(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータをインバータで駆動するモータ制御装置であって、
前記インバータにＰＷＭ信号を入力して前記交流モータをＰＷＭ駆動するＰＷＭ駆動モードと、前記インバータに矩形波信号を入力して前記交流モータを矩形波駆動する矩形波駆動モードとを有し、
前記ＰＷＭ駆動モードから矩形波駆動モードに切り替える際には、前記ＰＷＭ駆動時のハイレベルのパルス若しくはローレベルのパルスの最大幅パルスの範囲内で切替える駆動パルス切替部を備え、
前記インバータは、電圧型インバータであり、
前記駆動パルス切替部は、前記電圧型インバータの電圧ベクトル位相に基づいて前記駆動モードを切り替えるとともに、
前記最大幅パルスの範囲内で、かつ、前記交流モータに印加する交流電圧ベクトルが、前記ＰＷＭ駆動時の電圧ベクトルと前記矩形波駆動時の電圧ベクトルの電圧差が最小となる位相に達した際に、前記切替処理を実施することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータ制御装置において、
前記所定の位相は、３相交流のＵ相方向を基準０度とした場合に、０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度のいずれかの位相であることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
エンジンと、交流モータとを有するハイブリッド自動車に用いられ、
前記交流モータをインバータで駆動するハイブリッド自動車用モータ制御装置であって、
前記インバータにＰＷＭ信号を入力して前記交流モータをＰＷＭ駆動するＰＷＭ駆動モードと、前記インバータに矩形波信号を入力して前記交流モータを矩形波駆動する矩形波駆動モードとを有し、
前記ＰＷＭ駆動モードから矩形波駆動モードに切り替える際には、前記ＰＷＭ駆動時のハイレベルのパルス若しくはローレベルのパルスの最大幅パルスの範囲内で切替える駆動パルス切替部を備え、
前記インバータは、電圧型インバータであり、
前記駆動パルス切替部は、前記電圧型インバータの電圧ベクトル位相に基づいて前記駆動モードを切り替えるとともに、
前記最大幅パルスの範囲内で、かつ、前記交流モータに印加する交流電圧ベクトルが、前記ＰＷＭ駆動時の電圧ベクトルと前記矩形波駆動時の電圧ベクトルの電圧差が最小となる位相に達した際に、前記切替処理を実施することを特徴とするハイブリッド自動車用モータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
近年、モータを動力源として走行する自動車が増加している。電気自動車やハイブリッド車に代表される環境対応自動車である。これら環境対応自動車の主な特徴はバッテリを搭載し、その電力を利用してモータからトルクを発生させ、タイヤを駆動することが挙げられる。主にこの駆動用モータには永久磁石同期モータなどの交流モータが用いられ、パワートレインの小型化が進められている。さらに、バッテリの直流電力を交流モータに供給するためにインバータ（電力変換器）が用いられ、バッテリからの直流電力を交流電力に変換する。このインバータの制御により駆動用の交流モータは可変速制御が可能となる。
【０００２】
このようなハイブリッド車に用いられているモータ制御装置では、従来からモータに印加する交流正弦波電圧をＰＷＭ信号に変換する正弦波ＰＷＭ駆動方式が用いられてきた。しかしながら、正弦波ＰＷＭ駆動方式はインバータの電圧利用率に限界があり、モータの高速域において、よりハイパワーな駆動ができない。そこで、最近ではモータの高速域において、ＰＷＭ駆動は実施せず、電圧指令の正負符号に応じて電圧のパルスをＯＮ／ＯＦＦするだけの矩形波駆動（１パルス駆動）が用いられるようになってきている。
【０００３】
この矩形波駆動ではＰＷＭ変換は実施せず、印加するべき交流電圧信号の正負符号に応じてパルスをＯＮ／ＯＦＦする波形であるため、インバータの出力しうる最大の電圧をモータに印加することができ、かつモータをより広動作範囲で駆動することが可能になる。
【０００４】
以上のようにＰＷＭ駆動と矩形波駆動をモータの動作域に応じて使い分けるためには、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替えを実施する必要があるが、この切り替え時にトルク脈動が発生する。そこで、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動の中間に、モード切り替え前の正弦波から切り替え後の矩形波へ向けて電圧波形を連続的に変化させる過変調モードを挿入することで、交流電圧信号として振幅を徐々に切り替わり、切り替え時のトルク脈動を低減するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−２８５２８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、矩形波駆動モードでは、モータ１周期のうちで６回、印加する電圧パルスパターンを変更することになる。このとき、特許文献１に記載のように、印加電圧ベクトルの振幅のみを連続に変化させながらＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替え処理を実施した場合は、ＰＷＭ駆動時の印加電圧ベクトルと矩形波駆動時の印加電圧ベクトルの間に位相差が発生し、それが結果的に電位差となり，切り替え時のトルク脈動となって現れる場合が生じるものである。
【０００７】
本発明の目的は、交流モータをインバータで駆動するモータ制御装置において、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替え時のトルク脈動を低減できるモータ制御装置およびハイブリッド自動車用制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明は、交流モータをインバータで駆動するモータ制御装置であって、前記インバータにＰＷＭ信号を入力して前記交流モータをＰＷＭ駆動するＰＷＭ駆動モードと、前記インバータに矩形波信号を入力して前記交流モータを矩形波駆動する矩形波駆動モードとを有し、前記ＰＷＭ駆動モードから矩形波駆動モードに切り替える際には、前記ＰＷＭ駆動時のハイレベルのパルス若しくはローレベルのパルスの最大幅パルスの範囲内で切替える駆動パルス切替部を備え、前記インバータは、電圧型インバータであり、前記駆動パルス切替部は、前記電圧型インバータの電圧ベクトル位相に基づいて前記駆動モードを切り替えるとともに、前記最大幅パルスの範囲内で、かつ、前記交流モータに印加する交流電圧ベクトルが、前記ＰＷＭ駆動時の電圧ベクトルと前記矩形波駆動時の電圧ベクトルの電圧差が最小となる位相に達した際に、前記切替処理を実施するようにしたものである。 
かかる構成により、交流モータをインバータで駆動するモータ制御装置において、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替え時のトルク脈動を低減できるものとなる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、交流モータをインバータで駆動するモータ制御装置において、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替え時のトルク脈動を低減できるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、図１〜図１４を用いて、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の構成及び動作について説明する。  
最初に、図１を用いて、本実施形態によるモータ制御装置を搭載した交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成について説明する。  
図１は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置を搭載した交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成を示すブロック図である。
【００１１】
ハイブリッド自動車１は、エンジン３と、交流モータ４を備えている。エンジン３の駆動力は、トランスミッション５とデファレンシャルギア１０と車軸１３を介して駆動輪２に伝達され、駆動輪２を駆動する。エンジン３の出力は、エンジンコントロールユニット１５からの指令により駆動される電子制御スロットル６により制御される。電子制御スロットル６には、アクセル開度センサ７が設けられており、アクセル開度を検出する。交流モータ４の駆動力は、デファレンシャルギヤ１０および車軸１３を介して駆動輪２に伝達され、駆動輪２を駆動する。
【００１２】
交流モータ４は、モータ・ジェネレータである。交流モータ４は、電動機として動作する場合には、駆動力を出力する。また、交流モータ４は、エンジン３や駆動輪２によって駆動され、発電機として動作し、交流電力を出力する。
【００１３】
インバータ８は、交流モータ４において所要の動力を任意に制御するために設けられている。インバータ８は、バッテリ９に蓄えられた直流電力を交流電力に変換し、交流モータ４に供給する。回生制動時や発電時には、交流モータ８が出力する交流電力を、インバータ８によって直流電力に変換し、バッテリ９に供給する。
【００１４】
交流モータ４は、駆動輪２を駆動する場合には、バッテリ９に蓄えられた電力を用いてモータ駆動される。また、駆動輪２によって回生制動をおこなう場合には、交流モータ４によって得られる回生電力を、バッテリ９に供給する。
【００１５】
ＨＥＶコントローラ１４は、エンジンコントローラ１５やモータコントローラ１００やバッテリコントローラ１２と、ＣＡＮなどの通信手段で繋がっており、車両情報や各部品の状態に基づき、交流モータ４へのトルク指令などを計算するような、ＨＥＶシステムとしての制御をおこなうコントローラである。
【００１６】
バッテリコントローラ１２は、バッテリ９の充電状態や電流制限値、電力制限値、温度、寿命などのパラメータを計算する。モータコントローラ１００は、上位のＨＥＶコントローラ１４から得られた交流モータ４へのトルク指令値に基づいて、インバータ８を駆動する際に、バッテリ９の状態に応じてモータ制御方式を変更できるようにする。そのため、バッテリ９の状態を、ＨＥＶコントローラ１４からＣＡＮを通して得るのではなく、バッテリコントローラ１２から直接得ることで、応答速度を上げることができる。また、バッテリコントローラ１２とモータコントローラ１００の処理については、統合することによっても実現可能である。
【００１７】
本実施形態における交流モータ４は、モータ・ジェネレータとして用いられるため、ジェネレータとして動作している状態において、バッテリの寿命を考慮して、バッテリに大電流が流れ込むような充電は避けるように、交流モータ４を制御する。
【００１８】
次に、図２を用いて、本実施形態によるモータ制御装置を用いたモータ駆動システムの構成について説明する。  
図２は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置を用いたモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【００１９】
バッテリ５の出力端子は、インバータ８の入力端子に接続される。インバータ２は、複数のパワースイッチング素子がブリッジ接続された電力変換部８Ａと、平滑コンデンサ８Ｂ等から構成されるＰＷＭインバータである。インバータ２は、バッテリ５の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、交流モータ４に印加する。また、交流モータ４が発電機として動作するときは、発電機の出力は直流電圧に変換され、バッテリ５に蓄電される。
【００２０】
モータコントローラ１００は、外部の制御装置から入力するモータトルク指令Ｔｍ＊に応じて、インバータ８からモータ４に印加する交流電圧を決定し、インバータ８に対して電圧指令（電圧パルス）を出力する。なお、モータコントローラ１００には、交流モータ４の回転子磁極位置θや、回転数ωｍが入力する。
【００２１】
次に、図３を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の構成について説明する。  
図３は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００２２】
モータコントローラ１００は、トルク制御部１１０と、電流制御部１２０と、電圧指令位相演算部１３０と、駆動パルス切替部１４０とを備えている。
【００２３】
トルク制御部１１０は、入力したトルク指令Ｔｍ*に応じたｄ軸及びｑ軸のモータ電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*を算出し、電流制御部１２０及び電圧指令位相演算部１３０に出力する。
【００２４】
電流制御部１２０は、交流モータ４をＰＷＭ駆動するための電圧指令を算出するものである。電流制御部１２０は、入力したｄ軸及びｑ軸のモータ電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*に対応する軸及びｑ軸のモータ電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*を、駆動パルス切替部１４０に出力する。
【００２５】
駆動パルス切替部１４０は、入力したモータ電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*に基づいて、モータ駆動信号としてＰＷＭ信号を出力する。
【００２６】
ここで、図４を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部１４０が出力するＰＷＭ信号について説明する。  
図４は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部が出力するＰＷＭ信号の説明図である。
【００２７】
図４（Ａ）は、駆動パルス切替部１４０内で演算されるＰＷＭの搬送波（キャリア）Ｃａと、電流制御部１２０が出力するモータ電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*に基づいて生成されるモータ電圧指令（変調波）Ｖ*の１相の１周期分を示している。
【００２８】
図４（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号は、ＰＷＭの搬送波（キャリアＣａ）とモータ電圧指令（変調波）Ｖ*の大小比較から生成され、電圧指令の振幅はＰＷＭのパルス幅に変換される。図２に示したインバータ８のパワースイッチング素子ブリッジ８Ａは、このＰＷＭ信号に基づいてスイッチングされる。
【００２９】
従来から行われているＰＷＭ駆動は、上記に記した方法により実施されるため、実際に交流モータ１に印加される交流電圧の大きさは、基本波の最大値が直流電圧の約半分程度（Ｖｄｃ／２）となる。さらに、インバータの出力電圧の利用率を向上するために基本波の３倍調波を重畳する電圧利用率向上策を追加した場合でもその基本波振幅を１５％程度向上するものである。
【００３０】
このようなＰＷＭ駆動においては、モータに対して交流電圧を指令値に沿って高精度に印加することができる反面、出力電圧が所定範囲に制限される点や、キャリアの周波数が数ｋＨｚから１０数ｋＨｚ程度になるためにインバータのスイッチング損失が発生する点が欠点として挙げられる。
【００３１】
再び、図３において、電圧指令位相演算部１３０は、入力したモータ電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*に基づいて、モータを矩形波駆動するための電圧指令を算出する。矩形波駆動は、振幅が最大値（Ｖｄｃ）で固定されるため、電圧指令はモータの電圧ベクトル位相θｖのみの指令となり、以下のような演算方法でモータの電圧ベクトル位相θｖの演算を行う。
【００３２】
まず、現在の電圧指令の磁極位置に対する位相θｖｄｑは、以下の式（１）により求められる。  
θｖｄｑ  ＝  ｔａｎ−１（Ｖｑ／Ｖｄ）  …（１）
ここで、Ｖｄ、Ｖｑは回転座標ｄ−ｑ座標でのモータ電圧であり、この値はモータ電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*、モータ回転数ωｍ、モータのインダクタンス、モータの巻き線抵抗、モータに用いる磁石の磁束等により算出可能である。さらに、ハイブリッド自動車などのモータ制御装置では、レゾルバ等の位置センサ、あるいはセンサレスなどによりモータの磁極位置（回転子位置）θはほぼ正確に検出可能である。
【００３３】
以上より、モータの電圧ベクトルＶの交流固定座標に対する位相θｖは、式（２）によって表される。  
θｖ＝θ＋θｖｄｑ  …（２）
電圧指令位相演算部１３０は、式（２）の演算により、電圧ベクトル位相θｖを算出する。
【００３４】
ここで、図５を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部１４０が出力する矩形波信号について説明する。  
図５は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部が出力する矩形波信号の説明図である。
【００３５】
ＰＷＭ駆動における、出力電圧が所定範囲に制限される点や、インバータのスイッチング損失が発生する点を補う方式として、近年ハイブリッド自動車等のモータ制御装置に適用されている駆動方式が矩形波駆動方式である。
【００３６】
図５は、矩形波駆動におけるインバータへの出力信号（モータ駆動信号）を示している。図５に示すように、矩形波駆動時の電圧パルスは、モータ周波数相当となり、ＰＷＭ駆動時のキャリア周波数とは異なる。モータの交流電圧指令が正符号であればハイレベルパルス、負符号であればローレベルパルスを出力する。ここで説明する矩形波駆動では、モータ半周期分はスイッチング無しの１パルスとなるため、インバータから出力しうる最大の電圧となる。しかも、スイッチングはモータ１周期あたり２回／１相であるため、ほとんどインバータのスイッチング損失は発生しないといえる。
【００３７】
なお、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替え時以外の通常駆動においては、駆動パルス切替部１４０は、ＰＷＭ駆動時には電流制御部１２０の出力であるモータ電圧指令を用い、矩形波駆動時には電圧指令位相演算部１３０の出力であるモータ電圧位相θｖが用いられる。
【００３８】
ここで、図６及び図７を用いて、本実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動について説明する。  
図６は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動時のモータの駆動特性の説明図である。図７は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動時のパルスパターンの説明図である。
【００３９】
矩形波駆動では、インバータの出力電圧を最大限に、かつモータを高効率に駆動できるため、モータの動作範囲は、図６に示すように、ＰＷＭ駆動に対しておおよそ２０〜３０％程度拡大することができる。
【００４０】
図７は、Ｕ−Ｖ−Ｗの３相交流固定座標における矩形波駆動のパルスパターンを、図５に示した電圧パルスに照らし合わせて示したものである。図７に示す固定座標では、Ｕ相方向を基準の０°として、１２０°の位置にＶ相、２４０°の位置にＷ相が位置しており、各１２０°間隔となっている。このような固定座標で矩形波駆動のパルスパターンを表すと、図７に示す６つの区間で切り替わり、その各相のパルスパターンは図５に示す６つのパターン（３相のパルスの組み合わせ）である。それぞれのパルスの切り替わる位相は、図７に示すように３相交流固定座標３０°、９０°、１５０°、２１０°、２７０°、３３０°である。
【００４１】
しかしながら、矩形波駆動にも不利な点は存在する。それはモータの１周期間に６回しか電圧パターンを更新できない点である。ＰＷＭ駆動に対して電圧更新回数が少ないことから、モータ制御系として速度変動などの外乱に影響を受けやすいことになる。さらには，電圧パターン更新回数はモータ周波数に依存しているため、モータが低速回転しているときは非常に長い期間同一のパルスパターンをモータに印加することになる。これはトルクの脈動となって弊害が現れるほか、より極低速域ではモータに流れる電流が過電流レベルまで容易に達する可能性がある。
【００４２】
このような理由により、矩形波駆動は低速域には適用されないため、通常ハイブリッド車用モータ制御装置などでは、停止を含む低速域においてはＰＷＭ駆動を、中高速域では矩形波駆動を使い分ける技術が採用されている。この使い分けに関しては，一般にモータの動作点に基づいて切り替えを実施しているのが主である。
【００４３】
ここで、図８及び図９を用いて、本実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動の使い分けについて説明する。  
図８は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動の使い分けの第１の例の説明図である。図９は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動の使い分けの第２の例の説明図である。
【００４４】
図８は、バッテリを主電源として駆動される装置におけるＰＷＭ駆動と矩形波駆動の使い分け領域の例を示している。この例では、中高速のある程度高トルク領域で矩形波駆動が適用されている。
【００４５】
また、図９は、直流電圧をＤＣＤＣコンバータなどにより可変できる装置におけるＰＷＭ駆動と矩形波駆動の使い分け領域の例を示している。この例では、モータ速度のみにより切り替えを実施することも可能である。
【００４６】
以上のように、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動を切り替える場合、ＰＷＭ駆動時の電圧ベクトルは高周波スイッチングの効果により高精度に制御されている。その反面、インバータからの出力電圧の大きさが制限されている。このＰＷＭ駆動の状態からインバータの最大電圧に出力可能な矩形波駆動に切り替えた場合、印加電圧ベクトルの大きさの急増や、印加電圧ベクトルの位相急変などが考えられ、結果として切り替え時にトルク脈動が発生することが考えられる。
【００４７】
従来では，ＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替える際にはＰＷＭ駆動時の正弦波信号の振幅を大きくしていき，過変調領域を間に介して切り替えを行うものが知られている。理想的には、このような振幅を連続的に変化させる方式で切り替え可能であるが、実際には矩形波駆動の１／６周期間は電圧ベクトル位相が固定である点や、パルスを演算・出力するマイコン等の演算装置の動作モードによりＰＷＭ駆動時の電圧指令の更新タイミングと、矩形波駆動の電圧指令の更新タイミングがずれる点などから、切り替え時にはまだトルク脈動が発生する可能性がある。
【００４８】
次に、図１０〜図１３を用いて、本実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動の切替原理について説明する。  
図１０は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動での電圧ベクトルの差電圧の説明図である。図１１は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動での電圧ベクトルの差電圧が最小となる位相を、３相交流固定座標で表した説明図である。図１２は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動での電圧ベクトルの差電圧が最小となる位相方向の説明図である。図１３は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動からＰＷＭ駆動にＵ相電圧のピーク付近でに切り替えた場合、実際のパルス波形の説明図である。
【００４９】
本発明は，上記のようにＰＷＭ駆動と矩形波駆動を切り替える際に発生するモータのトルク脈動を更に低減するようにしている。本発明では、従来考慮されていなかった、切り替え時点の位相に着目している。ＰＷＭ駆動での電圧ベクトルと矩形波駆動での電圧ベクトルとの間の電圧差は３相交流の位相により一定ではなく、常に変化している。
【００５０】
図１０は、ＰＷＭ駆動での電圧ベクトルと矩形波駆動での電圧ベクトルとの間の電圧差を示している。図１０の横軸は、モータ電圧ベクトル位相を示している。図１０（Ａ）は、交流モータ４のＵ相コイルとＶ相コイルの線間の電圧差を示している。図１０（Ｂ）は、交流モータ４のＶ相コイルとＷ相コイルの線間の電圧差を示している。図１０（Ｃ）は、交流モータ４のＷ相コイルとＵ相コイルの線間の電圧差を示している。図１０（Ｄ）は、交流モータ４の各相の線間の電圧差の最大値を示している。
【００５１】
図１０（Ｄ）に示すように、モータ１周期の間に電圧差は常に変化しており、電圧差が最大値と最小値を繰り返す特性となっている。よって、この電圧差が最小となる位相時に切り替えを実施すると最もトルク脈動を小さくできるといえる。図１０（Ｄ）に示す電圧差が最小（図中の黒丸）となる位相は、モータ１周期に６箇所ある。
【００５２】
図１１は、電圧差が最小となる位相を、３相交流固定座標で表したものである。図１１のＶ１，…，Ｖ６の矢印で示した方向が、図１０に示したＰＷＭ駆動での電圧ベクトルと矩形波駆動での電圧ベクトルとの間の電圧差が最小値となる方向である。
【００５３】
そこで、図１１に示すように，モータの電圧ベクトルが図１１中の位相Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６のいずれかに来た時に切り替え処理を実施することで、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動の切替時のトルク脈動を小さくできる。例えば、図１１は、モータ電圧ベクトルが２４０°方向に一致したときを表している。
【００５４】
図１２は、ＰＷＭ駆動での電圧ベクトルと矩形波駆動での電圧ベクトルとの間の電圧差の最小値方向である各位相方向Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６は時間軸での波形で表したものである。図１２（Ａ）はＵ相電圧Ｖｕを示し、図１２（Ｂ）はＶ 相電圧Ｖｖを示し、図１２（Ｃ）はＷ相電圧Ｖｗを示している。図１２において、黒丸で示した時点が、電圧差の最小値方向である各位相方向である。すなわち，この６つの位相方向は，各相電圧のピーク方向に相当する。
【００５５】
図１３（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、Ｕ相電圧のピーク付近でＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替えた場合、実際のパルス波形を示している。図１３（Ａ）では、例えばＵ相の交流電圧指令Ｖｕ＊がピーク付近に来た時に切り替えを実施した場合のパルス波形例である。図１３（Ａ）を見てわかるように、矩形波に切り替える地点のＰＷＭ信号は、Ｕ相電圧指令に基づいて切り替える場合には、Ｕ相のＰＷＭパルス幅がもっとも大きくなる付近の位相である。
【００５６】
また、図１３（Ａ）では、Ｕ相電圧のピーク付近でＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替えているが、図１２（Ａ）に示したように、Ｕ相電圧の最小値付近でＰＷＭ駆動から矩形波駆動に切り替えてもよいものである。このときは、矩形波に切り替える地点のＰＷＭ信号は、Ｕ相電圧指令に基づいて切り替える場合には、Ｕ相のＰＷＭのローレベルのパルス幅がもっとも大きくなる付近の位相となる。
【００５７】
また、図１２（Ａ）で示したように、Ｖ相電圧のピーク付近や、Ｖ相電圧の最小値付近で切り替えることもできるし、Ｗ相電圧のピーク付近や、Ｗ相電圧の最小値付近で切り替えることもできる
すなわち、本実施形態では、各相電圧のピーク付近や、各相電圧の最小値付近で切り替えることで、トルク脈動を低減できる。また、このことは、各相電圧のハイレベルのパルス幅が最も大きくなる付近や、各相電圧のローレベルのパルス幅が最も大きくなる付近で切り替えることで、トルク脈動を低減できることをも意味するものである。
【００５８】
次に、図１４を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部１４０における駆動パルス切替処理の内容について説明する。  
図１４は、本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部における駆動パルス切替処理の内容を示すフローチャートである。
【００５９】
ステップＳ１００において、駆動パルス切替部１４０は、モータ動作点の推移等の切り替え条件により、ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替えの必要性の可否を判定する。
【００６０】
その切り替え指示が与えられた場合、ステップＳ１０１において、駆動パルス切替部１４０は、現在の電圧ベクトルＶが次に到達する切り替え位相θｃ（図１４のＶ１〜Ｖ６のいずれか。図１４ではＶ５。）を演算する。
【００６１】
次に、ステップＳ１０２において、駆動パルス切替部１４０は、先に求めたモータ電圧ベクトル位相θｖとの位相差Δθｖを、（θｃ−θｖ）として演算する。ここで、駆動パルス切替部１４０は、交流モータ４の磁極位置θに加え、交流モータ４の回転数ωｍ［ｒａｄ／ｓｅｃ］も演算している。よって、位相差Δθｖは、式（３）によって表される。  
Δθｖ＝ωｍ×Ｔｖ  …（３）
但し、Ｔｖは時間［ｓｅｃ］、ωｍはモータ回転数［ｒａｄ／ｓｅｃ］を表す。
【００６２】
式（３）より、現在のモータ電圧ベクトルがΔθｖだけ動く時間Ｔｖは、式（４）によって算出できる。  
Ｔｖ＝Δθｖ／ωｍ  …（４）
式（４）に示すように、モータ電圧ベクトルがΔθｖだけ動く時間Ｔｖ［ｓｅｃ］が求められれば、図１に示す最適切り替え位相（Ｖ１〜Ｖ６のいずれか）での切り替えが可能となる。
【００６３】
そこで、ステップＳ１０３において、駆動パルス切替部１４０は、モータ電圧ベクトルＶがΔθｖだけ動く時間Ｔｖ［ｓｅｃ］を算出する。
【００６４】
次に、ステップＳ１０４において、駆動パルス切替部１４０は、時間Ｔｖを駆動パルス切替部１４０内でカウントし、Ｔｖ経過後に割り込み処理を発生させる。
【００６５】
この割り込み処理発生時点が切り替え最適位相に相当しているので、ステップＳ１０５において、駆動パルス切替部１４０は、このタイミングでＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替えを実施する。
【００６６】
以上のような処理を行うことにより、マイコン等から構成される制御装置でトルク脈動が最小となる切り替え処理を実行することができる。
【００６７】
なお，本方式は，矩形波駆動を積極的に適用しているハイブリッド自動車のモータ制御装置に好適である。ＰＷＭ駆動から矩形波駆動への切り替え時に発生するトルク脈動は乗り心地を阻害するばかりでなく，装置のフェールを誘発してしまう可能性があるため，トルクの脈動を最小限にしながら切り替える必要があるためである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置を搭載した交流モータを用いたハイブリッド自動車の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置を用いたモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部が出力するＰＷＭ信号の説明図である。
【図５】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部が出力する矩形波信号の説明図である。
【図６】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動時のモータの駆動特性の説明図である。
【図７】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動時のパルスパターンの説明図である。
【図８】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動の使い分けの第１の例の説明図である。
【図９】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動の使い分けの第２の例の説明図である。
【図１０】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動での電圧ベクトルの差電圧の説明図である。
【図１１】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動での電圧ベクトルの差電圧が最小となる位相を、３相交流固定座標で表した説明図である。
【図１２】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動とＰＷＭ駆動での電圧ベクトルの差電圧が最小となる位相方向の説明図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置による矩形波駆動からＰＷＭ駆動にＵ相電圧のピーク付近でに切り替えた場合、実際のパルス波形の説明図である。
【図１４】本発明の第１の実施形態によるモータ制御装置の駆動パルス切替部における駆動パルス切替処理の内容を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００６９】
３…エンジン
４…交流モータ
８…インバータ
８Ａ…パワースイッチング素子ブリッジ
９…バッテリ
１００…モータコントロールユニット
１１０…トルク制御部
１２０…電流制御部
１３０…電圧指令位相演算部
１４０…駆動パルス切り替え部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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