(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三角波を発生する三角波発生器と、前記三角波と多相電圧指令とを比較器で比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調器と、前記ＰＷＭ信号に基づいて電力増幅するインバータと、を有した複数ｎ軸の多相ＰＷＭアンプと、
全ての前記多相ＰＷＭアンプに対して共通に接続され直流母線電圧Ｖｃｃを出力する直流電源と、
全ての前記三角波発生器から出力される前記三角波を互いに同期させる同期回路と、
前記直流電源電圧Ｖｃｃまたは前記多相電圧指令に基づいたバイアス信号を生成するバイアス生成器と、
前記多相電圧指令のそれぞれの相電圧指令に、前記バイアス信号を加算して前記多相電圧指令として出力するバイアス回路と、を備え、
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合と前記複数ｎ軸が３軸以上（ｎ≧３）の場合とで、異なる前記バイアス信号を生成することを特徴とする多軸電動機制御装置。
【請求項２】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が３軸以上（ｎ≧３）の場合、１軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−Ｖｃｃ／（ｎ＋１）、２軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−２×Ｖｃｃ／（ｎ＋１）、ｋ軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−ｋ×Ｖｃｃ／（ｎ＋１）、ｎ軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−ｎ×Ｖｃｃ／（ｎ＋１）である前記バイアス信号を生成することを特徴とする請求項１記載の多軸電動機制御装置。
【請求項３】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合、１軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／４、２軸目のＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／４である前記バイアス信号を生成することを特徴とする請求項１記載の多軸電動機制御装置。
【請求項４】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合、１軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−多相電圧指令の最大値、２軸目のＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／２＋多相電圧指令の最小値である前記バイアス信号を生成することを特徴とする請求項１記載の多軸電動機制御装置。
【請求項５】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合、前記多相電圧指令の振幅が所定値以下の際に１軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／４、２軸目のＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／４である前記バイアス信号を生成し、前記所定値を超えた際に一方のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−多相電圧指令の最大値、他方のＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／２＋多相電圧指令の最小値である前記バイアス信号を生成することを特徴とする請求項３記載の多軸電動機制御装置。
【請求項６】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合、前記三角波の所定周期ごとに１軸目のＰＷＭアンプと２軸目のＰＷＭアンプへの前記バイアス信号を、交互に交換することを特徴とする請求項３または４に記載の多軸電動機制御装置。
【請求項７】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合、一方のＰＷＭアンプが力行で他方のＰＷＭが回生のときは、前記バイアス信号をゼロにすることを特徴とする請求項３または４に記載の多軸電動機制御装置。
【請求項８】
前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が３軸（ｎ＝３）の場合、１軸目のＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−多相電圧指令の最大値、２軸目のＰＷＭアンプがゼロ、３軸目のＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／２＋多相電圧指令の最小値である前記バイアス信号を生成することを特徴とする請求項１記載の多軸電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同一の直流電源に多軸接続されるＰＷＭアンプに関する。  
【背景技術】
【０００２】
図１は共通の直流電源にｎ軸のＰＷＭアンプを接続したブロック図であり、この図でｎ＝２で三角波同期信号を使用しないものが従来の例である。図２はＰＷＭアンプの制御回路の構成を示したもので、この図のバイアス信号の無いものが従来の例である。図３は１台のＰＷＭアンプの入力電流の例である。図２の制御回路で各相の上下トランジスタをオンオフすることで、図３のような各相の電圧出力となり、相間の出力電圧に位相差があるところで入力電流が流れる。図４、図５が従来の２軸のＰＷＭアンプの合計入力電流である。２台の三角波が同期してないため、４図のように電流のピークおよび実効値が大きくなったり、５図のように小さくなったりして、平均として常に５図の状態と較べて大きい。これに対して三角波を同期させ、さらに２台の三角波の位相をずらして常に５図のようにしているものが特許文献１に開示されている。図１０は特許文献１に開示されているブロック図である。バッテリＶｂと電流平滑用コンデンサＣからなる電源に、３相ブリッジ回路１０１Ａと１０１Ｂが並列に接続される。各ブリッジ回路は駆動回路１１１Ａ、１１１ＢからのＰＷＭ信号に従って動作し、電力変換して第１モータ１２５Ａ、第２モータ１２５Ｂを駆動する。三角波発生器１０７、１０８は、９０°の位相差を有する三角波ＴＲ１、ＴＲ２を発生する。両モータがともに力行または回生運転時に、第１モータを駆動するＰＷＭ信号は三角波ＴＲ１、第２モータを駆動するＰＷＭ信号は三角波ＴＲ２に基づいて作成される。両三角波信号の位相差により各ブリッジ回路で発生するリプル電流の位相は１８０°ずれ、互いに打ち消し合って電流平滑用コンデンサＣに流れるリプル電流を小さく抑えることができるというものである。
【特許文献１】特開２００２−３００８００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来は、２軸の三角波をずらすため、タイマ回路が必要であり回路規模が大きくなってしまうという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、回路規模を大きくせずに、入力電流のピーク値や実効値の小さい多軸電動機制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
本発明の一の観点による多軸電動機制御装置は、三角波を発生する三角波発生器と、前記三角波と多相電圧指令とを比較器で比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調器と、前記ＰＷＭ信号に基づいて電力増幅するインバータと、を有した複数ｎ軸の多相ＰＷＭアンプと、全ての前記多相ＰＷＭアンプに対して共通に接続され直流母線電圧Ｖｃｃを出力する直流電源と、全ての前記三角波発生器から出力される前記三角波を互いに同期させるために、三角波同期信号に基づいて前記三角波発生器のカウンタをリセットさせる同期回路と、前記直流電源電圧Ｖｃｃまたは前記多相電圧指令に基づいたバイアス信号を生成するバイアス生成器と、前記多相電圧指令のそれぞれの相電圧指令に、前記バイアス信号を加算して前記多相電圧指令として出力するバイアス回路と、を備え、前記バイアス生成器が、前記複数ｎ軸が２軸（ｎ＝２）の場合と前記複数ｎ軸が３軸以上（ｎ≧３）の場合とで、異なる前記バイアス信号を生成する多軸電動機制御装置が適用される。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によると、多軸のＰＷＭアンプの三角波を同期させ、バイアスを加えるだけで、回路規模を大きくすること無く入力電流のピーク値、実効値を小さいＰＷＭアンプを提供することができる。
また、このため、ピーク電流の小さい直流電源を使用でき、直流電源に接続されるコンデンサも許容リップル電流の小さいものとすることができ、ヒューズなど保護素子を入れる場合も容量を小さく、保護を速くできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、本発明の実施例について図を参照して説明する。
【実施例１】
【０００７】
図１は、本発明の実施例のブロック図である。図１において、１は第１ＰＷＭアンプ、２は第２ＰＷＭアンプ、３は第３ＰＷＭアンプ、４は第ｎＰＷＭアンプ、５は第１インバータ、６は第２インバータ、７は第１制御回路、８は第２制御回路、９は直流電源、１０はコンデンサ、１１は第１モータ、１２は第２モータ、１３は第３モータ、１４は第ｎモータである。直流電源９は、交流電源を整流した整流電源やスイッチング電源、電池などが使用できる。実施例では三相交流モータを３相ＰＷＭアンプで駆動する例を示しており、インバータを構成するスイッチング素子はトランジスタと逆並列にダイオードを接続したものを使用している。このスイッチング素子を２個直列に接続したものを３組並列に接続してブリッジ回路を構成している。上下のスイッチング素子のオン時間の比を変えることで各相の出力電圧を制御する。図２は図１の制御回路の主要部分ブロック図である。図２において、１５は三角波発生器、１６はＰＷＭ変調器、１７、１８、１９は比較器、２０はバイアス信号生成器、２１はバイアス回路、２２は同期回路である。比較器１７、１８、１９は、それぞれバイアス信号を加算されたＵ相電圧指令、Ｖ相電圧指令、Ｗ相電圧指令と三角波発生器１５で発生した三角波とを比較し、電圧指令が三角波よりも大きい場合は上側トランジスタをオン、下側トランジスタをオフ、小さい場合は上側トランジスタをオフ、下側トランジスタをオンにするＰＷＭ信号を生成する。図示していないオンディレイ回路は上下トランジスタのオフディレイによる短絡防止をするためにＰＷＭ信号にオンディレイを付加しゲート信号を生成する。図示していないゲートドライブ回路はゲート信号を絶縁増幅してトランジスタを駆動する。同期回路２２は三角波同期信号を受けて三角波発生器１５の三角波カウンタをリセットし、異なるＰＷＭアンプの三角波を同期させる。三角波の周期はモータ駆動用では通常数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚである。ＰＷＭアンプの電圧出力分解能は、トランジスタをオンする信号の時間の分解能で決定され、１μｓ以下の分解能が必要で、三角波と電圧指令の比較をソフトウェアですることは困難である。このため、通常は、アナログ回路で三角波を作り、アナログ電圧の電圧指令とアナログの比較器で比較するか、デジタル回路のカウンタで三角波を作り、レジスタに設定された電圧指令とデジタル回路の比較器で比較する。従来例の三角波をずらすものは、アナログのタイマ回路か、デジタル回路のカウンタで作るタイマ回路を必要とし回路が大幅に増えてしまう。実施例では電圧指令にバイアスを加えるのみなので、電圧指令を作る部分は、ソフトウェアによる処理でも十分であり、従来技術に対してプログラムの追加のみでハードウェアの追加は無い。また、アナログ回路で計算している場合はバイアスを加えるだけで修正は少ない。デジタル回路で計算している場合は加算器の追加の場合もあるが通常電圧指令演算で加算すれば修正は少なくすむ。
本発明が従来技術と異なる部分は、ＰＷＭアンプに三角波同期信号があり三角波が同期していることとバイアス信号を加える回路を備えた部分である。
【０００８】
軸数が２軸の場合の実施例の動作を、図６に示す。第１ＰＷＭアンプのバイアス信号は＋電源電圧／４である。電源電圧は三角波の山から谷の巾に相当する。第１ＰＷＭアンプの各相電圧指令が三角波の山に近くなり入力電流も三角波の山の近くに寄る。第２ＰＷＭアンプのバイアス信号は−電源電圧／４である。第２ＰＷＭアンプの各相電圧指令が三角波の谷に近くなり入力電流も三角波の谷の近くに寄る。これにより２台の入力電流のタイミングがずれて図のように２軸合計の入力電流はピークと実効値が図５と同じように小さい。入力電流の平均値は変わらないが、実効値が従来より小さいため直流電源につながるコンデンサのリップル電流も小さくなる。各相の電圧指令の差が大きくなると２台の入力電流は重なるようになるがバイアスが無い場合より実効値は小さい。
バイアスの無い場合より電圧指令が三角波の山や谷を越えて、電圧指令どおりの電圧出力にならない電圧指令が小さくなってしまうが、電流制御付きのＰＷＭアンプであれば、電流制御部分で補正されるので問題は無い。電流制御が無い場合は出力電圧が歪んでしまうが、これが問題になる場合はバイアス信号を第１ＰＷＭアンプで（＋直流電源電圧／２−各相電圧指令の最大値）、第２ＰＷＭアンプで（−直流電源電圧／２＋各相電圧指令の最小値）とする例も構成可能である。バイアス信号を電圧指令に応じて運転中に変更しなくてはいけないが、出力電圧の歪みが始まる電圧指令はバイアス信号が無いときと同じになる。この方法の欠点は電圧指令が小さいとき微小時間トランジスタをオンしなくてはいけないことがあるがサージの発生などでこれが難しいことがあることである。この場合は電圧指令が小さいときはバイアス信号を第１ＰＷＭアンプで（＋直流電源電圧／４）、第２ＰＷＭアンプで（−直流電源電圧／４）とし、大きくなったら第１ＰＷＭアンプで（＋直流電源電圧−各相電圧指令の最大値）、第２ＰＷＭアンプで（−直流電源電圧＋各相電圧指令の最小値）とする例も構成可能である。
また、回路構成によっては上側または下側トランジスタのオンの時間に制限のある場合がある。バイアス信号を加えることでこの状態になりやすくなるのが問題の場合は第１ＰＷＭアンプと第２ＰＷＭアンプでバイアス信号を交互に入れ替える例も構成可能である。
以上の説明では、直流電源からモータへパワーが供給される電動状態を前提に説明しているが、実際にはモータからコンデンサへパワーが戻ってくる回生状態があり、この場合は入力電流がマイナスになる。２台のモータが似た動きをする場合は以上のバイアス信号でよいが、モータの第１ＰＷＭアンプが電動で第２ＰＷＭアンプ回生、あるいはその逆ということが多い場合は入力電流のタイミングが同じ方が電流がプラスマイナス相殺され入力電流の実効値が小さくなる。このような場合にはバイアス信号をゼロにするようにする例も構成可能である。
【０００９】
このように、三角波を同期し電圧指令にバイアス信号を加える構成をしているので、回路規模を大きくすること無く、入力電流のピーク・実効値を小さくすることができる。
以上の実施例では２台のＰＷＭアンプは外部からの三角波同期信号で三角波を同期しているが、三角波発生器を１つにして共通の三角波を使用することもできる。また、実施例では電圧指令にバイアス信号を加算しているが、（電圧指令＋バイアス信号）を三角波を比較した結果は電圧指令を（三角波−バイアス信号）と比較した結果と同じため構成としては三角波にバイアス信号を加算する構成としてもよい。また、実施例は三相交流モータ用の３相のＰＷＭアンプの例であるが、直流モータ用の２相のＰＷＭアンプなどについても適用できる。
【００１０】
図７はＰＷＭアンプを速度制御に適用しバイアス信号が０にした場合のシミュレーション結果である。速度制御の条件は、第１、第２のＰＷＭアンプともに、速度制御比例ゲインｋｖ＝１Ｎｍｓ／ｒ、速度制御積分時定数Ｔｖｉ＝１０ｍｓ、電流制御比例ゲインｋｃ＝２Ｖ／Ａ、電流制御積分時定数Ｔｃｉ＝１ｍｓ、キャリア周波数ｆｃ＝５ｋＨｚ、直流電源電圧＝２８０Ｖ、モータ誘起電圧定数ｋｅ＝０．１Ｖｓ／ｒ、モータインダクタンスＬ＝２ｍＨ、モータ抵抗Ｒ＝１Ω、モータイナーシャＪ＝０．０００５ｋｇｍ２、速度指令加速度α＝１００ｒ／ｓ２である。図８は第１ＰＷＭアンプのバイアス信号がＶｃｃ／４、第２ＰＷＭアンプのバイアス信号が−Ｖｃｃ／４で、他の条件は図７と同様のときのシミュレーション結果である。第１ＰＷＭアンプと第２ＰＷＭアンプの電源電流の位相がシフトし、バイアス信号０のときの１／２になっている。図９は第１ＰＷＭアンプのバイアス信号がＶｃｃ／２−相電圧指令最大値、第２ＰＷＭアンプのバイアス信号が−Ｖｃｃ／２＋相電圧指令最小値で、他の条件は図７と同様のときのシミュレーション結果である。図８同様に第１ＰＷＭアンプと第２ＰＷＭアンプの電源電流の位相がシフトし、総電源電流のピーク値はバイアス信号０の場合の１／２になっている。
【００１１】
図１１はＰＷＭアンプの軸数が３軸の場合で、バイアス信号が無い場合のシミュレーション結果である。シミュレーションの条件は、２軸の場合と同様である。３軸の合計電源電流は三角波のゼロクロス近傍に集まり、ピーク値が大きくなる。図１２はバイアス信号を第１ＰＷＭアンプがＶｃｃ／４、第２ＰＷＭアンプが０、第３ＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／４のときのシミュレーション結果である。３軸の合計電流は、時間軸に沿って分散され、平均化される。また、図１３はバイアス信号を第１ＰＷＭアンプがＶｃｃ／２−相電圧指令最大値、第２ＰＷＭアンプが０、第３ＰＷＭアンプが−Ｖｃｃ／２＋相電圧指令最小値にしたときのシミュレーション結果である。これも図１２同様時間時に沿って分散され平均化される。
さらに、ＰＷＭアンプの軸数がｎ軸の場合は、電源電圧をＶｃｃとしたときに、ｋ軸目の電圧指令のバイアス信号をＶｃｃ／２−ｋ×Ｖｃｃ／（ｎ＋１）とすれば時間軸に沿って均等に分散される。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施例を示すＰＷＭアンプのブロック図
【図２】本発明の実施例を示すＰＷＭアンプの制御回路主要部分のブロック図
【図３】従来の１軸のＰＷＭアンプの入力電流の例
【図４】従来の２軸のＰＷＭアンプの入力電流の例
【図５】従来の２軸のＰＷＭアンプの入力電流の別の例
【図６】本発明の実施例の２台のＰＷＭアンプの入力電流の例
【図７】従来例のシミュレーションによる電流波形
【図８】本発明の２軸の場合のシミュレーションによる電流波形
【図９】本発明の２軸の場合のシミュレーションによる電流波形
【図１０】従来技術の構成を示すブロック図
【図１１】従来の３軸のＰＷＭアンプのシミュレーションによる電流波形
【図１２】本発明の３軸のＰＷＭアンプのシミュレーションによる電流波形
【図１３】本発明の３軸のＰＷＭアンプのシミュレーションによる電流波形
【符号の説明】
【００１３】
１  第１ＰＷＭアンプ
２  第２ＰＷＭアンプ
３  第３ＰＷＭアンプ
４  第ｎＰＷＭアンプ
５  第１インバータ
６  第２インバータ
７  第１制御回路
８  第２制御回路
９  直流電源
１０  コンデンサ
１１  第１モータ
１２  第２モータ
１３  第３モータ
１４  第ｎモータ
１５  三角波発生器
１６  ＰＷＭ変調器
１７、１８、１９  比較器
２０  バイアス信号生成器
２１  バイアス回路
２２  同期回路
【図１】
0005124979.tif 000002
【図２】
0005124979.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0005124979.tif 000009
【図９】
0005124979.tif 000010
【図１０】
0005124979.tif 000011
【図１１】
0005124979.tif 000012
【図１２】
0005124979.tif 000013
【図１３】
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