(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ電力を送るＡＣ入力ラインと、
このＡＣ入力ラインの電流および電圧を測定するように、各々のＡＣ入力ラインに接続されたキャパシタと、
上記ＡＣ入力ラインに接続されたパルス幅変調（ＰＷＭ）整流器と、
このＰＷＭ整流器と接続されたＤＣリンクキャパシタと、
上記ＰＷＭ整流器によって送られるＤＣ電力を、ＡＣモータに送られるＡＣ電力に変換する上記ＤＣリンクキャパシタに接続されたＰＷＭインバータと、
電力をＡＣモータに送る第１のモードにおいて、上記ＤＣリンクキャパシタでの高調波を最小限にするように上記ＰＷＭ整流器を制御し、かつ、各々の上記ＡＣ入力ラインで測定された現時点での電圧および電流に基づいた第２のモータ非駆動モードにおいて、上記ＡＣ入力ラインの高調波を最小限にするようにＰＷＭ整流器を制御するＰＷＭ整流器制御部と、
を備えることを特徴とする電気エンジン始動システム。
【請求項２】
上記第２のモードにおいて、上記ＰＷＭ整流器制御部が、正弦波状の電圧が各々の上記ＡＣ入力ラインに配置されたキャパシタに生成されるように、ＰＷＭ整流器を制御することを特徴とする請求項１に記載の電気エンジン始動システム。
【請求項３】
上記ＰＷＭ整流器制御部が、上記ＡＣ入力ラインで測定された電圧に基づいて、基準正弦波信号を生成し、この基準正弦波信号と、対応する上記ＡＣ入力ラインで測定された現時点での電圧と、を比較し、上記ＡＣ入力ラインの各々に配置されたキャパシタに正弦波状の信号が生成されるように、上記ＡＣ入力ラインで必要とされる補償分を決定することを特徴とする請求項２に記載の電気エンジン始動システム。
【請求項４】
上記ＡＣモータの性能を制御するために、ＰＷＭ信号を上記ＰＷＭインバータに送るように接続されたＰＷＭインバータ制御部をさらに備えるとともに、このＰＷＭインバータ制御部が、上記ＰＷＭインバータに送る上記ＰＷＭ信号を生成する際に、上記ＰＷＭインバータ制御部によって利用される入力を指令する、モードセレクタを備えることを特徴とする請求項１に記載の電気エンジン始動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石モータへ電力を供給するためのパワーコンバータシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力発電システムに一般的に使用されているように、コンバータは、交流（ＡＣ）電力を直流（ＤＣ）電力に変換する（整流器）、あるいはＤＣ電力をＡＣ電力に変換する（インバータ）装置である。コンバータが、整流器として使用されるか、インバータとして使用されるかは、コンバータを流れる電力の方向による。通常の発電システムは、ＡＣ電力を生産するための発電機、ＡＣ電源、ＡＣ-ＤＣコンバータ（あるいは整流器）、ＤＣリンク、ＤＣ‐ＡＣコンバータ（もしくはインバータ）および負荷を備える。発電機によって生じたＡＣ電力は、ＤＣリンクに整流した信号を供給する整流器に供給される。インバータは、負荷に所望のＡＣ電力を生じさせるように、ＤＣリンクに供給される上記整流した信号を使用する。インバータが生成したＡＣ電力の質は、ＤＣリンクに供給されるＤＣ電力の質に相関している。つまり、通常リプルと呼ばれるＤＣリンクの電流の変動を減少させることによって、システムの全体の性能が改善される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ＤＣリンクのリプルを減少させる通常の方法は、整流器とインバータとの間にキャパシタまたは他のフィルタリング装置を設けることである。リプルを減少させるために選択されるキャパシタまたはフィルタの寸法は、減少しなくてはならないリプルの量に基づいている。リプル電流が大きくなるにつれ、キャパシタの寸法は、大きくなり、費用も増大する。従って、大容量キャパシタにかかる高額な費用を必要としない、リプル電流を減少するシステムの設計が求められている。整流器とインバータとの間のリプル電流を減少するために使用されるキャパシタは、システムの始動時に、高い値の瞬間電流に晒される場合が多くあり、このことは、キャパシタの性能に悪影響を及ぼす。従って、高い値の瞬間電流にキャパシタが晒されるのを減少するシステムを設計することが必要とされている。
【０００４】
上述した整流器は、ＡＣ電源から非線形電流を引き出せるので、非線形負荷として通常分類できる。さらに、整流器にＡＣ電力を供給する発電機は、ＡＣ電力を多数の他の非線形負荷に供給可能である。各々の非線形負荷によって、ＡＣ入力ラインの高調波電流が生じることとなる。ＡＣ入力ラインの高調波電流を減少させる通常の方法は、各々の非線形負荷の入力（ライン）で、容量性素子および誘導性素子を備える。さらに、容量性素子および誘導性素子の寸法は、減少させるべき高調波の大きさに相関している。従って、非線形負荷によってＡＣ入力ラインに生じる高調波電流を減少させるような効率的な解決法を提供することが求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
一実施例においては、本発明は、コンバータ、特に、アクティブ整流器とインバータとの間のＤＣリンク内のリプルを制御するためのシステムおよび方法に関する。１つの側面においては、アクティブ整流器制御部は、コンバータが電力を供給するＡＣモータ（永久磁石モータまたはインダクションモータ）の速度に対して、アクティブ整流器によって生じるＤＣリンク電圧を関係付けることによって、リプル電流を最小限にする。他の側面においては、アクティブ整流器制御部は、アクティブ整流器によって生じさせるＤＣリンク電圧を決定するために、高調波補償器を用いることで、リプル電流を最小限にする。さらに他の側面においては、アクティブ整流器制御部が、ＰＷＭインバータ制御部に用いられるスイッチング周波数に基づいてアクティブ整流器のスイッチング周波数を同調させることで、リプル電流を最小限にする。
【０００６】
他の実施例においては、ＰＷＭインバータ制御部は、ＰＷＭインバータ制御部の選択されるモードに基づいて、ＡＣモータにＰＷＭインバータにより供給される電力を制御する。選択された運転モードの各々において、ＡＣモータの所望の制御が実現するように各種入力が用いられる。このシステムの１つの側面においては、ＰＷＭインバータ制御部は、ＡＣモータの自動的な磁界弱め制御も提供する。
【０００７】
さらに他の実施例において、ＰＷＭ整流器とＰＷＭインバータとの間に配置されたＤＣリンクキャパシタへのプレチャージは、ＰＷＭ整流器の始動（初期化）前に行われる。本発明の１つの側面は、ＤＣリンクキャパシタにプレチャージすることで、電力変換の実施前に、試験機能を実行することが可能となる。
【０００８】
本発明の別の実施例においては、アクティブ整流器は、電力変換キャパシティに使用されない場合、ＡＣ電力発電機に接続された他の非線形負荷によって生じた高調波を最小限にするように用いられる。上述したアクティブ整流器は、ＡＣ入力ラインのＡＣ電力が、正弦波を維持するように、アクティブ整流器に供給されるＰＷＭ信号を制御する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
電気エンジン始動システム（図１）
図１は、電気エンジン始動システム１０の基本的な構成要素を示している。電気エンジン始動システム１０は、ＡＣ（交流電流）電源１２、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３、パルス幅変調（ＰＷＭ）整流器１４、ＰＷＭ整流器制御部１６、ＤＣリンクキャパシタ１８、ＰＷＭインバータ２０、ＰＷＭインバータ制御部２２、ＡＣインダクションモータまたは永久磁石（ＰＭ）モータ２４、およびエンジン２６を備える。
【００１０】
電気エンジン始動中に、ＰＷＭ整流器１４は、ＡＣ電源１２からＡＣ電力入力を受ける。ＰＷＭ整流器制御部１６によって送られる制御信号に基づいて、ＰＷＭ整流器１４は、ＡＣ電源１２によって供給されるＡＣ電力をＤＣ電力に変換する（ＤＣ整流器電流Ｉrecとして示す）。ＤＣリンクつまりＤＣバス２８は、ＰＷＭ整流器１４とＰＷＭインバータ２０との間に配置されたＤＣリンクキャパシタ１８を備える。ＤＣリンクキャパシタ１８は、ＰＷＭインバータ２０およびＰＷＭ整流器１４によって生じるリプル電流を減少させるように作用する。ＰＷＭ整流器１４を選択的に制御することによって、ＤＣバスに生じたＤＣリプルは、自動的に減少することができるので、従って、ＤＣリンクキャパシタ１８の寸法および費用を縮小することができる。次の等式は、この問題を示しており、ここで、Ｉrecは、ＰＷＭ整流器によって生じたＤＣ電流を示し、Ｉinvは、ＰＷＭインバータが必要とするＤＣ電流を示し、Ｉdcは、ＤＣバス２８の電流（すなわち、ＤＣリンクキャパシタ１８を流れる電流）を各々示している。ＤＣ整流器電流ＩrecおよびＤＣインバータ電流Ｉinvとの間の差を最小限にすることによって、ＤＣバスに生じたリプル電流Ｉdcは最小化される。
【式１】
【００１１】
Idc＝Irec‐Ｉinv
ＰＷＭ整流器１４は、アクティブ整流器であり、パワートランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を備え、各パワートランジスタは、ゲート、コレクタおよびエミッタを有する。これらのパワートランジスタＱ１〜Ｑ６の各々は、エミッタからコレクタに接続された、対応するフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６を有している。電力トランジスタＱ１〜Ｑ６は、ＤＣバス２８のＤＣ電圧Ｖdcを選択的に制御するように、ＰＷＭ整流器制御部１６によって（パルスが）オン、オフされ、従って、ＰＷＭ整流器１４によってＤＣ電力が生じる。さらに、図５および図６と合せて検討すると、ＰＷＭ整流器１４は、電気エンジン始動中にアクティブ整流器として使用されない場合は、アクティブフィルタとして使用しても良い。ＰＷＭ整流器制御部１６によってトランジスタＱ１〜Ｑ６に適宜なパルスを加えると、アクティブ整流器１４は、ＡＣ入力ラインのリプル電流を最小限にする（すなわち、測定した電流ｉa，ｉb，ｉcのリプルを減少させる）。
【００１２】
ＰＷＭインバータ２０は、ＰＷＭ整流器１４によって供給されるＤＣ電圧およびＤＣ電流を用いて、ＰＭモータ２４に供給される可変電圧、可変周波数のＡＣ出力電圧を得る。ＰＷＭインバータは、パワートランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２を備え、各々のトランジスタは、ゲート、コレクタおよびエミッタを各々有する。各々のトランジスタＱ７〜Ｑ１２は、エミッタからコレクタに接続された、対応するフライバックダイオードＤ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２を有する。パワートランジスタＱ７〜Ｑ１２は、ＰＷＭインバータ制御部２２によって（パルスが）選択的にオン、オフされる。ＰＷＭ制御部２２によるパワートランジスタＱ７〜Ｑ１２へのＰＷＭパルスが、ＰＭモータ２４に供給される３相電力を制御する。ＰＭモータ２４に供給される電力の振幅および周波数の制御によって、ＰＷＭインバータ制御部２２は、ＰＭモータ２４の速度、位置、トルクを制御することが可能である。
【００１３】
ＰＭモータ２４に供給される電気エネルギは、エンジン２６を回転またはスピンするために供給される機械エネルギに変換される。例えば、航空機エンジンの用途においては、ＰＭモータ２４は、航空機エンジンを始動させるために、十分に高速でタービン用エンジン（ｅｎｇｉｎｅ  ｔｕｒｂｉｎｅ）を回転させなければならない。エンジン２６が始動した後は、ＰＭモータ２４は、エンジン２６に力を供給する必要がなくなるので、従って、永久磁石モータの場合は、接続を外し（クラッチを切る）、インダクションモータの場合は、非励磁状態にしても良い。図５および図６と合せて下記に示すように、電気エンジン始動システム１０のコンポーネントは、エンジンの始動に続き、さらに、ＡＣ電源１２に取り付けられた他の非線形負荷によって生じる高調波電流を減少させるように使用することができる。
【００１４】
ＰＷＭ整流器制御部（図２）
図２は、ＰＷＭ整流器制御部１６によって行われるオペレーションの機能的なブロック図である。ＰＷＭ整流器制御部１６は、速度補償ブロック３０、高調波補償ブロック３２，３４、電流制御部３６、同調器ブロック３８、ＰＷＭ変調器ブロック４０および整流器ゲート装置４２を備える。送られる入力に基づいて、ＰＷＭ整流器制御部１６は、パワートランジスタＱ１〜Ｑ６（図１）に送られるパルス幅変調信号を決定し、従って、ＤＣリンク２８に供給される電圧Ｖdcおよび電流Ｉrecを制御する。ＰＷＭ整流器制御部１６に送られる入力は、速度フィードバック（ｓｐｄ＿ｆｄｂｋ）、位置フィードバック（ｐｏｓ＿ｆｄｂｋ）、ＤＣリンク電圧Ｖdc、ＡＣ入力電圧ｖa，ｖb，ｖc、ＡＣ整流器入力電流ｉrec_a，ｉrec_b，ｉrec_cおよびスイッチング周波数（ｓｗ＿ｆｒｅｑ）を含む。
【００１５】
速度フィードバックおよび位置フィードバックは、ＰＭモータ２４の速度および位置の各々推定値である。速度フィードバックおよび位置フィードバックは、センサを使用せずＰＭモータ２４を測定するか（ＰＭモータ２４で測定された電流に基づく）、あるいはレゾルバなどのセンサを用いて測定することもできる。ＤＣリンク電圧Ｖdcは、ＤＣリンクキャパシタ１８に亘り電圧を測定することによって得られる。ＡＣ整流器電流入力信号ｉrec_a，ｉrec_b，ｉrec_cは、図１に示されるように、ＰＷＭ整流器１４内で測定される。スイッチング周波数は、パワートランジスタＱ７〜Ｑ１２を変調するＰＷＭインバータ変調器での周波数である（図３）。
【００１６】
速度補償ブロック３０は、ＤＣリンク２８に供給されるＤＣリンク電圧Ｖdcを選択的に増加または減少させるように、速度フィードバックを用いる。通常、ＰＭモータ２４の速度が増加するにつれ、ＰＭモータ２４によって生じた逆起電力（ＢＥＭＦ）も増加する。ＰＭモータ２４によって生じた増加した逆起電力を打ち消すために、ＰＷＭインバータ２０（ＤＣリンク電圧Ｖdc）に対して利用可能な電圧も増加させなければならない。また、ＰＭモータ２４の初期始動時の低電圧のＤＣリンク電圧を用いると（すなわち低速）、比較的高い変調指数Ｍとなる。
【００１７】
速度補償ブロック３０に送られる速度フィードバック入力信号は、最初に、掛け算器４４によって、ＰＭモータ２４の設計に基づいて選択される定数ゲインＫdcvで、乗算される。掛け算器４４の出力は、乗算された速度フィードバック信号に基づいて、ＤＣリンク基準電圧Ｖdc_refを決定するＤＣリンク基準計算機４６に送られる。ＤＣリンク基準電圧Ｖdc_refは、ＰＭモータ２４の現時点での速度での、最大値および最小値の範囲内における最適なＤＣリンク電圧Ｖdcを与える。例えば、ＤＣリンク基準電圧Ｖdc_refは、通常の６つのパルス受動整流値（ｓｉｘ−ｐｕｌｓｅ  ｐａｓｓｉｖｅ  ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｖａｌｕｅ）より約１０〜２０％高い、最小値を有する。アクティブ整流が、受動整流よりも高いＤＣリンク電圧を供給するので、受動整流値よりも約１０〜２０％高いＤＣリンク電圧基準Ｖdc_refの最小値を設定することによって、アクティブ整流器は、力率１．０制御を提供し、入力ラインの全体の高調波ひずみ（ＴＨＤ）を比較的低くする。ＤＣリンク電圧基準の最大値は、パワートランジスタＱ１〜Ｑ６およびＤＣリンクキャパシタの定格電力１８を考慮して、安全用マージンによって制限される。
【００１８】
計算されたＤＣリンク基準電圧Ｖdc_refは、測定されたＤＣリンク電圧Ｖdc（測定されたＤＣリンクキャパシタ１８にかかる電圧）とともに、加算器ブロック４８に送られる。例えば、加算器４８は、ＤＣリンク基準電圧Ｖdc_refからＤＣリンク電圧Ｖdcを減算し、所望の値と現在の値との差または誤差を算出する。ＤＣリンク基準電圧Ｖdc_refとＤＣリンク電圧Ｖdcとの差は、比例積分（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ‐ｉｎｔｅｇｒａｌ，ＰＩ）制御部５０に送られる。まとめられた誤差に基づいて（ＰＩ制御部５０によって算出された場合）、平均ＤＣ整流器電流Ｉdc_aveが計算される。この平均ＤＣ整流器電流Ｉdc_aveは、計算されたＤＣ高調波電流Ｉdc_harm（後述）と組み合わせて、あるいは加算されて、電流調整部３６に与えられるＤＣ整流器基準電流Ｉdc_refを生成する。
【００１９】
ＰＭモータ２４に関して提供される位置フィードバックに基づいて、高調波補償器３２，３４は、ＰＷＭインバータ２０（図１）から流れる電流によって生じる高調波ひずみをオフセットするように作用するＤＣ高調波電流Ｉdc_harmを生成する。ＤＣリンク２８でＰＷＭインバータ２０に生じた高調波は、通常、ＰＷＭインバータ２０の基本周波数の６倍の乗数（ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ  ｏｆ  ｓｉｘ  ｔｉｍｅ）である。図２に示されるように、高調波補償器３２は、６次の高調波（ｎ＝６）に関連しており、高調波補償器３４は、１２次の高調波（ｎ＝１２）に関連している。２つの高調波補償器のみが、図２に示されているが、より多くの高調波補償器を、ＤＣリンク２８に生じるさらなる高調波をなくすように付加してもよい。なお、高調波補償器３２，３４は、同様に操作されるので、高調波補償器３２のみ詳細を記載する。
【００２０】
位置フィードバック（ｐｏｓ＿ｆｄｂｋ）は、三角波状の信号であり、ＰＭモータ２４の周波数に関する情報を提供する。位置フィードバックは、乗算器ブロック５４で相殺するように、高調波の倍数（この場合、６）で乗算される。乗算器ブロック５４の出力は、相殺すべき高調波の周波数を、ルックアップテーブル５６に送る。このルックアップテーブル５６は、乗算器ブロック５４から送られるギザギザ状の信号を、ｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分で表される正弦波信号に変換する。乗算器ブロック５８，６０で、それぞれのｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分に、ＤＣリンクキャパシタ電圧Ｖdcを各々乗算する。相殺すべき高調波のｓｉｎ波形およびｃｏｓ波形に、ＤＣリンク電圧Ｖdcを乗算することで、相殺すべき高調波と関連しない他の高調波を除去するフィルタとして作用する（この場合、６次の高調波）。従って、６次の高調波の成分が、ＤＣリンク電圧Ｖdcにある場合は、乗算ブロック５８，６０の出力は、ＤＣリンク電圧Ｖdc内に６次の高調波の波形を得る。乗算ブロック５８および６０の出力は、次に、積分ブロック６２，６４に各々送られる。積分ブロック６２，６４は、ｓｉｎ信号およびｃｏｓ信号を逆数にし、出力用の逆数（ｏｐｐｏｓｉｔｅ）の信号を送る。この積分ブロック６２，６４の出力は、ＤＣリンク電圧Ｖdc内の６次の高調波を相殺する信号の正弦波形状を送る。積分ブロック６２，６４の出力信号は、乗算ブロック６６，６８に各々送られる。乗算ブロック６６，６８は、ルックアップテーブル５６より送られるｓｉｎ信号およびｃｏｓ信号で、積分ブロック６２，６４の出力を乗算し、ＤＣリンク電圧Ｖdcから６次の高調波を相殺するのに必要なＤＣ基準電流信号を生成する。乗算器ブロック６６および６８の出力は、ブロック７０で、ともに加えられ、完全な６次の高調波相殺基準電流を生成し、ブロック７２で、完全な１２次の高調波相殺基準電流と組み合わされて、ＤＣ高調波基準電流Ｉdc_harmを生成する。
【００２１】
このＤＣ高調波基準電流Ｉdc_harmは、ＤＣリンク２８に存在するリプル電流（この場合、６倍および１２次の高調波）をオフセットまたは相殺する電流成分を示す。高調波基準電流Ｉdc_harmは、ブロック５２で平均ＤＣ整流器電流と組み合わせて、電流調整部３６に送られるＤＣ基準電流Ｉdc_refを生成する。ＤＣ基準電流Ｉdc_refは、ＰＭモータ２４の速度およびＰＷＭインバータ２０によって生じる高調波を考慮して、ＰＷＭ整流器１４が生成する必要のある電流を表している。つまり、ＤＣ基準電流Ｉdc_refは、所望のＤＣ整流器電流Ｉrec（図１）を示している。
【００２２】
電流調整部３６は、同調器ブロック３８からの追加の入力、ならびにＡＣ整流器電流ｉrec_a，ｉrec_b，ｉrec_c（図１）に関する電流フィードバック入力を受ける。これらの入力に基づいて、電流調整部３６は、ＤＣリンク２８での所望の電圧および電流を得るために必要な変調指数（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｉｎｄｅｘ）を決定する。送られた変調指数（ｍ＿ｉｎｄｅｘ）に部分的に基づいて、ＰＷＭ変調器４０は、アクティブ整流器１４内のパワートランジスタＱ１〜Ｑ６に送られるパルス幅変調信号を決定する。これらの信号は、ＰＷＭ整流器ゲートドライブ４２に送られ、このＰＷＭ整流器ゲートドライブ４２は、必要なＰＷＭ信号を生成し、これらをパワートランジスタＱ１〜Ｑ６に送る。
【００２３】
同調器ブロック３８は、グリッド電圧入力信号ｖa，ｖb，ｖcを受ける。これらの送られた信号に基づいて、同調器ブロック３８は、電流調整ブロック３６にＡＣ入力電圧ｖa，ｖb，ｖcの各々の相、ｐｈａｓｅ＿ａ，ｐｈａｓｅ＿ｂ，ｐｈａｓｅ＿ｃを示すテンプレート情報を送る。これらのテンプレート信号（情報）は、基準瞬間電流（ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を形成するように、電流調整器３６内でＤＣ基準電流Ｉdc_refによって乗算される。同調器ブロック３８は、さらに、ＡＣ電源１２の周波数を示す基本周波数（ｆｕｎｄ＿ｆｒｅｑ）情報をＰＷＭ変調部４０に送る。
【００２４】
上述したように、電流調整部３６は、ＤＣ基準電流ｉdc_ref、ＡＣ整流器電流ｉrec_a，ｉrec_b，ｉrec_cおよびグリッド電圧ｖa，ｖb，ｖcに関して送られる相入力（ｐｈａｓｅ  ｉｎｐｕｔ）に基づいて、変調指数（ｍ＿ｉｎｄｅｘ）を計算する。変調指数、基本周波数およびスイッチング周波数に基づいて、ＰＷＭ変調部は、パルス幅変調信号を決定し、パワートランジスタＱ１〜Ｑ６のゲートに送る。スイッチング周波数ｓｗ＿ｆｒｅｑは、ＰＷＭインバータ制御部２２（図３）がトランジスタＱ７〜Ｑ１２をスイッチするＰＷＭインバータ２０での周波数を示す。ＰＷＭ整流器１４に送られるＰＷＭ信号と、ＰＷＭインバータ２０に送られるＰＷＭ信号と、を同調させることによって、ＰＭＷインバータ２０によって生じるＤＣリンク２８の高調波リプルが減少される。
【００２５】
従って、ＰＷＭ整流器制御部１６は、ＤＣリンク２８に生じるリプル電流を最小限にするように作用する。リプル電流を最小限にするために用いられる方法は、速度補償ブロック３０を用いたＰＭモータ２４の速度に基づいて、ＤＣリンク２８に生じる電圧および電流を調整し、ＰＷＭインバータ２０によって生じる高調波を相殺するように高調波補償器を用い、ＰＷＭ整流器１４に送られるパルスのスイッチング周波数と、ＰＷＭインバータ２０に送られるパルスの周波数と同調させる、ことを含む。
【００２６】
ＰＷＭインバータ制御部（図３）
図３は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をＰＷＭインバータ２０のパワートランジスタＱ７〜Ｑ１２に送る、ＰＷＭインバータ制御部２２によって実行されるオペレーションを示している。図３に示されているＰＷＭインバータ制御部２２は、ＰＭモータ２４の効率的な制御を実行するために、フィールド指向制御（ｆｉｅｌｄ  ｏｒｅｉｅｎｔｅｄ  ｃｏｎｔｒｏｌ，ＦＯＣ）を行う。さらに、ＰＷＭインバータ制御部２２は、モード選択特徴部を備えることによって、ユーザがＰＭモータ２４のオペレーションモードを選択することが可能となる。ユーザによって選択されたモードに基づいて、各種制御機構および入力が、ＰＷＭインバータ制御部２２によって実行される。ＰＷＭインバータ制御部２２に送られる入力は、基準トルク（ｔｒｑ＿ｒｅｆ）、基準速度（ｓｐｄ＿ｒｅｆ）、基準位置（ｐｏｓ＿ｒｅｆ）、ＤＣリンク電圧Ｖdc、およびインバータ電流ｉinv_a，ｉinv_b，ｉinv_cを含む。基準トルク、基準速度、基準位置の値は、ＰＷＭインバータ制御部２２が作動して、ＰＭモータ２４内で生成する値または維持する値を示す。例えば、基準速度が、洗浄（ｗａｓｈ−ｄｏｗｎ）モードにおいて、ＰＭモータ２４が２０００回転／分（ｒｐｍ）で回転することを求められる場合、ＰＷＭインバータ制御部２２が、ＰＭモータ２４が２０００ｒｐｍで回転するように、計算し、ＰＷＭインバータ２０にパルスを送る。
【００２７】
フィールド指向制御（ＦＯＣ）は、ＰＭモータ２４で検知される電流（図１の電流ｉinv_a，ｉinv_b，ｉinv_c）を、３相定常系（ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ）基準フレームから２相定常系基準フレームαβに変換する必要がある。この操作は、ａｂｃ／αβトランスフォーメーションブロック８０によって実行され、電流出力ｉαおよびｉβを得る。２相定常系電流ｉαおよびｉβは、αβ／ｄｑトランスフォーメーションブロック８２によって、ＰＭモータ２４に関して送られる位置フィードバックを用いて、２相同調回転ｄ‐ｑ基準フレームに変換される。αβ／ｄｑトランスフォーメーションブロック８２の出力は、ｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）フィードバック電流ｉq_fdbkおよびｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ）フィードバック電流ｉd_fdbkである。
【００２８】
ＰＭモータ２４の現時点での速度および位置は、ロータ位置および速度測定ブロック８３によって評価される。この実施例においては、ロータ位置および速度測定ブロック８３は、２軸定常系基準フレーム（すなわち、α電流ｉα、β電流ｉβ、α電圧ｖα、β電圧ｖβ）におけるフィードバック値を用いて、ＰＭモータ２４の位置および速度を評価する。ｑ軸フィードバック電流成分ｉq_fdbkは、ＰＭモータ２４にトルクを生じさせる電流を表す。下記で示すように、ｄ軸フィードバック電流成分ｉd_fdbkを制御することで、ＰＭモータ２４内の界磁（ｆｉｅｌｄ）を選択的に弱めることが可能となり、この方法は、ＰＭモータあるいはインダクションモータ２４が、より高速の運転速度を得ることを可能とする磁界弱め（ｆｉｅｌｄ  ｗｅａｋｅｎｉｎｇ）として知られている。ｑ軸フィードバック電流成分ｉq_fdbkおよびｄ軸フィードバック電流成分ｉd_fdbkは、ＰＭモータ２４内の現時点での状態を表している。これらの値は、ｑ軸基準電流成分ｉq_refおよびｄ軸基準電流成分ｉd_refと、ブロック１０４，１１４で各々比較して、ＰＭモータ２４の所望の制御を得るように、ＰＷＭインバータ２０のゲートに送られる信号を決定する。
【００２９】
ｑ軸フィードバック電流成分ｉq_fdbkおよびｄ軸フィードバック電流成分ｉd_fdbkを計算した後、これらの成分は、ＰＭモータ２４に関して送られる速度フィードバックを用いてディカップリングブロック８４によって分けられる。ディカップリングブロック８４は、速度フィードバック（ロータ位置および速度測定ブロック８３によって計算される）を使用して、ｄ軸電圧成分ｖd_fdbkからｑ軸電圧成分ｖq_fdbkを単離する。ｑ軸電圧成分ｖq_fdbkは、ブロック８６で、ｑ軸基準電圧ｖq_refに加えられ、ｄ軸電圧成分ｖd_fdbkは、ブロック８８で、ｄ軸基準電圧ｖd_refに加えられる。ブロック８６および８８で生じた出力は、ｄｑ／αβトランスフォーメーションブロック９０に送られ、このブロック９０は、ｑ軸電圧およびｄ軸電圧を、２軸定常系αβ基準フレームに変換し、出力ｖαおよびｖβを生じさせる。空間ベクトルＰＷＭ変調器９２は、基準電圧ｖαおよびｖβを、ＰＷＭインバータゲートドライブ９４に送られる制御信号に変換する。このＰＷＭインバータゲートドライブ９４は、ＰＷＭインバータ２０内のトランジスタＱ７〜Ｑ１２のゲートに送られる信号を生成する。
【００３０】
上述の説明は、ＰＷＭインバータゲートドライブ９４に送られる信号を生成する際の、ＰＷＭインバータ制御部２２によるフィールド指向制御トランスフォーメーションを記載している。以下の説明は、所望のｑ軸基準電流ｉq_refおよびｄ軸基準電流ｉd_refを計算する際に、ＰＷＭインバータ制御部２２によって実行される制御オペレーションについて記載する。所望のｑ軸基準電流ｉq_refとｄ軸基準電流ｉd_refを計算する第１段階は、ＰＭモータ２４を運転する際の所望のモードを選択することである。
【００３１】
ＣＡＮコミュニケーションバスは、ユーザによって提供された入力信号をモードセレクタブロック９６に送る。このセレクタブロック９６は、ＰＭモータ２４の所望の運転モードを選択するように、スイッチ９８，１００を操作する。図３に示されるように、ユーザは、点検モード、スタートモードおよびウォッシュダウンモードを含む３つの異なるモードからモードを選択することができる。ＰＷＭインバータ制御部２２によって実行されるオペレーションは、選択されたオペレーションモードに基づいて選択される。例えば、スタートモードが選択された場合、ＰＷＭインバータは、点火スピードでエンジン２６を駆動するために、モータ２４において生じるトルクを最大限にするように操作する。ウォッシュダウンモードでは、エンジンは、所望の速度で運転される。点検モードでは、必要なモータ速度は、相当に低速である（約１回転／分）。ＣＡＮコミュニケーションバスから送られる指示モードに基づいて、モードセレクタ９６は、スイッチ９８，１００に接続し、スタートモード（スイッチ９８が高位置）、ウォッシュダウンモード（スイッチ９８が低位置かつスイッチ１００が高位置）、あるいは点検モード（スイッチ９８が低位置かつスイッチ１００が低位置）を選択する。
【００３２】
ユーザがスタートモードを選択した場合、ＰＷＭインバータ制御部２２は、スイッチ９８を介して乗算器ブロック１０２に基準トルク（ｔｒｑ＿ｒｅｆ）を送る。基準トルクは、ＰＭモータ２４内に生じる所望のトルクを表す。乗算器ブロック１０２は、基準トルクを、定数Ｋtで除算し、この所望のトルクを得るために必要なｑ軸電流を表すｑ軸基準電流ｉq_refを生成する。加算器ブロック１０４は、ｑ軸基準電流ｉq_refを、ｑ軸フィードバック電流ｉq_fdbk（現時点でのｑ軸電流を表す）と比較して、両者の間の差または誤差を決定する。ｑ軸基準電流ｉq_refとｑ軸フィードバック電流ｉq_fdbkと間の差は、比例積分（ＰＩ）制御部１０６に送られ、この制御部１０６は、ｑ軸基準電流ｉq_refのラインで、ｑ軸フィードバック電流ｉq_fdbkを流すのに必要な電圧を表すｑ軸基準電圧ｖq_refを提供する。ｑ軸基準電圧ｖq_refは、ディカップラーブロック８６によって送られるｑ軸フィードバック電圧ｖq_fdbkと加算され、出力は、上述したように、ｄｑ／αβトランスフォーメーションブロック９０に送られる。従って、スタートモードにおいては、ＰＷＭインバータ制御部２２は、所望のｑ軸電圧に基づいたＰＷＭインバータ２０のゲートを制御し、次に、ＰＭモータ２４における所望のトルクを得るために必要な、所望のｑ軸電流を得る。
【００３３】
ｑ軸電流は、ＰＭモータ２４のトルクを得ることに対応しているが、スタートモード中にＰＭモータ２４を流れるｄ軸電流成分を制御することによって、ＰＭモータ２４は、より高速を得る。ＰＭモータ２４を利用する実施例においては、ｄ軸電流成分が０に設定される。しかしながら、上述したように、ＰＭモータ２４を流れるｄ軸電流成分ｉdを制御することによって、逆起電力または界磁（ｆｉｅｌｄ）が弱められ、ＰＭモータ２４はより高速に達することができる。このプロセスは、磁界弱めとして周知であり、ＰＭモータの速度に基づいてルックアップテーブルを利用して通常行われる。
【００３４】
ＰＷＭインバータ制御部２２は、ＤＣリンク電圧ＶdcおよびＤＣリンク電圧必要条件値Ｖdc_reqに基づいて自動磁界弱めを行う。ＤＣリンク電圧必要条件値Ｖdc_reqは、基準値（すなわち、所望のＰＭモータ性能を得るのに必要な値）に基づいて決定される。この基準値は、ｑ軸基準電流ｉq_ref、ｄ軸基準電流ｉd_ref、ｑ軸基準電圧ｖq_refおよびｄ軸基準電圧ｖd_refを含む。これらの値は、所望のモータ性能を得るように、ＤＣリンク電圧必要条件ブロック１０８に、ＤＣリンク２８から導入される電力に関する情報を与える。ＤＣリンク電圧必要条件ブロック１０８の出力は、ＤＣリンク電圧必要条件値Ｖdc_reqであり、加算器ブロック１１０で、現時点でのＤＣリンク電圧Ｖdcと比較される。ＤＣリンク電圧ＶdcおよびＤＣリンク電圧必要条件値Ｖdc_reqとの差は、ＰＩブロック１１２に送られる。磁界弱めが必要とされない場合は、ｄ軸基準電流（ＰＩブロック１１２から送られる）は、０になる。ＰＭモータ２４の所望の速度が増加するにつれ、ｄ軸基準電流ｉd_refは、最小値まで減少していき、ＰＭモータ２４がより高速で運転できるように磁界弱めを行う。ｄ軸基準電流ｉd_refは、加算器ブロック１１４で、ｄ軸フィードバック電流成分ｉd_fdbkと比較される。加算器ブロック１１４で得られる差または誤差は、ＰＩブロック１１６に送られ、ｄ軸基準電圧Ｖd_refを計算する。ディカップリングブロック８４から送られるｄ軸電圧フィードバックｖd_fdbkは、ブロック８８で、ｄ軸基準電圧ｖd_refに加算され、上述したように、出力信号は、ｄｑ／αβトランスフォーメーションブロック９０に送られる。従って、本発明は、生じた所望の電流（ｑ軸電流およびｄ軸電流）および電圧、ならびにＤＣリンク電圧Ｖdcに基づいて自動磁界弱めを提供する。
【００３５】
スイッチ９８が低位置、スイッチ１００が高位置に配置されることにより、モードセレクタ９６が、ウォッシュダウンモードに選択された場合、基準速度（ｓｐｄ＿ｒｅｆ）が、ＰＭモータ２４において、得るべき必要なトルクを決定するのに使用される。従って、所望のＰＭモータ２４の速度は、基準速度（ｓｐｅｅｄ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）によって示されるように、加算器１１８に送られる。ＰＭモータ２４の現時点での速度は、ロータ位置および速度測定ブロック８３によって評価される。評価された速度（ｓｐｄ＿ｆｄｂｋ＿ｅｓｔ）は、加算器ブロック１１８によって基準速度値と比較される。加算器１１８から送られる最終的な差または誤差は、ＰＩブロック１２０に送られ、ＰＩブロック１２０は、所望の速度を得るように限定された最大値および最小値の範囲内において、必要なトルク（ｔｒｑ＿ｒｅｆ）を決定する。基準トルク値は、乗算器ブロック１０２に送られ、スタートモードに関して上述したようにコンピュータ処理を続行する。後続のオペレーションによって、上述したように、ＰＭモータ２４に必要な速度を得るために必要な電流および電圧（および完全な変調パルス）を生成する。
【００３６】
モードセレクタ９６が、ロータ位置が最も重要である点検モードに選択された場合、スイッチ９８およびスイッチ１００は双方とも低位置に配置され、所望のロータ位置（基準位置ｐｏｓ＿ｒｅｆとして表現される）は、ＰＭモータ２４を制御する入力信号として使用される。基準位置入力信号は、加算器ブロック１２２で、ＰＭモータ２４の推定位置（ｐｏｓ＿ｆｄｂｋ＿ｅｓｔ）と比較される。ＰＭモータ２４の推定位置は、ＰＭモータ２４の推定速度に関して上述されたように、ロータ位置および速度測定ブロック８３によって計算される。基準位置と現時点での位置との差または誤差（位置フィードバック（ｐｏｓ＿ｆｄｂｋ＿ｅｓｔ）として表記）は、加算器ブロック１２２によって生成され、所望の速度または基準速度（ｓｐｄ＿ｒｅｆ）を決定するＰＩブロック１２４に送られる。所望の位置にＰＭモータを配置するのに必要とされる基準速度を判定した後、ＰＷＭインバータ制御部２２は、ウォッシュダウンモードに関して上述したように、運転される。
【００３７】
ＤＣリンクキャパシタのプレチャージ（図４）
図４は、電気エンジン始動システム１０の構成を示しており、ここで、ＤＣリンクプレチャージ回路が、ＤＣリンクキャパシタ１８へ初期チャージを行うように結合されている。電気エンジン始動システム１０は、ＡＣ電源１２、ＰＷＭ整流器１４、ＰＷＭ整流器制御部１６、ＤＣリンクキャパシタ１８、ＰＷＭインバータ２０、ＰＷＭインバータ制御部２２、ＰＭモータ２４、エンジン２６、絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）電源１３２、絶縁ブーストＤＣ−ＤＣコンバータ１３４、およびプレチャージ制御部１３６を備える。
【００３８】
通常、ＡＣ電源１２からＰＷＭ整流器１４、従ってＤＣリンクキャパシタ１８へ電圧を供給する前に、ＤＣリンクキャパシタ１８をチャージすることは有益である。電力がＰＷＭ整流器１４に供給される前にＤＣリンクキャパシタがチャージされていない場合は、ＤＣリンクキャパシタ１８が、低インピーダンスパスを供給することで、ＤＣリンクキャパシタ１８に高い値の瞬間電流が生じることととなる。高い値の瞬間電流は、キャパシタの性能および寿命に悪影響を与える。従って、ＰＷＭ整流器１４をＡＣ電源１２に接続する前に、ＤＣリンクキャパシタ１８にチャージすることは有益である。絶縁電源１３２、絶縁ブーストＤＣ−ＤＣコンバータ１３４およびプレチャージ制御部１３６は、ＡＣ電源１２がＰＷＭ整流器１４に電力を供給する前に、ＤＣリンクキャパシタ１８に必要なチャージを供給するように働く。
【００３９】
プレチャージ制御部１３６は、プレチャージオペレーションを制御する。アクティブ整流器制御部１６から送られるプレチャージ可能の入力信号に応答して、プレチャージ制御部１３６は、絶縁ブーストＤＣ−ＤＣコンバータ１３４へのプレチャージ可能な信号を送る。プレチャージが可能である場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３４は、キャパシタを流れる瞬間電流が大きくならないようにＤＣリンクキャパシタ１８に十分にチャージするために、絶縁電源１３２から送られるＤＣ入力を電圧に変換する。絶縁電源１３２は、ＡＣ電源１２からのＡＣ電力インプットを受け、ＡＣ電力をＤＣ値に変換する。アクティブ整流器によって供給される電圧が、受動型（パッシブ）整流器によって供給される電圧よりも高いので、絶縁ブーストＤＣ−ＤＣコンバータ１３４は、電源がＰＷＭ整流器１４に接続された場合、ＤＣリンクキャパシタ１８が損傷するのを避けるように、絶縁電源１３２によって供給されるＤＣインプットを、十分に高い電圧に変換する。
【００４０】
ＤＣリンクキャパシタ１８がチャージされるとともに、プレチャージ制御装置１３６は、キャパシタにかかる電圧Ｖdcに関してフィードバックを受ける。電圧Ｖdcが、求められるレベルに達した場合、プレチャージ制御部１３６は、電力準備完了信号をＰＷＭ整流器制御部１６に送る。プレチャージ機能が完了した後、プレチャージ制御部１３６は、主パワーコンタクタＭＣＲ1，ＭＣＲ2，ＭＣＲ3を閉じ、ＡＣ電源１２をＰＷＭ整流器１４に接続するとともに、ＰＷＭ整流器１４が電力をＤＣリンクキャパシタ１８に供給する。
【００４１】
ＡＣ電源１２をＰＷＭアクティブ整流器１４に接続する前に、プレチャージ制御部１３６を使用することによって、さらに、電気エンジン始動システム１０（例えば、アクティブ整流器制御部１６およびＰＷＭインバータ制御部２２）内のコンポーネントで磁場試験を行うことを可能とする。接続されたコンポーネントの適正な磁場試験を行うために、ＤＣリンクキャパシタ１８は、十分に高いレベルにチャージされなければならない。接続されたコンポーネントの運転状態を検証することによって、電気エンジン始動運転が始まる前に、問題を特定する。ＤＣリンクキャパシタ１８がチャージされ、コンポーネントの運転状態が検証された後で、図１〜３に記載されているように、ＡＣ電源１２は、ＰＷＭ整流器１４に接続され、電気エンジン始動運転が実行される。電気エンジン始動運転中、絶縁電源１３２は、制御パワーコンタクタＣＣＲ1，ＣＣＲ2，ＣＣＲ3を開くことによって、ＡＣ電源１２から電気的に非接続状態になる。
【００４２】
ＰＷＭ整流器によるアクティブフィルタリング（図５および図６）
図５および図６は、エンジン２６の電気エンジン始動に続き（図１）、アクティブフィルタとしてＰＷＭ整流器１４を用いるエンジン始動システム１０の側面を示す。通常、電気エンジン始動システムは、エンジン２６の始動中、短期間にのみ使用される。エンジン始動が成功した後、電気エンジン始動システムが、次のエンジン始動まで、アイドル状態になる。図５に示される実施例においては、ＰＷＭ整流器１４は、複数の非線形負荷１４４ａ，１４４ｂ，，，１４４Ｎに接続しているので、ＡＣ入力ライン１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃの高調波電流のフィルタリングを行うように、次のエンジン２６の始動に使用される（図１）。特に、ＰＷＭ整流器制御部１６は、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３を流れる正弦波電流を得るようにＰＷＭ整流器１４を制御することが可能である。電流ｉa，ｉb，ｉc（すなわちキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３を流れる測定された電流）が、正弦波に制御できる場合、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３にかかる電圧（すなわちｖa，ｖb，ｖc）も、正弦波になる。キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３にかかる正弦波状の電圧が生じることによって、ＡＣバス入力ライン１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃに生じる高調波を自動的に相殺することになる。
【００４３】
図６は、ＡＣバスライン１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃに生じる高調波電流を最小限にするようにＰＷＭ整流器１４を制御する際、ＰＷＭ整流器制御部１６によって実行される制御オペレーションの基本的なブロック図である。一実施例においては、ＰＷＭ整流器制御部１６が、図２に記載のオペレーション、ならびに、本オペレーションを実行する。他の実施例においては、図６に示される機能は、図２に示されるＰＷＭ整流器制御部１６から離れた回路によって提供することができる。
【００４４】
ＰＷＭ整流器制御部１６は、同調器ブロック１４８、コマンド生成ブロック１５０、ＲＭＳ計算機１５２、調整器１５４およびＤＣコンテントブロック１５６を備える。３相全てが、同様に、実行されるように制御されるが、単純化するために、１つの相のみ示す。
【００４５】
ＰＷＭ整流器制御部１６は、入力として、ＡＣ電圧ｖa，ｖb，ｖc（キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３にかかる各々の測定された電圧）およびＡＣ電流ｉa，ｉb，ｉc（キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３にかかる各々の測定された電流）を受ける。ＡＣ電圧ｖa，ｖb，ｖcは、コマンド生成ブロック１５０に計測した相の情報を送る同調回路１４８に送られる。コマンド生成ブロック１５０は、計測された相情報（例えば、グリッド電圧ｖaに対応するｐｈａｓｅ＿ａ）を、ｓｉｎブロック１５８およびｃｏｓブロック１６０に送る。ｓｉｎブロック１５８の出力は、正弦波基準電圧であり、ｃｏｓブロック１６０の出力は、正弦波電流である。ｓｉｎブロック１５８およびｃｏｓブロック１６０によって生成されたこれらの正弦波基準電圧および正弦波基準電流は、各々、ＰＷＭ整流器１４によって保持される、あるいは生成される所望の正弦波基準となる。
【００４６】
ｓｉｎブロック１５８およびｃｏｓ１６０の両方の結果は、乗算器１６２，１６４に各々送られる。乗算器ブロック１６２は、ＡＣ電圧ｖa，ｖb，ｖc（この実施例においては、ＡＣ電圧ｖa）に対応するＲＭＳ電流で、ｓｉｎブロック１５８を乗算し、正弦波基準電圧用の適正な大きさを与える。ＲＭＳ電圧は、ＲＭＳ計算機１５２で計算され、各々のＡＣ電圧ｖa，ｖb，ｖcに対応するＲＭＳ値を与える。さらに、ＲＭＳ電圧は、乗算器ブロック１６４で、ｃｏｓブロック１６０の出力信号で、乗算される。しかしながら、ＲＭＳ電圧は、まず、ＲＭＳ電圧値をＲＭＳ電流値に変換する、除算ブロック１６６によって調整される。ＲＭＳ値を乗算することで、適宜な大きさの正弦波基準電圧および正弦波基準電流を供給し、これらの正弦波基準電圧および正弦波基準電流は、現時点でのＡＣ電圧値ｖa，ｖb，ｖcと比較することができる。
【００４７】
計測された正弦波基準電圧および正弦波基準電流は、調整部１５４に送られ、この調整部１５４は、加算器ブロック１６８で、正弦波基準電圧をＡＣグリッド電圧、この場合ＡＣ電圧ｖaと比較する。同様に、正弦波基準電流は、フィルタブロック１７０でフィルタリングされた後、加算器ブロック１７２で、ＡＣ電流ｉaと比較される。ＰＷＭ整流器１４が生成すべき電圧値または電流を示している、加算器ブロック１６８，１７２で生成された差または誤差は、定数ゲイン（ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｇａｉｎ）ブロック１７４，１７６に各々送られる。定数ゲインブロック１７４，１７６の出力は、ブロック１７８で加算される。ブロック１７８の出力は、ＡＣ入力ライン１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃの高調波を減少するために、ＰＷＭ整流器１４が送るべき電力を示す。
【００４８】
ローパスフィルタ１８０は、入力として、ＡＣ電流ｉrec_a，ｉrec_b，ｉrec_cを受け、インバータＤＣコンテントの近似値を送る。このＤＣコンテントは、ブロック１７８で、定数ゲインブロック１７４，１７６の出力から減算される。ブロック１７８の出力は、ＰＩブロック１８２に送られ、ＰＩブロック１８２は、高調波ＡＣ入力ライン１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃを相殺するために、ＡＣ電圧ｖa，ｖb，ｖcが正弦波になるように、ＰＷＭ整流器１４が生成するべき基準電圧Ｖdc_refを決定する。この結果は、ＰＷＭ変調器へと送られる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】電気エンジン始動システムのトポロジー配置を示す図。
【図２】ＤＣリンクキャパシタの電圧制御を実現するように、アクティブ整流器に入力信号を送るための制御システムのブロック図。
【図３】モータ制御を実現するように、インバータに入力信号を送るためのモータ制御システムのブロック図。
【図４】ＤＣリンクキャパシタのプレチャージシステムを備える電気エンジン始動システムのブロック図。
【図５】非線形負荷用のアクティブフィルタリングを提供するための電気エンジン始動システムのブロック図。
【図６】グリッドバスの非線形負荷によって生じる高調波のアクティブフィルタリングを提供するための、制御部によって行われるオペレーションのブロック図。
【符号の説明】
【００５０】
１０…電気エンジン始動システム
１２…ＡＣ電源
１４…ＰＷＭ整流器
１６…ＰＷＭ整流器制御部
２０…ＰＷＭインバータ
２２…ＰＷＭインバータ制御部
２４…ＰＭモータ
１３２…絶縁電源
１３６…プレチャージ制御部
【図１】
0005270102.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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