(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法であって、
前記トランス結合型昇圧器は、１次側インバータと２次側インバータとトランスとで構成され、
前記１次側インバータは、前記トランスの１次側コイルにブリッジ接続された４つのＩＧＢＴとそれぞれのＩＧＢＴに並列に極性が逆向きに接続されたダイオードとを含んで構成され、
前記４つのＩＧＢＴのうち２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第１アームと、他の２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第２アームであって、第１アームと第２アームとは、交互にオン、オフする２つのアームと、で構成され、
前記２次側インバータは、前記トランスの２次側コイルにブリッジ接続された４つのＩＧＢＴとそれぞれのＩＧＢＴに並列に極性が逆向きに接続されたダイオードとを含んで構成され、
前記４つのＩＧＢＴのうち２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第３アームと、他の２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第４アームであって、第３アームと第４アームとは、交互にオン、オフする２つのアームと、で構成され、
前記１次側インバータの正極と前記２次側インバータの負極とが加極性になるように直列に接続され、
前記１次側インバータと前記２次側インバータは前記トランスで結合され、
前記トランスの１次側コイルに流れる１次側コイル電流と前記トランスの２次側コイルに流れる２次側コイル電流とをそれぞれ検出し、検出した前記１次側コイル電流と前記２次側コイル電流の電流差を計算し、計算した電流差に基づいて、前記４つのアームのオン期間とオフ期間の周期を一定に維持した上で、当該オン期間とオフ期間の割合を変更すること
を特徴とするトランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法。
【請求項２】
前記第１アームのオン期間とオフ期間の割合と前記第３アームのオンの期間とオフの期間の割合が常に同じになるように変更すること
を特徴とする請求項１記載のトランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法。
【請求項３】
前記電流差が予め設定した閾値電流Ａｃより大きい場合は、第１アームと第３アームのオン期間が小さくなるように変更し、
前記電流差が−Ａｃより小さい場合は、第１アームと第３アームのオン期間が大きくなるように変更し、
前記電流差が−ＡｃとＡｃの範囲以内である場合は、第１アームと第３アームのオン期間を維持すること
を特徴とする請求項２記載のトランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法。
【請求項４】
前記各アームのオン期間とオフ期間の割合の変更は、指令信号により一括して変更すること
を特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のトランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、昇圧器のスイッチング制御方法に関し、特にトランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド建設機械の場合は、短時間での繰り返し作業が多く、モータ等の電動装置を高速、高出力で使用することが求められる。
【０００３】
これに応じるため、モータの大型化、または、蓄電池の大容量化が考えられるが、モータの大型化や蓄電池の大容量化を行った場合、車載時の設置場所の問題が生じる。このため、従来技術ではモータに供給する出力電圧を昇圧器で昇圧して対応することが考えられていた（下記特許文献１参照）。
【特許文献１】ＷＯ２００７−６０９９８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで特許文献１に開示されたトランス結合型昇圧器は、１次側（低圧側）インバータと２次側（高圧側）インバータをトランスで結合させた構成である。トランス結合型昇圧器には高速スイッチング素子のＩＧＢＴが用いられている。各ＩＧＢＴのスイッチング制御は、各ＩＧＢＴにゲート信号を出すゲート電圧制御装置により行われる。
【０００５】
通常、トランスの低圧側コイルと高圧側コイルの巻線比を１対１とし、ゲート電圧制御装置のスイッチング制御により、低圧側コイルに流れる電流値と高圧側コイルに流れる電流値が略等しくなるようにしている。
【０００６】
ところが、各ＩＧＢＴにゲート電圧信号を出すゲート電圧制御装置には機差（バラツキ）がある。また、各ＩＧＢＴ自身にもバラツキがある。
【０００７】
そのため、トランス結合型昇圧器を動作した場合、低圧側コイルに流れる低圧側電流値と高圧側コイルに流れる高圧側電流値は等しくならず、電流差が生じる。電流差はトランスに負荷電流以外の励磁電流として現れる。励磁電流はトランスコアを磁化するための電流であり、通常は小さい電流値（たとえば数Ａ）である。
【０００８】
図１３は、トランスコアのＢ−Ｈカーブを示す図である。
【０００９】
図１３において、横軸は磁束密度Ｂであり、縦軸は磁界Ｈである。
【００１０】
磁束密度は、低圧側インバータ（または高圧側インバータ）で発生した電圧ｖと時間ｔの積に比例する。磁界Ｈは励磁電流そのものであり電流差に比例する。
【００１１】
図１３に示すように、理想的にトランス結合型昇圧器を駆動した場合、トランスコアのＢ−Ｈ曲線における磁束密度Ｂの変化は中心付近で動作する（領域Ｂ１）。そのときの磁界Ｈのピーク値Ｈ１に対応する電流差は数Ａである。
【００１２】
ところが実際には、トランスコアのＢ−Ｈ曲線における磁束密度Ｂの変化が中心付近からずれ、磁気飽和の領域（領域Ｂ２）に入ってしまう（これを偏磁という）。そのときの磁界Ｈのピーク値Ｈ２に対応する電流差はたとえば数十Ａとなる。
【００１３】
磁界Ｈ（励磁電流）のピーク値の増加は、トランスおよびＩＧＢＴのピーク電流、サージ電圧の増加を引き起こし、トランス結合型昇圧器に使用したＩＧＢＴの破損を招くおそれがある。一方、ＩＧＢＴの破損を防止するために、定格電流と定格電圧の高いＩＧＢＴを使用すると、トランス結合型昇圧器の小型化が困難になる。
【００１４】
そこで本願発明の目的は、上記問題点に鑑み、トランス結合型昇圧器のトランスの励磁電流の増加を抑制し、トランス結合型昇圧器の小型化が図れるトランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
以上のような目的を達成するために、第１発明は、
トランス結合型昇圧器のスイッチング制御方法であって、
前記トランス結合型昇圧器は、１次側インバータと２次側インバータとトランスとで構成され、
前記１次側インバータは、前記トランスの１次側コイルにブリッジ接続された４つのＩＧＢＴとそれぞれのＩＧＢＴに並列に極性が逆向きに接続されたダイオードとを含んで構成され、
前記４つのＩＧＢＴのうち２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第１アームと、他の２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第２アームであって、第１アームと第２アームとは、交互にオン、オフする２つのアームと、で構成され、
前記２次側インバータは、前記トランスの２次側コイルにブリッジ接続された４つのＩＧＢＴとそれぞれのＩＧＢＴに並列に極性が逆向きに接続されたダイオードとを含んで構成され、
前記４つのＩＧＢＴのうち２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第３アームと、他の２つのＩＧＢＴを同時にオン、オフする第４アームであって、第３アームと第４アームとは、交互にオン、オフする２つのアームと、で構成され、
前記１次側インバータの正極と前記２次側インバータの負極とが加極性になるように直列に接続され、
前記１次側インバータと前記２次側インバータは前記トランスでＡＣリンクされ、
前記トランスの１次側コイルに流れる１次側コイル電流と前記トランスの２次側コイルに流れる２次側コイル電流とをそれぞれ検出し、検出した前記１次側コイル電流と前記２次側コイル電流の電流差を計算し、計算した電流差に基づいて、前記４つのアームのオン期間とオフ期間を変更すること
を特徴とする。
【００１６】
第１発明では、トランス結合型昇圧器に発生する１次電流と２次電流の電流差に基づいて、昇圧器のインバータに設けた各アームのオン期間とオフ期間を変更している。
【００１７】
第２発明は、第１発明において、
前記各アームのオン期間とオフ期間の周期を一定に維持し、
第１アームＳ１のオン期間とオフ期間の割合と第３アームのオン期間とオフ期間の割合が常に同じになるように変更すること
を特徴とする。
【００１８】
第３発明は、第２発明において、
前記電流差が予め設定した閾値電流Ａｃより大きい場合は、第１アームと第３アームのオン期間が小さくなるように変更し、
前記電流差が−Ａｃより小さい場合は、第１アームと第３アームのオン期間が大きくなるように変更し、
前記電流差が−ＡｃとＡｃの範囲以内である場合は、第１アームと第３アームのオン期間を維持すること
を特徴とする。
【００１９】
第２発明と第３発明を図１１を用いて説明する。
【００２０】
図１１において、まず検出した出力電圧Ｖ０（ここでは２５０Ｖ）をフィードバックし、電圧ｖ１と電圧ｖ２の位相差δを決定する。電圧Ｖ０と負荷を一定としたので、以後位相差δも一定である。次ぎにこの位相差δにおいて、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの各アームを初期指令デューティで動作させる（ステップＳ１０）。
【００２１】
次ぎに、各アームの動作で発生した低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２を測定し、低圧側電流ｉＬ１から高圧側電流ｉＬ２を引いて、電流差ΔｉＬを計算し、電流差ΔｉＬのピーク値を求める（ステップＳ２０）。
【００２２】
次ぎに、電流差ΔｉＬのピーク値の大きさにより次の３つの工程のいずれかに進む（ステップＳ３０）。
【００２３】
電流差ΔｉＬのピーク値が−２０Ａと２０Ａの範囲以内の場合、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティを維持して工程を終了する（ステップＳ４０）。
【００２４】
電流差ΔｉＬのピーク値が２０Ａより大きい場合、現在の指令デューティに対応するオン時間より２５ｎsec小さく演算する（ステップS５０）。
【００２５】
電流差ΔｉＬのピーク値が−２０Ａより小さい場合、現在の指令デューティに対応するオン時間より２５ｎsec大きく演算する（ステップS６０）。
【００２６】
演算した変更オン時間に対応する変更デューティをゲート電圧制御装置７０
に入力する（ステップＳ７０）。
【００２７】
変更デューティを入力されたゲート電圧制御装置７０は、入力された変更デ
ューティを新しい指令デューティとして、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの各アームを動作させる。以下このループを繰り返す。
【００２８】
上記工程によれば、ループを経るごとに電流差のピーク値を所定範囲に近づけることができるので、急速にしかも容易に電流差のピーク値が所定範囲以内になるデューティ値を得ることができる。
【００２９】
第４発明は、第１発明乃至第３発明において、
前記各アームのオン期間とオフ期間の割合の変更は、指令信号により一括して変更すること
を特徴とする。
【００３０】
第４発明では、図２に示す外部に設けたゲート電圧制御装置７０の指令信号により、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａの各アームを一括して変更している。
【発明の効果】
【００３１】
本願第１〜第３発明によれば以下のような効果が期待できる。
【００３２】
励磁電流のピーク値の絶対値を所定値以下に抑制できるので、トランス結合型昇圧器に使用するＩＧＢＴの破損を確実に防止することができる。
【００３３】
また、励磁電流のピーク値の絶対値を所定値以下に抑制できるので、所定値を考慮してＩＧＢＴ定格（耐電圧特性、耐電流特性）を決定でき、オーバースペックでないＩＧＢＴを選定できる。これにより、トランス結合型昇圧器を小型化できる。
【００３４】
第４発明によれば、ゲート電圧制御装置の指令信号により一括して各アームのデューティを変更できるので、たとえばハイブリッド建設機械を運転中であっても、容易にしかも素早く各デューティを変更でき、励磁電流のピーク値の絶対値を常に所定値以下に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本願発明を実施例について図を参照しながら説明する。
【００３６】
図１は、代表的な建設機械用ハイブリッド電源システムの図である。
【００３７】
図１において、ハイブリッド電源システム１は、主電源１０と電動装置２０と副電源５０とで構成されている。
【００３８】
主電源１０は、エンジン１１と発電機１２とインバータ１３とからなる。電動装置２０は、インバータ２１とモータ２２とからなる。インバータ１３とインバータ２１とが正極ライン１４と負極ライン１５を介して接続される。正極ライン１４と負極ライン１５との間には電圧Ｖ０が印加される。副電源５０は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと蓄電池とで構成される。
【００３９】
図２は、本願発明を適用するＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。なお、主電源１０の電圧は発電電動機により発生した電力をドライバーを介して供給されるのであるが、等価的に電池１１として表現している。
【００４０】
図２において、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａは、１次側インバータである低圧側インバータ５０Bと２次側インバータである高圧側インバータ５０Ｃをトランス５０ＤでＡＣリンクさせた構成である。すなわち、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａはトランス結合型昇圧器である。
【００４１】
以下では、トランス５０Ｄの低圧側コイル５０ｄと高圧側コイル５０ｅの巻線比は１対１としておく。
【００４２】
低圧側インバータ５０Ｂと、高圧側インバータ５０Ｃは、低圧側インバータ５０Ｂの正極と高圧側インバータ５０Ｃの負極とが加極性となるように電気的に直列接続されている。すなわち、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａは、主電源１０と同極性になるように並列に接続されている。
【００４３】
低圧側インバータ５０Ｂは、トランス５０Ｄの低圧側コイル５０ｄにブリッジ接続された４つのＩＧＢＴ５１、５２、５３、５４と、ＩＧＢＴ５１、５２、５３、５４それぞれに並列に極性が逆向きに接続されたダイオード１５１、１５２、１５３、１５４を含んで構成されている。ここでいうブリッジ接続とは、低圧側コイル５０ｄの一端がＩＧＢＴ５１のエミッタとＩＧＢＴ５２のコレクタと接続され、他端がＩＧＢＴ５３のエミッタとＩＧＢＴ５４のコレクタとに接続される構成をいう。ＩＧＢＴ５１、５２、５３、５４は、ゲートにスイッチング信号が印加されることによりオンされ、コレクタからエミッタに電流が流れる。
【００４４】
蓄電池３０の正極端子３０ａは、正極ライン３１を介してＩＧＢＴ５１の正極に電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５１のエミッタはＩＧＢＴ５２のコレクタに電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５２のエミッタは、負極ライン３２を介して蓄電池３０の負極端子３０ｂに電気的に接続されている。負極ライン３２は負極ライン１５に接続されている。
【００４５】
同様に、蓄電池３０の正極端子３０ａは、正極ライン３１を介してＩＧＢＴ５３のコレクタに電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５３のエミッタはＩＧＢＴ５４のコレクタに電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５４のエミッタは、負極ライン３２を介して蓄電池３０の負極端子３０ｂに電気的に接続されている。
【００４６】
ＩＧＢＴ５１のエミッタ（ダイオード１５１のアノード）およびＩＧＢＴ５２のコレクタ（ダイオード１５２のカソード）は、変圧器５０Ｄの低圧側コイル５０ｄの一方の端子に接続されているとともに、ＩＧＢＴ５３のエミッタ（ダイオード１５３のアノード）およびＩＧＢＴ５４のコレクタ（ダイオード１５４のカソード）は、トランス５０Ｄの低圧側コイル５０ｄの他方の端子に接続されている。
【００４７】
高圧側インバータ５０Ｃは、トランス５０Ｄの高圧側コイル５０ｅにブリッジ接続された４つのＩＧＢＴ５５、５６、５７、５８と、ＩＧＢＴ５５、５６、５７、５８それぞれに並列に極性が逆向きに接続されたダイオード１５５、１５６、１５７、１５８を含んで構成されている。ここでいうブリッジ接続とは、高圧側コイル５０ｅの一端がＩＧＢＴ５５のエミッタとＩＧＢＴ５６のコレクタとに接続され、他端がＩＧＢＴ５７のエミッタとＩＧＢＴ５８のコレクタに接続される構成をいう。ＩＧＢＴ５５、５６、５７、５８は、ゲートにスイッチング信号が印加されることによりオンされ、コレクタからエミッタに電流が流れる。
【００４８】
ＩＧＢＴ５５、５７のコレクタは、正極ライン１４を介して主電源１０の正極ライン１４に電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５５のエミッタはＩＧＢＴ５６のコレクタに電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５７のエミッタはＩＧＢＴ５８のコレクタに電気的に接続されている。ＩＧＢＴ５６、５８のエミッタは、正極ライン３１、つまり低圧側インバータ５０ＢのＩＧＢＴ５１、５３のコレクタに電気的に接続されている。
【００４９】
ＩＧＢＴ５５のエミッタ（ダイオード１５５のアノード）およびＩＧＢＴ５６のコレクタ（ダイオード１５６のカソード）は、トランス５０Ｄの高圧側コイル５０ｅの一方の端子に電気的に接続されているとともに、ＩＧＢＴ５７のエミッタ（ダイオード１５７のコレクタ）およびＩＧＢＴ５８のコレクタ（ダイオード１５８のカソード）は、トランス５０Ｄの高圧側コイル５０ｅの他方の端子に電気的に接続されている。
【００５０】
ＩＧＢＴ５５、５７のコレクタが接続される正極ライン１４とＩＧＢＴ５６、５８のエミッタが接続される正極ライン３１の間にはキャパシタ３３が電気的に接続されている。キャパシタ３３はリップル電流吸収用である。
【００５１】
トランス５０Ｄは一定値Ｌの漏れインダクタンスを有している。漏れインダクタンスは、トランス５０Ｄの低圧側コイル５０ｄと高圧側コイル５０ｅの間隙を調整して得ることができる。図２では低圧側コイル５０ｄ側にＬ/２、高圧側コイル５０ｅ側にＬ/２となるように分割している。
【００５２】
（ＩＧＢＴのオン、オフ動作）
次ぎに、ＩＧＢＴのオン、オフ動作について説明する。なお、以下において、説明の都合上、「オン期間」とはオンになった状態の期間をいい、「オフ期間」とはオフになった状態の期間をいうことにする。
【００５３】
図３は、低圧側インバータ５０Ｂと高圧側インバータ５０Ｃに設けたＩＧＢＴのオン、オフ動作を示す図である。
【００５４】
図３において、低圧側インバータ５０Ｂでは、ＩＧＢＴ５１、５４の組（以下第１アームＳ１という）の２つのＩＧＢＴは同時にオン、オフされる。また、ＩＧＢＴ５２、５３の組（以下第２アームＳ２という）の２つのＩＧＢＴは同時にオン、オフされる。第１アームS１と第２アームＳ２は交互にオン、オフされる。そのため、第１アームＳ１のオン期間と第２アームＳ２のオフ期間は等しい。第１アームＳ１のオフ期間と第２アームＳ２のオン期間は等しい。
【００５５】
高圧側インバータ５０Ｃでは、ＩＧＢＴ５５、５８の組（第３アームＳ３という）の２つのＩＧＢＴは同時にオン、オフされる。ＩＧＢＴ５６、５７の組（以下第４アームＳ４という）の２つのＩＧＢＴは同時にオン、オフされる。第３アームＳ３と第４アームＳ４は交互にオン、オフされる。そのため、第３アームＳ３のオン期間と第４アームＳ４のオフ期間は等しい。第３アームＳ３のオフ期間と第４アームＳ４のオン期間は等しい。
【００５６】
各アームのオン、オフは外部に設けたゲート電圧制御装置７０の指令信号により行われる。
【００５７】
各アームは一定の周期Ｔでオン期間とオフ期間を繰り返す。また、第１アームＳ１のオン期間と第３アームＳ３のオン期間が同じになるように制御される。そのため、第１アームＳ１のオン期間が設定されると、第１アームＳ１のオフ期間が決定される。また、他のアームのオン、オフ期間も自動的に決定される。
【００５８】
通常、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａでは、各アームのオン期間とオフ期間を同じに設定してオン、オフ動作を行っている。
【００５９】
以下において、周期Ｔに対するオン期間の割合をオン・デューティ（ｏｎ−ｄｕｔｙ）または単にデューティ（ｄｕｔｙ）という。また周期Ｔに対するオフ期間の割合をオフ・デューティ（ｏｆｆ−ｄｕｔｙ）という。単位は％である。第１アームＳ１のデューティが決定されると、他のアームのデューティも自動的に決定される。
【００６０】
図４は、低圧側インバータ５０Ｂの２つのアームのオン、オフ動作で発生する電圧ｖ１の模式図である。第１アームＳ１のデューティを５０％とした。この場合、第２アームＳ２のデューティも同じく５０％である。
【００６１】
図４において、横軸は時間であり、縦軸はトランス５０Ｄのコイル５０ｄの両端に発生する電圧ｖ１である。
【００６２】
第１アームＳ１がオン、第２アームＳ２がオフの期間は、電圧ｖ１は蓄電池３０の電圧Ｖ１となる。一方、第１アームＳ１がオフ、第２アームＳ２がオンの期間は、電圧ｖ１は−Ｖ１となる。すなわち、周期Ｔのなかで、０．５Ｔの期間は正の矩形電圧Ｖ１であり、０．５Ｔの期間は負の矩形電圧−Ｖ１である。
【００６３】
高圧側インバータ５０Ｃの第３アームＳ３と第４アームＳ４のオン、オフ動作の場合も、図４と基本的に同じである。
【００６４】
（スイッチング制御による電力伝送）
次ぎに、主電源１０と副電源５０間の電力伝送について説明する。
【００６５】
図２に示すＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａでは、各アームのＩＧＢＴを高速スイッチング制御して、トランス５０Ｄの低圧側コイル５０ｄと高圧側コイル５０ｅの間隙を調整して得た一定値Ｌの漏れインダクタンスに一時的に電力を蓄積させる。次ぎに、漏れインダクタンスに一時的に蓄積させた電力を、必要に応じて主電源１０から副電源５０へ伝送し（回生モード）、あるいは副電源５０から主電源１０へ伝送する（力行モード）。
【００６６】
（１）力行モードにおける電力伝送
図１において、発電機１２やモータ２２が仕事をして電力を消費する場合を想定する。電力が消費されると、主電源１０の電圧Ｖ０は低下する。一方、操作性の観点からは主電源１０の電圧Ｖ０は一定の範囲内にあるのが望ましい。
【００６７】
そこで力行モードでは、低圧側インバータ５０Ｂの電圧ｖ１の位相を高圧側インバータ５０Ｃの電圧ｖ２に対して進み位相とする。
【００６８】
図５は、力行モードにおける電圧ｖ１と電圧ｖ２の関係を示す図である。
【００６９】
図５において、横軸は時間であり、縦軸は電圧である。
【００７０】
力行モードでは、電圧ｖ１を電圧ｖ２に対して位相差δだけ進ませる。位相差δは、検出した電圧Ｖ０をフィードバックし、これを指令電圧Ｖ０ｓと比較して決定する。進み位相の場合、低圧側インバータ５０Ｂは、低圧側コイル５０ｄと高圧側コイル５０ｅの間隙を調整して得た漏れインダクタンスに一時的に電力を蓄積させる。次ぎに、漏れインダクタンスに一時的に蓄積させた蓄電池３０の電圧Ｖ１の約２倍の高電圧の電力を、主電源１０側に伝送する。これにより、主電源１０の電圧Ｖ０が低下するのを抑制できる。
【００７１】
（２）回生モードにおける電力伝送
図１において、発電機１２やモータ２２が減速・制動して電力を電源システム内に吐き出す場合を想定する。電力が吐き出されると、主電源１０の電圧Ｖ０は上昇する。一方、操作性の観点からは主電源１０の電圧Ｖ０は一定の範囲内にあるのが望ましい。
【００７２】
そこで回生モードでは、低圧側インバータ５０Ｂの電圧ｖ１の位相を高圧側インバータ５０Ｃの電圧ｖ２に対して遅れ位相とする。
【００７３】
図６は、回生モードにおける電圧ｖ１と電圧ｖ２の関係を示す図である。
【００７４】
図６において、横軸は時間であり、縦軸は電圧である。
【００７５】
回生モードでは、電圧ｖ１を電圧ｖ２に対して位相差δだけ遅らせる。位相差δは、検出した電圧Ｖ０をフィードバックし、これを指令電圧Ｖ０ｓと比較して決定する。遅れ位相の場合、高圧側インバータ５０Ｃは、漏れインダクタンスに一時的に電力を蓄積させる。次ぎに、漏れインダクタンスに一時的に蓄積させた主電源１０の電圧Ｖ０の略半分の低電圧の電力を、蓄電池３０側に伝送する。これにより、主電源１０の電圧Ｖ０が上昇するのを抑制できる。
【００７６】
なお、以下では、説明の都合上、第１アームＳ１に対するゲート電圧制御装置７０から指令するデューティを「指令デューティ」と呼ぶ。指令デューティが決定されると、すべてのアームのオン・デューティとオフ・デューティが自動的に決定される。
【００７７】
さて図２において、トランス５０Ｄの低圧側コイル５０ｄと高圧側コイル５０ｅの巻線比は１対１としている。
【００７８】
そのため、各アームのデューティを５０％とした場合、理想的には低圧側インバータ５０Ｂ側で発生した電圧ｖ１により低圧側コイル５０ｄに流入する電流ｉＬ１と、高圧側インバータ５０Ｃ側で発生した電圧ｖ２により高圧側コイル５０ｅに流入する電流ｉＬ２の大きさは等しいはずである。ただし電流が流れる方向は反対である。
【００７９】
ところが、各アームのＩＧＢＴにゲート電圧信号を出すゲート電圧制御装置７０には機差（バラツキ）がある。また、各インバータを構成するＩＧＢＴ自身にもバラツキがある。
【００８０】
そのため、各アームを動作して発生させた電圧ｖ１と電圧ｖ２のデューティは厳密には５０％ではなくなってしまう。すなわち、低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２の電流差ΔｉＬ＝ｉＬ１−ｉＬ２はゼロとならない。
【００８１】
以下に、デューティの変更方法について説明する。
【００８２】
（デューティの変更方法）
図７（ａ）は、電圧ｖ１の電圧波形を示す図である。図７（ｂ）は、電圧ｖ１を発生する第１アームＳ１と第２アームＳ２のオン、オフ動作を示す図である。
【００８３】
図７（ａ）の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。電圧ｖ１は電圧Ｖ１と電圧−Ｖ１を交互に繰り返す。その周期はＴである。図７（ｂ）の横軸は時間であり、縦軸はオン、オフのタイミングである。各アームは周期Ｔでオン、オフが繰り返されるので、１つの周期Ｔ（ｔ１〜ｔ３）についてのみ説明する。
【００８４】
図７（ａ）において、実線部Ｖ５０は、ゲート電圧制御装置７０から第１アームＳ１に指令する指令デューティが５０％の場合である。この場合、第１アームＳ１のオン期間（ｔ１〜ｔ２）とオフ期間（ｔ２〜ｔ３）は同じ（＝０．５Ｔ）である。第２アームＳ２のオフ期間（ｔ１〜ｔ２）とオン期間（ｔ２〜ｔ３）も同じ（＝０．５Ｔ）である。
【００８５】
第１アームＳ１のデューティを１％大きくしたい場合、第１アームＳ１のデューティを５１％とし、対応するオン期間（ｔ１〜ｔ４）に変更する。また対応するオフ期間（ｔ４〜ｔ３）に変更する。
【００８６】
同時に、第２アームＳ２のデューティを４９％とし、対応するオン期間（ｔ４〜ｔ３）に変更する。オフ・デューティを５１％とし、対応するオフ期間（ｔ１〜ｔ４）に変更する。
【００８７】
デューティ変更後の電圧ｖ１を点線部Ｖ５１で示した。
【００８８】
第３アームＳ３と第４アームＳ４のデューティの変更も、符号が異なるだけで図７の場合と全く同じである。
【００８９】
以上のように、ゲート電圧制御装置７０により各アームに対するデューティの変更を行い、変更したデューティで各アームのオン、オフ動作を行わせることができる。
【００９０】
次ぎに電圧ｖ１と電圧ｖ２に位相差を設けたときのデューティ変更を説明する。
【００９１】
図８（ａ）は、回生モードにおける電圧ｖ１の電圧波形とそのときの第１アームＳ１と第２アームＳ２のオン、オフのタイミングである。図８（ｂ）は、回生モードにおける電圧ｖ２の電圧波形とそのときの第３アームＳ３と第４アームＳ４のオン、オフのタイミングである。図８（ａ）の実線部Ｖ５０はデューティ５０％での電圧波形である。図８（ｂ）の実線部Ｖ５０はデューティ５０％での電圧波形である。
【００９２】
電圧ｖ１は電圧ｖ２に対して遅れ位相になっている。位相差を維持したまま電圧ｖ１と電圧ｖ２のデューティを５０％から５１％に変更する場合を以下に説明する。
【００９３】
図８（ａ）において、電圧ｖ２の場合、ゲート電圧制御装置７０が第３アームＳ３に指令するオン期間（ｔ１〜ｔ２）とオフ期間（ｔ２〜ｔ３）は同じ（＝０．５Ｔ）である。第４アームＳ４に指令するオフ期間（ｔ１〜ｔ２）とオン期間（ｔ２〜ｔ３）も同じ（＝０．５Ｔ）である。
【００９４】
第３アームＳ３のデューティを１％大きくしたい場合、第３アームＳ３のデューティを５１％とし、対応するオン期間（ｔ１〜ｔ４）に変更する。オフ・デューティを４９％とし、対応するオフ期間（ｔ４〜ｔ３）に変更する。
【００９５】
同時に、第４アームＳ４のデューティを４９％とし、対応するオン期間（ｔ４〜ｔ３）に変更する。オフ・デューティを５１％とし、対応するオフ期間（ｔ１〜ｔ４）に変更する。
【００９６】
図８（ｂ）において、電圧ｖ１の電圧波形は、電圧ｖ２の波形に対して、位相差δに対応する位相時間δｔだけ時間軸が右方にずれた態様である。以下ではたとえばｔ１からｔ１＋δｔにずれた時間をｔ１’と表す。他についても同様である。
【００９７】
第１アームＳ１のデューティを１％大きくしたい場合、第１アームＳ１のデューティを５１％とし、対応するオン期間（ｔ１’〜ｔ４’）に変更する。オフ・デューティを４９％とし、対応するオフ期間（ｔ４’〜ｔ３’）に変更する。
【００９８】
同時に、第２アームＳ２のデューティを４９％とし、対応するオン期間（ｔ４’〜ｔ３’）に変更する。オフ・デューティを５１％とし、対応するオフ期間（ｔ１’〜ｔ４’）に変更する。
【００９９】
上記説明した回生モードにおけるデューティ変更は、力行モードにおいても基本的に同じであるのでその説明は省略する。
【０１００】
なお、図８では説明を簡単にするために、位相差δを維持したままデューティを変更した。たとえば電圧Ｖ０を検出し、検出した電圧Ｖ０をフィードバックして、電圧ｖ１と電圧ｖ２の位相差δを変更しながら指令デューティを変更できる。その場合は、図８において、位相差δを位相差δ’に変更し、位相差δ’に対応する位相時間δｔ’に変更すればよい。
【０１０１】
（デューティと電流差ΔｉＬとの関係）
次ぎに、上記説明したデューティの変更方法を用いた実験およびその実験結果について説明する。
【０１０２】
図９（ａ）〜（ｅ）は、ゲート電圧制御装置が指令する指令デューティをパラメータとした低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２と電流差ΔｉＬの各電流波形を示す図である。
【０１０３】
図９において、横軸は時間（μsec）であり、縦軸は電流（Ａ）である。低圧側電流ｉＬ１を太い実線で、高圧側電流ｉＬ２を細い実線で、電流差ΔｉＬを太い波線でそれぞれ示す。動作条件は位相差なし・無負荷である。
【０１０４】
低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２は、図２の低圧側コイル５０ｄと高圧側コイル５０ｅの近傍にそれぞれ電流センサを設けて測定する。場合によっては、低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２が互いに反対方向に流れることを利用して、低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２の差を電流クランプで測定してもよい。この場合は差電流ΔｉＬをただちに求めることができる。
【０１０５】
図９（ａ）は、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティが４９．８９％の場合である。高圧側電流ｉＬ２の方が低圧側電流ｉＬ１より電流振幅が大きい。電流差ΔｉＬのピーク値は略−３０Ａである。
【０１０６】
図９（ｂ）は、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティが４９．９４％の場合である。低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２は電流波形が略同じである。電流差ΔｉＬのピーク値は数Ａ以内に収まっている。
【０１０７】
図９（ｃ）は、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティが５０．００％の場合である。高圧側電流ｉＬ２の方が低圧側電流ｉＬ１より負側の電流振幅が大きい。電流差ΔｉＬのピーク値は２７Ａ程度である。
【０１０８】
図９（ｄ）は、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティが５０．０６％の場合である。高圧側電流ｉＬ２の方が低圧側電流ｉＬ１より負側の電流振幅が大きい。電流差ΔｉＬのピーク値は６０Ａ程度である。
【０１０９】
図９（ｅ）は、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティが５０．１１％の場合である。高圧側電流ｉＬ２の方が低圧側電流ｉＬ１より負側の電流振幅が大きい。電流差ΔｉＬのピーク値は７５Ａ程度である。
【０１１０】
図１０は、図９における電流差ΔｉＬのピーク値に対応する指令デューティとピーク値との関係を示す図である。図において、横軸は指令デューティ（％）であり、縦軸は電流（Ａ）である。
【０１１１】
図１０によれば、指令デューティに対する電流差のピーク値の関係は略正の傾きを持った一次曲線で表せる。図１０の場合、ピーク値の絶対値が最小になる指令デューティは略４９．９４％である。したがって、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティを初期設定の５０％から４９．９４％に変更すれば、励磁電流のピーク値を２７Ａから数Ａ以下にまで抑制できることがわかる。
【０１１２】
なお、図１０に示した指令デューティと電流差のピーク値の関係は、特定のゲート電圧制御装置７０と特定のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａを組み合わせて得たものであり、他の組み合わせの場合は図９と異なる特性になる。すなわち、他の組み合わせの場合、最適の指令デューティをあらためて求める必要がある。
【０１１３】
これから、上記デューティの変更方法と指令デューティとピーク値の関係をふまえた本願発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【０１１４】
図１０によれば、電流差ΔｉＬのピーク値は指令デューティに対して単調に増加している。
【０１１５】
そこで実施例１では指令デューティの変更を以下の方針で行う。
【０１１６】
イ、電流差ΔｉＬのピーク値が閾値Ａｃより大きい場合は、電流差ΔｉＬを減少させるために現在の指令デューティより小さくなるように指令デューティを変更する。
【０１１７】
ロ、電流差ΔｉＬのピーク値が−Ａｃより小さい場合は、電流差ΔｉＬを増加させるために現在の指令デューティより大きくなるように指令デューティを変更する。
【０１１８】
ハ、電流差ΔｉＬが−ＡｃとＡｃの範囲以内である場合は、現在の指令デューティを変更せずに維持する。
【０１１９】
図１１は、本願発明をＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａに適用した実施例１の工程図である。なお、実施例１は検査時などに一度だけ調整する場合に適する方法である。
【０１２０】
指令デューティ変更の工程は、動作条件を一定にして行う。たとえば出力電圧Ｖ０を一定の２５０Ｖに設定しておく。
【０１２１】
まず検出した出力電圧Ｖ０（ここでは２５０Ｖ）をフィードバックし、電圧ｖ１と電圧ｖ２の位相差δを決定する。電圧Ｖ０を一定とし、また無負荷であるので、以後位相差δも一定である。次ぎにこの位相差δにおいて、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの各アームを初期指令デューティで動作させる（ステップＳ１０）。
【０１２２】
次ぎに、各アームの動作で発生した低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２を測定し、低圧側電流ｉＬ１から高圧側電流ｉＬ２を引いて、電流差ΔｉＬを計算し、電流差ΔｉＬのピーク値を求める（ステップＳ２０）。
【０１２３】
次ぎに、電流差ΔｉＬのピーク値の大きさにより次の３つの工程のいずれかに進む（ステップＳ３０）。
【０１２４】
電流差ΔｉＬのピーク値が−２０Ａと２０Ａの範囲以内の場合、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティを維持して工程を終了する（ステップＳ４０）。
【０１２５】
電流差ΔｉＬのピーク値が２０Ａより大きい場合、現在の指令デューティに対応するオン時間より２５ｎsec小さく演算する（ステップS５０）。
【０１２６】
電流差ΔｉＬのピーク値が−２０Ａより小さい場合、現在の指令デューティに対応するオン時間より２５ｎsec大きく演算する（ステップS６０）。
【０１２７】
演算した変更オン時間に対応する変更デューティをゲート電圧制御装置７０
に入力する（ステップＳ７０）。
【０１２８】
変更デューティを入力されたゲート電圧制御装置７０は、入力された変更デ
ューティを新しい指令デューティとして、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの各アームを動作させる。以下このループを繰り返す。
【０１２９】
なお、ステップＳ５０、Ｓ６０で、指令デューティの変更を２５nsecの大きさの変更単位で行っているが、周期Ｔの大きさと実験結果を考慮して変更単位を適宜設定できる。
【０１３０】
上記実施例１の工程によれば、初期指令デューティでは電流差ΔｉＬのピーク値の絶対値が所定値以上（ここでは２０Ａ）であっても、ループを経るごとにピーク値を所定範囲に近づけることができるので、急速にしかも容易にピーク値の絶対値が２０Ａ以下になるデューティ値を得ることができる。
【０１３１】
すなわち、実施例１によれば、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａのトランスの励磁電流のピーク値を所定値以下に抑制することができる。これにより、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａを構成するＩＧＢＴのピーク電流、サージ電圧を抑制でき、ＩＧＢＴの破損を招くおそれがない。
【０１３２】
また、励磁電流のピーク値を所定値以下に抑制できるので、ＩＧＢＴの定格電流と定格電圧をオーバースペックすることなく選定できる。これにより、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの小型化と製造コストの低減が図れる。
【０１３３】
なお、ステップＳ１０において、初期指令デューティをたとえば５０％と設定できるが必ずしも５０％にする必要はない。他の検査結果や過去のデータ等に基づき他のデューティ（たとえば４９．９％）を初期指令デューティとして設定してもよい。ただ初期指令デューティはデューティ５０％の近傍の値とすべきである。
【０１３４】
上記実施例１では出力電圧Ｖ０を２５０Ｖに設定したが、出力電圧Ｖ０を適宜設定し、その後図１１の工程で最適デューティを求めてもよい。また、電流差ΔｉＬの閾値を２０Ａとしたが適宜変更してもよい。
【実施例２】
【０１３５】
実施例１は、検査時などＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａを１度だけ調整する場合に適する最適デューティ決定方法であった。その場合、出力電圧Ｖ０を一定とし、電圧ｖ１と電圧ｖ２の位相差δを一定として最適のデューティを求めた。
【０１３６】
ハイブリッド建設機械を運転中、運転状態（力行モード、回生モード、無負荷）により電圧ｖ１と電圧ｖ２の位相差δは大きく変化する。
【０１３７】
実施例２は、ハイブリッド建設機械を運転中、位相差δが変化しても、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａのアームのデューティが常に最適デューティになるように調整する方法である。
【０１３８】
図１２は、本願発明を運転中のハイブリッド建設機械に組み込まれたＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａに適用した実施例２の工程図である。
【０１３９】
主電源１０の電圧Ｖ０は一定でなく、運転状態により上昇あるいは低下する。電圧Ｖ０は常に検出され（ステップＳ１００）、検出された電圧Ｖ０がフィードバックされて、電圧Ｖ０が上昇する方向かあるいは低下する方向かの判断結果に基づき電圧ｖ１と電圧ｖ２の位相差δを決定する（ステップＳ１１０）。
【０１４０】
決定した位相差δをゲート電圧制御装置７０に入力する（ステップＳ１２０）。
【０１４１】
次ぎに、ゲート電圧制御装置７０は、入力された位相差δと初期指令デューティでＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの各アームを動作させる（ステップＳ１３０）。
【０１４２】
次ぎに、各アームの動作で発生した低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２を測定し、電流差ΔｉＬを計算し、電流差ΔｉＬのピーク値を求める（ステップＳ１４０）。
【０１４３】
次ぎに、電流差ΔｉＬのピーク値の大きさにより次の３つの工程のいずれかに進む（ステップＳ１５０）。
【０１４４】
電流差ΔｉＬのピーク値が−２０Ａと２０Ａの範囲以内の場合、ゲート電圧制御装置７０の指令デューティを維持する（ステップＳ１６０）。
【０１４５】
電流差ΔｉＬのピーク値が２０Ａより大きい場合、現在の指令デューティに対応するオン時間より２５ｎsec小さく演算する（ステップS１７０）。
【０１４６】
電流差ΔｉＬのピーク値が−２０Ａより小さい場合、現在の指令デューティに対応するオン時間より２５ｎsec大きく演算する（ステップS１８０）。
【０１４７】
演算した変更オン時間に対応する変更デューティをゲート電圧制御装置７０に入力する（ステップＳ１９０）。
【０１４８】
変更デューティを入力されたゲート電圧制御装置７０は、入力された変更デューティを新しい指令デューティとし、かつ、変更デューティが入力された時点に新たに決定された位相差δでＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０Ａの各アームを動作させる。以下このループを繰り返す。
【０１４９】
なお、ステップＳ１７０、Ｓ１８０で、指令デューティの変更を２５nsecの大きさの変更単位で行っている。周期Ｔの大きさと実験結果を考慮して変更単位を適宜設定できることは実施例１の場合と同じである。
【０１５０】
実施例２によれば、ハイブリッド建設機械の運転中、初期指令デューティでは電流差ΔｉＬのピーク値の絶対値が所定値以上（ここでは２０Ａ）であっても、ループを経るごとにピーク値を所定範囲に近づけることができるので、急速にしかも容易にピーク値の絶対値が２０Ａ以下になるデューティ値を得ることができる。
【０１５１】
これにより、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａを構成するＩＧＢＴのピーク電流、サージ電圧を抑制でき、ＩＧＢＴの破損を招くおそれがない。
【０１５２】
また、励磁電流のピーク値を所定値以下に抑制できるので、ＩＧＢＴの定格電流と定格電圧をオーバースペックすることなく選定できる。これにより、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａの小型化と製造コストの低減が図れる。
【０１５３】
また、ゲート電圧制御装置７０からの指令信号により一括して各アームのデューティを変更できるので、たとえばハイブリッド建設機械を運転中であっても、容易にしかも素早く各デューティを変更でき、励磁電流のピーク値の絶対値を常に所定値以下に抑制することができる。
【０１５４】
なお、上記実施例ではトランス５０Ｄの１次側と２次側の巻数比を１対１にしていた。トランス５０Ｄの巻数比は他の値であってもよい。
【０１５５】
すなわち、ＡＣリンクＤＣ−ＤＣ双方向コンバータ５０Ａのトランス５０Ｄの巻数比をＮ１対Ｎ２にして構成した場合は、低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２を電流センサで検出し、式  ΔｉＬ＝ｉＬ１−αｉＬ２  から電流差ｉＬを求めればよい。ただし、α＝Ｎ１/Ｎ２である。なお、この場合は低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２を電流クランプ等で一括して検出できないので、それぞれの電流値を２つの電流センサで検出する必要がある。
【０１５６】
なお本願発明は実施例で適用したハイブリッド建設機械だけでなく、ハイブリッド電源システムを用いる電気自動車等に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５７】
【図１】図１は、代表的な建設機械用ハイブリッド電源システムの図である。
【図２】図２は、本願発明を適用するＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。
【図３】図３は、低圧側インバータ５０Ｂと高圧側インバータ５０Ｃに設けたＩＧＢＴのオン、オフ動作を示す図である。
【図４】図４は、低圧側インバータ５０Ｂの２つのアームのオン、オフ動作で発生する電圧ｖ１の模式図である。
【図５】図５は、力行モードにおける電圧ｖ１と電圧ｖ２の関係を示す図である。
【図６】図６は、回生モードにおける電圧ｖ１と電圧ｖ２の関係を示す図である。
【図７】（ａ）は、電圧ｖ１の電圧波形を示す図である。（ｂ）は、電圧ｖ１を発生する第１アームＳ１と第２アームＳ２のオン、オフ動作を示す図である。
【図８】（ａ）は、回生モードにおける電圧ｖ１の電圧波形とそのときの第１アームＳ１と第２アームＳ２のオン、オフのタイミングである。（ｂ）は、回生モードにおける電圧ｖ２の電圧波形とそのときの第３アームＳ３と第４アームＳ４のオン、オフのタイミングである。
【図９】（ａ）〜（ｅ）は、それぞれゲート電圧制御装置が指令する指令デューティをパラメータとした低圧側電流ｉＬ１と高圧側電流ｉＬ２と電流差ΔｉＬの各電流波形を示す図である。
【図１０】図１０は、図９における電流差ΔｉＬのピーク値に対応する指令デューティとピーク値との関係を示す図である。
【図１１】図１１は実施例１の工程図である。
【図１２】図１２は実施例２の工程図である。
【図１３】図１３はトランスコアのＢ−Ｈカーブを示す図である。
【符号の説明】
【０１５８】
Ｖ０  主電源の電圧  Ｖ１  蓄電池の電圧  Ｌ  変圧器の漏れインダクタンス
Ｌ０  リードインダクタンス  １０  主電源  ３０  蓄電池  ５０  副電源
５０Ａ    ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ  ５０Ｂ  低圧側インバータ  ５０Ｃ  高圧側インバータ
【図１】
0005332031.tif 000002
【図２】
0005332031.tif 000003
【図３】
0005332031.tif 000004
【図４】
0005332031.tif 000005
【図５】
0005332031.tif 000006
【図６】
0005332031.tif 000007
【図７】
0005332031.tif 000008
【図８】
0005332031.tif 000009
【図９】
0005332031.tif 000010
【図１０】
0005332031.tif 000011
【図１１】
0005332031.tif 000012
【図１２】
0005332031.tif 000013
【図１３】
0005332031.tif 000014