(57)【要約】送信側で、サブチャネル毎に送信データを所定回数繰り返し、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信し、受信側で、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離し、サブチャネル毎に送信側で繰り返し挿入した冗長データを除去する。送信データを繰り返し送信することによりＩＣＩを減少して受信側におけるＢＥＲを小さくできる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア通信システムおける通信方法において、
送信側で、サブチャネル毎に送信データを所定回数繰り返し、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信し、
受信側で、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離し、サブチャネル毎に送信側で繰り返し挿入した冗長データを除去する、
ことを特徴とするマルチキャリア通信方法。
【請求項２】
ＢＥＲを減少したいサブチャネルに隣接するサブチャネルにおいて、送信データを所定回数繰り返し、受信側において、前記サブチャネルで繰り返し挿入した冗長データを除去する、
ことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア通信方法。
【請求項３】
送信装置と受信装置を備えたマルチキャリア通信システムにおいて、
送信装置は、サブチャネル毎に、送信データを予め設定されている回数、繰り返して出力するデータコピー部と、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信する周波数多重部を備え、
受信装置は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離するデータ分離部と、送信側のデータコピー部で導入した冗長データをサブチャネル毎に除去する多数決デコーダあるいはデシメータを備えた、
ことを特徴とするマルチキャリア通信システム。
【請求項４】
前記送信装置の周波数多重部は、
サブチャネル毎に、データコピー部の出力データをアップサンプリングするアップサンプリング部、各アップサンプリング部から出力するサブチャネル信号を通過する送信フィルタ、各サブチャネル信号の周波数を別々の周波数にアップする周波数変換部を有し、更に、各サブチャネルの周波数変換部から出力する信号を合成する合成部、
を備え、受信装置の前記データ分離部は、
受信信号を分岐する分岐部、前記分岐された受信信号の周波数をサブチャネル毎に周波数変換してサブチャネルの送信データを出力する周波数変換器、周波数変換器から入力するサブチャネル信号を通過する受信フィルタ、受信フィルタから出力するサブチャネル信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア通信システム。
【請求項５】
前記送信装置の周波数多重部は、
前記サブチャネル毎に設けられたデータコピー部の出力データをサブキャリア信号として入力されてＩＤＦＴ処理を行うＩＤＦＴ部、
所定のフィルタ特性を順次周波数シフトした特性を有し、前記ＩＤＦＴ部から出力する時間離散信号がそれぞれ入力されるフィルタ、
各フィルタから入力する信号を並列直列変換する変換部、
を備え、受信装置の前記データ分離部は、
受信信号を直列並列変換する変換部、
送信側のフィルタ特性と複素共役の特性を有し、前記直列並列変換された受信信号がそれぞれ入力されるフィルタ、
各フィルタの出力信号を入力され、ＤＦＴ処理を行って得られたサブキャリア信号を前記多数決デコーダあるいはデシメータに入力するＤＦＴ部、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア通信システム。
【請求項６】
ＢＥＲを減少したいサブチャネルに隣接するサブチャネルにのみ、前記送信装置は前記データコピー部を備え、前記受信装置は前記多数決デコーダあるいはデシメータを備えた、
ことを特徴とする請求項３又は４又は５記載のマルチキャリア通信システム。
【請求項７】
マルチキャリア通信システムにおける送信装置おいて、
サブチャネル毎に、
送信データを、予め設定されている回数、繰り返して発生するデータコピー部、
データコピー部の出力データをアップサンプリングするアップサンプリング部、
アップサンプリング部から出力するサブチャネル信号を通過する送信フィルタ、
サブチャネル信号の周波数をアップする周波数変換部、
を備え、更に、
各サブチャネルの周波数変換部から出力する信号を合成する合成部、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア通信システムにおける送信装置。
【請求項８】
マルチキャリア通信システムにおける受信装置おいて、
受信信号を分岐する分岐部、
を備え、更に、サブチャネル毎に、
分岐されて入力する受信信号の周波数をダウンする周波数変換器、
周波数変換器から入力するサブチャネル信号を通過する受信フィルタ、
受信フィルタから出力するサブチャネル信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部、
送信側のコピー部で導入した冗長データを除去する多数決デコーダあるいはデシメータ、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア通信システムの受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明はマルチキャリア通信システム及び通信方法に係わり、特に、帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎に送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システム及び通信方法に関する。
フィルタバンク変調、ＤＭＴ変調、ＦＭＴ変調など完全再生（ｐｅｒｆｅｃｔ  ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ）ができないマルチキャリア変調方式を採用する通信システムのビットエラー率（ＢＥＲ）は、チャネル間干渉（Ｉｎｔｅｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）のレベルを減少することにより改善が可能である。マルチキャリア通信システムにおいて（完全再生条件が満たされていなければ）、チャネル間干渉はスペクトルエネルギーの漏洩，時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。マルチキャリアシステムにおけるＩＣＩの主な要因は、
（ａ）サブチャネル間の直交性の喪失、
（ｂ）送信機と受信機間の周波数オフセット、
（ｃ）スペクトル漏洩、
である。全てのこれらの要因は類似の物理的な性質を有している。すなわち、これらの要因は、殆どの場合、サブチャネルスペクトルの重なりに起因する隣接サブチャネルへのスペクトル漏洩を有している。サブチャンネルメインローブ間の相当の重なりレベルにより隣接チャネルへスペクトルエネルギーの一部が漏洩し、これがガウシャンノイズのように振る舞い、さらにはＢＥＲの劣化をもたらす。
サブチャネルにおけるシンボル繰り返し技術の導入は、スペクトル抑制レベルを改善し、また、スペクトルメインローブの周波数スパンを減少し、それゆえ、ＩＣＩレベルを減少する。このＩＣＩパフォーマンスの改善に加えて、伝送シンボルの繰り返しにより得られる冗長データは、ＢＥＲパフォーマンスを改善するために利用される（冗長データはエラー訂正コードとして動作する）。要約すれば、データの繰り返し送信は、自然な方法で、ＦＭＴ変調技術あるいは類似のフィルタバンク変調技術に結合される。この結合システムは、繰り返しコード利得と関連して周波数オフセットに対して良好な免疫を呈する。
【背景技術】  帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、すなわち、フィルタバンク変調、ＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）変調、ＦＭＴ（Ｆｉｌｔｅｒｅｄ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択は伝統的に、シンボル間干渉（ＩＳＩ）とチャネル間干渉（ＩＣＩ）を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。ドップラーシフトがなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはＩＣＩによるＢＥＲ劣化を引き起こす。そのようなＢＥＲの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、典型的には、サブキャリア周波数間隔の１％以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
以上より、本発明の目的は、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフト等により周波数オフセットが存在する場合であってもロバスト性の高いマルチキャリア信号受信を可能にすることである。
本発明の別の目的は、サブチャネルにおけるＩＣＩを抑制することにより、ＢＥＲを改善することである。
【発明の開示】
本発明のマルチキャリア通信システムおいて、送信側は、サブチャネル毎に送信データを所定回数繰り返し、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信し、受信側は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離し、サブチャネル毎に送信側で繰り返し挿入した冗長データを除去する。送信データを繰り返し送信することにより、周波数オフセットが存在する場合であってもＩＣＩを減少してＢＥＲを小さくすることができる。また、ＢＥＲを減少したい着目サブチャネルが判っている場合には、該サブチャネルに隣接するサブチャネルにおいて、送信データを所定回数繰り返し送信し、受信側において、前記サブチャネルで繰り返し挿入した冗長データを除去する。このようにしても、着目サブチャネルのＢＥＲを減少することができる
具体的には、マルチキャリア通信システムの送信装置は、サブチャネル毎に、送信データを予め設定されている回数、繰り返して出力するデータコピー部と、各サブチャネルの送信データを周波数多重して送信する周波数多重部を備え、受信装置は、受信信号より各サブチャネルの送信データを分離するデータ分離部と、送信側のデータコピー部で導入した冗長データをサブチャネル毎に除去する多数決デコーダあるいはデシメータを備えている。
【図面の簡単な説明】  図１はフィルタバンク変調を使用したマルチキャリア通信システムである。
図２はサブチャネルの周波数間隔説明図である。
図３は複素指数関数に対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システム（ＦＭＴベースシステム）のサブチャネル周波数応答である。
図４はランダムデータ変調されたＦＭＴ信号に対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システムのサブチャネル周波数応答である。
図５は、繰り返しフィルバンク変調信号で変調されたランダムデータに対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システムのサブチャネル周波数応答である（ただし、繰り返しファクタは２である）。
図６は、繰り返しフィルバンク変調信号で変調されたランダムデータに対するシステム応答としてのフィルタバンク変調システムのサブチャネル周波数応答である（ただし、繰り返しファクタは３である）。
図７はフィルタバンク変調と繰り返しファクタ＝２のグルーピングを使用して伝送された生データと受信信号のコンステレーションである。
図８は生データ伝送したフィルタバンク変調ベースシステムのＢＥＲプロットである。
図９は繰り返しファクタ＝３のデータ伝送したフィルタバンク変調ベースシステムのＢＥＲプロットである。
図１０は繰り返しファクタ＝３のデータ伝送で、かつ、受信器に多数決ルールに基いたデコーダを備えたフィルタバンク変調ベースシステムのＢＥＲプロットである。
図１１は隣接サブチャネルでのみデータの繰り返し送信を採用したマルチキャリア通信システムの構成図である。
図１２は隣接サブチャネルにおいてのみ繰り返しデータ伝送したフィルタバンク変調ベースシステムのサブチャネルのＢＥＲプロットである。
図１３は第１実施例の通信システムと等価な実施態様であり、ＤＦＴ（ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）とＩＤＦＴ（ｉｎｖｅｒｓｅ  ＤＦＴ）を採用した場合の変形例である。
【発明を実施するための最良の形態】  （Ａ）第１実施例
（ａ）第１実施例ののマルチキャリア通信システム
図１はＮサブチャンネルフィルタバンク構成（ＦＭＴベース構成）のマルチキャリア通信システムのブロック図であり、１０は送信装置における合成セクション、２０は受信装置における解析セクションである。
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素信号）であり、それぞれのシンボルレートは１／Ｔで、Ｎ個のサブチャンネル介して並列に入力される。
各サブチャンネルのコピー部１０〜１Ｎ−１はそれぞれ、１入力シンボルにつき予め設定されている個数のコピーシンボルを作成して出力し、アップサンプリング部２０〜２Ｎ−１は入力シンボルをファクタＫに応じてオーバサンプリングしてフィルタ３０〜３Ｎ−１に入力する。各サブチャネルのフィルタ３０〜３Ｎ−１は同一のベースバンド特性Ｈ０（ｆ）を有し、該フィルタ特性に従って入力信号にフィルタリング処理を施す。周波数変換器４０〜４Ｎ−１は、各サブチャンネルのフィルタ出力に周波数ｆｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）の信号を乗算して各サブチャネルの信号周波数を互いに異なる周波数にアップ変換する。合成部５は各周波数変換器４０〜４Ｎ−１から出力する信号を合成してマルチキャリア信号にして伝送路６に送出する。マルチキャリア信号には伝送中にノイズが重畳して受信装置に到達する。
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もできる。すなわち、ユーザデータ列をＮサブチャネルデータに直列並列変換し、サブチャネル毎に、サブチャネルデータ列を１ビットづつ交互に同相成分（Ｉ成分：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）と直交成分（Ｑ成分：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）に振り分
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入力シンボルを発生する場合には、各サブチャネルのコピー部、アップサンプリング部、フィルタをＩ、Ｑ成分用に２系列設け、周波数変換器をＱＰＳＫ直交変調器とする。そして、ＱＰＳＫ直交変調器において、周波数ｆｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）の正弦波、余弦波を各Ｉ、Ｑ成分に乗算して合成することにより直交変調して周波数変換する。
受信装置の解析セクション２０において，受信信号はＮ分岐されて各サブチャネルの周波数変換器１１０〜１１Ｎ−１に入力する。周波数変換器１１０〜１１Ｎ−１は、受信信号に周波数ｆｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）の信号を乗算して各サブチャネル信号を分離すると共に、各サブチャネル信号の周波数をベースバンド周波数にダウン変換する。各サブチャネルのフィルタ１２０〜１２Ｎ−１は同一のベースバンド特性Ｈ０＊（ｆ）を有し、該フィルタ特性に従って入力信号にフィルタリング処理を施す。受信フィルタセット１２０〜１２Ｎ−１は送信装置の合成セクションにおけるフィルタ３０〜３Ｎ−１と整合しており、シンボル’＊’は複素共役を意味している。
ダウンサンプリング部１３０〜１３Ｎ−１は入力信号をファクタＫに応じてダウンサンプリングして多数決デコーダあるいはデシメータ１４０〜１４Ｎ−１に入力する。多数決デコーダあるいはデシメータ１４０〜１４Ｎ−１は送信装置のコピー部で導入された冗長データを多数決によりあるいは所定の方法により、１つのシンボル
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サブチャネルの中心周波数ｆｉは
ｆｉ＝（Ｋ／Ｎ・Ｔ）・ｉ，ｉ＝０，１，．．．（Ｎ−１）
であり、連続する２つのサブチャネルの中心周波数間隔はＫ／Ｎ・Ｔとなる。従って、Ｋ＞Ｎのフィルタバンクシステム（ｎｏｎｃｒｉｔｉｃａｌｌｙ  ｓａｍｐｌｅｄ  ｆｉｌｔｅｒ  ｂａｎｋ）において、連続する２つのサブチャネルの中心周波数間隔Ｋ／Ｎ・Ｔは、図２に示すように、シンボルレート１／Ｔより大きくなり、サブチャンネルの帯域幅もシンボルレート１／Ｔより大きくなる。なお、Ｋ＝Ｎのフィルタバンクシステム（ｃｒｉｔｉｃａｌｌｙ  ｓａｍｐｌｅｄ  ｆｉｌｔｅｒ  ｂａｎｋ）において、連続する２つのサブチャネルの中心周波数間隔Ｋ／Ｎ・Ｔはシンボルレート１／Ｔに等しくなる。
（ｂ）本発明のマルチキャリアシステムのパフォーマンス
マルチキャリアシステムのパフォーマンスを、図１のブロック図を参照して説明する。ただし、Ｎ＝６４であり、かつ、Ｈ０（ｆ）は、超過帯域幅α０＝０．１２５、パルス応答長γ＝１０シンボルのナイキストフィルタ（ｓｑｕａｒｅ−ｒｏｏｔ  ｒａｉｓｅｄ  Ｎｙｑｕｉｓｔ  ｆｉｌｔｅｒ）であり、アップサンプリングファクタはＫ＝（１＋α０）・Ｍであるとする。Ｈ０（ｆ）は、次式
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で与えられる。
図３は、複素指数関数で表現される入力信号に対するシステム応答であるＦＭＴベースシステムのサブチャネル周波数応答を示し、縦軸は振幅特性（ｄＢ）、横軸はｆＴ／Ｎである。ＦＭＴ変調により達成されるサブチャンネル間の低いスペクトルの重なりと、高レベルのサブチャネルスペクトル抑圧は、周波数オフセットや局部発振器の位相ノイズによるＩＣＩを緩和するキーであり、これによりＢＥＲパフォーマンスを改善したりシステム動作を簡単化する。
図３に示される周波数応答は、複素指数信号が入力したときにシステム応答として得られた。ＱＰＳＫ変調を使用したランダムデータ送信において、ＦＭＴベースシステムのサブチャネル信号は、送受信装置内部の過渡プロセスに起因する振幅変調（ＡＭ）成分を有する。この振幅変調（ＡＭ）は、サブチャネルで送信されるデータが長い単一符号情報シンボル列であるならば、すなわち、送信側フィルタの応答長γより大きな長さを有する単一符号情報シンボル列であるならば、絶対に発生しない。しかし、現実の状況では、サブチャネルデータはランダムに送信される。そのようなランダム送信状況下のＦＭＴベースシステムにおいて、１つのサブチャネルで送信される信号はもはや複素指数関数であるとみなすことはできない。替わって、入力信号は、図３に示すサブチャネル周波数応答に整合するスペクトル持つように考慮されねばならない。
複素指数関数とは異なった入力信号に対するＦＭＴベースシステムの周波数応答は、図４に示す自己畳み込みサブチャネルフィルタ周波数応答となる。この図４はランダム変調されたＦＭＴ信号に対するシステム応答として得られた連続サブチャネルの周波数応答である。
図４では、隣接サブチャネルのスペクトルはかなり重なっている。すなわち、サイドローブレベルは６０ｄＢ以上抑圧されているけれど、メインローブは広がり、このメインローブ同士のスペクトル重なりによりＩＣＩが現れる。このＩＣＩレベルは隣接サブチャネル間で重なっているスペクトルの面積に依存し、ＩＣＩは各サブキャリアを異なった態様で、ガウシャンノイズによる妨害と同じように妨害する。このようなノイズと同様の妨害は、ＦＭＴベースシステムのＢＥＲを劣化する。
望ましくないＡＭを減少させる解決策は、送信サブチャネルフィルタ内の過渡プロセス数を最小化することである。この送信サブチャネルフィルタ内の過渡プロセス数の最小化は、データの符号が変化する位置の数を減少させることと同じである。これを実現する最も容易な方法は、繰り返しデータ送信手法を採用することである。すなわち、データを連続的に繰り返し送信し、且つ、繰り返しグループ内の全データの符号を同一にする。例えば、データの２回繰り返し（デュープレット（ｄｕｐｌｅｔｓ））、３回繰り返し（トリプレット（ｔｒｉｐｌｅｔｓ））、４回繰り返し（クアドルプレット（ｑｕａｄｒｕｐｌｅｔｓ））等によりグループ化して送信し、各繰り返しグループ内の全データの符号を同一にする。
図５及び図６は繰り返しファクタが２（デュープレット）及び３（トリプレット）のＦＭＴサブチャネル周波数応答をそれぞれ示している。図２は特別のケースとして特にγを越える、非常に長い繰り返しファクタを有するＦＭＴベースシステムのサブチャネル周波数応答と見なすことができる。
図５及び図６より明らかなように、隣接サブチャネル間のスペクトルの重なりに起因するＩＣＩのレベルは、繰り返しファクタの増大に従って減少している。図４では着目チャネルの中心周波数における隣接チャネルの振幅は−３０ｄＢであるが、図５の繰り返しファクタが２の場合には−３９ｄＢとなり、図６の繰り返しファクタが３の場合には−４３ｄＢとなり減少している。
図７は、生データ（繰り返し無し）の受信信号のコンステレーション及び繰り返しファクタ＝２のグループ化を行ってＦＭＴ変調された受信信号のコンステレーションを示す。なお、それぞれのサブチャネル周波数応答は図４及び図５に示されている。各コンステレーション上の濃い暗点部（ダークポイント）は周波数オフセットが零の場合にプロットされる位置であり、参照のためにそれぞれの図中に示されている。また、濃い暗点部周辺の薄い暗点部はＩＣＩの影響で該ＩＣＩのレベルに応じて濃い暗点部から離れてプロットされていることを示す。すなわち、プロット点が濃い暗点位置から離れれば離れるほどＩＣＩの影響が大きいことを示している。又、αは周波数オフセットが０の場合における隣接チャネル間の帯域幅を基準値とし、該基準値と実際の帯域幅の差を基準値で除算した値である。
図７より明らかなように繰り返しファクタ＝２のグループ化がなされた受信信号の方が、薄い暗点部の広がりは小さく、ＩＣＩの影響が小さいことが判る。又、αが大きいほど帯域幅が広がってスペクトルの重なりが大きくなり、この結果、着目チャネルの中心周波数における隣接チャネルの振幅レベルが大きくなってＩＣＩが大きくなることがわかる。
図８及び図９はＱＰＳＫ変調によるサブチャネル数Ｎ＝６４のＦＭＴベースシステムのＢＥＲシミューレーション結果を示す。すなわち、図８は、繰り返し無しの生データ送信において、周波数オフセットをパラメータとしたＢＥＲシミューレーション結果であり、図９は繰り返しあり（繰り返しファクタ＝３）の送信において、周波数オフセットをパラメータとしたＢＥＲシミューレーション結果である。図８〜図９においてＤｅｌｋと記された周波数オフセット値は、周波数オフセットのサブチャネル間隔に対する正規化値である。図９のシミューレーションでは、ファクタ＝３の繰り返しが送信装置のＦＭＴシステムにおいて選択され、また、ファクタ＝３の簡単なデシメーションが受信装置側で用いられる。図８〜図９のシミューレーション結果は、周波数オフセットが小さいほどＢＥＲが良好であることを示している。又、このシミューレーション結果は、周波数オフセットが存在するＦＭＴシステムにおけるＢＥＲパフォーマンスが、データの繰り返しによりかなり改善されていることを示している。
データの繰り返しにより、送信データに冗長が付加される。この冗長は、ＢＥＲパフォーマンスを改善するために使用され（冗長データはエラー訂正コードとして動作する）、同時に、周波数オフセットが存在する際のＢＥＲパフォーマンスを改善するために使用される。冗長データは周知の繰り返しコードを表わしている。受信側では冗長データを除去する必要があり、このため、本発明では、多数決ルールに基いた繰り返しコードのデコードを、サブチャネルにおいて実施する。
図１０は繰り返しファクタ＝３のデータ伝送で、かつ、受信装置に多数決ルールに基いたデコーダを備えた送受信において、周波数オフセットをパラメータとしたＢＥＲシミューレーション結果である。このシミューレーション結果より、多数決ルールに基いたデコーダを設けることによりＢＥＲが改善されていることが判る（図９、図１０を比較）。
（Ｂ）第２実施例のマルチキャリア通信システム
図１１は第２実施例のマルチキャリア通信システムの構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、データコピーを着目チャネル（Ｍチャネル）に隣接する２つのチャネル（Ｍ−１チャネル、Ｍ＋１チャネル）でのみ行っている点である。送信装置において全サブチャネルでコピーを実施する必要はない。コピーは、ＩＣＩの改善が要求される着目サブチャネルに隣接する２つのサブチャネルで実施しなければならない。そのため、もし中間のサブチャネルが第Ｍサブチャネルであるとすれば、第Ｍ−１サブチャネルと第Ｍ＋１サブチャネルにおけるコピーの実施が第ＭサブチャネルのＩＣＩレベルを改善し、それゆえ、ＢＥＲを改善する。
図１２は、隣接サブチャネルにおいて、▲１▼データ繰り返しが無いときの着目サブチャネルのＢＥＲ（１Ｃｈａｎと記す）と、▲２▼隣接サブチャネルにおいてファクタ＝３のデータ繰り返しをしたときの着目サブチャネルのＢＥＲ（１Ｃｈａｎ  ３と記す）と、▲３▼ファクタ＝５のデータ繰り返しをしたときの着目サブチャネルのＢＥＲ（１Ｃｈａｎ  ５と記す）を示す。明らかなように、隣接サブチャネルのみのデータ繰り返しであっても、ＢＥＲパフォーマンスを改善し、繰り返しデータは着目サブチャネルに対して従来のエラー訂正コードのように動作する。
（Ｃ）第３実施例
図１３は第１実施例のマルチキャリア通信システムと等価な実施態様であり、ＤＦＴ（ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）とＩＤＦＴ（ｉｎｖｅｒｓｅ  ＤＦＴ）を採用し、かつ、Ｋ＝Ｎとした場合である。第３実施例において複素指数処理はＤＦＴ１６とＩＤＦＴ７に集約されている。又、送信装置のフィルタ３’０，３’１，．．．，３’Ｎ−１の特性Ｈ（０）（ｆ），Ｈ（１）（ｆ），．．．Ｈ（Ｍ−１）（ｆ）は、プロトタイプのフィルタ特性Ｈ０（ｆ）を周波数シフトした特性を有している。すなわち、Ｈ（ｉ）（ｆ）は次式
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で表現される。又、受信装置のフィルタ１２’０，１２’１，．．．，１２’Ｎ−１の特性Ｈ（０）＊（ｆ），Ｈ（１）＊（ｆ），．．．Ｈ（Ｍ−１）＊（ｆ）は、特性Ｈ（０）（ｆ），Ｈ（１）（ｆ），．．．Ｈ（Ｍ−１）（ｆ）と複素共役の関係にある。
送信装置において、各サブチャネルのコピー部１０〜１Ｎ−１はそれぞれシンボル
2004023686.tif 000009
のコピーシンボルを作成し、サブキャリア信号としてＩＦＤＴ部７に入力する。ＩＦＤＴ部７は、Ｎ個のサブキャリア信号に対してＩＤＦＴ処理を行い、時間に関して離散的なデータａｋ（０），ａｋ（１），．．．ａｋ（Ｍ−１）を出力する。フィルタ３’０，３’１，．．．，３’Ｎ−１は上記特性を備えており、ＩＤＦＴ部７から出力する時間離散信号に該フィルタ特性を作用させて出力する。並列直列変換部８は各フィルタ３’０，３’１，．．．，３’Ｎ−１から入力する信号を並列直列変換により合成して伝送速度Ｎ／Ｔで伝送路６に送出する。
受信装置において、Ｎ／Ｔの速度でサンプルされた受信信号は直列並列変換器１５において直列並列変換される。受信装置のＭ個のフィルタ１２’０，１２’１，．．．，１２’Ｎ−１は、ＤＦＴ１６で最終的に処理する前に各サンプル信号に所定のフィルタ特性を作用させる。ＤＦＴ１６は各フィルタ１２’０，１２’１，．．．，１２’Ｎ−１から入力される信号に対してＤＦＴ処理を施して、Ｎ個のサブキャリア信号を発生し、各サブキャリア信号を多数決デコーダあるいはデシメータ１４０，１４１，．．．，１４Ｎ−１に入力する。多数決デコーダあるいはデシメータ１４０〜１４Ｎ−１は送信装置のコピー部で導入された冗長データを多数決によりあるいは所定の方法により、１つのシンボル
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以上、要約すれば、データの繰り返しを備えた送信は、ＦＭＴ又は類似のフィルタバンク変調技術と自然な方法で結合される。その結合システムは繰り返しコードのコードゲインと関連して周波数オフセットに対して免疫を示す。
なお、実施例において、データの繰り返しによりＢＥＲは改善するが、伝送速度が遅くなる。このため、許容される伝送速度とＢＥＲの改善率とのトレードオフにより適切な繰り返し数が決定される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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