(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
前記モータの回転角速度を演算する回転角速度演算手段と、
この回転角速度演算手段によって演算される回転角速度に所定時間を乗算して、当該所定時間内のモータ回転角変化量を演算する回転角変化量演算手段と、
前記モータを駆動するための基本駆動値を演算する基本駆動値演算手段と、
前記モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流と、前記回転角変化量演算手段によって演算されるモータ回転角変化量とに基づいて、前記モータの非干渉化制御のために前記基本駆動値を補正するための補正値を演算する補正値演算手段と、
前記基本駆動値演算手段によって演算される基本駆動値を前記補正値演算手段によって演算される補正値で補正してモータ駆動値を求める補正手段と、
この補正手段によって求められたモータ駆動値を用いて前記モータを駆動する駆動手段とを含み、
前記基本駆動値演算手段は、ｄ軸駆動電圧およびｑ軸駆動電圧を演算するものであり、
前記補正値演算手段は、前記ｄ軸駆動電圧を補正するためのｄ軸補正値Ｄｄを下記Ａ１式に従って演算し、前記ｑ軸駆動電圧を補正するためのｑ軸補正値Ｄｑを下記Ｂ１式に従って演算するものであり、
前記所定時間が、前記ｄ軸補正値Ｄｄおよび前記ｑ軸補正値Ｄｑの演算に要する時間である、モータ制御装置。
Ｄｄ＝−ωＬｑ（−Ｉｄsinθ＋Ｉｑcosθ）      …Ａ１
Ｄｑ＝ωＬｄ（Ｉｄcosθ＋Ｉｑsinθ）＋ωΦ    …Ｂ１
ただし、ωはモータの回転角速度(rad/秒)、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｉｄはｄ軸電流（Ａ）、Ｉｑはｑ軸電流（Ａ）、θはモータ回転角変化量（rad）、Φはモータの界磁の電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍をそれぞれ表す。
【請求項２】
前記補正値演算手段は、前記ｄ軸駆動電圧を補正するためのｄ軸補正値Ｄｄを前記Ａ１式に代えて下記Ａ２式に従って演算し、前記ｑ軸駆動電圧を補正するためのｑ軸補正値Ｄｑを前記Ｂ１式に代えて下記Ｂ２式に従って演算するものである、請求項１記載のモータ制御装置。
Ｄｄ＝−ωＬｑ・Ｉｑcosθ        …Ａ２
Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄcosθ＋ωΦ    …Ｂ２
【請求項３】
前記モータ制御装置は、所定の演算周期毎に前記モータ駆動値を更新して出力するものであり、
前記モータ電流検出手段は、前記演算周期中の所定のタイミングでモータ電流を検出するものであり、
前記所定時間が、或る演算周期中に前記モータ電流検出手段によってモータ電流が検出される検出タイミングから当該演算周期中に前記モータ駆動値が更新されるまでの時間以上であって、当該演算周期中の前記検出タイミングから次の演算周期中に前記モータ駆動値が更新されるまでの時間以下の長さに定められている、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記所定時間が、前記演算周期に等しく定められている、請求項３記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ（とくにブラシレスモータ）を駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、電動パワーステアリング装置における操舵補助力の発生源として利用される。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータのためのモータ制御装置は、モータの電機子巻線を流れる電流を検出する電流検出部と、モータのロータ回転位置を検出する回転位置検出部と、ｄ軸目標電流およびｑ軸目標電流を演算するｄｑ軸目標電流演算部と、検出された電機子巻線電流およびロータ回転位置に基づいてｄ軸電流およびｑ軸電流を求めるｄｑ軸電流演算部と、ｄ軸電圧指令値演算部と、ｑ軸電圧指令値演算部とを備えている。ｄ軸電圧指令値演算部は、ｄ軸目標電流とｄ軸電流との間のｄ軸偏差を低減するように、ｄ軸偏差のＰＩ演算に基づいてｄ軸電圧指令値を求める。ｑ軸電圧指令値演算部は、ｑ軸目標電流とｑ軸電流との間のｑ軸偏差を低減するように、ｑ軸偏差のＰＩ演算に基づいてｑ軸電圧指令値を求める。こうして求められたｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値、および検出されたロータ回転位置に基づいて、モータ制御装置は、電機子巻線に電圧を印加する。これにより、ロータの回転力が発生する。
【０００３】
一方、ＰＩ演算値に対して非干渉化制御量を加算する非干渉化制御が知られている（特許文献１参照）。非干渉化制御とは、ロータの回転に伴ってモータ内部で生じる速度起電力を補償するように電圧指令値を定める制御である。非干渉化制御を行うことによって、速度起電力による応答性や追従性の低下を効果的に抑制できると期待されている。
【特許文献１】特開２００１−１８７５７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
モータ内部で生じる速度起電力は、回転角速度および電流に依存する。したがって、これを補償するための非干渉化制御量も同様に回転角速度および電流に依存する。より具体的には、ｄ軸非干渉化制御量は回転角速度およびｑ軸電流に依存し、ｑ軸非干渉化制御量は回転角速度およびｄ軸電流に依存する。
ところが、モータの各相の電機子巻線の電流が検出されてから、これがｄ軸電流およびｑ軸電流に変換され、さらにｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が出力されるまでには、座標変換やＰＩ演算などのための演算時間が必要である。この間にもロータは回転するので、それに伴ってｄ軸およびｑ軸が回転することになる。その結果、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が出力されるときには、ｄ軸およびｑ軸の方向が、モータ電流検出時のｄ軸およびｑ軸の方向からずれてしまっている。したがって、非干渉化制御量の演算に用いられるｄ軸電流およびｑ軸電流が適値からずれてしまうことになる。そのため、非干渉化制御が必ずしも期待どおりの効果を生じないうえ、モータ電流が変動的になり、振動や異音が生じるおそれがある。
【０００５】
そこで、この発明の目的は、演算時間中における回転の影響を補償することによって、より適切にモータを制御することができるモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、モータ（１）に流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段（１１，１７）と、前記モータの回転角速度を演算する回転角速度演算手段（２２）と、この回転角速度演算手段によって演算される回転角速度に所定時間を乗算して、当該所定時間内のモータ回転角変化量を演算する回転角変化量演算手段（５０）と、前記モータを駆動するための基本駆動値を演算する基本駆動値演算手段（５１ａ，５２ａ）と、前記モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流と、前記回転角変化量演算手段によって演算されるモータ回転角変化量とに基づいて、前記モータの非干渉化制御のために前記基本駆動値を補正するための補正値を演算する補正値演算手段（５１ｂ，５２ｂ）と、前記基本駆動値演算手段によって演算される基本駆動値を前記補正値演算手段によって演算される補正値で補正してモータ駆動値を求める補正手段（５１ｃ，５２ｃ）と、この補正手段によって求められたモータ駆動値を用いて前記モータを駆動する駆動手段（２０，２１，１３）とを含み、前記基本駆動値演算手段は、ｄ軸駆動電圧およびｑ軸駆動電圧を演算するものであり、前記補正値演算手段は、前記ｄ軸駆動電圧を補正するためのｄ軸補正値Ｄｄを下記Ａ１式に従って演算し、前記ｑ軸駆動電圧を補正するためのｑ軸補正値Ｄｑを下記Ｂ１式に従って演算するものであり、前記所定時間が、前記ｄ軸補正値Ｄｄおよび前記ｑ軸補正値Ｄｑの演算に要する時間である、モータ制御装置である。
Ｄｄ＝−ωＬｑ（−Ｉｄsinθ＋Ｉｑcosθ）      …Ａ１
Ｄｑ＝ωＬｄ（Ｉｄcosθ＋Ｉｑsinθ）＋ωΦ    …Ｂ１
ただし、ωはモータの回転角速度(rad/秒)、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｉｄはｄ軸電流（Ａ）、Ｉｑはｑ軸電流（Ａ）、θはモータ回転角変化量（rad）、Φはモータの界磁の電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍をそれぞれ表す。
なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。
【０００７】
この構成によれば、基本駆動値を補正するための補正値は、モータ電流だけでなく所定時間内のモータ回転角変化量をも用いて求められる。したがって、この補正値は、所定時間内のモータ回転角変化量に対応するモータ電流の変化を加味した値とすることができる。これにより、演算時間中における回転の影響を抑制したモータ制御を行うことができる。
【０００８】
前記モータ電流検出手段は、モータの電機子巻線に流れる相電流を検出する相電流検出手段（１１）と、この相電流検出手段が検出する相電流をロータ回転位置に基づいて回転座標系（たとえば、ｄｑ座標系）の電流値に変換する座標変換手段（１７）とを含むものであってもよい。この場合に、座標変換手段（１７）は、ロータ回転位置を検出する回転位置検出手段（２）の出力に基づいて、座標変換処理を行うものであってもよい。
【０００９】
この発明では、演算時間の遅れを補償した非干渉化制御を行うことができるので、モータの応答性および追従性を効果的に向上することができる。また、モータ電流に対応する適切なモータ駆動値でモータを駆動できるので、モータ電流が変動的になることを抑制でき、その結果、振動や異音を抑制することができる。
【００１１】
また、この発明では、所定時間内のモータ回転角変化量θを考慮したｄ軸非干渉化制御量およびｑ軸非干渉化制御量がそれぞれｄ軸補正値Ｄdおよびｑ軸補正値Ｄqとして求められる。その結果、演算時間の遅れを補償した非干渉化制御を行うことができる。
請求項２記載の発明は、前記補正値演算手段は、前記ｄ軸駆動電圧を補正するためのｄ軸補正値Ｄdを前記Ａ１式に代えて下記Ａ２式に従って演算し、前記ｑ軸駆動電圧を補正するためのｑ軸補正値Ｄqを前記Ｂ１式に代えて下記Ｂ２式に従って演算するものである、請求項１記載のモータ制御装置である。
【００１２】
Ｄｄ＝−ωＬｑ・Ｉｑcosθ      …Ａ２
Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄcosθ＋ωΦ  …Ｂ２
【００１３】
前記所定時間を演算時間に応じた微小時間に定めると、回転角変化量θも微小値になるので、前記式Ａ１，Ｂ１において、sinθの項は微小であり、無視することができる。したがって、前記式Ａ２，Ｂ２に従ってｄ軸補正値Ｄｄおよびｑ軸補正値Ｄｑを定めることによって、演算処理を簡単にしながら、効果的な非干渉化制御を実現できる。
請求項３記載の発明は、前記モータ制御装置は、所定の演算周期毎に前記モータ駆動値を更新して出力するものであり、前記モータ電流検出手段は、前記演算周期中の所定のタイミングでモータ電流を検出するものであり、前記所定時間が、或る演算周期中に前記モータ電流検出手段によってモータ電流が検出される検出タイミングから当該演算周期中に前記モータ駆動値が更新されるまでの時間以上であって、当該演算周期中の前記検出タイミングから次の演算周期中に前記モータ駆動値が更新されるまでの時間以下の長さに定められている、請求項１または２に記載のモータ制御装置である。
【００１４】
或る演算周期にモータ駆動値が更新されてから次の演算周期にモータ駆動値が更新されるまでの期間は、モータ駆動値は一定値に保持される。そこで、この発明では、前記所定時間を、或る演算周期にモータ電流が検出されてから、当該演算周期においてモータ駆動値が更新されるまでの時間以上の長さであって、次の演算周期中にモータ駆動値が更新されるまでの時間以下の長さに定める。これにより、モータ駆動値は、それに対応するモータ電流が検出されてからの回転角変化量の影響を補償した値となる。こうして、回転角変化量の影響を効果的に補償することができる。
【００１５】
請求項４記載の発明は、前記所定時間が、前記演算周期に等しく定められている、請求項３記載のモータ制御装置である。この構成では、前記所定時間が演算周期に等しく定められている。これにより、演算時間の遅れの影響を効果的に補償することができる。各演算周期中の一定のタイミングでモータ電流が検出されるとすれば、結局、演算周期はモータ電流検出周期に等しくなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ７と、車両の速度を検出する車速センサ８と、車両の舵取り機構３に操舵補助力を与えるモータ１と、このモータ１を駆動制御するモータ制御装置１０とを備えている。モータ制御装置１０は、トルクセンサ７が検出する操舵トルクおよび車速センサ８が検出する車速に応じてモータ１を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。モータ１は、たとえば、三相ブラシレスＤＣモータである。
【００１７】
モータ制御装置１０は、電流検出部１１、信号処理部としてのマイクロコンピュータ１２、および駆動回路１３を有する。このモータ制御装置１０に、モータ１内のロータの回転位置を検出するレゾルバ２（回転位置センサ）とともに、前述のトルクセンサ７および車速センサ８が接続されるようになっている。
電流検出部１１はモータ１の電機子巻線を流れる電流を検出する。より具体的には、電流検出部１１は、３相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の電機子巻線における相電流をそれぞれ検出する電流検出器１１ｕ，１１ｖ，１１ｗと、電流検出器１１ｕ，１１ｖ，１１ｗによる電流検出信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換するＡ／Ｄ変換器１１ｕ′，１１ｖ′，１１ｗ′とを有する。
【００１８】
マイクロコンピュータ１２は、プログラム処理（ソフトウェア処理）によって実現される複数の機能処理部を備えている。これらの複数の機能処理部には、基本目標電流演算部１５、ｄｑ軸目標電流演算部１６、ｄｑ軸電流演算部１７、ｄ軸偏差演算部１８ｄ、ｑ軸偏差演算部１８ｑ、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９、電圧指令値座標変換部２０、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部２１、および回転角速度演算部２２が含まれている。
【００１９】
駆動回路１３は、インバータ回路で構成され、ＰＷＭ制御部２１によって制御されることにより、車載バッテリ等の電源からの電力をモータ１のＵ相、Ｖ相およびＷ相電機子巻線に供給する。この駆動回路１３とモータ１の各相の電機子巻線との間において流れる相電流が電流検出器１１ｕ，１１ｖ，１１ｗにより検出されるようになっている。
基本目標電流演算部１５は、トルクセンサ７により検知される操舵トルクと、車速センサ８により検出される車速とに基づいて、モータ１の基本目標電流Ｉ*を演算する。基本目標電流Ｉ*は、たとえば、操舵トルクの大きさが大きいほど大きく、車速が小さい程大きくなるように定められる。
【００２０】
基本目標電流演算部１５により演算された基本目標電流Ｉ*はｄｑ軸目標電流演算部１６に入力される。ｄｑ軸目標電流演算部１６は、ｄ軸方向の磁界を生成するためのｄ軸目標電流Ｉd*と、ｑ軸方向の磁界を生成するためのｑ軸目標電流Ｉq*とを演算する。ｄ軸とは、モータ１のロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸であり、ｑ軸とは、ｄ軸およびロータ回転軸に直交する軸である。ｄｑ軸目標電流演算部１６における演算は公知の演算式を用いて行うことができる。
【００２１】
電流検出部１１から出力される相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗはｄｑ軸電流演算部１７に入力される。ｄｑ軸電流演算部１７は、レゾルバ２により検出されたロータ回転位置に基づいて、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標変換することにより、ｄ軸電流Ｉdおよびｑ軸電流Ｉqを演算する。ｄｑ軸電流演算部１７における演算は公知の演算式を用いて行うことができる。
【００２２】
ｄ軸偏差演算部１８ｄは、ｄ軸目標電流Ｉd*とｄ軸電流Ｉdとの間のｄ軸偏差δＩdを求める。同様に、ｑ軸偏差演算部１８ｑは、ｑ軸目標電流Ｉq*とｑ軸電流Ｉqとの間のｑ軸偏差δＩqを求める。
ｄｑ軸電圧指令値演算部１９は、ｄ軸偏差δＩdに対応するｄ軸電圧指令値Ｖd*とｑ軸偏差δＩqに対応するｑ軸電圧指令値Ｖq*とを求める。
【００２３】
電圧指令値座標変換部２０は、レゾルバ２により検出されたロータ回転位置に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*の座標変換を行い、Ｕ相電機子巻線、Ｖ相電機子巻線、Ｗ相電機子巻線にそれぞれ印加すべき印加電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を演算する。電圧指令値座標変換部２０における演算は公知の演算式を用いて行えばよい。
【００２４】
ＰＷＭ制御部２１は、印加電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対応するデューティ比を有するパルス信号である各相のＰＷＭ制御信号を生成する。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*に対応する電圧が駆動回路１３から各相の電機子巻線に印加され、ロータの回転力が発生する。
回転角速度演算部２２は、レゾルバ２により検出されたロータ回転位置の時間変化（微分）を演算することによって、回転角速度ω（ｒａｄ／ｓｅｃ）を求める。この回転角速度ωは、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９に入力されるようになっている。
【００２５】
図２は、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９の詳しい構成を説明するためのブロック図である。
ｄｑ軸電圧指令値演算部１９は、回転角変化量演算部５０、ｄ軸電圧指令値演算部５１、およびｑ軸電圧指令値演算部５２を有する。ｄ軸電圧指令値演算部５１は、ｄ軸偏差δＩdを低減するように、ｄ軸電流のＰＩ演算（以下「ｄ軸ＰＩ演算」という。）等に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖd*を求める。ｑ軸電圧指令値演算部５２は、ｑ軸偏差δＩqを低減するように、ｑ軸電流のＰＩ演算（以下「ｑ軸ＰＩ演算」という。）等に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖq*を求める。
【００２６】
回転角変化量演算部５０は、回転角速度演算部２２によって演算される回転角速度ωに所定時間Ｔを乗じることによって、当該所定時間Ｔにおけるロータ回転角の変化量θ（以下「回転角変化量θ」という。）を求める。
ｄ軸電圧指令値演算部５１は、ｄ軸ＰＩ演算部５１ａ、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂ、およびｄ軸加算部５１ｃを有する。
【００２７】
ｄ軸ＰＩ演算部５１ａは、ｄ軸偏差δＩdのＰＩ演算によりｄ軸ＰＩ演算値Ｖdoを演算し、このｄ軸ＰＩ演算値Ｖdoをｄ軸加算部５１ｃに出力する。
ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂは、ｄｑ軸電流演算部１７により求められるｄ軸電流Ｉdと、ｑ軸電流Ｉqと、回転角速度演算部２２によって求められる回転角速度ω（ｒａｄ／ｓｅｃ）と、回転角変化量演算部５０によって求められる回転角変化量θとに基づき、ｄ軸非干渉化制御量Ｄdを求める。
【００２８】
ｄ軸加算部５１ｃは、ｄ軸ＰＩ演算値Ｖdoにｄ軸非干渉化制御量Ｄdを加算する。この加算結果が、ｄ軸電圧指令値Ｖd*（＝Ｖdo＋Ｄd）となる。これにより、ｄ軸ＰＩ演算値Ｖdoをｄ軸非干渉化制御量Ｄdにより補正して、ｄ軸電圧指令値Ｖd*が求められている。
ｑ軸電圧指令値演算部５２は、ｑ軸ＰＩ演算部５２ａ、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂ、およびｑ軸加算部５２ｃを有する。
【００２９】
ｑ軸ＰＩ演算部５２ａは、ｑ軸偏差δＩqのＰＩ演算によりｑ軸ＰＩ演算値Ｖqoを演算し、このｑ軸ＰＩ演算値Ｖqoをｑ軸加算部５２ｃに出力する。
ｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂは、ｄｑ軸電流演算部１７により求められるｄ軸電流Ｉdと、ｑ軸電流Ｉqと、回転角速度演算部２２によって求められる回転角速度ω（rad/sec）と、回転角変化量演算部５０によって求められる回転角変化量θとに基づき、ｑ軸非干渉化制御量Ｄqを求める。
【００３０】
ｑ軸加算部５２ｃは、ｑ軸ＰＩ演算値Ｖqoにｑ軸非干渉化制御量Ｄqを加算する。この加算結果が、ｑ軸電圧指令値Ｖq*（＝Ｖqo＋Ｄq）となる。これにより、ｑ軸ＰＩ演算値Ｖqoをｑ軸非干渉化制御量Ｄqにより補正して、ｑ軸電圧指令値Ｖq*が求められている。
図３は、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂおよびｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂによるｄ軸非干渉化制御量およびｑ軸非干渉化制御量の演算を説明するための図である。モータ１の内部で生じる速度起電力は、ｄ軸については、ωＬqＩqと表され、ｑ軸については、−（ωＬdＩd＋ωΦ）と表される。したがって、これらを補償するｄ軸非干渉化制御量は−ωＬqＩqと表され、ｑ軸非干渉化制御量はωＬdＩd＋ωΦと表される。
【００３１】
一方、電流検出部１１によって電流が検出されてから、この検出された電流に対応する駆動値であるｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*が出力されるまでには、座標変換やＰＩ演算等のための演算時間が必要である。より具体的には、マイクロコンピュータ１２は、所定の演算周期（たとえば、０．０００５秒）毎にｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*を更新して出力する。したがって、電流検出部１１によって電流が検出されてから、ｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*が当該検出された電流に対応する値に更新されるまでには、遅れ時間が生じる。この遅れ時間の間にもロータが回転しているので、それに応じてｄ軸およびｑ軸が回転することになる。したがって、更新されたｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*が出力されるときには、これらの電圧指令値Ｖd*，Ｖq*は、当該遅れ時間の分だけ適値からずれていることになる。
【００３２】
図３に示すように、ｄ軸７１およびｑ軸７２が角度変化量θだけ回転してｄ軸７１′およびｑ軸７２′に回転移動する場合を想定する。この角度変化量θが微小であり、その間の相電流に変化がないと仮定する。すると、回転後のｄ軸電流Ｉd′およびｑ軸電流Ｉq′は、回転前のｄ電流Ｉdおよびｑ軸電流Ｉq（検出値）を用いて、次式(1)(2)のように表すことができる。
【００３３】
Ｉd′＝Ｉdcosθ＋Ｉqsinθ        …(1)
Ｉq′＝−Ｉdsinθ＋Ｉqcosθ      …(2)
そこで、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂは、ｄ軸非干渉化制御量Ｄdを次式(3)に従って演算し、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂは、ｑ軸非干渉化制御量Ｄqを次式(4)に従って演算する。ただし、式中、Ｌqはモータ１の電機子巻線のｑ軸自己インダクタンスであり、Ｌdはモータ１の電機子巻線のｄ軸自己インダクタンスであり、いずれも予め測定済みの定数である。また、Φはロータの界磁の電機子巻線鎖交磁束数の最大値の（３／２）1/2倍である。
【００３４】
Ｄd＝−ωＬqＩq′＝−ωＬq（−Ｉdsinθ＋Ｉqcosθ）          …(3)
Ｄq＝ωＬdＩd′＋ωΦ＝ωＬd（Ｉdcosθ＋Ｉqsinθ）＋ωΦ    …(4)
したがって、角度変化量θを演算の遅れ時間に対応するように求めることで、演算遅れ時間を考慮した非干渉化制御量を求めることができる。
図４は、電流値取得および電圧指令値更新の各タイミングを例示する図解図である。演算周期の初期の所定のタイミングでＡ／Ｄ変換器１１ｕ′、１１ｖ′，１１ｗ′から検出電流値が取得され、かつ、レゾルバ２からロータ回転位置（モータ角）が取得される。そして、演算周期の後半の所定のタイミングで電圧指令値Ｖd*，Ｖq*が更新される。この電圧指令値Ｖd*，Ｖq*は、次の演算周期で更新されるまでは変化しない。
【００３５】
そこで、角度変化量θを演算するときに回転角速度ωに乗じる所定時間Ｔは、或る演算周期において電流値およびロータ回転位置が取得されてから当該演算周期において電圧指令値Ｖd*，Ｖq*が更新されるまでの時間Ｔminを下限とし、或る演算周期において電流値およびロータ回転位置が取得されてから次の演算周期において電圧指令値Ｖd*，Ｖq*が更新されるまでの時間Ｔmaxを上限として、これらの間で定めればよい。たとえば、前記所定時間Ｔを、或る演算周期において電流値およびロータ回転位置が取得されてから当該演算周期において電圧指令値Ｖd*，Ｖq*が更新されるまでの時間Ｔmin（たとえば、１００μ秒〜２００μ秒）としてもよい。また、前記所定時間Ｔを、或る演算周期において電流値およびロータ回転位置が取得されてから次の演算周期において電流値が取得されるまでの時間Ｔ１（電流検出周期）としてもよい。この時間Ｔ１は、演算周期にほぼ等しい。また、前記所定時間Ｔを、或る演算周期において電流値およびロータ回転位置が取得されてから次の演算周期において電圧指令値Ｖd*，Ｖq*が更新されるまでの時間Ｔmaxとしてもよい。
【００３６】
電圧指令値Ｖd*，Ｖq*の未更新期間の中ほどのタイミングに対応する非干渉化制御量が演算される場合に、検出された電流値およびロータ回転位置と電圧指令値Ｖd*，Ｖq*とが最も整合するから、前記所定時間Ｔを前記の時間Ｔ１に定めるのが好ましい。
図５は、モータ制御装置１０によるモータ１の制御手順を説明するためのフローチャートである。まず、マイクロコンピュータ１２は、トルクセンサ７、車速センサ８、電流検出器１１ｕ，１１ｖ，１１ｗおよびレゾルバ２による検出値を読み込む（ステップＳ１）。基本目標電流演算部１５は、検出された操舵トルクおよび車速に基づき、目標電流Ｉ*を演算する（ステップＳ２）。ｄｑ軸目標電流演算部１６は、その目標電流Ｉ*に対応するｄ軸目標電流Ｉd*とｑ軸目標電流Ｉq*とを演算する（ステップＳ３）。ｄｑ軸電流演算部１７は、検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対応するｄ軸電流Ｉdおよびｑ軸電流Ｉqを演算する（ステップＳ４）。ｄ軸目標電流Ｉd*とｄ軸電流Ｉdとから、ｄ軸偏差演算部１８ｄにおいて、ｄ軸偏差δＩdが演算され、ｑ軸目標電流Ｉq*とｑ軸電流Ｉqとから、ｑ軸偏差演算部１８ｑにおいて、ｑ軸偏差δＩqが演算される（ステップＳ５）。また、回転角速度演算部２２は、レゾルバ２によって検出されるロータ回転位置に基づいて、回転角速度ωを演算する（ステップＳ６）。
【００３７】
次に、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９において、ｄ軸電圧指令値Ｖd*とｑ軸電圧指令値Ｖq*とが演算される（ステップＳ７）。そして、電圧指令値座標変換部２０において、ｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*に対応するＵ相電機子巻線、Ｖ相電機子巻線、Ｗ相電機子巻線への印加電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*が演算される（ステップＳ８）。これらの印加電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対応するＰＷＭ制御信号がＰＷＭ制御部２１から駆動回路１３に与えられる。これより、モータ１が駆動される（ステップＳ９）。そして、制御を終了するか否かを例えばイグニッションスイッチのオン・オフにより判断し（ステップＳ１０）、終了しない場合はステップＳ１に戻る。
【００３８】
図６は、ｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*の演算手順を示すフローチャートである。まず、ｄ軸ＰＩ演算およびｑ軸ＰＩ演算によりｄ軸ＰＩ演算値Ｖdoおよびｑ軸ＰＩ演算値Ｖqoがそれぞれ求められる（ステップＳ１０１）。一方、回転角変化量演算部５０において、回転角速度ωに所定時間Ｔが乗じられて、回転角変化量θが求められる（ステップＳ１０２）。この回転角変化量θを用いて、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂにおいてｄ軸非干渉化制御量Ｄdが求められ、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂにおいてｑ軸非干渉化制御量Ｄqが求められる（ステップＳ１０３）。そして、ｄ軸ＰＩ演算値Ｖdoにｄ軸非干渉化制御量Ｄdが加算されてｄ軸電圧指令値Ｖd*が求められ、ｑ軸ＰＩ演算値Ｖqoにｑ軸非干渉化制御量Ｄqが加算されてｑ軸電圧指令値Ｖq*が求められる（ステップＳ１０４）。こうして求められたｄ軸電圧指令値Ｖd*およびｑ軸電圧指令値Ｖq*が出力される。
【００３９】
以上のように、この実施形態によれば、電圧指令値Ｖd*，Ｖq*の更新タイミングに整合するように修正した非干渉化制御量Ｄd，Ｄqが求められ、この非干渉化制御量Ｄd，ＤqによってＰＩ演算値ＶdoおよびＶqoを補正することによって電圧指令値Ｖd*，Ｖq*が求められるようになっている。これにより、非干渉化制御量Ｄd，Ｄqを適切な値とすることができるので、モータ電流が変動的になることを抑制または防止しつつ、応答性および追従性を向上することができる。その結果、振動や異音を抑制しつつ動特性を向上できるので、電動パワーステアリング装置における操舵フィーリングを向上することができる。
【００４０】
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することも可能である。たとえば、角度変化量θは微小値であるので、sinθは微小値となる。そこで、前述の式(3)(4)の代わりに、次式(5)(6)に従って非干渉化制御量Ｄd，Ｄqを求めてもよい。これにより、演算を簡略化することができるので、マイクロコンピュータ１２の負荷を軽減できる。
【００４１】
Ｄd＝−ωＬq・Ｉqcosθ      …(5)
Ｄq＝ωＬd・Ｉdcosθ＋ωΦ  …(6)
また、前述の実施形態では、レゾルバ２でロータ回転位置を検出しているが、いわゆるセンサレス制御によってロータ回転位置を推定してもよい。そして、この推定されたロータ回転位置に基づいて回転角速度ωを演算するようにしてもよい。
【００４２】
また、ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet：表面磁石貼付型）モータなどのように、ＬｄとＬｑとの差が小さい場合には、Ｌｄ＝Ｌｑとして非干渉化制御量等を演算してもよい。
【００４３】
また、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置の駆動源としてのモータに本発明が適用された例について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外の用途のモータの制御に対しても適用が可能である。とくに、サーボ系で応答性や追従性が要求される用途でのモータトルク制御に応用すると効果的である。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。
【図２】ｄｑ軸電圧指令値演算部の詳しい構成を説明するためのブロック図である。
【図３】ｄ軸非干渉化制御量およびｑ軸非干渉化制御量の演算を説明するための図である。
【図４】電流値取得および電圧指令値更新の各タイミングを例示する図解図である。
【図５】モータ制御装置によるモータの制御手順を説明するためのフローチャートである。
【図６】ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の演算手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００４５】
１…モータ、２…レゾルバ、１０…モータ制御装置、１１…電流検出部、１２…マイクロコンピュータ、５１…ｄ軸電圧指令値演算部、５１ｃ…ｄ軸加算部、５２…ｑ軸電圧指令値演算部、５２ｃ…ｑ軸加算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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