(57)【要約】複数のサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置において、（１）着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値ｌｎＤ０を計算し、（２）他のサブチャネルとの結合度α１、α２および該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤ１、ｌｎＤ２を用いて非線形演算を行い、該非線形演算結果に基づいてサブチャネル個別に着目サブチャネルの軟判定対象値ｌｎＤ０をを調整し、（３）該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
2005011164.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置において、
着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値を、他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて調整して出力する軟判定対象値出力手段、
該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、
を備え、前記軟判定対象値出力手段は、
着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値を計算する手段、
他のサブチャネルとの結合度および該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて非線形演算を行い、該非線形演算結果に基づいてサブチャネル個別に前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整する軟判定対象値調整手段、
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記軟判定対象値調整手段は、
前記他のサブチャネルと着目サブチャネル間の結合度αｉに応じた参照信号と着目サブチャネルからの受信信号ｙ（ｔ）との相関を演算し、該相関と該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤｉとを合成した値を入力変数とする非線形演算部、
他サブチャネルの前記非線形演算部の出力信号に基づいてそれぞれ、前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整する調整部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記非線形演算部は前記合成値を入力する振幅リミッタである、
ことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
前記各リミッタの後段にスケール因子をリミッタ該出力に乗算する乗算部、
を備えたことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
前記第ｎサブチャネルの振幅リミッタのリミットレベルは２ｎ−１・４・αＤである、
ことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項６】
前記第ｎサブチャネルの振幅リミッタ出力に乗算するスケール因子は１／２ｎ−１である、
ことを特徴とする請求項４記載の受信装置。
【請求項７】
複数のサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信方法において、
着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値を計算し、
他のサブチャネルとの結合度および該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて非線形演算を行い、該非線形演算結果に基づいてサブチャネル個別に前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整し、
該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、
ことを特徴とする受信方法。
【請求項８】
前記軟判定対象値調整ステップは、
前記他のサブチャネルと着目サブチャネル間の結合度αｉに応じた参照信号と着目サブチャネルからの受信信号ｙ（ｔ）との相関を演算し、該相関と該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤｉとを合成し、これら合成値を入力として非線形演算を行い、
前記軟判定対象値調整ステップは、
前記各他サブチャネルの非線形演算結果に基づいて、前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整する、
ことを特徴とする請求項７記載の受信方法。
【請求項９】
前記非線形演算は前記合成値を入力とするリミッタ演算である、
ことを特徴とする請求項８記載の受信方法。
【請求項１０】
前記リミッタ演算の後で、スケール因子を振幅リミッタ出力に乗算する、
ことを特徴とする請求項９記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明はＤＭＴ変調やフィルタバンク変調などの幾つかのサブチャネルを備えた通信システム、あるいは、マルチキャリア通信システムなどの通信システムにおける受信装置に係わり、特に、複数のサブチャネルから導出した軟判定対象値が着目サブチャンネルの軟判定対象値を精練する最大事後確率推定アルゴリズムに基いた通信システムにおける受信装置に関する。
フィルタバンク変調、ＤＭＴ変調、ＦＭＴ変調などのマルチキャリア通信システムにおけるビットエラー率（ＢＥＲ）は、チャネル間干渉（Ｉｎｔｅｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉ＩＣＩは通信システムたとえばＯＦＤＭ−ＣＤＭＡにおいて、システム誤動作により、あるいは不可避な環境（例えば周波数オフセットなどに起因するサブチャネル間の直交性の喪失など）により発生する。このチャネル間干渉ＩＣＩはスペクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因して現れる。
本発明のターボレシーバの主な利点は、ＩＣＩの振る舞いが、零平均ガウス分布確率変数（例えば非特許文献１で使用されたガウス近似）として扱われることであり、有限状態離散マルコフプロセスモデルを採用する。このようなＩＣＩモデルでは、ＩＣＩの性質から簡易ガウス近似がより現実的であるように思われる。
本発明のターボレシーバは最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に複数のサブチャネルから導出した情報が着目サブチャンネルの推定最大事後確率（軟判定対象値）を精練する。
【背景技術】  （ａ）周波数オフセットとＩＣＩの関係
帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、すなわち、フィルタバンク変調、ＤＭＴ変調、ＦＭＴ変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択は伝統的に、シンボル間干渉（ＩＳＩ）とチャネル間干渉（ＩＣＩ）を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。
ドップラーシフトがなく、且つ、送受信機間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはＩＣＩによるＢＥＲ劣化を引き起こす（非特許文献１）。
そのようなＢＥＲの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキャリア周波数間隔の１％以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
着目サブチャネルｃｈ０と該着目サブチャネルの上方に配置された第１、第２の隣接サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２を考える。図１及び図２は周波数オフセットが零の場合（図１）、周波数オフセットが零でない場合（図２）における、３つのサブチャネルの周波数応答を示す。第１、第２、第３のサブチャネルに対応する中心周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２の信号は図１、図２において垂直矢印で示されている。図１、図２において、サブチャネルｃｈ０は着目チャネルを示し、サブチャネル番号ｃｈ１、ｃｈ２は周波数スケールにおいて着目チャネルより上方に置かれる２つのサブチャネルを示す。ＤＭＴシンボルの周期をＴとすると、周波数スケールは１／Ｔに等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの１単位はチャネル間隔でおる。図１に示されているように、周波数オフセット（チャネル間隔で正規化されている）αが０の時、図中の断続線Ｂ，Ｃで示される上方サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２の伝達関数は、着目サブチャネル（実線Ａ）の中心周波数ｆ０において無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、上位サブチャネルは着目サブチャネルにＩＣＩを発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ＩＣＩは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、ＩＣＩが発生する。図２はＤＭＴシステムにおいて周波数オフセットαが零でないときの各サブチャネルのスペクトル特性を示す。サブチャネルＣｈ１，Ｃｈ２から着目サブチャネルＣｈ０へのクロストークは、図２においてα１，０，α２，０として示される非零の相互ゲインを有する。この表記においてαの第１インデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第２インデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。以上のように、周波数オフセットαが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間にＩＣＩ（クロストーク）を発生する。
図３は周波数オフセットを有するＤＭＴシステムにおける３つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデルである。１０，１１，１２はサブチャネルｃｈ０，ｃｈ１，ｃｈ２の送信装置、２は着目サブチャネルｃｈ０の受信装置、３は着目サブチャネルｃｈ０の伝送路、４１，４２はサブチャネルｃｈ１，ｃｈ２から着目サブチャネルｃｈ０への漏れ伝達係数（干渉係数）αｉ，０をサブチャネル信号Ｄ１，Ｄ２にそれぞれ乗算する乗算器、５１，５２はサブチャネルｃｈ１，ｃｈ２からのクロストーク（ＩＣＩ）を着目サブチャネル信号に合成する合成部、６はノイズ源、７はノイズ合成部である。
図３から明らかなように上位サブチャネルｃｈ１からの信号はクロストーク係数α１０を介して着目サブチャネルｃｈ０に漏洩し、上位サブチャネルｃｈ２からの信号はクロストーク係数α２，０を介して着目サブチャネルに漏洩する。
（ｂ）技術的課題
以上より、ＩＣＩが発生しても、着目サブチャネルｃｈ０の受信信号や送信情報シンボルの値（２進数であれば符号）を正しく決定できるようにする必要がある。このため、本願発明者は着目サブチャネルにクロストークを与えるサブチャネルが１個の場合、２個の場合、Ｎ個の場合について、それぞれＩＣＩを利用してＢＥＲを改善するターボ事後アルゴリズムを実現する受信装置（ターボレシーバ）を提案している（特許文献１〜３）。
ところで、考慮すべきサブチャネル数を増加するほどＢＥＲを改善できるが、アルゴリズムが複雑になり、該アルゴリズムを実現するターボレシーバの構成が複雑化する問題がある。
以上から、本発明の目的は考慮すべきサブチャネル数が増大してもターボ事後アルゴリズムを実現する受信装置（ターボレシーバ）をシンプルな構成で実現できるようにすることである。
本発明の目的は、非線形リミッタを用いる構成によりサブチャネル数が増加してもターボレシーバをシンプルに実現することである。
【非特許文献１】Ｋ．Ｓａｔｈａｎａｎｔｈａｎ  ａｎｄ  Ｃ．Ｔｅｌｌａｍｂｕｒａ，“Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ  ｏｆ  ｅｒｒｏｒ  ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖ．２００１，ｐｐ１８８４−１８８８．
【特許文献１】ＰＣＴ／ＪＰ０２／０８７６３
【特許文献２】ＰＣＴ／ＪＰ０２／０８７６４
【特許文献１】ＰＣＴ／ＪＰ０３／０２５３７
【発明の開示】
本発明の第１の態様は、複数のサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置である。この受信装置は、着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値を、他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて調整して出力する軟判定対象値出力手段と、該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。前記軟判定対象値出力手段は、着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値を計算する手段と、他のサブチャネルとの結合度および該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、サブチャネル個別に着目サブチャネルの軟判定対象値を調整する軟判定対象値調整手段を備えている。
前記軟判定対象値調整手段は、前記他のサブチャネルと着目サブチャネル間の結合度αｉに応じた参照信号と着目サブチャネルからの受信信号ｙ（ｔ）との相関を演算し、該相関と該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤｉとを合成した値を入力変数とする非線形演算部、他サブチャネルの前記非線形演算部の出力信号に基づいてそれぞれ、前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整する調整部を備えている。
本発明の第２の態様は、複数のサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信方法である。この受信方法では、着目サブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差である軟判定対象値を計算し、他のサブチャネルとの結合度および該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、サブチャネル個別に前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整し、該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
前記軟判定対象値調整ステップは、前記他のサブチャネルと着目サブチャネル間の結合度αｉに応じた参照信号と着目サブチャネルからの受信信号ｙ（ｔ）との相関を演算し、該相関と該他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤｉとを合成し、これら合成値を入力として非線形演算を行い、前記軟判定対象値調整ステップは、前記各他サブチャネルの非線形演算結果に基づいて、前記着目サブチャネルの軟判定対象値を調整する。
本発明の第１、第２の態様によれば、ＢＥＲ性能を向上でき、しかも、サブチャネル数が増大してもターボ事後アルゴリズムを実現する受信装置（ターボレシーバ）をシンプルな構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】  図１は周波数オフセットαが零の時の着目サブチャネル及び上位サブチャネルの周波数応答特性である。
図２は周波数オフセットが零でない時の着目サブチャネル及び上位サブチャネルの周波数応答特性である。
図３はＩＣＩが存在するマルチキャリア通信システムの一般的なモデルである。
図４は２つのサブチャネルからの干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図である。
2005011164.tif 000003
ッターの伝達特性図である。
2005011164.tif 000004
ある。
図８はｎ＝２の場合における本発明の判定式演算部の構成図である。
図９はｎ＝Ｎとした時の通信システムの全体構成図である。
図１０はｎ＝Ｎの場合における本発明の判定式演算部の構成図である。
図１１はターボレシーバを採用したＤＭＴベース通信システムの構成図である。
図１２はＢＥＲパフォーマンス特性図である。
図１３は別のＢＥＲパフォーマンス特性図である。
【発明を実施するための最良の形態】  （Ａ）クロストークを与えるサブチャネルが２個の場合
（ａ）通信システムの全体の構成
図４は２つのサブチャネルからの干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、３つのサブチャネルｃｈ０，ｃｈ１，ｃｈ２を介してそれぞれ独立にデータを送信する３つの送信装置１１０，１１１，１１２、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う３つの受信装置１２０，１２１，１２２、第１，第２サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２から着目サブチャネルｃｈ０への結合係数α１，０，α２，０を有するクロストークパス１３１，１３２、ノイズ源１４、サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２の軟判定対象値ｌｎＤ１，ｌｎＤ２をそれぞれ受信装置１２０に入力する受信ライン１５１，１５２を備えている。なお、１６１〜１６２、１７はＩＣＩ信号やノイズを合成する合成部である。
着目サブチャネルｃｈ０の受信装置１２０はサブチャネルｃｈ１，ｃｈ２の受信装置１２１、１２２から入力された軟判定対象値ｌｎＤ１，ｌｎＤ２を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。同様に他の受信装置も該受信装置とは別のの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。
（ｂ）受信シンボル復調のアルゴリズム
図４に示す通信システムにおいて着目サブチャネルｃｈ０の受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネルｃｈ０で受信する情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、”１”（＝−１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））の差を示す値ｌｎＤ０を導出することである。まず事後確率の差を示す値ｌｎＤ０を導出する。
バイナリ情報（２値情報）が３つのサブチャネルｃｈ０，ｃｈ１，ｃｈ２を介して信号Ｓ＊ｉｊ（ｔ）として送信されるものとする。なお、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）におけるインデックスｉはサブチャネル番号（ｉ＝０，１，２）を示し、インデックスｊはサブチャネルｉにおける情報シンボルＤｉの符号により決定される。すなわち、
2005011164.tif 000005
である。以後、表記を簡単にするために、式においてＳ＊ｉｊ（ｔ）の時間依存性を省略する。すなわち、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）をＳ＊ｉｊと表記する。
送信情報シンボルＤｉは統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布確率変数であるとする。サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２からＩＣＩの影響を受けた着目サブチャネルｃｈ０の信号は、サブチャネルで送信された信号Ｓ＊１ｊ，Ｓ＊２ｊと着目チャネル信号Ｓ＊０ｊとのクロストーク係数α１，０，α２，０による線形結合として表現される。なお、クロストーク係数α１，０，α２，０はクロストークの漏れに応じた値である。着目サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であれば、着目サブチャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝０〜３）は、サブチャネルｃｈ０，ｃｈ１の信号Ｄ１，Ｄ２が＋１であるか、−１であるかにより
2005011164.tif 000006
となる。信号Ｓｊのｊは信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンボルＤ０が−１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝４〜７）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ１，Ｄ２が＋１であるか、−１であるかにより
2005011164.tif 000007
となる。
ＩＣＩの導入後は、（２）及び（３）式に従って、各サブチャネルの受信機入力における８つの信号としてＳｊ（ｉ＝０，１，２，．．．．７）を使用する。（２）及び（３）式におけるＳｊのインデックスｊは信号番号を示し、着目サブチャネルｃｈ０，サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２におけるシンボルＤ０，Ｄ１，Ｄ２をペア（対）にすることにより決定される。
以下の▲１▼、▲２▼を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、▲１▼ある情報信号同士は符号が反対であり、Ｓ＊１０＝−Ｓ＊１１、Ｓ＊００＝−Ｓ＊０１、Ｓ＊２０＝−Ｓ＊２１であるということ、及び▲２▼情報シンボルの送信のために各サブチャネルにおいて同一信号が使用され、Ｓ＊１０＝Ｓ＊００＝Ｓ＊２０及びＳ＊１１＝Ｓ＊０１＝Ｓ＊２１であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の▲２▼は全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（２）、（３）式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
2005011164.tif 000008
（２）、（３）、（４）式より、信号Ｓｊを受信する事後確率、換言すれば、受信信号がＳｊである事後確率Ｐ（Ｓｊ／ｙ（ｔ））は、次式
2005011164.tif 000009
により与えられる。ただし、
ｋ０は正規化因子、
ｊは信号番号（ｊ＝０，１，．．．．，７）、
ｙ（ｔ）はＩＣＩを伴う信号系列Ｓｊとスペクトルパワー強度Ｎ０を有する白色ガウス雑音ｎ（ｔ）との合成信号（ｙ（ｔ）＝Ｓｊ＋ｎ（ｔ））、
Ｐａｐｒ（Ｓｊ）は受信信号Ｓｊの事前確率、
Ｐ（ｙ（ｔ）／Ｓｊ）は条件付き確率であり、受信語がｙ（ｔ）であった時、送られた符号語がＳｊであったという確率、
である。着目チャネルの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｊ）（ｊ＝０，１，．．．．，７）は、（２）〜（４）式より着目サブチャネルの信号がＳ＊００である事前確率、またはＳ＊０１である事前確率と２つの隣接サブチャネルにおける情報信号Ｓ＊ｉｊの事後確率の交差積として表現される。すなわち、Ｄ０＝＋１の場合には、
2005011164.tif 000010
となり、Ｄ０＝−１の場合には
2005011164.tif 000011
となる。
（６）〜（７）式において、Ｐａｐｒ（Ｓｊ）は、着目サブチャネルにおいて番号ｊの情報信号Ｓｊが送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には１／２に等しいと仮定される。確率Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は受信信号Ｓ＊ｉｊの事後確率で、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と異なリ、又、受信側で高い信頼度で推
2005011164.tif 000012
においてＰ（Ｓ＊ｉｊ）の最も良い推定である。この仮定により、（６）及び（７）式は以下のように書き替えることができる。
2005011164.tif 000013
あるいは、情報信号Ｓ＊ｉｊと送信情報信号Ｄｉ（（１）式参照）との間に直接の関係が存在する時は、（６）及び（７）式においてＰ（Ｓ＊ｉｊ）＝Ｐ（Ｄｉ＝ｊ／ｙ（ｔ））と置き換えることができ、（６）及び（７）式は次式で表現される。なお、Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は第ｉサブチャネル信号Ｄｉがｊである確率である。
2005011164.tif 000014
（１０）及び（１１）式において、着目サブチャネルｃｈ０における受信信号Ｓｊの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｊ）（ｊ＝０，１，２，．．．．，７）は、情報信号Ｓ＊ｉｊの送信事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と２つの隣接チャネルｃｈ１，ｃｈ２で受信した情報シンボルＤｉが＋１又は−１である事後確率との交差チャネル積で表現される。
ターボレシーバにおいて、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル（番号０）の受信情報シンボルＤ０が＋１である確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、Ｄ０が−１である確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルＤ０の符号を決定する。
着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０がｊとなる事後確率Ｐ（Ｄ０＝ｊ／ｙ（ｔ））は、Ｄ０がｊである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））は着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、（１）、（２）式より、着目サブチャネルで”０”（＝＋１）の情報シンボルを送信する信号はＳ０〜Ｓ３であるから、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））は、信号Ｓ０〜Ｓ３を受信する事後確率の和となり（１２ａ）式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））は、（１２ｂ）式で求めることができる。
2005011164.tif 000015
（１２ａ）式に（５）式を適用すると（ただしｋ０＝１とする）、（１３）式
2005011164.tif 000016
となる。（１３）式に（１０）式を代入し、簡単化のために、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））のｙ（ｔ）を省略すると（すなわち、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））＝Ｐ（Ｄｉ＝±１）とすると）、（１４）式が得られる。
2005011164.tif 000017
同様に（１５）式が得られる。
2005011164.tif 000018
更に、（１４）式を変形すると、（１６ａ），（１６ｂ）式が得られる。
2005011164.tif 000019
同様に、（１５）式を変形すると（１７）式
2005011164.tif 000020
が得られる。
以上より、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（＋１又は−１）を決定できる。
・対数の差による判定
着目サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））を演算し（ｌｎはｅを底とする対数）、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
2005011164.tif 000021
であればＤ０＝＋１と判定し、
2005011164.tif 000022
であればＤ０＝−１であると判定する。
さて、送信シンボルＤ０が統計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。
2005011164.tif 000023
（１９）式より、（１６ｂ）式及び（１７）式における共通の乗数は判定ルールに影響を及ぼさないから、（１６ｂ），（１７）式は（２０），（２１）式のようになる。
2005011164.tif 000024
ここで、次式
2005011164.tif 000025
の代数同一性を考慮して（２０）式を変形すると以下の（２２）式が得られる。すなわち、
2005011164.tif 000026
とすれば、
2005011164.tif 000027
となり、Ｘ，Ｙを（ａ）式に代入すれば（２２）式が得られる。
2005011164.tif 000028
同様に、（ａ）の代数同一性を考慮して（２１）式を変形すると以下の（２３）式が得られる。すなわち、
2005011164.tif 000029
とすれば、
2005011164.tif 000030
となり、Ｘ，Ｙを（ａ）式に代入すれば（２３）式が得られる。
2005011164.tif 000031
・新判定式の導出
ここで、以下の（２４）、（２５）式
2005011164.tif 000032
を採用すると、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは以下のようになる。
2005011164.tif 000033
（２４）、（２５）式を（１８ａ）、（１８ｂ）式の左辺の判定式に適用すると新判定式は次式
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となる。
2005011164.tif 000035
考慮することにより、（２６）式の新判定式を構成する各項は以下のように書き替えることができる。なお、ｌｎＤｉ＝ｌｎＰ（Ｄｉ＝＋１）−ｌｎＰ（Ｄｉ＝−１）である。
2005011164.tif 000036
上式において、ｌｎＤｉ＝ｌｎＰ（Ｄｉ＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎＰ（Ｄｉ＝−１／ｙ（ｔ））は、第ｉサブチャネルで送信された信号Ｄｉが＋１であるか、−１であるかの事後確率の対数差（第ｉサブチ
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である。さらに、（２）式から
Ｓ０＋Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＝４
Ｓ０−Ｓ１＝Ｓ２−Ｓ３＝２・α２，０＝２・α２
Ｓ０＋Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３＝４・α１，０＝４・α１
であり、
ΔＥ１＝Ｅ０−Ｅ１＝４（１＋α１＋α２）
ΔＥ２＝Ｅ２−Ｅ３＝−４（１＋α１−α２）
ΔＥ１＋ΔＥ２＝８α２
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ーの伝達関数を示し、その特性は図５に示すようになることを考慮すべきである。図５において、横軸はｘ、縦軸はＦ（ｘ，ΔＥ）である。
以上から、（２７）式の右辺第２項〜第３項は、リミット値ΔＥ１を有し、
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ミッタの伝達特性を示す。これら２つのリミッタの特伝達性を合成すれば、（２７）式の右辺第２項〜第５項は、リミット値ΔＥ１＋ΔＥ２（＝８・α２，０）を有し、
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なわち、（２７）式の右辺第２項〜第５項は、（２８）式の右辺で近似的に表現できる。
2005011164.tif 000041
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すように構成することができる。但し、図６において、
Ｒ０＝４／２＝２
Ｒ１＝２・α２，０＝２・α２
Ｒ２＝２・α１，０＝２・α１
ｗ２＝１／２
である。
乗算器５１及び積分器（相関器）５２は（２７）式の右辺第１項を１／２した値を計算する。すなわち、乗算器５１は、Ｓ０（ｔ）＋Ｓ１（ｔ）＋Ｓ２（ｔ）＋Ｓ３（ｔ）の時間依存性を省略したＳ０＋Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３（＝４）を１／２した信号Ｒ０と受信信号ｙ（ｔ）の乗算を行い、積分器５２は乗算結果を積分して信号Ｒ０と受信信号ｙ（ｔ）の相関を出力する。この相関が補正前の着目チャネルｃｈ０の軟判定対象値ｌｎＤ０である。
乗算器５３、積分器５４、加算器５５はリミッタの伝達関数Ｆ（ｘ，ΔＥ）における変数
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達関数Ｆ（ｘ，ΔＥ）、すなわち、（２７）式の右辺第２項〜第５項を計算する。乗算器５７はリミッタ出力にｗ２（＝１／２）を乗算し、加算器５８は積分器５２の出力と乗算
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なお、乗算器５３は、Ｓ０（ｔ）−Ｓ１（ｔ））の時間依存性を省略したＳ０−Ｓ１（＝２・α２）をＲ１とする信号と受信信号ｙ（ｔ）の乗算を行う。すなわち、乗算器５３は、サブチャネルｃｈ２と着目サブチャネル間の結合度α２をＲ１とする信号と受信信号ｙ（ｔ）の乗算を行い、積分器５４は該乗算結果を積分して信号Ｒ１と受信信号ｙ（ｔ）との相関を出力する。リミッタ５６は該相関とサブチャネルｃｈ２の受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤ２とを合成した値をｘとして入力されてｆ（ｘ，ΔＥ）を出力し、加算器５８はｆ（ｘ，ΔＥ）に基づいて積分器５２から出力される着目サブチャネルｃｈ０の軟判定対象値ｌｎＤ０を補正する。
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（Ａ−Ｂ）及び（Ｃ−Ｄ）はそれぞれ（２９），（３０）式で表わされる。
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計算を簡単にする為に、（２９）式及び（３０）式における非線形要素ｌｎ  ｃｏｓｈ｛・｝を
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わせる。
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ここで、ΔＥΣ＝ΔＥ１＋ΔＥ２＝８・α１，０＝８・α１とすれば、（３１）式は
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る１つのリミッタの伝達特性を表わしている。
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用いて図７に示すように構成することができる。すなわち、図７において、乗算器６１、積分器６２、加算器６３はリミッタの伝達関数ｆ（ｘ，ΔＥ）における変数ｘ＝
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数ｆ（ｘ，ΔＥ）、すなわち、（３２）式の伝達関数の計算をし、乗算器６５はｗ１（＝１）
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象値ｌｎＤ０を補正する。すなわち、乗算器６１は、Ｓ０（ｔ）＋Ｓ１（ｔ）−Ｓ２（ｔ）−Ｓ３（ｔ）の時間依存性を省略したＳ０＋Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３（＝４・α１）信号と受信信号ｙ（ｔ）の乗算を行う。すなわち、乗算器６１は、サブチャネルｃｈ１と着目サブチャネル間の結合度２・α１をＲ２とする信号と受信信号ｙ（ｔ）の乗算を行い、積分器６２は該乗算結果を積分して信号Ｒ２と受信信号ｙ（ｔ）との相関を出力する。リミッタ６３は該相関とサブチャネルｃｈ１の受信部から入力された軟判定対象値ｌｎＤ１とを合成した値をｘとして入力されてｆ（ｘ，ΔＥ）を出力し、このｆ（ｘ，ΔＥ）に基づいて積分器５２から出力される着目サブチャネルｃｈ０の軟判定対象値ｌｎＤ０を補正する。
以上より、図６と図７を組み合せることにより（２６）式の判定式は図８に示す判定式演算部１００により計算できる。なお、図８において、図６、図７と同一部分には
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の正負に従って符号Ｄ０を判定する。
・ターボデコーダとの類似性
上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のターボデコーダに類似している。
文献：．Ｍ．Ｃ．Ｖａｌｅｎｉｔｉ  ａｎｄ  Ｂ．Ｄ．Ｗｏｅｒｎｅｒ，“Ｖａｒｉａｂｌｅ  ｌａｔｅｎｃｙ  ｔｕｒｂｏ  ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，”Ｐｒｏｃ，Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｔｕｒｂｏ  ｃｏｄｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｌａｔｅｄ  Ｔｏｐｉｃｓ．，Ｂｒｅｓｔ，Ｆｒａｎｃｅ，Ｓｅｐｔ．１９９７，ｐｐ２１６−２１９．
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２から導き出された情報が、非線形処理後に、着目チャネルｃｈ０の推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定（硬判定）の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、ＩＣＩキャンセルのために提案されている周知の判定帰還イコライザ（ＤＦＥ）に類似する。しかし、ターボデコーダ出力は軟判定形式である。同様に本発明におけるサブチャネルの受信装置の出力ｌｎＤ０，ｌｎＤ１，ｌｎＤ２は軟判定形式の値（軟判定対象値）あり、繰り返しの最後に、硬判定が行われる。
これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、ＩＣＩの存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノイズの振る舞いにより、事後確率の推定（あるいは決定の信頼性）を、他サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２から導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。
繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、１回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用できないとき、データが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、
Ｐ（Ｄｉ＝＋１／ｙ（ｔ））＝Ｐ（Ｄｉ＝−１／ｙ（ｔ））＝１／２、  ｉ＝１，２
と設定することができる。この設定はベストの設定である。それゆえ、第１ステップにおいて、サブチャネルｃｈ１，ｃｈ２における事後確率の差ｌｎＤ１，ｌｎＤ２は零であるとする。ＬｎＤ１＝ｌｎＤ２＝０として（２８），（３２）式を計算することにより、未知であったｌｎＤ０の最初の推定を得ることができる。
（Ｂ）クロストークを与えるサブチャネルがＮ個の場合
以上は着目サブチャネルｃｈ０に対して２つのサブチャネルｃｈ１，ｃｈ２からＩＣＩが加わった場合（ｎ＝２）であるが，ｎ＝１の場合には、ｎ＝２のときと同様にして判定式ｌｎＤ０は次式で与えられる。
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（３３）式は、図８の判定式演算部１００より、乗算部５３、積分器５４、加算器５５、リミッタ５６、乗算器５７、加算器５８を削除した構成により演算できる。換言すれば、ｎ＝２の判定式演算部１００は、ｎ＝１の判定式演算部に、乗算部５３、積分器５４、加算器５５、リミッタ５６、乗算器５７、加算器５８を加えることにより構成することができる。同様の考えでｎ＝Ｎに拡張することができる。
図９はｎ＝Ｎとした時の通信システムの全体構成図であり、（Ｎ＋１）個のサブチャネルｃｈ０，ｃｈ１，ｃｈ２，…ｃｈＮを介してそれぞれ独立にデータを送信する（Ｎ＋１）個の送信装置１１０，１１１，１１２，…１１Ｎ、各サブチャネル毎に設けられ対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う（Ｎ＋１）個の受信装置（図では着目サブチャネルｃｈ０の受信装置１２０のみ示す）、第１〜第Ｎサブチャネルｃｈ１〜ｃｈＮから着目サブチャネルｃｈ０への結合係数α１，０〜αＮ，０を有するクロストークパス１３１〜１３Ｎ、ノイズ源１４、サブチャネルｃｈ１〜ｃｈＮの軟判定対象値ｌｎＤ１〜ｌｎＤＮをそれぞれ受信装置１２０に入力する受信ライン１５１〜１５Ｎを備えている。なお、１６１〜１６Ｎは第１〜第Ｎサブチャネルｃｈ１〜ｃｈＮから着目サブチャネルｃｈ０へのクロストーク信号を着目サブチャネル信号に加算する合成部、１７はノイズを加算する合成部である。
図１０はｎ＝Ｎの場合における判定式演算部の構成図であり、Ｎ＝２とすれば、図８と同一の構成になる。ｎ＝Ｎの判定式演算部１００は、ｎ＝Ｎ−１の判定式演算部の構成に、乗算部８１、積分器８２、加算器８３、リミッタ８４、乗算器８５、加算器８６を加えることにより構成することができる。但し、
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であり、スケーリング因子ｗｎは
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である。また、リミットレベルＬｉｍｎは次式
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で与えられる。
（Ｃ）ＤＭＴシステムへの適用
本発明のターボレシーバの応用としてＭサブチャネルのＤＭＴベース通信システムを考える。図１１はかかるターボレシーバを採用したＤＭＴベース通信システムの構成図であり、周知のＤＭＴ通信システムにおける受信機のＦＦＴ部の後段に本発明のターボレシーバを配置した構成を有している。
図１１の通信システムにおいて、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０１はデータレートＲ（ｂｉｔｓ／ｓｅｃ：ｂｐｓ）の入力ビットストリームをＭビットの並列データに変換し、各ビットを新レートＲ／Ｍ（ｂｐｓ）でＭ個の並列サブチャネルを介して転送する。ＭポイントＩＦＦＴ５０２は、Ｍ並列データを結合して時間領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）５０３は、これらＮサンプルを直列フォーマットに変換し、連続してディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）５０４に入力する。ＤＡＣ出力側のローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０５の出力信号は連続時間ＤＭＴ信号である。白色ガウス雑音チャネルにおいて、送信ＤＭＴ信号は、白色ガウス雑音ｎ（ｔ）により劣化し、ＤＭＴレシーバ６００に送られる。
受信機は送信機と逆の機能を実行する。すなわち、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）５０６は受信信号をＡＤ変換し、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）５０７はデジタル信号をＭ並列データに変換してＦＦＴ５０８に入力する。ＦＦＴ５０８はＦＦＴ処理し、各サブチャネルで送られた信号に対してＭマッチトフィルタアレイとして復調処理を行う。本発明のターボレシーバ（ターボイコライザ）５０９１〜５０９Ｍはターボアルゴリズムに基づいたサブチャネルのデータ判定処理を行い、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１０は各ターボレシーバで得られた信号を直列データに変換して検出データとして出力する。以上により周波数オフセットが存在してもＢＥＲを改善することができる。
図１２は、従来のＤＭＴベースレシーバのＢＥＲパフォーマンス（ＭＦ）を示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え、サブチャネル数Ｍ＝６４で６回のターボ繰り返しを行うＤＭＴレシーバのＢＥＲパフォーマンスを示す。なお、ＢＥＲパフォーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットを２５％として、２Ｅｂ／Ｎｏに対して示されている。又、ＩＣＩが発生しない理想的な状態におけるＢＥＲをＲＥＦとして示している。
図１２より明らかなように、本発明のターボレシーバによれば強力にＢＥＲを改善する。また、本発明のターボアルゴリズムによれば考慮するクロストークパス数（クロストークサブチャネル数）が増加する毎にＢＥＲを向上することができる。なお、シミューレーションにおいて、参照信号Ｒｎは（３４）式により算出し、スケーリングファクタｗｎは（３５）式により計算し、また、（３６）式で計算されたリミットレベルＬｉｍｎを有する振幅リミッタを用いて判定式演算部を構成している。
図１３は従来のＤＦＥイコライザを採用したシステムと本発明のターボイコライザを使用したシステムのＢＥＲ性能比較特性であり、本発明のターボイコライザの方が遥かにＢＥＲ特性が勝っている。
・効果
本発明によれば、性能向上に寄与すると共に、考慮すべきサブチャネル数が増大してもターボレシーバをシンプルに実現することができる。
又、本発明によれば、サブチャネル数を増加することによりより性能を向上でき、しかも、サブチャネル数を増加しても簡単な構成で実演できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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