(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＭラジオ信号の処理方法であって、
上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信し、
上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させ、
復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させ且つ復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させることにより復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号のノイズ電力を求め、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させ、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させるステップより成るＡＭラジオ信号の処理方法。
【請求項２】
ＡＭラジオ信号の処理方法であって、
上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信し、
上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させ、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させ、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させるステップより成り、
復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けするステップは、
復調済み上側波帯信号に重み付け係数を乗算し、
復調済み下側波帯信号に１から重み付け係数を減算した値を乗算するステップより成るＡＭラジオ信号の処理方法。
【請求項３】
ＡＭラジオ信号の処理方法であって、
上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信し、
上側波帯部分及び下側波帯部分にフィルタリングを施し、
上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させ、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させ、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させるステップより成り、
上側波帯部分及び下側波帯部分にフィルタリングを施すステップは、上側波帯部分及び下側波帯部分を複数のバンドパスフィルタに通して複数のフィルタリング済み信号を発生させるステップより成り、上側波帯部分及び下側波帯部分を復調するステップは、複数のフィルタリング済み信号を復調して複数の復調済み信号を発生させるステップより成るＡＭラジオ信号の処理方法。
【請求項４】
ＡＭラジオ信号の処理方法であって、
上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信し、
上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させ、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させ、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させるステップより成り、
上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させるステップは、
ラジオ信号の虚数成分のヒルベルト変換に重み付けされた補正信号を乗算して重み付けされた信号を発生させ、
コヒーレントな両側波帯から重み付けされた信号を減算するステップより成るＡＭラジオ信号の処理方法。
【請求項５】
ＡＭラジオ信号を処理する回路であって、
ＡＭラジオ信号の上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させる復調器と、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させる回路と、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合する手段とより成り、
復調器は、ラジオ信号の虚数成分のヒルベルト変換に重み付けされた補正信号を乗算して重み付けされた信号を発生させ、コヒーレントな両側波帯から重み付けされた信号を減算するプロセッサより成るラジオ信号処理回路。
【請求項６】
ＡＭラジオ信号を処理する回路であって、
ＡＭラジオ信号の上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させる復調器と、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させる回路と、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合する手段とより成り、
復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けする回路は、復調済み上側波帯信号に重み付け係数を乗算し、復調済み下側波帯信号に１から重み付け係数を減算した値を乗算する、ＡＭラジオ信号処理回路。
【請求項７】
ＡＭラジオ信号を処理する復調器であって、
ＡＭラジオ信号の上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させる回路と、
復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させ、復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させてノイズ電力を求める回路と、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させる回路と、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合する回路とより成るＡＭラジオ信号を処理する復調器。
【請求項８】
ＡＭラジオ信号を処理する受信機であって、
上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信する入力と、
復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させ、復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させてノイズ電力を求める回路と、
ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させる回路と、
重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させる結合手段とより成るＡＭラジオ信号を処理する受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＡＭラジオ信号の処理に係り、さらに詳細には、ＡＭラジオ信号の復調方法及び装置に係る。
【背景技術】
【０００２】
放送バンドにおける受信ＡＭ信号は、隣接チャンネルによる干渉（ＡＣＩ）に起因する劣化を受けることが多い。この干渉の多くは、バンド幅が２０ｋＨｚ（±１０ｋＨｚ）であるアナログ信号の間隔が１０ｋＨｚであり、第１の隣接アナログ信号のバンド幅のほぼ半分が対象となる信号（ＳＯＩ）とオーバーラップする結果生じる。
【０００３】
インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）方式は、現在のアナログ振幅変調（ＡＭ）ラジオから完全デジタルのインバンド・オンチャンネルシステムへのスムースな移行を実現するために現在、計画準備中である。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、既存のＡＭ割り当てチャンネルのスペクトルマスク内で各ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号が送信されるためスペクトルを新たに割り当てる必要がない。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、スペクトルの経済性を向上させると共に放送事業者が現在の聴取者ベースにデジタル品質の音声を供給できるのを可能にする。
【０００４】
米国特許第５，５８８，０２２号に記載されたＡＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ方式の１つは、標準のＡＭ放送チャンネルでアナログ信号とデジタル信号を同時に放送する方法を提示している。この方式によると第１の周波数スペクトルを有する振幅変調ラジオ周波数信号が放送される。振幅変調ラジオ周波数信号は、第１のキャリアがアナログプログラム信号で変調されたものである。第１の周波数スペクトルを包含するバンド幅の中で、複数のデジタル変調キャリア信号が同時に放送される。各デジタル変調キャリア信号はデジタルプログラム信号の一部により変調されている。第１群のデジタル変調キャリア信号は第１の周波数スペクトル内にあり、第１のキャリア信号と直交関係で変調されている。第２及び第３群のデジタル変調キャリア信号は第１の周波数スペクトルの外側の上側波帯及び下側波帯にあり、第１のキャリア信号と同相及び直角位相の両方で変調されている。多数のキャリアは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）により通信情報を運ぶ。
【０００５】
インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）ＡＭデジタル音声放送は、対象となる信号のバンド内にＩＢＯＣ信号のデジタル側波帯が導入されるため従来のＡＭラジオ信号にある干渉の問題を悪化させることがある。
【０００６】
干渉を受ける信号を受信する際ＡＭラジオ受信機の性能を改善できるＡＭラジオ信号復調方法及び装置が求められている。
【発明の概要】
【０００７】
本発明は、ＡＭラジオ信号の処理方法であって、上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信し、上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させ、ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させ、重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させるステップより成るＡＭラジオ信号の処理方法を提供する。
【０００８】
ＡＭラジオ信号には、上側波帯部分及び下側波帯部分を復調するステップの前に単側波帯フィルタリングを施すことができる。
【０００９】
この方法は、復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けするステップの前に復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号のノイズ電力を求めるステップをさらに含む。復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号のノイズ電力を求めるステップは、復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させ、復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させるステップより成る。
【００１０】
復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させるステップは、復調済み上側波帯信号の直交成分を９０度だけシフトし、復調済み上側波帯信号のシフトされた直交成分に復調済み上側波帯信号を乗算するステップより成り、復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させるステップは、復調済み下側波帯信号の直交成分を９０度だけシフトし、復調済み下側波帯信号のシフトされた直交成分に復調済み下側波帯信号を乗算するステップより成る。
【００１１】
復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けするステップは、復調済み上側波帯信号に重み付け係数を乗算し、復調済み下側波帯信号に１から重み付け係数を減算した値を乗算するステップより成ることができる。
【００１２】
本発明は、別の局面において、上側波帯部分及び下側波帯部分を含むＡＭラジオ信号の処理方法であって、ラジオ信号の虚数成分のヒルベルト変換に重み付けされた補正信号を乗算して重み付けされた信号を得、コヒーレントな両側波帯から重み付けされた信号を減算するステップより成るＡＭラジオ信号の処理方法を包含する。
【００１３】
本発明はまた、ＡＭラジオ信号を処理するための復調器であって、ＡＭラジオ信号の上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させる手段と、ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させる手段と、重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合する手段とより成るＡＭラジオ信号を処理するための復調器を包含する。
【００１４】
復調器はさらに、復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けするステップの前に復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号のノイズ電力を求める手段をさらに含むことができる。
【００１５】
復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号のノイズ電力を求める手段は、復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させる手段と、復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させる手段とより成る。
【００１６】
復調済み上側波帯信号の直交成分を復調済み上側波帯信号と相関させる手段は、復調済み上側波帯信号の直交成分を９０度だけシフトし、復調済み上側波帯信号のシフトされた直交成分に復調済み上側波帯信号を乗算する手段より成り、復調済み下側波帯信号の直交成分を復調済み下側波帯信号と相関させる手段は、復調済み下側波帯信号の直交成分を９０度だけシフトし、復調済み下側波帯信号のシフトされた直交成分に復調済み下側波帯信号を乗算する手段より成る。
【００１７】
復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けする手段は、復調済み上側波帯信号に重み付け係数を乗算する手段と、復調済み下側波帯信号に１から重み付け係数を減算した値を乗算する手段とより成る。
【００１８】
本発明は、別の局面において、ＡＭラジオ信号を処理する受信機であって、上側波帯部分と下側波帯部分とを有するＡＭラジオ信号を受信する手段と、上側波帯部分及び下側波帯部分を復調して復調済み上側波帯信号及び下側波帯信号を発生させる手段と、ノイズ電力に応答して復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号に重み付けすることによって重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号を発生させる手段と、重み付けされた復調済み上側波帯信号と重み付けされた復調済み下側波帯信号とを結合して出力信号を発生させる手段とより成るＡＭラジオ信号を処理する受信機を包含する。
【００１９】
受信機はさらに、上側波帯部分及び下側波帯部分を復調するステップの前にＡＭラジオ信号に単側波帯フィルタリングを施す手段を含む。
【００２０】
本発明の受信機は、干渉に応じて、下側波帯（ＬＳＢ）、上側波帯（ＵＳＢ）または両側波帯（ＤＳＢ）のコヒーレント復調の間で自動的な選択を行なうことができる。最大比率結合（ＭＲＣ）方式は、側波帯における干渉が等しい時にＤＳＢ検波性能に近づくことができる。
【実施例】
【００２１】
本発明は、受信機が、干渉に応じて、下側波帯（ＬＳＢ）、上側波帯（ＵＳＢ）または両側波帯（ＤＳＢ）のコヒーレント復調の間の選択を自動的に行う方法を提供する。さらに、ＬＳＢとＵＳＢの和を重み付けして最大音声信号／ノイズ比率（ＳＮＲ）を得るための手段が記載される。この方法は、側波帯における干渉が等しい時にＤＳＢ検波性能に近づける最大比率結合（ＭＲＣ）方式に基づくものである。受信機は、可能性のある全ての干渉条件の下で最大音声ＳＮＲを自動的に得ることができる。この復調方式を用いとＡＭ受信機に対するＩＢＯＣの悪影響が最小となることも示すことができる。この方式を用いるＡＭ単独の復調器を、ハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ信号のＡＭアナログ部分の復調と共に説明する。
【００２２】
図１は、チャンネル１８のキャリア信号１６の両側に上側波帯１２及び下側波帯１４がある対象となるＡＭラジオ信号１０の概略図である。隣接チャンネルのＡＭ干渉信号２０は、上側波帯２２、下側波帯２４及びキャリア２６を含むものとして示されている。対象となる信号と隣接チャンネルの中心周波数の間隔は１０ｋＨｚであるため、干渉信号の下側波帯信号は対象となる信号の上側波帯の少なくとも一部とオーバーラップする。
【００２３】
図２は、チャンネル３６のキャリア信号３４の両側に上側波帯３０及び下側波帯３２がある対象となるＡＭラジオ信号２８の概略図である。隣接チャンネルのＡＭインバンド・オンチャンネルＤＡＢ干渉信号３８は、上側波帯４０、下側波帯４２及びアナログ変調キャリア４４を含むものとして示されている。対象となる信号と隣接するＡＭインバンド・オンチャンネルＤＡＢ信号の中心周波数の間隔は１０ｋＨｚであるため、干渉信号の下側波帯信号は対象となる信号の上側波帯の少なくとも一部とオーバーラップする。
【００２４】
図１及び２の例は隣接チャンネルによる干渉を示すが、本発明は他の干渉シナリオにも同様に利用可能であることを認識されたい。
【００２５】
図３は本発明の方法を説明する流れ図である。図３に示すように、本発明はＡＭラジオ信号の処理信号を包含する。本発明は、ＡＭ単独信号とハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ信号のアナログＡＭ部分の両方の復調に適用される。ブロック４６は、上側波帯部分及び下側波帯部分を含むＡＭラジオ信号の受信を示す。ブロック４８に示すように、その後、ＡＭラジオ信号の上側波帯部分及び下側波帯部分は変調されて、復調済み上側波帯信号及び復調済み下側波帯信号が発生する。ブロック５０に示すように、復調済み下側波帯信号及び復調済み上側波帯信号は、その後、ノイズ電力に応答して重み付けされ、重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号が発生する。ブロック５２に示すように、その後、重み付けされた復調済み上側波帯信号及び重み付けされた復調済み下側波帯信号が結合され、出力信号が発生する。
【００２６】
以下、本発明の方法をさらに詳しく説明する。最初に、対象となるＡＭ信号が第２のＡＭ信号、例えば隣接チャンネルからの信号による干渉を受けるＡＭ単独のシナリオを考察する。典型的なＡＭ信号ｓ（ｔ）は下記のように定義される。
0004440255.tif 000002
上式において、ｆｃはキャリア周波数、ｍ（ｔ）は±１に制限された現実のアナログ（音声）ベースバンド信号である。
【００２７】
ｍ（ｔ）の分散は通常、送信機における音声処理により、キャリア成分（キャリアは便宜的に１に規準化される）より約１２ｄＢ低い値に保持される。この変調により、周波数領域においてバンド幅が元の音声信号の２倍の対称的な両側波帯（ＤＳＰ）信号が発生する。この信号は下側波帯（ＬＳＢ）と上側波帯（ＵＳＢ）とを含む。現在放送中の音声信号はバンド幅が１０ｋＨｚ未満に制限されているため、ＤＳＢ信号のバンド幅は２０ｋＨｚ未満となる。
【００２８】
これらのＬＳＢ及びＵＳＢ信号の時間領域バージョンにそれぞれ標識ＬＳＢ及びＵＳＢを付す。側波帯信号は（毀損状態の）元の信号からヒルベルト変換により得ることが可能であり、以下のようになる。
0004440255.tif 000003
【００２９】
コヒーレント受信機は、メインキャリアの周波数及び位相を追跡する手段を提供する必要がある。これは通常、位相ロックループ（ＰＬＬ）により行われるが、このループはメインキャリアのそれ自体のバージョンを受信機内で再形成するように設計されている。コヒーレント受信機は、再形成されたキャリアと受信信号ｒ（ｔ）を乗算した後、直流成分（平均値）を除去して復調済みベースバンド信号
0004440255.tif 000004
を発生させることにより、受信信号を復調する。
【００３０】
0004440255.tif 000005
φ（ｔ）は瞬時位相追跡エラー、ｎ’（ｔ）はノイズ及び／または干渉であり、下付き文字ｌｐｆは得られた結果にローパスフィルタリングを施して望ましくない高周波数アーチファクトを除去することを意味する。そうすると、
0004440255.tif 000006
位相エラーφ（ｔ）が小さい時、その結果を下記のように近似することが可能である。
0004440255.tif 000007
そうすると、
0004440255.tif 000008
上式において、ｎ（ｔ）は全てのノイズのような項を含む。
【００３１】
位相追跡エラーφ（ｔ）によるノイズ項はチャンネルノイズよりも小さいため、ｎ（ｔ）の分散はｎ（ｔ）より有意に大きなものではなく、これは通常そうである。従って、任意の劣化は、対象となる信号の周りのパスバンド内の付加的なノイズ及び干渉により支配される。
【００３２】
コヒーレントＳＳＢ復調は、受信信号のＬＳＢまたはＵＳＢに単一側波帯（ＳＳＢ）フィルタリングを施した後に同様に行うことが可能である。複素上側波帯または複素下側波帯は受信信号のヒルベルト変換により得ることができる。
0004440255.tif 000009
上式において、下付き文字ｈは信号のヒルベルト変換を示す。ｍ（ｔ）の復元したＵＳＢまたはＬＳＢ信号推定値は複素側波帯信号の実数部分である。
0004440255.tif 000010
【００３３】
そうすると、受信機は以下のように側波帯信号の実数部分だけを計算する必要がある。
0004440255.tif 000011
【００３４】
これらの側波帯を結合するとＤＳＢ復調と等価となる。
0004440255.tif 000012
【００３５】
ここでは、ｎ（ｔ）がキャリア周波数を中心として対称的でない時が特に興味のあるものであり、一方の側波帯に対して他方の側波帯以上に影響が及ぶ。これは隣接チャンネルによる干渉の場合しばしば起こる。
【００３６】
最初に、対象となるアナログＡＭ信号のケースを考察する。受信機は、復調済みＬＳＢ及びＵＳＢ信号を加算して音声出力を形成する前にそれらに重み付けする。最大音声ＳＮＲは、ＬＳＢ及びＵＳＢをそれら個々のＳＮＲに比例して重み付けすることにより得られる。これらの重みの和が１となるように重みが規準化される。信号電力が各側波帯につき同一であると仮定すると、個々の重みは各側波帯の推定ノイズ電力に反比例する。
0004440255.tif 000013
をＵＳＢにおけるノイズ及び干渉の分散とする。
0004440255.tif 000014
をＬＳＢにおけるノイズ及び干渉の分散とする。
【００３７】
重みｂがＬＳＢに適用される場合、ＵＳＢには重み１−ｂを適用して、レンジにわたり信号利得を一定に保つ必要がある。そうすると、側波帯の結合により下式が得られる。
0004440255.tif 000015
ｂ（ｔ）の最適値は各側波帯の干渉＋ノイズの分散の関数として見付けることができる。ＤＳＢ信号ｍ（ｔ）は各側波帯で等しい電力を有すると仮定する。結合される側波帯成分の信号電力及びノイズと干渉の電力は、期待値Ｅにより、また時間依存分を暫定的に除去することにより見付けることができる。表示の便宜のために、
0004440255.tif 000016
【００３８】
信号ｍの電力はＳであり、これは一定である。ノイズの寄与を最小限にするｂの値を見付けるために、導関数を０にセットし、方程式をｂについて解く。
0004440255.tif 000017
【００３９】
そうすると、フィルタの制約の下でＳＮＲが最大の音声出力は下式で近似される。
0004440255.tif 000018
【００４０】
重み付け係数ｂは、各側波帯におけるノイズ及び／又は干渉の分散の推定により異なる（この説明では干渉はノイズを含む）。干渉は信号から識別不可能であるため、各側波帯の干渉をそれぞれ独立に推定することは事実上不可能である。しかしながら、ＤＳＢ変調の幾つかの特性を活用すると推定方法が可能になる。理想的なＤＳＢ音声信号ｍ（ｔ）は、同相信号成分だけを有し、直交成分は０である。ｍ（ｔ）と相関関係のない任意の干渉は、同相及び直角位相の次元の両方において分散成分が等しい。従って、干渉の半分は受信信号の直交成分の中に観察することが可能であり、もう１つの半分はｍ（ｔ）と共に同相成分内に隠れている。
【００４１】
ノイズだけの直交成分は、各側波帯の干渉レベルを測定するには十分でない。しかしながら、この直交成分を各側波帯と相互相関すると各側波帯の汚染の相対的な大きさを統計的に測定することができる。これらの相互相関は、直交成分のヒルベルト変換を各側波帯と時間領域で乗算した後、その結果に、直交する干渉とのＬＳＢ及びＵＳＢの相互相関を推定するに十分な長さの時間にわたってローパスフィルタリングを施すことにより推定することができる。時定数τがほぼ１秒のオーダーである無限インパルス応答（ＩＩＲ）ローパスフィルタを用いることができる。Ｉｍ｛ｒ（ｔ）｝ｈ＝Ｉｍ｛ｎ（ｔ）｝ｈで示す直交成分のヒルベルト変換は、ＳＳＢ復調プロセスがその干渉をそれに応じて変換するため興味がある。この成分Ｉｍ｛ｎ（ｔ）｝ｈは，ＵＳＢまたはＬＳＢ復調プロセスにおいて既に計算されている。ＵＳＢ及びＬＳＢの相互相関ｈａ下記のように表すことができる。
0004440255.tif 000019
【００４２】
これらの相関の結果を時間依存フィルタリングでなくて統計的予測により分析することができる。
0004440255.tif 000020
同様に、
0004440255.tif 000021
【００４３】
厳密に言って干渉が一方の側波帯にあって、他方の側波帯では０の場合、期待値Ｅ｛Ｒｅ｛ｎ｝・Ｉｍ｛ｎ｝ｈ｝は
0004440255.tif 000022
に等しく、符号はノイズがＬＳＢにあるかまたはＵＳＢにあるかによる。ノイズが両方の側波帯上に等しく分布しているが相関関係がない場合、Ｅ｛Ｒｅ｛ｎ｝・Ｉｍ｛ｎ｝ｈ｝＝０である。これらの結果はヒルベルト変換の特性による。これらの相互相関の結果は、各側波帯における干渉の分散または電力に統計的に比例する。従って、重み付け係数ｂ（ｔ）を決定するにあたりこれらの相互相関を用いることができる。
【００４４】
0004440255.tif 000023
ｂ（ｔ）の計算に用いるフィルタの遅延を補償するための重み付けを行う前に信号パスに時間遅延を挿入することができる。受信機は、時間平均によりＵＳＢ及びＬＳＢノイズ項を推定してｂ（ｔ）を計算する。
【００４５】
本発明はハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢ信号の復調にも適用可能である。ハイブリッドＩＢＯＣ ＤＡＢとアナログの復調の間の相違点は、アナログ信号では直角位相相補サブキャリアｄ（ｔ）が付加されていることである。これらのサブキャリアは実数成分を有さず、ノイズまたは干渉とは異なる態様で処理する必要がある。ハイブリッドＤＡＢシナリオのＵＳＢ及びＬＳＢ信号は下記の通りである。
0004440255.tif 000024
【００４６】
それぞれｂ及び１−ｂにより重み付けされたＵＳＢ及びＬＳＢを結合すると、下記のようになる。
0004440255.tif 000025
【００４７】
単純化するため、新しい項ｃ（ｔ）を下記のように定義する。
0004440255.tif 000026
【００４８】
この形の式は、復調済み出力は，コヒーレントなＤＳＢ復調済み信号Ｒｅ｛ｎ（ｔ）｝でスタートした後、ｃ（ｔ）により重み付けされた側波帯の不平衡Ｉｍ｛ｒ（ｔ）｝ｈにより生じる干渉成分を減算することを示す。ｃ（ｔ）の幾つかの特性を次に説明する。ノイズをＬＳＢ成分とＵＳＢ成分とに分離する。
0004440255.tif 000027
そうすると、下記のようになる。
0004440255.tif 000028
【００４９】
ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をそれぞれ、ｎlsb（ｔ）及びｎusb（ｔ）の実数部分を表すと仮定する。そうすると、単側波帯ノイズ成分はヒルベルト変換の関数として表される。
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0004440255.tif 000030
の式は下式と等価である。
0004440255.tif 000031
ｃ（ｔ）は最小ノイズを与えることが示されている。さらに、ノイズが全部ＵＳＢにある時は、
0004440255.tif 000032
ノイズが全部ＵＳＢにある時は、ｃ（ｔ）＝−１、そして、ＬＳＢのノイズがＵＳＢのノイズに等しい時はｃ（ｔ）＝０であることが明らかである。
【００５０】
結合信号の電力を推定するために期待値を取り、時間依存関係を暫定的に考慮しないと、下記のようになる。
0004440255.tif 000033
ｍ（ｔ）の信号電力を除去すると、最小にすべきノイズのような項だけが残る。
0004440255.tif 000034
ノイズの寄与を最小にするｃの値は、ノイズの式の導関数を０にセットし、ｃについて解くことにより見付けられる。
0004440255.tif 000035
【００５１】
ＵＳＢ及びＬＳＢノイズが同じ分散と相関関係にないことを意味する、Ｅ｛Ｒｅ｛ｎ｝・Ｉｍ｛ｎ｝ｈ｝＝０の時は、その結果はＤＳＢ復調と等価であることに注意されたい。アナログ信号、干渉及び直角位相デジタルサブキャリアは相関関係がないと考えられるため、最後の式の分子の期待値を下式と置換することができ、
0004440255.tif 000036
分母における期待値は下式と置換することができる。
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従って、ｃを計算する方法は下記のようになる。
0004440255.tif 000038
【００５２】
干渉は経時的に変化するため、実際の例では、ローパスフィルタリングを期待値の代用として用いる。
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実際の例では、相互相関の短期間期待値がｍ（ｔ）により汚染されるため、干渉が少ない時は強制的にｃ（ｔ）＝０にするのも望ましいかもしれない。さらに、干渉が一方の側波帯で顕著な時は強制的にｃ（ｔ）＝±１にするのも望ましいかもしれない。ｃ（ｔ）の実際の式は下記のように修正可能である。
0004440255.tif 000040
上式において、ハイブリッドでは
0004440255.tif 000041
であり、アナログ（キャリア＝−１）では
0004440255.tif 000042
である。
【００５３】
図４は、ＡＭ適応重み付け側波帯復調器のフィードフォーワード補正の機能ブロック図を示す。図４において、信号がライン５４で受信され、ブロック５６及び５８で示すように実数成分と虚数成分に分割される。ブロック６０に示すように、実数信号成分に遅延を導入してライン６２上に遅延された信号が発生することができる。ブロック６４に示すように、虚数信号のヒルベルト変換をとってライン６６上に変換済み信号を発生させることができる。ブロック６８に示すように、ライン６２及び６６上の信号を用いてＣ（ｔ−τ）係数を計算する。ブロック７０で示すように、ライン６６上の変換済み信号にオプションとしてさらに遅延を導入し、遅延された信号をミキサー７２でＣ（ｔ−τ）係数と混合する。その結果ライン７４上に得られる信号は加算点７６で実数成分と結合され、ライン７８上に出力信号が発生する。ライン７４上の信号と結合する前に、実数成分にオプションとしてさらに遅延８０を施すことができる。
【００５４】
受信信号ｒ（ｔ）はＡＭキャリアと位相同期関係にあるためｒ（ｔ）の実数及び虚数成分をベースバンドで分離できると仮定する。ヒルベルト変換フィルタにはそれを因果性にするため遅延が導入されるため、遅延τｌが挿入される。オプションとしてのτ２遅延により、その信号と補正重みｃ（ｔ）の計算に用いるＬＰＦの遅延との整列性が改善される。ｃ（ｔ）の計算に用いるＰ項は、ノイズが小さい時にＤＳＢ復調のため強制的に重みを０に近づける。受信信号がハイブリッドかアナログかが分からない場合は、Ｐとして大きい方の値を用いるのが好ましい。
【００５５】
その結果得られる復調済み出力信号の全ノイズ及び干渉電力は、その信号をさらに処理してノイズの影響を減少することができるため興味がある。詳述すると、検波後のバンド幅はノイズが大きくなるため減少することができる。全出力ノイズのために導出される式は下記の通りである。
0004440255.tif 000043
このノイズはアナログ単独信号につき正確に推定することができる。
0004440255.tif 000044
と仮定すると、これらの項は下記のように評価することができる、
0004440255.tif 000045
【００５６】
しかしながら、ハイブリッド信号のアナログ部分のノイズは、
0004440255.tif 000046
であり、このＥ｛（Ｉｍ｛ｎ｝ｈ）２｝だけを推定する実際的な方法が考案されていないため、近似できるにすぎない。第１の近似として、上述したノイズの式を用いてハイブリッドの場合のノイズの上方境界を決めることができる。このノイズはハイブリッドの場合では過大に推定されるが、その理由は、直角位相デジタルサブキャリアノイズが信号の実数成分に存在しないからである。ｃの値が±１に近づくと、このエラーは減少し、干渉が優位になる。しかしながら、ｃが０に近い場合、直角位相デジタルサブキャリアノイズは復調済み出力
0004440255.tif 000047
において相殺され、ノイズの式はこの相殺を説明しない。幸いにも、推定される干渉が直角位相デジタルキャリアノイズに対して優位である時に限り帯域幅の制限を行う場合は、この効果は重要でないかもしれない。
【００５７】
ＵＳＢ及びＬＳＢ側波帯を周波数選択結合することにより、音声ＳＮＲをさらに改善することができる。干渉の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）は音声バンド幅にわたり一般的に一様でないため、周波数選択結合により音声バンド幅を構成する多数の周波数サブバンドにわたりＳＮＲを最大にすることができる。これを達成する実際的な方法の１つは、直角成分ミラーフィルタ（ＱＭＦ）特性を利用することである。ＱＭＦ特性は、周波数サブバンドがオーバーラップしたこれらのフィルタの和の結合により音声バンド幅にわたって平坦な応答が得られることである。
【００５８】
上述した側波帯結合方法は、所望の最大音声バンド幅を構成するＱＭＦのバンクにわたりｒ（ｔ）の各サブバンドに対してただ適用される。詳述すると、
0004440255.tif 000048
上式において、下付き文字ＱＭＦｎは、ｎ番目のＱＭＦフィルタを適用した後信号が処理されることを示す。従って、ｃＱＭＦｎ（ｔ）のｎ個の値を各サブバンドにつき１個計算した後、各サブバンドに対して結合を行う。結合済みの各サブバンドのノイズを推定することができる（対象となる理想的なアナログ単独信号（ＳＯＩ）については正確に、または対象となるハイブリッド信号では上方境界）。
0004440255.tif 000049
【００５９】
ノイズは、各サブバンドにおいて推定されるノイズの関数としてバンド幅制限を行うことによりさらに減少することが可能である。例えば、バンド幅制限は、結合プロセスで高周波数ＱＭＦ出力をノイズの関数として抑制することにより実行できる。例えば、
0004440255.tif 000050
上式において、ｇＱＭＦｎはｎ番目のサブバンドのノイズ抑制関数の「膝部分」をセットする。
【００６０】
図５は、周波数サブバンド結合方式の機能図である。図５において、信号ｒ（ｔ）がライン８２上で受信され、複数対のバンドパスフィルタ８４、８６、８８を通されて、ライン９０、９２、９４上に複数のフィルタリング済み信号が発生する。これらのフィルタリング済み信号は復調器９６、９８、１００で示すように復調され、ライン１０２、１０４、１０６上の復調済みの信号は加算されてライン１０８上に出力信号を発生させる。
【００６１】
図６−９は種々の干渉条件下でのＡＭ復調器の性能を示す。垂直軸はアナログ音声信号のＳＮＲをｄＢで示し、水平軸は第１の隣接する干渉体に対する所望の信号の比率をｄＢで示す。これらのグラフは、コヒーレントＤＳＢ復調器、ＵＳＢ復調器、ＬＳＢ復調器、及び提案された重み付け側波帯復調器（融合型）の個々の性能を示す。重み付け係数ｃ（ｔ）の値を１０の係数を乗算した値で示す。図６は、アナログ単独の第１の隣接干渉体がある対象としてのアナログ単独信号（ＳＯＩ）の性能をグラフ表示したものである。図７は、アナログ単独の第１の隣接干渉体があるＩＢＯＣハイブリッド信号ＳＯＩの性能をグラフ表示したものである。図８は、アナログ単独の第１の隣接干渉体があるアナログ単独信号ＳＯＩの性能をグラフ表示したものである。図９は、ハイブリッドＩＢＯＣの第１の隣接干渉体があるＩＢＯＣハイブリッドＳＯＩの性能をグラフ表示したものである。これらのグラフは、提案された重み付け側波帯復調器の性能が干渉レベルの範囲にわたりそれ以外のものと比較して有意に優れていることを明示している。
【００６２】
図１０は、本発明に従って構成されたＡＭ受信機１１０の機能ブロック図である。ＡＭラジオ信号はアンテナ１１２で受信される。周知の技術に従って構成されたフロントエンド回路１１４は、アンテナ信号にフィルタリングを施してライン１１６上に信号を発生させ、この信号は局部発振器１１８からの信号とミキサー１２０において混合されてライン１２２上に中間周波数信号を発生させる。中間周波数信号はその後フィルタ１２４によりフィルタリングを施され、復調器１２６に送られるが、この復調器は信号を上述の説明に従って処理し、ライン１２８上に出力信号を発生させる。その後、出力信号を増幅器１３０により増幅してスピーカーのような出力装置１３２へ送ることができる。
【００６３】
図１１は、本発明に従って信号を処理することができるラジオ受信機１４０のブロック図である。ＤＡＢ信号はアンテナ１４２により受信される。バンドパスプリセレクトフィルタ１４４は、周波数ｆcの所望の信号を含む対象となる周波数バンドを通過させるが、ｆc−２ｆifのイメージ信号をリジェクトする（低サイドローブインジェクション局部発振器）。低ノイズ増幅器１４６はその信号を増幅する。増幅済み信号はミキサー１４８において、同調可能な局部発振器１５２によりライン１５０上に供給される局部発振器信号ｆloと混合される。これにより、ライン１５４上に和（ｆc＋ｆlo）及び差（ｆc−ｆlo）の信号が発生する。中間周波数フィルタ１５６は、この中間周波数信号ｆifを通過させるが、対象となる変調済み信号のバンド幅の外側の周波数成分は減衰させる。アナログ−デジタルコンバータ１５８は、クロック信号ｆsを用いて動作することによりライン１６０上にレートｆsでデジタルサンプルを発生させる。デジタルダウンコンバータ１６２は、その信号に対して周波数シフト、フィルタリング及びデシメーション処理を施し、ライン１６４及び１６６上に低サンプリングレートの同相及び直角位相信号を発生させる。その後、デジタル信号プロセッサを用いた復調器１６８は、さらなる信号処理を行ってライン１７０上に出力装置１７２のための出力信号を発生させる。
【００６４】
本発明に従って構成される受信機は、干渉に応じて、ＬＳＢ、ＵＳＢまたはＤＳＢコヒーレント復調の間で自動的な選択を行うことができる。干渉は、各側波帯においてノイズ及び／または干渉の分散を推定することにより測定することができる。最大比率結合（ＭＲＣ）方式により、側波帯における干渉が等しい時はＤＳＢ検波性能に近づくことができる。
【００６５】
本発明の特定の実施例を例示のために説明したが、頭書の特許請求の範囲に記載される本発明から逸脱することなしに本発明の詳細部分に対して多数の変形例及び設計変更が可能であることが当業者に明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】アナログＡＭラジオ信号と隣接チャンネルのアナログＡＭ干渉信号とを示す概略図である。
【図２】アナログＡＭラジオ信号と隣接チャンネルのＩＢＯＣ干渉信号とを示す概略図である。
【図３】本発明の方法を説明するための流れ図である。
【図４】本発明に従って構成したＡＭ復調器の機能ブロック図である。
【図５】本発明の周波数選択性結合方式を示す機能ブロック図である。
【図６】第１の隣接チャンネルによる干渉があるコヒーレントＳＳＢ及びＤＡＢ融合型復調器の性能を示すグラフである。
【図７】第１の隣接チャンネルによる干渉があるコヒーレントＳＳＢ及びＤＡＢ融合型復調器の性能を示すグラフである。
【図８】第１の隣接チャンネルによる干渉があるコヒーレントＳＳＢ及びＤＡＢ融合型復調器の性能を示すグラフである。
【図９】第１の隣接チャンネルによる干渉があるコヒーレントＳＳＢ及びＤＡＢ融合型復調器の性能を示すグラフである。
【図１０】本発明に従って構成したＡＭ受信機の機能ブロック図である。
【図１１】本発明に従って構成したＡＭ受信機の機能ブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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