(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１周波数の振幅Ａの第１正弦波信号と、前記第１周波数に近接した第２周波数の振幅Ｂの第２正弦波信号を加算した２トーン信号を発生する２トーン信号発生方法であって、
前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第１周波数の３倍の周波数の振幅Ｃの第３正弦波信号および前記第２周波数の３倍の周波数の振幅Ｄの第４正弦波信号を加算した２トーン補正信号のパターンデータを、Ｄ／Ａ変換器に供給して２トーン信号を発生し、
前記振幅Ａから前記振幅Ｄは、
Ｃ＝Ａ／２，Ｄ＝Ｂ／２
の関係を有することを特徴とする２トーン信号発生方法。
【請求項２】
前記２トーン補正信号のパターンデータは、前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第３正弦波信号および前記第４正弦波信号の和を発生するように設定されたＤＳＰにより発生される請求項１に記載の２トーン信号発生方法。
【請求項３】
第１周波数の振幅Ａの第１正弦波信号と、前記第１周波数に近接した第２周波数の振幅Ｂの第２正弦波信号を加算した２トーン信号を発生する２トーン信号発生方法であって、
前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第１周波数の３倍の周波数の振幅Ｃの第３正弦波信号、前記第２周波数の３倍の周波数の振幅Ｄの第４正弦波信号、前記第１周波数の５倍の周波数の振幅Ｅの第５正弦波信号および前記第２周波数の５倍の周波数の振幅Ｆの第６正弦波信号を加算した２トーン補正信号を、Ｄ／Ａ変換器に供給して２トーン信号を発生し、
前記振幅Ａから前記振幅Ｆは、
Ｃ＝Ｅ＝Ａ（−１±３1/2）／２，Ｄ＝Ｆ＝Ｂ（−１±３1/2）／２
の関係を有することを特徴とする２トーン信号発生方法。
【請求項４】
前記２トーン補正信号のパターンデータは、前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第３正弦波信号、前記第４正弦波信号、前記第５正弦波信号および前記第６正弦波信号の和を発生するように設定されたＤＳＰにより発生される請求項３に記載の２トーン信号発生方法。
【請求項５】
前記Ｄ／Ａ変換器の出力は、増幅器により増幅される請求項１から４のいずれかに記載の２トーン信号発生方法。
【請求項６】
前記増幅器の出力は、前記第１および第２周波数付近以外の周波数を除去するバンドパスフィルタリングされる請求項５に記載の２トーン信号発生方法。
【請求項７】
パターンデータを発生するパターンデータ発生部と、
前記パターンデータ発生部の出力するパターンデータに応じた波形の信号を発生するＤ／Ａ変換器と、を備え、
第１周波数の振幅Ａの第１正弦波信号と、前記第１周波数に近接した第２周波数の振幅Ｂの第２正弦波信号を加算した２トーン信号を発生する２トーン信号発生器であって、
前記パターンデータ発生部は、前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第１周波数の３倍の周波数の振幅Ｃの第３正弦波信号および前記第２周波数の３倍の周波数の振幅Ｄの第４正弦波信号を加算した２トーン補正信号のパターンデータを発生し、
前記振幅Ａから前記振幅Ｄは、
Ｃ＝Ａ／２，Ｄ＝Ｂ／２
の関係を有することを特徴とする２トーン信号発生器。
【請求項８】
前記パターンデータ発生部は、前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第３正弦波信号および前記第４正弦波信号の和を発生するように設定されたＤＳＰを備える請求項７に記載の２トーン信号発生器。
【請求項９】
パターンデータを発生するパターンデータ発生部と、
前記パターンデータ発生部の出力するパターンデータに応じた波形の信号を発生するＤ／Ａ変換器と、を備え、
第１周波数の振幅Ａの第１正弦波信号と、前記第１周波数に近接した第２周波数の振幅Ｂの第２正弦波信号を加算した２トーン信号を発生する２トーン信号発生器であって、
前記パターンデータ発生部は、前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第１周波数の３倍の周波数の振幅Ｃの第３正弦波信号、前記第２周波数の３倍の周波数の振幅Ｄの第４正弦波信号、前記第１周波数の５倍の周波数の振幅Ｅの第５正弦波信号および前記第２周波数の５倍の周波数の振幅Ｆの第６正弦波信号を加算した２トーン補正信号のパターンデータを発生し、
前記振幅Ａから前記振幅Ｆは、
Ｃ＝Ｅ＝Ａ（−１±３1/2）／２，Ｄ＝Ｆ＝Ｂ（−１±３1/2）／２
の関係を有することを特徴とする２トーン信号発生器。
【請求項１０】
前記パターンデータ発生部は、前記第１正弦波信号、前記第２正弦波信号、前記第３正弦波信号、前記第４正弦波信号、前記第５正弦波信号および前記第６正弦波信号の和を発生するように設定されたＤＳＰを備える請求項９に記載の２トーン信号発生器。
【請求項１１】
前記Ｄ／Ａ変換器の出力を増幅する増幅器を備える請求項７から１０のいずれかに記載の２トーン信号発生器。
【請求項１２】
前記増幅器の出力から、前記第１および第２周波数付近以外の周波数を除去するバンドパスフィルタを備える請求項１１に記載の２トーン信号発生器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２トーン信号発生方法および２トーン信号発生器に関し、特にＤ／Ａ変換器を使用してデジタル処理により２トーン信号を発生する２トーン信号発生方法および２トーン信号発生器に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体デバイス、通信システムなどの性能評価のために正弦波信号が使用され、正弦波信号を発生する信号発生器が使用される。正弦波信号を発生する信号発生器には、アナログ回路により正弦波信号を発生するものもあるが、近年はＤ／Ａ変換器を使用してデジタル処理により正弦波信号を発生する信号発生器が広く使用されている。このような信号発生器は、Ｄ／Ａ変換器に供給するデータにより、正弦波信号だけでなく各種の信号を発生することができるので、任意波形発生器(Arbitrary Waveform Generator: AWG)と呼ばれる。
【０００３】
図１の（Ａ）は、任意波形発生器（ＡＷＧ）の基本構成を示す図である。
【０００４】
図１の（Ａ）に示すように、任意波形発生器は、発生する波形のパターンデータを記憶したパターンデータメモリ１５と、パターンデータメモリ１５から読み出されたパターンデータをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器(Digital-to-Analog Converter: DAC)１１と、ＤＡＣ１１の出力を増幅するアンプ１２と、アンプ１２から所定の周波数範囲外の周波数成分を減衰するバンドパスフィルタ１４と、を有する。ＤＡＣ１１とアンプ１２は一体に形成されることがあるので、ここではＤＡＣ＋Ａｍｐ１３として表す。
【０００５】
パターンデータメモリ１５は、正弦波を含む複数種類の波形のパターンデータを記憶しており、外部からの選択信号に応じて選択されたパターンデータを所定周期で読み出してＤＡＣ＋Ａｍｐ１３に出力する。ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３は、供給されるデータを所定のサンプリング周期で取り込み、対応するアナログ信号に変換して出力する。したがって、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３から出力されるアナログ信号は、所定のサンプリング周期で段階的に変化する信号である。バンドパスフィルタ１４は、発生する波形の周波数成分を通過させ、それ以外の周波数成分を遮断（減衰）する特性を有し、サンプリング周期に対応する変換に伴う周波数成分などを除去して滑らかに変化する波形を生成する。
【０００６】
任意波形発生器は、各種の波形を発生するだけでなく、各波形について、周波数（周期）や振幅を変化させた変形した波形を発生することが求められている。変形例を含めた波形のすべてのパターンデータを記憶するには、パターンデータメモリ１５の容量が大きくなるという問題がある。
【０００７】
そこで、図１の（Ｂ）に示すように、パターンデータメモリ１５をＤＳＰ(Digital Signal Processor)１６とコントローラ１７で置き換え、任意の波形を容易に発生できる任意波形発生器（ＡＷＧ）の構成が知られている。コントローラ１７は、波形、周期、振幅などを選択する設定データを外部から受けて、設定データに応じてプログラムを生成し、ＤＳＰ１６に供給する。ＤＳＰ１６は、供給されたプログラムにしたがって波形のパターンデータを発生する。
【０００８】
ＤＳＰ１６は、複数の波形を発生するようにプログラムすることにより、複数の波形を組み合わせた波形を発生することが可能である。例えば、２つの波形の和または差などが発生可能である。
【０００９】
現在、デジタル処理による任意波形発生器（ＡＷＧ）は、図１の（Ｂ）に示すような構成を用いるのが一般的であるため、以下の説明では、図１の（Ｂ）の構成の任意波形発生器を例として説明を行う。しかし、本発明は、図１の（Ｂ）の構成の任意波形発生器だけでなく、図１の（Ａ）の構成の任意波形発生器にも適用可能である。
【００１０】
通信システムなどでは、妨害成分や非線形伝達関数を持つデバイスにより相互変調歪み（ＩＭＤ）が生じる。相互変調歪みは、特別な種類の非線形歪みであり、帯域内および帯域外のスペクトラム・リグロース（歪み）の主原因であり、信号を構成する複数の周波数成分間の望ましくない相互変調の結果生じる。
【００１１】
非線形歪みは、イコライゼーション技術を使用して補正することはできない。そのため、デバイスからシステムレベルまでの非線形動作の影響を定量的に評価することは、送信側および受信側の設計や試験において重要である。２トーン信号は、２つの正弦波信号を組み合わせた波形である。通信システムなどでは、２トーン信号を使用して、デバイスやシステムの各レベルで、非線形歪の検査が行われる。
【００１２】
図２は、２トーン信号成器の従来例の構成を示す図である。図２の２トーン信号成器は、第１正弦波信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）を発生する第１任意波形発生器（第１ＡＷＧ）２１Ａと、第２正弦波信号Ａｓｉｎ（ω２ｔ）を発生する第２任意波形発生器（第２ＡＷＧ）２１Ｂと、第１正弦波信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）と第２正弦波信号Ａｓｉｎ（ω２ｔ）を合成するコンバイナ２３と、を有する。ここで、第１正弦波信号の周波数をｆ１とするとω１＝２πｆ１であり、第２正弦波信号の周波数をｆ２とするとω２＝２πｆ２である。ｆ１とはｆ２は近接しており、同様にω１とはω２も近接している。
【００１３】
図２の２トーン信号成器は、通常の任意波形発生器（ＡＷＧ）をそのまま使用できるが、２台のＡＷＧを使用するので高価であるという問題がある。
【００１４】
前述のように、図２の（Ａ）および（Ｂ）に示すＡＷＧは、複数の波形を組み合わせた波形を発生することが可能である。そこで、図２の（Ａ）および（Ｂ）に示すＡＷＧで、第１正弦波信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）と第２正弦波信号Ａｓｉｎ（ω２ｔ）の和を発生することが考えられる。
【００１５】
図２の（Ａ）および（Ｂ）に示すＡＷＧで第１正弦波信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）と第２正弦波信号Ａｓｉｎ（ω２ｔ）を含む２トーン信号を発生する場合、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性の非線形性に起因して、第１正弦波信号と第２正弦波信号の相互変調歪が発生する。相互変調歪は、第１正弦波信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）と第２正弦波信号Ａｓｉｎ（ω２ｔ）およびそれらの高調波の周波数の差に対応する周波数成分を有する。例えば、相互変調歪は、ω１−ω２、ω２−ω１、２ω１−ω２、２ω２−ω１、言い換えればｆ１−ｆ２、ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１などの周波数成分を有する。
【００１６】
前述のように、２トーン信号のω１とω２、すなわちｆ１とｆ２は近接しているため、相互変調歪の周波数のうち、２ω１−ω２および２ω２−ω１は、ω１およびω２に近接した周波数成分である。言い換えれば、２ｆ１−ｆ２および２ｆ２−ｆ１は、ｆ１およびｆ２に近接した周波数成分であり、バンドパスフィルタ１４で除去するのが難しい。
【００１７】
一方、非特許文献１は、歪の少ない３０ＭＨｚから１００ＭＨｚの範囲の１つの正弦波信号を発生するＡＷＧを記載している。非特許文献１は、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３（特にＡｍｐ１２）の増幅特性を実際のＡＷＧの出力から測定して増幅特性を高次の式で表し、それに応じて発生する高調波歪を予測して相殺するような信号をＤＡＣ１１に加えることにより、歪の少ない正弦波信号を発生することを記載している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特表２００２−５０６３０６号公報
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】A.Maeda, “A Method to Generate a Very Low Distortion, High Frequency Sine Waveform Using an AWG” in Proc. IEEE International Test Conference, pp. 1-8, (Oct. 2008)
【非特許文献２】T.Komuro, et al., “Total Harmonic Distortion Measurement System of Electronic Devices up to 100MHz With Remarkable Sensitivity” IEEE TRANSACTIONS ON INSTRUMENTATION AND MEASUREMENT, Vol. 56, NO. 6, DECEMBER 2007
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
非特許文献１は、歪の少ない１つの正弦波信号を発生するＡＷＧを記載しているが、２トーン信号発生については何ら記載していない。
【００２１】
また、非特許文献１によれば、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３（特にＡｍｐ１２）の増幅特性を実際のＡＷＧの出力から測定して、増幅特性を高次の式で表す必要があり、デバイスごとにＤＡＣ＋Ａｍｐ１３（特にＡｍｐ１２）の増幅特性を測定する必要がある。そのため、ＤＡＣに加える補正信号を設定する動作が非常に煩雑であるという問題があった。
【００２２】
本発明は、このような問題を解決して、簡単な構成で歪の少ない２トーン信号を発生する２トーン信号発生方法および２トーン信号発生器を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記問題を解決するため、本発明の第１の態様の２トーン信号発生方法および２トーン信号発生器は、第１振幅の第１周波数の第１正弦波信号および第２振幅の第２周波数の第２正弦波信号に、第１周波数の３倍の周波数の第１振幅の１／２の振幅の第３正弦波信号および第２周波数の３倍の周波数の第２振幅の１／２の振幅の第４正弦波信号を加算した２トーン信号を発生するパターンデータを、Ｄ／Ａ変換器に供給して、２トーン信号を発生することを特徴とする。
【００２４】
すなわち、本発明の第１の態様の２トーン信号発生方法は、第１周波数の振幅Ａの第１正弦波信号と、第１周波数に近接した第２周波数の振幅Ｂの第２正弦波信号を加算した２トーン信号を発生する２トーン信号発生方法であって、第１正弦波信号、第２正弦波信号、第１周波数の３倍の周波数の振幅Ｃの第３正弦波信号および第２周波数の３倍の周波数の振幅Ｄの第４正弦波信号を加算した２トーン補正信号のパターンデータを、Ｄ／Ａ変換器に供給して２トーン信号を発生し、振幅Ａから振幅Ｄは、Ｃ＝Ａ／２，Ｄ＝Ｂ／２の関係を有することを特徴とする。
【００２５】
また、本発明の第１の態様の２トーン信号発生器は、パターンデータを発生するパターンデータ発生部と、パターンデータ発生部の出力するパターンデータに応じた波形の信号を発生するＤ／Ａ変換器と、を備え、第１周波数の振幅Ａの第１正弦波信号と、第１周波数に近接した第２周波数の振幅Ｂの第２正弦波信号を加算した２トーン信号を発生する２トーン信号発生器であって、パターンデータ発生部は、第１正弦波信号、第２正弦波信号、第１周波数の３倍の周波数の振幅Ｃの第３正弦波信号および第２周波数の３倍の周波数の振幅Ｄの第４正弦波信号を加算した２トーン補正信号のパターンデータを発生し、振幅Ａから振幅Ｄは、Ｃ＝Ａ／２，Ｄ＝Ｂ／２の関係を有することを特徴とする。
【００２６】
本発明の第１の態様によれば、Ｄ／Ａ変換器および増幅器の増幅特性にかかわらず、第１および第２周波数に近接した３次相互変調歪成分を減衰（除去）することが可能である。
【００２７】
２トーン補正信号のパターンデータは、第１正弦波信号、第２正弦波信号、第３正弦波信号および第４正弦波信号の和を発生するように設定されたＤＳＰにより発生することが望ましい。
【００２８】
また、上記問題を解決するため、本発明の第２の態様の２トーン信号発生方法および２トーン信号発生器は、第１周波数の第１振幅の第１正弦波信号、第２周波数の第１振幅の第２正弦波信号、第１周波数の３倍の周波数および５倍の周波数の第１振幅の所定倍（＝−１±３1/2）の振幅の第３および第５正弦波信号および第２周波数の３倍の周波数および５倍の周波数の第２振幅の所定倍の振幅の第４および第６正弦波信号を加算した２トーン信号のパターンデータを、Ｄ／Ａ変換器に供給して、２トーン信号を発生することを特徴とする。
【００２９】
上記の第１の態様によれば、３次相互変調歪成分を減衰（除去）することが可能であるが、第４正弦波信号および第５正弦波信号を加えたことにより５次相互変調歪成分は残る。これに対して、本発明の第２の態様によれば、５次相互変調歪成分も減衰（除去）することが可能である。
【００３０】
第２の態様では、２トーン補正信号のパターンデータは、第１正弦波信号から第６正弦波信号の和を発生するように設定されたＤＳＰにより発生することが望ましい。
【００３１】
Ｄ／Ａ変換器の出力は、増幅器により増幅される。
【００３２】
さらに、増幅器の出力は、第１および第２周波数付近以外の周波数を除去するバンドパスフィルタリングされる。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、簡単な構成で歪の少ない２トーン信号を発生することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】図１は、任意波形発生器（ＡＷＧ）の基本構成を示す図であり、（Ａ）はＤＳＰを使用しない例を、（Ｂ）はＤＳＰを使用する例を示す。
【図２】図２は、従来の２トーン信号発生器の構成例を示す図である。
【図３】図３は、本発明の第１実施形態の２トーン信号発生器の構成を示す図である。
【図４】図４は、従来例において、ＤＡＣ＋Ａｍｐの増幅特性が線形で歪みがない場合の出力とそのスペクトルを示す図である。
【図５】図５は、従来例において、ＤＡＣ＋Ａｍｐの増幅特性が非線形で歪みがある場合の出力とそのスペクトルを示す図である。
【図６】図６は、第１実施形態において、ＤＡＣ＋Ａｍｐの増幅特性が非線形で歪みがある場合の出力とそのスペクトルを示す図である。
【図７】図７は、シミュレーションにより得られた従来例と第１実施形態におけるスペクトルを示す図であり、（Ａ）が従来例の場合を、（Ｂ）が第１実施形態の場合を示す。
【図８】図８は、本発明の第２実施形態の２トーン信号発生器の構成を示す図である。
【図９】図９は、シミュレーションにより得られた第２実施形態におけるスペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
図３は、本発明の第１実施形態の２トーン信号発生器の構成を示す図である。図３に示すように、第１実施形態の２トーン信号発生器は、図１の（Ｂ）で示した任意波形発生器（ＡＷＧ）と同様に、コントローラ３２と、ＤＳＰ３１と、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１１と、増幅器（Ａｍｐ）１２と、バンドパスフィルタ１４と、を有する。前述のように、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１１と増幅器（Ａｍｐ）１２を合わせた部分を、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３で表す。第１実施形態の２トーン信号発生器では、コントローラ３２が、第１周波数ｆ１（＝ω１／２π）の第１振幅Ａの第１正弦波信号と第２周波数ｆ２（＝ω２／２π）の第２振幅Ｂの第２正弦波信号とを合成した２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）を発生するように外部から要求されると、第１および第２正弦波信号に第１周波数の３倍の周波数３ｆ１の振幅Ａ／２の第３正弦波信号および第２周波数の３倍の周波数３ｆ２の振幅Ｂ／２の第４正弦波信号とを加えた補正２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ａ／２ｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｂ／２ｓｉｎ（３ω２ｔ）のパターンデータを発生するプログラムを発生し、ＤＳＰ２１に出力する。
【００３６】
以下、第１実施形態の２トーン信号発生器の動作を説明するが、まず相互変調歪について説明する。
【００３７】
図４の（Ａ）は、ＤＳＰ３１が、２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）のパターンデータを発生する場合を示す。ここでは、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性は線形で歪がなく、増幅特性はα（ｔ）で表されるとする。この場合、Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）のパターンデータに対して、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３は、Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）で表される２トーン信号を出力する。出力される２トーン信号のスペクトルは、図４の（Ｂ）に示すように、ｆ１とｆ２のみ、言い換えればω１とω２のみである。
【００３８】
しかし、実際のＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性は、非線形で歪を有する。ここで、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性をα（ｔ）＋β（ｔ）３で表す。なお、偶数次の項は周波数ｆ１とｆ２から離れた周波数であり、バンドパスフィルタ１４で容易に除去可能であるので考慮しない。
【００３９】
図５の（Ａ）は、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性がα（ｔ）＋β（ｔ）３である場合で、ＤＳＰ３１が発生した２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）のパターンデータが入力された場合を示す。この場合、図５の（Ｂ）に示すように、周波数２ｆ１−ｆ２と２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分が発生し、３次相互変調歪成分の周波数はｆ１とｆ２に近接している。例えば、ｆ１＝１０Ｈｚおよびｆ２＝１１Ｈｚとした場合、２ｆ１−ｆ２＝９Ｈｚおよび２ｆ２−ｆ１＝１２Ｈｚであり、ｆ１およびｆ２に近接している。そのため、周波数２ｆ１−ｆ２と２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分の成分はバンドパスフィルタ１４で除去することが難しく、出力される２トーン信号に歪みを生じる。
【００４０】
図６の（Ａ）は、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性がα（ｔ）＋β（ｔ）３である場合で、ＤＳＰ３１が、Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ｃｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｄｓｉｎ（３ω２ｔ）のパターンデータを発生する場合を示す。この場合、出力信号ｙ（ｔ）は、次の式で表される。
【００４１】
ｙ（ｔ）＝αｘ（ｔ）＋βｘ（ｔ）３
ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ｃｓｉｎ（３ω１ｔ）
＋Ｄｓｉｎ（３ω２ｔ）
ｘ（ｔ）をｙ（ｔ）の式に代入し、ｆ１とｆ２に近接する周波数成分に関係するｓｉｎ（２ω１−ω２）ｔおよびｓｉｎ（２ω２−ω１）ｔの項を抜き出すと、
３β／４・Ａ２Ｂｓｉｎ（２ω１−ω２）ｔ、
−３β／２・ＡＢＣｓｉｎ（２ω１−ω２）ｔ、
３β／４・ＡＢ２ｓｉｎ（２ω２−ω１）ｔ、
−３β／２・ＡＢＤｓｉｎ（２ω２−ω１）ｔ
である。ここで、Ｃ＝Ａ／２にすると、１番目と２番目の項が互いに打ち消し合い、Ｄ＝Ｂ／２にすると、３番目と４番目の項が互いに打ち消し合い、ｓｉｎ（２ω１−ω２）ｔおよびｓｉｎ（２ω２−ω１）ｔの項をゼロにできる。
【００４２】
図６の（Ｂ）は、この場合の出力の周波数スペクトルを示しており図５の（Ｂ）に示した、周波数２ｆ１−ｆ２と２ｆ２−ｆ１の成分を打ち消す負の成分が発生されている。これにより、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の出力から周波数２ｆ１−ｆ２と２ｆ２−ｆ１の成分が除去され、ｆ１とｆ２に近接する成分はｓｉｎ（ω１ｔ）およびｓｉｎ（ω２ｔ）のみとなる。
【００４３】
図３に戻り、第１実施形態の２トーン信号発生器では、コントローラ３２は、２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）を発生する場合に、補正２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ａ／２ｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｂ／２ｓｉｎ（３ω２ｔ）のパターンデータを発生するプログラムをＤＳＰ２１に入力する。そのため、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の出力においてｆ１とｆ２に近接する成分はｓｉｎ（ω１ｔ）およびｓｉｎ（ω２ｔ）のみとなる。バンドパスフィルタ１４を、ｆ１とｆ２に近接する成分のみを通過させる特性とすれば、２トーン信号発生器（バンドパスフィルタ１４）の出力は、ｓｉｎ（ω１ｔ）＋ｓｉｎ（ω２ｔ）となり、相互変調歪成分を含まない２トーン信号となる。言い換えれば、第１実施形態では、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性の歪み成分により発生する第１および第２正弦波信号の相互変調歪みのうち、第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２に近接する成分を打ち消すように、ＤＳＰ３１が第１および第２正弦波信号に加えて第３および第４正弦波信号を発生することが特徴である。
【００４４】
バンドパスフィルタ１４は、例えば、非特許文献２に記載されたものを使用可能である。
【００４５】
第１実施形態の２トーン信号発生器で、ＤＳＰ３１が発生するパターンデータは、信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ａ／２ｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｂ／２ｓｉｎ（３ω２ｔ）のパターンデータであり、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性の歪み成分に依存しない。したがって、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性を測定しなくても、ＤＳＰ３１で発生させる信号を設定することができる。
【００４６】
ここで、第１実施形態の２トーン信号発生器で、ｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚとし、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性をαｘ（ｔ）＋βｘ（ｔ）３で表した場合に、α＝０．９８、β＝−０．０５として、ＤＳＰ３１のサンプリング周期が１／２１４ｓ（≒６１μｓ）で２１４個の点数をサンプリングするものとしてシミュレーションした結果を説明する。
【００４７】
図７の（Ａ）は、ＤＳＰ３１が、従来例と同様に、信号ｓｉｎ（ω１ｔ）＋ｓｉｎ（ω２ｔ）のパターンデータを発生してＤＡＣ＋Ａｍｐ１３に出力した場合の２トーン信号発生器の出力の周波数スペクトルのシミュレーション結果を示す。図示のように、ｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚに加えて、２ｆ１−ｆ２＝６１Ｈｚおよび２ｆ２−ｆ１＝６７Ｈｚに大きなスペクトル成分、すなわち相互変調歪成分が存在する。
【００４８】
図７の（Ｂ）は、第１実施形態において、ＤＳＰ３１が、信号ｓｉｎ（ω１ｔ）＋ｓｉｎ（ω２ｔ）＋０．５ｓｉｎ（３ω１ｔ）＋０．５ｓｉｎ（３ω２ｔ）のパターンデータを発生してＤＡＣ＋Ａｍｐ１３に出力した場合の２トーン信号発生器の出力の周波数スペクトルのシミュレーション結果を示す。図示のように、ｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚのスペクトル強度は、図７の（Ａ）と同じであるが、２ｆ１−ｆ２＝６１Ｈｚおよび２ｆ２−ｆ１＝６７Ｈｚにおけるスペクトル成分が消滅している。しかし、４ｆ１−３ｆ２＝５７Ｈｚおよび４ｆ２−３ｆ１＝７１Ｈｚに比較的大きなスペクトル成分、すなわち相互変調歪成分が現れている。５７Ｈｚおよび７１Ｈｚは、６１Ｈｚおよび６７Ｈｚよりはｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚから離れている。そのため、バンドパスフィルタ１４で５７Ｈｚおよび７１Ｈｚのスペクトル成分を除去するのは、６１Ｈｚおよび６５Ｈｚのスペクトル成分を除去するよりは容易である。言い換えれば、通過帯域が広いバンドパスフィルタを使用することが可能になる。
【００４９】
図８は、本発明の第２実施形態の２トーン信号発生器の構成を示す図である。図８に示すように、第２実施形態の２トーン信号発生器は、第１実施形態と同様に、コントローラ３２と、ＤＳＰ３１と、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１１と、増幅器（Ａｍｐ）１２と、バンドパスフィルタ１４と、を有する。第２実施形態の２トーン信号発生器では、コントローラ３２が、第１周波数ｆ１（＝ω１／２π）の第１振幅Ａの第１正弦波信号と第２周波数ｆ２（＝ω２／２π）の第２振幅Ｂの第２正弦波信号とを合成した２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）を発生するように外部から要求されると、第１および第２正弦波信号に、第１周波数の３倍の周波数３ｆ１の振幅Ｃの第３正弦波信号、第２周波数の３倍の周波数３ｆ２の振幅Ｄの第４正弦波信号、第１周波数の５倍の周波数５ｆ１の振幅Ｅの第５正弦波信号および第２周波数の５倍の周波数５ｆ２の振幅Ｆの第６正弦波信号とを加えた補正２トーン信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ｃｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｄｓｉｎ（３ω２ｔ）＋Ｅｓｉｎ（５ω１ｔ）＋Ｆｓｉｎ（５ω２ｔ）のパターンデータを発生するプログラムを生成し、ＤＳＰ２１に出力する。後述するように、Ｃ＝Ｅ＝Ａ（−１±３１／２）／２、Ｄ＝Ｆ＝Ｂ（−１±３１／２）／２である。
【００５０】
第１実施形態の場合と同様に、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性がα（ｔ）＋β（ｔ）３である場合で、ＤＳＰ３１が、Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ｃｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｄｓｉｎ（３ω２ｔ）＋Ｅｓｉｎ（５ω１ｔ）＋Ｆｓｉｎ（５ω２ｔ）のパターンデータを発生する場合、出力信号ｙ（ｔ）は、次の式で表される。
【００５１】
ｙ（ｔ）＝αｘ（ｔ）＋βｘ（ｔ）３
ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋Ｃｓｉｎ（３ω１ｔ）＋Ｄｓｉｎ（３ω２ｔ）＋Ｅｓｉｎ（５ω１ｔ）＋Ｆｓｉｎ（５ω２ｔ）
ｘ（ｔ）をｙ（ｔ）の式に代入し、ｆ１とｆ２に近接する周波数成分に関係するｓｉｎ（２ω１−ω２）ｔ、ｓｉｎ（２ω２−ω１）ｔ、ｓｉｎ（３ω１−２ω２）ｔ、ｓｉｎ（３ω２−２ω１）ｔ、ｓｉｎ（４ω１−３ω２）ｔ、ｓｉｎ（４ω２−３ω１）ｔ、ｓｉｎ（５ω１−４ω２）ｔ、ｓｉｎ（５ω２−４ω１）ｔ、ｓｉｎ（６ω１−５ω２）ｔ、ｓｉｎ（６ω２−５ω１）ｔの項を抜き出し、これらの項が互いに打ち消し合う条件を求めると、Ｃ＝Ｅ＝Ａ（−１±３１／２）／２、Ｄ＝Ｆ＝Ｂ（−１±３１／２）／２が得られる。したがって、ＡからＦをこの条件に設定すれば、ｆ１とｆ２に近接する周波数成分に関係する項は互いに打ち消し合いゼロにできる。
【００５２】
第２実施形態の２トーン信号発生器で、ＤＳＰ３１が発生するパターンデータは、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性の歪み成分に依存しない。したがって、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性を測定しなくても、ＤＳＰ３１で発生させる信号を設定することができる。
【００５３】
第２実施形態の２トーン信号発生器で、ｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚとし、ＤＡＣ＋Ａｍｐ１３の増幅特性をαｘ（ｔ）＋βｘ（ｔ）３で表した場合に、α＝０．９８、β＝−０．０５として、ＤＳＰ３１のサンプリング周期が１／２１４ｓ（≒６１μｓ）で２１４個の点数をサンプリングするものとしてシミュレーションを行った。
【００５４】
図９は、ＤＳＰ３１が、信号Ａｓｉｎ（ω１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω２ｔ）＋０．３６６ｓｉｎ（３ω１ｔ）＋０．３６６ｓｉｎ（３ω２ｔ）＋０．３６６ｓｉｎ（５ω１ｔ）＋０．３６６ｓｉｎ（５ω２ｔ）のパターンデータを発生してＤＡＣ＋Ａｍｐ１３に出力した場合の２トーン信号発生器の出力の周波数スペクトルのシミュレーション結果を示す。図示のように、ｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚに大きなスペクトル強度があるが、２ｆ１−ｆ２＝６１Ｈｚ、２ｆ２−ｆ１＝６７Ｈｚ、３ｆ１−２ｆ２＝５９Ｈｚ、３ｆ２−２ｆ１＝６９Ｈｚ、４ｆ１−３ｆ２＝５７Ｈｚ、４ｆ２−３ｆ１＝７１Ｈｚ、５ｆ１−４ｆ２＝５５Ｈｚ、５ｆ２−４ｆ１＝７３Ｈｚにおけるスペクトル成分はゼロである。そして、６ｆ１−５ｆ２＝５３Ｈｚ、６ｆ２−５ｆ１＝７５Ｈｚに、比較的小さなスペクトル成分が現れている。しかし、５３Ｈｚおよび７５Ｈｚは、ｆ１＝６３Ｈｚおよびｆ２＝６５Ｈｚから離れており、バンドパスフィルタ１４で容易に除去可能である。
【００５５】
以上、本発明の実施形態を説明したが、例示した実施形態は発明を理解するために記載したものであり、本発明は記載した実施形態に限定されるものでないことは言うまでもない。例えば、前述のように、本発明は、図１の（Ａ）に示したＤＳＰを使用しない構成にも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
本発明は、Ｄ／Ａ変換器を使用してデジタル処理により２トーン信号を発生する技術に適用可能である。
【符号の説明】
【００５７】
１１    Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）
１２    増幅回路（Ａｍｐ）
１３    ＤＡＣ＋Ａｍｐ
１４    バンドパスフィルタ
１５    パターンデータメモリ
１６    ＤＳＰ
１７    コントローラ
３１    ＤＳＰ
３２    コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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