(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号を生成する最終段増幅段と、前記ＲＦ送信出力信号の信号レベルを検出する信号検出器とを具備するＲＦ電力増幅器であって、
前記最終段増幅段は、前記ＲＦ送信出力信号を出力電極に生成する最終段トランジスタと、前記最終段トランジスタの前記出力電極と電源電圧との間に接続された最終段負荷素子とを含み、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するように構成され、
前記信号検出器の入力端子が前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記信号検出器の出力端子から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成され、
前記ＲＦ電力増幅器は、第１検波器と、第２検波器と、制御回路とを更に具備して、
前記第１検波器の入力端子は前記信号検出器の前記出力端子からの前記ＲＦ検出信号が供給されることにより、前記第１検波器の出力端子から第１検出信号が生成され、
前記第２検波器の入力端子は前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記第２検波器の出力端子から第２検出信号が生成され、
前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動による前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルの変動に応答する第１検出成分を含み、
前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際に前記アンテナの過負荷状態による前記最終段トランジスタの前記出力電極の出力電圧の増加に応答する第２検出成分を含み、
前記第１検波器と前記第２検波器とはそれぞれ第１入力しきい値電圧と第２入力しきい値電圧とを持ち、前記第２入力しきい値電圧のレベルは前記第１入力しきい値電圧のレベルよりも高く設定され、
前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号とは前記制御回路に供給され、前記制御回路は前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものであり、
前記第１検波器と前記制御回路とによる第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの動作の際の前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号の変動を低減するものであり、
前記第２検波器と前記制御回路とによる第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの動作の際の前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記出力電圧の前記増加を低減するものであるＲＦ電力増幅器。
【請求項２】
前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記ＲＦ信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記ＲＦ信号はＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の包絡線変化信号である請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項３】
前記信号検出器は略平行に近接して配置された主線路と副線路とを有する方向性結合器である請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項４】
前記最終段トランジスタの前記出力電極には出力整合回路が接続され、前記方向性結合器の前記主線路は前記出力整合回路と前記アンテナとの間に接続可能とされ、前記方向性結合器の前記副線路から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される請求項３に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項５】
前記ＲＦ電力増幅器は更に初段増幅段を具備して、
前記最終段増幅段により増幅される前記ＲＦ信号は、前記初段増幅段から生成され、
前記初段増幅段は前記ＲＦ信号を生成する初段トランジスタを含み、前記初段トランジスタの制御入力端子にはＲＦ送信入力信号を供給する可変利得増幅器が接続可能とされ、
前記制御回路は前記可変利得増幅器の可変利得を制御することによって前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである請求項４に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項６】
前記制御回路は、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号の信号成分と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号の信号成分とを加算する加算器と、前記加算器の出力に接続されたローパスフィルタとを含むものであり、
前記ローパスフィルタの出力から前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御する前記制御回路のアナログ制御信号が生成されるものである請求項３から請求項５のいずれかに記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項７】
前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である請求項６に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項８】
前記ＲＦ電力増幅器は更に電流センス回路と過電流検出回路とを具備して、
前記電流センス回路は、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタよりも小さな素子サイズを持ち前記最終段トランジスタに流れる電流よりも小さなセンス電流を流す電流センストランジスタを含み、
前記過電流検出回路は、前記電流センス回路の前記電流センストランジスタに流れる前記センス電流に応答して前記制御回路に過電流検出信号を供給して、
前記ＲＦ電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動により前記最終段トランジスタに流れる前記電流が過電流状態となった場合に、前記過電流検出回路は前記最終段トランジスタの過電流保護を行うものである請求項７に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項９】
第１ＲＦ電力増幅器と第２ＲＦ電力増幅器とを具備するＲＦ電力増幅装置であって、
前記第１ＲＦ電力増幅器は、略０．８ＧＨｚから略１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を有する第１ＲＦ送信入力信号を増幅するものであり、
前記第２ＲＦ電力増幅器は、略１．７ＧＨｚから略２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を有する第２ＲＦ送信入力信号を増幅するものであり、
前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器のそれぞれの電力増幅器は、ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号を生成する最終段増幅段と、前記ＲＦ送信出力信号の信号レベルを検出する信号検出器とを具備して、
前記それぞれの電力増幅器の前記最終段増幅段は、前記ＲＦ送信出力信号を出力電極に生成する最終段トランジスタと、前記最終段トランジスタの前記出力電極と電源電圧との間に接続された最終段負荷素子とを含み、
前記それぞれの電力増幅器は、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するように構成され、
前記それぞれの電力増幅器で、前記信号検出器の入力端子が前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記信号検出器の出力端子から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成され、
前記それぞれの電力増幅器は、第１検波器と、第２検波器と、制御回路とを更に具備して、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器の入力端子は前記信号検出器の前記出力端子からの前記ＲＦ検出信号が供給されることにより、前記第１検波器の出力端子から第１検出信号が生成され、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第２検波器の入力端子は前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記第２検波器の出力端子から第２検出信号が生成され、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号は、前記それぞれの電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動による前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルの変動に応答する第１検出成分を含み、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号は、前記それぞれの電力増幅器が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際に前記アンテナの過負荷状態による前記最終段トランジスタの前記出力電極の出力電圧の増加に応答する第２検出成分を含み、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器と前記第２検波器とはそれぞれ第１入力しきい値電圧と第２入力しきい値電圧とを持ち、前記第２入力しきい値電圧のレベルは前記第１入力しきい値電圧のレベルよりも高く設定され、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号とは前記制御回路に供給され、前記制御回路は前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものであり、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器と前記制御回路とによる第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの動作の際の前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号の変動を低減するものであり、
前記それぞれの電力増幅器で、前記第２検波器と前記制御回路とによる第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの動作の際の前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記出力電圧の前記増加を低減するものであるＲＦ電力増幅装置。
【請求項１０】
前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記ＲＦ信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記ＲＦ信号はＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の包絡線変化信号である請求項９に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１１】
前記それぞれの電力増幅器で、前記信号検出器は略平行に近接して配置された主線路と副線路とを有する方向性結合器である請求項１０に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１２】
前記それぞれの電力増幅器で、前記最終段トランジスタの前記出力電極には出力整合回路が接続され、前記方向性結合器の前記主線路は前記出力整合回路と前記アンテナとの間に接続可能とされ、前記方向性結合器の前記副線路から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される請求項１０に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１３】
前記それぞれのＲＦ電力増幅器は更に初段増幅段を具備して、
前記それぞれの電力増幅器で、前記最終段増幅段により増幅される前記ＲＦ信号は、前記初段増幅段から生成され、
前記それぞれの電力増幅器で、前記初段増幅段は前記ＲＦ信号を生成する初段トランジスタを含み、前記初段トランジスタの制御入力端子にはＲＦ送信入力信号を供給する可変利得増幅器が接続可能とされ、
前記それぞれの電力増幅器で、前記制御回路は前記可変利得増幅器の可変利得を制御することによって前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである請求項１２に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１４】
前記それぞれの電力増幅器の前記制御回路は、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号の信号成分と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号の信号成分とを加算する加算器と、前記加算器の出力に接続されたローパスフィルタとを含むものであり、
前記それぞれの電力増幅器で、前記ローパスフィルタの出力から前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御する前記制御回路のアナログ制御信号が生成されるものである請求項１２に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１５】
前記それぞれの電力増幅器で、前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である請求項１３に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１６】
前記それぞれの電力増幅器は更に電流センス回路と過電流検出回路とを具備して、
前記それぞれの電力増幅器で、前記電流センス回路は、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタよりも小さな素子サイズを持ち前記最終段トランジスタに流れる電流よりも小さなセンス電流を流す電流センストランジスタを含み、
前記それぞれの電力増幅器で、前記過電流検出回路は、前記電流センス回路の前記電流センストランジスタに流れる前記センス電流に応答して前記制御回路に過電流検出信号を供給して、
前記それぞれのＲＦ電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動により前記最終段トランジスタに流れる前記電流が過電流状態となった場合に、前記それぞれの電力増幅器で前記過電流検出回路は前記最終段トランジスタの過電流保護を行うものである請求項１１から請求項１５のいずれかに記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１７】
ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号を生成する最終段増幅段と、制御回路と、電流センス回路と、過電流検出回路と、出力整合回路と、方向性結合器と、第１検波器と、第２検波器と、を具備するＲＦ電力増幅器であって、
前記最終段増幅段は、前記ＲＦ送信出力信号を出力電極に生成する最終段トランジスタと、前記最終段トランジスタの前記出力電極と電源電圧との間に接続された最終段負荷素子とを含み、
前記制御回路は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号のレベルを制御する一方、前記最終段増幅段が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するように構成され、
前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記ＲＦ信号はＧＳＭ通信の一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記ＲＦ信号はＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の包絡線変化信号であり、
前記電流センス回路は、前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタよりも小さな素子サイズを持ち前記最終段トランジスタに流れる電流よりも小さなセンス電流を流す電流センストランジスタを含み、
前記過電流検出回路は、前記電流センス回路の前記電流センストランジスタに流れる前記センス電流に応答して前記制御回路に過電流検出信号を供給して、
前記ＲＦ電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作することにより前記ＧＳＭ通信の前記一定包絡線信号の前記ＲＦ送信出力信号を送信するものであり、
前記ＲＦ電力増幅器が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作することにより前記ＥＤＧＥ通信と前記ＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の前記包絡線変化信号の前記ＲＦ送信出力信号を送信するものであり、
前記ＲＦ電力増幅器の前記第１動作モードによる前記ＧＳＭ通信の前記一定包絡線信号の前記ＲＦ送信出力信号の送信の際に前記アンテナの負荷変動により前記最終段トランジスタに流れる前記電流が過電流状態となった場合に、前記過電流検出回路は前記最終段トランジスタの過電流保護を行うものであり、
前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記出力電極には、前記出力整合回路が接続され、
前記方向性結合器は略平行に近接して配置された主線路と副線路とを有し、前記主線路は前記出力整合回路と前記アンテナとの間に接続可能とされ、前記副線路から前記ＲＦ送信出力信号の信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成され、
前記第１検波器の入力端子は前記方向性結合器の前記副線路からの前記ＲＦ検出信号が供給されることにより、前記第１検波器の出力端子から第１検出信号が生成され、
前記第２検波器の入力端子は前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記第２検波器の出力端子から第２検出信号が生成され、
前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動による前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルの変動に応答する第１検出成分を含み、
前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際に前記アンテナの過負荷状態による前記最終段トランジスタの前記出力電極の出力電圧（Ｖｄｓ）の増加に応答する第２検出成分を含み、
前記第１検波器と前記第２検波器とはそれぞれ第１入力しきい値電圧と第２入力しきい値電圧とを持ち、前記第２入力しきい値電圧のレベルは前記第１入力しきい値電圧のレベルよりも高く設定され、
前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号とは前記制御回路に供給され、前記制御回路は前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものであり、
前記第１検波器と前記制御回路とによる第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの動作の際の前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号の変動を低減するものであり、
前記第２検波器と前記制御回路とによる第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの動作の際の前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記出力電圧の前記増加を低減するものであるＲＦ電力増幅装置。
【請求項１８】
前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である請求項１７に記載のＲＦ電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅器およびＲＦ電力増幅装置に関し、特に非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を１つのＲＦ電力増幅器によって実現するのに有益な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話端末が有する高周波電力増幅器の動作は、位相変調のみを使用する基本的なモードのＧＳＭでは飽和動作であり、位相変調と伴に振幅変調も使用するＥＤＧＥはＧＳＭの飽和動作点から数ｄＢのバックオフをとった動作点での線形動作である。また、位相変調と伴に振幅変調も使用するＷＣＤＭＡおよびｃｄｍａ−１ｘでも、高周波電力増幅器の動作は線形動作である。
【０００３】
また、ＧＳＭおよびＥＤＧＥに対応する携帯電話端末の高周波回路部分おいて、高周波電力増幅器とアンテナとの間には、アンテナスイッチが配置される。アンテナスイッチは、ＴＤＭＡ(時分割マルチプルアクセス)方式の送信スロットと受信スロットとを切り換える機能を実行する。
【０００４】
ＷＣＤＭＡおよびｃｄｍａ−１ｘに対応する携帯電話端末の高周波回路部分おいて、高周波電力増幅器とアンテナとの間には、デュプレクサが配置される。デュプレクサは、ＣＤＭＡ(コード分割マルチプルアクセス)方式の低いＲＦ周波数のＲＦ送信信号の送信と高いＲＦ周波数のＲＦ受信信号の受信とを並列に処理する機能を実行する。更に、ＷＣＤＭＡおよびｃｄｍａ−１ｘ等では、アンテナでの負荷変動影響が高周波電力増幅器に及ばないように、高周波電力増幅器とデュプレクサとの間にアイソレータを配置している。しかし、アイソレータは、高周波電力増幅器が製作される構造物に集積化することが困難であるので、大きくて高価な部品となっている。
【０００５】
世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。
【０００６】
下記非特許文献１によれば、これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのセルラーと、例えばＩＥＥＥ  ８０２．１１−ｂ、−ａ、−ｇ等のネットワーク、例えばブルートゥース、ジグビー等のパーソナルエリアネットワーク等とを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包絡線と包絡線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックス、高（数ワット）から低（マイクロワット）への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、マルチモード応用でのＲＦ電力増幅器への要望が、大きくなっている。
【０００７】
このマルチモードへの自明なアプローチは、包絡線変化信号をサポートするためにリニア回路技術を応用することであるが、このアプローチは電力増幅器の回路設計で基本的な矛盾を生じるとしている。良く知られているように、電力増幅器の最大効率は、電力増幅器が飽和動作（波形クリップを生じる非線形動作）することで得られる。しかし、入力信号が包絡線変化信号である場合には、飽和動作する電力増幅器はリミッタとして動作するので重大な信号歪を発生する。従って、包絡線変化信号を忠実に再生するためには、電力増幅器は非飽和の線形動作を行う必要がある。このために、出力バックオフの概念が導入され、非飽和の線形動作を行う電力増幅器のピーク出力電力を最大（飽和）出力電力よりも低いリニア動作に制限するものである。しかし、出力バックオフは設計が困難であるので、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの別々の電力増幅器が開発されたものであるとしている。
【０００８】
尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、ＧＰＲＳは、General Packet Radio Serviceの略である。更に、ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution(Enhanced Data for GPRS)の略である。またＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。
【０００９】
一方、下記非特許文献２には、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールが記載されている。尚、ＤＣＳはDigital Cellular Systemの略称、ＰＣＳはPersonal Communication Systemの略称である。このＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器とを含んでいる。
【００１０】
ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の通信では、複数のタイムスロットのそれぞれのタイムスロットを、アイドル状態と、基地局からの受信動作と、基地局への送信動作とのいずれかに時分割で設定可能であるＴＤＭＡ方式が採用されている。尚、ＴＤＭＡは、Time-Division Multiple Accessの略称である。このＴＤＭＡ方式のひとつとして、位相変調のみを使用するＧＳＭ方式が知られている。このＧＳＭ方式と比較して、通信データ転送レートを改善する方式も知られている。この改善方式として、位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式も最近注目されている。
【００１１】
一方、ＥＤＧＥ方式と同様に位相変調とともに振幅変調を使用することにより通信データ転送レートを改善したＷＣＤＭＡ方式も、近年注目を受けている。このＷＣＤＭＡ方式ではＴＤＭＡ方式ではなく、基地局からの受信動作に２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの周波数を使用する一方、基地局への送信動作に１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの周波数を使用する周波数分割のＣＤＭＡ方式が採用されている。尚、ＣＤＭＡは、Code Division Multiple Accessの略称である。
【００１２】
下記非特許文献３にはＷＣＤＭＡ方式のＲＦ電力増幅器のパワー制御では広い制御レンジと高いリニアリティーとが必要とされるので、ＲＦ電力増幅器の入力に可変アッテネータによる可変利得増幅器を接続することが記載されている。
【００１３】
一方、下記非特許文献４には、閉ループと電源電圧制御とによるＲＦ電力増幅器のパワー制御が記載されている。閉ループによるパワー制御では、増幅器の出力のＲＦパワーは方向性結合器を利用してセンスされダイオードにより検出される。検出電圧は誤差増幅器で基準電圧と比較され、誤差増幅器の出力は電力増幅器のゲイン制御端子を駆動して、閉ループにより検出電圧と基準電圧とは等しく制御され、パワー制御は基準電圧の変化で実現される。増幅器の出力パワーを制御するＲＦ電力増幅器の電源電圧制御では、パワーＰＭＯＳトランジスタと演算増幅器とにより構成されたリニアレギュレータが使用され、演算増幅器の制御端子によりＲＦ電力増幅器のコレクタ電圧がリニアに変化される。コレクタ電圧を低下することにより、パワーが得られる出力振幅が制限される。
【００１４】
また、下記非特許文献４には、負荷不整合に起因する高負荷電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の状態の最終段のコレクタでの高電圧ピークによる降伏に対処するための閉ループコレクタピーク電圧制御が記載されている。この制御は、出力コレクタノードのピーク電圧を検出するＡＣセンス回路および包絡線検出器と、回路利得を変化させることでピーク電圧を特定のしきい値電圧にクランプする誤差増幅器で構成され、最終段を駆動する駆動段のバイアス電流を誤差増幅器が制御する。
【００１５】
下記非特許文献５には、アイソレータを使用することなく広範囲の負荷インピーダンスで低歪と高効率とを実現する並列電力増幅器(Parallel Power Amplifier)が記載されている。この並列電力増幅器は、複数の増幅経路を持つ。１つの入力端子の入力信号は、ハイブリッド分割器により複数の増幅経路の入力に供給される。各増幅経路は、増幅器と位相シフタとを含む。複数の増幅経路で増幅器の動作の位相が異なるように、複数の増幅経路上に位相シフタが配置されている。ハイブリッド結合器により複数の増幅経路の複数の出力を単一の出力に結合する。下記非特許文献１には、反射率Γが０．５に相当する３：１のＶＳＷＲ(電圧定在波比)以下で、−４５ｄＢｃ以下の歪み、４５％以上の効率、９．８ｄＢ以上のゲインが得られたことが記載されている。尚、ＶＳＷＲは、Voltage Standing-Wave Ratioの略である。また、ＶＳＷＲ(電圧定在波比)は、反射率Γにより、ＶＳＷＲ＝(１＋Γ)／(１−Γ)で求められる。
【００１６】
下記非特許文献６には、アイソレータの省略による負荷の不整合に対応するため前記非特許文献５に記載された並列電力増幅器と類似した平衡電力増幅器(Balanced Amplifier)が記載されている。この平衡ＲＦ電力増幅器は、入力ハイブリッドカップラー、２個のＲＦ電力増幅器、２個の整合回路、出力ハイブリッドカップラー、２個の５０Ωの終端抵抗を含む。入力ハイブリッドカップラーの入力側２端子にＲＦ入力信号の供給と５０Ωの入力終端抵抗の接続が行われ、入力ハイブリッドカップラーの出力側２端子には２個のＲＦ電力増幅器の２個の入力端子が接続される。２個のＲＦ電力増幅器の２個の出力端子には２個の整合回路の２個の入力端子が接続され、２個の整合回路の２個の出力端子には出力ハイブリッドカップラーの入力側２端子が接続される。出力ハイブリッドカップラーの出力側２端子には５０Ωの出力終端抵抗の接続とアンテナの接続が行われる。この平衡ＲＦ電力増幅器は良好な入力／出力リターン損失を示して、負荷変動に対しての良好なインセンシィテビティーを有するとしている。
【００１７】
【非特許文献１】Ｅａｒｌ  ＭｃＣｕｎｅ，  “Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，  Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ，  Ｍｕｌｔｉ−Ｂａｎｄ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，  ＩＥＥＥ  ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ｍａｇａｚｉｎｅ，  Ｍａｒｃｈ  ２００５，  ＰＰ．４４〜５５．
【非特許文献２】Ｓｈｕｙｕｎ  Ｚｈａｎｇ  ｅｔ  ａｌ，“Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｐｏｗｅｒ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ  ｆｏｒ  Ｑｕａｄ−Ｂａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｈａｎｄｓｅｔ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，  ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ  ＴＨＥＯＲＹ  ＡＮＤ  ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ，  ＶＯＬ．５１，  Ｎｏ．１１，  ＮＯＶＥＭＢＥＲ  ２００３，  ＰＰ．２２０３−２２１０．
【非特許文献３】Ｇａｒｙ  Ｈａｕ  ｅｔ  ａｌ，“Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，  Ｗｉｄｅ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｇｅ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  ａｎｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ＭＭＩＣｓ  ｆｏｒ  Ｗｉｄｅ−Ｂａｎｄ  ＣＤＭＡ  Ｈａｎｄｓｅｔｓ”，  ＩＥＥＥ  ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ  ＡＮＤ  ＷＩＲＥＬＥＳＳ  ＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳ  ＬＥＴＴＥＲＳ，  ＶＯＬ．１１，  Ｎｏ．１，  ＪＡＮＵＡＲＹ  ２００１，  ＰＰ．１３−１５．
【非特許文献４】Ａｎｇｅｌｏ  Ｓｃｕｄｅｒｉ  ｅｔ  ａｌ，“Ａ  ＶＳＷＲ−Ｐｒｏｔｅｃｔｅｄ  Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  ＲＦ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｗｉｔｈ  Ｓｏｆｔ−Ｓｌｏｐ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ”，  ＩＥＥＥ  ＪＯＵＲＮＡＬ  ＯＦ  ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ  ＣＩＲＣＵＩＴＳ，  ＶＯＬ．４０，  Ｎｏ．３，  ＭＡＲＣＨ  ２００５，  ＰＰ．６１１−６２１．
【非特許文献５】Ｈｉｋａｒｕ  Ｉｋｅｄａ  ｅｔ  ａｌ，  “Ａ  Ｌｏｗ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ｉｎ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  Ｐｈａｓｅｓ  ｉｎ  Ｗｉｄｅ  Ｒａｎｇｅ  ｏｆ  Ｌｏａｄ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ”，  １９９６  ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  Ｄｉｇｅｓｔ，  ｐｐ．５３５−５３８．
【非特許文献６】Ｇｉｕｓｅｐｐｅ  Ｂｅｒｒｔｔａ  ｅｔ  ａｌ，“Ａ  Ｂａｌａｎｃｅｄ  ＣＤＭＡ  ＳｉＧｅ  ＨＢＴ  Ｌｏａｄ  Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”，  ２００６  ＩＥＥＥ  Ｒａｄｉｏ  ａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  １７−１９  Ｊａｎ．  ２００６，  ＰＰ．５２３−５２６．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明者等は、本発明に先立ってＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２１００の５つの周波数帯域を送信するＲＦ電力増幅器モジュールの開発に従事した。
【００１９】
この本発明に先立ったＲＦ電力増幅器モジュールの開発では、ＧＳＭ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのマルチモード通信をサポートする携帯電話端末の一層の小型化のために、ＲＦ電力増幅器モジュールの小型化が必要となった。そのために、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を１つのＲＦ電力増幅器によって実現することが必要となった。上記非特許文献１に記載されているように、従来は設計の困難性により、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの別々の電力増幅器が開発されて、使用されていた。しかし、マルチモード通信をサポートする携帯電話端末の一層の小型化のためには、２つの別々の電力増幅器の使用はもはや許されないものになったものである。
【００２０】
ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００でのＧＳＭ通信では、ＧＭＳＫと呼ばれる一定包絡線信号が使用される。尚、ＧＭＳＫは、Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｍｉｎｉｍｕｍ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇの略である。それに対して、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００でのＥＤＧＥ通信では、３π／８−８ＰＳＫと呼ばれる包絡線変化信号が使用される。尚、３π／８−８ＰＳＫは、８−ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ  ｗｉｔｈ  ａ  ３π／８  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ａｄｄｅｄ  ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅｌｙ  ｔｏ  ｅａｃｈ  ｓｙｍｂｏｌの略である。またＷＣＤＭＡでの通信では、ＨＰＳＫと呼ばれる包絡線変化信号が使用される。尚、ＨＰＳＫは、Ｈｙｂｒｉｄ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇの略である。
【００２１】
従って、本発明者等は飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器とに１つのＲＦ電力増幅器を共通に使用すると伴に、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとの動作を実行すると言う着想に到達した。
【００２２】
すなわち、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号の送信に際して、１つのＲＦ電力増幅器の動作モードは飽和型の非線形増幅の第１動作モードに設定されることにより、高効率動作を実現することが可能となる。また、ＥＤＧＥ通信の３π／８−８ＰＳＫとＷＣＤＭＡ通信のＨＰＳＫとの包絡線変化信号の送信に際して、１つのＲＦ電力増幅器の動作モードは非飽和型の線形増幅の第２動作モードに設定されることにより、包絡線変化信号の信号歪を低減することが可能となる。
【００２３】
また、本発明者等は、本発明に先立って上記非特許文献５および上記非特許文献６に記載の負荷変動抑圧特性に優れた平衡ＲＦ電力増幅器をＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２１００の５つの周波数帯域を送信するＲＦ電力増幅器モジュールに適用することを検討した。この平衡ＲＦ電力増幅器は、入力ハイブリッドカップラーにより２個のＲＦ電力増幅器に９０度位相異なるＲＦ入力信号を供給する一方、２個の整合回路の出力で出力ハイブリッドカップラーにより更に９０度位相を回転させる構成を採用している。この平衡ＲＦ電力増幅器では電力増幅器の出力とアンテナとの間のインピーダンスの不整合が生じても、平衡電力増幅器の全体のＡＣＰＲ(隣接チャンネル漏洩電力比)を良好することができる。これは、２つの増幅経路の一方の電力増幅器のインピーダンス変換がスミスチャート上で誘導性の回転となり他方の電力増幅器のインピーダンス変換がスミスチャート上で容量性の回転となるためである。その結果、一方のインピーダンスが高インピーダンスになった場合、他方のインピーダンスは低インピーダンスとなり、合成信号の歪を補正することが可能となる。
【００２４】
しかし、この平衡ＲＦ電力増幅器では入力ハイブリッドカップラーと出力ハイブリッドカップラーとでのそれぞれの位相回転に９０度よりの誤差があると、整合回路に損失が生じ効率低下の要因となる。また、入力と出力のハイブリッドカップラーとは複雑で素子数の多い回路で構成される一方、複数の容量と複数のインダクターと伴に抵抗を含むので、抵抗での損失が発生して高効率化が難しいという問題が明らかとされた。
【００２５】
従って、本発明者等は、上述の着想による飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器に共通使用され飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとに動作が切り換られる１つのＲＦ電力増幅器を平衡型とするのではなく一般的なシングル型とすることにした。
【００２６】
従って、この一般的なシングル型の飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器に共通使用され第１動作モードと第２動作モードとに動作が切り換られる１つのＲＦ電力増幅器において、負荷変動に対応すること必要なことが明らかとされた。
【００２７】
更に、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの負荷変動に対応に際して、シングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器の隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)の低減が必要なことも明らかとされた。尚、ＡＣＰＲは、Adjacent Channel Power leakage Ratioの略である。
【００２８】
また、ＲＦ送信電力が特に大きなＧＳＭ通信に際して、アンテナの負荷が極端に小さな場合には携帯電話端末のバッテリーの消耗を抑制すると伴にシングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器の最終増幅段のトランジスタに流れる動作電流を抑制すること必要なことも本発明者等の検討によって明らかとされた。すなわち、このような場合に動作電流を抑制しなければ、バッテリーが急激に消耗すると伴に、最終増幅段のトランジスタの特性劣化が生じたり、電流破壊が生じたりすることが本発明者等によって明らかとされた。
【００２９】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。
【００３０】
従って、本発明の目的とするところは、一般的なシングル型の飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器に共通使用され飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行する１つのＲＦ電力増幅器において、負荷変動および過負荷状態に対応することにある。
【００３１】
また、本発明の他の目的とするところは、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの負荷変動に対応に際してシングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器の過負荷状態での隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)を低減することにある。
【００３２】
また、本発明の更に他の目的とするところは、ＲＦ送信電力が特に大きなＧＳＭ通信に際して、アンテナの負荷が極端に小さな場合でのシングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器の最終増幅段のトランジスタに流れる動作電流を抑制することにある。
【００３３】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００３５】
すなわち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅器(１００)は、ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号(ＰOUT)を生成する最終段増幅段(１１)、前記ＲＦ送信出力信号の信号レベルを検出する信号検出器(１３)を具備する。前記最終段増幅段は、最終段トランジスタ(Ｑn2)と、最終段負荷素子(Ｌ2)とを含み、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行する。
【００３６】
前記ＲＦ電力増幅器(１００)は、第１検波器(１４)、第２検波器(１７)、制御回路(１５、１６、１８)を更に具備する。前記第１検波器(１４)には前記信号検出器(１３)からのＲＦ検出信号が供給され、前記第２検波器(１７)には前記最終段トランジスタの出力電圧(Ｖds)が供給される。
【００３７】
前記第１検波器と前記制御回路による第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタから生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＰOUT)の変動を低減する。
【００３８】
前記第２検波器と前記制御回路による第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電圧(Ｖds)の増加を低減する(図１参照)。
【発明の効果】
【００３９】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、本発明によれば、一般的なシングル型の飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器に共通使用され飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行する１つのＲＦ電力増幅器において、負荷変動および過負荷状態に対応することができる。
【００４０】
また、本発明によれば、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの負荷変動に対応に際してシングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器の過負荷状態での隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００４２】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器(１００)は、ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号(ＰOUT)を生成する最終段増幅段(１１)と、前記ＲＦ送信出力信号の信号レベルを検出する信号検出器(１３)とを具備する。
【００４３】
前記最終段増幅段は、前記ＲＦ送信出力信号を出力電極に生成する最終段トランジスタ(Ｑn2)と、前記最終段トランジスタの前記出力電極と電源電圧(Ｖdd)との間に接続された最終段負荷素子(Ｌ2)とを含み、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するように構成されている。
【００４４】
前記信号検出器(１３)の入力端子が前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記信号検出器の出力端子から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される。
【００４５】
前記ＲＦ電力増幅器(１００)は、第１検波器(１４)と、第２検波器(１７)と、制御回路(１５、１６、１８)とを更に具備する。
【００４６】
前記第１検波器(１４)の入力端子は前記信号検出器(１３)の前記出力端子からの前記ＲＦ検出信号が供給されることにより、前記第１検波器(１４)の出力端子から第１検出信号が生成される。
【００４７】
前記第２検波器(１７)の入力端子は前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記第２検波器(１７)の出力端子から第２検出信号が生成される。
【００４８】
前記第１検波器(１４)の前記出力端子から生成される前記第１検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器(１００)が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動による前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルの変動に応答する第１検出成分を含む。
【００４９】
前記第２検波器(１７)の前記出力端子から生成される前記第２検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器(１００)が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際に前記アンテナの過負荷状態による前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極の出力電圧(Ｖds)の増加に応答する第２検出成分を含む。
【００５０】
前記第１検波器(１４)と前記第２検波器(１７)とはそれぞれ第１入力しきい値電圧(Ｖth1)と第２入力しきい値電圧(Ｖth2)とを持ち、前記第２入力しきい値電圧のレベルは前記第１入力しきい値電圧のレベルよりも高く設定されている。
【００５１】
前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号とは前記制御回路(１５、１６、１８)に供給され、前記制御回路は前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである。
【００５２】
前記第１検波器と前記制御回路とによる第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの動作の際の前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＰOUT)の変動を低減するものである。
【００５３】
前記第２検波器と前記制御回路とによる第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの動作の際の前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極の前記出力電圧(Ｖds)の前記増加を低減するものである(図１参照)。
【００５４】
前記実施の形態によれば、前記第１動作モードでアンテナの負荷変動があっても前記第１フィードバック制御によって前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＰOUT)は略一定に維持されるものである。また、前記第２動作モードでアンテナの過負荷状態があっても前記第２フィードバック制御によって前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極の前記出力電圧(Ｖds)の前記増加を低減するものである。従って、一般的なシングル型の飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器に共通使用され飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行する１つのＲＦ電力増幅器において、負荷変動および過負荷状態に対応することができる。
【００５５】
更に前記実施の形態によれば、前記第２動作モードでアンテナの過負荷状態となる場合には、前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電圧(Ｖds)の前記増加を低減するので隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)の増大を低減することができる。
【００５６】
好適な実施の形態では、前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記ＲＦ信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記ＲＦ信号はＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の包絡線変化信号である。
【００５７】
他の好適な実施の形態では、前記信号検出器は略平行に近接して配置された主線路と副線路とを有する方向性結合器(１３)である。
【００５８】
より好適な実施の形態では、前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極には出力整合回路が接続され、前記方向性結合器の前記主線路は前記出力整合回路と前記アンテナとの間に接続可能とされ、前記方向性結合器の前記副線路から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される。
【００５９】
更により好適な実施の形態では、前記ＲＦ電力増幅器(１００)は更に初段増幅段(１０)を具備する。
【００６０】
前記最終段増幅段(１１)により増幅される前記ＲＦ信号は、前記初段増幅段(１０)から生成される。
【００６１】
前記初段増幅段(１０)は前記ＲＦ信号を生成する初段トランジスタ(Ｑn1)を含み、前記初段トランジスタの制御入力端子にはＲＦ送信入力信号(ＰIN)を供給する可変利得増幅器(２１)が接続可能とされている。
【００６２】
前記制御回路(１５、１６、１８)は前記可変利得増幅器(２１)の可変利得を制御することによって前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである。
【００６３】
具体的な一つの実施の形態では、前記制御回路は、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号の信号成分と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号の信号成分とを加算する加算器(１５)と、前記加算器の出力に接続されたローパスフィルタ(１６)とを含むものである。
【００６４】
前記ローパスフィルタ(１６)の出力から前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御する前記制御回路のアナログ制御信号が生成されるものである。
【００６５】
他の具体的な一つの実施の形態では、前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である。
【００６６】
最も具体的な一つの実施の形態では、前記ＲＦ電力増幅器(１００)は更に電流センス回路(１９)と過電流検出回路(１８Ｂ)とを具備する。
【００６７】
前記電流センス回路(１９)は、前記最終段増幅段(１１)の前記最終段トランジスタ(Ｑn2)よりも小さな素子サイズを持ち前記最終段トランジスタ(Ｑn2)に流れる電流よりも小さなセンス電流を流す電流センストランジスタ(Ｑn3)を含む。
【００６８】
前記過電流検出回路(１８Ｂ)は、前記電流センス回路(１９)の前記電流センストランジスタ(Ｑn3)に流れる前記センス電流に応答して前記制御回路(１５、１６、１８)に過電流検出信号を供給する。
【００６９】
前記ＲＦ電力増幅器(１００)が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動により前記最終段トランジスタ(Ｑn2)に流れる前記電流が過電流状態となった場合に、前記過電流検出回路(１８Ｂ)は前記最終段トランジスタの過電流保護を行うものである(図１０参照)。
【００７０】
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置(１００)は、第１ＲＦ電力増幅器と第２ＲＦ電力増幅器とを具備する。
【００７１】
前記第１ＲＦ電力増幅器は、略０．８ＧＨｚから略１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を有する第１ＲＦ送信入力信号を増幅するものである。
【００７２】
前記第２ＲＦ電力増幅器は、略１．７ＧＨｚから略２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を有する第２ＲＦ送信入力信号を増幅するものである。
【００７３】
前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器のそれぞれの電力増幅器は、ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号を生成する最終段増幅段(１１_LB、HB)と、前記ＲＦ送信出力信号の信号レベルを検出する信号検出器(１３_LB、HB)とを具備する。
【００７４】
前記それぞれの電力増幅器の前記最終段増幅段は、前記ＲＦ送信出力信号を出力電極に生成する最終段トランジスタ(Ｑn2)と、前記最終段トランジスタの前記出力電極と電源電圧(Ｖdd)との間に接続された最終段負荷素子(Ｌ2)とを含む。
【００７５】
前記それぞれの電力増幅器は、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するように構成されている。
【００７６】
前記それぞれの電力増幅器で、前記信号検出器(１３_LB、HB)の入力端子が前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記信号検出器の出力端子から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される。
【００７７】
前記それぞれの電力増幅器は、第１検波器(１４_LB、HB)と、第２検波器(１７、１８_LB、HB)と、制御回路(１５_LB、HB、１６_LB、HB)とを更に具備する。
【００７８】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器(１４_LB、HB)の入力端子は前記信号検出器(１３_LB、HB)の前記出力端子からの前記ＲＦ検出信号が供給されることにより、前記第１検波器(１４_LB、HB)の出力端子から第１検出信号が生成される。
【００７９】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第２検波器(１７、１８_LB、HB)の入力端子は前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記第２検波器(１７、１８_LB、HB)の出力端子から第２検出信号が生成される。
【００８０】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号は、前記それぞれの電力増幅器が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動による前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルの変動に応答する第１検出成分を含む。
【００８１】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号は、前記それぞれの電力増幅器が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際に前記アンテナの過負荷状態による前記最終段トランジスタの前記出力電極の出力電圧の増加に応答する第２検出成分を含む。
【００８２】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器と前記第２検波器とはそれぞれ第１入力しきい値電圧(Ｖth1)と第２入力しきい値電圧(Ｖth2)とを持ち、前記第２入力しきい値電圧のレベルは前記第１入力しきい値電圧のレベルよりも高く設定されている。
【００８３】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号とは前記制御回路に供給され、前記制御回路は前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである。
【００８４】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第１検波器と前記制御回路とによる第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの動作の際の前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号の変動を低減するものである。
【００８５】
前記それぞれの電力増幅器で、前記第２検波器と前記制御回路とによる第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの動作の際の前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記出力電圧の前記増加を低減するものである(図１２参照)。
【００８６】
好適な実施の形態では、前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記ＲＦ信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記ＲＦ信号はＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の包絡線変化信号である。
【００８７】
他の好適な実施の形態では、前記それぞれの電力増幅器で、前記信号検出器は略平行に近接して配置された主線路と副線路とを有する方向性結合器(１３)である。
【００８８】
より好適な実施の形態では、前記それぞれの電力増幅器で、前記最終段トランジスタの前記出力電極には出力整合回路が接続され、前記方向性結合器の前記主線路は前記出力整合回路と前記アンテナとの間に接続可能とされ、前記方向性結合器の前記副線路から前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される。
【００８９】
更により好適な実施の形態では、前記それぞれのＲＦ電力増幅器は更に初段増幅段(１０_LB、HB)を具備する。
【００９０】
前記それぞれの電力増幅器で、前記最終段増幅段(１１_LB、HB)により増幅される前記ＲＦ信号は、前記初段増幅段(１０_LB、HB)から生成される。
【００９１】
前記それぞれの電力増幅器で、前記初段増幅段(１０_LB、HB)は前記ＲＦ信号を生成する初段トランジスタ(Ｑn1)を含み、前記初段トランジスタの制御入力端子にはＲＦ送信入力信号(ＰIN)を供給する可変利得増幅器(２１)が接続可能とされている。
【００９２】
前記それぞれの電力増幅器で、前記制御回路(１５_LB、HB、１６_LB、HB、１７、１８_LB、HB)は前記可変利得増幅器(２１)の可変利得を制御することによって前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである。
【００９３】
具体的な一つの実施の形態では、前記それぞれの電力増幅器の前記制御回路は、前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号の信号成分と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号の信号成分とを加算する加算器と、前記加算器の出力に接続されたローパスフィルタとを含むものである。
【００９４】
前記それぞれの電力増幅器で、前記ローパスフィルタ(１６_LB、HB)の出力から前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御する前記制御回路のアナログ制御信号が生成されるものである。
【００９５】
他の具体的な一つの実施の形態では、前記それぞれの電力増幅器で、前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である。
【００９６】
最も具体的な一つの実施の形態では、前記それぞれの電力増幅器は更に電流センス回路(１９)と過電流検出回路(１８Ｂ)とを具備する。
【００９７】
前記それぞれの電力増幅器で、前記電流センス回路(１９)は、前記最終段増幅段(１１)の前記最終段トランジスタ(Ｑn2)よりも小さな素子サイズを持ち前記最終段トランジスタ(Ｑn2)に流れる電流よりも小さなセンス電流を流す電流センストランジスタ(Ｑn3)を含む。
【００９８】
前記それぞれの電力増幅器で、前記過電流検出回路(１８Ｂ)は、前記電流センス回路(１９)の前記電流センストランジスタ(Ｑn3)に流れる前記センス電流に応答して前記制御回路(１５、１６、１８)に過電流検出信号を供給する。
【００９９】
前記それぞれのＲＦ電力増幅器(１００)が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動により前記最終段トランジスタ(Ｑn2)に流れる前記電流が過電流状態となった場合に、前記それぞれの電力増幅器で前記過電流検出回路(１８Ｂ)は前記最終段トランジスタの過電流保護を行うものである。
【０１００】
〔３〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器(１００)は、ＲＦ信号を増幅して通信端末のアンテナに供給されるＲＦ送信出力信号(ＰOUT)を生成する最終段増幅段(１１)と、制御回路(１５、１６、１８)と、電流センス回路(１９)と、過電流検出回路(１８Ｂ)とを具備する。
【０１０１】
前記最終段増幅段は、前記ＲＦ送信出力信号を出力電極に生成する最終段トランジスタ(Ｑn2)と、前記最終段トランジスタの前記出力電極と電源電圧(Ｖdd)との間に接続された最終段負荷素子(Ｌ2)とを含む。
【０１０２】
前記制御回路は前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号のレベルを制御する一方、前記最終段増幅段が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するように構成されている。
【０１０３】
前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで前記ＲＦ信号はＧＳＭ通信の一定包絡線信号であり、前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで前記ＲＦ信号はＥＤＧＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の包絡線変化信号である。
【０１０４】
前記電流センス回路(１９)は、前記最終段増幅段(１１)の前記最終段トランジスタ(Ｑn2)よりも小さな素子サイズを持ち前記最終段トランジスタ(Ｑn2)に流れる電流よりも小さなセンス電流を流す電流センストランジスタ(Ｑn3)を含む。
【０１０５】
前記過電流検出回路(１８Ｂ)は、前記電流センス回路(１９)の前記電流センストランジスタ(Ｑn3)に流れる前記センス電流に応答して前記制御回路(１５、１６、１８)に過電流検出信号を供給する。
【０１０６】
前記ＲＦ電力増幅器（１００）が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作することにより前記ＧＳＭ通信の前記一定包絡線信号の前記ＲＦ送信出力信号（ＰＯＵＴ）を送信するものである。
【０１０７】
前記ＲＦ電力増幅器（１００）が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作することにより前記ＥＤＧＥ通信と前記ＷＣＤＭＡ通信とのいずか一方の前記包絡線変化信号の前記ＲＦ送信出力信号（ＰＯＵＴ）を送信するものである。
【０１０８】
前記ＲＦ電力増幅器の前記第１動作モードによる前記ＧＳＭ通信の前記一定包絡線信号の前記ＲＦ送信出力信号（ＰＯＵＴ）の送信の際に前記アンテナの負荷変動により前記最終段トランジスタ（Ｑｎ２）に流れる前記電流が過電流状態となった場合に、前記過電流検出回路（１８Ｂ）は前記最終段トランジスタの過電流保護を行うものである（図１０参照）。
【０１０９】
前記実施の形態によれば、ＲＦ送信電力が大きなＧＳＭ通信に際してアンテナの負荷が極端に小さな場合でのシングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器に流れる動作電流を抑制することができる。
【０１１０】
好適な実施の形態では、前記ＲＦ電力増幅器(１００)は、出力整合回路と、方向性結合器(１３)と、第１検波器(１４)と、第２検波器(１７)とを更に具備する。
【０１１１】
前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタの前記出力電極には、前記出力整合回路が接続されている。
【０１１２】
前記方向性結合器(１３)は略平行に近接して配置された主線路と副線路とを有し、前記主線路は前記出力整合回路と前記アンテナとの間に接続可能とされ、前記副線路から前記ＲＦ送信出力信号(ＰOUT)の信号レベルに応答するＲＦ検出信号が生成される。
【０１１３】
前記第１検波器(１４)の入力端子は前記方向性結合器(１３)の前記副線路からの前記ＲＦ検出信号が供給されることにより、前記第１検波器(１４)の出力端子から第１検出信号が生成される。
【０１１４】
前記第２検波器(１７)の入力端子は前記最終段トランジスタの前記出力電極に接続されることにより、前記第２検波器(１７)の出力端子から第２検出信号が生成される。
【０１１５】
前記第１検波器(１４)の前記出力端子から生成される前記第１検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器(１００)が前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際に前記アンテナの負荷変動による前記ＲＦ送信出力信号の前記信号レベルの変動に応答する第１検出成分を含む。
【０１１６】
前記第２検波器(１７)の前記出力端子から生成される前記第２検出信号は、前記ＲＦ電力増幅器(１００)が前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際に前記アンテナの過負荷状態による前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極の出力電圧(Ｖds)の増加に応答する第２検出成分を含む。
【０１１７】
前記第１検波器(１４)と前記第２検波器(１７)とはそれぞれ第１入力しきい値電圧(Ｖth1)と第２入力しきい値電圧(Ｖth2)とを持ち、前記第２入力しきい値電圧のレベルは前記第１入力しきい値電圧のレベルよりも高く設定されている。
【０１１８】
前記第１検波器の前記出力端子から生成される前記第１検出信号と前記第２検波器の前記出力端子から生成される前記第２検出信号とは前記制御回路(１５、１６、１８)に供給され、前記制御回路は前記最終段トランジスタの前記出力電極の前記ＲＦ送信出力信号および前記出力電圧のレベルを制御するものである。
【０１１９】
前記第１検波器と前記制御回路とによる第１フィードバック制御は、前記第１動作モードでの動作の際の前記アンテナの負荷変動に応答する前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極から生成される前記ＲＦ送信出力信号(ＰOUT)の変動を低減するものである。
【０１２０】
前記第２検波器と前記制御回路とによる第２フィードバック制御は、前記第２動作モードでの動作の際の前記アンテナの過負荷状態に応答する前記最終段トランジスタ(Ｑn2)の前記出力電極の前記出力電圧(Ｖds)の前記増加を低減するものである(図１０参照)。
【０１２１】
より好適な実施の形態では、前記初段増幅段の前記初段トランジスタおよび前記最終段増幅段の前記最終段トランジスタは、ＬＤＭＯＳトランジスタとヘテロバイポーラトランジスタとのいずれか一方である。
【０１２２】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
【０１２３】
《携帯電話端末の構成》
図１は、本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器１００と、このＲＦ電力増幅器１００にＲＦ送信信号を供給するベースバンドディジタル信号処理・ＲＦアナログ信号処理ユニット２００とを含む携帯電話端末の構成を示す図である。
【０１２４】
図１に示す携帯電話端末は、種々の基地局とＧＳＭ通信、ＥＤＧＥ通信、ＷＣＤＭＡ通信を行うように構成されている。
【０１２５】
信号処理ユニット２００のベースバンドディジタル信号処理はディジタルベースバント送信信号を生成して、ディジタルベースバント送信信号はＤ／Ａ変換器によりアナログベースバント送信信号に変換される。アナログベースバント送信信号は送信用電圧制御発振器２０を含むＲＦ送信信号処理ユニットによってＲＦ送信信号に周波数アップコンバージョンされ、送信用電圧制御発振器２０からのＲＦ送信信号はプログラマブル可変利得増幅器２１を介してＲＦ電力増幅器１００のＲＦ送信信号入力端子に供給される。
【０１２６】
ＲＦ電力増幅器１００からは信号処理ユニット２００の可変利得増幅器２１の増幅利得を設定するための利得制御アナログ信号が信号処理ユニット２００のＡ／Ｄ変換器２２に供給され、Ａ／Ｄ変換器２２は利得制御アナログ信号を利得制御ディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２２からの利得制御ディジタル信号に応答してコントローラ２３は、プログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得を設定する。
【０１２７】
《マルチモードをサポートするＲＦ電力増幅器》
図１のＲＦ電力増幅器１００は信号処理ユニット２００からのＲＦ送信入力信号ＰＩＮを増幅することによってＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴを生成して、ＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴは携帯電話端末のアンテナ（図示せず）から基地局に送信されるものである。このＲＦ信号の増幅に際して、ＲＦ電力増幅器１００はＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードとＥＤＧＥ通信での３π／８−８ＰＳＫとＷＣＤＭＡ通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行するものである。すなわち、図１のＲＦ電力増幅器１００は飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとに共通使用されると伴に、１個のＲＦ電力増幅器１００は第１動作モードと第２動作モードとを実行するものである。
【０１２８】
《ＲＦ電力増幅器の構成》
図１のＲＦ電力増幅器１００は、まずシリコン半導体チップに形成された初段増幅段１０、最終段増幅段１１、バイアス回路１２、方向性結合器１３を含んでいる。
【０１２９】
初段増幅段１０は、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1と負荷としてのチョークコイルＬ1とを含んでいる。ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1のソースは接地電圧に接続され、ゲートにはＧＳＭ通信、ＥＤＧＥ通信、ＷＣＤＭＡ通信のいずれかのＲＦ送信入力信号ＰINが供給され、ドレインにはチョークコイルＬ1を介して電源電圧Ｖddが供給されている。
【０１３０】
最終段増幅段１１は、初段増幅段１０と同様に、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2と、負荷としてのチョークコイルＬ2とを含んでいる。ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のソースは接地電圧に接続され、ゲートには容量Ｃ1を介して初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1のドレイン増幅信号が供給され、ドレインにはチョークコイルＬ2を介して電源電圧Ｖddが供給されている。最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインからＲＦ送信出力信号ＰOUTが生成される。ＲＦ送信出力信号ＰOUTは、出力整合回路(図示せず)と方向性結合器１３とを介してＲＦ電力増幅器１００が搭載された携帯電話端末のアンテナに供給される。特に、最終段増幅段１１の増幅利得を初段増幅段１０の増幅利得よりも大きく設定するため、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2の素子サイズは、初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1の素子サイズよりも遥かに大きく設定されている。この素子サイズは、ＭＯＳトランジスタのゲート幅とゲート長との積によるゲート面積で設定される。
【０１３１】
また、初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1と最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2とは、シリコン半導体チップ内のＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳトランジスタによって構成されている。しかし、これらのソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタは、エミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴ(ヘテロ接合バイポーラトランジスタ)に置換されることもできる。また、ＮＰＮ型ＨＢＴが使用される場合には、素子サイズはエミッタ面積で設定される。尚、ＬＤＭＯＳは、Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductorの略である。また、ＨＢＴは、Hetero junction Bipolar Transistorの略である。
【０１３２】
ＲＦ電力増幅器１００はバイアス回路１２を含み、バイアス回路１２は初段増幅段１０のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn1のゲートに供給されるバイアス電圧Ｖgs1と最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のゲートに供給されるバイアス電圧Ｖgs2とを生成する。
【０１３３】
バイアス電圧Ｖgs1、Ｖgs2は電源電圧Ｖddや周囲温度Ｔaの変動と無関係の略一定のバイアス電圧とされるが、信号処理ユニット２００からのランプ電圧Ｖramp(図示せず)のレベルに比例されることもできる。ランプ電圧Ｖrampは携帯電話端末と基地局との間の通信距離に比例する送信出力レベル指示信号であり、基地局よりの受信信号により信号処理ユニット２００で生成されたランプ電圧Ｖrampがバイアス回路１２に供給され、バイアス電圧Ｖgs1、Ｖgs2のレベルが決定されることができる。
【０１３４】
バイアス電圧Ｖgs1、Ｖgs2は、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで異なるバイアス電圧とされることもできる。例えば、飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは、バイアス電圧Ｖgs1、Ｖgs2は初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2で大きな増幅利得が得られるようなバイアスレベルに設定される。また、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、バイアス電圧Ｖgs1、Ｖgs2は初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2で高い動作線形性が得られるようなバイアスレベルに設定される。
【０１３５】
また、アンテナから送信されるＲＦ送信電力レベルを検出するために、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインには出力整合回路(図示せず)を介して方向性結合器１３が接続されている。方向性結合器１３の主線路は出力整合回路(図示せず)とアンテナとの間に接続され、主線路と略並行に近接して配置された副線路からＲＦ送信出力信号ＰOUTの信号レベルに比例するＲＦ信号が生成される。方向性結合器１３は、ＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへのＲＦ送信出力信号ＰOUTの進行波に関して、主線路と副線路との間で高い結合度を有している。しかし方向性結合器１３は、アンテナでの負荷不整合によるアンテナからＲＦ電力増幅器１００の出力へのＲＦ送信出力信号ＰOUTの反射波に関しては、主線路と副線路との間で比較的低い結合度を有している。従って、方向性結合器１３の副線路からのＲＦ信号のレベルは、ＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへのＲＦ送信出力信号ＰOUTの進行波のレベルにより略決定される。
【０１３６】
尚、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のトランジスタＱn1、Ｑn2の負荷としてのチョークコイルＬ1、Ｌ2はＲＦ電力増幅器１００を構成するパワーモジュールの多層配線絶縁基板の内層配線により構成されている。しかし、他の実施の形態として、これらのチョークコイルは多層配線絶縁基板の表面の空芯コイルによって構成されるか、更にシリコン半導体チップの表面のスパイラルコイルによって構成されることもできる。
【０１３７】
また図１のＲＦ電力増幅器１００は、更にシリコン半導体チップに形成された第１検波器１４、加算器１５、ローパスフィルタ１６、第２検波器１７、調整回路１８を含んでいる。
【０１３８】
第１検波器１４は、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとを実行する１つのＲＦ電力増幅器のアンテナでの負荷変動に対応するためのものである。また、第２検波器１７は非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの負荷変動に対応に際してシングル型の共通使用のＲＦ電力増幅器の隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)を低減するためのものである。
【０１３９】
方向性結合器１３の副線路から形成されたＲＦ信号はアンテナでの負荷変動に対応するための第１検波器１４の入力端子に供給されるので、第１検波器１４の出力端子からＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへのＲＦ送信出力信号ＰOUTの進行波の信号レベルの第１検出信号が形成される。この第１検出信号は、加算器１５の一方の入力端子に供給される。
【０１４０】
ＲＦ電力増幅器のアンテナでの過負荷状態では、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインでの出力電圧が顕著に増大するようになる。すると、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでのＭＯＳトランジスタＱn2の信号歪も顕著に増大して、隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が顕著に劣化する危険性がある。従って、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレイン出力電圧は、過負荷での隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)を低減するための第２検波器１７の入力端子に供給される。第１検波器１４の比較的低い第１入力しきい値電圧Ｖth1と比較すると、第２検波器１７の第２入力しきい値電圧Ｖth2は比較的大きな電圧値に設定されている。第２検波器１７の出力端子からアンテナでの過負荷状態での最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の過大出力電圧レベルの第２検出信号が形成される。この第２検出信号は、加算器１５の他方の入力端子に供給される。
【０１４１】
加算器１５は、一方の入力端子に供給される第１検波器１４からの第１検出信号と調整回路１８を介して他方の入力端子に供給される第２検波器１７からの第２検出信号とのアナログ電圧のアナログ加算を行う。加算器１５の出力信号は、ローパスフィルタ１６によりＲＦ成分と高周波雑音とが減衰され、利得制御アナログ信号として信号処理ユニット２００のＡ／Ｄ変換器２２の入力端子に供給される。Ａ／Ｄ変換器２２は利得制御アナログ信号を利得制御ディジタル信号に変換して、利得制御ディジタル信号に応答してコントローラ２３はプログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得を設定する。
【０１４２】
従って、ＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへのＲＦ送信出力信号ＰOUTの進行波の信号レベルに略比例する第１検波器１４の出力端子から第１検出信号が高くなると、プログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得は低下される。また、アンテナの過負荷状態となって最終段増幅段１１のトランジスタＱn2から過大出力電圧レベルが生成されるような状態では、第２検波器１７の出力端子から第２検出信号に応答してプログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得は低下される。
【０１４３】
《ＲＦ電力増幅器の動作》
《アンテナでの負荷変動への対応》
図１のＲＦ電力増幅器１００が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとのいずれかを実行している場合にアンテナの負荷変動が生じる。アンテナは通常５０Ωに設定されているので、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレインとアンテナとの間の出力整合回路は、トランジスタＱn2のドレインの極めて低い出力抵抗とアンテナの５０Ωのインピーダンスとの間のインピーダンス整合を行う。
【０１４４】
ところで、携帯電話端末のアンテナを金属製品のテーブル等に接近すると、通常５０Ωに設定されたアンテナのインピーダンスは若干低い値に低下する。マルチモード通信をサポートする携帯電話端末は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００の略０．８〜１．０ＧＨｚのローバンド周波数のＲＦ送信信号を送信する場合と、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２１００の略１．７〜２．０ＧＨｚのハイバンド周波数のＲＦ送信信号を送信する場合とがある。ローバンド周波数のＲＦ送信信号の送信時には、アンテナの金属への接近によりＲＦ電力増幅器１００の出力端子としての最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレインのインピーダンス若干低い値に低下する。しかし、ハイバンド周波数のＲＦ送信信号の送信時には、アンテナの金属への接近によってＲＦ電力増幅器１００の出力端子としての最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレインのインピーダンスは出力整合回路のインピーダンスにより若干高い値に増加するものとなる。その結果、アンテナの負荷変動によりＲＦ電力増幅器１００の出力端子の負荷インピーダンスは若干の範囲で増減する。
【０１４５】
例えばＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号の送信のための飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行っているＲＦ電力増幅器１００の出力端子の負荷インピーダンスは若干の範囲の増減により、ＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへのＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴも若干の範囲で増減する。しかし、ＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへのＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの進行波の信号レベルに略比例する第１検波器１４の出力端子から第１検出信号が高くなると、プログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得は低下される。その結果、アンテナでの若干の負荷変動があっても、ＲＦ電力増幅器１００の出力からアンテナへ供給されるＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴを略一定に維持することができる。その結果、上記非特許文献６に記載の平衡ＲＦ電力増幅器による負荷変動抑圧特性と同等の特性を、図１に示すシングル型で素子数の少ないＲＦ電力増幅器１００で実現することができる。
【０１４６】
《アンテナでの過負荷状態への対応》
一方、携帯電話端末のアンテナを金属製品のテーブル等に接触すると、通常５０Ωに設定されたアンテナのインピーダンスは相当低い値に低下する。ところでマルチモード通信をサポートする携帯電話端末は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００の略０．８〜１．０ＧＨｚのローバンド周波数のＲＦ送信信号を送信する場合と、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２１００の略１．７〜２．０ＧＨｚのハイバンド周波数のＲＦ送信信号を送信する場合とがある。ローバンド周波数のＲＦ送信信号の送信時には、アンテナの金属接触によりＲＦ電力増幅器１００の出力端子としての最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレインのインピーダンスはショート状態に近い相当低い値に低下するものとなる。しかし、ハイバンド周波数のＲＦ送信信号の送信時には、アンテナの金属接触によってＲＦ電力増幅器１００の出力端子としての最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレインのインピーダンスは出力整合回路のインピーダンスによりオープン状態に近い相当高い値に増加するものとなる。その結果、アンテナの負荷変動によりＲＦ電力増幅器１００の出力端子の負荷インピーダンスは約１７Ωから約１５０までと広い範囲で変化する。
【０１４７】
図２は、図１のＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが変化する時のＲＦ電力増幅器１００の動作を説明するための図である。図２の横軸および縦軸は、図１のＲＦ電力増幅器１００の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖdsおよびドレイン電流Ｉdである。また、図２でＲ、Ｒ＋ΔＲ、Ｒ−ΔＲは、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレインから見た出力整合回路の入力インピーダンス(負荷インピーダンス)が適正値の状態、適正値よりも大きな値の状態、適正値よりも小さな値の状態をそれぞれ示すものである。また、図２には最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のゲート・ソース電圧ＶgsQn2の値に依存するトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖds・ドレイン電流Ｉdの正特性も示されている。尚、図２において、トランジスタＱn2の中間レベルのゲート・ソース電圧ＶgsQn2_Mに応答して中間レベルのドレイン電流Ｉdが流れ、トランジスタＱn2の高レベルのゲート・ソース電圧ＶgsQn2_Hに応答して高レベルのドレイン電流Ｉdが流れ、トランジスタＱn2の低レベルのゲート・ソース電圧ＶgsQn2_Lに応答して低レベルのドレイン電流Ｉdが流れている。
【０１４８】
図２から図１のＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが適正値の状態Ｒから過負荷の状態Ｒ＋ΔＲとなると、ドレイン・ソース電圧Ｖdsが低い領域ではゲート・ソース電圧ＶgsQn2の変化に応答するドレイン・ソース電圧Ｖdsの変化およびドレイン電流Ｉdの変化の増幅利得が低下することが理解できる。例えば図１のＲＦ電力増幅器１００が非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行っている場合には、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖdsが低い領域でのトランジスタＱn2の増幅利得の低下は信号歪の増大と隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)の劣化を生じるものとなる。
【０１４９】
図３は、図１のＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲ、適正値の状態Ｒ、適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲとなる際の最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖdsの依存性を説明するための図である。また図３の横軸および縦軸は、図１のＲＦ電力増幅器１００のＲＦ送信入力信号ＰINおよび最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖdsである。図３に示すように、ＲＦ送信入力信号ＰINの信号レベルが増加すると最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖdsは略線形に増加するが、ＲＦ送信入力信号ＰINの信号レベルが過大となるとドレイン・ソース電圧Ｖdsの増加は次第に飽和してその後に完全に飽和する。ＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲで最初に飽和が開始して、負荷インピーダンスが適正値の状態Ｒで次に飽和が開始して、負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲで最後に飽和が開始する。
【０１５０】
図４は、図１のＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲ、適正値の状態Ｒ、適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲとなる際のＲＦ電力増幅器１００のＲＦ送信出力信号ＰOUTの依存性を説明するための図である。
【０１５１】
ＲＦ送信出力信号ＰOUTは出力電力であり、最終段増幅段１１のトランジスタＱn2の出力インピーダンスをＲOUT、ＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスをＲ、トランジスタＱn2のドレイン電流をＩdとすると、ＲＦ送信出力信号ＰOUTは次式で与えられる。
【０１５２】
【数１】
0005131540.tif 000002
【０１５３】
良く知られているように、出力インピーダンスＲOUTの値と負荷インピーダンスＲの値とが等しい場合にＲＦ送信出力信号ＰOUTの最大値が得られ、異なる値になる場合にＲＦ送信出力信号ＰOUTはこの最大値から低下する。従って、図４に示すように、ＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが適正値の状態Ｒ(出力インピーダンスＲOUTの値と等しい状態)で非飽和状態のＲＦ送信出力信号ＰOUTは最大となる。また、図４に示すように、ＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲでも、適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲでも、非飽和状態のＲＦ送信出力信号ＰOUTは低下するものである。
【０１５４】
また、負荷変動によるＲＦ電力増幅器１００の負荷インピーダンスの変化をΔＲとすると、出力電力のＲＦ送信出力信号ＰOUTの変動ΔＰOUTは次式で与えられる。
【０１５５】
【数２】
0005131540.tif 000003
【０１５６】
また、図４に示す出力電力のＲＦ送信出力信号ＰOUTが飽和を開始する直前から信号歪である隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が急激に増大することが本発明者等の検討により明らかとされた。
【０１５７】
図５は、図１のＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲ、適正値の状態Ｒ、適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲとなる際のＲＦ電力増幅器１００のＲＦ送信出力信号ＰOUTの飽和開始と隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)の急激な増大との依存性を説明するための図である。
【０１５８】
図５で、太い破線Ｒは負荷インピーダンスが適正値の状態ＲでのＲＦ送信出力信号ＰOUTのＲＦ送信入力信号ＰINに対する飽和特性を示し、太い実線ＡＣＰＲ＠Ｒは負荷インピーダンスが適正値の状態Ｒでの隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)のＲＦ送信入力信号ＰINに対する依存特性を示している。負荷インピーダンスが適正値の状態Ｒでは、中間レベルのＲＦ送信入力信号ＰINによりＲＦ送信出力信号ＰOUTが飽和を開始すると伴に隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が急激に増大を開始する。
【０１５９】
図５で、細い破線Ｒ−ΔＲは負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲでのＲＦ送信出力信号ＰOUTのＲＦ送信入力信号ＰINに対する飽和特性を示している。また、細い実線ＡＣＰＲ＠Ｒ−ΔＲは負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲでの隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)のＲＦ送信入力信号ＰINに対する依存特性を示している。負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態Ｒ−ΔＲでは、高レベルのＲＦ送信入力信号ＰINにより始めてＲＦ送信出力信号ＰOUTが飽和を開始すると伴に隣接チャンネル漏洩電力比(ＡＣＰＲ)が急激に増大を開始するものである。
【０１６０】
図５で、細い破線Ｒ＋ΔＲは負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲでのＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴのＲＦ送信入力信号ＰＩＮに対する飽和特性を示している。また、細い実線ＡＣＰＲ＠Ｒ＋ΔＲは負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲでの隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）のＲＦ送信入力信号ＰＩＮに対する依存特性を示している。負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲでは、より容易にＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴが飽和を開始すると伴に隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）が急激に増大を開始するものである。その結果、図１のＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスが過負荷状態となりオープン状態に近い高いインピーダンスとなると、低レベルのＲＦ送信入力信号ＰＩＮでも容易にＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴが飽和を開始すると伴に隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）が急激に増大を開始することになる。この過負荷状態でのＡＣＰＲの急激な増大な特性はＥＤＧＥ通信の３π／８−８ＰＳＫまたはＷＣＤＭＡ通信のＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信のための非飽和型の線形増幅の第２動作モードに極めて有害なことが本発明者等の検討により明らかとされた。過負荷状態でのＡＣＰＲの急激な増大は、ＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信の包絡線変化信号の信号歪を顕著に増大するものである。
【０１６１】
一方、図３から負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲの過負荷状態では最終段増幅段１１のトランジスタＱn2のドレイン・ソース電圧Ｖdsが負荷インピーダンスの適正値の状態でのドレイン・ソース電圧よりも顕著に増大することが理解される。
【０１６２】
しかし、図１に示すＲＦ電力増幅器１００では、最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレイン出力電圧は、比較的大きな電圧値に設定された第２入力しきい値電圧Ｖth2を有する第２検波器１７の入力端子に供給されている。従って、図１に示すＲＦ電力増幅器１００においては、負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲの過負荷状態では第２検波器１７の出力端子から高レベルの過負荷検出信号が検出される。第２検波器１７の出力端子から高レベルの過負荷検出信号は、調整回路１８、加算器１５、ローパスフィルタ１６を介して信号処理ユニット２００のＡ／Ｄ変換器２２の入力端子に供給される。Ａ／Ｄ変換器２２は過負荷検出アナログ信号を過負荷検出ディジタル信号に変換して、過負荷検出ディジタル信号に応答してコントローラ２３はプログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得を低下する。尚、調整回路１８は第２検波器１７からの過負荷検出信号の信号レベルを調整するものであり、係数ａは１以下の定数に設定されている。
【０１６３】
従って、プログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得の低下によって図１に示すＲＦ電力増幅器１００の入力端子に供給されるＲＦ送信入力信号ＰＩＮの信号レベルが低下する。第２検波器１７の出力端子から高レベルの過負荷検出信号が形成されなくなるまで、プログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得の低下とＲＦ送信入力信号ＰＩＮの信号レベルの低下とが実行される。従って、負荷インピーダンスが適正値よりも大きな値の状態Ｒ＋ΔＲの過負荷状態でも、図４に示すＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの飽和開始点よりも十分低い信号レベルのＲＦ送信入力信号ＰＩＮがＲＦ電力増幅器１００の入力端子に供給されるようになる。すると、図１に示すＲＦ電力増幅器１００においてＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの飽和開始に伴う隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）の急激な増大を低減することが可能となる。その結果、過負荷状態でのＥＤＧＥ通信の３π／８−８ＰＳＫまたはＷＣＤＭＡ通信のＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信のための非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）および信号歪の急激な増大を低減することができる。
【０１６４】
《第１検波器と第２検波器》
図６は、図１のＲＦ電力増幅器１００の第１検波器１４と第２検波器１７との入出力特性を示す図である。
【０１６５】
図６の横軸および縦軸は、第１検波器１４と第２検波器１７の各検波器の入力電圧および出力電圧である。上述したように第１検波器１４の比較的低い第１入力しきい値電圧Ｖth1と比較すると、第２検波器１７の第２入力しきい値電圧Ｖth2は比較的大きな電圧値に設定されている。従って、同一レベルの入力電圧Ｉｎに対して、第２検波器１７からの第２検波信号の出力電圧(１７(ＶDET2))のレベルよりも第１検波器１４からの第１検波信号の出力電圧(１４(ＶDET1))のレベルは高くなる。また、図６には、１以下の定数に設定された係数ａを有する調整回路１８の出力電圧(１８(aＶDET2))も示されている。
【０１６６】
図７は、図１のＲＦ電力増幅器１００の第１検波器１４と第２検波器１７との構成を示す図である。
【０１６７】
図７に示すように、第１検波器１４は、第１段増幅回路１４１、第２段増幅回路１４２、第３段増幅回路１４３の多段増幅回路と、第１段検波回路１４４、第２段増検波回路１４５、第３段検波回路１４５の多段検波回路と、加算回路１４７とから構成されている。第１検波器１４の多段増幅回路と多段検波回路とによって、第１検波器１４は高い検波感度を持つことができる。
【０１６８】
図７に示すように、第２検波器１７は単一段の増幅回路１７１と単一段の検波回路１７２とから構成され、第２検波器１７は比較的低い検波感度を持つことができる。また、第２検波器１７の出力レベルは、調整回路１８が有する係数ａにより調整されることができる。更に、第２検波器１７が有する比較的大きな第２入力しきい値電圧Ｖth2は、単一段の増幅回路１７１の増幅トランジスタのしきい値電圧と単一段の検波回路１７２の検波ダイオードのしきい値電圧との少なくとも一方により調整されることができる。
【０１６９】
《出力整合回路と方向性結合器》
図８は、図１のＲＦ電力増幅器１００の最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のドレイン出力電極に接続されることができる出力整合回路ＯＭＮと方向性結合器１３´の一例を示す図である。
【０１７０】
出力整合回路ＯＭＮは、インダクターを構成するストリップラインＳＬ1、ＳＬ2と容量Ｃ3、Ｃ4、Ｃ5とから構成されている。出力整合回路ＯＭＮの入力端子は最終段増幅段１１のＭＯＳトランジスタＱn2のドレイン出力電極に接続され、出力整合回路ＯＭＮの出力端子からのＲＦ送信出力信号ＰOUTは携帯電話端末のアンテナに供給される。また、出力整合回路ＯＭＮの入力端子側のストリップラインＳＬ1は、方向性結合器１３´の主線路としても機能する。
【０１７１】
方向性結合器１３´は、方向性結合器の副線路を構成するストリップラインＳＬ3と終端抵抗Ｚとから構成されている。方向性結合器１３´の主線路ＳＬ1と副線路ＳＬ3とは略並行に近接して配置されている。また、副線路ＳＬ3の一端には容量Ｃ2を介してＭＯＳトランジスタＱn2のドレイン出力電極のＲＦ増幅信号が供給され、副線路ＳＬ3の他端は終端抵抗Ｚを介して接地電圧に接続される。副線路ＳＬ3の一端から生成されるＲＦ検出信号は、第１検波器１４の入力端子に供給される。副線路ＳＬ3の一端から生成されるこのＲＦ検出信号は、ＲＦ送信出力信号ＰOUTの進行波の信号レベルに比例するものである。
【０１７２】
《非線形特性を有する調整回路》
図９は、図１に示したＲＦ電力増幅器１００に搭載され１以下の定数に設定された係数ａを持つ調整回路１８を非線形特性の調整回路１８´に置換したＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。図９のＲＦ電力増幅器のその他の構成は、図１に示したＲＦ電力増幅器と同様である。
【０１７３】
図９に示したＲＦ電力増幅器１００に搭載された非線形特性の整回路１８´は、２次もしくはそれ以上の高次の関数もしくは指数関数で定義された非線形伝達関数ｆ(ＶDET2)を持っている。従って、第２検波器１７からの第２検波信号の出力電圧(１７(ＶDET2))のレベルが増大するほど、図１の調整回路１８の出力電圧(１８(aＶDET2))よりも更に高レベルの出力電圧(１８´ｆ(ＶDET2))を非線形特性の調整回路１８´から生成することができる。
【０１７４】
従って、過負荷状態で第２検波器１７からの第２検波信号の出力電圧（１７（ＶＤＥＴ２））のレベルが第２入力しきい値電圧Ｖｔｈ２よりも高くなるに従って、非線形特性の調整回路１８´からの出力電圧（１８´ｆ（ＶＤＥＴ２））のレベルが更に増大するようになる。その結果、過負荷状態でのＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信の包絡線変化信号の送信のための非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）および信号歪の急激な増大を更に有効に低減することができる。
【０１７５】
《過電流状態への対応》
上述のようにアンテナ負荷変動の対応のため、ＧＳＭ通信の一定包絡線信号の送信のため飽和型の非線形増幅の第１動作モードのＲＦ電力増幅器１００からのＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの進行波信号レベルに従って可変利得増幅器２１の増幅利得を制御して、ＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴを略一定に維持するものであった。
【０１７６】
しかし、ＷＣＤＭＡ通信やＥＤＧＥ通信と比較すると、一定包絡線信号の送信のために飽和型の非線形増幅の第１動作モードの飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行うＲＦ電力増幅器のＧＳＭ通信の最大ＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴ（ＭＡＸ）は略２．０ワットと極めて大きいものである。
【０１７７】
ところで、ローバンド周波数のＧＳＭ通信の一定包絡線信号の極めて大きなＲＦ送信信号の送信時にアンテナの金属接触により図１のＲＦ電力増幅器１００の最終段増幅段１１のトランジスタＱｎ２のドレインのインピーダンスはショート状態に近い相当低い値に低下するものとなる。すると、最終段増幅段１１のトランジスタＱｎ２のドレイン電流Ｉｄが極めて大きな過電流状態となって、携帯電話端末のバッテリーの消耗が顕著となると伴に、最終段増幅段１１のトランジスタＱｎ２が破壊する危険性もある。従って、ＧＳＭ通信の一定包絡線信号の送信のために飽和型の非線形増幅を行うＲＦ電力増幅器の負荷短絡による最終段増幅段の出力トランジスタの過電流状態への対応が必要なことが本発明者等の検討により明らかとされた。
【０１７８】
図１０は、図１に示したＲＦ電力増幅器１００にＧＳＭ通信での大きなＲＦ送信信号の送信時の負荷短絡に対応するための過電流保護回路を追加したＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。図１０のＲＦ電力増幅器のその他の構成は、図１に示したＲＦ電力増幅器と同様である。
【０１７９】
図１０に示したＲＦ電力増幅器１００に追加された過電流保護回路は、電流センス回路１９と過電流検出回路１８Ｂと加算器１５Ａとを含んでいる。電流センス回路１９は、ＲＦ電力増幅器１００の最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn2のゲート制御入力信号がゲート制御入力端子に供給される電流センスＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn3と、電流センス抵抗Ｒcsとから構成されている。電流センストランジスタＱn3のソースは接地電圧に接続される一方、ドレインは電流センス抵抗Ｒcsを介して電源電圧Ｖddに接続されている。ＲＦ増幅トランジスタＱn2の素子サイズよりも電流センストランジスタＱn3の素子サイズが相当小さく設定することによって、負荷短絡時の電流センストランジスタＱn3に流れるセンス電流を小さくすることができる。
【０１８０】
通常動作でも負荷短絡時でもトランジスタＱn3に流れるセンス電流は電流センス抵抗Ｒcsによってセンス電圧に変換され、電流センス抵抗Ｒcsの両端の間のセンス電圧は過電流検出回路１８Ｂにより監視される。例えば、過電流検出回路１８Ｂは入力しきい値電圧を持っており、電流センス抵抗Ｒcsのセンス電圧がこの入力しきい値電圧を超えると過電流検出出力信号のレベルが高くなる。過電流検出回路１８Ｂからの高レベルの過電流検出出力信号は加算器１５Ａ、加算器１５Ｂ、ローパスフィルタ１６を経由して、信号処理ユニット２００のＡ／Ｄ変換器２２に伝達され、Ａ／Ｄ変換器２２からの過電流検出ディジタル信号に応答してコントローラ２３はプログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得を低下する。
【０１８１】
従って、電流センス抵抗Ｒcsのセンス電圧が過電流検出回路１８Ｂの入力しきい値電圧を超えないように負荷短絡時の電流センストランジスタＱn3に流れるセンス電流と最終段増幅段１１のＲＦ増幅トランジスタＱn2に流れるＲＦ電流の増大が停止される。その結果、図１０のＲＦ電力増幅器１００で電流センス回路１９と過電流検出回路１８Ｂと加算器１５Ａを含む過電流保護回路は、電流リミッタのタイプの過電流保護動作を行うものである。
【０１８２】
その他の実施の形態として、負荷短絡時に電流センス抵抗Ｒcsのセンス電圧が過電流検出回路１８Ｂの入力しきい値電圧を一度超えると、過電流検出回路１８Ｂからの高レベルの過電流検出出力信号によりラッチ回路を初期状態のリセット状態から過電流検出によるセット状態にセットさせることができる。セット状態にセットされたラッチ回路の出力信号によりコントローラ２３を制御して、プログラマブル可変利得増幅器２１の増幅利得をゼロまで低下させることができる。このような過電流保護回路は、シャットダウン(遮断)のタイプの過電流保護動作を行うものである。その後の動作再開は、ラッチ回路をセット状態からリセット状態に変更することによって可能となる。
【０１８３】
《独立フィードバック》
図１１は、図１に示したＲＦ電力増幅器１００において、第１検波器１４の出力から信号処理ユニット２００のコントローラ２３への第１フィードバックと第２検波器１７の出力から信号処理ユニット２００のコントローラ２３への第２フィードバックとを独立としたＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。図１１のＲＦ電力増幅器のその他の構成は、図１に示したＲＦ電力増幅器と同様である。
【０１８４】
ローパスフィルタ１６ＢとＡ／Ｄ変換器２２Ｂとからなる第１フィードバックは、負荷変動対応のＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの安定化のためのものである。調整回路１８とローパスフィルタ１６ＡとＡ／Ｄ変換器２２Ａとからなる第２フィードバックは、過負荷状態でのＥＤＧＥ通信またはＷＣＤＭＡ通信の包絡線変化信号の送信時の非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）および信号歪の急激な増大を低減するためのものである。
【０１８５】
図１１に示したＲＦ電力増幅器１００では第１フィードバックと第２フィードバックとが独立して配置されているので、図１のように２個のフィードバックが統合化されたＲＦ電力増幅器と比較すると、単純であるので、回路設計が容易となる利点がある。
【０１８６】
《携帯電話の構成》
図１２は、本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器１００と信号処理ユニット２００とをローバンド周波数とハイバンド周波数とをカバーするデュアルバンド構成とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００とアンテナスイッチ４００とデュプレクサ等とアンテナＡＮＴを含む携帯電話の構成を示す図である。図１２の構成の携帯電話において、ＲＦ電力増幅器１００は、図１のＲＦ電力増幅器、図９のＲＦ電力増幅器、図１０のＲＦ電力増幅器、図１１のＲＦ電力増幅器のいずれのＲＦ電力増幅器が採用されることができる。
【０１８７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３００はバック・ブースト(降圧・昇圧)のコンバータであり、降圧動作モードと昇圧動作モードとをカバーすることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００に携帯電話に搭載されるバッテリーからのバッテリー電圧Ｖbatが供給されることにより、ＲＦ電力増幅器１００に供給される電源電圧ＶddがＤＣ／ＤＣコンバータ３００から生成される。バッテリーからのバッテリー電圧Ｖbatが低い時にＧＳＭ通信での高いＲＦ送信出力信号ＰOUTを送信する際にはＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、昇圧動作モードに設定される。逆にバッテリーからのバッテリー電圧Ｖbatが高い時に低いＲＦ送信出力信号ＰOUTを送信する際にはＤＣ／ＤＣコンバータ３００は降圧動作モードに設定されることで、電力付加効率(ＰＡＥ)を改善することが可能となる。尚、ＰＡＥは、Power Added Efficiencyの略である。
【０１８８】
アンテナスイッチ４００は、シングルポール７スロー(ＳＰ７Ｔ； Single Pole 7 throw)型のスイッチで構成されている。アンテナスイッチの分野では、アンテナＡＮＴに接続される共通の入出力端子Ｉ／Ｏはシングルポール(Single Pole)と呼ばれ、その他の送信端子、受信端子、送受信端子の端子はスロー(Throw)と呼ばれている。
【０１８９】
尚、ローバンド周波数はＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００の略０．８〜１．０ＧＨｚのＲＦ送信信号周波数であり、ハイバンド周波数はＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２１００の略１．７〜２．０ＧＨｚのハイバンド周波数のＲＦ送信信号周波数である。
【０１９０】
図１２のＲＦ電力増幅器１００は、ローバンド周波数をカバーする初段増幅段１０＿ＬＢ、最終段増幅段１１＿ＬＢ、方向性結合器１３＿ＬＢ、第１検波器１４＿ＬＢ、加算器１５＿ＬＢ、ローパスフィルタ１６＿ＬＢ、第２検波・調整回路１７、１８＿ＬＢを含んでいる。図１２のＲＦ電力増幅器１００でローバンド周波数をカバーするこれらの回路は、負荷変動対応のＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの安定化と過負荷状態での包絡線変化信号の送信時の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比の増大の低減とに関して図１に示したＲＦ電力増幅器１００と同様に動作する。その結果、図１２のＲＦ電力増幅器１００のローバンド周波数をカバーする回路から、信号処理ユニット２００のローバンド周波数をカバーするローバンドプログラマブル可変利得増幅器の増幅利得を制御するローバンド利得制御信号ＰＧＡｃｎｔ＿ＬＢが生成される。
【０１９１】
図１２のＲＦ電力増幅器１００は、ハイバンド周波数をカバーする初段増幅段１０＿ＨＢ、最終段増幅段１１＿ＨＢ、方向性結合器１３＿ＨＢ、第１検波器１４＿ＨＢ、加算器１５＿ＨＢ、ローパスフィルタ１６＿ＨＢ、第２検波・調整回路１７、１８＿ＨＢを含んでいる。図１２のＲＦ電力増幅器１００でハイバンド周波数をカバーするこれらの回路は、負荷変動対応のＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの安定化と過負荷状態での包絡線変化信号の送信時の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比の増大の低減とに関して図１に示したＲＦ電力増幅器１００と同様に動作する。その結果、図１２のＲＦ電力増幅器１００のハイバンド周波数をカバーする回路から、信号処理ユニット２００のハイバンド周波数をカバーするハイバンドプログラマブル可変利得増幅器の増幅利得を制御するハイバンド利得制御信号ＰＧＡｃｎｔ＿ＨＢが生成される。
【０１９２】
図１２の信号処理ユニット２００は、その下部からＲＦ電力増幅器１００へのローバンド周波数のＲＦ送信信号を生成する。このローバンド周波数のＲＦ送信信号は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＴＸ：ＧＳＭ８５０  ＧＳＭ９００と、ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのＲＦ送信信号ＴＸ：ＢＡＮＤ５である。ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号の周波数は８２４〜８４９ＭＨｚに設定され、ＧＳＭ９００のＲＦ送信信号の周波数は８８９〜９１５ＭＨｚに設定され、ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのＲＦ送信信号の周波数はＧＳＭ８５０と全く同一の８２４〜８４９ＭＨｚに設定されている。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号と、ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのＲＦ送信信号とは、シングルポール2スロー(ＳＰ７Ｔ； Single Pole ２ throw)型のスイッチＳＷ２で選択されて、図１２のＲＦ電力増幅器１００のローバンド周波数をカバーする初段増幅段１０_LBの入力端子に供給される。図１２のＲＦ電力増幅器１００のローバンド周波数をカバーする最終段増幅段１１_LBの出力端子からのローバンドＲＦ増幅出力信号は、方向性結合器１３_LBを介してシングルポール2スロー型のスイッチＳＷ４に供給される。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のローバンドＲＦ増幅出力信号はスイッチＳＷ４で選択され、シングルポール７スローのアンテナスイッチ４００を介してアンテナＡＮＴに供給される。ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのローバンドＲＦ増幅出力信号はスイッチＳＷ４で選択され、デュプレクサＤuplx_B5とアンテナスイッチ４００とを介してアンテナＡＮＴに供給される。
【０１９３】
図１２の信号処理ユニット２００は、その中央部からＲＦ電力増幅器１００へのハイバンド周波数のＲＦ送信信号を生成する。このハイバンド周波数のＲＦ送信信号は、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＧＳＭ系のＲＦ送信信号ＴＸ：ＤＣＳ１８００  ＰＣＳ１９００と、ＢＡＮＤ１とＢＡＮＤ２とのＷＣＤＭＡ系のＲＦ送信信号ＴＸ：ＢＡＮＤ１、ＴＸ：ＢＡＮＤ２である。ＧＳＭ系のＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号の周波数は１７１０〜１７８５ＭＨｚに設定され、ＧＳＭ系のＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号の周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚに設定されている。ＷＣＤＭＡ系のＲＦ送信信号ＴＸ：ＢＡＮＤ１、ＴＸ：ＢＡＮＤ２のＲＦ送信信号の周波数は、１９２０〜１９８０ＭＨｚと１８５０〜１９１０ＭＨｚとにそれぞれ設定されている。ＧＳＭ系のＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ系のＲＦ送信信号ＴＸ：ＢＡＮＤ１、ＴＸ：ＢＡＮＤ２のＲＦ送信信号とは、シングルポール3スロー型のスイッチＳＷ１で選択されて、図１２のＲＦ電力増幅器１００のハイバンド周波数をカバーする初段増幅段１０_HBの入力端子に供給される。図１２のＲＦ電力増幅器１００のハイバンド周波数をカバーする最終段増幅段１１_HBの出力端子からのローバンドＲＦ増幅出力信号は、方向性結合器１３_HBを介してシングルポール3スロー型のスイッチＳＷ３に供給される。ＧＳＭ系のＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のハイバンドＲＦ増幅出力信号はスイッチＳＷ３で選択され、シングルポール７スローのアンテナスイッチ４００を介してアンテナＡＮＴに供給される。ＷＣＤＭＡのＢＡＮＤ１およびＢＡＮＤ２のハイバンドＲＦ増幅出力信号はスイッチＳＷ３で選択されて、デュプレクサＤuplx_B１およびデュプレクサＤuplx_B2とアンテナスイッチ４００とを介してアンテナＡＮＴに供給される。
【０１９４】
図１２の信号処理ユニット２００は、その上部からアンテナＡＮＴで受信されたローバンド周波数とハイバンドとのＲＦ受信信号が供給されている。このローバンド周波数のＲＦ受信信号は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号ＲＸ：ＧＳＭ８５０  ＧＳＭ９００と、ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号ＲＸ：ＢＡＮＤ５である。ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号の周波数は８６９〜８９４ＭＨｚに設定され、ＧＳＭ９００のＲＦ受信信号の周波数は９２５〜９５０ＭＨｚに設定され、ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号の周波数はＧＳＭ８５０と全く同一の８６９〜８９４ＭＨｚに設定されている。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号はシングルポール７スローのアンテナスイッチ４００と表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介して信号処理ユニット２００に供給され、ＢＡＮＤ５のＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号はシングルポール７スローのアンテナスイッチ４００とデュプレクサＤuplx_B5を介して信号処理ユニット２００に供給される。
【０１９５】
ハイバンド周波数のＲＦ送信信号は、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＧＳＭ系のＲＦ受信信号ＲＸ：ＤＣＳ１８００  ＰＣＳ１９００と、ＢＡＮＤ１とＢＡＮＤ２とのＷＣＤＭＡ系のＲＦ受信信号ＲＸ：ＢＡＮＤ１、ＲＸ：ＢＡＮＤ２である。ＧＳＭ系のＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号の周波数は１８０５〜１８５０ＭＨｚに設定され、ＧＳＭ系のＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号の周波数は１９３０〜１９９０ＭＨｚに設定されている。ＷＣＤＭＡ系のＲＦ受信信号ＲＸ：ＢＡＮＤ１、ＲＸ：ＢＡＮＤ２のＲＦ送信信号の周波数は、２１１０〜２１７０ＭＨｚと１９３０〜１９９０ＭＨｚとにそれぞれ設定されている。ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号は、シングルポール７スローのアンテナスイッチ４００と表面弾性波フィルタＳＡＷ２を介して信号処理ユニット２００に供給される。ＷＣＤＭＡのＢＡＮＤ１およびＢＡＮＤ２のＲＦ受信信号はシングルポール７スローのアンテナスイッチ４００とデュプレクサＤuplx_B1およびデュプレクサＤuplx_B2を介して信号処理ユニット２００に供給される。
【０１９６】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１９７】
例えば、ＲＦ電力増幅器のＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴのレベルを検出するための方向性結合器を単純な容量に置換することができる。容量によるＡＣセンス信号は、上記非特許文献４に記載のように包絡線検波器により検波され、検波電圧は誤差増幅器により基準電圧と比較され、誤差増幅器の出力によって最終段を駆動する駆動段のバイアス電流を制御することもできる。
【０１９８】
また、ＲＦ電力増幅器１００は、初段増幅段１０と最終段増幅段１１との間に中間段増幅段を接続した３段もしくはそれ以上の多段増幅段により構成されることができる。
【０１９９】
上述した本発明の実施の形態では、負荷変動対応のＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴの安定化と過負荷状態での包絡線変化信号の送信時の第２動作モードでの隣接チャンネル漏洩電力比の増大の低減とに際して、信号処理ユニット２００のプログラマブル可変利得増幅器の増幅利得を制御するものであった。本発明はこの方式に限定されるものではなく、このような場合に際して初段増幅段１０と最終段増幅段１１との少なくともいずれか一方のトランジスタのゲート制御電極またはベース制御電極の制御バイアス電圧を制御することによりＲＦ電力増幅器の増幅利得を制御することもできる。すなわち、負荷変動によりＲＦ送信出力信号ＰＯＵＴが増加したり過負荷状態で包絡線変化信号の送信時の第２動作モードで隣接チャンネル漏洩電力比が増大したりする場合に、トランジスタの制御バイアス電圧を低下させ、ＲＦ電力増幅器の増幅利得を低下させるものである。
【０２００】
更に、初段増幅段１０および最終段増幅段１１のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタをエミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴに置換する場合には、ＨＢＴの熱暴走を防止するためにベースバラストもしくはエミッタバラストの抵抗をＨＢＴに接続することが推奨される。
【図面の簡単な説明】
【０２０１】
【図１】図１は、本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器と、このＲＦ電力増幅器にＲＦ送信信号を供給するベースバンドディジタル信号処理・ＲＦアナログ信号処理ユニットとを含む携帯電話端末の構成を示す図である。
【図２】図２は、図１のＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスが変化する時のＲＦ電力増幅器の動作を説明するための図である。
【図３】図３は、図１のＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態、適正値の状態、適正値よりも大きな値の状態となる際の最終段増幅段のトランジスタのドレイン・ソース電圧の依存性を説明するための図である。
【図４】図４は、図１のＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態、適正値の状態、適正値よりも大きな値の状態となる際のＲＦ電力増幅器のＲＦ送信出力信号の依存性を説明するための図である。
【図５】図５は、図１のＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスが適正値よりも小さな値の状態、適正値の状態、適正値よりも大きな値の状態となる際のＲＦ電力増幅器のＲＦ送信出力信号の飽和開始と隣接チャンネル漏洩電力比の急激な増大との依存性を説明するための図である。
【図６】図６は、図１のＲＦ電力増幅器の第１検波器と第２検波器との入出力特性を示す図である。
【図７】図７は、図１のＲＦ電力増幅器の第１検波器と第２検波器との構成を示す図である。
【図８】図８は、図１のＲＦ電力増幅器の最終段増幅段のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン出力電極に接続されることができる出力整合回路と方向性結合器の一例を示す図である。
【図９】図９は、図１に示したＲＦ電力増幅器に搭載され１以下の定数に設定された係数を持つ調整回路を非線形特性の調整回路に置換したＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。
【図１０】図１０は、図１に示したＲＦ電力増幅器にＧＳＭ通信での大きなＲＦ送信信号の送信時の負荷短絡に対応するための過電流保護回路を追加したＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。
【図１１】図１１は、図１に示したＲＦ電力増幅器において、第１検波器の出力から信号処理ユニットのコントローラへの第１フィードバックと第２検波器の出力から信号処理ユニットのコントローラへの第２フィードバックとを独立としたＲＦ電力増幅器の構成を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器と信号処理ユニットとをローバンド周波数とハイバンド周波数とをカバーするデュアルバンド構成とし、ＤＣ／ＤＣコンバータとアンテナスイッチとデュプレクサ等とアンテナを含む携帯電話の構成を示す図である。
【符号の説明】
【０２０２】
１００  ＲＦ電力増幅器
２００  信号処理ユニット
１０  初段増幅段
１１  最終段増幅段
１２  バイアス回路
１３  方向性結合器
１４  第１検波器
１５  加算器
１６  ローパスフィルタ
１７  第２検波器
１８  調整回路
２０  送信用電圧制御発振器
２１  プログラマブル可変利得増幅器
２２  Ａ／Ｄ変換器
２３  コントローラ
Ｑn1、Ｑn2  ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｌ1、Ｌ2  チョークコイル
Ｃ1  容量
ＰIN  ＲＦ送信入力信号
ＰOUT  ＲＦ送信出力信号
Ｖdd  電源電圧
Ｖds  ドレイン・ソース電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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