(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光通信システムの第１のノードと１または複数の別のノードとの間の通信方法であり、
ｉ）第１のノードにおいて、第１の別のノードから光ファイバリンクを介して送られる光信号を受信する段階と、
ii）第１のノードにおいて、電子吸収変調器を使用して受信した光信号を検出し、光信号によって搬送される情報を表す電気信号を生成する段階と、
iii）前記電子吸収変調器を使用して、受信した光信号に情報搬送変調を行い、こうして変調した光信号を光ファイバリンクへ供給して、それを第２の別のノードへ送る段階とで成り、
ＤＣバイアスが電子吸収変調器に印加されずに段階ii）および段階iii）を実行する通信方法。
【請求項２】
段階iiおよび段階iiiを同時に実行する請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記第１の別のノードおよび第２の別のノードが単一のノードである請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
前記電気信号がＲＦまたはマイクロ波信号である請求項１乃至３の何れか１項記載の方法。
【請求項５】
前記電気信号がアンテナに供給される請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記段階iiiにおいて、前記情報搬送変調がＲＦまたはマイクロ波信号形式である請求項１乃至５の何れか１項記載の方法。
【請求項７】
前記情報搬送信号が、アンテナから供給されるＲＦまたはマイクロ波信号である請求項６記載の方法。
【請求項８】
請求項５のアンテナおよび請求項７のアンテナが単一のアンテナによって構成される請求項５に依存する請求項７記載の方法。
【請求項９】
段階iiおよび段階iiiが無線またはマイクロ波基地局あるいは分配点において実行される請求項４乃至８の何れか１項記載の方法。
【請求項１０】
基地局が使用中にＧＳＭおよびＤＥＣＴシステムを支援する請求項９記載の方法。
【請求項１１】
無線伝送システム用のアンテナ装置であり、
無線周波数信号の送受信用のアンテナ手段と、
光入力ポートおよび光出力ポートと、
光入力ポートと光出力ポートとの間の光路内に配置され、アンテナ手段に動作するように接続され、使用時にＲＦ信号を受信して、前記光入力ポートを介して受信した光に対して対応する変調を行うように構成され、該光を出力ポートへ送る電子吸収変調器と、
使用時に前記入力ポートを介して光信号を受信するように構成され、アンテナ手段に動作するように接続されて、前記光信号内に存在するＲＦ変調がアンテナ手段に結合されて、該アンテナ手段から放射されるようにした光検出手段とを含み、
前記電子吸収変調器にＤＣバイアスが印加されない、
アンテナ装置。
【請求項１２】
アンテナ手段が、受信および送信の両方を行う単一のアンテナで成る請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
アンテナ手段が、少なくとも２つのアンテナを含む請求項１１記載の装置。
【請求項１４】
受信および送信用に異なるアンテナを備えた請求項１３記載の装置。
【請求項１５】
前記装置が基地局または中央オフィスから遠隔に配置され、そこから装置が使用時に、装置を基地局またはオフィスへリンクする光ファイバを介して無線周波数信号を受取り、無線周波数信号が装置のアンテナ手段から実質的に放射される請求項１１乃至１４の何れか１項記載の装置。
【請求項１６】
請求項１１乃至１５の何れか１項記載の複数のアンテナ装置を含むセルラ無線システム。
【請求項１７】
光通信ネットワークで使用され；光入力ポート、光出力ポート、および光制御信号を供給するための電気コンタクトをもつ電子吸収変調器を含む端末であり、
光ネットワークへ接続され、ネットワークから光入力を受取り、それを変調器の入力ポートへ供給するための光入力ポートと、
光ネットワークへ接続され、変調器の出力ポートからネットワークへ光信号を送るための光出力ポートと、
変調器の電気コンタクトに接続され、電気入力信号を変調器へ供給して、変調器の入力ポートで受信した光入力を、変調器によって加えられた変調を実行する変調器の出力ポートから出力するための電気入力手段と、
変調器の電気コンタクトに接続され、変調器の入力光ポートで、変調器が光入力信号を受信した結果として、変調器によって生成される電気信号を出力するための電気出力手段と、を含み、
前記電子吸収変調器にＤＣバイアスが印加されない、端末。
【発明の詳細な説明】
本発明は、光通信システム、すなわちシステム内で使用する端末と、このような端末を含む光リンクと、セルラおよび無線分配ポイントおよび基地局と、とくにこれに限定はしないが、セルラ無線システムおよびこのようなリンクを含む無線およびマイクロ波システムとに関する。
周知のように、光ファイバネットワークがトランクネットワークからローカルループへ拡張できるようになる前に扱わなければならない主な問題の１つは、遠隔端末のコストと複雑性である。これらの端末は、光信号を送受信できることが必要である。この問題に対するほとんどの解決案は、光送信機としてレーザを使用するが、このやり方では制御回路を使用することが必要になり、このために端末のコスト、複雑性、および電力消費が増加する。
同様の問題として、ちょっと違った応用ではあるが、セルラ並びに他の無線およびマイクロ波システム用のアンテナへの光ファイバフィードがある。ここで遠隔のアンテナに信号を供給するのに使用する端末装置のコストおよび電力消費は重要な要素である。周知のように“アンテナの遠隔配置（antenna remoting）”は、セルラおよび衛星システムにおいて特に重要である。使用される周波数は、通常は数百Ｍｈｚ乃至数十ＧＨｚの範囲内である。加えて、例えばレーダは、より高い周波数に関心がある。厳密にいうと、この範囲はより適切に知られているミリメートルの周波帯にまで拡大することができるが、本明細書全体では“無線およびマイクロ波”という表現を漠然と使用して、このより大きい範囲を含めている。したがって文脈上明らかに他のことを要求していない限り、この用語を広い意味でとり、ミリメートル周波帯を含むことにする。
本発明の実施形態は、これらの問題の少なくとも一部分を解決することを目的としている。
Frigo,他による文献（”A wavelength division multiplexed passive network with cost-shared components”, IEEE Photonics Technology Letters, 1994年, volume 6, pp.1365-1367）では、パッシブ（受動）光ネットワーク（ＰＯＮ）内の各加入者端末に、従来提案されてきたレーザの代りに光変調器を準備することが提案している。単一の、コストを共有できる同調可能なレーザは、中央オフィスを介してＰＯＮへ供給され、異なる波長の種々の光ネットワークユニット（ＯＮＵ）を介して段階を付けられた波長をＰＯＮに接続された加入者に供給する。各加入者ＯＮＵでは、共有のレーザから受取ったレーザ光はパッシブタップによって分けられ、光の一部分は受信機によって検出される。残りの光は変調器を介して中央オフィスに向けて“ループバック”される。関係する加入者は変調器を使用して、共有のレーザから受取った光の時間スライスを変調する。上流および下流信号は中央オフィスで、時間の区分、波長、サブキャリア周波数、フォーマット、変調の深さ、ゲーティング、コーディング、などによって分けることができる。好ましい分割方法として、（中央オフィスからの）下流データを変調する無線周波数のサブキャリアの使用を含む。上述のように、各ＯＮＵレーザの時間スロット内の光パケットの半分を中央オフィスで変調し、残りの半分をＯＮＵで変調して、上流データリンクを準備する。上流および下流信号に対して、同じＲＦサブキャリア周波数を使用する。要求信号に応じてビデオを送る（ビデオ・オン・デマンド）技術の使用を記載する。ＯＮＵで使用する変調器の特徴は示さない。
Wood、他による文献（”Bidirectional fiber-optical transmission using a multiple-quantum-well（MQW）modulator/detector”, Electronoics Letters, 1986, volume 22, pp.528乃至529）では、ファイバリンクの一方の端部に、より一般的なレーザおよび検出器の対の代りにＭＱＷ変調器を設けた双方向光ファイバ伝送システムを記載している。単一のファイバの他方の端部にはレーザがあり、光ビームスプリッタを使用して、リターン光信号をアバランシェ光ダイオード受信機に向けた。ＭＱＷ変調器からレーザサイトへデータへ送るために、レーザは準ＣＷモードで動作され、またこの変調器は金のミラー（gold mirror）を含むが、反射モードで動作して、反射光を強度変調するのに使用した。反対方向では、レーザを直接に変調し、ＭＱＷ変調器を光検出器として使用した。光システムを変更せずに、情報の流れの方向を反転できるが、電気駆動要素を再構成し、レーザおよびＭＱＷ装置のＤＣバイアスを修正することが必要であった。したがって全二重動作（すなわち両方向における同時伝送）を行うことは不可能であった。半二重動作では、幾つかの電気スイッチングおよびバイアス調節機能を使用して、バイアスレベルを制御し、半二重レートで同期する回路の再構成を行う。実際は、このような電気制御構成はこの文献で提案されていない。
R B Welstand, 他は、文献（”Dual-Function Electroabsorption Waveguide Modulator/Detector for Optoelectronic Transceiver Applications”, IEEE Photon. Tech. Lett. Vol.8, No.11, pp1540-1542）に、変調器および検出器として有心益なバルク（ＭＱＷ以外の）電子吸収変調器を記載している。この装置は光電子トランシーバと呼ばれている。装置の提案された応用はアンテナの遠隔配置である。ここでもまたび、トランシーバは調節可能なｄｃ電気バイアスを要求して、変調器から検出器への動作をスイッチする。制御回路によって遠隔から伝送モードおよび受信モードをスイッチし、制御回路は関係付けられた電子装置によって制限されるスイッチング時間でｄｃ電気バイアスを調節できると説明される。別々の実験を行って、変調器としておよび検出器として装置の最良の動作を判断した。変調器の評価では、要求される動作のタイプに依存して、異なるバイアスレベルを使用し、最良のバイアスレベルとして、２．０および２．９３ボルトを発見した。さらに記載されていることは、温度が変っても高いサブオクターブおよびマルチオクターブのスプリアスフリーのダイナミック範囲をもつ変調器の動作を維持するために、動作中の変調器のバイアス制御が必要とされた。検出器の実験では、装置を７．０ボルトでバイアスした。装置が２つの機能を同時に実行するためのヒントおよび提案はない。したがって、再び全二重動作が不可能だったことが明らかである。
本発明の発明者は、光リンクの両伝送方向で良好な動作を行ない、光変調器が両方の動作モードで同じＤＣの動作状態のもとにあっても、変調器としておよび検出器として光変調器を使用できることを発見した。すなわち、上述で識別した教示とは別に、本発明のシステムは複雑な電気バイアス制御を必要としない。事実、非常に多くの一般的に使用できる変調器において、バイアスを全くかけずに、すなわちゼロバイアスで、完全に満足できるシステム動作を達成できる。
両方向に送るのに単一のバイアスレベルを使用できるという事実は、全二重動作、すなわち両方向における同期伝送を可能にする。もちろん、本発明は全二重動作ではない、または全二重動作で起動しないシステムに対する応用も含む。端末装置が簡単で、コンパクトで、低コストであるという長所は全て本発明から生まれた、半二重動作で起動するシステム、例えばピンポン（時分割マルチプレックス）システムで全て等しく有用である。再び、遠隔端末で電気バイアスをかけずに運行できる多くの装置に対しても、ローカル電源が必要でないという事実は非常に有効である。これはとくにアンテナの遠隔配置の分野に当てはまる。
したがって第１に態様において、本発明は、光通信システムにおける第１のノードと１または複数の別のノードとの間の通信方法であり：
ｉ）第１のノードにおいて、第１の別のノードから光ファイバリンク上を送られる光信号を受取る段階と；
ii）第１のノードにおいて、電子−光装置を使用して光信号を検出し、それによって光信号によって搬送される情報を表す電気信号を生成する段階と；
iii）前記電子−光装置を使用して、受信した光信号に情報搬送変調を行い、こうして変調した信号を光ファイバリンクへ供給して、それを第２の別のノードへ送り；同じＤＣ動作状態のもとにある光−電子装置で段階ii）および段階iii）を実行する通信方法を提供する。好ましくは前記第１のノードおよび前記第２の別のノードは単一のノードである。好ましくは印加されるＤＣバイアス電圧はゼロである。すなわちＤＣバイアスは全く印加されない。好ましくは電子信号はＲＦまたはマイクロ波信号である。
本発明の第２の態様にしたがって、無線またはマイクロ波伝送システム用のアンテナ装置であり：無線周波数またはマイクロ波信号の送受信用のアンテナ手段と；光入力および出力ポートと；光入力ポートと出力ポートとの間の光路内に配置され、アンテナ手段に動作するように接続され、使用時にＲＦまたはマイクロ波信号を受信し、前記光入力ポートを介して受信した光に対応する変調を行うように構成され、該光を出力ポートへ送る光変調器と；使用時に前記入力ポートを介して光信号を受信するように構成され、アンテナ手段に動作するように接続されて、前記光信号内に存在するＲＦまたはマイクロ波変調がアンテナ手段から接続を外され、該アンテナ手段から光信号が放射される出力検出手段とを含むアンテナ装置を提供する。
好ましくは光検出器手段は、光変調器によって準備される。
好ましくは光検出器手段および光変調器は、動作において電気的にバイアスをとられる。
加えて、変調器は電気吸収変調器であることが好ましい。
さらに好ましくは、端末は基地局または中央オフィスから離れて位置し、端末は該中央オフィスから、ＲＦまたはマイクロ波成分を搬送する光信号を受信する。
本発明の第３の態様にしたがって、遠隔の端末を特徴とする光通信ネットワークであり、前記端末が電子−光装置を含み、
（ｉ）光通信ネットワークの第１の部分から到来光信号を検出し、一方これと同時に、
（ii）前記到来光信号を変調し、前記光信号を光通信ネットワークの別の部分に送る光通信ネットワークを提供する。
好ましくは光信号はアナログ信号である。さらに光通信ネットワークは周波数分割多重システムを使用することが好ましい。
本発明の第４の態様にしたがって、単一の電子−光装置を制御することによって光信号が同時にそれぞれ受取られ、変調される光通信ネットワークを動作する方法を提供する。
ここで本発明を添付の図面を引用して例示的に記載する。
図１は、本発明にしたがって端末が特徴付けられている光通信ネットワークおよび遠隔アンテナの模式図である。
図２は、本発明にしたがって端末が特徴付けられている光通信ネットワークの模式図である。
図３ａは、本発明の端末で使用するのに適した電子吸収変調器の模式的断面図である。
図３ｂは、典型的な光入力信号の模式図である。
図３ｃは、本発明の端末の電気コンタクトに存在する電気データ信号の模式図である。
図３ｄは、典型的な出力光データ信号の模式図である。
図４は、適切な電子吸収変調器（例えば図２に示したもの）に関するファイバからファイバへの伝送関数を、バイアス電圧に対する伝送関数の第１の３つの導関数と共に示したグラフである。
図５は、バイアス電圧に対する挿入利得および搬送波の相互変調の変化を示すグラフである。
図６は、本発明の複数の端末の特徴を示す光通信ネットワークの模式図である。
図７は、本発明の端末および２つのモデムの特徴を示す光通信ネットワークの模式図である。
図８は、遠隔の端末でＥＡ変調器を使用する実験的伝送システムの模式図である。
図９は、ネットワークノードでＥＡ変調器を使用する２つのネットワーク構成の模式図を示す。
図１０は、アップリンクおよびダウンリンクのビットエラーレート（ＢＥＲ）対図８のシステムの受信した光パワーを示す。
図１１は、図８のシステムにおけるＢＥＲ対Ｅｂ／Ｎｏ（ビットエネルギ対ノイズ比）を示す。
図１２は、図８のシステムにおける、ＱＰＳＫデータおよび衛星ＴＶ信号を含むダウンリンク複合信号のＲＦスペクトルを示す。
図１３は、ＥＡ変調器を１２０Mbit/s  ＱＰＳＫチャンネルへ伝える単一のファイバの双方向光バスで使用する実験システムを模式的に示す。
図１４は、図１３のシステムのＢＥＲ対Ｅｂ／Ｎｏを示す。
図１５は、図１３のＥＡＭ２の出力で得られるＲＦ電気スペクトルを示す。
図１６は、ＥＡＭ２の逆バイアスに対するＢＥＲを示す。
図１７は、本発明のピコセルシステムを模式的に示す。
図１８は、受動ピコセルの屋外の例示的サイトのマップ（配置図）を示し、距離に対するダウンリンクの電力レベルを示している。
図１９は、中央処理オフィスとピコセル設置内のピコセルを模式的に示す。
図１は、本発明の端末４を含む光通信ネットワークを示す。以下の解析では慣例的に、端末の光入力２から電気コンタクト５へのネットワーク経路を“下流”と呼び、電気コンタクト５から光出力７へのネットワーク経路を“上流”と呼ぶことにする。細い線は光ファイバ伝送経路を示し、細い線の矢印は光ファイバ伝送経路に沿う信号伝搬方向を示す。太い線は電気伝送経路を示す。
複数の周波数分割多重（ＦＤＭ）データ流から成るアナログ光信号は、光送信機１によって光入力２で光ファイバ３へ向けられる。端末４は、電子吸収変調器（ＥＡＭ）を含み、この模式的な例は、単に例示の目的で図３に示されている。ＥＡＭは半導体材料の３つの主要な層を含む。最も外側の半導体層12および14により、電気コンタクトをＥＡＭに装着し、バイアス電圧および電気データ信号を装置に供給することができる。活性の中央層13はバルク半導体層または多量子ウエル（ＭＱＷ）材料の何れかの層であり、これは周知のように、異なる半導体材料の多数のインターリーブ層から形成されている。所定の波長で伝送される光信号を受信し変調するために、ＥＡＭの中央層において使用するための適切な半導体材料を選択することが必要である。III-Ｖ材料の組合わせ、例えばガリウムひ素（ＧａＡｓ）、インジウム硫黄（ＩｎＰ）、インジウムガリウムひ素硫黄（ＩｎＧａＡｓＰ）、などは、光通信システムで使用される波長に適したバンド幅エネルギをもつので、よく選ばれる。
単一の半導体層から形成される活性の中央層をもつＥＡＭの例は、ＣＫ  Ｓｕｎ、他による文献（”High Spurious Free Dynamic Range Fiber Link Using a Semiconductor Electroabsorption Modulator”, Electronics Letters, 1995年, 31, pp.902-903）に記載されている。引用したケースで、中央層は３５０ｎｍのドープされていないＩｎＧａＡｓＰであり、約１．２４μｍの波長と等価のバンドギャップをもつ。
ＥＡＭで使用するのに適したＭＱＷ構造は、ＩｎＧａＡｓＰの５．５ｎｍのバリア（バンドギャップの波長、約１．１０μｍ）によって分けられたＩｎＧａＡｓＰ（バンドギャップの波長、約１．５５μｍ）の１７個の９．５ｎｍのウエルである。欧州特許第EP-B-143000号は、このような装置の構造をさらに詳細に記載している。
現在、より高い飽和の閾値はＭＱＷ変調器ではなくバルクで有効であるが、より高いバンド幅はバルク装置ではなくＭＱＷで達成することができる。ＭＱＷ変調器の飽和閾値（および損失閾値）を上げるために、種々の研究グループで作業が行われているが、本発明の別な応用ではバルクとＭＱＷ変調器との使用選択に影響を及ぼすことがあろう。
上述の条件のもとで、適切なバルクＥＡＭまたは適切なＭＱＷ  ＥＡＭの何れかを以下に記載する実施形態で使用できることが理解されるであろう。以下の説明は上述のＭＱＷ  ＥＡＭに関係するが、ＭＱＷ  ＥＡＭの動作原理はバルクＥＡＭと同じである。
適切な光波長で送られた光信号がＥＡＭに到達するとき、その周波数の全ての一部分が電気コンタクト５で光信号を発生する活性の中央層13内で吸収される。図３ａの大きい矢印は、ＥＡＭの活性中央層を通る光信号の伝送を示す。図３ｂでは、光信号24は到来光信号の例である。光信号24は、光搬送周波数24ａおよび同一のサイドバンド24ｂから成り、両サイドバンドは光信号によって搬送される情報を含む。一般的に光搬送周波数は数百ギガヘルツの周波数をもち、両サイドバンドは数十または数百メガヘルツの幅をもち、両サイドバンドの中心は搬送周波数と数ギガヘルツだけ離れることになる。
光信号はＥＡＭ内で部分的に検出され、サイドバンド24ｂの１つと実質的に同じ周波数スペクトルをもつ電気データ信号25はＥＡＭ内で生成され、電気コンタクト５を通る。電気データ信号26は電気コンタクト５に供給され、搬送周波数24ａの変調を行う。図３ｃは、端末の電気コンタクトに存在する電気データ信号25および26を示す。
電気データ信号26による搬送周波数24ａの変調によりサイドバンド27ａが生成される。両サイドバンド27ａは同じ周波数スペクトルをもち、両方とも電気データ信号26の周波数スペクトルに実質的に類似している。ＥＡＭの出力における光信号は、ＥＡＭによる搬送周波数の変調によって生成されるサイドバンド27ａと、サイドバンド24ｂの残りであるサイドバンド27ｂから成る。両サイドバンド27ａは、搬送周波数24ａと両サイドバンド24ｂの周波数バンドとの周波数の真ん中の周波数バンドを占め、２組のサイドバンドは互いに重なり合わない（27ｂは24ｂよりかなり小さい意）。図３ｄは、サイドバンド27ａとサイドバンド27ｂとから成る出力光信号27の構成を模式的に示す（図３ｂと同じ目盛りでない）。
図１に関して、電気データ信号25はアンテナ６を通り、アンテナ６から、電気データ信号25と実質的に同じ情報を搬送する無線信号（マイクロ波信号であってもよい）28が放射される。アンテナも、適切な周波数範囲内で、無線信号（再びマイクロ波であってもよい）29を受信し、これは電気データ信号を構成することになる。電気データ信号26は、ＥＡＭの電気コンタクトにおいて、Ｔxから受信した光信号の搬送周波数24ａを変調する。
このような方法で動作する端末をセルラ無線通信ネットワークで使用できる。例えば、周波数バンド９２５MHz乃至９３３MHz内のデータを含む光信号は光送信機１によって送られる。この信号は３２０チャンネルを含み、それぞれ約２５kHzのバンド幅を占める。この信号はＥＡＭ内で検出され、アンテナ６によって無線信号28として送られる電気データ信号25を発生する。無線信号内に含まれるデータは、光信号内に含まれるデータと実質的に同じである。セルラ電話装置は無線信号を受信し、個々のセルラ電話装置へ供給できる２５kHzのチャンネルを抽出するフィルタ処理手段を使用する。セルラ電話装置は、２５kHzの周波数バンドを占める信号を送り、信号は周波数バンド８８０MHz乃至８８８MHz内に含まれている。アンテナ６は（一種のトランスデューサとして）周波数バンド８８０MHz乃至８８８MHz内に含まれる無線データ信号29を受信し、無線データ信号29は前記アンテナを介して通信ネットワークと通信する全てのセルラ電話装置への信号を組合わせたものである。アンテナは前記受信した無線データ信号29を電気データ信号26へ変換し、電気データ信号26を使用して、送られた光信号の光搬送周波数24ａを変調し、８８０乃至８８８MHzの周波数バンドと９２５乃至９３３MHzの周波数バンド内にデータを含む光信号27を生成する。このデータは光ファイバに沿って伝搬され、光検出器８で受信される。
電気コンタクトとの間で同時に電気信号を抽出するか、または第２の電気信号を入力することができる。ＥＡＭ内に入力電気信号と出力電気信号の両方が存在するために、信号を相互に混合することになる。これは下流および上流の光信号を歪ませることがあり、ＥＡＭの動作を制限することになる。図４は、上述に記載した構成のＭＱＷの活性中央層をもつ適切なＥＡＭ内でのバイアス電圧15とともにファイバからファイバへの透過（伝送）にみられる変化を示す。バイアス電圧16に関するこの透過（伝送）関数の一次微分は上流損失に影響を与え、バイアス電圧17に関するこの透過（伝送）関数の二次微分は上流および下流を混合したものに影響を与え、バイアス電圧18に関するこの伝送関数の三次微分は上流信号の歪みに影響を与える。図５は、送信機として１５６０ｎｍの波長をもつ４ｍＷ  ＤＦＢレーザを使用して、バイアス電圧を変えるときに、下流リンク19と上流リンク20に対する一般的なＲＦ挿入損失の特徴を示す。上流および下流損失は、とくに必要ではないが、−１．４Ｖの逆バイアスではっきりと等しくすることができ、この場合、約４２ｄＢの挿入損失は３９ｄＢの（変調器）なしで使用されるレーザ検出器モジュールの挿入損失に相当する。図５も上流搬送波対三次相互変調21の比を示し、この比は変調器の透過（伝送）関数の三次微分によって影響される。−０．９Ｖと−２．０Ｖとの間のバイアス電圧に対して観察される参照符号21の最大値は参照符号18の最小値に大まかに対応している。この例で使用されるＥＡＭに対して、（参照符号18によって影響される）上流の歪みの効果が、（参照符号17によって影響される）上流−下流混合の効果よりも大きいことが観察できるので、この例では変調器のバイアス電圧を制御して、上流信号の歪みを最小にすることが有効である。異なるＥＡＭを使用するとき、バイアス電圧15に関して異なる透過（伝送）特性があるので、バイアス電圧（16,17,18）に対する透過（伝送）関数の微分が異なるものになることが分かるであろう。これらの微積分の特徴は、それらの何れが端末の動作に対して最大の影響をもつか、したがって端末動作を最良にするためにバイアス電圧を印加してバイアス電圧を変化させることによって、何れの微分を制御すべきかを判断する。
中央から多数の遠隔のアンテナサイトへ無線信号を送るアナログ光ネットワークを使用する好ましい効果は長い間認識されてきた。遠隔通信環境では、これらの無線信号は固定無線アクセス、コードレス、または移動ネットワーク用のものでもよいが、同じ原理を適用することとする。光ファイバのもつ広帯域幅と低い損失特性を使用することによって、全高周波数での信号処理機能を中央で行ない、信号を搬送周波数で直接に光ネットワーク上で移送することができる。遠隔のサイトは非常に簡単になり、光電子変換、フィルタ処理、および線形増幅のみを必要とする。遠隔のサイトから複雑な機能をこのように移すことによって、廉価で、信頼性が高く、小型で、軽量で、電力消費量の少ない無線アクセスポイントを配置することができる。取付けが容易で、且つ低保持であるために、このタイプのシステムアーキテクチャに対する論議は一掃された。このタイプのシステムに対する主要な遠隔通信の応用領域は、距離が短く、容量の大きいワイヤレスシステムであり、そこでは小型で、廉価で、低電力の特徴をもつトランシーバユニットが最も効果的となる。
上述の一般的な無線ファイバシステムアーキテクチャでは、無線アクセスポイントにおいて電力消費量は低く、構成要素数は少なくなるが、電力消費量がゼロになることがさらに一層望まれる。この完全に受動的な無線アクセスポイントにより取付けは一層簡単になり、優れた信頼性が得られ、動作に実質的に保守がいらなくなる。この例で示したことは、このような無線アクセスポイントで電気吸収変調器を単一の素子として使用して、増幅器または電源を必要とせずに、小さいセル（ピコセル）用のパッシブトランシーバとして効果的に機能できることである。
上述のように、ＥＡＭは下流経路では光検出器として、および上流経路では残りの下流光用変調器として動作することができる。周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）構成を使用する全二重リンクの実行可能性は上述のように検出および変調の両方を同時に行うことができることを示すことを既に述べた。この例でさらに示すことは、この装置が範囲の狭い（ピコセルラ）無線システムでｄｃバイアスなしに十分に動作することである。このアーキテクチャでは、ピコセルは、将来の大容量ワイヤレスサービス（例えば、１０Mbits以上のデータレートを提供するＨＩＰＥＲＬＡＮ規格）として無線受信可能領域を単一のオフィスまたは部屋と同じ容積（しかしながら以下に記載したように、ピコセルは屋外または屋外で“部屋以外”（例えば、コンコース、駅、競技場、広場、など）に応用され、より大きな容積／面積にワイヤレスサービスを提供しなければならない）に提供すると考えられる。現在これらの将来のキャパシティの大きい無線システムは依然として研究段階にある。したがって、本明細書ではパッシブトランシーバの考え方は３Mbpsの生のデータレートをもつワイヤレスイーサネットを提供する市販の２．４GHzのスペクトラム拡散無線ＬＡＮを使用して確認証明された。このデータレートで、移動式ビデオアクセスは実現可能であり、インターネットへのアクセスは明らかに問題がなかった。
この実験で使用する電子吸収変調器は、Moodie，他による文献（J Lightwave Tech, Vol.14, No.9, pp.2035-2043, 1996年）に記載されているように設計し、屋内用に設計および構成され、低キャパシタンスの埋込まれたヘテロ構造構成内の多量子ウエル吸収層から成る。ＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰ材料システムを使用して、約１５５０ｎｍの波長で動作した。３７０μｍ長のチップをファイバピグテールで高周波数パッケージに装着して、ゼロバイアスでファイバからファイバへの全損失は５ｄＢのみであった。パッケージ型装置の３ｄＢｅのバンド幅は、変調器として動作するとき、１４GHzであったが、この実験では約２．５GHzの狭いバンド幅の応答のみが必要である。
図８は、実験的なレイアウトを模式的に示している。無線モデムは、中央オフィスのＢｒｅｅｚｅＮｅｔ（TM）アクセスポイント（ＡＰ）およびピコセル内のラップトップコンピュータへ接続するためのＢｒｅｅｚｅＮＥＴ（TM）ステーションアダプタ（ＳＡ）から成る。これらのモデムは、ＩＭＳバンド（２．４乃至２．４８GHz）内で動作し、周波数ホッピングスペクトラム拡散を使用して、インターフェイスのソースに対する影響を受け難くしている。システムは半二重伝送を行なうが、上述のように、光リンクはこの構成に制限されない。ＡＰは空間的なダイバシティに対してツインアンテナをもち、非常に簡単に取外して光リンクへ接続できるものとした。
下流経路では、ＡＰからのＲＦ出力は市販のアナログレーザに接続された。このレーザからの光信号は、偏光制御器（ＰＣ）および光リンク通り抜けて、遠隔のピコセル内に配置されたＥＡＭへ送られた。この方向では、ＥＡＭは光ダイオードとして機能し、生成されたＲＦ電力は次にアンテナを使用して放射され、自由空間内をラップトップコンピュータに接続されたＳＡへ向かう。
上流経路では、ＳＡからのＲＦ出力は自由空間内をＥＡＭに接続されたアンテナへ向けて放射される。次にこれらのＲＦ信号は、ＥＡＭを通る残りの光パワーを変調し、次に光リンク上を中央オフィスへ送り戻される。上流信号は市販の光ダイオードを使用して検出され、次にＡＰの受信機部分へ入力される。レーザおよび光ダイオードはアナログマイクロ波リンク用に設計された。
結果
この実験で使用したピコセルは、６ｍ×３．５ｍのオフィスであった。パッシブ無線アクセスポイント用のアンテナ（変調器のＲＦ出力で供給された）は、８ｄＢｉの利得をもつ簡単なマイクロストリップパッチ設計から成る。これは、約７０°のビーム幅をもつボータイ設計（bow-tie）であった。ＳＡは、伝送方向（２ｄＢｉで全方向）に１つのアンテナを、受信方向（８ｄＢｉでマイクロストリップパッチ）用に別のアンテナを使用するように構成された。この構成は、リンクにより良い電力バランスを与える長所（以下に記載する）、さらに伝送電力を２０ｄＢｍ未満に制限する長所を組合せて、無線ＬＡＮシステムにおけるヨーロッパのＥＩＲＰ要件に従うことを確実にする。
無線システムを接続する前に、信号ソースおよび２．５GHzの周波数の解析器を使用して、電力供給量の測定を行った。表１は、アンテナが６ｍづつ間隔を開けているときの、このシステム全体の重要なポイントのｒｆ電力レベルを示す。この間隔で、自由空間での光路損失は５０ｄＢであり、反射を考慮に入れないで算出したものよりも６ｄＢ少ない。下流経路（レーザから光吸収変調器）の光リンクＲＦ損失は、は４０ｄＢであり、ＥＡＭの代りに光ダイオードを使用したときに測定した損失よりも５ｄＢだけ少なかった。上流（光吸収変調器から光ダイオード）の光リンクＲＦ損失は３５ｄＢであった。ＥＡＭに適切にバイアスをかけると、平衡な光リンク損失を達成できるが、受動動作では、ＥＡＭはゼロバイアスで十分な光検出器ではないので、この波長では下流リンク損失は上流損失よりも高い。しかしながら、ＳＡにおいて各方向に適切なアンテナ利得を選択した結果、全体的な無線−ファイバリンク（無線リンク損失を考慮に入れる）は幾分平衡となった。事実、全体的なリンクにおいて下流損失は８０ｄＢであり、上流損失は７５ｄＢであった。
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無線システムは光リンクに接続され、ローカルイーサネットワークへ接続された。オフィスの一方の端部の壁に配置されたパッシブ無線アクセスポイントアンテナおよびピコセル内で自由に移動するＳＡアンテナを使用して全レート伝送が可能になった。ＢｒｅｅｚｅＮｅｔ（TM）無線モデムの受信機の感度は、３Mbpsの全レートの動作で−６４dBm、２Mbpsの動作で−７２dBm、および１Mbpsの最低レートで−８２dBmであった。表１から、３Mbpsに対する電力要求はピコセル内で容易に満足できることが分かった。上述の−５８dBmの（上流に制限された）受信機電力および受信機の感度に基く範囲の計算から、このシステムで約１２ｍ（３Mbps）、３０ｍ（２Mbps）、および９５ｍ（１Mbps）の（妨げられていない）大きさのセルを達成できることを示している。１Mbit／秒のデータレートで動作すると仮定すると、全有効マージンは、＋１７dBmの伝送電力および−８２dBmの受信機の感度に基いて各方向に対して９９ｄＢである。したがってピコセル内の残りのマージンは、１９ｄＢ（ダウンリンク）および２４ｄＢ（アップリンク）である。光路の損失が距離の平方で変化する（自由空間で伝搬する）との非常に簡潔な仮定をたてると、このマージンは、ダウンリンクでは２７ｍおよびアップリンクでは４８ｍの範囲に変換される。
“パッシブピコセル”の考え方を確認証明するための作業目的で選択した無線システムは、半二重周波数ホッピングスペクトル拡散設計のためにこの目的によく適している。ここで半二重周波数ホッピングスペクトラム拡散設計とは、ある時間にはいつも１つのみの周波数搬送波が存在することを示している。ゼロバイアスでＥＡＭを動作することにより、非線形動作、とくに上流経路でＧＳＭのようなマルチ搬送波システムに相互変調の歪みをもたらす。受動動作が必要ないときは、相互変調の歪みを許容できる変調特性の線形部分を移動するには小さいバイアス、約１Ｖまたはそれ以下で十分である。ＥＡＭの光電流は約１ｍＡであるので、全ｄｃ電力要求は１ｍＷのみであり、したがって基地局またはそのアンテナに、あるいはそれらに隣接して、小さいバッテリまたはおそらくは１または複数の太陽電池を置くだけで十分である。さらに、ＥＡＭを再設計して、ゼロの印加されたバイアスで線形方式で動作することもでき、この結果受動動作を依然として行うことができる。例えば、第EP-B-0416879号に記載した組込まれたバイアス（in-build bias）をもつＭＱＷ変調器を使用することができる。
本明細書の背後にある考え方を明らかにするために、最初に光リンク長を３０ｍだけとするが、はるかに長い長さのものでも実現できる。この場合主として光損失について考慮しなければならず、この光損失は上流経路にとくに影響を与えるものである。各１ｄＢの光損失は４ｄＢの上流の電気損失に変換される。したがって６ｍのピコセルにおいて３Mbpsで６ｄＢの電力マージンは、１．５ｄＢのマージンの光損失に等しい。ファイバ損失が０．２dB/kmであると仮定すると、光リンク長は７．５ｋｍになる。６ｍのピコセルにおける１Mbpsの動作に対して、３０ｋｍの光リンク長が可能である。図は、このファイバ損失の仮定に基いて各システムデータレートに対する光リンク長と無線リンク長との間のトレードオフを示す。
ＥＡＭトランシーバの最大のコストで、このタイプのシステムを大きいスケールで展開するか否かを判断する。主としてファイバピグテーリングプロセスに大きな労力を要するので、本発明の装置はパッケージングに費用がかかる。集積モード変換器、すなわちファイバピグテールの受動的な位置取りを可能にするものにより、パッケージングコストは著しく低減するであろう。適切なモード変換器はWO95/23445号に記載されている。反射変調器では１つのピグテールアタッチメントのみが必要であるので、これを使用すればさらに低減することができる。特に興味深い反射変換器は、WO91/19219号に記載されている。
受信機の信号対雑音比を向上し、無線レンジ（範囲）を増大するために、幾つかのオプションが使用できる。実現できる潜在的な改良の幾つかを、全体的な実用性および効果の見込み評価と共に以下に記載する。
ダウンリンク
外部変調器
レーザソースに直接に変調を行うのではなく、外部変調器、例えばリチウムナイオベートのマッハツェンダ変調器を使用することができる。これにより信号対雑音比は約２０ｄＢ増加する。これは１０倍のレンジ増加ファクタに当たる。その理由は、ＲＦで変調できるレーザは通常電力が非常に低く、他方、外部変調器を使用すると、レーザはＣＷで動作することのみを要求され、ヘッドエンドで、例えば５０ｍＷを出射できるからである。リチウムナイオベート変調器を使用する代りに、別の電子吸収変調器を使用することもできるが、リチウムナイオベートは帯域幅が広く、低挿入損失の装置が比較的に得られるという長所をもっている。高出射電力に関して、ピコセル内の電子吸収変調器の飽和の問題を検討する必要がある。ここではバルク吸収層を使用する変調器、例えばＮＥＣから市販されているものか、または高飽和電力をもつＭＱＷ装置−例えばインジウムガリウムひ素硫黄のウエルをもつインジウムアルミニウムひ素から作られるバリアを使用するＭＱＷ装置を使用することができる。
一層効果的なレーザ
外部変調器および高電力源を使用する代りに、レーザを直接に変調し続けるが、実験で使用したものよりも今日的な一層効果的な装置を使用することができる。１０ｄＢの信号対雑音比の増加、すなわち３．２倍のレンジ増加ファクタを得ることができる。
一層高いＲＦ送信電力
レーザを直接に変調すると、これはレーザの破損閾値によって制限されるが、それでも３ｄＢの信号対雑音比、または１．４倍のレンジ増加ファクタを与えることができる。明らかに、外部変調器を使用することにより、一層高いＲＦ電力レベルを送ることができる。
光増幅
ここでの制限ファクタは電子吸収変調器の飽和である。さらに、ファイバ増幅器または半導体増幅器を使用して光増幅を達成すると、より複雑になる。それにも関わらず、ファイバ増幅器または半導体増幅器を使用するとき、信号対雑音比の６ｄＢの増加を期待することができ、これは２倍のレンジ増加ファクタに等しい。
例
エルビウムドープ光ファイバ増幅器をヘッドエンドで使用して、ダウンリンクにおける出射光信号レベルを１５ｍＷに持上げた。この電力レベルを使用して、屋外伝搬に関する実験を行った。同じアンテナおよび遠隔端末を使用した。その結果を図１８に示す。図１８を見て分かるように、使用した最大間隔は７５ｍであり、遠隔端末の電力レベルは−７８ｄＢｍであった。
電気吸収変調器における一層高いアンテナ利得
ここでの問題は、利得に対した指向性をどのように妥協したいかである。明らかに高指向性アンテナ、例えば１８ｄＢの利得をもつアンテナを使用できるが、それらは通常非常にかさばり、ビーム幅が非常に狭い。今日までの実験では、８ｄＢの利得および７０°のビーム幅をもつ煙草１箱より小さいアンテナを使用していた。非常に高い指向性を代償にして、１０ｄＢの信号対雑音比、すなわち３．２倍のレンジ増加ファクタを得ることができる。
アップリンク
一層効果的な光検出器
一層効果的な光ダイオードを使用することによって、レンジ増加ファクタを２倍だけ、すなわち信号対雑音比を６ｄＢ増加させ得ることができる。
一層高い光パワー
上述のように、一層効果的なレーザまたは外部変調器または光増幅を使用することによって、光パワーをダウンリンクおよびアップリンクで増加できるが、これは電子吸収変調器の飽和閾値によって制限される。それにも関わらず、信号対雑音比を効果的に６ｄＢ増加させる、すなわち２倍のレンジ増加ファクタを得ることができる。
光前置増幅
ここでの制限ファクタは光ダイオードの飽和である。明らかにより複雑になるが、例えば米国特許第5446751号に記載された形式の光検出器を使用することによって、複雑性の増加を最小にすることができる。その代りに、光増幅器、すなわちファイバまたは半導体レーザ増幅器をアップリンク経路に含めることができる。これにより、信号対雑音比の１０ｄＢの増加、すなわち３．２倍のレンジ増加ファクタを得ることができる。
ＲＦ前置増幅
実際は、ＢｒｅｅｚｅＮｅｔにおけるＲＦシステムが極めてよく最適化されている。したがって改良の範囲はほとんどない。改良されるとすれば、潜在的に重要とされるような余計複雑なことをするという対価を払ってのことになろう。ここではとくに最大許容放射電力の制限が重要である。
ステーションアダプタでの高アンテナ利得
再び、これも指向性と利得とはトレードオフであり、加えて最大許容放射電力の制限も関係する。おそらく増加は得られない。
これらのオプションの幾つかは実行するのに簡単であるが、システムの無線レンジを実質的に向上することが分かる。したがって高価なまたは実行不可能なシステムに訴えずに、１乃至２００ｍの無線レンジが可能になるはずである。
もし送信機１が２つのレーザ、すなわちレーザ１およびレーザ２を含み、それぞれ異なる波長λ1およびλ2で光を放射し、λ1＜λ2（例えば、λ1＝１．３μおよびλ2＝１．５５μ）であるとすると、図１および２に示したシステムの機能を向上できる。考えていることはレーザ１からの光を使用してダウンリンク信号を搬送し、一方でレーザ２からの光を使用して、アップリンク信号を搬送する方法を使用するのである。レーザ１からの光は送信機１で変調され、変調器４で検出される。変調器にバイアスがかけられていないときでも、波長λ1のほんのわずかな光のみが変調器の光出力ポートから現れるように、λ1が十分に短くなるように選択することができる。これにより、図５に示したＲＦ挿入損失の低逆バイアス電圧（バイアスをかけていない場合を含む）のダウンリンクのＲＦ挿入損失が向上する。レーザ２からの光は送信機２で変調されない。それは変調器４で変調され、アップリンク信号は受信機８で検出される。ダウンリンクのＲＦ挿入損失と、アップリンクの搬送波対相互変調比の両方を最大にするように、波長λ2を選択することができる。
アップリンク信号およびダウンリンク信号に対応する電気信号が同時に存在するので、全二重システムの変調器でアップリングとダウンリンクを混合することができる。これらの信号は周波数デュープレックスであるので、変調器の変調対電圧および検出対電圧の特性の非線形性によってのみ、アップリンクとダウンリンクの混合が生じ得る。変調器において、ダウンリンク電気信号は供給されたアップリンク電気信号よりも通常数十ｄＢ弱い。したがってアップリンク−ダウンリンク混合は、アップリンクよりもダウンリンクにおいて問題がより重大である。変調器の電圧において波長λ1の光応答の変動を最小にするように波長λ1を選択することができる。したがってダウンリンク信号は、加えられたアップリンク信号によって歪みが最小になる。したがって２つの波長が接近すると、ダウンリンクでのアップリンクとダウンリンクとの混合が減少する。このやり方はこの応用の若い図番の図のみを参照することによって記載されたが、当業者は本発明の実施形態／応用のほとんどに応用できることを認識するであろう。
多くの状況、例えば遠隔ビデオアクセスまたは他のマルチメディア応用においてダウンリンクのキャパシティ（容量）はアップリンクのキャパシティよりもはるかに重要である。対照的に、他の応用、例えば遠隔のビデオ監視もあり、これには小さいキャパシティのダウンリンクのみが必要であるが、大きなキャパシティのアップリンクも重要である。したがって応用がもつ正確な性質から上述のオプションリストから行われる選択を決定することになろう。
加えて、本発明の端末は通信ネットワークの別の構成で使用できる。図２はバンドパスフィルタ9aおよび9bを介して電気出力インターフェイス10および電気入力インターフェイス11に接続された電気コンタクト５を示す。電気データ信号25は、電気データ信号26との相互混合とは実質的に無関係に電気出力インターフェイス10に存在しており、電気データ信号26は電気データ信号25との相互混合とは実質的に無関係に電気出力インターフェイス11に存在している。例えば、ケーブルテレビジョン分散ネットワークにおいて、複数のテレビジョン信号は周波数範囲１０MHz乃至６００MHzで下流に送られ、制御信号は周波数範囲１００乃至２００kHzで上流に送られ、ハンドパスフィルタ9aは１０MHzより低いかまたは６００MHzより高い信号の実質的に全てを拒絶し、一方で１０MHz乃至６００MHzの信号のほぼ全てを通過することになる。同様にバンドパスフィルタ9bは、１００kHzより低いかまたは２００kHzより高い信号の実質的に全てを拒絶し、一方で１００kHz乃至２００kHzの範囲内の信号の実質的に全てを通過する。明らかにある状況では、通信ネットワークまたはインターフェイス10および11に接続された装置の特性に依存して、フィルタ9aおよび9bを不要にすることもできる。
電気インターフェイスは幅広い範囲の適切な電気装置、例えば１対のアンテナ、別の光送信機および受信機、電気送信機および受信機（ビルディングまたは多数の部屋のＬＡＮにおいて信号を伝送するためのもの）、または顧客構内装置（ＣＰＥ）、例えばブロードキャストケーブルテレビジョンサービスまたは対話式マルチメディアサービス用のセットトップボックス、例えばビデオオンデマンドに接続することができる。このリストは全てを網羅しておらず、本発明の技術的範囲の制限として解釈すべきではない。これらの応用の多く、例えばセットトップボックスまたは他のＣＰＥにおいて、既成の電源があり、したがって受動端末ではなく動力を備えた端末を使用するときに効果的となることもあろう。
図６に示したように、複数の端末を直列に接続することができる。
上述したとことろはアナログ信号のみに関していた。デジタル信号を送るために、ヘッドエンドで光送信機および受信機をもつモデムおよび遠隔の端末で電気インターフェイスを使用することが必要である。モデムは変調器−復調器であり、デジタル信号によって搬送される情報の重要な部分を失わずに、デジタル信号をアナログ信号として変調し、アナログ通信ネットワーク上を伝送し、次に復調し、元のデジタル信号を再構成することができる。図７は、２つのモデムで構成され、デジタル信号を送ることができる光通信ネットワークを示す。
例えばＬＡＮからの電気デジタルデータ流は、モデム入力30ａを通ってモデム22に入り、情報を実質的に失わずにアナログ電気データ流へ変調される。アナログ光データ流24ａは光送信機１によって光ファイバ３に沿って送られ、ＥＡＭ内で検出され、電気コンタクト５でアナログ電気データ流25を生成し、バンドパスフィルタ9a、電気出力インターフェイス10、およびモデム23を通り、モデム23ではアナログ電気データ流を復調し、元のデジタルデータ流を実質的に再生する。次に実質的に再生されたデジタルデータ流は、モデム出力31ｂを介して、例えば第２のＬＡＮに出力される。
モデム入力31ａを通ってモデム23に入る第２のＬＡＮからのデジタルデータ流は、情報を実質的に失わずに、アナログ電気データ流26へ変調され、次に電気入力インターフェイス11およびバンドパスフィルタ9bを通り電気コンタクト５へ送られる。次に到来光搬送波24ａはＥＡＭによって変調され、アナログ光データ流27ａを生成し、光ファイバ３に沿って光受信機８へ送られる。アナログ光データ流は電気領域に変換され、モデム22に供給され、信号を復調して、第２のＬＡＮからデジタルデータ流を実質的に再生し、モデム出力30ｂを介して出力される。再び、一定の環境のもとで、バンドパスフィルタ9a、9bの一方または両方を不要にすることができる。
アナログデータ信号を変調できる周波数は、レーザ変調バンド幅またはＥＡＭの変調または検出バンド幅の低い方の値によって制限される。上述の例では、レーザの変調バンド幅は約６GHzであり、ＥＡＭの検出および変調バンド幅は１４GHzであるので、この場合ネットワーク伝送の最大能力はレーザの変調バンド幅によって制限される。モデムを使用して、デジタル信号を送るとき、モデムの変調速度がレーザまたは変調器の何れかの最低変調速度よりも大きくない限り、それはシステムに対する制限ファクタになる。
光信号を送って検出できる最大距離は、光ファイバによる信号の減衰によって制限される。上述のＤＦＢレーザでは、４ｍＷの出力電力で、光送信機１と光受信機８との間の最大距離は約５０ｋｍであることが分かった。したがって上述のレーザを簡単なネットワーク、例えば図１および２に示したネットワークで使用するとき、遠隔の端末は基地局から約２５ｋｍのところに位置することができる。この最大伝送距離は光増幅器、すなわちファイバまたは半導体を使用して拡大して、光信号のレベルを増加することができる。より高い電源を使用すると、最大伝送距離、したがって範囲を明らかに増加することになる。
ここで別の例、上述の種々の変形を使用したものを記載する。
例２
実験的な光構成を図８に示す。単一の、挿入損失の低いＥＡ変調器モジュールを遠隔端末で使用する。実用的な低コスト／低電力システムは、各端末でＥＡ変調器を使用することがもっともありそうなことなので、アナログレーザ送信機が全く必要無くなる。図９は２つの可能なネットワーク構成を示し、ＥＡ変調器トランシーバのみを使用する。図９ａでは、幾つかのポイントツウポイントリンクが共通のＣＷレーザ光（高）パワー源を共有している。各リンクでは、遠隔のトランシーバＥＡＭ＃２を送信機ＥＡＭ＃１および受信機ＥＡＭ＃３に接続する。図９ｂでは、２つのＣＷレーザによって端部でパワーを供給される多数のＥＡトランシーバが光バスを共有しており、（すなわち、全てのトランシーバは同じＲＦスペクトルを共有する）。
我々の実験において、１２０MB/s  ＱＳＰＫモデム信号は、１．３４７GHzにアップコンバートされ、衛星のＡｓｔｒａ（TM）グループの１つの偏光からダウンコンバートされたＴＶチャンネルと結合する。次に結合された信号は、市販のアナログＤＦＢレーザモジュールに供給され、λ＝１．５６μｍで＋６dBmの光パワーを放出する。ステップインデックスファイバを２５ｋｍ伝送した後で、光信号は遠隔のＥＡ変調器トランシーバで検出される。別の１２０MB/sモデム信号で１４０MHzに中心を置き、デュプレクサ／マルチプレクサを介して変調器へ供給され、市販の光検出器受信機モジュールへのリターン経路に対する光信号に印加される。２つの経路を隔離するのに使用するＲＦマルチプレクサは、Wenzelによる文献（IEEE Trans. Microw Theory & Tech., 1968年, MTT-16, 147-157参照）によって記載されたタイプの相補的なバンドパス／バンドストップ・マイクロストリップフィルタと、５次の相補的なローパス／ハイパスランプフィルタ（Mathei. G.L., 他による文献（”Microwave filters, impedance matching networks and coupling structures”, McGraw Hill, 1964年）参照）とから形成され、ダウンリンクパスにおいて８０ｄＢより高いアップリンク信号を排除する。
モジュレータのバイアスは最初に、アップリンクで最低３次の相互変調に対して設定された（Ｖb＝０．９８Ｖ）。このバイアスで、ファイバ損失を除く電気挿入損失は、（ダウンリンク損失）＝４３ｄＢ、および（アップリンク損失）＝４１ｄＢであり、ＤＣの電力消費は１ｍＷより小さかった。ダウンリンクのＲＦ損失は１方向の光損失の平方として変化するが、アップリンクのＲＦ損失は４番目の電力に対する１方向の光損失として変化する。その結果、それは最大のリンク長／挿入損失を定めるのはアップリンクである。
ビットエラーレート（ＢＥＲ）の測定は、ビデオ信号が存在しない状態で最初に２つのデータ流で、２つの方法を使用して行われた：第１の方法では、図８の転Ａで光減衰器を使用して光挿入損失を変化させた。次に光利得を調節してモデム復調器に対して一定の入力信号を維持した。第２の方法では、光挿入損失を一定に保って、異なるビットエネルギ／ノイズレートをシミュレートするために可変のノイズソースを復調器前段に挿入した。
図１０は、０dBmのＲＦ入力レベルについて、両方のリンクに対する測定したＢＥＲを受取った光パワーの関数としてプロットした。この変調の深さに対して、アップリンクでは１０-8のＢＥＲに対する受取った最小の光パワーは−２７dBmであり、２つのリンクの感度は７．４ｄＢだけ異なり、アップリンクのほうがより感度が高い（しかし２倍のファイバ減衰効果を受ける）ことが分かる。この差はＥＲ変調器の光挿入損失に（ゼロファイバ長の）ＲＦ挿入損失の差の半分を加えたものに等しいことを示すと見ることができる。Ｅｂ／Ｎｏ（エネルギ対ノイズ比）に対するＢＥＲは、モデムに対するバック・トウ・バック（back-to-back）（電気）測定結果と共に図１１に示されている。この曲線から、この構成においてアナログＥＡトランシーバの使用と関係する電力のペナルティがないことが明らかに分かる（アップリンクがわずかに改善をしていることが分かる）。
最後に、ＢＥＲ測定をＱＰＳＫ信号について、Ａｓｔｒａ  ＦＭ  ＴＶ信号がある状態で行った。レーザ送信機に供給された複合ＲＦスペクトルを図１２に示す。モデムＱＰＳＫ信号は１．３４７GHzではっきりしている。１．７５GHzと２GHzとの間のＡｓｔｒａ信号におけるデジタルＴＶチャンネルも認識できる。電子吸収変調器のバイアス電圧は−３．６５Ｖまで増加し、ＱＰＳＫ信号は−５dBmに減少して、種々の信号間において最小のインターフェイスを保証した。このようにＲＦ電力レベルが低減しても、ＴＶ信号は明らかに分かるような著しい劣化はせずに、２５ｋｍの範囲で１０-10より低いＢＥＲを両方のリンクで達成した。
例３
例２では、単一の電子吸収変調器（ＥＡＭ）を低コストの装置として“星”型のネットワークアーキテクチャで使用して、マルチチャンネルＦＭとデジタルＴＶを一緒に使用して高データレートチャンネルを送ることができる方法を示した。例３では、単一のファイバに対するＥＡ変調器の使用、双方向の光バストポロジ動作、１２０Mb/s  ＱＳＰＫチャンネルの送出を示す。光バスは２つのＣＷレーザによってパワーを供給されており、したがって高価な高速レーザの使用は回避された。可能性としては、ＣＷレーザソースのコストはアクセスノードに位置するユーザ間で共に分担することになる。さらに、全てのノードを直列に接続されるので、バスは一定の弾力性を与えなければならない。ＥＡＭはこの応用における理想的な候補である。すなわち１つのノードに電源故障がないこと（Ｂbias＝０volt）は、実質的に透明な光状態でＥＡＭが動作し続けて、ネットワークの残りはおかしなことにならぬようにする。
実験：図１３は実験的な設定を示している。２つのＥＡ変調器（ＥＡＭ1およびＥＡＭ2）はトランシーバとして使用されて、端部で２つのＣＷ光ソース（ＤＦＢ1およびＤＦＢ2）によってパワーを与えられる共通の光バスを共有した。出射した光パワーは、それぞれＥＡＭ1およびＥＡＭ2の入力ポートで＋６dBm（λ1＝１５６０ｎｍ）および＋４dBm（λ2＝１５５０ｎｍ）であった。偏光制御器（ＰＣｎ0１，２，３）を同調して、両方のＥＡ変調器のＴＭモード動作を保証した。
データ通路では、２つの１２０Mb/s  ＱＳＰＫデータチャンネルを使用した。すなわち、第１のモデム信号は１．３４７GHz（チャンネル１）の中心周波数にアップコンバートされ、別のモデム信号は１４０MHz（チャンネル２）を中心とした。ＥＡＭ1はλ1をチャンネル１（−３dBmのＲＦ駆動電力）で変調し、同期してλ2でＥＡＭ２からチャンネル２を検出した。２５ｋｍのステップインデックスファイバ上を送った後で、λ1でチャンネルの同時検出がλ2でのチャンネル２（−３dBm入力ＲＦ電力）の変調とともに、ＥＡＭ2によってデュプレクサ／マルチプレクサを介して行われる。各ノードにおいてチャンネル１とチャンネル２との間の排除が８０ｄＢよりも大きいとすれば、ＲＦマルチプレサは例２に記載したものと同じである。
受信したＱＰＳＫ信号の歪みを最小にすることを保証するために、変調器のバイアスをＥＡＭ1およびＥＡＭ2に対してそれぞれＶｂ１＝−２．１４ＶおよびＶｂ２＝−３．６８Ｖに設定した。これらのバイアスでは、光挿入損失はそれぞれＥＡＭ1およびＥＡＭ2に対して１２ｄＢおよび１０ｄＢである。電気挿入損失は、ファイバ損失を除いて、リンクＥＡＭ1からＥＡＭ2において４２ｄＢであり、反対方向では４４ｄＢであった。ＥＡＭのＤＣ電力消費は１ｍＷよりも少なかった。各アクセスノードにおいて、電力増幅度を調節して、モデム復調器に対して一定の信号レベル（−３５ｄＢｍ）を維持した。最後に、ノイズおよびインターフェイステストの組を使用して、ＢＥＲ測定値対Ｅｂ／Ｎｏ（ビットエネルギ／ノイズ比）を行なった。
結果および吟味：図１４は測定したＢＥＲ曲線を示す。１．３４GHzの第１のアップコンバータの出力を使用してダウンコンバータ（ドット）へ戻る連続測定を行った。このリンクにおいてエラーのない伝送が認められた。しかしながら、ＥＡＭ2の−３．６８Ｖよりも少ない逆バイアスで電力のペナルティを認めることができる。図１６では、ＥＡＭ2出力（チャンネル1）で測定したＢＥＲ対所定のＥｂ／Ｎｏ比（Ｅｂ／Ｎｏは１８ｄＢで維持した）に対するＶｂ2をプロットする。両方の曲線において、Ｖbp＝−３．６８Ｖで発生する突然のブレークポイントがある。｜Ｖｂ２｜＜｜Ｖｂｐ｜のとき、ＤＣ特性の応答勾配は、｜Ｖｂ２｜＞｜Ｖｂｐ｜におけるよりも高く、しかも測定したＢＥＲは突然著しく劣化する。信号劣化の別の証拠は図１６に示され、図１６では２組のバイアスに対してチャンネル１上のＥＡＭ２の出力で得られるＲＦスペクトルを示している。
Ｖｂ２＞−３．６４Ｖのとき、受信した信号の歪みを認めることができる。この歪みは２つの効果、すなわち突然の勾配非線形性によって生成されるチャンネル２の８次および９次の高調波の存在と、ＥＡＭ2の光電流の増加により生ずる光信号の反対方向伝搬の存在とによって生じる。これはＤＦＢ2またはチャンネル２の何れかがオフのとき、観察したＲＦスペクトルは図１５ａから図１５ｂへ変化することで確かめられた。
最後に、バスアーキテクチャにおいてＥＡ変調器のつながりをさらに特徴付けるために、設定を変更して、ＥＡ変調器を通って移動するデータ流の変化を調査した。新しい設定では、ＥＡＭ1を使用してチャンネル２のみを変調した。次に同じＲＦマルチプレクサ、すなわち同じ光レーザソースを使用し、バイアスを一定に維持して２５ｋｍのファイバ上に伝送させた後に、ＥＡＭ２で両方のチャンネルを再生した。図１６ではエラーのない動作を達成したことを示している。しかしながら２ｄＢのペナルティがあり、これはＥＡＭ1で発生され、かつファイバ上を移送された光高調波によると考えられる。
バスの最適化：我々はこのペナルティはシステムの別の最適化で無くなると考えている。例えば、チャンネル２に対するもっと高い搬送周波数を選択することはこの応用により適している（１４０MHzではなく１．１GHz）。さらに、Ｖｂ１のバイアスの最適化は、このペナルティを最小にすることを助けることになった。しかしながら、この制限は良好な光検出とＥＡ変調器の高変調効率との間の妥協から生ずるバイアス同調には制限がある。
当業者が認識するように、本発明は幅広く応用される。
各通信方向に異なるコードを使用するコード分割多重化（ＣＤＭ）（例えば、コード分割デュプレック方法）は普通、少なくとも受動（およびバイアスを加えた）ピコセルおよびマイクロセルという本発明の実施形態に使用できる。さらにＣＤＭは単一のファイバによって多数の基地局または遠隔のノードを容易に供給することができる。
現在、ＥＡ変調器は一般的に著しく飽和閾値が低い（または電力処理能力が低い）。（受動）スプリッタ（例えば、光ファイバカップラ）を使用して、中央制御局からの出力を分割することによって、幾つかの変調器間で単一の強力な光ソースを共有することができる。明らかに、変調器は全て近接して位置しており、ことによると１つのマイクロセルをカバーするか、またはクラスタ内にまとめられるかあるいは広域に散在していてもよい。
屋内の応用
オフィス
主としてオフィスを移動するとき、再びケーブル配線するコストおよび複雑さが非常に高くなるので、ワイヤレスオフィスはデータ通信の管理者にとって長い間聖杯（holy grail）（中世騎士の願望したもの）であった。ユーザも、ケーブルがないと作業の移動性が高くなり、見苦しいスパゲッティのようなケーブルに悩む必要がないという恩恵に非常に感謝している。都合の悪いことに、現在のワイヤレスシステムは機能が悪く、コストが高いので、オフィスでは幅広く使用されていないが、これは技術が成長するにしたがって変化し始めている。数年間でＨＩＰＥＲＬＡＮ規格（５．２Ghzの伝送に使用する）に基くワイヤレスシステムは、現在のシステムより高いデータレートを提供し、このＨＩＰＥＲＬＡＮ規格を広く受け入れることによって大きな市場が生成され、コストが合理的に低くなることが期待されている。オフィスにおけるワイヤレス音声通信も非常に魅力的である。ＤＥＣＴ（デジタルで向上したコードレス遠隔通信）のような規格に基づくコードレスＰＢＸシステムは、もともと備わっている（in-built）ローミング機能のために移動性を高めることができる。セルラ無線システム、例えばＤＣＳ１８００を使用して、固定ラインに近い課金レートでオフィス環境に音声通信を提供することができる。
真のワイヤレスオフィスでは、セルラ電話およびコードレス電話の組合わせおよびワイヤレスＬＡＮシステムを使用する。これらの各システムは、それ自身の無線基地ユニットを要求し、最適な位置および電力に対して慎重に計画しなければならない。対照的に、パッシブピコセルシステムは単一の給電を行わない無線基地ユニットからこれらのサービスの全てを提供できる。ファイバのインフラストラクチャが適切であるときは、パッシブピコセル無線基地ユニットをそれらが要求する時および場所に接続できる。これは使用の融通性および容易さに重大な長所を与える。これらの無線基地ユニットの将来が保証されている特徴も非常に有力な販売ポイントである。
倉庫保管（warehousing）および小売り（retailing）
ワイヤレスＬＡＮシステムは、倉庫保管に応用され、すでに適切な市場がある。なお倉庫保管応用において、トレーリング（引き張られた）ケーブルがないことは明らかに重要である。したがってこれはパッシブピコセルの理想的な応用であり、音声通信に対する付加的な要件と統合できる将来を保証されたサービスを提供することができる。小売りの部分では、ワイヤレスシステムによって提供される融通性が認識され始めている。例えば、店でレイアウトを変更するときに、販売装置の電子ポイント（electronoic point）を容易に移動できる。繰返すが、パッシブピコセルは将来の保証が重要な考慮事項となるような統合システム内部でこのようなワイヤレスでの接続性を提供するのによい位置にある。
空港の中央ホール
空港の中央ホールは、今日のピコセル、すなわち要求の高い小さいホットスポットの良好な例である。繰返すが、パッシブピコセルの完全なサービスおよび将来の保証された能力は、この応用に理想的に適している。近い将来、空港の管理者は、試みとして空港を通るの旅行者に対して無線タグを使用して、“付添い（shepherd）（羊の道案内）”をし、またセキュリティを向上することを検討している。ここでも“パッシブピコセル”を利用して、この新しい無線システムを無線基地ユニットによって供給される他のシステムに付加することができる。
最も魅力的な応用の１つは、セルラ無線、とくにピコセルラおよびマイクロセルラ方式である。通常のセルラ無線基地局は同調したＲＦ電力増幅器を含み、各基地局によって処理できる波長を制限している。新しい波長を割当てて容量（容量）を移動するには、増幅器などの交換／付加が必要であり、これは明らかに達成するのに比較的に時間がかかり、高価である。さらに、このような基地局は著しく高い電力消費量をもち、一般的な主電源、それに停電用のバックアップバッテリを準備している。こういった限界を結合した結果は、この基地局に対する最小の容積と重量とが比較的に大きくなり、これが基地局を配置できるサイトを厳しく制限している。
この通常のアプローチに対する周知のファイバによる無線の代替例は、固定波長の問題を潜在的に克服し、基地局に必要な最小の容積および重量を著しく低減しているが、依然として電源およびバックアップバッテリを準備するという問題がある。
本発明は、基地局の電力消費を著しく低減し、多くの場合完全に無くすことができる。したがって、基地局に必要な最小の寸法および容積をさらに一層低減することができる。基地局を配置するのにより大きな自由を与えた結果、新しいアーキテクチャが可能になった。実際のまたは期待されるレベルの要求にしたがって、中央オフィスによって受動基地局間で容量を切換えるとき、需要に応じた容量をもつアーキテクチャを検討することが一層興味深くなる。
鉄道の駅はピーク期間中に特別な容量を提供でき、この容量は主な労働時間は商業区域またはビジネス区域に切り換えることができる。スポーツスタジアムまたは他のエンタテインメント施設は、必要なときに容量を提供することができる。スポーツスタジアムは、大きな容量を必要とする屋外の応用の良い例である。スポーツスタジアムは、パッシブピコセルシステムによって可能になったダイナミックな容量の割当て、すなわち需要に応じて容量を準備する概念を示す良い例でもある。一般的なスポーツスタジアムは主なイベントに対してたかだか数パーセントの時間の間だけ使用する。通常のシステムは、価値のある資源を一人占めするピーク時の要求を満たすのに、完全に装備された基地局を準備する必要がある。パッシブピコセルシステムは、容量が必要とされるところにダイナミックに容量を切換えることができる。フットボールゲームが放送されているとき、パッシブピコセル基地ユニットは十分なネットワーク容量に接続されて、半分の時間のピーク需要を満たし、地上がエンプティのままであるときは、同じネットワーク容量が他の場所に対して使用できる。
この需要に応じて容量を提供する概念を一層大きな規模で、例えば主要な都市内およびその周りで使用することができる。日中は容量を都市へ向け、夜間は同じ容量を郊外へ拡散することができる−言い換えると容量を人間に追従させることができる。このタイプの方式は、著しく局地化した容量の需要を独特なやり方で経済的なコストで満たすことができる。種々の最適化されていない例での分散された範囲でも、非常に広範に分散されたサイトの間で容量をスイッチすることができる。とくに基地局からのリターン経路において（変調器の飽和を回避するために）光増幅を使用すると、受動基地局のやり方から離脱して移動する必要なく、これらのシステムのレンジを拡大するのは簡単なことである。これらの応用において、高価で、かさがあり、比較的に高感度のＲＦ装置を良好な環境の中央オフィスに配置することができる。
さらに、本発明は単一の基地局が幾つかのシステム（ＧＳＭ、ＤＥＣＴ、など）にサービスするのを可能にする。ＦＤＭを使用して、例えば約９００mhzの周波数を使用するＧＳＭ、約１９００MHzで動作するＤＥＣＴ、および約２．５Ghzで動作する現在の無線ＬＡＮシステムの組合わせを提供することができる。全ての３つの信号を結合して、ファイバを介して基地局へ光で搬送し、そこから自由空間へ放射するとき、アンテナおよび入力段が周波数に関して非常に選択的であるので、ＧＳＭハンドセットのみがＧＳＭ信号に応答し、したがってＤＥＣＴおよび無線ＬＡＮ信号を排除することになる。同様に無線ＬＡＮおよびＤＥＣＴに対する関連の受信機はそれらの信号に対してのみ応答する。中央制御局は、各ネットワークに接続された無線モデムを含む。これらのモデムは、無線基地局へ送られる無線信号を供給する。各無線モデムは特定のシステム、例えばＧＳＭ、ＤＥＣＴ、無線ＬＡＮと関係付けられ、それらの信号は外方向の伝送のために結合される。これは図１９に模式的に示される。図の左側の中央制御局は種々の無線モデムおよび規格を表すものを示す。ピコセル、例えばオフィス、街路（ストリート）、または空港ターミナルは一定の範囲の端末を示し、これらの全てはシステム間のインターフェイスなしに同期して動作できる。
屋外の応用
固定無線アクセス
無線固定アクセス、すなわちワイヤレスローカルループは、とくに現職の（incumbent）オペレータからマーケットシェアを得ようとする他のライセンスをもつオペレータにとっては、経済的にサービスを提供する方法であることが分かる。ＢＴの見通しからすると、これは合弁起業会社にとっての魅力的な選択である。レンジが大きすぎない限り、パッシブピコセルシステムをこのタイプの応用に使用することができる。ファイバが無線分配ポイント（ＤＰ）まで延在しているアーキテクチャは、２００ｍまでの範囲、すなわちさらに最適化されるパッシブピコセルに対して予想される範囲で街路柱の上に装着された無線基地局を見通せる。この構成は、顧客構内へのドロップワイヤに対する必要を取り除き、さらに敵がいる環境で起動中の電子装置を使用することによって生じる問題を回避する。これらの無線ＤＰはコードレスまたはセルラシステムの基地局としても動作でき、意図していなかった主な効果はこの技術に見方するように経済が動いていけることである。
家庭へのファイバ接続はしばしば、真に広帯域のアクセスネットワークに対する最終的な目的と考えられており、長期的に見れば選択されるアクセス媒体になる公算が高い。パッシブピコセルはこのアーキテクチャでも機能する重要な役割をもつ。ファイバが家庭にインストールされると、パッシブピコセル基地ユニットを使用して、別のケーブル配線を回避する。これは明らかに望ましい目的である。基地ユニットを、例えば屋根にインストールして、家庭全体にワイヤレス通信を供給することができる。
マイクロセル
マイクロセルラシステムは、加速しながら展開され、セルラネットワークの容量需要を満たしている。これらのシステムは、数百メートルの一般的な範囲をもち、基地局が屋根の高さよりも低い密集した都市環境で使用される。これらのシステムが放射する電力レベルは低く、通常の受信可能領域は都市の街路になる。高速で走っている移動体に対するハンドオーバの問題を回避するために、これらのシステムは、この問題をカバーするように設計された“アンブレラ”マクロセルを備えて階層状の構成で使用される。小型で、軽量で、低コストで、動力をもたない基地局で期待できることはこの応用に対して明らかに魅力的である。基地局用地としてビルディング空間を賃借するコストは高く、ビルディングのオーナがセルラオペレータに対するその価値を分かり始めるにしたがって次第に高くなるので、これはとくに当てはまる。
屋外のパッシブピコセルは、設定が最適でなくても７５ｍの範囲をもっていた。無線において効果的な無線受信可能領域を提供するこのようなレンジの応用では、“ブラックスポット”が完璧に適している。パッシブピコセル基地局は、著しく上昇するオフィス区域（例えば、主要な都市の金融区域で一般的に見られるもの）、道路、または鉄道のトンネル内といった全ての必要な点に準備することができる。このアプローチは、地下鉄のプラットフォームにおけるローカルな無線受信可能領域を提供する手段としてとくに適していると考えられる。明らかに、オフィス区域、ショッピングコンプレックス、およびそれに類似するものに対して、本発明のピコセルラ法は魅力的である。
温度の感知
この装置は温度に敏感である。屋内の応用では、温度の感知は重要ではないが、屋外の応用では重要な問題である。現在の好ましい解決案は、光ソースを含み、この光ソースは広帯域である（したがって、波長を動作するＥＡＭの変更はソースのバンド幅内で行われる）か、または制御ループ（パッシブピコセルのループ化バージョンで実行するのが簡単である）を使用して波長を動作するＥＡＭを追跡する。
ＥＡＭの代りに、非対称のファブリーペロー変調器（例えば、インジウムリン、またはそれに類似するものから作られる変調器）を使用することができる。この場合、共振ピークとオフピークの間で変調器を同調することによって（通常、ＦＰキャビティ内で材料の屈折率を変化させることによって）、変調を達成することができる。このような装置は異なる反射率をもつ２つの反射器によって非対称になっており、反射で使用される。
本明細書の最初に示したように、本発明は種々の態様において、数百MHzからミリメートル波帯に至る周波数をもつ無線およびマイクロ波システムにバンドに対して応用できる。例えば、本発明はＨＩＰＥＲＬＡＮ規格に応用でき、５．５GHzおよび６．０Ghz無線ＬＡＮ（例えば、１２０Mbit/s）を使用する。本発明は同相アレーおよび他のレーダに等しく応用して、例えば軍事用および他の航空機にアンテナを供給することができる。さらに、上述の説明から明らかなように、本発明は幾つかの態様においてさらに一層低い周波数、例えばベースバンドに応用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１６】
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【図１５】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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