(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電部と受電部が分離可能なように構成され、
直流電力を交流電力に変換する電力変換手段から成る交流電源と、送電コイルとを少なくとも含む前記送電部と、
負荷と、受電コイルとを少なくとも含む前記受電部とから成り、
前記送電コイルと前記受電コイルとから成る変成器の残留インダクタンス成分を打ち消して、力率を改善するために、前記送電部、または前記受電部の少なくともいずれか一方に、少なくとも１個の無極性のキャパシタ（Ｃ１）を含み、
前記送電コイルと前記受電コイルとを誘導結合させて変成器を構成し、ｆＨ（Ｈｚ）を上限値、ｆＬ（Ｈｚ）を下限値とする所定の周波数領域にて、相互誘導作用により、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、
前記送電コイルと前記受電コイルは、双方のコイルが誘導結合して変成器を構成するように、導体を卷回して空芯上に形成された空芯コイルであり、
前記送電コイルと前記受電コイルの内、いずれか１個のコイルを一方のコイル、
前記一方のコイルに対向させて変成器を構成するコイルを他方のコイルとし、
１）前記一方のコイル単体時の実効直列抵抗をＲｗ、
前記一方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、前記一方のコイルに前記他方のコイルを対向させて変成器を構成し、前記他方のコイルの両端を短絡したときの、前記一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、
前記一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、なる関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が、少なくとも１００ｋＨｚ以上になるように、前記他方のコイルが選ばれており、
２）前記他方のコイル単体時の実効直列抵抗をＲｗ、
前記他方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、前記他方のコイルに前記一方のコイルを対向させて変成器を構成し、前記一方のコイルの両端を短絡したときの、前記他方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、
前記他方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、なる関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が、少なくとも１００ｋＨｚ以上になるように、前記一方のコイルが選ばれており、
前記一方のコイルを前記送電部に装備する場合には、前記他方のコイルが前記受電部に装備され、前記一方のコイルを前記受電部に装備する場合には、前記他方のコイルが前記送電部に装備された電力伝送装置。
【請求項２】
前記一方のコイルと前記他方のコイルの少なくともいずれか一方のコイルは、前記空芯コイルと、少なくとも１枚の磁性材板とを含む、請求項１に記載の電力伝送装置。
【請求項３】
前記一方のコイルと、前記他方のコイルの内、少なくともいずれかのコイルは、金属板を装備しており、
１）前記空芯コイルと前記金属板との間に、
・２枚以上の磁性材板が含まれている場合か、
・コイル外形をＤ（ｍｍ）とするとＤ／１０以上の厚さの絶縁板を含む場合か、
・１枚の磁性材板と、厚さがＤ／１０以上の絶縁板とを含む場合か、
・２枚以上の磁性材板と、厚さがＤ／１０以下の絶縁板を少なくとも１枚含む場合、
のいずれかにおいては、前記金属板は、任意の磁気的性質を持つ厚さＭ（０．０１ｍｍ）以上の金属または合金から成る金属板であり、
２）前記空芯コイルと前記金属板との間に、
・磁性材板１枚のみを含む場合か、
・コイル外形をＤ（ｍｍ）とするとＤ／１０以下の厚さの絶縁板のみを含む場合か、
・磁性材板１枚とＤ／１０以下の厚さの絶縁板１枚のみを含む場合、
のいずれかにおいては、前記金属板は、常磁性または反磁性の磁気的性質を持つ厚さＭ（０．１ｍｍ）以上の金属または合金から成る金属板である、請求項１に記載の電力伝送装置。
【請求項４】
前記一方のコイルを構成する空芯コイルの巻回面の中心から巻回面の端までの最大距離をＤａ、
前記一方の空芯コイルに対向する他方のコイルを構成する導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最小距離をＤｂ、とし、
Ｄｂ＞Ｄａ、のときに、
前記一方のコイルを構成する導線の巻回面の中心から前記磁性材板の端までの最小距離が、少なくとも、Ｄｂ＋（Ｄｂ−Ｄａ）×２、に設定され、
前記他方のコイルの導体卷回面内に、前記一方のコイルの導体卷回面が含まれているときには、前記他方のコイルの導体卷回面に、前記一方のコイルに装備された磁性材板が対向するように構成されている、請求項２または３に記載の電力伝送装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置において、
前記交流電源の出力と、前記キャパシタ（Ｃ１）との間に基準コイルＬｓを直列接続し、前記Ｌｓに他のコイルを対向させず、送電部単体で直列共振回路を構成したときに、
前記キャパシタのリアクタンスＸｃと、前記基準コイルＬｓのリアクタンスＸｉとが等しくなる周波数（直列共振周波数）をｆｒ（Ｈｚ）とし、
前記交流電源の出力周波数をｆｒに設定したときに、前記ｆｒにおいて、
前記直列共振回路のＱをＱｒ、
前記直列共振回路に共振電流が流れているときの、前記交流電源の出力電圧をＶｔ、
前記キャパシタの両端電圧をＶｃ、
前記Ｖｔを前記Ｖｃに昇圧する昇圧比Ｈを、Ｈ＝Ｖｃ／Ｖｔ、とすると、
前記キャパシタ（Ｃ１）が、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、なる条件を満足している、請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項６】
請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置において、
前記交流電源の出力と前記キャパシタ（Ｃ１）との間に基準コイルＬｓを直列に接続し、前記基準コイルＬｓには他のコイルを対向させず、前記送電部単体で直列共振回路を構成したときに、回路構成により、前記キャパシタ（Ｃ１）を、Ｃ、Ｃｘ、Ｃｘ１、Ｃｘ２とし、前記Ｃ、Ｃｘ、Ｃｘ１、Ｃｘ２は、種類、構成が全て同一、前記Ｃｘ１、Ｃｘ２は静電容量が前記Ｃ、Ｃｘの略２倍で、前記Ｃｘは、前記直列共振回路に１個装備され、前記Ｃｘ１とＣｘ２は、前記基準コイルの各々の端子に各１個が装備され、
前記交流電源の出力電圧は、ゼロ電位と所定の電位との間で電圧が変化する、デューティ５０％の方形波であって、
前記キャパシタのリアクタンスＸｃと、前記基準コイルのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数（直列共振周波数）をｆｒ（Ｈｚ）とし、
前記交流電源の出力周波数をｆｒに設定したときに、前記ｆｒにおいて、
キャパシタの直流電流遮断作用により、キャパシタ両端の交流電圧波形の正のピーク値と負のピーク値は、ゼロ電位に対して対称になるところ、実際の直列共振回路では、前記キャパシタ両端の交流電圧波形がゼロ点からシフトするため、
前記Ｃを前記交流電源のＧＮＤ端子と前記Ｌｓの間に直列接続した前記Ｃの両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ、
前記Ｃｘを前記交流電源の他方の端子と前記Ｌｓの間に直列接続した前記Ｃｘの両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓ１＝Ｖｐ／Ｖｎ、
前記交流電源のＧＮＤ端子と前記Ｌｓの一方の端子の間に前記Ｃｘ２を直列接続し、かつ前記交流電源の他方の端子と前記コイルの他方の端子の間にキャパシタＣｘ１を直列接続したときの、キャパシタＣｘ２の両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓｐ＝Ｖｐ／Ｖｎ、キャパシタＣｘ１の両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓｎ＝Ｖｎ／Ｖｐ、とすると、
１）前記キャパシタ（Ｃ）の静電容量をＣ（μＦ）、
係数αを、α＝ｌｏｇ（Ｃ／０．００１μＦ）、
（但し、Ｃ≧０．０１μＦで、α≧１；Ｃ＜０．０１μＦのときは、α＝１）
所定係数Ｂを、Ｂ＝１＋０．０６α（無単位）、としたときに、
前記キャパシタ（Ｃ）が、Ｓ≦Ｂ、なる関係を満足するか、
２）前記キャパシタＣ、Ｃｘ、Ｃｘ１、Ｃｘ２が、
・Ｆａ＝（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＜０．７５、
・Ｆｂ＝（Ｓｐ−１）／（Ｓ１−１）＜０．７５、
・Ｆｃ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ−１）＜０．７５、
・Ｆｄ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ１−１）＜０．７５、
なる関係を満足するかの内、少なくとも１）または２）のいずれかの条件を満足している請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項７】
請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置において、
前記キャパシタ（Ｃ１）の２端子のうち、一方の端子Ａに正の電圧を印加し、他方の端子Ｂに負の電圧を印加したときの誘電吸収をＫｐ、
前記他方の端子Ｂに正の電圧を印加し、前記一方の端子Ａに正の電圧を印加したときの誘電吸収をＫｎ、
前記Ｋｐと前記Ｋｎの比である、Ｋｒを、
Ｋｐ≧Ｋｎ、であるときには、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、
Ｋｐ＜Ｋｎ、であるときには、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とすると、
前記キャパシタ（Ｃ１）が、１≦Ｋｒ＜１．５、なる条件を満足している請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項８】
前記キャパシタ（Ｃ１）の誘電吸収値である前記Ｋｐまたは前記Kｎの少なくともいずれか一方の値が、１％以下である請求項７に記載の電力伝送装置。
【請求項９】
請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置において、
前記キャパシタ（Ｃ１）を含む積分回路を構成したときに、前記積分回路は、
基準パルス発生手段と、
所定の同一値の定電流を正逆双方向に流せる電流源と、
前記積分回路の出力電圧をゼロにする初期化手段と、
前記正逆積分時間を計測するための前記基準パルスを、少なくとも、Ｎ＝１０００カウント以上計測するパルス数計測手段と、を含み、
１）前記初期化手段により、前記積分回路の出力電圧をゼロとしたときに、前記パルス数計測手段のパルス計測値がゼロに初期化された後、
前記キャパシタに、正方向の前記定電流Ｉｐを所定時間Ｔ（Ｓ）の間流し、
前記所定時間Ｔの経過後、前記キャパシタに、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜である負方向の所定の定電流Ｉｎを流したときに、前記積分回路の出力電圧がゼロとなるまでの時間をＴｎ、
前記所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、
前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、
２）前記初期化手段により、前記積分回路の出力電圧をゼロとしたときに、前記パルス数計測手段のパルス計測値がゼロに初期化された後、
前記キャパシタに、逆方向の前記定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、
前記所定時間Ｔの経過後、前記キャパシタに、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜である正方向の所定の定電流Ｉｐを流したときに、前記積分回路の出力がゼロとなるまでの時間をＴｐ、
前記所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、
前記キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｐのパルスカウント数をＮｐ、
（ただし、Ｎ＞０、Ｎｎ＞０、Ｎｐ＞０）、としたときに、
前記Nｎと前記Nｐとの差の絶対値、｜Ｎｎ−Ｎｐ｜が、０．００３×Ｎカウント以下のキャパシタ（Ｃ１）である請求項１から４のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項１０】
さらに、前記キャパシタ（Ｃ１）は、
前記Ｎと前記Ｎｎとの差の絶対値、｜Ｎ−Ｎｎ｜と、
前記Ｎと前記Ｎｐとの差の絶対値、｜Ｎ−Ｎｐ｜との内、少なくともいずれか一方が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタである請求項９に記載の電力伝送装置。
【請求項１１】
前記送電部、または前記受電部の少なくとも一方に装備される、単体、または複数のキャパシタを、直列、並列、直並列に接続した合成キャパシタを１個単位とするキャパシタ（Ｃ１）が、
前記交流電源と前記送電コイルとの間、
前記負荷と前記受電コイルとの間、の少なくともいずれか一方に、少なくとも１個が直列接続された直列回路を含む、請求項１から１０のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項１２】
前記送電部においては、前記交流電源のＧＮＤ端子と前記送電コイルの一方の端子との間に前記キャパシタを直列接続すると共に、前記交流電源の他方の端子と前記送電コイルの他方の端子との間に、もう１個の前記キャパシタが直列接続されているか、
前記受電部においては、前記受電コイルの一方の端子と受電制御回路の一方の端子との間に前記キャパシタを直列接続すると共に、前記受電コイルの他方の端子と前記受電制御回路の他方の端子との間に、もう１個の前記キャパシタが直列接続されているかの内、
少なくとも一方の回路構成を含む、請求項１１に記載の電力伝送装置。
【請求項１３】
前記一方のコイルと前記他方のコイルが同一であるときには、
前記一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数がｆ１（Ｈｚ）、
前記一方のコイルと前記他方のコイルが異なるときには、
前記一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数か、
前記他方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数かの内、いずれか低い周波数が前記ｆ１であり、
前記一方のコイルに直列接続される前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値を｜Ｚ｜とし、前記｜Ｚ｜が極小値となる周波数をｆｂ（Ｈｚ）、とすると、
ｆｂ＜ｆ１のときには、前記ｆｂが、前記所定の周波数領域の上限値ｆＨであり、
ｆ１＜ｆｂのときには、前記ｆ１が、前記所定の周波数領域の上限値ｆＨであって、
前記交流電源の出力周波数ｆａを前記ｆＨ未満に設定し、
前記一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１の以下周波数領域、および前記キャパシタ（Ｃ１）を使用可能な最高周波数ｆｂ以下の周波数領域で、前記交流電源により前記送電コイルを駆動し、前記送電コイルから前記受電コイルに電力を伝送する請求項１から１２のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項１４】
さらに、前記一方のコイルに、前記一方のコイルと同一または異なるコイルを対向させて変成器を構成し、前記一方のコイルに対向させる前記一方のコイルと同一または異なるコイルの両端を開放したときの、前記一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ、
前記一方のコイルと前記他方のコイルが同一であるときには、
前記一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数がｆ２（Ｈｚ）、
前記一方のコイルと前記他方のコイルが異なるときには、
前記一方のコイルが、Ｒｎ≧Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数か、
前記他方のコイルが、Ｒｎ≧Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数かの内、いずれか低い周波数が前記ｆ２であり、
前記一方のコイルに直列接続される前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値を｜Ｚ｜とし、前記｜Ｚ｜が極小値となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）、とすると、
ｆｂ＜ｆ２のときには、前記ｆｂが、前記所定の周波数領域の上限値ｆＨであり、
ｆ２＜ｆｂのときには、前記ｆ２が、前記所定の周波数領域の上限値ｆＨであって、
前記交流電源の出力周波数をｆＨ未満に設定し、
前記一方のコイルが、Ｒｎ≧Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２以下の周波数領域、および前記キャパシタ（Ｃ１）を使用可能な最高周波数ｆｂ以下の周波数領域で、前記送電コイルから前記受電コイルに電力を伝送する請求項１３に記載の電力伝送装置。
【請求項１５】
さらに、コイル単体に印加される電圧Ｖと、コイル単体に流れる電流Ｉの位相差が、８０度以上となる最低周波数をｆｉ（Ｈｚ）、
前記一方のコイルの実効直列抵抗をＲｉ（Ω）、
前記一方のコイルに接続される前記キャパシタ（Ｃ１）の実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、
Ｒｉ＞Ｒｃ、なる条件を満足する最低周波数をｆｃ（Ｈｚ）、とすると、
ｆｉ＞ｆｃのときには、前記ｆｉが、前記所定の周波数領域の下限値ｆＬであり、
ｆｃ＞ｆｉのときには、前記ｆｃが、前記所定の周波数領域の下限値ｆＬであり、
前記交流電源の出力周波数をｆＬ以上に設定し、
前記一方のコイル単体に印加される電圧Ｖと、前記一方のコイル単体に流れる電流Ｉの位相差が８０度以上となる最低周波数ｆｉ以上の周波数領域、および前記キャパシタ（Ｃ１）を使用可能な最低周波数ｆｃ以上の周波数領域で、前記送電コイルから前記受電コイルに電力を伝送する請求項１から１４のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項１６】
前記一方のコイルまたは前記他方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、
前記一方のコイルまたは前記他方のコイルの許容動作最高温度をＴｗ（℃）、
前記一方のコイルまたは前記他方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、
前記送電部から前記受電部に電力を伝送しているときに、前記一方のコイルまたは前記他方のコイルに流れる交流電流の実効値をＩａ（Ａ）、としたときに、
前記ｆａ（Ｈｚ）において、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、なる関係を、前記一方のコイルまたは前記他方のコイルが満足するように、前記送電部から前記受電部に電力を伝送する、請求項１から１５のいずれかに記載の電力伝送装置。
【請求項１７】
請求項１から１６のいずれかに記載の電力伝送装置の送電部から成り、
前記送電部から前記受電部に電力を送電する、電力伝送装置の送電装置。
【請求項１８】
請求項１から１６のいずれかに記載の電力伝送装置の受電部から成り、
前記受電部が、前記送電部より電力を受電する、電力伝送装置の受電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、分離可能な送電部と受電部とから成り、送電部の送電コイルと受電部の受電コイルとの間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
送電コイルと、受電コイルとが分離可能な電力伝送装置は、電力伝送を行っていない場合には両コイル間の距離が離れた分離状態にある。例えば、電力伝送時には、図１１４に示すように、送電コイル１と、受電コイル２とを対向させて構成される。送電制御回路３からキャパシタＣ１を介して送電コイル１に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電コイル２に起電力が誘起され、前記起電力による交流電流が受電制御回路４を通じて負荷ＲＬに流れ、電力伝送が行われる。
【０００３】
送電コイル１あるいは受電コイル２は、例えば、図１１５（Ａ）の平面図に示す導体１ｘを渦巻き状に巻回して構成され、図１１５（Ａ）の線６Ｂ−６Ｂに沿う図１１５（Ｂ）に示す断面図のように、間隔βを介して対向して配置される。導体１ｘを渦巻き状に巻回して構成される２個のコイルを図１１５（Ｂ）のように対向させるのは、両コイルを誘導結合させるのと同義であるので、「対向」という表記は、両コイルが誘導結合状態にあることを示しているものとする。
【０００４】
図１１５（Ｂ）では、送電コイル１と受電コイル２に同一のものを用いている。これは、以下に引用する従来例において、誘導結合を示す対向状態が送電コイル１と受電コイル２とに同一のコイルを用いているからである。当然ながら、送電コイル１と受電コイル２とが異なるコイルを用いることもできる。以降、従来例を含め、単に「コイル」と表記されている場合、送電コイル１または受電コイル２、あるいは双方のコイルを指すものとする。また、本願では、引用する文献によって、使用されている用語が異なるため、用語について説明しておく。
【０００５】
図１１４の送電制御回路３、送電コイル１を含む部分を、送電側、１次側、入力側等と表記し、送電コイル１を、送電コイル、送電コイル、１次コイル、１次側コイル等と表記する。また、図１１４の受電制御回路４、受電コイル２を含む部分を、受電側、２次側、出力側等と表記し、受電コイル２を、受電コイル、受電コイル、２次コイル、２次側コイル等と表記する。次に、コイルやキャパシタの等価回路中に直列に存在する抵抗成分は、通常ＥＳＲと表記され、日本語では等価直列抵抗(Equivalent Series Resistance)と呼ばれている。本願では、ＥＳＲの周波数特性に言及するので「実効直列抵抗」(Effective Series Resistance)に表記を統一しておく。
【０００６】
図１１５のような構成を持つコイルを使用した電力伝送装置が、特開平８−１４８３６０号公報（特許文献１）に記載されている。この特許文献１には、比較例１として、ドーナツ状の平面渦巻き型コイルが記載されている。すなわち、このコイルは、直径１００μｍの絶縁被覆が施された銅線を１００本束ねたものを５ターン巻線して、外径３０ｍｍ、内径１５ｍｍ、厚さ１．５ｍｍに作成したものであり、磁性材料を装備していない。これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）、相互誘導作用により出力が発生する方を２次側（出力側）としている。
【０００７】
また、特許文献１の実施例には、電力伝送周波数が１００ｋＨｚでの実測データが記載されており、電力伝送周波数が１００ｋＨｚに限定されないと記載されている。すなわち、特許文献１の段落番号００４０には、電力伝送周波数が任意に選べると記載されている。
【０００８】
このような構成を持つコイルの他の例が、特開平４−１２２００７号公報（特許文献２）に記載されている。この特許文献２に、比較例１として、平面渦巻き型コイルであって、直径１ｍｍのエナメル銅線を２５ターン巻線し、外径８０ｍｍ、内径２４ｍｍに作成し、磁心部を設けていないコイルが記載されている。これらを対向させて電源に接続される方を１次側（入力側）とし、相互誘導作用により出力が発生する方を２次側（出力側）としている。
【０００９】
なお、空芯コイルは、金属の近接により、コイルの特性（インダクタンスや実効直列抵抗）が変化する。この影響を防止するため、コイル状アンテナに、磁性材料と金属板を組み合わせて装備する発明は多数出願されている。しかし、コイル状アンテナは、電磁波によりエネルギーを伝達するもので、相互誘導作用を用いるものでは無い。相互誘導作用を用いた電力伝送装置において、特開２００６−４２５１９号公報（特許文献３）には、不要輻射の排除を目的とし、平面渦巻き状コイルの対向面と反対側に、磁性材料で形成されるシート、そして、磁性材料のコイルの対向面と反対側に金属板を貼り付ける構成のコイルが記載されている。
【００１０】
さらに、コイルに金属材料が近接したときの影響を排除する金属材料として、反磁性金属を使うことが、特開２００２−３５３０５０号公報（特許文献４）に記載されている。特許文献４においても、コイルを「磁界型空中線」と記載し、相互誘導作用に用いられるコイルと電磁波を送受信するアンテナを混同している。
【００１１】
図１１６は、図１１４に示した送電制御回路３から送電コイル１を見たときの簡略化した２端子の等価回路図である。図１１６において、Ｌｅは２端子回路の残留（漏洩）インダクタンスである。残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）の値は、理論上、送電コイル１単体の自己インダクタンス、受電コイル２単体の自己インダクタンス、送電コイル１と受電コイル２間の結合係数、受電コイル２に接続された負荷抵抗値、後述する受電コイル２の実効直列抵抗値によって決まる。
【００１２】
同じく、図１１６において、Ｒｅは２端子回路の純抵抗成分である。純抵抗成分Ｒｅ（Ω）の値は、理論上、送電コイル１単体の自己インダクタンス、受電コイル２単体の自己インダクタンス、送電コイル１と受電コイル２間の結合係数、受電コイル２に接続された負荷抵抗値、後述する送電コイル１と受電コイル２の実効直列抵抗値によって決まる。
【００１３】
送電コイル１単体の自己インダクタンスＬ１（Ｈ）、受電コイル単体の自己インダクタンスＬ２（Ｈ）は一定値である。後述するが、送電コイル１と受電コイル２間の結合係数の変動、受電コイル２に接続された負荷抵抗値の変動、送電周波数による受電コイル２の実効直列抵抗の変化に伴い、残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）は変化する。また、コイル構成によっては、送電コイル１に受電コイル２が対向したときの、送電コイル１のインダクタンスと受電コイル２のインダクタンスの変化に伴い、残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）は変化する。よって、残留インダクタンスＬｅの値は、Ｌ１の値より、大きくも小さくもなる。
【００１４】
同じく、送電コイル１と受電コイル２間の結合係数の変動、受電コイル２に接続された負荷抵抗値の変動、送電コイル１の実効直列抵抗の変化、受電コイル２の実効直列抵抗の変化に伴い、純抵抗成分Ｒｅ（Ω）は変化する。送電コイル１単体のインダクタンスＬ１（Ｈ）、受電コイル２単体のインダクタンスＬ２（Ｈ）、送電コイル１と受電コイル２間の結合係数により、純抵抗成分Ｒｅの値は、負荷ＲＬの値より、大きくも小さくもなる。
【００１５】
残留インダクタンスＬｅは、無効電力の原因となり、力率を低下させる。そこで、図１１６に示すように、キャパシタＣ１を用いて、残留インダクタンスＬｅに起因する正の残留リアクタンス成分を打ち消して力率の改善を行なっている場合がある。図１１６は、送電コイル１のみに直列にキャパシタを接続した場合の２端子等価回路になる。受電コイル２にのみに直列にキャパシタを接続した場合の２端子等価回路、あるいは送電コイル１と受電コイル２の双方に、直列にキャパシタを接続した場合の２端子等価回路については、実施例にて説明する。
【００１６】
特性がよいキャパシタ単体の特許は多数出願されている。しかし、電力伝送装置において、正の残留インダクタンスＬｅを打ち消して力率の改善のために使用される適切なキャパシタの構成や特性について言及した文献は、殆ど見られない。前述した特許文献４に、電力伝送装置に用いるキャパシタとして、誘電正接の低いフィルムキャパシタ等を使用するというのが記載されている程度である。
【００１７】
次に、キャパシタに関する用語について説明しておく。容量性素子であるキャパシタは、日本語ではコンデンサと表記される場合が多い。本願では文献を引用する場合を含め、全て「キャパシタ」に表記を統一しておく。また、一般にキャパシタの容量値である静電容量をキャパシタンスと表記する場合が多い。しかし、キャパシタンスの表記は、キャパシタと混同しやすいので、全て「静電容量」に表記を統一しておく。さらに、真空中の誘電率に対する比である比誘電率は、単に「誘電率」と表記されている場合が多い。物理定数である誘電率εｏは、真空中の誘電率であり、εｏ＝８．８５×１０−１２（Ｆ／ｍ）である。本願では、キャパシタの構成を真空中の誘電率εｏを用いて求めている。よって、真空中の誘電率εｏに対する比である比誘電率εｓは「比誘電率」またはεｓに表記を統一しておく。
【００１８】
送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置においては、送電コイル１または受電コイル２に、直列または並列にキャパシタを接続できる。したがって、送電部単体あるいは受電部単体では、共振回路が形成される。本技術分野においては、このように送電部と受電部単体の共振周波数に着目している文献が殆どである。特許文献４においても、受電部の共振周波数を送電部の共振周波数よりも低く設定すると記載されている。しかし、特許文献４には、コイルとキャパシタを直列接続した直列回路が、前述した力率改善の作用効果を持つことは全く記載されていない。
【００１９】
さらに、特開平４−２８６４３８号公報：米国特許５，１２６，５８９（特許文献５）にも、送電部単体の共振周波数を受電部単体の共振周波数よりも高く設定すると記載されている。これは、特許文献４の受電部、送電部の各共振周波数の関係と同じである。
【００２０】
特開平８−３４０２８５号公報（特許文献６）には、受電部単体の共振周波数を送電部の電力伝送周波数よりも高く設定すると記載されている。すなわち、上述した特許文献４、特許文献５とは全く逆の記載がされている。
【００２１】
また、相互誘導作用に基づく電力伝送装置において、送電部コイルに近接した金属体が発熱を防止する手法、送電部と受電部の信号伝送方式を設けて伝送電力を制御する手法が、特開平１０−２７１７１３号公報：米国特許５，８９６，２７８（特許文献７）に記載されている。
【特許文献１】特開平８−１４８３６０号公報（段落番号００２７）
【特許文献２】特開平４−１２２００７号公報（第１表、第２表）
【特許文献３】特開２００６−４２５１９号公報（段落番号００１９、００２０、請求項１、請求項２、図２、図３）
【特許文献４】特開２００２−３５３０５０号公報（段落番号０００７、００１５、００１７、００１８、００１９、請求項３、請求項５）
【特許文献５】特開平４−２８６４３８号公報（段落番号０００７、請求項１）
【特許文献６】特開平８−３４０２８５号公報（段落番号００９４、請求項２）
【特許文献７】特開平１０−２７１７１３号公報（段落番号０００５、０００９等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
送電部と、受電部とが分離可能な電力伝送装置は、電線や機械的な接点を用いずに電力を機器に送ることができる。電気機器や電子機器が動作するのに必要な電力を、電線や機械的な接点を用いずに送ることができるようになると、様々な応用用途や利点がある。しかし、従来の技術では、相互誘導作用を利用して電力を伝送する電力伝送用コイルの構成と特性、および作用効果が明確にされていない。そこで、送電コイル１と、受電コイルとが分離可能な電力伝送装置、および電力伝送装置のコイルに関する従来例について考察してみる。
【００２３】
まず、特許文献１には、電力伝送周波数が任意に選べると記載されている。しかし、電力伝送手段は、変成器（変圧器）である。１次コイルと２次コイルが分離不能ではあるが、５０Ｈｚ〜６０Ｈｚの商用電源用に設計された変圧器が、任意の周波数、例えば、５Ｈｚ、あるいは、１０ｋＨｚで使用できないことは明らかである。すなわち、電力伝送手段である変成器には、使用可能な周波数の下限および上限が存在する。しかし、電力伝送用コイルとして使用可能な周波数範囲について考察した従来技術は存在しない。
【００２４】
また、１次コイルと２次コイルが分離不能な変圧器では、両コイル間の結合係数がほぼ１の密結合状態である。一方、１次コイルと２次コイルが分離可能な変成器では、両コイル間の結合係数が最大でも０．９程度の疎結合状態である。したがって、特許文献１、特許文献２に実施例として記載されたコイルは、平面渦巻き状に巻回したコイルに磁性材を装備して、両コイル間の結合係数を確保するようにしている。すなわち、特許文献１、特許文献２に記載されているコイルは、どちらも比較例であり、空芯の平面渦巻き型コイルを用いた場合には、磁性材料を装備しないと性能向上が図れない旨の記載が見られる。
【００２５】
しかしながら、平面渦巻き状コイルの利点は、その形状にあり、特に機器側に装備される受電コイルは、薄くないと実装上の問題が発生する。特に、２次電池を内蔵した小型の携帯機器などでは、スペースの制約上、コイル体積をできる限り小さくすることが要求されている。電力伝送性能を向上させるために、例えば特許文献１に記載されているように、磁性材料で構成された板材をコイルの対向面の反対側に装備しないといけないことになる。しかし、この場合は、コイルの体積が増加し、機器に内蔵するのが困難になるという問題がある。
【００２６】
特許文献１、特許文献２共に、比較例と実施例を対比し、空芯の平面渦巻き状コイルでは効率よく電力が伝送できないことが記載されている。しかし、その理由については明記されていない。
【００２７】
そこで、特許文献１において、比較例１として挙げられている空心コイルに関する開示データについて検討してみる。まず、本願発明者は、特許文献１に開示されているコイルと同一のコイルを作成し、前記コイルの特性を計測した。特許文献１に比較例として記載されているコイルは、直径１００μｍの絶縁被覆銅線を１００本束ねた線径が１．５ｍｍの太い導線を５ターン巻線しているだけである。このため、自己インダクタンスが約０．８μＨと小さく、コイル形状により相互インダクタンスも小さくなる。そのため、力率が低下し、皮相電力、無効電力が大きくなる。また、線径が太く、ターン数が少ないので、特許文献１の段落番号００５１に記載されている周波数１００ｋＨｚにおいては、コイルの実効直列抵抗が、約１７ｍΩと小さくなりすぎるという問題がある。
【００２８】
図１１７は、特許文献１に記載された比較例１のコイルを送電コイル１と受電コイル２に用いたときの等価回路図である。前記コイルを２個用い、図１１７に示すように、送電コイル１と受電コイル２とからなる変成器を構成する。その場合、周波数１００ｋＨｚでは、負荷抵抗ＲＬを１０Ωとしたときの、交流電源Ｖ側から見た１次側コイルのインピーダンスＺは、Ｚ＝約０．６Ωと非常に小さい値となっている。本願の図１１７において、Ｒ３で示される交流電源Ｖの内部抵抗は、通常０．５Ω〜数十Ωである。よって、交流電源Ｖに、前記１次側コイルが接続されると、交流電源Ｖは短絡された状態に近くなってしまう。このため、交流電源Ｖのうち部抵抗Ｒ３が相当の電力を消費し、電力を効率よく伝送できなくなってしまう上、伝送可能な電力値も少なくなる。
【００２９】
もともと、特許文献１に記載されているコイルは、コイル対向面の反対側に磁性材を装備することにより、自己インダクタンスを確保し、コイルが対向したときに磁束を閉じ込め、結合係数を増加させる意図で作成されている。このため、空芯コイルとして最適化されたものではない。
【００３０】
次に、特許文献２に開示されている比較例１のコイルにおいて、空芯では性能が劣る理由を説明する。特許文献２に開示されている比較例１のような構成のコイルでは、周波数が上昇すると、表皮効果および渦電流損により、コイルの実効直列抵抗が増加する。この特性は、単導線の線径が太いほど、顕著な影響があることが知られている。本願発明者は、特許文献２に比較例１として記載されているコイルとほぼ同等のコイルを試作して追試を行なってみた。その結果、５０ｋＨｚになると、コイルの実効直列抵抗は、コイルの直流抵抗約０．０８Ωの、約３倍以上の、０．２６６Ωになることが分かっている。
【００３１】
図１１４の送電制御回路３は、図１１７において、交流電源Ｖで示され、Ｒ３は交流電源Ｖの内部抵抗である。Ｒ１は送電コイル１の実効直列抵抗である。Ｒ２は受電コイル２の実効直列抵抗である。ＲＬは受電制御回路４に接続される負荷抵抗である。
【００３２】
１次側および２次側コイルの双方に、特許文献２の比較例１として記載されたコイルを使うと、図１１７に示すように、実効直列抵抗Ｒ１が交流電源Ｖに直列に接続される。そして、実効直列抵抗Ｒ２が負荷抵抗ＲＬに直列に接続されることにより、少なくともＲ１、Ｒ２の２箇所で電力損失が発生する。これを回避するには、周波数を下げ、前記した表皮効果、渦電流損の影響を低減するしかない。だが、周波数を下げると、コイルのリアクタンスが減少する。その結果、送電コイル１のインピーダンスＺが低下し、送電コイル１に過大な皮相電力が投入されてしまう。そして、皮相電力による過大電流が送電コイル１に流れ、実効直列抵抗Ｒ１と、交流電源のうち部抵抗Ｒ３による電力損失が発生する。そのため、特許文献２の実施例では、コイルのインダクタンスとリアクタンスを確保し、皮相電力を低減するため磁性材を装備している。空芯でコイルを使用するには、リアクタンスを確保できるよう、高い周波数で作動させることが可能なコイルを実現しなければならない。すなわち、高い周波数で実効直列抵抗Ｒ１が低いコイルを実現すればよい。
【００３３】
特許文献１とは逆に、特許文献２の比較例１に記載のコイルは、インダクタンスは高いが、コイルの実効直列抵抗も高い。そのため、空芯で使うには適していないのは、上記に説明した通りである。すなわち、特許文献１の比較例に記載のコイルも、特許文献２の比較例１に記載のコイルも、後述するように、高周波数領域でのコイルのＱが低い。
【００３４】
一方で、コイルの構成は異なるものの、コイルの実効直列抵抗の周波数特性を改善する発明は、多数出願されている。これらは、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加を抑え、コイルのリアクタンスが大きくなる高周波数領域で、コイルのＱを増加させることを意図している。しかし、特許文献１から特許文献４のいずれにも、コイルの重要な特性であるインダクタンスについての記載が全く見られない。コイルの構成を規定し、実効直列抵抗の増加を抑えても、インダクタンスが減少すれば、場合によってはコイルのＱが低下する。Ｑが低下する構成規定では、性能のよいコイルが実現できたとは言えない。
【００３５】
特許文献１、特許文献２においては、上述した実効直列抵抗を低減する手法とは逆の手法を採用し、透磁率の高い磁性材料をコイルに装備することにより、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率よりもインダクタンスを増加させて、コイルのＱを上げる手法を使っているものと推察される。
【００３６】
すなわち、電力伝送用の性能がよいコイルを実現するには、自己インダクタンス、相互インダクタンス（結合係数）を確保でき、かつ実効直列抵抗による電力損失がもたらすコイルの発熱を回避するために、適切な構成のコイルを選ばねばならない。そして、コイルの特性規定を行ってコイルの作動条件を定めなければならず、単にコイルの実効直列抵抗の周波数特性を改善するだけでは不十分である。
【００３７】
上記に説明してきたように、平板に導線を単層渦巻き状に巻回した空芯の電力伝送用コイルは、電力伝送性能が悪いというのが従来の定説となっている。そのため、磁性材料等を装備することによって、電力伝送性能の向上が図られている。そして、電力伝送性能を左右する１つの要因である前述した電力伝送用コイルの実効直列抵抗と周波数との関係を、電力伝送用コイルの構成と共に考察した従来技術は存在しない。すなわち、従来の技術では、電力伝送装置に用いるのに適切な渦巻き状に巻回した電力伝送用コイルが実現できていない。また、渦巻き状に巻回した電力伝送用コイルの作動条件が規定されていない。そのために、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない。前述した電力伝送装置に用いる最適な電力伝送用コイルが実現できていないことが、本分野における第１の課題となっている。
【００３８】
一方、特許文献３の段落番号００２１には、磁性シートが、コイルの発生する「磁界」による不要輻射を排除すると記載されている。そして、金属シートが、コイルの発生する「電界」による不要輻射を排除すると記載されている。
【００３９】
前述したように、相互誘導作用を用いた場合には、エネルギーを伝達するのは電磁波ではなく「磁束」である。すなわち、誘導結合している送電コイル１と受電コイルとは変成器を構成している。変成器は、コアを装備することにより、結合係数をほぼ１にでき、この場合は力率もほぼ１である。一方、送電コイル１と受電コイルが分離可能な電力伝送装置においては、両コイル間の結合係数が最大でも０．９の疎結合状態である。よって、力率も０．２程度まで低下する。結合係数が１よりも小さいことによって、漏洩磁束が発生するが、後述するように、漏洩磁束の存在自体はエネルギーの損失を起さない。しがたって、特許文献３も、相互誘導作用による電力伝送と電磁波による電力伝送を混同している。
【００４０】
磁性材料のシートは、変成器のコアと同じく、磁束を閉じ込め、結合係数を上昇させる作用を持つ。そのことは特許文献２の２ページ右下の（作用）にも明記されている。本願発明者が検証した限りにおいて、磁性材板をコイルに装備すると、コイルのインダクタンスが上昇し、実効直列抵抗も上昇するのが確認されている。そして、少なくとも磁性材粉をモールドして構成した磁性材板は、コイルの対向面と反対側に金属材料が近接すると、コイルの特性（インダクタンスや実効直列抵抗）が変化する。すなわち、空芯コイルに金属板が近接したときには、コイルが変成器として作動しようと、アンテナとして作動しようと、コイル特性が変化するという本分野における他の課題となっている。
【００４１】
しかし、前述した特許文献１や特許文献２のように、磁性材料を装備して電力伝送性能を向上させる試みが多数なされているが、性能の良い電力伝送装置は実現できていない。後述するが、この理由は、特許文献１から特許文献４のように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、性能の良い電力伝送装置は実現できないからである。
【００４２】
さらに、特許文献４の段落番号００１９には、１次コイルと２次コイルの間に金属板を配置すると記載されているが、これは、コイル対向面の反対側の誤りと推察される。そして、特許文献４の段落番号００２０には、コイル（磁界型空中線）に金属体が近接すると、電力伝送性能に影響が出るという空芯コイルの課題が記載されている。その課題を解決するために使用する金属板の材質として、特許文献４の段落番号００１９には、反磁性金属である銅（Ｃｕ）、亜鉛（Ｚｎ）、鉛（Ｐｂ）、ビスマス（Ｂｉ）が記載されている。しかし、原子番号８３の希土類元素で、１つを除く同位体が全て放射性元素であり、通常は使用されることが無いビスマスが記載されているのに、反磁性金属である原子番号５７のランタン（Ｌａ）や、原子番号７９の板磁性金属で、一般に知られている貴金属である金（Ａｕ）が記載されていない。
【００４３】
本願発明者が追試したところ、コイル特性に影響を及ぼすのは、強磁性体の金属を除き、金属の磁気的性質では無く、単に金属板の厚さであることが分かっている。その詳細については後述するが、上記のような課題を解決した、性能のよい電力伝送装置は、まだ実現できていない。しかし、これらの課題は、第１の課題である空芯で電力伝送性能のよいコイルが実現できないと解決できない。その意味では、特許文献１、特許文献２に記載の解決手段は、実用的な電力伝送装置を実現するものであるとは言えない。
【００４４】
そして、特許文献４の段落番号００１７には、送電コイル１の残留リアクタンスＬｅを打ち消して、力率の改善（特許文献４では共振用と記載されている）を行なうキャパシタとして、誘電正接ｔａｎδが小さいキャパシタ、ポリスチレンやポリプロピレンを誘電体とするキャパシタを使用することが記載されている。しかしながら、ポリスチレンやポリプロピレンを誘電体とするキャパシタは、他の誘電体を用いたキャパシタよりいかなる周波数でも誘電正接ｔａｎδが小さいとは限らない。
【００４５】
さらに、本願発明者が追試したところ、一部のポリスチレンキャパシタは発熱のため使用できなかった。また、ポリプロピレンキャパシタは、構成によって電力伝送性能が異なるうえ、静電容量と周波数によっては、電力伝送性能が低下する現象が見られた。
【００４６】
図１１８は、キャパシタの等価回路を表す図である。図１１８において、Ｘｃはキャパシタのリアクタンス、Ｒｃはキャパシタの実効直列抵抗、Ｌｃはキャパシタの寄生インダクタンスを表す。誘電正接ｔａｎδは、キャパシタのＱを使い、ｔａｎδ＝１／Ｑ（無単位）、と定義されている。キャパシタのＱは、キャパシタのＱを計測する周波数において、キャパシタのリアクタンスをＸｃ、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ、とすると、Ｑ＝Ｘｃ／Ｒｃ、で表される。ＪＩＳの規定によると、キャパシタの誘電正接ｔａｎδは、静電容量により、１ｋＨｚまたは１ＭＨｚで計測される。静電容量をＣ（Ｆ）とすると、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、Ｘｃ＝１／ωＣ（Ω）、であり、Ｘｃは、角周波数ω（ω＝２πｆ、ｆは周波数（Ｈｚ））と静電容量Ｃの積の逆数となっている。
【００４７】
図１１８の記号を使うと、キャパシタの誘電正接ｔａｎδは、ｔａｎδ＝ωＣ・Ｒｃ＝Ｒｃ・Ｘｃ、となる。また、キャパシタの静電容量Ｃは、通常、１０−６Ｆ以下である。よって、１ｋＨｚのような低い周波数においては、ωＣの値が、１０−６以下と、非常に小さな値となる。一方、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは、キャパシタの種類や静電容量によっても異なるが、１ｋＨｚでは、通常、１０Ω以下である。したがって、一般のキャパシタの誘電正接ｔａｎδの値は、通常、後述するＪＩＳの規定値である、ｔａｎδ＜０．００１、となっている。
【００４８】
一般に、高周波数領域で実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が低いキャパシタは、セラミックキャパシタである。したがって、セラミックキャパシタはＱが高く、誘電正接ｔａｎδも低い。実際に本願発明者が、静電容量０．１μＦの積層セラミックキャパシタのＱを１ＭＨｚにて実測したところ、Ｑ≒１８であり、ｔａｎδ＝１／１８≒０．０５５、正接角δは、δ≒３度であった。
【００４９】
また、後述する電力伝送性能が良いポリプロピレンキャパシタとは異なる構成の、静電容量０．１μＦのポリプロピレンキャパシタのＱを１ＭＨｚにて実測したところ、Ｑ≒５であり、ｔａｎδ＝１／５≒０．２、正接角δは、δ≒１１．３度であった。すなわち、高周波数領域での誘電正接ｔａｎδを比較する限りにおいては、セラミックキャパシタの方が、ポリプロピレンキャパシタよりも特性がよい。しかし、本願発明者が実験検証した限りにおいては、積層セラミックキャパシタは、ポリプロピレンキャパシタより電力伝送性能が悪い。
【００５０】
特許文献４には、単に「誘電正接が小さい」と記載されているだけである。ＪＩＳの規定に準ずるとしたなら、前述したように、１ｋＨｚにて誘電正接を計測して性能比較をするだけで、電力伝送装置に最適なキャパシタが選べることになる。しかし、後述するが、キャパシタの誘電体や誘電正接のみでは、電力伝送装置に最適なキャパシタは選べない。すなわち、周波数特性を勘案した具体的な誘電正接の値、具体的な静電容量、両者の関係、および誘電正接以外の特性要因を規定する必要がある。
【００５１】
したがって、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの誘電正接ｔａｎδは、誘電体（キャパシタの種類）、静電容量、周波数特性等を勘案して誘電正接ｔａｎδの値を規定する必要がある。なお、誘電正接ｔａｎδの周波数特性については後述する。
【００５２】
また、特許文献４の段落番号００１８、請求項３には、コイルの両端に２個のキャパシタを接続する手法が記載されている。これらは、特開２００５−６３９６号公報の図１、特開２００５−６４５９号公報の図１、特開２００５−６４６０号公報の図１などにも記載されている。しかし、この回路構成は、キャパシタの耐電圧を上昇させる作用効果はあるが、この回路構成と電力伝送性能との相関について言及した先行文献は存在しない。
【００５３】
すなわち、従来の技術では、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの構成や特性、電力伝送装置の力率改善用キャパシタを使用する回路構成と作用効果が全く明確にされておらず、そのために、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない。換言すれば、高周波電力回路に使用するキャパシタの性能評価方法と使用方法（接続方法）が確立できていない。これが、本分野における第２の課題となっている。
【００５４】
特許文献４には、受電部単体の共振周波数を送電部単体の共振周波数よりも低く設定すると記載されている。さらに、特許文献５にも、送電部単体の共振周波数を，受電部単体の共振周波数よりも高く設定すると記載されている。特許文献５には、送電コイル１のインダクタンス変化が生じても、受電コイルとの共振結合を保てる旨の記載がある。しかし、特許文献５は、送電コイル１のインダクタンス変化が起こる原因が明確に記載されていない。一方で、特許文献６には、受電部単体の共振周波数を電力伝送周波数よりも高く設定すると記載されており、上述した先行事例とは全く逆の手法が記載されている。
【００５５】
上述した先行事例は、いずれも分離可能な２個の２端子回路により共振回路を構成し、２個の共振周波数の関係を規定している。受電部単体の共振周波数をｆｋ（Ｈｚ）、送電部単体の共振周波数をｆｈ（Ｈｚ）、としたときに、上述のように、先行事例によっては、ｆｋ＞ｆｈ、他の先行事例では、ｆｈ＞ｆｋ、といった正反対の規定がなされている。これらの差異は、変成器の原理、電力伝送装置の作動原理が、従来技術においては正確に把握できていないのが原因と推察される。
【００５６】
特に、図１１６に示す、残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）は、送電コイル１および受電コイル２の構成（空芯、有芯、形状等）、送電コイル１および受電コイル２のインダクタンス、受電コイルと送電コイル１間の結合係数、受電コイルの実効直列抵抗、受電側の負荷抵抗値等、種々の要因によって変化する。
【００５７】
図１１６において、送電コイル１単体では、Ｌｅ＝Ｌ１（Ｈ）である。しかし、後述するが、送電コイル１に受電コイルが対向した場合には、Ｌｅ＞Ｌ１、Ｌｅ＜Ｌ１、のいずれにもなる。送電側に共振回路を設けた時、送電側単体の共振周波数ｆｈ（Ｈｚ）と、送電コイル１に受電コイルが対向したときの送電側の共振周波数ｆｅ（Ｈｚ）は異なってくる。Ｌｅ＞Ｌ１、なら、ｆｅ＜ｆｈ、となり、Ｌｅ＜Ｌ１、なら、ｆｅ＞ｆｈ、となる。これらについては、実例を挙げて後述する。
【００５８】
そのうえ、特許文献４の図２は、電流を流し出すとともに、電流を引き込むという、双方向に電流を流せる回路構成になっていない。そのため、この回路はコイルとキャパシタを直列接続した回路を駆動できないので、特許文献４の図２の回路は動作しない。
【００５９】
本技術分野では、伝送効率の向上と伝送可能電力の向上を目的とし、技術開発が行われている。しかし、前述したように、実際の電力伝送装置では、コイルとキャパシタの実効直列抵抗、交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓによる電力損失が発生する。従来の技術では、伝送電力を上げると、前記電力損失により、コイル、キャパシタ、交流電源３０ｂが発熱するので、電力伝送性能が向上できなかった。
【００６０】
上述したように、送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置においては、キャパシタを装備することにより、送電部単体、受電部単体にて各々独立した共振回路が形成される。しかし、送電コイルと受電コイルが誘導結合したときの、送電側の等価回路である基本的な回路理論が、本技術分野の先行文献には全く明示されていない。負荷抵抗が接続された正確な変成器の等価回路を記述して回路理論との差異を明確化し、図１１６から図１１８のような、２端子の簡略化した変成器の等価回路を検討する必要がある。
【００６１】
そのうえ、特許文献４の図２は、電流を流し出すとともに、電流を引き込むという、双方向に電流を流せる回路構成になっていない。そのため、この回路はコイルとキャパシタを直列接続した回路を駆動できないので、特許文献４の図２の回路は動作しない。
【００６２】
上述したように、残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）に起因する正のリアクタンスを打ち消すようにキャパシタを接続する回路構成、２端子回路を駆動する回路の構成、送電回路単体の共振周波数と２端子回路を駆動する周波数の関係、残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）と送電コイル１単体のインダクタンスＬ１（Ｈ）の関係、コイルとキャパシタの実効直列抵抗および交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓに起因する電力損失など、従来例の送電部、受電部単体の共振周波数の規定では解決不能な課題が、本技術分野には数多く残っている。これらの課題の解決法については、以下に詳述する。
【００６３】
さらに、特許文献５の段落番号０００５に記載のように、送電コイル１に交流電流が流れているときに、送電コイル１に金属体が近接すると、特許文献４の段落番号００１９に記載された渦電流により、金属体が発熱する。これは電磁調理器と同じ原理である。
【００６４】
特許文献５では、送電部が待機状態のときには、間欠的に送電コイル１に電力を供給している。送電部に正規の受電部が装着されたときに、受電部からの信号により、送電部は連続的に送電コイル１に電力を供給するようにしている。しかし、特許文献５では、送電コイル１と受電コイルにコアを装備している。後述するように、コアを装備した電力伝送用のコイルでは結合係数が低下する。そのために力率も低下してしまう。平面空芯状のコイルを用いた電力伝送装置において、特許文献５と同一の手法を採用した特許文献も存在はする。また、送電部単体で金属体を検知する手段を備えた特許文献もある。
【００６５】
上記のように、送電コイル１に金属体が近接したときに、過電流損やヒシテリシス損により、金属体が発熱することが、本分野におけるその他の課題となっている。さらに、送電部は、金属体と負荷が接続された正規の受電コイルが対向したときとを判別しなければならず、そのことも、本分野におけるその他の課題となっている。
【００６６】
しかし、根本的な課題は、特許文献１から特許文献４のように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、電力伝送性能のよいコイルが実現できないことにある。特許文献１、特許文献２では、コイルの特定的構成を規定した一実施例を示すことにより、効果を主張している。しかし、コイルの特定的構成以外の構成要因が変化したときにまで、同等の効果が得られるとは限らない。すなわち、単にコイルの特定的構成を規定するのみではなく、種々の構成を持つコイルの特性規定を行い、電力伝送性能のよいコイルを選ばない限り、電力伝送性能のよいコイルおよび電力伝送装置を実現することはできない。
【００６７】
例えば、特許文献２に記載の非接触トランスにおいて、特許文献５のような実施例が適用できないことは明白である。すなわち、電力伝送性能のよい電力伝送用コイル、電力伝送性能のよい電力伝送装置、金属体の近接により特性が変動しない電力伝送用コイルが実現できてこそ、特許文献７のような安全対策の意味がある。換言すれば、まず、第１の課題を解決する必要がある。
【００６８】
次に、電力伝送装置の力率改善用に使用するキャパシタの構成や特性、電力伝送装置の力率改善用キャパシタを使用する回路構成と作用効果を明確にし、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現するという第２の課題を解決する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００６９】
そこで、この発明の目的は、電力伝送装置に使用される電力伝送装置のコイルの選択法によって選択されたコイルを電力伝送装置に装備すると共に、電力伝送装置に使用される力率改善用キャパシタの選択法によって選択されたキャパシタを装備した電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現し、さらに、電力伝送装置が作動するのに適した周波数領域を規定することによって、電力伝送性能のよい電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置を提供することである。
【００７０】
１
この発明は、送電部と受電部が分離可能なように構成され、直流電力を交流電力に変換する電力変換手段から成る交流電源と、送電コイルとを少なくとも含む送電部と、負荷と、受電コイルとを少なくとも含む受電部とから成り、送電コイルと受電コイルとから成る変成器の残留インダクタンス成分を打ち消して、力率を改善するために、送電部、または受電部の少なくともいずれか一方に、少なくとも１個の無極性のキャパシタ（Ｃ１）を含み、送電コイルと受電コイルとを誘導結合させて変成器を構成し、ｆＨ（Ｈｚ）を上限値、ｆＬ（Ｈｚ）を下限値とする所定の周波数領域で、相互誘導作用により、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝送装置において、送電コイルと受電コイルは、双方のコイルが誘導結合して変成器を構成するように、導体を卷回して空芯上に形成された空芯コイルであり、送電コイルと受電コイルの内、いずれか１個のコイルを一方のコイル、一方のコイルに対向させて変成器を構成するコイルを他方のコイルとし、
１）一方のコイル単体時の実効直列抵抗をＲｗ、一方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、一方のコイルに他方のコイルを対向させて変成器を構成し、他方のコイルの両端を短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、なる関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が、少なくとも１００ｋＨｚ以上になるように、他方のコイルが選ばれており、
２）他方のコイル単体時の実効直列抵抗をＲｗ、他方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、他方のコイルに一方のコイルを対向させて変成器を構成し、一方のコイルの両端を短絡したときの、他方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、他方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、なる関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が、少なくとも１００ｋＨｚ以上になるように、一方のコイルが選ばれており、一方のコイルを送電部に装備する場合には、他方のコイルが受電部に装備され、一方のコイルを受電部に装備する場合には、他方のコイルが送電部に装備されている。
【００７１】
送電コイルと受電コイルを対向させて変成器を構成し、変成器の他方の２端子を短絡したときの一方の２端子の実効直列抵抗をＲｓ、Ｒｓを計測したコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ、ＲｗとＲｓの周波数特性から、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を求め、ｆ１が１００ｋＨｚ以上となるコイル２個を選択し、２個のコイルを送電部と受電部に装備することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
【００７２】
一方のコイルと他方のコイルが異なるコイルである場合、一方のコイルと他方のコイルとを組み合わせ、一方のコイルにて、ＲｗとＲｓの周波数特性を計測し、一方のコイルのｆ１が、１００ｋＨｚ以上となるように、他方のコイルを選択すると共に、他方のコイルにて、ＲｗとＲｓの周波数特性を計測し、他方のコイルのｆ１が、１００ｋＨｚ以上となるように、一方のコイルを選択することにより、変成器の一方の２端子と、他方の２端子共に、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する最高周波数は１００ｋＨｚ以上となる。なお、一方のコイルと他方のコイルが同一である場合は、一方のコイルで計測したＲｗ、Ｒｓと、他方のコイルで計測したＲｗ、Ｒｓ、およびｆ１は等しくなり、同一のコイルの場合もｆ１が１００ｋＨｚ以上となるコイルを選択する。
【００７３】
具体的には、前記一方のコイルと前記他方のコイルの少なくともいずれか一方のコイルは、前記空芯コイルと、少なくとも１枚の磁性材板とを含む。
【００７４】
空芯コイルは、先の発明のコイル単体、コイル２個により構成した変成器共にｆ１が高く、性能がよい。さらに、空芯コイルに磁性材板を装備することにより、コイルのインダクタンスを増加させることができる。
【００７５】
具体的には、前記一方のコイルと、前記他方のコイルの内、少なくともいずれかのコイルは、金属板を装備しており、
１）前記空芯コイルと前記金属板との間に、
・２枚以上の磁性材板が含まれている場合か、
・コイル外形をＤ（ｍｍ）とするとＤ／１０以上の厚さの絶縁板を含む場合か、
・１枚の磁性材板と、厚さがＤ／１０以上の絶縁板とを含む場合か、
・２枚以上の磁性材板と、厚さがＤ／１０以下の絶縁板を少なくとも１枚含む場合、
のいずれかにおいては、前記金属板は、任意の磁気的性質を持つ厚さＭ（０．０１ｍｍ）以上の金属または合金から成る金属板であり、
２）前記空芯コイルと前記金属板との間に、
・磁性材板１枚のみを含む場合か、
・コイル外形をＤ（ｍｍ）とするとＤ／１０以下の厚さの絶縁板のみを含む場合か、
・磁性材板１枚とＤ／１０以下の厚さの絶縁板１枚のみを含む場合、
のいずれかにおいては、前記金属板は、常磁性または反磁性の磁気的性質を持つ厚さＭ（０．１ｍｍ）以上の金属または合金から成る金属板である。
【００７６】
この例では、空芯コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するため、空芯コイルに金属板を装備することにより、金属体の近接影響を防止できる。空芯コイルと金属板との間に装備される、磁性材板や絶縁板を規定し、空芯コイルと金属板の距離を規定すると共に、金属板の磁気的な性質と厚さを規定することにより、金属体が近接したときの特性変動がない電力伝送装置に装備するコイルが実現できる。
【００７７】
好ましくは、一方のコイルを構成する空芯コイルの巻回面の中心から巻回面の端までの最大距離をＤａ、一方の空芯コイルに対向する他方のコイルを構成する導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最小距離をＤｂ、とし、Ｄｂ＞Ｄａ、のときに、一方のコイルを構成する導線の巻回面の中心から磁性材板の端までの最小距離が、少なくとも、
Ｄｂ＋（Ｄｂ−Ｄａ）×２、に設定され、他方のコイルの導体卷回面内に、一方のコイルの導体卷回面が含まれているときには、他方のコイルの導体卷回面に、一方のコイルに装備された磁性材板が対向するように構成されている。
具体的には、先の発明の電力伝送装置において、交流電源の出力とキャパシタ（Ｃ１）との間に基準コイルＬｓを直列接続し、前記Ｌｓに他のコイルを対向させず、送電部単体で直列共振回路を構成したときに、キャパシタ（Ｃ１）のリアクタンスＸｃと、前記ＬｓのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数（直列共振周波数）をｆｒ（Ｈｚ）とし、交流電源の出力周波数をｆｒに設定したときに、ｆｒにおいて、直列共振回路のＱをＱｒ、直列共振回路に共振電流が流れているときの、交流電源の出力電圧をＶｔ、キャパシタの両端電圧をＶｃ、ＶｔをＶｃに昇圧する昇圧比Ｈを、Ｈ＝Ｖｃ／Ｖｔ、とすると、キャパシタ（Ｃ１）が、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、なる条件を満足している。
【００７８】
このような条件でコイル形状を決定することにより、他方のコイルの導体卷回面に磁性材板が対向するため、前記コイルで構成された変成器としての特性を確保できる。
直列共振回路のＱ、Ｑｒは、コイルのＱをＱｉ、キャパシタのＱをＱｃとすると、１／Ｑｒ＝１／Ｑｉ＋１／Ｑｃ、なる関係にある。直列共振周波数では、基準コイルＬｓとキャパシタ（Ｃ１）のリアクタンスがゼロとなり、前記Ｌｓの両端とキャパシタ（Ｃ１）の両端には、交流電源電圧のＱｒ倍の電圧が発生する。これは、直列共振回路の昇圧効果と呼ばれている。Ｈ＞０．９×Ｑｒ、なる条件を満足するキャパシタは電力伝送性能がよく、このようなキャパシタを選択し、電力伝送装置に装備することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
【００７９】
具体的には、先の発明の電力伝送装置において、交流電源の出力とキャパシタ（Ｃ１）との間に基準コイルＬｓを直列に接続し、基準コイルには他のコイルを対向させず、送電部単体で直列共振回路を構成したときに、回路構成により、キャパシタ（Ｃ１）を、Ｃ、Ｃｘ、Ｃｘ１、Ｃｘ２とし、Ｃ、Ｃｘ、Ｃｘ１、Ｃｘ２は、種類、構成が全て同一、Ｃｘ１、Ｃｘ２は静電容量がＣ、Ｃｘの略２倍で、Ｃｘは、直列共振回路に１個装備され、Ｃｘ１とＣｘ２は、基準コイルの各々の端子に各１個が装備され、交流電源の出力電圧は、ゼロ電位と所定の電位との間で電圧が変化する、デューティ５０％の方形波であって、キャパシタのリアクタンスＸｃと、基準コイルのリアクタンスＸｉが等しくなる周波数（直列共振周波数）をｆｒ（Ｈｚ）とし、ｆｒにおいて、基準コイルの実効直列抵抗をＲｉ（Ω）、交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）、とすると、Ｚｓ＜（Ｒｉ／５）を満足しており、キャパシタの直流電流遮断作用により、キャパシタ両端の交流電圧波形の正のピーク値と負のピーク値は、ゼロ電位に対して対称になるところ、実際の直列共振回路では、キャパシタ両端の交流電圧波形がゼロ点からシフトするため、交流電源の出力周波数がｆｒに設定されたときの、Ｃを交流電源のＧＮＤ端子とＬｓの間に直列接続したＣの両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ、Ｃｘを交流電源の他方の端子とＬｓの間に直列接続したＣｘの両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓ１＝Ｖｐ／Ｖｎ、交流電源のＧＮＤ端子とＬｓの一方の端子の間にＣｘ２を直列接続し、かつ交流電源の他方の端子とコイルの他方の端子の間にキャパシタＣｘ１を直列接続したときの、キャパシタＣｘ２の両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓｐ＝Ｖｐ／Ｖｎ、キャパシタＣｘ１の両端電圧のゼロ電位に対する正のピーク値Ｖｐと負のピーク値Ｖｎの比を、Ｓｎ＝Ｖｎ／Ｖｐ、とすると、
１）キャパシタ（Ｃ）の静電容量をＣ（μＦ）、係数αを、α＝ｌｏｇ（Ｃ／０．００１μＦ）、（但し、Ｃ≧０．０１μＦで、α≧１；Ｃ＜０．０１μＦのときは、α＝１）所定係数Ｂを、Ｂ＝１＋０．０６α（無単位）、としたときに、キャパシタ（Ｃ）が、Ｓ≦Ｂ、なる関係を満足するか、
２）キャパシタＣ、Ｃｘ、Ｃｘ１、Ｃｘ２が、
・Ｆａ＝（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）、・Ｆｂ＝（Ｓｐ−１）／（Ｓ１−１）、
・Ｆｃ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ−１）・Ｆｄ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ１−１）、とすると、
Ｆａ＜０．７５、Ｆａ＜０．７５、Ｆａ＜０．７５、Ｆａ＜０．７５、なる関係を満足するかの内、１）または２）の条件を少なくとも満足している。
【００８０】
この例では、キャパシタに基準コイルＬｓを直列に接続し、ＬＣ直列共振回路に共振周波数ｆｒの交流電流を交流電源から流し、キャパシタの両端電圧がゼロ電位からシフトする比率を所定係数Ｂにより規定するか、またはキャパシタの両端電圧の正負のピーク値、Ｖｐ、Ｖｎより、Ｓ、Ｓ１、Ｓｐ、Ｓｎを求めてこれらの数値範囲を規定し、規定を満足するキャパシタを選択して電力伝送装置に装備することによって、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
【００８１】
具体的には、先の発明の電力伝送装置において、キャパシタ（Ｃ１）の２端子のうち、一方の端子Ａに正の電圧を印加し、他方の端子Ｂに負の電圧を印加したときの誘電吸収をＫｐ、他方の端子Ｂに正の電圧を印加し、一方の端子Ａに正の電圧を印加したときの誘電吸収をＫｎ、ＫｐとＫｎの比である、Ｋｒを、Ｋｐ≧Ｋｎ、であるときには、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、Ｋｐ＜Ｋｎ、であるときには、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とすると、キャパシタ（Ｃ１）が、１≦Ｋｒ＜１．５、なる条件を満足している。
【００８２】
誘電吸収は、キャパシタの直流特性であり、無極性のキャパシタにおいては、キャパシタの２端子の内、いずれの端子に正の電圧を印加してもよいが、実際には、２端子の内、一方の端子Ａに正の電圧を印加して計測した誘電吸収Ｋｐと、他方の端子Ｂに正の電圧を印加して計測した誘電吸収Ｋｎの値は異なっており、ＫｐとＫｎに非対称性が見られる。この非対称性を所定値以内と規定して、この条件を満足するキャパシタを選択し、電力伝送装置に装備することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
【００８３】
より具体的には、キャパシタ（Ｃ１）の誘電吸収値であるＫｐまたはKｎの少なくともいずれか一方の値が、１％以下である。
【００８４】
１≦Ｋｒ＜１．５、の規定を満足していれば、Ｋｐ、Ｋｎ、は低いほどよい。ただし、Ｋｐ＝０．５％、Ｋｎ＝１．３％、のように、１≦Ｋｒ＜１．５、なる条件を満足していないキャパシタは、選択対象に含まない。
【００８５】
具体的には、先の発明の電力伝送装置において、キャパシタ（Ｃ１）を含む積分回路を構成したときに、積分回路は、基準パルス発生手段と、所定の同一値の定電流を正逆双方向に流せる電流源と、積分回路の出力電圧をゼロにする初期化手段と、正逆積分時間を計測するための基準パルスを、少なくとも、Ｎ＝１０００カウント以上計測するパルス数計測手段と、を含む場合、前記キャパシタ（Ｃ１）は、以下の条件を満足している。
１）初期化手段により、積分回路の出力電圧をゼロとしたときに、パルス数計測手段のパルス計測値がゼロに初期化された後、キャパシタに、正方向の定電流Ｉｐを所定時間Ｔ（Ｓ）の間流し、所定時間Ｔの経過後、キャパシタに、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜である負方向の所定の定電流Ｉｎを流したときに、積分回路の出力電圧がゼロとなるまでの時間をＴｎ、所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、
２）初期化手段により、積分回路の出力電圧をゼロとしたときに、パルス数計測手段のパルス計測値がゼロに初期化された後、キャパシタに、逆方向の定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、所定時間Ｔの経過後、キャパシタに、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜である正方向の所定の定電流Ｉｐを流したときに、積分回路の出力がゼロとなるまでの時間をＴｐ、所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｐ、（ただし、Ｎ＞０、Ｎｎ＞０、Ｎｐ＞０）としたときに、NｎとNｐとの差の絶対値、｜Ｎｎ−Ｎｐ｜が、０．００３×Ｎカウント以下である。
【００８６】
この例では、例えば、２重積分式Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする際、入力電圧の極性を反転させる。先に誘電吸収にて述べたように、無極性のキャパシタであっても、正の同一電圧と負の同一電圧をＡ／Ｄ変換器に加えたときに、表示が異なる。上記の方法により、力率改善性能のよいキャパシタを選択できる。
【００８７】
より具体的には、ＮとＮｎとの差の絶対値、｜Ｎ−Ｎｎ｜と、ＮとＮｐとの差の絶対値、｜Ｎ−Ｎｐ｜との内、（ただし、Ｎ＞０、Ｎｎ＞０、Ｎｐ＞０）少なくともいずれか一方が０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタ（Ｃ１）である。
【００８８】
この例では、二重積分式Ａ／Ｄ変換器を使用し、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする。Ａ／Ｄ変換器の出力、例えば表示が、理論値１からの乖離を見ることにより、電力伝送措置に使用され力率キャパシタの性能を判断できる。このＡ／Ｄ変換器は、１０００カウント以上の分解能を持つ。カウント数をＮとし、０．００４×Ｎカウント以下の偏差（デジット）であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。なお、カウント数Ｎは、例えば１００００であればより正確な判断ができる。また、上記の理論値１は、２のｎ乗のビット数、例えば１１ビットなら、２０４７などであってもよい。Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする際、入力電圧の極性を反転させる。先に誘電吸収にて述べたように、無極性のキャパシタであっても、正の同一電圧と負の同一電圧をＡ／Ｄ変換器に加えたときに、表示が異なる。上記の方法により、正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができ、先の発明の、｜Ｎｎ−Ｎｐ｜が、０．００３×Ｎカウント以下に対応する。
【００８９】
好ましくは、送電部、または受電部の少なくとも一方に装備される、単体、または複数のキャパシタを、直列、並列、直並列に接続した合成キャパシタを１個単位とするキャパシタ（Ｃ１）が、交流電源と送電コイルとの間、負荷と受電コイルとの間、の少なくともいずれか一方に、少なくとも１個が直列接続された直列回路を含む。
【００９０】
送電部の交流電源と送電コイルの４端子、受電部の受電コイルと負荷の４端子に、キャパシタを接続する方法は種々あるが、直列接続として直列回路を構成することにより、変成器の残留リアクタンスを打ち消す等価回路が簡便になり、力率改善の効果も高い。なお、前記１個のキャパシタは、単体キャパシタ、または後述する複数のキャパシタを直列、並列、直並列に接続した合成キャパシタを１個単位とする。
【００９１】
好ましくは、送電部においては、交流電源のＧＮＤ端子と送電コイルの一方の端子との間にキャパシタを直列接続すると共に、交流電源の他方の端子と送電コイルの他方の端子との間に、もう１個のキャパシタが直列接続されているか、受電部においては、受電コイルの一方の端子と受電制御回路の一方の端子との間にキャパシタを直列接続すると共に、受電コイルの他方の端子と受電制御回路の他方の端子との間に、もう１個のキャパシタが直列接続されているかの内、少なくとも一方の回路構成を含む。
【００９２】
この例では、送電コイルに直列に送電コイルを挟んで２個配置するか、受電コイルに直列に受電コイルを挟んで２個配置することにより、先の発明によるキャパシタ両端電圧のゼロ点からのシフト比を小さくでき、キャパシタの力率改善作用がより良好になる。
【００９３】
さらに好ましくは、一方のコイルと他方のコイルが同一であるときには、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数がｆ１（Ｈｚ）、一方のコイルと他方のコイルが異なるときには、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数か、他方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数かの内、いずれか低い周波数がｆ１であり、一方のコイルに直列接続されるキャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値を｜Ｚ｜とし、｜Ｚ｜が極小値となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）、とすると、ｆｂ＜ｆ１のときには、ｆｂが、所定の周波数領域の上限値ｆＨであり、ｆ１＜ｆｂのときには、ｆ１が、所定の周波数領域の上限値ｆＨであり、交流電源の出力周波数ｆａをｆＨ未満に設定し、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１以下、およびキャパシタ（Ｃ１）を使用可能な最高周波数ｆｂ以下の周波数領域で、交流電源により送電コイルを駆動し、送電コイルから受電コイルに電力を伝送する。
【００９４】
この例では、先の発明の２個のコイルから成る変成器を使用可能な周波数領域の最高値ｆ１と、先の発明のキャパシタのインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜が極小値となるキャパシタを使用可能な周波数領域の最高値ｆｂとを比較し、ｆ１かｆｂかいずれか低い方を、電力伝送装置の作動条件を規定する電力伝送に使用可能な最高周波数ｆＨとし、ｆＨ以下の周波数領域で電力を伝送することにより、より性能のよい電力伝送装置が実現できる。なお、ｆｂ以上の周波数になると、キャパシタに印加する電圧と電流の位相が１８０度反転し、キャパシタとして機能しないため、この規定を設けてある。
【００９５】
より好ましくは、一方のコイルに、一方のコイルと同一または異なるコイルを対向させて変成器を構成し、一方のコイルに対向させる一方のコイルと同一または異なるコイルの両端を開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ、一方のコイルと他方のコイルが同一のときには、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数がｆ２（Ｈｚ）、一方のコイルと他方のコイルが異なるときには、一方のコイルが、Ｒｎ≧Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数か、他方のコイルが、Ｒｎ≧Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数かの内、いずれか低い周波数がｆ２であり、ｆｂ＜ｆ２のときには、ｆｂが、所定の周波数領域の上限値ｆＨであり、ｆ２＜ｆｂのときには、ｆ２が、所定の周波数領域の上限値ｆＨであり、交流電源の出力周波数をｆＨ未満に設定し、一方のコイルが、Ｒｎ≧Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２以下、およびキャパシタ（Ｃ１）を使用可能な最高周波数ｆｂ以下の周波数領域で、送電コイルから受電コイルに電力を伝送する。
【００９６】
この例では、先の発明の２個のコイルから成る変成器を使用可能な周波数領域の最高値ｆ２と、先の発明のキャパシタのインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜が極小値となるキャパシタを使用可能な周波数領域の最高値ｆｂとを比較し、ｆ２かｆｂかいずれか低い方を、電力伝送装置の作動条件を規定する電力伝送に使用可能な周波数領域の最高値ｆＨとし、ｆＨ以下の周波数領域で電力伝送を行ない、より性能のよい電力伝送装置が実現できる。
【００９７】
さらに好ましくは、コイル単体に印加される電圧Ｖと、コイル単体に流れる電流Ｉの位相差が、８０度以上となる最低周波数をｆｉ（Ｈｚ）、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｉ（Ω）、一方のコイルに接続されるキャパシタ（Ｃ１）の実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、Ｒｉ＞Ｒｃ、なる条件を満足する最低周波数をｆｃ（Ｈｚ）、とすると、ｆｉ＞ｆｃのときには、ｆｉが、所定の周波数領域の下限値ｆＬであり、ｆｃ＞ｆｉのときには、ｆｃが、所定の周波数領域の下限値ｆＬであり、交流電源の出力周波数をｆＬ以上に設定し、一方のコイル単体に印加される電圧Ｖと、一方のコイル単体に流れる電流Ｉの位相差が８０度以上となる最低周波数ｆｉ以上、およびキャパシタ（Ｃ１）を使用可能な最低周波数ｆｃ以上の周波数領域で、送電コイルから受電コイルに電力を伝送する。
【００９８】
この例では、先の発明の２個のコイルから成る変成器を使用可能な周波数領域の最低値ｆｉと、先の発明のキャパシタにおいて、送電コイルの実効直列抵抗をＲｉ（Ω）、キャパシタ（Ｃ１）の実効直列抵抗をＲｃ（Ω）、Ｒｉ＞Ｒｃなる条件を満足する最低周波数であるキャパシタを使用可能な周波数領域の最高値ｆｃとを比較し、ｆ２かｆｃかいずれか高い方を、電力伝送装置の作動条件を規定する電力伝送に使用可能な最低周波数ｆＬとし、ｆＬ以上の周波数領域で電力を伝送することにより、より性能のよい電力伝送装置が実現できる。
【００９９】
さらに、一方のコイルまたは他方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、一方のコイルまたは他方のコイルの許容動作最高温度をＴｗ（℃）、一方のコイルまたは他方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、送電部から受電部に電力を伝送しているときに、一方のコイルまたは他方のコイルに流れる交流電流の実効値をＩａ（Ａ）、としたときに、ｆａ（Ｈｚ）において、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、なる関係を、一方のコイルまたは他方のコイルが満足するように、送電部から受電部に電力を伝送する。
【０１００】
このように、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と交流電流Ｉａ（Ａ）による熱条件を規定することで、一方のコイルまたは他方のコイルの交流電流Ｉａの上限、あるいは一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｗを決めるコイルの構成と、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が小さい周波数領域を規定できる。
【０１０１】
さらに、好ましくは、一方のコイルの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、一方のコイルの許容動作温度をＴｗ（℃）、一方のコイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときに、一方のコイルに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、ｆａにおいて、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、なる関係を一方のコイルが満足するように、送電部から受電部に電力を伝送する。
【０１０２】
このように、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と交流電流Ｉａ（Ａ）による熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの交流電流Ｉａの上限、あるいは一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｗを決めるターン数の上限と、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が小さい周波数領域を規定できる。
【０１０３】
この発明の他の局面は、先の発明の電力伝送装置の送電部から成る送電装置であって、前記送電部から前記受電部に電力を送電する。
【０１０４】
本発明における電力伝送装置は、送電部と受電部が分離可能である。送電部は、特定の
受電部のみならず、送電部に適合する受電部に電力を送ることができる。このような電力
伝送装置の送電部は、上述したキャパシタを装備しているのが好ましい。
【０１０５】
さらに、送電部と共に、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、広い周波数範囲で電力伝送性能が確保できる。そして、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、電力伝送性能も向上する。
【０１０６】
この発明の他の局面は、先の発明の電力伝送装置の受電部から成る受電装置であって、受電部は、送電部より電力を受電する。
【０１０７】
本発明における電力伝送装置は、送電部と受電部が分離可能である。先の発明と同様に、受電部は、特定の送電部のみならず、受電部に適合する送電部にから電力を受電できる。好ましくは、このような電力伝送装置の送電部は、上記のキャパシタを装備している。
【０１０８】
さらに、送電部と共に、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、広い周波数範囲で電力伝送性能が確保できる。そして、受電部の受電コイルにキャパシタを装備することにより、電力伝送性能も向上する。
【発明の効果】
【０１０９】
この発明によれば、電力伝送装置に使用される電力伝送装置のコイルの選択法によって選択されたコイルを装備すると共に、電力伝送装置に使用される力率改善用キャパシタの選択法によって選択されたキャパシタを装備した電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現し、さらに、電力伝送装置が作動するのに適した周波数領域を規定することによって、電力伝送性能のよい電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および電力伝送装置の受電装置が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１１０】
（電力伝送装置の説明）
図１はこの発明の一実施形態に係る電力伝送装置１００のブロック図である。図１において、電力伝送装置１００は、送電装置として作動する送電部３０と、受電装置として作動する受電部４０とを含む。送電部３０は、直流電源１２と、送電制御回路３０ａと、送電コイル１と、送電コイル１に直列接続されるキャパシタＣ１とを含む。受電装置４０は、受電コイル２と、受電制御回路４０ａと、負荷ＲＬとを含む。送電コイル１と、受電コイル２とは対向して配置される。
【０１１１】
なお、送電部３０と、受電部４０とは分離可能に構成されている。送電部３０と、受電部４０とが結合されたときには、送電コイル１と受電コイル２とが対向して配置されるので、送電コイル１と受電コイル２とは変成器として作用する。
【０１１２】
送電部３０の送電制御回路３０ａは、直流電源１２の直流電圧Ｖｄを交流電力に変換するインバータ回路などの電力変換手段である交流電源３０ｂを少なくとも含む。前記交流電力により送電コイル１とキャパシタＣ１とが接続された直列回路を、正弦波、あるいは方形波等により後述する所定の周波数未満で駆動して受電部４０に電力を伝送する。受電部４０は受電コイル２により送電コイル１から送電された電力を受電する。受電制御回路４０ａは受電した電力を負荷ＲＬに供給する。受電制御回路４０ａには、交流電力を直流電力に変換する整流回路等が含まれている。負荷ＲＬが白熱電球、ＬＥＤなどの交流電力で動作するものは、受電制御回路４０ａを省略し、負荷ＲＬを受電コイル２に直結することもできる。
【０１１３】
なお、ここで交流とは、出力端子に接続されたコイルに、正方向、逆方向に電流が流せるものを言う。以降、直流電源Ｖｄを交流電力に変換する電源変換手段を交流電源３０ｂと表記する。そして、交流電源３０ｂの出力周波数をｆａ（Ｈｚ）と表記する。さらに、送電コイル１が交流電源３０ｂによって駆動される周波数をｆｄ（Ｈｚ）と表記する。また、受電コイル２が電力を受電する周波数をｆｊ（Ｈｚ）と表記する。この場合、当然、ｆａ＝ｆｄ＝ｆｊ（Ｈｚ）である。ｆａ、ｆｄ、ｆｊは全て電力伝送に使用される周波数である。ｆａとｆｄは、送電部のパラメータであり、作用効果も駆動部と被駆動部の違いだけである。しかし、ｆｄとｆｊの作用効果は異なるので、以下に説明しておく。
【０１１４】
（電力伝送装置の動作の説明）
図１に示す対向する送電コイル１および受電コイル２は空芯コイルであり、そのうち、一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、とする。一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）とする。後述するが、周波数が低い場合、ＲｗとＲｓの関係は、Ｒｓ＞Ｒｗ、となっている。一方で、周波数が高くなると、ＲｗとＲｓの関係は、Ｒｓ＜Ｒｗ、となっている。Ｒｓ＜Ｒｗ、となる周波数は、コイルにより異なる。すなわち、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する周波数には、上限値が存在し、コイルによって上限値は異なる。前述したが、この上限値が、電力伝送性能のよいコイルを選ぶ基準となり、電力伝送装置を構成するコイルを使用可能な周波数範囲を規定でき、電力伝送性能のよい電力伝送装置を実現できるものである。
【０１１５】
そこで、この発明の一実施形態に係る電力伝送装置１００は、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）、としたときに、送電部３０に含まれる交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満の周波数領域に設定し、受電部４０に電力を伝送する。ｆａ（Ｈｚ）を上記のように設定すると、送電コイル１である一方のコイルまたは他方のコイルが、周波数ｆｄ＝ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。すなわち、送電コイル１は、ｆｄ＜ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、送電コイル１は、ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足する。また、受電コイル２が電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。すなわち、受電コイルは、ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、受電コイル２は、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する。
【０１１６】
前述したように、送電コイルの「駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）はｆ１（Ｈｚ）未満に設定される」という表記は、送電コイルの駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）が、「ｆｄ＜ｆ１、の条件を満足する」のと同義である。「ｆｄ＜ｆ１、の条件を満足する」という表記は、送電コイルが、「ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足している」という表記と同義である。また、受電コイルが「電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする」という表記は、受電コイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）が、「ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する」という表記と同義である。「ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する」という表記は、受電コイルが、「ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足している」という表記と同義である。受電部においては、受電電力の周波数を設定できないので、受電コイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）を定義し、受電コイルと送電コイルとにより決まる受電コイルのｆ１が、ｆｊを超えていることを条件としている。以降、上記のいずれかの表記により、電力伝送装置が満足すべき条件を規定する。
【０１１７】
さらに、一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）とする。そして、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とする。後述するが、ｆ２（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）よりも低くなる。電力伝送装置１００は、送電制御回路３０ａに含まれる交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ２（Ｈｚ）未満の周波数領域に設定し、電力を受電部４０に伝送する。ｆａ（Ｈｚ）を上記のように設定すると、送電コイル１である一方のコイルまたは他方のコイルが、周波数ｆｄ＝ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。
【０１１８】
すなわち、送電コイル１は、ｆｄ＜ｆ２、の条件を満足する。当然のことながら、送電コイル１は、ｆｄ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する。このときの、受電コイル２である一方のコイルまたは他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。すなわち、受電コイル２は、ｆｊ＜ｆ１、の条件を満足する。当然のことながら、受電コイル２は、ｆｊ（Ｈｚ）にて、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を満足する。以下、前述したｆ１とｆｄの関係、またはｆ１とｆｊの関係と同様にして、いずれかの表記にて、ｆ２とｆｄの関係、またはｆ２とｆｊの関係を規定する。
【０１１９】
（コイルの具体例の説明）
以下、本発明の実施形態における電力伝送装置に使用されるコイルの具体的な構成について説明する。以下に説明する各実施形態のコイルは、電力伝送装置１００の送電コイル１または受電コイル２として使われる。
【０１２０】
図２は、空芯コイルの一例を示す図であり、図２（Ａ）は平面図を示し、図２（Ｂ）は図２（Ａ）の線１Ｂ−１Ｂに沿う断面を拡大して示す。
【０１２１】
この発明の一実施形態のコイル１ａは、図２（Ａ）に示すように、導線１１を平板で空芯の単層渦巻き状に、隣接する導線１１同士が密接するように巻回して構成される。導線１１は図２（Ｂ）に示すように、断面が円形であり、最大径ｄ１（ｍｍ）は特に限定されないが、好ましくは、例えば線径が０．２ｍｍ以上の単導線１２単体に絶縁被覆１３を施して構成されている。絶縁被覆１３としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被膜や、ビニール線のように厚い被膜のいずれであってもよい。
【０１２２】
さらに、コイル１ａの自己インダクタンスが少なくとも２μＨ以上である。さらに、図２（Ａ）に示したコイル１ａ単体での実効直列抵抗をＲｗ（Ω）とする。コイル１ａに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル１ａの実効直列抵抗を、Ｒｓ（Ω）、とする。このときに、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とする。送電コイル１であるコイル１ａ、または他方のコイルは、交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイルであるコイル１ａ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。好ましくは、コイル１ａを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。
【０１２３】
コイル外径Ｄ（ｍｍ）を単導線１２の最大径ｄ１（ｍｍ）の２５倍以上に選んだのは、必要な結合係数を確保するためである。導線１１のターン数を８以上になるように選んだのは、２μＨ以上の自己インダクタンスが得られるようにするためである。なお、この実施形態のみならず、他の実施形態においても共通するが、コイルには、導線が巻かれない所定の内径を設けるのが望ましい。内径は、外径Ｄの規定を満足していれば、任意の寸法でよい。
【０１２４】
さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル１ｄの実効直列抵抗を、Ｒｎ（Ω）、とする。このときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とする。送電コイル１であるコイル１ａ、または他方のコイルは、交流電源３０ｂにより、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数ｆｄ（Ｈｚ）にて駆動される。交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイルであるコイル１ａ、または他方のコイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ２（Ｈｚ）未満であることを条件とする。
【０１２５】
さらに、コイル１ａの熱抵抗をθｉ（℃／Ｗ）、コイル１ａの許容動作温度をＴｗ（℃）、コイル１ａが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）、電力を伝送しているときにコイル１ａに流れる交流電流をＩａ（Ａ）、としたときに、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）なる関係を、コイル１ａが、電力を伝送しているときに満足する。
【０１２６】
このように構成されたコイル１ａは、図１に示した、送電部３０と受電部４０が分離可能な電力伝送装置の送電コイル１、または受電コイル２として用いることができる。
【０１２７】
なお、図２（Ａ）の実施形態においては、導線を円形に巻回している。しかし、円形に限らず、図３（Ａ）に示す長円形、図３（Ｂ）に示す楕円形、図３（Ｃ）に示す正方形、図３（Ｄ）に示す長方形、図３（Ｅ）に示す六角形などの多角形のように、任意の形状で巻回することができる。これは、後述する他の実施形態でも同様である。ただし、コイルの形状が円形以外の場合、コイル外径Ｄは、図３（Ａ）〜図３（Ｅ）に示すように、コイルの最小外寸Ｄ´を規定する。
【０１２８】
次に、前述した関係、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、について説明する。なお、この説明は、後述する他のコイルの実施形態においても同じ作用効果をもつので、以降に記載の実施形態においては、説明を省略する。
【０１２９】
（コイルで構成した変成器の説明）
図４は、変成器の等価回路を表す図であり、図５は、コイル単体の等価回路を示し、図６は従来例で説明した図９３のように構成された変成器単体の等価回路を表す図である。図７は、２次側コイルが短絡されたときの変成器の等価回路を表す図であり、図８は、２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
【０１３０】
送電コイル１と、受電コイル２とが対向して配置されると、変成器として作用する。ここでは、回路理論を参照するため、送電コイル１を１次側コイル、受電コイル２を２次側コイルと表記する。Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの理論上の関係を求めるため、変成器の１次側のインピーダンスＺ１を求めておく。図４において、Ｌ１（Ｈ）は１次側コイルのインダクタンス、Ｌ２（Ｈ）は２次側コイルのインダクタンス、Ｍ（Ｈ）は１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンス、Ｖ１（Ｖ）は１次側コイルの両端電圧、Ｖ２（Ｖ）は２次側コイル（負荷抵抗ＲＬ）の両端電圧、Ｉ１（Ａ）は１次側コイルに流れる電流、Ｉ２（Ａ）は２次側コイルに流れる電流、ＲＬは負荷抵抗（純抵抗）、Ｚ１（Ω）は１次側の入力インピーダンス（複素インピーダンス）を表す。図４において、下記の回路方程式が成立し、下記の連立方程式を解くことにより、Ｚ１の純抵抗成分（実効直列抵抗）と、リアクタンス成分（インダクタンス）を求めることができる。下記に、図４の回路方程式を記す。なお、ｊ２＝−１、であり、ωは角周波数で、ω＝２πｆ（ｆは周波数、Ｈｚ）である。
【０１３１】
Ｖ１＝ｊωＬ１・Ｉ１＋ｊωＭ・Ｉ２…（１）
Ｖ２＝ｊωＭ・Ｉ１＋ｊωＬ２・Ｉ２…（２）
Ｖ２＝−ＲＬ・Ｉ２…（３）
求めたいのは、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上記の３つの連立方程式から、Ｖ２、Ｉ２を消去すればよい。上記の連立方程式の（３）式を（２）式に代入し、Ｖ２を消去すると、
０＝ｊωＭ・Ｉ１＋（ｊωＬ２＋ＲＬ）Ｉ２
となり、上式をＩ２について解き、上記連立方程式の（１）式に代入し、Ｉ２を消去すると、
Ｖ１＝（ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ））Ｉ１
となり、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１、であるので、上式より、Ｚ１は、
Ｚ１＝ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋ＲＬ）
となる。実際の変成器は、１次側コイルに実効直列抵抗Ｒ１、２次側コイルに実効直列抵抗Ｒ２を持つので、図６の回路を考え、ＲＬ＝Ｒ２とすると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）
となる。上式の、ω２Ｍ２／（ｊωＬ２＋Ｒ２）に、
（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（−ｊωＬ２＋Ｒ２）＝１を掛けると、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１＋ω２Ｍ２（−ｊωＬ２＋Ｒ２）／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）
となり、実数項と虚数項を整理すると、
Ｚ１＝Ｒ１＋Ｒ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）＋ｊω（Ｌ１−Ｌ２・ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２））
となって、Ａ２＝ω２Ｍ２２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）とすると、Ｚ１は、
Ｚ１＝（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）…（４）
となる。ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、であるので、明らかに、Ａ２≧０である。すなわち、図６において、１次側コイルの入力インピーダンスＺ１は、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１…（５）
であり、（５）式と（４）式を比較すれば明らかなように、図７のように、変成器の２次側コイルが短絡されたときには、１次側コイルの実効直列抵抗Ｒ１が増加し、インダクタンスＬ１が減少するのが分かる。これらは既知の回路理論である。
【０１３２】
上記（４）式と（５）式は、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係を説明するのに引用する基本式である。
【０１３３】
次に、図２（Ａ）に示したコイル１ａに関して、具体的な例について説明する。一部重複するが、記号の定義を明確にしておく。Ｒｗは、コイル１ａ単体の実効直列抵抗（図５のＲ１）、Ｒｎは、コイル１ａに他のコイルが対向し、対向したコイルが開放されているときのコイル１ａの実効直列抵抗（図６のＲ１）、Ｒｓは、コイル１ａに他のコイルが対向し、対向したコイルが短絡されているときのコイル１ａの実効直列抵抗（図７のＲ１）、ｋｒは、ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数である。
【０１３４】
また、コイル１ａ単体のインダクタンスをＬｗ、コイル１ａに他のコイルが対向し、対向したコイルが短絡されているときのコイル１ａのインダクタンスをＬｓとしたときに、ＬｗとＬｓから近似的に求められる結合係数をｋｉと表記する。ｋｒと、ｋｉの近似的な求め方については後述する。
【０１３５】
Ｌ１がコイル自体を示すときには、Ｌ１は記号とし、インダクタンスの数値を示すときは、Ｌ１（Ｈ）として単位を付記する。これは、Ｒ１、Ｒｗ等の抵抗についても同様とする。ただし、Ｒｓ＞Ｒｗ、など等号や不等号で記載されている場合、Ｒｗ等を数式中に記載したときや計算に用いている旨の記載があるときの前後にＲｗ等が記載してある場合、「Ｒｗは、２Ω」等の具体的な数値と単位がＲｗ等の直後に記載されている場合、特性図の説明等で数値であることが明らかな場合等は、単位の付記を省略している。
【０１３６】
なお、以下の説明では、コイルを対向させた変成器の１次側と２次側を区別しているが、変成器は１次側と２次側を反転させることができるので、図６のＲ１、Ｌ１は、２次側のＲ２、Ｌ２として考えても同様の結果が得られる。すなわち、本発明の実施形態における電力伝送用のコイルは、１次側、２次側の少なくとも一方に装備されていればよい。例えば、２次側（受電側）にコイル１ａと同じ構成のものを使用し、１次側（送電側）にソレノイド状のコイルや後述するハネカム状の多層巻コイルを使うこともできる。コイル１ａ単体の実効直列抵抗をＲｗとする。コイル１ａに短絡したソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルが対向したときのコイル１ａの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）とする。
【０１３７】
この場合においても、送電コイル１であるソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルは、コイル１ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数、ｆｄ（Ｈｚ）にて交流電源３０ｂにより駆動される。交流電源３０ｂの出力周波数であるｆａ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数に設定される。また、受電コイルにソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルを使用し、送電コイルにコイル１ａを使用した場合は、受電コイルが電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）は、ｆ１（Ｈｚ）未満であることを条件とする。
【０１３８】
以下、コイル１ａの具体的な構成例について説明する。
【０１３９】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ａの説明）
図９は、銅線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで２５ターン（Ｔ）密接巻きしたコイル１ＡのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、およびコイル１Ａに１０Ωの負荷抵抗を接続したときの実効電力伝送効率ηと周波数との関係を表す図である。
【０１４０】
本願発明者は、図２（Ａ）に示したコイル１ａとして、特許文献２に記載されたコイル（以下、従来例と称する。）を参考にして、平板で空芯の単層渦巻き状に、ホルマル線を使い、隣接する導線同士が密接するように巻回してコイル１Ａを形成した。その結果、コイル１Ａを送電コイル１と受電コイル２の双方に使用すると、所定の電力伝送性能しか達成できないことを見出した。
【０１４１】
そこで、本願発明者は、コイル１Ａに比べて、伝送性能を向上させた図１０〜図１７に示すコイル１Ｂ〜コイル１Ｇを見出した。各コイル１Ｂ〜１Ｇは、図２（Ａ）のコイル１ａのように平板で空芯の単層渦巻き状に、ホルマル線を使って構成されている。
【０１４２】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ｂの説明）
図１０は、コイル１Ｂを説明するための特性図である。
【０１４３】
コイル１Ｂは、銅線径０．６ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＢのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数との関係が図１０に示されている。
【０１４４】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ｃの説明）
図１１は、コイル１Ｃを説明するための特性図である。
【０１４５】
コイル１Ｃは、銅線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＣのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、後述する位相角θと周波数との関係が図１１に示されている。
【０１４６】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ｄの説明）
図１２は、コイル１Ｄを説明するための特性図である。
【０１４７】
コイル１Ｄは、銅線径０．３ｍｍのホルマル線を、直径３０ｍｍで３１ターン密接巻きしたものである。コイル１ＤのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係が図１２に示されている。
【０１４８】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ｅの説明）
図１３は、コイル１Ｅを説明するための特性図である。
【０１４９】
コイル１Ｅは、銅線径１ｍｍのホルマル線を、外径７０ｍｍに、約１ｍｍの空隙を設けて１４ターン疎巻きしたものである。コイル１ＥのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数との関係が図１３に示されている。
【０１５０】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ｆの説明）
図１４は、コイル１Ｆを説明するための特性図である。
【０１５１】
コイル１Ｆは、銅線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径７０ｍｍに３０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＦのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数との関係が図１４に示されている。
【０１５２】
（コイル１ａの具体的な構成例１Ｇの説明）
図１５は、コイル１Ｇを説明するための特性図である。
【０１５３】
コイル１Ｇは、銅線径０．０５ｍｍのホルマル線を７５本束ねた電線（リッツ線）を、外径５０ｍｍに２０ターン密接巻きしたものである。コイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数との関係が図１５に示されている。
【０１５４】
（各コイルについての検討）
なお、図１０〜図１５に示す特性図は、コイル１Ｂ〜コイル１Ｇに関して、いずれも、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）と、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ２（Ｈｚ）とが共通的に示されている。ただし、最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）は、各コイル１Ｂ〜コイル１Ｇのそれぞれによって異なっている。
【０１５５】
また、図１０〜図１５に示す特性図は、全て対向するコイル間の距離をゼロで測定したものである。コイル間の対向距離が離れても、Ｒｓ（Ω）、Ｒｎ（Ω）は、対向距離がゼロのときよりもわずかに低下するが、対向する距離がコイル外径Ｄの１／１０程度までは殆ど変化しない。実際には、対向距離が増加すると、両コイル間の結合係数が低下し、１次側コイルのリアクタンスが増大して皮相電力が増加するので、力率が低下する。
【０１５６】
コイルの実効直列抵抗による電力損失は、後述する、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）の規定で抑えることができ、後述するように、図８における、Ｒ１、Ｒ２の値が不明な点と、Ｔｗ（℃）、Ｔａ（℃）、はコイルの使用条件によって異なるので、本発明の実施形態においては、前述の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎを、対向距離ゼロか、あるいは実際に使用するコイルの対向距離において計測し、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）を求めればよい。
【０１５７】
まず、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。上記に説明したように、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、周波数が上昇すると共に増加することが知られており、その原因として、表皮効果や渦電流損などが知られている。
【０１５８】
さらに、上述の回路理論によると、図７に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側の純抵抗値は、（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）Ω、に増加することが知られている。Ｒ２を２次側コイルの実効直列抵抗値とし、Ｍを１次側コイルと２次側コイル間の相互インダクタンスの値、ωを角周波数（ω＝２πｆ、ｆは周波数、Ｈｚ）、Ｌ２を２次側コイルの自己インダクタンスの値とすると、Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）であり、ω２＞０、Ｍ２≧０、Ｌ２２＞０、Ｒ２２＞０、であるので、明らかに、Ａ２≧０、である。そして、１次側のインダクタンスについては、Ｌ１を１次側コイルの自己インダクタンスの値とすると、図７に示すように、２次側コイルを短絡すると、１次側のインダクタンスは、（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）Ｈ、に減少することが知られている。
【０１５９】
ところが、図９〜図１１を参照すると、周波数が高い領域では、Ｒｓ（Ω）がＲｗ（Ω）より小さくなる場合が見られる。Ｒｓ＜Ｒｗ、となる周波数は、比較例としてのコイル１Ａでは、約６７ｋＨｚ以上になるのに対して、コイル１Ｂでは、約２０８ｋＨｚ以上になる。コイル１Ｃでは、約８２０ｋＨｚ以上になる。平板渦巻き状に密接してホルマル線を巻いたコイルでは、このように、ホルマル線の線径が太くなるほど、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は低くなる。また、図１２より、コイル１Ｃと同じ単導線を使い、外径３０ｍｍに３１ターン巻回したコイル１Ｄでは、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）は、コイル１Ｃに比べ高くなっている。
【０１６０】
（線径による周波数特性の変動の説明）
図１６は、銅線径、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍの各ホルマル線を平板状に２５ターン密接巻きしたコイルの、周波数と各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の関係を示している。
【０１６１】
図９〜図１２から明らかなように、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が低いコイルは、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率も高い。図１６より、０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１．０ｍｍの各異なる線径のホルマル線を、同じ２５回のターン数にしたコイル外径の異なるコイルでも、この特性は同じある。すなわち、ホルマル線の線径が太くなるほど、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率も高いことが分かる。また、同一の線径で巻回したコイルでは、巻回数が少なく、外形が小さい方が、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が高く、周波数の上昇による実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率も小さいのが分かる。
【０１６２】
すなわち、回路理論に従うなら、Ｒｓ＞Ｒｎ＝Ｒｗ、の関係を満足しないといけないが、コイル１Ａ〜コイル１Ｄを使用し、図６、図７のように構成された変成器では、周波数が高い領域では、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を満足していない。例えば、コイル１Ｂでは、周波数２０８ｋＨｚ以上の点で、Ｒｓ＜Ｒｗ、となっているのが、図１０より分かる。
【０１６３】
ＲｗとＲｓの関係が、Ｒｓ＜Ｒｗ、となるような周波数領域では、正でないとならないＡ２が、負になってしまう。図９〜図１２で、Ｒｓ＜Ｒｗ、となるような周波数領域では、図８に示す、実効直列抵抗Ｒ１およびＲ２の実際の値を求めることはできない。その一例を以下に示す。なお、ここでは実効直列抵抗から近似的に結合係数を求めるので、結合係数をｋｒと表記する。後述するように、インダクタンスから求めた結合係数をｋｉと表記する。
【０１６４】
既知の回路理論によれば、結合係数をｋｒとすると、相互インダクタンスをＭ（Ｈ）、１次側コイルの自己インダクタンスをＬ１（Ｈ）、２次側コイルの自己インダクタンスをＬ２（Ｈ）、としたときに、Ｍ２＝ｋｒ２・Ｌ１・Ｌ２の関係が成り立つ。１次側コイルと２次側コイルに同一のコイルを使うなら、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗ、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、となるので、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２、を満足するときには、
Ａ２＝ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２＋Ｒ２２）≒ω２Ｍ２／（ω２Ｌ２２）
＝ｋｒ２・Ｌ１・Ｌ２／Ｌ２２＝ｋｒ２・Ｌ１／Ｌ２、となる。そこで、
（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）から、（Ｒｗ＋ｋｒ２Ｒｗ）＝Ｒｓ、となり、
ｋｒ２≒（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ、として近似的にｋｒ２を求められ、
ｋｒ＝√（（Ｒｓ−Ｒｗ）／Ｒｗ）となる。
【０１６５】
なお、両コイルが同一の場合、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗ、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、である。したがって、ω２Ｌ２２＞＞Ｒ２２を満足しているかは、ω２Ｌｗ２／Ｒｗ２、の値を計算し、この値が５０以上の時に求めた結合係数の値は、誤差２％程度以下と判断している。図９〜図１５においては、１０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ以上になると、ω２Ｌｗ２／Ｒｗ２＞５０、となっている。Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する周波数領域では、このようにして、Ｒｗ、Ｒｓより結合係数ｋｒを近似的に求めることができる。
【０１６６】
しかし、Ｒｓ＜Ｒｗ、となるような周波数領域では、正でないとならないＡ２が、負になってしまい、正であるべき結合係数ｋｒの二乗であるｋｒ２も負になるので、結合係数を実効直列抵抗Ｒｗ，Ｒｓより求めることはできず、（４）式から明らかなように、図８において、Ｒ１、Ｒ２の実際の値を求めることはできなくなる。Ｒｓ＝Ｒｗの場合なら、結合係数ｋｒはゼロとなってしまうし、Ｒｓ＜Ｒｗ、となると、数学的には結合係数ｋｒは虚数になる。実際に２個のコイルが対向しており、相互インダクタンスＭが、Ｍ≠０であるのに、両コイル間の結合係数がゼロになることや、あるいは虚数になることは、理論上あり得ない。
【０１６７】
Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足しない周波数領域では、上記のように、図８の実効直列抵抗Ｒ１とＲ２の値が不明になる。さらに、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が大きくなり、１次側、２次側のいずれのコイルに電流Ｉを流しても、Ｒ１×Ｉ２（Ｗ）、Ｒ２×Ｉ２（Ｗ）、による電力損失が過大となって、コイルが発熱する。その電力損失のため、実効電力伝送効率ηが低下する。なお、同一のコイルを、１次側、２次側ともに使用した場合、２×Ｒｗ＝Ｒｓ（Ω）、となると、結合係数ｋｒが１となるので、Ｒｓは、２×Ｒｗ（Ω）、に近いほどよい。
【０１６８】
（コイル１Ａと、コイル１Ｆとの組合せの説明）
図１７は、コイル１Ａを一方のコイルとし、後述するコイル１Ｆを他方のコイルとしたときの、コイル１ＡのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、およびコイル１Ｆに１０Ωの負荷抵抗を接続したときの実効電力伝送効率と周波数との関係を示す特性図である。
【０１６９】
図９において、コイル１Ａを送電コイル１と受電コイル２の双方に使用すると、所定の電力伝送性能しか達成でききないことを説明したが、これについて説明する。コイル１Ａを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用すると、図９から、コイル１Ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、約６７ｋＨｚとなっている。すなわち、コイル１Ａのｆ１は、１００ｋＨｚ未満となっている。したがって、１ｍｍのホルマル線を使ったコイル１Ａを送電コイル１と受電コイル２の双方に使用すると、従来例のコイルと同じ電力伝送性能しか達成できない。
【０１７０】
図９に示したコイル１Ａを、一方のコイルとして使い、他方のコイルとして、図１４に示すコイル１Ｆを使ってみた。すると、コイル１Ａは、少なくとも、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が、６７ｋＨｚから１１０ｋＨｚに上昇した。その結果、電力伝送性能を向上させることができた。したがって、図９のコイル１Ａであっても、対向する他方のコイルを選ぶことにより、磁性材等を使用することなく、空芯のままで電力伝送性能を向上させることができる。
【０１７１】
実測によると、コイル１Ａにつき、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１は、対向するコイルが、コイル１Ａの場合には、図９より、約６７ｋＨｚ、対向するコイルが、コイル１Ｆの場合には、図１７より、約１１０ｋＨｚ、対向するコイルが、コイル１Ｇの場合には、図示していないが１５０ｋＨｚ、となっている。対向する他方のコイルを選ぶことにより、コイル１Ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を上昇させることができる。なお、コイル１Ｆにコイル１Ａを対向させた場合に、コイル１Ｆが、Ｒｓ＞Ｒｗ、の条件を満足する最高周波数ｆ１は、約２ＭＨｚとなる。このような周波数領域では、コイル１Ａ単体の実効直列抵抗Ｒｗが、１０Ω以上と高い数値となるので、後述するＲｗによる熱条件の規定、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、により、２次側コイルであるコイル１Ａに流すことが可能な電流を規定できる。
【０１７２】
好ましくは、コイル１Ａとコイル１Ｆを組み合わせて使用する場合は、前述したように、ｆ１＝１１０ｋＨｚ未満の周波数領域で電力を伝送するために、交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満に設定する。当然、ｆａ（Ｈｚ）では、コイル１Ａ、コイル１Ｆの双方が、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足している。コイル１Ａが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、約６７ｋＨｚである。しかし、コイル１Ａとコイル１Ｆを組み合わせて使用することにより、コイル１Ａを、送電コイル１、受電コイル２のいずれに使用しても、６７ｋＨｚ以上で電力を伝送できるようになる。
【０１７３】
本発明の実施形態においては、一方のコイルのｆ１（Ｈｚ）が低いときに、他方のコイルとして、一方のコイルのｆ１（Ｈｚ）が所定周波数として、図１７に示す１1０ｋＨｚ、約１０％の余裕を見て１００ｋＨｚよりも高くなるコイルを選ぶ。このようにして選んだ一方のコイルと他方のコイルを組み合わせて電力伝送装置を構成する。このような構成とすることにより、高い周波数でコイルを使用できる。そして、電力伝送装置の電力伝送性能が改善できるようになる。
【０１７４】
すなわち、まず、一方のコイルと、他方のコイルを選ぶ。一方のコイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の各周波数特性を計測する。計測データに基づき、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を求める。ｆ１（Ｈｚ）の高いコイルの組合せでは、電力伝送性能の周波数特性がよいことが、図９と比較すれば、図１７より分かる。そして交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満に設定する。このようにして、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。
【０１７５】
（コイル１Ｂ〜コイル１Ｄの組合せの説明）
単導線を使用したコイル１Ｂ〜コイル１Ｄは、いずれも、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が１００ｋＨｚを越えている。コイル１Ｂ〜コイル１Ｄを一方のコイルとし、他方のコイルをコイル１Ｂ〜コイル１Ｄのいずれかとする。一方のコイルにおいて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を求める。電力伝送装置に含まれる交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）をｆ１（Ｈｚ）未満に設定する。このようにして、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
【０１７６】
（Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足している場合の説明）
次に、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。前述したように、コイル単体では、この実効直列抵抗Ｒｗを、計測によって正確に求められるが、図６のように構成された変成器においては、図９〜図１３に示すように、単に２次側コイルが対向しただけで、周波数が高い領域では、Ｒ１が、ＲｗからＲｎに上昇する。Ｒ１は１次側コイルの実効直列抵抗であるが、図５のＲ１（Ｒｗと同じ）の周波数特性と、図６のＲ１（Ｒｎと同じ）の周波数特性とは異なっているのが、図９〜図１３にプロットされたＲｗとＲｎの周波数特性図にて分かる。
【０１７７】
さらに、ＲｗとＲｓよりＡ２を求め、Ａ２の平方根を取ることにより、近似的に結合係数ｋｒを求めることができるのは上述したとおりである。
【０１７８】
図１３にはコイル１Ｅの、図１４にはコイル１Ｆの、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒがプロットしてある。コイル１Ｅでは、図１３のように、周波数の上昇とともにＲｎ（Ω）が増加する割合が低く、約３．７ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している。コイル１Ｆでは、図１４に示すように、周波数の上昇とともにＲｎ（Ω）が急激に増加し、７８０ｋＨｚ以上の周波数領域になると、Ｒｓ＜Ｒｎ、となっている。
【０１７９】
ＲｗとＲｓより近似的に求めた両コイル間の結合係数ｋｒと周波数の関係を見ると、コイル１Ｅは、約２ＭＨｚまで、結合係数ｋｒがほぼ０．８以上の値を保持しているのに対し、コイル１Ｆでは、結合係数ｋｒは、１００ｋＨｚのときの０．９程度から、周波数が上昇するに従い低下し、１ＭＨｚでは０．６５程度まで低下しているのが分かる。したがって、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、できる限り高い方が好ましい。
【０１８０】
Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足する周波数領域でコイルを使用することにより、図５のコイル単体および図６に示すように構成された変成器、のいずれもが理論上の理想的な特性に近づくので、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。
【０１８１】
（Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗを満足していない場合の説明）
しかしながら、周波数領域によっては、Ｒｎ＝Ｒｗ、は満足せず、Ｒｎ＞Ｒｗ、となり、Ｒｎの影響を受けるので、図８において、Ｒ１とＲ２の値を正確に求めることはできない。また、Ｒ１、Ｒ２は、図１に示すＲＬの値によって変動する。すなわち、Ｒ１、Ｒ２に流れる電流により、Ｒ１、Ｒ２は変動し、当然、周波数によっても変動するので、図８において、電力伝送時の、Ｒ１、Ｒ２の実際の正確な値は求められない。
【０１８２】
なお、本実施形態において、Ｒｓ＞Ｒｗ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の２つの条件を満足するかの測定には、同一のコイルを対向させた場合を記載している。しかし、図１７に示すように、構造、構成、外径などが異なる任意のコイル２個を対向させ、１次側コイル、２次側コイルのいずれかで計測してもよく、同一のコイルを対向させて測定しなくてもよい。
【０１８３】
また、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係に関する詳細な作用効果については、コイル１Ｆ、コイル１Ｇを参照し、後述する。
【０１８４】
（熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）、温度Ｔｗ（℃）、周囲温度Ｔａ（℃）の説明）
次に、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の関係について説明する。上述したように、図８にて、実際に負荷抵抗ＲＬに電力を伝送しているときの、コイルの実効直列抵抗Ｒ１、Ｒ２の値は不明である上、図７において、回路理論上は、Ｒ１＞Ｒｗ、になる。すなわち、最低限、Ｒｗを基準にする以外、コイルの熱条件を規定することができない。したがって、最低限、Ｒｗを基準にしてコイルの熱条件を規定することが必要となる。
【０１８５】
この発明を実施する場合において、コイルの熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、コイルの構造や設置条件により決まる。例えば、コイルが空芯単体の場合は、θｉは高く、コイルが熱抵抗の小さい樹脂内に固定され、かつ水中に設置されるような場合は、θｉは低くなる。コイルが動作可能な温度Ｔｗ（℃）は、コイルの構造や用途により決まり、断熱性のよいケース内に組み込まれているか、変圧器のように機器内部に組み込まれている場合などでは、例えば５０℃〜８０℃、人体、動物などが触れるところに設置されているような場合などでは、例えば４０℃程度となる。コイルが設置される場所の周囲温度Ｔａ（℃）は、屋外などでは、例えば−２０℃〜４０℃、室内などでは、例えば１５℃〜３０℃、機器内部などでは、例えば４０℃〜５０℃となる。
【０１８６】
通常、物体は、温度が高くなるほど、周囲に多くの熱を放散するため、正確には熱拡散方程式を解く必要がある。しかし、種々の構造を持つコイルについて、比熱等の熱定数を加味して熱拡散方程式を解くのは困難であるので、下記の方法により簡易的に熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）を求める。
【０１８７】
まず、１次側、または２次側コイルが設置される場所にて、初期状態のコイル温度Ｔ１（℃）を求めておく。コイルに、直流の定電流Ｉｄ（Ａ）を流して、コイルの両端電圧Ｖｄ（Ｖ）を計測し、Ｐｄ＝Ｖｄ×Ｉｄ（Ｗ）として、コイルの消費電力を求める。金属導線は温度が上がると抵抗値が増加し、コイルの両端電圧Ｖｄが上昇するので、Ｖｄはペンレコーダー等で記録して平均値を求めるか、Ａ／Ｄ変換器等で逐次Ｖｄをモニターし、平均値を取るのが望ましい。熱平衡に達したら、コイル温度Ｔ２（℃）を測定する。熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）は、θｉ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｐｄ（℃／Ｗ）として求められる。この測定は、Ｉｄの電流値を変えて数回測定し、平均値として求めるのが好ましい。
【０１８８】
このようにして求められた熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）に、実際の使用条件下でのコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とコイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）により決まる、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が消費する電力、Ｒｗ×Ｉａ２（Ｗ）を掛けると、実際の使用条件下でのコイルの温度上昇値、Ｔｒ（℃）が求められる。Ｔｒ＝θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）となり、コイルが動作可能な温度をＴｗ（℃）、コイルが設置される場所の周囲温度をＴａ（℃）とすると、Ｔｒ＝Ｔｗ−Ｔａとなり、不等式、（Ｔｗ−Ｔａ）≧θｉ×Ｒｗ×Ｉａ２（℃）を満足しないと、コイルの使用可能温度を越えるので、本発明の実施が困難になる。
【０１８９】
実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）に関する条件、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）は、前記不等式を変形し、Ｒｗ（Ω）またはＩａ（Ａ）の条件を規定している。電力が伝送される周波数において、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、１次側または２次側コイル単体で実測して求められる変数、１次側または２次側コイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）も実測して求められるか、１次側においては電源条件により決まり、２次側においては負荷条件により決まる変数で、他の、Ｔｗ（℃）、Ｔａ（℃）、θｉ（℃／Ｗ）は既知の定数となる。したがって、Ｒｗ（Ω）が求められれば、Ｉａ（Ａ）の上限値が規定され、逆にＩａ（Ａ）が決められれば、Ｒｗ（Ω）の上限値が規定される。
【０１９０】
Ｒｗ（Ω）は、直流抵抗Ｒｄ（Ω）と交流抵抗Ｒａ（Ω）の和であり、ＲｄとＲｗは直接実測することが可能なので、Ｉａ（Ａ）を決定することにより、巻き数により増加する、ＲｄとＲａの和である実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の上限値を規定でき、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と周波数の関係から、電力が伝送可能な周波数範囲を規定することができる。
【０１９１】
１Ｖ×１０Ａと、１０Ｖ×１Ａは、どちらも同じ１０Ｗの電力であるが、コイルの実効直列抵抗による電力損失は、１０Ａの場合には、１Ａの場合の１００倍となる。電力ではなく、１次側、２次側を問わず、コイルに流れる電流Ｉａ（Ａ）を考慮し、コイルの実効直列抵抗による電力損失を規定しないと、２個のコイル間での電力伝送性能を改善することはできない。
【０１９２】
（Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係についての説明）
ここで、コイル１Ｆ、コイル１Ｇを参照し、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の関係に関する詳細な作用効果について説明する。リッツ線は、リッツ線を構成する各素線の自己インダクタンスを並列に接続し、各素線の間に相互インダクタンスを有する、図１８のような等価回路を持つものと考えられる。リッツ線を平板単層渦巻き状に空隙を設けて巻いても、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性は余り改善されず、逆にコイル単体の自己インダクタンスが低下するところから、リッツ線は、各ホルマル線間、および導線間の相互インダクタンスにより、コイルとして形成したときの自己インダクタンスが変化するものと考えられる。すなわち、撚り方や撚りのピッチ、巻き方（密接巻き、疎巻き、多層巻き）、ターン数、外形などにより、コイルとして形成したときの特性が変わってくる。
【０１９３】
図１４に示したコイル１Ｆと、図１５に示したコイル１Ｇに使われている導線は、どちらも同じ、導体外径が０．０５ｍｍ、絶縁被覆の厚さが５μｍ、導線外径が０．０６ｍｍのホルマル線を７５本束ねたリッツ線で、コイル１Ｆは外形７０ｍｍに３０回ターン密接巻きされ、コイル１Ｇは外形５０ｍｍに２０回密接巻きされている。
【０１９４】
コイル１Ｆと、コイル１Ｇの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を、図１４、図１５で比較すると、コイル１Ｆでは、Ｒｓ＜Ｒｎ、となる周波数領域が、７８０ｋＨｚ以上に存在するが、コイル１Ｇでは、約２．１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の条件を満足している。この原因が、撚り方や、撚りのピッチに関係しているのか、あるいはターン数や外径、巻き方に関係するものなのかは断定できない。しかし、少なくともコイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定すれば、該コイルが電力伝送装置用に適しているかどうかの判断ができる。その具体的な方法を以下に述べる。
【０１９５】
(インダクタンスと結合計数の説明)
表１は、５．０ｋＨｚから１．０ＭＨｚの各周波数における、コイル１Ｂ、コイル１Ｆ、コイル１Ｇの、単体インダクタンスＬｗ（μＨ）と、短絡した同一のコイルが距離ゼロで対向したときの、インダクタンスＬｓ（μＨ）の値、および下記に示す計算法により近似的に求めた結合係数ｋｉを記載したものである。この表の各ｋｉが、図１０、図１４、図１５にプロットされたｋｉである。
【０１９６】
【表１】
0005223089.tif 000002
【０１９７】
まず、コイルのインダクタンス変化から結合係数ｋｉを近似的に求める方法を説明する。上述のように、図５のときのコイルの自己インダクタンスをＬｗ（Ｈ）、図６のときの１次側コイルのインダクタンスをＬｎ（Ｈ）、とすると、図５，図６において、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ（Ｈ）、の関係が成り立つ。また、図７のように、１次側コイルに対向している２次側コイルが短絡されているときの１次側のインダクタンスをＬｓ（Ｈ）、とすると、Ｌｓ＝（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）Ｈ、の関係が成り立つ。実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）やＲｎ（Ω）とは異なり、実測上も、Ｌ１＝Ｌｗ＝Ｌｎ（Ｈ）、となっている。Ｌ１、Ｌ２、Ａ２、については、前述したとおりである。
【０１９８】
１次側と２次側に同一のコイルを使った場合は、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌｗ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒｗなので、Ｌｓ＝（Ｌｗ−Ａ２Ｌｗ）の関係が成り立つ。前述したが、１０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ以上では、ω２Ｌ２２／Ｒ２２＝ω２Ｌｗ２／Ｒｗ２、の値が５０以上なので、Ａ２≒ｋｉ２、とみなせる。したがって、ｋｉ２＝（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ、ｋｉ＝√（（Ｌｗ−Ｌｓ）／Ｌｗ）として近似的に結合係数ｋｉが求められる。前述したとおり、このようにして、インダクタンスの変化、Ｌｗ、Ｌｓ、より求めた結合係数をｋｉと表記している。図１４と図１５にプロットされたｋｒとｋｉを比較すると、図１５においては、ｋｒとｋｉが、ほぼ一致しているのが分かる。
【０１９９】
しかし、図１４においては、ｋｒとｋｉの一致は見られない。さらに、コイル１Ｂにおいて、図１０にｋｒとｋｉがプロットしてあるが、図１０において、Ｒｎ＞Ｒｓとなる周波数を境に、ｋｒが急激に減少しているのが分かる。実際に、図１５に示すコイル１Ｇを２個使用した場合は、２．１ＭＨｚまで、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足しており、１０ＭＨｚ以上まで、Ｒｓ＞Ｒｗを満足しているので、高い周波数、高い力率、高い実効電力効率で電力を伝送でき、電力伝送性能が非常によい。
【０２００】
すなわち、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）が高く、高い周波数で、Ｒｎ／Ｒｗ、の値が１に近いほど、コイルの性能はよく、周波数の上昇によるＲｗ（Ω）の増加も少ない。このように、周波数と、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓの関係を見ることにより、あるいは、ＲｗとＲｓより求めた結合係数ｋｒの周波数特性と、ＬｗとＬｓより求めた結合係数ｋｉの周波数特性を比較することにより、コイル単体の実効直列抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を予測することが可能となる。
【０２０１】
したがって、コイルを構成するリッツ線の適切な撚り方や撚りピッチ、巻き方は、複数のコイルを形成して、コイルのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓの周波数特性を測定し、好ましくはＬｗ，Ｌｓの周波数特性も測定して、ｋｒとｋｉの周波数特性を比較すれば、最適なコイルを見つけることが可能になる。この手法は、リッツ線に限らず、単銅線、ビニール線、その他後述する他の実施形態の電線にも適用でき、電力伝送に適したコイルを選ぶことができる。すなわち、線材、線径、寸法、形状、巻き方などを変えることにより、コイル単体の実効直列抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を判断することが可能となり、従来の技術では実現できなかった電力伝送性能の良いコイルが提供できる。
【０２０２】
例えば、１ｍｍの単導線を用い、空隙を設けて巻いたコイル１Ｅは、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２が、３．７ＭＨｚであり、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が、７．７ＭＨｚなので、コイル１Ｇに比べ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、の規定に関しては余り差がない。しかし、４ＭＨｚにおける、コイル１Ｅ単体のＲｗは、０．８７Ω、コイル１Ｇ単体のＲｗは、約２Ω、１０ＭＨｚにおける、コイル１Ｅ単体のＲｗは、２．９Ω、コイル１Ｇ単体のＲｗは、１７Ω、となっており、コイル１Ｅは、コイル１Ｇよりもコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の高周波特性がよくなっている。
【０２０３】
そのため、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の規定により、単導線にて形成したコイル１Ｅは、リッツ線にて形成したコイル１Ｇよりも高い周波数で使用可能となる。このように、本発明の実施形態は、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の各規定により、従来の技術では実現できないコイルを実現したうえで、該コイルを使用するのに最適な周波数領域を規定することにより、従来の技術に比べ、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できるという、優れた効果を奏するものである。
【０２０４】
前述の引用文献を含む従来技術では、コイルの特定的な構成を規定しているのみである。そして、特定的構成の一実施例のみを示すことにより、着目する特性、例えば、電力伝送性能が改善できていることを主張している。しかし、上述してきたように、外径や内径を同一にしても、線径、ターン数によりコイルの特性は全く異なってくる。また、全く同一の導線を用いても、構成（外径、ターン数等）が異なると、コイルの特性が異なってくる。すなわち、線材や巻き方などの特定的構成を規定しても、実際に作成されるコイルは種々の構成を持ち、それらが同じ効果を奏することは、何ら保証されていない。
【０２０５】
したがって、コイルの特定的構成を規定するのみでは、電力伝送装置のコイルとしての要件を充足するコイルを実現するのは不可能である。現に、従来例に記載されているような、実効電力伝送効率８０％で、２０Ｗの電力を伝送可能な電力伝送装置は、今日に至るも実施はされていない。
【０２０６】
本願のように、コイルの特定的構成以外の構成が変化したときの特性変化までも明確化し、コイルの作動条件を規定しない限り、電力伝送性能のよいコイル、および電力伝送性能のよい電力伝送装置は実現できない。その一方で、本発明の実施形態は、誘導結合可能な種々の構成を持つコイルにおいて、各コイルの作動条件を規定することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。このように、本発明の実施形態は、従来の技術では実現することが不可能であった極めて優れた効果を奏するものである。
【０２０７】
（コイルの力率の説明）
本発明の各実施形態では、磁性材料を装備していないコイルにより、結合係数が０．９程度以下の疎結合状態にて、２個のコイル間で、従来では困難であった大電力を伝送できるコイルを実現するものである。既述したように、力率は０．５以上ではあるが、疎結合状態では、１次側コイルに投入される無効電力が、実効電力を上回る場合もある。
【０２０８】
力率が１から０．５に低下すると、皮相電力により１次側コイルに流れる電流は、√２倍になり、１次側コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）による電力損失は２倍になる。そのうえ、２次側コイルに接続された負荷抵抗に電流が流れると、２次側コイルに流れる電流により発生する磁束が１次側コイルを形成する導線を貫き、渦電流損を発生させ、１次側コイルが発熱する。したがって、前述の不等式、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）は、本発明の実施形態を実施するのに満足するのが好ましく、満足していないと、本発明の実施が困難になる。
【０２０９】
なお、一方のコイルが駆動される周波数ｆｄ（Ｈｚ）において、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足している場合、図１１７に示す、電源の内部抵抗Ｒ３の値が、Ｒｗ（Ω）と同等以下の値であれば、負荷抵抗ＲＬから見た２次側コイルは、１次側が短絡されていると見なせるので、Ｒ２（Ω）は、Ｒｓ（Ω）とほぼ同等の値になる。したがって、２次側コイルにおいては、電力を受電する周波数ｆｊ（Ｈｚ）において、
Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の関係を満足していれば、さらに好ましい。また、図１１７において、Ｒ１の値は不明ではあるが、１次側コイルにおいても、
Ｒｓ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の関係を満足していれば、より好ましい。
【０２１０】
ただし、一般の変成器において、鎖交磁束Φｃ、漏洩磁束Φｇと、結合係数ｋの関係は、ｋ２＝Φｃ／（Φｃ＋Φｇ）、１−ｋ２＝Φｇ／（Φｃ＋Φｇ）となっており、既知のとおり、鎖交磁束Φｃが実効電力を伝達している。漏洩磁束Φｇは、既知のとおり、リアクタンス性素子に印加されている電圧Ｖと、流れている電流Ｉの積である無効電力をもたらすものである。
【０２１１】
コイルにおいては、Ｉの位相はＶの位相よりも９０度遅れているため、Ｖの瞬間値とＩの瞬間値を掛けて、1周期積分すれば電力はゼロになるので、リアクタンス性素子であるコイルは電力を消費しない。この分野においては、漏洩磁束がエネルギー損失を起こすと明記し、鎖交磁束比率を上げるためにコイル形状を規定している文献が多数見られるが、上記したように、漏洩磁束は電力を消費しない。
【０２１２】
したがって、仮に実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が無視できるほど小さければ、漏洩磁束の比率には関係なく、大電力を伝送できる。しかしながら、特許文献１に開示されているような構成のコイルでは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は小さいものの、コイルの自己インダクタンスや結合係数が小さいので、力率が著しく小さい。このため、大きな皮相電力を１次コイルに供給しなければならなくなるので、電力伝送に適したコイルを実現するには、コイルの構成を定め、全てのパラメータを適切に設定し、なおかつ実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を可能な限り小さくしなければならない。
【０２１３】
（電力伝送に使用可能な周波数の説明）
なお、本発明の実施形態のコイルを電力伝送に使用可能な周波数の上限は、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数であるｆ２（Ｈｚ）、の規定により求めることができるが、コイルを電力伝送に使用可能な周波数の下限は、図１１で、θ＝８０度、８ｋＨｚと記載されているように、コイル単体に印加される電圧Ｖと、コイル単体に流れる電流Ｉの位相差が、８０度以上となる最低周波数ｆｉ（Ｈｚ）と規定することにより求められる。
【０２１４】
なお、図示しないが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が低いコイル１Ｂでは、５ｋＨｚ未満まで、ＶとＩの位相差が８０度以上になっているが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１が１０ＭＨｚを超えるコイル１Ｇでは、２０ｋＨｚ未満になると、ＶとＩの位相差が８０度以下となっている。
【０２１５】
前述したように、図１０を参照すると、コイル１Ｂが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周
波数ｆ１は、約２１０ｋＨｚ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約７５
ｋＨｚである。Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、の規定によるコイル１
Ｂを使用可能な周波数領域は５〜２１０ｋＨｚ、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波
数ｆ２（Ｈｚ）、の規定によるコイル１Ｂを使用可能な周波数領域は５〜７５ｋＨｚとな
る。このようにして、本発明の実施形態におけるコイルを、理論上の理想的な特性に近い
周波数領域で使用することが可能となる。図１１には、コイル１Ｃの位相角θがプロット
してある。コイル１Ｂのｆ１（Ｈｚ）よりも、ｆ１（Ｈｚ）が高いコイル１Ｃでは、位相
角θが８０度となる周波数ｆｉ（ＨＺ）は、約８ｋＨｚとなっており、コイル１Ｂのｆｉである５ｋＨｚより若干高い。上述したように、分離可能な２個のコイルから構成される変成器を使用可能な周波数領域の上限は、ｆ１、ｆ２により、下限は、ｆｉにより求められるが、キャパシタにおいても、使用可能な周波数領域の上限ｆｂと下限ｆｃが存在するため、電力伝送に使用可能な周波数領域は、コイルとキャパシタの双方を勘案して、上限値ｆＨ、下限値ｆＬを規定する。キャパシタを使用可能な周波数領域の上限値と下限値については後述する。
【０２１６】
上述のごとく、この実施形態によれば、コイル１ａの導線１１の線径とコイル外径とターン数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数ｋを確保できる。また、コイル１ａの電流値Ｉａの上限、あるいはコイル１ａの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を決めるターン数の上限を規定でき、負荷抵抗を接続したときのリアクタンスＸと純抵抗Ｒの比、Ｘ／Ｒ、およびコイルに印加される交流電圧とコイルに流れる交流電流の位相差φが極小、力率ｃｏｓφが極大となり、かつ実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が小さい周波数近辺でコイル１ａを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。さらに、実効電力効率を、例えば８５％以上に高めることができる。
【０２１７】
（コイル１Ａと、１Ｅの周波数特性の比較の説明）
図１９は、図９に示した密接巻のコイル１Ａ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、図１３に示した疎巻のコイル１Ｅ単体のコイル実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を比較した図である。図１９に示すように、周波数が上昇したときに、疎巻のコイル１Ｅの方が密接巻のコイル１Ａに比べて、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を抑えることができる。また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、直流抵抗を低く抑えることができる。
【０２１８】
（空隙の幅により実効直列抵抗の周波数特性が変化する例の説明）
図２０は、０．４ｍｍのホルマル線を２５ターン巻いた場合、空隙の幅により、コイルの実効直列抵抗の周波数特性が、どのように変化するかを示す図である。空隙の幅は、０ｍｍ、０．２ｍｍ、０．４ｍｍに設けてあるが、広い空隙の方が、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗の増加が抑制できるのが分かる。なお、ターン数を同一としているので、空隙の幅が広くなるほどコイル外径は大きくなっており、コイルを構成する銅線の総延長が長くなっているので、低い周波数では、空隙を設けない方が、実効直列抵抗は低くなっている。
【０２１９】
ただし、渦電流損は、磁束が貫く導体体積に比例するので、単導線の最大径が０．２ｍｍ以上でないと、導線間に空隙ｔ（ｍｍ）を設けても、周波数の上昇によるコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗの増加率はそれほど低下しない。図１５の、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きしたコイル単体の周波数と実効直列抵抗Ｒｗの関係から見ても、線径０．２ｍｍでは、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率は少なく、線径０．２ｍｍの単導線では、空隙を設けても、実効直列抵抗Ｒｗの周波数特性は余り改善できないのが分かる。
【０２２０】
図１２に示すコイル１Ｄの自己インダクタンスは、約１９μＨとなっている。コイル１Ｄを２層に巻いたコイルの自己インダクタンスは、約７６μＨとなっており、自己インダクタンスがターン数の２乗に比例するという理論とほぼ同等の結果が得られている。２層に巻いたコイルの実効直列抵抗の周波数特性は単層巻に比べ悪くなっており、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）も低い。しかし、実効直列抵抗が低い低周波数領域においては、リアクタンスを確保できるので、２層巻とし、低周波数で使用する方が有利な場合もある。
【０２２１】
なお、コイル１Ｄを２層に巻いたコイルを一方のコイルおよび他方のコイルに用いる。コイル１Ｄを２層に巻いたコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、５５０ｋＨｚであり、コイル１Ｄを２層に巻いたコイルは、インダクタンスが高いので、２５０ｋＨｚ未満の周波数で使用しても、所要のリアクタンスを確保できる。
【０２２２】
図１６において、線径０．２ｍｍの単導線を密接巻きしたときの、５ｋＨｚでの実効直列抵抗Ｒｗは、０．８３Ωになっている。１ＭＨｚでの実効直列抵抗は、２．１６Ωとなっており、実効直列抵抗Ｒｗの増加率は、２．１６／０．８３＝２．６０で、前述した線径１ｍｍの単導線を、空隙を設けて巻いたコイル１Ｅの増加率、７．６よりも小さくなっている。ただし、線径０．２ｍｍのコイルでは、Ｒｗ（Ω）の絶対値が大きくなり、熱抵抗θｉ（℃／Ｗ）が小さくなるので、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）の関係を満足するように、伝送する電力値に適合する導線径を選択しないとならない。
【０２２３】
（コイルのターン数と、インダクタンスの説明）
次に、コイルのターン数８回、インダクタンスの最低値２μＨにつき説明しておく。従来例のコイルは５回のターン数で、１ＭＨｚにおける、コイルのＬｗは、０．７９μＨ、Ｌｓは、０．４５μＨ、Ｌｗ、Ｌｓから近似的に計算した結合係数ｋｉは、０．６６となっており、電力伝送性能も著しく悪い。前記コイルと同じ導線を使って同形状に８回巻回したコイルは、Ｌｗが、約２．１μＨ、Ｌｓが、約０．７μＨ、近似的に計算した結合係数ｋｉは、約０．８３となっている。
【０２２４】
従来例のコイルの導線を８回巻回したコイルは、前述したように、実際には実効直列抵抗が過小なうえ、Ｒｗ（Ω）の周波数特性も悪く、かつ十分なリアクタンスを確保できる高周波数領域で、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足していない。このために、導線の適切な撚り方および巻き方を選ぶ必要があるが、高周波領域で使用する最低のインダクタンスと結合係数が確保できるので、上記の実測結果から最低限８回の巻回数を規定するとともに、インダクタンスの最低値として、２μＨを規定している。
【０２２５】
そして、前述したように、従来例のコイルの導線の直径は１．５ｍｍであり、５回巻回したコイルの最外周部に、さらに導線を３回巻回し、ターン数を８回とすると、外径は、３回×２倍×１．５ｍｍ＋３０ｍｍ＝３９ｍｍとなる。したがって、従来例のコイルの導線を使用して構成したコイルにおいて、インダクタンスの最低値２μＨと結合係数を確保するには、コイル外径Ｄと線径ｄ３の比が、３９／１．５＝２６、となり、コイル外径Ｄは線径ｄ３の少なくとも２５倍は必要となる。
【０２２６】
ただし、前述したように、「Ｄがｄ３の少なくとも２５倍は必要」、という特定的構成は、線材やターン数という別の構成要因を変えることにより、インダクタンスの最低値２μＨと結合係数を確保できなくなることも有り得る。例えば、線材の直径を細くして、線間に空隙を設ける場合などが考えられる。したがって、インダクタンスの最低値２μＨを確保するには、８回以上の巻き数が必要となる可能性もある。インダクタンスの最低値２μＨを確保するように、使用される線材と巻回数を選び、最終的に構成が一義的に特定されたコイルにおいて、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎ、の周波数特性を計測する。構成が一義的に特定されたコイルとは、実際にコイルとして作成されたものを意味するのは言うまでも無い。そこで、実際にコイルとして作成されたものを計測して求められた特性から導かれる前述したコイルの作動条件である交流電源の周波数ｆａ（Ｈｚ）を規定する。
【０２２７】
繰り返しになるが、コイルは、例えば特定的な構成を規定するだけでは、他の構成要因を変化させることにより、実質的には無限の構成を持つ。特定的な構成を規定したコイルが、その他の特定的構成規定を要旨とする発明よりも、常に優れた電力伝送性能を発揮する効果を奏することは証明されていない。また、証明するのは実質的に不可能である。
【０２２８】
本発明の実施形態によってのみ、上述したインダクタンスの最低値２μＨと結合係数を確保するように構成を規定し、それらの特性条件を満足するコイルの中から、電力伝送に適したコイルを選ぶことができるようになる。このように、本発明の実施形態は、従来例のコイルとは異なり、種々の実施形態における実測特性のデータを示している。誘導結合可能な構成を持つコイルは、特定不能なバリエーションを持つ。そのため、任意の構成のコイルにおいて電力伝送性能を確保することは不可能である。また、従来の技術では、構成が一義的に特定されたコイルが、電力伝送性能を確保可能という判断すらできない。
【０２２９】
前述した方法により選ばれたコイルを、本発明の実施形態の要旨である特性規定による作動条件を規定することによってのみ、種々の構成を持つ電力伝送装置のコイルを使用した性能のよい電力伝送装置が実現できる。この極めて優れた効果は、コイルの特定的構成のみを規定した従来例のコイルでは実現することが不可能であった。
【０２３０】
また、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、５００ｋＨｚ以上であることが好ましい。同一のコイルを使用し、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）が高いコイルを、リアクタンスが確保可能な周波数で使用する。例えば、２５０ｋＨｚ未満で駆動することにより、電力伝送性能を確保できることが確認できている。あるいは、一方のコイルが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２が、５００ｋＨｚ以上であるとより好ましい。
【０２３１】
（負荷抵抗値と力率に関する説明）
図２１、図２２は、負荷抵抗ＲＬを変動させたときの力率と周波数との関係を示す図である。なお、前述した図９には、送電コイル１、受電コイル２共に、コイル１Ａを用いた場合の実効電力伝送効率ηと周波数との関係も図示してある。また、図１７にも、送電コイル１にコイル１Ａ、受電コイル２にコイル１Ｆを用いた場合の実効電力伝送効率ηと周波数との関係を図示してある。いずれも負荷抵抗ＲＬ＝１０Ωのときの周波数特性である。力率は１次側のインピーダンスを計測して位相角φを求め、ｃｏｓφから計算してある。ｃｏｓ６０度＝０．５である。φ＜６０度となる周波数領域では、力率は５０％以上となる。
【０２３２】
図２１、図２２から分かるように、負荷抵抗値が低いと力率が最高となる周波数は低い。負荷抵抗値が高いと力率が最高となる周波数は高い。また、負荷抵抗値が低いと力率の極大値は大きい。負荷抵抗値が高いと力率の極大値は小さい。一般に使用される最小の負荷抵抗値である５Ω以下では、力率が最高となる周波数は、一方のコイルのｆ２（Ｈｚ）未満になっている。
【０２３３】
図２１で、コイル１Ａを２個使用した場合には、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１＝６７ｋＨｚ未満において、力率５０％以上を満足する負荷抵抗値は、１０Ω以下である。図２２で、送電コイル１にコイル１Ａを、受電コイル２にコイル１Ｆを使用すると、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１＝１１０ｋＨｚ未満において、力率５０％以上を満足する負荷抵抗値は、５０Ωまで対応している。また、図２１と図２２とを比較すれば分かるが、図２２では、ｆ１（Ｈｚ）の上昇と共に、力率の極大値も上昇している。
【０２３４】
図１７の電力伝送効率ηと周波数との関係を、図９と比較すると、ｆ１（Ｈｚ）が上昇すると共に、電力伝送性能が向上していることが分かる。図９、図１７ともに、周波数がｆ１（Ｈｚ）以上となると、電力伝送効率ηが極端に悪化する。したがって、コイル１Ａにコイル１Ｆを対向させることにより、電力伝送性能ηを改善できることが分かる。
【０２３５】
従来例のコイルの特定的構成の一例を記載した電力伝送装置では、特定の周波数１００ｋＨｚでの実施例を記載しているのみである。そして、周波数は１００ｋＨｚに限定されないと明記されている。しかし、上記のように、周波数により力率とコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は変化する。負荷抵抗ＲＬの最小値Ｒｍ（Ω）における力率最大点に周波数を設定しないと、無効電力により、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）による電力損失が発生する。前述したように、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を計測し、ｆ１（Ｈｚ）とｆ２（Ｈｚ）を求める。力率が最高となる周波数ｆφ（Ｈｚ）が、ｆ１（Ｈｚ）よりも小さいことが好ましい。しかし、負荷ＲＬの抵抗値が大きくなると、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とＲＬ（Ω）の比、Ｒｗ／ＲＬが小さくなる。そのため、Ｒｗ（Ω）による電力損失が負荷が消費する電力に比べ相対的に小さくなる。したがって、負荷抵抗値が大きい場合でも、力率は小さくなるが、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力伝送を行なえる。
【０２３６】
（実効電力伝送効率ηの周波数特性についての説明）
なお、図９、図１７における実効電力伝送効率ηの周波数特性について説明しておく。受電コイル２に１０Ωの無誘導負荷抵抗を接続し、送電側でインピーダンスを計測する。インピーダンス計測により送電側にて位相角φを求め、各周波数での力率ｃｏｓφを計算しておく。送電コイル１には０．２Ａの一定電流Ｉａが流れるよう、送電コイル１に印加する電圧Ｖ（Ｖ）を設定する。送電側の実効電力Ｐｒは、Ｐｒ＝ｃｏｓφ×Ｖ×Ｉａ（Ｗ）、として求められる。２次側の実効電力Ｐｓ（Ｗ）は、１０Ωの無誘導負荷抵抗の両端電圧の実効値Ｖｅを求め、Ｐｓ＝Ｖｅ２／１０（Ｗ）、として求められる。各周波数における実効電力伝送効率ηは、η＝Ｐｓ／Ｐｒ、として求められる。この計測法は、負荷抵抗値や周波数により力率が変動することを勘案していない従来例とは異なっている。
【０２３７】
実際の電気機器が必要とする電力から、負荷抵抗値を求めてみる。電気機器が必要とする電力は、電圧Ｖｓ＝５Ｖ、電流Ｉｓ＝０．５Ａ、電力２．５Ｗ程度が下限であるため、負荷抵抗値ＲＬの最小値は１０Ω程度となる。１０Ｗ以上の電力を必要とする電気機器では、電圧Ｖｓを上げ、電流Ｉｓを下げている。実際の回路電圧は５Ｖ程度であっても、降圧式のＰＷＭ降圧コンバータを使っている場合が多い。例えば、３０Ｗ程度の電力を必要とするパソコンなどでは、１５Ｖ、２Ａの電源を使っている。この場合の負荷抵抗値ＲＬの最小値は、１５／２＝７．５Ω程度になる。さらに、電圧Ｖｓを上げ、電流Ｉｓを下げ、３０Ｖ、１Ａ程度とすると、負荷抵抗値ＲＬの最小値は、３０／１＝３０Ω程度になる。大体の目安として、負荷抵抗ＲＬの最小値は、２〜５０Ω程度になる。したがって、コイルの実効直列抵抗による電力損失を受電電力の２０％程度以下に抑えるには、負荷ＲＬの最小値をＲｍ（Ω）、とすると、受電コイル２の実効直列抵抗Ｒｗは、Ｒｗ×５≦Ｒｍ（Ω）、を満足している必要がある。すなわち、交流電源の出力周波数ｆａ（Ｈｚ）において、受電コイル２のＲｗは、０．４〜１０Ω以下であることが望ましい。
【０２３８】
実測によると、送電コイル１側の抵抗成分は、前述した実施形態においては、周波数にもよるが、通常、負荷抵抗値ＲＬ以下となる。したがって、負荷ＲＬの最小値をＲｍ（Ω）、とすると、送電コイル１、受電コイル２共に、実効直列抵抗Ｒｗは０．４〜１０Ω以下であることが望ましい。
【０２３９】
実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の上限が決まると、Ｒｓ（Ω）、Ｒｎ（Ω）は実測して求められる。ｆ１（Ｈｚ）において、実効直列抵抗Ｒｗは０．４〜１０Ω以下であることが望ましい。したがって、実際にコイルが使用される周波数では、Ｒｓ、Ｒｎともに、１０Ω以下であることが望ましい。
【０２４０】
図２に示し、前述したが、実際に電力伝送を行なうと、送電コイル１と受電コイル２に流れる電流が発生する磁束が他方のコイルを貫通することによる渦電流損による損失が発生し、電力損失は増加する。前述したように、実際に電力伝送を行なっている場合、図８におけるＲ１、Ｒ２の値は不明である。よって、上記に述べた実際の実効直列抵抗値Ｒｗ（Ω）は、Ｒｗ≦（Ｔｗ−Ｔａ）／（Ｉａ２×θｉ）、の規定と同じように、受電側機器の使用条件によって決定されるものである。
【０２４１】
（送電コイル１のインダクタンスの変化についての説明）
また、上述してきたように、本発明の実施形態における電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置は、電力伝送性能が極めてよい。送電コイル１、受電コイル２に流れる電流にもよるが、前述した直径５ｃｍのコイル１Ｇを、送電コイル１、受電コイル２の双方に使用することにより、最大で４０Ｗ前後の電力を伝送可能である。このような電力伝送性能が達成されると、送電コイル１は誘導加熱器の過熱コイルと同じく、金属加熱作用を持つ。そこで、特許文献５に記載のように、送電コイル１にクリップなどの金属体が近接したときに、金属体の発熱を防止しなければならなくなる。あるいは、正規の受電部を判別する必要がでてくる。そこで、次に、送電コイル１の２端子網回路について考察しておく。
【０２４２】
（不要輻射を防止するコイルの構成について）
図２３は、不要輻射を防止するコイル１ｆの構造を示す図である。
【０２４３】
図２３において、磁性材板５１は、コイル５０に対向する一方面側に、少なくとも１枚装備される。このようにコイル５０の一方面側に磁性材板５１を少なくとも１枚装備することにより、不要輻射を防止するコイル１ｆが実現できる。従来例では、コイル１ｆと同等の構成を持つコイルは、電力伝送性能を向上させる作用効果を持つと記載されている。しかし、後述する本発明の実施形態における磁性材板を装備した各種構成の電力伝送装置のコイルは、従来例に比べ、さらに電力伝送性能を向上させると共に、不要輻射を軽減し、磁性材板のコイル装備面の反対面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐ作用効果を持つ。さらに、後述する本発明の実施形態における各種構成の電力伝送装置のコイルは、導線の種類、外径など他の構成要因が変化しても、同じ作用効果を持つ。
【０２４４】
上述したように、コイル１ｆにおいて、コイル５０には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、空芯状態での一方のコイルに対向する一方のコイルと同一の他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓａ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル５０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇを使用する。
【０２４５】
さらに、図２３〜図３４に示す磁性材板５１または５１１，５１２と金属板５５を装備
したコイル１ｆからコイル１ｔを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているのが好ましい。
【０２４６】
さらに、磁性材板５１を装備したコイル１ｆを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにて、コイル１ｆが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているのが好ましい。
【０２４７】
コイル１ｆが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｆを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力を伝送する。
【０２４８】
コイル１ｆが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１ｆは、図１に示した交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。
【０２４９】
電力伝送装置１００の送電部３０が、コイル１ｆを含む場合、コイル１ｆを含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。
【０２５０】
電力伝送装置１００の受電部が４０、コイル１ｆを含む場合、コイル１ｆを含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。
【０２５１】
（不要輻射を防止するコイルの他の構成について）
図２４は、コイル５０と磁性材板５１との間に、絶縁板５２を設けたコイル１ｇを示す図である。図２４において、絶縁板５２は、周波数が高くなったときのコイル１ｇの実効直列抵抗Ｒｗa（Ω）の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコ
イル１ｇのＱの低下を防止できる。
【０２５２】
図２５は、コイル５０の一方面側に２層の磁性材板５１１と磁性材板５１２を設けたコイル１ｈを示す図である。図２５において、コイル１ｈは磁性材板５１１と磁性材板５１２とを設けたことによって、コイル１ｆの構成に比べ、コイルのインダクタンスを高め、コイルのＱを高くすることができる。
【０２５３】
図２６は、図２５に示すコイル１ｈを構成する２枚の磁性材板５１１，５１２の間に、厚みがＩ（ｍｍ）の絶縁板５２を設けたコイル１ｊを示す図である。図２６において、絶縁板５２は、周波数が高くなったときのコイル１ｊの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル１ｊのＱの低下を防止できる。このような構成は、コイルの厚さが増すが、送電コイルに使うのに適している。特に、送電コイルは、電気エネルギーを磁気エネルギーに変換しており、不要輻射の原因を除去するのには、送電コイルにて対応するのが好ましい。絶縁板５２の厚さＩ（ｍｍ）は、
５１１または５１２の厚さの半分以上であるのが好ましい。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。
【０２５４】
（金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイルの構成について）
図２７は、コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイル１ｋの構造を示す図である。図２７において、金属板５５は厚みＭ（ｍｍ）を有し、コイル５０の一方面側に絶縁板５４を、所定距離Ｇ（ｍｍ）を介してコイル５０に対向して装備される。絶縁板５４は図２６に示した絶縁板５２よりも厚く形成されている。金属板５５の寸法は、コイル５０の寸法と同等以上で、コイル５０の全面に対向するように配置される。コイル５０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇが使用される。所定距離Ｇ（ｍｍ）は、絶縁板５４の厚みと同じであり、コイル外径Ｄの１０％以上に選ばれている。コイルの５０の特性変動が少ないので所定距離Ｇ（ｍｍ）は長いほど好ましい。一方のコイルに、図２７のように金属板５５を装備することにより、コイル５０に他の金属体が近接したときに、特性変動を防止可能なコイルが実現できる。
【０２５５】
（金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイルの構成について）
図２８は、金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｍの構成を示す図である。図２８では、図２７において、絶縁板５４のコイル５０に対向する面の反対側に配置される金属板５５との間に設けられる所定距離Ｇ（ｍｍ）の間隔に代わって、磁性材板５１が設けられる。コイル５０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇが使用される。金属板５５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。金属板５５は、磁性材板５１と同等の寸法である。特許文献３に記載のように、金属板５５を磁性材板５１の寸法よりも大きくすると、対向するコイルの導線巻回外径が、コイル１ｍの導線巻回外径よりも大きい場合に不都合が生じる。対向するコイルの導線巻回外径が、コイル１ｍの導線巻回外径よりも大きい場合のコイル構成については後述する。
【０２５６】
図２９は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｎの構成を示す図である。図２９においては、絶縁板５２が、磁性材板５１と金属板５５との間に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。
【０２５７】
図３０は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｐの構成を示す図である。図３０においては、絶縁板５２が、コイル５０と磁性材板５１との間に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．１ｍｍ以上に選ばれている。
【０２５８】
図３１は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｑの構成を示す図である。図３１においては、コイル５０の一方面側に、磁性材板５１１、磁性材板５１２が設けられる。２枚の磁性材板５１１，５１２を設けることにより、コイル５０のインダクタンスを高め、コイル５０のＱを高くできる。また、２枚の磁性材板５１１，５１２を設けることにより、磁性材板５１２側に設ける金属板５５の種類や厚さによるコイル特性の変動を軽減できる。そのため、金属板５５は、前述してきたコイル１ｋからコイル１ｐとは異なり、その磁気的性質や厚さは任意のものが選べる。金属板５５に、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが０．０１ｍｍ以上のものを使用すれば、より好ましい。コイル５０には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇが使用される。
【０２５９】
図３２は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｒの構成を示す図である。図３２においては、コイル５０の一方側に磁性材板５１１が設けられる。絶縁板５２が、磁性材板５１１と磁性材板５１２との間に設けられ、磁性材板５１２側に金属板５５が設けられる。絶縁板５２の作用効果については、
前述した通りである。金属板５５は、磁性材板５１１，５１２と同等の寸法である。絶縁板５２の厚さＩ（ｍｍ）は、コイル１ｊと同様に選ばれる。
【０２６０】
図３３は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｓの構成を示す図である。図３３においては、絶縁板５２が、磁性材板５１２と金属板５５との間に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、磁性材板５１２と同等の寸法である。
【０２６１】
図３４は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｔの構成を示す図である。図３４においては、絶縁板５２が、コイル５０の一方面側に設けられる。絶縁板５２に磁性材板５１１，５１２、金属板５５に設けられる。絶縁板５２の作用効果については、前述した通りである。金属板５５は、磁性材板５１１，５１２と同等の寸法である。
【０２６２】
３枚以上の磁性材板を使用した場合も、絶縁材を装備する場所は、図３２に示すように複数の磁性材板５１１，５１２の間、コイル５０と磁性材板５１の間、磁性材板５１と金属板５５の間など、種々の実施形態がある。絶縁板５２の作用効果は、前述した通りである。
【０２６３】
上述したように、コイル１ｇからコイル１ｔにおいて、コイル５０には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル５０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇを使用する。
【０２６４】
さらに、磁性材板５１または５１１，５１２と金属板５５を装備したコイル１ｇからコイル１ｔを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１ｇからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているのが好ましい。
【０２６５】
コイル１ｇからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｇからコイル１ｔを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力を伝送する。
【０２６６】
コイル１ｇからコイル１ｔが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１ｇからコイル１ｔは、交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数ｆａ（Ｈｚ）で駆動される。
【０２６７】
電力伝送装置１００の送電部３０が、コイル１ｇからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｇからコイル１ｔを含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。
【０２６８】
電力伝送装置１００の受電部４０が、コイル１ｇからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｇからコイル１ｔを含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。
【０２６９】
上述してきた金属板５５か、磁性材板５１または５１１，５１２の少なくとも一方を装備したコイルである、コイル１ｇからコイル１ｔの詳細な作用効果については、以降に詳述する。
【０２７０】
（対向するコイル外径が異なる場合について）
図３５は、対向する双方のコイルを構成する要素の立体図である。図３５に示すように
対向するコイル１ｍａ，１ｍｂは、図２８に示すコイル１ｍと同等にして、コイル５０ａ，５０ｂと、磁性材板５１ａ，５１ｂと、金属板５５ａ．５５ｂとで構成されている。
【０２７１】
図３６と図３７は、図２８に示すコイル１ｍと同等に構成され、コイル５０ａとコイル５０ｂとの外径が異なる場合の対向状態を示す図である。導線巻回外径が大きいコイル５０ｂを送電コイル、導線巻回外径が小さいコイル５０ａを受電コイルとする。
【０２７２】
図３６は、対向する送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの中心が一致している場合を示す。図３６において、一方のコイルを構成する受電コイル導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最大距離をＤａとし、一方のコイルに対向する他方のコイルを構成する送電コイル導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最小距離をＤｂ、とし、Ｄｂ＞Ｄａ、のときに、受電コイル導線の巻回面の中心から磁性材板５１ｂの端までの最小距離が、少なくとも、Ｄｂ＋（Ｄｂ−Ｄａ）×２、に設定されている。
【０２７３】
図３７は、対向する受電コイル１ｍａの導線巻回面が、点線で示す送電コイル１ｍｂの導線巻回面内にあって、かつ、受電コイル１ｍａの導線巻回面の端と、送電コイル１ｍｂの導線巻回面の端が同じ位置にある状態を示す。対向する送電コイル１ｍｂと受電コイル１ａの相対位置は、図３７に示すように、受電コイル導線巻回面の端が送電コイル導線巻回面の端内にある場合まで許容できる。特許文献３に記載のように、受電コイル１ｍａの導線巻回面と同等寸法の磁性材板が装備され、磁性材板よりも大きい金属板が装備されているとすると、図３７の場合において、送電コイル１ｍｂの導線巻回面に金属板が対向してしまう。送電コイル１ｍｂの導線巻回面に金属板が対向すると、当然、送電コイル１ｍｂの特性は変化する。さらに、導線巻回面と同等の寸法の磁性材板が装備されていても、磁性材板の裏面に金属板が存在する場合、送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの相対位置によっては、送電コイル１ｍｂの導線巻回面に金属板が対向してしまう。したがって、導線巻回面に他方のコイルの磁性材が対向するよう、磁性材板の形状、寸法を決めなければならない。
【０２７４】
図３７の場合において、送電コイル１ｍｂの外径をＤ１、受電コイル１ｍａの外径をＤ２とすると、受電コイル１ｍａの磁性材板の外径は、Ｙ＝Ｄ１−Ｄ２、とすると、Ｄ２＋２×Ｙの寸法が必要となる。または、２（Ｄ１―Ｄ２）＋Ｄ２＝２×Ｄ１−Ｄ２の寸法が必要となる。
【０２７５】
図３８は、送電コイル１ｍｂ、受電コイル１ｍａ共に楕円形である場合の、送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの相対位置関係を示す図である。図３８において、送電コイル１ｍｂの最小外径をＤ１１、送電コイル１ｍｂの最大外形をＤ１２、受電コイル１ｍａの最小外径をＤ２１、受電コイル１ｍａの最大外形をＤ２２、Ｙ１＝Ｄ１１−Ｄ２２、Ｙ２＝Ｄ１２−Ｄ２１とすると、コイル５０の最小外径よりも最低でも２×Ｙ１は大きい最小外形の磁性板でなければならない。また、コイル５０の最大外径より２×Ｙ２以下の最大外径を持つ磁性材板であって、受電コイル１ｍａの導線巻回面が送電コイル１ｍｂの導線巻回面内にあるときに、受電コイル１ｍａに装備された磁性材板５１ａが、必ず送電コイル１ｍｂの導線巻回面に対向するよう、磁性材板５１ａの寸法と形状を選ぶ。
【０２７６】
上記は、以下のように一般化できる。「コイル」とは、導線巻回面を指すものとする。対向するコイルの寸法と形状が異なるとき、大きい方のコイルの中心または重心からコイル端面までの最大距離をＬａ、小さい方のコイルの中心または重心からコイル端面までの最小寸法をＬｂとする。Ｌａ、Ｌｂは、前述のＤ１等の直径に対し、半径に相当する。よって、小さいほうのコイルは、４（Ｌａ−Ｌｂ）＋２×Ｌｂ＝４×Ｌａ−２×Ｌｂ、の寸法以下であって、小さいほうのコイル対向面が大きい方のコイル対向面内に入っているときには、必ず大きい方のコイル対向面に磁性材板が対向するような寸法、形状の磁性材板を小さいほうのコイルが装備しなければならない。
【０２７７】
図３９は、コイル対向面が円形以外の場合に、対向する送電コイル１と受電コイル２の一例を示す図である。例えば、図３９（Ａ）に示すように、受電コイル２が一辺４０ｍｍの正方形であったとする。受電コイル１ｍａは、送電コイル１ｍｂの面内に完全に入っている。この場合、受電コイル１ｍａの最小外径Ｄ２は４０ｍｍ、送電コイル１ｍｂの最大外径Ｄ１は５７×√２≒８０ｍｍとなる。したがって、受電コイル１ｍａに装備される磁性材板５１は、図３９（Ａ）に示すように、一辺が８０ｍｍの正方形であればよい。
【０２７８】
前述した図３７のＹを図３９（Ａ）に適用すると、Ｙ＝Ｄ１−Ｄ２＝８０−４０＝４０ｍｍである。受電コイル１ｍａに、Ｄ２＋Ｙ×２の外径を持つ磁性材板を装備している。したがって、図３７において、受電コイル１ｍａは、対角線が、Ｄ２＋Ｙ×２＝４０＋４０×２＝１２０ｍｍ（最大外寸）、一辺が、１２０／√２≒８５ｍｍ（最小外寸）である正方形の磁性材板５１を少なくとも装備しないとならない。しかし、図３９（Ｂ）に示すように、受電コイル１ｍａと送電コイル１ｍｂの相対角度を変え、受電コイル１ｍａが送電コイル１ｍｂの面内に完全に入っている場合においても、送電コイル１ｍｂに磁性材板５１が完全に対向しているのが分かる。
【０２７９】
図３６〜図３９の説明により、送電コイル１ｍｂの磁性材板５１の面積は、コイルの面積と同等またはそれ以上であり、コイルは磁性材板５１の面積内にあり、受電コイル１ｍａの磁性材板は、送電コイル１ｍｂの面積内にあり、送電コイル１ｍｂ側の磁性材板に関係しない。また、送電コイル１ｍｂと受電コイル１ｍａの外径は、同一ないし受電コイル１ｍａの外径のほうが小さく、受電コイル１ｍａの導線巻回面は、送電コイル１ｍｂの導線巻回面からはみ出ていない、というこれらの条件を満たしていれば、コイル、磁性材板の外径形状は問わない。
【０２８０】
ただし、小さい方のコイル端が大きい方のコイルの端内に完全に入っているときに、小さい方のコイルに装備する磁性板として、大きい方のコイルに対向するように寸法、形状の磁性板を選び、かつ、小さい方のコイルに装備する磁性板の装備位置が選ばれてなくてはならない。
【０２８１】
（コイル１ｆからコイル１ｔの特性について）
図４０は、図３８に示すコイル１ｆ、図２４に示すコイル１ｇ、図２５に示すコイル１ｈ、図２６に示すコイル１ｊとして、それぞれ図１５に示したコイル１Ｇを使用したときの各コイルにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数との関係を示す図である。
【０２８２】
図４１は、コイル１ｆ，１ｇ，１ｈ，１ｊとして、それぞれコイル１Ｇを使用したときにおける各コイルのＱの周波数との関係を示す図である。
【０２８３】
図４０より明らかなように、コイル５０に絶縁板５２と磁性材板５１を装備したコイル１ｇとコイル１ｆを比較すれば、例えば、１ＭＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は、コイル１ｇの方が低い。このように、絶縁板５２をコイル５０に装備することにより、高周波数領域でのコイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を低くすることができる。この傾向は、コイル５０に磁性材板５１１，絶縁板５３、磁性材板５１２を装備したコイル１ｊと、コイル５０に磁性材板５１１，５１２を装備したコイル１ｈとを比較しても同じである。
【０２８４】
また、図４１より明らかなように、コイル５０に絶縁板５２を装備したコイル１ｇは、例えば、１ＭＨｚにおけるコイルのＱが、磁性材板５１のみを装備したコイル１ｆよりも高い。図４０、図４１から明らかなように、絶縁板５２をコイル５０に装備しても、１００ｋＨｚの周波数では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）やＱの差異は殆ど無い。このように、絶縁板５２をコイル５０に装備することにより、高周波数領域でのコイルのＱを高くすることができる。この絶縁板の作用効果は、前述した磁性材板５１または５１１，５１２を装備しているコイル１ｍからコイル１ｔにおいても同様である。よって、コイル１ｍからコイル１ｔについては、絶縁板に関する説明を省略する。
【０２８５】
（各種金属板がコイルに対向したときの説明）
図４２は、コイル１Ｇを使用して各種の金属板を近接対向させたときの、コイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。
【０２８６】
図４２に表記してあるが、構成（１）のコイルは、コイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を表している。構成（２）のコイルは、後述する磁性材板を装備した場合に使用するので空欄としている。構成（３）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ１２μｍのアルミ（Ａｌ）ホイルを近接させた状態である。構成（４）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．１ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（５）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．５ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（６）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ３ｍｍのアルミ板を近接させた状態である。構成（７）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ３５μｍの銅箔（Ｃｕ）を近接させた状態である。構成（８）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．１ｍｍの銅板を近接させた状態である。構成（９）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．５ｍｍの銅板を近接させた状態である。構成（１０）のコイルは、コイル１Ｇに厚さ０．５ｍｍの鉄板（Ｆｅ）を近接させた状態である。図４２には、構成（１）のコイル１Ｇ単体の特性と比較するため、構成（３）から構成（１０）のコイルの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）が棒グラフで示してある。
【０２８７】
（金属板近接影響を排除したコイルの構成と特性について）
図４３は、コイル１Ｇに１０ｍｍの間隔を設けて各種の金属板を近接させたときの、コイル１Ｇａ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇａ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。その他の構成で、コイル１Ｇａに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１Ｇａは、図２５に示すコイル１ｋの一実施形態である。
【０２８８】
図４４は、１枚の磁性材板５１を設けたコイル１Ｇに各種の金属板を近接させたときの、コイル１Ｇｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇｂ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。構成（２）のコイルは、コイル１Ｇｂに磁性材板５１を１枚装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル１Ｇに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１Ｇｂは、図３８に示すコイル１ｆの一実施形態である。
【０２８９】
図４５は、コイル１Ｇに２枚の磁性材板５１１，５１２を設けたコイル１Ｇｃに各種の金属板を近接させたときの、コイル１Ｇｃ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｇ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。構成（２）のコイルは、コイル１Ｇｃに２枚の磁性材板５１１，５１２を装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル１Ｇｃに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル１Ｇｃは、図３１に示すコイル１ｑの一実施形態である。
【０２９０】
図４６は、前述したコイル１Ｇａ、コイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｃの、１００ｋＨｚにおける各コイルのＱを示す特性図である。
【０２９１】
図４２から図４６は、図１５に示すコイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を参考にし、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）がコイル１Ｇの直流抵抗とほぼ等しい１００ｋ
Ｈｚを選んで計測してある。
【０２９２】
まず、図４２に示す特性図を検討する。コイル１Ｇ単体の構成では、実効直列抵抗Ｒｗは約０．２Ω、インダクタンスＬｗは約１４μＨであることが、図４２より分かる。１２μｍのアルミホイルを近接対向させた構成（３）のコイル１Ｇでは、実効直列抵抗Ｒｗが３Ω以上となり、インダクタンスＬｗは約５．５μＨに減少している。常磁性金属である各種の厚さのアルミニウム板をコイル１Ｇに対向させた、構成（４）から構成（６）の特性図を見ると、アルミニウムの厚さが０．１ｍｍ以上では、厚さが増加するに従い、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は減少し、インダクタンスＬｗ（μＨ）が増加しているのが分かる。この傾向は、反磁性金属である銅をコイル１Ｇに対向させた、構成（８）、構成（９）のコイルでも同じである。銅板の厚さが薄いと、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は減少し、インダクタンスＬｗ（μＨ）も低下する。銅板の厚さが０．５ｍｍ程度になると、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は構成（５）の０．５ｍｍのアルミ板と大差ない特性になっている。強磁性金属である０．５ｍｍの鉄板をコイル１Ｇに近接対向させた場合は、構成（３）のアルミホイルを近接対向させたときと同じく、空芯状態に比べ、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が１０倍以上となり、インダクタンスＬｗは約８．５μＨに減少している。すなわち、特許文献４に記載のような金属の磁気的な性質により、コイル特性が変動するのではなく、平面空芯渦巻状に巻回されたコイルに近接対向する金属板の厚さによって、コイル特性が変動する。
【０２９３】
図４２に示す構成（３）から構成（１０）の各コイルは、空芯状態と比べ、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が過大となり、インダクタンスＬｗ（μＨ）は過小となる。したがって、図４２に示す構成（３）から構成（１０）の各コイルは、実際には電力伝送装置のコイルとしては使用できない。図４２は、以降に示す図４３から図４６と比較するデータである。なお、厚さが１２μｍのアルミホイルでは、インダクタンスの減少率は少ないものの、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率は、コイル１Ｇ単体の１５倍以上になっている。構成（４）のアルミ板の厚さが０．１ｍｍになると、インダクタンスが増加しているところから見て、１０μｍと１００μｍ（０．１ｍｍ）の間に、何らかの遷移点が存在するものと推察できる。
【０２９４】
構成（７）から構成（９）の銅板のデータを見ると、構成（４）から構成（６）とほぼ同等の傾向が見られる。銅は反磁性金属なので、断定はできないが、３０μｍ前後の厚さを境にして、それよりも薄い金属板は、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率は少なくなり、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が急上昇するものと推察される。これは、構成（４）と構成（８）の０．１ｍｍの厚さのアルミ板と銅板、構成（５）と構成（９）の０．５ｍｍの厚さのアルミ板と銅板が、共に近い特性を示していることからも推察できる。構成（７）の３５μｍ厚の銅箔の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が、構成（３）の厚さが１２μｍのアルミホイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率よりも少ないのは、厚さが原因と推察される。
【０２９５】
図４３は、図２７に示すコイル１ｋとして、コイル１Ｇに１０ｍｍの絶縁物を介して、図４２に示した各種の金属板を対向させた前述のコイル１Ｇａの特性である。図４２と比較しても明らかなように、図４３では、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率も少ない。コイル１Ｇａの特性は、１０ｍｍの絶縁物を介することにより、大きく改善されているのが分かる。特にインダクタンスＬｗの値は、空芯状態の約１３．７μＨに比べ、約１１．７μＨにまでしか低下していない。Ｌｗ（μＨ）の値は、各構成ともにほぼ同一となっており、電力伝送装置に使用可能である。しかし、構成（３）の１２μｍ厚のアルミホイルや、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔、構成（１０）の強磁性体である０．５ｍｍの鉄板がコイル１Ｇに対向したときには、コイル１Ｇの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が大きく、Ｒｗ（Ω）による電力損失が発生するので、このような構成は、電力伝送装置に使用するのに適していない。
【０２９６】
すなわち、図４３を参照すると、コイルと金属間に一定の所定距離Ｇ（ｍｍ）を設ける手段を装備し、金属板として、０．１ｍｍ以上の、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金を使用することにより、空芯コイルに近接する金属体の影響を排除できる。なお、図４３に示す構成（１）および構成（２）以外の構成において、金属板のコイル対向面と反対側に、鉄などの強磁性金属を含む各種金属を近接させたが、インダクタンスＬｗ（μＨ）の変化も、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の変化も全く観測されていない。また、電力伝送性能に変化も無い。
【０２９７】
特許文献４の段落番号００２２には、磁界型空中線（コイル）よりも寸法が小さい金属板を使用してもよいと記載されている。しかし、導線を平面渦巻状に巻回して構成されるコイルの金属体近接影響を排除するには、前述した所定距離Ｇ（ｍｍ）を設け、強磁性体以外であって、厚さが０．１ｍｍ以上であるコイルの寸法と同等の寸法の金属または合金の板材を装備しなければならない。
【０２９８】
なお、特許文献４の段落番号００２２には金属板を分割する旨の記載がある。本願発明者が、コイル１Ｇａを使用した構成（８）のコイルにて、０．１ｍｍの銅箔を分割して特性を計測したところ、Ｌｗ＝１２．３μＨ、Ｒｗ＝０．２９Ωであった。この構成は、銅板を分割しないときの、Ｌｗ＝１１．７μＨ、Ｒｗ＝０．２３Ωに比べると特性はよい。これは、前述したが、金属体の体積に比例して増加する渦電流損が減少するためと推察される。そのことは、特許文献４の段落番号００２２にも記載されている。
【０２９９】
しかし、前記の０．１ｍｍの銅箔を分割して装備した構成では、銅板のコイルの反対面に０．５ｍｍ厚の鉄板を近接させると、Ｌｗが１２．３μＨに減少し、Ｒｗが０．３８Ωに増加した。銅板を分割しないと、銅板を分割した場合に比べ、インダクタンスＬｗ（μＨ）の値は小さいが、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の値が小さく、銅板のコイルの反対面に０．５ｍｍ厚の鉄板を近接させても、Ｌｗ（μＨ）、Ｒｗ（Ω）共に全く変化はなかった。したがって、特許文献４の段落番号００２２に記載されている金属板を分割するような実施形態、金属板の寸法をコイルの寸法よりも小さくする実施形態では、特許文献４の段落番号００２２に記載されているコイルに金属体が近接したときのコイル特性の変動を排除するという作用効果は期待できない。
【０３００】
以上のように、図２７に示すコイル１ｋの実施形態では、コイルと金属板の間に、コイルと金属板の距離を一定とする手段を備えることにより、金属板の裏面に他の金属体が近接しても、コイル１ｋのインダクタンスＬｗ、実効直列抵抗Ｒｗの変動を排除できる。図２７に示すコイル１ｋは、コイルの裏面に一定間隔で金属板を設置できる送電部に適している。送電部がスチール製机上に置かれたときに、コイル１ｋのインダクタンスＬｗ、実効直列抵抗Ｒｗの変動を排除し、所定の電力伝送性能を維持できる。所定距離Ｇは、コイル１Ｇにおいては、１０ｍｍで良好な結果が得られている。しかし、所定距離Ｇ（ｍｍ）は、コイルの外径Ｄにより異なってくる。コイル１Ｇの外径Ｄは５０ｍｍなので、余裕を見て、例えば、Ｇ≧Ｄ／１０＝５ｍｍ、として所定距離Ｇ（ｍｍ）を決める。
【０３０１】
次に、図２８に示すコイル１ｍの実施形態の特性図である図４４について考察する。図４４の構成（２）は、コイル１Ｇに０．３ｍｍ厚の磁性材板を取り付けたコイル１Ｇｂ単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を示している。コイル１Ｇｂ単体では、空芯状態のコイル１Ｇ単体に比べ、インダクタンスＬｗ（μＨ）が増加しており、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）は殆ど変化していない。コイル１Ｇｂのコイルの反対面に図４２、図４３と同等の金属板を装備した構成（３）から構成（１０）の各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）が図示されている。構成（３）から構成（１０）において、インダクタンスＬｗの値はほぼ同一となっている。しかし、図４４を見れば明らかなように、図４３と同等にして、１２μｍの厚さのアルミホイルを装備した構成（３）、３５μｍの厚さの銅箔を装備した構成（７）、０．５ｍｍの厚さの鉄板を装
備した構成（１０）のコイルは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が高くなっている。
【０３０２】
さらに、本発明のその他の実施形態である図３１に示す構成のコイル１ｑの各構成の特性を、図４５を参照して検討してみる。図３１に示す構成のコイル１ｑには、２枚の磁性材板５１１，５１２が装備されている。２枚の磁性材板５１１，５１２は、絶縁層を設けて重ねるのが好ましい。図４５を参照すると、コイル１Ｇに磁性材板２枚を装備したコイル１Ｇｃ単体の特性は、構成（２）で示され、インダクタンスＬｗは、約２２．５μＨと、空芯状態の約１４μＨに比べ、約１．６倍になっている。
【０３０３】
図４４と比較すると、構成（３）から構成（１０）の全てにおいて、インダクタンスＬｗは２０μＨを越えている。さらに、構成（３）から構成（１０）の全てにおいて、インダクタンスＬｗ（μＨ）の値は、ほぼ同一である。そして、図４４と比較すると、構成（３）の１２μｍ厚のアルミホイルや、構成（７）の３５μｍ厚の銅箔、構成（１０）の強磁性体である０．５ｍｍの鉄板がコイル１Ｇｃに対向しても、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の変化が殆ど無いという特徴が見られる。すなわち、磁性材板を２枚重ねて装備することにより、コイルは、磁性材板のコイル対向面の反対側に装備する金属の磁気的性質や厚さの影響を受けなくなる。図３１に示す構成のコイル１ｑのような構成とすることにより、アルミ箔のような薄い金属で、前述した金属体の近接影響を排除できる。
【０３０４】
なお、磁性材板としては、厚さが０．０１ｍｍから１．５ｍｍ、構成としては、磁性材粉をバインダーで固めたもの、アモルファス系、フェライト系等、種々のものを試験した。金属板の違いによる特性は、前述した図４３から図４５と同一であった。また、コイル１ｆ、コイル１ｑの構成で、インダクタンスの増加が大きいものは、実効直列抵抗の増加も大きかった。１００ｋＨｚにおいて、いずれの磁性材板でも、インダクタンスの増加率と実効直列抵抗の増加率は、ほぼ同等であった。後述するように、これらの実測結果は、この構成規定が、一般性を持つことを示している。
【０３０５】
以上の結果は、図４６にまとめてある。まず、コイル１ｋの一例であるコイル１Ｇａ、コイル１ｆの一例であるコイル１Ｇｂの、構成（５）と構成（９）を比較してみる。０．５ｍｍの厚さの常磁性金属であるアルミニウム板がコイル１Ｇａに装備された場合と、反磁性金属である銅板がコイル１Ｇａに装備された場合のＱの値は、殆ど変わらない。コイル１Ｇｂにおいても、０．５ｍｍの厚さの常磁性金属であるアルミニウム板がコイル１Ｇｂに装備された場合と、反磁性金属である銅板がコイル１Ｇｂに装備された場合のＱの値は、殆ど変わらない。すなわち、特許文献４に記載のように、反磁性金属が、コイルに近接する金属体によるコイル特性の影響排除に適しているのではない。コイルに装備される金属で、コイル特性を劣化させるのは、強磁性金属と、強磁性以外の金属では、金属板の厚さのみであることが、図４６より分かる。さらに、磁性材板を２枚以上装備したコイル１ｑの構成のコイル１Ｇｃでは、金属の磁気的性質、金属板の厚さに関係なく、コイルの対向面の反対側に近接する金属体によるコイル特性の変動を防止できるのが分かる。
【０３０６】
なお、図４６に図示してあるが、構成（１）のコイル１Ｇ空芯単体のＱは、約４２．５である。図４６に記載の各構成のコイルで、電力伝送用コイルとして適していないのは、コイル１ｋ、コイル１ｍであって、構成（３）、構成（７）、構成（１０）になる。この規定は、コイル１Ｇ空芯単体のＱ、約４２．５の７０％であるＱ＝３０を基準とし、基準値以上のＱを持つコイルを選んでいる。図４６に図示してあるＱ＝３０の線以上のＱを持つコイルならよい。ただし、図４６は、各構成のコイルのＱを比較するものである。実際には、図４３から図４５に示す、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性を計測し、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の過大なコイル、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の周波数特性が悪いコイルは除外しないとならない。コイルのＱと実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の双方から判断するのが好ましい。基準値Ｑ＝３０は、実際に空芯のコイル１Ｇを使用して電力伝送を行なったときと比較し、９０％以上の電力伝送性能を持つ条件として規定している。
【０３０７】
（電力伝送用コイルの構成規定が一般性を持つことについての説明）
前述したように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、性能のよいコイルを実現できない。しかし、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、同じ作用効果を呈する。すなわち、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、コイル裏面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を抑える効果がある。その例を以下に示す。
【０３０８】
図４７は、図１２に示したコイル１Ｄを、図２７に示すコイル１ｋと同等の構成において、図４３と同じく、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。図４７においては、コイル１Ｄと金属板間の距離は５ｍｍに設定して計測してある。
【０３０９】
図４８は、図１３に示したコイル１Ｅを、図２７に示すコイル１ｋと同等の構成において、図４７と同じく、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）とインダクタンスＬｗ（μＨ）を計測した特性図である。図４８においては、コイル１Ｅと金属板間の距離は１０ｍｍに設定して計測してある。
【０３１０】
図４３、図４７、図４８を比較すると、図２７に示す構成のコイル１ｋにおいて、金属板５５として、アルミホイルを用いて構成した例（３）、銅箔を用いて構成して例（７）、鉄板を用いて構成した例（１０）のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、他の構成のコイルよりも増加しているのが分かる。
【０３１１】
この傾向は、コイル１Ｄ、コイル１Ｅ共に、図２８に示すコイル１ｍの構成、図３１に示すコイル１ｑの構成においても同様である。すなわち、コイルと金属板の間に所定距離Ｇ（ｍｍ）のみを設けた場合、コイル５０と金属板５５の間に磁性材板を１枚設けた場合では、金属板５５としてアルミホイルを用いて構成した例（３）、銅箔を用いて構成した例（７）、鉄板を用いて構成した例（１０）のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、他の構成のコイルよりも増加する。コイル５０と金属板５５の間に磁性板を２枚以上設けた場合は、金属板５５の種類や厚さにより、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が図４５のように殆ど無い。
【０３１２】
図２７に示す構成のコイル１ｋの作用効果は、特許文献４に記載のように、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときに、コイル特性の変動を防ぐものである。図２８に示す構成のコイル１ｍ、図３１に示す構成のコイル１ｑの作用効果も、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐものである。図２８に示す構成のコイル１ｍ、図３１に示す構成のコイル１ｑの他の作用効果として、不要輻射の防止がある。不要輻射防止のためには、図３１に示すコイル１ｑの構成が好ましい。前述したように、コイル１ｑは、金属板の材質や厚さの影響を殆ど受けない。したがって、図３８に示すコイル１ｈであっても、金属体の近接影響を排除可能である。
【０３１３】
図４３から図４５においては、金属板と磁性材板、および絶縁板から構成されるコイル１ｎ、コイル１ｐ、コイル１ｒ、コイル１ｓ、コイル１ｔのデータは省略してある。これは、図４３から図４５に示すのと同様に、金属板５５の作用効果が同一だからである。このような構成のコイルは、図４０、図４１に示すように、高周波数領域での実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加を抑え、Ｑを高める作用効果がある。実測上も、高周波数領域になると、前述した各コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、コイル１ｎ、コイル１ｑに比べ、低下し、各コイルのＱが、コイル１ｎ、コイル１ｑに比べ、上昇するのが確認されている。
【０３１４】
なお、前述したように、コイル１Ｇ２組のＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性は極めてよい
。図１５によると、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、１０ＭＨｚ以上、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約２．２ＭＨｚとなっている。しかし、前述した構成のコイル１ｍとコイル１ｑは、特にｆ２（Ｈｚ）が低下する。この点について、以下に考察してみる。
【０３１５】
（磁性材板を装備したコイルの説明）
図４９は、コア５３に導線５６を巻回したコイル１Ｈの一例を示す図である。図４９（Ａ）はコイル１Ｈの単体の構成図、図４９（Ｂ）は２個のコイル１Ｈａ、１Ｈｂが誘導結合している状態を表す図である。
【０３１６】
図４９（Ｂ）においては、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂのコア５３ａ，５３ｂを直接接触させず、図示しない両面テープなどを介して接着する。
【０３１７】
図５０は、図４９の構成を持つコイル１Ｈのコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂを誘導結合させ、他方のコイルの両端を短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｓ（Ω）、他方のコイルの両端を開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。
【０３１８】
図５１は、コイル１Ｈ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）と、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂを誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスＬｓ（μＨ）、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをＬｎ（μＨ）、としたときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数との関係を示す図である。
【０３１９】
図５０を参照する限りにおいて、コイル１Ｈは、Ｒｗ（Ω）とＲｓ（Ω）の乖離が小さい。これは、両コイル間の結合係数が、約０．３程度と小さいからである。前述した方法で近似的に求めた結合係数ｋｒも、約０．３程度になっている。さらに、図５１を参照すると、１ｋＨｚから１０ＭＨｚまでの周波数領域で、Ｌｎ＞Ｌｓ＞Ｌｗ、となっている。
【０３２０】
前述した（４）式は、Ｚ＝（Ｒ１＋Ａ２Ｒ２）＋ｊω（Ｌ１−Ａ２Ｌ２）、
前述した（５）式は、Ｚ＝Ｒ１＋ｊωＬ１、かつ、Ａ２≧０であるので、一方のコイルと誘導結合している他方のコイルが短絡されると、一方のコイルのインダクタンスは減少しなければならない。すなわち、Ｌｗ＝Ｌｎ＞Ｌｓ、の関係を満足しないといけない。
【０３２１】
図５２は、コイル１Ｇが空芯状態のときに計測した、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、およびＬｗとＬｓより近似的求められる結合係数ｋｉと周波数との関係を示す図である。
【０３２２】
図５２においては、前述したように、コイル１Ｇに印加される電圧Ｖとコイル１Ｇに流れる電流Ｉの位相差φが、８０度以下となる２０ｋＨｚ以下の周波数を除き、２０ｋＨｚ以上の周波数では、Ｌｗ＝Ｌｎ＞Ｌｓ、なる回路理論上の関係を、少なくとも４ＭＨｚまで満足しているのが分かる。図５１と図５２の差異は、以下のように推測される。図５１においては、図４９（Ａ）のようなコイル単体のときに比べ、図４９（Ｂ）のように同一の２個のコイルが誘導結合すると、双方のコイルに比透磁率の高いコア５３ａ，５３ｂが磁気的に結合されるので、Ｌｎ（μＨ）が上昇する。しかし、他方のコイルを短絡すると、Ｌｓ（μＨ）は、Ｌｎ（μＨ）よりも低くなる。この場合、Ｌｓ＞Ｌｗ、となるのは、コアの材質、コアの比透磁率、導線の線材や線径、コイルの構成によって決まるものと思われる。本願発明者が、図４９（Ｂ）のような構成を持つ種々のコイルについて、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎを計測してみたところ、Ｌｓ＜Ｌｗ、となるコイルは存在した。しかし、Ｌｎ＝Ｌｗ、となるコイルは存在せず、必ず、Ｌｎ＞Ｌｓ、となっていた。前述した変成器の構成と回路理論から、図４９（Ａ）のような構成を持つコイルを、図４９（Ｂ）のように誘導結合させると、両コイルが分離不能な変成器と同じ状態であると考えられる。
【０３２３】
図５３は、トロイダルコア７３に１次コイル７１と２次コイル７２とを巻回した１次コイルと２次コイルが分離不能な変成器７０の構成を示す図である。
【０３２４】
本願発明者は、確認のため、図５３に示す構成の変成器７０を用いて、Ｒｎ（変成器は両コイルが分離不能のため、Ｒｗ、Ｌｗは計測できない）、Ｒｓ、Ｌｎ、Ｌｓを周波数１００ｋＨｚにて計測してみた。Ｌｎ＝２．８３ｍＨ、Ｌｓ＝２３．４μＨ、Ｒｎ＝６０３Ω、Ｒｓ＝０．５６Ω、となった。比透磁率の高いコアを装備した変成器においても、やはり、Ｒｎ＞Ｒｓ、という回路理論に反する計測結果が得られている。上記のＬｎ、Ｌｓから、近似的に結合係数ｋｉを求めると、ｋｉ＝√（（Ｌｎ−Ｌｓ）／Ｌｎ）、であるので、ｋｉ＝√（（２８３０−０．０２３４）／２８３０）＝√（０．９９９９９）
＝０．９９９９９５≒１
となり、ほぼ密結合状態であった。このように、図５３の変成器おいては、ＬｎとＬｓから近似的に結合係数ｋｉを求めればよい。したがって、前述した図２８のコイル１ｍ、図３１のコイル１ｑにおいては、低い周波数においても、Ｌｎ＞Ｌｗ、となることが想定される。また、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）も低下することが想定される。
【０３２５】
図５４は、図３８に示すコイル１ｆであるコイル１Ｇｂにおいて、コイル１Ｇｂを２個使用したときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、ｋｉ、ｋｉ２と周波数との関係を示す図である。
【０３２６】
図５４において、ｋｉ２は、ＬｗとＬｓではなく、ＬｎとＬｓから求めてある。
【０３２７】
ｋｉ２＝√（（Ｌｎ−Ｌｓ）／Ｌｎ）である。これは、前述した図５３に示す変成器と同じ結合係数ｋｉの近似的な求め方である。前述したＬｗとＬｓより近似的に求めた結合係数ｋｉとｋｉ２の双方がプロットされている。Ｌｎ（μＨ）はＬｗ（μＨ）の倍近くになっているが、平方根を取るので、ｋｉとｋｉ２には余り差が無く、いずれも０．９以上になっている。これは、図１５にプロットされたｋｒ、ｋｉの値、約０．８４に比して、いずれも大きい値となっている。このように、磁性材板は、両コイル間の結合係数を上昇させる作用を持っている。
【０３２８】
図５４では、図５１の、Ｌｎ＞Ｌｓ＞Ｌｗ、とは異なり、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係となっている。本願では、誘導結合可能な構成のコイルについて電力伝送性能のよいコイルに着目して種々のコイル特性や構成を規定してきた。しかし、図４９に示すように、同一のコイル２個間で誘導結合が可能な構成を持つコイルであって、Ｒｓ＞Ｒｗ、の関係を、１００ｋＨｚにて満足しているコイルであるならば、電力伝送装置のみならず、受動部品であるコイルとしての性能がよい。さらに、Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を、１００ｋＨｚにて満足しているコイルであるならば、受動部品であるコイルとしての性能がよい。そして、図４９に示す構成のコイルは、コアを装備しているので、金属体の近接影響は無いものと従来では考えられていた。
【０３２９】
図５５は、図４９の構成を持つコイルであって、図５０、図５１の特性を持つコイル１Ｈに、図４４のように、各種の金属板を図４９（Ａ）のＡ面に近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。
【０３３０】
図５５を図４４と比べて見ると、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率は小さいものの、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率とともに、図４４とほぼ同一の傾向にある。すなわち、以上に説明してきたように、誘導結合が可能な構成のコイルは、金属体の近接影響を受け、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が上昇する。１２μｍの厚さのアルミホイルが近接した構成（３）、３５μｍの厚さの銅箔が近接した構成（７）、０．５ｍｍの厚さの鉄板が近接した構成（１０）のコイルは、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が、図４４と同様に高くなっている。また、図４４と同様の構成により、インダクタンスＬｗ（μＨ）が減少している。あるいは、誘導結合が可能な構成のコイル１Ｈを２個使用し、両コイルを誘導結合させると、Ｌｎ＞Ｌｗ、となる。コイル全体の構成によっては、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、という回路理論に反するものも有る。
【０３３１】
図５６は、コイル１Ｇに図２３に示すコイル１ｆのように磁性材板を備えたコイル１Ｇｂにおいて、コイル１Ｇｂを２個使用したときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。
【０３３２】
図５６に示す、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を見ると、図１５に示す、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１＞１０ＭＨｚが、ｆ１＝１．３５ＭＨｚにまで低下してきているのが分かる。さらに、図１５に示す、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２．１５ＭＨｚから、１５０ｋＨｚにまで低下しているのが分かる。
【０３３３】
一方で、コイル１Ｈは、図５０に示すように、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は１．３ＭＨｚと高い。これは、コイル１Ｈ２個間の結合係数が０．３程度と低く、コイル１Ｇｂ２個間の結合係数が０．９以上と高いためと考えられる。そこで、１００ｋＨｚにおける両コイル間の結合係数をｋとし、コイル１Ｇｂ２個が、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２である、１５０ｋＨｚを基準とする。そして、１５０ｋＨｚを、ｋ２で割る。ｋｉ＝０．２７のコイル１Ｈの場合、ｆ２（Ｈｚ）の規定値を計算すると、ｆ２＝１５０／０．２７２≒２．０５ＭＨｚとなる。図５０より、コイル１Ｈの前記ｆ２は、約１．３Ｍｚであり、ｆ２≧２．０５ＭＨｚを満足していない。
【０３３４】
また、コイル１Ｈは、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、という回路理論に反する特性を持ち、図５１に示すように、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係も満足していない。さらに、図５５を参照すると、コイル１Ｈは、図４９（Ａ）に示すＡ面に、任意の金属体が近接したときに、インダクタンスＬｗ（μＨ）の低下が、１５％を越えている。換言すれば、Ｌｗ（μＨ）の低下率が８５％以下である。また、同一条件で、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加が、単体時よりも５倍以上となっている構成がある。
【０３３５】
しかし、コイル１Ｈと同じく、図４９に示すように、同一のコイル２個間で誘導結合が可能な構成を持つコイルであっても、コイル１Ｈとは異なった特性を持つものもある。すなわち、コイル１Ｈよりも上述してきた特性のよいコイルもある。そのようなコイルの一例であるコイル１Ｊを参照し、コイル１Ｊの特性について以下に説明する。
【０３３６】
図５７は、図４９と同様に構成したコイル１Ｊにおいて、コイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、２個のコイル１Ｊａ，１Ｊｂを誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｓ（Ω）、他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。
【０３３７】
図５８は、コイル１Ｊ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）と、コイル１Ｊ２個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスＬｓ（μＨ）、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをＬｎ（μＨ）、としたときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数との関係を示す図である。
【０３３８】
図５９は、コイル１Ｊに、図４２のように、各種の金属板を図４９（Ａ）のＡ面に近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、インダクタンスＬｗ（μＨ）を示す特性図である。
【０３３９】
図５７を参照すると、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２ＭＨｚ以上である。１００ｋＨｚにおける両コイル間の結合係数ｋは、ｋｉ＝０．３７、である。し
たがって、１５０／ｋｉ２＝１５０／０．３７２２＝１０９５ｋＨｚとなる。よって、コイル１Ｊは、ｆ２＞１０９５ｋＨｚ、を満足する。そして、図５８を参照すると、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、となっており、Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係も満足している。さらに、図５９を参照すると、コイル１Ｊは、１００ｋＨｚにおいて、厚さ１２μｍのアルミホイル、あるいは厚さ０．５ｍｍ（この場合厚さは問わない）の鉄板が近接したときの、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）の増加率が５倍以下である。また、コイル１Ｊは、１００ｋＨｚにおいて、任意の金属体が近接したときに、インダクタンスＬｗ（μＨ）の減少率が８５％以上でもある。図２、図２３から図３４に示すような構成を持つコイルの他に、同一のコイル２個間で誘導結合可能な構成のコイルであれば、上記の計測を行い、特性規定を行なうことにより、性能の良いコイルを特定でき、性能の良いコイルを実現できる。
【０３４０】
（コイルの対向距離と、結合係数、ｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）の関係の説明）
上述した実験結果から、コイル１Ｊは、コイルとしての性能は良いものの、結合係数が低く、力率が低下する。また、図５５より、実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）が高周波数領域になると高くなる。一方で、コイル１Ｊが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２ＭＨｚ以上となっており、コイル１Ｇｂが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２である１５０ｋＨｚよりも遥かに高い。そこで、結合係数を下げるため、コイル１Ｇｂ２個間の距離を３ｍｍ取って、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎの周波数特性を計測してみた。
【０３４１】
図６０は、コイル１Ｇｂ２個間の対向距離ＴＫを３ｍｍとしたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。
【０３４２】
図６０と、図５６とを比較すれば分かるように、コイル１Ｇｂが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約５００ＫＨｚに上昇している。コイル１Ｇｂを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとしたときに、１００ｋＨｚにおいて、ＲｓとＲｗより近似的に計算した結合係数ｋｒは、０．８９、ＬｎとＬｓより近似的に計算した結合係数ｋｉは、０．９１となっている。このように、コイル１Ｇｂ２個間の対向距離をゼロとした場合も、コイル１Ｇｂ２個間の距離を３ｍｍとした場合も、結合係数に関しては大差無い。しかし、前記ｆ２は、５００ｋＨｚに大きく上昇している。
【０３４３】
図６１は、コイル１Ｇｂに、さらに、０．５ｍｍ厚のアルミニウム金属板を装備したコイル１Ｇｄを２個使い、対向距離ＴＫをゼロとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。
【０３４４】
コイル１Ｇｄが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約８０ｋＨｚにまで低下している。
【０３４５】
図６２は、コイル１Ｇｄを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数との関係を示す図である。
【０３４６】
図６０と図６２を比較すると分かるが、コイル１Ｇｄが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、約５００ｋＨｚにまで上昇している。金属板を装備していないコイル１Ｇｂを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとした場合も、コイル１Ｇｄを２個使い、対向距離ＴＫを３ｍｍとした場合も、両コイルのｆ２は同等である。
【０３４７】
上述のコイル１Ａからコイル１Ｇまでの実施形態では、コイル間の対向距離ＴＫが変化しても、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）に余り変化が無いことは既述した。しかし、コイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｄは、対向距離ＴＫによって、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）が著しく変化する。コイル１Ｇｂ、コイル１Ｇｃ、コイル１Ｇｄを例にすれば、両コイル間に少なくとも２ｍｍの対向距離を設けるのが好ましい。対向距離はコイル外径Ｄの関数となるので、コイル外径をＤとし、対向距離ＴＫは、ＴＫ≧Ｄ／５０、であれば好ましい。なお、対向距離ＴＫは、図３６から図３８に図示してあるもので、導線端間の距離である。
【０３４８】
これは、図３１に示す２枚の磁性材板５１１，５１２を重ねてコイル５０に装備し、磁性材板５１２側に金属板５５を備えたコイル１ｑにおいても同様である。さらに、図３１に示コイル１ｑにおいて、対向距離ＴＫがゼロとなるときに、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）が高い磁性材板を選ぶ。特にコイル１ｑでは、２枚の磁性材板５１１，５１２を、厚さや材質が異なる構成とし、比透磁率が異なる磁性材板を使い、できる限りｆ２（Ｈｚ）を高くするように構成するのが好ましい。磁性材板５１１，５１２は、実際には磁性材粉をバインダーで固めたシートであるので、比透磁率を実際に計測することは困難である。メーカーの資料を参照する限りにおいて、コイル５０に近い磁性材板５１１の比透磁率を低くし、コイル５０から離れた磁性材板５１２の比透磁率を高くした方が、ｆ２（Ｈｚ）の低下率は少ないようである。ただし、磁性材板５１１，５１２については、絶縁物５２の比誘電率のような、確立された基準が無く、あくまで参考である。本発明の実施形態にて述べた構成規定を優先すべきである。
【０３４９】
通常、導線を巻回して構成する電力伝送装置のコイルは、双方のコイルの対向距離ＴＫがゼロで使用されることは無く、所定距離、例えば上述したように、３ｍｍなどの間隔を必要とする。上述してきたように、図３８に示すコイル１ｆから図３４に示すコイル１ｔは、対向距離ＴＫを設けても、結合係数が低下しない。したがって、高い力率を維持でき、電力伝送性能がよい電力伝送用コイルが実現できる。この電力伝送用コイルを使用し、電力伝送性能がよい電力伝送装置を実現することができる。このように、図３８に示すコイル１ｆから図３４に示すコイル１ｔは、金属体の近接による特性変動を回避できる。また、不要輻射を低減できる。さらに、両コイル間に対向距離ＴＫを設けても、結合係数が低下しないという極めて優れた効果を奏するものである。
【０３５０】
なお、図２７に示すコイル１ｋの一例であるコイル１Ｇａは、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１は、１０ＭＨｚ以上、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２は、２ＭＨｚ以上であり、磁性板の影響が無く、金属体近接によるコイル特性の変化防止以外の作用効果は、コイル１Ａからコイル１Ｇと全く同じなので、対向するコイルの対向距離ＴＫに関する説明を省略する。
【０３５１】
なお、言うまでもないが、コイル１ｆからコイル１ｔのコイル５０には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をＲｗ（Ω）、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｓ（Ω）、とすると、１００ｋＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル５０には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル１Ｂからコイル１Ｇを使用する。
【０３５２】
さらに、磁性材板５１または５１１，５１２を装備したコイル１ｆからコイル１ｔを一方のコイルとしたときに、１００ｋＨｚにてコイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しているのが好ましい。
【０３５３】
コイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数をｆ１（Ｈｚ）とすると、コイル１ｆからコイル１ｔを装備した電力伝送装置１００は、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数で電力を伝送する。
【０３５４】
コイル１ｆからコイル１ｔが、電力伝送装置１００の送電コイル１である場合、コイル１ｆからコイル１ｔは交流電源３０ｂにより、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数であるｆｄ（Ｈ
ｚ）で駆動される。
【０３５５】
さらに、前述してきた実施形態のコイル１ｍ、コイル１ｑを一方のコイルとし、同一のコイルを他方のコイルとして、一方のコイル単体のインダクタンスをＬｗａ（Ｈ）、両コイルを誘導結合させたときに、他方のコイルが短絡されているときの、一方のコイルのインダクタンスをＬｓａ（Ｈ）、とすると、コイル１ｍ、コイル１ｑが、１００ｋＨｚにて、Ｌｗａ＞Ｌｓａ、を満足しており、かつ、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数にて、Ｌｗａ＞Ｌｓａ、を満足しているのが好ましい。
【０３５６】
前述してきたコイル１ｆからコイル１ｔを一方のコイルとし、対向している他方のコイルを開放したときの各コイルの実効直列抵抗をＲｎａ（Ω）、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２ａ（Ｈｚ）とすると、一方のコイルは、ｆ２ａ（Ｈｚ）未満の周波数領域で使用されるのが好ましい。
【０３５７】
そして、前述してきたコイル１ｍ、コイル１ｑを一方のコイルとし、対向している他方のコイルを開放したときの一方コイルのインダクタンスをＬｎ、とすると、少なくとも、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を１００ｋＨｚにて満足し、ｆ１（Ｈｚ）未満の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数ｆａ（Ｈｚ）にて、コイル１ｍ、コイル１ｑが、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を満足しているのが好ましい。
【０３５８】
より好ましくは、コイル１ｆからコイル１ｔが、Ｒｓ＞Ｒｎ≧Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ２（Ｈｚ）とすると、コイル１ｆからコイル１ｔは、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数領域で使用され、ｆ２（Ｈｚ）未満の周波数領域において、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、の関係を満足している。
【０３５９】
なお、前述した熱条件の規定は、前述した方法と同様の手法にて熱抵抗θｉを求めることにより満足できる。
【０３６０】
電力伝送装置１００の送電部３０が、コイル１ｆからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｆからコイル１ｔを含む送電部３０は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。
【０３６１】
電力伝送装置１００の受電部４０が、コイル１ｆからコイル１ｔを含む場合、コイル１ｆからコイル１ｔを含む受電部４０は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。
【０３６２】
（金属板をコイル中心の線に接続する場合の説明）
図６３は、図２７に示すコイル１ｋから図３４に示すコイル１ｔにおいて、コイル内周部から取り出す線を、コイルに装備された金属板を使用する図である。
【０３６３】
コイル１ａの構成のコイル５０では、コイル５０の中心から外へ取り出す導線は、導線の太さ分厚くなる。図６３においては、図２７に示すコイル１ｋの絶縁板５４の中心に、導線貫通穴を設け、コイル内周部の導線５０１を金属板５５に接続してある。コイル５０の外周部の端部５５２を一方の端子とし、金属板５５の端部５５１を他方の端子とする。導線５０１と金属板５５との接続方法は、半田付け、溶接など種々の手法が使用できる。この構成は、絶縁板のみならず、磁性材板にも適用可能である。
【０３６４】
（コイルに結合線を設ける実施例）
図６４は、図２３から図３４に示す各構成のコイルに使用される導線に、リッツ線を用い、リッツ線の一端は全ての素線を接続し、リッツ線の他端から、リッツ線を構成する素線の内、少なくとも一本を結合線１０ａとして取り出した場合の等価回路図である。
【０３６５】
図６４に示す、結合線１０ａは、コイルの作動状態を検知するのに用いることができる。あるいは、信号伝送用に使用することができる。また、反転アンプを使用して正帰還をかけることにより、自励発振を行なうことができる。
【０３６６】
結合線１０ａは、送電コイル１または受電コイル２とほぼ密結合状態にある。また巻線比は１：１である。よって、結合線１０ａには、送電コイル１または受電コイル２と同一の振幅、位相の交流電圧が現れる。この結合線１０ａは、送電部３０と受電部４０間の信号伝送機能、送電コイル１に金属体が近接したときの検知、負荷が接続された受電コイルが近接したときの判別に利用できる。
【０３６７】
前述した図６３の実施形態をリッツ線に適用する場合には、内周部の導線を全ての素線をまとめて金属板５５に接続し、外周部から取り出す素線の内、少なくとも一本を結合線１０ａにする。結合線１０ａは、共通線と接続せずに素線として取り出し、４端子構成のコイルとしてもよい。この場合、送電コイルと結合線が絶縁されているので、信号検知、自励発振などに用いる場合、回路構成の自由度が増す。
【０３６８】
（電力伝送用コイルの実施例）
図２４に示すコイル１ｇから図３４に示すコイル１ｔは、前述した電力伝送装置に使用される電力伝送用コイルの実施例でもある。
【０３６９】
（電力伝送用コイルの駆動条件）
空芯コイルであっても、磁性材板を装備していても、上述したｆ１（Ｈｚ）、ｆ２（Ｈｚ）が高くなるようにして、ｆ１（Ｈｚ）またはｆ２（Ｈｚ）未満で送電コイルを駆動するコイルの駆動条件を規定しないと、性能のよい電力伝送装置は実現できない。
【０３７０】
（コイル単体の実施例）
さらに、上記に説明してきた、特性規定が行なわれた本発明の実施形態の電力伝送装置に使用されるコイルは、同一の２個のコイル間で誘導結合可能な構成を持つコイルの発明でもある。
【０３７１】
（本発明に用いる金属に関する説明）
なお、空芯コイルに金属体が近接した場合、コイルの性能が劣化することは上述した通りである。また、空芯コイルに磁性材を近接させた場合も、磁性材がコイルの電力伝送性能を劣化させるときがある。例えば、図３１（Ａ）の実施形態において、ボビン状の内径空洞内に、透磁率の低い磁性材料を装備する場合などである。このように、前述してきた本発明の各実施形態以外の構成規定や特性規定によらず、磁性材をコイルに装備しても、本発明におけるコイルの性能を改善できるものではない。
【０３７２】
コイルに磁性材を装備する場合においても、まず本発明の空芯コイルで特性のよいものを選ばねばならない。上述した実施形態では最も性能の良い空芯コイルであるコイル１Ｇを選んで、磁性材板を装備した。しかし、上述したように、コイル１Ｇの電力伝送性能を維持したまま、金属体近接影響の排除を実現するのが簡単ではないことを説明してきた。特許文献２の実施例に示されているコイルでは、金属体近接影響の排除できず、高周波数での動作も難しい。不要輻射の関係上、２５０ｋＨｚ以上の周波数を使用するのは困難である。しかし、最低でも、１００ｋＨｚでの動作を実現しなければならない。そのためには、上述してきた規定に基づき、できる限り性能のよい空芯コイルを選ぶ必要がある。
【０３７３】
この発明の実施形態において、導線を形成する導体の材質は特に限定されないが、本実施形態にて述べている各コイルは、全て導体に銅を用いている。導体として比抵抗が小さい銅を使うのが好ましいが、比抵抗が小さい他の金属、あるいは合金を導体として使うこ
ともできる。
【０３７４】
また、金属の磁気的性質には、反磁性、常磁性、強磁性以外にも、反強磁性などがある。しかし、本願において着目しているのは、コイルの実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）を増加させる磁気的性質である。コイルに装備する金属板は、単に永久磁石に吸着する金属または合金以外のものであればよい。
【０３７５】
本願発明者は、チタン、真鍮、ステンレスなどの各種金属を使用して実測を行なった。０．１ｍｍの厚さのチタン板は、０．１ｍｍ厚のアルミ板と同じ特性変動を示した。０．５ｍｍの厚さの真鍮板は、０．５ｍｍ厚の銅板と同じ特性変動を示した。０．５ｍｍの厚さの永久磁石に吸着するステンレス板は、０．５ｍｍ厚の鉄板よりも特性劣化を起した。このように、永久磁石に吸着するか、吸着しないかで金属板を選べばよい。
【０３７６】
（コイルの特性計測に用いた計測器）
なお、上記に説明した各コイルの実効直列抵抗やインダクタンスの測定には、１ＭＨｚまでは、アジレント社のＬＣＲメータ、４２８４Ａ、１〜１０ＭＨｚの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、１〜１０ＭＨｚの計測は、１、２、４、１０ＭＨｚの各点でしか計測できないので、例えば、４ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗを満足し、１０ＭＨｚにて、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足しない場合は、補間により、Ｒｓ＞Ｒｗ、を満足する最高周波数ｆ１（Ｈｚ）を推定している。
【０３７７】
（電力伝送装置の電力伝送特性）
図６５は、密結合状態に構成された通常の変圧器（変成器）における２次側巻線の負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係、本発明の実施形態における電力伝送装置１００の受電コイル２の負荷電流と受電コイルの両端電圧の関係を示す特性図である。図６５において、一般の変成器の特性は実線で示してあり、本発明の実施形態における電力伝送装置の特性は破線で示してある。
【０３７８】
密結合状態に構成された通常の変圧器では、２次側巻線の負荷電流値が変圧器の定格値Ｉｍ（Ａ）以下なら、２次側巻線の両端電圧は、ほぼ一定である。一般の電気機器、電子機器は、定電圧で動作する。そのため、図６５に示す変圧器の定格値Ｉｍ（Ａ）以下の定電圧領域で使用する。しかし、商用電源に用いられているような変圧器とは異なり、一般の電気機器、電子機器に用いられる変圧器は、機器が消費する最大電流よりも前記定格値Ｉｍ（Ａ）が、若干高いものが使われる。これは、過剰な余裕を持たせると、変圧器の体積が大きくなり、コストも高くなってしまうからである。
【０３７９】
一方、本発明の実施形態における電力伝送装置の受電コイルの負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係を見ると、負荷電流の増加に従い、２次側巻線の両端電圧が降下しているのが分かる。この特性図は、特許文献２の第８図から数値を読み取って計算し、若干の補正をして正規化したものである。本願発明者の追試では、負荷電流の増加による２次側巻線の両端電圧降下率は、特許文献２よりもさらに大きくなっている。
【０３８０】
このような特性を持つ本発明の実施形態における電力伝送装置において、機器が必要とする最大電流に負荷を設定すると、電源電圧が低下する。機器が消費する電流が低下すると、電源電圧が上昇する。さらに、前述した図３６から図３９のように、送電コイルと受電コイルの寸法、形状が異なる場合や、使用状況によりコイル間の対向距離ＴＫが異なる場合がある。このような場合に、図３７の状態で、最大のコイル間の対向距離ＴＫにて受電部の負荷電流を確保するように調整をしたとする。前述した（４）式で説明するまでもなく、コイルの相対位置が図３６のようになるか、コイル間の対向距離ＴＫが短くなった場合には、受電側の電圧が上昇するのは容易に推察できる。すなわち、本発明の電力伝送装置は、受電コイル出力が定電圧特性ではない。受電側の電圧が上昇すると、受電部４０が含まれる機器本体が破損する可能性がある。また、受電部に過大電流が流れる可能性もある。負荷抵抗値は異なるが、負荷電流を２Ａから１Ａに低下させると、負荷電圧は約１．６倍になるのが、図６５より分かる。少なくとも、これらの過大電圧、過大電流対策も考慮しておかないとならない。
【０３８１】
また、上述してきたように、本発明の実施形態における電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置は、電力伝送性能が極めてよい。送電コイル１、受電コイル２に流れる電流にもよるが、前述した直径５ｃｍのコイル１Ｇを、送電コイル１、受電コイル２の双方に使用することにより、最大で４０Ｗ前後の電力を伝送可能である。このような電力伝送性能が達成されると、送電コイル１は誘導加熱器の過熱コイルと同じく、金属加熱作用を持つ。そこで、特許文献５に記載のように、送電コイルにクリップなどの金属体が近接したときに、金属体の発熱を防止しなければならなくなる。あるいは、正規の受電部を判別する必要がでてくる。そこで、これらの課題を解決する具体例を以下に説明してゆく。
【０３８２】
（送電コイル１のインダクタンスと負荷抵抗値の関係の説明）
次に、キャパシタを使い、図１１６に示す２端子回路にて力率改善を行なう場合の、送電コイル１のインダクタンスについて説明しておく。
【０３８３】
図６６は、送電コイル１および受電コイル２が誘導結合しており、両コイルが変成器を構成している場合の等価回路図である。負荷抵抗ＲＬは変化可能となっている。
【０３８４】
図６７は、図６６に示す等価回路において、送電コイル１および受電コイル２に空芯コイルを使った場合の、１次側（送電側）のインダクタンスの変化を示す図であり、Ｘ軸は負荷抵抗値（相対値）、Ｙ軸はインダクタンス（相対値）を表す。
【０３８５】
図６７において、Ｌｗは、１００ｋＨｚにおける送電コイル１単体のインダクタンスを表す。すなわち、Ｌｗは、送電コイル１と受電コイル２とが分離されているときの送電コイル１のインダクタンスである。Ｌｓは、コイル両端を短絡した受電コイル２が送電コイル１と誘導結合したときの１００ｋＨｚにおける送電コイル１のインダクタンスを表す。Ｌｎは、コイル両端を開放した受電コイル２が送電コイル１と誘導結合したときの１００ｋＨｚにおける送電コイル１のインダクタンスを表す。Ｌｘは、１００ｋＨｚにおける受電コイル２に接続された負荷抵抗値の値に対応する送電コイル１のインダクタンスを表す。以降、他のコイルの特性図においても、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、Ｌｘは同様の定義とする。
【０３８６】
図６８は、図６６に示す等価回路において、送電コイル１または受電コイル２の少なくとも一方に磁性材を装備したコイルを使った場合の、送電コイル１のインダクタンスの変化の一例を示す図であり、Ｘ軸は負荷抵抗値（相対値）、Ｙ軸はインダクタンス（相対値）を表している。
【０３８７】
図６９は、図６６に示す等価回路において、送電コイル１または受電コイル２の少なくとも一方に磁性材を装備したコイルを使った場合の、送電コイル１のインダクタンスの変化の他の例を示す図であり、Ｘ軸は負荷抵抗値（相対値）、Ｙ軸はインダクタンス（相対値）を表している。
【０３８８】
図６７では、インダクタンスＬｗ，Ｌｓ、Ｌｎ、Ｌｘの関係は、Ｌｎ＝Ｌｗ＞Ｌｓ、となっている。図６８では、Ｌｎ＞Ｌｗ＞Ｌｓ、となっている。図６９では、Ｌｎ＞Ｌｓ＞Ｌｗ、となっている。
【０３８９】
図６６から図６９は、１００ｋＨｚにおいて、インダクタンスＬｗ、Ｌｓ、Ｌｎを実測して初期条件を求め、コンピュータシミュレーションにより負荷抵抗ＲＬの数値を変化させてインダクタンスＬｘを求めたものである。インダクタンスＬｘは、送電コイル１と受電コイル２間の結合係数ｋの関数でもある。すなわち、インダクタンスＬｘは、Ｌｘ＝ｆ（ＲＬ，ｋ）、で表される、独立変数が少なくとも２つある関数となる。よって、まず、Ｌｘ＝ｆ（ＲＬ，ｋ）、を元に、偏微分方程式を立て、方程式に解が存在することを確認する。その後にインダクタンスＬｗ、Ｌｓ、Ｌｎを実測し、初期条件（積分定数）を求めてシミュレーションしたもので、複雑な計算を行なっている。そのため、図６６から図６９に関するシミュレーションの詳細については説明を省略する。しかし、インダクタンスＬｓとＬｎは実測可能であり、Ｌｓは、ＲＬ≒０Ω、Ｌｎは、ＲＬが無限大（受電コイル２が開放状態）、のときの、送電コイル１のインダクタンス値である。したがって、インダクタンスＬｘは、ＬｓからＬｎの間にしか存在しないことは自明である。
【０３９０】
前述したが、送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置では、力率改善用のキャパシタを装備することにより、送電部単体、受電部単体で共振回路が形成される。特許文献４から特許文献６、その他多くの先行文献において、送電部単体の共振周波数ｆＨ（Ｈｚ）と、受電部単体の共振周波数ｆｋ（Ｈｚ）の関係を規定している。しかし、送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置は、電力を伝送しているときの送電コイル１の残留インダクタンスＬｅ（Ｈ）を打ち消して力率を改善しなくてはならない。
【０３９１】
図６６から図６９を参照すると、図６６において、送電コイル１のインダクタンスは、負荷抵抗ＲＬの値により変化するのが分かる。特許文献４から特許文献６、その他の先行文献において、共振周波数ｆｈとｆｋの関係を、ｆｈ＞ｆｋ、と規定しているものと、ｆｈ＜ｆｋ、と規定しているものがあるのは、図６６から図６９の関係が分かっていなかったからと推察される。
【０３９２】
力率改善用キャパシタを使用した実際に電力伝送装置を実用化するに当り、問題となるのは、図６６の回路構成で、図６７において、Ｌｘ＝Ｌｗとなる場合である。このような場合に力率改善用キャパシタを使うと、送電コイル１単体でリアクタンスがゼロになる周波数ｆｈ（Ｈｚ）と、電力伝送時の周波数ｆｄ（Ｈｚ）が等しくなる。したがって、送電部３０に受電部４０が装着されていない場合、送電コイル１は単純な直列共振回路となる。そして、交流電源３０ｂの出力電圧をＶｔ（Ｖ）、送電コイル１と力率改善用キャパシタＣ１の実効直列抵抗の和をＲｍ（Ω）、とすると、Ｖｔ／Ｒｍ（Ａ）の過大電流が送電コイル１と力率改善用キャパシタＣ１に流れ、送電コイル１が発熱を起こし破損に至る。このような状態は、送電コイル１と受電コイル２の相対位置を変更し、両コイル間の結合係数を変更してやることにより回避可能ではある。しかし、負荷ＲＬの値が変動し、Ｌｘ＝Ｌｗ、となる領域が存在する場合には、送電部３０で送電電力を低減するか、交流電源３０ｂの出力周波数ｆａ（Ｈｚ）を変更してやらねばならない。力率改善用キャパシタを使用する場合は、上記の関係に注意する必要がある。
【０３９３】
図７０は、図１に示す送電制御回路１１に含まれる交流電源３０ｂの一例を示す図である。図７０において、交流電源３０ｂは、制御回路３０ｃと、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを含む。制御回路３０ｃには、直流電源１２から直流電圧Ｖｄ（Ｖ）が供給されており、制御回路３０ｃは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ゲートに制御信号を交互に与える。スイッチング素子Ｑ１のドレインには直流電圧Ｖｄ（Ｖ）が供給されており、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインは、キャパシタＣ１の一方の電極に共通接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースはＧＮＤ（接地）に接続されている。
【０３９４】
制御回路３０ｃは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互に導通させて、キャパシタＣ１を介して送電コイル１に非正弦波である方形波を供給する。この方形波は、Ｖｄ（Ｖ）とＧＮＤとの間でレベルが変化する、デューティ５０％、振幅Ｖｄ（Ｖ）の波形である。キャパシタＣ１と送電コイル１は、図１に図示していない受電部を含め、図１１６の等価回路のようなＬＣ直列共振回路を構成しているので、方形波信号に基づいて共振する。そして、振幅がＶＬ（Ｖ）の正弦波交流が送電コイル１から図１に示した受電コイル２に伝送されて負荷ＲＬに供給される。後述するが、振幅ＶＬ（Ｖ）は振幅Ｖｄ（Ｖ）よりも数倍から数十倍に昇圧される。
【０３９５】
（ＬＣ直列共振回路の説明）
図７１は、ＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路図である。図７１において、交流電源３０ｂの交流電力出力端とＧＮＤとの間には、基準コイルＬｓと、計測用キャパシタＣｘと、抵抗Ｒ２とが接続される。計測用キャパシタＣｘの両端には、オシロスコープ８０が接続され、キャパシタＣｘの両端電圧が計測される。Ｒ２は０．１Ω程度の抵抗で、Ｒ２の両端電圧を計測することにより、ＬＣ直列共振回路に流れる交流電流を計測する、交流電源３０ｂは、評価しようとするキャパシタＣｘのリアクタンスＸｃと、基準コイルＬｓ単体のリアクタンスＸｉが等しくなるように、出力周波数が設定される。
【０３９６】
図７２は、図７１のＬＣ直列共振回路の特性を計測する回路を構成する各素子の純抵抗成分（実効直列抵抗）を含む等価回路図である。図７２において、Ｒｃ（Ω）はキャパシタＣの実効直列抵抗、Ｒｉは送電コイル１の実効直列抵抗、Ｒｍ（Ω）は、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉと、キャパシタＣの実効直列抵抗Ｒｃとの加算値（Ｒｉ＋Ｒｃ）（Ω）であり、出力インピーダンスＺｓ（Ω）は交流電源３０ｂの出力インピーダンスを示す。
【０３９７】
（キャパシタの説明）
まず、本願発明者は、図１の回路にて、キャパシタ以外の構成要素である交流電源３０ｂと、送電コイル１、受電コイル２、負荷ＲＬに全て同一のものを使い、周波数を同一として電力伝送試験を行なってみた。その結果、静電容量が同一のキャパシタを用いても、キャパシタの誘電体や構成が異なることによって、電力伝送性能が異なるのを見出した。また、同一の誘電体により構成されたキャパシタであっても、キャパシタの構成によって、電力伝送性能が異なるのを見出した。さらに、送電コイル１を変え、キャパシタの誘電体と構成が全く同一であっても、静電容量によって電力伝送性能が異なるのを見出した。
【０３９８】
そこで、本願発明者は、０．０１μＦの１７種のキャパシタＣ１ａ〜Ｃ１ｓを用意し、まずＬＣＲメータにて、キャパシタの特性を計測した。Ｃ１ａ，Ｃ１ｂはポリスチレン（ＰＳ）、Ｃ１ｃ，Ｃ１ｇはポリプロピレン（ＰＰ）、Ｃ１ｄはポリカーボネート（ＰＣ）、Ｃ１ｅ，Ｃ１ｆはポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）、Ｃ１ｊ，Ｃ１ｑはポリエチレン（ＰＥ），Ｃ１ｈ，Ｃ１ｍ，Ｃ１ｒ，Ｃ１ｓはセラミック（ＣＥ）、Ｃ１ｉ，Ｃ１ｋ、Ｃ１ｎ，Ｃ１ｐはポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）、をそれぞれ誘電体としている。
【０３９９】
これらのキャパシタの特性を、１００ｋＨｚにおいて実効直列抵抗Ｒｃの低い順に並べ替えたものが表２になる。なお、表２に示す各キャパシタは、各５個程度を実測し、平均値を求め、平均値に近いキャパシタの特性値を記載したものである。ただし、特性が計測不能なキャパシタ、計測値に再現性が無いキャパシタ、電力伝送性能が著しく悪いキャパシタなど、基礎データとならないキャパシタは、表２から除外してある。また、前述した発熱のために使用できないポリスチレンキャパシタ、電力伝送性能の著しく悪いポリプロピレンキャパシタなども表２から除外してある。
【０４００】
【表２】
0005223089.tif 000003
0005223089.tif 000004
【０４０１】
表２で、Ｃはキャパシタの静電容量を表し、単位はμＦである。Ｒｃは各周波数におけるキャパシタの実効直列抵抗を表し、Ｘｃは各周波数におけるキャパシタのリアクタンスを表し、単位はΩである。Ｑは各周波数におけるキャパシタのＱを表し、無単位である。ｔａｎδは各周波数におけるキャパシタの誘電正接を表し、無単位である。
【０４０２】
なお、表２には記載していないが、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）を誘電体とするキャパシタについても、電力伝送性能を計測してある。ポリエチレンナフタレートキャパシタの電力伝送性能については、後述する。
【０４０３】
特許文献１の段落番号００１３には、電力伝送用周波数として５０ｋＨｚから５００ｋＨｚが好ましいと記載されているが、キャパシタの高周波数領域における特性は、キャパシタによっても異なる。さらに、全く同一の誘電体を使い、全く同一の構成のキャパシタであっても、静電容量によって、電力伝送性能が異なってくる。
【０４０４】
これらのキャパシタの周波数特性については、使用可能な周波数領域を、実例を挙げて後述する。表２を基礎データとし、キャパシタの特性につき考察する。最初に、ＪＩＳに規定されている本発明の実施形態に関連するキャパシタの特性を表３に記載しておく。
【０４０５】
【表３】
0005223089.tif 000005
【０４０６】
（キャパシタの特性計測の原理）
まず、キャパシタの特性を計測する原理について説明しておく。図７３は、キャパシタの静電容量を計測する計測回路の原理回路図の一例で、ＬＣＲメータにおける静電容量の計測方法の一例を示す原理図である。
【０４０７】
図７３の回路構成のＬＣＲメータは、交流定電流源４１と交流電圧計４２とを含む。図７３においてＲｚはプローブなどをキャパシタＣの端子に電気的に接触させたときの接触抵抗である。交流定電流源４１から交流定電流Ｉ（Ａ）をキャパシタＣに流し、キャパシタＣの両端電圧Ｖ（Ｖ）を交流電圧計４２で計測することにより、キャパシタＣの静電容量を計測する。キャパシタＣの両端電圧Ｖ（Ｖ）を正確に計測できるよう、いわゆる４端子計測法という手法が使われている。これは、微小電流や微小電圧を計測するときに、図７３に示す接触抵抗Ｒｚ（Ω）などの影響を排除するためである。
【０４０８】
なお、図示していないが、図７３に示すＬＣＲメータは、交流定電流源４１の位相と交流電圧計４２にて計測した電圧位相との位相差θを検知する手段を備えている。よって、図７３に示すＬＣＲメータは、複素インピーダンスを計測できる。
【０４０９】
キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、インピーダンスＺ（Ω）であるので、
Ｘｃ（Ω）＝Ｚ（Ω）＝Ｖ（Ｖ）／Ｉ（Ａ）、として求められる。キャパシタＣの静電容量Ｃ（Ｆ）を計測する角周波数をωとすると、Ｃ（Ｆ）＝Ｘｃ（Ω）／ω、として静電容量Ｃ（Ｆ）が求められる。実際には、Ｚは複素インピーダンスであり、電流Ｉ（Ａ）の位相は電圧Ｖ（Ｖ）の位相よりもθ（０度≦θ≦９０度）進んでいる。したがって、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）は、Ｘｃ（Ω）＝Ｚ・ｓｉｎθ（Ω）、として求められる。また、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、Ｒｃ（Ω）＝Ｚ・ｃｏｓθ（Ω）、として求められる。よって、Ｃ（Ｆ）＝Ｘｃ（Ω）／ω＝Ｚ（Ω）・ｓｉｎθ／ωとなる。上式より明らかなように、キャパシタのＱは、Ｑ＝Ｘｃ（Ω）／Ｒｃ（Ω）、であるので、Ｑ＝（Ｚ・ｓｉｎθ／Ｚ・ｃｏｓθ）＝ｔａｎθ、となる。Ｑは、電圧Ｖと電流Ｉの数値には関係なく、電流Ｉと電圧Ｖの位相差、θだけの関数となっている。位相差θは、θ＝ｔａｎ−１（Ｑ）、として求められる。
【０４１０】
（静電容量の時間変化の説明）
図７４は、図７３に示したＬＣＲメータにて、電力伝送性能が悪いポリエチレンテレフタレートキャパシタＣ１ｎ、セラミックキャパシタＣ１ｒの静電容量を計測したときの、計測開始時間から５分間の静電容量の変動を示すグラフである。
【０４１１】
本願発明者が図７３のＬＣＲメータにて、電力伝送性能が悪いキャパシタの静電容量を計測したところ、静電容量の表示が安定せず、一定表示となるまでに数分の時間を要した。図７０，図７１のＬＣ直列回路においても、キャパシタには交流電流Ｉｃ（Ａ）が流れている。したがって、Ｉｃが流れた瞬間からキャパシタの静電容量が安定するまでに相当の時間がかかる。これは、図７０，図７１の回路において、リアクタンスがゼロとなる周波数が時間と共に変動することを示している。すなわち、図７０，図７１の回路に表２に示したポリエチレンテレフタレートキャパシタＣ１ｎ、セラミックキャパシタＣ１ｒを使うと、電流Ｉｃ（Ａ）が変動したときに安定して動作させることができない。これは、実際に図７０，図７１の回路で確認するまでもなく、数桁の分解能がある一般のＬＣＲメータで静電容量を計測し、静電容量値が安定するまでの時間を見れば簡単に分かることである。
【０４１２】
実測結果から見ると、５秒程度以下で安定しないキャパシタは電力伝送性能が悪い。すなわち、計測開始から５秒後以降の計測数値が±０．１％以上変動しない必要がある。あるいは、５分間の計測時間で静電容量の変動率が、１％以下、計測開始から１分間の計測時間で静電容量の変動率が０．２％以下である必要がある。
【０４１３】
図７３の回路構成のＬＣＲメータにおいては、前述したように、いわゆる４端子計測法という手法が使われている。このような微小電流や微小電圧を用いて静電容量を計測しても、静電容量を安定して計測できない。したがって、図７４のように、計測した静電容量が安定していないキャパシタは、図７０，図７１の回路においても静電容量が安定せず、電力伝送性能が悪く、かつ電力伝送性能が変動する。
【０４１４】
強誘電体、例えば一部のセラミックキャパシタの温度特性は非常に悪く、７０℃程度になると、静電容量が半分程度になる場合もあることが一般に知られている。このような、静電容量が温度により大きく変動する特性を持つキャパシタも、当然のことながら、本発明には使用できない。ただし、セラミックを誘電体とするキャパシタであっても、静電容量の温度特性がよいものもある。目安として、２５℃のときの静電容量を基準とし、０℃から８５℃の間で、静電容量の温度変化が、±５％以下であるのが、最低限満足しないとならない条件となる。
【０４１５】
（昇圧比の説明）
次に、図７２に示した直列共振回路を構成する基本回路の動作を説明する。図７２において、ωＬ（Ω）＝（１／ωＣ）（Ω）、となる周波数ωで、回路に流れる電流Ｉ（Ａ）は最大値Ｉｒ（Ａ）となる。これは、図１１６で、キャパシタＣ１と残留インダクタンスＬｅが共に短絡された状態である。
【０４１６】
以降、共振周波数、または共振点と表記する場合、ωＬ（Ω）＝（１／ωＣ）（Ω）、となる周波数を指すものとする。すなわち、直列共振回路において、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）とキャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）が、Ｘｉ（Ω）＝Ｘｃ（Ω）、となる周波数ｆｒである。本願発明者は、キャパシタを種々用意して、交流電源と基準コイルＬｓにキャパシタ（Ｃ１）を直列接続し、最大値Ｉｒ（Ａ）を計測した。図７２において、前記Ｌｓは、平面空芯状に構成されたものが使用されている。２００ｋＨｚにおける交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓは、０．２Ωである。交流電源３０ｂの開放出力電圧Ｖｏ（Ｖ）は実効値、１Ｖ（２Ｖｐ−ｐ）に固定してある。交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、交流電源３０ｂの開放出力電圧のピーク値をＶｏ（Ｖ）、交流電源３０ｂの出力に２Ωの無誘導抵抗を接続したときの交流電源３０ｂの出力電圧のピーク値をＶｔ（Ｖ）とし、Ｚｓ（Ω）＝２（Ω）×（Ｖｏ−Ｖｔ）／Ｖｏ、として求めてある。
【０４１７】
同じく、２００ｋＨｚにおける送電コイル１単体の実効直列抵抗Ｒｉは１．３５Ω、インダクタンスは約６０μＨ、リアクタンスＸｉは８０Ωである。したがって、キャパシタの実効直列抵抗をＲｃ（Ω）とすると、回路に流れる電流Ｉ（Ａ）の最大値Ｉｒ（Ａ）は、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ（Ω）＋Ｒｗ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、となる。そして、送電コイル１の両端電圧Ｖｉ（Ｖ）は、Ｖｉ（Ｖ）＝Ｘｉ（Ω）×Ｉｒ（Ａ）、となる。すなわち、交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓ（Ω）が十分に低く、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が、Ｒｃ（Ω）＜＜Ｒｉ（Ω）、を満足しているならば、送電コイル１単体のＱをＱｉとすると、送電コイル１の両端には、
Ｖｉ（Ｖ）＝Ｖｏ（Ｖ）×Ｑｉ、の電圧が発生する。このＱｉを昇圧比Ｈと呼ぶ。実際には、キャパシタのＱ、Ｑｃを勘案し、直列共振回路のＱ、Ｑｒは、
１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、なる関係にある。Ｑｃ＞＞Ｑｉ、が成立しない場合、昇圧比Ｈは、Ｈ＝Ｑｒ、となる。上述したが、ωＬ１（Ω）＝１／ωＣ１（Ω）、となる周波数では、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）とキャパシタＣのリアクタンスＸｃ（Ω）が等しくなる。よって、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、Ｖｉ（Ｖ）と等しくなる。本願発明者は、表１に示す、公称値０．０１μＦの各種キャパシタを使い、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）、および前述した昇圧比Ｈ、Ｈ＝Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｏ（Ｖ）、をオシロスコープ７０にて計測してみた。
【０４１８】
図７５は、表２に示した２００ｋＨｚにおける各キャパシタの実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、昇圧比Ｈと駆動回路電流Ｉｄ（ｍＡ）をＹ軸としたグラフである。図７５に示す特性上の黒点は各キャパシタにおける昇圧比の実測値Ｈ，駆動回路電流ＩＤを示している。図７５において、Ｈｔは、Ｑｒより計算した昇圧比の理論値である。なお、黒点は各キャパシタの計測値であり、中間点は、グラフにより補間している。
【０４１９】
図７６は、図７２の回路に直列に抵抗Ｒ３を付加した回路図である。図７６に示すＲ３の作用については後述する。交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓ（Ω）は、０．２Ωと極めて低い。しかし、本実施形態においては、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）、が２Ω以下であり、Ｚｓを無視できない。そこで、Ｚｓを考慮しなくて済むよう、ＬＣ直列回路に接続される交流電源の出力電圧をＶｔ（Ｖ）とする。Ｖｔ（Ｖ）は前記Ｖｏ（Ｖ）よりも小さくなるが、Ｖｔ（Ｖ）を計測すれば、ＬＣ直列回路に流れる電流を、Ｚｓ（Ω）に関係なく計算することができる。以下、Ｖｔ（Ｖ）とＶｏ（Ｖ）を、実施形態によって使い分けることにする。
【０４２０】
図７５より、キャパシタにより昇圧比Ｈが異なることが分かる。直列共振点では、リアクタンス成分がゼロとなり、純抵抗成分である実効直列抵抗Ｒｍ（Ω）のみとなる。そのため、Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／Ｒｍ（Ω）、なる電流Ｉｒ（Ａ）が回路に流れる。
【０４２１】
よって、コイルの両端に発生する電圧Ｖｉ（Ｖ）は、
Ｖｉ（Ｖ）＝Ｉｒ（Ａ）×Ｘｉ（Ω）、となる。
【０４２２】
キャパシタの両端に発生する電圧Ｖｃ（Ｖ）は、
Ｖｃ（Ｖ）＝Ｉｒ（Ａ）×Ｘｃ（Ω）、となる。
【０４２３】
直列共振点では、Ｘｉ（Ω）＝Ｘｃ（Ω）であるので、Ｖｉ（Ｖ）＝Ｖｃ（Ｖ）、である。Ｖｉ（Ｖ）とＶｃ（Ｖ）は、共に位相が１８０度ずれており、かつ、振幅が等しいので、図７６のＡ点とＢ点間の電圧は、理論上ゼロとなる。すなわち、Ａ点とＢ点間は短絡と同じ状態になる。実際には、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）とコイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）が存在するので、Ａ点とＢ点間には正弦波の残留電圧が発生する。
【０４２４】
電流Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ（Ω）＋Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、に、
Ｚｓ＝０．２Ω、Ｒｉ＝１．３５Ω、を代入すると、
Ｚｓ＋Ｒｉ＋Ｒｃ＝Ｒｃ＋１．５５Ω、となり、Ｒｃ≒０Ω、なら、共振周波数における回路電流Ｉｒ（Ａ）は、理論上、Ｉｒ＝１Ｖ／１．５５Ω＝６６６ｍＡ、となる。
【０４２５】
図７１の回路において、Ｒ２を０．１Ωの交流電流計測用抵抗とし、表２の実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が０．０１ΩのポリスチレンキャパシタＣ１ａを使い、図７１に示すように、オシロスコープ８０で、Ｒ２の両端電圧の極大値を計測すると８３ｍＶであった。よって、図７１の回路には、尖頭値、８３ｍＶ／０．１Ω＝８３０ｍＡ、の電流が流れていることになる。すなわち、８３０／√２＝５８６ｍＡの実効電流が流れていることになり、ほぼ理論通りの結果が得られた。理論値６６６ｍＡと、実測値５８６ｍＡの差異は、交流電流計測用抵抗Ｒ２が回路に直列に付加されたからと推察される。
【０４２６】
図７２の回路中の実効直列抵抗Ｒｍ（Ω）は、Ｒｍ＝Ｒｉ＋Ｒｃ＝１．５５Ωである。共振点にて、実効直列抵抗Ｒｍが消費する電力Ｐｒは、
Ｐｒ＝０．５８６（Ａ）２×１．５５（Ω）＝０．５２Ｗ、になる。直流電源１２の出力電圧は２Ｖ、出力電流は０．２６Ａで、出力電力は、２Ｖ×０．２６Ａ＝０．５２Ｗ、となり、ほぼ理論と合致する結果が得られている。
【０４２７】
しかしながら、表２の一部のキャパシタは、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｏ（Ｖ）／（Ｚｓ(Ω)＋Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、の関係、および、
Ｉｒ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｍ（Ω））、の関係、を満足していない。また、昇圧比Ｈについても、直列共振回路のＱをＱｒとしたときに、１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、の関係から求められる昇圧比Ｈの理論値を満足していない。すなわち、Ｈ≠Ｑｒ、となっている。
【０４２８】
実例を示すと、例えば表２のセラミックキャパシタＣ１ｒは、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｃが１．５７Ωとなっている。したがって、Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃは、
Ｚｓ＋Ｒｗ＋Ｒｃ＝０．２＋１．３５＋１．５７＝３．１２Ω、となる。
【０４２９】
図７２において、理論上の共振点における回路電流Ｉｔは、実効値で、
Ｉｔ＝１Ｖ／３．１２Ω＝３２０ｍＡとなる。
【０４３０】
よって、図７２の理論上の消費電力Ｐｔ、Ｐｔ＝Ｉ２Ｒ（Ｗ）、は、
Ｐｔ＝Ｉ２Ｒ＝０．３２Ａ×０．３２Ａ×３．１２Ω＝０．３２Ｗ、となる。
【０４３１】
一方、図７０の駆動回路の実測電流は、６３ｍＡであり、図７２の回路に投入される電力は、
２Ｖ×０．０６３Ａ＝０．１２６Ｗ、となる。すなわち、理論上は、０．３２Ｗを消費するべき図７１の回路が、実測上は、０．１２６Ｗしか消費していない。
【０４３２】
また、この電力から図７１の回路電流Ｉを逆算すると、
Ｉ＝√（Ｐ／Ｒ）＝√（０．１２６Ｗ／３．１２Ω）＝２００ｍＡとなる。
【０４３３】
理論値Ｉｔは３２０ｍＡであるが、実測値Ｉは、２００ｍＡとなっている。
【０４３４】
理論値から計算したキャパシタの両端電圧Ｖｃは、実効値で、
Ｖｃ＝７２．４Ω×０．３２Ａ＝２３．１７Ｖ、となる。
【０４３５】
理論上の昇圧比Ｈｔは、Ｈｔ＝２３．１７／１＝２３．１７となるが、実測した昇圧比Ｈは１０．８程度しかない。昇圧比Ｈｔ、Ｈを、キャパシタ電圧を示すものとする。
【０４３６】
以上の結果をまとめると、理論値と実測値の比は、
電流では、２００ｍＡ／３２０ｍＡ＝０．６２５
電圧では、１０．８／２３．１７＝０．４６６
電力では、１２６ｍＷ／３２０ｍＷ＝０．３９４
となる。いずれも理論値よりも小さい値となっている。しかし、後述するが、理論値よりも大きくなる場合もある。これは、キャパシタの静電容量が、０．０１μＦではなく、表１より、最大で、±１０％程度の偏差があり、共振周波数が２００ｋＨｚよりずれているからと推察される。図７１の直列共振回路を利用し、このようにしてキャパシタの性能を判断することができる。
【０４３７】
図７５には、理論上の昇圧比Ｈｔ、Ｈｔ＝Ｑｒがプロットされている。なお、図７５で、セラミックキャパシタＣ１ｈは、実効直列抵抗Ｒｃから計算した理論値とずれている。これは、セラミックキャパシタＣ１ｒを参照し前述した理論値と合致しないキャパシタで、以下の規定を満足していない。これについては後述する。
【０４３８】
以上の実験結果より、理論上の昇圧比Ｈｔと、実測した昇圧比Ｈの比、Ｈ／Ｈｔが、
Ｈ／Ｈｔ＞０．９、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。
【０４３９】
図７５を参照すると、Ｈ／Ｈｔ＞１、となるキャパシタも存在する。前述したように、それらのキャパシタの静電容量が０．０１μＦよりも小さく、共振周波数が高くなる。コイルは同一であるため、コイルのリアクタンスＸｉ（Ω）が大きくなる。その結果、キャパシタのリアクタンスＸｉ（Ω）も大きくなる。共振点での駆動回路電流ＩＤｒ（Ａ）は、コイルの実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）と、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）のみで決まる。よって、駆動回路電流ＩＤｒ（Ａ）は同一なので、キャパシタの両端電圧、
Ｖｃ（Ｖ）＝Ｘｃ（Ω）×ＩＤｒ（Ａ）、が大きくなるからと推察される。
【０４４０】
ここで、Ｉｔ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））、とすると、上記の実験結果から、理論上の回路電流Ｉｔと実測した回路電流Ｉｒの比、Ｉｒ／Ｉｔが、
Ｉｒ（Ａ）／Ｉｔ（Ａ）＞０．９、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。これは、直列共振点において、交流電源３０ｂの出力電圧をＶｔ（Ｖ）、キャパシタの両端電圧をＶｃ（Ｖ）、とすると、Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）＞０．９、の条件を満足するのと等価である。前述したが、Ｈ＝Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）である。よって、Ｖｃ（Ｖ）／Ｖｔ（Ｖ）＞０．９、の条件は、実測した昇圧比をＨとし、ＬＣ直列回路のＱ、Ｑｒとすると、Ｈ＞０．９×Ｑｒ、と等価である。共振周波数の差異によっては、Ｈ＞Ｈｔ、となることがある。しかし、通常はＨｔ＞Ｈ、であるので、特にＨの上限を規定する必要はない。図７５の実測結果からは、Ｈ＞Ｈｔ、となる場合、Ｈは、Ｈｔの１．２倍程度であった。なお、昇圧比Ｈのシンボルを定義した関係上、Ｈｔを定義しているが、Ｈｔ＝Ｑｒである。これは、前述した理論の通りである。
【０４４１】
そして、理論上の回路電力Ｐｔと実測した回路電力Ｐの比、Ｐ／Ｐｔが、
０．８＜Ｐ／Ｐｔ、の条件を満足すれば、後述する所定の電力伝送性能を確保できる。
【０４４２】
上述した、Ｈ／Ｈｔ、Ｉ／Ｉｔ、Ｐ／Ｐｔ、と電力伝送性能の相関については、実例を挙げて後述する。次に、１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、を計算してみる。
【０４４３】
表２より、セラミックキャパシタＣ１ｒの２００ｋＨｚにおける、Ｘｃ＝７２．４Ω、共振点では、Ｘｃ（Ω）＝Ｘｉ（Ω）、であるから、
Ｑｉ＝Ｘｉ／Ｒｉ＝７２．４Ω／１．３５Ω＝５３．６２、
Ｑｃ＝Ｘｃ／Ｒｃ＝７２．４Ω／１．５７Ω＝４６．１１
１／Ｑｉ＋１／Ｑｃ＝１／５３．６２＋１／４６．１１＝０．０４
Ｑｒ＝１／０．０４１＝２４．８、となり、
上記に求めた理論上の昇圧比Ｈｔ＝２３．１７との若干の差異が出るが、上記に求めた理論上の昇圧比Ｈｔは、交流電源の出力インピーダンスＺｓを加味しており、出力インピーダンスＺｓを除外して計算すると、Ｒｉ＋Ｒｃ＝１．３５Ω＋１．５７Ω＝２．９２Ω、Ｉｒ＝Ｖｔ（Ｖ）／（Ｒｉ（Ω）＋Ｒｃ（Ω））＝１Ｖ／２．９２Ω＝０．３４２Ａ、
Ｖｃ＝７２．４Ω×０．３４２Ａ＝２４．８Ｖ、となり、Ｈｔ＝Ｑｒ、となる。上述したように、実際の昇圧比Ｈは、１０．８であり、キャパシタＣ１ｒは、理論上の相関、
１／Ｑｒ＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｉ、の関係を満足していない。
【０４４４】
上記に述べてきたように、キャパシタ自体に交流電流が流れるような、図１、図７０の回路構成に使われるキャパシタの特性については、従来、理論値と実験値の差異などが全く検討されておらず、先行文献も存在していない。
【０４４５】
図７５と計算より、昇圧比Ｈが理論値と合致するキャパシタもあれば、キャパシタによっては、昇圧比Ｈが理論値Ｈｔと異なることが分かった。そこで、本願発明者は、図７１において、キャパシタの両端電圧を、再度オシロスコープにて計測してみた。
【０４４６】
(キャパシタの性能評価方法、性能評価装置の実施例の説明)
図７７は、図７１の共振点における、表２のポリプロピレンキャパシタＣ１ｃ両端の交流電圧波形である。図７８は、表２に示すセラミックキャパシタＣ１ｒ両端の交流電圧波形である。図７９は、図７６の回路において、Ｒ３を３０Ω程度としたときのセラミックキャパシタＣ１ｒ両端の交流電圧波形である。
【０４４７】
図７７，図７８は、図７１におけるＲ２を取り除き、図７１のＧＮＤを基準として各キャパシタの両端電圧を計測したものである。なお、オシロスコープ８０のＧＮＤは、図７１のように、交流電源３０ｂのＧＮＤと接続しなければならない。これは、後述するＧＮＤに対する正のピーク値Ｖｐ、負のピーク値Ｖｎを計測し、ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎ、を求めたときに、Ｖｐ／Ｖｎ＞１、となるようにするためである。逆接続すると、Ｖｐ／Ｖｎ＜１、となり、数値規定から外れてしまう。また、オシロスコープ８０のＧＮＤは、低インピーダンス点に接続しないと、観測波形が不安定になるからでもある。
【０４４８】
図７７と図７８を比較すれば分かるように、図７７では、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの両端電圧波形がゼロ点（図７１のＧＮＤ）に対し、正負ともにほぼ対称である。一方、図７９では、セラミックキャパシタＣ１ｒの両端電圧波形が、ゼロ点に対しプラス方向にシフトしており、正負非対称の波形になっている。すなわち、セラミックキャパシタＣ１ｒの両端電圧波形には、正の直流成分が含まれている。このような現象は、前述した図７６の回路において、３０Ω程度の無誘導抵抗Ｒ３を直列に挿入するとさらに顕著となる。この、ゼロ点に対し大きくプラス方向にシフトしている波形が、図７９である。ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの両端電圧を、図７９と同一の条件で計測した場合、正方向へのシフトは、非常に少ないのが、実験上確認されている。
【０４４９】
図８０は、表２に示す各キャパシタの、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、正弦波からのシフト比ＳをＹ軸としたグラフである。図８０を見ると、黒点に示す各キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと、正弦波からのシフト比Ｓとに相関は見られない。
【０４５０】
図８１は、表２に示す各キャパシタの、ゼロ点からのシフト比をＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。図８２は、表２に示す各キャパシタの、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗ＲｃをＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。図８３は、表２に示す各キャパシタの、誘電正接ｔａｎδをＸ軸とし、Ｙ軸を電力伝送性能としたグラフである。
【０４５１】
図８１から図８３において、電力伝送性能は、２次側電力Ｐ２（Ｗ）と、伝送効率ηで示される。２次側電力Ｐ２は、１次側の交流電圧を一定とし、送電コイル１、受電コイル２、両コイルの相対位置、負荷抵抗値を同一とし、２次側に伝送可能な最大電力Ｐ２（Ｗ）を示す。伝送効率ηは、送電側に投入される直流電力Ｐｄ（Ｗ）と負荷抵抗の両端をオシロスコープ８０によりモニターし、負荷抵抗の両端のｐ−ｐ電圧Ｖｐ（Ｖ）から求めた交流電圧の実効値Ｖｅ（Ｖ）、Ｖｅ＝Ｖｐ／２√２（Ｖ）、より計算した負荷電力Ｐｓ（Ｗ）の比η、η＝ＰｓＷ／ＰｄＷ、である。また、２次側電力Ｐ２は３．２５Ｗ以上、電力伝送効率ηは８０％以上を基準とし、この基準を満足するＸ軸の条件を規定している。以下の説明で、電力伝送性能は、２次側電力Ｐ２と、伝送効率ηとを意味するものとする。
【０４５２】
上記の基準は、電力伝送装置の電力損失が、図７２のＺｓ、Ｒｃ、Ｒｉに起因して発生し、４Ｗ前後の電力伝送では、１Ｗの電力損失が実用化の上限だからである。この条件から計算すると、電力伝送効率は７５％となる。また、コイルの大きさは異なるが、誘導加熱器（電磁調理器）の電気−熱エネルギー変換効率は８５％程度である。したがって、７５％と８５％の中間値として、８０％の伝送効率を規定している。２次側に伝送可能な最大電力は、約４．１Ｗである。よって、伝送効率が８０％より、４．１×０．８≒３．２５Ｗ、として２次側の電力下限を規定している。
【０４５３】
ゼロ電位とプラス電位の方形波としたような、交流電源３０ｂの出力の電圧の時間平均値がゼロではなく、直流成分が含まれている場合、図７１、図７６の回路において、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）はゼロ電位に対し、プラス側にシフトした正弦波となる。さらに、図７６の回路において、Ｒ３を、Ｘｃ＝８０Ωよりも大きい値、例えば、１００Ω程度とすると、直列共振回路のＱが低下し、波形が三角波に近づくとともに、キャパシタの両端電圧波形の極小値がゼロ電位よりも高くなる。
【０４５４】
実際には、図７１において、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、および交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）をゼロにすることは困難である。よって、キャパシタのリアクタンスＸｃ（Ω）、またはコイル１のリアクタンスＸｉ（Ω）と、コイル１の実効直列抵抗Ｒｉ（Ω）、交流電源の出力インピーダンスＺｓ（Ω）を計測しておき、キャパシタ両端の波形を観測する。
【０４５５】
キャパシタに印加される電圧Ｖｃ（Ｖ）に比べ、キャパシタに流れる電流Ｉｃ（Ａ）は９０度進んでいる。Ｖｃ（Ｖ）とＩｃ（Ａ）の瞬時値を掛けて、一周期積分すればＶｃとＩｃの積はゼロとなる。すなわち、リアクタンス性素子であるキャパシタは、交流電力を消費しない。キャパシタに印加される電流に、図７９のような直流電圧Ｖｊが重畳されているとする。この場合において、ＶｃとＩｃの瞬時値を掛けて、一周期積分してみる。
【０４５６】
Ｖｃ＝Ｖｊ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ（Ｖ）、Ｉｃ＝ｃｏｓφ（Ａ）、として、
Ｖｃ×Ｉｃ＝（Ｖｊ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ）×ｃｏｓφ（Ｗ）
＝Ｖｊ・ｃｏｓφ＋Ｖｍ・ｓｉｎφ・ｃｏｓφ（Ｗ）
＝Ｖｊ・ｃｏｓφ＋Ｖｍ・（１／２）ｓｉｎ２φ（Ｗ）
となり、φを独立変数として、Ｖｊ・ｃｏｓφ、と、Ｖｍ・ｓｉｎ２φ、を０から２πまで定積分すれば、いずれもゼロになるのは、数学上自明である。すなわち、キャパシタに印加される交流電圧に直流成分が重畳されていても、キャパシタは電力を消費しない。これが、キャパシタが直流電流を遮断し、交流電流のみを通過させる作用である。
【０４５７】
したがって、図７６において、直流電流が流れる抵抗Ｒ３の両端電圧および送電コイル１の両端電圧は、ゼロ点（図７１のＧＮＤ）に対しほぼ対称である。一方、キャパシタＣの両端電圧は、図７８，図７９に示すように、ゼロ点に対しシフトしている。
【０４５８】
上記の回路理論を前提とすると、キャパシタ両端の交流電圧波形Ｖｃがゼロ点に対してシフトする比率Ｓは、以下のようにして求められる。まず、直列回路中の全ての実効直列抵抗の和をＲｒ、共振周波数におけるキャパシタのリアクタンスをＸｃｒ（Ω）、位相角をθ（度）、キャパシタの両端電圧のｐ−ｐ値をＶｐ（Ｖ）、ゼロ点よりのシフト値をＶｍ（Ｖ）とすると、前述したように、
ｔａｎ−１（Ｘｃｒ／Ｒｒ）＝θ（度）、
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓθ（Ｖ）、となる。
【０４５９】
上式に、前述した２００ｋＨｚにおけるリアクタンス、Ｘｃ＝Ｘｉ＝８０Ω、実効直列抵抗、Ｒｉ＝１．３５Ω、交流電源の出力インピーダンス、Ｚｓ＝０．２Ω、直列回路中の全ての実効直列抵抗の和、Ｒｒ＝１．５５Ωを代入してみると、
ｔａｎ−１（Ｘｃｒ／Ｒｒ）＝ｔａｎ−１（８０／１．５５）＝８８．８９度
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓ８８．８９度＝（Ｖｃｐ／２）・０．０１９３
Ｖｍ＝Ｖｃｐ×０．００９６８、となる。
【０４６０】
したがって、前述したキャパシタを使用した場合には、キャパシタの正のピーク値の絶
対値をＶｐ、負のピーク値の絶対値をＶｎ、とすると、
Ｖｐ＝（Ｖｐ−Ｖｎ）×１．００９６８（Ｖ）
Ｖｎ＝（Ｖｐ−Ｖｎ）×０．９９０３（Ｖ）
が理論上の値となる。ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎは、
Ｖｐ／Ｖｎ＝１．００９６８／０．９９０３＝１．０１９５、となる。
【０４６１】
念のため、上記のシフト値をｐ−ｐではなく、実効値で計算してみる。
【０４６２】
Ｖｐ＝（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）×１．００９６８（Ｖ）
Ｖｎ＝（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）×０．９９０３（Ｖ）
となり、（（Ｖｐ−Ｖｎ）／２√２）は定数となる。よって、Ｖｐ（Ｖ）とＶｎ（Ｖ）の比、Ｖｐ／Ｖｎ（無単位）は、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０１９５、と変わらない。
【０４６３】
キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が、Ｒｃ＜＜Ｒｒ、を満足する場合は、有効数字と計測誤差を勘案し、前記のＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎ、が、Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０２、を満足していればよい。前述した表１においては、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｆ、など、一部のキャパシタのみが、Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０２、を満足しているにすぎない。
【０４６４】
一方、Ｒｃ＞０．１Ω、程度になると、Ｒｃの影響が出てくるので、表２のデータから、Ｒｃの平均値として若干の余裕を見て、Ｒｃ＝１．５Ω、Ｒｒ＝３Ω、として上式にて再計算してみると、
ｔａｎ−１（８０／３）＝８７．８５度
Ｖｃｐ×（１／２）ｃｏｓ８７．８５＝Ｖｃｐ・０．０１８７
Ｖｐ＝（Ｖｐ−（Ｖｎ））×１．０１８７（Ｖ）
Ｖｎ＝（Ｖｐ−（Ｖｎ））×０．９８１２（Ｖ）
ＶｐとＶｎの比、Ｖｐ／Ｖｎは、
Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０１８７／０．９８１２＝１．０３８１、となる。
【０４６５】
このように、キャパシタの実効抵抗を考慮し、前述した表２において、有効数字と計測誤差を勘案すると、１＜Ｖｐ／Ｖｎ＜１．０４、となるが、この条件を満足するキャパシタも、Ｃ１ｅ、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂしかない。すなわち、単にキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃのみが原因となって、このようなゼロ電位に対する非対称性が起こっているとは思えない。ゼロ電位に対する波形の非対称性が起こっているのは、Ｒｃ以外の要因によるものと考えざるを得ない。例えば、図１１８に示すＬｃなどが考えられる。したがって、図７１においては、シフト比Ｓが、Ｓ＜１．０６、の条件から、Ｐ２＞３．２５Ｗ，η＞８０％、であるという電力伝送性能の規定を満足しているキャパシタを選ばざるを得ない。
【０４６６】
なお、図７１に示したキャパシタＣｘの両端に積分回路Ｇｉを接続すると、積分回路Ｇｉの出力電圧Ｖｇは、Ｖｇ＝Ｖｐ−Ｖｎ、となって、シフト比Ｓに比例する。オシロスコープ８０により、シフト比Ｓを計測するには、計測精度に限界がある。しかし、キャパシタの電圧波形の振幅値Ｖｐ（Ｖ）、Ｖｎ（Ｖ）は、オシロスコープでほぼ正確に計測できる。シフト比Ｓを、Ｓ＝Ｖｇ／Ｖｎ＋１＝（Ｖｐ−Ｖｎ＋Ｖｎ）／Ｖｎ＝Ｖｐ／Ｖｎ、とすると、より正確なシフト比Ｓが求められる。あるいは、キャパシタの両端に正負のピークホールド回路を設けてＶｐ，Ｖｎを求めるようにしてもよい。
【０４６７】
また、図７１に示したオシロスコープ８０は、正のピーク値Ｖｐと、負のピーク値Ｖｎとを計測する手段を構成している。すなわち、上述した各計測手段は、本発明の高周波電力回路用キャパシタの評価装置について説明しているものである。
【０４６８】
上記の規定にかかわらず、２次側電力は高いほど良く、伝送効率も高いほど良いのは言うまでもない。ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを使用した場合、図７２の１次側電力は、４．５Ｗ、２次側交流電力は、４．１Ｗである。出力インピーダンスＺｓとコイルの実効直列抵抗Ｒｉの和は１．５５Ω、１次側電圧は実効値１Ｖである。よって、出力インピーダンスＺｓとコイルの実効直列抵抗Ｒｉにより、Ｐ＝１Ｖ２／１．５５Ω＝０．６５Ｗ、のジュール損が発生している。すなわち、計算上の伝送効率は１００％以上となっている。０．２５Ｗの余剰が出るのは、２次側の波形が完全な正弦波になっておらず、ｐ−ｐの電圧値を２√２で割っても、正確な実効値にならないからと推察される。すなわち、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを使用した場合、電力伝送系（送受電コイル２間）の伝送効率は、交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓとキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる電力損失を除くと、１００％に極めて近いものと思われる。
【０４６９】
図８１から明らかなように、図７８に示すような、ゼロ電位に対し、正負が非対称なキャパシタ、すなわち、Ｖｐ／Ｖｎ、が１よりも大きくなるにつれて、電力伝送性能は悪くなる。一方、Ｖｐ／Ｖｎ、が１に近いキャパシタは、電力伝送性能がよい。
【０４７０】
そして、図８１においては、Ｖｐ／Ｖｎ、が１よりも大きくなるのに従い、電力伝送特性のカーブが単調減少しているのが分かる。図８１を参照するならば、ゼロ電位と正電位の方形波で、図７１の回路を駆動したときの、キャパシタの正弦波電圧波形が、ゼロ点からシフト比Ｓが、１．０６以下であることが必要となる。しかし、規定値、１．０６は、前述したように、０．０１μＦのキャパシタを使用し、２００ｋＨｚで計測したものである。この条件では、キャパシタＣ１ｃと基準コイルを使ったときの、Ｖｐ／Ｖｎ、の値は１．０２である。しかし、静電容量が０．４７μＦのキャパシタＣ１ｃと同一のキャパシタと、別の基準コイルを使い、５０ｋＨｚにて計測したところ、Ｖｐ＝２２．８Ｖ、Ｖｎ＝２０．７Ｖ、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．１、となった。
【０４７１】
基準コイルと周波数にもよるが、本願発明者が種々の実験を行なったところ、静電容量をＣ（μＦ）、とし、係数γを、γ＝ｌｏｇ（Ｃ／０．００１）、とすると、規定値は、１＋０．０６×γ、として、近似可能なことが分かった。一例を示すと、０．４７μＦでは、γ＝ｌｏｇ（０．４７／０．００１）＝ｌｏｇ（４７０）＝２．６７、となる。規定値は、１＋０．０６×γ＝１＋０．１６２＝１．１６２、となる。
【０４７２】
１００ｋＨｚで、０．１μＦのキャパシタＣ１ｉと同じポリエチレンテレフタレートキャパシタを使った場合、Ｖｐ＝１６．５Ｖ、Ｖｎ＝１５．１Ｖ、Ｖｐ／Ｖｎ＝１．０９、である。γは、γ＝ｌｏｇ（０．１／０．００１）＝ｌｏｇ（１００）＝２、となる。よって、規定値は、１＋０．０６×α＝１＋０．１２＝１．１２、となる。静電容量が、０．０１μＦでは、γ＝ｌｏｇ（０．０１／０．００１）＝ｌｏｇ（１０）＝１、となる。したがって、規定値は、１＋０．０６×γ＝１＋０．０６＝１．０６、となる。静電容量が、０．０１μＦ以下のときは、規定値を１．０６とする。
【０４７３】
したがって、所定係数をＢとし、キャパシタの静電容量をＣ（μＦ）、としたときに、Ｃ（μＦ）＜０．０１、のときには、Ｂ＝１．０６、となる。Ｃ（μＦ）＞０．０１、のときには、所定係数Ｂは、Ｂ＝１＋０．０６×ｌｏｇ（Ｃ／０．００１）、となる。
【０４７４】
また、基準コイルや電力伝送の周波数によっても、前記した、Ｖｐ／Ｖｎ、の値は異なってくる。したがって、キャパシタの静電容量から、前述してきた計算式により、所定係数Ｂを求める。そして、実際に使用する送電コイル１単体を使い、電力伝送に使用する周波数において、キャパシタの両端電圧のＶｐ、Ｖｎを計測する。この条件において、所定計数をＢとしたとき、キャパシタが、Ｖｐ／Ｖｎ≦Ｂ、の条件を満足していればよい。
【０４７５】
一方、図８２においては、前述したように、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）の増加に従い、電力伝送特性のカーブが減少した後、実効直列抵抗Ｒｃが１．４Ω付近で上昇して下降するような単調特異点が見られる。図８３においても、キャパシタの誘電正接ｔａｎδの増加に従い、電力伝送特性のカーブが単調減少しておらず、特異点が見られる。しかし、図８２、図８３共に、キャパシタとしての特性と電力伝送性能の相関から、特性規定を行なうことは可能である。図８２においては、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃが、１．５５Ω以下であれば、前述の電力伝送性能基準を満足している。上記の、１．５５Ωは、送電コイル１単体の実効直列抵抗Ｒｉ＝１．３５Ω、と、交流電源３０ｂの出力インピーダンスＺｓ＝０．２Ωを足したものとなる。
【０４７６】
ただし、図８２は、静電容量０．０１μＦ、周波数２００ｋＨｚでのデータである。よって、周波数と静電容量を勘案したリアクタンスが式中にある誘電正接ｔａｎδにより規定するのが好ましい。図８３を参照する限りにおいて、電力伝送性能と誘電正接の関係は、図８１のグラフのように、Ｘ値の増加と共に、電力伝送性能が単調減少しておらず、特異点が見られるが、所定の最低周波数、例えば、１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚなどにおいて、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが２％以下であることは、最低限満足すべき条件となる。しかし、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが２％以下の領域に、２次側電力３．２５Ｗ以上、伝送効率８０％以上という前述した基準値を満足しない特異点が存在する。よって、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが１％または０．５％以下であればより好ましい。
【０４７７】
図８４は、電力伝送性能が悪いセラミックキャパシタＣ１ｒと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。
【０４７８】
図８５は、電力伝送性能が悪いセラミックキャパシタＣ１ｒと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。
【０４７９】
図８６は、電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。
【０４８０】
図８７は、電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと同じ種類のキャパシタで、静電容量が異なるキャパシタの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。
【０４８１】
図８５、図８７を参照する限りにおいて、キャパシタの誘電体と静電容量により、誘電正接ｔａｎδの周波数特性が異なるのが分かる。比誘電率の高い誘電体を使ったセラミックキャパシタＣ１ｒは、図８５に示すように低周波数領域では、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδが小さい。しかし、高周波数領域になると、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδは大きくなっている。すなわち、高誘電体を使ったキャパシタでは、静電容量が小さいほど、周波数の上昇に伴う誘電正接ｔａｎδの増加率が小さい。一方、図８７を参照すると、比誘電率の低い誘電体を使ったポリプロピレンキャパシタＣ１ｃは、ほぼ全ての周波数領域で、静電容量の大きいキャパシタの誘電正接ｔａｎδが大きい。図８５、図８７は前述した実測結果と一致している。すなわち、静電容量や電力伝送装置の作動周波数によって、キャパシタの種類を選ぶ必要がある。
【０４８２】
図８５を参照すると、比誘電率の高い誘電体で構成されたセラミックキャパシタＣ１ｒでは、２００ｋＨｚにおいて、静電容量が、０．４７μＦのキャパシタのみが、誘電正接ｔａｎδが１％以下である。その一方で、図８７を参照すると、比誘電率の低い誘電体で構成されたポリプロピレンキャパシタＣ１ｃでは、２００ｋＨｚにおいて、０．０１μＦから０．４７μＦの静電容量で、誘電正接ｔａｎδが１％以下になっている。
【０４８３】
最初に述べたが、力率を改善するとは、正のリアクタンスを打ち消すことである。そして、ＬＣ直列回路は、方形波、三角波、鋸波などの非正弦波波形を正弦波に戻す作用を持つ。それには、ＬＣ回路のＱが高くないとならず、目安として、キャパシタは少なくとも
１０以上のＱが必要となる。表２に示すように、１００ｋＨｚにおいて、Ｑが１０００や１００００を越えるキャパシタならともかく、Ｑが数十のキャパシタは、上述してきたような、特性を満足するようなものを選ぶ必要がある。
【０４８４】
前述したキャパシタの実効直列抵抗ＲｃをＸ軸、電力伝送性能をＹ軸とした図８２、キャパシタの誘電正接ｔａｎδをＸ軸、電力伝送性能をＹ軸とした図８３においては、キャパシタＣ１ｈが規定領域内に入っている。一方、図８１のグラフでは、キャパシタＣ１ｈが全て規定領域外となっている。このように、本発明においては、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ、キャパシタの誘電正接ｔａｎδのみでは規定できない電力伝送性能が悪いキャパシタを除外できる。このような規定により、電力伝送性能が良いキャパシタを選んで、電力伝送装置を構成する。その結果、電力伝送性能が良い電力伝送装置が実現できるという、極めて優れた効果を奏する。
【０４８５】
また、図８６より、周波数が２０ｋＨｚ程度の低周波数領域になると、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは、数Ω〜数十Ωとなり、実効直列抵抗Ｒｃによる電力損失が増大する。よって、静電容量が０．０１μＦのキャパシタを電力伝送に使用可能な周波数は、２０ｋＨｚ程度を下限とするのが好ましい。ただし、静電容量が０．１μＦ以上のキャパシタになると、１０ｋＨｚでも実効直列抵抗Ｒｃがほぼ電力損失を起さない程度の値まで低下する。しかし、実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）の存在は、電力伝送性能を劣化させる。よって、送電コイル１の実効直列抵抗をＲｉ（Ω）とすると、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）が少なくとも、Ｒｉ（Ω）＞Ｒｃ（Ω）、を満足する最低周波数ｆｃ（Ｈｚ）以上で電力伝送を行なうのが好ましい。前述した、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、キャパシタを使用可能な最低周波数の規定に関するものである。キャパシタを使用可能な最高周波数については、キャパシタのインピーダンスの周波数特性を示して後述する。
【０４８６】
なお、キャパシタを使用可能な上限周波数は、キャパシタの周波数特性のみによって決まるが、キャパシタを使用可能な下限周波数は、コイルとキャパシタ双方の実効直列抵抗の周波数特性により決まる。
【０４８７】
（コイルの両端にキャパシタを各１個装備した場合の説明）
なお、特許文献４の段落００１８には、共振周波数に必用な２倍の静電容量を持つキャパシタを、コイルの両端に各１個装備することが記載されている。前述したが、その他の特許文献にも同様の記載がある。先の発明で、基準コイルを使い、キャパシタの両端電圧Ｖｐ、Ｖｎを計測したときに、Ｖｐ、Ｖｎがゼロ点からシフトする比率Ｓにより、キャパシタの性能判断ができることを既述した。本願発明者は、この点に着目し、基準コイルに１個キャパシタを装備した場合と、基準コイルの両端に２個のキャパシタを装備した場合の双方において、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ、および電力伝送性能を計測してみた。
【０４８８】
図７１では、スイッチング素子Ｑ２のソース（Ｖｄの−端子）をオシロスコープ８０のＧＮＤに接続し、基準コイルＬｓとキャパシタＣｘの接続点をオシロスコープ７０の信号入力端子に接続した。前述したが、Ｖｐ、Ｖｎを計測するときには、Ｒ２を短絡してある。このように接続することにより、Ｖｐ＞Ｖｎ、となり、Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ＞１、となる。
【０４８９】
図８８は、キャパシタをＶＯＵＴＨ側に接続した場合の、キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。図８９は、キャパシタを基準コイルＬｓの両端に各１個接続した場合の、各キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。
【０４９０】
図８８および図８９に示した交流電源３０ｂの出力は、インピーダンスの低い端子ＶＯＵＴＨおよびＶＯＵＴＬで示している。図８８に示す交流電源３０ｂの端子ＶＯＵＴＨおよびＶＯＵＴＬには、キャパシタＣｘと基準コイルＬｓの直列回路が接続されている。オシロスコープ８０のＧＮＤは、交流電源３０ｂのＶＯＵＴＨまたはＶＯＵＴＬに接続される。オシロスコープ８０の電圧入力ＩＮは、キャパシタＣｘと前記基準コイルＬｓとの接続点に接続される。
【０４９１】
図８９においては、交流電源３０ｂの端子ＶＯＵＴＨおよびＶＯＵＴＬには、キャパシタＣｘ１と送電コイル１とキャパシタＣｘ２の直列回路が接続されている。同一のオシロスコープ８０ａ，８０ｂで同時に２個のキャパシタＣｘ１，Ｃｘ２のキャパシタ電圧を計測すると、交流電源３０ｂの出力ＯＵＴＨとＯＵＴＬがオシロスコープ８０ａ，８０ｂのＧＮＤを介して短絡されるので、各キャパシタＣｘ１，Ｃｘ２のＶｐ、Ｖｎを個別に計測する必要がある。
【０４９２】
キャパシタＣｘの両端電圧を計測するには、オシロスコープ８０ａ，８０ｂのＧＮＤを基準電圧点に接続する必要がある。図７１で、キャパシタＣｘとコイルＬｓを入れ替えて、キャパシタＣｘの一方の端子をスイッチング素子Ｑ１のドレイン（Ｖｄの＋端子）に接続する。基準コイルＬｓの一方の端子は、スイッチング素子Ｑ２のソース（Ｖｄの−端子）に接続する。キャパシタＣｘの他方の端子とコイルＬｓの他方の端子を接続して、ＬＣ直列共振回路を構成する。スイッチング素子Ｑ１のドレイン（Ｖｄの＋端子）をオシロスコープ８０のＧＮＤに接続し、基準コイルＬｓとキャパシタＣｘの接続点をオシロスコープ８０の信号入力端子に接続する。このようにオシロスコープ８０を、図７１で、キャパシタＣｘとコイルＬｓを入れ替えたＬＣ直列共振回路のＣｘの両端電圧を計測すると、Ｖｎ＞ＶＰ、となる。そこで、シフト比をＳ１とし、Ｓ１＝Ｖｎ／Ｖｐ＞１とする。
【０４９３】
基準コイルＬｓの両端に２個のキャパシタＣｘ１，Ｃｘ２を装備した場合に、Ｖｐ、Ｖｎを計測するには、オシロスコープ８０の接続法を前述したように変更すればよい。基準コイルＬｓの両端に２個のキャパシタＣｘ１，Ｃｘ２を装備し、オシロスコープ８０の接続法を前述したように変更した場合においては、Ｖｐ＜Ｖｎとなるので、Ｓｎ＝Ｖｎ／Ｖｐ＞１、としてＳｎを定義する。基準コイルの両端に２個のキャパシタを装備した場合であって、図７１と同じオシロスコープ８０の接続法とした場合、Ｓｐ＝Ｖｐ／Ｖｎ、とする。Ｓ＝Ｖｐ／Ｖｎ、Ｓ１＝Ｖｎ／Ｖｐは、基準コイルにキャパシタを１個装備した場合のシフト比とする。
【０４９４】
本願発明者は、表２に記載のキャパシタを２個並列接続し、静電容量が０．０２μＦの合成キャパシタを２個作成した。この合成キャパシタを直列接続した静電容量が０．０１μＦの合成キャパシタ１個を使用した場合と、静電容量が０．０２μＦの合成キャパシタを基準コイルの両端に接続した場合の、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｓ、Ｓ１、Ｓｐ、Ｓｎを計測した。表２に記載の各キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃ（Ω）は、静電容量が０．０１μＦの合成キャパシタでは、Ｒｃ（Ω）の半分になる。しかし、静電容量が０．０２μＦの合成キャパシタを２個直列接続した静電容量が０．０１μＦの合成キャパシタでは、Ｒｃ（Ω）は表２に記載のＲｃ（Ω）と等しくなる。このような条件で、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｓ、Ｓｐ、Ｓｎを計測すると、単体キャパシタ１個を使用した場合と同じ条件となる。
【０４９５】
計測の結果、いずれのキャパシタでも、ＳｐとＳｎはほぼ等しかった。また、ＳとＳ１もほぼ等しかった。しかし、Ｓｐは、Ｓに比べ小さい場合が多かった。概略の実験結果として（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）の値が０．７５以下であれば、キャパシタの電力伝送性能はコイルにキャパシタを１個装備した場合より、コイル両端に各１個を装備した方がよかった。例えば、Ｓ＝１．０８で、Ｓｐ＝１．０５なら、
（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＝０．０５／０．０８＝０．６２５＜０．７５、となり、条件を満足する。
【０４９６】
Ｓ＝１．１、Ｓｐ＝１．０８なら、
（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＝０．０８／０．１＝０．８＞０．７５、となり、条件を満足しない。（Ｓｐ−１）／（Ｓ−１）＝Ｆａとすると、
Ｆｂ＝（Ｓｐ−１）／（Ｓ１−１）
Ｆｃ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ−１）
Ｆｄ＝（Ｓｎ−１）／（Ｓ１−１）
と規定しても同等の結果が得られる。ＦａからＦｄのいずれかが０．７５以下であればよい。この選別方法は、単にＳ＝Ｖｐ／Ｖｎ、の値を計測し、所定数値Ｂ以下であるという選別方法に比べ、基準コイル、静電容量、周波数などに依存しない選別方法となる。
【０４９７】
コイルの両端に各１個のキャパシタを接続するのは、Ｖｐ／Ｖｎ、の値が１に近くなるという作用効果によるものと推察される。この原因として、図１１６の等価回路において、キャパシタＣ１に流れる交流電流値により、実効直列抵抗Ｒｅ（Ω）が変動している可能性が考えられる。あるいは、前述したように、キャパシタの等価直列インダクタンスＬｃの影響による可能性も考えられる。しかし、キャパシタ両端電圧の基準電圧よりのシフト比Ｓが１に近いほど電力伝送性能がよいという相関は、図示するまでもなく、図８１より明らかである。送電コイル１の両端にキャパシタを各１個接続することにより、シフト比Ｓが低下し、１に近づいている上記の実験結果から、送電コイル１の両端にキャパシタを各１個接続することにより、電力伝送性能を向上できると言える。従来例においては、これらの作用効果が全く明確にされていない。
【０４９８】
なお、０．０２μＦのキャパシタを２個使用し、２個のキャパシタをコイルの両端に接続した場合と、０．０１μＦのキャパシタを１個使用した場合とも比較してある。キャパシタを２個使用した場合、Ｖｐ／Ｖｎの値が１に近づき、電力伝送性能が向上した。コイル、キャパシタともに、実効直列抵抗を持ち、ＶｐとＶｎの対称性と電力伝送性能に相関が見られるところから、図８９のような接続法は、ＶｐとＶｎの「対称性」を改善している可能性があるものと思われる。
【０４９９】
（誘電吸収の説明）
次に、電力伝送性能と相関を持つ要因の１つとして、キャパシタの誘電吸収が考えられる。図９０は、キャパシタの誘電吸収を計測する回路図である。誘電吸収は、キャパシタの直流特性である。誘電吸収の原因には種々の説があるが、一説として、キャパシタの両端子に長時間、直流電圧Ｖｗ（Ｖ）が印加されている間に、の分極が起こると考えられている。キャパシタに直流電圧が印加されなくなり、キャパシタの両端子を短絡してキャパシタに蓄積された電荷を放電する。放電後にキャパシタを開放すると、キャパシタの両端に開放電圧Ｖｂ（Ｖ）が発生する。Ｖｗ（Ｖ）とキャパシタのＶｂ（Ｖ）の比を誘電吸収Ｋとし、Ｋ＝Ｖｂ（Ｖ）／Ｖｗ（Ｖ）、とする。Ｋが小さいほど、キャパシタの特性はよい。なお、誘電吸収Ｋは常に１より小さい正の値であり、無単位の数値である。
【０５００】
図９０には、オペアンプによるインピーダンス変換回路が示してある。本願発明者は、図９０のような、入力インピーダンスが、１０１０Ω以上のインピーダンス変換回路を作成し、一般に使用されているディジタルテスターで誘電吸収が計測できるようにした。図９０において、インピーダンス変換回路として作動するオペアンプ６１の反転入力端子と出力端子とが接続されており、オペアンプ６１の出力端子とＧＮＤ間に直流電圧計６２が接続されている。オペアンプ６１と直流電圧計６２は入力インピーダンスが、１０１２Ω以上の電子式直流電圧計として作動する。一般に使用されているディジタルテスターなどは、入力インピーダンスが数ＭΩであり、誘電吸収の正確な計測ができない。
【０５０１】
スイッチ６３は、計測用のキャパシタＣに電荷を蓄積する直流電圧Ｖｗ＝Ｖ１（Ｖ）を印加するために設けられており、スイッチ６４は５Ω±１０％の精度を有する抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣに蓄積された電荷を放電するために設けられており、スイッチ６５はキャパシタＣに蓄積した電荷をオペアンプ６１の非反転入力端子に与えて誘電吸収Ｋを測定するために設けられている。オペアンプ６１は非反転入力端子のバイアス電流が１ｐＡ程度で、入力インピーダンスが１０１２Ω程度のハイインピーダンスのものが使用される。
【０５０２】
図９０に示す計測回路で誘電吸収を計測する手順は、ＪＩＳに規定されているが、以下に説明する。まず、スイッチ６３を閉じてキャパシタＣの定格電圧の±１０％の電圧、Ｖｗ＝Ｖ１（Ｖ）、をキャパシタＣに１時間印加する。その後、スイッチ６３を開いて、スイッチ６４を閉じ、抵抗Ｒ４を１０秒間キャパシタＣの両端に接続してキャパシタＣに蓄えられている電荷を放電する。１０秒間の放電後、スイッチ６４を開いてキャパシタＣを開放し、スイッチ６５を閉じてキャパシタＣの両端電圧Ｖｂ（Ｖ）をオペアンプ６１に与え、電圧計６２で１５分間計測する。１５分間の計測時間でのキャパシタの両端電圧の最大値をＶｂ（Ｖ）とする。誘電吸収Ｋは、Ｋ＝Ｖｂ／Ｖｗ、として求められる。
【０５０３】
本願発明者は、無極性であるキャパシタの一方の端子に正の電圧を印加し、誘電吸収Ｋを計測した。その後、一方の端子に負の電圧を印加し、誘電吸収Ｋを計測したところ、一方の端子に正の電圧を印加して誘電吸収Ｋを計測した場合とは異なる結果が得られた。後述するが、誘電吸収の非対称性は、電力伝送性能と相関がある。以降、一方の端子、例えば、図９０に示すキャパシタＣのＡの端子に正の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｐと表記する。そして、一方の端子に負の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｎと表記する。例えば、図９０に示すキャパシタＣのＢの端子に正の電圧を印加して計測した誘電吸収をＫｎと表記する。
【０５０４】
表３に示すように、ＪＩＳでは、誘電吸収は無極性の直流用キャパシタのみに規定があり、その規定値は０．１％である。しかし、本発明の実施形態においては、無極性のキャパシタに交流電圧を印加し、交流電流を流す。誘電吸収は直流特性であり、直流ではキャパシタのインピーダンスは理論上無限大になる。図９０に示すオペアンプ６１の入力端子には、微小ではあるが、バイアス電流が流れる。ＪＩＳの規定によると、キャパシタの絶縁抵抗は、１ＧΩ〜３０ＧΩとなっている。バイアス電流値が１ｐＡ程度のオペアンプを使用しても、前記バイアス電流によりキャパシタが蓄電され、オペアンプの出力端子電圧の絶対値は、時間と共に上昇する。そのため、図９０のオペアンプ６１の非反転入力端子には２００ＭΩの高抵抗ＲｈをＧＮＤ間に取り付けている。
【０５０５】
また、キャパシタの定格電圧が１００Ｖ程度になると、実測が危険となる。よって、キャパシタＣの定格電圧にかかわらず、２０Ｖの電圧をキャパシタＣに印加した。キャパシタＣに印加する電圧が高いと、誘電体内の電界強度が高くなり、誘電体分極を起しやすくなる。そのため、実測値は０．２５％以下に収まっているが、５倍程度の余裕をみておく必要がある。したがって、電力伝送装置のキャパシタＣとしては、誘電吸収Ｋが、少なくとも１％以下でないとならない。実際に、本願発明者が、空中配線で回路を構成して、回路全体の絶縁抵抗を、１０１２Ω以上にし、キャパシタＣ１ｍに、定格電圧１００Ｖを印加して誘電吸収を計測したら、約０．９３％であった。これは、図９１に示す実測値である０．１８％の５倍に相当している。
【０５０６】
図９１より明らかなように、誘電吸収Ｋｐが小さいキャパシタは電力伝送性がよく、誘電吸収Ｋｐが大きいキャパシタは電力伝送性が悪いことが分かる。さらに、本願発明者は、前述したように、図９０の回路において、正の電圧が印加されているキャパシタＣの端子Ａと、負の電圧が印加されているキャパシタＣの端子Ｂとを入れ替えてみた。
【０５０７】
図９２は、図９０において、キャパシタの端子Ａと端子Ｂを入れ替えて誘電吸収Ｋｎを計測し、ＫｎをＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図９３は、表２に示す各キャパシタの前記誘電吸収ＫｐとＫｎの比ＫｒをＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸とし
たグラフである。比Ｋｒは、Ｋｐ＞Ｋｎ、のときは、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、Ｋｎ＞Ｋｐ、のときは、Ｋｒ＝Ｋｎ／Ｋｐ、とし、Ｋｒ＞１、となるように規定してある。
【０５０８】
図９３によれば、誘電吸収の非対称性が明らかに見られる。電力伝送性能のよいキャパシタは、誘電吸収の非対称性が小さい。換言すれば、比Ｋｒの値が１に近い。電力伝送性能の悪いキャパシタは、誘電吸収の非対称性が大きい。換言すれば、比Ｋｒの値が１より大きい。このようにして、電力伝送性能がよいキャパシタを選ぶことができる。
【０５０９】
すなわち、図９０に示すキャパシタの一方の端子Ａと他方の端子Ｂを入れ替えると、誘電吸収ＫｐとＫｎとが、異なる値となる結果が得られている。これは、昇圧比が最も小さいセラミックキャパシタＣ１ｒ、において顕著である。また、図９３より明らかなように、比Ｋｒが１に近いキャパシタは電力伝送性がよく、比Ｋｒが１より大きいキャパシタは電力伝送性が悪いことが分かる。図９３のＫｒと電力伝送性能との相関から見ると、前記Ｋｐと前記Ｋｎの比であるＫｒ、Ｋｒ＝Ｋｐ／Ｋｎ、は、１＜Ｋｐ／Ｋｎ＜１．５、の範囲内に入っていないといけないのが分かる。
【０５１０】
（キャパシタの温度上昇に関する実施例の説明）
図９４は、キャパシタＣの性能を判断する回路構成図である。図９４の交流電源７２は、周波数を可変でき、交流電流計７３で出力電流Ｉａを計測でき、交流電圧計７４で出力電圧Ｖｔ（Ｖ）が計測できるように構成されている。キャパシＣに交流電圧Ｖｔ（Ｖ）を印加すると、キャパシタに無効電力による電流Ｉａ（Ａ）、が流れる。Ｉａ（Ａ）＝Ｖｔ（Ｖ）／Ｘｃ（Ω）、である。図９５は、前述した図７１に示したＬＣＲの直列共振回路を構成することにより、キャパシタＣｘに電流を流す回路図である。
【０５１１】
図９６は、図９４、図９５の回路において、周波数２００ｋＨｚ、実効値０．５Ａの交流電流をキャパシタに流したときの、キャパシタの上昇温度をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。正確な温度を計測するため、キャパシタの温度は、赤外線式の非接触型温度計で計測してある。
【０５１２】
図９６から明らかなように、キャパシタＣの温度が高くなると、電力伝送性能が悪くなる。キャパシタの温度上昇が１０℃以下であれば所定の電力伝送性能が得られるのが分かる。キャパシタの温度上昇が５℃以下であれば、より好ましい。
【０５１３】
（性能評価方法、性能評価装置の説明）
図９７（Ａ）は、キャパシタの性能を計測する例を示すブロック図であり、図９７（Ｂ）は、図９７（Ａ）に示す二重積分式のＡ／Ｄ変換器７５に含まれる積分回路７８を示す図である。
【０５１４】
パルス数計測手段およびＡＤ変換手段として作動するＡ／Ｄ変換器７５には、図９７（Ｂ）に示す積分回路が含まれている。オペアンプ７８の反転入力端子ｂと出力端子ａとの間に積分キャパシタＣｘが接続されており、積分キャパシタＣｘは抵抗Ｒｔの一端とオペアンプ７８の反転入力端子に接続され、抵抗Ｒｔの他端は入力端ＶＩＮに接続されている。オペアンプ７８の非反転入力端子はＧＮＤに接続されている。
【０５１５】
基準電圧Ｖｒｅｆは、Ａ／Ｄ変換器７５の基準電圧入力ＲＥＦ＿ＨＩとＲＥＦ＿ＬＯに接続されている。Ａ／Ｄ変換器７５には表示器７６が接続されている。測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯにはスイッチ７７が接続されている。スイッチ７７は測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯに、基準電圧Ｖｒｅｆ，反転基準電圧−Ｖｒｅｆを与えるかあるいは短絡状態にするかを切換える。短絡状態に切換えたとき、スイッチ７７は積分
キャパシタの両端電圧をゼロにする初期化手段として作動する。
【０５１６】
この実施形態では、Ａ／Ｄ変換器７５は、積分キャパシタＣｘが初期化された後、積分キャパシタＣｘに正方向の定電流Ｉｐを所定の時間Ｔの間に流し、所定の時間Ｔ経過後に積分キャパシタＣｘに負方向の所定の定電流Ｉｎを流し、積分キャパシタＣｘの両端電圧がゼロになるまでの時間をＴｎとすると、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜のときの所定時間Ｔのパルス数をカウントする。そして、所定時間Ｔのパルスカウント数をＮ、積分キャパシタＣｘの両端電圧がゼロとなるまでの時間Ｔｎのパルスカウント数をＮｎ、としたときに、ＮｎとＮとの差の絶対値が、０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選択する。
【０５１７】
Ａ／Ｄ変換器７５として、二重積分式Ａ／Ｄ変換器を使用し、Ａ／Ｄ変換器７５の基準電圧と入力電圧を同一とする。Ａ／Ｄ変換器７５の出力、例えば表示が、理論値１からの乖離を見ることにより、電力伝送措置に使用され力率キャパシタの性能を判断できる。このＡ／Ｄ変換器７５は、１０００カウント以上の分解能を持つ。この分解能１０００は前記理論値１に対する分解能である。すなわち、カウント数が９９９ならば、理論値１との乖離は、０．００１になる。したがって、カウント数をＮとし、０．００４×Ｎカウント以下の偏差（デジット）であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。なお、カウント数Ｎは、例えば１００００であればより正確な判断ができる。また、上記の理論値１は、２のｎ乗のビット数、例えば１１ビットなら、２０４７などであってもよい。
【０５１８】
さらに、キャパシタに、負方向の定電流Ｉｎを所定時間Ｔの間流し、所定時間Ｔの経過後に、キャパシタに、正方向の所定の定電流Ｉｐを流し、キャパシタの両端電圧がゼロとなるまでの時間をＴｐ、とすると、｜Ｉｐ｜＝｜Ｉｎ｜、であって、Ｔのパルスカウント数をＮ、Ｔｐのパルスカウント数をＮｐ、としたときに、ＮｐとＮとの差の絶対値が０．００４×Ｎカウント以下のキャパシタを選ぶ。
【０５１９】
この例では、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧と入力電圧を同一とする際、入力電圧の極性を反転させる。先に誘電吸収にて述べたように、無極性のキャパシタであっても、正の同一電圧と負の同一電圧をＡ／Ｄ変換器に加えたときに、表示が異なる。上記の方法により、正確にキャパシタの力率改善性能を判断ができる。
【０５２０】
さらに、ＮｐとＮｎの差の絶対値が、０．００３×Ｎカウント以下であれば、キャパシタの力率改善性能はよい。
【０５２１】
この例では、ＮｐとＮｎの差の絶対値を比較することにより、さらに正確にキャパシタの力率改善性能の判断ができる。
【０５２２】
図９８は、Ａ／Ｄ変換器７５の積分回路出力Ｖｏを示す波形である。
【０５２３】
図９７（Ｂ）に示すＡ／Ｄ変換器７５において、差動入力である測定電圧入力端子ＩＮ＿ＨＩとＩＮ＿ＬＯ間の電圧をＶｍとすると、積分電流Ｉｉ（Ａ）は、
Ｉｉ（Ａ）＝Ｖｍ（Ｖ）／Ｒｔ（Ω）、となる。Ａ／Ｄ変換器７５の出力は表示器７６に表示される。入力信号積分の時間は、１０００カウントの固定値になっている。したがって、図９８に示すピーク電圧Ｖｐｅａｋ（Ｖ）は、Ｖｍ（Ｖ）に比例して高くなる。積分キャパシタＣｘとＶｐｅａｋの関係は、Ｖｐｅａｋ（Ｖ）＝Ｉｉ（Ａ）／Ｃｘ（Ｆ）、となる。これは、入力信号積分の時間が一定であるからである。１０００カウントの入力信号積分後、Ａ／Ｄ変換器７５内部で逆積分に切換えられる。電流源として作動する基準電圧Ｖｒｅｆにより生成される電流Ｉｒｅｆ（Ａ）、Ｉｒｅｆ（Ａ）＝Ｖｒｅｆ（Ｖ）／Ｒｔ（Ω）により、一定の負の傾きにより、Ｖｐｅａｋから逆積分を行なう。逆積分の時間をカウントし、積分回路の出力がゼロとなったときのカウント値を、４桁のディジタル値として表示する。
【０５２４】
図９７（Ａ），（Ｂ）に示すキャパシタＣｘとして理想的なものを使用したものとし、Ａ／Ｄ変換器７５の測定電圧入力端子ＩＮ＿ＮＩとＩＮ＿ＬＯに入力される電圧をＶｉｎとすると、Ａ／Ｄ変換器７５出力の表示器７６に表示される表示Ｄは、Ｄ＝１０００×（Ｖｉｎ／Ｖｒｅｆ）となる。この場合において、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ、であるので、表示Ｄは常に１０００となる。すなわち、理想的なキャパシタでは、図９８に示す入力電圧積分波形と、基準電圧逆積分波形とはピーク電圧Ｖｐｅａｋを境にして対称になるはずである。しかし、電力伝送性能の悪いキャパシタでは、入力電圧積分波形と、基準電圧逆積分波形とはピーク電圧Ｖｐｅａｋを境にして対称にならず、積分時間のカウント数に偏差を生じる。この偏差が所定値以内であるか否かを判別すれば、キャパシタの電力伝送性能の良し悪しを区別できる。以下、具体的に説明する。
【０５２５】
図９７（Ａ）に示すように、スイッチ７７がＡ側に切替えられているときには、入力Ｖｉｎには基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。このとき、表示器７７の表示Ｄｐは、１０００となる。スイッチ７７がＢ側に切替えられているときには、Ａ／Ｄ変換器７５の入力は短絡される。このとき、表示器７６の表示Ｄｚは、±０となる。スイッチ７７がＣ側に切替えられているときには、入力Ｖｉｎには基準電圧−Ｖｒｅｆが入力される。このとき、表示器７６の表示Ｄｎは、−１０００となる。このような機能を持つ二重積分式Ａ／Ｄ変換器７５の一例として、インターシル社のＩＣＬ７１０６などがある。本実施形態では、ＩＣＬ７１０６の改良版であるＩＣＬ７１３６を使用した。さらに精密な計測を行ないたい場合は、±１９９９９の分解能を持つＩＣＬ７１３５、表示器ではなく、データをコンピュータに取り込んで計測させるには、±１２Ｂｉｔの分解能を持つ、ＩＣＬ７１０９などがある。いずれも二重積分式のＡ／Ｄ変換器であり、二重積分式以外のＡ／Ｄ変換器は本発明には使用できない。なお、上述した二重積分式のＡ／Ｄ変換器以外であっても、動作原理が同等のものは、本発明に使用可能である。
【０５２６】
図９７（Ａ）のように回路を構成することにより、基準電源Ｖｒｅｆが変動しても、上述した理論値が常に表示される。したがって、この理論値からの乖離を見ることにより、キャパシタの性能を判断できる。図９７（Ａ），（Ｂ）には図示していないが、二重積分型Ａ／Ｄ変換器７５は、積分回路を構成するオペアンプ７８のオフセット電圧をキャンセルする回路（オートゼロ回路）が付加されている。このオートゼロ回路は、通常、積分回路のオフセット電圧を５０μＶ以下に自動調整する。したがって、Ｖｒｅｆが１００ｍＶ以上なら、スイッチ７７がＢの点にあるときは、表示は必ずゼロとなる。なお、Ｖｒｅｆは２００ｍＶに設定して計測した。ただし、二重積分式のＡ／Ｄ変換器は、ノイズの影響を受けやすいため、配線や金属ケースによるシールド等、実装に十分気をつけないと、表示が安定せず、正確な計測が難しくなるので注意を要する。
【０５２７】
図９９は、表２に示す各キャパシタをＡ／Ｄ変換器７５に接続し、スイッチ７７をＢ点としたときの、各キャパシタのゼロ点からのずれの絶対値（単位デジット）をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図９９では、０デジットと１デジット表示を繰り返しているときは、０デジットとし、１デジットの表示のときを１デジットとしてある。後述するＤｐ、Ｄｎを計測する際には、ゼロ点からのずれを補正してある。図９９にプロットされている表２に示す各キャパシタの電力伝送性能と、デジット値を比較すると、キャパシタの違いによる入力短絡時の表示値と電力伝送性能の間に、特に関係は無いものと思われる。
【０５２８】
まず、図９７（Ａ）に示すスイッチ７７をＢ側に切替えられているものとし、Ａ／Ｄ変換器７５の入力電圧をゼロとする。このときの表示を補正値としてＤｚとする。０表示と１表示を均等に繰り返しているときは、Ｄｚ＝＋０．５とする。−０表示と−１表示を均等に繰り返しているときは、Ｄｚ＝−０．５とする。このＤｚを、Ｄｐ、Ｄｎを計測するときに差引いて補正する。なお、Ｄｐ、Ｄｎの計測においても、０９９９表示と１０００表示を均等に繰り返しているときは、９９９．５を計測値としている。
【０５２９】
図１００は、図９７に示すスイッチ７７がＡ側に切替えられているものとし、入力電圧＝基準電圧Ｖｒｅｆとしたときの、理論上の表示１０００と、実際の表示Ｄｐの第１の偏差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図１０１は、図９７において、スイッチ７７をＣの位置にし、入力電圧＝−基準電圧としたときの、理論上の表示−１０００と、実際の表示Ｄｎの第２の偏差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。図１０２は、実際の表示ＤｐとＤｎの表示の絶対値の差（デジット）の絶対値をＸ軸とし、電力伝送性能をＹ軸としたグラフである。なお、上述した実際の表示Ｄｎの規定値は、−１０００±４であるが、カウント数、Ｎ、Ｎｐ、Ｎｎは当然のことながら、正の整数である。
【０５３０】
表２に示すキャパシタをＡ／Ｄ変換器７５に接続する。Ａ／Ｄ変換器７５の表示の絶対値が、正、負共に、０９９６から１００４の間であれば、該キャパシタは性能がよいと判断できる。図９９、図１００において、最大４デジットの幅を設けたのは、通常、Ａ／Ｄ変換器７５は、±１デジットの基本誤差を持つからである。また、２次側電力３．２５Ｗ、伝送効率η８０％以上の規定を満足する値（デジット）でもある。
【０５３１】
実際の表示Ｄｐ、Ｄｎの双方が計測できれば、図１００より、Ａ／Ｄ変換器７５の表示において、実際の表示ＤｐとＤｎの差の絶対値が、３デジット以内であれば、所定の電力伝送性能が得られるのが分かる。例えば、実際Ｄｐの表示が１００１であったならば、Ｄｎの表示値は、０９９８≦Ｄｎ≦１００４、を満足していればよい。あるいは、基準電源Ｖｒｅｆとは別の精密電源を使い、Ａ／Ｄ変換器７５の表示が、１９９０になるように、入力電圧を設定してもよい。この場合、実際の表示ＤｐとＤｎの差が、６デジット以内であれば、所定の電力伝送性能が得られる。この６デジットは、
３×（１９９０／１０００）≒６デジットとして規定されているものである。
【０５３２】
前述の式は、最大カウント値、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合について説明しているが、例えば、最大カウント値、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用した場合で、図９０の回路構成の場合、３×（１００００／１０００）＝３０デジットが規定値となる。これは、前述したＤｐ、Ｄｎの場合も同様であり、１９９９９カウントのＡ／Ｄ変換器を使用し、Ｎ＝１００００の場合、規定値は４０デジット以下になる。
【０５３３】
誘電吸収を計測する場合に比べ、２重積分式のＡ／Ｄ変換器を用いることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断が、短時間で行なえる。上記に説明してきたように、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能は、キャパシタの直流特性でも判断できる。２重積分式のＡ／Ｄ変換器以外にも、Ｖ／Ｆコンバータ（電圧周波数変換器）、Ｆ／Ｖコンバータ（周波数電圧変換器）、ＶＣＯ（電圧制御発振器）、サンプル・ホールドアンプ（瞬間電圧値保持回路）、ＲＭＳ／ＤＣ変換器（交流実効値‐直流変換器）、タイマーなどのアナログ回路、アナログＩＣ等、キャパシタを使用する回路を使い、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断が可能である。
【０５３４】
Ｖ／Ｆコンバータでは、例えば、入力電圧と出力周波数の直線性を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、アナログデバイセズ（Analog Devices）社のＡＤ６５４などがある。
【０５３５】
Ｆ／Ｖコンバータでは、例えば、入力周波数と出力電圧の直線性を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、ナショナルセミコンダクター（National Semiconductor）社のＬＭ２９０７などがある。
【０５３６】
ＶＣＯでも、例えば、入力電圧と出力周波数の直線性を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、Ｃ−ＭＯＳ４０４６（各社製）などがある。
【０５３７】
サンプル・ホールドアンプでは、例えば、一定の直流電圧を入力し、出力電圧と入力電圧の差を見ることにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、アナログデバイセズ社のＡＤ５８５などがある。
【０５３８】
ＲＭＳ／ＤＣ変換器では、例えば、交流電力を熱変換して、正確な交流電力を計測し、ＲＭＳ／ＤＣ変換器の出力と比較することにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、アナログデバイセズ社のＡＤ６３７などがある。
【０５３９】
タイマーでは、例えば、各種のキャパシタを装備させ、出力を周波数カウンタで計測して比較することにより、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。このようなＩＣの一例として、タイマーＩＣ５５５（各社製）などがある。
【０５４０】
上記に述べたようなアナログＩＣにおいて、キャパシタはいずれも各ＩＣの精度や機能に影響するものである。したがって、上記のようなＩＣにて複数のキャパシタで精度や機能を比較すれば、二重積分式Ａ／Ｄ変換器と同様にして、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断ができる。なお、上記に述べたアナログＩＣは一例であり、その他にも、キャパシタの性能を判断できるアナログＩＣは多種存在する。
【０５４１】
このように、所定周波数における誘電正接、ゼロ電位に対する対称性、昇圧比Ｈ、キャパシタに交流電流が流れたときの静電容量の安定性、誘電吸収、誘電吸収の対称性、二重積分式Ａ／Ｄ変換器７５の実際の表示Ｄｐ、Ｄｎの理論値からのずれ、ＤｐとＤｎの表示差を規定することにより、電力伝送装置の力率改善用に最適なキャパシタを選ぶことができるようになる。このようなキャパシタを電力伝送装置の力率改善に用いることにより、従来の技術では実現が困難であった電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現可能となる。
【０５４２】
次に、全く同一の誘電体を使用し、全く同一の構成のキャパシタについて、静電容量の違いによる電力伝送性能の違いについて検討してみる。
【０５４３】
図１０３は、電力伝送特性の最も良いポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと誘電体と構成が同一で静電容量が異なるキャパシタにおける、各キャパシタの複素インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性を示す図である。図１０４は、電力伝送特性の最も悪いセラミックキャパシタＣ１ｒと誘電体と構成が同一で静電容量が異なるキャパシタにおける、各キャパシタの複素インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性を示す図である。
【０５４４】
キャパシタの複素インピーダンスＺを、Ｚ＝Ｒｃ＋１／ｊωＣ＝Ｒｃ＋Ｘｃ、とすると、インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜は、｜Ｚ｜＝√（Ｒｃ２＋Ｘｃ２）（Ω）で表される。
【０５４５】
図１０３、図１０４を参照すると、周波数が上昇するにつれ、｜Ｚ｜が減少してゆくのが分かる。静電容量の大きいキャパシタでは、１ＭＨｚ〜２ＭＨｚ近辺で｜Ｚ｜が極小値Ｚｂ（Ω）となっている。それ以上の周波数では｜Ｚ｜が増加しているのが分かる。図１０３、図１０４には、０．４７μＦのキャパシタの位相角θがプロットされている。｜Ｚ｜が極小値Ｚｂ（Ω）となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）以上では、位相角θが１８０度移動しており、キャパシタはインダクタとして動作するのが分かる。したがって、｜Ｚ｜が極小値となる周波数ｆｂ（Ｈｚ）が、該キャパシタを使用可能な最高周波数となる。周波数ｆｂは、図１１６の等価回路において、キャパシタの静電容量Ｃと等価直列インダクタンスＬｅとで決まる直列共振点になる。後述するが、キャパシタを並列接続すると、実効直列抵抗Ｒｃ、等価直列インダクタンスＬｅの双方が低下する。そのため、キャパシタに大電流を流すことができ、発熱も抑えられる。
【０５４６】
図１０３、図１０４を参照すると、誘電体、構造、特性が異なるポリプロピレンキャパシタＣ１ｃとセラミックキャパシタＣ１ｒは、同一の静電容量であれば、｜Ｚ｜（Ω）が極小値となる周波数がほぼ等しくなっているのが分かる。このように、キャパシタのインピーダンス｜Ｚ｜（Ω）の周波数特性を見ることにより、該キャパシタを使用可能な最高周波数が分かる。またはキャパシタに流れる電流とキャパシタの両端電圧の位相差θの周波数特性を見ることにより、該キャパシタを使用可能な最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）が分かる。
【０５４７】
なお、電力伝送に使用される周波数は、最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）以下であるなら、任意の周波数でよい。しかし、任意の周波数でキャパシタの特性規定はできない。よって、静電容量Ｃａ（Ｆ）が決まったキャパシタにて、最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）を求める。最高周波数ｆｂ（Ｈｚ）の最も低い値を基準とし、ｆｂ／２（Ｈｚ）以下の周波数において、上述したキャパシタの特性を計測し、前述した規定を満足しているかを確認すればよい。あるいは、２００ｋＨｚ、５００ｋＨｚなどの、最高周波数ｆｂ以下の同一周波数を計測用周波数とし、異なるキャパシタの性能比較をしてもよい。このようにして、キャパシタ以外の構成要素、電力伝送周波数が変わったときでも、電力伝送性能を確保できる。上記の実測結果より、単体キャパシタとして使用可能なのは、０．４７μＦ程度が上限と考えられる。後述するが、０．４７μＦ以上の静電容量が必用な場合は、０．４７μＦ以下の静電容量を持つキャパシタを並列接続するのが好ましい。
【０５４８】
一般に実効直列抵抗Ｒｃの最小値は、図１０３、図１０４における、インピーダンスの極小値と捉えられている。しかし、図８４、図８６と比較する限りにおいて、図１０３、図１０４との一致は見られない。しかし、これらは、定義と計測法の差異だけである。本発明は、キャパシタの実効直列抵抗や誘電正接ｔａｎδだけでは規定できない電力伝送装置の力率改善用に適したキャパシタを選び、電力伝送性能の良い電力伝送装置を実現するものである。前述したように、キャパシタ両端の正弦波電圧のゼロ点からのシフト比Ｓ、誘電正接の具体的数値、誘電吸収、二重積分型Ａ／Ｄ変換器などによるキャパシタ特性の計測は、電力伝送周波数に関係なく、性能のよいキャパシタを選べる。その後に、図８４、図８５、図８６、図８７、図１０３、図１０４の周波数特性を計測し、キャパシタを使用可能な周波数の目安とするのが好ましい。
【０５４９】
（キャパシタの構成の説明）
図１０５、図１０６は本発明の実施形態である具体的なキャパシタの構成を示す図である。電力伝送装置の回路構成図である、図１の、キャパシタＣ１は、図１０５（Ａ），（Ｂ）、図１０６（Ａ），（Ｂ）に示すように、誘電材料８６と金属箔８５を巻回されて構成されるか、あるいは誘電材料８６と金属箔８５とを交互に積層して構成されており、誘電材料と金属箔からなる単層１ｃｍ２当りの静電容量が１０００ｐＦ以下のものを使用するのが好ましい。なお、図１０５において、金属箔の代わりに、誘電体フィルムに金属を蒸着させて電極を形成した構成のものであってもよい。このような構成のキャパシタは、メタライズドキャパシタと呼ばれ、誘電体フィルムにピンホールが生じても、ピンホールの周囲にある金属蒸着層が蒸発して正規の特性に戻る。この機能は、自己回復作用、または自己回復機能と呼ばれている。
【０５５０】
本発明の実施形態においては、絶縁抵抗が高く、耐電圧の高い誘電体を導箔間に設置したキャパシタが使用され、導箔２枚と誘電材料で構成される１ｃｍ２当りの静電容量が、１０００ｐＦ以下に選ばれている。誘電体を用いたキャパシタでは、静電容量値によりキャパシタの構造により特性が異なってくる。空気は、絶縁破壊が起こる電圧が、１０００Ｖ／ｍｍ程度と低い。そのため、絶縁破壊が起こる電圧が高い誘電体を用いたキャパシタを使用せざるを得ない。例えば、フィルムキャパシタに用いるプラスチックフィルムの絶縁破壊電圧は、１０００Ｖ／μｍ程度と、空気の約１０００倍になっている。
【０５５１】
また、本願発明者が、本発明の実施形態の交流電源とコイルを使い、種々のキャパシタを使って実験を行ったところ、誘電体がプラスチックフィルムであって、かつ図１０５や図１０６の構成のキャパシタは、電力伝送性能がよかった。しかし、数百〜千Ｖ以上の動作可能電圧を持つ、例えばチタン酸バリウムを誘電体とするキャパシタＣ１ｚなどは、プラスチックフィルムを誘電体とするキャパシタよりも電力伝送性能がよい場合もあった。前記Ｃ１ｚは直径数ｃｍ以上の円板状で、誘電材料が厚く、形状が大きくはなるが、静電容量値と円板面積から逆算すると、単層１ｃｍ２当りの静電容量は２００ｐＦ程度以下となっており、前記の規定、単層１ｃｍ２当りの静電容量１０００ｐＦ以下という条件を満足していた。したがって、電力伝送装置に使用するキャパシタとしては、単位面積当りの静電容量を規定することが重要となる。後述するが、単位面積あたりの静電容量を規定するのは、極板間隔、誘電体の比誘電率の一方が決まれば、他方を決定する条件になる。
【０５５２】
本願発明者が、実際に図１０５（Ｂ）の箔状導体とフィルムを巻回した構成で、表１の中で最も電力伝送性能がよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃと誘電体が同一の、静電容量が０．４７μＦのキャパシタを分解し、表面積と公称容量から逆算したところ、単層面積１ｃｍ２当りの静電容量が、約１０００ｐＦ以下であった。以下に実測結果を示す。
【０５５３】
０．４７μＦの、キャパシタＣ１ｃと同じ構成のポリプロピレンキャパシタを分解し、極板寸法を測ったら、約２ｃｍ×２５０ｃｍ、であった。
【０５５４】
極板面積Ｓｃは、Ｓｃ＝２ｃｍ×２５０ｃｍ＝５００ｃｍ２、になる。
【０５５５】
静電容量は、０．４７μＦ＝４７００００ｐＦなので、１ｃｍ２当りの静電容量は、
４７００００ｐＦ／５００ｃｍ２＝９４０ｐＦ／ｃｍ２になる。
【０５５６】
静電容量Ｃは、Ｃ＝εｏ・εｓ・Ｓ／ｄ、表される。ここで、εｏは真空中の誘電率で、εｏ＝８．８５×１０−１２（Ｆ／ｍ）の物理定数である。εｓは比誘電率（無単位）、Ｓは極板の面積（ｍ２）、ｄは極板間の距離（ｍ）を表す。上式を変形し、
ｄ＝εｏ・εｓ・Ｓ／Ｃ、として、上記の定数、実測値を代入すると、
ｄ＝８．８５×１０−１２（Ｆ／ｍ）・εｓ・１０−４ｍ２／（９４０×１０−１２Ｆ）
ｄ＝（８．８５／９４０）・εｓ・１０−４ｍ＝εｓ・９．４１×１０−７ｍ、
寸法測定誤差等を勘案し、９．４１×１０−７ｍを、１×１０−６ｍとすると、
ｄ＝εｓ・１×１０−６ｍ＝εｓ・μｍ、となる、資料によると、キャパシタＣ１ｃと同じ誘電体フィルムの比誘電率εｓは、１．５〜４となっており、極板間の距離ｄは、最低でも１．５μｍは必要となる。本願発明者が実験した限りにおいて、最も電力伝送性能のよいポリプロピレンキャパシタＣ１ｃは、同一の静電容量においては、体積が大きい部類に入る。すなわち、キャパシタの電力伝送性能は、体積に比例してよくなる傾向を持つ。よって、極板面積Ｓを小さくできる比誘電率は、上限を４とするのが好ましい。
【０５５７】
なお、マイクロメーターで実測した前記誘電体フィルムの厚さは、約３μｍであった。したがって、前記の誘導式、ｄ＝εｓ・μｍ、より、前記誘電体フィルムの比誘電率εｓは約３と推定され、資料の数値と一致している。
【０５５８】
（キャパシタの誘電体の説明）
キャパシタの誘電体は、ポリイミド、ポリエチレンテレフタレート、ポリカーボネート、ポリスルフォン、ポリフェニレンスルフィド、ポリエチレンナフタレートの各ポリマー、一般式が、ＣＲ２ＣＱ２、で表されるオレフィン系のモノマーであって、ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑは、Ｈを含む官能基からなるモノマーの付加重合体であるポリマー、あるいは上記に記載の各ポリマーのうち、少なくとも２つの混合物から構成されている。
【０５５９】
ここで、Ｒ、Ｑは、Ｈ（水素）を含む官能基、例えば、Ｃｌ（塩素）、のような単原子、ＣＨ３（メチル基）、のような官能基、Ｃ６Ｈ５（フェニル基）、のような官能基などを指す。例えば、ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑ全てがＨの場合、モノマーはエチレン、ポリマーはポリエチレンとなる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑ全てがＦの場合、モノマーはテトラフルオロエチレン、ポリマーはポリテトラフルオロエチレン（テフロン（登録商標））となる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲの１つがフェニル基、他のＲとＱ全てがＨの場合、モノマーはスチレン、ポリマーはポリスチレンとなる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ全てがＨ、Ｑ全てがＦの場合、モノマーはフッ化ビニリデン、ポリマーはポリフッ化ビニリデンとなる。ＣＲ２ＣＱ２、中のＲ、Ｑの内１つがＣＨ３、残りのＱとＲが全てＨの場合、モノマーはプロピレン、ポリマーはポリプロピレンとなる。このような誘電材料を選び、キャパシタを適切に構成することにより、前述した電力伝送装置の力率改善に適切な特性を持つキャパシタが得られる。例えば、誘電吸収特性および誘電吸収特性の対称性がよいキャパシタが得られる。
【０５６０】
なお、上記の表記は、ＩＵＰＡＣ（国際純正・応用化学連合）により定められている正式な化合物命名法ではない。上記の表記は、一般に使用されている化合物名である。
【０５６１】
本願発明者が実験した限りにおいて、静電容量が０．０１μＦ、上述した電力伝送回路条件で、伝送電力が４Ｗ程度では、ポリプロピレン（ＰＰ）、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）、ポリスチレン（ＰＳ）、ポリカーボネート（ＰＣ）のフィルムを誘電体とするキャパシタの順に、電力伝送性能がよかった。ただし、ポリプロピレン（ＰＰ）を誘電体とする構成が異なるキャパシタは、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）のフィルムを誘電体とするキャパシタよりも、電力伝送性能が劣るものもある。次に、ポリエチレンナフタレート（ＰＥＮ）、ポリエチレン（ＰＥ）を誘電体とするキャパシタが、電力伝送性能がよかった。ポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）を誘電体とするキャパシタは、前述したポリエチレン（ＰＥ）を誘電体とするキャパシタよりは性能が劣る。
【０５６２】
ただし、前述したように、ポリスチレンキャパシタは、構成によっては、発熱が起こり、本発明に使用できない場合もある。このようなポリスチレンキャパシタは、実効直列抵抗Ｒｃ、誘電正接ｔａｎδの特性は、最高性能に近かった。しかし、前述した、ゼロ点からのシフト値Ｓ、Ｖｐ（Ｖ）／Ｖｎ（Ｖ）、の値が、ポリエチレンキャパシタよりも大きかった。したがって、上記のキャパシタの誘電体による電力伝送性能はあくまで実験結果であり、上述した特性規定に従い、キャパシタを選ぶことが重要になる。
【０５６３】
なお、前述したように、強誘電体を誘電体とする、例えばセラミックキャパシタなどは、誘電正接、静電容量の安定性、静電容量の温度特性、誘電吸収など、本発明における電力伝送装置の電力伝送性能を左右するキャパシタとしての性能がいずれも悪く、電力伝送装置の力率改善用キャパシタには適していない。ただし、前述したように、静電容量が増加すると、比誘電率が小さい誘電体を用いたキャパシタと大差ない電力伝送性能が得られる。全く同一の誘電体を使い、全く同一の構造のキャパシタであっても、静電容量によって、電力伝送性能が異なってくる。また、前記キャパシタの静電容量により、使用可能な周波数の上限が存在するのは前述したとおりである。周波数にもよるが、目安としては、０．１μＦ程度以上の静電容量になると、フィルムキャパシタとセラミックキャパシタとの電力伝送性能に、著しい差異が見られなくなるようである。
【０５６４】
なお、表２を参照すると、２００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｃの値は、ポリスチレンキャパシタＣ１ａで０．０１Ω、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃで０．０３Ωとなっている。すなわち、実効直列抵抗Ｒｃの値で比較する限りにおいては、ポリスチレンキャパシタＣ１ａの方が性能がよい。同じく、誘電正接ｔａｎδ、Ｑ、の値で比較する限りにおいては、ポリスチレンキャパシタＣ１ａの方が性能がよい。しかし、前述したＶｐ／Ｖｎの値、誘電吸収Ｋ、誘電吸収Ｋｐ、Ｋｐの対称性Ｋｒ、実際の電力伝送性能などは、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの方がよい。したがって、単に誘電正接ｔａｎδやＱのみでは、電力伝送装置の力率改善用キャパシタの性能判断はできない。前述した、所定周波数において、キャパシタの誘電正接ｔａｎδが所定数値以下であるのは、必要条件に過ぎない。図８１〜図８３、図９１〜図９３、図１００〜図１０３等のＹ軸に示すキャパシタ特性の数値が大きい（グラフの上側に位置する）キャパシタを選ぶ必要がある。
【０５６５】
図１に示す回路構成の電力伝送装置では、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃのように電力伝送性能がよいキャパシタを使用しても、送電制御回路１１、送電コイル１、受電コイル２、両コイルの相対位置、負荷抵抗値などの構成要素を適切に選ばないと、図８１等に示すような、電力伝送性能は得られない。実際に、図８１では、キャパシタ以外の構成要素を全く同一にしてあるが、キャパシタにより電力伝送性能は異なっている。したがって、キャパシタ以外の構成要素が変わったときに、電力伝送性能を維持するには、本発明の力率改善用キャパシタを電力伝送装置に装備する必要がある。キャパシタ以外の構成要素、特にコイルと二次側の負荷抵抗値は、電力伝送性能に大きな影響を与える。しかし、本発明の実施形態においては、静電容量が決まれば、電力伝送性能のよいキャパシタを上述の規定に基づき、一義的に選ぶことができる。特に、正弦波のゼロ点からのシフト値Ｓ、誘電吸収Ｋ、誘電吸収の対称性Ｋｒにより選ばれたキャパシタは、キャパシタ以外の構成要素が変化しても、常に他のキャパシタよりも優れた電力伝送性能を維持できる。このようなキャパシタを装備することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
【０５６６】
なお、前述した図１０２、図１０３に示す計測により、キャパシタを使用可能な上限が規定できる。そして、図８１〜図８３、図９１〜図９３、図９６、図９９〜図１０２などのＹ軸に示す特性がよい（グラフの上側に位置する）キャパシタを選ぶ。同一の誘電体を用いたキャパシタであっても、電力伝送性能が異なることは上述した通りである。当然、キャパシタの誘電体、構成により、電力伝送性能は異なる。しかし、実装上、常に最高性能のキャパシタが使えるとは限らない。表面実装構造のキャパシタは、実装時の耐熱性が要求される。誘電体が誘電体の融点（正確にはガラス転移点であり、軟化点と表記される場合もあるが、融点と表記しておく）を越える温度下にさらされると、変形が起こり、静電容量が変動してしまう。
【０５６７】
このような用途には、若干電力伝送性能は劣るが、融点の高いポリフェニレンスルフィドキャパシタを選ぶ。あるいは、キャパシタの物理的な寸法が大きいために実装が困難な場合がある。このような場合は、物理的な寸法が大きいポリスチレンキャパシタやポリカーボネートキャパシタの代わりに、物理的な寸法が小さいポリエチレンナフタレートキャパシタを選ぶ。後述するが、交流電流が流れることによりキャパシタが発熱する。このような場合、キャパシタを並列接続してキャパシタの通過可能電流を確保する。並列接続したキャパシタは、単体キャパシタよりも特性がよくなるので、前述したキャパシタの特性は並列接続した合成キャパシタにて計測する。これは、キャパシタを並列接続することにより、少なくとも実効直列抵抗Ｒｃを低下させることができるからである。
【０５６８】
また、セラミックキャパシタは、耐熱性がよく、静電容量が０．１μＦ以上になると、フィルムキャパシタとそれほど差異のない電力伝送性能を持つ。したがって、静電容量が０．１μＦ以上のセラミックキャパシタを直列、並列、直並列に接続することにより、耐熱性と寸法小型化の双方を満足できる。さらに、動作可能電圧、通過可能電流を増加させることができる。ただし、セラミックキャパシタも、上述してきたような規定を満足する必要がある。ただし、前述した規定を満足していれば、静電容量が０．１μＦ以下であってもよい。一般的には、リード形状のセラミックキャパシタよりも、チップ形状（表面実装用）のセラミックキャパシタの方が、前述してきた特性がよい。チップ型形状のキャパシタの方が性能はよいのは、フィルムキャパシタにおいても見られる。
【０５６９】
上記に述べたようなキャパシタの使用法を採用することにより、各種仕様に応じた、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。そして、キャパシタに流れる電流に応じ、キャパシタを選ぶ。前述してきた電力伝送性能の良いキャパシタは、一般に高価である。前述した方法でキャパシタを選ぶことにより、電力伝送措置が必要とする性能に応じ、安価なキャパシタを用いることもできる。上記に述べてきた本発明の実施例は、単に誘電正接や誘電体を記載している特許文献４では、規定すらできないものである。
【０５７０】
（回路構成の実施例）
図１０７は、本発明の電力伝送装置の他の実施形態を示す図であり、送電コイル１には、直流電源１３とスイッチング素子Ｑ３が直列接続されており、スイッチング素子Ｑ３は、制御回路２０１の制御により、図１０８（Ａ）のような駆動波形ＶＧにて送電コイル１に単方向のパルス電流を流すと、送電コイル１の両端には図１０８（Ｂ）に示す電圧波形ＶＬ（Ｖ）が現れる。
【０５７１】
図１０７において、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を接続し、無負荷時の回路電流を減少させるとともに、送電コイル１の電圧、電流波形を正弦波に近づけるのが好ましい。駆動波形ＶＧにて、スイッチング素子Ｑ３を駆動する。駆動波形の周期（周波数）は一定で、スイッチング素子Ｑ３をＯＮにする時間のみを変化可能としている。このような構成とすることにより、送電コイル１に流れる電流が飽和するのを防止し、送電コイル１による電力損失を防いでいる。
【０５７２】
また、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を装備することにより、送電コイル１の電圧波形、電流波形を正弦波に近づけ、送電コイル１による電力損失を防止できる。送電コイル１に並列に装備するキャパシタＣ３は、前述したような実施形態に規定の特性を持つものに限定されないが、前述したような特性を持つものを使うとより好ましい。あるいは、図１０７に示すスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦとなったときに、図１０８（Ｂ）に示す電圧波形ＶＬに示されている逆起電力による負のスパイク電圧を防止するためにも、送電コイル１に並列にキャパシタＣ３を接続するのが好ましい。
【０５７３】
なお、図１０７に示す実施形態では、必ず受電コイル２にキャパシタＣ２を装備しなければならない。ただし、受電コイル２にキャパシタＣ２を装備していれば、送電コイル１の送電制御回路１１（駆動回路）は、図１０７に示すものに限られない。図７０に示す実施形態のもの、正弦波出力など、種々のものが適用できる。図７０に示す実施形態の交流電源３０ｂを使用する場合、デューティが５０％に固定されておらず、デューティが可変可能なものを使うのが好ましい。また、正弦波で送電コイル１を駆動すると、受電コイル２が送電コイル１と誘導結合していないときに、送電コイル１は全く実効電力を消費しない。これは、送電コイル１に供給される電力が全て無効電力になるからである。よって、電力を伝送していない場合であって、送電コイル１単体に交流電力が供給されていても、送電コイル１は全く発熱しない利点がある。
【０５７４】
図１０９は、本発明のその他の実施形態を示す図であり、回路構成は図１と同一で、受電コイル２と負荷ＲＬとの間に直列にキャパシタＣ２が装備されている。図１０９のような回路構成とすると、負荷抵抗値ＲＬの変動による送電側のインピーダンス変動を、図１の回路構成に比べて小さくすることができる。図１０９のＣ１、Ｃ２は、いずれも本発明の実施形態におけるキャパシタが使用される。ただし、図１０９のＣ２は、主として受電機器など実装スペースが小さいところに装備される。また、図１０９の回路構成では、前述したように所定の電力を伝送可能な周波数範囲が広いので、通過可能電流を満足していれば、キャパシタＣ２は、必ずしも上記実施形態に記載したキャパシタを使用しなくともよい。
【０５７５】
（キャパシタを装備する箇所による２端子等価回路の説明）
図１１０は、送電コイル１にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
【０５７６】
図１１１は、受電コイル２にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
【０５７７】
図１１２は、送電コイル１と受電コイル２の双方にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
【０５７８】
（送電側にキャパシタを装備した場合の説明）
送電コイル１にキャパシタＣ１を直列接続した等価回路は、図１１０（Ａ）に示され、簡略化した２端子の等価回路は、図１１０（Ｂ）に示すようにキャパシタＣ１と、残留インダクタンスＬｅと、抵抗Ｒｘの直列回路でされる。送電コイル１のインダクタンスはＬ１、受電コイル２のインダクタンスはＬ２で示される。これは図１１６と同じである。
【０５７９】
図１１０（Ｂ）に示すように、電流経路Ｉ１による直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数にてＩ１は極大値となり、理論上の力率は１となる。残留インダクタンスＬｅの値は、負荷抵抗ＲＬの値、両コイル間の結合係数、コイルの構成（空芯または有芯）によって決まる。送電コイル１または受電コイル２に磁性材が装備されている場合、Ｌｅ＞Ｌ１、あるいはＬｅ＝Ｌ１、となる場合があり、実用上の問題が発生する。すなわち、送電コイル１単体の共振周波数ｆｈ（Ｈｚ）が、送電コイル１の駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）と等しくなってしまい、電力伝送を行なっていないときに、送電コイル１に過大電流が流れてしまう。この問題と、残留インダクタンスＬｅの値とＬ１の値の関係については後述する。
【０５８０】
（受電側にキャパシタを装備した場合の説明）
受電コイル２にキャパシタＣ２を直列接続した等価回路は、図１１１（Ａ）に示され、簡略化した２端子の等価回路は、図１１１（Ｂ）に示すように残留インダクタンスＬｅと、インダクタンスＬ２およびキャパシタＣ２の並列回路と、抵抗Ｒｘの直列回路でされる。図１１１においては、電流経路Ｉ１による直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数ｆｒ１（Ｈｚ）にてＩ１は極大値となり、理論上の力率は１となる。電流経路Ｉ２による直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数ｆｒ２（Ｈｚ）においては、Ｌ２とＣ２とで決まる並列共振点となり、Ｉ１はゼロとなる。送電コイル１と受電コイル２間の結合係数をｋ（ｋ＞０）とすると、Ｌｅ＝Ｌ２（１−ｋ２）であることが知られており、
ｆｒ１＝１／√（Ｌ２（１−ｋ２）Ｃ２）
ｆｒ２＝１／√（Ｌ２・Ｃ２）
であるので、図１１１（Ｂ）においては、ｆｒ１＞ｆｒ２、となる。したがって、図１１１（Ｂ）の回路構成では、図１１０（Ｂ）の回路構成のように、Ｌｅ＞Ｌ１、となることによる問題は発生しない。上記は、図１１１（Ｂ）において、Ｌｅ＞Ｌ１、となることによる問題は発生しないのを示すだけであるので、Ｌｅ＝Ｌ２（１−ｋ２）、となることを導くのは省略しておく。また、仮に問題があったとしても、送電コイル１が正弦波で駆動されている場合は、送電コイル１単体では、前述したように送電コイル１は電力を消費しない。
【０５８１】
（送電側、受電側の双方にキャパシタを装備した場合の説明）
送電コイル１にキャパシタＣ１を直列接続し、受電コイル２にキャパシタＣ１を直列接続した等価回路は、図１１２（Ａ）に示される。簡易化した２端子の等価回路は、図１１２（Ｂ）に示すように、キャパシタＣ１と、残留インダクタンスＬｅと、インダクタンスＬ２およびキャパシタＣ２の並列回路と、抵抗Ｒｘの直列回路でされる。受電側単体の電流経路Ｉ１では、直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数ｆｒ１（Ｈｚ）にてＩ１は極大値となり、理論上の力率は１となる。並列回路の電流経路Ｉ２では、直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数ｆｒ２（Ｈｚ）においては、Ｌ２とＣ２とで決まる並列共振点となり、Ｉ１はゼロとなる。さらに、送電側から見た正規の直列回路の電流経路Ｉ３では、直列回路のリアクタンスがゼロとなる周波数ｆｒ３（Ｈｚ）にてＩ３は極大値となり、理論上の力率は１となる。Ｃ１とＣ２を直列接続したキャパシタの静電容量をＣ１２（Ｆ）、とすると、図１１２（Ｂ）において、
ｆｒ１＝１／√（（Ｌｅ＋Ｌ２）Ｃ２）
ｆｒ３＝１／√（Ｌｅ・Ｃ１２）
Ｌｅ＋Ｌ２＞Ｌｅ、Ｃ２＞Ｃ１２、であるので、ｆｒ３＞ｆｒ１、である。さらに、
ｆｒ２＝１／√（Ｌ２・Ｃ２）
の並列共振点ｆｒ２は、直列共振点ｆｒ１（Ｈｚ）とｆｒ３（Ｈｚ）の間にあることが知られている。よって、ｆｒ１＜ｆｒ２＜ｆｒ３、の関係となる。
【０５８２】
ここで、Ｌｅ・Ｃ１２≠Ｌ２・Ｃ２、すなわち、ｆｒ２≠ｆｒ３、とならないようにするには、送電側単体の共振周波数ｆｈ（Ｈｚ）と受電側単体の共振周波数ｆｋ（Ｈｚ）を等しく設定しておけばよい。この場合、必ず、ｆｒ３＞ｆｒ２、となる。
【０５８３】
上記を示してみる。図１１２（Ｂ）の等価回路で、並列共振周波数ｆｒ２（Ｈｚ）は、
ｆｒ２＝１／２π√（Ｌ２・Ｃ２）
であり、送電コイル１側から見た直列共振周波数ｆｒ３（Ｈｚ）は、
ｆｒ３＝１／２π√（Ｌｅ・Ｃ１２）となる。
【０５８４】
送電側単体の直列共振周波数ｆｈは、受電側単体の直列共振周波数ｆｋに等しいから、
送電側の直列共振条件である、ω２＝１／（Ｌ１・Ｃ１）、
受電側の並列共振条件である、ω２＝１／（Ｌ２・Ｃ２）、の二式より、
１／（Ｌ１・Ｃ１）＝１／（Ｌ２・Ｃ２）、が成立する。前式を変形すると、
Ｃ１＝Ｃ２（Ｌ２／Ｌ１）となる。
【０５８５】
Ｃ１＝Ｃ２（Ｌ２／Ｌ１）、を、Ｃ１・Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）に代入してみると、
Ｃ２２（Ｌ２／Ｌ１）／（Ｃ２（Ｌ２／Ｌ１）＋Ｃ２）＝Ｃ２・Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）、となる。Ｌｂを、Ｌｂ＝Ｌ１・Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）、とすると、送電コイル１側から見た直列共振周波数ｆｒ３（Ｈｚ）は、
ｆｒ３＝１／２π√（Ｃ２・Ｌｂ）、となる。
【０５８６】
Ｌ２−Ｌ１・Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）＝Ｌ２２／（Ｌ１＋Ｌ２）＞０、となり、
Ｌ２＞Ｌ１・Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）となる。よって、Ｌｂ＜Ｌ２、であるので、
ｆｒ３＝１／２π√（Ｌｂ・Ｃ２）、において、Ｌｂ・Ｃ２＜Ｌ２・Ｃ２、となり、
ｆｒ２＝１／２π√（Ｌ２・Ｃ２）、であるので、ｆｒ３＞ｆｒ２、となる。すなわち、送電コイル１側から見た直列共振周波数ｆｒ３（Ｈｚ）は、送電コイル１側から見た並列共振周波数ｆｒ２（Ｈｚ）より必ず高くなる。従来例は、図６６から図６８の特性も示さず、単に送電側単体の共振周波数ｆｈ（Ｈｚ）と受電側単体の共振周波数ｆｋ（Ｈｚ）の大小関係を規定している。しかし、上記に計算式で示したように、ｆｈ＝ｆｋ、に設定し、送電コイルの駆動周波数ｆｄ（Ｈｚ）を、ｆｄ＞ｆｈ、と設定すればよい。
【０５８７】
（キャパシタ複数接続の実施例）
なお、前述したが、図１１６に示す直列回路では、キャパシタの両端に電源電圧Ｖｔ以上の電圧が発生する昇圧効果が起こる。図１１６の等価回路と同じ、図１、図１０７、図１０９、の回路構成において、本発明の実施形態に述べたキャパシタの動作可能電圧が低い場合、キャパシタの動作可能電圧を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを直列に接続してもよい。また、本発明の実施形態に述べたキャパシタの通過可能電流が低い場合、キャパシタの通過可能電流を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを並列に接続してもよい。あるいは、キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流の双方を確保するため、同種または異種の複数のキャパシタを直並列に接続してもよい。なお、前述したが、キャパシタを並列に接続するのは、キャパシタの通過可能電流を確保して、キャパシタの発熱を、５℃〜１０℃以下に抑えるためである。
【０５８８】
好ましくは、キャパシタを直並列に接続する場合、直列接続するキャパシタの数と、並列に接続するキャパシタの数を同一にする。図１１３は、キャパシタを直並列に接続する場合の接続図である。図１１３（Ａ）、図１１３（Ｂ）、図１１３（Ｃ）は、直列接続するキャパシタの数を３、並列に接続するキャパシタの数を２とした場合の接続例である。
【０５８９】
そして、直列、並列に接続するキャパシタＣｄの値を±２０％以内にするのは、各キャパシタＣｄに印加される電圧、各キャパシタＣｄに流れる電流をできる限り均一に近づけるためである。１％以下の精度を持つキャパシタも存在するが、これらは高価である。一般のキャパシタに表記されている静電容量は、５〜１０％程度の偏差を持つため、キャパシタＣｄの公称値は、約±２０％以内に選べばよい。例えば、０．０１μＦを基準とすると、上限は０．０１２μＦ、下限は、０．００８２μＦとなる。同一の公称値を持つキャパシタをＣｄ全てに使用すれば、より好ましい。なお、同一の種類、公称値のキャパシタを直並列に接続する場合、図１１３（Ｄ）のような接続をすると、キャパシタＣｄ１に過大電圧が印加されるので、このような接続法を使用しないよう、キャパシタを直並列に接続する場合、直列接続するキャパシタの数と、並列に接続するキャパシタの数を同一とする規定を設けてある。
【０５９０】
さらに精密な調整が必要な場合は、図１１３（Ｅ）に示すようにキャパシタＣｃを用いて行なう。キャパシタの静電容量を微調整するために、単体キャパシタＣｄ、合成キャパシタＣｐ、または合成キャパシタＣｐを構成するＣｄに並列に接続するキャパシタＣｃは、この発明の実施形態の特性規定を必ずしも満足する必要はないが、満足しているのが好ましい。ただし、並列に接続するキャパシタＣｃも、交流電源の出力周波数が、前記ＬｐとＣとで決まる、リアクタンスがゼロとなる点に設定されているときの、並列に接続するキャパシタＣｃに印加される交流電圧Ｖｃ（Ｖ）より高い動作可能電圧性能をＣｃが有しており、かつ、並列に接続するキャパシタＣｃに流れる交流電流Ｉａ（Ａ）より高い通過可能電流性能を並列に接続するキャパシタＣｃが有していることを条件としている。なお、合成キャパシタＣｐは、図１１３の各図に示す左右端双方の端子から成るものを指す。
【０５９１】
コイルとキャパシタの直列回路のリアクタンスがゼロとなる点では、共振作用により、キャパシタに、Ｉａ（Ａ）なる電流が流れ、Ｖｒ（Ｖ）＝Ｖｓ（Ｖ）×Ｑｒ、なる電圧が印加されるので、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃは十分に低いものを選び、熱条件を満足する周波数を電力伝送に選ぶことが重要である。
【０５９２】
なお、キャパシタの両端電圧Ｖｃ（Ｖ）は、図１の回路において、最大電力を伝送しているときに実測すればよい。実測後、両端電圧Ｖｃ（Ｖ）がキャパシタの動作可能電圧を越えているときには、前述したように、キャパシタを直列に接続する。同じく、キャパシタに流れる電流は、図１の回路において、最大電力を伝送しているときに実測する。キャパシタが通過可能な交流電流は、リップル電流として規定されている場合もある。しかし、規定が無い場合には、前述したように、キャパシタの温度上昇を計測する。温度上昇が１０℃を越えているときは、キャパシタを並列接続する。キャパシタの動作可能電圧、通過可能電流の双方を越えているときには、キャパシタを直並列に接続する。キャパシタを直列、並列、直並列に接続する場合、合成キャパシタの静電容量が所定値となるよう、合成キャパシタを構成するＣｄの値を選ぶ。そして、上述した特性規定は、前記合成キャパシタにて計測する。
【０５９３】
また、上記に説明した各キャパシタの実効抵抗やインダクタンスの測定には、ヒューレットパッカード社のＬＣＲメータ、４２７５Ａを使用した。なお、計測は、１、２、４、１０の各点でしか計測できないので、中間点は、グラフにより補間している。交流波形計測には、ケンウッドのオシロスコープ、ＣＳ−５３７０を使用した。交流波の図には、ピーク値をカーソルで計測後にグラフに数値として記入してある。ＣＳ−５３７０は、電力伝送性能の計測にも使用している。例えば、受電コイル２に接続された無誘導負荷抵抗の両端電圧を計測し、無誘導負荷抵抗に伝達されている実効電力を求めている。
【０５９４】
以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０５９５】
この発明の電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置は、送電部から受電部に、電線や機械的接点を用いずに電力を伝送するのに利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０５９６】
【図１】この発明の一実施形態に係る電力伝送装置のブロック図である。
【図２】図１に示した電力伝送装置の送電コイル１または受電コイル２として使用されるコイルを示す図である。
【図３】図２に示したコイルの外形形状の変形例を示す図である。
【図４】変成器の入力インピーダンスを求める等価回路である。
【図５】この発明の一実施形態における電力伝送装置のコイルにおけるコイル単体の等価回路を示す図である。
【図６】従来例で説明した図１１４のように構成された電力伝送装置の変成器部分の等価回路を表す図である。
【図７】２次側コイルを短絡したときの変成器の等価回路を表す図である。
【図８】２次側コイルに負荷抵抗ＲＬが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
【図９】線径１ｍｍの単導線を、外径７０ｍｍで２５ターン密接巻きしたコイル１Ａの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、および負荷抵抗値ＲＬ＝１０Ωとしたときの実効電力伝送効率ηと周波数の関係を示す図である。
【図１０】線径０．６ｍｍの単導線を、外径７０ｍｍで４０ターン密接巻きしたコイル１Ｂの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図１１】線径０．３ｍｍの単導線を、直径７０ｍｍで７０ターン密接巻きしたコイル１Ｃの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、コイル１Ｃ単体の位相角と周波数の関係を示す図である。
【図１２】線径０．３ｍｍの単導線を、直径３０ｍｍで３１ターン密接巻きしたコイル１Ｄの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓと周波数の関係を示す図である。
【図１３】線径１ｍｍの単導線を、外径７０ｍｍで空隙を設けて１４ターン巻いたコイル１Ｅの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒと周波数の関係を示す図である。
【図１４】銅線径０．０５ｍｍのホルマル単導線を７５本束ねたリッツ線を、外径７０ｍｍで３０ターン密接巻きしたコイル１Ｆの、Ｒｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図１５】銅線径０．０５ｍｍのホルマル単導線を７５本束ねたリッツ線を、外径５０ｍｍで２０ターン密接巻きしたコイル１ＧのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、ｋｒ、ｋｉと周波数の関係を表す図である。
【図１６】０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．８ｍｍ、１ｍｍのホルマル単導線を平板状に２５回巻いたコイルの周波数と、各コイルの実効抵抗Ｒｗの関係を示す図である。
【図１７】図９に示したコイル１Ａに、コイル１Ｆを対向させたときのＲｗ、Ｒｎ、Ｒｓ、および負荷抵抗値ＲＬ＝１０Ωとしたときの実効電力伝送効率ηと周波数との関係を表す図である。
【図１８】リッツ線の等価回路図である。
【図１９】図９に示した密接巻のコイル１Ａと、図１３に示した疎巻のコイル１Ｅとのコイル実効直列抵抗Ｒｗが増加する状態を比較して示した図である。
【図２０】線径０．４ｍｍのホルマル線を、０、０．２ｍｍ、０．４ｍｍの空隙幅を設けて２５ターン巻いた各コイルのＲｗと周波数との関係を示す図である。
【図２１】コイル１Ａを送電コイル１、受電コイル２に使用し、負荷抵抗値ＲＬを変化させたときの、各抵抗値と力率の周波数特性を示す実測図である。
【図２２】コイル１Ａを送電コイル１、コイル１Ｆを受電コイル２に使用し、負荷抵抗値ＲＬを変化させたときの、各抵抗値と力率の周波数特性を示す実測図である。
【図２３】要輻射を防止するコイル１ｆの構造を示す図である。
【図２４】コイルと磁性材板との間に、絶縁板を設けたコイル１ｇを示す図である。
【図２５】コイルの一方面側に磁性材板と磁性材板の２層の磁性材板を設けたコイル１ｈを示す図である。
【図２６】図２５に示すコイル１ｈを構成する２枚の磁性材板の間に、厚みがＩの絶縁板を設けたコイル１ｊを示す図である。
【図２７】コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイル１ｋの構造を示す図である。
【図２８】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｍの構成を示す図である。
【図２９】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｎの構成を示す図である。
【図３０】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｐの構成を示す図である。
【図３１】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｑの構成を示す図である。
【図３２】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｒの構成を示す図である。
【図３３】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｓの構成を示す図である。
【図３４】金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル１ｔの構成を示す図である。
【図３５】対向する双方のコイルを構成する要素の立体図である。
【図３６】２つのコイルの外径が異なる場合にそれぞれの中心が一致して対向している状態を示す図である。
【図３７】２つのコイルの外径が異なる場合にそれぞれの中心がずれて対向している状態を示す図である。
【図３８】送電コイル、受電コイル共に楕円形である場合の、送電コイルと受電コイルの相対位置関係を示す図である。
【図３９】コイル対向面が円形以外の場合に、対向する送電コイル１と受電コイル２の一例を示す図である。
【図４０】図２３〜図２６に示す各コイルの実効直列抵抗Ｒｗと周波数の関係を示す図である。
【図４１】図２３〜図２６に示す各コイルのＱと周波数の関係を示す図である。
【図４２】コイル１Ｇ単体の実効直列抵抗Ｒｗと、コイル１Ｇ単体のインダクタンスＬｗを示す特性図である。
【図４３】コイル１Ｇに１０ｍｍの絶縁物を介して、各種の金属板を対向させたコイル１Ｇａの特性である。
【図４４】コイル１Ｇに１枚の磁性材板を設けたコイル１Ｇｂに各種の金属板を近接させたときの、実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である
【図４５】コイル１Ｇに２枚の磁性材板を設けたコイル１Ｇｃに各種の金属板を近接させたときの、実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である。
【図４６】各コイルの構成とＱの関係を示す特性図である。
【図４７】図１２に示したコイル１Ｄを、図２７に示すコイル１ｋと同等の構成において、実効直列抵抗ＲｗとインダクタンスＬｗを計測した特性図である。
【図４８】図１３に示したコイル１Ｅを、図２７に示すコイル１ｋと同等の構成において、実効直列抵抗ＲｗとインダクタンスＬｗを計測した特性図である。
【図４９】コアを装備している同一のコイル２個間で誘導結合が可能なコイルの構成の一例を示す図である。
【図５０】図４９の構成を持つコイル１Ｈのコイル単体のＲｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
【図５１】コイル１Ｈ、２個のコイル１Ｈａ，１Ｈｂの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数の関係を示す図である。
【図５２】コイル１Ｇが空芯状態のときに計測した、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと、ＬｗとＬｓより近似的求められる結合係数ｋｉと周波数の関係を示す図である。
【図５３】トロイダルコアに１次コイルと２次コイルとを巻回した分離不能な変成器の構成を示す図である。
【図５４】コイル１Ｇｂにおいて、コイル１Ｇｂを２個使用したときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎ、ｋｉ、ｋｉ２と周波数の関係を示す図である。
【図５５】コイル１Ｈに、各種の金属板を近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である。
【図５６】コイル１Ｇに磁性材板を備えたコイル１Ｇｄにおいて、コイル１Ｇｄを２個使用したときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
【図５７】コイル１Ｈのコイル単体の実効直列抵抗Ｒｗ（Ω）と、コイル１Ｈ２個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Ｒｓ（Ω）、他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をＲｎ（Ω）、としたときの、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
【図５８】コイル１Ｈ単体のインダクタンスＬｗ（μＨ）と、コイル１Ｈ２個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスＬｓ（μＨ）、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをＬｎ（μＨ）、としたときの、Ｌｗ、Ｌｓ、Ｌｎと周波数の関係を示す図である。
【図５９】コイル１Ｈに、各種の金属板を近接させたときの、１００ｋＨｚにおける実効直列抵抗Ｒｗと、インダクタンスＬｗを示す特性図である。
【図６０】コイル１Ｇｂを２個使い、対向距離Ｚを３ｍｍとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
【図６１】コイル１Ｇｂに、さらに、０．５ｍｍ厚のアルミニウム金属板を装備したコイル１Ｇｄを２個使い、対向距離をゼロとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
【図６２】コイル１Ｇｄを２個使い、対向距離を３ｍｍとした場合の、Ｒｗ、Ｒｓ、Ｒｎと周波数の関係を示す図である。
【図６３】図２７に示すコイル１ｋから図３４に示すコイル１ｔにおいて、コイル内周部から取り出す線として、コイルに装備された金属板を使用する図である。
【図６４】図２３から図３４に示す各構成のコイルに使用される導線に、リッツ線を用い、リッツ線の一端は全ての素線を接続し、リッツ線の他端から、リッツ線を構成する素線の内、少なくとも一本を共通線として取り出した場合の等価回路図である。
【図６５】密結合状態に構成された通常の変圧器（変成器）における２次側巻線の負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係、本発明の実施形態における電力伝送装置の受電コイルの負荷電流と２次側巻線の両端電圧の関係を示す特性図である。
【図６６】送電コイル１および受電コイル２が誘導結合しており、両コイルが変成器を構成している場合の等価回路図である。
【図６７】図６６に示す等価回路において、送電コイル１および受電コイル２に空芯コイルを使った場合の、１次側（送電側）のインダクタンスの変化を示す図である。
【図６８】図６６に示す等価回路において、送電コイル１または受電コイル２の少なくとも一方に磁性材を装備したコイルを使った場合の、送電コイル１のインダクタンスの変化の他の例を示す図である。
【図６９】図６６に示す等価回路において、送電コイル１または受電コイル２の少なくとも一方に磁性材を装備したコイルを使った場合の、送電コイル１のインダクタンスの変化の他の例を示す図である。
【図７０】図１の送電制御回路に含まれる直流−交流変換回路の回路図である。
【図７１】図１の送電部を構成する回路図である。
【図７２】図７１の回路中に存在する抵抗成分を含めた等価回路図である。
【図７３】インピーダンスを計測する原理を示す回路図である。
【図７４】キャパシタの静電容量の時間変化を示すグラフである。
【図７５】キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと昇圧比Ｈの関係を示すグラフである。
【図７６】図７１の回路に、抵抗Ｒ３を直列に装備した回路図である。
【図７７】ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃを図７１の回路に装備したときの、ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの電圧波形である。
【図７８】セラミックキャパシタＣ１ｒを図７１の回路に装備したときの、セラミックキャパシタＣ１ｒの電圧波形である。
【図７９】図７６の回路における、キャパシタ両端の電圧波形である。
【図８０】キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと、キャパシタ両端の正弦波電圧波形のゼロ点からのシフト比Ｓとの関係を示すグラフである。
【図８１】キャパシタ両端の正弦波電圧波形のゼロ点からのシフト比Ｓと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図８２】キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図８３】キャパシタの誘電正接ｔａｎδと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図８４】セラミックキャパシタＣ１ｒの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。
【図８５】セラミックキャパシタＣ１ｒの実効直列抵抗Ｒｃの周波数特性を示すグラフである。
【図８６】ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。
【図８７】ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃの誘電正接ｔａｎδの周波数特性を示すグラフである。
【図８８】キャパシタをＶＯＵＴＨ側に接続した場合の、キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。
【図８９】キャパシタを送電コイル１の両端に各１個接続した場合の、各キャパシタ両端電圧をオシロスコープで計測する場合の接続図である。
【図９０】キャパシタの誘電吸収特性を計測する回路図である。
【図９１】キャパシタの誘電吸収Ｋｐと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図９２】キャパシタの誘電吸収Ｋｎと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図９３】キャパシタの誘電吸収Ｋｐ、Ｋｎの比であるＫｒと、電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図９４】キャパシタに流れる電流により、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによる発熱を計測する回路の一例である。
【図９５】キャパシタに流れる電流によって、キャパシタの実効直列抵抗Ｒｃによるキャパシタの発熱を計測する回路のその他の例である。
【図９６】キャパシタの温度上昇と電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図９７】キャパシタの性能を計測するその他の実施形態を表すブロック図である。
【図９８】図９７における積分回路の出力の電圧波形を示す図である。
【図９９】Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｚと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図１００】Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｐと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図１０１】Ａ／Ｄ変換器の表示Ｄｎと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図１０２】Ａ／Ｄ変換器の表示ＤｐとＤｎの差Ｄｄと電力伝送性能の関係を示すグラフである。
【図１０３】ポリプロピレンキャパシタＣ１ｃのインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。
【図１０４】セラミックキャパシタＣ１ｒのインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。
【図１０５】本発明の実施形態におけるキャパシタの構成を示す一例である。
【図１０６】本発明の実施形態におけるキャパシタの構成を示す他の例である。
【図１０７】本発明の電力伝送装置の他の実施形態を示す回路図である。
【図１０８】図１０７における、コイルの両端波形を示す図である。
【図１０９】本発明の電力伝送装置のその他の実施形態を示すブロック図である。
【図１１０】送電コイル１にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
【図１１１】受電コイル２にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
【図１１２】送電コイル１と受電コイル２の双方にキャパシタを直列に装備した場合の等価回路および簡略化した２端子の等価回路図である。
【図１１３】複数のキャパシタを接続する回路図である。
【図１１４】電力伝送装置の構成を示す従来例である。
【図１１５】送電コイルまたは受電コイルの平面図および断面図である。
【図１１６】図１１４において、送電部から送電コイル１を見たときの簡略化した等価回路である。
【図１１７】図１１４に示した１次側コイルと２次側コイルとが分離可能な電力伝送装置の等価回路である。
【図１１８】キャパシタの等価回路図である。
【符号の説明】
【０５９７】
１  送電コイル、１ａ  コイル、２  受電コイル、１２  直流電源、１３，７２  交流電源、３０ｃ，  制御回路、３０  送電部、３０ａ，２０１  送電制御回路、４０ａ  受電制御回路、４１  交流定電流源、４２  交流電圧計、６１  オペアンプ、６２  直流電圧計、６３，６４，６５  スイッチ、７０  変成器、７３  トロイダルコア、７１  １次コイル、７２  ２次コイル、７５  Ａ／Ｄ変換器、７６  表示器、７７  スイッチ、７８  オペアンプ、８０，８０ａ，８０ｂ  オシロスコープ、８１，８２，８３，８４，キャパシタ、８５  箔状金属、８６  箔状誘電材料、１００  電力伝送装置、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３  スイッチング素子、Ｃ，Ｃ１〜Ｃ３，Ｃｃ，Ｃｄ、Ｃｐ  キャパシタ、Ｃ１ｃ  ポリプロピレンキャパシタ、Ｃ１ｈ，Ｃ１ｒ  セラミックキャパシタ、Ｌｅ  残留インダクタンス、Ｌｓ  基準インダクタンス、Ｒｃ，Ｒｉ  実効直列抵抗、Ｒ１〜Ｒ４，Ｒｈ  抵抗、Ｚｓ  交流電源の内部インピーダンス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４７】
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【図４９】
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【図５０】
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【図１１８】
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