(57)【要約】この発明では、ＣＰＵは、所定期間の演算周期毎に、電動機を駆動する周波数指令値と前記電動機の状態量とに基づき出力電圧指令を演算する際に、演算周期を短縮するのではなく、一定の条件下にその演算周期において、振幅は同一で位相のみ進んだ複数の出力電圧指令値を演算する。ＡＳＩＣは、ＣＰＵから受け取った複数の出力電圧指令値を時系列の順に三角波信号上に反映して比較し、ＰＷＭ信号をスイッチング回路に出力する。その結果、出力周波数の高低を問わず、出力電圧の波形を従来よりも一層正弦波に近づけることができ、かつＣＰＵの処理負荷を軽減することができるインバータ装置を得ることができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
各演算周期において、電動機を駆動する周波数指令値と前記電動機の状態量とに基づき出力電圧指令を演算する出力電圧演算手段と、
前記出力電圧演算手段が出力する出力電圧指令値に応じたＰＷＭ信号を出力するＰＷＭパターン発生手段と、
直流電圧を前記ＰＷＭパターン発生手段が出力するＰＷＭ信号に応じてスイッチングし所定周波数の交流電圧を前記誘動機に供給するスイッチング手段と
を備えたインバータ装置において、
前記出力電圧演算手段は、
各演算周期において、一定の条件下に振幅は同一で位相のみ進んだ複数の出力電圧指令値を演算する機能
を備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭパターン発生手段は、
前記出力電圧演算手段が出力する複数の出力電圧指令値をそれぞれ一時的に格納する手段と、格納した前記複数の出力電圧指令値を時系列の順に三角波信号上に反映する手段と、前記反映の結果に基づき前記ＰＷＭ信号を出力する手段とを備える半導体集積回路である
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記出力電圧演算手段は、
位相変化量が所定値を越えるときは、前記複数の出力電圧指令値を演算し、位相変化量が所定値を越えないときは、一つの出力電圧指令値を演算する
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記出力電圧演算手段は、
前記複数の出力電圧指令値を演算する際に、前記周波数指令値が所定値よりも大きい場合は、小さい場合よりもより多くの出力電圧指令値を演算する
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記出力電圧演算手段は、
前記周波数指令値が所定値よりも大きい場合は、前記複数の出力電圧指令値を演算し、小さい場合は、一つの出力電圧指令値を演算する
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  この発明は、任意の周波数で電動機を駆動するインバータ装置に関するものである。
【背景技術】  誘導電動機や同期電動機などの電動機を駆動するインバータ装置は、一般に、電動機を駆動するために入力される周波数指令値と検出された前記電動機の状態量とに基づき出力電圧指令を演算周期毎に演算する出力電圧演算手段と、前記出力電圧演算手段が出力する出力電圧指令値と三角波信号との比較に基づきＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力するＰＷＭパターン発生手段と、直流電圧を前記ＰＷＭパターン発生手段が出力するＰＷＭ信号に応じてスイッチングし所定周波数の交流電圧を前記電動機に供給するスイッチング手段とを備えているが、スイッチング手段が出力する交流電圧の波形が階段状となることから、電流リップルの低減等を目的として、出力電圧の波形をできるだけ正弦波に近づける工夫が種々提案されている。
例えば、特許文献１では、ある１演算周期にて計算した出力電圧指令値Ｖ１と次の１演算周期にて計算した出力電圧指令値Ｖ２との差分ΔＶを１演算周期中に存在する三角波信号の頂点個数Ｎで分割し、各出力電圧指令値をその演算周期中に存在する三角波信号の頂点毎に振幅値をΔＶ／Ｎずつ直線補完して変化させていくことによって、出力電圧指令値を階段状から直線状に変化するようにして滑らかな出力電圧を得る技術が開示されている。
なお、上記した特許文献１は、以下の通りである。
【特許文献１】特開平６−２２５５６号公報
しかしながら、上記特許文献１に記載の技術では、１演算周期内では電圧変化の方向を示す符号は、固定されてしまうので、第１図に示すように、１演算周期内の途中で電圧変化方向が逆向きになる場合にそのような変化を示す出力電圧指令値を求めることができない。第１図を参照して具体的に説明する。第１図は、実際に出力したい出力電圧指令の変化波形と実際に出力される出力電圧指令の変化波形とを比較して示す図である。
第１図（１）では、１演算周期内において、実際に出力したい出力電圧指令の変化波形１が三角波信号２と関連づけて示されている。第１図（２）では、１演算周期内において、実際に出力される出力電圧指令の変化波形３が三角波信号２と関連づけて示されている。第１図に示すように、１演算周期内の出力電圧指令の振幅値は、三角波信号２の頂点毎にΔＶ／Ｎずつ変化している。
ここで、１演算周期内に正弦波の頂点（例えば正極側の最大値点）が存在する場合は、第１図（１）に示すように、実際に出力したい出力電圧指令の変化波形１は、１演算周期内において上り階段の後に下り階段部分４が繋がる階段波形となる。これに対し、上記特許文献１に記載の技術では、１演算周期内においては電圧変化方向が一方向であるので、第１図（２）に示すように、実際に出力される出力電圧指令の変化波形２は、上り階段のみであり、第１図（１）に示す実際に出力したい出力電圧指令の変化波形１における下り階段部分４に対応する領域５でも上り階段の波形となってしまう。
これを回避するためには、第１図（１）の下り階段部分４が次の演算周期に含まれるように破線で区切った区間を一つ分縮める、つまり演算周期を短くする、または、正弦波の位相を全体に右にずらす処理を行って、演算周期と正弦波の位相とを合わせる必要がある。これを実現するには、前者の場合は、出力電圧指令を演算するＣＰＵをグレードアップする必要がありコストアップになる。また、後者の場合は、処理負荷が増大する。
また、第２図は、出力電圧波形と正弦波波形とを比較して示す図である。第２図では、正弦波７の１／４周期を１演算周期とした場合の出力電圧８の波形が示されている。第２図に示すように、各演算周期間における電圧を直線補完によって求めているので、出力電圧８は、各演算周期間で直線的に変化する電圧として出力される。このとき、出力周波数が低い場合は、正弦波の周期に対して演算周期は十分に短くなるので、正弦波を細かく分割することができ、直線補完でも正弦波からのずれは少ないが、出力周波数が高い場合は、相対的に演算周期が長くなるので、従来技術では、正弦波の微妙な曲線を近似することが困難となり、正弦波からのずれが顕著になる。
この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、出力周波数の高低を問わず、出力電圧の波形を従来よりも一層正弦波に近づけることができ、かつ出力電圧指令を演算するＣＰＵの処理負荷を軽減することができるインバータ装置を得ることを目的とする。
【発明の開示】
この発明では、各演算周期において、電動機を駆動する周波数指令値と前記電動機の状態量とに基づき出力電圧指令を演算する出力電圧演算手段と、前記出力電圧演算手段が出力する出力電圧指令値に応じたＰＷＭ信号を出力するＰＷＭパターン発生手段と、直流電圧を前記ＰＷＭパターン発生手段が出力するＰＷＭ信号に応じてスイッチングし所定周波数の交流電圧を前記誘動機に供給するスイッチング手段とを備えたインバータ装置において、前記出力電圧演算手段は、各演算周期において、一定の条件下に振幅は同一で位相のみ進んだ複数の出力電圧指令値を演算する機能を備えることを特徴とする。
この発明によれば、演算周期内において位相のみ進めた出力電圧指令値を複数回更新するので、出力電圧基本波周期内に演算周期の数が少ない場合でも、より正弦波に近い波形を持つ出力電圧を得ることができる。したがって、電流リップルが従来よりも減少し、トルクリップル減少や効率アップが図れることになる。また、出力電圧指令を演算するＣＰＵは、位相のみ進めた出力電圧指令値を複数個演算する機能を追加するだけで済み、ＣＰＵの処理負荷を軽減することができ、高価なＣＰＵを使用しないで済む。
【図面の簡単な説明】  第１図は実際に出力したい出力電圧指令の変化波形と実際に出力される出力電圧指令の変化波形とを比較して示す図であり、第２図は出力電圧波形と正弦波波形とを比較して示す図であり、第３図はこの発明の一実施の形態であるインバータ装置の構成を示すブロック図であり、第４図は第３図に示す出力電圧演算部の動作を説明するフローチャートであり、第５図は第３図に示す出力電圧演算部において１演算周期内で複数の出力電圧指令を生成する具体的な動作例を説明するタイムチャートであり、第６図は第３図に示すＰＷＭパターン発生部（ＡＳＩＣ）の動作を説明するタイムチャートであり、第７図は第３図に示すインバータ装置にて得られる出力電圧を従来技術によるものと比較して示す波形図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下に添付図面を参照して、この発明にかかるインバータ装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
第３図は、この発明の一実施の形態であるインバータ装置の構成を示すブロック図である。第３図に示すインバータ装置は、出力電圧演算部１０と、出力電圧演算部１０の出力を受けるＰＷＭパターン発生部１１と、ＰＷＭパターン発生部１１の出力を受けるスイッチング回路１２とを備え、スイッチング回路１２には電動機（誘導電動機または同期電動機）１３が接続されている。電動機１３は、三相電動機が例示されている。
出力電圧演算部１０は、各種のデータを作成する演算部（以降「ＣＰＵ」という）１４とその作成したデータをＰＷＭパターン発生部１１に送るインタフェースであるデータ送信部１５とを備えている。
ＣＰＵ１４には、外部から、電動機１３を駆動するための周波数指令１６が入力され、また電動機１３の状態量１７が入力される。状態量１７としては、電動機１３が誘導機である場合は、電流値がメインであるが、電動機１３が同期機である場合は、さらに速度値が加わる。電流値は、電流検出器（変流器や抵抗器など）を電線に取り付けて検出する。また、速度値はエンコーダを回転軸に取り付けて検出する。なお、この明細書では、電動機１３は、誘導機とし、状態量１７は、電流値であるとしている。
ＣＰＵ１４は、検出された電動機１３の状態量１７を演算周期毎に取り込み、それに基づき出力電圧指令（電圧データ）を演算する。また、ＣＰＵ１４は、周波数指令１６に基づきＰＷＭ信号を得る搬送波となる三角波信号の周期を与える三角波振幅データや反映の間隔を規定する三角波信号の頂点個数を与える反映タイミングデータ等を作成する。
このとき、ＣＰＵ１４は、出力電圧指令を演算する際に、一定の条件下に、その演算周期において振幅は同一で位相のみ進んだ複数の出力電圧指令値を演算するようになっている。この実施の形態では、複数の出力電圧指令値として、３つの出力電圧指令値を求めるとしている。
その結果、データ送信部１５からＰＷＭパターン発生部１１に対し、作成されたデータ（電圧データ、三角波振幅データ、反映タイミングデータ等）が送られる。また、演算周期と反映タイミングとの同期を取るための同期信号が送られる。
ＰＷＭパターン発生部１１は、専用の半導体集積回路であるＡＳＩＣによって実現されている。ＡＳＩＣ１１は、インタフェースであるデータ受信部２１と、バッファＡ２２，バッファＢ２３およびバッファＣ２４と、反映タイミングレジスタ２５と、三角波カウンタ２６と、比較部２８とを備えている。
データ受信部２１は、ＣＰＵ１４にて作成されたデータ（電圧データ、三角波振幅データ、反映タイミングデータ等）を取り込み、電圧データはバッファＡ２２，バッファＢ２３およびバッファＣ２４にそれぞれ出力し、一時保持させる。このとき、電圧データが一つの場合は、その一つの電圧データを３つのバッファＡ２２，バッファＢ２３およびバッファＣ２４にそれぞれ出力するが、３つの場合は、その３つの電圧データを時系列の順に３つのバッファＡ２２，バッファＢ２３およびバッファＣ２４にそれぞれ出力する。
また、データ受信部２１は、取り込んだ反映タイミングデータを反映タイミングレジスタ２５に出力し、三角波振幅データは三角波カウンタ２６に出力する。反映タイミングレジスタ２５が保持する反映タイミングデータは、電圧レジスタ２７が使用する。三角波カウンタ２６は、三角波振幅データに従ってカウンタをアップダウンし、三角波を生成して比較部２８に与える。
電圧レジスタ２７は、同期信号と反映タイミングデータとに基づきバッファＡ２２，バッファＢ２３およびバッファＣ２４の保持データを時系列の順に取り込み、それぞれ一定期間（三角波信号の頂点の所定個数分の期間）保持して比較部２８に与える。
比較部２８は、電圧レジスタ２７の値と三角波カウンタ２６の値とを比較し、パルス幅が変化するパルス信号であるＰＷＭ指令をスイッチング回路１２に出力する。
スイッチング回路１２は、３つの上アームスイッチング素子と３つの下アームスイッチング素子とがＰＷＭパターン発生部（ＡＳＩＣ）１１が出力するＰＷＭ指令に応じて互いに重複しないようにオン・オフ動作を行って＋Ｖの直流電圧から所定周波数の三相交流電圧を生成し、電動機１３に供給する。
次に、第３図〜第７図を参照して、この実施の形態によるインバータ装置の動作について説明する。まず、第４図を参照して、出力電圧演算部での全般的な演算動作を説明する。第４図は、第３図に示す出力電圧演算部の動作を説明するフローチャートである。
第４図において、ＣＰＵ１４は、入力される周波数指令１６に基づきＰＷＭ信号の搬送波である三角波信号の周波数を決定し、三角波振幅データを作成する（ステップＳＴ１）。そして、所定期間ΔＴの演算周期毎に、ステップＳＴ２〜ステップＳＴ１２の処理を実行して三相交流の出力電圧指令値Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を求める。
すなわち、ＣＰＵ１４は、電動機の状態量１７である電流値を検出し（ステップＳＴ２）、電流座標をｄ軸−ｑ軸を直交２軸とする回転直交座標系に変換する（ステップＳＴ３）。そして、回転座標から当該演算周期の正弦波における位相θを求める（ステップＳＴ４）。ここで、この実施の形態では、期間ΔＴの１演算周期での位相θを３分割し、最初の期間ΔＴ／３における位相（以降「前置位相」という）θ１と、２番目の期間ΔＴ／３における位相（以降「中心位相」という）θ２と、３番目の期間ΔＴ／３における位相（以降「後置位相」という）θ３とのそれぞれにおいて出力電圧指令値を求めるので（第５図参照）、このステップＳＴ４では、中心位相θ２を求めることになる。
ついで、直流分として電圧Ｖｄと電圧Ｖｑを求め（ステップＳＴ５）、位相に変化があるか否かを判断する（ステップＳＴ６）。一般に、角周波数ωで回転する正弦波の時間ｔにおける振幅値は、振幅Ａと角周波数ω及び時間ｔによりＡｓｉｎωｔと表わされ、その時の位相θはωｔである。時間ｔは演算周期の期間ΔＴの積分であるので、位相θはθ＝ωΣΔＴとなる。そして、演算周期間の位相変化量Δθは、Δθ＝ωΔＴであるので、このステップＳＴ６では、出力電圧の角周波数ωを監視することで、判断することができ、当該演算周期が正弦波のどの位相にあるかを判断することができる。なお、位相θは、位相変化量Δθの積分であり、θ＝ΣΔθとなる。
そこで、例えば、位相変化量が所定値以下であれば、位相変化無しと判断する（ステップＳＴ６：Ｎｏ）。この場合は、θ２＝θ１＝θ３となるので、電圧座標変換によって中心位相θ２における電圧Ｖ２を求め（ステップＳＴ７）、残りの前置位相θ１における電圧Ｖ１と後置位相θ３における電圧Ｖ３とは、演算することなく共に電圧Ｖ２と等値に設定し（ステップＳＴ８）、それを当該演算周期における出力電圧指令値Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）とする。以上のステップＳＴ１〜ステップＳＴ４，ステップＳＴ７，ステップＳＴ８の手順は、従来行われている手順である。
但し、従来では、１演算周期内の位相を分割する考えはないので、ステップＳＴ４では、当該演算周期の位相θを求めている。また、ステップＳＴ８は、この実施の形態では１演算周期内の位相を分割するようにしたために生じた新たな手順である。したがって、この実施の形態において、１演算周期において従来と同様に一つの出力電圧指令を演算する場合に追加される処理は、ステップＳＴ８の手順であり、処理の増加量は極めて少ない。
一方、位相変化量が所定値を越える場合は位相変化有りと判断し（ステップＳＴ６：Ｙｅｓ）、前置位相θ１と後置位相θ３とをそれぞれ求め（ステップＳＴ９）、電圧座標変換によって、前置位相θ１における出力電圧指令値Ｖ１（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）と、中心位相θ２における出力電圧指令値Ｖ２（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）と、後置位相θ３における出力電圧指令値Ｖ３（Ｖｕ３，Ｖｖ３，Ｖｗ３）とをそれぞれ求める（ステップＳＴ１０〜ステップＳＴ１２）。
次に、第５図を参照して、ステップＳＴ４，ステップＳＴ９〜ステップＳＴ１２の動作について説明する。第５図は、第３図に示す出力電圧演算部において１演算周期内で複数の出力電圧指令を生成する具体的な動作例を説明するタイムチャートである。第５図において、縦軸は位相θであり、横軸は時間ｔである。
第５図では、正弦波の正極性の半周期における前半周期において、ある角度で右上がりに直線状に上昇するアナログ位相θａｎａに対し、連続する２つの演算周期３１，３２が示されている。共に、演算周期の期間はΔＴである。
演算周期３１では、位相が、最初の期間ΔＴ／３における前置位相θ１１と、２番目の期間ΔＴ／３における中心位相θ１２と、３番目の期間ΔＴ／３における後置位相θ１３とがこの順に変化する。また、演算周期３２では、位相が、最初の期間ΔＴ／３における前置位相θ２１と、２番目の期間ΔＴ／３における中心位相θ２２と、３番目の期間ΔＴ／３における後置位相θ２３とがこの順に変化する。
そして、演算周期３１と演算周期３２のそれぞれにおいて、中心位相θ２に対する前置位相θ１および後置位相θ３の変化量は、共に等しくΔθ／３である。また、演算周期３１と演算周期３２との間での位相変化量（進み位相分）Δθは、中心位相θ１２と中心位相θ２２との差分として与えられ、上記のように、Δθ＝ωΔＴである。
演算周期３２を例に挙げて説明する。従来では、第４図のステップＳＴ４で求める位相θは、上記の中心位相θ２２であり、それが１演算周期全体の位相であったが、この実施の形態では、その位相θを３分割して計算する。つまり、まず、第４図のステップＳＴ４にて中心位相θ２２を従来の手法によって求め、第４図のステップＳＴ９にてこの中心位相θ２２を中心に、−ΔＴ／３のときの前置位相θ２１と、＋ΔＴ／３のときの後置位相θ２３とを求めることで位相を３回分求める。
位相の進み分Δθは、前述のように、角周波数と演算周期の期間との積ωΔＴで求められるので、演算周期中に出力周波数が変化しないとすると、第４図のステップＳＴ９では、前置位相θ２１と後置位相θ２３を、
θ２１＝θ２２−ωΔＴ／３＝θ２２−Δθ／３
θ２３＝θ２２＋ωΔＴ／３＝θ２２＋Δθ／３
と計算することができる。
第４図のステップＳＴ１０〜ステップ１２では、以上のようにして求めた３つの位相を用いて期間ΔＴの１演算周期において対応する３つの出力電圧指令値をそれぞれ計算する。これによって、インバータの出力電圧を期間ΔＴの１演算周期における位相だけをΔＴ／３の期間ずつ変化させることが可能となる。
次に、第６図は、第３図に示すＰＷＭパターン発生部（ＡＳＩＣ）の動作を説明するタイムチャートである。第６図では、ＣＰＵ１４がＡＳＩＣ１１に対し、第５図に示す演算周期３１にて、同期信号４１と、３つの電圧データＶ１１，Ｖ１２，Ｖ１３およびそれぞれに対する期間Δｔの反映タイミング４２，４３，４４と、三角波信号４５のデータとを送信する場合のＡＳＩＣ１１における各部の動作が示されている。
ＣＰＵ１４は、期間ΔＴの演算周期３１にて、電圧データＶ１１，Ｖ１２，Ｖ１３の計算処理が終了すると、直ちに送信処理を行い、電圧データＶ１１，Ｖ１２，Ｖ１３を他のデータと共に速やかにＡＳＩＣ１１に送信し、ＡＳＩＣ１１のバッファに格納させる。その後に同期信号４１が送信される。
したがって、第６図に示すように、ＡＳＩＣ１１では、期間ΔＴの演算周期３１において、まず、バッファＡ２２には電圧データＶ１１が格納され、バッファＢ２３には電圧データＶ１２が格納され、バッファＣ２３には電圧データＶ１３が格納される。
そして、電圧レジスタ２７では、同期信号４１に応答してバッファＡ２２内の電圧データＶ１１を取り込み、反映タイミング４２の期間Δｔ内保持出力する。その反映タイミング４２の期間Δｔが経過すると、バッファＢ２３内の電圧データＶ１２を取り込み、反映タイミング４３の期間Δｔ内保持出力する。同様に、その反映タイミング４３の期間Δｔが経過すると、バッファＣ２４内の電圧データＶ１３を取り込み、反映タイミング４４の期間Δｔ内保持出力する。
比較部２８では、反映タイミング４２，４３，４４の各期間Δｔにおいて、電圧データＶ１１，Ｖ１２，Ｖ１３をそれぞれ三角波カウンタ２６の出力である三角波信号４５に反映して比較し、ＰＷＭ信号４６をスイッチング回路１３に出力する。ここで、反映タイミング４２，４３，４４の期間Δｔは、三角波信号４５の頂点が所定個数（第６図の例では３個）分経過する期間であり、その期間の始点と終点は、三角波信号４５の頂点と同期するようになっている。
このように、ＣＰＵ１４が１演算周期の期間ΔＴ内に演算した３つの出力電圧指令値は、ＡＳＩＣ１１において、ＣＰＵ１４が指定したタイミングで自動的に反映され、ＰＷＭ信号が生成される。ＣＰＵ１４は、反映タイミングを指定するだけであり、反映処理を行わないので、処理負荷が軽減される。
第７図は、第３図に示すインバータ装置にて得られる出力電圧を従来技術によるものと比較して示す波形図である。第７図（１）は、従来技術によって得られる出力電圧の波形を示す。第７図（２）は、この実施の形態によって得られる出力電圧の波形を示す。
第４図での動作説明にて明らかにしたように、従来では、各演算周期（期間ΔＴ）において一つの出力電圧指令値を求めるので、出力周波数が高くなり相対的に演算周期が長くなる場合は、第７図（１）に示すように、出力電圧の波形は、段差が目立つ階段状波形となる。
これに対し、この実施の形態では、第７図（２）に示すように、位相変化量が例えば所定値を越える演算周期（期間ΔＴ）では、位相のみを３分割して、期間ΔＴ／３毎に、Ｖ１（θ１），Ｖ２（θ３），Ｖ３（θ３）と小刻みに３つの出力電圧指令値を求め、それぞれについてＰＷＭ信号を発生するので、出力周波数が高くなり相対的に演算周期が長くなる場合でも、階段状波形の段差を小さくすることができ、より滑らかな正弦波に近づけることができる。
なお、説明の便宜から、位相を３分割して３つの出力電圧指令を求める場合を示したが、この１演算周期当たりの反映可能は出力電圧指令の個数は、ＣＰＵ１４の処理能力やＡＳＩＣ１１のメモリ規模に応じて適宜に選択でき、必要に応じて任意に変更できることは言うまでもない。
このように、この実施の形態によれば、演算周期内において位相のみ進めた出力電圧指令値を複数回更新するので、出力電圧基本波周期内に演算周期の数が少ない場合でもより正弦波に近い波形を持つ出力電圧を得ることができる。したがって、電流リップルが従来よりも減少し、トルクリップル減少や効率アップが図れることになる。
また、出力電圧指令を演算するＣＰＵは、位相のみを進めた出力電圧指令値を複数個演算する機能を追加するだけで済むので、演算量の増加は比較的少なくて済む。加えて、出力電圧指令値を複数回更新する動作はＣＰＵの処理を介さずに半導体集積回路であるＡＳＩＣが行うので、この点からもＣＰＵの処理負荷を軽減することができ、演算周期を短縮しない点も相俟って高価なＣＰＵを使用しないで済む。
ここで、以上の説明は、位相変化量が所定値を越える演算周期においてその位相を複数に分割する場合を示したが、出力電圧の周期が演算周期に対して十分に大きい場合、つまり、出力周波数が低い場合は、出力電圧の基本波１周期内に多数の演算周期が入り、複数の出力電圧指令値が演算されるので、演算周期の１周期内で複数の位相を進ませた電圧を出力しなくても十分正弦波に近い波形が得られる。
そこで、第４図におけるステップＳＴ６において、位相の変化を判断するのではなく、電動機を駆動するために入力される周波数指令値が所定値よりも小さいか大きいかを判断し、周波数指令値が所定値よりも大きい場合は、小さい場合よりもより多くの出力電圧指令値を演算する。または、周波数指令値が所定値よりも大きい場合は、複数の出力電圧指令値を演算し、小さい場合は、従来と同様に一つの出力電圧指令値を演算するようにしてもよい。
後者の例としては、例えば、演算周期が５００μ秒で、出力電圧１周期中に電圧変化が１８個得られれば十分であれば、１／（５００μ×１８）＝１１１．１１Ｈｚ以下の出力周波数領域では、ステップＳＴ６では、位相の複数分割を実施しないように否定（Ｎｏ）の処理を行う。そして、それ以上の出力周波数領域の場合には、出力電圧の基本波１周期内に入る演算周期が少なくなるので、電圧の更新を早めるべく、位相の複数分割計算を行うように肯定（Ｙｅｓ）の処理を行い、演算周期内での出力電圧指令出力回数を多くする。
これによれば、低速域での計算負荷を減少させることができる。また、出力周波数が低い場合にのみ行う演算時間、例えばスイッチング回路の上下アーム短絡防止時間等による出力電圧の誤差補正等の演算時間を確保することができる。
なお、この実施の形態では、ＣＰＵとＡＳＩＣとの間でやりとりするデータに三角波信号の頂点個数を示す反映タイミングデータを含め、出力電圧指令の更新タイミングがその都度設定でき、自動更新の有無や演算周期の切替が発生する場合でも対応できるようにした構成を示したが、この発明は、これに限定されるものではなく、各種の変形態様が可能である。
例えば、（１）演算周期が固定であるために自動反映のタイミングが固定となる場合は、ＡＳＩＣのポート設定等によって値をハードウェア的に設定することでもよい。（２）また、ＡＳＩＣは、ユーザが三角波信号の周期を変更できるようにするため、ＣＰＵから三角波信号の周期を受け取るようにしたが、三角波信号の周期が固定であれば、ＣＰＵから三角波信号の周期を受け取る必要がない。したがって、ＣＰＵも三角波信号の周期を求める必要がなくなる。（３）また、出力電圧指令の三角波信号への反映タイミングを三角波信号の頂点個数で制御する場合を示したが、反映タイミングを時間ベースで設定するようにしてもよい。（４）さらに、タイミング信号に関しては、三角波信号の頂点とＣＰＵの演算タイミングとの同期を取るために同期信号を用いたが、その同期を取る必要のない実現方法もあり得る。
【産業上の利用可能性】  この発明は、電動機を駆動する任意周波数の交流電圧を一層正弦波に近づけた波形で得る、つまり電流リップルが少なくトルクリップルを少なくすることができる交流電圧を得るインバータ装置として好適である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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