(57)【要約】発電機の駆動制御に際し、巻線の両端に接続されたＦＥＴとダイオードからなるスイッチング回路をＰＷＭ制御する。巻線のインダクタンスＬが最大となるＬｍａｘ時点付近にて、ＰＷＭ制御により、供給モードと還流モードを交互に繰り返す交番モードを実施する。交番モード実施後、還流モードを一旦実施して電流量を高めた後、回生モードを実施する。ロータ制動力を交番モードで抑えつつ、還流モード開始時の電流値を可能な限り大きくして回生モードを実施する。また、巻線のインダクタンスＬが最大となるＬｍａｘ時点から時間Ｔａｈだけ進角させた位置から、供給モードＰと還流モードＱを交互に繰り返す第１交番モードＣ１を実施する。第１交番モードＣ１実施後、還流モードＱと回生モードＲを交互に繰り返す第２交番モードＣ２を実施する。
2004034562.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる発電機の制御方法であって、
前記巻線に対し電源から電力を供給する供給モードを実施した後、前記巻線の両端を同電位とする還流モードを実施し、
前記還流モードの後、前記巻線に生じる起電力を前記電源に回収する回生モードを実施することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項２】
複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる発電機の制御方法であって、
前記巻線に対し電源から電力を供給する供給モードと、前記巻線の両端を同電位とする還流モードとを交互に繰り返す交番モードを実施し、
前記交番モードの後、さらに前記還流モードを実施し、その後、前記巻線に生じる起電力を前記電源に回収する回生モードを実施することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項３】
請求項２記載の発電機の制御方法において、前記発電機は前記巻線の両端に接続されたスイッチ素子とダイオードからなるスイッチング回路によって制御され、前記スイッチ素子をＰＷＭ制御することにより、前記交番モードを実施することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載の発電機の制御方法において、前記電源の電圧を検出し、該電圧値に基づいて前記供給モード及び前記還流モードの一方又は両方の継続時間を制御することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項５】
請求項１〜３の何れか１項に記載の発電機の制御方法において、前記電源の電圧を検出し、該電圧値に基づいて前記交番モード及び前記還流モードの一方又は両方の継続時間を制御することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載の発電機の制御方法において、前記供給モードは、前記巻線のインダクタンスが最大となる時点又はその近傍で開始されることを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項７】
複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる発電機の制御方法であって、
前記巻線に対し電源から電力を供給する供給モードと、前記巻線の両端を同電位とする還流モードとを交互に繰り返す第１交番モードを実施し、
前記第１交番モードの後、前記還流モードと、前記巻線に生じる起電力を前記電源に回収する回生モードとを交互に繰り返す第２交番モードを実施することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項８】
請求項７記載の発電機の制御方法において、前記発電機は前記巻線の両端に接続されたスイッチ素子とダイオードからなるスイッチング回路によって制御され、前記スイッチ素子をＰＷＭ制御することにより、前記第１及び第２交番モードを実施することを特徴とする発電機の制御方法。
【請求項９】
請求項７又は８記載の発電機の制御方法において、前記第１交番モードは、前記巻線のインダクタンスが最大となる時点以前に開始されることを特徴とする発電機の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、ＳＲモータ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ  Ｍｏｔｏｒ）構造を備える発電機の制御技術に関する。
【背景技術】  近年、電気自動車やモータとエンジンを共用するいわゆるハイブリッドカー等においては、高価な永久磁石を使用せず、構造が簡単かつ堅牢であり高速回転や耐環境性に優れたＳＲモータの使用が検討されている。一般にＳＲモータは、コイルを巻装したステータの内側に、磁性鋼板よりなるロータをステータと同軸上に回転自在に配置した構成となっている。ステータの内周側には内向きに突出する突極が形成されており、この突極にはコイルが巻装され巻線を形成している。ロータの外周には外向きに突出する突極が放射状に形成されており、ロータの回転に伴ってステータの突極と近接・対向・離隔するようになっている。ロータの突極とステータの突極は、ある突極同士が対向したとき他の突極同士の位置がずれるように、相互に倍数関係ではない偶数個に設定される。すなわち、例えばロータの突極が４個の場合、ステータの突極を６個に設定し、ロータの突極が６個の場合にはステータの突極を８個に設定する。
このようなＳＲモータでは、例えばステータの一対の対向する巻線に電流を流すと、ステータの突極からロータの突極へ向かう磁束が発生する。これにより、ロータの突極がステータの突極に引き付けられロータにトルクが発生する。前述のように、ステータとロータの突極は、ある突極同士が対向すると他の突極同士にはずれが生じるように設定されている。そこで、他のずれた状態にある突極の巻線に通電すると、ずれた状態の突極が引き付けられロータが回転する。この操作を連続的に行うことにより、ロータの突極が連続的にステータの突極に引き付けられ、ロータが軸回りに回転する。
一方、このようなＳＲモータは発電機として用いることもでき、例えば、特開２００１−５７７９５号公報や特開２００１−７８４９０号公報には、発電時の過電流を防止し高効率的な発電を行う制御方式が開示されている。特開２００１−５７７９５号公報においては、バッテリから電力を供給し、ＳＲモータをモータとして機能させる供給モード中に、ロータ回転数や供給電流量に基づいて、現時点で電力回生を行った場合の最大電流量を予測演算する。そして、この最大電流量が所定値に達した場合に、巻線に生じる起電力をバッテリに回収する回生モードを実施する。
特開２００１−７８４９０号公報においては、前述の供給モードと回生モードに加えて、巻線両端を同電位とする還流モードが設定されている。この還流モード時には巻線がショートされる形となり、巻線電流は増加する。巻線電流値は常時モニタされており、供給モードから回生モードに切り替えた後、巻線電流値が下限値に達すると、前述の還流モードに切り替えられる。還流モードでは電流値が上昇し、それが上限値に達したときには、再び回生モードに切り替えられる。この回生モードと還流モードの切り替えは、ロータが所定の回転角度となるまで継続される。これにより、巻線電流値は上限値と下限値との間で制御され、巻線電流が突出的に大きくなることが防止される。
一方、前述の制御方式においては、インダクタンス減少領域（ｄＬ／ｄθ＜０）において、交番モード及び還流モードにより電流が所定範囲内に収まるように制御し、その後回生電流を流している。ｄＬ／ｄθ＜０の範囲で流れる電流はロータに対し制動力を及ぼすため、発電効率を高めるには交番／還流モードにおける制御電流値を抑える必要がある。しかしながら、この制御電流値を小さく抑えると回生電流値も小さくなり、必要な発電量を確保するのが難しくなるという問題があった。また、モータ電流を制御するために、その電流値を検出するセンサや高速で動作するフィードバック制御回路が必要となり、装置価格が高くなるという問題もあった。
本発明の目的は、ＳＲモータ構造を備える発電機の発電効率を向上させることにある。
【発明の開示】
本発明の発電機の制御方法は、複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる発電機の制御方法であって、前記巻線に対し電源から電力を供給する供給モードを実施した後、前記巻線の両端を同電位とする還流モードを実施し、前記還流モードの後、前記巻線に生じる起電力を前記電源に回収する回生モードを実施することを特徴とする。
本発明にあっては、供給モードを実施した後、還流モードを実施し、その後、回生モードを実施する。このように、回生モードを還流モード実施後に実施することにより、供給モード実施後に一旦還流モードによって電流量を高めた後、回生モードが実施されることになり、回生モードにおける回生エネルギ量を大きくとることができ、その分、発電効率が向上する。
また、本発明の他の発電機の制御方法は、複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる発電機の制御方法であって、前記巻線に対し電源から電力を供給する供給モードと、前記巻線の両端を同電位とする還流モードとを交互に繰り返す交番モードを実施し、前記交番モードの後、さらに前記還流モードを実施し、その後、前記巻線に生じる起電力を前記電源に回収する回生モードを実施することを特徴とする。
本発明にあっては、巻線電流によって制動力が発生する領域での平均電流値を交番モードによって抑えつつ、その後に還流モードを実施して電流値を高めてから回生モードを実施する。ここで、還流モードにおける電流量の上昇傾向は、還流モード開始時の電流値とロータ回転数により決まり、それらが十分に大きくないと還流モード時に電流値が増大しない。還流モード時の電流増が十分取れないと、回生モードにおける回生エネルギ量が確保できず、発電効率が低下する。その一方、還流モード開始時の電流値が大きくなるように巻線電流を制御すると、それによる制動力が大きくなる。
本発明の制御方法では、供給モードと還流モードを交互に繰り返す交番モードを実施し、この交番モードの後、さらに還流モードを実施し、その後、回生モードを実施するようにしたので、制動力を交番モードで抑えつつ、還流モード開始時の電流値を大きくすることができ、制動力と回生エネルギ量をバランス良くコントロールして発電効率の向上を図ることが可能となる。
前記発電機の制御方法において、前記発電機を前記巻線の両端に接続されたスイッチ素子とダイオードからなるスイッチング回路によって制御し、このスイッチ素子をＰＷＭ制御することにより、前記交番モードを実施しても良い。
前記発電機の制御方法において、前記電源の電圧を検出し、該電圧値に基づいて前記供給モード及び前記還流モードの一方又は両方、あるいは前記交番モード及び前記還流モードの一方又は両方の継続時間を制御しても良い。これにより、回生モードにおける電源の過充電を防止することができる。
さらに、本発明の他の発電機の制御方法は、複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる発電機の制御方法であって、前記巻線に対し電源から電力を供給する供給モードと、前記巻線の両端を同電位とする還流モードとを交互に繰り返す第１交番モードを実施し、前記第１交番モードの後、前記還流モードと、前記巻線に生じる起電力を前記電源に回収する回生モードとを交互に繰り返す第２交番モードを実施することを特徴とする。
本発明にあっては、第１交番モードの後に第２交番モードを設け、この第２交番モードにて還流モードと回生モードを繰り返すため、還流モードにおける電流上昇を回生モードにて適宜抑えることができる。このため、最大電流値を適度に抑制しつつ、回生電流量を最大限確保することが可能となり、両者のバランスの取れた発電が可能となる。従って、パワーデバイスの負担が軽減され、大容量の素子が不要となりコストの低減を図ることが可能となる。また、電流センサや高速比較器などを付加することなく巻線電流量を抑制でき、部品点数増によるコストアップを防止できる。
前記発電機の制御方法において、前記発電機を前記巻線の両端に接続されたスイッチ素子とダイオードからなるスイッチング回路によって制御し、このスイッチ素子をＰＷＭ制御することにより、前記第１及び第２交番モードを実施するようにしても良い。
前記発電機の制御方法において、前記第１交番モードは、前記巻線のインダクタンスが最大となる時点以前に開始するようにしても良い。このように第１交番モードをインダクタンスが最大となる時点から進角させることにより、第１交番モードの継続時間が長くなる。このため、第２交番モード開始時の電流量が増加し、発電量を増加させることが可能となるため、発電量が不足する場合に特に有効となる。一方、第２交番モードでは電流量の増加が抑えられるため、進角によって却って巻線電流量が大きくなりすぎる場合にも電流量は適宜抑制される。従って、本発明によれば、進角による電流量増加と、第２交番モードによる電流量抑制をバランス良く組み合わせることにより、最大電流値を抑えつつ、回生電流量を十分確保し得る良好な制御形態が実現できる。
【図面の簡単な説明】  図１は、本発明の実施例１である制御方法が適用される発電機の構成を示す説明図である。
図２は、図１の発電機における駆動回路の構成を示す回路図である。
図３は、図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、実施例１の制御方法における（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）は還流モードを示している。
図４は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の何れか１相における各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）はロータ回転角と巻線印可電圧の関係、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
図５は、実施例１の制御方法における各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側，ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
図６は、図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、実施例２の制御方法における（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）（ｄ）は還流モードを示している。
図７は、本発明の実施例２である制御方法における各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側，ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
図８は、本発明の実施例３である制御方法における各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側，ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
【発明を実施するための最良の形態】
【実施例１】  以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明の実施例１である制御方法が適用される発電機の構成を示す説明図である。図１の発電機１はいわゆるＳＲモータと同様の構造を有しており、ステータ２と、ステータ２の内側に回転自在に配設されたロータ３とを備えている。ステータ２は図示しないハウジングに収容される。発電機１は例えば自動車エンジンによって駆動され、その場合、ロータ３はエンジンのクランクシャフトに連結される。また、本実施例の発電機１はインナーロータタイプであるが、ステータとロータの位置関係が逆のアウターロータタイプであっても良い。
ステータ２は、ステータコア４と複数の巻線５を備えた構成となっている。ステータコア４は複数の磁性鋼板を積層して形成され、ハウジング内に固定される。ステータコア４は、円筒状のヨーク部６と、ヨーク部６の内側に径方向内側に向けて突出する６個の突極７とから構成される。巻線５は各突極７にコイルを巻回して形成される。発電機１は３相の発電機となっており、巻線５はＵ，Ｖ，Ｗの各相の巻線５Ｕａ，５Ｕｂ，５Ｖａ，５Ｖｂ，５Ｗａ，５Ｗｂを構成している。対向する一対の巻線５は直列に接続され、各相の巻線組５Ｕ，５Ｖ，５Ｗを構成する。
ロータ３は、シャフト８とロータコア９から構成される。シャフト８は、ハウジングに設けた軸受によって回転自在に支持されている。シャフト８の回転角度はシャフト位置センサ１７（図２参照）にて検出される。このシャフト位置センサ１７の周期やパルス幅からロータ３の回転数を算出することができる。なお、別途回転数検出センサがあればそれを利用しても良い。ロータコア９は、複数枚の磁性鋼板を積層して形成され、シャフト８に固定されている。ロータコア９には、外周側に４個の突極１０が設けられている。ロータ３はステータ２内に同軸に挿入配置され、その突極４０とステータ２の突極７との間には所定の間隙が形成される。
このような発電機１は、各相の巻線５を順次通電することによりＳＲモータとして使用することもできる。ここで、巻線５に電流を流すと、ステータ２の突極７からロータ３の突極１０へ向かう磁束が発生する。例えば、図１において巻線５Ｖａ，５Ｖｂに通電すると、その近傍に存在するロータ３の突極１０ｂを引き付け、トルクが発生しロータ３が反時計回りに移動する。ステータ２の突極７Ｖとロータ３の突極１０ｂが対向すると、ステータ２が６極、ロータ３が４極のため、他の突極７Ｗ，１０ａの間には位置ズレが生じる。
次に、突極７Ｗの巻線５Ｗａ，５Ｗｂに通電すると、今度は突極１０ａが突極７Ｗに引き付けられる。このとき突極７Ｕ，１０ｂの間には位置ズレが生じており、次に突極７Ｕの巻線５Ｕａ，５Ｕｂに通電すると、突極１０ｂが突極７Ｕに引き付けられる。すなわち、各相の巻線５を順次通電することにより、ロータ３の突極１０は連続的にステータ２の突極７に引き付けられ、ロータ３はステータ２内にてシャフト８と共に回転しＳＲモータとして動作する。
図２は図１の発電機における駆動回路の構成を示す回路図である。図２に示すように、各相の巻線組５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの両端にはそれぞれＦＥＴ（スイッチ素子）とダイオードからなるスイッチング回路１９が接続されている。巻線組５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの一端側（ＨＩ側：ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）は、ＦＥＴ１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを介してバッテリ（電源）１６の＋極に接続されると共に、ダイオード１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗを介してバッテリ１６の−極に接続されている（接地）。巻線組５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの他端側（ＬＯ側：ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）は、ダイオード１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗを介してバッテリ１６の＋極に接続されていると共に、ＦＥＴ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを介してバッテリ１６の−極に接続されている。
ＦＥＴ１１，１２は、ゲートドライバ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗによって制御される。ゲートドライバ１５Ｕ，１５Ｖ，１５ＷはＣＰＵ１８に接続されており、ＣＰＵ１８によって制御される。発電機１にはさらに、シャフト位置センサ１７が設けられており、シャフト８の回転角度が検出できるようになっている。シャフト位置センサ１７の出力はＣＰＵ１８に入力され、ＣＰＵ１８はこの検出信号に基づいてゲートドライバ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗを制御し、巻線組５Ｕ，５Ｖ，５Ｗに適宜通電を行う。また、ＣＰＵ１８は、シャフト位置センサ１７の信号からシャフト８の回転数を算出する。なお、バッテリ１６の電圧はＣＰＵ１８によって常時モニタされている。
図３は図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）は還流モードを示している。なお、以下の説明ではＵ相についてのみ説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の動作が行われる。当該制御方法では、発電機１を供給モード、回生モード及び還流モードの３つの制御モードにて駆動する。供給モードは巻線組５Ｕに電力を供給するモード、回生モードは巻線組５Ｕに生じる起電力を回収するモード、還流モードは巻線組５Ｕの両端を同電位としショートさせるモードである。
供給モードでは、図３（ａ）に示すように、ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕを同時にＯＮさせる。当該モードでは、電流はＦＥＴ１１Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。これにより、バッテリ１６によって巻線組５Ｕの巻線５Ｕａ，５Ｕｂに電力が供給され、ロータ３の突極１０がステータ２の突極７Ｕに引き付けられ、ロータ３が回転又は制動される。
回生モードでは、図３（ｂ）に示すように、ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕが同時にＯＦＦされる。ＦＥＴ１１Ｕ，１２ＵをＯＦＦすると、バッテリ１６から巻線組５Ｕに対する電力供給は停止される。このとき、巻線組５Ｕには磁束を保持すべく起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流がダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ダイオード１４Ｕの経路で流れる。これにより、バッテリ１６にエネルギが回生される。
還流モードでは、図３（ｃ）に示すように、ＦＥＴ１１ＵをＯＦＦし、ＦＥＴ１２ＵをＯＮさせる。この状態の場合もバッテリ１６から巻線５Ｕａ，５Ｕｂに対する電力供給は停止され、巻線５Ｕａ，５Ｕｂには起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流はダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。すなわち、巻線組５Ｕは両端が接地された状態となり、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。なお、ＦＥＴ１１ＵをＯＮし、ＦＥＴ１２ＵをＯＦＦさせて還流モードを行っても良い。
本発明による発電機制御方法では、前述のような３種類のモードを次のように実行する。図４は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の何れか１相における各モードの実行タイミングを示す説明図であり、横軸は何れもロータ３の回転角となっており、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）はロータ回転角と巻線印可電圧の関係、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
図４に示すように、本実施例では、インダクタンスＬが最大値Ｌｍａｘ（インダクタンスＬの変化率（ｄＬ／ｄθ）が０）となったとき、巻線５に電力供給を開始する。巻線５に対する電力供給は、ゲートドライバ１５Ｕ，１５Ｖ，１５ＷによってＰＷＭ制御される。すなわち、ＦＥＴ１１Ｕ等のＯＮ／ＯＦＦ制御により、巻線５への供給電流量が継続時間とｄｕｔｙ比によって制御され、供給モードと還流モードが交互に繰り返される交番モードが実施される。交番モードの継続時間Ｔｄは、シャフト位置センサ１７の信号から算出されたロータ回転数に応じて設定される。このとき、Ｔｄはロータ回転角度で設定することもでき、回転数によらず一定の角度にするか、回転数に応じた角度を設定しても良い。
交番モードの間、供給モード実施時（図４（ｃ）のＰ部）では巻線電流が増加し、還流モード実施時（図４（ｃ）のＱ部）では巻線電流が減少する。ここで、供給モードでの巻線電流の増加分に比べて、還流モードでの巻線電流の減少分の方が小さく、交番モードの間、電流波形は鋸歯状波形で総体的に増加するようにＰＷＭｄｕｔｙ比が設定される。
時間Ｔｄが経過した後、ＣＰＵ１８はＰＷＭ制御を停止し、還流モードのみを実行する。これにより巻線５に流れる電流が増加する。そして、還流モードを所定時間（又は所定ロータ回転角度）実施した後、回生モードを実施する。回生モードを実施すると巻線電圧は−Ｅとなり、巻線電流ｉは徐々に減少してやがて０となる。これにより、図４（ｃ）のＲ部の面積にて示される量のエネルギが、バッテリ１６に回生される。回生エネルギ量は、回生モード開始時の電流量によって決まり、ＰＷＭ制御のｄｕｔｙ比や電源電圧、交番モード継続時間Ｔｄ、交番モード後の還流モード実施時間等により変化し、ＣＰＵ１８はこれらの値を適宜調整して回生エネルギ量を制御する。
一方、ＣＰＵ１８は、常時バッテリ１６の電圧をモニタしており、電圧フィードバックによるＰＩ制御を行って、バッテリ１６の過充電を防止する。この場合、バッテリ電圧を見ながら、交番モードにおけるＰＷＭｄｕｔｙ比や継続時間を適宜制御して、バッテリ電圧が所定値となるようにしても良い。なお、ＰＷＭ制御では、制御精度確保のためには電圧値の安定が肝要であり、バッテリ電圧の検出はこの点においても重要である。
図４（ｃ）に示すように、当該制御方法では、交番モード後に還流モードを一旦実施しているため、巻線電流量が増加した状態で回生モードに切り替わる。従って、回生モード実施時（図４（ｃ）のＲ部）における回生エネルギ量（Ｒ部の面積）を大きくとることができ、発電効率を高めることができる。ここで、還流モードにおける電流量の上昇傾向は、還流モード開始時の電流値とロータ回転数により決まり、それらが十分に大きくないと還流モード時に電流値が増大しない。還流モード時の電流増が十分取れないと、回生モードにおける回生エネルギ量が確保できず、発電効率が低下する。その反面、還流モード開始時の電流値が大きくなるように巻線電流を制御すると、それによる制動力が大きくなる。本発明の制御方法では、巻線電流によって制動力が発生する領域での平均電流値を交番モードによって抑え、かかる制動力を抑制しつつ還流モード開始時の電流値がなるべく大きくなるように制御できる。従って、制動力と回生エネルギ量をバランス良くコントロールすることが可能となり、発電効率の向上が図られる。
なお、ＳＲモータは、通常モータリング動作ではＰＷＭ制御が実施されることが多いため、新たな回路や制御形態を導入することなく前述の制御形態で発電動作が可能である。従って、既存の装置にて本発明の制御方法に対応可能であり、コスト増大を招来することなく発電効率向上を図ることができる。
【実施例２】  ところで、実施例１のような制御方式において発電量を大きくするためには、交番モードにおける巻線電流値を大きくする必要がある。このためには、交番モード時のＰＷＭ制御におけるＯＮｄｕｔｙ比を高めたり、通電時間を長くしたりする必要が生じる。ところが、交番モード時の巻線電流値を大きくすると、交番モード後に実施される還流モードでの電流値が大きくなり過ぎるという問題が生じる。つまり、図５に示すように、巻線電流値ｉの最大値ｉｍａｘが大きくなってしまう。巻線電流値ｉが過大となると、パワーデバイスの負担が大きくなり、その分、大容量の素子を使用せざるを得ず、コストアップの一因となるという問題が生じる。
この場合、前述の特開２００１−７８４９０号公報のように、電流値をモニタしながら還流モードと回生モードを切り換えれば過大電流を抑えることができ、パワーデバイスの負担も軽減される。しかしながら、電流値をモニタするには、それを検出するセンサや高速で動作するフィードバック制御回路が必要となる。すなわち、電流モニタ方式を採用するとパワーデバイスの負担軽減は図れるものの、新たにセンサや高速比較器などを使用するため、コストアップの問題は依然として解決されない。そこで、本発明者は、コストアップを招来することなく、ＳＲモータ構造の発電機における過大電流発生を防止すべく、本実施例の構成に想到した。
図６は図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、本発明の実施例２である制御方法における（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）（ｄ）は還流モードを示している。なお、以下の実施例においても発電機及びその駆動回路の構成は図１，２と同様であり、同様の部材、部分等については同一の符号を付しその説明は省略する。
当該制御方法においても、発電機１は供給モード、回生モード及び還流モードの３つの制御モードにて駆動される。ここでは、実施例１と異なり、還流モードには、図６（ｃ）（ｄ）に示すような２通りの場合がある。まず、図６（ｃ）の場合は、ＦＥＴ１１ＵをＯＦＦし、ＦＥＴ１２ＵをＯＮさせる。この状態においてもバッテリ１６から巻線５Ｕａ，５Ｕｂに対する電力供給は停止され、巻線５Ｕａ，５Ｕｂには起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流はダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。すなわち、巻線組５Ｕは両端が接地された状態となり、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。
図６（ｄ）の場合は、ＦＥＴ１１ＵをＯＮし、ＦＥＴ１２ＵをＯＦＦさせる。このとき、巻線５Ｕａ，５Ｕｂの両端はバッテリ１６に接続されて同電位となり、巻線５Ｕａ，５Ｕｂに起電力が生じる。この起電力により、電流はＦＥＴ１１Ｕ、巻線組５Ｕ、ダイオード１４Ｕの経路で流れ、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。
本発明による発電機制御方法では、前述のような３種類のモードを次のように実行する。図７は、本発明の実施例２である制御方法におけるＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図である。図７の横軸は何れもロータ３の回転角となっており、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側，ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。なお、ここではＵ相を例にとって説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の制御が行われる。
図７に示すように、本実施例では、インダクタンスＬが最大値Ｌｍａｘ（インダクタンスＬの変化率（ｄＬ／ｄθ）が０）となったとき、巻線５に電力供給を開始する。巻線５に対する電力供給は、ゲートドライバ１５ＵによってＰＷＭ制御される。すなわち、ＦＥＴ１１Ｕ等のＯＮ／ＯＦＦ制御により、巻線５への供給電流量が継続時間とｄｕｔｙ比によって制御され、供給モードと還流モードが交互に繰り返される第１交番モードＣ１が実施される。
第１交番モードＣ１では、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕは所定のｄｕｔｙ比によって制御され、ＬＯ側のＦＥＴ１２Ｕは常時ＯＮの状態とされる。ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＮのとき図６（ａ）の状態となり、供給モードが実施される。これに対しＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＦＦのとき図６（ｃ）の状態となり、還流モードが実施される。第１交番モードＣ１の継続時間Ｔｄは、シャフト位置センサ１７の信号から算出されたロータ回転数に応じて設定される。このとき、Ｔｄはロータ回転角度で設定することもでき、回転数によらず一定の角度にするか、回転数に応じた角度を設定しても良い。
第１交番モードＣ１の間、供給モード実施時（図７（ｄ）のＰ部）では巻線電流が増加し、還流モード実施時（図７（ｄ）のＱ部）では巻線電流が減少する。第１交番モードＣ１では、供給モードＰでの巻線電流の増加分に比べて、還流モードＱでの巻線電流の減少分の方が小さく、時間Ｔｄの間、電流波形は鋸歯状波形で総体的に増加するようにＰＷＭｄｕｔｙ比が設定される。時間Ｔｄが経過した後、ＣＰＵ１８は作動モードを第２交番モードＣ２に切り換える。第２交番モードＣ２では、還流モードＱと回生モード（図７（ｄ）のＲ部）が交互に繰り返される。
第２交番モードＣ２における還流モードＱ（特にＱｅ）の電流量の上昇傾向は、還流モード開始時の電流値とロータ回転数により決まり、それらが十分に大きくないと還流モード時に電流値が増大しない。還流モード時の電流増が十分取れないと、回生モードにおける回生エネルギ量が確保できず、発電効率が低下する。その反面、還流モード開始時の電流値が大きくなるように巻線電流を制御すると、それによる制動力が大きくなる。そこで、当該制御方法では、巻線電流によって制動力が発生する領域での平均電流値を第１交番モードＣ１によって抑え、かかる制動力を抑制しつつ第２交番モードＣ２における還流モード開始時の電流値がなるべく大きくなるように制御している。
第２交番モードＣ２では、ＰＷＭ制御を活用して第１交番モードＣ１の後もＨＩ側のＦＥＴ１１ＵをＯＮ／ＯＦＦさせ、第１交番モードＣ１実施後の還流モードをチョッピングする。ここで、図５のような実施例１の制御方法では、第１交番モードＣ１実施後に還流モードのみを実行して巻線電流を増加させた後、回生モードを実行して回生電流量の増大を図っている。ところが、前述のように、第１交番モードＣ１実施後の還流モードにより巻線電流が過大となる場合があり、パワーデバイスの負担増の問題があった。
これに対し、実施例２の制御方法では、第１交番モードＣ１実施後に単に還流モードと回生モードを実施するのではなく、還流モードと回生モードを繰り返し実施し、還流モードにおける巻線電流の増加を適宜回生モードにて抑制する。このため、図５のように還流モードにて巻線電流を単調増加させる場合に比して、図７から明らかなように、第２交番モードＣ２を実施する当該制御方法では最大電流値ｉｍａｘを低く抑えることが可能となる。
第２交番モードＣ２の最終段階では回生モードのみを実施する。回生モード実施時には巻線電圧は−Ｅとなり、最後の回生モードＲｅでは巻線電流値ｉは徐々に減少してやがて０となる。これにより、図７（ｄ）のＲ部の面積にて示される量のエネルギが、バッテリ１６に回生される。ここで、最後の回生モードＲｅにおける回生エネルギ量は、回生モードＲｅ開始時の電流量に依存する。従って、通常、最大電流値ｉｍａｘが抑えられると回生モードＲｅにおける回生電流量も減少する。つまり、図７の回生モードＲｅでは、図５の回生モードＲのように大きな面積（回生エネルギ量）が確保できなくなる。
ところが、当該制御方法においては、第２交番モードＣ２において還流モードを実施しており、そこでは巻線電流の増加が図られる。また、回生モードＲｅに至る以前にも回生モードＲが設けられている。このため、第１交番モードＣ１後に単に回生モードを実施した場合に比して、還流モードによる電流増加分だけ回生電流量が増加すると共に、途中の回生モードでも回生電流が得られる。従って、回生モードＲｅにおける回生エネルギ量は図５の場合よりも少なくなるが、全体的な回生エネルギ量は十分に確保される。
なお、回生エネルギ量は、回生モード開始時の電流量によって決まるため、ＰＷＭ制御のｄｕｔｙ比や電源電圧、第１交番モードＣ１の継続時間Ｔｄ、第１交番モードＣ１後の交番回数等により変化する。従って、ＣＰＵ１８はこれらの値を適宜調整することにより回生エネルギ量を制御する。また、ＣＰＵ１８は、常時バッテリ１６の電圧をモニタしており、電圧フィードバックによるＰＩ制御を行って、バッテリ１６の過充電を防止する。この場合、バッテリ電圧を見ながら、交番モードにおけるＰＷＭｄｕｔｙ比や継続時間を適宜制御して、バッテリ電圧が所定値となるようにしても良い。ＰＷＭ制御では、制御精度確保のためには電圧値の安定が肝要であり、バッテリ電圧の検出はこの点においても重要である。
このように、本発明の実施例２の制御方法によれは、最大電流値ｉｍａｘを適度に抑制しつつ、回生電流量を最大限確保でき、両者のバランスの取れた発電が可能となる。従って、パワーデバイスの負担が軽減され、大容量の素子が不要となりコストの低減を図ることが可能となる。また、電流センサや高速比較器などを付加することなく巻線電流量を抑制でき、部品点数増によるコストアップを防止できる。
【実施例３】  次に、実施例３として、第１交番モードＣ１の開始時期をインダクタンスＬが最大値Ｌｍａｘとなる位置から進角させた場合について説明する。図５のような制御を行っている場合、交番モードの実施時間Ｔｄを大きくし、相対的に還流モードと回生モードの時間を減少させて、最大電流値ｉｍａｘを抑えるという方策も考えられる。しかしながら、かかる方策を採ると、還流モードと回生モードの時間減少に伴い、十分な発電量が得られないおそれがある。
そこで、交番モード後の還流モード開始時における電流量をある程度高めるべく、交番モードの開始時期を早める、すなわち、進角させる制御形態が考えられる。特に、巻線電流はインダクタンス負荷となるため、第１交番モードを開始しても図７にように理想的な形では立ち上がらない場合が多い。これに対し、進角によりＬｍａｘ時点以前に第１交番モードＣ１を開始すれば、Ｌｍａｘ時点で有効に巻線電流値を増大させることができ、発電効率も向上する。
本発明の制御方法はこのような進角を行った場合にも有効である。図８は、進角制御を行った場合における各モードの実行タイミングを示す説明図であり、前述のような進角を行った場合の制御形態を示している。図８も図７と同様に横軸は何れもロータ３の回転角となっており、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側，ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。なお、ここでもＵ相を例にとって説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の制御が行われる。
図８に示すように、本実施例では、インダクタンスＬが最大値Ｌｍａｘとなる以前に巻線５に電力供給を開始する。この場合、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵではＬｍａｘの時点から時間Ｔａｈ、ＬＯ側のＦＥＴ１２ＵではＬｍａｘの時点から時間Ｔａｌだけ進角させた時点で電力供給が開始される。各進角時間Ｔａｈ，Ｔａｌは、第２交番モードＣ２開始時の巻線電流量、すなわち、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵのＯＮｄｕｔｙ比に対応させて設定する。つまり、ＯＮ時間を長くすると第１交番モードＣ１における電流上昇値が大きくなるが、それでも第２交番モードＣ２開始時の巻線電流量が不足するような場合は第１交番モードＣ１の継続時間Ｔｄを長くするために進角制御を実施する。本実施例ではＴａｌ＞Ｔａｈとしているが、ＴａｌとＴａｈを同じ時間（Ｔａｌ＝Ｔａｈ）とすることも可能である。
第１交番モードＣ１は、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＮされる時点（時間Ｔａｈ進角位置）から開始される。第１交番モードＣ１は、実施例２と同様に、ゲートドライバ１５ＵによるＰＷＭ制御によって実行され、供給モードＰと還流モードＱが交互に繰り返される。時間Ｔｄが経過した後、ＣＰＵ１８は作動モードを第２交番モードＣ２に切り換える。第２交番モードＣ２では、実施例１と同様に、還流モードＱと回生モードＲが交互に繰り返され最大電流値ｉｍａｘが抑えられる。
本実施例の制御方法では、進角により第１交番モードＣ１の継続時間Ｔｄが長くなるため、第２交番モードＣ２開始時の電流量が増加する。このため、図７のようにＬｍａｘの時点から第１交番モードＣ１を開始すると発電量が不足する場合に有効である。一方、第２交番モードＣ２では電流量の増加が抑えられるため、還流モードでの巻線電流量が大きくなり過ぎるのを抑制できる。
従って、実施例３の制御方法によれば、進角による電流量増加と、第２交番モードＣ２における電流量抑制をバランス良く組み合わせることにより、最大電流値ｉｍａｘを抑えつつ、回生電流量を十分確保し得る良好な制御形態が実現できる。このため、パワーデバイスの負担増を最小限に抑えて発電量を増加させることができ、大容量素子の使用によるコストアップを防止できる。また、電流センサや高速比較器などを付加することなく巻線電流量を抑制でき、コスト増加を招くことなく効率の良い発電を行うことが可能となる。
本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施例ではインダクタンスＬが最大値Ｌｍａｘとなった時点で交番モードを開始しているが、厳密にＬｍａｘ時点ではなくその近傍から交番モードを開始しても良い。ロータ３が高回転数となると還流モード開始時の電流値を確保することが難しくなるため、この電流値を大きくするべく、交番モードを最大値Ｌｍａｘ位置より前から開始する進角制御を行っても良い。これにより、交番モード継続時間を多く確保でき、還流モード開始時の電流値を高めることが可能となり、特に発電電圧が小さい場合に有効である。
また、前述の実施例では、ＣＰＵ１８によりバッテリ電圧をモニタしているが、制御回路中に電流量検出装置を設け電流量をモニタしてＰＷＭ制御のｄｕｔｙ比や交番モード継続時間Ｔｄ、交番モード後の還流モード実施時間等を設定しても良い。但し、電流量検出よりも電圧検出の方が一般に容易であり、後者の方がコスト的には有利である。
さらに、実施例２，３では、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕのｄｕｔｙ比を第１交番モードＣ１と第２交番モードＣ２で同様に設定した場合を示したが、両モードにおけるｄｕｔｙ比を異なる値に設定しても良い。加えて、実施例２，３共に、ＨＩ側のＦＥＴをＰＷＭ駆動、ＬＯ側のＦＥＴを相制御に使用した場合について説明したが、ＬＯ側ＦＥＴをＰＷＭ駆動、ＨＩ側ＦＥＴを相制御に使用しても良い。
一方、本発明による発電機は、風力発電機の発電設備としてに使用することも可能である。風力発電機では回転翼を風力によって作動させ発電を行うが、回転翼の起動時に大きな風力を要するため、ある程度の風速にて風が吹かないと、発電機を起動させることができない。このため、回転翼を起動させ得る風速に満たない微風状態の場合には、風が吹いているにもかかわらず発電を行うことができないという問題があった。
これに対し、当該発電機はＳＲモータとしても使用可能であり、発電機をモータとして使用して回転翼を起動させ、一旦起動後は発電機として動作させるという使い方が可能となる。従って、前述のような微風状態の場合においても、モータにて回転翼を起動させ、その後は風力によって回転翼を回転させることができる。この場合、モータとして使用時間はわずかであり、その後の発電による取得エネルギの方が遙かに大きい。これにより、風力発電機を微風状態から作動させることができ、発電効率の向上を図ることが可能となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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