(57)【要約】規模が小さく、演算精度が良好な信号処理を行うことができ、再生信号品質の向上及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能な適応等化回路及び適応等化方法を提供する。本発明は位相同期した後のリサンプリング周波数部分での信号から、等化目標値生成手段１０４でサンプリング周波数部分での等化目標値（真目標値）をもとめて、この等化目標値と、前置デジタル等化手段１０２の入出力信号から、前置デジタル等化手段１０２のタップ係数を適応的に演算する。
2004051648.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段により位相同期された信号から前記第１のデジタル等化手段の等化目標値を生成する等化目標値生成手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力と前記第１のデジタル等化手段により等化された信号と前記等化目標値とから前記第１のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第１の係数演算手段を備えることを特徴とする適応等化回路。
【請求項２】
前記等化目標値生成手段は、前記位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成する仮目標値生成手段と、前記仮目標値から前記位相同期手段による位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成する等化目標位相回転手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
【請求項３】
前記第１のデジタル等化手段は、タップ係数が対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項１、２に記載の適応等化回路。
【請求項４】
前記位相同期手段により位相同期された信号を入力し、適応等化を行う第２のデジタル等化手段を備え、前記位相同期手段により位相同期された信号と前記第２のデジタル等化手段により等化された信号とから前記第２のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第２の係数演算手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
【請求項５】
前記第２のデジタル等化手段は、タップ係数が非対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項４に記載の適応等化回路。
【請求項６】
前記位相同期手段は、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号を補間する第１の補間手段と、前記第１の補間手段の出力から、前記第１の補間手段の補間位置を演算する補間位置演算手段を備える位相同期ループであって、前記等化目標位相回転手段は、前記仮目標値を補間し前記真目標値を得る第２の補間手段であって、前記第２の補間手段の補間位置は前記補間位置演算手段とにより演算されることを特徴とする請求項２に記載の適応等化回路。
【請求項７】
前記第１の補間手段と、第２の補間手段はＦＩＲフィルタであって、前記補間位置演算手段は補間位置の情報としてタップ係数を出力し、ｎをタップ数とした時の個々のタップ係数をＣＯＥ（ｎ）とすれば、前記第１の補間手段に供給するタップ係数ｈ１は、
ｈ１＝｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｎ）｝と表され、
前期第２の補間手段のタップ数が前期第１の補間手段のタップ数と同じ場合に、第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ２は、下記のように前記ｈ１を左右逆転した関係となる
ｈ２＝｛ＣＯＥ（ｎ）ＣＯＥ（ｎ−１）ＣＯＥ（ｎ−２）、、、ＣＯＥ（１）｝あるいは、この係数ｈ２を遅延させたものを入力し、前記第２の補間手段のタップ数が前記第１の補間手段のタップ数と違う場合には、ｍをタップ数とすれば、前記ｈ１と同等の位相特性を持つ係数であるｈ３は、
ｈ３＝｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｍ）｝と表される係数を用意し、
前記第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ４は、前記ｈ３を左右逆転した係数であるｈ４は、
ｈ４＝｛ＣＯＥ（ｍ）ＣＯＥ（ｍ−１）ＣＯＥ（ｍ−２）、、、ＣＯＥ（１）｝あるいは、この係数ｈ４を遅延させたものを入力することを特徴とする請求項６に記載の適応等化回路。
【請求項８】
前記位相同期手段で行う位相同期がアンロック状態であっても前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給し、適応等化を行うことを特徴とする請求項３に記載の適応等化回路。
【請求項９】
前記位相同期手段で行う位相同期の周波数誤差をモニターする周波数誤差モニターを備え、前記周波数誤差が所定値より小さい場合は、前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給して適応等化を開始することを特徴とする請求項３および６に記載の適応等化回路。
【請求項１０】
前記周波数誤差モニターにより検出された周波数誤差が小さくなるように、前記補間位置演算手段での演算に用いる周波数情報を変化させる周波数引き込み手段を備えることを特徴とする請求項９に記載の適応等化回路。
【請求項１１】
記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、
読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号から前記波形等化の等化目標値を生成するステップと、前記標本化された信号、前記波形等化された信号、前記等化目標値から前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法。
【請求項１２】
記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、
読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成するステップと、前記仮目標値から、位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成するステップと、前記標本化された信号と前記波形等化された信号と前記真目標値とから前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法。
【請求項１３】
前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別された状態に対応するタップ係数を蓄えるためのメモリと、
前記第１のデジタル等化手段へタップ係数を供給する際に、前記第１の係数演算手段あるいは前記メモリのいずれかの出力を選択する等化係数選択手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別された状態の内、前記状態の持続時間を測定して所定の値と比較する状態時間測定手段と、
前記第１の係数演算手段の演算の開始あるいは停止を制御する係数演算制御手段と、
前記状態時間測定手段で、前記所定の値より前記持続時間が大きい場合には、前記第１の係数演算手段での演算を停止する指示を前記係数演算制御手段へ伝え、前記係数演算手段の停止後のタップ係数を、前記メモリの前記周波数情報しきい手段で判別した状態に対応する位置に蓄える係数メモリ記憶処理手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別された状態が変化する際に、変化後の状態に対応するタップ係数が前記メモリに蓄えられている場合には、そのタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での演算を停止する旨を前記係数演算制御手段へ伝え、前記メモリに変化後の状態に対応するタップ係数が蓄えられていない場合には、前記第１の係数演算手段の演算結果であるタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での係数演算を開始する旨を前記係数演算制御手段へ伝える状態変化処理手段とを、
備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
【請求項１４】
記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、
前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、
前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、
前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別される複数の状態それぞれに対応するタップ係数を予め蓄えるための第２のメモリと、
前記周波数情報しきい手段で判別される状態の推移によって、前記第１のデジタル等化手段に前記状態に対応するタップ係数を供給する状態変化係数供給手段とを、
備えることを特徴とする適応等化回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、適応等化に関するものであり、前等化を適応化することにより、再生デジタルデータ品質、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）の追従性能が改善され、特に再生データの周波数が変化する場合に効果的な等化を実現できる等の特徴を有するものである。
背景の技術
近年、扱う情報量の増大に伴い磁気記録再生装置または光記録再生装置の記憶容量が急速に増大し、このため記録密度を上げる必要がある。記録密度の増加はデータ品質の悪化を招き、信頼性の確保を行うため、最近ではＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）信号処理方式と呼ばれる方式が採用されている。この方式は高密度記録再生波形に対しても高い再生性能を有している。ＰＲＭＬ信号処理方式とは、線記録方向の記録密度の増大に伴い、信号の高域成分の振幅が劣化し、信号雑音比が増大する再生系において、意図的に波形干渉を付加することにより、再生信号に高域成分を必要とせず、かつ前記波形干渉を考慮した確率計算により最も確からしい系列を復調する最尤復号法（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｍｅｔｈｏｄ）を併用することにより、再生データのエラーレートを向上させる方式である。
ＰＲＭＬ信号処理方式のＰＲは意図的に波形干渉を付加する処理を行うもので、システムのＰＲの型に合うようにフィルタリングする処理である。ＰＲの型への等化（フィルタリング）で良く用いられている構成はアナログフィルタで前等化した後、後置デジタル適応フィルタでさらに調整するという構成である。しかしながら、記録媒体のばらつきなどによって、アナログフィルタでのＰＲへの等化がずれることがある。後置デジタル適応フィルタは適応的に等化することによって、前等化の等化ずれによる影響を減少させる。
ＰＲＭＬ信号処理方式のＭＬは最尤復号で、復号器入力信号系列の間に相関性がある時に特性改善が得られ、最も確からしいデータを復号するものである。ＰＲＭＬでは、ＰＲによって、復号器入力信号系列の間に相関性があるので改善される。上記のＭＬは同期回路であるので、再生信号に同期したクロック信号が必要である。しかし、例えばディスク装置の再生信号は、スピンドルモーターの回転のむら等によって、周波数は若干変化する。この変化に追従するために、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ；位相同期ループ）と呼ばれる回路が必要となる。
これらＰＲＭＬ信号処理方式と、ＰＬＬを用いたシステムで、最近実用化されてきたものに、補間を用いたデジタルＰＬＬを用いたシステムがある。この方式を用いるとアナログ部品を減少することができる。また、アナログ・デジタル変換器がＰＬＬのループには入っていないので、アナログ・デジタル変換器とＰＬＬの間に前置フィルタを挿入してもＰＬＬのループディレイは増加せず性能の改善が成される。ＰＬＬのアナログ部品も無くなり、システムはほぼ完全にデジタル回路のみで構成することができアナログ回路のばらつきの問題は解消される。（例えば、ＪＰ１０−２７４３５Ａの第４頁〜第７頁、図１参照）
上記デジタルＰＬＬを用いたシステムでは前置フィルタはデジタルフィルタで構成されているので、その係数を設定することでデジタルフィルタの特性を自由に変更できる。そのため、前等化の時点で再生信号を望みの周波数特性にすることができ、ＰＬＬの前段でＰＬＬの性能が最も得られる周波数特性を実現できる。
この前置フィルタの適応化を実現する構成例を図８に示す。適応化は次の様に行う。補間を用いたデジタルＰＬＬは図８において位相同期手段１０３である。この位相同期手段１０３で、前置フィルタである第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号を両方リサンプリングし位相同期する。第１のデジタル等化手段１０２の出力信号は第１の補間手段１０３１でリサンプリングされ、第１のデジタル等化手段１０２の入力信号は「遅延」を通った後、Ａ／Ｄ変換情報補間手段８０１でリサンプリングされる。これらリサンプリングされた第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号を用いて、第１のデジタル等化手段１０２のタップ係数を仮係数演算手段８０２で演算する。ここで、第１のデジタル等化手段１０２と、仮係数演算手段８０２は異なる周波数、例えば周波数Ａと周波数Ｂで動作する演算手段なので、仮係数演算手段８０２で得られたタップ係数は、周波数を変換するレート変換器８０３を通して、第１のデジタル等化手段１０２に帰還している。このレート変換器８０３を用いることで前置フィルタの適応制御が可能となった。（例えば、ＪＰ２００１−１８４７９５Ａの第６頁〜第９頁、図１参照）
しかしながら、上記システムはアナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の差が大きいと、タップ係数のレート変換を行うレート変換器８０３の負担が大きく、性能を保つためにはレート変換器８０３内部に高次の補間が必要となり、回路規模を大きくしなければならない。
例えば、線記録密度一定でデータを記録されたディスク媒体からデータを読み出す時に、ＣＡＶ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ａｎｇｕｌａｒ  Ｖｅｌｏｃｉｔｙ）方式で読み出す場合には、ディスク媒体の内周と外周では、読み出されるデータの周波数が大きく異なる。ところが、前述したデジタルＰＬＬを用いたシステムではアナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数は、ほぼ一定の周波数である。デジタルＰＬＬはデータの周波数と同期するようにリサンプリングを行う。この例の場合、アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の比は２倍以上変動するので、レート変換器８０３は、この変動に耐えうる性能を要求されるという問題があった。
また、このシステムでは、アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数は、ＰＬＬのリサンプリング周波数より高い周波数である。デジタル信号処理では、高い周波数で演算を行うほど演算の精度が向上するが、上記システムは低い周波数、すなわちリサンプリングした後の信号で前置フィルタのタップ係数演算を行っているので、演算精度の向上が得られない問題があった。
【発明の開示】
前記課題を解決するために、本発明の適応等化回路は、記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力であるアナログ・デジタル変換情報に波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段により位相同期された信号から、前記第１のデジタル等化手段の等化目標値を生成する等化目標値生成手段と、前記アナログ・デジタル変換情報、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号、前記等化目標値から前記第１のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第１の係数演算手段を備えることを特徴とし、リサンプリングする前の周波数（アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数）でタップ係数を演算するのでレート変換器は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られ、しかもハード化する場合に回路規模の減少が可能である。
本発明の第１の発明は、記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段により位相同期された信号から前記第１のデジタル等化手段の等化目標値を生成する等化目標値生成手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力と前記第１のデジタル等化手段により等化された信号と前記等化目標値とから前記第１のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第１の係数演算手段を備えることを特徴とする適応等化回路であり、リサンプリングする前の周波数でタップ係数を演算するのでレート変換器は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られ、しかもハード化する場合に回路規模の減少を実現しうるものである。
本発明の前記の第１の発明の適応等化回路によれば、タップ係数のレート変換が必要ないためアナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の差が変動しても規模が小さく、リサンプリング周波数よりも高い周波数で信号処理できるため帯域を活かした等化手段の適応制御を行うことができ、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
第２の発明は、前記等化目標値生成手段が、前記位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成する仮目標値生成手段と、前記仮目標値から前記位相同期手段による位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成する等化目標位相回転手段を備えることを特徴とする第１の発明に記載の適応等化回路であり、等化目標位相回転手段が仮目標値の位相を回転させるだけで等化目標値を容易に生成できる。
また、前記第２の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期した後の信号で等化目標値を求めるので信頼性が高く、その後すぐ位相同期する前の周波数に変換し演算するので、信号処理できるため帯域を活かした等化手段の適応制御を行うことができる。
第３の発明は、前記第１のデジタル等化手段は、タップ係数が対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする前記第１、２の発明に記載の適応等化回路であり、前記第１のデジタル等化手段で位相の制御を行わないことにより、位相同期のループと適応等化のループの競合を防ぐことができる。
また、前記第３の発明に記載の適応等化回路によれば、等化を行うＦＩＲフィルタのタップ係数を左右対称型とすることで、規模を小さくでき、位相同期との位相制御の競合を防ぐことが可能となる。
第４の発明は、前記位相同期手段により位相同期された信号を入力し、適応等化を行う第２のデジタル等化手段を備え、前記位相同期手段により位相同期された信号と前記第２のデジタル等化手段により等化された信号とから前記第２のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第２の係数演算手段を備えることを特徴とする第１の発明に記載の適応等化回路であり、前置、後置の両等化手段を持つことによって、より再生信号品質の向上できる。
また、前記第４の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期の後、後置のデジタル適応等化を行うことにより、更なる等化の調整をすることができ、再生信号品質の向上がなされる。
第５の発明は、前記第２のデジタル等化手段は、タップ係数が非対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする第４の発明に記載の適応等化回路であり、前記第２のデジタル等化手段で位相も制御することにより、再生信号が群遅延特性がフラットでない伝送路を通過していたとしても補正できる。
また、前記第５の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期の後、後置のデジタル適応等化を行うＦＩＲフィルタのタップ係数を左右非対称型とすることによって、群遅延特性の補正をも行うことができ再生信号品質の向上がなされる。
第６の発明は、前記位相同期手段は、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号を補間する第１の補間手段と、前記第１の補間手段の出力から、前記第１の補間手段の補間位置を演算する補間位置演算手段を備える位相同期ループであって、前記等化目標位相回転手段は、前記仮目標値を補間し前記真目標値を得る第２の補間手段であって、前記第２の補間手段の補間位置は前記補間位置演算手段により演算されることを特徴とする第２の発明に記載の適応等化回路であり、前記等化目標位相回転手段は、前記仮目標値を補間し前記真目標値を得る第２の補間手段であって、前記第２の補間手段の補間位置は前記補間位置演算手段、または同一の機能を持った第２の補間位置演算手段により演算されることを特徴とし、第１のデジタル等化手段により等化された信号の位相がスライドした信号、仮目標値の位相がスライドした信号の両者を補間を用いることによって容易に求められる。
また、前記第６の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期は補間により成し、等化目標値の位相変換も同様に補間により成し、これら二つの補間を同一の，または同一の機能を持った補間位置演算手段による制御で行うことによって、規模の削減、実現の容易化がなされる。
第７の発明は、前記第１の補間手段と、第２の補間手段はＦＩＲフィルタであって、前記補間位置演算手段は補間位置の情報としてタップ係数を出力し、ｎをタップ数とした時の個々のタップ係数をＣＯＥ（ｎ）とすれば、前記第１の補間手段に供給するタップ係数ｈ１は、
ｈ１＝｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｎ）｝と表され、
前期第２の補間手段のタップ数が前期第１の補間手段のタップ数と同じ場合に、第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ２は、下記のように前記ｈ１を左右逆転した関係となる
ｈ２＝｛ＣＯＥ（ｎ）ＣＯＥ（ｎ−１）ＣＯＥ（ｎ−２）、、、ＣＯＥ（１）｝あるいは、この係数ｈ２を遅延させたものを入力し、前記第２の補間手段のタップ数が前記第１の補間手段のタップ数と違う場合には、ｍをタップ数とすれば、前記ｈ１と同等の位相特性を持つ係数であるｈ３は、
ｈ３＝｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｍ）｝と表される係数を用意し、前記第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ４は、前記ｈ３を左右逆転した係数であるｈ４は、
ｈ４＝｛ＣＯＥ（ｍ）ＣＯＥ（ｍ−１）ＣＯＥ（ｍ−２）、、、ＣＯＥ（１）｝あるいは、この係数ｈ４を遅延させたものを入力することを特徴とする第６の発明に記載の適応等化回路であり、他に特別な手段を設けずタップ係数の反転だけで、第１のデジタル等化手段により等化された信号と仮目標値の両信号の補間を行うことができる。
また、前記第７の発明に記載の適応等化回路によれば、前記２つの補間手段をＦＩＲフィルタとし、補間位置演算手段は補間位置の情報としてタップ係数を出力するとした場合に、両補間フィルタの係数を前記数式のようにすることで、規模の削減、実現の容易化がなされる。
第８の発明は、前記位相同期手段で行う位相同期がアンロック状態であっても前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給し、適応等化を行うことを特徴とする第３の発明に記載の適応等化回路であり、第１のデジタル等化手段が対称型で位相制御を行わないことを利用し、等化のずれによってＰＬＬの引き込みが悪化するのを防ぐことを実現しうるものである。
また、前記第７の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期がアンロック状態であっても等化手段の適応制御を始めることによって、等化ずれによるＰＬＬの引き込み性能の劣化を改善し、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
第９の発明は、前記位相同期手段で行う位相同期の周波数誤差をモニターする周波数誤差モニターを備え、前記周波数誤差が所定値より小さい場合は、前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給して適応等化を開始することを特徴とする第３および６の発明に記載の適応等化回路であり、第１のデジタル等化手段が対称型で位相制御を行わないことを利用し、周波数誤差が少なければ、適応等化をスタートさせても発散せず等化でき、等化のずれによってＰＬＬの引き込みが悪化するのを防ぐことができる。
また、前記第９の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期の周波数誤差をモニターする周波数誤差モニターを備え、この周波数誤差モニターにより検出された周波数誤差が任意の設定値より小さくなったとき等化手段の適応等化を開始することにより、適応等化の制御を発散させることなく、等化ずれによるＰＬＬの引き込み性能の劣化を改善し、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
第１０の発明は、前記周波数誤差モニターにより検出された周波数誤差が小さくなるように、前記補間位置演算手段での演算に用いる周波数情報を変化させる周波数引き込み手段を備えることを特徴とする第９の発明に記載の適応等化回路であり、前記周波数引き込み手段による周波数引き込みによって、周波数誤差が少なくなれば、適応等化をスタートさせても発散せず等化できるので、等化のずれによってＰＬＬの引き込みが悪化するのを防ぐことができる。
また、前記第１０の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期手段とは別に周波数引き込み手段１１０を備えることによって、ＰＬＬの引き込み性能改善し、それにより、等化性能が改善し、それにより、ＰＬＬの引き込み性能がさらに改善するという。性能改善の良好なループになり、等化ずれによるＰＬＬの引き込み性能の劣化を改善し、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
第１１の発明は、記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号から前記波形等化の等化目標値を生成するステップと、前記標本化された信号、前記波形等化された信号、前記等化目標値から前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法であり、リサンプリングする前の周波数でタップ係数を演算するのでレート変換器は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られるものである。
また、前記第１１の発明に記載の適応等化方法によれば、タップ係数のレート変換が必要ないため標本化のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の差が変動しても規模が小さく、高い周波数で信号処理できるため帯域を活かした等化の適応制御を行うことができ、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
第１２の発明は、記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成するステップと、前記仮目標値から、位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成するステップと、前記標本化された信号と前記波形等化された信号と前記真目標値とから前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法であり、リサンプリングする前の周波数でタップ係数を演算するのでレート変換は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られ、仮目標値求めた後で、真目標値を容易に生成ができる。
また、前記第１２の発明に記載の適応等化方法によれば、位相同期した後の信号で等化目標値を求めるので信頼性が高く、その後すぐ位相同期する前の周波数に変換し演算するので、信号処理できるため帯域を活かした等化手段の適応制御を行うことができる。
第１３の発明は、前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、前記周波数情報しきい手段で判別された状態に対応するタップ係数を蓄えるためのメモリと、前記第１のデジタル等化手段へタップ係数を供給する際に、前記第１の係数演算手段あるいは前記メモリのいずれかの出力を選択する等化係数選択手段と、前記周波数情報しきい手段で判別された状態の内、前記状態の持続時間を測定して所定の値と比較する状態時間測定手段と、前記第１の係数演算手段の演算の開始あるいは停止を制御する係数演算制御手段と、前記状態時間測定手段で、前記所定の値より前記持続時間が大きい場合には、前記第１の係数演算手段での演算を停止する指示を前記係数演算制御手段へ伝え、前記係数演算手段の停止後のタップ係数を、前記メモリの前記周波数情報しきい手段で判別した状態に対応する位置に蓄える係数メモリ記憶処理手段と、前記周波数情報しきい手段で判別された状態が変化する際に、変化後の状態に対応するタップ係数が前記メモリに蓄えられている場合には、そのタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での演算を停止する旨を前記係数演算制御手段へ伝え、前記メモリに変化後の状態に対応するタップ係数が蓄えられていない場合には、前記第１の係数演算手段の演算結果であるタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での係数演算を開始する旨を前記係数演算制御手段へ伝える状態変化処理手段とを、備えることを特徴とする第１の発明に記載の適応等化回路。
第１４の発明は、記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、前記周波数情報しきい手段で判別される複数の状態それぞれに対応するタップ係数を予め蓄えるための第２のメモリと、前記周波数情報しきい手段で判別される状態の推移によって、前記第１のデジタル等化手段に前記状態に対応するタップ係数を供給する状態変化係数供給手段とを、備えることを特徴とする適応等化回路。
【図面の簡単な説明】  図１は本発明の実施の形態１における適応等化回路の図、
図２は実施形態にあって等化目標の検出を説明するための図、
図３は実施形態にあって左右対称のタップ係数を持つＦＩＲフィルタの構成図、
図４は実施形態にあって位相同期手段の構成図、
図５は実施形態にあって等化目標値の位相を制御する補間フィルタの特性を説明するための第１の図、
図６は実施形態にあって等化目標値の位相を制御する補間フィルタの特性を説明するための第２の図、
図７は本発明の実施の形態２における適応等化回路の図、
図８は実施形態にあって従来例を簡易に示した図、
図９は周波数誤差モニター１０９の構成を示す図、
図１０は本発明の実施の形態２の動作を説明するための図、
図１１は本発明の実施の形態３における適応等化回路の図である。
【発明を実施するための最良の形態】  （実施の形態１）
以下に、発明の実態の形態について図１ないし図６、及び図８を用いて説明する。
本実施の形態は、図１において、記録媒体から読み出された信号をアンプ（図示しない）、帯域制限用のローパスフィルタ（図示しない）などを通し、アナログ・デジタル変換手段１０１で標本化された信号を第１のデジタル等化手段１０２で適応等化し、位相同期手段１０３で位相同期した後、第２のデジタル等化手段１０６で適応的に等化を調整し、最尤復号手段１０８で復号を行い２値データを出力するＰＲＭＬ信号処理を用いたデジタルリードチャネルである。
ローパスフィルタによって帯域制限された信号はアナログ・デジタル変換手段１０１でサンプリングされデジタルデータに変換される。このアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数について説明する。今、例えばスピンドルモーターの速度を１倍速にしてデータをディスクに書き込む、その後データが書き込まれたトラックを１倍速で再生するとデータの書き込みクロック周波数とデータの読み出しクロック周波数（チャネル周波数）はほぼ同一になる。しかしながら、本発明ではアナログ・デジタル変換手段１０１でサンプリングした後で位相同期を行っているので、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリングは読み出しデータと非同期となる。このためデータを読み出すためには、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数は、データの読み出しクロック周波数以上の高さでなければならない。
アナログ・デジタル変換手段１０１によってデータの読み出しクロック周波数より僅かに高い周波数でサンプリングされた信号（アナログ・デジタル変換情報）は第１のデジタル等化手段１０２で等化される。この等化は本実施に形態ではＰＲ（３，４，４，３）方式を用いることにする。
第１のデジタル等化手段１０２の構成はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであり、第１の係数演算手段１０５から出力されるタップ係数Ａによって伝達関数を制御することができる。本実施の形態では第１のデジタル等化手段１０２はＰＲ（３，４，４，３）への等化を行うことになる。タップ係数の制御を適応的に行う方法はいくつかあるが、今回はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いた適応等化を例にとって説明する。
ＬＭＳアルゴリズムは等化目標値との二乗誤差が最小となるように係数を演算していく方法で、その式は数１のようになる。
数式１
ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋（１／２）＊μｅ（ｎ）ｕ（ｎ）
ｈ（ｎ）：適応前のフィルタ係数ベクトル
ｈ（ｎ＋１）：適応後のフィルタ係数ベクトル
μ：ステップサイズパラメーター
ｅ（ｎ）：ｎ番目の繰り返し時の誤差信号
ｕ（ｎ）：ｎ番目の繰り返し時のタップ入力ベクトル
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｕＴ（ｎ）ｈ（ｎ）
ｅ（ｎ）：誤差信号
ｄ（ｎ）：望みの応答
ｕＴ（ｎ）：タップ入力ベクトルの転置
ＬＭＳアルゴリズムを動作させると誤差信号ｅ（ｎ）が最小つまり等化の誤差を最小にするように係数ベクトルｈ（ｎ）が最適値ｈ０に近づいていく。このアルゴリズムを用いるには、等化器の入出力信号と等化目標値（望みの応答）が必要となる。
等化器の入出力信号つまり、アナログ・デジタル変換情報と、第１のデジタル等化手段１０２の出力はすでに存在している。問題となるのは等化目標値である。等化目標値を求める方法には例えば次のようなものがある。正しいサンプル点でＰＲ（３，４，４，３）等化された信号は０、３、７、１１、１４の５値をとることがわかっているので、正しいサンプル点でのサンプリングができていれば等化目標値を求めることはそれほど難しくはない。例えば、１．５、５、９、１２．５の４つの閾値を設けることによって、信号が１．５より小さい場合には０、信号が１．５と５の間であれば３といったように閾値で仮判定を行い、その結果を等化目標値として推定することができる（図２）。しかしながら、これは正しいサンプル点でのサンプリング、つまり、位相同期できていて、チャネル周波数でのサンプリングが行えている場合の例である。本実施に形態では、アナログ・デジタル変換手段１０１と、位相同期手段１０３との間に第１のデジタル等化手段１０２が挿入されていて、位相同期手段１０３によって位相同期されるまでは、チャネル周波数より僅かに高い周波数でサンプリングされている。つまり第１のデジタル等化手段１０２によって等化された信号は、ＰＲ（３，４，４，３）へ正確に等化されていたとしても正しいサンプル点でのサンプリングが行われていないので、０，３，７，１１，１４の５値にはなっていない。このため前述したような閾値を用いて等化目標値を直接推定することはできない。
そこで考えられる方法に、従来の技術で示したＪＰ２００１−１８４７９５Ａの方法がある。本発明の実施の形態である図１と比較できるように、この従来例を図８に示す。なお、前述した図１と同じ構成については同じ符号を用い、説明を省略する。この図８の例は第１のデジタル等化手段１０２の出力信号だけでなく、第１のデジタル等化手段１０２の入力信号にもＡ／Ｄ変換情報補間手段８０１を用いて位相同期を適用し、正しいサンプル点での信号にリサンプリングしている。正しいサンプル点での信号にリサンプリング（位相同期）を行っているので、前述した閾値による仮判定などを用いて等化目標値の推定を行うことは容易である。この方法で、正しいサンプル点でサンプリングされた、等化器入出力信号と等化目標値を求めることができ、これらの信号を使って、仮係数演算手段８０２では第１のデジタル等化手段１０２で用いるタップ係数を求めている。ただし、第１のデジタル等化手段１０２は位相同期を行う前の周波数で動作する回路である。よって、位相同期された信号から求めたリサンプリング周波数でのタップ係数（仮のタップ係数）を位相同期が行われる前のサンプリング周波数のタップ係数（真のタップ係数）に変換する必要がある。このためレート変極器８０３が必要であるが、このレート変換器８０３はサンプリング周波数とリサンプリング周波数の差が大きいほど負担が大きくなり、性能を保てなくなってくる。この両周波数の差は、例えば、ディスク媒体のトラック位置が変化したとき、スピンドルモータの速度が変化したとき等に変動する。さらにこの方法は位相同期を行った後にタップ係数の演算を行っていて演算精度の向上が得られていない。デジタルＰＬＬを用いたシステムでは通常、サンプリング周波数＞リサンプリング周波数であることは前述した。つまり、周波数の遅い部分で演算を行っている。デジタル信号処理では高い周波数で演算したほうが演算精度を向上できることは良く知られている。
上記従来例に対して本発明は、図１において、位相同期を行う前のアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数で第１のデジタル等化手段１０２のタップ係数Ａを第１の係数演算手段１０５で演算することができる。つまり上記方法の欠点であるレート変換器８０３が不要、さらに信号処理の演算精度も向上するというものである。本発明を用いれば上記例より規模が少なく性能も向上できる。
本発明では、位相同期手段１０３で位相同期された信号から、等化目標値生成手段１０４をもちいて、位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値を求める。例えば、仮目標値生成手段１０４１において、前述したような閾値による仮判定でリサンプリング周波数での等化目標値である仮目標値を求めたあと、第２の補間手段（等化目標位相回転手段）１０４２を用いて位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値である真目標値を求める。そして、第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号と真目標値から、タップ係数Ａを第１の係数演算手段１０５で演算している。この方法であればタップ係数のレート変換器８０３は不要であり、高いサンプリング周波数で信号処理を行っているので演算精度も向上している。
上記の位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値である真目標値を求める方法をさらに詳しく説明するため、位相同期手段１０３の位相同期方法について先に説明する。図４に位相同期手段１０３の構成例を示す。
第１のデジタル等化手段１０２によって等化された信号は、補間手段４０１（図１においては、第１の補間手段１０３１）によって正しいサンプル点の位相に位相スライドされる。また、補間手段４０１によって補間を行うために必要な、補間位置情報に対する補間手段４０１のタップ係数は、補間位置演算手段１０３２で演算される。
ここで、本発明では、この補間による正しいサンプル点の信号または、正しいサンプル点を得る過程の信号（引き込み中の信号）は『リサンプリング』された信号であって、これは位相同期手段１０３の出力信号である。実際にはサンプリングをし直さなくともホールド手段などを設けることによって実現できる。よって『リサンプリング』とは、ホールド手段を用いて成される『擬似リサンプリング』も含むもので便宜上の呼び方である。
補間された信号（リサンプリングされた信号）は位相誤差検出手段４０２に入力され、位相誤差検出手段４０２は位相誤差を検出する。検出された位相誤差はループフィルタ４０３へ入力されループフィルタ４０３は周波数情報を出力する。得られた周波数情報は周波数−位相変換手段４０４に入力され、周波数−位相変換手段４０４は次に採るべき位相情報を出力する。その位相情報によって、補間係数選択手段４０５はタップ係数ｈ１を選択する。補間手段４０１は、このタップ係数ｈ１で信号の位相をスライドする。このようにして、位相同期ループが構成されている。
まず、補間手段４０１の構成はＦＩＲフィルタとなっている。上述したようにこのフィルタは位相をスライドさせるフィルタである。このフィルタは、例えばナイキストフィルタと呼ばれるものを使用しても良い。その特性はゲインの周波数特性がほぼフラットで、位相のみをスライドすることができる。位相をπ／ｘの分解能（ここで言う位相はナイキスト周波数で規格化した位相であって、πで１サンプル分の位相である）とするとｘ組のタップ係数の組み合わせを用意して、補間係数選択手段４０５で位相情報に応じてどの係数を使用するか決定すると、選んだ係数の位相特性で信号の位相をスライドする。
次に位相誤差検出手段４０２は例えばゼロクロス点を検出して、位相誤差を検出する方法がある。まずゼロクロス点の検出であるがこれは、閾値を設定することによって求めることが可能である。例えば信号が閾値Ａより大きい場合（状態ａ）、閾値Ｂの間より小さい場合（状態ｂ）、閾値Ａと閾値Ｂの間の場合（状態ｃ）をそれぞれ検出し、（状態ａ）または（状態ｂ）から（状態ｃ）へと信号が変化した場合には変化した後のサンプル点がゼロクロス点である。また、（状態ｃ）から（状態ａ）または（状態ｂ）へと変化したとき場合には変化する前のサンプル点がゼロクロス点である。これらのゼロクロス点での信号の振幅と状態の遷移の判断をすることにより、位相誤差の大きさと方向の情報を得ることが可能である。
次にループフィルタ４０３であるが、定常位相誤差を残さない２次ループにするために挿入する。例えば完全積分型の２次ループにする場合には位相誤差を積分し定数をかけたものと、位相誤差を加算する構成がある。
次に周波数−位相変換手段４０４では周波数−位相変換が行われる。周波数−位相変換は、積分４０４２を用いて成されることは、よく知られている。ただし、周波数の誤差が定常的存在する場合に積分すると、位相情報の数値が加算されて巨大になってしまう。本実施の形態では、補間手段１０３１の入力と出力の周波数であるアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数と、リサンプリング周波数には定常的な周波数の誤差が存在する。数値が巨大になるのを防ぐためには、例えば位相がπ（１サンプル分の位相）ずれた場合に、位相情報を回転させる構成にすれば良い。つまり、位相のずれが無しから、位相が１サンプル分ずれるまでを０〜１０２４（ｄｅｃｉｍａｌ：以下ｄｅｃと略す）で表すとすると、数値が１０２４（ｄｅｃ）になったときに０（ｄｅｃ）に戻す。例えば数値が１０３０（ｄｅｃ）になったときには６（ｄｅｃ）にする構成にすればよい。周波数−位相変換手段４０４の加算器４０４１はループフィルタ４０３が出力する周波数情報を調節するために設けられており、加算器４０４１のもう一方の入力端には、後述する周波数引き込み手段１１０が接続されている。なお、周波数引き込み手段１１０を用いない場合には、加算器４０４１を必要としない。
次に補間係数選択手段４０５は上記位相情報に応じて、位相をスライドさせる係数を選択する。
このようにして、位相同期手段１０３で位相同期を行っている。
上記位相同期方法を踏まえた上で、第２の補間手段１０４２について説明する。
第２の補間手段１０４２はＦＩＲフィルタで構成される。まず第１の補間手段１０３１とタップ数が同じである場合には、第１の補間手段１０３１と第２の補間手段１０４２は同じ構成で実現できる。第１の補間手段１０３１は第１のデジタル等化手段１０２で等化されたサンプリング周波数での信号を、リサンプリング周波数での信号に変換している。第２の補間手段１０４２はこれと逆のことを行う。つまり、仮目標値生成手段１０４１によって求められた、リサンプリング周波数での等化目標値である仮目標値を、位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値である真目標値へ変換する。この方法として、第１の補間手段１０３１に使用するタップ係数を左右反転して第２の補間手段１０４２に使用する方法がある。ｎをタップ数としたとき個々のタップ係数をＣＯＥ（タップ番号）とすれば、第１の補間手段１０３１へ入力するタップ係数はｈ１＝｛（ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）・・・ＣＯＥ（ｎ）｝と表され、第２の補間手段１０４２へ入力するタップ係数はｈ１左右反転したｈ２＝｛ＣＯＥ（ｎ）ＣＯＥ（ｎ−１）ＣＯＥ（ｎ−２）・・・ＣＯＥ（１）｝と表される。図５に係数の例、図６に図５の係数を使用した場合のフィルタの特性を示す。
今、第１の補間手段１０３１のタップ係数が、図５、図６のタップ係数（ａ−１）からタップ係数（ａ−２）に変化するとき、第２の補間手段１０４２のタップ係数はタップ係数（ｂ−１）からタップ係数（ｂ−２）に変化する。この時の第１の補間手段１０３１の位相特性の変化と、第２の補間手段１０４２の位相特性の変化は同じ大きさで逆方向であることがわかる。位相特性の変化とはつまり周波数のことであるから、第１の補間手段１０３１がアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数での信号を、リサンプリング周波数の信号へリサンプリングする場合には、第２の補間手段１０４２は、この逆の制御を行うことができる。この方法は特別な手段を新たに設ける必要がなく容易に実現できる。
次に、第１の補間手段１０３１とタップ数が異なる場合、例えば規模の削減の為に第２の補間手段１０４２のタップ数を、第１の補間手段１０３１とタップ数より少ないタップ数で構成する場合には、第１の補間手段１０３１のタップ数をｎとし、第２の補間手段１０４２のタップ数をｍとしたとき、ｍ＜ｎである。ｈ１と同等の特性を持つ、後述する方法で得られるｈ３＝｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）・・・ＣＯＥ（ｍ）｝を用意し、第２の補間演算手段１０４２には、ｈ３を左右逆転した係数であるｈ４＝｛ＣＯＥ（ｍ）ＣＯＥ（ｍ−１）ＣＯＥ（ｍ−２）・・・ＣＯＥ（１）｝を供給する。
この場合は、ｈ３はｈ１に方形窓を適用しタップ数を減らしたものとする方法、また、ｈ３はｈ１に方形窓を適用しタップ数を減らし、さらに他の窓関数（ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を適用し有限長の非線形成分を取り除いたものとする方法、また、これらの方法を用いて予め求めた係数を第２の補間手段１０４２用の係数テーブルとして持つ方法などが考えられる。補間フィルタのタップ係数は標本化関数に窓関数（ハミング窓やハニング窓など）を適用して有限長の非線形成分を取り除いたものを使用するのが一般的である。
このように、左右逆転した係数を使用することによって、第２の補間手段１０４２は、第１の補間手段１０３１と逆の信号周波数制御を容易に行うことができる。
上記のようにすることによって、第２の補間手段１０４２を用いて真目標値を求めることができる。第１の係数演算手段１０５において、この真目標値と第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号をから、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数でタップ係数の演算を行うことができ、これに従来例よりも演算精度の向上が成されている。デジタル信号処理において、高い周波数で演算できるのは非常に大きな利点である。
なお、本実施の例は、第１のデジタル等化手段１０２と第１の補間手段１０３１を別個のＦＩＲフィルタとして紹介したが、無論、両ＦＩＲフィルタの係数の畳み込みを行い、１つのＦＩＲフィルタとしても良い。
さて、第１のデジタル等化手段１０２はＦＩＲフィルタで構成すると前述したが、このフィルタをタップ係数左右対称型の構成にすると新たな利点が生まれる。タップ係数左右対称型のＦＩＲフィルタの構成例を図３に示す。タップ係数Ａを左右対称にする利点の一つとして規模が小さくなることが挙げられる。タップ数ｎが例えば奇数であればフィルタの乗算器の数が（ｎ＋１）／２個に削減でき、さらに、第１の係数演算手段１０５で用いている乗算器の数も同じだけ削減できるので、かなりの規模削減が成される。
左右対称型のタップ係数にするもう一つの利点としては、位相制御の競合を防げることがある。本発明の構成は適応等化のループと位相同期のループが２重ループとなっていて、第１のデジタル等化手段１０２で位相を制御してしまうと、位相同期ループとの競合が起こる可能性が生じる。タップ係数Ａを左右対称型とすることによって、第１のデジタル等化手段１０２では位相の制御を行わないように改良することができる。ただし、対称型でなくとも位相を制御しない事は可能であるし、その制御の帯域が位相同期手段１０３の帯域と大きく異なるように構成すれば、位相制御をしても競合を起きにくいようにすることは可能である。
次に、周波数誤差モニター１０９及び、周波数引き込み手段１１０について説明する。
第１のデジタル等化手段１０２のタップ係数Ａを左右対称型とすることで、位相制御を行わないようにすることが可能であることは前述した。これを利用すると、位相がロックしていない状況であっても、適応等化を動作させることが可能となる。位相がロックしていない状況で適応等化を動作させることによる問題点は、等化目標値の推定がうまくいかず、等化手段で位相制御を行っている場合に、適応等化の制御が発散することである。しかし、等化手段で位相を制御しないようにすると、位相がロックせず等化目標値の推定がうまくいかなくとも、制御の発散は起こりにくくなるという利点が生じる。それでも、あまりにも周波数がずれていると、制御が発散する危険性がある。そこで、これを防ぐために周波数誤差モニター１０９を設ける。これを設けることによって、周波数誤差がある任意の値より小さくなったときに適応制御を開始することが可能となる。これによる利点は、何らかの原因で等化がずれて位相同期手段１０３の引き込みがしがたい場合にも、適応等化を前もって行うことにより、この問題を解決できることが挙げられる。つまり、信号の特性が異常な場合のＰＬＬ引き込みによるエラーが激減するのである。また、信号の特性が通常の場合でも、等化誤差を前もって減少することによって、ジッター量を押さえ込むことができ、ＰＬＬに有利な信号にフィルタリングすることができる。
上記周波数誤差モニター１０９の例を図９に示す。まず、周波数情報について説明する。周波数−位相変換手段４０４が出力するリサンプリング周波数情報から位相同期手段１０３がアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数の何倍のレートでリサンプリングをしているかを知ることができる。例えばアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数が１１０ＭＨｚで、位相同期手段１０３で１００ＭＨｚにリサンプリングしているときのリサンプリング周波数情報が２５６（ｄｅｃ）という値であったとすると、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数が１２０ＭＨｚで、位相同期手段１０３で１００ＭＨｚにリサンプリングしているときのリサンプリング周波数情報は５１２（ｄｅｃ）という値で示されるというように、レートと周波数情報はそれぞれに対応した値をもっている。このときのレートをレートＡとする。
次に、実際にリサンプリングするべきレートに相当する周波数情報を求める例を述べる。シンクパターンによる周波数情報演算手段１０９１では以下のように周波数情報を演算する。ディスク媒体に記録されるデータにシンクパターンが一定データ数ごとに存在する場合に、アナログ・デジタル変換手段１０１の出力から、２つのシンクパターン間のサンプル数をカウントし、このサンプル数からシンクパターンによる周波数情報を生成する。例えば、記録されているデータ１０００個ごとにシンクパターンがあって、前記のようにシンクパターン間のサンプル数をカウントした結果が１１００個であったとすると、アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数は、データの周波数の１．１倍であることがわかる。シンクパターンによる周波数情報演算手段１０９１では、ほぼ正確なサンプリング周波数とリサンプリングするべき周波数とのレートを求めることができ、このレートに対応する周波数情報を出力する。このときのレートをレートＢとする。
周波数誤差モニター１０９は位相同期手段１０３で現在行っているリサンプリングのレート（レートＡ）に相当する周波数情報と、実際にリサンプリングするべきレート（レートＢ）に相当する周波数情報とを比較し、その差分が、ある判定値より大きい場合には、第１の係数演算手段１０５にタップ係数の演算を行わないための制御信号を送るものであり、あるいは、その差分がある判定値より小さい場合には、第１の係数演算手段１０５にタップ係数の演算を行うための制御信号を送るものである。
次に周波数情報差演算手段１０９２では、前述したように周波数情報を比較するために差（周波数誤差）を演算する。つまり、周波数−位相変換手段４０４の出力する周波数情報とシンクパターンによる周波数情報演算手段１０９１の出力する周波数情報の差を演算するのである。この周波数誤差を周波数情報差判定手段１０９３において、図示しないレジスタにより設定される判定値より大きいか小さいかを比較し、比較結果を第１の係数演算手段１０５と周波数引き込み手段１１０に出力する。第１の係数演算手段１０５は、周波数情報差判定手段１０９３の出力する制御信号が、周波数誤差が判定値より大きいことを示している場合にはタップ係数の演算を行わず、判定値より小さいことを示している場合にはタップ係数の演算を行う。
次に、周波数引き込み手段１１０について説明する。前述のように、周波数誤差が小さい場合には適応制御を開始させることができる。前記位相同期手段１０３の位相同期制御によって、この周波数誤差は小さくなるように制御される。しかしながら、位相同期ループの周波数引き込みレンジには限界があり、いつまでも前記周波数誤差が小さくならないことが有り得るかもしれない。そこで、この周波数誤差を小さくする制御を新たに設けることにより更なる性能向上が得られる。この制御を行うのが周波数引き込み手段１１０である。周波数引き込み手段１１０は、例えば周波数情報差判定手段１０９３の結果から、周波数情報差演算手段１０９２が出力する周波数誤差が判定値より大きいという結果が出ていたならば、周波数−位相変換手段４０４の加算器４０４１へ周波数誤差を入力することで、位相同期手段１０３のリサンプリング周波数が実際にリサンプリングするべき周波数に対応したものになる。あるいは、周波数誤差が判定値より小さいという結果が出ていたならば、周波数−位相変換手段４０４の加算器４０４１へ０を入力することで、周波数引き込み手段１１０を用いた周波数引き込みを行わない。なお、周波数引き込みでリサンプリング周波数の情報を制御する説明を行ったが、リサンプリング周波数の情報を制御するのではなく、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数を制御することでも、周波数引き込みは可能となり、本実施例に限定されるものではない。
このように、位相同期（周波数引き込みも含む）と、適応等化の性能をそれぞれ改善することによって、位相同期の性能が改善すると適応等化の性能が改善し、適応等化の性能が改善すると位相同期の性能が改善するという良好な性能改善のループに入ることができ、大きな性能上昇が得られる。
次に第２の適応等化について説明する。後置適応等化は第２のデジダル等化手段１０６の入出力信号から、例えば、数式１のＬＭＳアルゴリズム等を用いて第２の係数演算部１０７で、タップ係数Ｂを演算し、第２のデジダル等化手段１０６の伝達特性を適応的に制御する。本実施の例では第２のデジダル等化手段１０６は左右非対称型のタップ係数Ｂを持つことが可能なＦＩＲフィルタであって、第２の係数演算部１０７では、それに対応する左右非対称な係数の演算が可能な構成とする。係数を左右非対称とする利点は、再生信号が何らかの群遅延がフラットでない特性の伝送路を通過していた場合、その補正を行うことが可能となるからである。この左右非対称の情報を第１のデジタル等化手段１０２に適用する構成も有効な方法である。
さて、前述したように、適応等化を行うためには、等化手段の入出力信号と、等化目標値が必要となる。第２のデジタル等化手段１０６の等化目標値としては、仮目標値生成手段１０４１で求まる仮目標値を使用する方法、または、第２のデジタル等化手段１０６の出力信号から、等化目標値の推定を行う第２の仮目標値生成手段（図示しない）を新たに設ける方法などが考えられる。求められた等化目標値、第２のデジタル等化手段１０６の入出力信号は第２の係数演算部１０７に入力されて、係数を演算する。
このようにして、後置適応等化でさらに等化を調整された信号は、最尤復号手段１０８へ入力され、ＰＲ（３，４，４，３）という信号系列間の相関を利用して、現在採りうる状態、それぞれにある確率がどの程度であるかを演算していく。この確率演算を用いて、最も確からしいデータを復号できる。
最尤復号手段１０８によって２値化されたデータは、記録符号のデコードが行われ、エラー訂正等を行った後、ホストへ転送される。
なお、本発明はディスク装置を用いて説明を行ったが、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＣＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＨＤＤ等の磁気ディスク、ＤＤＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｄａｔａ  Ｓｔｏｒａｇｅ）等の磁気テープ、その他等化が必要な信号であれば適用することが可能で、本実施の形態に限定されるものではない。
（実施の形態２）
以下に本実施の形態について図７、図１０を用いて説明する。図７に本実施の形態の構成を表す図を示す。なお、前述した実施の形態と同じ構成については同じ符号を用い、説明を省略する。実施の形態１と異なるのは、周波数情報しきい手段７０１と、メモリ７０２と、状態時間測定手段７０３と、状態変化処理手段７０４と、係数メモリ記憶処理手段７０５と、係数演算制御手段７０６と、等化係数選択手段７０７を備えた点である。
本実施の形態は、ディスク媒体から読み出された信号をアンプ（図示しない）、帯域制限様のローパスフィルタ（図示しない）などを通し、アナログ・デジタル変換手段１０１で標本化された信号を第１のデジタル等化手段１０２で等化し、位相同期手段１０３で位相同期した後、最尤復号手段（図示しない）で復号を行い、２値データを出力するＰＲＭＬ信号処理を用いたリードチャネルである。
スピンドルモーターの回転速度にむらが生じた場合や、ＣＡＶ方式で読み出す時にトラック位置が変更した場合に、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数と、位相同期手段１０３のリサンプリング周波数のレートは変化する。本実施の形態における適応等化回路は、この変化に対応したタップ係数の学習を行い、レートが一定期間安定していればそれ以上係数の学習を行わないことを特徴とする。
本実施の形態では、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数：位相同期手段１０３のリサンプリング周波数のレートが１．１：１．０〜１．２：１．０の間を状態２Ａ、１．２：１．０〜１．３：１．０の間を状態２Ｂとし、レートはこの間で推移するとした場合を１例として説明する。
図４に示すリサンプリング周波数情報が位相同期１０３のレートに対応していることは実施の形態１で述べた。リサンプリング周波数情報は本実施の形態では、例えば１．１：１．０の時２５６（ｄｅｃ）、１．２：１．０の時５１２（ｄｅｃ）、１．３：１．０の時７６８（ｄｅｃ）であるとする。つまり、レートはこの間で推移するとしたので、リサンプリング周波数情報は２５６〜７６８（ｄｅｃ）の間で推移することになる。
周波数情報しきい手段７０１は位相同期手段１０３が出力するリサンプリング周波数情報に閾値を引き複数の状態に分別する手段である。今回は上述したように前記状態２Ａと前記状態２Ｂに分別するので閾値は５１２（ｄｅｃ）と設定する。つまり、リサンプリング周波数情報が５１２より大きければ、レートは１．１：１．０〜１．２：１．０の間であり、小さければ１．２：１．０〜１．３：１．０の間である。判別結果は状態時間測定手段７０３、状態変化処理手段７０４、係数メモリ記憶処理手段７０５へ出力される。状態時間測定手段７０３は周波数情報しきい手段７０１が出力する状態が変化したときリセットし、同じ状態である期間をカウントするカウンタを備えている。例えば現在状態２Ａであれば、過去に状態２Ｂから状態２Ａに移ってからの現在までの時間をカウントする。この時間はアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプル数をカウントして得る。カウントしたサンプル数は図示しないレジスタ設定値と比較し、設定値より大きい場合には十分学習できたとして、その判断を係数メモリ記憶処理手段７０５へ伝える。
状態時間測定手段７０３の出力から十分学習が行われたと判断された場合、係数メモリ記憶処理手段７０５は、第１の係数演算手段１０５の演算を停止するように係数演算制御手段７０６に伝える。同時に、第１の係数演算手段１０５が演算を停止した時点のタップ係数をメモリ７０２の状態２Ａの領域に状態２Ａに対応する係数として書き込む。
係数演算制御手段７０６は係数メモリ記憶処理手段７０５や、状態変化処理手段７０４からの制御信号に基づいて第１の係数演算手段１０５の学習停止や開始処理を制御する。
状態変化処理手段７０４は、周波数情報しきい手段７０１が出力する状態の変化を観察し、例えば状態が状態２Ａから状態２Ｂ変化したのであれば、メモリ７０２から状態２Ｂの領域のタップ係数を参照する。もし、メモリ７０２に状態２Ｂに対応するタップ係数が格納されていなければ、係数演算制御手段７０６に第１の係数演算手段１０５においての係数演算を開始する事を通知し、かつ等化係数選択手段７０７に第１の係数演算手段１０５の出力を第１のデジタル等化手段１０２へ供給するように通知する。一方、メモリ７０２に状態２Ｂに対応するタップ係数が格納されていれば、係数演算制御手段７０６に第１の係数演算手段１０５においての係数演算を停止する事を通知し、かつ等化係数選択手段７０７へ、メモリ７０２に格納されている状態２Ｂに対応するタップ係数を第１のデジタル等化手段１０２へ供給するように通知する。すなわち、状態が変化した時に、変化した後の状態に対応する係数をすでに学習していれば、その学習結果のタップ係数を用いて第１のデジタル等化手段１０２で等化し、変化した後の状態の係数をまだ学習していなければ、第１の係数演算手段１０５で現在学習しているタップ係数を用いて第１のデジタル等化手段１０２で等化するということである。
従って、現在の状態に対応するタップ係数が既に学習されメモリに格納されている時は、第１の係数演算装置の学習を停止することができ、これによって、消費電力の低減が図れる。なお、本実施の形態において第１の係数演算手段１０５を停止する際に、等化目標値生成手段１０４も停止してよい。
以下、図１０を用いて状態変化と係数学習動作についてさらに説明する。
これは、メモリ７０２に係数が蓄えられていない場合に、回路を動作させ始めて、状態２Ｂから状態２Ａに変動し、１０００サンプル後に状態２Ｂに変動し、２８０サンプル後に状態２Ａに変動し、４５０サンプル後に状態２Ｂに変動し、１００５サンプル後に状態２Ａに変動した場合の例である。また、状態時間測定手段７０３でカウントされたサンプル数と比較する設定値は５００サンプルとしている。
まず、始めに状態２Ｂから状態２Ａに変動したときには、状態変化処理手段７０４がメモリ７０２の状態２Ａ領域を参照する。このときメモリ７０２には状態２Ａに対応する係数は蓄えられていない。よって、状態変化処理手段７０４は係数演算制御手段７０６に第１の係数演算手段１０５での演算を開始するように伝え、係数演算制御手段７０６は第１の係数演算手段１０５に演算を開始させる。また、このとき状態変化処理手段７０４は等化係数選択手段７０７へ、第１の係数演算手段１０５で学習中のタップ係数を第１のデジタル等化手段１０２へ供給する旨を伝え、等化係数選択手段７０７は、第１の係数演算手段１０５が出力するタップ係数を選択して第１のデジタル等化手段１０２に出力する。
次に状態時間測定手段７０３は周波数情報しきい手段７０１の出力である状態を観察し、状態２Ａであり続けるサンプル数を測定する。図１０の例では、状態時間測定手段７０３のレジスタ設定値である５００サンプルより長い間、状態２Ａとなっている。状態時間測定手段７０３はカウントされたサンプル数が５００サンプルを超えた時、係数メモリ記憶処理手段７０５へ、レジスタ設定値を超えた旨を伝える。そして、係数メモリ記憶処理手段７０５は、係数演算処理手段７０６へ第１の係数演算手段１０５でのタップ係数の演算を停止する旨を伝える。従って、第１の係数演算手段１０５の演算は停止し、その出力は、停止した時のタップ係数で固定される。同時に係数メモリ記憶処理手段７０５は、第１の係数演算手段１０５が出力するタップ係数を、メモリ７０２の状態２Ａの領域へ書き込む。この様にして、状態２Ａのタップ係数は決定されｈ２ａとして蓄えられる。この後、次に状態２Ａから状態２Ｂに推移するまでは第１の係数演算手段１０５は停止し、第１のデジタル等化手段１０２に供給するタップ係数は固定されたままである。
その後、状態２Ａから、状態２Ｂへ推移すると、状態変化処理手段７０４はメモリ７０２の状態２Ｂの領域を参照する。しかし、メモリ７０２には状態２Ｂに対応する係数が蓄えられていないので、再び、第１の係数演算手段１０５の動作を開始して第１のデジタル等化手段１０２へタップ係数を供給する。
その後、２８０サンプルの時間が経過すると、状態２Ｂから状態２Ａへ状態が変化する。状態時間測定手段７０３におけるサンプル数のカウントが、レジスタ設定値を超えなかったので、前述したメモリ７０３への書き込み作業は行われない。同時に、状態変化処理手段７０４は、メモリ７０２の状態２Ａの領域を参照する。すると、メモリ７０２の状態２Ａには状態２Ａに対応する係数が蓄えられているので、状態変化処理手段７０４は、係数演算制御手段７０６へ第１の係数演算手段でのタップ係数の演算を停止する旨を伝え、第１の係数演算手段は停止させる。さらに、状態変化処理手段７０４は、等化係数選択手段７０７へ、読み込んだメモリ７０３の値を第１のデジタル等化手段１０２に供給するように選択する旨を伝え、第１のデジタル等化手段１０２には、状態変化処理手段７０４で読み込まれたメモリ７０３の状態２Ａの領域に蓄えられていたタップ係数が供給される。この様に、状態が変化した時、メモリ７０３の中に、その変化後の状態に対応する係数が蓄えられていたら、第１のデジタル等化手段１０２にはそのタップ係数が供給される。
その後、４５０サンプル経ってから、状態２Ａから状態２Ｂへ変化する。このときメモリ７０２には状態２Ｂに対応する係数が蓄えられていないので、再び、第１の係数演算手段１０５の動作を開始して第１のデジタル等化手段１０２へタップ係数を供給する。
その後１００５サンプルの間、状態は状態２Ｂのままである。よって、状態時間測定手段７０３は５００サンプルカウントした時点で、十分学習ができたと判断し、係数メモリ記憶処理手段７０５は第１の係数演算手段１０５を停止すると共にメモリ７０３の状態２Ｂ領域にタップ係数を書き込む。これで状態２Ｂのタップ係数も決定し、ｈ２ｂとして蓄えられた。
これより後は、状態２Ａに変わるとメモリ７０３のｈ２ａ、状態２Ｂに変わるとメモリ７０３のｈ２ｂ、第１のデジタル等化手段１０２に供給し、第１の係数演算手段は停止したままにする。
以上の様に、本実施の形態によれば、それぞれの状態に対応する係数がメモリに蓄えられていなければ、第１の係数演算手段１０５を動作させ、蓄えられていれば、第１の係数演算手段１０５を停止させて、メモリ７０２に蓄えられているタップ係数で第１のデジタル等化手段１０２において等化するようにしたので、消費電力の低減を実現できる。
なお、本実施の形態では十分学習できたことを状態時間測定手段７０３でサンプル数をカウントする方法を用いて判断しているが、第１の係数演算手段１０５において求められる等化誤差に閾値を引き閾値との比較によって等化誤差が小さい時に十分学習できたと判断する方法を用いても良い。
なお、本実施の形態においては周波数情報しきい手段７０１の閾値を１つに設定した例を示したが、複数の閾値を設定して分別する状態の数を３つ以上に増やし、それぞれの状態に対応するタップ係数を学習してメモリ７０２に蓄えるようにしても良い。これによって、より広い周波数帯域に対しても細かくタップ係数を切り替えることが可能となるので、第１のデジタル等化手段１０２における等化ずれを小さくすることが出来る。
なお、本発明はＤＶＤ−ＲＡＭ、ＣＤ，ＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＨＤＤなどの磁気ディスク、ＤＤＳなどの磁気テープ、その他等化が必要な信号であれば適用することが可能で、本実施の形態に限定されるものではない。
（実施の形態３）
以下に本実施の形態について図１１を用いて説明する。なお、前述した実施の形態と同じ構成については同じ符号を用い、説明を省略する。
本実施の形態は、ディスク媒体から読み出された信号をアンプ（図示しない）、帯域制限様のローパスフィルタ（図示しない）などを通し、アナログ・デジタル変換手段１０１で標本化された信号を第１のデジタル等化手段１０２で等化し、位相同期手段１０３で位相同期した後、最尤復号手段（図示しない）で復号を行い、２値データを出力するＰＲＭＬ信号処理を用いたリードチャネルである。
実施の形態２において、周波数情報しきい手段７０１は閾値で複数のレートの状態に判別する手段であることは説明した。この複数の状態それぞれに対応するタップ係数をメモリ７０２に蓄えておけば第１の係数演算手段１０５で係数の演算を行う必要はなく、メモリ７０２を参照するだけで、そのときのレートに対応したタップ係数を選択することができる。
これを発展させれば以下のような構成も可能である。例えば、前述した実施の形態２をコンピューターシミュレーション等を用いて実現し、予めテスト用再生信号を用いて、周波数情報しきい手段７０１で判別される複数の状態全てに対応するタップ係数を求めて、第２のメモリ１１０１へ蓄えておく。図１０を例に説明すれば、状態２Ａに対応するタップ係数であるｈ２ａと状態２Ｂ対応するタップ係数であるｈ２ｂを予め求めて、第２のメモリ１１０１へこれらのタップ係数を蓄えておく。
状態変化係数供給手段１１０２は周波数情報しきい手段７０１が出力する状態の変化を観察し、もし状態が変化したならば、第２のメモリ１１０１から、変化後の状態に対応するタップ係数を読み込み、第３のデジタル等化手段１１０１へそのタップ係数を入力する。
この様にすることで、各リサンプリング周波数情報に対応したタップ係数を選択することができる。
本実施の形態によれば、第１のデジタル等化手段１０２で用いるタップ係数を予めコンピューターシミュレーション等によって求めておき，リサンプリング周波数の変化に応じてタップ係数を切り替わるようにしたので，タップ係数を学習するための回路が不要となり，回路規模を削減することができる。また、予めタップ係数を求めているので、リサンプリング周波数が変化した直後に、最適なタップ係数を用いて等化を行うことができる。
なお、本実施の例ではタップ係数を実施の形態２を用いて求めたが、実施の形態１など他の方法で求めてもよく、本実施の形態に限定されるものではない。
なお、本発明はＤＶＤ−ＲＡＭ、ＣＤ，ＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＨＤＤなどの磁気ディスク、ＤＤＳなどの磁気テープ、その他等化が必要な信号であれば適用することが可能で、本実施の形態に限定されるものではない。
【図１】
2004051648.tif 000003
【図２】
2004051648.tif 000004
【図３】
2004051648.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【手続補正書】
【提出日】平成17年6月1日(2005.6.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段により位相同期された信号から前記第１のデジタル等化手段の等化目標値を生成する等化目標値生成手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力と前記第１のデジタル等化手段により等化された信号と前記等化目標値とから前記第１のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第１の係数演算手段を備えることを特徴とする適応等化回路。
【請求項２】
前記等化目標値生成手段は、前記位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成する仮目標値生成手段と、前記仮目標値から前記位相同期手段による位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成する等化目標位相回転手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
【請求項３】
前記第１のデジタル等化手段は、タップ係数が対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項１、２に記載の適応等化回路。
【請求項４】
前記位相同期手段により位相同期された信号を入力し、適応等化を行う第２のデジタル等化手段を備え、前記位相同期手段により位相同期された信号と前記第２のデジタル等化手段により等化された信号とから前記第２のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第２の係数演算手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
【請求項５】
前記第２のデジタル等化手段は、タップ係数が非対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項４に記載の適応等化回路。
【請求項６】
前記位相同期手段は、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号を補間する第１の補間手段と、前記第１の補間手段の出力から、前記第１の補間手段の補間位置を演算する補間位置演算手段を備える位相同期ループであって、前記等化目標位相回転手段は、前記仮目標値を補間し前記真目標値を得る第２の補間手段であって、前記第２の補間手段の補間位置は前記補間位置演算手段とにより演算されることを特徴とする請求項２に記載の適応等化回路。
【請求項７】
前記第１の補間手段と、第２の補間手段はＦＩＲフィルタであって、前記補間位置演算手段は補間位置の情報としてタップ係数を出力し、ｎをタップ数とした時の個々のタップ係数をＣＯＥ（ｎ）とすれば、前記第１の補間手段に供給するタップ係数ｈ１は、
ｈ１ = ｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｎ）｝と表され、
前期第２の補間手段のタップ数が前期第１の補間手段のタップ数と同じ場合に、第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ２は、下記のように前記ｈ１を左右逆転した関係となる
ｈ２ = ｛ＣＯＥ（ｎ）ＣＯＥ（ｎ-１）ＣＯＥ（ｎ-２）、、、ＣＯＥ（1）｝あるいは、この係数ｈ２を遅延させたものを入力し、
前記第２の補間手段のタップ数が前記第１の補間手段のタップ数と違う場合には、ｍをタップ数とすれば、前記ｈ１と同等の位相特性を持つ係数であるｈ３は、
ｈ３ = ｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｍ）｝と表される係数を用意し、
前記第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ４は、前記ｈ３を左右逆転した係数であるｈ４は、
ｈ４ = ｛ＣＯＥ（ｍ）ＣＯＥ（ｍ-１）ＣＯＥ（ｍ-２）、、、ＣＯＥ（1）｝あるいは、この係数ｈ４を遅延させたものを入力することを特徴とする請求項６に記載の適応等化回路。
【請求項８】
前記位相同期手段で行う位相同期がアンロック状態であっても前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給し、適応等化を行うことを特徴とする請求項３に記載の適応等化回路。
【請求項９】
前記位相同期手段で行う位相同期の周波数誤差をモニターする周波数誤差モニターを備え、前記周波数誤差が所定値より小さい場合は、前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給して適応等化を開始することを特徴とする請求項３および６に記載の適応等化回路。
【請求項１０】
前記周波数誤差モニターにより検出された周波数誤差が小さくなるように、前記補間位置演算手段での演算に用いる周波数情報を変化させる周波数引き込み手段を備えることを特徴とする請求項９に記載の適応等化回路。
【請求項１１】
記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、
読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号から前記波形等化の等化目標値を生成するステップと、前記標本化された信号、前記波形等化された信号、前記等化目標値から前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法。
【請求項１２】
記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、
読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成するステップと、前記仮目標値から、位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成するステップと、前記標本化された信号と前記波形等化された信号と前記真目標値とから前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法。
【請求項１３】
前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別された状態に対応するタップ係数を蓄えるためのメモリと、
前記第１のデジタル等化手段へタップ係数を供給する際に、前記第１の係数演算手段あるいは前記メモリのいずれかの出力を選択する等化係数選択手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別された状態の内、前記状態の持続時間を測定して所定の値と比較する状態時間測定手段と、
前記第１の係数演算手段の演算の開始あるいは停止を制御する係数演算制御手段と、
前記状態時間測定手段で、前記所定の値より前記持続時間が大きい場合には、前記第１の係数演算手段での演算を停止する指示を前記係数演算制御手段へ伝え、前記係数演算手段の停止後のタップ係数を、前記メモリの前記周波数情報しきい手段で判別した状態に対応する位置に蓄える係数メモリ記憶処理手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別された状態が変化する際に、変化後の状態に対応するタップ係数が前記メモリに蓄えられている場合には、そのタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での演算を停止する旨を前記係数演算制御手段へ伝え、前記メモリに変化後の状態に対応するタップ係数が蓄えられていない場合には、前記第１の係数演算手段の演算結果であるタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での係数演算を開始する旨を前記係数演算制御手段へ伝える状態変化処理手段とを、
備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化回路。
【請求項１４】
記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、
前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、
前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、
前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、
前記周波数情報しきい手段で判別される複数の状態それぞれに対応するタップ係数を予め蓄えるための第２のメモリと、
前記周波数情報しきい手段で判別される状態の推移によって、前記第１のデジタル等化手段に前記状態に対応するタップ係数を供給する状態変化係数供給手段とを、
備えることを特徴とする適応等化回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、適応等化に関するものであり、前等化を適応化することにより、再生デジタルデータ品質、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）の追従性能が改善され、特に再生データの周波数が変化する場合に効果的な等化を実現できる等の特徴を有するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、扱う情報量の増大に伴い磁気記録再生装置または光記録再生装置の記憶容量が急速に増大し、このため記録密度を上げる必要がある。記録密度の増加はデータ品質の悪化を招き、信頼性の確保を行うため、最近ではＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）信号処理方式と呼ばれる方式が採用されている。この方式は高密度記録再生波形に対しても高い再生性能を有している。ＰＲＭＬ信号処理方式とは、線記録方向の記録密度の増大に伴い、信号の高域成分の振幅が劣化し、信号雑音比が増大する再生系において、意図的に波形干渉を付加することにより、再生信号に高域成分を必要とせず、かつ前記波形干渉を考慮した確率計算により最も確からしい系列を復調する最尤復号法(Maximum Likelihood decoding method)を併用することにより、再生データのエラーレートを向上させる方式である。
【０００３】
ＰＲＭＬ信号処理方式のＰＲは意図的に波形干渉を付加する処理を行うもので、システムのＰＲの型に合うようにフィルタリングする処理である。ＰＲの型への等化（フィルタリング）で良く用いられている構成はアナログフィルタで前等化した後、後置デジタル適応フィルタでさらに調整するという構成である。しかしながら、記録媒体のばらつきなどによって、アナログフィルタでのＰＲへの等化がずれることがある。後置デジタル適応フィルタは適応的に等化することによって、前等化の等化ずれによる影響を減少させる。
【０００４】
ＰＲＭＬ信号処理方式のＭＬは最尤復号で、復号器入力信号系列の間に相関性がある時に特性改善が得られ、最も確からしいデータを復号するものである。ＰＲＭＬでは、ＰＲによって、復号器入力信号系列の間に相関性があるので改善される。上記のＭＬは同期回路であるので、再生信号に同期したクロック信号が必要である。しかし、例えばディスク装置の再生信号は、スピンドルモーターの回転のむら等によって、周波数は若干変化する。この変化に追従するために、ＰＬＬ（Phase Locked Loop；位相同期ループ）と呼ばれる回路が必要となる。
【０００５】
これらＰＲＭＬ信号処理方式と、ＰＬＬを用いたシステムで、最近実用化されてきたものに、補間を用いたデジタルＰＬＬを用いたシステムがある。この方式を用いるとアナログ部品を減少することができる。また、アナログ・デジタル変換器がＰＬＬのループには入っていないので、アナログ・デジタル変換器とＰＬＬの間に前置フィルタを挿入してもＰＬＬのループディレイは増加せず性能の改善が成される。ＰＬＬのアナログ部品も無くなり、システムはほぼ完全にデジタル回路のみで構成することができアナログ回路のばらつきの問題は解消される。（例えば、特開平10−27435号公報の第４頁〜第７頁、図１参照）
上記デジタルＰＬＬを用いたシステムでは前置フィルタはデジタルフィルタで構成されているので、その係数を設定することでデジタルフィルタの特性を自由に変更できる。そのため、前等化の時点で再生信号を望みの周波数特性にすることができ、ＰＬＬの前段でＰＬＬの性能が最も得られる周波数特性を実現できる。
【０００６】
この前置フィルタの適応化を実現する構成例を図８に示す。適応化は次の様に行う。補間を用いたデジタルＰＬＬは図８において位相同期手段１０３である。この位相同期手段１０３で、前置フィルタである第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号を両方リサンプリングし位相同期する。第１のデジタル等化手段１０２の出力信号は第１の補間手段１０３１でリサンプリングされ、第１のデジタル等化手段１０２の入力信号は「遅延」を通った後、Ａ／Ｄ変換情報補間手段８０１でリサンプリングされる。これらリサンプリングされた第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号を用いて、第１のデジタル等化手段１０２のタップ係数を仮係数演算手段８０２で演算する。ここで、第１のデジタル等化手段１０２と、仮係数演算手段８０２は異なる周波数、例えば周波数Ａと周波数Ｂで動作する演算手段なので、仮係数演算手段８０２で得られたタップ係数は、周波数を変換するレート変換器８０３を通して、第１のデジタル等化手段１０２に帰還している。このレート変換器８０３を用いることで前置フィルタの適応制御が可能となった。（例えば、特開２００１−１８４７９３号公報の第６頁〜第９頁、図１参照）
【特許文献１】特開平１０−２７４３５号公報
【特許文献２】特開２００１−１８４７９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記システムはアナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の差が大きいと、タップ係数のレート変換を行うレート変換器８０３の負担が大きく、性能を保つためにはレート変換器８０３内部に高次の補間が必要となり、回路規模を大きくしなければならない。
【０００８】
例えば、線記録密度一定でデータを記録されたディスク媒体からデータを読み出す時に、ＣＡＶ（Constant Angular Velocity）方式で読み出す場合には、ディスク媒体の内周と外周では、読み出されるデータの周波数が大きく異なる。ところが、前述したデジタルＰＬＬを用いたシステムではアナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数は、ほぼ一定の周波数である。デジタルＰＬＬはデータの周波数と同期するようにリサンプリングを行う。この例の場合、アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の比は２倍以上変動するので、レート変換器８０３は、この変動に耐えうる性能を要求されるという問題があった。
【０００９】
また、このシステムでは、アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数は、ＰＬＬのリサンプリング周波数より高い周波数である。デジタル信号処理では、高い周波数で演算を行うほど演算の精度が向上するが、上記システムは低い周波数、すなわちリサンプリングした後の信号で前置フィルタのタップ係数演算を行っているので、演算精度の向上が得られない問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するために、本発明の適応等化回路は、記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力であるアナログ・デジタル変換情報に波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段により位相同期された信号から、前記第１のデジタル等化手段の等化目標値を生成する等化目標値生成手段と、前記アナログ・デジタル変換情報、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号、前記等化目標値から前記第１のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第１の係数演算手段を備えることを特徴とし、リサンプリングする前の周波数（アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数）でタップ係数を演算するのでレート変換器は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られ、しかもハード化する場合に回路規模の減少が可能である。
【００１１】
本発明の第１の発明は、記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段により位相同期された信号から前記第１のデジタル等化手段の等化目標値を生成する等化目標値生成手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力と前記第１のデジタル等化手段により等化された信号と前記等化目標値とから前記第１のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第１の係数演算手段を備えることを特徴とする適応等化回路であり、リサンプリングする前の周波数でタップ係数を演算するのでレート変換器は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られ、しかもハード化する場合に回路規模の減少を実現しうるものである。
【００１２】
第２の発明は、前記等化目標値生成手段が、前記位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成する仮目標値生成手段と、前記仮目標値から前記位相同期手段による位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成する等化目標位相回転手段を備えることを特徴とする第１の発明に記載の適応等化回路であり、等化目標位相回転手段が仮目標値の位相を回転させるだけで等化目標値を容易に生成できる。
【００１３】
第３の発明は、前記第１のデジタル等化手段は、タップ係数が対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする前記第１、２の発明に記載の適応等化回路であり、前記第１のデジタル等化手段で位相の制御を行わないことにより、位相同期のループと適応等化のループの競合を防ぐことができる。
【００１４】
第４の発明は、前記位相同期手段により位相同期された信号を入力し、適応等化を行う第２のデジタル等化手段を備え、前記位相同期手段により位相同期された信号と前記第２のデジタル等化手段により等化された信号とから前記第２のデジタル等化手段のタップ係数を演算する第２の係数演算手段を備えることを特徴とする第１の発明に記載の適応等化回路であり、前置、後置の両等化手段を持つことによって、より再生信号品質を向上できる。
【００１５】
第５の発明は、前記第２のデジタル等化手段は、タップ係数が非対称型のＦＩＲフィルタであることを特徴とする第４の発明に記載の適応等化回路であり、前記第２のデジタル等化手段で位相も制御することにより、再生信号が群遅延特性がフラットでない伝送路を通過していたとしても補正できる。
【００１６】
第６の発明は、前記位相同期手段は、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号を補間する第１の補間手段と、前記第１の補間手段の出力から、前記第１の補間手段の補間位置を演算する補間位置演算手段を備える位相同期ループであって、前記等化目標位相回転手段は、前記仮目標値を補間し前記真目標値を得る第２の補間手段であって、前記第２の補間手段の補間位置は前記補間位置演算手段により演算されることを特徴とする第２の発明に記載の適応等化回路であり、前記等化目標位相回転手段は、前記仮目標値を補間し前記真目標値を得る第２の補間手段であって、前記第２の補間手段の補間位置は前記補間位置演算手段、または同一の機能を持った第２の補間位置演算手段により演算されることを特徴とし、第１のデジタル等化手段により等化された信号の位相がスライドした信号、仮目標値の位相がスライドした信号の両者を補間を用いることによって容易に求められる。
【００１７】
第７の発明は、前記第１の補間手段と、第２の補間手段はＦＩＲフィルタであって、前記補間位置演算手段は補間位置の情報としてタップ係数を出力し、ｎをタップ数とした時の個々のタップ係数をＣＯＥ（ｎ）とすれば、前記第１の補間手段に供給するタップ係数ｈ１は、
ｈ１ = ｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｎ）｝と表され、
前期第２の補間手段のタップ数が前期第１の補間手段のタップ数と同じ場合に、第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ２は、下記のように前記ｈ１を左右逆転した関係となる
ｈ２ = ｛ＣＯＥ（ｎ）ＣＯＥ（ｎ-１）ＣＯＥ（ｎ-２）、、、ＣＯＥ（1）｝あるいは、この係数ｈ２を遅延させたものを入力し、
前記第２の補間手段のタップ数が前記第１の補間手段のタップ数と違う場合には、ｍをタップ数とすれば、前記ｈ１と同等の位相特性を持つ係数であるｈ３は、
ｈ３ = ｛ＣＯＥ（１）ＣＯＥ（２）ＣＯＥ（３）、、、ＣＯＥ（ｍ）｝と表される係数を用意し、前記第２の補間手段に供給するタップ係数ｈ４は、前記ｈ３を左右逆転した係数であるｈ４は、
ｈ４ = ｛ＣＯＥ（ｍ）ＣＯＥ（ｍ-１）ＣＯＥ（ｍ-２）、、、ＣＯＥ（1）｝あるいは、この係数ｈ４を遅延させたものを入力することを特徴とする第６の発明に記載の適応等化回路であり、他に特別な手段を設けずタップ係数の反転だけで、第１のデジタル等化手段により等化された信号と仮目標値の両信号の補間を行うことができる。
【００１８】
第８の発明は、前記位相同期手段で行う位相同期がアンロック状態であっても前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給し、適応等化を行うことを特徴とする第３の発明に記載の適応等化回路であり、第１のデジタル等化手段が対称型で位相制御を行わないことを利用し、等化のずれによってＰＬＬの引き込みが悪化するのを防ぐことを実現しうるものである。
【００１９】
第９の発明は、前記位相同期手段で行う位相同期の周波数誤差をモニターする周波数誤差モニターを備え、前記周波数誤差が所定値より小さい場合は、前記第１の係数演算手段は演算されたタップ係数を第１のデジタル等化手段に供給して適応等化を開始することを特徴とする第３および６の発明に記載の適応等化回路であり、第１のデジタル等化手段が対称型で位相制御を行わないことを利用し、周波数誤差が少なければ、適応等化をスタートさせても発散せず等化でき、等化のずれによってＰＬＬの引き込みが悪化するのを防ぐことができる。
【００２０】
第１０の発明は、前記周波数誤差モニターにより検出された周波数誤差が小さくなるように、前記補間位置演算手段での演算に用いる周波数情報を変化させる周波数引き込み手段を備えることを特徴とする第９の発明に記載の適応等化回路であり、前記周波数引き込み手段による周波数引き込みによって、周波数誤差が少なくなれば、適応等化をスタートさせても発散せず等化できるので、等化のずれによってＰＬＬの引き込みが悪化するのを防ぐことができる。
【００２１】
第１１の発明は、記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号から前記波形等化の等化目標値を生成するステップと、前記標本化された信号、前記波形等化された信号、前記等化目標値から前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法であり、リサンプリングする前の周波数でタップ係数を演算するのでレート変換器は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られるものである。
【００２２】
第１２の発明は、記録媒体から読み出された信号を望みの特性に等化する適応等化方法であって、読み出された信号を標本化するステップと、標本化された信号に波形等化を行うステップと、波形等化された信号に位相同期を行うステップと、位相同期された信号の等化目標値である仮目標値を生成するステップと、前記仮目標値から、位相同期を行う前の等化目標値である真目標値を生成するステップと、前記標本化された信号と前記波形等化された信号と前記真目標値とから前記波形等化のためのタップ係数を演算するステップとを備えた適応等化方法であり、リサンプリングする前の周波数でタップ係数を演算するのでレート変換は不要であり、リサンプリングした後の周波数よりも高い周波数で演算しているので演算精度の向上が得られ、仮目標値を求めた後で、真目標値を容易に生成できる。
【００２３】
第１３の発明は、前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、前記周波数情報しきい手段で判別された状態に対応するタップ係数を蓄えるためのメモリと、前記第１のデジタル等化手段へタップ係数を供給する際に、前記第１の係数演算手段あるいは前記メモリのいずれかの出力を選択する等化係数選択手段と、前記周波数情報しきい手段で判別された状態の内、前記状態の持続時間を測定して所定の値と比較する状態時間測定手段と、前記第１の係数演算手段の演算の開始あるいは停止を制御する係数演算制御手段と、前記状態時間測定手段で、前記所定の値より前記持続時間が大きい場合には、前記第１の係数演算手段での演算を停止する指示を前記係数演算制御手段へ伝え、前記係数演算手段の停止後のタップ係数を、前記メモリの前記周波数情報しきい手段で判別した状態に対応する位置に蓄える係数メモリ記憶処理手段と、前記周波数情報しきい手段で判別された状態が変化する際に、変化後の状態に対応するタップ係数が前記メモリに蓄えられている場合には、そのタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での演算を停止する旨を前記係数演算制御手段へ伝え、前記メモリに変化後の状態に対応するタップ係数が蓄えられていない場合には、前記第１の係数演算手段の演算結果であるタップ係数を前記第１のデジタル等化手段に供給するように前記等化係数選択手段を切り替え、かつ前記第１の係数演算手段での係数演算を開始する旨を前記係数演算制御手段へ伝える状態変化処理手段とを、備えることを特徴とする。
【００２４】
第１４の発明は、記録媒体から読み出された信号を標本化するアナログ・デジタル変換手段と、前記アナログ・デジタル変換手段の出力の波形等化を行う第１のデジタル等化手段と、前記第１のデジタル等化手段により等化された信号に位相同期を行う位相同期手段と、前記位相同期手段の周波数情報を、一つまたは複数の閾値で複数の状態に判別する周波数情報しきい手段と、前記周波数情報しきい手段で判別される複数の状態それぞれに対応するタップ係数を予め蓄えるための第２のメモリと、前記周波数情報しきい手段で判別される状態の推移によって、前記第１のデジタル等化手段に前記状態に対応するタップ係数を供給する状態変化係数供給手段とを、備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明の前記の第１の発明の適応等化回路によれば、タップ係数のレート変換が必要ないためアナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の差が変動しても規模が小さく、リサンプリング周波数よりも高い周波数で信号処理できるため帯域を活かした等化手段の適応制御を行うことができ、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
【００２６】
また、前記第２の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期した後の信号で等化目標値を求めるので信頼性が高く、その後すぐ位相同期する前の周波数に変換し演算するので、信号処理できるため帯域を活かした等化手段の適応制御を行うことができる。
【００２７】
また、前記第３の発明に記載の適応等化回路によれば、等化を行うＦＩＲフィルタのタップ係数を左右対称型とすることで、規模を小さくでき、位相同期との位相制御の競合を防ぐことが可能となる。
【００２８】
また、前記第４の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期の後、後置のデジタル適応等化を行うことにより、更なる等化の調整をすることができ、再生信号品質の向上がなされる。
【００２９】
また、前記第５の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期の後、後置のデジタル適応等化を行うＦＩＲフィルタのタップ係数を左右非対称型とすることによって、群遅延特性の補正をも行うことができ再生信号品質の向上がなされる。
【００３０】
また、前記第６の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期は補間により成し、等化目標値の位相変換も同様に補間により成し、これら二つの補間を同一の，または同一の機能を持った補間位置演算手段による制御で行うことによって、規模の削減、実現の容易化がなされる。
【００３１】
また、前記第７の発明に記載の適応等化回路によれば、前記２つの補間手段をＦＩＲフィルタとし、補間位置演算手段は補間位置の情報としてタップ係数を出力するとした場合に、両補間フィルタの係数を前記数式のようにすることで、規模の削減、実現の容易化がなされる。
【００３２】
また、前記第８の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期がアンロック状態であっても等化手段の適応制御を始めることによって、等化ずれによるＰＬＬの引き込み性能の劣化を改善し、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
【００３３】
また、前記第９の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期の周波数誤差をモニターする周波数誤差モニターを備え、この周波数誤差モニターにより検出された周波数誤差が任意の設定値より小さくなったとき等化手段の適応等化を開始することにより、適応等化の制御を発散させることなく、等化ずれによるＰＬＬの引き込み性能の劣化を改善し、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
【００３４】
また、前記第１０の発明に記載の適応等化回路によれば、位相同期手段とは別に周波数引き込み手段１１０を備えることによって、ＰＬＬの引き込み性能改善し、それにより、等化性能が改善し、それにより、ＰＬＬの引き込み性能がさらに改善するという。性能改善の良好なループになり、等化ずれによるＰＬＬの引き込み性能の劣化を改善し、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
【００３５】
また、前記第１１の発明に記載の適応等化方法によれば、タップ係数のレート変換が必要ないため標本化のサンプリング周波数と、ＰＬＬのリサンプリング周波数の差が変動しても規模が小さく、高い周波数で信号処理できるため帯域を活かした等化の適応制御を行うことができ、再生信号品質の向上、及び異常信号に対してのプレイアビリティを向上することが可能である。
【００３６】
また、前記第１２の発明に記載の適応等化方法によれば、位相同期した後の信号で等化目標値を求めるので信頼性が高く、その後すぐ位相同期する前の周波数に変換し演算するので、信号処理できるため帯域を活かした等化手段の適応制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
（実施の形態１）
以下に、発明の実態の形態について図１ないし図６、及び図８を用いて説明する。
本実施の形態は、図１において、記録媒体から読み出された信号をアンプ（図示しない）、帯域制限用のローパスフィルタ（図示しない）などを通し、アナログ・デジタル変換手段１０１で標本化された信号を第１のデジタル等化手段１０２で適応等化し、位相同期手段１０３で位相同期した後、第２のデジタル等化手段１０６で適応的に等化を調整し、最尤復号手段１０８で復号を行い２値データを出力するＰＲＭＬ信号処理を用いたデジタルリードチャネルである。
【００３８】
ローパスフィルタによって帯域制限された信号はアナログ・デジタル変換手段１０１でサンプリングされデジタルデータに変換される。このアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数について説明する。今、例えばスピンドルモーターの速度を１倍速にしてデータをディスクに書き込む、その後データが書き込まれたトラックを１倍速で再生するとデータの書き込みクロック周波数とデータの読み出しクロック周波数（チャネル周波数）はほぼ同一になる。しかしながら、本発明ではアナログ・デジタル変換手段１０１でサンプリングした後で位相同期を行っているので、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリングは読み出しデータと非同期となる。このためデータを読み出すためには、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数は、データの読み出しクロック周波数以上の高さでなければならない。
【００３９】
アナログ・デジタル変換手段１０１によってデータの読み出しクロック周波数より僅かに高い周波数でサンプリングされた信号（アナログ・デジタル変換情報）は第１のデジタル等化手段１０２で等化される。この等化は本実施に形態ではＰＲ（３，４，４，３）方式を用いることにする。
【００４０】
第１のデジタル等化手段１０２の構成はＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、第１の係数演算手段１０５から出力されるタップ係数Ａによって伝達関数を制御することができる。本実施の形態では第１のデジタル等化手段１０２はＰＲ（３，４，４，３）への等化を行うことになる。タップ係数の制御を適応的に行う方法はいくつかあるが、今回はＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた適応等化を例にとって説明する。
【００４１】
ＬＭＳアルゴリズムは等化目標値との二乗誤差が最小となるように係数を演算していく方法で、その式は数１のようになる。
【００４２】
（数１）
h(n+1)=h(n)+(1/2)＊μｅ(n)u(n)
h(n)：適応前のフィルタ係数ベクトル
h(n+1)：適応後のフィルタ係数ベクトル
μ：ステップサイズパラメーター
ｅ(n)：n番目の繰り返し時の誤差信号
u(n)：n番目の繰り返し時のタップ入力ベクトル
ｅ(n)=d(n)−uT (n)h(n)
ｅ(n)：誤差信号
d(n)：望みの応答
uT (n)：タップ入力ベクトルの転置
ＬＭＳアルゴリズムを動作させると誤差信号ｅ（ｎ）が最小つまり等化の誤差を最小にするように係数ベクトルｈ（n)が最適値ｈ０に近づいていく。このアルゴリズムを用いるには、等化器の入出力信号と等化目標値（望みの応答）が必要となる。
【００４３】
等化器の入出力信号つまり、アナログ・デジタル変換情報と、第１のデジタル等化手段１０２の出力はすでに存在している。問題となるのは等化目標値である。等化目標値を求める方法には例えば次のようなものがある。正しいサンプル点でＰＲ（３，４，４，３）等化された信号は０、３、７、１１、１４の５値をとることがわかっているので、正しいサンプル点でのサンプリングができていれば等化目標値を求めることはそれほど難しくはない。例えば、１．５、５、９、１２．５の４つの閾値を設けることによって、信号が１．５より小さい場合には０、信号が１．５と５の間であれば３といったように閾値で仮判定を行い、その結果を等化目標値として推定することができる（図２）。しかしながら、これは正しいサンプル点でのサンプリング、つまり、位相同期できていて、チャネル周波数でのサンプリングが行えている場合の例である。本実施の形態では、アナログ・デジタル変換手段１０１と、位相同期手段１０３との間に第１のデジタル等化手段１０２が挿入されていて、位相同期手段１０３によって位相同期されるまでは、チャネル周波数より僅かに高い周波数でサンプリングされている。つまり第１のデジタル等化手段１０２によって等化された信号は、ＰＲ（３，４，４，３）へ正確に等化されていたとしても正しいサンプル点でのサンプリングが行われていないので、０，３，７，１１，１４の５値にはなっていない。このため前述したような閾値を用いて等化目標値を直接推定することはできない。
【００４４】
そこで考えられる方法に、従来の技術で示した特開２００１−１８４７９５号の方法がある。本発明の実施の形態である図１と比較できるように、この従来例を図８に示す。なお、前述した図１と同じ構成については同じ符号を用い、説明を省略する。この図８の例は第１のデジタル等化手段１０２の出力信号だけでなく、第１のデジタル等化手段１０２の入力信号にもＡ／Ｄ変換情報補間手段８０１を用いて位相同期を適用し、正しいサンプル点での信号にリサンプリングしている。正しいサンプル点での信号にリサンプリング（位相同期）を行っているので、前述した閾値による仮判定などを用いて等化目標値の推定を行うことは容易である。この方法で、正しいサンプル点でサンプリングされた、等化器入出力信号と等化目標値を求めることができ、これらの信号を使って、仮係数演算手段８０２では第１のデジタル等化手段１０２で用いるタップ係数を求めている。ただし、第１のデジタル等化手段１０２は位相同期を行う前の周波数で動作する回路である。よって、位相同期された信号から求めたリサンプリング周波数でのタップ係数（仮のタップ係数）を位相同期が行われる前のサンプリング周波数のタップ係数（真のタップ係数）に変換する必要がある。このためレート変換器８０３が必要であるが、このレート変換器８０３はサンプリング周波数とリサンプリング周波数の差が大きいほど負担が大きくなり、性能を保てなくなってくる。この両周波数の差は、例えば、ディスク媒体のトラック位置が変化したとき、スピンドルモータの速度が変化したとき等に変動する。さらにこの方法は位相同期を行った後にタップ係数の演算を行っていて演算精度の向上が得られていない。デジタルＰＬＬを用いたシステムでは通常、サンプリング周波数＞リサンプリング周波数であることは前述した。つまり、周波数の遅い部分で演算を行っている。デジタル信号処理では高い周波数で演算したほうが演算精度を向上できることは良く知られている。
【００４５】
上記従来例に対して本発明は、図１において、位相同期を行う前のアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数で第１のデジタル等化手段１０２のタップ係数Ａを第１の係数演算手段１０５で演算することができる。つまり上記方法の欠点であるレート変換器８０３が不要、さらに信号処理の演算精度も向上するというものである。本発明を用いれば上記例より規模が少なく性能も向上できる。
【００４６】
本発明では、位相同期手段１０３で位相同期された信号から、等化目標値生成手段１０４をもちいて、位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値を求める。例えば、仮目標値生成手段１０４１において、前述したような閾値による仮判定でリサンプリング周波数での等化目標値である仮目標値を求めたあと、第２の補間手段（等化目標位相回転手段）１０４２を用いて位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値である真目標値を求める。そして、第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号と真目標値から、タップ係数Ａを第１の係数演算手段１０５で演算している。この方法であればタップ係数のレート変換器８０３は不要であり、高いサンプリング周波数で信号処理を行っているので演算精度も向上している。
【００４７】
上記の位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値である真目標値を求める方法をさらに詳しく説明するため、位相同期手段１０３の位相同期方法について先に説明する。図４に位相同期手段１０３の構成例を示す。
【００４８】
第１のデジタル等化手段１０２によって等化された信号は、補間手段４０１（図１においては、第１の補間手段１０３１）によって正しいサンプル点の位相に位相スライドされる。また、補間手段４０１によって補間を行うために必要な、補間位置情報に対する補間手段４０１のタップ係数は、補間位置演算手段１０３２で演算される。
【００４９】
ここで、本発明では、この補間による正しいサンプル点の信号または、正しいサンプル点を得る過程の信号（引き込み中の信号）は『リサンプリング』された信号であって、これは位相同期手段１０３の出力信号である。実際にはサンプリングをし直さなくともホールド手段などを設けることによって実現できる。よって『リサンプリング』とは、ホールド手段を用いて成される『擬似リサンプリング』も含むもので便宜上の呼び方である。
【００５０】
補間された信号（リサンプリングされた信号）は位相誤差検出手段４０２に入力され、位相誤差検出手段４０２は位相誤差を検出する。検出された位相誤差はループフィルタ４０３へ入力されループフィルタ４０３は周波数情報を出力する。得られた周波数情報は周波数−位相変換手段４０４に入力され、周波数−位相変換手段４０４は次に採るべき位相情報を出力する。その位相情報によって、補間係数選択手段４０５はタップ係数ｈ１を選択する。補間手段４０１は、このタップ係数ｈ１で信号の位相をスライドする。このようにして、位相同期ループが構成されている。
【００５１】
まず、補間手段４０１の構成はＦＩＲフィルタとなっている。上述したようにこのフィルタは位相をスライドさせるフィルタである。このフィルタは、例えばナイキストフィルタと呼ばれるものを使用しても良い。その特性はゲインの周波数特性がほぼフラットで、位相のみをスライドすることができる。位相をπ/ｘの分解能（ここで言う位相はナイキスト周波数で規格化した位相であって、πで１サンプル分の位相である）とするとｘ組のタップ係数の組み合わせを用意して、補間係数選択手段４０５で位相情報に応じてどの係数を使用するか決定すると、選んだ係数の位相特性で信号の位相をスライドする。
【００５２】
次に位相誤差検出手段４０２は例えばゼロクロス点を検出して、位相誤差を検出する方法がある。まずゼロクロス点の検出であるがこれは、閾値を設定することによって求めることが可能である。例えば信号が閾値Ａより大きい場合（状態ａ）、閾値Ｂの間より小さい場合（状態ｂ）、閾値Ａと閾値Ｂの間の場合（状態ｃ）をそれぞれ検出し、（状態ａ）または（状態ｂ）から（状態ｃ）へと信号が変化した場合には変化した後のサンプル点がゼロクロス点である。また、（状態ｃ）から（状態ａ）または（状態ｂ）へと変化したとき場合には変化する前のサンプル点がゼロクロス点である。これらのゼロクロス点での信号の振幅と状態の遷移の判断をすることにより、位相誤差の大きさと方向の情報を得ることが可能である。
【００５３】
次にループフィルタ４０３であるが、定常位相誤差を残さない２次ループにするために挿入する。例えば完全積分型の２次ループにする場合には位相誤差を積分し定数をかけたものと、位相誤差を加算する構成がある。
【００５４】
次に周波数−位相変換手段４０４では周波数−位相変換が行われる。周波数−位相変換は、積分４０４２を用いて成されることは、よく知られている。ただし、周波数の誤差が定常的存在する場合に積分すると、位相情報の数値が加算されて巨大になってしまう。本実施の形態では、補間手段１０３１の入力と出力の周波数であるアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数と、リサンプリング周波数には定常的な周波数の誤差が存在する。数値が巨大になるのを防ぐためには、例えば位相がπ（１サンプル分の位相）ずれた場合に、位相情報を回転させる構成にすれば良い。つまり、位相のずれが無しから、位相が１サンプル分ずれるまでを０〜１０２４（decimal :以下decと略す）で表すとすると、数値が１０２４（dec）になったときに０（dec）に戻す。例えば数値が１０３０（dec）になったときには６（dec）にする構成にすればよい。周波数−位相変換手段４０４の加算器４０４１はループフィルタ４０３が出力する周波数情報を調節するために設けられており、加算器４０４１のもう一方の入力端には、後述する周波数引き込み手段１１０が接続されている。なお、周波数引き込み手段１１０を用いない場合には、加算器４０４１を必要としない。
【００５５】
次に補間係数選択手段４０５は上記位相情報に応じて、位相をスライドさせる係数を選択する。
このようにして、位相同期手段１０３で位相同期を行っている。
【００５６】
上記位相同期方法を踏まえた上で、第２の補間手段１０４２について説明する。
第２の補間手段１０４２はＦＩＲフィルタで構成される。まず第１の補間手段１０３１とタップ数が同じである場合には、第１の補間手段１０３１と第２の補間手段１０４２は同じ構成で実現できる。第１の補間手段１０３１は第１のデジタル等化手段１０２で等化されたサンプリング周波数での信号を、リサンプリング周波数での信号に変換している。第２の補間手段１０４２はこれと逆のことを行う。つまり、仮目標値生成手段１０４１によって求められた、リサンプリング周波数での等化目標値である仮目標値を、位相同期する前のサンプリング周波数での等化目標値である真目標値へ変換する。この方法として、第１の補間手段１０３１に使用するタップ係数を左右反転して第２の補間手段１０４２に使用する方法がある。ｎをタップ数としたとき個々のタップ係数をＣＯＥ（タップ番号）とすれば、第１の補間手段１０３１へ入力するタップ係数はｈ１＝｛（ＣＯＥ（１）  ＣＯＥ（２）  ＣＯＥ（３）  ・・・  ＣＯＥ（ｎ）｝と表され、第２の補間手段１０４２へ入力するタップ係数はｈ１左右反転したｈ２＝｛ＣＯＥ（ｎ）  ＣＯＥ（ｎ−１）  ＣＯＥ（ｎ−２）  ・・・  ＣＯＥ（１）｝と表される。図５に係数の例、図６に図５の係数を使用した場合のフィルタの特性を示す。
【００５７】
今、第１の補間手段１０３１のタップ係数が、図５、図６のタップ係数（ａ−１）からタップ係数（ａ−２）に変化するとき、第２の補間手段１０４２のタップ係数はタップ係数（ｂ−１）からタップ係数（ｂ−２）に変化する。この時の第１の補間手段１０３１の位相特性の変化と、第２の補間手段１０４２の位相特性の変化は同じ大きさで逆方向であることがわかる。位相特性の変化とはつまり周波数のことであるから、第１の補間手段１０３１がアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数での信号を、リサンプリング周波数の信号へリサンプリングする場合には、第２の補間手段１０４２は、この逆の制御を行うことができる。この方法は特別な手段を新たに設ける必要がなく容易に実現できる。
【００５８】
次に、第１の補間手段１０３１とタップ数が異なる場合、例えば規模の削減の為に第２の補間手段１０４２のタップ数を、第１の補間手段１０３１とタップ数より少ないタップ数で構成する場合には、第１の補間手段１０３１のタップ数をｎとし、第２の補間手段１０４２のタップ数をｍとしたとき、ｍ＜ｎである。ｈ１と同等の特性を持つ、後述する方法で得られるｈ３＝｛ＣＯＥ（１）  ＣＯＥ（２）  ＣＯＥ（３）  ・・・  ＣＯＥ（ｍ）｝を用意し、第２の補間演算手段１０４２には、ｈ３を左右逆転した係数であるｈ４＝｛ＣＯＥ（ｍ）  ＣＯＥ（ｍ−１）  ＣＯＥ（ｍ−２）  ・・・  ＣＯＥ（１）｝を供給する。
【００５９】
この場合は、ｈ３はｈ１に方形窓を適用しタップ数を減らしたものとする方法、また、ｈ３はｈ１に方形窓を適用しタップ数を減らし、さらに他の窓関数(windowing function)を適用し有限長の非線形成分を取り除いたものとする方法、また、これらの方法を用いて予め求めた係数を第２の補間手段１０４２用の係数テーブルとして持つ方法などが考えられる。補間フィルタのタップ係数は標本化関数に窓関数（ハミング窓やハニング窓など）を適用して有限長の非線形成分を取り除いたものを使用するのが一般的である。
【００６０】
このように、左右逆転した係数を使用することによって、第２の補間手段１０４２は、第１の補間手段１０３１と逆の信号周波数制御を容易に行うことができる。
上記のようにすることによって、第２の補間手段１０４２を用いて真目標値を求めることができる。第１の係数演算手段１０５において、この真目標値と第１のデジタル等化手段１０２の入出力信号をから、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数でタップ係数の演算を行うことができ、これは従来例よりも演算精度の向上が成されている。デジタル信号処理において、高い周波数で演算できるのは非常に大きな利点である。
【００６１】
なお、本実施の例は、第１のデジタル等化手段１０２と第１の補間手段１０３１を別個のＦＩＲフィルタとして紹介したが、無論、両ＦＩＲフィルタの係数の畳み込みを行い、１つのＦＩＲフィルタとしても良い。
【００６２】
さて、第１のデジタル等化手段１０２はＦＩＲフィルタで構成すると前述したが、このフィルタをタップ係数左右対称型の構成にすると新たな利点が生まれる。タップ係数左右対称型のＦＩＲフィルタの構成例を図３に示す。タップ係数Ａを左右対称にする利点の一つとして規模が小さくなることが挙げられる。タップ数ｎが例えば奇数であればフィルタの乗算器の数が（ｎ＋１）/２  個に削減でき、さらに、第１の係数演算手段１０５で用いている乗算器の数も同じだけ削減できるので、かなりの規模削減が成される。
【００６３】
左右対称型のタップ係数にするもう一つの利点としては、位相制御の競合を防げることがある。本発明の構成は適応等化のループと位相同期のループが２重ループとなっていて、第１のデジタル等化手段１０２で位相を制御してしまうと、位相同期ループとの競合が起こる可能性が生じる。タップ係数Ａを左右対称型とすることによって、第１のデジタル等化手段１０２では位相の制御を行わないように改良することができる。ただし、対称型でなくとも位相を制御しない事は可能であるし、その制御の帯域が位相同期手段１０３の帯域と大きく異なるように構成すれば、位相制御をしても競合が起きにくいようにすることは可能である。
【００６４】
次に、周波数誤差モニター１０９及び、周波数引き込み手段１１０について説明する。
第１のデジタル等化手段１０２のタップ係数Ａを左右対称型とすることで、位相制御を行わないようにすることが可能であることは前述した。これを利用すると、位相がロックしていない状況であっても、適応等化を動作させることが可能となる。位相がロックしていない状況で適応等化を動作させることによる問題点は、等化目標値の推定がうまくいかず、等化手段で位相制御を行っている場合に、適応等化の制御が発散することである。しかし、等化手段で位相を制御しないようにすると、位相がロックせず等化目標値の推定がうまくいかなくとも、制御の発散は起こりにくくなるという利点が生じる。それでも、あまりにも周波数がずれていると、制御が発散する危険性がある。そこで、これを防ぐために周波数誤差モニター１０９を設ける。これを設けることによって、周波数誤差がある任意の値より小さくなったときに適応制御を開始することが可能となる。これによる利点は、何らかの原因で等化がずれて位相同期手段１０３の引き込みがしがたい場合にも、適応等化を前もって行うことにより、この問題を解決できることが挙げられる。つまり、信号の特性が異常な場合のＰＬＬ引き込みによるエラーが激減するのである。また、信号の特性が通常の場合でも、等化誤差を前もって減少することによって、ジッター量を押さえ込むことができ、ＰＬＬに有利な信号にフィルタリングすることができる。
【００６５】
上記周波数誤差モニター１０９の例を図９に示す。まず、周波数情報について説明する。周波数−位相変換手段４０４が出力するリサンプリング周波数情報から位相同期手段１０３がアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数の何倍のレートでリサンプリングをしているかを知ることができる。例えばアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数が１１０ＭＨｚで、位相同期手段１０３で１００ＭＨｚにリサンプリングしているときのリサンプリング周波数情報が２５６（ｄｅｃ）という値であったとすると、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数が１２０ＭＨｚで、位相同期手段１０３で１００ＭＨｚにリサンプリングしているときのリサンプリング周波数情報は５１２（ｄｅｃ）という値で示されるというように、レートと周波数情報はそれぞれに対応した値をもっている。このときのレートをレートＡとする。
【００６６】
次に、実際にリサンプリングするべきレートに相当する周波数情報を求める例を述べる。シンクパターンによる周波数情報演算手段１０９１では以下のように周波数情報を演算する。ディスク媒体に記録されるデータにシンクパターンが一定データ数ごとに存在する場合に、アナログ・デジタル変換手段１０１の出力から、２つのシンクパターン間のサンプル数をカウントし、このサンプル数からシンクパターンによる周波数情報を生成する。例えば、記録されているデータ１０００個ごとにシンクパターンがあって、前記のようにシンクパターン間のサンプル数をカウントした結果が１１００個であったとすると、アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数は、データの周波数の１．１倍であることがわかる。シンクパターンによる周波数情報演算手段１０９１では、ほぼ正確なサンプリング周波数とリサンプリングするべき周波数とのレートを求めることができ、このレートに対応する周波数情報を出力する。このときのレートをレートＢとする。
【００６７】
周波数誤差モニター１０９は位相同期手段１０３で現在行っているリサンプリングのレート（レートＡ）に相当する周波数情報と、実際にリサンプリングするべきレート（レートＢ）に相当する周波数情報とを比較し、その差分が、ある判定値より大きい場合には、第１の係数演算手段１０５にタップ係数の演算を行わないための制御信号を送るものであり、あるいは、その差分がある判定値より小さい場合には、第１の係数演算手段１０５にタップ係数の演算を行うための制御信号を送るものである。
【００６８】
次に周波数情報差演算手段１０９２では、前述したように周波数情報を比較するために差（周波数誤差）を演算する。つまり、周波数−位相変換手段４０４の出力する周波数情報とシンクパターンによる周波数情報演算手段１０９１の出力する周波数情報の差を演算するのである。この周波数誤差を周波数情報差判定手段１０９３において、図示しないレジスタにより設定される判定値より大きいか小さいかを比較し、比較結果を第１の係数演算手段１０５と周波数引き込み手段１１０に出力する。第１の係数演算手段１０５は、周波数情報差判定手段１０９３の出力する制御信号が、周波数誤差が判定値より大きいことを示している場合にはタップ係数の演算を行わず、判定値より小さいことを示している場合にはタップ係数の演算を行う。
【００６９】
次に、周波数引き込み手段１１０について説明する。前述のように、周波数誤差が小さい場合には適応制御を開始させることができる。前記位相同期手段１０３の位相同期制御によって、この周波数誤差は小さくなるように制御される。しかしながら、位相同期ループの周波数引き込みレンジには限界があり、いつまでも前記周波数誤差が小さくならないことが有り得るかもしれない。そこで、この周波数誤差を小さくする制御を新たに設けることにより更なる性能向上が得られる。この制御を行うのが周波数引き込み手段１１０である。周波数引き込み手段１１０は、例えば周波数情報差判定手段１０９３の結果から、周波数情報差演算手段１０９２が出力する周波数誤差が判定値より大きいという結果が出ていたならば、周波数−位相変換手段４０４の加算器４０４１へ周波数誤差を入力することで、位相同期手段１０３のリサンプリング周波数が実際にリサンプリングするべき周波数に対応したものになる。あるいは、周波数誤差が判定値より小さいという結果が出ていたならば、周波数−位相変換手段４０４の加算器４０４１へ０を入力することで、周波数引き込み手段１１０を用いた周波数引き込みを行わない。なお、周波数引き込みでリサンプリング周波数の情報を制御する説明を行ったが、リサンプリング周波数の情報を制御するのではなく、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数を制御することでも、周波数引き込みは可能となり、本実施例に限定されるものではない。
【００７０】
このように、位相同期（周波数引き込みも含む）と、適応等化の性能をそれぞれ改善することによって、位相同期の性能が改善すると適応等化の性能が改善し、適応等化の性能が改善すると位相同期の性能が改善するという良好な性能改善のループに入ることができ、大きな性能上昇が得られる。
【００７１】
次に第２の適応等化について説明する。後置適応等化は第２のデジダル等化手段１０６の入出力信号から、例えば、数式１のＬＭＳアルゴリズム等を用いて第２の係数演算部１０７で、タップ係数Ｂを演算し、第２のデジダル等化手段１０６の伝達特性を適応的に制御する。本実施の例では第２のデジダル等化手段１０６は左右非対称型のタップ係数Ｂを持つことが可能なＦＩＲフィルタであって、第２の係数演算部１０７では、それに対応する左右非対称な係数の演算が可能な構成とする。係数を左右非対称とする利点は、再生信号が何らかの群遅延がフラットでない特性の伝送路を通過していた場合、その補正を行うことが可能となるからである。この左右非対称の情報を第１のデジタル等化手段１０２に適用する構成も有効な方法である。
【００７２】
さて、前述したように、適応等化を行うためには、等化手段の入出力信号と、等化目標値が必要となる。第２のデジタル等化手段１０６の等化目標値としては、仮目標値生成手段１０４１で求まる仮目標値を使用する方法、または、第２のデジタル等化手段１０６の出力信号から、等化目標値の推定を行う第２の仮目標値生成手段（図示しない）を新たに設ける方法などが考えられる。求められた等化目標値、第２のデジタル等化手段１０６の入出力信号は第２の係数演算部１０７に入力されて、係数を演算する。
【００７３】
このようにして、後置適応等化でさらに等化を調整された信号は、最尤復号手段１０８へ入力され、ＰＲ（３，４，４，３）という信号系列間の相関を利用して、現在採りうる状態、それぞれにある確率がどの程度であるかを演算していく。この確率演算を用いて、最も確からしいデータを復号できる。
【００７４】
最尤復号手段１０８によって２値化されたデータは、記録符号のデコードが行われ、エラー訂正等を行った後、ホストへ転送される。
なお、本発明はディスク装置を用いて説明を行ったが、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＣＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＨＤＤ等の磁気ディスク、ＤＤＳ（Digital Data Storage）等の磁気テープ、その他等化が必要な信号であれば適用することが可能で、本実施の形態に限定されるものではない。
（実施の形態２）
以下に本実施の形態について図７、図１０を用いて説明する。図７に本実施の形態の構成を表す図を示す。なお、前述した実施の形態と同じ構成については同じ符号を用い、説明を省略する。実施の形態１と異なるのは、周波数情報しきい手段７０１と、メモリ７０２と、状態時間測定手段７０３と、状態変化処理手段７０４と、係数メモリ記憶処理手段７０５と、係数演算制御手段７０６と、等化係数選択手段７０７を備えた点である。
【００７５】
本実施の形態は、ディスク媒体から読み出された信号をアンプ（図示しない）、帯域制限様のローパスフィルタ（図示しない）などを通し、アナログ・デジタル変換手段１０１で標本化された信号を第１のデジタル等化手段１０２で等化し、位相同期手段１０３で位相同期した後、最尤復号手段（図示しない）で復号を行い、２値データを出力するＰＲＭＬ信号処理を用いたリードチャネルである。
【００７６】
スピンドルモーターの回転速度にむらが生じた場合や、ＣＡＶ方式で読み出す時にトラック位置が変更した場合に、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数と、位相同期手段１０３のリサンプリング周波数のレートは変化する。本実施の形態における適応等化回路は、この変化に対応したタップ係数の学習を行い、レートが一定期間安定していればそれ以上係数の学習を行わないことを特徴とする。
【００７７】
本実施の形態では、アナログ・デジタル変換手段１０１のサンプリング周波数：位相同期手段１０３のリサンプリング周波数のレートが１．１：１．０〜１．２：１．０の間を状態２Ａ、１．２：１．０〜１．３：１．０の間を状態２Ｂとし、レートはこの間で推移するとした場合を１例として説明する。
【００７８】
図４に示すリサンプリング周波数情報が位相同期１０３のレートに対応していることは実施の形態１で述べた。リサンプリング周波数情報は本実施の形態では、例えば１．１：１．０の時２５６（ｄｅｃ）、１．２：１．０の時５１２（ｄｅｃ）、１．３：１．０の時７６８（ｄｅｃ）であるとする。つまり、レートはこの間で推移するとしたので、リサンプリング周波数情報は２５６〜７６８（ｄｅｃ）の間で推移することになる。
【００７９】
周波数情報しきい手段７０１は位相同期手段１０３が出力するリサンプリング周波数情報に閾値を引き複数の状態に分別する手段である。今回は上述したように前記状態２Ａと前記状態２Ｂに分別するので閾値は５１２（ｄｅｃ）と設定する。つまり、リサンプリング周波数情報が５１２より大きければ、レートは１．１：１．０〜１．２：１．０の間であり、小さければ１．２：１．０〜１．３：１．０の間である。判別結果は状態時間測定手段７０３、状態変化処理手段７０４、係数メモリ記憶処理手段７０５へ出力される。
状態時間測定手段７０３は周波数情報しきい手段７０１が出力する状態が変化したときリセットし、同じ状態である期間をカウントするカウンタを備えている。例えば現在状態２Ａであれば、過去に状態２Ｂから状態２Ａに移ってからの現在までの時間をカウントする。この時間はアナログ・デジタル変換手段１０１のサンプル数をカウントして得る。カウントしたサンプル数は図示しないレジスタ設定値と比較し、設定値より大きい場合には十分学習できたとして、その判断を係数メモリ記憶処理手段７０５へ伝える。
【００８０】
状態時間測定手段７０３の出力から十分学習が行われたと判断された場合、係数メモリ記憶処理手段７０５は、第１の係数演算手段１０５の演算を停止するように係数演算制御手段７０６に伝える。同時に、第１の係数演算手段１０５が演算を停止した時点のタップ係数をメモリ７０２の状態２Ａの領域に状態２Ａに対応する係数として書き込む。
【００８１】
係数演算制御手段７０６は係数メモリ記憶処理手段７０５や、状態変化処理手段７０４からの制御信号に基づいて第１の係数演算手段１０５の学習停止や開始処理を制御する。
状態変化処理手段７０４は、周波数情報しきい手段７０１が出力する状態の変化を観察し、例えば状態が状態２Ａから状態２Ｂ変化したのであれば、メモリ７０２から状態２Ｂの領域のタップ係数を参照する。もし、メモリ７０２に状態２Ｂに対応するタップ係数が格納されていなければ、係数演算制御手段７０６に第１の係数演算手段１０５においての係数演算を開始する事を通知し、かつ等化係数選択手段７０７に第１の係数演算手段１０５の出力を第１のデジタル等化手段１０２へ供給するように通知する。一方、メモリ７０２に状態２Ｂに対応するタップ係数が格納されていれば、係数演算制御手段７０６に第１の係数演算手段１０５においての係数演算を停止する事を通知し、かつ等化係数選択手段７０７へ、メモリ７０２に格納されている状態２Ｂに対応するタップ係数を第１のデジタル等化手段１０２へ供給するように通知する。すなわち、状態が変化した時に、変化した後の状態に対応する係数をすでに学習していれば、その学習結果のタップ係数を用いて第１のデジタル等化手段１０２で等化し、変化した後の状態の係数をまだ学習していなければ、第１の係数演算手段１０５で現在学習しているタップ係数を用いて第１のデジタル等化手段１０２で等化するということである。
【００８２】
従って、現在の状態に対応するタップ係数が既に学習されメモリに格納されている時は、第1の係数演算装置の学習を停止することができ、これによって、消費電力の低減が図れる。なお、本実施の形態において第１の係数演算手段１０５を停止する際に、等化目標値生成手段１０４も停止してよい。
【００８３】
以下、図１０を用いて状態変化と係数学習動作についてさらに説明する。
これは、メモリ７０２に係数が蓄えられていない場合に、回路を動作させ始めて、状態２Ｂから状態２Ａに変動し、１０００サンプル後に状態２Ｂに変動し、２８０サンプル後に状態２Ａに変動し、４５０サンプル後に状態２Ｂに変動し、１００５サンプル後に状態２Ａに変動した場合の例である。また、状態時間測定手段７０３でカウントされたサンプル数と比較する設定値は５００サンプルとしている。
【００８４】
まず、始めに状態２Ｂから状態２Ａに変動したときには、状態変化処理手段７０４がメモリ７０２の状態２Ａ領域を参照する。このときメモリ７０２には状態2Ａに対応する係数は蓄えられていない。よって、状態変化処理手段７０４は係数演算制御手段７０６に第１の係数演算手段１０５での演算を開始するように伝え、係数演算制御手段７０６は第１の係数演算手段１０５に演算を開始させる。また、このとき状態変化処理手段７０４は等化係数選択手段７０７へ、第１の係数演算手段１０５で学習中のタップ係数を第１のデジタル等化手段１０２へ供給する旨を伝え、等化係数選択手段７０７は、第1の係数演算手段１０５が出力するタップ係数を選択して第1のデジタル等化手段１０２に出力する。
【００８５】
次に状態時間測定手段７０３は周波数情報しきい手段７０１の出力である状態を観察し、状態２Ａであり続けるサンプル数を測定する。図１０の例では、状態時間測定手段７０３のレジスタ設定値である５００サンプルより長い間、状態２Ａとなっている。状態時間測定手段７０３はカウントされたサンプル数が５００サンプルを超えた時、係数メモリ記憶処理手段７０５へ、レジスタ設定値を超えた旨を伝える。そして、係数メモリ記憶処理手段７０５は、係数演算処理手段７０６へ第１の係数演算手段１０５でのタップ係数の演算を停止する旨を伝える。従って、第１の係数演算手段１０５の演算は停止し、その出力は、停止した時のタップ係数で固定される。同時に係数メモリ記憶処理手段７０５は、第１の係数演算手段１０５が出力するタップ係数を、メモリ７０２の状態２Ａの領域へ書き込む。この様にして、状態２Ａのタップ係数は決定されｈ２ａとして蓄えられる。この後、次に状態２Ａから状態２Ｂに推移するまでは第１の係数演算手段１０５は停止し、第１のデジタル等化手段１０２に供給するタップ係数は固定されたままである。
【００８６】
その後、状態２Ａから、状態２Ｂへ推移すると、状態変化処理手段７０４はメモリ７０２の状態２Ｂの領域を参照する。しかし、メモリ７０２には状態２Ｂに対応する係数が蓄えられていないので、再び、第１の係数演算手段１０５の動作を開始して第１のデジタル等化手段１０２へタップ係数を供給する。
【００８７】
その後、２８０サンプルの時間が経過すると、状態２Ｂから状態２Ａへ状態が変化する。状態時間測定手段７０３におけるサンプル数のカウントが、レジスタ設定値を超えなかったので、前述したメモリ７０３への書き込み作業は行われない。同時に、状態変化処理手段７０４は、メモリ７０２の状態２Ａの領域を参照する。すると、メモリ７０２の状態２Ａには状態２Ａに対応する係数が蓄えられているので、状態変化処理手段７０４は、係数演算制御手段７０６へ第１の係数演算手段でのタップ係数の演算を停止する旨を伝え、第１の係数演算手段は停止させる。さらに、状態変化処理手段７０４は、等化係数選択手段７０７へ、読み込んだメモリ７０３の値を第１のデジタル等化手段１０２に供給するように選択する旨を伝え、第１のデジタル等化手段１０２には、状態変化処理手段７０４で読み込まれたメモリ７０３の状態２Ａの領域に蓄えられていたタップ係数が供給される。この様に、状態が変化した時、メモリ７０３の中に、その変化後の状態に対応する係数が蓄えられていたら、第１のデジタル等化手段１０２にはそのタップ係数が供給される。
【００８８】
その後、４５０サンプル経ってから、状態２Ａから状態２Ｂへ変化する。このときメモリ７０２には状態２Ｂに対応する係数が蓄えられていないので、再び、第１の係数演算手段１０５の動作を開始して第１のデジタル等化手段１０２へタップ係数を供給する。
【００８９】
その後１００５サンプルの間、状態は状態２Ｂのままである。よって、状態時間測定手段７０３は５００サンプルカウントした時点で、十分学習ができたと判断し、係数メモリ記憶処理手段７０５は第１の係数演算手段１０５を停止すると共にメモリ７０３の状態２Ｂ領域にタップ係数を書き込む。これで状態２Ｂのタップ係数も決定し、ｈ２ｂとして蓄えられた。
【００９０】
これより後は、状態２Ａに変わるとメモリ７０３のｈ２ａ、状態２Ｂに変わるとメモリ７０３のｈ２ｂ、第１のデジタル等化手段１０２に供給し、第１の係数演算手段は停止したままにする。
【００９１】
以上の様に、本実施の形態によれば、それぞれの状態に対応する係数がメモリに蓄えられていなければ、第１の係数演算手段１０５を動作させ、蓄えられていれば、第１の係数演算手段１０５を停止させて、メモリ７０２に蓄えられているタップ係数で第１のデジタル等化手段１０２において等化するようにしたので、消費電力の低減を実現できる。
【００９２】
なお、本実施の形態では十分学習できたことを状態時間測定手段７０３でサンプル数をカウントする方法を用いて判断しているが、第１の係数演算手段１０５において求められる等化誤差に閾値を引き閾値との比較によって等化誤差が小さい時に十分学習できたと判断する方法を用いても良い。
【００９３】
なお、本実施の形態においては周波数情報しきい手段７０１の閾値を１つに設定した例を示したが、複数の閾値を設定して分別する状態の数を３つ以上に増やし、それぞれの状態に対応するタップ係数を学習してメモリ７０２に蓄えるようにしても良い。これによって、より広い周波数帯域に対しても細かくタップ係数を切り替えることが可能となるので、第1のデジタル等化手段１０２における等化ずれを小さくすることが出来る。
【００９４】
なお、本発明はＤＶＤ−ＲＡＭ、ＣＤ，ＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＨＤＤなどの磁気ディスク、ＤＤＳなどの磁気テープ、その他等化が必要な信号であれば適用することが可能で、本実施の形態に限定されるものではない。
（実施の形態３）
以下に本実施の形態について図１１を用いて説明する。なお、前述した実施の形態と同じ構成については同じ符号を用い、説明を省略する。
本実施の形態は、ディスク媒体から読み出された信号をアンプ（図示しない）、帯域制限様のローパスフィルタ（図示しない）などを通し、アナログ・デジタル変換手段１０１で標本化された信号を第１のデジタル等化手段１０２で等化し、位相同期手段１０３で位相同期した後、最尤復号手段（図示しない）で復号を行い、２値データを出力するＰＲＭＬ信号処理を用いたリードチャネルである。
【００９５】
実施の形態２において、周波数情報しきい手段７０１は閾値で複数のレートの状態に判別する手段であることは説明した。この複数の状態それぞれに対応するタップ係数をメモリ７０２に蓄えておけば第１の係数演算手段１０５で係数の演算を行う必要はなく、メモリ７０２を参照するだけで、そのときのレートに対応したタップ係数を選択することができる。
【００９６】
これを発展させれば以下のような構成も可能である。例えば、前述した実施の形態２をコンピューターシミュレーション等を用いて実現し、予めテスト用再生信号を用いて、周波数情報しきい手段７０１で判別される複数の状態全てに対応するタップ係数を求めて、第２のメモリ１１０１へ蓄えておく。図１０を例に説明すれば、状態２Ａに対応するタップ係数であるｈ２ａと状態２Ｂ対応するタップ係数であるｈ２ｂを予め求めて、第２のメモリ１１０１へこれらのタップ係数を蓄えておく。
【００９７】
状態変化係数供給手段１１０２は周波数情報しきい手段７０１が出力する状態の変化を観察し、もし状態が変化したならば、第２のメモリ１１０１から、変化後の状態に対応するタップ係数を読み込み、第３のデジタル等化手段１１０１へそのタップ係数を入力する。
【００９８】
この様にすることで、各リサンプリング周波数情報に対応したタップ係数を選択することができる。
本実施の形態によれば、第1のデジタル等化手段１０２で用いるタップ係数を予めコンピューターシミュレーション等によって求めておき,リサンプリング周波数の変化に応じてタップ係数を切り替わるようにしたので,タップ係数を学習するための回路が不要となり,回路規模を削減することができる。また、予めタップ係数を求めているので、リサンプリング周波数が変化した直後に、最適なタップ係数を用いて等化を行うことができる。
【００９９】
なお、本実施の例ではタップ係数を実施の形態２を用いて求めたが、実施の形態１など他の方法で求めてもよく、本実施の形態に限定されるものではない。
なお、本発明はＤＶＤ−ＲＡＭ、ＣＤ，ＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＨＤＤなどの磁気ディスク、ＤＤＳなどの磁気テープ、その他等化が必要な信号であれば適用することが可能で、本実施の形態に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の実施の形態１における適応等化回路の図である。
【図２】実施形態にあって等化目標の検出を説明するための図である。
【図３】実施形態にあって左右対称のタップ係数を持つＦＩＲフィルタの構成図である。
【図４】実施形態にあって位相同期手段の構成図である。
【図５】実施形態にあって等化目標値の位相を制御する補間フィルタの特性を説明するための第１の図である。
【図６】実施形態にあって等化目標値の位相を制御する補間フィルタの特性を説明するための第２の図である。
【図７】本発明の実施の形態２における適応等化回路の図である。
【図８】実施形態にあって従来例を簡易に示した図である。
【図９】周波数誤差モニター１０９の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２の動作を説明するための図である。
【図１１】発明の実施の形態３における適応等化回路の図である。
【符号の説明】
【０１０１】
１０１    アナログ・デジタル変換手段
１０２    第１のデジタル等化手段
１０３    位相同期手段
１０３１  第１の補間手段
１０３２  補間位置演算手段
１０４    等化目標値生成手段
１０４１  仮目標値生成手段
１０４２  等化目標位相回転手段（第２の補間手段）
１０５    第１の係数演算手段
１０６    第２のデジタル等化手段
１０７    第２の係数演算部
１０８    最尤復号手段
１０９    周波数誤差モニター
１１０    周波数引き込み手段
４０１    補間手段
４０２    位相誤差検出手段
４０３    ループフィルタ
４０４    周波数−位相変換手段
４０５    補間係数選択手段
７０１    周波数情報しきい手段
７０２    メモリ
８０１    Ａ／Ｄ変換情報補間手段
８０２    仮係数演算手段
８０３    レート変換器
【国際調査報告】
2004051648.tif 000014
2004051648.tif 000015
2004051648.tif 000016
2004051648.tif 000017