(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固体的にマウントされた共振器（ＳＭＲ）を使用するバルク音響波装置を設計する方法において、前記装置は２つの外側共振器と少なくとも１つの内側共振器とを有し、前記各共振器は隣接する共振器又は複数の共振器に対して横方向に離隔され、前記各共振器は上側電極と下側電極と介在された圧電層とを有し、前記方法が、
前記バルク音響波装置の、入力電極と出力電極とを除いた各電極を、共通電位に電気的に結合するステップと、
当該電極の場所内のシングルモード振動をエネルギ捕獲するための最適な上側電極の、当該共振器の短辺に平行な方向の幅を決定するステップと、
選択されたフィルタの型式に対する正規化されたローパス試作値を決定し、これら値から前記外側共振器の負荷キューを決定するステップと、
前記外側共振器の負荷キューに応じて、前記外側共振器の前記上側電極の所要の面積を決定するステップと、
これらの面積及びシングルモードをエネルギ捕獲する前記最適電極幅に応じて、前記外側共振器の前記上側電極の各々の、当該共振器の長辺に平行な方向の長さを計算するステップと、
前記正規化されたローパス試作値から、隣接する共振器間結合係数を決定し、次いで、結合係数と隣接する共振器間間隔との間の先に決定された関係に応じて前記隣接する共振器間の間隙の幅を決定するステップと、
を有し、
前記各共振器が同一の共振周波数に中心合わせされていることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、前記フィルタの完全な２Ｄ音響場モデルを用いて、前記共振器及び間隙幅を当該フィルタの応答が最適化されるように調整するステップを更に有していることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、
前記バルク音響波装置は更に基板上に形成された１以上の音響反射器層を有し、
前記下側電極は、前記１以上の音響反射器層上に形成され、
前記圧電層は、前記下側電極上に形成され、
前記上側電極の各々は、前記圧電層上に形成され、前記下側電極と少なくとも部分的に重なり、下に位置する圧電層部分及び前記下側電極と共に共振器エレメントを規定し、
前記上側電極は、前記上側電極の１つと前記下側電極との間に当該装置の共振周波数で印加される信号が前記圧電層部分の間の音響的結合により他の共振器エレメントに結合されるように、横方向に離隔され、
前記上側電極は２つの外側上側電極と少なくとも１つの内側上側電極とが存在するように配置され、
前記内側上側電極が前記下側電極と電気的に接続され、
前記内側上側電極及び前記下側電極が共通電位に接続され、
前記２つの外側上側電極が前記共通電位に接続されていない
ことを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法によって製造されるバルク音響波装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、バルク音響波（ＢＡＷ）装置及びその製造、並びに特に固体的にマウントされたＢＡＷ共振器を有するフィルタに関する。また、本発明は斯様なフィルタを有する通信装置（例えば、無線周波数受信機及び／又は送信機）にも関する。
【背景技術】
【０００２】  セルラ電話ハンドセットのような移動体通信製品は、小型及び軽量であることが要求される。将来においては、一層小さな通信装置が例えば腕時計及び衣服に集積化されて利用可能になるであろうことが予測される。全ての斯様な製品は、同じハンドセット内の送信機から及び／又は外部的に発生される不所望な信号からの何れの妨害からも受信信号を保護するために、０．５ＧＨｚないし１０ＧＨｚの範囲を略カバーする無線周波数（ＲＦ）フィルタを必要とする。これらフィルタは、十分な信号対ノイズ比を達成するために低い通過帯域挿入損失（典型的には＜２ｄＢ）を有さねばならない。これを達成するため、フィルタの基本構成ブロックである共振器は高いキュー（Ｑ）を有さねばならない。これは、共振周波数において共振器内にサイクル当たりに蓄積されるエネルギを、同一周波数において該共振器によりサイクル当たりで喪失されるエネルギにより除算したものとして定義される。典型的には、５００を越えるＱ値が望ましく且つ達成可能である。【０００３】  共振器は、通常、空洞内における何らかの形の定在波を利用する。離散及び分散反射の両者を使用することができる。従来のバルク音響波及び表面音響波（ＳＡＷ）共振器は、これらの２つのオプションに依拠する共振器の例である。寸法を最小に維持するために、離散反射が好まれる。何故なら、その場合には、空洞の長さが、典型的には共振周波数で使用されるモードの波長の１／２のみとなるからである。このように、ＢＡＷ共振器は、１００波長のオーダの空洞長が必要とされるようなＳＡＷ共振器よりも潜在的に大幅に小さく、このような理由で好ましい。【０００４】  音響波又は電磁波に依拠する共振器は利用可能である。音響波共振器は、２つの大きな理由により電磁波を利用するものよりも好まれる。第１に、材質中を伝搬する音響波の速度は電磁波の速度よりも典型的には４ないし５のオーダの倍率で低く、従って如何なる所与の周波数に対しても大幅な寸法の低減が可能である。第２に、同一の材質に対して、達成可能な機械的キューが、典型的には、達成可能な電気的キューよりも大きい。【０００５】  ＲＦ用途に関して、２つの一般的な型式のＢＡＷ共振器が研究された。これらのうちの第１のものにおいては、薄膜が共振空洞を形成する。この方法は魅力的ではない。何故なら、薄膜は脆弱であり、応力により生じる座屈を受けるからである。第２のものにおいては、図１に示すように所謂ＳＭＲ（固体的にマウントされた共振器）が使用される。このような装置においては、１以上の音響的にミス整合された層２が基板４上にマウントされ、音響波を反射するように作用する。上側及び下側電極６及び８が、基板４上に圧電層１０により分離されて形成される。上記反射器層（又は複数の層）は固体基板上に堆積されているので、ＳＭＲの構造は強固である。【０００６】  図１に示すＢＡＷ共振器において、電気的エネルギと機械的エネルギとの間の所要の変換は、電極６１、６２及び８が形成される２つの金属層の間に配置された圧電材料の層１０により達成される。ＳＭＲは薄膜共振器よりも一層分散された反射を利用するが、共振器寸法は著しくは増加されない。何故なら、両方の場合とも、厚さ��主に基板により決まるからである。上側電極６１及び６２の各々が、下に位置する圧電層及び下側電極と共に個々の共振器を規定する。これらの２つの共振器は、これらの間の接合部における共通下側電極８により、実効的に電気的に直列に接続される。共振器は１ポート装置である。図１に示す構成においては、その２つの端子は電極６１及び６２により形成される。【０００７】  今までに報告されているＲＦフィルタは、ＳＭＲをラダー又は格子構造の何れかの形に電気的に接続することにより構成されている。ラダー構造のフィルタは、２ｄＢ未満の通過帯域挿入損失及び非常に低レベルのスプリアス応答を持つ良好な性能を示している。しかしながら、斯様な構成には多数の欠点がある。例えば、音響的共振から移動された周波数においては、各共振器はコンデンサとして現れ、従って全体としてのフィルタの遮断帯域応答は本質的にコンデンサ回路網のものとなる。これは、該遮断帯域を低減させるだけの追加の共振器を要する結果となる。結果として、選択度を改善することなく、占有される面積及び通過帯域における挿入損失が増加される。緩やかな遮断帯域応答に対してさえ、多数の共振器が必要とされる（例えば、約４５ｄＢの遮断帯域に対して最小で９個の共振器）。ＲＦ用途におけるフィルタの小型化に向かう動勢にとり、これは重大な問題である。【０００８】  加えて、ラダー構造における直列及びシャント共振器は、個々の共振器の構成により、異なる周波数に中心を合わせる必要がある。このことは、例えば、非常に精密な厚さの追加の質量荷重（mass-loading）層がシャント共振器上に堆積されるようにして、それらの反共振（最小アドミタンス）周波数を直列共振器の共振（最小インピーダンス）周波数と同じまで減少させなければならないことを意味する。【０００９】  図２は、図１に示すもののような従来のＢＡＷ共振器の電気等価回路モデルの概念図である。Ｃ０は該共振器の静電容量であり、Ｃｍ及びＬｍは各々動的容量及びインダクタンスであり、Ｒｍは当該共振器の機械的損失を特徴付ける動的抵抗である。共振周波数はｆ０＝１／［２π√(ＣｍＬｍ)］により与えられ、無負荷キュー（unloaded quality factor）はＱｕ＝（２πｆ０Ｌｍ）／Ｒｍにより与えられる。【００１０】  薄膜バルク音響波共振器の製造方法は、当業者により知られているであろう。例えば、国際特許出願公開第WO98/16957号は、薄膜バルク音響波共振器及びその製造方法を開示しており、該文献の内容は参照することにより本明細書に組み込まれるものとする。【００１１】  前述したように、フィルタにおいては、２以上の共振器を互いに電気的に接続された格子又はラダー構造に配置して最適なフィルタ特性を得るようにするのが普通である。図１に示したもののような多数のフィルタを接続すると、各共振器における静電容量Ｃ０の存在により設計上の柔軟性の固有の不足を生じる。結果として、バターワース（Butterworth）又はチェビシェフ（Chebyshev）のような標準の理想的フィルタ型式への接近を容易に達成することができない。ラダー構造への共振器の電気的接続は、直列及びシャント共振器が異なる周波数に中心を合わせる必要性を生じさせる。
【発明の開示】
【００１２】  本発明によれば、バルク音響波装置であって、
基板上に形成された１以上の音響反射器層と、
前記音響反射器層又は複数の反射器層上に形成された下側電極と、
前記下側電極上に形成された圧電層と、
前記圧電層上に形成された少なくとも３つの上側電極と、
を有し、前記上側電極の各々は前記下側電極と少なくとも部分的に重なり、且つ、下に位置する圧電層部分及び前記下側電極と共に共振器エレメントを規定し、前記上側電極は、前記上側電極の１つと前記下側電極との間に当該装置の共振周波数で印加される信号が前記圧電層部分の間の音響的結合により他の共振器エレメントに結合されるように、横方向に離隔され、前記上側電極は２つの外側上側電極と少なくとも１つの内側上側電極とが存在するように配置され、前記又は各内側上側電極が前記下側電極と電気的に接続されていることを特徴とするようなバルク音響波装置が提供される。
【００１３】  本発明は、電気的というよりは音響的に結合されたＳＭＲを使用した装置を提供する。この音響的結合は、当該装置が一層小型となることを可能にすると共に、一層柔軟性のあるフィルタの設計に繋がる。電極間の電気的接続は、内側の上側電極（又は複数の電極）と下側電極との間に一定の電位を与えるようなものである。この電位は好ましくは零であり、それらは好ましくはアースされる。このアースは、入力及び出力上側電極間の寄生容量を低減することにより、当該装置の入力と出力との間に電磁的遮蔽を提供する。
【００１４】  内側の上側電極と下側電極との間の接続は、典型的には、１以上のビアによるものである。
【００１５】  好ましくは、各共振器は同一の共振周波数に中心合わせされる。これは、単純な層構造を可能にすると共に、全ての共振器がシャントアームを形成し、直列アームの等価物が隣接する共振器間の音響的結合により暗に設けられる故に、可能となる。このように、当該装置における共振器の数を増加させて、既存の設計におけるように遮断帯域のレベルを減少させるのみというよりは、より高次のフィルタを達成することができる。このように、シャント共振器が直列共振器の共振周波数と同一の周波数に設定される反共振周波数（anti-resonance frequency）を有するような、従来のラダー構造に頼ることのないフィルタ設計の実施を可能にする。本発明は、製造の単純さを改善し、従って装置の製造コストを低減する。
【００１６】  好ましくは、前記の横方向に隔離された上側電極の間の間隔は、０．５μｍと２．０μｍとの間、より好ましくは０．７μｍと１．３μｍとの間とする。１μｍのオーダの分離を有することは、隣接する上側電極及び関連する共振器の間の音響的結合が達成されるのを確かなものとする。
【００１７】  好ましくは、前記圧電層は、共振周波数における主音響モードの１／２波長に略等しい厚さを有するように選定される。
【００１８】  本発明の第２の態様によれば、バルク音響波装置を設計する方法であって、前記装置は２つの外側共振器と少なくとも１つの内側共振器とを有し、前記各共振器は隣接する共振器又は複数の共振器に対して横方向に離隔され、前記各共振器は上側電極と下側電極と介在された圧電層とを有し、前記方法が、
当該電極の場所内でのシングルモード振動をエネルギ捕獲するための最適な上側電極幅を決定するステップと、
選択されたフィルタの型式に対する正規化されたローパス試作値を決定し、これら値から前記外側共振器の負荷キューを決定するステップと、
前記外側共振器の負荷キューに応じて、当該フィルタの前記外側上側電極の所要の面積を決定するステップと、
これらの面積及びシングルモードを捕獲する前記最適電極幅に応じて、前記外側電極の各々の長さを計算するステップと、
前記正規化されたローパス試作値から、共振器間結合係数を決定し、次いで、結合係数と共振器間間隔との間の先に決定された関係に応じて前記共振器間の間隙の幅を決定するステップと、
を有しているような方法が提供される。
【００１９】  以下、本発明の実施例を、添付図面を参照して詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】  図３及び図４は、本発明による５次フィルタの可能性のある構造を平面及び断面で各々示している。薄膜層構造は本質的に図１ａに示したものであり、以下図４を参照して説明する。図示の構造は、コモンモード接続に適している。【００２１】  図３及び４を参照すると、該フィルタ１２は金属の上側層１８から形成された一群の上側電極１４１ないし１４５を有している。上側電極１４１及び１４５は当該装置の入力及び出力電極として機能し、電極１４２ないし１４４からは電気的に分離されている。多数のアース接点２０が設けられ、電極１４２ないし１４４を接地点に接続する。接点２０は、フリップチップ又はワイヤボンド接続の何れかのための可能性のある位置を示している。金属の下側層３２が設けられ、この例では、該層は２つのビア２２による電極１４２ないし１４４との接続によりアースされている。圧電層３０が上記上側及び下側金属層を分離するように設けられ、上側電極１４１と１４２との間で当該装置に印加される電気信号を音響的振動に変換するように作用する。図３における配置は、当該フィルタの次数と同じ数の共振器を有し、本例では５である。図１におけるのと同様に、１以上の音響的に整合されていない層２４が基板２５上にマウントされ、圧電層３０により発生される音響波を反射するように作用する。【００２２】  使用時において、電気信号は電極１４１に接続された入力端２６により入力され、これにより、圧電層３０に音響波を発生する。以下に説明するように、該音響波は音響的に整合されていない層２４により反射され、当該装置の共振周波数における波が電極１４２に音響的に結合される。このような過程が、上記信号が出力端２８を介して電極１４５から出力されるまで、連続する対の電極の間で繰り返される。【００２３】  層構造によりサポートされる音響モードは、単結晶に存在するものとは著しく異なる。図３及び４に示す共振器及びフィルタは、固有モードの振動、即ち共振周波数が共振器の他の寸法というよりは該共振器の厚さ（即ち、圧電及び電極層の合成された厚さ）により主として決まるような厚さモードを利用する。該フィルタは、“エネルギ捕獲”なる思想に依拠する音響的に結合された共振器を使用する。これは、音響的振動の共振器の電極領域（electroded region）への閉じこめであり、これは当該共振器の電極領域及び非電極領域（unelectroded region）の異なる導波特性及び遮断周波数により生じる。関連する案内された波は、非電極領域の遮断モードである必要があるから、蓄積されたエネルギは電極縁からの距離と共に急速に減衰する。電極の幅はどれだけ多くのモードがエネルギ捕獲されるかを決定する一方、消失するエネルギの減衰及び隣接する共振器の間の間隙の幅の空間率が、それらの結合度を決定する。隣接する共振器の縁の間の０．５ないし２．０μｍの範囲、好ましくは０．７ないし１．３μｍの範囲の分離が、満足な量の音響的結合を提供する。【００２４】  通常、ＳＭＲは最低の、ＴＥ１として知られている厚さ伸びモード（thickness extensional mode）に依存し、該モードの場合、粒子運動は表面に対して垂直である（少なくとも１Ｄ近似において）。この特定のモードの励起は、圧電材料の堆積された薄膜の向��の結果である。前記圧電層として使用するのに推奨される材料は、ＺｎＯ、ＡＩＮ、ＰＺＴ及びＰＬＺＴのようなｃ軸ノーマル層を自然に形成する如何なる材料でもよい。【００２５】  １ＤのＳＭＲモデルにおいては、共振モードは全ての周波数において純粋な厚さ伸びモード（ＴＥ）として現れるので、他のモードへの結合は考慮に入れられない。提案された構造の場合、場の変化及び層の表面に対して平行及び垂直な方向における粒子運動の成分を考える必要がある。各モード及び各領域に関し周波数の関数としての波数（即ち、分散関係）を得るために、場の式を解かなければならない。これらの解は、どの層構造及び層厚が所要の振動をサポートすることができるか、及びどれがエネルギ捕獲モードをサポートしそうであるかを示す。電極と間隙幅との間の関係、及び共振器間結合も、上記分散関係から得られる。【００２６】  本発明の装置における音響的結合は、典型的に、厚さ伸び（ＴＥ）モード及び厚さずれ（ＴＳ：thickness shear）モードの両者から結果として生じる。しかしながら、提案された構造が最適に設計されない限り、許容することができないスプリアス応答を引き起こすようなレベルで他のモードが励起され得る。【００２７】  図５は、図３の共振器の電気等価回路を示す。該回路は並列に結合された図２に示すもののような多数の回路を含んでいる。共振器間の音響的結合は、内側の共振器（即ち、入力及び出力共振器を除く全て）が、それらの電気端子によっては信号を伝送しないことを意味する。これは、これら端子が電気的に接続されること、例えば両者がアースに接続されることを可能にし、これは、これら共振器の静電容量の効果を除去する。【００２８】  図５に示すように、音響的結合は、該等価電気回路モデルにおける隣接する共振器間の相互インダクタンスＭにより特徴付けることができる。相互インダクタＭj,j+1は、隣接する共振器の各対の動的インダクタンスＬm,jとＬm,j+1との間に含まれる。静電容量は内側共振器の各々から除外されている。何故なら、この特定の設計においては、これらの共振器の両電極は接地され、かくして、Ｃ０を短絡除去し、これによりフィルタ設計の柔軟性を増加させているからである。Ｃｐは入力及び出力用上側電極間の寄生容量であり、該容量は静電解析を用いて決定することができる。Ｃ０（各端部共振器に関する）、Ｃｍ、Ｌｍ及びＲｍ（全共振器に関する）に関する大凡の値は、当該共振器の１Ｄ音響場モデルから得ることができる。【００２９】
Ｍj,j+1の決定は（少なくとも）２Ｄ音響場モデルを必要とし、含まれる余分の次元は図３及び４における共振器の短辺（方向Ｘにおける）に平行な方向である。これらの成分に関する大凡の値は、２つの接近離隔された共振器に関し回路モデル及び２Ｄ音響場モデルにより予測される共振周波数を整合させることにより与えられる。各間隙幅及び相互インダクタンス値も、以下に述べるフィルタ設計手順において必要とされる結合係数に対応する。相互インダクタンス及び結合係数のより大きな値は、より接近した共振器間の間隔に対応する。
【００３０】  次に、本発明によるＢＡＷ装置の設計を詳細に説明する。当該フィルタの所望の中心周波数ｆ０における単独型共振器に適した層構造が決定され、１Ｄモデルが正規化されたシングル共振器等価回路コンポーネント値（即ち、単位面積に関する値）を決定するために使用されたと仮定する。この場合、図３及び４における配置のための可能性のあるフィルタ設計手順は次の通りである：【００３１】  シングルモードをエネルギ捕獲するための最適共振器幅を決定するために、２Ｄモデルを使用する。次に、当該フィルタの仕様から、バターワース又は適切な３ｄＢ帯域幅、フィルタ次数及び通過帯域リップルを持つ何れかの他の所望な型式のようなフィルタ型式が選択される。【００３２】  次いで、対応する所謂“正規化されたローパス試作”値が算出されるか、又は公開されたルックアップテーブルから得られる。これらの値から、入力及び出力共振器（即ち、当該フィルタの入力及び出力における共振器）の負荷キューＱＬ及び逆正規化されたシングル共振器等価回路コンポーネント値が算出される。逆正規化された静電容量は、これらの２つの共振器の所要の面積を決定するために使用される。【００３３】  これらの面積、及び先に算出されたシングルモードをエネルギ捕獲するための最適幅から、入力及び出力共振器の各々の長さが計算される。最初は、内側共振器の幅及び長さは同じ値に設定することができる。次いで、前記の正規化されたローパス試作値から、隣接する共振器間の結合の効率を定量化するために使用される共振器間結合係数を算出し且つ逆正規化する必要がある。次いで、結合係数と共振器間間隔との間の先に決定された関係を使用して、共振器間の間隙の幅の第１推定値及び等価回路モデルの相互インダクタンスを決定する。【００３４】  最後に、完全な２Ｄ音響場モデルを使用して、共振器及び間隙の幅を応答が指定されたものに可能な限り近づくように最適化されると共に、不所望なモードとの結合による応答が十分に抑圧されるのを保証することができる。【００３５】  図３及び４を参照して説明したフィルタ構造を採用することにより多数の利点が得られる。第１に、如何なるフィルタの構造の場合でも、最終的な遮断帯域レベルは入力と出力との間の電磁的（主に容量的）結合により悪化される。図３におけるように、入力及び出力を除く全ての電極を接地点に短絡するためにビア及び他の接続を使用することにより、最大の遮蔽が得られる。第２に、前述した通り、フィルタ設計の柔軟性を制限するような、内側共振器の望ましくない寄生静止容量が、有効な動的コンポーネントを変更することなく効果的に除去される。最後に、音響的に結合された共振器を使用する、本発明によるフィルタの製造は、全共振器が同一の周波数に中心を合わせることができ、従って同一の層構造を使用することができるので、電気的に結合された型式に関するものより簡単であることに注意すべきである。【００３６】  図５の等価回路を用いて予測された、５次チェビシェフ・フィルタ（圧電層にＰＺＴ−４を使用する）の応答が図６及び７に示されている。図３の配置において最小化されるような、入力と出力との間の寄生容量による遮断帯域の可能性のある悪化が図６に示さ���ている。１０００なる共振器のＱが仮定された。該グラフは、入力電極と出力電極との間の寄生結合容量Ｃｐの異なる値（即ち、Ｃｐ＝０（下の曲線）、Ｃｐ＝０．０１Ｃ０（中間の曲線）、Ｃｐ＝０．０５Ｃ０（上の曲線））を呈するフィルタの応答を示している。【００３７】  図７は、当該装置の通過帯域に対する影響を異なる値のキューＱに関して示している。これは、テクノロジの能力内の値であるような、５００なるＱにより２ｄＢの挿入損失が可能であることを暗示している。当該フィルタの面積は、接続用のパッドを除き、約５０μｍ平方である。これは、如何なる既知のテクノロジ及び設計手法を用いる比肩可能な性能のフィルタよりも大幅に小さい。斯様な寸法のフィルタは、他のコンポーネントと共にシリコン（例えば）上に集積化することができ、又は小さなＭＣＭ（多チップモジュール）の基板上にフリップチップ実装することができる。該寸法は、複数モード複数帯域ＵＭＴＳ／ＧＳＭハンドセットにおけるフロントエンド選択度を得るために、例えば、一連のＲＦフィルタを設計することを考える程、十分に小さい。図３は本発明の装置における共振器の１つの特定の可能性のある構造を示しているが、他の例も可能である。例えば、第１行及び第２行の共振器を差動モード端部の間に並列に配列させ、これら２行における対応する共振器の各対が直列に接続されるようにすることも可能である。種々の他の変形も当業者にとり明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】  図１ａは、２つの直列接続された共振器として形成された従来の固体的にマウントされたＢＡＷ共振器の断面図を示す。
【図１ｂ】  図１ｂは、２つの直列接続された共振器として形成された従来の固体的にマウントされたＢＡＷ共振器の平面図を示す。
【図２】  図２は、従来のＢＡＷ共振器の電気等価回路を示す。
【図３】  図３は、本発明によるフィルタの一実施例の平面図を示す。
【図４】  図４は、本発明によるフィルタの一実施例の断面図を示す。
【図５】  図５は、図３及び図４のフィルタの電気等価回路を示す。
【図６】  図６は、図５の等価回路により予測された本発明による５次フィルタの応答特性を、当該装置の入力端と出力端との間の寄生容量の３つの異なる値に関して示す。
【図７】  図７は、図６のフィルタの通過帯域応答の変化を３つの異なるＱ値に関して示す。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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