(57)【要約】ギャップを形成したコア１ａと、このコア１ａに電力線Ｌ１，Ｌ２と接続するバイファイラー巻線を１層構成として設けた一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂと、この１層構成の一次巻線とサンドイッチ構成とした送信回路２に接続した二次巻線Ｎ２と、受信回路３に接続した二次巻線Ｎ３とを有するトランス１と、電力線Ｌ１，Ｌ２側と接続しない方の端子の一次巻線の中点に接続した結合コンデンサＣ１と、バイファイラー巻線構成の一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂに接続した電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂと、送信用の二次巻線Ｎ２に接続したドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂと、受信用の二次巻線Ｎ３に接続した終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂとを備えたモデム結合回路である。
2004084430.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力線に接続してデータの送受信を行う為の電力線搬送用モデム結合回路に於いて、
ギャップを形成したコアと、該コアにバイファイラー巻線を１層構成として設けた一次巻線と、該１層構成の一次巻線を上下に挟み込むように設けた送信用と受信用との二次巻線とを有するトランスと、
前記電力線に他端を接続する前記バイファイラー巻線構成の一次巻線をシリアル接続構成とするように該バイファイラー巻線の他端の前記一次巻線の中点に接続した結合コンデンサと、
前記バイファイラー巻線構成の一次巻線に接続した電流制限抵抗と
を備えたことを特徴とする電力線搬送用モデム結合回路。
【請求項２】
前記トランスを介して伝送する信号帯域の低い周波数帯域に於ける送信信号歪特性及び雑音歪特性を満足できる充分に大きなインダクタンスの範囲を第一の範囲とし、大電流ドライブ及び大振幅雑音電流に耐えることができる充分に小さいインダクタンスの範囲を第二の範囲とし、前記トランスの一次巻線によるインダクタンスと前記結合コンデンサとの直列共振周波数が、信号の伝送帯域外の低い周波数となる充分に大きなインダクタンスと結合コンデンサとの値の組合せの範囲を第三の範囲とし、前記トランスのリーケージインダクタンスと前記結合コンデンサとの直列共振周波数が前記伝送帯域内となる前記リーケージインダクタンスと前記結合コンデンサとの値の組合せの範囲を第四の範囲とし、前記第一乃至前記第四の範囲を総て満足するように、前記トランス及び前記結合コンデンサを構成したことを特徴とする請求項１記載の電力線搬送用モデム結合回路。
【請求項３】
前記トランスを介して伝送する信号帯域の低い周波数帯域に於ける送信信号歪特性及び雑音歪特性が２０ｄＢ以上となるインダクタンスの範囲を第一の範囲とし、１００ｍＡ以上の大電流ドライブ及び大振幅雑音電流に耐えることができるインダクタンスの範囲を第二の範囲とし、前記トランスの一次巻線によるインダクタンスと前記結合コンデンサとによる直列共振周波数が、信号の伝送帯域より低い周波数となるインダクタンスと結合コンデンサとの値の組合せの範囲を第三の範囲とし、前記トランスのリーケージインダクタンスと前記結合コンデンサとの直列共振周波数が前記伝送帯域内となる前記リーケージインダクタンスと前記結合コンデンサとの値の組合せの範囲を第四の範囲とし、前記第一乃至前記第四の範囲を総て満足するように、前記トランスのコアとギャップ及び巻線を選定し、且つ前記結合コンデンサの値を選定して構成したことを特徴とする請求項１記載の電力線搬送用モデム結合回路。
【請求項４】
前記トランスは、前記コアのギャップを、前記一次巻線の許容電流値と、送信信号歪特性及び雑音歪特性を２０ｄＢ以上となる範囲のインダクタンスとにより設定した構成を有することを特徴とする請求項１記載の電力線搬送用モデム結合回路。
【請求項５】
前記トランスの一次巻線に電流制限抵抗を接続し、該トランスの送信用の二次巻線にドライブ抵抗を介して送信回路を接続し、該トランスの受信用の二次巻線に終端抵抗を接続し、且つ該受信用の二次巻線に受信回路を接続した構成を有することを特徴とする請求項１記載の電力線搬送用モデム結合回路。
【請求項６】
前記トランスの前記送信用の二次巻線と前記一次巻線との巻数比ｎ：１のｎを２前後の値とし、前記受信用の二次巻線と前記一次巻線との巻数比ｍ：１のｍを、環境雑音レベルとフロアノイズレベルとがほぼ一致する値に設定したことを特徴とする請求項１記載の電力線搬送用モデム結合回路。
【請求項７】
前記トランスは、前記コアのギャップの設定により、該トランスのインダクタンスを４０μＨ±１０μＨに設定した構成を有することを特徴とする請求項１記載の電力線搬送用モデム結合回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、電力線搬送システムに於ける電力線とモデムとを結合する為の電力線搬送用モデム結合回路に関する。
【背景技術】  電力線搬送システムは、電力線を伝送路として各種のデータを送受信するもので、既に各種提案され、且つ実用化されている。その場合の電力線とモデムとを結合する為に、コンデンサによる結合回路やトランスによる結合回路或いはコンデンサとトランスとを組合せた結合回路が知られている。例えば、電力線にコンデンサを介してトランスの一次巻線を接続し、トランスの二次巻線に受信回路を接続した構成や、電力線とトランス結合した通信装置を設けた構成が知られている。
又通信用トランスとして、各芯線を並列的に接続した多芯平行線をコアに巻回して一次巻線とし、そのコアに通常の芯線を巻回して二次巻線とした構成が知られている。又トランスに３個の二次巻線を設け、その中の２個の直列接続の二次巻線に抵抗を介して送信側の回路を接続し、３個の直列接続の二次巻線に抵抗を介して受信側の回路を接続した送受共用の二次巻線部分を有し、それによって送信信号レベルを高くし、且つ反響消去回路を簡単化する為の構成が知られている（特開平８−９８２７７号公報、特開２００１−１８６０６３号公報、特開２００１−２６７１３９号公報、特開２００１−１３６１０７号公報参照）。
トランスは、電力用と通信用とに分けることができ、電力用のトランスは、雑音や歪等により電力変換効率が重視されるが、通信用のトランスは、微小信号でも歪みなく伝送することが重視される。又電力線搬送システムに用いるトランスは、通信用のトランスに類似するが、低電圧の通信回線とは異なり、１００Ｖ以上の高い電圧の電力線に接続し、且つ電力線には大振幅の雑音成分が重畳されていることを考慮する必要がある。
従って、電力線搬送用モデムに用いるトランスに対する要望は、第一に、大電流ドライブに耐え、且つ小型／安価／高性能のトランスであること、第二に、線間容量は、コモンモードインピーダンスをできるだけ大きくする為に、できるだけ小さい値であること、第三に、送信側ではコモンモード漏洩電流の最小化による漏洩電磁界の最小化の為に、対地間平衡度はできるだけ大きいこと、又受信側では、コモンモードノイズ耐力の向上の為、対地間平衡度はできるだけ大きいこと、第四に、送信ＴＨＤ（Ｔｏｔａｌ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）は不要な帯域外スプリアスの最小化の為に、できるだけ大きいこと、又雑音ＴＨＤは受信側での大振幅雑音環境下で微小振幅信号を受信可能とする為に、できるだけ大きいこと、第五に、効率のよい大電流ドライブを実現する為に、電流ピーク点が伝送帯域内にあり、且つ、できるだけ低インピーダンスドライブを実現できること、第六に、安定した受信特性を実現する為に、伝送特性はできるだけ平坦であること等がある。
前述の要望に対しては、例えば、送信側では、回線側ドライブ電流は最大１．４Ａ以上、１．０Ω〜３．０Ωの範囲内の低ドライブインピーダンス、効率よく信号注入する為、伝送帯域（１５０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ）内に電流ピーク点を持ち、送信信号の歪み（送信ＴＨＤ）は、電波法施行規則第４６条の２のスプリアス規格（４５０ｋＨｚ〜５ＭＨｚに於いて５６ｄＢμＶ以下、５ＭＨｚ〜３０ＭＨｚに於いて６０ｄＢμＶ以下）を満足すること、受信側では、対地間平衡度が５０ｄＢ以上、雑音ＴＨＤは６０ｄＢ以上、群遅延特性は伝送帯域内で３μｓ以下、微小受信レベルは、−９５．０ｄＢｍ／ｋＨｚ（所要Ｓ／Ｎ＝１５ｄＢ時に於いて）以下等を挙げることができる。
しかし、従来の通信用トランスと称されるトランス及び電力線搬送用のトランスは、前述の第一乃至第六の要望に対して総て満足する構成ではなく、且つこのような問題点についても提起されていない。
本発明は、前述の第一乃至第六の要望に総て満足できる構成のトランスを含む電力線搬送用モデム結合回路を提供することを目的とする。
【発明の開示】
本発明の電力線搬送用モデム結合回路は、図１を参照して説明すると、電力線に接続してデータの送受信を行う為の電力線搬送用モデム結合回路に於いて、ギャップを形成したコア１ａと、このコア１ａにバイファイラー巻線を１層構成として設けた一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂと、この１層構成の一次巻線を上下に挟み込むように設けて送信回路２に接続した二次巻線Ｎ２と、受信回路３に接続した二次巻線Ｎ３とを有するトランス１と、電力線Ｌ１，Ｌ２に他端を接続するバイファイラー巻線構成の一次巻線をシリアル接続構成とするように該バイファイラー巻線の他端の一次巻線の中点に接続した結合コンデンサＣ１と、バイファイラー巻線構成の一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂに接続した電流制限抵抗とを備えている。
又トランス１を介して伝送する信号帯域の低い周波数帯域に於ける送信信号歪特性及び雑音歪特性を満足できる充分に大きなインダクタンスの範囲を第一の範囲とし、大電流ドライブ及び大振幅雑音電流に耐えることができる充分に小さいインダクタンスの範囲を第二の範囲とし、前記トランスの一次巻線によるインダクタンスと前記結合コンデンサとの直列共振周波数が、信号の伝送帯域外の低い周波数となる充分に大きなインダクタンスと結合コンデンサとの値の組合せの範囲を第三の範囲とし、前記トランスのリーケージインダクタンスと前記結合コンデンサとの直列共振周波数が前記伝送帯域内となる前記リーケージインダクタンスと前記結合コンデンサとの値の組合せの範囲を第四の範囲とし、前記第一乃至前記第四の範囲を総て満足するように、前記トランス１及び前記結合コンデンサＣ１を構成する。
又トランス１は、コア１ａのギャップを、一次巻線の許容電流値と所望インダクタンスとにより設定した構成とすることができる。又トランス１の一次巻線に電流制限抵抗を接続し、トランス１の送信用の二次巻線Ｎ２にドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂを介して送信回路２を接続し、トランス１の受信用の二次巻線Ｎ３に終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂを接続し、且つ受信回路３を接続した構成とすることができる。又トランス１の送信用の二次巻線Ｎ２と一次巻線との巻数比ｎ：１のｎを２前後の値とし、受信用の二次巻線Ｎ３と一次巻線との巻数比ｍ：１のｍを、環境雑音レベルとフロアノイズレベルとがほぼ一致する値に設定した構成とすることができる。又トランス１のコア１ａのギャップの設定によりインダクタンスを４０μＨ±１０μＨに設定した構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】  図１は、本発明の一実施の形態の説明図である。
図２は、トランスの説明図である。
図３は、トランスのピン配置の説明図である。
図４は、バイファイラー巻線構成の説明図である。
図５は、コアのギャップと許容電流特性及びインダクタンス特性の説明図である。
図６は、コアのギャップと透磁率との関係説明図である。
図７は、インダクタンスと送信ＴＨＤとの関係説明図である。
図８は、直流重畳特性の説明図である。
図９は、共振点の説明図である。
図１０は、終端抵抗の選択説明図である。
図１１は、本発明の他の実施の形態の説明図である。
図１２は、本発明の更に他の実施の形態の説明図である。
図１３は、本発明の更に他の実施の形態の説明図である。
【発明を実施するための最良の形態】  図１は、本発明の一実施の形態の説明図であり、１はトランス、１ａはコア、Ｎ１ａ，Ｎ１ｂはバイファイラー巻線構成の一次巻線、Ｎ２は送信用の二次巻線、Ｎ３は受信用の二次巻線、２は送信回路、３は受信回路、Ｃ１は結合コンデンサ、Ｒ１ａ，Ｒ１ｂは電流制限抵抗、Ｒ２ａ，Ｒ２ｂはドライブ抵抗、Ｒ３ａ，Ｒ３ｂは終端抵抗、Ｌ１，Ｌ２は電力線を示す。
トランス１は、ギャップを形成したコアと、バイファイラー巻線構成の一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂと、通常の巻線構成の二次巻線Ｎ２，Ｎ３とを有し、バイファイラー巻線構成の一端側を結合コンデンサＣ１を介して直列接続して一次巻線を構成している。なお、結合コンデンサＣ１と、一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂとの間に電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを接続しているが、この電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂは、電力線Ｌ１，Ｌ２側に接続することも可能であり、又何れか一方のみとすることも可能である。
又送信回路２と送信用の二次巻線Ｎ２との間にドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂを接続し、受信用の二次巻線Ｎ３に受信回路３を接続すると共に、終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂを接続する。即ち、二次巻線Ｎ３を終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂによって終端して、受信回路３を接続する。従って、送信用の二次巻線Ｎ２と、受信用の二次巻線Ｎ３とは直流的には分離された接続構成となる。
図２はトランスの説明図であり、一部を切り欠いて示すもので、コア１ａの中心のコア中脚１ｂにギャップ１ｃを形成し、このコア中脚１ｂに受信用の二次巻線Ｎ３を巻回し、その上にバイファイラー巻線構成の一次巻線Ｎ１を１層構成で巻回し、その上に送信用の二次巻線Ｎ２を巻回した構成を有するもので、１ｄはボビン、１ｅは外装テープ、１ｆは接続ピンを示す。即ち、一次巻線Ｎ１を上下に挟むように、二次巻線Ｎ２，Ｎ３を形成してリーケージインダクタンスを小さくしている。なお、一次巻線Ｎ１は、一部断面を拡大表示しているように、白円と黒円とにより２本平行で巻回したバイファイラー巻線構成を示している。このバイファイラー巻線構成の一端を少なくとも結合コンデンサＣ１を介して直列接続して、電力線Ｌ１，Ｌ２に接続する一次巻線とするものである。
又コア中脚１ｂは、断面形状が円形の場合を図示しているが、他の形状とすることも可能である。なお、断面形状が円形の場合、４角形等の断面形状の場合に比較して、巻線の巻回が容易である。又ギャップ１ｃは、コア中脚１ｂを２分割するように、コア中脚１に対して垂直方向に形成した場合を示しているが、ギャップ１ｃは、図示位置から左右の何れかの方向の位置に形成することもできる。又ギャップ１ｃを構成する対向断面形状は、コア中脚１ｂの軸方向に対して垂直の断面とした形状以外の形状、例えば、斜めの断面とすることもできる。又ギャップ１ｃに合成樹脂等の非磁性体材料を注入して、断面を対向させたコア中脚１ｂを固定することもできる。なお、対地間平衡度等を考慮すると、ギャップ１ｃは、図示のように、コア中脚１ｂの中間部分に形成することが望ましいものである。
図３はトランスのピン配置の説明図であり、（Ａ）は一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂと二次巻線Ｎ２，Ｎ３とに対する接続ピン１ｆ（図２参照）のピン番号を示し、一次巻線は、バイファイラー巻線構成で７Ｔ（ターン）とし、前述のように、直列接続構成とするから、合計で１４Ｔの一次巻線となる。又送信用の二次巻線Ｎ２は２８Ｔ、受信用の二次巻線Ｎ３は１４０Ｔとした場合を示す。又図３の（Ｂ）はトランスを上から見た場合の黒丸で示す一番ピン表示を基に、五番ピンまでが矢印方向に配列され、又６番ピンから１０番ピンまでが矢印方向に配列されて、トランスの各巻線に接続する為の各接続ピン１ｆ（図２参照）の位置を識別できることを示している。
図４はバイファイラー巻線構成の説明図であり、（Ａ）は、パラレルバイファイラー巻きとした通常の一次巻線を示し、（Ｂ）は、シリアルバイファラー巻とした本発明の実施の形態に適用する一次巻踪の接続構成を示す。又Ｃ１は結合コンデンサ、Ｒは電流制限抵抗を示す。パラレルバイファイラー巻きは、図４の（Ａ）に示すように、２本の芯線を１本の芯線と同様に巻回した構成であり、これに対して、シリアルバイファラー巻きは、２本の芯線の両端を開放とし、結合コンデンサＣ１を介して、又は電流制限抵抗Ｒを含めて各芯線を直列接続して、電力線Ｌ１，Ｌ２に接続することになる。
又一般の通信用トランスに於いては、トランスのコアの透磁率μを１２０００程度の高透磁率のものを使用する場合が多いが、このようなコアは高価である。そこで、比較的安価な透磁率μが４０００程度のコアを使用することができる。又コア１ａの大きさとして例えば、２０×２０×１６（ｍｍ）（タイプＡ）と、１５×１５×１４（ｍｍ）（タイプＢ）と、８×１０×１１（ｍｍ）（タイプＣ）の中から選択する場合、タイプＡは約３Ａ程度のドライブ電流とすることができるが、線間容量が約１００ｐＦ程度の大きさとなる。又タイプＢは、約１．４Ａ程度のドライブ電流とすることができ、又線間容量は約５０ｐＦ以下程度である。又タイプＣは、約０．４Ａ程度のドライブ電流とすることができ、線間容量は約１４ｐＦ以下程度である。従って、電流ドライブ条件と体積と線間容量とを考慮すると、前述の場合は、タイプＢが望ましいことになる。
又一般の通信用のトランスは、前述のように、高透磁率のコアを用い、且つギャップのないものが使用される。これに対して、本発明に於けるトランス１は、コア１ａにギャップ１ｃを形成するものである。図５の（Ａ）は、コア１ａの透磁率を４０００とし、寸法は、前述のタイプＢを用いた場合のコア１ａのギャップＧａｐ（ｍｍ）に対する許容電流Ｉ（Ａ）特性を示し、同図の（Ｂ）はコア１ａのギャップＧａｐ（ｍｍ）に対するインダクタンスＬ（μＨ）特性を示す。
低い周波数帯域に於ける送信ＴＨＤ（Ｔｏｔａｌ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）や雑音ＴＨＤを考慮すると、電力線に接続するトランスの一次側のインダクタンスはできるだけ大きいことが望ましい。これは、インダクタンスが小さいと、低い周波数帯域に於いては、インピーダンスが小さくなるから、巻線に流れる電流量が増大して、ＴＨＤ特性が劣化する。
図７は、周波数２４ｋＨｚ，４８ｋＨｚ，９６ｋＨｚ，１９２ｋＨｚ，３８４ｋＨｚに於けるトランスのインダクタンス（μＨ）と送信ＴＨＤ（ｄＢ）との関係を示す。インダクタンスが１０μＨ程度の小さい値の場合は、低い周波数帯域に於ける送信ＴＨＤ特性が著しく劣化する。従って、インダクタンスは或る程度以上の値であることが必要であり、送信ＴＨＤを５０ｄＢ以上とする為には、インダクタンスは４０μＨ以上が必要となる。
又図８は、インダクタンスが１０μＨと、２０μＨと、４０μＨとに於ける直流重畳特性の説明図であり、巻数Ｔ、即ち、インダクタンス（巻数Ｔの二乗に比例）を増大させると、飽和電流値が急速に減少することになり、電力線搬送用としては、或る程度以上の直流重畳特性が得られることが必要である。具体的には、１．４Ａ程度の直流重畳に耐えるトランスであることが要求されている。従って、約４０μＨ以下のインダクタンスであることが必要となる。
前述のように、トランスの巻線の巻数を増大することによりインダクタンスは増大し、図７に示すように、送信ＴＨＤ特性は良好となるが、図８に示すように、直流重畳特性は劣化する。従って、インダクタンスには最適値が存在し、前述の条件の場合には、製造時の特性の偏差を約２５％とすると、４０μＨ±１０μＨ程度が最適となる。
図６は、コア１ａの透磁率とギャップとの関係を示し、横軸はインダクタンス（μＨ）、縦軸は飽和電流値（Ａ）を示し、ＧＡＰ小，ＧＡＰ大は、コア１ａのギャップ１ｃの大小を示し、μ小は、透磁率＝４０００、μ大は、透磁率＝１２０００の場合を示す。従って、コア１ａのギャップ１ｃによるインダクタンス及び飽和電流値特性に対する影響は大きいが、透磁率μの大小には余り影響がないことが判る。従って、比較的安価なμ＝４０００程度のコアを用いることができ、所望の特性はギャップの設定で得ることができる。
即ち、コア１ａのギャップ１ｃを大きくすると、図５の（Ａ）に示すように、許容電流は増加するが、図５の（Ｂ）に示すように、インダクタンスは減少する。例えば、許容電流を１．４Ａ程度とすると、コア１ａのギャップ１ｃは、０．１２ｍｍ程度となり、その時のインダクタンスは４０μＨ程度となる。従って、製造上の精度のばらつきは、通常±２５％程度であるから、コア１ａのギャップ１ｃの大きさにより、インダクタンスを４０μＨ±１０μＨの範囲に設定する。
図９は共振点の説明図であり、横軸は周波数ｆ（ｋＨｚ）、縦軸はインピーダンスＺｉｎを示し、送受二次側（二次巻線Ｎ２，Ｎ３側）から回線一次側（一次巻線Ｎ１側）をみたインピーダンス曲線について、一次側インダクタンスと結合コンデンサとの直列共振点が１００ｋＨｚ以下の周波数にあり、又リーケージインダクタンスと結合コンデンサとの直列共振点が、１００ｋＨｚ以上の周波数にある場合を示す。
リーケージインダクタンスと結合コンデンサとの直列共振周波数は、伝送帯域、例えば、１５０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ内に存在するように構成して、送信時のドライブ電流のピーク点を伝送帯域内とすることにより、電力線に対して効率の良い信号注入特性を得ることができる。又回線一次側インダクタンスと結合コンデンサとの直列共振点に於いては、群遅延特性が劣化するから、一般的には、伝送帯域外、例えば、１５０ｋＨｚ以下に存在するように設定する。
例えば、前述の伝送帯域の中心周波数は３００ｋＨｚとなるから、充分な群遅延特性を得る為には、回線一次側インダクタンスと結合コンデンサとの直列共振周波数は３０ｋＨｚ程度以下となるように設定する。即ち、リーケージインダクタンスの値と、回線一次側インダクタンスの値とは約１００倍程度以上の差が生じるように設定することが望ましいことになる。このように、リーケージインダクタンスを小さくする為に、図２に示すように、一次巻線Ｎ１を送信用の二次巻線Ｎ２と受信用の二次巻線Ｎ３とにより挟み込むサンドイッチ構成とする。
又トランス１の一次巻線Ｎ１と送信用の二次巻線Ｎ２と受信用の二次巻線Ｎ３との巻数比について、送信用の二次巻線Ｎ２の巻数：一次巻線Ｎ１の巻数＝ｎ：１とすると、巻数比ｎを大きくする程、低インピーダンスドライブが可能となるが、それに伴って直流抵抗も増大するから、送信側の伝達損失が増加する。反対に巻数比ｎを小さくすると、送信の低インピーダンスドライブの実現が困難となる。従って、この巻数比ｎには最適値が存在する。シミュレーション結果、ｎ＝２が最適値となった。前述のタイプＢのコアを用いた場合、一次巻線の巻数を１４Ｔ（バイファイラー巻７Ｔ）とすると、送信用の二次巻線Ｎ２の巻数は２８Ｔとなる。
又受信用の二次巻線については、一次巻線Ｎ１の巻数：受信用の二次巻線Ｎ３の巻数＝１：ｍとすると、巻数比ｍを大きくする程、微小振幅信号の受信が可能となるが、同時に巻数比ｍの増大に伴うＱの増大により伝送帯域が狭くなる。又巻数比ｍの増大に伴って直流抵抗が増大し、受信側の伝達損失が増大する。更に環境雑音レベルの最小値、更に装置側フロアノイズの実力値が或る程度の実現可能の範囲とすれば、必要以上の巻数比ｍの増大は不必要である。
そこで、回線側の環境雑音レベルと、装置側のフロアノイズレベルとを基に受信用の二次巻線Ｎ３の巻数比ｍの最小値を求める。環境雑音レベルの評価基準は、ＩＴＵ−Ｔ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｕｎｉｏｎ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｅｃｔｏｒ；国際電気通信連合の電気通信標準化部門）では、−１４０ｄＢｍ／Ｈｚ，＠５０Ωと定められている。
電力線搬送用モデムとしての最大許容入力電圧を６．２Ｖｐｐとし、１６ビットの高精度ＡＤ変換器でサンプリングして、受信した信号をディジタル化し、その時のサンプリング周波数は１．５３６ＭＨｚとすると、最大許容レベルＰは、
Ｐ＝６．２（Ｖｐｐ）
＝２０  ｌｏｇ（６．２／０．２２３６０６７９７）
＝＋２８．８６（ｄＢｍ）                                ・・・（１）
となる。
又量子化ノイズＬは、
Ｌ＝６×１６（ビット）＋１．８＝９７．８（ｄＢ）
・・・（２）
従って、フロアノイズレベルＦは、
Ｆ＝＋２８．８６（ｄＢｍ）−９７．８（ｄＢ）
＝−６８．９４ｄ（ｄＢｍ）                                ・・（３）
となる。
一方、サンプリング周波数Ｓは、１．５３６ＭＨｚであるから、有効帯域幅は半分の７６８ｋＨｚとなる。従って、帯域換算値Ｈは、
Ｈ＝１０ｌｏｇ（１／７６８０００（Ｈｚ））
＝−５８．８５（ｄＢ）                                  ・・・（４）
１Ｈｚ当たりのフロアノイズレベルｆは、
ｆ＝−６８．９４−５８．８５
＝−１２７．７９（ｄＢｍ／Ｈｚ）                        ・・・（５）
となる。
又電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを含むから最大６ｄＢの損失がある。又トランス１の直流抵抗分に伴う損失も最大１ｄＢ程度を見込む必要がある。従って、装置側のフロアノイズレベルと回線側の環境雑音レベル−１４０ｄＢｍ／Ｈｚを一致させるためのゲインＧは、
Ｇ＝−１２７．７９−（−１４０．００）＋６＋１
＝１９．２１（ｄＢ）
＝９．１３（巻数比ｍ）                                  ・・・（６）
従って、受信用の二次巻線についての巻数比ｍは、９．１３以上とすれば良いことが判り、整数としてｍ＝１０とすることができる。前述のように、一次巻線の巻数を１４Ｔとすると、受信用の二次巻線Ｎ３の巻数は１４０Ｔとなる。
前述のように、送信用の二次巻線Ｎ２と一次巻線との巻数比ｎ：１のｎの値を、伝達損失が小となる範囲で１より大なる値、例えば、ｎ＝１〜３程度の範囲に於いて、２に最適化設定し、一次巻線と受信用の二次巻線Ｎ３との巻数比１：ｍのｍの値を１より大で、回線側の環境雑音レベルの最小値が受信側の回路のフロアノイズレベル以上となるように、ｍの値を、例えば、１０に最適化設定する。
又電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂと、ドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂと、終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂとについて設定するものであるが、電力線搬送用モデムに於いては、できるだけ低インピーダンスでドライブすることが要望されている。即ち、ドライバとしての最大の能力を発揮できるように、ドライブ抵抗は最小の値、例えば、約６Ωとする。従って、送信用の二次巻線Ｎ２の両端にそれぞれ接続するドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂはそれぞれ３Ωとする。
又受信用の二次巻線Ｎ３に接続する終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂは、受信特性の平坦性に影響を及ぼすものであり、図１０に示すように、５００Ωから２．５ｋΩの間について周波数１０ｋＨｚ〜１０ＭＨｚの帯域についてみると、１ｋΩ程度の場合の平坦性が良好となる。
又一次巻線に接続する電流制限抵抗については、その抵抗値を大きくすると、巻線の短絡状態に於いても耐えられると共に大振幅雑音電流にも耐えることが可能となるが、注入信号電力が減少し、更に受信側への伝達特性も劣化する。従って、約０．６Ω程度がシミュレーション結果良好であった。この場合、図１に示す電流制限抵抗Ｒ１ａ＝０．３Ω、Ｒ１ｂ＝０．３Ωとして、合計で０．６Ωとして、平衡性を維持することができる。
前述のように、トランス１のコア１ａのギャップ１ｃの設定と、一次巻線と送信用の二次巻線Ｎ２と受信用の二次巻線Ｎ３との巻数比の設定と、結合コンデンサＣ１とによる直列共振周波数の設定と、電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂとドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂと終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂとの設定とを行うことにより、回線の負荷インピーダンスが完全オープン状態から完全ショート状態までの大きな変動が生じた場合でも、送信側では良好な送信ＴＨＤ特性を維持して、大電流ドライブを可能とし、受信側では、良好な雑音ＴＨＤのもとで、受信振幅特性の平坦性を維持することができる。
又トランス１と結合コンデンサＣ１との関係について、トランス１を介して伝送する信号帯域の低い周波数帯域に於ける送信信号歪特性（送信ＴＨＤ特性）及び雑音歪特性（雑音ＴＨＤ特性）を満足できる充分に大きなインダクタンス、例えば、送信信号歪特性及び雑音歪特性が２０ｄＢ以上となるインダクタンスの範囲を第一の範囲とし、大電流ドライブ及び大振幅雑音電流に耐えることができる充分に小さいインダクタンス、例えば、１００ｍＡ以上の大電流ドライブ及び大振幅雑音電流となるインダクタンスの範囲を第二の範囲とし、トランス１の一次巻線によるインダクタンスと結合コンデンサＣ１との直列共振周波数が、信号の伝送帯域より低い周波数となる充分に大きなインダクタンスと結合コンデンサＣ１との値の組合せの範囲を第三の範囲とし、トランス１のリーケージインダクタンスと結合コンデンサＣ１との直列共振周波数が、伝送帯域内となるリーケージインダクタンスと結合コンデンサＣ１との値の組合せの範囲を第四の範囲とし、第一乃至前記第四の範囲を総て満たすように、コアのギャップの大きさ等を含むトランスの構成と結合コンデンサＣ１の容量とを設定する。
前述のように、トランス１のコア１ａを、透磁率μ＝４０００で、１５×１５×１４（ｍｍ）程度の小型のコアを用い、一次巻線を１層構成でバイファイラー巻線構成且つ結合コンデンサＣ１を介して直列接続構成とし、一次巻線の巻数を１４Ｔ（バイファイラー巻７Ｔ）、送信用の二次巻線Ｎ２の巻数を２８Ｔ、受信用の二次巻線Ｎ３の巻数を１４０Ｔとして、一次巻線を送信用の二次巻線Ｎ２と受信用の二次巻線Ｎ３とにより挟み込むようにサンドイッチ構成で設け、又コア１ａのギャップ１ｃを０．１２ｍｍ程度としてインダクタンス値を４０μＨ程度とし、結合コンデンサＣ１を０．４７μＦ程度とし、電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの合成抵抗値を０．６Ω、ドライブ抵抗Ｒ２ａ，Ｒ２ｂの合成抵抗値を６Ω、終端抵抗Ｒ３ａ，Ｒ３ｂの合成抵抗値を１ｋΩに設定した。
この具体的な実施の形態のモデム結合回路により、トランス１の一次側では、１．４３Ａに耐えることができ、又線間容量は２２．９ｐＦ〜３９ｐＦ、送信対地間平衡度は６７．２ｄＢ以上、受信対地間平衡度は５７．３ｄＢ以上、送信ＴＨＤは１０Ω終端時で５７．２ｄＢ以上、０．１Ω＋０．７μＨ終端時で５１．５ｄＢ以上、雑音ＴＨＤは０〜５０ｋＨｚ帯域内で＋２５．７ｄＢｍ、５０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ帯域内で＋２３．５ｄＢｍ、ドライブ電流のピーク値の周波数は１７３ｋＨｚ、群遅延特性は０．１Ω＋０．７μＨ終端時で２．８３μｓ、ドライブインダクタンスは１．６Ω、最大受信レベルは−１．４ｄＢｍ／ｋＨｚ、最小受信レベルは−９９．１ｄＢｍ／ｋＨｚ（所要Ｓ／Ｎ＝１５ｄＢ時に於いて）、振幅特性は、０．１Ω＋０．７μＨ終端時に帯域内偏差値で４．６５ｄＢの特性が得られた。
図１１は、本発明の他の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示す。この実施の形態は、トランス１の一次巻線に接続する電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂを電力線Ｌ１，Ｌ２側に接続した構成に相当する。即ち、電流制限抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂは、電力線Ｌ１，Ｌ２からの大振幅雑音電流等を制限する為のものであるから、電力線Ｌ１，Ｌ２に対する接続端子間に電流制限抵抗が接続された構成であれば、図１又は図１１の何れの構成でも電流制限を行うことができる。
図１２は、本発明の更に他の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｒ１は電流制限抵抗であって、バイファイラー巻線構成の一方の一次巻線Ｎ１ａと結合コンデンサＣ１との間に接続した場合を示し、又図１３は、バイファイラー巻線構成の他方の一次巻線Ｎ１ｂと結合コンデンサＣ１との間に接続した場合を示す。これらの実施の形態に於いては、１個の電流制限抵抗Ｒ１を用いるもので、構成を簡単化することができる。なお、平衡度については図１又は図１１に示す構成の方が良好である。
前述のように、トランス１のコア１ａにギャップ１ｃを形成して大電流に耐えるトランス構造とし、このトランス１の回線側の一次巻線を、１層のバイファイラー巻きとし、且つシリアル接続とするシリアルバイファイラー巻線構成とし、このバイファイラー巻線構成のシリアル接続点に結合コンデンサＣ１を接続し、トランスから見た送受および回線側の負荷回路を全てバランス設計とすることができるから、結合コンデンサＣ１の偏差が大の場合でも、優れた対地間平衡度を確保し、送信側ではコモンモード漏洩電流低減による不要な漏洩電磁界の最小化を行い、受信側ではコモンモードノイズに対する耐力を飛躍的に向上させることができる。
又トランス１の送信用の二次巻線Ｎ２には送信回路２を接続し、受信用の二次巻線Ｎ３には受信回路３を接続して、それらの二次巻線Ｎ２，Ｎ３を直流的に分離し、又一次側巻線を二次巻線Ｎ２，Ｎ３で挟み込むサンドイッチ構造として、リーケージインダクタンスを最小化し、回線一次側インダクタンスの値と結合コンデンサＣ１の値を最適化することにより、送信側では大電流ドライブを可能とし、受信側では、良好な伝送特性を実現することができる。
又一次巻線に電流制限抵抗を接続し、送信側では受信側を、又受信側では送信側をお互いの負荷に見立てることで、回線の大幅な負荷変動に耐えることができる。又低い周波数帯での送信ＴＨＤ特性及び雑音ＴＨＤ特性が２５ｄＢとなるような大きなインダクタンスの範囲を第一の範囲とし、１００ｍＡ以上の大電流ドライブ及び大振幅雑音電流に耐えることができる小さなインダクタンスの範囲を第二の範囲とし、一次側のインダクタンスと結合コンデンサＣ１との直列共振周波数が、伝送帯域より低い周波数帯域となるようなインダクタンス値と結合コンデンサ値との組み合わせの範囲を第三の範囲とし、トランスのリーケージインダクタンスと結合コンデンサＣ１との直列共振周波数が伝送帯域内となるようなリーケージインダクタンス値と結合コンデンサ値との組み合わせの範囲を第四の範囲として、第一乃至第四の範囲のアンド条件に従ったインダクタンス値及び結合コンデンサ値を選択する。例えば、インダクタンス値を４０μＨ、結合コンデンサ値を０．４７μＦに設定することができる。それにより、送信側では、電流ピーク点を伝送帯域内に持つ良好な送信ＴＨＤ特性での大電流ドライブを実現し、受信側では、良好な雑音ＴＨＤ特性並びに良好な群遅延特性での受信特性を実現することができる。
本発明は、前述の各実施の形態にのみ限定されるものではなく、種々付加変更することが可能であり、トランス１のコア１ａの透磁率μ，コア中脚１ｂのギャップ１ｃの位置並びにその形状，一次巻線と二次巻線Ｎ２，Ｎ３との巻数比等も実施の形態の数値以外の値とすることができるものである。又本発明は、１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ帯への適用ばかりでなく、１．７ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ帯等の高周波帯用のトランスとして、定数変更により対応可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】  以上説明したように、本発明は、電力線搬送用モデムの送信回路２と受信回路３と電力線Ｌ１，Ｌ２とを結合する電力線搬送用モデム結合回路に於いて、トランス１のコア１ａにギャップを形成して、所望のインダクタンスを有する構成とし、又電力線Ｌ１，Ｌ２に接続する一次巻線を１層構成のバイファイラー巻線構成とし、且つ結合コンデンサＣ１を介して直列接続構成とし、この一次巻線を挟み込むように、送信用の二次巻線Ｎ２と受信用の二次巻線Ｎ３とを設けてリーケージインダクタンスを小さくして、結合コンデンサＣ１を含む最適化により、この結合コンデンサＣ１の偏差が例えば±２０％程度の場合でも、対地間平衡度を、例えば、送信側では約７０ｄＢ程度、受信側では約６０ｄＢ程度を確保し、送信側のコモンモード漏洩電流低減による不要な漏洩電磁界の最小化を達成し、受信側ではコモンモードノイズに対する耐力を飛躍的に向上することができた。
又本発明によれば、送信側で、例えば、１．４Ａ程度の大電流ドライブを可能とし、受信側では、例えば、群遅延特性３μＳ以下、帯域内振幅特性５ｄＢ以下の良好な伝送特性を得ることができた。又トランス１の一次巻線に、電流制限抵抗を接続することにより、送信側では受信側を、又受信側では送信側を互いに等価的な負荷として動作し、回線の大幅な負荷変動に対しても安定な動作を可能とすることができる。
又結合コンデンサＣ１等を含むパラメータの最適化により、送信側では、電流ピーク点を伝送帯域内として、例えば、６０ｄＢ程度の良好な送信ＴＨＤ特性で、且つ約１．４Ａ程度の大電流ドライブを可能とし、例えば、３μｓ以下の群遅延特性の受信特性を実現することができた。又送信側は低インダクタンスドライブを可能とし、受信側は巻数比ｍを例えば１０程度とすることにより、例えば、−９９．１ｄＢｍ／ｋＨｚ（所要Ｓ／Ｎ＝１５ｄＢ時）程度の微小振幅の受信信号に対しても受信処理可能とすることができた。又受信用の二次巻線Ｎ３に終端抵抗を接続して、例えば、約６０ｄＢ程度の雑音ＴＨＤのもとで、受信振幅特性の例えば５ｄＢ以下の平坦化を図ることができた。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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