(57)【要約】Ｗ−ＣＤＭＡで要求される広い信号出力レベル可変幅に対応し、かつ高性能な低雑音ＶＣＯとＲＦフィルタを必要とせず部品点数とコスト低減が図れる移動体通信機に好適なダイレクトコンバージョン方式の送信回路を提供する。分周器、ミキサ（１１７，１１８）、及び共通負荷（１１９）からなる直交変調器の入力部に、可変減衰器（１１１，１１２）を設ける。この可変減衰器を、送信回路内の直交変調器の入力信号レベルが低下した場合は、直交変調器のバイアスを下げるように動作させて、キャリアリーク発生量を低減し、低出力レベル時の信号及びキャリアリーク比の低下を防ぐ。ダイレクトコンバージョン送信回路で容易に７０ｄＢ以上の出力レベル可変幅を実現し、利得可変幅確保が困難な高周波回路での可変量を低減できる。
2004057768.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２のミキサと、第１、第２および第３の増幅器と、９０°位相器を有する送信回路であって、前記第１および第２のミキサの出力端子を前記第１の増幅器の入力端子に接続し、前記第１および第２のミキサの局部発振信号の入力端子にそれぞれ前記９０°位相器の第１および第２の出力端子を接続し、前記第１および第２のミキサの信号入力端子に、それぞれ前記第２および第３の増幅器の出力端子を接続し、前記第２の増幅器の入力端子を前記送信回路の第１の入力端子とし、前記第３の増幅器の入力端子を前記送信回路の第２の入力端子とし、前記第１の増幅器の出力端子を全体の出力端子とし、前記第２および第３の増幅器に利得可変手段を設けたことを特徴とする送信回路。
【請求項２】
請求の範囲第１項に記載の送信回路において、
前記第１および第２のミキサのバイアス電流が、前記第２および第３の増幅器の増幅率に比例して変化することを特徴とする送信回路。
【請求項３】
請求の範囲第２項に記載の送信回路において、
前記９０°位相器は、第１および第２の出力端子がそれぞれ第１の差動出力端子および９０°位相シフトした信号の第２の差動出力端子である分周器で構成され、
前記第１および第２のミキサは、前記入力端子がそれぞれ差動入力端子であり、該第１および第２のミキサはそれぞれ第１および第２の電圧電流変換器と、第１および第２の差動入力端子を有し局部発振信号により差動信号の向きを切り換えるスイッチ部と、第１および第２の電流源と、前記第１および第２のミキサの差動出力を取り出すための両ミキサに共通の負荷とから構成され、
前記分周器の第１の差動出力端子および９０°位相シフトした第２の差動出力端子はそれぞれ前記スイッチ部の第１の差動入力端子に、前記第１および第２の電圧電流変換器の出力と前記第１および第２の電流源の出力は前記スイッチ部の第２の差動入力端子に、前記スイッチ部の差動出力端子は前記共通の負荷に、それぞれ接続され、
前記利得可変手段を設けた前記第２および第３の増幅器は、差動入力端子および差動出力端子を有する可変減衰器でそれぞれ構成され、前記可変減衰器の差動出力が前記第１および第２の電圧電流変換器の入力端子に接続され、
前記第１および第２の電流源の電流量と前記可変減衰器の減衰量は、利得制御信号により制御されることを特徴とする送信回路。
【請求項４】
請求の範囲第２項に記載の送信回路において、
前記第１〜第３の増幅器は差動回路構成の直流増幅器であり、
前記第１および第２のミキサは差動回路構成であり、
前記第２および第３の増幅器の入力同相直流電位により、前記第２および第３の増幅器を介して、前記第１および第２のミキサのバイアス電流を制御することを特徴とする送信回路。
【請求項５】
請求の範囲第１項に記載の送信回路を複数設け、前記複数の各送信回路の入出力端子を共通に接続すると共に、前記各送信回路をそれぞれ異なるバイアス電流に設定し、送信電力に応じて前記複数の各送信回路の動作させる個数を変化するように構成することを特徴とする送信回路。
【請求項６】
請求の範囲第１〜５項のいずれかに記載の送信回路と、ダイレクトコンバージョン受信回路からなり、前記送信回路および前記受信回路は共に第１および第２の少なくとも２つの周波数帯域に対応して動作し、かつ、同一半導体チップ上に集積した集積回路であって、
前記第１の周波数帯域に対応する送信および受信用の９０°位相差を持つ局部発振信号は、第１の発振器の発振信号を２分周することにより発生させ、
前記第２の周波数帯域に対応する送信および受信用の９０°位相差を持つ局部発振信号は、前記第１の発振器の発振信号を４分周することにより発生させるように構成した第１および第２の局部発振信号発生回路を有することを特徴とする集積回路。
【請求項７】
請求の範囲第１〜５項のいずれかに記載の送信回路と、第１の帯域通過形フィルタと、第３のミキサと、第４の増幅器と、第１のシンセサイザと、第１の発振器とからなる集積回路であって、前記送信回路の出力を前記第１の帯域通過フィルタの入力端子に接続し、前記第１の帯域通過フィルタの出力端子を前記第４のミキサの入力端子に接続し、前記第４のミキサの出力端子を前記第４の増幅器の入力端子に接続し、前記第４の増幅器の出力端子を、前記集積回路全体の出力とし、前記第１のミキサの局部発振信号入力端子を前記第１の発振器の出力端子に接続し、前記第１の発振器を前記第１のシンセサイザで所望の周波数に設定するように構成したことを特徴とする集積回路。
【請求項８】
請求の範囲第６項または第７項に記載の集積回路を搭載した送受信機であって、受信専用の第１の低雑音増幅器と第５のミキサを前記集積回路上に設け、前記第１の低雑音増幅器と前記第５のミキサの間に外付けの第２の帯域通過フィルタを挿入したことを特徴とする送受信機。
【請求項９】
請求の範囲第８項に記載の送受信機において、
受信回路部の複数のＩ信号、Ｑ信号用ミキサの出力をそれぞれ接続したＩ，Ｑのそれぞれの出力信号を利得可変増幅器で増幅し、前記利得可変増幅器の出力をＩ，Ｑ用の１組のＡＤ変換機の入力に接続し、ＡＤ変換器の出力にデジタル化した信号に対して低域通過特性を持つフィルタ機能と、平均を求めてＩ，Ｑ入力信号から平均値を差し引く機能を持つデジタル回路を接続し、処理後のデジタル信号を出力あるいはＤＡ変換機でアナログ化して出力する構成としたことを特徴とする送受信機。
【請求項１０】
請求の範囲第９項に記載の送受信機において、
複数のＩ信号、Ｑ信号用ミキサの差動出力をそれぞれ第１および第２の負荷抵抗に共通に接続し、前記第１および第２の負荷抵抗間にスイッチを介して複数の容量を設け、容量値をスイッチにより可変できるように構成したことを特徴とする送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は送信回路及び送受信機に係り、特に大規模集積化に適したダイレクトコンバージョン方式を適用した移動体通信機に好適な送信回路およびそれ用いた送受信機に関する。
【背景技術】  移動体通信機の爆発的な普及につれ、小型、低コスト化への要求が強まっている。そのため、電圧制御形発振器（ＶＣＯ）や、フィルタ数を低減し、集積度を上げた集積回路の適用が望まれている。送信機の従来例の一つとしては、瀧川等により提案された、ＧＳＭ、ＤＣＳ１８００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術（非特許文献１参照）がある。
送信回路設計の上で重要な項目として受信周波数帯域への雑音漏洩の低減が挙げられる。たとえば欧州携帯電話ＧＳＭの場合は最大出力電力３３ｄＢｍに対し、送信帯域の上限から僅か２０ＭＨｚ離れた受信帯域での雑音は、−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２９ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑圧する必要がある。帯域通過フィルタなどを電力増幅器の出力部に適用すれば上記仕様は達成可能であるが、フィルタの損失の影響で効率の低下が生じる。このためフィルタを使用しない構成としてオフセットＰＬＬ方式が適用されている。
従来のオフセットＰＬＬ方式を適用した送信機の構成を、図１７に示す（例えば、非特許文献２参照）。
送信機は、中間周波（ＩＦ）信号発生部１７０３とＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）部１７０２より構成される。
先ず、ＩＦ部の動作について説明する。Ｉ信号入力端子１１３、Ｑ信号入力端子１１４に、それぞれ２００ｋＨｚの帯域を持つＩ，Ｑ信号が入力される。この入力信号は、９０°位相差を持つＩＦ局部発信信号１７０６，１７０７と、ミキサ１１７，１１８にて混合される。
ここで、ＩＦ局部発信信号は発振器１１０８の出力を９０°位相器１１０にて位相をずらして得られる。それぞれのミキサの出力を加算することにより、ＩＦ周波数（２７０ＭＨｚ）のＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調信号に変換される。ＧＭＳＫ変調信号はＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）システムに採用されている変調信号であり、位相のみに信号情報をもち、振幅は一定である。後段の位相比較器１１０２に対して十分な振幅を得るため、増幅器１１０１にてＩＦ信号は増幅される。ミキサ１１７，１１８、増幅器１１０１で発生する高調波を低域通過フィルタ１７０５で取り除いた後、ＩＦ信号はＰＬＬ部１７０２の位相比較器１１０２に入力される。
ＰＬＬ部はミキサ１１０３を含むことが特徴であり、ＲＦ周波数で動作する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０４の出力信号の周波数９１５ＭＨｚをミキサ１１０３にて局部発振周波数（ｆＬ０）１１８５ＭＨｚと混合することにより、ＩＦ周波数（２７０ＭＨｚ）に変換し、ＩＦ信号との誤差分を位相比較器１１０２より出力する。出力された誤差信号の周波数は、ＩＱ入力信号と同じベースバンド信号帯域まで下がる。
誤差信号の高周波雑音は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１０６にて抑圧する。フィルタの閉ループ１７０１の遮断周波数は、２００ｋＨｚの信号帯域に対し、約１．６ＭＨｚであり、２０ＭＨｚの雑音は大きく抑圧される。このためＶＣＯ１１０４の出力信号から２０ＭＨｚ離れた帯域の雑音は大きく抑圧される。したがって、ＶＣＯの出力を直接電力増幅器（ＰＡ）９２４に接続しても新たにＲＦ信号に対しフィルタを接続することなく、受信帯域への雑音を−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２９ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑圧することが可能となり、アンテナ１７０４を介して送信周波数（ｆＴＸ）９１５ＭＨｚの信号を送信できる。
【非特許文献１】  瀧川  他、「ＧＳＭ、ＤＣＳ１８００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術」、アイ、イー、イー、イー、第２５回、欧州集積回路会議予稿集、１９９９年、ｐ．２７８−２８１、（Ｋ．Ｔａｋｉｋａｗａ  ｅｔ．ａｌ．“ＲＦ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｏｆ  Ｄｕａｌ−Ｂａｎｄ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ＩＣ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  ａｎｄ  ＤＣＳ１８００  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，”ＩＥＥＥ  ２５ｔｈ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，１９９９，ｐｐ．２７８−２８１）
【非特許文献２】  山脇  他、「２．７Ｖ  ＧＳＭトランシーバＩＣ」アイ、イー、イー、イー、固体回路論文誌、第３２巻、第１２号、１９９７年１２月、ｐ．２０８９−２０９１、（Ｔ．Ｙａｍａｗａｋｉ  ｅｔ．ａｌ．″Ａ  ２．７Ｖ  ＧＳＭ  ＲＦ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ＩＣ″，ＩＥＥＥ  Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，Ｄｅｃ．１９９７，Ｖｏｌ．３２，Ｎｏ．１２，ｐｐ．２０８９−２０９１）
【発明の開示】
上記の様に、オフセットＰＬＬは高周波の外付けフィルタを必要とせず、広く適用されてきたが、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ））で採用しているＨＱＰＳＫ（Ｈｙｂｒｉｄ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）のような振幅変化にも情報を含む変調方式に適用することが困難であった。
また、Ｗ−ＣＤＭＡで要求される７０ｄＢ以上の信号レベルの変化を実現することも困難であった。
本発明の目的は、更なる低コスト、部品点数の低減を図るために、コスト低減の制限となるＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ）など高価な外付け高周波フィルタを必要とせずに、７０ｄＢ以上の広い出力レベルの可変幅を持つ送信回路を提供することにある。また、その送信回路を用いた送信機、および送受信機を提供することも目的とする。
開示される本発明のうち代表的なものを記載すれば、以下の通りである。
本発明に係る送信回路は、第１および第２のミキサと、第１、第２および第３の増幅器と、９０°位相器を有する送信回路であって、前記第１および第２のミキサの出力端子を前記第１の増幅器の入力端子に接続し、前記第１および第２のミキサの局部発振信号の入力端子にそれぞれ前記９０°位相器の第１および第２の出力端子を接続し、前記第１および第２のミキサの信号入力端子に、それぞれ前記第２および第３の増幅器の出力端子を接続し、前記第２の増幅器の入力端子を前記送信回路の第１の入力端子とし、前記第３の増幅器の入力端子を前記送信回路の第２の入力端子とし、前記第１の増幅器の出力端子を全体の出力端子とし、前記第２および第３の増幅器に利得可変手段を設けたことを特徴とするものである。
前記送信回路において、前記第１および第２のミキサのバイアス電流が、前記第２および第３の増幅器の増幅率に比例して変化すれば好適である。
すなわち、本発明に係る送信回路は、概要を簡単に説明すれば、送信回路にダイレクトコンバージョン方式を用い、かつ直交変調器の入力部分に利得可変手段を設け、利得変化に連動して直交変調器のバイアスを変化させる構成とするものである。これにより、キャリアリークと送信信号の比を保ちつつ大きな可変幅を実現できる。
【図面の簡単な説明】  図１は本発明の第１の実施形態を示すダイレクトコンバージョン送信回路構成図、
図２はダイレクトコンバージョン送信回路における利得可変の回路構成例を示す図、
図３は直交変調器の入力レベルを変化させた場合の問題点を示す図、
図４はミキサのバイアス電流と、キャリアリークの関係を示す特性線図、
図５は本発明の第２の実施形態を示すダイレクトコンバージョン送信回路構成図、
図６は図５で使用する減衰器の減衰量と同相直流電圧レベルの関係を示す図、
図７は図５で使用する減衰器の具体例を示す（ａ）回路構成図と、（ｂ）その回路を構成するＦＥＴのオン抵抗とバイアス電流の関係を示す特性線図、
図８は本発明の第３の実施形態を示すダイレクトコンバージョン送信回路構成図、
図９は本発明の第４の実施形態を示す送受信回路構成図、
図１０は本発明の第５の実施形態を示す送受信全体回路構成図、
図１１は本発明の第５の実施形態を示す送受信回路のＧＳＭ送信部にオフセットＰＬＬ回路を適用した場合の回路構成図、
図１２は本発明の第５の実施形態を示す送受信回路のＧＳＭ送信部にフラクショナルシンセサイザを適用した場合の回路構成図、
図１３は本発明の第４の実施形態を示す送信回路構成図、
図１４は本発明の第６の実施形態を示す受信回路構成図、
図１５は本発明の第７の実施形態を示す受信回路構成図、
図１６は本発明の第８の実施形態を示す受信回路構成図、
図１７は従来のオフセットＰＬＬ型送信機の送信回路構成図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の好適な実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
＜第１の実施形態＞
図１〜図４を用いて本発明の第１の実施形態を説明する。まず、図２によりダイレクトコンバージョンを送信回路に適用した場合の利得可変方法を説明する。
図２（ａ）は、固定利得を持つ直交変調器と、高周波利得可変増幅器（ＲＦＧＣＡ）により利得可変を実現する場合の回路構成例を示す図である。直交変調器は２つのミキサ１１７，１１８と、９０°位相差を持つ２つの局部発振信号を発生する分周器１１０にて構成される。Ｉ信号入力端子１１３、Ｑ信号入力端子１１４にそれぞれＩ，Ｑ信号を加え、直交変調器にて高周波信号に変換する。変換された高周波信号を、高周波利得可変増幅器２０１にて利得を調整する。
Ｗ−ＣＤＭＡでは、７０ｄＢ以上の信号レベルの可変幅を要求する。このためＲＦＧＣＡ２０１と電力増幅器１００９にて、マージンを含み８０ｄＢ以上の利得を変化させる必要がある。例えば、ＲＦＧＣＡ２０１で６０ｄＢ可変させ、電力増幅器１００９で２０ｄＢ可変させることにより対応する。
図２（ｂ）に、直交変調器の入力部に利得可変回路２０２を設けた構成例を示す。図２（ａ）に対して、利得可変段を１段多く設けたので、各１段分の変化させる利得が小さくなり、各回路の仕様を緩和することができる。
ここで、直交変調器の入力部で利得を変化させた場合の問題点を、図３を用いて説明する。ベースバンドに減衰が無い場合、すなわち、直交変調器の入力信号レベルに減衰が無い場合は、図３（ａ）に示すように、直交変調器の出力には送信信号３０１の他に、キャリアリーク３０２、イメージ信号３０３が存在し、送信信号３０１はキャリアリーク３０２、イメージ信号３０３に対して十分大きな値をとる。キャリアリーク３０２はミキサの入力直流オフセットに起因したものであり、直流成分と局部発振信号の積により発生する。イメージ信号３０３は、Ｉ，Ｑ各回路に供給される局部発振信号の位相が９０°からずれた場合に発生する。いずれもミキサを構成するトランジスタ、抵抗特性のミスマッチによって発生する。
ベースバンドに減衰がある場合、すなわち、直交変調器の入力信号レベルを下げた場合は、図３（ｂ）に示すように、イメージ信号３０３は、入力信号レベルとバイアス電流の両方に比例するため、入力信号レベルを下げるとイメージ信号レベルも低下する。一方、キャリアリーク３０２は、入力直流オフセットに比例し、入力信号レベルには比例しない。このため入力信号レベルを小さくしても、キャリアリーク３０２は減少せず、キャリアリーク比（キャリアリークの絶対量をＡ、送信信号の絶対量をＢとしたときの、Ａ／Ｂをキャリアリーク比と呼ぶ）Ａ／Ｂは、図３（ａ）に比べて小さくなり、変調信号における変調精度の劣化につながる。
キャリアリークとミキサのバイアス電流の関係は、図４に示すように、ミキサのバイアス電流を増やすと、直流オフセットも増加するため、キャリアリークは増加する。逆にバイアス電流を下げると、キャリアリークは減少する。したがって、直交変調器の入力レベルを減少させる場合は、ミキサのバイアス電流も下げて、キャリアリークを低減する必要がある。
図１に、入力レベルの変化とミキサのバイアスレベルの変化とを連動させる具体的な回路構成例を示す。この回路は、Ｉ，Ｑ信号用のミキサ１１７，１１８と、両ミキサに共通な負荷抵抗１１９と、各信号に適用する可変減衰器１１１，１１２と、分周器１１０とから構成される。ミキサの回路形式はギルバート型ミキサを用いている。ミキサ１１７，１１８は、局部発振信号の極性の変化により差動信号の向きを切り替えるスイッチ部分１０１，１０２と、電圧電流変換部１０３，１０４，１０５，１０６より構成される。更に、電圧電流変換部１０３〜１０６には、帯域外雑音レベルを低減するために、それぞれ容量と抵抗からなる２次のフィルタ回路を付け加えてある。分周器１１０の２組の差動出力の一方の差動出力はミキサ１１７内の局部発振信号用ＲＦ増幅器１０７の入力に接続され、他方の差動出力はミキサ１１８内の局部発振信号用ＲＦ増幅器１０８の入力に接続される。
図１に示した回路の動作は、以下の通りである。
Ｉ、Ｑ入力端子１１３，１１４に加えられた信号は、可変減衰器１１１，１１２により適当な信号レベルに調整される。可変減衰器の減衰量は、利得制御端子１１５に加えられる直流信号レベルによって決定される。利得制御信号は可変減衰器の減衰量を制御すると同時に、ミキサ１１７，１１８のバイアス電流レベルを制御するバイアス電流源１０９の電流量を増加するとスイッチ部１０１，１０２に流れる直流バイアスが減少し、ミキサのキャリアリークを減少させる。このため、出力端子１１６から出力される変調信号ＭＩＸｏｕｔが小さくなった場合には、キャリアリークも同時に減少することになる。
本実施形態により、信号とキャリアリークレベルの比を劣化させることなく、直交変調器の入力部に利得可変回路を適用することが可能となった。
＜第２の実施形態＞
図５〜図７を用いて本発明の第２の実施形態を説明する。第１の実施形態では可変減衰器と連動する電流源を用いたが、本実施形態では可変減衰器の同相直流レベルにより、ミキサのバイアス制御を行う。
図５に、本実施形態の回路構成を示す。Ｉ，Ｑ両系統は同一構成のため、以下では、Ｉ系のみについて詳細な回路構成を示し、Ｑ系は回路構成を省略する。
第１の実施形態と同様に、ミキサ１１７にはギルバート型ミキサを適用し、ミキサ１１７は帯域外雑音レベルを低減する２次のアクティブフィルタ回路５０１により駆動する。アクティブフィルタ回路５０１は、可変減衰器５０２により駆動される。可変減衰器５０２は信号レベルを減衰させるほか、出力の直流レベルを変化させる。差動出力の差動方向にはバイアスレベルを変化させず、同相方向に変化させる。これにより、ミキサの電圧電流変換回路５０３の同相バイアスを変化させ、ミキサから発生するキャリアリーク量を制御する。
図６に、信号レベルの減衰量とバイアスレベルの関係を示す。信号レベルの減衰量をふやした場合は直流バイアスレベルを低下させ、キャリアリークの発生量を低減させる。
図７（ａ）に本実施形態で適用する可変減衰器５０２の具体的な回路構成を示す。差動対はトランジスタ７０２、７０３で構成され、それぞれのベースが入力端子７０９となる。トランジスタのエミッタ間は可変抵抗の機能を果たす電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）７０１にて接続される。ＦＥＴ７０１のゲートバイアス端子７０６に印加される電圧によりＦＥＴのオン抵抗が制御され、電圧電流変換器として動作する可変減衰器５０２の減衰量を制御する。負荷抵抗７０７，７０８により電流信号は電圧情報として出力端子７１０に出力され、次段のアクティブフィルタ回路を駆動する。出力のバイアスレベルは電流源７０４，７０５の駆動電流を変化させ、負荷抵抗７０７，７０８での電位降下量を調整することで実現する。
図７（ｂ）に、バイアス電流レベルとＦＥＴのオン抵抗の関係を示す。オン抵抗が低い場合は減衰量が小さく、信号レベルが大きいため、ミキサの動作電流は大きい必要がある。このため抵抗での電位降下を低減する必要があり、可変減衰器のバイアス電流は小さくする。オン抵抗が大きくなる場合は減衰量が大きく、キャリアリークを抑圧するためにミキサのバイアス電流を下げる必要がある。このため出力電位は下げる必要があり、可変減衰器のバイアス電流を増加させる。
本実施形態の構成により、ミキサのバイアスレベルを入力信号レベルに応じて変化させることで、適切な出力信号・キャリアリーク比を保つことが出来る。
＜第３の実施形態＞
図８を用いて本発明の第３の実施形態例を説明する。本実施形態では、信号レベルに応じたミキサを並列に接続し、信号レベルに応じて切り替えて使用することによりキャリアリークの低減に対応する。図８では、２つのミキサ８０１，８０２を並列接続した場合について示した。ミキサ８０１は高利得回路であり、ミキサ８０２は低利得回路である。ミキサ８０１と８０２は、回路を構成するトランジスタサイズをｎ：１、抵抗を１：ｎで構成し、同一バイアス電圧で、駆動電流がｎ：１になるように設定してある。二つのミキサ回路を駆動するバッファ回路８０３，８０４についても同様なトランジスタサイズ比、抵抗比で実現してある。
２つのミキサ８０１と８０２は、前段の入力回路８０９によって選択される。入力回路は差動対８０５と、スイッチ８０７と、電流源８０８で構成される選択回路が複数で構成される。スイッチのオン・オフでミキサの選択を行う。本実施形態では、ミキサ８０１，８０２の同時動作、ミキサ８０１の単独動作、ミキサ８０２の単独動作の３つの動作モードがある。可変減衰器８０５の減衰量に応じて動作モードを選択し、キャリアリーク量の最適化を図ることが出来る。
＜第４の実施形態＞
図９及び図１３を用いて、本発明の第４の実施形態を示す。今まで示した実施形態では、直交変調器の出力は高周波信号であったが、本実施形態では中間周波信号に変換する。
先ず、図１３を用いて送信回路の動作を説明する。Ｉ，Ｑ信号は、可変減衰器１００２にて適切なレベルに変換され、低域通過フィルタ１００３により帯域外雑音を除去した後、直交変調器１００４に入力される。直交変調器には中間周波シンセサイザ（ＩＦ  ＰＬＬ  Ｓｙｎｔｈ）１１０７により制御される中間周波電圧制御発振器１１０８の発振信号が印加され、直交変調器１００４の出力は１９０ＭＨｚの中間周波に変換される。１９０ＭＨｚは、Ｗ−ＣＤＭＡの送信および受信信号の間隔に相当する。
中間周波信号は可変利得増幅器１３０１にて適当な信号レベルに調整され、受信帯域に漏洩する１９０ＭＨｚはなれた雑音を除去するための帯域通過フィルタ１３０２を通した後、高周波シンセサイザ（ＲＦ  ＰＬＬ  Ｓｙｎｔｈ）９１５により制御される電圧制御発振器９１６の発振信号を用いてミキサ１３０３にて高周波信号に変換する。
変換後の信号は高周波増幅器１３０４にて増幅された後、ＳＡＷなどで構成される帯域通過フィルタ１０１８にて高調波、１９０ＭＨｚ離調雑音を除去した後、電力増幅器１００９により増幅し、増幅器１００９の負荷インピーダンスを一定にするためのアイソレータ１０１０を介した後、再度帯域通過フィルタ１０１１にて高調波、１９０ＭＨｚ離調雑音を抑圧した後、アンテナより出力される。
図９を用いて、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡのデュアルモード送受信回路としての本実施形態を説明する。受信回路は、ダイレクトコンバージョン回路を適用している。受信回路は、ＧＳＭと、ＧＳＭ１８００と、Ｗ−ＣＤＭＡの３系統ある。
アンテナから入力された受信信号は、スイッチ９０１で分配された後、入力高周波帯域通過フィルタ９０２，９０３，９０４にて妨害波を除去し、低雑音増幅器９０５，９０６，９０７により増幅された後ミキサ９０８，９０９にてベースバンドＩ，Ｑ信号に変換される。９０°位相差をもつ２つのミキサ９０８，９０９の局部発振信号は、分周器９１０にて生成する。
ＧＳＭ信号を受信する場合、高周波シンセサイザ９１５で制御される電圧制御発振器９１６は７００ＭＨｚ〜３８４０ＭＨｚで発振し、スイッチ９１３により選択された分周器９１４にて１８５０ＭＨｚ〜１９２０ＭＨｚの信号に変換される。この分周された信号が、分周器９１０にて更に分周され、９２５ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚの局部発振信号としてミキサ９０８，９０９に印加される。ミキサのベースバンド出力信号は、利得可変増幅器（ＰＧＡ）と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を交互に接続した回路（ＰＧＡ  ＆  ＬＰＦ）９１１，９１２により、妨害波を除去し、適当な信号レベルに増幅して、Ｉ，Ｑ出力信号として出力される。
ＧＳＭ１８００信号を受信する場合、電圧制御発振器９１６は３６１０ＭＨｚ〜３７６０ＭＨｚで発振し、スイッチ９１３にて分周器９１４をバイパスし、分周器９１０に直接入力される。これにより、１８０５ＭＨｚ〜１８８０ＭＨｚの局部発振信号がミキサ９０８，９０９に印加される。
Ｗ−ＣＤＭＡ信号を受信する場合、電圧制御発振器９１６は、４２３０ＭＨｚ〜４３５０ＭＨｚで発振し、スイッチ９１３により分周器９１４をバイパスし、分周器９１０に直接入力される。これにより、２１１５ＭＨｚ〜２１７５ＭＨｚの局部発振信号がミキサ９０８，９０９に印加される。ＧＳＭのＩ，Ｑ信号帯域が１３５ｋＨｚであるのに対し、Ｗ−ＣＤＭＡでは１．９８ＭＨｚである。このため、Ｗ−ＣＤＭＡ受信時にはフィルタの時定数を切り替えて対応する必要がある。
ＧＳＭと、ＧＳＭ１８００の通信方式はＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）であり、送信・受信が同時に行われることは無く、必ず交互に送受信が行われる。ＧＳＭ信号を送信する場合は、スイッチ９３０，９３１により、ＧＳＭ回路を選択し、Ｉ，Ｑ信号を可変減衰器２０２にて適当な信号レベルに減衰させ、帯域外雑音を低域通過フィルタ５０１にて除去した後、直交変調器９１９に印加する。電圧制御発振器９１６は３５２０ＭＨｚ〜３６６０ＭＨｚで発振し、スイッチ９１８により選択された分周器９１７にて１７６０ＭＨｚ〜１８３０ＭＨｚの信号に変換される。この分周された信号が、分周器１１０にて更に分周され、８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚの局部発振信号としてミキサに印加される。
８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚの送信信号は高周波増幅器９２０にて増幅され、ＳＡＷなどで構成される高周波帯域通過フィルタにて、高調波および２０ＭＨｚはなれた受信帯域雑音を除去し、電力増幅器９２４で増幅され、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）９２６にて高調波を除去した後、スイッチ９０１を介してアンテナから送信される。
ＧＳＭ１８００信号を送信する場合は、スイッチ９３０，９３１により、ＧＳＭ回路を選択し、Ｉ，Ｑ信号を減衰器にて適当な信号レベルに減衰させ、帯域外雑音を低域通過フィルタ５０１にて除去した後、直交変調器９１９に印加する。電圧制御発振器９１６は３４２０ＭＨｚ〜３５７０ＭＨｚで発振し、スイッチ９１８にて分周器９１７をバイパスし、分周器１１０に直接入力される。この信号は分周器１１０にて分周され、１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚの局部発振信号としてミキサに印加される。１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚの送信信号は高周波増幅器９２１にて増幅され、ＬＣなどで構成される高周波帯域通過フィルタにより高調波を除去し、電力増幅器９２５で増幅され、低域通過フィルタ９２７により高調波を除去した後、スイッチ９０１を介してアンテナから送信される。
Ｗ−ＣＤＭＡ信号を送信する場合は、ＧＳＭの場合とは異なり同時に信号を受信する。スイッチ９３０、９３１により、Ｗ−ＣＤＭＡ回路を選択し、Ｉ，Ｑ信号を可変減衰器１００２にて適当な信号レベルに減衰させ、帯域外雑音を低域通過フィルタ１００３により除去した後、直交変調器１００４に印加する。電圧制御発振器９１６は４２３０ＭＨｚ〜４３５０ＭＨｚで発振し、スイッチ９１８により分周器９１７を選択し、分周器９１７にて２１１５ＭＨｚ〜２１７５ＭＨｚの信号に変換し、ミキサ回路１３０３に印加される。図１３で説明したように、直交変調器１００４の出力信号の中心周波数は１９０ＭＨｚである。１９０ＭＨｚの中間周波信号と２１１５ＭＨｚ〜２１７５ＭＨｚの局部発振信号を掛け合わせることにより、１９２５ＭＨｚ〜１９８５ＭＨｚの送信信号を得る。
本実施形態では、送受信回路９２８を１チップで構成することができ、かつ、ＧＳＭ／Ｗ−ＣＤＭＡの両方式に対応する送受信回路を実現することが可能となる。
＜第５の実施形態＞
図１０〜図１２を用いて本発明の第５の実施形態を説明する。本実施形態は、Ｗ−ＣＤＭＡ送信回路をダイレクトコンバージョン回路で構成し、且つ、独立した集積回路チップ１００１で実現したものである。Ｗ−ＣＤＭＡの規格では、送信および受信の周波数間隔を１９０ＭＨｚに固定しておらず、変化させることが許容されている。本実施形態は、このような場合にも柔軟に対応出来るものである。
図１０に示す回路構成において、ＧＳＭと、ＧＳＭ１８００方式の動作時は第４の実施形態と同じであるため説明を省略する。Ｗ−ＣＤＭＡ送信回路は、ダイレクトコンバージョン回路と高周波シンセサイザ１００６と発振器１００５により構成される。Ｗ−ＣＤＭＡ動作時において、受信系は第４の実施形態と同じ動作を行う。送信系の発振器１００５は、３８５０ＭＨｚ〜３９７０ＭＨｚで発振し、この信号が分周器１０１２にて１９２５ＭＨｚ〜１９８５ＭＨｚの局部発振信号に変換される。Ｉ，Ｑ信号は、可変減衰器１００２にて適当な信号レベルに変換された後、帯域外雑音を除去するための低域通過フィルタ１００３を介して直交変調器１００４に印加される。直交変調器の出力信号は１９２５ＭＨｚ〜１９８５ＭＨｚであり、可変利得高周波増幅器１００７にてレベル調整を行った後、ＬＣフィルタ１００８により高調波を除去し、電力増幅器１００９にて増幅した後、アイソレータ１０１０、帯域通過フィルタ１０１１、スイッチ９０１を介してアンテナから出力される。
図１１は、ＧＳＭの送信部を従来適用してきたオフセットＰＬＬ回路で構成した場合の例である。このため、図１０の構成に対し、中間周波シンセサイザ１１０７を設け、この中間周波信号を直交変調器９１９の分周器に入力する構成にする。また、図１０の直交変調器９１９の出力と、増幅器９２４，９２５の間にリミッタ１１０１を設け、このリミッタの出力とミキサ１１０３の出力の位相を比較する位相比較器１１０２を介して直交変調器９１９の出力が、ループフィルタ１１０６に印加する構成とする。リミッタ１１０１により、ＧＳＭ用電圧制御発信器１１０４、ＧＳＭ１８００用電圧制御発信器１１０５、ミキサ１１０３、位相比較器１１０２、ループフィルタ１１０６で構成されるオフセットＰＬＬ回路と、直交変調器９１９との出力振幅を一定に制限する。
ＧＳＭの場合、ミキサ１１０３は、スイッチ９１８により選択した分周器９１７において１７６０ＭＨｚ〜１８３０ＭＨｚの信号に変換された信号と、ＧＳＭ用電圧制御発信器１１０４の出力の検出信号とが入力される。ループフィルタ１１０６の出力は、ＧＳＭ用電圧制御発信器１１０４を介してＧＳＭ用増幅器９２４に印加される。
一方、ＧＡＳＭ１８００の場合には、スイッチ９１８にて分周器９１７をバイパスした信号とＧＳＭ１８００用電圧制御発信器１１０５の出力の検出信号とがミキサ１１０３に入力される。ループフィルタ１１０６の出力は、ＧＳＭ１８００用電圧制御発信器１１０５を介してＧＳＭ１８００用増幅器９２５に印加される。
このような構成のオフセットＰＬＬを適用することにより、図１０の場合と比べて、発信器の発振周波数帯域に違いが生ずる。ＧＳＭ送信時には、４５ＭＨｚをＩＦ信号とし、ＧＳＭ１８００送信時には９５ＭＨｚをＩＦ信号とする。この場合、発振器９１６は受信時と同じ周波数帯で発振すればよい。
図１２は、ＧＳＭの送信部にΔΣ方式フラクショナルＮ型シンセサイザを用いた場合である。これは、図１０および図１１における高周波シンセサイザ９１５に送信回路を兼ねさせる構成例である。
発振器は、受信時局部発振信号用発振器９１６と、ＧＳＭ送信用発振器１１０４と、ＧＳＭ１８００送信用発振器１１０５の３種を用いる。シンセサイザ部は、高周波分周器１２０１と、低周波分周器１２０２と、チャンネル選択用コードテーブル（Ｔａｂｌｅ  Ｃ）１２０３と、ΣΔ変調器１２０７と、分周器対応テーブル１２０６と、位相比較器１２０８等から構成される。
フラクショナルＮ型シンセサイザは、１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周を適当な確立を持つ擬似乱数で動作させ、２つの分周比の間の整数比で無い分周を実現するものである。チャンネル選択コードとΣΔ変調器により、この擬似乱数を発生させる。本実施形態では、ΣΔ変調器１２０７に、更にＧＭＳＫ変調信号を重畳し、シンセサイザよりＧＭＳＫ信号を発生させる方法をとっている。
ここでは、Ｉ，Ｑ信号ではなく、バイナリデータ入力端子１２０９を設け、ＧＭＳＫ波形を記録しているＲＯＭ１２０４とバイナリデータよりＧＭＳＫ信号を合成し、発振器に変調を加える。ループフィルタ１１０６と発振器９１６の電圧−周波数応答特性等より決定されるループ帯域が、ＧＭＳＫ信号の帯域（１３５ｋＨｚ）より狭いため、等化回路（ＥＱ）１２０５にて補正をかけている。この送信回路はＧＳＭと、ＧＳＭ１８００送信時には変調機能付シンセサイザとして動作し、受信時には局部発振信号用シンセサイザとして動作する。
図１１および図１２に示したどちらの例も、Ｗ−ＣＤＭＡ動作時には図１０に示した例と同じ動作をする。本実施形態により、Ｗ−ＣＤＭＡの送受信間隔が変化した場合にも対応でき、且つ、外付部品の数を低減した送受信回路を実現できる。
＜第６の実施形態＞
図１４を用いて本発明の第６の実施形態を示す。本実施形態は、受信回路の詳細を述べたものである。Ｗ−ＣＤＭＡ動作時には、送受信両回路が同時に動作する。このため、送信信号そのものが最大の妨害波になり、受信回路に高い線形性が要求される。ここでは、Ｗ−ＣＤＭＡの低雑音増幅器とミキサの間に外付高周波フィルタを挿入することにより送信信号を抑圧し、過剰な線形性の仕様を緩和する。
また、ＧＳＭとＧＳＭ１８００が間欠的に送受信を行うのに対し、Ｗ−ＣＤＭＡでは通話中には常に送受信状態を継続する。したがって、２つの規格に適合する直流オフセット除去アルゴリズムが異なる。このため、ＧＳＭ専用の可変利得増幅器と低域通過フィルタの列（ＰＧＡ  ＆  ＬＰＦ）９１１，９１２と、Ｗ−ＣＤＭＡ専用の可変利得増幅器と低域通過フィルタの列１４０４，１４０５を設けて、スイッチ１４０６，１４０７により共通するＩ，Ｑ出力端子から信号を出力する構成とする。本実施形態により、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡの両方式に対して最適化した受信回路を実現できる。
＜第７の実施形態＞
図１５を用いて本発明の第７の実施形態を説明する。ここでは、第６の実施形態においてアナログ回路で実現した可変利得増幅器と低域通過フィルタの列をデジタル回路で実現し、１つの回路でＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡの両方式に対応させたものである。ミキサ９０８，９０９，１４０２，１４０３の出力端子で発生する直流オフセットは、最大で約５ｍＶに抑えることができる。また、利得が最大で２６ｄＢの可変利得増幅器１５０１，１５０２の直流オフセット出力は、１００ｍＶとなる。低雑音増幅器９０５〜９０７、ミキサの電力利得を２０ｄＢ、ミキサの出力インピーダンスを５００Ωとすると、−１０２ｄＢｍ（ＧＳＭ最小信号レベル）の受信信号は５６２μＶとなる。２Ｖのダイナミックレンジを有する１４ビットのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）があれば、量子化雑音レベルに対して１９ｄＢ以上のマージンを確保でき、且つ１００ｍＶの直流オフセットは２Ｖのダイナミックレンジに比べ十分小さい。このため直流オフセット校正機能をアナログ回路で持たせることなく受信回路を構成でき、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡの回路の共用が可能となる。
デジタル化した後ではデータの平均値１５０５，１５０６を差し引くことにより、直流成分を取り除くことが可能となる。また、フィルタはデジタル化してあるため、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡの切り替えは容易となる。ベースバンドＬＳＩのインターフェイスによっては、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１５０９，１５１０によりアナログＩＱ信号に戻し、出力することも可能である。本実施形態によりＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡを同じ回路で処理することが可能となる。
＜第８の実施形態＞
図１６を用いて本発明の第８の実施形態を説明する。本実施形態は、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡのミキサの出力部を共通化したものである。ＧＳＭ用ミキサ９０８とＷ−ＣＤＭＡ用ミキサ１４０２は、それぞれ独立した局部発振信号入力端子１６０９，１６１０と高周波信号入力端子１６０７，１６０８を持つが、各ミキサの出力端は共通の負荷抵抗１６０６を介して電源線１６０５に接続されている。
ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡでは帯域が異なるため、負荷抵抗と容量で構成する低域通過フィルタの遮断周波数を変化させる必要がある。ＧＳＭ受信時にはスイッチ１６０１，１６０２を閉じて、外付け大容量１６０３を各ミキサの出力端に接続し、低い遮断周波数を実現し、Ｗ−ＣＤＭＡ受信時にはスイッチを開き、内蔵容量１６０４と負荷抵抗１６０６で決定される高い遮断周波数を実現する。フィルタにより妨害波を抑圧した後、利得可変増幅器１５０１で信号を増幅し、出力１５１１を、例えば、図１５に示したＡＤ変換器１５０３，１５０４に印加すればよい。本実施形態により、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡのミキサ出力部から先の回路の兼用を実現できる。
【産業上の利用可能性】  前述した実施形態から明らかなように、本発明によれば、従来のオフセットＰＬＬ方式送信機を適用した場合に比べ、Ｗ−ＣＤＭＡ方式など振幅変化に情報が加わった方式に対応でき、且つ、ＲＦ集積回路、電力増幅器、フロントエンド回路のほか必要な外付け部品を削減し、ＧＳＭ／ＧＳＭ１８００／Ｗ−ＣＤＭＡのデュアルモード送受信機を構成できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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