(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
静電容量が不連続的に変化する負荷に電力を供給する電源装置において、
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、
スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオードを有し、前記コンバータ部から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部と、
前記負荷が有する静電容量と直列共振回路を構成する第１のインダクタンスを有し、前記インバータ部から出力された交流電圧の電圧を変換するトランスと、
前記インバータ部の出力部に前記トランスと並列に接続された第２のインダクタンスとを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第２のインダクタンスの値は、
前記スイッチング素子がオンすることにより前記還流ダイオードに逆電圧が印加されるときに、前記トランスに流れる電流の向きが前記還流ダイオードの順方向と同じ向きの場合、前記トランスに流れる電流の絶対値よりも前記第２のインダクタンスに流れる電流の絶対値が大きくなるように設定したことを特徴とする請求の範囲１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第２のインダクタンスの一端と前記インバータ部の出力部との間に設けられ、回路の切断および接続を切り替えるための切り替え手段と、
前記切り替え手段を制御する制御装置とを備えたことを特徴とする請求の範囲１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記負荷が有する放電部において放電発生時には前記第２のインダクタンスと前記インバータ部の出力部を接続し、放電非発生時には前記第２のインダクタンスと前記インバータ部の出力部を切断するように前記切り替え手段を制御するものであることを特徴とする請求の範囲３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記負荷に流れる電流値を検出する電流検出手段を備え、
前記制御装置は、前記電流検出装置にて検出された電流値を設定値と比較することにより前記負荷にて放電が発生しているかどうかを判断するものであることを特徴とする請求の範囲４に記載の電源装置。
【請求項６】
ＬＣ直列共振回路を有し静電容量が不連続的に変化する負荷に電力を供給する電源装置において、
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、
スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオードを有し、前記コンバータ部から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部と、
前記インバータ部の出力部に前記負荷と並列に接続されたインダクタンスとを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
前記第２のインダクタンスの値は、
前記スイッチング素子がオンすることにより前記還流ダイオードに逆電圧が印加されるときに、前記負荷に流れる電流の向きが前記還流ダイオードの順方向と同じ向きの場合、前記負荷に流れる電流の絶対値よりも前記第２のインダクタンスに流れる電流の絶対値が大きくなるように設定したことを特徴とする請求の範囲６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記インダクタンスの一端と前記インバータ部の出力部との間に設けられ、回路の切断および接続を切り替えるための切り替え手段と、前記切り替え手段を制御する制御装置とを備えたことを特徴とする請求の範囲６または７に記載の電源装置。
【請求項９】
前記制御装置は、前記負荷が有する放電部において放電発生時には前記インダクタンスと前記インバータ部の出力部を接続し、放電非発生時には前記インダクタンスと前記インバータ部の出力部を切断するように前記切り替え手段を制御するものであることを特徴とする請求の範囲８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記負荷に流れる電流値を検出する電流検出手段を備え、
前記制御装置は、前記電流検出装置にて検出された電流値を設定値と比較することにより前記負荷にて放電が発生しているかどうかを判断するものであることを特徴とする請求の範囲９に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、放電部を有した負荷に交流電圧を供給して放電を発生させる電源装置の技術に関するものである。
【背景技術】  日本国特開平９−１２９９５３号公報に記載の、従来のガスレーザ発振器用電源装置の構成を第７図に示す。商用電源１の交流電圧はコンバータ部２で直流電圧に変換され、インバータ部３に入力される。インバータ部３では、ゲート信号出力回路１０のゲート信号によりスイッチング素子がオンオフし、直流電圧が方形波交流電圧に変換される。インバータ部３の出力電圧はインダクタンスＬを有した高周波トランス４で昇圧され、静電容量Ｃを有した誘電体電極５ａ、５ｂの間に印加されることにより、放電６が発生する。誘電体電極５ａ、５ｂ間を流れる放電電流は、ＮＣ装置９から出力される指令値によりその大きさを設定される。ゲート信号出力回路１０は、前記放電電流を検出する放電電流検出回路８の出力値とＮＣ装置９の指令値から、ＰＷＭ制御により放電周波数ｆｓｏ（＞１／２π√（ＬＣ））でインバータ部３にゲート信号を出力する。
放電６が点灯している場合（以下放電点灯時と呼ぶ）のインバータ部３の動作を以下に示す。第８図は、従来技術におけるインバータ部３の構成を示す図であり、スイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄとこれに並列に接続された還流ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄで構成されている。第９図は、インバータ部３をＰＷＭ方式により制御した場合のインバータ部３の出力電圧・電流波形の例である。第９図における電圧波形および電流波形のプラスは、電圧波形は第８図において出力電圧が矢印の向きがプラス（高電位）側のときを示し、電流波形は第８図において出力電流が矢印の向きに流れるときを示している。このとき、高力率かつインバータ部３を構成する素子のスイッチング損失を軽減するため、一般に、インバータ部３は、高周波トランス４のインダクタンスＬと誘電体電極５ａ、５ｂの静電容量Ｃで決定される直列共振周波数ｆｒ（＝１／２π√（ＬＣ））よりも少し高い周波数ｆｓｏ（＞１／２π√（ＬＣ））で動作しており、第９図に示すようにインバータ部出力電圧に対してインバータ部出力電流は遅れ位相となっている。スイッチング素子１１ａ、１１ｂがオンしている状態（第９図のｔ１間）から１１ｂがオフに転ずると、第８図の破線で示した還流電流Ｉｆがプラスの向きに還流ダイオード１２ｃに流れる（第９図のｔ２間）。この状態のままでスイッチング素子１１ｃがオン、次いでスイッチング素子１１ｄがオンする。スイッチング素子１１ｄがオンする時点、すなわち第９図のＢにおいて、還流ダイオード１２ａに逆電圧が印加されるが、Ｂでは還流電流Ｉｆがプラスの向きに流れているので、還流ダイオード１２ａには順方向の電流は流れておらず、よって、還流ダイオード１２ａにはリカバリー電流は発生しない。
同様に、スイッチング素子１１ｃ、１１ｄがオンしている状態（第９図のｔ３間）から１１ｄがオフに転ずると、第８図の破線で示した還流電流Ｉｆとは逆向き、すなわちマイナスの向きに還流電流Ｉｆ’が還流ダイオード１２ａに流れる（第９図のｔ４間）。この状態でスイッチング素子１１ａがオン、次いで１１ｂがオンする。スイッチング素子１１ｂがオンする時点、すなわち第９図のＡにおいて、還流ダイオード１２ｃに逆電圧が印加されるが、Ａでは還流電流Ｉｆ’がマイナスの向きに流れているので、還流ダイオード１２ｃには順方向の電流は流れておらず、よって、還流ダイオード１２ｃにはリカバリー電流は発生しない。
このように、従来技術では、一般に出力電圧に対して出力電流を遅れ位相とすることで、放電が点灯している場合、還流ダイオードにリカバリー電流が発生しないように工夫されている。
ところが、放電６が点灯していない場合（以下放電非点灯時と呼ぶ）は、誘電体電極に電圧を印加して放電が点灯するまでの間は、電圧が印加されているにもかかわらず、放電電流が流れない状態が継続される。この場合のインバータ部３の出力電圧・電流波形は、例えば第１０図のような出力電圧・電流動作となる。第１０図における電圧波形および電流波形のプラスは、電圧波形は第８図において出力電圧が矢印の向きがプラス（高電位）側のときを示し、電流波形は第８図において出力電流が矢印の向きに流れるときを示している。第１０図に示すように、放電非点灯時のインバータ部３の出力電流は、出力電圧波形に対して非同期な波形となる。これは、誘電体電極５ａ，５ｂ間で放電が点灯しているときは、誘電体電極５ａ，５ｂ間のギャップは直流抵抗成分として働くが、放電が点灯していないときは、前記ギャップはキャパシタンスとして働くため、前記キャパシタンスが誘電体電極５ａ、５ｂと直列に挿入された回路と等価となり、これにより、回路のインピーダンスおよび共振周波数が変化するため、これらで決定されるピークや周波数の暗電流が流れるためである。上記のように、前記キャパシタンスが誘電体電極５ａ、５ｂと直列に挿入された回路と等価となるので、通常、放電部全体の静電容量は小さくなり、共振周波数は高くなる。
第１０図で示したような暗電流が流れている場合、第１０図のスイッチング素子１１ｂがオンする時点Ａではスイッチング素子１１ｂがオンし還流ダイオード１２ｃに逆電圧が印加されるが、Ａでは暗電流はプラスの向き、すなわちスイッチング素子１１ａ→高周波トランス→還流ダイオード１２ｃと流れており、還流ダイオード１２ｃには順方向に電流が流れているので、還流ダイオード１２ｃにリカバリー電流が流れ、還流ダイオード１２ｃに異常発熱が発生してしまう。
同様に、第１０図のスイッチング素子１１ｄがオンする時点Ｂではスイッチング素子１１ｄがオンし還流ダイオード１２ａに逆電圧が印加されるが、Ｂでは暗電流はマイナスの向き、すなわちスイッチング素子１１ｃ→高周波トランス→還流ダイオード１２ａと流れており、還流ダイオード１２ａには順方向に電流が流れているので、還流ダイオード１２ａにリカバリー電流が流れ、還流ダイオード１２ａに異常発熱が発生してしまう。
このように、放電点灯時と放電非点灯時とで不連続な負荷をもつガスレーザ発振器用電源装置において、従来技術では、放電非点灯時に発生する上記問題に対し、還流ダイオードの並列数を増やすことで、還流ダイオードのリカバリー電流による損失を分散するしかなかった。ところが、近年、ガスレーザ発振器用電源装置における放電周波数は高周波化が進んでおり、使用する還流ダイオードの応答速度も高速化が要求され、これによってリカバリー電流による損失も増大している。したがって、比較的高価な高速ダイオードを多並列にて使用しなければならないことから、コストおよび実装スペースの拡大という面から、非常に深刻な問題となっていた。
【発明の開示】
本発明は、放電点灯時と放電非点灯時のように不連続な負荷をもつ電源装置について、すべての動作領域において、インバータ部の還流ダイオードがリカバリーモードに入ることを防止、もしくは軽減することによって、その結果リカバリー電流による環流用ダイオードの発熱を軽減することができ、より小型で安価な電源装置を提供することを目的としている。
この発明に係わる電源装置は、商用交流電圧を整流素子によって直流電圧に変換するコンバータ部と、コンバータ部から出力された直流電圧を高周波数の交流電圧に変換するインバータ部と、負荷が有する誘電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンスを有し、インバータ部から出力された高周波交流電圧を高電圧に昇圧する高周波トランスを備えた電源装置において、前記インバータ出力部に前記高周波トランスと並列にインダクタンスを備えたものである。
本発明に係わる電源装置は、商用交流電圧を整流素子によって直流電圧に変換するコンバータ部と、コンバータ部から出力された直流電圧を高周波数の交流電圧に変換するインバータ部と、負荷が有する誘電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンスを有し、インバータ部から出力された高周波交流電圧を高電圧に昇圧する高周波トランスを備えており、前記インバータ出力部に前記高周波トランスと並列にインダクタンスを有することにより、負荷における放電非点灯時において、前記インバータ内の還流ダイオードにリカバリー電流が流れない、あるいはリカバリー電流の量が軽減されるため、還流ダイオードの素子数を増やすことなくダイオードの発熱を抑えることが可能であり、電源装置の小型化および低コスト化を図ることできる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】  第１図は、本発明の実施の形態１に基づく電源装置の基本構成図である。
第２図は、本発明の実施の形態１に基づく電源装置のインバータ部の負荷側の等価回路を示した図である。
第３図は、本発明の実施の形態１に基づく電源装置のインバータ部の負荷の放電点灯時における出力電圧・電流波形である。
第４図は、本発明の実施の形態１に基づく電源装置のインバータ部の負荷の放電非点灯時における出力電圧・電流波形である。
第５図は、本発明の実施の形態２に基づく電源装置の基本構成図である。
第６図は、本発明の実施の形態３に基づく電源装置の基本構成図である。
第７図は、従来のガスレーザ発振器用電源装置の基本構成図である。
第８図は、従来のガスレーザ発振器用電源装置のインバータ部の基本構成図である。
第９図は、従来のガスレーザ発振器用電源装置のインバータ部の放電点灯時における出力電圧・電流波形である。
第１０図は、従来のガスレーザ発振器用電源装置のインバータ部の放電非点灯時における出力電圧・電流波形である。
【発明を実施するための最良の形態】実施の形態１．
第１図は、本発明を実施するための実施の形態１における電源装置を示す構成図あり、負荷として誘電体電極を有し前記誘電体電極間で放電を発生するガスレーザ発振器に接続されている図である。
第１図において、商用電源１の交流電圧はコンバータ部２で直流電圧に変換され、インバータ部３に入力される。スイッチング素子とこれに並列に接続された還流ダイオードで構成されるインバータ部３では、ゲート信号出力回路１０のゲート信号によりスイッチング素子がオンオフし、直流電圧が方形波交流電圧に変換される。インバータ部３の出力電圧はインダクタンスＬを有した高周波トランス４で昇圧され、電源装置より出力される。電源装置から出力された高周波高圧電力は、例えば、電源装置に負荷として接続されたガスレーザ発振器の静電容量Ｃを有した誘電体電極５ａ、５ｂの間に印加され、誘電体電極５ａ、５ｂ間で放電６が発生しレーザ発振が行われる。高周波トランス４のインダクタンスＬと、負荷であるレーザ発振器の誘電体電極５ａ、５ｂの静電容量Ｃとで直列共振回路を構成している。また、インバータ部３の出力側に高周波トランス４と並列に並列インダクタンス７が接続されている。また、誘電体電極５ａ、５ｂ間を流れる放電電流は、ＮＣ装置９から出力される指令値によりその大きさを設定される。ゲート信号出力回路１０は、前記放電電流を検出する放電電流検出回路８の出力値とＮＣ装置９の指令値から、ＰＷＭ制御により放電周波数ｆｓｏ（＞１／２π√（ＬＣ））でインバータ部３にゲート信号を出力する。なお、本実施の形態１に示すインバータ部３は、第８図で示される回路と同様の構成であるので、本実施の形態においては第８図に記載の符号にて説明を行う。
次に、本実施の形態１の動作について説明する。第２図は、上記実施の形態１に示す電源装置におけるインバータ部３の負荷側の等価回路を示す。また、第３図は放電点灯時のインバータ部３の出力電圧・電流波形を示す。第３図における電圧波形および電流波形のプラス符号は、第８図における出力電圧が矢印の向きがプラス（高電位）の場合および出力電流が矢印の向きに流れる場合を意味している。第３図における破線ｉ１は、第２図に示すように高周波トランス４側を流れる電流の波形であり、第９図で示した並列インダクタンス７を有していない従来の電源装置の出力電流波形と同等な波形である。第３図における一点鎖線ｉ２は、第２図に示すように並列インダクタンス７側を流れる電流の波形であり、単純な誘導性負荷であることから第３図に示したように出力電圧に対して出力電流は遅れ位相となる。第３図における実線ｉ０は、第２図に示すようにインバータ部３の出力電流の波形であり、ｉ０＝ｉ１＋ｉ２となる。よって、出力電流ｉ０は、従来技術におけるインバータ部３の放電点灯時の出力電圧・電流波形（第９図）に対して、並列インダクタンス７に流れる電流ｉ２の分だけ増加した波形となっており、第３図に示したようにスイッチング素子１１ｂがオンする時点Ａでは還流電流はマイナスの向きに流れ、スイッチング素子１１ｄがオンする時点Ｂでは還流電流はプラスの向きに流れる状態は維持される。これにより、インバータ部３の動作としては従来の放電点灯時の動作と同じであり、したがって、インバータ部３内の還流ダイオード１２ａ、１２ｂにリカバリー電流は発生しない。
第４図は、上記実施の形態に示す装置におけるインバータ部３の放電非点灯時の出力電圧・電流波形を示す。第４図における電圧波形および電流波形のプラス符号は、第８図における出力電圧が矢印の向きがプラス（高電位）の場合および出力電流が矢印の向きに流れる場合を意味している。第４図において、破線は高周波トランス４側を流れる電流ｉ１ａであり、第１０図で示した並列インダクタンス７を有していない従来の電源装置の暗電流波形と同等な波形である。一点鎖線は並列インダクタンス７側を流れる電流ｉ２ａであり、単純な誘導性負荷であることから第３図と同様に出力電圧に対して出力電流は遅れ位相となる。実線はインバータ部３の出力電流ｉ０ａを示し、放電点灯時と同様に、ｉ０ａ＝ｉ１ａ＋ｉ２ａが成り立つ。
第４図において、スイッチング素子１１ｄがオンする時点Ｂでは、高周波トランス４を流れる電流ｉ１ａはマイナス（スイッチング素子１１ｃ→高周波トランス４→還流ダイオード１２ａ）の方向に流れているが、並列インダクタンス７側に流れる電流ｉ２ａはプラス（スイッチング素子１１ａ→並列インダクタンス７→還流ダイオード１２ｃ）方向に流れており、ｉ２ａの絶対値がｉ１ａの絶対値以上であれば、その合計電流であるインバータ部３の出力電流ｉ０ａはプラス（スイッチング素子１１ａ→並列インダクタンス７→還流ダイオード１２ｃ）の方向に流れるかもしくは電流が流れないため、還流ダイオード１２ａにはリカバリー電流は発生しない。ｉ２ａの絶対値がｉ１ａの絶対値よりも小さいときは、出力電流ｉ０ａはマイナスの向きに流れ還流ダイオード１２ａにはリカバリー電流が発生するが、並列リアクトル７を接続することによりマイナスの方向に流れる電流量を小さくすることが可能となるので、還流ダイオード１２ａに流れるリカバリー電流の量は、並列インダクタンス７を有していないときに比べ軽減することができる効果がある。
同様に、スイッチング素子１１ｂがオンする時点Ａでは、高周波トランス４を流れる電流ｉ１ａはプラス（スイッチング素子１１ａ→高周波トランス４→還流ダイオード１２ｃ）の方向に流れているが、並列インダクタンス７側に流れる電流ｉ２ａはマイナス（スイッチング素子１１ｃ→並列インダクタンス７→還流ダイオード１２ａ）方向に流れており、ｉ２ａの絶対値がｉ１ａの絶対値以上であれば、その合計電流であるインバータ部３の出力電流ｉ０ａはマイナス（スイッチング素子１１ｃ→並列インダクタンス７→還流ダイオード１２ａ）の方向に流れるかもしくは電流が流れないため、還流ダイオード１２ｃにはリカバリー電流は発生しない。ｉ２ａの絶対値がｉ１ａの絶対値よりも小さいときは、出力電流ｉ０ａはプラスの向きに流れ還流ダイオード１２ｃにはリカバリー電流が発生するが、スイッチング素子１１ｄがオンする時点Ｂと同様に、還流ダイオード１２ｃに流れるリカバリー電流の量は、並列インダクタンス７を有していないときに比べ軽減することができる効果がある。ここで、第４図のｉ０ａに関しては、ＡおよびＢにおいてｉ２ａの絶対値がｉ１ａの絶対値よりも大きい場合の電流波形を記載した。
本実施の形態１に示す構成により、負荷における放電点灯時および放電非点灯時ともにインバータ部３内の還流ダイオードにリカバリー電流が発生しない、あるいはリカバリー電流を軽減することができるため、還流ダイオードの発熱が少なく、電源装置の小型化および低コスト化が実現できる。特に、還流ダイオード１２ａ、１２ｃに逆電圧が印加される第４図のＡ、Ｂにおいて、高周波トランス４に流れる電流ｉ１ａの向きが還流ダイオード１２ａ、１２ｃの順方向と同じ向きの場合、高周波トランス４を流れる暗電流ｉ１ａの絶対値よりも並列インダクタンス７を流れる電流ｉ２ａの絶対値の方が大きくなるように、並列インダクタンス７の値を設定することで、リカバリー電流が発生しない構成とすることができる。
ここで、本実施の形態１においては、本発明に係る電源装置の負荷として、誘電体電極を有し前記誘電体電極間で放電を発生するガスレーザ発振器を例に用いて本実施の形態１を説明したが、負荷は特にガスレーザ発振器に限定されるものでは無く、静電容量を有し前記高周波トランス４のインダクタンスＬと直列共振回路を構成するものであればよい。
実施の形態２．
第５図は、本発明を実施するための実施の形態２を示す構成図の一例である。基本的な構成は実施の形態１と同様なので、同一構成については同一番号を付与し説明を省略し、第１図と異なる点について以下に説明する。
第５図において、並列インダクタンス７の一端には、放電６の有無に応じてＮＣ装置９から出力される切り替え信号により、放電点灯時には並列インダクタンス７を回路から分離し、放電非点灯時には並列インダクタンス７を回路に接続する切り替え装置１３を備えている。放電６の有無に関しては、放電電流検出回路８で検出される電流値の大小を放電点灯信号出力回路１４にて判定し、放電点灯信号出力回路１４はＮＣ装置９に放電点灯の有無を判別する信号を出力する。ただし、切り替え装置１３へ出力する切り替え信号は、ＮＣ装置９から必ずしも出力される必要はなく、放電点灯信号出力回路１４から直接出力されても差し支えなく、上記方法に限るものではない。なお、本実施形態に示すインバータ部３は、第８図で示される回路と同様の構成であるので、本実施の形態においては第８図に記載の符号にて説明を行う。
次に、本実施の形態２の動作について説明する。電流検出回路８によって検出される放電点灯時の高周波トランスの二次側を流れる放電電流ｉ１Ｄは、放電非点灯時の高周波トランスの二次側を流れる暗電流ｉ１Ｅよりも大きい（ｉ１Ｄ＞ｉ１Ｅ）ことから、ｉ１Ｄ＞ｉｓ＞ｉ１Ｅとなる電流値ｉｓを設定し、放電点灯信号出力装置１４の記憶部に記憶させておく。
電流検出回路８によって検出された電流ｉｘは、放電点灯信号出力装置１４の比較部にて設定値ｉｓと比較され、ｉｘ＞ｉｓならば放電点灯時と判定し、放電点灯信号出力装置１４の出力部からＮＣ装置９へ並列インダクタンス７を回路から分離するように信号が送られる。分離信号を受信したＮＣ装置９は、切り替え装置１３に回路を切断するように信号を出力し、切り替え装置１３は並列インダクタンス７を回路から分離するよう回路を切断し、その結果、インバータ部３の出力に接続されている回路構成は、従来構成（第７図）と同じとなる。したがって、インバータ部３の出力電流はすべて高周波トランス４に流れ、第９図に示す出力電圧・電流波形となる。
ｉｘ＜ｉｓならば放電非点灯時と判定し、放電点灯信号出力装置１４の出力部からＮＣ装置９へ並列インダクタンス７を回路に接続するように信号が送られる。分離信号を受信したＮＣ装置９は、切り替え装置１３に回路を接続するように信号を出力し、切り替え装置１３は並列インダクタンス７を回路に接続するよう回路を接続する。その結果、インバータ部３の出力に接続されている回路構成は、実施の形態１（第１図）と同じとなる。したがって、インバータ部３の出力電圧・電流波形は第４図に示す波形となり、インバータ部３内の還流ダイオードにリカバリー電流は発生しないか、あるいはリカバリー電流を軽減することができる。
本実施の形態２に示す構成により、負荷における放電点灯時、放電非点灯時ともにインバータ部３内の還流ダイオードにリカバリー電流が発生しないか、あるいはリカバリー電流を軽減することができるため、還流ダイオードの発熱が少なく、電源装置の小型化および低コスト化が実現できる実施の形態１と同様な効果が得られる。特に、還流ダイオード１２ａ、１２ｃに逆電圧が印加される第４図のＡ、Ｂにおいて、高周波トランス４に流れる電流ｉ１ａの向きが還流ダイオード１２ａ、１２ｃの順方向と同じ向きの場合、高周波トランス４を流れる暗電流ｉ１ａの絶対値よりも並列インダクタンス７を流れる電流ｉ２ａの絶対値の方が大きくなるように、並列インダクタンス７の値を設定することで、リカバリー電流が発生しない構成とすることができることは言うまでもない。
更に、放電点灯時には、実施の形態１では並列インダクタンス７に流れる電流の分だけインバータ部３の出力電流が従来よりも多くなりインバータ部３への負荷が増加したが、本実施の形態２では、放電点灯時に並列インダクタンス７を回路から分離することで並列インダクタンス７に流す電流が必要なくなり、インバータ部３の出力電流値を従来と同等にすることができる。これにより、電源装置の効率を高めることが可能となり、インバータ部３のスイッチング素子１１ａ〜１１ｄの負荷を低減することができる。
実施の形態３．
ところで、実施の形態１および実施の形態２では、本発明に係る電源装置が有する高周波トランスのインダクタンスと、負荷が有する静電容量とが直列共振回路を構成するとしたが、第６図に示したように、負荷がインダクタンスも有し負荷内でＬＣ直列共振回路を構成しており、また電源装置が高周波トランスを有さない場合においても、電源装置に負荷と並列に並列インダクタンス７を設けることで電源装置のインバータ部の負荷側の等価回路は第２図と同様になり、実施の形態１と同様な効果を得ることができる。もちろん、実施の形態２に用いた切り替え装置１３を備えることで、実施の形態２と同様な効果を得られることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】  以上のように、この発明に係る電源装置は、特に誘電体電極を有し前記誘電体電極間で放電を発生するガスレーザ発振器への電力供給に用いられるのに適している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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