(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電源の両端子間に第１および第２のスイッチング素子から成る直列回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流入力電源の一方の端子との間に、インダクタ、共振コンデンサおよび出力トランスの１次巻線から成る直列共振回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングにより得られた出力トランスの２次側誘起電流をダイオードおよび平滑コンデンサによって整流・平滑化して出力し、前記出力トランスの第１および第２の補助巻線に誘起された電圧を前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることでスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、
前記第１および第２のスイッチング素子の一方の制御端子に起動パルスを与える起動回路と、
前記第１および第２のスイッチング素子の他方に対応した補助巻線の誘起電圧を拡大する増幅手段と、
起動後に、前記増幅手段による機能を停止させる機能制限手段とを備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記機能制限手段は、前記補助巻線の誘起電圧を制限するためのリミッターであることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記機能制限手段は、定常発振となったことを検出し、前記増幅手段を停止させる検出回路であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記起動回路は、
制御電源と、
前記制御電源によって付勢される弛張発振回路と、
前記第１および第２の補助巻線の一方の誘起電圧が、対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、
前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記弛張発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記弛張発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを含むことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記発振検出回路は、前記第１および第２の補助巻線の一方の誘起電圧が前記所定のレベルに達すると、前記弛張発振回路の動作を停止させることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記論理回路に入力されるパルスのパルス幅は、前記直列共振回路の共振周期の１／２以下であり、かつ前記パルスの周期は前記共振コンデンサが起動に先立って充電される時定数以上であることを特徴とする請求項４または５記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電源側と絶縁された直流安定化電圧・電流を出力するスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング素子の損失低減、および小型・低コスト化を図るとともに、安定した起動性を有するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、上述のような小型高効率のスイッチング電源として、複合共振型の直列コンバータ回路が知られ、特許文献１など多くの公知技術が示されている。図１０にその従来技術による主回路構成を、図１１に主な部位の波形を示す。
【０００３】
このスイッチング電源装置では、直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣ０が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴの１次巻線Ｌ１１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１またはＱ２の何れかと並列にコンデンサＣ２が接続される（図１０では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に並列に接続した例を示している）。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続される（パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用される場合が多い）。
【０００４】
さらに前記出力トランスＴの出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３および直流負荷Ｌｏａｄが接続される。前記のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２は、ブロックで示した制御部１によって、複合共振条件を加味して予め設定された周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされる。したがって、制御部１には、高周波発振機能、２つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を交互に駆動する機能、および２つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を共にＯＦＦするデットタイム期間を設定する機能、必要に応じて入出力電圧や電流、電力を制御する為のフィードフォワードやフィードバック制御機能ならびに出力可変機能などが備えられる。
【０００５】
図１１を参照して、Ｖｇ１，Ｖｇ２は制御部１によって予め設定されたパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動信号を示す。交互にＯＮ／ＯＦＦさせるとともに、両方共にＯＦＦするデットタイム期間が設定されている。ＶＱ１，ＩＱ１およびＶＱ２，ＩＱ２は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流を示す。駆動信号Ｖｇ１がＨｉｇｈの時、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１にはドレイン電流ＩＱ１が流れ、Ｌｏｗの時は略直流入力電源Ｅに等しい電圧ＶＱ１が印加される（パワーＭＯＳＦＥＴＱ２の場合も同様）。なお、デットタイム期間においては、コンデンサＣ２とインダクタＬおよび出力トランスＴの励磁インダクタンスとによる効果から、ドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ２は任意の傾斜を持った立上がり、立下り波形となる。また、ドレイン電流ＩＱ１，ＩＱ２は、略インダクタＬと共振コンデンサＣ１とで設定される直列共振電流波形となり、これらの合成電流がインダクタＬと出力トランスＴの１次巻線Ｌ１１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路の電流となる。ＶＣ１は共振コンデンサＣ１の電圧波形を表しており、前記の直列共振回路の電流より位相の遅れた波形となる。ＩＤ３，ＩＤ４は出力整流のダイオードＤ３，Ｄ４の電流波形を示すもので、前記のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の駆動周波数と、インダクタＬおよび共振コンデンサＣ１の直列共振周波数との関係を、「共振周波数＞駆動周波数」の条件を満足させることによって、ダイオードＤ３，Ｄ４の一方の電流が流れ終わった後に他方の電流が流れ始めるように設定が可能で、両方のダイオード電流が流れない期間は出力側へ電力が伝達されない。すなわち、前記ダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れない期間では、出力トランスＴの２次側は無負荷と考えられ、１次側の直列共振回路に出力トランスＴの１次側励磁インダクタンスＬが直列に挿入されて直列共振条件が切り替わる結果、ドレイン電流ＩＱ１およびＩＱ２の波形にも変曲点が見られる。
【０００６】
このような複合共振型直列コンバータでは、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の印加電圧が低下した後に電流が流れ始めるような条件設定が可能とされ、スイッチング損失が極めて少ないこと、および２次側整流ダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、２次側整流ダイオードＤ３，Ｄ４のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れている。
【０００７】
上述の従来技術は、このような数々の特徴を有しながらも、周波数を予め発振器で設定し、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する所謂他励式のスイッチング電源装置であり、その場合、高電位側のスイッチング素子Ｑ１へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点から、出力トランスＴの小型化を図るにあたっての高周波化に対する技術課題を有し（現状のレベルシフタでは５００ｋＨｚ程度が限界）、またコスト面での課題などから、たとえば特許文献２〜４で示すような自励式の検討もなされている。
【０００８】
図１２は、同様にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を用いた電圧帰還型の自励他励式複合共振直列コンバータの一例を示す図である。注目すべきは、出力トランスＴ１には帰還巻線Ｌ１３，Ｌ１２が設けられ、その帰還巻線Ｌ１３，Ｌ１２が前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート端子へ、各々ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して正帰還が得られる方向に接続されることによって、自励発振動作が継続されるようになっていることである。
【０００９】
そして、弛張発振による起動回路ＩＧＮが付加されている。前記起動回路ＩＧＮは、直流入力電源Ｅの両端子間に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路を構成し、これらの接続点をサイダックＱ３を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート端子に接続して成る。これによって、前記サイダックＱ３は、コンデンサＣ５の電位がブレークダウン電圧に達するとＯＮし、コンデンサＣ５の電荷がサイダックＱ３、ゲート抵抗Ｒ２、帰還巻線Ｌ１２を介して放電し、この時ゲート抵抗Ｒ２に生じる電圧降下が、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート端子のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上になると該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２が一瞬ＯＮし、抵抗Ｒ４を介して予め充電されている共振コンデンサＣ１の電荷が出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１およびチョークコイル（インダクタ）Ｌを介して放電する。これによる共振コンデンサＣ１の放電電流の振動によって、帰還巻線Ｌ１３にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上の帰還電圧がえられ、正帰還作用によって発振を開始する。なお、この起動回路ＩＧＮにおいて、上述のように起動にあたって共振コンデンサＣ１を充電するために、ハイ側のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１をバイパスする抵抗Ｒ４および前記抵抗Ｒ３から電流を引込むダイオードＤ５が設けられている。
【特許文献１】特許第２７３４２９６号公報
【特許文献２】特許第３３７１５９５号公報
【特許文献３】特開２００２−２６２５６８号公報
【特許文献４】特開２００６−１２９５４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図１３には、起動時における各部の波形を示す。図１３（ａ）は、複合共振回路を構成する共振コンデンサＣ１の電位Ｖｃ１を示し、電源が投入されると、抵抗Ｒ４と該共振コンデンサＣ１との時定数で直流入力電源電圧Ｅまで充電される。図１３（ｂ）は、起動回路ＩＧＮを構成するコンデンサＣ５の電位Ｖｃ５を示しており、電源が投入されると、抵抗Ｒ３と該コンデンサＣ５との時定数で充電される。その充電中に、前記電位Ｖｃ５がサイダックＱ３のブレークダウン電圧ＶＢＯに達すると、該サイダックＱ３がＯＮしてコンデンサＣ５の電荷が放電するので、コンデンサＣ５の電位Ｖｃ５は急速に低下する。この場合の放電電流値が、サイダックＱ３の保持電流（谷電流）以下になるとサイダックＱ３はＯＦＦし、その時点から再び抵抗Ｒ３による充電が始まり、コンバータが起動するまでこの動作が繰り返される（前記サイダックＱ３が保持電流以下でＯＦＦとなる電圧をＶｏｆｆで表した）。
【００１１】
このような電圧帰還型の自励式コンバータには、起動に困難が伴うことがある。この起動困難性は、出力トランスＴ１の各巻線の出力に接続されるコンデンサ成分に起因するもので、電源投入時は当然ながらこれらのコンデンサ成分には電荷は存在しない。このため、電源が投入されて前記起動回路ＩＧＮから起動パルスが印加され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２がＯＮしても、各種のコンデンサに吸収されて、補助巻線Ｌ１３に充分な帰還電圧が得られない事態が生じる。図１３（ｃ）には起動が可能な場合の、図１３（ｄ）には起動が期待できない場合のパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇ２を示す。なお、出力トランスＴ１の各巻線につながる最も影響の大きいコンデンサは、平滑コンデンサＣ３である。
【００１２】
本発明の目的は、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、確実に起動させることができるスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のスイッチング電源装置は、直流入力電源の両端子間に第１および第２のスイッチング素子から成る直列回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流入力電源の一方の端子との間に、インダクタ、共振コンデンサおよび出力トランスの１次巻線から成る直列共振回路が接続され、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングにより得られた出力トランスの２次側誘起電流をダイオードおよび平滑コンデンサによって整流・平滑化して出力し、前記出力トランスの第１および第２の補助巻線に誘起された電圧を前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることでスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、前記第１および第２のスイッチング素子の一方の制御端子に起動パルスを与える起動回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の他方に対応した補助巻線の誘起電圧を拡大する増幅手段と、起動後に、前記増幅手段による機能を停止させる機能制限手段とを備えて構成されることを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、第１および第２の補助巻線の誘起電圧を、それぞれゲート抵抗を介して前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることで、それらのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動してスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、第１および第２のスイッチング素子の一方の制御端子に起動パルスを与える起動回路を設けるとともに、前記第１および第２のスイッチング素子の他方には、対応した補助巻線の誘起電圧を拡大する増幅手段と、起動後に、前記増幅手段による機能を停止させる機能制限手段とを設ける。
【００１５】
したがって、補助巻線の誘起電圧が小さくなる起動時においても、起動パルスを入力する側とは反対側のスイッチング素子に対しては、前記増幅手段によって拡大された誘起電圧が入力されるので、定常発振に移ることができ、定常発振に移ると、機能制限手段がその振幅を、第１および第２のスイッチング素子の制御端子に規定のレベルとなるように規制するので、素子の破壊などを招くことはない。こうして、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、確実に起動させることができる。
【００１６】
好ましくは、前記機能制限手段は、前記補助巻線の誘起電圧を制限するためのリミッターから成る。
【００１７】
また好ましくは、前記機能制限手段は、定常発振となったことを検出し、前記増幅手段を停止させる検出回路から成る。
【００１８】
また、本発明のスイッチング電源装置では、前記起動回路は、制御電源と、前記制御電源によって付勢される弛張発振回路と、前記第１および第２の補助巻線の一方の誘起電圧が、対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記弛張発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記弛張発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを含むことを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、前記起動回路を、制御電源と、前記制御電源によって付勢される弛張発振回路と、前記第１および第２の補助巻線の一方の誘起電圧が、当該第１および第２の補助巻線の一方が対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記弛張発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記弛張発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを備えて構成する。
【００２０】
したがって、抵抗を介するコンデンサまたはインダクタの充放電によって鋸波や矩形波を発生する前記弛張発振回路の抵抗の設定などで、適切な起動条件の設定を容易に行うことができる。
【００２１】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置では、前記発振検出回路は、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が前記所定のレベルに達すると、前記弛張発振回路の動作を停止させることを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、定常の自励発振時には前記弛張発振回路の動作を停止させるので、省電力化を図ることができる。
【００２３】
また、本発明のスイッチング電源装置では、前記論理回路に入力されるパルスのパルス幅は、前記直列共振回路の共振周期の１／２以下であり、かつ前記パルスの周期は前記共振コンデンサが起動に先立って充電される時定数以上であることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、弛張発振回路からスイッチング素子の制御端子に起動パルスを与えるにあたって、その起動パルスはタイミングが重要で、しかも共振コンデンサに充分な電荷が貯まっていないとその起動パルスによる補助巻線の誘起電圧で他方のスイッチング素子をＯＮさせることができないので、上記のように選ぶことで、確実に起動を行わせることができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、第１および第２の補助巻線の誘起電圧を、それぞれゲート抵抗を介して前記第１および第２のスイッチング素子の制御端子に与えることで、それらのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動してスイッチングを継続するようにした電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源装置において、第１および第２のスイッチング素子の一方の制御端子に起動パルスを与える起動回路を設けるとともに、前記第１および第２のスイッチング素子の他方には、対応した補助巻線の誘起電圧を拡大する増幅手段と、起動後に、前記増幅手段による機能を停止させる機能制限手段とを設ける。
【００２６】
それゆえ、補助巻線の誘起電圧が小さくなる起動時においても、起動パルスを入力する側とは反対側のスイッチング素子に対しては、前記増幅手段によって拡大された誘起電圧が入力されるので、定常発振に移ることができ、定常発振に移ると、機能制限手段がその振幅を、第１および第２のスイッチング素子の制御端子に規定のレベルとなるように規制するので、素子の破壊などを招くことはない。こうして、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、確実に起動させることができる。
【００２７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記起動回路を、制御電源と、前記制御電源によって付勢される弛張発振回路と、前記第１および第２の補助巻線の一方の誘起電圧が、当該第１および第２の補助巻線の一方が対応するスイッチング素子をスイッチングさせることができる所定のレベルに達しているか否かを判定する発振検出回路と、前記発振検出回路の判定結果に応答し、前記所定のレベルに達していない期間は前記弛張発振回路の発振信号を起動信号として前記対応するスイッチング素子に与え、前記所定のレベルに達すると前記弛張発振回路の発振信号が対応するスイッチング素子に与えられないようにブロックする論理回路とを備えて構成する。
【００２８】
それゆえ、抵抗を介するコンデンサまたはインダクタの充放電によって鋸波や矩形波を発生する前記弛張発振回路の抵抗の設定などで、適切な起動条件の設定を容易に行うことができる。
【００２９】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記発振検出回路が、前記第１および第２の補助巻線の少なくとも一方の誘起電圧が前記所定のレベルに達すると、前記弛張発振回路の動作を停止させる。
【００３０】
それゆえ、定常の自励発振時には前記弛張発振回路の動作を停止させるので、省電力化を図ることができる。
【００３１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記論理回路に入力されるパルスのパルス幅を前記直列共振回路の共振周期の１／２以下とし、かつ前記パルスの周期を共振コンデンサが起動に先立って充電される時定数以上とする。
【００３２】
それゆえ、確実に起動を行わせることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の第１の形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。このスイッチング電源装置は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の損失低減、および小型・低コスト化を図り、さらに動作の高周波化を可能とするものであり、基本構成は弛張発振による起動回路ＩＧＮを用いた前述の図１２で示すスイッチング電源装置と同様である。すなわち、直流入力電源Ｅの両端子間に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２（以下、パワーＭＯＳＦＥＴで記述）との直列回路に、電源平滑用のコンデンサＣ０が接続されるとともに、起動にあたって前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１をバイパスして共振コンデンサＣ１を充電する抵抗Ｒ４が接続される。そして、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点と前記直流入力電源Ｅの一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１と前記共振コンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の何れかと並列にコンデンサＣ２が接続される（図１では、直流入力電源Ｅの一端は低圧側に、コンデンサＣ２はパワーＭＯＳＦＥＴＱ２に並列に接続した例を示している）。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードが接続される（この図１では、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のボデイダイオードで兼用し、省略している）。
【００３４】
さらに前記出力トランスＴ１の出力巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３および直流負荷Ｌｏａｄが接続される。また、前記出力トランスＴ１に第１の補助巻線Ｌ１２を設け、１次の主巻線Ｌ１１と逆極性側をゲート抵抗Ｒ２を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに接続し、該補助巻線Ｌ１２に生じる電圧でパワーＭＯＳＦＥＴＱ２を自励駆動できるように構成する。高圧側のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート駆動回路については、出力トランスＴ１に第２の補助巻線Ｌ１３を設け、１次の主巻線Ｌ１１と同一極性側を後述するアンプ１２およびリミッター１１からゲート抵抗Ｒ１を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに接続し、該補助巻線Ｌ１３に生じる電圧でパワーＭＯＳＦＥＴＱ１を自励駆動できるように構成する。こうして、２つの補助巻線Ｌ１３，Ｌ１２からの帰還電圧によって、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦして自励発振を継続する。
【００３５】
また、前記起動回路ＩＧＮは、直流入力電源Ｅの両端子間に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路を構成し、これらの接続点をサイダックＱ３を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート端子に接続して成る。
【００３６】
これによって、前記サイダックＱ３は、コンデンサＣ５の電位がブレークダウン電圧に達するとＯＮし、コンデンサＣ５の電荷がサイダックＱ３、ゲート抵抗Ｒ２、帰還巻線Ｌ１２を介して放電し、この時ゲート抵抗Ｒ２に生じる電圧降下が、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上になると該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２が一瞬ＯＮし、抵抗Ｒ４を介して予め充電されている共振コンデンサＣ１の電荷が出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１１およびチョークコイル（インダクタ）Ｌを介して放電する。これによる共振コンデンサＣ１の放電電流の振動によって、帰還巻線Ｌ１３にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上の帰還電圧が得られ、正帰還作用によって発振を開始する。以上の構成は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータである前記図１３で示すスイッチング電源装置と類似している。
【００３７】
注目すべきは、本実施の形態では、上述のようにして起動回路ＩＧＮからパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに起動パルスを与えた場合に、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１側の帰還巻線Ｌ１３に大きな誘起電圧が得られるように、増幅手段である前記アンプ１２が設けられるとともに、起動後に前記増幅による機能を停止させる機能制限手段であるリミッター１１が設けられることである。
【００３８】
図２は、その起動時の動作を説明するための波形図である。起動回路ＩＧＮからパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートには、図２（ａ）で示すような該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上の起動パルスが与えられ、該パワーＭＯＳＦＥＴＱ２がＯＮする。これによって、前述の図１２で示す構成では、図２（ｂ）で示すように帰還巻線Ｌ１３に誘起される電圧がパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のスレシホールド電圧Ｖｔｈに満たなくても、本実施の形態では、前述のようなアンプ１２によって、該帰還巻線Ｌ１３ａに誘起される電圧は、図２（ｃ）で示すように前記スレシホールド電圧Ｖｔｈ以上に増大させることができる。図２（ｂ）および図２（ｃ）では、前記の起動パルスが負の値で観測されるとともに、起動パルスの跳ね返りとして正の電圧が観測されており、この跳ね返り電圧が図２（ｂ）で示すようにパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のスレシホールド電圧Ｖｔｈに達しなければ減衰振動して消滅し、図２（ｃ）で示すように跳ね返り電圧が一瞬スレシホールドＶｔｈに達するとパワーＭＯＳＦＥＴＱ１が一瞬ＯＮする結果、正帰還によって誘起電圧が増強されて一気に起動に至る。こうして定常発振に移ると、前記帰還巻線Ｌ１３の誘起電圧は、前記リミッター１１によって、図２（ｄ）で示すように、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２の許容値Ｖｍａｘ未満で、前記スレシホールド電圧Ｖｔｈ以上の電圧ＶＬｉｍの範囲内となり、安定して発振を継続することができる。
【００３９】
このように構成することで、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、起動パルスによるパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング時に、放電している平滑コンデンサＣ３の影響によって帰還巻線Ｌ１３に小さなパルスしか誘起されなくても、もう１つのパワーＭＯＳＦＥＴＱ１を確実にＯＮさせて、起動させることができる。
【００４０】
［実施の形態２］
図３は、本発明の実施の第２の形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。このスイッチング電源装置は、前述の図１で示すスイッチング電源装置に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、本実施の形態では、アンプ１２が用いられるものの、機能制限手段として、リミッター１１に代えて、前記帰還巻線Ｌ１３の誘起電圧がパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のスレシホールド電圧Ｖｔｈ以上となって起動が完了したことを検出し、前記アンプ１２を停止させる検出回路１３が設けられることである。なお、一瞬の過電圧に対しては、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に設けたツェナダイオードＺＤ１，ＺＤ２で吸収するようになっている。
【００４１】
図４は、前記アンプ１２および検出回路１３の具体的な一構成例を示す電気回路図である。前記アンプ１２では、帰還巻線Ｌ１３に発生する起動時の微弱誘起電圧を抵抗Ｒ１１を介して１段目のｎｐｎトランジスタＱ１１のベースに供給し、該トランジスタＱ１１がＯＮすることによって、制御電源ＶｃｃからダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１２を介して、２段目のｐｎｐトランジスタＱ１２のベース電流が流れ、該トランジスタＱ１２がＯＮすることで、前記制御電源Ｖｃｃから該トランジスタＱ１２およびダイオードＤ１２を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに増幅された起動電圧が与えられるようになっている。
【００４２】
一方、前記検出回路１３では、起動の後、発振が開始されると、ダイオードＤ１３および抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ１１に直流電圧が発生し、この電圧がツェナダイオードＺＤ３のツェナ電圧に達すると、抵抗Ｒ１８および該ツェナダイオードＺＤ３を介してトランジスタＱ１３をＯＮさせる結果、前記トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間が短絡されるので、トランジスタＱ１１，Ｑ１２等から成るアンプ１２は停止する。なお、ダイオードＤ１４は逆電圧防止用である。このような構成によって、図３で説明した構成を比較的容易に実現でき、前述の図２と同様な動作を実現し、確実に起動させることができる。
【００４３】
図５は、図４の構成において、起動時にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられる増幅された起動パルスが、ゲート抵抗Ｒ１および帰還巻線Ｌ１３によって吸収されるのを防ぐために、前記ゲート抵抗Ｒ１と直列にコンデンサＣ１２を設けたものであり、コンデンサＣ１２と並列に設けたダイオードＤ１５は、起動後のコンデンサＣ１２の影響を防ぐものである。このような構成によって、起動がより確実となる。
【００４４】
また、図６は、アンプ１２ａにおいて、前記トランジスタＱ１１，Ｑ１２による所定のレベル（Ｖｃｃ−（ＶＤ１２＋ＶＱ１２）、ただしＶＤ１２：ダイオードＤ１２のＯＮ電圧、ＶＱ１２：トランジスタＱ１２のＯＮ電圧）への増幅に代えて、オペアンプＯＰによる任意レベルへの増幅を行うようにしたものである。起動時に帰還巻線Ｌ１３に発生した微弱な誘起電圧は、保護抵抗Ｒ１３、スピードアップコンデンサＣ１３およびその放電抵抗Ｒ１４を介して前記オペアンプＯＰの＋端子に入力され、またこの＋端子には、分圧抵抗Ｒ１５および逆電圧防止用のダイオードＤ１４も接続される。オペアンプＯＰの出力は、前記ダイオードＤ１２を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに与えられるとともに、フィードバック抵抗Ｒ１７および抵抗Ｒ１６で分圧されて該オペアンプＯＰの−端子にフィードバックされる。
【００４５】
起動の後は、前述と同様に、検出回路１３において、帰還巻線Ｌ１３に得られる帰還電圧を、ダイオードＤ１３、抵抗Ｒ１３およびコンデンサＣ１１で整流平滑し、前記コンデンサＣ１１の直流電圧がツェナダイオードＺＤ３のツェナ電圧に達すると、トランジスタＱ１３がＯＮして前記オペアンプＯＰの＋端子を短絡することで、増幅動作が停止される。前述のように、コンデンサＣ１２は起動パルスがゲート抵抗Ｒ１で消費されるのを防ぐもので、該コンデンサＣ１２と並列のツェナダイオードＺＤ３は起動後のコンデンサＣ１２の影響を防ぐものである。前記オペアンプＯＰに代えて、コンパレータを用いる場合には、そのコンパレータの−端子には前記制御電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ１７，Ｒ１６で分圧した電圧を基準電位として与え、それ以外は概ねこの図６と同様の構成になる。
【００４６】
［実施の形態３］
図７は本発明の実施の第３の形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図であり、図８はその具体的構成を示すブロック図である。このスイッチング電源装置は、前述の図３および図４で示すスイッチング電源装置に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。図７を参照して、注目すべきは、本実施の形態では、同じ弛張発振を用いるけれども、前記起動回路ＩＧＮに代えて、起動回路２１が用いられることである。
【００４７】
前記起動回路２１は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間に設けられ、大略的に、起動用の内部電源Ｖｃｃ、弛張発振回路２２、発振検出回路２３、論理ゲート回路２４および出力回路２５を備えて構成される。そして、弛張発振回路２２から論理ゲート回路２４を介して、起動パルスをパワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに与え、発振検出回路２３で定常発振が検出されると、前記論理ゲート回路２４が起動パルスの出力をブロックし、前記補助巻線Ｌ１２に生じる帰還電圧で発振を継続させるようになっている。前記出力回路２５は、パワーアンプまたはバッファ回路から成り、その出力はダイオードＤ２１を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに与えられる。
【００４８】
図８を参照して、前記弛張発振回路２２は、Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社製のＬＭＣ５５５などで実現されるタイマー用ＩＣから成る無安定マルチバイブレータであり、前記内部電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ２１，Ｒ２２および共振コンデンサＣ２１による直列回路の各接続点の電圧から、周波数およびＯＮデューティを、容易かつ詳細に設定可能となっている。この弛張発振回路２２の出力を論理ゲート回路（ＮＯＴ）２６で反転し、２入力の論理ゲート回路（ＡＮＤ）２４へ入力するとともに、前記論理ゲート回路２４のもう一方の入力には、帰還巻線Ｌ１２の一端からの帰還電圧を、発振検出回路２３の抵抗Ｒ２３、ダイオードＤ２２およびコンデンサＣ２２で構成した積分回路で積分した出力の反転信号を入力する。積分用のコンデンサＣ２２には、放電用の抵抗Ｒ２４が並列に接続されている。前記論理ゲート回路２４の出力は、出力回路２５からダイオードＤ２１を介して、パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに供給される。
【００４９】
図９は、上述のように構成される起動回路２１の動作波形を示す図である。（ａ）〜（ｅ）は、図８の各部ａ〜ｅにそれぞれ対応している。（ａ）は弛張発振回路２２の出力信号を示し、（ｂ）で示すその反転信号が、論理ゲート回路２４の一方の入力に与えられる。起動するまでは、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２はスイッチングをしておらず、したがって、（ｃ）で示す帰還巻線Ｌ１２からの帰還電圧は無く、（ｄ）で示す発振検出回路２３からの出力もローレベルのままであり、論理ゲート回路２４の他方の入力はハイレベルとなっている。したがって、（ｅ）で示す出力回路２５からの出力は、前記（ｂ）で示す弛張発振回路２２の出力信号の反転信号がそのまま出力されることになる。
【００５０】
これに対して、前記の弛張発振回路２２からの起動パルスによって自励発振を開始すると、帰還巻線Ｌ１２から（ｃ）に示す帰還電圧が得られ、積分回路を構成するコンデンサＣ２２には（ｄ）に示す直流電位が発生するので、発振検出回路２３の出力はハイレベルとなる。この結果、論理ゲート回路２４が他方の入力でブロックされて、前記起動パルスが起動と同時に消滅して、以降、前記帰還電圧による自励発振に切り替わる。
【００５１】
図９では、弛張発振回路２２の出力の反転信号（論理ゲート回路２４に入力されるパルス）におけるパルス幅が、前記直列共振回路の共振周期の１／２以下であり、かつパルス周期は共振コンデンサＣ１が起動に先立って充電される時定数以上に選ばれている。ここで、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに起動パルスを与えるにあたって、その起動パルスはタイミングが重要で、しかも共振コンデンサＣ１に充分な電荷が貯まっていないとその起動パルスによる補助巻線Ｌ１３の誘起電圧で他方のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１をＯＮさせることができないので、上記のように選ぶことで、確実な起動を行わせることができる。 
【００５２】
このように構成することで、起動後は起動回路（タイマー用ＩＣ）２１の影響を受けることなく、帰還巻線Ｌ１２からの帰還電圧によって定常発振を継続し、発振が停止した場合は速やかに起動動作に入ることが可能である。このような構成によって、弛張発振回路２２のＣＲ定数で起動パルスの周期や幅を容易に設定でき、適切な起動条件の設定を容易に行うことができる。また、内部電源Ｖｃｃによって、前記起動パルスの電圧選定が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施の第１の形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２】前記スイッチング電源装置の起動時の動作波形図である。
【図３】本発明の実施の第２の形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。
【図４】図３で示すスイッチング電源装置におけるアンプおよび検出回路の具体的な一構成例を示す電気回路図である。
【図５】図３で示すスイッチング電源装置におけるアンプおよび検出回路の具体的な他の構成例を示す電気回路図である。
【図６】図３で示すスイッチング電源装置におけるアンプおよび検出回路の具体的なさらに他の構成例を示す電気回路図である。
【図７】本発明の実施の第３の形態に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであるスイッチング電源装置のブロック図である。
【図８】図７で示すスイッチング電源装置の具体的構成を示すブロック図である。
【図９】図７および図８で示すスイッチング電源装置における起動回路の動作波形図である。
【図１０】他励式複合共振直列コンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の動作波形図である。
【図１２】従来の電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの例を示すブロック図である。
【図１３】図１２の動作波形図である。
【符号の説明】
【００５４】
１１    リミッター
１２    アンプ
１３    検出回路
２１    起動回路
２２    弛張発振回路
２３    発振検出回路
２４，２６    論理ゲート回路
２５    出力回路
Ｃ０    コンデンサ（電源平滑用）
Ｃ１    共振コンデンサ
Ｃ２    コンデンサ（デッドタイム用）
Ｃ３    平滑コンデンサ
Ｃ５，Ｃ１１，Ｃ１２；Ｃ２１，Ｃ２２    コンデンサ
Ｃ１３  スピードアップコンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５；Ｄ１１〜Ｄ１５；Ｄ２１，Ｄ２２    ダイオード
Ｅ    直流入力電源
ＩＧＮ  起動回路
Ｌ    インダクタ
Ｌ１１  １次巻線
Ｌ１２；Ｌ１３    補助巻線
Ｌｏａｄ    直流負荷
ＯＰ    オペアンプ
Ｑ１，Ｑ２    パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３    サイダック
Ｑ４，Ｑ５；Ｑ１１〜Ｑ１３    トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２    ゲート抵抗
Ｒ４    抵抗（起動用）
Ｒ３，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８；Ｒ２１〜Ｒ２４    抵抗
Ｒ２２  放電抵抗
Ｔ１    出力トランス
Ｖｃｃ  内部電源
ＺＤ１，ＺＤ２，ＺＤ３    ツェナダイオード
Ｒ１３  保護抵抗
Ｒ１４  放電抵抗
Ｒ１５  分圧抵抗
Ｒ１７  フィードバック抵抗
【図１】
0005255902.tif 000002
【図２】
0005255902.tif 000003
【図３】
0005255902.tif 000004
【図４】
0005255902.tif 000005
【図５】
0005255902.tif 000006
【図６】
0005255902.tif 000007
【図７】
0005255902.tif 000008
【図８】
0005255902.tif 000009
【図９】
0005255902.tif 000010
【図１０】
0005255902.tif 000011
【図１１】
0005255902.tif 000012
【図１２】
0005255902.tif 000013
【図１３】
0005255902.tif 000014