(57)【要約】直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続され、トランスＴの１次巻線５ａとリアクトルＬ３とスイッチＱ１との第１直列回路と、１次巻線５ａ及びリアクトルＬ３の両端に接続され、スイッチＱ２とコンデンサＣ３との第２直列回路と、整流平滑回路Ｄ１，Ｄ２，Ｌ１，Ｃ４と、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０とを備え、トランスＴは、磁気回路が形成され、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとが所定の間隙２３を隔てて取り付けられた主コア２１と、間隙２３に１次巻線５ａの周方向に沿って所定の距離を隔てて設けられた補助コア２４ａ，２４ｂとを備え、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタンスにより形成される。
2005015725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルと第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線及び前記リアクトルの両端に接続され、第２スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
前記トランスは、磁気回路が形成され、前記１次巻線と前記２次巻線とが所定の間隙を隔てて取り付けられた主コアと、前記所定の間隙に前記１次巻線の周方向に沿って所定の距離を隔てて設けられた複数の補助コアとを備え、前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスにより形成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスは、前記１次巻線が巻回される円筒状の内側ボビンと、この内側ボビンより大径で且つ前記２次巻線が巻回され、周方向に沿って所定の距離を隔てて複数のスリットが設けられ複数のスリットに前記複数の補助コアが挿入された外側ボビンとを備え、前記内側ボビンが前記外側ボビンに挿入された状態で前記主コアに取り付けられることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスは、前記１次巻線が巻回される円筒状の内側ボビンと、この内側ボビンより大径で且つ前記２次巻線が巻回され、絶縁磁性体材料からなる外側ボビンとを備え、前記内側ボビンが前記外側ボビンに挿入された状態で前記主コアに取り付けられることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルと第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線及び前記リアクトルの両端に接続され、第２スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記トランスの２次側に設けられ、前記第１スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる帰還巻線とを備え、
前記トランスは、磁気回路が形成され、前記トランスの１次巻線と前記帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回された中央脚及び前記トランスの２次巻線が巻回された側脚を有する主コアと、前記所定の間隙に前記１次巻線の周方向に沿って所定の距離を隔てて設けられた複数の補助コアとを備え、前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスにより形成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記トランスは、前記１次巻線が巻回される円筒状の内側ボビンと、この内側ボビンより大径で且つ前記帰還巻線が巻回され、周方向に沿って所定の距離を隔てて複数のスリットが設けられ複数のスリットに前記複数の補助コアが挿入された外側ボビンとを備え、前記内側ボビンが前記外側ボビンに挿入された状態で前記主コアの中央脚に取り付けられることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記トランスは、前記１次巻線が巻回される円筒状の内側ボビンと、この内側ボビンより大径で且つ前記帰還巻線が巻回され、絶縁磁性体材料からなる外側ボビンとを備え、前記内側ボビンが前記外側ボビンに挿入された状態で前記主コアの中央脚に取り付けられることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、前記トランスのコアの飽和特性を用いた可飽和リアクトルを備え、
前記制御回路は、前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、高効率、小型、低ノイズなスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】  スイッチング電源装置は、トランスの１次巻線に流れる電流をスイッチによりオン／オフ制御することによりトランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑して得られた直流出力を負荷に供給している。このスイッチング電源装置に用いられるトランスは、エネルギーの伝送を行っているので、構造及び特性が特に重要である。【０００３】  図１は、特開２０００−３４０４４１号記載の磁気漏れ変圧器の一例の構成を示す図である。図１に示す磁気漏れ変圧器１１１は、磁気回路が形成される、磁気材料からなるＥコア１１３と、Ｅコア１１３と共に主鉄心を構成するＩコア１１５と、Ｅコア１１３の適宜箇所に取り付けられた１次巻線１１９及び２次巻線１２５と、磁気回路からの漏れ磁束が通過する位置に設けられた、磁気材料からなる円筒状の磁気漏れ鉄心１２３と、磁気漏れ鉄心１２３に取り付けられた、漏れ磁束を検出するための電流検出巻線１２１とを有している。【０００４】  この磁気漏れ変圧器１１１によれば、磁気回路からの漏れ磁束が通過する位置に、磁気材料からなる磁気漏れ鉄心１２３を設けると共に、この磁気漏れ鉄心１２３に、漏れ磁束を検出するための電流検出巻線１２１を取り付けることとしたので、電力損失が生ぜず、構造が複雑化することなく、電流検出が行える。
【発明の開示】
【０００５】  一方、最近では、トランスの１次巻線に直列にリアクトルを接続し、このリアクトルに蓄えられたエネルギーを利用してスイッチをスイッチング動作させることにより、スイッチング損失をより低減したスイッチング電源装置が開発されつつある。この場合、スイッチング損失をより低減するためには、リアクトルのインダクタンス値を適切にする必要がある。
【０００６】  しかしながら、磁気漏れ変圧器１１１等では、一定のリーケージインダクタンスを有するのみであり、このため、１次巻線１１９に直列に外部のリアクトルを接続して、リアクトルのインダクタンス値を適切に調整していた。その結果、部品点数が増大し、コストアップとなり、実装面積が増加し、スイッチング電源装置が大型化していた。
【０００７】  本発明は、トランスのリーケージインダクタンスの値を適切化することにより、外部のリアクトルを不要とすると共に、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、高効率、小型、低ノイズ化することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【０００８】  本発明は前記課題を解決するために為されたものであり、その第１の側面は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルと第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線及び前記リアクトルの両端に接続され、第２スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記トランスは、磁気回路が形成され、前記１次巻線と前記２次巻線とが所定の間隙を隔てて取り付けられた主コアと、前記所定の間隙に前記１次巻線の周方向に沿って所定の距離を隔てて設けられた複数の補助コアとを備え、前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスにより形成されることを特徴とするものである。
【０００９】  本発明の第２の側面は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルと第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線及び前記リアクトルの両端に接続され、第２スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記トランスの２次側に設けられ、前記第１スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる帰還巻線とを備え、前記トランスは、磁気回路が形成され、前記トランスの１次巻線と前記帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回された中央脚及び前記トランスの２次巻線が巻回された側脚を有する主コアと、前記所定の間隙に前記１次巻線の周方向に沿って所定の距離を隔てて設けられた複数の補助コアとを備え、前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスにより形成されることを特徴とするものである。
【図面の簡単な説明】
【００１０】［図１］従来の磁気漏れ変圧器の一例の構成を示す図である。
［図２］第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
［図３］第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
［図４］第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
［図５］第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
［図６］第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
［図７］トランスの内側ボビンの具体例１を示す構造図である。
［図８］トランスの外側ボビンの具体例１を示す構造図である。
［図９］トランスの内側ボビンの具体例２を示す構造図である。
［図１０］トランスの外側ボビンの具体例２を示す構造図である。
［図１１］第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
［図１２］第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置に用いられるトランスを示す構造図である。
［図１３］第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】  以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００１２】  第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、主スイッチをオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、主スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをコンデンサＣ３に蓄え、補助スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分をリアクトルＬ３から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に、可飽和リアクトルを並列に接続することにより、補助スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、補助スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、主スイッチをゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする。【００１３】  図２（ａ），２（ｂ），２（ｃ）は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図２（ａ）において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、リアクトルＬ３とトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。【００１４】  ダイオードＤ３は、スイッチＱ１の寄生ダイオードでもよく、共振用コンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生容量でもよい。【００１５】  トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極及びリアクトルＬ３の一端に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。【００１６】  リアクトルＬ３は、スイッチＱ１がオン時に電力を蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられた電力をコンデンサＣ３に供給する電力供給源を構成している。【００１７】  スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。ダイオードＤ４は、スイッチＱ２の寄生ダイオードでもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。【００１８】  トランスＴの１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図５に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。【００１９】  また、図５に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ問は飽和���態である。【００２０】  トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。【００２１】  なお、トランスＴは、図２（ｂ）に示す正面断面図、図２（ｃ）に示す側面断面図のような構造となっており、その詳細については後述する。【００２２】  制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。【００２３】  また、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。【００２４】  次にこのように構成された第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図３、図４及び図６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図３は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図５は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図６は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。【００２５】  なお、図３及び図４では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。【００２６】  まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。このとき、リアクトルＬ３にエネルギーが蓄えられる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。【００２７】  この電流ＳＬ１ｉは、図６に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図５に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図５に示すＢａ〜Ｂｇと図６に示すａ〜ｇとは対応している。【００２８】  次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。【００２９】  そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、コンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図５に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。【００３０】  また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｄ４→Ｃ３→Ｌ３で放出され、コンデンサＣ３が充電されていく。即ち、コンデンサＣ３には、リアクトルＬ３からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出とリアクトルＬ３からのエネルギーの放出とが終了すると、コンデンサＣ３の充電は停止する。【００３１】  次に、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３において、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１（５ａ）→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬ１の磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬ１に並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。【００３２】  この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図６に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図５に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーに相当する。【００３３】  次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図５に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、コンデンサＣ３に蓄えられたリアクトルＬ３からのエネルギーに相当する。【００３４】  即ち、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ３のエネルギーとを合���せたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリアクトルＬ３から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。【００３５】  また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。【００３６】  このように、トランスＴの１次巻線５ａに接続されたリアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが行なわれるので、リアクトルＬ３のエネルギーが少ない場合には、ゼロ電圧スイッチ動作が完全に行われず、また、エネルギーが大きすぎる場合には、循環電流が増大し、スイッチＱ１の損失が増大する。このため、リアクトルＬ３は適切なインダクタンス値を有することが必要である。【００３７】（トランスの基本的な例）
そこで、第１の実施の形態では、リアクトルＬ３がトランスＴの１次巻線５ａと直列に接続されていることから、トランスＴの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを適切化し、このリーケージインダクタンスによりリアクトルＬ３を形成することにより、外部のリアクトルを不要とし、回路を簡単化したことを特徴とする。即ち、図２（ｂ）、図２（ｃ）に示すように、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に補助コア２４ａ，２４ｂを挿入し、その補助コアの個数と長さＬを調整することにより、リーケージインダクタンス値を調整可能とし、必要なリアクトル（インダクタ）を得ている。【００３８】  トランスＴの構造をより詳細に説明すると、図２（ｂ）、図２（ｃ）において、磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなる主コア２１の中央脚２２には、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとが所定の間隙２３を隔てて取り付けられている。所定の間隙２３には、１次巻線５ａの周方向に沿って所定の距離を隔てて所定長Ｌの２個の磁性材料からなる補助コア２４ａ，２４ｂが設けられている。また、１次巻線５ａ、２次巻線５ｂのそれぞれの巻線には、図示しないが、絶縁テープが巻かれている。【００３９】  この例では、補助コアを２個としたが、補助コアの個数と所定長Ｌを調整することにより、適切なリーケージインダクタンス値を得る。また、補助コアの個数を増加させることにより、面積が増大し、所定長Ｌを長くすることにより、主コア２１とのギャップが短くなり、リーケージインダクタンスを増大させることができる。従って、リーケージインダクタンスに適切なエネルギーが蓄えられ、このエネルギーによりスイッチＱ１のゼロ電圧スイッチ動作を完全に行うことができる。【００４０】（トランスの具体例１）
図７はトランスの内側ボビンの具体例１を示す構造図である。図８はトランスの外側ボビンの具体例１を示す構造図である。具体例１のトランスは、図２（ｂ）に示す主コア２１と、１次巻線５ａが巻回される円筒状の内側ボビン３１（図７に示す。）と、この内側ボビン３１より大径で且つ２次巻線５ｂが巻回され、周方向に沿って所定の距離を隔てて所定長Ｌのスリット３４ａ，３４ｂが設けられスリット３４ａ，３４ｂに補助コア３５ａ，３５ｂが挿入された外側ボビン３３（図８に示す。）とを備えている。内側ボビン３１及び外側ボビン３３は例えば樹脂材料からなる。【００４１】  補助コアの個数及び長さＬを調整することにより、適切なリーケージインダクタンス値を得る。また、内側ボビン３１には巻線脱落防止のため、両端に段部３１ａが形成され、外側ボビン３３にも段部３３ａが形成されている。【００４２】  このようなトランスＴは、次のように製作される。まず、外側ボビン３３に、補助コア３５ａ，３５ｂを装着するためのスリット３４ａ，３４ｂを設け、外側ボビン３３に２次巻線５ｂを巻回し、適切な所定長Ｌに調整した補助コア３５ａ，３５ｂをスリット３４ａ，３４ｂに挿入する。【００４３】  そして、内側ボビン３１に１次巻線５ａを巻回し、外側ボビン３３に内側ボビン３１を挿入し、内側ボビン３１が外側ボビン３３に挿入された状態で主コア２１に取り付けられて、トランスＴが完成する。【００４４】  このように製作されたトランスＴは、適切な値のリアクトルＬ３を有するとともに、１次２次巻線間の絶縁がボビンで行なわれるため、絶縁性に優れ、ストレー容量の少ないトランスＴが製作できる。また、電源の安全性を高めるとともに、ノイズを低減できる。さらに、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂの絶縁テープが不要であるため、製作が簡単になる。【００４５】（トランスの具体例２）
図９はトランスの内側ボビンの具体例２を示す構造図である。図１０はトランスの外側ボビンの具体例２を示す構造図である。具体例２のトランスは、図２（ｂ）に示す主コア２１と、１次巻線５ａが巻回される円筒状の内側ボビン３１（図９に示す。）と、この内側ボビン３１より大径で且つ２次巻線５ｂが巻回され、プラスチック磁性体等の絶縁磁性体材料からなる外側ボビン３７（図１０に示す。）とを備える。磁性体材料としては、フェライト、パーマロイ等を用いることができる。【００４６】  絶縁磁性体材料の透磁率を調整することにより、適切なリーケージインダクタンス値を得る。また、内側ボビン３１には巻線脱落防止のため、両端に段部３１ａが形成され、外側ボビン３７にも段部３７ａが形成されている。【００４７】  このような具体例２のトランスＴでは、補助コアが不要となるため、さらに簡単化したトランスＴを実現できる。
【実施例２】
【００４８】  次に第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第２の実施の形態のスイッチング電源装置では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンス値を大きくし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側（出力側）に還流する帰還巻線をトランスの２次側（出力側）に設けたことを特徴とする。【００４９】  図１１は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１１に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図２（ａ），２（ｂ），２（ｃ）に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置に対して、トランスＴｂ及びトランスＴｂの周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。【００５０】  この例では、トランスＴｂに１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と帰還巻線５ｃ（巻数ｎ３）とが巻回されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと帰還巻線５ｃとは逆相に巻回されている。即ち、トランスＴｂの２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴｂに直列に接続されたリアクトルＬ３を形成したものである。そして、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。【００５１】  ２次巻線５ｂの一端（●側）と帰還巻線５ｃの一端（●側）とが接続され、その接続点には、ダイオードＤ１のアノードが接続されている。帰還巻線５ｃの他端（●なし側）にはダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ４の一端とが接続されている。コンデンサＣ４の他端は２次巻線５ｂの他端（●なし側）に接続されている。【００５２】  次にこのように構成された第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１３では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉ、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流Ｄ１ｉ，Ｄ２ｉを示す。【００５３】  まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴｂの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。このため、図１３に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、ダイオードＤ１の電流が直線的に増大する。【００５４】  次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーは、トランスＴｂの２次側に還流される。即ち、トランスＴｂの２次側では、帰還巻線５ｃに電圧が誘起されるため、５ｃ→Ｄ２→Ｃ４→５ｂ→５ｃと電流が流れる。このため、図１３に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、ダイオードＤ２に電流が流れる。【００５５】  このように、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランスＴｂの１次巻線５ａに直列に接続��れるリアクトルＬ３のインダクタンス値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。【００５６】  図１２は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置に用いられるトランスを示す構造図である。図１２に示すトランスＴｂは、日の字型の主コア４１を有し、主コア４１の中央脚４２には、１次巻線５ａと帰還巻線５ｃとが所定の間隙２３を隔てて取り付けられている。所定の間隙２３には、１次巻線５ａの周方向に沿って所定の距離を隔てて所定長Ｌの２個の磁性材料からなる補助コア２４ａ，２４ｂが設けられている。また、１次巻線５ａ、帰還巻線５ｃのそれぞれの巻線には、図示しないが、絶縁テープが巻かれている。【００５７】  この例では、補助コアを２個としたが、補助コアの個数と所定長Ｌを調整することにより、１次巻線５ａ及び帰還巻線５ｃ間の適切なリーケージインダクタンス値を得ている。【００５８】  また、主コア４１にはパスコア４３ａとギャップ４４が形成され、側脚４３には２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、パスコア４３ａにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。【００５９】  このように、トランスＴｂのコアの形状と巻線の工夫により、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと帰還巻線５ｃとを一つの主コア４１に結合し、パスコア４３ａを設けることにより、大きなリーケージインダクタンスを得て、リアクトルＬ３を形成でき、トランス部分とリアクトルとを結合したので、スイッチング電源装置を小型化、低価格化することができる。【００６０】  また、１次巻線５ａと帰還巻線５ｃとの間隙２３に複数の補助コアを設け、補助コアの個数と長さＬを調整することにより、リーケージインダクタンスを適切な値に調整できる。従って、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。【００６１】  なお、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、トランスの構成において、１次巻線５ａと帰還巻線５ｃとの間隙２３に補助コア２４ａ，２４ｂを設けたが、例えば図７に示す内側ボビン３１及び図８に示す外側ボビン３３を用いて、内側ボビン３１に１次巻線５ａを巻回し、外側ボビン３３に帰還巻線５ｃを巻回し、内側ボビン３１を外側ボビン３３に挿入した状態で主コア４１の中央脚４２に取り付けても良い。【００６２】  また、例えば図９に示す内側ボビン３１及び図１０に示す外側ボビン３７を用いて、内側ボビン３１に１次巻線５ａを巻回し、外側ボビン３７に帰還巻線５ｃを巻回し、内側ボビン３１を外側ボビン３７に挿入した状態で主コア４１の中央脚４２に取り付けても良い。
【産業上の利用の可能性】
【００６３】  本発明によれば、トランスのリーケージインダクタンス値を適切化することにより、外部のリアクトルを不要とすると共に、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、高効率、小型、低ノイズ化することができるスイッチング電源装置を提供することができる。
【００６４】  したがって、本発明のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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