(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサ型変圧器（ＣＶＴ）の過渡誤差を補償する方法であって、
一連のデジタル符号化されたサンプルによりＣＶＴ（１００）の生出力電圧（６０５）を表すステップ、
前記ＣＶＴ（１００）の等価回路図に基づいて設計されたデジタルフィルタ（６０８）を作成するステップ、
前記デジタルフィルタ（６０８）により前記生出力電圧（６０５）をフィルタリングするステップ、
前記ＣＶＴ（１００）の等価回路図（２００）の複数のモデルパラメータを決定するステップであって、各モデルパラメータが、前記等価回路図（２００）の抵抗、インダクタンス及びコンデンサ容量のうちの少なくとも２つの関係に基づいて決定される、前記複数のモデルパラメータを決定するステップ、
複数のデジタルフィルタ係数を決定するステップであって、前記複数のデジタルフィルタ係数が、監視されたシステム障害に応答して決定され、各デジタルフィルタ係数が、前記ＣＶＴの基本周波数と前記複数のモデルパラメータの少なくとも１つに基づいて決定される、前記複数のデジタルフィルタ係数を決定するステップ、
を含む、前記過渡誤差を補償する方法。
【請求項２】
少なくとも３つの未知パラメータが前記ＣＶＴ（１００）の前記等価回路図（２００）における前記ＣＶＴ（１００）を表すことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＣＶＴ（１００）の少なくとも一つの自己整定されたパラメータが前記方法を実行する装置に記憶され、装置の操作者に対し表示されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記等価回路図（２００）の前記複数のモデルパラメータが監視された複数のシステム事象に基づいて決定され、
前記デジタルフィルタ係数が以下のステップを繰り返すことにより自己整定される、請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
波形の集合を選択するステップ、
前記複数のデジタルフィルタ計数の現在の集合を使用して、補正されたＣＶＴ信号を算出するステップ、
選択された前記波形の集合と前記補正されたＣＶＴ信号との誤差を算出するステップ。
【請求項５】
前記ＣＶＴ（１００）の前記推定パラメータにおける履歴値（１２５５）からの逸脱が、前記ＣＶＴ（１００）の起こりうる劣化故障を合図するために用いられることを特徴とする、請求項１乃至４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
演算装置で使用可能なコンピュータで読み取りが可能な媒体を含む製造品であって、前記媒体には一連の命令が記憶され、前記演算装置により実行されると、前記演算装置にコンデンサ型変圧器（ＣＶＴ）の過渡誤差を補償させ、前記ＣＶＴ過渡誤差補償が、
一連のデジタル符号化されたサンプルによりＣＶＴ（１００）の生出力電圧６０５を表し、
前記ＣＶＴ（１００）の等価回路図に基づいて設計されたデジタルフィルタ（６０８）を作成し、
前記デジタルフィルタ（６０８）を使って前記生出力電圧（６０５）をフィルタリングし、
前記ＣＶＴ（１００）の等価回路図（２００）の複数のモデルパラメータの決定であって、各モデルパラメータが、前記等価回路図（２００）の抵抗、インダクタンス及びコンデンサ容量のうちの少なくとも２つの関係に基づいて決定される、前記複数のモデルパラメータを決定し、
複数のデジタルフィルタ係数の決定であって、前記複数のデジタルフィルタ係数が、監視されたシステム障害に応答して決定され、各デジタルフィルタ係数が、前記ＣＶＴの基本周波数と前記複数のモデルパラメータの少なくとも１つに基づいて決定される、前記複数のデジタルフィルタ係数を決定することを特徴とする、コンピュータで読み取り可能媒体を含む、前記製造品。
【請求項７】
少なくとも３つの未知パラメータが前記ＣＶＴ（１００）の前記等価回路図（２００）における前記ＣＶＴ（１００）を表すことを特徴とする、請求項６に記載の製造品。
【請求項８】
前記デジタルフィルタ（６０８）が前記ＣＶＴ（１００）の少なくとも一つのパラメータに整定されることを特徴とする、請求項６に記載の製造品。
【請求項９】
前記等価回路図（２００）の前記複数のモデルパラメータが監視された複数のシステム事象に基づいて決定され、
前記デジタルフィルタ係数が以下のステップを繰り返すことにより自己整定される、請求項６乃至８のいずれかに記載の製造品。
波形の集合を選択するステップ、
前記複数のデジタルフィルタ計数の現在の集合を使用して、補正されたＣＶＴ信号を算出するステップ、
選択された前記波形の集合と前記補正されたＣＶＴ信号との誤差を算出するステップ。
【請求項１０】
前記ＣＶＴ（１００）の前記推定パラメータにおける履歴値（１２５５）からの逸脱が、前記ＣＶＴ（１００）に起こりうる劣化故障を合図するために用いられることを特徴とする、請求項６乃至９のいずれかに記載の製造品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサ型変圧器（ＣＶＴ）から電圧を受け取る際、保護継電の目的で行う電圧信号のデジタル測定に関し、特に電圧測定による保護機能のダイナミック確度改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
保護継電器は、故障電力システムの識別および切り離しのために設計された装置である。主な故障は絶縁破壊（障害）であり、システム電圧変化および／または電流変化の原因となる。電力システムにおいて、保護継電器は通常、電力システムの特定部分の故障検出用に設けられる。なお、これら電力システムの特定部分は一般的に、領域と称される。保護継電器は、短絡対策となるが、その特定領域内の故障以外の事象には全く対応しない。また、電力システム障害が長引くほど、電力システム全体の安定性低下の可能性が高まる。従って、その領域内で発生した障害を可能な限り短時間で正しく識別するよう、保護継電器を設計および構成する必要がある。
【特許文献１】米国特許第６，４２０，８７５号公報
【特許文献２】米国特許第５，７０３，７４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来、マイクロプロセッサを用いた電力システム保護装置は、入力電流および／または入力電圧を一定の時間間隔でサンプリングした後、これら選択された信号特性（例えば、等級、アングル、時間導関数、調波等）をデジタル的に抽出し、さらに前記信号特性をその他の抽出結果または閾値と比較することで機能する。計器用変圧器は、保護継電器を電力システムから切り離し、信号を前記継電器の電子回路が処理できるレベルまで減少させるために用いられる。高圧および超高圧の電力システムにおいて、しばしばＣＶＴを用いて電圧を数十万ボルトの範囲（一次電圧レベル）から数十ボルト（二次電圧レベル）へ減少させてから、電圧信号を保護継電器へ供給する。ＣＶＴは通常、磁気変圧器よりも安価であるが、二次電圧に変換する際、電圧信号に特異な過渡特性を付与する傾向があり、保護継電器の故障原因となっている。
【０００４】
ＣＶＴが原因の過渡状態は比較的大規模で長時間持続することが多い。この性質は電源インピーダンス比（ＳＩＲ）が高い伝送線の保護に特に大きな影響を与える。ここで、ＳＩＲとは、システム等価インピーダンスと継電到達インピーダンス間の比である。高いＳＩＲ下では、回線障害中の一次電圧は非常に低い。適切な電圧信号は距離継電器を適切に動作させる要であるが、電力システムに存在しない一方ＣＶＴにより発生する過渡成分によって著しくひずむ。
【０００５】
前記ＣＶＴ過渡状態は通常、減衰ＤＣ成分を有するが減衰振動成分も有し得る。周知のフーリエアルゴリズムを電圧測定に用いる（マイクロプロセッサを用いた継電器では典型的である）場合、前記ＣＶＴによる過渡状態が原因となり、電圧等級が著しく低く推定され、継電器の障害識別性能に悪影響を与えることがある。保護継電器には通常、ＣＶＴ過渡状態をある程度まで処理できる機構が含まれている。また、既知の方法には、継電器の障害検出領域のアダプティブディレイまたは動的縮小の導入が含まれている。
【０００６】
ＣＶＴ過渡状態を処理する他の方法として、ＣＶＴ伝達関数の逆関数をフィルタとして電圧信号路に挿入することが挙げられる。これによって、ＣＶＴにより発生するひずみを除去し、電力システムの電圧信号を正確に再生できる。ただし、この方法を最適に利用できるのは、継電器に接続された特定のＣＶＴのパラメータがフィルタ係数に反映される場合のみである。
【０００７】
従って現在、既知ＣＶＴ補正パラメータを必要とせずＣＶＴ補正フィルタを適用できる、またはフィルタ特性を常に整定することでＣＶＴの電流変化に追従できる、自己整定機構が求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明はコンデンサ型変圧器（ＣＶＴ）の過渡誤差を補償する方法に関する。前記方法は、一連のサンプルをデジタル符号化することで生のＣＶＴ出力電圧を抽出するステップ、およびＣＶＴ等価回路図を基に設計されたデジタルフィルタを構築するステップを含む。前記方法はさらに、生の出力電圧をデジタルフィルタでフィルタリングするステップ、ＣＶＴの等価回路図の未知パラメータを決定するステップ、および識別したシステム障害に応答してフィルタ係数を決定するステップを含む。
【０００９】
上述の方法に対応の製造品およびコンピュータプログラム製品を提供する。
【００１０】
本明細書に記載の他、本発明の技術により可能なさらなる特徴および利点は、特許請求の範囲に記載の発明の一部とみなされる。詳細は、説明および図面を参照のこと。
【００１１】
添付の特許請求の範囲において、発明とみなす主題を明確に主張する。前述および他の目的、特徴、および発明の利点は、添付図面と併せて以下の詳細な説明により明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の好適な実施形態について、添付図面を参照しながらより詳細に説明する。
【００１３】
本発明の例示的な実施形態を以下に詳細に説明する。開示された実施形態は、当業者によってその種々の修正や変更が明らかであるから、一例に過ぎない。
【００１４】
本発明の実施形態において、一般的なＣＶＴに共通の設計および作動原理を利用して、ＣＶＴの等価回路図を３つのパラメータモデルに簡易化する。これは、障害状態中、保護継電器の応答に悪影響を与える重大な過渡成分を含むＣＶＴの動的挙動が、３つのパラメータモデルにより特徴付けられることを意味する。さらに、前記３つのパラメータは時定数で表される。
【００１５】
本発明のさらなる実施形態において、デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタがＣＶＴからの生の出力を処理し、ＣＶＴで測定した真の電圧信号について実現可能な中で最高のレプリカを生成する。前記ＩＩＲフィルタは、前記３つのＣＶＴモデルパラメータに基づいて設計される。前記ＩＩＲフィルタによって、ＣＶＴによる重大な過渡誤差が除去されると共に、低域通過フィルタとして保護継電器に有益に機能する。さらに、ＩＩＲフィルタにはフィルタの数値安定性を保証する機構が含まれる。
【００１６】
本発明のさらなる実施形態において、前記方法を含む継電器は、前記領域に搭載されると、システム障害中、前記３つのＣＶＴパラメータを自己整定する機構を含む。前記電圧信号それぞれの重大な変化によって、前記ＣＶＴの動的特徴に伴う過渡状態が生じる。前記ＣＶＴパラメータは、前記過渡状態により推定される。本発明の自己整定技術によって、任意のＣＶＴを特徴づける前記３つのパラメータを、前記ＣＶＴのいかなる変化にも追従するよう常に整定できる。またそれによって、前記ＩＩＲフィルタの係数を整定し、前記ＣＶＴ出力電圧を最適に補正できる。
等価ＣＶＴ回路図
図１において、典型的なＣＶＴ１００を示す。ＣＶＴ１００は、Ｃ１およびＣ２で示す積層コンデンサ上に作られたコンデンサ型分圧器１０５、コンデンサ型分圧器の合計容量であるシステムの公称周波数に整定された直列リアクトル１１０、および中間電圧をさらに減少させかつ磁気遮蔽１２０を含む降圧変圧器１１５を備える。ＣＶＴ１００は、鉄共振抑制回路１２５、チョーク、過電圧保護ギャップおよび接地スイッチ１３０、ドレインチョーク、保護ギャップおよび電力線搬送装置に伴うスイッチ１３５、およびリアクトル過電圧保護ギャップ１４０を更に備える。
【００１７】
図２において、ＣＶＴ１００の電気的等価回路図２００を詳細に示す。コンデンサ型分圧器２０５をＣ１およびＣ２静電容量で、直列リアクトル２１０を抵抗（Ｒ）およびインダクタンス（Ｌ）直列リアクトル２１０で、そして降圧変圧器２１５の一次巻線および二次巻線を抵抗およびインダクタンス（ＬＴ１、ＲＴ１、ＬＴ２およびＬＴ２）で表す。さらに、変圧器の磁心２２０を、磁気インダクタンス（Ｌｍ）および磁化損失をモデル化した抵抗（ＲＦｅ）で、そして変圧器巻線の自然容量２２５をＣＴ２で表す。
【００１８】
鉄共振抑制回路２３０を、並列接続のコンデンサ（ＣｆおよびＲＣ）、およびインダクタ（ＬＦおよびＲＬ）と直列の抵抗（Ｒｆ）で表す。さらに、Ｒ０およびＬ０は、マイクロプロセッサを用いてＣＶＴから継電する際に使用する内部負荷抵抗を潜在的に含む負荷２３５を表す。なお、負荷２３５は、ＣＶＴ設計者が推定する公称負荷に比して非常に小さな負荷を生じる。図２のモデルにおけるパラメータは、共通の電圧ベースに対して算出される。前記ベースとしては、通常中間電圧ｖｉ（変圧器一次電圧）をとり、従って一次電圧（ｖ１）２４０および二次電圧（ｖ２）２４５を縮小させる。
簡素化されたＣＶＴ回路図
図２の詳細モデルにおけるパラメータの多くは、ＣＶＴ１００の動的応答にほとんど影響を与えない。よって、図３の等価回路図３００において、値を減衰させることなく多くの推定が可能である。
【００１９】
等価回路図３００において、積層されたコンデンサＣ１およびＣ２の合計容量を静電容量（Ｃ）３０５で、降圧変圧器の同調リアクトルおよび漏れインダクタンスの両方をインダクタンス（Ｌ）３１０で表す。それらを表すには、Ｒｆ、ＣｆおよびＬｆ３１５だけでよく、リアクトルおよび変圧器巻線の抵抗変圧器の静電容量およびコアの磁化と損失、そして鉄共振回路内のコンデンサの抵抗とインダクタンスは無視して良い。さらに、少なくとも最新継電器を用いる場合は、負荷インダクタンスを無視し、等価負荷抵抗（Ｒ０）３３０を考慮するだけでよい。図３の等価回路図３００のモデルにおける入力レベルは、一次電圧に合わせた中間レベル（ｖｉ）３２０、また出力は中間レベル（ｖ２）３２５に合わせた二次電圧である。シミュレーション研究から、図２の複雑なモデルに比して単純な図３において、保護継電の点で重要なＣＶＴ性能特性を保持することがわかった。
【００２０】
図３の単純なＣＶＴ１００の回路３００は、６つの未知数を含む。すなわち回路３００は、どのＣＶＴについて性能を決定するにも、前記性能において発生し得るいかなる誤差を補正するにも、６つのパラメータを必要とする。しかし、ＣＶＴはいくつかの具体的な規則に従って設計されているので、図３のモデルの自由度数が限定され、等価回路図３００のモデルはさらに単純になる。
【００２１】
まずリアクトルを、コンデンサ型分圧器からの位相ずれを補償するよう整定する。すなわち、ＬＣ共振において、Ｃと共振するＬの値をシステム基本周波数（ｆ１）に整定する。従って、ＬとＣは独立しておらず以下の境界方程式を満たす。
【００２２】
【数１】
0005198113.tif 000002
ここで、システムラジアン周波数を次式で定義する。
【００２３】
【数２】
0005198113.tif 000003
同様に、鉄共振抑制回路を、基本周波数とは異なる周波数でのみ直列抵抗Ｒｆを作動させるように整定する。したがって、ＬｆとＣｆの並列接続は基本周波数での開回路であり、第２境界方程式を生む。
【００２４】
【数３】
0005198113.tif 000004
図３の回路３００について、伝達関数を求めることができる。この伝達関数は、境界方程式１および３を使うとさらに簡素化する。
【００２５】
【数４】
0005198113.tif 000005
ここで「ｓ」はラプラス演算子であり、モデルの３つのパラメータを以下の通り定義できる。
【００２６】
【数５】
0005198113.tif 000006
【００２７】
【数６】
0005198113.tif 000007
【００２８】
【数７】
0005198113.tif 000008
式５〜７は、図３のＣＶＴ３００の性能が各パラメータにより個別に制御されないことを説明しているが、ＣＶＴ３００の性能を制御するのは異なるパラメータのある積である。境界条件（式１）、（式３）、および式５〜７の関係より、代表的なＣＶＴを３つのパラメータで表すことができる。さらに、これら３つのパラメータから、式５〜７によるＣＶＴの構造にさかのぼることができる。本発明の実施形態の範囲内において、これらのパラメータは、自己整定の際観測した二次電圧から自動的に回復する。
ＣＶＴ過渡状態補正用デジタルフィルタ
図４は、障害状態でのＣＶＴのサンプル応答を示す。高圧波形がピーク値のとき、急激な電圧低下の原因となる障害が発生した。実電圧を一点鎖線で表し、ＣＶＴ出力を実線で表す。実電圧信号と比較してＣＶＴ出力信号の極性さえ反転する程の、電力周波数の著しい過渡誤差が最初の２〜３サイクルで発生する。
【００２９】
同様に、図５はＣＶＴのサンプル応答を示すが、電圧波形がゼロと交差するとき発生する障害についてである。この場合は、より高い誤差が生じる。例えば、障害内のおよその０．２サイクルで、実電圧はおよそ−５Ｖ程度で、一方ＣＶＴ出力電圧はほぼ−６０Ｖである。このように１０倍の誤差が１〜２電力サイクル持続するによって、保護継電器に深刻な問題が生じる。
【００３０】
なお、図４および５間で過渡誤差の性質が異なることに留意しなければならない。これは、図２または３の回路力率が、障害の発生した時間により異なるからである。しかし、障害および電圧崩壊前の状態がわかれば、過渡関数式４には過渡特性についての全情報が含まれる。従って、この伝達関数によって、過渡ステップを「反転させ」、生じ得る誤差パターン全てを補正できる。
【００３１】
なお、この補正は乗法的または加法的に可能である。前者においては、ＣＶＴの出力電圧を、出力が補正一次電圧であるライナーフィルタを使って処理する。後者においては、ＣＶＴの出力電圧を、出力がＣＶＴの生の出力に加えられた補正一次電圧を取得する、異なるライナーフィルタを使って処理する。
【００３２】
図６に示す方法において、ＣＶＴの生の出力ｖＡ６０５に基づいてフィルタリングされた（ＣＶＴ過渡状態について補正された）電圧ｖＡｆ６２０が生じる。指標Ａは３位相装置（ＡＢＣ）の第１位相のことである。残り２つの位相ＢおよびＣにも同一の処理を行う。補正電圧が、生の電圧および動的補正値の合計として得られる。
【００３３】
【数８】
0005198113.tif 000009
定常状態の間の補正値はゼロで、過渡状態の間はＣＶＴ誤差を相殺する値をとる。補正信号ｖＡ_ＣＶＴは以下の伝達関数を有するフィルタの出力として算出される。
【００３４】
【数９】
0005198113.tif 000010
式９の伝達関数には、余剰信号を追加したＣＶＴの生の出力を与え、数値計算の安定性を保証する。
【００３５】
【数１０】
0005198113.tif 000011
式９で与えられる１次フィルタは、漸近的にのみ安定している、すなわちゼロ極（０）を有することから、数値安定性が懸念される。換言すれば、式９のフィルタを用いるＣＶＴを補正するには積分が必要である。計算精度または使用回路の精度に限界があるので、数値積分器またはアナログ積分器の精度が不安定になり易いが、実際には数値安定性に全く問題が無いことを保証しなければならない。
【００３６】
本発明の実施形態において、定常状態で補正信号はゼロであることを考慮に入れ、式１０によるフィルタ入力から減じた余剰信号が比例積分（ＰＩ）制御装置から生じる。図６のＰＩ制御ループ６１０は、数値精度やその他の生じ得る問題に関係なく、ＣＶＴフィルタの出力６１５を平均してゼロに維持することを保証する。
【００３７】
解決すべき更なる問題として、補正伝達関数（数９）が４次の分子および３次の分母を有することが挙げられる。これは、ＣＶＴへの入力信号再生の１次設計目標がＣＶＴの出力からなので理解できるが、出力されたＣＶＴ信号に注入された高圧成分が結合、数値ノイズ等を介し増幅する。この結果は望ましいものではない。本発明の実施形態において、理想的補正伝達関数（式９）を低域通過フィルタを付加することで変更できる。低域通過フィルタの一例として、２次バターワースフィルタがある。
【００３８】
【数１１】
0005198113.tif 000012
ここで、低域通過フィルタの遮断周波数ｆＣは、補正電圧への印加によって設定され、通常数百Ｈｚである。数１１におけるラジアン遮断周波数は以下のとおり。
【００３９】
【数１１ａ】
0005198113.tif 000013
数値不安定性を回避するために、他のステップをとる。伝達関数（式９または１１）のゼロ極をゼロ（０）から安定位置に向かって任意の設計パラメータαによって移動すると、性能に著しい影響を与えることなく、図６について以下のＣＶＴフィルタ伝達関数を生む。
【００４０】
【数１２】
0005198113.tif 000014
式１２のフィルタにおいて、システムの公称周波数（ω１）と設計パラメータ（αおよびωＣ）は既知であるが、モデルの３つの自由度（ＴＸ、Ｔ１およびＴ２）により定義されるＣＶＴ特性は未知として処理される。いかなるＣＶＴに対する３つの未知数も回復する自己整定方法によって、式１２の一般形式を有する、考えられるフィルタの一群から一致したフィルタを可能にする。
【００４１】
デジタル装置において実行を可能にするには、まず連続時間領域解（式１２）を実行数値に変換しなければならない。デジタル信号処理の当業者であれば、このステップを容易に行うことができる。以下の実行式を例示的に利用する。
デジタルサンプリング時間ｋにおけるＩＩＲフィルタからの出力信号６１５は以下のとおり算出される。
【００４２】
【数１３】
0005198113.tif 000015
フィルタの係数は以下のとおり。
再帰的部分
【００４３】
【数１４ａ】
0005198113.tif 000016
【００４４】
【数１４ｂ】
0005198113.tif 000017
【００４５】
【数１４ｃ】
0005198113.tif 000018
【００４６】
【数１４ｄ】
0005198113.tif 000019
【００４７】
【数１４ｅ】
0005198113.tif 000020
ここで、
【００４８】
【数１５ａ】
0005198113.tif 000021
【００４９】
【数１５ｂ】
0005198113.tif 000022
【００５０】
【数１５ｃ】
0005198113.tif 000023
【００５１】
【数１５ｄ】
0005198113.tif 000024
【００５２】
【数１５ｅ】
0005198113.tif 000025
【００５３】
【数１５ｆ】
0005198113.tif 000026
【００５４】
【数１５ｇ】
0005198113.tif 000027
非再帰的部分
【００５５】
【数１６ａ】
0005198113.tif 000028
【００５６】
【数１６ｂ】
0005198113.tif 000029
【００５７】
【数１６ｃ】
0005198113.tif 000030
【００５８】
【数１６ｄ】
0005198113.tif 000031
【００５９】
【数１６ｅ】
0005198113.tif 000032
【００６０】
【数１６ｆ】
0005198113.tif 000033
ここで、
【００６１】
【数１７ａ】
0005198113.tif 000034
【００６２】
【数１７ｂ】
0005198113.tif 000035
【００６３】
【数１７ｃ】
0005198113.tif 000036
【００６４】
【数１７ｄ】
0005198113.tif 000037
【００６５】
【数１７ｅ】
0005198113.tif 000038
【００６６】
【数１７ｆ】
0005198113.tif 000039
図７は、式１３〜１７によるＩＩＲフィルタ６０８の実行を示す。ｚ−１演算子は１サンプリング周期ごとの時間遅延を示す。ＰＩ制御装置６１０は実行を完了する。まず、フィルタ６０８の出力電圧６１５中の直流成分が算出される。この信号６１５はＰＩ制御装置への入力である。
【００６７】
【数１８】
0005198113.tif 000040
ここで、Ｎ１は１動力サイクルにおけるサンプルの数である。
定常状態の間は加法的補正を必要としない、あるいは、ＣＶＴフィルタによって生じないので、この値はゼロに近づくこととする。全ての信号が周期性波形であり１周期合計で平均化するので、わずかな誤差でも式１８の値はゼロに近づく。
安定性制御ループが各ＮＰＩ電力サイクルで作動する場合、補正信号ＶＡ_ＰＩは以下の通り算出される。
【００６８】
【数１９ａ】
0005198113.tif 000041
ここで、ｊを制御装置のサンプリングステップに対する指標（ｊは、ＮＰＩ電力システムサイクルだけ離れた時間モーメントに対するポインタである）とすると、
【００６９】
【数１９ｂ】
0005198113.tif 000042
【００７０】
【数１９ｃ】
0005198113.tif 000043
増幅率が以下の通り選択される。
【００７１】
【数１９ｄ】
0005198113.tif 000044
【００７２】
【数１９ｅ】
0005198113.tif 000045
図８は、ＰＩ制御装置６１０の出力６０４を算出するステップを示す。
【００７３】
図９および１０は、それぞれ最大値およびゼロ交差における障害のＣＶＴ補正器への影響について詳細に示すグラフである。実線は生のＣＶＴ出力電圧（９０５、１００５）、一点鎖線は障害（９１０、１０１０）を示す理想電圧、そして点線は補正されたＣＶＴ電圧（９１５、１０１５）を示す。補正されたＣＶＴ出力（９１５、１０１５）を示す点線が、生のＣＶＴ出力（９０５、１００５）よりも理想信号（９１０、１０１０）を示す実線と、振幅の順により良く一致することがわかる。特に、極性とゼロ交差がはるかに良く表されており、短時間で保護を適用するための電圧信号の印加が改善している。
【００７４】
上述したように、ＣＶＴ補正を達成するにはモデルにおける３つのパラメータ（ＴＸ、Ｔ１およびＴ２）の正確な値が必要であり、これらは以下に説明するとおり自己整定パラメータである。
自己整定パラメータ
自己整定パラメータの一般概念は、ＣＶＴ過渡状態を発生させるシステム事象による。一般のシステム識別理論において、伝達関数、パラメータまたは他の等価システム記述を識別するには与えられたシステムの入力と出力の両方を必要とする。ＣＶＴの場合、ＣＶＴを識別する目的で入力（１次）電圧を測定することができない。しかし、この電圧をいくつかの事象タイプについて合理的に概算してもよい。これら事象とは、伝送線をサーキットブレーカの線路側に設置されたＣＶＴと通電させること、伝送線とサーキットブレーカの線路側に設置したＣＶＴの通電を止めること、および高電圧を低く安定した値へ下げる近接障害である。
伝送線をサーキットブレーカの線路側に設置されたＣＶＴと通電させる場合、事象前電圧はゼロで、回線切り替え時に遡って算定されたＣＶＴの定常状態出力電圧から事象後電圧を概算できる。
伝送線とサーキットブレーカの線路側に設置したＣＶＴの通電を止める場合、事象前電圧は直接測定した定常状態ＣＶＴ出力電圧で、事象後電圧は少なくとも基本周波数成分の点でゼロである。分路リアクトルを有する長い線路上では、線路容量と分路リアクトルの放電が原因の高電圧における大規模かつ長時間の過渡状態のゆえに、この区分をＣＶＴの識別に容易に使うことができない。
高電圧を低く安定した値へ下げる近接障害の区分は、１次ＣＶＴ出力についての仮定が真実であるということを確認するための事象後電圧の十分な分析をした後で使用できる。
【００７５】
いずれの場合でも、本発明の方法による装置の設置後に起こる多数の過渡状態で理想ＣＶＴ出力電圧を実現できる。多数の安全条件を、選択された事例が使用上十分に安全である、つまり、理想出力についての仮定が合理的な確実性をもって真実であるということ確認するために適用することができる。図１１は、アルゴリズムの自己整定に使用できる過渡状態のサンプルを表す。０．５サイクルと２．５サイクル間の２−電力−サイクル期間がフィルタの整定用に選択される。第１の０．５サイクルは、一次電圧に伴う過剰過渡状態を有するということで拒絶される。システム障害が後にすぐ解消されて障害の解消に関連する新たな過渡状態を発生させると仮定すれば、枠は２．５サイクルで閉じる。中間の２サイクルでは、真実のＣＶＴ出力は合理的な精度で既知である。この電圧は、フーリエ変換を２サイクルの枠とともに使うことにより良く概算することができる。周知のフーリエアルゴリズムにより、真のＣＶＴ出力における基本周波数成分を推定することができ、この信号での他の高圧成分を拒絶する。これは、後者が式１２により低域通過フィルタとして作動するので、本発明によるＣＶＴフィルタの応答を一致させる場合に十分あるいはむしろ有益である。
【００７６】
２次ＣＶＴ出力のフーリエ推定値を得た後、この推定値は真のＣＶＴ信号の代表として使用され、純粋な正弦波がフーリエ推定器からの規模および角度情報に基づいて発生する。次に、差分信号が補正されたＣＶＴ出力と理想ＣＶＴ出力間で算出される。もし、ＣＶＴ補正器の設計で使用された３つのＣＶＴパラメータが完全であれば、一致状態は非常に良好である。もし、使用されたパラメータが特定のＣＶＴの動作を反映しないと、理想および補正ＣＶＴ信号の間で不一致がある。
【００７７】
図１２は、自己整定アルゴリズム１２００の簡素化されたブロック図である。まず、実ＣＶＴ１２１０がその１次（入力）電圧ｖＡ１１２０５に応答して出力電圧ｖＡ１２１５を発生させる。後者信号はアナログデジタル変換器１２２０を介しデジタル化される。次に、補正アルゴリズム１２３０（上述の）が実行されて補正出力ｖＡｆ１２３５を生みだす。この信号は、今度従来の２−サイクルフーリエ変換１２４０を使って処理される。推定フェーザに基づいて理想電圧波形ｖＡｉｄｅａｌ１２４５が発生する。次に、補正されたＣＶＴ出力および理想ＣＶＴ出力１２５０を減算することで誤差信号を生みだす。誤差は、ＣＶＴ補正器（ＴＸ、Ｔ１およびＴ２）１２６５を設計するために使用されるＣＶＴパラメータの関数である。誤差信号は、誤差を最小にするために３つのパラメータを整定する最適化ルーチン（１２５５、１２６０）への入力である。与えられたシステム事象に対する誤差を最小にする３つのパラメータの集合が、求められる解である（後述するように、更なるチェックと後処理の対象となる）。
【００７８】
最適化問題への一つの解を以下に説明する。モデルの３つの未知パラメータを推定することが望ましい。
【００７９】
【数２０】
0005198113.tif 000046
一つの方法は、単にモデルとシステム事象中に観察された波形間の最良適合に対する３次元パラメータ空間を探すことである。
記号は以下の通りである。
ｔｋ：ｋ番目のシステム事象の継続時間（２サイクル等）
yｋ（ｔ）＝ｖＡideal（ｔ）：フーリエ変換を使って推定されたｋ番目の事例に対する理想ＣＶＴ出力
yｋ（ｔ，Ｔ）＝ｖＡｆ（ｔ）：ＣＶＴフィルタに対するＴの値を使ったｋ番目の事例に対する推定ＣＶＴ出力
各事例に対し、およびある与えられたパラメータの集合で、ＣＶＴと補正アルゴリズムの組み合わせをシミュレーションして、理想に近い値を出すであろう推定波形に到達することができる。
【００８０】
理想と実波形間の差の積分二乗を最小にする未知パラメータの値を選択したい。形式上、以下の二乗誤差を最小にしたいと思う。
【００８１】
【数２１】
0005198113.tif 000047
まず、理想および推定波形間の差の二乗を積分して全ての可能事例にわたり合計することで、数２１を実行する。結果は、モデルパラメータの特定集合に対する不一致の二乗の代表である。
【００８２】
数２１を使って最良適合を定める方法がいくつかある。いずれも、パラメータ値の範囲に広がる離散３次元グリッドにわたる強力グローバル検索を行ない、パラメータの各集合に対して推定し（数２１）、そしてその集合を二乗誤差の最小値とともに選択することで、同様に開始する。グリッドは各パラメータにつきおよそ（１０）個の値で、合計１０００ポイントを評価するにはかなり粗い恐れがある。粗検索の結果は、合理的に最適に近いポイントとなり、これはより正確な推定値への出発点として使うことができ、微細グリッドまたは計算のいずれかを使って行なうことができた。
【００８３】
微細グリッド法において、サブグリッドは第１検索で識別したポイントに隣接した元のグリッドの（８）個の立方体を小分割することで形成され、検索がそのグリッドに繰り返される。この微細グリッド法は、繰り返し適用して望むだけ拡大することができる。
【００８４】
他の方法は、数２１の特性利用する計算を使って、粗検索で識別したポイントに対する整定を求めることである。
最良適合Ｔ０において、二乗誤差の勾配はゼロである。
【００８５】
【数２２】
0005198113.tif 000048
数２１を数２２に代入して解に対する基を求める。
【００８６】
【数２３】
0005198113.tif 000049
粗検索後に数２３で表されるものに近い量を持つことに注目することから始める。テイラー展開を使って小ギャップを埋めることができる。隣接グリッド点で有するものを使い、モデルパラメータに関する波形およびその勾配の両方の推定が必要である。
【００８７】
【数２４】
0005198113.tif 000050
yｋ（ｔ：Ｔ?）は、Ｔ?における第ｋ番目の推定ＣＶＴ入力圧力である。
▽yｋ（ｔ：Ｔ?）は、Ｔ?における第ｋ番目のＣＶＴ入力圧力勾配である。
l, m, nは、近似最適格子点の指数である。
準最適グリッド点の補正を算出して真の最適値を求める必要がある。
【００８８】
【数２５】
0005198113.tif 000051
これは、利用できるグリッド点の周辺にテイラー展開を使うことによって行うことができる。
【００８９】
【数２６】
0005198113.tif 000052
式２６を式２３に代入して以下を求める。
【００９０】
【数２７】
0005198113.tif 000053
ここで、Ｈ行列が以下により与えられる。
【００９１】
【数２８】
0005198113.tif 000054
式２７に対する解は以下のとおり。
【００９２】
【数２９】
0005198113.tif 000055
Ｈ−１は、マトリックスＨの逆数である。
【００９３】
二乗誤差に対する数式の形のゆえ、Ｈ行列は安定しておりまた可逆である。式２９は最適値に非常に近い解を生むので繰り返す必要がない。実行を完了するのに残されているものは、式２８と２９に表れる各波形推定値の３つの偏導関数に対する近似式を展開することである。偏導関数そのものは波形であることに留意されたい。
【００９４】
【数３０】
0005198113.tif 000056
上記の自己整定問題に対する解は例示にすぎず、その他の変形からも同様に好結果が生じる。いずれの場合も、自己整定は以下のステップよりなる。
１．合理的に正確な真のＣＶＴ信号が求められる波形の集合を選択するステップ。
２．フィルタパラメータの現在の集合Ｔを使って、補正されたＣＶＴ信号を算出するステップ。
３．理想および補正波形間の誤差を算出するステップ。
４．ステップを繰り返して、理想および補正波形間の誤差を最小にするステップ。
【００９５】
多くの場合、粗検索で十分である。粗検索が一度行われると、上述した方法によりステップの速度を上げることができる。自己整定ステップは多くの方法で実行することができる。特に、最適化において、自己整定手順で使うのに適したシステム事象のそれぞれの新しい事例を自動的に集めまた含むという方法を設定できる。また、未知のＣＶＴパラメータの値に関してある信頼水準に達した後に新たな事例を加えるのを停止するという方法を設定できる。
【００９６】
さらに、先のシステム事象が理想および補正値間で非常に良好な一致を提示しさえすれば、保護を目的としたフィルタを実際に使用するという方法を設定できる。
【００９７】
さらに、種々のシステム事象間で最良適合ＣＶＴパラメータの値を監視することができる。著しい変化を、補正器を保護目的で使えないように、および／または、ＣＶＴ自身の考えられる劣化故障を含む問題を知らせる警報を設定するために使うことができる。
【００９８】
上記の簡単な説明において、続く詳細な説明をより良く理解できるように、また、技術への現貢献が一層理解できるよう、本発明のより重要な特徴を幅広く説明している。以下に説明し添付した特許請求の範囲の主題のための、発明の追加的特徴があるのはもちろんである。
【００９９】
本発明は、ソフトウエア、ファームウエア、ハードウエアまたはその組み合わせにおいて適用可能である。
【０１００】
ここで表した流れ図は例示に過ぎない。ここで説明されている図面またはステップ（あるいは作用）には、本発明の精神から逸脱することなく多くの改変が可能である。例えば、ステップが異なる順序で行なわれてもよいし、ステップが加えられ、削除されまたは変更されてもよい。これら変形は全て、特許請求の範囲に含まれる。
従って、当業者には、発明の開示の基礎となる概念をいくつかの本発明の目的を実施するための他の構成、方法、およびシステムを設計する基礎として容易に利用できることが理解されよう。従って、特許請求の範囲の記載が、本発明の精神および範囲を逸脱しない限りそのような等価構造を含むとみなされるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】代表的なコンデンサ型変圧器の主要部品を示す図である。
【図２】典型的なＣＶＴ構造における詳細な等価回路図である。
【図３】ＣＶＴの過渡応答に最も影響を与える成分と共に簡易化した等価論理図を示すものである。
【図４】電圧測定の過渡精度へのＣＶＴ過渡状態の影響、すなわち電圧波形のピークで発生する回線障害を示す図である。
【図５】電圧測定の過渡精度へのＣＶＴ過渡状態の影響、すなわち電圧波形のゼロ交差で発生する回線障害を示す図である。
【図６】電圧フィルタの全体を示す図である。
【図７】電圧フィルタのＩＩＲ部分を示す図である。
【図８】電圧フィルタの数値安定性部分を示す図である。
【図９】電圧フィルタリングの有効性、すなわち電圧波形のピークで発生する回線障害を示す図である。
【図１０】電圧フィルタリングの有効性、つまり電圧波形のゼロ交差で発生する回線障害を示す図である。
【図１１】フィルタの自己整定部分のデータ窓選択を示す図である。
【図１２】フィルタの自己整定部分全体を示す図である。
【符号の説明】
【０１０２】
１００  コンデンサ型変圧器
１０５  分圧器
１１０  直列リアクトル
１１５  降圧変圧器
１２０  磁気遮蔽
１２５  鉄共振抑制回路
１３０  チョーク、過電圧保護ギャップおよび接地スイッチ
１３５  ドレインチョーク、保護ギャップおよびスイッチ
１４０  リアクトル過電圧保護ギャップ
２００  ＣＶＴ１００の電気的等価回路図
２０５  コンデンサ型分圧器
２１０  直列リアクトル
２１５  降圧変圧器の一次巻線および二次巻線
２２０  磁心
２２５  変圧器巻線の自然容量
２３０  鉄共振抑制回路
２３５  Ｒ０およびＬ０
２４０  一次電圧（ｖ１）
２４５  二次電圧（ｖ２）
３００  等価回路図
３０５  容量（Ｃ）
３１０  インダクタンス（Ｌ）
３１５  Ｒｆ、ＣｆおよびＬｆ
３２０  ｖｉ
３２５  ｖ２
３３０  等価負荷抵抗（Ｒ０）
６０４  ＰＩ制御装置の出力
６０５  ｖＡ
６０６  ｖＡｌＮ
６０８  ＩＩＲフィルタ
６１０  ＰＩ制御ループ
６１５  ＣＶＴフィルタの出力
６２０  ｖＡｆ
９０５  ＣＶＴ出力
９１０  定常状態出力
９１５  補正出力
１００５  ＣＶＴ出力
１０１０  定常状態出力
１０１５  補正出力
１２００  自己整定アルゴリズム
１２０５  ｖＡ１
１２１０  ＣＶＴ
１２１５  ｖＡ
１２２０  アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器
１２２５  ｖＡ（ｋ）
１２３０  ＣＶＴ補正アルゴリズム
１２３５  ｖＡｆ
１２４０  フーリエ変換
１２４５  ｖＡｉｄｅａｌ
１２５０  ＣＶＴ出力
１２５５  最適化ルーチン
１２６０  最適化ルーチン
１２６５  ＣＶＴ補正器
【図１】
0005198113.tif 000057
【図２】
0005198113.tif 000058
【図３】
0005198113.tif 000059
【図４】
0005198113.tif 000060
【図５】
0005198113.tif 000061
【図６】
0005198113.tif 000062
【図７】
0005198113.tif 000063
【図８】
0005198113.tif 000064
【図９】
0005198113.tif 000065
【図１０】
0005198113.tif 000066
【図１１】
0005198113.tif 000067
【図１２】
0005198113.tif 000068