(57)【要約】第１、第２のＯＦＤＭ送信回路から出力する送信信号を互いに直交するする２つの偏波を利用して送信するＯＦＤＭ送信装置において、各ＯＦＤＭ送信回路に共通に１つの搬送波発生部を設け、各ＯＦＤＭ送信回路内の周波数変換部は、搬送波発生部から出力する共通の搬送波をベースバンド信号に乗算して無線信号に変換する。
2004057783.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２の２つのＯＦＤＭ送信回路から出力する信号を互いに直交する２つの偏波を利用して送信するＯＦＤＭ送信装置において、
各ＯＦＤＭ送信回路に共通に１つの搬送波発生部を設け、
各ＯＦＤＭ送信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波をベースバンド信号に乗算して無線信号に変換する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
【請求項２】
互いに直交する２つの偏波を利用して送信された信号をそれぞれ復調する第１、第２のＯＦＤＭ受信回路を備えたＯＦＤＭ受信装置において、
各ＯＦＤＭ受信回路に共通に１つの搬送波発生部を設け、
各ＯＦＤＭ受信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波を無線信号に乗算してベースバンド信号に変換し、該ベースバンド信号を復調部に入力する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記ＯＦＤＭ受信回路は、
前記ベースバンド信号を復調する復調部、
復調信号にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ演算部、
ＦＦＴにより得られた各キャリア信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、
該誤差信号と他方のＯＦＤＭ受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記復調部の出力信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、
を備えたことを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記ＯＦＤＭ受信回路は、
前記ベースバンド信号を復調する復調部、
復調信号にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ演算部、
ＦＦＴにより得られた各キャリア信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、
該誤差信号と他方のＯＦＤＭ受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記ＦＦＴの各キャリア信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、
を備えたことを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
互いに直交する２つの偏波を利用して送信された信号をそれぞれ復調する第１、第２のＯＦＤＭ受信回路を備えたＯＦＤＭ受信装置において、
前記ＯＦＤＭ受信回路は、
搬送波を無線信号に乗算してベースバンド信号に変換する周波数変換部、
前記ベースバンド信号を復調する復調部、
復調信号にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ演算部、
ＦＦＴにより得られた各キャリア信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、
該誤差信号と他方のＯＦＤＭ受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記ＦＦＴから出力する各キャリア信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送受信装置に係わり、特に、ＯＦＤＭ通信を複数の偏波を利用して行うＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置に関する。
【背景技術】  広帯域無線通信においては、マルチパス環境による周波数選択性フェージングが発生する。このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域（キャリア）に分割し並列伝送するマルチキャリア変調方式が有用となる。現在、デジタルＴＶ／音声放送（日本、欧州）や無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）などの規格がマルチキャリア変調方式の一種である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式をベースとして標準化されている。また、次世代移動通信システムにおいてもＯＦＤＭベースの変調方式が提案されている
図９の（ａ）はマルチキャリア伝送方式の概略構成図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルＳ１〜Ｓ４よりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図９の（ｂ）に示す周波数ｆ１〜ｆ４を有するキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、キャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図９の（ｂ）に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図１０の（ａ）はＯＦＤＭ伝送方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データをＭ個のシンボルよりなる並列データに変換する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６はＭ個のシンボルを図１０の（ｂ）に示す間隔の周波数を有するキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、ガードインターバル挿入部７でガードインターバルＧＩを挿入し、実数部、虚数部をローパスフィルタ８ａ，８ｂを通して直交変調部９に入力する。直交変調部９は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。ＯＦＤＭ伝送方式によれば、図１０の（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
図１１は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信装置の従来の構成図であり、ＴＲは送信系、ＲＶは受信系である。送信系ＴＲにおいて、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０はシリアル形式で入力する送信データをＭビットの並列データに変換し、マッピング部１１は各キャリアの変調方式に基づいてＭビット並列データをＮ個のキャリアにマッピングする。例えば、全てのキャリアでＱＰＳＫ変調するものとすれば、Ｍビット並列データをＮ組の２ビットに分割し、分割したＮ組の２ビットデータを各キャリアにマッピングする。図１２はキャリア配置説明図であり、パイロットを送信するためのキャリアが挿入されている。
図１３はマッピングを説明するための信号点配置図であり、（ａ）はＢＰＳＫ変調する場合で１ビット（ｂ０）づつキャリアにマッピングする。（ｂ）はＱＰＳＫ変調する場合で２ビット（ｂ０ｂ１）づつキャリアにマッピングする。（ｃ）は１６ＱＡＭ変調する場合で４ビット（ｂ０ｂ１ｂ２ｂ３）づつキャリアにマッピングする。（ｄ）は６４ＱＡＭ変調する場合で６ビット（ｂ０ｂ１ｂ２ｂ３ｂ４ｂ５）づつキャリアにマッピングする。
図１１に戻って、ＩＦＦＴ演算部１２はＮキャリアのシンボルデータにＩＦＦＴ演算処理を施し、実数（Ｉｃｈ成分）及び虚数（Ｑｃｈ成分）の２つの時間波形信号（ＰＣＭ波形信号）に変換する。ＧＩ挿入部１３はそれぞれの信号にＧＩ（ガードインターバル）を挿入し、波形整形部１４は波形整形してＩＱ変調器（ＱＰＳＫ直交変調器）１５に入力する。直交変調器１５は入力するＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号に対して直交変調し、混合器１６はベースバンドの変調信号に、搬送波発生器１７から入力する高周波の搬送波を乗算して周波数変換し、送信増幅器１８は送信信号を増幅してアンテナＡＴＴより送信する。
受信系ＲＶにおいて、無線部の高周波増幅器２０はアンテナＡＴＲの受信信号を増幅し、混合器２１は受信信号に、搬送波発生器２２から入力する高周波の搬送波を乗算してベースバンド信号に周波数変換してＩＱ復調器（ＱＰＳＫ直交復調器）２３に入力する。直交復調器２３は入力信号を直交復調してＩｃｈ信号とＱｃｈ信号を復調出力し、波形整形部２４はそれぞれの信号の波形を整形してローテータ２５に入力する。ローテータ２５は、既知のパイロット信号から位相誤差情報を検出し、該位相誤差が零なるように入力信号の位相を回転する。ＧＩ除去部２６は各成分の入力信号よりＧＩ（ガードインターバル）を除去し、ＦＦＴ演算部２７は入力する時間波形信号にＦＦＴ演算処理を施し、Ｎ個のキャリア成分を出力する。デマッピング部２８はキャリア毎にデマッピング（マッピングと逆の処理）を行ってＭビットのパラレルデータを出力し、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２９はＭビットのパラレルデータをシリアルデータに変換して出力する。
ところで、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ（ＡＲＩＢ  ＳＴＤ  Ｔ７１）にて規定されている最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を有する通信方法は、現在の無線ＬＡＮ等の通信環境を考えると十分といえなくなっている。一方、５ＧＨｚ以下の無線帯域は既に飽和状態であり、安易に周波数専有帯域幅の拡大はできない状況である。有線ＬＡＮは１００Ｂａｓｅ−ＴＸ（１００Ｍｂｐｓ）での構成が一般的であり、これと同等の通信速度を持つ無線ＬＡＮシステムが必要とされている。
周波数帯域を変えずに伝送容量を拡大する方法にコチャネル伝送方法がある。このコチャネル伝送とは、図１４に示すように電波の偏波（水平偏波、垂直偏波）を変えて同一周波数帯で別個のデータ通信を行うことであり、トータルとして伝送速度は２倍になる。コチャネル伝送方法によりＯＦＤＭ伝送するには、ＯＦＤＭ送受信機が２台必要となり、アンテナの偏波角度のずれによって、偏波間干渉が発生する。また、降雨その他に応じた伝送路の歪によっても偏波間干渉が生じる。このため、これら偏波間干渉を除去できるようにＯＦＤＭ送受信機を構成する必要がある。
ＯＦＤＭの隣接キャリア間では直交性が成立している。従って、図１５の（ａ）に示すようにキャリアＣＡと隣接キャリアＣＢは必ず、直交関係にあり干渉しない。また、キャリアＣＡとキャリアＣＤには干渉が生じるが、キャリアＣＡとキャリアＣＥは直交関係にあり偏波間の干渉は生じない。キャリアＣＡとキャリアＣＤの偏波間干渉は従来のキャンセラーを用いた干渉補償技術により除去することが可能である。
しかし、アンテナの偏波角度のずれなどによって図１５の（ｂ）に示すように垂直偏波と水平偏波の間に位相偏差θが発生すると、キャリアＣＡとキャリアＣＤに干渉が生じると共に、キャリアＣＡとキャリアＣＥ間に干渉が発生する。このため、位相偏差に起因するキャリアＣＡとキャリアＣＤ間の干渉とキャリアＣＡとキャリアＣＥ間の干渉を除去する必要がある。
コチャネル伝送方式の干渉補償方法は特開昭６１−５６４２号公報、特開平５−４８５６７号公報、特開平６−１８１４６４号公報に開示されている。又、コチャネル伝送方式によりＯＦＤＭ送信することは特表平８−５０４５４４号公報（特許３２６５５７８号）に開示されている。
しかし、特開昭６１−５６４２号公報、特開平５−４８５６７号公報、特開平６−１８１４６４号公報に開示されている干渉補償技術は、上記位相偏差によるキャリアＣＡとキャリアＣＥ間の干渉を除去することは出来ない。又、特表平８−５０４５４４号公報（特許３２６５５７８号）はコチャネル伝送方式によりＯＦＤＭ送信することが開示しているけれど、キャリアＣＡとキャリアＣＥ間の干渉を除去する技術を何も開示していない。
以上から本発明の目的は、偏波間で位相偏差が生じないようにすることである。
本発明の別の目的は、偏波間干渉を除去するキャンセラーの構成を簡単にすることである。
【発明の開示】
第１の発明は、第１、第２の２つのＯＦＤＭ送信回路から出力する信号を互いに直交するする２つの偏波を利用して送信するＯＦＤＭ送信装置である。このＯＦＤＭ送信装置において、各ＯＦＤＭ送信回路に共通に１つの搬送波発生部を設け、各ＯＦＤＭ送信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波をベースバンド信号に乗算して無線信号に変換する。このＯＦＤＭ送信装置によれば、第１、第２のＯＦＤＭ送信回路における送信搬送波を共通にすることにより、垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。
第２発明は、互いに直交する２つの偏波を利用して送信された信号をそれぞれ復調する第１、第２のＯＦＤＭ受信回路を備えたＯＦＤＭ受信装置である。このＯＦＤＭ受信装置は、各ＯＦＤＭ受信回路に共通に搬送波発生部を設け、各ＯＦＤＭ受信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波を無線信号に乗算してベースバンド信号に変換し、該ベースバンド信号を復調部に入力する。第１、第２のＯＦＤＭ受信回路における搬送波を共通にすることにより、垂直偏波側と水平偏波側の高周波信号を周波数変換して得られたキャリア信号間に位相偏差が生じないようにできる。
ＯＦＤＭ受信回路は、前記ベースバンド信号を復調する復調部、復調信号にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ演算部、ＦＦＴ演算により得られた各キャリア信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、該誤差信号と他方のＯＦＤＭ受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記復調部の出力信号を補正する異偏波干渉キャンセラーを備えている。この異偏波干渉キャンセラーにより、アンテナの偏波角度のずれや降雨その他に応じた伝送路の歪に起因して生じる偏波間干渉を除去することができる。
別のＯＦＤＭ受信回路は、前記ベースバンド信号を復調する復調部、復調信号にＦＦＴ処理を施すＦＦＴ演算部、ＦＦＴにより得られた各キャリア信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、該誤差信号と他方のＯＦＤＭ受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記ＦＦＴの各キャリア信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、を備えている。このように、ＦＦＴ演算部の後に異偏波干渉キャンセラーを設けると、各キャリアの１シンボル当りの速度は、キャリア数をＮとすれば１／Ｎとなり、干渉波の遅延量は相対的に小さくなり、キャンセラーを構成するＦＩＲのタップ数を少なくでき、全体的に回路規模を減少できる。
【図面の簡単な説明】  図１は本発明の原理図ある。
図２は送信搬送波を共通にした場合の垂直偏波と水平偏波の説明図である。
図３は本発明のＯＦＤＭ送信装置の構成図である。
図４は本発明のＯＦＤＭ受信装置の構成図である。
図５はローテータの構成図である。
図６は誤差信号生成部の構成図である。
図７は異偏波干渉キャンセラーの構成図である。
図８はＯＦＤＭ受信装置の別の構成例である。
図９はマルチキャリア伝送方式の説明図である。
図１０はＯＦＤＭ伝送方式の説明図である。
図１１は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信装置の従来の構成図である。
図１２はキャリア配置説明図である。
図１３はマッピングを説明するための信号点配置図である。
図１４はコチャネル伝送における偏波（水平偏波、垂直偏波）説明図である。
図１５は従来の水平偏波、垂直偏波の直交関係説明図である。
【発明を実施するための最良の形態】  （Ａ）本発明の原理
図１は本発明の原理図である。ＯＦＤＭ送信装置１００は、第１、第２のＯＦＤＭ送信回路（ＯＦＤＭ  ＴＸ１，ＯＦＤＭ  ＴＸ２）１０１，１０２を備え、各ＯＦＤＭ送信回路１０１，１０２に共通に搬送波発生部１０３を備えている。シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０４は直列データを並列データに変換し、並列データの半分をＯＦＤＭ送信回路（ＯＦＤＭ  ＴＸ１）１０１に入力し、他の半分をＯＦＤＭ送信回路（ＯＦＤＭ  ＴＸ２））１０２に入力する。
各ＯＦＤＭ送信回路１０１，１０２内の図示しない周波数変換部は、搬送波発生部１０３から出力する搬送波をベースバンド信号に乗算して無線信号に変換し、ＯＦＤＭ送信回路１０１はアンテナ１０５から垂直偏波で無線信号を送信し、ＯＦＤＭ送信回路１０２はアンテナ１０６から水平偏波で無線信号を送信する。
ＯＦＤＭにおける隣接キャリアの直交性を考慮すると、偏波間搬送波を共通にすることにより，異偏波間で偏波干渉が生じたとしても、隣接キャリアの直交性を保つことが可能となる。すなわち、送信搬送波を共通にすることにより、図２に示すように垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。これによりキャリアＣＡとキャリアＣＥ間、キャリアＣＢとキャリアＣＤ間の直交性を保持でき、これらキャリア間では干渉が生じない。
ＯＦＤＭ受信装置２００は、互いに直交する２つの偏波を利用して送信された信号をアンテナ２０３，２０４で受信してそれぞれ復調する第１、第２のＯＦＤＭ受信回路２０１，２０２を備え、各ＯＦＤＭ受信回路２０１，２０２に異偏波干渉キャンセラー２０５，２０６を設けている。異偏波干渉キャンセラー２０５，２０６は、送信搬送波または受信搬送波を偏波間で共通にすることで、偏波干渉成分の抽出が可能となりキャンセルが可能となる。すなわち、異偏波干渉キャンセラー２０５は第２のＯＦＤＭ受信回路２０２の復調信号を用いて異偏波干渉補償信号ＡＣを生成し、第１のＯＦＤＭ受信回路２０１はこの異偏波干渉補償信号ＡＣを用いて復調部の出力信号を補正する。又、異偏波干渉キャンセラー２０６は第１のＯＦＤＭ受信回路２０１の復調信号を用いて異偏波干渉補償信号ＢＣを生成し、第２のＯＦＤＭ受信回路２０２はこの異偏波干渉補償信号ＢＣを用いて復調部の出力信号を補正する。パラレル／シリアル変換部２０７は、第１、第２のＯＦＤＭ受信回路２０１，２０２から出力する並列データを合成し、シリアルデータに変換して出力する。
ＯＦＤＭにおける隣接キャリアの直交性は、高速離散逆フーリエ変換の原理を利用すれば、周知の事実である。図２のキャリアＣＡとキャリアＣＢは必ず、直交関係にあり干渉しない。また、キャリアＣＡとキャリアＣＤは偏波間の干渉が生じるが、偏波間で送信搬送波を共通に使用しなかった場合、キャリアＣＡとキャリアＣＥも送信搬送波の周波数差分の干渉が発生する。これを防ぐために送信搬送波を共通にすることにより、キャリアＣＡとキャリアＣＥの直交性を保つことが可能となる。また、キャリアＣＡとキャリアＣＤの偏波間干渉は、異偏波干渉キャンセラー２０５，２０６にて異偏波干渉補償信号を生成して各ＯＦＤＭ受信回路２０１，２０２でキャンセルすることにより偏波間干渉を除去することが可能となる。
なお、送信搬送波もしくは、受信搬送波の少なくともどちらか一方を共通にすることで干渉波Ａと干渉成分Ａ’が共通となり、キャンセラー部２０５で偏波間干渉補償信号を発生して異偏波干渉を除去することが可能となる。
（Ｂ）ＯＦＤＭ送信装置
図３は本発明のＯＦＤＭ送信装置の構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付している。第１、第２のＯＦＤＭ送信回路１０１、１０２は、送信信号を直交偏波方式により、すなわち、２つの偏波（例えば、９０°角度が違う）に分けて伝送する。
シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０４はシリアル形式で入力する送信データをＭビットの並列データに変換し、並列データの半分を第１のＯＦＤＭ送信回路１０１に入力し、他の半分を第２のＯＦＤＭ送信回路１０２に入力する。
マッピング部１１１ａ，１１１ｂはキャリアの変調方式に基づいてＭ／２ビットの並列データをＮ個のキャリアにマッピングする。例えば、全キャリアでＱＰＳＫ変調するものとすれば、Ｍ／２ビットの並列データをＮ組の２ビットに分割し、分割したＮ組の２ビットデータを各キャリアにマッピングする。実際には、マッピング部１１１ａ，１１１ｂは、各キャリアのＳ／Ｎ比に基づいて４ＱＡＭ〜６４ＱＡＭの変調方式に基づいてマッピングする。
ＩＦＦＴ演算部１１２ａ，１１２ｂはＮキャリアのシンボルデータにＩＦＦＴ演算処理を施し、実数（Ｉｃｈ成分）及び虚数（Ｑｃｈ成分）の２つの時間波形信号（ＰＣＭ波形信号）に変換する。ＧＩ挿入部１１３ａ，１１３ｂはそれぞれの信号にＧＩ（ガードインターバル）を挿入し、波形整形部１１４ａ，１１４ｂは波形整形してＩＱ変調器（ＱＰＳＫ直交変調器）１１５ａ，１１５ｂに入力する。直交変調器１１５ａ，１１５ｂは入力するＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号に対して直交変調し、混合器１１６ａ，１１６ｂは直交変調器１１５ａ，１１５ｂから出力されるベースバンドの変調信号に、搬送波発生器１０３から入力する高周波の搬送波を乗算して周波数変換し、送信増幅器１１７ａ，１１７ｂは送信信号を増幅してアンテナ１０５、１０６より搬送波の偏波面を互いに直交させて送信する。
ＯＦＤＭにおける隣接キャリアの直交性を考慮すると、偏波間搬送波を共通にすることにより，異偏波間で偏波干渉が生じたとしても、隣接キャリアの直交性を保つことが可能となる。すなわち、送信搬送波を共通にすることにより、図２に示すように垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。これによりキャリアＣＡとキャリアＣＥ間、キャリアＣＢとキャリアＣＤ間の直交性を保持でき、これらキャリア間では干渉が生じない。キャリアＣＡとキャリアＣＤ間、キャリアＣＢとキャリアＣＥ間は干渉するが、ＯＦＤＭ受信装置において従来と同様にキャンセラーを用いてこの干渉をキャンセルすることができる。
（Ｃ）ＯＦＤＭ受信装置
図４は本発明のＯＦＤＭ受信装置の構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付している。
第１、第２のＯＦＤＭ受信回路２０１，２０２のＬＮＡ部（低雑音増幅器）２０１ａ，２０２ａは偏波が違う２つのアンテナ２０３，２０４の受信信号を増幅し、混合器２０１ｂ，２０２ｂは受信信号に、搬送波発生器２０８から入力する高周波の搬送波を乗算してベースバンド信号に周波数変換してＩＱ復調器（ＱＰＳＫ直交復調器２０１ｃ，２０２ｃに入力する。なお、混合器２０１ｂ，２０２ｂはベースバンド信号を発生するために搬送波発生器２０８から出力する受信搬送波を用いて周波数変換するが、送信搬送波を同一にしているため（図３参照）、受信搬送波としては２つの偏波に対して共通のものを使用しても別のものを使用してもよい。但し、送信搬送波を共通にしない場合には、受信搬送波を共通にする必要がある。
直交復調器２０１ｃ，２０２ｃは入力信号を直交復調してＩｃｈ信号とＱｃｈ信号を復調出力し、波形整形部２０１ｄ，２０２ｄはそれぞれの信号の波形を整形してローテータ２０１ｅ，２０２ｅに入力する。ローテータ２０１ｅ，２０２ｅは、既知のパイロット信号から位相誤差情報を検出し、該位相誤差が零なるように入力信号の位相を回転する。
異偏波干渉キャンセラー２０５は、第２のＯＦＤＭ受信回路２０２の復調信号（ローテータ２０２ｅの出力信号）と後述の誤差信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成し、加算部２０１ｆはローテータ２０１ｅの出力信号から異偏波干渉補償信号を減算して干渉を除去する。同様に、異偏波干渉キャンセラー２０６は、第１のＯＦＤＭ受信回路２０１の復調信号（ローテータ２０１ｅの出力信号）と誤差信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成し、加算部２０２ｆはローテータ２０２ｅの出力信号から異偏波干渉補償信号を減算して干渉を除去する。
ＧＩ除去部２０１ｇ，２０２ｇは干渉が除去された信号の各Ｉ，Ｑ成分よりＧＩ（ガードインターバル）を除去し、ＦＦＴ演算部２０１ｈ，２０２ｈは入力時間波形信号にＦＦＴ演算処理を施し、Ｎ個のキャリア成分を出力する。デマッピング部２０１ｉ，２０２ｉはキャリア毎にデマッピング（マッピングと逆の処理）を行ってＭ／２ビットのパラレルデータを出力し、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２０７はＭビットのパラレルデータをシリアルデータに変換して出力する。
誤差信号生成部２０９，２１０はデマッピングされたパイロット信号の誤差信号を作成し、該誤差信号を異偏波干渉キャンセラー２０５，２０６に入力する。
図５はローテータ２０１ｅ、２０２ｅの構成図である。パイロット信号検出部３０１はデマッピング部２０１ｉから出力されるパイロット信号を検出し、該検出パイロット信号と既知のパイロット信号とを比較して位相誤差θを求め、該位相誤差が０となるようにＮＣＯ（数値制御発振器）３０２を制御し、ｓｉｎ／ｃｏｓ変換部３０３よりｃｏｓθ、ｓｉｎθを発生し、乗算部３０４，３０５はこれらｃｏｓθ、ｓｉｎθを波形整形回路２０１ｄから出力するＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号にそれぞれ乗算する。この結果、伝播路において発生した位相回転が元に戻される。
図６は誤差信号生成部２０９，２１０の構成図であり、識別部４０１は所定キャリア例えばパイロットキャリアのデマッピングデータを硬判定し、誤差信号発生部４０２はデマッピングデータ（軟判定データ）と硬判定データを比較して誤差信号ｅを発生する。
図７は異偏波干渉キャンセラー２０５の構成図であり、異偏波干渉キャンセラー２０６も同様の構成を備えている。異偏波干渉キャンセラー２０５はトランスバーサルフィルタ構成に成っており、Ｉｃｈ，Ｑｃｈの異偏波干渉補償信号ＹＩＣ，ＹＱＣを発生し、加算部２０１ｆは該異偏波干渉補償信号ＹＩＣ，ＹＱＣをローテータ２０１ｅから出力するＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号ＹＩ，ＹＱに加算して干渉成分を除去する。
異偏波干渉キャンセラー２０５は，Ｉｃｈの異偏波干渉補償信号ＹＩＣを発生する為に、タップ係数更新部５０１とＦＩＲフィル５０２を備え、またＱｃｈの異偏波干渉補償信号ＹＱＣを発生する為に、タップ係数更新部５０３とＦＩＲフィル５０４を備えている。
タップ係数更新部５０１は異偏波のＩｃｈ信号ＸＩと誤差信号のＩｃｈ成分ｅＩとに基づいてタップ係数を更新してＦＩＲフィルタ５０２に設定し、ＦＩＲフィルタ５０２はＩｃｈ信号ＸＩとタップ係数との畳み込み演算を実行してＩｃｈの干渉補償信号ＹＩＣを発生する。
タップ係数更新部５０３は異偏波のＱｃｈ信号ＸＱと誤差信号のＱｃｈ成分ｅＱとに基づいてタップ係数を更新してＦＩＲフィルタ５０４に設定し、ＦＩＲフィルタ５０４はＱｃｈ信号ＸＱとタップ係数との畳み込み演算を実行してＱｃｈの干渉補償信号ＹＱＣを発生する。
異偏波干渉キャンセラーによりアンテナの偏波角度のずれや降雨その他に応じた伝送路の歪に起因して生じる偏波間干渉を除去することができる。
（Ｄ）ＯＦＤＭ受信装置の別の構成
図８はＯＦＤＭ受信装置の別の構成例であり、図４のＯＦＤＭ受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、異偏波干渉キャンセルをＦＦＴ演算の後で行うように構成している点である。すなわち、異なる点は、
▲１▼図４の異偏波干渉キャンセラー２０５、２０６をまとめてキャンセラー２１１としている点、
▲２▼ＦＦＴ演算部２０１ｈ，２０２ｈの後に、キャンセラー２１１と加算器２０１ｆ，２０２ｆを設けている点である。
送信搬送波が同一のため、図２中のキャリアＣＡとキャリアＣＤ、キャリアＣＢとキャリアＣＥのように異偏波間で上下対応したキャリア間だけの干渉除去を行うだけで良い。これは、上下対応しないキャリアは干渉しないからである。よって、図８に示すようにＦＦＴ演算部２０１ｈ，２０２ｈにおいて各キャリア成分に変換した後で、キャリア毎に偏波間干渉を除去できる。
図８の構成による効果としては、各キャリアのデータ速度を遅くできるため、１シンボルあたりの周期が遅くなり、マルチパスによる干渉波の遅延量が相対的に小さくなる。仮にクロック周波数が１０ＭＨｚでキャリア数が４８の場合、１キャリア当りのデータ速度は１／４８となるため、周期は１００ｎｓから４８倍の５μｓとなる。電波環境にもよるが、マルチパスによる遅延は、数μｓ程度といわれている。つまり、シンボル間の干渉はシンボル周期が１００ｎｓであれば、１μｓのマルチパスがおきると１０シンボル分のＦＩＲフィルタがキャンセラーに必要になる。しかし、周期が６μｓであれば、１シンボルもしくは２シンボル程度のＦＩＲフィルタで十分である。このようにデータ速度を落とすことによってキャンセラーの回路規模を大幅に小さくすることができる。従って、キャンセラーから出力する異偏波干渉補償信号を各キャリア共通に使用することで全体の回路構成を簡略化できる。
以上本発明によれば、第１、第２のＯＦＤＭ送信回路における送信搬送波を共通にすることにより、垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。
また、本発明によれば、第１、第２のＯＦＤＭ受信回路における搬送波を共通にすることにより、垂直偏波側と水平偏波側の高周波信号を周波数変換して得られたキャリア信号間に位相偏差が生じないようにできる。
又、本発明によれば、異偏波干渉キャンセラーにより、アンテナの偏波角度のずれや降雨その他に応じた伝送路の歪に起因して生じる偏波間干渉を除去することができる。
又、本発明によれば、ＦＦＴ演算部の後に異偏波干渉キャンセラーを設けることにより、各キャリアの１シンボル当りの速度は、キャリア数をＮとすれば１／Ｎとなり、干渉波の遅延量は相対的に小さくなり、キャンセラーを構成するＦＩＲのタップ数を少なくでき、全体的に回路規模を減少することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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