(57)【要約】対の入力端子に共通の１次の入力信号及び所定レベルの定レベル信号が個別に入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数６個の差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆと、前記６個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路と、差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆの通電電流を制御するカレントミラー回路１４と、各差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆの出力電流を加算する加算用抵抗１６Ａ，１６Ｂとを有し、第６の差動増幅器１５Ｆで、通電電流を大きくして抵抗値を大きくすることにより、入力信号に対してより急峻な傾きの高精度の５次関数成分の出力電流を得る。
2004025824.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方の入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入力端子に所定レベルの定レベル信号が入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数ｉ個（ｉは５以上の整数）の差動増幅器と、
前記ｉ個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、
前記ｉ個の差動増幅器のうち第１、第２及び第３の差動増幅器は、入力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると共に、前記第１及び第３の差動増幅器と前記第２の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、
前記ｉ個の差動増幅器のうち第４差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第２の差動増幅器に入力される定レベル信号と同レベルの信号に設定されていると共に、その出力信号が前記第１及び第３の差動増幅器の出力信号と同極性で且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第２の差動増幅器のそれより大きく設定され、
前記ｉ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器以外の（ｉ−４）個の差動増幅器の夫々は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなる及び前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるの何れかに設定されていると共に、前記（ｉ−４）個の差動増幅器と前記第２の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、
前記第１、第２、第３及び前記（ｉ−４）個の差動増幅器の出力信号を加算したときにｋ（ｋは３以上の奇数）次関数成分の出力信号を形成するように構成され、
前記第４の差動増幅器は前記ｎ次関数成分の１次成分を相殺するような１次成分の出力信号を形成するように構成され、
前記ｉ個の差動増幅器の出力信号を加算することにより、１次成分を含まないｋ次関数成分を発生させることを特徴とするｋ次成分発生回路。
【請求項２】
ｉ＝５且つｋ＝３に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の３次成分発生回路。
【請求項３】
第５の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第１の差動増幅器のそれより小さく設定されていることを特徴とする請求項２に記載の３次成分発生回路。
【請求項４】
第５の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第３の差動増幅器のそれより小さく設定されていることを特徴とする請求項２に記載の３次成分発生回路。
【請求項５】
ｉ＝６及びｋ＝５に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の５次成分発生回路。
【請求項６】
第５の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第１の差動増幅器のそれより小さく設定され、
第６の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第３の差動増幅器のそれより小さく設定されていることを特徴とする請求項５に記載の５次成分発生回路。
【請求項７】
一方の入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入力端子に所定レベルの定レベル信号が入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数ｊ個（ｊは４以上の整数）の差動増幅器と、
一定の出力信号を出力する一定信号出力回路と、
前記ｊ個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、
前記ｊ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器は、入力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると共に、前記第１及び第２の差動増幅器と前記第３及び第４の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、
前記ｊ個の差動増幅器の出力信号を加算したときにｍ（ｍは４以上の偶数）次関数成分の出力信号を形成するように構成され、
前記一定信号出力回路は、前記ｍ次関数成分の０次成分を相殺するような０次成分の出力信号を形成するように構成され、
前記ｊ個の差動増幅器及び前記一定信号出力回路の出力信号を加算することにより、０次成分を含まないｍ次関数成分を発生させることを特徴とするｍ次成分発生回路。
【請求項８】
ｊが６以上の偶数であって、ｊ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器以外の（ｊ−４）の差動増幅器の夫々は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなる及び前記第４の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるの何れかに設定されていることを特徴とする請求項７に記載のｍ次成分発生回路。
【請求項９】
ｊ＝４且つｍ＝４に設定されていることを特徴とする請求項７に記載の４次成分発生回路。
【請求項１０】
一定の信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、
１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力されるｋ（ｋは３以上の奇数）次成分発生回路及び該ｋ次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｋ次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力されるｍ（ｍは４以上の偶数）次成分発生回路及び該ｍ次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｍ次成分発生部と、
前記０次成分発生部、前記１次成分発生部、前記ｋ次成分発生部及び前記ｍ次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備え、近似ｎ（ｎは４以上の整数）次関数を発生することを特徴とする近似ｎ次関数発生装置。
【請求項１１】
一定の信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、
１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項１に記載のｋ（ｋは３以上の奇数）次成分発生回路及び該ｋ次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｋ次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項７に記載のｍ（ｍは４以上の偶数）次成分発生回路及び該ｍ次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｍ次成分発生部と、
前記０次成分発生部、前記１次成分発生部、前記ｋ次成分発生部及び前記ｍ次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備え、近似ｎ（ｎは４以上の整数）次関数を発生することを特徴とする近似ｎ次関数発生装置。
【請求項１２】
一定の入力信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、
１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項２乃至請求項４の何れかに記載の３次成分発生回路及び該３次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する３次成分発生部と、
前記０次成分発生部、前記１次成分発生部及び前記３次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴とする近似３次関数発生装置。
【請求項１３】
一定の入力信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、
１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項２乃至請求項４の何れかに記載の３次成分発生回路及び該３次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する３次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項９に記載の４次成分発生回路及び該４次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する４次成分発生部と、
前記４次成分発生部、前記３次成分発生部、前記１次成分発生部及び前記０次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴とする近似４次関数発生装置。
【請求項１４】
一定の入力信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、
１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項２乃至請求項４の何れかに記載の３次成分発生回路及び該３次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する３次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項９に記載の４次成分発生回路及び該４次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する４次成分発生部と、
前記１次の入力信号が入力される上記請求項５又は請求項６に記載の５次成分発生回路及び該５次成分発生回路の出力信号が入力される第３の可変利得増幅回路を有する５次成分発生部と、
前記５次成分発生部、前記４次成分発生部、前記３次成分発生部、前記１次成分発生部及び前記０次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴とする近似５次関数発生装置。
【請求項１５】
１次の入力信号が入力され、ｎ次多項式により表されるｎ次関数に比例するｎ次の出力信号を出力し、前記ｎ次多項式は２次の項を含まないことを特徴とする近似ｎ次関数発生装置。
【請求項１６】
温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される上記請求項１５に記載の近似ｎ次関数発生装置とを備えたことを特徴とする温度関数発生回路。
【請求項１７】
上記請求項１６に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似ｎ次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振回路。
【請求項１８】
温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１０又は１１に記載の近似ｎ次関数発生装置とを備えたことを特徴とする温度関数発生回路。
【請求項１９】
上記請求項１８に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似ｎ次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振回路。
【請求項２０】
温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１２に記載の近似３次関数発生装置とを備えたことを特徴とする温度関数発生回路。
【請求項２１】
上記請求項２０に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似３次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振回路。
【請求項２２】
温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１３に記載の近似４次関数発生装置とを備えたことを特徴とする温度関数発生回路。
【請求項２３】
上記請求項２２に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似４次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振回路。
【請求項２４】
温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１４に記載の近似５次関数発生装置とを備えたことを特徴とする温度関数発生回路。
【請求項２５】
上記請求項２４に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似５次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振回路。
【請求項２６】
温度検出回路及び近似ｎ（ｎは３次以上の整数）次関数発生装置を備える温度補償回路と、電圧制御水晶発振回路とから構成される温度補償水晶発振回路において、前記温度補償水晶発振回路の温度補償調整を行う際に、
所定の温度雰囲気内で、前記温度補償回路の出力電圧ＶＣＯＵＴのｎ次成分ＶＣＯＵＴｎ乃至０次成分ＶＣＯＵＴ０を測定すると共に、
前記電圧制御水晶発振回路から出力される発振周波数が予め設定された選定周波数に一致する入力電圧ＶＣＩＮを所望の温度補償範囲内における複数の温度で測定し、
測定した各温度の出力電圧ＶＣＯＵＴのｎ次成分ＶＣＯＵＴｎを温度Ｔの関数として、ＶＣＯＵＴｎ′（Ｔ）＝ＶＣＯＵＴｎ（Ｔ）−ＶＣＯＵＴ０（Ｔ）
で近似し、前記出力電圧ＶＣＯＵＴを温度Ｔの関数として、
2004025824.tif 000027
で表記し、
前記測定された各温度の入力電圧ＶＣＩＮと前記出力電圧ＶＣＯＵＴとが夫々の温度において一致するように、前記温度補償回路の係数αｎ〜α３、α１、α０及びΔＴを調整するようにしたことを特徴とする温度補償調整方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、近似ｎ次関数を発生する近似ｎ次関数発生装置及びこれを使用した温度補償型水晶発振回路に関する。
【背景技術】  水晶発振器に多く用いられるＡＴカットの水晶振動子は、固定の固有共振周波数に対する温度変化が図１７に示すように近似３次関数で表されることが知られており、この温度特性は下記（１）式のように近似することができる。
2004025824.tif 000003
ここで、Ｙは出力周波数であり、αは３次の係数、βは温度特性の傾き、γは周波数オフセットであり、ｔ０は曲線の中心温度、即ち変曲点（通常２５℃から３０℃の範囲）である。上記（１）式のα、β及びγは夫々水晶振動子に大きく依存する。
このため、従来は、例えば特許第３２３３９４６号に記載されているような近似３次関数発生装置からの出力電圧を用いて温度補償するようにしていた。
すなわち、図１８に示すように、温度変化に対して１次的に変化する電圧を出力する温度検出回路から出力される電圧ＶＩＮを入力信号として近似３次関数を発生する近似３次関数発生装置の出力を水晶の温度特性を補償する制御電圧とし、これを電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）に供給する。
現在広く適用されている電圧制御水晶発振回路の電圧−周波数特性は１次関数で近似できるので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、図１９に示すように、温度に対する電圧特性で近似できる。
この制御電圧の電圧−温度特性は、下記（２）式のようになる。
2004025824.tif 000004
すなわち、上記（２）式の制御電圧と一致する電圧を、近似３次関数発生装置より発生させ、電圧制御水晶発振器に入力することで、水晶振動子の温度特性を補償することができる。
しかし、水晶振動子の周波数−温度特性には、３次成分よりも大きな次数成分が含まれているため、近似した３次関数とデータとの間には差異があり、厳密に近似３次関数を補正できるような制御電圧を発生させたとしても、この差異は温度補償できない要素として残ってしまう。
これを解決するために、水晶振動子の温度特性をより高次の関数で近似し、それに対応する高次関数の電圧で電圧制御水晶発振器を制御すれば、この誤差を減らすことが可能である。
例えば、ある一つの水晶振動子の周波数−温度特性データを３次関数で近似した場合、近似式とデータとの差は、温度範囲−３０℃〜８５℃において、最大０．３２０ｐｐｍである。これを４次関数で近似すると０．１３０ｐｐｍ、さらに５次式に近似すると０．１２６ｐｐｍとなり、より高次関数を発生する装置を用いて係数を調整して制御電圧を生成すれば、より精度良く水晶の温度補償を行うことができる。
これまでに、３次もしくはそれ以上の高次関数に比例する信号を出力する回路としては、例えば特開平８−１１６２１４号公報の図１に示されているような関数発生装置が知られている。
この回路から出力される信号は、一般式として下記（３）式のような多項式で表すことができる。
2004025824.tif 000005
例えば、４次関数発生装置の出力信号は、下記（４）式で表すことができる。
2004025824.tif 000006
但し、ａ４′＝ａ４，ａ２′＝ａ２−６ａ４ｘ０２，ａ１′＝ａ１＋２ａ２ｘ０−８ａ４ｘ０３，ａ０′＝ａ０＋ａ１ｘ０＋ａ２ｘ０２−３ａ４ｘ０４であり、ｘ０＝−ａ３／（４ａ４）である。
近似４次関数発生装置は上記（４）式のようにｘ０を用いると、ｎ−１次の項、即ち３次の項を省略することができ、回路規模も縮小化できる。
しかしながら、上記従来例にあっては前記（４）式のような構成で制御電圧を生成する回路は、実現し難いという未解決の課題がある。
この未解決の諜題を、具体的例を用いて説明する。ある水晶振動子の周波数−温度特性データを先ず、上記（４）式のように３次の項を省略した式で記述すると、この関数の変曲点を表すｔ０は、−１４９℃となり、通常補償されている温度範囲−３０℃〜８５℃の範囲を大きく越えてしまう。ｔ０の大きなずれは、これに相当する制御電圧を生成する関数回路の入力範囲を広く持たなくてはならないことを意味し、調整範囲外の温度を考慮した回路にしなくてはならない。また、各次数の成分を図示すると図２０のようになり、水晶振動子の周波数−温度特性が±１０ｐｐｍ以内に入るのに対して、各次数成分は最大±１５００ｐｐｍという大きな振れ幅を持つ関数を加算したものになっていることが分かる。よって、上記の水晶振動子の周波数−温度特性を補償するためには、制御電圧として各次数の係数ａ４′〜ａ０′の調整範囲を幅広く持たなくてはならず、これを実現する回路はダイナミックレンジとして非常に不利になる。この結果、制御電圧として３次関数から４次関数に拡張したことによって、大幅なノイズの増大や回路規模の拡大という問題が生じ、精度を挙げるという利益があることを考慮しても、実用的ではないと言える。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、温度補償電圧の３次以上の高次成分を、精度良く提供する回路及びその関数発生装置を温度補償のために用いた精度良く調整できる水晶発振器を提供することを目的としている。
【発明の開示】
本発明による請求の範囲第１項記載のｋ次成分発生回路は、一方の入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入力端子に所定レベルの定レベル信号が入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数ｉ個（ｉは５以上の整数）の差動増幅器と、前記ｉ個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記ｉ個の差動増幅器のうち第１、第２及び第３の差動増幅器は、入力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると共に、前記第１及び第３の差動増幅器と前記第２の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、前記ｉ個の差動増幅器のうち第４差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第２の差動増幅器に入力される定レベル信号と同レベルの信号に設定されていると共に、その出力信号が前記第１及び第３の差動増幅器の出力信号と同極性で且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第２の差動増幅器のそれより大きく設定され、前記ｉ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器以外の（ｉ−４）個の差動増幅器の夫々は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなる及び前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるの何れかに設定されていると共に、前記（ｉ−４）個の差動増幅器と前記第２の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、前記第１、第２、第３及び前記（ｉ−４）個の差動増幅器の出力信号を加算したときにｋ（ｋは３以上の奇数）次関数成分の出力信号を形成するように構成され、前記第４の差動増幅器は前記ｎ次関数成分の１次成分を相殺するような１次成分の出力信号を形成するように構成され、前記ｉ個の差動増幅器の出力信号を加算することにより、１次成分を含まないｋ次関数成分を発生させることを特徴としている。
これによれば、（ｉ−４）個の差動増幅器の通電電流値を調整して入力信号が最大値より大きい又は最小値より小さい範囲において入力信号に対してより急峻な傾きの出力信号を形成することが可能となり、高精度の近似ｋ（ｋは３以上の奇数）次関数を発生することができる。
また、本発明による請求の範囲第２項記載の３次成分発生回路は、請求の範囲第１項において、ｉ＝５且つｋ＝３に設定されていることを特徴としている。
これによって、ｋ次の奇数次成分発生回路の中でも３次に特化した回路を構成することができ、高精度の３次関数を出力することができる。
また、本発明による請求の範囲第３項記載の３次成分発生回路は、請求の範囲第２項において、第５の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第１の差動増幅器のそれより小さく設定されていることを特徴としている。
これによって、入力電圧の範囲を変曲点から高い側にのみ広げた場合に、精度の良い３次関数を出力することができる。
また、本発明による請求の範囲第４項記載の３次成分発生回路は、第５の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第３の差動増幅器のそれより小さく設定されていることを特徴としている。
これによって、入力電圧の範囲を変曲点から低い側にのみ広げた場合に、精度の良い３次関数を出力することができる。
また、本発明による請求の範囲第５項記載の３次成分発生回路は、請求の範囲第１項において、ｉ＝６及びｋ＝５に設定されていることを特徴としている。
これによって、ｋ次の奇数次成分発生回路の中でも５次に特化した回路を構成することができ、高精度の５次関数を出力することができる。
また、本発明による請求の範囲第６項記載の５次成分発生回路は、請求の範囲第５項において、前第５の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第１の差動増幅器のそれより小さく設定され、第６の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるように設定され且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第３の差動増幅器のそれより小さく設定されていることを特徴としている。
これによって、入力電圧の範囲を変曲点から高い側にのみ広げた場合に、精度の良い５次関数を出力することができる。
また、本発明による請求の範囲第７項記載のｍ次成分発生回路は、一方の入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入力端子に所定レベルの定レベル信号が入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数ｊ個（ｊは４以上の整数）の差動増幅器と、一定の出力信号を出力する一定信号出力回路と、前記ｊ個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記ｊ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器は、入力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると共に、前記第１及び第２の差動増幅器と前記第３及び第４の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、前記ｊ個の差動増幅器の出力信号を加算したときにｍ（ｍは４以上の偶数）次関数成分の出力信号を形成するように構成され、前記一定信号出力回路は、前記ｍ次関数成分の０次成分を相殺するような０次成分の出力信号を形成するように構成され、前記ｊ個の差動増幅器及び前記一定信号出力回路の出力信号を加算することにより、０次成分を含まないｍ次関数成分を発生させることを特徴としている。
これによって、０次成分を含まない偶数ｍ次成分のみを高精度に発生することができる。
また、本発明による請求の範囲第８項記載のｍ次成分発生回路は、請求の範囲第７項において、ｊが６以上の偶数であって、ｊ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器以外の（ｊ−４）の差動増幅器の夫々は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなる及び前記第４の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるの何れかに設定されていることを特徴としている。
これによって、（ｊ−４）個の差動増幅器の通電電流値を調整して入力信号が最大値より大きい又は最小値より小さい範囲において入力信号に対してより急峻な傾きの出力信号を形成することが可能となり、高精度の近似ｍ次関数を発生することができる。
また、本発明による請求の範囲第９項記載の４次成分発生回路は、請求の範囲第７項において、ｊ＝４且つｍ＝４に設定されていることを特徴としている。
これによって、ｍ次の偶数次成分発生回路の中でも４次に特化した回路を構成することができ、高精度の４次関数を出力することができる。
また、本発明による請求の範囲第１０項記載の近似ｎ次関数発生装置は、一定の信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力されるｋ（ｋは３以上の奇数）次成分発生回路及び該ｋ次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｋ次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力されるｍ（ｍは４以上の偶数）次成分発生回路及び該ｍ次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｍ次成分発生部と、前記０次成分発生部、前記１次成分発生部、前記ｋ次成分発生部及び前記ｍ次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備え、近似ｎ（ｎは４以上の整数）次関数を発生することを特徴としている。
これによって、２次の項を省略して３次成分を主としてその変曲点に近い変曲点ｘ０を用いることができると共に、３次以外のｎ≧４におけるｎ次成分が小さくなるために、構成としては共通の変曲点ｘ０を用い、オフセット＋１次成分＋３次成分＋補正用高次成分という構成で実現できるため回路規模に与える影響を小さくすることができる。
また、本発明による請求の範囲第１１項記載の近似ｎ次関数発生装置は、一定の信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項１に記載のｋ（ｋは３以上の奇数）次成分発生回路及び該ｋ次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｋ次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項７に記載のｍ（ｍは４以上の偶数）次成分発生回路及び該ｍ次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する少なくとも１つ以上のｍ次成分発生部と、前記０次成分発生部、前記１次成分発生部、前記ｋ次成分発生部及び前記ｍ次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備え、近似ｎ（ｎは４以上の整数）次関数を発生することを特徴としている。
これによって、２次の項を省略して高精度に発生することができる３次成分を主としてその変曲点に近い変曲点ｘ０を用いることができると共に、３次以外のｎ≧４におけるｎ次成分が小さくなるために、構成としては共通の変曲点ｘ０用い、オフセット＋１次成分＋３次成分＋補正用高次成分という構成で実現できるため回路規模に与える影響を小さくすることができる。
また、本発明による請求の範囲第１２項記載の近似３次関数発生装置は、一定の入力信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項２乃至請求項４の何れかに記載の３次成分発生回路及び該３次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する３次成分発生部と、前記０次成分発生部、前記１次成分発生部及び前記３次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴としている。
これによって、高精度の近似３次関数を発生させることができる。
また、本発明による請求の範囲第１３項記載の近似４次関数発生装置は、一定の入力信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項２乃至請求項４の何れかに記載の３次成分発生回路及び該３次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する３次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項９に記載の４次成分発生回路及び該４次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する４次成分発生部と、前記４次成分発生部、前記３次成分発生部、前記１次成分発生部及び前記０次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴としている。
これによって、高精度の近似４次関数を発生させることができる。
また、本発明による請求の範囲第１４項記載の近似５次関数発生装置は、一定の入力信号が入力されて定数成分を発生する０次成分発生部と、１次の入力信号が入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項２乃至請求項４の何れかに記載の３次成分発生回路及び該３次成分発生回路の出力信号が入力される第１の可変利得増幅回路を有する３次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項９に記載の４次成分発生回路及び該４次成分発生回路の出力信号が入力される第２の可変利得増幅回路を有する４次成分発生部と、前記１次の入力信号が入力される上記請求項５又は請求項６に記載の５次成分発生回路及び該５次成分発生回路の出力信号が入力される第３の可変利得増幅回路を有する５次成分発生部と、前記５次成分発生部、前記４次成分発生部、前記３次成分発生部、前記１次成分発生部及び前記０次成分発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴としている。
これによって、高精度の近似５次関数を発生することができる。
また、本発明による請求の範囲第１５項記載の近似ｎ次関数発生装置は、１次の入力信号が入力され、ｎ次多項式により表されるｎ次関数に比例するｎ次の出力信号を出力し、前記ｎ次多項式は２次の項を含まないことを特徴としている。
これによって、３次成分を主としてその変曲点に近い変曲点ｘ０を用いることができると共に、３次以外のｎ≧４におけるｎ次成分が小さくなるために、構成としては共通の変曲点ｘ０を用い、オフセット＋１次成分＋３次成分＋補正用高次成分という構成で実現できるため回路規模に与える影響を小さくすることができる。
また、本発明による請求の範囲第１６項記載の温度関数発生回路は、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される上記請求項１５に記載の近似ｎ次関数発生装置とを備えたことを特徴としている。
これによって、温度検出回路の検出信号を近似ｎ次関数発生装置に入力信号として供給することができ、水晶の温度特性を補正する電圧を発生することが可能な温度関数発生回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第１７項記載の温度補償水晶発振回路は、上記請求項１６に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似ｎ次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴としている。
これによって、高精度で温度補償を行うことができる温度補償水晶発振回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第１８項記載の温度関数発生回路は、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１０又は１１に記載の近似ｎ次関数発生装置とを備えたことを特徴としている。
これによって、高精度の近似ｎ次関数発生装置を使用して水晶の温度特性を補正する電圧を発生することが可能な温度関数発生回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第１９項記載の温度補償水晶発振回路は、上記請求項１８に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似ｎ次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴としている。
これによって、高精度で温度補償を行うことができる温度補償水晶発振回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２０項記載の温度関数発生回路は、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１２に記載の近似３次関数発生装置とを備えたことを特徴としている。
これによって、３次関数に特化した温度関数発生回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２１項記載の温度補償水晶発振回路は、上記請求項２０に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似３次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴としている。
これによって、３次関数に特化した温度補償水晶発振回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２２項記載の温度関数発生回路は、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１３に記載の近似４次関数発生装置とを備えたことを特徴としている。
これによって、４次関数に特化した温度関数発生回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２３項記載の温度補償水晶発振回路は、上記請求項２２に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似４次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴としている。
これによって、４次関数に特化した温度補償水晶発振回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２４項記載の温度関数発生回路は、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項１４に記載の近似５次関数発生装置とを備えたことを特徴としている。
これによって、５次関数に特化した温度関数発生回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２５項記載の温度補償水晶発振回路は、上記請求項２４に記載の温度関数発生回路と、該温度関数発生回路で発生される近似５次関数が入力される水晶発振回路とを備えたことを特徴としている。
これによって、５次関数に特化した温度補償水晶発振回路を構成することができる。
また、本発明による請求の範囲第２６項記載の温度補償調整方法は、温度検出回路及び近似ｎ（ｎは３次以上の整数）次関数発生装置を備える温度補償回路と、電圧制御水晶発振回路とから構成される温度補償水晶発振回路において、前記温度補償水晶発振回路の温度補償調整を行う際に、所定の温度雰囲気内で、前記温度補償回路の出力電圧ＶＣＯＵＴのｎ次成分ＶＣＯＵＴｎ乃至０次成分ＶＣＯＵＴ０を測定すると共に、前記電圧制御水晶発振回路から出力される発振周波数が予め設定された選定周波数に一致する入力電圧ＶＣＩＮを所望の温度補償範囲内における複数の温度で測定し、測定した各温度の出力電圧ＶＣＯＵＴのｎ次成分ＶＣＯＵＴｎを温度Ｔの関数として、
2004025824.tif 000007
で近似し、前記出力電圧ＶＣＯＵＴを温度Ｔの関数として、
2004025824.tif 000008
で表記し、前記測定された各温度の入力電圧ＶＣＩＮと前記出力電圧ＶＣＯＵＴとが夫々の温度において一致するように、前記温度補償回路の係数αｎ〜α３、α１、α０及びΔＴを調整するようにしたことを特徴としている。
これによって、高精度な温度補償が可能となるという効果が得られる。しかも、各次数を個別に測定することにより、詳しく正確なデータの取得が可能になり、実際のデータを基にすることで、各次数成分以外のエラーなども考慮して、より最適な係数の算出が可能となり、さらに、一度の温度スイープによって、これまでに知られている近似３次関数回路ばかりか、ｎ≧４における近似ｎ次関数発生回路においても、温度補償の調整を精度良く行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】  図１は本発明を温度補償水晶発振回路に適用した場合の一実施形態を示すブロック図である。図２は近似５次関数発生装置を適用した温度補償水晶発振回路の具体例を示すブロック図である。図３は近似４次関数発生装置を適用した温度補償水晶発振回路の具体例を示すブロック図である。図４は図１のｎ次成分発生部の一例を示す回路図である。図５は図４に適用し得る５次成分発生回路の一例を示す回路図である。図６は図５の５次成分発生回路の動作の説明に供する基本回路図である。図７は図５の５次成分発生回路の一部分の動作の説明に供する各差動対の出力特性を示す特性線図である。図８は図５の出力波形図である。図９は図５の５次成分発生回路の動作の説明に供する出力波形図である。図１０は図４に適用し得る４次成分発生回路の一例を示す回路図である。図１１は図１０の４次成分発生回路の動作の説明に供する出力波形図である。図１２は図４に適用し得る３次成分発生回路の基本的部分を示した回路図である。図１３は図１２の３次成分発生回路の基本的部分の動作の説明に供する出力波形図である。図１４は入力電圧範囲を拡張した時に適する３次成分発生回路の一例を示す回路図である。図１５は図１４の３次成分発生装置の動作の説明に供する出力波形図である。図１６は図１〜図３に適用し得る１次関数発生部を示すブロック図である。図１７は水晶振動子の温度に対する周波数特性図である。図１８は従来例を示すブロック図である。図１９は電圧制御水晶発振器に入力する制御電圧の温度特性である。図２０は従来の近似式の特性を表す特性線図である。図２１は本発明の近似式の特性を表す特性線図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
先ず、本発明の近似ｎ次関数発生装置の原理を説明する。
ｎ次関数は一般に、下記（５）式のように表すことができる。
2004025824.tif 000009
2004025824.tif 000010
具体的一例として、５次関数においては、下記（６）式のように表せる。
2004025824.tif 000011
この（６）式において、係数の関係は、
2004025824.tif 000012
但し、ｘ０は以下の３次方程式の解である。
2004025824.tif 000013
このｘ０については、解が１つ又は３つ得られるが、想定している値に近いものを選ぶことにする。この変換により、上記（６）式のｘ０は“２９”となり、通常補償されている温度範囲の中心付近の、同じデータを３次関数に近似した時の変曲点と略等しくなり、３次成分が主成分であり、４次及び５次成分は小さくなり、回路構成として有利なものとなる。
また、４次関数においては、下記（７）式のように表せる。
2004025824.tif 000014
この（７）式において、係数の関係は、
2004025824.tif 000015
但し、ｘ０は以下の２次方程式の解である。
2004025824.tif 000016
このｘ０については解が２つ得られるが、曲線の中心に近い方を選ぶことにする。この結果、ｘ０は“３１”で、通常補償されている温度範囲の中心付近の、同じデータを３次関数に近似した時の変曲点と略等しくなる。さらに、上記と同様に（７）式で表した時の各次数成分を図示すると図２１のようになり、４次成分は±３ｐｐｍ以内となる。このように上記（６）式又は（７）式のように２次成分のない式で表すと、主成分が３次及び１次成分であり、その３次関数の変曲点と略等しい変曲点を持つごく僅かな高次の成分を付加したものとなり、これに相当する制御電圧を発生する回路のダイナミックレンジとして非常に有利な構成となる。
図１は本発明に係る温度補償水晶発振回路の一実施形態を示すブロック図である。
図中、１は温度変化に対して１次関数的にアナログ出力電圧が変化する温度検出回路であり、この温度検出回路１から出力されるアナログ電圧による温度検出値を入力信号ＶＩＮとして近似ｎ次関数発生装置２に入力して水晶の温度特性を補償する電圧を発生し、これを電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）３に供給する。
ここで、近似ｎ次関数発生装置２は、前述した（５）式のｎ次関数で表される電圧を発生するものであり、入力信号ＶＩＮが入力され、これに基づいて前述した（５）式における第１項のｎ次成分のみを発生するｎ次成分発生部６ｎ、（５）式におけるｎ−２項の３次成分のみを発生する３次成分発生部６Ｂ及び（５）式におけるｎ−１項の１次成分のみを発生する１次成分発生部６Ａと、ｎ次成分発生部６ｎ、……３次成分発生部６Ｂ及び１次成分発生部６Ａの出力信号を加算する加算回路４とで構成されている。
この近似ｎ次関数発生装置２としては、ｎを任意の高次数に設定することができるものであるが、具体例としては、図２に示すような近似５次関数発生装置２Ａ又は図３に示すような近似４次関数発生装置を適用して温度補償水晶発振回路を構成する。
すなわち、図２の温度補償水晶発振回路では、近似５次関数発生装置２Ａが前述した図１の構成における加算回路４、０次成分発生部５、１次成分発生部６Ａ、３次成分発生部６Ｂに加えて、４次成分発生部６Ｃ及び５次成分発生部６Ｄが設けられ、１次成分発生部６Ａ、３次成分発生部６Ｂ、４次成分発生部６Ｃ及び５次成分発生部６Ｄの出力信号が加算回路４で加算されるように構成されている。
また、図３の温度補償水晶発振回路では、近似４次関数発生装置２Ｂが、図２の構成における５次成分発生部６Ｄを省略した構成とされている。
そして、図１〜図３における３次成分発生部６Ｂ、４次成分発生部６Ｃ、５次成分発生部６Ｄ、……ｎ次成分発生部６ｎの夫々は、図４に示すように、３、４、５……ｎ次成分のうちの各次数成分のみを発生するｎ次成分発生回路９と、このｎ次成分発生回路９の出力が入力される可変利得増幅回路１１と、ｎ次成分発生回路９に後述する定レベル信号ＶＲＥＦＬ１〜ＶＲＥＦＨ２を供給する定レベル信号発生回路２０とで構成されている。
ここで、奇関数回路の一例として５次成分発生回路について説明する。
５次成分発生回路は、図５に示すように、正の電源端子ＶＤＤに定電流源１３を介してゲート及びドレインを接続し、ソースをＶＳＳに接地したＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ０と、このＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ０のゲートに各ゲートを接続した６個のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６とを備えたカレントミラー回路１４と、このカレントミラー回路１４から定電流が供給される第１〜第６の増幅器を構成する６個の差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆと、これらの差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆの出力電流を加算する加算器を構成する同一抵抗値を有する抵抗１６Ａ，１６Ｂ及び出力の電流差分を得るための差動増幅器１２とから構成されている。各差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆには低レベル信号発生回路２０から異なる定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＨ１、ＶＲＥＦＨ２、ＶＲＥＦＭ、ＶＲＥＦＬ２及びＶＲＥＦＬ１が供給される。
ここで、差動増幅器１５Ａは、カレントミラー回路１４のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１のドレインに夫々抵抗ＲＡ１及びＲＡ２を介して直列に接続されたＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＡ１及びＴｒＡ２を有し、トランジスタＴｒＡ１のゲートに入力信号ＶＩＮが供給されると共に、トランジスタＴｒＡ２のゲートに定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＭが供給され、トランジスタＴｒＡ１のドレインが加算器を構成する一方の抵抗１６Ａ及び差動増幅器１２の出力をゲートで受けるＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７を介して正の電源端子ＶＤＤに接続され、トランジスタＴｒＡ２のドレインが加算器を構成する他方の抵抗１６Ｂを介して正の電源端子ＶＤＤに接続されている。
差動増幅器１５Ｂも同様に、カレントミラー回路１４のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１のドレインに夫々抵抗ＲＢ１及びＲＢ２を介して直列に接続されたＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＢ１及びＴｒＢ２を有する。そして、トランジスタＴｒＢ１のゲートに入力信号ＶＩＮが供給されると共に、トランジスタＴｒＢ２のゲートに定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＭが供給される。しかし、前述した差動増幅器１５Ａとは逆にトランジスタＴｒＢ１のドレインが加算器を構成する他方の抵抗１６Ｂを介して正の電源端子ＶＤＤに接続され、トランジスタＴｒＢ２のドレインがＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７と加算器を構成する一方の抵抗１６Ａとを介して正の電源端子ＶＤＤに接続されることにより、他の差動増幅器１５Ａ、１５Ｃ、１５Ｄ、１５Ｅ及び１５Ｆとは逆特性に設定されている。
差動増幅器１５Ｃ、１５Ｄ、１５Ｅ及び１５Ｆも、差動増幅器１５Ａと同じ構成であり、夫々定レベル信号発生回路２０で発生される参照定電圧ＶＲＥＦＬ１、ＶＲＥＦＨ１、ＶＲＥＦＬ２及びＶＲＥＦＨ２が入力されている。そして、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＡ１、ＴｒＢ２、ＴｒＣ１、ＴｒＤ１、ＴｒＥ１及びＴｒＦ１は、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７を介して加算器を構成する抵抗１６Ａと接続され、その接続点が演算増幅器１２の反転入力側に接続されている。
なお、各差動増幅器１５Ａ〜１５Ｆに供給される参照定電圧ＶＲＥＦＨ１〜ＶＲＥＦＬ１の大きさは、ＶＲＥＦＨ２＞ＶＲＥＦＨ１＞ＶＲＥＦＭ＞ＶＲＥＦＬ１＞ＶＲＥＦＬ２に設定され、差動増幅器１５Ｂにも差動増幅器１５Ａと同電圧の参照定電圧ＶＲＥＦＭが供給されている。
そして、抵抗１６Ａ及び１６Ｂを流れる正転出力電流ＩＰＯＵＴと各差動増幅器１５Ａ〜１５ＦのＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＡ１〜ＴｒＦ１、抵抗ＲＡ１〜ＲＦ１及びＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を介して接地ＶＳＳに流れる反転出力電流ＩＮＯＵＴとの差分電流が出力電流ＩＯＵＴとして５次成分発生回路の出力端子１８から出力される。この出力電流ＩＯＵＴが可変利得増幅回路１１を構成する負帰還に可変抵抗ＶＲを介挿したオペアンプＯＰＡの反転入力側に供給され、このオペアンプＯＰＡの正転入力側に定電圧発生回路１０で発生される定電圧ＶＯＦＦが供給され、このオペアンプＯＰＡから下記（８）式で表される１次成分を含まない５次成分のみの出力Ｖ５ＯＵＴを得ることができる。
2004025824.tif 000017
ここで、係数Ｂ５は５次成分発生回路のゲイン及び可変利得増幅回路の利得によって決定される。
次に、上記５次成分発生回路の動作を説明する。
はじめに、５次成分発生回路の回路動作の説明を簡略化するために、図６に示すように１つの差動増幅器１５Ｃについて説明すると、入力電圧ＶＩＮが参照電圧ＶＲＥＦＬ１に対して十分に小さい状態では、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ３を流れる電流は全てＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＣ２に流れることになる。
このため、カレントミラー回路１４の定電流値をＩ０とすると、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＣ２を流れる電流ＩＣ２＝Ｉ０、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＣ１を流れる電流ＩＣ１＝０となる。このため、電流ＩＮＯＵＴ及びＩＰＯＵＴは図７（ａ）の破線図示及び実線図示のようにＩ０及び０となる。
この状態から、入力電圧ＶＩＮが増加して、参照定電圧ＶＲＥＦＬ１から抵抗ＲＣ２での電圧降下分Ｉ０・ＲＣ２を減算したＶＣＬを越えると出力電流ＩＣ２が徐々に滑らかに減少し、これと対称的に出力電流ＩＣ１が徐々に滑らかに増加し、入力電圧ＶＩＮが参照定電圧ＶＲＥＦＬ１に等しくなると両出力電流ＩＣ１及びＩＣ２が等しくなる。さらに入力電圧ＶＩＮが上昇すると、出力電流ＩＣ２は減少傾向を維持し、出力電流ＩＣ１は増加傾向を維持し、参照電圧ＶＲＥＦＬ１に抵抗ＲＣ１の電圧降下分Ｉ０・ＲＣ１を加算したＶＣＨ以上となると出力電流ＩＣ２が０となり、逆に出力電流ＩＣ１がＩ０となる。
結局、図７（ｂ）の出力特性において、抵抗ＲＣ１及びＲＣ２の抵抗値ＲＣとカレントミラー回路１４の定電流値Ｉ０とによってのみ決定されるトランジスタの特性によるものは、ＶＲＥＦＬ１±Ｉ０・ＲＣ付近の滑らかな出力変化のみとなる。
次に、図５の５次成分発生回路の動作説明を簡略化するため、差動増幅器１５Ａ、１５Ｅ、１５Ｆを除外した回路について考察する。入力電圧Ｖが参照定電圧ＶＲＥＦＬ１より十分に小さい時（ＶＩＮ≪ＶＲＥＦＬ１）には、前述したように差動増幅器１５ＣにおいてはＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ３を流れる電流は全てＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＣ２を流れ、結果としてＩＣ２＝Ｉ０、ＩＣ１＝０となる。同様に差動増幅器１５Ｂ、１５Ｄにおいても、ＩＢ２＝ＩＤ２＝Ｉ０、ＩＢ１＝ＩＤ１＝０となり、加算された電流ＩＰＯＵＴ＝２Ｉ０及びＩＮＯＵＴ＝Ｉ０となる。
そして、入力電圧ＶＩＮが増加すると、これに応じてＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＣ１に電流が流れ始めると共に、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＣ２に流れる電流が減少し始め、入力電圧ＶＩＮが参照定電圧ＶＲＥＦＬ１に達すると、ＩＣ１＝ＩＣ２＝Ｉ０／２となり、他の差動増幅器１５Ｂ及び１５Ｄについては状態変化が起こらないので、結果として、出力電流ＩＮＯＵＴ及びＩＰＯＵＴはＩＮＯＵＴ＝ＩＰＯＵＴ＝３Ｉ０／２となる。さらに、入力電圧ＶＩＮが高くなると、ＩＣ２＝０、ＩＣ１＝Ｉ０となるので、結果として、出力電流ＩＰＯＵＴ及びＩＮＯＵＴはＩＰＯＵＴ＝Ｉ０、ＩＮＯＵＴ＝２Ｉ０となる。
さらに入力電圧ＶＩＮが増加すると、差動増幅器１５ＢのＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＢ１に電流が流れ始めると共に、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＢ２の電流が減少し始め、入力電圧ＶＩＮが参照定電圧ＶＲＥＦＭに達するとＩＢ１＝ＩＢ２＝Ｉ０／２となり、出力電流ＩＰＯＵＴ及びＩＮＯＵＴは再びＩＮＯＵＴ＝ＩＰＯＵＴ＝３Ｉ０／２となる。
ＩＰＯＵＴ＝２Ｉ０、ＩＮＯＵＴ＝Ｉ０となった後、さらに出力電圧ＶＩＮが増加すると、差動増幅器１５ＤのＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＤ１に電流が流れ始めると共に、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＤ２の電流が減少し始め、入力電圧ＶＩＮが参照定電圧ＶＲＥＦＨ１に達すると、出力電流ＩＰＯＵＴ及びＩＮＯＵＴは再びＩＰＯＵＴ＝ＩＮＯＵＴ＝３Ｉ０／２となり、さらに入力電圧ＶＩＮが増加すると、ＩＰＯＵＴ＝Ｉ０、ＩＮＯＵＴ＝２Ｉ０となる。
したがって、例えばＩＮＯＵＴ側について見ると、第３の差動増幅器１５Ｃの出力電流ＩＣ１は図８で一点鎖線図示のように、入力信号ＶＩＮの電圧が第３の差動増幅器１５Ｃの最小値ＶＣＬに達するまでの間は０を維持し、最小値ＶＣＬを越えると増加し始め、参照定電圧ＶＲＥＦＬ１に達するとＩ０／２となり、その後も入力信号ＶＩＮの電圧増加に応じて増加し、最大値ＶＣＨでＩ０に達して飽和する。
また、第２の差動増幅器１５Ｂの出力電流ＩＢ２は、図８で破線図示のように、入力信号ＶＩＮの電圧が、第２の差動増幅器１５Ｂの最小値ＶＢＬ（本実施形態においてはＶＣＨと等しい値に設定されている）に達するまではＩ０を維持し、最小値ＶＢＬを越えると減少し始め、参照定電圧ＶＲＥＦＭに達するとＩ０／２となり、その後も入力信号ＶＩＮの電圧増加に応じて減少し、最大値ＶＢＨ以上になると０を維持する。
さらに、第５の差動増幅器１５Ｄの出力電流ＩＤ１は、図８で実線図示のように、入力信号ＶＩＮの電圧が第４の差動増幅器１５Ｄの最小値ＶＤＬ（本実施形態においてはＶＢＨと等しい値に設定されている）に達するまでは０を維持し、最小値ＶＤＬを越えると増加し始め、参照定電圧ＶＲＥＦＨ１に達するとＩ０／２となり、その後も入力信号ＶＩＮの電圧増加に応じて増加し、最大値ＶＤＨでＩ０に達して飽和する。
この時点では、第１の差動増幅器１５Ａが加えられていないため、奇関数に負の傾きの１次関数を加算した形になっている。
よって、差動増幅器１５Ｃ及び１５Ｄと同じ構成であり、最小値ＶＡＬ及び最大値ＶＡＨの幅を広く設定した第１の差動増幅器１５Ａの出力電流を加算することによって、１次関数を相殺することができる。
すなわち、差動増幅器１５Ａに供給される通電電流値及び抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を調整し、１次関数領域の広さや傾きを最適化することで、入出力特性を前述した図８で二点鎖線図示のように最小値ＶＡＬを第３の差動増幅器ＶＣＬと一致させ、且つ最大値ＶＡＨを第４の差動増幅器１５Ｄの最大値ＶＣＨと一致させることにより、１次成分を持たない出力電流を得ることができる。
そしてさらに、差動増幅器１５Ｃと同じ構成の差動増幅器１５Ｅを加える。これは、５次関数が、参照定電圧ＶＲＥＦＭから非常に離れた入力電圧ＶＩＮの領域において、ＶＩＮに対して大きな傾きを持った出力であるという特徴を有しているので、その特徴を精度良く実現するために加えるものである。
すなわち、入力されている参照定電圧ＶＲＥＦＬ２を差動増幅器１５Ｃに入力されている参照定電圧ＶＲＥＦＬ１より小さな値に設定することによって、通電電流値を大きくして、抵抗値を大きくすることにより、入力電圧ＶＩＮが最小値ＶＣＬより小さい範囲において入力電圧ＶＩＮに対してより急峻な傾きの出力電流を出すことが可能になる。同様に差動増幅器１５Ｄと同じ構成の差動増幅器１５Ｆに入力されている参照定電圧ＶＲＥＦＨ２を差動増幅器１５Ｄに入力されている参照定電圧ＶＲＥＦＨ１よりも大きな値に設定することによって、通電電流値を大きくして、抵抗値を大きくすることにより、入力電圧ＶＩＮが最大値ＶＤＨより大きい範囲において入力電圧ＶＩＮに対してより急峻な傾きの出力電流を出すことが可能になる。
以上のように５次成分発生回路の出力電流ＩＯＵＴは、差動増幅器１５Ａの出力は図９（ｃ）、差動増幅器１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄの出力加算は図９（ａ）、差動増幅の１５Ｅ、１５Ｆの出力加算は図９（ｂ）のようになり、全体を加算すると、図９（ｄ）に示すように滑らかな５次関数電流出力ＩＯＵＴとなる。したがって、図４に示すように、正転入力側に定電圧を供給し、且つ５次関数電流出力ＩＯＵＴを、可変利得増幅回路１１を構成する負帰還に可変抵抗ＶＲを介挿したオペアンプＯＰＡの反転入力側に供給すると、このオペアンプＯＰＡから反転した１次成分を含まない５次成分のみの出力Ｖ５ＯＵＴを得ることができる。
よって、上記のように６つの差動増幅器を用いて、回路定数を適当に設定することで、１次成分のない、下記（９）式のような５次関数のみを発生することができる。
2004025824.tif 000018
また、この回路構成はｎ次の奇関数に適用することができ、差動増幅器１５Ｅ、１５Ｆに入力されている参照定電圧ＶＲＥＦＬ２、ＶＲＥＦＨ２の値や、抵抗値ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＦ１、ＲＦ２や、通電電流値を適宜設定したり、さらに差動増幅器を複数付け加えて抵抗値や参照定電圧や通電電流値を最適化させたりすることによって、下記（１０）式のような出力を得ることができる。
2004025824.tif 000019
すなわち、一方の入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入力端子に所定レベルの定レベル信号が入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数ｉ個（ｉは５以上の整数）の差動増幅器と、前記ｉ個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記ｉ個の差動増幅器のうち第１、第２及び第３の差動増幅器は、入力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると共に、前記第１及び第３の差動増幅器と前記第２の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、前記ｉ個の差動増幅器のうち第４差動増幅器は、入力される定レベル信号が前記第２の差動増幅器に入力される定レベル信号と同レベルの信号に設定されていると共に、その出力信号が前記第１及び第３の差動増幅器の出力信号と同極性で且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第２の差動増幅器のそれより大きく設定され、前記ｉ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器以外の（ｉ−４）個の差動増幅器の夫々は、入力される定レベル信号が前記第１の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより低くなる及び前記第３の差動増幅器に入力される定レベル信号のレベルより高くなるの何れかに設定されていると共に、前記（ｉ−４）個の差動増幅器と前記第２の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、前記第１、第２、第３及び前記（ｉ−４）個の差動増幅器の出力信号を加算したときにｋ（ｋは７以上の奇数）次関数成分の出力信号を形成するように構成され、前記第４の差動増幅器は前記ｎ次関数成分の１次成分を相殺するような１次成分の出力信号を形成するように構成され、前記ｉ個の差動増幅器の出力信号を加算することにより、１次成分を含まないｋ次関数成分を発生させるようにすればよい。
次に、偶関数出力回路の一例として、４次成分発生回路について説明する。
図１０は、４次成分発生回路の一例である。
この４次成分発生回路は、正の電源端子ＶＤＤから定電流源１３を介してゲート及びドレインを接続し、ソースをＶＳＳに接地したＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ０と、このＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ０のゲートに各ゲートを接続した５個のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ５とを備えたカレントミラー回路１４と、このカレントミラー回路１４から定電流が引かれる定電流源回路を構成するＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ６と、これらの差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄ及び定電流源回路の出力電流を加算する加算器としての同一抵抗値を有する抵抗１６Ａ、１６Ｂとからなる。各差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄには定レベル信号発生回路２０で発生される異なる定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＨ１、ＶＲＥＦＨ２、ＶＲＥＦＬ２及びＶＲＥＦＬ１が供給される。
ここで、差動増幅器１５Ａは、カレントミラー回路１４のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１のドレインに夫々抵抗ＲＡ１及びＲＡ２を介して直列に接続されたＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＡ１及びＴｒＡ２を有する。トランジスタＴｒＡ１のゲートに入力信号ＶＩＮが供給されると共に、トランジスタＴｒＡ２のゲートに定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＬ１が供給される。トランジスタＴｒＡ１のドレインが加算器を構成する一方の抵抗１６Ｂを介して正の電源端子ＶＤＤに接続され、トランジスタＴｒＡ２のドレインがＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７及び加算器を構成する他方の抵抗１６Ａを介して正の電源端子ＶＤＤに接続されている。
そして、差動増幅器１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄも構成は等しく、トランジスタＴｒＢ２、ＴｒＣ２、ＴｒＤ２の夫々のゲートに定レベル信号発生回路２０で発生される参照定電圧ＶＲＥＦＨ１、ＶＲＥＦＬ２、ＶＲＥＦＨ２が供給されるものとする。但し、差動増幅器１５Ｂ、１５Ｄは差動増幅器１５Ａ、１５Ｃと逆特性に設定されているとする。
また、参照定電圧はＶＲＥＦＨ２＞ＶＲＥＦＨ１＞ＶＲＥＦＬ１＞ＶＲＥＦＬ２であり、トランジスタＴｒＣ、ＴｒＤを流れる電流値をトランジスタＴｒＡ、ＴｒＢより大きい値に設定する。例えばＩＡ＝ＩＢ＝Ｉ０、ＩＣ＝ＩＤ＝２Ｉ０とする。
差動増幅器単体の振る舞いは、前記５次成分発生回路で述べたものと同様であるため、差動増幅器１５Ａ、１５Ｂによる出力ＩＯＵＴは図１１（ａ）にようになる。さらに、差動増幅器１５Ｃ、１５Ｄによる出力は図１１（ｂ）のようになる。この出力電流が加算され、図４に設けた可変抵抗ＶＲによって電圧に変換され、入力電圧ＶＩＮに対して４次関数の出力を得る。
また、入力電圧ＶＩＮが４次関数の変曲点ｘ０、すなわち参照定電圧ＶＲＥＦＬ１とＶＲＥＦＨ１の中間にあるときの出力電流ＩＯＵＴは、ＩＯＵＴ＝ＩＰＯＵＴ−ＩＮＯＵＴ＝２Ｉ０＋Ｉ０＋Ｉ０＋２Ｉ０＝６Ｉ０となり、出力の０次成分になってしまう。よって、この０次成分を相殺するために６Ｉ０を定電流として引く回路を加える。これは夫々の差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄに定電流を供給しているカレントミラー回路１４から作ることができる。このとき、カレントミラー回路１４のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ５に、そのゲートに入力電圧ＶＩＮを入力しているもう１つのＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ６を介して、加算器を構成する他方の抵抗１６Ａを接続すると、カレントミラー回路１４を構成しているＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ５のソース−ドレイン電圧が他のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ６のソース−ドレイン電圧と近くなり、より精度の良い出力を得ることができる。
この定電流回路からの出力電流は図１１（ｃ）のようになる。これらの電流出力を全て加算すると、図１１（ｄ）のような４次関数電流出力ＩＯＵＴを得る。この電流出力ＩＯＵＴを、図４に示したように、正転入力側に定電圧発生回路１０で発生した定電圧ＶＯＦＦを供給し、且つ可変利得増幅回路１１を構成する負帰還に可変抵抗ＶＲを介挿したオペアンプＯＰＡの反転入力側に供給すると、このオペアンプＯＰＡより電流出力を反転した、４次成分のみの出力Ｖ４ＯＵＴを得ることができる。
よって、上記のように４つの差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄ及び定電流回路を用いて、回路定数を適宜設定することで、下記（１１）式のような０次成分のない、４次関数のみを発生することができる。
2004025824.tif 000020
また、この回路構成はｍ次の偶関数に適用することができ、差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄに入力されている参照定減圧ＶＲＥＦＬ１、ＶＲＥＦＬ２、ＶＲＥＦＨ１、ＶＲＥＦＨ２の値や、抵抗ＲＡ１〜ＲＤ２や、通電電流値を適宜設定したり、さらに差動増幅器を複数付け加えて抵抗値や参照定電圧や通電電流値を最適化させたりすることによって、下記（１２）式のような出力を搏ることができる。
2004025824.tif 000021
すなわち、一方の入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入力端子に所定レベルの定レベル信号が入力され、前記１次の入力信号に対して反転又は非反転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機能を有する複数ｊ個（ｊは４以上の整数）の差動増幅器と、一定の出力信号を出力する一定信号出力回路と、前記ｊ個の差動増幅器に前記定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記ｊ個の差動増幅器のうち第１、第２、第３及び第４の差動増幅器は、入力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると共に、前記第１及び第２の差動増幅器と前記第３及び第４の差動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定され、前記ｊ個の差動増幅器の出力信号を加算したときにｍ（ｍは６以上の偶数）次関数成分の出力信号を形成するように構成され、前記一定信号出力回路は、前記ｍ次関数成分の０次成分を相殺するような０次成分の出力信号を形成するように構成され、前記ｊ個の差動増幅器及び前記一定信号出力回路の出力信号を加算することにより、０次成分を含まないｍ次関数成分を発生させるようにすればよい。
次に、補償温度範囲を高低どちらか一方に拡張した時の３次成分発生回路の改善例を述べる。温度範囲の拡張は温度検出回路１からの出力電圧の範囲が広くなる、即ち３次成分生成回路の入力電圧の範囲が広がったことに相当する。
これまで知られている、３次成分発生回路は、図１２に示すように、正の電源端子ＶＤＤに定電流源１３を介してゲート及びドレインを接続し、ソースをＶＳＳに接地したＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ０と、このＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ０のゲートに各ゲートを接続した４個のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４とを備えたカレントミラー回路１４と、このカレントミラー回路１４から定電流が供給される第１〜第４の増幅器を構成する４個の差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄと、これらの差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄの出力電流を加算する加算器を構成する同一抵抗値を有する抵抗１６Ａ，１６Ｂとから構成されている。各差動増幅器１５Ａ〜１５Ｄには異なる定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＨ、ＶＲＥＦＭ、ＶＲＥＦＬが供給される。
ここで、差動増幅器１５Ａは、カレントミラー回路１４のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１のドレインに夫々抵抗ＲＡ１及びＲＡ２を介して直列に接続されたＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＡ１及びＴｒＡ２を有する。トランジスタＴｒＡ１のゲートに入力信号ＶＩＮが供給されると共に、トランジスタＴｒＡ２のゲートに定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＭが供給さる。トランジスタＴｒＡ１のドレインが加算器を構成する一方の抵抗１６Ａ及び差動増幅器１２の出力をゲートで受けるＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７を介して正の電源端子ＶＤＤに接続され、トランジスタＴｒＡ２のドレインが加算器を構成する他方の抵抗１６Ｂを介して正の電源端子ＶＤＤに接続されている。
差動増幅器１５Ｂも同様に、カレントミラー回路１４のＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ１のドレインに夫々抵抗ＲＢ１及びＲＢ２を介して直列に接続されたＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒＢ１及びＴｒＢ２を有する。トランジスタＴｒＢ１のゲートに入力信号ＶＩＮが供給されると共に、トランジスタＴｒＢ２のゲートに定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＭが供給される。しかし、前述した差動増幅器１５Ａとは逆にトランジスタＴｒＢ１のドレインが加算器を構成する他方の抵抗１６Ｂを介して正の電源端子ＶＤＤに接続され、トランジスタＴｒＢ２のドレインがＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７及び加算器を構成する一方の抵抗１６Ａを介して正の電源端子ＶＤＤに接続されることにより、他の差動増幅器１５Ａ、１５Ｃ及び１５Ｄとは逆特性に設定されている。
差動増幅器１５Ｃ，１５Ｄは、差動増幅器１５Ａの構成と等しく、但し、それぞれの有するトランジスタＴｒＣ１，ＴｒＤ１のゲートに入力信号ＶＩＮが供給されると共に、トランジスタＴｒＣ２，ＴｒＤ２のゲートに定レベルの参照電圧ＶＲＥＦＬ，ＶＲＥＦＨが供給される。
差動増幅器１５Ａの出力電流ＩＯＵＴは、図１３（ａ）に示すようになり、同じく差動増幅器１５Ｂの出力電流ＩＯＵＴは図１３（ｂ）、差動増幅器１５Ｃの出力電流ＩＯＵＴは図１３（ｃ）、差動増幅器１５Ｄの出力電流ＩＯＵＴは図１３（ｄ）となる。全体の出力電流は上記の各出力電流ＩＯＵＴが加算されたものであるので、図１３（ｅ）に示すような結果となる。この出力電流は可変利得増幅回路１１を構成する負帰還に可変抵抗ＶＲを介挿したオペアンプＯＰＡの反転入力側に供給し、このオペアンプＯＰＡの正転入力側に定電圧が供給され、１次成分を含まない３次成分のみの下記（１３）式で表される出力Ｖ３ＯＵＴを得ることができる。
2004025824.tif 000022
ここで、係数Ｂ３は３次成分発生回路のゲイン及び可変利得増幅器１１の利得によって決定される。
しかし、例えば、入力電圧の範囲を高い側にのみ拡張したい場合、上記の３次関数発生回路では、図１３（ｅ）に示したように、入力電圧ＶＩＮが高いところで３次関数発生回路から大きくずれる。それは差動増幅器１５Ｄの出力が飽和するからである。
このため、参照定電圧ＶＲＥＦＨが入力されている差動増幅器１５Ｄの出力を補正する必要が生じる。
ここで、参照定電圧ＶＲＥＦＨ２を入力する、差動増幅器１５Ｅを加える。この改良した３次成分発生回路を図１４に示す。但し、参照定電圧ＶＲＥＦＨ２＞ＶＲＥＦＨに設定されている。また、差動増幅器１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅの通電電流ＩＣ０，ＩＤ０，ＩＥ０はＩＣ０＝ＩＤ０＋ＩＥ０となるように設定すると、０次成分を相殺できる。
先ず、差動増幅器１５Ａ，１５Ｂ及び１５Ｃは同じ構成なので、出力はそれぞれ図１５（ａ）、図１５（ｂ）及び図１５（ｃ）のようになる。そして、差動増幅器１５Ｄの出力は図１５（ｄ）の実線のようになり、差動増幅器１５Ｅの出力は図１５（ｄ）のようになる。差動増幅器１５Ｄの出力が飽和する付近で、差動増幅器１５Ｅの出力電流を加算すると、補正入力電圧ＶＩＮが高いところで３次関数発生回路から大きくずれることの補正が可能となり、全て加算した出力結果は、図１５（ｅ）のようになる。
よって、それぞれの増幅器の抵抗値ＲＤ１，ＲＤ２及びＲＦ１，ＲＦ２や、参照定電圧ＶＲＥＦＨ，ＶＲＥＦＨ２を適宜設定することにより、入力電圧ＶＩＮの範囲を高い方にのみ広げた時によりよい３次関数を得る３次成分発生回路を構成することができる。
また、１次成分発生部６Ａは、図１６に示すように、入力信号ＶＩＮが入力される入力端子ｔＩＮと参照定電圧入力端子ｔＲとの間に接続された可変抵抗ＶＲと、この可変抵抗ＶＲの摺動子が正転入力側に、参照定電圧入力端子ｔＲが抵抗Ｒ１を介して反転入力側に夫々供給され、且つ出力信号が抵抗Ｒ２を介して反転入力側に帰還される正転増幅器とで構成され、参照定電圧入力端子ｔＲに前記３次成分発生回路の参照定電圧ＶＲＥＦＭが供給されている。
この１次成分発生部６Ａによると、入力信号ＶＩＮが正転増幅器２０で増幅されることになり、この正転増幅器２０の出力電圧ＶＢＯＵＴは次式で表すことができる。
2004025824.tif 000023
ここで、係数変数Ｂ１は可変抵抗ＶＲの設定値及び正転増幅器２０の利得によって決定される。
前述した図１に戻って、この図１は、本発明の温度補償水晶発振回路の一例を表している。この中で使用される水晶振動子は、温度に対して、図１７のような発振周波数の温度特性を有する。この特性は一般的に、下記（１５）式のような多項式によって表すことができる。
2004025824.tif 000024
この特性は、水晶振動子及び電圧制御水晶発振回路の特性に依存する。また、現在広く適用されている電圧制御水晶発振回路の電圧一周波数特性は１次関数で近似できるので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度に対する電圧特性で実現できる。したがって、図１の実施形態において、（１５）式における右辺の項に相当する電圧を温度検出回路１の温度検出信号に基づいて、近似ｎ次関数発生装置２で発生させ、各次数の係数ａ０〜ａｎの固体間バラツキを夫々のｎ次成分発生部における可変利得増幅回路１１により利得調整を行い、微調整をし、微調整後の各電圧を加算回路で加算し、水晶振動子の温度に対する周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路の制御電圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御水晶発振回路３に供給することにより、これに含まれる水晶振動子の温度依存性を正確に補償することができる。
具体的には図１における近似ｎ次関数発生装置２と、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）３とを切り離した状態で恒温槽に格納し、この恒温槽の温度を、温度補償を行いたい範囲内の任意の温度ｔ１に設定する。恒温槽の温度が設定温度ｔ１に安定した状態で、電圧制御水晶発振器３の入力電圧ＶＣＩＮを変化させて出力信号の周波数が予め設定された周波数に一致する周波数となる入力電圧ＶＣＩＮ（ｔ１）を測定すると共に、近似ｎ次成分発生装置２の出力電圧ＶＣＯＵＴｎ（ｔ１）を各次数ごと個別に測定する。すなわち、他の次数成分の利得が零となるように設定し、１つの成分のみの出力が得られる状態にして厳密に測定する。よって、近似ｎ次関数発生装置２の出力電圧として、ｎ次〜３次及び１次と０次のデータをとることになる。
以上の測定処理を恒温槽の設定温度を順次異なる温度にしながら複数回以上繰り返すことにより、各設定温度（ｔ１〜ｔｍ）での電圧制御水晶発振器３の入力電圧ＶＣＩＮ（ｔ１）〜ＶＣＩＮ（ｔｍ）を測定すると共に、近似ｎ次関数発生装置２の出力電圧ＶＣＯＵＴ１（ｔ１）〜ＶＣＯＵＴ（ｔｍ）を測定する。
次いで、近似ｎ次関数発生装置２の出力電圧ＶＣＯＵＴｎ（ｔ１）〜ＶＣＯＵＴｎ（ｔｍ）から夫々０次成分ＶＣＯＵＴ０（ｔ１）〜ＶＣＯＵＴ０（ｔｍ）を差し引いたものを下記（１６）式のように温度の関数に近似する。何故ならば、近似ｎ次関数発生装置２の出力電圧ＶＣＯＵＴｎには、０次成分発生部で発生される０次成分ＶＣＯＵＴ０が含まれてしまうので、この０次成分（オフセット）を引くことで、より正しいｎ次成分ＶＣＯＵＴｎが得られ、より高精度の調整が可能になる。この時、近似する関数には制約がなく、データに合わせて任意に決定することができる。また、各次数のデータを個別にとることで、調整のための情報が増え高精度の調整が可能になる。
2004025824.tif 000025
この後、各々の温度で、下記（１７）式に示す関数ＶＣＯＵＴ（ｔ）が、測定した入力電圧ＶＣＩＮ（ｔ１）〜ＶＣＩＮ（ｔｍ）と一致するように係数αｎ〜α０及びΔｔを調整することにより、温度補償を行う。
2004025824.tif 000026
具体的には、ｎ次成分発生部に設けた可変利得増幅回路１１により係数αｎを得るような利得調整を行い、０次成分は加算回路のところで係数α０を得るような定電圧値を加算することで調整する。補正値Δｔに関しては、温度検出回路１のオフセットを調節することで調整する。
制御水晶発振器３の入力電圧ＶＣＩＮ及び温度補償回路出力電圧即ち近似ｎ次関数発生装置２の各次数の出力電圧ＶＣＯＵＴｎ〜ＶＣ０ＯＵＴ０を夫々測定し、これらの測定結果に基づいて近似ｎ次関数発生装置２を調整することにより、一度の温度スイープ作業により、高精度の温度補償を行うことができる。
以上から分かるように、前述した（５）式のような記述を用いると、その関数の出力電圧を発生する近似ｎ次関数発生装置を実現しやすく、例えば水晶発振器の温度補償回路として用いる場合にも上記の構成は調整が容易である。また、夫々の次数成分発生装置は、奇関数、偶関数共に、上記の構成にて精度良く設計することが可能である。また、上記の調整方法を用いることで、これまでに知られている近似３次関数発生装置ばかりか、ｎ≧４における近似ｎ次関数発生装置２においてもより精度良く調整することができる。
同様に、図２に示す近似５次関数発生装置２Ａを適用した温度補償水晶発振回路でも上記と同様の調整方法を行うことで、近似５次関数に特化した温度補償水晶発振回路で高精度の温度補償を行うことができる。
さらに、図３に示す近似４次関数発生装置２Ｂを適用した温度補償水晶発振回路でも上記と同様の調整方法を行うことで、近似４次関数に特化した温度補償水晶発振回路で高精度の温度補償を行うことができる。
なお、上記各実施形態においては、近似ｎ次関数発生回路で、ＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタ等の他の能動素子を適用してもよい。
また、上記各実施形態においては、グランド基準である場合について説明したが、これに限定されるものでなはく、ＶＤＤ基準とすることも可能である。
さらに、各次数成分発生回路からの出力を電流出力とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電圧出力とすることももちろん可能である。
【産業上の利用の可能性】
上記ｎ次関数発生装置を採用することにより、高精度のｎ次関数を発生させることができ、このｎ次関数発生装置を温度補償水晶発振回路に適用することにより、高精度の温度補償を行うことができる。
また、上記温度補償調整方法を採用することにより、高精度の温度補償が可能となると共に、各次数を個別に測定することにより、詳しく正確なデータの取得が可能となり、実際のデータを基にすることで、各次数成分以外のエラーなども考慮して、より最適な係数の算出が可能となり、さらに一度の温度スイープによってこれまで知られている近似３次関数発生部ばかりか、ｎ≧４における近似ｎ次関数発生部においても、温度補償の調整を精度よく行うことができる。
【図１】
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【図２】
2004025824.tif 000029
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004025824.tif 000036
【図１０】
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【図１１】
2004025824.tif 000038
【図１２】
2004025824.tif 000039
【図１３】
2004025824.tif 000040
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
2004025824.tif 000048
【国際調査報告】
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