(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波散乱体の流れをイメージングするシステムにおいて、
多数のトランスデューサ素子を含んでいる超音波トランスデューサ・アレイと、
前記トランスデューサ・アレイに結合されていて、第１及び第３の送信ファイヤリング時に第１のコード化パルス・シーケンスにより、また第２および第４の送信ファイヤリング時に第２のコード化パルス・シーケンスにより、送信開口を形成する１組の選択されたトランスデューサ素子をパルス駆動する送信手段であって、前記第１乃至第４の送信ファイヤリングが実質的に同じ送信焦点位置に集束されており、前記第１のコード化パルス・シーケンスが基本パルス・シーケンスとコンボリューションされた第１の送信コードの関数であり、前記第２のコード化パルス・シーケンスが前記基本パルス・シーケンスとコンボリューションされた第２の送信コードの関数であり、前記第１および第２の送信コードが相補的である送信手段と、
前記トランスデューサ・アレイに結合されていて、前記第１乃至第４の送信ファイヤリングの後に第１乃至第４のビーム加算された信号サンプルをそれぞれ収集する収集手段と、
前記第１の送信コードに整合する第１のセットのフィルタ係数を使用して前記第１および第３のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第１および第３の部分的にデコードされた信号サンプルを形成すると共に、前記第２の送信コードに整合する第２のセットのフィルタ係数を使用して前記第２および第４のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第２および第４の部分的にデコードされた信号サンプルを形成する整合フィルタリング手段と、
前記第１乃至第４の部分的にデコードされた信号サンプルから第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルを形成する信号形成手段と、
少なくとも前記第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルから所定の間隔で信号サンプルを除去することにより、サンプル数が低減された信号サンプルを形成するデシメータと、
前記サンプル数が低減された信号サンプルの関数として流れパラメータを推定して、流れ画像信号を形成する推定手段と、
前記流れ画像信号の関数である画像を表示する表示手段とを有していることを特徴とする、超音波散乱体の流れをイメージングするシステム。
【請求項２】
前記送信手段が、第５の送信ファイヤリング時に前記第１のコード化パルスシーケンスにより、また第６の送信ファイヤリング時に前記第２のコード化パルス・シーケンスにより、前記送信開口を形成する前記１組の選択されたトランスデューサ素子をパルス駆動し、前記第５および第６の送信ファイヤリングが実質的に前記同じ送信焦点位置に集束されており、前記収集手段が、前記第５および第６の送信ファイヤリングの後に、第５および第６のビーム加算された信号サンプルを形成し、前記整合フィルタリング手段が、前記第１のセットのフィルタ係数を使用して前記第５のビーム加算された信号サンプルをフィルタリングして、第５の部分的にデコードされた信号サンプルを形成すると共に、前記第２のセットのフィルタ係数を使用して前記第６のビーム加算された信号サンプルをフィルタリングして、第６の部分的にデコードされた信号サンプルを形成し、前記信号形成手段が、前記第３乃至第６の部分的にデコードされた信号サンプルから第２のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルを形成し、前記推定手段が、少なくとも前記第１および第２のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルの関数として前記流れパラメータを推定して、前記流れ画像信号を形成すること、を特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記流れパラメータがパワー、速度又は分散である請求項１又は２に記載のシステム。
【請求項４】
前記信号形成手段が、前記第１および第２の部分的にデコードされた信号をベクトル加算して第１のパルス圧縮された信号サンプルを形成し且つ前記第３および第４の部分的にデコードされた信号サンプルをベクトル加算して第２のパルス圧縮された信号サンプルを形成する手段と、前記第１および第２のパルス圧縮された信号サンプルを高域通過フィルタリングして前記第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号を形成する手段とを有している請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記信号形成手段がフィルタ係数［１，１，−１，−１］を有している一般化ウォール・フィルタで構成されている請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
前記第１および第２の送信コードがゴレイ・コード対を形成する請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
超音波散乱体の流れをイメージングするシステムが各工程を実行することにより前記システムが超音波散乱体をイメージングする方法において、
基本パルス・シーケンスとコンボリューションされた第１の送信コードの関数である第１のコード化パルス・シーケンスを作成すると共に、前記基本パルス・シーケンスとコンボリューションされた第２の送信コードの関数である第２のコード化パルス・シーケンスを作成する工程であって、前記第１および第２の送信コードが相補的である工程と、
第１の送信ファイヤリング時に前記第１のコード化パルス・シーケンスにより、また第２の送信ファイヤリング時に前記第２のコード化パルス・シーケンスにより、更に第３の送信ファイヤリング時に前記第１のコード化パルス・シーケンスにより、また更に第４の送信ファイヤリング時に前記第２のコード化パルス・シーケンスにより、トランスデューサ素子をパルス駆動する工程であって、前記第１乃至第４の送信ファイヤリングが実質的に同じ送信焦点位置に集束されている工程と、
前記第１乃至第４の送信ファイヤリングの後に、トランスデューサ素子が受信した第１乃至第４のセットのエコー信号からそれぞれ導出される第１乃至第４のビーム加算された信号サンプルを形成する工程と、
前記第１の送信コードに整合する第１のセットのフィルタ係数を使用して前記第１および第３のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第１および第３の部分的にデコードされた信号サンプルをそれぞれ形成する工程と、
前記第２の送信コードに整合する第２のセットのフィルタ係数を使用して前記第２および第４のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第２および第４の部分的にデコードされた信号サンプルをそれぞれ形成する工程と
、前記第１および第２の部分的にデコードされた信号サンプルをベクトル加算して、第１のパルス圧縮された信号サンプルを形成する工程と、
前記第３および第４の部分的にデコードされた信号サンプルをベクトル加算して、第２のパルス圧縮された信号サンプルを形成する工程と、
前記第１および第２のパルス圧縮された信号サンプルを高域通過フィルタリングして、第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルを形成する工程と、
少なくとも前記第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルから所定の間隔で信号サンプルをデシメータにより除去することにより、サンプル数が低減された信号サンプルを形成する工程と、
前記サンプル数が低減された信号サンプルの関数として流れパラメータを推定して、流れ画像信号を形成する工程と、
前記流れ画像信号の関数である画像を表示する工程と
を有していることを特徴とする、超音波散乱体をイメージングする方法。
【請求項８】
前記第１および第３の送信ファイヤリングがパルス繰返し間隔だけ離れており、前記第２および第４の送信ファイヤリングが前記パルス繰返し間隔だけ離れており、前記第１および第２の送信ファイヤリングが前記パルス繰返し間隔よりも短い往復移動時間だけ離れている請求項７に記載の方法。
【請求項９】
更に、第５の送信ファイヤリング時に前記第１のコード化パルス・シーケンスにより、また第６の送信ファイヤリング時に前記第２のコード化パルス・シーケンスにより、トランスデューサ素子をパルス駆動する工程であって、前記第５および第６の送信ファイヤリングが前記送信焦点位置に集束されている工程と、
前記第５および第６の送信ファイヤリングの後に、前記トランスデューサ素子が受信した第５および第６のセットのエコー信号から導出される第５および第６のビーム加算された信号サンプルを形成する工程と、
前記第１のセットのフィルタ係数を使用して前記第５のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第５の部分的にデコードされた信号サンプルを形成する工程と、
前記第２のセットのフィルタ係数を使用して前記第６のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第６の部分的にデコードされた信号サンプルを形成する工程と、
前記第５および第６の部分的にデコードされた信号サンプルをベクトル加算して、第３のパルス圧縮された信号サンプルを形成する工程と、
前記第２および第３のパルス圧縮された信号サンプルを高域通過フィルタリングして、第２のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルを形成する工程と、
少なくとも前記第１および第２のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルの関数として流れパラメータを推定して、前記流れ画像信号を形成する工程と、
を含んでいる請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記流れパラメータがパワー、速度又は分散である請求項７又は８に記載の方法。
【請求項１１】
前記第１および第２の送信コードがゴレイ・コード対を形成する請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
超音波散乱体の流れをイメージングするシステムにおいて、
多数のトランスデューサ素子を含んでいる超音波トランスデューサ・アレイと、
前記トランスデューサ・アレイに結合されていて、第１及び第３の送信ファイヤリング時に第１のコード化パルス・シーケンスにより、また第２および第４の送信ファイヤリング時に第２のコード化パルス・シーケンスにより、送信開口を形成する１組の選択されたトランスデューサ素子をパルス駆動する送信手段であって、前記第１乃至第４の送信ファイヤリングが実質的に同じ送信焦点位置に集束されており、前記第１のコード化パルス・シーケンスが基本パルス・シーケンスとコンボリューションされた第１の送信コードの関数であり、前記第２のコード化パルス・シーケンスが前記基本パルス・シーケンスとコンボリューションされた第２の送信コードの関数であり、前記第１および第２の送信コードが相補的である送信手段と、
前記トランスデューサ・アレイに結合されていて、前記第１乃至第４の送信ファイヤリングの後に第１乃至第４のビーム加算された信号サンプルをそれぞれ収集する収集手段と、
前記第１乃至第４のビーム加算された信号サンプルを復調して第１乃至第４の復調された信号サンプルをそれぞれ形成する手段と、
前記第１の送信コードに整合する第１のセットのフィルタ係数を使用して前記第１および第３のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第１および第３の部分的にデコードされた信号サンプルを形成すると共に、前記第２の送信コードに整合する第２のセットのフィルタ係数を使用して前記第２および第４のビーム加算された信号サンプルを整合フィルタリングして、第２および第４の部分的にデコードされた信号サンプルを形成する整合フィルタリング手段と、
前記第１乃至第４の部分的にデコードされた信号サンプルから第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルを形成する信号形成手段と、
少なくとも前記第１のウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号サンプルから所定の間隔で信号サンプルを除去することにより、サンプル数が低減された信号サンプルを形成するデシメータと、
前記サンプル数が低減された信号サンプルの関数として流れパラメータを推定して、流れ画像信号を形成する推定手段と、前記流れ画像信号の関数である画像を表示する表示手段とを有していることを特徴とする、超音波散乱体の流れをイメージングするシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、流体の流れの場の超音波カラー流れドップラ・イメージングに関する。具体的には、本発明は、人体内を流れる血液から反射された超音波エコーのドップラ・シフトを検出することによって、流動する血液をイメージングするたの方法および装置に関する。
【０００２】
【発明の背景】
ドプラ効果に基づいて血流を検出する超音波スキャナは、広く知られている。これらのシステムは、超音波トランスデューサ・アレイを駆動して、物体内に超音波を送信すると共に物体から後方散乱された超音波エコーを受信することにより動作する。血流の特性の測定では、反射した超音波を周波数基準と比較して、血球のような流動する散乱体によって反射波に付与された周波数シフトを決定する。この周波数シフト（すなわち、位相シフト）が、血流の速度に変換される。血液の速度を算出するためには、特定のレンジ（距離）ゲートにおいてファイヤリング(firing：発射)毎に位相シフトを測定する。
【０００３】
後方散乱された超音波の周波数の変化すなわちシフトは、血液がトランスジューサの方へ向かって流れているときは増大し、血液がトランスジューサから遠ざかるように流れているときは減少する。カラー流れ画像は、血液のような移動する部材の速度のカラー画像を、Ｂモードの白黒の解剖学的画像の上に重畳する事によって作成される。典型的には、カラー流れモードでは、数百の隣接するサンプル・ボリュームが同時に表示され、それらの全てはＢモード画像上に重畳され、また各々のサンプル・ボリュームの速度を表すためにカラー・コード化される。
【０００４】
標準的なカラー流れ処理では、「ウォール・フィルタ」として知られている高域通過フィルタが、カラー流れ推定を行う前にデータに適用される。このフィルタの目的は、関心のある血液の流れを囲む組織によって発生される信号成分を除去することである。これらの信号成分が除去されないと、得られる速度推定値が血液の流れおよび組織からの速度を組み合わせたものになる。組織からの後方散乱成分は血液からの成分よりも多数倍大きく、そのため速度推定値は血液の流れよりもむしろ組織を表す可能性が大きい。流れの速度を得るために、組織からの信号はフィルタリングして除去することが必要である。
【０００５】
従来の超音波イメージング・システムのカラー流れモードでは、超音波トランスジューサ・アレイを作動して、同じ送信特性を持ち、同じ焦点位置に集束される一連の多サイクル（典型的には、４〜８サイクル）トーン・バーストが送信される。これらのトーン・バーストは、或るパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）でファイヤリング（発射）される。ＰＲＦは典型的にはキロヘルツの範囲内にある。同じ送信焦点位置に集束される一連の送信ファイヤリングは「パケット」と呼ばれている。各々の送信ビームは、走査対象の物体内を伝搬して、血球のような超音波散乱体によって反射される。反射信号はトランスジューサ・アレイの素子によって検出され、次いでビームフォーマによって受信ビームに形成される。
【０００６】
例えば、伝統的なカラー・ファイヤリング・シーケンスは同じ位置に沿った一連のファイヤリング（例えば、トーン・バースト）であり、これらのファイヤリングはそれぞれの受信信号Ｆ1 Ｆ2 Ｆ3 Ｆ4 ....ＦM を発生する。ここで、Ｆi はｉ番目のファイヤリングでの受信信号であり、Ｍはパケット内のファイヤリングの数である。これらの受信信号はコーナー・ターナー(corner turner) メモリに装入され、高域通過フィルタ（ウォール・フィルタ）が複数のファイヤリングにわたる各々のダウン・レンジ(down range)位置に適用され、すなわちスロー・タイム(slow time) で適用される。最も簡単な場合の（１，−１）ウォール・フィルタでは、各々のレンジ点をフィルタリングすることにより、それぞれの差信号（Ｆ1 −Ｆ2 ）（Ｆ2 −Ｆ3 ）（Ｆ3 −Ｆ4 ）....（ＦM-1 −ＦM ）が作成され、これらの差はカラー流速推定器に入力される。
【０００７】
ドプラ超音波の主な利点の１つは、この方法が血管内の血流の非侵襲的且つ定量的な測定を行えることである。超音波照射（insonifying ）ビームと流れ軸との間の角度をθとすると、速度ベクトルの大きさを下記の標準的なドプラ方程式によって決定することができる。
ｖ＝ｃｆd ／（２ｆ0 cos θ）                                （１）
ここで、ｃは血液中での音速であり、ｆ0 は送信周波数であり、ｆd は後方散乱された超音波の動きにより誘起されたドプラ周波数シフトである。
【０００８】
血液は非常に低い後方散乱係数を有しているので、医用超音波カラー流れイメージングでは、信号対雑音比（ＳＮＲ）および分解能を最適にすることによって流れの視覚化を改善することが望ましい。送信信号のピーク・パワーは増大できないが平均パワーは増大できる場合において、レーダ技術で知られているコード化励起が使用される。これはしばしば医用超音波イメージングにおいて当てはまり、その場合、システムの設計上の制限により、トランスジューサを駆動する信号のピーク振幅が定められる。コード化励起は、より長いパルスを送信することによって信号対雑音比（ＳＮＲ）を増大させるため及び／又はデコードされたパルスをより短くすることによって分解能を増大させるために使用することが出来る。
【０００９】
医用超音波イメージングでは、チャープのような一層長い信号を使用することにより、一層大きい平均パワー値を送り出すことができ、また反射信号を整合フィルタと相関させることにより時間分解能が回復される。しかし、チャープは電子回路の複雑さのためにフェーズド・アレイ超音波システムで具現するのに高価であり、そのため、二値コード、すなわち＋１，−１または０に等しい一連のディジットとしてディジタル的に容易に表すことの出来るコードがより実用的である。二値コードはまた、それらが所与のピーク振幅およびパルス持続時間に殆どのエネルギを含んでいるので好ましい。二値コードに伴う問題は、相関処理で作成されるサイドローブが一般に画像を劣化させることである。
【００１０】
相補的な１セット（組）の送信コード、例えばゴレイ（Ｇｏｌａｙ）コードを使用して、許容可能なサイドローブ・レベルを生じさせることが出来る。１セット（組）の相補的コード化波形により信号が発生され、これらの信号は、自己相関及び加算の後に、１つのコード・シーケンスの自己相関によって作成されるサイドローブ・レベルが相補的シーケンスのものに対して大きさが等しく且つ符号（サイン）が反対であることにより、レンジの短いパルスを生じる。
【００１１】
これらの考えをカラー流れ処理にも拡張できる場合がある。流れのエネルギが、相補的ファイヤリング相互の間にコードを劣化させないほどに充分低い状況では、平均パワーではなくシステムのピーク・パワーが制限されている場合にはＳＮＲを増大させることが出来る。更に、カラー流れシステムは既に、ＳＮＲを最大にするために比較的長いトーン・バーストをファイヤリングする傾向があり、これによりコード化されたシーケンスを使用することによって典型的なドップラ処理に対する付加的な空間分解能を得ることが出来る。
【００１２】
【発明の概要】
本発明は、送信時にゴレイ・コード化励起を使用し且つ受信時にパルス圧縮を使用することによって、カラー流れ超音波イメージングにおけるＳＮＲ及び／又は分解能を改善するための方法および装置である。コード化励起は、長い送信パルスを受信時に圧縮して、殆どのエネルギが短い区間に集中されるようにすることを可能にする。この手法は、深部に位置する領域におけるカラー流れ感度を最大にするために使用することが出来る。その代わりに、送信音波バースト長および照射量が与えられている場合、感度を損なうことなく空間分解能を改善することが出来る。
【００１３】
本発明の好ましい態様によれば、ＳＮＲ及び／又は分解能を改善するため、一対のゴレイ・コード化パルス・シーケンスを同じ送信焦点位置に交互に送信し、次いでビーム加算後（および復調の前）に又はビーム加算および復調の両方の後にデータを（整合フィルタを使用して）部分的にデコード（復号）する。次いで、部分的にデコードされたデータをベクトル加算して、完全にデコードされた、すなわちパルス圧縮された信号を作成する。次いで、これらの信号を高域通過フィルタ（ウォール・フィルタ）に通す。パルス圧縮されウォール・フィルタを通った信号は速度またはパワー推定器に供給され、該推定器は走査平面内の流れを表すイメージング信号を作成する。これらのイメージング信号は次いで表示モニタ上にカラー情報として表示される。
【００１４】
本発明の好ましい態様によれば、一対のゴレイ・コード化パルス・シーケンスは、それぞれのゴレイ・コード化送信シーケンスに応答してバイポーラ・パルサによって発生される。各々のゴレイ・コード化送信シーケンスは、それぞれのゴレイ・コード対を基本シーケンスとコンボリューションすることによって導き出される。ゴレイ・コード対は、２つのシーケンスの自己相関の和がクロネッカーのデルタ（δ）関数であるような特性を有する一対の二値（＋１，−１）シーケンスである。
【００１５】
それぞれゴレイ・コード化送信シーケンスに従って位相（すなわち、極性）コード化された２つのシーケンスのパルス（例えば、多サイクル・トーン・バースト）を送信すると、ビーム加算された信号またはビーム加算され復調された信号の各々とその対応するゴレイ・コードとの相関、並びにそれらの相関の加算により、実質的に画像分解能またはコントラストを劣化させずにＳＮＲを増大させることが可能になる。実際には、相次ぐ送信ファイヤリングの相互の合間における組織の動きに起因してレンジ・サイドローブが生じるが、デコードされた信号の劣化は低速の流れの場合は小さい。
【００１６】
本発明の広い概念によれば、ビームフォーマの出力は、ＲＦ信号であってもよいし、そのＩ／Ｑ成分であってもよい。好ましくは、ビームフォーマの出力は、部分的にデコードされ、復調され、次いで完全にデコードされる。ＲＦビームフォーマの出力の場合、復調器が部分的にデコードされたＲＦ信号をカラー流れ処理のためにそのＩ／Ｑ成分に変換する。復調器がデコード用フィルタよりも前にある場合、デコード用フィルタは、復調された信号を部分的にデコードするように設計されていなければならない。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、カラー流れイメージング・システムにおける基本的な信号処理チェーンを示し、このシステムは超音波トランスデューサ・アレイ２を有し、この超音波トランスデューサ・アレイ２は駆動されて、所定のパルス繰返し周波数（ＲＰＦ）で繰り返しファイヤリング（発射）される長さＰの位相コード化トーン・バーストを有する送信コード化シーケンスを送信する。反射ＲＦ信号がトランスデューサ素子によって検出されて、ビームフォーマ４内のそれぞれの受信チャネルによって受信される。ビームフォーマ４は、遅延されたチャネル・データを加算して、ＲＦデータか又は同相及び直角位相（Ｉ／Ｑ）データかのいずれかを出力する。後者を選択した場合が図１に示されている。
【００１８】
従来のシステムでは、ビームフォーマの出力の周波数が、復調器６によってベースバンドにシフトされる。復調されたＩ／Ｑ成分がコーナー・ターナー・メモリ８に記憶される。コーナー・ターナー・メモリ８の目的は、インターリーブされる可能性のあるファイヤリングからデータを隔離して、所与のレンジ・セルにおける複数のファイヤリングにわたる点のベクトルとしてデータを出力することである。データは「ファスト・タイム(fast time) 」で受信され、すなわち各々のファイヤリング毎に（ベクトルに沿って）逐次的にダウン・レンジされる。コーナー・ターナー・メモリの出力は、「スロー・タイム」に、すなわち各々のレンジ・セルに対してファイヤリングすることによって逐次的に再順序付けされる。その結果得られる「スロー・タイム」Ｉ／Ｑ信号サンプルは、それぞれのウォール・フィルタ１０に通される。ウォール・フィルタ１０は、静止している組織又は動きの極めて遅い組織に対応するあらゆるクラッタ（clutter ）を除去する。次いで、このフィルタリングされた出力はパラメータ推定器１２に供給され、パラメータ推定器１２はレンジ・セル情報を中間の自己相関パラメータＮ、ＤおよびＲ（０）に変換する。ＮおよびＤは、以下に示すような自己相関式の分子および分母である。
【００１９】
【数１】
0004445058.tif 000002
【００２０】
ここで、Ｉi およびＱi はｉ番目のファイヤリングについて復調されベースバンドにされた入力データであり、Ｍはパケット内のファイヤリングの数である。Ｒ（０）はパケット内のその数のファイヤリングにわたる有限和として、次のように近似される。
【００２１】
【数２】
0004445058.tif 000003
【００２２】
処理装置がＮおよびＤを各々のレンジ・セルについて大きさおよび位相に変換する。下記の方程式が使用される。
【００２３】
【数３】
0004445058.tif 000004
【００２４】
パラメータ推定器は、大きさおよび位相の値を処理して、パワー、速度および乱流の推定値を生じる。位相は、以下に示すように速度に比例する平均ドップラ周波数を算出するために使用され、また、Ｒ（０）および｜Ｒ（Ｔ）｜（大きさ）は乱流を推定するために使用される。
平均ドップラ周波数はヘルツ単位で表され、ＮおよびＤの位相とパルス繰返し時間Ｔから求められる。
【００２５】
【数４】
0004445058.tif 000005
【００２６】
平均速度はドップラ・シフト方程式を使用して算出される。流れの方向とサンプリング方向との間の角度θは未知であるので、COS θは１．０であると仮定される。
【００２７】
【数５】
0004445058.tif 000006
【００２８】
ここで、パラメータ推定器は中間出力として平均ドップラ周波数を算出しないが、ルックアップ・テーブルを使用して処理装置の位相出力から直接に上式のｖバーを算出することに注意されたい。
乱流は、平均ドップラ周波数の分散の二次級数展開として時間領域で計算することが出来る。乱流の時間領域表現は、ゼロ遅れ(zero-lag)自己相関関数Ｒ（０）および１遅れ(one-lag) 自己相関関数Ｒ（Ｔ）を計算することを含む。正確な自己相関関数は、パケット内の複数のファイヤリングにおける既知のデータにわたる有限の和によって近似される。
【００２９】
【数６】
0004445058.tif 000007
【００３０】
平均値信号φ（Ｒ（Ｔ））は、流動する反射体の平均ドップラ周波数シフトの推定値であり、その平均ドップラ周波数シフトは血液流の平均速度に比例する。分散信号σ2 は、ベースバンド・エコー信号の流れ信号成分の周波数の広がりを示す。この値は流れの乱流状態を表し、層流が非常に狭い範囲の速度しか有していないのに対して、乱流は多数の速度が混ざり合ったものである。流動する反射体からの信号の強度を表示するために、信号Ｒ（０）はドップラ・シフトされた流れ信号の中の反射パワーの量を表す。
【００３１】
カラー推定値が走査変換器１４に送られ、走査変換器１４はカラー画像をビデオ表示のためにＸ−Ｙフォーマットに変換する。走査変換されたフレームがビデオ処理装置１６に送られ、ビデオ処理装置１６はビデオ・データをビデオ表示のために表示カラー・マップに写像する。このカラー流れ画像フレームは次いで表示のために表示モニタ１８に送られる。典型的には、速度またはパワーのいずれかが単独で表示されるか、或いは速度がパワーまたは乱流のいずれかと共に表示される。システムの制御がホスト・コンピュータ（図示していない）内に集中され、ホスト・コンピュータはオペレータ・インターフェイス（例えば、キーボード）を介してオペレータ入力を受け入れて、種々のサブシステムを制御する。
本発明の好ましい実施態様が図２に示されている。各々の送信ファイヤリング毎に、送信開口内の各々のトランスデューサ素子２’がそれぞれのバイポーラ・パルサ２０からのコード化パルス・シーケンス出力によってパルス駆動される。コード化パルス・シーケンスは、送信コード（例えば、ゴレイ・コード）を基本シーケンス（例えば、多サイクル・トーン・バースト）とコンボリューションすることによって形成されるコード化送信シーケンスから導き出される。ｎ桁の送信コードの場合、コード化パルス・シーケンスはＮ個のチップ(chip)を有する。本発明の好ましい実施態様によれば、バイポーラ・パルサにより極性コード化パルス・シーケンスが発生され、この極性コード化パルス・シーケンスでは、＋１でエンコードされるパルスの位相が０°となり、−１でエンコードされるパルスの位相が１８０°となる。各々のバイポーラ・パルサ２０によって出力されるパルスの位相を制御するためのコード化送信シーケンスが、送信シーケンス・メモリ２２に記憶されている。
【００３２】
バイポーラ・パルサ２０は、生成される超音波エネルギが各々の送信ファイヤリングごとに１つのビームに集束されるように、トランスデューサ・アレイ２の素子２’を駆動する。これを達成するために、コード化送信シーケンスに応答してパルサによって出力されるそれぞれのパルス波形に対して、送信集束時間遅延２４が付与される。送信集束時間遅延を従来の方式で適切に調節することにより、超音波ビームを所望の送信焦点位置に集束させることができる。このコード化パルス・シーケンスは、パルサからそれぞれの送受信切換え（Ｔ／Ｒ）スイッチ１９を介してトランスデューサ素子に伝送される。Ｔ／Ｒスイッチ１９は典型的にはダイオードであり、送信用電子回路によって発生される高電圧から受信用電子回路を保護する。送信信号によって、ダイオードは受信器への信号を遮断するか又は制限する。
【００３３】
各々の送信後に、トランスデューサ素子２’は、走査している物体から後方散乱された反射エコーを受け取るように受信モードに切り換えられる。これらの反射信号は、やはりＴ／Ｒスイッチ１９を介して、受信ビームフォーマのそれぞれの受信チャネル２６に供給される。受信ビームフォーマは、マスタ・コントローラ（図示されていない）の指令の下にエコーを追跡する。受信ビームフォーマは、受信エコー信号に対して適正な受信集束時間遅延２８を付与して、受信エコー信号を加算し、これにより特定の送信焦点位置に対応する一連のレンジ（距離）から反射された全超音波エネルギを正確に示すエコー信号を形成する。図２に示した実施態様では、ビームフォーマはまた、各々の受信チャネルにおけるヒルベルト帯域フィルタリングによって、ＲＦ信号をそのＩ／Ｑ成分に変換する。次いで、このＩ／Ｑ成分は、各々の送信ファイヤリングごとに受信加算器３０で加算される。ヒルベルト帯域フィルタリングは、上記の代わりに、ビーム加算の後に行うことが出来る。
【００３４】
次いで、各々の送信ファイヤリングごとのＩ成分及びＱ成分が、それぞれのデコード用フィルタ３２によって整合フィルタリングされ、フィルタ３２は本発明に従って部分的にデコードされたパルスを出力する。ｎ桁の送信コードの場合、デコード用フィルタ３２は、好ましくは、ｎ個から成る１セット（組）のフィルタ係数をフィルタ係数メモリ３４から受け取るためのｎ個のフィルタ・タップを有するＦＩＲフィルタである。好ましい実施態様によれば、フィルタ係数ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn-1 はスカラ値を有しており、これらのスカラ値をｎ桁の送信コードとコンボリューションして、次いで相補的信号と加算すると、部分的にデコードされたパルス・シーケンスが生成される。［これらのフィルタ係数は、送信及び受信の時間遅延並びにコード化送信シーケンスと同様に、マスタ・コントローラによって供給することが出来る。］適切なデコード用フィルタは、送信コード、復調周波数（デコードが復調の後である場合）および受信時に実行されるダウンサンプリングの量に基づいて設計される。
【００３５】
図３に示されている超音波イメージング・システムは、カラー流れイメージングのために以下に示すように相補的コード処理を用いる。Ｍ個の送信ファイヤリングより成る（例えば、各パルスが多サイクル・トーン・バーストである）パケットを送信する代わりに、２Ｍ個の送信ファイヤリングより成るパケットが送信され、その相次ぐ送信パルスは相補的（例えば、ゴレイ）コード対のそれぞれのコードで交互にエンコードされて、交互のコード化パルス・シーケンスＡおよびＢを形成する。例えば、コード化パルス・シーケンスＡは、一連のｎ個の送信パルス・シーケンスを第１のｎ桁の送信コードのそれぞれの桁でコーディングすると共に別の一連のｎ個の送信パルス・シーケンスを第２のｎ桁の送信コードのそれぞれの桁でコーディングすることによって形成することができ、この場合、第１および第２の送信コードは相補的なコードである。各々の送信ファイヤリングにおいて、そのファイヤリングのための送信コードに等しい受信コードをデコード用フィルタ３２に装入し、次いで受信信号について整合フィルタリングを実行することによって、自己相関が達成される。次いで、このように自己相関されたシーケンスが、それぞれの専用のベクトル加算器３６を使用して加算され、それぞれのウォール・フィルタ１０を使用して高域通過フィルタリングされる。個の代わりに、ゴレイ・コード対を加算し且つ高域通過フィルタリングする二重機能を、それぞれの「一般化」ウォール・フィルタによって実行することが出来る。「一般化」ウォール・フィルタは、従来のウォール・フィルタのフィルタ係数を二重にすることによって形成される。加算され高域通過フィルタリングされたデータは、随意選択により、それぞれのデシメータ３８において２分の１に低減される。次いで、デシメーションされた又はデシメーションしていないデータがパラメータ推定器１２の入力に供給される。
【００３６】
本発明の好ましい実施態様によれば、ビームフォーマ４は相補的なコード化パルス・シーケンスＡおよびＢより成るパケットを交互のシーケンスで、すなわちＡＢＡＢ....の順序でファイヤリングする。このパケットから生じる受信信号は次のように設計することが出来る。
Ａ1 Ｂ1 Ａ2 Ｂ2 Ａ3 Ｂ3 ....ＡM ＢM 
ここで、Ａi はコードＡのｉ番目のファイヤリングに対する受信信号であり、Ｂi はコードＡの補数であるコードＢのｉ番目のファイヤリングに対する受信信号であり、２Ｍはパケット内のファイヤリングの数である。
【００３７】
この点から、２つの場合を考慮しなければならない。第１の場合は、パルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を或るＡのファイヤリングと次のＢのファイヤリングとの間の時間として定義できる（各々のファイヤリングが或る時間すなわちＰＲＩだけ離れている）場合である。このＰＲＩ時間は、Ａのファイヤリングと次のＢのファイヤリングとの間で、相補的なコードのベクトル加算を実行してサイドローブの相殺およびピーク信号の積分を達成するのに適切な受信信号の相関があるが、ファイヤリング相互の間に、適切なパラメータ推定を行うことの出来る程度の無相関性(decorrelation) が存在するような、時間である。この場合のＰＲＦは、各々の個別のファイヤリングが繰り返される周波数である。
【００３８】
この第１の場合、すなわちＰＲＦが相補的コード化パルス・シーケンスがファイヤリングされる周波数である場合では、受信信号のＩ／Ｑ成分がコーナー・ターナー・メモリ８に装入される。相次ぐＡおよびＢのファイヤリングのベクトル加算が実行される。これは２つの方法のいずれかで行うことが出来る。すなわち、専用の加算器で実行することが出来るし、或いはウォール・フィルタを使用して実効的にベクトル加算およびウォール・フィルタ機能を同時に行うことが出来る。
【００３９】
専用のベクトル加算器３６（図３参照）使用するとき、この専用の加算器が「スロー・タイム」で交互のファイヤリングにわたる各々のダウン・レンジ位置に適用されて、各々のダウン・レンジ位置についてのこの専用の加算器の出力サンプルが次のように、すなわち（Ａ1 ＋Ｂ1 ）（Ｂ1 ＋Ａ2 ）（Ａ2 ＋Ｂ2 ）（Ｂ2 ＋Ａ3 ）....（ＢM-1 ＋ＡM ）（ＡM ＋ＢM ）になるようにする。この方法では、専用の加算器に入力されるサンプルの数は２Ｍであり、専用の加算器から出力されるサンプルの数は（２Ｍ−１）である。次いで、ウォール・フィルタ１０が、各々のダウン・レンジ位置についての（２Ｍ−１）個の加算されたサンプルに、再び「スロー・タイム」で、適用される。最も簡単な場合の（１，０，−１）ウォール・フィルタでは、各々のレンジ点がフィルタリングされて、前の加算を保存しながら下記のそれぞれの差信号を作成する。
【００４０】
【表１】
0004445058.tif 000008
【００４１】
ここで、演算をより明確に示すために括弧を挿入した。ベクトル加算およびウォール・フィルタ機能の両方を実行するために一般化ウォール・フィルタを使用するとき、この一般化ウォール・フィルタは「スロー・タイム」で複数のファイヤリングにわたる各々のダウン・レンジ位置に適用される。一般化ウォール・フィルタは、従来のウォール・フィルタのフィルタ係数を二重にすることによって形成される。最も簡単な場合の従来の（１，−１）ウォール・フィルタでは、一般化ウォール・フィルタはフィルタ係数（１，１，−１，−１）を有する。この場合、各々のレンジ点がフィルタリングされて下記のそれぞれの差信号を作成する。
【００４２】
【表２】
0004445058.tif 000009
【００４３】
以上のことから、隣接する相補的コード・シーケンスが加算（ベクトル加算）され、これらのベクトル和が次いで高域通過フィルタリングされる（ウォール・フィルタ作用を受ける）。これは、この前に述べた場合、すなわちウォール・フィルタ作用を受ける前に加算が別々に実行される場合に達成されたのと同じ結果である。各々の送信ファイヤリングに２つのコード化パルス・シーケンスが要求されるとしても、コード化パルス・シーケンスの食い違い構成のため、パケット内のファイヤリングの全数は、ウォール・フィルタから出力されてパラメータ推定器に入力される同等な数のサンプルを得るために追加のウォール・フィルタ・タップの数だけ増加する必要があるだけである。従って、フレーム速度(rate)は比較的短いウォール・フィルタを使用することによって充分高く保つことが出来る。再び、この具現化では、ＰＲＩはＡおよびＢのファイヤリングの間の時間として定義されたものであり、ＰＲＦは相補的コード化パルス・シーケンスがファイヤリングされる周波数である。
【００４４】
前にふれた第２の場合は、パルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を相次ぐＡのファイヤリング相互の間の時間（または、相次ぐＢのファイヤリング相互の間の時間）として定義でき、またＡのファイヤリングと次のＢのファイヤリングとの間の時間が本質的に、このＰＲＩ時間よりも短い往復移動時間(round trip travel time)である場合である。この場合は、相次ぐＡのファイヤリング相互の間（または、相次ぐＢのファイヤリング相互の間）に相関が無く、従って適切なパラメータ推定を行うことが出来ると仮定している。しかしながら、Ａのファイヤリングと次のＢのファイヤリングとの間の往復移動時間が、サイドローブ相殺およびピーク信号積分のためにこれらのファイヤリング相互の間に良好な相関を保つ程度に充分小さいので、Ａのファイヤリングと次のＢのファイヤリングとの間で充分な受信信号の相関がある。この第２の場合では、ＰＲＦは、個々のコード化パルス・シーケンスＡまたはＢがファイヤリングされる周波数である。また、相次ぐＡのファイヤリング相互の間および相次ぐＢのファイヤリング相互の間のＰＲＩは、パラメータ推定のために適切である。
【００４５】
この場合も、受信信号のＩ／Ｑ成分がコーナー・ターナー・メモリ８に装入される。専用のベクトル加算器３６を従来のウォール・フィルタ１０と共に使用することが出来るし、或いは別個の専用のベクトル加算器を必要とせずに、ベクトル加算およびウォール・フィルタ作用の両方を実行できるようにウォール・フィルタを一般化することが出来る。その結果得られるウォール・フィルタ１０から出力される、上記の例に基づいたサンプルは、前に述べた第１の場合と同じである。しかし、この場合では、これらのサンプルの全てがパラメータ推定器に供給されるわけではない。一つ置きの差信号をデシメータ３８（図３参照）によって除去しなければならない。というのは、それらの信号（例えば、［（Ｂ1＋Ａ2）−（Ｂ2＋Ａ3）］）が適切なサイドローブ相殺およびピーク信号積分を生じるように充分に相関していない和を有しているからである。結果として、この第２の場合はパラメータ推定のために利用できるサンプルの数が少なくなり、第１の場合に得られたパラメータ推定器へのサンプルの数を回復させるためにはパケットの大きさを増大させる必要がある。
【００４６】
ディジタル超音波スキャナでコード化励起を具現化するために、それぞれの相補的送信コードを所望の基本シーケンス（例えば、［１，−１，１，−１］）と単純にコンボリューションすることにより、送信時のエンコーディングを実現することができる。例えば、奇数番目の送信ファイヤリングでは、トランスジューサ素子は、ゴレイ・コード［１，１］を基本シーケンス［１，−１，１，−１］とコンボリューションすることにより導き出されるコード化送信シーケンス［１，−１，１，−１］［１，−１，１，−１］に応答してバイポーラ・パルサによって出力されたコード化パルス・シーケンスＡにより駆動される。受信時には、ビーム加算された信号が、ゴレイ・コード［１，１］に整合したフィルタ係数を持つそれぞれのデコード用ＦＩＲフィルタを介して部分的にデコードされる。同様に、偶数番目の送信ファイヤリングでは、トランスジューサ素子は、ゴレイ・コード［１，−１］を基本シーケンス［１，−１，１，−１］とコンボリューションすることにより導き出されるコード化送信シーケンス［１，−１，１，−１］［−１，１，−１，１］に応答してバイポーラ・パルサによって出力されたコード化パルス・シーケンスＢにより駆動される。受信時には、ビーム加算された信号が、ゴレイ・コード［１，−１］に整合したフィルタ係数を持つそれぞれのデコード用ＦＩＲフィルタを介して部分的にデコードされる。
【００４７】
デコード用フィルタ３２（図３参照）はそれぞれの部分的にデコードされたパルス・シーケンスを復調器６へ出力する。これらのデコードされたＩ／Ｑ信号は復調器６によって周波数がシフトされる。これを達成する１つの方法は、入力信号に複素正弦値ｅｘｐ（ｉ２πｆd ｔ）を乗ずることである。ここで、ｆd は、信号スペクトルをベースバンドにするのに必要な周波数シフトである。ベクトル加算器３６が部分的にデコードされたパルス・シーケンスを受け取って、それらをベクトル加算して、完全にデコードされた、すなわちパルス圧縮された信号を形成する。次いで、ウォール・フィルタ１０がパルス圧縮された信号を減算して、ウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号を形成する。次いで、随意選択により、ウォール・フィルタの出力がデシメーションされる。次いで、デシメーションされた又はデシメーションしていない、ウォール・フィルタ作用を受けたパルス圧縮された信号がパラメータ推定に使用される。
【００４８】
デコード用ＦＩＲフィルタ３２は、図３に示すようにビームフォーマの出力において又は復調器の出力において（図示していない）、ソフトウェア又はハードウェアで具現化することができる。復調器の出力において具現化する場合には、デコード用フィルタ係数は、復調された信号に整合していなければならない。ｋを任意の正の整数とし、ｔb を送信基本シーケンスの持続時間として、復調器が離散周波数ｆd ＝ｎ／２ｔb だけシフトする場合には、上述の複素正弦値は実数となり、Ｉ成分用及びＱ成分用の両方のデコード用フィルタに対して同じ１セットのフィルタ係数が入力され、従って、これらのデコード用フィルタは実数フィルタを形成する。ｆd ≠ｎ／２ｔb である場合には、Ｉ及びＱの各デコード用フィルタは、異なるセットのフィルタ係数を受け取り、従って、複素フィルタを形成する。後者の場合には、フィルタ係数は、それぞれの復調された信号成分に対して整合させられる。
【００４９】
以上の好ましい実施態様は、例示の目的で開示されたものである。本発明の概念の変形及び改変は、当業者には容易に明らかであろう。具体的には、送信パルス・シーケンスは、位相又は極性コード化するのではなく、振幅コード化してもよい。加えて、二相コードの代わりに多相コードを用いることもできる。これらのような変形及び改変はすべて、特許請求の範囲に包含されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のカラー流れ超音波イメージング・システムでの信号処理チェーンを示すブロック図である。
【図２】本発明の好ましい実施態様によるカラー流れ超音波イメージング・システムのフロントエンド部を示すブロック図である。
【図３】図２に示された好ましい実施態様によるカラー流れ超音波イメージング・システムでの信号処理チェーンを示すブロック図である。
【符号の説明】
２    超音波トランスデューサ・アレイ
４    ビームフォーマ
６    復調器
８    コーナー・ターナー・メモリ
１０    ウォール・フィルタ
１２    パラメータ推定器
１４    走査変換器
１６    ビデオ処理装置
１８    表示モニタ
１９    送受信切換えスイッチ
２０    バイポーラ・パルサ
２２    送信シーケンス・メモリ
２４    送信集束時間遅延
２６    受信チャネル
２８    受信集束時間遅延
３０    受信加算器
３２    デコード用フィルタ
３４    フィルタ係数メモリ
３６    ベクトル加算器
３８    デシメータ
【図１】
0004445058.tif 000010
【図２】
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【図３】
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