(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷媒を圧縮する圧縮機と、
前記圧縮機を駆動するモーターと、
前記モーターに三相電圧を印加するインバーターと、
前記インバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記インバーターの電源である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記インバーター又は前記モーターに供給される電力を演算する電力演算手段と
を備え、
前記インバーター制御手段は、
所定の振幅並びに交互に入力される第一の位相及び第二の位相に関する情報に基づき前記モーターの圧縮動作時より高い周波数の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段と、この高周波交流電圧発生手段の出力と前記母線電圧に応じて定められるキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成して前記インバーターに出力するＰＷＭ信号生成手段とを有し、
前記インバーターは、前記ＰＷＭ信号に基づいた交流電圧を印加することで、前記モーターに回転トルクを発生させず、鉄損及び銅損により前記圧縮機内の冷媒を加熱するものであり、
前記高周波交流電圧発生手段は、前記電力演算手段の結果に基づき、前記第一の位相又は前記第二の位相に関する情報のうち選択された情報に所定の周期で増加する第三の位相に関する情報を加算することで、前記モーターに印加される三相電圧の位相が変更される
ことを特徴とする空気調和機。
【請求項２】
前記インバーター制御手段は、
前記第一の位相と前記第一の位相に対し略１８０度異なる第二の位相とを所定のタイミングで交互に選択し前記高周波交流電圧発生手段に入力する位相切換手段を備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記高周波交流電圧発生手段から出力された前記高周波交流電圧指令と前記キャリア信号とを比較することで、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
【請求項３】
前記位相切換手段は、前記第一の位相と前記第二の位相とを前記キャリア信号の山及び谷のタイミングで切り換えることを特徴とする請求項２に記載の空気調和機。
【請求項４】
前記位相切換手段は、前記第一の位相と前記第二の位相とを前記キャリア信号の山のタイミングにのみ切り替える又は谷のタイミングにのみ切り換えることを特徴とする請求項２に記載の空気調和機。
【請求項５】
前記高周波交流電圧指令の周波数は、前記インバーターに備えられたスイッチング素子のスイッチング周波数上限値以下であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項６】
前記モーターの回転子はＩＰＭ構造であることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項７】
前記モーターの固定子巻線は集中巻きであることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項８】
前記モーターの固定子巻線は、モーターの相端子側から巻き始められ、中性点側で巻き終わっていることを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項９】
前記圧縮機の冷媒の寝込み状態を検出する寝込み検出手段を備え、
前記寝込み検出手段は、冷凍サイクルの温度が所定値以下で所定時間経過した場合、前記圧縮機の冷媒が寝込み状態であると判定し、
前記インバーターは、前記圧縮機の冷媒が寝込み状態であると判定された場合、前記圧縮機内の冷媒を加熱することを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項１０】
前記圧縮機の構成は、スクロール型であることを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項１１】
前記高周波交流電圧指令の周波数が１０ｋＨｚを超える場合は、前記モーターの入力電力を５０Ｗ以下に制御することを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項１２】
前記インバーターに使用されるスイッチングデバイスにワイドバンドギャップ半導体を用いたことを特徴とする請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載の空気調和機。
【請求項１３】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１２に記載の空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、空気調和機において、冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止するものである。
【背景技術】
【０００２】
冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止する従来の空気調和機として、「圧縮機１が停止しているとき、液冷媒量検知手段８は、圧縮機１内に滞留する液冷媒量が所定値以上になると信号を出力し、制御装置７は、その信号を入力したとき、モータ５の巻線に微弱の高周波欠相電流を通電してモータ巻線を暖め、液冷媒の低温滞留による液圧縮を防止して圧縮機の破損を防止し、かつ空調動作の立ち上がりを速やかにする。」というものがある（例えば、特許文献１参照）。
また、「電源とアースとの間でスイッチング素子がブリッジ接続されて、圧縮機を駆動するモータのステータコイルへの通電を行うよう構成されてなる電動機予熱装置における通電制御方法であって、一端が電源側に接続されたスイッチング素子の何れか一つを所定時間の間に所定繰り返し周期でオン・オフさせると同時に、一端がアース側に接続されたスイッチング素子の何れか二つを当該所定時間の間、オン状態とし、しかる後、ステータコイルに流れる電流が逆方向となるように対応するスイッチング素子を前記同様に制御することを繰り返し行うよう構成され・・・、特に、オン・オフするスイッチング素子を定期的に変えるようにすることで、ステータコイルの電流の向きが定期的に逆方向とされるようにし、従来のいわゆる抵抗損による発熱だけでなく、ヒステリシス損による発熱が生ずるようにして電力効率の向上が図られた」ものもある（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平８−２２６７１４号公報（要約、第１図、第２図）
【特許文献２】特開平１１−１５９４６７号公報（第３頁、第１図、第４図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載の従来技術においては、モーターの巻線における各相のインピーダンスが異なる場合、回り込みの電流により、三相とも電流が流れることになるので欠相運転とならず、ローターの動作により振動及び騒音を発生する場合があるという課題がある。
【０００５】
また、特許文献２に記載の従来技術においては、スイッチのオン・オフ動作によりローターに一時的に回転方向の磁界が印加され、ローターが動いてしまい、それにより振動及び使用者にとって不快な騒音を発生する場合があるという課題がある。
【０００６】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ローターの動作による振動及び騒音を発生せずに、冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止する空気調和機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る誘導加熱調理器は、冷媒を圧縮する圧縮機と、圧縮機を駆動するモーターと、モーターに三相電圧を印加するインバーターと、インバーターを制御するインバーター制御手段と、インバーターの電源である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、インバーター又はモーターに供給される電力を演算する電力演算手段とを備え、インバーター制御手段は、所定の振幅並びに交互に入力される第一の位相及び第二の位相に関する情報に基づきモーターの圧縮動作時より高い周波数の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段と、この高周波交流電圧発生手段の出力と母線電圧に応じて定められるキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバーターに出力するＰＷＭ信号生成手段とを有し、インバーターは、ＰＷＭ信号に基づいた交流電圧を印加することで、モーターに回転トルクを発生させず、鉄損及び銅損により圧縮機内の冷媒を加熱するものであり、高周波交流電圧発生手段は、電力演算手段の結果に基づき、第一の位相又は第二の位相に関する情報の内選択された情報に所定の周期で増加する第三の位相に関する情報を加算することで、モーターに印加される三相電圧の位相が変更されるものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明により、モーターに交流電圧が印加されるが回転トルクを発生させないため、ローターの動作による振動及び騒音を発生せずに、冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止することができる空気調和機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態における空気調和機の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態におけるＰＷＭ信号生成方法を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態におけるインバーターからモーターへの印加電圧をベクトル表示した図である。
【図４】本発明の実施の形態におけるモーターの概略図と、ローター位置と相電流ピークの関係を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態におけるモーターの、あるローター位置における印加電圧の変化を示す概略図である。
【図６】本発明の実施の形態におけるＰＷＭ信号生成方法の別の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明における空気調和機の一例について、図面を用いて詳細に説明する。
【００１１】
実施の形態．
図１は、本発明の実施の形態における空気調和機の構成を示す図である。
図１に示すように、本発明の実施の形態における空気調和機は、冷凍サイクル３０、電力演算手段１８、コンバーター１７、インバーター９、母線電圧検出手段１０及びインバーター制御手段１１から構成される。
また、圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３、膨張弁４及び室内熱交換器５は、冷媒配管６を介して接続され、冷凍サイクル３０を構成している。そして、圧縮機１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構７と圧縮機構７を動作させるモーター８とが設けられている。なお、圧縮機構７は、例えばスクロール機構であるものとする。また、この冷凍サイクル３０は、セパレート形空気調和機等の空気調和機に用いられる。
【００１２】
また、インバーター９は、モーター８及びコンバーター１７に接続しており、一般商用電源２２は、コンバーター１７により交流から直流に変換される。そして、インバーター９からモーター８に電圧が供給され、モーター８を駆動させる。また、インバーター９は、インバーター９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧検出手段１０、ブリッジ結線されたスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを備えている。
【００１３】
また、電力演算手段１８内には、一般商用電源２２から供給された電流を検出する電流検出手段２０及び電圧を検出する電圧検出手段２１が設けられている。また、電力演算手段１８内には、電流検出手段２０が検出した電流と電圧検出手段２１が検出した電圧から電力を計算する電力計算手段２３が設けられている。そして、モーター８に供給される電力は、電力演算手段１８により演算されその演算結果はインバーター制御手段１１に与えられる。インバーター制御手段１１は、インバーター９の制御入力端（図示省略）と接続されている。そして、インバーター制御手段１１内には、寝込み検出手段１２、高周波交流電圧発生手段１３、位相切換手段１４及びＰＷＭ信号生成手段１５が設けられている。また、高周波交流電圧発生手段１３には、加算機１９が設けられている。
【００１４】
なお、インバーター制御手段１１は、マイクロコンピューター又はＤＳＰがメモリ上の制御プログラムを実行することで制御を行うことができる。
また、前述したように電力演算手段１８は、図１に示すように一般商用電源２２の供給側の電力演算を行っているが、同様の演算はインバーター９の出力側又はインバーター９内部の電流、電圧から演算を行ってもよい。
【００１５】
次に、インバーター制御手段１１によるインバーター９の制御について説明する。
寝込み検出手段１２は、例えば冷凍サイクルの温度が所定値以下で所定時間経過した場合、冷媒が寝込んだという判断を行う。
インバーター制御手段１１では、例えば寝込み検出手段１２が圧縮機１内に冷媒が寝込んだことを検出した場合に、高周波交流電圧発生手段１３がモーター８に印加する電圧の指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求め、この電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を元にＰＷＭ信号生成手段１５がＰＷＭ信号を生成する。
そして、インバーター９は、インバーター制御手段１１より送られたＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）により、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１６ａ、ＶＰは１６ｂ、ＷＰは１６ｃ、ＵＮは１６ｄ、ＶＮは１６ｅ、ＷＮは１６ｆ）を駆動する。
【００１６】
図２は、本発明の実施の形態におけるＰＷＭ信号生成方法を示す図である。
図２における電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、例えば次式の通り定義する。ここで、あらかじめ任意に設定された位相θ１（本発明における第一の位相に相当）とθ２（本発明における第二の位相に相当）の内いずれか一方が位相切換手段１４により選択され、それをθとする。そして、振幅Ａをあらかじめ任意に設定する。
【００１７】
【数１】
0005264854.tif 000002
ここで、図２においては、θ１＝０［ｄｅｇ］、θ２＝１８０［ｄｅｇ］に設定した例を示している。これにより、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が同位相となり、Ｖｕ＊とＶｖ＊及びＶｗ＊とが異なる位相になる。
また、位相切換手段１４の位相切換タイミングについては、キャリア信号の、山及び谷のタイミングで行う。ここで、山とはキャリア信号の最大値の部分であり、谷とはキャリア信号の最小値の部分である。
【００１８】
そして、ＰＷＭ信号生成手段１５は、式（１）〜式（３）により得られた電圧指令信号と所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２（Ｖｄｃは母線電圧検出手段１０にて検出したインバーター９の母線電圧）の三角波であるキャリア信号を比較する。相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成することで、キャリアに同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。
【００１９】
例えば、図２のＵＰにおいて、電圧指令信号Ｖｕ＊（実線）がキャリア信号より大きい場合は１とし、電圧指令信号Ｖｕ＊がキャリア信号未満の場合は０とする。そして、ＵＰが１の場合はＵＮが０となり、ＵＰが０の場合は、ＵＮが１となるようにＰＷＭ信号が生成される。また、ＶＰにおいては、電圧指令信号Ｖｖ＊（破線）がキャリア信号より大きい場合は１とし、電圧指令信号Ｖｖ＊がキャリア信号未満の場合は０とする。そして、ＶＰが１の場合はＶＮが０となり、ＶＮが０の場合はＶＰが１となる。また、ＷＰ、ＷＮについてもＶＰ、ＶＮと同様の方法でＰＷＭ信号が生成される。
【００２０】
なお、式（１）〜式（３）以外にも二相変調、三次高調波重畳変調、又は空間ベクトル変調等により電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めても何ら問題ないことは言うまでもない。
例えば、２相変調方式を用いた場合、どれか１相を正側又は負側の電位に固定し、他の２相をスイッチングする。これにより３相変調方式を用いた場合に比べ、スイッチング回数を低減させることができる。
また、例えば三次高調波重畳変調方式を用いた場合、正弦波に三次高調波を重畳させることで、振幅のピークの発生回数が増えるため、電圧指令信号に正弦波を用いた場合に比べ、変調率が向上する。
また、例えば空間ベクトル変調方式を用いた場合、電圧指令信号を複数のベクトルで表現し、各ベクトルの出力時間を調整することで、種々の特性を持つＰＷＭパターンを発生させることができる。
【００２１】
以上の方法により、図２のＵＰ、ＶＰ、ＷＰのタイミングチャートに示すようにスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動するＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）・・・の順で変化する。
【００２２】
図３は、本発明の実施の形態におけるインバーターからモーターへの印加電圧をベクトル表示した図である。
図３に示すように、Ｖ０ベクトルにおいては、電流が流れず、Ｖ４ベクトル印加時には＋Ｉｕの電流がモーター８の巻線に流れる。また、Ｖ７ベクトルにおいては電流が流れず、Ｖ３ベクトル印加時には−Ｉｕの電流がモーター８の巻線に流れる。図２に示したように、このＶ４とＶ３のベクトルパターンは、１キャリア周期（１／ｆｃ）で現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電流を発生することが可能となる。なお、本実施の形態では、Ｕが本発明における第一の相となり、Ｖ及びＷが本発明における他の二つの相となる。
【００２３】
図４は、本発明の実施の形態におけるモーターの概略図と、ローター位置と相電流ピークの関係を示す図である。また、図６は、本発明の実施の形態におけるモーターの、あるローター位置における印加電圧の変化を示す概略図である。
ここで、本実施の形態の圧縮機１では、モーター８として例えばＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ：埋込磁石形）モーターを用いる。ＩＰＭモーターは、巻線インダクタンスの回転位置による依存性を有し、巻線インダクタンスのインピーダンスは電気角周波数ω×インダクタンス値で表される。そのため、図４に示すようにローター位置によりインダクタンス値が変化するとインピーダンスが変化し、同一電圧を印加した場合においても、モーター巻線に流れる電流が異なる。これにより、ローター位置によっては必要な電力が得られない場合がある。
【００２４】
そこで、図５に示すようにあるローター位置において、印加する位相を図１に示すθｐｌｕｓ（本発明における第三の位相に相当）によりずらしながら印加する。この際、高周波交流電圧発生手段１３は、図１に示す電力演算手段１８により演算された電力が常に一定になるようにθｐｌｕｓをフィードバック制御している。
具体的には、高周波交流電圧発生手段１３にて、位相切換手段１４に選択される位相θ１及びθ２に加算機１９からこのθｐｌｕｓを加算して位相θとする。そして、例えば所定の周期でそのθｐｌｕｓを増加していくことで、図５に示すように印加電圧の位相をずらすことができる。なお、θｐｌｕｓは、θ１及びθ２より低い周波数であるものとする。そして、上述した方法でＰＷＭ信号を得て、インバーター９のスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動してモーター８に電圧を印加する。
【００２５】
図６は、本発明の実施の形態におけるＰＷＭ信号生成方法の別の例を示す図である。
図６に示すように、キャリア信号の谷のみでθ１とθ２を切り換える様に制御を行うと、Ｖ０→Ｖ４→Ｖ７→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０→Ｖ０→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ７→Ｖ４→Ｖ０・・・というように、２キャリア周期にて電圧を印加するため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモーター８の巻線に印加することが可能となる。なお、上記ではキャリア信号の谷のみでθ１とθ２を切り換えているが、山のみで切り換えてもよい。
なお、図６における例においても図５で示したようにθ１及びθ２に所定の周期で増加するθｐｌｕｓを加算することで、図５に示すように印加電圧の位相をずらすことができる。
【００２６】
また、圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することで、ローターがその高周波電圧に追従できなくなるため、回転トルクや振動が発生することが無い。そして、高周波電圧印加によるモーター８の鉄損と、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することで、効率よくモーター８を加熱することが可能となる。そして、モーター８の加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。寝込み検出手段１２は、この冷媒漏出が所定量あるいは所定時間行われたことを判断した場合、寝込み状態から正常状態へ復帰したものと判別し、モーター８の加熱を終了する。
【００２７】
また、高周波交流電圧の周波数は、インバーター９に備えられたスイッチング素子１６ａ〜１６ｆのスイッチング周波数上限値以下となる。例えば、本実施の形態におけるインバーター９においては、キャリア周波数は２０ｋＨｚ程度が上限である。そのため、キャリア周波数を２０ｋＨｚに設定すれば、キャリアの山と谷で位相θを切り換えることで、２０ｋＨｚの交流電圧をモーター８に印加することができる。そして、高周波数化により鉄損が発生し効率良く加熱できるとともに、モーター８の巻線インピーダンス増加によりインバーター９に流れる電流も低減できインバーター損失の低減化が図れるため、ＣＯ2 の排出量を抑制することが可能となり、地球温暖化対策に効果的である。
【００２８】
また、印加する高周波電圧の周波数は、１４ｋＨｚ以上とすればモーター８の鉄心の振動音が人間のほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。また、圧縮機１がＩＰＭ（埋込磁石形）モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面が増加し、圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
【００２９】
さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約がある。そのため、事前に５０Ｗを超えないように電圧指令の振幅の調整をし、流れる電流を検出してフィードバック制御をすることで、電波法を遵守した圧縮機１の加熱が可能となる。
【００３０】
また、モーター８の固定子巻線方向はモーター８の相端子側を巻き始め、中性点側を巻き終わりとする。モーター８への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われるが、固定子のコイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ない。そこで、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバーター９に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となる。
【００３１】
しかし、本発明の実施の形態における空気調和機は、高周波電圧印加による加熱が行われるので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るが、高周波電圧印加による鉄損が増大するので効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。
【００３２】
また、スイッチング素子１６ａ〜１６ｆ及びコンバーター１７におけるダイオード素子の材料は、例えば珪素を用いてもよいが、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。
【００３３】
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだインバーター９及びコンバーター１７の小型化が可能となる。
【００３４】
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、インバーター９及びコンバーター１７の一層の小型化が可能になる。
【００３５】
更に電力損失が低いため、スイッチング素子１６ａ〜１６ｆ及びダイオード素子の高効率化が可能であり、延いてはインバーター９及びコンバーター１７の高効率化が可能になる。
【００３６】
これにより、スイッチング素子１６ａ〜１６ｆは、珪素等を使用した場合よりも低いロスで高周波化が可能となり、２０ｋＨｚ以上のキャリア周波数が利用できる。この場合、高周波数化によるモーター巻線の高インピーダンス化が図れさらに高効率で加熱が可能となる。当然、高周波数化を行わなくてもデバイスの上記の特性から一定の効率化が図れることは言うまでも無い。
【００３７】
なお、スイッチング素子１６ａ〜１６ｆ及びコンバーター１７におけるダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、本実施の形態に記載の効果を得ることができる。
【００３８】
以上により、本発明の実施の形態における空気調和機は、高周波電圧印加による鉄損が増大するので効果的に加熱することができる。
また、ローター位置によるモーター巻線への電流の変動を吸収するために印加電圧を回転させているので、モーターのローター位置に依存しない。
また、高周波交流電圧発生手段１３は、モーターの圧縮動作時の運転周波数より高い周波数成分を出力するため、加熱時における圧縮機からの機械振動が抑制され、軸受けの磨耗および騒音が抑止される。
【００３９】
また、圧縮機１は、スクロール機構である場合、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。しかし、本実施の形態によれば、高周波電圧を印加することでモーター８の鉄損により効果的に発熱するので、圧縮機１内の効率の良い加熱が可能である。これにより、圧縮機１内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出するので、圧縮機１内の液冷媒量が大幅に減少し、圧縮機１の破損の防止に対して有効となる。
【００４０】
また、待機中の効率の高い冷媒加熱方法および圧縮機内軸受け振動および騒音の低減を図れることにより、近年の厳しい環境配慮設計基準である欧州ＥｕＰ指令（Ｄｉｒｅｃｔｉｖｅ  ｏｎ  Ｅｃｏ−Ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  Ｅｎｅｒｇｙ−ｕｓｉｎｇ  Ｐｒｏｄｕｃｔｓ）及び豪州ＭＥＰＳ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｓｔａｎｄａｒｄｓ）への適合可能性を高めることができる。
【符号の説明】
【００４１】
１  圧縮機、２  四方弁、３  室外熱交換器、４  膨張弁、５  室内熱交換器、６  冷媒配管、７  圧縮機構、８  モーター、９  インバーター、１０  母線電圧検出手段、１１  インバーター制御手段、１２  寝込み検出手段、１３  高周波交流電圧発生手段、１４  位相切換手段、１５  ＰＷＭ信号生成手段、１６ａ〜１６ｆ  スイッチング素子、１７  コンバーター、１８  電力演算手段、１９  加算機、２０  電流検出手段、２１  電圧検出手段、２２  一般商用電源、２３  電力計算手段、３０  冷凍サイクル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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