(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に対して負荷電流を供給するパワートランジスタと、
前記パワートランジスタと並列に接続され、前記パワートランジスタが負荷に供給する負荷電流を所定の比率で減少した検出用電流を流す電流検出用トランジスタと、
前記電流検出用トランジスタを流れる検出用電流の電流値を検出する電流検出回路と、
前記パワートランジスタに直列に接続された第１の補償抵抗と、
前記電流検出用トランジスタに直列に接続された第２の補償抵抗と、を備え、
前記電流検出回路は、前記パワートランジスタと前記電流検出用トランジスタの動作環境を等しくするための、オペアンプを含む負帰還回路を有し、
前記第１の補償抵抗は、前記オペアンプのオフセット電圧を低減するように、その抵抗値が調整され、前記第２の補償抵抗は、温度変化に伴う前記負荷電流と前記検出用電流との所定比率からの変動を低減するように、その抵抗値が調整されることを特徴とする負荷電流供給回路。
【請求項２】
前記電流検出回路は、前記負荷電流の電流値を検出するために、前記検出用電流を電圧に変換する抵抗を有し、当該抵抗の抵抗値も調整可能であることを特徴とする請求項１に記載の負荷電流供給回路。
【請求項３】
前記第１及び第２の補償抵抗は、トリミングにより抵抗値が調整されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の負荷電流供給回路。
【請求項４】
前記第２の補償抵抗の抵抗値を測定するための端子を設けたことを特徴とする請求項３に記載の負荷電流供給回路
【請求項５】
前記第１及び第２の補償抵抗を回路基板上に設けたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の負荷電流供給回路。
【請求項６】
前記第１及び第２の補償抵抗の抵抗値の調整は、負荷電流供給回路を構成するための素子が構成された後に実行されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の負荷電流供給回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電流を供給するパワートランジスタに対して、電流検出用トランジスタが並列接続された負荷電流供給回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
負荷に大電流を供給するパワートランジスタに対しては、当該パワートランジスタに規定値以上の電流が流れることによる破壊を防ぐため、通常、電流検出回路や過電流保護回路が設けられる。この電流検出回路として、電流検出用の抵抗をパワートランジスタに直接接続すると、その抵抗による電圧降下の分だけ負荷に印加可能な電圧が減少してしまう。そのため、このパワートランジスタを流れる負荷電流を所定の比率で低減した検出用電流を流す電流検出用トランジスタをパワートランジスタに並列に接続し、その電流検出用トランジスタの検出用電流からパワートランジスタの負荷電流を検出することが一般的である。
【０００３】
例えば、特許文献１に記載された回路では、パワートランジスタと電流検出用トランジスタとのゲートを共通のドライバに接続する。さらに、パワートランジスタのドレインをオペアンプの非反転入力端子に接続し、電流検出用トランジスタのドレインを、そのオペアンプの反転入力端子に接続する。このような回路構成を採用することで、パワートランジスタと電流検出用トランジスタとの動作状態をほぼ同一として、電流検出用トランジスタを流れる検出用電流から、パワートランジスタを流れる負荷電流を、無損失で精度良く検出できるようにしている。
【特許文献１】特開平７−１１３８２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来技術の回路構成を採用した場合、温度変化に伴って、電流検出の精度がばらつく問題があった。つまり、配線抵抗や回路に挿入された抵抗などの素子は、温度によって抵抗値が変化する特性を有している。このため、例えば室温において、パワートランジスタを流れる負荷電流と電流検出用トランジスタを流れる検出用電流の比率が所定比率となるように設定されていても、温度が変化すると、負荷電流と検出用電流との比率が所定比率からずれてしまい、その結果、電流検出の精度がばらついてしまう。
【０００５】
本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、温度変化が生じても、電流検出精度の悪化を極力抑制することが可能な負荷電流供給回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の負荷電流供給回路は、
負荷に対して負荷電流を供給するパワートランジスタと、
パワートランジスタと並列に接続され、パワートランジスタが負荷に供給する負荷電流を所定の比率で減少した検出用電流を流す電流検出用トランジスタと、
電流検出用トランジスタを流れる検出用電流の電流値を検出する電流検出回路と、
パワートランジスタに直列に接続された第１の補償抵抗と、
電流検出用トランジスタに直列に接続された第２の補償抵抗と、を備え、
電流検出回路は、パワートランジスタと電流検出用トランジスタの動作環境を等しくするための、オペアンプを含む負帰還回路を有し、
第１の補償抵抗は、オペアンプのオフセット電圧を低減するように、その抵抗値が調整され、第２の補償抵抗は、温度変化に伴う負荷電流と検出用電流との所定比率からの変動を低減するように、その抵抗値が調整されることを特徴とする。
【０００７】
配線抵抗などが温度に応じて抵抗値を変化させることは避けられないことではあるが、そのような抵抗値変化による電流変化が、負荷電流と検出用電流とに同じ割合で生じれば、負荷電流と検出用電流との比率をほぼ一定に保つことができる。そこで、請求項１に記載の負荷電流供給回路では、電流検出用トランジスタと直列に、抵抗値が調整される第２の補償抵抗を接続した。この第２の補償抵抗も、温度に応じて抵抗値が変化する特性を有している。このため、この第２の補償抵抗の抵抗値を調整することで、負荷電流が流れる経路の温度特性による抵抗値変化の割合と、検出用電流が流れる経路の温度特性による抵抗値変化の割合をほぼ一致させることが可能になる。これにより、温度変化が生じても、負荷電流と検出用電流との比率を、ほぼ所定の比率に保つことが可能になり、その結果、検出用電流に基づいて、負荷電流を高精度に検出することができる。
【０００９】
負荷電流供給回路において、負荷電流の検出精度を悪化させる要因は、温度変化に伴う負荷電流と検出用電流との比率の変動ばかりではない。たとえば、電流検出回路を構成するオペアンプのオフセット電圧にも多少のばらつきがある。このため、負荷電流と検出用電流との比率が所定比率となるように回路を設計、構成しても、そのオフセット電圧が原因で、その比率が狙いとする所定比率からずれてしまうことがある。
【００１０】
請求項１に記載した負荷電流供給回路では、パワートランジスタと直列に第１の補償抵抗を接続し、電流検出用トランジスタと直列に第２の補償抵抗を接続している。このため、第２の補償抵抗により温度変化に伴う負荷電流と検出用電流との比率の変動を抑制できるばかりでなく、第１の補償抵抗により、オペアンプのオフセットに起因する所定比率からのずれも低減することが可能になる。
【００１１】
請求項２に記載したように、電流検出回路は、負荷電流の電流値を検出するために、検出用電流を電圧に変換する抵抗を有し、当該抵抗の抵抗値も調整可能であることが好ましい。温度特性による影響を打ち消すように第２の補償抵抗の抵抗値を調整すると、検出用電流の電流値の大きさが変化してしまうことがある。すると、検出用電流を電圧に変換する場合に、当初予定していた電流と電圧との関係が成立しなくなってしまう。そのような場合、検出用電流を電圧に変換するための抵抗の抵抗値が調整可能であると、このような問題を容易に解消することができる。
【００１２】
請求項３に記載したように、第１及び第２の補償抵抗は、トリミングにより抵抗値が調整されることが好ましい。これにより、補償抵抗の抵抗値の調整を精度良く行なうことができる。
【００１３】
請求項４に記載したように、負荷電流供給回路に、第２の補償抵抗の抵抗値を測定するための端子を設けることが好ましい。これにより、各素子の特性値から独立して、第２の補償抵抗の抵抗値を正確に測定でき、その抵抗値をトリミングにより狙いとする抵抗値に合わせることができる。
【００１４】
請求項５に記載したように、第１及び第２の補償抵抗は、回路基板上に設けられることが好ましい。例えば、第１及び第２の補償抵抗として、セラミック基板上に形成された厚膜抵抗体を用いることにより、低抵抗の補償抵抗を実現でき、その抵抗値の調整も容易に行なうことができる。
【００１５】
請求項６に記載したように、第１及び第２の補償抵抗の抵抗値の調整は、負荷電流供給回路を構成するための素子が構成された後に実行されることが好ましい。予め各素子の特性を計測しておき、その計測した特性に基づいて、回路の構成前に補償抵抗の抵抗値の調整を行なうことも可能であるが、その場合には、各素子の個々の特性のばらつきを考慮することができない。負荷電流供給回路が形成された後に、補償抵抗の調整を行なえば、そのような個々の素子のばらつきにも対応可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態による負荷電流供給回路について、図面を参照しつつ説明する。図１は、本実施形態による負荷電流供給回路全体の構成を示す回路図である。
【００１７】
図１に示すように、負荷電流供給回路４０は、一例として、負荷であるモータＲ７に対して負荷電流Ｉ１を供給するパワートランジスタＴｒ１を備える。さらに、負荷電流供給回路４０は、パワートランジスタＴｒ１と並列に接続され、検出用電流Ｉ２を流す電流検出用トランジスタＴｒ２を備える。パワートランジスタＴｒ1と、電流検出用トランジスタＴｒ２とは、それぞれＭＯＳＦＥＴからなる。
【００１８】
パワートランジスタＴｒ１は、図示しない半導体基板上に形成された数千個程度のＭＯＳＦＥＴセルを並列に接続することによって構成されている。従って、パワートランジスタＴｒ１は、その数千個程度のＭＯＳＦＥＴセルを介してモータＲ７に大電流の負荷電流Ｉ１を供給することが可能である。一方、電流検出用トランジスタＴｒ２は、１個又は並列接続された数個のＭＯＳＦＥＴセルから構成される。各々のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を構成するＭＯＳＦＥＴセルの個数によって、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の電流容量が決定され、同一の電圧が各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２ゲートに印加されたとき、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２には、各々の電流容量に応じた電流値の負荷電流Ｉ１及び検出用電流Ｉ２が流れる。本実施形態では、例えば各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を流れる負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との電流値比率が、パワートランジスタＴｒ１の負荷電流Ｉ１：電流検出用トランジスタ２の検出用電流Ｉ２＝１００００：１０となるように、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の電流容量が設定されている。
【００１９】
パワートランジスタＴｒ１のドレインは、例えばセラミック基板上に形成された厚膜導体の抵抗成分である厚膜導体抵抗Ｒ５を介して、モータＲ７に接続されている。なお、抵抗Ｒ１は、パワートランジスタＴｒ１がオンしたときのオン抵抗を示し、抵抗Ｒ３は、パワートランジスタＴｒ１の配線抵抗を示している。また、厚膜導体抵抗Ｒ５は、例えばレーザートリミングにより、その抵抗値を調整可能である。
【００２０】
さらに、パワートランジスタＴｒ１のドレインは、厚膜導体抵抗Ｒ５を介して、電流検出回路３０を構成するオペアンプ２０一方の入力端子（反転入力端子）にも接続されている。このオペアンプ２０の他方の入力端子（非反転入力端子）には、厚膜導体抵抗Ｒ５と同様に調整可能な厚膜抵抗Ｒ６を介して、電流検出用トランジスタＴｒ２のドレインが接続されている。なお、抵抗Ｒ４は、電流検出用トランジスタＴｒ２の配線抵抗を示すものである。また、パワートランジスタＴｒ１と電流検出用トランジスタＴｒ２との電流容量の比がｎ：１の場合、電流検出用トランジスタＴｒ２のオン抵抗は、ｎＲ１となる。
【００２１】
電流検出回路３０は、上述したオペアンプ２０に加え、ダイオードＤ１、ＮＰＮトランジスタＴｒ３、及び電流検出用抵抗Ｒ２を備えている。ＮＰＮトランジスタＴｒ３のコレクタは、ダイオードＤ１を介して、電流検出用トランジスタＴｒ２のソースに接続され、ＮＰＮトランジスタＴｒ３のエミッタは、電流検出用抵抗Ｒ２に接続されている。また、ＮＰＮトランジスタＴｒ３のベースは、オペアンプ２０の出力端子に接続されている。
【００２２】
パワートランジスタＴｒ１及び電流検出用トランジスタＴｒ２のそれぞれのゲートには、各々のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の動作状態を制御するための共通の駆動信号（電圧信号）を出力するドライブ回路（図示せず）が接続されている。このドライブ回路には、図示しない制御回路から、負荷に供給すべき電流に応じた制御信号が与えられる。ドライブ回路は、その制御信号に基づいて、上述した共通の駆動信号を生成して出力する。
【００２３】
ドライブ回路が駆動信号を出力すると、パワートランジスタＴｒ１がオンしてモータＲ７へ負荷電流Ｉ１が供給される。すると、モータＲ７に印加される電圧が、オペアンプ２０の入力端子に入力される。このため、オペアンプ２０の出力端子から、ＮＰＮトランジスタＴｒ３をオンする電圧信号が出力される。このオペアンプ２０からの電圧信号によってＮＰＮトランジスタＴｒ３がオンすると、電流検出用トランジスタＴｒ２を介して検出用電流Ｉ２が流れる。
【００２４】
オペアンプ２０とＮＰＮトランジスタＴｒ３とは、上述した接続構成により、パワートランジスタＴｒ１の端子電圧（ドレイン−ソース間電圧）と電流検出用パワートランジスタＴｒ２の端子電圧（ドレイン−ソース間電圧）とがほぼ等しくなるように、すなわち、それぞれのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作環境が等しくなるように、負帰還回路を構成している。この結果、パワートランジスタＴｒ１がオンしてモータＲ７に負荷電流Ｉ１を供給しているときには、同時に、同じ動作環境で電流検出用トランジスタＴｒ２がオンして検出用電流Ｉ２が流れるように、ＮＰＮトランジスタＴｒ３が導通状態に制御される。そして、上述したように、パワートランジスタＴｒ１と、電流検出用トランジスタＴｒ２とは、各々の電流値の比率が予め定められているため、電流検出用トランジスタＴｒ２を介して流れる検出用電流Ｉ２の電流値から、パワートランジスタＴｒ１を流れる負荷電流Ｉ１の電流値を検出することができる。
【００２５】
例えば、電流検出用トランジスタＴｒ２を介して流れる検出用電流Ｉ２は、電流検出用抵抗Ｒ２によって電圧信号Ｖに変換され、図示しないＡ／Ｄ変換器に入力される。そして、Ａ／Ｄ変換器によってデジタル値に変換された後、上記の制御回路に入力されて、制御回路が制御信号を生成する際に利用できるようにされる。また、図示していないが、電圧信号Ｖが、パワートランジスタＴｒ１の最大許容電流値に対応する基準値を超えたか否かを判定して、基準値を超えた場合には、パワートランジスタＴｒ１の負荷電流Ｉ１を低減又はパワートランジスタ１を遮断するように制御する過電流保護回路を設けても良い。
【００２６】
次に、本実施形態の特徴である、厚膜導体抵抗Ｒ５及び厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値の調整について説明する。
【００２７】
図１に示す構成を備えた負荷電流供給回路４０において、厚膜導体抵抗Ｒ５及び厚膜抵抗Ｒ６を備えていないか、もしくは厚膜導体抵抗Ｒ５及び厚膜抵抗Ｒ６の調整が未実施の場合、温度変化に伴い、電流検出精度がばらついてしまう。つまり、配線抵抗である抵抗Ｒ３，Ｒ４や、パワートランジスタＴｒ１のオン抵抗である抵抗Ｒ１は、温度によって抵抗値が変化する特性を有している。このため、図２に示すように、例えば室温において、パワートランジスタＴｒ１を流れる負荷電流Ｉ１と電流検出用トランジスタＴｒ２を流れる検出用電流Ｉ２の比率が所定比率となるように設定されていても、温度が変化すると、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率（カレントミラー比）が所定比率からずれてしまい、その結果、電流検出の精度がばらついてしまう。なお、図２では、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率のずれの大きさを百分率で示している。
【００２８】
そこで、本実施形態では、電流検出用トランジスタＴｒ２と直列に設けられた厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値をトリミング調整して、上述した温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率のずれを低減することとした。
【００２９】
すなわち、配線抵抗である抵抗Ｒ３，Ｒ４などが温度に応じて抵抗値を変化させることは避けられないことではあるが、そのような抵抗値変化による電流変化が、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２とに同じ割合で生じれば、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率をほぼ一定に保つことができる。
【００３０】
ここで、電流検出用トランジスタＴｒ２と直列に接続した厚膜抵抗Ｒ６も、温度に応じて抵抗値が変化する特性を有している。このため、この厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値を調整することで、負荷電流Ｉ１が流れる経路の温度特性による抵抗値変化の割合と、検出用電流Ｉ２が流れる経路の温度特性による抵抗値変化の割合をほぼ一致させることが可能になる。
【００３１】
なお、図３に、負荷電流検出回路４０の各抵抗Ｒ１，Ｒ３〜Ｒ６の抵抗値と、その温度特性係数（単位温度当たりの抵抗変化率）の一例を示す。図３に示すように、厚膜抵抗Ｒ６は、他の抵抗Ｒ１，Ｒ３〜Ｒ５に比較して大きな抵抗値を有している。本実施形態では、この厚膜抵抗Ｒ６を、パワートランジスタＴｒ１ではなく、電流検出用トランジスタＴｒ２に直列に接続している。そのため、負荷であるモータＲ７に印加可能な電圧を減少させることなく、大きなカレントミラー比率の調整しろを確保することができる。
【００３２】
以下、厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値調整により、温度変化に伴う、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率のずれが低減できることについて、式を用いて説明する。
【００３３】
まず、抵抗Ｒ１，Ｒ３〜Ｒ６のそれぞれの温度特性係数、すなわち単位温度当たりの抵抗変化率をそれぞれα、β、γ、δ、εとし、ｎをパワートランジスタＴｒ２のセルの個数に対するパワートランジスタＴｒ１のセルの個数とし、オペアンプが理想オペアンプ（すなわち、オフセット電圧Ｖｏ＝０）であるとすると、検出用電流Ｉ２は、下記の数式１のように表すことができる。
【００３４】
【数１】
0005136144.tif 000002
【００３５】
上記数式１を温度で微分すると、下記の数式２が成り立つ。
【００３６】
【数２】
0005136144.tif 000003
【００３７】
数式２の右辺がゼロであるとき、検出用電流Ｉ２は温度に依存しない値となる。数式２の右辺がゼロとなるためには、下記の数式３、すなわち数式４が成り立てば良い。
【００３８】
【数３】
0005136144.tif 000004
【００３９】
【数４】
0005136144.tif 000005
【００４０】
数式４が成り立つ厚膜抵抗Ｒ６は、以下の数式５のように示される。
【００４１】
【数５】
0005136144.tif 000006
【００４２】
従って、数式５に示す関係となるように、厚膜抵抗Ｒ６をトリミングして、抵抗値を調整することにより、温度依存性のない（低減された）検出用電流Ｉ２を得ることができる。
【００４３】
なお、予想される各素子の特性値に合わせて抵抗値を設定し、その抵抗値となるように厚膜抵抗Ｒ６を形成することによっても、温度依存性が低減された検出用電流Ｉ２を得ることはできる。しかしながら、製造工程に依存して各素子の特性値にも多少のばらつきが生じる場合があるが、予め厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値を設定すると、そのようなばらつきを補償することができない。
【００４４】
それに対して、厚膜抵抗Ｒ６をトリミングして抵抗値を調整すれば、そのような製造工程に依存する各素子の特性地のばらつきにも対処することが可能である。厚膜抵抗Ｒ６のトリミングによる抵抗値の調整は、例えば、高温環境下にて負荷Ｒ７への接続端子４１を用いて、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ５による抵抗値（Ｒ１+Ｒ３+Ｒ５）を測定するとともに、検出用電流Ｉ２の電流値から、抵抗ｎＲ１、Ｒ４，Ｒ６による抵抗値（ｎＲ１+Ｒ４+Ｒ６）を求め、さらに抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６との間に設けられた接続端子４２を用いて抵抗Ｒ６単独の抵抗値を求める。その後、室温環境下において、同じ箇所の抵抗値をそれぞれ求め、それぞれの抵抗値から、温度依存性がない（低減された）検出用電流Ｉ２を得るための厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値を求める。そして、求めた抵抗値となるように、厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値をトリミングにより調整する。これにより、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率（カレントミラー比）の変動の大きさが温度に対して一定ではない場合であっても、容易に、厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値を調整することが可能になる。
【００４５】
以上のような厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値の調整により、温度変化が生じても、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率を、ほぼ所定の比率に保つことが可能になり、その結果、検出用電流Ｉ２に基づいて、負荷電流Ｉ１を高精度に検出することができる。
【００４６】
また、本実施形態では、厚膜抵抗Ｒ６に加え、厚膜導体抵抗Ｒ５の抵抗値もトリミングによって調整する。その理由の一つは、厚膜導体抵抗Ｒ５の抵抗値の調整により、オペアンプ２０のオフセット電圧を低減するためである。
【００４７】
負荷電流供給回路４０において、負荷電流Ｉ１の検出精度を悪化させる要因は、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率の変動ばかりではない。例えば、オペアンプ２０のオフセット電圧にも多少のばらつきがある。このため、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率が所定比率となるように回路４０を設計、構成しても、オペアンプ２０のオフセット電圧に起因して、その比率が狙いとする所定比率からずれてしまうことがある。
【００４８】
そこで、本実施形態では、パワートランジスタＴｒ１に接続された厚膜導体抵抗Ｒ５の抵抗値調整により、オペアンプ２０のオフセット電圧も低減することとした。
【００４９】
パワートランジスタＴｒ１や各抵抗の温度特性を無視した場合、検出用電流Ｉ２は以下の数式６のように示すことができる。なお、Ｖｏはオペアンプ２０のオフセット電圧である。
【００５０】
【数６】
0005136144.tif 000007
【００５１】
この数式６から明らかなように、厚膜導体抵抗Ｒ５の抵抗値を（Ｒ３+Ｒ５）Ｉ１＝Ｖｏとなるように調整することにより、オフセット電圧Ｖｏのばらつきを補償することができる。
【００５２】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の変形が可能である。
【００５３】
例えば、上述した実施形態では、厚膜導体抵抗Ｒ５の抵抗値調整によって、オペアンプ２０のオフセット電圧Ｖｏを低減し、厚膜抵抗Ｒ６の抵抗値調整によって、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との所定比率からの変動を低減するようにした。
【００５４】
しかしながら、厚膜導体抵抗Ｒ５の抵抗値調整によっても、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との所定比率からの変動を低減することは可能であり、厚膜導体抵抗Ｒ５と厚膜抵抗Ｒ６との一方のみを設け、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との所定比率からの変動のみを低減するようにしても良い。また、厚膜導体抵抗Ｒ５と厚膜抵抗Ｒ６との両方を設けつつ、これら２つの抵抗の組み合わせで、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との所定比率からの変動を低減するようにしても良い。温度変化に伴う電流比率の変動は、電流検出精度に対する影響が大きいためである。
【００５５】
また、温度特性による影響を打ち消すように厚膜抵抗Ｒ６などの抵抗値を調整すると、検出用電流Ｉ２の電流値の大きさが変化してしまうことがある。すると、検出用電流Ｉ２を電圧に変換する場合に、当初予定していた電流と電圧との関係が成立しなくなってしまう。そのような場合、検出用電流Ｉ２を電圧に変換するための電流検出用抵抗Ｒ２の抵抗値が調整可能であると、このような問題を容易に解消することができる。
【００５６】
従って、厚膜導体抵抗Ｒ５と厚膜抵抗Ｒ６の一方あるいは両方を用いて、温度変化に伴う負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との所定比率からの変動を低減する場合には、この電流検出用抵抗Ｒ２の抵抗値調整を行なうことが好ましい。
【００５７】
また、上述した実施形態では、厚膜導体抵抗Ｒ５及び厚膜抵抗Ｒ６が、セラミック基板に設けられる例について説明した。この場合、負荷電流供給回路は、シリコンなどの通常の半導体基板とセラミック基板とを備えたハイブリッドＩＣとして構成される。ただし、本発明は、モノリシックＩＣにも適用することが可能である。
【００５８】
上述した実施形態では、元々、低抵抗である配線抵抗やパワートランジスタのオン抵抗の温度変化を相殺するためなどに厚膜導体抵抗Ｒ５や厚膜抵抗Ｒ６を用いている。従って、厚膜導体抵抗Ｒ５や厚膜抵抗Ｒ６なども低抵抗であることが必要であるが、セラミック基板上に形成された厚膜導体や厚膜抵抗体を用いることにより、容易に低抵抗を実現できる。一方、モノリシックＩＣの場合、低抵抗を実現しようとすると、比較的大きな面積が必要になるとのデメリットはある。
【００５９】
上述した実施形態では、パワートランジスタＴｒ１、電流検出用トランジスタＴｒ２としてＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いた。しかしながら、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いても良いことはもちろんである。また、ＭＯＳトランジスタだけでなく、ＩＧＢＴなどの大電力用の半導体素子を用いることもできる。さらに、負荷電流供給回路４０の負荷はモータのみに限られず、種々の負荷に対して適用することが可能である。
【００６０】
また、上述した実施形態では、パワートランジスタＴｒ１及び電流検出用トランジスタＴｒ２を、負荷であるモータＲ７の電源側に接続するハイサイド駆動構成を採用しているが、ローサイド駆動構成を採用することも可能である。さらに、負荷のハイサイド及びローサイドにパワートランジスタを配置するブリッジ回路構成を採用しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】実施形態による負荷電流供給回路全体の構成を示す回路図である。
【図２】温度変化に伴う、負荷電流Ｉ１と検出用電流Ｉ２との比率（カレントミラー比）の所定比率からずれる様子を示すグラフである。
【図３】負荷電流検出回路の各抵抗Ｒ１，Ｒ３〜Ｒ６の抵抗値と、その温度特性係数（単位温度当たりの抵抗変化率）の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００６２】
Ｔｒ１  パワートランジスタ
Ｔｒ２  電流検出用トランジスタ
Ｒ１  パワートランジスタのオン抵抗
Ｒ３、Ｒ４  配線抵抗
Ｒ５  厚膜導体抵抗
Ｒ６  厚膜抵抗
３０  電流検出回路
４０  負荷電流供給回路
【図１】
0005136144.tif 000008
【図２】
0005136144.tif 000009
【図３】
0005136144.tif 000010