(57)【要約】時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信おいて、データ伝送に用いるパルス信号の形状を調整することにより、所望の周波数特性を持つ送信信号を形成し、これにより、ＵＷＢ通信において他の無線システムへの電波干渉を低減する。パルス信号を調整する態様として、単一のパルス自体の形状を調整して所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する態様、複数のパルスを組み合わせすることにより所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する態様、目的とする送信信号の周波数特性からパルス信号の組み合わせを求める態様を備える。
2004077775.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
時間パルスの形状を調整することにより所望の周波数特性の信号を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【請求項２】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
単一パルスの時間軸上のパラメータを調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【請求項３】
単一パルスを、
ｗ（ｔ）＝ｃｏｓω０ｔ・ｅｘｐ（−２π・ｔ２／（ατｍ）２）
で表される波形で形成し、
パルス間隔を定めるパラメータατｍ、及び／又はパワースペクトルのピーク周波数をω０を調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求の範囲第２項に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項４】
単一パルスをチャープ波形で形成し、当該チャープ波形の出力の大きさを時間的に設定することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求の範囲第２項に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項５】
複数の単一パルスを時間軸上に並べることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【請求項６】
同一の２つの単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求の範囲第５項に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項７】
パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求の範囲第５項に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項８】
パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求の範囲第５項に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項９】
修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なるパルスを生成することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求の範囲第５項に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項１０】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
所望の周波数特性を周波数領域で展開し、展開した周波数領域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルスを組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【請求項１１】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
所望の周波数特性又は近似する周波数特性を逆フーリエ変換し、当該逆フーリエ変換で得られた時間波形の中から選択した複数の時間波形を組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、パルス波形の生成方法に関し、特に、ＵＷＢの通信に好適なパルス波形の生成方法に関する。
【背景技術】  ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）ワイヤレス通信は、搬送波形を用いず、１ナノ秒（１０−９）以下の非常に時間幅の短いパルスを用いて通信を行う方式であり、帯域幅は数ＧＨｚにわたる広帯域なものとなる。ＵＷＢ方式では、コサイン波のような搬送波による変調をせず１ｎｓ以下のパルスを複数送信する。そのため、占有帯域幅は非常に広くなり、スペクトル電力密度は非常に小さくなるため、通常のスペクトル拡散通信方式と同様に密話性・秘匿性に優れ、他の狭帯域通信に与える影響は小さいなどの特徴がある。
ＵＷＢ信号は、ＢＰＳＫなどの被変調信号はもとより、通常のスペクトル拡散信号（２．４ＧＨｚ帯ワイヤレスＬＡＮで数十ＭＨｚの帯域幅）に比べても超広帯域（数ＧＨｚの帯域幅）であることからＵＷＢと呼ばれ、電力スペクトル密度もスペクトル拡散信号（２．４ＧＨｚ帯ワイヤレスＬＡＮで１０ミリワット：１０ｍＷ／ＭＨｚ以下）に対して、ＵＷＢ信号（１ＭＨｚ当たり１０ナノワット：１０ｎＷ／ＭＨｚ以下）は遙かに低く、他のシステムが共存しても干渉を与えにくいばかりでなく、他のシステムからの干渉にも耐えられ、スペクトル拡散信号の特長を強調した利点がある。
ＵＷＢによる送信は、フレームクロックによって発生したパルス波形を、拡散符号によって時間ホッピング化し、この拡散符号に応じて入力パルスを時間軸上でホッピングさせ、複数ユーザによるマルチアクセスを区別している。更に、入力データ信号に応じて時間ホッピングされたパルス列を時間δずらしたり、ずらせなかったりすることにより、０と１に対した信号波形を生成する。
また、ＵＷＢによる受信は、ＲＦ部で受信した信号波形と、送信側と同様の処理で形成したパルス列を使って相関を取り、この相関値のピークを得ることで、データと雑音とを区別し出力を得る。
ＵＷＢによるパルス伝送については、例えば、文献１，文献２がある。
また、チャープ波形を用いたＵＷＢ測距に関連する文献として、例えば、文献３〜１１がある。
また、修正エルミート波形を用いた多値化ＵＷＢ−ＣＤＭＡ伝送に関連する文献として、例えば、文献３，１２〜１８がある。
また、送信電力制限に関連する文献として、例えば、文献３，６，１９〜２２がある。
また、ＵＷＢと既存信号との干渉低減に関連する文献として、例えば、文献３，１３，１７，２３〜３２がある。
文献１：日経エレクトロニクス  １３７頁〜１４４頁  ２００２．８．２６
文献２：日経エレクトロニクス    ９５頁〜１２１頁  ２００３．２．１７
文献３：河野隆二：“Ｉｍｐｕｌｓｅ  ＲａｄｉｏによるＵｌｔｒａＷｉｄｅｂａｎｄ（ＵＷＢ）無線通信の基礎と発展”電子情報通信学会信学技法２００１／７  ＤＳＰ２００１−８０，ＳＳＴ２００１−４０  ｐｐ７７−８４
文献４：松村健，江島一樹，河野隆二：“超広帯域無線Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏを用いたＴＴＳ車車間測距システムに関する」検討”ＩＴＳ２００２−６
文献５：佐藤正知，江島一樹，Ｇｉｕｓｅｐｐｅ  ＡＢＲＥＵ，河野隆二：“超広帯域無線通信に適した異なる周波数特性の素子アンテナによるアレーアンテナに関する研究”電子情報通信学会無線通信システム研究会２００２−５
文献６：丸林元，中川正雄，河野隆二：“スペクトル拡散通信とその応用”社団法人電子情報通信学会編
文献７：Ｍｏｅ  Ｚ．Ｗｉｎ，Ｒｏｂｅｒｔ  Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ：“Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  Ｔｉｍｅ−Ｈｏｐｐｉｎｇ  Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ  ＯＮ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．４８，ＮＯ．４，ＡＰＲＩＬ  ２０００，ＰＰ６７９−６９１
文献８：富澤良行，荒井郁男：“遅延相関器を用いたチャープ信号パルス圧縮地中レーダ”電子情報通信学会論文誌ｐｐ１１３−１２０  ２０００−１
文献９：ＪａｍｅｓＤ．Ｔａｙｌｏｒ”ＵＬＴＲＡ−ＷＩＤＥＢＡＮＤ  ＲＡＤＡＲ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ”ＣＲＣＰＲＥＳＳ
文献１０：吉田孝：“改訂レーダ技術”社団法人電子情報通信学会偏
文献１１：関根松夫：“レーダ信号処理技術”社団法人電子情報通信学会偏
文献１２：Ｔｉｍｅ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ：”Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎ．ｃｏｍ
文献１３：Ｍ．Ｇｈａｖａｍｉ，Ｌ．Ｂ．Ｍｉｃｈａｅｌ  ａｎｄ  Ｒ．Ｋｏｈｎｏ：”Ｈｅｒｍｉｔｅ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ  ｂａｓｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｐｕｌｓｅｓ  ｆｏｒ  ＵＷＢ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ．Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ２００１，Ａａｌｂｏｒｇ，Ｄｅｎｍａｒｋ，Ｓｅｐｔ．２００１，ｐｐ．４３７−４４０
文献１４：Ｌ．Ｂ．Ｍｉｃｈａｅｌ，Ｍ．Ｇｈａｖａｍｉ  ａｎｄ  Ｒ．Ｋｏｈｎｏ：”Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｔｉｍｉｎｇ．Ｊｉｔｔｅｒ  ｏｎ  Ｈｅｒｍｉｔｅ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂａｓｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｐｕｌｓｅｓ  ｆｏｒ  Ｕｌｔｒａ．Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ２００１，Ａａｌｂｏｒｇ，Ｄｅｎｍａｒｋ，Ｓｅｐｔ．２００１，ｐｐ．４４１−４４４
文献１５：Ｌ．Ｂ．Ｍｉｃｈａｅｌ，Ｍ．Ｇｈａｖａｍｉ  ａｎｄ  Ｒ．Ｋｏｈｎｏ：”Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｐｕｌｓｅ  Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ  ｆｏｒ  Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  Ｈｅｒｍｉｔｅ  Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ  Ｂａｓｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｐｕｌｓｅｓ”Ｐｒｏｃ．２００２  ＩＥＥＥ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｕｌｔｒａ，Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，Ｍａｒｙｌａｎｄ，ＵＳＡ，Ｍａｙ  ２１−２３，２００２
文献１６：江島一樹，梅林健太，水谷克也，河野隆二：“Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏの多値化とマルチユーザ用干渉除去方式の−検討”電子情報通信学会信学技法２００１／４  ＳＳ２００１−１６，ＣＳ２００１−１６  ｐｐ４１−４８
文献１７：佐藤正知：“超広帯域無線通信に適した異なる周波数特性の素子アンテナによるアレーアンテナに関する研究’平成１３年度卒業論文
文献１８：太刀川信一，丸林元：“Ｍ−ａｒｙＳＳＭＡの周波数利用効率”電子情報通信学会論文誌１９９０／１０Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ａ  Ｎｏ．１０  ｐｐ１６７８−１６８７
文献１９：Ｅｒｉｃｋ  Ｈｏｍｉｅｒ，”Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｗｉｔｈ  ｔｈｅ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ”，３／２２／００
文献２０：Ｍｉｎｇ  Ｌｕｏ，Ｄｅｎｎｉｓ  Ａｋｏｓ，Ｍｉｃｈａｅｌ  Ｋｏｅｎｉｇ，Ｇｕｔｔｏｒｍ  Ｏｐｓｈａｎｇ，Ｓａｍ  Ｐｕｌｌｅｎ  ａｎｄ  Ｐｅｒ  Ｅｎｇｅ，”Ｔｅｓｔｉｎｇ  ａｎｄ  Ｒｅｓｅａｒｃｈ  ｏｎ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｔｏ  ＧＰＳ  ｆｒｏｍ  ＵＷＢ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ”，Ｓｔａｎｆｏｒｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ
文献２１：Ｔｈｅ  ＦＣＣ’ｓ  Ｐａｒｔ１５  Ｒｕｌｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ８０２．１１ｂｅｍｉｓｓｉｏｎｓ  ｈｔｔｐ：／／ｏｂｅｌｉｘ．ｕｍｂ．ｅｓ／ｗｅｂ／ｊｇｏｍｓｉ／ｗｉｒｅｌｅｓｓ／ｆｃｃ
文献２２：Ｌ．コーエン、（吉川ほか訳）”時間一周波数解析”、朝倉書店、１９９８
文献２３：Ｒｏｂｅｒｔ  Ａ．Ｓｃｌｉｏｌｔｚ，Ｍｏｅ  Ｚ．Ｗｉｎｌ：”ＩＭＰＵＬＳＥ  ＲＡＤＩＯ”Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ＴＤＭＡ  ｖｅｒｓｕｓ  ＣＤＭＡ
文献２４：Ｒｙｕｊｉ  ＫＯＨＮＯ：”Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ  ａｎｄ  Ｅｍｏｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅｂａｎｄ（ＵＷＢ）Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ”ＴＥＣＨＮＩＣＡＬＲＥＰＯＲＴ  ＯＦ  ＩＥＩＣＥ  ＤＳＰ  ２００１−８０  ＳＳＴ  ２００１−４０（２００１−７）
文献２５：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍａ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ，Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｒｙｕｊ  Ｋｏｈｎｏ，”Ｍ−ａｒｙ  ＵＷＢ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｕｓｉｎｇ  Ｗａｌｓｈ  Ｃｏｄｅｓ，”ＩＥＥＥ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ  ２００２（ＵＷＢＳＴ２００２），Ｗｙｎｄｈａｍ  Ｂａｌｔｉｍｏｒｅ  Ｉｎｎｅｒ  Ｈａｒｂｏｒ（ＵＳＡ），（２００２−５）
文献２６：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍａ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ，Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｈｉｈａｓｌｉｉ，Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ，”Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｂｅｔｗｅｅｎ  ＵＷＢ  ａｎｄ  ＳＳ  Ｓｉｇｎａｌ，”２００２  ＩＥＥＥ  Ｓｅｖｅｎｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＳＳＳＴＡ２００２），Ｐｒａｇｕｅ，（Ｃｚｅｃｈ  Ｒｅｐｕｂｌｉｃ），（２００２−９）
文献２７：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍａ，Ｋａｔｓｕｙａ  Ｍｉｚｕｔａｎｉ，Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ，Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈｉａｓｈｉ，”Ａ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｎ  Ｍ−ａｒｙ  ＵＷＢ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ  ａｎｄ  Ａｎ  Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｉｔ’ｓ  Ｔｉｍｅ  Ｊｉｔｔｅｒｓ，””ＩＥＩＣＥ  Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅｓ  ＳＢ−３−３，ｐｐ．５６９−５７０（２００１−９）
文献２８：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍｎａ，Ｋａｔｓｕｙａ  Ｍｉｚｕｔａｎｉ．Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ．Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈｉａｓｈｉ，”Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅｂａｎｄ（ＵＷＢ）Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ  ｗｉｔｈ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  ａｎｄ  ＦＨ−ＣＤＭＡ”Ｔｈｅ  ２４ｔｈ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｉｔｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＳＩＴＡ２００１）．ｐｐ．８０３−８０６（２００１−１２）
文献２９：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍｎａ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ．Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ．”Ａ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｂｅｔｗｅｅｎ  ＵＷＢ  ａｎｄ  ＳＳ  ｓｉｇｎａｌｓ”Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｒｅｐｏｒｔ  ｏｆ  ＩＥＩＣＥ  ＲＣＳ  ２００１−２４６  ｐｐ．１５−２０（２００２−０３）
文献３０：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍａ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ，Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ．”Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｂｅｔｗｅｅｎ  ＵＷＢ  Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｏｔｈｅｒ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”ＩＥＩＣＥ  Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ａ−５−１８，ｐｐ．２００（２００２−３）
文献３１：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍａ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ  Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ．”Ａ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｂｅｔｗｅｅｎ  Ｄｕａｌ  ｃｙｃｌｅ  ＵＷＢ  ａｎｄ  ＳＳ  ｓｉｇｎａｌｓ”ＩＥＩＣＥ  Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ａ−５−１０，ｐｐ１０６（２００２−９）
文献３２：Ｋａｚｕｋｉ  Ｅｓｈｉｍａ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ  Ｈａｓｅ，Ｓｈｉｎｇｏ  Ｏｏｍｏｒｉ，Ｆｕｊｉｎｏｂｕ  Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｒｙｕｊｉ  Ｋｏｈｎｏ，”Ａ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｎ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｂｅｔｗｅｅｎ  Ｄｕａｌｅｙｃｌｅ  ＵＷＢ  ａｎｄ  ＳＳ  Ｓｉｇｎａｌｓ”Ｔｈｅ  ２５ｔｈ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｉｔｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＳＩＴＡ２００２），ｐｐ２９５−２９８（２００２−１２）
上記文献２には、ＵＷＢの持つ技術課題として、他の無線システムへの電波干渉の低減、各国の電波規制への適合、壁や物体などからの反射波による伝送誤りの抑制（マルチパス対策）複数台の機器間での通信の途切れない実現（マルチアクセス）、ＵＷＢの無線回路部の実装コスト低減などが挙げられている。
この内で、電波干渉の課題は、ＵＷＢを家電に適用する場合等に重要視されている。この電波干渉に対して、例えば、米ＦＣＣ（連邦通信委員会）は、ＵＷＢの送信出力を規定している。
そこで、本発明は前記した従来の問題点を解決し、ＵＷＢ通信において他の無線システムへの電波干渉を低減することを目的とし、所望の周波数特性を持つ送信信号を形成することを目的とする。
【発明の開示】
本発明は、時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、データ伝送に用いるパルス信号の形状を調整することにより、所望の周波数特性を持つ送信信号を形成し、これにより、ＵＷＢ通信において他の無線システムへの電波干渉を低減する。
本発明は、パルス信号を調整する態様として、単一のパルス自体の形状を調整して所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する第１の態様、複数のパルスを組み合わせすることにより所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する第２の態様、目的とする送信信号の周波数特性からパルス信号の組み合わせを求める第３の態様を備える。
第１の態様、及び第２の態様は合成によりパルスを生成する方法に対応するものであり、第３の態様は、パルスを展開することにより生成する方法に対応する。
第１の態様は、時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、単一パルスの時間軸上のパラメータを調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。単一パルスは、時間軸上において所定の関数で表すことができ、この関数中に含まれるパラメータを変更することにより所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
第１の態様の第１の形態は、単一パルスを、ｗ（ｔ）＝ｃｏｓωｏｔ・ｅｘｐ（−２π・ｔ２／（ατｍ）２）で表される波形で形成し、パルス間隔を定めるパラメータατｍ、及び／又はパワースペクトルのピーク周波数をω０を調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
また、第１の態様の第２の形態は、単一パルスをチャープ波形で形成し、このチャープ波形の出力の大きさを時間的に設定することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
本発明の第２の態様は、複数の単一パルスを時間軸上に並べることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
本発明の第２の態様において、第１の形態として、同一の２つの単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成する方法があり、また、第２の形態として、パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる方法があり、第３の形態として、パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる方法がある。デュアルサイクルの２つの単一パルス間の間隔や、複数の単一パルスの各パルス幅や、複数の単一パルスの各パルス幅及び各波形を調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
また、これらの各形態によれば、任意の周波数にノッチ部を形成することができる。
また、第４の形態では、修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なるパルスを生成する。
本発明の第３の態様は、時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信おいて、所望の周波数特性を周波数領域で展開し、展開した周波数領域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルスを組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
本発明の第３の態様の他の形態として、時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、所望の周波数特性又は近似する周波数特性を逆フーリエ変換し、当該逆フーリエ変換で得られた時間波形の中から選択した複数の時間波形を組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
【図面の簡単な説明】  第１図は送信波形のガウス波形例であり、第２図は送信波形のガウス波形例の周波数分布であり、第３図は空間伝搬中の波形の例であり、第４図は空間伝搬中の波形の周波数分布であり、第５図は受信機中の波形の例であり、第６図は受信機中の波形の周波数分布であり、第７図はＵＷＢ無線通信方式における送信側のシステム構成を示す図であり、第８図はＵＷＢ無線通信方式における受信側のシステム構成示すブロック図であり、第９図はテンプレート信号として用いられる波形であり、第１０図はパワースペクトルの周波数特性図であり、第１１図は測距の原理図を示す図であり、第１２図は距離分解が不可能になる状況を示す図であり、第１３図はＵＷＢ−ＩＲ方式のシステム図であり、第１４図はタイムホッピング変調を説明するための図であり、第１５図はＵＷＢ−ＩＲ送信機を説明するための図であり、第１６図はＵＷＢ−ＩＲの希望波とレプリカの相互相関出力の関係を説明するための図であり、第１７図はＵＷＢによる車車間測距のモデル図であり、第１８図はチャープ波形の周波数遷移図であり、第１９図はパルス圧縮後の波形であり、第２０図はモノサイクル波とその自己相関を説明するための図であり、第２１図はチャープ波とその自己相関を説明するための図であり、第２２図は時間長の異なるチャープ波形の図であり、第２３図は２つのチャープ波形の時間長を変化させたときの相互相関出力のピーク値の変化を示す図であり、第２４図は占有帯域の異なるチャープ波形の図であり、第２５図は２つのチャープ波形の占有帯域を変化させたときの相互相関出力のピーク値の変化を示す図であり、第２６図はＵＷＢ−チャープ測距のブロック図であり、第２７図は帯域分割後の各チャープ波形の図であり、第２８図は本発明のＵＷＢ−チャープ方式の希望波とレプリカの相互相関出力の関係を説明するための図であり、第２９図は従来のＵＷＢ−チャープと本発明のＵＷＢ−チャープのユーザ毎の送信波形を説明するための図であり、第３０図は１ユーザ時の測距誤り率の図であり、第３１図は他車両９の時の測距誤り率の図であり、第３２図はユーザ数を変化させたときの測距誤り率の図であり、第３３図は干渉波電力が変化するときの測距誤り率の図であり、第３４図は時間幅を変えた場合のスペクトル図であり、第３５図は出力を時間的に打ち切る方法を説明するための図であり、第３６図は包絡線関数を変化させた波形を示す図であり、第３７図はチャープ波形を途中で打ち切った場合のスペクトル図であり、第３８図はチャープ波形のスペクトル出力を示す図であり、第３９図はＰＮ系列をかけたチャープ波形を示す図であり、第４０図はＰＮ系列をかけあわせた後のスペクトル出力を示す図であり、第４１図はデュアルサイクルの波形を示す図であり、第４２図はデュアルサイクルの波形を示す図であり、第４３図はデュアルサイクルのパワースペクトル出力を示す図であり、第４４図はデュアルサイクルのパワースペクトル出力を示す図であり、第４５図はモノサイクルの波形と異なる時間のモノサイクルから形成される波形を示す図であり、第４６図はモノサイクル波形の周波数特性を示す図であり、第４７図はモノサイクル波形のパワースペクトルを示す図であ���、第４８図はパルス形成のための波形を示す図であり、第４９図は形成されたパルス波形を示す図であり、第５０図はｗｒｅｃ、ｗω１、ｗω２の周波数特性を示す図であり、第５１図はｗｘの周波数特性を示す図であり、第５２図はｗｘのパワースペクトルを示す図であり、第５３図はスペクトルマスクとｗｘのパワースペクトルを示す図であり、第５４図はｗｘの波形を示す図であり、第５５図はスペクトルマスクとｗｘのパワースペクトルを示す図であり、第５６図はｗｘの波形を示す図であり、第５７図はＵＷＢシステムと共存するＳＳシステムのＢＥＲの理論解析とシミュレーション結果を示す図であり、第５８図はＵＷＢシステムと共存するＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第５９図はデュアルサイクルのＵＷＢシステムが共存する場合のＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６０図はＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６１図はＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６２図は理論解析とシミュレーション結果との比較図であり、第６３図はＵＷＢシステムと共存するＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６４図はデュアルサイクルのＵＷＢシステムが共存する場合のＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６５図はＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６６図はＳＳシステムのＢＥＲの理論解析を示す図であり、第６７図はＭ−ａｒｙＵＷＢ方式の送信側のシステム構成を説明するための図であり、第６８図はＭ−ａｒｙＵＷＢ方式の受信側のシステム構成を説明するための図であり、第６９図は修正エルミート波形（０〜３次）の図であり、第７０図は修正エルミート波形（４〜７次）の図であり、第７１図は修正エルミート波形（０〜３次）の周波数特性の図であり、第７２図は修正エルミート波形（４〜７次）の周波数特性の図であり、第７３図は受信中のＭＨＰ波形（０〜３次）の図であり、第７４図は受信中のＭＨＰ波形（４〜７次）の図であり、第７５図は受信中のＭＨＰ波形（０〜３次）の周波数特性の図であり、第７６図は受信中のＭＨＰ波形（４〜７次）の周波数特性の図であり、第７７図はＭＨＰ波形を用いた多値化伝送方式の送信側のシステム構成を説明するための図であり、第７８図はＭＨＰ波形を用いた多値化伝送方式の受信側のシステム構成を説明するための図であり、第７９図はＭＨＰ波形を用いた他局間干渉低減方式での干渉低減システムを説明するための図であり、第８０図は本発明の比較シミュレーション結果の図であり、第８１図は従来のＭ−ａｒｙＵＷＢ方式との比較シミュレーション結果の図であり、第８２図は受信ＭＨＰ波形の自己相関関数の図であり、第８３図は本発明の方式での同期ずれの影響によるＢＥＲの変化を説明するための図であり、第８４図はＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式での同期ずれの影響によるＢＥＲの変化を説明するための図であり、第８５図はＵＷＢにおける送信波形の図であり、第８６図はＵＷＢの送信機の構成を説明するための図であり、第８７図はＵＷＢの受信波形の図であり、第８８図はＵＷＢの受信波形の周波数特性図であり、第８９図はＵＷＢの受信機の構成を説明するための図であり、第９０図は相関波形の図であり、第９１図はＦＣＣによるＵＷＢの出力制限を説明するための周波数特性図であり、第９２図はＦＣＣのスペクトルマスクを説明するための図であり、第９３図は第９２図の送信波形による受信波形の図であり、第９４図はＮ個の周波数区間のパルスを加算することで所望のスペクトルマスクを満たすパルス波形を形成する概念図であり、第９５図は本発明の態様によるパルス発生装置の概略構成を説明するための図であり、第９６図は本発明の態様によるパルス波形（幅３ｎｓ）の図であり、第９７図は本発明の態様によるパルス波形（幅３ｎｓ）の周波数特性図であり、第９８図は本発明の態様によるパルス波形（幅１０ｎｓ）の図であり、第９９図は発明の態様によるパルス波形（幅１０ｎｓ）の周波数特性図であり、第１００図はＢＰＦの一構成例であり、第１０１図はＢＰＦ通過後のモノサイクル波形の周波数特性の図であり、第１０２図はδを変化させたときの受信信号と相関波形の相互相関特性の図であり、第１０３図はマルチユーザアクセス時のパルス幅によるＢＥＲの比較図であり、第１０４図はモノサイクル波形と相関波形の相互相関特性の図であり、第１０５図は本発明のパルスと相関波形の相互相関特性の図であり、第１０６図はマルチユーザアクセス時の本発明と従来との比較図であり、第１０７図は時間幅のパラメータｔｍによるモノサイクル波形の周波数特性の比較図であり、第１０８図はＵＷＢ電力制限に電力を揃えた本発明と従来の比較図であり、第１０９図は本発明の送受信機の構成例の概略図であり、第１１０図は本発明の送受信機の他の構成例の概略図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
はじめに、ＵＷＢ無線通信方式（Ｉｍｐｕｌｓｅ  ＲａｄｉｏによるＵＷＢ無線通信）について説明する。ＵＷＢ−ＩＲ方式での送受信波形や受信機のシステムについて説明する。ここでは、ＵＷＢでのデータ変調方式の代表としてＰｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＰＰＭ）方式の場合を説明する。
ＵＷＢ−ＩＲ方式の原理について説明する。送受信信号波形ＵＷＢ−ＩＲの送信機では、理想的なインパルス信号を作り出すことは出来ない為、ある程度の時間幅を持ったガウス波形（式１）を形成する。
2004077775.tif 000003
次にフーリエ変換で、ガウス波形の周波数分布を求めると、式（２）となる。
2004077775.tif 000004
例としてパルス幅時間τｍ＝０．４［ｎｓ］でのガウス波形とその周波数分布を図１、２に示す。
図２より、ガウス波形は低い周波数帯に電力が偏っている事が分かる。また、式（２）からパルス幅時間τｍが小さいほど周波数が高い周帯域まで信号電力も小さく拡散できることがわかる。
ＵＷＢ−ＩＲ方式では、搬送波を乗せずに作り出したガウス波形を直接アンテナから出力させる。ここで信号をアンテナから入出力する際に、一階時間微分の関係がある事を考慮しなければならない。
送信機中の信号をｗｔｘ（ｔ）、空間伝搬中の信号をｗｓｐａｃｅ（ｔ）、受信器中の信号をｗｒｘ（ｔ）とすると以下の式（３）
2004077775.tif 000005
という関係になる。また、図３は空間伝搬中の波形を示し、図４は空間伝搬中の波形の周波数分布を示している。
通常のＡＭ、ＦＭなどの狭帯域通信やＳＳなどのように正弦波の搬送波を用いて通信する方式は正弦波の微分が行なわれるだけなので結果的には位相が変化するだけだが、ＵＷＢ通信に用いられるガウス波形を微分すると波形が変化するとともにその周波数分布も変化する。この現象は搬送波を用いないＵＷＢ通信ならではの特徴である。よって空間伝搬中の波形は、ガウス波形の一階微分であらわされる。
2004077775.tif 000006
受信機中の波形は、ガウス波形の二階微分であらわされる。通常この波形をＵＷＢ通信ではモノサイクル波形と呼び式（５）で表され、図５は受信機中の波形を示し、図６は受信機中の波形の周波数分布を示している。
2004077775.tif 000007
次に、送受信機のシステムについて説明する。ここでは、ＵＷＢ−ＩＲ方式の代表的な変調方式であるＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式での送受信システムについて説明する。
図７はＵＷＢ無線通信方式における送信側のシステム構成を示す図である。
ｋ番目に数えることができるユーザの送信信号ｓｔｒは次式（６）によって表される。
2004077775.tif 000008
ただし、ｔ（ｋ）は送信器のクロックタイム、Ｔｆはパルス反復時間、Ｔｃはタイム・ホッピング（ＴＨ）のチップ長、ｃｊ（ｋ）はｋ番目ユーザのｊ番目のＴＨ系列、ｄｊ（ｋ）はｋ番目ユーザのｊホップ目の情報系列、ｗｔｒ（ｔ）は送信されたガウス波形である。
ｋ番目の送信器において、ｊ番目のパルスはｊＴｆ＋ｃｊ（ｋ）Ｔｃ＋δｄ［ｊ／Ｎｓ］（ｋ）の時間に送信され始める。
ここで各シフト時間の構成を次に挙げる。
（１）一定時間間隔のパルス列：Σωｔｒ（ｔ（ｋ）−ｊＴｆ）で表されるパルス列はＴｆ秒の間隔をもつガウス波形の列によって構成される。このようにパルスの幅よりも十分広い間隔をパルス間に用意している為、マルチパスの分解能は高くなる。
（２）疑似ランダムＴＨ：多元接続において（１）のように全てのパルスで衝突することがないように、ユーザごとに異なるＴＨ系列｛ｃｊ（ｋ）｝が与えられる。このホッピング系列｛ｃｊ（ｋ）｝は系列長Ｎｐの疑似ランダム系列で、各要素は０≦ｃｊ（ｋ）＜Ｎｈを満たすものとし、ＮｈＴｃ≦ＴｆとなるようにＮｈを定める。このＴＨ系列は（１）の場合の各パルスを（１）に加えてｃ（ｋ）ｊＴｃ秒付加的に時間シフトさせる。
（３）情報系列：データシンボルがｊ＝０から始まると仮定すると、データシンボルの順番はホッピング回数ｊを用いて［ｊ／Ｎｓ］と表される（ここで［ｘ」はｘの整数部分を表す）。ＰＰＭ方式ではデータシンボルが０の時は（２）の場合に時間シフトが付加されず、データシンボルが１の時はδｄ［ｊ／Ｎｓ］（ｋ）の時間シフトが付加される。
次に受信側のシステムについて説明する。
マルチパスのないＡＷＧＮ（白色ガウス雑音）環境で多元接続を行っているとして、Ｎｕのユーザが存在する場合の受信信号ｒ（ｔ）は次式で表される。
2004077775.tif 000009
ここでＡｋはｋ番目のユーザの送信機からの信号Ｓｒｅｃ（ｋ）（ｔ−τｋ）が受信機においてどれほど減衰しているかの値を示す。また、πｋは受信機のクロックとｋ番目ユーザの送信機クロックの非同期の値を示し、ｎ（ｔ）は他局間干渉以外の白色ガウス雑音の成分を表す。
理想的なチャネルとアンテナシステムでは送信波形ｗｔｒは、受信器のアンテナの出力ではｗｒｅｃに変化する。理想化されたモデルでは、受信波形ｗｒｅｃは図５の様に表される。解析を容易にするために、受信波形ｗｒｅｃは既知のものとし、マッチドフィルタを用いて受信する場合を示す。
ＵＷＢの受信器において同期が完全であると仮定する。また、ここでは説明を進めるうえでｋ＝１番目のユーザによって送信されたデータ復調について示す。図８はＵＷＢ無線通信方式における受信側のシステム構成示すブロック図である。
ＵＷＢの受信器は、Ｔｓ＝ＮｓＴｆの間で受信信号ｒ（ｔ）を観測し、ｄ［ｊ／Ｎｓ］（１）＝０  ｏｒ  １を決定する必要がある。つまり、送信情報がｄのときの受信信号
2004077775.tif 000010
においてｄ＝０  ｏｒ  １を判定する必要がある。他局間干渉成分や受信雑音成分はまとめて
2004077775.tif 000011
と表される。
次式（１０），（１１）に示すのはｄ（１）［ｊ／Ｎｓ］＝０、及びｄ［ｊ／Ｎｓ］（１）＝１のそれぞれの場合における相関器出力値である。
2004077775.tif 000012
ｗｒｅｃ（ｔ）は［０，Ｔｍ］の期間で０ではないので、ｖ（ｔ）は［０，Ｔｍ＋δ］において０ではない。式（１０），（１１）のαは受信信号ｒ（ｔ）に合わせて時間ホッピングした相関波形ｖ（ｔ）を用いてとった各パルスの相関値の合計値である。図５のモノサイクル波形を用いて得られる相関器において、テンプレート信号として用いられる波形ｖ（ｔ）を図９に示す。
多元接続数が増え、マルチユーザ受信が不可能となってくると他局間干渉による影響はガウス分布に近付いてくる。このような状況では、ｎｔｏｔ（ｔ）は白色ガウス雑音とみなされ、式（１０），（１１）は最適となる。
αは、
2004077775.tif 000013
と置き直すことができ、希望信号の相関器出力ｍ（ｄ［ｊ／Ｎｓ］（１）＝１の時）と干渉、受信雑音成分の相関器出力ｎｄはそれぞれ、式（１３），（１４）となる。
2004077775.tif 000014
ｍは付録Ａによって式（１５）で表される。
2004077775.tif 000015
また、ｍｐも付録Ａによって表される。
式（１４）は付録Ｂでさらに簡単に
2004077775.tif 000016
と表され、ｎ（ｋ）はｋ番目のユーザからの他局間干渉を表し、ｎｒｅｃはモノサイクル以外の原因による雑音を表す。より数学的な表現を付録Ｂの式に示す。
以上をまとめると、ＵＷＢ−ＩＲ通信におけるＰＰＭ方式での受信機では、図９の波形を持つ相関器に同期を合わせた受信信号が入力され、送信データによって正の出力または負の出力が出るので、０を閾値としてデータを判定するのである。
ＵＷＢ受信機におけるＳＮＲとビット誤り率について説明する。ＵＷＢ−ＩＲ方式における受信機中の相関フィルタ出力の信号成分対雑音成分電力比ＳＮＲは式（１７）
2004077775.tif 000017
と表される。この式の分子は式（１５）で表される。付録Ｃに示す通り、ｎ（ｋ）の平均は０である。式（１６）で示すｎｄは独立な平均０の乱数となるため、ｎｄの分散値ＩＥ｛｜ｎｄ｜２｝は式（１８）
2004077775.tif 000018
と表される。σｒｅｃ２は受信雑音の成分で、σａ２は付録Ｃで定義されている。
前記したように、多元接続数が増え、マルチユーザ受信が不可能になってくると他局間干渉はガウス分布に近付いてくる。式（１７）はこの近似を用いた理論式なので、マルチユーザ受信が可能な程度の多元接続数でのＳＮＲは、式（１７）のようにはならない。
希望局信号だけが存在する場合、つまりＮｕ＝１で多元接続しない場合のＳＮＲは式（１９）と表される。
2004077775.tif 000019
また、Ｎｕユーザで多元接続する場合のＳＮＲｏｕｔ（Ｎｕ）は式（２０）と表される。
2004077775.tif 000020
また、ＵＷＢ−ＩＲ通信でのＰＰＭ方式におけるビット誤り率は式（２０）を用いて式（２１）で表される。
2004077775.tif 000021
次に、本発明の第１の態様について説明する。第１の態様は、時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信おいて、単一パルスの時間軸上のパラメータを調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成するものである。単一パルスは、時間軸上において所定の関数で表すことができ、この関数中に含まれるパラメータを変更することにより所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
モノサイクル波形は式（５）で表され、周波数領域のｗｒｅｃ（ω）は式（２２）で表される。図１０はパワースペクトルの周波数特性を示している。
2004077775.tif 000022
ここで、式（２２）中のパラメータτｍを調整することにより、周波数特性を調整することができ、単一パルスの時間軸上のパラメータを調整することにより所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することができる。
次に、本発明の第１の態様の一例としてチャープ波形を用いた例について説明する。この例では、単一パルスをチャープ波形で形成し、このチャープ波形の出力の大きさを時間的に設定することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
以下、チャープ波形を用いた例について、チャープ波形を用いたＵＷＢ測距方法を例として説明する。
近年、情報通信技術を用いて人、道路、車両をネットワーク化することにより安全かつ効率的な交通環境を実現する高度交通システム（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｓｙｓｔｅｍ：ＩＴＳ）が注目されている。ＩＴＳの目的の一つとして交通事故の防止が挙げられる。交通事故防止のための要素技術には車車間、路車間の測距、道路状況把握、運転制御などがある。ここでは、特に車車間の測距に注目して行う。現在、車載用レーダとして４方式が規格化されている。代表的なものにはスペクトル拡散（Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：ＳＳ）、ＦＭ−ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｎｄｕｌａｔｅｄ  Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）がある。一方、非常に広帯域な信号を用いた通信・測距技術である、ＵＷＢ−ＩＲ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ−Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ）方式が注目を浴びている。車載レーダに求められる条件として、測定可能距離、距離分解能、対干渉性等が挙げられ、ＵＷＢ−ＩＲ方式はこれらの条件を満たすことができる。
ＵＷＢ−ＩＲ方式の問題点としては、測定可能距離を上げるために送信電力を上げると瞬時ピーク電力の増加が無視できなくなる。瞬時ピーク電力を大きくすることなく送信電力を大きくするためには時間的に長い信号の利用が考えられる。そこで、ここ文では、ＵＷＢ−ＩＲ方式で用いられるモノサイクル波形よりも十倍以上長い時間長を持ちつつ、モノサイクル波形と自己相関のピークの鋭さが同等という特性を持つチャープ波形をＵＷＢ測距方式に用いる。チャープ波形をＵＷＢ信号として用いると、波形の時間長がモノサイクル波形に比べ長く、ユーザ識別にＴｉｍｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇを用いるメリットが活かせない。このためユーザ識別方法として、使用帯域をいくつかに分割し、各周波数区間を帯域幅とするチャープ波形を分割した数だけ用意し、この波形をＰＮ系列に基づき、ユーザごとに異なる並べ方をして送信波とする方法を用いる。この方法を用いることで、送信瞬時ピーク電力を抑えつつ、ＵＷＢ−ＩＲ方式と同等の距離分解能を実現できる。
以下、計算機シミュレーションを用いて本発明の方法と従来のＵＷＢ−ＩＲの方法の測距性能の比較を行い、シングルユーザではＵＷＢ−ＩＲの方法と同等の測距誤り率を実現し、マルチユーザ環境においてはＵＷＢ−ＩＲの方法よりも測距誤り率が改善されることを示す。
はじめに、ＵＷＢ−ＩＲ測距方法について説明する。
図１１は測距の原理図を示している。電波をターゲットに向けて送信し、電波がターゲットから反射して戻ってくるまでの時間を測定し、その時間遅れからターゲットとの距離を算出する。このようにして測距は行われる。送信波をｓ（ｔ）、受信波をｒ（ｔ）とすると、ｒ（ｔ）はｓ（ｔ）よりΔＴ［ｓ］だけ遅延した信号ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ−ΔＴ）となる。ΔＴ［ｓ］は、電波の伝搬遅延時間である。そこで、受信波と相関波の同期をとることにより遅延時間ΔＴを検出し、式（２３）により距離Ｘ［ｍ］を求めることができる。
2004077775.tif 000023
但し、ｃ（＝３×１０８［ｍ／ｓ］）は光速である。
レーダ性能の理論式について説明する。
レーダにおいて同一方位にある距離の異なる目標を見分けられる最小の距離を距離分解能と言う。距離分解能ｄ（ｍ）は式（２４）で与えられる。
2004077775.tif 000024
ここでｃは光の速さ、τはパルス幅である。距離分解が不可能になる状況を図１２に示す。
受信信号電力が小さいと受信機が信号を検知できなくなるため、送信電力一定の元では距離による減衰を考慮して最大探知距離が存在する。これとは別に、測距信号を繰り返し送る時間間隔よりも信号が反射して戻って来るまでの時間が長いと、目標の距離を近くに見誤ると言う２次エコーの問題が発生する。このため、信号周期一定の元では２次エコーがぎりぎり起こらないような最大探知距離Ｒ（ｍ）が存在する。これは周期をＴとすると式（２５）で与えられる。
2004077775.tif 000025
ＵＷＢ方式は、超広帯域な帯域幅を持つ信号であり、高い伝送レートが実現可能であり、高い測距性能を持つ。光速をｃとした時、レーダの距離分解能ｄとレーダ信号の帯域幅ΔＦの間には、ｄ＝ｃ／２ΔＦｓという関係がある。これより、ＵＷＢ信号用いたレーダは高い距離分解能を得られる。
また、信号のスペクトル電力密度が広帯域に一様に低くなっているため、信号は雑音に埋もれ通信を行っていることがわかりづらく秘匿性がある。また、通信をしていることがわかっても信号がユーザ識別用のＰＮ系列で変調されているため使用しているＰＮ系列を推定できないと通信内容がわからなく、秘話性がある。
また、ＵＷＢ方式では、通信と測距は同一システムにより行える。これらの技術を必要とするＩＴＳ車車間通信測距に向いている技術と言える。
ＵＷＢ−ＩＲ方式は、発生したインパルス信号列をタイムホッピングにより変調する特徴を持っている。図１３は、ＵＷＢ−ＩＲ方式のシステム図を示している。
送信機について説明する。
（１）インパルス信号は、各タイムフレームに１つだけしか入ることしかできない。よって、インパルスジェネレータでは、タイムフレームＴｆの間隔毎にインパルスδ（ｔ）を発生する。ｊ番目のインパルスをδ（ｔ−ｊＴｆ）とする。また、パルスの発生回数をＮｓとする。
2004077775.tif 000026
（２）タイムフレーム毎に作成されたインパルスは、疑似ランダム系列で作られたＴＨ系列ｃｊに従ってそのタイムスロット分だけパネルが遅れる。ｃｊはｊ番目のＴＨ系列である、Ｔｃはタイムスロット幅だり、最大の遅れ幅はタイムフレームを越えないようにする。
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以上の流れを図１４，１５に示した。このように複数のパルスをタイムホッピングさせることで他ユーザとの衝突を回避し、識別できるようにしている。パルスの反復回数をＮｓとする。
受信機について説明する。受信機では基本的に送信機で行なう操作の逆の操作を行なう。送信機で生成されたインパルスは、実際には時間幅を持ったガウス波形である。ガウス波形は、送信アンテナ、受信アンテナを通る際に微分され、受信器中ではガウス波形を二階微分された形になっている。この波形はＵＷＢ方式において通常モノサイクル波形と呼ばれている。モノサイクル波形をｗ（ｔ）で表すこととする。
（３）受信機側では、受信した信号方ｆｒｅｃ（ｔ）のＴＨ系列は既知であるので、送信機で行なった作業（１），（２）をし、送信信号列のレプリカｆｒｅｃ（ｔ）を作成する。
2004077775.tif 000028
（４）送られてくる送信信号列と同期をとるために受信した信号ｆｒｅｃ（ｔ）と受信機で用意したｆｒｅｃ（ｔ）の相互相関をとる。
2004077775.tif 000029
この時の相互相関出力は図１６のようになる。
（５）相互相関出力のピークを検出し、その時間遅れτから目標物との距離を算出する。
ＵＷＢ−ＩＲ方式による測距は以上のような流れで行われる。
測距においては、パルス幅が狭いほど正確な時間を測定でき、距離分解能を向上させることができる。レーダの中で最もよく知られているものはパルスレーダである。パルスレーダはパルス１波を送信し、パルスが戻ってくるまでの時間から距離を求める。
これに対してＵＷＢ−ＩＲ方式では、まず用いるパルス自体が１ｎｓ以下の微小な幅であるので高い距離分解能を持つ。さらに複数パルスを伝送し、複数のパルス間隔をユーザ毎に異なるタイムホッピング系列により決定しているので、ユーザ分別が可能になっている。
自動車用レーダの目標条件について説明する。自動車用レーダの目標条件は、その使用目的に依存するが、基本的な条件として道路交通の現状にあった検知距離、測定精度等が挙げられる。車車間における自動車用レーダの目標条件としては、以下の表１に示す目標性能が設定されている。
2004077775.tif 000030
なお、自動車用レーダでは目標条件以上の距離に電波が到達することは、誤情報の増加の原因となるだけで望ましくない。使用場所、使用時間が特定できない上に混雑した道路上では、多数の車が接近して存在する可能性が高く、電波の到達距離は長過ぎないことが望ましい。
図１７は、車車間測距システム構成図を示している。測距システムは、図１７のように自車（測定者）と同一車線を走行している他車１台をターゲットとしている。受信側では、送信パルス列ｆ（ｔ）がターゲットに反射して返ってくる波であるｆｒｅｃ（ｔ）を受信し同期をとり距離を検出する。同期捕捉にはマッチドフィルタを用いている。マッチドフィルタ出力が最大となる時が同期時刻となる。
チャープ波形を用いたＵＷＢ測距システムについて説明する。前記したモノサイクル波形を用いたＵＷＢ測距方式において、モノサイクル波形をチャープ波形に置き換えることで実現する。
チャープ波による測距原理について説明する。はじめにパルス圧縮について説明する。幅の広い送信パルスを用いて，受信側でパルス幅を事実上狭める技術をパルス圧縮という。パルス圧縮には大別してリニアＦＭ方式と符号方式がある。
リニアＦＭ方式は図１８に示すように長い時間長Ｔのパルス内キャリヤを周波数幅ΔｆでＦＭ変調し送信する。受信側では送信周波数の増（減）方向と反対傾向で周波数に応じた遅延時間を有するパルス圧縮フィルタを通す。これにより図１９に示したような出力信号が得られる。パルス幅が１／Δｆに圧縮され、振幅は√（ＴΔｆ）倍に増大された出力になっている。パルス圧縮フィルタは、周波数に比例して遅延時間が変化する弾性表面波フィルタのような素子によって簡単に実現できる。このように、距離方向でＳＮ比を劣化させずに分解能を向上させる方法がパルス圧縮である。
次に、チャープ波形のパルス圧縮について説明する。リニアＦＭ方式のパルス圧縮に用いられる波形をチャープ波形という。この波形は一般的に次のように表される。
2004077775.tif 000031
ここでμは角周波数掃引率、ω０は中心角周波数、Ｔはチャープ信号の時間長である。またΔω（＝２πΔｆ）を角周波数掃引幅とするとμ＝Δω／Ｔの関係にある。
このチャープ波形をパルス圧縮フィルタに通すことで、パルス圧縮ができる。パルス圧縮フィルタはマッチドフィルタによって実現することができる。
パルス圧縮後の波形は
2004077775.tif 000032
となる。
式（３１）よりパルス圧縮処理後の出力波形は、圧縮前に比べピーク値√（ＴΔｆ）、パルス幅１／Δｆの信号となっていることが確認できる。また圧縮前後でＳ／Ｎ比は圧縮率丁Δｆだけ改善することになる。
これより、チャープ波形をパルス圧縮処理することで得られる分解能はパルス幅１／Δｆのパルス信号と同等になる。つまり、受信側では、モノサイクル波形をマッチドフィルタで受信した時と同じ出力が得られることになる。送信時はピーク電力を抑え、パルス時間長の長い波形を送ることができるのが特徴である。また、ピークの鋭さはチャープ波形の帯域幅のみに依存し、時間長には影響されない。
自己相関出力の比較を説明する。ここでモノサイクル波とその自己相関出力を図２０に、チャープ波とその自己相関出力を図２１に示す。波形の帯域は両者ともに３ＧＨｚ、電力は両者ともに正規化してある。送信波形の振幅は両者で大きく違うが、自己相関出力は同じ鋭さの出力になっていることがわかる。
パラメータの異なるチャープ波形の相関特性について説明する。チャープ波形は同じ周波数掃引率、同じ変調開始周波数をもった波形ならば鋭い相互相関出力を得ることができる。周波数掃引率、変調開始周波数が違った時、その相互相関出力はピークのない出力となる。
時間長の異なるチャープ波形の相関特性について説明する。ここで変調開始周波数と帯域幅を一定にして、周波数掃引率を変化させたときの、すなわち帯域幅を一定にして２つのチャープ波形の時間長の差を変化させた時の２波の相互相関出力のピーク値の変化を見る。
時間長の違う２つのチャープ波の関係を図２２に示す。ここでΔＴは、２波の時間長の差である。ΔＴの時間差を持った２つのチャープ波の相互相関出力のピーク値を求め、ΔＴの大きさと相互相関出力のピーク値の大きさの関係を図２３に示す。
図２３を見るとΔＴの絶対値が大きくなるほど、すなわちチャープ波２波の時間長の差が大きくなるほど相互相関出力はピークのない出力となることがわかる。
このように使用帯域が等しくても、時間長を変えると相互相関出力は低く抑えられる。
占有帯域の異なるチャープ波形の相関特性について説明する。次に、チャープ波形の時間長、周波数掃引率を一定として変調開始周波数を変化させたときの、すなわち時間長を一定にして２つのチャープ波形が異なる帯域を占有しているときの２波の相互相関出力のピーク値の変化を見る。
占有帯域の違う２つのチャープ波の関係を周波数遷移図を用いて図２４に示す。ここでΔｆｓｔは２波の変調開始周波数の差である。
Δｆｓｔの変調開始周波数差を持った２つのチャープ波の相互相関出力のピーク値を求め、Δｆｓｔの大きさと相互相関出力のピーク値の大きさの関係を図２５に示す。
図２５を見るとΔｆｓｔの絶対値が大きくなるほど、すなわちチャープ波２波の占有帯域が異なるほど相互相関出力はピークのない出力となることがわかる。このように、時間長が等しく占有帯域幅が異なる場合も、チャープ波形の相互相関出力は低く抑えられることがわかる。これは占有帯域が異なる場合は、波形が周波数的に直交しているためである。
本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰシステム構成について説明する。本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰシステム構成のブロック図を図２６に示す。ＵＷＢ−ＩＲ方式の場合は、ユーザごとに異なるＴπ系列を用いてパルスをタイムホッピングさせ、ユーザ識別を行う。
これに対し本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式では、タイムホッピングを行う代わりにユーザごとに異なる波形パターンを用意することでユーザ識別を行う。
ユーザ識別方法について説明する。ユーザを波形によって識別する場合、求められる条件としては、波形同士の相互相関値が低いこと、１波形の長さがタイムフレーム長を超えないこと、帯域幅が使用帯域を超えないことが挙げられる。
この条件を満たしつつ、互いに相互相関値の低い波形を用意する方法としては、
（１）チャープ波形の帯域幅を一定にして、時間長が異なるチャープ波形を複数用意する。
（２）チャープ波形の時間長を一定として、使用帯域を分割し別々の帯域を占有するチャープ波形を複数用意する。
が挙げられる。このうち、（１）の場合は、相互相関値の低いチャープ波形を用意するためには、時間長にある程度差を持たせなければならない。そして相互相関値の低いチャープ波形を複数用意しようとすると、さらに大きな時間差を確保しなければならない。このためチャープ波形の時間長が最大でタイムフレーム長Ｔｆに制限される今回の場合には十分な波形数を用意できないと考えられる。
これに対し（２）の場合はチャープ波形の時間長は一定であり、使用帯域は用意したい波形の数に分割して各チャープ波形に割り当てることができると考えられる。
そこで、ここでは（２）の方法を用いることにする。（２）の方法において、それぞれの波形は周波数的に直交している。
使用波形の設定について説明する。使用波形は以下の条件で設定する。
（１）波形の時間長はＵＷＢのタイムフレーム長と同じ
（２）１波あたりの帯域幅は使用可能帯域をＮ分割した幅とする
（３）波形のパターン数は、ＵＷＢ−ｉＲとの比較のためＵＷＢ−ＩＲのスロット数と同じとする。
この条件から１波あたりの帯域幅をΔｆｎ、使用可能帯域幅をＦ、用意する波形の個数をＮとすると、
2004077775.tif 000033
となる。
例えば使用帯域幅を３ＧＨｚとし、８波を用意する場合、１波あたりの帯域幅Δｆｎは
2004077775.tif 000034
である。
このときの８つの波形を図２７に示す。この波形をユーザごとに異なるパターンで組み合わせたものを送信波形とする。
送信機について説明する。
（１）タイムフレームＴｆごとにフレームクロックから信号が送られる。ｊ番目のタイムフレームではδ（ｔ−ｊＴｆ）となる。タイムフレームの反復回数をＮｓとする。
2004077775.tif 000035
（２）タイムフレームごとにユーザ識別用の擬似ランダム系列ｃｊに対応したチャープ波形が出力される。ｃｊはｊ番目の擬似ランダム系列である。
2004077775.tif 000036
ただしｓｃｊ（ｔ）は時間長Ｔｆのチャープ波形であり、中心周波数ｗｃｊはｃｊごとに異なる値が割り振られている。また、１タイムフレームＴｆの間で遷移する帯域幅はどのチャープ波形でも一定なので、周波数掃引率μは一定となる。
2004077775.tif 000037
以上の流れで本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式の送信波は生成される。
受信機について説明する。受信機ではＵＷＢ−ＩＲ方式と同じく送信機とは操作の逆の操作を行なう。
（３）受信機側では、受信した信号ｆｒｅｃ（ｔ）の擬似ランダム系列は既知であるので、送信機で行なった作業（１），（２）をし、送信信号列のレプリカ方ｆｒｅｃ（ｔ）を作成する。
2004077775.tif 000038
（４）送られてくる送信信号列と同期をとるために受信した信号ｆｒｅｃ（ｔ）と受信機で用意したｆｒｅｃ（ｔ）の相互相関をとる。
2004077775.tif 000039
この時の相互相関出力は図２８のようになる。
（５）相互相関出力のピークを検出し、その時間遅れ丁から目標物との距離を算出する。
本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式は以上のような流れで行われる。
ＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式の送信波形の比較について説明する。
ここで、ＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式との各ユーザの送信波形の比較をする。ＵＷＢ−ＩＲ方式と提案するＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式のマルチユーザ時の各ユーザの送信波形を図２９に示す。
このように２方式のユーザ分別方法を違うものとした。また１周期あたりの送信電力をそろえた場合、本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式はＵＷＢ−ＩＲ方式に比べ送信波形のピーク値が低く抑えられている。
本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ測距システムの性能評価について説明する。計算機シミュレーションを用いて提案方式の測距性能の評価を行い、ＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明のＵＷＢ−ＣＨＩＲＰ方式との比較を行う。
シミュレーション諸元を以下の表２に示す。
2004077775.tif 000040
ＵＷＢ−ＩＲ方式で使用するモノサイクル波形と本発明で使用するチャープ波形の帯域幅は３ＧＨｚとし、２方式間で等しくする。タイムフレームの反復回数Ｎｓは１０回と２０回の場合を試す。タイムフレームの反復回数を増やすとユーザを識別するための波形数が増えることになり、マルチユーザ時にユーザ分別能力に差が出ると考えられる。
測距において、距離を検出する場合の測距誤り率を以下の式（式３９）によって定義する。
2004077775.tif 000041
ここで、距離検出誤りとするのは、目標値からの誤差が３０ｃｍ以上となった時とする。
ユーザ識別方法について説明する。ＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の方式では、ユーザ識別の方法が異なる。２方式のユーザ識別方法の違いは、１タイムフレーム内の波形の配置方法の違いによる。以下の表３にＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の１タイムフレーム内の波形の配置方法を示す。
2004077775.tif 000042
シングルユーザ時の比較を行う。他車両が存在しない時の２方式の測距誤り率を図３０に示す。ＳＮＲ（信号電力対雑音電力比）は０ｄＢから２５ｄＢとした。
図３０を見ると、１ユーザ時においてタイムフレーム反復回数Ｎｓが同じ時ではＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の方式では差が見られないことがわかる。このことから、他車両が存在しないときのＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の方式の測距性能は等しいといえる。
これは使用している帯域幅が同じで、波形の持つ距離分解能が２方式で等しくなるためだと考えられる。
タイムフレーム反復回数が１０回と２０回のときで比較すると２０回の方が測距誤り率は若干悪くなっている。これはタイムフレーム反復回数が増えた分、１回の測距で使用する送信波の時間長が長くなり、最大測距可能距離が伸びたことになる。この結果、誤検出となる最大距離が増加したため、測距誤り率の比較ではタイムフレーム反復回数が２０回の方が結果が悪くなっていると考えられる。
マルチユーザ時の比較について説明する。
次に、マルチユーザ時におけるＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の方式の測距誤り率を求め、図３１に示す。他車両数は９とし、ＳＮＲは０ｄＢから２５ｄＢとする。またＳＩＲ（信号電力対干渉波電力比）は０ｄＢとする。
この結果他車両が存在する場合、タイムフレーム反復回数が１０回、２０回のとき共に本発明の方式はＵＷＢ−ＩＲ方式に比べ測距誤り率を改善できることがわかる。これはチャープ波を使用した場合は、８つの波形同士が周波数的に直交しているため、モノサイクル波を使用した場合に比べ誤った位置でのピークが立ちにくくなることによると考えられる。
タイムフレーム反復回数が２０回になるとユーザ分別能力が上がるため、ＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の方式ともにタイムフレーム反復回数が１０回のときよりも測距誤り率が改善されている。
Ｄ／Ｉ比を変化させた場合の比較について説明する。前述により、マルチユーザ環境下で本発明の方式の方が測距誤り率を改善できることがわかる。ここでは、Ｄ／Ｉ比（希望信号対干渉信号比）を変化させ、干渉波の数、電力が変化したときのＵＷＢ−ＩＲ方式と本発明の方式の測距誤り率について比較する。
ユーザ数が変化する時の比較を説明する。ユーザ数を変化させたときの測距誤り率を図３２に示す。ＳＮＲを１５ｄＢ、ＳＩＲを０ｄＢで一定としユーザ数を１から１０まで変化させる。この結果、ユーザ数が増えるほど本発明の方式とＵＷＢ−ＴＲ方式の測距誤り率に差が現れ、本発明の方式の測距誤り率の改善が顕著になることがわかる。本発明の方式で使用しているチャープ波形が周波数的に直交していることが特性改善にむすびついていると考えられる。
干渉波電力が変化する場合について説明する。干渉波電力を変化させたときの測距誤り率を図３３に示す。ＳＮＲを１５ｄＢに、他局数を１で一定としＳＩＲ，を０ｄＢから１０ｄＢまで変化させる。
この結果、他車両が存在する状況であるため、本発明の方式の方が測距誤り率を改善できているが、ＳＩＲの変化によってＵＷＢ−ＩＲ方式との測距誤り率の差が変化することはない。このことより、本発明の方式は他局電力の変化に対しては、格別な利点はみられない。
したがって、車車間ＵＷＢ測距システムにおいて、インパルスの代わりにチャープ波形を使用波形とすることで、送信時のピーク電力を抑えつつインパルスと同等の測距性能を得られる。また、マルチユーザ時においてはインパルスよりも測距誤り率を改善でき、その測距誤り率の改善は他局数が増えるほど顕著になる。
次に、チャープ波形を用いて、単一パルスの時間軸上のパラメータを調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する態様について説明する。
チャープ波形のスペクトル変形は、１ｎｓ間の波数を増やすか、時間幅をのばすことにより行うことが考えられる。
図３４は、時間幅を１００ｎｓに伸ばした一例である。図示されるように、１〜４ＧＨｚの間でスペクトルが均一に広げる変形を行うことができる。
また、チャープ信号の出力の大きさを時間的に抑制することにより、非希望周波数帯のスペクトルを抑えることができる。図３５は、この出力を時間的に打ち切る方法を説明する図である。図３５において、ｔ＝３０ｎｓ〜５０ｎｓの部分で出力を打ち切ることで、周波数軸で１．６ＧＨｚから２．５ＧＨｚの周波数帯域を抑える。この結果によれば、１．８ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚで周波数にノッチが現れている。
また、チャープ波形のスペクトル変形の他の方法として、チャープ波形の包絡線関数を変化させる方法について説明する。
チャープ波形は、位相変調関数を
θ（ｔ）＝２π（μｔ２／２＋ｆ０ｔ）
としたとき、送信波形ｓ（ｔ）は
ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｓｉｎ（θ（ｔ））  （０＜ｔ＜Ｔ）
となる。ａ（ｔ）は包絡線関数である。
この包絡線関数に窓関数を反転したものを用いる。ここで、ｔ＝３０ｎｓ〜５０ｎｓの間でハニング窓を反転したものを使用する。送信波形ｓ（ｔ）の包絡線関数をａ（ｔ）＝１から
Ｔ＝２０
ａ（ｔ）＝１−（１＋ｃｏｓπｔ／Ｔ）／２  （０＜ｔ＜Ｔ）
に変化させる。
このときの波形ｓ（ｔ）、包絡線関数ａ（ｔ）を図３６に示し、出力を図３７に示す。
上記のように、チャープ波形におい波形の出力を時間的に変化させることによりスペクトルを変化させることができる。チャープ波形は、時間領域で振幅の重み付けによりスペクトルを変化させることができるという利点がある。
また、周期を線形変調させる線形周期変調も考えられる。これによれば、周波数は直線的に遷移せずに時間の逆数に逆比例しながら減少させることができる。
また、チャープ波形のスペクトル変形は、チャープ波形にＰＮ系列を掛け合わせることで行うことができる。
図３８はチャープ波形のスペクトル出力である。このチャープ波形にＰＮ系列を掛け合わせると図３９となる。このＰＮ系列を掛け合わせたチャープ波形のスペクトル出力は図４０となる。
単にＰＮ系列を掛け合わせた場合には、図４０に示すように、帯域幅の広がりやサイドローブの広がりが発生し、他ユーザとの干渉の問題が生じる。これを抑制する方法として、例えば、自局信号を送信する前に１ビット分の時間において相関をとり続けることにより、干渉パルスのある位置を特定する方法、あるいは、自局信号を干渉パルスとヒットしない（ヒットする数が少ない）ように遅延させる方法がある。
次に、複数のパルスを組み合わせすることにより所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する第２の態様について説明する。
本発明の第２の態様は、複数の単一パルスを時間軸上に並べることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
本発明の第２の態様において、第１の形態として、同一の２つの単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成する方法があり、第２の形態として、パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる方法があり、第３の形態として、パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる方法がある。デュアルサイクルの２つの単一パルス間の間隔や、複数の単一パルスの各パルス幅や、複数の単一パルスの各パルス幅及び各波形を調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。これらの各形態によれば、任意の周波数にノッチ部を形成することができる。
また、第４の形態では、修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なるパルスを生成する。
はじめに、同一の２つの単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成する第１の形態について説明する。
この第１の形態では、２つのモノサイクルを組とするデュアルサイクルを用いる。このデュアルサイクルは式（３９）、（４０）で表され、図４１，４２で表される。
2004077775.tif 000043
τはモノサイクルの間の時間間隔である。
また、周波数領域では、デュアルサイクルはそれぞれ式（４１）、（４２）で表され、図４３，４４で表される。
2004077775.tif 000044
このように、モノサイクル（単一パルス）を時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することができる。
ここで、式（３９）をデュアルサイクル１とし、式（４０）をデュアルサイクル２とする。式（３９）、（４０）から減衰は二つのモノサイクル間の間隔に依存する。仮に既存の無線システムの中心周波数が減衰領域内にあれば、干渉を低減することができる。デュアルサイクル１を用いると、減衰は、ω＝（２ｎ＋１）π／τ（ｎは整数）のときに現れ、デュアルサイクル２を用いると、減衰は、ω＝２ｎπ／τ（ｎは整数）のときに現れる。
ここでω０を共存する無線システムの中心周波数とすると、デュアルサイクル１がτ＝（２ｎ＋１）π／ω０を満たし、デュアルサイクル２がτ＝２ｎπ／ω０を満たした場合には、干渉は減少する。
上記式からτが大きければ、減衰のバンド幅は小さくなる。共存する無線システムが多数ある場合には、全ての共存する無線システムの中心周波数に対して上記条件を満たす必要があり、τが大きくなり減衰のバンド幅が狭まる。
このモノサイクル（単一パルス）を時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成する方法によれば、既存のシステムに新たな構成を加えること無く構成することができ、ハードウエアを簡易な構成とすることができる。
次に、パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる第２の形態について説明する。
この第２の形態では、モノサイクルの周波数領域での式（２２）によれば、パワースペクトルのピーク周波数ωｐは、ωｐ＝√（８π）／τｍであり、ピーク振幅ＡｐはＡｐ＝√２・ｅｘｐ（−１）Ａτｍとなる。したがって、ωｐはτｍに比例し、τｍに逆比例する。また、モノサイクルの時間間隔はτｍに比例する。
つまりτｍによりωｐとＡｐを制御することができる。したがって、パワースペクトルにおいて、ωｐとＡｐを制御することにより減衰を調整することができる。
このように、異なる時間間隔のモノサイクルを重ねることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することができる。
次に、異なる時間間隔のモノサイクルを用いた干渉の低減について説明する。τｍ＝τｍ０のモノサイクルにおいてｗτｍ０（ｔ），Ｗτｍ０（ω）とする。パワースペクトルのピークの周波数をωｐｏとし、大きさをＡｐｏとする。
また、共存するシステムの中心周波数をω１としたとき、このω１で減衰するスペクトルを持つパルスを形成する。
はじめに、パワースペクトルのピークが周波数ω１で大きさがＷτｍ０（ω１）のモノサイクルωτｍ１（ｔ）を形成する。ここで、τｍ１＝√（８π）／ω１である。
ここで新たな波形ｗｄ１（ｔ）を形成する。
2004077775.tif 000045
パワースペクトル｜Ｗｄ１（ω）｜２  はω１で減衰する。
また、共存する他にシステムの中心周波数をω２としたとき、このω２で減衰するスペクトルを持つパルスを形成する。
パワースペクトルのピークが周波数ω２で大きさがＷτｍ０（ω２）のモノサイクルｗτｍ２（ｔ）を形成する。
2004077775.tif 000046
なお、以下の条件を満たすものとする。
ω２＜ω１
Ｗ２（ω１）≒０
図４５〜図４７は２．４ＧＨｚと５．０ＧＨｚの減衰例を示している。図４７では、２．４ＧＨｚと５．０ＧＨｚの減衰はほぼ０である。この波形を用いれば２．４ＧＨｚと５．０ＧＨｚに中心周波数を持つシステムの干渉を抑制することができる。上記条件が満足されていれば、より良好な減衰を得ることができる。
次に、パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる第３の形態について説明する。
この第３の形態では、パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせることにより、所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する。
ここで、波形ｗω０（ｔ）ｔと周波数特性Ｗω０（ω０）を用いる。
2004077775.tif 000047
ατｍはパルス間隔を定めるパルスである。式（４６）から、パワースペクトルのピーク周波数はω０であり、この式を用いることによりω０で減衰させることができる。
この式で表されるパルスにおいて、ατｍ及び／又はω０をパラメータとして波形を変形させることができ、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することができる。この波形生成は、単一パルスとすることも複数のパルスの組み合わせとすることもでき、パラメータの調整、及びパルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することができる。
ここで、中心周波数がω１とω２の共存する無線システムを仮定したとき、ω１とω２で減衰が生じる波形及び周波数特性は以下となる。
2004077775.tif 000048
2004077775.tif 000049
図４８〜図５２は２．４ＧＨｚと５．０ＧＨｚの減衰例を示している。図５２では、２．４ＧＨｚと５．０ＧＨｚの減衰はほぼ０である。この波形を用いれば２．４ＧＨｚと５．０ＧＨｚに中心周波数を持つシステムの干渉を抑制することができる。上記条件が満足されていれば、より良好な減衰を得ることができる。
次に、スペクトルマスクを満足する波形の形成について説明する。
例えば、米ＦＣＣでは伝送パワーについてＵＷＢに対する規定のガイドラインが示され、ＵＷＢの放射制限についてスペクトルマスクが示されている。
したがって、ＵＷＢによる通信ではこのスペクトルマスクを満たす波形を形成する必要がある。
前記した波形形成方法は、このスペクトルマスクを満たす波形の形成に適用することができる。
このスペクトルマスクでは、０．９６ＧＨｚ〜３．１ＧＨｚに厳しい制限がある。ここで、前記方法において、α＝１０．０、τｍ＝０．２８７７とすると、Ｗω０（ω０）のバンド幅はほぼ１ＧＨｚとなる。
ここで、０．９６ＧＨｚ〜３．１ＧＨｚの間で０．５ＧＨｚ間隔で減衰を形成することにより、０．９６ＧＨｚ〜３．１ＧＨｚのパワーを抑制することができる。この方法は、以下の式（４９）で表される。
2004077775.tif 000050
ここで、ｄはパルス間隔であり、ω１はパワー制限の開始周波数であり、ｋはモノサイクルを形成するパルス数である。
τｍ，ｄ，ω１等をパラメータとすることにより、パルス波形の周波数特性を規定されるスペクトルマスクに合わせることができる。
図５３〜図５６はこの一例である。図５３，５４はスペクトルマスクとパワースペクトル、及びパルス波形であり、図５５，５６は他のパラメータによるスペクトルマスクとパワースペクトルの例である。
次に、ＵＷＢ信号と既存のＳＳ信号とが共存する場合について説明する。
はじめに、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響について説明する。
モノサイクルの場合について説明する。ＵＷＢ信号１パルスが、ＳＳ受信機に与える干渉量σＩ２は以下の式（５０）で表される。
2004077775.tif 000051
ここで、ＴはＳＳ信号の１ビットの時間長、Ａは受信パルスの振幅、ｃ（ｔ）はＳＳの拡散系列、ｃｏｓωｃｔは搬送波を表し、ＮはＳＳ１ビット当たりのチップ数、ＴｃはＳＳチップの時間長、ＴｍはＵＷＢ１パルスの時間幅を表す。ＵＷＢ信号が加わったときのＳＳのＢＥＲ特性は、ＳＳ信号のＳＮＲの雑音電力に、１ビット当たりのパルスの本数分だけ上記式の干渉量を加えて計算することができる。
ここで、ＳＳ信号のＳＮＲは式（５１）で表される。
2004077775.tif 000052
ＴｆはＵＷＢの幅であり、ＳＳのＢＥＲは式（５２）で表される。
2004077775.tif 000053
また、ＤＩＲ、ＰＵＷＢ、Ｐｓｓは式（５３）、（５４）、（５５）で表される。
2004077775.tif 000054
以下の表４はシミュレーション条件を表す。
2004077775.tif 000055
図５７，５８はＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響のシミュレーション結果である。
同様に、デュアルサイクルの場合について、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響をシミュレーションすることができる。
以下の表５はシミュレーション条件を表す。
2004077775.tif 000056
図５９はＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響のシミュレーション結果である。
また、同様に、パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる場合について、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響をシミュレーションすることができる。
図６０は表５のシミュレーション条件を用いた、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響のシミュレーション結果である。
また、同様に、パルス幅と波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる場合について、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響をシミュレーションすることができる。
図６１は表５のシミュレーション条件を用いた、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響のシミュレーション結果である。
次に、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号から受ける影響について説明する。
モノサイクルの場合について説明する。ＵＷＢ信号１パルスが、ＳＳ受信機から受ける干渉量σＩ２は以下の式（５６）で表される。
2004077775.tif 000057
ここで、ＴはＳＳ信号の１ビットの時間長、Ａは受信パルスの振幅、ｃ（ｔ）はＳＳの拡散系列、ｃｏｓωｃｔは搬送波を表し、ＮはＳＳ１ビット当たりのチップ数、ＴｃはＳＳチップの時間長、Ｔｍ＋δはＵＷＢの相関器の時間幅を表す。ＳＳ信号による干渉が加わったときのＵＷＢのＢＥＲ特性は、ＵＷＢ信号のＳＮＲの雑音電力に、受信パルスの本数分だけ上記式の干渉量を加えて計算することができる。
ここで、ＵＷＢ信号のＳＮＲは式（５７）で表される。
2004077775.tif 000058
ＢＥＲは式（５８）で表される。
2004077775.tif 000059
また、ＤＩＲ、ＰＵＷＢ、Ｐｓｓは式（５９）、（６０）、（６１）で表される。
2004077775.tif 000060
以下の表６はシミュレーション条件を表す。
2004077775.tif 000061
図６２、６３はＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号から受ける影響のシミュレーション結果である。
同様に、デュアルサイクルの場合について、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号から受ける影響をシミュレーションすることができる。
以下の表７はシミュレーション条件を表す。
2004077775.tif 000062
図６４はＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号から受ける影響のシミュレーション結果である。
また、同様に、パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる場合について、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響をシミュレーションすることができる。
図６５は表７のシミュレーション条件を用いた、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号に与える影響のシミュレーション結果である。
また、同様に、パルス幅と波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる場合について、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号から受ける影響をシミュレーションすることができる。
図６６は表７のシミュレーション条件を用いた、ＵＷＢ信号が既存のＳＳ信号から受ける影響のシミュレーション結果である。
次に、修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なるパルスを生成する第４の形態について説明する。
ＵＷＢ−ＩＲ方式での変調方式の１つである２値ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｓｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式では、複数のパルスを全て時間シフトして１ビットを表現する方法が考えられている。しかし、より伝送速度を上げる、または誤り率を良くする目的で、同じ複数のパルス列で複数ビットを表現する多値化伝送方式の研究がＵＷＢの分野においても進んでいる。例えば、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式という多値伝送方式が、文献１６で提案されている。この方式では直交系列に合わせて１つ１つのパルスを時間シフトすることで各パルスが別々の情報を送信し、１シンボルで複数ビットの情報を伝送している。この方法によりＭ−ａｒｙＵＷＢ方式では、従来方式と伝送速度を揃えた条件においてマルチユーザ時の他ユーザのパルスとの衝突確率が従来方式より低くなる為、従来方式よりもビット誤り率（ＢＥＲ）を低くすることができる。
一方、ＵＷＢ通信に用いる素波形の形成に関する研究も、他システムとの干渉を避ける、ユーザ間の干渉を除去する等の目的で盛んに行われている。これまでに考えられたＵＷＢ通信用の波形の中の１つに、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ  Ｈｅｒｍｉｔｅ  Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌｓ（ＭＨＰ）に基づく直交波形というものがある。例えば、文献１３。
これはエルミート多項式を元に、次数が異なるもの同士が互いに直交するように作られた波形であり、この波形をＵＷＢ通信に用いた方式としてｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｐｕｌｓｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＯＰＭ）方式がある。例えば、文献１６。
この方式では、ＭＨＰの直交性を利用する為各ユーザに次数の異なる波形を割り当てることで、ユーザ間で同期のとれている状態ならば各ユーザのパルスを完全に同時に送信することで受信時に他ユーザのパルスの影響を完全に除去できることを考えている。しかし実際におこるアンテナの入出力の影響による波形の時間微分を考慮すると、ＭＨＰ波形の直交性は完全ではなくなり、このままの方式で他のユーザの干渉を完全になくすことは困難である。
そこでは、ＵＷＢ無線通信のマルチユーザ環境での干渉除去方式として受信時の波形を考慮した上で、通信環境に応じ、ＭＨＰ波形を用いたいくつかの方式を示す。これらのシステムの目的は非同期多元接続環境でのビット誤り率を従来より低減させることであり、その目的を達成する為に、ユーザ数に応じてＭＨＰ波形の割り当て方を変えることでマルチユーザ環境での他局間干渉を低減することと、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式と同様に多値化を行うことで同じ伝送速度におけるＢＥＲを低減させることの２つを示す。この２つの方式で、非同期多元接続時に“多値化ＵＷＢ伝送方式”の方が、ＢＥＲ特性が良くなることを示し、改めて本発明の方式とする。
先に示したＯＰＭ方式ではＭＨＰ波形をユーザの識別のみに用いていたが、本発明の方式ではまずＭＨＰパルスをデータ識別にも用い、複数の次数のＭＨＰ波形を用意することで１種のＭＨＰ波形が複数ビットを表すシステムを構成する。またユーザの識別は従来方式のＴＨ系列を用いた時間シフトによって行う。
ここでは、ＵＷＢの多値伝送方式について、例を挙げて簡単に説明し、その後ＵＷＢ用の波形として研究されているエルミート関数に基づくパルス系列について説明する。
多値化伝送について説明する。無線通信の分野では、例えばＰｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ（ＰＳＫ）変調においては２値（ＢＰＳＫ）に始まり、４値（ＱＰＳＫ）、８値（８ＰＳＫ）、さらにＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式では１６値、６４値、２５６値などといったような、同時に複数ビットの情報を伝送する多値変調方式が従来用いられている。
ＵＷＢにおいても、ＰＰＭ（パルス位置変調）による０ｏｒ１の２値伝送だけではなく、１シンボルでより多くの情報を送り、伝送速度を向上させる研究が行われている。ここではその多値化ＵＷＢ方式の一例としてＭ−ａｒｙＵＷＢ方式同について説明する。
Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式ＳＳ通信において、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳＭＡという技術が知られている。例えば、文献１８がある。
これは各ユーザにＭ（＝２ｋ）個の異なるＰＮ（擬似雑音）系列を割り当て、ユーザはその中から送信したいｋビットのデータに対応したＰＮ系列を拡散系列として用いて信号を送信し、受信側ではＭ個のＰＮ系列に対応した相関器を用意し、最大相関出力に対応するデータを復調する方式である。この方式ではＮｕユーザが存在する環境では、Ｎｕ×Ｍ個のＰＮ系列が必要となるが、１シンボルでｋビット送信できる為、伝送速度が向上する。
この考え方をＵＷＢ通信に適用した方式がＭ−ａｒｙＵＷＢ方式である。この方式では、各ユーザはＭ（＝２ｋ）個の異なる直交系列の符号語に合わせて１つ１つのパルスを変調しそのパルス列をＴＨさせて送信する。１シンボルの複数のパルス全てに同じ情報を乗せて送信する従来方式に対してＭ−ａｒｙＵＷＢ方式では、複数のパルスに違う情報を乗せる方式である。その結果、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式はＵＷＢの持つ秘話性、秘匿性を持ったままＭ−ａｒｙの持つ周波数利用効率のよさも持った方式となる。さらに、同期はタイムホッピング（ＴＨ）系列でとるのでＭ−ａｒｙの同期のとりにくさも解消され、多元接続のための系列にはＴＨ系列・情報を表す系列にはＷａｌｓｈ系列（直交系列）と違う系列を使うため、１ユーザが大量の系列を占有することもない。このように、Ｍ−ａｒｙの持つ欠点を解消している。
続いて、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式の送受信システムについて説明する。
Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式の送信機のブロック図を図６７に示す。Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式では入力ｋビットのＭ＝２ｋの状態に対応してＭ＝２ｋ個のＷａｌｓｈ系列の中から１つを選ぶ。選ばれた系列がＭ個の内のｉ番目の系列だとしてその系列のｊ番目の値（１か０）をｃｗａｌｓｈ（ｉ，ｊ）とする。さらに次の１ビットの入力直をｄＭ＋１とすると、１シンボルで送信される第１番目のユーザの送信波形Ｓｔｒ（１）（ｔ）は次の式（６２）で表される。
2004077775.tif 000063
従って受信信号ｒ（ｔ）は以下の式（６３）で表される。
2004077775.tif 000064
受信機のブロック図を図６８に示す。受信側では、式（６４）
2004077775.tif 000065
と定義し、さらに送信側で用いたＷａｌｓｈ系列の０を−１に変えた系列ＣＷａｌｓｈ（ｉ，ｊ）を用いて以下の式（６５）
2004077775.tif 000066
の中から絶対値が最大のものを判別し、さらにそれが＋か一かも判別する。このような方式で系列長Ｍ＝２ｋのウオルシュ系列をＭ個用意し、その系列に合わせてパルスを変調したものとその系列の０，１を入れ替えた系列に合わせてパルスを変調したもの、計２×Ｍ個の中から１つを選んで送信することで、１シンボルで（Ｋ＋１）ビット伝送を行うことができる。
Ｍ−ａｒｙＵＷＢのＥｂ／Ｎ０とビット誤り率について説明する。Ｍ−ａｒｙＵＷＢのＳＮＲは、従来方式（２値ＰＰＭ）のＵＷＢと同様に式（６６）
2004077775.tif 000067
と表される。
しかし、従来方式では出力結果として＋か一かを判定すればいいが、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式では同時に複数ビット送信し、受信側で全ての系列と相関をとり、どの系列との相関値が最大かを判別する必要がある。そのため同じＳ／Ｎで比較してもＭ−ａｒｙＵＷＢ方式のほうがＢＥＲが当然悪くなるので公平な条件で比較するためにＥｂ／ＮｏでＢＥＲを比較する必要があり、１シンボルで同時に送信するビット数をｋ＋１ビットとすると、式（６７）
2004077775.tif 000068
と定義される。
またＭ−ａｒｙＵＷＢ方式での受信時にＭ＝２ｍ個の系列の中から系列を誤って選ぶ確率Ｐｅは、式（６８）
2004077775.tif 000069
と表される。例えば、前記した文献１８に示される。
このＰｅとＥｂ／Ｎｏ、さらに式（１５）を用いて、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式のＢＥＲは以下式（６９）のように表される。
2004077775.tif 000070
次に、修正エルミート多項式に基づく直交するパルス波形について説明する。
エルミート多項式を次数が異なるもの同士直交するよう修正した関数を用いてｕｗＢ通信用のパルスを形成する文献として、例えば、文献１３〜１５がある。
ここではＭｏｄｉｆｉｅｄ  Ｈｅｒｍｉｔｅ  Ｐｏｌｙｎｍｉａｌｓ（ＭＨＰ）パルス波形の生成法とその特徴について説明する。
修正エルミート多項式の生成について示す。従来知られているエルミート多項式は、以下の式（７０）で表される。
2004077775.tif 000071
例としてｎ＝１からｎ＝８までを式（７１）に示す。
2004077775.tif 000072
この式の形では、次数の異なるエルミート関数同士がすべて直交するわけではないので、このエルミート関数に直交性を持たせるよう修正した式が以下の式（７２）になる。
2004077775.tif 000073
この修正エルミート多項式（Ｍｏｄｉｆｉｄ  Ｈｅｒｍｉｔｅ  Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌｓ）には以下の式（７３）のような関係がある。
2004077775.tif 000074
この修正エルミート関数を利用し、生成した複数の次数の異なるＭＨＰパルスを時間軸上でみると図６９、７０のようなパルス波形になる。また、図６９，７０の周波数特性は、図７１，７２のようになる。
このように、修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なるパルスを生成することができる。
ＭＨＰパルス波形の特徴ＭＨＰパルス波形には以下に挙げる特徴がある。
次数の異なるパルス波形同士は、時間的に波形の中心がちょうど重なっているとき直交である。次数が異なっても、パルス波形の時間幅はほとんど変化しない。次数が高くなるにつれ、パルス波形の中心周波数は高周波数になる。次数が高くなるにつれ、パルス波形の自己相関関数はピークが急峻になる。２つのＭＨＰパルス波形は、次数が離れているほど相互相関関数が自己相関関数のピークに比べ全体的に値が小さくなる。
これらの特徴からＭＨＰ波形をＵＷＢ通信に用いる場合に、次数の高い波形の方が同期捕捉能力や測距能力が高いと考えられるが、Ｔｉｍｉｎｇ  Ｊｉｔｔｅｒによる受信時の同期ずれの影響に対し敏感であるとも考えられる。
ＭＨＰパルス波形の受信機内の波形とその性質について説明する。前記した文献には、ＭＨＰ波形の特徴を生かしたＵＷＢ通信方式がすでに提案されている。しかしそれらの文献では、アンテナの入出力時におこる波形の変形は考慮されていない。
この送信波形にＭＨＰ波形を用いた場合の受信機中の波形とその周波数特性について示す。
式（３），（１２）より、次数ｎのＭＨＰパルスの受信機中の波形は次式（７４）で表される。
2004077775.tif 000075
この時（受信機中）の時間波形は図７３，７４のようなパルス波形に変形している。図７３は受信機中のＭＨＰ波形（０〜３次）であり、図７４は受信機中のＭＨＰ波形（４〜７次）である。また、図７１，７２の周波数特性は、図７５，７６のように変化する。
これらのＭＨＰの受信波形は前節で述べたＭＨＰの特徴をほとんどそのまま持っているが、最も重要な特徴である次数の異なる波形間の直交性が、変化してしまう。実際に受信時の電力を正規化したＭＨＰ波形の時間的にちょうど重なる時の相互相関値を調べた表を以下の表８に示す。
2004077775.tif 000076
結果をまとめると、受信ＭＨＰ波形には以下に挙げる特徴があることがわかる。
次数の異なる受信ＭＨＰ波形２波が時間的にちょうど重なっているとき、その２つの波形の次数が奇数次同士、または偶数次同士でなければ直交である。また、２つの波形の次数が奇数次同士、または偶数次同士でも次数が５以上離れている時は直交である。
次数の異なる受信ＭＨＰ波形同士が奇数次同士、または偶数次同士の時、片方の波形の次数をηとするとｎ＋２，ｎ−２次の波形とは大きな負の相関を持つ。またその相関値はηが小さいほど絶対値が大きくなる。
次数の異なる受信ＭＨＰ波形同士が奇数次同士、または偶数次同士の時、片方の波形の次数をｎとするとｎ＋４，ｎ−４次の波形とは小さな正の相関を持つ。またその相関値はｎが小さいほど絶対値が大きくなり、ｎ次の波形に対するｎ＋２（またはｎ−２）次の波形との相関値より絶対値が小さい。
スペクトル電力の直流成分がなくなり、低周波成分も小さく抑えられる。
次数が異なっても、受信ＭＨＰ波形の時間幅はほとんど変化しない。
次数が高くなるにつれ、受信ＭＨＰ波形の中心周波数は高周波数になる。
次数が高くなるにつれ、受信ＭＨＰ波形の自己相関関数はピークが急峻になる。
２つの受信ＭＨＰ波形は、次数が離れているほど相互相関関数が自己相関関数のピークに比べ全体的に値が小さくなる。
以上で述べたように、受信ＭＨＰ波形では直交性に関して変化が起こるが、その他の性質はほぼ元のＭＨＰ波形そのままである。よって直交性を利用してＵＷＢ通信を行うことを考える場合、ここで述べた性質を考慮することが非常に重要である。
次に、修正エルミート波形を用いた多値化によるＵＷＢ−ＣＤＭＡ伝送方式について説明する。ここでは、ＭＨＰ波形をＵＷＢ通信の送信波形として用いる方式で、従来方式より非同期接続環境でのビット誤り率を低減できる方式を、環境（同一チャネル内ユーザ数）に応じていくつか示し、それらのシステムの説明・比較を行う。
ＭＨＰを用いた多値化伝送方式について説明する。前記した文献１５では、ＭＨＰ波形をユーザ識別の為に用いて、波形同士の直交性からユーザ同期時の干渉除去を行うことを考えている。しかし、上記したように実際は受信時に波形（性質）が変化してしまう上に、ユーザ間非同期時には特性が悪化する。そこで、ＭＨＰ波形を送信波形として用いる方式として受信時の性質まで考慮した方式を示す。
本発明の方式の目的の一つについて説明する。ＭＨＰ波形は異なる次数同士が直交する性質を持っている。また、受信ＭＨＰ波形は直交だけでなく負の相関、正の相関関係も持つ。よって、各ユーザに異なる波形を割り当てて同時に通信を行うことで他局間干渉を除去する方式では、ユーザ同期時でないと特性が悪化してしまうため非同期多元接続通信には有効でないと考えられる。
そこで、ＭＨＰ波形の使用法として多値伝送方式に用いた場合について示す。ユーザは異なる次数Ｍ＝２ｋ個の波形の中から送信したいＫビットのデータに対応する１種のＭＨＰ波形を選び、送信する。受信機ではＭ個の異なる次数の受信ＭＨＰ波形に合わせたテンプレート波形を持つ相関器を用意し、その各相関器の出力の中から最大出力となるものを選び、その相関器に対応するデータを復調する。このシステムは前記したＭ−ａｒｙＵＷＢと非常に似たシステム構成となる。
また、ユーザの識別は従来方式でも使用されている、ユーザ固有のＴＨ系列に合わせた時間シフトを各パルスに施すことにより行う。
このようにパルス列に複数ビットを割り当てることにより、Ｍ−ａｒｙＵＷＢ方式と同じように伝送速度を揃えたときの他局間干渉が低減され、ビット誤り率を下げることができる。
送受信システムの一構成について説明する。多値化ＵＷＢ伝送方式の送信ブロック図を図７７に示す。図７７はＭＨＰ波形を用いた多値化伝送方式の送信側のシステム構成図である。
この方式では、まず送信データに応じて送信する波形の次数を決定し、そのユーザの持つＴＨ系列に合わせたタイミングで決定した次数のＭＨＰパルスを送信する。従って１番目のユーザの送信信号Ｓｔｒ（１）（ｔ（１））は次式（７５）で表される。
2004077775.tif 000077
ただしｔ（１）は送信器のクロックタイム、Ｔｆはパルス反復時間、Ｔｃタイム・ホッピング（ＴＨ）のチップ長、ｃｊ（１）はｋ番目ユーザのｊ番目のＴＨ系列、ｗｔｒｎ（ｔ）は送信された次数ｎ（＝０，１，．．．，Ｍ−１）のＭＨＰパルス波形である。
また、この時の受信信号は次式（７６）で表される。
2004077775.tif 000078
ここでＡ１番目のユーザの送信機からの信号Ｓｒｅｃｎ（１）（ｔ−τ１）が受信機においてどれほど減衰しているかの値を示す。また、τ１は受信機のクロックと１番目ユーザの送信機クロックの非同期の値を示し、ｎｔｏｔ（ｔ）は他局間干渉と受信白色ガウス雑音を合わせた成分を表す。また、受信時はアンテナ入出力時の時間微分の関係により、波形が次数ｎの２階微分ＭＨＰ波形ｗｒｅｃｎ（ｔ）に変化する。
受信器において同期が完全であると仮定し、説明を進めるうえでｋ＝１番目のユーザによって送信されたデータ復調について考えるものとする。受信機ブロック図を図７８に示す。
受信機では、送信側で用いた０からＭ−１次までのＭＨＰ波形の２階微分波形をテンプレート波形として全て（Ｍ個）用意し、それぞれを受信ユーザのＴＨ系列に合わせた時間シフトさせる。それらと受信信号の相関を取り、Ｍ個の相関器出力の中から最大相関出力となる相関器に対応するデータを受信データとして復調する。
次に、ＭＨＰを用いた他局間干渉低減方式について説明する。前記文献１５でＭＨＰ波形を用いたユーザ同期時の他局間干渉除去方式が提案されている。しかし、非同期通信時はこの方式では他局間干渉を除去できないことを前記している。ここでは、非同期通信での他局間干渉の除去の為に、ＭＨＰ波形の直交性ではなく次数の違いによる相互相関の絶対値の低さに注目し、新しい他局間干渉除去方式を示す。
この方式の別の目的について説明する。ＭＨＰ波形（受信ＭＨＰ波形）の性質を生かす多値化伝送方式とは別の方法として、やはりユーザに異なる波形を割り当てる方法も考えられる。しかし、非同期多元接続時のＢＥＲを低減することが目的なので、ただ直交する波形をそれぞれに割り当てるというだけではなく、ＴＨ系列による時間シフトも併用する方式を示す。
さらに、この方式では、ユーザ非同期時のＢＥＲ特性を良くする為に、各ユーザには全てのパルス時間ずれ衝突に対して相関の比較的低い波形を割り当ててやることで、パルス衝突時の干渉を従来方式よりも減らすことを目的としている。またデータ変調は、ユーザに複数のパルスを割り当てて、ＰＳＭ（パルス波形変調）により行う。
この方式の上記目的に対応した送受信システムについて説明する。
この方式では、各ユーザにそれぞれあらゆる時間ずれに対して相互相関の小さい波形をそれぞれ割り当てることで、パルス衝突時の他局間干渉を低減する。受信ＭＨＰ波形では、次数が離れているほど相互相関が小さくなる性質があるので、ユーザにそれぞれ次数の離れたＭＨＰ波形を割り当てることで、前記した非同期多元接続環境での他局間干渉低減を実現する。
このシステムでの送受信システムは前記した送受信システム（図７７，７８）とほぼ同じである。異なるのは、各ユーザが異なる波形を用いる為、送信時に選ぶ波形の次数がユーザによって異なるという点である。
また各ユーザには複数の波形を割り当て、それらの波形にデータを対応させＰＳＭにより通信を行うことを考えるが、１人のユーザに割り当てる波形同士は時間ずれが０の時の性質のみを考えれば良く、あらゆる時間ずれに対して相互相関の小さい波形を割り当てる必要はない。これは受信時にあるユーザの信号の同期がとれているとするとそのユーザの持つテンプレート波形とは、時間ずれなしで相関をとることができると考えられるからである。
そこで、１人のユーザに割り当てる波形を決定する時の基準（ルール）を以下のように決める。
（１）１ユーザに最低でも２つのＭＨＰ波形を割り当てる。その２つの波形は片方の次数をηとした時、もう１つの波形の次数はη＋２で表される波形の組である。
（２）異なるユーザは必ず別々のＭＨＰ波形（の組）を割り当てられる。複数のユーザが同じ次数のＭＨＰ波形を使うことはない。
（３）異なるユーザはできるだけ次数の離れた波形（の組）を使う。ユーザ数が多くなってきた場合は、同じ波形さえ使わないならば、多少次数が近くてもよい。
このシステムでの干渉低減のイメージを図７９に示す。
次に、計算機シミュレーションによる性能評価について説明する。本発明の方式の評価を計算機シミュレーションにより行う。受信機では、希望ユーザの信号と同期がとれていると仮定してシミュレーションを行い、結果を次に示す。
環境毎の提案方式の比較について説明する。まず、使用できるＭＨＰ波形の次数を固定（０次〜１５次）し、ユーザ数を変えた非同期多元接続環境においてビットレート・ビット当りの送信電力を一定とした時の最適な（最もＢＥＲの低い）方式を調べる為、計算機シミュレーションによる比較を行う。
ここで比較する本発明のシステムをユーザ数毎に説明する。ただし前記した多値化ＵＷＢ伝送方式（ａ方式とする）ではユーザ数により１人のユーザが使用する波形の次数、多値数などは変わらない。以下に他局間干渉低減方式（ｂ方式とする）を適用する場合の具体的な説明を示す。
はじめに、２ユーザの場合について説明する。ユーザ１には次数０，２次の波形を、ユーザ２には次数１３，１５次の波形を割り当てる。各ユーザは割り当てられた２つの波形にそれぞれ０，１のデータを対応させ、伝送する。受信側ではユーザ１用には０，２次の受信ＭＨＰ波形をテンプレート波形として用意し、相関出力を比較して受信波形の次数を決定しデータを復調する。ユーザ２に対しても同様である。
次に、４ユーザの場合について説明する。ユーザ１には次数０と２、ユーザ２には次数４と６、ユーザ３には次数９と１１、ユーザ４には次数１３と１５のＭＨＰ波形をそれぞれ割り当てる。後は、前記と同様に割り当てられた波形にそれぞれ０，１のデータを対応させて伝送し、受信機では受信波形に合わせたテンプレート波形との相関により送信データを判別する。
次に、８ユーザの場合について説明する。ユーザ１に次数０，２、ユーザ２に次数１，３、ユーザ３に次数４，６、ユーザ４に次数５，７、ユーザ５に次数８，１０、ユーザ６に次数９，１１、ユーザ７に次数１２，１４、ユーザ８に次数１３，１５のＭＨＰ波形をそれぞれ割り当てる。変復調方式は前記と同様に行う。
シミュレーションの条件の緒元を以下の表９に示す。
2004077775.tif 000079
図８０に示す、比較シミュレーション結果のように、２，４，８ユーザ時全ての場合において多値化伝送方式（ａ）の方が、他局間干渉低減方式（ｂ）よりＢＥＲが低くなる。これは多値化伝送を行うことにより、伝送速度を変えずにパルスの反復回数やタイムフレーム長を長くすることが可能である為、パルスの衝突確率を低くできる多値化伝送方式の方が、ヒットした時の干渉を低く抑える他局間干渉低減方式よりも効果が大きいからであると考えられる。
以上の結果より、非同期多元接続においてＭＨＰ波形を用いたＵＷＢ通信方式、多値化ＵＷＢ−ＣＤＭＡ方式として、（ａ）の多値化伝送方式がより有効である。  次に、従来方式と本発明の方式の比較シミュレーションの結果を示す。
ここでは、本発明の方式であるＭＨＰ波形を用いた多値化ＵＷＢ−ＣＤＭＡ伝送方式と従来方式とのＥｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性の比較を行う。従来方式としては、２値ＰＰＭ方式とＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式を用いる。全ての方式において、ユーザ数・ビットレート・パルス幅を揃え、本発明の方式とＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式は多値数を揃えた条件で比較を行う。
シミュレーションの条件の緒元を以下の表１０（１）、１１（２）に示す。
2004077775.tif 000080
図８１に示す従来方式とＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式との比較シミュレーション結果で示すように、提案方式は２値ＰＰＭ方式・Ｍ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式と比較して１ユーザ時、１０ユーザ時共に良好なＢＥＲ特性を示している。
１ユーザ時はＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式と同様に、１シンボルで１ビット送るＢＰＰＭよりも多値数が多いほどＢＥＲ特性が良くなる。これは受信時に送信データ以外に対応する相関器出力が０もしくは負の相関である為、多値数を増やすほど高Ｅｂ／Ｎｏ時の１ビット誤る確率は低くなるのである。また、本発明の方式とＭ−ａｒｙ／ＵＷＢで約１ｄＢの差が見られるが、これは反復している各パルスをＰＰＭ変調しているＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式で、送信データに対応する相関器１つ分の相関出力のＳＮＲが受信時（相関器入力前）のＳＮＲより１ｄＢ低くなるからである。  本発明の方式では、送信データに対応する相関器１つ分の相関出力のＳＮＲが受信時（相関器入力前）のＳＮＲと同じであるので、Ｍ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式より１ｄＢだけ特性が良いのである。
また、１０ユーザ時の特性の差は、パルスの反復回数とタイムフレーム長によって出たものである。本発明の方式では、ＢＰＰＭ方式と同じフレーム長で、多値数の分だけ反復回数を増やしている。これに対し、Ｍ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式では多値数ｋに対して反復回数が２ｋ−１回必要な為、前述した２つの方式よりもタイムフレームが狭くなっている。よってユーザ数に対し、十分なフレーム長が確保できていれば良いが、伝送速度を速めようとすると、このシミュレーション結果のようにパルスの衝突確率が他方式より高くなり、多ユーザ時の特性の悪化が大きいのである。
本発明の方式では、反復回数に制限がない為ユーザ数に合わせたフレーム長を用意することでマルチユーザ環境での特性の劣化を抑えることができるのである。
次に、本発明の方式の同期ずれに対する耐性について説明する。
ここでは、信号受信時のＴｉｍｉｎｇ  Ｊｉｔｔｅｒの影響について説明する。
はじめに、修正エルミート波形の自己相関について説明する。これまでのシミュレーションでの比較において、受信機では希望信号との同期がとれていると仮定してきた。しかし、実際に起こりうる現象として、同期がとれた後も本来の希望タイミングから希望信号が時間的に多少ずれて受信することがある。このような場合本来の希望タイミングで受信した場合と比べ、ビット誤り率の劣化が考えられる。本発明の方式では、数種類のＭＨＰ波形を用いており、受信波形は従来用いられるモノサイクル波形より複雑な波形となる。そこで、同程度の同期ずれが起こった場合でも、従来方式と本発明の方式では特性の劣化具合の違いが見られると考えられる。以下、従来方式と本発明の方式では特性の劣化具合の違いについて説明する。
まず、受信ＭＨＰ波形の自己相関関数を図８２に示す。
前記したように、受信ＭＨＰ波形では高次の波形ほど自己相関関数のピーク付近が急峻になる性質がある。
そこで計算機シミュレーションにより、従来方式と提案方式で同期ずれに対しての特性の劣化具合について説明する。今回、同期ずれの幅を［−０．０１ｎｓ：０．０１ｎｓ］，［−０．０２ｎｓ：０．０２ｎｓ］，［−０．０５ｎｓ：０．０５ｎｓ］，［−０．１ｎｓ：０．１ｎｓ］と変えた時の、ＢＥＲの変化をシミュレーションにより求める。
シミュレーションの条件の緒元を以下の表１２に示す。
2004077775.tif 000081
図８３の本発明による同期ずれの影響によるＢＥＲの変化ｎシミュレーション結果、及び図８４のＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式での同期ずれの影響によるＢＥＲの変化に示すように、モノサイクル波形のみを用いるＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式では、０．０１，０．０２ｎｓ程度の同期ずれが起こる場合でもＢＥＲに大きな変化はなく、０．０５，０．１ｎｓ程度の同期ずれになってくると大きくＢＥＲが悪化する。一方、ＭＨＰ波形を用いた本発明の方式では、０．０１ｎｓの同期ずれが起こる場合でも、同期ずれなしの場合と比較して大きくＢＥＲが悪化してしまい、さらに同期ずれの時間幅が広くなると、ＢＥＲは送信電力を上げてもほとんど下がらなくなってしまう。
したがって、修正エルミート波形を用いたＵＷＢ−ＣＤＭＡ伝送方式を２つのアプローチにおいて、「ＭＨＰ波形を用いた多値化ＵＷＢ伝送方式」がより非同期多元接続時に特性が良い。この本発明の方式では、受信時の波形の変形も考慮にいれ、ＭＨＰ波形を用いた時にその特性を利用した多値伝送を行うことで、既存の多値化方式であるＭ−ａｒｙ／ＵＷＢ方式よりＥｂ／Ｎｏに対するビット誤り率特性において優れた特性を得ることができる。
しかしながら、この比較においてパルスの時間幅を揃えた条件は使用帯域幅が異なり、本発明の方式は従来方式よりも広い帯域を使用していたことも、良い特性が得られた一因であると考えられる。
また、Ｔｉｍｉｎｇ  Ｊｉｔｔｅｒの影響による同期ずれを考慮した時に、この方式は特性の劣化が激しいという問題点も含んでいる。
次に、本発明の第３の態様について説明する。第３の態様は、時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信おいて、所望の周波数特性を周波数領域で展開し、展開した周波数領域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルスを組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
前記したように、現在様々な無線通信方式が存在し、それぞれのシステムは他システムへの干渉にならないようそれぞれが異なる周波数帯域を割り振られている。しかしながらＵＷＢの使用周波数帯域幅は数ＧＨｚにもなるためにＵＷＢ方式は既存の無線通信システムと周波数帯域を共有することが前提となる。よって従来の狭帯域無線通信との干渉をいかに押さえるかがＵＷＢの課題として挙げられる。例えば、２００２年２月米国連邦通信委員会（ＦＣＣ：Ｆｅｄｅｒａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）はＵＷＢが及ぼす他システムへの干渉を抑制するために送信電力制限を公開している。これによると、ＵＷＢは２つの帯域［０−０．９６ＧＨｚ］，［３．１−１０．６ＧＨｚ］で最大出力が−４１ｄＢｍ／ＭＨｚに制限され、他の帯域ではその１／１００程度の出力しか許可されていない。現在２．４ＧＨｚ帯周波数を使用するスペクトル拡散方式の無線ＬＡＮでは電波の送信制限は１０ｄＢｍ／ＭＨｚである。
つまり１ＭＨｚ当たりのＵＷＢ出力は２．４ＧＨｚ帯を使用するＬＡＮに比べて最大でも１０−５程度とスペクトル電力密度が非常に小さいことがわかる。これはＵＷＢが搬送波を用いず、インパルスによる通信のために生ずるＵＷＢの一つの特徴である。また、許可されている送信電力でも実際にＦＣＣが商用ＵＷＢデバイスとして使用を認めているのは現在のところ［３．１−１０．６ＧＨｚ］帯のみである。それはＦＣＣが、ＡＭ／ＦＭラジオ、テレビ局、旧式携帯電話ネットワークで使用される９６０ＭＨｚ以下の周波数を利用するＵＷＢデバイスに対して厳しい制限を課しているからである。
ＵＷＢ方式には従来の通信とは異なるスペクトルマスクが用意されている。すなわち、ＵＷＢ通信での新たな課題としてこのスペクトルマスク内においてどのように信号、つまり波形の設計を行うかが挙げられる。新たなＵＷＢ波形設計を考える上において前提にすることとして、ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、つまりパルスの位置により変調する方式を用いること、ユーザごとにＴＨ系列によりパルスをＴＨ（Ｔｉｍｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇ）させることがある。
また、ＵＷＢ通信における波形設計を考えるとき、考慮すべきことには大きく分けて次の３つのことが挙げられる。第一はＵＷＢパルスとして超短パルスであることである。これは、時間的に伸びたパルスはマルチユーザ環境になった場合の他局間干渉の影響を増大させるパラメータとなるからである。第二はスペクトルマスク内で最大限電力を稼ぐようなパルスである。これは、１ビットを送信するためのパルスの数を減らすことができ、結果としてＵＷＢ通信路容量の向上をはかることができる要因になる。第三はパルスの微分特性を考えることである。ＦＣＣの制限によるとＵＷＢの出力制限は送信時の電力の規制ではなく、通信路での利得、損失、送信アンテナの利得などＵＷＢ信号の受信時の電力規制である。通常パルスはアンテナからの送信時、受信時に微分される関係にある。搬送波を用いる通信の場合は２回微分された受信波形も送信波形と位相の差のみで波形そのものが変わることがないが、ＵＷＢの場合は波形、周波数特性が大きく変わる。そのために２回微分の特性を考慮して送信波形を決定する必要がある。
現在検討されているＩｍｐｕｌｓｅを用いたＵＷＢ方式の場合、出力制限下で周波数利用効率が良いパルスとはいいがたい。そこで、ここでは送信電力制限下で上記３つのことを考えたパルスを示す。
以下、前記と繰り返しとなるが、ＵＷＢの原理、特徴、またＦＣＣによる出力制限について説明する。これは、ここでは、第３の態様が、所望の周波数特性を周波数領域で展開し、展開した周波数領域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルスを組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成するために、フーリエ展開を用いた信号の表現を行うためである。
その後、送信電力制限下で出力を最大にするパルス設計の手順、システム、パルスジェネレータについて説明し、送信電力制限下でＩｍｐｕｌｓｅを用いたＵＷＢと本発明のパルスを用いたＵＷＢシステムの解析、性能評価について説明する。
はじめに、ＵＷＢの原理において、ＵＷＢの送信信号および変調方式について説明する。ここで示すＵＷＢシステムについては、例えば、文献３に示されている。
このＵＷＢシステムにおいて、ｋ番目のユーザの送信信号ｓｔｒ（ｋ）（ｔ（ｋ））は次式（７７）のように表される。
2004077775.tif 000082
ただし、ｔ（ｋ）はクロックタイム、Ｔｆはパルス反復時間、ＴｃはＴＨ（Ｔｉｍｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇ）のチップ長、ｃｊ（ｋ）はｋ番目のユーザのｊ番目のＴＨ系列、ｄｊ（ｋ）はｋ番目のユーザのｊホップ目の情報系列、Ｗｔｒ（ｔ）は送信されるガウス波形である。ｋ番目のユーザの送信機からはそれぞれ異なる時間だけシフトされた複数のパルスが送信される。ここでそれぞれのパラメータについて説明する。
（１）パルス反復時間において、各ユーザはタイムフレームという一定間隔のフレーム内に１パルスを送信する。
（２）ＴＨチップ長において、タイムフレームは複数のスロットに分割され、各ユーザはタイムフレーム内のどのスロットでパルスを送信するかをＴＨ系列によって決定する。
（３）ＴＨ系列において、ユーザ数が増えると、ユーザ同士のパルスが衝突し他局間干渉を引き起こす。そこでＴＨ系列という１，０のランダム系列を用いてユーザごとに異なるシフトパターンを構成する。ＴＨ系列にしたがい各ユーザはタイムフレーム内で送信するスロットを決定する。
（４）情報系列は０，１の系列である。ＵＷＢにおいてはそのパルス位置によって送信データを判定する。つまり、１を送信するにはＷｔｒ（ｔ（ｋ）−ｊＴｆ−ｃ（ｋ）Ｔｃ−δ）を送信する、また、０を送信するにはＷｔｒ（ｔ（ｋ）−ｊＴｆ−ｃ（ｋ）Ｔｃ）を送信する。
すなわち、この場合ＵＷＢの変調方式は送信データによってパルスの送信時間をずらすＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス位置変調）ということがいえる。
（５）ガウス波形については、図８５に送信波形となるガウス波形を示している。  また、図８６は、ＵＷＢ送信機構成の構成例を示している。
次に、ＵＷＢ受信機での処理について説明する。図８５に示す送信波形が送信され、受信アンテナに入るまでに波形は２階微分される。つまり、理想的な受信波形をＷｒｅｃ（ｔ）とすると式（７８）
2004077775.tif 000083
となり、受信波形は図８７、受信波形の周波数特性は図８７のようになる。
ＵＷＢ受信機においては受信された波形からデータの復号をする。すなわち、受信された波形を処理し、情報が０か１かの判定をする。ＵＷＢ受信機内処理を図８９ブロック図に示す。ただし、反復回数（１ビットを送信するために必要なパルス数）をＮｓとする。受信機内での処理について説明する。
（１）ＵＷＢ送信側で各ユーザに割り振られたＴＨ系列を用いて、各送信パルスにタイミングを合わせて図９０の相関波形Ｗｃｏｒ（ｔ）を用意する。ただし、これは同期が完全であるとする。受信波形をｒ（ｔ）とすると式（７９）で表される。
2004077775.tif 000084
干渉成分ｎｉｔｆを他局間干渉（ユーザ数Ｎｕ）と雑音の加算、すなわち式（８０）
2004077775.tif 000085
とし、またＡｋは通信路による減衰を表す定数とする。この時ユーザ１の相関波形として式（８１）
2004077775.tif 000086
を受信側のフィルタとして用意する。
（２）各パルスごとに受信波形と相関波形の相関値を求める。
（３）反復回数分のパルスの相関値の合計が、０より大きいならば送信情報を０と、０より小さいなら１と判定しデータの復号とする。ユーザ、かつ伝送データＤｊ１が独立な乱数の場合は最適受信機は相関受信機で式（８２），（８３）
2004077775.tif 000087
となる。
次に、ＵＷＢ受信信号の周波数特性について説明する。
単一のＵＷＢパルスの周波数特性とＴＨ（Ｔｉｍｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇ）する複数のＵＷＢパルスの周波数特性について、フーリエ変換のシフト定理を用いて特性を解析する。単一パルスｆ（ｔ）のフーリエ変換をＦ（ｊｗ）とすると式（８４）となる。
2004077775.tif 000088
次に同じパルスが時間τ遅れて受信された場合、ｆ（ｔ−τ）のフーリエ変換は式（８５）となる。
2004077775.tif 000089
したがって、これら２つのパルスｆ（ｔ），Ｆ（ｔ−τ）を１組としてフーリエ変換すると、式（８６）となる。
2004077775.tif 000090
フーリエ変換は実部と虚部の２乗和で表されるので結果として出力は式（８７）となる。
2004077775.tif 000091
よって２つのパルス和をフーリエ変換すると周期的に振動する関数として求めることができた。これをＮ個のパルスに拡張する。ｋ番目のパルスがτｋだけ遅延して受信されるとすれば、そのフーリエ変換は先ほどと同様に式（８８）となる。
2004077775.tif 000092
ゆえにＴＨされたＮ個の受信パルスのフーリエ変換は式（８９）
2004077775.tif 000093
となる。
これはＵＷＢパルスの受信時の周波数特性である。これよりパルスの周波数特性の包絡線は１パルスの時とさほど変わらないことがわかる。ただし、パルスの数、遅延時間によってピークが出る周波数帯域などが存在する。つまり、ＵＷＢパルスＮ個の周波数特性はパルス１つの周波数特性に依存する。そこで、ここでは１つのパルスの生成及び周波数特性を評価、解析する。
次に、スペクトルマスクについて説明する。なお、以下ではＦＣＣによるスペクトルマスクについて説明する。
ＵＷＢはもともと１９５０年代米国の軍事レーダ技術として研究され、米国では米国連邦通信委員会（ＦＣＣ：Ｆｅｄｅｒａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）と呼ばれる１９３０年代から無線及び、有線通信の制限をするために活動している機関がある。周波数は有限の資源であるため、干渉がないような通信を確立するのが目的である。
さらにＵＷＢの場合、周波数帯域を既存の狭帯域通信と共有するためにその出力制限は非常に小さい。そのＦＣＣから２００２年２月１４日にＵＷＢに対して以下のような出力制限が公開された。実際のところはＦＣＣが商用ＵＷＢデバイスとして使用を認めているのは［３．１−１０．６ＧＨｚ］帯である。また、この電力制限では送信電力が図９１のＦＣＣによるＵＷＢ制限を満たせばいいというものではない。すなわち、通信路での減衰や送信アンテナ利得を考慮した形での出力制限である。ここにはＵＷＢと既存の狭帯域通信についての大きな違いがある。それは帯域幅の違いである。これがどういうことになるか、式を用いて説明する。ある送信パルスｆ（ｔ）のフーリエ変換が式（９０）
2004077775.tif 000094
とすると、ｆ（ｔ）の一階微分のフーリエ変換Ｆ（１）（ｊｗ）は式（９１）
2004077775.tif 000095
となる。ゆえに２階微分、つまり受信波形のフーリエ変換Ｆ（２）（ｊｗ）は式（９２）となる。
2004077775.tif 000096
すなわち、受信波形のフーリエ変換は、
（送信波形のフーリエ変換）ｘ（ω２）
で表されることがわかる。
ここで狭帯域通信の場合、帯域幅が狭いために２回微分しても受信波形の周波数特性の概形はくずれないがＵＷＢの場合は異なる。つまり、超広帯域であるために受信波形は周波数によって減衰、増幅されるのである。つまり、この２回微分特性を考慮してＵＷＢのパルスを求める必要がある。
次に、ＦＣＣ等の送信電力制限（スペクトルマスク）下で最大出力できるパルス、およびそのシステムについて説明する。ここでは、３つの設計基準に分けて説明する。
はじめに、第１の設計基準である、電力制限下で出力を最大にするパルスについて説明する。１つめの設計基準は、ＦＣＣ等のスペクトルマスクの制限下（以下、ＦＣＣのスペクトルマスクについて説明する）ので出力が最大になるＵＷＢパルスを求めることである。
まず、ＦＣＣのスペクトルマスクを逆フーリエ変換し、時間波形としてどのようになっているかを確認するために逆フーリエ変換する。図９１に示したスペクトルマスクは矩形波の加算で表される。そこでこれを逆フーリエ変換し、時間波形を見ることを考える。この関係は式（９３）で表される。
2004077775.tif 000097
したがって、ＦＣＣの送信電力制限は時間軸上ではｓｉｎｃ関数の集合で表現できる。図９１のＦＣＣの出力制限は、区間［０−０．９６ＧＨｚ］，［３，１−１０．６ＧＨｚ］が他の区間に比べて１００倍〜１０００倍の出力が許可されている。また、文献１９には、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）ではＦＣＣ送信電力制限以下でもＵＷＢの干渉が無視できないことが明らかにされている。そこでこの２つの区間を主に考え、他の区間の逆フーリエ変換は考慮しない。つまり式（９４）
2004077775.tif 000098
とする。前者は区間［０−０．９６ＧＨｚ］，後者は区間［３．１−１０．６ＧＨｚ］の周波数特性を持つパルスである。
また、ｓｉｎｃ関数は周波数特性を矩形波にするには無限大の時間を要する。ＵＷＢパルスとして有限の時間でｓｉｎｃ関数を表現すると周波数軸上できれいな矩形波にはならずサイドローブが生じてしまう。この問題を解決する手段として、バンドパスフィルタによってサイドローブを低減する。すなわち、ある周波数特性Ｆ（ｊｗ）を持つ時間波形ｆ（ｔ）をｆ（ｔ）自身で畳み込み積分することにより所望の周波数特性精度を向上させることである。式で表現すると式（９５）で表される。
2004077775.tif 000099
この時ｆ（ｔ）′の周波数特性Ｆ′（ｊｗ）は式（９６）
2004077775.tif 000100
となる。
つまり時間領域での畳み込み積分は周波数領域での積になることを利用して所望の周波数特性により近い形にする。これにより、メインローブに対してサイドローブが１／１００あった場合でも１／１００００に押さえることができる。
また、所望の周波数特性又は近似する周波数特性を逆フーリエ変換すると、複数の時間波形の加算により表される。これらの複数の時間波形の中から選択した複数の時間波形を組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することもできる。逆フーリエ変換で得られた時間波形の内から選択する時間波形の組み合わせを調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルスを生成する。なお、逆フーリエ変換に用いる元の周波数特性は、所望とする周波数特性に限らず、この所望の周波数特性又に近似する周波数特性としてもよい。
次に、受信波形の周波数特性を考慮した送信波形について説明する。
前記では、ＦＣＣによるＵＷＢ出力制限を逆フーリエ変換し、その時間波形を求めている。ここでは、送信から受信までの道程を考慮に入れる。つまり２つめの設計基準である、パルスの送受信時の周波数特性の変化を考慮してパルスを求める。
式（９４）で求めた時間波形が受信波形と仮定すると、送信波形は式（９４）の２回積分となる。しかし、積分を考えると一般にはパルスにならず積分定数をも考慮に入れる必要がある。そこで式（９４）の時間波形を送信波形として、よりスペクトルマスクに近い受信波形を考慮する。
前記したように、（受信波形の周波数特性）＝（送信波形の周波数特性）×（ω２）となり、周波数ごとに減衰あるいは増幅する。
図９２に示すＦＣＣのスペクトルマスクに対して、図９３にＦＣＣのスペクトルマスクにマッチしたパルスとして送信した場合の受信波形周波数特性を示す。
図９３は、送信波形がスペクトルマスクにマッチしていても受信波形は周波数が高い部分で大きく制限を越えてしまうことを示している。そこで２つめの設計基準を満たすために、周波数帯域を複数に分割して複数のパルスを組み合わせてＦＣＣの制限にマッチさせる。
現在は、ＦＣＣが商用ＵＷＢデバイスとして使用を認めているのは３．１ＧＨｚ以上の周波数帯域である。そこで、ここではＵＷＢパルスとして使用する周波数帯域を［３．１−１０．６ＧＨｚ］とする。この区間内でも周波数帯域が広いために周波数ごとの特性変化が著しい。そこでこの区間を帯域幅が等しいＮ個の周波数区間に分割し、送信電力を変えたＮ個のパルスの加算でＦＣＣの出力制限を満たすことを考える。図９４は、Ｎ個の周波数区間のパルスを加算することで所望のスペクトルマスクを満たすパルス波形を形成する概念図を示している。
また、微分特性を考慮すると周波数が高いほどサイドローブが大きくなるので、ここからは［３．１−９．８５ＧＨｚ］帯のみを考える。以上から送信波形ｆ（ｔ）は次式（９７）で表すことができる。
2004077775.tif 000101
関数ｆ（ｔ）はパルス時間波形を決める関数であり、適切な核関数（ｋｅｒｎｅｌ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を選択し、この核関数を元に展開又は合成することにより構成することができる。関数ｆ（ｔ）は搬送波を用いた構成とする他に、Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏと呼ばれる搬送波を用いない構成とすることもできる。
搬送波を用いて構成する場合には、核関数として例えば三角関数を選択する。三角関数を搬送波として用い、周波数ｆの異なるｓｉｎ（２πｆｔ）を重ねることにより、各帯域（ｂａｎｄ）を占めるマルチバンド方式を実現することができる。
［ｆＬ−ｆＨ］の帯域を使用した場合を想定した場合には、上記式（９７）の波形ｆ（ｔ）の一般式は、以下の（９８），（９９）により表すことができる。
2004077775.tif 000102
ただし、ＣはＮに依存する定数とする。帯域幅が等しい複数の区間に分割することはパルス発生装置の簡単化の手助けとなる。
図９４は、三角関数を搬送波とした場合を概念的に示しており、例えば周波数ｆが３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの周波数区間をＮ区間に分割し、各区間を周波数が式（９８）で表され、波高値が式（９９）で表されるｓｉｎ波を重ね合わせることによって構成することができる。
また、搬送波を用いないＩｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏの構成では、ガウス関数やヘルミート関数などなどな核関数として用いることができる。これによって、その周波数スペクトルの所望の帯域にノッチ部分（Ｎｏｔｃｈ）を作ったり、電波法などの送信出力制限を表すスペクトルマスクを最大限に満足するパルス波形を合成することができる。
ここでは、上記のように、周波数を共用するシステムへの干渉を避けたり、国や地域による電波法等の各種の周波数上の規制（スペクトルマスク）に適応するように、スペクトル特性をソフトウェアによって変更する方式をＳｏｆｔ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ（ＳＳＡ）と称することにする。
図９５はパルス生成回路の基本的な構成例を示している。また、本発明に用いるパルスおよび周波数特性を図９６〜図９９に示す。一例として帯域［３．１−９．８５ＧＨｚ］を１５個に分割してパルスを生成する。
図９６〜図９９を見ると、時間幅が１０ｎｓの場合は使用帯域に対してサイドローブがない状態である。なお、時間幅３ｎｓの場合は周波数特性がスペクトルマスクにマッチする最小の時間幅である。これらの図に示す関係は、時間幅を長くすれば、周波数特性はスペクトルマスクにマッチするが、ＵＷＢのパルスとしては適さないというトレードオフの関係を示している。そこで、本発明パルスを３ｎｓのパルスをＵＷＢ用パルスとして性能評価で示す。
ここで、従来方式を用いたＵＷＢ出力帯域制限について説明する。ＵＷＢ信号を現在さまざまな通信方式で用いられるバンドパスフィルタを用いることによりＦＣＣのＵＷＢ出力制限にあてはまるＵＷＢ信号を用い、本発明のパルスとの比較対象として、一つのモノサイクル波形でバンドパスフィルタを用いた場合どの程度電力を稼ぐことができるのかを計算機シミュレーションで確認する。
ここでは、ＦＩＲフィルタでのＢＰＦ（ＢａｎｄＰａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）の設計を説明する。ＵＷＢの送受信器はアナログであるが、シミュレーションのプログラムの便宜上以下の式（１００）で表されるフィルタ係数ｈ（ｎ）のＢＰＦとする。
2004077775.tif 000103
ここで、サンプリング周波数をｆｓａｍｐ、通過帯域を周波数軸上で区間［ｆＬ：ｆＨ］とし、パラメータは以下の式（１０１）〜（１０４）である。
2004077775.tif 000104
ＢＰＦの構成は図１００のようになる。帯域幅を揃えるために［３．１−９．８５ＧＨｚ］の特性を持つＢＰＦを設計する。出力波形はｓｉｎｃ関数で表されるために非常に提案パルスと似た形になる。区間［３．１−１０．６ＧＨｚ］で周波数特性の包絡線はモノサイクル波形のままとなる。図１０１はＢＰＦ通過後のモノサイクル波形周波数特性を示している。この周波数特性を図９７の周波数特性と比較すると、モノサイクル波形のＢＰＦ通過後の波形は本発明のパルスよりも周波数利用効率が悪いことが確認できる。
次に、本発明のシステムの変調方式について説明する。ここでは、モノサイクル波形と変調方式ＰＰＭを用いたＵＷＢシステムとの比較のために、本発明のパルスにＰＰＭを使用するためのパラメータ、相関波形を示す。
前記で求めたパルスを用い、ＰＰＭを用いるための最適δ設計の変調方式について説明する。前記説明したモノサイクル波形を用いたＵＷＢ方式と比較するため、本発明パルスにおいても変調方式はＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いる。ここで、ＰＰＭについて説明する。まず、ＰＰＭを用いる変調には以下の特徴がある。
（１）データ（ここでは０か１）によってパルスの位置がδずれる。
（２）そのずれ幅δはデータ伝送速度に影響する。すなわち、δの幅が小さければ伝送速度は速くなる。さらにその幅が小さいことで他ユーザへの干渉を軽減できる。
（３）フィルタ出力が大きくなるようなδを設計する。ここで（３）について本発明による最適δを求めるために計算機シミュレーションを行い、シミュレーション結果を図１０２に示す。
まず時間軸上でのＵＷＢパルス、フィルタをそれぞれｆ（ｔ），Ｆｉｌｔｅｒ（ｔ）とすると
2004077775.tif 000105
で表される。また、求める最適なずらし幅δは式（１０６）の自己相関
2004077775.tif 000106
が最大値になるδとする。
以上より、本発明のパルスを用いたＰＰＭにおいては
2004077775.tif 000107
とした。
次に、相関波形との相互相関特性について説明する。モノサイクル波形との比較のため、パルスの自己相関を１．００としてフィルタ出力、パルス時間幅を表１３により比較する。以下の表１３は、ＰＰＭにおける本発明のパルス、及び時間幅が０．７ｎｓと０．３９ｎｓのモノサイクル波形について、フィルタ相関出力を示している。
2004077775.tif 000108
表１３から、本発明のパルスによりフィルタ相関出力は０．９９１となり、モノサイクル波形と比較して上回っている。これを見ると、シングルユーザの場合には本発明のパルスの方が優れていると考えられるが、本発明のパルスは時間幅が大きくマルチユーザ時にはモノサイクル波形に比べてパルス同士の衝突する確率が増加すると考えられる。しかし、本発明のパルスにおいては１波当たりの電力のほとんどがパルス中心に集中している。
以上から、本発明の方式によれば、モノサイクル波形を用いたＵＷＢと同じ時間幅の相関を取っても大差がない。そこで、次に比較するＢＥＲに関してはタイムスロット、タイムフレーム長ともに等しく設定する。
上記の例では、畳み込み積分を用いて周波数特性の精度を向上、微分特性を考慮して［３．１−９．８５ＧＨｚ］の区間を帯域幅が等しい複数の区間に分割、及び変調方式をＰＰＭとする際に最適なδの設定の点で、波形の改善を行っている。
次に、本発明のシステムの性能評価について説明する。
はじめに、他局間の干渉の影響について比較する。本発明によるパルス波形は、モノサイクル波形に比べて時間幅が伸びた波形形状である。ＵＷＢにおいては、マルチパス、及び他局からの干渉に強いという特徴がある。
本発明のパルスが時間軸上で伸びたことにより、従来方式に比べてその特性がどう変化したかを評価する。本発明のパルスについて検討する。式（９７）〜（９９）で表されるパルスを比較対象とする。それぞれ３ｎｓ、１０ｎｓのパルスについてマルチユーザ環境で他局間干渉の影響がどのようになるかを確認するためにシミュレーションを行う。図１０３は、マルチユーザアクセス時間のパルス幅によるＢＥＲの比較図である。この結果から、パルス幅が狭いパルスの方が良好な結果を得られることが確認できる。
以下、本発明によるパルスは３ｎｓのパルスとして扱う。本発明の方式は従来のモノサイクル波形方式よりもパルス幅は４倍ほど長いため、パルス同士の衝突は本発明の方式の方が多くなると予想される。モノサイクル波形と本発明のパルス波形を帯域幅を等しくすることで、他局間干渉の影響を比較する。帯域幅は本来無限大に広がっているためどこまでを帯域幅とするかという基準が必要とされる。ここでは、９９％帯域幅により定義する。これは全電力のうち９９％を含む帯域幅を意味する。モノサイクル波形、バンドパスフィルタ出力後のモノサイクル波形、本発明のパルス波形とにより、定義した帯域幅を揃えた形でシミュレーションを行う。
他局間干渉による影響は、相関波形と受信波形の相互相関特性で決定するパラメータである。そこで、図１０４，１０５にそれぞれの受信波形と相関波形との相互相関特性を示した。図１０４に示すモノサイクル波形と相関波形の相互相関特性の図と、時間１０５の本発明のパルス波形と相関波形の相互相関特性の図から、モノサイクル波形と本発明のパルス波形は、パルス中心では同じような相互相関特性を示すが、本発明のパルス波形は相関をもつ時間幅が長い。したがって、モノサイクル波形の方がマルチユーザ環境では良いＢＥＲ特性を持つと考えられる。
これを確認するために計算機シミュレーションを行う。図１０６にマルチユーザアクセス時の提案パルスとモノサイクル波形とでＢＥＲ比較を示す。
なお、シミュレーション条件の諸元を以下の表１４に示す。
2004077775.tif 000109
図１０６によれば、モノサイクル波形は本発明のパルス波形と比較して良値を示している。ただし、これはパルスの電力を正規化してＢＥＲ特性を見たために本発明のパルス波形の値が悪くなっていると考えられる。
そこで、次にパルス当たりの電力をスペクトルマスクに合わせた形で本発明のパルス波形のＢＥＲ特性を評価する。ＦＣＣによるＵＷＢの送信電力制限に合わせ、本発明のパルス波形と従来のモノサイクル波形を比較する。モノサイクル波形の場合、パルス幅をパラメータとして周波数特性も大きく変化する。そこで、送信電力制限下で最も電力を稼ぐことができるモノサイクル波形を求め、本発明のパルス波形と比較する。
ここで、モノサイクル波形幅による電力相異について、スペクトルマスクに沿ったパルスをモノサイクル波形で考える。時間的なパルス幅が狭くなるほど、周波数特性は広がる関係である。そこで、スペクトルマスク以下で出力を最大にするモノサイクル波形を検討する。
まず、ガウス波形を送信した場合の受信信号（モノサイクル波形）は以下の式（１０８）で求められる。
2004077775.tif 000110
時間的な幅のパラメータはｔｍである。ｔｍが小さくなるほど波形幅は狭くなる。ＵＷＢはマルチパスに強い、高い分解能を持つという特徴があるが、これはパルス幅が狭いほどＵＷＢの利点となる。しかし、ここではスペクトルという観点から求める。図１０７にはｔｍの値を変えた場合の周波数特性の違いを示している。図では、ｔｍ＝０．２８７７，０．１５の場合を表し、前者は前記した文献７からの数値であり、後者はマスク内で最も出力が大きいモノサイクル波形である。図１０７によるとｔｍの値を変えることにより、送信できる最大電力が大きく変化することがわかる。
以上からモノサイクル波形を用いたＵＷＢ通信の場合、最大出力可能なＵＷＢパルスはｔｍ＝０．１５のときである。文献７ではｔｍ＝０．２８７７である。この２つのパルスを以下の表１５に比較する。
2004077775.tif 000111
表は、同じモノサイクル波形でもその時間幅によって電力は２０倍近く変わることを示している。
次に、送信電力制限に合わせた本発明によるパルス形成の評価するについて説明する。前記から同じ電力でも本発明によるパルス波形は他局間干渉に対して強いことがわかる。ＦＣＣによるＵＷＢの送信電力制限に合わせ、本発明のパルス波形と従来のモノサイクル波形を比較する。
シミュレーション条件の諸元を以下の表１６に示す。
2004077775.tif 000112
図１０８は、ＵＷＢ電力制限に電力を揃えた場合の、本発明によるパルス波形と従来のモノサイクル波形との比較図である。図１０８から、シングルユーザ時に提案パルスはバンドパスフィルタを通過したモノサイクル波形よりも約２ｄＢの利得があることがわかる。またユーザ数を等しくした場合、本発明と同じＢＥＲ特性を持つためにはｔｍの値にもよるが、モノサイクル波形は反復回数が５００倍から２０００倍になる。つまり、ユーザ数が一定の場合には、本発明によれば既存のモノサイクル波形に比べ伝送速度が５００〜２０００倍にもなることがわかる。
本発明の第３の態様によれば、ＵＷＢに用いるパルスとＦＣＣによる送信電力制限に注目し、本発明のパルス波形が、モノサイクル波形又はＢＰＦを通過したモノサイクル波形よりも送信電力を大きくできる。また、電力を共に正規化したマルチユーザ環境では、本発明によるパルス波形はモノサイクル波形に比べて他局間干渉に弱いが、ＦＣＣによる制限下では本発明のパルス波形が優れている。
次に、本発明のソフトウェアによってスペクトルマスクに対応してスペクトルを変える方式であるＳｏｆｔ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ（ＳＳＡ）に基づく送受信機の構成例について、図１０９を用いて説明する。なお、図１０９に示す回路では、送受兼用アンテナを切り替えることによって送信及び受信を行う。
はじめに、送信について説明する。図１０９において、送信はベースバンドプロセッサ（Ｂａｓｅ  Ｂａｎｄ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）（図中の右方に示す）で生成されたバースバンドのデジタルデータを切り替えスイッチ（Ｔ／ＲＳＷ）を介して送受兼用アンテナ（図中の左方に示す）に送ることで行う。
ベースバンドプロセッサは、例えばＤＳＰ，ＦＰＧＡ，ＣＰＵ等で構成することができ、ベースバンドプロセッサで生成されたデジタルデータは複素信号であるため、Ｉ成分（実部）とＱ成分（虚部）からなる。
パルス時間波形を搬送波を用いて生成する場合には、搬送波（三角関数ｓｉｎ）を用いて正弦波の包絡波形（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ）を整形する。図１０９において、ベースバンドプロセッサからのＩ成分及びＱ成分に局部発信器（Ｌｏ  Ｓｉｎ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ：Ｌｏｃａｌ  Ｓｉｎ生成器）からの正弦波を乗じて平衡変調した後に加算し、増幅器（Ｏｕｔｐｕｔ  Ｄｒｉｖｅｒ）で増幅し、切り替えスイッチ（Ｔ／ＲＳＷ）を介して送受兼用アンテナから送信する。
また、パルス時間波形を搬送波を用いずに生成する場合（Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ方式）には、パルス波形形成回路（Ｆｒｅｅ−ｖｅｒｓｅ  Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）においてバースバンドのデジタルデータに応じてパルス形状に整形し、増幅器（Ｏｕｔｐｕｔ  Ｄｒｉｖｅｒ）で増幅し、切り替えスイッチ（Ｔ／ＲＳＷ）を介して送受兼用アンテナから送信する。
次に、受信について説明する。図１０９において、受信は送受兼用アンテナ（図中の左方に示す）で受信した信号を切り替えスイッチ（Ｔ／ＲＳＷ）を介してローノイズアンプ（ＬＮＡ）で増幅し、復調してベースバンドプロセッサ（Ｂａｓｅ  Ｂａｎｄ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）（図中の右方に示す）に送られる。
搬送波を用いて変調されている場合には、局部発信器（Ｌｏｃａｌ  Ｓｉｎ生成器）の出力を乗じてベースバンドに信号を変換し、ゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）によって増幅した後、Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換して復調を行う。
また、搬送波を用いずに変調されている場合（Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒａｄｉｏ方式）には、局部発信器（Ｌｏｃａｌ  Ｓｉｎ生成器）の出力を乗ずることなく復調を行う（なお、復調部分の構成は図１０９には示していない）。
また、図１０９において、周波数ホッピング回路（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｈｏｐｐｉｎｇ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）は、一定の時間スロット毎に中心周波数を切り替えるホッピングを行う回路である。中心周波数の切り替えを行わない場合には、この周波数ホッピング回路は不要とすることができる。
なお、図１１０の回路構成は、マルチバンドのＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）により送信を行う場合の回路例であり、送信データをＤ／Ａコンバータでアナログ信号に変換した後、周波数コードｆｃで定まるｃｏｓ（２πｆｃｔ）を乗じ、送信を行う。
以下、上記の付録Ａ、Ｂ，Ｃについて説明する。
付録Ａ：受信機における希望局信号の相関器出力ｍの評価
式（１５）は以下の式（１１０）
2004077775.tif 000113
と書き直せる。
ここで、式（１１０）中のＷｒｅｃに係わる項と、ｖ（ｘ）の項はｉ＝ｊの場合のみ重なる。そのため、ｍ＝ＮｓＡｌｍｐと表され、ｍｐは以下の式（１１１）
2004077775.tif 000114
と表される。
付録Ｂ：受信機における干渉成分の相関器出力ｎｄの評価
式（１４）のｎｔｏｔに式（９）を代入すると、式（１１２）
2004077775.tif 000115
と表される。式中のｎ（ｋ）はｋ番目ユーザからの他局間干渉を意味し、以下の式（１１３）
2004077775.tif 000116
と表される。また、ｎｒｅｃはモノサイクル以外の原因による受信雑音を意味し、以下の式（１１４）
2004077775.tif 000117
と表される。ｎｒｅｃの平均は０、分散はσｒｅｃ２と仮定する。
ｎ（ｋ）はさらに以下の式（１１５）
2004077775.tif 000118
と表される。さらに、ｗｒｅｃ（ｔ）とｖ（ｔ）の相対的な時間シフトの差を用いてｉ＝ｊ＋ｊ１，ｋと表され、ｎ（ｋ）は以下の式（１１６）
2004077775.tif 000119
と表される。
付録Ｃ：受信器における他局間干渉成分の相関器出力ｎ（ｋ）の評価
2004077775.tif 000120
が成り立つ。さらに、ｎ（ｋ）の分散は
2004077775.tif 000121
と表される。この式の第１項はさらに
2004077775.tif 000122
と表される。ここで、σａ２＞＞（Ｎｓ−１）σｃ２が成り立つのでσｃ２≒０となり、
2004077775.tif 000123
が成り立つ。
本発明の第１の態様によれば、単一のパルス自体の形状を調整して所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成することができる。
本発明の第２の態様によれば、複数のパルスを組み合わせすることにより所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成することができる。
本発明の第３の態様によれば、目的とする送信信号の周波数特性からパルス信号の組み合わせを求めることができる。
以上説明したように、本発明によれば、ＵＷＢ通信において他の無線システムへの電波干渉を低減することができ、また、所望の周波数特性を持つ送信信号を形成することができる。
【産業上の利用の可能性】
本発明はＵＷＢ無線通信の他、ＵＷＢを用いた距離測定、交通システムに適用することができる。
【図１】
2004077775.tif 000124
【図２】
2004077775.tif 000125
【図３】
2004077775.tif 000126
【図４】
2004077775.tif 000127
【図５】
2004077775.tif 000128
【図６】
2004077775.tif 000129
【図７】
2004077775.tif 000130
【図８】
2004077775.tif 000131
【図９】
2004077775.tif 000132
【図１０】
2004077775.tif 000133
【図１１】
2004077775.tif 000134
【図１２】
2004077775.tif 000135
【図１３】
2004077775.tif 000136
【図１４】
2004077775.tif 000137
【図１５】
2004077775.tif 000138
【図１６】
2004077775.tif 000139
【図１７】
2004077775.tif 000140
【図１８】
2004077775.tif 000141
【図１９】
2004077775.tif 000142
【図２０】
2004077775.tif 000143
【図２１】
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【図２２】
2004077775.tif 000145
【図２３】
2004077775.tif 000146
【図２４】
2004077775.tif 000147
【図２５】
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【図２６】
2004077775.tif 000149
【図２７】
2004077775.tif 000150
【図２８】
2004077775.tif 000151
【図２９】
2004077775.tif 000152
【図３０】
2004077775.tif 000153
【図３１】
2004077775.tif 000154
【図３２】
2004077775.tif 000155
【図３３】
2004077775.tif 000156
【図３４】
2004077775.tif 000157
【図３５】
2004077775.tif 000158
【図３６】
2004077775.tif 000159
【図３７】
2004077775.tif 000160
【図３８】
2004077775.tif 000161
【図３９】
2004077775.tif 000162
【図４０】
2004077775.tif 000163
【図４１】
2004077775.tif 000164
【図４２】
2004077775.tif 000165
【図４３】
2004077775.tif 000166
【図４４】
2004077775.tif 000167
【図４５】
2004077775.tif 000168
【図４６】
2004077775.tif 000169
【図４７】
2004077775.tif 000170
【図４８】
2004077775.tif 000171
【図４９】
2004077775.tif 000172
【図５０】
2004077775.tif 000173
【図５１】
2004077775.tif 000174
【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
2004077775.tif 000178
【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
2004077775.tif 000190
【図６８】
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【図６９】
2004077775.tif 000192
【図７０】
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【図７１】
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【図７２】
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【図７３】
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【図７４】
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【図７５】
2004077775.tif 000198
【図７６】
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【図７７】
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【図７８】
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【図７９】
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【図８０】
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【図８１】
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【図８２】
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【図８３】
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【図８４】
2004077775.tif 000207
【図８５】
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【図８６】
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【図８７】
2004077775.tif 000210
【図８８】
2004077775.tif 000211
【図８９】
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【図９０】
2004077775.tif 000213
【図９１】
2004077775.tif 000214
【図９２】
2004077775.tif 000215
【図９３】
2004077775.tif 000216
【図９４】
2004077775.tif 000217
【図９５】
2004077775.tif 000218
【図９６】
2004077775.tif 000219
【図９７】
2004077775.tif 000220
【図９８】
2004077775.tif 000221
【図９９】
2004077775.tif 000222
【図１００】
2004077775.tif 000223
【図１０１】
2004077775.tif 000224
【図１０２】
2004077775.tif 000225
【図１０３】
2004077775.tif 000226
【図１０４】
2004077775.tif 000227
【図１０５】
2004077775.tif 000228
【図１０６】
2004077775.tif 000229
【図１０７】
2004077775.tif 000230
【図１０８】
2004077775.tif 000231
【図１０９】
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【図１１０】
2004077775.tif 000233
【手続補正書】
【提出日】平成18年2月2日(2006.2.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
単一パルスの時間軸上のパラメータを調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【請求項２】
単一パルスを、
ｗ（ｔ）＝cosω0ｔ・exp（−２π・ｔ2／（ατｍ）2）
で表される波形で形成し、
パルス間隔を定めるパラメータατｍ、及び／又はパワースペクトルのピーク周波数をω0を調整することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする請求項１に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項３】
単一パルスをチャープ波形で形成し、当該チャープ波形の出力の大きさを時間的に設定することにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、請求項１に記載のパルス波形の生成方法。
【請求項４】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
所望の周波数特性を周波数領域で展開し、展開した周波数領域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルスを組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【請求項５】
時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信において、
所望の周波数特性又は近似する周波数特性を逆フーリエ変換し、当該逆フーリエ変換で得られた時間波形の中から選択した複数の時間波形を組み合わせることにより、所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
【国際調査報告】
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