(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１〜第ｈ（ｈは２以上の整数）の送信アンテナを用いて第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置と通信する無線通信装置であって、
前記第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置に送信するべき第１〜第ｍの信号を生成する第１〜第ｍの信号生成部と、
第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリア毎に、異なる品質レベルのビームを第１〜第ｍの通信装置に割り当てることを定め、かつ、前記第１〜第ｎのサブキャリア全体において各品質レベルのビームを前記第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てることを定めた割当情報
を記憶した割当情報記憶部と、
前記第１〜第ｍの信号を誤り訂正符号化する第１〜第ｍの誤り訂正符号化部と、
符号化された第１〜第ｍの信号を、２つの隣接するビットがビーム品質が異なるサブキャリアに割り当てられるようにインタリーブする第１〜第ｍのインタリーブ部と、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記割当情報に示される品質レベルのビームが前記第１〜第ｍの通信装置に形成されるように、前記第１〜第ｍのインタリーブによりインタリーブされた第１〜第ｍの信号に乗ずる送信用ウェイトを決定する第１〜第ｎのウェイト決定部と、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記サブキャリアに対して決定された前記送信用ウェイトを前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号に乗算することにより、前記第１〜第ｎのサブキャリアの各々に対して第１〜第ｈの重み付け信号を生成する第１〜第ｎの重み付け信号生成部と、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に生成された第１〜第ｈの重み付け信号を逆フーリエ変換することにより第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を生成する第１〜第ｈの逆フーリエ変換部と、
前記第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を、前記第１〜第ｈの送信アンテナを介して送信する第１〜第ｈの送信処理部と、
を備えた無線通信装置。
【請求項２】
前記割当情報は、前記略均等な割り当てとして、前記品質レベル毎に、前記第１〜第ｍの通信装置に対し割り当てるビーム数の差を１以下にすることを定めた
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記割当情報は、前記第１〜第ｍの通信装置毎に、サブキャリアの配置方向において各前記品質レベルのビームを循環するように割り当てることを定めた
ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号に対しプリコーディングを行うことにより、他の通信装置宛の信号から受ける干渉成分が低くなるようにする第１〜第ｎのプリコーディング部
をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記第１〜第ｍの信号生成部は、前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号をある変調方式を用いて変調し、
前記第１〜第ｎのプリコーディング部は、変調された第１〜第ｍの信号に対し前記プリコーディングを行い、前記プリコーディング後の第１〜第ｍの信号を前記ある変調方式の変調多値数に応じた値でモジュロ演算することにより前記変調された第１〜第ｍの信号の振幅を抑制する
ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
【請求項６】
第１〜第ｈの送信アンテナを備えた無線通信装置において実行する無線通信方法であって、
第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置に送信するべき第１〜第ｍの信号を生成し、
第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリア毎に、異なる品質レベルのビームを第１〜第ｍの通信装置に割り当てることを定め、かつ、前記第１〜第ｎのサブキャリア全体において各品質レベルのビームを前記第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てることを定めた割当情報を用意し、
前記第１〜第ｍの信号を誤り訂正符号化し、
符号化された第１〜第ｍの信号を、２つの隣接するビットがビーム品質が異なるサブキャリアに割り当てられるようにインタリーブし、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記割当情報に示される品質レベルのビームが前記第１〜第ｍの通信装置に形成されるように前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号に乗ずる送信用ウェイトを決定し、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記サブキャリアに対して決定された前記送信用ウェイトを前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号に乗算することにより、前記第１〜第ｎのサブキャリアの各々に対して第１〜第ｈの重み付け信号を生成し、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に生成された第１〜第ｈの重み付け信号を逆フーリエ変換することにより第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を生成し、
前記第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を、第１〜第ｈの送信アンテナを介して送信する、
無線通信方法。
【請求項７】
第１〜第ｈの送信アンテナを備えたコンピュータにおいて実行する通信プログラムであって、
第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置に送信するべき第１〜第ｍの信号を生成するステップと、
第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリア毎に、異なる品質レベルのビームを第１〜第ｍの通信装置に割り当てることを定め、かつ、前記第１〜第ｎのサブキャリア全体において各品質レベルのビームを前記第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てることを定めた割当情報を記憶装置から読み出すステップと、
前記第１〜第ｍの信号を誤り訂正符号化するステップと、
符号化された第１〜第ｍの信号を、２つの隣接するビットがビーム品質が異なるサブキャリアに割り当てられるようにインタリーブするステップと、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記割当情報に示される品質レベルのビームが前記第１〜第ｍの通信装置に形成されるように前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号に乗ずる送信用ウェイトを決定するステップと、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記サブキャリアに対して決定された前記送信用ウェイトを前記インタリーブされた第１〜第ｍの信号に乗算することにより、前記第１〜第ｎのサブキャリアの各々に対して第１〜第ｈの重み付け信号を生成するステップと、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に生成された第１〜第ｈの重み付け信号を逆フーリエ変換することにより第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を生成するステップと、
前記第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を、第１〜第ｈの送信アンテナを介して送信するステップと、
を前記コンピュータに実行させるための通信プログラム。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置、無線通信方法および通信プログラムに関し、例えば複数のアンテナを用いた無線送信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数のアンテナを用いて、同一周波数、同一時間に複数のユーザを多重する技術である空間分割多元接続（Spatial Division Multiple Access：SDMA）方式が知られている。
【０００３】
いま基地局（無線通信装置）が２本のアンテナ（アンテナ１、２とする）を持っており、２つのユーザ端末（ユーザ端末１、ユーザ端末２とする）がそれぞれ1本のアンテナを持っているとする。
【０００４】
ユーザ端末1、2への送信信号を
【数１】
0005244381.tif 000002
とし、ユーザ端末1、2の雑音信号を
【数２】
0005244381.tif 000003
とすると、ユーザ端末1、2の受信信号はそれぞれ
【数３】
0005244381.tif 000004
と記述できる。
【０００５】
ここでHは伝搬路行列であり、h11はアンテナ1からユーザ端末1のアンテナまでの伝搬路応答、h12はアンテナ2からユーザ端末1のアンテナまでの伝搬路応答、h21はアンテナ1からユーザ端末2のアンテナまでの伝搬路応答、h22はアンテナ2からユーザ端末2のアンテナまでの伝搬路応答を表す。
【０００６】
ここで、基地局で送信信号sに
【数４】
0005244381.tif 000005
というウェイトを乗算して送信すると、ユーザ端末1、2の受信信号は
【数５】
0005244381.tif 000006
となる。すなわちユーザ端末1、2は互いに干渉することなく、信号s1、s2のみを受信することが可能になる。これによりSDMAが実現され、このSDMAを特にZF(Zero Forcing)-SDMAと呼ぶことにする。
【０００７】
しかしながら、ZF-SDMAでは、お互いに干渉がゼロになるようなウェイトを用いるため、各ユーザ端末の特性が1つのアンテナによる受信の場合と同じ特性であり、好適な特性が得ることができないという問題があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、空間分割多元接続方式を用いた通信において、通信相手となる各ユーザ端末（通信装置）がそれぞれ好適な通信特性を得られることを可能にした無線通信装置、無線通信方法および通信プログラムを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様としての無線通信装置は、
第１〜第ｈ（ｈは２以上の整数）の送信アンテナを用いて第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置と通信する無線通信装置であって、
前記第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置に送信するべき第１〜第ｍの信号を生成する第１〜第ｍの信号生成部と、
第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリア毎に、異なる品質レベルのビームを第１〜第ｍの通信装置に割り当てることを定め、かつ、前記第１〜第ｎのサブキャリア全体において各品質レベルのビームを前記第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てることを定めた割当情報
を記憶した割当情報記憶部と、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記割当情報に示される品質レベルのビームが前記第１〜第ｍの通信装置に形成されるように前記第１〜第ｍの信号に乗ずる送信用ウェイトを決定する第１〜第ｎのウェイト決定部と、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記サブキャリアに対して決定された前記送信用ウェイトを前記第１〜第ｍの信号に乗算することにより、前記第１〜第ｎのサブキャリアの各々に対して第１〜第ｈの重み付け信号を生成する第１〜第ｎの重み付け信号生成部と、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に生成された第１〜第ｈの重み付け信号を逆フーリエ変換することにより第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を生成する第１〜第ｈの逆フーリエ変換部と、
前記第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を、前記第１〜第ｈの送信アンテナを介して送信する第１〜第ｈの送信処理部と、
を備える。
【００１０】
本発明の一態様としての無線通信方法は、
第１〜第ｈの送信アンテナを備えた無線通信装置において実行する無線通信方法であって、
第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置に送信するべき第１〜第ｍの信号を生成し、
第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリア毎に、異なる品質レベルのビームを第１〜第ｍの通信装置に割り当てることを定め、かつ、前記第１〜第ｎのサブキャリア全体において各品質レベルのビームを前記第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てることを定めた割当情報を用意し、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記割当情報に示される品質レベルのビームが前記第１〜第ｍの通信装置に形成されるように前記第１〜第ｍの信号に乗ずる送信用ウェイトを決定し、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記サブキャリアに対して決定された前記送信用ウェイトを前記第１〜第ｍの信号に乗算することにより、前記第１〜第ｎのサブキャリアの各々に対して第１〜第ｈの重み付け信号を生成し、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に生成された第１〜第ｈの重み付け信号を逆フーリエ変換することにより第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を生成し、
前記第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を、第１〜第ｈの送信アンテナを介して送信する。
【００１１】
本発明の一態様としての通信プログラムは、
第１〜第ｈの送信アンテナを備えたコンピュータにおいて実行する通信プログラムであって、
第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置に送信するべき第１〜第ｍの信号を生成するステップと、
第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリア毎に、異なる品質レベルのビームを第１〜第ｍの通信装置に割り当てることを定め、かつ、前記第１〜第ｎのサブキャリア全体において各品質レベルのビームを前記第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てることを定めた割当情報を記憶装置から読み出すステップと、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記割当情報に示される品質レベルのビームが前記第１〜第ｍの通信装置に形成されるように前記第１〜第ｍの信号に乗ずる送信用ウェイトを決定するステップと、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に、前記サブキャリアに対して決定された前記送信用ウェイトを前記第１〜第ｍの信号に乗算することにより、前記第１〜第ｎのサブキャリアの各々に対して第１〜第ｈの重み付け信号を生成するステップと、
前記第１〜第ｎのサブキャリア毎に生成された第１〜第ｈの重み付け信号を逆フーリエ変換することにより第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を生成するステップと、
前記第１〜第ｈの逆フーリエ変換信号を、第１〜第ｈの送信アンテナを介して送信するステップと、
を前記コンピュータに実行させる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明により、空間分割多元接続方式を用いた通信において、通信相手となる複数の通信装置がそれぞれ好適な通信特性を得ることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
まず本発明者が本発明を着想に至った技術的背景について説明する。
【００１４】
前述したZF-SDMAの問題を解決するため、Giuseppe Caireらは著書“On the Achievable Throughput of a Multiantenna. Gaussian Broadcast Channel”の中で、DPC（Dirty Paper Coding）-SDMA方式を提案している。以下、図９を参照してこのDPC-SDMAについて説明する。
【００１５】
図９（A）に示すように、基地局（無線通信装置）が２本のアンテナ901aおよび901bとビームフォーマ902を備え、ユーザ端末（通信装置）1がアンテナ911を、ユーザ端末（通信装置）2がアンテナ921を備えているとする。
【００１６】
DPC-SDMA方式ではウェイトとして伝搬路行列Hのエルミート転置であるHHをQR分解して得られるQを用いる。具体的には
【数６】
0005244381.tif 000007
として計算されたQをウェイトWとして用いる。ここで、Qは直交行列なので、上述のZF-SDMAでは問題となり得る電力の増加は生じない。
【００１７】
ビームフォーマ902にてユーザ端末１、２への送信信号s1,s2にウェイトWを乗算すると、ユーザ端末1およびユーザ端末2の受信信号は次のようになる。
【数７】
0005244381.tif 000008
【００１８】
よって、ユーザ端末1はユーザ端末1宛の信号s1のみを受信し、ユーザ端末2はユーザ端末１宛の信号s1とユーザ端末2宛の信号s2を受信することになる。
【００１９】
このときのウェイトWが作るビームのイメージが図９（A）に示される。ユーザ端末1への信号s1はユーザ端末1に最大ゲインが得られるようなビームにより送信される。これは最大比合成のビームを送信していることになるため、ダイバーシチオーダが2となり、ZF-SDMAよりも特性が良い。ただし、このビームはユーザ端末2を考慮していないため、信号s1はユーザ端末2にも届いてしまう。
【００２０】
一方、ユーザ端末2への信号s2は、ユーザ端末1に届かないようなビームで送信される。その結果、ユーザ端末2の信号は、ユーザ端末2には最大利得で届かない。ユーザ端末2の特性はダイバーシチオーダが1であるため、ユーザ端末２の特性はZF-SDMAと同じである。また、上述のように、ユーザ端末2はユーザ端末1からの干渉を受けてしまう。
【００２１】
そこで、DPC-SDMAでは送信信号にプリコーディングを施す。プリコーディングを行うプリコーディング部を搭載した基地局の構成を図９（B）に示す。
【００２２】
プリコーディング部903では、入力信号s1,s2に対し、プリコーディングを行うことにより、式(8)で示すプリコーディング信号s’を生成する。
【数８】
0005244381.tif 000009
【００２３】
このようなプリコーディングを施すと、最終的な送信信号は
【数９】
0005244381.tif 000010
となる。
【００２４】
このときのユーザ端末１、２における受信信号は次のように記述できる。
【数１０】
0005244381.tif 000011
【００２５】
よって、ユーザ端末1およびユーザ端末2は、互いの干渉がなく通信することが可能になる。
【００２６】
ここで、図９（Ｂ）を参照して分かるように、DPC-SDMA方式の場合、ユーザ端末1およびユーザ端末2の受信特性は互いに大きく異なる。例えばユーザ端末1への信号は、最大の利得が向くようなビームで送信されるのに対し、ユーザ端末2への信号は、ユーザ端末1への干渉を抑えるために、最大の利得とはならない。よって、この場合、ユーザ端末1の受信品質 > ユーザ端末2の受信品質となる。
【００２７】
しかしながら、前述のZF-SDMAでは、ユーザ端末1およびユーザ端末2のビームが両方とも最大利得にならないことから、DPC-SDMAはZF-SDMAより優れた方式であるといえる。
【００２８】
ところで、もしユーザ端末数が４台であれば、DPC-SDMA方式では、受信品質はユーザ端末1が最も高く、ユーザ端末２、ユーザ端末３、ユーザ端末4の順に、受信品質が悪くなっていくという特徴がある。 ここで便宜上、最大利得が向くビームで送信されるデータを第１ストリームと呼び、順次第２ストリーム、第３ストリーム、第４ストリームと呼ぶことにする。
【００２９】
基地局が4本のアンテナを備える場合、第１ストリームに割り当てられたユーザ端末の特性は、4本の受信アンテナを用いたダイバーシチの場合と同等の特性が得られる。よって、このユーザ端末には、256QAMや128QAMなどのような、高速伝送を可能とする多値の変調方式を割り当てることが可能である。
【００３０】
逆に第４ストリームに割り当てられたユーザ端末は、アンテナ1本での受信性能と同等の特性しか得られないため、このユーザ端末には、16QAM程度の変調方式しか割り当てることができない。
【００３１】
しかしながら、256QAMや128QAMなどの変調方式は、いくらダイバーシチなどでSN比をかせいだとしても、一般にパワーアンプの歪みや、シンセサイザの歪などのアナログ歪により受信特性が劣化してしまう。このようなアナログ歪みは、特に廉価な無線機の場合に顕著である。したがって、特性の良いストリームのユーザ端末に、256QAMや128QAMなどの多値の変調方式を割り当てても、アナログ歪みによって、受信特性が劣化してしまうため、ユーザ端末全体（システム全体）で見た場合に、好適な通信容量を得ているとはいえない。
【００３２】
さらに、従来のDPC-SDMA方式では、ストリームの割り当てが固定であり、特性の良いストリームが特定のユーザ端末に固定されるため、特性の悪いストリームが割り当てられたユーザ端末は、通信の確立に必要な最低限のリソースも割り当てられないという問題もあった。
【００３３】
本発明の実施形態は、このような従来のDPC-SDMA方式の問題を解決し、ユーザ端末全体における通信容量を増大させ、また各ユーザ端末が最低限の通信リソースを確保可能にしようとするものである。
【００３４】
以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。
【００３５】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態としての無線通信装置（基地局）の概略構成を示すブロック図である。
【００３６】
この基地局は、複数のアンテナを用いて、ユーザ１の端末（ユーザ端末1）およびユーザ２の端末（ユーザ端末2）に対してOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式により送信を行うものである。OFDM方式では互いに直交する第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いるとする。複数のアンテナはたとえば第１〜第ｈ（ｈは２以上ｎ以下の整数）の送信アンテナに相当し、ここではｈ＝２の例が示される。ユーザ端末1、2はたとえば基地局の通信相手となる通信装置に相当する。通信相手となる通信装置は第１〜第ｍ（ｍは２以上ｈ以下の整数）の通信装置であり、ここではｍ＝２の例が示される。
【００３７】
データ生成部10、誤り訂正符号化部11およびデータ振り分け部12はユーザ端末1に対する処理を行うブロックであり、データ生成部20、誤り訂正符号化部21およびデータ振り分け部22はユーザ端末2に対する処理を行うブロックである。
【００３８】
また変調部101、変調部102、ウェイト計算部103、プリコーディング部104、ウェイト乗算部105、ウェイト乗算部106は1番目のサブキャリアに対する処理を行うブロックであり、変調部201、変調部202、ウェイト計算部203、プリコーディング部204、ウェイト乗算部205、ウェイト乗算部206は2番目のサブキャリアに対する処理を行うブロックである。3番目〜第ｎ番目のサブキャリアに対する処理を行うブロックは図面の簡単のため図示を省略している。
【００３９】
データ生成部10、誤り訂正符号化部11、データ振り分け部12、変調部101、変調部201はたとえば第１の信号生成部を形成し、データ生成部20、誤り訂正符号化部21、データ振り分け部22、変調部102および変調部202は第２の信号生成部を形成する。すなわち基地局は第１〜第ｍの信号生成部を備え、ここではｍ＝２の例が示される。
【００４０】
ウェイト計算部103およびウェイト計算部203は第１および第２のウェイト決定部に相とする。基地局は第１〜第ｎのウェイト計算部を備えているが、第３〜第ｎのウェイト計算部は、上述のように、図面の簡単のため図示を省略している。
【００４１】
ウェイト乗算部105およびウェイト乗算部106は第１の重み付け信号生成部を形成し、ウェイト乗算部205およびウェイト乗算部206は第２の重み付け信号生成部を形成している。すなわち基地局は第１〜第ｎの重み付け生成部を備え、第３〜第ｎの重み付け生成部は、上述のように図面の簡単のため図示を省略している。
【００４２】
プリコーディング部104およびプリコーディング部204は第１および第２のプリコーディング部に相当する。すなわち基地局は第１〜第ｎのプリコーディング部を備え、第３〜第ｎのプリコーディング部は、上述のように、図面の簡単のため、図示を省略している。
【００４３】
IFFT部106a、サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix：CP）付加部107a、DAC（Digital-Analog Converter）108aおよび無線処理部109aは、アンテナ901aから出力するデータを処理するブロック、IFFT部106b、サイクリックプレフィックス付加部107b、DAC108bおよび無線処理部109bはアンテナ901aから出力するデータを処理するブロックである。
【００４４】
IFFT部106aおよびIFFT部106bは第１および第２の逆フーリエ変換部に相当する。すなわち基地局は第１〜第ｈの逆フーリエ変換部を備え、ここではｈ＝２の例が示される。サイクリックプレフィックス付加部107a、DAC108aおよび無線処理部109aはたとえば第１の送信処理部を形成し、サイクリックプレフィックス付加部107b、DAC108bおよび無線処理部109bは第２の送信処理部を形成する。基地局は第１〜第ｈの送信処理部を備え、ここではｈ＝２の例が示される。
【００４５】
以下、各ブロックの詳細について説明する。 
データ生成部10はユーザ端末1への送信データを生成する。誤り訂正符号化部11は、データ生成部10により生成されたユーザ端末1への送信データに誤り訂正符号化を施す。データ振り分け部12は、誤り訂正符号化されたデータを各サブキャリア用の変調部101、201・・・に振り分ける。すなわちユーザ端末1の誤り訂正符号化データは、サブキャリア1に対する変調部101、サブキャリア2に対する変調部201、・・・サブキャリアnに対する変調部（図示せず）に振り分けられる。
【００４６】
ユーザ端末2に関しても同様に、データ生成部20がユーザ端末2への送信データを生成する。誤り訂正符号化部21は、データ生成部20により生成されたユーザ端末2への送信データに誤り訂正符号化を施す。データ振り分け部22は、誤り訂正符号化されたデータを各サブキャリア用の変調部102、202・・・に振り分ける。すなわちユーザ端末2の誤り訂正符号化データは、サブキャリア1に対する変調部102、サブキャリア2に対する変調部202、・・・・サブキャリアnに対する変調部（図示せず）に送られる。
【００４７】
変調部101、102では、QPSK、16QAMまたは64QAMなどの変調が行われ、これにより、サブキャリア1に対する、ユーザ端末1,2の送信信号が生成される（式(1)参照）。ユーザ端末1への送信信号をs1、ユーザ端末2への送信信号をs2とする。
【００４８】
送信信号s1、あるいはデータ生成部10の出力信号、あるいは、誤り訂正符号化部11の出力信号、あるいはデータ振り分け部12の出力信号、あるいは後述のデータ変調部201の出力信号はたとえば第１の信号に相当する。また送信信号s2、あるいはデータ生成部20の出力信号、あるいは、誤り訂正符号化部21の出力信号、あるいはデータ振り分け部22の出力信号、あるいは後述のデータ変調部202の出力信号、はたとえば第２の信号に相当する。
【００４９】
ウェイト計算部103は、サブキャリア１に対してユーザ端末毎にあらかじめ定められたストリーム（ビーム）割り当てに従い、あらかじめ取得した伝搬路応答を用いて、QR分解を行う（式(6)参照）。サブキャリア毎かつユーザ端末毎のストリームの割当情報があらかじめ図示しないRAM、ROM、ハードディスク等の記憶部（割当情報記憶部）に記憶されており、ウェイト計算部103はこの記憶部を参照することにより、サブキャリア１に対するストリーム割り当てを取得する。ウェイト計算部103は、QR分解により得たQをウェイト乗算部105および106に通知する。ウェイト乗算部105および106では、ウェイト計算部103から受けたQをウェイト行列W（送信用ウェイト）として用いる（ウェイト行列W=Q）。またウェイト計算部103はRHをプリコーディング部104に通知し、プリコーディング部104では、ウェイト計算部103から通知されたRHを、プリコーディングの係数として用いる。ここではウェイト計算部103はＱ（ウェイト行列Ｗ）を計算により求めているが、伝搬路応答とストリーム割り当てとＱ（ウェイト行列Ｗ）とを対応づけたテーブルを用意しておき、取得した伝搬路応答とストリーム割り当てとに基づきこのテーブルを参照することによりＱ（ウェイト行列Ｗ）を取得してもよい。
【００５０】
プリコーディング部104は、変調部101から受けたユーザ端末1の送信信号s1と、変調部102から受けたユーザ端末２の送信信号s2に対して、ウェイト計算部103から通知されるRHを用いて、プリコーディングを行う（式(8)参照）。
【００５１】
ウェイト乗算部105は、ウェイト行列Wの一行目と、プリコーディング後の信号（式(8)参照）とを乗算する（式(9)の第１要素が計算される）。また、ウェイト乗算部106はウェイト行列Wの二行目と、プリコーディング後の信号（式(8)参照）とを乗算する（式(9)の第２要素が計算される）。
【００５２】
ウェイト乗算部105により得られた信号（式(9)の第１要素）はIFFT部106aのサブキャリア1に対応するポートへ出力され、ウェイト乗算部106により得られた信号（式(9)の第２要素）はIFFT部106bのサブキャリア1に対応するポートへ出力される。
【００５３】
ウェイト乗算部105により得られた信号（式(9)の第１要素）はたとえば第１の重み付け信号に相当し、ウェイト乗算部106により得られた信号（式(9)の第２要素）はたとえば第２の重み付け信号に相当する。上述のようにウェイト乗算部105およびウェイト乗算部106は第１の重み付け信号生成部を形成し、第１の重み付け信号生成部は、第１および第２の重み付け信号を生成する（本例ではｈ＝２）。
【００５４】
サブキャリア2に対する処理も、各ユーザ端末のストリーム割り当てと、このストリーム割り当てに基づくウェイト計算の方法が異なるのみで、これら以外についてはサブキャリア1の処理と同様である。
【００５５】
すなわち、変調部201、202では、QPSK、16QAMまたは64QAMなどの変調が行われ、これにより、サブキャリア2に対する、ユーザ端末1,2の送信信号が生成される（式(1)参照）。ユーザ端末1への送信信号をs1、ユーザ端末2への送信信号をs2とする。
【００５６】
ウェイト計算部203は、サブキャリア2に対してユーザ端末毎にあらかじめ定められたストリーム割り当てに従い、あらかじめ取得した伝搬路応答を用いて、QR分解を行う（式(6)参照）。サブキャリア毎かつユーザ端末毎のストリームの割当情報はあらかじめ図示しないROM等の記憶部（割当情報記憶部）に記憶されており、ウェイト計算部203はこの記憶部を参照することによりサブキャリア２に対するストリーム割り当てを取得する。ウェイト計算部203は、QR分解により得たQをウェイト乗算部205および206に通知する。ウェイト乗算部205および206では、ウェイト計算部203から受けたQをウェイト行列W（送信用ウェイト）として用いる（ウェイト行列W=Q）。またウェイト計算部203はRHをプリコーディング部204に通知し、プリコーディング部204では、ウェイト計算部203から通知されたRHを、プリコーディングの係数として用いる。ここではウェイト計算部203はＱ（ウェイト行列Ｗ）を計算により求めているが、伝搬路応答とストリーム割り当てとＱ（ウェイト行列Ｗ）とを対応づけたテーブルを用意しておき、取得した伝搬路応答とストリーム割り当てとに基づきこのテーブルを参照することによりＱ（ウェイト行列Ｗ）を取得してもよい。
【００５７】
プリコーディング部204は、変調部201から受けたユーザ端末1の送信信号s1と、変調部202から受けたユーザ端末２の送信信号s2に対して、ウェイト計算部203から通知されるRHを用いて、プリコーディングを行う（式(8)参照）。
【００５８】
ウェイト乗算部205は、ウェイト行列Wの一行目と、プリコーディング後の信号（式(8)参照）とを乗算する（式(9)の第１要素が計算される）。また、ウェイト乗算部206はウェイト行列Wの二行目と、プリコーディング後の信号（式(8)参照）とを乗算する（式(9)の第２要素が計算される）。
【００５９】
ウェイト乗算部205により得られた信号（式(9)の第１要素）はIFFT部106aのサブキャリア2に対応するポートへ出力され、ウェイト乗算部206により得られた信号（式(9)の第２要素）はIFFT部106bのサブキャリア2に対応するポートへ出力される。
【００６０】
ウェイト乗算部205により得られた信号（式(9)の第１要素）はたとえば第１の重み付け信号に相当し、ウェイト乗算部206により得られた信号（式(9)の第２要素）はたとえば第２の重み付け信号に相当する。上述のようにウェイト乗算部205およびウェイト乗算部206は第２の重み付け信号生成部を形成し、第２の重み付け信号生成部は、第１および第２の重み付け信号を生成する（本例ではｈ＝２）。
【００６１】
ここで、ウェイト計算部103および203で用いるストリーム割当情報について説明する。
【００６２】
ストリーム割当情報は、上述のように、サブキャリア毎に各ユーザ端末をそれぞれどのストリームに割り当てるかを定めた情報である。例えばサブキャリア1に関して、ユーザ端末1を「第１ストリーム」に割り当て、ユーザ端末2を「第２ストリーム」に割り当てることが定められている。ユーザ端末の割り当てを探索する方式はスケジューリングとも呼ばれ、DPC-SDMAでシステム容量を最大化するスケジューリング方法がZhenyu Tuらの文献“Multiuser Diversity for a Dirty Paper Approach”に記載されている。
【００６３】
図２は、DPC-SDMA方式をOFDM通信に適用する場合に、Zhenyu Tuらのスケジューリングを用いてストリーム割り当てのシミュレーションを行った結果を示す。
【００６４】
シミュレーションで用いた無線システムは無線LAN規格IEEE802.11nであり、伝搬路は当該規格のチャネルモデルであるTGn channel modelのBおよびDを用いた。1 channel model Bのシミュレーション結果が図２（A）に示され、2 channel model D のシミュレーション結果が図２（B）に示される。横軸はサブキャリア番号であり、1〜16番目までのサブキャリアを表している。ここではアンテナを4本用いているため、４つのストリーム（第１〜第４のストリーム）が存在する。矩形内の数字は、ユーザ端末の識別子（番号）を表す。
【００６５】
図２（A）における1 channel model Bでは、すべてのサブキャリア１〜１６で各ユーザ端末に同じストリームが割り当てられている。ユーザ端末３が最も特性の良いストリーム１を割り当てられ、ユーザ端末４、１、２の順に特性の悪いストリームが割り当てられている。ストリーム１は最も品質レベルの高いビームに相当し、ストリーム２、３、４の順にビーム品質のレベルが低下する。
【００６６】
一方、図２（B）の2 channel model Dではサブキャリアに依存してストリーム割り当てが変化する。たとえば1〜8番目のサブキャリアではユーザ端末1が最も良い特性のストリーム１を使い、ユーザ端末4、 ユーザ端末2、ユーザ端末3の順に特性が悪いストリームを使用する。また9〜15番目のサブキャリアではユーザ端末4が最も良い特性のストリーム１を使い、ユーザ端末1、 ユーザ端末3、ユーザ端末2の順に特性が悪いストリームを使用する。
【００６７】
このように1 channel model Bではストリーム割り当てが変化せず2 channel model Dではサブキャリアに依存して変化するのは、1 channel model Bは2 channel model Dに比べてマルチパスの遅延広がりが短いため、サブキャリア間での相関が低くなるためである。サブキャリア間での相関が低いと、 Zhenyu Tuらのアルゴリズムの場合、隣り合うサブキャリアでユーザ端末が同じストリームを使用する確率が高くなるのである。
【００６８】
ここでたとえば図２（A）では、ユーザ端末3はすべてのサブキャリアに渡って特性の良いストリーム1を使用できるため、理論上、256QAMまたは128QAMなどの多値変調方式を用いることが可能である。一方、ユーザ端末2などは特性の悪いストリーム4を使用することになるため、QPSKまたは16QAMなどの変調方式を用いることが、ユーザ端末全体でのスループットを向上させる上では最適である。しかしながら、先に述べたように、128QAMまたは256QAMといった変調方式を使用した場合、アナログ歪等によって、受信特性が大幅に劣化してしまい、ユーザ端末全体で見た場合に、大きな通信容量を得ることができない問題があった。
【００６９】
そこで、本実施の形態では、各ユーザ端末にストリーム１〜４のそれぞれを略均等に割り当てるように、ストリーム割り当て（ビーム割り当て）を行う。本実施の形態におけるストリーム割り当ての例を図３に示す。
【００７０】
図３（A）は１channel model Bの場合のストリーム割り当ての例を示し、図３（B）は2 channel model Dの場合のストリーム割り当ての例を示す。１channel model Bおよび2 channel model Dのいずれの場合も、同じ割り当て内容となっている。このような割り当ての情報（ストリーム割当情報）は上述のようにあらかじめ定められ、図示しないROM等の記憶部に格納されている。
【００７１】
図３（A）および図３（B）に示すように、サブキャリア１では、ストリーム(1、2、3、4)に対してユーザ端末(1、2、3、4)が割り当てられ、サブキャリア2ではストリーム (1、2、3、4)に対してユーザ端末 (4、1、2、3)が割り当てられている。またサブキャリア３では、ストリーム(1、2、3、4)に対してユーザ端末(3、4、1、2)が割り当てられ、サブキャリア4ではストリーム (1、2、3、4)に対してユーザ端末 (2、3、4、1)が割り当てられている。
【００７２】
このように全サブキャリアにおいて、ストリーム１〜４が、各ユーザ端末に略均等に（本例では同数）割り当たるように、ストリーム割り当てを行う。つまり、第１〜第ｎのサブキャリア毎に第１〜第ｍのユーザ端末（通信装置）に各々異なる品質レベルのストリーム（ビーム）を割り当て、かつ、第１〜第ｎのサブキャリア全体において各レベルのストリーム（ビーム）を第１〜第ｍの通信装置に略均等に割り当てる。この結果、どのユーザ端末も特性の良いストリーム1を使用する場合もあれば、他のストリームを使用する場合もあり、すべてのユーザ端末がストリーム１〜４をほぼ均等に用いるようになる。図３の例では、ユーザ端末毎に、サブキャリア方向において第１〜第４のストリームが循環するように割り当てられている。
【００７３】
なお、本例ではサブキャリア数は１６、ストリーム数は４であり、サブキャリア数がストリーム数の倍数となっているため、ストリームは各ユーザ端末に均等に割り当てられる。すなわち、ユーザ端末１はストリーム１を４個割り当てられ、これはユーザ端末２、３、４でも同じである。もしサブキャリア数が１７であった場合は、たとえばユーザ端末１に割り当てられるストリーム１の個数は５とし、ユーザ端末２〜４に割り当てられるストリーム１の個数は４とする。このように、サブキャリア数がストリーム数の倍数とならない場合は、各ストリームの個数の差が、各ユーザ端末間で最大で１となるように、ストリーム割り当てを行う。本実施形態において、略均等な割り当てとは、各ユーザ端末に各ストリームをそれぞれ同数割り当てる場合と、ストリームの個数の差が最大で１となるように各ストリームを割り当てる場合との両方を含む。
【００７４】
ここで、本実施の形態では、誤り訂正符号化部11および21において、誤り訂正符号化を行っており、誤り訂正符号化された信号（符号化系列）は、各サブキャリアに振り分けられる。よって図示しない受信側で誤り訂正復号を行うと、品質の低いサブキャリアに割り当てられ誤りが生じてしまったデータは、品質の良いサブキャリアに割り当てられ誤りが生じていないデータの効果で、救うことが可能になる。一般に、OFDM方式を用いる場合、サブキャリア方向に誤り訂正を施す符号化OFDMが利用されることが多く、本実施の形態でもこの符号化OFDMが用いられているとする。よって、例えばユーザ端末4に着目すると、サブキャリア1では特性の悪いストリームを使うため、そのサブキャリアの品質は悪くなるが、サブキャリア2では特性の良いストリーム1を使用するため、サブキャリア2のデータでサブキャリア1のデータを救うことが可能になる。
【００７５】
このように各ユーザ端末にストリーム１〜４をそれぞれ均等に割り当てるため、サブキャリア全体では、64QAMなどの比較的多値な変調方式を正確に受信する特性を各ユーザ端末で得ることが可能となる。 これはサブキャリア方向のダイバーシチ効果と見ることができるため、この効果をDPC-SDMAのダイバーシチ効果と呼ぶことにする。このDPC-SDMAのダイバーシチ効果は、すべてのユーザ端末にとって同じ程度である。
【００７６】
すなわち、図２（A）および図２（B）で説明したZhenyu Tuらのスケジューリング方式の場合、たとえば特性の良いユーザ端末から順に256QAM、128QAM、64QAM、16QAMと割り当てるが、上述のように256QAMまたは128QAMなどはアナログ歪みの問題から正確に受信される可能性が低い。これに対し、本提案方式では、すべてのユーザ端末にたとえば64QAMを割り当て、またすべてのユーザ端末が64QAMを正確に受信できるため、システム全体として見た場合、図２のスケジューリング方式と比較して、伝送速度を向上させることが可能になる。
【００７７】
ここで図２（B）では、例えばユーザ端末3に着目すると、サブキャリア1〜8では最も特性の悪いストリーム4を用い、サブキャリア9〜15では次に特性が悪いストリーム3を用い、サブキャリア16では最も特性の良いストリーム1を用いる。よって、図２で説明したZhenyu Tuらのスケジューリング方式を用いたときでも、ある程度のダイバーシチ効果は得られることもある。しかし、図２（B）では、すべてのユーザ端末に均等にストリーム１〜４が割り当てられておらず、ユーザ端末ごとにストリーム品質のばらつきが依然として残っている。また、Zhenyu Tuらのスケジューリング方式では、図２（Ａ）のように、ユーザ端末ごとにストリーム品質が大きく偏ることもあり、さらに煩雑なスケジューリングを行うことから大きな計算量を必要とする。これに対し、本提案方式はあらかじめ決めたパターンに従って各ユーザ端末へのストリーム割り当てを行うだけであるため、Zhenyu Tuらのスケジューリング方式に比べて、はるかに少ない計算量で、大きなダイバーシチ効果を得ることが可能になる。
【００７８】
なお、本提案方式は、上述のように、すべてのユーザ端末の受信特性を同一または略同一にする効果があるため、基地局からある程度同一の距離に存在するようなユーザ端末をSDMA方式の通信対象とすることが望ましい。
【００７９】
図１に戻って、ウェイト計算部103およびウェイト計算部203で行うウェイト計算の例について説明する。ユーザ端末は２台であり、サブキャリア1ではユーザ端末1がストリーム1、ユーザ端末2がストリーム2を用い、一方、サブキャリア2ではユーザ端末1がストリーム2、ユーザ端末2がストリーム1を用いる場合について説明する。
【００８０】
ウェイト計算部103では、ユーザ端末1がストリーム1を用い、ユーザ端末2がストリーム2を用いる場合のウェイトを計算する。具体的には式(11)のように伝搬路行列を分解し、
【数１１】
0005244381.tif 000012
Q(1)をサブキャリア1に対するウェイトW(1)として用いる。このウェイトW(1)を用いた場合、受信信号は
【数１２】
0005244381.tif 000013
となる。ただし、これは、プリコーディング部104でプリコーディングを行わない場合の受信信号である。
【００８１】
このとき、ユーザ端末1は、最大利得r11(1)*で受信をすることができ、ユーザ端末2からの干渉は受けない。逆にユーザ端末2は、ユーザ端末1への干渉を避けるため、自分宛の信号を最大利得で受信できず、ユーザ端末1からの干渉を含んでしまう。
【００８２】
そこで、プリコーディング部104では
【数１３】
0005244381.tif 000014
とプリコーディングを行う。これより、ユーザ端末1、2共に干渉を受けることなく自分宛の信号を受信できる。
【００８３】
このように、ウェイト計算部103は、サブキャリア１に関して、ストリーム割当情報に示される品質のストリーム（ビーム）がユーザ端末1,2に形成されるようにユーザ端末1、2の信号（第１および第２の信号）に乗ずる送信用ウェイトを計算する。プリコーディング部104は、サブキャリア１に関して、ユーザ端末1、2の信号（第１および第２の信号）に対しプリコーディングを行うことにより、品質の高いストリーム（ビーム）を割り当てられたユーザ端末ほど他のユーザ端末から受ける干渉成分が低くなるようにする。
【００８４】
一方、ウェイト計算部203では、ユーザ端末1がストリーム2を用い、ユーザ端末2がストリーム1を用いる場合のウェイトを計算する。具体的には式(14)のように伝搬路行列を分解し、
【数１４】
0005244381.tif 000015
Q(2)をサブキャリア２に対するウェイトW(2)として用いる。このウェイトW(2)を用いた場合、受信信号は
【数１５】
0005244381.tif 000016
となる。ただし、これは、プリコーディング部104でプリコーディングを行わない場合の受信信号である。
【００８５】
式15から分かるように、サブキャリア１と逆の特性が得られ、ユーザ端末2は最大の利得r22(2)*で受信をすることができ、ユーザ端末1からの干渉は受けない。逆にユーザ端末1はユーザ端末2への干渉を避けるため、自分宛の信号を最大利得で受信することはできず、ユーザ端末2からの干渉を含んでしまう。
【００８６】
そこでプリコーディング部204では
【数１６】
0005244381.tif 000017
とプリコーディングを行う。これより、ユーザ端末1、2共に干渉を受けることなく自分宛の信号を受信できる。
【００８７】
このように、ウェイト計算部203は、サブキャリア２に関して、ストリーム割当情報に示される品質のストリーム（ビーム）がユーザ端末1,2に形成されるようにユーザ端末1、2の信号（第１および第２の信号）に乗ずる送信用ウェイトを計算する。プリコーディング部204は、サブキャリア２に関して、ユーザ端末1、2の信号（第１および第２の信号）に対しプリコーディングを行うことにより、品質の高いストリーム（ビーム）を割り当てられたユーザ端末ほど他のユーザ端末から受ける干渉成分が低くなるようにする。
【００８８】
ウェイト乗算部105で生成される、サブキャリア1に対する送信信号W(1)sの第１成分（第１の重み付け信号）は、IFFT部106aのサブキャリア１に対応するポートに出力される。また、ウェイト乗算部106で生成される、サブキャリア1に対する送信信号W(1)sの第２成分（第２の重み付け信号）は、IFFT部106bのサブキャリア1に対応するポートに出力される。
【００８９】
同様にウェイト乗算部205で生成される、サブキャリア2に対する送信信号W(2)sの第１成分（第１の重み付け信号）はIFFT部106aのサブキャリア2に対応するポートに出力される。また、ウェイト乗算部206で生成される、サブキャリア2に対する送信信号W(2)sの第２成分（第２の重み付け信号）は、IFFT部106bのサブキャリア2に対応するポートに出力される。
【００９０】
IFFT部106a、IFFT部106bは、サブキャリア１，２，・・・ｎに対応するポートに入力された送信信号に対して逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：IFFT）を行って逆高速フーリエ変換信号（IFFT信号）を生成し、生成したIFFT信号をサイクリックプレフィクス付加部107a、107bに出力する。上述したようにIFFT部106aおよびIFFT部106bは、第１および第２の逆フーリエ変換部に相当し、それぞれ第１および第２の逆フーリエ変換信号を生成する（本例ではｈ＝２）。
【００９１】
サイクリックプレフィックス付加部107a、107bは、逆高速フーリエ変換信号にサイクリックプレフィックスを付加し、サイクリックプレフィックスが付加された信号をDAC108a、108bに出力する。
【００９２】
DAC108a、108bは、サイクリックプレフィックス付加部107a、107bから入力される信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。
【００９３】
無線処理部109a、109bは、DAC108a、108bから入力されたアナログ信号をベースバンドから無線周波数への変換し、さらに増幅処理等の無線処理を行うことにより無線信号を生成する。無線処理部109a、109bは、生成した無線信号をアンテナ901aおよび901bを介して空間に電波として放射する。
【００９４】
ここで、本実施の形態における変調方式および符号化率(MCS:Modulation and Coding Set)の決定方法について説明する。
【００９５】
図４は、本実施の形態に係わる、受信Signal to Noise Ratio (SNR)とPacket Error Rate (PER)とMCSとの関係を表すテーブル情報を示す。
【００９６】
基地局はあらかじめこのテーブル情報を作成し、図示しないROMやRAMなどの記憶手段に備えておく。
【００９７】
ここで、もし、無線システムがTDD（Time Division Duplex）方式の場合、基地局が、ユーザ端末１のアンテナ911およびユーザ端末２のアンテナ921（図９参照）へ送信する回線の伝搬路応答と、ユーザ端末１、２がアンテナ911、921から基地局へ送信する回線の伝搬路応答とは同じである。 よって、基地局は、ユーザ端末１、２のアンテナ911、921から送信されたデータのSNRから、アンテナ911、921の受信SNRを推定できる。
【００９８】
基地局は、受信SNRと、図４のテーブル情報とからアンテナ911、921へ送信する際のMCSを決定する。MCSの決定は、例えばPERが1%を満たす規範で設定する。
【００９９】
たとえば、アンテナ911の受信SNRが、図４におけるBからCの間であれば変調方式として16QAMを用い、誤り訂正の符号化率Rとして2/3を用いる。また受信SNRがCからDの間であれば変調方式として16QAMを用い、符号化率Ｒとして3/4を用いる。
【０１００】
なお、受信SNRはサブキャリア間での平均値を用いても良く、また受信SNRではなくチャネル容量対PERを用いることも可能である。
【０１０１】
なお、先の説明において、各ユーザ端末が基地局からある程度、等距離に位置することが望ましいと記述したが、各ユーザ端末から基地局までの距離が異なっていても本発明は有効であり、この場合も、各ユーザ端末に対するMCSを適切に割り当てることができる。例えば、ユーザ端末１のアンテナ911の方が、ユーザ端末２の921よりも基地局に近いとすると、ユーザ端末１のアンテナ911の受信SNRがBからCの間にあり、ユーザ端末２のアンテナ921の受信SNRがAからBの間に存在することも起こり得る。この場合、基地局は、ユーザ端末毎にPER=1%を満たすようなMCSを選択することでいずれのユーザ端末も高品質の伝送が行えるようになる。
【０１０２】
本実施の形態では、式(11)に示されるような干渉を完全にゼロにするZero-Forcingのウェイトを用いたが、J. Liuなどの文献「Improved Tomlinson-Harashima precoding for the downlink of multiple antenna multi-user systems」にあるように熱雑音以下の干渉はゼロにしないMMSE（Minimum Mean-Square Error：最小二乗誤差）を用いるDPC-SDMAも適用可能である。
【０１０３】
以上のように、本実施の形態によれば、受信特性が異なる複数のストリームを全サブキャリアにわたって各ユーザ端末に均等に割り当てるようにしたことにより、誤り訂正復号の効果とあいまって、すべてのユーザ端末がそれぞれ好適な受信品質を得られるようになる。よって、必要とする以上の資源を特定のユーザ端末に割り当ててしまい通信資源を浪費する従来方式と比較して、本実施の形態ではユーザ端末全体（システム全体）の通信速度を向上させることが可能になる。
【０１０４】
また、本実施の形態によれば、特定のユーザ端末に必要上の通信資源が割り振られることがないため、128QAMまたは256QAMなどの変調方式を多用することがなくなる。よって、アナログ歪みをある程度持つ無線機が存在する通信システムにおいても、高品質な通信を行うことが可能になる。
【０１０５】
さらに本実施の形態によれば、煩雑なスケジューリングの計算を回避でき、廉価な無線機を提供することが可能になる。
【０１０６】
（第２の実施の形態）
本実施の形態では、誤り訂正符号化に伴って行うインタリーブの方法を工夫することにより、より高品質な通信特性を得ようとするものである。
【０１０７】
本実施の形態の基本構成は第１の実施の形態（図１参照）と同じであるが、ウェイト計算部103およびウェイト計算部203で参照するストリーム割当情報に対し上記インタリーブを考慮した工夫を加えている。
【０１０８】
まず、インタリーブについて説明する。一般に、誤り訂正符号は符号系列が連続して誤った場合に特性が大幅に劣化するものが多い。これを避けるため、連続した誤りを、分散した誤りに変換するためインタリーブと呼ばれる処理が行われる。このインタリーブは、本実施の形態では、データ振り分け部12、22が行う。
【０１０９】
図５は、OFDM通信で用いられるインタリーブの模式図を示す。
【０１１０】
図５（A）に示すように、いま誤り訂正符号化後のビット系列c1〜c10を考える。これをインタリーブ前のビット系列とする。なお、誤り訂正符号化後のビット系列はたとえば符号化された信号に相当する。QPSK変調を考えた場合、2ビットを１つのシンボルとして変調するため、インタリーブを施さない場合、ビットc1、c2がQPSKの１つのシンボルを構成し、サブキャリア1に割り当てられ、送信される。ところが、もしサブキャリア1の受信品質が悪く、ビットc1、c2の両方に連続して誤りが生じると、誤り訂正を行ったとしても、受信側は、正しいデータを受信できない。
【０１１１】
よって、多くのOFDM通信方式では、図５（B）に示すようなインタリーブを施す。本例では、隣り合う２つのビットのうちの１つを８つ離れたサブキャリアにマッピングするインタリーブについて説明する。たとえば、ビットc1,c2の場合、ビットc1はそのままのマッピングにしておき、ビットc2は、図５（B）、特に図５（C）に示すようにマッピング先をサブキャリア９に変更する。このようなインタリーブを行った後の系列を見ると、サブキャリア１ではc1とc9、サブキャリア９ではc2とc10といったように、互いに８つ離れたビットがマッピングされていることになる。このようなインタリーブを施すことで、たとえサブキャリア1の受信品質が悪くてビットc1、c9に誤りが生じた場合でも、ビットc1,c9は連続したビットにはならないため、誤り訂正に耐性を持たせることができる。
【０１１２】
ところで、先に述べた図３のストリーム割り当て方式では、このようなインタリーブを用いた場合、不都合が生じることがある。たとえば図３（A）において、ユーザ端末4に着目すると、サブキャリア1では最も特性の悪いストリーム4が割り当てられ、サブキャリア9でも最も特性の悪いストリーム4が割り当てられている。よって、インタリーブにより、ビットc1がサブキャリア1に、ビットc1に隣接するビットc2がサブキャリア9にマッピングされると、サブキャリア1、9ではいずれもビット誤りが生じる可能性が高いため、受信側では誤り訂正復号が成功しない可能性が高くなる。
【０１１３】
そこで本実施の形態ではインタリーブビットを用いた場合に適したストリーム割り当てを行う。ストリーム割り当ての一例を図６に示す。
【０１１４】
再びユーザ端末4に着目すると、サブキャリア1では最も特性の悪いストリーム4が割り当てられるが、サブキャリア9では、最も特性の良いストリーム1が割り当てられる。よって、上記と同様に、インタリーブにより、ビットc1がサブキャリア1に、ビットc1に隣接するビットc2がサブキャリア9にマッピングされても、サブキャリア9では正しいビットを得られる可能性が高く、よって、サブキャリア1でビット誤りが発生したとしても、受信側では、誤り訂正復号が成功する可能性が高くなる。
【０１１５】
このように、本実施の形態では、誤り訂正符号化後のビット系列（符号化された信号）を、２つの隣接するビットがストリームの品質レベルが異なるサブキャリアに割り当てられるようにインタリーブする。これにより、DPC-SDMAのダイバーシチ効果により、誤りのないデータを受信する可能性を一層に高めることが可能となる。
【０１１６】
（第３の実施の形態）
本実施の形態は、SDMA方式として、THP (Tomlinson-Harashima Precoding )-SDMA方式を用いることを特徴としている。
【０１１７】
本実施の形態の基本構成は第１の実施の形態（図１参照）と同じであるが、プリコーディング部の構成が第１の実施の形態と異なる。
【０１１８】
図７は、本実施の形態におけるプリコーディング部104a、204aの構成を示す。本実施の形態では、図１のプリコーディング部104、204の代わりに、プリコーディング部104a、204aを用いる。
【０１１９】
このプリコーディング部104a、204aは、キャンセリング部104-1、204-1と、電力低減部104-2、204-2とを有する。キャンセリング部104-1、204-1は、第１の実施の形態におけるプリコーディング部104、204と同一の機能を有し、本実施の形態では、さらに追加の機能を有する電力低減部104-2、204-2も備えている。
【０１２０】
先にも述べたように、キャンセリング部104-1、204-1（図１のプリコーディング部104a、204a）でプリコーディングを行った場合、送信信号は
【数１７】
0005244381.tif 000018
のようになる。
【０１２１】
ここで、信号s1および信号s2の電力を1とした場合、
【数１８】
0005244381.tif 000019
は1より大きくなってしまう可能性があり、この場合、送信電力の問題が生じる。
【０１２２】
そこでC．Windpassingerらは文献“Precoding in multiantenna and multiuser communications”の中でTomlinson-Harashima Precoding（THP）を用いた送信電力低減方法を提案している。この方法は、複素数で構成される送信信号に、モジュロ（Modulo）演算を行い、送信電力の低減を行うものである。
【０１２３】
図８を参照して、THPを用いた送信電力低減について説明する。以下の説明において、Mを信号点数（変調多値数）とし、プリコーディング前の信号ｓ1および信号s2の振幅を
【数１９】
0005244381.tif 000020
とする。たとえばQPSKの場合、M=4であり、プリコーディング前の信号ｓ1および信号s2の振幅は、
【数２０】
0005244381.tif 000021
となる。
【０１２４】
図８（A）に示すように、左上の点をプリコーディング前の信号s2とし、キャンセリング部により、右上の白抜き点s2’に移されたとする。
【０１２５】
THPではプリコーディング後（キャンセリング後）の信号
【数２１】
0005244381.tif 000022
に対し、
【数２２】
0005244381.tif 000023
の整数倍を、実軸および虚軸で引き算あるいは足し算し、振幅が
【数２３】
0005244381.tif 000024
以下になるようにする。これは、プリコーディング後（キャンセリング後）の信号に対して
【数２４】
0005244381.tif 000025
によるモジュロ（Modulo）演算を行うのと同じである。モジュロ演算は第１引数を第２引数で除算したときの剰余であり、上記例では第１引数がプリコーディング後（キャンセリング後）の信号、第２引数が、変調多値数に応じた値
【数２５】
0005244381.tif 000026
に相当する。
【０１２６】
ここでは、
【数２６】
0005244381.tif 000027
に対して、I相において
【数２７】
0005244381.tif 000028
を1回、Q相において
【数２８】
0005244381.tif 000029
を1回引き算するとする。これにより、信号点s2’は、振幅値が±1以下である
【数２９】
0005244381.tif 000030
に移される。すなわち、図８（A）において、白抜き点s2’が矢印のように、振幅が
【数３０】
0005244381.tif 000031
以下の点に移される。基地局は、この値を用いてウェイト計算および送信を行う。
【０１２７】
一方、受信側では雑音成分を無視すれば
【数３１】
0005244381.tif 000032
の信号が受信される。よって伝搬路のゲインを除算すると、信号は
【数３２】
0005244381.tif 000033
となる。これを図８（B）の白抜き点として示す。この信号はプリコーディング前（キャンセリング前）の振幅値
【数３３】
0005244381.tif 000034
を超えているため、受信側（ユーザ端末）はI相およびQ相において一回ずつ
【数３４】
0005244381.tif 000035
を加算することで元の信号s2を回復できる。
【０１２８】
上述のように、THPの詳細は、C. Windpassingerらによる文献“Precoding in multiantenna and multiuser communications”に説明されている。
【０１２９】
このように、本実施の形態によれば、送信電力を増加することなく、ユーザ端末全体の速度改善あるいは通信品質改善を行うことが可能になる。
【０１３０】
なお、以上に説明した各実施形態における基地局（無線通信装置）は、例えば、汎用のコンピュータ装置を基本ハードウェアとして用いることでも実現することが可能である。すなわち、基地局における、データ生成部、誤り訂正符号化部、データ振り分け部、データ変調部、プリコーディング部、ウェイト計算部、ウェイト乗算部、ＦＦＴ部、サイクリックプレフィクス付加部、ＤＡＣ、無線処理部、キャンセリング部、電力低減部は、上記のコンピュータ装置に搭載されたプロセッサにプログラムを実行させることにより実現することができる。このとき、基地局は、上記のプログラムをコンピュータ装置にあらかじめインストールすることで実現してもよいし、ＣＤ−ＲＯＭなどの記憶媒体に記憶して、あるいはネットワークを介して上記のプログラムを配布して、このプログラムをコンピュータ装置に適宜インストールすることで実現してもよい。また、ストリーム割当情報を記憶する割当情報記憶部は、上記のコンピュータ装置に内蔵あるいは外付けされたメモリ、ハードディスクもしくはＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＤＶＤ−Ｒなどの記憶媒体などを適宜利用して実現することができる。
【０１３１】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１３２】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての基地局の概略構成を示すブロック図。
【図２】Zhenyu Tuらのスケジューリングを用いてストリーム割り当てのシミュレーションを行った結果を示す図。
【図３】第１の実施の形態におけるストリーム割り当ての例を示す図。
【図４】受信SNRと PERとMCSとの関係を表すテーブル情報を示す。
【図５】OFDM通信で用いられるインタリーブの模式図。
【図６】第２の実施の形態におけるストリーム割り当ての一例を示す図。
【図７】第３の実施の形態におけるプリコーディング部の構成例を示す図。
【図８】THPを用いた送信電力低減を説明する図。
【図９】DPC-SDMA方式の説明図。
【符号の説明】
【０１３３】
１０、２０：データ生成部
１１、２１：誤り訂正符号化部
１２、２２：データ振り分け部
１０１、１０２、２０１、２０２：データ変調部
１０４、１０４ａ、２０４、２０４ａ：プリコーディング部
１０３、２０３：ウェイト計算部
１０５、１０６、２０５、２０６：ウェイト乗算部
１０６ａ、１０６ｂ：ＦＦＴ部
１０７ａ、１０７ｂ：サイクリックプレフィクス付加部
１０８ａ、１０８ｂ：ＤＡＣ
１０９ａ、１０９ｂ：無線処理部
９０１ａ、９０１ｂ：アンテナ
１０４−１、２０４−１：キャンセリング部
１０４−２、２０４−２：電力低減部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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