(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧（VDC）を三相交流電圧に変換可能なように互いに接続された複数のスイッチング素子（4a）と、上記スイッチング素子（4a）を駆動させて、電圧指令ベクトル（V*）に基づいて所定のパルス幅で瞬時電圧ベクトル（V0〜V7）を出力することによりＰＷＭ制御を行う制御手段（10）と、を備えたインバータ装置であって、
上記制御手段（10）は、
電圧ベクトル平面上に表される上記交流電圧の出力可能範囲（S1）に対し、該範囲と相似形で且つ該範囲の面積と同等以下になる電圧出力領域（S2）を設定する領域設定部（13）と、
上記電圧指令ベクトル（V*）を上記電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに変換して、該電圧ベクトルに基づいて瞬時電圧ベクトル（V0〜V7）を所望のパルス幅で出力する出力制限部（14）と、を備えていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記出力制限部（14）は、上記電圧指令ベクトル（V*）を上記電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに変換するように、ゼロベクトル（V0,V7）のパルス幅を調整するよう構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
請求項１または２において、
上記領域設定部（13）は、上記入力電圧（VDC）に応じて上記電圧出力領域（S2）を設定するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
請求項３において、
上記領域設定部（13）は、上記交流電圧の瞬時値における最大値の所定時間当たりの増加量が所定値以下となるように上記電圧出力領域（S2）を設定するよう構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
請求項３において、
上記入力電圧（VDC）の所定時間当たりの増加量が所定値（Vd）よりも大きい急増状態を検出する急増検出手段（31）を備えていて、
上記領域設定部（33）は、上記急増検出手段（31）によって上記入力電圧（VDC）の所定時間当たりの増加量が所定値（Vd）よりも大きい急増状態が検出された場合に、上記交流電圧の瞬時値の最大値をそのまま維持または減少させるように上記電圧出力領域（S2）を設定することを特徴とするインバータ装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一つにおいて、
上記領域設定部（23）は、上記出力可能範囲（S1）に一致するまで、上記電圧出力領域（S2）を拡大するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１つのインバータ装置（1）を搭載しており、該インバータ装置（1）で変換した三相交流電圧によって圧縮機の電動機（5）を駆動するように構成されていることを特徴とする空気調和装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧指令ベクトルに基づいて所定のパルス幅で出力される瞬時電圧ベクトルに応じてＰＷＭ制御を行うインバータ装置に関し、特に、出力電圧の制御に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行うインバータ装置として、出力電圧の波形の歪みを低減することができる瞬時空間ベクトル方式を用いて変調制御を行うものが知られている。このようなインバータ装置では、２個のスイッチング素子が直列に接続されてなる３つのスイッチングレグが並列に接続されていて、これらの６個のスイッチング素子のオン・オフの状態に対応する８つの瞬時電圧ベクトルを、電圧指令ベクトルに応じて所定のパルス幅で出力して、上記スイッチング素子を動作させるように構成されている。
【０００３】
ここで、上記瞬時電圧ベクトルＶは、下式によって定められる。下式において、Ｓx（ｘ＝u、v、w）は、各相のスイッチング状態を示していて、各スイッチングレグの上側のスイッチング素子がオン状態のときを１、下側のスイッチング素子がオフ状態のときを０と定義することにより、これらのスイッチング状態をＵ−Ｖ−Ｗ相の順に並べて、例えば（１００）のように表現される。
【０００４】
Ｖ＝Ｓu＋Ｓvｅj(2/3)π＋Ｓwｅ-j(2/3)π
すなわち、上記インバータ装置は、電圧指令ベクトルが与えられると、各瞬時電圧ベクトルを出力するパルス幅を求め、それに従って上記スイッチング素子を動作させることで、より正弦波に近い波形の出力電圧を出力することができる。
【０００５】
ここで、上記各瞬時電圧ベクトルは、互いにπ／３だけ位相がずれていて且つ大きさの等しい６個の基本出力ベクトルと、２個のゼロベクトルとに分けられる。よって、電圧ベクトル平面上に、上記各瞬時電圧ベクトルを描くと、各瞬時電圧ベクトルが正六角形の頂点を指し示し、これらの頂点を結んだ電圧ベクトル図は、正六角形状になり、この内側の範囲が、インバータ装置が出力可能な電圧の範囲（出力可能範囲）に対応している。
【０００６】
ところで、上述のようなインバータ装置では、既述のとおり、出力電圧の波形の歪みを低減できるものの、正弦波状の電圧を出力する瞬時空間ベクトル方式では、過変調領域を使用できず、出力はインバータ装置が出力可能な最大電圧（６ＳＴＥＰ時）の略０．９となり、あまり効率の良い構成とはいえない。そのため、例えば特許文献１に開示されるように、キャリア周期毎に、出力する電圧ベクトルのパルス幅を補正することにより、過変調領域でも瞬時空間ベクトル方式でＰＷＭ制御を行えるようにした構成が考えられている。具体的には、上記特許文献１では、キャリア周期毎に、出力される瞬時電圧ベクトルのパルス幅の合計が該キャリア周期内におさまるようにパルス幅を補正している。これにより、上記特許文献１の構成の場合には、過変調領域においてインバータ装置から出力される電圧の波形は、直流電源から出力される直流電圧によって決まる上限値で制限される略矩形状（６ＳＴＥＰ）の波形に近づくことになる。
【特許文献１】特許第３８２１１４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述のように、例えばパルス幅を補正して過変調領域でインバータ装置を駆動させると、出力電圧の瞬時値の最大値がインバータ装置の入力電圧によって制限され、その制限されている区間の出力電圧の瞬時値は入力電圧の変動によって大きく影響を受けることになる。例えば、装置内の共振などによって上記入力電圧に脈動が発生すると、上記区間における出力電圧の瞬時値も脈動する。また、瞬時の停電や電圧低下から復帰する際に、上記入力電圧が急激に増加すると、該入力電圧の急増に伴って上記区間内での出力電圧の瞬時値も急増し、インバータ装置で発生する過電流によって該装置内の構成部品やインバータ装置に接続された負荷が損傷を受ける虞がある。
【０００８】
これに対して、電圧指令のピークを下げて、出力電圧の振幅を全体的に小さくする方法が考えられるが、この方法では、インバータ装置が出力可能な電圧の範囲（出力可能範囲）に対して出力電圧をかなり小さくする必要があり、電圧利用率が大幅に悪化するという問題が生じる。
【０００９】
なお、上述のようなインバータ装置では、入力電圧に応じて電圧指令を補正し、該入力電圧の変動により出力電圧が変動しないようにする制御が一般的に行われているが、過変調制御において出力電圧の瞬時値の最大値が上記入力電圧によって制限される区間では、該出力電圧の瞬時値と電圧指令の瞬時値とが一致しないため、その区間で上述のような従来の補正制御を行っても、電圧補正の効果は得られない。
【００１０】
本発明は、斯かる諸点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、瞬時空間ベクトル方式を用いてＰＷＭ制御を行うインバータ装置において、過変調領域でも出力電圧の瞬時値が入力電圧の脈動や変動の影響を受けることなく運転可能な構成を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明に係るインバータ装置（1）では、電圧ベクトル平面上に表される交流電圧の出力可能範囲（S1）に対して、該範囲と相似形で且つ該範囲の面積と同等以下になる電圧出力領域（S2）を設定し、電圧指令ベクトル（V*）を変換して得られた該電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに基づいてＰＷＭ制御を行うようにしたため、入力電圧（VDC）の脈動や変動の影響を受けない範囲に出力電圧を設定することができる。
【００１２】
具体的には、第１の発明は、入力電圧（VDC）を三相交流電圧に変換可能なように互いに接続された複数のスイッチング素子（4a）と、上記スイッチング素子（4a）を駆動させて、電圧指令ベクトル（V*）に基づいて所定のパルス幅で瞬時電圧ベクトル（V0〜V7）を出力することによりＰＷＭ制御を行う制御手段（10）と、を備えたインバータ装置を対象とする。
【００１３】
そして、上記制御手段（10）は、電圧ベクトル平面上に表される上記交流電圧の出力可能範囲（S1）に対し、該範囲と相似形で且つ該範囲の面積と同等以下になる電圧出力領域（S2）を設定する領域設定部（13）と、上記電圧指令ベクトル（V*）を上記電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに変換して、該電圧ベクトルに基づいて瞬時電圧ベクトル（V0〜V7）を所望のパルス幅で出力する出力制限部（14）と、を備えているものとする。
【００１４】
以上の構成により、瞬時空間ベクトル方式でＰＷＭ制御を行うインバータ装置（1）において、領域設定部（13）によって、電圧ベクトル平面上に、交流電圧の出力可能範囲（S1）と相似形で且つ該範囲の面積と同等以下になる電圧出力領域（S2）を設定できるため、インバータ装置（1）の出力電圧を該電圧出力領域（S2）により制限することが可能となる。そして、出力制限部（14）によって、電圧指令ベクトル（V*）を上記電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに変換し、瞬時電圧ベクトル（V0〜V7）を所望のパルス幅で出力することにより、瞬時空間ベクトル方式を用いて上記電圧出力領域（S2）内で三相交流電圧を出力することができる。
【００１５】
したがって、上述の構成によって、インバータ装置（1）の出力電圧の瞬時値の最大値を任意の電圧に制限できるため、例えば、過変調領域で運転する際に、該過変調領域で入力電圧（VDC）の影響を受けて脈動する範囲を避けて出力したり、入力電圧（VDC）が急増した場合でも出力電圧の瞬時値の急増を抑えてインバータ装置（1）で過電流が発生するのを防止したりすることが可能になる。
【００１６】
上述の構成において、上記出力制限部（14）は、上記電圧指令ベクトル（V*）を上記電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに変換するように、ゼロベクトル（V0,V7）のパルス幅を調整するよう構成されているのが好ましい（第２の発明）。
【００１７】
このように、ゼロベクトル（V0,V7）のパルス幅を調整することにより、電圧ベクトル平面上で、電圧指令ベクトル（V*）を出力可能範囲（S1）よりも狭い電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに容易に変換することができ、上記第１の発明の構成を容易に実現することができる。
【００１８】
また、上記領域設定部（13）は、上記入力電圧（VDC）に応じて上記電圧出力領域（S2）を設定するように構成されているのが好ましい（第３の発明）。これにより、入力電圧（VDC）を考慮して電圧出力領域（S2）を設定することができるので、例えば入力電圧（VDC）に脈動が発生している場合には、該脈動の影響を受けないような範囲に電圧出力領域（S2）を設定することが可能になるとともに、入力電圧（VDC）が急増した場合でも、出力電圧の瞬時値が急増しないように電圧出力領域（S2）を設定することが可能になる。
【００１９】
また、上記領域設定部（13）は、上記交流電圧の瞬時値における最大値の所定時間当たりの増加量が所定値以下となるように上記電圧出力領域（S2）を設定するよう構成されているのが好ましい（第４の発明）。こうすることで、出力電圧である交流電圧の瞬時値における最大値の所定時間当たりの増加量を、インバータ装置（1）に過電流が発生しないような所定値以下の増加量に抑えることができる。また、上記所定値を、出力電圧の瞬時値が入力電圧（VDC）の脈動の影響を受けないような範囲の増加量に設定することで、入力電圧（VDC）の脈動を検出しなくても、該出力電圧の瞬時値の脈動の発生も防止できる。したがって、上記インバータ装置（1）に過電流が発生して該インバータ装置（1）内の構成部品や該インバータ装置（1）に接続された負荷が損傷を受けたり、出力電圧の瞬時値が脈動したりするのを防止できる。
【００２０】
ここで、上記所定時間は、単位時間であってもよいし、制御周期やキャリア周期であってもよい。
【００２１】
また、上記入力電圧（VDC）の所定時間当たりの増加量が所定値（Vd）よりも大きい急増状態を検出する急増検出手段（31）を備えていて、上記領域設定部（33）は、上記急増検出手段（31）によって上記入力電圧（VDC）の所定時間当たりの増加量が所定値（Vd）よりも大きい急増状態が検出された場合に、上記交流電圧の瞬時値の最大値をそのまま維持または減少させるように上記電圧出力領域（S2）を設定するのが好ましい（第５の発明）。
【００２２】
このように、入力電圧（VDC）の所定時間当たりの増加量が所定値（Vd）よりも大きい急増状態のときには、出力電圧である交流電圧の瞬時値の最大値をそのまま維持または減少させるように、電圧出力領域（S2）を設定するため、該出力電圧の瞬時値の急増を確実に防止することができ、インバータ装置（201）での過電流の発生を確実に防止することができる。また、入力電圧（VDC）が脈動によって急増している場合でも、出力電圧の瞬時値の最大値をそのまま維持若しくは減少させることで、確実に脈動の影響を受けない範囲で運転することができる。
【００２３】
ここで、上記所定時間は、単位時間であってもよいし、制御周期やキャリア周期であってもよい。また、上記所定値は、一定値であってもよいし、入力電圧（VDC）や時間に応じて変化する値であってもよい。
【００２４】
また、上記領域設定部（23）は、上記出力可能範囲（S1）に一致するまで、上記電圧出力領域（S2）を拡大するように構成されているのが好ましい（第６の発明）。
【００２５】
これにより、入力電圧が急増していない状態では、電圧出力領域（S2）を拡大して、出力電圧の実効値をできるだけ大きくすることができる。さらに、上記電圧出力領域（S2）は、出力可能範囲（S1）に一致するまで拡大させることができるため、入力電圧が急増状態から定常状態になったときに、無駄に出力制限された状態が継続されるのを防止できる。
【００２６】
第７の発明は、空気調和装置を対象とする。具体的には、請求項１から６のいずれか１つのインバータ装置（1）を搭載しており、該インバータ装置（1）で変換した三相交流電圧によって圧縮機の電動機（5）を駆動するように構成されているものとする（第７の発明）。
【００２７】
この構成により、空気調和装置の圧縮機の電動機（5）を駆動するインバータ装置（1）を、入力電圧（VDC）の脈動や急増の影響を受けにくい構成にすることができる。したがって、インバータ装置（1）を過変調領域で運転していても、出力電圧の瞬時値に脈動が発生しにくく且つインバータ装置（1）に過電流の発生しにくい空気調和装置を得ることができる。
【発明の効果】
【００２８】
以上より、本発明に係るインバータ装置（1）によれば、瞬時空間ベクトル方式によってＰＷＭ制御を行う構成において、電圧ベクトル平面上で電圧の出力可能範囲（S1）に対して相似で且つ該範囲の面積と同等以下になる電圧出力領域（S2）を設定し、電圧指令ベクトル（V*）をこの領域（S2）内の電圧ベクトルに変換して瞬時電圧ベクトル（V0〜V7）を出力するようにしたため、過変調領域における出力電圧の瞬時値の最大値を任意の値に制御することが可能となり、該出力電圧の瞬時値が入力電圧（VDC）の脈動や急増の影響を受けないようにすることが可能となる。
【００２９】
また、第２の発明によれば、上記電圧指令ベクトル（V*）を上記電圧出力領域（S2）内の電圧ベクトルに変換するように、ゼロベクトル（V0,V7）のパルス幅を調整するため、簡単な構成で上記第１の発明の構成を実現することができる。
【００３０】
また、第３の発明によれば、上記電圧出力領域（S2）は、入力電圧（VDC）に応じて決められるため、該入力電圧（VDC）の変化の影響を受けないような範囲に出力電圧を制限することができ、出力電圧の瞬時値が脈動するのを防止できるとともに、インバータ装置（1）の保護をより確実に図れる。
【００３１】
また、第４の発明によれば、上記電圧出力領域（S2）は、交流電圧の瞬時値における最大値の所定時間当たりの増加量が所定値以下となるように設定されるため、該交流電圧の脈動の発生や瞬時値の急増を確実に防止できる。
【００３２】
また、第５の発明によれば、入力電圧（VDC）の所定時間当たりの増加量が所定値よりも大きい急増状態のときに、上記交流電圧の瞬時値の最大値をそのままの領域で維持若しくは減少させるように、上記電圧出力領域（S2）を設定するため、出力電圧を入力電圧（VDC）の影響を受けない範囲に制限することができ、該出力電圧における脈動の発生や該出力電圧の瞬時値の急増による過電流の発生を確実に防止できる。
【００３３】
また、第６の発明によれば、上記電圧出力領域（S2）は、出力可能範囲（S1）に一致するまで拡大されるため、無駄に出力が制限されるのを防止でき、より効率の良い運転が可能になる。
【００３４】
さらに、第７の発明に係る空気調和装置によれば、上記第１から第６の発明のいずれか一つのインバータ装置（1）から出力された三相交流電圧が圧縮機の電動機（5）に供給されるため、入力電圧（VDC）の脈動や急増の影響を受けにくいインバータ装置（1）を備えた空気調和装置を容易に得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００３６】
《発明の実施形態１》
本発明の実施形態１について以下に説明する。図１に示すように、本実施形態に係るインバータ装置（1）は、コンデンサ回路（3）及びインバータ回路（4）を備えており、該インバータ回路（4）には入力電圧としての直流電圧ＶDCが入力されるように構成されている。なお、上記インバータ装置（1）は、例えば空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（5）（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。ここで、空気調和装置の冷媒回路は、特に図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路を構成するように接続されてなり、冷媒が循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うように構成されている。この冷媒回路によって、冷房運転では、蒸発器で冷却された空気が室内へ供給され、暖房運転では、凝縮器で加熱された空気が室内へ供給される。
【００３７】
上記コンデンサ回路（3）は、直流電源の一部を構成するコンデンサ（3a）を備えている。このコンデンサ回路（3）は、図示しないコンバータ回路によって交流から直流に変換された電圧を平滑化するためのものであり、これにより、上記インバータ回路（4）側に安定して直流電圧を供給することが可能になる。
【００３８】
上記インバータ回路（4）は、上記コンデンサ回路（2）に対して並列に接続されている。このインバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子（4a）（例えば三相交流であれば６個）がブリッジ結線されてなる。すなわち、上記インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子（4a,4a）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグ（6,7,8）を備えていて、各スイッチングレグ（6,7,8）においてスイッチング素子（4a）とスイッチング素子（4a）との中点が上記モータ（5）の各相に接続されている。そして、上記インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（4a）のオンオフ動作によって、直流電圧を三相交流電圧に変換して、上記モータ（5）へ供給するように構成されている。なお、本実施形態では、上記各スイッチング素子（4a）は、トランジスタとダイオードとが逆並列に接続されてなるが、この限りではなく、スイッチング可能な構成であれば他の構成であってもよい。
【００３９】
また、上記インバータ装置（1）は、上記インバータ回路（4）内の各スイッチング素子（4a）を駆動制御するためのＰＷＭ制御部（10）（制御手段）を備えている。このＰＷＭ制御部（10）は、上記インバータ回路（4）の入力電圧である直流電圧ＶDCと、該ＰＷＭ制御部（10）に入力される電圧指令とに基づいて、ＰＷＭ制御のための信号を出力し、スイッチング素子（4a）を駆動制御することによって、インバータ回路（4）の出力電圧を制御するように構成されている。
【００４０】
具体的には、上記ＰＷＭ制御部（10）は、上記直流電圧ＶDCと電圧指令とに基づいてＰＷＭ信号を出力する、いわゆる瞬時空間ベクトル方式の変調を行うように構成されている。
【００４１】
この瞬時空間ベクトル方式の変調方法について以下で簡単に説明する。この瞬時空間ベクトル方式では、上記インバータ回路（4）を構成する各スイッチング素子（4a）の駆動状態を示す８つの瞬時電圧ベクトルのパルス幅を算出して、該インバータ回路（4）から出力される電圧パターンを求めて変調を行う。これらの瞬時電圧ベクトルを電圧ベクトル平面（複素平面）上に表した図２がいわゆる電圧ベクトル図であって、この図２において、Ｖ０及びＶ７は、インバータ回路（4）の上アーム側（直流電圧の高電位側に接続された側）のスイッチング素子のすべて、若しくは下アーム側（直流電圧の低電位側に接続された側）のスイッチング素子のすべてがＯＮの状態で、インバータ回路（4）の出力が短絡状態であり、ゼロベクトルとなる。また、残りの６つの瞬時電圧ベクトルは、それぞれ位相がπ／３ずつ異なるため、上記電圧ベクトル図は、正六角形になる。
【００４２】
さらに、上記図２において、上記各瞬時電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の括弧内の数字は、順に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するスイッチングレグ（6,7,8）のスイッチング素子（4a）のＯＮ−ＯＦＦ状態を示す。詳しくは、各スイッチングレグ（6,7,8）の上アーム側のスイッチング素子（4a）がＯＮの状態で且つ下アーム側のスイッチング素子（4a）がＯＦＦの状態のときには１に、上アーム側のスイッチング素子（4a）がＯＦＦの状態で且つ下アーム側のスイッチング素子（4a）がＯＮの状態のときには０になる。例えば、Ｖ２（０１０）の場合には、Ｕ相及びＷ相の下アーム側のスイッチング素子がＯＮの状態で、Ｖ相の上アーム側のスイッチング素子がＯＮの状態になっている。
【００４３】
上述のような電圧ベクトル図において、電圧指令のベクトルＶ*が与えられた場合、電圧ベクトル図上での該ベクトルＶ*の位置によって出力する瞬時電圧ベクトルのパルス幅が変化する。例えば、上記図２において、位相θが０〜π／３の位置に電圧指令ベクトルＶ*が位置している場合は、Ｖ０、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７の瞬時電圧ベクトルが出力されるように上記ＰＷＭ制御部（10）で信号が生成される。位相θのπ／３毎の区間の瞬時電圧ベクトルの出力期間を示すパルス幅τａ、τｂ、τｃは、それぞれ、以下の式によって表される。
【００４４】
τａ＝Ｔ・Ｋｓ・sin（π／３−Φ0）          ・・・（I）
τｂ＝Ｔ・Ｋｓ・sin（Φ0）                  ・・・（II）
τｃ＝Ｔ−τａ−τｂ
＝Ｔ・｛１−Ｋｓ・sin（π／３＋Φ0）｝  ・・・（III）
ここで、Ｋｓは電圧制御率（＝√２×Ｖ1／ＶDC）、Φ0（０≦Φ0＜π／３）は位相角、Ｖ1はインバータ回路（4）の出力電圧（基本波電圧）、ＶDCはインバータ回路（4）の入力側の直流電圧を、それぞれ示していて、τａ、τｂ、τｃは０以上とする。Φ0は位相θをπ／３毎の区間に６分割したものであり、θをπ／３で割った余りがΦ0となる。なお、上記電圧指令ベクトルＶ*は、インバータ回路（4）の出力電圧を電圧ベクトル平面上に表したものであり、Ｖ*＝√３／２・Ｋｓ・ejθ（０≦Ｋｓ）によって表現される。
【００４５】
また、上記各式からも分かるように、各パルス幅τａ、τｂ、τｃは、それらの合計がキャリア周期Ｔと一致するように求められる。
【００４６】
上記各式から求められるτa、τｂ、τｃと、上記図２の電圧ベクトル図における各瞬時電圧ベクトルのパルス幅との関係は、表１に示すとおりである。ここで、τｎは、瞬時電圧ベクトルＶｎのパルス幅に対応していて、表中のτｚはτ０、τ７、τ０＋τ７のいずれかに対応した値である。例えば、図２に示す位置に電圧指令ベクトルＶ*が位置している場合は、Ｖ４のパルス幅τ４はτａ、Ｖ６のパルス幅τ６はτｂ、Ｖ０とＶ７のパルス幅τ０＋τ７はτｃの算出式から求められる。
【００４７】
【表１】
0005194998.tif 000002
【００４８】
これにより、上記ＰＷＭ制御部（10）によって、瞬時空間ベクトル方式を用いてＰＷＭ信号が出力されると、該ＰＷＭ信号によって上記インバータ回路（4）内のスイッチング素子（4a）が駆動され、これにより、該インバータ回路（4）で直流電圧から正弦波状の三相交流電圧に変換される。
【００４９】
ところが、このような瞬時空間ベクトル方式のＰＷＭ制御では、上記電圧制御率Ｋｓを最大１にまでしか設定することができないため、基底周波数以上の運転周波数ではインバータ回路（4）の出力電圧が制限され、電力変換の効率があまり良くないという欠点がある。それを補うために、本実施形態に係るインバータ装置（1）では、ＰＷＭ制御部（10）に、例えば特許第３８２１１４５号に開示されるようなパルス幅補正制御を行う補正制御部（12）を備えている。
【００５０】
上記補正制御部（12）は、電圧制御率Ｋｓが１よりも大きい過変調領域でも、瞬時空間ベクトル方式を用いて、低ひずみの三相交流電圧をインバータ回路（4）から出力できるように構成されている。具体的には、電圧指令が、直流電圧から決まる出力可能な範囲よりも大きい場合には、パルス幅τａ、τｂ、τｃの和がキャリア周期Ｔを超えてしまうため、該キャリア周期Ｔ内に収まるように、各τａ、τｂ、τｃのパルス幅を補正する。これにより、インバータ回路（4）で効率良く電力変換動作を行うことができる。
【００５１】
−出力電圧の制限−
上述のように、過変調領域でも瞬時空間ベクトル方式を用いて運転できるようにすると、該過変調領域での電圧指令の瞬時値の波形と出力電圧の瞬時値の波形とは一致せず、該過変調領域の出力電圧（瞬時値）はインバータ回路（4）の入力側の直流電圧によって制限されることになる。
【００５２】
そうすると、例えば、インバータ装置（1）内で発生した共振などにより、入力側の直流電圧に脈動が発生した場合、上記過変調領域内の出力電圧の瞬時値も脈動してしまう。
【００５３】
また、瞬時の停電や電圧低下から復帰する際に直流電圧が急激に変化する場合も同様に、上記過変調領域内の出力電圧の瞬時値が急増する。このように出力電圧の瞬時値が急増すると、インバータ回路（4）に流れる電流が過電流状態となって、該インバータ回路（4）内の構成部品や該インバータ回路（4）に接続された負荷に損傷を与える可能性がある。
【００５４】
これに対し、本発明では、上記ＰＷＭ制御部（10）内にインバータ回路（4）の出力を制限するための領域設定部（13）及び出力制限部（14）を設ける。これらの領域設定部（13）及び出力制限部（14）は、上述のような直流電圧に起因する出力電圧の脈動や増大の影響を受けないように、出力制限を行うよう構成されている。
【００５５】
具体的には、上記領域設定部（13）は、インバータ回路（4）の電圧出力範囲を制限するために、図３に示すように電圧ベクトル平面上の電圧出力領域Ｓ２を、該インバータ回路（4）が出力可能な電圧範囲である出力可能範囲Ｓ１と同じか若しくは該出力可能範囲Ｓ１よりも小さくするように構成されている。すなわち、上記領域設定部（13）は、出力電圧の出力領域を、入力側の直流電圧の脈動の影響を受けないような領域に設定するように構成されている。また、上記領域設定部（13）は、出力電圧である交流電圧の瞬時値の最大値の所定時間当たりの増加量が過電流の発生しない所定値以下となるように、上記電圧出力領域Ｓ２を設定するよう構成されている。なお、本実施形態の場合には、後述するように、直流電圧の変化に応じて自動的に上記電圧出力領域Ｓ２が決まるようになっている。
【００５６】
上記出力制限部（14）は、電圧指令ベクトルを上記電圧出力領域Ｓ２内におさまるような電圧ベクトルに変換し、該電圧ベクトルに基づいて瞬時電圧ベクトルを所望のパルス幅で出力するように構成されている。具体的には、上記出力制限部（14）では、キャリア周期Ｔの区間における各瞬時電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のパルス幅の合計を、該キャリア周期Ｔよりも小さい制限値Ｔ’以下に制限し、ゼロベクトルＶ０、Ｖ７のパルス幅の最小値がＴ−Ｔ’以上になるように調整する。したがって、上記出力制限部（15）では、上記（I）から（III）式の代わりに下式を用いてパルス幅の計算を行う。
【００５７】
τａ＝Ｔ’・Ｋｓ・sin（π／３−Φ0）          ・・・（IV）
τｂ＝Ｔ’・Ｋｓ・sin（Φ0）                  ・・・（V）
τｃ＝Ｔ−τａ−τｂ
＝Ｔ−Ｔ’・Ｋｓ・sin（π／３＋Φ0）｝    ・・・（VI）
ここで、Ｔ’＝Ｋｔ・Ｔであり、０＜Ｋｔ≦１とする。このＫｔは、出力可能範囲Ｓ１で出力可能な最大電圧値と、電圧出力領域Ｓ２で出力可能な最大電圧値との比によって求められ、Ｋｔ＝（電圧出力領域Ｓ２で出力可能な最大電圧値）／（出力可能範囲Ｓ１で出力可能な最大電圧値）となる。また、τａ、τｂ、τａ＋τｂは、それぞれ、０以上且つＴ’以下である。なお、これらのτａ、τｂ、τａ＋τｂが、０以上且つＴ’以下の条件を満たさない場合には、上記補正制御部（12）によって条件を満たすようにパルス幅の補正制御を行う必要がある。
【００５８】
このように、瞬時空間ベクトル方式で変調する際に、出力する電圧ベクトルのパルス幅を短くしてインバータ回路（4）の出力電圧を制限することで、直流電圧の影響を受ける範囲よりも出力電圧の瞬時値を小さくしたり、出力電圧の瞬時値の急増を抑えたりすることができ、該直流電圧の影響を低減することができる。これにより、直流電圧の脈動の影響を受けて出力電圧の瞬時値が脈動したり、直流電圧の急増によってインバータ回路（4）に過電流が流れたりするのを防止することができる。
【００５９】
次に、上記領域設定部（13）による電圧出力領域Ｓ２の決定方法について以下で説明する。
【００６０】
まず最初に、直流電圧の脈動や急増が発生した場合の電圧出力領域Ｓ２の決定方法について説明する。
【００６１】
出力可能範囲Ｓ１で出力可能な最大電圧値は、インバータ回路（4）の入力側の直流電圧ＶDCに比例しているとともに、上記図３に示す電圧ベクトル図においてＳ１で示す六角形の一辺の長さに対応している。一方、電圧出力領域Ｓ２で出力可能な最大電圧値は、下式で求められるＶDC’に比例しているとともに、上記図３に示す電圧ベクトル図においてＳ２の範囲を示す六角形の一辺の長さに対応している。
【００６２】
ＶDC’＝ＶDC×（Ｓ２の一辺の長さ）／（Ｓ１の一辺の長さ）
したがって、上記電圧出力領域Ｓ２は、
（Ｓ２の一辺の長さ）＝（Ｓ１の一辺の長さ）×ＶDC’／ＶDC
によって決まるため、例えば、上式において直流電圧の脈動や急増によってＶDCが大きくなった場合には、その分、狭い電圧出力領域Ｓ２が設定されることになる。
【００６３】
なお、上述のＫｔとの間には、Ｋｔ＝ＶDC’／ＶDCの関係が成立するため、
（電圧出力領域Ｓ２で出力可能な最大電圧値）＝（出力可能範囲Ｓ１で出力可能な最大電圧値）×Ｋｔ
となる。
【００６４】
また、上記領域設定部（13）は、上述のように設定される電圧出力領域Ｓ２に対し、直流電圧の変動に応じて、図４に示すようなフローによって電圧出力領域Ｓ２の変更を行う。
【００６５】
すなわち、上記図４に示すフローがスタートすると、まずステップＳＡ１において、上記電圧出力領域Ｓ２に対応する直流電圧ＶDC’に対し、制御周期ごとに、許容できる出力電圧の増加に対応する直流電圧の増分ｄＶ（領域変更分）を足して、新たなＶDC’を求める。そして、続くステップＳＡ２で、算出したＶDC’と直流電圧ＶDCとの大小関係を比較する。すなわち、このステップＳＡ２では、１制御周期前のＶDC’と直流電圧ＶDCとの電圧差が上記直流電圧の増分ｄＶよりも小さいかどうか、すなわち、直流電圧ＶDCが急増していない状態かどうかを判定している。
【００６６】
上記ステップＳＡ２で上記電圧出力領域Ｓ２に対応する直流電圧ＶDC’が出力可能範囲Ｓ１に対応する直流電圧ＶDCよりも大きいと判定された場合（ＹＥＳの場合）、すなわち、直流電圧ＶDCとの電圧差が上記増分ｄＶよりも小さく、直流電圧ＶDCが急増していないと判定された場合には、続くステップＳＡ３で、上記直流電圧ＶDC’にＶDCを代入して、電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１と同じ範囲に設定し、このフローを終了する（エンド）。
【００６７】
一方、上記ステップＳＡ２で直流電圧ＶDC’が直流電圧ＶDCの値以下であると判定された場合（ＮＯの場合）、すなわち、直流電圧ＶDCとの電圧差が上記増分ｄＶ以上であると判定された場合には、そのままこのフローを終了する（エンド）。このように、直流電圧ＶDCの変動が許容できる増分ｄＶ以上である場合、すなわち直流電圧ＶDCが急増した場合には、ＶDC’の増加量を制限することで、上述のように狭い電圧出力領域Ｓ２に設定するとともに、上記許容される増分ｄＶの分だけ、電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１に近づけることができる。したがって、この動作を繰り返すことで、出力電圧の瞬時値の急増を抑制しつつ、徐々に、上記電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１に近づけることができる。
【００６８】
すなわち、上述のようなフローによって電圧出力領域Ｓ２を設定することで、許容できる範囲内での電圧変動であれば、電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１と同じ範囲にすることができる。これにより、微小な電圧の変化や定常的な変化（以下、このような場合を定常状態ともいう）に対しては、インバータ回路（4）の出力制限を行う必要がなくなる。
【００６９】
また、直流電圧ＶDCの変動が大きく、許容できる範囲以上の変化が生じていた場合でも、出力電圧の変動を抑えつつ、許容できる範囲内で電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１に近づけることができる。
【００７０】
ここで、上記許容できる増分ｄＶは、予め設定された一定値であってもよいし、任意に変化させてもよく、例えば直流電圧ＶDC’に応じて変化させてもよい。このように、上記増分ｄＶを直流電圧ＶDC’に応じて変化させる場合には、上記図４において、ｄＶにＶDC’×αを代入すればよい。こうすることで、上記電圧出力領域Ｓ２を直流電圧ＶDC’に応じて一定の割合で拡げることができる。また、上記ｄＶを直流電圧ＶDC’に応じて変化させる場合、直流電圧ＶDC’が低い状態から上記電圧出力領域Ｓ２を拡げるときの拡大速度が遅すぎたり、直流電圧ＶDC’が高い状態から上記電圧出力領域Ｓ２を拡げるときの拡大速度が速すぎたりするのを防止するように、上記ｄＶに上限値や下限値を設けてもよい。
【００７１】
なお、上記図４のフローでは、直流電圧ＶDCとＶDC’との電圧差が、許容される増分ｄＶよりも小さい場合に、該直流電圧ＶDC’にＶDCを代入して、電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１に設定しているが、この限りではなく、上記図４のフローに出力制限を行っているかどうかの判定を行うフローを追加し、該出力制限の制御が所定時間以上、行われていない場合には、電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１と一致させる制御を行うようにしてもよい。
【００７２】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、直流電圧（入力電圧）を瞬時空間ベクトル方式によって三相交流電圧に変調するように構成されたインバータ装置（1）において、電圧ベクトル図における電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１に対して狭めるようにしたため、インバータ回路（4）の出力を所定の電圧に制限することが可能となる。そのため、過変調領域において、上記インバータ回路（4）の出力電圧の瞬時値が入力側の直流電圧の影響を大きく受ける場合でも、該直流電圧ＶDCの脈動の影響を受けないような出力電圧に設定することができるとともに、上記直流電圧ＶDCが急増した場合には、出力電圧が急増してインバータ回路（4）内に過電流が流れるのを防止することができる。
【００７３】
また、上記電圧出力領域Ｓ２は、電圧ベクトル図において、ゼロベクトル以外の瞬時電圧ベクトルのパルス幅のキャリア周期Ｔの区間における合計を、該キャリア周期Ｔよりも小さいＴ’以下に制限し、該ゼロベクトルのパルス幅の最小値がＴ−Ｔ’以上になるように調整することによって、容易に得ることができる。したがって、従来の瞬時空間ベクトル方式の変調方法で使用する関係式の一部を変更する（本実施形態ではキャリア周期Ｔをそれよりも短いＴ’に変更する）だけで、上述のような作用効果の得られる構成を実現することができる。例えば、上述の特許第３８２１１４５号に開示されるようなパルス幅の補正制御についても、必要に応じて関係式の一部を変更するだけで実現することができる。
【００７４】
また、上述のように、変調する際に用いる関係式を修正することで、入力側の直流電圧ＶDCの変化に応じて、電圧ベクトル図における電圧出力領域Ｓ２を自動的に狭める補正を容易に行うことができる。さらに、上記直流電圧に応じて電圧出力領域Ｓ２が設定された後、上記直流電圧ＶDCとＶDC’との電圧差を許容される増分ｄＶと比較し、その結果に応じて上記電圧出力領域Ｓ２を補正するようにしたため、出力電圧の瞬時値の急増や脈動を抑制しつつ、直流電圧ＶDCとＶDC’との電圧差に応じて、該電圧出力領域Ｓ２による出力制限を緩和することができる。
【００７５】
《発明の実施形態２》
次に、本発明の実施形態２に係るインバータ装置（101）について以下で説明する。このインバータ装置（101）は、上記実施形態１とは構成の一部及び制御内容が異なるだけなので、以下、同じ部分には同じ符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００７６】
具体的には、図５に示すように、上記インバータ装置（101）のＰＷＭ制御部（20）は、上記実施形態１と同様の補正制御部（12）及び出力制限部（14）に加えて、カウンタ部（21）及び増分設定部（22）を備えている。
【００７７】
上記カウンタ部（21）は、後述するように、直流電圧ＶDC、ＶDC’が定常状態であると連続して判定された場合の回数をカウントするように構成されている。本実施形態に係るインバータ装置（101）では、このカウンタ部（21）によるカウント数に応じて、上記増分設定部（22）で直流電圧の許容される増分ｄＶを設定する。
【００７８】
上記増分設定部（22）は、上記実施形態１の領域設定部（13）とほぼ同様の構成を有する領域設定部（23）内に設けられていて、直流電圧ＶDC’の許容される増分ｄＶを、上記カウンタ部（21）のカウント数に応じて設定するように構成されている。すなわち、詳しくは後述するように、上記増分設定部（22）は、直流電圧ＶDC、ＶDC’が定常状態の場合と定常状態以外の場合とで、それぞれ異なる増分ｄＶ１、ｄＶ２を設定可能に構成されている。
【００７９】
次に、本実施形態に係るインバータ装置（101）の動作について、図６を用いて以下で説明する。なお、直流電圧ＶDCが急増した場合の電圧出力領域Ｓ２の設定（出力可能範囲Ｓ１と電圧出力領域Ｓ２との関係など）については、上記実施形態１と同じなので、以下では、電圧出力領域Ｓ２を変更する場合の動作についてのみ説明する。
【００８０】
上記図６に示すように、この実施形態２では、上記実施形態１とは異なり、直流電圧ＶDC、ＶDC’の変化が許容できる増分ｄＶの範囲内かどうか、すなわち直流電圧ＶDC、ＶDC’の変化が定常状態か定常状態以外かに応じて上記ｄＶの値を変更する。
【００８１】
すなわち、上記図６のフローがスタートすると、上記実施形態１の図４と同様、ステップＳＢ１で直流電圧ＶDC’に対し、制御周期ごとに許容できる増分ｄＶを加算して、該ｄＶだけ電圧が増加した場合の直流電圧ＶDC’を求める。
【００８２】
そして、続くステップＳＢ２で、算出したＶDC’と直流電圧ＶDCとの大小関係を比較する。このステップＳＢ２では、上記実施形態１と同様、直流電圧ＶDCとＶDC’との電圧差が上記許容できる直流電圧の増分ｄＶよりも小さいかどうか、すなわち、直流電圧ＶDCの変化が急増していない状態かどうかを判定している。
【００８３】
上記ステップＳＢ２で上記電圧出力領域Ｓ２に対応する直流電圧ＶDC’が上記出力可能範囲Ｓ１に対応する直流電圧ＶDCよりも大きいと判定された場合（ＹＥＳの場合）、すなわち、直流電圧ＶDCの変動が上記増分ｄＶよりも小さく、直流電圧ＶDCの変化が急増ではない（定常状態である）と判定された場合には、続くステップＳＢ３で、上記直流電圧ＶDC’にＶDCを代入して、電圧出力領域Ｓ２を出力可能範囲Ｓ１と同じ範囲に設定する。
【００８４】
そして、ステップＳＢ４で、カウンタの数が、Ｎ−１以上になったかどうかを判定し、Ｎ−１以上であれば（ＹＥＳの場合）、続くステップＳＢ５で上記増分ｄＶをｄＶ１に設定して、その後、このフローを終了する（エンド）。
【００８５】
一方、上記ステップＳＢ２で直流電圧ＶDC’が直流電圧ＶDCの値以下であると判定された場合（ＮＯの場合）、すなわち、直流電圧ＶDCの変動が上記増分ｄＶ以上であると判定された場合には、直流電圧ＶDCの急増が検出されたため、ステップＳＢ７に進んで、カウンタをリセットして０に戻した後、ステップＳＢ８で上記増分ｄＶをｄＶ２に設定し、このフローを終了する（エンド）。
【００８６】
また、上記ステップＳＢ４でカウンタの数がＮ−１以上ではないと判定された場合（ＮＯの場合）には、ステップＳＢ６に進んで、カウントに１を加算して、上記ステップＳＢ８で上記増分ｄＶをｄＶ２に設定した後、このフローを終了する（エンド）。すなわち、直流電圧ＶDCが定常状態であっても（上記ステップＳＢ２でＹＥＳの場合でも）、上記ステップＳＢ４でカウンタの数がＮ−１以上である（ＹＥＳ）と判定されるまで、つまり上記ステップＳＢ２でＮ回以上、ＹＥＳと判定されるまで、直流電圧ＶDCが急増状態のときに設定される増分ｄＶ２が適用されることになる。
【００８７】
なお、上述のフローにおいて、ｄＶ１＞ｄＶ２であり、直流電圧ＶDCが定常状態の場合には、比較的大きな増分ｄＶ１まで許容される一方、直流電圧が急増している場合には、比較的小さな増分ｄＶ２までしか許容されないようになっている。また、ステップＳＢ２のＹＥＳの検出回数Ｎは、誤検出しないように複数回に設定されるのが好ましいが、１回であってもよい。このように１回の検出で増分を切り替える場合には、上記図６のフローにおいて、ステップＳＢ４、ＳＢ６、ＳＢ７を省略することができる。
【００８８】
さらに、上記フローでは、ステップＳＢ２のＹＥＳの検出回数がＮ以上になったら、増分をｄＶ２からｄＶ１へ切り替えるようにしているが、この限りではなく、上記カウンタの数に応じて、すなわち、経過時間に応じて増分をｄＶ２からｄＶ１へ徐々に変化させるようにしてもよい。この場合には、上記図６のフローにおいて、ステップＳＢ８で”ｄＶ←ｄＶ２”を”ｄＶ←ｄＶ２＋（ｄＶ１−ｄＶ２）×cnt／Ｎ”に変更すればよい。
【００８９】
−実施形態２の効果−
以上より、この実施形態によれば、直流電圧ＶDCの急増時には、定常時に比べて、許容できる増分ｄＶが小さくなるようにしたため、インバータ回路（4）の出力電圧の急増を確実に防止することができ、該インバータ回路（4）内での過電流の発生を確実に防止することができる。
【００９０】
しかも、上記増分ｄＶのｄＶ１への切り替えは、上記直流電圧ＶDCの定常状態が複数回、連続して検出された場合にのみ行われるため、誤検出を確実に防止することができるとともに、定常状態でも急増時の増分ｄＶ２が適用されることになり、インバータ回路（4）の出力を安全側に抑えることができ、該インバータ回路（4）での過電流の発生をより確実に防止することができる。
【００９１】
さらに、上述のように直流電圧ＶDCの定常状態と異常状態とで異なる増分ｄＶを設定することによって、該直流電圧ＶDCの定常状態では、インバータ回路（4）で過電流が発生しない範囲で出力電圧の瞬時値の脈動は許容する増分ｄＶに設定することが可能になって、これにより、出力電圧の実効値を可能な範囲内でできるだけ大きくすることができる。一方、直流電圧ＶDCが急増する異常状態では、上述のとおり、定常状態のときよりも増分ｄＶを小さくしてインバータ回路（4）での過電流の発生を確実に防止することができる。したがって、上述の構成によって、インバータ回路（4）での過電流の発生を確実に防止しつつ、できるだけ大きい実効値の三相交流電圧を出力可能なインバータ装置（101）を得ることができる。
【００９２】
《発明の実施形態３》
次に、本発明の実施形態３に係るインバータ装置（201）について以下で説明する。このインバータ装置（201）は、上記実施形態１とは構成の一部及び制御内容が異なるだけなので、以下、同じ部分には同じ符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００９３】
具体的には、図７に示すように、上記インバータ装置（201）のＰＷＭ制御部（10）は、上記実施形態１と同様の補正制御部（12）及び出力制限部（14）に加えて、急増判定部（31）（急増検出手段）及び増分設定部（32）を備えている。
【００９４】
上記急増判定部（31）は、現在の直流電圧ＶDCと１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの変化を閾値Ｖｄ（所定値）と比較し、該直流電圧ＶDCが急増しているかどうかを判定するように構成されたもので、この判定結果に応じて上記増分判定部（32）により増分ｄＶの設定が行われる。
【００９５】
上記増分設定部（32）は、上記実施形態１の領域設定部（13）とほぼ同様の構成を有する領域設定部（33）内に設けられていて、上記急増判定部（31）の判定結果によって、すなわち直流電圧ＶDCが定常状態か急増状態かによって、電圧出力領域Ｓ２に対応する直流電圧ＶDC’の増分ｄＶを設定するように構成されている。この増分ｄＶは、上述のとおり、電圧出力領域Ｓ２の変更の際に使用される。
【００９６】
次に、本実施形態に係るインバータ装置（201）の動作について、図８を用いて以下で説明する。なお、直流電圧ＶDCが急増した場合の電圧出力領域Ｓ２の設定については、上記実施形態１と同じであり、電圧出力領域Ｓ２の変更については、上記実施形態１、２と同じなので、以下では、直流電圧ＶDCの増分ｄＶの設定動作についてのみ説明する。
【００９７】
上記図８に示すように、この実施形態３では、上記実施形態２とは異なり、まず、直流電圧ＶDCの変化が急増かどうかを判定し、その判定結果によって許容できる増分を変更する。
【００９８】
すなわち、上記図８のフローがスタートすると、まず、ステップＳＣ１で、現在の直流電圧ＶDCと１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が、急増を判定するための閾値Ｖｄよりも大きいかどうかを判定する。このステップＳＣ１で１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が閾値Ｖｄよりも大きいと判定された場合、すなわち直流電圧ＶDCが急増していると判定された場合（ＹＥＳの場合）には、ステップＳＣ２に進んで、増分ｄＶをｄＶ０に設定する。一方、上記ステップＳＣ１で１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が閾値Ｖｄよりも大きくないと判定された場合、すなわち直流電圧ＶDCが定常状態であると判定された場合（ＮＯの場合）には、ステップＳＣ３に進んで、上記増分ｄＶをｄＶ１に設定する。
【００９９】
上述のようにして増分ｄＶを設定した後、ステップＳＣ４で１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDに、現在の直流電圧ＶDCを代入し、このフローを終了する（エンド）。
【０１００】
ここで、上述のフローにおいて、ｄＶ０はゼロや負の値であり、ｄＶ１は正の値である。このように、直流電圧ＶDCの急増時には、増分ｄＶをゼロや負の値にすることで、電圧出力領域Ｓ２をそのまま維持若しくは縮小することができ、インバータ回路（4）の出力電圧の急増をより確実に防止することができる。
【０１０１】
なお、上記図８のフローは、上記実施形態１、２の図４及び図６のフローの前に行うようにすればよい。ただし、上記図６のフローの前に、上記図８のフローを行う場合には、該図８のフローのステップＳＣ３（ｄＶの設定）を削除する必要がある。
【０１０２】
−実施形態３の効果−
以上より、この実施形態によれば、直流電圧ＶDCの急増が判定された場合に、増分ｄＶをゼロまたは負の値にすることで、インバータ回路（4）の出力電圧の瞬時値の急増を確実に防止することができ、該インバータ回路（4）内での過電流の発生を確実に防止できる。
【０１０３】
−実施形態３の変形例１−
この変形例１は、図９に示すように、直流電圧ＶDCの急増直後のみ、増分ｄＶを変更する点が上記実施形態３とは異なる。なお、この変形例では、以下のような動作を実現するために、上記実施形態３の図７の構成に加えて、ＰＷＭ制御部（30）に上記実施形態２のようなカウンタ部（21）を設ける必要がある。
【０１０４】
図９のフローがスタートすると、まずステップＳＤ１で、１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が、急増を判定する閾値Ｖｄよりも大きいかどうかを判定し、該閾値Ｖｄよりも大きくないと判定された場合（ＮＯの場合）、すなわち直流電圧が定常状態であると判定された場合には、ステップＳＤ５で増分ｄＶにｄＶ１を代入するとともに、カウントを０にする。
【０１０５】
一方、上記ステップＳＤ１で１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が閾値Ｖｄよりも大きいと判定された場合、すなわち直流電圧ＶDCが急増状態であると判定された場合（ＹＥＳの場合）には、カウントがゼロかどうかを判定する。このステップＳＤ２でカウントがゼロと判定された場合（ＹＥＳの場合）には、直流電圧ＶDCが定常状態から急増状態になった直後なので、増分ｄＶにｄＶ０を代入するとともにカウントを１にする（ステップＳＤ３）。上記ステップＳＤ２でカウントがゼロではないと判定された場合（ＮＯの場合）には、直流電圧ＶDCの急増状態ではあるものの、定常状態から急増状態に変わった直後ではないため、ステップＳＤ４で増分ｄＶにｄＶ１を代入する。
【０１０６】
このように増分ｄＶを設定した後は、ステップＳＤ６で１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDに現在の直流電圧ＶDCを代入する。
【０１０７】
ここで、上記実施形態３と同様、上記ｄＶ０はゼロまたは負の値であり、上記ｄＶ１は正の値である。
【０１０８】
上述のように、直流電圧ＶDCが定常状態から急増状態に変わった直後にのみ、ｄＶをゼロまたは負の値にすることで、直流電圧ＶDCが急増したときのインバータ回路（4）の出力電圧の急増を防止できる。そして、それ以後は、ｄＶを正の値にすることで、電圧ベクトル図における電圧出力領域Ｓ２を徐々に出力可能範囲Ｓ１に近づけることができ、不要な出力制限を減らすことができる。
【０１０９】
−実施形態３の変形例２−
この変形例３は、図１０に示すように、直流電圧ＶDCの急増が終わった後に、増分ｄＶを徐々に増加する点が上記実施形態３とは異なる。
【０１１０】
具体的には、上記図１０のフローがスタートすると、まずステップＳＥ１で、１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が、急増を判定する閾値Ｖｄよりも大きいかどうかを判定し、該閾値Ｖｄよりも大きいと判定された場合（ＹＥＳの場合）、すなわち直流電圧が急増状態であると判定された場合に、続くステップＳＥ２で増分ｄＶにｄＶ０を代入する。
【０１１１】
一方、上記ステップＳＥ１で１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDとの差が閾値Ｖｄよりも大きくないと判定された場合、すなわち直流電圧ＶDCが定常状態であると判定された場合（ＮＯの場合）には、ステップＳＥ３に進んで、増分ｄＶにｄｄＶを加算する。そして、ステップＳＥ４で増分ｄＶがｄＶ１よりも大きいかどうかの判定を行い、大きいと判定された場合（ＹＥＳの場合）には、続くステップＳＥ５でｄＶ１を増分ｄＶに代入する。
【０１１２】
上記ステップＳＥ２、ＳＥ５で増分ｄＶを設定した後、及び、上記ステップＳＥ４でｄＶがｄＶ１よりも大きくないと判定された場合（ＮＯの場合）には、ステップＳＥ６に進んで、１制御周期前の直流電圧ＶDC_OLDに現在の直流電圧ＶDCを代入する。
【０１１３】
このように、直流電圧ＶDCが定常状態のときには、ｄＶを徐々に増やすようにして、電圧ベクトル図における電圧出力領域Ｓ２を迅速に拡大し、インバータ回路（4）の出力制限を緩和する。これにより、不要な出力制限をできるだけなくすことができる。
【０１１４】
《その他の実施形態》
上記各実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【０１１５】
上記各実施形態では、上述のような各構成を、入力電圧としての直流電圧ＶDCを三相交流電圧に変換するインバータ回路（4）に適用するようにしているが、この限りではなく、マトリックスコンバータなどのように、交流電圧から交流電圧に直接変換するような回路に適用してもよい。この場合には、例えば、上記各実施形態において、入力側の直流電圧を、交流電源などの入力電圧の最大電圧とすることで、上述のようなマトリックスコンバータなどにも適用することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１１６】
以上説明したように、本発明は、例えば瞬時空間ベクトル方式でＰＷＭ制御を行うインバータ装置に特に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】図１は、実施形態１に係るインバータ装置の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、瞬時空間ベクトル方式で用いる電圧ベクトル図の一例である。
【図３】図３は、電圧ベクトル平面上における出力可能範囲Ｓ１及び電圧出力領域Ｓ２を示す図である。
【図４】図４は、電圧出力領域Ｓ２の変更動作を示すフローである。
【図５】図５は、実施形態２に係るインバータ装置の図１相当図である。
【図６】図６は、実施形態２に係る電圧出力領域Ｓ２の変更動作を示すフローである。
【図７】図７は、実施形態３に係るインバータ装置の図１相当図である。
【図８】図８は、増分ｄＶの変更動作を示すフローである。
【図９】図９は、実施形態３の変形例１に係る増分ｄＶの変更動作を示すフローである。
【図１０】図１０は、実施形態３の変形例２に係る増分ｄＶの変更動作を示すフローである。
【符号の説明】
【０１１８】
１、１０１、２０１    インバータ装置
３        コンデンサ回路
４        インバータ回路
４ａ      スイッチング素子
５        電動機
１０、２０、３０      ＰＷＭ制御部（制御手段）
１２      補正制御部
１３、２３、３３      領域設定部
１４      出力制限部
２１      カウンタ部
２２、３２      増分設定部
３１      急増判定部（急増検出手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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