(57)【要約】ガードインターバルンターバルを不要とし、また  ガードインターバルの長さに基づくシンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響を回避できるマルチキャリア受信装置が提供される。前記マルチキャリア受信装置は、マルチキャリア信号を受信し、パラレル信号に変換するシリアル／パラレル変換器と、前記シリアル／パラレル変換器の出力から、前記受信されたマルチキャリア信号の１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号を選択し、前記選択されたマルチキャリア信号に対し、離散フーリエ変換を行うフーリエ変換器と、前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行うチャネル補償器と、前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキャリア信号の次元に減縮するマトリクス変換器と、前記マトリクス変換器の出力をシリアル信号に変換するパラレル／シリアル変換器と、更に前記パラレル／シリアル変換器の出力を、送信装置側の変調器に対応する復調器と、符号器に対応する復号器を有する。
2004079958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア信号を受信し、
前記受信されたマルチキャリア信号の１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号を選択し、
前記選択されたマルチキャリア信号に対し、離散フーリエ変換を行い
前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行い、
前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキャリア信号の次元に減縮する
ことを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号を選択は、前記受信されたマルチキャリア信号の次元より長い離散フーリエ変換の実行のために行うことを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項３】
請求項１において、
前記チャネル等化は、マルチキャリア信号に等化係数を乗算することに行い、これにより周波数領域において前記受信マルチキャリア信号のチャネル歪効果を減少することを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項４】
請求項１において、
前記マルチキャリア通信方式は、直交周波数分割多重を適用するものであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項５】
請求項１において、
前記マルチキャリア通信方式は、マルチキャリア−符号分割多元接続を適用するものであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかにおいて、
前記受信されたマルチキャリア信号が、隣接するシンボルフレーム間にガードインターバルを含んでいないことを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項７】
請求項２において、
マルチキャリア信号の次元より長い離散フーリエ変換は、前記マルチキャリア信号の次元の整数倍の長さであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。
【請求項８】
請求項７において、
各チャネルの前記離散フーリエ変換された出力に対するチャネル応答推定値が、減少された次元の推定値を補間して求めることを特徴とするマルチキャリア信号を受信処理方法。
【請求項９】
マルチキャリア方式におけるマルチキャリア信号の受信装置であって、
マルチキャリア信号を受信し、パラレル信号に変換するシリアル／パラレル変換器と、
前記シリアル／パラレル変換器の出力から、前記受信されたマルチキャリア信号の１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号を選択し、前記選択されたマルチキャリア信号に対し、離散フーリエ変換を行うフーリエ変換器と、
前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行うチャネル補償器と、
前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキャリア信号の次元に減縮するマトリクス変換器と、
前記マトリクス変換器の出力をシリアル信号に変換するパラレル／シリアル変換器と、更に
前記パラレル／シリアル変換器の出力を、送信装置側の変調器に対応する復調器と、符号器に対応する復号器を
有することを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１０】
請求項９において、
前記フーリエ変換器における離散フーリエ変換の長さは、前記１シンボルより長い区間の、前記選択されたマルチキャリア信号の長さに対応することを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１１】
請求項９において、
前記チャネル補償器によるチャネル等化は、マルチキャリア信号に等化係数を乗算することに行い、これにより周波数領域において前記受信マルチキャリア信号のチャネル歪効果を減少することを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１２】
請求項９において、
前記マルチキャリア方式は、直交周波数分割多重を適用するものであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１３】
請求項９において、
前記マルチキャリア方式は、マルチキャリア−符号分割多元接続を適用するものであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１４】
請求項９乃至１３のいずれかにおいて、
前記受信されたマルチキャリア信号が、隣接するシンボルフレーム間にガードインターバルを含んでいないことを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１５】
請求項１０において、
マルチキャリア信号の次元より長い離散フーリエ変換は、前記マルチキャリア信号の次元の整数倍の長さであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
各チャネルの前記離散フーリエ変換された出力に対するチャネル応答推定値が、減少された次元の推定値を補間して求めることを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
【技術分野】  本発明は、マルチキャリア信号の受信処理方法及び、これを適用するマルチキャリア受信装置に関し、特にマルチキャリア受信装置における受信データのシンボル間干渉等化に関する。
【背景技術】  マルチキャリア通信システムに適用される技術として、下記の非特許文献１に記載されている、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式と、マルチキャリア−符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式がある。
直交周波数分割多重伝送方式は、互いに直交する複数の狭帯域サブキャリアを用いて高速ビットレート伝送を実現するものである。
即ち、周波数帯域幅は、小さな範囲に分割され、分割された各々は、低ビットレートのサブキャリアにより処理される。各サブキャリアは、周波数選択性フェージングを受けないので、マルチキャリア変調システムは、周波数選択性フェージングに対して有利である。
一方、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、マルチプルアクセス多重化技術としてＣＤＭＡ技術が直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調に使用されている。それぞれのユーザデータは、周波数領域で直交拡散符号により拡散され、異なる拡散符号により拡散された他のユーザデータと多重化される。
上記の従来方式を使用する送信装置と受信装置の概略構成は次のようである。
即ち、図１は、上記従来方式を使用するＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置の構成例であり、ＭＣ−ＣＤＭＡ送信信号を生成し、送信する。
図１において、２値データ１は、所定ビット長に符号器２で符号化され、符号に対応して、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６−ＱＡＭ等の変調方式を用いて変調器３により変調される。変調されたデータは、シリアル／パラレル変換器４によりＮｐｌ個のデータシンボルに変換される。
Ｎｐｌ個のデータシンボルは同時に処理され、一つのデータシンボルは、複写器５により拡散係数（ＳＦ：Ｓｐｒｅａｄ  Ｆａｃｔｏｒ）によりデータセットに複製される。この場合、送信装置はＮｐｌ＊ＳＦの数のサブキャリアによりデータを送信する。各サブキャリアにおいて、長さＳＦの直交符号であるチップによりデータが多重化される。
ＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置は、周波数領域で拡散符号６を用いて信号を拡散し、次いで、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）器７において、（Ｎｐｌ＊ＳＦ）次元に等しい次元で逆高速フーリエ変換を行う。これが、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの主たる特徴である。
更に、パラレル／シリアル変換器８によりデータセットは、シリアルデータに変換され、シンボル間干渉を除去するために、挿入部８において、ガードインターバルＧＩが挿入される。
一方、上記の従来技術を用いた、図１のＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置に対応するＭＣ−ＣＤＭＡ受信装置は、図２に示される構成である。
図２において、先ず送信側で挿入されたガードインターバルを受信データから除去部９により除去する。ガードインターバルＧＩが除去されたデータは、シリアル／パラレル変換器１０によりパラレル信号に変換され、高速フーリエ変換器１１による離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の対象とされる。このとき、チャネル補償器１３においてパイロットシンボルにより各サブキャリアのチャネル特性が推定される。
次いで、例えば、直交復元合成法（ＯＲＣ），等利得合成法（ＥＧＣ），最大比合成法（ＭＲＣ），最小二乗誤差合成法（ＭＭＳＥＣ）等の合成方法を用いて、高速フーリエ変換器１１の出力に合成係数を乗算すると共に、送信側での拡散符号と同じ符号１２を乗算する。
チャネル補償を受けた高速フーリエ変換器１１の出力は、送信側に置ける拡散係数（ＳＦ：Ｓｐｒｅａｄ  Ｆａｃｔｏｒ）によるデータセットの複製に対応して、周波数領域の拡散係数（ＳＦ）の区間で整合的に蓄積部１４において累積される。これにより、一のユーザの特定のデータシンボルが抽出される。
更に、蓄積部１４で累積された信号はパラレル／シリアル変換器１５によりシリアル信号に変換され、復調器１６で復調され、次いで、復号器１７で復号される。
図３、図４は、それぞれ上記従来方式を使用するＯＦＤＭ送信装置及び、受信装置の構成例であり、図１のＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置の構成に対し、拡散符号による拡散処理及び、受信装置において逆拡散処理が行われない点が異なる。他の構成は、図１、図２に示したＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置、受信装置と同様であるので更なる説明は省略する。
【非特許文献１】  Ｒ．Ｖａｎ  Ｎｅｅ  ａｎｄ  Ｒ．Ｐｒａｓａｄ，“ＯＦＤＭ  Ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，２０００
発明の概要
上記の従来例説明において、ＯＦＤＭ送信方式はマルチパス及び、回線歪に対して有効ではあるが、極端な場合、ガードインターバルＧＩの長さが最大伝播遅延より大きくなり、先行するシンボルにより隣接シンボルへの影響即ち、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる場合は、不十分となる。
従って、本発明の目的は、かかる問題を回避するマルチキャリア受信処理方法及びこれを用いるマルチキャリア受信装置を提供することにある。
かかる本発明の目的を達成する第１の態様は、マルチキャリア方式におけるマルチキャリア信号を受信し、前記受信されたマルチキャリア信号の１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号を選択し、前記選択されたマルチキャリア信号に対し、離散フーリエ変換を行い、前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行い、前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキャリア信号の次元に減少することを特徴とする。
上記の本発明の目的を達成する第２の態様は、第１の態様において、前記１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号の選択は、前記受信されたマルチキャリア信号の次元より長い離散フーリエ変換の実行のために行うことを特徴とする。
上記の本発明の目的を達成する第３の態様は、第１の態様において、前記チャネル等化は、マルチキャリア信号に等化係数を乗算することに行い、これにより周波数領域において前記受信マルチキャリア信号のチャネル歪効果を減少することを特徴とする。
上記の本発明の目的を達成する第４の態様は、第１の態様において、前記マルチキャリア方式は、直交周波数分割多重を適用するものであることを特徴とする。
上記の本発明の目的を達成する第５の態様は、第１の態様において、前記マルチキャリア方式は、マルチキャリア−符号分割多元接続を適用するものであることを特徴とする。
上記の本発明の目的を達成する第６の態様は、第１乃至第５の態様のいずれかにおいて、前記受信されたマルチキャリア信号が、隣接するシンボルフレーム間にガードインターバルを含んでいないことを特徴とする。
さらに、上記の本発明の目的を達成する第７の態様は、第２の態様において、マルチキャリア信号の次元より長い離散フーリエ変換は、前記マルチキャリア信号の次元の整数倍の長さであることを特徴とする。
また、上記の本発明の目的を達成する第８の態様は、第７の態様において、各チャネル毎の前記離散フーリエ変換された出力に対するチャネル応答推定値が、減少された次元の推定値を補間して求めることを特徴とする。
本発明の特徴は、以下の図面を参照して説明する発明の実施の形態例から更に明らかになる。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来方式を使用するＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置の構成例である。
図２は、図１のＭＣ−ＣＤＭＡ送信装置に対応するＭＣ−ＣＤＭＡ受信装置の構成例である。
図３は、従来方式を使用するＯＦＤＭ送信装置の構成例である。
図４は、従来方式を使用するＯＦＤＭ受信装置の構成例である。
図５は、本発明に従うＯＦＤＭ受信装置の構成例ブロック図である。
図６は、図５のＯＦＤＭ受信装置の構成例に対応する、処理の流れを説明するフロー図である。
図７は、変換マトリクス１１１の構成例である。
図８は、ガードインターバルがある場合の２Ｎ連続ポイントのクラスタの構成を示す図である。」
図９は、送信装置においてパイロットシンボルを送信フレームに挿入する場合のフレーム構成を示す図である。
図１０は、ガードインターバルを使用しないＭＣ−ＣＤＭＡの場合の、受信装置の実施例構成を示す図である。
図１１は、図１０の受信装置構成における２Ｎ高速フーリエ（ＦＦＴ）変換器１１０の実施例構成を示す図である。
図１２は、２Ｎディメンジョン高速フーリエ変換する原理を更に拡張して、４Ｎディメンジョンに拡張する場合の高速フーリエ（ＦＦＴ）変換器１１０の実施例構成である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下に図面に従い本発明の実施の形態例を説明する。
本発明のマルチキャリア受信装置の適用において、対応する送信装置の構成は、図１、図３に示す従来構成と同様のものが使用可能である。ただし、後に説明するように、本発明のマルチキャリア受信装置は、送信側でガードインターバルＧＩが挿入されていない信号の受信にも適用できるものである。
図５は、本発明に従うＯＦＤＭ受信装置の構成例ブロック図である。図６は、図５のＯＦＤＭ受信装置の構成例に対応する処理の流れを説明するフロー図であり、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の部分を避け、チャネル歪を等化補償するに必要な処理の概要を示している。
なお、以下の説明においては、ＯＦＤＭシンボル長Ｎがチャネルモデルからの最大遅延量（τｍａｘで表される）より遥かに長いものとする。
図５において、受信信号列は、先ずシリアル／パラレル変換器１０によりパラレル信号に変換される。パラレル信号から、本発明の特徴は、実施例として連続する２個のシンボルフレームから２Ｎポイント分の大きさの窓（ｊ−１，ｊ）により２Ｎ個のデータシンボルを求める（Ｄ１，図６参照）。
図６において、連続する２個のシンボルフレームから２Ｎ個のデータシンボルを順次求める様子が示される。すなわち、（ｊ−１）番目のＯＦＤＭシンボルフレームとｊ番目のＯＦＤＭシンボルフレームから２Ｎ個のデータシンボルが求められ、ｊ番目のＯＦＤＭシンボルフレームと（ｊ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルフレームから２Ｎ個のデータシンボルを求める様子が示されている。
完全に同期化される場合、区間［ｉＮ；（ｉ＋１）Ｎ］に、ｉ及びｉ−１のタイミングのただ２つのシンボルがデータ処理の対象となる。
この様な２Ｎ個のデータシンボルに対し、後に実施例構成が説明される２Ｎポイント高速フーリエ変換器１１０による高速フーリエ変換処理により離散フーリエ変換を行う（ステップＳ１）。
次いで、各サブキャリアに対して離散フーリエ変換されたデータ（Ｄ２）に、歪補償器１３によりチャネル補償を行い、チャネル歪を低減する（ステップＳ２）。その後、復調器１６で復調する前に、特別の変換マトリクス１１１を用いて、信号の次元を減少させる。
図７は、上記の変換マトリクス１１１の構成例である。実施例として２Ｎポイントに対する逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１１２と、ＩＦＦＴ１１２の変換処理出力のうち、下位Ｎポイントに対して逆離散フーリエ変換を行なう第２のＩＦＦＴ１１３を有している。
逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１１２は、チャネル補償されたデータ（Ｄ３）に対し、逆高速フーリエ変換により逆離散フーリエ変換を行なう（ステップＳ３）。次いで、逆離散フーリエ変換されたデータＤ４のうち、Ｎポイントのみに対して第２のＩＦＦＴ１１３により逆離散フーリエ変換を行ない（ステップＳ４）、逆離散フーリエ変換されたデータＤ５を得る。これにより、受信データの次元２Ｎが次元Ｎに削減される。
次いで、図５において、次元Ｎの受信データは、パラレル・シリアル変換器１５によりシリアル信号に変換され、その後、送信側の変調器３（図１、参照）に対応して復調器６による復調と、チャネル符号器２に対応して復号器１７による復号が行われる。
上記の受信装置による処理を要約すると、本発明による原理は、シンボル間干渉（ＩＳＩ：ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響を減少するために高速フーリエ変換即ち、離散フーリエ変換の対象とする長さを拡張するものである。マルチキャリア受信装置において、２Ｎポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を求めることによって、先行するＯＦＤＭシンボルの影響を緩和することが出来る。
ここで、本発明の有用性を根拠付けるために、ＯＦＤＭ受信装置における処理を数式を用いて更に説明する。なお、以下に、ガードインターバルＧＩが挿入されていない場合を説明するが、後に本発明の適用は、ガードインターバルＧＩの挿入の有無に関わらずに可能であることを説明する。
本発明の適用において、ＯＦＤＭシンボル長は、遅延分散量より遥かに大きいものと想定しているので、受信信号の残差部分のみが、二つの連続する送信シンボルの組み合わせとなる。
2004079958.tif 000003
先に説明したように、本発明の基本は、シンボル間干渉をキャンセルするものではなく、離散フーリエ変換長の拡張を用いる等化によってシンボル間干渉を緩和するものである。
2004079958.tif 000004
する。
説明を明確にするべく、本発明のマルチキャリア受信装置の構成部分の処理を３つのステップに分けて説明する。
第１ステップ［拡張離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅａｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算］
2004079958.tif 000005
2004079958.tif 000006
が得られる。
更に、式１と式２とを結合すると、
2004079958.tif 000007
第２ステップ（チャネル歪補償）
2004079958.tif 000008
対角行列である。
チャネル歪補償は周波数領域で、次のように表される。
2004079958.tif 000009
第３ステップ（データ次元の削減）
チャネル歪補償後に、受信データの次元と等しくするために周波数領域においてデータ次元の削減が必要である。
これを実行するために、特別の変換マトリクス（図５において示す変換マトリクス１１１）により２Ｎポイント信号をＮポイント信号ストリームに変換する。
2004079958.tif 000010
式を単純にすると、
2004079958.tif 000011
となる。
上記の変換マトリクス１１１による処理により求められる受信データは、
2004079958.tif 000012
ここで、ガードインターバルＧＩがある場合は、シンボルブロックの選択は、サンプル間の連続性（即ち、周波数領域における直交性）を保つように規定されることが必要である。
図８は、ガードインターバルＧＩがある場合の２Ｎ連続ポイントのクラスタの構成を示す図である。図の太線矢印は、ガードインターバルＧＩの構成を示している。（ｊ−１）番目のＯＦＤＭシンボルフレームと（ｊ）番目のＯＦＤＭシンボルフレームを組み合わされて２Ｎポイントを得る。更に、一フレーム分遅延して、（ｊ）番目のＯＦＤＭシンボルフレームと（ｊ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルフレームを組み合わせて２Ｎポイントを得る。
次に上記した本発明の基本構成を適用するマルチキャリア受信装置における実施例構成を説明する。
第１の実施例（ガードインターバルＧＩを有しないＯＦＤＭ変調方式に対するチャネル応答推定）：
Ｎポイントの周波数領域でチャネル応答（回線特性）を正確に推定するために、送信装置においてパイロットシンボルを送信フレームデータに多重することが可能である。
この場合のフレームは、例えば、図９に示すようである。即ち、各フレームの先頭及び後尾の２つのＯＦＤＭシンボル（Ｐと表示されている）が、受信側で認識されるパイロットシンボルである。
受信装置において周波数領域におけるチャネル応答を推定するために、先ず、チャネル補償回路１３において、Ｎポイント高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換する。そして、パイロットシンボルを用いて、歪を補償するため各サブキャリアに対するチャネル応答を推定する。
推定されたチャネル応答に基づき、２Ｎ次元の高速フーリエ変換器１１０の出力に対して、補償係数を乗算する。
しかし、この場合、２Ｎポイントのチャネル応答を得る本発明の構成に対応してチャネル応答をオーバーサンプリングする必要がある。しかし、異なる方法も使用が可能である。例えば、次に示すような補間により即ち、次元Ｎで得られる推定値から、平均化により２Ｎポイントのチャネル応答を得ることができる。
即ち、周波数領域で、次元Ｎに対するチャネル応答をｈｍとし、次元２Ｎに対するチャネル応答をｇｍとすると、次の式４の関係で表される。
2004079958.tif 000013
より具体的に説明する。今、受信信号をＹとすると、チャネル応答を考慮して、受信信号Ｙは、周波数領域で各サブキャリアに対して次のように表される。
Ｙ＝Ｈ・Ｘ＋Ｎ
ただし、Ｈはチャネル歪、Ｘは送信信号、Ｎは雑音である。
時間領域では、等価的に次のように表される。
ｙ＝ｈ＊ｘ＋ｎ
ただし、ｙ、ｈ、ｘ、ｎは、それぞれ時間領域における受信信号、チャネル歪、送信信号及び、雑音である。また、＊は畳込み演算子である。
パイロット列は送信側で逆高速フーリエ変換され、回線（チャネル）を通して受信側で受信され、対応する高速フーリエ変換が行われる。そして、データに多重されたパイロット列を周波数領域でＸ１とすると、次の式によりチャネル応答Ｈ１が推定される。
Ｈ１＝Ｙ／Ｘ１
従って、２Ｎポイントの周波数領域に対するチャネル応答を、補間により得ることができる（上記式４参照）。最終的に、チャネル応答の推定値から各サブキャリアに対する補償係数を求めることが出来る。
第２実施例（ガードインターバル無しのＭＡ−ＣＤＭＡ）：
本発明にしたがうマルチキャリア受信装置であって、チャネル符号化を伴い、且つガードインターバルを使用しないＭＣ−ＣＤＭＡの場合の、受信装置の実施例構成が図１０に示される。なお、送信装置側は、従来の構成（図１）が使用できる。
先に説明したように、等化処理は３つのステップにより行われる。
すなわち、先ず、ＦＦＴ受信信号に対して、一つのＭＣ−ＣＤＭＡシンボルより長い２Ｎ次元の離散フーリエ変換を高速フーリエ（ＦＦＴ）変換器１１０により実行する。次いで、ＦＦＴ変換器１１０の出力は、チャネル推定値から求められる等化係数がチャネル補償器１３により乗算される。
次に、等化した後、先に示した式３で示される変換マトリクス１１１を使用して、信号の次元が受信されたＭＣ−ＣＤＭＡシンボルの次元Ｎに等しくされる。
最後に、周波数領域でＳＦチップの区間に渉って、逆拡散符号１２により逆拡散したデータを累積器１４で累積して、一のユーザの特定データシンボルを抽出する。
第３の実施例（ガードインターバルなしで、ＯＦＤＭ変調に対するＮより長い高速フーリエ変換）：
図１０の受信装置構成における２Ｎ高速フーリエ（ＦＦＴ）変換器１１０の実施例構成が図１１に示される。
受信データをシリアル／パラレル変換器１０によりパラレル信号に変換し、次いで、Ｎポイントに対する高速フーリエ変換器１１１１によりＮポイントの離散フーリエ変換を行なう。そして、変換処理されたデータに対し、パラレル／シリアル変換器１１２によりシリアルデータ列を得る。
さらに、２Ｎポイント離散フーリエ変換を演算するために、バタフライパターン（同型写像）１１１４を用い、２つの連続するデータ列を得る。即ち、バタフライパターン（同型写像）１１１４に、高速フーリエ変換器１１１１の出力に遅延器１１１３により１フレーム分の遅延を与えたものと、高速フーリエ変換器１１１１の出力をそのまま入力する。
これにより、受信したデータの２つの連続するセットを同期させることが可能である。そして、バタフライパターン（同型写像）１１１４の２つの出力をシリアル／パラレル変換器１１１５によりパラレルに変換して出力する。
ここで、以上の説明では、２フレーム分を対象として、２Ｎポイントを離散フーリエ変換することを示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。更に拡張して、より大きい連続するフレーム数を用いることができる。
図１２は、４Ｎ次元に拡張した場合の高速フーリエ（ＦＦＴ）変換器１１０の実施例構成であって、フレーム遅延器１１１３により３つのフレーム遅延により同期を行い、バタフライパターン１１１４を実行するものである。なお、図１２のバタフライパターン１１１４におけるｊで示される部分は、“−１”の平方根を示す。
なお、図１２の高速フーリエ（ＦＦＴ）変換器１１０に対応して、変換機１１１は、入力が４Ｎとなるように、Ｗ４Ｎ＊Ｎのマトリクスが必要である。
【産業上の利用可能性】  上記したように、本発明により、ガードインターバルンターバルを不要とし、また  ガードインターバルの長さに基づくシンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響を回避できるマルチキャリア受信装置の提供が可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図６】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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2004079958.tif 000027
2004079958.tif 000028
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