(57)【要約】ディジタル通信装置に係る変調器は、２元ディジタル情報信号を３元信号に変換する符号化手段と、３元信号に対応して搬送波の位相を変える位相変調手段とを具備し、復調器は、受信した位相変調波から３元信号に関する情報を検出する位相復調手段と、３元信号に関する情報から２元ディジタル情報を決定する復号手段とを具備する。従来のＱＰＳＫあるいはπ／４シフトＱＰＳＫと誤り訂正方式を併用したディジタル通信装置と同等のビット誤り率および占有無線帯域幅を有し、かつ、その振幅変動を大幅に改善する。また、従来の誤り訂正符号を用いたＧＭＳＫと同じ定包絡特性を持ちながら、より狭い占有周波数帯域幅で信号を送信する。
2004032335.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２元ディジタル情報信号を３元信号に変換して符号化し、当該符号化した３元信号に対応して搬送波の位相を変え、当該三相位相変調した信号を送信することを特徴とするディジタル通信方法。
【請求項２】
位相変調された信号を位相復調して３元信号に関する情報を検出し、当該位相復調により得られる３元信号に関する情報を用いて復号化して２元ディジタル情報を得ることを特徴とするディジタル通信方法。
【請求項３】
２元ディジタル情報信号を３元信号に変換する符号化手段と、この符号化手段から出力される３元信号に対応して搬送波の位相を変える三相位相変調手段とを具備することを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項４】
位相変調された信号から３元信号に関する情報を検出する位相復調手段と、この位相復調手段から出力される３元信号に関する情報を用いて２元ディジタル情報を決定する復号手段とを具備することを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項５】
前記符号化手段は、２元ディジタル情報を遅延する遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う手段とを備えた３元信号符号化手段とを具備することを特徴とする、請求の範囲第３項記載のディジタル通信装置。
【請求項６】
前記符号化手段は、２元ディジタル情報からガロア体ＧＦ（３）上で規定される誤り訂正符号を生成する手段と、前記誤り訂正符号のシンボルに対応して搬送波の位相を変える三相位相変調手段とを具備することを特徴とする、請求の範囲第３項記載のディジタル通信装置。
【請求項７】
前記三相位相変調手段は、前記符号化手段から出力される３元信号に対応して、相対的に２π／３ずつ位相が異なる信号点をもつ定包絡変調波を生成する手段を具備したことを特徴とする、請求の範囲第３項記載のディジタル通信装置。
【請求項８】
前記定包絡変調波生成手段は、時間的に連続した２つのシンボルに対応して、搬送波の位相を同一、又は相対的に２π／３異なる定包絡変調波を生成することを特徴とする、請求の範囲第７項記載のディジタル通信装置。
【請求項９】
３元信号を遅延もしくは記憶する手段と、時間的に連続した複数の３元信号のパターンに応じて搬送波位相の遷移軌跡に対応する直交成分と同相成分を出力する応答波形記憶手段と、この応答波形記憶手段から出力される直交成分と同相成分を用いて搬送波を直交変調する手段とを具備することを特徴とする、定包絡三相位相変調器。
【請求項１０】
前記定包絡変調波生成手段は、３元信号を遅延もしくは記憶する手段と、時間的に連続した複数の３元信号のパターンに応じて搬送波位相の遷移軌跡に対応する直交成分と同相成分を出力する応答波形記憶手段と、この応答波形記憶手段から出力される直交成分と同相成分を用いて搬送波を直交変調する手段とを具備する定包絡三相位相変調器であることを特徴とする、請求の範囲第７項又は第８項記載のディジタル通信装置。
【請求項１１】
２元ディジタル情報を遅延する偶数個の遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号と入力信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う手段とを具備し、少なくとも入力信号と最終の遅延手段をガロア体ＧＦ（３）上の演算に用いることを特徴とする、３元信号符号化装置。
【請求項１２】
前記符号化手段は、２元ディジタル情報を遅延する偶数個の遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号と入力信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う手段とを具備し、少なくとも入力信号と最終の遅延手段をガロア体ＧＦ（３）上の演算に用いる３元信号符号化装置であることを特徴とする、請求の範囲第３項，第５項，第６項の何れかに記載のディジタル通信装置。
【請求項１３】
２元入力信号に対して、生成多項式が
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６
で規定されるたたみ込み符号を生成することを特徴とするたたみ込み符号化装置。
【請求項１４】
前記三相位相変調手段は、２元入力信号に対して、生成多項式が
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６
で規定されるたたみ込み符号を生成するたたみ込み符号化装置であることを特徴とする、請求の範囲第３項，第５項，第６項の何れかに記載のディジタル通信装置。
【請求項１５】
２元ディジタル情報からガロア体ＧＦ（３）上で規定される誤り訂正符号を生成する手段と、前記誤り訂正符号のシンボルに対応して搬送波の位相を変える三相位相変調手段とを具備することを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【請求項１６】
３元信号を遅延もしくは記憶する手段と、時間的に連続した複数の３元信号のパターンに応じて搬送波位相の遷移軌跡に対応する直交成分と同相成分を出力する応答波形記憶手段と、この応答波形記憶手段から出力される直交成分と同相成分を用いて搬送波を直交変調する手段とを具備する定包絡三相位相変調器を備えることを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【請求項１７】
２元ディジタル情報を遅延する偶数個の遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号と入力信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う手段とを具備し、少なくとも入力信号と最終の遅延手段をガロア体ＧＦ（３）上の演算に用いる３元信号符号化装置を備えることを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【請求項１８】
２元入力信号に対して、生成多項式が
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６
で規定されるたたみ込み符号を生成するたたみ込み符号化装置を備えることを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、ディジタル無線システムなどに用いられるディジタル通信方法及び装置に関する。
【背景技術】  ディジタル変調方式は、ディジタル化された情報を基底帯域以外の周波数に変換して送信するもので、ディジタル無線システムに不可欠の技術である。移動通信に用いられるディジタル変調方式には、搬送波の位相にディジタル情報を対応させるＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式、周波数にディジタル情報を対応させるＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式、ＦＳＫ方式の一種であるが搬送波の振幅変動が無いＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）がある。
ディジタル変調方式に望まれる性能としては、Ｅｂ／Ｎｏに対するビット誤り率特性が優れていること、無線周波数の占有帯域が狭いこと、および、変調波の振幅変動が少ないこと、の三要素がある。
ここで、Ｅｂは情報１ビットあたりの信号電力、Ｎｏは通信路の片側雑音電力密度である。まず一番目のＥｂ／Ｎｏに対するビット誤り率が優れている程、同じ送信電力で高信頼度の通信を行なうことができる。次に二番目の無線周波数の占有帯域が狭い程、同じ周波数帯域で多数の加入者を収容できる。以上の二つは全ての無線通信システムにおいて、一般的に言えることである。
さらに、移動通信システムでは、三番目の変調波の振幅変動が少ないことは、特に重要である。ディジタル移動通信、とりわけ移動端末で用いられるパワーアンプは入出力特性が非線形特性を持っている。ディジタル変調された無線波に振幅変動があると、非線形特性を持つパワーアンプの出力信号は歪み、入力信号が持っていた周波数帯域以外にも周波数スペクトルが生じる。すなわち、スプリアス特性が大幅に劣化する。システム所要のスプリアス特性を確保するには、チャネルの周波数間隔を広げざるを得ず、加入者容量の低下をもたらす。また、パワーアンプは入出力特性が非線形であると出力波形が歪む為、受信側で符号間干渉が生じて誤り率が劣化する。一方、パワーアンプの入出力特性が線形に近い部分のみを用いると、パワーアンプの消費電力が大幅に増加し、移動端末を１回の充電で使用できる時間、例えば、連続待受け時間が大幅に短くなるという問題がある。
そこで、移動通信システムでは、当初、パワーアンプの非線形特性の影響を避けるため、ディジタル変調された無線波が定包絡となるＦＳＫやＧＭＳＫが主に用いられていた。しかしながら、ＦＳＫやＧＭＳＫはＥｂ／Ｎｏに対するビット誤り率特性がＢＰＳＫやＱＰＳＫより悪く、さらに占有無線周波数帯域が広いため周波数利用効率が悪いという問題点があった。そこで、ＢＰＳＫやＱＰＳＫの利用が検討されることとなってきたが、依然として、無線波の振幅変動が大きな問題として残っている。
また、ＱＰＳＫ以外の多値ＰＳＫは、用いる位相の数を増加するにつれてビット誤り率特性が急激に劣化するという問題があり、さらに、用いる位相の数を２のべき乗にしない場合には、２元ディジタル情報から変調位相へのマッピング時に無駄が生じるため、信号電力の利用効率が益々低下するという問題があった。このため、ＱＰＳＫ以外の多値ＰＳＫは、ほとんど実用に供されていない。
ところで、最近の無線通信システムでは誤り訂正符号の利用が不可欠である。例えば、日・米のディジタル携帯電話システムでは、たたみ込み符号が使われている。たたみ込み符号は、ビタビ復号を行なうことにより優れた誤り訂正効果を得られる。たたみ込み符号やビタビ復号法については、例えば、文献１．”Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ａｎｄ  Ｃｏｄｉｎｇ”（Ｓ．Ｌｉｎ  ｅｔ  ａｌ．ＭｃＧｒｏｗＨｉｌｌ）、文献２．”符号理論”今井秀樹著、電子情報通信学会編、コロナ社がある。
たたみ込み符号は、一般に、符号化率と拘束長を変えると誤り訂正能力が変る。符号化率は１／２の符号を用いることが多い。送りたい情報がｎ  ｋｂｉｔのとき、符号化率１／２のたたみ込み符号で符号化すると、符号語は２ｎ  ｋｂｉｔとなる。符号化率が下がる程、同じ情報を送るために必要となる無線周波数帯域が広くなる。一方、たたみ込み符号の拘束長は長くするほど誤り訂正能力が向上する。しかしながら、ビタビ復号器の回路規模は、拘束長の増加と共に指数関数的に増大する。つまり、拘束長を１増加させる毎に回路規模は２倍になる。そこで、現実的な回路規模を考慮して、携帯電話システムでは、拘束長７の符号が用いられている。
このように、現代の通信システムでは、誤り訂正方式の利用が不可欠であるので、ディジタル変調方式と誤り訂正方式を組み合わせた変復調システムに対して、その所要帯域幅とＥｂ／Ｎｏに対する誤り率を評価するのが実用的である。この際、誤り訂正方式は、復号回路規模の増加を許容すれば、誤り率特性を改善できるので、同等の復号回路規模で変復調システムを評価する必要がある。
ところで、移動通信に広く使用されているたたみ込み符号の元は、一般に２、つまり２元信号である。これは、ディジタル情報が一般に、０または１の２値だからである。しかし、たたみ込み符号の元は特に２に限定されるものではなく、体（ｆｉｅｌｄ）の条件を満たす演算が定義できる値であればよい。２元信号からなるたたみ込み符号は、２を法とするガロア体の上で構成された符号という意味で、ＧＦ（２）上の符号と記述される。同様に、ｐ元信号からなるたたみ込み符号は、ＧＦ（ｐ）上の符号と記述される。しかしながら、たたみ込み符号化器の入力信号と出力信号の元は、一般に一致しており、入力と出力の体が異なるたたみ込み符号は、これまでほとんど検討されていなかった。近年、特異なたたみ込み符号として、２値信号を入力とし、３値信号を出力とするたたみ込み符号を用いた磁気記録システムが提案されている（例えば、文献３．特開平８−１８０６０７号公報、文献４．特開平８−７９３２０号公報参照。）。
これは、記録密度を犠牲にすることなく、誤り訂正能力を付加させるために考案されたもので、たたみ込み符号化器から出力される３値を、３値の磁化状態に対応させて記録することを特徴としている。この状態で記録すると、飽和磁化レベルが同じであれば、２値の磁化状態を用いて記録させたものと比べて、出力ＳＮは６ｄＢ劣化する。このため、実用的な復号回路規模で得られるたたみ込み符号の符号化利得の効果を相殺してしまうという問題がある。このため、上記文献３には記載されていない最適な符号構成を用いたとしても、通常のたたみ込み符号とＱＰＳＫを用いた従来の方法に比べ、所要帯域幅が同じであるにもかかわらず、Ｅｂ／Ｎｏに対する誤り率特性は４ｄＢ以上も悪い性能しか得られない。このように、これまで２元入力３元出力のたたみ込み符号の特徴を十分に生かせる応用分野は、ほとんど見つかっていなかった。
さらに、たたみ込み符号では、同じメモリ長でも、その結線の仕方により誤り訂正能力が大きく異なる。上記文献においては、誤り率が最小になるような構成にするとのみ記載されており、その具体的な結線方法は示されていない。
図４は、従来の符号化率１／２拘束長７のたたみ込み符号とＱＰＳＫを用いたディジタル通信装置の一例を示す概略構成図である。
送信機３０１において、端子３０には例えば１００ｂ／ｓの情報伝送速度で、”０”，”１”のディジタル情報が入力されている。この信号はたたみ込み符号化器３１に導かれ、ディジタル情報が１ビット入力される毎に２ビットの情報をＱＰＳＫ変調器３２に出力する。ＱＰＳＫ変調器３２には、信号発生器３３から位相がπ／２ずつ異なる４つの正弦波が供給されており、たたみ込み符号化器３１から入力される２ビットの情報に応じて、信号発生器３３から供給される信号の一つを選択する。
たたみ込み符号化器３１から入力される信号が”００”ならｓｉｎ２πｆ１ｔを、”１０”ならｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋π／２）を、”１１”ならｓｉｎ２πｆ１ｔ＋π）を、”０１”ならｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋３π／２）を選択する。ＱＰＳＫ変調器３２で選択された信号は、中心周波数がｆ１Ｈｚの帯域フィルタ３４に導かれ、受信側の帯域フィルタ４４と共に符号間干渉を抑えるためにナイキスト第一基準を満たす遮断特性で、帯域制限される。中心周波数ｆ１Ｈｚは、例えば１５０ｋＨｚに設定される。帯域フィルタ３４の出力は逓倍器３５により所望の無線周波数帯域の信号、例えば１．５ＧＨｚ帯域に変換され、パワーアンプ３６を介してアンテナ３７から送信される。
受信機３０２において、アンテナ４１で受信された信号は、増幅器４２で増幅された後、周波数変換器４３で１．５ＧＨｚ帯の信号から１５０ｋＨｚ帯の信号に復元される。この信号は帯域フィルタ４４を介してＱＰＳＫ復調器４５と搬送波再生器４６に導かれる。搬送波再生器４６には、ＱＰＳＫ復調器４５の出力信号も入力されており、ｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋π／４）とｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋３π／４）を再生してＱＰＳＫ復調器４５に出力する。ＱＰＳＫ復調器４５は入力信号をとそれぞれを用いて同期検波する。二つの同期検波出力は、後段のビタビ復号器４８に導かれる。ビタビ復号器４８から復号された情報ビットが端子４９に出力される。
図５はアンテナ３７から送信される信号波形とスペクトルを示す概略図である。たたみ込み符号化器３１からＱＰＳＫ変調器３２に入力される信号が”００”，”１１”，”００”のとき、信号波形は、図５（ａ）に示す第一の信号波形５０１のようになり、送信シンボルの変化点において、第一の包絡線５０２のように大きく振幅が落込む。パワーアンプ３６の入出力特性が線形であるとき、アンテナ３７から送信される信号波形は、第一の信号波形５０１および第一の包絡線５０２の形が保持されて送信される。そのスペクトルは、メインローブスベクトル５１１が支配的な狭帯域のスペクトルとなる。従って、移動通信システムでは、この帯域間隔で通話チャネルを設定することができる。
しかしながら、パワーアンプ３６の入出力特性が非線形であるとき、アンテナ３７から送信される出力信号の振幅は、図５（ｂ）に示す第二の包絡線５０４のように、送信シンボルの変化点以外でほぼ平坦となる。信号波形そのものも、第二の信号波形５０３のように、元の信号波形から大きく歪んでいる。この信号のスペクトルは図５（ｄ）のように、メインローブスベクトル５１２の他に、多くのサイドローブスペクトル５１３１，５１３２，５１３３，５１３４，…が生じる。
移動通信システムでは、このサイドローブのスペクトルが他チャネルに干渉するという問題が生じる。あるいは、この他チャネル干渉をさけるために、通話チャネルの間隔を空けると、同時に通話できる加入者数が減少するという問題が生じる。
パワーアンプの非線形特性の悪影響を低減するには、振幅変動をできるだけ小さくすれば良い。そこで、ＱＰＳＫの振幅変動を抑えることを目的として、π／４シフトＱＰＳＫが開発され、携帯電話システムに使用されている。しかしながら、π／４シフトＱＰＳＫを用いても、シンボル遷移時に搬送波振幅の３８％にまで瞬時振幅が落ち込むため、パワーアンプが非線形特性を持つときにサイドロープスペクトルが他チャネルに干渉するという問題は解消されていない。
また近年、パワーアンプの非線形特性の影響を受けない定包絡変調方式についても、新たに。８相位相変調と符号化変調を組み合わせたトレリス符号化８相ＰＳＫ（例えば、文献５．Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ  Ｇ．：”Ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ  ｗｉｔｈ  ｐｈａｓｅ  ｓｉｇｎａｌｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆ．Ｔｈｅｏｒｙ，ＩＴ−２３，１，ｐｐ．５５−６７，Ｊａｎ．１９８２  参照）や、この方式を定包絡変調に改良した方式（例えば、文献６．冨里、鈴木「送信増幅における電力効率を改善した包落線制御形ディジタル変調方式−移動通信用トレリス符号化８ＰＳＫへの応用−」電子情報通信学会論文誌  Ｂ−ＩＩ，Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ  Ｎｏ．１２  ｐｐ．９１２−９２８  １９９２年１２月  参照）が提案されている。
しかしながら、トレリス符号化８相ＰＳＫの符号化利得は、Ｅｂ／Ｎｏで３ｄＢ程度に過ぎない。つまり、誤り訂正を用いないＱＰＳＫと比較すると３ｄＢ程度優れるものの、誤り訂正を用いた従来のＱＰＳＫ方式の符号化利得が約５．５ｄＢであることを考慮すると、トレリス符号化８相ＰＳＫの誤り率特性は、従来方式より格段に劣っている。これは、８相ＰＳＫ単体の誤り率特性が元々劣悪なことに起因している。このトレリス符号化８相ＰＳＫを定包絡にするための具体的な回路構成も報告されている（例えば、文献４．参照。）。これは、２値位相変調を定包絡にするための手法としてよく知られているＧＭＳＫの手法を、８相位相変調に拡張したものであるが、回路の細部構成が異なるだけで、本質的にはＧＭＳＫと同じ手法である。つまり、定包絡８相位相変調を構成する際の回路構成を具体的に示しているに過ぎず、定包絡の性質とＥｂ／Ｎｏに対する優れた誤り率の両者を実現することはできていない。
以上説明したように、従来のＱＰＳＫやπ／４シフトＱＰＳＫを用いたディジタル通信装置では、変調波の振幅変動が大きいため、非線形アンプを通過したときに波形が大きく歪み、サイドローブスペクトルが発生するという問題があった。この結果、スプリアス特性の劣化や受信信号の誤り率の増加を招くという問題があった。また、定包絡変調方式であるＧＭＳＫと誤り訂正を用いた場合には、占有周波数帯域幅が広いため、周波数利用効率が悪くなるという問題があった。また、トレリス符号化定包絡８相位相変調はそれ程良好なＥｂ／Ｎｏ対誤り率特性が得られないという問題があった。
本発明は上記の問題点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、従来のＱＰＳＫあるいはπ／４シフトＱＰＳＫと誤り訂正方式を併用したディジタル通信装置と同等のビット誤り率および占有無線帯域幅を有し、かつ、その振幅変動を大幅に改善できるディジタル通信装置を提供することにある。あるいはまた、従来の誤り訂正符号を用いたＧＭＳＫと同じ定包絡特性を持ちながら、より狭い占有周波数帯域幅で信号を送信できるディジタル通信装置を提供することにある。
【発明の開示】
本発明の通信方法は、２元ディジタル情報信号を３元信号に変換して符号化し、この符号化した３元信号に対応して搬送波の位相を変え、三相位相変調した信号を送信するものであり、本発明のディジタル通信装置に係る変調器は、２元ディジタル情報信号を３元信号に変換する符号化手段と、３元信号に対応して搬送波の位相を変える位相変調手段とを具備することを特徴としている。
また、本発明の通信方法は、位相変調された信号を位相復調して３元信号に関する情報を検出し、この位相復調により得られる３元信号に関する情報を用いて復号化して２元ディジタル情報を得るものであり、本発明のディジタル通信装置に係る復調器は、受信した位相変調波から３元信号に関する情報を検出する位相復調手段と、３元信号に関する情報から２元ディジタル情報を決定する復号手段とを具備することを特徴としている。
本発明のディジタル通信装置では、符号化手段に入力された複数の２元ディジタル情報から３元ディジタル情報が生成されて出力される。この３元ディジタル情報は位相変調手段に導かれ、変調波の位相を決定するのに用いられる。位相変調手段は、三相位相変調波を出力する。通信路を介してこの信号を受信した位相復調手段は、３元信号に関する情報、たとえば、３つの信号に対する尤度情報を復号手段に与える。
復号手段は、３つの信号に対する尤度情報を複数個用いて、元の複数の２元ディジタル情報を推定し、推定された２元情報を復号信号として出力する。符号化手段から出力された３元ディジタル情報は入力された２元ディジタル情報に対して冗長性をもつので、通信路雑音に対する誤り耐性が増加する。また、符号化手段の出力信号は３元ディジタル情報であり、復号手段は３元信号に関する尤度情報を入力するので、位相変調手段と位相復調手段は３相位相変復調機能をもつことができる。
三相位相変調波はシンボル遷移時の振幅変動が小さいため、非線形特性をもつパワーアンプを通して送信しても、波形の歪みは小さく、不要なサイドローブスペクトルを少なくすることができる。また、位相変調手段において定包絡三相位相変調波を出力する場合にも、同じ復調手段により２元ディジタル情報を復元できる。定包絡にした場合は、定包絡でない三相位相変調波より占有周波数帯域が少し増加するが、非線形特性パワーアンプによる周波数歪はほとんど発生せず、かつ、定包絡でない三相位相変調の場合と同様に、通信路雑音に対する誤り耐性は増加する。
【図面の簡単な説明】  第１図は本発明によるディジタル通信装置を示す概略構成図であり、第２図は本発明の符号化器の一実施例を示す構成図であり、第３図は本発明の三相位相復調器の一実施例を示す構成図であり、第４図は従来のたたみ込み符号とＱＰＳＫを用いたディジタル通信装置を示す概略構成図であり、第５図はパワーアンプの入出力特性が変調された無線信号に与える影響を説明するための信号波形図とスペクトル図であり、第６図は変調された無線信号の瞬時振幅の違いを説明するためのシンボル遷移図であり、第７図は三相位相変調の判定領域を示す図であり、第８図はＥｂ／Ｎｏ対ビット誤り率特性を示す図であり、第９図は本発明による定包絡三相位相変調波の位相遷移図であり、第１０図は本発明による定包絡三相位相変調波の周波数変化図であり、第１１図は本発明の定包絡三相位相変調器の概略構成図であり、第１２図は本発明の２元入力３元出力たたみ込み符号化器の概略構成図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、図面を用いて本発明を実施するための最良な形態におけるディジタル通信方法、及びディジタル通信装置を説明する。
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
図１は本発明のディジタル通信装置の一実施例を示す概略構成図である。送信機１０１において、端子１０から入力された２元ディジタル情報は、順次、符号化器１１に入力される。符号化器１１は、２元ディジタル情報が入力される毎に、３元ディジタル情報を三相位相変調器１２に出力する。三相位相変調器１２には、信号発生器１３から互いにだけ位相が異なる正弦波が供給されており、符号化器１１から入力される３元ディジタル情報に対応じて、信号発生器３３から供給される信号の一つを選択する。
符号化器１１から入力される信号が”０”ならｓｉｎ２πｆ１ｔを、”１”ならｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋２π／３）を、”２”ならｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋４π／３）を選択する。三相位相変調器１２で選択された信号は、中心周波数がｆ１Ｈｚの帯域フィルタ１４に導かれ、受信側の帯域フィルタ１５と共に符号間干渉を抑えるためにナイキスト基準を満たす遮断特性で、帯域制限される。中心周波数ｆ１Ｈｚ、例えば１５０ｋＨｚに設定される。帯域フィルタ１４の出力は逓倍器３５により所望の無線周波数帯域の信号、例えば１．５ＧＨｚ帯域に変換され、パワーアンプ３を３６介してアンテナ３７から送信される。
受信機１０２において、アンテナ４１で受信された信号は、増幅器４２で増幅された後、周波数変換器４３で１．５ＧＨｚ帯の信号から１５０ｋＨｚ帯の信号に復元される。この信号は帯域フィルタ１５を介して三相位相復調器１６と搬送波再生器１７に導かれる。搬送波再生器１７には、三相位相復調器１６の出力信号も入力されており、ｓｉｎ２πｆ１ｔとｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋π／２）を再生して三相位相復調器１６に出力する。
搬送波再生器１７は、例えばコスタスループを用いた既知の手法を用いて、簡易に構成できる。三相位相復調器１６は、ｓｉｎ２πｆ１ｔとｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋π／２）を用いて、帯域フィルタ１５から導かれる信号を復調する。三相位相復調器１６からは、例えば、三つの位相に対する対数尤度が出力され、復号器１８に導かれる。復号器１８は、対数尤度を用いて２元ディジタル情報を復号し、出力端子１９に出力する。かくして、ディジタル通信が行なえる。
本発明によるＥｂ／Ｎｏ対ビット誤り率について説明する。
白色ガウス雑音通信路におけるＢＰＳＫおよびＱＰＳＫのＥｂ／Ｎｏ対ビット誤り率は、よく知られているように、
2004032335.tif 000003
で与えられる。ここで、α＝Ｅｂ／Ｎｏである。これに対して、本発明に係る三相位相変調の場合は、以下のようにして誤り率が求められる。
図７は位相平面で表した三相位相変調の判定領域を示す。信号点５１０を送信したとき、斜線の領域Ｒで受信された場合には誤って復調される。この誤り率εは
2004032335.tif 000004
で与えられる。ここで、送信電力はＡ３２／２、雑音電力はσ２である。なお、Ａは搬送波の振幅である。三相位相変調では１シンボルでｌｏｇ２３ビットが送信できること、および、図７で信号点５１０から領域Ｒまでの最小距離が√３・Ａ３／２であることを考慮すると、三相位相変調のＥｂ／Ｎｏ対ビット誤り率は、
2004032335.tif 000005
と求められる。これまで、Ｅｂ／Ｎｏ対ビット誤り率特性は、誤り訂正を用いない単体のディジタル変調方式の中では、ＢＰＳＫとＱＰＳＫが最も優れているとされていた。しかしながら、上に示した式（２）の厳密な解析の結果、Ｅｂ／Ｎｏが４．８６ｄＢ以上では、本発明に用いる三相位相変調の誤り率特性がＱＰＳＫより優れていることが明らかとなった。この改善効果は、Ｅｂ／Ｎｏの値が大きくなるにつれて大きくなり、式（３）からその特性はＱＰＳＫよりＥｂ／Ｎｏが０．７ｄＢ優れた特性に漸近する。このように、本発明に係る三相位相変調は、単独で用いた場合でも、Ｅｂ／Ｎｏ対ビット誤り率特性が極めて優れていることが明らかとなった。
次に、本発明による振幅変動について説明する。本発明によると、パワーアンプ３６に入力される信号の振幅変動を、従来のＱＰＳＫやπ／４シフトＱＰＳＫに比べて大幅に改善できる。
図６は振幅変動の大きさを説明するために、搬送波周波数の位相平面上に描かれたシンボル遷移図である。図６（ａ）はＱＰＳＫのシンボル遷移図で、シンボルを送信する毎に、４個の信号点５１０，５１１，５１２，５１３の間を相互に遷移する。信号点５１０から信号点５１３に変移するときのように、位相がπだけ異なる信号点間を遷移するときには、その遷移軌跡５５が原点５０を通過する。位相平面上では、振幅の瞬時振幅値は、原点から遷移軌跡までの距離で表される。したがって、上記のように、位相がπだけ異なる信号点間を遷移するときには、振幅はシンボルの遷移時に零に落込む。
図６（ｂ）はπ／４シフトＱＰＳＫのシンボル遷移図で、シンボルが入力される毎に、取り得る信号点が変わる。つまり、ある時刻のシンボル入力に対して、４個の信号点５２０，５２１，５２２，５２３のいずれかをとったとき、次のシンボル入力に対しては、４個の信号点５３０，５３１，５３２，５３３のいずれかをとる。さらに、その次のシンボル入力に対しては、４個の信号点５２０，５２１，５２２，５２３のいずれかをとる。原点から遷移軌跡５６までの距離の最小値は、ＱＰＳＫの場合より改善されるが、それでも原点から信号点までの距離の３８％に過ぎない。そのため、振幅の瞬時振幅値の変化は依然として大きい。
これに対して、図６（ｃ）に示す本発明のシンボル遷移図では、３個の信号点５４０，５４１，５４２の間を相互に遷移し、原点から遷移軌跡５７までの距離の最小値は、原点から信号点までの距離の５０％と大幅に改善される。つまり、瞬時振幅の最小値は、π／４シフトＱＰＳＫの約１．３倍に改善される。この結果、パワーアンプ３６が非線形特性を有する場合でも、不要なサイドローブスペクトルの発生を大幅に減らすことができる。
図２は、符号化器１１についてより詳細な一実施例を示す概略構成図である。入力端子１０から導かれる”０”または”１”の２元ディジタル情報は、シフトレジス２１１，２１２，…，２１ｎに順次入力される。シフトレジス２１１，２１２，…，２１ｎの各出力信号は、３を法とするガロア体上の係数乗算器２２０，２２１，２２２，…，２２ｎに導かれ、係数を乗じられて、３を法とする加算器２３に導かれる。加算器２３からは、”０”，”１”，”２”を元とする３元信号が出力される。なお、乗算される係数が０の場合は、その係数乗算器は省略できる。また、シフトレジスタ２１１，２１２，…，２１ｎの出力信号は２値であるので、３元信号の内の２元しか取り得ないが、この２元を零元と単位元にみなすとき、係数乗算器は係数値か０かをシフトレジスタの信号に従って選択するセレクタ回路により簡易に構成できる。
ところで、図２に示す符号化器は、前記した磁気記録システム（文献３）で提案されたものと同一であるが、この文献３には復号後の誤り率が小さくなるように結線を選ぶとのみ記載されており、具体的な結線法やその特性については明らかになっていなかった。たたみ込み符号の拘束長が長くなると、全ての結線の組み合わせについて誤り率を測定することは、はなはだ困難である。
３値磁気記録システムでは、０レベルから他のレベルに誤る確率が、他の二つのレベルの誤り率より大きいため、最適な結線法を定める為には復号後の誤り率を測定する他無かった。これに対して、本発明で用いる三相位相変調では、３つのシンボルの誤り率が等しいので、最適な結線法は最小自由距離をもつ結線法を計算機探索することにより決定できる。したがって、たたみ込み符号の良否は、最小自由距離により評価することができる。
ここで用いるたたみ込み符号は、ある特別なクラスのたたみ込み符号の符号化器であるといえる。従来の一般のたたみ込み符号は、入力信号の体と出力信号の体が一致していた。これに対して本発明に係る図２の符号化器で生成されるたたみ込み符号は、入力が２を法とするガロア体すなわちＧＦ（２）上の元を持ち、かつ出力がＧＦ（３）上の元を持っている。あるいは、入力がＧＦ（３）上の特定の元に制限された、たたみ込み符号であるともいえる。このような制限のあるたたみ込み符号は、従来から知られている一般のたたみ込み符号と、その性質が大きく異なる。
計算機探索により最小自由距離を調べた結果、通常のたたみ込み符号とは異なる性質が明らかになった。ＧＦ（３）上の従来のたたみ込み符号において、符号化率を１とすると、拘束長をいくら長くしても最小自由距離は２以下にしかならない。これに対して、本発明に係るたたみ込み符号では、拘束長を長くすると最小自由距離が増加する場合がある。しかしながら、従来のたたみ込み符号のように拘束長を長くすれば、最小自由距離も長くなるというわけではない。具体的には、拘束長を７にすると最小自由距離が６となる符号を構成できる。しかし、拘束長を８に増加すると最小自由距離は返って減少する。たたみ込み符号の結線法は、生成多項式として記述できるが、拘束長７で最小自由距離が６となる結線法、つまり生成多項式は、
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６                …（４）
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６          …（５）
の２つに限られる。
拘束長が偶数の場合には、一旦誤りが起こると自律回復できずに誤りが伝播するカスタトロヒックな符号となることが多く実用性が低い。これらの特徴は、シンボル符号化率が１であるという特殊な条件に起因している。
図１２は２元入力３元出力たたみ込み符号化器のより具体的な構成図である。このたたみ込み符号化器の生成多項式は式（４）で与えられる。ここで、Ｄは遅延要素を表し、係数はその遅延要素の乗算係数を表す。また、加算記号は３を法とする加算を意味している。端子１０から導かれた２元ディジタル情報は、６段のシフトレジスタ２１１，２１２，…，２１６で時間遅延される。
生成多項式に従って、入力信号とシフトレジスタ第２段２１２，第４段２１４，第５段２１５，第６段２１５の出力信号は、加算器２３に導かれる。シフトレジスタ第１段２２１１の出力は２倍してから加算する必要があるが、同じ信号を２回加算すれば乗算器を省ける。この為、シフトレジスタ第１段２２１１の出力信号は、加算器２３に２回導かれる。加算器２３は３を法とする加算器で、加算結果を３元信号として出力する。
図２に示す符号化器を用いたとき、受信機１０２における復号器１８はビタビ復号器を用いることができる。符号化器１１のシフトレジスタの段数がｎであるとき、たたみ込み符号の符号語が３元信号であるにも拘らず、ビタビ復号器のステート数は２ｎとなる。従来のＧＦ（３）上のたたみ込み符号を復号するときには、ビタビ復号器のステート数は３ｎであった。ビタビ復号器の回路規模とステート数はほぼ比例するから、本発明に係るたたみ込み符号を復号するためのビタビ復号器の回路規模は、従来よりも格段に簡略である。たとえば拘束長７のたたみ込み符号を例にとると、ｎの値が６であるので、ビタビ復号におけるステート数つまり回路規模は、従来のビタビ復号器の１１分の１以下となる。
図２の実施例が優れている点は、入力される２元ディジタル情報のビットレートとディジタル位相変調のボーレートの値が同一でありその占有周波数帯域が狭いこと、２元ディジタル情報が１ビット入力される毎に３元信号が１個出力されるので符号化に伴う時間遅延が無いこと、優れたビット誤り率特性が得られることである。
しかしながら、本発明の符号化器は、図２の実施例に限定されるものではなく、種々の変更ができる。図２の実施例では、２元ディジタル情報が１ビット入力される毎に、３元信号が１個出力されるが、この符号化率は一般のたたみ込み符号と同様に、自由に変えることができる。例えば、２元ディジタル情報が１ビット入力される毎に、３元信号が２個出力されるようにすれば、同じ拘束長の下で、最小自由距離を大幅に増加させることができる。ただし、伝送路のボーレートは２倍になる。
また、図２の実施例では、符号化器１１はたたみ込み符号を生成するが、ブロック符号を生成するようにしても良い。この場合には、ｋ個の２元ディジタル情報に対して、ｈ個の３元信号を出力することになる。ただし、３ｈが２ｋより大きくなるように、ｋとｈを設定する。ｋとｈを同じ値にすれば、平均ビットレートと平均ボーレートを一致させることができる。このように符号化器１１は、２元ディジタル情報を入力とし、３元信号を出力するように選べば、どのような構成でもよい。そして、その出力信号が誤り訂正符号となるように構成した場合には、Ｅｂ／Ｎｏに対するビット誤り率特性が優れているディジタル通信装置を提供することができる。また、３元信号の出力個数を、２元ディジタル情報の入力個数の整数倍になるように選べば、符号化器１１における遅延時間を少なくすることができる。特に、２元ディジタル情報が１個入力される毎に、整数個の３元信号を出力するたたみ込み符号を用いた場合には、符号化に伴う遅延が無く、かつ、優れた誤り率特性が得られる等、格別の利点を有するディジタル通信装置を提供することができる。
図３は、三相位相復調器１６のより詳細な一実施例である。周波数変換器４３から入力される１５０ｋＨｚ帯域の信号は、乗算器２４１および乗算器２４２に導かれる。乗算器２４１には搬送波再生器１７からｓｉｎ２πｆ１ｔが供給されており、同様に、乗算器２４２にはｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋π／２）が供給されている。乗算器２４１および乗算器２４２の出力信号は、それぞれ低域フィルタ２５１と低域フィルタ２５２で高域成分が取り除かれる。かくして、同相成分と直交成分の同期検波が行われる。
低域フィルタ２５１と低域フィルタ２５２の出力信号は、それぞれ、ビットタイミング抽出回路２６に導かれるとともに、ＡＤ変換器２７１とＡＤ変換器２７２にも導かれる。ＡＤ変換器２７１とＡＤ変換器２７２では、ビットタイミング抽出回路２６から指示されるタイミングで入力信号を標本化し、ＡＤ変換して出力する。
この二つの出力信号は、尤度計算回路２８に導かれ、３つの信号点に対する尤度が計算されて出力される。ここで、尤度計算回路２８における尤度計算は、次にようにして行われる。ＡＤ変換器２７１の出力信号は、同相成分の大きさを表している。この値をｘとする。同様に、ＡＤ変換器２７２の出力信号は、直交成分の大きさを表している。この値をｙとする。通信路で相加される雑音がガウス雑音であるとき、受信信号の確率密度関数は、送信した信号点の座標を平均値とする二次元ガウス関数となる。つまり、ｘとｙが得られたときの各信号点の尤度は、各信号点を中心とする二次元ガウス関数の、点（ｘ，ｙ）における確率密度として求めることができる。この確率密度の値の対数をとり、さらに三つの信号点で共通する定数項を削除したものが対数尤度であり、図６（ｃ）に示す３個の信号点５４０，５４１，５４２を用いた場合には、信号点５４０に対する対数尤度は２ｘ、信号点５４１に対する対数尤度は（−ｘ＋√３ｙ）、信号点５４２に対する対数尤度は（−ｘ−√３ｙ）となる。つまり、ＡＤ変換器２７１とＡＤ変換器２７２の出力から容易に計算される。また、対数尤度ではなく、硬判定を行うときは、上記の対数尤度を比較して最大の値をとる信号点を受信信号とすればよい。
次に、拘束長７の３元たたみ込み符号化器と三相位相変調器を用いた本発明に係るディジタル通信装置を、拘束長７の従来のたたみ込み符号とπ／４シフトＱＰＳＫを用いた従来のディジタル通信装置とを総合的に比較する。
図８は、この二つの方式のＥｂ／Ｎｏ対ビット誤り率特性を示したものである。この図から明らかなように、誤り率特性はほとんど同じである。また、たたみ込み符号の拘束長を同一の７にしているので、復号回路規模もほぼ同じである。つまり、拘束長７，符号化率１の３元たたみ込み符号化器と三相位相変調器を用いた本発明に係るディジタル通信装置は、拘束長７，符号化率１／２の２元たたみ込み符号とπ／４シフトＱＰＳＫを用いた従来のディジタル通信装置に対して、メインローブの無線占有帯域は同一、装置の回路規模は同等、かつ、Ｅｂ／Ｎｏに対する誤り率特性もほとんど同一の特性でありながら、瞬時振幅の変動量を約３０％改善することができる。
ここで特に重要な点は、本発明に係る三相位相変調と２元入力３元出力誤り訂正符号が、その得失を相互に補完していることである。本発明に係る三相位相変調は、その基本的性質として、瞬時振幅変動特性やＥｂ／Ｎｏ対誤り率特性がＱＰＳＫより優れていることが明らかになった。しかし、三相位相変調は２元ディジタル情報との整合性に難があった。一方、誤り訂正方式についてみれば、２元入力３元出力誤り訂正符号の符号化利得は、同じ拘束長の符号化率１／２のたたみ込み符号より、若干符号化利得は劣る。しかし、２元ディジタル情報と三相位相変調とのシンボル変換の整合性を見事に解決できる。さらに、誤り訂正符号自体の符号化利得の若干の劣化は、三相位相変調が持つ良好なＥｂ／Ｎｏ対誤り率特性により相殺できる。結果として、同等の誤り率特性で瞬時振幅特性を改善できるという利点が残る。このように、三相位相変調と２元入力３元出力誤り訂正符号の得失が相互補完することにより、全体として優れた特性のディジタル通信装置が構成できる。
従って、公知の磁気記録システム（文献３）のように、磁気または電圧を３値にして記録する装置や、或いは復調電圧が３値となる３値ＡＳＫを用いた変調方式に、２元入力３元出力誤り訂正符号を用いても、ＱＰＳＫとたたみ込み符号を用いた従来方式より、Ｅｂ／Ｎｏ対誤り率特性は大幅に劣化し、本発明のような効果は得られない。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。例えば、図１図の実施例では、瞬時振幅の最小値が最大振幅の５０％であったが、これを振幅変動の無い定包絡変調に変更することができる。
図９は、定包絡三相位相変調を用いた本発明に係るディジタル通信装置の位相遷移図である。定包絡三相位相変調においては、図９に示す３つの位相点５４０、５４１，５４２の間を、遷移軌跡５８のように辿って位相点が遷移する。図９において、位相点５４０から位相点５４１へ、あるいは位相点５４１から位相点５４２へ、あるいは位相点５４２から位相点５４０へといったように、左回転方向に信号点が移動するとき、つまり、位相が増加するときには瞬時周波数は高くなる。逆に、位相点５４１から位相点５４０へ遷移するように、右回転方向に信号点が移動するときには瞬時周波数は低くなる。
図１０は、この瞬時周波数の時間変化を示したものである。変調波のサイドスペクトルの広がりを抑えるためには、瞬時周波数の変化図において、その一次微分係数が連続になるように遷移軌跡５８を動かす必要がある。
図１１は定包絡三相位相変調器の概略構成図を示す。図１における三相位相変調器１２と信号発生器１３を図１１の回路に置き換えると、定包絡三相位相変調波が得られる。従来のＧＭＳＫ波の発生方法を３値に拡張することにより、構成したものである。符号化器１１から導かれた３元信号は、遅延回路６１と波形データ記憶回路６２に入力される。遅延回路６１は入力された信号を時間遅延し、例えば、過去４タイムスロットの信号を波形データ記憶回路６２に供給する。かくして、波形データ記憶回路６２には、連続した数シンボルの３元信号が入力される。元の値は位相に対応しているので、３元信号は位相データでもある。
波形データ記憶回路６２には、該数シンボルの位相データが入力されたときの図９の遷移軌跡５８の応答波形、さらに詳しくは、遷移軌跡５８の応答波形の同相成分と直交成分が記憶されている。波形データ記憶回路６２の出力波形は、乗算器６３と乗算器６４において、それぞれｓｉｎ２πｆ１ｔとｓｉｎ（２πｆ１ｔ＋π／２）が乗じられ、加算器６５において合成される。乗算器６３，６４および加算器６５の作用は、波形データ記憶回路６２から出力される２つの信号で、搬送波を直交変調していることを意味している。波形データ記憶回路６２から乗算器６３，６４に供給される信号は、遷移軌跡５８上の値であるから、加算器６５から出力される信号は定包絡変調波となる。
ここで、波形データ記憶回路６２に記憶されている波形は、数シンボルの位相データが入力されたときの瞬時周波数の時間変化に対応した波形であるが、瞬時周波数の時間変化の取り方は一意に決まるわけではない。
従来のＧＭＳＫでは、２値信号の数シンボルに対応した瞬時周波数のガウスフィルタ応答波形を用いているが、本発明においても、３値信号の数シンボルに対応した瞬時周波数のガウスフィルタ応答波形を用いるとスペクトルのサイドロープの広がりを抑制することができる。
波形データ記憶回路６２には、任意の波形が記憶できるので、ガウスフィルタ応答波形以外の波形を用いても良い。加算器６５の出力信号は帯域フィルタ１４に出力される。このようにして得られる変調波形は、瞬時振幅の落ち込みがなく、その包絡線は一定である。このため、入出力特性が非線形であるようなパワーアンプを介して送信しても、そのスペクトルにほとんど影響を受けない。この結果、ＱＰＳＫのような線形変調波を用いる場合より、パワーアンプの消費電力を抑えることができ、同一の電池容量で、移動端末をより長時間使用できるようになる。
本発明による定包絡三相位相変調は、誤り訂正方式とＧＭＳＫを用いた従来の方式に比べても格別の利点を有する。本発明に係る定包絡三相位相変調波の占有帯域幅はＧＭＳＫ単体の１．３３倍である。これは、シンボル間の位相遷移量が、ＧＭＳＫではπ／２であるのに対し、定包絡三相位相変調では最大２π／３と大きくなるため、単位時間あたりの位相変化速度が１．３３倍になるからである。
しかし、本発明で使用する２元入力３元出力の符号化器は誤り訂正能力を有するので、Ｅｂ／Ｎｏに対する誤り率が優れている。図２に示した符号化器を用いた定包絡三相位相変調と同等の誤り率を、ＧＭＳＫを用いて達成するためには、ＱＰＳＫの場合と同様に、符号化率１／２のたたみ込み符号を用いる必要がある。このとき、ＧＭＳＫのシンボルレートは、情報のビットレートの倍となるので、ＧＭＳＫ単体に比べて２倍の無線帯域幅が必要となる。この結果、本発明に係る定包絡三相位相変調を用いると、同じ定包絡の性質をもち、ほぼ同一のＥｂ／Ｎｏ対誤り率特性を有しながら、従来のたたみ込み符号とＧＭＳＫを用いた方式より、占有周波数帯域幅を２／３に減らすことができる。換言すれば、利用できる周波数帯域幅が同じなら、本発明を用いることにより、同時通話者数を１．５倍にすることができる。
なお、上記説明では、本発明をディジタル通信装置について記述しているが、ディジタル記憶装置についても、本発明を適用することができる。ディジタル通信は、音声、画像等のディジタル情報を通信媒体を通して変復調を行うのに対して、ディジタル記憶はディジタル情報を記録媒体を通して変復調を行うものであり、媒体を通して変復調を行う点で共通して取り扱うことができる。
例えば、磁気記録装置において、線形に記録あるいは高周波に変換してディジタル情報を記録する場合、磁気記録媒体を通信路と同等に扱うことにより、同様の効果を奏することができ、多チャンネル化、高密度化に適用することができる。
以上、詳述したように、本発明によれば、従来の誤り訂正方式とＱＰＳＫを用いたディジタル通信装置に比べ、メインローブの無線占有帯域、装置の回路規模、Ｅｂ／Ｎｏに対する誤り率特性などを何ら犠牲にすることなく、変調波の瞬時振幅の変動量を大幅に改善することができる。この結果、入出力特性が非線形であるようなパワーアンプを用いた場合でも、サイドローブのスペクトル発生を抑えることができ、隣接チャネルへの干渉を大幅に軽減できる。
また、サイドローブのスペクトルが少ないことから、隣接チャネルとの周波数間隔をつめることができ、加入者容量の増加をはかることができる。また、本発明による定包絡三相位相変調を用いれば、従来の誤り訂正方式とＧＭＳＫを用いたディジタル通信装置に比べて、装置の回路規模、Ｅｂ／Ｎｏに対する誤り率特性などを犠牲にすることなく、また入出力特性が非線形であるようなパワーアンプの影響を受けない定包絡特性を維持したまま、占有周波数帯域幅を２／３に減少させることができる。
【産業上の利用可能性】本発明のディジタル通信方法、及びディジタル通信装置は、移動通信システムにも好適である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【手続補正書】
【提出日】平成16年3月9日(2004.3.9)
【手続補正００１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
（補正後）２元入力３元出力誤り訂正符号変換によって２元ディジタル情報信号を３元信号に多値化及び符号化し、当該多値化及び符号化した３元信号に対応して搬送波の位相を変えて三相位相変調し、当該三相位相変調した信号を送信することを特徴とするディジタル通信方法。
【請求項２】
（補正後）三相位相変調された信号を位相復調して２元入力３元出力誤り訂正符号から３元信号に関する情報を検出し、当該位相復調により得られる３元信号に関する情報を用いて２元入力３元出力誤り訂正符号を復号化して２元ディジタル情報を得ることを特徴とするディジタル通信方法。
【請求項３】
（補正後）２元入力３元出力誤り訂正符号変換によって２元ディジタル情報信号を３元信号に多値化及び符号化する符号化手段と、当該符号化手段から出力される３元信号に対応して搬送波の位相を変える三相位相変調手段とを具備することを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項４】
（補正後）三相位相変調された信号を位相復調して２元入力３元出力誤り訂正符号から３元信号に関する情報を検出する位相復調手段と、当該位相復調手段から出力される３元信号に関する情報を用いて２元入力３元出力誤り訂正符号を復号化して２元ディジタル情報信号を決定する復号手段とを具備することを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項５】
（補正後）前記符号化手段は、２元ディジタル情報信号を遅延する遅延手段と、当該遅延手段から出力される複数の信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う３を法とする加算手段とを備えることを特徴とする、特許請求の範囲第３項に記載のディジタル通信装置。
【請求項６】
（補正後）前記符号化手段は、２元ディジタル情報信号からガロア体ＧＦ（３）上で規定される誤り訂正符号を生成し、
前記三相位相変調手段は、前記誤り訂正符号のシンボルに対応して搬送波の位相を変えることを特徴とする、特許請求の範囲第３項に記載のディジタル通信装置。
【請求項７】
（補正後）前記三相位相変調手段は、前記符号化手段から出力される３元信号に対応して、相対的に２π／３ずつ位相が異なる信号点をもつ定包絡変調波を生成する定包絡変調波生成手段を具備したことを特徴とする、特許請求の範囲第３項に記載のディジタル通信装置。
【請求項８】
前記定包絡変調波生成手段は、時間的に連続した２つのシンボルに対応して、搬送波の位相を同一、又は相対的に２π／３異なる定包絡変調波を生成することを特徴とする、特許請求の範囲第７項に記載のディジタル通信装置。
【請求項９】
３元信号を遅延もしくは記憶する手段と、時間的に連続した複数の３元信号のパターンに応じて搬送波位相の遷移軌跡に対応する直交成分と同相成分を出力する応答波形記憶手段と、この応答波形記憶手段から出力される直交成分と同相成分を用いて搬送波を直交変調する手段とを具備することを特徴とする、定包絡三相位相変調器。
【請求項１０】
前記定包絡変調波生成手段は、３元信号を遅延もしくは記憶する手段と、時間的に連続した複数の３元信号のパターンに応じて搬送波位相の遷移軌跡に対応する直交成分と同相成分を出力する応答波形記憶手段と、この応答波形記憶手段から出力される直交成分と同相成分を用いて搬送波を直交変調する手段とを具備する定包絡三相位相変調器であることを特徴とする、特許請求の範囲第７項又は第８項に記載のディジタル通信装置。
【請求項１１】
（補正後）２元ディジタル情報信号の入力信号を遅延する偶数個の遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号と入力信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う３を法とする加算手段とを具備し、少なくとも入力信号と最終の遅延手段の出力信号をガロア体ＧＦ（３）上の演算に用いることを特徴とする、２元入力３元出力誤り訂正符号化装置。
【請求項１２】
（補正後）前記符号化手段は、２元ディジタル情報信号の入力信号を遅延する偶数個の遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号と入力信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う手段とを具備し、少なくとも入力信号と最終の遅延手段の出力信号をガロア体ＧＦ（３）上の演算に用いる２元入力３元出力誤り訂正符号化装置であることを特徴とする、特許請求の範囲第３，５，６項の何れかに記載のディジタル通信装置。
【請求項１３】
（補正後）２元入力信号に対して、生成多項式が
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６
で規定される３元出力の誤り訂正符号を生成することを特徴とする２元入力３元出力誤り訂正符号化装置。
【請求項１４】
（補正後）前記三相位相変調手段は、２元入力信号に対して、生成多項式が
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６
で規定される３元出力の誤り訂正符号を生成する２元入力３元出力誤り訂正符号化装置であることを特徴とする、特許請求の範囲第３，５，６項の何れかに記載のディジタル通信装置。
【請求項１５】
（補正後）２元ディジタル情報信号からガロア体ＧＦ（３）上で規定される誤り訂正符号を生成する符号化手段と、前記誤り訂正符号のシンボルに対応して搬送波の位相を変える三相位相変調手段とを具備することを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【請求項１６】
３元信号を遅延もしくは記憶する手段と、時間的に連続した複数の３元信号のパターンに応じて搬送波位相の遷移軌跡に対応する直交成分と同相成分を出力する応答波形記憶手段と、この応答波形記憶手段から出力される直交成分と同相成分を用いて搬送波を直交変調する手段とを具備する定包絡三相位相変調器を備えることを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【請求項１７】
（補正後）２元ディジタル情報信号の入力信号を遅延する偶数個の遅延手段と、当該遅延手段から出力される信号と入力信号に対してガロア体ＧＦ（３）上の演算を行う３を法とする加算手段とを具備し、少なくとも入力信号と最終の遅延手段の出力信号をガロア体ＧＦ（３）上の演算に用いる２元入力３元出力誤り訂正符号化装置を備えることを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【請求項１８】
（補正後）２元入力信号に対して、生成多項式が
ｇ（Ｄ）＝１＋２Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ４＋Ｄ５＋Ｄ６
もしくは、
ｇ（Ｄ）＝２＋Ｄ＋２Ｄ２＋２Ｄ４＋２Ｄ５＋２Ｄ６
で規定される３元出力の誤り訂正符号を生成する２元入力３元出力誤り訂正符号化装置を備えることを特徴とする、ディジタル記憶装置。
【国際調査報告】
2004032335.tif 000018
2004032335.tif 000019
2004032335.tif 000020
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