(57)【要約】本発明の確率的パルス発生器（１）は、ランダムに変動する変動信号（ＶＣ）を発生する変動信号発生器（６１）と、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号（Ｖｏｕｔ）を出力する比較器（３）とを備え、比較器（３）に変動信号発生器（６１）から変動信号（ＶＣ）が前記一方の入力信号として入力され、それにより、比較器（３）が前記他方の入力信号（ＶＳ）の大きさに対応した数のパルスを確率的に出力する。
2004077669.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランダムに変動する変動信号を発生する変動信号発生器と、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器とを備え、
前記比較器に前記変動信号発生器から前記変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器が前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスを確率的に出力する、確率的パルス発生器。
【請求項２】
前記変動信号発生器が前記変動信号としてその大きさが統計的にヒストグラムを有する制御ランダム信号を発生し、前記制御ランダム信号のヒストグラムの分布により前記パルスの統計的なヒストグラムが制御される、請求の範囲第１項記載の確率的パルス発生器。
【請求項３】
前記他方の入力信号が少なくとも周期的信号を成分に含む、請求の範囲第２項記載の確率的パルス発生器。
【請求項４】
前記変動信号発生器は記憶装置を有し、前記制御ランダム信号を、前記記憶装置に記憶された所定のヒストグラムの乱数デジタルデータをデジタル／アナログ変換して発生する、請求の範囲第２項記載の確率的パルス発生器。
【請求項５】
前記所定のヒストグラムの乱数デジタルデータは、逆変換法または棄却法により得られたものである、請求の範囲第４項記載の確率的パルス発生器。
【請求項６】
前記制御ランダム信号は前記他方の入力信号の前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数成分を含み、前記パルス発生器は前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数の周波数帯域を遮断するローパスフィルタを有し、前記比較器から出力されるパルスが前記ローパスフィルタに入力される、請求の範囲第２項記載の確率的パルス発生器。
【請求項７】
前記変動信号発生器が少なくとも無限時間後に均一なヒストグラムを有するランダムな変動信号を発生する、請求の範囲第１項記載の確率的パルス発生器。
【請求項８】
前記変動信号がテント写像のカオスである、請求の範囲第７項記載の確率的パルス発生器。
【請求項９】
前記変動信号がベルヌーイ・シフト写像のカオスである、請求の範囲第７項記載の確率的パルス発生器。
【請求項１０】
前記変動信号が一様乱数である、請求の範囲第７項記載の確率的パルス発生器。
【請求項１１】
前記比較器がアナログコンパレータである、請求の範囲第１項記載の確率的パルス発生器。
【請求項１２】
前記比較器がチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータである、請求の範囲第１項記載の確率的パルス発生器。
【請求項１３】
前記他方の入力信号が前記チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに入力されかつ該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータにて保持され、その後、前記変動信号が該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに連続して入力される、請求の範囲第１２項記載の確率的パルス発生器。
【請求項１４】
請求の範囲第１項記載の確率的パルス発生器でそれぞれ構成された第１、第２の確率的パルス発生器と、前記第１の確率的パルス発生器からの出力と前記第２の確率的パルス発生器からの出力との排他的論理和を出力する排他的論理和回路とを備え、
前記第１の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ１、ＶＣ１でかつ前記第１の確率的パルス発生器からの出力がＶ０１であり、前記第２の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ２、ＶＣ２でかつ前記第２の確率的パルス発生器からの出力がＶ０２であるとき、
前記変動信号ＶＣ１と前記変動信号ＶＣ２とが同一の変動信号であり、それにより、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が、前記排他的論理和からなる確率的なパルスの数として得られる、差分絶対値演算器。
【請求項１５】
前記排他的論理和からなる確率的なパルスは、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が小さいほどパルス発生確率が小さい、請求の範囲第１４項に記載の差分絶対値演算器。
【請求項１６】
前記変動信号ＶＣ１，ＶＣ２が、同じ数列を繰り返すようにして発生される、請求の範囲第１４項記載の差分絶対値演算器。
【請求項１７】
請求の範囲第１４項記載の差分絶対値演算器が、１つの前記変動信号発生器に複数並列に接続され、
各々の前記差分絶対値演算器への前記他方の入力信号ＶＳ１及び前記他方の入力信号ＶＳ２として、前記差分絶対値演算器の数に対応する数の要素をそれぞれ有する２つのベクトルの各要素に対応する信号がそれぞれ入力され、それにより、前記２つのベクトルのマンハッタン距離が確率的なパルス数として得られる、マンハッタン距離演算装置。
【請求項１８】
一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器を備えた確率的パルス発生器の駆動方法であって、
前記比較器に、ランダムに変動する変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器から前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスが確率的に出力される、確率的パルス発生器の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、アナログ電圧の大きさに対応した数のパルスを確率的に発生する確率的パルス発生器、これを用いた差分絶対値演算器、及びこれを用いたマンハッタン距離演算装置に関する。
〔技術背景〕
信号にノイズが混入すれば、Ｓ／Ｎ比は悪化し、元の信号を取得することは困難になることはいわゆる信号処理において一般的な常識と考えられている。しかし、自然界において生物はノイズにまみれた信号を極めて低消費パワーで処理して生活を行っている。その重要なメカニズムの１つとして確率共鳴現象という現象が確認されている。確率共鳴現象とは、ノイズを付与した双安定系において、むしろＳ／Ｎ比が改善される場合があるという現象である。
このような現象を工業に応用しようという従来例（以下、第１の従来例という）として、例えば特開２０００−３３５０号公報に記載された「時空間パターン検出方法及び装置ならびに記録媒体」が挙げられる。
第１３図に第１の従来例における検出信号を検出する方法を説明する図を示す。この第１の従来例ではニューラルネットワークという演算手法においてノイズが混入した信号を検出する方法が示されている。
第１３図によれば、まず手順１０１、１０２においてノイズを含まないパターンをニューラルネットに学習させた後、手順１０３でノイズを含む信号をこのニューラルネットに入力してさらに手順１０４で確率共鳴（確率共振）を発生させ、その後、手順１０６でフーリエ変換することにより特徴的な周波数ピークを見つけ、それによりノイズが混入した信号から元信号の周波数を見つけることが開示されている。
しかしながら、上記第１の従来例の検出方法では、そもそもノイズがどういうものであるかの定義が全く開示されておらず、例えばノイズに強い周波数成分が含まれている場合には、最終的な周波数ピーク検出でそれが解析されてしまい、正確な検出ができないという課題があった。
一方、近年のパーソナルコンピュータ（ＰＣ）の普及に見られるように、半導体素子も家庭内での使用も大幅に普及してき、単なる数値演算のみならず、インターネット、メールや画像処理など、個人的な用途での使用分野が増加しつつある。
しかしながら、これほど高速に演算できるようになったＰＣにおいても、全ての演算に対して十分な速度が得られているわけではない。例えば、人の発する声や言語を認識したり、カメラに写った人が誰であるかを認識したりするといった処理は、膨大な量の演算を行う必要があるため、実時間による処理は困難である。
このような認識処理の基本は、記憶されている音声や顔などの情報をベクトル化して参照ベクトルとして記憶しておき、入力情報を同様にベクトル化して入力ベクトルとし、これらの類似を検出し、どれに最も近いかという演算を行うことである。このようなベクトル比較処理は、連想メモリ、ベクトル量子化、動き予測等のパターン認識、及びデータ圧縮等の幅広い情報処理に利用され得る基本的な処理である。
このようなベクトル比較はいずれの用途においても膨大な演算量を必要とし、また従来のＰＣに代表されるノイマン型コンピュータでは、その原理として全てのベクトル比較演算を一旦終了しないと、どれが一番近いかを抽出できず、結果として非常に時間を要してしまう。
このような複数の数値間（数値の組みと数値の組みとの間）の「近さ」を高速に演算する新概念の従来の装置（以下、第２の従来例という）として、例えば、ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．Ｅ８４−Ｃ，Ｎｏ．１２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００，ｐｐ１７２３−１７２９項に記載の”Ａ  ＣＭＯＳ  Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｖｅ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ  Ｕｓｉｎｇ  ＰＷＭ  Ｃｈａｏｔｉｃ  Ｓｉｇｎａｌｓ．”が挙げられる。
第３４図に、上記第２の従来例の距離演算装置の構成を示す。
第３４図の距離演算装置は、デジタルデータの一致／不一致を確率的に演算する装置である。入力データ１０１と記憶データ１０３とが一致する場合（両者とも１または両者とも０の場合）はＸＮＯＲ回路１２０により１が出力される。ＸＮＯＲ回路１２０の出力側にはパルス幅がカオス的に変化するＰＷＭカオス発生器１２１が接続されている。ここでＰＷＭカオスが発生した後、ある時間後にラッチ信号１０５をラッチ回路１２２に入力すると、そのときの入力が保持される。ラッチ回路１２２にはカオス的に幅が変動する信号が入力されているので、ラッチ回路１２２が保持する値がＨｉｇｈとなる動作は確率的動作となる。そしてＨｉｇｈが保持されるとスイッチ１０９がＯＮとなり電流源１０７により電流が供給される。これら電流の総和を検出し、上位抽出回路１１１により比較することで、入力データ１０１の群と記憶データ１０３の群が近いものほど電流が確率的に大きく検出されるので、ベクトル間の近さ（この場合ハミング距離）を確率的に演算することができるのである。なお、上記第２の従来例に用いられるカオスとして、第３５図の写像マップに示されるような、いわゆるロジスティックカオスが用いられる。
しかしながら、上記第２の従来例の距離演算装置は、まず第１にデジタル情報の比較であるために２値の比較しか実行できない。すなわち、このままではハミング距離演算装置としてしか動作しない。よって多ビット情報の比較には、２値比較をビット数の分だけ実行することになり、効率的ではない。
また、そもそも２値情報の比較（距離演算）はＸＮＯＲで完了しているため、その後、カオスを導入して解を確率的にすることは演算のエネルギ効率の観点からも不利であり、距離演算装置としてはデジタルのみの演算に対して、消費エネルギの低減はあまり期待できない。
【発明の開示】
本発明は信号にノイズが含まれている場合に元の信号の周期成分を抽出することが可能な演算装置を提供することを第１の目的としている。
また、本発明は消費エネルギを低減しかつマンハッタン距離を演算可能な演算装置を提供することを第２の目的としている。
本件発明者は、これらの目的を達成すべく検討した結果、まず、確率共鳴を工業応用するためには、従来例でノイズと記述されたランダム信号を制御することが非常に重要であることに思い当たった。そして、これを具現化しかつ上記第１の目的を達成するものとして、パルスの発生を所望の確率に制御することを可能とする確率的パルス発生器を想到した。
そして、この確率パルス発生器を用いると、消費エネルギを低減しかつマンハッタン距離を演算可能な演算装置を提供するという第２の目的を達成できることを見出した。
すなわち、本発明の確率的パルス発生器は、ランダムに変動する変動信号を発生する変動信号発生器と、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器とを備え、前記比較器に前記変動信号発生器から前記変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器が前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスを確率的に出力する。
前記変動信号発生器が前記変動信号としてその大きさが統計的にヒストグラムを有する制御ランダム信号を発生し、前記制御ランダム信号のヒストグラムの分布により前記パルスの統計的なヒストグラムが制御されてもよい。
前記他方の入力信号が少なくとも周期的信号を成分に含んでいてもよい。
前記変動信号発生器は記憶装置を有し、前記制御ランダム信号を、前記記憶装置に記憶された所定のヒストグラムの乱数デジタルデータをデジタル／アナログ変換して発生してもよい。
前記所定のヒストグラムの乱数デジタルデータは、逆変換法または棄却法により得られたものであってもよい。
前記制御ランダム信号は前記他方の入力信号の前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数成分を含み、前記パルス発生器は前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数の周波数帯域を遮断するローパスフィルタを有し、前記比較器から出力されるパルスが前記ローパスフィルタに入力されてもよい。このような構成とすると、周期的信号の検出性をより高めることができる。
前記変動信号発生器が少なくとも無限時間後に均一なヒストグラムを有するランダムな変動信号を発生してもよい。このような構成とすると、パルスの発生確率が他方の入力信号に対し線形となる。
前記変動信号がテント写像のカオスであってもよい。
前記変動信号がベルヌーイ・シフト写像のカオスであってもよい。
前記変動信号が一様乱数であってもよい。
前記比較器がアナログコンパレータであってもよい。
前記比較器がチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータであってもよい。
前記他方の入力信号が前記チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに入力されかつ該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータにて保持され、その後、前記変動信号が該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに連続して入力されてもよい。
また、本発明に係る差分絶対値演算器は、請求の範囲第１項記載の確率的パルス発生器でそれぞれ構成された第１、第２の確率的パルス発生器と、前記第１の確率的パルス発生器からの出力と前記第２の確率的パルス発生器からの出力との排他的論理和を出力する排他的論理和回路とを備え、前記第１の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ１、ＶＣ１でかつ前記第１の確率的パルス発生器からの出力がＶ０１であり、前記第２の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ２、ＶＣ２でかつ前記第２の確率的パルス発生器からの出力がＶ０２であるとき、前記変動信号ＶＣ１と前記変動信号ＶＣ２とが同一の変動信号であり、それにより、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が、前記排他的論理和からなる確率的なパルスの数として得られる。
前記排他的論理和からなる確率的なパルスは、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が小さいほどパルス発生確率が小さくてもよい。
前記変動信号ＶＣ１，ＶＣ２が、同じ数列を繰り返すようにして発生されてもよい。
また、本発明のマンハッタン距離演算装置は、請求の範囲第１４項記載の差分絶対値演算器が、１つの前記変動信号発生器に複数並列に接続され、各々の前記差分絶対値演算器への前記他方の入力信号ＶＳ１及び前記他方の入力信号ＶＳ２として、前記差分絶対値演算器の数に対応する数の要素をそれぞれ有する２つのベクトルの各要素に対応する信号がそれぞれ入力され、それにより、前記２つのベクトルのマンハッタン距離が確率的なパルス数として得られる。このような構成とすると、パルスの発生が確率的であるために発生するマンハッタン距離演算の逆転を防止することができる。
また、本発明の確率的パルス発生器の駆動方法は、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器を備えた確率的パルス発生器の駆動方法であって、前記比較器に、ランダムに変動する変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器から前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスが確率的に出力される。
本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。
【図面の簡単な説明】  第１図は本発明の実施の形態１の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。
第２図は第１図の確率的パルス発生器の比較器の特性を示すグラフである。
第３図は第１図の確率的パルス発生器のエッジ検出器の構成例を示す回路図である。
第４図は第３図のエッジ検出器の動作を示すグラフである。
第５図（ａ），（ｂ）は第１図の確率的パルス発生器の動作を示すグラフである。
第６図は第１図の確率的パルス発生器のパルス発生確率を説明するための模式図である。
第７図は本発明の実施の形態１における制御ランダム信号取得の一例を説明するためのグラフである。
第８図は本発明の実施の形態１における制御ランダム信号発生関数の一例を示すグラフである。
第９図は本発明の実施の形態１における制御ランダム信号発生関数の信号発生状況を示すグラフである。
第１０図（ａ）〜（ｃ）は本発明の実施の形態１における制御ランダム信号の発生回数と発生頻度との相関を示すグラフである。
第１１図は本発明の実施の形態２の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。
第１２図は第１１図の確率的パルス発生器の各部位における信号電圧の波形を示すグラフである。
第１３図は第１の従来例の確率的パルスを用いた演算法の一例を示すフローチャートである。
第１４図は本発明の実施の形態３の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。
第１５図は第１４図の確率的パルス発生器の変動信号発生器の構成を示す回路図である。
第１６図は第１４図の確率的パルス発生器のパルス発生状況を示すグラフである。
第１７図は本発明の実施の形態３における変動信号の特性を示すグラフである。
第１８図は第１４図の確率的パルス発生器のパルス発生確率の計算原理を説明する模式図である。
第１９図は本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器の変動信号の発生原理を示す模式図である。
第２０図（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器のパルス発生確率の計算原理を示す模式図である。
第２１図は本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器のパルス発生確率の厳密解を示すグラフである。
第２２図は本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器の変動信号の発生原理を示す模式図である。
第２３図（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器のパルス発生確率の計算原理を示す模式図である。
第２４図は本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器のパルス発生確率の厳密解を示すグラフである。
第２５図は本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器の構成例を示す回路図である。
第２６図（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器を構成するチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータの動作を説明するための回路図である。
第２７図（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器の動作を説明するための回路図である。
第２８図は本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器の動作例を示す模式図である。
第２９図は本発明の実施の形態７の確率的パルス発生器のパルス発生確率の初期値制御による相違を比較して示すグラフである。
第３０図は本発明の実施の形態８の差分絶対値演算器の構成例を示す回路図である。
第３１図は第３０図の差分絶対値演算器の動作原理を示すグラフである。
第３２図は第３０図の差分絶対値演算器の動作結果を示すグラフである。
第３３図は本発明の実施の形態９のマンハッタン距離演算装置の構成例を示すブロック図である。
第３４図は第２の従来例の距離演算装置の構成を示す模式図である。
第３５図は第２の従来例において確率動作を発生させるロジスティック・カオスを説明する模式図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
第１図は本発明の実施の形態１の確率的パルス発生器の構成の一例を示す回路図である。
第１図において、確率的パルス発生器１は、制御ランダム信号発生器６１と、比較器３と、エッジ検出器７と、カウンタ９とを有している。比較器３のプラス入力端子には、制御ランダム信号発生器６１で発生した制御ランダム信号ＶＣが入力され、マイナス入力端子には検出信号ＶＳが入力されている。比較器３は、制御信号ＶＣの検出信号に対する差分に応じて２値のパルスを出力する。エッジ検出器７は、比較器３から出力されたパルスの立ち上がりを検出して等幅のパルスを出力する。カウンタ９は、エッジ検出器７から出力されたパルスの例えば立ち上がりを検出してその数をカウントする。
次に、各構成要素の構成を詳しく説明する。
第２図は比較器３の入力−出力特性を示すグラフである。比較器３は第２図に示すような入力−出力特性を有しており、プラス端子に入力された電圧（ここでは、制御ランダム信号ＶＣ）がマイナス端子に入力された電圧（ここでは、検出信号ＶＳ）より大きくなると出力電圧Ｖｏｕｔが“Ｈｉｇｈ”のレベル（以下、単にＨｉｇｈという）となり、逆の場合には“Ｌｏｗ”のレベル（以下、単にＬｏｗという）となる。すなわち、比較器３の出力Ｖｏｕｔは２値の電圧信号であり、ＨｉｇｈとＬｏｗとの間で１往復以上変化することにより、パルス状に変化する。本実施の形態ではＨｉｇｈの出力電圧Ｖｏｕｔが１［Ｖ］、Ｌｏｗの出力電圧Ｖｏｕｔが０［Ｖ］に設定されている。
このような比較器３としては、アナログコンパレータと呼ばれる素子を用いることができ、より具体的にはオペアンプを用いたり、またはラッチ回路を用いたりすることができる。
なお、ここでは、上述のように、比較器３のプラス端子に制御ランダム信号ＶＣが入力され、マイナス端子には検出信号ＶＳが入力されているが、これらは逆であっても同様の動作が得られることは言うまでもない。
第３図は第１図のエッジ検出器７の構成例を示す回路図である。
第３図において、エッジ検出器７はＡＮＤ回路１３を有している。ＡＮＤ回路１３には比較器３の出力Ｖｏｕｔと、比較器３の出力Ｖｏｕｔが反転されかつ遅延回路１１で所定時間遅延された反転遅延出力Ｖｏｕｔ２が入力されている。ＡＮＤ回路１３は、この入力された比較器３の出力Ｖｏｕｔと反転遅延出力Ｖｏｕｔ２との論理和演算を実行し、この演算結果を電圧ＶＰとして出力する。
第４図（ａ），（ｂ）は第３図のエッジ検出器７の動作を示す波形図である。
第４図（ａ）において、エッジ検出器７の一方の入力端子には実線で示す比較器３の出力Ｖｏｕｔが入力され、エッジ検出器７の他方の入力端子には点線で示すように、この比較器３の出力Ｖｏｕｔが反転されかつ遅延時間τだけ遅延された反転遅延出力Ｖｏｕｔ２が入力される。ＡＮＤ回路１３は、第４図（ｂ）に示すように、この比較器３の出力Ｖｏｕｔ反転遅延出力Ｖｏｕｔ２との論理和演算を実行し、その演算結果として、比較器３の出力Ｖｏｕｔと反転遅延出力Ｖｏｕｔ２とが一致する場合にＨｉｇとなり、その他の場合にはＬｏｗとなる出力電圧ＶＰを出力する。出力電圧ＶＰにおいては、比較器３の出力Ｖｏｕｔのパルスの立ち上がりにおいてパルスが発生しており（すなわちエッジ（立ち上がり）検出が行われており）、かつ出力電圧ＶＰのパルスは、遅延回路１１の遅延時間τに相当する幅を有することが理解される。このエッジ検出器７を備えることにより、第１図のカウンタ９は安定してパルスの発生数をカウントすることができる。
制御ランダム信号発生器６１は、例えば、ＬＳＩからなる演算器で構成され、例えば、後述する各種の計算を実行することにより制御ランダム信号を発生する。この制御ランダム信号については、後で詳しく説明する。
次に、以上のように構成された確率的パルス発生器１の動作について第５図（ａ），（ｂ）を用いて説明する。
第５図（ａ）は確率的パルス発生器１への入力である制御ランダム信号ＶＣと検出信号ＶＳとの波形を示すグラフである。なお、第５図（ａ）では原理を分かりやすく説明するため検出信号ＶＳが一定電圧の場合を示している。
第１図〜第５図において、比較器３に第５図（ａ）に示すような制御ランダム信号ＶＣ及び検出信号ＶＳが入力されると、第２図示す比較器３の特性により、比較器３は、ランダム制御信号ＶＣが検出信号ＶＳより大きい状態ではＨｉｇｈの電圧Ｖｏｕｔを、逆の状態ではＬｏｗの電圧Ｖｏｕｔを出力する。
この電圧Ｖｏｕｔがエッジ検出器７へ入力されると、第４図に示すように、この電圧ＶｏｕｔがＬｏｗからＨｉｇｈへ立ち上がる際にエッジ検出器７から固定幅τのパルスを有する電圧ＶＰが出力される。この出力された電圧ＶＰのパルス数をカウンタ９がカウントする。
以上のような動作原理により、ある制御ランダム信号ＶＣが入力された時間領域における検出信号ＶＳに応じたパルスがランダムに出力され、このパルスの数が検出信号ＶＳの大きさに従って出力されることとなる。
しかしながら、このようなランダムな制御信号ＶＣで駆動される、確率的な動作の装置を制御することは非常に困難であると思われた。このことは、従来例においてノイズというものを定義できていないことからもその困難さが理解される。
しかし、本件発明者は、以下のような考察により、ランダムな制御信号ＶＣの分布密度を制御することにより、このような確率的な系の全体を統計的に制御できる確率的パルス発生器の駆動法を見出した。
第６図はこのパルス数が制御される原理を説明するグラフである。本実施の形態１の確率パルス発生器１では、制御ランダム信号ＶＣが検出信号ＶＳより小さい状態から大きい状態へ遷移したとき、パルスが発生され、これがカウントされる。第６図は、制御ランダム信号ＶＣを統計的にｆ（ｘ）で表される分布密度に制御した場合について示している。なお、以下では、検出信号ＶＳ及び制御ランダム信号ＶＣの値が０（Ｖ）以上１（Ｖ）以下の場合について説明する。
例えば、パルス発生原理の一例として第６図の場合を説明すると、検出信号ＶＳの値が横軸（Ｘ軸）に「ＶＳ」で示される値を取る場合、パルスが出力される確率は、第６図中のＡの領域に制御ランダム信号ＶＣの値が存在して、その次にＢの領域に制御ランダム信号ＶＣの値が変化した時だけであるので、その確率Ｐは次の式で計算できる。ここで、Ａの領域の面積をＳＡ、Ｂの領域の面積をＳＢとすると、
2004077669.tif 000003
以下、この式を式（１）と呼ぶ。なお、
2004077669.tif 000004
である。以下、この式を式（２）と呼ぶ。従って、
2004077669.tif 000005
となる。以下、この式を式（３）と呼ぶ。この式（３）へ
2004077669.tif 000006
の式（４）を計算し代入すれば、パルス発生確率を検出信号ＶＳの関数として知ることができるのである。
次に、統計的なパルス発生確率（分布密度）を既知とできる制御ランダム信号列の作成方法の一例について説明する。
一般的に、いわゆるプログラム言語において乱数を発生すると、統計的には大きさの分布密度は均一になる乱数が発生する。この一様乱数を用いて、第６図のような連続で積分関数が計算可能な関数の分布密度の乱数を発生するには、逆変換法という手法で計算を実行することができる。
逆変化法とは、まず区間［０，１］の一様乱数を発生させることによって任意の面積Ｓ（ｘ）を求め、下記のようにその任意の面積と同じ面積になるようにａから積分してｘを求めるというものである。
式で書くと、一様乱数をＲとすると
2004077669.tif 000007
となる。以下、この式を式（５）と呼ぶ。この式（５）をｘについて解けば、任意の形の乱数が形成できることとなる。
以下、例えば、第７図のようなｘ＝０．５で０となり、ｘ＝０と１で最大の値を示すような２次関数の分布関数を得る場合について説明する。
まず、ヒストグラムの積分値が１であることから２次関数の式は次の式（６）に一意的に決定される。
2004077669.tif 000008
これを式（５）へ代入すると、
2004077669.tif 000009
となる。以下、この式を式（７）と呼ぶ。ここで、Ｘｍｉｎ＝０とすると
2004077669.tif 000010
となる。以下、この式を式（８）と呼ぶ。これを逆に解くと
2004077669.tif 000011
となる。以下、この式を式（９）と呼ぶ。
第８図に式（９）の関数を示す。また、この関数に順次一様乱数を投入したときの値の変化を第９図に示す。第９図によれば、この値はランダムな変動を示すことが分かる。
第１０図（ａ），（ｂ），（ｃ）には第９図のランダムな変動を統計的に解釈する、発生値の発生密度を示す。なお、第１０図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、投入した一様乱数Ｒの回数が、それぞれ、１００回、１０００回、１００００回の場合を示している。
第１０図（ａ），（ｂ），（ｃ）から、投入回数が増えるほど、式（３）で示す２次関数へ漸近していく様子が観察され、式（６）が目的の分布密度を発生していることが理解される。
このように、目的とする分布密度のヒストグラムの乱数について、分布密度が積分可能な関数であれば、これを得ることが可能なことを示した。一方で、積分関数が既知でない関数に対しては数値計算によってこの分布関数を求めることはそれほど難しいことではないので割愛するが、同様の演算を数値計算上で実行すればよく、このような手法としては例えば棄却法がその一手法である。棄却法は、不連続関数などに対し、数値計算上で上記の条件を満たす数字をランダムに取得し、条件が満たされるまでランダムな数字を発生させる方法である。
以上のように、発生するノイズのヒストグラム（密度分布）を制御することが可能であることを示した。また、ノイズの密度分布が既知であれば、検出信号ＶＳの大きさに応じ、どのような確率でパルス発生確率が変化するかも知ることが可能であることを示した。
このように、制御ランダム信号ＶＣの密度分布を変化させることで、検出信号ＶＳの大きさに対するパルスの発生確率を制御することが可能となるのである。
この原理により、検出信号ＶＳに比例したパルス発生確率を得るだけでなく、ある検出信号ＶＳより下で急速にパルス発生確率が低下するように制御することや、また、ある範囲の検出信号ＶＳのパルス発生確率を高くするなど、自由な制御が可能となる。
特に、これらの処理の後は、発生されたパルスをカウントするだけであるため、ＬＳＩ上では並列演算とすることも容易である。
なお、ここまでで説明した制御ランダム信号は、必ずしもＬＳＩ上で計算したものを確率的パルス発生器へ入力する必要はないことは言うまでもない。
すなわち、上記の手順で計算した数列をメモリに格納しておいて、これをデジタル・アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）して入力してもよい。第１０図（ａ），（ｂ），（ｃ）から明らかなように、制御ランダム信号ＶＣは１万点ぐらいから安定なヒストグラムを示すことから、例えば１０万点の制御ランダムデータを記憶していれば良い。倍制度実数を１０万個記憶するとしても、８Ｂｙｔｅ×１０万＝８００ｋＢｙｔｅ程度であり、近年の不揮発メモリでも容易に記憶できる容量で、制御された所望のランダム性を発現することができる。
なお、本実施の形態１では、比較器の一方に検出信号ＶＳを入力する例を示したが、この検出信号ＶＳが既にノイズ成分を有していても、そのノイズのプロファイルが既知であれば、同様にパルス発生確率を制御できることは言うまでもない。また、制御ランダム信号ＶＣをこのノイズプロファイルに合わせて最適な分布関数とすることで、そのパルス発生確率を最適化できることも同様である。
また、本実施の形態１では説明を簡単にするため、検出信号ＶＳが一定（ＤＣ）の場合について説明したが、これが周期信号など変動する信号であっても同様に各時間での信号値に対して確率的にパルスが出力されることは言うまでも無い。この場合、出力されるパルスを例えばフーリエ変換することで、ある特徴的な周波数が確認されることとなる。
以上に説明したように、本発明の確率的パルス発生器は、比較器３の一方に微弱な信号（検出信号ＶＳ）を、他方に分布密度を制御した制御ランダム信号ＶＣを投入することで、検出信号ＶＳの大きさに対応した確率パルスの発生頻度を制御することができる。
特に、本確率的パルス発生器によれば、ランダム信号を制御できるため、検出信号に既にノイズが含まれている場合でも、そのノイズの分布密度をキャンセルするプロファイルのランダム信号に設定することで、効率良く、元の検出信号の周期成分を抽出することができる。
（実施の形態２）
第１１図は、本発明の実施の形態２の確率的パルス発生器５１の構成を示す回路図である。なお第１１図において第１図と同一要素には同一符号を付してその説明を省略する。
第１１図において、本実施の形態の確率的パルス発生器５１では、比較器３の出力がローパスフィルタ５３に入力され、ローパスフィルタ５３の出力が信号解析装置５５に入力されている。ローパスフィルタ５３は、ある周波数より低い周波数のみを通過させる機能を有する。信号解析装置５５は、ローパスフィルタ５３から出力される信号を解析する装置であり、例えばフーリエ変換などの周波数解析を実行する。
以下、第１１図の構成の実施の形態２の確率的パルス発生器について、その動作を説明する。
本実施の形態２の確率的パルス発生器は、実施の形態１の確率的パルス発生器と異なり、比較器３からの出力を、さらにローパスフィルタ５３に入力することを特徴とする。なお、以下の説明では、比較器３の出力をＶＰと記載し、この出力ＶＰがローパスフィルタ５３を通過した後の電圧をＶＬと記載する。
第１２図（ａ）〜（ｅ）は、制御ランダム信号として分布密度が均一な乱数を入力した場合における第１１図の確率的パルス発生器の各部位の電圧を示すグラフである。
第１２図（ａ）は検出信号ＶＳの波形を示しており、ここでは１ｋＨｚの正弦波である。第１２図（ｂ）は制御ランダム信号ＶＣの波形を示しており、図示しないが振幅のヒストグラムは均一であるように制御されている。第１２図（ｃ）は比較器３の出力電圧ＶＰの波形を示している。この出力電圧ＶＰは、正弦波である検出信号ＶＳと制御ランダム信号ＶＣとの比較により、図に示すような非常に短い時間幅のパルスを発生している。
実施の形態１では検出信号が一定である場合について説明したが、第１２図（ｃ）に示すように、検出信号ＶＳの値が大小に変化するとパルスの発生頻度がそれに応じて変化していることが理解される。
第１２図（ｄ），（ｅ）は、このパルス出力をローパスフィルタ５３でフィルタリングした電圧ＶＬの波形を示している。第１２図（ｄ）は１０ｋＨｚ以下の信号を通過させた場合、第１２図（ｅ）は２ｋＨｚ以下の信号を通過させた場合について示している。なお、信号取得の都合上、第１２図（ｂ）〜（ｅ）は同時に取得したものではないので、若干の傾向差が存在している。
特に第１２図（ｅ）から理解されるように、元の検出信号において特徴的な周波数より高くかつなるべく近い周波数以上の周波数を遮断することで、元の微弱な信号の特徴に非常に近い出力波形を得ることができる。
特にこの波形を信号解析器５５で例えばフーリエ変換などで周波数解析すれば、検出信号周波数の特徴的な周波数である１ｋＨｚが非常に明瞭に観察できるのである。
なお、本実施の形態２では、実施の形態１と異なり比較器３の後にエッジ検出器７を挿入しなかったが、これを入れても同様に機能することは言うまでもない。但し第１２図（ｃ）に示すように、検出信号ＶＳの周波数に対して非常に高速に制御ランダム信号ＶＣを変化させることで、短時間のパルスが多数発生することになるが、これらはいずれもローパスフィルタで鈍らせられるため、この場合、エッジ検出器７は実施の形態１のように正確にカウントするといった有用な機能はあまり得られない。
以上に説明したように、本実施の形態２の確率的パルス発生器は、比較器３により出力されたパルス出力を検出信号周波数において特徴的な周波数より上以上を遮断することで、元の検出信号の特徴的な波形を得ることを実現し、その解析を容易にする確率的パルス発生器を提供するものである。
特に制御ランダム信号ＶＣの密度分布を制御することで、パルスの発生確率を統計的に制御できることを見出し、また制御ランダム信号ＶＣの密度分布からパルス発生確率を計算可能であり、且つ制御ランダム信号ＶＣの所望の密度分布を得ることが可能であることも示した。
このような原理に従い、実施の形態１の確率的パルス発生器において、特定の密度分布の制御ランダム信号ＶＣにより、検出信号ＶＳの検出状況（パルス発生確率）を制御することが可能な確率的パルス発生器とその駆動法を提供することが可能となった。このように制御ランダム信号ＶＣを用いることで、検出信号ＶＳがさらにノイズ成分を含んでいても、そのプロファイルを相殺する制御ランダム信号ＶＣを適用することで検出信号内の信号成分を効率的に抽出できる。
また、実施の形態２の確率的パルス発生器は、比較器３からの出力をローパスフィルタ５３へ通すことで、パルスが鈍った信号となり、検出信号の特徴的な周波数成分がより検出しやすくなる。
（実施の形態３）
第１４図は本発明の実施の形態３の確率的パルス発生器の構成の一例を示す回路図である。第１４図において、確率的パルス発生器１は、実施の形態１の制御ランダム信号の一種である変動信号を発生する変動信号発生器７１と、変動信号発生器７１から出力される変動信号ＳＳ及び検出信号（以下では入力信号という）ＳＣを所定の式によりそれぞれ電圧信号からなる変動電圧ＶＣ及び入力電圧ＶＳに変換して出力する電圧変換器５ａ，５ｂと、電圧変換器５ａ，５ｂから出力される電圧信号を比較してパルス波形の電圧ＶＰを出力する比較器３とを有している。本実施形態では、さらに、比較器３の出力ＶＰのパルス波形の立ち上がりを検出し等幅のパルスＶＰを出力するエッジ検出器７と、エッジ検出器７から出力されるパルスＶＰのたとえば立ち上がりを検出してこれの数をカウントするカウンタ９とを有している。
確率的パルス発生器１は基本的に比較器３からなるが、後述する理由により電圧変換器５ａ，５ｂが設けられている。
比較器３、エッジ検出器７、及びカウンタ９は、実施の形態１のものと同様に構成され同様に動作するので、その説明を省略する。
変動信号発生器７１は、実施の形態１の制御ランダム信号発生器６１の一種であり、第１５図に示すように、入力される変量ＸｎをＸｎ＋１＝ｆ（Ｘｎ）の関数で表される所定の演算式について演算し、それにより得られたＸｎ＋１を出力する演算器２０１と、演算器２０１から出力されるＸｎ＋１を所定時間遅延させて、演算器２０１に入力する遅延回路２０２とを有している。これにより、演算器２０１から逐次されるＸｎ＋１が、変動信号ＳＣとして外部に出力される。この変動信号ＳＣにつては後で詳しく説明する。
なお、本実施の形態の確率的パルス発生器１においては、比較器３のプラス端子に変動信号ＳＣまたはこれを電圧変換器５ａにより変換した変動電圧ＶＣが入力され、マイナス端子に確率的なパルスとして表す対象である入力信号ＳＳまたはこれを電圧変換器５ｂにより変換した入力電圧ＶＳが入力されるが、これらは逆であっても同様の動作をすることは言うまでもない。
以下、第１４図の構成の確率的パルス発生器１の動作について説明する。
第１４図において、比較器３に変動電圧ＶＣ及び入力電圧ＶＳが入力されると、この変動電圧ＶＣが入力された時間領域における入力電圧ＶＳに応じたパルスがランダムに出力され、このパルスの数が入力電圧ＶＳの大きさに従って出力される点は、実施の形態１と同様である。
次に、カウンタ９でカウントされるパルス数が入力電圧ＶＳの電圧の大きさを確率的に表していることについて説明する。
第１６図は、入力電圧ＶＳを横軸の値（０〜１［Ｖ］）に固定した際に、変動電圧ＶＣを１０００回変動させたときに発生するパルスの数をプロットして示している。なお、変動電圧ＶＳＣは一様乱数に従うものとし、その変動範囲は同様に０〜１［Ｖ］の範囲とした。
第１６図に示すように、上に凸の２次関数状にパルスの発生数が変化する特性が得られている。ここで、第１４図の電圧変換器５ｂで入力信号ＳＳを入力電圧ＶＳに変換する際に、例えば次の式（１０）で変換を実行する。
ＶＳ＝０．４×（ＳＳ−ＳＳｍｉｎ）／（ＳＳｍａｘ−ＳＳｍｉｎ）・・・（１０）
なお、ＳＳｍａｘ、ＳＳｍｉｎはそれぞれ入力信号ＳＳの最大値と最小値である。
変動電圧ＶＣは例えば、０〜１の範囲の一様乱数を倍率１で電圧に変換する。
すると、入力電圧ＶＳは０〜０．４［Ｖ］の電圧となるため、元の入力信号ＳＳが大きいほど第１６図に示すように多くのパルスがカウントされる。
すなわち、本発明の確率的パルス発生器の、入力信号ＳＳの大きさをパルス数に変換するという機能を以上の動作により得ることができるのである。なお、このパルスカウント数は第５図（実施の形態１）からも理解されるように変動信号の変動数が小さいほど確率的であり、取得までの時間は短くできるが、誤差は大きい。一方で変動数を大きくすると、誤差は小さくなる。
次に本実施の形態３の場合の、入力電圧ＶＳに対するパルスの発生確率について考察する。
まず、第１７図には本実施の形態３の場合の一様乱数の発生回数のヒストグラムを示している。第１７図に示すように比較的フラットであり、一様な分布の乱数である。
ここで、本発明の確率的パルス発生器のパルス発生条件を再度、第１８図により考えてみる。
上述のように（今の構成条件では）ＶＣがＶＳより小さく、次のＶＣがＶＳより大きくなるときにパルスが発生するので、ある時のＶＣをＶＣ（ｔ）とし、次のＶＣをＶＣ（ｔ＋１）とすると、写像空間では第１８図でハッチンングを施した部分が、パルスが発生する確率を表わす。
ここで、ＶＣは一様乱数であることから０〜１の範囲である数が発生する確率は一様である。よってＶＣ（ｔ）が０〜ＶＳの範囲にある確率はＶＳとなる。次にＶＣ（ｔ＋１）がＶＳ〜１の範囲にある確率は（１−ＶＳ）となるので、結果的に本実施の形態１の確率的パルス発生器のパルス発生確率Ｐは次の式（１１）で与えられる。
Ｐ＝ＶＳ（１−ＶＳ）・・・（１１）
上式のように、本実施の形態３の確率的パルス発生器は、ＶＳの２次関数となり、第１６図のパルス発生は、１０００回のＶＣ投入により、式（１１）に示す２次関数に漸近していることが理解される。
以上に説明したように、本実施の形態の確率的パルス発生器１は、簡便な回路構成でありながら、変動電圧と入力電圧をそれぞれ最適な電圧値とし、これらを比較器へ入力することでパルスを発生させ、その数をカウントすることで入力電圧の大きさを確率的パルス数として得ることができる。
そして、この確率的パルス発生器１は、このような機能によりアナログ信号をデジタル値に変換することなく、直接的に確率的なパルス数としてその大小を表現できる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器は、変動信号を実施の形態３の確率的パルス発生器とは異なる特性に制御し、それにより新たな機能を得るものである。以下、この点について説明する。
本実施の形態４の確率的パルス発生器は、変動信号として、テント写像のカオスを用いることを特徴とする。すなわち、第１５図の変動信号発生器７１の演算器２０１が、次に述べるテント写像の演算を実行してテント写像のカオスからなる変動信号ＳＳを出力する。
まず、第１９図によりテント写像のカオスについて説明する。
第１９図において初期値Ｘ１をまず任意に選択すると図の直線に従って、次の式（１２）および式（１３）で次の値を決定する。（写像）
Ｘ２＝２Ｘ１  （Ｘ１≦０．５）・・・（１２）
Ｘ２＝２（１−Ｘ１）  （Ｘ１＞０．５）・・・（１３）
次に、得られたＸ２の値により同様に式（１２）、（１３）によりＸ３を求める。以上の単純な写像演算で得られるのがテント写像のカオスである。しかしながらこうして得られた数列は長期的に非常に複雑な振る舞いを示すようになることが知られている。
このテント写像カオスを変動信号ＳＳとしたときのパルスの発生確率を、第２０図を用いて検討する。
なお、テント写像カオスは実施の形態３の一様乱数と同様に、ヒストグラムが一定となることが数学的に解かれていることから、以下のような解析が成立する。
先に実施の形態１で述べた理由と同様の理由から、第２０図（ａ）、（ｂ）においてそれぞれハッチングで示した領域がパルス発生確率を示すことになる。
ここで実施の形態３と異なる点は、ここでは写像により次の値が決まるため、第２０図においてハッチングで示した面積がパルス発生確率を表わすことにならず、第２０図において太線で示した領域のみがパルスを発生しうることとなる点である。すなわち矢印で示した幅Ｐがパルス発生確率を示す。
第２０図に示すように、ＶＳが２／３以上か以下かで幅Ｐの計算法が異なり、
Ｐ＝ＶＳ／２（ＶＳ≦２／３）・・・（１４）
Ｐ＝１−ＶＳ（ＶＳ≧２／３）・・・（１５）
となる。この式（１４）、（１５）によるパルス発生器確率の計算結果を第２１図に示す。
ここで、例えば、実施の形態３のようにＶＳの範囲を０〜２／３（Ｖ）（図のＡ領域）となるように第１４図の電圧変換器５ａを制御すると、本実施の形態４の確率的パルス発生器１は入力信号ＳＳの値に対して、厳密解としては線形なパルス発生を得ることができ、パルス発生確率は０％から３３％の間となることが理解される。
以上のことから、本実施の形態４の確率的パルス発生器は、厳密解として（変動信号を非常に多く変動させると）入力信号ＳＳに対して線形なパルス数を得ることができる。
すなわち入力信号のアナログ値をパルス確率として線形に得ることができる。これにより、異なる入力信号に対するパルス確率の差分絶対値についても、パルス数の差として単純に計算することが可能となる。
なお、本実施の形態４では第２１図において領域Ａを用いる場合について説明したが、領域Ｂでも同様の効果を得られることは言うまでもない。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器は、実施の形態４の確率的パルス発生器と異なり、変動信号として「ベルヌーイ・シフト」と呼ばれる数列を用いることを特徴とする。すなわち、第１５図の変動信号発生器７１の演算器２０１が「ベルヌーイ・シフト」と呼ばれる数列を用いた演算を実行することにより、変動信号ＳＳを出力する。
次に、第２２図によりベルヌーイ・シフト写像について説明する。
第２２図において、初期値Ｘ１をまず任意に選択すると図の直線に従って、次の式（１６）および式（１７）式で次の値を決定する（写像）。
Ｘ２＝２Ｘ１  （Ｘ１≦０．５）・・・（１６）
Ｘ２＝２Ｘ１−１  （Ｘ１≧０．５）・・・（１７）
次に、得られたＸ２の値により、同様に式（１６）、（１７）によりＸ３を求める。以上の単純な写像を繰り返すのは実施の形態４と同様であり、またベルヌーイ・シフト写像も均一なヒストグラムの数列を発生する。
以上のことから、実施の形態４と同様に第２３図（ａ），（ｂ）に示すように、本実施の形態５の確率的パルス発生器のパルス発生確率を得ることができる。パルス発生確率は第２３図（ａ），（ｂ）の太線の写像上の領域であり、
Ｐ＝ＶＳ／２  （ＶＳ≦０．５）・・・（１８）
Ｐ＝（１−ＶＳ）／２  （ＶＳ≧０．５）・・・（１９）
式（１８）、（１９）によりパルス発生確率を計算した結果を、第２４図に示す。本実施の形態５の場合は、ＶＳ＝０．５に頂点を持ち、実施の形態４と同様に線形なパルス発生確率特性が得られる。
すなわち、例えば入力号電圧信号ＶＳの範囲が０〜０．５（図のＣ領域）となるように第１４図の電圧変換器５ａを制御すると、本実施の形態５の確率的パルス発生器は入力信号ＳＳの値に対して厳密解として線形なパルス発生を得ることができ、パルス発生確率は０％から２５％の間となることが理解される。
すなわち、本実施の形態５の確率的パルス発生器によっても、入力信号のアナログ値をパルス確率として線形に得ることができる。
なお、第２４図において領域Ｄを用いる場合でも同様であることは言うまでもない。
また、これまで実施の形態３〜５において、変動信号として一様変数、テント写像、ベルヌーイ・シフト写像を用いる場合のパルス発生について説明したが、これらの説明から理解されるように、変動信号は必ずしも計算を実行して得たものである必要はなく、例えば雑音信号を増幅したものであっても同様の動作が得られることはいうまでもない。特に雑音信号についてはヒストグラムが既知である方が好ましく、さらにはヒストグラム形状が安定であるものが、信号電圧への電圧変換の際の計算を決定しやすいと言う点で好ましい。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器は、比較器としてチョッパ型コンパレータを用いている点に特徴を有する。
チョッパ型コンパレータ（以下ＣＣという）はアナログ−デジタル変換などに用いられる回路であり、トランジスタの閾値のばらつきをキャンセルできる動作を実行できることから、特にＣＭＯＳにおいて非常に有用な回路である。このＣＣを用いて確率的パルス発生器を構成及び駆動できることは、シリコン半導体への導入を考慮すれば非常に産業的に効果の大きなものである。
第２５図は実施の形態６の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。なお、第２５図において、第１４図と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。第２５図において、本実施の形態６の確率的パルス発生器２０では、比較器２１が、キャパシタ、インバータ、スイッチ（例えばＭＯＳトランジスタ）からなるＣＣで構成されている。そして、比較器２１にそれぞれスイッチ２３ａ，２３ｂを介して、電圧変換器５ａ，５ｂからの変動電圧ＶＣ、入力電圧ＶＳが入力されている。スイッチ２３ａ，２３ｂは、例えばＭＯＳトランジスタで構成されている。
第２６図（ａ），（ｂ）は、ＣＣの動作を示す図である。ＣＣは、第２６図（ａ）に示すように、スイッチＳＷを短絡した状態で電圧Ｖ１を印加し、次いで、第２６図（ｂ）に示すように、この状態でスイッチＳＷをＯＦＦし、その後、電圧Ｖ２を印加すると、Ｖ２がＶ１より大きい場合にはインバータが反転し、ＶｏｕｔがＬｏｗとなる。一方、Ｖ２がＶ１より小さい場合にはＶｏｕｔはＨｉｇｈとなる。このように比較する電圧を、スイッチＳＷをＯｎ／Ｏｆｆしながら順次比較しようとする電圧を入力することでその大小を比較できる。
なお、この例の場合、Ｖｏｕｔは、まずＨｉｇｈになり、次いでＬｏｗに反転するが、これは本質ではなく、例えば、さらに出力にインバータを設ければＨｉｇｈとＬｏｗとを逆にすることもできる。
第２７図は本実施の形態６の確率的パルス発生器の動作を説明する図である。
第２７図（ａ）に示すように、確率的パルス発生器２０では、まずスイッチ２３ａがＯｆｆされるとともにスイッチ２３ｂがＯｎされ、ＣＣからなる比較器２１のスイッチＳＷもＯｎされる。すると、入力信号ＳＳが電圧変換器５ｂにより、実施の形態３、４、５で説明した数式により入力電圧ＶＳに変換され、スイッチ２３ｂを経由して比較器２１へ印加される。その後、比較器２１のスイッチＳＷがＯｆｆされ、それによりＶＳがＣＣに書き込まれる。
次に、第２７図（ｂ）に示すように、スイッチ２３ｂがＯｆｆされるとともにスイッチ２３ａがＯｎされ、それにより、変動信号Ｓｃが実施の形態３〜５で説明した手順により変動電圧ＶＣに変換され、スイッチ２３ａを経由して比較器２１に印加される。すると、比較器２１は実施の形態３と同様にＨｉｇｈ／Ｌｏｗ信号Ｖｏｕｔを出力し、これをエッジ検出回路７が等幅パルスＶＰへ変換し、このパルスをカウンタ９がカウントする。
第２８図は本実施の形態６の確率的パルス発生器の動作状況を示すグラフである。第２８図は横軸が時間、縦軸が１［Ｖ／ｄｉｖ］の電圧を示しており、グラフは下から順に入力電圧ＶＳ、変動電圧ＶＣ、比較器出力Ｖｏｕｔを示している。
また、最初の１０〜３０［ｎｓｅｃ］間に比較器２１のスイッチＳｗを開閉し、０．５［Ｖ］の信号電圧ＶＳを書き込んでいる。その後５０［ｎｓｅｃ］から変動電圧ＶＣを順次印加している。
なお、この例ではテント写像カオスの数列に従った電圧を印加している。
本実施の形態６ではＣＣの出力のＨｉｇｈ／Ｌｏｗを反転しているので、出力Ｖｏｕｔは最初に書き込んだＶＳの値よりＶＣが小さくなるとＨｉｇｈになる。第２８図においてもＶＣが０．５［Ｖ］より高い状態から低い状態へ低下すると出力ＶｏｕｔがＨｉｇｈへ切り替わっている。ここでは割愛するが、この後、実施の形態３に示したエッジ検出を行えば、ＶｏｕｔがＨｉｇｈになったときのエッジを検出することができ、パルス数としてＶＳの値を得ることができる。
本実施の形態６の確率的パルス発生器においては、特に第２７図（ｂ）の状態で変動信号ＳＣの値を順次変更するだけで連続して比較器２１による比較動作が実行できるため、非常に簡便な駆動法で入力信号ＳＳの値を確率パルス数へと変換することができる。すなわち変動信号ＳＣを例えば実施の形態４のテント写像カオスとすれば、カウンタ９のカウント数は、変動信号ＳＳの大きさを線形的に確率パルスとして表わすこととなる。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７の確率的パルス発生器は、変動電圧ＶＣの与え方が実施の形態３〜６と異なる。
実施の形態３〜６の確率的パルス発生器では、変動電圧ＶＣは、一様乱数や写像数列として、特にその値については言及しなかった。
本実施の形態７の確率的パルス発生器は、変動電圧ＶＣとして、毎回同じ数列を印加することを特徴とする。
このような数列は、一様乱数を発生させたものを記憶装置に保持しておいて、毎回これを最初から順に用いることでも得ることができるし、またテント写像やベルヌーイ・シフトのような写像を用いる場合であれば、初期値を固定すれば、少なくともデジタル演算であれば、演算エラーがなければ毎回同一の数列を得ることができる。本実施の形態７では、第１４図の変動信号発生器７１が、このような動作を行うよう構成されている。
第２９図は、このように毎回同じ数列を用いる場合と、完全にランダムとした場合について、実施の形態４のテント写像の場合におけるパルス発生確率を示している。
横軸は信号電圧ＶＳを示し、縦軸はパルス発生確率Ｐを示す。このグラフは一例としてＶＳを０．８から少しずつ大きくしながら、それぞれのＶＳに対して変動電圧ＶＣを１００回変動させ、パルスが発生した確率を示している。
本実施の形態７の確率的パルス発生器は、テント写像の変動電圧を用いており、確率的パルス発生器は実施の形態４より、例えばＶＳ＝１で最大の１／３となるように動作している。しかし、パルス発生確率Ｐはあくまで確率的であるため、第２９図に示すように、完全にランダムな変動信号に対しては、若干のぶれが見られる。すなわち、Ｐが最も大きいときにＶＳが最大であるとは限らない。
しかし、ここで本件発明者は、変動信号を同一の数列として、毎回各ＶＳに対してＰを得たところ、第２９図に示すように階段状にＰが変化し、少なくともＰが最大の時のＶＳの中に最大のＶＳが含まれるようにＰが発生する特性を示すことを突き止めた。
これは、毎回同じ数列を用いることにより、毎回同じ群のＶＣとＶＳの大小を比較することになるため、ＶＳが大きくなったときに発生するパルスの確率は少なくとも小さくなることはなくなるためである。
以上のように、本実施の形態の確率的パルス発生器によれば、変動信号を毎回同一にするかしないかという簡単な制御だけで、大幅に確率的パルス発生器の動作を変更することができるものである。
特に写像系数列については、初期値を固定するかしないかというだけで、これだけの大幅な動作の制御を実行できることとなる。
完全なランダムな制御信号の場合、パルス発生確率Ｐはまさに確率的に比較的大きいＶＳの群の中からランダムに抽出されるような動作をする。このようなランダムな動作は後述するベクトルマッチングにおけるマンハッタン距離演算に適用すれば、近いものの中から毎回ランダムにあるベクトルが抽出されることとなる。このような動作は、人間を相手にするような、「飽き」を生じさせない動作を機器に持たせるときに有用である。
また一方の同一数列変動信号を与える場合には、非常に多くの変数とある数字の近さを知りたいとき、少なくとも確実に正解の変数を残して変数群から近いものを抽出させるような、正確な演算が要求されるときには非常に有用な動作手法である。
（実施の形態８）
第３０図は本発明の実施の形態８の差分絶対値演算器の構成を示す回路図である。
第３０図において符号３０は差分絶対値演算器を示す。符号３１ａ，３１ｂは実施の形態３〜７で説明した確率的パルス発生器をそれぞれ示す。確率的パルス発生器３１ａは、変動信号発生器７１と比較器３２ａと電圧変換器３３ａ、３３ｂとを具備し、また確率的パルス発生器３１ｂは変動信号発生器７１と比較器３２ｂと電圧変換器３３ｃ、３３ｄとを具備している点は実施の形態３と同様である。但し、２つの確率的パルス発生器３１ａ，３１ｂが１つの変動信号発生器７１を共有している。また、比較器３２ａ，３２ｂの出力はそれぞれＶｏｕｔ１（Ｖ０１），Ｖｏｕｔ２（Ｖ０２）であり、これらはそれぞれエッジ検出回路３５ａ，３５ｂへ入力されている。これらエッジ検出回路３５ａ，３５ｂの出力ＶＰ１，ＶＰ２はそれぞれＸＯＲ（排他的論理和）演算回路３６へ入力され、ＸＯＲ回路３６の出力はカウンタ３７へ接続されている。
本実施の形態６の差分絶対値演算器は、２つの入力信号（ＳＳ１、ＳＳ２）が存在し、これらの値の差分絶対値に対応した確率的パルスを発生する動作を提供するものである。
なお、第３０図に示すように、一方の入力信号ＳＳ１は確率的パルス発生器３１ａへ、他方の入力信号ＳＳ２は確率的パルス発生器３２ｂへ入力されている。一方、変動信号ＳＣは、同一のものが確率的パルス発生器３２ａ，３２ｂへそれぞれ入力されている。
以上のように構成された差分絶対値演算器の動作を第３１図により説明する。
第３１図は２つの入力信号ＳＳ１，ＳＳ２に対して同一の変動信号ＳＣを与えたときの、エッジ検出回路３５ａ，３５ｂのぞれぞれの出力と、これらが入力されたＸＯＲの出力を示すグラフである。
なお、本実施の形態８においては、例えば実施の形態４の確率的パルス発生器を用いた場合について説明する。
確率的パルス発生器３１ａ，３１ｂは，それぞれ、実施の形態４に従い、変動電圧ＶＣを変化させるたびに入力電圧ＶＳ１，ＶＳ２のそれぞれの大きさに対応した確率で、第３１図に示すように、それぞれパルスＶＰ１，ＶＰ２を発生する。
ここで、２つの確率的パルス発生器３１ａ，３１ｂには同一の変動電圧ＶＣが入力されているため、図に示すように、入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２との値が似通っていると、同時にパルスを発生する場合が多くなる。すると、ＸＯＲ演算後にはＬｏｗが出力される場合が多くなる。
その一方、いずれか（ここでは確率的パルス発生器３１ｂの方）の確率的パルス発生器のみがパルスを発生した場合には、ＸＯＲ演算後にパルスが出力されることとなる。
すなわち、入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２との値が近いほど、同様にパルスＶＰ１，ＶＰ２が発生し、ＸＯＲ後はパルスが出力されにくくなる。一方、入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２との値が遠くなると、パルスＶＰ１かパルスＶＰ２のいずれかのパルスが発生する確率が高まるため、ＸＯＲ後のパルスが出力されやすくなる。
以上のことから、第３０図の差分絶対値演算器３０は、入力電圧ＳＳ１と入力電圧ＳＳ２の値が近いほどパルスが出力されにくい、すなわちＳＳ１−ＳＳ２の差分絶対値に対応したパルスを確率的に出力する動作をすることが理解される。
第３２図は本実施の形態８の差分絶対値演算器の動作結果を示すグラフである。
第３２図の横軸はランダムに発生した２つの入力信号の差分絶対値であり、縦軸は変動信号を１０００回変動させたとき（完全ランダム）に発生したパルスの発生数を示している。
非常に良好な線形性で差分絶対値を確率的なパルス数として表現できている。
以上に説明したように、本実施の形態８の差分絶対値演算器３０は、２つの確率的パルス発生器に２つの入力信号を印加し、一方の変動信号は２つの確率的パルス発生器に同一のものを投入し、それぞれの出力をＸＯＲ演算することで、差分絶対値に対応したパルスを確率的に得ることができるものである。
なお、実施の形態７のように変動信号の数列を同一にすることで、同様に差分絶対値に対してパルス発生確率を階段状に変化させることができることは言うまでもない。
（実施の形態９）
本発明の実施の形態９は、マンハッタン距離演算装置を例示するものである。
第３３図は本実施の形態９のマンハッタン距離演算装置の構成を示す回路図である。
第３３図において、マンハッタン距離演算装置４１は、ｎ個の差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）を有している。差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）には、共通の変動信号発生器５０から変動信号ＳＣがそれぞれ入力されている。また、差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）には、２つのベクトル４６，４８の要素にそれぞれ対応する入力信号ＳＳ１（１）〜ＳＳ１（ｎ），Ｓ２（１）〜ＳＳ２（ｎ）が入力されている。そして、差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）の出力端子は、一端がカウンタ５２に接続された共通の配線５２ａに接続されている。配線５２ａには、隣接する差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）の出力端子と配線５２ａとの接続部分同士の間に位置するように遅延回路４５（１）〜４５（ｎ−１）が配設されている。
一方のベクトル４６はｎ個の要素を有し、この要素の数に対応したｎ個の値（信号）４７（１）〜４７（ｎ）からなる。他方のベクトル４８はｎ個の要素を有し、この構成要素の数に対応したｎ個の値（信号）４９（１）〜４９（ｎ）からなる。
遅延回路４５（１）〜４５（ｎ−１）は、本実施の形態９では実施の形態３で述べた遅延回路の遅延時間τの２倍の遅延時間を有している。
次に、以上のように構成された実施の形態９のマンハッタン距離演算装置の動作を、第３３図を用いながら説明する。
ベクトル４６とベクトル４８との同一要素番号の信号ＳＳ１（ｉ）とＳＳ２（ｉ）がそれぞれ差分絶対値演算器４３（ｉ）へ入力される。
すると、実施の形態８の差分絶対値演算器の動作で説明したように、信号ＳＳ１（ｉ）とＳＳ２（ｉ）とにそれぞれ従う入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２とが各比較器へそれぞれ入力される。以上の動作は全ての差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）で実行される。その結果、変動信号発生器５０から差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）に、ある変動信号ＳＣが入力されると、ＳＳ１（ｉ）とＳＳ２（ｉ）のマンハッタン距離に比例した確率でパルスが差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）からそれぞれ出力される。
この出力されたパルスはそれぞれ遅延回路４５を経て、カウンタ５２へ到達する。ここで本実施の形態９では、遅延回路４５の遅延時間はパルス幅τの２倍の２τとしているので、各差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）から出力されたパルスは相互に時間的に重複することなくカウンタ５２へ到達するので、正確にそのカウント数を計測することができる。
全てのパルスをカウントする時間を経た後、変動信号ＳＣを変動させることで、同様にパルスを発生することができる。
以上の動作により、各差分絶対値演算器はベクトル要素間の差分絶対値の大きさに対応したパルスを発生するため、本実施の形態９のマンハッタン距離演算装置全体としては２つのベクトル間のマンハッタン距離に対応したパルスの数をカウンタ５３で得ることができる。
なお同様の構造を並列的に拡張することで、入力ベクトルと膨大な数の参照ベクトルとのマッチングを同様に実行できることはいうまでもない。
このようなマンハッタン距離演算装置により、デジタル演算では非常に時間とエネルギとを要するベクトルマッチング演算を少ない消費電力で実行することができる。
特に本実施の形態９では、全ての差分絶対値演算器に同一の変動信号を投入しているため、実施の形態５で同一数列を投入する効果として説明したのと同様の効果により、カウンタ５２でカウントされるパルス数の相互比較をした際、最もカウント数が低いベクトル群の中に、必ず最もマンハッタン距離が小さいベクトルが含まれることが保証される。
このように、膨大なベクトル列がある場合に、本発明のマンハッタン距離演算装置により、必ず正解が含まれるベクトル列群として大幅にその個数を削減することで、例えばその後デジタルで厳密なマンハッタン距離演算をするなどしても、総合的にはより高速で低消費なマンハッタン距離演算を実行できるものである。
なお、本実施の形態９では各差分絶対値演算器から同時に出力されるパルスのカウントのために遅延を用いたが、他の方法、例えばキャパシタへ充電するなどの手法であっても同様の機能が得られることは言うまでもない。
［実施の形態３〜９のまとめ］
以上に述べたように、本発明は、確率的パルス発生器の構成と、その動作のための変動信号、確率的パルス発生器を用いた差分絶対値演算器、さらには差分絶対値演算器を用いたベクトル間のマンハッタン距離演算器についての発明である。
まず、本発明の確率的パルス発生器は、簡便な回路構成でありながら、変動信号と入力信号をそれぞれ最適な電圧値に変換してこれらを比較器へ入力することでパルスを発生させることにより、パルスのカウント数で入力信号の大きさを確率的パルス数として得ることができるものである。このような機能によりアナログ信号をデジタル値に変換することなく、直接的に確率的なパルス数としてその大小を表現できる素子を提供できるものである。
この確率的パルス発生器のパルス発生を制御するために、テント写像カオスとベルヌーイ・シフトという写像による変動信号を用いると、入力信号と発生パルス確率とが線形的に対応するという点で特に有効であり、確率的パルス発生器の特性をさらに効果的に制御できる。特に他の複雑な制御を必要とすることなく、変動信号の変動回数を増していくだけで、入力信号の値の大きさに比例したパルス確率へと収束する機能を提供できることは、パルスのカウント数を取得した後にパルス数を相互に演算する際の計算精度が保証されるものであり、非常に有用な機能を提供するものである。
また、これら変動信号を全くのランダム信号とするか、少なくとも入力信号ごとに同じ数列を用いるかでパルスの発生数のランダム性を制御できることも示した。この制御は非常に簡単な制御でありながら、特に同じ数列を用いれば、入力信号の大小比較を行う際に、パルス数の反転が発生せず、最大パルス数の群が必ず最大の入力信号の場合を含むことを保証されることを示しており、特に差分絶対値演算やマンハッタン距離演算など、数値演算を実行し、最も値が大きいものや小さいものを抽出する演算の際に大きな効果を発揮するものである。
一方の完全にランダムな数列を用いる場合は、むしろ同じものが選ばれないことが好まれるような状況、例えば人間の感情に関する情報のベクトルマッチングなどの場合に、近いものの中からランダムに近い値やベクトルを抽出することができるものである。
またこのような確率的パルス発生器を用いた差分絶対値演算器は、２つの確率的パルス発生器とＸＯＲ論理回路という単純な構造でありながら、差分絶対値に対応したパルスを発生できるものであり、特にこの差分絶対値演算器を用いたマンハッタン距離演算装置の構成を単純化できるという点において非常に有用である。
本発明のマンハッタン距離演算装置は、現在のデジタルＬＳＩ社会において、ＭＰＥＧ画像圧縮や、画像認識、音声認識など、ベクトル間で最も近いものまたは遠いものを見つけるという情報処理が膨大化する状況に対し、とりあえず近いものの数を絞り込むという機能により、デジタルＬＳＩが演算しなくてはいけない量を圧倒的に削減することができ、産業に貢献すること大なるものである。
上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施の形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
【産業上の利用の可能性】
本発明に係る確率的パルス発生器は、工業応用可能な確率的パルス発生器として有用である。
本発明に係る差分絶対値演算器は、マンハッタン距離演算装置等に用いられる差分絶対値演算器として有用である。
本発明に係るマンハッタン距離演算装置は、情報処理装置等に用いられるマンハッタン距離演算装置として有用である。
本発明に係る確率的パルス発生器の駆動方法は、工業応用可能な確率的パルス発生器の駆動方法として有用である。
参照符号一覧表
１  確率的パルス発生器
３  比較器
５ａ，５ｂ  電圧変換器
７  エッジ検出回路
９，５２  カウンタ
１１  遅延回路
１３  ＡＮＤ回路
２０  確率的パルス発生器
２１  比較器
２３ａ，２３ｂ  スイッチ
３０  差分絶対値演算器
３１ａ，３１ｂ  確率的パルス発生器
３２ａ，３２ｂ  比較器
３３ａ〜３３ｄ  電庄変換器
３５ａ，３５ｂ  エッジ検出回路
３６  ＸＯＲ（排他的論理和）演算回路
３７  カウンタ
４１  マンハッタン距離演算装置
４３（１）〜４３（ｎ）  差分絶対値演算器
４５（１）〜４５（ｎ−１）  遅延回路
４６  ベクトル
４７（１）〜４７（ｎ）  要素に対応する信号
４８  ベクトル
４９（１）〜４９（ｎ）  要素に対応する信号
５０，７１  変動信号発生器
５１  確率的パルス発生器
５２ａ  配線
５３  ローパスフィルタ
５５  信号解析器
６１  制御ランダム信号発生器
２０１  演算器
２０２  遅延回路
ＳＣ  変動信号
ＳＳ  入力信号
ＳＷ  スイッチ
ＶＣ  制御ランダム信号、変動信号
ＶＳ  検出信号、入力電圧
ＶＰ  パルス
Ｖｏｕｔ  比較器の出力
【図１】
2004077669.tif 000012
【図２】
2004077669.tif 000013
【図３】
2004077669.tif 000014
【図４】
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【図５】
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【図６】
2004077669.tif 000017
【図７】
2004077669.tif 000018
【図８】
2004077669.tif 000019
【図９】
2004077669.tif 000020
【図１０】
2004077669.tif 000021
【図１１】
2004077669.tif 000022
【図１２】
2004077669.tif 000023
【図１３】
2004077669.tif 000024
【図１４】
2004077669.tif 000025
【図１５】
2004077669.tif 000026
【図１６】
2004077669.tif 000027
【図１７】
2004077669.tif 000028
【図１８】
2004077669.tif 000029
【図１９】
2004077669.tif 000030
【図２０】
2004077669.tif 000031
【図２１】
2004077669.tif 000032
【図２２】
2004077669.tif 000033
【図２３】
2004077669.tif 000034
【図２４】
2004077669.tif 000035
【図２５】
2004077669.tif 000036
【図２６】
2004077669.tif 000037
【図２７】
2004077669.tif 000038
【図２８】
2004077669.tif 000039
【図２９】
2004077669.tif 000040
【図３０】
2004077669.tif 000041
【図３１】
2004077669.tif 000042
【図３２】
2004077669.tif 000043
【図３３】
2004077669.tif 000044
【図３４】
2004077669.tif 000045
【図３５】
2004077669.tif 000046
【手続補正書】
【提出日】平成16年8月23日(2004.8.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランダムに変動する変動信号を発生する変動信号発生器と、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器とを備え、
前記比較器に前記変動信号発生器から前記変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器が前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスを確率的に出力する、確率的パルス発生器。
【請求項２】
前記変動信号発生器が前記変動信号としてその大きさが統計的にヒストグラムを有する制御ランダム信号を発生し、前記制御ランダム信号のヒストグラムの分布により前記パルスの統計的なヒストグラムが制御される、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項３】
前記他方の入力信号が少なくとも周期的信号を成分に含む、請求項２記載の確率的パルス発生器。
【請求項４】
前記変動信号発生器は記憶装置を有し、前記制御ランダム信号を、前記記憶装置に記憶された所定のヒストグラムの乱数デジタルデータをデジタル／アナログ変換して発生する、請求項２記載の確率的パルス発生器。
【請求項５】
前記所定のヒストグラムの乱数デジタルデータは、逆変換法または棄却法により得られたものである、請求項４記載の確率的パルス発生器。
【請求項６】
前記制御ランダム信号は前記他方の入力信号の前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数成分を含み、前記パルス発生器は前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数の周波数帯域を遮断するローパスフィルタを有し、前記比較器から出力されるパルスが前記ローパスフィルタに入力される、請求項２記載の確率的パルス発生器。
【請求項７】
前記変動信号発生器が少なくとも無限時間後に均一なヒストグラムを有するランダムな変動信号を発生する、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項８】
前記変動信号がテント写像のカオスである、請求項７記載の確率的パルス発生器。
【請求項９】
前記変動信号がベルヌーイ・シフト写像のカオスである、請求項７記載の確率的パルス発生器。
【請求項１０】
前記変動信号が一様乱数である、請求項７記載の確率的パルス発生器。
【請求項１１】
前記比較器がアナログコンパレータである、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項１２】
前記比較器がチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータである、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項１３】
前記他方の入力信号が前記チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに入力されかつ該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータにて保持され、その後、前記変動信号が該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに連続して入力される、請求項１２記載の確率的パルス発生器。
【請求項１４】
請求項１記載の確率的パルス発生器でそれぞれ構成された第１、第２の確率的パルス発生器と、前記第１の確率的パルス発生器からの出力と前記第２の確率的パルス発生器からの出力との排他的論理和を出力する排他的論理和回路とを備え、
前記第１の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ１、ＶＣ１でかつ前記第１の確率的パルス発生器からの出力がＶ０１であり、前記第２の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ２、ＶＣ２でかつ前記第２の確率的パルス発生器からの出力がＶ０２であるとき、
前記変動信号ＶＣ１と前記変動信号ＶＣ２とが同一の変動信号であり、それにより、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が、前記排他的論理和からなる確率的なパルスの数として得られる、差分絶対値演算器。
【請求項１５】
前記排他的論理和からなる確率的なパルスは、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が小さいほどパルス発生確率が小さい、請求項１４項に記載の差分絶対値演算器。
【請求項１６】
前記変動信号ＶＣ１，ＶＣ２が、同じ数列を繰り返すようにして発生される、請求項１４記載の差分絶対値演算器。
【請求項１７】
請求項１４記載の差分絶対値演算器が、１つの前記変動信号発生器に複数並列に接続され、
各々の前記差分絶対値演算器への前記他方の入力信号ＶＳ１及び前記他方の入力信号ＶＳ２として、前記差分絶対値演算器の数に対応する数の要素をそれぞれ有する２つのベクトルの各要素に対応する信号がそれぞれ入力され、それにより、前記２つのベクトルのマンハッタン距離が確率的なパルス数として得られる、マンハッタン距離演算装置。
【請求項１８】
一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器を備えた確率的パルス発生器の駆動方法であって、
前記比較器に、ランダムに変動する変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器から前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスが確率的に出力される、確率的パルス発生器の駆動方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログ電圧の大きさに対応した数のパルスを確率的に発生する確率的パルス発生器、これを用いた差分絶対値演算器、及びこれを用いたマンハッタン距離演算装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号にノイズが混入すれば、Ｓ/Ｎ比は悪化し、元の信号を取得することは困難になることはいわゆる信号処理において一般的な常識と考えられている。しかし、自然界において生物はノイズにまみれた信号を極めて低消費パワーで処理して生活を行っている。その重要なメカニズムの１つとして確率共鳴現象という現象が確認されている。確率共鳴現象とは、ノイズを付与した双安定系において、むしろＳ/Ｎ比が改善される場合があるという現象である。
【０００３】
このような現象を工業に応用しようという従来例（以下、第１の従来例という）として、例えば特許文献１に記載された「時空間パターン検出方法及び装置ならびに記録媒体」が挙げられる。
【０００４】
図１３に第１の従来例における検出信号を検出する方法を説明する図を示す。この第１の従来例ではニューラルネットワークという演算手法においてノイズが混入した信号を検出する方法が示されている。
【０００５】
図１３によれば、まず手順１０１、１０２においてノイズを含まないパターンをニューラルネットに学習させた後、手順１０３でノイズを含む信号をこのニューラルネットに入力してさらに手順１０４で確率共鳴（確率共振）を発生させ、その後、手順１０６でフーリエ変換することにより特徴的な周波数ピークを見つけ、それによりノイズが混入した信号から元信号の周波数を見つけることが開示されている。
【０００６】
しかしながら、上記第１の従来例の検出方法では、そもそもノイズがどういうものであるかの定義が全く開示されておらず、例えばノイズに強い周波数成分が含まれている場合には、最終的な周波数ピーク検出でそれが解析されてしまい、正確な検出ができないという課題があった。
【０００７】
一方、近年のパーソナルコンピュータ（ＰＣ）の普及に見られるように、半導体素子も家庭内での使用も大幅に普及してき、単なる数値演算のみならず、インターネット、メールや画像処理など、個人的な用途での使用分野が増加しつつある。
【０００８】
しかしながら、これほど高速に演算できるようになったＰＣにおいても、全ての演算に対して十分な速度が得られているわけではない。例えば、人の発する声や言語を認識したり、カメラに写った人が誰であるかを認識したりするといった処理は、膨大な量の演算を行う必要があるため、実時間による処理は困難である。
【０００９】
このような認識処理の基本は、記憶されている音声や顔などの情報をベクトル化して参照ベクトルとして記憶しておき、入力情報を同様にベクトル化して入力ベクトルとし、これらの類似を検出し、どれに最も近いかという演算を行うことである。このようなベクトル比較処理は、連想メモリ、ベクトル量子化、動き予測等のパターン認識、及びデータ圧縮等の幅広い情報処理に利用され得る基本的な処理である。
【００１０】
このようなベクトル比較はいずれの用途においても膨大な演算量を必要とし、また従来のＰＣに代表されるノイマン型コンピュータでは、その原理として全てのベクトル比較演算を一旦終了しないと、どれが一番近いかを抽出できず、結果として非常に時間を要してしまう。
【００１１】
このような複数の数値間（数値の組みと数値の組みとの間）の「近さ」を高速に演算する新概念の従来の装置（以下、第２の従来例という）として、例えば、非特許文献１が挙げられる。
【００１２】
図３４に、上記第２の従来例の距離演算装置の構成を示す。
【００１３】
図３４の距離演算装置は、デジタルデータの一致／不一致を確率的に演算する装置である。入力データ１０１と記憶データ１０３とが一致する場合（両者とも１または両者とも０の場合）はＸＮＯＲ回路１２０により１が出力される。ＸＮＯＲ回路１２０の出力側にはパルス幅がカオス的に変化するＰＷＭカオス発生器１２１が接続されている。ここでＰＷＭカオスが発生した後、ある時間後にラッチ信号１０５をラッチ回路１２２に入力すると、そのときの入力が保持される。ラッチ回路１２２にはカオス的に幅が変動する信号が入力されているので、ラッチ回路１２２が保持する値がＨｉｇｈとなる動作は確率的動作となる。そしてＨｉｇｈが保持されるとスイッチ１０９がＯＮとなり電流源１０７により電流が供給される。これら電流の総和を検出し、上位抽出回路１１１により比較することで、入力データ１０１の群と記憶データ１０３の群が近いものほど電流が確率的に大きく検出されるので、ベクトル間の近さ（この場合ハミング距離）を確率的に演算することができるのである。なお、上記第2の従来例に用いられるカオスとして、図３５の写像マップに示されるような、いわゆるロジスティックカオスが用いられる。
【特許文献１】特開２０００-３３５０号公報
【非特許文献１】ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．  Ｅ８４−Ｃ，  Ｎｏ．１２，  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００，  ｐｐ１７２３−１７２９項に記載の"Ａ  ＣＭＯＳ  Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｖｅ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ  Ｕｓｉｎｇ  ＰＷＭ  Ｃｈａｏｔｉｃ  Ｓｉｇｎａｌｓ．"
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記第２の従来例の距離演算装置は、まず第１にデジタル情報の比較であるために２値の比較しか実行できない。すなわち、このままではハミング距離演算装置としてしか動作しない。よって多ビット情報の比較には、２値比較をビット数の分だけ実行することになり、効率的ではない。
【００１５】
また、そもそも２値情報の比較（距離演算）はＸＮＯＲで完了しているため、その後、カオスを導入して解を確率的にすることは演算のエネルギ効率の観点からも不利であり、距離演算装置としてはデジタルのみの演算に対して、消費エネルギの低減はあまり期待できない。
【００１６】
本発明は信号にノイズが含まれている場合に元の信号の周期成分を抽出することが可能な演算装置を提供することを第１の目的としている。
【００１７】
また、本発明は消費エネルギを低減しかつマンハッタン距離を演算可能な演算装置を提供することを第２の目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本件発明者は、上記の目的を達成すべく検討した結果、まず、確率共鳴を工業応用するためには、従来例でノイズと記述されたランダム信号を制御することが非常に重要であることに思い当たった。そして、これを具現化しかつ上記第１の目的を達成するものとして、パルスの発生を所望の確率に制御することを可能とする確率的パルス発生器を想到した。
【００１９】
そして、この確率パルス発生器を用いると、消費エネルギを低減しかつマンハッタン距離を演算可能な演算装置を提供するという第２の目的を達成できることを見出した。
【００２０】
すなわち、本発明の確率的パルス発生器は、ランダムに変動する変動信号を発生する変動信号発生器と、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器とを備え、前記比較器に前記変動信号発生器から前記変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器が前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスを確率的に出力する。
【００２１】
前記変動信号発生器が前記変動信号としてその大きさが統計的にヒストグラムを有する制御ランダム信号を発生し、前記制御ランダム信号のヒストグラムの分布により前記パルスの統計的なヒストグラムが制御されてもよい。
【００２２】
前記他方の入力信号が少なくとも周期的信号を成分に含んでいてもよい。
【００２３】
前記変動信号発生器は記憶装置を有し、前記制御ランダム信号を、前記記憶装置に記憶された所定のヒストグラムの乱数デジタルデータをデジタル／アナログ変換して発生してもよい。
【００２４】
前記所定のヒストグラムの乱数デジタルデータは、逆変換法または棄却法により得られたものであってもよい。
【００２５】
前記制御ランダム信号は前記他方の入力信号の前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数成分を含み、前記パルス発生器は前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数の周波数帯域を遮断するローパスフィルタを有し、前記比較器から出力されるパルスが前記ローパスフィルタに入力されてもよい。このような構成とすると、周期的信号の検出性をより高めることができる。
【００２６】
前記変動信号発生器が少なくとも無限時間後に均一なヒストグラムを有するランダムな変動信号を発生してもよい。このような構成とすると、パルスの発生確率が他方の入力信号に対し線形となる。
【００２７】
前記変動信号がテント写像のカオスであってもよい。
【００２８】
前記変動信号がベルヌーイ・シフト写像のカオスであってもよい。
【００２９】
前記変動信号が一様乱数であってもよい。
【００３０】
前記比較器がアナログコンパレータであってもよい。
【００３１】
前記比較器がチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータであってもよい。
【００３２】
前記他方の入力信号が前記チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに入力されかつ該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータにて保持され、その後、前記変動信号が該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに連続して入力されてもよい。
【００３３】
また、本発明に係る差分絶対値演算器は、請求項１記載の確率的パルス発生器でそれぞれ構成された第１、第２の確率的パルス発生器と、前記第１の確率的パルス発生器からの出力と前記第２の確率的パルス発生器からの出力との排他的論理和を出力する排他的論理和回路とを備え、前記第１の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ１、ＶＣ１でかつ前記第１の確率的パルス発生器からの出力がＶ０１であり、前記第２の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ２、ＶＣ２でかつ前記第２の確率的パルス発生器からの出力がＶ０２であるとき、前記変動信号ＶＣ１と前記変動信号ＶＣ２とが同一の変動信号であり、それにより、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が、前記排他的論理和からなる確率的なパルスの数として得られる。
【００３４】
前記排他的論理和からなる確率的なパルスは、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が小さいほどパルス発生確率が小さくてもよい。
前記変動信号ＶＣ１，ＶＣ２が、同じ数列を繰り返すようにして発生されてもよい。
【００３５】
また、本発明のマンハッタン距離演算装置は、請求項１４記載の差分絶対値演算器が、１つの前記変動信号発生器に複数並列に接続され、各々の前記差分絶対値演算器への前記他方の入力信号ＶＳ１及び前記他方の入力信号ＶＳ２として、前記差分絶対値演算器の数に対応する数の要素をそれぞれ有する２つのベクトルの各要素に対応する信号がそれぞれ入力され、それにより、前記２つのベクトルのマンハッタン距離が確率的なパルス数として得られる。このような構成とすると、パルスの発生が確率的であるために発生するマンハッタン距離演算の逆転を防止することができる。
【００３６】
また、本発明の確率的パルス発生器の駆動方法は、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器を備えた確率的パルス発生器の駆動方法であって、前記比較器に、ランダムに変動する変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器から前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスが確率的に出力される。
【００３７】
本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。
【発明の効果】
【００３８】
本発明は上記のような構成を有し、第１に、演算装置において、信号にノイズが含まれている場合に元の信号の周期成分を抽出することができるという効果を奏する。
【００３９】
第２に、演算装置において、消費エネルギを低減しかつマンハッタン距離を演算できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１の確率的パルス発生器の構成の一例を示す回路図である。
【００４１】
図１において、確率的パルス発生器１は、制御ランダム信号発生器６１と、比較器３と、エッジ検出器７と、カウンタ９とを有している。比較器３のプラス入力端子には、制御ランダム信号発生器６１で発生した制御ランダム信号ＶＣが入力され、マイナス入力端子には検出信号ＶＳが入力されている。比較器３は、制御信号ＶＣの検出信号に対する差分に応じて２値のパルスを出力する。エッジ検出器７は、比較器３から出力されたパルスの立ち上がりを検出して等幅のパルスを出力する。カウンタ９は、エッジ検出器７から出力されたパルスの例えば立ち上がりを検出してその数をカウントする。
【００４２】
次に、各構成要素の構成を詳しく説明する。
【００４３】
図２は比較器３の入力−出力特性を示すグラフである。比較器３は図２に示すような入力−出力特性を有しており、プラス端子に入力された電圧（ここでは、制御ランダム信号ＶＣ）がマイナス端子に入力された電圧（ここでは、検出信号ＶＳ）より大きくなると出力電圧Ｖｏｕｔが“Ｈｉｇｈ”のレベル（以下、単にＨｉｇｈという）となり、逆の場合には“Ｌｏｗ”のレベル（以下、単にＬｏｗという）となる。すなわち、比較器３の出力Ｖｏｕｔは２値の電圧信号であり、ＨｉｇｈとＬｏｗとの間で１往復以上変化することにより、パルス状に変化する。本実施の形態ではＨｉｇｈの出力電圧Ｖｏｕｔが１［Ｖ]、Ｌｏｗの出力電圧Ｖｏｕｔが０［Ｖ］に設定されている。
【００４４】
このような比較器３としては、アナログコンパレータと呼ばれる素子を用いることができ、より具体的にはオペアンプを用いたり、またはラッチ回路を用いたりすることができる。
【００４５】
なお、ここでは、上述のように、比較器３のプラス端子に制御ランダム信号ＶＣが入力され、マイナス端子には検出信号ＶＳが入力されているが、これらは逆であっても同様の動作が得られることは言うまでもない。
【００４６】
図３は図１のエッジ検出器７の構成例を示す回路図である。
【００４７】
図３において、エッジ検出器７はＡＮＤ回路１３を有している。ＡＮＤ回路１３には比較器３の出力Ｖｏｕｔと、比較器３の出力Ｖｏｕｔが反転されかつ遅延回路１１で所定時間遅延された反転遅延出力Ｖｏｕｔ２が入力されている。ＡＮＤ回路１３は、この入力された比較器３の出力Ｖｏｕｔと反転遅延出力Ｖｏｕｔ２との論理和演算を実行し、この演算結果を電圧ＶＰとして出力する。
【００４８】
図４（ａ），（ｂ）は図３のエッジ検出器７の動作を示す波形図である。
【００４９】
図４（ａ）において、エッジ検出器７の一方の入力端子には実線で示す比較器３の出力Ｖｏｕｔが入力され、エッジ検出器７の他方の入力端子には点線で示すように、この比較器３の出力Ｖｏｕｔが反転されかつ遅延時間τだけ遅延された反転遅延出力Ｖｏｕｔ２が入力される。ＡＮＤ回路１３は、図４（ｂ）に示すように、この比較器３の出力Ｖｏｕｔと反転遅延出力Ｖｏｕｔ２との論理和演算を実行し、その演算結果として、比較器３の出力Ｖｏｕｔと反転遅延出力Ｖｏｕｔ２とが一致する場合にＨｉｇとなり、その他の場合にはＬｏｗとなる出力電圧ＶＰを出力する。出力電圧ＶＰにおいては、比較器３の出力Ｖｏｕｔのパルスの立ち上がりにおいてパルスが発生しており（すなわちエッジ（立ち上がり）検出が行われており）、かつ出力電圧ＶＰのパルスは、遅延回路１１の遅延時間τに相当する幅を有することが理解される。このエッジ検出器７を備えることにより、図１のカウンタ９は安定してパルスの発生数をカウントすることができる。
【００５０】
制御ランダム信号発生器６１は、例えば、ＬＳＩからなる演算器で構成され、例えば、後述する各種の計算を実行することにより制御ランダム信号を発生する。この制御ランダム信号については、後で詳しく説明する。
【００５１】
次に、以上のように構成された確率的パルス発生器１の動作について図５（ａ），（ｂ）を用いて説明する。
【００５２】
図５（ａ）は確率的パルス発生器１への入力である制御ランダム信号ＶＣと検出信号ＶＳとの波形を示すグラフである。なお、図５（ａ）では原理を分かりやすく説明するため検出信号ＶＳが一定電圧の場合を示している。
【００５３】
図１〜図５において、比較器３に図５（ａ）に示すような制御ランダム信号Ｖc及び検出信号ＶＳが入力されると、図２示す比較器３の特性により、比較器３は、ランダム制御信号ＶＣが検出信号ＶＳより大きい状態ではＨｉｇｈの電圧Ｖｏｕｔを、逆の状態ではＬｏｗの電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００５４】
この電圧Ｖｏｕｔがエッジ検出器７へ入力されると、図４に示すように、この電圧ＶｏｕｔがＬｏｗからＨｉｇｈへ立ち上がる際にエッジ検出器７から固定幅τのパルスを有する電圧ＶＰが出力される。この出力された電圧ＶＰのパルス数をカウンタ９がカウントする。
【００５５】
以上のような動作原理により、ある制御ランダム信号ＶＣが入力された時間領域における検出信号ＶＳに応じたパルスがランダムに出力され、このパルスの数が検出信号ＶＳの大きさに従って出力されることとなる。
【００５６】
しかしながら、このようなランダムな制御信号ＶＣで駆動される、確率的な動作の装置を制御することは非常に困難であると思われた。このことは、従来例においてノイズというものを定義できていないことからもその困難さが理解される。
【００５７】
しかし、本件発明者は、以下のような考察により、ランダムな制御信号ＶＣの分布密度を制御することにより、このような確率的な系の全体を統計的に制御できる確率的パルス発生器の駆動法を見出した。
【００５８】
図６はこのパルス数が制御される原理を説明するグラフである。本実施の形態１の確率パルス発生器１では、制御ランダム信号ＶＣが検出信号ＶＳより小さい状態から大きい状態へ遷移したとき、パルスが発生され、これがカウントされる。図６は、制御ランダム信号ＶＣを統計的にｆ（ｘ）で表される分布密度に制御した場合について示している。なお、以下では、検出信号ＶＳ及び制御ランダム信号ＶＣの値が０（Ｖ）以上１（Ｖ）以下の場合について説明する。
【００５９】
例えば、パルス発生原理の一例として図６の場合を説明すると、検出信号ＶＳの値が横軸（Ｘ軸）に「ＶＳ」で示される値を取る場合、パルスが出力される確率は、図６中のＡの領域に制御ランダム信号ＶＣの値が存在して、その次にＢの領域に制御ランダム信号ＶＣの値が変化した時だけであるので、その確率Ｐは次の式で計算できる。ここで、Ａの領域の面積をＳＡ、Ｂの領域の面積をＳＢとすると、
【００６０】
【数１】
2004077669.tif 000047
【００６１】
以下、この式を式（１）と呼ぶ。なお、
【００６２】
【数２】
2004077669.tif 000048
【００６３】
である。以下、この式を式（２）と呼ぶ。従って、
【００６４】
【数３】
2004077669.tif 000049
【００６５】
となる。以下、この式を式（３）と呼ぶ。この式（３）へ
【００６６】
【数４】
2004077669.tif 000050
【００６７】
の式（４）を計算し代入すれば、パルス発生確率を検出信号ＶＳの関数として知ることができるのである。
【００６８】
次に、統計的なパルス発生確率（分布密度）を既知とできる制御ランダム信号列の作成方法の一例について説明する。
【００６９】
一般的に、いわゆるプログラム言語において乱数を発生すると、統計的には大きさの分布密度は均一になる乱数が発生する。この一様乱数を用いて、図６のような連続で積分関数が計算可能な関数の分布密度の乱数を発生するには、逆変換法という手法で計算を実行することができる。
【００７０】
逆変化法とは、まず区間[０,１] の一様乱数を発生させることによって任意の面積Ｓ（ｘ）を求め、下記のようにその任意の面積と同じ面積になるようにａから積分してｘを求めるというものである。
【００７１】
式で書くと、一様乱数をＲとすると
【００７２】
【数５】
2004077669.tif 000051
【００７３】
となる。以下、この式を式（５）と呼ぶ。この式（５）をｘについて解けば、任意の形の乱数が形成できることとなる。
【００７４】
以下、例えば、図７のようなｘ＝０.５で０となり、ｘ=０と１で最大の値を示すような２次関数の分布関数を得る場合について説明する。
【００７５】
まず、ヒストグラムの積分値が１であることから２次関数の式は次の式（６）に一意的に決定される。
【００７６】
【数６】
2004077669.tif 000052
【００７７】
これを式（５）へ代入すると、
【００７８】
【数７】
2004077669.tif 000053
【００７９】
となる。以下、この式を式（７）と呼ぶ。ここで、ｘｍｉｎ=０とすると
【００８０】
【数８】
2004077669.tif 000054
【００８１】
となる。以下、この式を式（８）と呼ぶ。これを逆に解くと
【００８２】
【数９】
2004077669.tif 000055
【００８３】
となる。以下、この式を式（９）と呼ぶ。
【００８４】
図８に式（９）の関数を示す。また、この関数に順次一様乱数を投入したときの値の変化を図９に示す。図９によれば、この値はランダムな変動を示すことが分かる。
【００８５】
図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）には図９のランダムな変動を統計的に解釈する、発生値の発生密度を示す。なお、図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）は、投入した一様乱数Ｒの回数が、それぞれ、１００回、１０００回、１００００回の場合を示している。
【００８６】
図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）から、投入回数が増えるほど、式（３）で示す２次関数へ漸近していく様子が観察され、式（６）が目的の分布密度を発生していることが理解される。
【００８７】
このように、目的とする分布密度のヒストグラムの乱数について、分布密度が積分可能な関数であれば、これを得ることが可能なことを示した。一方で、積分関数が既知でない関数に対しては数値計算によってこの分布関数を求めることはそれほど難しいことではないので割愛するが、同様の演算を数値計算上で実行すればよく、このような手法としては例えば棄却法がその一手法である。棄却法は、不連続関数などに対し、数値計算上で上記の条件を満たす数字をランダムに取得し、条件が満たされるまでランダムな数字を発生させる方法である。
【００８８】
以上のように、発生するノイズのヒストグラム（密度分布）を制御することが可能であることを示した。また、ノイズの密度分布が既知であれば、検出信号ＶＳの大きさに応じ、どのような確率でパルス発生確率が変化するかも知ることが可能であることを示した。
【００８９】
このように、制御ランダム信号ＶＣの密度分布を変化させることで、検出信号ＶＳの大きさに対するパルスの発生確率を制御することが可能となるのである。
この原理により、検出信号ＶＳに比例したパルス発生確率を得るだけでなく、ある検出信号ＶＳより下で急速にパルス発生確率が低下するように制御することや、また、ある範囲の検出信号ＶＳのパルス発生確率を高くするなど、自由な制御が可能となる。
【００９０】
特に、これらの処理の後は、発生されたパルスをカウントするだけであるため、ＬＳＩ上では並列演算とすることも容易である。
【００９１】
なお、ここまでで説明した制御ランダム信号は、必ずしもＬＳＩ上で計算したものを確率的パルス発生器へ入力する必要はないことは言うまでもない。
【００９２】
すなわち、上記の手順で計算した数列をメモリに格納しておいて、これをデジタル・アナログ変換（Ｄ/Ａ変換）して入力してもよい。図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）から明らかなように、制御ランダム信号ＶＣは１万点ぐらいから安定なヒストグラムを示すことから、例えば１０万点の制御ランダムデータを記憶していれば良い。倍制度実数を１０万個記憶するとしても、８Ｂｙｔｅ×１０万＝８００ｋＢｙｔｅ程度であり、近年の不揮発メモリでも容易に記憶できる容量で、制御された所望のランダム性を発現することができる。
【００９３】
なお、本実施の形態１では、比較器の一方に検出信号ＶＳを入力する例を示したが、この検出信号ＶＳが既にノイズ成分を有していても、そのノイズのプロファイルが既知であれば、同様にパルス発生確率を制御できることは言うまでもない。また、制御ランダム信号ＶＣをこのノイズプロファイルに合わせて最適な分布関数とすることで、そのパルス発生確率を最適化できることも同様である。
【００９４】
また、本実施の形態１では説明を簡単にするため、検出信号ＶＳが一定（ＤＣ）の場合について説明したが、これが周期信号など変動する信号であっても同様に各時間での信号値に対して確率的にパルスが出力されることは言うまでも無い。この場合、出力されるパルスを例えばフーリエ変換することで、ある特徴的な周波数が確認されることとなる。
【００９５】
以上に説明したように、本発明の確率的パルス発生器は、比較器３の一方に微弱な信号（検出信号ＶＳ）を、他方に分布密度を制御した制御ランダム信号ＶＣを投入することで、検出信号ＶＳの大きさに対応した確率パルスの発生頻度を制御することができる。
【００９６】
特に、本確率的パルス発生器によれば、ランダム信号を制御できるため、検出信号に既にノイズが含まれている場合でも、そのノイズの分布密度をキャンセルするプロファイルのランダム信号に設定することで、効率良く、元の検出信号の周期成分を抽出することができる。
（実施の形態２）
図１１は、本発明の実施の形態２の確率的パルス発生器５１の構成を示す回路図である。なお図１１において図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略する。
【００９７】
図１１において、本実施の形態の確率的パルス発生器５１では、比較器３の出力がローパスフィルタ５３に入力され、ローパスフィルタ５３の出力が信号解析装置５５に入力されている。ローパスフィルタ５３は、ある周波数より低い周波数のみを通過させる機能を有する。信号解析装置５５は、ローパスフィルタ５３から出力される信号を解析する装置であり、例えばフーリエ変換などの周波数解析を実行する。
【００９８】
以下、図１１の構成の実施の形態２の確率的パルス発生器について、その動作を説明する。
【００９９】
本実施の形態２の確率的パルス発生器は、実施の形態１の確率的パルス発生器と異なり、比較器３からの出力を、さらにローパスフィルタ５３に入力することを特徴とする。なお、以下の説明では、比較器３の出力をＶＰと記載し、この出力ＶＰがローパスフィルタ５３を通過した後の電圧をＶＬと記載する。
【０１００】
図１２（ａ）〜（ｅ）は、制御ランダム信号として分布密度が均一な乱数を入力した場合における図１１の確率的パルス発生器の各部位の電圧を示すグラフである。
【０１０１】
図１２（ａ）は検出信号ＶＳの波形を示しており、ここでは１ｋＨｚの正弦波である。図１２（ｂ）は制御ランダム信号ＶＣの波形を示しており、図示しないが振幅のヒストグラムは均一であるように制御されている。図１２（ｃ）は比較器３の出力電圧ＶＰの波形を示している。この出力電圧ＶＰは、正弦波である検出信号ＶＳと制御ランダム信号ＶＣとの比較により、図に示すような非常に短い時間幅のパルスを発生している。
【０１０２】
実施の形態１では検出信号が一定である場合について説明したが、図１２（ｃ）に示すように、検出信号ＶＳの値が大小に変化するとパルスの発生頻度がそれに応じて変化していることが理解される。
【０１０３】
図１２（ｄ），（ｅ）は、このパルス出力をローパスフィルタ５３でフィルタリングした電圧ＶＬの波形を示している。図１２（ｄ）は１０ｋＨｚ以下の信号を通過させた場合、図１２（ｅ）は２ｋＨｚ以下の信号を通過させた場合について示している。なお、信号取得の都合上、図１２（ｂ）〜（ｅ）は同時に取得したものではないので、若干の傾向差が存在している。
【０１０４】
特に図１２（ｅ）から理解されるように、元の検出信号において特徴的な周波数より高くかつなるべく近い周波数以上の周波数を遮断することで、元の微弱な信号の特徴に非常に近い出力波形を得ることができる。
【０１０５】
特にこの波形を信号解析器５５で例えばフーリエ変換などで周波数解析すれば、検出信号周波数の特徴的な周波数である１ｋＨｚが非常に明瞭に観察できるのである。
【０１０６】
なお、本実施の形態２では、実施の形態１と異なり比較器３の後にエッジ検出器７を挿入しなかったが、これを入れても同様に機能することは言うまでもない。但し図１２（ｃ）に示すように、検出信号ＶＳの周波数に対して非常に高速に制御ランダム信号ＶＣを変化させることで、短時間のパルスが多数発生することになるが、これらはいずれもローパスフィルタで鈍らせられるため、この場合、エッジ検出器７は実施の形態１のように正確にカウントするといった有用な機能はあまり得られない。
【０１０７】
以上に説明したように、本実施の形態２の確率的パルス発生器は、比較器３により出力されたパルス出力を検出信号周波数において特徴的な周波数より上以上を遮断することで、元の検出信号の特徴的な波形を得ることを実現し、その解析を容易にする確率的パルス発生器を提供するものである。
【０１０８】
特に制御ランダム信号ＶＣの密度分布を制御することで、パルスの発生確率を統計的に制御できることを見出し、また制御ランダム信号ＶＣの密度分布からパルス発生確率を計算可能であり、且つ制御ランダム信号ＶＣの所望の密度分布を得ることが可能であることも示した。
【０１０９】
このような原理に従い、実施の形態１の確率的パルス発生器において、特定の密度分布の制御ランダム信号ＶＣにより、検出信号ＶＳの検出状況（パルス発生確率）を制御することが可能な確率的パルス発生器とその駆動法を提供することが可能となった。このように制御ランダム信号ＶＣを用いることで、検出信号ＶＳがさらにノイズ成分を含んでいても、そのプロファイルを相殺する制御ランダム信号ＶＣを適用することで検出信号内の信号成分を効率的に抽出できる。
【０１１０】
また、実施の形態２の確率的パルス発生器は、比較器３からの出力をローパスフィルタ５３へ通すことで、パルスが鈍った信号となり、検出信号の特徴的な周波数成分がより検出しやすくなる。
（実施の形態３）
図１４は本発明の実施の形態３の確率的パルス発生器の構成の一例を示す回路図である。
【０１１１】
図１４において、確率的パルス発生器１は、実施の形態１の制御ランダム信号の一種である変動信号を発生する変動信号発生器７１と、変動信号発生器７１から出力される変動信号ＳＳ及び検出信号（以下では入力信号という）ＳＣを所定の式によりそれぞれ電圧信号からなる変動電圧ＶＣ及び入力電圧ＶＳに変換して出力する電圧変換器５ａ，５ｂと、電圧変換器５ａ，５ｂから出力される電圧信号を比較してパルス波形の電圧ＶＰを出力する比較器３とを有している。本実施形態では、さらに、比較器３の出力ＶＰのパルス波形の立ち上がりを検出し等幅のパルスＶＰを出力するエッジ検出器７と、エッジ検出器７から出力されるパルスＶＰのたとえば立ち上がりを検出してこれの数をカウントするカウンタ９とを有している。
【０１１２】
確率的パルス発生器１は基本的に比較器３からなるが、後述する理由により電圧変換器５ａ，５ｂが設けられている。
【０１１３】
比較器３、エッジ検出器７、及びカウンタ９は、実施の形態１のものと同様に構成され同様に動作するので、その説明を省略する。
【０１１４】
変動信号発生器７１は、実施の形態１の制御ランダム信号発生器６１の一種であり、図１５に示すように、入力される変量ＸｎをＸｎ＋１＝ｆ（Ｘｎ）の関数で表される所定の演算式について演算し、それにより得られたＸｎ＋１を出力する演算器２０１と、演算器２０１から出力されるＸｎ＋１を所定時間遅延させて、演算器２０１に入力する遅延回路２０２とを有している。これにより、演算器２０１から逐次されるＸｎ＋１が、変動信号ＳＣとして外部に出力される。この変動信号ＳＣにつては後で詳しく説明する。
【０１１５】
なお、本実施の形態の確率的パルス発生器１においては、比較器３のプラス端子に変動信号ＳＣまたはこれを電圧変換器５ａにより変換した変動電圧ＶＣが入力され、マイナス端子に確率的なパルスとして表す対象である入力信号ＳＳまたはこれを電圧変換器５ｂにより変換した入力電圧ＶＳが入力されるが、これらは逆であっても同様の動作をすることは言うまでもない。
【０１１６】
以下、図１４の構成の確率的パルス発生器１の動作について説明する。
第1４図において、比較器３に変動電圧ＶＣ及び入力電圧ＶＳが入力されると、この変動電圧ＶＣが入力された時間領域における入力電圧ＶＳに応じたパルスがランダムに出力され、このパルスの数が入力電圧ＶＳの大きさに従って出力される点は、実施の形態１と同様である。
【０１１７】
次に、カウンタ９でカウントされるパルス数が入力電圧ＶＳの電圧の大きさを確率的に表していることについて説明する。
【０１１８】
図１６は、入力電圧ＶＳを横軸の値（０〜１[Ｖ]）に固定した際に、変動電圧ＶＣを１０００回変動させたときに発生するパルスの数をプロットして示している。なお、変動電圧ＶＳＣは一様乱数に従うものとし、その変動範囲は同様に０〜１[Ｖ]の範囲とした。
【０１１９】
図１６に示すように、上に凸の２次関数状にパルスの発生数が変化する特性が得られている。ここで、図１４の電圧変換器５ｂで入力信号ＳＳを入力電圧ＶＳに変換する際に、例えば次の式（１０）で変換を実行する。
【０１２０】
ＶＳ=０.４×（ＳＳ-ＳＳｍｉｎ）/（ＳＳｍａｘ-ＳＳｍｉｎ）・・・（１０）
なお、ＳＳｍａｘ、ＳＳｍｉｎはそれぞれ入力信号ＳＳの最大値と最小値である。
【０１２１】
変動電圧ＶＣは例えば、０〜１の範囲の一様乱数を倍率１で電圧に変換する。
【０１２２】
すると、入力電圧ＶＳは０〜０.４[Ｖ]の電圧となるため、元の入力信号ＳＳが大きいほど図１６に示すように多くのパルスがカウントされる。
【０１２３】
すなわち、本発明の確率的パルス発生器の、入力信号ＳＳの大きさをパルス数に変換するという機能を以上の動作により得ることができるのである。なお、このパルスカウント数は図５（実施の形態１）からも理解されるように変動信号の変動数が小さいほど確率的であり、取得までの時間は短くできるが、誤差は大きい。一方で変動数を大きくすると、誤差は小さくなる。
【０１２４】
次に本実施の形態３の場合の、入力電圧ＶＳに対するパルスの発生確率について考察する。
【０１２５】
まず、図１７には本実施の形態３の場合の一様乱数の発生回数のヒストグラムを示している。図１７に示すように比較的フラットであり、一様な分布の乱数である。
【０１２６】
ここで、本発明の確率的パルス発生器のパルス発生条件を再度、図１８により考えてみる。
【０１２７】
上述のように（今の構成条件では）ＶＣがＶＳより小さく、次のＶＣがＶＳより大きくなるときにパルスが発生するので、ある時のＶＣをＶＣ（ｔ）とし、次のＶＣをＶＣ（ｔ+１）とすると、写像空間では図１８でハッチンングを施した部分が、パルスが発生する確率を表わす。
【０１２８】
ここで、ＶＣは一様乱数であることから０〜１の範囲である数が発生する確率は一様である。よってＶＣ（ｔ）が０〜ＶＳの範囲にある確率はＶＳとなる。次にＶＣ（ｔ+１）がＶＳ〜１の範囲にある確率は（１-ＶＳ）となるので、結果的に本実施の形態１の確率的パルス発生器のパルス発生確率Ｐは次の式（１１）で与えられる。
【０１２９】
Ｐ=ＶＳ（１-ＶＳ）・・・（１１）
上式のように、本実施の形態３の確率的パルス発生器は、ＶＳの２次関数となり、図１６のパルス発生は、１０００回のＶＣ投入により、式（１１）に示す２次関数に漸近していることが理解される。
【０１３０】
以上に説明したように、本実施の形態の確率的パルス発生器１は、簡便な回路構成でありながら、変動電圧と入力電圧をそれぞれ最適な電圧値とし、これらを比較器へ入力することでパルスを発生させ、その数をカウントすることで入力電圧の大きさを確率的パルス数として得ることができる。
【０１３１】
そして、この確率的パルス発生器１は、このような機能によりアナログ信号をデジタル値に変換することなく、直接的に確率的なパルス数としてその大小を表現できる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器は、変動信号を実施の形態３の確率的パルス発生器とは異なる特性に制御し、それにより新たな機能を得るものである。以下、この点について説明する。
【０１３２】
本実施の形態４の確率的パルス発生器は、変動信号として、テント写像のカオスを用いることを特徴とする。すなわち、図１５の変動信号発生器７１の演算器２０１が、次に述べるテント写像の演算を実行してテント写像のカオスからなる変動信号ＳＳを出力する。
【０１３３】
まず、図１９によりテント写像のカオスについて説明する。
【０１３４】
図１９において初期値Ｘ１をまず任意に選択すると図の直線に従って、次の式（１２）および式（１３）で次の値を決定する。（写像）
Ｘ２=２Ｘ１  （Ｘ１≦０.５）・・・（１２）
Ｘ２=２（１−Ｘ１）  （Ｘ１＞０.５）・・・（１３）
次に、得られたＸ２の値により同様に式（１２）、（１３）によりＸ３を求める。以上の単純な写像演算で得られるのがテント写像のカオスである。しかしながらこうして得られた数列は長期的に非常に複雑な振る舞いを示すようになることが知られている。
【０１３５】
このテント写像カオスを変動信号ＳＳとしたときのパルスの発生確率を、図２０を用いて検討する。
【０１３６】
なお、テント写像カオスは実施の形態３の一様乱数と同様に、ヒストグラムが一定となることが数学的に解かれていることから、以下のような解析が成立する。
【０１３７】
先に実施の形態１で述べた理由と同様の理由から、図２０（ａ）、（ｂ）においてそれぞれハッチングで示した領域がパルス発生確率を示すことになる。
【０１３８】
ここで実施の形態３と異なる点は、ここでは写像により次の値が決まるため、図２０においてハッチングで示した面積がパルス発生確率を表わすことにならず、図２０において太線で示した領域のみがパルスを発生しうることとなる点である。すなわち矢印で示した幅Ｐがパルス発生確率を示す。
【０１３９】
図２０に示すように、ＶＳが２/３以上か以下かで幅Ｐの計算法が異なり、
Ｐ＝ＶＳ/２（ＶＳ≦２/３）・・・（１４）
Ｐ＝１−ＶＳ（ＶＳ≧２/３）・・・（１５）
となる。この式（１４）、（１５）によるパルス発生器確率の計算結果を図２１に示す。
【０１４０】
ここで、例えば、実施の形態３のようにＶＳの範囲を０〜２/３（Ｖ）（図のＡ領域）となるように図１４の電圧変換器５ａを制御すると、本実施の形態４の確率的パルス発生器１は入力信号ＳＳの値に対して、厳密解としては線形なパルス発生を得ることができ、パルス発生確率は０％から３３％の間となることが理解される。
【０１４１】
以上のことから、本実施の形態４の確率的パルス発生器は、厳密解として（変動信号を非常に多く変動させると）入力信号ＳＳに対して線形なパルス数を得ることができる。
【０１４２】
すなわち入力信号のアナログ値をパルス確率として線形に得ることができる。これにより、異なる入力信号に対するパルス確率の差分絶対値についても、パルス数の差として単純に計算することが可能となる。
【０１４３】
なお、本実施の形態４では図２１において領域Ａを用いる場合について説明したが、領域Ｂでも同様の効果を得られることは言うまでもない。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器は、実施の形態４の確率的パルス発生器と異なり、変動信号として「ベルヌーイ・シフト」と呼ばれる数列を用いることを特徴とする。すなわち、図１５の変動信号発生器７１の演算器２０１が「ベルヌーイ・シフト」と呼ばれる数列を用いた演算を実行することにより、変動信号ＳＳを出力する。
【０１４４】
次に、図２２によりベルヌーイ・シフト写像について説明する。
【０１４５】
図２２において、初期値Ｘ１をまず任意に選択すると図の直線に従って、次の式（１６）および式（１７）式で次の値を決定する（写像）。
【０１４６】
Ｘ２=２Ｘ１  （Ｘ１≦０.５）・・・（１６）
Ｘ２=２Ｘ１−１  （Ｘ１≧０.５）・・・（１７）
次に、得られたＸ２の値により、同様に式（１６）、（１７）によりＸ３を求める。以上の単純な写像を繰り返すのは実施の形態４と同様であり、またベルヌーイ・シフト写像も均一なヒストグラムの数列を発生する。
【０１４７】
以上のことから、実施の形態４と同様に図２３（ａ），（ｂ）に示すように、本実施の形態５の確率的パルス発生器のパルス発生確率を得ることができる。パルス発生確率は図２３（ａ），（ｂ）の太線の写像上の領域であり、
Ｐ＝ＶＳ/２  （ＶＳ≦０.５）・・・（１８）
Ｐ＝（１−ＶＳ）/２  （ＶＳ≧０.５）・・・（１９）
式（１８）、（１９）によりパルス発生確率を計算した結果を、図２４に示す。本実施の形態５の場合は、ＶＳ＝０.５に頂点を持ち、実施の形態４と同様に線形なパルス発生確率特性が得られる。
【０１４８】
すなわち、例えば入力号電圧信号ＶＳの範囲が０〜０.５（図のＣ領域）となるように図１４の電圧変換器５ａを制御すると、本実施の形態５の確率的パルス発生器は入力信号ＳＳの値に対して厳密解として線形なパルス発生を得ることができ、パルス発生確率は０％から２５％の間となることが理解される。
すなわち、本実施の形態５の確率的パルス発生器によっても、入力信号のアナログ値をパルス確率として線形に得ることができる。
【０１４９】
なお、図２４において領域Ｄを用いる場合でも同様であることは言うまでもない。
【０１５０】
また、これまで実施の形態３〜５において、変動信号として一様変数、テント写像、ベルヌーイ・シフト写像を用いる場合のパルス発生について説明したが、これらの説明から理解されるように、変動信号は必ずしも計算を実行して得たものである必要はなく、例えば雑音信号を増幅したものであっても同様の動作が得られることはいうまでもない。特に雑音信号についてはヒストグラムが既知である方が好ましく、さらにはヒストグラム形状が安定であるものが、信号電圧への電圧変換の際の計算を決定しやすいと言う点で好ましい。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器は、比較器としてチョッパ型コンパレータを用いている点に特徴を有する。
【０１５１】
チョッパ型コンパレータ（以下ＣＣという）はアナログ−デジタル変換などに用いられる回路であり、トランジスタの閾値のばらつきをキャンセルできる動作を実行できることから、特にＣＭＯＳにおいて非常に有用な回路である。このＣＣを用いて確率的パルス発生器を構成及び駆動できることは、シリコン半導体への導入を考慮すれば非常に産業的に効果の大きなものである。
【０１５２】
図２５は実施の形態６の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。なお、図２５において、図１４と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。図２５において、本実施の形態６の確率的パルス発生器２０では、比較器２１が、キャパシタ、インバータ、スイッチ（例えばＭＯＳトランジスタ）からなるＣＣで構成されている。そして、比較器２１にそれぞれスイッチ２３ａ，２３ｂを介して、電圧変換器５ａ，５ｂからの変動電圧ＶＣ、入力電圧ＶＳが入力されている。スイッチ２３ａ，２３ｂは、例えばＭＯＳトランジスタで構成されている。
【０１５３】
図２６（ａ），（ｂ）は、ＣＣの動作を示す図である。ＣＣは、図２６（ａ）に示すように、スイッチＳＷを短絡した状態で電圧Ｖ１を印加し、次いで、図２６（ｂ）に示すように、この状態でスイッチＳＷをＯＦＦし、その後、電圧Ｖ２を印加すると、Ｖ２がＶ１より大きい場合にはインバータが反転し、ＶｏｕｔがＬｏｗとなる。一方、Ｖ２がＶ１より小さい場合にはＶｏｕｔはＨｉｇｈとなる。このように比較する電圧を、スイッチＳＷをＯｎ／Ｏｆｆしながら順次比較しようとする電圧を入力することでその大小を比較できる。
【０１５４】
なお、この例の場合、Ｖｏｕｔは、まずＨｉｇｈになり、次いでＬｏｗに反転するが、これは本質ではなく、例えば、さらに出力にインバータを設ければＨｉｇｈとＬｏｗとを逆にすることもできる。
【０１５５】
図２７は本実施の形態６の確率的パルス発生器の動作を説明する図である。
【０１５６】
図２７（ａ）に示すように、確率的パルス発生器２０では、まずスイッチ２３ａがＯｆｆされるとともにスイッチ２３ｂがＯｎされ、ＣＣからなる比較器２１のスイッチＳＷもＯｎされる。すると、入力信号ＳＳが電圧変換器５ｂにより、実施の形態３、４、５で説明した数式により入力電圧ＶＳに変換され、スイッチ２３ｂを経由して比較器２１へ印加される。その後、比較器２１のスイッチＳＷがＯｆｆされ、それによりＶＳがＣＣに書き込まれる。
【０１５７】
次に、図２７（ｂ）に示すように、スイッチ２３ｂがＯｆｆされるとともにスイッチ２３ａがＯｎされ、それにより、変動信号Ｓｃが実施の形態３〜５で説明した手順により変動電圧ＶＣに変換され、スイッチ２３ａを経由して比較器２１に印加される。すると、比較器２１は実施の形態３と同様にＨｉｇｈ/Ｌｏｗ信号Ｖｏｕｔを出力し、これをエッジ検出回路７が等幅パルスＶＰへ変換し、このパルスをカウンタ９がカウントする。
【０１５８】
図２８は本実施の形態６の確率的パルス発生器の動作状況を示すグラフである。図２８は横軸が時間、縦軸が１［Ｖ/ｄｉｖ］の電圧を示しており、グラフは下から順に入力電圧ＶＳ、変動電圧ＶＣ、比較器出力Ｖｏｕｔを示している。
また、最初の１０〜３０［ｎｓｅｃ］間に比較器２１のスイッチＳｗを開閉し、０.５[Ｖ]の信号電圧ＶＳを書き込んでいる。その後５０［ｎｓｅｃ］から変動電圧ＶＣを順次印加している。
【０１５９】
なお、この例ではテント写像カオスの数列に従った電圧を印加している。
【０１６０】
本実施の形態６ではＣＣの出力のＨｉｇｈ/Ｌｏｗを反転しているので、出力Ｖｏｕｔは最初に書き込んだＶＳの値よりＶＣが小さくなるとＨｉｇｈになる。図２８においてもＶＣが０.５[Ｖ]より高い状態から低い状態へ低下すると出力ＶｏｕｔがＨｉｇｈへ切り替わっている。ここでは割愛するが、この後、実施の形態３に示したエッジ検出を行えば、ＶｏｕｔがＨｉｇｈになったときのエッジを検出することができ、パルス数としてＶＳの値を得ることができる。
【０１６１】
本実施の形態６の確率的パルス発生器においては、特に図２７（ｂ）の状態で変動信号ＳＣの値を順次変更するだけで連続して比較器２１による比較動作が実行できるため、非常に簡便な駆動法で入力信号ＳＳの値を確率パルス数へと変換することができる。すなわち変動信号ＳＣを例えば実施の形態４のテント写像カオスとすれば、カウンタ９のカウント数は、変動信号ＳＳの大きさを線形的に確率パルスとして表わすこととなる。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７の確率的パルス発生器は、変動電圧ＶＣの与え方が実施の形態３〜６と異なる。
【０１６２】
実施の形態３〜６の確率的パルス発生器では、変動電圧ＶＣは、一様乱数や写像数列として、特にその値については言及しなかった。
【０１６３】
本実施の形態７の確率的パルス発生器は、変動電圧ＶＣとして、毎回同じ数列を印加することを特徴とする。
【０１６４】
このような数列は、一様乱数を発生させたものを記憶装置に保持しておいて、毎回これを最初から順に用いることでも得ることができるし、またテント写像やベルヌーイ・シフトのような写像を用いる場合であれば、初期値を固定すれば、少なくともデジタル演算であれば、演算エラーがなければ毎回同一の数列を得ることができる。本実施の形態７では、図１４の変動信号発生器７１が、このような動作を行うよう構成されている。
【０１６５】
図２９は、このように毎回同じ数列を用いる場合と、完全にランダムとした場合について、実施の形態４のテント写像の場合におけるパルス発生確率を示している。
【０１６６】
横軸は信号電圧ＶＳを示し、縦軸はパルス発生確率Ｐを示す。このグラフは一例としてＶＳを０.８から少しずつ大きくしながら、それぞれのＶＳに対して変動電圧ＶＣを１００回変動させ、パルスが発生した確率を示している。
【０１６７】
本実施の形態７の確率的パルス発生器は、テント写像の変動電圧を用いており、確率的パルス発生器は実施の形態４より、例えばＶＳ＝１で最大の１/３となるように動作している。しかし、パルス発生確率Ｐはあくまで確率的であるため、図２９に示すように、完全にランダムな変動信号に対しては、若干のぶれが見られる。すなわち、Ｐが最も大きいときにＶＳが最大であるとは限らない。
【０１６８】
しかし、ここで本件発明者は、変動信号を同一の数列として、毎回各ＶＳに対してＰを得たところ、図２９に示すように階段状にＰが変化し、少なくともＰが最大の時のＶＳの中に最大のＶＳが含まれるようにＰが発生する特性を示すことを突き止めた。
【０１６９】
これは、毎回同じ数列を用いることにより、毎回同じ群のＶＣとＶＳの大小を比較することになるため、ＶＳが大きくなったときに発生するパルスの確率は少なくとも小さくなることはなくなるためである。
【０１７０】
以上のように、本実施の形態の確率的パルス発生器によれば、変動信号を毎回同一にするかしないかという簡単な制御だけで、大幅に確率的パルス発生器の動作を変更することができるものである。
【０１７１】
特に写像系数列については、初期値を固定するかしないかというだけで、これだけの大幅な動作の制御を実行できることとなる。
【０１７２】
完全なランダムな制御信号の場合、パルス発生確率Ｐはまさに確率的に比較的大きいＶＳの群の中からランダムに抽出されるような動作をする。このようなランダムな動作は後述するベクトルマッチングにおけるマンハッタン距離演算に適用すれば、近いものの中から毎回ランダムにあるベクトルが抽出されることとなる。このような動作は、人間を相手にするような、「飽き」を生じさせない動作を機器に持たせるときに有用である。
【０１７３】
また一方の同一数列変動信号を与える場合には、非常に多くの変数とある数字の近さを知りたいとき、少なくとも確実に正解の変数を残して変数群から近いものを抽出させるような、正確な演算が要求されるときには非常に有用な動作手法である。
（実施の形態８）
図３０は本発明の実施の形態８の差分絶対値演算器の構成を示す回路図である。
【０１７４】
図３０において符号３０は差分絶対値演算器を示す。符号３１ａ，３１ｂは実施の形態３〜７で説明した確率的パルス発生器をそれぞれ示す。確率的パルス発生器３１ａは、変動信号発生器７１と比較器３２ａと電圧変換器３３ａ、３３ｂとを具備し、また確率的パルス発生器３１ｂは変動信号発生器７１と比較器３２ｂと電圧変換器３３ｃ、３３ｄとを具備している点は実施の形態３と同様である。但し、２つの確率的パルス発生器３１ａ，３１ｂが１つの変動信号発生器７１を共有している。
また、比較器３２ａ，３２ｂの出力はそれぞれＶｏｕｔ１（Ｖｏ１），Ｖｏｕｔ２（Ｖｏ２）であり、これらはそれぞれエッジ検出回路３５ａ，３５ｂへ入力されている。これらエッジ検出回路３５ａ，３５ｂの出力ＶＰ１,ＶＰ２はそれぞれＸＯＲ（排他的論理和）演算回路３６へ入力され、ＸＯＲ回路３６の出力はカウンタ３７へ接続されている。
【０１７５】
本実施の形態６の差分絶対値演算器は、２つの入力信号（ＳＳ１、ＳＳ２）が存在し、これらの値の差分絶対値に対応した確率的パルスを発生する動作を提供するものである。
【０１７６】
なお、図３０に示すように、一方の入力信号ＳＳ１は確率的パルス発生器３１ａへ、他方の入力信号ＳＳ２は確率的パルス発生器３２ｂへ入力されている。一方、変動信号ＳＣは、同一のものが確率的パルス発生器３２ａ，３２ｂへそれぞれ入力されている。
【０１７７】
以上のように構成された差分絶対値演算器の動作を図３１により説明する。
【０１７８】
図３１は２つの入力信号ＳＳ１，ＳＳ２に対して同一の変動信号ＳＣを与えたときの、エッジ検出回路３５ａ，３５ｂのぞれぞれの出力と、これらが入力されたＸＯＲの出力を示すグラフである。
【０１７９】
なお、本実施の形態８においては、例えば実施の形態４の確率的パルス発生器を用いた場合について説明する。
【０１８０】
確率的パルス発生器３１ａ，３１ｂは，それぞれ、実施の形態４に従い、変動電圧ＶＣを変化させるたびに入力電圧ＶＳ１,ＶＳ２のそれぞれの大きさに対応した確率で、図３１に示すように、それぞれパルスＶＰ１,ＶＰ２を発生する。
【０１８１】
ここで、２つの確率的パルス発生器３１ａ，３１ｂには同一の変動電圧ＶＣが入力されているため、図に示すように、入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２との値が似通っていると、同時にパルスを発生する場合が多くなる。すると、ＸＯＲ演算後にはＬｏｗが出力される場合が多くなる。
【０１８２】
その一方、いずれか（ここでは確率的パルス発生器３１ｂの方）の確率的パルス発生器のみがパルスを発生した場合には、ＸＯＲ演算後にパルスが出力されることとなる。
【０１８３】
すなわち、入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２との値が近いほど、同様にパルスＶＰ１,ＶＰ２が発生し、ＸＯＲ後はパルスが出力されにくくなる。一方、入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２との値が遠くなると、パルスＶＰ１かパルスＶＰ２のいずれかのパルスが発生する確率が高まるため、ＸＯＲ後のパルスが出力されやすくなる。
【０１８４】
以上のことから、図３０の差分絶対値演算器３０は、入力電圧ＳＳ１と入力電圧ＳＳ２の値が近いほどパルスが出力されにくい、すなわちＳＳ１-ＳＳ２の差分絶対値に対応したパルスを確率的に出力する動作をすることが理解される。
【０１８５】
図３２は本実施の形態８の差分絶対値演算器の動作結果を示すグラフである。
【０１８６】
図３２の横軸はランダムに発生した２つの入力信号の差分絶対値であり、縦軸は変動信号を１０００回変動させたとき（完全ランダム）に発生したパルスの発生数を示している。
【０１８７】
非常に良好な線形性で差分絶対値を確率的なパルス数として表現できている。
【０１８８】
以上に説明したように、本実施の形態８の差分絶対値演算器３０は、２つの確率的パルス発生器に２つの入力信号を印加し、一方の変動信号は２つの確率的パルス発生器に同一のものを投入し、それぞれの出力をＸＯＲ演算することで、差分絶対値に対応したパルスを確率的に得ることができるものである。
【０１８９】
なお、実施の形態７のように変動信号の数列を同一にすることで、同様に差分絶対値に対してパルス発生確率を階段状に変化させることができることは言うまでもない。
（実施の形態９）
本発明の実施の形態９は、マンハッタン距離演算装置を例示するものである。
【０１９０】
図３３は本実施の形態９のマンハッタン距離演算装置の構成を示す回路図である。
【０１９１】
図３３において、マンハッタン距離演算装置４１は、ｎ個の差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）を有している。差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）には、共通の変動信号発生器５０から変動信号ＳＣがそれぞれ入力されている。また、差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）には、２つのベクトル４６，４８の要素にそれぞれ対応する入力信号ＳＳ１（１）〜ＳＳ１（ｎ），Ｓ２（１）〜ＳＳ２（ｎ）が入力されている。そして、差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）の出力端子は、一端がカウンタ５２に接続された共通の配線５２ａに接続されている。配線５２ａには、隣接する差分絶対値演算器４３（１）〜４３（ｎ）の出力端子と配線５２ａとの接続部分同士の間に位置するように遅延回路４５（１）〜４５（ｎ−１）が配設されている。一方のベクトル４６はｎ個の要素を有し、この要素の数に対応したｎ個の値（信号）４７（１）〜４７（ｎ）からなる。他方のベクトル４８はｎ個の要素を有し、この構成要素の数に対応したｎ個の値（信号）４９（１）〜４９（ｎ）からなる。遅延回路４５（１）〜４５（ｎ−１）は、本実施の形態９では実施の形態３で述べた遅延回路の遅延時間τの２倍の遅延時間を有している。
【０１９２】
次に、以上のように構成された実施の形態９のマンハッタン距離演算装置の動作を、図３３を用いながら説明する。
【０１９３】
ベクトル４６とベクトル４８との同一要素番号の信号ＳＳ１（ｉ）とＳＳ２（ｉ）がそれぞれ差分絶対値演算器４３（ｉ）へ入力される。
【０１９４】
すると、実施の形態８の差分絶対値演算器の動作で説明したように、信号ＳＳ１（ｉ）とＳＳ２（ｉ）とにそれぞれ従う入力電圧ＶＳ１と入力電圧ＶＳ２とが各比較器へそれぞれ入力される。以上の動作は全ての差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）で実行される。その結果、変動信号発生器５０から差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）に、ある変動信号ＳＣが入力されると、ＳＳ１（ｉ）とＳＳ２（ｉ）のマンハッタン距離に比例した確率でパルスが差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）からそれぞれ出力される。
【０１９５】
この出力されたパルスはそれぞれ遅延回路４５を経て、カウンタ５２へ到達する。ここで本実施の形態９では、遅延回路４５の遅延時間はパルス幅τの２倍の２τとしているので、各差分絶対値演算器４３（１）〜（ｎ）から出力されたパルスは相互に時間的に重複することなくカウンタ５２へ到達するので、正確にそのカウント数を計測することができる。
【０１９６】
全てのパルスをカウントする時間を経た後、変動信号ＳＣを変動させることで、同様にパルスを発生することができる。
【０１９７】
以上の動作により、各差分絶対値演算器はベクトル要素間の差分絶対値の大きさに対応したパルスを発生するため、本実施の形態９のマンハッタン距離演算装置全体としては２つのベクトル間のマンハッタン距離に対応したパルスの数をカウンタ５３で得ることができる。
【０１９８】
なお同様の構造を並列的に拡張することで、入力ベクトルと膨大な数の参照ベクトルとのマッチングを同様に実行できることはいうまでもない。
【０１９９】
このようなマンハッタン距離演算装置により、デジタル演算では非常に時間とエネルギとを要するベクトルマッチング演算を少ない消費電力で実行することができる。
【０２００】
特に本実施の形態９では、全ての差分絶対値演算器に同一の変動信号を投入しているため、実施の形態５で同一数列を投入する効果として説明したのと同様の効果により、カウンタ５２でカウントされるパルス数の相互比較をした際、最もカウント数が低いベクトル群の中に、必ず最もマンハッタン距離が小さいベクトルが含まれることが保証される。
【０２０１】
このように、膨大なベクトル列がある場合に、本発明のマンハッタン距離演算装置により、必ず正解が含まれるベクトル列群として大幅にその個数を削減することで、例えばその後デジタルで厳密なマンハッタン距離演算をするなどしても、総合的にはより高速で低消費なマンハッタン距離演算を実行できるものである。
【０２０２】
なお、本実施の形態９では各差分絶対値演算器から同時に出力されるパルスのカウントのために遅延を用いたが、他の方法、例えばキャパシタへ充電するなどの手法であっても同様の機能が得られることは言うまでもない。
［実施の形態３〜９のまとめ］
以上に述べたように、本発明は、確率的パルス発生器の構成と、その動作のための変動信号、確率的パルス発生器を用いた差分絶対値演算器、さらには差分絶対値演算器を用いたベクトル間のマンハッタン距離演算器についての発明である。
【０２０３】
まず、本発明の確率的パルス発生器は、簡便な回路構成でありながら、変動信号と入力信号をそれぞれ最適な電圧値に変換してこれらを比較器へ入力することでパルスを発生させることにより、パルスのカウント数で入力信号の大きさを確率的パルス数として得ることができるものである。このような機能によりアナログ信号をデジタル値に変換することなく、直接的に確率的なパルス数としてその大小を表現できる素子を提供できるものである。
【０２０４】
この確率的パルス発生器のパルス発生を制御するために、テント写像カオスとベルヌーイ・シフトという写像による変動信号を用いると、入力信号と発生パルス確率とが線形的に対応するという点で特に有効であり、確率的パルス発生器の特性をさらに効果的に制御できる。特に他の複雑な制御を必要とすることなく、変動信号の変動回数を増していくだけで、入力信号の値の大きさに比例したパルス確率へと収束する機能を提供できることは、パルスのカウント数を取得した後にパルス数を相互に演算する際の計算精度が保証されるものであり、非常に有用な機能を提供するものである。
【０２０５】
また、これら変動信号を全くのランダム信号とするか、少なくとも入力信号ごとに同じ数列を用いるかでパルスの発生数のランダム性を制御できることも示した。この制御は非常に簡単な制御でありながら、特に同じ数列を用いれば、入力信号の大小比較を行う際に、パルス数の反転が発生せず、最大パルス数の群が必ず最大の入力信号の場合を含むことを保証されることを示しており、特に差分絶対値演算やマンハッタン距離演算など、数値演算を実行し、最も値が大きいものや小さいものを抽出する演算の際に大きな効果を発揮するものである。
【０２０６】
一方の完全にランダムな数列を用いる場合は、むしろ同じものが選ばれないことが好まれるような状況、例えば人間の感情に関する情報のベクトルマッチングなどの場合に、近いものの中からランダムに近い値やベクトルを抽出することができるものである。
【０２０７】
またこのような確率的パルス発生器を用いた差分絶対値演算器は、２つの確率的パルス発生器とＸＯＲ論理回路という単純な構造でありながら、差分絶対値に対応したパルスを発生できるものであり、特にこの差分絶対値演算器を用いたマンハッタン距離演算装置の構成を単純化できるという点において非常に有用である。
【０２０８】
本発明のマンハッタン距離演算装置は、現在のデジタルＬＳＩ社会において、ＭＰＥＧ画像圧縮や、画像認識、音声認識など、ベクトル間で最も近いものまたは遠いものを見つけるという情報処理が膨大化する状況に対し、とりあえず近いものの数を絞り込むという機能により、デジタルＬＳＩが演算しなくてはいけない量を圧倒的に削減することができ、産業に貢献すること大なるものである。
【０２０９】
上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施の形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
【産業上の利用可能性】
【０２１０】
本発明に係る確率的パルス発生器は、工業応用可能な確率的パルス発生器として有用である。
【０２１１】
本発明に係る差分絶対値演算器は、マンハッタン距離演算装置等に用いられる差分絶対値演算器として有用である。
【０２１２】
本発明に係るマンハッタン距離演算装置は、情報処理装置等に用いられるマンハッタン距離演算装置として有用である。
【０２１３】
本発明に係る確率的パルス発生器の駆動方法は、工業応用可能な確率的パルス発生器の駆動方法として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０２１４】
【図１】本発明の実施の形態１の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。
【図２】図１の確率的パルス発生器の比較器の特性を示すグラフである。
【図３】図１の確率的パルス発生器のエッジ検出器の構成例を示す回路図である。
【図４】図３のエッジ検出器の動作を示すグラフである。
【図５】図５（ａ），（ｂ）は図１の確率的パルス発生器の動作を示すグラフである。
【図６】図１の確率的パルス発生器のパルス発生確率を説明するための模式図である。
【図７】本発明の実施の形態１における制御ランダム信号取得の一例を説明するためのグラフである。
【図８】本発明の実施の形態１における制御ランダム信号発生関数の一例を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の形態１における制御ランダム信号発生関数の信号発生状況を示すグラフである。
【図１０】図１０（ａ）〜（ｃ）は本発明の実施の形態１における制御ランダム信号の発生回数と発生頻度との相関を示すグラフである。
【図１１】本発明の実施の形態２の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。
【図１２】図１１の確率的パルス発生器の各部位における信号電圧の波形を示すグラフである。
【図１３】第１の従来例の確率的パルスを用いた演算法の一例を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の実施の形態３の確率的パルス発生器の構成を示す回路図である。
【図１５】図１４の確率的パルス発生器の変動信号発生器の構成を示す回路図である。
【図１６】図１４の確率的パルス発生器のパルス発生状況を示すグラフである。
【図１７】本発明の実施の形態３における変動信号の特性を示すグラフである。
【図１８】図１４の確率的パルス発生器のパルス発生確率の計算原理を説明する模式図である。
【図１９】本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器の変動信号の発生原理を示す模式図である。
【図２０】図２０（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器のパルス発生確率の計算原理を示す模式図である。
【図２１】本発明の実施の形態４の確率的パルス発生器のパルス発生確率の厳密解を示すグラフである。
【図２２】本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器の変動信号の発生原理を示す模式図である。
【図２３】図２３（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器のパルス発生確率の計算原理を示す模式図である。
【図２４】本発明の実施の形態５の確率的パルス発生器のパルス発生確率の厳密解を示すグラフである。
【図２５】本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器の構成例を示す回路図である。
【図２６】図２６（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器を構成するチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータの動作を説明するための回路図である。
【図２７】図２７（ａ），（ｂ）は本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器の動作を説明するための回路図である。
【図２８】本発明の実施の形態６の確率的パルス発生器の動作例を示す模式図である。
【図２９】本発明の実施の形態７の確率的パルス発生器のパルス発生確率の初期値制御による相違を比較して示すグラフである。
【図３０】本発明の実施の形態８の差分絶対値演算器の構成例を示す回路図である。
【図３１】図３０の差分絶対値演算器の動作原理を示すグラフである。
【図３２】図３０の差分絶対値演算器の動作結果を示すグラフである。
【図３３】本発明の実施の形態９のマンハッタン距離演算装置の構成例を示すブロック図である。
【図３４】第２の従来例の距離演算装置の構成を示す模式図である。
【図３５】第２の従来例において確率動作を発生させるロジスティックカオスを説明する模式図である。
【符号の説明】
【０２１５】
１  確率的パルス発生器
３  比較器
５ａ，５ｂ  電圧変換器
７  エッジ検出回路
９，５２  カウンタ
１１  遅延回路
１３  ＡＮＤ回路
２０  確率的パルス発生器
２１  比較器
２３ａ，２３ｂ  スイッチ
３０  差分絶対値演算器
３１ａ，３１ｂ  確率的パルス発生器
３２ａ，３２ｂ  比較器
３３ａ〜３３ｄ  電圧変換器
３５ａ，３５ｂ  エッジ検出回路
３６  ＸＯＲ（排他的論理和）演算回路
３７  カウンタ
４１  マンハッタン距離演算装置
４３（１）〜４３（ｎ）  差分絶対値演算器
４５（１）〜４５（ｎ−１）  遅延回路
４６  ベクトル
４７（１）〜４７（ｎ）  要素に対応する信号
４８  ベクトル
４９（１）〜４９（ｎ）  要素に対応する信号
５０，７１  変動信号発生器
５１  確率的パルス発生器
５２ａ  配線  
５３  ローパスフィルタ
５５  信号解析器
６１  制御ランダム信号発生器
２０１  演算器
２０２  遅延回路
ＳＣ  変動信号
ＳＳ  入力信号
ＳＷ  スイッチ
ＶＣ  制御ランダム信号、変動信号
ＶＳ  検出信号、入力電圧
ＶＰ  パルス
Ｖｏｕｔ  比較器の出力
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
2004077669.tif 000084
【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
2004077669.tif 000087
【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【手続補正書】
【提出日】平成17年3月23日(2005.3.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランダムに変動する変動信号を発生する変動信号発生器と、一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器とを備え、
前記比較器に前記変動信号発生器から前記変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器が前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスを確率的に出力する、確率的パルス発生器。
【請求項２】
前記変動信号発生器が前記変動信号としてその大きさが統計的にヒストグラムを有する制御ランダム信号を発生し、前記制御ランダム信号のヒストグラムの分布により前記パルスの統計的なヒストグラムが制御される、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項３】
前記他方の入力信号が少なくとも周期的信号を成分に含む、請求項２記載の確率的パルス発生器。
【請求項４】
前記変動信号発生器は記憶装置を有し、前記制御ランダム信号を、前記記憶装置に記憶された所定のヒストグラムの乱数デジタルデータをデジタル／アナログ変換して発生する、請求項２記載の確率的パルス発生器。
【請求項５】
前記所定のヒストグラムの乱数デジタルデータは、逆変換法または棄却法により得られたものである、請求項４記載の確率的パルス発生器。
【請求項６】
前記制御ランダム信号は前記他方の入力信号の前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数成分を含み、前記パルス発生器は前記周期的信号の周波数帯域より高い周波数の周波数帯域を遮断するローパスフィルタを有し、前記比較器から出力されるパルスが前記ローパスフィルタに入力される、請求項３記載の確率的パルス発生器。
【請求項７】
前記変動信号発生器が少なくとも無限時間後に均一なヒストグラムを有するランダムな変動信号を発生する、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項８】
前記変動信号がテント写像のカオスである、請求項７記載の確率的パルス発生器。
【請求項９】
前記変動信号がベルヌーイ・シフト写像のカオスである、請求項７記載の確率的パルス発生器。
【請求項１０】
前記変動信号が一様乱数である、請求項７記載の確率的パルス発生器。
【請求項１１】
前記比較器がアナログコンパレータである、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項１２】
前記比較器がチョッパ型ＣＭＯＳコンパレータである、請求項１記載の確率的パルス発生器。
【請求項１３】
前記他方の入力信号が前記チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに入力されかつ該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータにて保持され、その後、前記変動信号が該チョッパ型ＣＭＯＳコンパレータに連続して入力される、請求項１２記載の確率的パルス発生器。
【請求項１４】
請求項１記載の確率的パルス発生器でそれぞれ構成された第１、第２の確率的パルス発生器と、前記第１の確率的パルス発生器からの出力と前記第２の確率的パルス発生器からの出力との排他的論理和を出力する排他的論理和回路とを備え、
前記第１の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ１、ＶＣ１でかつ前記第１の確率的パルス発生器からの出力がＶ０１であり、前記第２の確率的パルス発生器への前記他方の入力信号及び前記変動信号がそれぞれＶＳ２、ＶＣ２でかつ前記第２の確率的パルス発生器からの出力がＶ０２であるとき、
前記変動信号ＶＣ１と前記変動信号ＶＣ２とが同一の変動信号であり、それにより、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が、前記排他的論理和からなる確率的なパルスの数として得られる、差分絶対値演算器。
【請求項１５】
前記排他的論理和からなる確率的なパルスは、前記他方の入力信号ＶＳ１の値と前記他方の入力信号ＶＳ２の値との差分の絶対値が小さいほどパルス発生確率が小さい、請求項１４項に記載の差分絶対値演算器。
【請求項１６】
前記変動信号ＶＣ１，ＶＣ２が、同じ数列を繰り返すようにして発生される、請求項１４記載の差分絶対値演算器。
【請求項１７】
請求項１４記載の差分絶対値演算器が、１つの前記変動信号発生器に複数並列に接続され、
各々の前記差分絶対値演算器への前記他方の入力信号ＶＳ１及び前記他方の入力信号ＶＳ２として、前記差分絶対値演算器の数に対応する数の要素をそれぞれ有する２つのベクトルの各要素に対応する信号がそれぞれ入力され、それにより、前記２つのベクトルのマンハッタン距離が確率的なパルス数として得られる、マンハッタン距離演算装置。
【請求項１８】
一方の入力信号と他方の入力信号との大小に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗの２値信号を出力する比較器を備えた確率的パルス発生器の駆動方法であって、
前記比較器に、ランダムに変動する変動信号が前記一方の入力信号として入力され、それにより、前記比較器から前記他方の入力信号の大きさに対応した数のパルスが確率的に出力される、確率的パルス発生器の駆動方法。
【国際調査報告】
2004077669.tif 000091
2004077669.tif 000092
2004077669.tif 000093
2004077669.tif 000094