抵抗に流れる電流を検出するので、変流器などの高価な電流センサを用いることなく、安価な構成でモータに流れる電流を検出することができる。
【００１５】
また、電流検出手段は、三相のうち相電圧が最大レベルを示さない二相について電流を検出するので、二相の電流を検出すれば残りの一相についても推定することができ、インバータ回路を構成する下アーム側のスイッチング素子がオンしている期間の中間位相でＡ／Ｄ変換を行うので、相電流を確実にサンプリングすることができる。
【００１６】
ところで、電流を検出するためには、下アーム側のスイッチング素子をオンさせて抵抗に相電流を流す必要がある。そのため、三相のうち相電圧が最大レベルを示す相について電流を検出しようとすると、相電圧の最大値を低下させることになる。このようにモータの駆動電圧を低下させると巻線に流れる電流が増加するため、抵抗損失が増えて効率を悪化させることになる。そこで、三相のうち相電圧が最大レベルを示さない二相について電流を検出すれば相電圧の最大値が制限されなくなるため、モータの効率が向上する。
また、トルク制御手段の前段において、速度指令と電流検出手段によって検出された電流から得られるモータの回転速度とに基づいて、モータの速度をＰＩ制御する速度制御手段を備えるので、モータの負荷が変動しても所定の回転速度を得ることができるので洗浄力を安定させることができる。
そして、速度制御手段は、ＰＩ制御に用いる制御ゲインを少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々の回転速度に応じて変更する。即ち、洗い運転と脱水運転とではモータの駆動条件が大きく相違するため、制御ゲインを夫々の駆動条件に合わせて適切な値に設定すれば、振動の発生を有効に抑制することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を縦軸形の全自動洗濯機に適用した第１の実施例につき、図１ないし図１２を参照して説明する。
まず、図３は、全自動洗濯機１１の全体構成を示す縦断面図である。すなわち、全体として矩形状をなす外箱１２内には、水受槽１３が、４組（１組のみ図示）の防振機構１４を介して弾性支持されている。この場合、防振機構１４は、上端が外箱１２内において上方に係止された吊り棒１４ａと、その吊り棒１４ａの他端側に取り付けられた振動減衰用のダンパー１４ｂとを含んで構成されている。これらの防振機構１４を介して水受槽１３が弾性支持されることにより、洗濯運転時に発生する振動が外箱１２に極力伝達されないようにしている。
【００２５】
上記水受槽１３内には、洗濯槽兼脱水槽用の回転槽１５が配設されており、この回転槽１５の内底部には、撹拌体（パルセータ）１６が配設されている。上記回転槽１５は、槽本体１５ａと、この槽本体１５ａの内側に設けられた内筒１５ｂと、これらの上端部に設けられたバランスリング１５ｃとから構成されている。そして、この回転槽１５が回転されると、内部の水を回転遠心力により揚水して槽本体１５ａの上部の脱水孔１５ｄから水受槽１３内に放出するようになっている。
【００２６】
また、回転槽１５の底部には、通水口１７が形成されており、この通水口１７は、排水通路１７ａを通して排水口１８に連通されている。そして、排水口１８には、排水弁１９を備えた排水路２０が接続されている。従って、排水弁１９を閉塞した状態で回転槽１５内に給水すると、回転槽１５内に水が貯溜され、排水弁１９を開放すると、回転槽１５内の水は排水通路１７ａ、排水口１８および排水路２０を通じて排出されるようになっている。
【００２７】
水受槽１３の底部には、補助排水口１８ａが形成されており、この補助排水口１８ａは、図示しない連結ホースを介し前記排水弁１９をバイパスして前記排水路２０に接続され、前記回転槽１５が回転したときに、その上部から水受槽１３内に放出された水を排出するようになっている。
【００２８】
また、前記水受槽１３の外底部には、機構部ハウジング２１が取付けられており、この機構部ハウジング２１には、中空の槽軸２２が回転自在に設けられ、この槽軸２２には、回転槽１５が連結されている。また、槽軸２２の内部には、撹拌軸２３が回転自在に設けられており、この撹拌軸２３の上端部には、撹拌体１６が連結されている。そして、撹拌軸２３の下端部は、モータとしてのアウタロータ形のブラシレスモータ２４のロータ２４ａに連結されている。このブラシレスモータ２４は、洗い時には、撹拌体１６を直接正逆回転駆動するようになっている。
【００２９】
また、ブラシレスモータ２４は、脱水時には、図示しないクラッチにより槽軸１２と撹拌軸１３とが連結された状態で、回転槽１５および撹拌体１６を一方向に直接回転駆動するようになっている。従って、本実施例では、ブラシレスモータ２４の回転速度は、洗い時には撹拌体１６のそれと同一になり、脱水時には回転槽１５および撹拌体１６のそれと同一になる、いわゆる、ダイレクトドライブ方式が採用されている。
【００３０】
図１は、洗濯機１１の制御系の構成を示す機能ブロック図である。尚、図１において、（α，β）は、三相ブラシレスモータ２４の各相に対応する電機角１２０度間隔の三相（ＵＶＷ）座標系を直交変換した直交座標径を示し、（ｄ，ｑ）は、ブラシレスモータ２４のロータ２４ａの回転に伴って回転している２次磁束の座標系を示すものである。
【００３１】
減算器２５には、目標速度指令ωref が被減算値として、エスティメータ(Estimator) ２６によって検出されたブラシレスモータ２４の検出速度ωが減算値として与えられている。目標速度指令ωref は、洗濯機１１の運転全般を制御する制御用のマイクロコンピュータ（マイコン）４６より出力されるものである。そして、減算器２５の減算結果は、速度ＰＩ制御部２７に与えられている。
【００３２】
速度ＰＩ制御部２７は、目標速度指令ωref と検出速度ωとの差分量に基づいてＰＩ制御を行い、ｑ軸電流指令値Ｉqrefとｄ軸電流指令値Ｉdrefとを生成して減算器２８，２９に被減算値として夫々出力する。尚、洗いまたは濯ぎ運転時におけるｄ軸電流指令値Ｉdrefは“０”に設定され、脱水運転時には、弱め界磁制御を行うためｄ軸電流指令値Ｉdrefは所定値に設定される。減算器２８，２９には、αβ／ｄｑ変換部３０より出力されるｑ軸電流値Ｉｑ，ｄ軸電流値Ｉｄが減算値として夫々与えられており、減算結果は、電流ＰＩ制御部３１ｑ，３１ｄに夫々与えられている。
【００３３】
電流ＰＩ制御部３１ｑ，３１ｄは、ｑ軸電流指令値Ｉqrefとｄ軸電流指令値Ｉdrefとの差分量に基づいてＰＩ制御を行い、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成してｄｑ／αβ変換部３２に出力する。ｄｑ／αβ変換部３２には、エスティメータ２６によって検出されたブラシレスモータ２４における２次磁束の回転位相角（ロータ位置角）θが与えられており、その回転位相角θに基づいて電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを電圧指令値Ｖα，Ｖβに変換するようになっている。
【００３４】
ｄｑ／αβ変換部３２が出力する電圧指令値Ｖα，Ｖβは、αβ／ＵＶＷ変換部３３に与えられている。αβ／ＵＶＷ変換部３３は、電圧指令値Ｖα，Ｖβを三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して出力する。電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、切換えスイッチ３４ｕ，３４ｖ，３４ｗの一方の固定接点３４ｕａ，３４ｖａ，３４ｗａに与えられており、他方の固定接点３４ｕｂ，３４ｖｂ，３４ｗｂには、初期パターン出力部３５によって出力される起動用の電圧指令値Ｖus，Ｖvs，Ｖwsが与えられている。そして、切換えスイッチ３４ｕ，３４ｖ，３４ｗの可動接点３４ｕｃ，３４ｖｃ，３４ｗｃは、ＰＷＭ形成部３６の入力端子に接続されている。
【００３５】
ＰＷＭ形成部３６は、電圧指令値Ｖus，Ｖvs，Ｖwsに基づいて１６ｋＨｚの搬送波（三角波）を変調した各相のＰＷＭ信号Ｖup(+,-) ，Ｖvp(+,-) ，Ｖwp(+,-) をインバータ回路３７に出力するようになっている。ＰＷＭ信号Ｖup〜Ｖwpは、例えばモータ２４の各相巻線２４ｕ，２４ｖ，２４ｗ（図２参照）に正弦波状の電流が通電されるように正弦波に基づいた電圧振幅に対応するパルス幅の信号として出力される。
【００３６】
インバータ回路３７は、図２に示すように、６個のＩＧＢＴ（スイッチング素子）３８ａ〜３８ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、下アーム側のＩＧＢＴ３８ｄ，３８ｅのエミッタは、夫々電流検出用のシャント抵抗（電流検出手段）３９ｕ，３９ｖを介してグランドに接続されている。また、両者の共通接続点は、増幅・バイアス回路４０ｕ，４０ｖを介して図１に示すＡ／Ｄ変換部（電流検出手段）４１に接続されている。尚、シャント抵抗３９の抵抗値は０．１Ω程度である。
【００３７】
増幅・バイアス回路４０はオペアンプなどを含んで構成されており、シャント抵抗３９の端子電圧を増幅すると共にその増幅信号の出力範囲が正側に収まるように（例えば、０〜＋５Ｖ）バイアスを与えるようになっている。また、増幅・バイアス回路４０ｕ，４０ｖの出力端子は、ダイオード４２ｕ，４２ｖを介して過電流検知部４３の入力端子に共通に接続されている。
【００３８】
過電流検知部４３は、増幅・バイアス回路４０ｕ，４０ｖの出力信号レベルを参照して何れかの相に過電流が流れたことを検出すると、過電流検出信号を制御部４７（制御用マイコン４６と後述するＤＳＰ４５を含む）に出力してインバータ回路３７によるモータ２４の駆動を停止させるようになっている。尚、Ｗ相の電流に関しては、Ｕ，Ｖ相の電流に基づいて間接的に推定を行うことができる。
【００３９】
また、インバータ回路３７には、１００Ｖの交流電源４８を、ダイオードブリッジで構成される全波整流回路４９及び直列接続された２個のコンデンサ５０ａ，５０ｂにより倍電圧全波整流した約２８０Ｖの直流電圧が印加されるようになっている。
【００４０】
再び図１を参照して、Ａ／Ｄ変換部４１は、増幅・バイアス回路４０ｕ，４０ｖの出力信号をＡ／Ｄ変換した電流データＩｕ，ＩｖをＵＶＷ／αβ変換部４４に出力する。ＵＶＷ／αβ変換部４４は、電流データＩｕ，ＩｖからＷ相の電流データＩｗを推定し、三相の電流データＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗを（１）式に従って直交座標系の２軸電流データＩα，Ｉβに変換する。
【数１】
0004406185.tif 000002
そして、２軸電流データＩα，Ｉβをαβ／ｄｑ変換部３０に出力する。
【００４１】
αβ／ｄｑ変換部３０は、ベクトル制御時にはエスティメータ２６よりモータ２４のロータ位置角θを得ることで、（２）式に従って２軸電流データＩα，Ｉβを回転座標系（ｄ，ｑ）上のｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑに変換する。
【数２】
0004406185.tif 000003
そして、ｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑを前述したようにエスティメータ２６及び減算器２８，２９に出力するようになっている。
【００４２】
エスティメータ２６は、ｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑに基づいてロータ２４ａ位置角θ及び回転速度ωを推定し、各部に出力する。ここで、モータ２４は、起動時には初期パターン出力部３５によって直流励磁が行われてロータ２４ａの回転位置が初期化された後、起動パターンが印加され強制転流が行われる。この起動パターンの印加による強制転流時においては、位置角θは推定するまでもなく明らかである。そして、αβ／ｄｑ変換部３０は、ベクトル制御が開始される直前において初期パターン出力部３５より得られる位置角θinitを初期値として、電流値Ｉｄ，Ｉｑを演算して出力する。
【００４３】
ベクトル制御の開始以降は、エスティメータ２６が起動されてロータ２４ａ位置角θ及び回転速度ωが推定される。この場合、エスティメータ２６がαβ／ｄｑ変換部３０に出力するロータ位置角θn とすると、エスティメータ２６は、電流値Ｉｄ，Ｉｑに基づいてベクトル演算により推定したロータ位置角θn-1 とその一周期前に推定したロータ位置角θn-2 との相関に基づいてロータ位置角θn を推定するようになっている。
【００４４】
尚、以上の構成において、インバータ回路３７，増幅・バイアス回路４０，ダイオード４２及び過電流検知部４３を除く構成は、主にＤＳＰ（Digital Signal Processor，トルク制御手段）４５のソフトウエアによって実現されている機能である。そして、速度ＰＩ制御部２７による速度制御周期は１ｍ秒以下になるように設定されている。また、ＤＳＰ４５にベクトル制御を開始させたり目標速度指令ωref を与えることは、制御用マイコン４６によって行われる。
【００４５】
また、本実施例では、モータ２４を起動する場合、後述するように、ベクトル制御の開始前に従来構成と同様のＰＩ制御を一時的に行うようになっている。そのため、図２１に示す構成のＰＩ制御部１，ＵＶＷ変換部３を並列に備えており、実際には、ＵＶＷ変換部３より出力される電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについても切換えスイッチ３４部分で切り替えてＰＷＭ形成部３６に出力することができるようになっている。
【００４６】
次に、本実施例の作用について図４乃至図１２をも参照して説明する。図４は、主に制御用マイコン４６による概略的な制御内容を示すフローチャートである。制御用マイコン４６は、例えば洗い運転を開始させる場合に前述した起動処理を行う（ステップＳ１）。即ち、切替えスイッチ３４ｕ〜３４ｗの可動接点３４ｕｃ〜３４ｗｃを固定接点３４ｕｂ〜３４ｗｂに接続して初期パターン出力部３５により直流励磁を行わせ、ロータ２４ａの回転位置を初期化させてから電圧指令値Ｖus〜Ｖwsをインバータ回路３７に与えてモータ２４を強制転流させる（ステップＳ２）。すると、モータ２４は回転を開始し、回転速度は徐々に上昇して行く。
【００４７】
それから、制御用マイコン４６は、例えば、初期パターン出力部３５によって与えられる検知信号によりモータ２４の回転数が２０ｒｐｍに達したと判断すると（ステップＳ３，「ＹＥＳ」）、切替えスイッチ３４ｕ〜３４ｗの可動接点３４ｕｃ〜３４ｗｃを固定接点３４ｕａ〜３４ｗａに接続するように切り替えると共に目標速度指令ωref の出力を開始し、従来と同様の構成による電圧制御（ＰＩ制御）を行う（ステップＳ４）。即ち、回転速度が比較的低い領域では、ベクトル制御を高精度で行うことが困難となるからである。
【００４８】
続いて、制御用マイコン４６は、エスティメータ２６より与えられる回転速度ωを参照してモータ２４の回転数が６０ｒｐｍに達したと判断すると（ステップＳ５，「ＹＥＳ」）、ベクトル制御を開始させる（ステップＳ６）。その後は、運転停止の指示があるまで運転を継続する（ステップＳ７）。
【００４９】
以下、ステップＳ６以降におけるベクトル制御について処理の流れを説明する。ＰＷＭ形成部３６は、内部のアップダウンカウンタ（図示せず）のカウンタ出力によって１６ｋＨｚのＰＷＭ搬送波を生成しており、そのカウンタ値が“０”，即ち三角波の谷に達した時点で変換タイミング信号をＡ／Ｄ変換部４１に出力するようになっている（図５参照）。
【００５０】
図５に示すように、ＰＷＭ形成部３６は、αβ／ＵＶＷ変換部３３が出力する電圧指令値Ｖｕ〜ＶｗとＰＷＭ搬送波とのレベルを比較して、後者のレベルが前者を上回っている期間に上アーム側のＩＧＢＴ３８ａ〜３８ｃがオンするようにＰＷＭ信号Ｖup(+) 〜Ｖwp(+) を出力する。そして、下アーム側のＩＧＢＴ３８ｄ〜３８ｆは、上アーム側のＩＧＢＴ３８ａ〜３８ｃがオフしている期間にデッドタイムを挟んでオンされるようになっている。
【００５１】
また、図６には、モータ２４の相電流の反転ＩMINVとシャント抵抗３９に流れる電流ＩSR及び相電圧との関係を示す波形図である。即ち、電流ＩSRが流れる期間は、下アーム側のＩＧＢＴ３８がオンして相電圧が０Ｖを示す場合である。従って、三角波の谷は、下アーム側のＩＧＢＴ３８ｄ〜３８ｆがオンしている期間の中間位相を示すことになる。つまり、Ａ／Ｄ変換部４１が、ＰＷＭ形成部３６内部のカウンタ値“０”の時点でＡ／Ｄ変換を行うようにすれば、インバータ回路３７の下アーム側に流れる相電流を確実にサンプリングすることができる。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換部４１によりＡ／Ｄ変換された電流値Ｉｕ，Ｉｖは、推定された電流値Ｉｗと共にＵＶＷ／αβ変換部４４，αβ／ｄｑ変換部３０を介すことで２軸電流データＩα，Ｉβ，→Ｉｄ，Ｉｑに変換され、エスティメータ２６及び減算器２８，２９に出力され、エスティメータ２６によって位置角θ及び回転速度ωが推定される。尚、電流Ｉｑは、モータ２４の２次磁束の方向に対して垂直となる方向に流れる電流であり、トルクの発生に寄与する電流成分である。一方、電流Ｉｄは、２次磁束の方向に対して水平となる方向に流れる電流であり、トルクの発生には寄与しない電流成分である。
【００５３】
そして、速度ＰＩ制御部２７は、制御用マイコン４６より与えられる目標速度指令ωref と検出速度ωとの差分量に基づいてｑ軸，ｄ軸電流指令値Ｉqref，Ｉdrefを出力し、電流ＰＩ制御部３１ｑ，３１ｄは、指令値Ｉqref，Ｉdrefと検出された電流値Ｉｑ，Ｉｄとの差分に基づいて電圧指令値Ｖｑ，Ｖｄを出力する。
【００５４】
電圧指令値Ｖｑ，Ｖｄは、ｄｑ／αβ変換部３２，αβ／ＵＶＷ変換部３３を介して電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換されてＰＷＭ形成部３６に出力され、ＰＷＭ形成部３６がインバータ回路３７にＰＷＭ信号Ｖup〜Ｖwpを出力する。すると、モータ２４の各相巻線２４ｕ〜２４ｗに通電が行われる。
【００５５】
ここで、図７は、回転槽１５を２５０ｒｐｍで回転させた場合に回転速度が変動する状態を示すものであり、（ａ）は本実施例の構成による場合、（ｂ）は従来構成による場合を示す。円の直径方向は回転速度の大きさ（２５０ｒｐｍを中心として±３ｒｐｍ）を表し、周方向は回転槽１５の回転位置を表している。尚、（洗濯物＋水分）に相当する負荷として１６ｋｇのウエイトを回転槽１５内に配置している。また、回転槽１５の上端部，下端部には、夫々４００ｇ，３００ｇの流体バランサを配置している。
【００５６】
図７（ｂ）に示す従来構成の場合は、回転変動に回転角と連動した周期性を有しており、特定の回転位置について大きく偏るように回転変動が発生している（最大変動差は６ｒｐｍ程度）。これに対して、図７（ａ）に示す本実施例の構成による場合、回転速度は回転位置の全般に渡って略２５０ｒｐｍとなっている（最大変動差は１ｒｐｍ程度）。即ち、本実施例の構成により回転変動が効果的に抑制されていることが明らかである。
【００５７】
また、図８及び図９には、本実施例の構成と従来構成とにおける脱水運転開始時の回転槽１５の揺れ量（変位量）を示す。図８に示す本実施例の場合は、図９に示す従来構成の場合と比較してレベルの小さい揺れ量のピークが早い時間に発生して急速に収束している。即ち、回転速度の変動が少なくなったことで運転時に発生する振動を抑制することが可能となっている。また、図１０には、従来構成と本実施例の構成とが夫々発生させる騒音レベルを比較したものを示す。本実施例の構成によって騒音レベルが最大で２ｄＢ程度低減されている。
【００５８】
加えて、図１１には、本実施例の構成における洗い運転時の目標速度指令ωref とモータ２４の回転速度ωとを示し、図１２は、従来構成においてＰＩ制御部１が出力するデューティ指令Ｄｕｔｙとモータ７の回転速度ωとを示す。これらの図から明らかなように、本実施例の場合は、目標速度指令ωref に対する回転速度ωの追従が良好であり回転変動も少なく安定している。
【００５９】
以上のように本実施例によれば、全自動洗濯機１１において洗い，すすぎ及び脱水運転を行うための回転駆動力を発生させるモータ２４に流れる電流を、インバータ回路３７を構成するアーム側のＩＧＢＴ３８ｄ，３８ｆのエミッタ側に配置したシャント抵抗３９ｕ，３９ｖにより検出し、検出した電流Ｉｕ，Ｉｖに基づいてモータ２４をＤＳＰ４５によりベクトル制御すると共に制御周期１ｍ秒で速度制御を行い、発生トルクが洗い，すすぎ運転と脱水運転との夫々について最適となるように制御する構成とした。
【００６０】
即ち、ベクトル制御によりｑ軸電流に比例させてモータ２４のトルクを直接制御することができるので、従来の制御方式よりも応答性を高めて運転時に発生しようとする周期の短い振動成分を効果的に抑制でき、騒音や振動を効果的に低減することが可能となる。従って、洗濯機１１の外箱を小形に構成することができ、また、モータ２４の無駄な駆動力を減らすことによって省エネルギ効果を得ることもでき、洗浄力を向上させることが可能である。
【００６１】
また、電流検出をシャント抵抗３９ｕ，３９ｖを用いて行うので、変流器などの高価な電流センサを用いることなく、安価な構成でモータに流れる電流を検出することができる。そして、三相のうち何れか二相（Ｕ，Ｖ）の電流を検出し残り一相の電流を推定により求めたので、構成をより簡単にすることができる。
【００６２】
更に、本実施例によれば、ＤＳＰ４５の内部で実質的にトルク制御を行うｄｑ／αβ変換部３２の前段で、速度ＰＩ制御部２７により目標速度指令ωref と回転速度ωとに基づきモータ２４の速度をＰＩ制御するので、モータ２４の負荷が変動しても所定の回転速度を得ることができ、洗浄力を安定させることができる。そして、電流ＰＩ制御部３１ｑ，３１ｄは電流についてもＰＩ制御を行い、ｄｑ／αβ変換部３２に対してｑ軸及びｄ軸電圧指令値Ｖｑ，Ｖｄを出力するので、所定の回転速度を得るために必要なトルクを適切に得ることができる。また、本実施例によれば、モータ２４の回転速度が６０ｒｐｍまで上昇した時点からベクトル制御を開始するので、ベクトル制御を高精度で安定して行うことができる。
【００６３】
加えて、増幅・バイアス回路４０ｕ，４０ｖの出力側に配置した過電流検知部４３がモータ２４の巻線２４ｕ〜２４ｗに流れる過電流を検出すると、制御用マイコン４６に検出信号を出力してモータ２４の駆動制御を停止するようにしたので、モータ２４の少なくとも一相に短絡が発生した場合でも過電流を検出して安全を図ることができる。
【００６４】
図１３乃至図１６は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例の構成では、電流検出用としてＷ相用のシャント抵抗３９ｗ及び増幅・バイアス回路４０ｗが追加されており、三相全てについて電流検出を行うようになっている。また、ダイオード４２ｕ，４２ｖは取り除かれて、過電流検知部４３は各相に対応して３つ（４３ｕ，４３ｖ，４３ｗ）配置されている。そして、それら３つの過電流検知部４３ｕ，４３ｖ，４３ｗの出力端子は共通に接続されており、制御部４７Ａの入力ポートに接続されている。
【００６５】
この場合、例えば過電流検出信号をロウアクティブとして、過電流検知部４３ｕ，４３ｖ，４３ｗの出力部分をオープンドレイン構成としている。また、制御部４７ＡのＡ／Ｄ変換部（電流検出手段）４１Ａは、図１４に示すように、内部に２チャンネル分のコンバータ４１Ａ（１），４１Ａ（２）を備えており、三相の電流入力に対してそれら２チャンネルを切り替えて接続し、対応するように構成されている。コンバータ４１Ａ（１），４１Ａ（２）の切替えは、ＰＷＭ形成部３６より出力されるＰＷＭ信号の通電位相角（電気角）に基づいて行われるようになっている。その他の構成については第１実施例と同様である。
【００６６】
次に、第２実施例の作用について図１５及び図１６をも参照して説明する。図１５は、モータ２４に二相変調波通電を行った場合、各相巻線に現れる相電圧Ｖmu，Ｖmv，Ｖmwと、Ａ／Ｄ変換部４１Ａにおける各相電流の検出タイミングを示すものである。例えば、電気角（π／６）から（５π／６）の位相区間はＵ相電圧がＶ，Ｗ相電圧よりも高くなり最大レベルを示す区間であり、当該区間ではコンバータ４１Ａ（１），４１Ａ（２）によってＶ，Ｗ相電流を検出する。即ち、Ｖ，Ｗ相の下アーム側ＩＧＢＴ３９ｅ，３９ｆがオンするタイミングで電流検出を行う。
【００６７】
それに続く電気角（５π／６）から（３π／２）の位相区間はＶ相電圧がＵ，Ｗ相電圧よりも高くなる区間であり、当該区間ではコンバータ４１Ａ（１），４１Ａ（２）によってＵ，Ｗ相電流を検出し、電気角（３π／２）から（２π＋π／６）の位相区間はＷ相電圧がＵ，Ｖ相電圧よりも高くなる区間であり、当該区間ではＵ，Ｖ相電流を検出するように切替えを行う。
【００６８】
即ち、電流を検出するためには、下アーム側のＩＧＢＴ３８をオンさせて抵抗３９に相電流を流す必要がある。そのため、三相のうち相電圧が最大レベルを示す相について電流を検出しようとすると相電圧の最大値を低下させることになりモータ２４の巻線に流れる電流が増加するため、抵抗損失が増えて効率を悪化させることになる。図１６には、モータ２４の最大出力電圧（相電圧）と消費電力との関係を示す。
【００６９】
例えば、最大レベルを示す相について電流を検出する場合には、インバータ回路３７の駆動電圧が２８０Ｖ程度である場合は印加電圧を２５０Ｖ程度に制限する必要があった。そこで、三相のうち相電圧が最大レベルを示さない二相について電流を検出すれば相電圧の最大値が制限されなくなるため、モータ２４の効率が向上する。
【００７０】
以上のように構成した第２実施例によれば、Ａ／Ｄ変換部４１Ａは、通電電気角に基づいて、三相のうち相電圧が最大レベルを示さない二相について電流を検出するので、相電圧が最大レベルを示す区間では下アーム側のＩＧＢＴ３８をオンすることなくＰＷＭ信号のデューティを１００％に設定できるので、モータ２４の効率を向上させることができる。インバータ回路３７の駆動電圧が２８０Ｖ程度である場合は、消費電力を約１５Ｗ低減することができる。
尚、三相変調波による正弦波通電を行う場合でも、同様に適用することができる。
【００７１】
図１７は本発明の第３実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分についてのみ説明する。第３実施例では、インバータ回路３７の下アーム側に接続されているシャント抵抗が各相毎に２個直列に接続されている。即ち、Ｕ相については抵抗３９ｕａ及び３９ｕｂ，Ｖ相については抵抗３９ｖａ及び３９ｖｂ，Ｗ相については抵抗３９ｗａ及び３９ｗｂが配置されている。
【００７２】
そして、ＩＧＢＴ３８ｄ，３８ｅ，３８ｆのエミッタと抵抗３９ｕａ，３９ｖａ，３９ｗａとの共通接続点には、増幅・バイアス回路４０ｕａ，４０ｖａ，４０ｗａの入力端子が接続されており、各抵抗の直列回路の共通接続点には、増幅・バイアス回路４０ｕｂ，４０ｖｂ，４０ｗｂの入力端子が接続されている。そして、各増幅・バイアス回路４０の出力端子は、制御部（電流検出手段）４７Ｂの入力ポートに接続されている。
【００７３】
次に、第３実施例の作用について説明する。洗濯機１１の運転態様に応じてモータ２４にかかる負荷は変動し巻線に流れる電流量は増減するが、その電流量が比較的大きくなる運転時には抵抗３９ｕｂ，３９ｖｂ，３９ｗｂ側で電流検出を行い、電流量が比較的小さくなる運転時には抵抗３９ｕａ，３９ｖａ，３９ｗａ側で電流検出を行うようにする。
【００７４】
以上のように構成された第３実施例によれば、制御部４７Ｂは、モータ２４の巻線に流れる電流量に応じて検出用抵抗の抵抗値を切り替えるので、負荷変動が大きい洗濯機１１に用いる場合でも、電流検出を常に精度良く行うことができる。
【００７５】
図１８乃至図２０は本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例では、シャント抵抗３９ｕ，３９ｖ，３９ｗは取り除かれている。そして、インバータ回路３７の出力端子３７ｖ，３７ｗとモータ２４の巻線２４ｖ，２４ｗとの間には、シャント抵抗５１ｖ，５１ｗが夫々介挿されている。これらのシャント抵抗５１ｖ，５１ｗの両端には、電流検出ＩＣ５２ｖ，５２ｗの入力端子が接続されている。
【００７６】
電流検出ＩＣ５２ｖ，５２ｗは、例えばInternational Rectifier 社のＩＲ２１７１などであり、図１９に示すようにシャント抵抗５１ｖ，５１ｗの端子電圧に応じたＰＷＭ信号を４０ｋＨｚの搬送波で制御部４７Ｃに出力するようになっている。即ち、入力端子Ｖin+ 〜Ｖin- 間の電位差が±２６０ｍＶのレンジで変化すると、ＰＷＭ信号のデューティ比は９３％〜７％のレンジで変化して出力されるようになっている。電流検出ＩＣ５２ｖ，５２ｗによって出力されるＰＷＭ信号は、制御部４７Ｃの入力ポートに与えられている。
【００７７】
次に、第４実施例の作用について図２０をも参照して説明する。図２０（ａ）は、電流検出ＩＣ５２が出力するＰＷＭ信号波形及び制御部４７Ｃ内部のＤＳＰが備えているカウンタ（何れも図示せず）のカウンタ値の変化を示し、図２０（ｂ）は、前記ＤＳＰによって実行される処理の流れを示すフローチャートである。ＤＳＰには、電流検出ＩＣ５２ｖ，５２ｗによって出力されるＰＷＭ信号の立下がりエッジによって割り込みがかかり、図２０のフローチャート（サブルーチンXINTxSVR）が実行されるようになっている。
【００７８】
図２０（ａ）に示すように、カウンタのカウンタ値は、ＰＷＭ信号の立上がり，立下がりのタイミングで、キャプチャユニットCAPxFIFO(old) ，CAPxFIFO(new) によって夫々ラッチされるようになっている。そして、ＤＳＰは、図２０（ｂ）の処理を開始すると、それら２つのキャプチャユニットCAPxFIFO(old) ，CAPxFIFO(new) にラッチされているデータをレジスタＡＲ５，ＡＲ６に読み込む（ステップＤ１）。
【００７９】
次に、ＤＳＰは、ＰＷＭ信号のオフ期間IxDelta1を計算する（ステップＤ２）。この場合、レジスタＡＲ５の値を変数IxTime1 に代入し、オフ期間IxDelta1を次式によって計算する。
IxDelta1＝IxTime1 −IxTime2                 …（３）
ここで、IxTime2 は、１つ前の周期におけるＰＷＭ信号の立下がりタイミングでのカウンタ値が、次に述べるステップＤ３で代入されている。
【００８０】
続いて、ＤＳＰは、ＰＷＭ信号のオン期間IxDelta2を計算する（ステップＤ３）。この場合、レジスタＡＲ６の値を変数IxTime2 に代入し、オン期間IxDelta2を次式によって計算する。
IxDelta2＝IxTime2 −IxTime1                 …（４）
そして、ＤＳＰは、電流値Ixを計算する（ステップＤ４）。電流値Ixは、オン期間IxDelta2を、オフ期間IxDelta1とオン期間IxDelta2との和で除したもので求められる。即ち、
Ix＝IxDelta2／（IxDelta1＋IxDelta2）        …（５）
【００８１】
以上のように第４実施例によれば、インバータ回路３７の出力端子３７ｖ，３７ｗとモータ２４の巻線２４ｖ，２４ｗとの間にシャント抵抗５１ｖ，５１ｗを介挿し、これらのシャント抵抗５１ｖ，５１ｗの両端に電流検出ＩＣ５２ｖ，５２ｗを接続して、これらの電流検出ＩＣ５２ｖ，５２ｗより出力されるＰＷＭ信号に基づいて電流を検出するので、第１または第２実施例と同様の効果が得られる。
【００８２】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
ベクトル制御は、少なくとも洗い運転と脱水運転とについてのみ行うようにすれば良い。
速度制御の制御周期は１ｍ秒に限ることなく、５０ｍ秒以内の範囲で適宜設定すれば騒音や振動を抑制する効果を十分に得ることができる。
更に、速度ＰＩ制御に用いる制御ゲインをモータ２４の回転速度に応じて変更するように構成しても良い。例えば、モータ２４の回転速度が回転槽１５などを中心とする振動系の固有振動数付近に達する場合に、制御ゲインの値がより大きくなるように設定してＰＩ制御がより強く作用するようにすれば、振動の発生を有効に抑制することができる。
この場合、速度ＰＩ制御に用いる制御ゲインを、少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々の場合に変更するように構成しても良い。即ち、洗い運転と脱水運転とではモータ２４の駆動条件が大きく相違するため、制御ゲインを夫々の駆動条件に合わせて適切な値に設定すれば振動の発生を有効に抑制できる。
【００８３】
モータの電流検出は、カレントトランスを用いて行っても良い。
第３実施例で、電流検出用の抵抗は、３個以上を直列に接続しても良い。
第４実施例において、第３実施例と同様に複数のシャント抵抗を直列に接続し、電流検出ＩＣを抵抗数分だけ用意して、電流量の大きさに応じて検出点を切替えるように構成しても良い。
【００８４】
【発明の効果】
本発明の洗濯機によれば、トルク制御手段は、ダイレクトドライブ方式により洗い，濯ぎ及び脱水運転を行うための回転駆動力を発生させる三相ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出し、その検出電流に基づいてモータをベクトル制御することで、当該モータの発生トルクが少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々について制御するので、ｑ軸電流に比例させてモータのトルクを直接制御することができる。従って、従来のモータ制御よりも応答性を高めることができ、騒音や振動を低減することが可能となる。そして、洗濯機の外箱を小形に構成することができ、また、モータの無駄な駆動力を減らすことによって省エネルギ効果を得ることもでき、洗浄力を向上させることも可能である。
また、電流検出手段は、インバータ回路を構成する下アーム側の各相スイッチング素子と直列に接続される抵抗に流れる電流を、三相のうち相電圧が最大レベルを示さない二相について検出するので、変流器などの高価な電流センサを用いることなく、安価な構成でモータに流れる電流を検出することができ、モータの効率が向上する。加えて、インバータ回路を構成する下アーム側のスイッチング素子がオンしている期間の中間位相でＡ／Ｄ変換を行うので、相電流を確実にサンプリングすることができる。
また、トルク制御手段の前段において、速度制御手段がモータの速度をＰＩ制御し、その制御ゲインを少なくとも洗い運転と脱水運転との夫々の回転速度に応じて変更するので、モータの負荷が変動しても所定の回転速度を得ることができるので洗浄力を安定させることができると共に、振動の発生を有効に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、全自動洗濯機の制御系の構成を示す機能ブロック図
【図２】インバータ回路を中心とする詳細な電気的構成を示す図
【図３】全自動洗濯機の全体構成を示す縦断面図
【図４】主に制御用マイコンによる概略的な制御内容を示すフローチャート
【図５】ＰＷＭ搬送波と上アーム側，下アーム側のゲート信号の波形を示す図
【図６】モータの相電流の反転ＩMINVとシャント抵抗に流れる電流ＩSR及び相電圧との関係を示す波形図
【図７】回転槽を２５０ｒｐｍで回転させた場合に回転速度が変動する状態を示すものであり、（ａ）は本実施例の構成による場合、（ｂ）は従来構成による場合を示す図
【図８】脱水運転開始時の回転槽の揺れ量（変位量）を示す図（本実施例）
【図９】図８相当図（従来構成）
【図１０】従来構成と本実施例の構成とが夫々発生させる騒音レベルを比較した図
【図１１】洗い運転時の目標速度指令ωref とモータの回転速度ωとを示す図
【図１２】従来構成においてＰＩ制御部が出力するデューティ指令Ｄｕｔｙとモータの回転速度ωとを示す図
【図１３】本発明の第２実施例を示す図２相当図
【図１４】Ａ／Ｄ変換部が２チャンネルのコンバータに対する入力を切り替える状態を示す図
【図１５】モータの相電圧と各相電流の検出を行うタイミングを示す図
【図１６】モータの最大出力電圧（相電圧）と消費電力との関係を示す図
【図１７】本発明の第３実施例を示す図２相当図
【図１８】本発明の第４実施例を示す図２相当図
【図１９】電流検出ＩＣが出力するＰＷＭ信号波形を示す図
【図２０】（ａ）は電流検出ＩＣが出力するＰＷＭ信号波形及び制御部内のＤＳＰが備えるカウンタのカウンタ値の変化を示す図であり、（ｂ）はＤＳＰが行う計算処理のフローチャート
【図２１】従来技術を示す図１相当図
【符号の説明】
１１は全自動洗濯機、２４はブラシレスモータ、２７は速度ＰＩ制御部（速度制御手段）、３７はインバータ回路、３８ａ〜３８ｆはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３９ｕ，３９ｖ，３９ｗはシャント抵抗（電流検出手段）、４１，４１ＡはＡ／Ｄ変換部（電流検出手段）、４５はＤＳＰ（トルク制御手段）、４７Ｂは制御部（電流検出手段）、５２ｖ，５２ｗは電流検出ＩＣを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
0004406185.tif 000021
【図１９】
0004406185.tif 000022
【図２０】
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【図２１】
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