(57)【要約】トランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１とが直流電源Ｖｄｃ１に直列に接続され、スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ３の直列回路が１次巻線またはスイッチＱ１に並列に接続され、可飽和リアクトルＳＬ１が１次巻線５ａに並列に接続される。ダイオードＤ１とコンデンサＣ４との直列回路がトランスＴの２次巻線５ｂに並列に接続されて整流平滑回路を構成する。制御回路１０はスイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせると共にスイッチＱ２の電流が増大した時にスイッチＱ２をオフさせる。
2004036726.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に並列に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記第１直列回路に接続され、前記可飽和リアクトルに蓄積されたエネルギーを還流させる第１還流回路であって、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第１還流回路と、
前記トランスの２次巻線に並列に接続され、整流素子と平滑素子とが直列に接続された整流平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と
を有することを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、
前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせること
を特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第１リアクトルとダイオードとが直列に接続された第２直列回路からなることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記電力供給源は、前記直流電源と前記トランスの１次巻線との間に直列に接続された第２リアクトルからなることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項６】
前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項５記載の直流変換装置。
【請求項７】
前記トランスの２次巻線は、前記トランスのコアに巻回され且つ互いに分離した複数の２次側巻線からなり、各々の前記２次側巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を有する前記整流平滑回路を設けたことを特徴とする請求項４または請求項５記載の直流変換装置。
【請求項８】
前記トランスの１次巻線と各々の前記２次側巻線とは疎結合し、各々の前記２次側巻線間は密結合としたことを特徴とする請求項７記載の直流変換装置。
【請求項９】
前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項１０】
前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させること
を特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項１１】
前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項１０記載の直流変換装置。
【請求項１２】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチをさらに有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１０記載の直流変換装置
【請求項１３】
前記第１直列回路は前記第１スイッチが第３リアクトルを介して前記１次巻線に接続され、
前記トランスに接続され、前記第３リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記トランスの２次側に還流させる第２還流回路を有すること
を特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項１４】
前記第２還流回路は、前記トランスに直列に接続され、前記第１スイッチがオン時に前記第３リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスを有すること
を特徴とする請求項１３記載の直流変換装置。
【請求項１５】
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、
前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせること
を特徴とする請求項１４記載の直流変換装置。
【請求項１６】
前記第３リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする請求項１４記載の直流変換装置。
【請求項１７】
前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする請求項１３記載の直流変換装置。
【請求項１８】
前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第１リアクトルとダイオードとが直列に接続された第２直列回路からなることを特徴とする請求項１５記載の直流変換装置。
【請求項１９】
前記電力供給源は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルからなることを特徴とする請求項１５記載の直流変換装置。
【請求項２０】
前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項１９記載の直流変換装置。
【請求項２１】
前記トランスのコアに前記トランスの１次巻線と疎結合させて巻回された１以上の３次巻線を設け、各々の前記３次巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を有する前記整流平滑回路を設けたことを特徴とする請求項１３記載の直流変換装置。
【請求項２２】
前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項１３記載の直流変換装置。
【請求項２３】
前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記補助トランスの２次巻線の一端との接続点と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の他端に接続された第３スイッチと、
前記補助トランスの２次巻線の他端と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の一端に接続された第４スイッチと
をさらに有することを特徴とする請求項１４記載の直流変換装置。
【請求項２４】
前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させること
を特徴とする請求項１３記載の直流変換装置。
【請求項２５】
前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項２４記載の直流変換装置。
【請求項２６】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチをさらに有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせること
を特徴とする請求項２４記載の直流変換装置
【請求項２７】
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、
前記整流平滑回路は、前記整流素子を介して前記トランスの２次巻線に並列に接続される第２整流素子と、前記整流素子と前記平滑素子との間に接続された第４リアクトルをさらに有し、
前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせること
を特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項２８】
前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、
前記整流平滑回路は、
前記平滑素子と前記トランスの２次巻線との間に接続される第４リアクトルと、
前記整流素子に並列に接続されかつ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチと、
前記第３スイッチを介して前記トランスの２次巻線に並列に接続される第２整流素子とを有し、
前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせること、
を特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項２９】
前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする請求項２７または請求項２８記載の直流変換装置。
【請求項３０】
前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第１リアクトルとダイオードとが直列に接続された第２直列回路からなることを特徴とする請求項２７または請求項２８記載の直流変換装置。
【請求項３１】
前記電力供給源は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルからなることを特徴とする請求項２７または請求項２８記載の直流変換装置。
【請求項３２】
前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項３３記載の直流変換装置。
【請求項３３】
前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項２７または請求項２８記載の直流変換装置。
【請求項３４】
前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【背景技術】  図１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が一側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【発明の開示】
しかしながら、図１に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図４に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図３に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ（ΔＢ’）使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。
本発明は、トランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。
本発明の第１の技術的側面によれば、直流変換装置は、直流電源に並列に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１直列回路に接続され前記可飽和リアクトルに蓄積されたエネルギーを還流させる第１還流回路であって、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続されたものと、前記トランスの２次巻線に並列に接続され、整流素子と平滑素子とが直列に接続された整流平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
本発明の第２の技術的側面によれば、直流変換装置は、第１の技術的側面に加えてさらに前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることを特徴とする。
本発明の第３の技術的側面によれば、直流変換装置は、第１の技術的側面に加えてさらに、前記第１直列回路の前記第１スイッチは第３リアクトルを介して前記１次巻線に接続され、前記トランスに接続され、前記第３リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記トランスの２次側に還流させる第２還流回路を有することを特徴とする。
本発明の第４の技術的側面によれば、直流変換装置は、第１の技術的側面に加えて、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、前記整流平滑回路は、前記整流素子を介して前記トランスの２次巻線に並列に接続される第２整流素子と前記整流素子と前記平滑素子との間に接続された第４リアクトルとをさらに有し、前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることを特徴とする。
本発明の第５の技術的側面によれば、直流変換装置は、第１の技術的側面に加えて、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、前記第１還流回路は前記第１スイッチまたは前記１次巻線のいずれかに並列に接続され、前記整流平滑回路は、前記平滑素子と前記トランスの２次巻線との間に接続される第４リアクトルと、前記整流素子に並列に接続されかつ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと、前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチと、前記第３スイッチを介して前記トランスの２次巻線に並列に接続される第２整流素子とを有し、前記制御回路は前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
図２は、従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図３は、従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
図４は、従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
図５は、第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図６は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
図７は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図８は、第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
図９は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
図１０は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
図１１は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
図１２は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例を示す回路構成図である。
図１３は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２変更実施例を示す回路構成図である。
図１４は、第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図１５は、第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図１６は、第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
図１７は、第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図１８は、第１の実施の形態または第２の実施の形態に係る直流変換装置において入力電圧が高い場合の各部における信号のタイミングチャートである。
図１９は、第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図２０は、第４の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図２１は、第４の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
図２２は、第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例を示す回路構成図である。
図２３は、第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２変更実施例を示す回路構成図である。
図２４は、第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図２５は、第３及び第５の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
図２６は、第６の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図２７は、第６の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図２８は、第７の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図２９は、第７の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図３０は、第８の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図３１は、第８の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図３２は、第８の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
図３３は、第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
図３４は、第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例を示す回路構成図である。
図３５は、第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２変更実施例を示す回路構成図である。
図３６は、第９の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図３７は、第９の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
第１の実施の形態
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチをオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、主スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分を電力供給源から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に、可飽和リアクトルを並列に接続することにより、補助スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、補助スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。
また、トランスＴの２次側には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路を設けたことを特徴とする。
図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図５に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなる主スイッチとしてのスイッチＱ１（第１スイッチ）との直列回路（第１直列回路）が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなる補助スイッチとしてのスイッチＱ２（第２スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。スナバコンデンサＣ３とスイッチＱ２との直列回路は第１還流回路を構成する。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。
スナバコンデンサＣ３の両端には、スイッチＱ１がオン時に電力を蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられた電力をスナバコンデンサＣ３に供給する電流源からなる電力供給源Ｉｄｃ１が接続されている。
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするが、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有する。
トランスＴの１次巻線５ａには、可飽和リアクトルＳＬ１が並列に接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、正負の振れ幅の等しい交流電流が流れるため、磁束は、図９に示すＢ−Ｈカーブ上の原点（Ｂ，Ｈ）＝（０，０）を中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
また、図９に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束ＢがＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。なお、正確にはＢは磁束密度であり、コアの断面積をＳとして磁束φ＝Ｂ・Ｓで表現されるが、ここでは便宜上Ｓ＝１として、φ＝Ｂと表現している。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードと２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ４はダイオードＤ１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
また、図８に示すように、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図６に示すトランスは、矩形状の外形を有するコア２０を備え、コア２０には磁路２１ａ、２１ｂ、２１ｃを構成するように磁路の長手方向に平行に長形の間隙２２ａ、２２ｂが形成されている。コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとが巻回されている。リーケージインダクタを得るために、１次巻線５ａ、２次巻線５ｂを分割巻としている。
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路２１ｂ、２１ｃの一部の断面積が他の部分よりも小さくなり、その部分のみが磁気飽和する。その結果、この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用したときのコア損失を低減できる。
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図７、図８及び図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図９は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図１０は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
なお、図７及び図８では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、電力供給源Ｉｄｃ１に流れる電流Ｉｄｃ１ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
この電流ＳＬ１ｉは、図１０に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。本発明の方式による磁束の動作範囲ΔＢは図９に示すとおりで、Ｂ−Ｈカーブは飽和領域Ｈｓを有する。なお、図９に示すＢａ〜Ｂｇと図１０に示すａ〜ｇとは時刻が対応している。
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、コンデンサＣ１の電圧すなわちスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、コンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。これに対応して、図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。即ち、コンデンサＣ３には、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーの放出とが終了すると、コンデンサＣ３の充電は停止する。
次に、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３において、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬ１の磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬ１に並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図１０に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。これに対応して、図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、飽和領域ＨｓをＢｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、コンデンサＣ３に蓄えられた電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーに相当する。
即ち、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーと電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時に電力供給源Ｉｄｃ１から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
図１１は第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す詳細な回路構成図である。図１１に示す第１実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がリアクトル（第１リアクトル）Ｌ２とダイオードＤ６との直列回路（第２直列回路）で構成したものである。
この実施例によれば、スイッチＱ１がオンしたときリアクトルＬ２にエネルギーを蓄え、スイッチＱ１がオフしたときにリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ３に供給して、コンデンサＣ３を充電する。なお、図１１に示す電力供給源Ｉｄｃ１は軽負荷時に適している。
第１変更実施例
図１２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例を示す回路構成図である。図１２に示す第１変更実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１をトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトル（第２リアクトル）Ｌ３で構成したものである。
この第１変更実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→Ｔ→Ｄ４→Ｃ３→Ｌ３で放出され、エネルギーの一部は、トランスＴの２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに供給されるとともに、コンデンサＣ３を充電する。なお、図１２に示す電力供給源Ｉｄｃ１は重負荷時に適している。
第２変更実施例
図１３は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２変更実施例を示す回路構成図である。図１３に示す第２変更実施例では、図１１に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ２およびダイオードＤ６と、図１２に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ３とを組み合わせたものであるため、軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１も、図６に示すような飽和特性の良好なコアをトランスに用いることによるトランスＴの励磁インダクタンスで代用することもできる。また、本回路は、スイッチング周波数を固定周波数とし、ＰＷＭ制御することにより、出力電圧を制御することができ、放送妨害等に簡単に対応できる。
以上説明したように、本実施形態によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上り、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。
また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、装置を小型化することができる。
第２の実施の形態
図１４は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。第２の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
即ち、本実施形態に係る直流変換装置は図１２に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された３次巻線５ｃと、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、負荷ＲＬ２を設けている。３次巻線５ｃは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。３次巻線５ｃの一端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードと３次巻線５ｃの他端とはコンデンサＣ２に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ２はダイオードＤ２の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合され、また、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬ１の出力電圧が基準電圧以上となったとき、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬ１の出力電圧が基準電圧以上となったとき、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、各出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
なお、トランスＴの１次側回路は第１の実施形態の第１変更実施例と同様の構成で、電力供給源Ｉｄｃ１をトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトルＬ３で構成している。
このように第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、３次巻線５ｃからの電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ２とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタは大きく、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び３次巻線側の出力）は、軽負荷及び重負荷に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
なお、２次側の複数出力として、図１４に示す直流変換装置に、図１に示す直流変換装置の２次側回路（２次巻線５ｂ、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ４）と同一構成の２次側回路（３次巻線５ｃ、ダイオードＤ３，Ｄ４、リアクトルＬ２、コンデンサＣ２）を追加した直流変換装置（図示せず）も可能である。
しかし、リアクトルＬ１，Ｌ２が大きいため、リアクトルＬ１，Ｌ２を同一コア上に巻回する方法もあるが、２次側のクロスレギュレーションが悪化する。２次巻線５ｂとリアクトルＬ１との巻数比、３次巻線５ｃとリアクトルＬ２との巻数比を合わせるのは巻数が少ないため難しい。
図１４に示す第２の実施の形態では、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２を用いず、２次側のリーケージインダクタは小さく、１次側２次側間のリーケージインダクタンスが大きいため、２次側のクロスレギュレーションが改善されるとともに、回路を簡単化できる。
第３の実施の形態
次に第３の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１及び第２の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ効率をさらに向上させることが期待できる。
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
そこで、第３の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１５に示す直流変換装置は、図１１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路（入力整流回路）Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１１に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１の端子ａに出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
次にこのように構成された第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１５乃至図１７を参照しながら説明する。
なお、図１７において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１Ｖは、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５Ｖは、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６Ｖは、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１６中の▲１▼）。
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図１６中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図１７に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１７の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１６中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図１６中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１６中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１６中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図１６中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフする。また、時刻ｔ３に可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１６中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図１１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図７、図８に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
このように第３の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時においてノーマリオンタイプのスイッチを適切に起動できないという問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
なお、第３の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２の実施の形態の装置に追加しても良い。
第４の実施の形態
次に第４の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１及び第２の実施の形態に係る直流変換装置では、図１８に示すタイミングチャートのように、入力電圧が高い場合（ｉｉ）、即ち入力電圧の変動が非常に大きい場合には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの傾斜が急峻となり、ピーク電流が増大し、オン幅が非常に短くなる場合がある。この問題を改善するためには、１次側のリアクトルＬ３（例えば１次２次巻線間のリーケージインダクタ）のインダクタンスを増大させることが好ましい。
ただし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１がオフ時にはスナバコンデンサＣ３に蓄えられ、スイッチＱ１が次にオン時するときに入力に帰還される。このため、リアクトルＬ３に蓄えられるエネルギーが大きくなり、効率が低下する。従って、入力電圧の変化範囲が広い場合には、入力電圧の高い方におけるスイッチＱ１のピーク電流が増大し、入力への帰還も多くなり、効率が大幅に低下する。
第４の実施の形態の直流変換装置は、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する第２還流回路を付加するために補助トランスを設けている。
図１９は第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１９に示す第４の実施の形態に係る直流変換装置は、図５に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置に対して、トランスＴ及びトランスＴの周辺回路が異なるので、主としてその部分についてのみ説明する。
トランスＴの１次巻線５ａの一端にはリアクトル（第３リアクトル）Ｌ４の一端が接続され、リアクトルＬ４の他端はスイッチＱ１の一端に接続されている。トランスＴの１次巻線５ａの他端（●印の側）には補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２（巻数がｎ１）の一端（●印の側）が接続され、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の他端はリアクトルＬ４の他端に接続されている。したがって、可飽和リアクトルＳＬ１はリアクトルＬ４を介して一次巻線５ａに並列に接続される。また、一次巻線５ａとスイッチＱ１はリアクトルＬ４を介して直列回路を構成し直流電源Ｖｄｃ１に並列に接続される。
また、トランスＴの２次巻線５ｂの他端（●印の側）には補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２（巻数がｎ２）の一端（●印の側）が接続され、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２の他端はダイオードＤ４２のアノードに接続され、ダイオードＤ４２のカソードはダイオードＤ１のカソード及びコンデンサＣ４の一端に接続されている。コンデンサＣ４の他端はトランスＴの２次巻線５ｂの一端に接続されている。補助トランスＴｂは、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。
次にこのように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１９、図２０及び図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２０は第４の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図２１は第４の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
なお、図２０及び図２１では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示す。
まず、時刻ｔ１において、スイッチＱ１をオンさせると、第１の実施の形態と同様に、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｌ４→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、第１の実施の形態と同様に、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。このため、図２０に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、ダイオードＤ１の電流が直線的に増大する。
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、第１の実施の形態と同様にエネルギー留保要素としての可飽和リアクトルＳＬ１および電力供給源Ｉｄｃ１に蓄えられていたエネルギーがコンデンサＣ３に充電される。さらに、リアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーは、補助トランスＴｂを介して２次側に還流される。即ち、Ｌ４→５ａ２→５ａ→Ｌ４で電流が流れると、２次側では、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に電圧が誘起されるため、５ｂ２→Ｄ４２→Ｃ４→５ｂ→５ｂ２と電流が流れる。このため、図２０に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、ダイオードＤ４２に電流が流れる。
ここで、スイッチＱ１がオフ時のトランスＴの１次巻線５ａの電圧をＶ１１とし、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の電圧をＶ２１とし、リアクトルＬ４の電圧をＶ１２とすると、式（１）が成立する。
Ｖ１１＋Ｖ１２＝Ｖ２１  ・・・（１）
さらに、トランスＴと補助トランスＴｂとの巻数比をａとすれば、式（１）から次の式（２）が導出される。
ａＶ２１−ａＶ１１＝ａＶ１２  ・・・（２）
従って、ａＶ１２の電圧、つまり、リアクトルＬ４の巻数比倍の電圧がダイオードＤ４２で整流されてコンデンサＣ４に供給される。
このように、トランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されるリアクトルＬ４のインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを補助トランスＴｂを介して２次側に還流するため、効率がさらに改善される。また、ダイオードＤ１及びダイオードＤ４２により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、平滑コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。
また、トランスＴの１次巻線５ａに並列に可飽和リアクトルＳＬ１が接続され、電力供給源Ｉｄｃ１が設けられているので、ゼロ電圧スイッチ動作を行うことができる。このゼロ電圧スイッチ動作は、第１の実施の形態に係る直流変換装置におけるゼロ電圧スイッチ動作と同一であるので、ここではその説明は省略する。
第１変更実施例
図２２は第４の実施の形態の第１変更実施例に係る直流変換装置の詳細な回路構成図である。図２２に示す第１変更実施例では、トランスＴに１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と３次巻線５ｃ（巻数ｎ３、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に対応）とが巻回されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとは逆相に巻回されている。
本実施例では、トランスＴの２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタにより、トランスＴに直列に接続されたリアクトルＬ４を代用している。即ち、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタを図１９のリアクトルＬ４とすることにより２次側へのエネルギー還流を実現している。これにより、図１９に示した補助トランスＴｂを図２２に示したトランスＴに結合することができる。補助トランスＴｂをトランスＴに結合したトランスの構成例を図２５において後述する。
また、本実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がリアクトルＬ２とダイオードＤ６との直列回路（第２直列回路）で構成したものである。この電力供給源Ｉｄｃ１の動作及び効果は第１の実施の形態に係る直流変換装置の図１１に係る実施例の動作及び効果と同一であるので、ここではその説明は略する。
第２変更実施例
図２３は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２変更実施例を示す回路構成図である。図２３に示す第２変更実施例は、図２２に示す実施例の構成に対して、電力供給源Ｉｄｃ１の構成のみが異なる。即ち、本実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトルＬ３で構成したものである。この電力供給源Ｉｄｃ１の動作及び効果は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例の動作及び効果と同一であるので、ここではその説明は略する。
また、図２２に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ２とダイオードＤ６と、図２３に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ３とを組み合わせてもよく、この場合には軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１も、図２５に示すような飽和特性の良好なコアをトランスに用いることによるトランスＴの励磁インダクタンスで代用することもできる。また、本回路は、スイッチング周波数を固定周波数とし、ＰＷＭ制御することにより、出力電圧を制御することができるので、放送妨害等に簡単に対応できる。
第５の実施の形態
次に第５の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。図２４は第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。第５の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
即ち、本実施形態に係る直流変換装置は図２３に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された４次巻線５ｄと、ダイオードＤ５５、コンデンサＣ２、負荷ＲＬ２を設けている。４次巻線５ｄは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。４次巻線５ｄの一端はダイオードＤ５５のアノードに接続され、ダイオードＤ５５のカソードと４次巻線５ｄの他端とはコンデンサＣ２に接続されている。ダイオードＤ５５とコンデンサＣ２とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ２はダイオードＤ５５の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
また、１次巻線５ａと４次巻線５ｄとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬ１の出力電圧が基準電圧以上となったとき、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬ１の出力電圧が基準電圧以上となったとき、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、各出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、４次巻線５ｄからの電圧をダイオードＤ５５とコンデンサＣ２とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタンスは大きく、また、２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタンスは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び４次巻線側の出力）は、軽負荷時及び重負荷時に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
図２５は第４及び第５の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図２５に示すトランスは、略矩形状の外形を有するコア３０を備え、コア３０には磁路３１ａ、３１ｂ、３１ｃを構成するように磁路の長手方向に平行に長形の間隙３２ａ、３２ｂが形成されている。コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタを持たせ、このリーケージインダクタをリアクトルＬ３の代替としている。また、磁路３１ｂを規定するコア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、磁路３１ｃを規定する外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。なお、４次巻線５ｄは２次巻線５ｂに近接して巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ（４次巻線５ｄも同じ）を疎結合させることにより、リーケージインダクタを大きくしている。この大きなリーケージインダクタンスをリアクトルＬ４の代替としている。
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用することができる。
このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴとリアクトルＬ４のエネルギーを２次側に帰還する補助トランスＴｂとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。
第６の実施の形態
次に第６の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。図２６は第６の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。第６の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
図２６に示す本実施形態に係る直流変換装置は、図２３に示す第４の実施の形態の第２変更実施例に係る直流変換装置に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。なお、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合され、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは密結合されている。
トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●印の側）は、コンデンサＣ４の一端に接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、ＦＥＴからなるスイッチ（第３スイッチ）Ｑ３を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｃの一端（●印の側）は、ＦＥＴからなるスイッチ（第４スイッチ）Ｑ４を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｃの他端はトランスＴの２次巻線５ｂの他端に接続されている。
また、トランスＴの３次巻線５ｃの一端は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの３次巻線５ｃの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ６１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ６２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。コンデンサＣ４は、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
次に、このように構成された第６の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図２７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２７において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース）間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１に流れる電流（ドレイン電流）、Ｑ２ｖはスイッチＱ２の両端間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２に流れる電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３に流れる電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４に流れる電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、ＶＴはトランスＴの２次巻線５ｂの両端電圧を示している。
まず、期間Ｔ１（期間Ｔ８も同じ、図２０の時刻ｔ０〜時刻ｔ１、図２０の時刻ｔ２〜時刻ｔ３に対応）では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次２次巻線間のリーケージインダクタに蓄えられたエネルギーにより、３次巻線５ｃにも電圧（３次巻線５ｃの●印の側が−で他端側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには正電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには負電圧が印加されてオフする。そして、５ｃ→５ｂ→Ｃ４→Ｑ４→５ｃで電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４（図２０の時刻ｔ１に対応）では、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わる。このため、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとリアクトルＬ３のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が下降し、スイッチＱ２の電圧が上昇する（期間Ｔ２）。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロ電圧近傍で（期間Ｔ３）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる（期間Ｔ４）。
次に、期間Ｔ５（図２０の時刻ｔ１〜時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●印の側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃにも電圧（２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃの●印の側が＋で他端側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには正電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには負電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
次に、期間Ｔ６（図２０の時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。この期間Ｔ６では、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとリアクトルＬ３のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が急激に上昇する。
次に、期間Ｔ７（図２０の時刻ｔ２に対応）では、ダイオードＤ４は、スイッチＱ１がオフした後にオンしてダイオードＤ４に電流が流れ、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギー及びリアクトルＬ３のエネルギーは、ダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に蓄えられる。そして、ダイオードＤ４のオン期間にスイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
このように、第６の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第４の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
第７の実施の形態
次に第７の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第７の実施の形態に係る直流変換装置は、第４の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、第３の実施形態と同様にスイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題を解決する構成を追加したことを特徴とする。
図２８は第７の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図２８に示す直流変換装置は、図２２に示す第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例の構成を有すると共に、図１５に示す第３の実施形態と同様に交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路（入力整流回路）Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力する。また、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図２２に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１の端子ａに出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
次にこのように構成された第７の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図２８および図２９を参照しながら説明する。
なお、図２９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１Ｖは、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５Ｖは、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６Ｖは、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図２８中の▲１▼）。
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図２８中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図２９に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図２９の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図２８中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図２８中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図２８中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図２８中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図２８中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、１次２次巻線間のリーケージインダクタに蓄えられたエネルギーにより、５ｃ→Ｄ４２→Ｃ４→５ｂ→５ｃで電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図２８中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図２２に示す第４の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２０、図２１に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
このように第７の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第４の実施の形態の効果が得られるとともに、第３の実施の形態と同様に、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題が解消される。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
第７の実施の形態の装置では、第４の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第５の実施の形態の装置、第６の実施の形態の装置に追加しても良い。
以上説明したように、本実施形態によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上り、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。
また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、トランスの２次側回路の平滑コンデンサのリップル電流も軽減できるため、装置を小型化することができる。また、多出力電源とした場合のクロスレギュレーションがよい。また、トランスの２次側出力電圧が矩形波となるため、同期整流が有利であり、低出力電圧に対して高効率化することができる。
第８の実施の形態
図３０は第８の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図３０に示す第８の実施形態に係る直流変換装置では、図５に示す第１の実施形態の直流変換装置に対して、ダイオードＤ１とコンデンサＣ４との間にはリアクトル（第４リアクトル）Ｌ１が接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端にはダイオードＤ８２が接続されていることが異なる。トランスＴの一次側は第１の実施形態と同様なので説明は省略する。
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ８２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ８２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
次にこのように構成された第８の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図３１及び図３２を参照しながら説明する。図３１は第８の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３２はスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。また、直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性および可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートはそれぞれ第１の実施形態の図９および図１０と同様である。
なお、図３１及び図３２では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、電力供給源Ｉｄｃ１に流れる電流Ｉｄｃ１ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
この電流ＳＬ１ｉは、図１０に示すように、時刻ｔ１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図９に示すＢａ〜Ｂｇと図１０に示すａ〜ｇとは対応している。
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ８２→Ｌ１で電流が流れて、コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、コンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２から時刻ｔ２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。即ち、コンデンサＣ３には、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーの放出とが終了すると、コンデンサＣ３の充電は停止する。
次に、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３において、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬ１の磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬ１に並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
この場合、時刻ｔ２０〜時刻ｔ３においては、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図１０に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ２０における面積Ｓと時刻ｔ２０〜時刻ｔ２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図９に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ２ａ〜時刻ｔ３における面積は、コンデンサＣ３に蓄えられた電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーに相当する。
即ち、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーと電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時に電力供給源Ｉｄｃ１から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ３（時刻ｔ１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
また、この時刻ｔ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
図３３は第８の実施の形態に係る直流変換装置の詳細な回路構成図である。図３３に示す第１実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１をリアクトルＬ２とダイオードＤ６との直列回路で構成したものである。
本実施形態によれば、スイッチＱ１がオンしたときリアクトルＬ２にエネルギーを蓄え、スイッチＱ１がオフしたときにリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ３に供給して、コンデンサＣ３を充電する。なお、図３３に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、軽負荷時に適している。
第１変更実施例
図３４は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例を示す回路構成図である。図３４に示す第１変更実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトルＬ３で構成したものである。
本実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｄ４→Ｃ３→Ｌ３で放出され、エネルギーの一部は、トランスＴの２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに供給されるとともに、コンデンサＣ３を充電する。なお、図３４に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、重負荷時に適している。
第２変更実施例
図３５は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２変更実施例を示す回路構成図である。図３５に示す第２変更実施例では、図３３に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ２とダイオードＤ６と、図３４に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ３とを組み合わせたものであるため、軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１も、飽和特性の良好なコアをトランスに用いることによるトランスＴの励磁インダクタンスで代用することもできる。また、本回路は、スイッチング周波数を固定周波数とし、ＰＷＭ制御することにより、出力電圧を制御することができ、放送妨害等に簡単に対応できる。
第９の実施の形態
第９の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。図３６は第９の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図３６に示す直流変換装置は、図３４に示す第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１変更実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ８２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
次に、このように構成された第９の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図３７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図３７において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース）間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１に流れる電流（ドレイン電流）、Ｑ２ｖはスイッチＱ２の両端間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２に流れる電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３に流れる電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４に流れる電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、ＶＴはトランスＴの２次巻線５ｂの両端電圧を示している。
まず、期間Ｔ１（図３１の時刻ｔ０〜時刻ｔ１、図３１の時刻ｔ２〜時刻ｔ３に対応）では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●印の側が−で他端側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●印の側が−で他端側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには正電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには負電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４（図３１の時刻ｔ１に対応）では、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わる。このため、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が下降し、スイッチＱ２の電圧が上昇する（期間Ｔ２）。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ３）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる（期間Ｔ４）。
次に、期間Ｔ５（図３１の時刻ｔ１〜時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●印の側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●印の側が＋で他端側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには正電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには負電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
次に、期間Ｔ６（図３１の時刻ｔ２に対応）では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。この期間Ｔ６では、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が急激に上昇する。
次に、期間Ｔ７（図３１の時刻ｔ２に対応）では、ダイオードＤ４は、スイッチＱ１がオフした後にオンしてダイオードＤ４に電流が流れ、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギー及びリアクトルＬ３のエネルギーは、ダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に蓄えられる。そして、ダイオードＤ４のオン期間にスイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
このように、第９の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第８の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【国際調査報告】
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