(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対してＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transform）を行う受信装置において、
伝搬チャネルを推定するチャネル推定手段と、
前記推定された伝搬チャネルに関する情報（チャネル情報）に基づいて受信信号に含まれるパイロット信号を再生するパイロット再生手段と、
受信信号に含まれるパイロット信号をヌルキャリアと仮定し、前記チャネル情報に基づいて周波数等化を実現するための行列（周波数等化行列）を生成する行列生成手段と、
前記ＤＦＴの結果から前記再生パイロット信号を減算する減算手段と、
前記周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する行列乗算手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記チャネル推定手段は、前記ＤＦＴ処理後の周波数領域の受信信号に基づいて伝搬チャネルを推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記チャネル推定手段は、前記ＤＦＴ処理前の時間領域の受信信号に含まれる、送信系列が既知のプリアンブルに基づいて、伝搬チャネルを推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
さらに、すべての遅延波の影響を除去可能な程度に十分に長い前記特定の信号（第１の特定信号）とは異なる所定の信号（第２の特定信号）が含まれたプリアンブルを有する受信信号を入力とし、前記第２の特定信号を除去する除去手段と、
前記第２の特定信号を除去した後のプリアンブルに対してＤＦＴを行うＤＦＴ手段と、
を備え、
前記チャネル推定手段は、前記ＤＦＴ手段にてＤＦＴ処理後の、送信系列が既知のプリアンブルに基づいて伝搬チャネルを推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対してＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transform）を行う受信装置において、
伝搬チャネルを推定するチャネル推定手段と、
前記推定された伝搬チャネルに関する情報（チャネル情報）に基づいて受信信号に含まれるパイロット信号を再生するパイロット再生手段と、
前記チャネル情報に基づいて周波数等化を実現するための２つの周波数等化行列を生成する第１および第２の行列生成手段と、
前記２つの周波数等化行列を合成する等化行列合成手段と、
前記ＤＦＴの結果から前記再生パイロット信号を減算する減算手段と、
前記合成結果である周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する行列乗算手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
前記第１の行列生成手段が、信号等化要素に対してＺＦ（Zero  Forcing）基準を適用し、前記第２の行列生成手段が、干渉抑圧要素に対してＭＭＳＥ（Minimum  Mean  Square  Error）基準を適用することを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
前記周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、
前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項８】
前記周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、
前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項９】
前記周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、
前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記合成結果である周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、
前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段と、
を備えることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア変調方式に対応した受信装置に関するものであり、特に、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少ない条件下において、遅延波による干渉を抑圧する受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の無線通信方式として、たとえば、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）方式，ＤＭＴ（Discrete  Multitone）方式に代表されるマルチキャリア変調方式があり、この方式は、無線ＬＡＮ，ＡＤＳＬ等に利用されている。これらのマルチキャリア変調方式は、複数の周波数に直交したキャリアを配置して伝送する方式であり、特徴としては、たとえば、送受信機間の伝搬路等により生じる遅延波の影響を除去する機能として、ガードインターバル（Guard  Interval）、または、サイクリックプレフィックス（Cyclic  Prefix）を有する。受信機では、ガードインターバルを除いたＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴを行うことによって、ガードインターバル内の遅延波の影響を除去し、正しくデータを復調する。【０００３】
一方で、上記ＯＦＤＭ方式は、ガードインターバルを超える遅延波が到来する状態においては、符号間干渉が発生し、特性が大幅に劣化する。この問題は、送信機において、想定される遅延時間より長いガードインターバルを付加することによって解決できるが、この場合、ガードインターバルのオーバヘッドが増加し、伝送効率が低下することになる。【０００４】
また、上記のような問題を解決する１つの手段として、たとえば、Steffen  Trautmann氏らの提案する周波数等化法が有効である（下記特許文献１、非特許文献１参照）。これらの方法では、ＯＦＤＭ信号に含まれるヌルキャリア（電力送信されないサブキャリア）を利用し、時間軸の遅延時間を抑圧している。【０００５】
たとえば、受信機では、「GI  Removalモジュール」においてガードインターバルを除去し、「DFTモジュール」にてＦＦＴを行うことによって、時間信号をサブキャリア毎の周波数信号に変換する。ところが、ガードインターバルを超える遅延波が到来する環境においては、サブキャリア毎の周波数信号は完全に直交しておらず、互いに干渉を与えている。【０００６】
この干渉を抑え周波数等化を実現するためには、等化行列Ｅが下記式（１），（２）を満たす必要がある。
Ｓ1,redTＥＳ1,red＝Ｄ1,red-1                                            …（１）
Ｓ0,redTＥＷMＣerr（Ｉ3×ｉＷMＳ1,red）＝０                            …（２）
Ｄ1,red＝Ｓ1,redTＤＳ1,red
Ｃerr＝Ｃ−Ｃcycl
Ｃcycl＝ｉＷMＤＷM
なお、上記変数は、それぞれ、Ｓ1,red：データ信号列選択行列，Ｓ0,red：ヌルキャリア列選択行列，Ｅ：周波数等化行列，Ｄ：伝搬チャネル周波数行列，ＷM：ＤＦＴ行列，Ｃ：伝搬チャネル時間行列，Ｉ3は３×３の単位行列を表す。また、上記記号は、上付き文字の−１：逆行列，上付き文字のＴ：複素共役転置，×：クロネッカー積を表す。【０００７】
そこで、従来の受信機では、上記式（１），（２）に対してＺＦ基準を適用し、「E-Matrix  Generatorモジュール」が、下記式（３）により周波数等化行列Ｅを作成する。
Ｅ＝Ｓ1,redＤ1,red-1Ｓ1,redT−Ｓ1,redＤ1,red-1Ｗ1,redＷ0,red+Ｓ0,redT            …（３）
Ｗ1,red＝Ｓ1,redTＷMＺc,redT
Ｗ0,red＝Ｓ0,redTＷMＺc,redT
なお、上記変数は、Ｚc,red：誤差チャネル行選択行列を表す。また、上記記号は、上付き文字の＋：MP一般逆行列を表す。【０００８】
上記周波数等化行列Ｅは、ＺＦ（Zero  Forcing）基準に基づいて、ヌルキャリアの冗長性を利用し、遅延波による干渉を除去する効果を持ち、上記のように、既知の行列Ｓ1,red，Ｓ0,red、ＯＦＤＭ信号から推定される伝搬チャネル情報Ｄ1,red、最大遅延時間情報により生成される誤差チャネル行選択行列Ｚc,redによって算出できる。【０００９】
最後に、「E-Matrix  Multiplierモジュール」が、「DFTモジュール」から出力された信号と周波数等化行列Ｅとを乗算することによって、遅延波による干渉を抑圧したサブキャリア毎の周波数情報を得る。【００１０】
また、従来の受信機は、ＭＭＳＥ（Minimum  Mean  Square  Error）基準を適用し、次式（４）で表される等化行列Ｅを作成している。
ｅi,red＝σui2ｈred,((d-1)N+I)*Ｆ1,redT・（Ｆ1,redＲhhＦ1,redT＋σr2Ｆ1,redＦ1,redT）-1
…（４）
ｅi＝ｅi,redＺi,red
Ｆ1,red＝Ｚi,redＷM
Ｈred＝Ｃ（Ｉ3×ｉＷMＳ1,red）
Ｒhh＝ＨredＲuuＨredT
ｅiは等化行列Ｅの第ｉ番目の列成分であり、ｈred,((d-1)N+I)はＨredの（ｄ−１）Ｎ＋ｉの列成分である。また、Ｒuuは入力信号の自己相関行列，Ｚi,redはｅiの非零要素を抽出する抽出行列，Ｃは時間領域におけるチャネル行列を表す。【００１１】
上記ＭＭＳＥ基準により等化行列Ｅを求めるためには、式（４）を有効キャリア数回にわたって計算する必要がある。【００１２】
【特許文献１】国際公開第０３／０３９０８８号パンフレット
【非特許文献１】Steffen  Trautmann  and  Norbert  J.Fliege,“Perfect  Equalization  for  DMT  Systems  Without  Guard  Interval”,  IEEE  Journal  on  Selected  Areas  in  Communications,  vol.20,  No.5,  June  2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記従来の無線通信方式においては、以下の問題がある。
（１）ヌルキャリア情報を利用しているため、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少ない条件下において、遅延波干渉抑圧効果が得られない。
（２）伝搬チャネル情報、最大遅延時間情報を得るための手法が示されていない。
（３）（１）を解決する手段の１つとしてパイロット信号の利用が考えられるが、上記従来の無線通信方式においては、パイロット信号の利用に関する示唆はあるが、具体的な手法が示されていない。
（４）式（１）〜（３）で示したＺＦ基準に基づく等化行列では雑音強調が生じる。
（５）式（４）で示したＭＭＳＥ基準に基づく等化行列は、算出する場合に、サブキャリア毎に「有効サブキャリア数×有効サブキャリア数行列」の逆行列演算が必要であり、演算量が非常に大きくなる。
（６）従来方式は、硬判定出力にのみ対応しており、軟判定出力が得られない。【００１４】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、パイロット信号を利用して、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少ない条件下において、効果的に遅延波による干渉を抑圧することが可能な受信装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対してＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transform）を行う受信装置であって、たとえば、伝搬チャネルを推定するチャネル推定手段（後述する実施の形態のＣＥ部３に相当）と、前記推定された伝搬チャネルに関する情報（チャネル情報）に基づいて受信信号に含まれるパイロット信号を再生するパイロット再生手段（ＰＧ部４に相当）と、受信信号に含まれるパイロット信号をヌルキャリアと仮定し、前記チャネル情報に基づいて周波数等化を実現するための行列（周波数等化行列）を生成する行列生成手段（ＥＭＧ部６に相当）と、前記ＤＦＴの結果から前記再生パイロット信号を減算する減算手段（ＰＲ部５に相当）と、前記周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する行列乗算手段（ＥＭＭ部７に相当）と、を備えることを特徴とする。【００１６】
この発明によれば、たとえば、ヌルキャリアが存在せず、パイロット信号が存在するＯＦＤＭ信号を入力とした場合に、パイロット信号を再生および除去することによって、パイロット信号をヌルキャリアとして利用することができるＤＦＴ出力を生成することとした。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、パイロット信号をヌルキャリアとして利用することができるＤＦＴ出力を生成し、ヌルキャリアを利用した周波数等化と同等の効果を得ることとしたので、たとえば、ガードインターバル（サイクリックプレフィックス）を超えた遅延波による干渉を抑圧することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例（実施の形態１）を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１で想定されるＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。
【図３】図３は、伝搬チャネル時間行列Ｃを示す図である。
【図４】図４は、実施の形態１で想定されるＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態１で想定されるＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。
【図６】図６は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例（実施の形態２）を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態２で想定されるＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。
【図８】図８は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例（実施の形態３）を示す図である。
【図９】図９は、実施の形態３で想定されるＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例（実施の形態４）を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例（実施の形態５）を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例（実施の形態５）を示す図である。
【符号の説明】
【００１９】
１  ＧＩＲ（GI  Removal）部
２，９ｂ  ＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transform）部
３，３ａ  ＣＥ（Channel  Estimator）部
４  ＰＧ（Pilot  Generator）部
５  ＰＲ（Pilot  Removal）部
６，６ｃ−１，６ｃ−２  ＥＭＧ（E-Matrix  Generator）部
７  ＥＭＭ（E-Matrix  Multiplier）部
８ｂ  ＧＩＲ（GI2  Removal）部
１０ｃ  ＥＭＣ（E-Matrix  Combiner）部
１１ｄ  ＲＧ（Reliability  Generator）部
１２ｄ  ＳＯＤ（Soft-Output  Detector）部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態においては、一例として、システムがＯＦＤＭ方式を採用する場合について記載するが、これに限らず、マルチキャリア変調方式を採用するすべての通信方式（ＤＭＴ方式等）に適用可能である。【００２１】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図であり、ＧＩＲ（GI  Removal）部１と、ＤＦＴ（Discrete  Fourier  Transform）部２と、ＣＥ（Channel  Estimator）部３と、ＰＧ（Pilot  Generator）部４と、ＰＲ（Pilot  Removal）部５と、ＥＭＧ（E-Matrix  Generator）部６と、ＥＭＭ（E-Matrix  Multiplier）部７と、を備えている。【００２２】
図１において、ＯＦＤＭ受信装置のアンテナで受信された信号はＧＩＲ部１に入力され、ＧＩＲ部１では、ガードインターバル（ＧＩ）を除去する。ＤＦＴ部２では、ＧＩ除去後の時間信号に対してＤＦＴ等の時間周波数変換を施すことによってサブキャリア毎の周波数信号を生成する。また、ＣＥ部３では、ＤＦＴ出力を用いて伝搬チャネル情報（後述するＤおよびＣに相当），最大遅延時間情報（後述するＬcに相当）を推定し、さらに、上記伝搬チャネル情報に基づいて伝搬チャネル直交化行列（Ｄ1,red）を算出し、上記最大遅延時間情報に基づいて誤差チャネル行選択行列（Ｚc,red）を算出する。ＰＧ部４では、ＣＥ部３により推定された伝搬チャネル情報と既知のPilot情報に基づいて再生パイロット信号を作成する。ＰＲ部５では、ＤＦＴ出力から再生パイロット信号を除去する。ここまでの処理で、パイロット信号を除去し、仮想的にパイロット信号をヌルキャリアとして扱えるＤＦＴ出力を生成することができる。【００２３】
つぎに、ＥＭＧ部６では、パイロット信号をヌルキャリアと仮定して、上記伝搬チャネル情報，最大遅延時間情報に基づいた式（５）を用いて、周波数等化行列Ｅを生成する。
Ｅ＝Ｓ1,redＤ1,red-1Ｓ1,redT−Ｓ1,redＤ1,red-1Ｗ1,redＷ´0,red+Ｓ´0,redT      …（５）
なお、上記変数において、Ｓ1,redはデータ信号選択行列を表し、Ｓ´0,redはパイロット信号選択行列を表し、Ｄ1,redは伝搬チャネル直交化行列を表す。また、上記記号において、上付き文字の−１は逆行列を表し、上付き文字のＴは複素共役転置を表し、上付き文字の＋はMP一般逆行列を表す。【００２４】
ただし、上記Ｄ1,redは、前述したとおり、ＣＥ部３において、式（６）のように算出される。また、Ｗ1,red，Ｗ´0,redは、式（７），式（８）のように定義される。
Ｄ1,red＝Ｓ1,redTＤＳ1,red                                            …（６）
Ｗ1,red＝Ｓ1,redTＷMＺc,redT                                          …（７）
Ｗ´0,red＝Ｓ´0,redTＷMＺc,redT                                      …（８）
なお、Ｚc,redは誤差チャネル行選択行列を表し、Ｄは伝搬チャネル周波数行列を表し、これらはＣＥ部３において算出される。また、ＷMはＤＦＴ行列を表す。【００２５】
最後に、ＥＭＭ部７では、ＰＲ部５から出力された信号と周波数等化行列Ｅとを乗算することによって、遅延波による干渉を抑圧したサブキャリア毎の周波数情報を生成する。【００２６】
つづいて、本実施の形態において想定されるＯＦＤＭ信号を用いて、上記処理を具体的に説明する。図２は、ＯＦＤＭ信号の一例を示す図であり、本実施の形態では、ヌルキャリアの存在しないＯＦＤＭ信号の一例として、サブキャリアをデータ信号（Data）とパイロット信号（Pilot）により構成する。たとえば、ＣＥ部３において、各サブキャリア（キャリアｉ）における伝搬チャネル周波数応答ｄiが得られる場合、ｄiに対して平均化処理等を行うことによって、ＧＩを超える遅延波の影響を除去する。このとき、伝搬チャネル周波数行列Ｄは次式（９）で表すことができる。【００２７】
【数１】
0004440303.tif 000002
【００２８】
なお、ｄｉａｇ（ｘi）は（ｉ，ｉ）要素にｘiを持つ対角行列を表す。【００２９】
前述のＣcyclにおいて、たとえば、ＤＦＴのサイズをＭとする場合、ＣcyclはＭ×Ｍ行列となる。Ｃcyclには、ＧＩを超える遅延波成分の伝搬チャネル応答が折り返されて含まれており、ＣＥ部３は、この行列から最大遅延時間Ｌcを算出し、Ｃcyclの行列成分に展開することによって、折り返しの存在しない伝搬チャネル時間行列Ｃを得る。図３は、伝搬チャネル時間行列Ｃを示す図である。このとき、ＰＧ部４における再生パイロット信号ｙpは、式（１０）のように表すことができる。【００３０】
【数２】
0004440303.tif 000003
【００３１】
なお、上記変数において、ｐ（ｋ）は時刻ｋにおける送信パイロット信号ベクトルを表し、Ｇはガードインターバル行列を表す。【００３２】
また、ＰＲ部５において上記再生パイロット信号ｙpをＤＦＴ出力から除去することによって、後段において、パイロット信号をヌルキャリアとして利用可能となる。【００３３】
なお、ＯＦＤＭ信号については、上記図２に限らず、たとえば、図４または図５の構成としてもよい。たとえば、図４は、上記図２とは異なるＯＦＤＭ信号の一例を示す図であり、このＯＦＤＭ信号は、サブキャリアが、データ信号（Data），パイロット信号（Pilot），ヌルキャリア（Null）により構成される。このＯＦＤＭ信号からパイロット信号を除去することにより、利用可能なヌルキャリアが増加し、周波数等化の効果が増大する。また、図５は、上記図２および図４とは異なるＯＦＤＭ信号の一例を示す図であり、このＯＦＤＭ信号は、サブキャリアが、データ信号（Data），パイロット信号（Pilot）により構成されているが、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロット信号の位置が変化する。このＯＦＤＭ信号においては、ＯＦＤＭシンボルに対応したパイロット信号ベクトルｐ（ｋ），パイロット信号選択行列Ｓ´0,redを用いることによって、図１の構成において対応可能となる。【００３４】
このように、本実施の形態においては、たとえば、ヌルキャリアが存在せず、パイロット信号が存在するＯＦＤＭ信号を入力とした場合に、パイロット信号を再生および除去することによって、パイロット信号をヌルキャリアとして利用することができるＤＦＴ出力を生成し、ヌルキャリアを利用した周波数等化と同等の効果を得ることとした。これにより、ＧＩを超えた遅延波による干渉を抑圧することができる。【００３５】
また、ヌルキャリアとパイロット信号の存在するＯＦＤＭ信号に対しては、パイロット信号を再生および除去することによって、利用可能なヌルキャリアをさらに増加させ、ＧＩを超えた遅延波による干渉を抑圧する。【００３６】
また、時間とともにパイロット信号の位置が変化するＯＦＤＭ信号に対しては、時変パイロット信号を再生および除去し、時変ヌルキャリアを利用した周波数等化を行うことにより、ＧＩを超えた遅延波による干渉を抑圧する。【００３７】
実施の形態２．
図６は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態においては、前述した実施の形態１におけるＣＥ部３に代えて、たとえば、ＤＦＴ出力ではなく、アンテナ出力を用いて、伝搬チャネル情報（ＣおよびＤ），最大遅延時間情報（Ｌc）を推定し、さらに、上記伝搬チャネル情報に基づいて伝搬チャネル直交化行列（Ｄ1,red）を算出し、上記最大遅延時間情報に基づいて誤差チャネル行選択行列（Ｚc,red）を算出するＣＥ部３ａを備える。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、前述した実施の形態１と処理の異なるＣＥ部３ａについてのみ説明する。【００３８】
図７は、実施の形態２において想定するＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。本実施の形態では、送信系列が既知であるプリアンブルと、実施の形態１で用いたＯＦＤＭ信号と、を結合した信号を想定する。【００３９】
まず、本実施の形態では、ＣＥ部３ａが、受信信号のプリアンブル部分（Preamble）と既知系列との相互相関を取ることによって、伝搬チャネル時間応答ｃi，最大遅延時間Ｌcを推定する。なお、ここで得られた伝搬チャネル応答は、相関処理において雑音を抑圧することができる。つぎに、伝搬チャネル時間応答ｃiを最大遅延時間Ｌcに基づいて行列化することによって、実施の形態１で示した伝搬チャネル時間行列Ｃcycl，Ｃを生成する。さらに、次式（１１）により、伝搬チャネル周波数行列Ｄを算出する。
Ｄ＝ＷMＣcyclｉＷM                                            …（１１）【００４０】
このように、本実施の形態においては、たとえば、プリアンブルを有するＯＦＤＭ信号を入力とした場合に、時間領域において受信信号と既知系列との相互相関を取ることとした。これにより、前述した実施の形態１と同様の効果を得ることができるとともに、さらに、高精度な伝搬チャネル応答を得ることができる。【００４１】
実施の形態３．
図８は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態においては、実施の形態１の構成に加えて、さらに、ＧＩＲ部１にて処理を行うＧＩとは異なるガードインターバル長のＧＩ２を取り除くＧＩＲ（GI2  Removal）部８ｂを備え、ＤＦＴ部９ｂ出力を用いて、伝搬チャネル情報（ＣおよびＤ），最大遅延時間情報（Ｌc）を推定し、さらに、上記伝搬チャネル情報に基づいて伝搬チャネル直交化行列（Ｄ1,red）を算出し、上記最大遅延時間情報に基づいて誤差チャネル行選択行列（Ｚc,red）を算出する。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、前述した実施の形態１と処理の異なるＧＩＲ部８ｂおよびＤＦＴ部９ｂについてのみ説明する。【００４２】
図９は、実施の形態３において想定するＯＦＤＭ信号の一例を示す図である。本実施の形態では、送信系列が既知であるプリアンブルと、実施の形態１で用いたＯＦＤＭ信号と、を結合した信号を想定する。さらに、プリアンブルで用いるガードインターバルとして、通常シンボルより長いガードインターバル（ＧＩ２）を用いる。たとえば、無線ＬＡＮの規格の１つであるIEEE802.11aでは、ロングプリアンブルとして、ガードインターバル（ＧＩ２）と２つのデータ（Preamble）とを接続したプリアンブルが用いられている。【００４３】
本実施の形態では、ＧＩＲ部８ｂが、図９に示すＧＩ２を除去し、Preambleを抽出する。このPreambleに対してＤＦＴ部９ｂがＤＦＴを実行することにより、伝搬チャネル周波数応答が得られる。この処理においては、ＧＩ２が通常より（図９に示すＧＩより）長く設定されているため、たとえば、ＧＩを超える遅延波についてもＧＩ２内に収めることができる。すなわち、ＤＦＴ部９ｂの出力には、ＧＩ２を超えた遅延波による干渉が存在しないので、各サブキャリアは直交することになる。これにより、ＤＦＴ部９ｂの出力は伝搬チャネル周波数応答ｄiに相当する。そして、ＣＥ部３が、実施の形態１と同様に、伝搬チャネル周波数行列Ｄを前述した式（９）により求める。【００４４】
以降、実施の形態１と同一の手法を用いて、Ｌc，Ｃを推定する。なお、ここで得られた伝搬チャネル応答は、ガードインターバルを超える遅延波の影響を受けないため、高精度な伝搬チャネル応答として得られる。また、Preambleが繰り返して送信されている場合、後半のPreambleに対して同一の操作を行い平均することにより、さらに高精度な応答を得ることが可能である。【００４５】
このように、本実施の形態においては、たとえば、遅延波による干渉が存在しなくなる程度の長さのガードインターバルが含まれたプリアンブルを有するＯＦＤＭ信号を入力とした場合に、このプリアンブルを用いて精度良く遅延波による干渉を除去した状態で、周波数領域においてＤＦＴを行うこととした。これにより、前述した実施の形態１と同様の効果を得ることができるとともに、さらに、高精度な伝搬チャネル応答を得ることができる。【００４６】
実施の形態４．
図１０は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。本実施の形態は、実施の形態１におけるＥＭＧ部６に代わり、等化行列を生成する２つのＥＭＧ部６ｃ−１，６ｃ−２とその等化行列を合成するＥＭＣ（E-Matrix  Combiner）部１０ｃとを備えている。たとえば、ＥＭＧ部６ｃ−１は、雑音の影響を受けにくい信号等化要素に対してＺＦ基準を適用し、演算量を削減する。一方、ＥＭＧ部６ｃ−２は、雑音の影響を受けやすい干渉抑圧要素に対してＭＭＳＥ基準を適用し、耐干渉性を向上させる。【００４７】
ここで、本実施の形態におけるＥＭＧ部６ｃ−１，６ｃ−２の動作を説明する。まず、等化行列Ｅの算出において、前述した式（１），（２）を満たすＥを求める必要がある。ここでは、ＥＭＧ部６ｃ−１が、式（１２）に示すように、式（１）をＺＦ基準により解くことにより等化行列Ｅ1を得る。
Ｅ1＝Ｓ1,redＤ1,red-1Ｓ1,redT                                  …（１２）【００４８】
つぎに、ＥＭＧ部６ｃ−２では、式（１３）に示すように、上記式（１２）を前述の式（２）に代入し、ＭＭＳＥ基準により解くことにより等化行列Ｅ0を得る。【００４９】
【数３】
0004440303.tif 000004
【００５０】
なお、Ｗc＝ＷMＺcT，ＣerrＣerrT＝２ＺcTＲthＺcであり、σu2は送信信号電力，σn2は雑音電力，ＩKはＫ×Ｋの単位行列を示す。【００５１】
そして、ＥＭＣ部１０ｃでは、ＥＭＧ部６ｃ−１の出力であるＥ1とＥＭＧ６ｃ−２の出力であるＥ0を合成し、その合成結果ＥをＥＭＭ部７へ出力する。【００５２】
以上により、本実施の形態においては、ＺＦ基準により等化行列を求めるＥＭＧ部６ｃ−１と、ＭＭＳＥ基準により等化行列を求めるＥＭＧ部６ｃ−２と、双方の等化行列を合成するＥＭＣ部１０ｃと、を備えることにより、算量の削減および耐干渉性の向上を実現する。これにより、従来方式より優れた特性を従来方式より低演算量で実現することができる。【００５３】
実施の形態５．
図１１，図１２は、本発明にかかるＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。詳細には、図１１は、前述した実施の形態１の構成に対して本実施の形態の特徴的な処理を適用した場合の一例であり、図１２は、前述した実施の形態４の構成に対して本実施の形態の特徴的な処理を適用した場合の一例である。【００５４】
たとえば、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、前述した実施の形態１〜４の構成に加えて、さらに、ＲＧ（Reliability  Generator）部１１ｄとＳＯＤ（Soft-Output  Detector）部１２ｄを備えている。ＲＧ部１１ｄは、ＥＭＧ部６またはＥＭＣ部１０ｃから出力される等化行列Ｅに基づいて各サブキャリアの信頼度を出力する。ＳＯＤ部１２ｄは、ＥＭＭ部７の出力を用いて軟判定値を生成し、さらに、ＲＧ部１１ｄから出力される信頼度を乗じた軟判定値を出力する。【００５５】
ここで、ＲＧ部１１ｄの動作について説明する。軟判定値における信頼度情報は、通常、受信信号とレプリカとの信号点間距離の差によって求めることができる。しかしながら、実施の形態１〜４を用いる場合には、受信信号が等化行列Ｅにより変換されるため、ＳＯＤ部１２ｄにおいて正しく信頼度情報を得ることができない。そこで、ＲＧ部１１ｄにより信頼度を別途生成する。【００５６】
信頼度情報：Ｒｅｌを生成する場合の一例を次式（１４）に示す。
Ｒｅｌ＝ｄｉａｇ（Ｓ1,redTＥＳ1,red）-2                          …（１４）【００５７】
なお、式（１４）では、等化行列Ｅの対角要素である信号等化要素の電力の逆数を信頼度情報とし、この信頼度情報は簡易に導出可能である。【００５８】
また、信頼度情報：Ｒｅｌを生成する場合の他の一例を次式（１５）に示す。
Ｒｅｌ＝Ｓ1,redT｛１−Ｅｄｉａｇ（Ｄ）｝-1                      …（１５）【００５９】
なお、式（１５）は、送信信号電力を１とした場合の等化後のＳＮＲを意味する。この信頼度情報は、等化後ＳＮＲを信頼度とするという意味で、式（１４）より正確な信頼度となる。【００６０】
また、ＳＯＤ部１２ｄは、サブキャリア毎に判定したビット毎の軟判定値に対して、ＲＧ部１１ｄから出力されるサブキャリア毎の信頼度情報を乗算し、ビット毎の軟判定値を出力する。【００６１】
このように、本実施の形態においては、ＲＧ部１１ｄが、等化行列Ｅに基づいて各サブキャリアの信頼度を出力し、ＳＯＤ部１２ｄが、遅延波による干渉を抑圧したサブキャリア毎の周波数情報を用いて軟判定値を生成し、さらに、上記サブキャリア毎の信頼度を乗じた軟判定値を出力することとした。これにより、軟判定値を出力可能な受信装置を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
以上のように、本発明にかかる受信装置は、マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに有用であり、特に、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少ない条件下において、遅延波による干渉を抑圧する受信装置として適している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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