(57)【要約】少なくとも４つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムであり、４つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、着目サブチャネル以外の３つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を着目サブチャネルの受信部に入力する手段、を備え、該着目サブチャネルの受信部は他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
2004068756.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも４つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムにおいて、
４つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、
対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、
着目サブチャネル以外の３つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を着目サブチャネルの受信部に入力する手段、
を備え、該着目サブチャネルの受信部は他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、
ことを特徴とする通信システム。
【請求項２】
前記着目サブチャネルの受信部は、
クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが２値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、
着目サブチャネル以外の３つのサブチャネルの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項３】
前記着目サブチャネルの受信部は、
４つのサブチャネル信号で伝送された４つのデータのうち、着目ｍサブチャネルを除く３つのサブチャネルのデータについて、全てのデータが同じ組み合せ及び少なくとも１つのデータが異なるとした場合におけるトータル８つの組み合せのそれぞれにおいて、着目サブチャネル以外の他の３つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第１〜第８基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する８つの相関手段、
各相関器出力と着目サブチャネル以外の３つのサブチャネルの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を発生する手段、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項４】
前記受信装置を、ＤＭＴ通信システムを構成するＦＦＴの後段に設けたことを特徴とする請求項３記載のマルチキャリア通信システム。
【請求項５】
少なくとも４つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置において、
チャネル間の結合度を考慮して、自身のサブチャネルから受信したデータが２値のうちの一方である確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、他の３つのサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、
該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
前記軟判定対象値出力手段は、
４つのサブチャネル信号で伝送された４つのデータのうち、３つのデータについて、全てのデータが同じ組み合せ及び少なくとも１つのデータが異なるとした場合におけるトータル８つの組み合せのそれぞれにおいて、着目サブチャネル以外の他の３つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第１〜第８基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する８つの相関手段、
各相関器出力と着目サブチャネル以外の３つのサブチャネルの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を発生する手段、
を備えたことを特徴とする請求項５記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明はマルチキャリア通信システム及びその受信装置に係わり、特に、着目サブチャネルと上下の２つ以上のサブチャネル間の干渉（ＩＣＩ）を利用したマルチキャリア通信システム及びその受信装置に関する。
フィルタバンク変調、ＤＭＴ変調、ＦＭＴ変調などのマルチキャリア通信システムにおけるビットエラー率（ＢＥＲ）は、チャネル間干渉（Ｉｎｔｅｒ  ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉は通信システム、たとえばＯＦＤＭ−ＣＤＭＡにおいてシステム誤動作により、あるいはサブチャネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスペクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。
本発明のターボレシーバの主な利点は、ＩＣＩの振る舞いが、零平均ガウス分布確率変数（例えば下記文献１で使用されたガウス近似）として扱われることであり、有限状態離散マルコフプロセスモデルを採用する。このようなＩＣＩモデルでは、ＩＣＩの性質から簡易ガウス近似がより現実的であるように思われる。本発明のターボレシーバは最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチャンネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャンネルの推定最大確率を精練する。
文献１：Ｋ．Ｓａｔｈａｎａｎｔｈａｎ  ａｎｄ  Ｃ．Ｔｅｌｌａｍｂｕｒａ，“Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ  ｏｆ  ｅｒｒｏｒ  ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖ．２００１，ｐｐ１８８４−１８８８．
【背景技術】  （ａ）周波数オフセットとＩＣＩの関係
帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、たとえば、フィルタバンク変調、ＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）変調、ＦＭＴ（Ｆｉｌｔｅｒｅｄ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択はシンボル間干渉（ＩＳＩ）とチャネル間干渉（ＩＣＩ）を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。
ドップラーシフトがなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはＩＣＩによるＢＥＲ劣化を引き起こす。
そのようなＢＥＲの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキャリア周波数間隔の１％以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
ここではＤＭＴベースシステムと理想白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルを想定する。又、シンボル間干渉ＩＳＩのレベルはチャネル間干渉ＩＣＩや他の雑音信号に比べて無視し得るものであると想定する。簡単化するために、着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された第１の隣接サブチャネルと上方に配置された第２の隣接サブチャネルのみを考える。図１及び図２は周波数オフセットが零の場合と（図１）、周波数オフセットが零でない場合（図２）における、３つのサブチャネルの周波数応答を示す。第１、第２、第３のサブチャネルに対応する中心周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の信号は図１、図２において垂直矢印で示されている。図１、図２において、サブチャネル番号０（ｃｈ０）は着目チャネルを示し、サブチャネル番号−１（ｃｈ−１）は周波数スケールにおいて着目チャネルより下に置かれるサブチャネルを示し、サブチャネル番号＋１（ｃｈ＋１）は周波数スケールにおいて着目チャネルより上に置かれるサブチャネルを示す。ＤＭＴシンボルの周期をＴとすると、周波数スケールは１／Ｔに等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの１単位はチャネル間隔である。図１に示されているように、周波数オフセット（チャネル間隔で正規化されている）αが０の時、図中の実線Ａと断続線Ｂで示される下方サブチャネルと上方サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネル（点線Ｃ）の中心周波数ｆ２において無限の減衰を与える。又、同様に着目サブチャネルの伝達関数は、下方及び上方のサブチャネルの中心周波数ｆ１，ｆ３おいて無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、隣接サブチャネル間にＩＣＩは発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、それぞれのサブチャネルは直交し、ＩＣＩは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、ＩＣＩが発生する。図２はＤＭＴシステムにおいて周波数オフセットαが零でないときの各サブチャネルのスペクトル特性を示す。隣接サブチャネルのスペクトルは−３ｄＢでクロスし、最初のサイドローブは−１３ｄＢと高い。システムモデルの複雑性をさけるために以下では１及び２チャネル間隔離れたサブチャネル同士が干渉する場合を考える。隣接サブチャネルのスペクトルは、図２においてα０−１，α１−１；α１０，α−１０；α０１，α−１１として示される非零の相互ゲインを有することは明らかである。この表記においてαの第１インデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第２インデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。すなわち、α−１０は番号−１の下位サブチャネルからサブチャネル番号０の着目チャネルへの漏れ伝達係数（振幅）を示し、α−１１は番号−１の下位サブチャネルからサブチャネル番号１の上位チャネルへの漏れ伝達係数（振幅）を示し、α０１はサブチャネル番号０の着目サブチャネルから番号１の上位のサブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、α０−１は番号０の着目サブチャネルからサブチャネル番号−１の下位サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、α１０はサブチャネル番号＋１の上位サブチャネルから番号０の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示す。以上のように、周波数オフセットαが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間にＩＣＩ（クロストーク）を発生する。
（ｂ）通信システムの一般的なモデル
図３は周波数オフセットを有するＤＭＴシステムにおける４つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデル（４サブチャネル−モデル）である。本発明のターボレシーバによれば、３つのサブチャネル−モデル（図４参照）と比べると４つのサブチャネル−モデルの方がＤＭＴの低ロールオフスペクトル特性のために大抵はトータルシステムＢＥＲを改善することが可能である。１１，１２，１３はサブチャネルｃｈ−１，ｃｈ０，ｃｈ＋１、ｃｈ＋２の送信装置、２１，２２，２３，２４は各サブチャネルの受信装置、３１，３２，３３，３４は各サブチャネルの伝送路、４ｉｊは番号ｉのサブチャネルから番号ｊのサブチャネルへの漏れ伝達係数（干渉係数）αｉｊをサブチャネル信号Ｄｉにそれぞれ乗算する乗算器、５１，５２，５３，５４は隣接のサブチャネルからのクロストーク（ＩＣＩ）を自分のサブチャネル信号に合成する第１の合成部、６１，６２，６３，６４は２チャネル間隔離れたサブチャネルからのクロストーク（ＩＣＩ）を自分のサブチャネル信号に合成する第２の合成部、７１，７２，７３，７４はノイズ合成部である。
図３から明らかなように下位サブチャネルｃｈ−１からの信号はクロストーク係数α−１０を介して着目サブチャネルｃｈ０に漏洩し、上位サブチャネルｃｈ＋１からの信号はクロストーク係数α１０を介して着目サブチャネルに漏洩し、更に上位サブチャネルｃｈ＋２からの信号はクロストーク係数α２０を介して着目サブチャネルｃｈ０に漏洩する。尚、更に下位のサブチャネルｃｈ−２からの信号がクロストーク係数α−２０を介して着目サブチャネルに漏洩するが、ｃｈ＋２からの漏洩と同様に考えられるので説明は省略する。図３のモデルは相互干渉のサブチャネルは上位及び下位のサブチャネルであると限定しているけれど、通信システム全体のサブチャネル数は限定しておらず４より大きなＮ個のサブチャネルを有するマルチキャリア通信システムにも適用できる。しかしながら、かかる場合でも各サブチャネルへの干渉は、下位の２つのサブチャネル及び上位の２つのサブチャネルからのみである。この場合、干渉係数は係数の連鎖を示す。サブチャネル間の周波数直交性の理由で、図３でｎ１（ｔ），ｎ２（ｔ），ｎ３（ｔ），ｎ４（ｔ）と表記されているノイズ成分は統計的に独立（相関無し）である。
サブチャネルが周波数ドメインに配置されているとしているが、同様のモデルは、ＤＭＴ変調方式やフィルタバンク変調方式などのシステムに対してのみならずその他のシステムに適用され得る。また、ディメンジョンを他の領域、例えば空間（空間分割多重アクセス）、極性その他の領域に拡張できる。
（ｃ）技術的課題
図３のモデルはＩＣＩの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題は、ＩＣＩが発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値（２進数であれば符号）を正しく決定できるようにすることである。
受信装置におけるＩＣＩを緩和する１つの可能性のある方法は、以下の文献２で提案されているＩＣＩキャンセルのための判定帰還イコライザ（ＤＦＥ）を採用することである。
文献２：Ｖｉｔｅｒｂｏ  ａｎｄ  Ｋ．Ｆａｚｅｌ，“Ｈｏｗ  ｔｏ  ｃｏｍｂａｔ  ｌｏｎｇ  ｅｃｈｏｅｓ  ｉｎ  ＱＦＤＭ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅｓ：Ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｏｒ  ｍｏｒｅ  ｐｏｗｅｒｆｕｌ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ，”Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ’９５，Ｓｉｎｇａｐｏｒｅ，Ｎｏｖ．１９９５，ｐｐ．２０６９−２０７４
ところで、個々の受信装置の出力がハードビットデシジョン（硬判定）の形式であると、サブチャネル間で情報を共有しても、わずかな利点が存在するにすぎない。これは硬判定であるＤＦＥの動作範囲を制限する。
以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、ＩＣＩの効果を最小化するものであり次善の策である。なぜならば、ＩＣＩには送信シンボルについての情報が含まれているからであり、このＩＣＩに含まれる送信シンボル情報を用いて受信信号を良好に復調できる可能性があるからである。
以上から、本発明の目的は、ＩＣＩが存在する通信システムにおいて該ＩＣＩを利用してＢＥＲパフォーマンスを改善することである。
本発明の別の目的は、ＩＣＩを利用した事後確率に基づいてＢＥＲを小さくすることである。
【発明の開示】
本発明は、少なくとも４つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムであり、▲１▼４つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、▲２▼対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、▲３▼着目サブチャネル以外のサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を着目サブチャネルの受信部に入力する手段、を備え、該着目サブチャネルの受信部は他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
上記着目サブチャネルの受信部は、▲１▼クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルを介して受信したデータが２値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、▲２▼他のサブチャネルの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、▲３▼該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。
【図面の簡単な説明】  図１は、周波数オフセットが零であるときの周波数特性である。
図２は周波数オフセットが零でないときの周波数特性である。
図３は周波数オフセットを有するＤＭＴシステムにおける４つのサブチャネルの相互ＩＣＩを示すための一般的なモデルである。
図４は下位の１サブチャネル及び上位の１サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、サブチャネル数が３つの場合である。
図５は３サブチャネルモデルの受信装置の構成図である。
図６は下位の１サブチャネル及び上位の２つのサブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、サブチャネル数が４つの場合（４サブチャネル−モデル）である。
図７は上位２つのサブチャネルと下位１つのサブチャネルからのクロストークが存在する場合における受信装置の第１の構成図で、受信装置全体のの左側の構成を示している。
図８は上位２つのサブチャネルと下位１つのサブチャネルからのクロストークが存在する場合における受信装置の第２の構成図で、受信装置全体の右側の構成を示している。
図９は本発明のターボレシーバによる繰り返し回数に応じた着目サブチャネルのコンステレーション説明図である。
図１０は本発明のターボレシーバ及び従来のマッチトフィルタベースレシーバの平均ＢＥＲパフォーマンスの特性図である。
図１１は本発明のターボレシーバを採用したＤＭＴベース通信システムの構成図である。
図１２は本発明のターボ処理機能を備えたＤＭＴレシーバのＢＥＲパフォーマンスを示す特性図である。
【発明を実施するための最良の形態】  （Ａ）３つのサブチャネルの場合の通信システムの全体構成
図４は下位及び上位のトータル２つのサブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、サブチャネル数が３つの場合である。本発明は少なくとも４つのサブチャネルを有する通信システム（４サブチャネル−モデル）に提供するものであるが、本発明を理解する上でサブチャネル数が３つの通信システム（３サブチャネル−モデル）を最初に説明する。
図４の通信システムには、３つのサブチャネルｃｈ−１，ｃｈ０，ｃｈ＋１を介してそれぞれ独立にデータを送信する３つの送信装置２１，２２、２３、第ｉサブチャネルから第ｊサブチャネルへの結合係数αｉｊを有する多数のクロストークパス３１ｉｊ、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う３つの受信装置４０，５０，６０、各受信装置の軟判定対象値を他の受信装置に入力する手段７１，７２を備えている。なお、３２〜３４、３５〜３７はＩＣＩ信号やノイズを合成する合成部である。
サブチャネルｃｈ０の受信装置５０は下位及び上位サブチャネルｃｈ−１，ｃｈ＋１の受信装置４０、６０から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。同様に他の受信装置も下位及び上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。
（Ｂ）３つのサブチャネルにおける受信シンボル復調のアルゴリズム
図４に示す通信システムにおいて着目サブチャネルｃｈ０の受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネルｃｈ０で受信する情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、”１”（＝−１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））の差を示す値ｌｎＤ０を導出することである。というのは、事後確率の差ｌｎＤ０を導出できれば、受信情報シンボルが”０”であるか”１”であるか判定することができるからである。すなわち、着目サブチャネルの確率差ｌｎＤ０は、受信情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と”１”（＝−１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））の差であるから、ｌｎＤ０＞０であれば着目サブチャネルの受信情報は”０”，ｌｎＤ０＜０であれば着目サブチャネルの受信情報は”１”であると判定できるからである。以上から、まず事後確率の差を示す値ｌｎＤ０を導出する。
バイナリ情報（２値情報）が隣接する２つのサブチャネルを介して信号Ｓ＊ｉｊ（ｔ）として送信されるものとする。なお、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）におけるインデックスｉはサブチャネル番号を示し、インデックスｊはサブチャネルｉにおける情報シンボルＤｉの符号（ｉ＝−１，０又は１）により決定される。すなわち、
2004068756.tif 000003
である。以後、表記を簡単にするために、式においてＳ＊ｉｊ（ｔ）の時間依存性を省略する。すなわち、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）をＳ＊ｉｊと表記する。
送信情報シンボルＤｉは統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布確率変数であるとする。図４から、下位及び上位サブチャネルからＩＣＩの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号Ｓ＊−１ｊ，Ｓ＊１ｊと着目チャネル信号Ｓ＊０ｊとのクロストーク係数αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数αはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボルＤ０が＋１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝０〜３）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ−１，Ｄ１が＋１であるか、−１であるかにより
2004068756.tif 000004
となる。信号Ｓｊのｊは信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンボルＤ０が−１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝４〜７）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ−１，Ｄ１が＋１であるか、−１であるかにより
2004068756.tif 000005
となる。
ＩＣＩの導入後は、（２）及び（３）式に従って、各サブチャネルの受信機入力における８つの信号としてＳｊ（ｉ＝０，１，２，．．．．７）を使用する。（２）及び（３）式におけるＳｊのインデックスｊは信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボルＤ−１，Ｄ１及びＤ０をペア（対）にすることにより決定される。
以下の▲１▼、▲２▼を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、▲１▼ある情報信号同士は符号が反対であり、Ｓ＊−１０＝−Ｓ＊−１１、Ｓ＊００＝−Ｓ＊０１、Ｓ＊１０＝−Ｓ＊１１であるということ、及び▲２▼情報シンボルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、Ｓ＊−１０＝Ｓ＊００＝Ｓ＊１０及びＳ＊−１１＝Ｓ＊０１＝Ｓ＊１１であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の▲２▼は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（２）、（３）式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
2004068756.tif 000006
（２）、（３）、（４）式より、信号Ｓｊを受信する事後確率、換言すれば、受信信号がＳｊである事後確率Ｐ（Ｓｊ／ｙ（ｔ））は、次式
2004068756.tif 000007
により与えられる。ただし、
ｋ０は正規化因子、
ｊは信号番号（ｊ＝０，１，．．．．，７）
ｙ（ｔ）はＩＣＩを伴う信号系列Ｓｊとスペクトルパワー強度Ｎ０を有する白色ガウス雑音ｎ（ｔ）との合成信号（ｙ（ｔ）＝Ｓｊ＋ｎ（ｔ））、
Ｐａｐｒ（Ｓｊ）は受信信号Ｓｊの事前確率
Ｐ（ｙ（ｔ）／Ｓｊ）は条件付き確率であり、受信語がｙ（ｔ）であった時、送られた符号語がＳｊであったという確率、
である。着目チャネルの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｊ）（ｊ＝０，１，．．．．，７）は、（２）〜（４）式より着目サブチャネルの信号がＳ＊００である、またはＳ＊０１である事前確率と２つの隣接サブチャネルにおける情報信号Ｓ＊ｉｊの事後確率の交差積として表現される。すなわち、Ｄ０＝＋１の場合には、
2004068756.tif 000008
となり、Ｄ０＝−１の場合には
2004068756.tif 000009
となる。
（６）〜（７）式において、Ｐａｐｒ（Ｓｊ）は、着目サブチャネルにおいて番号ｊの情報信号Ｓｊが送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には１／２に等しいと仮定される。確率Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は受信信号Ｓ＊ｉｊの事後確率で、事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と異なリ、又、受信側で高い信頼度で推
2004068756.tif 000010
においてＰ（Ｓ＊ｉｊ）の最も良い推定であろう。この仮定により、（６）及び（７）式は以下のように書き替えることができる。
2004068756.tif 000011
あるいは、情報信号Ｓ＊ｉｊと送信情報信号Ｄｉ（（１）式参照）との間に直接の関係が存在する時は、（６）及び（７）式においてＰ（Ｓ＊ｉｊ）＝Ｐ（Ｄｉ＝ｊ／ｙ（ｔ））と置き換えることができ、（６）及び（７）式は次式で表現される。なお、Ｐ（Ｓ＊ｉｊ）は第ｉサブチャネル信号Ｄｉがｊである確率である。
2004068756.tif 000012
2004068756.tif 000013
（１０）及び（１１）式において、着目サブチャネルにおける受信信号Ｓｊの事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｊ）（ｊ＝０，１，２，．．．．，７）は、情報信号Ｓ＊ｉｊの送信事前確率Ｐａｐｒ（Ｓ＊ｉｊ）と下位及び上位の隣接チャネルで受信した情報シンボルＤｉが＋１又は−１である事後確率との交差チャネル積で表現される。
本発明のターボレシーバ（最尤レシーバ）において、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル（番号０）の受信情報シンボルＤ０が＋１である確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、Ｄ０が−１である確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルＤ０の符号を決定する。
着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０がｊとなる事後確率Ｐ（Ｄ０＝ｊ／ｙ（ｔ））は、Ｄ０がｊである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））は着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、（１）、（２）式より、着目サブチャネルで”０”（＝＋１）の情報シンボルを送信する信号はＳ０〜Ｓ３であるから、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））は、信号Ｓ０〜Ｓ３を受信する事後確率の和となり（１２ａ）式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））は（１２ｂ）式で求めることができる。
2004068756.tif 000014
（１２ａ）に（５）式を適用すると（ただしｋ０＝１とする）、（１３）式
2004068756.tif 000015
となり、更に、（１２ｂ）に（５）式を適用すると（ただしｋ０＝１とする）、（１４）式
2004068756.tif 000016
となる。（１３）、（１４）式に（１０）、（１１）式を代入し、簡単化のために、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））のｙ（ｔ）を省略すると（すなわち、Ｐ（Ｄｉ＝±１／ｙ（ｔ））＝Ｐ（Ｄｉ＝±１）とすると）、（１５）、（１６）式が得られる。
2004068756.tif 000017
更に、（１５）式を変形すると、（１７ａ），（１７ｂ）式が得られる。
2004068756.tif 000018
同様に、（１６）式を変形すると（１８ａ），（１８ｂ）式が得られる。
2004068756.tif 000019
以上より、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（＋１又は−１）を決定できる。
・大小比較による判定
着目サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、まず、
2004068756.tif 000020
であればＤ０＝＋１と判定し、
2004068756.tif 000021
であればＤ０＝−１であると判定する。
・対数の差による判定
着目サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、まず、ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））を演算し（ｌｎはｅを底とする対数）、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
2004068756.tif 000022
であればＤ０＝＋１と判定し、
2004068756.tif 000023
であればＤ０＝−１であると判定する。
さて、送信シンボルＤ０が統計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。
2004068756.tif 000024
（２０）式より、（１７ｂ）式及び（１８ｂ）式における共通の乗数は判定ルールに影響を及ぼさないから、（１７ｂ），（１８ｂ）式は（２１），（２２）式のようになる。
2004068756.tif 000025
ここで、次式
2004068756.tif 000026
の代数同一性を考慮して（２１）、（２２）式を変形すると以下の（２３）、（２４）
2004068756.tif 000027
となる。ここで、以下の（２５）、（２６）式
2004068756.tif 000028
を採用すると、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは以下のようになる。
2004068756.tif 000029
（２５）、（２６）式を（１９ｃ）、（１９ｄ）式の左辺の判定式に適用すると新判定式は次式
2004068756.tif 000030
（４）式を考慮することにより、（２７）式の新判定式を構成する各項は以下のように書き替えることができる。なお、ｌｎＤｉ＝ｌｎＰ（Ｄｉ＝＋１）−ｌｎＰ（Ｄｉ＝−１）である。
2004068756.tif 000031
以上において、ｌｎＤｉ＝ｌｎＰ（Ｄｉ＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎＰ（Ｄｉ＝−１／ｙ（ｔ））は、第ｉサブチャネルで送信された信号Ｄｉが＋１であるか、−１であるかの事後確率の対数差（第ｉサブチ
2004068756.tif 000032
とする。また、また、（２７）式の（Ａ−Ｂ），（Ｃ−Ｄ）は次式のようになる。
2004068756.tif 000033
2004068756.tif 000034
ただし、
2004068756.tif 000035
である。（２７）〜（３０）式はＩＣＩを伴ったバイナリー信号の最適なレシーバ構造を定義する。（２７）〜（３０）式から判るように、あるサブチャネルの送信情報シンボルＤの符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。（２７）〜（３０）式の判定ルールにおいて、ｌｎＤ−１，ｌｎＤ＋１はそれぞれ、下位サブチャネル（ｃｈ−１）及び上位サブチャネル（ｃｈ＋１）における情報シンボルが＋１である事後確率と、−１である事後確率の対数差を表わしている。全ての計算は直列的であるので、着目サブサブチャネルのデータ処理中、繰り返し計算により隣接サブチャネルから最新の事後確率を利用することができる。
以上から、（２７）〜（３０）式より軟判定対象値であるｌｎＤ０を演算し、しかる後、軟判定対象値ＩｎＤ０の正負により着目サブチャネルの受信シンボルの”０”、”１”を判定するようにアルゴリズムを作成する。
（Ｃ）受信装置の構成
図５は３サブチャネルモデルの受信装置、すなわち、ＩＣＩを利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバという）の構成図であり、着目サブチャネルの受信部のみの構成を示しているが、他のサブチャネルの受信部も同一の構成を有している。また、この受信部は前述のアルゴリズムを実行する構成を備えている。
着目サブチャネルの受信装置５０は、大きく分けると相関ユニット（マッチトフィルでも良い）５１、他チャネル判定結果作用部５２、第１、第２の非線形ユニット５３，５４、シンボル判定部５５を備えている。
相関ユニット５１の乗算器５１ａ及び積分器５１ｂは、判定式である（２８）〜（３０）式の
2004068756.tif 000036
加算部５１ｉは積分器５１ｂ，５１ｄの積分出力を加算し、減算器５１ｊは積分器５１ｂ，５１ｄの積分出力を減算し、加算部５１ｋは積分器５１ｆ，５１ｈの積分出力を加算し、減算器５１ｍは積分器５１ｆ，５１ｈの積分出力を減算する。また、加算部５１ｎは加算部５１ｉ，５１ｋの出力を加算して（２８）式の右辺第１項
2004068756.tif 000037
を出力する。また、減算部５１ｐは加算部５１ｉ，５１ｋの出力を減算して
2004068756.tif 000038
を出力する。除算部５１ｑ，５１ｒは入力信号を１／２にして出力する。
他チャネル判定結果作用部５２は加算器５２ａ〜５２ｃを備え、それぞれ
2004068756.tif 000039
を演算する。
第１の非線形ユニット５３は（２８）式の右辺第２〜第５項のｌｎ  ｃｏｓｈの演算を行う部分であり、第１、第２の非線形部５３ａ，５３ｂを有している。第１非線形部５３ａの加算部７１ａ，７１ｂはそれぞれ（２８）式の右辺第２、第３項の｛  ｝内の演算をそれぞれ行う。但し、（Ｅ０−Ｅ１）／Ｎ０＝ΔＥ１としている。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃ，７１ｄはそれぞれ（２８）式の右辺第２、第３項の演算を行い、減算器７１ｅはｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃの演算結果からｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｄの演算結果を減算して出力する。
又、第２非線形部５３ｂの加算部７１ａ’，７１ｂ’はそれぞれ（２８）式の右辺第４、第５項の｛  ｝内の演算をそれぞれ行う。但し、（Ｅ２−Ｅ３）／Ｎ０＝ΔＥ２としている。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃ’，７１ｄ’はそれぞれ（２８）式の右辺第４、第５項の演算を行い、減算器７１ｅ’はｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｃ’の演算結果からｌｎ  ｃｏｓｈ演算部７１ｄ’の演算結果を減算して出力する。
又、加算部５３ｃは加算器７１ｅ，７１ｅ’の出力を合成し、除算部５３ｄは合成信号を１／２して（２８）式の右辺第２〜第５項の演算結果を出力する。
第２の非線形ユニット５４は（２９）、（３０）式の右辺第１〜第３項の演算を行う部分である。加算部５４ａ，５４ｂはそれぞれ（２９）、（３０）式の右辺第１項の演算を行い、加算部５４ｃ，５４ｄはそれぞれ（２９）、（３０）式の右辺第２項、第３項の演算を行い、加算部５４ｅ，５４ｆはそれぞれ（２９）、（３０）式の右辺の演算を行い、ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部５４ｇ，５４ｈ
2004068756.tif 000040
シンボル判定部５５の加算器５５ａは、相関ユニット５１の除算部５１ｒの出力信号
2004068756.tif 000041
は（２７）式のｌｎＤ０（軟判定対象値）を発生する。判定部５５ｃはｌｎＤ０の正負を判定し、正であれば受信シンボルは”０”と判定し、負であれば”１”であると判定する。又、シンボル判定部５５は（２７）式の演算結果（軟判定対象値）ｌｎＤ０を下位及び上位の隣接するサブチャネルの受信部４０，６０の他チャネル判定結果作用部へフィードバックする。
（Ｄ）４サブチャネルを有する本発明の通信システムの全体の構成例
図６は下位の１つのサブチャネル及び上位の２つのサブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、４つのサブチャネルｃｈ−１，ｃｈ０，ｃｈ＋１、ｃｈ＋２を介してそれぞれ独立にデータを送信する４つの送信装置１２１，１２２、１２３，１２４，第ｉサブチャネルから第ｊサブチャネルへの結合係数αｉｊを有する多数のクロストークパス１３１ｉｊ、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う４つの受信装置１５０，１６０，１７０，１８０，各受信装置の軟判定対象値を着目チャネルｃｈ０の受信装置１６０に入力する手段１９１，１９２を備えている。なお、他の受信装置に入力する手段の図示は省略しているが、受信装置１６０と同様に考えることができる。１３２〜１３９、１４０〜１４３はＩＣＩ信号やノイズを合成する合成部である。
サブチャネルｃｈ０の受信装置１６０は下位及び上位サブチャネルｃｈ−１，ｃｈ＋１、ｃｈ＋２の受信装置１５０，１７０，１８０から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。同様に他の受信装置も下位及び上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの”０”、”１”を判定する。
（Ｅ）４つのサブチャネルにおける受信シンボル復調のアルゴリズム
図６に示す通信システムにおいて着目サブチャネルｃｈ０の受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は、３サブチャネル−モデルの場合と同様に着目サブチャネルｃｈ０で受信する情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と、”１”（＝−１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））の差を示す値ｌｎＤ０を導出することである。着目サブチャネルの確率差ｌｎＤ０は、受信情報シンボルが”０”（＝＋１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））と”１”（＝−１）である事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））の差であるから、ｌｎＤ０＞０であれば着目サブチャネルの受信情報は”０”，ｌｎＤ０＜０であれば着目サブチャネルの受信情報は”１”であると判定できる。
バイナリ情報（２値情報）が隣接する２つのサブチャネルを介して信号Ｓ＊ｉｊ（ｔ）として送信されるものとする。なお、Ｓｆ＊ｉｊ（ｔ）におけるインデックスｉはサブチャネル番号を示し、インデックスｊはサブチャネルｉにおける情報シンボルＤｉの符号（ｉ＝−１，０又は１）により決定される。すなわち、
Ｄｉ＝＋１ならばｊ＝０
Ｄｉ＝−１ならばｊ＝１
である。以後、表記を簡単にするために、式においてＳ＊ｉｊ（ｔ）の時間依存性を省略する。すなわち、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）をＳ＊ｉｊと表記する。
図６から、下位及び上位サブチャネルからＩＣＩの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号Ｓ＊−１ｊ，Ｓ＊１ｊ，Ｓ＊２ｊと着目チャネル信号Ｓ＊０ｊとのクロストーク係数αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数αはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボルＤ０が＋１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝０〜７）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ−１，Ｄ１，Ｄ２が＋１であるか、−１であるかにより
2004068756.tif 000042
となる。信号Ｓｊのｊは信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンボルＤ０が−１であれば、着目チャネルの受信信号Ｓｊ（ｊ＝８〜１５）は、下位及び上位のサブチャネルの信号Ｄ−１，Ｄ１，Ｄ２が＋１であるか、−１であるかにより
2004068756.tif 000043
となる。
ＩＣＩの導入後は、（３２）及び（３３）式に従って、各サブチャネルの受信機入力における１６個の信号としてＳｊ（ｉ＝０，１，２，．．．．１５）を使用する。（３２）及び（３３）式におけるＳｊのインデックスｊは信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボルＤ−１，Ｄ１，Ｄ２及びＤ０をペア（対）にすることにより決定される。
以下の▲１▼、▲２▼を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、▲１▼ある情報信号同士は符号が反対であり、Ｓ＊−１０＝−Ｓ＊−１１、Ｓ＊００＝−Ｓ＊０１、Ｓ＊１０＝−Ｓ＊１１、Ｓ＊−２０＝−Ｓ＊２１であるということ、及び▲２▼情報シンボルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、Ｓ＊−１０＝Ｓ＊００＝Ｓ＊１０＝Ｓ＊２０及びＳ＊−１１＝Ｓ＊０１＝Ｓ＊１１＝Ｓ＊２１であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の▲２▼は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（３２）、（３３）式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
2004068756.tif 000044
以後、３サブチャネルのモデルと同様に考えることができる。すなわち、３サブチャネル−モデルの場合と同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））を求める。これが求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（＋１又は−１）を決定できる。すなわち、着目サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、
2004068756.tif 000045
し、１より小さければ、Ｄ０＝−１であると判定する。あるいは、ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））−ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））を演算し、しかる後、その正負により判定する。すなわち、正であればＤ０＝＋１と判定し、負であればＤ０＝−１であると判定する。なお、ｙ（ｔ）はＩＣＩを伴う信号系列Ｓｊとスペクトルパワー強度Ｎ０を有する白色ガウス雑音ｎ（ｔ）との合成信号（ｙ（ｔ）＝Ｓｊ＋ｎ（ｔ））である。
４サブチャネルモデルでは、
2004068756.tif 000046
ここで、ａ，ｂ，ｃ，ｄは次式に示す通りである。
2004068756.tif 000047
2004068756.tif 000048
最終的に、（３５），（３６）式を用いてｌｎＤ０は次式
2004068756.tif 000049
で与えられる。
（Ｆ）本発明の受信装置
図７、図８は上位２つのサブチャネルと下位１つのサブチャネルからのクロストークが存在する場合における本発明の着目サブチャネルの受信装置構成図で、一点鎖線より分割して示しており、（４１）式の右辺の演算を実現する。図７は受信装置全体の左側の構成を、図８は同右側の構成を示している。図７、図８の受信装置を着目チャネルｃｈ０の受信装置とすれば、チャネルｃｈ＋１、ｃｈ＋２よりクロストークを受ける３サブチャネル−モデルの受信装置と、チャネルｃｈ−１よりクロストークを受ける２サブチャネル−モデルの受信装置を結合した構成となり、（４１）式は図中、ポイントＰ１，Ｐ２，Ｐ３における値の和となる。
着目サブチャネルの受信装置１６０は、大きく分けると相関ユニット１６１、第１〜
2004068756.tif 000050
は、第ｉサブチャネル（ｉ＝  −１，＋１，＋２）で送信された信号Ｄｉが＋１であるか、−１であるかの事後確率の対数差（第ｉサブチャネルの軟判定値）である。また、信
2004068756.tif 000051
2004068756.tif 000052
である。
2004068756.tif 000053
るとき、Ｓ０′＋Ｓ１′，Ｓ０′−Ｓ１′，Ｓ２′＋Ｓ３′，Ｓ２′−Ｓ３′，……，ΣＳｊ′（ｊ＝０〜７）を演算する加減算回路で構成されている。
第１演算部１６２は図５の一点鎖線で囲んだ構成と同一の構成を備え、信号Ｓ０（ｔ）〜Ｓ７（ｔ）のうち信号Ｓ０（ｔ）〜Ｓ３（ｔ）について（２８）式の右辺第２項〜第５項、（２９）式、（３０）式の演算を行う。なお、合成部１６５の加算部１６５ａで（２８）式の右辺第１項（＝Ｓ０′＋Ｓ１′＋Ｓ２′＋Ｓ３′）が加算され、（２９）式の演算が完了する。
第２演算部１６３は図５の一点鎖線で囲んだ構成と同一の構成を備え、信号Ｓ０（ｔ）〜Ｓ７（ｔ）のうち信号Ｓ４（ｔ）〜Ｓ７（ｔ）について、（２８）式の右辺第２項〜第５項、（２９）式、（３０）式の演算を行う。ただし、（２８）式、（２９）式、（３０）式においてＳ０（ｔ）〜Ｓ３（ｔ）をＳ４（ｔ）〜Ｓ７（ｔ）と変更する。また、合成部１６５の加算部１６５ａで（２８）式の右辺第１項（＝Ｓ４′＋Ｓ５′＋Ｓ６′＋Ｓ７′）が加算され、（２９）式の演算が完了する。
合成部１６５は、信号Ｓ０（ｔ）〜Ｓ３（ｔ）についての（２７）式の右辺の演算結果
2004068756.tif 000054
と、信号Ｓ４（ｔ）〜Ｓ７（ｔ）についての（２７）式の右辺の演算結果
2004068756.tif 000055
を合成すると共に、合成結果（図中Ｐ１のポイントの値）に第３演算部１６４の演算結果を加えて（４１）式のｌｎＤ０として判定部１６６に入力する。
第３演算部１６４は、下位サブチャネルｃｈ−１の軟判定データｌｎＤ−１に基づいて演算結果を補正し、補正結果に所定の演算処理を施して合成部１６５に入力する。
信号Ｓ０（ｔ）〜Ｓ３（ｔ）のときの（２８）式第１項〜第５項の値を▲１▼〜▲５▼と表現し、信号Ｓ４（ｔ）〜Ｓ７（ｔ）のときの（２８）式第１項〜第５項の値を▲１▼′〜▲５▼′と表現し、軟判定データｌｎＤ−１作用部１６４ａの出力を▲６▼と表現すれば、ポイントＰ２の値は、
2004068756.tif 000056
となる。また、ポイントＰ３の値は、
2004068756.tif 000057
となる。従ってシンボル判定部１６６にはポイントＰ１、Ｐ２、Ｐ３の値を合成したｌｎＤ０（軟判定対象値）、すなわち、（４１）式で与えられるｌｎＤ０（軟判定対象値）が入力される。なお、
ｌｎＤ０＝（４２）＋（４３）＋（４４）＋（４５）
である。
シンボル判定部１６６は、このｌｎＤ０（軟判定対象値）の正負を判定し、正であれば受信シンボルは”０”と判定し、負であれば”１”であると判定する。又、シンボル判定部１６６は、ｌｎＤ０（軟判定対象値）を下位及び上位のサブチャネルの受信部１５０，１７０，１８０の判定結果作用部へフィードバックする。
以上、要約すれば、少なくとも４つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムにおいて、着目サブチャネルｃｈ０の受信装置は、着目サブチャネル以外のサブチャネルにおける軟判定対象値ｌｎＤ＋１，ｌｎＤ＋２，ｌｎＤ−１を用いて、自身の軟判定対象値ｌｎＤ０を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
（Ｇ）ターボデコーダとの類似性
上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のターボデコーダに類似している。
文献：．Ｍ．Ｃ．Ｖａｌｅｎｉｔｉ  ａｎｄ  Ｂ．Ｄ．Ｗｏｅｒｎｅｒ，“Ｖａｒｉａｂｌｅ  ｌａｔｅｎｃｙ  ｔｕｒｂｏ  ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，”Ｐｒｏｃ，Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｔｕｒｂｏ  ｃｏｄｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｌａｔｅｄ  Ｔｏｐｉｃｓ．，Ｂｒｅｓｔ，Ｆｒａｎｃｅ，Ｓｅｐｔ．１９９７，ｐｐ２１６−２１９．
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチャネルから導き出された情報が、非線形処理後に、他方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用され、又に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定（硬判定）の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、ＩＣＩキャンセルのためにＶｉｔｅｒｂｏ  ａｎｄ  Ｆａｚｅｌが既出の文献２で提案した判定帰還イコライザに類似する。ここでは、ハードビット判定は繰り返しの最後でのみ実施される。
これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、ＩＣＩの存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノイズの振る舞いにより、事後確率の推定（あるいは決定の信頼性）を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。
繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、１回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用できないとき、データが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、
Ｐ（Ｄ−１＝＋１）＝１／２，  Ｐ（Ｄ−１＝−１）＝１／２
Ｐ（Ｄ＋１＝＋１）＝１／２，  Ｐ（Ｄ＋１＝−１）＝１／２
Ｐ（Ｄ＋２＝＋１）＝１／２，  Ｐ（Ｄ＋２＝−１）＝１／２
と設定することができる。この設定はベストの設定である。それゆえ、第１ステップにおいて、下位サブチャネルｃｈ−１における事後確率の差ｌｎＤ−１は零であるとする。上位サブチャネルｃｈ＋１，ｃｈ＋２も同様に考えることにより、事後確率の差ｌｎＤ＋１＝０，差ｌｎＤ＋２＝０とする。ｌｎＤ−１＝ｌｎＤ１＝ｌｎＤ２＝０として（３５）〜（３６）式、（４１）式を計算することにより、未知であったｌｎＤ０の最初の推定を得ることができる。同様に、本発明のアルゴリズムによれば、Ｎサブチャネル通信システムにおいて、最初の繰り返し中、下位サブチャネルはｌｎＤ−２＝ｌｎＤ０＝ｌｎＤ１＝０としてｌｎＤ−１を演算し、上位サブチャネルはｌｎＤ３＝ｌｎＤ２＝ｌｎＤ０＝０としてｌｎＤ１を演算する。第２ステップでは、着目サブチャネルの新たな事後確率の推定値を演算するために、前ステップで得られているｌｎＤ−１、ｌｎＤ１、ｌｎＤ２を判定式（３５）〜（３６）、（４１）に適用する。これにより、１つのサブチャネルレシーバの出力は他のレシーバで事前確率として使用される。
図９はＮ＝６４の通信システムにおける着目サブチャネルのコレステレーションであり、異なる繰り返し回数の後でＳ／Ｎ比＝２０ｄＢのＱＰＳＫ変調を行った場合である。尚、交差チャネル漏れ係数はα−１０＝０．２５、α１０＝０．１５、α２０＝０．０７５であるとする。（Ａ）はＱＰＳＫ変調した原データ、（Ｂ）はＩＣＩにより劣化した信号、（Ｃ）はＳ／Ｎ比２０ｄＢの受信信号、（Ｄ）は本発明による１回繰り返し後の受信データ、（Ｅ）は本発明による２回繰り返し後の受信データのコレステレーションである。
これより、本発明によれば、コレステレーションのバラツキが小さくなり、ＢＥＲが改善されて小さくなっていることが判る。また、くり返し回数を多くすればコレステレーションのバラツキが更に小さくなり、ＢＥＲが更に改善されることが判る。
（Ｈ）ノイズイミュニティとシミューレーション結果
本発明の非線形信号処理の有効性を証明するために、本発明レシーバと古典的なマッチトフィルタレシーバに対してコンピュータシミューレーションを行った。図１０はα−１０＝０．２５、α１０＝０．１５、α２０＝０．０７５の場合における本発明レシーバ及びマッチトフィルタレシーバにおける平均ＢＥＲパフォーマンスを、２Ｅｂ／Ｎ０の関数として示している（シミューレーション結果Ａ〜Ｄを参照）。Ｅｂ／Ｎ０は、１ビット当たりの背景雑音電力スペクトル強度Ｎ０に対する平均受信信号エネルギーＥｂの比である。また、参考として、α−１０＝α１０＝α２０＝０のＩＣＩが存在しない場合における本発明のレシーバ（マッチトフィルタレシーバに相当）のシミューレーション結果Ｅを図９に表示する。更に参考として、（４６）式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバのＩＣＩが存在しない時のＢＥＲシミューレーション結果Ｆを表示する。
2004068756.tif 000058
コンピュータシミューレーションにより得られたＢＥＲパフォーマンスと（４６）式で計算されたＢＥＲパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図１０のプロットから明らかなようにＩＣＩが存在しななければ、本発明レシーバのＢＥＲは、従来のマッチトフィルタベースレシーバの（４６）式で得られたＢＥＲと差異がない。尚、後者のＢＥＲは図１０で”Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ”（Ｅ）として示している。又、ＩＣＩが存在する場合（α０１＝０．２５，α０−１＝０．１５，α２０＝０．０７５の場合）、非線形処理をしない従来のデバイス（繰り返し１回、特性Ａ）は本発明のレシーバより性能が劣っており、特に高いＥｂ／Ｎ０において顕著であることがシミューレーション結果より判る。
（Ｉ）ＤＭＴシステムへの適用
本発明のターボレシーバの応用としてＤＭＴベース通信システムを考える。図１１はかかるターボレシーバを採用したＤＭＴベース通信システムの構成図であり、周知のＤＭＴ通信システムにおける受信機のＦＦＴ部の後段に本発明のターボレシーバを配置した構成を有している。。
図１１の通信システムにおいて、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）２０１の後でデータレートＲ（ｂｉｔｓ／ｓｅｃ：ｂｐｓ）の入力ビットストリームは、新レートＲ／Ｎ（ｂｐｓ）でＮ個の並列サブチャネル転送される。ＮポイントＩＦＦＴ２０２は、Ｎ並列データを結合して１揃えのリアルタイム領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）２０３において、これらＮサンプルは直列フォーマットに変換された後、連続してディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２０４に入力される。ＤＡＣ出力側のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０５の出力信号は連続時間ＤＭＴ信号である。白色ガウス雑音チャネルにおいて、送信ＤＭＴ信号は、白色ガウス雑音ｎ（ｔ）により劣化し、ＤＭＴレシーバ３００に送られる。受信機は送信機と逆の機能を実行する。ＦＦＴ３０１は、各サブチャネルで送られた信号に対してＮマッチトフィルタアレイとして復調処理を行う。ターボ３０２１〜３０２Ｎは本発明のターボアルゴリズムに基づいたサブチャネル処理を行い、これにより周波数オフセットが存在してもＢＥＲを改善する。尚、３０３はＡＤコンバータ、３０４はシリアルパラレル変換器、３０５はパラレルシリアル変換器である。
図１２は従来のＤＭＴベースレシーバのＢＥＲパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え，３回及び６回ターボ繰り返しを行うＤＭＴレシーバのＢＥＲパフォーマンスを示す。但し、図１２はＮ＝６４の場合で、ＢＥＲパフォーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットをパラメータとして、２Ｅｂ／Ｎ０に対して示されており、本発明のＢＥＲ特性Ｂ，Ｂ′（ＩＣＩ−４  Ｍｏｄｅｌ）には”Ｐｒｏｐｏｓｅｄ”が付されている。
図１２より、周波数オフセットが小さい程、ＢＥＲ特性は良好になり、また、本発明”ＩＣＩ−４  Ｍｏｄｅｌの方が従来装置よりＢＥＲ特性が良好なことが判る。また、提案済みの”ＩＣＩ−３  Ｍｏｄｅｌ“の場合（特性Ａ，Ａ′）より２ｄＢの改善が得られている。
以上、マルチキャリア通信システムにおいて、隣接サブチャネルにおけるＩＣＩの効果を検討した。従来のマッチトフィルタレシーバのパフォーマンスは隣接サブチャネルの結合が増大するに連れて、あるいは周波数オフセットが増加するに連れて、急速に劣化する。これに対し、本発明は推定事後確率に基づいたレシーバであり、各サブチャネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、繰り返し、隣接サブチャネルのレシーバにより導かれた情報を使って推定された事後確率を精練する。このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチトフィルタレシーバに比べてＢＥＲパフォーマンスをかなり改善することができる。これは本発明のターボアルゴリズムの非線形信号処理が、事後確率を最大にするために隣接サブチャネルで得られた情報を利用するからである。最も大きなＢＥＲの改善は、ＩＣＩがガウスノイズを支配する高Ｓ／Ｎ比エリアにおいて生じる。シミューレーション結果によれば、本発明のターボレシーバはＩＣＩ結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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