(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アノードが直流側正端子にそれぞれ接続された第１および第３の可制御電気弁、およびカソードが直流側負端子にそれぞれ接続された第２および第４の可制御電気弁を備え、上記第１の可制御電気弁のカソードと上記第２の可制御電気弁のアノードとを交流側端子の一方に接続し、上記第３の可制御電気弁のカソードと上記第４の可制御電気弁のアノードとを上記交流側端子の他方に接続し、上記第１ないし第４の可制御電気弁のそれぞれに帰還ダイオードを逆並列接続してなる単相ブリッジインバータにおいて、
上記各可制御電気弁の内、第１および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ１、第１および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ２、第２および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ３、第２および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ４としたとき、
Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとを交互に切り替えて動作させるようにしたことを特徴とする単相ブリッジインバータ。
【請求項２】
アノードが直流側正端子にそれぞれ接続された第１および第３の可制御電気弁、およびカソードが直流側負端子にそれぞれ接続された第２および第４の可制御電気弁を備え、上記第１の可制御電気弁のカソードと上記第２の可制御電気弁のアノードとを交流側端子の一方に接続し、上記第３の可制御電気弁のカソードと上記第４の可制御電気弁のアノードとを上記交流側端子の他方に接続し、上記第１ないし第４の可制御電気弁のそれぞれに帰還ダイオードを逆並列接続してなる単相ブリッジインバータにおいて、
上記各可制御電気弁の内、第１および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ１、第１および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ２、第２および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ３、第２および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ４としたとき、
Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとを交互に切り替えて動作させるようにしたことを特徴とする単相ブリッジインバータ。
【請求項３】
第１、第２のモードの切り替えを、所定のサイクル数毎に行うことを特徴とする請求項１または２に記載の単相ブリッジインバータ。
【請求項４】
第１、第２の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度と第３、第４の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度との差を検出し、
上記温度差の絶対値が低減するよう、上記温度差の極性に応じてモードを切り替えることを特徴とする請求項１記載の単相ブリッジインバータ。
【請求項５】
第１、第３の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度と第２、第４の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度との差を検出し、
上記温度差の絶対値が低減するよう、上記温度差の極性に応じてモードを切り替えることを特徴とする請求項２記載の単相ブリッジインバータ。
【請求項６】
検出した温度差を入力し所定の正負温度差を動作点として履歴動作するヒステリシス比較手段を備え、このヒステリシス比較手段の出力信号に基づきモードを切り替えることを特徴とする請求項４または５に記載の単相ブリッジインバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、などの可制御電気弁を用いた単相ブリッジインバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一パルスＰＷＭの単相ブリッジインバータは、適宜必要に応じてコンバータや変圧器等と組み合わせることにより、太陽光発電用インバータシステム、燃料電池用インバータシステム、車両用補助電源などにおける高周波中間リンクｄｃ／ｄｃコンバータ、あるいは高周波溶接機用インバータ、高周波加熱用インバータ、無効電力制御装置などに使われる三相大容量多重インバータのユニットインバータなど、さまざまな用途に使われている。
【０００３】
図１２は、第１〜第４の可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４により構成された、直流電力と単相交流電力との間の電力変換を行う単相ブリッジインバータであって、可制御電気弁Ｑ１とＱ３のアノードを直流電源Ｅｄの正の端子Ｐに接続し、可制御電気弁Ｑ２とＱ４のカソードは直流電源Ｅｄの負の端子Ｎに接続し、可制御電気弁Ｑ１のカソードは可制御電気弁Ｑ２のアノードに接続し、その接続点を交流出力端子Ｕ１とし、可制御電気弁Ｑ３のカソードは可制御電気弁Ｑ４のアノードに接続し、その接続点を交流出力端子Ｕ２とする。
また、各可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４にはそれぞれ帰還ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が逆並列接続されている。
【０００４】
次に制御動作、特に、各可制御電気弁のスイッチング動作について説明する。今、各可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の内、Ｑ１とＱ４とをオンとする状態をＳ１、Ｑ１とＱ３とをオンとする状態をＳ２、Ｑ２とＱ３とをオンとする状態をＳ３、Ｑ２とＱ４とをオンとする状態をＳ４とすると、図１３に示すように、Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングするか、または、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングするかの何れかの変調方法が採用される。便宜上、前者を正転モード、後者を逆転モードと呼ぶ。
【０００５】
そして、正転モードのＳ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１、逆転モードのＳ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１のスイッチング動作が、交流出力電圧ＶＬの１サイクルに相当する。更に、正電圧を発生するＳ１と負電圧を発生するＳ３とは、交互に半サイクル毎に現れるが、その継続時間の電気角αを変化させることによって交流出力電圧ＶＬを制御する。
【０００６】
図１４は、変調方法が正転モードであって、抵抗ＲとリアクトルＬとが直列接続された負荷の場合における、各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４および帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流波形を示す図である。図中、濃く塗りつぶした部分が各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４の電流、薄く塗りつぶした部分が各帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流を示す。また、実線で示す矩形波は交流出力電圧ＶＬを示す。
図１４から判るように、可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２は、Ｑ３、Ｑ４に比較してその電流負担が大きくなる。また、帰還ダイオードＤ１、Ｄ２は、Ｄ３、Ｄ４に比較してその電流負担は逆に小さくなる。
【０００７】
当然ながら、各可制御電気弁、帰還ダイオードには同一定格のものが使用されるので、上記の結果、可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２の温度上昇はＱ３、Ｑ４のそれより高くなり、また、帰還ダイオードＤ３、Ｄ４の温度上昇はＤ１、Ｄ２のそれより高くなる。
なお、上記の電流負担のアンバランスは、制御角αによって変化し、αが最大１８０゜になるとアンバランスはなくなる。しかし、実際の各種用途に適用されるインバータにあっては、直流電源、例えば、蓄電池や太陽電池等の電圧変動を吸収して一定の交流電圧を出力することが要請され、また、インバータの出力から最終の負荷の間に変圧器、整流器あるいはフィルタなど、負荷電流に対応した電圧降下をもたらす回路要素がある場合が多いので、出力電圧（負荷電圧）を一定に保つには、負荷電流に応じてその電圧降下を補償制御することも要請される。従って、この制御角αは通例、６０゜＜α＜１８０゜の広い範囲で変動し、上記電流負担のアンバランスは避けられない。
【０００８】
以上は、低周波域での動作で、可制御電気弁の損失の主成分が導通損失となる場合であるが、高周波域で動作する装置では、スイッチング損失が支配的となり、スイッチング損失が導通損失の２〜３倍に達する場合もある。そして、スイッチング損失は、スイッチングの瞬間における電流値で決まる。従って、図１４の場合、可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２に比較して大きな電流をターンオフしている可制御電気弁Ｑ３、Ｑ４の方がスイッチング損失が大きくなる。この結果、スイッチング損失が支配的な高周波域での動作では、逆に可制御電気弁Ｑ３、Ｑ４の温度上昇がＱ１、Ｑ２のそれより高くなる。
【０００９】
図１５は逆転モードで動作した場合の、各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４および帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流波形を示す図である。図１４の正転モードの場合と電流負担のアンバランスの状況が異なっている。
即ち、この逆転モードでは、可制御電気弁Ｑ３、Ｑ４の電流負担が可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２のそれより大きくなり、帰還ダイオードＤ１、Ｄ２がＤ３、Ｄ４より電流負担が大きくなる。
また、スイッチング損失が支配的となる高周波域では、可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２の損失が可制御電気弁Ｑ３、Ｑ４のそれより大きくなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の単相ブリッジインバータは以上のように構成され、また、制御動作がなされるので、変調方法が正転モードか逆転モードであるか、また、動作が低周波域か高周波域であるか、負荷力率が進みか遅れか、出力電圧の幅である電気角αが如何なる値であるかなどで、可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４のどれが電力損失が大きく、どれが電力損失が少ないかの分布状態は異なるが、いずれの場合も、可制御電気弁の一部の電流負担が可制御電気弁の残りのそれより大きくなり、結果として前者の温度上昇が後者のそれより高くなる。インバータの最大出力電流は、可制御電気弁のジャンクション温度が限界温度（例えば１２５℃）に達したところで決まるので、例えば、低周波域で正転モードの場合、たとえ、可制御電気弁Ｑ３、Ｑ４側の温度には余裕があっても、可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２側の温度が限界に達すると、インバータとしてそれ以上の出力電流は流せないことになる。このため、インバータの利用率が低下するという問題点があった。
【００１１】
この発明は以上のような問題点を解決するためになされたもので、インバータを構成する各可制御電気弁、帰還ダイオードの電流負担が均等となり、またその温度上昇が均等となり、その利用率の向上が期待できる単相ブリッジインバータを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る単相ブリッジインバータは、アノードが直流側正端子にそれぞれ接続された第１および第３の可制御電気弁、およびカソードが直流側負端子にそれぞれ接続された第２および第４の可制御電気弁を備え、上記第１の可制御電気弁のカソードと上記第２の可制御電気弁のアノードとを交流側端子の一方に接続し、上記第３の可制御電気弁のカソードと上記第４の可制御電気弁のアノードとを上記交流側端子の他方に接続し、上記第１ないし第４の可制御電気弁のそれぞれに帰還ダイオードを逆並列接続してなる単相ブリッジインバータにおいて、
上記各可制御電気弁の内、第１および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ１、第１および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ２、第２および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ３、第２および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ４としたとき、
Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとを交互に切り替えて動作させるようにしたものである。
また、請求項２に係る単相ブリッジインバータは、
Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとを交互に切り替えて動作させるようにしたものである。
【００１３】
また、請求項３に係る単相ブリッジインバータは、第１、第２のモードの切り替えを、所定のサイクル数毎に行うものである。
【００１４】
また、請求項４に係る単相ブリッジインバータは、第１、第２の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度と第３、第４の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度との差を検出し、
上記温度差の絶対値が低減するよう、上記温度差の極性に応じてモードを切り替えるものである。
また、請求項５に係る単相ブリッジインバータは、第１、第３の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度と第２、第４の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度との差を検出し、
上記温度差の絶対値が低減するよう、上記温度差の極性に応じてモードを切り替えるものである。
【００１５】
また、請求項６に係る単相ブリッジインバータは、検出した温度差を入力し所定の正負温度差を動作点として履歴動作するヒステリシス比較手段を備え、このヒステリシス比較手段の出力信号に基づきモードを切り替えるものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における単相ブリッジインバータの制御方式の基本的な考え方を説明するものである。なお、単相ブリッジインバータとしての主回路構成は、従来技術で説明した図１２と変わるところがないので再録はしていない。
図１（ａ）は、従来技術でも触れた各可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング方式で、従来は、同図（ｂ）に示すように、Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードとしての正転モードと、同図（ｃ）に示すように、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとしての逆転モードとのいずれかを採用していたのに対し、本願発明では、同図（ｄ）に示すように、矢印の時点で１サイクル毎にスイッチングモードを正転→逆転→正転・・・と切り替えている。これによって、各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４の電流負担を平均的に均等化し、従って、温度上昇も均等化させるものである。
同図（ｅ）は、切り替えを２サイクル毎に行う例を示し、後述するように、この切り替えは任意のサイクル毎に行うことができる。
【００１７】
以下、図１でその基本原理を説明した、この発明の実施の形態１の制御方式を実現する具体的構成例およびその動作について詳細に説明する。図２、図３は各可制御電気弁Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング信号（ここでは、便宜上、このスイッチング信号にもＱ１〜Ｑ４の符号を付している）を作成する回路構成例を示す。図４は、図２、図３の各所における信号波形を示すタイミングチャートである。
【００１８】
図２のオシレータＯＳＣは一定周波数のパルスを発生しフリップフロップＦ１をトリガーする。フリップフロップＦ１は、後述する三角波ＳＫの周波数に相当する周波数の矩形波信号Ｆ１を出力する（図４：Ｆ１）。信号Ｆ１の立ち下がり、即ち、信号Ｆ１の反転信号の立ち上がりでフリップフロップＦ２をトリガーし、信号Ｆ２が出力される（図４：Ｆ２）。信号Ｆ２は、インバータの出力が正電圧（スイッチング状態Ｓ１）となる（Ｆ２＝１のとき）か、負電圧（Ｓ３）となる（Ｆ２＝０のとき）かを区別する信号である。
また、信号Ｆ１の立ち上がりでパルス信号Ｐ１を作成する（図４：Ｐ１）。更に、信号Ｐ１とＦ２とからＡＮＤ４４０によりパルス信号Ｐ２を作成する（図４：Ｐ２）。また、信号Ｐ１と信号Ｆ２の反転信号とからＡＮＤ４４１によりパルス信号Ｐ３を作成する（図４：Ｐ３）。フリップフロップＦ３は、信号Ｐ２でセットし、信号Ｐ３でリセットすることにより、信号Ｆ３を出力する（図４：Ｆ３）。
【００１９】
信号Ｆ３は、コンパレータＣＯＭＰ出力のゼロ期間、即ち、インバータ出力のゼロ期間が、正転モードのＳ２とＳ４とに対応する信号Ｂ２（Ｆ３＝１のとき）または信号Ｂ４（Ｆ３＝０のとき）の何れであるかを区別するために使用する（図４：Ｂ２、Ｂ４）。
三角波発生器ＣＧは、信号Ｆ１を入力し、信号Ｆ１が１のときに正方向に積分し、０のときに負方向に積分することで三角波ＳＫを作成する（図４：ＳＫ）。
【００２０】
インバータの電圧出力幅を制御する信号Ｖｃと三角波ＳＫとをコンパレータＣＯＭＰで比較し、コンパレータ出力信号ＣＯＭＰを得る（図４：Ｖｃ、ＣＯＭＰ）。
信号Ｖｃが三角波ＳＫより大きい時、即ち、信号ＣＯＭＰが１の時、インバータはスイッチング状態Ｓ１またはＳ３となる。また、逆に、信号Ｖｃが三角波ＳＫより小さい時、即ち、信号ＣＯＭＰが０の時、インバータはスイッチング状態Ｓ２またはＳ４となる。
【００２１】
次に、図２の回路構成部分で得られた信号Ｆ２、Ｆ３、ＣＯＭＰを基に、各可制御電気弁のスイッチング信号Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を作成する要領を図３および図４により説明する。先ず、信号Ｆ２とＣＯＭＰとのＡＮＤ４５０をとりスイッチング状態信号Ｓ１を出力する（図４：Ｓ１）。また、信号Ｆ２の反転信号と信号ＣＯＭＰとのＡＮＤ４５２をとりスイッチング状態信号Ｓ３を出力する（図４：Ｓ３）。更に、信号Ｆ３と信号ＣＯＭＰの反転信号とのＡＮＤ４５１をとり信号Ｂ２を出力し、信号Ｆ３とＣＯＭＰとの両反転信号のＡＮＤ４５３をとり信号Ｂ４を出力する（図４：Ｂ２、Ｂ４）。信号Ｂ２、Ｂ４は、後述するように、正転モード動作時はそれぞれスイッチング状態信号Ｓ２、Ｓ４となり、逆転モード動作時はそれぞれスイッチング状態信号Ｓ４、Ｓ２となるものである。
【００２２】
フリップフロップＦＲ、Ｆ４は本願発明の特徴であるスイッチングモードの切り替えを担うものである。先ず、フリップフロップＦＲは、信号Ｆ２の立ち上がりでトリガーされ、信号Ｆ２の２倍の周期をもつスイッチングモード切り替え指令Ｒ＊を出力する（図４：Ｒ＊）。この２倍の周期としているのは、図１（ｄ）で説明した１サイクル毎にスイッチングモードを切り替えるためで、例えば、図１（ｅ）のようにこの切り替え周期を長くする場合は、上述したフリップフロップの段数をその周期に合わせて増やせばよい。
フリップフロップＦ４は、指令Ｒ＊の変化に対応しこれをスイッチング状態信号Ｓ１の立ち上がりに同期させてブール値を変化させることによりスイッチングモード切り替え信号Ｒを出力する（図４：Ｒ）。
【００２３】
信号Ｒが１、その反転信号が０の時は、ＡＮＤ４５４、４５５およびＯＲ４５８により、信号Ｂ２がスイッチング状態信号Ｓ２として出力され、また、ＡＮＤ４５６、４５７およびＯＲ４５９により、信号Ｂ４がスイッチング状態信号Ｓ４として出力される（図４：Ｂ２、Ｓ２、Ｂ４、Ｓ４）。即ち、Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１の順の正転モードの切り替えとなる。
次に、信号Ｒが０、その反転信号が１の時は、ＡＮＤ４５６、４５７およびＯＲ４５９により、信号Ｂ２がスイッチング状態信号Ｓ４として出力され、また、ＡＮＤ４５４、４５５およびＯＲ４５８により、信号Ｂ４がスイッチング状態信号Ｓ２として出力される（図４：Ｂ２、Ｓ４、Ｂ４、Ｓ２）。即ち、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１の順に逆転モードの切り替えとなる。
以上のようにして得られたスイッチング状態信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４からＯＲ４６０、４６１、４６２、４６３により、各可制御電気弁のスイッチング信号Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が得られる。
【００２４】
図５は、以上のようにして作成されたスイッチング信号Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に基づき制御動作を行った場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４および各帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流波形を示す図である。図から判るように、１サイクル毎に正転モードと逆転モードとが切り替わり、これに伴って、各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４の平均的な電流負担が均等になっている。各帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４についても同様に電流負担が均等になっている。
従って、各素子の温度上昇も均等化されその利用率が向上し、同一素子を使用すれば従来に比較して実質的にインバータ出力の増大が可能となり、また、インバータ出力を同一とすれば、従来よりも低い定格の素子の使用が可能となり、経済性が改善される訳である。
【００２５】
実施の形態２．
図６はこの発明の実施の形態２における単相ブリッジインバータの制御方式の基本的な考え方を説明するもので、ここでは、Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする、Ｓ４を使用しない第１のモードとしてのモードＡと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする、Ｓ２を使用しない第２のモードとしてのモードＢとを１サイクル毎に切り替える制御方式を採用している。
【００２６】
これらモードＡ、モードＢのスイッチングモードはその非対称性から従来一般に使用されていない。ここでいう非対称性とは、負荷の電位が正または負に偏るということである。
即ち、直流電源の中点の電位を基準電位０とし、負荷の仮想中性点電位、即ち上記基準電位０に対する負荷端子Ｕ１の電位ＶＵ１とＵ２の電位ＶＵ２との平均値、Ｖｎ＝（ＶＵ１＋ＶＵ２）／２を考える。これは負荷全体のコモンモード電圧である。モードＡでは、出力電圧がゼロの時、常にＳ２が使われるので、負荷の仮想中性点電位は正に偏る。また、モードＢでは、出力電圧がゼロの時、常にＳ４が使われるので、負荷の仮想中性点電位は負に偏る。
このように負荷の仮想中性点電位が偏ることは、負荷の種類によっては、微弱な電気分解作用による浸食で長期の間に問題を生じることもあるので、一般には好ましくないモードとされている。
しかし、各可制御電気弁、帰還ダイオードの電流負担のアンバランスは実施の形態１の場合と同様に生じる。即ち、図７はモードＡでスイッチングする場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流負担を示すもので、可制御電気弁Ｑ２、Ｑ４が可制御電気弁Ｑ１、Ｑ３より電流負担が大きくなっている。また、帰還ダイオードについても、同様に、Ｄ２、Ｄ４がＤ１、Ｄ３より電流負担が大きくなっている。但し、高周波域では可制御電気弁Ｑ１、Ｑ３が可制御電気弁Ｑ２、Ｑ４より損失が大となっている。
【００２７】
図８はモードＢでスイッチングする場合のもので、詳細な説明は省略するが、電流負担のアンバランスの状態が図７に示すモードＡの場合の逆の関係となっている。
図９は、図６（ｂ）で示した本願発明の実施の形態２の制御方式を採用し、１サイクル毎にモードＡとモードＢとを切り替えてスイッチングするもので、実施の形態１の場合と同様、各可制御電気弁、帰還ダイオードの電流負担が均等化されその利用率が改善されていることが判る。
また、負荷の仮想中性点電位が正に偏るモードＡと負荷の仮想中性点電位が負に偏るモードＢとを交互に使うことにより、負荷の仮想中性点電位は平均的に０となり、従来の場合のような、負荷電位が偏るという問題点も解消する。
【００２８】
実施の形態３．
図１０、１１はこの発明の実施の形態３における単相ブリッジインバータのスイッチング制御方式を示す回路構成図である。先の実施の形態１、２では、可制御電気弁の電流負担が異なるスイッチングモードを１サイクルまたは所定の複数サイクル毎に切り替えることで、各可制御電気弁の電流負担を均等化しこれによって温度上昇の均等化を図っている。これに対し、この実施の形態３では、スイッチングモードで電流負担が異なる可制御電気弁、例えば、可制御電気弁Ｑ１とＱ３の温度を検出し、その温度が均等化するようその温度差に応じてスイッチングモードを切り替えるようにしている。均等化すべき最終目標の温度差を検出しこれをフィードバックして制御するという点でより実用的な価値が高い。即ち、各可制御電気弁の電流負担が均一となっても、実際のハードウェアとしては、例えば、各可制御電気弁によって多少冷却条件が異なりそのために温度上昇にバラツキが生じ得るが、検出した温度差に応じてスイッチングモードを切り替えることで、温度上昇の均一化という目標をより確実に実現することができる訳である。
【００２９】
次に具体的な制御動作について説明する。先の実施の形態１の正転モードと逆転モードを切り替える方式の場合は、可制御電気弁Ｑ１とＱ２とはほぼ同じ温度、可制御電気弁Ｑ３とＱ４とはほぼ同じ温度になるので、図１０（ａ）に示すように、例えば、温度センサ４７０、４７１で可制御電気弁Ｑ１とＱ３との温度を検出し、減算器４７２で温度差ΔＴを求め、これをヒステリシス比較手段としてのヒステリシスコンパレータ４７３に入力する。
このヒステリシスコンパレータ４７３は、図１０（ｂ）に示すような出力特性をもたせている。即ち、この例の場合、可制御電気弁Ｑ１とＱ３の温度差ΔＴが変化し、＋５℃以上になると、ヒステリシスコンパレータ４７３のブール値が０から１に、また、−５℃以下になると、１から０に履歴動作する。そして、このブール値の変化をパルス微分回路４７４、４７５で検出し、この２つの微分パルスのＯＲ４７６出力からスイッチングモード切り替えの信号ＴＥＭＰを得る。
【００３０】
図１１において、フリップフロップＦＲは、信号ＴＥＭＰの立ち上がりでトリガーされ、スイッチングモード切り替え指令Ｒ＊のブール値を反転させ、動作モードを切り替える。この例では、正転モードと逆転モードを切り替える。また、切り替えのタイミングは、図３で説明したと同様、スイッチング状態信号Ｓ１の立ち上がりに同期させている。他の部分については実施の形態１と同様であるので説明は省略する。
【００３１】
以上のように構成されているので、例えば、図１４に示した遅れ力率の正転モードで運転中、可制御電気弁Ｑ３に対して可制御電気弁Ｑ１の温度が上昇し、温度差ΔＴが＋５℃以上になると、ヒステリシスコンパレータ４７３の出力が０から１に変化し、その微分パルスＴＥＭＰによってフリップフロップＦＲが反転し、スイッチングモードが逆転モードに切り替わる。その結果、今度は図１５に示した電流負担となり可制御電気弁Ｑ３の温度が上昇する。これにより、温度差ΔＴは減少し、−５℃以下になるとヒステリシスコンパレータ４７３の出力は１から０に変化し、再び正転モードに切り替わり可制御電気弁Ｑ１の温度が上昇し温度差が＋の方向に増加する。この動作を繰り返すことで、不安定なハンチング動作を伴うことなく、可制御電気弁Ｑ１とＱ３との温度差が±５℃の範囲に収まることになる。
【００３２】
なお、図１０に示す例では、可制御電気弁Ｑ１とＱ３との温度差を検出するようにしたが、互いに電流負担がほぼ等しくなる可制御電気弁Ｑ１およびＱ２の平均温度と可制御電気弁Ｑ３およびＱ４の平均温度との温度差を検出するようにしてもよい。
また、実施の形態２で説明したモードＡ、モードＢの切り替えを行う場合は、可制御電気弁Ｑ１とＱ２との温度差、または可制御電気弁Ｑ１およびＱ３の平均温度と可制御電気弁Ｑ２およびＱ４の平均温度との温度差を検出するようにすればよい。
更に、ヒステリシスコンパレータは、同様の履歴比較動作をするソフトウェアに置き換えてもよい。また、±動作点は５℃に限られるものではなく、可制御電気弁の温度上昇の時定数や検出誤差等を加味して適当な値に設定することができる。
【００３３】
以上のように、この実施の形態３では、可制御電気弁の検出温度差に応じてスイッチングモードの切り替えを行うようにしたので、各可制御電気弁の温度上昇の均等化をより確実に実現でき、可制御電気弁の利用率が一層向上する。
【００３４】
以上では、図１２に示す主回路構成を備えた単相ブリッジインバータを例にとって説明したが、この発明は、この単相ブリッジインバータを構成要素とし、これを複数台また、これに、更に、コンバータや変圧器等を組み合わせて構成されるｄｃ／ｄｃコンバータや、三相無効電力制御装置等にも全く同様に適用でき同等の効果を奏するものである。
【００３５】
【発明の効果】
以上のように、この発明の請求項１に係る単相ブリッジインバータは、アノードが直流側正端子にそれぞれ接続された第１および第３の可制御電気弁、およびカソードが直流側負端子にそれぞれ接続された第２および第４の可制御電気弁を備え、上記第１の可制御電気弁のカソードと上記第２の可制御電気弁のアノードとを交流側端子の一方に接続し、上記第３の可制御電気弁のカソードと上記第４の可制御電気弁のアノードとを上記交流側端子の他方に接続し、上記第１ないし第４の可制御電気弁のそれぞれに帰還ダイオードを逆並列接続してなる単相ブリッジインバータにおいて、
上記各可制御電気弁の内、第１および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ１、第１および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ２、第２および第３の可制御電気弁をオンとする状態をＳ３、第２および第４の可制御電気弁をオンとする状態をＳ４としたとき、
Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとを交互に切り替えて動作させるようにしたので、各可制御電気弁の平均的な電流負担が均等化され、可制御電気弁の利用率が向上する。
【００３６】
また、この発明の請求項２に係る単相ブリッジインバータは、
Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ２→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第１のモードと、Ｓ１→Ｓ４→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ１・・・の順にスイッチングする第２のモードとを交互に切り替えて動作させるようにしたので、各可制御電気弁の平均的な電流負担が均等化され、可制御電気弁の利用率が向上する。
更に、負荷の仮想中性点電位が正に偏るモードＡと負荷の仮想中性点電位が負に偏るモードＢとを交互に使うことにより、負荷の仮想中性点電位は平均的に０となり、負荷電位が偏るという問題点も解消する。
【００３７】
また、この発明の請求項３に係る単相ブリッジインバータは、第１、第２のモードの切り替えを、所定のサイクル数毎に行うので、簡単な制御構成で、モードの切り替えが可能となる。
【００３８】
また、この発明の請求項４に係る単相ブリッジインバータは、第１、第２の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度と第３、第４の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度との差を検出し、
上記温度差の絶対値が低減するよう、上記温度差の極性に応じてモードを切り替えるので、各可制御電気弁の温度上昇が確実に均一化され、可制御電気弁の利用率が一層向上する。
また、この発明の請求項５に係る単相ブリッジインバータは、第１、第３の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度と第２、第４の可制御電気弁のいずれか一方または双方の温度との差を検出し、
上記温度差の絶対値が低減するよう、上記温度差の極性に応じてモードを切り替えるので、各可制御電気弁の温度上昇が確実に均一化され、可制御電気弁の利用率が一層向上する。
【００３９】
また、この発明の請求項６に係る単相ブリッジインバータは、検出した温度差を入力し所定の正負温度差を動作点として履歴動作するヒステリシス比較手段を備え、このヒステリシス比較手段の出力信号に基づきモードを切り替えるので、温度差の変化に伴う不安定なハンチング動作を防止し、安定したモードの切り替え動作が実現する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１における単相ブリッジインバータの制御方式の基本的な考え方を説明する図である。
【図２】  各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング信号を作成する回路構成図である。
【図３】  図２に連なる回路構成図である。
【図４】  図２、図３の各所における信号波形を示すタイミングチャートである。
【図５】  モード切り替えを行った場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流波形を示す図である。
【図６】  この発明の実施の形態２における単相ブリッジインバータの制御方式の基本的な考え方を説明する図である。
【図７】  図６のモードＡでスイッチングする場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流波形を示す図である。
【図８】  図６のモードＢでスイッチングする場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流波形を示す図である。
【図９】  モード切り替えを行った場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流波形を示す図である。
【図１０】  この発明の実施の形態３における単相ブリッジインバータのスイッチング制御方式を示す回路構成図である。
【図１１】  図１０に連なる回路構成図である。
【図１２】  単相ブリッジインバータの主回路構成を示す図である。
【図１３】  従来のスイッチングモードを説明する図である。
【図１４】  図１３の正転モードでスイッチングする場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流波形を示す図である。
【図１５】  図１３の逆転モードでスイッチングする場合の各可制御電気弁Ｑ１〜Ｑ４、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４の電流波形を示す図である。
【符号の説明】
Ｑ１〜Ｑ４  可制御電気弁、Ｄ１〜Ｄ４  帰還ダイオード、Ｅｄ  直流電源、
Ｕ１，Ｕ２  交流側端子、Ｓ１〜Ｓ４  スイッチング状態信号、
４７０，４７１  温度センサ、４７２  減算器、
４７３  ヒステリシスコンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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