(57)【要約】本発明は、ノイズの少ない遅延プロファイルを作成することを可能にする遅延プロファイル推定装置及び相関器を提洪することを目的とする。本発明による遅延プロファイル推定装置は、通信信号を受信する受信手段と、Ｎサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換する変換手段と、前記受信手段及び前記変換手段に結合され、前記通信信号と逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との相関値を求める相関手段と、前記相関手段に結合され、前記相関値に基づいて前記通信信号に関する遅延プロファイルを求める手段を有する。相関手段は、Ｎサンプル分の前記通信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算する。
2004049611.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信信号を受信する受信手段と、
Ｎサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換する変換手段と、
前記受信手段及び前記変換手段に結合され、前記通信信号と逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との相関値を求める相関手段と、
前記相関手段に結合され、前記相関値に基づいて前記通信信号に関する遅延プロファイルを求める手段
を有し、前記相関手段が、
Ｎサンプル分の前記通信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算することを特徴とする遅延プロファイル推定装置。
【請求項２】
前記相関手段が、
入力信号に対して所定のサンプル数だけ遅延したＮ個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段と、
前記Ｎ個の遅延信号と、逆フーリエ変換されたＮサンプルより成る既知のパイロット信号との積の総和を求める手段と、
少なくとも所定数の相関値が算出されるまで、前記複数の遅延手段の中の１つに含まれる遅延信号を、前記入力信号として選択する切替手段
を有することを特徴とする請求項１記載の遅延プロファイル推定装置。
【請求項３】
前記相関値（ｃｏｒｒ）が、
2004049611.tif 000005
により算出され、
ｋは、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に相当するサンプル数であり、
ｐｊは、逆フーリエ変換されたパイロット信号の成分であり、
ｒｍは、受信した通信信号の成分であり、
ｍｏｄは、剰余演算を表し、
＊は、複素共役を表す
ことを特徴とする請求項１記載の遅延プロファイル推定装置。
【請求項４】
前記通信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号より成ることを特徴とする請求項１記載の遅延プロファイル推定装置。
【請求項５】
前記通信信号中の主信号のパスに対して、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断された通信信号のサンプルを除外して、前記相関値を計算するよう形成されることを特徴とする請求項４記載の遅延プロファイル推定装置。
【請求項６】
受信信号に関する遅延プロファイルを推定するために使用され、受信信号と、Ｎサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換した信号との相関値を計算する相関器であって、
Ｎサンプル分の前記受信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記受信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算することを特徴とする相関器。
【請求項７】
更に、
入力信号に対して所定のサンプル数だけ遅延したＮ個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段と、
前記Ｎ個の遅延信号と、逆フーリエ変換されたＮサンプルより成る既知のパイロット信号との積の総和を求める手段と、
少なくとも所定数の相関値が算出されるまで、前記複数の遅延手段の中の１つに含まれる遅延信号を、前記入力信号として選択する切替手段
を有することを特徴とする請求項６記載の相関器。
【請求項８】
前記相関値（ｃｏｒｒ）が、
2004049611.tif 000006
により算出され、
ｋは、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に相当するサンプル数であり、
ｐｊは、逆フーリエ変換されたパイロット信号の成分であり、
ｒｍは、受信した通信信号の成分であり、
ｍｏｄは、剰余演算を表し、
＊は、複素共役を表す
ことを特徴とする請求項５記載の相関器。
【請求項９】
前記通信信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号より成ることを特徴とする請求項６記載の相関器。
【請求項１０】
前記通信信号中の主信号のパスに対して、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断された通信信号のサンプルを除外して、前記相関値を計算するよう形成されることを特徴とする請求項６記載の相関器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、受信信号の遅延プロファイルを推定する装置及びその装置に使用される相関器に関する。
【背景技術】  一般に、移動体通信環境では、送信機から送信された信号が、地面や建物その他の障害物により反射され、複数の伝搬経路に従って受信機に到着する。従って、このようなマルチパス伝搬環境下であっても良好な通信を行うようにすることが重要である。マルチキャリア伝送方式は、このような趣旨に沿う技術であり、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が当該技術分野で有望視されている。これは、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリア（サブキャリア）を利用して信号を伝送することで、例えばマルチパスフェージングの影響に強いシステム構築を可能にする。
ＯＦＤＭ信号の送受信について概説すると、先ず、送信すべき情報を表現するディジタル信号の系列が、複数の並列の信号系列に変換される。信号系列の数は、システムで使用するサブキャリア数に対応する。これら並列の信号系列に対して、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を施すことにより、シンボル列の情報をサブキャリアに与える、すなわち変調する。変調の後に、並列信号は再び直列信号に変換され、その直列信号はディジタル・アナログ変換器によりアナログ信号に変換され、ローパス・フィルタにて不要な高周波成分が除去される。ローパス・フィルタの出力信号は、無線周波数にアップコンバージョンされ、帯域制限フィルタに入力されて不要な周波数成分が除去され、その後にアンテナから送信される。受信側では、送信側と逆の処理が行われる。すなわち、帯域制限フィルタにより受信信号の不要な成分が除去され、ダウンコンバージョンが行われる。こうして得られたアナログベースバンド信号は、アナログディジタル変換器及び直列−並列変換器を経て並列のディジタル信号に変換される。並列のディジタル信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が行われ、各サブキャリアに与えられた情報が取得される、すなわち復調される。以後、これらの並列信号を直列信号に変換し、送信信号を復元する更なる処理が行われる。
このように、ＯＦＤＭ通信システムでは、逆フーリエ変換及びフーリエ変換を行うことで、信号の変調及び復調が行われる。従って、受信側にて良好な信号を得るためには、フーリエ変換の処理を正確に行う必要があり、その処理を行うためのタイミングが正確であることを要する。適切なタイミングの検出は、例えば受信信号の遅延プロファイルを求めることにより行うことが可能である。
遅延プロファイルを求める第１の手法に、受信信号の自己相関を利用するものがある。この手法によれば、比較的小規模の演算で遅延プロファイルを求めることが可能な点で有利である。しかしながら、自己相関により得られる遅延プロファイルは、比較的緩やに変化するので、高精度なタイミング検出を行う等の観点からは不利である。
遅延プロファイルを求める第２の手法は、送信側及び受信側で既知のパイロット信号を送信信号に包含させるものである。復調後の（高速フーリエ変換後の）パイロット信号と、受信側にて既知のパイロット信号を比較してチャネル推定値を求める。そして、このチャネル推定値を逆フーリエ変換することで、遅延プロファイルを求める。この手法によれば、急峻な遅延プロファイルが得られる。更に、高速フーリエ変換及びチャネル推定等の処理は、受信側にて必須の処理であるので、遅延プロファイルを作成するために新たに導入しなければならない要素が少ない点でも有利である。しかしながら、高速フーリエ変換後の信号に基づいて遅延プロファイルを作成するので、遅延プロファイルに基づいて行われるタイミング検出等の精度の優劣が、高速フーリエ変換の妥当性によって大きく左右されてしまう点で、不利である。
遅延プロファイルを求める第３の手法は、パイロット信号を逆フーリエ変換した信号と、受信信号との相互相関を求めるものである（これについては、例えば、電子情報通信学会論文誌  Ｂ  Ｖｏｌ．Ｊ８４−Ｂ  Ｎｏ．７  ｐｐ．１２５５−１２６４  ２００１年７月  に記載されている。）。この手法によれば、急峻な遅延プロファイルが得られ、高精度なタイミング検出等を行うことが可能な点で有利である。
図１は、第３の手法における相関値の計算に関する説明図である。簡単のため、送信信号は、２つの通信経路（パス１及びパス２）を通じて受信機に到達するものとする。図中、上から２つの信号系列は、受信信号に含まれるパス１及びパス２に対応する。図示されているように、パス２は、主信号であるパス１に対して、Ｌサンプルだけ遅延して受信機に到達する。送信信号は、ＮＧＩサンプルより成るガードインターバル部分と、Ｎサンプルより成る信号部分を１単位とし、１つのＯＦＤＭシンボル区間を形成する。説明の便宜上、パス１及びパス２を別々に描いているが、実際の受信信号は、両者が合成された形式のものである点に留意を要する。
この受信信号に対して、ＦＦＴのタイミング位置から２Ｎ個のサンプル（ｒ０，ｒ１，ｒ２，．．．，ｒ２Ｎ−１）をバッファに取り込む。ＮはＦＦＴサイズである。取り込んだ受信信号のうちのＮサンプルと、Ｎサンプルより成る逆フーリエ変換後の既知のパイロット信号（以下、「パイロット・レプリカ（ｐｉｌｏｔ  ｒｅｐｌｉｃａ）」という。）との相関値を計算する。相関値の計算は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差を表すサンプル数ｋ（以下、単に位相差ｋと略す。）が０の場合、１サンプルの場合、２サンプルの場合、．．．Ｎ−１サンプルの場合のそれぞれについて、行われる。相関計算を行う区間（サンプルどうしの積の総和を求めるための区間）は、位相差ｋの値に応じてシフトさせる。すなわち、位相差ｋが０サンプルである場合には、ｒ０からｒＮ−１までのサンプルが使用される。位相差ｋが１サンプルである場合には、ｒ１からｒＮまでのサンプルが使用される。位相差ｋがＬサンプルである場合には、ｒＬからｒＮ−１＋Ｌまでのサンプルが使用される。位相差ｋがＮ−１サンプルである場合には、ｒＮ−１からｒ２Ｎ−２までのサンプルが使用される。他の位相差についても同様である。
位相差ｋを０からＮ−１まで変化させた場合に得られる相関値の中で、パス１とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス１のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差ｋ＝０の場合の相関値がこれに相当する。また、パス２とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス２のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差ｋ＝Ｌの場合の相関値がこれに相当する。それ以外の位相差に関する相関値は、遅延プロファイルにおける干渉成分（ノイズ）となる。この干渉成分は、同一シンボル内での干渉成分と、隣接シンボルとの間で生じる干渉成分を含む。前者は０又は非常に小さな値となるが、後者は無視し得ない値となる。相関値に基づいて作成される遅延プロファイルに隣接シンボル間干渉が含まれていると、各パスに対する正確なタイミングの検出を妨げてしまうことが懸念される。
【発明の開示】
本発明は、ノイズの少ない遅延プロファイルを作成することを可能にする遅延プロファイル推定装置及び相関器を提供することを目的とする。この目的は、以下に説明する手段により解決される。
本発朗によれば、
通信信号を受信する受信手段と、
Ｎサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換する変換手段と、
前記受信手段及び前記変換手段に結合され、前記通信信号と逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との相関値を求める相関手段と、
前記相関手段に結合され、前記相関値に基づいて前記通信信号に関する遅延プロファイルを求める手段
を有し、前記相関手段が、
Ｎサンプル分の前記通信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算することを特徴とする遅延プロファイル推定装置
が、提供される。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来の手法における相関計算を説明するための図である。
図２は、本発明を適用することの可能な受信機の主要な機能ブロック図を示す。
図３は、本願第１実施例における相関計算を説明するための図である。
図４は、本願第１実施例における相関器のブロック図を示す。
図５は、本願第２実施例における相関計算を説明するための図である。
図６は、本願第２実施例における相関器のブロック図を示す。
【発明を実施するための最良の形態】  ［第１実施例］
図２は、本発明を適用することの可能なＯＦＤＭ通信方式における受信機の主要な機能ブロック図を示す。受信機２００は、ＯＦＤＭ信号を受信するアンテナ２０２に結合された受信手段２０４を有する。受信手段２０４では、帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）による不要波の除去、ベースバンド信号への周波数変換、アナログ信号からディジタル信号への変換、直列信号から並列信号への変換等の処理が行われる。受信手段２０４の出力には、高速フーリエ変換を行うためのタイミングを検出するタイミング検出手段２０６が接続される。この手段２０６では、例えば、受信手段２０４からの受信信号の自己相関に基づく簡易なタイミング検出が行われる。そのような手法による精度はさほど高くないが、後述するような遅延プロファイルに基づく正確なタイミング検出の結果を利用することで、精度劣化を回避することが可能である。
受信手段２０４の出力には、タイミング検出手段２０６からのタイミング情報を利用して、受信信号に含まれるガードインターバルを除去するＧＩ除去手段２０８も接続される。このＧＩ除去手段２０８により、ガードインターバルに相当する信号の部分が受信信号から除去される。ＧＩ除去手段２０８の出力には、高速フーリエ変換を行うＦＦＴ手段２１０が接続される。上述したように、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することで、信号を復調することが可能になる。サブキャリア毎に得られる復調された信号は、チャネル推定手段２１２に入力される。チャネル推定手段２１２では、復調された信号と、送信側及び受信側で既知のパイロット信号とに基づいて、受信信号の伝搬経路におけるサブキャリア毎のフェージングの影響が見出される。
ＦＦＴ手段２１０の出力には、チャネル推定手段２１２からの振幅情報及び位相情報に基づいて、歪み補償を行う同期検波手段２１６が接続される。同期検波手段２１６の出力信号は、データを復元するための更なる処理手段（図示せず）に接続される。
更に、受信手段２０４には、受信信号の遅延プロファイルを求める遅延プロファイル推定装置２１８が接続される。遅延プロファイル推定手段２１８は、既知のパイロット信号を逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ手段２２０を有する。遅延プロファイル推定装置２１８は、逆フーリエ変換されたパイロット信号（パイロット・レプリカ）と、受信手段から受信信号との相関値を求める相関器２２２を有する。この相関値の計算には、タイミング検出手段２０６で見出されたタイミングが使用される。相関器２２２の出力には、相関値を同相加算する同相加算手段２２４が接続される。同相加算手段２２４では、同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の各成分毎に加算が行われる。同相加算手段２２４の出力には、電力を計算する電力加算手段２２６が接続され、これは所望の遅延プロファイルを出力する。
相関器２２２における相関値（ｃｏｒｒ）の計算は、次式に基づいて行われる。
2004049611.tif 000003
ここで、
ｐｊは、Ｎサンプルより成る逆フーリエ変換されたパイロット信号（パイロット・レプリカ）の成分であり、
ｋは、通信信号とパイロット・レプリカとの位相差に相当するサンプル数であり、
ｒｍは、受信した通信信号のｍ番目の成分であり（ｍ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１）、
ｍｏｄは、剰余演算を表し、
＊は、複素共役を表す。
具体的には、例えば、位相差ｋ＝０の場合において、
ｊ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１のようにｊが変化する場合に、ｊ＋ｋも、
ｊ＋ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１のように変化し、（ｊ＋ｋ）ｍｏｄＮも、
（ｊ＋ｋ）ｍｏｄＮ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１のように変化する。従って、パイロット・レプリカの各成分ｐ＊０ないしｐ＊Ｎ−１の各々に対して、受信信号のサンプルｒ０ないしｒＮ−１がそれぞれ掛け合わせられ、それらの総和が計算される。この計算値に関しては、従来のｋ＝０の場合と同じ結果になる。
位相差ｋ＝１の場合には、
ｊ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１のようにｊが変化する場合に、ｊ＋ｋは、
ｊ＋ｋ＝１，２，．．．，Ｎ−１，Ｎのように変化し、（ｊ＋ｋ）ｍｏｄＮは、
（ｊ＋ｋ）ｍｏｄＮ＝１，２，．．．，Ｎ−１，０のように変化する。従って、パイロット・レプリカの各成分ｐ＊０ないしｐ＊Ｎ−１の各々に対して、受信信号のサンプルｒ１ないしｒＮ−１及びｒ０がそれぞれ掛け合わせられ、それらの総和が計算される。従来のようにｐ＊Ｎ−１とｒＮではなく、ｐ＊Ｎ−１とｒ０の積が計算される点に留意を要する。
位相差ｋ＝２の場合には、
ｊ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１のようにｊが変化する場合に、ｊ＋ｋは、
ｊ＋ｋ＝２，３，．．．，Ｎ，Ｎ＋１のように変化し、（ｊ＋ｋ）ｍｏｄＮは、
（ｊ＋ｋ）ｍｏｄＮ＝２，３，．．．，Ｎ−１，０，１のように変化する。従って、パイロットレプリカの各成分ｐ＊０ないしｐ＊Ｎ−１の各々に対して、受信信号のサンプルｒ２ないしｒＮ−１及びｒ０，ｒ１がそれぞれ掛け合わせられ、それらの総和が計算される。従来のようにｐ＊Ｎ−２とｒＮ，ｐ＊Ｎ−１とｒＮ＋１ではなく、ｐ＊Ｎ−２とｒ０、，ｐ＊Ｎ−１とｒ１の積が計算される点に留意を要する。以下同様に、受信信号のＮ個のサンプルｒｍが巡回的に（ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ）シフトされて、相関値が計算される。
図３は、上記の数式に従って行われる相関計算を説明するための図である。図１と同様に、上から２つの信号系列は、受信信号に含まれるパス１及びパス２に対応する。図示されているように、パス２は、主信号であるパス１に対して、Ｌサンプルだけ遅延して受信機に到達する。送信信号は、ＮＧＩサンプルより成るガードインターバル部分と、Ｎサンプルより成る信号部分を１単位とし、１つのＯＦＤＭシンボル区間を形成する。説明の便宜上、パス１及びパス２を別々に描いているが、実際の受信信号は、両者が合成された形式のものである。
この受信信号に対して、ＦＦＴのタイミング位置から２Ｎ個ではなく、Ｎ個のサンプル（ｒ０，ｒ１，ｒ２，．．．，ｒＮ−１）をバッファに取り込む。取り込んだ受信信号のＮサンプルと、Ｎサンプルより成るパイロット・レプリカ（ｐ０，ｐ１，ｐ２，．．．，ｐＮ−１）との相関値を計算する。相関値の計算は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差ｋが０サンプルの場合、１サンプルの場合、２サンプルの場合、．．．Ｎ−１サンプルの場合のそれぞれについて、行われる。
相関計算を行う区間（サンプルどうしの積の総和を求めるための区間）は、位相差ｋの値に応じて巡回的にシフトさせる。従来とは異なり、この場合におけるシフトは、Ｎ個のサンプルを巡回的にシフトさせるものである点に留意を要する。すなわち、位相差ｋが０サンプルである場合には、ｒ０からｒＮ−１までのサンプルが順に使用される。位相差ｋが１サンプルである場合には、ｒ１からｒＮ−１までのサンプルを順に使用した後に、ｒ０が使用される。位相差ｋが２サンプルである場合には、ｒ２からｒＮ−１までのサンプルを順に使用した後に、ｒ０，ｒ１が順に使用される。位相差ｋがＬサンプルである場合には、ｒＬからｒＮ−１までのサンプルを順に使用した後に、ｒ０からｒＬ−１が順に使用される。最後に、位相差ｋがＮ−１サンプルである場合には、ｒＮ−１を使用した後に、ｒ０からｒＮ−２までのサンプルが順に使用される。このように、相関値を計算する際に、Ｎ個のサンプルｒ０ないしｒＮ−１を巡回的にシフトさせることで、パイロット・レプリカとの積の和が計算される。
次に、このようにして計算された相関値の妥当性について説明する。位相差ｋを０からＮ−１まで変化させた場合に得られる相関値の中で、パス１とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス１のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差ｋ＝０の場合の相関値がこれに相当する。
パス２とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス２のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差ｋ＝Ｌの場合の相関値がこれに相当する。これは次のように説明できる。ＯＦＤＭ信号のガードインターバルＧＩの部分には、そのＯＦＤＭ信号の後ろの部分がコピーされている。バッファに取り込まれているＮ個のサンプルの内、ｒ０ないしｒＬ−１までの部分には、パス１の０番目からＬ−１番目の信号成分が含まれていることに加えて、パス２のガードインターバルに含まれる信号成分も含まれている。一般に、ＯＦＤＭ信号におけるガードインターバルには、ガードインターバルに続くＮ個のサンプルの内、Ｎ−ＮＧＩ番目からＮ−１番目までのサンプルに等しいものが挿入されている。このため、パス２のガードインターバルには、パス２のＮ−Ｌ番目ないしＮ−１番目のＬ個のサンプルも含まれている。従って、ｒＬからｒＮ−１までのサンプルを順に使用した後に、ｒ０からｒＬ−１を順に使用することは、パス２に着目すれば、０番目からＮ−Ｌ−１番目までのサンプルを順に使用した後に、Ｎ−Ｌ番目からＮ−１番目のサンプルを順に使用することに等しくなる。したがって、位相差Ｌに関して計算される相関値は、パス１に対してＬだけ遅延したパス２のタイミングに一致して計算された相関値となる。
それ以外の位相差（ｋが０でもＬでもない場合）に関する相関値は、遅延プロファイルにおける干渉成分（ノイズ）となる。しかしながら、図３に示されるように、本実施例にて生じる干渉成分は、同一シンボル内の干渉成分であって、隣接シンボルとの干渉成分は生じない（遅延がガードインターバルＧＩの範疇にあること（Ｌ≦ＮＧＩ）を想定している。）。したがって、遅延プロファイルに現れる干渉レベルは非常に小さくなる。
以上のようにして得られる相関値は、同相加算手段２２４にて同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）毎に同相加算され、電力加算手段２２６にて電力に変換された後に、遅延プロファイルが得られる。この遅延プロファイルは、瞬時的な値であるため、通信経路の特性が一定であるような期間にわたって平均値をとることで、より精度の高い遅延プロファイルが得られる。
図４は、本実施例における相関計算を行うための相関器のブロック図を示す。相関器４００は、入力信号ｒｍに対して、０ないしＮ−１サンプルだけ遅延したＮ個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段４０２を有する。各遅延手段４０２は、例えばシフトレジスタにより形成することが可能である。相関器４００は、各遅延手段４０２の入力信号と、パイロット・レプリカの所定の成分との積を計算するための複数の乗算器４０４を有する。各乗算器４０４の総ての出力は、１つの加算器４０６に入力される。加算器４０６は、所望の相関値を出力する。更に、相関器４００は、複数の遅延手段の入力信号として、新たな受信信号ｒｍ又は帰還ライン４０７を通じて得られる遅延信号の何れか一方を選択するスイッチ４０８を有する。このスイッチ４０８は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差ｋを０乃至Ｎ−１まで変化させてＮ個の相関値を算出するまでは、帰還ライン６０７を通じて得られる遅延信号を選択する。これにより、各遅延手段４０２に格納されているサンプルを巡回的にシフトさせることが可能になる。
［第２実施例］
第１実施例では、パス同士の遅延量（図示した例では、パス１に対するパス２の遅延量Ｌ）がガードインターバルＮＧＩの範疇に収まることを想定していた。この場合に、受信信号とパイロット・レプリカとの相関値の計算における位相差がＬの時に、遅延プロファイルにおけるパス２のピークを大きくするような値が得られた。相関値は、パイロット・レプリカの各成分ｐ＊０ないしｐ＊Ｎ−１の各々に対して、受信信号のサンプルｒＬないしｒＮ−１及びｒ０，．．．，ｒＬ−１をそれぞれ掛け合わせ、それらの総和を計算することにより得られる。
しかしながら、場合によっては、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパス２も生じ得る。図５に示されるように、バッファリングした受信信号の０番目からＬ−１番目のサンプルｒ０，．．．，ｒＬ−１の中で、０番目からＬ−ＮＧＩ−１番目までのサンプルには、パス２における隣接シンボルの成分が含まれている。従って、第１実施例と同様に相関値を計算すると、この隣接シンボルとの干渉成分が遅延プロファイルに生じてしまう。第２実施例は、このようなガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが、受信信号に含まれていたとしても、遅延プロファイルにおけるノイズを抑制しようとするものである。
本実施例では、受信信号のサンプルの内、隣接シンボル間干渉を引き起こすサンプルが、相関値の計算に寄与しないように、重み付けをしながら相関値を計算する。具体的には、パイロット・レプリカの各成分ｐ＊０ないしｐ＊Ｎ−１の各々に対して、受信信号のサンプルｒＬないしｒＮ−１及びｒ０，．．．，ｒＬ−１を掛け合わせ、それらの総和を計算する際に、受信信号のサンプルの内、０番目からＬ−ＮＧＩ−１番目までのＬ−ＮＧＩ個のサンプルが総和に寄与しないようにする。具体的には、相関値（ｃｏｒｒ）は、次式のようにして得られる。
2004049611.tif 000004
（ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１）
ここで、ａｊは、ｊ＝Ｎ−ｋ，．．．，Ｎ−ｋ−Ｌ−ＮＧＩ−１のときに０をとり、他の場合には１をとる重み係数であり、ｐｊ，ｒｍ，ｍｏｄ，＊については、上記と同様である。Ｎｃｏｒｒ（ｋ）は、受信信号のＮ個のサンプルの内、無視しなかったサンプル数に対応する量である。なお、受信信号のサンプルの内、Ｌ番目からＮ−１番目及びＬ−ＮＧＩ番目からＬ−１番目までのサンプルは、パスＬのピークを大きくすることに寄与する。
ところで、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパス２が存在することは判明しているが、その具体的な遅延量Ｌが不明である場合には、受信信号のサンプルの内、０番目からｋ−１番目のサンプルを相関値の計算に寄与しないようにすることも可能である。ここで、ｋは、相関値の計算にて１サンプルずつシフトさせる受信信号とパイロット・レプリカとの位相差に相当するサンプル数である。この場合における重み係数ａｊは、ｊ＝Ｎ−ｋ，．．．，Ｎ−１のときに０であり、他の場合には１である。このようにすると、隣接シンボル間干渉を実際に引き起こすサンプルだけでなく、隣接シンボル間干渉を引き起こさないサンプルをも無視することになる。しかしながら、隣接シンボル間干渉を引き起こす可能性のあるサンプルを無視することで、遅延プロファイルに隣接シンボル間干渉を導入しないようにすることが可能になる。
このように、受信信号の中に、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断されたサンプルを、相関値の計算に寄与しないようにすることで、遅延プロファイルにおけるノイズを抑制することが可能になる。
図６は、本実施例における相関計算を行うための相関器のブロック図を示す。相関器６００は、入力信号ｒｍに対して、０ないしＮ−１サンプルだけ遅延したＮ個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段６０２を有する。各遅延手段６０２は、例えばシフトレジスタにより形成することが可能である。相関器６００は、各遅延手段６０２の入力信号と、０又は１の値をとる重み付け係数ａｊとの積を計算するための複数の乗算器６０５を有する。相関器６００は、重み付けされた各遅延手段６０２の入力信号と、パイロット・レプリカの所定の成分との積を計算するための複数の乗算器６０４を有する。各乗算器６０４の総ての出力は、１つの加算器６０６に入力される。加算器６０６は、所望の相関値を出力する。更に、相関器６００は、複数の遅延手段の入力信号として、新たな受信信号ｒｍ又は遅延ライン６０７を通じて得られる遅延信号の何れか一方を選択するスイッチ６０８を有する。このスイッチ６０８は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差ｋを０乃至Ｎ−１まで変化させてＮ個の相関値を算出するまでは、遅延ライン６０７を通じて得られる遅延信号を選択する。これにより、各遅延手段６０２に格納されているサンプルを巡回的にシフトさせることが可能になる。
以上本願実施例によれば、Ｎサンプル分の受信信号を巡回的にシフトさせながら、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差に応じた相関値を計算するので、遅延プロファイルにおけるノイズ、特に隣接シンボル間干渉の影響を抑制することが可能になる。通信信号の中に、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断されたサンプルを、相関値の計算に寄与しないようにすることで、隣接シンボルとの干渉成分が遅延プロファイルに導入されるのを抑制することが可能になる。
本願実施例では、相関値を計算する際に、Ｎ個の受信信号のサンプルｒｍ（０≦ｍ≦Ｎ−１）を巡回的にシフトさせ、Ｎ個のパイロット・レプリカｐｊは固定されているように説明してきた。しかしながら、このことは本発明に必須ではなく、逆に、受信信号のサンプルを固定してパイロット・レプリカを巡回的にシフトさせてもよい。また、本願実施例では、簡単のため２つのマルチパス経路（パス１とパス２）を例にとって説明が行われたが、本発明を更に多くのパスが存在する場合に応用することも可能である。
以上、本発明の好ましい実施例を説明したが、本発明はこれに限定されるわけではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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