(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号発生器であって、該信号発生器が、少なくとも一つの論理計算器（１０）と、少なくとも一つの正弦波基準信号と、少なくとも一つのチョッパースイッチ（５０、５１）と、前記少なくとも一つのチョッパースイッチ（５０、５１）のスイッチングに応じて発生される少なくとも一つの信号をサンプリングするための少なくとも一つのセンサ（７０）と、前記サンプリングされた少なくとも一つの信号と前記少なくとも一つの正弦波基準信号との間で比較をするための手段とを含み、
該論理計算器（１０）が、この一つないし複数の比較の一つないし複数の結果に応じた一つないし複数の制御レベルを、前記少なくとも一つのチョッパースイッチ（５０、５１）に送りだすために準備された前記少なくとも一つのチョッパースイッチ（５０、５１）の制御手段を形成するものであり、
該論理計算器（１０）が、前記比較をするための手段であるコンパレータ（３０）からの一つないし複数の比較の一つないし複数の結果を受信する一つないし複数の入力端子を含み、
該論理計算器（１０）が、前記正弦波基準信号について所期の周波数を受けるための入力端子を有し、
および、
該論理計算器（１０）が、受信した一つないし複数の比較の一つないし複数の結果に応じて前記チョッパースイッチ（５０、５１）に送りだされる一つないし複数の制御レベルを前記所期の周波数に応じて所定の各瞬時で更新するように、プログラムされていることを特徴とする信号発生器。
【請求項２】
該論理計算器（１０）が、規則的な時間隔で送りだされる前記一つないし複数の制御レベルを更新するようにプログラムされていることを特徴とする、請求項１に記載の信号発生器。
【請求項３】
該論理計算器（１０）が、クロックを一つと、該クロックに指示された各瞬時でチョッパースイッチの状態の更新を起動するための手段とを含んでいること、該論理計算器が一連の基準値を、正弦波基準信号として次々に送りだすための手段を含んでいること、および、該基準値を次々に送りだすための手段が一つの基準値からもう一つの基準値へと移っていくために、前記チョッパースイッチの状態の更新が指示されているクロックと同一のクロックで指示されるように、プログラムされていることを特徴とする、請求項１または２に記載の信号発生器。
【請求項４】
該論理計算器（１０）が、一連の基準値を、正弦波基準信号として次々に送りだすための手段を含んでいること、および、これら手段が規則的な時間隔で一つの値を送りだすように準備されていることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項５】
該論理計算器（１０）が、一つの基準値を該論理計算器の出力に規則的に送りだすための手段を含んでおり、それにより、一つの正弦波基準信号を形成するようにし、これら手段は同一の値を数回続けて送りだすのに適していること、および、該論理計算器が、送りだすべき基準値として一つの値から次の値への移行を起動するための手段を含み、これら手段は、該論理計算器の入力端子で受信した一つの値に応じてある程度の頻度でそのような移行を起動するように準備されていることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項６】
該論理計算器（１０）が、所定の時間隔における該チョッパースイッチの所定の状態の出現数をカウントするための手段を備えていることを特徴とする、請求項１から５のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項７】
該論理計算器（１０）が、該チョッパースイッチ（５０、５１）の所定の状態の所定の出現数が生ずる間の時間隔を決定するための手段を含んでいることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項８】
該論理計算器（１０）が、正弦波基準信号の予め定められた部分が存在に対応する期間中に発生する、該チョッパースイッチの所定の状態の出現数をカウントするための手段を備えていることを特徴とする、請求項６に記載の信号発生器。
【請求項９】
該論理計算器（１０）が、一つの基準値を該論理計算器の出力に規則的に送りだして一つの正弦波基準信号を形成するようにする手段と、一つのクロックと、一つのデジタル値を記憶する一連のビットと、クロックに指示されたように規則的にこのデジタル値を増分するための手段と、該論理計算器の入力端子に受信された値に応じて規則的に実行すべきその増分を決定するための手段とを含んでおり、該論理計算器がさらに、該一連のビットの予め定められた一つのビットが状態を変えるたびに送りだすべき基準値として、一つの基準値から、それに続くもう一つの基準値への移行を起動するための起動手段を備えていることを特徴とする、請求項１から８のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項１０】
該信号発生器が、該論理計算器（１０）の出力に、デジタル／アナログ変換器（２０、２１）を少なくとも一つ、およびこのデジタル／アナログ変換器（２０、２１）の出力に、このデジタル／アナログ変換器（２０、２１）の出力信号をその第一の入力端子で、またその第二の入力端子でサンプリングされた信号を、受信するコンパレータ（３０）とを備えていることを特徴とする、請求項１から９のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項１１】
該信号発生器が、該論理計算器（１０）の出力に置かれた第一のデジタル／アナログ変換器（２０）と第二のデジタル／アナログ変換器（２１）とを含み、該第一のデジタル／アナログ変換器（２０）は該論理計算器（１０）から正弦波基準信号の曲線の振幅を規定するデジタル値を受信し、該第二のデジタル／アナログ変換器（２１）は該論理計算器（１０）から正弦波基準信号の曲線のある形状を規定する点々の連続を受信し、該第二のデジタル／アナログ変換器（２１）はまた、該第一のデジタル／アナログ変換器（２０）から、コンパレータ（３０）に向かって伝送される前に該正弦波基準信号の曲線に適用される振幅の値も受信することを特徴とする、請求項１０に記載の信号発生器。
【請求項１２】
該信号発生器が、複数の供給流路（５０、５１）を備え、該供給流路のそれぞれが該論理計算器（１０）に制御される少なくとも一つの各チョッパースイッチ、および、一つの正弦波基準信号と、対象となる一つの流路（５０、５１）でサンプリングされた一つの信号との間に、コンパレータ（３０）を少なくとも一つ備え、該比較の結果が、該論理計算器（１０）により対象となる流路のチョッパースイッチの状態を制御するために用いられることを特徴とする、請求項１から１１のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項１３】
該信号発生器が、一つの流路それぞれに対応する複数の正弦波基準信号に対応して一連の交互間隔の様相の一信号を、前記少なくとも一つのコンパレータ（３０）で発生する手段（１０、２０、２１）を備えること、および、該論理計算器（１０）が、前記コンパレータ（３０）がこの流路（５０、５１）に対応する一つの正弦波基準信号の一間隔を受信する時間隔についてのみ、その比較結果を、対象となる流路の制御のために、カウントに入れるよう準備されていることを特徴とする、請求項１２に記載の信号発生器。
【請求項１４】
該スイッチングされた信号と正弦波基準信号が、各該信号発生器の出力に置かれた負荷（７４）における電圧の大きさと電流強度の間での大きさのそれぞれを示し、および、該信号発生器が、該チョッパースイッチ（５０、５１）の所定の状態の所定の時間隔においてカウントされる出現数に応じて、または、該チョッパースイッチの所定の状態の所定の出現数に必要な測定される時間隔に応じて、チョッパースイッチ（５０、５１）によってスイッチングされる電流強度または電圧と、正弦波基準電圧または正弦波基準電流強度それぞれの間の歪みの表示、または検出を供給するための手段を備えていることを特徴とする、請求項１から１３のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項１５】
該チョッパースイッチ（５０、５１）が、一つの電圧源とアースとの間に仲介するように置かれるために準備され、またこの電圧源とアースとの間の第一負荷に結びつけられるためのものであること、および一つの散消用負荷に結びつけられた電源とアースとの間の補完スイッチ（１３０）、並びに前記第一負荷（７４）からの発生する電流と、該信号発生器によって発生された電流とは逆の電流を検出するために置かれたダイオードから構成される電流センサ（１６０）である検出手段と、そのような逆の電流の検出用の該補完スイッチ（１３０）のスイッチングを起動するために、一つの電流を該散消用負荷の中を循環させるようにする起動手段とを含んでおり、検出と起動のこれら手段が論理計算器（１０）を含んでいることを特徴とする、請求項１から１４のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項１６】
前記逆の電流の検出手段が、電流センサ（１６０）を含み、該電流センサは該論理計算器（１０）と連結された、光結合ダイオードであることを特徴とする、請求項１５に記載の信号発生器。
【請求項１７】
該起動手段が、正弦波基準信号曲線を発生するために準備された、論理計算器（１０）であることを特徴とする、請求項１５または１６に記載の信号発生器。
【請求項１８】
該信号発生器が、一つの電圧源から供給用のチョッパースイッチ（５０、５１）に向かってその間に取り付けられた第一ダイオード（１５０）を含むこと、および、該電流センサ（１６０）がこの第一ダイオードと並列に置かれた発光ダイオードであり、その方向が供給用のチョッパースイッチ（５０、５１）から該電圧源に向かうことを特徴とする、請求項１５から１７のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項１９】
該信号発生器が、電源からチョッパースイッチ（５０、５１）に向かってその間に取り付けられたダイオード（１５０）と、二つのコンデンサ（１１０、１２０）を含み、該コンデンサが各自、ダイオード（１５０）のそれぞれ一端子に接続された第一端子と、アースに接続されている第二端子とを有することを特徴とする、請求項１５から１８のいずれか一つに記載の信号発生器。
【請求項２０】
一つの電動機と該電動機の供給用の信号発生器を備えた装置であって、該信号発生器が請求項１から１９のいずれか一つに記載のものと一致することを特徴とする装置。
【請求項２１】
該信号発生器が、該電動機の誘導性制動手段（９０、９１、９２）を含むこと、および、該論理計算器（１０）が該誘導性制動手段（９０、９１、９２）を、前記少なくとも一つのチョッパースイッチのスイッチングに応じて発生される前記少なくとも一つの信号により、制御するために準備されたものであることを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記少なくとも一つの信号を検出するセンサが、電流測定装置であることを特徴とする、請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
該論理計算器（１０）が、該誘導性制動手段の所定の時間隔における能動状態の出現数、または該誘導性制動手段の能動状態の所定の出現数に必要な時間隔から、該誘導性制動手段の良好の動作を導き出し、そして、この良好な動作の表示信号を送りだすための手段を、含んでいることを特徴とする、請求項２１または２２に記載の装置。
【請求項２４】
電動機（７４）と該電動機の供給用の信号発生器を含む、長い製品の巻き取り装置であって、該信号発生器が請求項１から１９のいずれか一つに記載のものに一致することを特徴とする巻き取り装置。
【請求項２５】
誘導素子と該誘導素子の供給用の信号発生器を含む誘導性制動装置であって、該信号発生器が、請求項１から１９のいずれか一つに記載のものと一致することを特徴とする誘導性制動装置。
【請求項２６】
請求項１から１９のいずれか一つに記載の信号発生器と、該信号発生器の出力に接続され、かつ装置（１０２、１０３）に可変磁界として供給するための誘導ループ（１００）とを含んでおり、該装置が、この可変磁界に応じた電流の発生手段を備えている電流発生装置。
【請求項２７】
請求項２６に記載の電流発生装置が、長細い形状の誘導ループ（１００）を含んでおり、該誘導ループ（１００）と平行にその長手方向に移動する運動体（１０３）と緊密に結びついた一つないし複数の受信器（１０２）と電磁界により連結されるようになっていることを特徴とする、電流発生装置。
【請求項２８】
選択されたタイプの物体の存在を検出する存在検出装置であって、該存在検出装置が、誘導ループ（７４）と、該ループ（７４）の供給手段（１０、５０、５１）と、該ループ（７４）の前の物体の存在に応じて該ループ（７４）の端子でのインダクタンスの変化を検出する検出手段（１０）とを備え、該供給手段および検出手段が請求項１４に記載のものに一致する信号発生器によって構成されることを特徴とする存在検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、直流電圧のチョップによる電気信号発生器に関するものである。
【０００２】
直流電圧のチョップによる電気信号を発生することはパルス幅の変調という用語でよく知られている。周波数は一般的に固定されているが、周波数変換器のような装置においては可変であってもよい。チョップ装置の制御信号を発生するのに、もっともよく用いられるのはＩＧＢＴトランジスタであるが、それには主に三つの方法がある。
【０００３】
第一の方法では、パルス幅の設定を計算器が読み取る表で行う。この方法は、実行は早いが柔軟さに欠け、必要とされるメモリの空間が大きくなってしまう、というのは、信号の振幅と周波数の組み合わせ毎に一つの表が必要なことから、必要とされるメモリの空間が大きくなってしまうからである。この方法は、高性能計算器を使用できなかった初期の周波数変換器に用いられた。
【０００４】
第二の方法では、専用の電子部品が、実現すべき信号と鋸歯状の信号の交わりに基づいてチョップ信号を作りだす。この方法は、単純な周波数の変換器に広く用いられている。該方法は二つの限界がある。発生する関数は単純なままでなければならない。性能を改善するための制御装置は外付けで、製作の困難なものである。
【０００５】
第三の方法では、強力な計算器により、ある程度複雑なアルゴリズムに基づき、パルス幅を決定する。補正係数の導入は、数学的処理の後に、発生する信号の測定に基づいて行われるが、その数学的処理は常に確実とは限らない。大きさに関する信号の調節には、大変な数学的処理を必要とする。この効率的な方法は、非常に高速で行わなければならないため、高価な構成部品を必要とすることになる。今日では周波数変換器の中でも特に大型のものに用いられている。
【０００６】
この方法は、例えば米国特許公報ＵＳ５，５２３，６７６号に説明されているように、マイクロプロセッサは制御に必要な機能全体を実現する、すなわち基準信号の考慮、発生された信号を示す回帰信号とこの基準信号の比較、およびスイッチングの制御信号発生である。この先行公報においては、マイクロプロセッサは高性能のマイクロプロセサを必要としており、該マイクロプロセッサは高価格の不都合を呈する。
【０００７】
本発明は、直流電圧のチョップによる電気信号発生器、例えば周波数変換器であり、安価でしかも十分な性能を発揮するものを提案することを目指すものである。
【０００８】
この目的は、本発明によって達成されるが、それは信号発生器のおかげであって、該信号発生器が、論理計算器から構成された少なくとも一つの正弦波基準信号と、少なくとも一つのチョッパースイッチと、前記少なくとも一つのチョッパースイッチのスイッチングに応じて発生される少なくとも一つの信号をサンプリングするための少なくとも一つのセンサと、前記サンプリングされた少なくとも一つの信号と前記少なくとも一つの基準信号との間の差によって変化する一つの値を送りだすための少なくとも一つのコンパレータとの発生器、および、この一つないし複数の比較の一つないし複数の結果に応じた一つないし複数の制御レベルを、前記少なくとも一つのチョッパースイッチに送りだすために準備された前記少なくとも一つのチョッパースイッチの制御手段を含み、その特徴は、該論理計算器は、一つないし複数の比較の一つないし複数の結果を受信する一つないし複数の入力端子と、一つないし複数の出力端子を含むこと、ただし該出力端子によって該論理計算器が一つまたは複数の制御レベルを該一つないし複数のチョッパースイッチに送りだす、および該論理計算器が、受信した一つないし複数の比較の一つないし複数の結果に応じて送りだされる一つないし複数の制御レベルを所定の各瞬時で更新するように、プログラムされていることを特徴とする。
【０００９】
本発明のその他の特徴、目的及び利点は、添付図面を参照しつつ、以下の記述を読み取ることによって明らかになっていく。
・図１は、本発明の第一の回路を示す。
・図２は、図１の回路の出力に置かれた負荷に表れる電流強度曲線を示す線図である。
・図３は、この同一の負荷における電圧と電流強度の推移、並びに図１の回路がその負荷の入力として供給されチョップされた電圧の様相を示す線図である。
・図４は、図１の回路のマイクロコントローラによって供給された基準信号曲線の形状を、この基準信号曲線のために選ばれた周波数に応じて示す線図である。
・図５は、一つの負荷によって本発明の回路で得られる電圧信号を示す。
・図６は、三相で供給される本発明の第二の回路を示す。
・図７は、図６のデジタル／アナログ変換器によって、その同じ回路の三つのコンパレータに伝達された曲線を示す。
・図８は、電動機の制動モードでの、図６の回路の回路出力に置かれた非同期式電動機によって発生する電気エネルギー除去回路を示す。
・図９は、ＩＧＢＴトランジスタの制御電圧の理想の形を示す。
・図１０は、本発明による整形回路を示す。
・図１１は、先行技術によるトランジスタ制御信号曲線を示す。
・図１２は、本発明による電動機の制動回路を示す。
・図１３は、本発明による非接触型の信号発生器を示す。
【００１０】
図１の供給回路は、論理計算器であるマイクロコントローラ１０を含み、該マイクロコントローラの出力端子１２はバス１４を介してデジタル信号を送りだし、そのデジタル信号は後に基準信号と呼ばれる。
【００１１】
この出力端子１２は、この信号をデジタル／アナログ変換器２０に伝達し、該デジタル／アナログ変換器がそれをアナログ信号に変換し、かつそれをアナログコンパレータ３０に伝達する。
【００１２】
このアナログコンパレータ３０は、第二の入力端子で、この供給回路の出力の負荷において、サンプリングされた信号を受信する。
【００１３】
コンパレータ３０は、その出力端子がマイクロコントローラ１０に接続されており、マイクロコントローラにサンプリングされた信号と基準信号の差の表徴を示す役割をもつ。
【００１４】
マイクロコントローラ１０には、さらに、チョッパースイッチであるトランジスタ５０の制御端子に接続された制御出力端子１６があり、該マイクロコントローラは直流電流源６０と誘導性の負荷７４のプラス端子との間に位置付けられており、また誘導性負荷のプラス端子はここでは金属物体を検出する誘導性ループである。
【００１５】
この負荷はまた、後述するように、可変磁界を非接触型給電の装置に印加するための誘導性ループであってもよい。
【００１６】
ここでは負荷７４と並列にフリーホイールダイオード７５が置かれており、それにより、供給電圧が低レベルのときに、負荷のプラス端子をアースに戻させることができるようにする。
【００１７】
チョッパースイッチであるトランジスタ５０と負荷７４との間には電流強度のセンサ７０が置かれており、該電流強度のセンサの出力は、前述の伝達しサンプリングされた信号をコンパレータ３０の入力端子に供給される。
【００１８】
論理計算器であるマイクロコントローラ１０は直流電圧のチョップを制御するが、その目的は、負荷７４に選択された形態の電気信号を再生し、それ自体で以下の二つの機能を実現することである。
・サンプリングされた信号と基準信号との間の差からチョッパースイッチ５０に印加すべき制御信号を導き出す。
・負荷７４に再び見いだされるであろう基準信号を発生する。
【００１９】
この場合には、負荷７４のレベルでサンプリングされた信号は、その負荷を通る電流である。したがって、マイクロコントローラ１０が、チョッパースイッチ５０の制御によって、負荷７４での瞬間電圧を修正するのは、望まれる瞬間電流と電荷でサンプリングされる電流との間を等しくするためである。
【００２０】
さらに詳細に述べると、マイクロコントローラ１０がチョッパースイッチ５０で単純処理を行うが、該処理は、要するに、サンプリングされた電流強度が望まれる電流強度を下回る場合にはチョッパースイッチを閉じ、サンプリングされた電流強度が基準電流強度を上回る場合にはそれを開くということである。
【００２１】
したがって、チョッパースイッチであるトランジスタ５０のスイッチングは、必要なときにしか行われない。チョップされた信号は、それゆえ周波数と同時にデューティレシオも変化する。
【００２２】
図２に示されるように、基準信号は正弦波曲線であり、チョッパースイッチであるトランジスタ５０のスイッチングは、緩い勾配部分よりも強い勾配部分において、より低い周波数になる。実際、強い勾配部分において、よく起きるのは、マイクロコントローラ１０がその状態を相次いで数回更新している間にも、スイッチが同一の閉じた状態をとるということであるが、緩い勾配部分にとってはそうではなく、そこではマイクロコントローラは、開けた位置と閉じた位置との間でチョッパースイッチ５０をより強く振動させる傾向がある。
【００２３】
コンパレータ３０がマイクロコントローラ１０に恒常的に供給する比較の結果は、結果信号の形態なので（特にこの比較がアナログ信号について行われるから）、マイクロコントローラ１０はそれ自身がこの結果信号の値をサンプリングする瞬時、瞬時を決定する。
【００２４】
これら各瞬時の選択は、二つの基準信号と実信号の間の等しさを微細な更新のために十分な速度でのスイッチングを得るためになされるのであり、それはチョッパースイッチ５０のスイッチング制限速度を越えないように、しかもマイクロコントローラ１０が実施可能な速度に応じて行われる。
【００２５】
図２の曲線、つまり負荷７４における電流強度の変化においては、チョップされた電圧信号の形態が負荷７４に、この曲線の特定の場所に対応して、伝達されることも示されている。
【００２６】
正弦波曲線の頂点において、負荷７４のインダクタンスに起因する位相のずれは依然としてかなり小さいものであるが、電圧の端子用の平均電圧もまた、ほとんどその最高点に達しているので、チョップされた電圧は、大きなぎざぎざを大幅に考慮したデューティレシオを示している。
【００２７】
逆に、電流強度の最小点においては、チョップされた電圧は上段波よりもより長く下段波を表している。
【００２８】
図３で示した負荷７４についての電流強度と電圧の推移は、同一の時間軸に応じたものであり、これら二曲線間の位相のずれを際立たせている。
【００２９】
電流の曲線は、電流の制御ということからして、基準曲線にほぼ対応している。
【００３０】
この図３では、電流の曲線形状を参照して二つの区域Ｚ１とＺ２を画定した。第一区域Ｚ１は、電流強度の正弦波曲線の、上昇する、第一の四半部に対応しており、第二区域Ｚ２は、この同一の電流強度の正弦波曲線の、最高点から点ゼロに向かって下降する、第二の四半部に対応している。
【００３１】
マイクロコントローラ１０は、これら二つの区域Ｚ１とＺ２のそれぞれにおいて、個別のカウントを行うようにプログラムされている。
【００３２】
そういうわけで、各区域の内部において、マイクロコントローラ１０は、この区域内で予め定められ、かつ等間隔に設定された各瞬時ごとに、ここでは２７マイクロ秒ごとに、チョッパースイッチ５０が閉じた状態にあるか、もしくは開いた状態にあるか、換言すれば、供給電圧が高いレベルにあるか低いレベルにあるかを調べる。
【００３３】
マイクロコントローラはここでは、チョッパースイッチ５０の状態を等間隔で更新するのであり、この検査はこれら更新時点に行ってよい。
【００３４】
チョッパースイッチ５０の状態の識別は、ここでは、コンパレータ３０から受信した信号からマイクロコントローラ１０によって行われるのであり、このことは、チョッパースイッチ５０の次の更新は、この瞬時で比較の即時結果と直接に相関しているという事実から可能になる。
【００３５】
それゆえマイクロコントローラ１０は、各区域Ｚ１とＺ２において、等間隔に設定された検査の各瞬時で、チョッパースイッチ５０の変化状態を識別した回数をカウントしており、それは各区域に平均のデューティレシオをほぼ示している。
【００３６】
該マイクロコントローラはさらに、これら二つのカウント値を比較するようにプログラムされている。この比較において、該マイクロコントローラは、負荷における電圧と電流強度の間の位相のずれを導き出す。
【００３７】
実際、各区域Ｚ１とＺ２について得られる数は、区域における電圧値の表示である。この区域は電流強度曲線の形態の応じて変動するために、これらカウントによって、二曲線間の位相の差の測定が行われる。
【００３８】
電圧と電流強度の曲線が完全に同位相である場合には、各区域Ｚ１とＺ２におけるカウントがそれぞれ、対称的で逆勾配の曲線の同一形態に対応したものであろうと理解される。各カウントダウンは、したがって、同じタイプとなることになる。
【００３９】
逆に、二曲線間の位相の差が高まればそれだけ一層、電流強度曲線の区域Ｚ１とＺ２に対応する電圧曲線は異なる形態を有するようになり、それは例えば、一方はマイナスの値に達するのに対し、他方は依然としてゼロを大きく越えるという具合である。そのようなわけで、位相の差が大きくなればそれだけ一層、各区域Ｚ１とＺ２における曲線上で行われるカウントダウンが異なることになるのである。
【００４０】
マイクロコントローラは、ここでは位相の差の決定のために、これら二つのカウントダウンの間の比率の計算を実行する。
【００４１】
この位相の差の決定は、この場合は、センサ７０であるコイルの前にある金属製の物体の検出のために用いられる。実際、金属製の物体の存在は、センサ７０であるコイルの端子でのインダクタンスも修正することになり、また結果として測定される位相の差も修正されることになる。
【００４２】
さらに詳細に述べると、位相の差は金属製の物体のタイプ、特に金属の種類と物体の形状に依存する。マイクロコントローラ１０、あるいはマイクロコントローラ１０に外付けされた装置により、物体のタイプを示す記憶された表で測定された位相の差に応じて検索を行うことを想定している。
【００４３】
この位相のずれが取りうる形状は、短時間の電圧曲線の歪みの形であり、同じようにマイクロコントローラ１０が識別し、他の電圧曲線の歪みと区別するように、電流強度の曲線の形状に基づいて限定された区域について、予め定められた各瞬時においてチョッパースイッチ５０の状態をカウントダウンする。
【００４４】
そのために、予測される物体または資材に特有の電圧曲線の歪みに適合したカウントダウンの区域を採用する。そのようにして、アルミニウムから歪みを検出したい場合には、負荷７４であるループの前にそれがあれば歪みは主に電圧曲線の電流強度曲線の六分の一に対応する区域に発生するであろうことが分かっており、そこにカウントダウンの区域を置くことになる。それゆえ、電流強度曲線におけるその区域の幅と位置の選択は、検出すべき金属に従うことが好適となる。
【００４５】
本装置はループの電流強度を制御し、電圧曲線の歪みを検出するものであるが／ループを電流強度によって制御し、電圧曲線によって歪みを検出するものであるが、ループの電圧を制御し、電流強度の曲線の歪みを検出することも可能である。さらに一般的に、本発明は、電流強度の制御に限定されるものではない。
【００４６】
この場合、マイクロコントローラ１０が想定しているのは正弦波曲線を発生することであり、その周波数の選択は、マイクロコントローラ１０に、該マイクロコントローラの図示されない入力端子に、望まれる周波数を示すデジタル値を伝達して行う。
【００４７】
この場合、マイクロコントローラ１０のメモリに記憶されているのは、半正弦波曲線を構成する点の連続であり、それをこれからは出発の半正弦波曲線と名付けることにする。
【００４８】
この点の連続、ここで２５２個の点、つまりメモリに連続して記憶された２５２個の値に基づき、そしてその周波数を示す入力値に基づき、マイクロコントローラ１０は、望まれる周波数の正弦波曲線、つまり、基準信号曲線を、以下の方法によって、再構成する。
【００４９】
マイクロコントローラ１０は、１２マイクロ秒ごとに、出発の半正弦波曲線の一連の値で読み取られた値を発生するようにプログラムされている。
【００５０】
しかしながら、それが基準の半正弦波曲線の次の値に進むのは、それのビットの特定の一つが、一つの値を発生しなければならない瞬時で起動される場合に限られることが想定されている。この特定のビットの起動がなければ、マイクロコントローラは、連続する次の値へは進まずに、改めて先に発信した値を発信する。
【００５１】
このビットの起動が実施されるのは、８ビットでコード化されたマイクロコントローラのカウンタが値２５６を越えるときに実施される。
【００５２】
それゆえ、連続のメモリの、次の値に進むことは、カウンタの一つの値の記憶に保存された、識別可能な数の、一連のビットの特定の一つのビットの状態の変化を検出することにより、マイクロコントローラ１０において、機械的に行われる。
【００５３】
この方法に従うと、マイクロコントローラ１０の各サイクルごとに、つまり、この場合は１７マイクロ秒ごとに、送り出すべき基準信号、つまりこの場合は、送り出すべき電流強度信号の周波数を示すものとしてマイクロコントローラ１０の入力に与えられる値に等しい一つの増分だけ、カウンタの値をさらに増分する。
【００５４】
例えば、この入力値が８７に等しければ、例えば当初はゼロのカウンタは、次に続くサイクルで８７に進み（マイクロコントローラ１０はその出力端子１２で先のサイクルで発信されたものと同じ半正弦波曲線の値を送りだし）、つぎに１７４に進み（出力端子１２ではさらに同じ値）、つぎに１７４＋８７＝２６１、つまり２５６＋５、つまり、（８ビットにつき）２５６のモジュロで記憶された５に進む。その場合、カウンタは値２５６を越えており、その特別なビットは起動され、マイクロコントローラ１０は、そのとき、半正弦波曲線の次の値を読みだしている。
【００５５】
一旦、その半正弦波曲線が完全に読み取られると、曲線部分を示す一つのビットは今度はそれにマイナスの記号を当てはめて、半正弦波曲線を読み取らなければならないことを表示する。
【００５６】
そのようにして、マイクロコントローラは出力端子１２に何度も同じ値を送りだし、それが次の値に進むのは、カウンタが極大値に達したときだけである。カウンタは、選択された増分の周期毎に増分され、カウンタの最大値の移行は、この選択された増分の値が高いほど、それだけ頻繁になる。
【００５７】
そのようにして、図４で示されるように、基準正弦波曲線は一連の水平部で構成されており、その一連の水平部の縦座標は基準半正弦波曲線の一点の縦座標であり、その長さはこの点が繰り返される回数に対応しており、その反復回数は、周波数を示す値が小さければそれだけ一層大きくなる。
【００５８】
それゆえマイクロコントローラ１０は、周波数を示す値が小さければそれだけ一層、水平部の長さを延ばし、基準正弦波曲線の周波数は周波数を示す値が大きければそれだけ一層、大きくなる。
【００５９】
この方法は、指示の数が特に少ない場合に、マイクロコントローラ１０において実施される。それは計算数とメモリが特に小さい場合に周波数の変化を実施する。
【００６０】
注目すべきは、選択された増分の値が大きければ、例えば２５０なら、マイクロコントローラが一つの正弦波曲線の上に一点か二点だけを反復することも可能であり、それゆえ、その点に局限される歪みにより、継続時間において正弦波曲線が引き延ばされることになる。しかしながら、そのような局限された歪みは応用面で大抵の場合、負荷の挙動に有害な結果をもたらさないことが判明しているが、それでも、望みの周波数をきめ細かに実施することができる。
【００６１】
注目すべきは、選択された増分が十分に大きければ、マイクロコントローラ１０は、事実上、各増分ごとに、出発の半正弦波曲線において、読み取られる値を変えることになるということである。
【００６２】
その場合に得られる基準曲線は、図４の右側にあるようなものであり、実際上、水平部分がまったくない。
【００６３】
それゆえ、本方法を実施する際に必要なのは、単純なマイクロコントローラ、つまりクロックと、数ビットについてのカウンタと、クロックの各サイクルでカウンタに適用する増分を記憶するメモリと、一定数の基準点を備えた表と、この点を、カウンタの所定から伝えられた一つのビットの状態が変化するごとにその表の中でその点を変えるために準備されたこのメモリの読み取り器だけである。
【００６４】
これらの要素のそれぞれは特に単純なものであり、最も安価な現在のマイクロコントローラの大部分にあるものである。
【００６５】
図６に負荷７４である三相電動機用の供給回路を示した。
【００６６】
この回路は、先の回路の基本要素を、三つの流路での三相の給電を行うために適合したレイアウトで繰り返したものであり、各流路は、互いに位相をずらせた三つの周期的信号の間で一つの基準信号に基づき電流を制御している。
【００６７】
そのようなわけで、本回路は三つの流路を備え、そのそれぞれに、電圧Ｖの直流線とアースとの間に直列に二つのチョッパースイッチであるトランジスタ５０及び５１を備え、負荷である電動機７４の三つの端子は、そのたびに、三つの流路のうちの一本の、二つのチョッパースイッチであるトランジスタ５０の間で接続されている。
【００６８】
確かに、本供給回路には、各スイッチング流路に、第二のチョッパースイッチであるトランジスタ５１が負荷７４に向かう接続点とアースとの間に置かれ、同じくマイクロコントローラ１０で制御されており、その結果、同一の流路のチョッパースイッチ５０のそれとは逆の状態になっている。
【００６９】
同一の流路の二つのチョッパースイッチであるトランジスタ５０及び５１のスイッチングはほぼ同期化されており、とはいうものの、しかしながら対応するスイッチングの間のデッドタイムを重視している。そのデッドタイムの間に二つのチョッパースイッチであるトランジスタ５０及び５１は二つともターンオフする状態であり、それにより直流線とアースとの間の短絡が避けられる。
【００７０】
各流路では二つのチョッパースイッチ５０及び５１が、電動機で測定される、基準信号とその位相のうちの一つに対応する信号との間の差に応じて、マイクロコントローラ１０より制御されている。これらの三つの流路のそれぞれにつき、この比較の結果が三つのアナログコンパレータ３０のうちの一つ、その流路に対応する問題のコンパレータによって、確定される。
【００７１】
そのようにして、その回路にある三つのコンパレータ３０のそれぞれが二つの入力端子で受信するのは、それぞれが三つの流路に対応する三つの、基準信号の断片の連鎖に対応する基準多重化信号でマイクロコントローラ１０によって発生されるものと、電動機７４の一つの位相にサンプリングされた、この位相の対応する端子と直列に置かれた電流センサ７２を介した一つの信号とである。
【００７２】
これらの三つのコンパレータ３０のそれぞれが供給する結果は、二つの比較された信号の間の差を表示している。
【００７３】
マイクロコントローラ１０によって規則的に読み取られた結果に応じて、該マイクロコントローラは、前述したのと同様の方法で、前述のデッドタイムの監視を行いつつ、流路のそれぞれのチョッパースイッチ５０、５１を制御する。
【００７４】
本マイクロコントローラがその出力端子１２はデータ・バスにより二つのデジタル／アナログ変換器２０及び２１に接続されており、該デジタル／アナログ変換器のそれぞれが個別の処理を行う。
【００７５】
本マイクロコントローラがその出力端子１２に供給するのは、前述の好適な方法による、可変周波数の正弦波曲線である。
【００７６】
それはまた、デジタル／アナログ変換器２０に、コンパレータ３０に伝達する前に、この基準正弦波曲線の振幅に適用すべき係数を示すデジタル値も供給する。
【００７７】
デジタル／アナログ変換器２１はマイクロコントローラ１０からこの振幅係数が適用される正弦波曲線を受信する。
【００７８】
このデジタル／アナログ変換器２１はさらに、この基準正弦波曲線の個別多重化を行う。
【００７９】
そのいうわけで、この基準正弦波曲線に基づき、図７に示されたような信号を供給するのであるが、その信号は、基準曲線に対し、互いに１２０°ずれた三つの同じ信号に交互にサンプリングされた信号の一連の断片から成り立っている。
【００８０】
そういうわけで、デジタル／アナログ変換器２１の出力で供給される信号は時間隔に分解され、該時間は、隔それぞれが対象となる瞬時でのそれら三つの信号のそれぞれから交互に受信した信号の断片から成り立つ。
【００８１】
出力曲線が三つの基準正弦波曲線のうちの、同一の一つを再生する二つの間隔の間に、出力曲線は他の二つの曲線を再生する。
【００８２】
出力曲線が三つの正弦波曲線のうちの一つと同一のものを再生するこれら二つの間隔の間に、この同一の正弦波曲線は、他の二つの正弦波曲線の断片の表示に対応する継続時間から進展した。それゆえ、出力曲線はこの三つ目の正弦波曲線を、その曲線が位置する点において再び捉える。それゆえ、デジタル／アナログ変換器２１の出力信号は三つの正弦波曲線の形状を呈するが、それらの正弦波曲線は互いに絡み合い、各間隔の端のところで垂直線分により互いにつながれている。
【００８３】
この同一の出力曲線はコンパレータ３０のそれぞれに恒常的に伝達され、その結果、各コンパレータ３０が出力で送りだす結果は不規則なものになるが、何故なら、サンプリングされた信号を三つの正弦波曲線のそれぞれと次々にそして交互に比較するからである。
【００８４】
マイクロコントローラ１０をプログラムする際、それがその流路でサンプリングされた信号を三つのうちの、この流路に対応する良好な正弦波曲線と比較するときにのみ、所定の一つのコンパレータの結果をサンプリングするようにプログラムする。
【００８５】
このような対象となる間隔に応じて受信した信号のサンプリングの同期化は、マイクロコントローラ１０においては容易に実施されるものであるが、それはマイクロコントローラ１０がデジタル／アナログ変換器２１に出力で送りだすべき基準信号の変更順序を与えると同時にサンプリングの瞬時の決定も行うからである。
【００８６】
マイクロコントローラ１０は、各コンパレータ３０で良好な正弦波曲線との比較結果のみをサンプリングするが、該正弦波曲線とは、このコンパレータに対応する電動機の位相に再び見いだしたい正弦波曲線であり、マイクロコントローラ１０が対象となる比較に応じてチョッパースイッチ５０及び５１を制御する流路の正弦波曲線である。
【００８７】
それゆえ、単純な多重化と、各スイッチングの比較の利点があるが、それは、簡便で安価な計算手段による効率的な多重化を活用しつつもなお、確かに必要であることを検証するためである。
【００８８】
先行技術においては、電圧Ｖの高いレベルと電圧ゼロの低いレベルとの間で振動するチョップされた電圧からの正弦波曲線の電流強度を発生するための回路が提案された。
【００８９】
負荷での平均電圧値は（信号を平滑化するが）、その場合、対象となる瞬時での電圧のデューティレシオに直接左右される。そのようなわけで、チョップされた電圧の上段波と下段波の継続時間が等しければＶ／２に等しい電圧が、上段波もしくは下段波のどちらかがより長ければ、それに応じて、Ｖ／２を上回るか下回わる電圧が得られる。
【００９０】
それゆえ、典型的には、平均値Ｖ／２の前後の周期的な信号が得られる。得られた信号の振幅は、Ｖ／２に達していることが望ましいが、負荷が二つのチョッパースイッチの間にそれらの端子の一つで接続されており、一つは電圧源Ｖに、もう一つはアースに接続されていること、および、これら二つのチョッパースイッチの同期化されたスイッチングは、電圧源Ｖとアースとの間のショートを避けるためにデッドタイムの分だけ互いにずれていることにより、制限されたままである。
【００９１】
本装置においては、電流強度についてチョップを制御し、およびチョッパースイッチ５０及び５１のスイッチングを予想される電流強度と実際の電流強度との間の差に応じて、マイクロコントローラ１０のサイクルごとに制御するが、装置が負荷に平均電圧を印加するが、該負荷は電圧ゼロに向かってずれた正弦波曲線の電圧であることが観察される。
【００９２】
本装置は、必要な場合のみ、チョッパースイッチ５０及び５１の状態を変更し、および選択された間隔においてのみ、そのような変更を生じさせるのであり、本装置は望みの電流強度の実現と両立可能なものの中でも最も低い電圧を発生させる。
【００９３】
それゆえ、ここで観察されるのは図５に示されるように、その極小によって電圧ゼロに接する正弦波曲線である。
【００９４】
それゆえ、そのようにして、電圧曲線を縦座標でずらすことができるが、それはこの電圧がそれぞれ実際に必要なスイッチングによって作りだされるからであり、かつ中心値化したデューティレシオに関わって予め定められたものではないからである。
【００９５】
この正弦波曲線の変曲点は、振幅が増大する場合には、この正弦波曲線の振幅が最高点値Ｖ／２に達するときに平均電圧Ｖ／２に達するまで増大するが、それが可能なのは、ここで、チョッパースイッチであるトランジスタ５０及び５１のスイッチングがデッドタイムによって阻害されることがほとんどなく、これらデッドタイムはスイッチングの際にしか現れず、しかも該スイッチングが（基準信号との偏差に応じてのみのスイッチングというように）できるだけまれにしか起きないようになっているからである。
【００９６】
そのようなわけで、通常の振幅の制限は回避されるが、それはデッドタイムができるだけ回避され、スイッチングは望まれる精密さにとって必要なスイッチングのみに限定されるためである。
【００９７】
縦座標が低い電圧方向へのずれのおかげで、直流電圧源と負荷との間に位置するチョッパースイッチは閉じられているよりは開かれている方が明らかに多く、それゆえ、電流が通過する頻度はずっと低く、したがって該チョッパースイッチはあまり加熱されない。さらに全般的には、電圧が低い方にずれていることにより、良いエネルギー効率を得られる。
【００９８】
図６の回路にはさらに、一つのチョッパースイッチを制御のためのマイクロコントローラ１０の各出力端子とそれに連結されたチョッパースイッチとの間に、制御信号の波形緩和回路８０があるが、以後これをコントロール回路および絶縁回路と呼ぶ。
【００９９】
ここで用いられるトランジスタはＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、その制御端子はコンデンサと同様に作動する。
【０１００】
ＩＧＢＴトランジスタの制御電圧が、そのゲートとエミッタとの間に印加される。エミッタの電位は浮動的なものとなりうるし、この電圧は一般的には絶縁された電源から発生するもので、制御は光カプラーとドライバー（制御ユニット）とを備えた専用回路を経由する。
【０１０１】
図１１には、ＩＧＢＴトランジスタの制御電圧が突然低下する際の、端子間の電圧の変化を示した。ここでは過電圧の出現を良好に区別する。
【０１０２】
スイッチングで使用する際のトランジスタの加熱を避けるためには、すばやく状態を変化させなければならないが、しかしながら、過電圧を避けるためにターンオフ方向へのスイッチング速度の制限を伴う。
【０１０３】
スイッチング速度の制限の簡便な方法は、ＩＧＢＴトランジスタのドライバーとゲートとの間に抵抗を一つ挿入することにある。この方法には、開いた方向でも閉じた方向と同様にスイッチング時間が長くなる欠点がある。
【０１０４】
スイッチングで使用されるＩＧＢＴトランジスタにとっての理想的な制御電圧は、図９の曲線に示されている。
【０１０５】
この曲線の上りの勾配は非常にきつく、きつい第一の下り勾配は、制御電圧をトランジスタが抵抗をもつようになるレベルにまで低下させ、より緩やかな第二の下り勾配は、トランジスタを段階的にターンオフして過電圧を制限するようにする。これらの三つの勾配を得るためにトランジスタを組み合わせることが提案されているが、この解決策は複雑である。
【０１０６】
本発明においては、これら三つの勾配は、二つの抵抗８１と８２、ダイオード８３及びコンデンサ８４を含む信頼性が高くて安価な波形緩和回路８０により実現され、それは図１０に示されている。
【０１０７】
この回路には、マイクロコントローラの制御出力からトランジスタ、ここではトランジスタ５０の制御端子に向かって、まず抵抗８２をそれぞれ有する並列流路が三本と、マイクロコントローラ１０からチョッパースイッチであるトランジスタ５０に向かって移行する、取り付けられたダイオード８３と、コンデンサ８４がある。これら三本の並列流路の後に、チョッパースイッチであるトランジスタ５０に接続された抵抗８１が直列にある。
【０１０８】
ダイオード８３は抵抗８２を上昇の間にショートさせ、その勾配は抵抗８１により固定されており、そこから勾配が急になる。
【０１０９】
下降が始まるところで、コンデンサ８４は、チョッパースイッチであるトランジスタ５０のゲート上の電圧を急速に低下させ、ついで電荷は、曲線の終わりの勾配を固定する抵抗８２を通してゆっくりと除去される。その際に、ダイオード８３はターンオフされている。
【０１１０】
変曲点の位置は、チョッパースイッチであるトランジスタ５０のゲートの静電容量とコンデンサ８４の静電容量との間の比率により固定されている。得られる曲線は理想に近く、顕著な過電圧がなく、通常遭遇するスイッチング時間よりも短いスイッチング時間を実験的に得ることができた。
【０１１１】
ここで注目すべきは、チョッパースイッチであるＩＧＢＴトランジスタ５０及び５１は、それぞれ並列のフリーホイールダイオードを含んでいることである。
【０１１２】
また、電圧Ｖの直流線とアース、ここでは二つの端子Ａ及びＢの間に、図８に示された回路が配置されている。
【０１１３】
この回路には四つの端子があり、そのうちの供給方向に対して下流の二つの端子は、図８に示された端子Ａ及びＢ、すなわち直流線と接続するチョッパースイッチ５０のそれぞれのプラス端子Ａにそれぞれ接続され、そしてアースＢに接続されている。
【０１１４】
この回路の別の二つの端子Ｃ及びＤは、この回路の上流部分で、直流電圧源の上とアースの上でつながれている（直流電圧源は、例えば三相供給ネットワーク上に取り付けられた整流器であってもよい）。
【０１１５】
この回路にある三つの流路は、チョッパースイッチ５０及び５１を備えたスイッチング流路に並列に置かれるためのものである。
【０１１６】
これら三つの流路のうちの二つはそれぞれ、コンデンサ１１０と１２０を備え、第三の流路はトランジスタ１３０と抵抗１４０を直列に備えている。
【０１１７】
コンデンサ１１０と１２０を有する二本の流路の対応する二つの端子は、電源からスイッチング流路に向かう方向にその間に取り付けられたダイオード１５０によって接続されている。
【０１１８】
二本の流路のこれら二つの端子はまた、発光ダイオード１６０と抵抗１７０とを直列に有する一本の流路によって、ダイオード１５０と並列に接続されている。
【０１１９】
この発光ダイオード１６０は、スイッチング流路から直流電圧源に向かう方向にその間に取り付けられている。
【０１２０】
この発光ダイオード１６０を保護するツェナー・ダイオードは、この発光ダイオードに並列に置かれ、そこで一つの抵抗によって電源側に接続される。この抵抗がツェナー・ダイオード内の電流を制限する。過渡的な電圧に対する耐性を改善するため、補充のコンデンサをツェナー・ダイオードの端子に設置してもよい。
【０１２１】
この回路のおかげで、電動機が制動モードにある場合、換言すれば、その電動機が、電源に向かって電流強度を供給する発電機として作用する場合、ダイオード１５０はターンオフ状態になり、電源の方向にさかのぼる電流は、二つのコンデンサ１１０及び１２０の充電電荷の変化に対応して、発光ダイオード１６０内にその流れを定める。そのとき、発光ダイオード１６０は光る。
【０１２２】
この発光ダイオードは、ここではマイクロコントローラ１０に光結合されたダイオードであり、該マイクロコントローラは、発光ダイオード１６０の発光に応じて、スイッチング流路のプラス端子をアースに接続し、電流を抵抗１４０を通して通過させるトランジスタ１３０の閉じを指令制御する。
【０１２３】
そのとき、この抵抗１４０は、電動機によって供給されるエネルギーをジュール効果により除去する。この除去の流路スイッチであるトランジスタ１３０がマイクロコントローラ１０により制御されることから、閉じた状態の継続時間を制御することが可能になる。そのようにして、マイクロコントローラは、制動モードの検出で、電流が電源から電動機に向かう方向を回復する瞬時を過ぎるまでの時間、スイッチであるトランジスタ１３０を閉じる。
【０１２４】
そのようにして、トランジスタに急速な破損を引き起こしかねない、頻繁な方向の変化がある場合には、トランジスタ１３０のあまりにひどく頻繁なスイッチングを避ける。
【０１２５】
有利には、マイクロコントローラ１０は、トランジスタ１３０に接続された制御出力に、この出力とこのトランジスタの間に、マイクロコントローラ１０と負荷７４の供給のチョッパースイッチ５０、５１との間に置かれた波形緩和回路８０を備える。
【０１２６】
さらに、スイッチであるトランジスタ１３０に対して電源側に抵抗１４０を有利には置き、そして、プラス電圧の供給端子から最も遠いこの抵抗１４０の端子から、供給の直流電圧の端子に向かってその間に取り付けられた抵抗１４０と並列にフリーホイールダイオードを有利には置く。
【０１２７】
この回路は三相の信号発生器を形成する周波数変換器を構成しており、それにより、回転子の抵抗の変化が電動機のトルクには影響しない。回転は、０．２５Ｈｚほど低い周波数の場合も含めて規則的である。直列バスの電圧は、最高周波数にしか影響しない。
【０１２８】
本発明は、経済的な周期信号発生器を実現しうるが、それは、コンピュータを必要とせず、一体的に統合されていて、外部の量に対して制御されていて、順応性に富んでいるからである。
【０１２９】
発生すべき周期信号は、マイクロコントローラの内部の表に記憶されている。マイクロコントローラは、デジタル・アナログ変換器に、望みの周波数に比例する等間隔でサンプリングされた周期信号を送る。
【０１３０】
このデジタル・アナログ変換器から出るアナログ電圧は、コンパレータの一つの入力端子に印加される。このコンパレータの第二の入力端子は、発生された信号の測定装置につながれる。マイクロコントローラはその比較結果を読み取り、測定された信号が予想したものを下回る場合には、スイッチングを起動するか、あるいは維持する。信号がそれを上回る場合には、マイクロコントローラはスイッチングを止めるか、非能動的な状態に維持する。それゆえスイッチングは、周波数とパルス幅において可変である。該スイッチングは得られた信号に制御される。各動作の修正は自動的に行われる。
【０１３１】
上述の回路は、誘導ループを供給するために有利には使用され、その際この誘導ループと共に非接触型のエネルギー源を構成するようにする。磁界の変化の供給電流へ変換するための手段を備えた装置は、その場合、このエネルギーを非接触で採取することになる。前記回路が有利であるのは、このような応用が電流の制御装置を容易に行えるようにするという点においてであり、それはこれら応用において特に好適であることが判明している。
【０１３２】
変形例においては、制御回路、マイクロコントローラ、コンパレータの低電圧供給が、メイン直流電圧をチョップすることにより、直接または間接的に得られる。
【０１３３】
前述の回路の他の応用例においては、ケーブルなどの長い製品を巻き取り電動機に給電するために、あるいは低電圧の直流電流により供給するタイプのブレーキの電動機に供給するために用いることもでき、その場合、このブレーキへの供給はメインの直流電圧のチョップにより行われる。
【０１３４】
図１２に、このようなブレーキを取り付ける回路を示した。このようなブレーキを構成するのは、直流電圧電源とアースとの間で、ブレーキ・コイル９０を直列に有する一つの流路に、取り付けられたブレーキ・コイル９０と、電流センサ９１と制御用のトランジスタ９２とである。電流センサ９１は、マイクロコントローラ１０にブレーキ・コイル９０を通る電流値の表示信号を供給し、マイクロコントローラ１０は、トランジスタ９２のスイッチングを望みの電流がブレーキ・コイル９０の中で得られるよう制御する。このような回路は、図６の回路に有利には結合し、特に直流電源の電圧が切れたか低下した場合に、電動機７４を制動するようにする。ここでまた注目されるのは、この回路は、フリーホイールダイオードを含むが、該フリーホイールダイオードは、ブレーキ・コイルの下流側に位置する一点から延びて直流電圧電源に向かって戻り、そのようにしてブレーキ・コイル９０と電流センサ９１を包含するループを形成することである。
【０１３５】
そのようにして、この回路により、ネットワークの電圧を除去する際に巻線の制御が可能になる。電気ケーブルの巻き取り器の場合には、それにより、このタイプの故障に際してケーブルを保護することができる。
【０１３６】
このようにして、１００Ｖほどの低電圧になるまで制御を保持することができる。
【０１３７】
誘導ループの供給の際に上述した、製品の識別装置もまた、本発明による信号発生器と二つの容量性のプレートを含む負荷とを結合することにより実現可能である。
【０１３８】
本発明による信号発生器はまた、電気メッキによる堆積のため、あるいはバッテリーの充電のために、予め定められた数の電荷を通過させるように有利には使用される。
【０１３９】
その信号発生器は、電流強度または電圧という二つの電気的な大きさのうちの一つを制御する必要があるたびに、そして、二番目の測定が、方法の良好な目的遂行のために有益な情報、例えば、バッテリーの充電、電気化学的堆積、特に直流電流におけるものなどがもたらす場合に、有利に使用される。
【０１４０】
その信号発生器は、電流強度または電圧または周波数という三つの電気的な大きさのうちの一つを制御する必要があるたびに、そして、それらの大きさの一つまたはその他を測定が、周期的電流でこの方法を良好な目的遂行のために、例えば金属識別によって有益な情報がもたらす場合に、有利に使用される。
【０１４１】
図１３に示された変形例によると、信号発生器が給電する誘導ループ１００は細長い形で、誘導ループ１００と平行にその長手方向に移動する運動体１０３と緊密に結びついた一つないし複数の受信器１０２とその電磁界により連結されるためのものである。
【符号の説明】
【０１４２】
１０      マイクロコントローラ
２０、２１  デジタル／アナログ変換器
３０      コンパレータ
５０、５１  チョッパースイッチ
７０      センサ
７２      電流センサ
７４      負荷
７５      フリーホイールダイオード
８０      波形緩和回路
９０      ブレーキ・コイル
９１      電流センサ
９２      トランジスタ
１００    誘導ループ
１３０    トランジスタ
１４０    抵抗
１５０    ダイオード
１６０    発光ダイオード
【図１】
0004508512.tif 000002
【図２】
0004508512.tif 000003
【図３】
0004508512.tif 000004
【図４】
0004508512.tif 000005
【図５】
0004508512.tif 000006
【図６】
0004508512.tif 000007
【図７】
0004508512.tif 000008
【図８】
0004508512.tif 000009
【図９】
0004508512.tif 000010
【図１０】
0004508512.tif 000011
【図１１】
0004508512.tif 000012
【図１２】
0004508512.tif 000013
【図１３】
0004508512.tif 000014