(57)【要約】干渉シンボル決定部２０８は、干渉位置受信電力測定部２０８Ｂによって測定した干渉位置の信号の受信電力と、希望信号測定部２０８Ｄによって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとするシンボルを決定し、これをターボ復号化部２０９に出力する。ターボ復号化部２０９は、干渉シンボル決定部２０８の比較結果に基づいて、復調部２０７から入力された各サブキャリア信号のシンボルのＬＬＲ値を算出するか、ＬＬＲ値を「０」にするかを決定して、復号化処理を実行する。
2004082182.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
隣接セルの基地局から送信されたホッピングパターン情報と自セルのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、
前記干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、
前記比較結果に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号手段と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、
前記干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、
前記比較結果に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号手段と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記比較手段は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する
請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記抽出手段は、前記複数の隣接セルの基地局から送信された周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのパイロット信号から互いの干渉を受けていないシンボルを抽出し、
前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記抽出手段は、前記隣接セクタの基地局から送信された周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのパイロット信号から互いの干渉を受けていないシンボルを抽出し、
前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する
請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の変調方式を判別する判別手段と、
前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する設定手段と、
前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、受信電力値と、前記設定手段によって設定した閾値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、
前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、シンボル毎の干渉電力を算出する算出手段と、をさらに具備し、
前記復号手段は、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記比較結果に基づいて前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号し、前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記算出手段によって算出した干渉電力に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルをターボ復号する
請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
隣接セル又は隣接セクタのホッピングパターン情報と自セル又は自セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定ステップと、
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出ステップと、
前記抽出ステップによって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定ステップと、
前記干渉位置決定ステップで決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定ステップで測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較ステップと、
前記比較結果に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号ステップと、
を含むＯＦＤＭ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、特に周波数ホッピング方式のＯＦＤＭシステムに用いられるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法に関する。
【背景技術】  近年、移動体通信システムにおいて、周波数ホッピングを適用したＯＦＤＭ方式が検討されている。周波数ホッピングを適用したＯＦＤＭシステムは、複数のセル間で異なるホッピングパターンを用いることにより、セル間の干渉を平均化して通信を行うようになっている。
周波数ホッピングＯＦＤＭ方式を含むマルチキャリア方式を使用した移動通信システムでは、送信情報の符号化にターボ符号やＬＤＰＣ（Ｌｏｗ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号のように、軟判定値を利用したＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ  ａ  ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ：最大事後確率）復号を前提とした符号化方式が採用されている。
また、ターボ符号の復号処理では、伝送路がＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｎｏｉｓｅ：加法性白色ガウス雑音）環境であるものとして導出されており、例えば、図１に示すＬＬＲ（Ｌｏｇ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｒａｔｉｏ）算出モデルによりターボ符号のＬＬＲ値を求めることができる（例えば、松本  渉、落合  秀樹：「ＯＦＤＭ変調方式の応用」，トリケップス，ＷＳ  Ｎｏ．２１６（２００１−１０），ｐｐ．８０参照）。
図１において、横軸にＤ［受信値］、縦軸にＰ［確率密度］を設定し、破線が雑音を受けたときのシンボル「１」のガウス分布、一点鎖線が雑音を受けたときのシンボル「０」のガウス分布を示し、共にσ２で分散する。「α」はシンボル「０」の判定点（ｄｅｃｉｓｉｏｎ  ｒａｔｅ）、「−α」はシンボル「１」の判定点（ｄｅｃｉｓｉｏｎ  ｒａｔｅ）であり、これら各判定点におけるＰ［確率密度］が最大値になることを示す。また、図中では、ある受信値Ｄｒｘの確率密度Ｐが、シンボル「１」の破線上ではＰ１（Ｄｒｘ）、シンボル「０」の一点鎖線上ではＰ０（Ｄｒｘ）であることを示す。
また、雑音電力が大きいときのシンボル「０」、「１」の分布状態を図２に示す。このように、雑音電力が大きくなると、σ２の分散幅が大きくなり、シンボル「０」、「１」の判定点α、−αにおける各確率密度Ｐの最大値が極端に小さくなる場合がある。
周波数ホッピングのＯＦＤＭ（以下これをＦＨ−ＯＦＤＭと呼ぶ）の場合、あるサブキャリアで衝突が生じると、そのサブキャリアのシンボルは図２のような状態になると考えられる。この場合、周りのサブキャリアよりもＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が悪いということなので、シンボル「０」、「１」のＬＬＲ値に誤りが発生しやすくなる。さらに、シンボルの判定に誤りが発生すると、この誤りの影響が他のサブキャリアのシンボルのＬＬＲ値にも影響してしまう可能性がある。
２つのセルの環境で、自セルの基地局のユーザとパイロットのリソースの割当例を図３に、他セルについては図４に示す。因みに、図３及び図４において、周波数方向の１ブロックは１サブキャリアを示し、時間方向の１ブロックは１バースト期間を示す。
通常、ユーザのホッピングパターン及びリソース割当は、自セルと他セルでランダムに決められているので、ある時点のあるサブキャリアで偶然衝突（ヒット）する可能性がある。自セルのユーザ１の信号及びパイロット信号と、他セルの信号との間でのヒットの状況を図５に示す。“０”は、ヒットしていないことを示し、“１”は、ヒットしていることを示す。
上述したように、ターボ符号やＬＤＰＣ符号はＡＷＧＮチャネルを前提として設計されているので、このようなヒットを想定していないため、ヒットが生じると大きな特性の劣化を引き起こすことになる。
そこで、ＬＬＲ値に誤りを発生させるような誤りデータの有無を判定して、未然に誤りを訂正するＯＦＤＭ受信装置が、例えば特開平１１−３５５２４０号公報（以下、特許文献１と呼ぶ）に提案されている。
このＯＦＤＭ受信装置では、搬送波ごとに得られる参照データ、あるいは差動復調のための前シンボルの振幅が、与えられた閾値よりも小さい搬送波については、その搬送波のデータを消失とみなし、ヌルデータを挿入して軟判定系列を出力し、その軟判定系列をビタビ復号などで軟判定復号を行う。また、別に与えられた閾値よりも大きい搬送波については、その搬送波のデータを消失とみなし、ヌルデータを挿入して軟判定系列を出力するようにして、軟判定復号したときの誤り訂正効果を向上させている。
しかしながら、従来のＯＦＤＭ受信装置においては、ＰＳＫ系の１つの変調方式のみを想定して、閾値を二つ用意して、フェージングの落ち込みや干渉による受信信号の雑音が大きなものの軟判定値をヌル信号（ゼロ：０）にしている。
このとき、２つの問題点があると考える。
１）  干渉判定が完全であったとしても、干渉量次第で必ずしも特性がよくなるわけではない（図６）。これは、あまりにも“０”としてしまう数が多いと復号特性が悪くなるためである。図６は、変調方式がＱＰＳＫ、干渉が存在するキャリア割合が４０％の場合で、通常のＬＬＲ値算出時の誤り率（図中のプロット“Ｎｏｒｍａｌ：□”）と、軟判定値を０としたＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“ｓｏｆｔｖａｌｕｅ＝０：○”）と、干渉がない場合のＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“Ｎｏ  ｃｈａｎｇｅ：×”理想カーブ）とを示した図である。
２）  データ伝送効率を高めるために適応変調を用いた場合、ＰＳＫ系のみならず、ＱＡＭ系の変調が用いられることがある。ＱＡＭ系の変調を想定した場合には、データによってシンボルの電力値が異なるため、２つの閾値では干渉判定することができない。つまり、ＱＡＭ系の変調を使用する適応変調に適用するには不十分である。
【発明の開示】
本発明の目的は、実際に誤り率特性の劣化要因となるような干渉位置を的確に検出し、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することである。
この目的は、例えば隣接セル又は隣接セクタのホッピングパターン情報と自セル又は自セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を検出し、受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出し、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定し、検出した干渉位置の信号の受信電力と測定した希望信号の受信電力値とをサブキャリア毎に比較し、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号することにより達成される。
このように、検出した干渉位置の信号の受信電力と測定した希望信号の受信電力値とをサブキャリア毎に比較して、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択するようにしたので、干渉シンボルとして扱うべきシンボルを的確に検出することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるようになる。つまり、干渉位置であっても復号に使っても誤り率特性に悪影響を及ぼさないようなシンボルを、不必要に復号対象から除外してしまうことを回避することができるので、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるようになる。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来のＬＬＲ値の算出モデルを示す図；
図２は、従来の雑音が大きいときのＬＬＲ値の算出モデルを示す図；
図３は、自セルホッピングパターン例を示す図；
図４は、他セルホッピングパターン例を示す図；
図５は、自セルのユーザ１の信号及びパイロット信号と、他セルの信号との間でのヒットの状況を示す図；
図６は、従来のＬＬＲ値算出時の誤り率特性を示す図；
図７は、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図；
図８は、実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図；
図９は、実施の形態１によるＬＬＲ値算出時（ｅｓｔ  ｓｉｇｍａ）の誤り率特性を示す図；
図１０は、実施の形態２による自セルのホッピングパターン例を示す図；
図１１は、実施の形態２による他セルのホッピングパターン例を示す図；
図１２は、自セルのユーザ１の信号と他セルの信号との間でのヒットの状況を示す図；
図１３は、実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図；
図１４は、実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図；
図１５は、実施の形態３の（１）式を模式的に示した図；
図１６は、実施の形態３に係るＬＬＲ値算出時（ｅｓｔ  ｓｉｇｍａ）の誤り率特性を示す図；
図１７は、実施の形態４の（２）式を模式的に示した図；
図１８は、実施の形態４におけるＬＬＲ値算出時（ｅｓｔ  ｓｉｇｍａ）の誤り率特性を示す図；
図１９は、実施の形態５に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート；
図２０は、実施の形態６に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート；
及び
図２１は、実施の形態７に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。図７は、本発明の実施の形態に係る周波数ホッピングＯＦＤＭ方式（以下、ＦＨ−ＯＦＤＭ方式と呼ぶ）対応の送信装置の構成を示すブロック図、図８は、ユーザ１に関する本実施の形態に係るＦＨ−ＯＦＤＭ方式対応の受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信装置１００は基地局に設けられ、受信装置２００は通信端末に設けられる。
基地局に設けられた送信装置１００は、ターボ符号化部１０１−１，１０１−２、変調部１０２−１，１０２−２、サブキャリアマッピング部１０３−１，１０３−２、多重器１０４、周波数インターリーブ部１０５、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０６、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１０７、ガードインターバル（ＧＩ）挿入部１０８、無線処理部１０９、アンテナ１１０及び隣接干渉位置通知信号生成部１１１とから主に構成される。
ターボ符号化部１０１−１，１０１−２は、ユーザ１，ユーザ２の各送信データをターボ符号化処理してターボ符号信号をそれぞれ変調部１０２−１，１０２−２に出力する。
変調部１０２−１，１０２−２は、各々異なる符号変調機能を有し、例えば、ＱＡＭ系として１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ），６４ＱＡＭ、また、ＰＳＫ系としてＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ），ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ），８ＰＳＫ，などといった変調方式を採用する。
変調部１０２−１，１０２−２は、ターボ符号化部１０１−１，１０１−２からそれぞれ入力されたターボ符号信号に対して適応変調処理を施し、これにより得た変調信号をサブキャリアマッピング部１０３−１，１０３−２に出力する。
サブキャリアマッピング部１０３−１，１０３−２は、予め定められたホッピングパターンに従って、変調部１０２−１，１０２−２から入力された各変調信号をサブキャリアに割り当てるマッピング処理を行い、そのマッピング信号を多重器１０４に出力する。
多重器１０４には、サブキャリアマッピング部１０３−１、１０３−２の出力、パイロット系列、隣接干渉位置通知信号生成部１１１の出力が入力され、多重器１０４はこれらを多重化したシリアル信号を周波数インターリーブ部１０５に送出する。
この実施の形態の場合、隣接干渉位置通知信号生成部１１１は、隣接干渉位置通知信号として、自セルのホッピングパターン情報を生成する。これにより、通信端末においては、隣接するセル（他セル）の基地局に設けられた送信装置１００から送られてくる隣接干渉位置通知信号（ホッピングパターン情報）と、現在位置するセル（自セル）のホッピングパターン情報に基づき、干渉が生じる位置（すなわち干渉が生じるサブキャリア及び時間）を認識することができる。
周波数インターリーブ部１０５は、多重器１０４から入力されたシリアル信号を、当該シリアル信号に含まれる複数のデータ系列の配列方向が交錯するように読み出してインターリーブ信号としてＳ／Ｐ変換部１０６に出力する。
ＩＦＦＴ部１０７は、Ｓ／Ｐ変換部１０６から入力された複数のデータ系列信号の各サブキャリア成分を逆高速フーリエ変換することで、各サブキャリアのデータを時間領域に変換して時間波形信号をＧＩ挿入部１０８に出力する。
ＧＩ挿入部１０８は、ＩＦＦＴ部１０７から入力された時間波形信号に、遅延に対する特性を改善するためのガードインターバルを挿入して無線処理部１０９に出力する。
無線処理部１０９は、ＧＩ挿入部１０８から入力された時間波形信号をＲＦ帯にアップコンバージョンしてアンテナ１１０からＯＦＤＭ信号を送信する。
図８に示す受信装置２００は通信端末に設けられており、アンテナ２０１、無線処理部２０２、ガードインターバル（ＧＩ）除去部２０３、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部２０４、周波数デインターリーブ部２０５、チャネル分離部２０６、復調部２０７、干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９とから主に構成される。
無線処理部２０２は、アンテナ２０１からＯＦＤＭ信号を受信してＧＩ除去部２０３に出力する。
ＧＩ除去部２０３は、無線処理部２０２から入力されたＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去してＦＦＴ部２０４に出力する。
ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力されたガードインターバル除去後のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、時間領域から周波数領域に変換する。このＦＦＴ部２０４により複数のサブキャリアにより伝送されたデータ系列信号が取り出され、このデータ系列信号が周波数デインターリーブ部２０５に出力される。
周波数デインターリーブ部２０５は、ＦＦＴ部２０４から入力された複数のデータ系列信号を、送信装置１００においてインターリーブされる際の逆の配列方向で読み出して、元のシリアル配置のデータ系列を含むシリアル信号に戻してチャネル分離部２０６に出力する。
チャネル分離部２０６は、周波数デインターリーブ部２０５から入力された複数のサブキャリア信号を含むシリアル信号を各サブキャリア信号に分離し、このうちユーザ１の信号（すなわち自局宛の信号）を、復調部２０７と干渉シンボル決定部２０８に出力する。
復調部２０７は、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号をそれぞれ復調してターボ復号化部２０９に出力する。
干渉シンボル決定部２０８は、隣接セルとの間でホッピングパターンが衝突しているシンボルの中で、実際に干渉シンボルとして扱うべきシンボルを決定する。
具体的には、干渉位置決定部２０８Ａが通知された隣接セルのホッピングパターンと自局のホッピングパターンとから干渉が生じるホッピング位置（すなわちホッピングパターン同士が衝突するホッピングパターン位置）を決定し、この干渉位置情報を干渉位置受信電力測定部２０８Ａに送出する。干渉位置受信電力測定部２０８Ａは、干渉位置の受信電力を測定し、これを比較部２０８Ｅに送出する。
また干渉シンボル決定部２０８は、パイロット抽出部２０８Ｃによってパイロット信号を抽出し、続く希望信号測定部２０８Ｄによってパイロット信号の受信電力に基づいて希望信号の受信電力を求め、この希望信号の受信電力を比較部２０８Ｅに送出する。
比較部２０８Ｅは、パイロット信号の受信電力（希望信号の受信電力）と、干渉が生じるホッピング位置のシンボルの受信電力とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとすべきシンボルを決定し、そのシンボルを表す比較結果をターボ復号化部２０９に通知する。この実施の形態の場合には、サブキャリア毎に、受信信号と希望信号の差を算出し、この差が大きいときに干渉シンボルとみなす。
これにより、干渉シンボル決定部２０８においては、単純にホッピングパターンに基づいて干渉シンボルを決定するのではなく、ホッピングパターンに基づく干渉位置であっても、フェージング等の影響によりＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｒａｔｉｏ）が良いこともあり悪いこともあることも考慮して、ホッピングパターンに基づく干渉位置でかつＳＩＲが悪いときのみ、ターボ復号化部にそのシンボルの受信電力を０としてターボ復号することを指示する。この結果、例えばフェージングによって、干渉電力と受信電力の両方が変動しているような状況下、例えばフェージングにより受信電力と干渉電力の両方の値が落ち込んでいるような状況下でも、サブキャリア毎に干渉シンボルの比較判定を行うので、的確に干渉シンボルを検出することができるようになる。
因みに、パイロット信号に基づく希望信号の電力測定は、例えば、サブキャリア毎に、受信信号から希望信号の電力を除算する方法を用いて行うことができる。また干渉信号の大きさは、受信信号と希望信号の差から求めることができる。
ターボ復号化部２０９は、干渉シンボル決定部２０８から通知された干渉シンボル位置（比較結果）に基づき、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してＬＬＲ値を算出することで、ターボ復号を行う。具体的には、干渉シンボル決定部２０８により干渉シンボルと判定されたサブキャリアのシンボルについては、受信電力を０としてターボ復号を行う。
図９は、変調方式がＱＰＳＫ、干渉が存在するキャリア割合が５％の場合で、通常のＬＬＲ値算出時の誤り率（図中のプロット“Ｎｏｒｍａｌ：□”）と、軟判定値を０としたＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“Ｓｏｆｔｖａｌｕｅ＝０：○”）と、干渉がない場合のＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“Ｎｏ  ｃｈａｎｇｅ：×”理想カーブ）と、本実施の形態の干渉値の推定によるＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“ｅｓｔ  ｓｉｇｍａ：△”）とを示した図である。
したがって、本実施の形態によれば、干渉位置受信電力測定部２０８Ｂによって測定した干渉位置の信号の受信電力と、希望信号測定部２０８Ｄによって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとするシンボルを決定するようにしたことにより、フェージング環境等でも実際に干渉シンボルとすべきシンボルを的確に選択できるので、従来のように、ＬＬＲ算出の際のσ２の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Ｎｏｒｍａｌ）や特許文献１で掲げられている方法（ｓｏｆｔ  ｖａｌｕｅ＝０）よりも特性を改善することができる。
（実施の形態２）
上記実施の形態１は、主にＰＳＫ系の変調方式を想定したものである。そして実施の形態１では、干渉位置を通知することによって干渉の位置を設定した後、受信信号と希望信号の差から干渉信号の大きさを推定した。しかし、この方法では、データによって受信信号のシンボル毎の電力が変わるＱＡＭ系の変調方式では適用が難しい。
そこで、本実施の形態では、図１０及び図１１に示すように自セルと他セルでパイロット系列を割り当てるサブキャリアの位置を同じとして、それぞれの系列を直交する系列を割当てるとする。自セルの基地局のユーザとパイロットのリソースの割当を図１０に、他セルについては図１１に示している。
そうすると、ユーザ１やユーザ２の端末で自セル及び他セルの平均電力を測定することができる。
また、本実施の形態では、図１３の隣接干渉位置及び干渉数通知信号生成部１１２により図１２に示すような干渉位置及びどの基地局から干渉を受けたかの情報を通知する。これにより、ユーザ１の時間と周波数の領域で定義されるユニットに関して干渉の位置及びどの基地局から干渉を受けているかを知ることができる。
実施の形態１では、干渉が起こっているユニットでのシンボルの受信電力から干渉の電力を求めたが、本実施の形態２では、上述のようにパイロットから他セルの基地局からの受信電力が分かり、これが干渉電力に相当するので、この値をＬＬＲのσ２の計算に反映する。
したがって、本実施の形態によれば、干渉信号及び希望信号の変調方式に依存せずに計算することができる。
（実施の形態３）
実施の形態１及び２においては、受信側で干渉位置通知信号を復号することで、干渉位置を知ることができたが、本実施の形態では、受信信号の電力と閾値を判定することにより、干渉位置判定及び干渉電力の推定を行う。
本実施の形態の送信装置は、図１４に示すものとする。送信装置４００は、図７の送信装置１００とは異なり、隣接干渉位置通知信号生成部１１１を接続していない。
受信装置では、パイロットから求めた受信信号電力から実際の受信シンボルの電力を引いた値を、シンボル毎の干渉波電力＋雑音電力として閾値を設定し、その閾値以上であるシンボル位置を干渉受信シンボルとして扱うものとする。
このシンボル毎の干渉電力＋雑音電力は次式で示すことができる。
2004082182.tif 000003
数式（１）において、ｒ（ｋ，ｍ）は、ｋ番目のサブキャリアでのｍ番目のＯＦＤＭシンボルを表している。
｜ｈ（ｋ）｜は、パイロット信号から求められる希望信号のフェージングの大きさ、｜ｓ｜は送信信号の大きさである。数式（１）を模式的に示したのが図１５である。
閾値の大きさをＴｐとし、数式（１）の結果が閾値Ｔｐよりも大きい場合には干渉が起こったと判定し、数式（１）の大きさをＬＬＲ計算時のσ２の値とする。
この実施の形態におけるＬＬＲ値算出時（ｅｓｔ  ｓｉｇｍａ）の誤り率特性を図１６に示す。したがって、本実施の形態によれば、従来のように、ＬＬＲ算出の際のσ２の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Ｎｏｒｍａｌ）や特許文献１で掲げられている方法よりも特性を改善することができる。
（実施の形態４）
実施の形態３では、１つの閾値を用いて干渉位置判定を行ったが、本実施の形態では、変調方式の判定点と雑音レベルの大きさに基づいて干渉位置の判定を行う。
2004082182.tif 000004
数式（２）を模式的に示したのが図１７である。例えば、図１７において、受信信号が第一象限にあった場合には、第一象限にある判定円の中の外にあれば干渉が存在すると判定する。干渉電力＋雑音電力の大きさは数式（２）の大きさとなり、ＬＬＲ計算時のσ２の大きさにこの値を使用する。
この実施の形態におけるＬＬＲ値算出時（ｅｓｔ  ｓｉｇｍａ）の誤り率特性を図１８に示す。したがって、本実施の形態によれば、従来のように、ＬＬＲ算出の際のσ２の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Ｎｏｒｍａｌ）や特許文献１で掲げられている方法よりも特性を改善することができる。
（実施の形態５）
上述の実施の形態３や実施の形態４のように、受信電力からのブラインド判定によって、干渉位置の推定及び干渉電力の推定を行う方法は、実施の形態１や実施の形態２のように、干渉位置を通知し、干渉電力の推定を行う方法に比べて劣化が大きい（図１６、図１８の誤り率特性図を参照）。そこで、本実施の形態では、図１４の送信装置４００を利用した場合（干渉位置の判定をブラインド判定により行う場合）に、実施の形態３や実施の形態４と比較して、一段と誤り率特性を改善できる受信装置を提案する。
この実施の形態では、実施の形態１で説明した図８の受信装置２００を流用して説明する。但し、この実施の形態の受信装置２００は、ホッピングパターン情報を受信しないぶんだけ、干渉シンボル決定部２０８での処理が異なる。
この実施の形態の受信装置２００内の干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９の動作について、図１９に示すフローチャートを用いて説明する。
干渉シンボル決定部２０８は、ステップＳ１０１で、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号からパイロット信号を抽出する。次いで、ステップＳ１０２では、パイロット系列は既知であるので、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号との内積を算出する。
次いで、干渉シンボル決定部２０８は、ステップＳ１０３で、算出したパイロット系列の内積を、そのパイロット系列長で除算することによって、希望信号の受信電力を測定する。次いで、ステップＳ１０４では、測定した希望信号の受信電力値＋マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。
次いで、干渉シンボル決定部２０８は、ステップＳ１０５で、受信電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップＳ１０５：ＮＯ）、干渉による分散の影響は少ないものと判断し、このことをターボ復号化部２０９に通知する。この場合、ターボ復号化部２０９は、ステップＳ１０６において、当該サブキャリアのシンボルのＬＬＲ値を算出する。
これに対して、干渉シンボル決定部２０８は、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップＳ１０５：ＹＥＳ）、干渉による分散の影響は大きいものと判断し、このことをターボ復号化部２０９に通知する。この場合、ターボ復号化部２０９は、ステップＳ１０７において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「０」にする。
以上のように、本実施の形態の受信装置２００内の干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９による復号処理によれば、サブキャリア毎にシンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正を確実に実行することができる。
（実施の形態６）
実施の形態５では、希望信号電力の推定をすべてのパイロット信号を用いて行ったが、本実施の形態では、既知の干渉シンボルに基づく抽出シンボルの平均電力算出により閾値を設定する方法で行う。本実施の形態に対応するターボ復号化処理について、図２０のフローチャートを用いて説明する。送信装置としては図１の送信装置１００を用いる。
ステップＳ２０１では、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号のうち、隣接干渉位置通知信号生成部１１１より通知された隣接セルの干渉を受けている各サブキャリア信号の干渉シンボルを識別する。
次いで、ステップＳ２０２では、干渉シンボルが識別されたセルのパイロット信号から干渉を受けていないシンボルを抽出する。次いで、ステップＳ２０３では、抽出したシンボルの平均電力を算出する。
次いで、ステップＳ２０４では、算出したシンボルの平均電力に基づいて、平均電力＋マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。
次いで、ステップＳ２０５では、算出したデータ信号の平均電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップＳ２０５：ＮＯ）、干渉による分散の影響は少ないものと判断して、ステップＳ２０６において、当該サブキャリアのシンボルのＬＬＲ値を算出する。
また、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップＳ２０５：ＹＥＳ）、干渉による分散の影響は大きいものと判断して、ステップＳ２０７において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「０」にする。
以上のように、本実施の形態の受信装置２００内の干渉電力算出部２０８及びターボ復号化部２０９による復号処理によれば、セル毎に干渉状態を考慮して各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正を確実に実行することができる。
（実施の形態７）
本実施の形態は、受信信号が適応変調された信号であっても、良好に誤り率特性を向上させることができる、干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９の処理について、図２１のフローチャートを用いて説明する。
ここで、適応変調方式のうちＰＳＫ系の変調（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ）が選択される環境は、干渉が多くＳＮＲ値が小さい環境である。このような環境において、上記のターボ復号化処理のように閾値を設定してＬＬＲ値を「０」としてしまうと、軟判定値を「０」とせず、ＬＬＲ値算出の際のσ２の値に干渉量を反映するターボ復号化処理よりも、誤り率特性が悪くなってしまう。
また、適応変調方式のうちＱＡＭ系の変調（１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）が選択される環境は、干渉が少なくＥｂ／ＮＯが大きい環境である。しかし、ＱＡＭ変調の場合はデータによる振幅変動があるため、受信信号からＩ（干渉電力）＋Ｎ（熱雑音電力）を算出することは困難である。
そこで、図２１のターボ復号化処理では、変調方式がＰＳＫ系の場合は、閾値を設定せずにＬＬＲ値を算出する処理を実行し、変調方式がＱＡＭ系の場合は、閾値を設定して軟判定値を「０」にする処理を実行する。
図２１のステップＳ３０１では、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号からパイロット信号を抽出する。次いで、ステップＳ３０２では、パイロット系列は既知であるので、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号との内積を算出する。
次いで、ステップＳ３０３では、算出したパイロット系列の内積を、そのパイロット系列長で除算することによって、希望信号の受信電力を測定する。次いで、ステップＳ３０４では、受信したデータ系列の変調方式がＰＳＫ系（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫなど）か、ＱＡＭ系（１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭなど）かを判別する。
判別した変調方式がＱＡＭ系の場合は、ステップＳ３０５において、ステップＳ３０３で測定した希望信号の受信電力＋マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。
次いで、ステップＳ３０６では、受信電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップＳ３０６：ＮＯ）、干渉による分散の影響は少ないものと判断して、ステップＳ３０７において、当該サブキャリアのシンボルのＬＬＲ値を算出する。
また、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップＳ３０６：ＹＥＳ）、干渉による分散の影響は大きいものと判断して、ステップＳ３０８において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「０」にする。
また、ステップＳ３０４において、判別した変調方式がＰＳＫ系の場合は、ステップＳ３０９において、シンボル毎のＩ（干渉電力）＋Ｎ（熱雑音電力）を算出する。
この場合、各セルの干渉状態が既知であるものとすると、各セル内ではパイロット部分に干渉信号のない受信信号が存在し、この受信信号の受信電力を算出して、この受信信号内の希望信号部分の受信電力を算出し、受信信号電力から希望信号電力を減算することにより、シンボル毎のＩ＋Ｎを求めることが可能である。
次いで、ステップＳ３１０では、ステップＳ３０９で算出したシンボル毎のＩ＋Ｎに基づいて、シンボル毎のＬＬＲ値を算出する。
以上のように、本実施の形態の受信装置２００内の干渉電力算出部２０８及びターボ復号化部２０９による復号処理によれば、ＱＡＭ系やＰＳＫ系などの適応変調方式が用いられた場合において、変調方式毎に干渉状態の場合分けを行い、各サブキャリアのシンボルに対する干渉の影響を判定して、干渉の影響が大きいシンボルの軟判定値は０とする復号処理を実行したため、各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定でき、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。
なお、本実施の形態では、図１４の送信装置４００を用いて、受信装置２００において干渉位置の判定をブラインド判定によって行ったが、図７の送信装置１００を用いて干渉位置を通知し、干渉電力の大きさに基づいてＬＬＲ値の算出を行ってもよい。
本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。
上述した実施の形態では、本発明のＯＦＤＭ受信装置及び方法を、シングルアンテナのＦＨ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）−ＯＦＤＭシステム等のマルチアンテナを用いたＦＨ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合も、実施の形態と同様の効果を得ることができる。
また上述した実施の形態では、互いに隣接するセル間でホッピングパターンの衝突が生じた場合でも、実際に干渉シンボルとすべきシンボルを的確に判定することで、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる装置及び方法について説明したが、互いに隣接するセクタ間でホッピングパターンの衝突が生じた場合でも、同様の構成で軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。因みに、セクタ間でのホッピングパターンの衝突位置については、通信端末は、例えば自セルの基地局から通知されるホッピングパターン情報により容易に認識することができる。
要は、自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号手段と、を設けるようにすればよい。
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、隣接セルの基地局から送信されたホッピングパターン情報と自セルのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、前記干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、前記比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
これらの構成によれば、周波数ホッピング方式の各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、前記抽出手段は、前記複数のセルのうち既知の干渉セルから送信された前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのパイロット信号から干渉を受けていないシンボルを抽出し、前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とを、サブキャリア毎に比較する構成を採る。
本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の一つの態様は、複数のセルから送信された周波数ホッピングＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列とに基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の変調方式を判別する判別手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する設定手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、受信電力値と前記設定手段によって設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する比較手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、シンボル毎の干渉電力を算出する算出手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記比較結果に基づいて前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号し、前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記算出手段によって算出した干渉電力に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルをターボ復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
この構成によれば、適応変調方式毎に干渉状態を考慮して各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。
以上説明したように本発明によれば、干渉シンボルとして扱うべきシンボルを的確に検出することができるようになるので、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるＯＦＤＭ信号受信装置及び方法を実現できる。
本明細書は、２００３年３月１４日出願の特願２００３−７１０１６に基づく。その内容はすべてここに含めておく。
【産業上の利用可能性】  本発明は、例えば携帯電話機等の携帯情報端末やその基地局等に適用して好適なものである。
【図１】
2004082182.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2004082182.tif 000017
【図１４】
2004082182.tif 000018
【図１５】
2004082182.tif 000019
【図１６】
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【図１７】
2004082182.tif 000021
【図１８】
2004082182.tif 000022
【図１９】
2004082182.tif 000023
【図２０】
2004082182.tif 000024
【図２１】
2004082182.tif 000025
【手続補正書】
【提出日】平成17年3月18日(2005.3.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
隣接セルの基地局から送信されたホッピングパターン情報と自セルのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、
前記干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、
前記比較結果に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号手段と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、
前記干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、
前記比較結果に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号手段と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記比較手段は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する
請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記抽出手段は、前記複数の隣接セルの基地局から送信された周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのパイロット信号から互いの干渉を受けていないシンボルを抽出し、
前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記抽出手段は、前記隣接セクタの基地局から送信された周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのパイロット信号から互いの干渉を受けていないシンボルを抽出し、
前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する
請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の変調方式を判別する判別手段と、
前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する設定手段と、
前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、受信電力値と、前記設定手段によって設定した閾値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、
前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、シンボル毎の干渉電力を算出する算出手段と、をさらに具備し、
前記復号手段は、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記比較結果に基づいて前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号し、前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記算出手段によって算出した干渉電力に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルをターボ復号する
請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
隣接セル又は隣接セクタのホッピングパターン情報と自セル又は自セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定ステップと、
受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出ステップと、
前記抽出ステップによって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定ステップと、
前記干渉位置決定ステップで決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定ステップで測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較ステップと、
前記比較結果に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号ステップと、
を含むＯＦＤＭ受信方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に周波数ホッピング方式のＯＦＤＭシステムに用いられるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信システムにおいて、周波数ホッピングを適用したＯＦＤＭ方式が検討されている。周波数ホッピングを適用したＯＦＤＭシステムは、複数のセル間で異なるホッピングパターンを用いることにより、セル間の干渉を平均化して通信を行うようになっている。
【０００３】
周波数ホッピングＯＦＤＭ方式を含むマルチキャリア方式を使用した移動通信システムでは、送信情報の符号化にターボ符号やＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号のように、軟判定値を利用したＭＡＰ（Maximum a posteriori：最大事後確率）復号を前提とした符号化方式が採用されている。
【０００４】
また、ターボ符号の復号処理では、伝送路がＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise ：加法性白色ガウス雑音）環境であるものとして導出されており、例えば、図１に示すＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）算出モデルによりターボ符号のＬＬＲ値を求めることができる（例えば、松本  渉、落合  秀樹：「ＯＦＤＭ変調方式の応用」，トリケップス，WS No.216(2001-10),pp.80参照）。
【０００５】
図１において、横軸にＤ［受信値］、縦軸にＰ［確率密度］を設定し、破線が雑音を受けたときのシンボル「１」のガウス分布、一点鎖線が雑音を受けたときのシンボル「０」のガウス分布を示し、共にσ2で分散する。「α」はシンボル「０」の判定点（decision rate）、「−α」はシンボル「１」の判定点（decision rate）であり、これら各判定点におけるＰ［確率密度］が最大値になることを示す。また、図中では、ある受信値Ｄrxの確率密度Ｐが、シンボル「１」の破線上ではＰ1(Ｄrx)、シンボル「０」の一点鎖線上ではＰ0(Ｄrx)であることを示す。
【０００６】
また、雑音電力が大きいときのシンボル「０」、「１」の分布状態を図２に示す。このように、雑音電力が大きくなると、σ2の分散幅が大きくなり、シンボル「０」、「１」の判定点α、−αにおける各確率密度Ｐの最大値が極端に小さくなる場合がある。
【０００７】
周波数ホッピングのＯＦＤＭ（以下これをＦＨ−ＯＦＤＭと呼ぶ）の場合、あるサブキャリアで衝突が生じると、そのサブキャリアのシンボルは図２のような状態になると考えられる。この場合、周りのサブキャリアよりもＳＮＲ（Signal to Noise Ratio ）が悪いということなので、シンボル「０」、「１」のＬＬＲ値に誤りが発生しやすくなる。さらに、シンボルの判定に誤りが発生すると、この誤りの影響が他のサブキャリアのシンボルのＬＬＲ値にも影響してしまう可能性がある。
【０００８】
２つのセルの環境で、自セルの基地局のユーザとパイロットのリソースの割当例を図３に、他セルについては図４に示す。因みに、図３及び図４において、周波数方向の１ブロックは１サブキャリアを示し、時間方向の１ブロックは１バースト期間を示す。
【０００９】
通常、ユーザのホッピングパターン及びリソース割当は、自セルと他セルでランダムに決められているので、ある時点のあるサブキャリアで偶然衝突（ヒット）する可能性がある。自セルのユーザ１の信号及びパイロット信号と、他セルの信号との間でのヒットの状況を図５に示す。“０”は、ヒットしていないことを示し、“１”は、ヒットしていることを示す。
【００１０】
上述したように、ターボ符号やＬＤＰＣ符号はＡＷＧＮチャネルを前提として設計されているので、このようなヒットを想定していないため、ヒットが生じると大きな特性の劣化を引き起こすことになる。
【００１１】
そこで、ＬＬＲ値に誤りを発生させるような誤りデータの有無を判定して、未然に誤りを訂正するＯＦＤＭ受信装置が、例えば特開平１１−３５５２４０号公報（以下、特許文献１と呼ぶ）に提案されている。
【００１２】
このＯＦＤＭ受信装置では、搬送波ごとに得られる参照データ、あるいは差動復調のための前シンボルの振幅が、与えられた閾値よりも小さい搬送波については、その搬送波のデータを消失とみなし、ヌルデータを挿入して軟判定系列を出力し、その軟判定系列をビタビ復号などで軟判定復号を行う。また、別に与えられた閾値よりも大きい搬送波については、その搬送波のデータを消失とみなし、ヌルデータを挿入して軟判定系列を出力するようにして、軟判定復号したときの誤り訂正効果を向上させている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、従来のＯＦＤＭ受信装置においては、ＰＳＫ系の１つの変調方式のみを想定して、閾値を二つ用意して、フェージングの落ち込みや干渉による受信信号の雑音が大きなものの軟判定値をヌル信号（ゼロ：０）にしている。
このとき、２つの問題点があると考える。
【００１４】
１）  干渉判定が完全であったとしても、干渉量次第で必ずしも特性がよくなるわけではない（図６）。これは、あまりにも“０”としてしまう数が多いと復号特性が悪くなるためである。図６は、変調方式がＱＰＳＫ、干渉が存在するキャリア割合が４０％の場合で、通常のＬＬＲ値算出時の誤り率（図中のプロット“Normal：□”）と、軟判定値を０としたＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“softvalue＝０：○”）と、干渉がない場合のＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“No change：×”理想カーブ）とを示した図である。
【００１５】
２）  データ伝送効率を高めるために適応変調を用いた場合、ＰＳＫ系のみならず、ＱＡＭ系の変調が用いられることがある。ＱＡＭ系の変調を想定した場合には、データによってシンボルの電力値が異なるため、２つの閾値では干渉判定することができない。つまり、ＱＡＭ系の変調を使用する適応変調に適用するには不十分である。
【００１６】
本発明の目的は、実際に誤り率特性の劣化要因となるような干渉位置を的確に検出し、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記目的は、例えば隣接セル又は隣接セクタのホッピングパターン情報と自セル又は自セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を検出し、受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出し、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定し、検出した干渉位置の信号の受信電力と測定した希望信号の受信電力値とをサブキャリア毎に比較し、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号することにより達成される。
【００１８】
このように、検出した干渉位置の信号の受信電力と測定した希望信号の受信電力値とをサブキャリア毎に比較して、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択するようにしたので、干渉シンボルとして扱うべきシンボルを的確に検出することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるようになる。つまり、干渉位置であっても復号に使っても誤り率特性に悪影響を及ぼさないようなシンボルを、不必要に復号対象から除外してしまうことを回避することができるので、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるようになる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、実際に誤り率特性の劣化要因となるような干渉位置を的確に検出し、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。図７は、本発明の実施の形態に係る周波数ホッピングＯＦＤＭ方式（以下、ＦＨ−ＯＦＤＭ方式と呼ぶ）対応の送信装置の構成を示すブロック図、図８は、ユーザ１に関する本実施の形態に係るＦＨ−ＯＦＤＭ方式対応の受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信装置１００は基地局に設けられ、受信装置２００は通信端末に設けられる。
【００２２】
基地局に設けられた送信装置１００は、ターボ符号化部１０１−１，１０１−２、変調部１０２−１，１０２−２、サブキャリアマッピング部１０３−１，１０３−２、多重器１０４、周波数インターリーブ部１０５、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０６、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１０７、ガードインターバル（ＧＩ）挿入部１０８、無線処理部１０９、アンテナ１１０及び隣接干渉位置通知信号生成部１１１とから主に構成される。
【００２３】
ターボ符号化部１０１−１，１０１−２は、ユーザ１，ユーザ２の各送信データをターボ符号化処理してターボ符号信号をそれぞれ変調部１０２−１，１０２−２に出力する。
【００２４】
変調部１０２−１，１０２−２は、各々異なる符号変調機能を有し、例えば、ＱＡＭ系として１６ＱＡＭ（Quad Amplitude Modulation），６４ＱＡＭ、また、ＰＳＫ系としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying），ＱＰＳＫ（Quad Phase Shift Keying）,８PSK，などといった変調方式を採用する。
【００２５】
変調部１０２−１，１０２−２は、ターボ符号化部１０１−１，１０１−２からそれぞれ入力されたターボ符号信号に対して適応変調処理を施し、これにより得た変調信号をサブキャリアマッピング部１０３−１，１０３−２に出力する。
【００２６】
サブキャリアマッピング部１０３−１，１０３−２は、予め定められたホッピングパターンに従って、変調部１０２−１，１０２−２から入力された各変調信号をサブキャリアに割り当てるマッピング処理を行い、そのマッピング信号を多重器１０４に出力する。
【００２７】
多重器１０４には、サブキャリアマッピング部１０３−１、１０３−２の出力、パイロット系列、隣接干渉位置通知信号生成部１１１の出力が入力され、多重器１０４はこれらを多重化したシリアル信号を周波数インターリーブ部１０５に送出する。
【００２８】
この実施の形態の場合、隣接干渉位置通知信号生成部１１１は、隣接干渉位置通知信号として、自セルのホッピングパターン情報を生成する。これにより、通信端末においては、隣接するセル（他セル）の基地局に設けられた送信装置１００から送られてくる隣接干渉位置通知信号（ホッピングパターン情報）と、現在位置するセル（自セル）のホッピングパターン情報に基づき、干渉が生じる位置（すなわち干渉が生じるサブキャリア及び時間）を認識することができる。
【００２９】
周波数インターリーブ部１０５は、多重器１０４から入力されたシリアル信号を、当該シリアル信号に含まれる複数のデータ系列の配列方向が交錯するように読み出してインターリーブ信号としてＳ／Ｐ変換部１０６に出力する。
【００３０】
ＩＦＦＴ部１０７は、Ｓ／Ｐ変換部１０６から入力された複数のデータ系列信号の各サブキャリア成分を逆高速フーリエ変換することで、各サブキャリアのデータを時間領域に変換して時間波形信号をＧＩ挿入部１０８に出力する。
【００３１】
ＧＩ挿入部１０８は、ＩＦＦＴ部１０７から入力された時間波形信号に、遅延に対する特性を改善するためのガードインターバルを挿入して無線処理部１０９に出力する。
【００３２】
無線処理部１０９は、ＧＩ挿入部１０８から入力された時間波形信号をＲＦ帯にアップコンバージョンしてアンテナ１１０からＯＦＤＭ信号を送信する。
【００３３】
図８に示す受信装置２００は通信端末に設けられており、アンテナ２０１、無線処理部２０２、ガードインターバル（ＧＩ）除去部２０３、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部２０４、周波数デインターリーブ部２０５、チャネル分離部２０６、復調部２０７、干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９とから主に構成される。
【００３４】
無線処理部２０２は、アンテナ２０１からＯＦＤＭ信号を受信してＧＩ除去部２０３に出力する。
【００３５】
ＧＩ除去部２０３は、無線処理部２０２から入力されたＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去してＦＦＴ部２０４に出力する。
【００３６】
ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力されたガードインターバル除去後のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、時間領域から周波数領域に変換する。このＦＦＴ部２０４により複数のサブキャリアにより伝送されたデータ系列信号が取り出され、このデータ系列信号が周波数デインターリーブ部２０５に出力される。
【００３７】
周波数デインターリーブ部２０５は、ＦＦＴ部２０４から入力された複数のデータ系列信号を、送信装置１００においてインターリーブされる際の逆の配列方向で読み出して、元のシリアル配置のデータ系列を含むシリアル信号に戻してチャネル分離部２０６に出力する。
【００３８】
チャネル分離部２０６は、周波数デインターリーブ部２０５から入力された複数のサブキャリア信号を含むシリアル信号を各サブキャリア信号に分離し、このうちユーザ１の信号（すなわち自局宛の信号）を、復調部２０７と干渉シンボル決定部２０８に出力する。
【００３９】
復調部２０７は、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号をそれぞれ復調してターボ復号化部２０９に出力する。
【００４０】
干渉シンボル決定部２０８は、隣接セルとの間でホッピングパターンが衝突しているシンボルの中で、実際に干渉シンボルとして扱うべきシンボルを決定する。
【００４１】
具体的には、干渉位置決定部２０８Ａが通知された隣接セルのホッピングパターンと自局のホッピングパターンとから干渉が生じるホッピング位置（すなわちホッピングパターン同士が衝突するホッピングパターン位置）を決定し、この干渉位置情報を干渉位置受信電力測定部２０８Ａに送出する。干渉位置受信電力測定部２０８Ａは、干渉位置の受信電力を測定し、これを比較部２０８Ｅに送出する。
【００４２】
また干渉シンボル決定部２０８は、パイロット抽出部２０８Ｃによってパイロット信号を抽出し、続く希望信号測定部２０８Ｄによってパイロット信号の受信電力に基づいて希望信号の受信電力を求め、この希望信号の受信電力を比較部２０８Ｅに送出する。
【００４３】
比較部２０８Ｅは、パイロット信号の受信電力（希望信号の受信電力）と、干渉が生じるホッピング位置のシンボルの受信電力とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとすべきシンボルを決定し、そのシンボルを表す比較結果をターボ復号化部２０９に通知する。この実施の形態の場合には、サブキャリア毎に、受信信号と希望信号の差を算出し、この差が大きいときに干渉シンボルとみなす。
【００４４】
これにより、干渉シンボル決定部２０８においては、単純にホッピングパターンに基づいて干渉シンボルを決定するのではなく、ホッピングパターンに基づく干渉位置であっても、フェージング等の影響によりＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）が良いこともあり悪いこともあることも考慮して、ホッピングパターンに基づく干渉位置でかつＳＩＲが悪いときのみ、ターボ復号化部にそのシンボルの受信電力を０としてターボ復号することを指示する。この結果、例えばフェージングによって、干渉電力と受信電力の両方が変動しているような状況下、例えばフェージングにより受信電力と干渉電力の両方の値が落ち込んでいるような状況下でも、サブキャリア毎に干渉シンボルの比較判定を行うので、的確に干渉シンボルを検出することができるようになる。
【００４５】
因みに、パイロット信号に基づく希望信号の電力測定は、例えば、サブキャリア毎に、受信信号から希望信号の電力を除算する方法を用いて行うことができる。また干渉信号の大きさは、受信信号と希望信号の差から求めることができる。
【００４６】
ターボ復号化部２０９は、干渉シンボル決定部２０８から通知された干渉シンボル位置（比較結果）に基づき、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してＬＬＲ値を算出することで、ターボ復号を行う。具体的には、干渉シンボル決定部２０８により干渉シンボルと判定されたサブキャリアのシンボルについては、受信電力を０としてターボ復号を行う。
【００４７】
図９は、変調方式がＱＰＳＫ、干渉が存在するキャリア割合が５％の場合で、通常のＬＬＲ値算出時の誤り率（図中のプロット“Normal：□”）と、軟判定値を０としたＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“Softvalue=0：○”）と、干渉がない場合のＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“No change：×”理想カーブ）と、本実施の形態の干渉値の推定によるＬＬＲ値算出時の誤り率特性（図中のプロット“estsigma：△”）とを示した図である。
【００４８】
したがって、本実施の形態によれば、干渉位置受信電力測定部２０８Ｂによって測定した干渉位置の信号の受信電力と、希望信号測定部２０８Ｄによって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとするシンボルを決定するようにしたことにより、フェージング環境等でも実際に干渉シンボルとすべきシンボルを的確に選択できるので、従来のように、ＬＬＲ算出の際のσ２の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Normal）や特許文献１で掲げられている方法(soft value = 0)よりも特性を改善することができる。
【００４９】
（実施の形態２）
上記実施の形態１は、主にＰＳＫ系の変調方式を想定したものである。そして実施の形態１では、干渉位置を通知することによって干渉の位置を設定した後、受信信号と希望信号の差から干渉信号の大きさを推定した。しかし、この方法では、データによって受信信号のシンボル毎の電力が変わるＱＡＭ系の変調方式では適用が難しい。
【００５０】
そこで、本実施の形態では、図１０及び図１１に示すように自セルと他セルでパイロット系列を割り当てるサブキャリアの位置を同じとして、それぞれの系列を直交する系列を割当てるとする。自セルの基地局のユーザとパイロットのリソースの割当を図１０に、他セルについては図１１に示している。
【００５１】
そうすると、ユーザ１やユーザ２の端末で自セル及び他セルの平均電力を測定することができる。
【００５２】
また、本実施の形態では、図１３の隣接干渉位置及び干渉数通知信号生成部１１２により図１２に示すような干渉位置及びどの基地局から干渉を受けたかの情報を通知する。これにより、ユーザ１の時間と周波数の領域で定義されるユニットに関して干渉の位置及びどの基地局から干渉を受けているかを知ることができる。
【００５３】
実施の形態１では、干渉が起こっているユニットでのシンボルの受信電力から干渉の電力を求めたが、本実施の形態２では、上述のようにパイロットから他セルの基地局からの受信電力が分かり、これが干渉電力に相当するので、この値をＬＬＲのσ２の計算に反映する。
【００５４】
したがって、本実施の形態によれば、干渉信号及び希望信号の変調方式に依存せずに計算することができる。
【００５５】
（実施の形態３）
実施の形態１及び２においては、受信側で干渉位置通知信号を復号することで、干渉位置を知ることができたが、本実施の形態では、受信信号の電力と閾値を判定することにより、干渉位置判定及び干渉電力の推定を行う。
【００５６】
本実施の形態の送信装置は、図１４に示すものとする。送信装置４００は、図７の送信装置１００とは異なり、隣接干渉位置通知信号生成部１１１を接続していない。
【００５７】
受信装置では、パイロットから求めた受信信号電力から実際の受信シンボルの電力を引いた値を、シンボル毎の干渉波電力＋雑音電力として閾値を設定し、その閾値以上であるシンボル位置を干渉受信シンボルとして扱うものとする。
【００５８】
このシンボル毎の干渉電力＋雑音電力は次式で示すことができる。
【数１】
2004082182.tif 000026
数式（１）において、ｒ（ｋ，ｍ）は、ｋ番目のサブキャリアでのｍ番目のＯＦＤＭシンボルを表している。
【００５９】
|ｈ（ｋ）|は、パイロット信号から求められる希望信号のフェージングの大きさ、|ｓ|は送信信号の大きさである。数式（１）を模式的に示したのが図１５である。
【００６０】
閾値の大きさをＴｐとし、数式（１）の結果が閾値Ｔｐよりも大きい場合には干渉が起こったと判定し、数式（１）の大きさをＬＬＲ計算時のσ2の値とする。
【００６１】
この実施の形態におけるＬＬＲ値算出時（est sigma）の誤り率特性を図１６に示す。したがって、本実施の形態によれば、従来のように、ＬＬＲ算出の際のσ2の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Normal）や特許文献１で掲げられている方法よりも特性を改善することができる。
【００６２】
（実施の形態４）
実施の形態３では、１つの閾値を用いて干渉位置判定を行ったが、本実施の形態では、変調方式の判定点と雑音レベルの大きさに基づいて干渉位置の判定を行う。
【数２】
2004082182.tif 000027
数式（２）を模式的に示したのが図１７である。例えば、図１７において、受信信号が第一象限にあった場合には、第一象限にある判定円の中の外にあれば干渉が存在すると判定する。干渉電力＋雑音電力の大きさは数式（２）の大きさとなり、ＬＬＲ計算時のσ２の大きさにこの値を使用する。
【００６３】
この実施の形態におけるＬＬＲ値算出時（est sigma）の誤り率特性を図１８に示す。したがって、本実施の形態によれば、従来のように、ＬＬＲ算出の際のσ２の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Normal）や特許文献１で掲げられている方法よりも特性を改善することができる。
【００６４】
（実施の形態５）
上述の実施の形態３や実施の形態４のように、受信電力からのブラインド判定によって、干渉位置の推定及び干渉電力の推定を行う方法は、実施の形態１や実施の形態２のように、干渉位置を通知し、干渉電力の推定を行う方法に比べて劣化が大きい（図１６、図１８の誤り率特性図を参照）。そこで、本実施の形態では、図１４の送信装置４００を利用した場合（干渉位置の判定をブラインド判定により行う場合）に、実施の形態３や実施の形態４と比較して、一段と誤り率特性を改善できる受信装置を提案する。
【００６５】
この実施の形態では、実施の形態１で説明した図８の受信装置２００を流用して説明する。但し、この実施の形態の受信装置２００は、ホッピングパターン情報を受信しないぶんだけ、干渉シンボル決定部２０８での処理が異なる。
【００６６】
この実施の形態の受信装置２００内の干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９の動作について、図１９に示すフローチャートを用いて説明する。
【００６７】
干渉シンボル決定部２０８は、ステップＳ１０１で、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号からパイロット信号を抽出する。次いで、ステップＳ１０２では、パイロット系列は既知であるので、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号との内積を算出する。
【００６８】
次いで、干渉シンボル決定部２０８は、ステップＳ１０３で、算出したパイロット系列の内積を、そのパイロット系列長で除算することによって、希望信号の受信電力を測定する。次いで、ステップＳ１０４では、測定した希望信号の受信電力値＋マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。
【００６９】
次いで、干渉シンボル決定部２０８は、ステップＳ１０５で、受信電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップＳ１０５：ＮＯ）、干渉による分散の影響は少ないものと判断し、このことをターボ復号化部２０９に通知する。この場合、ターボ復号化部２０９は、ステップＳ１０６において、当該サブキャリアのシンボルのＬＬＲ値を算出する。
【００７０】
これに対して、干渉シンボル決定部２０８は、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップＳ１０５：ＹＥＳ）、干渉による分散の影響は大きいものと判断し、このことをターボ復号化部２０９に通知する。この場合、ターボ復号化部２０９は、ステップＳ１０７において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「０」にする。
【００７１】
以上のように、本実施の形態の受信装置２００内の干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９による復号処理によれば、サブキャリア毎にシンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正を確実に実行することができる。
【００７２】
（実施の形態６）
実施の形態５では、希望信号電力の推定をすべてのパイロット信号を用いて行ったが、本実施の形態では、既知の干渉シンボルに基づく抽出シンボルの平均電力算出により閾値を設定する方法で行う。本実施の形態に対応するターボ復号化処理について、図２０のフローチャートを用いて説明する。送信装置としては図１の送信装置１００を用いる。
【００７３】
ステップＳ２０１では、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号のうち、隣接干渉位置通知信号生成部１１１より通知された隣接セルの干渉を受けている各サブキャリア信号の干渉シンボルを識別する。
【００７４】
次いで、ステップＳ２０２では、干渉シンボルが識別されたセルのパイロット信号から干渉を受けていないシンボルを抽出する。次いで、ステップＳ２０３では、抽出したシンボルの平均電力を算出する。
【００７５】
次いで、ステップＳ２０４では、算出したシンボルの平均電力に基づいて、平均電力＋マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。
【００７６】
次いで、ステップＳ２０５では、算出したデータ信号の平均電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップＳ２０５：ＮＯ）、干渉による分散の影響は少ないものと判断して、ステップＳ２０６において、当該サブキャリアのシンボルのＬＬＲ値を算出する。
【００７７】
また、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップＳ２０５：ＹＥＳ）、干渉による分散の影響は大きいものと判断して、ステップＳ２０７において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「０」にする。
【００７８】
以上のように、本実施の形態の受信装置２００内の干渉電力算出部２０８及びターボ復号化部２０９による復号処理によれば、セル毎に干渉状態を考慮して各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正を確実に実行することができる。
【００７９】
（実施の形態７）
本実施の形態は、受信信号が適応変調された信号であっても、良好に誤り率特性を向上させることができる、干渉シンボル決定部２０８及びターボ復号化部２０９の処理について、図２１のフローチャートを用いて説明する。
【００８０】
ここで、適応変調方式のうちＰＳＫ系の変調（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ）が選択される環境は、干渉が多くＳＮＲ値が小さい環境である。このような環境において、上記のターボ復号化処理のように閾値を設定してＬＬＲ値を「０」としてしまうと、軟判定値を「０」とせず、ＬＬＲ値算出の際のσ2の値に干渉量を反映するターボ復号化処理よりも、誤り率特性が悪くなってしまう。
【００８１】
また、適応変調方式のうちＱＡＭ系の変調（１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）が選択される環境は、干渉が少なくEb/N0 が大きい環境である。しかし、ＱＡＭ変調の場合はデータによる振幅変動があるため、受信信号からＩ（干渉電力）＋Ｎ（熱雑音電力）を算出することは困難である。
【００８２】
そこで、図２１のターボ復号化処理では、変調方式がＰＳＫ系の場合は、閾値を設定せずにＬＬＲ値を算出する処理を実行し、変調方式がＱＡＭ系の場合は、閾値を設定して軟判定値を「０」にする処理を実行する。
【００８３】
図２１のステップＳ３０１では、チャネル分離部２０６から入力された各サブキャリア信号からパイロット信号を抽出する。次いで、ステップＳ３０２では、パイロット系列は既知であるので、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号との内積を算出する。
【００８４】
次いで、ステップＳ３０３では、算出したパイロット系列の内積を、そのパイロット系列長で除算することによって、希望信号の受信電力を測定する。次いで、ステップＳ３０４では、受信したデータ系列の変調方式がＰＳＫ系（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫなど）か、ＱＡＭ系（１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭなど）かを判別する。
【００８５】
判別した変調方式がＱＡＭ系の場合は、ステップＳ３０５において、ステップＳ３０３で測定した希望信号の受信電力値＋マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。
【００８６】
次いで、ステップＳ３０６では、受信電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップＳ３０６：ＮＯ）、干渉による分散の影響は少ないものと判断して、ステップＳ３０７において、当該サブキャリアのシンボルのＬＬＲ値を算出する。
【００８７】
また、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップＳ３０６：ＹＥＳ）、干渉による分散の影響は大きいものと判断して、ステップＳ３０８において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「０」にする。
【００８８】
また、ステップＳ３０４において、判別した変調方式がＰＳＫ系の場合は、ステップＳ３０９において、シンボル毎のＩ（干渉電力）＋Ｎ（熱雑音電力）を算出する。
【００８９】
この場合、各セルの干渉状態が既知であるものとすると、各セル内ではパイロット部分に干渉信号のない受信信号が存在し、この受信信号の受信電力を算出して、この受信信号内の希望信号部分の受信電力を算出し、受信信号電力から希望信号電力を減算することにより、シンボル毎のＩ＋Ｎを求めることが可能である。
【００９０】
次いで、ステップＳ３１０では、ステップＳ３０９で算出したシンボル毎のＩ＋Ｎに基づいて、シンボル毎のＬＬＲ値を算出する。
【００９１】
以上のように、本実施の形態の受信装置２００内の干渉電力算出部２０８及びターボ復号化部２０９による復号処理によれば、ＱＡＭ系やＰＳＫ系などの適応変調方式が用いられた場合において、変調方式毎に干渉状態の場合分けを行い、各サブキャリアのシンボルに対する干渉の影響を判定して、干渉の影響が大きいシンボルの軟判定値は０とする復号処理を実行したため、各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定でき、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。
【００９２】
なお、本実施の形態では、図１４の送信装置４００を用いて、受信装置２００において干渉位置の判定をブラインド判定によって行ったが、図７の送信装置１００を用いて干渉位置を通知し、干渉電力の大きさに基づいてＬＬＲ値の算出を行ってもよい。
【００９３】
本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。
【００９４】
上述した実施の形態では、本発明のＯＦＤＭ受信装置及び方法を、シングルアンテナのＦＨ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）−ＯＦＤＭシステム等のマルチアンテナを用いたＦＨ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合も、実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００９５】
また上述した実施の形態では、互いに隣接するセル間でホッピングパターンの衝突が生じた場合でも、実際に干渉シンボルとすべきシンボルを的確に判定することで、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる装置及び方法について説明したが、互いに隣接するセクタ間でホッピングパターンの衝突が生じた場合でも、同様の構成で軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。因みに、セクタ間でのホッピングパターンの衝突位置については、通信端末は、例えば自セルの基地局から通知されるホッピングパターン情報により容易に認識することができる。
【００９６】
要は、自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号する復号手段と、を設けるようにすればよい。
【００９７】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、隣接セルの基地局から送信されたホッピングパターン情報と自セルのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、前記干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、前記比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００９８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンボルを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【００９９】
これらの構成によれば、周波数ホッピング方式の各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。
【０１００】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、前記抽出手段は、前記複数のセルのうち既知の干渉セルから送信された前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのパイロット信号から干渉を受けていないシンボルを抽出し、前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とを、サブキャリア毎に比較する構成を採る。
【０１０１】
本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の一つの態様は、複数のセルから送信された周波数ホッピングＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列とに基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、前記周波数ホッピングＯＦＤＭ信号の変調方式を判別する判別手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する設定手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、受信電力値と前記設定手段によって設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する比較手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、シンボル毎の干渉電力を算出する算出手段と、前記判別手段によって判別した変調方式がＱＡＭ方式の場合は、前記比較結果に基づいて前記各サブキャリアのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は０にするかを選択してターボ復号し、前記判別手段によって判別した変調方式がＰＳＫ方式の場合は、前記算出手段によって算出した干渉電力に基づいて、前記各サブキャリアのシンボルをターボ復号する復号手段と、を具備する構成を採る。
【０１０２】
この構成によれば、適応変調方式毎に干渉状態を考慮して各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明は、例えば携帯電話機等の携帯情報端末やその基地局等に適用して好適なものである。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】従来のＬＬＲ値の算出モデルを示す図
【図２】従来の雑音が大きいときのＬＬＲ値の算出モデルを示す図
【図３】自セルホッピングパターン例を示す図
【図４】他セルホッピングパターン例を示す図
【図５】自セルのユーザ１の信号及びパイロット信号と、他セルの信号との間でのヒットの状況を示す図
【図６】従来のＬＬＲ値算出時の誤り率特性を示す図
【図７】本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図８】実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態１によるＬＬＲ値算出時（estsigma）の誤り率特性を示す図
【図１０】実施の形態２による自セルのホッピングパターン例を示す図
【図１１】実施の形態２による他セルのホッピングパターン例を示す図
【図１２】自セルのユーザ１の信号と他セルの信号との間でのヒットの状況を示す図
【図１３】実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１４】実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１５】実施の形態３の（１）式を模式的に示した図
【図１６】実施の形態３に係るＬＬＲ値算出時（estsigma）の誤り率特性を示す図
【図１７】実施の形態４の（２）式を模式的に示した図
【図１８】実施の形態４におけるＬＬＲ値算出時（estsigma）の誤り率特性を示す図
【図１９】実施の形態５に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート
【図２０】実施の形態６に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート
【図２１】実施の形態７に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート
【国際調査報告】
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