(57)【要約】拡散部３２にカオス拡散符号ｃ（ｎ）が入力され、データＤ１とｃ（ｎ）が拡散部３２において乗算され、拡散部４２にカオス拡散符号ｄ（ｎ）が入力され、データＤ２とｄ（ｎ）が拡散部４２において乗算される。カオス拡散符号ｃ（ｎ）およびｄ（ｎ）は、互いに直交するものである。拡散部３２および４２の出力が加算器３５で加算され、送信部３６を介して伝送路３８に送出される。ディジタル回路の構成のカオス系列発生器において設定される初期値を異ならせることで、互いに直交したカオス拡散符号を生成することができる。カオス拡散符号ｃ（ｎ）とｄ（ｎ）とが直交することによって、直交したキャリアを振幅変調するアナログ回路の構成の直交変調部を不要とすることができ、構成を簡略化することができる。
2004112271.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データにカオス拡散符号を乗算することによって拡散を行い、拡散出力を送信するようにした通信装置において、
第１および第２の拡散部と、
上記第１および第２の拡散部の出力信号が入力される送信部とを備え、
上記第１の拡散部に対して入力される第１のカオス拡散符号と、上記第２の拡散部に対して入力される第２のカオス拡散符号とが互いに直交することを特徴とする通信装置。
但し、ここでの直交とは、上記第１のカオス拡散符号と上記第２のカオス拡散符号との正規化された相関係数の絶対値が０．３以下の場合、直交であることとする。
【請求項２】
請求の範囲１に記載の通信装置において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、それぞれの振幅値の自乗の和が一定となることを特徴とする通信装置。
【請求項３】
請求の範囲１に記載の通信装置において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、
初期値が設定される記憶部と、記憶部から出力される値にチェビシェフ多項式による写像を適用したマッピングを１回または複数回に分けて行うマッピング部と、上記マッピング部の出力の最下位ビットをランダム化するランダム化手段と、上記ランダム化された最下位ビットを含む上記マッピング部の出力をカオス拡散符号として出力すると共に、上記記憶部にフィードバックする経路とからなるカオス拡散符号生成器によって生成され、上記初期値が上記第１および第２のカオス拡散符号の間で異ならされることを特徴とする通信装置。
【請求項４】
請求の範囲１に記載の通信装置において、
上記第１および第２のカオス拡散符号によってユーザを識別することを特徴とする符号分割多元接続通信装置。
【請求項５】
請求の範囲１に記載の通信装置において、
上記送信部は、上記第１および第２の拡散部の出力信号を加算し、
加算出力を所定のキャリア周波数にアップコンバートし、
アップコンバート出力をアンテナから送出する無線送信部であることを特徴とする通信装置。
【請求項６】
請求の範囲１に記載の通信装置において、
上記送信部は、上記第１および第２の拡散部の出力信号のそれぞれを所定の周波数の直交したキャリアにアップコンバートし、
アップコンバート出力を加算してアンテナから送出する無線送信部であることを特徴とする通信装置。
【請求項７】
送信データにカオス拡散符号を乗算することによって拡散を行い、拡散出力を送信するようにした通信方法において、
第１および第２のカオス拡散符号によって、送信データをそれぞれ拡散し、第１および第２の拡散出力を形成するステップと、
上記第１および第２の拡散出力を送信するステップとからなり、
上記第１のカオス拡散符号と、上記第２のカオス拡散符号とが互いに直交することを特徴とする通信方法。
但し、ここでの直交とは、上記第１のカオス拡散符号と上記第２のカオス拡散符号との正規化された相関係数の絶対値が０．３以下の場合、直交であることとする。
【請求項８】
請求の範囲７に記載の通信方法において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、それぞれの振幅値の自乗の和が一定となることを特徴とする通信方法。
【請求項９】
請求の範囲７に記載の通信方法において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、
初期値を記憶部に設定するステップと、記憶部から出力される値にチェビシェフ多項式による写像を適用したマッピングを１回または複数回に分けて行うステップと、マッピング出力の最下位ビットをランダム化するランダム化ステップと、上記ランダム化された最下位ビットを含むマッピング出力をカオス拡散符号として出力すると共に、上記記憶部にフィードバックするステップとからなるカオス拡散符号生成方法によって生成され、上記初期値が上記第１および第２のカオス拡散符号の間で異ならされることを特徴とする通信方法。
【請求項１０】
請求の範囲７に記載の通信方法において、
上記第１および第２のカオス拡散符号によってユーザを識別することを特徴とする符号分割多元接続通信方法。
【請求項１１】
請求の範囲７に記載の通信方法において、
上記第１および第２の拡散出力を加算し、
加算出力を所定のキャリア周波数にアップコンバートし、
アップコンバート出力をアンテナから送出することを特徴とする通信方法。
【請求項１２】
請求の範囲７に記載の通信方法において、
上記第１および第２の拡散部の出力信号のそれぞれを所定の周波数の直交したキャリアにアップコンバートし、
アップコンバート出力を加算してアンテナから送出することを特徴とする通信方法。
【請求項１３】
送信データが互いに直交する第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ拡散された第１および第２の拡散出力からなる送信データを受信する通信装置において、
上記第１および第２の拡散出力を受信する受信部と、
上記受信部で受信された上記第１および第２の拡散出力を第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ逆拡散する第１および第２の逆拡散部と、
上記第１および第２のカオス拡散符号を送信側と同期させる同期手段とからなることを特徴とする通信装置。
但し、ここでの直交とは、上記第１のカオス拡散符号と上記第２のカオス拡散符号との正規化された相関係数の絶対値が０．３以下の場合、直交であることとする。
【請求項１４】
請求の範囲１３に記載の通信装置において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、それぞれの振幅値の自乗の和が一定となることを特徴とする通信装置。
【請求項１５】
請求の範囲１３に記載の通信装置において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、
初期値が設定される記憶部と、記憶部から出力される値にチェビシェフ多項式による写像を適用したマッピングを１回または複数回に分けて行うマッピング部と、上記マッピング部の出力の最下位ビットをランダム化するランダム化手段と、上記ランダム化された最下位ビットを含む上記マッピング部の出力をカオス拡散符号として出力すると共に、上記記憶部にフィードバックする経路とからなるカオス拡散符号生成器によって生成され、上記初期値が上記第１および第２のカオス拡散符号の間で異ならされることを特徴とする通信装置。
【請求項１６】
請求の範囲１３に記載の通信装置において、
上記第１および第２のカオス拡散符号によってユーザを識別することを特徴とする符号分割多元接続通信装置。
【請求項１７】
請求の範囲１３に記載の通信装置において、
上記受信部は、アンテナと、アンテナの受信信号をダウンコンバートして上記第１および第２の逆拡散部に供給することを特徴とする通信装置。
【請求項１８】
送信データが互いに直交する第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ拡散された第１および第２の拡散出力からなる送信データを受信する通信方法において、
上記第１および第２の拡散出力を受信するステップと、
上記受信部で受信された上記第１および第２の拡散出力を第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ逆拡散する第１および第２の逆拡散ステップと、
上記第１および第２のカオス拡散符号を送信側と同期させる同期ステップとからなることを特徴とする通信方法。
但し、ここでの直交とは、上記第１のカオス拡散符号と上記第２のカオス拡散符号との正規化された相関係数の絶対値が０．３以下の場合、直交であることとする。
【請求項１９】
請求の範囲１８に記載の通信方法において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、それぞれの振幅値の自乗の和が一定となることを特徴とする通信方法。
【請求項２０】
請求の範囲１８に記載の通信方法において、
上記第１および第２のカオス拡散符号は、
初期値を記憶部に設定するステップと、記憶部から出力される値にチェビシェフ多項式による写像を適用したマッピングを１回または複数回に分けて行うステップと、マッピング出力の最下位ビットをランダム化するランダム化ステップと、上記ランダム化された最下位ビットを含むマッピング出力をカオス拡散符号として出力すると共に、上記記憶部にフィードバックするステップとからなるカオス拡散符号生成方法によって生成され、上記初期値が上記第１および第２のカオス拡散符号の間で異ならされることを特徴とする通信方法。
【請求項２１】
請求の範囲１８に記載の通信方法において、
上記第１および第２のカオス拡散符号によってユーザを識別することを特徴とする符号分割多元接続通信方法。
【請求項２２】
請求の範囲１８に記載の通信方法において、
アンテナの受信信号をダウンコンバートして逆拡散することを特徴とする通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  この発明は、カオス信号を拡散符号として使用する通信装置および通信方法、特に、スペクトル拡散通信方式例えばＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）に関する。
【背景技術】  情報の帯域幅よりはるかに広い帯域幅に信号のエネルギーを拡散して通信を行うスペクトル拡散通信方式が知られている。スペクトル拡散通信方式では、拡散符号を使用して信号のスペクトルを拡散する。拡散符号として擬似雑音系列（ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−ｎｏｉｓｅ）系列）が使用される。拡散符号の一例は、Ｍ系列（Ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｅｎｇｔｈ  ｌｉｎｅａｒ  ｓｈｉｆｔ−ｒｅｇｉｓｔｅｒ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）である。また、二つのＭ系列の出力を排他的論理和で演算することによって得られたＧｏｌｄ符号（Ｇｏｌｄ  ｃｏｄｅ）が用いられる。
ＣＤＭＡ方式は、スペクトル拡散通信方式の中で、拡散符号によってユーザを識別できる機能を活用した多元接続方式である。拡散符号として、従来では、Ｍ系列等のＰＮ系列を使用するのが普通であったが、カオス拡散符号を使用するＣＤＭＡが提案されている。ディジタル的にカオス拡散符号を生成することは、日本国公開公報（特開２００３−１４０８８５号公報）に記載されている。
また、カオス拡散符号を使用してスペクトル拡散通信方式例えばＣＤＭＡの通信を実現する点については、日本国特許第３２３４２０２号公報に記載されている。
上述した特許文献に記載されているカオスＣＤＭＡでは、Ｍ系列等の既存のＰＮ系列に代えてカオス拡散符号を使用しており、一人のユーザに対して一つの拡散符号を割り当てる方式であった。したがって、チャンネルを有効利用するためには、直交変調を採用することが考えられる。しかしながら、従来の構成では、直交変復調のために、拡散部または逆拡散部の他に変調器または復調器を必要とする問題点かあった。
したがって、この発明の目的は、ハードウェアの規模の増加を抑えて通信チャンネルを有効に利用することを可能とした通信装置および通信方法を提供することにある。
【発明の開示】
上述した課題を解決するために、この発明の第１の態様は、送信データにカオス拡散符号を乗算することによって拡散を行い、拡散出力を送信するようにした通信装置において、第１および第２の拡散部と、第１および第２の拡散部の出力信号が入力される送信部とを備え、第１の拡散部に対して入力される第１のカオス拡散符号と、第２の拡散部に対して入力される第２のカオス拡散符号とが互いに直交することを特徴とする通信装置である。
この発明の第２の態様は、直交する第１および第２のカオス拡散符号によって拡散を行う通信方法である。
この発明の第３の態様は、送信データが互いに直交する第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ拡散された第１および第２の拡散出力からなる送信データを受信する通信装置において、第１および第２の拡散出力を受信する受信部と、受信部で受信された第１および第２の拡散出力を第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ逆拡散する第１および第２の逆拡散部と、第１および第２のカオス拡散符号を送信側と同期させる同期手段とからなることを特徴とする通信装置である。
この発明の第４の態様は、送信側と同期し、互いに直交する第１および第２のカオス拡散符号によって逆拡散を行う通信方法である。
但し、各態様における直交とは、第１のカオス拡散符号と第２のカオス拡散符号との正規化された相関係数の絶対値が０．３以下の場合、直交であることとする。
この発明では、第１および第２のカオス拡散符号が互いに直交するので、第１および第２のカオス拡散符号によってそれぞれ拡散された拡散出力を同一のチャンネルを介して伝送し、受信側で同期した第１および第２のカオス拡散符号によって逆拡散を行うことによって送信データを復調することができる。拡散部の他に直交変調のための変調器が不要となり、ハードウェアを簡単化できる。
【図面の簡単な説明】  第１図は、この発明を適用できるカオス拡散符号を使用した通信システムを示すブロック図である。
第２図は、第１図の説明に用いる波形図である。
第３図は、２次チェビシェフ多項式による写像を示す略線図である。
第４図は、カオス拡散符号を生成するカオス系列生成器の一例のブロック図である。
第５図は、カオス拡散符号を生成するカオス系列生成器の他の例のブロック図である。
第６図は、従来の直交変調による送信装置の一例のブロック図である。
第７図は、この発明の実施形態による通信装置のブロック図である。
第８図は、互いに直交するカオス拡散符号によって拡散された二つの出力波形の測定結果を示す略線図である。
第９図は、互いに直交するカオス拡散符号によって拡散された出力信号の周波数スペクトルの測定結果を示す略線図である。
第１０図は、送信波形と受信波形の測定結果を示す略線図である。
【符号の説明】
２１・・・初期値が設定されるレジスタ
２２・・・チェビシェフ多項式による写像を行うマッピング部
２４・・・エクスクルーシブオアゲート
２５，２８・・・ゴールド符号生成器
３１・・・送信データＤ１の入力端子
３２・・・カオス拡散符号ｃ（ｎ）による拡散部
３６・・・送信部
４１・・・送信データＤ２の入力端子
４２・・・カオス拡散符号ｄ（ｎ）による拡散部
５２・・・受信部
５３・・・カオス拡散符号ｃ（ｎ）による逆拡散部
６３・・・カオス拡散符号ｄ（ｎ）による逆拡散部
【発明を実施するための最良の形態】  以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。この発明の理解の容易のために、先に提案されているカオス拡散符号を使用したＣＤＭＡ（以下、カオスＣＤＭＡと適宜称する）について第１図を参照して説明する。参照符号１ａは、送信者Ａの送信すべきデータ系列Ｄａの入力端子を示し、参照符号１ｂは、送信者Ｂの送信すべきデータ系列Ｄｂの入力端子を示す。第１図の例では、２つの送信者の例を示すが、３以上の送信者のデータを送信する場合でも良い。
データＤａおよびＤｂがそれぞれ直接拡散を行うために拡散部２ａおよび２ｂに供給される。拡散部２ａには、入力端子３ａからカオス拡散符号ａ（ｎ）が入力され、データＤａとカオス拡散符号ａ（ｎ）が拡散部２ａにおいて乗算される。拡散部２ｂには、入力端子３ｂから他のカオス拡散符号ｂ（ｎ）が入力され、データＤｂとカオス拡散符号ｂ（ｎ）が拡散部２ｂにおいて乗算される。拡散部２ａおよび２ｂの出力が加算器４で加算され、送信部５を介して送信出力端子６から有線、無線、光ケーブル等の伝送路７（破線で示す）に送出される。送信部５は、伝送路７に対応してアンテナ、ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）のインターフェース等によって実現される。
伝送路７を介して伝送された信号が受信入力端子１１から受信部１２に対して供給される。受信部１２は、送信部５と対応してアンテナ、ＬＡＮのインターフェース等で実現される。受信部１２の出力が逆拡散部１３ａに供給される。送信者Ａに対する受信者を想定すると、逆拡散部１３ａに対しては、カオス拡散符号ａ（ｎ）が入力端子１４ａから入力される。相関検波によって拡散に使用したのと同一のカオス拡散符号ａ（ｎ）が使用される同期がとられ、または、別途セキュアに伝送された情報から同期がとられる。
逆拡散部１３ａにおいては、受信データとカオス拡散符号ａ（ｎ）とが乗算され、乗算結果が積分およびしきい値処理部１５で処理される。そして、積分およびしきい値処理部１５から出力端子１６に送信者ＡのデータＤａが復号されて取り出される。
第２図Ａは、例えば送信データＤａを示し、Ｄａは、”−１”および”１”の２値信号である。データは、”０”と”１”の２値信号であっても良い。第２図Ｂがカオス拡散符号ａ（ｎ）を示し、カオス拡散符号の値が多値となる。拡散部２ａにおいて、データＤａおよびカオス拡散符号ａ（ｎ）が乗算され、第２図Ｃに示す拡散後のデータが得られる。データのビット長Ｌに比較してカオス拡散符号ａ（ｎ）の周期（チップ長）１が適切なものとされている。
カオス拡散符号は、チェビシェフ多項式を用いたカオス写像により生成される。ｐ次のチェビシェフ多項式は、下記の式（１）で定義される。
Ｔｐ（ｃｏｓθ）＝ｃｏｓ（ｐθ）        （１）
このチェビシェフ多項式を写像として用いることによって拡散符号系列を得る。例えばｐ＝２のときＴｐ（ｘ）は、
Ｔ２（ｘ）＝２ｘ２−１                  （２）
となり、拡散符号系列を得るための写像は、下記の式（３）および第３図に示すものとなる。
ｘｎ＋１＝２ｘｎ２−１                  （３）
このような写像から得られた系列は、既存のＣＤＭＡシステムで使用されているゴールド（Ｇｏｌｄ）符号系列等と比較して優れた相関特性を有する。ゴールド符号は、異なる二つのＭ系列の出力をエクスクルーシブオア（排他的論理和）ゲートで演算することによって得られる系列である。
カオス拡散符号生成器は、式（３）で示される写像をディジタル回路によって実現された構成とされる。回路規模を小さくするためには、浮動小数点演算ではく、固定小数点演算で演算を行う方が有利である。しかしながら、この写像を固定小数点演算でそのまま行うと、短い周期解や不動点となってしまう問題が生じる。
この問題点を回避するために、ビットハーネシングと呼ばれる方法を使用してカオス拡散符号系列を発生させるようにしている。第４図は、ビットハーネシングを使用するカオス拡散符号生成器（例えば次数が２）の一例を示す。第４図において、レジスタ２１は、初期値を与えるためのものである。初期値は、−１より大きく１未満の実数の系列である。
参照符号２２は、式（３）にしたがってレジスタ２１からのデータｘｎからｘｎ＋１を演算するためのチェビシェフマッピング部である。チェビシェフマッピング部２２は、コンピュータによる多項式演算、または加減算回路および乗算器の組み合わせによって実現可能である。また、チェビシェフ多項式の次数を固定とせずに、チェビシェフマッピング部に対して次数を指定する値を入力するようにしても良い。チェビシェフマッピング部２２の出力データｘｎ＋１がレジスタ２３に格納される。
レジスタ２３に格納されたデータのＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ  Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ  Ｂｉｔ：最下位ビット）がエクスクルーシブオアゲート２４に供給される。エクスクルーシブオアゲート２４の他の入力として、ゴールド符号生成器２５からのゴールド符号が供給される。
レジスタ２３からのＬＳＢ以外のビットと、エクスクルーシブオアゲート２４の出力ビットとがレジスタ２６に格納される。レジスタ２６の出力が所定ビット長のカオス拡散符号として出力されると共に、レジスタ２１に対してフィードバックされ、次の符号の生成に使用される。
このように、ＬＳＢをゴールド符号のような乱数系列によってランダム化する方法がビットハーネシングと呼ばれる。ビットハーネシングによって、ビットハーネシングを行わなかったときと比較して、出力系列の周期を数倍から数十倍長くすることができ、より望ましいカオス拡散符号系列を生成することが可能となる。
第５図は、カオス拡散符号系列の生成器の他の例を示す。レジスタ２１の初期値を演算回路２２ａによって二乗し、ｘｎ２をレジスタ２３ａに格納する。レジスタ２３ａの出力のＬＳＢと、ゴールド符号生成器２５で生成されたゴールド符号をエクスクルーシブオアゲート２４に供給してランダム化して、レジスタ２６ａに格納する。レジスタ２６ａの出力を演算回路２２ｂに供給し、２を乗算し、１を減算し、２ｘｎ２−１を得、レジスタ２３ｂに格納する。レジスタ２３ｂの出力のＬＳＢと、ゴールド符号生成器２８で生成されたゴールド符号を加算器２７に供給してランダム化してレジスタ２６ｂに格納する。レジスタ２６ｂからカオス拡散符号が得られる。エクスクルーシブオアゲート２４の処理と、加算器２７の処理とを行うことによって、出力系列の周期をより長いものとすることができる。
上述したカオス拡散系列の生成は、ソフトウェアによって行うことも可能である。この場合では、初期値が入力され、記憶部に記憶されるステップと、チェビシェフ写像によってマッピングを１回または複数回に分けて行うステップと、ビットハーネシング（ＬＳＢ等の所定のビットのランダム化）の処理を行うステップと、生成された系列を出力すると共に、記憶部にフィードバックする処理とが順次なされる。さらに、このような方法をプログラムとしてコンピュータによって読み取り可能な記憶媒体に記憶するようにしても良い。
一般的に、周波数の有効利用のために、ディジタル変復調がなされる。例えば汎用的なものに直交変調を用いる方法がある。スペクトル拡散通信方式においても、直交変調と組み合わせることが従来からなされている。第６図は、スペクトル拡散通信方式と直交変調とを組み合わせた例である。第６図において、参照符号３１は、送信者Ａの送信すべき一のデータ系列Ｄ１の入力端子を示し、参照符号４１は、同じ送信者Ａの送信すべき他のデータ系列Ｄ２の入力端子を示す。
データＤ１およびＤ２がそれぞれ直接拡散を行うために拡散部３２および４２に供給される。拡散部３２には、入力端子３３からＭ系列、ゴールド符号等のＰＮ系列が入力され、Ｄ１とＰＮ系列とが拡散部３２において乗算される。拡散部４２には、入力端子４３からＤ１に対するＰＮ系列と異なる他のＰＮ系列が入力され、Ｄ２と他のＰＮ系列が拡散部４２において乗算される。
拡散部３２の出力が乗算器３４に供給され、拡散部４２の出力が乗算器４４に供給される。乗算器３４に対してキャリア発生器４５からｃｏｓ波のキャリアが供給され、乗算器４４に対してキャリアが９０°移相された、ｓｉｎ波のキャリア、すなわち、直交するキャリアが供給される。乗算器３４および乗算器４４から出力される振幅変調された信号が加算器３５にて加算される。加算器３５の出力信号が送信部３５を介して送信出力端子３６から有線、無線、光ケーブル等の伝送路３７（破線で示す）に送出される。送信部３５は、伝送路３７に対応して周波数変換器およびアンテナ、有線または無線のＬＡＮのインターフェース等によって実現される。
図示しないが、受信側では、受信部によって受信した受信信号からキャリアが再生され、再生されたキャリアと、再生されたキャリアを９０°移相したキャリアとによって受信信号をそれぞれ同期検波することによって、データ系列Ｄ１およびＤ２を得ることができる。
第６図に示し、上述したように、従来の直交変調では、スペクトル拡散通信のための送信データに対する拡散部の他に、直交変調のための乗算器を別に必要としていた。以下に述べるこの発明の一実施形態では、拡散符号として使用するカオス拡散符号が直交しているので、直交変調のための乗算器を不要とでき、変調および復調のための構成を簡略化することができる。
第７図は、この発明の一実施形態の構成を示す。第７図において、参照符号３１は、送信者Ａの送信すべきデータ系列Ｄ１の入力端子を示し、参照符号４１は、同じ送信者Ａの送信すべきデータ系列Ｄ２の入力端子を示す。第６図では省略されているが、他の送信者のデータを送信する送信機も同様に構成される。但し、この発明は、多元接続に限らず１対１の通信に対しても適用できる。
データＤ１およびＤ２がそれぞれ直接拡散を行うために拡散部３２および４２に供給される。拡散部３２には、入力端子３３からカオス拡散符号ｃ（ｎ）が入力され、データＤ１とカオス拡散符号ｃ（ｎ）が拡散部３２において乗算される。拡散部４２には、入力端子４３からカオス拡散符号ｄ（ｎ）が入力され、データＤ２とカオス拡散符号ｄ（ｎ）が拡散部４２において乗算される。カオス拡散符号ｃ（ｎ）およびｄ（ｎ）は、第４図または第５図に示すディジタル回路の構成のカオス系列発生器によって生成されたものである。
拡散部３２および４２の出力が加算器３５で加算され、送信部３６を介して送信出力端子３７から有線、無線、光ケーブル等の伝送路３８（破線で示す）に送出される。送信部３６は、伝送路３８に対応して周波数変換器およびアンテナ、有線または無線のＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）のインターフェース等によって実現される。例えば２．４ＧＨｚの無線信号にアップコンバートするアップコンバータとアンテナとによって送信部３６が構成される。送信部３６は、アナログ変調を行うものであっても良い。なお、拡散部３２および４２の出力信号のそれぞれを所定の周波数の直交したキャリアにアップコンバートし、アップコンバート出力を加算してアンテナから送信する構成も可能である。
この一実施形態では、カオス拡散符号ｃ（ｎ）とｄ（ｎ）とが互いに直交していることが必要とされる。但し、ここでの直交とは、第１のカオス拡散符号ｃ（ｎ）と第２のカオス拡散符号ｄ（ｎ）との正規化された相関係数の絶対値が０．３以下の場合、直交であることとする。第４図または第５図に示すディジタル回路の構成のカオス系列発生器におけるレジスタ２１に対して設定される初期値を異ならせることで、互いに直交したカオス拡散符号を生成することができる。カオス拡散符号ｃ（ｎ）とｄ（ｎ）とが直交することによって、第６図に示す従来の構成と異なり、直交したキャリアを振幅変調するアナログ回路の構成の直交変調部を不要とすることができ、構成を簡略化することができる。また、カオス拡散符号ｃ（ｎ）とｄ（ｎ）は、それぞれの振幅値の自乗の和が一定となるものとされている。
伝送路３８を介して伝送された信号が受信入力端子５１から受信部５２に対して供給される。受信部５２は、送信部３５と対応してアンテナおよびダウンコンバータ、ＬＡＮのインターフェース等で実現される。受信部５２の出力が逆拡散部５３および６３に供給される。送信者Ａに対する受信者を想定すると、逆拡散部５３に対しては、カオス拡散符号ｃ（ｎ）が入力端子５４から入力され、逆拡散部６３に対しては、カオス拡散符号ｄ（ｎ）が入力端子６４から入力される。相関検波等の同期方法によって拡散に使用したのと同一のカオス拡散符号ｃ（ｎ）およびｄ（ｎ）がそれぞれ使用される。
逆拡散部５３においては、受信データとカオス拡散符号ｃ（ｎ）とが乗算され、乗算結果が積分およびしきい値処理部５５で処理される。そして、積分およびしきい値処理部５５から出力端子５６に送信者Ａの一方のデータＤ１が復号されて取り出される。逆拡散部６３においては、受信データとカオス拡散符号ｄ（ｎ）とが乗算され、乗算結果が積分およびしきい値処理部６５で処理される。そして、積分およびしきい値処理部６５から出力端子６６に送信者Ａの他方のデータＤ２が復号されて取り出される。
上述した一実施形態に関して、データＤ１およびＤ２を共に全て同一の正の振幅を持つデータとした場合の送信データの波形の観測結果を第８図に示す。すなわち、第８図は、拡散部３２および４２のそれぞれの出力側の信号をＤ／Ａ変換した信号の波形をオシロスコープによって観測したものである。この例では、上段に示す波形が拡散部３２の出力アナログ波形であり、下段に示す波形が拡散部４２の出力アナログ波形である。なお、上段の波形において、正の大きな値が続いており、下段の波形において、負の大きな値が続いているが、これは、簡単に同期をとるためと、観測の際にトリガがかかりやすいように付加したヘッダであり、カオス符号と関係がない部分である。
第９図は、送信部３６によって例えば２．４ＧＨｚ帯にアップコンバートされたＲＦ信号の出力の周波数特性を示す。中心の周波数が２．４５ＧＨｚである。第９図から送信信号のスペクトルが拡散されている様子が分かる。
さらに、送信信号を受信部５２において受信した場合に、送信波形と受信波形とを比較して第１０に示す。第１０において、上段に示す波形が拡散部３２の出力アナログ波形（送信波形）であり、下段に示す波形が受信され、逆拡散部５３に供給されるアナログ波形（受信波形）である。第１０図から分かるように、送信波形および受信波形がほぼ同一となり、送信時に使用したカオス拡散符号ｃ（ｎ）によって逆拡散することによって、データＤ１を得ることができる。
この発明は、上述したこの発明の一実施形態等に限定されるものでは無く、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。例えば上述した例では、二つの直交するカオス拡散符号を使用しているが、より多くの個数例えば４個の互いに直交するカオス拡散符号によって拡散を行うようにしても良い。
この発明によれば、互いに直交するカオス拡散符号によって拡散を行うことによって、チャンネルの利用効率を高くすることができ、また、拡散部以外に直交変調のための変調部、または復調部を必要としないので、ハードウェアの構成を簡略化することができる。
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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