(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ピエゾアクチュエータに直列に接続されるインダクタと、
このインダクタと前記ピエゾアクチュエータとの直列回路に対して、充電スイッチを介して直流電源から電源供給を行うための充電手段と、
前記直列回路に並列に接続され、放電スイッチを介して前記ピエゾアクチュエータに充電された電荷を放電させるための放電手段と、
外部から駆動指令が入力されると前記ピエゾアクチュエータを充電させて伸長させる充電制御手段と、
外部から駆動停止指令が入力されると前記ピエゾアクチュエータを放電させて収縮させる放電制御手段とを備え、
前記充電制御手段は、
前記充電スイッチのオン時に前記直流電源から前記直列回路に供給される充電電流を、前記直列回路側で検出する電流検出手段と、
この電流検出手段により検出される充電電流を積分することにより、前記充電スイッチのオン期間のみにおける前記ピエゾアクチュエータの充電エネルギーを推定するエネルギー推定手段と、
前記電流検出手段により検出される充電電流信号を微分する微分回路と、
この微分回路により出力される微分信号に基づいて、前記エネルギー推定手段が充電電流の積分を行うタイミングを制御する積分タイミング制御手段とを備えて構成されることを特徴とするピエゾアクチュエータの駆動回路。
【請求項２】
前記電流検出手段は、前記充電電流が通電される抵抗素子と、この抵抗素子の端子電圧を差動増幅する差動増幅回路とで構成され、
前記エネルギー推定手段は、前記差動増幅回路の出力電圧を電流に変換して積分する充電電荷積分器で構成され、
前記微分回路は、前記差動増幅回路の出力電圧を微分した信号を出力し、
前記積分タイミング制御手段は、前記微分信号のエッジによって前記充電電荷積分器が積分を行うタイミングを制御することを特徴とする請求項１記載のピエゾアクチュエータの駆動回路。
【請求項３】
前記充電制御手段は、
前記充電スイッチをスイッチング動作させるための制御データが記憶されるメモリと、
このメモリより読み出された制御データに基づいて、前記充電スイッチのスイッチング信号を生成するタイマと、
前記エネルギー推定手段による充電電流の積分値と基準値とを比較して、両者の差分を検出する差分検出手段と、
前記差分値に応じて、前記タイマにより生成されるスイッチング信号のタイミングを補正する補正手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項１又は２記載のピエゾアクチュエータの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ピエゾアクチュエータを充放電させて伸縮させる駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ピエゾアクチュエータを充放電させて伸縮させる駆動回路としては、インダクタとピエゾアクチュエータとの直列回路に対して、ＭＯＳＦＥＴからなる充電スイッチを介して直流電源から電源供給を行うための充電経路と、上記直列回路に並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴからなる放電スイッチを介してピエゾアクチュエータに充電された電荷を放電させるための放電経路とを備えたものが知られている。
そして、この駆動回路では、外部から駆動信号が入力されると、放電スイッチをオフした状態で充電スイッチのオン／オフを繰り返すことでピエゾアクチュエータを充電・伸長させ、その後、駆動信号が入力されなくなると、充電スイッチをオフした状態で放電スイッチのオン／オフを繰り返すことでピエゾアクチュエータを放電・収縮させる。
【０００３】
ところで、このような駆動回路では、充電期間においてフライホイール電流がピエゾアクチュエータに流れている状態で充電スイッチがオンすると、放電スイッチの寄生ダイオードの逆回復時間により、その寄生ダイオードに逆方向の電流（所謂、貫通電流）が流れてしまうことがある。
【０００４】
そこで、フライホイール電流を検出するための電流検出用抵抗をピエゾアクチュエータに直列に接続し、駆動信号が入力されると充電スイッチをオンし、その後一定時間経過してからオフして、更にその後フライホイール電流の値が０になると充電スイッチをオンするようにオン／オフ動作を繰り返すことで、ピエゾアクチュエータを充電させるものがある（例えば、特許文献１参照）。斯様な構成によれば、フライホイール電流がピエゾアクチュエータに流れなくなってから充電スイッチをオンするので、その際に放電スイッチの寄生ダイオードに逆方向電流が流れることを防止できる。
【０００５】
ところで、ピエゾアクチュエータの静電容量は温度により変化するため、使用環境によってはピエゾアクチュエータに流れ込む充電電流量も変化する。そして、特許文献１の構成では、充電スイッチのオン時に直流電源からピエゾアクチュエータに流れ込む電流量が変化すればその時にインダクタに蓄積されるエネルギーも変化するので、充電スイッチのオフ時にインダクタがエネルギーを放出し終わるまでの時間も変化する。このため、充電期間中に充電スイッチをオンするタイミングがピエゾアクチュエータの静電容量の変化に伴い変化し、蓄積される電荷量が変わることがあった。
【０００６】
そこで、特許文献２に開示されている技術では、ピエゾアクチュエータの静電容量の変化に伴い伸長率が変化するのを防止するため、充電期間においては所定の周期で充電スイッチをオンすると共に、そのオン時に充電経路に流れる電流の積分値が目標値に到達すると、充電スイッチオフするようにしている。
また、特許文献２では、ピエゾアクチュエータに電源を供給する昇圧回路を構成するバッファコンデンサに直列接続される抵抗素子Ｒ１を用いて電流検出を行っており、そこで検出された電流に基づいて昇圧回路の制御並びに充電タイミングの制御を行うようにして、構成の簡素化も図っている。
【特許文献１】特開２００４−２８２９８８号公報
【特許文献２】特開２００６−２３７３３５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献２の構成では、昇圧回路：ＤＣ／ＤＣコンバータ側で電流検出を行うため、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧動作を行っている期間は誤差が大きくなり、検出を禁止する必要があり、実際の制御は困難である。
また、図１５に示すように、上記のようなインジェクタを、エンジン燃料噴射への適用を想定すると、複数の気筒に対応して複数のインジェクタが配置され、それらに対して電源を供給するＤＣ／ＤＣコンバータは共通化される。その場合、特許文献２のようにＤＣ／ＤＣコンバータ側で一括して（ポイントＰ）電流をモニタする構成では、各気筒についてインジェクタの充放電制御を行うことができなくなる。例えば４気筒エンジンの場合に、第１，第３気筒をバンクＡ，第２，第４気筒をバンクＢに分ける場合もあるが、バンクＡ，Ｂ間で燃料の噴射期間が重複すると、バンク単位での個別検出もやはりできなくなる。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、より高い精度での充放電制御を柔軟な形態で行うことが可能となるピエゾアクチュエータの駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１記載のピエゾアクチュエータの駆動回路によれば、充電制御手段は、充電スイッチのオン時に直流電源から直列回路に供給される充電電流を直列回路側で検出して積分することで、エネルギー推定手段が充電スイッチのオン期間のみにおけるピエゾアクチュエータの充電エネルギーを推定する。その場合、積分タイミング制御手段は、電流検出手段により検出される充電電流信号を微分した信号に基づいて、エネルギー推定手段が充電電流の積分を行うタイミングを制御する。
【００１０】
すなわち、充電電流の検出を直列回路側で行うことで、特許文献２のように検出期間に制限を設ける必要がなく、複数のピエゾアクチュエータを駆動するシステムにおいても、個別の検出が可能となる。また、充電スイッチがパワー系の半導体素子で構成される場合、そのオンオフは、充電電流値が比較的大きくなるとオンオフ制御信号に対して遅れ（応答遅れ）を生じる傾向にある。そこで、充電電流の微分信号に基づいて充電電流の積分タイミングを制御すれば、充電スイッチの応答遅れも含めた実際のオンオフタイミングを明確に捉えることが可能となり、ピエゾアクチュエータの充電エネルギーを精確に評価して、制御を高精度で行うことができる。
【００１１】
請求項２記載のピエゾアクチュエータの駆動回路によれば、電流検出手段は、差動増幅回路によりピエゾアクチュエータの充電電流が通電される抵抗素子の端子電圧を差動増幅し、エネルギー推定手段は、充電電荷積分器により差動増幅回路の出力電圧を電流に変換して積分する。そして、微分回路は、差動増幅回路の出力電圧を微分した信号を出力するので、積分タイミング制御手段は、前記微分信号のエッジによって充電電荷積分器が積分を行うタイミングを制御する。従って、充電電流の変化状態が反映される微分信号のエッジにより、充電電荷積分器が充電エネルギーを推定するための積分を実行するタイミングが制御されるので、ピエゾアクチュエータの充電エネルギーを高精度に推定できる。
【００１２】
請求項３記載のピエゾアクチュエータの駆動回路によれば、充電制御手段は、充電スイッチをスイッチング動作させるための制御データをメモリに記憶させ、タイマがメモリより読み出された制御データに基づいて、充電スイッチのスイッチング信号を生成する。その場合、補正手段は、エネルギー推定手段による充電電流の積分値と基準値とを比較して両者の差分を検出し、その差分値に応じて、前記タイマにより生成されるスイッチング信号のタイミングを補正する。
【００１３】
すなわち、特許文献２の構成では、積分値が目標値に到達したか否かの判定を、コンパレータを中心とするアナログ回路を用いているため、例えば、終段部に配置されるコンパレータのオフセットやスルーレートのばらつきや、その他の回路素子の定数ばらつきなどにより、温度特性や耐久劣化による変動により充電制御の精度が悪化するという問題がある。また、積分器の出力信号をスイッチング制御そのものに使用しているため、受動素子をＩＣの外部で接続することが難しくなり、この点も、精度を悪化させる問題となる。
【００１４】
そこで、請求項３のように、基本的なスイッチングのタイミングは、メモリに記憶された制御データに基づきデジタル的に生成し、エネルギー推定手段による今回と前回との推定結果の差分値に応じてスイッチング信号のタイミングを補正すれば、耐久変動を極力排除することができ、また、必要な受動素子をＩＣの外部で接続することも可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図８を参照して説明する。駆動回路の全体構成を示す図６において、駆動回路１は、例えば車両の内燃機関において燃料を噴射するインジェクタに搭載されるピエゾアクチュエータＰを充放電して伸縮させ、インジェクタに燃料噴射の開始／停止をさせるもので、電源回路１０，直列回路２０，充電経路（充電手段）３０，放電経路（放電手段）４０，スイッチ制御回路５０を備えている。
【００１６】
電源回路１０は、インダクタＬ１，ピエゾアクチュエータＰ，電流検出用抵抗Ｒ２（電流検出手段）の直列回路２０に対して、バッテリ（直流電源）１２より供給される電源電圧を昇圧した電圧を生成する。充電経路３０は、充電スイッチＳＷ１を介して電源回路１０からの電源を供給するもので、放電経路４０は、直列回路２０に対して並列に接続され、放電スイッチＳＷ２を介してピエゾアクチュエータＰに充電された電荷を放電させる。そして、スイッチ制御回路５０は、充電スイッチＳＷ１及び放電スイッチＳＷ２のオン／オフの制御を行う。
直列回路２０は、インダクタＬ１の一端が、充電スイッチＳＷ１を介して電源回路１０の正極側に接続され、ピエゾアクチュエータＰの一端が、電流検出用抵抗Ｒ２を介して電源回路１０の負極側であるグランドに接続されている。
【００１７】
充電スイッチＳＷ１は、例えばｎチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴからなり、ソースがインダクタＬ１の一端に接続され、ドレインが電源回路１０の正極側に接続され、ゲートがスイッチ制御回路５０の出力端子（Ｓ３）に接続されている。また、充電スイッチＳＷ１には、ピエゾアクチュエータＰの放電時において、放電スイッチＳＷ２がオフした際に回生電流を電源回路１０に流し込むためのダイオードＤ１（ＦＥＴの寄生ダイオード）が並列に接続されている。放電スイッチＳＷ２も例えばｎチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴからなり、ソースがグランドに接続され、ドレインが充電スイッチＳＷ１とインダクタＬ１との共通接続点に接続され、ゲートがスイッチ制御回路５０の出力端子（Ｓ１４）に接続されている。
また、放電スイッチＳＷ２には、ピエゾアクチュエータＰの充電時において、充電スイッチＳＷ１がオフした際にフライホイール電流を流すためのダイオードＤ２（ＦＥＴの寄生ダイオード）が並列に接続されている。
【００１８】
電源回路１０は、バッテリ１２と、バッテリ１２からのバッテリ電圧（例えば１２Ｖ）を昇圧するための昇圧回路１４とからなり、バッテリ１２の負極側端子は、グランドに接続されている。
昇圧回路１４は、昇圧用インダクタＬ２と、ダイオードＤ３と、昇圧用スイッチＳＷ３と、昇圧制御回路１６と、バッファコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とを備えている。昇圧用インダクタＬ２は、一端がバッテリ１２の正極側端子に接続されており、ダイオードＤ３は、アノードが昇圧用インダクタＬ２の他端に接続され、カソードが充電スイッチＳＷ１のドレインに接続されている。昇圧用スイッチＳＷ３は、一端がダイオードＤ３と昇圧用インダクタＬ２との共通接続点に接続され、他端がグランドに接続されており、昇圧制御回路１６は、昇圧用スイッチＳＷ３をオン／オフ制御する。バッファコンデンサＣ１は、一端がダイオードＤ３と充電スイッチＳＷ１との共通接続点に接続され、他端が抵抗Ｒ１を介してグランドに接続されている。尚、ダイオードＤ３は、バッファコンデンサＣ１の放電を防止するために配置されている。
【００１９】
昇圧制御回路１６は、昇圧用スイッチＳＷ３のオン／オフを繰り返し行うことで、ダイオードＤ３を介してバッファコンデンサＣ１に数十〜数百Ｖの電圧を充電させ、その際に、具体的には図示しないが、電流検出用抵抗Ｒ１にて検出される電流に比例した電圧値を有する検出信号に基づいて昇圧制御を行う。バッファコンデンサＣ１は、充電スイッチＳＷ１がオンされると、充電経路３０に電流を流してピエゾアクチュエータＰを充電するもので、比較的静電容量が大きく、ピエゾアクチュエータＰへの電源供給時にも略一定の電圧値を保つようになっている。
【００２０】
スイッチ制御回路５０には、電流検出用抵抗Ｒ２の両端で検出される信号Ｓ１２，Ｓ１３（グランド）と、車両のエンジン制御を行うＥＣＵ（図示せず）から出力される駆動信号Ｓ１とが入力される。スイッチ制御回路５０は、駆動信号Ｓ１が入力されると、放電スイッチＳＷ２をオフした状態で、スイッチング信号Ｓ３を出力して充電スイッチＳＷ１のオン／オフを所定時間繰り返す。
このとき、スイッチ制御回路５０は、周期的に充電スイッチＳＷ１をオンすると共に、検出信号Ｓ１２，Ｓ１３に基づき、内部でピエゾアクチュエータＰの充電電流を時間積分する。また、スイッチ制御回路５０は、駆動信号Ｓ１が入力されなくなると、充電スイッチＳＷ１をオフした状態で、スイッチング信号Ｓ１４を与えて放電スイッチＳＷ２のオン／オフを所定時間繰り返す。
【００２１】
次に、スイッチ制御回路５０の中で充電スイッチＳＷ１を制御する回路の部分について、図１を参照して説明する。尚、放電スイッチＳＷ２を制御する回路部分については、本発明の要旨とは直接関係がないため、詳細な説明は省略する。
【００２２】
反転差動増幅回路６０は、オペアンプＡ１を中心に構成されており、オペアンプＡ１の反転入力端子には抵抗素子Ｒ３を介して検出信号Ｓ１２が与えられると共に、抵抗素子Ｒ４を介して自身の出力端子が接続されている。また、オペアンプＡ１の非反転入力端子には抵抗素子Ｒ５を介して検出信号Ｓ１３が与えられると共に、抵抗素子Ｒ６を介して、オフセット回路８０を構成するオペアンプＡ２の出力端子が接続されている。反転差動増幅回路６０の電圧利得は、抵抗素子Ｒ３〜Ｒ６の抵抗値で決定される。
オフセット回路８０は、抵抗素子Ｒ２に流れる電流が充電時と放電時とで逆方向になることを考慮し、基準電圧Ｖrefにより反転差動増幅回路６０にオフセット電圧を付与するようになっている。
【００２３】
充電電荷積分器（エネルギー推定手段）７０は、オペアンプＡ３を中心に構成され、オペアンプＡ３の反転入力端子は抵抗素子Ｒ７を介してオペアンプＡ１の出力端子に接続されている。また、前記反転入力端子は、スイッチＳＷ５，コンデンサＣ２，スイッチＳＷ６を介してオペアンプＡ３の出力端子に接続されており、コンデンサＣ２には、スイッチＳＷ４が並列に接続されている。
【００２４】
この充電電荷積分器７０は、反転差動増幅回路６０の出力電圧を反転すると共に電流に変換し、コンデンサＣ２により積分する回路であり、積分時定数は、コンデンサＣ２の容量と抵抗素子Ｒ７の抵抗値で決まる。スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、コンデンサＣ２を充電して積分する場合に閉じられ、スイッチＳＷ４は、コンデンサＣ２を放電して積分結果をクリアする場合に閉じられる。これらは何れも充放電制御ロジック（充電制御手段，放電制御手段）１００のコントローラ（積分タイミング制御手段）１１０により開閉制御される。そして、オペアンプＡ３の出力端子は、Ａ／Ｄコンバータ５１の入力ポートに接続されている。Ａ／Ｄコンバータ５１は、充電電荷積分器７０による積分結果を例えば１０ビット程度でＡ／Ｄ変換し、変換したデータ（Ｓ１０）を上記コントローラ１１０に出力する。
【００２５】
微分器（微分回路）９０は、オペアンプＡ４を中心に構成され、オペアンプＡ４の反転入力端子はコンデンサＣ３を介してオペアンプＡ１の出力端子に接続されていると共に、抵抗素子Ｒ８を介して自身の出力端子に接続されている。微分時定数は、コンデンサＣ３の容量と抵抗素子Ｒ８の抵抗値で決まる。オペアンプＡ４の非反転入力端子は、オフセット回路８０のオペアンプＡ２の出力端子に接続されている。そして、オペアンプＡ４の出力端子は、ヒステリシス付きコンパレータ５２の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ５２の反転入力端子もオペアンプＡ２の出力端子に接続されており、コンパレータ５２の出力端子は、ＡＮＤゲート５３（積分タイミング制御手段）の一方の入力端子に接続されている。
【００２６】
次に、充放電制御ロジック１００について説明する。充放電制御ロジック１００は、シーケンサ若しくはマイクロコンピュータで構成されており、コントローラ１１０には、外部より駆動信号Ｓ１が与えられている。コントローラ１１０は、ＡＮＤゲート５３の他方の入力端子に充電制御信号Ｓ２を出力すると共に、スイッチＳＷ４の開閉制御信号Ｓ１１を出力する。更に、Ａ／Ｄコンバータ５１にＡ／Ｄスタート信号Ｓ９を出力し、そのＡ／Ｄコンバータ５１がＡ／Ｄ変換したデータＳ１０を読み込むようになっている。
【００２７】
メモリ１９０には、充電スイッチＳＷ１（及び放電スイッチＳＷ２）をスイッチング制御するためのデータが記憶されており、その制御データは、充放電パルス制御回路１２０に転送されてロジック処理されることで充電スイッチング信号Ｓ３（及び放電スイッチング信号Ｓ１４）が生成出力されるようになっている。
【００２８】
また、コントローラ１１０は、Ａ／Ｄコンバータ５１による変換データＳ１０を、充電電荷バッファ１７０に格納するようになっている。リファレンスバッファ１８０には、ピエゾアクチュエータＰの充電電荷−積分値の狙い値がセットされており、補正エンジン（補正手段）１５０は、減算器（補正手段，差分検出手段）１６０で得られる両者の差分値ΔＶＱに基づいて補正データＡＤＪを決定し、充放電パルス制御回路１２０に出力する。充放電パルス制御回路１２０は、自身が制御データに基づいて決定した充電スイッチＳＷ１のオフタイミングを、補正データＡＤＪにより補正してスイッチング信号Ｓ３を出力する。
【００２９】
次に、充放電パルス制御回路１２０の詳細構成について図２を参照して説明する。充放電パルス制御回路１２０は、ロジック回路部１２１，制御コントローラ１２２，揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ，ＳＲＡＭなど）１２３を備えている。ロジック回路部１２１において、タイマ１２４は、充電制御信号Ｓ２がアクティブの場合にイネーブルとなり、図示しないクロック信号に基づくフリーランカウントを行うもので、そのカウントデータは比較器１２５及び１２６に出力される。
【００３０】
これらの比較器１２５，１２６は、上記カウントデータとオン時間１ｓｔバッファ１２７，オフ時間１ｓｔバッファ１２８にセットされたデータ値とをそれぞれ比較し、両者が一致すると、一致信号をＤフリップフロップ１２９にトリガクロック信号，リセット信号として出力する。また、比較器１２６の一致信号は、ＯＲゲート１３０を介してタイマ１２４のクリア信号としても与えられており、ＯＲゲート１３０の他方の入力端子（負論理）には、充電全期間信号Ｓ２が与えられている。Ｄフリップフロップ１２９のＤ入力端子は、電源ＶＤＤにプルアップされており、Ｑ出力端子より充電スイッチング信号Ｓ３が出力されるようになっている。
【００３１】
バッファ１２７，１２８には、制御コントローラ１２２によって揮発性メモリ１２３に用意されるオンオフ時間２ｎｄバッファ１２３ａのデータが転送される。また、揮発性メモリ１２３には、充電スイッチＳＷ１によるスイッチング回数をカウントするためのバッファ（SWCNT）１２３ｂも用意されている。
【００３２】
また、図５には、駆動信号Ｓ１に基づいて充電全期間信号Ｓ２を生成出力する構成を示す。信号生成部１３１は、図２と同様に、タイマと比較器（図示せず）からなるコンペアマッチタイマとして構成され、タイマは、駆動信号Ｓ１（ＩＮ）がロウレベルでゼロクリアされ、ハイレベルになるとカウント動作を開始する。そして、その立ち上がりにより充電全期間信号Ｓ２（ＯＵＴ）もアクティブ（ハイ）となり、所定時間が経過してタイマ値が比較器に与えられる比較値に達するとインアクティブに変化する。
【００３３】
次に、本実施例の作用について図３，図４，図７及び図８も参照して説明する。図７（ａ）は、駆動回路１がピエゾアクチュエータＰを充電する場合の各信号波形を示すタイミングチャートである。先ず、図７（ａ）に基づき全体動作の概要を説明する。外部より駆動信号Ｓ１が与えられると、コントローラ１１０は、充電全期間信号Ｓ２をＡＮＤゲート５３に出力し、その間に充電スイッチング信号Ｓ３を、充電スイッチングＳＷ１に対してパルス状に複数回出力する。
【００３４】
すると、充電スイッチング信号Ｓ３に基づき充電スイッチＳＷ１が行うスイッチング動作には若干の応答遅れがあるため、ピエゾアクチュエータＰに流れる電流Ｓ６にも遅れが生じており、微分信号Ｓ５は、上記電流Ｓ６の傾きが変化する点を捉えたパルス信号となる。そして、微分信号Ｓ５は、ヒス付きコンパレータ５２により比較されることで、ＡＮＤゲート５３を介して、充電電荷積分器７０に充電スイッチング信号Ｓ４が出力される。充電電荷積分器７０においては、充電スイッチング信号Ｓ４がハイレベルを示す期間だけ（すなわち、充電スイッチＳＷ１が実際にオンしている期間だけ）スイッチＳＷ５及びＳＷ６が閉じて、反転差動増幅器６０の出力信号が積分される。
【００３５】
その結果、充電によりピエゾアクチュエータＰに蓄積されるエネルギーＳ７に対して、充電電荷積分器７０の出力である積分信号Ｓ８は略同様の波形で上昇する。そして、コントローラ１１０は、充電全期間信号Ｓ２をインアクティブ（ロウ）にすると同時に、Ａ／Ｄコンバータ５１にＡ／Ｄスタート信号Ｓ９を出力する。すると、Ａ／Ｄコンバータ５１は、その時点の積分信号Ｓ８をＡ／Ｄ変換し、今回の変換結果データＳ１０を出力する。コントローラ１１０は、そのデータＳ１１０をバッファ１７０に書き込んで記憶させると、積分器クリア信号Ｓ１１を出力して充電電荷積分器７０における積分結果Ｓ８をクリアさせる。
【００３６】
次に、充放電パルス制御回路１２０が充電スイッチング信号Ｓ３を生成出力する処理について図３を参照して説明する。図３は、制御コントローラ１２２による制御内容を示すフローチャートであり、図４は、その制御に応じたロジック回路部１２１の動作を示すタイミングチャートである。尚、揮発性メモリ１２３のバッファ１２３ａには、図２に示すように、スイッチング回数０〜ｎに対応するオン時間データＴon0〜Ｔonn，オフ時間データＴoff0〜Ｔoffnが、メモリ１９０より転送されている。また、初期状態で、バッファ１２３ｂは「０」である。
【００３７】
制御コントローラ１２２は、充電全期間信号Ｓ２の立ち上がりを認識すると（ステップＰ１：ＹＥＳ）、バッファ１２３ｂが「０」か否かを判断する（ステップＰ２）。そして「０」であれば（ＹＥＳ）、その時点のバッファ１２３ｂが示す値に応じたオン時間データＴon，オフ時間データＴoffをバッファ１２３ａから読み出して、バッファ１２７，１２８にそれぞれ格納する（ステップＰ３）。続いて、バッファ１２３ｂのデータ値をインクリメントし（ステップＰ４）、その値が「ｎ＋１」に達していなければ（ステップＰ５：ＮＯ）ステップＰ２に戻る。
次回以降は、ステップＰ２で「ＮＯ」と判断することになり、ステップＰ６に移行して比較器１２６の一致信号が出力されるまで待機し、一致信号が出力されると（ＹＥＳ）ステップＰ３に移行する。
【００３８】
上記の処理に伴い、ロジック回路部１２１では、初期状態で充電スイッチング信号Ｓ３はロウレベルを示しており、タイマ１２４のカウント値が比較器１２５のオン時間データＴon0に一致すると（図４（ｃ）参照）、Ｄフリップフロップ１２９にトリガクロックが与えられ、充電スイッチング信号Ｓ３はハイレベルに変化する。その後、タイマ１２４のカウント値が比較器１２６のオフ時間データＴoff0に一致すると（図４（ｄ）参照）、Ｄフリップフロップ１２９はクリアされ、充電スイッチング信号Ｓ３はロウレベルに変化する。すると、ステップＰ３において、バッファ１２３ｂ：SWCNTが示す次のデータＴon1，Ｔoff1がバッファ１２７，１２８にセットされる。以上の処理を繰り返すことで、充電スイッチング信号Ｓ３は、図４（ｅ）に示すように出力される。
【００３９】
次に、充電制御ロジック１００による全体的な処理について、図８も参照して説明する。図８（ａ）は、メインシーケンスの状態遷移図であり、リセットされた状態にある「スタンバイ」から、リセットが解除されて「初期化」に移行すると、そこでメモリ１９０からバッファ１２３ａへのデータ転送等の初期化が行われる。初期化が完了すると「通常動作」に移行し、ピエゾアクチュエータＰの充放電制御が行われる。
図８（ｂ）は、通常動作（但し、充電制御に限る）シーケンスの状態遷移図である。「充電スイッチング」では、図３に示す処理が行われ、充電スイッチング信号Ｓ３が出力される。この間に、Ａ／Ｄスタート信号Ｓ９はインアクティブとなっている。そして、充電全期間信号Ｓ２がロウレベルとなって充電スイッチング動作が終了し、Ａ／Ｄスタート信号Ｓ９がアクティブになると「充電電荷のＡ／Ｄ変換」に移行する。
【００４０】
「充電電荷のＡ／Ｄ変換」では、図８（ｃ）に示すフローチャートが実行される。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ５１により充電電荷積分器７０の出力信号Ｓ８をＡ／Ｄ変換すると（ステップＰ１１）、そのＡ／Ｄ変換結果Ｓ１０を充電バッファ１７０に格納する（ステップＰ１２）。そして、Ａ／Ｄ変換が完了すると、図８（ｂ）における「オフ時間（Ｔoff）の補正」に移行する。
「オフ時間の補正」では、図８（ｄ）に示すフローチャートが実行される。また、その補正に対応するタイミングチャートを図７（ｂ）に示す。すなわち、充電バッファ１７０，リファレンスバッファ１８０に格納されているデータ値を読み出して、減算器１６０により積分差ΔＶＱを求める（ステップＰ１３）。それから、図７（ｃ）に示す補正テーブルに従い、積分差ΔＶＱに応じて、ｎ回のスイッチング動作のそれぞれについて与える補正量ＡＤＪ１〜ＡＤＪｎを決定する（ステップＰ１４）。
【００４１】
尚、図７（ｃ）に示す補正テーブルはメモリ１９０に記憶されているもので、テーブル中に記載されているのは任意の値である。また、１つの積分差ΔＶＱについて示されている補正量ＡＤＪ１〜ＡＤＪｎの各値は、全て同じ値であるか、それぞれ異なる値であるかを問わない。但し、積分差ΔＶＱが正の値である場合は、補正量ＡＤＪ１〜ＡＤＪｎを負の値とし、積分差ΔＶＱが負の値である場合は補正量ＡＤＪ１〜ＡＤＪｎを正の値とする。
【００４２】
そして、補正エンジン１５０は、パルス生成回路１２０の内のバッファ１２３ａに記憶されているオフ時間Ｔoff1〜Ｔoffnを読み出すと、減算器１６０により補正量ＡＤＪ１〜ＡＤＪｎとの差分を求めてバッファ１２３ａの値をすべて更新する（ステップＰ１５）。その結果、図７（ｂ）に示すように、充電スイッチング信号Ｓ３のオフタイミングが各スイッチング毎に破線で示すように補正され（この例では、より早くなるように）、ピエゾアクチュエータＰに流れる電流Ｓ６は減少し、それに応じて充電電荷積分器７０の充電スイッチング信号Ｓ４も補正される。最終的に、積分信号Ｓ８のレベルはより小さくなり、そのレベル差がΔＶＱに等しくなるように補正される。
【００４３】
以上のように本実施例によれば、駆動回路１の充放電制御ロジック１２０は、充電電荷積分器７０により充電スイッチＳＷ１のオン時にバッテリ１２から直列回路２０に供給される充電電流を直列回路２０側で検出して積分することで、充電スイッチＳＷ１のオン期間におけるピエゾアクチュエータＰの充電エネルギーを推定する。その場合、コントローラ１１０は、電流検出抵抗Ｒ２により検出される充電電流信号を微分器９０で微分した信号に基づいて、充電電荷積分器７０が積分を行うタイミングを制御する。
【００４４】
したがって、特許文献２のように充電電流の検出期間に制限を設ける必要がなく、複数のピエゾアクチュエータＰを駆動するシステムにおいても、個別の検出が可能となる。また、充電スイッチＳＷ１がパワーＭＯＳＦＥＴで構成され、そのオンオフが制御信号に対して応答遅れを生じる場合でも、実際のオンオフタイミングを明確に捉えることが可能となり、ピエゾアクチュエータＰの充電エネルギーを精確に評価して、制御を高精度で行うことができる。
【００４５】
また、充放電制御ロジック１００は、充電スイッチＳＷ１をスイッチング動作させるための制御データをメモリ１９０に記憶させ、タイマ１２４がメモリ１９０より読み出された制御データに基づいて、充電スイッチＳＷ１のスイッチング信号Ｓ３を生成する。その場合、減算器１６０は、充電電荷積分器７０による充電電流の積分値と基準値とを比較して両者の差分を検出し、補正エンジン１５０は、その差分値に応じて、タイマ１２４により生成されるスイッチング信号Ｓ３のタイミングを補正するようにした。したがって、アナログ回路部品による耐久変動を極力排除することができ、また、必要な受動素子をＩＣの外部で接続することも可能となる。
【００４６】
そして、反転差動増幅回路６０によりピエゾアクチュエータＰの充電電流が通電される抵抗素子Ｒ２の端子電圧を差動増幅し、充電電荷積分器７０により反転差動増幅回路６０の出力電圧を電流に変換して積分する。そして、微分器９０は、反転差動増幅回路６０の出力電圧を微分した信号を出力するので、充電電流の変化状態が反映される微分信号のエッジに基づくタイミングで、充電電荷積分器７０が充電エネルギーを推定するための積分を実行するタイミングが制御されるので、ピエゾアクチュエータＰの充電エネルギーを高精度に推定できる。
【００４７】
（第２実施例）
図９乃至図１３は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図９に示す駆動回路１Ａにおいて、スイッチング制御回路５０Ａは、充放電制御ロジック（放電制御手段，放電制御手段）１００Ａについて第１実施例における充放電制御回路１２０を充放電制御回路１２０Ａに置き換えたものであり、ロジック部１２１においてオフタイミングを生成する回路部分をアナログ回路に置き換えて構成したものである。
【００４８】
図１０に示す回路部１２１Ａにおいて、Ｄフリップフロップ１２９のクロック入力端子には、オン時間トリガ生成回路１３２よりトリガクロック信号が与えられるが、オン時間トリガ生成回路１３２は、図１１に示すように、第１実施例のロジック部１２１より、比較器１２６，バッファ１２８を除いた構成である。そして、揮発性メモリ１２３におけるオン時間２ｎｄバッファ１２３ａ’には、各スイッチング回数に対応したオン時間Ｔon0〜Ｔonnだけが転送されている。
【００４９】
そして、回路部１２１Ａは、充電電荷積分器７０と同様に、反転増幅器６０の出力信号と、オフセット回路８０より出力されるオフセット電圧とが与えられ、入力信号を反転して積分する積分器１３３と、積分器１３３の出力信号が非反転入力端子に与えられるコンパレータ１３４とを備え、コンパレータ１３４の出力信号は、Ｄフリップフロップ１２９のリセット信号として与えられている。
【００５０】
また、充放電制御ロジック１００Ａにおいて、減算器１６０は除算器２００に置き換わっており、その除算器２００の出力信号は除算器１３５に除数として与えられている。その除算器１３５には、閾値レジスタ１３６の出力データが被除数として与えられ、除算器１３５の除算結果データは抵抗ラダー回路１３７に与えられている。そして、抵抗ラダー回路１３７からの出力電圧（抵抗分圧電位）は、コンパレータ１３４の反転入力端子に与えられている。積分器１３３を構成するスイッチ１３３Ｓの開閉は、オン時間トリガ生成回路１３２の出力信号をＮＯＴゲート１３８で反転した信号で制御する。
【００５１】
次に、第２実施例の作用について図１２及び図１３も参照して説明する。図１２は、充放電制御回路１２０Ａにおけるオン時間制御コントローラ１２２Ａの制御内容を示すフローチャートであり、第１実施例の図３に示すフローよりオフ時間Ｔoffの設定に関する処理を削除して、オン時間Ｔonの設定のみを行うようにしたものである。その結果、ステップＰ３，Ｐ６が、ステップＰ３’，Ｐ６’に変更されている。
【００５２】
回路部１２１Ａにおいて、積分器１３３は、オン時間トリガ生成回路１３２よりトリガクロック信号が与えられ、充電スイッチング信号Ｓ３がハイレベルとなった期間だけ充電動作を行い、その間に、コンパレータ１３４の非反転入力端子のレベルは下降する（図１３（ｄ）参照）。一方、閾値レジスタ１３６には、例えば被除数「１」がセットされており、その値を除算器２００の除算結果で除する。すなわち、リファンレンス値と前回積分値との比が同じであればオフ時間の補正は不要であり、除算器１３５からは除算結果「１」が出力される。
【００５３】
抵抗ラダー回路１３７においては、上記除算結果に応じた分圧電位を出力するように抵抗回路が構成されている（図１３（ｅ），Ｂ点の電圧参照）。そして、例えば（リファンレンス値）＜（前回積分値）となった場合は、除算結果は「１」を下回るようになり、それに応じてオフ時間をより早くするように補正するため、分圧比を低下させる。すると、コンパレータ１３４の反転入力端子側の電圧レベルが低下し、コンパレータ１３４は、より早いタイミングでクリア信号を出力するようになる。
【００５４】
積分器１３３は、オン時間トリガ生成回路１３２の出力信号がハイレベルの期間に反転増幅器６０の出力信号を積分し、オン時間トリガ生成回路１３２の出力信号がロウレベルになると、スイッチ１３３Ｓがオンして積分結果がクリアされて、出力レベルはオフセット電圧Ｖrefとなる（図１３（ｅ），Ａ点の電圧参照）。そして、積分器１３３の出力レベルが上昇する過程において（Ａ点の電圧）＞（Ｂ点の電圧）になると、充電スイッチング信号Ｓ３はロウレベルに転じる。その結果、充電スイッチング信号Ｓ３は、図１３（ｆ）に示すパターンで出力される。
以上のように第２実施例によれば、充放電制御回路１２０Ａの回路部１２１Ａにおいてオフタイミングを生成する回路部分をアナログ回路で構成したので、オフ時間Ｔoffの補正をより簡単に行うことができる。
【００５５】
ここで、充電スイッチング信号Ｓ３のオフ時間Ｔoffを、第１実施例のようにデジタル処理で決定する場合と、第２実施例のようにアナログ処理で決定する場合との相違について、図１４も参照して説明する。図１４（ａ）に示すように、電流検出抵抗Ｒ２に流れる電流をＩｓとすると、抵抗素子Ｒ２の端子電圧Ｖｓは、
Ｖｓ＝Ｒ２・Ｉｓ  …（１）
となる。反転差動増幅器６０における各抵抗素子Ｒ３〜Ｒ６の抵抗値は、一般に、
Ｒ３＝Ｒ５，Ｒ４＝Ｒ６，Ｒ４＝ｋ・Ｒ３，Ｒ６＝ｋ・Ｒ５（ｋは所定の係数）
となるように定められる。そこで、Ｒ３＝Ｒdiffとすると、各抵抗値は図１４（ａ）に示すようになる。
【００５６】
アンプＡ１の非反転入力端子，反転入力端子の電位をそれぞれＶｐ，Ｖｎとして、それらの各端子より抵抗素子Ｒ２側に流れる電流をＩｐ，Ｉｎとすると、
Ｉｐ＝Ｖref／｛（１＋ｋ）・Ｒdiff｝
であるから、電位Ｖｐは、
Ｖｐ＝Ｒdiff・Ｉｐ＝Ｖref／（１＋ｋ）  …（２）
となる。また、アンプＡ１の両入力端子は、仮想ショートと見ることができるため、
Ｉｎ＝（Ｖｎ−Ｖｓ）／Ｒdiff＝（Ｖｐ−Ｖｓ）／Ｒdiff
＝｛Ｖref／（１＋ｋ）−Ｖｓ｝／Ｒdiff
＝  Ｖref／｛（１＋ｋ）・Ｒdiff｝−Ｖｓ／Ｒdiff  …（３）
となる。
【００５７】
反転差動増幅器６０の出力電圧をＶdiffとすると、
Ｖdiff＝（１＋ｋ）・Ｒdiff・Ｉｎ＋Ｖｓ
であり、（３）式を代入すると、
Ｖdiff＝（１＋ｋ）・Ｒdiff・［Ｖref／｛（１＋ｋ）・Ｒdiff｝−Ｖｓ／Ｒdiff］
＋Ｖｓ
＝Ｖref−ｋ・Ｖｓ  …（４）
となる。
【００５８】
次に、図１４（ｂ）に示すように、充放電制御回路１２０Ａの回路部１２１Ａについて考える。積分器１３３を構成する抵抗素子の抵抗値をＲint，コンデンサの容量をＣint，積分器１３３の出力電圧をＶintとし、アンプの反転入力端子から反転差動増幅器６０の出力端子側に流れる電流をＩintとすると、（４）式を用いて、
Ｉint＝（Ｖref−Ｖdiff）／Ｒint
＝Ｖref／Ｒint−（Ｖref−ｋ・Ｖｓ）／Ｒint
＝ｋ・Ｖｓ／Ｒint    …（５）
となる。
【００５９】
そして、積分器１３３の出力電圧Ｖintは、
【００６０】
【数１】
0005151719.tif 000002
となり、（６）式に（５）式を代入すると、
【００６１】
【数２】
0005151719.tif 000003
となる。
【００６２】
すなわち、（７）式は、ピエゾアクチュエータＰに直列接続される抵抗素子Ｒ２に流れる電流Ｉｓを変換した電圧Ｖｓの積分値を、オフセット電圧Ｖrefだけ持ち上げて、
｛ｋ／（Ｒint・Ｃint）｝倍した電圧Ｖintが、回路部１２１Ａのコンパレータ１３４に入力されることを示している。
よって、第２実施例の構成では、ピエゾアクチュエータＰの充電電流Ｉｓの積分結果をダイレクトに、オフ時間Ｔoffを決定するための閾値として設定するため、充電バッファ１７０のデータ値と、リファレンスバッファ１８０のデータ値との比をそのまま用いて比例制御することが可能となっている。
【００６３】
一方、第１実施例におけるデジタル制御の場合、図１４（ｃ）に示すように、充電時間ｔに対して抵抗素子Ｒ２の端子電圧Ｖｓが傾きａの直線で上昇するとすれば、
Ｖｓ＝ａ・ｔ  …（８）
であり、充電電荷Ｑは、（８）式の時間積分式、すなわち、
Ｑ＝ａ・ｔ２／２  …（９）
となる。
したがって、ピエゾアクチュエータＰの充電エネルギーに相当する電荷Ｑを２倍にするため充電時間を制御するには、充電時間を２１／２（２の平方根）倍する必要があり、べき乗演算を行わねばならず、演算処理が複雑になるという問題がある。そのため、第２実施例の構成は、第１実施例に比較して制御性が良好であるというメリットを有している。
【００６４】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
Ａ／Ｄコンバータ５１に替えて、サンプルホールド回路を使用してアナログ的に積分結果を保持するようにしても良い。
充電スイッチ，放電スイッチは、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴを使用しても良い。
車両用内燃機関の燃料噴射を行うものに限らず、ピエゾアクチュエータを使用するものであれば広く適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１実施例であり、スイッチ制御回路において充電スイッチを制御する回路部分を示す機能ブロック図
【図２】充放電パルス制御回路の詳細構成を示す図
【図３】制御コントローラによる制御内容を示すフローチャート
【図４】図３の制御に応じたロジック回路部の動作を示すタイミングチャート
【図５】駆動信号Ｓ１に基づいて充電全期間信号Ｓ２を生成出力する構成を示す図
【図６】駆動回路の全体構成を示す図
【図７】（ａ）は駆動回路がピエゾアクチュエータを充電する場合の各信号波形を示すタイミングチャート、（ｂ）は充電スイッチのオフタイミング補正を示すタイミングチャート、（ｃ）は補正テーブルを示す図
【図８】（ａ）はメインシーケンスの状態遷移図、（ｂ）は通常動作シーケンスの状態遷移図、（ｃ）は充電電荷のＡ／Ｄ変換処理を示すフローチャート、（ｄ）はオフ時間の補正処理を示すフローチャート
【図９】本発明の第２実施例を示す図６相当図
【図１０】図１相当図
【図１１】オン時間トリガ生成回路の構成を示す図
【図１２】オン時間制御コントローラの制御内容を示すフローチャート
【図１３】充放電制御回路の動作タイミングチャート
【図１４】第２実施例の構成と、第１実施例の構成との相違を説明する図
【図１５】従来技術を説明する図
【符号の説明】
【００６６】
図面中、１，１Ａは駆動回路、１２はバッテリ（直流電源）、２０は直列回路、３０は充電経路（充電手段）、４０は放電経路（放電手段）、５３はＡＮＤゲート（積分タイミング制御手段）、７０は充電電荷積分器（エネルギー推定手段）、９０は微分器（微分回路）、１００，１００Ａは充放電制御ロジック（充電制御手段，放電制御手段）、１１０はコントローラ（積分タイミング制御手段）、１５０は補正エンジン（補正手段）、１６０は減算器（補正手段，差分検出手段）、Ｐはピエゾアクチュエータ、Ｒ２は電流検出用抵抗（電流検出手段）、ＳＷ１は充電スイッチを示す。
【図１】
0005151719.tif 000004
【図２】
0005151719.tif 000005
【図３】
0005151719.tif 000006
【図４】
0005151719.tif 000007
【図５】
0005151719.tif 000008
【図６】
0005151719.tif 000009
【図７】
0005151719.tif 000010
【図８】
0005151719.tif 000011
【図９】
0005151719.tif 000012
【図１０】
0005151719.tif 000013
【図１１】
0005151719.tif 000014
【図１２】
0005151719.tif 000015
【図１３】
0005151719.tif 000016
【図１４】
0005151719.tif 000017
【図１５】
0005151719.tif 000018