(57)【要約】交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を整流する全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間に接続され、昇圧リアクトルＬ１に巻回された昇圧巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路と、正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間に接続され、昇圧巻線５ａとＺＣＳリアクトルＬ２とスイッチＱ１とからなる直列回路と、スイッチＱ１とＺＣＳリアクトルＬ２との接続点と平滑コンデンサＣ１との間に接続されたダイオードＤ２と、スイッチＱ１をオン／オフ制御することにより平滑コンデンサＣ１の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。
2004095682.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電源電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルを介して入力して主スイッチによりオン／オフして入力力率を改善するとともに、直流の出力電圧に変換する力率改善回路であって、
前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルに巻回された昇圧巻線及び巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線とゼロ電流スイッチリアクトルと前記主スイッチとからなる第２直列回路と、
前記主スイッチと前記ゼロ電流スイッチリアクトルとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、
前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段と、
を有することを特徴とする力率改善回路。
【請求項２】
交流電源の交流電源電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルを介して入力して主スイッチによりオン／オフして入力力率を改善するとともに、直流の出力電圧に変換する力率改善回路であって、
前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルに巻回された昇圧巻線及び巻き上げ巻線とゼロ電流スイッチリアクトルと第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線と前記主スイッチとからなる第２直列回路と、
前記昇圧リアクトルの昇圧巻線と巻き上げ巻線との接続点及び前記主スイッチと前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、
前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段と、
を有することを特徴とする力率改善回路。
【請求項３】
前記主スイッチに並列に接続され、第３ダイオードとスナバコンデンサとからなる第３直列回路と、
前記第３ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記第１ダイオードの一端との間に接続され、第４ダイオードと前記昇圧リアクトルに巻回された回生巻線と減流リアクトルと回生コンデンサとからなる第４直列回路と、
前記回生コンデンサと前記減流リアクトルとの接続点と前記第１ダイオードの他端と前記平滑コンデンサとの接続点との間に接続された第５ダイオードと、
をさらに有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
【請求項４】
前記ゼロ電流スイッチリアクトル及び前記減流リアクトルは、前記昇圧リアクトルの巻線間のリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の力率改善回路。
【請求項５】
前記昇圧リアクトルは、前記昇圧巻線に対して、前記巻き上げ巻線及び前記回生巻線が疎結合となるようにコアに巻回されてなることを特徴とする請求項４記載の力率改善回路。
【請求項６】
前記昇圧リアクトルは、前記巻き上げ巻線と前記昇圧巻線及び前記回生巻線との間に磁束のバイパスルートを設けてなることを特徴とする請求項４又は請求項５記載の力率改善回路。
【請求項７】
前記主スイッチに並列に接続され、第３ダイオードとスナバコンデンサとからなる第３直列回路と、
前記第３ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記第１ダイオードの一端との間に接続され、第４ダイオードとコンデンサと回生コンデンサとからなる第４直列回路と、
前記回生コンデンサと前記コンデンサとの接続点と前記第１ダイオードの他端と前記平滑コンデンサとの接続点との間に接続された第５ダイオードと、
をさらに有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
【請求項８】
前記制御手段は、前記主スイッチのターンオン時にゼロ電流スイッチさせ、前記主スイッチのターンオフ時にゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする請求項３乃至請求項７のいずれか１項記載の力率改善回路。
【請求項９】
前記制御手段は、前記主スイッチのスイッチング周波数を前記交流電源の交流電源電圧値に応じて制御することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載の力率改善回路。
【請求項１０】
前記制御手段は、
前記出力電圧と基準電圧との誤差を増幅して第１誤差電圧信号を生成する第１誤差電圧生成手段と、
この第１誤差電圧生成手段の第１誤差電圧信号と前記整流回路の整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を生成する乗算出力電圧生成手段と、
前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段で検出された入力電流に応じた電圧と前記乗算出力電圧生成手段の乗算出力電圧との誤差を増幅して第２誤差電圧信号を生成する第２誤差電圧生成手段と、
前記整流回路の整流電圧値に応じて前記主スイッチのスイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記第２誤差電圧生成手段の第２誤差電圧信号に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記主スイッチのスイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、
を有することを特徴とする請求項９記載の力率改善回路。
【請求項１１】
前記制御手段は、前記交流電源電圧が下限設定電圧以下の場合に前記スイッチング周波数を下限周波数に設定し、前記交流電源電圧が上限設定電圧以上の場合に前記スイッチング周波数を上限周波数に設定し、前記交流電源電圧が前記下限設定電圧から前記上限設定電圧までの範囲の場合に前記スイッチング周波数を前記下限周波数から前記上限周波数まで徐々に変化させることを特徴とする請求項９又は請求項１０記載の力率改善回路。
【請求項１２】
前記制御手段は、前記交流電源電圧が前記下限設定電圧未満の場合には前記主スイッチのスイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項１１記載の力率改善回路。
【請求項１３】
前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに前記平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、
前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御手段は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項１２のいずれか１項記載の力率改善回路。
【請求項１４】
前記昇圧リアクトルは、補助巻線をさらに備え、該補助巻線に発生する電圧を前記制御手段に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項１３記載の力率改善回路。
【請求項１５】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御手段は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１３又は請求項１４記載の力率改善回路。
【請求項１６】
前記昇圧リアクトルの巻き上げ線と前記第１ダイオードとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第１コンデンサと第６ダイオードとからなる第５直列回路と、
前記第１コンデンサと前記第６ダイオードとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第７ダイオードと、
をさらに有することを特徴とする請求項１記載の力率改善回路。
【請求項１７】
前記ゼロ電流スイッチリアクトルと前記第１ダイオードとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第１コンデンサと第６ダイオードとからなる第５直列回路と、
前記第１コンデンサと前記第６ダイオードとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第７ダイオードと、
をさらに有することを特徴とする請求項２記載の力率改善回路。
【請求項１８】
前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記昇圧巻線が巻回され、前記第２脚に前記巻き上げ巻線が巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
【請求項１９】
前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記昇圧巻線が巻回され、前記第２脚に前記巻き上げ巻線が巻回され、前記第３脚に前記回生巻線が巻回されてなることを特徴とする請求項３記載の力率改善回路。
【請求項２０】
前記コアの各々の脚は、同一厚みのギャップを有することを特徴とする請求項１８又は請求項１９記載の力率改善回路。
【請求項２１】
前記コアに形成された各ギャップには、各巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする請求項２０記載の力率改善回路。
【請求項２２】
前記コアに形成された各ギャップには、各巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする請求項２０記載の力率改善回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、高効率、低ノイズ、高力率なスイッチング電源に使用する力率改善回路に関する。
【背景技術】  図１は、特開２０００−３７０７２号に記載された力率改善回路の回路構成図を示す。図１に示す力率改善回路において、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を整流する全波整流回路Ｂ１の出力両端には、昇圧リアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。
制御回路１００は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、発振器（ＯＳＣ）１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。
誤差増幅器１１１は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。
誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒによる電圧と乗算出力電圧との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＯＳＣ１１４は、一定周期の三角波信号を生成する。
ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＯＳＣ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。
即ち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、スイッチＱ１に対して、誤差増幅器１１３による電流検出抵抗Ｒの出力と乗算器１１２の出力との差信号に応じたデューティパルスを提供する。このデューティパルスは、交流電源電圧及び直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が大幅に改善される。
次に、このように構成された力率改善回路の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
まず、時刻ｔ３１において、スイッチＱ１がオンし、全波整流回路Ｂ１から昇圧リアクトルＬ１を介してスイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは零になる。
次に、時刻ｔ３２において、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、昇圧リアクトルＬ１に誘起された励磁エネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、スイッチＱ１がオフであるため、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、Ｌ１→Ｄ１→Ｃ１で電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【発明の開示】
しかしながら、図１に示す昇圧型の力率改善回路では、スイッチＱ１のターンオン又はターンオフ時において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖと電流Ｑ１ｉとの重複部分が生じ、この重複部分により大きなスイッチング損失が発生する欠点があった。
また、スイッチＱ１をオンした時（例えば時刻ｔ３１，ｔ３３，ｔ３５）には、Ｃ１→Ｄ１→Ｑ１の経路にダイオードリカバリーによるスパイク電流ＲＣが流れる。また、スイッチＱ１をオフした時（例えば時刻ｔ３２，ｔ３４，ｔ３６）には、配線のインダクタンスによるスパイク電圧ＳＰが発生する。
リカバリー時間の間は、ダイオードＤ１はショート状態のため、スイッチＱ１の損失は増大する。また、スイッチＱ１がオフ時のスパイク電圧を抑制するために抵抗及びコンデンサからなるＣＲアブソーバ等を追加するため、ＣＲアブソーバによる損失も増大していた。
また、スパイク電圧及びスパイク電流は、ノイズを発生する。このノイズを低減するためにノイズフィルタも大型化し、スイッチング電源の小型、高効率化の妨げとなっていた。
本発明は、スイッチのゼロ電流スイッチング及びゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる力率改善回路を提供することにある。
本発明は前記課題を解決するために成されたものであり、本発明の第１の側面は、交流電源の交流電源電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルを介して入力して主スイッチによりオン／オフして入力力率を改善するとともに、直流の出力電圧に変換する力率改善回路であって、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルに巻回された昇圧巻線及び巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線とゼロ電流スイッチリアクトルと前記主スイッチとからなる第２直列回路と、前記主スイッチと前記ゼロ電流スイッチリアクトルとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段とを有することを特徴とする。
また、本発明の第２の側面は、交流電源の交流電源電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルを介して入力して主スイッチによりオン／オフして入力力率を改善するとともに、直流の出力電圧に変換する力率改善回路であって、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルに巻回された昇圧巻線及び巻き上げ巻線とゼロ電流スイッチリアクトルと第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線と前記主スイッチとからなる第２直列回路と、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線と巻き上げ巻線との接続点及び前記主スイッチと前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段とを有することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来の力率改善回路を示す回路構成図である。
図２は、従来の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
図３は、第１の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
図４は、第１の実施の形態に係る力率改善回路の交流電源電圧波形と整流出力電流波形のタイミングチャートである。
図５は、第１の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
図６は、第１の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。
図７は、第１の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。
図８は、第１の実施の形態に係る力率改善回路の変形例を示す回路構成図である。
図９は、第２の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
図１０は、第２の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
図１１は、第２の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた昇圧リアクトルの構造図である。
図１２は、第２の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。
図１３は、第３の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
図１４Ａ，１４Ｂは、第３の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた昇圧リアクトルの構造図である。
図１５は、第３の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
図１６は、第３の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。
図１７は、第３の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。
図１８は、第３の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。
図１９は、第４の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
図２０は、第３の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。
図２１は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例を示す回路構成図である。
図２２は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の交流電源電圧波形とスイッチング周波数のタイミングチャートである。
図２３は、図２２に示すタイミングチャートのＡ部における１００ＫＨｚのスイッチング波形を示す図である。
図２４は、図２２に示すタイミングチャートのＢ部における２０ＫＨｚのスイッチング波形を示す図である。
図２５は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例に設けられたＶＣＯの詳細な回路構成図である。
図２６は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の交流電源電圧波形とヒステリシスコンパレータに入力される電圧とこの電圧により変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
図２７は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例のＶＣＯの特性を示す図である。
図２８は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例のＶＣＯの周波数の変化に応じてＰＷＭコンパレータのパルス周波数が変化した様子を示す図である。
図２９は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第２実施例の交流電源電圧波形とヒステリシスコンパレータに入力される電圧により変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
図３０は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例のＶＣＯの詳細な回路構成図である。
図３１は、第５の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例の交流電源電圧波形とコンデンサの電圧とこの電圧により変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
図３２は、第５の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。
図３３は、第６の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
図３４は、第６の実施の形態に係る力率改善回路の動作を説明するための図である。
図３５は、第６の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
図３６は、第６の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明に係る力率改善回路の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る力率改善回路は、主スイッチに直列にゼロ電流スイッチリアクトルを接続し、主スイッチをオン時にＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）を行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせるものである。
図３は第１の実施の形態に係る力率改善回路の回路構成図である。図３において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電源電圧を整流して正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２に出力する。
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ１に巻回された昇圧巻線５ａ（巻数ｎ１）及び巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎ２）とダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１と電流検出抵抗Ｒ（本発明の電流検出手段に対応）とからなる第１直列回路が接続されている。
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間に接続され、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａとＺＣＳリアクトルＬ２とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）と電流検出抵抗Ｒとからなる第２直列回路が接続されている。スイッチＱ１とＺＣＳリアクトルＬ２との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ２が接続されている。
スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフする。ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とで整流平滑回路を構成する。平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続され、平滑コンデンサＣ１はダイオードＤ１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成され、図１に示す制御回路１００の構成と同一構成であるので、ここでは、その詳細な説明は省略する。
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る力率改善回路の動作を図４乃至図７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図４は第１の実施の形態に係る力率改善回路の交流電源電圧波形と整流出力電流波形のタイミングチャートである。図５は第１の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。図６は第１の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。図７は第１の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。
なお、図４では、交流電源電圧Ｖｉ、整流出力電流ＩＯを示している。図５では、図４のＡ部の詳細を示している。図５乃至図７では、交流電源に流れる入力電流Ｉｉ、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉを示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。
まず、時刻ｔ２（ｔ２１）において、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｌ２→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このため、ＺＣＳリアクトルＬ２に電圧が印加されて、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２まで、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉはＶａｃ１／Ｌ２の傾きで増加する。従って、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。図６からわかるようにスイッチＱ１がオンした後、電流が立ち上がり、ＺＣＳ動作を達成していることがわかる。
また、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２において、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流が増加すると同時に、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは減少してゼロとなり、ダイオードＤ１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１のリカバリーによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、このスパイク電流はＺＣＳリアクトルＬ２のインピーダンスにより制限される。図６に示すように、時刻ｔ２２において、ダイオードリカバリーによるスパイク電流ＲＣが僅かに見られる。
リカバリー時間が終了して、ダイオードＤ１の逆方向が回復し、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流の増加率は減少する。入力電圧は、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａの電圧が加わり、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｌ２→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流Ｑ１ｉが流れ、電流Ｑ１ｉはＶａｃ１／５ａの傾きで上昇する（時刻ｔｔ２２〜時刻ｔ３）。
次に、時刻ｔ３（時刻ｔ３１）において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流Ｄ１ｉが時刻ｔ３から時刻ｔ４まで流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。
同様に、時刻ｔ３（時刻ｔ３１）において、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→Ｌ２で電流Ｄ２ｉが流れる。即ち、ダイオードＤ２を介してＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生する。この時のエネルギー量は、昇圧リアクトルＬ１の巻き上げ巻線５ｂに発生する電圧とＺＣＳリアクトルＬ２の電流とで決定され、昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとの接続点、即ちタップが入力に近いほど発生電圧は高くなり、短い時間で放電は終了する。
この放電が完了した時刻ｔ３２において、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉがゼロとなり、逆特性が回復した後、再び、時刻ｔ４において、スイッチＱ１をオンすると、ＺＣＳ動作を継続できる。また、制御回路１０は、スイッチＱ１のオンデューティを、入力交流電源電圧Ｖｉに等しい波形となるように制御するので、昇圧型の力率改善回路を構成できる。
このように第１の実施の形態に係る力率改善回路によれば、スイッチＱ１に直列にＺＣＳリアクトルＬ２を接続したので、スイッチＱ１をオンした時にダイオードリカバリーによるスパイク電流が流れなくなる。このため、ノイズが低減され、ノイズフィルタも小型化されるので、スイッチング電源の小型、高効率化を図ることができる。
また、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせることにより、スイッチング損失及びスイッチングノイズを低減できるので、高効率、低ノイズ化を図ることができる。
図８は、第１の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。この実施例の力率改善回路は、図３に示す第１の実施の形態の力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣＸ１、ダイオードＤＸ１、ダイオードＤＸ２を追加し、ダイオードリカバリーによる損失（すなわち、ダイオードＤ１のリカバリー時に発生するスパイク電流やスパイク電圧）を低減したことを特徴とする。
昇圧リアクトルＬ１の巻き上げ線５ｂとダイオードＤ１との接続点とスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとの接続点との間には、コンデンサＣＸ１とダイオードＤＸ１とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣＸ１とダイオードＤＸ１との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤＸ２が接続されている。
なお、その他の構成は、図３に示す第１の実施の形態に係る力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るその他の力率改善回路の動作を図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図９は、第１の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
図９では、交流電源に流れる入力電流Ｉｉ、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉ、コンデンサＣＸ１の両端電圧ＶＣＸ１、コンデンサＣＸ１に流れる電流ＣＸ１ｉを示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。
まず、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｌ２→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このため、ＺＣＳリアクトルＬ２に電圧が印加されて、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉはＶａｃ１／Ｌ２の傾きで増加する。従って、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。
また、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流が増加すると同時に、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは減少してゼロとなり、ダイオードＤ１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１のリカバリーによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、このスパイク電流はＺＣＳリアクトルＬ２のインピーダンスにより制限される。
また、５ｂ→Ｌ２→Ｑ１→ＤＸ１→ＣＸ１→５ｂとコンデンサＣＸ１に電流ＣＸ１ｉが流れ、コンデンサＣＸ１が充電される。このとき、コンデンサＣＸ１のダイオードＤＸ１側が正極となるため、図９に示すように、コンデンサＣＸ１の両端電圧ＶＣＸ１が負電圧になり、コンデンサＣＸ１に流れる電流ＣＸ１ｉが負電流になる。
即ち、ダイオードＤＸ１のリカバリーによるスパイク電流がＺＣＳリアクトルＬ２によってコンデンサＣＸ１に充電されるため、スパイク電流をさらに小さくすることができる。
リカバリー時間が終了して、ダイオードＤ１の逆方向が回復し、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流の増加率は減少する。入力電圧は、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａの電圧が加わり、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｌ２→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流Ｑ１ｉが流れ、電流Ｑ１ｉはＶａｃ１／５ａの傾きで上昇する。
次に、時刻ｔ３において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流Ｄ１ｉが時刻ｔ３から時刻ｔ４まで流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。
同様に、時刻ｔ３において、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｌ２→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→Ｌ２で電流Ｄ２ｉが流れる。即ち、ダイオードＤ２を介してＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生する。
また、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→ＣＸ１→ＤＸ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１と電流ＣＸ１ｉが流れて、コンデンサＣＸ１が放電される。このとき、コンデンサＣＸ１のダイオードＤＸ１側が負極となるため、図９に示すように、コンデンサＣＸ１の両端電圧ＶＣＸ１が略ゼロ電圧になり、コンデンサＣＸ１に流れる電流ＣＸ１ｉが正電流になる。
時刻ｔ３２において、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉがゼロとなり、逆特性が回復した後、再び、時刻ｔ４において、スイッチＱ１をオンすると、ＺＣＳ動作を継続できる。
このように、第１の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例によれば、第１の実施の形態に係る力率改善回路の効果に加えて、ダイオードリカバリーによる損失をさらに低減することができる。
（第２の実施の形態）
図１０は第２の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。図１０に示す第２の実施の形態に係る力率改善回路は、図３に示す第１の実施の形態に係る力率改善回路に対して、ＺＣＳリアクトルＬ２を昇圧リアクトルＬ１とダイオードＤ１との間に設けたことを特徴とする。ＺＣＳリアクトルＬ２は、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂ間のリーケージインダクタで構成することもできる。
図１１は、第２の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた昇圧リアクトルＬ１の構造を示す構造図である。図１１に示す昇圧リアクトルＬ１は、中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂを有し、且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア（鉄心）３０を有している。コア３０は、フェライトのような高い透磁率で鉄損が少ない磁性体が用いられている。コア３０の透磁率は、例えば３０００〜４０００である。コア３０の中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂの各脚には、同一の厚みのギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃが設けられている。中央脚３０ｃには昇圧巻線５ａが巻回され、片方の側脚３０ａには巻き上げ線５ｂが巻回され、他の片方の側脚３０ｂはパスコアとして用いられる。これにより、磁束は中央脚３０ｃで作られ双方の側脚３０ａ，３０ｂに等しく分配される。このように、コア３０に同一厚みのギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃを設けたことで、中央脚３０ｃの断面積を１とすると、双方の側脚３０ａ，３０ｂとも断面積は１／２となる。また、昇圧巻線５ａ，巻き上げ線５ｂの磁気結合が疎となるため、大きなリーケージインダクタンスが得られ、これらのリーケージインダクタンスでＬ２が構成できる。また、各ギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃに、各巻線５ａ、５ｂに流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体を設けることができる。そのような磁性体としては、例えば、プラスチックの中にフェライト等の磁性体粉末を混合したプラスチック磁性体などを用いればよい。これによって、小型で磁気飽和しにくい昇圧リアクトルを製作することができる。
なお、図１０に示すその他の構成は図３に示すものと同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
図３に示す力率改善回路は、図１０に示す力率改善回路と等価であり、図１０に示す力率改善回路の動作と同様に動作するが、その動作を簡単に説明する。
まず、時刻ｔ２において、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流Ｑ１ｉが流れる。スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。
そして、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは減少してゼロとなり、ダイオードＤ１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１のリカバリーによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、このスパイク電流はＺＣＳリアクトルＬ２のインピーダンスにより制限される。
次に、時刻ｔ３１において、スイッチＱ１をオフさせると、スイッチＱ１をオンした時に昇圧リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーにより昇圧リアクトルＬ１に流れる電流は、急激にはＺＣＳリアクトルＬ２には流れない。即ち、昇圧リアクトルＬ１に流れる電流とＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流との差の電流が、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１に電流Ｄ２ｉとして流れて負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｄ２ｉは、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２において、直線的に減少する。
また、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーによりＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流は、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に電流Ｄ１ｉとして流れて負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｄ１ｉは、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２において、直線的に増加する。
そして、ＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流が昇圧リアクトルＬ１に流れる電流と等しくなったとき（時刻ｔ３２）、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉはゼロとなる。
次に、時刻ｔ４（時刻ｔ２も同じ）において、スイッチＱ１をオンさせると、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流は直線的に減少し、ゼロとなった時にダイオードＤ１はオフとなる。図６に示すように、ＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流（電流Ｄ１ｉと同じ）が減少するに従って、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは増加し、昇圧リアクトルＬ１に流れる電流と等しくなったときに、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流がゼロとなる。従って、図６と同様にＺＣＳ動作となる。
このように第２の実施の形態に係る力率改善回路によれば、第１の実施の形態に係る力率改善回路の効果と同様な効果が得られるとともに、昇圧リアクトルＬ１に直列に接続されたＺＣＳリアクトルＬ２が昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂ間のリーケージインダクタとすることもできるので、昇圧リアクトルＬ１及びＺＣＳリアクトルＬ２が一体化して、リアクトルを製作しやすいという利点がある。
図１２は、第２の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。この実施例の力率改善回路は、図１０に示す力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣＸ１、ダイオードＤＸ１、ダイオードＤＸ２を追加し、ダイオードリカバリー（すなわち、ダイオードＤ１のリカバリー時に発生するスパイク電流やスパイク電圧）を低減したことを特徴とする。
ＺＣＳリアクトルＬ２とダイオードＤ１との接続点とスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとの接続点との間には、コンデンサＣＸ１とダイオードＤＸ１とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣＸ１とダイオードＤＸ１との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤＸ２が接続されている。
なお、その他の構成は、図１０に示す第２の実施の形態に係る力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。
次に、このように構成された第２の実施の形態に係るその他の力率改善回路の動作を説明する。
スイッチＱ１がターンオンするとダイオードＤ１のリカバリーにより、Ｃ１→Ｄ１→Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→Ｃ１の経路で電流が流れ、ダイオードＤ１のリカバリーが終了するとこの電流は遮断される。このとき、ＺＣＳリアクトルＬ２にダイオードＤ１を逆バイアスする方向に電圧が発生する。この電圧により、Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→ＤＸ１→ＣＸ１→Ｌ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣＸ１に電荷を蓄える。そして、スイッチＱ１がターンオフすると、Ｖａｃ１→Ｂ１→Ｌ１→Ｌ２→ＣＸ１→ＤＸ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１の経路で電流が流れ、この電荷を負荷に還流させる。
このようにして、第２の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例によれば、第２の実施の形態に係る力率改善回路の効果に加えて、ダイオードリカバリーによる損失をさらに低減することができる。
（第３の実施の形態）
図１３は第３の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。図１３に示す第３の実施の形態に係る力率改善回路は、図１０に示す第２の実施の形態に係る力率改善回路に対して、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせ、同時にスナバコンデンサＣ２の電荷を回収させ、スイッチＱ１をオフした時にＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ）を行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせるものである。即ち、スイッチＱ１をオフした時にダイオードＤ５を介してスナバコンデンサＣ２を充電することにより、スイッチＱ１の電圧の立ち上がりを緩やかにしスイッチＱ１のオフ時の損失を軽減するとともにノイズの発生も軽減する。
図１３に示す力率改善回路において、スイッチＱ１には並列に、ダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２とからなる第３直列回路が接続されている。また、スイッチＱ１には並列に、ダイオードＤ６が接続されている。このダイオードＤ６及びスナバコンデンサＣ２はスイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
ダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２との接続点とダイオードＤ１のアノードとの間には、ダイオードＤ４と昇圧リアクトルＬ１に巻回された回生巻線５ｃ（巻数ｎ３）と減流リアクトルＬ３と回生コンデンサＣ３とからなる第４直列回路が接続されている。回生コンデンサＣ３と減流リアクトルＬ３との接続点とダイオードＤ１のカソードと平滑コンデンサＣ１との接続点との間には、ダイオードＤ５が接続されている。
ＺＣＳリアクトルＬ２は、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂ間のリーケージインダクタからなる。減流リアクトルＬ３は、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと回線巻線５ｃ間のリーケージインダクタからなる。
なお、図１３に示すその他の構成は、図３に示す構成と同一構成であり、同一部部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
図１４Ａ，１４Ｂは第３の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた昇圧リアクトルの構造図である。
図１４Ａに示す昇圧リアクトルＬ１は、口の字型のコア（鉄心）２０を有し、コア２０のＡ脚２０ａには、ギャップ２１が１箇所形成され且つ昇圧巻線５ａが巻回されている。コア２０のＢ脚２０ｂには、巻き上げ巻線５ｂと回生巻線５ｃとが巻回されている。昇圧巻線５ａに対して、巻き上げ巻線５ｂと回生巻線５ｃとは、疎結合となるようにコア２０に巻回されている。
このため、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂ間のリーケージインダクタが大きくなるので、このリーケージインダクタをＺＣＳリアクトルＬ２に使用することができる。また、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと回線巻線５ｃ間のリーケージインダクタが大きくなるので、このリーケージインダクタを減流リアクトルＬ３に使用することができる。
また、大きなインダクタンスが必要な場合には、昇圧リアクトルＬ１の巻き上げ巻線５ｂと、昇圧巻線５ａ及び回生巻線５ｃとの間にパスコア２０ｃ（図１４Ａに示す点線部分）等の磁束バイパスルートを形成しても良い。即ち、磁束バイパスルートを巻き上げ巻線５ｂのみに形成すべく、パスコア２０ｃを巻き上げ巻線５ｂの近くに配置している。このようにすれば、磁束をパスコア２０ｃにバイパスさせることにより、巻き上げ巻線５ｂを貫く磁束を減少させることができるので、さらに大きなリーケージインダクタを得ることができる。
また、ギャップ２１に、各巻線５ａ、５ｂに流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体を設けることができる。そのような磁性体としては、例えば、プラスチックの中にフェライト等の磁性体粉末を混合したプラスチック磁性体などを用いればよい。これによって、小型で磁気飽和しにくい昇圧リアクトルを製作することができる。
また、図１４Ｂに示す昇圧リアクトルＬ１は、中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂを有し、且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア（鉄心）３０を有している。コア３０は、フェライトのような高い透磁率で鉄損が少ない磁性体が用いられている。コア３０の透磁率は、例えば３０００〜４０００である。コア３０の中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂには同一の厚みのギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃが設けられている。中央脚には昇圧巻線５ａが巻回され、片方の側脚３０ａには巻き上げ線５ｂが巻回され、他の片方の側脚３０ｂには回生巻線５ｃが巻回されている。これにより、磁束は中央脚３０ｃで作られ双方の側脚３０ａ，３０ｂに等しく分配される。このように、コア３０に同一厚みのギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃを設けたことで、中央脚３０ｃの断面積を１とすると、双方の側脚３０ａ，３０ｂとも断面積は１／２となる。また、昇圧巻線５ａ，巻き上げ線５ｂ及び昇圧巻線５ａ，回生巻線５ｃの磁気結合が疎となるため、大きなリーケージインダクタンスが得られ、これらのリーケージインダクタンスでＬ２，Ｌ３が構成できる。
また、各ギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃに、各巻線５ａ、５ｂ，５ｃに流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体を設けることができる。そのような磁性体としては、例えば、プラスチックの中にフェライト等の磁性体粉末を混合したプラスチック磁性体などを用いればよい。これによって、小型で磁気飽和しにくい昇圧リアクトルを製作することができる。
次にこのように構成された第３の実施の形態に係る力率改善回路の動作を図１５乃至図１７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１５は第３の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。図１６は第３の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。図１７は第３の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。
なお、図１５乃至図１７では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉ、ダイオードＤ３に流れる電流Ｄ３ｉ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉ、ダイオードＤ５に流れる電流Ｄ５ｉ、スナバコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２を示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。
まず、時刻ｔ２（ｔ２１）において、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流Ｑ１ｉが流れる。スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。
このとき、同時にスナバコンデンサＣ２の電荷がＣ２→Ｄ４→５ｃ→Ｌ３→Ｃ３→Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→Ｃ２で放出されて、電流Ｄ４ｉが流れる。このため、昇圧リアクトルＬ１の回生巻線５ｃ及び巻き上げ巻線５ｂを介して昇圧リアクトルＬ１と回生コンデンサＣ３とにエネルギーが蓄えられる。即ち、スナバコンデンサＣ２の電荷が昇圧リアクトルＬ１と回生コンデンサＣ３とに回収される。
回生コンデンサＣ３の容量は、昇圧リアクトルＬ１の回生巻線５ｃの電圧がスナバコンデンサＣ２の電圧に加わるため、ほぼ同一の容量でスナバコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２をゼロまで放電することができる。このため、両端電圧Ｖｃ２は、減少していき時刻ｔ２３でゼロになる。
次に、時刻ｔ３（ｔ３１）において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ１のエネルギーにより、時刻ｔ３２において、電流Ｄ２ｉがダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。また、昇圧リアクトルＬ１のエネルギーにより、時刻ｔ３３において、電流Ｄ１ｉがダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。
また、時刻ｔ３１から時刻ｔ３３において、回生コンデンサＣ３のエネルギーにより、５ａ→５ｂ→Ｌ２→Ｃ３→Ｄ５→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａで電流Ｄ５ｉが流れて負荷ＲＬに電力が供給される。
また、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２において、昇圧リアクトルＬ１のエネルギーにより、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２が充電されるため、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２がゼロから上昇する。このため、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖもゼロから緩やかに立ち上がるため、スイッチＱ１がオフした時にＺＶＳ動作となる。従って、スイッチＱ１のオフ時の損失を軽減するとともにノイズの発生も軽減できる。図１７では、スイッチＱ１がオフした時にＺＶＳ動作が達成されていることがわかる。
このように第３の実施の形態に係る力率改善回路によれば、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせ、同時にスナバコンデンサＣ２の電荷を回収させ、スイッチＱ１をオフした時にＺＶＳを行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせることができる。
また、スイッチＱ１をオンした時に、ＺＣＳリアクトルＬ２及び減流リアクトルＬ３により、電流を制限することができるため、ピークの小さい電流となる。
即ち、スパイク電圧ＲＣが減少し、ダイオードの損失を軽減できる。また、減流リアクトルＬ３をＺＣＳリアクトルＬ２より大きくすることにより、スイッチＱ１をオンした時のダイオードＤ１の逆バイアス電圧（スパイク電圧ＲＣ）をさらに減少させることができる。
なお、図１３に示す第３の実施の形態では、第２の実施の形態の構成に、さらに回生巻線５ｃ、減流リアクトルＬ３、回生コンデンサＣ３、ダイオードＤ３〜Ｄ６、スナバコンデンサＣ２の新たな構成を追加したが、第３の実施の形態の変形例として、第１の実施の形態の構成に、さらに回生巻線５ｃ、減流リアクトルＬ３、回生コンデンサＣ３、ダイオードＤ３〜Ｄ６、スナバコンデンサＣ２の新たな構成を追加しても同様な効果が得られる。
図１８は、第３の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。この実施例の力率改善回路は、図１３に示す第３の実施の形態に係る力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣＸ１、ダイオードＤＸ１、ダイオードＤＸ２を追加し、ダイオードリカバリーによる損失（すなわち、ダイオードＤ１のリカバリー時に発生するスパイク電流やスパイク電流）を低減したことを特徴とする。
なお、その他の構成は、図１３に示す第３の実施の形態に係る力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
次に、このように構成された第３の実施の形態に係るその他の実施例の力率改善回路の動作を説明する。
スイッチＱ１がターンオンするとダイオードＤ１のリカバリーにより、Ｃ１→Ｄ１→Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→Ｃ１の経路で電流が流れ、ダイオードＤ１のリカバリーが終了するとこの電流は遮断される。このとき、ＺＣＳリアクトルＬ２にダイオードＤ１を逆バイアスする方向に電圧が発生する。この電圧により、Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→ＤＸ１→ＣＸ１→Ｌ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣＸ１に電荷を蓄える。そして、スイッチＱ１がターンオフすると、Ｖａｃ１→Ｂ１→Ｌ１→Ｌ２→ＣＸ１→ＤＸ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１の経路で電流が流れこの電荷を負荷に還流させる。
このようにして、第３の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例によれば、第３の実施の形態に係る力率改善回路の効果に加えて、ダイオードリカバリーによる損失をさらに低減することができる。
（第４の実施の形態）
図１９は第４の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。図１９に示す第４の実施の形態に係る力率改善回路は、図１３に示す第３の実施の形態に係る力率改善回路の回生巻線５ｃ、減流リアクトルＬ３に代えて、コンデンサＣ４を用いた点が異なる。即ち、ダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２との接続点とダイオードＤ１のアノードとの間には、ダイオードＤ４とコンデンサＣ４と回生コンデンサＣ３とからなる第４直列回路が接続されている。
なお、図１９に示すその他の構成は、図１３に示す構成と同一構成であり、同一部部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
このように構成された第４の実施の形態に係る力率改善回路の動作は、第３の実施の形態に係る力率改善回路の動作で説明した図１５乃至図１７に示すタイミングチャートと同様なタイミングチャートで動作する。従って、第３の実施の形態に係る力率改善回路の効果と同様な効果が得られる。
但し、コンデンサＣ２の放電電流の減流はＺＣＳリアクトルＬ２のみで行なわれるため、スイッチＱ１がオン時にピーク電流が大きくなる。
なお、図１９に示す第４の実施の形態では、第２の実施の形態の構成に、さらにコンデンサＣ４、回生コンデンサＣ３、ダイオードＤ３〜Ｄ６、スナバコンデンサＣ２の新たな構成を追加したが、第４の実施の形態の変形例として、第１の実施の形態の構成に、さらにコンデンサＣ４、回生コンデンサＣ３、ダイオードＤ３〜Ｄ６、スナバコンデンサＣ２の新たな構成を追加しても同様な効果が得られる。
図２０は、第４の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。この実施例の力率改善回路は、図２０は、図１９に示す第４の実施の形態に係る力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣＸ１、ダイオードＤＸ１、ダイオードＤＸ２を追加し、ダイオードリカバリーによる損失（すなわち、ダイオードＤ１のリカバリー時に発生するスパイク電流やスパイク電流）を低減したことを特徴とする。
なお、その他の構成は、図１９に示す第４の実施の形態に係る力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
次に、このように構成された第４の実施の形態に係るその他の実施例の力率改善回路の動作を説明する。
スイッチＱ１がターンオンするとダイオードＤ１のリカバリーにより、Ｃ１→Ｄ１→Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→Ｃ１の経路で電流が流れ、ダイオードＤ１のリカバリーが終了するとこの電流は遮断される。このとき、ＺＣＳリアクトＬ２にＤ１を逆バイアスする方向に電圧が発生する。この電圧により、Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→ＤＸ１→ＣＸ１→Ｌ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣＸ１に電荷を蓄える。そして、スイッチＱ１がターンオフすると、Ｖａｃ１→Ｂ１→Ｌ１→Ｌ２→ＣＸ１→ＤＸ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１の経路で電流が流れこの電荷を負荷に還流させる。
このようにして、第４の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例によれば、第４の実施の形態に係る力率改善回路の効果に加えて、ダイオードリカバリーによる損失をさらに低減することができる。
（第５の実施の形態）
第５の実施の形態に係る力率改善回路は、第２の実施の形態に係る力率改善回路に対して制御回路１０ａの構成のみが異なり、交流電源電圧値に応じて主スイッチのスイッチング周波数を変化させ、交流電源電圧の低い部分でのスイッチング周波数を低下又はスイッチング動作を停止させ、交流電源電圧の低い部分の電力損失を低減して、小型、高効率、低ノイズ化したことを特徴とする。
（第１実施例）
第１実施例では、交流電源電圧が下限設定電圧以下の場合に主スイッチのスイッチング周波数を下限周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧が上限設定電圧以上の場合に主スイッチのスイッチング周波数を上限周波数（例えば１００ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧が下限設定電圧から上限設定電圧までの範囲の場合に主スイッチのスイッチング周波数を下限周波数から上限周波数まで徐々に変化させることを特徴とする。
図２１は第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例を示す回路構成図である。図２２は第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の交流電源電圧波形とスイッチング周波数のタイミングチャートである。図２２は、交流電源電圧Ｖｉがゼロから最大値まで変化した場合に、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆがゼロから例えば１００ＫＨｚまで変化することを示している。
図２３では、図２２に示すタイミングチャートのＡ部（交流電源電圧Ｖｉが最大値付近）における１００ＫＨｚのスイッチング波形を示している。図２３に示すタイミングチャートは、スイッチング周波数ｆが１００ＫＨｚであり、図５に示すタイミングチャートと同じである。図２４では、図２２に示すタイミングチャートのＢ部（交流電源電圧Ｖｉが低い部分）における２０ＫＨｚのスイッチング波形を示している。
なお、図２１に示すその他の構成は、図１０に示す構成と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
制御回路１０ａは、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１５、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。なお、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３及びＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すものと同じであるので、それらの説明は省略する。
ＶＣＯ１１５（本発明の周波数制御手段に対応）は、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧の電圧値に応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを変化させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成するもので、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧が増加するに従ってスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが増加する電圧周波数変換特性を有している。
図２５は第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例に設けられたＶＣＯの詳細な回路構成図である。ＶＣＯ１１５において、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１に抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１に直列に抵抗Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点にはツェナーダイオードＺＤのカソードが接続され、ツェナーダイオードＺＤのアノードは制御電源ＥＢの正極及びヒステリシスコンパレータ１１５ａの電源端子ｂに接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はヒステリシスコンパレータ１１５ａの入力端子ａに接続され、ヒステリシスコンパレータ１１５ａの接地端子ｃは制御電源ＥＢの負極と抵抗Ｒ２の他端に接続されている。ヒステリシスコンパレータ１１５ａの出力端子ｄはＰＷＭコンパレータ１１６の一端子に接続されている。ヒステリシスコンパレータ１１５ａは、図２７に示すように、入力端子ａに印加される電圧Ｅａが増加するに従ってスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが増加する電圧周波数変換特性ＣＶを有した三角波信号を発生する。
図２５に示すＶＣＯ１１５では、図２３に示す交流電源電圧Ｖｉが最大値付近（Ａ部）に達したとき、ツェナーダイオードＺＤが降伏するので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧ＶＺと制御電源電圧ＥＢとの合計電圧（ＶＺ＋ＥＢ）、即ち上限設定電圧に設定される。また、交流電源電圧Ｖｉが低い部分（Ｂ部）に達したとき、制御電源ＥＢからツェナーダイオードＺＤを介して抵抗Ｒ２に電流が流れるので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、制御電源電圧ＥＢ、即ち下限設定電圧に設定される。さらに、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近と低い部分までの範囲の場合には、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、合計電圧（ＶＺ＋ＥＢ）と制御電源電圧ＥＢとの範囲で徐々に変化する。
このため、図２７に示すように、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧ＥＢ以下の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧Ｖｉが上限設定電圧（ＶＺ＋ＥＢ）以上の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧ＥＢから上限設定電圧（ＶＺ＋ＥＢ）までの範囲の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２から上限周波数ｆ１１まで徐々に変化させるようになっている。
ＰＷＭコンパレータ１１６（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、ＶＣＯ１１５からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、図２８に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加して平滑コンデンサＣ１の出力電圧を所定電圧に制御する。
また、ＰＷＭコンパレータ１１６は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧が基準電圧Ｅ１に達して、フィードバック信号ＦＢが低下すると、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上となるパルスオン幅を短くすることによって、出力電圧を所定電圧に制御する。即ち、パルス幅を制御している。
なお、ＶＣＯ１１５からの三角波信号の電圧の最大値、最小値は、周波数により変化しない。このため、誤差増幅器１１３のフィードバック信号ＦＢにより、周波数に関係なく、パルス信号のオン／オフのデューティ比が決定されるようになっている。また、スイッチング周波数ｆが変わることで、パルス信号のオン幅が変わっても、パルス信号のオン／オフのデューティ比は変わらない。
次に、このように構成された第５の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の動作を図２２乃至図２８を参照しながら説明する。ここでは、制御回路１０ａの動作についてのみ説明する。
まず、誤差増幅器１１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差を増幅して、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。
次に、誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒ（本発明の電流検出手段に対応）による電圧と乗算出力電圧との誤差を増幅して、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。
一方、ＶＣＯ１１５は、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧の電圧値に応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが変化した三角波信号を生成する。
ここで、図２６のタイミングチャートを用いて説明すると、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近（例えば時刻ｔ２〜ｔ３、時刻ｔ６〜ｔ７）に達したときには、図２５に示すツェナーダイオードＺＤが降伏するので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧ＶＺと制御電源電圧ＥＢとの合計電圧（ＶＺ＋ＥＢ）、即ち上限設定電圧に設定される。このため、交流電源電圧Ｖｉが上限設定電圧（ＶＺ＋ＥＢ）以上の場合には、ＶＣＯ１１５により、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆは、上限周波数ｆ１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定される。
次に、交流電源電圧Ｖｉが低い部分（例えば時刻ｔ０〜ｔ１、時刻ｔ４〜ｔ５）に達したときには、図２５に示す制御電源ＥＢからツェナーダイオードＺＤを介して抵抗Ｒ２に電流が流れるので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、制御電源電圧ＥＢ、即ち下限設定電圧に設定される。このため、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧ＥＢ以下の場合には、ＶＣＯ１１５により、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆは、下限周波数ｆ１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定される。
さらに、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近と低い部分までの範囲（例えば時刻ｔ１〜ｔ２、時刻ｔ３〜ｔ４、時刻ｔ５〜ｔ６）の場合には、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、合計電圧（ＶＺ＋ＥＢ）と制御電源電圧ＥＢとの範囲で徐々に変化する。このため、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧ＥＢから上限設定電圧（ＶＺ＋ＥＢ）までの範囲の場合には、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆは下限周波数ｆ１２から上限周波数ｆ１１まで徐々に変化する。
次に、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近（例えば時刻ｔ２〜ｔ３、時刻ｔ６〜ｔ７）の場合には、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図２８に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる上限周波数ｆ１１を持つパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
一方、交流電源電圧Ｖｉが低い部分（例えば時刻ｔ０〜ｔ１、時刻ｔ４〜ｔ５）の場合には、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図２８に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ１２を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ１２を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる下限周波数ｆ１２を持つパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
また、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近と低い部分までの範囲（例えば時刻ｔ１〜ｔ２、時刻ｔ３〜ｔ４、時刻ｔ５〜ｔ６）の場合には、ＰＷＭコンパレータ１１６は、下限周波数ｆ１２から上限周波数ｆ１１までの範囲で徐々に変化する周波数を持つパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
このように、第１実施例によれば、第２の実施の形態に係る力率改善回路の効果が得られるとともに、交流電源電圧Ｖｉに応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを変化させ、交流電源電圧Ｖｉの低い部分でのスイッチング周波数ｆを低下させることで、図２４に示すように、スイッチＱ１のオン時間も長くなり、電流も増加し負荷ＲＬに電力を供給できる。また、スイッチング回数が減少するため、スイッチング損失も低減できる。
特に、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆとして例えば１００ｋＨｚを上限周波数とし、人間の聞こえない周波数、例えば２０ｋＨｚを下限周波数とし、他の部分を交流電源電圧Ｖｉにスイッチング周波数ｆを比例させたので、スイッチング損失を低減でき、また、可聴周波数以下となり、不快な騒音を発生することもない。
また、磁束は電流に比例するため、交流電源電圧Ｖｉの最大値の時（電流も最大）に最大周波数とし、他の部分は交流電源電圧Ｖｉに比例させて周波数を変化させても、昇圧リアクトルＬ１の磁束は最大値を上回ることはなく、昇圧リアクトルＬ１は大型化せず、スイッチング損失を低減できる。
また、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが下限周波数から上限周波数までの範囲に亙るので、発生するノイズも周波数に対して分散するから、ノイズを低減できる。このため、小型、高効率、低ノイズ化できる力率改善回路を提供できる。
（第２実施例）
図２９は第５の実施の形態に係る力率改善回路の第２実施例の交流電源電圧波形とＶＣＯにより変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
図２６に示す第１実施例では、交流電源電圧Ｖｉが低い部分に達したときに、ＶＣＯ１１５により、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定したが、図２９に示す第２実施例では、交流電源電圧Ｖｉが低い部分の場合で、下限周波数ｆ１２未満では、ＶＣＯ１１５により、主スイッチＱ１の動作を停止させたことを特徴とする。この停止部分では、入力電流も少ないため、交流電源電流波形の歪みも最低限に抑えられる。
（第３実施例）
第３実施例では、交流電源電圧が設定電圧以下の場合に主スイッチのスイッチング周波数を下限周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧が設定電圧を超えた場合に主スイッチのスイッチング周波数を上限周波数（例えば１００ＫＨｚ）に設定したことを特徴とする。
図３０は第５の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例のＶＣＯの詳細な回路構成図である。図３０に示すＶＣＯ１１５Ａにおいて、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１に抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１に直列に抵抗Ｒ２が接続されている。コンパレータ１１５ｂは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電圧を＋端子に入力し、基準電圧Ｅｒ１を−端子に入力し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電圧が基準電圧Ｅｒ１よりも大きいときＨレベルをトランジスタＴＲ１のベースに出力する。この場合、基準電圧Ｅｒ１を前記設定電圧に設定する。
トランジスタＴＲ１のエミッタは接地され、トランジスタＴＲ１のコレクタは、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴＲ２のベースと抵抗Ｒ４の一端と抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。抵抗Ｒ４の他端は電源ＶＢに接続され、抵抗Ｒ５の他端は接地されている。トランジスタＴＲ２のエミッタは抵抗Ｒ６を介して電源ＶＢに接続され、トランジスタＴＲ２のコレクタはコンデンサＣを介して接地されている。
コンパレータ１１５ｃにヒステリシスを持たせるために、＋端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ９を接続し、＋端子は、抵抗Ｒ８を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ１０を介して電源ＶＢに接続されている。
コンパレータ１１５ｃは、コンデンサＣの電圧を−端子に入力している。また、コンデンサＣの放電に、出力端子からダイオードＤ及び抵抗Ｒ７の直列回路が−端子に接続されている。図３１に示すように、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧以下の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２に設定した三角波信号を生成し、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧を超えた場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ１１に設定した三角波信号を生成する。
次に、このように構成された第５の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例の動作を図３０及び図３１を参照しながら説明する。ここでは、ＶＣＯ１１５Ａの動作についてのみ説明する。
まず、ＶＣＯ１１５Ａは、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧の電圧値に応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが変化した三角波信号を生成する。
ここで、図３１のタイミングチャートを用いて説明すると、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧を超えた場合（例えば時刻ｔ２〜ｔ３、時刻ｔ５〜ｔ６）、コンパレータ１１５ｂからのＨレベルによりトランジスタＴＲ１がオンする。このため、電源ＶＢから抵抗Ｒ４及びトランジスタＴＲ２のベースを介して抵抗Ｒ３に電流が流れるため、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流が増大する。すると、トランジスタＴＲ２のコレクタに流れる電流によりコンデンサＣが短時間で充電される。即ち、コンデンサＣの電圧Ｅｃが上昇して、この電圧Ｅｃがコンパレータ１１５ｃに入力されるため、コンパレータ１１５ｃは、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定した三角波信号を生成する。
一方、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧以下の場合（例えば時刻ｔ０〜ｔ２、時刻ｔ３〜ｔ５）、コンパレータ１１５ｂからＨレベルは出力されないため、トランジスタＴＲ１はオフとなる。このため、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流が減少するため、コンデンサＣの充電時間は長くなる。即ち、コンデンサＣの電圧Ｅｃはゆるやかに上昇して、この電圧Ｅｃがコンパレータ１１５ｃに入力されるため、コンパレータ１１５ｃは、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定した三角波信号を生成する。
次に、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧を超えた場合（例えば時刻ｔ２〜ｔ３、時刻ｔ５〜ｔ６）、ＰＷＭコンパレータ１１６は、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる上限周波数ｆ１１を持つパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
一方、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧以下の場合（例えば時刻ｔ０〜ｔ２、時刻ｔ３〜ｔ５）、ＰＷＭコンパレータ１１６は、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ１２を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ１２を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる下限周波数ｆ１２を持つパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
このように第３実施例によれば、交流電源電圧が設定電圧以下の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数を下限周波数に設定し、交流電源電圧が設定電圧を超えた場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数を上限周波数に設定しても、第１実施例の効果とほぼ同等な効果が得られる。
なお、第５の実施の形態では、第２の実施の形態の制御回路１０を制御回路１０ａに変更した力率改善回路であるが、本発明は、第５の実施の形態の第１変形例として、第１の実施の形態の制御回路１０を制御回路１０ａに変更した力率改善回路にも適用できる。また、本発明は、第５の実施の形態の第２変形例として、第３の実施の形態の制御回路１０を制御回路１０ａに変更した力率改善回路にも適用できる。
（その他の実施例）
図３２は、第５の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。この実施例の力率改善回路は、図３２は、図２１に示す第５の実施の形態に係る力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣＸ１、ダイオードＤＸ１、ダイオードＤＸ２を追加し、ダイオードリカバリーによる損失（すなわち、ダイオードＤ１のリカバリー時に発生するスパイク電流やスパイク電流）を低減したことを特徴とする。
なお、その他の構成は、図２１に示す第５の実施の形態に係る力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
次に、このように構成された第５の実施の形態に係るその他の実施例の力率改善回路の動作を説明する。
スイッチＱ１がターンオンするとダイオードＤ１のリカバリーにより、Ｃ１→Ｄ１→Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→Ｃ１の経路で電流が流れ、ダイオードＤ１のリカバリーが終了するとこの電流は遮断される。このとき、ＺＣＳリアクトＬ２にＤ１を逆バイアスする方向に電圧が発生する。この電圧により、Ｌ２→５ｂ→Ｑ１→ＤＸ１→ＣＸ１→Ｌ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣＸ１に電荷を蓄える。そして、スイッチＱ１がターンオフすると、Ｖａｃ１→Ｂ１→Ｌ１→Ｌ２→ＣＸ１→ＤＸ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１の経路で電流が流れこの電荷を負荷に還流させる。
このようにして、第５の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例によれば、第５の実施の形態に係る力率改善回路の効果に加えて、ダイオードリカバリーによる損失をさらに低減することができる。
（第６の実施の形態）
次に第６の実施の形態に係る力率改善回路を説明する。第１乃至第５の実施の形態に係る力率改善回路では、主スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ  ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
そこで、第６の実施の形態に係る力率改善回路は、第２の実施の形態に係る力率改善回路の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
図３３は第６の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。図３３に示す力率改善回路は、図１０に示す第２の実施の形態に係る力率改善回路の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電源電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２と電流検出抵抗Ｒとの間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、平滑コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
制御回路１１は、平滑コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
また、昇圧リアクトルＬ１に設けられた補助巻線５ｄの一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
なお、制御回路１１は、第２の実施の形態の制御回路１０の機能も有している。ここでは、図面の複雑化を避けるために、制御回路１０を構成している、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を省略した。
次にこのように構成された第６の実施の形態に係る力率改善回路の動作を図３３乃至図３５を参照しながら説明する。
なお、図３５において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、平滑コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、平滑コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図３４中の▲１▼）。
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図３４中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図３４に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図３５の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図３４、中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、平滑コンデンサＣ１は、充電されて（図３４中の▲４▼）、平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、平滑コンデンサＣ１の充電が完了する。
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。
始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図３４中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１から昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図３４中の▲６▼）、昇圧リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
また、昇圧リアクトルＬ１と電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図３４中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、電流Ｄ２ｉがダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。また、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーにより電流Ｄ１ｉがダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。
また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図３４中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎは、図３に示す第１の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１の動作、即ち、図５乃至図７に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
このように第６の実施の形態に係る力率改善回路によれば、第２の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、平滑コンデンサＣ１が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な力率改善回路を提供することができる。
なお、第６の実施の形態は、第２の実施の形態の構成に図３３に示すようなノーマリオン回路を追加したが、例えば、本発明は、第１の実施の形態の構成に図３１に示すようなノーマリオン回路を追加してもよく、また、第３の実施の形態又は第４の実施の形態又は第５の実施の形態の構成に図３３に示すようなノーマリオン回路を追加してもよい。
図３６は、第６の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例を示す回路構成図である。この実施例の力率改善回路は、図３６は、図３３に示す第６の実施の形態に係る力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣＸ１、ダイオードＤＸ１、ダイオードＤＸ２を追加し、ダイオードリカバリーによる損失（すなわち、ダイオードＤ１のリカバリー時に発生するスパイク電流やスパイク電流）を低減したことを特徴とする。
なお、その他の構成は、図３３に示す第６の実施の形態に係る力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
次に、このように構成された第６の実施の形態に係るその他の実施例の力率改善回路の動作を説明する。
スイッチＱ１ｎがターンオンするとダイオードＤ１のリカバリーにより、Ｃ１→Ｄ１→Ｌ２→５ｂ→Ｑ１ｎ→Ｃ１の経路で電流が流れ、ダイオードＤ１のリカバリーが終了するとこの電流は遮断される。このとき、ＺＣＳリアクトＬ２にＤ１を逆バイアスする方向に電圧が発生する。この電圧により、Ｌ２→５ｂ→Ｑ１ｎ→ＤＸ１→ＣＸ１→Ｌ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣＸ１に電荷を蓄える。そして、スイッチＱ１ｎがターンオフすると、Ｖａｃ１→Ｂ１→Ｌ１→Ｌ２→ＣＸ１→ＤＸ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１の経路で電流が流れこの電荷を負荷に還流させる。
このようにして、第６の実施の形態に係る力率改善回路のその他の実施例によれば、第６の実施の形態に係る力率改善回路の効果に加えて、ダイオードリカバリーによる損失をさらに低減することができる。
【産業上の利用可能性】  以上説明したように、本発明によれば、スイッチがオン時にＺＣＳ動作となり、スイッチング損失が低減し、効率が向上する。また、スイッチがオン時にＺＣＳ動作となり、スイッチがオフ時にＺＶＳ動作となり、さらに、スイッチング損失が低減し、効率が向上する。また、スイッチングノイズも低減し、フィルタを小型化でき、小型、低ノイズ、高効率な昇圧型の力率改善回路を提供することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【国際調査報告】
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