(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度に対応した第１電圧を出力する温度センサと、
温度に対する出力電圧の依存性における非線形特性が前記温度センサと同じであり、第２電圧を出力する電圧源と、
前記第２電圧を第１増幅率で増幅して第３電圧を出力する増幅器と、
前記第１電圧と前記第３電圧との差を第２増幅率で反転増幅して、第４電圧として出力する反転増幅器と
を具備し、
前記第１増幅率及び前記第２増幅率は、温度に対する前記第４電圧の依存性における非線形成分が無くなるように設定される
温度センサ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の温度センサ回路において、
前記温度センサと前記電圧源とは、温度に対する依存性が同じ電流を用いる
温度センサ回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の温度センサ回路において、
前記温度センサと前記電圧源とに電流を供給する電流源を更に具備する
温度センサ回路。
【請求項４】
請求項３に記載の温度センサ回路において、
前記電圧源は、バンドギャップリファレンス回路であり、
前記電流源は、温度に比例する電流を出力する
温度センサ回路。
【請求項５】
請求項４に記載の温度センサ回路において、
前記電圧源と前記電流源とは、素子の一部を共用している
温度センサ回路。
【請求項６】
請求項３乃至５のいずれか一項に記載の温度センサ回路において、
前記電流源は、入力側の電流パスに前記電圧源が接続され、出力側の電流パスに前記温度センサが接続され、前記電圧源及び前記温度センサに同じ第１電流を供給するカレントミラー回路を含み、
前記電圧源は、出力側に前記カレントミラー回路の前記入力側が接続され前記第１電流を供給され、前記第２電圧を出力するオペアンプ型バンドギャップリファレンス回路を含み、
前記増幅器は、入力側に前記オペアンプ型バンドギャップリファレンス回路の前記出力側が接続され、前記第２電圧を前記第１増幅率で増幅して前記第３電圧を出力する抵抗分圧回路を含み、
前記温度センサは、前記第１電流を供給され、温度に対応した前記第１電圧を発生するダイオード又はトランジスタを含み、
前記反転増幅器は、反転入力端子に前記第１電圧を、非反転入力端子に前記第３電圧をそれぞれ入力され、前記第２増幅率で反転増幅して前記第４電圧を出力する反転増幅回路を含む
温度センサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度センサ回路に関し、特に非線形特性の影響を改善した温度センサ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
温度センサを含み温度を計測する温度センサ回路が知られている。例えば、特開昭５６−１３５９６３号公報に温度センサ用半導体集積回路が開示されている。図１は、特開昭５６−１３５９６３号公報の温度センサ用半導体集積回路の構成を示す回路図である。この温度センサ用半導体集積回路は、第１導電型の基板をコレクタとし、第２導電型の拡散層をベースとし、その拡散層内に形成された第１導電型の拡散層をエミッタとする温度センサ（温度センサ用接合トランジスタ）１０３と、同一基板内にある定電流源（相補型絶縁ゲート電界効果型定電流回路）１０２とにより、温度センサ１０３のベース・エミッタ間電圧を温度検出電圧とすることを特徴とする。
【０００３】
【特許文献１】特開昭５６−１３５９６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１に示される特開昭５６−１３５９６３号公報の温度センサ用半導体集積回路では、出力電圧Ｖ０は、ダイオードの順方向降下電圧特性により、以下の式（１００）のように表される。
【数１】
0005189882.tif 000002
ただし、
ｑ：電気素量、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、Ｉｓ：飽和電流、ｂ：比例定数、
ｍ：飽和電流温度係数、Ｅｇ：バンドギャップエネルギー
である。
【０００５】
この式に示されるように、温度Ｔに対して電圧の非線形項“−ｍ・ｌｎ（Ｔ）”が存在する。図２は、上記温度センサ用半導体集積回路における温度と出力電圧との関係を示すグラフである。縦軸は出力電圧Ｖ０、横軸は温度Ｔを示す。また、実線Ｂは上記式（１００）の曲線を示し、破線Ａは実線Ｂに一部接する直線（線形な直線）を示す。上記式（１００）においては、基本的にｍ≠０である。そのため、図２に示されるように、実線Ｂは破線Ａに対して、一部接する他は乖離してしまう。すなわち、出力電圧Ｖ０は、温度Ｔに対して非線形な電圧誤差を生じてしまう。これまで、電圧誤差が問題となる高精度の測定では、主に多点キャリブレーションにより電圧誤差を補正してきたため、コスト増につながっていた。より低コストかつ高精度に温度を検出することが可能な技術が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下に、発明を実施するための最良の形態で使用される番号・符号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号・符号は、特許請求の範囲の記載と発明を実施するための最良の形態との対応関係を明らかにするために括弧付きで付加されたものである。ただし、それらの番号・符号を、特許請求の範囲に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【０００７】
本発明の温度センサ回路は、温度センサ（３）と電圧源（４）と増幅器（５）と反転増幅器（６）とを具備する。温度センサ（３）は、温度（Ｔ）に対応した第１電圧（ＶＦ）を出力する。電圧源（４）は、温度（Ｔ）に対する出力電圧の依存性における非線形特性が温度センサ（３）と同じであり、第２電圧（Ｖｂｇｒ）を出力する。増幅器（５）は、第２電圧（Ｖｂｇｒ）を第１増幅率（Ｙ）で増幅して第３電圧（ＶＲＥＦ）を出力する。反転増幅器（６）は、第１電圧（ＶＦ）と第３電圧（ＶＲＥＦ）との差を第２増幅率（Ｇ）で反転増幅して、第４電圧（Ｖ０）として出力する。
本発明では、温度（Ｔ）に対する出力電圧の依存性における非線形特性が同じである電圧源（４）と温度センサ（３）とを用いている。そのため、電圧源（４）の第２電圧（Ｖｂｇｒ）を増幅した第３電圧（ＶＲＥＦ）と温度センサ（３）の第１電圧（ＶＦ）との差を反転増幅することで、その出力電圧である第４電圧（Ｖ０）中の非線形成分をキャンセル（除去）することができる。それにより、製造プロセスに関係なく、温度センサ回路として、温度に比例した電圧を得ることができる。その結果、温度センサ回路の温度検出精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【０００８】
本発明により、より高精度に温度を検出することが可能な温度センサ回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の温度センサ回路の実施の形態に関して、添付図面を参照して説明する。図３は、本発明の実施の形態に係る温度センサ回路の構成を示すブロック図である。この温度センサ回路１は、同一の半導体基板上（同一チップ内）に形成された、電流源２と、温度センサ３と、非線形電圧源４と、増幅器５と、反転増幅器６とを具備する。
【００１０】
電流源２は、温度センサ３と非線形電圧源４とに電流を供給する。すなわち、温度センサ３と非線形電圧源４とは、温度Ｔに対する依存性が同じ電流を用いることになる。電流源２は、温度Ｔに比例して変化する電流ＩＰＴＡＴ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  Ｔｏ  Ａｂｓｏｌｕｔｅ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）を供給することが好ましい。
【００１１】
温度センサ３は、温度Ｔに対応した出力電圧ＶＦを出力する。温度センサ３は、一つ又は複数のダイオードＤ１やベース・コレクタ間をショートしたバイポーラトランジスタＢ１）に例示される。
【００１２】
非線形電圧源４は、基準電圧Ｖｂｇｒを出力する。温度Ｔに対する基準電圧Ｖｂｇｒの依存性における非線形特性は、温度センサ３での温度Ｔに対する出力電圧ＶＦの依存性における非線形特性と同じである。非線形電圧源４は、バンドギャップリファレンス回路に例示される。
【００１３】
増幅器５は、基準電圧Ｖｂｇｒを第１増幅率Ｙで増幅して基準電圧ＶＲＥＦを出力する。ただし、第１増幅率Ｙ≠１である。
反転増幅器６は、出力電圧ＶＦと基準電圧ＶＲＥＦとの差を第２増幅率Ｇで反転増幅して、第４電圧Ｖ０として出力する。
【００１４】
次に、図３を参照して、本発明の実施の形態に係る温度センサ回路の動作について説明する。
温度センサ３は、温度Ｔを出力電圧ＶＦに変換する。温度センサ３としてのダイオードＤ１には、温度Ｔに比例して変化する電流ＩＰＴＡＴ（ＩＰＴＡＴ＝Ａ・Ｔ）をバイアス電流として与える。このとき、ダイオードＤ１の出力電圧ＶＦは、ダイオードＤ１の順方向降下電圧特性により、下式（１）のように表される。
【００１５】
【数２】
0005189882.tif 000003
ただし、
ｑ：電気素量、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、Ｉｓ：飽和電流、Ａ：比例定数、
ｂ：比例定数、ｍ：飽和電流温度係数、Ｅｇ：バンドギャップエネルギー
である。
【００１６】
非線形電圧源４は、温度Ｔに対する基準電圧Ｖｂｇｒの依存性における非線形特性が温度センサ３と同じであり、温度Ｔに対して非線形な項（ｋ／ｑ）・Ｔ・（１−ｍ）・ｌｎ（Ｔ）を有している。非線形電圧源４の基準電圧Ｖｂｇｒは、下式（２）のように表される。
【００１７】
【数３】
0005189882.tif 000004
ただし、Ｖｚは温度に対して一定又は比例する電圧を示す。
【００１８】
増幅器５は、非線形電圧源４の基準電圧ＶｂｇｒをＹ倍した基準電圧ＶＲＥＦを出力する。基準電圧ＶＲＥＦは、下式（３）で表される。
【００１９】
【数４】
0005189882.tif 000005
【００２０】
反転増幅器６は、出力電圧ＶＦを入力電圧、基準電圧ＶＲＥＦをリファレンス電圧とし、入力電圧ＶＦとリファレンス電圧ＶＲＥＦとの差分を反転増幅（Ｇ倍）してリファレンス電圧ＶＲＥＦ分だけシフトした出力電圧Ｖ０を出力する。出力電圧Ｖ０は、上式（１）及び上式（３）から、下式（４）のように表される。
【００２１】
【数５】
0005189882.tif 000006
【００２２】
上式（４）で、出力電圧Ｖ０の非線形な項は、“−（ｋ／ｑ）・Ｇ・Ｔ・［（１−ｍ）・｛１−Ｙ・（１＋１／Ｇ）｝・ｌｎ（Ｔ）］”のように表される。したがって、増幅器５及び反転増幅器６の回路定数で決まる増幅率Ｙ、Ｇを調整することにより、上記非線形な項における“｛１−Ｙ・（１＋１／Ｇ）｝”の値をゼロにすることができる。それにより、上記非線形な項そのものの値をゼロにすることができる。その結果、出力電圧Ｖ０として温度Ｔに比例した電圧を得ることが出来る。
【００２３】
このように、増幅器５及び反転増幅器６の回路定数で決まる増幅率Ｙ、Ｇを、温度Ｔに対する出力圧Ｖ０の依存性における非線形成分が無くなるように設定することができる。増幅器５及び反転増幅器６における増幅率Ｙ、Ｇを決める回路定数は、温度センサ回路の設計時に決定しても良い。あるいは、増幅器５及び反転増幅器６の内部に公知の調整回路を設けて、それらの回路定数を温度センサ回路の製造後や使用時に調整するようにすることも可能である。
【００２４】
本発明では、温度Ｔに対する出力電圧の依存性における非線形特性が同じである非線形電圧源４と温度センサ３とを用いている。そのため、非線形電圧源４の基準電圧Ｖｂｇｒを増幅した基準電圧ＶＲＥＦと温度センサ３の出力電圧ＶＦとの差を反転増幅することで、その出力電圧Ｖ０中の非線形成分を除去することができる。それにより、製造プロセスに関係なく、温度センサ回路として、温度に比例した電圧を得ることができる。その結果、温度センサ回路の温度検出精度を向上させることができる。
【００２５】
このように、増幅器５及び反転増幅器６の回路定数（Ｙ、Ｇ）を調整するだけで、温度センサ回路の製造プロセスに関係なく、温度Ｔに対する電圧の非線形性をゼロにすることができ、温度Ｔに比例した出力電圧Ｖ０を得ることの出来る温度センサ回路を実現することが可能となる。
【００２６】
次に、本実施の形態に係る温度センサ回路について、より詳細に説明する。図４は、本発明の実施の形態に係る温度センサ回路の具体例の構成を示すブロック図である。
【００２７】
非線形電圧源４は、その基準電圧Ｖｂｇｒが温度に対して非線形な項を持っている。オペアンプ（Ｏｐａｍｐ１）、トランジスタＭ１、Ｍ２、抵抗ｘＲ１、ｘＲ２、Ｒ、ダイオードＢＤ１、ＢＤ２より構成されたオペアンプ型のバンドギャップリファレンス回路である。ダイオードＢＤ１（１個）は、カソード側を接地され、アノード側をノードＮ１に接続されている。ダイオードＢＤ１は、ベース・コレクタ間をショートしたバイポーラトランジスタであっても良い。抵抗ｘＲ１は、一端をノードＮ１に他端をノードＮ３に接続されている。ダイオードＢＤ２（Ｎ個、Ｎは自然数、互いに並列に接続されている）は、カソード側を接地され、アノード側を抵抗Ｒの一端に接続されている。ダイオードＢＤ２は、ベース・コレクタ間をショートしたバイポーラトランジスタであっても良い。抵抗Ｒは、一端をダイオードＢＤ２のアノード側に他端をノードＮ２に接続されている。抵抗ｘＲ２は、一端をノードＮ２に他端をノードＮ３に接続されている。オペアンプ（Ｏｐａｍｐ１）は、マイナス側入力端子をノードＮ１に、プラス側入力端子をノードＮ２にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１は、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース及びボディを電源ＡＶＤＤに、ゲートをオペアンプ（Ｏｐａｍｐ１）の出力端子に、ドレインをトランジスタＭ２のソースにそれぞれ接続されている。トランジスタＭ２は、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース及びボディをトランジスタＭ１のドレインに、ゲート及びドレインをノードＮ３にそれぞれ接続されている。
【００２８】
直列に接続されたトランジスタＭ１、Ｍ２は、このバンドギャップリファレンス回路の負荷を構成している。同時に、後述されるように、電流源２のカレントミラー回路の入力側を構成している。その入力側に流れる電流Ｉｂは、電源ＡＶＤＤからトランジスタＭ１、Ｍ２を介してノードＮ３へ流れる。ノードＮ３において、電流Ｉｂは電流Ｉ１と電流Ｉ２とに分かれる。電流Ｉ１は、抵抗ｘＲ１及びダイオードＢＤ１を介して接地へ流れる。電流Ｉ２は、抵抗ｘＲ２、Ｒ及びダイオードＢＤ２を介して、接地へ流れる。このオペアンプ型のバンドギャップリファレンス回路は、ノードＮ３に発生する電圧を基準電圧Ｖｂｇｒとして、増幅器５へ出力する。
【００２９】
電流源２は、上記のバンドギャップリファレンス回路の負荷に流れる電流ＩｂをトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４でミラーするカレントミラー回路である。トランジスタＭ１，Ｍ２は既述のとおりである。すなわち、トランジスタＭ１、Ｍ２は、非線形電圧源４と電流源２とに共用されている。それにより、非線形電圧源４と電流源２とを合わせた回路部分の面積を小さくすることができる。トランジスタＭ３は、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース及びボディを電源ＡＶＤＤに、ゲートをオペアンプ（Ｏｐａｍｐ１）の出力端子に、ドレインをトランジスタＭ４のソースにそれぞれ接続されている。トランジスタＭ４は、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース及びボディをトランジスタＭ３のドレインに、ゲートをノードＮ３に、ドレインをノードＮ５（温度センサ３）にそれぞれ接続されている。
【００３０】
このカレントミラー回路の入力側の電流パス（トランジスタＭ１、Ｍ２）に流れる電流Ｉｂと同じ電流が、電流ＩＰＴＡＴとして出力側の電流パス（トランジスタＭ３、Ｍ４）に流れる。それにより、出力側の電流パスに接続された温度センサ３に、電流ＩＰＴＡＴが供給される。
【００３１】
増幅器５は、入力側にバンドギャップリファレンス回路の出力側が接続され、出力側に反転増幅器６の非反転入力端子が接続される。増幅器５は、抵抗Ｒｋ１、Ｒｋ２を有する抵抗分圧回路である。抵抗Ｒｋ１は、一端をノードＮ３に、他端をノードＮ４にそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｋ２は、一端をノードＮ４に、他端を接地にそれぞれ接続されている。増幅率Ｙは、Ｒｋ２／（Ｒｋ１＋Ｒｋ２）である。増幅器５は、バンドギャップリファレンス回路から供給される基準電圧Ｖｂｇｒを増幅率Ｙで増幅してリファレンス電圧ＶＲＥＦを出力する。
【００３２】
温度センサ３は、電流源２より電流ＩＰＴＡＴを供給され、温度Ｔに対応した出力電圧ＶＦを発生するダイオードＳＤ（ＤＮ個、ＤＮは自然数、互いに並列に接続されている）を含む。ダイオードＳＤは、カソード側を接地され、アノード側をノードＮ５に接続されている。ダイオードＳＤは、ベース・コレクタ間をショートしたバイポーラトランジスタであっても良い。ノードＮ５は反転増幅器６の反転入力端子に接続され、ノードＮ５で発生する出力電圧Ｖ５は、反転入力端子に供給される。
【００３３】
反転増幅器６は、抵抗Ｒ１、Ｒ２及びオペアンプ（Ｏｐａｍｐ２）より構成される。抵抗Ｒ１は、一端を反転入力端子に、他端を抵抗Ｒ２の一端及びオペアンプ（Ｏｐａｍｐ２）のマイナス側入力端子に、それぞれ接続されている。抵抗Ｒ２は、一端を抵抗Ｒ１の一端及びオペアンプ（Ｏｐａｍｐ２）のマイナス側入力端子に、他端をオペアンプ（Ｏｐａｍｐ２）の出力端子に、それぞれ接続されている。オペアンプ（Ｏｐａｍｐ２）のプラス側入力端子は、増幅器５の出力側（ノードＮ４）が接続されている。増幅率Ｇは、Ｒ２／Ｒ１である。反転増幅器６は、反転入力端子に出力電圧ＶＦを、非反転入力端子にリファレンス電圧ＶＲＥＦをそれぞれ入力され、増幅率Ｇで反転増幅して出力電圧Ｖ０を出力する。
【００３４】
次に、図４を参照して、本発明の実施の形態に係る温度センサ回路の動作について説明する。
非線形電圧源４のバンドギャップリファレンス回路の負荷に流れる電流Ｉｂは、以下のようにして求められる。すなわち、オペアンプ（Ｏｐａｍｐ１）が理想的なオペアンプであれば、帰還のかかった状態ではオペアンプのプラス側入力端子とマイナス側入力端子の電圧は等しい。ゆえに、ノードＮ１とノードＮ２の電圧は等しくなる。それより、以下のように抵抗Ｒでの電圧降下ΔＶ（＝ＶＦ１−ＶＢＤ２）が求まり、ゆえに抵抗Ｒに流れる電流Ｉ２（＝ΔＶ／Ｒ）が求まるので、電流Ｉｂは下式（５）のように表される。
【数６】
0005189882.tif 000007
ただし、
ＶＦ１：ノードＮ１での電圧
ＶＢ２：ダイオードＢＤ２のアノード側の電圧
Ｎ：バンドギャップリファレンス回路のダイオードＢＤ２の個数
Ｒ：バンドギャップリファレンス回路の抵抗Ｒの抵抗値
Ｉｋ：増幅器５に流れる電流
Ｖｂｇｒ：バンドギャップリファレンス回路の出力電圧、
Ｒｋ１、Ｒｋ２：増幅器５の抵抗分圧回路の抵抗値
である。
【００３５】
ここで、電流源２のカレントミラー回路のミラー比をＰとすると、温度センサ３のダイオードＳＤに流すバイアス電流ＩＰＴＡＴは、以下の式（６）のように表される。
ＩＰＴＡＴ＝Ｐ・Ｉｂ    ・・・（６）
【００３６】
したがって、式（６）及びダイオードの順方向電圧降下特性より、ダイオードＳＤの電圧ＶＦは、以下の式（７）のように表される。
【数７】
0005189882.tif 000008
ただし、ＤＮ：温度センサ３のダイオードＳＤの個数、である。
【００３７】
一方、非線形電圧源４のバンドギャップリファレンス回路の基準電圧Ｖｂｇｒ（ノードＮ３の電圧）は、以下の式（８）のように表される。
【数８】
0005189882.tif 000009
ただし、抵抗ｘＲ１、ｘＲ２の抵抗値はｘＲ（＝ｘ×Ｒ）、とする。
【００３８】
増幅器５から出力されるリファレンス電圧ＶＲＥＦは、基準電圧Ｖｂｇｒを抵抗Ｒｋ１、Ｒｋ２により分圧して得られ、以下の式（９）のように表される。
【数９】
0005189882.tif 000010
【００３９】
反転増幅器６の出力電圧Ｖ０は、出力電圧ＶＦとリファレンス電圧ＶＲＥＦとの差を増幅率Ｇ＝Ｒ２／Ｒ１で反転増幅し、リファレンス電圧ＶＲＥＦ分だけシフトして得られ、以下の式（１０）のように表される。
【数１０】
0005189882.tif 000011
【００４０】
上記の式（１０）において、非線形な項は以下の項（１１）である。
【数１１】
0005189882.tif 000012
ここで、項（１１）のうちの係数（１２）は、反転増幅器６の回路定数Ｒ１、Ｒ２及び増幅器５の回路定数Ｒｋ１、Ｒｋ２を調整することによりゼロにすることができる。その場合、項（１１）は全体としてゼロとなる。すなわち、上記の式（１０）において、非線形な項（１１）を、回路定数Ｒ１、Ｒ２、Ｒｋ１、Ｒｋ２を調整することによりゼロにすることができる。
【００４１】
その場合、式（１０）は、以下の式（１３）のように表すことができる。
【数１２】
0005189882.tif 000013
上記の各仮定から、式（１３）の係数Ｃ１は定数である。すなわち、反転増幅器６の出力電圧Ｖ０は、温度Ｔに比例した電圧となる。このように、各回路定数Ｒ１、Ｒ２、Ｒｋ１、Ｒｋ２を適切に調整することにより、反転増幅器６の出力電圧Ｖ０を温度Ｔに比例した電圧とすることが可能となる。
【００４２】
このように、増幅器５の増幅率に対応する回路定数（例示：Ｒｋ１、Ｒｋ２）及び反転増幅器６の増幅率に対応する回路定数（例示：Ｒ１、Ｒ２）を調整するだけで、温度センサ回路の製造プロセスに関係なく、温度Ｔに対する電圧の非線形性をゼロにすることが可能となる。それにより、温度Ｔに比例した出力電圧Ｖ０を得ることの出来る温度センサ回路１を実現することが可能となる。
【００４３】
よく知られているように電圧源は外来ノイズに強いことが好ましい。すなわち、電圧源として、電源電圧や温度に依存せず、一定の電圧を供給できるものが要求される。そのような電圧源として、バンドギャップリファレンス回路が一般的に広く用いられている。バンドギャップリファレンス回路は、正の温度特性を有する素子と負の温度特性を有する素子とを用い、両温度特性を互いにキャンセルさせることで、温度特性に依存しない電圧源として機能する。本発明では、非線形電圧源４としてそのバンドギャップリファレンス回路を用いている。ここで、ダイオードＢＤ１、ＢＤ２は負の温度特性を有している。したがって、抵抗ｘＲ１、ｘＲ２、Ｒに正の温度特性を持たせるために、抵抗ｘＲ１、ｘＲ２、Ｒに流す電流Ｉ１、Ｉ２（＝Ｉｂ／２）に正の温度特性を持たせることが行われている。すなわち、電流Ｉｂを温度Ｔに略正比例するようにしている。その結果、バンドギャップリファレンス回路は、ダイオードＢＤ１、ＢＤ２での電圧が負の温度特性を有し、抵抗ｘＲ１、ｘＲ２、Ｒでの電圧が正の温度特性を有しているので、両電圧が互いにキャンセルして、温度特性に依存しない電圧を供給することができる。
【００４４】
本発明では、非線形電圧源４としてそのバンドギャップリファレンス回路を用いている。そのため、非線形電圧源４の基準電圧又は増幅器５のリファレンス電圧には、上記の式（８）又は式（９）における（１−ｍ）・ｌｎ（Ｔ）の項のうち、１・ｌｎ（Ｔ）の項が出てくる。この１・ｌｎ（Ｔ）の項に対応する項を、温度センサ３の出力電圧で生じさせるために、電流源２として正の温度特性を有する電流ＩＰＴＡＴを流す電流源を用いている。それにより、温度センサ３の出力電圧には、上記の式（７）における（１−ｍ）・ｌｎ（Ｔ）を作り出すことができる。この項のうち、１・ｌｎ（Ｔ）の項は、正の温度特性を有する電流ＩＰＴＡＴに基づいて発生する。その結果、式（９）のリファレンス電圧ＶＲＥＦと式（７）の出力電圧ＶＦとの差を取ることで、非線形である（１−ｍ）・ｌｎ（Ｔ）の項をキャンセルことができる。それにより、温度に比例した出力電圧Ｖ０を得ることの出来る温度センサ回路１を実現することが可能となる。
【００４５】
ただし、電流Ｉ１、Ｉ２（＝Ｉｂ／２）が正の温度特抵抗を有していなくても、抵抗ｘＲ１、ｘＲ２、Ｒが正の温度特性を有している場合、電流Ｉ１、Ｉ２（＝Ｉｂ／２）は温度に依存しない定電流であっても良い。その場合、温度センサ３に流す電流も同様に温度に依存しない定電流にする。それにより、上記の式（８）又は式（９）における（１−ｍ）・ｌｎ（Ｔ）の項は、単にｍ・ｌｎ（Ｔ）となる。一方、上記の式（７）における（１−ｍ）・ｌｎ（Ｔ）の項は、同様に単にｍ・ｌｎ（Ｔ）となる。その結果、式（９）のリファレンス電圧ＶＲＥＦと式（７）の出力電圧ＶＦとの差を取ることで、非線形であるｍ・ｌｎ（Ｔ）の項をキャンセルことができる。それにより、この場合でも、温度に比例した出力電圧Ｖ０を得ることの出来る温度センサ回路１を実現することが可能となる。
【００４６】
本発明は上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変形又は変更され得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】図１は、特開昭５６−１３５９６３号公報の温度センサ用半導体集積回路の構成を示す回路図である。
【図２】図２は、特開昭５６−１３５９６３号公報の温度センサ用半導体集積回路における温度と出力電圧との関係を示すグラフである。
【図３】図３は、本発明の実施の形態に係る温度センサ回路の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、本発明の実施の形態に係る温度センサ回路の具体例の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４８】
１    温度センサ回路
２    電流源
３    温度センサ
４    非線形電圧源
５    増幅器
６    反転増幅器
１０２    定電流源
１０３    温度センサ
【図１】
0005189882.tif 000014
【図２】
0005189882.tif 000015
【図３】
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【図４】
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