(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を備える主インバータ回路と、
前記主インバータ回路の直流電流を検出する電流検出部と、
前記主インバータ回路の直流電圧を検出する電圧検出手段と、
前記直流電流と前記直流電圧に基づいて電圧指令ベクトルを求める電圧指令ベクトル演算部と、
前記電圧指令ベクトルに基づいて少なくとも１種類の実ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとに対してＰＷＭデューティを配分するデューティ配分部と、
前記デューティ配分部により配分されたＰＷＭデューティに基づいて１キャリア周期内で３種類の実ベクトルと少なくもと１種類のゼロベクトルとにＰＷＭデューティを再分配する第１の再分配部と、
前記第１の再分配部により再分配されたＰＷＭデューティを、複数キャリア周期を１変更周期とし１変更周期内でキャリア周期ごとにＰＷＭデューティが変更されるよう再分配する第２の再分配部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
３相変調または２相変調によりＰＷＭ変調を行うＰＷＭ変調部と、
前記デューティ配分部、前記第１の再分配部および前記第２の再分配部により構成されるＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ変調部と、を切り替える切り替え部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電流検出部を、抵抗またはカレントトランスであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記直流電流に基づいて相電流を判別する相電流判別部、を備えることを特徴とする請求項１、２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記相電流に基づいて励磁電流及びトルク電流を求める励磁電流及びトルク電流算出部、を備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記複数キャリア周期ごとに周期的にＰＷＭデューティが変更することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第２の再分配部による再分配後の前記複数キャリア周期内のＰＷＭデューティ平均値と、前記第２の再分配部による再分配前の前記複数キャリア周期内のＰＷＭデューティ平均値とが、略等しいことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電流検出部は、前記複数キャリア周期内で、ＰＷＭデューティが最も高いキャリア周期において前記直流電流の検出を行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電流検出部は、少なくとも複数キャリア周期ごとに電流検出を行うことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
キャリア周期を２以上に分割し、分割した単位でＰＷＭデューティを組み替えるデューティ組み替え部、を具備することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記デューティ組み替え部は、キャリア周期を前半と後半に２分割し、必要に応じて後半のデューティを１変更周期内の他のキャリア周期の後半のデューティと入れ替える、ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記デューティ組み替え部は、キャリア周期を前半と後半に２分割し、必要に応じて１キャリア周期内の前半のデューティと後半のデューティとを入れ替える、ことを特徴とする請求項１０または１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記直流電流の検出後、前記複数キャリア周期以内に前記デューティ配分部、前記第１の再分配部および前記第２の再分配部によるＰＷＭデューティ生成処理を行うことを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記複数キャリア周期以内に前記デューティ配分部、前記第１の再分配部および前記第２の再分配部によるＰＷＭデューティ生成処理後、前記複数キャリア周期以内に実際にＰＷＭ信号として出力するデューティを更新することを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか１つに記載の電力変換装置、を備えることを特徴とする冷凍空調装置。
【請求項１６】
スイッチング素子を備える主インバータ回路と、前記主インバータ回路の直流電流を検出する電流検出部と、前記主インバータ回路の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流電流と前記直流電圧に基づいて電圧指令ベクトルを求める電圧指令ベクトル演算部と、を備える電力変換装置の制御方法であって、
前記電圧指令ベクトルに基づいて少なくとも１種類の実ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとに対してＰＷＭデューティを配分するデューティ配分ステップと、
前記デューティ配分ステップで配分されたＰＷＭデューティに基づいて１キャリア周期内で３種類の実ベクトルと少なくもと１種類のゼロベクトルとにＰＷＭデューティを再分配する第１の再分配ステップと、
前記第１の再分配ステップで再分配されたＰＷＭデューティを、複数キャリア周期を１変更周期とし１変更周期内でキャリア周期ごとにＰＷＭデューティが変更されるよう再分配する第２の再分配ステップと、
を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、冷凍空調装置および電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、冷凍空調装置の電動機駆動等に用いるインバータのスイッチング方式としては、主に以下の２方式が主に用いられてきた。１つめの方式は、６０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチして得られる大きさを持たない２種類のゼロベクトルの合計４種類の基本電圧ベクトルを用いてＰＷＭを発生するスイッチング方式（以下、３相変調方式と称す）である。２つめの方式は、６０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、大きさを持たない２種類のゼロベクトルのうち一方のみを使ったスイッチング方式（以下、２相変調方式と称す）である。
【０００３】
上記のような３相変調方式又は２相変調方式では、変調率（以下、母線電圧に対する出力電圧の割合を変調率と称す）が低い場合、大きさを持った６０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルの発生時間比率が両ベクトル共に少なくなり、スイッチングモードの保持時間幅が狭くなる。また、変調率がある程度高い場合であっても、位相角が一方の基本電圧ベクトルに近い場合、位相角が遠いもう一方の基本電圧ベクトルの発生時間比率が少なくなり、スイッチングモードの保持時間幅が狭くなる。上記２ケースにおいては、スイッチングモードの保持時間幅が短い基本電圧ベクトル発生区間で、十分な直流電流検出時間が確保できず、直流母線電流の検出を正しく行えないため、制御性が著しく悪化するという問題があった。
【０００４】
近年、上記のようなケースにおいてスイッチングモードの保持時間幅を確保するため、３相変調方式・２相変調方式とは異なったスイッチングパターンによりＰＷＭ信号を発生する方式・装置が提案されてきている。例えば、下記特許文献１では、１２０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチして得られる大きさを持たないゼロベクトルと、の合計３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生することを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生回路、あるいは各々６０度ずつ位相差のある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生することを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生回路が開示されている。
【０００５】
また、下記特許文献２では、６０度位相差のある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生することを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生方法又は装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平７−２９８６３１号公報
【特許文献２】特許４６７５９０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記従来の技術によれば、基本電圧ベクトルを３種使用することで、スイッチングモードの保持時間をのばすことが可能となる。しかしながら、様々なモータやシステムに広く対応するためには保持時間の確保が十分でなく、直流母線電流による相電流検出において電流検出性能劣化を防ぐためには更なる保持時間の延長が必要である、という問題があった。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直流母線電流による相電流検出法における電流検出性能劣化を防ぎ、様々なモータやシステムに広く対応可能な電力変換装置、冷凍空調装置および電力変換装置の制御方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子を備える主インバータ回路と、前記主インバータ回路の直流電流を検出する電流検出部と、前記主インバータ回路の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流電流と前記直流電圧に基づいて電圧指令ベクトルを求める電圧指令ベクトル演算部と、前記電圧指令ベクトルに基づいて少なくとも１種類の実ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとに対してＰＷＭデューティを配分するデューティ配分部と、前記デューティ配分部により配分されたＰＷＭデューティに基づいて１キャリア周期内で３種類の実ベクトルと少なくもと１種類のゼロベクトルとにＰＷＭデューティを再分配する第１の再分配部と、前記第１の再分配部により再分配されたＰＷＭデューティを、複数キャリア周期を１変更周期とし１変更周期内でキャリア周期ごとにＰＷＭデューティが変更されるよう再分配する第２の再分配部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、直流母線電流による相電流検出法における電流検出性能劣化を防ぎ、様々なモータやシステムに広く対応することができる、という効果を奏する。また、比較的簡易な方法により実現するため、コストアップを抑えて電流検出性能劣化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施の形態１の電力変換装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１のインバータ制御部の機能構成例を示す図である。
【図３】図３は、電圧ベクトルごとの各相上側スイッチング素子のオンオフ状態と観測可能な相電流の関係を示す図である。
【図４】図４は、各電圧ベクトルをベクトル図で示した一例を示す図である。
【図５】図５は、各ベクトルのデューティ作成例（１キャリア周期内）を示す図である。
【図６】図６は、複数キャリア周期内でのデューティ再配分の過程の各電圧ベクトルのデューティの一例を示す図である。
【図７】図７は、２キャリア周期ごとに周期的にデューティを変更し、且つ１キャリア周期目のデューティ設定が他方と比較して大きい場合のＰＷＭ信号の一例を示す図である。
【図８】図８は、Ｕ相の上下スイッチング素子の波形の一例を示す図である。
【図９】図９は、実施の形態２のインバータ制御部の機能構成例を示す図である。
【図１０】図１０は、図７に対応する上側スイッチング素子のオンデューティ設定例を示す図である。
【図１１】図１１は、デューティ組み替え後のＰＷＭデューティ、電流検出タイミング、ＰＷＭ信号生成実施タイミングの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、デューティ組み替え後のＰＷＭデューティ、電流検出タイミング、ＰＷＭ信号生成実施タイミングの別の一例を示す図である。
【図１３】図１３は、図１１の例に対応するＰＷＭ信号波形・電流検出区間・演算処理区間の一例を示す図である。
【図１４】図１４は、図１２の例に対応するＰＷＭ信号波形・電流検出区間・演算処理区間の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、本発明にかかる電力変換装置、冷凍空調装置および電力変換装置の制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の電力変換装置は、直流電圧を検出する電圧検出部１１と、直流電流を検出する電流検出部１２と、駆動信号出力部１３と、直流電流及び直流電圧を用いて演算を行いＰＷＭ信号を発生するインバータ制御部１４と、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦを行い電動機１（例えば永久磁石を有する３相ブラシレスモータなど）を駆動するインバータ主回路２と、で構成される。本実施の電力変換装置は、例えば冷凍空調装置等に用いられるが、本実施の電力変換装置の用途はこれに限定されない。
【００１４】
インバータ主回路２は、直流電源３と、スイッチング素子４ａ〜４ｆと、ダイオード５ａ〜５ｆと、直流電流検出素子（電流検出部）６と、で構成される。直流電流検出素子６は、直流母線電流を検出するための検出素子（例えば抵抗、カレントトランス等）であり、直流母線経路に挿入される。
【００１５】
電流検出部１２は、直流電流検出素子６の両端電圧あるいは出力電圧を必要に応じて増幅器・バッファ等を介して検出して、検出した電圧値をインバータ制御部１４に渡す。インバータ制御部１４は、電流検出部１２が検出した電圧値を電流換算して直流電流を得る。
【００１６】
電圧検出部１１は、直流電源３の直流電圧（高圧）をインバータ制御部１４で処理可能な範囲に値をレベルシフトするための分圧抵抗及びノイズ除去用フィルタ等で構成される。インバータ制御部１４は、電圧検出部１１によりレベルシフトされた電圧に、電圧検出部１１の構成により定まる所定ゲインを乗じて換算することで直流電圧を得る。
【００１７】
インバータ制御部１４としては、通常マイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサ等を用いられる。図２は、インバータ制御部１４の機能構成例を示す図である。なお、図２の構成は一例であり、同様の機能を実現できる構成であればよく、図２の構成例に限定されない。
【００１８】
図２に示すように、インバータ制御部１４は、ＰＷＭ信号生成部３０１と、ＰＷＭ信号発生部２０１と、を備える。ＰＷＭ信号生成部３０１は、電流検出部１２で得られた電流値Ｉｄｃに基づいて相電流を判別する相電流判別部３０２と、相電流から励磁電流とトルク電流を算出する励磁電流及びトルク電流算出部３０３と、励磁電流とトルク電流に基づいて速度制御や電流制御等の各種ベクトル制御を行い電圧指令ベクトルを演算する電圧指令ベクトル演算部３０４と、電圧指令ベクトルよりＰＷＭデューティ（デューティ）を配分するデューティ配分部３０５と、得られたデューティを１キャリア周期内で再分配する１キャリア周期内デューティ再分配部（第１の再分配部）３０６と、複数キャリアごとにデューティを変更する複数キャリア周期内デューティ再分配部（第２の再分配部）３０７と、で構成される。
【００１９】
駆動信号出力部１３は、スイッチング素子４ａ〜４ｆの駆動に必要な電力（電圧、電流）を確保し、各スイッチを駆動するための周知回路（ゲート駆動回路）で構成され、インバータ制御部１４から出力される各スイッチング素子に対応するＰＷＭ信号を駆動信号として各スイッチング素子へ入力する。
【００２０】
次に、ＰＷＭ信号生成部３０１の動作について詳細に説明する。一般に、３相インバータのスイッチング素子のスイッチングパターンは８種類（２3＝８）である。本文では、スイッチングパターンの出力状態（以下、電圧ベクトルと称す）を次のように定義する。
【００２１】
ベクトル長を有する電圧ベクトル（以下、実ベクトルと称す）については、直流母線の各相上側スイッチング素子のオンオフ状態（１をオンとし、０をオフとする）に対応して以下のように定める。（Ｗ相上側スイッチング素子状態（オンオフ状態）、Ｖ相上側スイッチング素子状態、Ｕ相上側スイッチング素子状態）＝（０，０，１）の場合をＶ１、（０，１，０）の場合をＶ２、（０，１，１）の場合をＶ３、（１，０，０）の場合をＶ４、（１，０，１）の場合をＶ５、（１，１，０）の場合をＶ６とする。またベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下、ゼロベクトルと称す）については、直流母線の（Ｗ相上側スイッチング素子状態、Ｖ相上側スイッチング素子状態、Ｕ相上側スイッチング素子状態）＝（０，０，０）の場合をＶ０、（１，１，１）の場合をＶ７とする。
【００２２】
ここで、実ベクトル発生中においては、電動機１の巻線に流れる電流は直流電流として観測できる。すなわち、直流電流検出素子６及び電流検出部１２を経て、インバータ制御部１４により、直流電流Ｉｄｃとして検出できる。またゼロベクトル発生時は、直流電流Ｉｄｃの観測は不可である。
【００２３】
図３は、電圧ベクトルごとの各相上側スイッチング素子のオンオフ状態（１をオンとし、０をオフとする）と観測可能な相電流の関係を示す図である。
【００２４】
また図４は、各電圧ベクトルをベクトル図で示した一例を示す図である。上述した８種電圧ベクトルを適当に組み合わせることで、所望の電圧・周波数に対応した磁束が得られ、電動機１を円滑に回転できる。
【００２５】
図４は、Ｖ１方向（Ｕ相方向）を基準としたインバータ回転角θと電圧指令ベクトルＶ*の関係を示しており、θとＶ*により各電圧ベクトルの発生割合が定まる。ここで、各基本電圧ベクトルは６０度の位相差を持つ。ここでは、実ベクトルとＶ*の間の位相角を空間ベクトル回転角θ*と称する（０度≦θ＊＜６０度）。各電圧ベクトルの発生時間はＶ*とθ*によって決まり、実ベクトル発生中に図３の対応に従い、相電流判別部３０２が直流電流Ｉｄｃに基づいて相電流Ｉｕ〜Ｉｗを求める（通常は２相分の電流を検出し、残り１相は３相平衡の原理にて算出する）。
【００２６】
相電流Ｉｕ〜Ｉｗは、さらに励磁電流及びトルク電流算出部３０３により、励磁電流（γ軸電流Ｉγ）及びトルク電流（δ軸電流Ｉδ）に変換される。具体的には、相電流Ｉｕ〜Ｉｗを以下の式（１）に示すような３相２相変換行列［Ｃ1］、及び下記式（２）に示すような回転行列［Ｃ2］を用いて変換を行う。ただし、［Ｃ2］のθはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。本実施の形態では一例を示すが、使用するシステムに応じて回転方向や基準位相は適宜変更しても良い。
【００２７】
【数１】
0005300944.tif 000002
【００２８】
【数２】
0005300944.tif 000003
【００２９】
また本実施の形態では、電動機１の位置検出を行わない位置センサレス制御を実施する場合について述べる。本制御実施時の制御座標系は慣例に従いγ−δ座標と称すこととする。
【００３０】
次に、電圧指令ベクトル演算部３０４は、励磁電流とトルク電流に基づいて速度制御を含む各種ベクトル制御を行い電圧指令ベクトルＶ*を演算する。
【００３１】
次に、ＰＷＭ信号生成部３０１は、各相のＰＷＭ信号の発生時間比率（デューティ）を作成する。図５は、各ベクトルのデューティ作成例（１キャリア周期内）を示す図である。
【００３２】
各相のＰＷＭ信号の作成として、はじめに、デューティ配分部３０５は、従来の３相・２相変調と同様の手法で、各相のＰＷＭ信号のデューティ生成（配分）を行う。
【００３３】
例として、Ｖ１方向を初期位相としてインバータ回転角θが位相平面上で６０度付近にある場合（電圧指令ベクトルＶ*がＶ３方向付近にある場合）の各ベクトルのデューティ作成の様子を図５（ａ）に示す。図５（ａ）は、電圧指令ベクトルＶ*がＶ１とＶ３の間にある場合の例である。
【００３４】
従来の３相・２相変調では、電圧指令ベクトルＶ*について、Ｖ１、Ｖ３の２方向にベクトル分解することで各実ベクトルのデューティを作成していた。ここで、図５（ａ）のｄ１、ｄ３はＶ１、Ｖ３の各デューティを示す。この場合、２種の実ベクトル（Ｖ１、Ｖ３）と１〜２種のゼロベクトル（Ｖ０，Ｖ７）を用いてＰＷＭ信号が作成される（通常、２相変調実施時は、Ｖ０またはＶ７の１種のゼロベクトルが用いられる）。
【００３５】
また図示しないが、インバータ回転角θが６０度の整数倍（０度も含む）となる場合１種実ベクトルと１〜２種ゼロベクトル（Ｖ０，Ｖ７）でＰＷＭ信号が作成される。
【００３６】
図５（ａ）のケースでは、ｄ１が短いので、Ｖ１発生時の電流検出が困難である。そのため、本実施の形態では、このような場合、１キャリア周期内デューティ再分配部３０６が、下記のような方法（１キャリア内で３つの実ベクトルを使用する方法）でデューティを再配分（再分配）して３つの実ベクトルを作成する。
【００３７】
ゼロベクトルは、もともと長さを持たないベクトルであるが、等ベクトル長（等デューティ）を有する３つの１２０度位相差のある基本電圧ベクトルの和と仮想的に置き換えても良い（以下、この３つのベクトルを説明上、仮想電圧ベクトルと称す）。
【００３８】
そこで、ベクトル長が短く電流検出困難となる実ベクトルのデューティを補正するため、３つの仮想電圧ベクトルをそれぞれ１２０度位相差のある基本電圧ベクトルの方向に加算する。仮想電圧ベクトルは、必要に応じてベクトル種別、ベクトルの大きさを所定値に設定すれば良い。
【００３９】
図５（ｂ）は仮想電圧ベクトルの一例を示し、図５（ｃ）は図５（ａ）で示した電圧指令ベクトルＶ*に仮想電圧ベクトルを加算した結果の一例を示す。図５の例では、Ｖ１のベクトル長を補正するため、Ｖ１を含む３方向（互いに１２０度の位相差を有する方向）に、等しいデューティの仮想電圧ベクトルを加算する。仮想電圧ベクトル加算後に、得られたＶ２、Ｖ２、Ｖ３方向のデューティをそれぞれｄ1’、ｄ2’、ｄ3’とすると、ｄ1’、ｄ2’、ｄ3’は以下の式（３）で表すことができる（３つの仮想電圧ベクトルのデューティをｖｄとする）。
【００４０】
ｄ1’＝ｄ1＋ｖｄ
ｄ2’＝ｄ2
ｄ3’＝ｄ3−ｖｄ                                          …（３）
【００４１】
以上の手法により電流検出が容易となるが、様々なモータやシステム環境に対応するため、更なる極低速運転を可能とする手法が求められていた。そこで、本実施の形態では、さらに、以下に述べるようにデューティの再分配区間を１キャリアから複数キャリアに拡張する。
【００４２】
上述のような１キャリア周期内デューティ再分配部３０６による再配分の実施後でも、十分なベクトル長が得られない場合には、複数キャリア周期内デューティ再分配部３０７が更なるＰＷＭ補正を行う。具体的には、キャリアｎ周期毎（ｎ≧２）に周期的にデューティを変更する。
【００４３】
図６は、複数キャリア周期内でのデューティ再分配の過程の各電圧ベクトルのデューティの一例を示す図である。まず、複数キャリア周期内デューティ再分配部３０７は、はじめにＶ１、Ｖ２、Ｖ３のｎキャリア分の各デューティｄ1’’、ｄ2’’、ｄ3’’を以下の式（４）に示す通り設定する。
【００４４】
ｄ1’’＝ｎ・ｄ1’
ｄ2’’＝ｎ・ｄ2’
ｄ3’’＝ｎ・ｄ3’                                          …（４）
【００４５】
その後、各キャリア周期におけるデューティを以下式（５）のように設定する。ここでは、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に対応する１キャリア周期目の各ベクトルデューティをそれぞれｄ1＿１、ｄ2＿１、ｄ3＿１とする。ただし、０≦ｋ≦１とする。
【００４６】
ｄ1＿１＝ｋ・ｄ1’’
ｄ2＿１＝ｋ・ｄ2’’
ｄ3＿１＝ｋ・ｄ3’’                                        …（５）
【００４７】
また、ｎキャリア内でのｍキャリア周期目（ｎ≧ｍ≧２）の各ベクトルデューティをｄ１＿ｍ、ｄ２＿ｍ、ｄ３＿ｍとし、ｄ１＿ｍ、ｄ２＿ｍ、ｄ３＿ｍを以下の式（６）の通り設定する。
【００４８】
ｄ1＿ｍ＝（１−ｋ）・（１／（ｎ−１））・ｄ1’’
ｄ2＿ｍ＝（１−ｋ）・（１／（ｎ−１））・ｄ2’’
ｄ3＿ｍ＝（１−ｋ）・（１／（ｎ−１））・ｄ3’’                …（６）
【００４９】
図６（ａ）はｄ1’’、ｄ2’’、ｄ3’’の一例を示し、図６（ｂ）はｄ1＿１、ｄ2＿１、ｄ3＿１の一例を示し、図６（ｃ）はｄ1＿２、ｄ2＿２、ｄ3＿２の一例を示している。
【００５０】
このように、本実施の形態では、複数キャリア周期内デューティ再分配部３０７が、複数キャリア周期（ｎキャリア周期）を１周期として、１周期内でキャリア周期ごとにデューティを変更する。これにより、１周期内で他のキャリア周期に比べデューティを長くしたキャリア周期を設けることができる。このように、デューティを長くした（拡大した）キャリア周期で電流検出を行うことにより電流検出の精度を向上させることができる。上記式（５）、（６）の例では、ｋ＞０．５とすれば、１キャリア周期目のデューティを長くすることができる。なお、１キャリア周期目に限らず２キャリア周期目等、他のキャリア周期のデューティを長くする場合も同様の方法で実現できる。
【００５１】
なお、ここでは、上記式（５）、（６）により複数キャリア周期内の各デューティを再分配するようにしたが、再分配の方法はこれに限定されず、１周期内で他のキャリア周期に比べデューティを長くしたキャリア周期を設けることができるような再分配方法であればどのような方法を用いてもよい。
【００５２】
図７は、２キャリア周期ごとに周期的にデューティを変更し、且つ１キャリア周期目のデューティ設定が他方と比較して大きい場合（ｎ＝２、０．５＜ｋ≦１）のＰＷＭ信号の一例を示す図である。図７では、各相上側スイッチング素子のＰＷＭ信号波形例（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）、電流検出（電流検出区間）、演算処理（演算処理区間）の一例を示している。電流検出、演算処理の段では、ハッチングした部分が電流検出区間、演算処理区間をそれぞれ示している。
【００５３】
キャリア周期Ｔｓは通常既知であるので、ｎキャリアごとに周期的にデューティを変更するよう設定した後、各キャリア周期における各相のデューティをＴｓに乗じることで、各相上側スイッチング素子の１キャリア周期中の通電時間Ｔｕｐ、Ｔｖｐ、Ｔｗｐが定まる。
【００５４】
図８は、Ｕ相の上下スイッチング素子の波形の一例を示す図である。図８に示す通り、Ｔｕｐに対して、アーム短絡防止用のデッドタイム時間Ｔｄを考慮し（Ｔｕｐの両側をＴｄ分延ばし）、下側スイッチング素子の１キャリア周期中の通電時間Ｔｕｎを定めることができる。同様に、Ｔｖｐ、Ｔｗｐに基づいてＴｖｎ、Ｔｗｎを定めることができる。
【００５５】
その後、ＰＷＭ信号発生部２０１は、Ｔｕｐ、Ｔｖｐ、Ｔｗｐ、Ｔｕｎ、Ｔｖｎ、Ｔｗｎに基づいて、スイッチング素子４ａ〜４ｆに対し、各々のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを生成し、駆動信号出力部１３経由でスイッチング素子４ａ〜４ｆに入力する。これにより、電動機１が駆動可能となる。
【００５６】
図７には、ＰＷＭ信号波形と合わせて電流検出区間を併記している。図７に示すように、電流検出は１キャリア周期おき（２キャリア周期毎）に実施すれば良い。また、図７の例では、Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０で電圧ベクトルパターンを切り替える場合の例を示しているが、上述の式（５）、（６）におけるｋをＫ（Ｋ＞０．５）と設定しているので、周期的にデューティを変更しない場合に比べて、１キャリア周期目の上側各相デューティを拡大することができる。よって、１キャリア周期目において電流検出が容易となるため、１キャリア周期内の電流検出が容易になるタイミングで電流検出を行えばよい。
【００５７】
なお、図７の例では、Ｋ＞０．５としたが、システムや制御の都合を考慮し、Ｋ＜０．５としても良い。その場合は、逆に２キャリア周期目の上側各相デューティを拡大することができるので、２キャリア周期目にて電流検出を行えばよい。
【００５８】
また、ベクトル演算は１キャリア周期おきに行う。ただし、各キャリア周期におけるデューティは１回のベクトル演算においてｎキャリア周期分計算しておき、キャリア周期ごとにデューティを更新すれば良い。
【００５９】
しかしながら、システムにおいては、ソフト変更の煩雑さを防止する目的等により電流検出をキャリア周期ごとに行いたい場合もある。この場合、電流検出をキャリア周期ごとに実施し、２キャリア周期目（デューティが拡大されないキャリア周期）で得られた電流値はベクトル演算に使用しないことにより上記同様の制御を実現可能である。
【００６０】
同様な要領で、ｎ≧３とした場合でも、電流検出及びベクトル演算のｎキャリア周期ごとに行えば良い。ｎキャリア周期を１変更周期とし、１変更周期内でデューティが拡大されている部分（例えば、ＰＷＭデューティを最も高く設定するキャリア周期において）で１回以上電流検出を実施し、電流検出後同一変更周期内のいずれかのキャリア周期にてベクトル演算を行えば良い。この場合においても、各キャリア周期におけるデューティはベクトル演算時にｎキャリア周期分計算しておき、キャリア周期ごとにデューティ更新すればよい。
【００６１】
上述の通り、３つの実ベクトルのデューティをｎキャリア周期単位で変更することで低デューティ領域における電流検出性能劣化を更に抑制することが可能となる。その結果、様々なシステムや、多種モータへの対応が比較的簡易な方法で可能となる。また、モータの起動時の運転安定性を向上することができる。なお、ｎキャリア周期を１周期として、１周期ごとに同じデューティ配分を周期的に繰り返すようデューティ再配分を行ってもよいし、各周期で異なるデューティ配分としてもよい。
【００６２】
本実施の形態は、上述のように低デューティ領域における電流検出性能劣化を抑制することにより、モータ等の極低速運転を可能とする。運転状況に応じ、従来のＰＷＭ変調（２相・３相変調）であっても電流検出可能である運転領域においては従来変調を用いても良い。すなわち、従来のＰＷＭ変調を実施する（ＰＷＭ信号を生成する）ＰＷＭ変調部と、本実施の形態のＰＷＭ信号生成部３０１を用いた動作とＰＷＭ変調部を用いた動作とを切り替える切り替え部と、を備え、運転状況に応じて従来変調と本実施の形態の方法とを切り替えるようにすればよい。また、インバータ回転角や出力電圧に対する直流電圧の比率等に応じて必要に応じて従来変調と本実施の形態の方法を組み合わせて必要に応じて実施し、ＰＷＭ信号を発生すれば良い。従来方式と本実施の形態の方法を必要に応じて（例えば、回転速度等の運転状況に応じて）切り替えることで、必要以上のインバータ効率悪化が防止できる。
【００６３】
従来方式と本実施の形態の方法を必要に応じて切り替えることにより、更に、様々なシステムや、多種モータへの対応が比較的簡易な方法で可能となる。また、モータの起動時の運転安定性を向上することができる。
【００６４】
実施の形態２．
図９は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態２のインバータ制御部１４ａの機能構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、インバータ制御部１４をインバータ制御部１４ａに替える以外は、実施の形態１の電力変換装置と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００６５】
実施の形態１では、電圧指令ベクトルＶ*が任意の２つの実ベクトルの間にあるという条件（例えば図４ではＶ*がＶ３とＶ２の間にある条件）で、ＰＷＭ波形の電圧ベクトル出力順序はキャリア周期ごとに変更しない場合について示した。例えば図７の場合、いずれのキャリア周期においても電圧ベクトルの出力順序はＶ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０となる。
【００６６】
図１０は、図７に対応する上側スイッチング素子のオンデューティ設定例を示す図である。図１０中、“Ａ１”は、Ｕ相上側スイッチング素子のキャリア信号１周期目前半デューティ、“Ｂ１”はＵ相上側スイッチング素子のキャリア信号１周期目後半デューティ、“Ａ２”はＵ相上側スイッチング素子の２キャリア信号２周期目（２キャリア周期目）前半デューティ、“Ｂ２”はＵ相上側スイッチング素子のキャリア信号２周期目後半デューティを示す。他相についても、Ｃ１，Ｄ１，Ｃ２，Ｄ２（Ｖ相）およびＥ１，Ｆ１，Ｅ２，Ｆ２（Ｗ層）を用いて同様のルールで示している。
【００６７】
図１０では、上述したようにキャリア１周期目のデューティを拡大しているため、電流検出は１キャリア周期目にて行う。また、電流取得後、２キャリア周期目にてベクトル演算等の処理を実施し、次の半周期または１周期以降に出力する各相ＰＷＭデューティ設定値を更新する。
【００６８】
実使用上においては、使用環境やシステムの諸条件（インバータ制御部１４に用いる処理装置の性能等）、あるいは騒音面での影響等を考慮し、キャリア周期の前後半毎、また複数キャリア間ごとにおいてＰＷＭ波形の出力順序を変更したい場合がある。本実施の形態では、ＰＷＭ波形の前後半ごとに、あるいは複数キャリア間ごとに電圧ベクトルの出力順序を可変とする方法について述べる。
【００６９】
図９に示すように、インバータ制御部１４ａは、ＰＷＭ信号生成部３０１をＰＷＭ信号生成部３０１ａに替える以外は、実施の形態１のインバータ制御部１４と同様である。また、ＰＷＭ信号生成部３０１ａは、実施の形態１のＰＷＭ信号生成部３０１にデューティ組み替え部３０８を追加している。
【００７０】
デューティ組み替え部３０８は、１キャリア周期の前半と後半のデューティの組み替えを行う。例えば、図１０で示したデューティをもとにして、図１１のようにデューティ組み替えを行う。図１１は、デューティ組み替え後のＰＷＭデューティ、電流検出タイミング、ＰＷＭ信号生成実施タイミングの一例を示す図である。図１０で設定したＵ相の上側スイッチング素子に関して１キャリア周期の後半デューティＢ１と、２キャリア周期目後半デューティＢ２の入れ替えを行う。その結果、図１１に示すように、キャリア１周期の後半デューティがＢ２、２キャリア周期目の後半デューティがＢ１となる。残りの相についても同様な方法で組み替えを実施する。また、３及び４周期目についても、１及び２キャリア周期目に組み替えたのと同様な方法で組み替えを行う。すなわち、図１１の例では、１キャリア周期の後半のデューティを他のキャリア周期の後半のデューティと入れ替えている。
【００７１】
この場合、各相ともに例えば２キャリア周期目後半とキャリア３周期目前半のデューティを拡大することになるため、電流検出は本区間で行えば良い。電流検出実施後、３キャリア周期目後半あるいは４周期目前半にてベクトル演算等の処理を実施し、演算後の半キャリア周期または１キャリア周期以降に出力する各相ＰＷＭデューティ設定値を更新する。
【００７２】
図１２は、デューティ組み替え後のＰＷＭデューティ、電流検出タイミング、ＰＷＭ信号生成実施タイミングの別の一例を示す図である。デューティ組み替え部３０８は、上述の例に限らず、さらに図１１の組み替え後に、２キャリア周期目の前後半デューティの組み替えを行うようにしてもよい。例えば、Ｕ相の上側スイッチング素子に関して２キャリア周期の前半デューティＡ２と、２キャリア周期目後半デューティＢ１の入れ替えを行う。その結果、図１２に示すように、２キャリア周期の前半デューティがＢ１、２キャリア周期目後半デューティがＡ２となる。残りの相についても同様な方法で組み替えを実施する。また、３及び４周期目についても、１及び２キャリア周期目に組み替えたのと同様な方法で組み替えを行う。
【００７３】
この場合、各相ともにキャリア周期に依らずキャリア前半のデューティを拡大することになり、電流検出は本区間で行えば良い。例えば１周期目前半と２キャリア周期目前半で電流検出を行う場合には、２キャリア周期目後半あるいは３周期目前半にてベクトル演算等の処理を実施し、演算後の半キャリア周期または１キャリア周期以降に出力する各相ＰＷＭデューティ設定値を更新する。
【００７４】
図１３は、図１１の例に対応するＰＷＭ信号波形・電流検出区間・演算処理区間の一例を示す図である。図１４は、図１２の例に対応するＰＷＭ信号波形・電流検出区間・演算処理区間の一例を示す図である。
【００７５】
このようにキャリア周期内のデューティの組み替えを行うことにより、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、インバータ・モータから発生する音スペクトラムを変化させることが可能である。このため、騒音対策や聴感改善に有効である。
【００７６】
なお、デューティの組み替え方法は、図１１および図１２で示したデューティの組み替え方法に限らず、１キャリア周期を２以上に分割し、分割した単位で任意の順に組み替えを行うことができる。また、ｎ≧３の場合も同様に、１キャリア周期を２以上（例えば前後半）に分割し、分割した単位で任意の順に組み替えを行うことができる。
【００７７】
また、本実施の形態で述べた方法は、極低速運転や音対策に有効な方法であるが、従来変調（２相・３相変調）方式であっても電流検出可能である運転領域等においては従来変調を用いても良い。また、インバータ回転角や出力電圧に対する直流電圧の比率等に応じて必要に応じて従来変調と本実施の形態の方法を組み合わせて必要に応じて実施し、ＰＷＭ信号を発生すれば良い。従来方式と本実施の形態の方法を必要に応じて（例えば、回転速度等の運転状況に応じて）切り替えることで、必要以上のインバータ効率悪化が防止できる。
【００７８】
また、本実施の形態では、比較的簡易な方法にて同一キャリア周期または複数キャリア周期の間でＰＷＭ変更を行うことができるため、演算負荷を大幅に増大することなく、また演算装置をそれほどコストアップせずに、様々なモータやシステムに広く対応して、電流検出性能劣化を防ぎかつ騒音防止対策を実現することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置、冷凍空調装置および電力変換装置の制御方法は、様々なモータやシステムに広く対応する電力変換システムに有用であり、特に、極低速運転を行う電力変換システムに適している。
【符号の説明】
【００８０】
１  電動機
２  インバータ主回路
３  直流電源
４ａ〜４ｆ  スイッチング素子
５ａ〜５ｆ  ダイオード
６  直流電流検出素子
１１  電圧検出部
１２  電流検出部
１３  駆動信号出力部
１４，１４ａ  インバータ制御部
２０１  ＰＷＭ信号発生部
３０１，３０１ａ  ＰＷＭ信号生成部
３０２  相電流判別部
３０３  励磁電流及びトルク電流算出部
３０４  電圧指令ベクトル演算部
３０５  デューティ配分部
３０６  １キャリア周期内デューティ再分配部
３０７  複数キャリア周期内デューティ再分配部
３０８  デューティ組み替え部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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