(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号化され、かつインターリーブされて、伝送チャネル上に伝送されたシンボルを、減少された複雑さで、繰り返し検出し、かつ復号化する方法において、これらのシンボルは、バイナリシンボルのシーケンスに基づいて伝送され、受信シンボルの各シーケンスは、データ、保持および末尾シンボルに加えて、少なくとも、特定の学習シンボルを含み、状態の数が減少されたチャネルのトレリス上で動作する、重み付けされた入力及び出力を持つ準最適な等化器からのものであり、
・反復の前に、
- 伝送された特定の学習シンボルに基づいて、伝送チャネル
【数１】
0005183849.tif 000081
のインパルス応答の係数の初期線形推定を実行し、
・反復によって、それぞれの現在の反復のために、
-等化されたシンボルビット上に重みづけされた出力シーケンスを得るために受信シンボルのシーケンス上で準最適な等化を実行し、
前記準最適な等化は、状態の数が減少されたチャネルのトレリス上で動作し、前記推定されたインパルス応答の係数および前の反復の復号化から発せられたシンボルビット上の事前情報に従って、実行され、
- 等化されたシンボルビット上の前記重み付けされた出力のシーケンスから先の反復の復号化から発せられた前記シンボルビット上の前記事前情報を減算することにより符号化されたビット上の付帯的な情報シーケンスを区別し、
- 復号化されたシンボルビット上の重み付された出力シーケンスを得るために符号化シンボルビットの前記付帯的な情報シーケンス上の重み付けされた入力及び出力を持つ復号化を実行し、
- 復号化シンボルビット上の前記重み付された出力シーケンスから、現在の反復の準最適な等化処理からの符号化されたビット上での事前情報を減算することにより、復号化されたシンボルビット上の付帯的な情報シーケンスを区別し、
- 等化及び復号化の反復処理から発せられた情報に基づいて、伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復再推定を実行し、
- 次の反復において、反復によって実行されるステップを繰り返すことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記等化処理は、復号器からの符号化されたビット上の付帯的な情報から、準最適な等化器が動作するものと同じチャネルのトレリス上で動作する、EM型の反復処理である
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。
【請求項３】
前記再推定処理は、復号器からの符号化されたビット上の事前情報の固定されたバージョンを用いる、標準MSSEを満足させる、ブートストラップ型の線形処理である
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。
【請求項４】
前記準最適な等化処理は、チャネルを最小フェーズチャネルにし、すなわち等価個別チャネルの第1の係数上のエネルギーを最大にする事前フィルタリングと、柔軟な入力及び出力を持つDDFSE処理とを結合させることから成る
ことを特徴とする請求項1から3のうちのいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記DDFSE処理は、往復反復に基づく、柔軟な出力の計算のための手順を含み、遷移評価基準の計算は、1つの反復実行上での生き残りの計算である
ことを特徴とする請求項4に記載の方法。
【請求項６】
前記準最適な等化処理は、状態の数が減少されたチャネルのトレリスではない各々のために、決められた数の生き残りを維持することから成る、生き残りの一般化された処置に基づいていて、柔軟な出力の計算は、1つの反復実行によって実行される
ことを特徴とする請求項1から3のうちのいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
前記等化処理が、ノード当たり1つの生き残りが保持されるDDFSE型の等化処理であるならば、更に、・反復の前に、- 伝送チャネルのインパルス応答
【数２】
0005183849.tif 000082
の係数の前記初期線形推定から、最小フェーズフィルタ
【数３】
0005183849.tif 000083
及び非因果的フィルタ
【数４】
0005183849.tif 000084
の各々を計算し、ここで、
【数５】
0005183849.tif 000085
であり、前記フィルタ
【数６】
0005183849.tif 000086
は、初期最小フェーズを持つ伝送チャネルとして定義され、次に、
・反復により、
- 現在の反復のための連続する最小フェーズ伝送チャネルとして定義される最小フェーズフィルタ
【数７】
0005183849.tif 000087
の値を条件として、かつ、前記更新された線形推定
【数８】
0005183849.tif 000088
に基づいて、次の反復の間、受信シンボルの前記シーケンスを前記等化処理にかけ、
次の反復の間、連続する最小フェーズチャネルとして定義された最小フェーズフィルタ
【数９】
0005183849.tif 000089
と、後者と関連する非因果的フィルタ
【数１０】
0005183849.tif 000090
とを更新する
ことを特徴とする請求項1、2または4のうちのいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
インパルス応答
【数１１】
0005183849.tif 000091
の係数の更新された推定を実行することから成る前記ステップは、次の反復のために、
- 復号化されたビット上の重み付けされた出力の前記シーケンスをインターリーブ処理にかけ、
- 受信シンボルを再構成するために、再インターリーブされ、重み付けされた出力のシーケンスの前記の流れを硬判定にかけ、
- 全ての再構成された受信シンボル上で、再構成された受信シンボルを線形疑似反転処理にかける
ことを特徴とする請求項1から7のうちのいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
伝送チャネル上の、符号化され、かつインターリーブされたシンボルを、検出し、かつ繰り返し復号化するシステムにおいて、これらのシンボルは、バイナリシンボルのシーケンスから伝送され、受信されたバイナリシンボルの各シーケンスは、データ、保持および末尾シンボルに加えて、少なくとも特定の学習シンボルを含み、少なくとも、
-ソフトな入力及び出力を持つ準最適な等化手段(1)と、
前記準最適な等化手段は、前記受信シンボルを受信可能であり、等化されたシンボルビット上に重みづけされた出力のシーケンスを出力するために、前記伝送チャネルの推定されたインパルス応答の係数、および、前の反復の復号化から発せられた復号化されたシンボルビット上の事前情報に従って、準最適な等化を実行し、
- 第一に、準最適な等化処理の場合に、前の反復の復号化されたシンボルビットに起因するシンボルビット上で、第二に、復号化処理の場合に、準最適な等化シンボルビットに起因する符号化されたビット上で、事前情報を、計算し、かつ繰り返し交換する手段(2)と、
- 符号化されたビット上の前記事前情報を受け取り、かつ、復号化処理から生じる復号化されたビット上に、重み付けされた出力のシーケンスを送り出す、ソフトな入力及び出力を持つ復号化手段(3)と、
- 反復する準最適な等化及び復号化処理から生じる情報に基づいて、伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成する手段(4)とを含む
ことを特徴とするシステム。
【請求項１０】
更新された反復推定を実行する前記手段(4)は、
- 伝送チャネルのインパルス応答の係数の初期推定を実行する手段(40)と、
- 伝送チャネルのインパルス応答の係数のEM型の更新された反復推定を実行する手段とを含む
ことを特徴とする請求項9に記載のシステム。
【請求項１１】
前記システムにおいて、
- 前記準最適な等化手段(1)は、ソフトな入力/出力を持つMLSE等化手段であり、
- 前記復号化手段(3)は、ソフトな入力/出力を持つBCJR復号化手段である
ことを特徴とする請求項9または10に記載のシステム。
【請求項１２】
前記システムにおいて、
-前記準最適な等化手段(1)は、ソフトな入力/出力を持つDDFSE等化手段であり、
- 前記復号化手段(3)は、ソフトな入力/出力を持つBCJR復号化手段である
ことを特徴とする請求項9または10に記載のシステム。
【請求項１３】
前記システムにおいて、
- 前記準最適な等化手段(1)は、GSOVA等化手段であり、
- 前記復号化手段(3)は、ソフトな出力を持つBCJR復号化手段である
ことを特徴とする請求項9または10に記載のシステム。
【請求項１４】
前記更新された反復推定手段(4)は、
- 復号化処理から生じる復号化されたビット上の重み付けされた出力のシーケンス(S2)を再インターリーブし、再インターリーブされ復号化されたビット上に、重み付けされた出力のシーケンスを送り出す手段(41)と、
- 再インターリーブされ復号化されたビット上の重み付けされた出力のシーケンスを受け取り、かつ、再構成された受信シンボルビットのシーケンスを送り出す硬判定手段(42)と、
- 全ての再構成された受信シンボル上に線形疑似反転を加え、伝送チャネル
【数１２】
0005183849.tif 000092
のインパルス応答の係数の更新された推定を可能にする手段(43)とを含む
ことを特徴とする請求項10、12、13のうちのいずれか一項に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送チャネルの係数の再推定と結合された、受信シンボルを、繰り返し検出し、かつ復号化する方法及びシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動無線電話通信の分野で、チャネル符号化および搬送波の変調によって、送信されたシンボルを検出し、かつ復号化するために用いられる処理において、伝送チャネルの相互作用を考慮することは、相互作用の影響を最小限にし、かつ満足な受信品質を得るために、避けられない。
【０００３】
シンボル伝送の間、伝送チャネルが無線電気特性を示し、これにより伝達関数が時間と共に変化するが、最近利用可能な受信器は、最適な検出及び復号化の処理の両方を用いている。このような場合には、この伝送チャネルの影響のほぼ完全な等化が得られる。すなわち、準最適な検出及び復号化処理による、検出及び復号化方法の反復が、伝送チャネルの影響のほぼ完全な等化への接近を可能にする。
【０００４】
例えば、都市の環境における場合のような、特に、長すぎるパルス応答を持つ伝送チャネルの場合には、非常に高度で複雑な計算が必要とされるので、現在では、最適な検出及び復号化処理を用いることは、ほとんど不可能であることが証明されている。
【０００５】
現在の使用における進化したGSM型(EDGE)の受信器に用いられる可能性がある、準最適な検出及び復号化処理は、例えば、DDFSE(これは、Delayed Decision Feedback Sequence Estimatorを表す)として知られている準最適な等化処理に基づいている。この処理は、事前のフィルタリングの使用を伴い、その目的は、推定された伝送チャネルを最小のフェーズに置くことである。最小のフェーズの伝送チャネルを、最も短い遅延に対応する、そのエネルギーが、このフィルタの第1の係数に凝縮されている、時間成分の伝送を可能にするフィルタに例えることができることが思い出されるであろう。DDFSE等化処理を更に詳細に説明するためには、以下の表題が付けられた論文を参照するのが有益である。
- "Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation"、A. DUEL-HALLEN, C. HEEGARD - IEEE Trans. on Commun.、vol.37、428-436頁、1989年5月。
- "Filtre correcteur de phase pour egaliseurs sous-optimaux"、A. WAUTIER, J.C. DANY, C. MOUROT, Annales de Telecommunications, n° 9-10, 1992.
上記の論文を参照すると、図1aは、重み付けされた出力と、ビタビ型の畳み込み復号器とによるDDFSE等化処理のために用いられる可能性がある受信器の例を示す図である。Π-1と表示される、重み付けされた出力をデインターリーブするモジュールは、シンボルを伝送するのに用いられた処理と同様に、符号化の前にシンボルをインターリーブするのに用いられた処理が考慮されることを可能にする。
【０００６】
「ターボ検出」としても知られている、反復による検出および復号化の原理は、European Transactions on Telecommunicationsの、vol.6、507〜511頁、1995年9月に載せられた、"Iterative Correction of Intersequential Interference: Turbo-Equalization"と題された論文の中で、C. DOUILLARD, M. JEZEQUEL, C. BERROU, A. PICART, P. DIDIER, A. GLAVIEUXによって最初に提案された。
この検出及び復号化方法において、等化処理は、SISO MLSEとして参照される、重み付けされた入力及び出力を持つ、最尤等化器に基づいている。同時に、用いられる畳み込み復号化処理は、SOVAとして知られている、重み付けされた入力および出力を持つビタビ処理に基づいている。SOVA復号化処理は、"A Low Complexity Soft Output Viterbi Decoder Architecture"と題された、ICC'93、733-740頁、ジュネーブ、スイス、1993年5月の発表で述べられている。
【０００７】
その時以来、上記の検出及び復号化処理に対する広範囲にわたる発展があった。これは、最大事後確率(MAP)に基づく、最適な検出器の使用に通じるものであった。これらの型の最適な検出器の更に詳細な説明のためには、以下の表題がつけられた論文を参照するべきである。
- L.R. BAHL, J. COCKE, F. JELINEK, J. RAVIVによって発表され、IEEE Transactions on Information Theory、vol. IT-20、284-287頁、1994年3月に編集された、"Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate"- G. BAUCH, H. KHORRAM, J. HAGENAUERによって、Proc. EPMCC'97、307-312頁、ボン、ドイツ、1997年9月に発表された、"Iterative Equalization and Decoding in Mobile Communications Systems"
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述したターボ検出処理が、効果的に、伝送チャネルの影響によってもたらされるシンボル間干渉(ISI)を消すのに対して、チャネル係数の完全な推定、及び、シンボルの十分なインタリーブ深さを仮定しても、伝送チャネルの係数が、最初は、雑音と共に推定されるならば、2.5〜3dBの不可逆劣化が、それでもなおバイナリ誤り率において発生する。以下の表題がつけられた論文を参照すべきである。G. BAUCH, V. FRANZによって、International Conference on Telecommunications (ICT)、vol.2、259〜263頁、Portos Caras、ギリシア、1998年6月に発表された、"A Comparison of Soft-In-Soft-Out Algorithms for Turbo-Detection"
【０００９】
最後に、ターボ等化処理として知られていて、上記のターボ検出処理とは本質的に異なる、反復してシンボル検出及びチャネル復号化を適用する新しい方法は、1997年に提案された。以下の表題がつけられた論文を参照すべきである。"Turbo-Equalization over Frequency Selective Channel" - International Symposium on Turbo-Codes、ブレスト、フランス、1997年9月。
一般的に言えば、上記のターボ等化処理は、本質的に、伝送チャネルの雑音の推定を想定していると言えるかもしれない。このターボ等化処理は、高いスペクトル効率を持つ変調の場合に、見込みがあるように思われるのだが、雑音推定を持つターボ検出処理と比較すると、それでもなお、第1の反復のために用いられる等化処理の型に大きく依存している性能の劣化をもたらすように思われる。以下の表題がつけられた論文を参照すべきである。A. ROUMY, I. FIGALKOW, D. PIREZによってIEEEVTC'1999Fall、アムステルダム、オランダ、1999年9月に発表された"Joint Equalization and Decoding: Why Choose the Iterative Solution ?"。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、検出及び復号化の方法及びシステムを適用することによって、従来から知られていたターボ検出処理の欠点及び制限を改善することである。その中で、等化及び復号化処理は、事前(a priori)情報の交換から成る反復処理にかけられる。第一に、等化器の場合に、復号器からのシンボルビット上でかけられ、第二に、等化器から発せられる、復号器のための符号化されたビット上でかけられる。更に、その中で、チャネルのインパルス応答の係数は、この反復等化及び復号化処理から提供される情報に基づいて、繰り返し再推定される。
【００１１】
本発明の別の目的は、DDFSEまたはGSOVA(Generalized Soft Output Viterbi Algorithm)処理のような、個別の準最適な等化処理を実行可能な、反復検出及び復号化システムを提供することである。
【００１２】
本発明の別の目的は、さらに、最適な反復処理、或いは、ブートストラップ型の準最適な処理(線形再推定ループ)によって、チャネルのインパルス応答の係数の再推定のための処理を実行可能な反復検出及び復号化システムを実現することである。
【００１３】
本発明によって提案される、伝送チャネル上に伝送された、符号化され、かつインターリーブされたシンボルを繰り返し検出し、かつ復号化する方法及びシステムにおいて、これらのシンボルは、バイナリシンボルのシーケンスに基づいて伝送され、データ、保持及びキューシンボルに加えて、少なくとも特定の学習シンボルを含む、受信された各シンボルシーケンスに注目すべきであり、この方法は、このシステムによって可能になった、以下のステップから成る。反復の前に、特定の送信された学習シンボルに基づいて、伝送チャネルのインパルス応答の係数の初期線形推定を実行し、次に、反復によって、等化及び復号化処理を、事前情報を交換する反復処理にかける。第一に、等化処理の場合に、復号化処理から発せられるシンボルビット上でかけ、第二に、復号化処理の場合に、等化処理から発せられる符号化されたビット上でかける。そして、反復等化及び復号化処理によって提供された情報に基づいて、伝送チャネルのインパルス応答係数の更新された反復再推定を実行する。
反復によって実行されたステップは、次の反復で繰り返される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明によって提案された方法及びシステムは、特に、GSM及びEnhanced Data Rates for GSM Evolutionを表すEDGEシステムを用いる、チャネル変調がGMSKまたはM元型の変調である、移動電話通信の受信の分野で利用される。
【００１５】
本発明の対象を形成する、伝送チャネル係数を再推定することによって、シンボルを繰り返し検出し、かつ復号化する、本発明によって提案された方法及びシステムの説明に移る前に、図1b〜1dに関連する従来技術に関して、様々な注意が、以下で与えられる。
【００１６】
GSMもしくはEDGE型の標準の受信器のための、ベースバンドにおけるデジタル通信チェーン(chain)と関連する表記は、次のとおりである。
-
【数１３】
0005183849.tif 000002
は、送信されるためのバイナリシンボルのシーケンスを示す。
-
【数１４】
0005183849.tif 000003
は、畳み込み型のチャネル符号化器から供給される、符号化されたバイナリシンボルのシーケンスを示す。チャネル符号化の目的は、送信されるビット及びシンボルのシーケンスに、冗長性を導入することである。
-
【数１５】
0005183849.tif 000004
は、変調器による変調の後に生成されるシンボルのシーケンスを示す。変調器はM-PSK型の変調器であり、シンボルのシーケンスはMDP8シンボルのシーケンスによって構成されている。ただし、これは一例であり、あらゆる点において、これに限定されるものではない。変調されたシンボルのシーケンスは、インタリーブにかけられた、符号化されたシンボルのシーケンスから得られる。インタリーブは、Πによって表示される。上で概説された変調処理は、図1bに示されたような配列の点と、送信にかけられなければならない連続したビットの三つ組(triplet)との間の対応を行うということが思い出されるであろう。
-
【数１６】
0005183849.tif 000005
は、
【数１７】
0005183849.tif 000006
と標記され、複素シンボルシーケンス
【数１８】
0005183849.tif 000007
に対応する、MPD8シンボルの各シーケンスを有する、PSK変調器から発せられる各シンボルと関連するベースバンドにおける複素シンボルのシーケンスを示す。
【００１７】
送信される、符号化されたシーケンスは、末尾ビットを含めて、バイナリ長がm×114×3であることが思い出されるであろう。チャネルインターリーブすなわち動作Πの後に、シーケンスは、EDGEもしくはGSM型のシンボルのm個のパケットに分割される。図1cに示したように、各パケットは、114個のMDP8ペイロード(payload)シンボルで構成され、これに対して、CAZAC型の一般的なシンボルにおいては、学習(learning)シーケンスの26個のシンボルが加えられ、6個の末尾(tail)シンボルは2掛ける3個の末尾シンボルに分けられ、9個の保持(hold)シンボルが加えられる。
【００１８】
図1dに、ベースバンドで上述したEDGEまたはGSMシンボルのパケットを伝送するための等価個別(discrete)モデルを示す。
【００１９】
上述したシンボルのパケットは、線形にされたGMSKインパルス応答によってフィルタリングされ、対応する信号は、それから、周波数無線選択性チャネル上に送信される。これは、等価レイリーマルチパスチャネルによってモデル化することができる。図1dにおいて、個別の時間における等価チャネルは、フィルタTX及びRXを含むことが知られている。更に、伝送フィルタによって占有されている帯域上で、一定のスペクトル密度を持つガウス白色雑音を考慮しなければならない。復調器の受信フィルタは、ロールオフナイキストルート(root)(スペクトル占有に関する係数)α=0.5を持つフィルタである。復調器は、時間シンボルと共に受信した受信オーバーサンプル信号に同期して、これを減衰させる(decimate)。
【００２０】
図1dに示した個別の時間(シンボル)における等価モデルは、復調器が、
【数１９】
0005183849.tif 000008
と表記される一連のサンプルを送り出すようなものである。また、送り出されたサンプルytを、個別の畳み込みの形で、下記の方程式に基づいて記述することも可能である。
【数２０】
0005183849.tif 000009
この方程式において:
・
【数２１】
0005183849.tif 000010
は、チャネルの送信フィルタ及び受信フィルタの畳み込みに対応する等価個別チャネルの複素係数を表す。
・
【数２２】
0005183849.tif 000011
は、それらの複素形における、フィルタリングの前にMDP8変調器から発せられるシンボルのシーケンスを表す。
・Kchは、等価個別チャネルの拘束長を表す。
・btは、ガウス白色雑音サンプル、すなわち白色化動作を保証するナイキストルートによるフィルタリングを表す。
【００２１】
本発明によって提案された、伝送チャネルの係数の再推定と結合した、受信シンボルを検出し、かつ復号化する反復方法を、以下で、図2aを参照して、更に詳細に説明する。
【００２２】
一般的に言って、シンボルは、バイナリシンボルのシーケンスに基づいて伝送され、従って、受信シンボルの各シーケンスは、符号化され、かつインターリーブされ、そして、データ、保持及び末尾シンボルに加えて、図1cに示したような特定の学習シンボルを少なくとも含むことが思い出されるであろう。
【００２３】
図2aへ移り、本発明によって提案された方法では、反復の前に、ステップAで、伝送された特定の学習シンボルに基づいて、伝送チャネル
【数２３】
0005183849.tif 000012
のインパルス応答の係数の初期線形推定を行う。
【００２４】
図2aに示した初期推定動作は、推定によって与えられた伝送データという観点から、これらのデータを等化処理に送るための切替点Iに対応している。従って、受信器宛ての受信シンボル
【数２４】
0005183849.tif 000013
のシーケンスに基づいて、推定が行われる。学習シンボル、すなわちCAZACシンボルが、そういうものとして知られているので、伝送において知られているシンボルと、伝送されたシンボルパケットに組み込まれたCAZACシーケンスと、対応するシンボルと、受信したシンボルのパケットとの間の比較を用いて、反復の前に、線型推定によって、伝送のインパルス応答の係数を決定することが可能である。このような理由により、初期線形推定動作は、
【数２５】
0005183849.tif 000014
のように表記される。
【００２５】
上述した初期推定動作に続いて、本発明によって提案された方法では、等化及び復号化処理を、これらの2つの処理の間で事前情報を交換することを反復する処理にかける。
【００２６】
図2aにおいては、等化処理はBによって表示され、復号化処理はCによって表示されている。
【００２７】
一般的に言って、参照符号B及びCによって示された等化処理及び復号化処理は、重み付けされた入力及び出力を持つ等化及び復号化処理であることに注意すべきである。これは、それらが、各々、Soft-Input Soft-Output等化及びSoft-Input Soft-Output復号化を表す、SISO等化及びSISO復号化と呼ばれる所以である。
【００２８】
更に詳細には、様々なSISO等化処理及びSISO復号化処理を、本発明の目的が実現される範囲からはずれずに、それぞれ用いることができる。
【００２９】
一般的に言って、事前情報の交換の反復処理が、第一に、等化処理の場合に、復号化処理から発せられるシンボルビット上で、第二に、復号化の場合に、符号化されたビット、等化処理から発せられる符号化されたビット上で行われる。
【００３０】
事前情報の、この二重の交換は、図2aにおける破線で示された矢印によって示されていて、この記述において、更に詳細に、のちほど説明されるであろう。
【００３１】
事前情報の交換の反復処理は、上記の事前情報を得る際に、伝送チャネルの寄与と、復号化の寄与とを区別することにある。対応する区別の動作は、図2aでは、それぞれ、D1及びD2によって示されている。
【００３２】
最後に、上記の反復の一部として、本発明によって提案された方法は、ステップEとして、反復等化及び復号化処理によって供給される情報に基づく、伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復再推定をも含んでいる。
【００３３】
伝送チャネルのインパルス応答の係数の、この更新された反復再推定を実行するために、反復等化及び復号化処理によって供給された情報は、選択動作E1にかけられ、次に実際の再推定動作E2にかけられる。この実際の再推定は、階数l+1の各反復のために伝送チャネル
【数２６】
0005183849.tif 000015
のインパルス応答の係数を再推定することにある。この反復動作の間、この新たに再推定されたデータに基づいて、SISO等化処理がステップBで実行されることを可能にするために、ステップE2における実際の再推定から得られたデータが、図2aに示した1,2または3において、情況に応じて切り替えられる。
【００３４】
反復等化B及び復号化C処理によって供給される情報に基づく、更新された反復再推定処理に関しては、図2aにおける選択位置1、2及び3に対応する、個別の実施形態が、後ほど、この記述において説明されるであろう。この記述において、のちほど説明するが、再推定入力データを選択するための、これらのモードは、第一に、用いられる等化の型によって変わり、第二に、用いられる再推定の型によって変わる。
【００３５】
等化処理Bと復号化処理Cとの間での事前情報の交換を反復する性質は、第一に、反復lから反復l+1にシフトするステップFに示され、反復再推定Eを反復する性質は、第二に、反復lから反復l+1までシフトするステップGに示されている。
【００３６】
等化処理Bと復号化処理Cとの間での事前情報の交換の反復処理を実行する具体的な方法を、更に詳細に、図2bを参照して、以下で説明する。この記述において説明するが、この実施形態は、用いられる等化及び復号化処理に関係なく、実現される。
【００３７】
上述した図2bに示したように、事前情報の交換の反復処理は、伝送チャネルの寄与と、復号化の寄与とを区別することにある。この区別は、第一に、区別処理D1から成り、その中で、シンボルビット上の事前情報S"2が、等化されたシンボルビット上の重み付けされた出力シーケンスから抽出され、このシーケンスはS1で表され、S'1と表記される付帯的な(extrinsic)シーケンスまたは情報を生成するために、等化処理Bから獲得される。
【００３８】
付帯的なシーケンスS'1は、次に、チャネルからの情報と等化からの符号化されたビット上の事前情報とを含む、S"1と表記される重み付けされた入力シーケンスを生成するために、Π-1と表記されるデインターリーブ処理にかけられる。図2a及び2bにおいて、要素区別(elementary differentiation)ステップに示された減算は、D11と表記される。デインターリーブステップは、D12と表記される。
【００３９】
更に、事前情報の交換の反復処理は、区別ステップD2における、SISO復号化処理Cから得られる復号化されたビット上の重み付けされた出力シーケンスS2から、復号化処理Cの入力における重み付けされた入力シーケンスS"1を引き、これによりS'2と表記される復号化されたビットにおける付帯的な情報シーケンスを生成する処理を含む。要素区別ステップに対応する上記の減算ステップは、図2b及び図2aにおいては、参照符号D21によって示されている。
【００４０】
復号化されたビット上の付帯的な情報シーケンスS'2は、次に、デインターリーブ処理にかけられ、これにより、この記述の最初の方で述べたシンボルビット上の事前情報S"2が生成される。このデインターリーブステップΠは、図2a及び図2bにおいては、参照符号D22によって示されている。
【００４１】
本発明によって提案された、符号化され、かつインターリーブされたシンボルを繰り返し検出し、かつ復号化する方法は、様々な個別の等化処理及び様々な再推定処理を用いて実行され得る。このことは、後に、この記述において示されるであろう。用いられるチャネル符号に関するかぎり、それは、畳み込み符号、または、線形、直列、並列または混成の符号の組み合わせであってもよい。復号化処理に関しては、符号化処理を扱うことが可能な、あらゆる復号化処理を用いることができる。復号化は、それ自体が反復性のものであってもよい。
【００４２】
より詳細には、本発明による、繰り返し検出し、かつ復号化する方法は、各反復において、伝送チャネルのインパルス応答係数の初期線形推定の後に続けて、それぞれの現在の反復のために、以下のステップを含む。
- 前の反復の復号化に起因するシンボルのビット上の事前情報から状態の数が減少されたチャネルのトレリス上で動作する準最適な等化を実行する。
- 事前情報からの重み付けされた入力及び出力による復号化を、現在の反復の準最適な等化動作からの符号化されたビット上で実行する。
伝送チャネルのインパルス応答係数の反復再推定は、準最適な等化及び復号化の反復処理から発せられる情報に基づいて実行され、かつ更新される。
【００４３】
一般的に言って、図2cに示したように、等化処理は、ブートストラップ型の再推定B-STと組み合わされた、重み付けされた入力/出力を持つDDFSE処理から成る。
【００４４】
図2cにおいて、図2aで用いたのと同じステップは、同じ参照符号によって示されている。
【００４５】
図2cに示した、本発明によって提案された方法を実現するためのアプローチに関して、等化処理は、ノードにつき1つの生き残りが保持されるDDFSE型の処理である。
【００４６】
これらの条件の下で、本発明によって提案された方法は、また、反復の前に、ステップA1で、伝送チャネルのインパルス応答の係数のためにステップAで得られた初期線形推定値を用いて、最小フェーズフィルタ(minimum phase filter)
【数２７】
0005183849.tif 000016
及び非因果的フィルタ(anticausal filter)
【数２８】
0005183849.tif 000017
の各々を計算する過程を含む。最小フェーズ及び非因果的フィルタは、下記の式を満たす。
【数２９】
0005183849.tif 000018
【００４７】
反復の前に、フィルタ
【数３０】
0005183849.tif 000019
が、初期最小フェーズを持つ伝送チャネルであると定義される。
【００４８】
更に、本発明によって提案され、かつ図2cに示した方法は、受信シンボルのシーケンスを、反復して、最小フェーズフィルタ
【数３１】
0005183849.tif 000020
の値が、反復すなわち連続する階数l=l+1の反復が行われている間、連続する最小フェーズ伝送チャネルであると定義されるという条件付きで、等化処理にかける過程を含む。
【００４９】
本発明によって提案された方法は、また、更新された線形推定値
【数３２】
0005183849.tif 000021
を用いて、次の反復の間、連続する最小フェーズ伝送チャネルであると定義される最小フェーズフィルタ
【数３３】
0005183849.tif 000022
と、後者と関連する非因果的フィルタ
【数３４】
0005183849.tif 000023
とを更新する過程を含む。
【００５０】
最小フェーズフィルタ
【数３５】
0005183849.tif 000024
及び
【数３６】
0005183849.tif 000025
を更新する動作は、図2cのステップE21に示されている。
【００５１】
この反復を反復する性質は、ステップGにl=l+1として示されている。同時に、最初に伝送チャネルのインパルス応答の係数を推定する処理、及び、等化及び復号化処理B,C間の事前情報の交換を反復する性質も、ステップFと表示された同じ処理によって示されている。
【００５２】
図2cに示した、最小フェーズフィルタ及び非因果的フィルタが計算されるステップA1を実行し、かつ、これらのフィルタのそれぞれの値がステップE21で更新されることに関しては、これらの計算ステップは、ケプストラム法によって実行されることに注意すべきであり、これは、更に詳細に、後ほど、この記述の中で説明するが、この計算方法は、図2dに示したように、例えば、256個の係数を持つ高速フーリエ変換に基づく、特定の計算モードが用いられるステップA10及びステップE210の各々から成る。
【００５３】
次の反復のために伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された推定を実行することを伴うステップEは、特に前述したブートストラップ型の処理の場合に、図2eに示したように、復号化されたビット上の重み付けされた出力シーケンスを、すなわち復号化処理の出力で、Eaと表記されたデインターリーブ処理にかけ、次に、ステップEaから得られた、再インターリーブされ、重み付けされた出力シーケンスの流れを、受信シンボルを再構成するために、Ebと表記された硬判定にかけ、そして、最後に、再構成された受信シンボルを、全ての再構成された受信シンボルにわたって、Ecと表記された線形疑似反転処理にかける過程から成る。
【００５４】
本発明によって提案された実行方法は、図2c〜2eと共に上述されたDDFSEの等化処理に限定されない。
【００５５】
実際に、ブートストラップ型の再推定を実現する一つの方法として、DDFSE処理以外の等化処理を用いることも可能である。従って、様々な等化処理を用いることができ、例えば、ノードにつき1を超える生き残りが保持されるDFSE処理から成る、Generalized Soft Viterbi Algorithmを表すGSOVAとして知られている処理を用いることができる。
【００５６】
この技術は、誤り伝播を抑制する効果的な方法である。誤り伝播は、DDFSE型処理と共に起こることが一般に知られていて、この理由のために、信号を白色化するための適切なフィルタを用いることが必要になる。
【００５７】
GSOVA処理は、そのようなフィルタリングの導入を必要としないが、大きな欠点を持っている。それは、重み付けされた出力の等化処理におけるソフトな(soft)出力を計算するための、「前方(forward)後方(backward)」型の計算に役立たないことである。しかしながら、他の計算処理を、上記の重み付けされた出力を計算するために用いることができる。これらの計算処理、例えば、SOVA処理は、「前方」通路１つのみを必要とする。
【００５８】
GVA処理すなわちGeneralized Viterbi Algorithm及びGSOVAの説明を得るために、それぞれ、T. HASHIMOTOによって、IEEE Trans. Info Theory vol.33、866-876頁、1987年11月に発表された、"A List-type reduced Constraint Generalization of the Viterbi Algorithm"と題された出版物、及び、J. HAGUENAUER及びP. HOEHERによって、Globcom 89、ダラス、米国、1680-1686頁に発表された、"A Viterbi Algorithm with soft Decision Outputs and its Applications"と題された出版物を参照することができる。
【００５９】
最後に、次の反復のために伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された推定を行うステップは、伝送チャネル
【数３７】
0005183849.tif 000026
のインパルス応答の係数の推定された現在の値と同様に、実行されている反復における等化処理によって生成された、ISI伝送チャネルのマルコフのモデルと結合した、トレリスの状態の上での事後確率を用いる、Expectation Maximizationを表すEM型の反復を実行するものであってもよいことに注意すべきである。EM型の反復の更に詳細な説明のために、Mohamed SIALA, Rafael BRU GIBERTによって、IEEE VTS、50th Vehicular Technology Conference、アムステルダム、オランダ、1999年9月19〜22日に発表された、"SEMIBLIND MAXIMUM A POSTERIORI MULTIPATH FAST FADING CHANNEL ESTIMATION FOR TDMA SYSTEMS"と題された論文を参照することができる。
【００６０】
特に、EM反復と、実行されている反復における等化処理によって得られるトレリスの状態の上での事後確率の使用と、伝送チャネルのインパルス応答の係数の実行されている推定値とによって生成される、前記の更新された推定は、図2aにおける位置1,2の選択に都合よく対応する。同時に、ブートストラップ型の処理によって、伝送チャネルのインパルス応答係数の更新された推定ステップを実行することは、例えば、同じ図2aにおける位置3の選択に対応する。
【００６１】
伝送チャネルの係数を再推定する処理と結合された、伝送チャネル上の符号化され、かつインターリーブされたシンボルを、反復して検出し、かつ復号化するシステムが、いかに実現されるかを、以下で、図3a〜3d及びその次の図を参照して、更に詳細に説明する。
【００６２】
図3aに移り、本発明によって提案されたシステムは、
【数３８】
0005183849.tif 000027
と表記される、受信シンボルのシーケンスを受け取る。受信シンボルのシーケンスは、この記述の最初の方で説明され、図1cに示したようなシンボルのパケットで構成されたフォーマットに従っている。
【００６３】
図3aから分かるように、本発明によって提案されたシステムは、受信シンボルのシーケンスを受け取り、かつS1と表記された等化シンボルビット上に重み付けされた出力のシーケンスを送り出す、SISOと表記された、ソフトな入力及び出力を持つ等化モジュール1を備えている。
【００６４】
本発明によって提案されたシステムは、更に、事前情報を計算し、かつ交換するモジュール2も備えている。この事前情報は、第一に、復号化されたシンボルビットのシンボルビット上、すなわち復号化処理から発せられるシーケンスS2上でで計算される。この事前情報は、等化処理に送られることになっていて、ソフトな入力及び出力を持つ前記等化モジュール1の入力におけるシーケンスS"2内に送り出される。第二に、事前情報を計算し、かつ交換するモジュールは、事前情報が、等化されたシンボルビット、すなわちシーケンスS1からの、この事前情報を表すシーケンスS"1内の、符号化されたビット上で計算されることを可能にする。符号化されたビットS"1上の事前情報は、復号化処理に送られることになっていて、前記復号化処理のための入力変数として送り出される。
【００６５】
最後に、図3aに示した、本発明によって提案されたシステムは、更に、SISO復号器と表記されている、ソフトな入力及び出力を持つ復号化モジュール3も備えている。この復号化モジュール3は、符号化されたビット上のシーケンスS"1で表された事前情報を受け取り、S2で表された復号化されたビット上に重み付けされた出力のシーケンスを送り出す。すなわち、前記S2は、復号化処理から得られるものであり、換言すれば、ソフトな入力及び出力を持つ復号化モジュール3から発せられるものである。
【００６６】
最後に、本発明によって提案されたシステムは、好都合にも、反復等化及び復号化処理から得られた情報に基づいて、伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成するモジュール4を備えている。
【００６７】
伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成するモジュール4は、使用される、重み付けされた入力/出力を持つ等化器及び復号器の型の各々の選択によって決まる、等化器モジュール1または復号器モジュール3から情報を受け取ることに特に注意すべきである。この選択は、それぞれ、図2aにおける位置1、2及び3に対応していて、前記図3aにおいては、上述した位置間の切替素子の記号によって表示されている。
【００６８】
本発明によって提案されたシステムが、どのように動作するかに関しては、参照符号3が記載されているSISO復号器モジュールの入力に与えられる、シーケンスS"1で表された、符号化されたビット上で計算され、かつ交換された事前情報と、復号器モジュール3から発せられる復号化されたビットからSISO等化器モジュール1の入力に与えられる、シーケンスS"2で表されたシンボルビット上の事前情報とが、第一に、SISO等化器モジュール1の性能を改良し、第二に、SISO復号器モジュール3の性能を改良している。この改良は、特に、本発明によって提案された方法及び装置を実現するために最終的に選択された、復号化処理及びSISO復号器モジュール3に加えて等化処理及びSISO等化器モジュールの選択された型に各々固有な特定の状態の下で、反復等化及び復号化処理から得られる情報に基づく伝送チャネルのインパルス応答の係数の再推定と結合した反復処理から得られる。明らかに、処理の型及び伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値は、各々選択された等化器モジュール及びSISO復号器モジュールの型と関連付けられている。
【００６９】
事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するために用いられるモジュール2の動作に対する、好ましいが本発明を限定するわけではないアプローチが、以下で、同じ図3aを参照して与えられる。
【００７０】
前記の図に示したように、事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、都合よく、SISO等化器モジュール1から発せられる等化シンボルビットS1上の重み付けされた出力のシーケンスから復号化処理に起因するシンボルビットに関する事前情報S"2を引く第1のモジュール20を備えていてもよい。第1の減算モジュール20は、S'1と表記された付帯的なシーケンスが生成されることを可能にし、この付帯的なシーケンスは、実質的に、等化シンボルビットから発せられる潜在的(potential)かつ事前の情報と一致する。実質的に、シーケンスS'1は、送信され、最終的には受信される、シンボルビットのシーケンスの送出に加えられるインターリーブ処理のおかげで、この潜在的かつ事前の情報を表している。
【００７１】
情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、更に、前記潜在的かつ事前の情報を表す付帯的なシーケンスS'1をデインターリーブするモジュール21も備えている。このデインターリーブモジュール21は、Π-1と表記され、チャネルからの情報と、等化処理からの符号化されたビット上の事前情報とを含む重み付けされた入力のシーケンスS"1が生成されることを可能にする。
【００７２】
更に、情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、SISO復号器3から送り出された復号化されたビットS2上の重み付けされた出力のシーケンスから、重み付けされた入力の前記シーケンスS"1を引く第2のモジュール22を備えている。この第2の減算モジュール22は、S'2と表記された、復号化されたビット上の付帯的な情報のシーケンスが生成されることを可能にする。これは、復号化されたビット上の事前情報が、復号化処理のために必要なデインターリーブ処理を考慮していることを示している。
【００７３】
最後に、事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、Πと表記されたインターリーブモジュール23を備えている。このインターリーブモジュール23は、復号化されたビットにおける付帯的な情報のシーケンスS'2を受け取り、シンボルビットにおける事前情報S"2が生成されることを可能にする。これは、第一に、SISO等化器モジュール1に与えられ、第二に、もちろん、第1の減算モジュール20へのループ中に与えられる。
【００７４】
図3aに示した、事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2の実施形態の場合には、計算された、シーケンスS"1と表記された事前情報、SISO復号器モジュール及びSISO等化器モジュールに与えられる、それぞれのS"2は対称であり、前記事前情報の計算において実行される反復は、等化器1及びSISO復号器3のうちのどちらが最終的に選択されても、最終的に、性能を高め、かつ改良する。
【００７５】
本発明によって提案された型のシステムと共に用いられる第1の具体的な実行方法を、以下で、図3bを参照して説明する。ただし、これは、本発明を限定するものではない。この方法においては、第一に、SISO等化器モジュール1は、ソフトな入力/出力を持つMLSE等化器モジュールであり、かつ、SISO復号器モジュール3は、ソフトな入力/出力を持つBCJR復号器モジュールである。かつ、更新された反復推定を行うモジュール4は、伝送チャネルのインパルス応答の係数の期待値最大化を得るために、EM型の更新された反復推定を行うモジュール41に加えて、伝送チャネルのインパルス応答の係数の初期推定を行うモジュール40を備えている。
【００７６】
等化器モジュール1に関しては、重み付けされた出力及び入力を持つMLSE型の、従ってSISO型の等化器モジュールであってもよい。
【００７７】
これらの条件の下で、図1dに示したような、しかし選択された等化器モジュール及び復号器モジュールを考慮している等価個別チャネルが、時間と共に変化する、拘束長Kchの、非組織的、非循環的畳み込み符号として見られるかもしれない。この拘束長は、個別チャネルの係数の数を表している。
【００７８】
これらの条件の下で、シンボル間干渉ISIを起こす、対応する個別チャネルは、このチャネルのマルコフモデルと関連する、規則的な(regular)トレリスと結合していて、このトレリスは、Tch(S,B,θ)と表記される。時間区分tにおける、このトレリスの各枝もしくは遷移b∈Bは、3つの領域(field)を含んでいる。
・初期状態s'∈S
・到着時の状態s∈S
・整数で表された
【数３９】
0005183849.tif 000028
で記述される受信バイナリシーケンスが、変調シンボルである。
【００７９】
階数lで、伝送チャネルの係数の推定値
【数４０】
0005183849.tif 000029
を条件としている、実行されている反復のために、SISO MLSE型の重み付けされた入力及び出力を持つ最尤等化器モジュール1は、式(1)を検証する、M元変調型の各シンボルの各ビット上での事前確率の概略の比率を計算する。
【数４１】
0005183849.tif 000030
この式において、
【数４２】
0005183849.tif 000031
は、長さτchを持つ受信シンボルの複素シーケンスを表し、Pr<.|.>は、受信シンボル及びチャネルパラメータを知っていることを条件とする確率を表している。遷移
【数４３】
0005183849.tif 000032
と関連する固有の(inherent)確率
【数４４】
0005183849.tif 000033
は、3つの確率密度の積に分解することができ、これは式(2)と一致している。
【数４５】
0005183849.tif 000034
ここで、
【数４６】
0005183849.tif 000035
である。
【００８０】
SISO MLSE等化器モジュール1は、次に、式(3)による二重の前方-後方への反復を用いて、繰り返し、他の確率密度
【数４７】
0005183849.tif 000036
及び
【数４８】
0005183849.tif 000037
を計算する。
【数４９】
0005183849.tif 000038
【００８１】
存在する遷移のために、評価基準(metric)は、式(4)によって与えられるように表される。
【数５０】
0005183849.tif 000039
ここで、
・
【数５１】
0005183849.tif 000040
は、反復τにおけるチャネルの推定値を表す。
・
【数５２】
0005183849.tif 000041
は、枝bによって運ばれるM元シンボル数
【数５３】
0005183849.tif 000042
と関連する複素数である。
・
【数５４】
0005183849.tif 000043
は、ISI項である。すなわち、
【数５５】
0005183849.tif 000044
である。
・σ2は、雑音の分散を表す。
上記で与えられた式(4)において、シンボル間干渉の項を表す項
【数５６】
0005183849.tif 000045
は、M元シンボルのシーケンスを意味し、このシーケンスは、{xl-1,xl-2,...,xl-Kch+1}と記述され、注目したトレリスの先祖(ancestor)状態s'に必須的に(integrally)含まれている。
【００８２】
デインターリーブ後の復号化されたシーケンスのビットの完全な非相関(de-correlation)を考慮することによって、その場合に、条件付確率間の関係は、式(5)を検証する。
【数５７】
0005183849.tif 000046
上記の式(1)は、式(6)に基づいて、最終的に、シーケンスS1を表す2つの項に細分化することができる。
【数５８】
0005183849.tif 000047
これは、
【数５９】
0005183849.tif 000048
を与え、そして、
【数６０】
0005183849.tif 000049
である。
【００８３】
より詳細には、SISO MLSE等化器モジュールは、次の2つの規則を適用することによって、対数領域に置き換えることができる。
規則1
Q≧0のときの指数値e-Qは、Q←-lne-Qに変換される。
規則2
形式
【数６１】
0005183849.tif 000050
の式は、
【数６２】
0005183849.tif 000051
に変換され、繰り返し計算される。
これらの式において、lnはネーパー(neperian)対数を表し、max及びmimは、それぞれ、対応する量の最大値及び最小値を表す。
【００８４】
本発明によって提案されたシステムの第2の具体的な実施形態を、以下で、図3cを参照して説明する。この実施形態においては、SISO等化器モジュール1は、SISO DDFSE等化器モジュールであり、SISO復号器モジュール3は、ソフトな入力/出力を持つSISO BCJRモジュールであり、かつ、更新された反復推定モジュール4は、ブートストラップ型のモジュールの形とされている。
【００８５】
前記図3cを参照し、注目したモードを実行するために、本発明によって提案されたシステムは、計算された非因果的フィルタのパラメータ
【数６３】
0005183849.tif 000052
を受け取る、参照符号0によって示された、非因果的フィルタリングモジュールによって完成される。この非因果的フィルタは、この記述の最初の方で述べた条件の下で、受信シンボルの、シンボルのシーケンス
【数６４】
0005183849.tif 000053
を受け取り、
【数６５】
0005183849.tif 000054
と表記された、受信シンボルの変換されたシーケンスを送り出す。前述した受信シンボルの変換されたシーケンスは、次に、本来のところにあるSISO DDFSE等化器モジュール1によって、シンボルのシーケンス
【数６６】
0005183849.tif 000055
の代りに、受け取られる。
【００８６】
再び同じ図3cを参照すると、SISO DDFSE等化器モジュール1は、最小フェーズフィルタからの計算された値
【数６７】
0005183849.tif 000056
を受け取る。前記最小フェーズフィルタは、再び、各反復による新しい最小フェーズチャネルに対応し、その上で、SISO DDFSE型の等化器モジュール1が動作する。
【００８７】
ブートストラップ型のモジュールを動作させるために、チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定を提供するモジュール4は、図3cに示したように、復号化処理に起因し、SISQ BCJR復号器モジュール3から送り出される、復号化されたビット上の重み付けされた出力のシーケンスS2をデインターリーブするモジュール41を含んでいる。このデインターリーブ処理は、Πによって示されている。このデインターリーブモジュール41は、再インターリーブされ、復号化されたビット上に重み付けされた出力のシーケンスを送り出す。更に、前記モジュール4は、再構成された受信シンボルの、復号化され、かつ再インターリーブされたビット上の重み付けされた出力のシーケンスを受け取る硬判定モジュール42を備えている。特に、モジュール42は、再構成された受信シンボルビットのシーケンスを、上記のしきい値との比較に基づいて送り出すことを可能にする、しきい値比較器の形とされていてもよい。
【００８８】
最後に、更新された反復推定モジュール4は、更に、全ての再構成された受信シンボル上に線形疑似反転を加えるモジュール43を備えている。このモジュール43は、伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された推定値
【数６８】
0005183849.tif 000057
を生成することを可能にする。
【００８９】
図3cに示した、更新された反復推定モジュール4は、更に、受信シンボルのシーケンス
【数６９】
0005183849.tif 000058
を受け取り、チャネルのインパルス応答の推定値すなわち値
【数７０】
0005183849.tif 000059
を反復の前に生成することを可能にする初期推定器40を備えている。計算モジュール44は、最初に、モジュール40及びモジュール43、すなわち初期推定器及び線形再推定器の各々から発せられる情報を受け取り、これにより、非因果的フィルタ
【数７１】
0005183849.tif 000060
及び最小フェーズフィルタ
【数７２】
0005183849.tif 000061
の計算値を生成する。
【００９０】
これは、全ての点において、本発明を限定するものではないが、前記計算モジュール44は、ケプストラム法(CEPSTRUM method)を用いて計算を行うモジュールであると都合がよいことに注意すべきである。
【００９１】
この型の計算モジュール及び前記方法の更に詳細な説明のために、A. VAUTIER, J.C. DANY, C. MOUROTによって、Annales de Telecomunications, n°9-10, 1992年に発表された、"Filtre correcteur de phase pour egaliseurs sous-optimaux"と題された論文を参照することができる。
【００９２】
従って、図3cに示した装置は、次のように動作する。ターボ検出器を構成する、SISO DDFSE型の等化器モジュール1を含むユニットと、SISO BCJR型の復号器モジュール3とは、最小フェーズフィルタの値
【数７３】
0005183849.tif 000062
を条件にして各反復を行う。
【００９３】
各々の前記反復のために、連続するステップ1及び2が、以下に示す方法で実行される。
ステップ1
等化器モジュール1によって生成された、重み付けされた出力から出発すると、情報の付帯的な部分が、バイナリレベルで鎖状シンボル(concatenated symbol)のパケットの各々のために計算される。この付帯的な情報は、第1の減算モジュール20によって生成され、シーケンスS'1と表記されたものに対応している。
ステップ2
デインターリーブモジュール21によるデインターリーブの後に、対応する事前情報が、復号器モジュール3のために符号化されたビット上の尤度表示器として用いられる。後者は、この記述の最初の方で述べたシーケンスS2内の各々の符号化されたビットにおける信頼性を評価する。そして、第2の減算モジュール22は、情報の付帯的な部分を抽出する。これは、モジュール23による再インターリーブの後に、新しい反復の目的で受信シンボルを構成するビット上の事前情報として等化器モジュール1によって用いられる。
等化器モジュール1及び復号器モジュール3の間の事前情報の交換によって実行される階数lの各反復の終わりに、更新された反復推定モジュール4は、シーケンスS2に基づいて、前記シーケンスS2によって表された信頼性の値に基づく各々の符号化されたビット上で硬判定を行う。モジュール41による再インターリーブの後に、再構成され、かつ推定された、符号化されたビットの流れは、鎖状シンボルのm個のパケットの各々を再組立するために用いられる。次に、ブートストラップ処理が、パケット毎に加えられる。全ての構成(component)シンボルに加えられる線形疑似反転によって、線形再推定モジュール43は、
【数７４】
0005183849.tif 000063
と表記された、注目した各パケットmのための伝送チャネルの係数の新しい推定値を生成することが可能になる。それから、非因果的フィルタ及び最小フェーズフィルタのパラメータが、階数l+1の今度の反復の間、階数mの注目したパケットのために導き出される。
【００９４】
復号器モジュール3の出力において生成されたビット、すなわちシーケンスS2を用いることは、送信時になされたインタリーブによって導入された時間ダイバーシティを利用することが可能であることを意味する。更に、各反復の間、再インタリーブの後に再評価され、ブートストラップ処理によって再推定目的のために用いられるシンボルは、等化器モジュール1の出力で得られたものより、はるかに信頼できる。なぜなら、後の方のものには、復号化処理によって導入される訂正能力の利点が与えられるからである。
【００９５】
SISO DDFSE等化器モジュール1及びブートストラップ処理として知られているものによって用いられる動作モードの理論上の正当化に関して、様々な様相が、以下で論じられる。ブートストラップ処理は、復号器モジュール3の出力における符号化されたビットの信頼性に基づいて、受信シンボルの鎖状パケットの各々の155個のシンボルを再推定することにある。
【００９６】
M元変調及びKch係数を持つ伝送チャネルのために、状態の数に関する復号化トレリスの複雑度は、下記の式によって表される。
Wmlse=MKch-1
【００９７】
正規化のために用いられるテスト伝送チャネルの大部分は、わずかにKch=6の係数しか持っていない。
【００９８】
MLSE等化アプローチ、すなわちシーケンス毎の最適化は、M=8であるMDP8変調の場合に、32768の状態を含むトレリスの使用を必要とする。この変調は、進化したGSM、EDGEの場合に用いられる。そのようなトレリスは、実用的な見地から、実行可能ではない。
【００９９】
従って、準最適な等化処理を用いることが必要になる。
【０１００】
簡素化されたトレリスに基づく等化器及び等化方法、すなわちDFSE型等化器は、性能と複雑さのバランスがとれているように思われる。実際に、DFSE等化器が動作するトレリスの状態は、チャネルインパルス応答の最初の係数のみを考慮することによって計算され、必要なトレリスにおける状態の複雑度は、下記の値まで減少する。
Wdfse=MLch-1
ここで、Lchは、考慮された伝送チャネルのインパルス応答の最初の係数を表している。
【０１０１】
有効なDFSE等化アプローチは、生き残っている経路に適用される処理によって評価基準を計算するときに、残りの係数の影響を回復させることにある。シンボル間干渉の大部分がチャネルインパルス応答の最後のKch-Lch個の係数に含まれる状況において、性能の劣化は、等化器すなわち最適なMLSE等化処理と比較すると顕著である。
【０１０２】
最適な性能に近い平均性能を保証するために、誤りを訂正するための事前フィルタリングが、等化器モジュール1の上流で適用される。この事前フィルタリングの目的は、等価個別チャネルのインパルス応答を最小フェーズフィルタの応答に対応するものに変換することである。この中で、信号のエネルギーは、最初のLch個の係数に集中する。この事前フィルタリングは、等化器モジュール1によって評価される遷移評価基準の妥当性を、かなり増加させる。
【０１０３】
DFSE等化処理とMLSE等化処理との間の本質的な違いは、遷移評価基準の計算にあり、他の点では、全ての他の式及び関係は有効である。
【０１０４】
従って、条件付確率の値は、式(7)によって記述される。
【数７５】
0005183849.tif 000064
ここで、
・
【数７６】
0005183849.tif 000065
は、反復lのケプストラム法によって再評価される最小フェーズフィルタの推定値を表す。
・
【数７７】
0005183849.tif 000066
は、最小フェーズフィルタのj番目の係数を表す。
・
【数７８】
0005183849.tif 000067
は、枝bによって運ばれるM元シンボル数
【数７９】
0005183849.tif 000068
と関連する複素数である。
・
【数８０】
0005183849.tif 000069
は、ISI項の最初の部分である。すなわち、
【数８１】
0005183849.tif 000070
であり、これは、M元シンボル{xl-1,xl-2,...,xl-Lch+1}のシーケンスを意味し、サブトレリス(sub-trellis)の先祖状態s'に必須的に含まれている。
・
【数８２】
0005183849.tif 000071
は、IES項の2番目の部分である。すなわち、
【数８３】
0005183849.tif 000072
である。
【数８４】
0005183849.tif 000073
に関しては、シンボル間干渉を表す項の2番目の部分であり、それは、サブトレリスの先祖状態s'からスタートしていて、さかのぼり(trace back)行列に格納されている、生き残り経路I(S')をさかのぼることによって得られるM元シンボル{xl-Lch,xl-Lch-1,...,xl-Kch+1}のシーケンスを意味する。
【０１０５】
ブートストラップ型の再推定処理を実行することに関しては、それは、復号器モジュール3の出力の符号化されたビットにおける信頼性に基づいて、すなわちシーケンスS2に基づいて、鎖状シンボルのm個のパケットの各々の155個のシンボルを再推定することにある。
【０１０６】
従って、モジュール41及び42による処理の後で再推定された、符号化されたビットの流れは、再インターリーブされ、そして、114×ペイロードビットのm個のパケットに分解される。注目したパケットの各々において、ビットの各三つ組は、ペイロードシンボルMDP8が再構成されることを可能にする。残りのシンボル、すなわち末尾シンボル及び保持シンボルは、事前にわかっている。
【０１０７】
複素行列システムが、再推定されたパケットの各々から形成され、式(8)を検証する。
【数８５】
0005183849.tif 000074
この中で、式Aは、式(9)によって定義されるTOEPLITZ行列を定義している。
【数８６】
0005183849.tif 000075
【０１０８】
疑似反転処理によって、誤り確率またはユークリッド距離を最小限にする解答を与えることが可能になり、これは式(10)に対応している。
【数８７】
0005183849.tif 000076
チャネルの係数ベクトル
【数８８】
0005183849.tif 000077
は、チャネル係数
【数８９】
0005183849.tif 000078
の値の推定値として用いられる。
【０１０９】
復号化処理の更に詳細な説明及びSISO BJCR復号器3の実現のために、A.P. DEMSTER, N.M. LAIRD, D.B. RUBIN, J. ROYによって、Stat. Soc., Sor. 39、1-38頁、1977年に発表された、"Maximum Likelihood from incomplete Data via the Idem Algorithms"と題された論文を参照することができる。
【０１１０】
最後に、本発明によって提案されたシステムの第3の具体的な実施形態を、図3dを参照して説明する。この実施形態においては、等化器モジュール1は、GSOVA型の等化器であり、復号化モジュール3は、モジュールは、ソフトな入力/出力を持つBCJRモジュールである。
【０１１１】
これらの条件の下で、図3cに示したように、モジュール4は、ブートストラップ型の伝送チャネルのインパルス応答の係数を再推定する反復モジュールであってもよい。
【０１１２】
様々なテストが、本発明によって提案された方法及びシステムをシミュレートすることによって行なわれた。
【０１１３】
従って、図4aに示すように、考慮された伝送フィルタは、線形にされたGMSKのそれであった。受信時の、ナイキストルートフィルタリングのロールオフ率は、0.5に設定された。冗長な値を送信シンボルビット内に導入するために送信時に用いられた畳み込み符号は、拘束長が5の組織的かつ循環的な符号であり、16の状態を持つトレリス線図を生成するものであった。畳み込み符号を生成する多項式は、式(11)によって与えられるような形であった。
【数９０】
0005183849.tif 000079
これらの符号化の条件は、自由(free)距離が7であることを意味する。インタリーブ処理Πは、進化したGSN型、EDGEのm=8のシンボルパケット、すなわち深さN=3×114×8を意味する。選択されたMDP8変調は、CAZACシーケンスの自己相関特質を用いることが可能なように、MDP2変調を含むものであった。これらの条件の下で、最初の反復のためのチャネル同期化及び推定アルゴリズムは、GSMシステムにおいて用いられるものと同じである。
【０１１４】
伝送速度は、Rs=270.8kbauds/sであり、テストされた移動無線チャネルは、標準GSM 05.05に対応する典型的な都市の(Typical Urban)チャネルであった。この伝送チャネルは、多重レイリー経路の形でモデル化された周波数選択性チャネルであり、そのインパルス応答係数は、複素ガウス分布に従うものであり、その変化は、正規化されたドップラー特性によって与えられる。
【０１１５】
チャネルがシンボルパケットの期間の間ずっと一定であるとみなされる状況においては、ドップラー特性は、いかなる点でもユニットの性能に影響を与えない。これは、3km/hのスピードを選択してシミュレーションを実行した状況における場合であった。更に、シミュレーション実行の一部として、伝送チャネルは、1つのパケットから次までが独立しているものとした。これは、前提として理想的な周波数シフトをとることと同等である。
【０１１６】
図4aは、縦座標上にバイナリ誤り率の値を示し、横座標上にデシベルで表された信号対雑音比を示した図である。
【０１１７】
上記の図から、反復が実行されるときに、ビット誤り率に関する性能を向上させる著しい改良が、本発明によって提案された方法及びシステムを適用することによって達成されることがわかる。特に、最初の反復が、標準の受信器の性能とほぼ一致するのに対して、4回の反復を超えても、性能の向上は見られない。
【０１１８】
従って、本発明によって提案された方法及びシステムは、差し引かれるべき雑音と共に伝送チャネル係数を推定することによって導入される、著しい比率、すなわち2.7dB低下を1.7dBにすることを可能にする。この特性は、再推定、特にブートストラップ再推定処理を適用することの利益を正当化する。階数が4の反復における性能曲線は、反復3の前提の下でプロットされた完全な推定曲線の約1dBに位置している。
【０１１９】
下記の表は、標準の受信器と比較して、本発明によって提案された方法及びシステムによって、進化したGSMシーケンス、EDGEで得られる、デシベルで表された利得を示している。
【表１】
0005183849.tif 000080
【０１２０】
図4bを参照すると、EDGE標準のNCS5変調が、典型的な都市の、理想的な周波数シフトで推定されている。
- 空白(blank)誤り率:10-2
- dBで表された利得/標準EDGE受信器のMCS5符号化:3dB
【０１２１】
図4cに示した例では、GMSK変調が用いられ、送信(emission)フィルタは同じままとされ、用いられた受信(reception)フィルタは、スペクトル占有(spectral occupancy)BT=0.6のバターワース型であった。インターリーブは、36個のセル、すなわち36×114個の符号化されたビットのために選択され、畳み込み符号及び典型的な都市の伝送チャネルは、図4aに示したものと同じである。また、理想的な周波数シフトの条件が、同様に考慮されている。図4bからわかるように、2dBの実質的な利得が、10-2のバイナリ誤り率で得られる。
【０１２２】
最後に、本発明は、この記述における図2a〜2f及び図3a〜3dに示したフローチャートに対応する、本発明によって提案された方法及びシステムを実現することを可能にする、あらゆるソフトウェア製品と関連する。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】  従来から知られている様相に関する図である。
【図１ｂ】  従来から知られている様相に関する図である。
【図１ｃ】  従来から知られている様相に関する図である。
【図１ｄ】  従来から知られている様相に関する図である。
【図２ａ】  本発明によって提案された方法を実現可能にするステップの一般的なフローチャートである。
【図２ｂ】  事前情報が、どのようにして等化及び復号化処理の間で交換されるかを示す、個別のフローチャートである。逆もまた同じである。
【図２ｃ】  用いられる等化処理がブートストラップ型の再推定と結合されたDDFSE型の処理である、1つの特定の実施形態において、いかにして本発明によって提案された方法が実行されるかを示す、特定のフローチャートである。
【図２ｄ】  ケプストラム計算法が用いられるときに、本発明によって提案され、かつ図示された方法が、いかにして実行されるかの別の変形を示す図である。
【図２ｅ】  ブートストラップ型の伝送チャネルのインパルス応答係数の更新された再推定処理が、いかにして実行されるかを示す、特定のフローチャートである。
【図２ｆ】  いかにして、本発明によって提案された方法が、等化処理が反復EM処理による再推定と結合された重み付けされたSISO MLSE入力を持つビタビ処理である、特定の実施形態において実行されるかを示す、特定のフローチャートである。
【図３ａ】  本発明によって提案されたシステムが、どのように動作するかを示す動作図である。
【図３ｂ】  特に、SISO等化器がSISO MLSE等化器であり、SISO復号器がSISO BCJR復号器であり、反復チャネル推定器が反復EM推定器である、本発明によって提案され、かつ図3aに示されたシステムの第1の変形例を示す。
【図３ｃ】  等化器がSISO DDFSE等化器であり、復号器がSISO BCJR復号器であり、反復チャネル推定器がブートストラップ型の推定器である、本発明によって提案され、かつ図3aに示されたシステムの第2の変形例を示す。
【図３ｄ】  等化器がGSOVA等化器であり、復号器がSISO BCJR復号器であり、反復チャネル推定器がブートストラップ型の推定器である、本発明によって提案され、かつ図3aに示されたシステムの第3の変形例を示す。
【図４ａ】  本発明によって提案された方法の動作をシミュレートし、進化したGSM、EDGEに適用されたMDP8変調、及び、GSMに適用されたガウス最小シフトキーイングのためのGMSK変調の各々の状況における、ブートストラップ処理によるインパルス応答係数の再推定のための、dBで表された信号対雑音比の関数としてのBER(Binary Error Rate；バイナリ誤り率)の値を示す図である。
【図４ｂ】  本発明によって提案された方法の動作をシミュレートし、進化したGSM、EDGEに適用されたMDP8変調、及び、GSMに適用されたガウス最小シフトキーイングのためのGMSK変調の各々の状況における、ブートストラップ処理によるインパルス応答係数の再推定のための、dBで表された信号対雑音比の関数としてのBER(Binary Error Rate；バイナリ誤り率)の値を示す図である。
【図４ｃ】  本発明によって提案された方法の動作をシミュレートし、進化したGSM、EDGEに適用されたMDP8変調、及び、GSMに適用されたガウス最小シフトキーイングのためのGMSK変調の各々の状況における、ブートストラップ処理によるインパルス応答係数の再推定のための、dBで表された信号対雑音比の関数としてのBER(Binary Error Rate；バイナリ誤り率)の値を示す図である。
【符号の説明】
1  等化モジュール
2  事前情報を計算し、かつ交換するモジュール
3  復号化モジュール
4  伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成するモジュール
【図１ａ】
0005183849.tif 000093
【図１ｂ】
0005183849.tif 000094
【図１ｃ】
0005183849.tif 000095
【図１ｄ】
0005183849.tif 000096
【図２ａ】
0005183849.tif 000097
【図２ｂ】
0005183849.tif 000098
【図２ｃ】
0005183849.tif 000099
【図２ｄ】
0005183849.tif 000100
【図２ｅ】
0005183849.tif 000101
【図２ｆ】
0005183849.tif 000102
【図３ａ】
0005183849.tif 000103
【図３ｂ】
0005183849.tif 000104
【図３ｃ】
0005183849.tif 000105
【図３ｄ】
0005183849.tif 000106
【図４ａ】
0005183849.tif 000107
【図４ｂ】
0005183849.tif 000108
【図４ｃ】
0005183849.tif 000109