(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号系列によって表現される音響信号を、メモリにストアするステップと、
前記メモリから、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列とを、読み出して時間軸圧縮伸長するステップと、
時間軸圧縮伸長された、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列とを、クロスフェード処理するステップとを含み、
フェードインする側の信号系列とフェードアウトする側の信号系列との位相差を、基音成分に基づいて補正し、
位相差の補正は、粗いレベルの補正と、詳細なレベルの補正の組み合わせから構成され、
粗いレベルの補正は、信号系列のブロックの単位で行われ、かつ、詳細なレベルの補正は、ブロックを構成するサンプルの単位で行われることを特徴とする音程変換方法。
【請求項２】
基音成分は、信号系列に低域通過フィルタをかけて抽出されることを特徴とする請求項１記載の音程変換方法。
【請求項３】
デジタル信号系列によって表現される音響信号を、ストアするメモリと、
前記メモリから、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列とを、読み出して時間軸圧縮伸長するフィルタ演算手段と、
時間軸圧縮伸長された、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列とを、クロスフェード処理するクロスフェード手段と、
フェードインする側の信号系列とフェードアウトする側の信号系列との位相差を、基音成分に基づいて補正する位相差調整手段とを備え、
位相差の補正は、粗いレベルの補正と、詳細なレベルの補正の組み合わせから構成され、
粗いレベルの補正は、信号系列のブロックの単位で行われ、かつ、詳細なレベルの補正は、ブロックを構成するサンプルの単位で行われることを特徴とする音程変換装置。
【請求項４】
基音成分は、信号系列に低域通過フィルタをかけて抽出されることを特徴とする請求項３記載の音程変換装置。
【請求項５】
デジタル信号系列によって表現される音響信号の音程を、時間軸圧縮伸長とクロスフェード処理を用いて、任意の音程に変換する音程変換装置において、
クロスフェード手段の入力にあたる時間軸のずれた、フェードイン側とフェードアウト側の、２つの信号系列に関し、その位相差を検出して、その位相差を補正する位相差調整手段を具備し、
前記位相差調整手段は、複数の段階の調整機能を有し、
第１の位相差調整段階では、２つの信号系列をそれぞれ定められたブロックに分割し、ブロック毎にその代表値を求め、求めた代表値を用いて２つの信号系列でブロック単位の位相差が最小になる時のブロックのずれを求め、求めたずれの分だけ、２つの信号系列のうち、フェードインする側の信号系列をシフトし、
第１の位相差調整段階後において、第２以降の位相差調整段階では、２つの信号系列に関し、１サンプル単位あるいは数サンプル単位において、ブロック単位よりも詳細な位相差を求め、求めた位相差の分だけ、２つの信号系列のうち、フェードインする側の信号系列をシフトし、
前記クロスフェード手段は、前記位相差調整手段が位相差調整を完了した後に、クロスフェード処理を行うことを特徴とする音程変換装置。
【請求項６】
ブロックにおける代表値として、ブロック内の信号系列に低域通過フィルタをかけた出力値を用いることを特徴とする請求項５記載の音程変換装置。
【請求項７】
位相差調整段階の少なくとも一部において、
音程を上げる場合においては、フェードインする側の信号系列を過去の信号を用いる方へシフトし、
音程を下げる場合においては、フェードインする側の信号系列を未来の信号を用いる方へシフトすることを特徴とする請求項５記載の音程変換装置。
【請求項８】
デジタル信号系列によって表現される音響信号の音程を、時間軸圧縮伸長とクロスフェード処理を用いて、任意の音程に変換する音程変換方法において、
クロスフェード処理の入力にあたる時間軸のずれた、フェードイン側とフェードアウト側の、２つの信号系列に関し、その位相差を検出して、その位相差を補正する位相差調整プロセスを具備し、
前記位相差調整プロセスでは、複数の段階の調整機能を有し、
第１の位相差調整段階では、２つの信号系列をそれぞれ定められたブロックに分割し、ブロック毎にその代表値を求め、求めた代表値を用いて２つの信号系列でブロック単位の位相差が最小になる時のブロックのずれを求め、求めたずれの分だけ、２つの信号系列のうち、フェードインする側の信号系列をシフトし、
第１の位相差調整段階後において、第２以降の位相差調整段階では、２つの信号系列に関し、１サンプル単位あるいは数サンプル単位において、ブロック単位よりも詳細な位相差を求め、求めた位相差の分だけ、２つの信号系列のうち、フェードインする側の信号系列をシフトし、
前記位相差調整プロセスが完了した後に、クロスフェード処理を行うことを特徴とする音程変換方法。
【請求項９】
ブロックにおける代表値として、ブロック内の信号系列に低域通過フィルタをかけた出力値を用いることを特徴とする請求項８記載の音程変換方法。
【請求項１０】
位相差調整段階の少なくとも一部において、
音程を上げる場合においては、フェードインする側の信号系列を過去の信号を用いる方へシフトし、
音程を下げる場合においては、フェードインする側の信号系列を未来の信号を用いる方へシフトすることを特徴とする請求項８記載の音程変換方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号系列によって表現される音響信号の音程を、時間軸圧縮伸長とクロスフェード処理を用いて、任意の音程に変換する音程変換方法及びその装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、カラオケなどにおいて、曲の速度を変えずに、歌いやすい音程に変換するため、この種の音程変換装置が用いられる。
【０００３】
即ち、音程変換装置とは、カラオケ等に用いられるキーコントローラのように、音響信号の音程、すなわち周波数を、元の周波数の定数倍に変換する装置である。
【０００４】
これまでに、様々な音程変換の手法が提案されているが、本発明は、デジタル信号系列を、時間軸圧縮伸長とクロスフェード処理によって、音程変換する技術に関する。
【０００５】
ここで、時間軸圧縮伸長とは、元の信号の時間軸を、圧縮伸長して、元の周波数の定数倍の信号系列を生成する処理である。
【０００６】
また、クロスフェード処理とは、元の信号から取り出した部分信号であって、フェードインさせたものと、この部分信号とは、異なる部分信号であって、フェードアウトさせたものとを、時間軸上で、重ね合わせる処理である。
【０００７】
次に、この種の従来技術を説明する。
【０００８】
（従来技術１：位相差を補償しない音程変換技術）
まず、音程変換の原理を、図９を用いて説明する。
時間軸圧縮伸長
【０００９】
図９において、横軸は時間、縦軸は信号の振幅である。
【００１０】
そして、図９（ａ）は、元の信号の波形を示す。
【００１１】
ここで、時間軸圧縮伸長すると、音程（周波数）を変換できる。
【００１２】
例えば、図９（ａ）に示す元の信号を、時間軸圧縮すると、元の信号は、高い周波数へ変換され、図９（ｂ）に示すようになる。
【００１３】
このとき、時間軸圧縮後の信号（図９（ｂ））の再生時間は、元の信号（図９（ａ））の再生時間に対して、短くなる。
【００１４】
一方、図９（ａ）に示す元の信号を、時間軸伸長すると、元の信号は、低い周波数へ変換され、図９（ｃ）に示すようになる。
【００１５】
このとき、時間軸伸長後の信号（図９（ｃ））の再生時間は、元の信号（図９（ａ））の再生時間に対して、長くなる。
【００１６】
以上のように、時間軸圧縮伸長を行うと、元の信号の再生時間とは異なる再生時間となる。このままでは、時間窓の切り替わり目が不連続となって、ノイズが発生する等、問題である。
【００１７】
そこで、従来技術１では、時間軸圧縮伸長に、クロスフェード処理を加えて、再生時間が変化しないように工夫している。
【００１８】
時間軸圧縮伸長とクロスフェード処理との組み合わせ
図１０は、時間軸圧縮伸長とクロスフェード処理との組み合わせを、模式的に示したものである。そして、図１０（ａ）は、時間軸圧縮する例を示し、図１０（ｂ）は、時間軸伸長する例を示す。
【００１９】
図１０（ａ）のうち、上段（１）は、デジタル信号列によって表現される元の信号を示す。また、中段（２）は、時間軸圧縮処理の過程を示しており、下段（３−１）、（３−２）は、クロスフェード処理の第１例及び第２例を示す。  下段（３−１）、（３−２）のブロック内の斜線は、クロスフェードする箇所を示しており、第１例（３−１）では長めにクロスフェードし、第２例（３−２）では短めにクロスフェードするようになっている。
【００２０】
なお、この斜線の下側に位置する成分は、フェードインするものであり、上側に位置する成分はフェードアウトするものである。
【００２１】
次に、図１０（ａ）を用いて、より具体的に各処理を説明する。
【００２２】
ここでは、元の信号から、時間（Ｔ１＋Ｔ１）だけの部分信号を取り出し処理を行う。
【００２３】
そして、時間（Ｔ１＋Ｔ１）は、例えば、０．１秒ほどの短い時間である。
【００２４】
また、時間軸の圧縮比Ｋ１は、１より大であり、Ｔ２＝Ｋ１＊Ｔ１なる関係があるものとする。
【００２５】
そして、元の信号から、時間（Ｔ２＋Ｔ２）だけ部分信号を取り出し、その前半成分Ａ１をフェードイン側に割り当て、後半成分Ｂ２をフェードアウト側に割り当てる。
【００２６】
次に、これらの成分Ａ１，Ｂ２に圧縮比Ｋ１による時間軸圧縮を施し、圧縮後前半成分Ａ１Ｈと圧縮後後半成分Ｂ２Ｈを得る。
【００２７】
勿論、これらの成分Ａ１Ｈ、Ｂ２Ｈの再生時間は、いずれも時間Ｔ１である。
【００２８】
次に、圧縮後後半成分Ｂ２Ｈの先頭と一致するように、時間（Ｔ２＋Ｔ２）なる部分信号を取り出し、その前半成分Ａ２をフェードイン側に割り当て、後半成分Ｂ３をフェードアウト側に割り当てる。
【００２９】
次に、これらの成分Ａ２，Ｂ３に圧縮比Ｋ１による時間軸圧縮を施し、圧縮後前半成分Ａ２Ｈと圧縮後後半成分Ｂ３Ｈを得る。
【００３０】
勿論、これらの成分Ａ２Ｈ、Ｂ３Ｈの再生時間は、いずれも時間Ｔ１である。
【００３１】
以下同様に、圧縮後前半成分Ａ３Ｈ、...、及び圧縮後Ｂ４Ｈ、...を求める。
【００３２】
こうして得られた圧縮後の各成分に関し、Ｂ２ＨとＡ２Ｈ、Ｂ３ＨとＡ３Ｈ、…、ＢｎＨとＡｎＨ（ｎは整数）とを、クロスフェード処理する。
【００３３】
なお、上述のように、ＢｎＨはフェードアウトさせ、ＡｎＨはフェードインさせる。
【００３４】
ここでは、第１例（３−１）のように、ブロックの全区間を用いてクロスフェード処理を行っても良いし、第２例（３−２）のようにブロックの中央付近の一部を用いてクロスフェード処理を行っても良い。
【００３５】
図１０（ｂ）に示すように、音程を下げる場合は、「時間軸圧縮」が「時間軸伸長」に変わり、圧縮比が１より小になる点を除けば、音程を上げる場合（図１０（ａ））と同様である。
【００３６】
このクロスフェード処理により、時間窓の切り替わり目の不連続点によるノイズの発生を抑え、元信号と同じ再生時間で音程変換出力信号を再生することができる。
【００３７】
以下、図８を用いて、従来技術１の構成例を説明する。
【００３８】
図８に示すように、音響入力端子８０７より入力された音響信号（デジタル信号系列によって表現されている）は、一旦メモリ８０１に格納される。
【００３９】
読み出しアドレス発生手段８０４で、メモリ８０１のアドレスが指定され、指定されたアドレスに従って、２系統（フェードインする側とフェードアウトとする側）の信号系列が、フィルタ演算手段８０２ａ、８０２ｂに読み出される。
【００４０】
フィルタ演算手段８０２ａ、８０２ｂは、読み出した信号系列を、時間軸圧縮伸長し、音程（周波数）を変換する。
【００４１】
クロスフェード手段８０３は、時間軸圧縮伸長された、２系統の信号系列に関しクロスフェード処理を施し、その結果が、音響出力端子８０８から出力される。
【００４２】
この従来技術１による問題点は、クロスフェード処理時において、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列との、位相差に起因して、トレモロ感が生じてしまうということである。
【００４３】
ここで、たまたま図１１のように、２系統の信号系列の位相があっていれば、クロスフェード処理においても、出力信号の振幅の包絡線（振幅のピークを結んだ線）に変化がないため、トレモロ感が生じない。しかしながら、この２系統の信号系列の位相は、一般には、ずれている。
【００４４】
特に、図１２に示すように、２系統の信号系列が、完全な逆位相になっていると、クロスフェード区間において、これらの信号系列は、互いの信号で打ち消し合う関係になるため、出力信号の振幅が、クロスフェード処理をしない区間に比べて、小さくなってしまう。
【００４５】
従って、クロスフェード処理をしない区間と、クロスフェードをする区間とにおいて、振幅がばらついてしまい、これが交互に繰り返される結果となる。このため、トレモロ感が発生する。
【００４６】
（従来技術２：位相差を補償する音程変換技術）
従来技術１の問題点に着目しこれを改善する、従来技術２として、例えば、特開平５−２９７８９１号公報をあげることができる。
【００４７】
このものでは、トレモロ感が生じる原因は、クロスフェード処理を行う２つの信号系列の位相差によることから、この２つの信号系列の位相差を求め、その位相差の分、他方の信号系列を時間軸方向にシフトさせることにより、位相を合わせている。
【００４８】
より具体的には、２つの信号系列のピークを求め、そのピークの差だけ信号系列をシフトしている。
【００４９】
しかしながら、詳細な理由は、後述するが、結論をいえば、このものでは、シンプルな音声信号ならば、とりあえずうまくいくものの、音楽などの複雑な信号（特に倍音成分が強くたくさん含まれているもの）について、ピークの誤検出が多くなり、必ずしもうまく位相を合わせることは、できないのである。
【００５０】
【発明が解決しようとする課題】
以上の従来技術１，２の問題点をまとめると、次のとおりである。
【００５１】
従来技術１：位相差を補償しない音程変換手法では、トレモロ感を生じてしまう。
【００５２】
従来技術２：信号のピークを用いて位相差を補償する手法では、複雑な信号になるとピークの誤検出により、トレモロ感の減少効果が薄くなる。
【００５３】
そこで本発明は、複雑な信号であっても、トレモロ感を抑制できる技術を提供することを第１の目的とする。
【００５４】
加えて、圧縮技術の採用に伴い、近年のオーディオ信号は、ブロック単位で処理されるケースが増えている。そして、１ブロックは、例えば、６４、８０、１９２サンプルのデータで構成される。
【００５５】
このように、ブロック単位でオーディオ信号を処理すると、一般に、ブロック内での処理は容易である。しかしながら、複数のブロックをまたがる処理となると、非常に複雑となって、その結果、演算量も増加する。
【００５６】
例えば、サンプリング周波数４８ｋＨｚで１００Ｈｚの信号の場合、１周期が４８０サンプルとなるために、位相差の検出のためには４８０サンプル以上の検索範囲が必要である。
【００５７】
すなわち、複数のブロックをまたぐことになり、処理が複雑で、演算量が多く、信号系列格納のためのメモリの容量も増加する。
【００５８】
そこで本発明は、ブロック単位の処理形態でも、演算量及びメモリ容量が少なくてすむように工夫した、音程変換技術を提供することを、第２の目的とする。
【００５９】
【課題を解決するための手段】
第１の目的を達成するため、第１の発明に係る音程変換方法は、デジタル信号系列によって表現される音響信号を、メモリにストアするステップと、メモリから、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列とを、読み出して時間軸圧縮伸長するステップと、時間軸圧縮伸長された、フェードインする側の信号系列と、フェードアウトする側の信号系列とを、クロスフェード処理するステップとを含み、フェードインする側の信号系列とフェードアウトする側の信号系列との位相差を、基音成分に基づいて補正する。
【００６０】
この構成により、フェードインする側と、フェードアウトする側の、２つの信号系統の位相差を補償できるため、トレモロ感を抑制できる。しかも、位相差の補償は、基音成分に基づくため、位相差の誤検出を大幅に削減でき、音楽などの複雑な音声信号であっても、トレモロ感を抑制できる。
【００６１】
第２の目的を達成するため、第２の発明に係る音程変換装置では、クロスフェード手段の入力にあたる時間軸のずれた、フェードイン側とフェードアウト側の、２つの信号系列に関し、その位相差を検出して、その位相差を補正する位相差調整手段を具備し、
位相差調整手段は、複数の段階の調整機能を有し、
第１の位相差調整段階では、２つの信号系列をそれぞれ定められたブロックに分割し、ブロック毎にその代表値を求め、求めた代表値を用いて２つの信号系列でブロック単位の位相差が最小になる時のブロックのずれを求め、求めたずれの分だけ、２つの信号系列のうち、フェードインする側の信号系列をシフトし、
第１の位相差調整段階後において、第２以降の位相差調整段階では、２つの信号系列に関し、１サンプル単位あるいは数サンプル単位において、ブロック単位よりも詳細な位相差を求め、求めた位相差の分だけ、２つの信号系列のうち、フェードインする側の信号系列をシフトし、
クロスフェード手段は、位相差調整手段が位相差調整を完了した後に、クロスフェード処理を行う。
【００６２】
この構成により、ブロック単位の処理形態でも、演算量及びメモリ容量が少なくてすむ。
【００６３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態を説明する。
本発明の実施の形態１による音程変換装置は、位相差調整手段を設け、位相差調整手段は２段階で位相差を調整する。
【００６４】
図１（ａ）は、本実施の形態による音程変換装置のブロック図である。
【００６５】
図１（ａ）に示す音程変換装置は、メモリ１、フィルタ演算手段２ａ、２ｂ、クロスフェード手段３、読み出しアドレス発生手段４、位相差調整手段５、音程制御信号入力端子６、音響信号入力端子７、音響信号出力端子８で構成されている。
【００６６】
メモリ１は音響信号入力端子７からの音響信号を一時格納する。
【００６７】
読み出しアドレス発生手段４は、音程制御信号入力端子６からの信号に応じて、メモリ１から読み出す信号の読み出しアドレスを生成する。
【００６８】
フィルタ演算手段２ａ、２ｂはメモリ１からの信号にフィルタ処理を行い、時間軸圧縮伸長信号を生成し、クロスフェード手段３へ出力する。
【００６９】
クロスフェード手段３でクロスフェード処理された後に、音響出力端子８から音程変換信号が出力される。
【００７０】
位相差調整手段５は、メモリ１からの２系統の信号系列よりこの２系統の信号系列の位相差を求め、その値を読み出しアドレス発生手段４に送り、フェードイン側の信号系列を位相差の分だけシフトする。
【００７１】
クロスフェード処理開始前では、フェードイン側の信号系列の乗算係数はゼロであり、フェードアウト側のそれは、１である。したがって、音響出力には、フェードアウト側の信号系列の成分のみがあらわれる。また、このとき、フェードイン側の乗算係数はゼロであるから、フェードイン側の信号系列をシフトしても、音響出力への悪影響はない。
【００７２】
本発明のポイントは、この位相差調整手段５であるため、以後、位相差調整手段５を中心とした、位相差を求め、信号系列をシフトする操作について説明する。
【００７３】
図１（ｂ）のように、第１次の位相差検出と時間軸調整による第１次の位相差調整と、第２次の位相差検出と時間軸調整による第２次の位相差調整との、２段構成としている。
【００７４】
これらの位相差調整は、クロスフェード処理よりも前の時点で行われる。
【００７５】
まず、２つの信号系列において、それぞれブロックに分割する（オーディオのフォーマットにより、最初から分割されている場合もある）。
【００７６】
例えば、３２サンプルで１ブロックとする。
【００７７】
図２（ａ）のように、クロスフェードを開始する前の１４ブロックを位相差調整に用いる例を考える。
【００７８】
その１４ブロックのうち、前半１２ブロックが第１次位相差調整、後半２ブロックを第２次位相差調整に用いるものとする。なお、第２次位相差調整は、微調節用であるから、あまり多くのブロック数を割り当てる必要はない。例えば、１〜３ブロック程度で十分である。
【００７９】
最初に、第１次の位相差調整について説明する。
【００８０】
まず、ブロック毎に代表値を求める。
【００８１】
その代表値として、図４のように、ブロック内の信号系列に低域通過フィルタをかけた値とする。
【００８２】
図４において、○印は、１つのサンプルを示しており、複数のサンプルを囲む点線の矩形は、１つのブロックを示している。なお、図４の例では、隣り合うブロックが互いに一部交差するものを示しているが、本来的には、このように交差していないものであっても、本発明は、同様に適用できる。
【００８３】
ここで、音程を上げる場合を考える。
【００８４】
図２（ｂ）のように、フェードアウトする側の信号系列のブロック７〜１２を基準として、フェードインする側の信号系列のブロックを
【００８５】
（０）７〜１２  （１）６〜１１  （２）５〜１０
【００８６】
（３）４〜９    （４）３〜８    （５）２〜７  （６）１〜６
【００８７】
の７通りについて、位相差が最小となるブロック列を求める。この７通りは、ずれとして成立しうるものを列挙したものである。
【００８８】
その求め方の例が、図２（ｃ）のように、対応するブロックの最小２乗誤差を最小にする方法である。
【００８９】
ブロックの先頭からそれぞれの差分を求め、その２乗和を求め、その値が最小となる場合のブロックのずれを、第１次位相差調整におけるシフト量とする。
【００９０】
前記例で、（４）３〜８のブロック列が最小であったならば、図２（ｄ）のように、フェードアウト側１３、１４に対応するフェードイン側の信号系列は、過去の方から４ブロックシフトさせた９、１０となる。
【００９１】
なお、音程を下げる場合には、基準とするブロック列を、フェードインする側の信号系列とする。
【００９２】
図３（ｂ）のように、フェードインする側の信号系列のブロック７〜１２を基準として、フェードアウトする側の信号系列のブロックを
【００９３】
（０）７〜１２  （１）６〜１１  （２）５〜１０
【００９４】
（３）４〜９    （４）３〜８    （５）２〜７  （６）１〜６
【００９５】
の７通りについて、音程を上げる場合と同様にして、位相差が最小となるブロック列を求める。
【００９６】
前記例で、（３）４〜９のブロック列が最小であったならば、図３（ｄ）のように、フェードアウト側１３、１４に対応するフェードイン側の信号系列は、未来の方から３ブロックシフトさせた１６、１７となる。
【００９７】
次に、第２次の位相差調整について説明する。
【００９８】
図５のように、フェードアウト側に基準を置く。
【００９９】
例えば、３２サンプル中の（１２，１４，１６，１８，２０）サンプル目とする。
【０１００】
これに対し、フェードイン側は、（１，３，５，７，９，１１）サンプル目から（２２，２４，２６，２８，３０，３２）サンプル目までについて、第１次位相差調整と同様に、最小２乗誤差が最小になる系列を求める。ここでは、サンプルの全部について、虱潰しに処理するのではなく、合理的な範囲で、サンプルを間引いて処理量を少なくしている。
【０１０１】
例えば、５サンプルずれた（７，９，１１，１３，１５，１７）サンプル目の場合には、フェードイン側の信号系列を過去の方から５サンプル分シフトさせる。
【０１０２】
この第２次の位相差調整は、複数回行うことが出来る。
【０１０３】
この例では、フェードアウトする側のブロックが１３の場合と１４の場合と２回行うことが出来る。
【０１０４】
また、この第２次の位相差調整は、フェードイン側に基準を置いても良い。
【０１０５】
しかし、位相差を求めてからシフトするのはフェードイン側であることには変わりはない。これは、クロスフェード処理開始前では、フェードイン側の信号系列の乗算係数はゼロであるからである
【０１０６】
次に、本形態による効果を述べる。
【０１０７】
まず、位相差調整手段を、第１次と第２次との、２段階（複数の段階）としたことにより、演算量とメモリの削減が図られている。
【０１０８】
まず第１次でブロック毎の代表値を用いたことにより、前記例では、７種類の最小誤差を求めるだけで済んでいる。
【０１０９】
また、各ブロック当たり１個の代表値をメモリに保存しておくだけで良い。
【０１１０】
もし、第２次の位相差調整手段による方法だけで第１次の位相差調整の範囲を含めようとすると、約１桁演算量が増大する。
【０１１１】
また、該当する信号系列の全てをメモリに保存しておかなくてはいけないため、メモリ容量も増大する。
【０１１２】
このように、位相差調整手段を２段階にしたことは、演算量とメモリ容量の削減に大きな効果を有している。
【０１１３】
また、ブロックの代表値として、ブロック内の信号系列に低域通過フィルタをかけた値としている。
【０１１４】
一般に、楽音信号は、一番低い周波数を基音として、その基音の周波数の整数倍である倍音との組み合わせから成り立っている。
【０１１５】
この基音に位相を合わせれば、この倍音でも位相が合うことになる。
【０１１６】
逆に、倍音の位相が合っているからといって、基音の位相が合っているとは限らない。
【０１１７】
この例を示しているのが、図６である。図６では、振幅が大きい倍音成分に着目して、位相を合わせたため、基音の位相が、ずれてしまっている。
【０１１８】
図６は、従来技術２のように、振幅のピークに従って、位相を合わせると、位相差を誤検出するおそれが大きいことを示している。
【０１１９】
即ち、従来技術２において、結果的に、基音ではなく倍音での位相差を求めてしまうことが、位相差誤検出の最大の原因となっているのである。
【０１２０】
一方、本形態のように、ブロックの代表値を求める際、低域通過フィルタの出力を用いると、位相差誤検出の原因となる倍音のレベルを減少させ、基音成分を取り出すことになるので、位相差の誤検出を大幅に減少させることが可能となる。
【０１２１】
なお、基音がこの低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高い周波数でも問題はない。
【０１２２】
第１次の位相調整ではどの位相差のブロックに選択されても構わない。
【０１２３】
基音の周波数が高いため、１周期が１ブロック内に入り、第２次の位相調整だけでも十分に位相調整をすることが可能だからである。
【０１２４】
さらに、第１次の位相差調整において、音程を上げる場合には、フェードアウト側の信号系列を基準とし、時間のずれたフェードイン側の信号系列との位相差をとり、過去の方から音響信号をシフトする。
【０１２５】
音程を下げる場合には、フェードイン側の信号系列を基準とし、時間のずれたフェードアウト側の信号系列との位相差をとり、未来の方から音響信号をシフトする。
【０１２６】
これらの操作は、位相差調整手段５が存在する場合でも、図１（ａ）におけるメモリ１の容量削減に寄与している。
【０１２７】
図７に、メモリ１での書き込みアドレスと読み出しアドレスの関係を示している。
【０１２８】
例えば、音程を上げる場合には、メモリ１から読み出すアドレスの更新速度が速いため、音響入力端子７の信号を記録するアドレスは、前述の読み出しアドレスから追いつかれない様に余裕を持った値に設定する必要がある。
【０１２９】
音程を上げる場合において、フェードイン側の信号系列を基準とし、その結果として、位相差の分、未来の方から音響信号をシフトすることも可能である。
【０１３０】
しかしこの場合、前述の余裕の他に、未来から音響信号をシフトするため、更にそのシフト量の取りうる値の最大値分（この例では６ブロック分）のメモリを用意する必要がある。
【０１３１】
音程を下げる場合も同様である。
【０１３２】
メモリ１から読み出すアドレスの更新速度が遅いため、音響入力端子７の信号を記録するアドレスは、前述の読み出しアドレスに追いつかない様に余裕を持った値に設定する必要がある。
【０１３３】
音程を下げる場合において、フェードアウト側の信号系列を基準とし、その結果として、位相差の分、過去の方から音響信号をシフトすることも可能である。
【０１３４】
本発明の手法では、音程を上げる場合には過去の方から、音程を下げる場合には未来の方から値をシフトすることになるので、この第１次の位相差調整に伴う新たなメモリの増加は必要ではない。
【０１３５】
【発明の効果】
本発明によれば、位相差調整を、第１次と第２次以降の複数段階とし、第１次の位相差調整をブロック単位の調整としたことで、演算量とメモリ容量が削減される。
【０１３６】
また、第１次の位相差調整手段によるブロックの代表値として低域通過フィルタの出力を用いることにより、位相差の誤検出を減少させ得る。
【０１３７】
さらに、第１次の位相差調整において、音程を上げる場合には、フェードアウト側の信号系列を基準とし、時間のずれたフェードイン側の信号系列との位相差をとり、過去の方から音響信号をシフトする。
【０１３８】
音程を下げる場合には、フェードイン側の信号系列を基準とし、時間のずれたフェードアウト側の信号系列との位相差をとり、未来の方から音響信号をシフトする。
【０１３９】
この操作は、メモリの削減に効果を有する。
【０１４０】
すなわち、本発明は、位相差の誤検出が少なく、ブロック処理で演算量とメモリ容量が少なく、しかも、トレモロ感の少ない音程変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）本発明の実施の形態１における音程変換装置のブロック図
（ｂ）同位相差調整手段のフローチャート
【図２】（ａ）同位相差調整の区間説明図
（ｂ）同第１次位相差調整の説明図
（ｃ）同第１次位相差調整の最小２乗誤差説明図
（ｄ）同位相差調整の区間説明図
【図３】（ａ）同位相差調整の区間説明図
（ｂ）同第１次位相差調整の説明図
（ｃ）同第１次位相差調整の最小２乗誤差説明図
（ｄ）同位相差調整の区間説明図
【図４】同ブロックの代表値の説明図
【図５】同第２次位相差調整の最小２乗誤差説明図
【図６】従来技術２における誤検出の説明図
【図７】本発明の実施の形態１における読み出し／書き込みアドレスの関係図
【図８】従来技術１における音程変換装置のブロック図
【図９】（ａ）音程変換の原理説明図（元の信号）
（ｂ）音程変換の原理説明図（時間軸圧縮信号）
（ｃ）音程変換の原理説明図（時間軸伸長信号）
【図１０】（ａ）クロスフェード処理の説明図（時間軸圧縮）
（ｂ）クロスフェード処理の説明図（時間軸伸長）
【図１１】クロスフェード処理とトレモロ感との関係説明図
【図１２】クロスフェード処理とトレモロ感との関係説明図
【符号の説明】
１  メモリ
２ａ，２ｂ  フィルタ演算手段
３  クロスフェード手段
４  読み出しアドレス発生手段
５  位相差調整手段
６  音程制御信号入力端子
７  音響入力端子
８  音響出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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