(57)【要約】クロストーク係数の組合わせに基づいて生成される２つの基準信号と受信信号との相関を演算して得られる２つの相関信号をレベル０のセルに入力する。レベル０の２組のセルからそれぞれ出力するソフト判定対象信号を用いてレベル１のソフト判定対象信号を発生し、同様に、レベルＮの２組のセルを用いてレベル（Ｎ＋１）のセルを形成して階層構造を有するソフト判定対象信号作成部を構成する。判定ユニットは、レベル（Ｎ＋１）のセルから出力するソフト判定対象信号に基づいて着目サブチャネルのソフト判定値を出力すると共に受信信号を判定する。
2004079957.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する通信システムにおける受信装置において、
他サブチャネルからのクロストークを表わすクロストーク係数の組合わせに基づいて生成される２つの基準信号と着目サブチャネルの受信信号との相関をそれぞれ演算する相関器、
相関器から２つの相関信号を入力されてレベル０のソフト判定対象信号を発生し、該ソフト判定対象信号を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値で修正するようにしてレベル０のセルを形成し、該レベル０の２組のセルからそれぞれソフト判定対象信号を入力されてレベル１のソフト判定対象信号を発生し、該ソフト判定対象信号を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値で修正するようにしてレベル１のセルを形成し、以下、同様に、レベルＮの２組のセルを用いてレベル（Ｎ＋１）のセルを形成してなる階層構造を有するソフト判定対象信号作成部、
レベル（Ｎ＋１）のセルから出力するソフト判定対象信号を用いて着目サブチャネルのソフト判定値を出力すると共に、該ソフト判定値に基づいて着目サブチャネルの受信信号を判定する判定ユニット、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア通信システムにおける受信装置。
【請求項２】
ソフト判定対象信号作成部を構成するレベル０のセルに応じて１つの相関器を設け、各相関器は互いに異なる前記クロストーク係数の組合わせに基づいて生成される２つの基準信号と着目サブチャネルの受信信号との相関をそれぞれ演算し、演算した相関信号を対応するレベル０のセルに入力する、
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記ソフト判定対象信号作成部におけるレベル０からレベルＮまでのセルを同一のセルモジュールで構成する、
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項４】
クロストークサブチャネル数が１のソフト判定対象信号作成部をレベル０のセルを用いて形成し、クロストークサブチャネル数が２のソフト判定対象信号作成部をレベル０のセルとレベル１のセルで形成したとき、該レベル１のセルを前記セルモジュールとすることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
レベルＬのセルは、クロストークサブチャネルに順番に番号を着けたとき、サブチャネルＬのソフト判定値に基づいて前記ソフト判定対象信号を修正する修正部、
を備えたことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項６】
レベルＬのセルは、前記基準信号のエネルギーとノイズの比を前記ソフト判定対象信号値に反映させる反映部、
を備えたことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項７】
前記判定ユニットはソフト判定対象信号作成部の最終レベルのセルから入力する複数のソフト判定対象信号を合成してソフト判定値を作成し、該ソフト判定値に基づいて着目サブチャネルから受信したデータを識別する
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項８】
ＤＭＴ受信機におけるＦＦＴ変換処理の後段部に各サブチャネル対応して設けられたことを特徴とする請求項１記載の受信装置
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は通信システムにおける受信装置に係わり、特にＤＭＴ変調やフィルタバンク変調などの幾つかのサブチャネルを備えた通信システム、あるいは、マルチキャリア通信システム、あるいは、マルチキャリア変調によりバンドが独立した狭バンドに分割され、各サブバンドが独立して変調される通信システムにおける受信装置に関する。
フィルタバンク変調、ＤＭＴ変調、ＦＭＴ変調などのマルチキャリア通信システムにおけるビットエラー率（ＢＥＲ）は、チャネル間干渉（Ｉｎｔｅｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉ＩＣＩは通信システムたとえばＯＦＤＭ−ＣＤＭＡにおいて、システム誤動作により、あるいは不可避な環境（例えば周波数オフセットなどに起因するサブチャネル間の直交性の喪失など）により発生する。このチャネル間干渉ＩＣＩはスペクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因して現れる。
本発明のターボレシーバはＩＣＩを利用した最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチャネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャネルの推定最大確率を精練する。
本発明のターボレシーバの主な利点は、ＩＣＩの振る舞いが、零平均ガウス分布確率変数（例えば下記文献１で使用されたガウス近似）として扱われることであり、有限状態離散マルコフプロセスモデルを採用する。このようなＩＣＩモデルでは、ＩＣＩの性質から簡易ガウス近似がより現実的であるように思われる。本発明のターボレシーバは最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチャンネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャンネルの推定最大確率を精練する。
文献１：Ｋ．Ｓａｔｈａｎａｎｔｈａｎ  ａｎｄ  Ｃ．Ｔｅｌｌａｍｂｕｒａ，“Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ  ｏｆ  ｅｒｒｏｒ  ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖ．２００１，ｐｐ１８８４−１８８８．
着目サブチャネルの受信判定に際して、考慮すべきクロストークを与えるサブチャネル数を増加するほどＢＥＲが改善する。しかし、考慮すべきサブチャネル数が増加するにつれて、アルゴリズムの複雑度が増大し、結局、ＢＥＲと複雑度の間にトレードオフが存在する。そこで、本発明はＮサブチャネルが相互の干渉を有する場合において、マルチキャリア通信システムのためのターボ事後アルゴリズムの一般的構成、すなわち、複雑度を解消できる一般的構成を提案する。
【背景技術】  （ａ）周波数オフセットとＩＣＩの関係
帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、すなわち、フィルタバンク変調、ＤＭＴ変調、ＦＭＴ変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択は伝統的に、シンボル間干渉（ＩＳＩ）とチャネル間干渉（ＩＣＩ）を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。
ドップラーシフトがなく、且つ、送受信機間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはＩＣＩによるＢＥＲ劣化を引き起こす。
そのようなＢＥＲの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキャリア周波数間隔の１％以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
・クロストークを与えるサブチャネルが１個の場合
クロストークを与えるサブチャネルが１個とした場合、ＯＦＤＭでは周波数オフセット（チャネル間隔により正規化された周波数オフセット）αが零であれば、第１サブチャネルの伝達関数（ゲイン／周波数特性）は図１の実線で示すように、第２サブチャネル（点線）の中心周波数ｆ２において無限の減衰を与える。又、同様に第２サブチャネルの伝達関数は、第１サブチャネルの中心周波数ｆ１において無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、隣接サブチャネル間にＩＣＩは発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ＩＣＩは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でなければ、隣接サブチャネルの各スペクトルは、図２においてα１、α２として明記するように、着目のサブチャンネルにおいて非零の相互ゲインを示す。すなわち、図２に示すように、周波数オフセットが零でないと、サブチャネル間にＩＣＩ（クロストーク）を発生する。
図３はＩＣＩが存在するマルチキャリア通信システムの一般的なモデルである。１、２はサブチャネルｃｈ１，ｃｈ２の送信装置、３，４は各サブチャネルの受信装置、５，６は各サブチャネルの伝送路、７，８はクロストーク係数α１、α２をサブチャネル信号Ｄ１，Ｄ２にそれぞれ乗算する乗算器、９，１０は他方のサブチャネルからのクロストーク（ＩＣＩ）を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、１１，１２はノイズ合成部である。図３において、サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２で伝送されるデータは統計的に独立であり（相関がなく）、サブチャンネル間のクロストーク係数（結合係数）はα１とα２と表記される。図３から明らかなように第１サブチャネルからの信号は結合係数α１で第２サブチャネルに漏れ、第２サブチャネルからの信号は結合係数α２で第１サブチャネルに漏れる。
・クロストークを与えるサブチャネルが２個の場合
着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された第１の隣接サブチャネルと上方に配置された第２の隣接サブチャネルを考える。図４及び図５は周波数オフセットが零の場合と（図４）、周波数オフセットが零でない場合（図５）における、３つのサブチャネルの周波数応答を示す。
第１、第２、第３のサブチャネルに対応する中心周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の信号は図４、図５において垂直矢印で示されている。図４、図５において、サブチャネル番号０（ｃｈ０）は着目チャネルを示し、サブチャネル番号−１（ｃｈ−１）は周波数スケールにおいて着目チャネルより下に置かれるサブチャネルを示し、サブチャネル番号＋１（ｃｈ＋１）は周波数スケールにおいて着目チャネルより上に置かれるサブチャネルを示す。ＤＭＴシンボルの周期をＴとすると、周波数スケールは１／Ｔに等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの１単位はチャネル間隔である。図４に示されているように、周波数オフセット（チャネル間隔で正規化されている）αが０の時、図中の実線Ａと断続線Ｂで示される下方サブチャネルと上方サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネル（点線Ｃ）の中心周波数ｆ２において無限の減衰を与える。又、同様に着目サブチャネルの伝達関数は、下方及び上方のサブチャネルの中心周波数ｆ１，ｆ３おいて無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、隣接サブチャネル間にＩＣＩは発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ＩＣＩは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、ＩＣＩが発生する。図５はＤＭＴシステムにおいて周波数オフセットαが零でないときの各サブチャネルのスペクトル特性を示す。サブチャネルＣｈ−１，Ｃｈ＋１から着目サブチャネルＣｈ０へのクロストークは、図５においてα−１０，α１０として示される非零の相互ゲインを有する。この表記においてαの第１インデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第２インデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。以上のように、周波数オフセットαが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間にＩＣＩ（クロストーク）を発生する。
図６は周波数オフセットを有するＤＭＴシステムにおける３つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデルである。１１１，１１２，１１３はサブチャネルｃｈ−１，ｃｈ０，ｃｈ＋１の送信装置、１２１，１２２，１２３は各サブチャネルの受信装置、１３１，１３２，１３３は各サブチャネルの伝送路、１４ｉｊは番号１のサブチャネルから番号ｊのサブチャネルへの漏れ伝達係数（干渉係数）αｉｊをサブチャネル信号Ｄｉにそれぞれ乗算する乗算器、１５１，１５２，１５３は他方のサブチャネルからのクロストーク（ＩＣＩ）を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、１６１，１６２，１６３はノイズ合成部である。
図６から明らかなように下位サブチャネルｃｈ−１からの信号はクロストーク係数α−１０を介して着目サブチャネルｃｈ０に漏洩し、上位サブチャネルｃｈ＋１からの信号はクロストーク係数α１０を介して着目サブチャネルに漏洩する。なお、サブチャネル間の周波数直交性の理由で、図３でｎ１（ｔ），ｎ２（ｔ），ｎ３（ｔ）と表記されているノイズ成分は統計的に独立（相関無し）である。
・クロストークを与えるサブチャネルが４個の場合
着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された２つの隣接サブチャネルと上方に配置された２つの隣接サブチャネルを考える。図７及び図８は周波数オフセットが零の場合と（図７）、周波数オフセットが零でない場合（図８）における、５つのサブチャネルＣｈ−２〜Ｃｈ＋２の周波数応答を示す。
第１〜第５のサブチャネルに対応する中心周波数ｆ１〜ｆ５の信号は図７、図８において垂直矢印で示されている。図７、図８において、サブチャネル番号Ｃｈ０は着目チャネルを示す。αが０の時、他サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネルＣｈ０の中心周波数ｆ３において無限の減衰を与える。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ＩＣＩは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、ＩＣＩが発生する。図８はＤＭＴシステムにおいて周波数オフセットαが零でないときの各サブチャネルのスペクトル特性を示す。サブチャネルＣｈ−２，Ｃｈ−１，Ｃｈ＋１，Ｃｈ＋２から着目サブチャネルＣｈ０へのクロストークは、図８においてα−２０，α−１０，α１０，α２０として示される非零の相互ゲインを有する。
図９は周波数オフセットを有するＤＭＴシステムにおける５つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデルであり、２１１〜２１５はサブチャネルｃｈ−２〜ｃｈ＋２の送信装置、２２１〜２２５は各サブチャネルの受信装置、２３１〜２３５は各サブチャネルの伝送路、２４ｉｊは番号ｉのサブチャネルから番号ｊのサブチャネルへの漏れ伝達係数（干渉係数）αｉｊをサブチャネル信号Ｄｉにそれぞれ乗算する乗算器、２５１〜２５５は他方のサブチャネルからのクロストーク（ＩＣＩ）を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、２６１〜２６５はノイズ合成部である。
図９から明らかなように下位サブチャネルｃｈ−２、ｃｈ−１からの信号はクロストーク係数α−２０，α−１０を介して着目サブチャネルｃｈ０に漏洩し、上位サブチャネルｃｈ＋２，ｃｈ＋１からの信号はクロストーク係数α１０，α２０を介して着目サブチャネルに漏洩する。なお、サブチャネル間の周波数直交性の理由で、図９でｎ１（ｔ）〜ｎ５（ｔ）と表記されているノイズ成分は統計的に独立（相関無し）である。
（ｂ）技術的課題
以上より、ＩＣＩが発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値（２進数であれば符号）を正しく決定できるようにする必要がある。このため、本願発明者は着目サブチャネルにクロストークを与えるサブチャネルが１個の場合（ＩＣＩ−２のケース）、２個の場合（ＩＣＩ−３のケース）について、ＩＣＩを利用してＢＥＲを改善するターボ事後アルゴリズムを実現する受信装置（ターボレシーバ）を提案している。ところで、考慮すべきサブチャネル数を増加するほどＢＥＲを改善できるが、アルゴリズムが複雑になり、アルゴリズムを実現するターボレシーバの構成が複雑化する。すなわち、ＢＥＲと考慮すべきサブチャネル数の間にトレードオフがあり、考慮すべきサブチャネル数を増加してＢＥＲを改善するには限度がある。
以上から、本発明の目的は考慮すべきサブチャネル数が増大してもターボ事後アルゴリズムを実現する受信装置（ターボレシーバ）をシンプルな構成で実現できるようにすることである。
本発明の目的は、セルを作り、該セルを階層的に接続することにより、考慮すべきサブチャネル数が増加してもターボレシーバをシンプルに実現することである。
【発明の開示】
本発明のターボレシーバにおいて、相関器は他サブチャネルからのクロストークを表わすクロストーク係数の組合わせに基づいて生成される２つの基準信号と着目サブチャネルの受信信号との相関をそれぞれ演算して得られる２つの相関信号をレベル０のセルに入力する。レベル０の２組のセルからそれぞれ出力するソフト判定対象信号を用いてレベル１のソフト判定対象信号を発生し、該ソフト判定対象信号を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値で修正するようにしてレベル１のセルを形成する。以下、同様に、レベルＮの２組のセルを用いてレベル（Ｎ＋１）のセルを形成して階層構造を有するソフト判定対象信号作成部を構成する。判定ユニットは、レベル（Ｎ＋１）のセルから出力するソフト判定対象信号を用いて着目サブチャネルのソフト判定値を出力すると共に、該ソフト判定値に基づいて着目サブチャネルの受信信号を判定する。
本発明によれば、考慮すべきクロストークサブチャネル数に応じてソフト判定対象信号作成部の階層数を決め、セルを階層化するだけで、ターボレシーバをシンプルに実現することができる。
【図面の簡単な説明】  図１は周波数オフセットαが零の時の隣接サブチャネルの周波数応答特性である。
図２は周波数オフセットが零でない時の隣接サブチャネルの周波数応答特性である。
図３はＩＣＩが存在するマルチキャリア通信システムの一般的なモデルである。
図４は周波数オフセットが零の場合の３つのサブチャネルの周波数応答特性である。
図５は周波数オフセットが零でない時の３つのサブチャネルの周波数応答特性である。
図６は周波数オフセットを有する通信システムにおける３つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデルである。
図７は周波数オフセットが零の場合の５つのサブチャネルＣｈ−２〜Ｃｈ＋２の周波数応答特性である。
図８は周波数オフセットが零でない場合の５つのサブチャネルＣｈ−２〜Ｃｈ＋２の周波数応答特性である。
図９は周波数オフセットを有する通信システムにおける５つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデルである。
図１０は２つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図である。
図１１はＩＣＩを利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ＩＣＩ−２のターボレシーバ）の構成図である。
図１２は下位及び上位の隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図である。
図１３はＩＣＩを利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ＩＣＩ−３のターボレシーバ）の構成図である。
図１４は受信装置（ＩＣＩ−２のターボレシーバ）の変形構成例である。
図１５は相関器、ソフト判定対象信号作成部、判定ユニットをモジュール化した場合のレシーバ（ＩＣＩ−２，Ｎ＝１）の接続構成図である。
図１６は受信装置（ＩＣＩ−３のターボレシーバ）の変形構成例である。
図１７は相関器、ソフト判定対象信号作成部、判定ユニットをモジュール化した場合のレシーバ（ＩＣＩ−３，Ｎ＝２）の接続構成図である。
図１８はセルの構成回路図である。
図１９は判定ユニットの回路構成図である。
図２０はＩＣＩ−４，Ｎ＝３のターボレシーバにおけるソフト判定対象信号作成部の構成図である。
図２１はＩＣＩ−５，Ｎ＝４のターボレシーバにおけるソフト判定対象信号作成部の構成図である。
図２２はＩＣＩ−Ｎ、クロストークパス数＝Ｎ−１のターボレシーバにおけるソフト判定対象信号作成部の構成図である。
図２３はセル接続構成説明図である。
図２４はターボレシーバを採用したＤＭＴベース通信システムの構成図である。
図２５は本発明のＤＭＴレシーバのＢＥＲパフォーマンスである。
【発明を実施するための最良の形態】  （Ａ）クロストークを与えるサブチャネルが１個の場合
（ａ）通信システムの全体の構成
図１０は２つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図である。隣接サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２を介してそれぞれ独立にデータを送信する２つの送信部３１，３２、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う２つの受信装置４０、５０、各受信装置の軟判定対象値を他方の受信装置に入力する手段６０を備えている。一方の受信装置４０（５０）は他方の受信装置５０（４０）から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。なお、伝送路の特性として、第１のサブチャネルｃｈ１から第２のサブチャネルｃｈ２への結合係数α１を有する第１のクロストークパス、第２のサブチャネルｃｈ２から第１のサブチャネルｃｈ１への第２のクロストークパスが存在し、これらを符号３４１、３４２で表現する。また、ＩＣＩ信号やノイズが伝送中に合成されるが、合成を行う部分を符号３５１〜３５２、３６１〜３６２で表現する。
（ｂ）受信シンボル復調のアルゴリズム
図１０に示す通信システムにおいて第１、第２サブチャネルの受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は第１、第２サブチャネルで受信する情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率と”１”（＝−１）であるかの事後確率の差を示す値Ｐ１、Ｐ２を導出することである。というのは、上記の事後確率の差Ｐ１、Ｐ２を導出できれば、受信情報シンボルが”０”であるか”１”であるか判定することができるからである。すなわち、第１サブチャネルの確率差Ｐ１は、受信情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率と”１”（＝−１）である事後確率の差であるから、Ｐ１＞０であれば第１サブチャネルの受信情報は”０”，Ｐ１＜０であれば第１サブチャネルの受信情報は”１”であると判定できる。又、同様に、確率差Ｐ２は第２サブチャネルの受信情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率と”１”（＝−１）である事後確率の差であるから、Ｐ２＞０であれば第２サブチャネルの受信情報は”０”，Ｐ２＜０であれば第２サブチャネルの受信情報は”１”であると判定できる。以上から、まず事後確率の差を示す値Ｐ１、Ｐ２を導出する。
バイナリ情報（２値情報）が第１、第２サブチャネルを介して信号Ｓ＊ｉｊ（ｔ）として送信されるものとする。なお、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）におけるインデックスｉはサブチャネル番号（ｉ＝１，２）を示し、インデックスｊはサブチャネルｉにおける情報シンボルＤｉの符号により決定される。すなわち、
2004079957.tif 000003
である。以後、表記を簡単にするために、式においてＳ＊ｉｊ（ｔ）の時間依存性を省略する。すなわち、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）をＳ＊ｉｊと表記する。
送信情報シンボルＤ１、Ｄ２は統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布された確率変数であるとする。図１０から、第１、第２受信機４０，５０の入力におけるＩＣＩの影響を受けた信号は、第１、第２サブチャネルで送信された信号Ｓ＊１ｊ，Ｓ＊２ｊ（ｊ＝０，１）の線形結合として表現される。
2004079957.tif 000004
ＩＣＩの導入後は、（２）式に従って、各サブチャネルの受信機入力における４つの信号としてＳｉｊ（ｉ＝１，２；ｊ＝０，１，２，３）を使用する。（２）式のＳｉｊにおける最初のインデックスｉはサブチャネル番号を示し、第２のインデックスｊは、第１、第２サブチャネルにおけるシンボルＤ１，Ｄ２をペア（対）にすることにより決定される信号番号を示す。
以下の▲１▼、▲２▼を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、▲１▼情報信号は符号が反対であり、Ｓ＊１０＝−Ｓ＊１１及びＳ＊２０＝−Ｓ＊２１であるということ、及び▲２▼情報シンボルの送信のためにサブチャネル１、２において同一信号が使用され、Ｓ＊１０＝Ｓ＊２０及びＳ＊１１＝Ｓ＊２１であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。
後者の▲２▼は、第１、第２サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（２）式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
2004079957.tif 000005
（２）、（３）式より、信号Ｓｉｊを受信する事後確率、換言すれば、受信信号がＳｉｊである事後確率Ｐ（Ｓｉｊ／ｙ（ｔ））は、次式
2004079957.tif 000006
により与えられる。ただし、
ｋ０は正規化因子、
ｉはサブチャネル番号（ｉ＝１，２）、ｊは信号番号（ｊ＝０，１，２，３）、
ｙ（ｔ）は第ｉサブチャネルにおいて、ＩＣＩを伴う信号系列とスペクトルパワー強度Ｎ０を有する白色ガウスノイズｎ（ｔ）との合成信号（ｙ（ｔ）＝Ｓｉｊ＋ｎ（ｔ））、
Ｐａｐｒ（Ｓｉｊ）は受信信号Ｓｉｊの事前確率、
Ｐ（ｙ（ｔ）／Ｓｉｊ）は条件付き確率であり、受信語がｙ（ｔ）であった時、送られた符号語がＳｉｊであったという確率、
である。事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｉｊ）（ｊ＝０，１，２，３）は（２）（３）式より（５）式で示すように２つの隣接サブチャネルの交差積として表現される。
2004079957.tif 000007
（５）式において、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｉｊ）は、第ｉサブチャネルにおいて番号ｊの情報信号Ｓｉｊが送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には１／２に等しいと仮定される。確率Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）
2004079957.tif 000008
である。これは、白色ノイズ雑音チャネルにおいてＰ（Ｓ＊ｉｊ）の最も良い推定であろう。この仮定により、（５）式は以下のように書き替えることができる。
2004079957.tif 000009
あるいは、情報信号Ｓ＊ｉｊと送信情報信号Ｄｉ（（１）式参照）との間に直接の関係が存
2004079957.tif 000010
次式で表現される。なお、Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は第ｉサブチャネル信号Ｄｉがｊである確率であり、情報信号Ｓ＊ｉｊと送信情報信号Ｄｉとの間に直接の関係が存在する。
2004079957.tif 000011
（７）式において、第ｉサブチャネルにおける受信信号Ｓｉｊの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｉｊ）（ｉ＝０，１；ｊ＝０，１，２，３）（左辺）は、第ｉサブチャネルにおける情報信号Ｓ＊ｉｊの送信事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と隣接チャネルで受信した情報シンボルＤが＋１又は−１である事後確率との交差チャネル積（右辺）で表現される。
ターボレシーバ（最尤レシーバ）において、第ｉサブチャネルの受信情報シンボルＤｉの符号は以下のように決定する。すなわち、第ｉサブチャネルの受信情報シンボルＤｉが＋１である確率Ｐ（Ｄｉ＝＋１／ｙ（ｔ））と、Ｄｉが−１である確率Ｐ（Ｄｉ＝−１／ｙ（ｔ））をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルＤｉの符号を決定する。
第ｉサブチャネルの受信情報シンボルＤｉがｊとなる事後確率Ｐ（Ｄｉ＝ｊ／ｙ（ｔ））は、Ｄｉがｊである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、第１サブチャネルの受信情報シンボルＤ１が”０”（＝＋１）となる事後確率Ｐ（Ｄ１＝＋１／ｙ（ｔ））は以下のように求めることができる。すなわち、（１）、（２）式より、第１サブチャネルで”０”（＝＋１）の情報シンボルを送信する信号はＳ１０とＳ１１であるから、第１サブチャネルの受信情報シンボルＤ１が”０”（＝＋１）となる事後確率Ｐ（Ｄ１＝＋１／ｙ（ｔ））は、信号Ｓ１０とＳ１１を受信する事後確率の和となり（８ａ）式で求めることができる。同様に、第１サブチャネルの受信情報シンボルＤ１が”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ１＝−１／ｙ（ｔ））は（８ｂ）式で求めることができる。
2004079957.tif 000012
（８ａ）、（８ｂ）式に（４）式を適用すると（ただしｋ０＝１とする）、
2004079957.tif 000013
となる。更に、（９ａ），（９ｂ）式に（７）式を代入すると（１０）式が導出される。
2004079957.tif 000014
以上は、第１サブチャネルの場合であるが、第２サブチャネルにおいても同様になり、第２サブチャネルの受信情報シンボルＤ２が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ２＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ２＝−１／ｙ（ｔ））はそれぞれ以下の（１１ａ），（１１ｂ）〜（１３）式で与えられる。
2004079957.tif 000015
以上より、第１サブチャネルの受信情報シンボルＤ１が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ１＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ１＝−１／ｙ（ｔ））、並びに第２サブチャネルの受信情報シンボルＤ２が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ２＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ２＝−１／ｙ（ｔ））が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（＋１又は−１）を決定できる。
・大小比較による判定
第１サブチャネルの情報シンボルＤ１が＋１であるか、−１であるかは、まず、
2004079957.tif 000016
であればＤ１＝＋１と判定し、
2004079957.tif 000017
であればＤ１＝−１であると判定する。
同様に、第２サブチャネルの情報シンボルＤ２が＋１であるか、−１であるかは、
2004079957.tif 000018
ち、
2004079957.tif 000019
であればＤ２＝＋１と判定し、
2004079957.tif 000020
であればＤ２＝−１であると判定する。
・対数の差による判定
第１サブチャネルの情報シンボルＤ１が＋１であるか、−１であるかは、まず、ｌｎ  Ｐ（Ｄ１＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎ  Ｐ（Ｄ１＝−１／ｙ（ｔ））を演算し（ｌｎはｅを底とする対数）、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
2004079957.tif 000021
であればＤ１＝＋１と判定し、
2004079957.tif 000022
であればＤ１＝−１であると判定する。同様に、第２サブチャネルの情報シンボルＤ２が＋１であるか、−１であるかは、ｌｎ  Ｐ（Ｄ２＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎ  Ｐ（Ｄ２＝−１／ｙ（ｔ））を演算し、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
2004079957.tif 000023
であればＤ２＝＋１と判定し、
2004079957.tif 000024
であればＤ２＝−１であると判定する。
さて、送信シンボルＤｉが統計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。
2004079957.tif 000025
（１６）式より、（１０）式及び（１３）式は（１７）、（１８）式のようになる。
2004079957.tif 000026
これら（１７）、（１８）式を（１４ａ）〜（１４ｄ）式の判定式に適用し、且つ、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））におけるがｙ（ｔ）の表記を省略すると、第１サブチャネルの判定式は（１９）式
2004079957.tif 000027
となり、第２サブチャネルの判定式は（２０）式
2004079957.tif 000028
となる。
ここで、次式
2004079957.tif 000029
の代数同一性を考慮して（１９）、（２０）式の右辺第１項、第２項を変形するとそれぞれ以下に示す（２２）〜（２５）式になる。但し、信号ＳｉｊのエネルギーをＥＳｉｊとし、ＥＳｉｊ＝
2004079957.tif 000030
１項に（２１）式を適用すると
2004079957.tif 000031
となる。上式の両辺の対数を演算することにより
2004079957.tif 000032
が求まり、このＸ，Ｙを（２１）式の右辺に代入すれば、（２２）式が得られる。同様に、（２３）〜（２５）式が得られる。
2004079957.tif 000033
2004079957.tif 000034
（１９）式に（２２）、（２３）式を代入すると第１サブチャネルの判定式より求まるＰ１は次式となる。但し、（２８）式が成立している事実を利用する。
2004079957.tif 000035
又、（２０）式に（２４）、（２５）式を代入すると第２サブチャネルの判定式より求まるＰ２は次式となる。
2004079957.tif 000036
ただし、
2004079957.tif 000037
（２６）式及び（２７）式は、（２）、（４）、（１４）、（１５）式と共に、ＩＣＩを伴ったバイナリー信号の最適レシーバ構造を定義する（２６）式及び（２７）式から判るように、あるサブチャンネルの送信情報シンボルＤの符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。第１サブチャネルの判定式において、上記判定情報はＰ２として表記され、このＰ２は第２サブチャネルの情報シンボルが＋１である事後確率と、−１である事後確率の差を表わしている。これは第２サブチャネルに対しても当てはまる。すなわち（２７）式の判定式は第１サブチャネルの判定情報Ｐ１を使用している。この判定情報Ｐ１は第１サブチャネルの情報シンボルが＋１である事後確率と、−１である事後確率の差を表わしている。
以上から、（２６）式及び（２７）式より軟判定対象値であるＰ１，Ｐ２を演算し、しかる後、軟判定対象値Ｐ１，Ｐ２の正負により受信シンボルの”０”、”１”を判定するようにアルゴリズムを作成する。
（ｃ）受信装置の構成
図１１は受信装置、すなわち、ＩＣＩを利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバ）の構成図であり、前述のアルゴリズムを実行する構成を備えている。
このターボレシーバは、サブチャネル毎に、第１サブチャネルｃｈ１の受信部４０と第２サブチャネルｃｈ２の受信部５０を有している。これら受信部４０，５０は全く同一の構成を備え、一方のチャネルにおける演算結果ｌｎＰｉが他方のチャネルのシンボル判定に影響を与えている。
第１サブチャネルｃｈ１の受信装置４０は、大きく分けると相関ユニット（マッチトフィルでも良い）４１、他チャネル判定結果作用部４２、非線形ユニット４３、シンボル判定部４４を具えている。相関ユニット４１の乗算器４１ａ及び積分器４１ｂは、判定
2004079957.tif 000038
乗算器４１ｃ及び積分器４１ｄは、判定式である（２６）式の右辺第２、第３項の積分部分
2004079957.tif 000039
４３は（２６）式の右辺第２、第３項のｌｎ  ｃｏｓｈの演算を行う部分であり、加算部４３ａ，４３ｂはそれぞれ（２６）式の右辺第２、第３項の［  ］内の演算をそれぞれ行う。但し、（ＥＳ１０−Ｅｓ１１）／Ｎ０＝ΔＥとしている。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部４３ｃ，４３ｄはそれぞれ（２６）式の右辺第２、第３項の演算を行い、演算器４３ｅはｌｎ  ｃｏｓｈ演算部４３ｃの演算結果からｌｎ  ｃｏｓｈ演算部４３ｄの演算結果を減算して出力する。
シンボル判定部４４の加算器４４ａは、相関ユニット４１の積分部分４１ｂの出力信号と非線形ユニット４３の出力信号を加算して（２６）式の演算結果（軟判定対象値）ｌｎＰ１を発生する。判定部４４ｂは演算結果ｌｎＰ１の正負を判定し、正であれば受信シンボルは”０”と判定し、負であれば”１”であると判定する。又、シンボル判定部４４は（２６）式の演算結果（軟判定対象値）ｌｎＰ１を第２サブチャネルの受信装置５０の他チャネル判定結果作用部５２へフィードバックする。
一方、第２サブチャネルｃｈ２の受信装置は５０も、相関ユニット５１、他チャネル判定結果作用部５２、非線形ユニット５３、シンボル判定部５４を具えている。相関ユニット５１の乗算器５１ａ及び積分器５１ｂは、判定式である（２７）式の右辺第１項の
2004079957.tif 000040
する部分である。他チャネル判定結果作用部５２は加算器５２ａを具え、
2004079957.tif 000041
２、第３項のｌｎ  ｃｏｓｈの演算を行う部分であり、加算部５３ａ，５３ｂはそれぞれ（２７）式の右辺第２、第３項の［  ］内の演算をそれぞれ行う。但し、（ＥＳ２０−Ｅｓ２１）／Ｎ０＝ΔＥとしている。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部５３ｃ，５３ｄはそれぞれ（２７）式の右辺第２、第３項の演算を行い、演算器５３ｅはｌｎ  ｃｏｓｈ演算部５３ｃの演算結果からｌｎ  ｃｏｓｈ演算部５３ｄの演算結果を減算して出力する。
シンボル判定部５４の加算器５４ａは、相関ユニット５１の積分部分５１ｂの出力信号と非線形ユニット５３の出力信号を加算して（２７）式の演算結果（軟判定対象値）ｌｎＰ２を発生する。判定部５４ｂは演算結果ｌｎＰ２の正負を判定し、正であれば第２サブチャネルの受信シンボルは”０”と判定し、負であれば”１”であると判定する。又、シンボル判定部５４は（２７）式の演算結果（軟判定対象値）ｌｎＰ２を第１サブチャネルの受信装置４０の他チャネル判定結果作用部４２へフィードバックする。
以上要約すると、受信装置４０、５０は、▲１▼受信信号と前記クロストークパスの結合度α１、α２を考慮して作成された第１、第２の基準信号との乗算結果を積分して第１、第２の相関値を出力し、▲２▼ついで、第２相関値と他方の受信装置から入力する軟判定対象値とを加算し、▲３▼該加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出し、▲４▼前記第１の相関値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整し、▲５▼該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。
（Ｂ）クロストークを与えるサブチャネルが２個の場合
（ａ）通信システムの全体の構成
図１２は下位及び上位の隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、３つのサブチャネルｃｈ−１，ｃｈ０，ｃｈ＋１を介してそれぞれ独立にデータを送信する３つの送信装置３１，３２，３３、第ｉサブチャネルから第ｊサブチャネルへの結合係数αｉｊを有する多数のクロストークパス３４ｉｊ、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う３つの受信装置４０，５０，６０、各受信装置の軟判定対象値を他の受信装置に入力する手段７１，７２を備えている。なお、なお、３５１〜３５３、３６１〜３６３はＩＣＩ信号やノイズを合成する合成部である。
サブチャネルｃｈ０の受信装置５０は下位及び上位サブチャネルｃｈ−１，ｃｈ＋１の受信装置４０、６０から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。同様に他の受信装置も下位及び上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。
（ｂ）受信シンボル復調のアルゴリズム
図１２に示す通信システムにおいて着目サブチャネルｃｈ０の受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネルｃｈ０で受信する情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、”１”（＝−１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））の差を示す値ｌｎＤ０を導出することである。まず事後確率の差を示す値ｌｎＤ０を導出する。
バイナリ情報（２値情報）が隣接する２つのサブチャネルを介して信号Ｓ＊ｉｊ（ｔ）として送信されるものとする。なお、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）におけるインデックスｉはサブチャネル番号（ｉ＝−１，０又は１）を示し、インデックスｊはサブチャネルｉにおける情報シンボルＤｉの符号により決定される。すなわち、
2004079957.tif 000042
である。以後、表記を簡単にするために、式においてＳ＊ｉｊ（ｔ）の時間依存性を省略する。すなわち、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）をＳ＊ｉｊと表記する。
送信情報シンボルＤｉは統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布確率変数であるとする。図１２から、下位及び上位サブチャネルからＩＣＩの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号Ｓ＊−１ｊ，Ｓ＊１ｊと着目チャネル信号Ｓ＊０ｊとのクロストーク係数αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数αはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボルＤ０が＋１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝０〜３）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ−１，Ｄ１が＋１であるか、−１であるかにより
2004079957.tif 000043
となる。信号Ｓｊのｊは信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンボルＤ０が−１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝４〜７）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ−１，Ｄ１が＋１であるか、−１であるかにより
2004079957.tif 000044
となる。
ＩＣＩの導入後は、（３０）及び（３１）式に従って、各サブチャネルの受信機入力における８つの信号としてＳｊ（ｉ＝０，１，２，．．．．７）を使用する。（３０）及び（３１）式におけるＳｊのインデックスｊは信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボルＤ−１，Ｄ１及びＤ０をペア（対）にすることにより決定される。
以下の▲１▼、▲２▼を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、▲１▼ある情報信号同士は符号が反対であり、Ｓ＊−１０＝−Ｓ＊−１１、Ｓ＊００＝−Ｓ＊０１、Ｓ＊１０＝−Ｓ＊１１であるということ、及び▲２▼情報シンボルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、Ｓ＊−１０＝Ｓ＊００＝Ｓ＊１０及びＳ＊−１１＝Ｓ＊０１＝Ｓ＊１１であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の▲２▼は全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（３０）、（３１）式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
2004079957.tif 000045
（３０）、（３１）、（３２）式より、信号Ｓｊを受信する事後確率、換言すれば、受信信号がＳｊである事後確率Ｐ（Ｓｊ／ｙ（ｔ））は、次式
2004079957.tif 000046
により与えられる。ただし、
ｋ０は正規化因子、
ｊは信号番号（ｊ＝０，１，．．．．，７）、
ｙ（ｔ）はＩＣＩを伴う信号系列Ｓｊとスペクトルパワー強度Ｎ０を有する白色ガウス雑音ｎ（ｔ）との合成信号（ｙ（ｔ）＝Ｓｊ＋ｎ（ｔ））、
Ｐａｐｒ（Ｓｊ）は受信信号Ｓｊの事前確率、
Ｐ（ｙ（ｔ）／Ｓｊ）は条件付き確率であり、受信語がｙ（ｔ）であった時、送られた符号語がＳｊであったという確率、
である。着目チャネルの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｊ）（ｊ＝０，１，．．．．，７）は、（３０）〜（３２）式より着目サブチャネルの信号がＳ＊００である、またはＳ＊０１である事前確率と２つの隣接サブチャネルにおける情報信号Ｓ＊ｉｊの事後確率の交差積として表現される。すなわち、Ｄ０＝＋１の場合には、
2004079957.tif 000047
となり、Ｄ０＝−１の場合には
2004079957.tif 000048
となる。
（３４）〜（３５）式において、Ｐａｐｒ（Ｓｊ）は、着目サブチャネルにおいて番号ｊの情報信号Ｓｊが送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には１／２に等しいと仮定される。確率Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は受信信号Ｓ＊ｉｊの事後確率で、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と異なリ、又、受信側で高い信頼度
2004079957.tif 000049
ネルにおいてＰ（Ｓ＊ｉｊ）の最も良い推定であろう。この仮定により、（３４）及び（３５）式は以下のように書き替えることができる。
2004079957.tif 000050
あるいは、情報信号Ｓ＊ｉｊと送信情報信号Ｄｉ（（１）式参照）との間に直接の関係が存在する時は、（３４）及び（３５）式においてＰ（Ｓ＊ｉｊ）＝Ｐ（Ｄｉ＝ｊ／ｙ（ｔ））と置き換えることができ、（３４）及び（３５）式は次式で表現される。なお、Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は第ｉサブチャネル信号Ｄｉがｊである確率である。
2004079957.tif 000051
（３８）及び（３９）式において、着目サブチャネルにおける受信信号Ｓｊの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｊ）（ｊ＝０，１，２，．．．．，７）は、情報信号Ｓ＊ｉｊの送信事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と下位及び上位の隣接チャネルで受信した情報シンボルＤｉが＋１又は−１である事後確率との交差チャネル積で表現される。
ターボレシーバにおいて、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル（番号０）の受信情報シンボルＤ０が＋１である確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、Ｄ０が−１である確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルＤ０の符号を決定する。
着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０がｊとなる事後確率Ｐ（Ｄ０＝ｊ／ｙ（ｔ））は、Ｄ０がｊである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））は着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、（２９）、（３０）式より、着目サブチャネルで”０”（＝＋１）の情報シンボルを送信する信号はＳ０〜Ｓ３であるから、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））は、信号Ｓ０〜Ｓ３を受信する事後確率の和となり（４０ａ）式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））は（４０ｂ）式で求めることができる。
2004079957.tif 000052
（４０ａ）に（３３）式を適用すると（ただしｋ０＝１とする）、（４１）式
2004079957.tif 000053
となり、更に、（４０ｂ）に（３３）式を適用すると（ただしｋ０＝１とする）、（４２）式
2004079957.tif 000054
となる。（４１）、（４２）式に（３８）、（３９）式を代入し、簡単化のために、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））のｙ（ｔ）を省略すると（すなわち、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））＝Ｐ（Ｄｉ＝±１）とすると）、（４３）、（４４）式が得られる。
2004079957.tif 000055
2004079957.tif 000056
更に、（４３）式を変形すると、（４５ａ），（４５ｂ）式が得られる。
2004079957.tif 000057
同様に、（４４）式を変形すると（４６ａ），（４６ｂ）式が得られる。
2004079957.tif 000058
以上より、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（＋１又は−１）を決定できる。
・大小比較による判定
着目サブチャネルの情報シンボルＤ１０が＋１であるか、−１であるかは、まず、
2004079957.tif 000059
2004079957.tif 000060
であればＤ０＝＋１と判定し、
2004079957.tif 000061
であればＤ０＝−１であると判定する。
・対数の差による判定
着目サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、まず、ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））を演算し、（ｌｎはｅを底とする対数）、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
2004079957.tif 000062
であればＤ０＝＋１と判定し、
2004079957.tif 000063
であればＤ０＝−１であると判定する。
さて、送信シンボルＤ０が統計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。
2004079957.tif 000064
（４８）式より、（４５ｂ）式及び（４６ｂ）式における共通の乗数は判定ルールに影響を及ぼさないから、（４５ｂ），（４６ｂ）式は（４９），（５０）式のようになる。
2004079957.tif 000065
ここで、次式
2004079957.tif 000066
の代数同一性を考慮して（４９）、（５０）式を変形すると以下の（５１）、（５２）
2004079957.tif 000067
となる。ここで、以下の（５３）、（５４）式
2004079957.tif 000068
を採用すると、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは以下のようになる。
2004079957.tif 000069
（５３）、（５４）式を（４７ａ）、（４７ｂ）式の左辺の判定式に適用すると新判定式は次式
2004079957.tif 000070
（５２）式を考慮することにより、（５５）式の新判定式を構成する各項は以下のように書き替えることができる。なお、ｌｎＤｉ＝ｌｎＰ（Ｄｉ＝＋１）−ｌｎＰ（Ｄｉ＝−１）である。
2004079957.tif 000071
以上において、ｌｎＤｉ＝ｌｎＰ（Ｄｉ＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎＰ（Ｄｉ＝−１／ｙ（ｔ））は、第ｉサブチャネルで送信された信号Ｄｉが＋１であるか、−１であるかの事後確率の対数差（第ｉサブチ
2004079957.tif 000072
とする。また、また、（５５）式の（Ａ−Ｂ），（Ｃ−Ｄ）は次式のようになる。
2004079957.tif 000073
2004079957.tif 000074
ただし、
2004079957.tif 000075
である。（５５）〜（５８）式はＩＣＩを伴ったバイナリー信号の最適なレシーバ構造を定義する。（５５）〜（５８）式から判るように、あるサブチャネルの送信情報シンボルＤの符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。（５５）〜（５８）式の判定ルールにおいて、ｌｎＤ−１，ｌｎＤ＋１はそれぞれ、下位サブチャネル（ｃｈ−１）及び上位サブチャネル（ｃｈ＋１）における情報シンボルが＋１である事後確率と、−１である事後確率の対数差を表わしている。全ての計算は直列的であるので、着目サブサブチャネルのデータ処理中、繰り返し計算により隣接サブチャネルから最新の事後確率を利用することができる。
以上から、（５５）〜（５８）式より軟判定対象値であるｌｎＤ０を演算し、しかる後、軟判定対象値ｌｎＤ０の正負により着目サブチャネルの受信シンボルの”０”、”１”を判定するようにアルゴリズムを作成する。
（ｃ）受信装置の構成
図１３は受信装置、すなわち、ＩＣＩを利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバ）の構成図であり、着目サブチャネルの受信部のみの構成を示しているが、他のサブチャネルの受信部も同一の構成を有している。また、この受信部は前述のアルゴリズムを実行する構成を備えている。
着目サブチャネルの受信装置５０は、大きく分けると相関ユニット（マッチトフィルでも良い）５１、他チャネル判定結果作用部５２、第１、第２の非線形ユニット５３，５４、シンボル判定部５５を備えている。
相関ユニット５１の乗算器５１ａ及び積分器５１ｂは、判定式である（５６）〜（５８）式の
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加算部５１ｉは積分器５１ｂ，５１ｄの積分出力を加算し、減算５１ｊは積分器５１ｂ，５１ｄの積分出力を減算し、加算部５１ｋは積分器５１ｆ，５１ｈの積分出力を加算し、減算器５１ｍは積分器５１ｆ，５１ｈの積分出力を減算する。また、加算部５１ｎは加算部５１ｉ，５１ｋの出力を加算して（５６）式の右辺第１項
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を出力する。また、減算部５１ｐは加算部５１ｉ，５１ｋの出力を減算して
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を出力する。除算部５１ｑ，５１ｒは入力信号を１／２にして出力する。
他チャネル判定結果作用部５２は加算器５２ａ〜５２ｃを備え、それぞれ
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を演算する。
第１の非線形ユニット５３は（５６）式の右辺第２〜第５項のｌｎ  ｃｏｓｈの演算を行う部分であり、第１、第２の非線形部５３ａ，５３ｂを有している。第１非線形部５３ａの加算部７１ａ，７１ｂはそれぞれ（５６）式の右辺第２、第３項の｛  ｝内の演算をそれぞれ行う。但し、（Ｅ０−Ｅ１）／Ｎ０＝ΔＥ１としている。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃ，７１ｄはそれぞれ（５６）式の右辺第２、第３項の演算を行い、減算器７１ｅはｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃの演算結果からｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｄの演算結果を減算して出力する。
又、第２非線形部５３ｂの加算部７１ａ’，７１ｂ’はそれぞれ（５６）式の右辺第４、第５項の｛  ｝内の演算をそれぞれ行う。但し、（Ｅ２−Ｅ３）／Ｎ０＝ΔＥ２としている。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃ’，７１ｄ’はそれぞれ（５６）式の右辺第４、第５項の演算を行い、減算器７１ｅ’はｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃ’の演算結果からｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｄ’の演算結果を減算して出力する。
又、加算部５３ｃは加算器７１ｅ，７１ｅ’の出力を合成し、除算部５３ｄは合成信号を１／２して（５６）式の右辺第２〜第５項の演算結果を出力する。
第２の非線形ユニット５４は（５７）、（５８）式の右辺第１〜第３項の演算を行う部分である。加算部５４ａ，５４ｂはそれぞれ（５７）、（５８）式の右辺第１項の演算を行い、加算部５４ｃ，５４ｄはそれぞれ（５７）、（５８）式の右辺第２項、第３項の演算を行い、加算部５４ｅ，５４ｆはそれぞれ（５７）、（５８）式の右辺の演算を行い、ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部５４ｇ，５４ｈ
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シンボル判定部５５の加算器５５ａは、相関ユニット５１の除算部５１ｒの出力信号
2004079957.tif 000081
は（５５）式のｌｎＤ０（軟判定対象値）を発生する。判定部５５ｃはｌｎＤ０の正負を判定し、正であれば受信シンボルは”０”と判定し、負であれば”１”であると判定する。又、シンボル判定部５５は（５５）式の演算結果（軟判定対象値）ｌｎＤ０を下位及び上位の隣接するサブチャネルの受信部４０，６０の他チャネル判定結果作用部へフィードバックする。
（Ｃ）セル構成
（ａ）レシーバ（ＩＣＩ−２，Ｎ＝１）の構成
図１１に示すように考慮すべきクロストークサブチャネル数（クロストークパス数Ｎ）が１個の場合のレシーバ（ＩＣＩ−２，Ｎ＝１）は、図１４に示すように相関器１０１、ソフト判定対象信号作成部１０２、判定ユニット１０３を有する構成に変形できる。
相関器１０１は２つの基準信号Ｓ１０，Ｓ１１と着目サブチャネルの受信信号ｙ（ｔ）との相関をそれぞれ演算し、ソフト判定対象信号作成部１０２は、相関器１０１から入力する２つの相関信号Ｓ０，Ｓ１を用いてレベル０の複数のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を発生すると共に、該ソフト判定対象信号を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値ｌｎＰ２で修正する。判定ユニット１０３は、レベル０のセル１０２から出力する複数のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を合成して着目サブチャネルのソフト判定値ｌｎＰ１を出力すると共に、該ソフト判定値に基づいて着目サブチャネルの受信信号を判定する。
図１５は相関器１０１、ソフト判定対象信号作成部１０２、判定ユニット１０３をモジュール化した場合のレシーバ（ＩＣＩ−２，Ｎ＝１）の接続構成図であり、ソフト判定対象信号作成部１０２はレベル０のセル１０２０で構成される。セル数は２Ｎ−１＝１である。信号Ｓ０，Ｓ１は次式
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で定義される相関器出力信号である。セル構成は後述する。
（ｂ）レシーバ（ＩＣＩ−３，Ｎ＝２）の構成
図１３に示すクロストークサブチャネル数（クロストークパス数Ｎ）が２個の場合のレシーバ（ＩＣＩ−３，Ｎ＝２）は、図１６に示すように相関器１０１ａ，１０１ｂ、ソフト判定対象信号作成部１０２、判定ユニット１０３を有する構成に変形できる。ソフト判定対象信号作成部１０２はレベル０のセル１０２０ａ、１０２０ｂ、レベル１のセル１０２１で構成される。
すなわち、相関器１０１ａ，１０１ｂはそれぞれ２つの基準信号Ｓ０，Ｓ１；Ｓ２，Ｓ３とサブチャネルの受信信号ｙ（ｔ）との相関をそれぞれ演算し、レベル０の第１のセル１０２０ａは相関器１０１ａから入力する２つの相関信号Ｓ０，Ｓ１を用いてレベル０の複数のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を発生し、該ソフト判定対象信号Ｃ１〜Ｃ２を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値ｌｎＤ＋１で修正する（加算器４２ａの加算参照）。
レベル０の第２のセル１０２０ｂは相関器１０１ｂから入力する２つの相関信号Ｓ２，Ｓ３を用いてレベル０の複数のソフト判定対象信号Ｃ０′〜Ｃ２′を発生し、該ソフト判定対象信号Ｃ１′〜Ｃ２′を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値ｌｎＤ＋１で修正する（加算器５２ａ〜５２ｂの加算参照）。
レベル１のセル１０２１は、レベル０の２組のセル１０２０ａ，１０２０ｂからそれぞれ複数のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２，Ｃ０′〜Ｃ２′を入力されてレベル１の複数のソフト判定対象信号Ｃ０″〜Ｃ２″を発生し、該ソフト判定対象信号Ｃ１″〜Ｃ２″を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値ｌｎＤ−１で修正する（加算器５２ｃの加算参照）。
判定ユニット１０３は、レベル１のセル１０２１から出力する複数のソフト判定対象信号Ｃ０″〜Ｃ２″を合成して着目サブチャネルのソフト判定値ｌｎＤ０を出力すると共に、該ソフト判定値に基づいて着目サブチャネルの受信信号を判定する。
図１７は相関器１０１、セル１０２０ａ，１０２０ｂ  １０２１、判定ユニット１０３をモジュール化した場合のレシーバ接続構成図であり、セル数は２Ｎ−１＝３である。レベル１のセル１０２１は、レベル０の第１セル１０２０ａのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ａ０，Ｂ１，Ａ２として受信し、また、レベル０の第２セル１０２０ｂのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ｂ０，Ａ１，Ｂ２として受信し、レベル１のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を判定ユニット１０３に入力する。レベル０のセル１０２０ａ，１０２０ｂへの入力信号Ｓ０〜Ｓ３は次式
2004079957.tif 000083
で定義される相関器１０１ａ，１０１ｂの出力信号である。
（ｃ）レベル１のセル構成
図１６のレベル１のセル１０２１を整理して書き直すと図１８に示すようになる。すなわち、レベル１のセル１０２１は、入力信号Ａ１と入力信号Ｂ１を加減算する演算器２０１〜２０２、入力信号Ａ０と入力信号Ｂ０を加減算する演算器２０３〜２０４、入力信号Ａ２と入力信号Ｂ２を加減算する演算器２０５〜２０６、１／２乗算器２０７〜２０９、信号（Ａ０−Ｂ０）に他サブチャネルのソフト判定値ＤＳＯＦＴを加算する加算器２１０、信号（Ａ１−Ｂ１），（Ａ２−Ｂ２）にそれぞれエネルギー差Δを加算する加算器２１１〜２１２、ｌｎｃｏｓｈ｛・／２｝を演案する演算部２１３〜２１４、演算部２１３〜２１４への入力信号を演算する加算器２１５〜２１６、出力信号Ｃ１〜Ｃ２を発生する加算器２１７〜２１８で構成される。
注目すべきは、レベル１のセル１０２１の入力信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２を０にすると、レベル０のセル１０２０ａ，１０２０ｂとなることである。すなわち、図１８の構成を有するセルで、レベル０、レベル１のセルが形成でき、後の説明より明らかになるように任意のレベルＮのセルを形成できることである。
（ｄ）判定ユニット
図１９は判定ユニット１０３の構成図で、Ｃ２−Ｃ１を演算する演算部３０１と、図１５の構成においてのみ入力信号Ｃ０を２倍し、その他の場合には１倍する乗算器３０２と、演算部３０１と乗算器３０２の出力を合成して着目チャネルのソフト判定値を出力する加算器３０３と、ソフト判定値に基づいて着目チャネルの受信信号の”１”、”０”を判定する判定部３０４を備えている。
（Ｄ）セルの階層構成
（ａ）ＩＣＩ−４，Ｎ＝３のターボレシーバのソフト判定対象信号作成部
ＩＣＩ−２，Ｎ＝１のターボレシーバ、ＩＣＩ−３，Ｎ＝２のターボレシーバがそれぞれ図１５、図１７に示すように表現できる事を考慮すると、ＩＣＩ−４，クロストークパス数Ｎ＝３のターボレシーバのソフト判定対象信号作成部は図２０に示すように構成できる。ソフト判定対象信号作成部１０２は、２Ｎ−１＝７個のセルを備えており、４個のレベル０のセル１０２０ａ〜１０２０ｄと２個のレベル１のセル１０２１ａ〜１０２１ｂと、１つのレベル２のセル１０２２を階層的に接続して構成されている。すなわち、レベル２のセル１０２２は、レベル１の第１セル１０２１ａのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ａ０，Ｂ１，Ａ２として受信し、また、レベル１の第２セル１０２１ｂのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ｂ０，Ａ１，Ｂ２として受信し、レベル２のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を判定ユニット１０３に入力する。なお、レベル２のセル１０２２はレベル２のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値で修正して判定ユニット１０３に入力する。
レベル０のセル１０２０ａ〜１０２０ｄの入力信号Ｓ０〜Ｓ７は次式
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2004079957.tif 000085
で定義される相関器の出力信号である。
（ｂ）ＩＣＩ−５，Ｎ＝４のターボレシーバのソフト判定対象信号作成部
同様に、ＩＣＩ−５，Ｎ＝４（図９参照）のターボレシーバのソフト判定対象信号作成部は図２１に示すように構成できる。ソフト判定対象信号作成部１０２は、２Ｎ−１＝１５個のセルを備えており、８個のレベル０のセル１０２０ａ〜１０２０ｈと４個のレベル１のセル１０２１ａ〜１０２１ｄと、２個のレベル２のセル１０２２ａ〜１０２０ｂと、１個のレベル３のセル１０２３を階層的に接続して構成されている。すなわち、レベル３のセル１０２３は、レベル２の第１セル１０２２ａのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ａ０，Ｂ１，Ａ２として受信し、また、レベル２の第２セル１０２２ｂのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ｂ０，Ａ１，Ｂ２として受信し、レベル３のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を発生すると共に、該ソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値で修正して判定ユニット１０３に入力する。
レベル０のセル１０２０ａ〜１０２０ｄの入力信号Ｓ０〜Ｓ１５は次式
2004079957.tif 000086
で定義される相関器の出力信号である。
（ｃ）ＩＣＩ−Ｎのターボレシーバのソフト判定対象信号作成部
一般に、ＩＣＩ−Ｎ、クロストークパス数＝Ｎ−１のターボレシーバのソフト判定対象信号作成部は図２２に示すように構成できる。ソフト判定対象信号作成部１０２は、２Ｎ−１−１個のセルを備えており、２Ｎ−２個のレベル０のセルと２Ｎ−３個のレベル１のセルと、…２個のレベル（Ｎ−３）のセルと、１個のレベル（Ｎ−２）のセルを階層的に接続して構成されている。すなわち、図２３に示すようにレベル（Ｎ−２）のセルは、レベル（Ｎ−３）の第１セルのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ａ０，Ｂ１，Ａ２として受信し、また、レベル（Ｎ−３）の第２セルのソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を入力信号Ｂ０，Ａ１，Ｂ２として受信し、レベル（Ｎ−２）のソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を発生すると共に、該ソフト判定対象信号Ｃ０〜Ｃ２を着目サブチャネル以外の他サブチャネルのソフト判定値で修正して判定ユニット１０３に入力する。
２Ｎ−１個のレベル０のセルへの入力信号は次式
2004079957.tif 000087
で定義される相関器の出力信号である。
（ｄ）セルのソフト判定値及びエネルギー差Δ
図１８に示したセルにおいてＤＳＯＦＴはソフト判定値、Δはエネルギー差である。具体的に、レベルＬのセルのソフト判定値ＤＳＯＦＴは、サブチャネルＬの判定ユニットが出力するソフト判定値である。サブチャネル番号はクロストークを発生するサブチャネルに０から順番に番号をつけて得られる。たとえば、図１２のＩＣＩ−３場合にはｃｈ＋１がサブチャネル０、ｃｈ−１がサブチャネル１となる。
レベル０の第１セルのΔは（Ｅ０−Ｅ１）／Ｎ０、第２セルのΔは（Ｅ２−Ｅ３）／Ｎ０、第３セルのΔは（Ｅ４−Ｅ５）／Ｎ０、一般に第ｎセルのΔは（Ｅｎ−Ｅｎ＋１）／Ｎ０である。Ｎ０はノイズのパワースペクトル強度である。
レベル１の第１セルのΔは０．５×｛（Ｅ０＋Ｅ１）−（Ｅ２＋Ｅ３）｝／Ｎ０、第２セルのΔは０．５｛（Ｅ４＋Ｅ５）−（Ｅ６＋Ｅ７）｝／Ｎ０、第３セルのΔは０．５｛（Ｅ８＋Ｅ９）−（Ｅ１０＋Ｅ１１）｝／Ｎ０、一般にレベル１の第ｎセルのΔは０．５｛（Ｅｎ＋Ｅｎ＋１）−（Ｅｎ＋２＋Ｅｎ＋３）｝／Ｎ０である。
レベルＬの第ｎセルのΔは
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である。
（Ｅ）ＤＭＴシステムへの適用
本発明のターボレシーバの応用としてＤＭＴベース通信システムを考える。図２３はかかるターボレシーバを採用したＤＭＴベース通信システムの構成図であり、周知のＤＭＴ通信システムにおける受信機のＦＦＴ部の後段に本発明のターボレシーバを配置した構成を有している。。
図２４の通信システムにおいて、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０１はデータレートＲ（ｂｉｔｓ／ｓｅｃ：ｂｐｓ）の入力ビットストリームをＭビットの並列データに変換し、各ビットを新レートＲ／Ｍ（ｂｐｓ）でＭ個の並列サブチャネルを介して転送する。ＭポイントＩＦＦＴ５０２は、Ｍ並列データを結合して時間領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）５０３は、これらＮサンプルを直列フォーマットに変換し、連続してディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）５０４に入力する。ＤＡＣ出力側のローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０の出力信号は連続時間ＤＭＴ信号である。白色ガウス雑音チャネルにおいて、送信ＤＭＴ信号は、白色ガウス雑音ｎ（ｔ）により劣化し、ＤＭＴレシーバ６００に送られる。
受信機は送信機と逆の機能を実行する。すなわち、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）５０６は受信信号をＡＤ変換し、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７はデジタル信号をＭ並列データに変換してＦＦＴ５０８に入力する。ＦＦＴ５０８はＦＦＴ処理し、各サブチャネルで送られた信号に対してＭマッチトフィルタアレイとして復調処理を行う。本発明のターボレシーバ５０９１〜５０９Ｍはターボアルゴリズムに基づいたサブチャネルのデータ判定処理を行い、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１０は各ターボレシーバで得られた信号を直列データに変換して検出データとして出力する。以上により周波数オフセットが存在してもＢＥＲを改善することができる。
図２５は，従来のＤＭＴベースレシーバのＢＥＲパフォーマンス（ＭＦ）を示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え、Ｍ＝６４で６回のターボ繰り返しを行うＤＭＴレシーバのＢＥＲパフォーマンスを示す。なお、ＢＥＲパフォーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットαを０．２５として、２Ｅｂ／Ｎ０に対して示されている。又、ＩＣＩが発生しない理想的な状態におけるＢＥＲをＲＥＦとして示している。
図２５より明らかなように、本発明のターボアルゴリズムによるＢＥＲパフォーマンスは、考慮するクロストークパス数（クロストークサブチャネル数）が増加する毎に向上する。そして、本発明によれば、セル化構成にしているため、考慮すべきクロストークサブチャネル数が増加しても簡単にターボアルゴリズムを実現することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2004079957.tif 000096
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2004079957.tif 000099
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【国際調査報告】
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