(57)【要約】広帯域で挿入損失が小さく、通過域が平坦で急峻な減衰が得られる高周波用の帯域通過フィルタを提供するために、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長の開放スタブ（又は１／２波長の短絡スタブ）を接続したリングフィルタを、減衰極周波数を変えて複数個縦続接続する。
2004105175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長の開放スタブを接続したことを特徴とするリングフィルタ。
【請求項２】
線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で半波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタ。
【請求項３】
前記リング共振器の特性インピーダンスと、前記スタブ部の特性インピーダンスとの比を変えることにより減衰極周波数を調整し、通過帯域幅を可変できるようにしたことを特徴とする請求の範囲第１項又は第２項に記載のリングフィルタ。
【請求項４】
前記リング共振器への入力及び出力のインピーダンスをＺ０、前記リング共振器における入力端子から出力端子までの半波長の線路のうち、前記スタブが接続されていない方の線路のインピーダンスをＺ１、前記入力端子から前記スタブの接続点までの１／４波長の線路のインピーダンスをＺ２としたとき、前記Ｚ０、Ｚ１及びＺ２が以下の不等式を満足することを特徴とする請求の範囲第３項に記載のリングフィルタ。
2004105175.tif 000007
【請求項５】
線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタ。
【請求項６】
前記リング共振器の形状が、円、楕円若しくは４辺形のいずれかである請求の範囲第１項又は第２項に記載のリングフィルタ。
【請求項７】
前記リング共振器の形状が、円、楕円若しくは４辺形のいずれかである請求の範囲第３項に記載のリングフィルタ。
【請求項８】
前記リング共振器の形状が、円、楕円若しくは４辺形のいずれかである請求の範囲第４項又は第５項に記載のリングフィルタ。
【請求項９】
請求の範囲第３項及び第４項に記載のリングフィルタの中から種類を問わずに重複を許して複数個選択し、それらを縦続接続して構成した帯域通過フィルタであって、該帯域通過フィルタは、前記接続された各リングフィルタの減衰極周波数が互いに異なるものであることを特徴とする帯域通過フィルタ。
【請求項１０】
前記帯域通過フィルタに、請求の範囲第５項に記載のリングフィルタが少なくとも一個縦続接続された請求の範囲第９項に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項１１】
前記リングフィルタのリング共振器の形状が、円、楕円若しくは４辺形のいずれかである請求の範囲第９項又は第１０項に記載の帯域通過フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、リングフィルタ及びそれを用いた広帯域の帯域通過フィルタに関し、詳しくはリング共振器に開放スタブ若しくは短絡スタブを一つ設けた、マイクロストリップ線路で実現されたリングフィルタ及びそれを用いた広帯域の帯域通過フィルタに関する。
【背景技術】  アナログあるいはデジタル携帯電話や無線電話をはじめとする移動体通信機等の送信回路および受信回路のＲＦ段等の高周波回路部には、例えば同一のアンテナを送信回路と受信回路で共用する場合に送信周波数帯域と受信周波数帯域を分離するため、あるいは増幅回路の非直線性に基づいて発生する高調波を減衰させるため等、希望の信号波以外の不要信号波を除去するためなどに、帯域通過フィルタがよく用いられている。このような通信機用フィルタとしての帯域通過フィルタは、フィルタ回路部が小型にできることや高周波回路としての電気的特性が良好であること等から、マイクロストリップ線路等により構成されることが多い。
かかるマイクロストリップ線路で実現される帯域通過フィルタは、ＭＩＣやＭＭＩＣへの適用が容易であるが、従来のマイクロストリップ線路で実現された帯域通過フィルタは、１／４波長（電気長を意味し、以下同じ。）の線路を複数組み合わせた側結合型のものであった。
一般的に、帯域通過フィルタの特性として、代表的な二つの特性が知られている。一方は、第８図（Ａ）に示すチェビシェフ特性であり、通過域に等リップルが現れるが、遮断特性（急峻性）がよいという特徴がある。他方は、第８図（Ｂ）に示すバタワース特性であり、通過域が平坦でリップルが少ないため、高精度の測定に適している。
第４図は従来の１／４波長の線路を８段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタの例を示す図であり、チェビシェフ型のフィルタである。第５図はその高周波特性を示す図であり、この例では、２ＧＨｚにおける挿入損失が０．８０５９ｄＢ、群遅延量が２．４５８５ｎｓ、比帯域（３ｄＢ通過帯域幅／通過中心周波数）が約４５％である。１／４波長の線路で作られる１段の帯域通過フィルタの比帯域は通常１５％程度であるので、帯域を広くするために、この例では段数を８段にしてあるが、逆に、回路が大型化し、挿入損失が増大している。また、チェビシェフ型では通過域を平坦にすると群遅延特性が一定とならないので、波形歪を起こしやすい。
第６図は、従来の１／４波長の線路を６段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタの例を示す図であり、バタワース型のフィルタである。第７図はその高周波特性を示す図であり、この例では、２ＧＨｚにおける挿入損失が０．６６４ｄＢ、群遅延量が１．９９９５ｎｓ、比帯域が約３２％である。比帯域を大きくし、できるだけ急峻な阻止特性を得るため、段数を６段にしてあるが、このために回路が大型化し、挿入損失が増大している。阻止域での急峻性はチェビシェフ型よりも劣るが、群遅延特性は良好で、通過域内でほぼ一定であり、波形歪を起こしにくい。以上のように、従来のマイクロストリップ線路で実現された帯域通過フィルタは共振周波数が１／４波長で決まるため、広帯域化も困難である（１５％程度）。また、比帯域を広げるために段数を増やすと回路が大型化するとともに、挿入損失も増大するため、ＭＩＣやＭＭＩＣには適さなかった。
また、かかる従来の１／４波長の線路を複数組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタの形状の大きいことや挿入損失が大きいことの欠点をカヴァーするものとして、リング共振器を用いたデュアルモードフィルタが知られている（特開平９−１３９６１２号公報参照）。しかし、かかるフィルタは小型ではあるが、帯域が狭いという本質的な問題点がある。すなわち、従来のリング共振器を用いたフィルタでは、共振周波数においてインピーダンスが最小になるので、共振部分しか通過せず、他の帯域では阻止される。従って、その性質上、通過帯域は狭くならざるを得ない。
一方、特定の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させるという帯域阻止フィルタが知られているが、この帯域阻止フィルタは、ある特定周波数（これを減衰極周波数という。）及びその前後の狭い範囲の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させてしまうという性質を持っているため、これを帯域通過フィルタとして利用した場合は、広帯域な帯域通過フィルタとなり得る。しかしながら、帯域阻止フィルタは通過を阻止する周波数帯域が狭いため、通過させたくない周波数の信号まで通過させてしまうという問題がある。特に、直流成分を除去する必要がある場合には使用できないという問題がある。
直流成分を阻止するフィルタとして従来から知られているものに、第１３図に示す１／４波長の短絡スタブを用いたフィルタがある。このフィルタは、第１４図に示すように直流（及び通過中心周波数の２倍の周波数）の成分を除去することができるが、通過中心周波数以外は反射が多く（Ｓ１１参照）、損失が大きいという欠点がある。そこで、直流成分を阻止しつつ、通過帯域において反射（損失）が少ないフィルタが望まれる。なお、第１４図（Ａ）はシミュレーション結果であり、第１４図（Ｂ）は実測データである。
本発明は、かかる従来型の帯域通過フィルタ及び帯域阻止フィルタの問題点に鑑み為されたものであり、本発明の目的は、広帯域で挿入損失が小さく、通過域が平坦で急峻な減衰が得られ、また、直流成分の除去も可能なフィルタ及びそれを利用した高周波用の帯域通過フィルタを提供することにある。
【発明の開示】
本発明は、リングフィルタに関し、本発明の上記目的は、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長の開放スタブを接続したことを特徴とするリングフィルタによって達成される。第１図（Ａ）及び（Ｂ）に示すものはこの１例である。
このリングフィルタは、帯域阻止フィルタとして動作し、第９図に示すように通過域が平坦で急峻な減衰が得られるという特徴がある。
また、本発明の上記目的は、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で半波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタによっても達成される。
第２図に示すものはこの１例である。このリングフィルタは、帯域阻止フィルタとして動作し、第１０図に示すように通過域が平坦で急峻な減衰が得られるとともに、直流成分も阻止するという特徴がある。
さらに、本発明の上記目的は、前記リング共振器の特性インピーダンスと、前記スタブ部の特性インピーダンスとの比を変えることにより減衰極周波数を調整し、通過帯域幅を可変できるようにしたことを特徴とする前記リングフィルタによって、効果的に達成される。具体的には、減衰極周波数は後述の数２の式によって決定されるが、第３図では、Ｚ１及びＺ２を固定とし、スタブのインピーダンス（数２のＺ３）のみを変化させることにより減衰極周波数を変えている。
またさらに、本発明の上記目的は、前記リング共振器への入力及び出力のインピーダンスをＺ０、前記リング共振器における入力端子から出力端子までの半波長の線路のうち、前記スタブが接続されていない方の線路のインピーダンスをＺ１、前記入力端子から前記スタブの接続点までの１／４波長の線路のインピーダンスをＺ２としたとき、前記Ｚ０、Ｚ１及びＺ２が以下の数１の不等式を満足することを特徴とする前記リングフィルタによって、より効果的に達成される。
2004105175.tif 000003
前記の不等式（数１）を満足するリングフィルタは、スタブの特性インピーダンスの値の如何にかかわらず、通過帯域内にリップルが発生しない。
さらにまた、本発明の上記目的は、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタによって達成される。
第１５図に示すものはこの１例である。このリングフィルタは、帯域阻止フィルタとして動作し、第１６図に示すように通過域にリップルがなく平坦で、直流成分（及び通過中心周波数の２倍の周波数成分）を阻止するという特徴がある。また、通過帯域において反射（損失）が少ないという特徴も持っている。なお、第１６図（Ａ）はシミュレーション結果であり、第１６図（Ｂ）は実測データである。
なお、前記リング共振器の形状は、円、楕円若しくは４辺形のいずれであってもよい。
次に、本発明は前記リングフィルタを用いた広帯域帯域通過フィルタに関し、本発明の上記目的は、前記リングフィルタの中から種類を問わずに重複を許して複数個選択し、それらを縦続接続して構成した帯域通過フィルタであって、該帯域通過フィルタは、前記接続された各リングフィルタの減衰極周波数が互いに異なるものであることを特徴とする帯域通過フィルタによって達成される。
第３図に示すものはこの１例であり、１／４波長の開放スタブが接続されたリングフィルタを５段縦続接続し、それぞれのリングフィルタの減衰極周波数を変えたものである。
なお、第３図の例は５個すべてが開放スタブ付きのリングフィルタの場合であるが、開放スタブ付きのリングフィルタと半波長の短絡スタブ付きのリングフィルタとを組み合わせて構成してもよい。
また、本発明の上記目的は、前記帯域通過フィルタに、１／４波長の短絡（接地）スタブが接続された前記リングフィルタを少なくとも一個縦続接続することによって、より効果的に達成される。
第１７図に示すものは１／４波長の開放スタブが接続されたリングフィルタを４段縦続接続し、それぞれのリングフィルタの減衰極周波数を変えたものに、さらに１／４波長の短絡（接地）スタブが接続された前記リングフィルタを一個縦続接続して構成した帯域通過フィルタの例である。
【図面の簡単な説明】  第１図は、帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第１発明の実施例を示す模式図である。
第２図は、帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第２発明の実施例を示す模式図である。
第３図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタを５個縦続接続して構成した広帯域な通過帯域フィルタの実施例である。
第４図は、従来の１／４波長の線路を８段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタ（チェビシェフ型）の例を示す図である。
第５図は、第４図の帯域通過フィルタの高周波特性を示す図である。
第６図は、従来の１／４波長の線路を６段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタ（バタワース型）の例を示す図である。
第７図は、第６図の帯域通過フィルタの高周波特性を示す図である。
第８図は、一般的な帯域通過フィルタの特性を示す図であり、（Ａ）がチェビシェフ特性であり、（Ｂ）がバタワース特性の図である。
第９図は、第１図において、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝２４．６Ωとした場合のリングフィルタの高周波特性を示す図である。
第１０図は、第２図において、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝７０．７Ωとした場合のリングフィルタの高周波特性を示す図である。
第１１図は、第３図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。
第１２図は、第３図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、群遅延特性）を示す図である。
第１３図は、直流成分の除去フィルタの従来例を示す模式図である。
第１４図は、第１３図に示す直流成分除去フィルタの従来例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。（Ａ）はシミュレーション図、（Ｂ）は実測データである。
第１５図は、本発明に係る、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去するリングフィルタの実施例を示す図である。
第１６図は、第１５図に示すリングフィルタの実施例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。
第１７図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタ４個と、第１５図の短絡スタブ付きのリングフィルタ１個とを縦続接続して構成した広帯域な帯域通過フィルタの実施例である。
第１８図は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝１６Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性を示すものであり、（Ａ）はコンピュータによるシミュレーション結果、（Ｂ）はネットワークアナライザによる実測データである。
第１９図（Ａ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝５０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第１９図（Ｂ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝６０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第２０図（Ａ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝６５．７９Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第２０図（Ｂ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝７０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第２１図（Ａ）は、第１７図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。
第２１図（Ｂ）は、第１７図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、群遅延特性）を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】  本発明は、広帯域の帯域通過フィルタをマイクロストリップ線路で実現することを目的としているが、従来の帯域通過フィルタは、共振周波数において最もインピーダンスが小さくなるという性質を利用したものであるため、共振周波数を中心とする狭い範囲の周波数の信号しか通過させることができなかった。従って、共振したときに信号を通過させるという考え方による帯域通過フィルタでは、広帯域化に限界がある。
そこで、上述のように、本発明においては、特定の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させるという帯域阻止フィルタを用いて、帯域通過フィルタの広帯域化を図ることとした。すなわち、帯域阻止フィルタは、ある特定周波数（これを減衰極周波数という。）及びその前後の狭い範囲の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させてしまうので、これを帯域通過フィルタとして使用した場合は、広帯域な帯域通過フィルタとなる。
しかしながら、帯域阻止フィルタは通過を阻止する周波数帯域が狭いため、通過させたくない周波数の信号まで通過させてしまうという問題がある。そこで、本発明においては、減衰極周波数の異なる数種類の帯域阻止フィルタを縦続接続して多段フィルタとすることにより、全体として阻止周波数の帯域を拡大し、この問題を解決した。なお、個々の帯域阻止フィルタの減衰極周波数を所望の値に自由に設定できるかどうかが設計上の重要な問題となるが、後述のように、本発明による帯域阻止フィルタ（リングフィルタ）はリング部の特性インピーダンスとスタブ部の特性インピーダンスとから、計算により減衰極周波数が求められるので、減衰極周波数の設計値とリング部の特性インピーダンスを与えれば、逆算によってスタブ部の特性インピーダンスを求めることができる。このことは、（リング部の特性インピーダンスを一定にしておいて）スタブ部の特性インピーダンスを変えるだけで減衰極の制御ができることを意味しており、設計上の大きなメリットになっている。
本発明に係る帯域通過フィルタについて、図面を参照して詳細に説明する。
第１図は帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第１の発明の実施例を示す模式図である。図において、１は通過周波数での電気長が１波長（λ）のマイクロストリップ線路で実現されたリング共振器であり、このリング共振器の周上に入力端子２と出力端子３が、電気長でλ／２離れた位置に設けられ、さらに、前記リング周上で前記入力端子２から電気長でλ／４離れた位置４に電気長でλ／４の長さの開放スタブ５が接続されている。以下、線路の長さは特に断らない限り、すべて電気長を意味するものとする。このことにより通過帯域で２等分点の片側回路を切り離すことができ、伝送線路の間に通過周波数でλ／２長の伝送線路を形成できる。
このリングフィルタの上側リング部の特性インピーダンスをＺ１、下側リング部の特性インピーダンスをＺ２、開放スタブ５の特性インピーダンスをＺ３とすると、減衰極周波数ｆは次の数２によって求められる。
2004105175.tif 000004
（実施例）第１図のリングフィルタを、比誘電率３．５、基板厚１．６７ｍｍ、導体厚３５μｍ、誘電損失０．０２５の高周波回路基板で実現した。リングの実効半径は１５ｍｍで、開放スタブの長さは約２０ｍｍである。このときの各特性インピーダンスは、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝２４．６Ωである。
このリングフィルタの高周波特性は第９図に示す通りである（上側が通過特性で、下側が群遅延特性）。２ＧＨｚ帯における通過損失は、約０．２８ｄＢ、減衰極周波数は、約８００ＭＨｚと約３２００ＭＨｚであり、上記数２により求めた理論値（７９２ＭＨｚ、３２０８ＭＨｚ）とよく一致していることが分かる。また、比帯域は１００％を超えており、群遅延特性も、２ＧＨｚ±０．４ＧＨｚで１ｎｓ程度（一定）、ほぼ伝送線路の値である。第１図は（Ａ）が円形のリングの場合であり、（Ｂ）が矩形のリングの場合であるが、本発明はこれらに限定されるものではなく、電気長、およびインピーダンスが同じものであればリングの形状は問わない。なお、入力端子及び出力端子に接続されているマイクロストリップ線路６及び７は信号の反射を抑えるために設けられているものであり、その特性インピーダンスＺ０は、数２からも分かるように、減衰極周波数には影響しない。
第２図は帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第２の発明の実施例を示す模式図である。第１図の第１の発明と異なる点は、入力端子２からλ／４離れた位置４に接続されるスタブ５の長さがλ／２であり、かつ、先端が接地されていることである。第１の発明の開放スタブ付リングフィルタは、減衰極の周波数間隔を広くできるが，周波数がゼロのときに減衰が起きないのに対し、第２の発明の短絡スタブ付リングフィルタは、減衰極の周波数間隔を開放スタブの場合ほど広くできないが、周波数がゼロ（と通過中心周波数の２倍の周波数）のとき，信号を通過させないという特徴がある。従って、直流成分もカットする必要があるような回路に利用される。第１０図は、第２図のリングフィルタにおいて、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝７０．７Ωにしたときの特性図（上側が通過特性で、下側が反射特性）である。通過中心周波数が２ＧＨｚのとき、減衰極周波数が約１．４ＧＨｚと２．６ＧＨｚであり、開放スタブの場合（８００ＭＨｚと３．２ＧＨｚ）よりも間隔が狭いが、周波数ゼロの場合と４ＧＨｚ（通過中心周波数の２倍の周波数）においても減衰していることが分かる。
第３図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタを５個縦続接続して構成した広帯域な帯域通過フィルタの実施例である。減衰極がそれぞれ異なるので、縦続接続することにより全体として阻止周波数の領域を広げることができる。第３図において、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝２０Ω、Ｚ４＝２４．６Ω、Ｚ５＝３０Ω、Ｚ６＝４０Ω、Ｚ７＝５０Ωとした場合の帯域通過フィルタの特性は、第１１図に示す通りである（上側が通過特性で、下側が反射特性）。ほぼ平坦な通過帯域を持ち、比帯域は約８５％である。また、阻止帯域も拡大されていることが分かる。なお、群遅延特性は第１２図に示すように、２ＧＨｚ±０．５ＧＨｚにおいてほぼ一定である。
次に、通過帯域内におけるリップルの発生条件について調べ、リップルを発生させない設計パラメータを求め、実測データによる検証を行った。
第１図又は第２図に記載のリングフィルタにおいて、通過帯域内にリップルが発生しない条件は、整合極が存在しないことである。整合極はＳパラメータのＳ１１を０にすることにより求められる。整合極をθｍとすると、ｔａｎ２θｍは、次の数３で表される（途中式は省略）。
2004105175.tif 000005
ここで、数３に着目すると、左辺≧０であるから、整合極θｍの解が存在しない条件は、右辺＜０となることである。従って、右辺の分数式の分母と分子は異符号でなければならない。これは二通りの場合に分けられる。すなわち、
（１）分母＜０、かつ、分子＞０
あるいは、
（２）分母＞０、かつ、分子＜０
である。
まず、（１）の場合について検討すると、
分母＜０の場合は、（Ｚ１／Ｚ０）２＜（１＋Ｚ１／Ｚ２）  …（ｉ）が成り立つ。
また、Ｚ１及びＺ２は正だから、常に、（１＋Ｚ１／Ｚ２）＜（１＋Ｚ１／Ｚ２）２  …（ｉｉ）が成り立つ。
よって、（ｉ）及び（ｉｉ）より、（Ｚ１／Ｚ０）２＜（１＋Ｚ１／Ｚ２）＜（１＋Ｚ１／Ｚ２）２となり、（Ｚ１／Ｚ０）２−（１＋Ｚ１／Ｚ２）２＜０  …（ｉｉｉ）が常に成り立つ。
しかるに、（ｉｉｉ）の左辺は前記数３式の右辺の分子の（Ｚ３／Ｚ２）の係数であるから、（ｉｉｉ）より、数３式の右辺の分子はＺ３の値の如何にかかわらず負となる。従って、（１）の場合はあり得ない。
次に、（２）の場合について検討すると、
分母＞０の場合は、（１＋Ｚ１／Ｚ２）＜（Ｚ１／Ｚ０）２  …（ｉｖ）が成り立つ。
また、Ｚ３の値の如何にかかわらず、数３式の右辺の分子が負となるためには、（Ｚ３／Ｚ２）の係数が負であることが必要かつ十分な条件である。すなわち、前記（ｉｉｉ）が成り立つことが必要かつ十分な条件である。
（ｉｉｉ）より、Ｚ１／Ｚ０＜１＋Ｚ１／Ｚ２  …（ｖ）が導かれる。
（ｉｖ）、（ｖ）において、Ｚ１／Ｚ２＝（Ｚ１／Ｚ０）／（Ｚ２／Ｚ０）と置き換えて、それぞれの不等式を解くと以下のようになる。
（ｉｖ）を解くと、次の数４になる。
2004105175.tif 000006
（ｖ）を解くと、以下の二通りの解が求められる。すなわち、（ｖ）において、
Ｚ１／Ｚ０＜１＋Ｚ１／Ｚ２＝１＋（Ｚ１／Ｚ０）／（Ｚ２／Ｚ０）となり、
（Ｚ１／Ｚ０）｛（Ｚ２／Ｚ０）−１｝＜（Ｚ２／Ｚ０）  …（ｖｉ）となるから、
・（Ｚ２／Ｚ０）＞１の場合    （Ｚ１／Ｚ０）＜（Ｚ２／Ｚ０）／｛（Ｚ２／Ｚ０）−１｝…（ｖｉｉ）
・（Ｚ２／Ｚ０）≦１の場合    常に成り立つ。
以上をまとめると、Ｚ３の値の如何にかかわらず、通過帯域内でリップルが発生しない条件は、前記の数１のようになる。
【実施例】  上記のリップルを発生させないための条件式である数１の妥当性を検証するため、リングフィルタの特性インピーダンスを種々変化させて、シミュレーションを行った。
第１８図は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝１６Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍の高周波特性を示すものであり、（Ａ）はコンピュータによるシミュレーション結果、（Ｂ）はネットワークアナライザによる実測データである。両者は極めて近似しており、シミュレーションの信頼性の高さを如実に示している。
次に、前記第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωに固定し、Ｚ１のみを変化させて、リップルの発生状況をシミュレーションにより検証した。第１９図（Ａ）、（Ｂ）及び第２０図（Ａ）、（Ｂ）はＺ１がそれぞれ５０Ω，６０Ω，６５．７９Ω，７０Ωの場合のシミュレーション結果を示す図である。なお、Ｚ２／Ｚ０＝１．８であるから、リップルを発生させない条件式は、前記数１の第２式が適用される。
（１）Ｚ１＝５０Ωの場合
前記数４式の左辺は１であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足せず（従って数１も満足しない）、整合極が存在することになり、理論的にもリップルが生ずることが分かる。
第１９図（Ａ）に示すように、整合極が、４．２４ＧＨｚ及び８．６１ＧＨｚのところにあり、通過帯域内でリップルが生じていることが分かる。
（２）Ｚ１＝６０Ωの場合
前記数４式の左辺は１．２であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足せず（従って数１も満足しない）、整合極が存在することになり、理論的にもリップルが生ずることが分かる。
第１９図（Ｂ）に示すように、整合極が、５ＧＨｚ及び７．８２ＧＨｚのところにあり、通過帯域内でリップルが生じていることが分かる。
（３）Ｚ１＝６５．７９Ωの場合
前記数４式の左辺は１．３１５８であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足しており、前記（ｖｉｉ）も満足しているから、結果として前記数１の第２式も満足することになり、整合極が存在せず理論的にもリップルが生じないことが分かる。第２０図（Ａ）に示すように、整合極が存在せず、通過帯域内でリップルが生じていないことが分かる。
（４）Ｚ１＝７０Ωの場合
前記数４式の左辺は１．４であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足しており、前記（ｖｉｉ）も満足しているから、結果として前記数１の第２式も満足することになり、整合極が存在せず理論的にもリップルが生じないことが分かる。
第２０図（Ｂ）に示すように、整合極が存在せず、通過帯域内でリップルが生じていないことが分かる。
以上のシミュレーション結果から、通過帯域内にリップルを発生させない条件式（数１）の妥当性が証明された。
第１５図は本発明に係る、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去するリングフィルタの実施例であり、下側のリング部の中点４に１／４波長の短絡（接地）スタブ５が接続されたものである。
一方、第１３図は直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去する従来のフィルタの例であり、５０Ω（Ｚ０）の伝送線路６に１／４波長の短絡スタブ５を設けたものである。
第１４図及び第１６図は、それぞれ、１／４波長の短絡（接地）スタブを設けたフィルタの従来例及び本発明のリングフィルタの通過特性を表したものである。両図において（Ａ）はシミュレーション結果を、（Ｂ）は実測データをそれぞれ表しており、両者は近似している。
第１４図は、第１３図においてＺ０＝５０Ω、Ｚ３＝２６．１７Ωとした場合の通過特性（Ｓ２１）及び反射特性（Ｓ１１）を表したものであり、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去することができるが、平坦性が悪い。また、反射（損失）は通過中心周波数においてのみ小さく、その他の周波数では大きいという問題がある。
一方、第１６図は第１５図においてＺ０＝５０Ω、Ｚ１＝５４．３Ω、Ｚ２＝９０Ω、Ｚ３＝２６．１７Ωとした場合の通過特性（Ｓ２１）及び反射特性（Ｓ１１）を表したものであり、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去することができるとともに、通過帯域全体において平坦である。また、反射（損失）は通過帯域全体において小さいという特徴がある。
第１７図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタ４個と、第１５図の短絡スタブ付きのリングフィルタ１個とを縦続接続して構成した広帯域な帯域通過フィルタの実施例である。減衰極がそれぞれ異なるので、縦続接続することにより全体として阻止周波数の領域を広げることができるとともに、右端の短絡スタブ付きリングフィルタの働きにより、直流及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去することができる。第１７図において、Ｚ１＝５４．３Ω、Ｚ２＝９０Ω、Ｚ３＝２１．６Ω、Ｚ４＝１５．６Ω、Ｚ５＝１１．７Ω、Ｚ６＝９．１Ω、Ｚ７＝２４．４９Ωとした場合の帯域通過フィルタの特性は、第２１図（Ａ）に示す通りである（Ｓ２１が通過特性で、Ｓ１１が反射特性）。
約４ＧＨｚから約９ＧＨｚまでの間でほとんど平坦な出力特性が得られ、また、その帯域内において損失が小さいことが分かる。さらには、直流側（周波数０Ｈｚ）においても大きな減衰が見られ、直流成分がカットされるのが分かる。なお、群遅延特性は第２１図（Ｂ）に示すように、通過中心周波数を挟む広い範囲（６．５ＧＨｚ±２．５ＧＨｚ）においてほぼ一定である。
本実施例においては、４個の開放スタブ付きリングフィルタと１個の短絡スタブ付きリングフィルタを組み合わせて広帯域帯域通過フィルタを構成したが、短絡スタブ付きリングフィルタは最低１個あれば直流成分を除去することができる。また、開放スタブ付きリングフィルタは阻止周波数の帯域を広くしたい場合は、接続する段数を多くすればよい。
【産業上の利用可能性】  以上のように、本発明に係るリングフィルタ及びそれを用いて構成された帯域通過フィルタによれば、通過帯域が平坦で広帯域な通過特性が得られるとともに、阻止帯域においては急峻な減衰が得られる。また、リングフィルタの組み合わせによっては直流成分をカットすることも可能であり、設計の自由度が極めて高いという特徴がある。
従って、本発明に係る帯域通過フィルタを今後開発される高周波通信機器に組み込むことにより、今までは不可能であった超広帯域通信が可能となる。
2004105175.tif 000008
【図２】
2004105175.tif 000009
【図３】
2004105175.tif 000010
【図４】
2004105175.tif 000011
【図５】
2004105175.tif 000012
【図６】
2004105175.tif 000013
【図７】
2004105175.tif 000014
2004105175.tif 000015
【図９】
2004105175.tif 000016
【図１０】
2004105175.tif 000017
【図１１】
2004105175.tif 000018
【図１２】
2004105175.tif 000019
【図１３】
2004105175.tif 000020
2004105175.tif 000021
【図１５】
2004105175.tif 000022
2004105175.tif 000023
【図１７】
2004105175.tif 000024
2004105175.tif 000025
2004105175.tif 000026
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【手続補正書】
【提出日】平成17年11月11日(2005.11.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に直接接続した高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に直接接続した出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長の開放スタブを接続したことを特徴とするリングフィルタ。
【請求項２】
線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に直接接続した高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に直接接続した出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で半波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタ。
【請求項３】
前記リング共振器の特性インピーダンスと、前記スタブ部の特性インピーダンスとの比を変えることにより減衰極周波数を調整し、通過帯域幅を可変できるようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載のリングフィルタ。
【請求項４】
前記リング共振器への入力及び出力のインピーダンスをＺ０、前記リング共振器における入力端子から出力端子までの半波長の線路のうち、前記スタブが接続されていない方の線路のインピーダンスをＺ１、前記入力端子から前記スタブの接続点までの１／４波長の線路のインピーダンスをＺ２、前記スタブの接続点から前記出力端子までの１／４波長の線路のインピーダンスをＺ２としたとき、前記Ｚ０、Ｚ１及びＺ２が以下の数１を満足することを特徴とする請求項３に記載のリングフィルタ。
【数１】
2004105175.tif 000029
【請求項５】
線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に直接接続した高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に直接接続した出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタ。
【請求項６】
請求項３及び４に記載のリングフィルタの中から種類を問わずに重複を許して複数個選択し、それらを縦続接続して構成した帯域通過フィルタであって、該帯域通過フィルタは、前記接続された各リングフィルタの減衰極周波数が互いに異なるものであることを特徴とする帯域通過フィルタ。
【請求項７】
前記帯域通過フィルタに、請求項５に記載のリングフィルタが少なくとも一個縦続接続された請求項６に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項８】
前記リングフィルタのリング共振器の形状が、円、楕円若しくは４辺形のいずれかである請求項１乃至７のいずれかに記載の帯域通過フィルタ。

【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リングフィルタ及びそれを用いた広帯域の帯域通過フィルタに関し、詳しくはリング共振器に開放スタブ若しくは短絡スタブを一つ設けた、マイクロストリップ線路で実現されたリングフィルタ及びそれを用いた広帯域の帯域通過フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
アナログあるいはデジタル携帯電話や無線電話をはじめとする移動体通信機等の送信回路および受信回路のＲＦ段等の高周波回路部には、例えば同一のアンテナを送信回路と受信回路で共用する場合に送信周波数帯域と受信周波数帯域を分離するため、あるいは増幅回路の非直線性に基づいて発生する高調波を減衰させるため等、希望の信号波以外の不要信号波を除去するためなどに、帯域通過フィルタがよく用いられている。このような通信機用フィルタとしての帯域通過フィルタは、フィルタ回路部が小型にできることや高周波回路としての電気的特性が良好であること等から、マイクロストリップ線路等により構成されることが多い。
かかるマイクロストリップ線路で実現される帯域通過フィルタは、ＭＩＣやＭＭＩＣへの適用が容易であるが、従来のマイクロストリップ線路で実現された帯域通過フィルタは、１／４波長（電気長を意味し、以下同じ。）の線路を複数組み合わせた側結合型のものであった。
【０００３】
一般的に、帯域通過フィルタの特性として、代表的な二つの特性が知られている。一方は、第８図（Ａ）に示すチェビシェフ特性であり、通過域に等リップルが現れるが、遮断特性（急峻性）がよいという特徴がある。他方は、第８図（Ｂ）に示すバタワース特性であり、通過域が平坦でリップルが少ないため、高精度の測定に適している。
第４図は従来の１／４波長の線路を８段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタの例を示す図であり、チェビシェフ型のフィルタである。第５図はその高周波特性を示す図であり、この例では、２ＧＨｚにおける挿入損失が０．８０５９ｄＢ、群遅延量が２．４５８５ｎｓ、比帯域（３ｄＢ通過帯域幅／通過中心周波数）が約４５％である。１／４波長の線路で作られる１段の帯域通過フィルタの比帯域は通常１５％程度であるので、帯域を広くするために、この例では段数を８段にしてあるが、逆に、回路が大型化し、挿入損失が増大している。また、チェビシェフ型では通過域を平坦にすると群遅延特性が一定とならないので、波形歪を起こしやすい。
【０００４】
第６図は、従来の１／４波長の線路を６段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタの例を示す図であり、バタワース型のフィルタである。第７図はその高周波特性を示す図であり、この例では、２ＧＨｚにおける挿入損失が０．６６４ｄＢ、群遅延量が１．９９９５ｎｓ、比帯域が約３２％である。比帯域を大きくし、できるだけ急峻な阻止特性を得るため、段数を６段にしてあるが、このために回路が大型化し、挿入損失が増大している。阻止域での急峻性はチェビシェフ型よりも劣るが、群遅延特性は良好で、通過域内でほぼ一定であり、波形歪を起こしにくい。以上のように、従来のマイクロストリップ線路で実現された帯域通過フィルタは共振周波数が１／４波長で決まるため、広帯域化も困難である（１５％程度）。また、比帯域を広げるために段数を増やすと回路が大型化するとともに、挿入損失も増大するため、ＭＩＣやＭＭＩＣには適さなかった。
また、かかる従来の１／４波長の線路を複数組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタの形状の大きいことや挿入損失が大きいことの欠点をカヴァーするものとして、リング共振器を用いたデュアルモードフィルタが知られている（特許文献１参照）。しかし、かかるフィルタは小型ではあるが、帯域が狭いという本質的な問題点がある。すなわち、従来のリング共振器を用いたフィルタでは、共振周波数においてインピーダンスが最小になるので、共振部分しか通過せず、他の帯域では阻止される。従って、その性質上、通過帯域は狭くならざるを得ない。
【０００５】
一方、特定の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させるという帯域阻止フィルタが知られているが、この帯域阻止フィルタは、ある特定周波数（これを減衰極周波数という。）及びその前後の狭い範囲の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させてしまうという性質を持っているため、これを帯域通過フィルタとして利用した場合は、広帯域な帯域通過フィルタとなり得る。しかしながら、帯域阻止フィルタは通過を阻止する周波数帯域が狭いため、通過させたくない周波数の信号まで通過させてしまうという問題がある。特に、直流成分を除去する必要がある場合には使用できないという問題がある。
直流成分を阻止するフィルタとして従来から知られているものに、第１３図に示す１／４波長の短絡スタブを用いたフィルタがある。このフィルタは、第１４図に示すように直流（及び通過中心周波数の２倍の周波数）の成分を除去することができるが、通過中心周波数以外は反射が多く（Ｓ１１参照）、損失が大きいという欠点がある。そこで、直流成分を阻止しつつ、通過帯域において反射（損失）が少ないフィルタが望まれる。なお、第１４図（Ａ）はシミュレーション結果であり、第１４図（Ｂ）は実測データである。
【特許文献１】特開平９−１３９６１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、かかる従来型の帯域通過フィルタ及び帯域阻止フィルタの問題点に鑑み為されたものであり、本発明の目的は、広帯域で挿入損失が小さく、通過域が平坦で急峻な減衰が得られ、また、直流成分の除去も可能なフィルタ及びそれを利用した高周波用の帯域通過フィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、リングフィルタに関し、本発明の上記目的は、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に直接接続した高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に直接接続した出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長の開放スタブを接続したことを特徴とするリングフィルタによって達成される。第１図（Ａ）及び（Ｂ）に示すものはこの１例である。
このリングフィルタは、帯域阻止フィルタとして動作し、第９図に示すように通過域が平坦で急峻な減衰が得られるという特徴がある。
【０００８】
また、本発明の上記目的は、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に直接接続した高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に直接接続した出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で半波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタによっても達成される。第２図に示すものはこの１例である。このリングフィルタは、帯域阻止フィルタとして動作し、第１０図に示すように通過域が平坦で急峻な減衰が得られるとともに、直流成分も阻止するという特徴がある。
【０００９】
さらに、本発明の上記目的は、前記リング共振器の特性インピーダンスと、前記スタブ部の特性インピーダンスとの比を変えることにより減衰極周波数を調整し、通過帯域幅を可変できるようにしたことを特徴とする前記リングフィルタによって、効果的に達成される。具体的には、減衰極周波数は後述の数２の式によって決定されるが、第３図では、Ｚ１及びＺ２を固定とし、スタブのインピーダンス（数２のＺ３）のみを変化させることにより減衰極周波数を変えている。
【００１０】
またさらに、本発明の上記目的は、前記リング共振器への入力及び出力のインピーダンスをＺ０、前記リング共振器における入力端子から出力端子までの半波長の線路のうち、前記スタブが接続されていない方の線路のインピーダンスをＺ１、前記入力端子から前記スタブの接続点までの１／４波長の線路のインピーダンスをＺ２、前記スタブの接続点から前記出力端子までの１／４波長の線路のインピーダンスをＺ２としたとき、前記Ｚ０、Ｚ１及びＺ２が以下の数１の不等式を満足することを特徴とする前記リングフィルタによって、より効果的に達成される。
【数１】
2004105175.tif 000030
前記の不等式（数１）を満足するリングフィルタは、スタブの特性インピーダンスの値の如何にかかわらず、通過帯域内にリップルが発生しない。
【００１１】
さらにまた、本発明の上記目的は、線路の電気長が一波長であるマイクロストリップ線路リング共振器に対し、該線路上の任意の一点に直接接続した高周波信号の入力端子を設け、該入力端子から電気長で半波長の位置にある点に直接接続した出力端子を設けるとともに、前記入力端子から電気長で１／４波長の位置にある点に電気長で１／４波長のスタブの一端を接続し、かつ、該スタブの他端を接地したことを特徴とするリングフィルタによって達成される。第１５図に示すものはこの１例である。このリングフィルタは、帯域阻止フィルタとして動作し、第１６図に示すように通過域にリップルがなく平坦で、直流成分（及び通過中心周波数の２倍の周波数成分）を阻止するという特徴がある。また、通過帯域において反射（損失）が少ないという特徴も持っている。なお、第１６図（Ａ）はシミュレーション結果であり、第１６図（Ｂ）は実測データである。
なお、前記リング共振器の形状は、円、楕円若しくは４辺形のいずれであってもよい。
【００１２】
次に、本発明は前記リングフィルタを用いた広帯域帯域通過フィルタに関し、本発明の上記目的は、前記リングフィルタの中から種類を問わずに重複を許して複数個選択し、それらを縦続接続して構成した帯域通過フィルタであって、該帯域通過フィルタは、前記接続された各リングフィルタの減衰極周波数が互いに異なるものであることを特徴とする帯域通過フィルタによって達成される。
第３図に示すものはこの１例であり、１／４波長の開放スタブが接続されたリングフィルタを５段縦続接続し、それぞれのリングフィルタの減衰極周波数を変えたものである。
なお、第３図の例は５個すべてが開放スタブ付きのリングフィルタの場合であるが、開放スタブ付きのリングフィルタと半波長の短絡スタブ付きのリングフィルタとを組み合わせて構成してもよい。
【００１３】
また、本発明の上記目的は、前記帯域通過フィルタに、１／４波長の短絡（接地）スタブが接続された前記リングフィルタを少なくとも一個縦続接続することによって、より効果的に達成される。
第１７図に示すものは１／４波長の開放スタブが接続されたリングフィルタを４段縦続接続し、それぞれのリングフィルタの減衰極周波数を変えたものに、さらに１／４波長の短絡（接地）スタブが接続された前記リングフィルタを一個縦続接続して構成した帯域通過フィルタの例である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明は、広帯域の帯域通過フィルタをマイクロストリップ線路で実現することを目的としているが、従来の帯域通過フィルタは、共振周波数において最もインピーダンスが小さくなるという性質を利用したものであるため、共振周波数を中心とする狭い範囲の周波数の信号しか通過させることができなかった。従って、共振したときに信号を通過させるという考え方による帯域通過フィルタでは、広帯域化に限界がある。
そこで、上述のように、本発明においては、特定の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させるという帯域阻止フィルタを用いて、帯域通過フィルタの広帯域化を図ることとした。すなわち、帯域阻止フィルタは、ある特定周波数（これを減衰極周波数という。）及びその前後の狭い範囲の周波数の信号のみ通過させず、それ以外の周波数の信号は通過させてしまうので、これを帯域通過フィルタとして使用した場合は、広帯域な帯域通過フィルタとなる。
しかしながら、帯域阻止フィルタは通過を阻止する周波数帯域が狭いため、通過させたくない周波数の信号まで通過させてしまうという問題がある。そこで、本発明においては、減衰極周波数の異なる数種類の帯域阻止フィルタを縦続接続して多段フィルタとすることにより、全体として阻止周波数の帯域を拡大し、この問題を解決した。なお、個々の帯域阻止フィルタの減衰極周波数を所望の値に自由に設定できるかどうかが設計上の重要な問題となるが、後述のように、本発明による帯域阻止フィルタ（リングフィルタ）はリング部の特性インピーダンスとスタブ部の特性インピーダンスとから、計算により減衰極周波数が求められるので、減衰極周波数の設計値とリング部の特性インピーダンスを与えれば、逆算によってスタブ部の特性インピーダンスを求めることができる。このことは、（リング部の特性インピーダンスを一定にしておいて）スタブ部の特性インピーダンスを変えるだけで減衰極の制御ができることを意味しており、設計上の大きなメリットになっている。
【００１５】
本発明に係る帯域通過フィルタについて、図面を参照して詳細に説明する。
第１図は帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第１の発明の実施例を示す模式図である。図において、１は通過周波数での電気長が１波長（λ）のマイクロストリップ線路で実現されたリング共振器であり、このリング共振器の周上に入力端子２と出力端子３が、電気長でλ／２離れた位置に設けられ、さらに、前記リング周上で前記入力端子２から電気長でλ／４離れた位置４に電気長でλ／４の長さの開放スタブ５が接続されている。以下、線路の長さは特に断らない限り、すべて電気長を意味するものとする。このことにより通過帯域で２等分点の片側回路を切り離すことができ、伝送線路の間に通過周波数でλ／２長の伝送線路を形成できる。
このリングフィルタの上側リング部の特性インピーダンスをＺ１、下側リング部の特性インピーダンスをＺ２、開放スタブ５の特性インピーダンスをＺ３とすると、減衰極周波数ｆは次の数２によって求められる。
【数２】
2004105175.tif 000031
【００１６】
（実施例）第１図のリングフィルタを、比誘電率３．５、基板厚１．６７ｍｍ、導体厚３５μｍ、誘電損失０．０２５の高周波回路基板で実現した。リングの実効半径は１５ｍｍで、開放スタブの長さは約２０ｍｍである。このときの各特性インピーダンスは、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝２４．６Ωである。このリングフィルタの高周波特性は第９図に示す通りである（上側が通過特性で、下側が群遅延特性）。２ＧＨｚ帯における通過損失は、約０．２８ｄＢ、減衰極周波数は、約８００ＭＨｚと約３２００ＭＨｚであり、上記数２により求めた理論値（７９２ＭＨｚ、３２０８ＭＨｚ）とよく一致していることが分かる。また、比帯域は１００％を超えており、群遅延特性も、２ＧＨｚ±０．４ＧＨｚで１ｎｓ程度（一定）、ほぼ伝送線路の値である。第１図は（Ａ）が円形のリングの場合であり、（Ｂ）が矩形のリングの場合であるが、本発明はこれらに限定されるものではなく、電気長、およびインピーダンスが同じものであればリングの形状は問わない。なお、入力端子及び出力端子に接続されているマイクロストリップ線路６及び７は信号の反射を抑えるために設けられているものであり、その特性インピーダンスＺ０は、数２からも分かるように、減衰極周波数には影響しない。
【００１７】
第２図は帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第２の発明の実施例を示す模式図である。第１図の第１の発明と異なる点は、入力端子２からλ／４離れた位置４に接続されるスタブ５の長さがλ／２であり、かつ、先端が接地されていることである。第１の発明の開放スタブ付リングフィルタは、減衰極の周波数間隔を広くできるが，周波数がゼロのときに減衰が起きないのに対し、第２の発明の短絡スタブ付リングフィルタは、減衰極の周波数間隔を開放スタブの場合ほど広くできないが、周波数がゼロ（と通過中心周波数の２倍の周波数）のとき，信号を通過させないという特徴がある。従って、直流成分もカットする必要があるような回路に利用される。第１０図は、第２図のリングフィルタにおいて、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝７０．７Ωにしたときの特性図（上側が通過特性で、下側が反射特性）である。通過中心周波数が２ＧＨｚのとき、減衰極周波数が約１．４ＧＨｚと２．６ＧＨｚであり、開放スタブの場合（８００ＭＨｚと３．２ＧＨｚ）よりも間隔が狭いが、周波数ゼロの場合と４ＧＨｚ（通過中心周波数の２倍の周波数）においても減衰していることが分かる。
【００１８】
第３図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタを５個縦続接続して構成した広帯域な帯域通過フィルタの実施例である。減衰極がそれぞれ異なるので、縦続接続することにより全体として阻止周波数の領域を広げることができる。第３図において、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝２０Ω、Ｚ４＝２４．６Ω、Ｚ５＝３０Ω、Ｚ６＝４０Ω、Ｚ７＝５０Ωとした場合の帯域通過フィルタの特性は、第１１図に示す通りである（上側が通過特性で、下側が反射特性）。ほぼ平坦な通過帯域を持ち、比帯域は約８５％である。また、阻止帯域も拡大されていることが分かる。なお、群遅延特性は第１２図に示すように、２ＧＨｚ±０．５ＧＨｚにおいてほぼ一定である。
【００１９】
次に、通過帯域内におけるリップルの発生条件について調べ、リップルを発生させない設計パラメータを求め、実測データによる検証を行った。
第１図又は第２図に記載のリングフィルタにおいて、通過帯域内にリップルが発生しない条件は、整合極が存在しないことである。整合極はＳパラメータのＳ１１を０にすることにより求められる。整合極をθmとすると、tan2θmは、次の数３で表される（途中式は省略）。
【数３】
2004105175.tif 000032
ここで、数３に着目すると、左辺≧０であるから、整合極θmの解が存在しない条件は、右辺＜０となることである。従って、右辺の分数式の分母と分子は異符号でなければならない。これは二通りの場合に分けられる。すなわち、
（１）分母＜０、かつ、分子＞０
あるいは、
（２）分母＞、かつ、分子＜０
である。
まず、（１）の場合について検討すると、
分母＜０の場合は、(Z1/Z0)2＜(1+Z1/Z2)  …（i）が成り立つ。
また、Z1及びZ2は正だから、常に、(1+Z1/Z2)＜(1+Z1/Z2)2  …（ii）が成り立つ。
よって、（i）及び（ii）より、(Z1/Z0)2＜(1+Z1/Z2)＜(1+Z1/Z2)2となり、
(Z1/Z0)2−(1+Z1/Z2)2＜０  …（iii）が常に成り立つ。
しかるに、（iii）の左辺は前記数３式の右辺の分子の（Z3/Z2）の係数であるから、（iii）より、数３式の右辺の分子はＺ３の値の如何にかかわらず負となる。従って、（１）の場合はあり得ない。
次に、（２）の場合について検討すると、
分母＞０の場合は、(1+Z1/Z2)＜(Z1/Z0)2  …（iv）が成り立つ。
また、Ｚ３の値の如何にかかわらず、数３式の右辺の分子が負となるためには、（Z3/Z2）の係数が負であることが必要かつ十分な条件である。すなわち、前記（iii）が成り立つことが必要かつ十分な条件である。
（iii）より、Z1/Z0＜1+Z1/Z2  …（v）が導かれる。
（iv）、（v）において、Z1/Z2=(Z1/Z0)/(Z2/Z0)と置き換えて、それぞれの不等式を解くと以下のようになる。
（iv）を解くと、次の数４になる。
【数４】
2004105175.tif 000033
（v）を解くと、以下の二通りの解が求められる。すなわち、（v）において、
Z1/Z0＜1+Z1/Z2=1+(Z1/Z0)/(Z2/Z0)となり、
(Z1/Z0){(Z2/Z0)−1}＜(Z2/Z0)  …（vi）となるから、
・(Z2/Z0)＞１の場合    (Z1/Z0)＜(Z2/Z0)/{(Z2/Z0)−1}…（vii）
・(Z2/Z0)≦１の場合    常に成り立つ。
以上をまとめると、Ｚ３の値の如何にかかわらず、通過帯域内でリップルが発生しない条件は、前記の数１のようになる。
【００２０】
（実施例）
上記のリップルを発生させないための条件式である数１の妥当性を検証するため、リングフィルタの特性インピーダンスを種々変化させて、シミュレーションを行った。
第１８図は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝１６Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍の高周波特性を示すものであり、（Ａ）はコンピュータによるシミュレーション結果、（Ｂ）はネットワークアナライザによる実測データである。両者は極めて近似しており、シミュレーションの信頼性の高さを如実に示している。
【００２１】
次に、前記第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωに固定し、Ｚ１のみを変化させて、リップルの発生状況をシミュレーションにより検証した。第１９図（Ａ）、（Ｂ）及び第２０図（Ａ）、（Ｂ）はＺ１がそれぞれ５０Ω，６０Ω，６５．７９Ω，７０Ωの場合のシミュレーション結果を示す図である。なお、Z2/Z0＝1.8であるから、リップルを発生させない条件式は、前記数１の第２式が適用される。
（１）Ｚ１＝５０Ωの場合
前記数４式の左辺は１であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足せず（従って数１も満足しない）、整合極が存在することになり、理論的にもリップルが生ずることが分かる。
第１９図（Ａ）に示すように、整合極が、４．２４ＧＨｚ及び８．６１ＧＨｚのところにあり、通過帯域内でリップルが生じていることが分かる。
（２）Ｚ１＝６０Ωの場合
前記数４式の左辺は１．２であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足せず（従って数１も満足しない）、整合極が存在することになり、理論的にもリップルが生ずることが分かる。
第１９図（Ｂ）に示すように、整合極が、５ＧＨｚ及び７．８２ＧＨｚのところにあり、通過帯域内でリップルが生じていることが分かる。
（３）Ｚ１＝６５．７９Ωの場合
前記数４式の左辺は１．３１５８であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足しており、前記（vii）も満足しているから、結果として前記数１の第２式も満足することになり、整合極が存在せず理論的にもリップルが生じないことが分かる。第２０図（Ａ）に示すように、整合極が存在せず、通過帯域内でリップルが生じていないことが分かる。
（４）Ｚ１＝７０Ωの場合
前記数４式の左辺は１．４であり、右辺は１．３１５６（Ｚ１には無関係）であるから、数４を満足しており、前記（vii）も満足しているから、結果として前記数１の第２式も満足することになり、整合極が存在せず理論的にもリップルが生じないことが分かる。
第２０図（Ｂ）に示すように、整合極が存在せず、通過帯域内でリップルが生じていないことが分かる。以上のシミュレーション結果から、通過帯域内にリップルを発生させない条件式（数１）の妥当性が証明された。
【００２２】
第１５図は本発明に係る、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去するリングフィルタの実施例であり、下側のリング部の中点４に１／４波長の短絡（接地）スタブ５が接続されたものである。
一方、第１３図は直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去する従来のフィルタの例であり、５０Ω（Ｚ０）の伝送線路６に１／４波長の短絡スタブ５を設けたものである。
第１４図及び第１６図は、それぞれ、１／４波長の短絡（接地）スタブを設けたフィルタの従来例及び本発明のリングフィルタの通過特性を表したものである。両図において（Ａ）はシミュレーション結果を、（Ｂ）は実測データをそれぞれ表しており、両者は近似している。
第１４図は、第１３図においてＺ０＝５０Ω、Ｚ３＝２６．１７Ωとした場合の通過特性（Ｓ２１）及び反射特性（Ｓ１１）を表したものであり、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去することができるが、平坦性が悪い。また、反射（損失）は通過中心周波数においてのみ小さく、その他の周波数では大きいという問題がある。
一方、第１６図は第１５図においてＺ０＝５０Ω、Ｚ１＝５４．３Ω、Ｚ２＝９０Ω、Ｚ３＝２６．１７Ωとした場合の通過特性（Ｓ２１）及び反射特性（Ｓ１１）を表したものであり、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去することができるとともに、通過帯域全体において平坦である。また、反射（損失）は通過帯域全体において小さいという特徴がある。
第１７図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタ４個と、第１５図の短絡スタブ付きのリングフィルタ１個とを縦続接続して構成した広帯域な帯域通過フィルタの実施例である。減衰極がそれぞれ異なるので、縦続接続することにより全体として阻止周波数の領域を広げることができるとともに、右端の短絡スタブ付きリングフィルタの働きにより、直流及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去することができる。第１７図において、Ｚ１＝５４．３Ω、Ｚ２＝９０Ω、Ｚ３＝２１．６Ω、Ｚ４＝１５．６Ω、Ｚ５＝１１．７Ω、Ｚ６＝９．１Ω、Ｚ７＝２４．４９Ωとした場合の帯域通過フィルタの特性は、第２１図（Ａ）に示す通りである（Ｓ２１が通過特性で、Ｓ１１が反射特性）。
約４ＧＨｚから約９ＧＨｚまでの間でほとんど平坦な出力特性が得られ、また、その帯域内において損失が小さいことが分かる。さらには、直流側（周波数０Ｈｚ）においても大きな減衰が見られ、直流成分がカットされるのが分かる。なお、群遅延特性は第２１図（Ｂ）に示すように、通過中心周波数を挟む広い範囲（６．５ＧＨｚ±２．５ＧＨｚ）においてほぼ一定である。
【００２３】
本実施例においては、４個の開放スタブ付きリングフィルタと１個の短絡スタブ付きリングフィルタを組み合わせて広帯域帯域通過フィルタを構成したが、短絡スタブ付きリングフィルタは最低１個あれば直流成分を除去することができる。また、開放スタブ付きリングフィルタは阻止周波数の帯域を広くしたい場合は、接続する段数を多くすればよい。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
以上のように、本発明に係るリングフィルタ及びそれを用いて構成された帯域通過フィルタによれば、通過帯域が平坦で広帯域な通過特性が得られるとともに、阻止帯域においては急峻な減衰が得られる。また、リングフィルタの組み合わせによっては直流成分をカットすることも可能であり、設計の自由度が極めて高いという特徴がある。
従って、本発明に係る帯域通過フィルタを今後開発される高周波通信機器に組み込むことにより、今までは不可能であった超広帯域通信が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
第１図は、帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第１発明の実施例を示す模式図である。
第２図は、帯域阻止フィルタとしてのリングフィルタの第２発明の実施例を示す模式図である。
第３図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタを５個縦続接続して構成した広帯域な通過帯域フィルタの実施例である。
第４図は、従来の１／４波長の線路を８段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタ（チェビシェフ型）の例を示す図である。
第５図は、第４図の帯域通過フィルタの高周波特性を示す図である。
第６図は、従来の１／４波長の線路を６段組み合わせた側結合型の帯域通過フィルタ（バタワース型）の例を示す図である。
第７図は、第６図の帯域通過フィルタの高周波特性を示す図である。
第８図は、一般的な帯域通過フィルタの特性を示す図であり、（Ａ）がチェビシェフ特性であり、（Ｂ）がバタワース特性の図である。
第９図は、第１図において、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝２４．６Ωとした場合のリングフィルタの高周波特性を示す図である。
第１０図は、第２図において、Ｚ１＝５０Ω、Ｚ２＝１３１．８Ω、Ｚ３＝７０．７Ωとした場合のリングフィルタの高周波特性を示す図である。
第１１図は、第３図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。
第１２図は、第３図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、群遅延特性）を示す図である。
第１３図は、直流成分の除去フィルタの従来例を示す模式図である。
第１４図は、第１３図に示す直流成分除去フィルタの従来例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。（Ａ）はシミュレーション図、（Ｂ）は実測データである。
第１５図は、本発明に係る、直流成分及び通過中心周波数の２倍の周波数成分を除去するリングフィルタの実施例を示す図である。
第１６図は、第１５図に示すリングフィルタの実施例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。
第１７図は、第１図の開放スタブ付きのリングフィルタ４個と、第１５図の短絡スタブ付きのリングフィルタ１個とを縦続接続して構成した広帯域な帯域通過フィルタの実施例である。
第１８図は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝１６Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性を示すものであり、（Ａ）はコンピュータによるシミュレーション結果、（Ｂ）はネットワークアナライザによる実測データである。
第１９図（Ａ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝５０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第１９図（Ｂ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝６０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第２０図（Ａ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝６５．７９Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第２０図（Ｂ）は、第１図のリングフィルタにおいて、Ｚ０＝５０Ω，Ｚ１＝７０Ω，Ｚ２＝９０Ω，Ｚ３＝２２．１４Ωとしたときの通過帯域近傍のリップル特性のシミュレーション図である。
第２１図（Ａ）は、第１７図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、反射特性）を示す図である。
第２１図（Ｂ）は、第１７図に示す帯域通過フィルタの実施例の高周波特性（通過特性、群遅延特性）を示す図である。
【国際調査報告】
2004105175.tif 000034
2004105175.tif 000035
2004105175.tif 000036
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