(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ受信信号から得られた互いに直交する同相成分および直交成分の比に対するアークタンジェント演算結果に基づいて、復調信号を生成するアークタンジェント型検波器と、
前記アークタンジェント型検波器にて生成された復調信号からポイント数分だけサンプリングされたサンプル値のうちの中央値に現在値を置き換えて出力するメディアンフィルタと、
前記ＦＭ受信信号の信号強度を検出する信号強度検出部と、
前記信号強度検出部にて検出されたＦＭ受信信号の信号強度に基づいて、前記メディアンフィルタのポイント数を切り替えるポイント数切り替え部とを備えることを特徴とするＦＭ復調器。
【請求項２】
空間を伝播する電波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナにて受信されたＦＭ受信信号を増幅する無線周波増幅器と、
前記無線周波増幅器にて増幅されたＦＭ受信信号をダウンコンバートする第１のミキサと、
前記第１のミキサにてダウンコンバートされたＦＭ受信信号を増幅する中間周波増幅器と、
前記中間周波増幅器にて増幅されたＦＭ受信信号を互いに直交する同相成分および直交成分に変換する第２のミキサと、
前記第２のミキサから出力された前記ＦＭ受信信号の同相成分および直交成分に基づいて、前記ＦＭ受信信号を復調する請求項１に記載のＦＭ復調器とを備えることを特徴とするＦＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＦＭ復調器およびＦＭ受信機に関し、特に、アークタンジェント型検波器から発生するパルス性のノイズを低減させる方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ受信機では、ＦＭ受信信号を復調するために、アークタンジェント型検波器を用いたものがある（特許文献１）。このアークタンジェント型検波器には、ＦＭ受信信号から得られた互いに直交する同相成分および直交成分が入力される。そして、これら同相成分と直交成分との比に対してアークタンジェント（ａｒｃｔａｎ）演算が行われ、その演算結果の微分値が復調信号として出力される。
【０００３】
ここで、アークタンジェント型検波器は、Ｓ／Ｎの悪い弱電界信号に対してパルス性のノイズを発生する。このため、従来のＦＭ受信機では、アークタンジェント型検波器の出力をローパスフィルタに通すことで、このようなパルス性のノイズを除去することが行われている。
【０００４】
しかしながら、パルス性のノイズをローパスフィルタにて除去する方法では、本来必要な高い周波数の信号成分も除去されるため、ＦＭ受信機にて再生された音声信号の劣化を招くという問題があった。
【０００５】
【特許文献１】特開平６−７７７３４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、本発明の目的は、受信信号の信号成分の損失を抑制しつつ、アークタンジェント型検波器から出力されるパルス性のノイズを低減することが可能なＦＭ復調器およびＦＭ受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決するために、本発明の一態様によれば、ＦＭ受信信号から得られた互いに直交する同相成分および直交成分の比に対するアークタンジェント演算結果に基づいて、復調信号を生成するアークタンジェント型検波器と、前記アークタンジェント型検波器にて生成された復調信号からポイント数分だけサンプリングされたサンプル値のうちの中央値に現在値を置き換えて出力するメディアンフィルタと、前記ＦＭ受信信号の信号強度を検出する信号強度検出部と、前記信号強度検出部にて検出されたＦＭ受信信号の信号強度に基づいて、前記メディアンフィルタのポイント数を切り替えるポイント数切り替え部とを備えることを特徴とするＦＭ復調器を提供する。
【００１０】
また、本発明の一態様によれば、空間を伝播する電波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナにて受信されたＦＭ受信信号を増幅する無線周波増幅器と、前記無線周波増幅器にて増幅されたＦＭ受信信号をダウンコンバートする第１のミキサと、前記第１のミキサにてダウンコンバートされたＦＭ受信信号を増幅する中間周波増幅器と、前記中間周波増幅器にて増幅されたＦＭ受信信号を互いに直交する同相成分および直交成分に変換する第２のミキサと、前記第２のミキサから出力された前記ＦＭ受信信号の同相成分および直交成分に基づいて、前記ＦＭ受信信号を復調するＦＭ復調器とを備えることを特徴とするＦＭ受信機を提供する。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明したように、本発明によれば、受信信号の信号成分の損失を抑制しつつ、アークタンジェント型検波器から出力されるパルス性のノイズを低減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係るＦＭ受信機について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るＦＭ受信機の概略構成を示すブロック図である。
図１において、ＦＭ受信機には、空間を伝播する電波を受信する受信アンテナ１１、受信アンテナ１１にて受信されたＦＭ受信信号Ｅを増幅する無線周波増幅器１２、無線周波増幅器１２にて増幅されたＦＭ受信信号Ｅに局部発振信号ＬＯを乗算することでＦＭ受信信号Ｅをダウンコンバートするミキサ１３、ミキサ１３にてダウンコンバートされたＦＭ受信信号Ｅを増幅する中間周波増幅器１４、中間周波増幅器１４にて増幅されたＦＭ受信信号Ｅに互いに直交する局部発振信号ＬＩ、ＬＱを乗算することで、ＦＭ受信信号Ｅを互いに直交する同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに変換するミキサ１５、ミキサ１５の出力から不要な高域成分を除去するフィルタ１６が設けられている。
【００１４】
また、ＦＭ受信機には、フィルタ１６を通過した同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対してアークタンジェント値θ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）を算出し、そのアークタンジェント値θの微分値Δθ＝ｄθ／ｄｔを復調信号Ｖｏとして出力するアークタンジェント型検波器１７、アークタンジェント型検波器１７から出力された復調信号Ｖｏからポイント数分だけサンプリングされたサンプル値のうちの中央値に現在値を置き換えて出力するメディアンフィルタ１８、ミキサ１３からの出力に基づいてＦＭ受信信号Ｅの信号強度を検出する信号強度検出部１９、信号強度検出部１９にて検出されたＦＭ受信信号Ｅの信号強度に基づいて、メディアンフィルタ１８のポイント数を切り替えるポイント数切り替え部２０が設けられている。
【００１５】
そして、ＦＭ送信機から送信されたＦＭ変調信号は受信アンテナ１１にて受信され、ＦＭ受信信号Ｅが無線周波増幅器１２にて増幅された後、ミキサ１３に送られる。そして、ミキサ１３において、無線周波増幅器１２から送られたＦＭ受信信号Ｅに局部発振信号ＬＯが乗算されることでＦＭ受信信号Ｅがダウンコンバートされた後、中間周波増幅器１４にて増幅され、ミキサ１５に送られる。そして、ミキサ１５において、中間周波増幅器１４から送られたＦＭ受信信号Ｅに局部発振信号ＬＩ、ＬＱが乗算されることでＦＭ受信信号Ｅが同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに変換された後、フィルタ１６にて不要な高域成分が除去され、アークタンジェント型検波器１７に送られる。そして、アークタンジェント型検波器１７において、フィルタ１６を通過した同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対してアークタンジェント値θが算出され、そのアークタンジェント値θの微分値Δθが復調信号Ｖｏとしてメディアンフィルタ１８に出力される。
【００１６】
また、ミキサ１３から出力されたＦＭ受信信号Ｅは信号強度検出部１９に送られる。そして、信号強度検出部１９において、ＦＭ受信信号Ｅの信号強度が検出され、ポイント数切り替え部２０に出力される。そして、ポイント数切り替え部２０は、信号強度検出部１９にて検出されたＦＭ受信信号Ｅの信号強度に基づいて、メディアンフィルタ１８のポイント数を切り替える。
【００１７】
そして、メディアンフィルタ１８は、ポイント数切り替え部２０にて切り替えられたポイント数分だけ復調信号Ｖｏをサンプリングし、そのポイント数分のサンプル値のうちの中央値に復調信号Ｖｏの現在値を置き換えることで、復調信号Ｖｏに重畳されたパルス性のノイズＮを除去し、出力信号Ｓｏとして出力する。
【００１８】
図２は、アークタンジェント型検波器からの出力をローパスフィルタに通した後の波形と、メディアンフィルタに通した後の波形とを比較して示す図である。
図２において、パルス性のノイズＮが重畳された復調信号Ｖｏをローパスフィルタに通すと、本来必要な高い周波数の信号成分も除去され、復調信号Ｖｏの波形がなまることから、ＦＭ受信機にて再生された音声信号の劣化を招く。
【００１９】
これに対して、例えば、３ポイントのメディアンフィルタ１８をローパスフィルタの代わりに用いた場合、復調信号Ｖｏからサンプリングされた３ポイント分のサンプル値を小さい順に並べ、その真ん中の値に復調信号Ｖｏの現在値を置き換えることができる。このため、復調信号Ｖｏの本来の波形を保ちながら、パルス性のノイズＮを除去することが可能となる。
【００２０】
なお、メディアンフィルタ１８のポイント数の設定方法としては、ＦＭ受信信号Ｅの強度が大きい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を少なくし、Ｍ受信信号Ｅの強度が小さい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を多くすることが好ましい。
【００２１】
ＦＭ受信信号Ｅの強度が大きい場合には、アークタンジェント型検波器１７から発生するパルス性のノイズＮは少ないため、メディアンフィルタ１８のポイント数を少なくしても、ノイズＮが音声信号に与える影響を抑えることができ、ＦＭ受信信号Ｅの信号成分の損失を抑制することができる。
【００２２】
一方、ＦＭ受信信号Ｅの強度が小さい場合には、アークタンジェント型検波器１７から発生するパルス性のノイズＮが多いため、メディアンフィルタ１８のポイント数を多くすることで、復調信号Ｖｏに重畳されたパルス性のノイズＮを効果的に除去することができ、ノイズＮが音声信号に与える影響を抑えることができる。
【００２３】
図３は、強電界信号が入力された時のアークタンジェント型検波器から発生するパルス性のノイズの大きさを示す図である。
図３において、ＦＭ受信信号Ｅの強度が大きい場合、ノイズＮが重畳される前の同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対するアークタンジェント値をθ１Ａ、ノイズＮが重畳された後の同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対するアークタンジェント値をθ２Ａとする。この場合、アークタンジェント値θ１Ａと、アークタンジェント値θ２Ａとの差分ΔθＡは小さいので、復調信号Ｖｏのノイズも小さくなる。
【００２４】
図４は、弱電界信号が入力された時のアークタンジェント型検波器から発生するパルス性のノイズの大きさを示す図である。
図４において、ＦＭ受信信号Ｅの強度が小さい場合、ノイズＮが重畳される前の同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対するアークタンジェント値をθ１Ｂ、ノイズＮが重畳された後の同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対するアークタンジェント値をθ２Ｂとする。この場合、アークタンジェント値θ１Ｂと、アークタンジェント値θ２Ｂとの差分ΔθＢは大きくなり、復調信号Ｖｏのノイズも大きくなる。
【００２５】
図５は、メディアン処理のポイント数を変化させた時のメディアンフィルタ通過後の波形を示す図である。
図５において、メディアンフィルタ１８のポイント数が少ない場合、メディアンフィルタ１８を通過させても、復調信号Ｖｏの本来の波形がほとんどそのまま保たれるが、メディアンフィルタ１８のポイント数が多くなるに従って、復調信号Ｖｏの本来の波形と、ディアンフィルタ１８通過後の波形とのずれが大きくなる。
【００２６】
一方、メディアンフィルタ１８のポイント数が少ないと、単発的なパルス性のノイズＮは除去できるが、続発的なパルス性のノイズＮは除去できなくなる。
このため、ノイズＮの強度を観測し、ＦＭ受信信号Ｅの強度だけでなく、ノイズＮの強度も考慮しつつ、メディアンフィルタ１８のポイント数を切り替えるようにしてもよい。
【００２７】
図６は、弱電界信号が入力された時のアークタンジェント型検波器からの出力と、メディアン処理のポイント数を変化させた時のメディアンフィルタ通過後の波形とを比較して示す図である。
図６において、メディアンフィルタ１８のポイント数が少ない場合には、除去しきれないノイズＮが残っているが、メディアンフィルタ１８のポイント数を多くすると、ノイズＮをほぼ完全に除去することができる。
【００２８】
（第２実施形態）
図７は、本発明の第２実施形態に係るＦＭ受信機の概略構成を示すブロック図である。
図７において、このＦＭ受信機では、図１の信号強度検出部１９およびポイント数切り替え部２０の代わりに、ノイズ強度検出部２１およびポイント数切り替え部２２が設けられている。
【００２９】
ここで、ノイズ強度検出部２１は、メディアンフィルタ１８の入力値と出力値との差分に基づいて、アークタンジェント型検波器１７から出力された復調信号ＶｏのノイズＮの強度を検出することができる。ポイント数切り替え部２２は、ノイズ強度検出部２１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度に基づいて、メディアンフィルタ１８のポイント数を切り替えることができる。
なお、ノイズ強度検出部２１にて検出されるノイズ強度としては、単位時間におけるノイズＮのピーク強度を用いるようにしてもよいし、単位時間におけるノイズＮの強度の平均値を用いるようにしてもよい。
【００３０】
そして、アークタンジェント型検波器１７において、同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対してアークタンジェント値θが算出され、そのアークタンジェント値θの微分値Δθが復調信号Ｖｏとしてメディアンフィルタ１８およびノイズ強度検出部２１に出力される。また、メディアンフィルタ１８において、復調信号Ｖｏに重畳されたパルス性のノイズＮが除去され、出力信号Ｓｏとしてノイズ強度検出部２１に出力される。
【００３１】
そして、ノイズ強度検出部２１において、出力信号Ｓｏと復調信号Ｖｏとの差分に基づいて復調信号ＶｏのノイズＮの強度が検出され、ポイント数切り替え部２２に出力される。そして、ポイント数切り替え部２２は、ノイズ強度検出部２１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度に基づいて、メディアンフィルタ１８のポイント数を切り替える。
なお、メディアンフィルタ１８のポイント数の設定方法としては、復調信号ＶｏのノイズＮの強度が小さい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を少なくし、Ｍ受信信号Ｅの強度が大きい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を多くすることが好ましい。
【００３２】
ここで、復調信号ＶｏのノイズＮの強度が小さい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を少なくしても、ノイズＮが音声信号に与える影響を抑えることができ、ＦＭ受信信号Ｅの信号成分の損失を抑制することができる。なお、復調信号ＶｏのノイズＮの強度が所定値より小さい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を０に設定し、メディアンフィルタ１８による処理を無効化してもよい。
一方、復調信号ＶｏのノイズＮの強度が大きい場合には、メディアンフィルタ１８のポイント数を多くすることで、復調信号Ｖｏに重畳されたパルス性のノイズＮを効果的に除去することができ、ノイズＮが音声信号に与える影響を抑えることができる。
【００３３】
（第３実施形態）
図８は、本発明の第３実施形態に係るＦＭ受信機に適用されるＦＭ復調器の概略構成を示すブロック図である。
図８において、このＦＭ復調器には、アークタンジェント型検波器１７、メディアンフィルタ１８、減算器３１、判定回路３２およびセレクタ３３が設けられている。なお、アークタンジェント型検波器１７およびメディアンフィルタ１８は、図１の構成と同様である。また、減算器３１は、メディアンフィルタ１８の入力値と出力値との差分を算出することで、アークタンジェント型検波器１７にて生成された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐを検出することができる。
【００３４】
判定回路３２は、減算器３１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えているかどうかを判定することができる。なお、判定回路３２にて閾値Ｖｔｈとの比較されるノイズＮの強度Ｖｐは、単位時間におけるノイズＮのピーク強度であってもよいし、単位時間におけるノイズＮの強度の平均値であってもよい。
【００３５】
セレクタ３３は、判定回路３２による判定結果に基づいて、アークタンジェント型検波器１７から出力された復調信号Ｖｏまたはメディアンフィルタ１８から出力された出力信号Ｓｏのいずれか一方を選択し、外部出力信号Ｓｎとして外部に出力することができる。
【００３６】
そして、アークタンジェント型検波器１７において、同相成分Ｉと直交成分Ｑとの比に対してアークタンジェント値θが算出され、そのアークタンジェント値θの微分値Δθが復調信号Ｖｏとしてメディアンフィルタ１８および減算器３１に出力される。また、メディアンフィルタ１８において、復調信号Ｖｏに重畳されたパルス性のノイズＮが除去され、出力信号Ｓｏとして減算器３１に出力される。
【００３７】
そして、減算器３１において、出力信号Ｓｏと復調信号Ｖｏとの差分に基づいて復調信号ＶｏのノイズＮの強度が検出され、判定回路３２に出力される。そして、判定回路３２は、減算器３１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐを閾値Ｖｔｈと比較することで、復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えているかどうかを判定し、その判定結果をセレクタ３３に出力する。
【００３８】
そして、セレクタ３３は、減算器３１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えている場合、メディアンフィルタ１８からの出力信号Ｓｏを外部出力信号Ｓｎとして選択し、減算器３１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えていない場合、アークタンジェント型検波器１７からの復調信号Ｖｏを外部出力信号Ｓｎとして選択する。
【００３９】
ここで、復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えているかどうかを判定することで、本来の信号成分がメディアンフィルタ１８にて除去されている場合においても、復調信号Ｖｏのノイズそれ自体を検出することが可能となる。このため、メディアンフィルタ１８の特性に依存する無駄なメディアン処理が復調信号Ｖｏに施されるのを防止することが可能となり、ＦＭ受信信号Ｅの信号成分の損失を抑制しつつ、復調信号Ｖｏに重畳されたパルス性のノイズＮを効果的に除去することができる。
【００４０】
なお、図８の第３実施形態では、復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えているかどうかに基づいて、アークタンジェント型検波器１７から出力された復調信号Ｖｏまたはメディアンフィルタ１８から出力された出力信号Ｓｏのいずれか一方を選択する方法について説明したが、復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えているかどうかに基づいて、メディアンフィルタ１８のポイント数を切り替えるようにしてもよい。具体的には、減算器３１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えている場合、メディアンフィルタ１８のポイント数を多くし、減算器３１にて検出された復調信号ＶｏのノイズＮの強度Ｖｐが閾値Ｖｔｈを超えていない場合、メディアンフィルタ１８のポイント数を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＦＭ受信機の概略構成を示すブロック図。
【図２】アークタンジェント型検波器からの出力をローパスフィルタに通した後の波形と、メディアンフィルタに通した後の波形とを比較して示す図。
【図３】強電界信号が入力された時のアークタンジェント型検波器から発生するパルス性のノイズの大きさを示す図。
【図４】弱電界信号が入力された時のアークタンジェント型検波器から発生するパルス性のノイズの大きさを示す図。
【図５】メディアン処理のポイント数を変化させた時のメディアンフィルタ通過後の波形を示す図。
【図６】弱電界信号が入力された時のアークタンジェント型検波器からの出力と、メディアン処理のポイント数を変化させた時のメディアンフィルタ通過後の波形とを比較して示す図。
【図７】本発明の第２実施形態に係るＦＭ受信機の概略構成を示すブロック図。
【図８】本発明の第３実施形態に係るＦＭ受信機に適用されるＦＭ復調器の概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００４２】
１１  受信アンテナ、１２  無線周波増幅器、１３、１５  ミキサ、１４  中間周波増幅器、１６  フィルタ、１７  アークタンジェント型検波器、１８  メディアンフィルタ、１９  信号強度検出部、２０、２２  ポイント数切り替え部、２１  ノイズ強度検出部、３１  減算器、３２  判定回路、３３  セレクタ
【図１】
0005117284.tif 000002
【図２】
0005117284.tif 000003
【図３】
0005117284.tif 000004
【図４】
0005117284.tif 000005
【図５】
0005117284.tif 000006
【図６】
0005117284.tif 000007
【図７】
0005117284.tif 000008
【図８】
0005117284.tif 000009