(57)【要約】通信装置の出力段高周波増幅器（２３２）の出力歪を等化するために、二値入力データのシンボルレートのＮ倍（Ｎは２以上の整数）でサンプリングされ、且つ、三値以上に多値化して出力するディジタルフィルタ（１１）と、ディジタルフィルタの出力を、高周波増幅器の出力の予め測定された非線形歪で過補償して出力する非線形等化部（１２）とを備えた変調装置が提供される。
2005029800.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
二値入力データのシンボルレートのＮ倍（Ｎは２以上の整数）でサンプリングされ、且つ、三値以上に多値化して出力するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタの出力を、高周波増幅器の出力の予め測定された非線形歪で過補償して出力する非線形等化部と、
を備えた変調装置。
【請求項２】
前記非線形等化部の出力をディジタル直交変調するディジタル直交変調部を更に備え、ベースバンド帯にて非線形歪の補償を行う請求項１記載の変調装置。
【請求項３】
前記ディジタルフィルタと前記非線形等化部との間に、前記ディジタルフィルタの出力をディジタル直交変調するディジタル直交変調部を更に備え、中間周波数帯にて非線形歪の補償を行う請求項１記載の変調装置。
【請求項４】
前記非線形等化部は、前記ディジタルフィルタの出力の各サンプルタイミングで前記高周波増幅器の出力振幅の歪予測を補償して等化する振幅補償部と、前記ディジタルフィルタの出力の各サンプルタイミングで前記高周波増幅器の出力位相の歪予測を補償して等化する位相補償部とを備えている、請求項２記載の変調装置。
【請求項５】
前記非線形等化部は、前記高周波増幅器の出力の歪が所定値以上の部分のみを歪補償するようにした、請求項１記載の変調装置。
【請求項６】
前記非線形等化部に、前記二値入力データのシンボル周波数のｎ分の１（ｎは正の整数）の周波数を持つ信号を入力する１／ｎ周波数発生器をさらに備える、請求項１記載の変調装置。
【請求項７】
前記非線形等化部は、前記高周波増幅器の入力パワーレベルに対して線形な出力パワーレベルを仮出力パワーレベルとし、前記高周波増幅器の出力レベルの歪曲線上で前記仮出力パワーレベルに対応する入力パワーレベルを仮入力パワーレベルとし、前記仮入力パワーレベルと前記仮出力パワーレベルとの比を振幅成分の補正係数とする非線形歪係数演算部を備え、前記高周波増幅器による抑圧量を前記補正係数に前記入力パワーレベルを乗算した値により演算した補償量により前記抑圧量を相殺するようにした、請求項１記載の変調装置。
【請求項８】
前記ディジタル直交変調部は、入力Ｉチャネル信号にサイン波を乗算する第１の乗算器と、入力Ｑチャネル信号にコサイン波を乗算する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力を加算する加算器とを備えている、請求項１記載の変調装置。
【請求項９】
前記非線形等化部の入力パワーレベルの変動に対する前記高周波増幅器の出力パワーレベルの変動を測定するネットワークアナライザを更に備え、自動的に歪補償量を生成するようにした、請求項１記載の変調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、非線形等化部を備えた変調装置に関し、特にプリディストータ型非線形等化部を備えた変調装置に関する。
【背景技術】  図２３は従来の通信装置の概略構成を示すブロック図である。同図において、２３１は変調装置（ＭＯＤ）、２３２は高周波増幅器（ＴＸ  ＨＰＡ）である。このような通信装置においては、その出力段における高周波増幅器２３２の出力信号に非線形歪が生じる。図示例では６４ＱＡＭ信号点のいくつかが格子上の点から外れた位置に存在して出力信号に非線形歪が存在した状態例を示している。このように、出力信号が歪むと、その送信装置から出力される送信信号の誤り率劣化の原因となったり、ＩＭ３（混変調歪）等の不要波を出力したり、高い出力パワーの為に装置の消費電力が増大するという問題がある。
そこで、高周波増幅器の出力信号から非線形歪みを除去するための非線形等化手段が必要となっている。
図２４は、高周波増幅器２３２の出力信号の非線形歪みの等化前の信号スペクトラムと、非線形歪みの等化後の信号スペクトラムとを示す図である。図において、横軸は周波数ｆ、縦軸は出力レベルをデシベルｄＢで表してある。図示左側のグラフに丸印で示すように、出力信号の中心周波数の両側波帯で歪みが発生している。この非線形歪を等化すると図示右側のグラフのように、出力信号の中心周波数の両側波帯から歪みが除去される。
このような非線形歪の等化手段（補償手段）として、従来は、アナログ型、カルテシアン型（ＩＭＴ−２０００等）、プリディストータ型等が知られている。
アナログ型は、被等化素子の特性によっては補償が困難だったり、素子毎の特性のばらつきにより調整時間が長くかかったりするので、非線形歪みの補償効果を十分に上げることが出来なかったり、均一な特性の素子の製造が困難であったりする。
カルテシアン型は特性面の向上を図ったものの、規模が大きく高価であるという問題がある。
プリディストータ型は被等化素子の持性に依存せず比較的安価に構成されるが、従来のプリディストータ型については、信号点の位置を補正する目的でディジタルフィルタの入力にて補正する各種手段が考案されている。しかしその方法ではシンボルタイミング毎の補正となり信号の途中経路についての補正がされないので、性能向上が見込めなかった。
図２５は従来のプリディストータ型の変調装置においてディジタルフィルタの入力における信号点補正手段を省略したものの一例の構成を示すブロック図である。
この例では、変調装置２５１は二値入力データをシンボルレートのＮ倍でサンプリングし、且つ、三値以上に多値化して出力するディジタルフィルタ２５２と、そのディジタルフィルタ２５２の出力信号を直交変調するディジタル直交変調部２５３とを備えている。
図２６は図２５に示したディジタルフィルタ２５２に入力される二値データを示す図である。この二値データの１シンボルの周期がＴである。したがってこの入力二値データのシンボルレートは１／Ｔである。
図２７は図２５に示したディジタルフィルタ２５２の出力に得られる多値データを示す図である。図示例では１シンボルの周期がＴ／４となっており、したがってシンボルレートは入力データの４倍となっていて、各入力シンボルデータは本例では２８個のデータのいずれかに多値化されている。このように、シンボルレートをＮ倍にし、且つ多値化することにより、入力データをアナログ信号のようにきめ細かく変調することができる。
しかしながら、図２５に示した変調装置にはディジタルフィルタの出力における非線形歪みを補償するための構成が含まれていない。このため、通信装置の出力段の高周波増幅器は非線形歪ができるだけ少ない高価なものである必要があった。
【発明の開示】
本発明の目的は、上記従来技術における問題に鑑み、通信装置における出力段の高周波増幅器が非線形歪を発生する安価なものであっても、その非線形歪を補償できる変調装置を提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明の第１の態様により提供されるものは、二値入力データのシンボルレートのＮ倍（Ｎは２以上の整数）でサンプリングされ、且つ、三値以上に多値化して出力するディジタルフィルタと、このディジタルフィルタの出力を、高周波増幅器の出力の予め測定された非線形歪で過補償して出力する非線形等化部と、を備えた変調装置である。
この第１の態様により、ディジタルフィルタの出力を、高周波増幅器の出力の予め測定された非線形歪で過補償して出力するので、高周波増幅器の出力には非線形歪みのない等化された信号が得られる。
本発明の第２の態様によれば、非線形等化部の出力をディジタル直交変調するディジタル直交変調部を更に備え、ベースバンド帯にて非線形歪の補償を行うようにした。
この第２の態様により、ディジタルフィルタの出力であるベースバンド帯での非線形歪の等化が可能になる。
本発明の第３の態様により、ディジタルフィルタと非線形等化部との間に、ディジタルフィルタの出力をディジタル直交変調するディジタル直交変調部を更に備え、中間周波数帯にて非線形歪の補償を行うことも可能である。
本発明の第４の態様により、上記第２の態様において、非線形等化部は、ディジタルフィルタの出力の各サンプルタイミングで高周波増幅器の出力振幅の歪予測を補償して等化する振幅補償部と、ディジタルフィルタの出力の各サンプルタイミングで高周波増幅器の出力位相の歪予測を補償して等化する位相補償部とを備えている。
この第４の態様により、高周波増幅器の出力振幅と出力位相の両方の歪を等化することができる。
本発明の第５の態様により、非線形等化部は、高周波増幅器の出力の歪が所定値以上の部分のみを歪補償するようにした。
この第５の態様により、変調装置の回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することができる。
本発明の第６の態様により、非線形等化部に、二値入力データのシンボル周波数のｎ分の１（ｎは正の整数）の周波数を持つ信号を入力する１／ｎ周波数発生器をさらに備え、ｎ分の１の周波数を持つ信号を受信した非線形等化部は三次混変調歪を出力するようにした。
この第６の態様により、高周波増幅器の出力における三次混変調歪を等化することができる。
本発明の第７の態様により、非線形等化部は、高周波増幅器が変調装置の入力パワーレベルに対して線形な出力パワーレベルを仮出力パワーレベルとし、高周波増幅器の出力レベルの歪曲線上で仮出力パワーレベルに対応する入力パワーレベルを仮入力パワーレベルとし、仮入力パワーレベルと仮出力パワーレベルとの比を振幅成分の補正係数として、高周波増幅器による抑圧量を該補正係数に入力パワーレベルを乗算した値により演算し、該抑圧量を相殺する補正値を出力するようにした。
この第７の態様により、高周波増幅器の出力における歪を補正するための補正係数を短時間且つ正確に得ることができる。
本発明の第８の態様により、ディジタル直交変調部は、入力Ｉチャネル信号にサイン波を乗算する第１の乗算器と、入力Ｑチャネル信号にコサイン波を乗算する第２の乗算器と、第１及び第２の乗算器の出力を加算する加算器とを備えている、請求項１記載の変調装置。
本発明の第９の態様により、非線形等化部の入力パワーレベルの変動に対する高周波増幅器の出力パワーレベルの変動を測定するネットワークアナライザを更に備え、自動的に歪補償量を生成するようにした。
【図面の簡単な説明】  上記本発明の目的及び諸特徴は、添付図面を参照して説明する以下の発明を実施するための最良の形態の記載から一層明らかとなる。
図１は本発明の一実施例による変調装置の構成を示すブロック図である。
図２は図１に示した変調装置における非線形等化部の構成の一例を示すブロック図である。
図３は図１に示した変調装置における非線形等化部の構成の他の一例を示すブロック図である。
図４は本発明の一実施例による非線形振幅歪の補償を説明するための概念的なグラフ図である。
図５は本発明の一実施例による振幅補償部の原理構成を示すブロック図である。
図６は本発明の一実施例による振幅補償部の構成例を示すブロック図である。
図７は図６に示した振幅補償部内のメモリの内容の一例を示す図である。
図８は本発明の一実施例による位相補償部の構成を示すブロック図である。
図９は本発明の一実施例による振幅及び位相補償部の構成例を示すブロック図である。
図１０は本発明の一実施例により振幅補償と位相補償を行う考え方を説明するグラフ図である。
図１１は本発明の一実施例によるディジタル直交変調部の構成例を示すブロック図である。
図１２は図１１に示したディジタル直交変調部内の乗算器の出力波形の一例を示す図である。
図１３は図１２の場合の直交変調部の出力を示す図である。
図１４は本発明の一実施例により非線形振幅歪補償係数を説明する図である。
図１５は本発明の一実施例により非線形振幅歪補償係数を求める方法の原理を説明する図である。
図１６は本発明の一実施例により非線形振幅歪補償係数を求める方法を説明する図である。
図１７は図１６により説明して得られた入力値と非線形振幅歪補償係数との関係を示す表図である。
図１８は本発明の一実施例により得られた非線形振幅歪補償係数を求めた後に求めた位相補償量を示す表図である。
図１９は本発明の一実施例による変調装置の詳細な構成を示すブロック図である。
図２０は本発明の一実施例による歪自動補正量自動生成する変調装置の構成を示すブロック図である。
図２１は本発明の一実施例による中間周波数帯にて非線形歪の補償を行う変調装置の構成を示すブロック図である。
図２２は図２１に示した変調装置の詳細な構成を示すブロック図である。
図２３は従来の通信装置における出力段の非線形歪を説明するブロック図である。
図２４は図２３に示した非線形歪の等化を説明するグラフ図である。
図２５は従来の変調装置の一例の構成を示すブロック図である。
図２６は図２５に示した変調装置に入力される二値データの例を示す図である。
図２７は図２５に示した変調装置内のディジタルフィルタの出力に得られるＮ倍シンボルレートの多値データの例を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】  図１は図１は本発明の一実施例による変調装置の構成を示すブロック図である。同図において、変調装置１は、ディジタルフィルタ１１と、非線形等化部１２と、ディジタル直交変調部１３とを備えている。ディジタルフィルタ１１の機能は図２５に示した従来のものと同様であり、その出力はベースバンド帯である。したがって、非線形等化部１２はベースバンド帯で非線形歪の補償を行う。
ディジタルフィルタ１１は図２５にて説明したように、二値入力データをそのシンボルレートのＮ倍（Ｎは２以上の整数）でサンプリングし、且つ、三値以上に多値化して出力するものである。
非線形等化部１２は、通信装置の出力段にある高周波増幅器（例えば図２３の高周波増幅器２３２）の出力信号における非線形歪を補償して等化するものである。
ディジタル直交変調部１３は非線形等化部１２の出力を直交変調するものである。
図２は図１に示した変調装置における非線形等化部の構成の一例を示すブロック図である。同図において、非線形等化部１２ａは、ディジタルフィルタ１１の出力を振幅補償する振幅補償部２１ａと、振幅補償部２１ａの出力を位相補償する位相補償部２２ａとを備えている。
振幅補償部２１ａはディジタルフィルタ１１からの例えば１０ビットのＩ及びＱ信号に対して高周波増幅器の出力信号の振幅歪を補償する。位相補償部２２ａは振幅補償部２１ａの出力信号に対して高周波増幅器の出力信号の位相歪を補償する。
振幅補償部と位相補償部との接続順序は図３に示すように図２と逆であってもよい。
図３は図１に示した変調装置における非線形等化部の構成の他の一例を示すブロック図である。同図において、非線形等化部１２ｂは、ディジタルフィルタ１１の出力を位相補償する位相補償部２２ｂと、位相補償部２２ｂの出力を振幅補償する振幅補償部２１ｂとを備えている。
位相補償部２２ａはディジタルフィルタ１１からの例えば１０ビットのＩ及びＱ信号に対して高周波増幅器の出力信号の位相歪を補償する。振幅補償部２１ｂは位相補償部２２ｂの出力信号に対して高周波増幅器の出力信号の位相歪を補償する。
図４は本発明の一実施例による非線形振幅歪の補償を説明するための概念的なグラフ図である。同図において、曲線ａに示すように高周波増幅器の出力信号が非線形に歪んでいる場合に、本発明の実施例による非線形等化部１２によりその歪分を過補償するために曲線ｂに示すような補償カーブを形成する。これにより、通信装置の出力段における高周波増幅器の出力には非線形歪のない非線形歪係数γが１の直線の入出力特性が得られる。
図５は本発明の一実施例による振幅補償部の原理構成を示すブロック図である。同図において、振幅補償部２１ａ又は２１ｂは、例えば１０ビットに多値化された入力信号（Ｉ，Ｑ）の様々な振幅レベルに応じたそれぞれの非線形歪係数γを予め格納しているメモリ５１と、入力信号の振幅レベルに非線形歪係数γを乗算する乗算器５２とを備えている。これにより、振幅補償部に信号Ｉ，Ｑが入力されると、振幅補償部の出力（Ｉ’，Ｑ’）はγ（Ｉ２＋Ｑ２）１／２となる。この場合の位相θに関しては、Ｉ座標及びＱ座標に共に非線形歪係数γを乗算すれば、入力信号と出力信号とで同じ位相θである。
図６は本発明の一実施例による振幅補償部２１ａ（図２参照）又は２１ｂ（図３参照）の構成例を示すブロック図である。同図において、振幅補償部は、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）６１により予め得られている高周波増幅器の出力信号の非線形歪係数γを格納するメモリ６２と、Ｉチャネル用の乗算器６３と、Ｑチャネル用の乗算器６４とを備えている。これにより、乗算器６３及び６４の出力に、それぞれＩチャネル及びＱチャネルの入力振幅に非線形歪係数γを乗算した信号が得られる。
図７は図６に示した振幅補償部内のメモリ６２の内容の一例を示す図である。同図において、Ｉ，Ｑ空間内の振幅
（Ｉ２＋Ｑ２）１／２に対応した非線形歪係数γの値が格納されていることが示されている。
図８は本発明の一実施例による位相補償部２２ａ（図２参照）又は２２ｂ（図３参照）の構成を示すブロック図である。同図において、８１は高周波増幅器の出力信号の非線形歪により発生する位相歪量ΔθをＩ，Ｑの振幅レベルのビット毎に予め予測するパーソナルコンピュータ（ＰＣ）である。位相補償部は、パーソナルコンピュータ８１により得られている位相歪量Δθを入力信号の振幅レベルに対応して格納し、各々の位相歪量Δθに対応する乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄを出力するメモリ８２と、乗算器８３，８４、８５及び８６と、加算器８７及び８８とを備えている。乗算器８３，８４、８５及び８６と、加算器８７及び８８とはバタフライ回路（無限位相器ともいう）を構成している。乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄは位相歪量Δθに対応して決定される。
乗算器８３は、例えば１０ビットに多値化されたＩチャネルの入力信号に係数ａを乗算し、乗算器８４は、例えば１０ビットに多値化されたＱチャネルの入力信号に係数ｂを乗算し、加算器８７は乗算器８３と８４の出力を加算してＩチャネル信号として出力する。
乗算器８５は、Ｉチャネルの入力信号に係数ｃを乗算し、乗算器８６は、Ｑチャネルの入力信号に係数ｄを乗算し、加算器８８は乗算器８５と８６の出力を加算してＱチャネル信号として出力する。
これにより、Ｉ，Ｑの直交空間が非線形位相歪Δθだけ回転する。
図６に示した振幅補償部と図８に示した位相補償部とを図９に示すように一つの回路にまとめることができる。
図９は本発明の一実施例による振幅及び位相補償部の構成例を示すブロック図である。同図において、同図において、９１は例えば１０ビットに多値化された入力信号（Ｉ，Ｑ）の様々な振幅レベルに応じたそれぞれの非線形歪係数γ及び非線形歪により発生する位相歪量ΔθをＩ，Ｑの振幅レベルのビット毎に予め予測するパーソナルコンピュータ（ＰＣ）である。振幅及び位相補償部は、パーソナルコンピュータ９１により得られている非線形歪係数γと位相歪量Δθを入力信号の振幅レベルに対応して格納し、非線形歪係数γ及び各々の位相歪量Δθに対応する乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄを出力するメモリ９２と、乗算器９３，９４、９５及び９６と、加算器９７及び９８とを備えている。乗算器９３，９４、９５及び９６と、加算器９７及び９８とはバタフライ回路（無限位相器ともいう）を構成している。乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄは位相歪量Δθに対応して決定される。
乗算器９３は、例えば１０ビットに多値化されたＩチャネルの入力信号に係数ａ及び非線形歪係数γを乗算し、乗算器９４は、例えば１０ビットに多値化されたＱチャネルの入力信号に係数ｂ及び非線形歪係数γを乗算し、加算器９７は乗算器９３と９４の出力を加算してＩチャネル信号として出力する。
乗算器９５は、Ｉチャネルの入力信号に係数ｃ及び非線形歪係数γを乗算し、乗算器９６は、Ｑチャネルの入力信号に係数ｄ及び非線形歪係数γを乗算し、加算器９８は乗算器９５と９６の出力を加算してＱチャネル信号として出力する。
これにより、振幅歪が補償され且つＩ，Ｑの直交空間が位相歪Δθだけ回転して位相歪も補償される。
図１０は本発明の一実施例により振幅補償と位相補償を行う考え方を説明するグラフ図である。同図において、点線の直線グラフは入力信号に対して非線形歪を含む出力レベルの変化を示しており、実線の直線グラフは歪が補償されて等化された出力レベルの変化を示している。非線形歪を生じている点１０１に関して、非線形歪係数γを出力レベルに乗算することにより振幅補償された点１０２が得られる。次いで、この点の振幅レベルに対して位相補償をすることにより、歪のない正規の信号点１０３が得られる。
図１１は本発明の一実施例によるディジタル直交変調部の構成例を示すブロック図である。同図において、ディジタル直交変調部１３（図１参照）は、Ｉチャネルの信号にサイン波を乗算する乗算器１１１と、Ｑチャネルの信号にコサイン波を乗算する乗算器１１２と、乗算器１１１の出力と乗算器１１２の出力を加算する加算器１１３とを備えている。
図１２は図１１に示したディジタル直交変調部内の乗算器の出力波形の一例を示す図である。この例では、ディジタルフィルタ１１（図１参照）は二値入力データをそのシンボルレートの４倍でサンプリングしている。これにより、図示の黒点のように入力信号の周期Ｔの間の１／４Ｔ毎にサンプリングされる。この結果、加算器１１３の出力であるＩｓｉｎφ＋Ｑｃｏｓφは各サンプル点で、
０Ｔのとき：      Ｑｃｏｓφ
１／４Ｔのとき：  Ｉｓｉｎφ
２／４Ｔのとき：−Ｑｃｏｓφ
３／４Ｔのとき：−Ｉｓｉｎφ
となる。したがって、入力データのシンボルレートの４倍でサンプリングして出力するディジタルフィルタに対応する直行変調部の場合は、ディジタル直交変調部の出力は図１３に示すようになる。
図１３において、ディジタル直交変調部はＩチャネル信号の反転回路１３１とＱチャネル信号の反転回路１３２とを備えている。これにより、ディジタル直交変調部の出力はＩ，−Ｉ，Ｑ，−Ｑの４個のみである。これらの値をその順番に選択出力することにより、図１１に示したような乗算器１１１，１１２及び加算器１１３を用いることなく、ディジタル直交変調部を構成することができる。
図１４は本発明の一実施例により非線形振幅歪補償係数を説明する図である。非線形歪係数γは、入力レベルがγＡのときに出力レベルが歪のない値であるＡとなるように定める必要がある。図示例では、入力レベル（ｄＢｍ）がＡのときは非線形歪のために出力レベルの抑圧量（ＤＢ）はｙ１である。入力レベルがγＡのときに出力レベルが歪のない値であるＡとなるためには、抑圧量がｙ２である必要がある。抑圧量がｙ２となるための非線形歪係数γが求まれば、非線形増幅器の出力の等化が可能になる。
図１５において、非線形歪係数γの演算部１５１により得られた非線形歪係数γを入力レベルＡに乗算して非線形増幅器（高周波増幅器）１５２に入力すれば、非線形増幅器１５２は歪のない値Ａを出力することになる。
図１６は図１５に示した演算部１５１における非線形歪係数γの求め方を説明するグラフ図である。
従来は、この非線形歪係数γを求めるために、以下に述べるように試行錯誤を繰り返していたので、長時間を要していた。
即ち、従来は先ず、入力レベルＡに対応する歪曲線上の出力レベルＢ’を求め、Ａ／Ｂ’を非線形歪係数γ’とし、次いで入力レベルをγ’Ａとしてそれに対応する歪曲線上の出力レベルＢ’’を求め、Ａ／Ｂ’’を非線形歪係数γ’’とし、という作業を繰り返していた。しかし、この従来の方法を繰り返すことにより求める非線形歪係数γに近づきはするが、正確な非線形歪係数γは永久に求まらない。
次に本発明の実施例による非線形歪係数γの求め方を説明する。
図１６においては、説明を簡単にするために、高周波増幅器の入力レベルと出力レベルとが歪のない場合に等しいとしている。本発明の実施例によれば、非線形歪係数演算部１５１は、まず、（１）高周波増幅器の入力パワーレベルＡに対して線形な出力パワーレベルＡを仮出力パワーレベルとし（２）、高周波増幅器の出力レベルの歪曲線１６１上で仮出力パワーレベルＡに対応する入力パワーレベルＣを仮入力パワーレベルとし（３）、仮入力パワーレベルＣと仮出力パワーレベルＡとの比を振幅成分の補正係数γとする。そして、補正係数γに入力パワーレベルＡを乗算した値により演算した補償量γＡにより高周波増幅器による抑圧量を相殺するようにした。これにより、非線形歪係数γは従来のように試行錯誤を繰り返すことなく、直に求まる。
図１７は図１６により説明して得られた入力値と非線形振幅歪補償係数との関係を示す表図である。本発明例では入力レベルがＡのときの非線形歪係数γは１．００３である。なお、非線形歪係数γは位相に無関係であり、したがって、直交軸Ｉ及びＱに投影してもその値は同じで、補償量はそれぞれγＩ及びγＱとなる。
図１８は本発明の実施例により位相補償量を求める方法を説明する図である。図示のように、高周波増幅器の入力レベルがＡのときの非線形歪補償のための補償量はγＡなので、位相補償量をΔθとすればよい。
図１９は以上に説明した本発明の一実施例による変調装置の詳細な構成を示すブロック図である。同図において、変調装置１は、図１に示したディジタルフィルタ１１と、非線形等化部１２と、ディジタル直交変調部１３とを備えている。非線形等化部１２としては、図９に示した振幅及び位相補償部を採用している。また、非線形振幅歪係数γ及び非線形位相歪θを生成する、図１５に示した非線形係数演算部１５１をパーソナルコンピュータ（ＰＣ）９１内に設け、図１４〜１８により説明した方法で非線形振幅歪係数γ及び非線形位相歪Δθを演算してメモリ９２に入力する。本実施例では図１２及び１３に示したようにディジタルフィルタ１１は入力信号のサンプルレートの４倍でサンプリングしたデータを出力する。このため、非線形等化部１２の出力に接続された反転回路１３１及び１３２を備えている。
さらに、本発明の実施例により、二値入力データのシンボル周波数ｆの１６分の１の周波数を持つ信号を発生する１／１６×ｆ発生器１９１を備えている。ディジタルフィルタ１１への入力信号をカットして、１／１６ｆ発生器１９１からの出力信号を非線形等化部１２に入力し、１／１６×ｆ発生器１９１に入力する振幅を変化させると、非線形等化部１２は、その振幅に対応した三次混変調歪（ＩＭ３）を出力するようになる。これにより入力信号の振幅に対応した三次混変調歪（ＩＭ３）を検証できる。
さらに、変調装置の外気温度に応じて非線形振幅歪係数γ及び非線形位相歪Δθを変化させてもよい。
図２０は本発明の一実施例による歪補正量を自動生成する変調装置の構成を示すブロック図である。同図において、２０１はディジタルフィルタ１１及び非線形等化部を含む変調器、２０２は高周波増幅器、２０３は混合回路（ＭＩＸ）、２０４はネットワークアナライザ、２０５はパーソナルコンピュータ、２０６はＡ／Ｄコンバータ、２０７は直交変調部である。
小さい入力レベルから大きい入力レベルまでのそれぞれに対応した非線形振幅歪γ及び非線形位相歪Δθを自動的に生成するために、ネットワークアナライザ２０４は入力レベルとして小から大のレベルのキャリア信号を順次出力する。このキャリア信号はＡ／Ｄコンバータ２０６によりディジタル信号に変換されてディジタル直交変調部２０７に入力され、その出力Ｉ及びＱは、変調部２０１に入力される。変調部２０１は入力されたＩ及びＱ信号をキャリア信号に変調し、高周波増幅器２０２に入力する。そして、高周波増幅器２０２の出力とローカル発信周波数とを混合回路（ＭＩＸ）２０３で混合してネットワークアナライザ２０４に入力する。ネットワークアナライザ２０４は入力レベルに対する出力レベルの変動を測定する。パーソナルコンピュータ（ＰＣ）２０５は、混合回路（ＭＩＸ）２０３からネットワークアナライザ２０４への入力レベルがＡ／Ｄ変換器２０６への出力レベルに対して線形となるように非線形振幅歪γ及び非線形位相歪Δθを変化させながら変調部２０１に入力する。これにより、高周波増幅器２０２の出力歪は自動的に調整されて線形な出力が得られる。
図２１は本発明の他の実施例による中間周波数帯にて非線形歪の補償を行う変調装置の構成を示すブロック図である。同図において、図１に示した変調装置との相違点は、ディジタル直交変調部２１３と非線形等化部２１４の位置が異なる点である。即ち、図２１においては、ディジタルフィルタ２１２の出力をディジタル直交変調部２１３が受け、その出力に中間周波数帯域の信号を得る。非線形等化部２１４はこの中間周波数帯域の信号の歪を等化する。このように、中間周波数の信号の等化の場合でも、ＩＦトランスバーサルイコライザ（ＥＱＬ）と同様に、Ｉ，Ｑ軸の直交軸に分離をする必要がある。しかし、本手法のように直交変調器にディジタル変調器を用いている場合、変調器出力（ＩＦ）信号を分解する事は難しいので、ＩＦ帯でのＩ，Ｑ軸の作り方は図２２に示すように、ベースバンド帯を９０度シフトさせて変調をかける。
図２２は図２１に示した変調装置の詳細な構成を示すブロック図である。同図において、ディジタル直交変調部２１３はディジタルフィルタ２１２の出力をそのまま直交変調する直交変調器２２１と、ディジタルフィルタ２１２の出力を９０度回転するシフト装置２２２と、シフト装置２２２の出力を直交変調する直交変調器２２３とを備えている。また、非線形等化部２１４は図９に示したものと同じベースバンド帯のバタフライ回路２２４と、加算器２２５とを備えている。加算器２２５の出力は中間周波数帯である。
【産業上の利用可能性】  以上の説明から明らかなように、本発明によれば、通信装置の出力段の高周波増幅器が非線形歪を発生する安価なものであっても、その非線形歪を補償できる変調装置を提供することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【国際調査報告】
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