(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア成分を含む入力信号を増幅し出力する主増幅器に付設され当該主増幅器の非線形性により当該主増幅器から出力される歪成分を除去乃至抑圧するために用いられる歪補償回路であって、
上記入力信号から分岐した信号をフィードフォワードし上記主増幅器の出力信号から分岐した信号と結合させることにより抽出歪信号を生成する歪抽出ループと、この抽出歪信号をフィードフォワードし上記出力信号に結合させることにより歪補償出力信号を生成する歪除去ループと、歪抽出ループ及び歪除去ループにおける信号調整動作を制御する制御部とを備え、抽出歪信号へのキャリア成分の漏れが抑圧されるようまた歪補償出力信号への歪成分の漏れが抑圧されるよう上記制御部が上記制御を実行するフィードフォワード歪補償回路において、
上記歪抽出ループは、
上記入力信号を２分岐し、分岐した一方の信号を増幅のため上記主増幅器に供給する第１方向性結合器と、
上記第１方向性結合器から分岐した他方の信号を２分岐する分配器と、
上記分配器から分岐した一方の信号と上記主増幅器の出力信号とを結合し第１抽出歪信号を出力すると共に、当該第１抽出歪信号とは別に上記主増幅器の出力信号を出力する第２方向性結合器と、
上記分配器から分岐した他方の信号と上記第１抽出歪信号とを結合し第２抽出歪信号を出力する第３方向性結合器と、
上記第３方向性結合器によって結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する第３方向性結合器用変調器と、
を備え、
上記歪除去ループは、
上記第２方向性結合器から出力された上記主増幅器の出力信号と、上記第２抽出歪信号とを結合し上記歪補償出力信号を出力する第４方向性結合器、
を備えることを特徴とするフィードフォワード歪補償回路。
【請求項２】
請求項１に記載のフィードフォワード歪補償回路において、
上記歪抽出ループは、
上記第２方向性結合器によって結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する第２方向性結合器用変調器を備え、
上記歪除去ループは、
上記第４方向性結合器によって結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する第４方向性結合器用変調器を備えることを特徴とするフィードフォワード歪補償回路。
【請求項３】
請求項２に記載のフィードフォワード歪補償回路において、
上記第２方向性結合器用変調器、上記第３方向性結合器用変調器、および上記第４方向性結合器用変調器は、
処理対象の信号のＩ成分値およびＱ成分値を調整することで、当該処理対象の信号の振幅および位相を調整する直交変調器であることを特徴とするフィードフォワード歪補償回路。
【請求項４】
キャリア成分を含む入力信号を増幅し出力する主増幅器に付設され当該主増幅器の非線形性により当該主増幅器から出力される歪成分を除去乃至抑圧するために用いられる歪補償回路であって、
上記入力信号から分岐した信号をフィードフォワードし上記主増幅器の出力信号から分岐した信号と結合させることにより抽出歪信号を生成する歪抽出ループと、この抽出歪信号をフィードフォワードし上記出力信号に結合させることにより歪補償出力信号を生成する歪除去ループと、歪抽出ループ及び歪除去ループにおける信号調整動作を制御する制御部とを備え、抽出歪信号へのキャリア成分の漏れが抑圧されるようまた歪補償出力信号への歪成分の漏れが抑圧されるよう上記制御部が上記制御を実行するフィードフォワード歪補償回路において、
上記歪抽出ループは、
上記入力信号を２分岐し、分岐した一方の信号を増幅のため上記主増幅器に供給する第１方向性結合器と、
上記第１方向性結合器から分岐した他方の信号を初段で２分岐し、前段から分岐した一方の信号を次段で２分岐するよう縦続接続された複数の分配器と、
上記初段の分配器から分岐し、次段へと至らない一方の信号と上記主増幅器の出力信号とを結合し第１抽出歪信号を出力すると共に、当該第１抽出歪信号とは別に上記主増幅器の出力信号を出力する第２方向性結合器と、
上記初段の分配器よりも後段の分配器から分岐した、分岐末端の各信号に対応して設けられ、初段に上記第１抽出歪信号が入力され、初段に対応する分岐信号と上記第１抽出歪信号とが結合され、前段から出力された信号に次段に対応する分岐信号が結合されるよう縦続接続された縦続接続方向性結合器と、
を備え、
最終段の上記縦続接続方向性結合器から第２抽出歪信号を出力し、
上記歪除去ループは、
上記第２方向性結合器から出力された上記主増幅器の出力信号と、上記第２抽出歪信号とを結合し上記歪補償出力信号を出力する出力方向性結合器、
を備えることを特徴とするフィードフォワード歪補償回路。
【請求項５】
請求項４に記載のフィードフォワード歪補償回路において、
上記第２方向性結合器、上記縦続接続方向性結合器、および上記出力方向性結合器に対応して設けられ、結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する変調器を備えることを特徴とするフィードフォワード歪補償回路。
【請求項６】
請求項５に記載のフィードフォワード歪補償回路において、
各変調器は、
処理対象の信号のＩ成分値およびＱ成分値を調整することで、当該処理対象の信号の振幅および位相を調整する直交変調器であることを特徴とするフィードフォワード歪補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主増幅器にて発生する歪成分を除去乃至抑圧するために使用されるフィードフォワード歪補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
増幅器は一般に非線形性を有しているため、比較的広い周波数帯域に亘り分布する信号群を増幅するとその非線形性に起因する各種の歪が発生する。例えば、日本にて実施予定の地上波ディジタルテレビジョン放送システムでは、直交関係が成り立つよう多数のキャリアを周波数軸上に配置・多重化するＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式を用いている。ＯＦＤＭ方式に従い多重化された信号を増幅する場合、キャリア成分同士の相互変調による歪即ち相互変調歪が発生する。特に、そのキャリア間隔が狭い場合、フィルタ等の手段では、増幅出力中のキャリア成分と相互変調歪成分とを分離するのが難しい。なお、増幅器の非線形性の問題は、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式を用いる携帯電話システム特にその基地局・中継局における電力増幅の際にも発生する。
【０００３】
こういった歪成分を除去乃至抑圧するための回路上の工夫としては、プリディストーション方式、フィードフォワード方式等がある。これらのうちフィードフォワード方式は、主増幅器への入力信号の一部を主増幅器の出力側にフィードフォワードして歪成分を取り出し、取り出した歪成分を更にフィードフォワードして出力中の歪成分を打ち消し除去乃至抑圧する、という原理に基づいている。
【０００４】
図１に、フィードフォワード方式による歪補償回路を備える歪補償増幅器の構成を示す。この図の回路に入力される信号は、主増幅器Ａ１や遅延回路ＤＬ２を経て図示しないアンテナ等に出力される。この入出力経路は、主増幅器Ａ１により増幅されるべき信号及び増幅された信号が通る経路であるため、本線と呼ぶことができる。主増幅器Ａ１に前置されている方向性結合器ＤＣ１は、入力信号を増幅のため主増幅器Ａ１に供給する一方で、主増幅器Ａ１に供給する信号と周波数構成上は同一であるが振幅が小さい信号を分岐し、遅延回路ＤＬ１経由で方向性結合器ＤＣ２へ供給している。方向性結合器ＤＣ２は、主増幅器Ａ１の出力信号を遅延回路ＤＬ２経由で方向性結合器ＤＣ３に供給する一方で、主増幅器Ａ１の出力信号と周波数構成上は同一であるが振幅が小さい信号を分岐し、これを更に遅延回路ＤＬ１経由で供給される信号と結合させ、それによって生成した抽出歪信号を歪増幅器Ａ２に供給している。方向性結合器ＤＣ３は、遅延回路ＤＬ２経由で供給される信号と、歪増幅器Ａ２からの入力とを所定利得で以て結合させることにより、歪補償出力信号を生成してアンテナ等に出力する。
【０００５】
ここに、同軸遅延線等により構成される遅延回路ＤＬ１の遅延時間は、方向性結合器ＤＣ１から主増幅器Ａ１を経て方向性結合器ＤＣ２に至る本線上の経路で発生する遅延時間と、一致させておくものとする。また、この本線上の経路又は遅延回路ＤＬ１の前又は後に、信号の振幅及び位相又はＩ，Ｑ各成分値を調整するための変調器Ｍ１を設ける。この変調器Ｍ１は、方向性結合器ＤＣ２にて相互に結合される２種類の信号中のキャリア成分が相互に同振幅・逆位相になるよう、設定乃至制御されているものとする。その場合、方向性結合器ＤＣ２から歪増幅器Ａ２側に出力される抽出歪信号は、概ね、主増幅器Ａ１にてその非線形性が原因で生じた歪成分のみを、含む信号となる。そのため、方向性結合器ＤＣ１から方向性結合器ＤＣ２に至るループ、即ち分岐した入力信号を遅延回路ＤＬ１にて遅延させ方向性結合器ＤＣ２に供給して抽出歪信号を発生させるフィードフォワードループは、歪抽出ループと呼ぶことができる。
【０００６】
また、同軸遅延線等により構成される遅延回路ＤＬ２の遅延時間は、方向性結合器ＤＣ２から歪増幅器Ａ２を経て方向性結合器ＤＣ３に至る経路で発生する遅延時間と、一致させておくものとする。また、この経路又は遅延回路ＤＬ２の前又は後に、信号の振幅及び位相又はＩ，Ｑ各成分値を調整する変調器Ｍ２を設ける。この変調器Ｍ２は、方向性結合器ＤＣ３にて相互に結合される２種類の信号中の歪成分が相互に同振幅・逆位相になるよう、設定乃至制御されているものとする。その場合、方向性結合器ＤＣ３から歪補償出力信号として出力される信号は、概ね、上述した歪成分が除去乃至抑圧された信号となる。そのため、方向性結合器ＤＣ２から方向性結合器ＤＣ３に至るループ、即ち抽出歪信号を歪増幅器Ａ２により増幅して方向性結合器ＤＣ３に供給し歪補償出力信号を発生させるフィードフォワードループは、歪除去ループと呼ぶことができる。
【０００７】
制御部ＣＴＬは、抽出歪信号中にキャリア成分が漏れ出さないよう歪抽出ループの動作特に変調器Ｍ１における調整動作を制御し、また、歪補償出力信号中に歪成分特に相互変調歪成分が漏れ出さないよう歪除去ループの動作特に変調器Ｍ２における調整動作を制御する。制御部ＣＴＬによる制御は、例えば、パイロット信号の挿入及びその検出という手法を用いて行う。或いは、本願出願人が先に提案しているように同期検波技術を用いて行う等、他の手法を用いて行う。加えて、方向性結合器ＤＣ１〜ＤＣ３は、例えば図示の如くハイブリッド回路により実現する。変調器Ｍ１及びＭ２は、直交変調器とするか、或いは、可変利得増幅器若しくは可変減衰器と可変移相器の組合せとする。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、実際には、使用する周波数帯域全域に亘り抽出歪信号へのキャリア成分の漏れ出しを防ぐことには、困難さがある。
【０００９】
まず、図１に示した回路では、方向性結合器ＤＣ２において抽出歪信号中にキャリア成分が漏れ出さないように、制御部ＣＴＬの制御の下に変調器Ｍ１により振幅・位相等の調整を実行する。例えば、１ＧＨｚで４０ｄＢのキャリア抑圧量（即ち主増幅器Ａ１の出力に対する抽出歪信号中のキャリア成分の比）が得られるよう、遅延回路ＤＬ１の遅延時間を設定しかつ変調器Ｍ１を制御する。このとき、遅延回路ＤＬ１における遅延時間に誤差τが生じていると、この遅延時間設定誤差τは位相制御誤差２πｆτとなって現れる。即ち、ある特定の周波数にてキャリア成分を理想的に打消・抑圧することができていても、その周波数から離れるにつれ位相制御誤差２πｆτが増大し抑圧量は減っていく。
【００１０】
従って、仮に、１ＧＨｚで４０ｄＢのキャリア抑圧量が得られるよう遅延回路ＤＬ１における遅延時間を設定したとしても、遅延回路ＤＬ１における遅延時間に例えば６０ｐｓｅｃの設定誤差τが生じていれば、そこから６０ＭＨｚ離れている１．０６ＧＨｚにおいては例えば約３６ｄＢしかキャリア抑圧量が得られない。即ち、無視し得ない量のキャリア成分が抽出歪信号中に漏れ出す。６０ｐｓｅｃの誤差τは同軸遅延線でいえば１８ｍｍというわずかな電気長であり、遅延回路ＤＬ１を同軸遅延線にて構成する場合往々にして発生する。
【００１１】
結果として、数十ＭＨｚ以上に広がる十分広い周波数帯域に亘り十分大きなキャリア抑圧量を得ようとするのであれば、遅延時間の設定誤差τを非常に小さくしなければならなくなる。更に、遅延回路ＤＬ１をはじめとして、歪抽出ループ内又はその周辺の部材には温度特性がある。この温度特性によっても、キャリア抑圧量の低下が発生する。
【００１２】
本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、抽出歪信号に漏れ出すキャリア成分を従来より広い周波数帯域に亘り確実に抑圧できるようにすること、従来に比べ遅延時間をラフに設定することが許容されるようにすること、温度等のパラメータに対して歪抽出ループの動作を安定化すること、ノイズに強くまたより短時間で最適動作状態に引き込めるようにすること等を、その目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明は、（１）キャリア成分を含む入力信号を増幅し出力する主増幅器に付設され当該主増幅器の非線形性により当該主増幅器から出力される歪成分を除去乃至抑圧するために用いられる歪補償回路であって、（２）上記入力信号から分岐した信号をフィードフォワードし上記主増幅器の出力信号から分岐した信号と結合させることにより抽出歪信号を生成する歪抽出ループと、この抽出歪信号をフィードフォワードし上記出力信号に結合させることにより歪補償出力信号を生成する歪除去ループと、歪抽出ループ及び歪除去ループにおける信号調整動作を制御する制御部とを備え、抽出歪信号へのキャリア成分の漏れが抑圧されるようまた歪補償出力信号への歪成分の漏れが抑圧されるよう上記制御部が上記制御を実行するフィードフォワード歪補償回路において、（３）上記歪抽出ループは、上記入力信号を２分岐し、分岐した一方の信号を増幅のため上記主増幅器に供給する第１方向性結合器と、上記第１方向性結合器から分岐した他方の信号を２分岐する分配器と、上記分配器から分岐した一方の信号と上記主増幅器の出力信号とを結合し第１抽出歪信号を出力すると共に、当該第１抽出歪信号とは別に上記主増幅器の出力信号を出力する第２方向性結合器と、上記分配器から分岐した他方の信号と上記第１抽出歪信号とを結合し第２抽出歪信号を出力する第３方向性結合器と、上記第３方向性結合器によって結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する第３方向性結合器用変調器と、を備え、上記歪除去ループは、上記第２方向性結合器から出力された上記主増幅器の出力信号と、上記第２抽出歪信号とを結合し上記歪補償出力信号を出力する第４方向性結合器、を備えることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明に係るフィードフォワード歪補償回路においては、上記歪抽出ループは、上記第２方向性結合器によって結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する第２方向性結合器用変調器を備え、上記歪除去ループは、上記第４方向性結合器によって結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する第４方向性結合器用変調器を備えることが好適である。また、本発明に係るフィードフォワード歪補償回路においては、上記第２方向性結合器用変調器、上記第３方向性結合器用変調器、および上記第４方向性結合器用変調器は、処理対象の信号のＩ成分値およびＱ成分値を調整することで、当該処理対象の信号の振幅および位相を調整する直交変調器であることが好適である。
【００１５】
また、本発明は、キャリア成分を含む入力信号を増幅し出力する主増幅器に付設され当該主増幅器の非線形性により当該主増幅器から出力される歪成分を除去乃至抑圧するために用いられる歪補償回路であって、上記入力信号から分岐した信号をフィードフォワードし上記主増幅器の出力信号から分岐した信号と結合させることにより抽出歪信号を生成する歪抽出ループと、この抽出歪信号をフィードフォワードし上記出力信号に結合させることにより歪補償出力信号を生成する歪除去ループと、歪抽出ループ及び歪除去ループにおける信号調整動作を制御する制御部とを備え、抽出歪信号へのキャリア成分の漏れが抑圧されるようまた歪補償出力信号への歪成分の漏れが抑圧されるよう上記制御部が上記制御を実行するフィードフォワード歪補償回路において、上記歪抽出ループは、上記入力信号を２分岐し、分岐した一方の信号を増幅のため上記主増幅器に供給する第１方向性結合器と、上記第１方向性結合器から分岐した他方の信号を初段で２分岐し、前段から分岐した一方の信号を次段で２分岐するよう縦続接続された複数の分配器と、上記初段の分配器から分岐し、次段へと至らない一方の信号と上記主増幅器の出力信号とを結合し第１抽出歪信号を出力すると共に、当該第１抽出歪信号とは別に上記主増幅器の出力信号を出力する第２方向性結合器と、上記初段の分配器よりも後段の分配器から分岐した、分岐末端の各信号に対応して設けられ、初段に上記第１抽出歪信号が入力され、初段に対応する分岐信号と上記第１抽出歪信号とが結合され、前段から出力された信号に次段に対応する分岐信号が結合されるよう縦続接続された縦続接続方向性結合器と、を備え、最終段の上記縦続接続方向性結合器から第２抽出歪信号を出力し、上記歪除去ループは、上記第２方向性結合器から出力された上記主増幅器の出力信号と、上記第２抽出歪信号とを結合し上記歪補償出力信号を出力する出力方向性結合器、を備えることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明に係るフィードフォワード歪補償回路においては、上記第２方向性結合器、上記縦続接続方向性結合器、および上記出力方向性結合器に対応して設けられ、結合される２つの信号のうちいずれかの振幅および位相を上記制御部の制御に基づいて調整する変調器を備えることが好適である。また、本発明に係るフィードフォワード歪補償回路においては、各変調器は、処理対象の信号のＩ成分値およびＱ成分値を調整することで、当該処理対象の信号の振幅および位相を調整する直交変調器とすることが好適である。
【００１８】
従来技術において問題となっていた事項、即ち、十分なキャリア抑圧量を得ることができる周波数帯域の狭さ、という問題点は、歪抽出ループを構成する部材が有している位相周波数特性が原因で、発生していた。言い換えれば、歪抽出ループを単一のループにより構成していたため、そのループにおける一般に急峻な勾配の位相周波数特性がそのまま歪抽出ループ全体の位相周波数特性となっており、その結果、十分なキャリア抑圧量を得ることができる周波数帯域も狭くなっていた。これに対し、本発明においては、複数のループを多重化することで、各ループの位相周波数特性の勾配が従来と同様急峻であっても、歪抽出ループ全体ではその位相周波数特性の勾配が緩くなるようにし、それによって、十分なキャリア抑圧量を得ることができる周波数帯域を拡げている。
【００１９】
その結果、歪抽出ループを構成する回路例えば遅延回路の設計・設定を従来に比べラフに行っても構わなくなり、また、温度に対しても安定になる。更に、方向性結合器１段当たりのキャリア抑圧量が、従来技術の結合部材（方向性結合器ＤＣ２）におけるキャリア抑圧量より小さいため、従来技術に比べノイズの影響を受けにくくまた最適な調整状態への引込に要する時間も短くなる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態に関し図面に基づき説明する。なお、図１に示した従来技術と同様の又は対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２１】
図２に、本発明の一実施形態に係る回路の構成を示す。この実施形態は、図１に示した従来技術に、分配器Ｄ１、遅延回路ＤＬ１Ａ、変調器Ｍ１Ａ、方向性結合器ＤＣ２Ａ及び安定化用増幅器Ａ３を付加した構成を有している。分配器Ｄ１は、方向性結合器ＤＣ１にて本線から分岐された信号を２分配し、その一方を遅延回路ＤＬ１経由で方向性結合器ＤＣ２へ、他方を遅延回路ＤＬ１Ａ及び変調器Ｍ１Ａ経由で方向性結合器ＤＣ２Ａへ、供給する。即ち、本実施形態では、方向性結合器ＤＣ１及び分配器Ｄ１が、前述のＮ分岐用の分岐部材に該当する。Ｎは３に設定されている。
【００２２】
また、方向性結合器ＤＣ２Ａは例えばハイブリッドであり、遅延回路ＤＬ１Ａ及び変調器Ｍ１Ａ経由で入力した信号と、方向性結合器ＤＣ２にて本線から分岐され遅延回路ＤＬ１経由の信号と結合され安定化用増幅器Ａ３経由で入力した信号とを、結合させる。方向性結合器ＤＣ２Ａは、その結果得られた信号を抽出歪信号として歪除去ループに供給する。即ち、本実施形態では、前述したＮ−１段の結合部材として方向性結合器ＤＣ２及びＤＣ２Ａを設けている。
【００２３】
遅延回路ＤＬ１における遅延時間は、方向性結合器ＤＣ１内の分岐点から変調器Ｍ１及び主増幅器Ａ１を経て方向性結合器ＤＣ２内の結合点に到る経路における信号遅延と、方向性結合器ＤＣ１内の分岐点から分配器Ｄ１及び遅延回路ＤＬ１を経て方向性結合器ＤＣ２内の結合点に到る経路における信号遅延とが等しくなるよう、設定されている。また、遅延回路ＤＬ１Ａにおける遅延時間は、方向性結合器ＤＣ１内の分岐点から変調器Ｍ１、主増幅器Ａ１、方向性結合器ＤＣ２及び安定化用増幅器Ａ３を経て方向性結合器ＤＣ２Ａ内の結合点に到る経路における信号遅延と、方向性結合器ＤＣ１内の分岐点から分配器Ｄ１、遅延回路ＤＬ１Ａ及び変調器Ｍ１Ａを経て方向性結合器ＤＣ２Ａ内の結合点に到る経路における信号遅延とが等しくなるよう、設定されている。
【００２４】
制御部ＣＴＬは、方向性結合器ＤＣ２にて結合される信号中のキャリア同士が同振幅・逆位相になるよう変調器Ｍ１を制御する。制御部ＣＴＬは、方向性結合器ＤＣ２Ａにて結合される信号中のキャリア同士が同振幅・逆位相になるよう変調器Ｍ１Ａを制御する。なお、変調器Ｍ１Ａは変調器Ｍ１と同じ回路構成でよい。また、制御部ＣＴＬによる変調器Ｍ１及びＭ１Ａの制御の方法については、従来技術における変調器Ｍ１の制御方法を転用する等、各種の方法を採用できる。
【００２５】
従来技術においては、遅延回路ＤＬ１における遅延時間を精密に設定しないと、増幅器を使用する周波数帯域にて十分なキャリア抑圧量を得ることができなかった。本実施形態の利点の一つは、遅延回路ＤＬ１及びＤＬ１Ａにおける遅延時間をさほど精密に設定しなくても、十分なキャリア抑圧量が得られる周波数帯域を拡げることができることにある。即ち、歪抽出ループを本実施形態の如く二重にすれば、歪抽出ループを構成する各ループの位相周波数特性が従来技術における歪抽出ループのそれと同程度の勾配を有しているにしても、歪抽出ループ全体での位相周波数特性の勾配は緩くなる。その結果、振幅・位相調整の下での結合によるキャリア抑圧が十分に働く周波数帯域、即ち歪抽出ループにおけるキャリア抑圧量が十分大きくなる周波数帯域が広がる。言い換えれば、従来に比べ遅延時間設定をラフにしても、従来と同程度以上の周波数帯域に亘りキャリアを好適に抑圧できる。
【００２６】
また、このように多重化された歪抽出ループを用いることにより、温度変化をはじめとする環境変化による遅延時間の変化等にも強くなる。また、歪抽出ループを構成するＮ−１個のループにおける振幅・位相調整量が、ループ１個当たりで見た場合少なくなるため、制御部ＣＴＬによるその制御がより安定になり最適動作状態への引込も迅速化する。特に、方向性結合器ＤＣ２から方向性結合器ＤＣ２Ａに供給される信号を増幅しそのレベルを高めることにより、ノイズに対して強くより安定な歪抽出ループを得ることができる。
【００２７】
なお、図２に示した回路は本発明の一実施形態に過ぎない。本発明は、図２に示した回路に各種の変形を施した回路として実施することもできる。例えば、図２中の安定化用増幅器Ａ３は、それなしでも十分な安定性を得られる場合には省略できる。また、図２ではＮ＝３であったが、図３に示すようにＮ＝４としてもよい。図３中、Ｄ２は分配器Ｄ１と同様の構成を有する分配器、ＤＬ１Ｂは遅延回路、Ｍ１Ｂは変調器、ＤＣ２Ｂは方向性結合器、Ａ４は安定化用増幅器であり、制御部ＣＴＬは変調器Ｍ１Ｂをも制御する。安定化用増幅器Ａ３と同様、安定化用増幅器Ａ４も省略できる。無論、Ｎ＞４とすることもできる。また、変調器Ｍ１を図４に示すように遅延回路ＤＬ１側に移動させてもよい。図５にＸ１〜Ｘ４の記号で示すように遅延回路ＤＬ１及びＤＬ１Ａを移動させてもよい。遅延回路ＤＬ１及びＤＬ１Ａは、その一部又は全部を、一つの遅延回路にまとめることができる。そして、歪抽出ループを構成するＮ−１個のループは、増幅器を使用する周波数帯域即ちキャリアが分布する周波数帯域内のいずれかの周波数で、そのループ単独でのキャリア抑圧量が最大になるよう、設計する。キャリア抑圧量最大の周波数をループ間で厳密に一致させる必要はない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来技術に係る回路の構成を示すブロック図である。
【図２】  本発明の一実施形態に係る回路の構成を示すブロック図である。
【図３】  この実施形態の変形例特にその歪抽出ループ部分を示すブロック図である。
【図４】  この実施形態の他の変形例特にその変調器配置を示すブロック図である。
【図５】  この実施形態の更に他の変形例特にその遅延回路配置を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ１  主増幅器、Ａ２  歪増幅器、Ａ３，Ａ４  安定化用増幅器、ＣＴＬ  制御部、Ｄ１，Ｄ２  分配器、ＤＣ１〜ＤＣ３，ＤＣ２Ａ，ＤＣ２Ｂ  方向性結合器、ＤＬ１，ＤＬ１Ａ，ＤＬ１Ｂ，ＤＬ２  遅延回路、Ｍ１，Ｍ１Ａ，Ｍ１Ｂ，Ｍ２  変調器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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