(57)【要約】送信系により得られたＭ個の信号をそれぞれＮ個ずつ複製することによりＭ×Ｎ個のチャネル信号を形成するスイッチ１２５と、このＭ×Ｎ個のチャネル信号それぞれに対して、送受信アンテナの配置に応じた有相関瞬時変動及び短区間変動を与えるチャネル処理部１２６−１〜１２６ＭＮと、伝送路変動が与えられたＭ×Ｎ個のチャネル信号を選択的にＭ個ずつ合成することによりＮ個の信号を形成する選択合成部１２８を設けるようにした。
2004059876.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナから形成されるＭ×Ｎチャネル伝送路をシミュレートする伝送路シミュレート方法であって、
送受信アンテナの配置情報を用いて、前記Ｍ×Ｎチャネル伝送路それぞれにおける伝送路変動を形成する伝送路変動形成ステップと、
このＭ×Ｎチャネル分の伝送路変動をＭ×Ｎチャネルの信号にそれぞれに与える伝送路変動付与ステップと、を含む伝送路シミュレート方法。
【請求項２】
前記伝送路変動形成ステップでは、前記送受信アンテナの配置情報を用いて、アンテナ配置に起因する各伝送路での遅延と位相変化を求め、各チャネル伝送路間でこの遅延と位相変化が異なる伝送路変動を形成する、請求項１に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項３】
前記伝送路変動形成ステップでは、前記伝送路変動として各チャネル伝送路に関する短区間変動を形成するにあたって、各チャネルの送受信アンテナの位置関係の情報と、各パスの放射方向及び到来方向の情報とを用いて、予め設定又は用意された基準チャネルの各パスと各チャネルの各パスとの経路差を求め、各チャネルの各パスの信号に、基準チャネルの各パスの短区間変動に対してこの経路差分だけ異なる位相差を生じさせるような短区間変動を形成することで、前記Ｍ×Ｎチャネル分についての短区間変動を形成する、請求項２に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項４】
前記伝送路変動形成ステップでは、前記伝送路変動として各チャネル伝送路に関する瞬時変動を形成するにあたって、基準チャネルとそれ以外の１チャネル分それぞれの帯域制限したガウス雑音を発生し、これら２つの帯域制限したガウス雑音を少なくともアンテナ配置情報をパラメータとする有相関フィルタ特性で重付け加算することで、基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成する、といった処理をＭ×Ｎチャネル分だけ実行することにより、Ｍ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成する、請求項１に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項５】
前記伝送路変動形成ステップは、
各チャネル間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生するステップと、
入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論空間相関値とから（ＭＮ×ＭＮ）相関行列を求めるステップと、
互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求めるステップと、
前記各チャネルで対応するパスの瞬時変動毎に前記変換行列を用いた行列演算処理をパス数回分施すことにより、チャネル間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を求めるステップと、
を含む請求項１に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項６】
前記伝送路変動形成ステップは、
各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生するステップと、
入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論時空間相関値とから（ＭＮ・パス数×ＭＮ・パス数）相関行列を求めるステップと、
互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求めるステップと、
前記（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を求めるステップと、
を含む請求項１に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項７】
前記変換行列を求めるステップでは、前記変換行列を固有値変換により求める、請求項５又は請求項６に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項８】
前記変換行列を求めるステップでは、前記変換行列をコレスキー分解により求める、請求項５又は請求項６に記載の伝送路シミュレート方法。
【請求項９】
Ｍ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナを用いるＭ×Ｎチャネル伝送方式を用いた無線機器の伝送路特性をシミュレートする伝送路シミュレータであって、
無線機器の送信系により得られたＭ個の信号を入力する入力手段と、
前記Ｍ個の信号をそれぞれＮ個ずつ複製することにより、Ｍ×Ｎ個のチャネル信号を形成する信号複製手段と、
前記Ｍ×Ｎ個のチャネル信号それぞれに対して、送受信アンテナの配置に応じた伝送路変動を与えるチャネル処理手段と、
伝送路変動が与えられたＭ×Ｎ個のチャネル信号を選択的にＭ個ずつ合成することにより、Ｎ個の信号を形成する合成手段と
を具備する伝送路シミュレータ。
【請求項１０】
前記チャネル処理手段は、各チャネルの信号について送受信アンテナの配置に応じた遅延を有する各パスの信号を形成するパス形成手段と、各チャネルの各パスに与える短区間変動の複素利得を形成する短区間複素インパルス応答発生手段と、各チャネルの各パスの信号に対して短区間変動を付加する短区間変動付加手段と、を具備し、前記短区間複素インパルス応答発生手段は、各チャネルの送受信アンテナの位置関係の情報と、各パスの放射方向及び到来方向の情報とを用いて、基準チャネルの各パスと各チャネルの各パスとの経路差を求め、前記パス形成手段により形成された各チャネルの各パスの信号に、予め設定又は用意された基準チャネルの各パスの短区間変動に対してこの経路差分だけ異なる位相差を生じさせるような短区間変動を発生する、請求項９に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１１】
前記チャネル処理手段は、各チャネルの信号について送受信アンテナの配置に応じた遅延を有する各パスの信号を形成するパス形成手段と、各チャネルの各パスに与える有相関瞬時変動を発生する有相関ガウス雑音発生手段と、各チャネルの各パスの信号に対して有相関瞬時変動を付加する有相関瞬時変動付加手段と、を具備する請求項９に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１２】
前記有相関ガウス雑音発生手段は、基準チャネルとそれ以外の１チャネル分それぞれの帯域制限したガウス雑音を発生し、これら２つの帯域制限したガウス雑音を少なくともアンテナ配置情報をパラメータとする有相関フィルタ特性で重付け加算することで、基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成する、といった処理をＭ×Ｎチャネル分だけ実行することにより、Ｍ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成する、請求項１１に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１３】
さらに、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論空間相関値とから相関行列を求めた後、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求める変換行列算出手段を具備し、
前記有相関ガウス雑音発生手段は、
各チャネル間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生する瞬時変動発生手段と、
前記複数の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理をパス数回分施すことにより、チャネル間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を発生する行列演算手段と、
を具備する請求項１１に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１４】
さらに、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論時空間相関値とから相関行列を求めた後、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求める変換行列算出手段を具備し、
前記有相関ガウス雑音発生手段は、
各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生する瞬時変動発生手段と、
前記複数の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を発生する行列演算手段と、
を具備する請求項１１に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１５】
前記変換行列算出手段は、前記変換行列を固有値変換により求める、請求項１３又は請求項１４に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１６】
前記変換行列算出手段は、前記変換行列をコレスキー分解により求める、請求項１３又は請求項１４に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１７】
ディジタル回路により構成され、前記Ｍ×Ｎチャネルの各チャネルに対応するアナログ回路の性能のばらつきにより生じる各チャネルの信号のばらつきを模擬するアナログ調整手段を、さらに具備する請求項９に記載の伝送路シミュレータ。
【請求項１８】
無線機器の送信系のディジタルベースバンド処理部の出力信号を入力する入力インターフェースと、伝送路変動を与えた各パスの信号を加算したマルチパス信号の信号レベルがほぼ一定になるような利得制御を行う利得制御手段と、利得制御後のディジタルベースバンド信号を無線機器の受信系のディジタルベースバンド処理部に出力する出力インターフェースと、をさらに具備すると共に、前記チャネル処理手段において、Ｉ成分とＱ成分が等しい伝送路変動成分を与えるようにする、請求項９に記載の伝送路シミュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、マルチアンテナ通信における無線伝送路をシミュレートするための伝送路シミュレート方法及びマルチアンテナ通信における無線伝送路をシミュレートして無線機器の開発を促進するための伝送路シミュレータに関する。
【背景技術】  従来の携帯電話やその基地局、無線ＬＡＮのＭＴやそのＡＰを開発するにあたっては、開発装置の性能評価の環境として無線伝送路をシミュレートする装置、すなわち伝送路シミュレータが必要となる。
伝送路シミュレータを用いて、開発装置から送出される信号に模擬的にフェージングや受信機雑音を付加したときに得られる伝送特性と、理論値や計算機シミュレーション値とを比較することにより、開発装置が所望の動作をしているか否かを判定することができる。また走行実験コースの伝送路状態を再現することにより、実際の伝搬環境下で生じた開発装置の不具合を解析できるようになる。このように伝送路シミュレータを用いれば、開発装置の特性評価を室内で簡単に行うことができるようになる。
従来の伝送路シミュレータの構成例を、図１に示す。伝送路シミュレータ１０は、開発装置４０の送信系から出力される送信信号を制御装置３０からの設定パラメータに応じて構成されるマルチパス伝送路を通過させる。このとき各パスを通過する信号に、フェージングを模した振幅変動と位相変動（以下、これを伝送路変動と呼ぶ）を与えることにより、信号を各パスの利得で重み付け加算する。伝送路シミュレータ１０により伝送路変動が与えられた信号は、開発装置の受信系５０により受信復調され、復調後の信号が誤り率測定器７０に送出される。このように、伝送路シミュレータ１０にて様々な伝送路変動を与えたときの誤り率測定結果を観測することで、開発装置の送信系４０及び受信系５０の性能を評価することができる。
次に伝送路シミュレータ１０の具体的な構成について説明する。伝送路シミュレータ１０は、ディジタルベースバンド処理部（ディジタルＢＢ処理部）４１、アナログベースバンド処理部（アナログＢＢ処理部）４２及び無線回路４３からなる開発装置の送信系４０に接続されると共に、無線回路５３、アナログＢＢ処理部５２及びディジタルＢＢ処理部５１からなる開発装置の受信系５０に接続される。なお図１では、無線回路４３と１１、２０と５３間を接続している線以外は、Ｉチャネル（同相つまり複素数の実部）とＱチャネル（直交つまり複素数の虚部）からなる２本のベースバンド信号線である。
データ発生器６０により発生されたディジタルデータは、送信系４０のディジタルＢＢ処理部４１、アナログＢＢ処理部４２及び無線回路４３を介して伝送路シミュレータ１０に入力される。ここでディジタルＢＢ処理部４１は、開発装置の送信系４０がＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）送信装置であれば、ディジタル変調処理や拡散処理等を行う部分であり、ＯＦＤＭ送信装置であれば、ディジタル変調処理や逆フーリエ変換処理等を行う部分である。またアナログＢＢ処理部４２はディジタルアナログ変換回路であり、無線回路４３はアップコンバートや信号増幅等を行う部分である。
伝送路シミュレータ１０は、無線回路４３と逆の処理、すなわちダウンコンバート等の処理を行う無線回路１１及びアナログディジタル変換回路でなるアナログＢＢ処理部１２を有し、当該無線回路１１及びアナログＢＢ処理部１２により送信系４０からの信号をディジタルベースバンド信号に戻す。
ディジタルベースバンド信号は、シフトレジスタ１４及びセレクタ１５からなるマルチパス信号生成部１３に入力され、当該マルチパス信号生成部１３によってマルチパス信号とされる。具体的には、シフトレジスタ１４は入力されたディジタルベースバンド信号を、パスの最大遅延時間をアナログＢＢ処理部１２のサンプリング周期で除算した時間ずつシフトさせる。
セレクタ１５はシフトレジスタ１４の各シフト段から出力される信号の中からパス数分の信号を選択して出力する。ここでマルチパス生成部１３には、制御装置３０により指定されたパス数と各パスの遅延時間を示すマルチパス指示信号Ｓ１が入力され、シフトレジスタ１４及びセレクタ１５はこのマルチパス指示信号Ｓ１に基づいて動作する。これによりマルチパス生成部１３のセレクタ１５からは、マルチパス環境下での各パスに対応する信号が出力される。
各パスに対応する信号はそれぞれ瞬時変動（レイリーフェージング）付加部１６の各複素乗算器Ａ１〜Ａｋに送出される。また各複素乗算器Ａ１〜Ａｋには帯域制限複素ガウス雑音発生部（ＬＧＮ）Ｄ１〜Ｄｋにより発生された複素ガウス雑音が供給される。因みに帯域制限複素ガウス雑音発生部（ＬＧＮ）Ｄ１〜Ｄｋは、白色ガウス雑音発生部とドップラーフィルタから構成されており、制御装置３０から入力される最大ドップラー周波数Ｓ２の範囲に帯域制限された白色ガウス雑音を発生する。これにより各複素乗算器Ａ１〜Ａｋからは瞬時変動が与えられた各パスの信号が出力される。
瞬時変動が付与された各パスの信号は、短区間変動付与部１７を形成する複数の複素乗算器Ｂ１〜Ｂｋに送出される。各複素乗算器Ｂ１〜Ｂｋには、制御装置３０から指定された各パスに応じた複素利得Ｓ３が供給されており、これにより短区間変動付与部１７からはシャドウィングや距離変動が与えられた各パスの信号が出力される。このようにして、伝送路シミュレータ１０においては、各パス毎に、制御装置３０で指定された瞬時変動、シャドウィング及び距離変動が付与された信号が形成され、この各パスの信号が加算器Ｃ１、Ｃ２………により全て加算されることにより、伝送路変動が反映されたマルチパス信号が形成される。
このマルチパス信号は加算器Ｃ３に供給される。また加算器Ｃ３には、白色ガウス雑音発生部（ＷＧＮ）２１で発生された白色ガウス雑音が増幅器２２により制御装置３０で指定された雑音レベルＳ４に増幅されて供給されている。これにより、加算器Ｃ３においてマルチパス信号に受信機雑音が付加される。
アナログＢＢ処理部１９及び無線回路２０は、送信系４０のアナログＢＢ処理部４２及び無線回路４３と同様の構成でなり、伝送路変動及び受信機雑音が付加されたディジタルＢＢ信号をディジタルアナログ変換した後、アップコンバートや増幅等の無線処理を施す。
伝送路シミュレータ１０の出力信号は、開発装置（受信系）５０の無線回路５３に入力される。無線回路５３はＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路やＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路を有し、送受信間でのキャリア周波数オフセットや入力レベル変動を補償する。アナログＢＢ処理部５２によりアナログディジタル変換された信号はディジタルＢＢ処理部５１に送出される。
ディジタルＢＢ処理部５１は、開発装置（受信系）５０がＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）受信装置であれば、ディジタル復調処理や逆拡散処理等を行う部分であり、ＯＦＤＭ受信装置であれば、ディジタル復調処理やフーリエ変換処理等を行う部分である。ディジタルＢＢ処理部５１により処理された信号は誤り率測定器７０に送出され、誤り率測定器７０によって伝送路誤り率が測定される。
このように伝送路シミュレータ１０においては、開発装置の送信系４０により得られた無線信号に対して、伝送路で生じるであろうマルチパス、各パスへのフェージング変動を模擬して与え、これにより得られた信号を開発装置の受信系５０に入力させ、受信系５０によって処理した信号の誤り率特性を測定することで、送信系４０及び受信系５０の伝送特性を評価するようになっている。
ところで、近年、大容量のデータ伝送を可能とする技術としてＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉＩｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ  Ｏｕｔｐｕｔ）やアダプティブアレイアンテナに代表されるようなマルチアンテナ技術が注目されている。例えばＭＩＭＯ技術を用いたマルチアンテナ装置では、送信系及び受信系に複数のアンテナを設け、送信系の各アンテナからそれぞれ異なるデータを送信し、受信系では互いに混ざり合った信号を伝搬路推定等を行うことにより分離して複数データを復元するものである。
このマルチアンテナ装置の開発時に、従来の伝送路シミュレータを用いて性能評価を行おうとすると、不十分な評価しか行うことができない。つまり、送信側にＭ本のアンテナを有し、受信側にＮ本のアンテナを有するマルチアンテナ装置では、Ｍ×Ｎチャネル分の伝送路が存在することになるが、従来の伝送路シミュレータは１チャネル分の測定しか行うことができない上、単にチャネル数を増やしたとしても送受信アンテナ配置や各パスの放射方向・到来方向などの空間情報に性能が依存するこれらの方式を評価するには著しく不十分である。
さらに単にチャネル数を増やした伝送路シミュレータでは、走行実験で収集した伝送路データを用いてこれらのマルチチャネルを再現するためには、開発装置と走行実験で用いるデータ収集装置の送受信アンテナ数及び配置を合わせて、全チャネル、全パスのデータを収集する必要があるので、データ蓄積用の膨大なメモリが必要な上に送受信アンテナ数や配置を変える度に走行実験をやり直さなければならない。
【発明の開示】
本発明の目的は、マルチアンテナ装置により形成されるＭ×Ｎチャネル伝送路を簡単かつ良好にシミュレートできる伝送路シミュレート方法及び伝送路シミュレータを提供することである。
この目的は、送受信アンテナの配置情報に基づいて全チャネルの伝送路変動を発生させることにより達成される。この際、本発明においては、各チャネル間では送受信アンテナ間のアンテナ設置位置に応じて各パスの遅延差及び位相差が生じることに着目し、この各パスの遅延差及び位相差のみをチャネル間で変えることにより、Ｍ×Ｎチャネルの伝送路変動モデルを単純化する。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来の伝送路シミュレータの構成を示すブロック図；
図２は、１チャネル×１チャネル伝送路を示す図；
図３は、パスの説明に供する図；
図４（Ａ）は、遅延プロファイルを示す図；
図４（Ｂ）は、瞬時変動を示す図；
図４（Ｃ）は、短区間変動を示す図；
図４（Ｄ）は、長区間変動示す図；
図５は、素波の説明に供する図；
図６は、素波が１波のときのモデルを示す図；
図７は、仮想アンテナ付近の球で乱反射した波が、見通し角φの中で素波として受信される場合を示す図；
図８は、見通し角φが大きいときの伝搬遅延を示す図；
図９（Ａ）は、散乱球の半径が受信アンテナを含む場合の素波の到来方向を示す図；
図９（Ｂ）は、散乱球の半径が受信アンテナを含む場合の素波の到来方向を示す図；
図１０は、反射波の多い環境での定在波の発生原理の説明に供する図；
図１１は、レイリーフェージングによる包絡線振幅変動の電力密度スペクトラムの説明に供する図；
図１２は、レイリーフェージングによる包絡線振幅変動の電力密度スペクトラムの説明に供する図；
図１３は、マルチアンテナ装置により形成されるＭ×Ｎチャネル伝送路を示す図；
図１４（Ａ）は、送受信アンテナのアンテナ間の距離、放射角、到来角によって生じる経路差の説明に供する図；
図１４（Ｂ）は、送受信アンテナのアンテナ間の距離、放射角、到来角によって生じる経路差の説明に供する図；
図１５は、全方向から波が到来する環境を示す図；
図１６は、マルチパスが無い場合の各チャネルへの瞬時変動の付加モデルを示す図；
図１７は、マルチパスがある場合の各チャネルへの瞬時変動の付加モデルを示す図；
図１８は、行列を使って、互いに独立なＭ×Ｎ×Ｐ個の帯域制限複素ガウス雑音から互いに相関のある帯域制限複素ガウス雑音を発生させるモデルを示す図；
図１９は、笹岡により提案された有相関瞬時変動（２波）を発生させるための構成を示すブロック図；
図２０（Ａ）は、１×１チャネルの瞬時変動からＭ×Ｎチャネルの有相関瞬時変動を形成する原理の説明に供する図；
図２０（Ｂ）は、１×１チャネルの瞬時変動からＭ×Ｎチャネルの有相関瞬時変動を形成する原理の説明に供する図；
図２１は、本発明の実施の形態に係る伝送路シミュレータの開発装置との接続の様子を示すブロック図；
図２２は、実施の形態の伝送路シミュレータの構成を示すブロック図；
図２３は、実施の形態で用いる各パラメータの内容を示す図表；
図２４は、基準チャネルパス制御部の構成を示すブロック図；
図２５は、チャネル処理部の構成を示すブロック図；
図２６は、有相関ガウス雑音発生部の構成を示すブロック図；
図２７は、基準チャネルパス制御部の構成を示すブロック図；
図２８は、チャネル処理部の構成を示すブロック図；
図２９は、有相関ガウス雑音発生部の構成を示すブロック図；
図３０は、フェージング付加部の構成を示すブロック図；
図３１は、送信アナログ調整部の構成を示すブロック図；
図３２は、疑似パワーアンプ（ＰＡ）の構成を示すブロック図；
及び
図３３は、受信アナログ調整部の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】  Ｍ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナを有するマルチアンテナ装置における伝送路を正確にシミュレートするには、Ｍ×Ｎチャネル分の伝送路それぞれに異なる伝送路変動を与えなければならない。しかし、単純にチャネル毎に伝送路変動パラメータを与えて、Ｍ×Ｎチャネル分の伝送路変動を模擬しようとすると、膨大なパラメータや演算量が必要となり、装置構成も複雑化してしまう。
そこで本発明の発明者は、マルチアンテナ装置でのＭ×Ｎチャネル分の伝送路モデルを形成するにあたって、伝送路モデルを簡単化できれば、パラメータ数や演算量を削減でき、その結果装置構成も比較的簡単化できると考えて本発明に至った。
本発明の骨子は、送受信アンテナの配置情報に基づいて全チャネルの伝送路変動を発生させることである。この際、本発明においては、各チャネル間では送受信アンテナ間のアンテナ設置位置に応じて各パスの遅延差及び位相差が生じることに着目し、この各パスの遅延差及び位相差のみをチャネル間で変えることにより、Ｍ×Ｎチャネルの伝送路変動モデルを単純化する。また本発明においては、各パスの信号には有相関瞬時変動が重畳するといった仮定に基づき、各パス毎に相関のある瞬時変動を与えるような伝送路変動モデルを発生するようにした。
これにより、ＲａｙＴｒａｃｅシミュレーションや実走行実験等で得られた既存の１チャネル伝送路測定データから、似通ったマルチパス伝送路を使って、比較的少ない計算量で複数チャネル分の伝送路変動モデルを形成することができるようになる。
さらに本発明では、この各チャネル間及び又は各パス間で相関のある瞬時変動（有相関複素ガウス雑音）を発生させる方法として、以下の５つの方法を提案する。
▲１▼固有値変換法（時空間）
▲２▼固有値変換法（空間）
▲３▼コレスキー分解法（時空間）
▲４▼コレスキー分解法（空間）
▲５▼拡張笹岡法（時空間）
これら４つの方法のうち、▲１▼〜▲４▼は、互いに独立な帯域制限複素ガウス雑音から各チャネルに与える有相関瞬時変動を変換行列Ａを用いて算出するにあたって、その変換行列Ａの求め方を工夫してものである。また▲５▼は、１×２チャネルに関して提案されている笹岡の有相関瞬時変動発生方法を拡張して、Ｍ×Ｎチャネルの有相関瞬時変動を発生できるように工夫を加えたものである。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（１）実施の形態の原理
先ず、実施の形態の構成を説明する前に、本実施の形態の原理について説明する。本発明の発明者は先ず、１×１チャネル伝送路とＭ×Ｎチャネル伝送路の相違点と相似点を考察した。そして１×１チャネル伝送路モデルをできるだけ簡単にＭ×Ｎチャネル伝送路モデルに拡張するためには、短区間変動及び瞬時変動をどのように拡張すればよいかについて詳細に検討した。以下、それらを順次説明する。
（１−１）１×１チャネル伝送路
図２に、送信アンテナ１本と受信アンテナ１本間での片方向１×１チャネル伝送路を示す。以下、１対１送受信アンテナ間の伝送路を１チャネルと記述する。図３にパスを示す。図２では直線で示されたチャネルであるが、実際は反射や回折を受けて空間を様々な経路（図３の▲１▼〜▲４▼）を通って受信機に受信される。すると経路長によって伝搬遅延が異なるので、図４（Ａ）に示すように、横軸に伝搬遅延時間、縦軸に受信電力とした遅延プロファイルを描くことができる。遅延が異なって到達してくる波は伝搬経路が異なるはずなので、こうした伝搬経路をパスと呼ぶ。
各パスは、その経路を通過する信号がどれだけの遅延と利得（実際は減衰）を受け、かつどれだけ位相推移を受けるかを表す伝達係数（複素数）で規定される。遅延プロファイルを測定することによってそのチャネルがおよそいくつのパスで構成され、各々がどれだけの遅延と利得を有しているかを知ることができる。各パスの位相は、走行速度や走行方向に対する波の到来角などに依存して変化する。
図４（Ｂ）〜（Ｄ）はパスの利得変動を示す（横軸は時間でなく距離であることに注意）。利得変動は送信アンテナからの距離と送受信アンテナの指向性に依存した長区間変動（距離変動）、地物による遮蔽の影響による短区間変動（シャドウイング）及び多重波重畳による瞬時変動に分類される。
伝搬距離と伝搬遅延は比例関係にあるので、長区間変動は遅延プロファイルとほぼ同形になる。移動通信で端末が走行すると、各パスの伝搬距離（または伝搬遅延）が変化し、その受信レベルも変化するが、その変動速度は他の変動に比べると最も遅い（非常に遅い）。長区間変動は多くの走行実験データを統計解析して作られた奥村カーブ（秦式）にモデル化されて広く用いられてきたが、最近ではこれに使用周波数帯や地物パラメータなどを加味して改良した坂上式なども使われる。
短区間変動は、各パスが建物などに遮られたり現れたりすることによる利得変動である（無線ＬＡＮなどでは近くを歩行する人で遮蔽されることもある）。その変動速度について理論式などは無いが、一般には１Ｈｚ以下であるといわれている。実際に短区間変動は、その発生原因から地物と走行速度に関連して決まるはずであり、例えば建物幅３０ｍのビル街を時速３０ｋｍで走行する場合は約３．６秒周期で変動すると考えられるから、確かに多くの場合で１Ｈｚ以下になるだろうと思われる。短区間変動による利得変動は対数正規分布に従い、帯域内（上記の場合、帯域は０〜１／３．６［Ｈｚ］）で同時に利得が変化するというモデル化がされている。
瞬時変動はいくつかの素波が重畳した時に生ずる変動である。遅延プロファイル上で１パスに見える経路も実際には（振幅や位相が完全に一致しないと言う意味で）複数の波が通過する。このように遅延プロファイル上で１つのパスを通過してきたように見える多重波を素波といい、振幅や位相が変動する（このことは利得及び位相が変動するパスを１波が通過してくると見なすことができる）。瞬時変動はドップラー効果として説明することができ、後述のように数Ｈｚ〜１ｋＨｚ程度の速度で変動する。
瞬時変動の原因となる素波の性質は、到来角θと見通し角φ（到来角θの変動幅）で特徴付けられる。図５は、図４（Ａ）の素波▲３▼に着目したものである。図４（Ａ）では各パスは空間的にかなり分離しているので受信機では全く異なる変動を受けた信号が受信される。従って、例えば▲３▼の素波は図５のように到来方向の延長上の仮想送信アンテナから到来すると見なせる（受信機は上方向に速度ｖで移動しているものとする）。
図６は素波が１波のときを示すものである。この場合、素波は多重波ではないので走行によるドップラーシフト以外に振幅も位相も変動することなく受信される。移動通信ではこのような場合はあまりないが、伝送路モデルとして用いる場合がある。なお素波▲３▼のドップラーシフト量は、ｆＤ＝ｖ×ｆｃ／ｃとしたとき、ｆＤｃｏｓθで表される。
図７は、仮想アンテナ付近の球で乱反射した波が、見通し角φ（到来角θの変動幅）の中で素波として受信される場合である。この場合、素波は振幅も位相も変動するが、見通し角φが小さいので遅延差も小さく、到来角θも安定して測定できる。ただし、見通し角φが大きくなる（仮想送信アンテナ付近の散乱球半径が大きくなる）につれて、図８に示すように、かなり遅延差の大きい波が素波に含まれるようになる。この結果、振幅、位相ともに大きく変動するようになり、到来角θは測定すること自体が困難になってくる。
図９（Ａ）に示すように散乱球の半径がさらに大きくなって受信アンテナを含むようになると、素波はあらゆる方向から到来するように見える。というより、このような場合は遅延プロファイル上で複数パスの素波として分割されるべきである。但し、遅延プロファイルで素波を分割しても、その中には伝搬遅延こそ等しいが空間的に全く違った経路を経てくる多数の波が含まれるから、分割した素波毎に見ても、やはりあらゆる方向から到来して見える。つまり、図９（Ｂ）のようなイメージ（ちょうど図７の伝送方向を逆にしたような形）になる。当然、各素波の到来角などは測定できない（測定しても意味が無い）。
図１０のように反射波の多い環境では、定在波が発生し、空間的に受信レベルの強い地点と弱い地点が繰り返し現れる。これが瞬時変動が空間的に分布する理由である。特に全方向から同程度レベルの独立波が到来するときに発生する瞬時変動はレイリーフェージングと呼ばれ、包絡線振幅変動はレイリー分布、位相変動は一様分布に従うことが知られている。
図１１及び図１２に、レイリーフェージングによる包絡線振幅変動の電力密度スペクトラムを示す。図１１のように走行方向ｖに対して、▲１▼、▲２▼、▲３▼、▲４▼の方向から波が到来する場合、▲１▼の方向から到来する波は最も高い周波数に見え、逆に▲４▼の方向から到来する波は最も低い周波数に見える。この最大周波数偏移量を最大ドップラー周波数ｆＤという。最大ドップラー周波数ｆＤは波長周期で繰り返される定在波が１秒間に走行する距離に含まれる数として計算でき、一般に数Ｈｚ〜１ｋＨｚ程度である（キャリア周波数２ＧＨｚ、走行速度１００ｋｍ／ｈの場合、これらを掛けた２００Ｈｚになる）。同様に走行方向ｖに向かってθの角度から到来する波▲２▼に関してはｆＤ・ｃｏｓθの周波数偏移を受け、θ＝９０°の波▲３▼は偏移を受けない。
なお、例えば図１１において素波▲４▼が網がけの方向（到来角θ＝１８０°、見通し角φ＝８０°）からのみ到来するような瞬時変動も、そこに５波以上の波が含まれている場合には、レイリーフェージングと見なせることが言われている。但し、電力密度スペクトラムは図１２の網がけ部分のみになる。
以上のことから、長区間遅延プロファイル、短区間遅延プロファイル、瞬時遅延プロファイルと呼ばれるものが定義できる。長区間遅延プロファイル上の各パスは長区間変動を受ける。その遅延、利得は地物条件や走行速度・方向および到来角によって定まり、緩慢に変化する。短区間遅延プロファイル上の各パスは長区間変動に加えて短区間変動（シャドウイング）を受ける。これにより各パスの利得はパス毎に独立な対数正規分布で１Ｈｚ以下の速度で変動するようになる。
瞬時遅延プロファイル上の各パスは、長区間変動、短区間変動に加えて瞬時変動を受ける。これにより各パスの利得と位相はパス毎に独立なレイリーフェージング（利得はレイリー分布、位相は一様分布）を受ける。その変動速度は、キャリア周波数、走行速度、到来角、見通し角によって決まり、数Ｈｚから数百Ｈｚである。
なお遅延プロファイル上の振幅は各パスから到来する素波の受信電力を表すものであって利得や位相はない（正しくは各チャネルの複素インパルス応答の各複素振幅ということができる）。逆に、各パスの電力といった表現は不適当であるのだが、慣例に従って誤解の無い範囲でこのような表現を用いることがある。
（１−２）Ｍ×Ｎチャネル伝送路への拡張
（１−２−１）短区間変動の拡張
図１３に、Ｍ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナからなるマルチアンテナ装置により形成されるＭ×Ｎチャネル伝送路を示す。
ここで本発明の発明者は、Ｍ×Ｎ個の各チャネルは互いによく似ているだろうと考えた。つまり、送受信アンテナの配置が数ｍ平方のエリアに分散しているというならば話は別だが、短区間変動周期を十数ｍ程度と考えると、実際には各受信アンテナで観測される長区間遅延プロファイルはもちろん短区間遅延プロファイルもほぼ等しいと見なせるはずである。
そして、短区間遅延プロファイルの意味で各チャネル間で異なる点は、送受信アンテナ配置に伴う経路差による各パスの伝搬遅延およびキャリア位相だけと考えた。
図１４（Ａ）は、ある２つの送信アンテナから１つの受信アンテナにいたる経路を比べたものである。素子間距離ｄＴが十分小さければこのアンテナ近傍から受信アンテナに至る経路は共通と見なせるので、経路差はｄＴ・ｃｏｓθＴであり、この分このチャネル間にはパスの遅延と位相（キャリア位相だが、パスの位相と言い換えてもよい）に違いがある。
図１４（Ｂ）に示す受信アンテナについても同様である。ただし放射角θＴ、到来角θＲはいずれも各パス毎に規定されるので注意を要する。図９のような場合つまり放射角や到来角が全方向の場合は、角度によって経路長差が逆転するので平均して経路長差なしと考えることができる。放射角や到来角が不明のパスについても同様である。
かかる考察に基づいて、本発明の発明者は、どれか１チャネルの短区間遅延プロファイルの各パスの放射角、到来角がわかれば、送受信アンテナ素子の配置からその他のチャネルの短区間遅延プロファイルを計算できるという結論に至った。
従って、本発明においては、ＲａｙＴｒａｃｅシミュレーションや実走行実験等で得られた既存の１チャネル伝送路測定データ（短区間遅延プロファイルを含む）を用い、この１チャネル分の伝送路測定データと送受信アンテナ素子の配置とからＭ×Ｎチャネル分の短区間遅延プロファイル（全パスの遅延・利得・位相の変動）を計算により形成することで、Ｍ×Ｎチャネル分の伝送路変動モデルを形成する。これにより、基準チャネルの各パスの情報から、全てのチャネルのパスの情報を簡単かつ的確に発生させることができる。
（１−２−２）瞬時変動の拡張
次に各チャネルの瞬時変動について考えなければならない。ここで本発明の発明者は、各チャネルおよび各パスの瞬時変動はどのくらい互いに似ているだろうかということを考察した。
瞬時変動の場合、例えば５ＧＨｚ帯での定在波は平均３ｃｍ（半波長）で１波含まれるので短区間変動のように全アンテナで等しいということは言えない。そうは言ってもあるアンテナが正の変動を受けている瞬間、隣接するアンテナも大体正方向に変動しているくらいは言えそうである。同様のことは時間方向に関しても言える。瞬時変動は１ｋＨｚ以下の速さで変動するので、ある瞬間正の変動を受けていたなら、それから０．１ｍｓ後も正の変動が持続していることは十分ありうる。前者は空間相関関数、後者は時間相関関数にて定量的に表され、全方向から波が到来するレイリーフェージングに関しては次式になることが導かれている。
2004059876.tif 000003
ここで（１）式において、ｘｉ（ｔ）、ｘｉ（ｔ）は各々ｉ番目とｊ番目のアンテナの受信信号（複素ベースバンド信号）であり、ｄはアンテナ間の距離であり、τはパスの遅延時間であり、λは波長であり、ｆＤは最大ドップラー周波数である。また＊は共役複素数を意味し、Ｊ０はベッセル関数を意味する。
従来のアンテナダイバーシチ性能評価の場合、アンテナ間距離を空間相関値が小さくなる半波長とか十分離すように設定することにより、受信波が互いに無相関と見なせるとして行っていた。これは（１）式の空間相関関数に着眼した考えであるが、実際には時間相関が存在するのを無視しているわけである。
従って、より正確な結果を得るためには時間相関・空間相関を同時に扱える理論が必要である。この問題に対し、笹岡は図１５のような状況の下で、空間・時間相関関数が次式のようになることを導いた（笹岡：「有相関擬似マルチパスフェージング波の発生法」，電子情報通信学会論文誌，’８８／６，Ｖｏｌ．Ｊ７１−ＢＮｏ６）。ここで図１５において、ψは走行方向に対するアンテナの配置角度を示す。
2004059876.tif 000004
なお、図１５では全方向から波が到来する環境を示しているが、ある方向からのみ到来する場合はレイリーフェージングのＵ字形電力密度スペクトラム（図１２）の一部のみを有する瞬時変動を用いればよい。何故なら、正弦波で考えると明らかであるが、周波数の異なる波間の相関は空間的にも時間的にも０であり、従って（２）式は周波数成分（つまり到来方向）に関係なく独立に成り立つと考えることができるためである。
次にマルチパス（正確には遅延時間で識別できるマルチパス）間の相関について考える。例えば図５に示したように各パスを通過する素波が１波である場合は、素波は完全なビームであり瞬時変動自体が発生しないので、短区間遅延プロファイルそのものが瞬時遅延プロファイルになる。つまりビームによるマルチパス間では相関は発生しないわけだが、これは見通し角が０の場合であるから到来角が一致しない限り瞬時変動スペクトルが一致しないので相関０である。
逆に図９に示したような見通し角が極端に大きい、というか波が全方向から到来するようなものを素波とする場合は、遅延差の大きいパス間では明らかに各パスの空間的な経路差が大きくなるので無相関に近いはずであるが、遅延差の小さいパス間では空間的な経路差も小さく似たような瞬時変動を受ける（つまり相関がある）と考えられる。つまりこの場合は、パス間に対しても（２）式を適用できると考えられる。
そして図７に示したような見通し角がある範囲以内のまとまりのある素波の瞬時変動を有するパスの場合は両者の中間的な結果になると考えられる。つまり以下のことが言える。
（ａ）各パスの到来角および見通し角のオーバラップが少ない場合は明らかに空間的に経路の異なるパスなので相関は小さい（極端な場合は図５のビームの場合）。
（ｂ）各パスの到来角および見通し角のオーバラップが大きい場合でも、遅延時間差が大きい場合は、やはり空間的に経路の異なるパスなので相関は小さい（図９の場合）。
（ｃ）異なるアンテナで受信されるパス間の相関は、アンテナ間距離に大きく依存する。
結果として、パス間の相関に関しては（ａ）は異なれば相関が小さくなることから到来角と見通し角に応じて瞬時変動に帯域制限を行うことにより実現でき、（ｂ）、（ｃ）に対しては（２）式の空間・時間相関関数を適用することにより実現できる。
以上を整理すると、まず図１３に示すＭ×Ｎチャネル伝送路は、マルチパスが無い場合、図１６のようにＭＮ個のチャネルに書き直すことができる。ここで各チャネルの短区間変動の利得は等しいとしているので、図１６では各チャネル瞬時変動のみを示している。またチャネル間の類似度を見るのに送信データの影響があってはいけないので、送信データは全て”１”固定としている。そして各チャネルの信号にアンテナ間距離に基づいた空間相関のある瞬時変動（複素ガウス雑音）を掛けて変動を与えればよい。
次にＰ個のマルチパスの場合は、図１７のように展開し、各パスの信号にアンテナ間距離と遅延差に基づく（２）式の空間・時間相関のある瞬時変動を掛ければよい。つまり、図１７のような構成で、各パスが互いに（２）式の空間・時間相関関数に従うように、到来角および見通し角を考慮した帯域制限付複素ガウス雑音で瞬時変動を与えればよい。
（１−３）有相関瞬時変動の発生方法
問題はどうやって所望の相関のある複素ガウス雑音を発生するかである。そこでこの実施の形態では、上述したように有相関瞬時変動を発生させる方法として、相関行列法（固有値変換法、コレスキー分解法）及び拡張笹岡法を提案する。
図１８は、変換行列Ａ（ＭＮＰ行×ＭＮＰ列）により、互いに独立なＭ×Ｎ×Ｐ（Ｐ：パス数）個の帯域制限付複素ガウス雑音から、互いに相関のあるＭ×Ｎ×Ｐ個の互いに相関のある帯域制限付複素ガウス雑音（有相関ガウス雑音）を発生するようにしたものである。問題はどのような変換行列Ａを用いると所望のパス間相関を与えることができるかである。
まず各パス出力をＹ＝（ｙ１，ｙ２、………、ｙＭＮＰ）Ｔとすると、パス間相関行列は次式のようになる。なお以下では簡単のために添字は通し番号で表す。また次式において、上文字の＊は共役複素数、Ｈは共役複素転置を表し、Ｅ（）は集合平均を表す。
2004059876.tif 000005
この（ＭＮＰ）２個の各要素が各パス間相関を表し、各要素を送受信アンテナ配置と波の放射角・到来角から求めたパス間経路長差と伝搬遅延差から（２）式の空間・時間相関値を計算して得られるものが所望のパス相関行列ΣＹＹである。
つまりΣＹＹ＝Ｅ（ＹＹＨ）となるようにＹを発生できればよいのだが、そのためには図１８における変換行列Ａをどのように決めればよいかが問題となる。そこでこの実施の形態では、固有値変換に基づく方法とコレスキー分解に基づく方法を提案する。
（１−３−１）固有値変換法
図１８において、各複素ガウス雑音間にはＹ＝ＡＸという関係が成り立つ。ここで、変換行列Ａに逆行列が存在するとすれば、次式が成り立つ。
2004059876.tif 000006
（４）式は、（３）式のような相関のある（ＭＮＰ×１）信号ベクトルＹに行列Ａ−１を掛けることによって互いに無相関な（ＭＮＰ×１）信号ベクトルＸを得るという意味であり、この関係は固有値変換（またはＫＬ変換）として知られているものである。固有値変換はＡ−１として所望のパス相関行列ΣＹＹのＭＮＰ個の（ＭＮＰ×１）単位固有ベクトルｅ１，ｅ２，………，ｅＭＮＰを並べたものを用いればよく、このとき変換行列Ａは次式のようになる。
2004059876.tif 000007
このように固有値変換法により変換行列Ａを求めることにより、互いに独立な瞬時変動から有相関瞬時変動を求める際に、要素数の少ない行列を用いることができるようになるので、少ない計算量で有相関瞬時変動を求めることができるようになる。
なおここでは、（Ｍ×Ｎ×パス数）分の互いに独立な瞬時変動に対して変換行列Ａを用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を形成することで、各チャネル間及び各パス間で互いに相関のある有相関瞬時変動を形成する場合について説明したが、本発明はこの場合に限らず適用できる。
例えば（Ｍ×Ｎ）チャネル分の互いに独立な複数の瞬時変動に対して変換行列を用いた行列演算処理を施すことにより、チャネル間で互いに相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成することで、全チャネル間で相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成してもよい。これは以下の説明でも同様である。
（１−３−２）コレスキー分解法
所望のパス間相関行列ΣＹＹは次式のようにコレスキー分解できる。
2004059876.tif 000008
このとき、図１８中の変換行列Ａは得られた下側三角行列Ｌに対して次式のようにすればよい。
2004059876.tif 000009
何故なら、図１８よりＹ＝ＡＸ＝ＬＨＸなので、パス相関行列Ｅ（ＹＨＹ）は次式のようになるからである。
2004059876.tif 000010
ここで、ベクトルＸの各要素は互いに独立なガウス変数なので、相関行列Ｅ（ＸＸＨ）＝Ｉを用いた。
コレスキー分解については最近演算量を大幅に削減できる近似アルゴリズムが発表されており（Ｈ．Ｒ．Ｋａｒｉｍｉ  ｅｔｃ：「Ａ  Ｎｏｖｅｌ  ａｎｄ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｓｏｌｕｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｂｌｏｃｋ−Ｂａｓｅｄ  Ｊｏｉｎｔ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅ  Ｃｈｏｌｅｓｋｙ  Ｆａｃｔｏｒｉｚａｔｉｏｎ」，ＰＩＭＲＣ’９８．ｐ，１３４０−１３４５，１９９８）、これらを適用するのも効果的である。
このようにコレスキー分解法により変換行列Ａを求めることにより、互いに独立な瞬時変動から有相関瞬時変動を求める際に、コレスキー分解により得られた下側三角行列を用いることができるようになるので、少ない計算量で有相関瞬時変動を求めることができるようになる。
（１−３−３）拡張笹岡法
次に、行列Ａにより有相関瞬時変動を求めるのとは別に、笹岡法をＭ×Ｎチャネル伝送路に拡張して適用する方法（以下、これを拡張笹岡法と呼ぶ）を提案する。
まず笹岡が提案した方法を簡単に説明する。図１９に笹岡が提案した有相関瞬時変動（２波）の発生ブロック図を示す。因みに、図１９で想定している系とパラメータは、図１５に示すものである。図１９について説明すると、まずドップラーフィルタ１０２、１０５によって、それぞれ白色ガウス雑音発生部１０１、１０４により発生された２系統の白色ガウス雑音を、全方向から素波が到来するときのレイリーフェージングの電力密度スペクトラムにスペクトル整形する（素波の到来角や見通し角がわかっている場合は、それに応じてさらに帯域を狭めればよい）。
そしてこれらを有相関にするために２種類のフィルタ１０３、１０６を通過させる。従来の発生法ではこれらのフィルタ１０３、１０６は空間相関値ρと√（１−ρ２）であり時間相関を表現することができなかった。笹岡は時間相関をも盛込むためにこれをフィルタに置き換えたのである。フィルタ特性Ｈ（ｆ）、Ｇ（ｆ）は、２つの受信アンテナ素子間距離ｄ、走行方向に対するアンテナの配置角度ψ、キャリア波長λ、最大ドップラー周波数ｆＤで決まるが、利得がｓｉｎとｃｏｓの関係にあるので、素波２の複素乗算器１１１に入力する瞬時変動の電力密度スペクトラムは素波１のものと同形（ドップラーフィルタの形）になる。最後にｃｏｓψの符号に応じて遅延回路１０８、１０９のいずれかによって一方の素波に遅延を与える。なお遅延回路１０８からの出力は、ｃｏｓψ≧０のとき有効となり、遅延回路１０９からの出力は、ｃｏｓψ＜０のとき有効となる。
なお図１９のフィルタ１０３、１０６は、複雑な特性（それも条件によって変化する）になるので、笹岡は周波数の異なるマルチトーンを重付け加算することにより実現することを提案している。
次に図１９のようなスペクトル整形によって（２）式の空間・時間相関関数を満たす有相関瞬時変動を発生させるフィルタ１０３、１０６のフィルタ特性Ｈ（ｆ）及びＧ（ｆ）を求める（因みに笹岡以前の有相関瞬時変動はこれらのフィルタが空間相関係数になったものが提案されていたが、ｄ／λ≪１でないと良好な近似にならないことが述べられている）。
図１９において２つのドップラーフィルタ出力信号をｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ）とする。またチャネル間の相関の検討なので送信信号に依存しないよう２つの素波入力は共に１とし、瞬時変動の加わった素波出力をｙ１（ｔ），ｙ２（ｔ）とする（つまりこれは有相関瞬時変動そのものである）。各々の電力密度スペクトル（自己相関関数の周波数表現）及び相互電力密度スペクトル（相互相関関数の周波数表現）は次式のようになる。
2004059876.tif 000011
まず有相関であっても瞬時変動の電力密度スペクトルの形は変わってはいけないので、次式を満たさなければならない。
2004059876.tif 000012
また相互電力密度スペクトルＳｙ１ｙ２（ｆ）は（２）式をフーリエ変換したものであるから、次式が成り立たなければならない。
2004059876.tif 000013
すると（１０）式と（１１）式より、Ｇ（ｆ）について次式が得られる。
2004059876.tif 000014
因みに、（１２）式は平方根を求める際に正負の複号が現れるが、どちらを選んでも瞬時変動の相関値には影響しないので正符号を選んでいる。
次に図１９に示した有相関瞬時変動の発生法をＭ×Ｎチャネル伝送路に適用する方法を考察する。図２０（Ａ）、図２０（Ｂ）は、１×１チャネルの瞬時変動からＭ×Ｎチャネルの有相関瞬時変動を形成する原理の説明に供する図である。
図２０（Ａ）は、１×Ｎチャネルと１×Ｍチャネルを示し、図２０（Ｂ）は、１×ＭチャネルからＭ×１チャネルへの変換を示す。まず図２０（Ａ）のように１本の送信アンテナからの波をＮ本の受信アンテナで受信する場合を考える（この場合、各受信信号はいかにも相関がありそうである）。ここで送信アンテナ−受信アンテナ１間の伝送路（以下これを１−１チャネルのように記す）の複素インパルス応答はわかっていて、これより各チャネルの短区間遅延プロファイルは計算されているものとする。
瞬時変動に関しては、１−１チャネルの各パスと１−２チャネルの対応する各パスに対して図１９の方法を適用する。以下同様にアンテナ間距離を変えながら１−３チャネル，………，１−Ｎチャネルの有相関瞬時変動を発生させればよい。
図２０（Ｂ）左は、右から左方向の１×Ｍチャネル伝送路である。送受信アンテナが同じ位置とすると伝送路の可逆性から１−１チャネルは、図２０（Ａ）の１−１チャネルと同じ複素インパルス応答である。従って、図２０（Ａ）と同様に図２０（Ｂ）左の全ての有相関瞬時変動を発生させることができる。後は再び伝送路の可逆性を用いて信号方向を変えれば、図２０（Ｂ）右の全チャネルの有相関瞬時変動が得られる（つまり送信アンテナが異なっても受信アンテナが１つならやはり相関のある伝送路ということである）。
図２０（Ａ）の各受信アンテナに対して図２０（Ｂ）左を適用することにより、Ｍ×Ｎチャネル伝送路の全ての有相関瞬時変動を発生させることができる。但し以下の点に注意する必要がある。
１．遅延プロファイルで分離識別された各パス間では独立した白色ガウス雑音を用いる。これは、異なるパスは空間的にかなり違った経路であると考えるためである。
２．上記では１−１チャネルを基準伝送路としたが、どのチャネルを基準にしても構わない。これは、基準チャネルを変えると伝搬遅延や位相が変わるが、相対値としての変化は無いためである。因みに、アンテナ素子を円形配置にしたときには実際にはアンテナの無い中心点で基準チャネルを設定することもある。
３．各チャネルの瞬時変動は基準チャネルに対する相関で規定して発生しているが、例えば図２０（Ａ）で１−２チャネルと１−３チャネルの相関については保証されない。というより、相関が２データベクトル間の余弦関数値であることを考えると、この拡張法は適切でない。
（１−４）まとめ
以上の提案により、送受信アンテナの設置情報から、全チャネルのパスの遅延、位相および有相関瞬時変動を計算することができ、Ｍ×Ｎチャネルについての全ての伝送路変動モデルを発生させることができる。これにより、ＲａｙＴｒａｃｅシミュレーションや実走行実験等で得られた既存の１チャネル伝送路測定データをＭ×Ｎチャネル伝送路用測定データとして利用できるようになる。
（２）実施の形態の構成
（２−１）全体構成
図１との対応部分に同一符号を付した図２１に、実施の形態による伝送路シミュレータ１２０と開発装置４０、５０との接続の様子を示す。なお以下では、図１を用いて既に説明した部分の説明は省略する。
伝送路シミュレータ１２０は、マルチアンテナ構成でなる開発装置４０、５０の伝送路をシミュレートすることにより、開発装置４０、５０の伝送路特性を評価可能とするものである。
伝送路シミュレータ１２０は、送信系４０のディジタルＢＢ処理部４１からのディジタルベースバンド信号ＤＢ、アナログＢＢ処理部４２からのアナログベースバンド信号ＡＢ及び無線回路４３からの無線信号ＲＦを入力可能とされている。また伝送路シミュレータ１２０からの出力は、受信系５０のディジタルＢＢ処理部５１、アナログＢＢ処理部５２又は無線回路５３にスイッチＳＷ３、ＳＷ４の動作に応じて選択的に出力されるようになされている。
これにより伝送路シミュレータ１２０においては、無線回路４３及びアナログＢＢ処理部４２の開発が動作可能な状態まで完了していなくても、ディジタルＢＢ処理部４１からのディジタルベースバンド信号ＤＢを直接入力することで、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の伝送路特性を独立して評価することができるようになっている。
この結果、無線回路４３、５３（特に受信系５０の無線回路５３）が完成するのを待たなくても、処理の中心であるディジタルベースバンド処理部４１、５１の動作確認を行うことができるようになるので、開発効率を向上させることができる。
図２２に伝送路シミュレータ１２０の構成を示す。伝送路シミュレータ１２０は、無線回路４３からの無線信号ＲＦｉｎ、アナログＢＢ処理部４２からのアナログベースバンド信号ＡＢｉｎ又はディジタルＢＢ処理部４１からのディジタルベースバンド信号ＤＢｉｎを、インターフェース部１２２に入力する。具体的には、送信アンテナ数Ｍぶんの無線信号ＲＦｉｎ又はアナログベースバンド信号ＡＢｉｎがアナログ回路１２３に入力され、当該アナログ回路１２３によりディジタルベースバンド信号に変換されて出力される。スイッチＳＷ１０は、入力ディジタルベースバンド信号ＤＢｉｎとアナログ回路１２３により変換されたディジタルベースバンドのいずれかを選択して送信アナログ調整部１２４に出力する。因みに、ベースバンド信号はＩ信号とＱ信号とからなり、２×Ｍ個の信号により形成されているので、図中ではこれを２Ｍとして示している。
つまり、送信アナログ調整部１２４以降の回路では、Ｍ個のディジタルベースバンド信号が処理対象となる。送信アナログ調整部１２４は、ディジタルベースバンド信号の数Ｍだけ設けられており、開発装置（送信系）４０のＭ個のアナログＢＢ処理部４２と無線回路４３とアナログ回路１２３での性能のばらつきに起因して生じるＭ個のディジタルベースバンド信号間での伝送特性の変化を補正する。送信アナログ調整部１２４の詳細な構成については後述する。
信号複製手段としてのスイッチ１２５は、Ｍ個のディジタルベースバンド信号をそれぞれＮ個にコピーすることにより、Ｍ×Ｎ個のディジタルベースバンド信号を形成し、これらをＭ×Ｎ個の各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮに送出する。また各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮには、基準チャネルパス制御部１２７により形成された基準チャネルの伝送路モデル情報や送受信アンテナ配置情報等が入力され、各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮは各々自チャネルの伝送路モデルを構築する。そして構築した伝送路モデルに応じた自チャネル用短区間複素インパルス応答と有相関瞬時変動を複素乗算にて自チャネルのディジタルベースバンド信号に与える。このチャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮの詳細構成については後述する。
選択合成部１２８は、チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮから出力されたディジタルベースバンド信号をＭ個ずつ選択合成することにより、受信アンテナ数Ｎぶんのディジタルベースバンド信号を形成する。
受信アナログ調整部１２９は、ディジタルベースバンド信号の数Ｎだけ設けられており、開発装置（受信系）５０のＮ個のアナログＢＢ処理部５２と無線回路５３とアナログ回路１３１での性能のばらつきに起因して生じるＮ個のディジタルベースバンド信号間での伝送特性の変化を補正する。受信アナログ調整部１２９の詳細な構成については後述する。
受信アナログ調整部１２９から出力されたディジタルベースバンド信号は、出力インターフェース部１３０に入力される。ここでディジタルＢＢ処理部４１、５１の伝送路特性評価時には、ディジタルベースバンド信号ＤＢｏｕｔがスイッチＳＷ４を介して受信系５０のディジタルＢＢ処理部５１に入力される。一方、ディジタルＢＢ処理部４１、５１とアナログＢＢ処理部４２、５２の伝送路特性評価時には、アナログ回路１３１により得られたアナログベースバンド信号ＡＢｏｕｔがスイッチＳＷ３を介して受信系５０のアナログＢＢ処理部５２に入力される。またディジタルＢＢ処理部４１、５１、アナログＢＢ処理部４２、５２及び無線回路４３、５３の伝送路特性評価時には、アナログ回路１３１により得られた無線信号ＲＦｏｕｔが受信系５０の無線回路５３に入力される。
（２−２）基準チャネルパス制御部及びチャネル処理部の構成
次に基準チャネルパス制御部１２７とチャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮの構成例について説明する。ここでは上述した拡張笹岡法を用いる場合の構成例と、固有値変換法を用いる場合の構成例の２つの構成例について説明する。以下の説明をするにあたって、図２３に示すようなパラメータＰ１０〜Ｐ２０、Ｐ３０を用いるものとする。
（２−２−１）拡張笹岡法を用いる場合
図２４に、基準チャネルパス制御部１２７の構成を示す。基準チャネルパス制御部１２７は、基準チャネル伝送路モデル形成部１４０と瞬時変動初期値発生部１４１とから構成されている。
基準チャネル伝送路モデル形成部１４０は、複素インパルス応答情報を手動設定する（つまり制御装置１２１により設定する）スタンダードモデル発生部１４２、定期的に乱数によって複素インパルス応答を更新設定する統計モデル発生部１４３、ＲａｙＴｒａｃｅシミュレーションや実走行実験などから得られた複素インパルス応答情報を読込み逐次更新設定する実走行モデル発生部１４４を有し、これらのモデル発生部１４２〜１４４のいずれかで発生した１チャネル分の伝送路モデルを選択部１４５により選択して出力する。
これにより、基準チャネル伝送路モデル形成部１４０では、基準チャネルについての数十ｍ間隔で変動する伝送路の複素インパルス応答情報（パス数、各パスの遅延及び複素利得からなる）が形成される。なお各モデル発生部１４２〜１４４については、公知の技術であるためここでの説明は省略する。
瞬時変動初期値発生部１４１は、基準チャネル各パスについての瞬時変動初期値を乱数によりランダムな値となるように発生する。なお制御装置１２１から基準チャネル伝送路モデル形成部１４０にはパラメータＰ１０（どの走行モデルを選択するかを指示するモデルタイプ指示、走行速度・方向、送受信アンテナの配置・指向性、位相変動のＯＮ／ＯＦＦ指示）が入力される。また制御装置１２１からスタンダードモデル発生部１４２にはパラメータＰ１１（パス数、各パスの遅延・複素利得）が入力される。また制御装置１２１から実走行モデル発生部１４４にはパラメータＰ１２（ＲａｙＴｒａｃｅ／実走行実験データ）が入力される。
選択部１４５からは、基準チャネル伝送路モデルとして、パラメータＰ１４（キャリア周波数、走行速度・方向、送受信アンテナの配置・指向性、位相変動のＯＮ／ＯＦＦ指示）およびパラメータＰ１５（パス分割数（圧縮時）、基準チャネルのパス数、基準チャネルの各パスの遅延・短区間変動複素利得・到来角・見通し角）が出力される。
図２５に、各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮの構成を示す。ここで各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮの構成は同じなので、以下チャネル処理部１２６−１の構成について説明する。チャネル処理部１２６−１は、自チャネル用短区間複素インパルス応答発生部１５０にパラメータＰ１４とパラメータＰ１５を入力する。
自チャネル用短区間複素インパルス応答発生部１５０は、送受信アンテナの配置から基準チャネルと自チャネルとの経路差を算出し、この経路差に基づいて、自チャネル各パスの短区間変動の複素利得を算出しこれをパラメータＰ１８としてデータ補間部１５１に送出すると共に、自チャネルのパス数、各パスの遅延・到来角・見通し角をパラメータＰ２０として有相関ガウス雑音発生部１５２に送出する。
すなわち、自チャネル用短区間複素インパルス応答発生部１５０は、送受信アンテナが設置される面積内では短区間複素インパルス応答に含まれる各パスの長区間変動及び短区間変動による利得は等しいと見なすことにより、自チャネルにも基準チャネルと同数のパスがあり、各パスの遅延と位相のみが、基準チャネルと自チャネルとの送受信点と自チャネルの送受信アンテナの位置関係と各パスの放射方向と到来方向から求まる経路差分だけずれるとして、自チャネルの複素インパルス応答を発生させる。
具体的には、遅延については後述するパス形成部１９０（図３０）で生じさせるので、自チャネル用短区間複素インパルス応答発生部１５０では、位相変化に応じてＩ成分、Ｑ成分の大きさを制御した複素利得を発生させる。
この複素インパルス応答は、データ補間部１５１によりデータ補間されてアップコンバートされた後、フェージング付加部１５４の短区間変動付加部１５５に送出される。このようにチャネル処理部１２６−１では、データ補間部１５１を設けるようにしたことにより、データ補間部１５１より前の処理動作がある程度遅くてもベースバンド信号のサンプリング周波数ｆｓに応じた細かな変動を与えることができるようになっている。データ補間部１５３と有相関ガウス雑音発生部１５２との関係についても同様である。
有相関ガウス雑音発生部１５２は、パラメータＰ１４、Ｐ１５、Ｐ２０を入力し、自チャネルの各パスについての有相関ガウス雑音を発生する。つまり、この実施の形態の伝送路シミュレータ１２０においては、各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮそれぞれの有相関ガウス雑音発生部１５２において、チャネル間、又はチャネル間及びパス間で相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成する。
有相関ガウス雑音発生部１５２において発生された有相関瞬時変動Ｐ１６（各パスの瞬時変動の複素利得に加えて、パス数、各パスの遅延の情報を含む）は、データ補間部１５３により補間された後、有相関瞬時変動付加部１５６に送出される。因みに、パス数、各パスの遅延情報は、後述するようにアンテナ配置に応じた遅延を有するマルチパスを形成するための情報として使われる。
図２６に、有相関ガウス雑音発生部１５２の構成を示す。有相関ガウス雑音発生部１５２は、基準チャネルの各パスの到来角と見通し角に応じた帯域のガウス雑音を基準チャネルの各パスの瞬時変動初期値の初期位相を有するマルチトーンとして発生し、このマルチトーンをドップラーフィルタとアンテナ配置情報をパラメータとする有相関フィルタ特性とで重み付けすることで、基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成するものである。つまり、上述した笹岡法を適用したものである。
具体的に説明すると、マルチトーン発生部１６１は、瞬時変動初期値発生部１６０により発生された自チャネル各パスの瞬時変動初期値を初期位相とするマルチトーンを発生する。このマルチトーンはドップラーフィルタ１６２によりドップラー周波数ｆＤ内の所定帯域制限された後、（１２）式のフィルタ特性を有するフィルタ１６５Ａに送出される。
一方、マルチトーン発生部１６３は、瞬時変動初期値発生部１４１（図２４）により発生された基準チャネル各パスの瞬時変動初期値に応じた初期位相を有するマルチトーンを発生する。このマルチトーンはドップラーフィルタ１６４によりドップラー周波数ｆＤ内の所定帯域に制限された後、（１１）式のフィルタ特性を有するフィルタ１６５Ｂに送出される。
ここでドップラーフィルタ１６２、１６４にはキャリア周波数及び走行速度・方向が入力されており、これらに応じてドップラーフィルタ１６２、１６４の特性が決められる。また相関フィルタ部１６５にはキャリア周波数、走行速度・方向、送受信アンテナの配置・指向性、各パスの到来角・見通し角が入力されており、これらに応じて各フィルタ１６５Ａ、１６５Ｂの特性が決められる。
相関フィルタ部１６５からの出力は加算器１６６により加算された後、位相変動ＯＮ／ＯＦＦ部１６７に入力される。位相変動ＯＮ／ＯＦＦ部１６７は、制御装置１２１からの位相変動ＯＮ／ＯＦＦ指示に応じて有相関ガウス雑音の位相変動をＯＮ／ＯＦＦ制御する。具体的には、位相変動をＯＮ制御することが指示された場合には、加算器１６６からの有相関ガウス雑音をそのまま出力する。
これに対して、位相変動をＯＦＦ制御することが指示された場合には、ＩチャネルとＱチャネルの有相関ガウス雑音の変動値包絡線振幅√（Ｉ２＋Ｑ２）を求め、求めた変動値包絡線振幅をＩチャネル及びＱチャネルの信号として出力する。つまり、瞬時変動値としてＩチャネル及びＱチャネルの大きさが同じ有相関ガウス雑音を形成することにより、続く有相関瞬時変動付加部１５６において位相変動を与えずにレベル変動のみを与えるようにする。この理由については後述する。
位相変動ＯＮ／ＯＦＦ部１６７の出力は遅延部１６８を介して自チャネル瞬時変動として、有相関瞬時変動付加部１５６に送出される。
かくして、各チャネル毎に設けられた有相関ガウス雑音発生部１５２により同様の基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を求めることにより、基準チャネルの各パスの情報から、当該基準チャネルと相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成できる。この結果、Ｍ×Ｎチャネル分の瞬時変動を独立に設定する場合と比較して、的確かつ容易にＭ×Ｎチャネル分の瞬時変動をシミュレートできるようなる。
なおここではマルチトーンを使って基準チャネルと相関のある有相関瞬時変動を求める場合について述べたが、マルチトーン発生部１６１、１６３で単なる白色ガウス雑音を発生し、ドップラーフィルタ１６２、１６４をパスの到来方向を考慮した帯域のみを通過させるフィルタ特性とすることにより、Ｍ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を求めるようにしてもよい。
つまり、マルチトーンを発生して基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成する場合に限らず、基準チャネルとそれ以外の１チャネル分それぞれの帯域制限したガウス雑音を発生し、これら２つの帯域制限したガウス雑音を少なくともアンテナ配置情報をパラメータとする有相関フィルタ特性で重付け加算することで、基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成する、といった処理をＭ×Ｎチャネル分だけ実行することにより、Ｍ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成してもよい。
（２−２−２）固有値変換法を用いる場合
次に固有値変換法を用いる場合の基準チャネルパス制御部、チャネル処理部及び有相関ガウス雑音発生部の構成を、図２７、図２８及び図２９を用いて説明する。
図２４との対応部分に同一符号を付して示す図２７に、固有値変換法を用いる場合の基準チャネルパス制御部１７０（図２２の基準チャネルパス制御部１２７に対応する）の構成を示す。変換行列算出手段としての単位固有ベクトル算出部１７１は、基準チャネル伝送路モデル形成部１４０から出力されるパラメータＰ１４、Ｐ１５のうち、送受信アンテナの配置・指向性の情報と、基準チャネルの各パスの到来角・見通し角の情報を入力する。
単位固有ベクトル算出部１７１は、先ず送受信アンテナの位置関係と基準チャネルの波の放射方向及び到来方向とレイリーフェージングの理論相関値（チャネル間の相関のみを求める場合には（１）式の空間相関関数を用い、チャネル間及びパス間の相関を求める場合には（２）式の空間・時間相関関数を用いる）とから相関行列を求める。ここでチャネル間の相関行列を求める場合には、（Ｍ×Ｎ）行、（Ｍ×Ｎ）列の行列となり、チャネル間及びパス間の相関行列を求める場合には、（Ｍ×Ｎ×パス数）行、（Ｍ×Ｎ×パス数）列の行列となる。
次に、単位固有ベクトル算出部１７１は、（１−３−１）の項で説明したように、（３）式、（４）式及び（５）式に基づいて、単位固有ベクトル（実際には単位固有ベクトルを共役複素転置したもの）を算出する。そしてこれを互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列として有相関ガウス雑音発生部１７３に送出する。実際上、単位固有ベクトル算出部１７１は、単位固有ベクトルと共に、各チャネルの各パスの瞬時変動初期値を発生し、これらをパラメータＰ３０として図２８に示すチャネル処理部１７２の有相関ガウス雑音発生部１７３に送出する。
ここで図２８のチャネル処理部１７２の構成は、有相関ガウス雑音発生部１７３の構成が異なることを除いて図２５で説明した構成と同様なので、ここでは有相関ガウス雑音発生部１７３の構成のみ説明する。図２９に、有相関ガウス雑音発生部１７３の構成を示す。
有相関ガウス雑音発生部１７３は、ドップラーフィルタ部１８０において、各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生する。具体的に説明すると、帯域制限白色ガウス雑音発生部（ＬＷＧＮ）１８１−１にはチャネル１−１の各パスの瞬時変動初期値が入力され、帯域制限白色ガウス雑音発生部１８１−２にはチャネル１−２の各パスの瞬時変動初期値が入力され、………、帯域制限白色ガウス雑音発生部１８１−ＭＮにはチャネルＭ−Ｎの各パスの瞬時変動初期値が入力されることにより、各帯域制限白色ガウス雑音発生部１８１−１〜１８１−ＭＮで互いに独立な帯域制限白色ガウス雑音が発生される。この独立な帯域制限白色ガウス雑音は、それぞれドップラーフィルタ１８２−１〜１８２−ＭＮによりドップラー周波数ｆＤ内に帯域制限された後、重み付け加算部１８３に送出される。
行列演算手段としての重み付け加算部１８３は、ドップラーフィルタ部１８０で得られた各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動に対して、自チャネルの固有ベクトルを用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある有相関瞬時変動を求める。因みにこの有相関瞬時変動は、チャネル間でも相関をもっている。
重み付け加算部１８３から出力された有相関瞬時変動は位相変動ＯＮ／ＯＦＦ部１８４を介して自チャネル各パスの瞬時変動として、有相関瞬時変動付加部１５６（図２８）に送出される。
かくして、各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生し、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論時空間相関値とから（ＭＮ・パス数×ＭＮ・パス数）相関行列を求め、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求め、（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を求めるようにしたので、各チャネル間及び各パス間で互いに相関のある有相関瞬時変動を求めることができ、Ｍ×Ｎチャネルでかつマルチパスが存在する伝送路のシミュレートを的確かつ容易に行うことができるようになる。
また同様に、各チャネル間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生し、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論空間相関値とから（ＭＮ×ＭＮ）相関行列を求め、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求め、前記複数の瞬時変動に対して変換行列を用いた行列演算処理をパス数回分施すことにより、チャネル間で互いに相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を求めれば、基準チャネルと各チャネルの相関のみならず、全チャネル間で相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成できるようになる。この結果、実際のＭ×Ｎチャネル伝送路で発生する瞬時変動により近い瞬時変動を形成することができるようになる。
なおここでは、固有値変換法を用いて有相関瞬時変動を形成する場合について説明したが、同様の構成で上述したコレスキー分解法を用いた有相関瞬時変動を形成することができる。
簡単に説明すると、図２７の単位固有ベクトル算出部１７１で固有ベクトルを算出するのではなく、（１−３−２）の項で説明したように、（６）式及び（７）式に基づいて、パス相関行列をコレスキー分解して下側三角行列を得、その共役複素転置行列を算出する。そしてこれをチャネル処理部１７２の有相関ガウス雑音発生部１７３に送出する。
有相関ガウス雑音発生部１７３では、行列演算手段としての重み付け加算部１８３にこのコレスキー分解により得た変換行列を入力し、この変換行列を用いて重み付け加算を行うことで、有相関瞬時変動を求めるようにする。これにより、重み付け加算部１８３では、要素の半分が０の変換行列による演算を行うことになるので、少ない計算量で有相関瞬時変動を求めることができるようになる。
（２−３）フェージング付加部の構成
図３０に、各チャネル処理部１２６−１〜１２６−ＭＮに設けられたフェージング付加部の構成を示す。フェージング付加部１５４は、スイッチ１２５（図２２）から出力されたディジタルベースバンド信号をシフトレジスタ１９１及びセレクタ１９２からなるパス形成部１９０に入力し、当該パス形成部１９０によって各パス信号を形成する。具体的には、シフトレジスタ１９１は入力されたディジタルベースバンド信号を、パスの最大遅延時間をアナログＢＢ処理部４２（図２１）のサンプリング周期で除算した時間ずつシフトさせる。
セレクタ１９２はシフトレジスタ１９１の各シフト段から出力される信号の中からパス数分の信号を選択して出力する。ここでパス形成部１９０には、制御装置１２１により指示されたパス数と、各チャネルの信号について送受信アンテナの配置に応じた遅延時間を示すパラメータＰ１１が入力され、シフトレジスタ１９１及びセレクタ１９２はこのパラメータＰ１１に基づいて動作する。これによりパス形成部１９０のセレクタ１９２からは、送受信アンテナの配置に応じた自チャネルについてのパス遅延が与えられた各パスの信号が出力される。
各パスに対応する信号はそれぞれ有相関瞬時変動付加部１５６の各複素乗算器Ａ１〜Ａｋに送出される。また各複素乗算器Ａ１〜Ａｋにはデータ補間部１５３から出力された有相関ガウス雑音Ｐ１７が供給される。これにより各複素乗算器Ａ１〜Ａｋからは有相関瞬時変動が与えられた各パスの信号が出力される。
有相関瞬時変動が付与された各パスの信号は、短区間変動付加部１５５を形成する複数の複素乗算器Ｂ１〜Ｂｋに送出される。各複素乗算器Ｂ１〜Ｂｋには、データ補間部１５１から出力された各パスの短区間変動の複素利得Ｐ１９が供給されており、これにより短区間変動付加部１５５からは複素インパルス応答が畳み込まれた各パスの信号が出力される。次に、この各パスの信号が加算器Ｃ１、Ｃ２………により全て加算されることにより、伝送路変動が反映されたマルチパス信号が形成される。
このマルチパス信号は加算器Ｃ３に供給される。また加算器Ｃ３には、白色ガウス雑音発生部（ＷＧＮ）２１で発生された白色ガウス雑音が増幅器２２により制御装置３０で指定された雑音レベルＳ４に増幅されて供給されている。これにより、加算器Ｃ３においてマルチパス信号に受信機雑音が付加される。
加えて、フェージング付加部１５４は自動利得制御部１９３を有する。自動利得制御部１９３は、制御装置１２１からＡＧＣ制御部１９５に目標レベルが入力されることにより、ＡＧＣ制御部１９５は目標レベルと増幅器１９４の出力信号の差分値を増幅器１９４の増幅値として設定する。この結果、自動利得制御部１９３では、簡易的なディジタル利得制御処理を行って、マルチパス信号を目標レベルで一定の信号とすることができる。
このようにマルチパス信号に対して利得制御を行う必要があるのは、加算器Ｃ１により加算されたマルチパス信号は、それぞれ独立にレベル変動が与えられた各パスの信号を加算したものなので、ディジタルベースバンド信号自体にレベル変動が生じていると想定できるためである。これを考慮して、利得制御部１９３により簡易的なディジタル利得制御処理を行って、マルチパス信号のレベルを一定とすることにより、無線回路５３（図２１）が完成しておらずＡＧＣ処理が行えない場合でも、開発装置の受信系５０内のＡＤ変換でのビット落ちを防止することができる。この結果、ディジタルＢＢ処理部４１のディジタルベースバンド信号に基づいてマルチパス伝送路での伝送路特性を良好に評価できるようになる。
またこの実施の形態の伝送路シミュレータ１２０においては、送信系のディジタルＢＢ処理部４１からのディジタルベースバンド信号を入力して、この信号に伝送路変動を与えた後、受信系５０のディジタルＢＢ処理部５１に出力して、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の伝搬特性を評価する場合には、位相変動ＯＮ／ＯＦＦ部１６７（図２６）、１８４（図２９）をＯＦＦ制御し、有相関瞬時変動付加部１５６にＩチャネルとＱチャネルが同一レベルの有相関瞬時変動を入力する。これは図示していないが、短区間変動付加部１５３に供給する短区間変動についても同様である。
これにより、無線回路５３のＡＦＣが無くても、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の性能を単独で評価できるようになる。因みに、無線回路４３、５３が接続された段階では、無線回路５３によるＡＧＣ機能及びＡＦＣ機能が働くので、各複素乗算器Ａ１〜Ａｋ、Ｂ１〜ＢｋにおいてＩチャネルとＱチャネルのそれぞれの包絡線振幅が異なるような短区間変動の複素利得を乗算してディジタルベースバンド信号に位相変動を与えてもよい。
（２−４）送信アナログ調整部及び受信アナログ調整部の構成
次に送信アナログ調整部１２４と受信アナログ調整部１２９の構成について説明する。この送信アナログ調整部１２４と受信アナログ調整部１２９は、Ｍ×Ｎチャネルの各チャネルに対応するアナログ回路の性能のばらつきにより生じる各チャネルの信号のばらつきを模擬するものである。
すなわちシミュレート対象としている開発装置４０、５０には、送信側にＭ個、受信側にＮ個のアナログ回路が存在し、これらＭ×Ｎ個のアナログ回路間のばらつきが伝送路上の信号にも影響することに着目し、送信アナログ調整部１２４及び受信アナログ調整部１２９によりディジタルベースバンド信号に適宜このチャネル間でのばらつきを模擬して与えるようにした。これにより、より現実に近いＭ×Ｎチャネル伝送路での伝搬変動をシミュレートできるようになる。
この結果、伝送路シミュレータ１２０においては、送信系４０の無線回路４３及び受信系５０の無線回路５３の開発が終了していなくても、これら無線回路４３、５３で生じるであろう信号劣化をディジタルベースバンド信号に付加して、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の特性を評価できるようになる。
この結果、ディジタルＢＢ処理部４１、５１と無線回路４３、５３との適合性も含めて、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の伝送路特性を評価できるようになる。また、後に開発される無線回路４３、５３においてどの程度の信号劣化が生じるまで、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の性能が所望値を満たすかを前もって測定できるようになる。
送信アナログ調整部１２４及び受信アナログ調整部１２９の構成を具体的に説明する。送信アナログ調整部１２４は、図３１に示すように、スイッチ１２５（図２２）からのベースバンド信号を利得アンバランス発生部２１０に入力する。利得アンバランス発生部２１０は、ディジタルベースバンド信号のＩ、Ｑそれぞれのチャネル信号を独立に増幅することにより利得差を生じさせる。ＤＣオフセット付加部２１１は、Ｉ、Ｑそれぞれのチャネル信号に一定値を増減することにより直流オフセットを付加する。
周波数オフセット・位相オフセット付加部２１２は、Ｉ、Ｑそれぞれのチャネル信号に無線回路４３やアナログ回路１２３（図２２）で生じるであろう周波数オフセット及び位相オフセットを付加する。実際上、周波数オフセット・位相オフセット付加部２１２は、各チャネルの信号に対して、瞬時位相θ１、θ２に応じた変動量ＣＯＳθ１、ＳＩＮθ２を乗ずる複素乗算器でなる。
つまり、Ｉチャネル信号には変動量ＣＯＳθ１を乗じ、Ｑチャネル信号には変動量ＳＩＮθ２を乗じる。ここで瞬時位相θ１、θ２を一定とした場合には位相オフセットのみを付加したことを意味し、瞬時位相θ１、θ２が時間と共に変動する場合には位相オフセットに加えて周波数オフセットを付加したことを意味する。
送信アナログ調整部１２４では、この瞬時位相θ１、θ２を求めるに当たって、位相増分量算出回路２１５により周波数オフセット設定値Ｓ２０Ｅから１サンプル当たりの位相回転量を算出し、これをｍｏｄ  ２π算出回路２１７、２１９に送出する。この際、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の直交性の崩れを付加するために、Ｑチャネル信号の位相回転量には加算器２１８により直交性の劣化量Ｓ２０Ｆを加える。
また加算器２１６には１サンプル前の位相が入力される。この１サンプル前の位相は、Ｚ−１算出回路２２２で初期位相（つまり、位相オフセット）Ｓ２０Ｄと１サンプル前の位相とに基づく演算を行うことにより算出される。加算器２１６では、１サンプル前の位相に位相増分量算出回路２１５で算出した１サンプル分の位相回転量を加算することで、現サンプルの位相回転量が求められる。
このように、加算器２１６、ｍｏｄ  ２π算出回路２１７及びＺ−１算出回路２２２の処理ループを繰り返すことにより、位相オフセット及び周波数オフセットが加味された１サンプル毎のＩチャネル瞬時位相θ１が算出されると共にこの瞬時位相θ１に直交性の劣化量を加えたＱチャネル瞬時位相θ２が算出される。
そして周波数オフセット・位相オフセット付加部２１２では、ディジタルベースバンド信号のＩチャネルに変動量ＣＯＳθ１が付加され、Ｑチャネルに変動量ＳＩＮθ２が付加されることにより、送信系４０の無線回路４３やアナログ回路１２３で生じるであろうディジタルベースバンド信号の各チャネルについての周波数オフセット及び位相オフセットが付加される。遅延調整部２１３は、無線回路４３やアナログ回路で生じるであろう回路遅延量を付加する。
疑似パワーアンプ（ＰＡ）部２１４は、無線回路４３の増幅部で生じるであろう非線形歪みを模擬的に生じさせるもので、例えば図３２に示すように構成されている。疑似ＰＡ部２１４は、包絡線振幅計算回路２３０によって、√（Ｉ２＋Ｑ２）を計算することによりディジタルベースバンド信号の包絡線振幅Ｘを計算し、これを平均化回路２３１及び歪み演算部２３２に送出する。
平均化回路２３１は、制御装置１２１によって設定される忘却係数（つまりレベル計算時定数）Ｓ２０Ｈに応じた時間だけ包絡線振幅を平均化し、求めた平均値Ｐａｖｅを飽和レベル演算回路２３３に送出する。飽和レベル演算回路２３３は、包絡線振幅の平均値をＰａｖｅとし、制御部１１０により設定されるパワーアンプのバックオフをＩＢＯとしたとき、飽和レベルＡｓａｔを次式により求める。
2004059876.tif 000015
歪み演算部２３２は、包絡線振幅計算回路２３０により求めた包絡線振幅値Ｘと、飽和レベル演算回路２３３により求めた飽和レベルＡｓａｔを用いて、増幅器２３４の制御値を次式により算出する。
2004059876.tif 000016
これにより、疑似パワーアンプ（ＰＡ）部２１４は、ディジタルベースバンド信号に対して、無線回路４３の増幅部で生じるであろう非線形歪みを模擬的に付加することができる。
受信アナログ調整部１２９は、図３３に示すように構成されている。受信アナログ調整部１２９は、選択合成部１２８（図２２）から出力されたディジタルベースバンド信号を周波数オフセット・位相オフセット付加部２５１に入力する。
周波数オフセット・位相オフセット付加部２５１は、上述した送信アナログ調整部１２４の周波数オフセット・位相オフセット付加部２１２と同様の処理を行う。すなわちＩ、Ｑそれぞれのチャネルに受信系５０の無線回路５３やアナログ回路１３１（図２２）で生じるであろう周波数オフセット及び位相オフセットを付加する。実際上、周波数オフセット・位相オフセット付加部２１２は、各チャネルの信号に対して、瞬時位相θ１’、θ２’に応じた変動量ＣＯＳθ１’、ＳＩＮθ２’を乗ずる複素乗算器でなる。つまり、Ｉチャネル信号には変動量ＣＯＳθ１’を乗じ、Ｑチャネル信号には変動量ＳＩＮθ２’を乗じる。
受信アナログ調整部１２９では、この瞬時位相θ１’、θ２’を求めるに当たって、位相増分量算出回路２５２により周波数オフセット設定値Ｓ２２Ｂから１サンプル当たりの位相回転量を算出し、これをｍｏｄ  ２π算出回路２５４、２５６に送出する。この際、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号の直交性の崩れを付加するために、Ｑチャネル信号の位相回転量には加算器２５５により直交性の劣化量Ｓ２２Ｃを加える。
また加算器２５３には１サンプル前の位相が入力される。この１サンプル前の位相は、Ｚ−１算出回路２５９で初期位相（つまり、位相オフセット）Ｓ２２Ａと１サンプル前の位相とに基づく演算を行うことにより算出される。加算器２５３では、１サンプル前の位相に位相増分量算出回路２５２で算出した１サンプル分の位相回転量を加算することで、現サンプルの位相回転量が求められる。
そして周波数オフセット・位相オフセット付加部２５１では、ディジタルベースバンド信号のＩチャネルに変動量ＣＯＳθ１’が付加され、Ｑチャネルに変動量ＳＩＮθ２’が付加されることにより、受信系５０の無線回路５３やアナログ回路１３１で生じるであろうディジタルベースバンド信号の各チャネルについての周波数オフセット及び位相オフセットが付加される。
利得アンバランス発生部２６１は、ディジタルベースバンド信号のＩ、Ｑそれぞれのチャネル信号を独立に増幅することにより利得差を生じさせる。ＤＣオフセット付加部２６２は、Ｉ、Ｑそれぞれのチャネルに一定値を増減することにより直流オフセットを付加する。遅延調整部２６３は、無線回路５３やアナログ回路１３１で生じるであろう回路遅延量を付加する。
ここで送信アナログ調整部１２４及び受信アナログ調整部１２９の各種の設定値Ｓ２０（Ｓ２０Ａ〜Ｓ２０Ｉ）、Ｓ２２（Ｓ２２Ａ〜Ｓ２２Ｈ）は、ユーザが制御装置１２１を介して任意に選択することができるようになっている。
これにより、送信系４０の無線回路４３や受信系５０の無線回路５３ができあがる前から、つまりディジタルＢＢ処理部４１、５１のみが完成した段階で、無線回路４３、５３やアナログ回路１２３、１３１で生じるであろう利得アンバランス、ＤＣオフセット、周波数オフセット、位相オフセット、回路遅延又は増幅時の非線形歪み等を自在に模擬することができるようになるので、開発中のディジタルＢＢ処理部４１、５１と種々の特性の無線回路４３、５３とを組み合わせた際の、ディジタルＢＢ処理部４１、５１の特性評価を行うことができるようになる。
（３）実施の形態の効果
かくして以上の構成によれば、送信系４０により得られたＭ個の信号をそれぞれＮ個ずつ複製することによりＭ×Ｎ個のチャネル信号を形成するスイッチ１２５と、このＭ×Ｎ個のチャネル信号それぞれに対して、送受信アンテナの配置に応じた有相関瞬時変動及び短区間変動を与えるチャネル処理部１２６−１〜１２６ＭＮと、伝送路変動が与えられたＭ×Ｎ個のチャネル信号を選択的にＭ個ずつ合成することによりＮ個の信号を形成する選択合成部１２８を設けたことにより、マルチアンテナ装置において実際に生じる伝送路変動を模擬できるようになるので、マルチアンテナ装置における伝送路特性を的確かつ容易にシミュレートできるようになる。
本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、送受信アンテナの配置情報を用いて、Ｍ×Ｎチャネル伝送路それぞれにおける伝送路変動を形成する伝送路変動形成ステップと、このＭ×Ｎチャネル分の伝送路変動をＭ×Ｎチャネルの信号にそれぞれに与える伝送路変動付与ステップと、を含むようにする。
この方法によれば、送受信アンテナの配置情報からＭ×Ｎチャネル伝送路全ての伝送路変動を形成しているので、マルチアンテナ装置により形成されるＭ×Ｎチャネル伝送路での伝送路変動を的確かつ容易に形成できるようになる。また走行実験で伝送路データを収集し再現する場合にも、送受信アンテナを各１本を有するデータ収集装置で１チャネル分のデータを収集し、これを基準チャネルとしてこれと開発装置の送受信アンテナとの相対配置からＭ×Ｎチャネル伝送路での伝送路変動を的確かつ容易に形成できるので、データ蓄積用のメモリを大幅に節約でき、走行実験回数も激減して開発効率を向上できる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、伝送路変動形成ステップでは、送受信アンテナの配置情報を用いて、アンテナ配置に起因する各伝送路での遅延と位相変化を求め、各チャネル伝送路間でこの遅延と位相変化が異なる伝送路変動を形成するようにする。
この方法によれば、アンテナ配置に起因する各伝送路での遅延と位相変化のみを異ならせて、Ｍ×Ｎチャネル分の伝送路変動を形成するようにしたので、容易にＭ×Ｎチャネル分の伝送路変動を形成することができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、伝送路変動形成ステップでは、伝送路変動として各チャネル伝送路に関する短区間変動を形成するにあたって、各チャネルの送受信アンテナの位置関係の情報と、各パスの放射方向及び到来方向の情報とを用いて、予め設定又は用意された基準チャネルの各パスと各チャネルの各パスとの経路差を求め、各チャネルの各パスの信号に、基準チャネルの各パスの短区間変動に対してこの経路差分だけ異なる位相差を生じさせるような短区間変動を形成することで、Ｍ×Ｎチャネル分についての短区間変動を形成するようにする。
この方法によれば、送信アンテナ間および受信アンテナ間の距離は短区間変動周期よりも十分短いため各チャネル内のパス数およびパスの利得が等しいと見なして、基準チャネルの各パスの短区間変動に対してこの経路差分だけ異なる位相差を生じさせるような短区間変動を形成するようにしたので、基準チャネルの伝送路モデルからＭ×Ｎチャネル全ての短区間変動を形成することができ、予め基準チャネルの伝送路モデルさえ用意すれば、Ｍ×Ｎチャネル伝送路の短区間変動を容易かつ的確に形成することができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、伝送路変動形成ステップでは、伝送路変動として各チャネル伝送路に関する瞬時変動を形成するにあたって、基準チャネルとそれ以外の１チャネル分それぞれの帯域制限したガウス雑音を発生し、これら２つの帯域制限したガウス雑音を少なくともアンテナ配置情報をパラメータとする有相関フィルタ特性で重付け加算することで、基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成する、といった処理をＭ×Ｎチャネル分だけ実行することにより、Ｍ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成するようにする。
この方法によれば、基準チャネルの各パスの情報から、当該基準チャネルと相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成できるようになり、Ｍ×Ｎチャネル分の瞬時変動を独立に設定する場合と比較して、的確かつ容易にＭ×Ｎチャネル分の瞬時変動を形成できるようなる。なおこの方法は、換言すれば、２チャネル分の有相関瞬時変動を発生させる方法として従来提案されていた笹岡による方法を、Ｍ×Ｎチャネルの有相関瞬時変動を発生させるように拡張したものである。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、伝送路変動形成ステップが、各チャネル間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）の瞬時変動を発生するステップと、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論空間相関値とから（ＭＮ×ＭＮ）相関行列を求めるステップと、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求めるステップと、前記各チャネルで対応するパスの瞬時変動毎に前記変換行列を用いた行列演算処理をパス数回分施すことにより、チャネル間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を求めるステップと、を含むようにする。
この方法によれば、基準チャネルと各チャネルの相関のみならず、全チャネル間で相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を形成できるようになる。この結果、実際のＭ×Ｎチャネル伝送路で発生する瞬時変動により近い瞬時変動を形成することができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、伝送路変動形成ステップは、各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生するステップと、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論時空間相関値とから（ＭＮ・パス数×ＭＮ・パス数）相関行列を求めるステップと、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求めるステップと、前記（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を求めるステップと、を含むようにする。
この方法によれば、各チャネル間及び各パス間で互いに相関のある有相関瞬時変動を求めるようにしたので、Ｍ×Ｎチャネルでかつマルチパスが存在する伝送路のシミュレートも的確かつ容易に行うことができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、変換行列を求めるステップでは、前記変換行列を固有値変換により求めるようにする。
この方法によれば、互いに独立な瞬時変動から有相関瞬時変動を求める際に、（Ｍ×Ｎ）２個や（Ｍ×Ｎ×パス数）２個の要素をもった行列を用いるのではなく、要素数の少ない行列（固有値）を用いることができるようになるので、少ない計算量で有相関瞬時変動を求めることができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレート方法は、変換行列を求めるステップでは、前記変換行列をコレスキー分解により求めるようにする。
この方法によれば、互いに独立な瞬時変動から有相関瞬時変動を求める際に、（Ｍ×Ｎ）２個や（Ｍ×Ｎ×パス数）２個の要素をもった行列を用いるのではなく、コレスキー分解により得られた下側三角行列を用いるようにしたので、少ない計算量で有相関瞬時変動を求めることができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、Ｍ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナを用いるＭ×Ｎチャネル伝送方式を用いた無線機器の伝送路特性をシミュレートする伝送路シミュレータであって、無線機器の送信系により得られたＭ個の信号を入力する入力手段と、このＭ個の信号をそれぞれＮ個ずつ複製することにより、Ｍ×Ｎ個のチャネル信号を形成する信号複製手段と、このＭ×Ｎ個のチャネル信号それぞれに対して、送受信アンテナの配置に応じた伝送路変動を与えるチャネル処理手段と、伝送路変動が与えられたＭ×Ｎ個のチャネル信号を選択的にＭ個ずつ合成することにより、Ｎ個の信号を形成する合成手段とを具備する構成を採る。
この構成によれば、マルチアンテナ装置において実際に生じる伝送路変動を模擬できるようになるので、マルチアンテナ装置における伝送路特性を的確かつ容易にシミュレートできるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、チャネル処理手段は、各チャネルの信号について送受信アンテナの配置に応じた遅延を有する各パスの信号を形成するパス形成手段と、各チャネルの各パスに与える短区間変動の複素利得を形成する短区間複素インパルス応答発生手段と、各チャネルの各パスの信号に対して短区間変動を付加する短区間変動付加手段と、を具備し、短区間複素インパルス応答発生手段は、各チャネルの送受信アンテナの位置関係の情報と、各パスの放射方向及び到来方向の情報とを用いて、基準チャネルの各パスと各チャネルの各パスとの経路差を求め、パス形成手段により形成された各チャネルの各パスの信号に、予め設定又は用意された基準チャネルの各パスの短区間変動に対してこの経路差分だけ異なる位相差を生じさせるような短区間変動を発生するようにする。
この構成によれば、基準チャネルの伝送路モデルからＭ×Ｎチャネル全ての短区間変動を形成することができるので、予め基準チャネルの伝送路モデルさえ用意すれば、Ｍ×Ｎチャネル伝送路の短区間変動を容易かつ的確に形成することができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、チャネル処理手段は、各チャネルの信号について送受信アンテナの配置に応じた遅延を有する各パスの信号を形成するパス形成手段と、各チャネルの各パスに与える有相関瞬時変動を発生する有相関ガウス雑音発生手段と、各チャネルの各パスの信号に対して有相関瞬時変動を付加する有相関瞬時変動付加手段と、を具備する構成を採る。
この構成によれば、Ｍ×Ｎチャネル分の瞬時変動を独立に設定する場合と比較して、マルチアンテナ装置において実際に生じるであろうＭ×Ｎチャネル分の瞬時変動を良好に模擬して、送受信アンテナの配置に応じた遅延が与えられた各パスの信号に付加することができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、有相関ガウス雑音発生手段は、基準チャネルとそれ以外の１チャネル分それぞれの帯域制限したガウス雑音を発生し、これら２つの帯域制限したガウス雑音を少なくともアンテナ配置情報をパラメータとする有相関フィルタ特性で重付け加算することで、基準チャネルの瞬時変動と相関のある有相関瞬時変動を形成する、といった処理をＭ×Ｎチャネル分だけ実行することにより、Ｍ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を発生する構成を採る。
この構成によれば、基準チャネルの各パスの情報から、当該基準チャネルと相関のあるＭ×Ｎチャネル分の有相関瞬時変動を形成できるようになり、Ｍ×Ｎチャネル分の瞬時変動を独立に設定する場合と比較して、的確かつ容易にＭ×Ｎチャネル分の瞬時変動を形成できるようなる。なおこの構成は、換言すれば、２チャネル分の有相関瞬時変動を発生させる方法として従来提案されていた笹岡による方法を、Ｍ×Ｎチャネルの有相関瞬時変動を発生させるように拡張したものである。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、さらに、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論空間相関値とから相関行列を求めた後、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求める変換行列算出手段を具備し、前記有相関ガウス雑音発生手段は、各チャネル間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生する瞬時変動発生手段と、前記複数の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理をパス数回分施すことにより、チャネル間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を発生する行列演算手段と、を具備する構成を採る。
この構成によれば、基準チャネルと各チャネルの相関のみならず、全チャネル間で相関のあるＭ×Ｎ×パス数分の有相関瞬時変動を形成できるようになる。この結果、実際のＭ×Ｎチャネル伝送路で発生する瞬時変動により近い瞬時変動を形成することができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、さらに、入力データ又は実験データと、アンテナの位置関係により求めた各パスの伝搬経路差と、レイリーフェージングの理論時空間相関値とから相関行列を求めた後、互いに無相関な信号ベクトルから互いに相関のある信号ベクトルを算出するための変換行列を前記相関行列に基づいて求める変換行列算出手段を具備し、前記有相関ガウス雑音発生手段は、各チャネル間及び各パス間で互いに独立な（Ｍ×Ｎ×パス数）分の瞬時変動を発生する瞬時変動発生手段と、前記複数の瞬時変動に対して前記変換行列を用いた行列演算処理を施すことにより、パス間で互いに相関のある（Ｍ×Ｎ×パス数）分の有相関瞬時変動を発生する行列演算手段と、を具備する構成を採る。
この構成によれば、各チャネル間及び各パス間で互いに相関のある有相関瞬時変動を求めるようにしたので、Ｍ×Ｎチャネルでかつマルチパスが存在する伝送路特性のシミュレートも的確かつ容易に行うことができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、変換行列算出手段は、変換行列を固有値変換により求める構成を採る。
この構成によれば、行列演算手段で互いに独立な瞬時変動から有相関瞬時変動を求める際に、（Ｍ×Ｎ）２個や（Ｍ×Ｎ×パス数）２個の要素をもった行列を用いるのではなく、要素数の少ない行列（固有値）を用いることができるようになるので、行列演算手段での計算量を少なくすることができる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、変換行列算出手段は、変換行列をコレスキー分解により求める構成を採る。
この構成によれば、行列演算手段で互いに独立な瞬時変動から有相関瞬時変動を求める際に、（Ｍ×Ｎ）２個や（Ｍ×Ｎ×パス数）２個の要素をもった行列を用いるのではなく、コレスキー分解により得られた下側三角行列を用いるようになるので、行列演算手段での計算量を少なくすることができる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、ディジタル回路により構成され、前記Ｍ×Ｎチャネルの各チャネルに対応するアナログ回路の性能のばらつきにより生じる各チャネルの信号のばらつきを模擬するアナログ調整手段を、さらに具備する構成を採る。
この構成によれば、シミュレートの対象としているマルチアンテナ装置には、送信側にＭ個、受信側にＮ個のアナログ回路が存在し、これらＭ×Ｎ個のアナログ回路間のばらつきが伝送路上の信号にも影響することに着目し、アナログ調整手段によりディジタルベースバンド信号に適宜このチャネル間でのばらつきを模擬して与えるようにしたので、より現実に近いＭ×Ｎチャネル伝送路での伝送路変動をシミュレートできるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、無線機器の送信系のディジタルベースバンド処理部の出力信号を入力する入力インターフェースと、伝送路変動を与えた各パスの信号を加算したマルチパス信号の信号レベルがほぼ一定になるような利得制御を行う利得制御手段と、利得制御後のディジタルベースバンド信号を無線機器の受信系のディジタルベースバンド処理部に出力する出力インターフェースと、をさらに具備すると共に、前記チャネル処理手段において、Ｉ成分とＱ成分が等しい伝送路変動成分を与えるようにする構成を採る。
この構成によれば、入力手段からディジタルベースバンド信号を直接入力し、かつ伝送路変動が与えられたマルチパス信号に対して受信系内のＡＤ変換でビット落ちの生じないように利得制御手段によるレベル補正を行い、かつＩ成分とＱ成分が等しい伝送路変動成分を与えるようにしたので、開発装置受信系の無線回路がなくても各パスに対してＡＦＣとＡＧＣがほぼ理想的に動作したときの特性を測定することができるようになる。この結果、ＡＧＣ回路やＡＦＣ回路が無くても、ディジタルベースバンド信号のみでディジタルベースバンド処理部の性能を評価できるようになる。このように無線回路が無くてもディジタルベースバンド処理部の特性を評価できるようになるので、開発効率を向上させることができるようになる。
以上説明したように本発明によれば、受信アンテナの配置情報を用いて、Ｍ×Ｎチャネル伝送路それぞれにおける伝送路変動を形成し、このＭ×Ｎチャネル分の伝送路変動をＭ×Ｎチャネルの信号にそれぞれに与えるようにしたので、送受信アンテナの配置情報からＭ×Ｎチャネル伝送路全ての伝送路変動を形成でき、マルチアンテナ装置により形成されるＭ×Ｎチャネル伝送路での伝送路変動を的確かつ容易に形成できるようになる。
本明細書は、２００２年１２月２４日出願の特願２００２−３７２９６０に基づく。その内容はすべてここに含めておく。
【産業上の利用可能性】  本発明は、例えば携帯電話やその基地局、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）のＭＴ（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ）やＡＰ（Ａｃｃｅｓｓ  Ｐｏｉｎｔ）を開発する際に用いて好適なものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【国際調査報告】
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