(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数ノードの環境中で情報を伝えるための協調的通信システムであって、
情報データを送信する少なくとも１つのソース送信装置と、
複数の送受信装置であって、各々が、前記情報データを受信し、前記情報データを変調し、各送受信装置に一意であるディザ化パターンを用いて前記変調された情報データをディザ化し、前記変調されディザ化された情報データを中継する協調して動作する複数の送受信装置と、
前記複数の送受信装置の少なくとも一部から中継された、前記変調されディザ化された情報データを含む複合信号を受信する少なくとも１つのシンク受信装置であって、前記複数の送受信装置の前記一部によって使用される一意のディザ化パターンが、前記複合信号において時間で変化する信号対雑音比（ＳＮＲ）を与える、シンク受信装置と、
を備える協調的通信システム。
【請求項２】
前記変調されディザ化された情報データが、Ｂ個のパケットを含み、各パケットがＤ個のシンボルを含み、前記Ｂ及びＤが正の整数である、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項３】
前記Ｂ個のパケットのうちの各々が、一定の（時間的に不変の）ディザ値でディザ化される、請求項２に記載の協調的通信システム。
【請求項４】
前記複数の送受信装置のうちの各々が、エラーのない受信を検証するために、前記受信した情報データに対して巡回冗長検査（ＣＲＣ）を計算する、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項５】
前記複数の送受信装置の各々がさらに、
前記受信した情報データを符号化するための順方向誤り訂正(ＦＥＣ）符号器と、
各パケットにトレーニングシーケンスを追加するためのトレーニングパターン発生器と
を備える、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項６】
前記ＦＥＣ符号器が、リードソロモンブロック符号、畳込み符号又は低密度パリティ検査符号のうちの１つである、請求項５に記載の協調的通信システム。
【請求項７】
前記トレーニングシーケンスが、協調して動作する前記複数の送受信装置に対して同じである、請求項５に記載の協調的通信システム。
【請求項８】
前記複数の送受信装置の各々の前記ディザ化パターンが、複数の異なるディザ化値を有する疑似ランダム数発生器又は疑似雑音発生器を使用して生成される、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項９】
前記変調されディザ化された情報データが、Ｂ個のパケットを含み、前記複数の異なるディザ化値の第１のディザ化値が、前記Ｂ個のパケットの第１のパケットに結合される、請求項８に記載の協調的通信システム。
【請求項１０】
前記ディザ化パターンがさらに、複数のディザ化パターンを備える、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項１１】
前記疑似ランダム数発生器が、初期化シードを有する線形フィードバックシフトレジスタとして実装される、請求項８に記載の協調的通信システム。
【請求項１２】
前記初期化シードがメモリに記憶される、請求項１１に記載の協調的通信システム。
【請求項１３】
前記メモリが、ＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＳＲＡＭ、フラッシュメモリ又はレジスタのうちの１つである、請求項１２に記載の協調的通信システム。
【請求項１４】
前記初期化シードがユーザにより構成可能である、請求項１１に記載の協調的通信システム。
【請求項１５】
第１のディザ化パターンが、位相ディザ化パターンである、請求項１０に記載の協調的通信システム。
【請求項１６】
前記位相ディザ化パターンが、複数の個別の位相値を備える、請求項１５に記載の協調的通信システム。
【請求項１７】
第２のディザ化パターンが、複数の個別の振幅値を有する振幅ディザ化パターンである、請求項１０に記載の協調的通信システム。
【請求項１８】
第３のディザ化パターンが、複数の個別のシンボル時間値を有するシンボル時間ディザ化パターンである、請求項１０に記載の協調的通信システム。
【請求項１９】
第４のディザ化パターンが、位相及び振幅ディザ化パターンである、請求項１０に記載の協調的通信システム。
【請求項２０】
前記複合信号が、時間で変化する信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項２１】
前記少なくとも１つのシンク受信装置が、トレーニングシーケンスを有する前記複合信号を捕捉し、前記トレーニングシーケンスの一部に基づいて、チャネル応答を推定するように構成される、請求項１に記載の協調的通信システム。
【請求項２２】
複数のノードを有する協調的ネットワークで情報を中継する方法であって、前記ネットワークが、情報データを送信する少なくとも１つのソースノード、協調して動作する複数のホップノード及び少なくとも１つの宛先ノードを含んでおり、
前記複数のホップノードの各々で、前記情報データを受信し、前記情報データを変調し、前記複数のホップノードの各々に一意であるディザ化パターンを使用して前記変調された情報データをディザ化するステップと、
前記複数のホップノードの各々で、前記変調されディザ化された情報データを送信するステップと、
少なくとも１つの宛先ノードで、前記複数のホップノードの少なくとも一部から、前記変調されディザ化された情報データを含む複合信号を受信するステップであって、前記複数のホップノードの前記一部によって使用される一意のディザ化パターンが、前記複合信号において時間で変化する信号対雑音比（ＳＮＲ）を与える、ステップと
を含む方法。
【請求項２３】
前記方法がさらに、前記複数のホップノードの各々で、
順方向誤り訂正(ＦＥＣ）符号を用いて、前記受信した情報データを符号化するステップと、
前記符号化された情報データを、シンボルの集合体へとマップするステップと、
前記シンボルの集合体を、それぞれが複数のシンボルを含む複数のパケットに分割するステップと、
前記複数のパケットの各々にトレーニングシーケンスを挿入するステップと
を含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記ＦＥＣ符号が、低密度パリティ検査符号である、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記トレーニングシーケンスが、各パケットに対して同じである、請求項２３に記載の方法。
【請求項２６】
前記トレーニングシーケンスが、事前に前記少なくとも１つの宛先ノードに知られている、請求項２３に記載の方法。
【請求項２７】
前記情報データの前記変調するステップが、位相変調及び振幅変調の少なくとも一つを使用した変調方式を含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項２８】
前記変調方式が、２相位相変調（ＢＰＳＫ）、４相位相変調（ＱＰＳＫ）、多値位相変調（ｍＰＳＫ）及び多値振幅変調（ｍＡＳＫ）のうちの１つである、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
前記情報データの前記ディザ化するステップが、他と異なった一意の、時間的に不変のディザ値とそれぞれが関連付けられた前記複数のパケットの各々で実施される、請求項２３に記載の方法。
【請求項３０】
前記ディザ化するステップが、個別の位相値を有する位相ディザリングである、請求項２２に記載の方法。
【請求項３１】
前記ディザ化するステップが、振幅及び位相ディザリングである、請求項２２に記載の方法。
【請求項３２】
前記ディザ化するステップが、疑似ランダム数発生器を含む、請求項２２に記載の方法。
【請求項３３】
前記方法がさらに、前記宛先ノードで、
ａ）チャネル応答を推定するために、前記複数のパケットの第１のパケットのトレーニングシーケンス部分を処理するステップと、
ｂ）前記第１のパケット中の前記複数のシンボルを復調するステップと、
ｃ）前記複数のパケットが復調されるまで、前記ステップａ）及びｂ）を繰り返すステップと、
ｄ）前記送信された情報データを得るために、前記複数のパケットをＦＥＣ復号するステップと
を含む、請求項２３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【関連出願の相互参照】
【０００１】
［0001］本出願は、２００７年１０月１９日に出願された米国仮特許出願第６０／９８１４５２号の非仮出願であり、その優先権を主張する。整理番号０２０９４５−００３１００ＵＳ。
【発明の背景】
【０００２】
［0002］並置されていないいくつかの無線送信装置が、１つ又は以上の受信装置へのメッセージの通信において協調できることに現在大きな関心がある。この概念は、協調的通信として知られている。協調通信は、いくつかの利点を提供し、通信範囲を増加し、チャネルフェージング及び他の障害（例えば、ジャミング）に対するロバスト性を高め、ほとんど又は全く集中制御されていないネットワーク（すなわち、いわゆるアドホックネットワーク）におけるマルチホップ経路のロバスト性を提供する。
【０００３】
［0003］協調的通信は、概念的に、複数の並置されたアンテナ又は並置されたアンテナアレー（一般に、アンテナアレーと呼ばれる）からの送信と同様のものである。この文脈では、「並置された（collocated）」とは、完全な無線装置又はアンテナ、増幅器及び無線装置の他の部分であり得る送信装置が、これらのコンポーネントを簡単に、ジョイントさせて制御することを可能にするために、互いの近傍に十分近接して配置されることを意味する。大部分の理論的なモデルでは、並置された送信装置と並置されていない送信装置との差は、わずかなものである。しかしながら、並置されたアレーに対して開発された方法は、送信される信号間で様々なレベルの調整を想定するので、この相違は、実務上非常に重要である。この相違は、図１から図３に示されている。図１では、並置されたアレーが示されており、そこでは、個々の送信装置が、低い待ち時間で高信頼性の調整通信信号を送るために使用できる信頼性のある通信バスにより接続されている。並置されたアレーに必要な調整は接続線により示されており、その接続線は、物理的に、高い信頼性の同期化された通信バス（例えば、いくつかのボードを収容したシャーシ内のバス、シングルボード上の有線接続）に相当し得る。
【０００４】
［0004］図２は、調整通信のための方法を用いた調整される非並置アレーを示す。この調整通信方法は、図１に示すバスよりも能力が劣ることが予想される。例えば、図２の調整通信メッセージは、遅延、エラー及び限られたデータレートを生ずる可能性がある。図３は、調整されない協調的通信システムを示しており、各送信装置は、他のものとは異なって完全に自律的に動作し、調整通信チャネルは想定されていない。
【０００５】
［0005］並置されていない複数の装置間の調整は、実際上、行うのが困難である。送信装置間で必要な調整レベルが可能な手法であっても、アプリケーションシナリオは、それを禁止する可能性がある。調整に関するいくつかの具体的な例は、以下のものを含む。
・送信装置の数の知識であり、この情報は1つ以上の送信装置及び／又は受信装置で利用可能である
・送信装置に知られている送信装置の順序付け
・1つ以上の送信装置による所与の送信装置から受信装置へのチャネル特性の知識、
・送信装置の搬送波周波数、位相、利得及び／又はタイミングの同期化
【０００６】
［0006］協調的通信のために提案する異なる方法は、以下の諸例で例示されるこれらのタイプの調整のいくつか又はすべてを必要とする。
【０００７】
［0007］複数の送信装置が、共通の受信装置に対して同じ信号を送る場合、その信号は、受信装置において複合信号へと重ね合わされる。このようにすると、複合信号のパワーが、任意の個々の信号のものよりも大きくなる強め合う干渉となる可能性がある。或いは、複合信号のパワーが、個々の受信された信号のものよりも少ないパワーを有する弱め合う干渉となる可能性もある。これは、無線送信は、通常、正弦波の搬送波信号を変調することにより行われるためである。このようないくつかの信号が、異なる相対位相で到来するとき、それらは干渉パターンを生成する。信号の位相が等しい（又はほぼ等しい）場合、信号は強め合って干渉することになる。これは、一般に、信号をコヒーレントに合成すると呼ばれる。最悪の場合のシナリオは、反対の位相で信号が到来することである。例えば、同じ周波数及び振幅を有するが１８０度の位相差を有する２つの正弦波信号が合成された場合、複合信号はゼロとなる、すなわち、これは、完全に弱め合う干渉となる。これらの概念は図４で示されており、正弦波信号が、平面（すなわち、同位相／直交（Ｉ／Ｑ）平面）内でその振幅及び位相によって示されている。
【０００８】
［0008］振幅、周波数、位相など、受信した信号の特性に影響を与え得るシステムのいくつかの側面がある。これらは、送信装置及び伝播チャネルの基準位相及び周波数を含む。伝播チャネル（又は簡単のために、チャネル）は、波形が送信装置から受信装置に伝播するために必要な時間に起因する位相オフセットを当然付加する。開放空間では、チャネルは、通常、その信号振幅を減衰させる。いくつかの場合では、送信装置と受信装置の間の相対的な可動性が、周波数のシフト（ドップラー偏移）を生ずることになる。いくつかの他の場合では、伝播のための複数の経路（マルチパス）は、レイリー又はライスフェージング効果を生ずることになる。その結果、各送信装置と受信装置の間のチャネルは、送信経路に沿った信号の減衰、伝播遅延による位相オフセット、ドップラー偏移による搬送波周波数のオフセット、マルチパス効果による周波数の選択的フェージングを受けることになる。
【０００９】
［0009］例えば、調整することなく、同じ信号を送信する２つの送信装置を考える。このような場合、その２つの信号は、ランダムな搬送波位相で重畳されることになる。その結果、受信された信号パターン上に確率分布が生ずる。強め合う干渉に関する何らかの確率と、弱め合う干渉に関する何らかの確率がある。チャネル及び送信装置の特性が時間的に不変である（すなわち、安定な発振器、可動性がないなど）場合、実現された干渉パターンは安定なものとなる。これは、受信された有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）が固定されることになり、多数の動作シナリオの下で、このＳＮＲは、有効な通信をするためには小さ過ぎることを意味する。これは、単純な非調整（naive uncoordinated）方法と呼ばれる。この場合であっても、信号は時間で同期化されるものと仮定され得ることに留意されたい。この仮定は、後で説明するように、検討されるチャネルモデルに応じてある程度緩和され得る。
【００１０】
［0010］これは、送信装置間の調整が、有効な協調的通信のために望ましいことを示唆している。理想的な場合では、各送信装置から受信装置へのチャネル特性は、各送信装置で利用可能なはずである。例えば、図２の送信装置１は、チャネル１の知識を有するはずである。その場合、各送信装置は、各送信信号が位相と周波数が調整されて受信装置に届く（例えば、すべてがゼロの位相差で届く）ようにチャネルの影響（例えば、搬送波の位相回転）を補正するはずである。この場合は、完全に強め合う干渉が得られるはずである。この方法は、並置されたアレーにおけるコヒーレントのビーム形成法と類似しているので、分散ビーム形成と呼ばれよう。実際上は、送信装置は、チャネル特性を知ることが必要なだけではなく、送信装置の発振器が非常に安定であり、このコヒーレント関係を維持するように制御されなければならない。これは、並置されたアレーであっても困難であることが多く、したがって、並置されていない送信装置の場合は、極めて困難なものとなる。この問題は、送信装置と受信装置の間の可動性、伝播環境の可動性及び／又は費用のかからないＲＦ回路コンポーネントを有したいという希望の存在によってさらに悪化する。
【００１１】
［0011］並置されたアレーでは、時空間符号化の方法は、ビーム形成に対する代替を提供する。具体的には、時空間符号化は、通常、送信装置から受信装置までのチャネル特性を知ることを送信装置に要求しない。時空間符号化の例は、簡単で、有効なアラモウティ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）符号である。この場合、２つの送信アンテナは、２つのデータシンボルを調整された方法で連続的に送るために使用される。具体的には、送信アンテナ１は、複素ベースバンドのシンボルｓ［１］を送り、その後にｓ［２］を送る。シンボル時間レベルで同期化された同じ時間中に、送信アンテナ２は、シンボルｓ＊［２］を送り、その後にｓ＊［１］を送る。ここで、ｓ＊は、複素ベースバンドのシンボルｓの共役複素数を示す。このＡｌａｍｏｕｔｉ時空間符号は、２つのアンテナを有し、且つ２つのシンボルのブロック長を有する符号の例である。この方法でデータを送信することによりダイバーシティが得られる、すなわち、ブロック全体にわたって弱め合う干渉が発生しないことを保証する。チャネルは、２つのシンボルｓ［１］及びｓ［２］を送るために、２度使用されることに留意されたい。送信信号は、複素ベースバンド信号の表記で記述されることに留意されたい。実際の送信信号は、次の関係式により複素ベースバンド信号に関係付けられる、すなわち、ｚ（ＲＦ）＝Ｒｅ｛ｚ［ｔ］ｅｘｐ（ｊ２πｆｃｔ）｝。ただし、Ｒｅ（．）は、複素変数の実数部を表し、またｆｃは搬送波周波数を示す。ベースバンド信号は、一般に、符号化され、インタリーブされ及び／又はシンボルマップされ得るデジタルデータにより特徴付けることができる。また、ベースバンド信号は、ゼロに等しい又はゼロに非常に近い周波数を含むことができる。通過帯域信号又は任意の変調されたベースバンド信号は、無線周波数（ＲＦ）範囲（３ｋＨｚから３００ＧＨｚ）であり、無線で送信できる信号である。通過帯域信号は、送信するために、より高い周波数にわたり変調される中間のＲＦ信号とすることができるが、或いは直接送信できるＲＦ信号とすることもできる。通過帯域信号は、しばしば、等価な複素数値ベースバンド信号として数学的にモデル化される。実際に、複素ベースバンド信号は、ｚ（ｔ）＝Ｉ［ｔ］＋ｊＱ［ｔ］の形で示すことができる。ただし、Ｉ［ｔ］は、同位相信号であり、またＱ［ｔ］は、直交信号である。物理的な通過帯域信号は、Ｉ［ｔ］ｃｏｓ（２πｆｃｔ）−Ｑ［ｔ］ｓｉｎ（２πｆｃｔ）又はｚ（ＲＦ）＝Ｒｅ｛ｚ［ｔ］ｅｘｐ（２πｆｃｔ）｝に対応する。以下の説明では、通過帯域信号、すなわち、送信され且つ受信された変調信号、データ又はシンボルは、説明のために、等価な複素数値ベースバンド信号としてモデル化されることになる。
【００１２】
［0012］このような時空間符号化法はまた、並置されていないアレーの場合に対しても検討することができる。この方法は、分散時空間符号化と呼ばれる。分散時空間符号化は、したがって、調整のいくつかのレベルを必要とする。第１に、送信装置及び受信装置は、送信装置の数の知識を有する必要がある。第２に、送信装置の順序付けが確立されなければならない。適切なシンボルのシーケンスを各送信装置に割り当てることが可能であるように、この順序付けが必要である。時空間符号化の文献では、時空間符号を、各行が送信される１連のシンボルに対応するシンボルの行列として表すのが慣習である。したがって、送信装置の順序付けは、時空間符号行列の特定の行を各送信装置に割り当てることに対応する。調整の第３のレベルは、時間の同期化である。送信装置は、シンボル時間レベルで同期化される必要があり、さらに、時空間符号のブロックレベルでも同期化されなければならない。この調整レベルは、分散ビーム形成に対して必要なものよりも、実際に達成するのが容易である可能性が高い。しかし、完全な強め合う干渉は達成されないので、分散ビーム形成と比較して、性能におけるわずかな損失を生ずることになる。
【００１３】
［0013］分散ビーム形成及び分散時空間符号化のために必要な調整レベルは、対象とするいくつかの実際のシステムにとって望ましくないものである。実際に、多くの場合で、このレベルの調整を提供することが不可能である可能性がある。１つの特定の例は、無線のアドホックな移動体ネットワークの場合である。このようなネットワーク中の１つのノード（ノードとは、以後、ユーザ、送受信デバイス、移動体送受話器、送信装置、受信装置又は基地局と同じものを意味する）が、ホップ−１のノードである２つ以上の他のノードにより受信されるメッセージを（複素ベースバンド信号の形式で）送信する場合を考える。これらはホップ−１のノードである。そのとき、最初のメッセージを受信したこれらのホップ−１のノードが、ノードの他の組、すなわち、ホップ−２ノードにそのメッセージを送信するように協調することが望ましい。これは図５に示されている。ノードが移動している場合及びメッセージを低い遅延量でネットワークを介して配布することが必要である場合を考える。これらの要件は、緊急状態応答及び戦術部隊（tactical squadron）の通信などの用途と一致する。
【００１４】
［0014］この場合、ノードを迅速に効果的に調整することは実際的ではなく又は不可能である。例えば、分散時空間符号化に対して調整するために、最初の送信を成功裡に受信したホップ−１のノードは、送信元の送信ノードに対して、肯定応答メッセージ送り返す必要があるはずである。この送信ノードは、次いで、おそらく肯定応答メッセージ中に含まれる識別情報に基づいて、最初の送信を受信したノードの数及び何らかの順序付けを示すために第２のメッセージを送るはずである。ノードは移動可能であり、また無線伝播チャネルは、元々ランダムであるので、この調整の過程中に、送信エラーが起こり得る可能性がある。例えば、４ノードが、元の送信を成功裡に受信し、肯定応答を送信したが、その４ノードのうち、３ノードだけが順序の割当てを受信するのに成功した場合を考える。これは、時空間符号行列の４つの必要な行のうち、３つの送信が得られた結果となり、性能の大幅な損失になる可能性がある。調整通信が完全であった場合であっても、それは、多くの用途で望ましくないさらなる遅延が必要となる。
【００１５】
［0015］時空間ビーム形成を用いることは、調整されるべきノードにおいて、チャネル条件の知識を確立するために、同様の調整通信を必要とする。具体的には、各ホップ−１ノードは、それ自体からホップ−２ノードへのチャネルを特定することが必要になるはずである。概念的には、これは、調整通信の過程で達成することも可能である。その場合、ホップ−１ノードは、ホップ−２ノードとの通信に分散ビーム形成を使用することもできる。ノードの可動性及び発振器のドリフトなどのファクタに起因して、このプロセス中に有効なチャネル特性が変化する可能性が高いため、これは、実際には困難である。この手法の他の制限は、メッセージを、ホップ−１から多くのホップ−２ノードに、すなわち、１つのホップ−２ノードだけではなく、中継することが望ましいことである。これは、例えば、メッセージをさらにネットワーク中に送り出すために、いくつかのホップ−２ノードを協調させることが望ましい場合である。しかし、分散ビーム形成を用いると、協調している送信装置が、複数のノードにおいて、その信号を同時にコヒーレントに調整することは困難である。したがって、考慮中のシナリオでは、各ホップ−２のノードに対して、調整通信と、調整された協調的送信を分離させた過程が必要となるはずである。これはさらに、遅延及び複雑さを生ずることになる。
【００１６】
［0016］所与の例示的なシナリオでは、調整の必要性は少なければ少ないほどよい。例えば、述べられた技法のうちから、単純な調整されない方法を選択することもできる。その場合、必要な調整通信はなく、協調が、自律的に、またさらなる遅延もなく行われる。具体的には、ホップ−１ノードは、単にメッセージを送信することになり、得られた複合信号は、各ホップ−２ノードで受信されるはずである。この手法の欠点は、特定のノードで、成功裡の受信を妨げることになる安定した弱め合う合成パターンの確率がかなり高いことである。
【００１７】
［0017］したがって、ホップ−２ノードの数は、分散時空間符号化又は分散ビーム形成の場合の数よりも、低減されることになる。
【００１８】
［0018］これは、受信装置で、安定的な弱め合う干渉パターンに対してロバストであるような方法で、調整を用いない協調的通信を実施する方法の必要性を提示する。
【発明の簡単な概要】
【００１９】
［0019］単純な調整されない方法に伴う主な問題は、弱め合う干渉が起こる可能性があり、またそれが生じたとき、比較的安定していることである。すなわち、複合信号中で低い受信信号対雑音比（ＳＮＲ）が受信されたとき、それは、信頼性のある通信を妨げる低いＳＮＲに留まる傾向がある。干渉パターンが、多くのランダムな干渉パターンを介して循環して、より迅速に変化し、したがって、受信したＳＮＲが変化する場合、最悪の場合である弱め合う干渉から情報メッセージを保護するために、順方向誤り訂正(ＦＥＣ）符号を用いることもできる。
【００２０】
［0020］本発明は、複合信号ＳＮＲにおけるこのような時間変動を生成するための方法及びシステムを確立し、ＦＥＣ及び／又はインタリーバを用いて固有のダイバーシティの利点を提供する。これは、送信された信号パラメータ（例えば、振幅、周波数、位相、シンボルタイミング及びそれらの組合せ）をディザ化することによって達成される。一連のディザは、各送信装置で生成され又はローカルに記憶され得る。異なるディザパターンが、協調する並置されないアレー中の各送信装置に割り当てられるべきである。
【００２１】
［0021］本発明の一実施形態では、ディザパターンは、各送信装置と関連付けられた異なる初期化シードを用いて、送信装置中に位置する疑似乱数発生器又は疑似雑音発生器により生成することができる。本発明の他の実施形態では、ディザパターンは、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、レジスタ、ＲＯＭ（読取り専用メモリ）、ＥＰＲＯＭ（消去可能なプログラム可能ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（電気的に消去可能なＰＲＯＭ）又はフラッシュメモリなどのメモリに記憶することができる。
【００２２】
［0022］本発明のさらに他の実施形態では、ディザパターンは、マシン可読媒体中に記憶され得るマイクロコード、プログラムコード、ハードウェア記述言語を含むソフトウェアアルゴリズムとすることができる。マイクロコード、プログラムコード又はコードセグメントは、ハードウェア回路に結合することができる。本発明のさらに他の実施形態では、疑似乱数発生器は、線形フィードバックシフトレジスタとして実装することができ、その場合、初期化シードは、ハードワイヤードとすることができるが、ＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリ、レジスタ、プログラム可能なソフトウェアに記憶することができ、或いはユーザで構成可能にすることもできる。
【００２３】
［0023］図６は、本発明の実施形態による提案するシステムのブロック図である。協調的通信ネットワークの各送受信装置は、同じソースノード（図示せず）から、情報データを受信できる受信装置、データの信頼性を高めるためのＦＥＣ符号器、変調器、初期化シード（ディザシーケンスＩとして示される。ただし、Ｉ＝１、・・・、Ｎ）と結合されたディザ化機構を備える。ＦＥＣ符号器は、隣接する符号化データが、データの信頼性をさらに高めるために分離されるように、符号化データの順序を再配置するためのインタリーバを含むことができる。各送信装置の変調されたシンボルブロックは、異なるディザパターンでディザ化される。本発明の一実施形態では、ソースノードは、協調的ノードが受信したデータの正しさを検証するために、簡単な巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号又はパリティ検査を、情報データに適用することができる。ソースノードはまた、受信する協調的送受信装置が、チャネル中に生じたエラーを訂正できるように、リードソロモンブロック符号、畳込み符号などのより複雑な順方向誤り訂正符号又はＬＤＰＣ（低密度パリティ検査）若しくはＦ−ＬＤＰＣ（柔軟な低密度パリティ検査）符号などの最新のエラー訂正符号を適用することができる。本発明の１つの好ましい実施形態では、ＦＥＣ符号としては、レート１／２、Ｆ−ＬＤＰＣ符号を用いる最新の符号である。図１２は、本発明の一実施形態によるＦ−ＬＤＰＣ符号器の例示的なブロック図である。
【００２４】
［0024］協調的通信ネットワークは、ここに述べるものに限らないが、電力線、ＷＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ、セルラＧＳＭ、ＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ、デジタルオーディオブロードキャスト及びデジタルビデオブロードキャストネットワークなどを含む任意の有線又は無線のネットワークとすることができる。例えば、複数のユーザ（送信装置）を含むセルラ環境では、送信するユーザは、アップリンク通信のために、空間的且つ時間的なダイバーシティを達成するために全方向アンテナを用いて他の送信装置と通信することができる。これは、送信するユーザが建物の陰にいて、基地局への直接の通信経路を有していないが、一方、協調する他の送受信装置が、基地局と視線通信を有しており、したがって、送信するユーザの信号を中継することができる場合、特に有益である。複数のブロードキャストタワーを含むデジタル信号ブロードキャストシステムでは、送信装置は、他の送信するタワーと協調的に通信し、地域の、さらに国全体の通達範囲に対する単一周波数ネットワークを達成することができる。
【００２５】
［0025］本発明の他の実施形態によれば、各送受信装置はさらに、シンボルの整数量をそれぞれが含むパケットへと符号化された情報データを分割するデータパケット化装置を備える。パケット化装置は、ＦＥＣ符号器と変調器の間に置くことができる。本発明の他の実施形態では、各送受信装置は、各パケット中にトレーニングシーケンスを挿入するトレーニングパターン発生器を含むことができる。一実施形態では、トレーニングシーケンスは、各パケットの先頭に置くことができる。他の実施形態では、トレーニングシーケンスは、各パケット内の所定の位置に配置することができる。さらに他の実施形態では、トレーニングシーケンスは、各パケット内に点在させることもできる。トレーニングシーケンスは、協調的通信システム中の各送信装置に対して同じものとすることができる。図９は、各パケットが整数量のシンボルを含む（Ｍ−ａｒｙのアルファベットを含む）整数量のパケットへと、符号ブロックをパケット化することを示す。ディザパターンは、協調的通信システムにおける各送受信装置に対して一意であり、その値は、パケット時間期間の間一定に保持される。
【００２６】
［0026］本発明の一実施形態では、受信装置は、各送受信装置から送られたディザ化された信号の総計であり得る複合信号を受信する。受信装置は、非並置の送受信装置の数を知る必要はない。受信装置は、チャネル応答を推定するために、また復調器に対する同期化タイミングを調整するために、そのトレーニングシーケンス又はその一部を使用する。復調されたシンボルは、次いで、再度組み立てられ、復号のためにＦＥＣ復号器に適用される。
【発明の詳細な説明】
【００２７】
［0042］提案する手法の利益の簡単な例として、それぞれがシンボルシーケンスｓ[ｋ]を送る２つの協調する送信装置を検討する。ただし、ｋは時間インデックスである。簡単なＡＷＧＮ（additive white Gaussian noise；加算性ホワイトガウスノイズ）チャネルモデルの下で、複合信号モデルは、
【数１】
0005305143.tif 000002
式中、Ａ［ｎ、ｋ］ｅｘｐ（ｊＰ［ｎ、ｋ］）は、振幅−位相形式（振幅Ａ［ｎ、ｋ］及び位相Ｐ［ｎ、ｋ］）の、送信装置ｎから受信装置までの複素ベースバンド応答であり、ｊは−１の平方根、ｅｘｐ（．）は指数関数、またｗ［ｋ］はＡＷＧＮである。
これは、
【数２】
0005305143.tif 000003
で表せ得ることに留意されたい。式中、Ｃ［ｋ］は、複合チャネル振幅であり、Ｑ［ｋ］は、複合チャネル位相である。複合信号の瞬時ＳＮＲは、Ｃ［ｋ］の２乗に比例する。
【００２８】
［0043］まず、単純な非調整の協調的通信の場合を検討する。この場合では、複素チャネル利得は、時間で変化しない、すなわち、Ａ［ｎ、ｋ］ｅｘｐ（ｊＰ［ｎ、ｋ］）＝Ａ［ｎ］ｅｘｐ（ｊＰ［ｎ］）である。Ａ［１］＝Ａ［２］＝Ａとすると、最悪の場合は、Ｐ［１］＝Ｐ［２］＋１８０度のときである。これは、複合振幅Ｃ［ｋ］＝０となり、したがって、完全に弱め合う干渉が生ずることになる。最良の場合は、Ｐ［１］＝Ｐ［２］であり、その場合、Ｃ［ｋ］＝２Ａとなる。この最良の場合のシナリオでは、ＳＮＲは、１つの送信装置だけがアクティブのときに得られるものに対して４倍（６ｄＢ）改善される。しかし、最悪の場合では、雑音だけが受信されるので、ｄＢでＳＮＲの無限の損失が観察される。
【００２９】
［0044］Ａ［１］＝Ａ［２］＝Ａと同じ場合であるが、各送信装置で搬送波位相のディザ化を有する場合を検討する。具体的には、両方の送信装置が、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が３６０度の位相間隔にわたり一様に分散された、独立した位相値のシーケンスであるように位相をディザ化する。複合信号振幅Ｃ［ｋ］は、ｋと共に変化し、０と２Ａの間の値を取ることが予想され、１つの送信装置だけのものに対して、６ｄＢと−∞ｄＢの間のある範囲の瞬時複合信号ＳＮＲが得られる。これは図７に示しており、この場合に対する瞬時複合信号ＳＮＲが、（１つの送信装置の場合と比較して）ｄＢでプロットされている。
【００３０】
［0045］単純な非調整方法を用いると、６ｄＢと−∞ｄＢの間のこのＳＮＲの１つの値が、送信の全期間に対して得られることになる。この値は、図７で示された１組の値からランダムに選択されることになる。例えば、単一の送信装置のものよりも２０ｄＢ低いＳＮＲを有するいくつかの実現例がある。このような実現例では、単純な非調整方法で得られる場合、信頼性のある通信ができない可能性が高い。
【００３１】
［0046］しかし、本発明では、受信した複合信号において、時間で変化するＳＮＲが観察されることになる。したがって、受信装置は、強め合う干渉と弱め合う干渉の両方の例を経験することになる。受信装置は、このような時間で変化するチャネルにおいて、時間ダイバーシティから利益を得ることができる。簡単な例として、各シンボルが２回送信された場合、２つの異なるチャネル利得を得るはずである。両方のチャネル利得が極端な弱め合う干渉を受ける確率は、単一の送信に対するこのような弱め合う干渉を受けることよりも低い。したがって、送信された信号における位相ディザリング及び時間の冗長性を介して、弱め合う干渉に対するダイバーシティが得られる。
【００３２】
［0047］各シンボルを繰り返すことは簡単なタイプのＦＥＣである。より有効なＦＥＣ法を、冗長性量の低いよりよいダイバーシティを得るために使用することができる。具体的には、最新の又はターボ状の符号は、強力な構造を有する大きなブロックサイズを使用し、また所与のレートに対して最大の冗長量を捕捉するのに望ましい。さらなるダイバーシティを得ることの効果は、平均の複合信号ＳＮＲでエラーの確率が減少するレートを高めることである。具体的には、ダイバーシティを用いると、性能は、単純な非調整法の場合の受信した信号ＳＮＲの１つの特定の実現化によるのではなく、平均的な受信した信号ＳＮＲにより決定される。
【００３３】
［0048］２つの信号に対する最悪の場合は、受信装置において信号エネルギーの完全な損失となり得るので、Ａ［１］＝Ａ［２］＝Ａのときである。これを示すために、Ａ［１］＝Ａ及びＡ［２］＝０．５Ａ［１］である場合を検討する。位相ディザリングを用いた瞬時ＳＮＲ実現の同様な組が図８で示されている。ＳＮＲは、２つの信号の強い方だけを受信したもの（すなわち、これが０ｄＢレベル）に対するｄＢで測定される。したがって、最大のＳＮＲ（完全な強め合う干渉）は３．５ｄＢであり、最小のものは−６ｄＢである。さらに、位相ディザリングを用いると、時間で変化する複合信号ＳＮＲにおけるこれらの値の相互間でランダムな変動を受けることになる。
【００３４】
［0049］本発明の実施形態によるシステムのブロック図が図６に示されている。データの信頼性を高めるために、チャネル符号化が情報データに適用される。チャネル符号化は順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号器を含むボックス「ＦＥＣ符号化（ＦＥＣ  ＥＮＣＯＤＥ）」により示される。ＦＥＣ符号器は、リードソロモンブロック符号器、畳込み符号器、連結されたＲＳと畳込み符号器又は低密度パリティ検査符号器、並列連結符号の符号器、直列連結符号の符号器などの最新の符号のうちの１つ又はそれらの組合せを含む。「ＦＥＣ符号化」はまた、データビットの相対的な順序が受信装置で基の順序に復元される場合、送信中に生じた隣接する誤ったビットがもはや隣接しておらず、したがって、エラーをＦＥＣ復号器により容易に訂正できるように、符号化されたデータビットを再構成するインタリーバを含むことができる。一実施形態では、Ｎ個の協調的送信装置のそれぞれが、同じＦＥＣ符号を用いてデジタル情報を符号化する。ＦＥＣ符号化されたデータシンボルは、次いで変調され、パラメータディザ機構に適用される。パラメータディザ機構は、複数のディザ化モジュールを備えることができる。例えば、ディザ化モジュールの１つは、位相ディザを変調されたシンボルに加えることができ、その位相ディザは、２から２πの範囲の個別の値若しくは連続する値とすることができる。したがって、各送信装置は、同じシンボルシーケンスを送るが、各送信装置に一意の方法で、変調された信号をディザ化する。位相をディザ化するのに加えて、パラメータディザ機構は、変調された信号の振幅、周波数及び／又はシンボルタイミングに対して、小さな変動を挿入することができる、すなわち、それは、周波数ディザ化モジュール、振幅ディザ化モジュール及び／又はシンボルタイミングディザ化モジュールなどの他のディザ化モジュールを含むことができる。
【００３５】
［0050］これらの信号の複合された影響は、宛先又は中間（ホップ）の受信装置で受信される。この複合信号は、各送信装置と受信装置の間の送信された信号及び送信チャネルのすべて又は大部分の影響を含む。次いで、受信装置は、受信された信号を処理して、情報データシーケンスを抽出する。この処理は、複合チャネルの推定、シンボルの復調及びＦＥＣ復号を含む。シンボルの復調は、部分的に、チャネル等化、周波数／位相推定及びシンボルの同期化を含むことができる。
【００３６】
［0051］受信装置の処理を簡単化する本発明のいくつかの特別な場合が存在する。具体的には、信号パラメータが、いくつかのシンボルに対して一定に保持される場合、これはチャネル推定を簡単化することができる。この概念は図９で示されており、ディザ値が、Ｄを正の整数であるとするとＤシンボルの間一定に保持される。本発明の一実施形態では、Ｄシンボルは、Ｍレベルの位相変調（ｍＰＳＫ）、Ｍレベルの振幅変調（ｍＡＳＫ）及び／又はＭレベルの振幅及び位相変調（ｍＱＡＭ）を表すＭ−ａｒｙのシンボルアルファベットを含むＩ／Ｑコンステレーションにマップされた符号化情報データとすることができる。使用されるＦＥＣのブロック長は、Ｄシンボルよりも長いものと仮定する。特に、ＦＥＣブロックは、Ｄ＊Ｂの変調シンボルを含み、したがって、複合信号は、１つのＦＥＣ符号ブロック中にＢ個の異なった複合チャネルが得られるものと仮定する。この場合、一定のディザ値を有するＤシンボルは、チャネル推定のためのトレーニングシーケンスを含むことのできるパケット中で送信することができる。一実施形態では、図９で示すように、トレーニングシーケンスは、各パラメータの先頭に置くことができる。他の実施形態では、トレーニングシーケンスは、各パケット内の所定の位置に配置することができる。さらに他の実施形態では、トレーニングシーケンスを、パケット内に点在させることもできる。トレーニングシーケンス中のシンボル及びその数は、すべてのパケットに対して一定にすることも、変えることもできる。すべての協調する送信装置は、前のホップの1つ以上のノードから送信された共通の情報データを共用する。その共通のデータは、複数のパケットへと分割することができる。各パケットは（Ｍ−ａｒｙのシンボルアルファベットから）Ｄ個のシンボルを含む。パケット内のＤ個のシンボルは、そのパケット及びその送信装置に一意であり得る一定のディザ値でディザ化される。したがって、Ｂ個のパケットは、Ｂ個の異なるディザ値を使用することができる。各パケットはさらに、協調する送信装置のすべてに対して同じものとすることのできるトレーニングシーケンスを含むことができる。次のホップ内のノードは、そのトレーニングシーケンスを、チャネル推定、搬送波周波数回復、搬送波位相調整及びフレーム（パケット）同期化のために使用することができる。トレーニングシーケンスは、宛先ノードで又は次のホップ内で協調するノードで、事前に（a priori）知ることができる。トレーニングシーケンスは、ＢＰＳＫの場合、２つのシンボル１及び−１として又は４相位相変調（ＱＰＳＫ）の場合、１、−１、ｊ及び−ｊとして表されるパターン（ビット）の固定されたストリングとすることができる。トレーニングパターンは、Ｍ−ａｒｙ（Ｍレベル）位相変調（ｍＰＳＫ）、Ｍ−ａｒｙ振幅変調（ｍＡＳＫ）、Ｍ−ａｒｙ位相及び振幅変調（ｍＡＰＳＫ）及び／又は多値直交振幅変調（ｍＱＡＭ）を用いて変調することができる。符号ブロックは、一般に、Ｂ個のパケットへと分割することのできる大量の情報データを含むことができる。ただし、Ｂは整数である（図９）。符号ブロックは、最新のＬＤＰＣ符号などＦＥＣ符号器で保護することができる。す��ての送信装置は、シンボル時間（以降では、シンボル時間、シンボル時間期間及びシンボル期間が交互に使用される）、符号ブロック及びパケットレベルで、時間同期されるものと仮定する。
【００３７】
［0052］このパケットレベルのディザ化を用いると、受信装置は、トレーニングシーケンスを用いて各パケットに対する複合チャネルを推定することができる。ディザ値は１つのパケット中で一定（時間的に不変）であるので、パケット中の複合チャネルにおける１つの変化は、チャネル伝播ファクタ（例えば、可動性、発振器のドリフトなど）によるものとなるはずである。この時間変動は比較的遅く、必要に応じて、最初の推定後に、受信装置で追跡することができる。
【００３８】
［0053］このパケットレベルのディザ化の値は、シンボルごとのディザ化（すなわち、Ｄ＝１）を考えると非常に明らかとなる。この場合、複合チャネルは、各シンボル時間をランダムに変化させることになる。それは、これらの変動を追跡することを困難にする。したがって、各送信装置から受信装置への各チャネルを推定し、またそれぞれの時間で、各送信装置のディザパターンの知識を用いて、複合チャネルの推定を構築することが必要となるはずである。これはいくつかの理由で実際上望ましくない。まず、受信装置で、送信装置ごとのチャネルを推定する方法が必要である。受信装置が、送信装置の数を決定することもまた必要である。最後に、受信装置は、各送信装置のディザパターンを知ることもまた必要である。
【００３９】
［0054］それとは反対に、パケット単位のディザ化は、送信装置の数、各送信装置で使用されるディザパターン又は各送信装置から受信装置までの個々のチャネルを知ることを受信装置に要求しない。受信装置は、送信装置の数にかかわらず、受信した複合信号を同じように処理する。これは、背景のセクションで検討されたＭＡＮＥＴ（移動体のアドホックネットワーク）のコンテキストで特に価値がある。具体的には、メッセージがソースノードから送り出されると、実際には何も調整せずに協調の利益が達成される。例えば、協調する送信装置の数は、送信装置及び受信装置で知る必要がなく、また複数の受信装置が、利益のある同じ協調的送信を受信することができる。これは、ノードがかなりの可動性を有しており、高速で、ロバストな情報配布が望ましいような場合に魅力的である。
【００４０】
［0055］提案の本発明で残っている１つの協調レベルは、送信装置が時間で同期化されると仮定することである。これは、ＦＥＣ符号ブロック、ディザパケット及びシンボル時間のレベルにおける同期化を含む。これらのうちで、実際に確立することが最も困難なものは、送信装置のシンボル時間レベルの同期化である。例えば、符号ブロック及びディザパケットレベルにおける同期化は、例えば、ＴＤＭＡ（時間分割多元接続）システムで、しばしば行われるように、パイロット信号の送信を介して達成することができる。しかし、シンボル時間の同期化は、それが、無線装置の可動性及び／又は発振器の不完全さに起因して変化する可能性があるのでより困難である。
【００４１】
［0056］シンボル時間レベルの同期化の仮定は、可能性のある受信装置の複雑さを犠牲にすれば緩和される可能性がある。例えば、チャネルがＡＷＧＮチャネルである場合には、復調処理はメモリ不要である。２つの協調する送信装置は同期していない場合、ＩＳＩ（シンボル間干渉）が生成されることになる、すなわち、複合チャネルは、もはやＡＷＧＮチャネルではなく、さらにＩＳＩを含むことになる。したがって、受信装置は、このＩＳＩを補正するように変更されるべきである。具体的な変更は、まさに変調フォーマットに依存する。直接拡散方式では、レーキ受信装置を使用することができる。単一搬送波のシステムでは、何らかの形式の等化器を使用すべきである。ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式では、通常、循環接頭辞が遅延スプレッドにより生ずるＩＳＩに対処するために使用されてきている。したがって、協調する送信装置中の不完全なシンボル同期化により生じたこのさらなるＩＳＩは、標準のＯＦＤＭ処理で補正され得る。
【００４２】
［0057］実際に、各送信装置と受信装置の間の個々のチャネルが、ＩＳＩを含むようにモデル化されていた場合、非協調的リンクに対する受信装置は、ＩＳＩを補正するために上記機構のうちの１つを含むことになる。このようなＩＳＩで障害のあるチャネルを介する高速のデータ送信は、チャネル歪みを許容可能なレベルまで除去する又は少なくとも低減することのできるシグナリングスキームを必要とする。チャネル歪みは、時間ドメイン又は周波数ドメインで、またいくつかの方法で対処することができる。１つの周波数ドメイン手法は、ＯＦＤＭ変調技法を使用することである。したがって、送信装置中の不完全なシンボル時間の同期化は、適切な変調スキームを用いることによって、またＩＳＩ対応の受信装置によって適応することができる。典型的には、ＩＳＩ受信装置は、いくつかの遅延スプレッド（ゼロに等しい時間で送信されるデルタ関数から、すべての無視できないエネルギーが受信装置で検出される時間の長さとして定義される）に適応するように設計される。所与の環境における遅延スプレッドの測定は、知られたチャネルモデルを用いてシミュレートされ、計算され及び／又は測定され得る。パワー遅延スプレッド又はマルチパス時間遅延の測定は、当業者に知られている。この同じ受信装置を、パケット単位でディザ化する協調的システムの受信用に使用するために、不完全なシンボルレベルの同期化により生ずるさらなるＩＳＩが、大幅な性能劣化を生ずることのないように保証する必要がある。大部分のこのようなＩＳＩ受信装置は、実現された典型的なＩＳＩチャネルが、１つのシンボル期間のわずかなものに相当するその遅延スプレッドを有する場合、言い換えると、シンボル期間が、ＲＭＳ（２乗平均平方根）遅延スプレッドよりもかなり長い場合、大幅な性能劣化を受けることはない。したがって、実務上、ＩＳＩを含む個々のチャネルを有するシステムにとって、１つのシンボル期間内の同期化は十分なものとなるはずである。
【００４３】
［0058］図１０は、Ｎ個の協調する送信装置及び単一の受信装置を示す。説明のために、送信された信号及び受信された信号の両方に関して、複素ベースバンドと等価なモデルが、全体を通して検討される。送信装置は、エレメントｓ［ｋ］を有する共通のベースバンドで変調されたシンボルストリームを送信するものとする。各シンボルｓ［ｋ］は、平均して単位エネルギーを有するように正規化されたシンボルの有限のアルファベットから得られる。例として、確率が等しいシンボルを有する４相位相変調（ＱＰＳＫ）の場合、このアルファベットは、単に、４つのシンボル１、−１、ｊ及び−ｊとなるはずである。
【００４４】
［0059］図１０のＮ個の協調する送信装置のそれぞれは、以下のように送信のための信号を構成する。ｎ番目の協調する送信装置は、ｋ番目の共通のシンボルｓ［ｋ］に、利得Ａ［ｎ、ｋ］及び位相Ｐ［ｎ、ｋ］を有するディザ項を乗算する。そのとき、得られた送信シンボルは、ｔ［ｎ、ｋ］＝Ａ［ｎ、ｋ］ｅｘｐ（ｊＰ［ｎ、ｋ］）ｓ［ｋ］である。このシンボルは、次いで、シンボル当たり送信パワーＥｓでチャネルを介して送信される。一般に、シンボルｓ［ｋ］は、多値振幅及び／又は位相変調（ｍＱＡＭ）でディザ化することができる。説明のために、いま、ユーザに依存するがシンボルに依存しないさらなる利得Ｇ［ｎ］及び位相Ｆ［ｎ］が得られる無記憶通信路を考える。しかし、本発明は、このような無記憶通信路に限定されない。特に、ＩＳＩ（シンボル間干渉）チャネルを後で検討する。
【００４５】
［0060］Ｎ個の協調する送信装置は、その各チャネルを介してその各ｋ番目の送信シンボルを同時に送信し、したがって、受信装置は、以下で表すことのできるｋ番目の受信シンボルｚ［ｋ］を受信する。
【数３】
0005305143.tif 000004
式中、ｗ［ｋ］は、ＡＷＧＮ（additive white Gaussian noise；加算性ホワイトガウスノイズ）に対応する。具体的には、ｗ［ｋ］は、ゼロ平均、分散Ｎｏ／２の非相関の実数及び虚数コンポーネントを有する複素ガウスノイズプロセスの実現である。ノイズサンプルｗ［ｋ］は、各ｋに対して相互に独立しており、また送信されたシンボル又は送信装置の数から独立している。
【００４６】
［0061］Ｎ個の協調する送信装置のそれぞれに対応する受信したシンボルｚ［ｋ］のコンポーネントが、共通のシンボルｓ［ｋ］を共用していることが観察される。したがって、式（３）は、以下のように再度表すことができる。
【数４】
0005305143.tif 000005
式（４）では、Ｃ［ｋ］及びＱ［ｋ］は、それぞれ、送信装置ごとのディザ化及び送信装置ごとのチャネルの両方によって加えられた複合利得及び位相である。
【００４７】
［0062］本発明の有効性を評価するために、情報理論からのツールを用いて、式（３）及び（４）でカプセル化された送信及び受信モデルの分析が次に行われる。分析を助けるために、ｉ）Ｎ＝２、ｉｉ）両方のチャネルに対して、Ｇ［ｎ］＝１、ｉｉｉ）両方のチャネルに対して、Ｆ［ｎ］＝０、ｉｖ）すべてのｋに対して、Ａ［１、ｋ］＝Ａ［２、ｋ］＝１及びｖ）ＱＰＳＫ変調が使用されると仮定する。位相ディザリングだけを利用する純粋なＡＷＧＮにおける２ユーザの場合は、したがって、次のように考えられる。
【数５】
0005305143.tif 000006
【００４８】
［0063］位相シーケンスＰ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が受信装置で知られていると仮定する。受信装置は、次いで、複合位相、Ｑ［ｋ］を知り、受信信号をデローテート（derotate）することができ、したがって、該当する受信モデルは、
【数６】
0005305143.tif 000007
となる。
【００４９】
［0064］通信チャネルの容量は、情報を送信することができ、また高い信頼性で、そのチャネルを介して受信できる最大のレートである。容量の計算は、送信されたシンボルの可能な統計量すべてにわたって最適化する必要があるので、正確に計算することは一般に困難である。それに代えて、所与の変調スキーム及びチャネルに対するＳＩＲ（symmetric information rate；対称情報レート）を用いて作業するのが一般的である。ＳＩＲは、特定のシンボルアルファベットが与えられ、且つそのシンボルが等しい確率であるという仮定の下に、情報を送信することができ、且つ高い信頼性でチャネルを介して受信され得る最大のレートを測定する。式（６）の２ユーザの位相ディザリングモデルに対する平均のＳＩＲは、位相ディザ値Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］の可能な値に対して、相互情報Ｉ（ｚ［ｋ］；ｓ［ｋ］）を平均することにより見出される（相互情報の詳細な説明に関しては、例えば、Ｃｏｖｅｒ及びＴｈｏｍａｓによる、「Elements of Information Theory」を参照のこと）。
【００５０】
［0065］図１１は、異なる送信スキームに対するＳＩＲ対Ｅｂ／Ｎｏ（ただし、Ｅｂは情報ビット当たりのエネルギー）をプロットしている。「ＱＰＳＫ」曲線は、分散ビーム形成（すなわち、すべてのｋに対してＰ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］）を用いる達成可能なＳＩＲに対応する。ＱＰＳＫは、４−ａｒｙアルファベットを用いるので、ＱＰＳＫは、ＳＮＲが増加するとチャネル使用ごとに２ビットのＳＩＲを達成する。図１１には、３つの「位相ディザリング」曲線がある。「連続位相」とラベルが付された曲線は、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、間隔［０、２π］上の可能なすべての位相値から一様に得られる場合に対応する。「８つの個別位相」曲線は、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、８つの個別の位相値｛０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４｝から一様に得られる場合に対応する。「４つの個別位相」曲線は、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、４つの個別の位相値｛０、π／２、π、３π／２｝から一様に得られる場合に対応する。予測されるように、位相ディザリングに対するＳＩＲ性能は、このＡＷＧＮシナリオにおける分散ビーム形成の性能よりも劣る。位相ディザリングと分散ビーム形成の間の相対的なＥｂ／Ｎｏ差は、ＳＩＲが増加すると大きくなる。しかし、ＦＥＣを採用するシステムは、どうしても低いＳＩＲで動作し、また実際的に関心のある多くの符号レートに対して、２つのスキームの間の理論的な性能に対する制限は小さい。例えば、レート１／２を有する良好な最新の符号を用いるシステムは、１．０ｂｐｓ／Ｈｚの近くで動作することが予測でき、このＳＩＲで、連続的な位相ディザリングと分散ビーム形成の間の相対的な差は、約１．５ｄＢである。１．３５ｂｐｓ／Ｈｚ未満のＳＩＲ値に対して、４つの個別位相だけを用いる位相ディザリングのＳＩＲは、連続的な位相値を使用する位相ディザリングのＳＩＲと区別できないことが図１１で観察される。同様に、１．７ｂｐｓ／Ｈｚ未満のＳＩＲ値に対して、８つの個別位相だけを用いる位相ディザリングのＳＩＲは、連続的な位相値を使用する位相ディザリングのＳＩＲと区別することができない。
【００５１】
［0066］本発明の有効性をさらに評価するために、位相ディザリングを採用する符号化されたシステムの性能は、次に、コンピュータシミュレーションにより評価される。２つの送信装置であり、位相ディザ化されたＡＷＧＮシナリオが、上記の理論的説明と同様に再度検討されるが、式（５）で検討されたものに対して、わずかに異なる送信及び受信モデルを調べる。３つの重要な差がある。まず、データシンボルｓ［ｋ］は、符号化されたＢＰＳＫシンボルを構成する。第２に、送信シンボル（ディザ化後）は、チャネルインタリーバでインタリーブされる。第３に、Ｆ［２］＝ｆ（１つのブロックにわたって一定であるが、ブロックごとに変化するオフセット）であるように、第２のチャネルにより生成されるランダムな位相オフセットが存在すると仮定する。受信されたシンボルは、したがって、以下のようにモデル化される。
【数７】
0005305143.tif 000008
【００５２】
［0067］使用される最新の符号はレート１／２であり、入力ブロックサイズが４０９６Ｆ−ＬＤＰＣ（TrellisWare Technologies, Inc.により設計された、また参照により本明細書に組み込まれる、K. M. Chugg、P. Thiennviboon、G. D. Dimou、P. Gray及びJ. Melzerによる「A New Class of Turbo-like Codes with Universally Good Performanceand High-Speed Decoding」、２００５年１０月、米国ニュージャージ州アトランティックシティ、IEEE Military Comm. Conf.の会報に詳細に記された柔軟な低密度パリティ検査符号）である。図１２は、この符号に対する符号化する図を示している。入力ビットのストリーム（ｂ［ｉ］）は外符号（outer code）を送り、その出力は、インタリーブされ（ｄ［ｊ］）、次いで、内部パリティ発生器に送られ、それはパリティビットストリームＰ［ｍ］を生成する。このパリティストリームは、次いで、得られる符号が組織的であるように組織ビットストリームと共に送信される。外符号は、２つの状態の畳込み符号（「１＋Ｄ」）及び繰り返し符号（「＝」）を直列に連結させることによって形成される。この畳込み符号のｉ番目の出力は、Ｑ（ｉ）回繰り返されることが観察される。本シミュレーションで使用される符号に対して、すべてのｉに対してＱ（ｉ）＝２である。内部パリティ発生器（ＩＰＧ）は、累算器（「１／（１＋Ｄ）」）を備え、その後にＪ：１のパンクチャを備える。本シミュレーションで使用される符号の場合、Ｊ＝２である。チャネルインタリーバ及び符号インタリーバは共に、高い加算拡散（sum−spread）の疑似ランダムインタリーバである。
【００５３】
［0068］図１３は、５つの送信スキームの性能を比較する。「理想的な協調ダイバーシティ」とラベルが付された曲線は、すべてのｋに対してＰ［１、ｋ］＝Ｐ［２、ｋ］＋ｆ（すなわち、分散ビーム形成）の場合に対応する。「シンボル単位のディザ」とラベルが付された曲線は、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、ｋの各値に対して独立して（且つ間隔［０、２π］上で一様に）選択される場合に対応する。「パケットディザ（Ｄ＝３２）」、「パケットディザ（Ｄ＝６４）」及び「パケットディザ（Ｄ＝２５６）」とラベルが付された曲線は、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、Ｄ＝３２、６４及び２５６の長さのパケットに対して、それぞれ、独立して、（且つ間隔［０、３６０度］上で一様に）選択される場合に対応する。第１に、「理想的な協調ダイバーシティ」の場合に対して、「シンボル単位のディザ」曲線の約１．５ｄＢの性能劣化が、上記のＳＩＲ結果と一致していることが観察される。第２に、シンボル単位のディザ化に対するパケット単位のディザ化の性能劣化は、Ｄ＝３２及びＤ＝６４に対しては許容可能であるが、Ｐが増加するにつれて、ディザ化により生成されるダイバーシティ量が減少するという事実により、Ｐのより大きな値に対して、さらに明確になることが観察される。図１４は、Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、全体の符号ブロックで一定であるように、Ｄ＝８１９２の極端なパケット単位のディザ化の場合と共に、「理想的な協調ダイバーシティ」及び「シンボル単位のディザ」曲線を再度示している。その極端な場合は単純な非調整手法に対応する。
【００５４】
［0069］図１５は、「連続的（Ｄ＝３２）」というキャプションを有する、図１３の「パケットディザ（Ｄ＝３２）」曲線を示しており、位相ディザ値Ｐ［１、ｋ］及びＰ［２、ｋ］が、間隔［０、３６０度］上で一様に得られていることを示す。この曲線は、位相ディザ値が、４つの値｛０、π／２、π、３π／２｝から一様に得られる場合と同様のシナリオと比較される。上記のＳＩＲの議論から予測されるように、「連続的（Ｄ＝３２）」と「４つの個別位相（Ｄ＝３２）」曲線の間の性能差は無視できる。
【００５５】
［0070］パケット単位のディザ化の場合であっても、時間同期化は必要である。実際に、前の信号モデルのすべては、このような同期化の仮定に基づいている。そのモデルは、受信信号が、ＡＷＧＮチャネルを介して送信される場合、ＩＳＩを回避するためにナイキストのパルス整形を用いて整合フィルタされているものと仮定する。得られたモデルは、シンボル間隔の整合フィルタ出力を表す。受信信号のフィルタされたバージョンをオーバーサンプリングする場合、同様のモデルが得られる。具体的には、１シンボル時間未満のサンプリング時間で、受信信号をサンプリングした場合、シンボルインデックス（ｋ）当たり複数のサンプルを有する式（３）と同様のモデルが生ずることになる。その場合、パルス整合フィルタリングは、個別の時間に行うことができる。
【００５６】
［0071］送信装置から受信装置へのチャネルごとに、可能性のあるＩＳＩ（シンボル間干渉）を用いて、連続的な時間の観察を検討することにより、さらに一般的なモデルが得られる。具体的には、
【数８】
0005305143.tif 000009
であり、式中、ｗ（ｔ）は、ＡＷＧＮ（additive white Gaussian noise；加算性ホワイトガウスノイズ）に対応し、ｈ（ｎ；ｔ）は、パルスフィルタリングと、送信装置ｎから受信装置へのチャネルインパルス応答の組合せであり、またｖ［ｎ］は、相対的な送信遅延である。式（３）のモデルは、ｈ（ｎ；ｔ）＝Ｇ［ｎ］ｐ（ｔ）ｅｘｐ（ｊＰ［ｎ、ｋ］）と仮定することにより生成される。ただし、ｐ（ｔ）は、ナイキストのパルス波形、ｖ［ｎ］＝０である。具体的には、異なる送信を受信する間で相対的な遅延がないものと仮定し、パルスｐ（ｔ）に対して整合フィルタし、シンボル期間Ｔの整数倍でサンプリングする場合、式（３）のモデルに達する。
【００５７】
［0072］しかし、ＩＳＩを生ずるチャネルの場合、十分に大きな送信帯域を有するマルチパスチャネルの場合がしばしばそうであるように、ｈ（ｎ；ｔ）がｐ（ｔ）と等しくはならないことに留意されたい。この場合、ｈ（ｎ；ｔ）はいくつかのシンボル期間に対してゼロではない。具体的には、ｈ（ｎ；ｔ）は、すべてのｎに対して０とＬＴの間のｔに対して、ゼロではないと仮定する。ここで、ＬＴは遅延スプレッドであり、またＬは正規化された遅延スプレッドである。送信装置は、１つのシンボル期間Ｔ内で同期化され、そのとき、ｖ［ｎ］は、各ｎに対して０とＴの間にあるものとさらに仮定する。その場合、式（８）を以下のように表すことが可能である。
【数９】
0005305143.tif 000010
式中、ｃ（ｔ）は、
【数１０】
0005305143.tif 000011
により与えられる複合ＩＳＩチャネルである。
【００５８】
［0073］送信装置間の粗い時間同期だけによって生ずるさらなる遅延のために（すなわち、ｖ［ｎ］の存在）、ｃ（ｔ）はゼロではなく、０から（Ｌ＋１）Ｔの値となる。言い換えると、１つのシンボル期間内で送信装置を同期化することは、さらにもう１つのシンボル遅延スプレッドを生ずることになる。より一般的には、ｑシンボル期間内に送信装置を同期化することは、さらにｑシンボルの遅延スプレッドを生ずる。したがって、受信装置が、この多くのＩＳＩの存在中で動作するように設計される場合、より精密な時間同期化は必要ではない。
【００５９】
［0074］上記で引用された諸実施形態は、本発明の原理の説明に過ぎない。当業者であれば、添付された特許請求の範囲で実施される本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、様々な変更及び改良を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】信頼性のある調整通信を有する送信装置の並置されたアレーを示す図である。
【図２】限定された調整通信機能を有する送信装置の非並置アレーを示す図である。
【図３】調整通信機能のない送信装置の非並置アレーを示す図である。
【図４】２つの送信に対する強め合う干渉パターン及び弱め合う干渉パターンの例を示す図である。
【図５】移動体のアドホックネットワークにおけるマルチホップ送信中継の例を示す図である。協調的通信が、ノードに達する複数の矢印によって示されている。
【図６】本発明の実施形態による、ディザ化を用いる協調的通信システムのブロック図である。
【図７】ランダムな位相ディザリングを用いた２つの等しいパワー信号に対する複合信号パワーの実現例を示す図である。値は１つの信号送信に対するものである。
【図８】ランダム位相ディザリングを用いた２つの等しくないパワー信号に対する複合信号パワーの実現例を示す図である。値は最も強い送信信号パワーに対するものである。
【図９】本発明の実施形態による、パケットベースの位相ディザリングのデータフォーマットの例を示す図である。これは、送信装置の数又はそのディザパターンの知識なしに、各パケットの最初で複合信号の推定を可能にする。各ノードは、所与の符号ブロックにおいて、ｄ＝１、２、・・・、Ｂに対して、Ｂ個のディザ値を使用する。
【図１０】本発明の実施形態による、ＡＷＧＮチャネルに対する位相（可能な振幅を有する）ディザリングのブロック図である。
【図１１】様々な協調方法を用いた達成可能な情報転送レートを示す図である。ＳＩＲ（対称情報レート）性能が、個別の一様な位相を用いてディザ化するために、雑音スペクトルレベルに対するビット当たりエネルギー（Ｅｂ）比（ｄＢで）の関数として与えられる。
【図１２】本発明の実施形態による、シミュレーションで使用される最新の符号であるＦ−ＬＤＰＣ（柔軟な低密度パリティ検査符号）のための符号器のブロック図である。シミュレーションは、すべてのｉに対してＱ（ｉ）＝２を用いる。
【図１３】２つの送信装置に対する位相ディザリング及び理想的な分散ビーム形成の協調的通信の比較を示す図である。シンボル単位のディザ化を含む異なるパケット長に対する位相ディザリング手法の性能が示されている。
【図１４】２つの送信装置に対するシンボル単位の位相ディザリング、理想的なビーム形成及び単純な非調整の協調的通信の比較を示す図である。
【図１５】Ｄ＝３２のパケット長を有する、連続的な位相ディザリングと４つのディザ値を用いた個別の位相ディザリングとの比較を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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