(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ信号の帯域を拡張する装置であって、
所定の帯域を有するオーディオ信号を入力する手段と、
前記入力したオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する高調波生成手段と、
前記高調波生成手段により生成された高調波信号を、前記入力したオーディオ信号に加算する加算手段とを備え、
前記高調波生成手段は、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、前記入力したオーディオ信号から前記高調波信号を生成し、
前記装置は、雑音信号を生成する雑音信号生成手段をさらに備え、
前記加算手段は、前記生成した高調波信号及び前記生成した雑音信号を、前記入力したオーディオ信号に加算し、
前記雑音信号生成手段は、前記供給されたオーディオ信号に基づき、再量子化時に発生する量子化雑音を生成する
ことを特徴とする帯域拡張装置。
【請求項２】
音声情報が記録された記録媒体からオーディオ信号を再生する信号再生手段と、
前記信号再生手段により再生されたオーディオ信号の帯域を拡張する請求項１記載の帯域拡張装置と、
前記帯域拡張装置から出力された、帯域が拡張されたオーディオ信号を増幅する増幅手段とを備えた
ことを特徴とする音声再生装置。
【請求項３】
オーディオ信号の帯域を拡張する方法であって、
所定の帯域を有するオーディオ信号を入力するステップと、
所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、前記入力したオーディオ信号から高調波信号を生成するステップと、
雑音信号を生成するステップと、
前記高調波信号を生成するステップにて生成された高調波信号、及び、前記雑音信号を生成するステップにて生成した雑音信号を、前記入力したオーディオ信号に加算するステップとを含み、
前記雑音信号を生成するステップでは、前記入力したオーディオ信号に基づき、再量子化時に発生する量子化雑音を生成する
ことを特徴とする帯域拡張方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法に関し、特に、入力されるオーディオ信号をディジタル処理することにより入力されるオーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ信号再生装置に於いて記録媒体からの読み出し信号に基づき高次高調波成分を生成して、それを読出し信号に加えることにより、自然な再生音を得ることができる従来技術のオーディオ信号再生装置が特許文献１に開示されている。図１８にそのオーディオ信号再生装置の構成を示す。図１８に於いて、オーディオ再生信号は、低域通過フィルタ１７１と、絶対値回路１７３と乗算器１７２で構成される高調波生成回路１７４と、高域通過フィルタ１７５と、加算器１７６と、Ｄ／Ａ変換器１７７とを備える。
【０００３】
入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号は、低域通過フィルタ１７１でオーバーサンプリング処理される。そして、絶対値回路１７３と乗算器１７２で構成される高調波生成器１７４は、オーバーサンプリング処理されたオーディオ信号に基づき高調波信号を生成する。高域通過フィルタ１７５、生成された高調波信号の高帯域成分のみを通過させる。加算器１７６は高域通過フィルタ１７５からの出力信号をオーバーサンプリングされたオーディオ信号に加算する。Ｄ／Ａ変換器１７７は、加算されたオーディオ信号をアナログ信号に変換し、これにより帯域拡張したオーディオ信号を生成し、出力端子Ｔ２を介して出力する。
【特許文献１】特開平７−９３９００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
以上説明したように、元のオーディオ信号に基づき高調波を生成し、元のオーディオ信号に付加することにより高音域を拡大している。しかしながら、上述の従来のオーディオ信号再生装置においては、以下に示す問題点を有していた。
（１）高調波生成回路１７４により生成される高調波は、奇数次高調波成分のみである。
（２）生成される高調波成分の各次数のレベルが固定である。
【０００５】
自然界にある楽音は、偶数時と奇数時の高調波を有しており、各高調波のレベルは、楽音ごとに異なる。よって、上記の（１）、（２）の特徴を持つ音声信号は自然界にある楽音信号の高調波構造と異なり、入力されるオーディオ信号によっては聴感上違和感のある音質となる。
【０００６】
本発明は、上記の問題点を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、自然界の楽音の高調波構造に近い高調波を含み、音質上違和感や劣化が無い音声信号の再生を可能とする、オーディオ信号の帯域を拡張するための装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の態様において、オーディオ信号の帯域を拡張する装置が提供される。オーディオ信号の帯域を拡張する装置は、所定の帯域を有するオーディオ信号を入力する手段と、入力したオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する高調波生成手段と、高調波生成手段により生成された高調波信号を、入力したオーディオ信号に加算する加算手段とを備える。高調波生成手段は、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、前記入力したオーディオ信号から前記高調波信号を生成する。装置は、雑音信号を生成する雑音信号生成手段をさらに備える。加算手段は、生成した高調波信号及び生成した雑音信号を、入力したオーディオ信号に加算する。雑音信号生成手段は、供給されたオーディオ信号に基づき、再量子化時に発生する量子化雑音を生成する。
【０００８】
本発明の第２の態様において、音声再生装置が提供される。音声再生装置は、音声情報が記録された記録媒体からオーディオ信号を再生する信号再生手段と、信号再生手段により再生されたオーディオ信号の帯域を拡張する本発明の帯域拡張装置と、帯域拡張装置から出力された、帯域が拡張されたオーディオ信号を増幅する増幅手段とを備える。
【０００９】
本発明の第３の態様において、オーディオ信号の帯域を拡張する方法が提供される。オーディオ信号の帯域を拡張する方法は、所定の帯域を有するオーディオ信号を入力するステップと、所定の増幅器または構成部品の入出力特性をシミュレートして、入力したオーディオ信号から高調波信号を生成するステップと、雑音信号を生成するステップと、高調波信号を生成するステップにて生成された高調波信号、及び、雑音信号を生成するステップにて生成した雑音信号を、入力したオーディオ信号に加算するステップとを含む。雑音信号を生成するステップでは、入力したオーディオ信号に基づき、再量子化時に発生する量子化雑音を生成する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、入力されたディジタルオーディオ信号が有する帯域以上で入力されたオーディオ信号と同様のスペクトル構造を有する高調波成分を発生させ、入力されたオーディオ信号に加算することにより帯域拡張を行う。特に、本発明は、オーディオ増幅器の回路とオーディオ増幅器の入出力特性をシミュレートして高調波を生成する。このため、音質が良いと言われるデバイス及びそのデバイスを用いて構成した増幅器の特性をシミュレートすることで、そのようデバイス及びそのデバイスを用いて構成した増幅器により発生する高調波と等価な高調波を生成することができる。このようにして生成された高調波は偶数次と奇数次を含むため、自然界の楽音の高調波構造に近い。よって、これらの高調波を最終的に出力する音声信号に含めることで、音質の違和感や劣化が無い自然な音質の再生信号が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、添付の図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、添付の図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付している。
【００１２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置１００ａは、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に挿入されるディジタル信号処理回路である。オーディオ信号帯域拡張装置１００ａは、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１と、レベル変化器１５と、加算器２と、高調波生成回路３と、ディジタル帯域通過フィルタ４と、可変増幅器５とを備える。ディジタル帯域通過フィルタ４は、縦続接続されたディジタル高域通過フィルタ６及び１／ｆ特性フィルタ７を含む。
【００１３】
以上の構成を有するオーディオ信号帯域拡張装置１００ａの動作を説明する。
図１において、ディジタルオーディオ信号が入力端子Ｔ１を介してオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１に入力される。このディジタルオーディオ信号は、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）から再生された信号であり、このとき、その再生信号は、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚと、語長＝１６ビットとを有する信号である。
【００１４】
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１は、図２に示すように、オーバーサンプリング回路３１と、ディジタル低域通過フィルタ３２とで構成される。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１は、入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓをｐ倍し、かつ周波数ｆｓ／２から周波数ｐ×ｆｓ／２までの不要な帯域の信号を６０ｄＢ以上減衰させるディジタルフィルタ回路である。なお、ｐは、２以上の正の整数で、通常は２のべき乗である。オーバーサンプリング回路３１は、入力したディジタルオーディオ信号を補間することによりオーバーサンプリング処理を実行する。
【００１５】
例えば、ｐ＝２であるとき、図３に示すように、オーバーサンプリング回路３１は、入力したサンプリング周波数ｆｓのディジタルオーディオ信号のデータＤ１に対して、時間軸上で隣接する２つのデータＤ１の中間位置にサンプリング周期ＴｓでゼロデータＤ２を挿入して補間することによりオーバーサンプリング処理を実行する。このように、オーバーサンプリング回路３１は、サンプリング周波数ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ）を有するディジタルオーディオ信号を、サンプリング周波数２ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ／２）を有するディジタルオーディオ信号に変換し、その後、ディジタル低域通過フィルタ３２に出力する。
【００１６】
ディジタル低域通過フィルタ３２は、（ａ）周波数０〜０．４５ｆｓの通過帯域と、（ｂ）周波数０．４５ｆｓ〜ｆｓの阻止帯域と、（ｃ）周波数ｆｓ以上で６０ｄＢ以上の減衰量とを有し、入力ディジタルオーディオ信号の所定の低域成分を通過させる。ディジタル低域通過フィルタ３２は、上記オーバーサンプリング処理により発生する折り返し雑音を除去するように帯域制限して、実質的に入力ディジタルオーディオ信号の持つ有効な帯域（周波数０〜０．４５ｆｓ）のみを通過させた後、加算器２及び高調波生成回路３に出力する。
【００１７】
図４の（ａ）に、入力端子Ｔ１に入力されるオーディオ信号のスペクトルを、同（ｂ）に、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１の出力信号のスペクトルをそれぞれ示す。
【００１８】
高調波生成回路３は、非線形の入出力特性を有する非線形処理回路であって、入力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行することによりディジタルオーディオ信号を歪ませて高調波成分の信号を発生し、ディジタル帯域通過フィルタ４に出力する。具体的な実現方法は、増幅器を構成するデバイスの小信号パラメータを用いて、増幅器をシミュレートし、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）或いはプロセッサを用いてのソフト処理、或いは、ディジタル回路でのハード処理にてオーディオ増幅器の出力信号を算出して、入力された信号の高調波を生成する。
【００１９】
高調波生成回路３は、例えば図５に示すような真空管増幅器の入出力特性をシミュレートする。すなわち、高調波生成回路３により生成される高調波は、図５に示す真空管増幅器の出力に含まれる高調波と同様の特性を持つ。図５に示す真空管増幅器は三極管を用いた自己バイアス型カソード接地反転増幅器である。真空管増幅器は、増幅素子である三極管２１と、負荷抵抗器２２と、カソード抵抗器２３と、カソードバイパスコンデンサ２４と、カップリングコンデンサ２５と、低域時定数を決定する抵抗器２６とを有する。
【００２０】
図５に示す真空管増幅器の入力に電圧信号ｖｉｎを印加した際の、各デバイスの電流及び電圧は以下のように表される（参考文献：ＳＰＩＣＥ  Ｍｏｄｅｌｓ  ｆｏｒ  Ｖａｃｕｕｍ−Ｔｕｂｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ／Ｗ．ＭＡＲＳＨＡＬＬ  ＬＥＡＣＨ，ＪＲ．，    Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｔｈｅ  Ａｕｄｉｏ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ  Ｓｏｃｉｅｔｙ，  Ｖｏｌ．４３，  Ｎｏ．  ３  １９９５  Ｍａｒｃｈ，  ｐｐ．１１７−１２６）。なお、三極管２１の小信号等価パラメータである増幅率をμ、定数をＫとしている。
ｖout＝−Ｒg・ｉｏ
ｉo＝ｉpp−ｉp
ｉp＝Ｋ（μ・ｖgk＋ｖpk）3/2
ｖgk＝ｖin−ｖk
ｖpk＝ｖp−ｖk
ｖk＝１／Ｃk・∫ｉcｄｔ
ｉp＝ｉr＋ｉc
ｖk＝Ｒk・ｉr
ｖp＝Ｖpp−Ｒp・ｉpp
ｖp＝１／Ｃo・∫ｉoｄｔ＋Ｒg・ｉo
【００２１】
三極管２１にＲＣＡ社の１２ＡＸ７を用いた場合の定数例を示す。
［定数例］
Ｒp＝２２０ｋΩ
Ｒk＝３．５ｋΩ
Ｒg＝２００ｋΩ
Ｃk＝２．１μＦ
Ｃo＝０．００６μＦ
Ｖpp＝３６０Ｖ
［１２ＡＸ７］
Ｋ＝１．７３×１０−６
μ＝８３．５
【００２２】
概念的には、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１の出力は、図５のｖinとして入力され、生成された高調波は、ｖoutとして出力される。
【００２３】
実際には、上述の数式と定数を用いて、ソフトウエア或いはハードウエアにてｖoutを算出することで高調波を生成する。
【００２４】
高調波生成回路３に入力する信号のレベルは、レベル変化器１５により変化させられる。高調波生成回路３に入力する信号レベルを変化させることで、高調波生成回路３から出力される高調波信号のスペクトル構造が変化する。具体的には、高調波生成回路３に入力される信号レベルが大きいほど、高調波レベルが大きくなり、入力される信号レベルが小さいほど、高調波レベルが小さくなる。この理由は、高調波生成回路３が非線形特性をもつオーディオ増幅器をシミュレートするためであり、入力信号のレベルによって出力信号への高調波スペクトル構造が変化するからである。例えば、オーディオ増幅器は電源電圧以上の振幅を持つ信号を出力することができないという非線形特性を有している。また、オーディオ増幅器を構成するデバイスも非線形特性を有し、特に電源電圧付近で非線形性が大きくなる。そのため、入力信号の振幅レベルを大きくすると出力信号に非線形性が強く現れる。このような現象に起因して高調波レベルが変化する。高調波生成回路３に入力する信号レベルを変化させることで、高調波のスペクトル構造が変化し、音質を制御することができる。
【００２５】
帯域通過フィルタ４は、図１に示すように、高域通過フィルタ６と、低域通過フィルタである１／ｆ特性フィルタ７とを縦続接続して構成される。例えば、入力されるディジタルオーディオ信号がＣＤなどからの圧縮されていないディジタル信号であるとき、帯域通過フィルタ４は好ましくは以下の仕様を有する。
（１）低域側のカットオフ周波数ｆＬＣ＝概略ｆｓ／４
（２）低域側の遮断特性は周波数ｆｓ／４で８０ｄＢ以上の減衰量。その減衰量は、原音の量子化数に基づくＳＮ比近辺となる。例えば原音の量子化数が１６ビットであれば、理論的なＳＮ比は９８ｄＢとなるので、減衰量は８０〜１００ｄＢ以上となるのが好ましい。ここで、低域側の遮断特性が緩やかなほど、ソフトな音質となる一方、低域側の遮断特性が急峻なほど、シャープな音質傾向となる。後者の場合、原音の音質傾向を損なうことなく、帯域拡張の効果が出る。従って、ディジタル低域通過フィルタ７の上記低域側の遮断特性を、外部のコントローラからユーザの指示信号に従って例えば上記の２つの特性の間で選択的に変化できるように切り換え可能にするようにしてもよい。
（３）高域側のカットオフ周波数ｆＨＣ＝概略ｆｓ／２
（４）高域側の遮断特性は−６ｄＢ／ｏｃｔ（図６参照）
【００２６】
ここで、１／ｆ特性フィルタ８は、図６に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる１／ｆ特性の低域通過フィルタである。ここで、ｐはオーバーサンプリング率で、例えば２以上概ね８までの整数である。
【００２７】
帯域通過フィルタ４は、高調波生成回路３から入力されるディジタル信号を上述のように帯域通過ろ波する。帯域通過ろ波後のディジタル帯域拡張信号は、可変増幅器５を介して、加算器２に出力される。
【００２８】
加算器２は、可変増幅器５からのディジタル帯域拡張信号を、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からの低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号に加算する。そして、原音のディジタルオーディオ信号においてディジタル帯域拡張信号を含む加算結果のディジタルオーディオ信号が、出力端子Ｔ２を介して出力される。
【００２９】
可変増幅器５はレベル制御回路であって、入力される信号のレベル（振幅値）を、制御信号に基づいた増幅度で変化させ、レベル変化後の信号を加算器２に出力する。なお、増幅度は正負の増幅処理が可能な値をとり得る。即ち、可変増幅器５は入力信号の増幅、減衰及び位相の正逆制御を可能とする。可変増幅器５は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号のレベルと、帯域通過フィルタ４からのディジタル帯域拡張信号のレベルとを相対的に調整するために用いられる。この調整は、好ましくは、加算器２において、例えば周波数ｆｓ／２においてこれら２つの信号のレベルが実質的に一致するように、すなわちスペクトルの連続性を保持するようになされる。また、この調整は、リスナーの好みに応じて変化させるようにしてもよい。
【００３０】
図４に於いて、（ｃ）は高調波生成回路３の出力スペクトル、（ｄ）は帯域通過フィルタ４の出力スペクトル、（ｅ）は出力端子Ｔ２から出力される高調波のスペクトルを模式的に示している。
【００３１】
以上説明したように、本実施の形態によれば、入力されたディジタルオーディオ信号が本来有する帯域以上で、楽音信号と同様のスペクトル構造を有する高調波信号を発生させ、帯域通過フィルタ４で帯域制限を行い、レベル制御した後、入力されたオーディオ信号に加算することにより、帯域拡張を行っている。このようにして生成された高調波は、音質が良く、聴覚上、心地よいとされる偶数次高調波を含む。
【００３２】
特に、本実施の形態では、高調波生成回路３によりオーディオ増幅器又はそれを構成するデバイスの入出力特性をシミュレートして高調波を生成している。このようにシミュレートすることにより、その増幅器又はそれを構成するデバイスで発生する高調波と等価な高調波を生成できる。例えば、音質が良いと評価されている増幅器又はそれを構成するデバイスの特性をシミュレートすることで、より音質が良く、心地よい高調波を生成できる。一般に、半導体で構成された増幅器より真空管で構成した増幅器の方が音質上好ましく、または、それらの増幅器間で音質の差があるという官能評価がある。そこで、真空管増幅器の音質特徴（入出力特性）をもつ様にシミュレートして高調波を生成することで、その特徴を活かした形での帯域拡張が可能となる。
【００３３】
また、シミュレート時のパラメータを設定変更することで、高調波成分の各次数のレベルを容易に変更できる。デバイス（例えば、真空管）の違い、または、回路構成（例えば、出力段の構成がシングルまたはプッシュプル）の違いにより音質に差が生じる。この音質差についても、パラメータを適宜設定すること等で、生成される高調波の特性に反映させることができ、デバイスや回路構成の特徴を活かした帯域拡張が可能となる。
【００３４】
以上の実施形態では、高調波生成回路３は三極管を用いた真空管増幅器をシミュレートして高調波を生成したが、シミュレートする対象は、任意の回路やデバイスでよい。シミュレートした回路やデバイスにより発生する高調波によるものと同様の音質上の効果が得られる。
【００３５】
また、以上の実施形態に於いては、高調波生成回路３の出力を帯域通過フィルタ４で帯域制限してから可変増幅器５にてレベルを変化させていたが、先にレベル変化させた後に帯域制限しても同様の効果が得られる。
【００３６】
また、以上の実施形態では、高調波生成回路３はオーディオ増幅器またはそれを構成するデバイスに起因する特徴（入出力特性）をモデル化して高調波を生成したが、他のオーディオ機器（スピーカ、カートリッジ等）をモデル化してもよい。このようにしても、同様に帯域拡張の効果が得られる。例えば、ディジタルフィルタにおいて、あるオーディオ機器（スピーカ、カートリッジ等）のインパルス応答をたたみ込むことで高調波生成回路３を実現することもできる。
【００３７】
また、以上の実施形態においては、１／ｆ特性フィルタ７を用いているが、これに代えて、図７に示す減衰特性を有する１／ｆ2特性フィルタを備えてもよい。１／ｆ2特性フィルタは、図７に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた低域通過フィルタである。
【００３８】
以上の実施形態においては、入力されるディジタルオーディオ信号がＣＤ等からの圧縮されていないディジタル信号であるときの帯域通過フィルタ４の好ましい仕様について説明した。入力されるディジタルオーディオ信号が、ＭＤ（Ｍｉｎｉ  Ｄｉｓｃ）からのディジタル信号（以下、「ＭＤ信号」という。）、もしくは、ＭＰＥＧ−４のオーディオ信号で用いられるＡＡＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ａｕｄｉｏ  Ｃｏｄｉｎｇ）により圧縮符号化されたディジタルオーディオ信号（以下、「ＡＡＣ信号」という。）であるときは、帯域通過フィルタ４の低域側及び高域側のカットオフ周波数ｆｓ／２を、これらの圧縮音声信号の再生帯域上限周波数に設定することが好ましい。ＭＤ信号及びＡＡＣ信号のサンプリング周波数ｆｓは例えば４４．１ｋＨｚ又は４８ｋＨｚであり、ＡＡＣ信号のハーフレート信号の場合のサンプリング周波数ｆｓは２２．０５ｋＨｚ又は２４ｋＨｚである。前者の場合において、再生帯域上限周波数は概ね１０ｋＨｚないし１８ｋＨｚであり、後者の場合において、再生帯域上限周波数は概ね５ｋＨｚないし９ｋＨｚである。
【００３９】
（実施の形態２）
図８は、本発明に係る実施の形態２のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置１００ｂは、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１と、加算器２と、高調波生成回路３と、ディジタル帯域通過フィルタ４と、可変増幅器５とを備える。さらにオーディオ信号帯域拡張装置１００ｂは、原音に無相関な雑音信号を発生する雑音信号生成回路８と、雑音信号生成回路８の出力を可変する可変増幅器９と、可変増幅器５と可変増幅器９の出力を加算する加算器１０と、レベル検出器１１とを備える。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１と、加算器２と、高調波生成回路３と、ディジタル帯域通過フィルタ４と、可変増幅器５の機能、動作は実施の形態１で説明したとおりである。
【００４０】
高調波生成回路３はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１の出力信号に基づき高調波を生成する。可変増幅器５は、加算器２にて付加される高調波のレベルを変更する。
【００４１】
雑音信号生成回路８は、周波数０〜ｐ・ｆｓ／２の帯域を有し、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有する入力オーディオ信号とは無相関なランダムノイズを生成する。ここで、ｆｓは入力端子Ｔ１より入力されるオーディオ信号のサンプリング周波数で、ｐはオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１のオーバーサンプリング率である。
【００４２】
図９に雑音信号生成回路８の具体的な構成例を示す。雑音信号生成回路８は、複数（Ｎ個）の擬似雑音系列ノイズ信号発生回路（以下「ＰＮ系列ノイズ信号発生回路」という。）６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）と、加算器６１と、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器６３と、減算器６４とを備える。
【００４３】
各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎは、互いに独立な初期値を有し、例えば、Ｍ系列ノイズ信号である一様ランダムな振幅レベルを有する擬似ノイズ信号を発生して加算器６１に出力する。次いで、加算器６１は、複数のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎから出力される複数（Ｎ個）の擬似ノイズ信号を加算して、加算結果である擬似ノイズ信号を減算器６４に出力する。一方、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器６３は、複数（Ｎ個）のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎからの擬似ノイズ信号の時間平均値の和であるＤＣオフセット除去用定数信号を発生して減算器６４に出力する。そして、減算器６４は、擬似ノイズ信号の和からＤＣオフセット除去用定数信号を減算することにより、ＤＣオフセットの無いディザ信号を発生して出力する。
【００４４】
図１０にＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の構成を示す。ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）は、３２ビットカウンタ７１と、排他的論理和ゲート７２と、クロック信号発生器７３と、初期値データ発生器７４とを備える。３２ビットカウンタ７１には、初期値データ発生器７４から、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ毎に異なる３２ビットの初期値が設定される。その後、３２ビットカウンタ７１は、クロック信号発生器７３により発生されるクロック信号に基づいて、１ずつインクリメントするように計数する。３２ビットカウンタ７１の３２ビットのデータ（０〜３１ビット目のデータを含む。）のうち、最上位ビット（ＭＳＢ；３１ビット目）の１ビットデータと、３ビット目の１ビットデータとが、排他的論理和ゲート７２の入力端子に入力される。排他的論理和ゲート７２は排他的論理和の演算結果の１ビットデータを３２ビットカウンタ７１の最下位ビット（ＬＳＢ）にセットする。そして、３２ビットカウンタ７１の下位８ビットのデータがＰＮ系列ノイズ信号として出力される。このようにＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎを構成することにより、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎから出力されるＰＮ系列ノイズ信号は互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号となる。
【００４５】
図１０の例では、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎで互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を発生するために、上述のように構成しているが、本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい：
（１）３２ビットカウンタ７１から取り出すＰＮ系列ノイズ信号の８ビットのビット位置を互いに異ならせる。すなわち、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１では最下位８ビットから８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−２では最下位８ビットより直上の８ビットからＰＮ系列ノイズ信号を取り出す。他のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎについても、同様にしてＰＮ系列ノイズ信号を取り出す。；
（２）排他的論理和ゲート７２に入力する１ビットデータを取り出す３２ビットカウンタ７１のビット位置を各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎで互いに異ならせる。；又は、
（３）図１０に示した例と、上記（１）の変形例と、上記（２）の変形例とのうち少なくとも２つを組み合わせる。
【００４６】
そして、互いに独立な複数個のＰＮ系列ノイズを加算することにより、図１１、図１２及び図１３に示すように、振幅レベルに対して確率密度を有するＰＮ系列ノイズ信号を生成することができる。例えば、ｎ＝１であるときは、概ね、図１１に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホワイトノイズ信号を生成することができる。また、中心極限定理を用いれば、ガウス分布は分散が１／１２であるため、ｎ＝１２であるとき、１２個の一様乱数を発生するＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎからの各ＰＮ系列ノイズ信号を加算することにより、図１２に示すように、概ね、振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノイズ信号を生成することができる。さらに、ｎ＝３であるとき、図１１に示すように、ガウス分布に近く、ガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型（釣り鐘型）ノイズ信号を生成することができる。以上説明したように、図９及び図１０に示した回路を構成し、例えば、図１２又は図１３のノイズ信号を生成することにより、小規模の回路で、自然音や楽音信号に近いディザ信号を生成することができる。
【００４７】
レベル検出器１１は、オーバーサンプリング処理された元のオーディオ信号のレベル変動を検出する。レベル検出器１１の検出結果にしたがい可変増幅器５及び可変増幅器９のゲインが変更される。レベル検出器１１は図１４に示すように従属接続された高域通過フィルタ１３１と低域通過フィルタ１３２で構成される。例えば、入力端子Ｔ１から入力されるオーディオ信号がＣＤからの信号である場合、高域通過フィルタ１３１の通過帯域を１６ｋＨｚ以上にし、低域通過フィルタ１３２の通過帯域を数１００Ｈｚ以下に設定することで、高域通過フィルタ１３１を通過した信号のレベルが検出できる。この検出信号に基づき可変増幅器５及び可変増幅器９のゲインを変化させる。これにより、帯域拡張信号のレベルが、帯域拡張される元の入力信号の帯域拡張を行う周波数成分（原音がＣＤの場合、２０ｋＨｚ近傍）の信号レベルと整合が取れやすくなり、より自然な形で帯域拡張が可能となる。なお、可変増幅器５及び可変増幅器９のいずれか一方のゲインのみをレベル検出器１１の検出結果にしたがい変化させるようにしてもよい。
【００４８】
雑音信号生成回路８により生成された雑音信号は可変増幅器９に入力され、そのレベルが変更される。一方、高調波生成回路３の出力信号は可変増幅器５に入力され、そのレベルが変更される。可変増幅器５と可変増幅器９からの出力信号は、加算器１０にて加算される。なお、可変増幅器５と可変増幅器９それぞれのゲインは、レベル検出器１１の検出結果に応じて変更される。加算された信号は帯域通過フィルタ４にて帯域制限されることで、帯域拡張用の信号を生成する。そして、加算器２にて、帯域拡張用の信号をオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１の出力に加算して、帯域拡張したオーディオ信号を生成する。
【００４９】
以上説明したように、本実施の形態においても、増幅器又はそれを構成するデバイスをシミュレートすることで帯域拡張を行っており、音質が良く、人間の聴覚に心地よいとされる偶数次高調波を生成できる等、実施の形態１と同様の効果を奏する。
【００５０】
さらに、本実施形態では、雑音信号生成回路８により入力信号と無相関な広帯域信号を生成し、それに基づき帯域拡張信号を生成している。これにより、実施の形態１のような入力信号から生成した高調波のみによる帯域拡張の場合に比して、聴感上より違和感のない、また、より音質劣化が少ないオーディオ信号の帯域拡張が実現できる。
【００５１】
なお、本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置１００ｂにおいて、高調波生成回路３の前段にレベル変化器１５を挿入してもよい。
【００５２】
（実施の形態３）
図１５は、本発明に係る実施の形態３のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置１００ｃは、図８のオーディオ信号帯域拡張装置の構成において、雑音信号生成回路８の代わりに、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に基づいてランダム雑音信号を発生する量子化雑音生成回路１２を備える。
【００５３】
量子化雑音生成回路１２は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に対して、１次のデルタシグマ変調（Δ−Σ変調、またはシグマデルタ（Σ−Δ）変調ともいう。）処理を実行することにより再量子化雑音を発生させる。これにより、擬似的に入力信号と相関のある広帯域なランダム雑音信号を発生させる。
【００５４】
図１６は、量子化雑音生成回路１２の構成を示すブロック図である。量子化雑音生成回路１２は１次のデルタシグマ変調型量子化器で構成される。すなわち、量子化雑音生成回路１２は、減算器８１と、再量子化を行う量子化器８２と、減算器８３と、１サンプルの遅延を行う遅延回路８４とを備える。
【００５５】
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号は、減算器８１に入力される。減算器８１は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号から、遅延回路８４からのディジタルオーディオ信号を減算し、減算結果であるディジタルオーディオ信号を量子化器８２及び減算器８３に出力する。量子化器８２は、入力したディジタルオーディオ信号を再量子化し、再量子化後のディジタルオーディオ信号であるデルタシグマ変調信号を減算器８３に出力する。減算器８３は、減算器８１からのディジタルオーディオ信号から、量子化器８２からのデルタシグマ変調信号を減算し、減算結果のディジタルオーディオ信号である（量子化時に発生される）量子化ノイズ信号を出力するとともに、遅延回路８４を介して減算器８１に出力する。
【００５６】
図１５に戻り、本実施の形態のオーディオ信号帯域拡張装置１００ｃの動作を説明する。量子化雑音生成回路１２は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に基づいて、１次のデルタシグマ変調時に発生する再量子化雑音、すなわち、原音のディジタルオーディオ信号に基づいて発生された帯域信号である雑音信号を発生させる。量子化雑音生成回路１２にて生成された雑音信号は可変増幅器９によりレベル制御される。
【００５７】
一方、高調波生成回路３はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号に基づいて高調波信号を生成する。
【００５８】
レベル検出器１１はオーバーサンプリング処理された元のオーディオ信号のレベル変動を検出して、その検出結果で可変増幅器５または９のゲインを変化させる。
【００５９】
加算器１０は、高調波生成回路３で生成され、可変増幅器５で増幅された高調波信号と、量子化雑音生成回路１２で生成され、可変増幅器５で増幅された雑音信号とを加算する。ディジタル帯域通過フィルタ４は、加算器１０の出力信号を帯域制限して帯域拡張信号を生成する。加算器２は、帯域拡張信号を、入力したディジタルオーディオ信号に加算する。このようにして帯域拡張が行われる。
【００６０】
従って、本実施形態によれば、実施の形態１の場合の作用効果に加えて、雑音信号も原音のディジタルオーディオ信号に基づいて生成したランダム信号を帯域拡張信号として使用することで、高調波のみの帯域拡張信号に比べて、より自然に聴こえるという特有の効果を奏する。
【００６１】
なお、本実施の形態において、１次のデルタシグマ変調型量子化器を用いているが、本発明はこれに限らず、複数次のデルタシグマ変調型量子化器を用いてもよい。
【００６２】
また、本実施の形態において、デルタシグマ変調型量子化器を用いているが、本発明はこれに限らず、入力されるオーディオ信号をシグマデルタ変調するシグマデルタ変調型量子化器を用いてもよい。
【００６３】
また、本実施の形態において、デルタシグマ変調型量子化器を用いているが、本発明はこれに限らず、入力されるオーディオ信号を圧縮した後、それを伸長した際に発生する誤差信号を量子化雑音生成回路１２の出力としても良い。
【００６４】
また、オーディオ信号帯域拡張装置１００ｃにおいて、高調波生成回路３の前段にレベル変化器１５を挿入してもよい。
【００６５】
以上の実施の形態１から３においては、オーディオ信号帯域拡張装置を、ハードウエアのディジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図１、図８及び図１５に示すオーディオ信号帯域拡張装置の各処理部の機能を信号処理プログラムで実現して、その信号処理プログラムをＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）により実行してもよい。
【００６６】
また、音声信号の記録媒体は、ＣＤに限られず、他の種類の記録媒体（ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）等）であってもよい。
【００６７】
（実施の形態４）
図１７に実施の形態１ないし３に示したオーディオ信号帯域拡張装置を備えた音声再生システムの構成例を示す。
【００６８】
図１７（ａ）は音声再生システムの第１の例を示す。図１７（ａ）に示す音声再生システムは、音源であるＣＤ２００からオーディオ信号を再生する音声再生装置１２０と、再生されたオーディオ信号の電力を増幅するアナログ電力増幅器１５０と、音声を出力するスピーカ１６０とを含む。音声再生装置１２０は、信号再生部１０１と、帯域拡張部１００と、Ｄ／Ａ変換器１０３と、低域通過フィルタ１０５とを備える。
【００６９】
音声再生装置１２０において、信号再生部１０１は、ＣＤ２００から音声情報を読み取ってディジタルオーディオ信号を再生する。帯域拡張部１００は、実施の形態１ないし３のいずれかに記載のオーディオ信号帯域拡張装置と同様の構成、機能を有しており、信号再生部１０１により再生されたディジタルオーディオ信号の帯域を拡張する。帯域が拡張されたディジタルオーディオ信号は、Ｄ／Ａ変換器１０３によりアナログオーディオ信号に変換され、低域通過フィルタ１０５にて所定の高帯域がカットされ、最終的に音声信号として出力される。
【００７０】
音声再生装置１２０から出力された音声信号はアナログ電力増幅器１５０にて、増幅されてスピーカに入力される。これにより、スピーカ１６０から音声が出力される。
【００７１】
図１７（ｂ）は音声再生システムの第２の例を示す。図１７（ｂ）に示す音声再生システムは、ＣＤ２００からオーディオ信号を再生する音声再生装置１２５と、音声を出力するスピーカ１６０とを含む。音声再生装置１２５は、信号再生部１０１と、帯域拡張部１００と、ディジタル電力増幅器１０４と、低域通過フィルタ１０５とを備える。図１７（ｂ）に示す例では、Ｄ／Ａ変換器１０３とアナログ電力増幅器の代わりにディジタル電力増幅器１０４を備える。
【００７２】
ディジタル電力増幅器１０４は、帯域拡張部１００により帯域が拡張されたディジタルオーディオ信号を増幅するとともに、アナログオーディオ信号に変換する。ディジタル電力増幅器１０４で増幅された音声信号は低域通過フィルタ１０５にて高帯域がカットされ、スピーカ１６０から出力される。
【００７３】
本実施の形態の音声再生システムによれば、ＣＤ等の記録媒体から再生したディジタルオーディオ信号が本来有する帯域に、さらに高調波信号を付加することでオーディオ信号の帯域拡張を行っている。これにより、人間の聴感上自然な音質を再生できる。また、性能の優れた増幅器等の入出力特性をシミュレートして帯域拡張のための高調波成分を生成することで、より人間の聴感上、心地よく感じる音質を再生することができる。
【００７４】
本発明は、特定の実施形態について説明されてきたが、当業者にとっては他の多くの変形例、修正、他の利用が明らかである。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示に限定されず、添付の請求の範囲によってのみ限定され得る。なお、本出願は日本国特許出願、特願２００５−１６７９５６号（２００５年６月８日提出）に関連し、それらの内容は参照することにより本文中に組み入れられる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
本発明は、元の音声信号に、その音声信号に基づいて生成した高帯域成分を付加して帯域拡張して音声信号を生成し、聴感上自然な音質を実現することができる。このため、本発明は、コンパクトディスクからの再生信号のような所定の帯域以上の信号成分を含まない音声信号を再生する装置に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明の実施の形態１のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図
【図２】オーバーサンプリング型低域通過フィルタの構成を示すブロック図
【図３】オーバーサンプリング回路の動作を説明するための図
【図４】オーディオ信号帯域拡張装置の各処理部の出力信号のスペクトル図
【図５】高調波生成回路がシミュレートするアナログ真空管アンプの構成を説明した図
【図６】１／ｆ特性フィルタの周波数特性を示すスペクトル図
【図７】１／ｆ特性フィルタに代替可能な１／ｆ2特性フィルタの周波数特性を示すスペクトル図
【図８】本発明の実施の形態２のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態２の雑音信号生成回路の構成を示すブロック図
【図１０】雑音信号生成回路のＰＮ系列ノイズ信号発生回路の構成を示すブロック図
【図１１】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路によって発生可能なホワイトノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフ
【図１２】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路によって発生可能なベル分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフ
【図１３】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路によって発生可能なガウス分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフ
【図１４】レベル検出器の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態３のオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図
【図１６】量子化雑音生成回路の構成を示すブロック図
【図１７】音声再生システムの構成図
【図１８】従来技術におけるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００７７】
１    オーバーサンプリング型低域通過フィルタ
２，１０    加算器
３    高調波生成回路
４    ディジタル帯域通過フィルタ
５，９    可変増幅器
６    ディジタル高域通過フィルタ
７    １／ｆ特性フィルタ
８    雑音信号生成回路
１１    レベル検出器
１２    量子化雑音生成回路
８０    １次のデルタシグマ変調型量子化器
８１    減算器
８２    量子化器
８３    減算器
８４    遅延回路
１００ａ〜１００ｃ  オーディオ信号帯域拡張装置
１２０、１２５  音声再生装置
Ｔ１    入力端子
Ｔ２    出力端子
【図１】
0005237637.tif 000002
【図２】
0005237637.tif 000003
【図３】
0005237637.tif 000004
【図４】
0005237637.tif 000005
【図５】
0005237637.tif 000006
【図６】
0005237637.tif 000007
【図７】
0005237637.tif 000008
【図８】
0005237637.tif 000009
【図９】
0005237637.tif 000010
【図１０】
0005237637.tif 000011
【図１１】
0005237637.tif 000012
【図１２】
0005237637.tif 000013
【図１３】
0005237637.tif 000014
【図１４】
0005237637.tif 000015
【図１５】
0005237637.tif 000016
【図１６】
0005237637.tif 000017
【図１７】
0005237637.tif 000018
【図１８】
0005237637.tif 000019