(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つの入力を受信するとともに１つの出力を有するように構成された圧縮ステージと；
圧縮ステージの出力に結合される少なくとも２つの伸張ステージであって、前記少なくとも２つの伸張ステージのうち第１の伸張ステージは圧縮ステージの入力へのフィードバック接続を提供して不要なインバンドノイズとＤＣオフセットを抑制し、前記少なくとも２つの伸張ステージのうち第２の伸張ステージはＧｍＣフィルタの出力へのフィードフォワード接続を提供してなる少なくとも２つの伸張ステージと
からなるＧｍＣフィルタ。
【請求項２】
圧縮ステージの入力へのフィードバック接続のための電流モード出力を提供する第１の伸張ステージと；
フィードフォワード接続のための電流モード出力を提供する第２の伸張ステージと
からなる少なくとも２つの伸張ステージを使用する請求項１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項３】
圧縮ステージはさらにトランジスタ、エミッタ減衰抵抗、定電流シンク、ならびにダイオードからなる請求項１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項４】
圧縮ステージは差動ペアトランジスタ回路を備え、これが第１のセットの係数を使用して入力を圧縮し圧縮信号を形成する請求項１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項５】
伸張ステージは第２のセットの係数を使用して圧縮信号を伸張し処理された信号を形成する第１の伸張ステージを備える請求項４記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項６】
処理された信号は圧縮ステージにフィードバックされて第１のセットの係数を使用して圧縮され圧縮信号が形成される請求項５記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項７】
圧縮ステージはさらに第１のバイアス電流と第１のセットの圧縮係数とを含む請求項１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項８】
各伸張ステージはさらに伸張バイアス電流と１セットの伸張係数とを有する請求項７記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項９】
第１のバイアス電流と伸張バイアス電流は圧縮と伸張の利得を調節するために使用される請求項８記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項１０】
圧縮ステージはさらに：
第１および第２のトランジスタからなる差動エミッタトランジスタ回路を備え、第１および第２のトランジスタのベース電極間に入力電圧が付加されるとともに第１および第２のトランジスタのエミッタ間に少なくとも１つのエミッタフィードバックインピーダンスが結合され；
第１および第２のダイオードからなるダイオード回路を備え、第１および第２のダイオードのカソードが共に結合され、第１のダイオードのアノードが第１のトランジスタのコレクタに結合され、第２のダイオードのアノードは第２のトランジスタのコレクタに結合される請求項１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項１１】
伸張ステージは２つのトランジスタを有するエミッタ結合トランジスタ回路をさらに備え、これらのトランジスタのコレクタは定電流シンクに結合される請求項１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項１２】
エミッタ結合トランジスタ回路は非減衰である請求項１１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項１３】
電流モード入力に並列接続されたキャパシタと；
第１および第２のトランジスタを有する差動エミッタトランジスタ回路であって、前記キャパシタの端子間電圧が第１および第２のトランジスタのベース電極間に付加され、第１および第２のトランジスタのエミッタ電極間に２つのエミッタフィードバックレジスタが結合され、さらに第１および第２のトランジスタのエミッタ電極間に２つの定電流シンクが結合されてなる差動エミッタトランジスタ回路と；
２つのダイオードであって、第１および第２のダイオードのアノードが共に結合され、第１のダイオードのカソードが第１のトランジスタのコレクタに結合され、第２のダイオードのカソードは第２のトランジスタのコレクタに結合されてなる２つのダイオードと；
第３および第４のトランジスタを有する第１のエミッタ結合トランジスタ回路であって、第１および第２のトランジスタのコレクタ電流がそれぞれ第３および第４のトランジスタのベース電極に付加され、第３および第４のトランジスタのエミッタに１つの定電流モードシンクが結合され、第３および第４のトランジスタのコレクタはキャパシタを介して結合されてなる第１のエミッタ結合トランジスタ回路と；
第５および第６のトランジスタを有する第２のエミッタ結合トランジスタ回路であって、第１および第２のトランジスタのコレクタ電流がそれぞれ第５および第６のトランジスタのベース電極に付加され、第５および第６のトランジスタのエミッタに１つの定電流モードシンクが結合され、第５および第６のトランジスタのコレクタが電流モードにおける差動出力を提供してなる第２のエミッタ結合トランジスタ回路と
を備えるＧｍＣフィルタ回路。
【請求項１４】
ＧｍＣフィルタの圧縮ステージによって生成される不要な信号を抑制する方法であり：
第１のセットの係数を使用し入力信号を圧縮して圧縮信号を形成し；
第２のセットの係数を使用し圧縮信号を伸張して伸張された信号を形成し、少なくともその一部がフィードバックされて入力信号と結合されて不要なインバンドノイズとＤＣオフセットを抑制し；
第３のセットの係数を使用し圧縮信号を伸張して出力信号を形成するステップ
からなる方法。
【請求項１５】
入力が無線周波を含む請求項１４記載の不要な信号の抑制方法。
【請求項１６】
圧縮信号がフィードフォワードおよびフィードバックの両方に使用される請求項１４記載の不要な信号の抑制方法。
【請求項１７】
圧縮は電流モード信号を取り入れて圧縮された電圧信号に変換することを含む請求項１４記載の不要な信号の抑制方法。
【請求項１８】
伸張は圧縮された電圧信号を取り入れてこの信号を伸張された電流モード信号に変換することを含む請求項１４記載の不要な信号の抑制方法。
【請求項１９】
第３のセットの係数は第２のセットの係数と等しい請求項１４記載の不要な信号の抑制方法。
【請求項２０】
第４のセットの係数を使用し前記出力信号を含んだ第２の入力信号を圧縮して第２の圧縮信号を形成し；
第５のセットの係数を使用し第２の圧縮信号を伸張して第２の伸張された信号を形成し、少なくともその一部がフィードバックされて前記入力信号と結合され；
第６のセットの係数を使用し第２の圧縮された信号を伸張して第２の出力信号を形成するステップ
をさらに含む請求項１４記載の不要な信号の抑制方法。
【請求項２１】
第１のセットの係数を使用し入力信号を圧縮して圧縮信号を形成する手段と；
第２のセットの係数を使用し圧縮信号を伸張して伸張された信号を形成し、少なくともその一部がフィードバックされて入力信号と結合されて不要なインバンドノイズとＤＣオフセットを抑制する手段と；
第３のセットの係数を使用し圧縮信号を伸張して出力信号を形成する手段と
からなるＧｍＣフィルタ。
【請求項２２】
入力が無線周波を含む請求項２１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項２３】
圧縮は電流モード信号を取り入れて圧縮された電圧信号に変換することを含む請求項２１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項２４】
伸張は圧縮された電圧信号を取り入れてこの信号を伸張された電流モード信号に変換することを含む請求項２１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項２５】
第３のセットの係数は第２のセットの係数と等しい請求項２１記載のＧｍＣフィルタ。
【請求項２６】
第４のセットの係数を使用し前記出力信号を含んだ第２の入力信号を圧縮して第２の圧縮信号を形成する手段と；
第５のセットの係数を使用し第２の圧縮信号を伸張して、少なくともその一部がフィードバックされて前記入力信号と結合される第２の伸張された信号を形成する手段と；
第６のセットの係数を使用し第２の圧縮された信号を伸張して第２の出力信号を形成する手段と
をさらに備える請求項２１記載のＧｍＣフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【産業上の利用分野】
【０００１】  この発明は差動アナログ回路に係り、より具体的には高速ＧｍＣ集積フィルタに関する。
【関連技術】
【０００２】  相互コンダクターキャパシタ（ＧｍＣ）フィルタは、一般的に通信システムに使用される連続波フィルタである。相互コンダクタは入力信号電圧Ｖｉｎに比例する出力電流ｉｃを送出する要素である。バイポーラデバイスに関しては以下の相関性が成立する：
ｉｃ＝ｇｍ＊Ｖｉｎ
ここでｇｍは要素の相互コンダクタンスである。一般的に相互コンダクタンスが大きいほどゲインが大きくなる。
【０００３】  相互コンダクタの出力にキャパシタが接続されている場合積分器が形成される。従ってＧｍＣ積分器を使用してモノリシックフィルタが実施される。相互コンダクタンスは入力電圧の変化に対するコレクタ電流（Ｉｃ）の変化の割合として定義される。ｄＩｃが入力電圧（Ｖｉｎ）の小さな変化に起因するコレクタ電流またはドレイン電流の変化を示すものとすると、相互コンダクタンスは：
【０００４】
【数１】
0005221834.tif 000002
となる。
【０００５】  従来の技術により知られているように、図１には一般的に多くのＲＦ構成ブロックにおいて低ノイズ増幅器およびミキサとして使用されている差動ペアの相互コンダクタンスステージが示されている。線形性を改善するために、通常は相互コンダクタステージのトランジスタに接続されているレジスタ、キャパシタ、インダクタを使用してインピーダンスＺｅを生成することができる。
【０００６】  一般的な通信システムにおいて、ＧｍＣフィルタは受信器の重要な構成要素ブロックの１つであり得る。しかしながら、ＧｍＣフィルタはこのフィルタ構造の設計に際して考慮しなければならないノイズを誘発する。ＧｍＣフィルタによって誘発される追加的なノイズを補償するために、回路設計者はノイズ特性を補償する回路を含めるか、および／またはノイズの衝撃を削減するために大きなバイアス電流を使用する。誘発されたノイズを補償するための回路を追加することによって、サイズが増大し従って設計および製造コストが増加する。
【０００７】  ＧｍＣフィルタによって追加されるノイズを補償するために大きな電流源を提供することによって、このフィルタを使用するデバイスの寿命が短縮されるという副作用がもたらされる。例えば、フィルタによって誘発されるノイズを抑制するために大きな電流源を有する必要が無ければ携帯電話の電池をより長持ちさせることができる。
【０００８】  ＧｍＣフィルタに関する既存の開発が比較的満足できるものであるのに対して、フィルタによって追加されるノイズを補償するために使用される解決方式は不要な作用を含んでいる。さらに、ノイズ特性を改善するために大きな電流源を使用することによってＧｍＣフィルタを使用する製品のバッテリー寿命が短縮される。従って、ＧｍＣフィルタの性能を高めるための回路の存在が求められている。
【発明の概要】
【０００９】  本発明はＧｍＣフィルタ圧縮ステージによって誘発される不要な信号を抑制するための回路を提供するものである。この圧縮ステージは、圧縮ステージの出力を第１の伸張ステージの入力に結合することによって達成され、これはフィードバック部分と呼ばれる。この第１の伸張ステージの出力は圧縮ステージの入力に結合される。圧縮ステージの出力は第２の伸張ステージの入力に結合され、これはフィードフォワード部分と呼ばれる。この回路はＧｍＣフィルタのフィードバックおよびフィードフォワード部分の両方に対して同一の圧縮ステージを使用する。フィードバックおよびフィードフォワードに対して同一の圧縮ステージを使用することによって、ＧｍＣフィルタの圧縮ステージによって誘発される不要なノイズおよびオフセットが抑制される。
【００１０】  本発明のその他のシステム、方法、特徴、ならびに種々の利点は、添付図面を参照しながら以下に記す詳細な説明により当業者において明らかにされよう。この説明に含まれる追加的なシステム、方法、特徴、ならびに利点は、本発明の範囲に含まれ、添付の請求項によって保護されるものである。
【００１１】  添付の図面を参照することにより本発明をより正確に理解することができる。図中の構成要素は縮尺ではなく発明の原理の説明に重点をおいて示されている。さらに、図中に同一の参照符号は同一の構成要素を異なった視点において示している。
【発明の詳細】
【００１２】  図２は、受信信号２０２を絶縁するよう機能する受信機システム２００の一実施例を示す回路図である。低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２０６によって受信信号を一次的に増幅した後、必要および不要な信号エネルギーの両方を含む全てのスペクトルがミキサ２０８および２１０によりまた局部発振器２１２を使用して固定の中間周波数（ＩＦ）に周波数変換され、これは所要のキャリア周波数に変換される。
【００１３】  ミキサ２０８および２１０の出力２１４および２１６において、選択された受信チャネルが予め設定された同一のＩＦ周波数に変換されている。所要のＩＦにおけるキャリアは一般的に同一の中間周波数に周波数変換されているため、ＩおよびＱ直交チャネルから信号エネルギーを除去するためにベースバンドフィルタ２１８および２２０を使用することができる。ベースバンドフィルタ２１８および２２０の後に可変利得増幅器（ＶＧＡ）（２２２，２２４，２２６および２２８）を使用して所要の信号を増幅し、この所要の信号の振幅を調節することができる。新規のＧｍＣ構造を使用して構成されるフィルタ（２３０，２３２，２３４および２３６）により所要の信号がさらに処理される。処理された受信信号２０２は、受信機システム２００の出力において直交チャネルＲｘＩ５８およびＲｘＱ６０となる。
【００１４】  ヘテロダイン受信機等のいくつかのシステムにおいて、所要の信号を低いあるいは０のＩＦにシフトする第２のミキサ（図示されていない）が典型的なＩＦフィルタのセットに後続することができる。所要のキャリアが周波数変換された後、ＩおよびＱ直交チャネル内の信号エネルギーを除去するためにベースバンドフィルタ（２１８および２２０）を使用することができる。実施例のように受信機が直接変換であるかあるいはヘテロダインタイプであるかによって、ＧｍＣフィルタ等の切り換え可能なベースバンドフィルタを使用して隣接するＩおよびＱチャネルをフィルタリングすることが好適である。無線周波受信機についてより詳しく説明するために、容易に入手できる既知のＲＦシステム設計資料を参照する。
【００１５】  図３には、本発明の一実施例を構成するＧｍＣフィルタ３００の構成図が示されている。図３に示されているＧｍＣフィルタは電流モード入力信号Ｉｉｎを受信するものであり、キャパシタＣ１、差動エミッタトランジスタ回路（後の記述において圧縮ステージとも呼ぶ）３０２、第１のエミッタ結合トランジスタ回路３０４、第２のエミッタ結合トランジスタ回路３０６を含んでいる。第１および第２のエミッタ結合トランジスタ回路３０４，３０６は伸張ステージと呼ぶこともできる。この実施例においては単一の圧縮ステージ３０２があり、これが２個の伸張ステージ３０４および３０６を駆動している。一方、１個の圧縮ステージによって２個よりも多い伸張ステージを駆動することもできる。同一の圧縮ステージを使用して１個よりも多い伸張ステージを駆動することの利点は回路を縮小し得ることである。回路を縮小することによって、ＧｍＣフィルタ３００によって消費される電流が図５に示されている従来のフィルタ構造に比べて低下する。
【００１６】  図４には図３のＧｍＣフィルタ３００の回路構成が示されている。差動エミッタトランジスタ回路４００はトランジスタＱ１およびＱ２、エミッタ減衰抵抗Ｒ１およびＲ２、定電流シンクＩ１およびＩ２、ならびにダイオードＤ１およびＤ２を含むことができる。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタはそれぞれ電流シンクＩ１およびＩ２に接続される。トランジスタＱ１およびＱ２のコレクタ電極はダイオードＤ１およびＤ２にそれぞれ接続されている。Ｉｂｉａｓは電流シンクＩ１およびＩ２を通過する総電流を示している。エミッタ減衰抵抗Ｒ１およびＲ２はトランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ電極間に接続される。Ｒｅはエミッタ減衰抵抗Ｒ１およびＲ２のレジスタンスを示している。
【００１７】  回路４００はレジスタＲ１およびＲ２を伴って示されているが、この回路４００はインダクタンスやキャパシタ等の他のインピーダンスを生成するデバイスを含むこともできる。インピーダンスを生成する種々のデバイスで代替して回路４００に含めることによって多数な同等な回路を得ることができる。しかしながら、多様なインピーダンスでレジスタの代替を行うことは回路４００の周波数応答性を変更することと理解することができる。
【００１８】  第１のエミッタ結合トランジスタ回路４０２はトランジスタＱ３およびＱ４と定電流シンクＩ３を備えることができる。トランジスタＱ３およびＱ４のエミッタはそれぞれ定電流シンクＩ３に接続される。第２のエミッタ結合トランジスタ回路１２は、図示されているように定電流シンクＩ４に接続されているトランジスタＱ５およびＱ６のエミッタを有することができる。トランジスタＱ５およびＱ６のエミッタはそれぞれ定電流シンクＩ４に接続されている。以下に等式において使用されているＩｔｕｎｅは電流シンクＩ３を通過する電流を示しており、これは同時に電流シンクＩ４を通過する電流でもある。
【００１９】  電流モード入力ＩｉｎはキャパシタＣ１のインピーダンスによって電圧Ｖｉｎに変換される。電圧Ｖｉｎは、図示されているようにトランジスタ回路４００のトランジスタＱ１およびＱ２のベース電極間の入力電圧を供給する。エミッタ減衰抵抗Ｒ１およびＲ２（しばしば合わせて減衰差動ペアと呼ばれる）を伴ったトランジスタＱ１およびＱ２は電圧Ｖｉｎを電流に変換する。ダイオードＤ１およびＤ２は電流を圧縮された電圧Ｖｃｏｍｐ（図４においてＶｃｏｍｐ＋とＶｃｏｍｐ−との間の電位として示されている）に変換する。回路４００は圧縮された電圧Ｖｃｏｍｐを形成するため、これは圧縮ステージと呼ばれる。
【００２０】  圧縮された電圧ＶｃｏｍｐはトランジスタＱ３およびＱ４のベース電極間の電圧を提供する。トランジスタＱ３およびＱ４のエミッタはそれぞれ電流シンクI３に接続される。トランジスタＱ３およびＱ４のコレクタ電極は伸張されたフィードバック電流Ｉｆｅｅｄｂａｃｋを提供する（図３においてＩｆｅｅｄｂａｃｋ＋およびＩｆｅｅｄｂａｃｋ−として示されている）。回路４０２は伸張された電流Ｉｆｅｅｄｂａｃｋを形成するため、これは伸張ステージと呼ばれる。
【００２１】  伸張ステージ４０２に続いて電流Ｉｆｅｅｆｂａｃｋは回路４００の圧縮ステージを介してフィードバックされ、これによって圧縮電圧Ｖｃｏｍｐに対して一定の影響をもたらす。圧縮された電圧ＶｃｏｍｐはさらにトランジスタＱ５およびＱ６のベース電極間の電圧を提供する。トランジスタＱ５およびＱ６のコレクタ電極は伸張された電流Ｉｏｕｔを提供する。回路４０４は伸張された電流Ｉｏｕｔを形成するため、これも伸張ステージと呼ばれる。
【００２２】  電流Ｉｆｅｅｄｂａｃｋを圧縮ステージの入力にフィードバックすることによって形成されるループにより、Ｑ１，Ｑ２，Ｒ１，Ｒ２，Ｄ１，Ｄ２，ならびに特にバイアス源Ｉ１およびＩ２を含む回路４００の他の構成要素によって誘発される低周波ノイズならびにＤＣオフセットが消去される。フィルタ３００が低周波数（すなわちフィルタのコーナ以下）で動作している場合、出力電流は入力電流と略等しくなる。Ｉｉｎは入力電流であり、これはフィルタのフィードバック作用によってインバンド信号に対するＩｏｕｔと略等しくなる。
【００２３】  圧縮ステージ４００と伸張ステージ４０２および４０４との組み合わせによって極めて線形性の相互コンダクタンスフィルタ３００が提供され、これは実質的に圧縮ステージ４００の線形性によって限定されるものである。相互コンダクタンスの数値はＩｂｉａｓ対Ｉｔｕｎｅの比ならびに減衰抵抗Ｒｅによって与えられる。フィルタ３００はＩｂｉａｓに対するＩｔｕｎｅを変化させることによって電流切り換えすることができる。
【００２４】  フィルタ３００は電流シンクＩ３，Ｉ４を適宜に選択することによって切り換えることができる。圧縮ステージ４００と伸張ステージ４０２および４０４との組み合わせば一般的に２四分円ギルバートマルチプライヤと呼ばれる。この種のマルチプライヤは２つの入力信号の線形積を形成する。例えば、ＩｆｅｅｄｂａｃｋはＱ１およびＱ２からの差動出力電流とＩｔｕｎｅに対するＩｂｉａｓの比率との積である。
【００２５】  例示的なフィルタ３００の動作は以下の等式（１）を参照しながらより詳細に説明することができ、これはトランジスタＱ１およびＱ２のコレクタの差動電流Ｉｃｏｍｐの回路パラメータＶｉｎ，Ｒｅおよびｇｍに対する相関を示すものである。
【００２６】
【数２】
0005221834.tif 000003
【００２７】  Ｒｅが１／ｇｍに比べて大幅に大きい場合等式（１）を省略して等式（２）とすることができる。
【００２８】
【数３】
0005221834.tif 000004
【００２９】  従来から知られているように、Ｒｅは通常１／ｇｍよりも大きくなる。差動電流ＩｃｏｍｐはトランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ間のレジスタンスに対してのトランジスタＱ１およびＱ２のベース間の電圧の関数として表現することができる。
【００３０】  以下において等式（３）はトランジスタＱ１およびＱ２のコレクタ電位Ｖｃｏｍｐ＋およびＶｃｏｍｐ−の差動電圧ｖｃｏｍｐをダイオードＤ１およびＤ２間の電圧の差として示している。従って、ダイオード間の電位はＶｃｏｍｐとＶｃｃとの差となる。
【００３１】
【数４】
0005221834.tif 000005
【００３２】  省略によって以下の関係を導出することができる：
【００３３】
【数５】
0005221834.tif 000006
【００３４】  等式（２）を等式（４）に代入しＩｃｏｍｐ＋およびＩｃｏｍｐ−の合計がＩｂｉａｓとなることを認識することによって等式（５）が得られる：
【００３５】
【数６】
0005221834.tif 000007
【００３６】  圧縮ステージのコレクタ電圧は入力電圧と減衰電圧（すなわちＲｅ＊Ｉｂｉａｓ）との比の双曲線正接にトランジスタＱ１およびＱ２の熱電圧すなわちＶｔを乗じたものによって示される。
【００３７】  等式（４）を取り出して第２のエミッタ結合トランジスタ回路４０４に適用し（従ってＩｃｏｍｐがＩｆｅｅｄｂａｃｋによって置換されＩｃｏｍｐ＋およびＩｃｏｍｐ−がＩｔｕｎｅによって置換される）Ｉｆｅｅｄｂａｃｋを解くために変換することによって等式（６）が得られる。
【００３８】
【数７】
0005221834.tif 000008
【００３９】  等式（５）を等式（６）に代入することによって等式（７）が得られる。
【００４０】
【数８】
0005221834.tif 000009
【００４１】  等式（４−７）から理解されるように、作動エミッタトランジスタ回路４００内における信号処理ならびに第１および第２のエミッタ結合トランジスタ回路４０２および４０４はｔａｎｈおよびｔａｎｈ−１関数によって相関している。差動エミッタトランジスタ回路４００内におけるｔａｎｈ−１関数を使用した信号処理によって、第１のセットの係数を使用しての効果的な信号圧縮がもたらされる。続いて圧縮された信号の処理が第１および第２のエミッタ結合トランジスタ回路４０２および４０４内において行われる。第１および第２のエミッタ結合トランジスタ回路４０２および４０４は、ｔａｎｈ関数ならびに第２のセットの係数を使用して効果的に信号の伸張を行う。
【００４２】  第１の圧縮ステージ４００内における圧縮は実際予め設定されたバイアス電流すなわちＩ１およびＩ２を用いて行われ、これは第１のセットの圧縮係数を決定するものである。圧縮された信号が伸張ステージ４０２および４０４において伸張される際、これはある別の量のバイアス電流、すなわち第２のセットの係数によって生じたＩ３およびＩ４を用いて伸張される。結果はこれら２つのバイアス電流によって線形に制御される利得となる。言い換えると、結果はバイアス電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，およびＩ４によって制御される利得となる。Ｉ１およびＩ２はＩｂｉａｓに相関しＩ３およびＩ４はＩｔｕｎｅに等しいと仮定すると、利得は２つのバイアス電流ＩｂｉａｓおよびＩｔｕｎｅによって制御される。
【００４３】  圧縮および伸張（または圧縮および伸張ステージ）はｔａｎｈおよびｔａｎｈ−１関数の作用ならびに対応するバイアス電流の組み合わせによって生成される係数の関係に相関する。実際に、依然として高度な線形性を達成しながら圧縮および伸張の利得を調節するためにバイアス電流を使用することができる。
【００４４】  フィルタ３００は線形性を仮定して分析され、これは圧縮ステージ４００ならびに伸張ステージ４０２および４０４がそれぞれ独立している際は極めて非線形であるのに対して組み合わせて使用（すなわち圧縮ステージ４００が伸張ステージ４０２および４０４への入力を提供する）される場合全体的な特性は極めて線形性なものとなる。圧縮ステージ４００は、以下の関係式で示される利得ｃｏｍｐを有する電圧増幅器として説明される。
【００４５】
【数９】
0005221834.tif 000010
【００４６】  伸張ステージ４０２，４０４は回路４０２に対する相互コンダクタンスｔｕｎｅ１および回路４０４に対する相互コンダクタンスｔｕｎｅ２によって線形化することができ、これらは以下の等式で示される：
【００４７】
【数１０】
0005221834.tif 000011
【００４８】
【数１１】
0005221834.tif 000012
【００４９】  図３は、信号ｄ１として示されたノイズおよび障害を伴ったＧｍＣフィルタ３００の一実施例を示すシステム構成図である。図３に示されているように負のフィードバックを有するシステムに対して等式（１１）によってフォワード伝達関数を定義し得ることを示すために標準的な制御理論を使用することができる。
【００５０】
【数１２】
0005221834.tif 000013
ここでｃｏｍｐ＊ｔｕｎｅ１＝Ｇｍｌ，ｃｏｍｐ＊ｔｕｎｅ２＝Ｇｍ２、そしてＺｃ＝１／ｓ＊Ｃである。
【００５１】  差動エミッタトランジスタ回路４００および第１のエミッタ結合トランジスタ回路４０２の組み合わされた相互コンダクタンスはＧｍｌであり、差動エミッタトランジスタ回路４００および第２のエミッタ結合トランジスタ回路４０４の組み合わされた相互コンダクタンスはＧｍ２である。Ｇｍ１とＧｍ２の関係は以下に示すようになる。第１および第２のステージの相互コンダクタンスＧｍ１およびＧｍ２はそれぞれ等式（１２および１３）によって示される：
【００５２】
【数１３】
0005221834.tif 000014
【００５３】
【数１４】
0005221834.tif 000015
【００５４】  Ｇｍ１とＧｍ２の代入を行うことによって等式（１１）を等式（１４）に簡略化することができる。
【００５５】
【数１５】
0005221834.tif 000016
【００５６】  等式（１４）の伝達関数を有する電流モード入力および出力を備えた単極ＧｍＣフィルタに考える。この種のフィルタは、２つの圧縮ゲート５００および５０２（図５に示されているように）を有する従来のフィルタとして、あるいは本発明に係るＧｍＣフィルタの単一の圧縮ステージ４００（図４に示されているように）を備えるものとして構成することができる。図６には２つの圧縮ステージ６００および６０２を備える従来のフィルタのシステム図が示されている。圧縮ステージ６００と伸張ステージ６０４の組み合わせ相互インダクタンスはＧｍ１であり、また圧縮ステージ６０２と伸張ステージ６０６の組み合わせ相互インダクタンスはＧｍ２である。圧縮ステージごとに摂動が誘発され得る。図６の例においては、図示されているように摂動ｄ１およびｄ２が誘発される。従来のフィルタに関しては、このような摂動のため出力電流が等式（１５）に示されるような応答を提供し得る。
【００５７】
【数１６】
0005221834.tif 000017
【００５８】  出力信号内にはＤＣオフセットが存在し得る。さらに、インバンド摂動が出力信号の一部を形成することができ、ここでインバンドとはＧｍ１／（Ｃ＊２π）より小さい周波数に定義される。
【００５９】  単一の圧縮ステージ４００のみが使用される場合（ＧｍＣフィルタ３００内と同様に）、単一の摂動ｄ１のみが存在する。摂動ｄ１のため出力は以下の等式（１６）で示される。
【００６０】
【数１７】
0005221834.tif 000018
【００６１】  この伝達関数はＤＣ時において０となり、またフィルタの帯域幅に相当する際に極値となり、インバンドの摂動を抑制し、さらにＤＣオフセットを完全に消去する。調節ステージによって誘発される摂動を除去するだけで圧縮回路中に現れるノイズ、ＤＣオフセットならびに障害が大幅に削減されることが理解できる。
【００６２】  等式（１６）に示されているように回路３００の不要な成分を消去することに伴って、第１および第２のステージ回路４０２および４０４の相互コンダクタンスＧｍ１およびＧｍ２の間の関係が等式（１７）によって示される。
【００６３】
【数１８】
0005221834.tif 000019
または、
【００６４】
【数１９】
0005221834.tif 000020
とすることができる。
【００６５】  言い換えると、図示された実施例において不要なノイズおよびＤＣオフセットはＧｍＣフィルタ３００内において所要のインバンド信号に対して大幅に抑制される。
【００６６】  まとめると、図４のＧｍＣフィルタ３００は多くの利点を提供する。第１に、圧縮ステージの数の削減によってデバイスの数が削減され、特に大きなデッドスペースを占める傾向にあるレジスタおよび整合電流源の数を削減することができる。フィルタ３００はさらに信号処理デバイス内において電流消費を大きく削減する電位を有する。各圧縮ステージが電流を消費する。従って圧縮ステージの数の削減は総消費電流の削減につながる。
【００６７】  一実施例において、フィルタ３００がＤＣオフセットを低減する。フィードバックループにおけるフィードフォワード相互コンダクタンスを駆動する圧縮ステージを含めることによって、圧縮ステージ内における構成要素のミスマッチによるＤＣオフセットを削減して、理論的には完全に消去することができる。このことは２つの理由から重要である。１つの理由はＤＣオフセットの低減がより良好に行われる点である。別の理由は、圧縮ステージに対するミスマッチ要件を解消することによってレジスタおよび電流源等によって使用される総面積が削減されることである。
【００６８】  ノイズの低下のためにさらに別の利点も得られる。例えば、フィルタ３００はフィードバックＧｍＣｓを駆動する圧縮ステージ内で生成されるインバンドノイズを抑制する。フィルタ３００がトランジスタを必要とし金属酸化物セミコンダクタ（ＭＯＳ）電源が使用される際に、インバンドノイズを抑制することによる利点が特に重要となる。この種のデバイスはフリッカノイズを生成し、これは信号周波数がＤＣに接近した際に最も高くなるとともに周波数に逆数に比例して低下する。従って、ＧｍＣフィルタをＲＦ用途において使用する際に一般的であるＤＣに近い周波数において、このフィルタ３００の一実施例においてフリッカノイズが最も良好に抑制される。
【００６９】  フィルタ３００はカップリングに対する感度を低下させる。ＤＣオフセットおよびノイズを低減させるものと同じメカニズムがカップリング感度を低下させるように作用する。
【００７０】  図２−４に示されている実施例においては１つのキャパシタのみを備えたフィードバックを有する単極フィルタを参照して説明したが、より高次のフィルタならびに２個以上のキャパシタを含んだループを使用することもできる。高次元のフィルタは、バターワース、ベッセル、および二次もしくはより高次のチェビシェフ型フィルタ等を含む多くのクラスのフィルタにおいて必要とされるように、複雑な極の達成が可能となる。
【００７１】  図７は２つの極を有するＧｍＣフィルタの実施例を示すシステム図である。この二極フィルタはＧｍＣフィルタを含んでおり、これは圧縮ステージ７０６と２つの伸張ステージ７０８および７１０、ならびに２つの伸張ステージ７０２および７０４を伴った第２の圧縮ステージ７００を備えている。２つの積分器（図７に示されるように）を介してのフィードバックを備える二極フィルタのための標準的な制御理論を使用し、フォワード伝達関数は以下のように示される：
【００７２】
【数２０】
0005221834.tif 000021
【００７３】  図３に関して解説したように、差動エミッタトランジスタ回路７０６および第１のエミッタ結合トランジスタ回路７０８の相互コンダクタンスはＧｍ１であり、差動エミッタトランジスタ回路７０６および第２のエミッタ結合トランジスタ回路７１０の相互コンダクタンスはＧｍ２である。同様に、第２の差動エミッタ回路７００および第３のエミッタ結合トランジスタ回路７０２の相互コンダクタンスはＧｍ３であり、第２の差動エミッタ回路７００および第４のエミッタ結合トランジスタ回路７０４の相互コンダクタンスはＧｍ４である。
【００７４】  不要なノイズおよび障害（以下においてｄ１およびｄ２で示す）を伴った二極フィルタの解説を以下に記す。摂動ｄ１およびｄ２は各圧縮ステージ７０６および７００において付加され得る。摂動ｄ１およびｄ２のため出力は以下のように示される：
【００７５】
【数２１】
0005221834.tif 000022
【００７６】  この関数の分子の両方の項がｓを含んでいる。ｓが０（低周波）に近づくとこれらの項も０に近づく。従って、伸張ステージからの摂動のみを残して圧縮回路内に現れる不要なＤＣオフセットおよび障害が大幅に削減される。
【００７７】  本発明の多様な実施例について記述したが、当業者においては本発明の範囲内においてさらに多くの実施例ならびに構成形態が可能であることが理解されよう。本発明はこれによって限定されるものではなく、添付の請求項およびそれと同等なものによってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来の差動ペアトランジスタ回路の回路図であり、その相互コンダクタンスは減衰抵抗によって定義される。
【図２】  簡略化された受信機を示す回路図である。
【図３】  図２の受信機のＧｍＣフィルタの構造を概略的に示す回路図である。
【図４】  図３のＧｍＣフィルタの概略的なシステム構成を示す回路図である。
【図５】  従来のＧｍＣフィルタの概略的な構造を示す回路図である。
【図６】  図５のＧｍＣフィルタの概略的なシステム構成を示す回路図である。
【図７】  ２極ＧｍＣフィルタの回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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