(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御周波数検出手段と、前記制御周波数検出手段で決定した制御周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、前記正弦波生成手段からの正弦波が入力される１タップディジタルフィルタと、前記１タップディジタルフィルタからの出力信号が入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための制御信号を出力させる制御信号生成手段と、前記制御信号生成手段から出力される前記制御信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記１タップディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する係数更新手段と、前記正弦波生成手段の位相を補正する位相補正手段とを備え、前記係数更新手段と前記位相補正手段は、前記誤差信号を利用してそれぞれ前記フィルタ係数と前記位相を更新することにより、前記騒音源に起因する制御すべき騒音を低減するように構成された能動型騒音制御装置。
【請求項２】
前記係数更新手段は、前記誤差信号と、制御周波数における制御信号生成手段から誤差信号検出手段までの伝達特性の位相特性とに基づいて、前記フィルタ係数を更新するように構成された請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【請求項３】
前記位相補正手段は、前記誤差信号と、制御周波数における制御信号生成手段から誤差信号検出手段までの伝達特性の位相特性とに基づいて、前記正弦波生成手段の位相を決定するように構成された請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【請求項４】
前記制御周波数検出手段の制御周波数を補正する制御周波数補正手段を備え、前記制御周波数補正手段は、前記位相補正手段が算出した位相補正量の累積値に基づいて、前記制御周波数検出手段の制御周波数を補正するように構成された請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【請求項５】
前記正弦波生成手段は、離散化された正弦値１周期分を保持する正弦波テーブルの読み出し位置を所定の周期で移動させ、さらに前記読み出し位置を前記位相補正手段が決定した位相補正量だけ移動させるように構成された請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両のエンジン等の回転機器から発生する振動騒音を能動的に低減する能動騒音低減装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の能動騒音低減装置においては、適応ノッチフィルタを利用した適応制御を行う方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。図８は、この特許文献１に記載された従来の能動騒音低減装置の構成と等価な構成を示すものである。
【０００３】
図８において、能動騒音低減装置を実現するための離散演算は離散演算処理部２９において実行される。エンジン回転数検出器１４はエンジン回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルスＰとして出力する。たとえばこのエンジンパルスＰはクランク角センサーの出力を取り出すことによって作成される。制御周波数検出部１５は、エンジンパルスＰを基に制御周波数ｆを算出し出力する。基準信号生成部１６は、正弦波１周期を所定等分した各ポイントの正弦値を１／√２倍したものをメモリ上に保持する正弦波テーブル１７を有し、選択手段１８により正弦波テーブル１７からデータを選択し、周波数が制御周波数ｆに等しい正弦波基準信号ｘ１［ｎ］と余弦波基準信号ｘ２［ｎ］とを生成し出力する。参照信号生成部２４は、スピーカ２２からマイクロフォン２３までの伝達特性値を模擬した正弦波基準信号補正値テーブル２５（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの正弦波基準信号補正値をＣ１［ｆ］と表す）と余弦波基準信号補正値テーブル２６（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの余弦波基準信号補正値をＣ２［ｆ］と表す）とを利用し、正弦波参照信号ｒ１［ｎ］と余弦波参照信号ｒ２［ｎ］とを生成し出力する。第１の１タップディジタルフィルタ１９は、内部に保持するフィルタ係数Ｗ１［ｎ］によりｘ１［ｎ］をフィルタリングし、正弦波制御信号ｙ１［ｎ］を生成する。第２の１タップディジタルフィルタ２０は、内部に保持するフィルタ係数Ｗ２［ｎ］により余弦波基準信号ｘ２［ｎ］をフィルタリングし、余弦波制御信号ｙ２［ｎ］を生成する。電力増幅器２１はｙ１［ｎ］とｙ２［ｎ］とを加算した制御信号ｚ［ｎ］を増幅する。スピーカ２２は電力増幅器２１からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。マイクロフォン２３は騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。第１の適応制御アルゴリズム演算部２７は正弦波参照信号ｒ１［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、例えば最急降下法の一種であるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいてフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。同様に、第２の適応制御アルゴリズム演算部２８は余弦波参照信号ｒ２［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、フィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。この係数Ｗ１及びＷ２の更新式は、
Ｗ１［ｎ］＝Ｗ１［ｎ−１］―μ×ｒ１［ｎ］×ε［ｎ］                …（１）
Ｗ２［ｎ］＝Ｗ２［ｎ−１］―μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］                …（２）となる。ここでμは収束係数と呼ばれる定数であり、係数Ｗ１及びＷ２が最適値に収束する時間に関係するものである。上述の処理を所定周期で繰り返すことにより、騒音を低減させることができる。
【特許文献１】特開２００４−３６１７２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来の構成では、正弦波制御信号ｙ１［ｎ］と余弦波制御信号ｙ２［ｎ］を合成して制御信号ｚ［ｎ］を算出する際にデータのオーバフローを避けるために、正弦波テーブルでは正弦値を１／√２倍した値を保持する。このため、ｚ［ｎ］は制御対象騒音の位相が４５度、１３５度、２２５度、３１５度の時しか最大出力を出せず、常
に最大限の騒音低減効果を発揮できないという問題があった。さらに、エンジンパルスＰの周波数が誤差を持つ等の原因で、制御周波数ｆが実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれた時、騒音低減効果が低くなる問題があった。
【０００５】
本発明は、制御対象騒音の位相がいかなる場合でも最大限の騒音低減効果を発揮でき、かつ制御周波数ｆが実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれたときでも最適な騒音低減効果が得られる能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の能動型騒音制御装置は、騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御周波数検出手段と、前記制御周波数検出手段で決定した制御周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、前記正弦波生成手段からの正弦波が入力される１タップディジタルフィルタと、前記１タップディジタルフィルタからの出力信号が入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための制御信号を出力させる制御信号生成手段と、前記制御信号生成手段から出力される前記制御信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記１タップディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する係数更新手段と、前記正弦波生成手段の位相を補正する位相補正手段と、前記制御信号検出手段の制御周波数を補正する制御周波数補正手段とを備え、前記係数更新手段と前記位相補正手段は、前記誤差信号を利用してそれぞれ前記フィルタ係数と前記位相を更新することにより、前記騒音源に起因する制御すべき騒音を低減するように構成され、特に前記係数更新手段は、前記誤差信号と、制御周波数における制御信号生成手段から誤差信号検出手段までの伝達特性の位相特性とに基づいて、前記フィルタ係数を更新するように構成され、前記位相補正手段は、前記誤差信号と、制御周波数における制御信号生成手段から誤差信号検出手段までの伝達特性の位相特性とに基づいて、前記正弦波生成手段の位相を決定するように構成され、前記制御周波数補正手段は、前記位相補正手段が算出した位相補正量の累積値に基づいて、前記制御周波数補正手段の制御周波数を補正するように構成され、前記正弦波生成手段は、離散化された正弦値１周期分を保持する正弦波テーブルの読み出し位置を所定の周期で移動させ、さらに前記読み出し位置を前記位相補正手段が決定した位相補正量だけ移動させるように構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の能動型騒音制御装置は、制御信号ｚ［ｎ］を算出する際に信号の合成処理が発生しないため、正弦波テーブルが保持する値は１／√２倍しておく必要が無く、正弦値そのものでかまわない。したがって、制御信号ｚ［ｎ］は制御対象騒音の位相がいかなる場合でも最大値で出力できるという作用効果が得られる。また、制御周波数ｆが実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれた時に、制御周波数ｆを騒音の周波数に近づける方向に補正することで、より最適な騒音低減効果を実現できるという作用効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における能動騒音低減装置について図面を参照しながら説明する。
【０００９】
図１は本発明の実施の形態１における能動騒音低減装置のブロック図である。
【００１０】
図１において、エンジン回転数検出器１は車両に搭載された騒音源としてのエンジンの回転数に比例した周波数を持つパルス列をエンジンパルスＰとして出力する。制御周波数検出手段２は制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］〔Ｈｚ〕を内部に備え、エンジンパルスＰから算出した予測制御周波数ｆep［ｎ］〔Ｈｚ〕と制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］とに基づ
いて制御周波数ｆ［ｎ］〔Ｈｚ〕を算出する。正弦波テーブル３は正弦波１周期を所定等分した各ポイントの正弦値をメモリ上に保持する。正弦波生成手段４は位相補正量Δθ［ｎ］〔ポイント〕を内部に備え、正弦波テーブルの現在位置を示すポインタｐ［ｎ］〔ポイント〕を更新する。１タップディジタルフィルタ５はフィルタ係数Ｗ［ｎ］を内部に備え、ポインタｐ［ｎ］と正弦波テーブル３とを利用して制御信号ｚ［ｎ］を出力する。電力増幅器６は制御信号ｚ［ｎ］を増幅する。制御信号生成手段としてのスピーカ７は電力増幅器６からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。誤差信号検出手段としてのマイクロフォン８はエンジン振動に起因して発生する制御対象騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。位相特性テーブル９はスピーカ７からマイクロフォン８までの伝達特性の位相特性値を前記正弦波テーブル３の相対的なポイント移動量に換算した値を周波数毎に保持する。係数更新手段１０はポインタｐ［ｎ］と制御周波数ｆ［ｎ］と正弦波テーブル３と位相特性テーブル９と誤差信号ε［ｎ］とを利用して、１タップディジタルフィルタ５のフィルタ係数Ｗ［ｎ］を更新する。位相補正手段１１はポインタｐ［ｎ］と制御周波数ｆ［ｎ］と正弦波テーブル３と位相特性テーブル９と誤差信号ε［ｎ］とを利用して、正弦波生成手段４の位相補正量Δθ［ｎ］を決定する。制御周波数補正手段１２は位相補正手段１１が決定した位相補正量Δθ［ｎ］を利用して、制御周波数検出手段２の制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］を決定する。離散演算処理部１３はソフトウェアにより構成される。
【００１１】
次に、本装置の具体的な動作を説明する。制御周波数ｆ［ｎ］の算出とポインタｐ［ｎ］の更新と制御信号ｚ［ｎ］の生成と誤差信号ε［ｎ］の検出とフィルタ係数Ｗ［ｎ］の更新と位相補正量Δθ［ｎ］の決定と制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］の決定は、すべて同一の周期で実行され、それぞれｎ周期後の値を表す。以降では、周期をＴ〔秒〕として説明する。
【００１２】
制御周波数検出手段２は、まず、例えばエンジンパルスＰの立ち上がりエッジ毎に割り込みを発生させ、立ち上がりエッジ間の時間を測定し、測定結果をもとに予測制御周波数ｆep［ｎ］を算出する。次に、予測制御周波数ｆep［ｎ］と制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］とに基づいて、式（３）にしたがって制御周波数ｆ［ｎ］を算出する。
【００１３】
ｆ［ｎ］＝ｆep［ｎ］＋ｆcomp［ｎ］                                  …（３）
正弦波テーブル３は、正弦波１周期をＮ等分し、各ポイントの正弦値を所定ビットで離散化した値をメモリ上に保持する。０ポイント目からＮ−１ポイント目までの正弦値をｂビットで離散化して格納した配列をｓ［ｍ］（０≦ｍ＜Ｎ）で表すとき、関係式（４）が成り立つ。
【００１４】
ｓ［ｍ］＝ｉｎｔ（２b-1×ｓｉｎ（３６０×ｍ／Ｎ））                …（４）
ただし、ｉｎｔ（ｘ）はｘの整数部を表し、ｓｉｎ関数の角度の単位は〔度〕とする。例えば、Ｎ＝３０００の場合のｓ［ｍ］のグラフと表をそれぞれ図２と（表１）に示す。
【００１５】
【表１】
0005141351.tif 000002
【００１６】
正弦波生成手段４は、制御周波数ｆ［ｎ］と位相補正量Δθ［ｎ］とに基づいて、式（５）にしたがってポインタｐ［ｎ］を更新する。
【００１７】
ｐ［ｎ］＝（ｐ［ｎ−１］＋（ｆ［ｎ］×Ｎ×Ｔ）＋Δθ［ｎ］）
ｍｏｄ  Ｎ                                              …（５）
ただし、「ｘ  ｍｏｄ  ｙ」はｘをｙで割ったときの余りを表す。ここで、あらかじめＮ×Ｔ＝１となるようにＮとＴを選んでおけば、式（５）におけるＮとＴの乗算は不要である。さらに、通常“ｆ［ｎ］＋Δθ［ｎ］＜Ｎ”であることを考慮すると、式（５）は式（６）のように書き換えることができる。
【００１８】
（ｐ［ｎ−１］＋ｆ［ｎ］＋Δθ［ｎ］＜Ｎ）の時：
ｐ［ｎ］＝ｐ［ｎ−１］＋ｆ［ｎ］＋Δθ［ｎ］
（ｐ［ｎ−１］＋ｆ［ｎ］＋Δθ［ｎ］≧Ｎ）の時：
ｐ［ｎ］＝ｐ［ｎ−１］＋ｆ［ｎ］＋Δθ［ｎ］−Ｎ                …（６）
以降ではＮ×Ｔ＝１が成り立つものとして説明する。
【００１９】
１タップディジタルフィルタ５は、制御信号ｚ［ｎ］を式（７）により生成する。
【００２０】
ｚ［ｎ］＝Ｗ［ｎ］×ｓ［ｐ［ｎ］］                                  …（７）
位相特性テーブル９は、スピーカ７からマイクロフォン８までの伝達特性の位相特性値（グラフの例：図３）を正弦波テーブル３の相対的なポイント移動量に換算した値を、配列ｃ［ｋ］としてメモリ上に保持する（ｋは周波数〔Ｈｚ〕）。ｋ〔Ｈｚ〕のときの位相特性値をｐｈａｓｅ［ｋ］〔度〕とすると、関係式（８）が成り立つ。
【００２１】
ｃ［ｋ］＝ｉｎｔ（Ｎ×ｐｈａｓｅ［ｋ］／３６０）                    …（８）
例えば、Ｎ＝３０００で、制御対象騒音周波数の範囲が３０Ｈｚから１００Ｈｚまでの場合のｃ［ｋ］の様子を（表２）に示す。
【００２２】
【表２】
0005141351.tif 000003
【００２３】
係数更新手段１０は、例えば最急降下法の一種であるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムにより、式（９）と式（１０）にしたがってフィルタ係数Ｗ［ｎ］を更新する。
【００２４】
（０≦ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＜Ｎ）の時：
ｒ１［ｎ］＝ｓ［ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］］
（ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］≦Ｎ）の時：
ｒ１［ｎ］＝ｓ［ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］−Ｎ］
（ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＜０）の時：
ｒ１［ｎ］＝ｓ［ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ］                  …（９）
Ｗ［ｎ］＝Ｗ［ｎ−１］−μ１×ｒ１×ε［ｎ］                      …（１０）
ここで、μ１はＷ［ｎ］の収束速度を最急降下法における収束速度を決定するパラメータであり、値が大きいほど収束は速くなる。なお、式（１０）の計算結果が負の数になる場合は、Ｗ［ｎ］の符号を反転させ、式（１１）にしたがってｐ［ｎ］を１８０度分進ませる。
【００２５】
（ｐ［ｎ］＜Ｎ／２）の時：  ｐ［ｎ］＝ｐ［ｎ］＋Ｎ／２
（ｐ［ｎ］≧Ｎ／２）の時：  ｐ［ｎ］＝ｐ［ｎ］−Ｎ／２              …（１１）
これにより、Ｗ［ｎ］を常に正の値にでき、後述する位相補正量Δθ［ｎ］の算出が簡単化される。
【００２６】
位相補正手段１１は、式（１２）と式（１３）にしたがって、位相補正量Δθ［ｎ］を算出する。
【００２７】
（０≦ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ／４＜Ｎ）の時：
ｒ２［ｎ］＝ｓ［ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ／４］
（ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ／４≦Ｎ）の時：
ｒ２［ｎ］＝ｓ［ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ／４−Ｎ］
（ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ／４＜０）の時：
ｒ２［ｎ］＝ｓ［ｐ［ｎ］＋ｃ［ｆ［ｎ］］＋Ｎ／４＋Ｎ］        …（１２）
Δθ［ｎ］＝−μ２×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］                          …（１３）
ここで、μ２は位相補正量決定の程度を決定するパラメータであり、値が大きいほど収束は速くなる。
【００２８】
制御周波数補正手段１２は、まず位相補正手段１１が決定した位相補正量Δθ［ｎ］の累積値Δθaccum［ｎ］を式（１４）にしたがって更新する。
【００２９】
Δθaccum［ｎ］＝ Δθaccum［ｎ−１］＋Δθ［ｎ］               …（１４）
次に、位相補正量の累積回数が規定回数Ｎaccum達した時、制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］を更新し、Δθaccum［ｎ］を０にリセットする。
【００３０】
制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］の決定方法としては、例えば式（１５）のような算出式に基づく方法がある。
【００３１】
ｆcomp［ｎ］＝Δθaccum ÷ Ｎaccum                                …（１５）
上述の手順によりフィルタ係数Ｗ［ｎ］を一定値に収束させ、位相補正量Δθ［ｎ］を０に収束させ、制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］を一定値に収束させることにより、制御対象騒音を低減させることができる。
【００３２】
ここで、式（１３）による位相補正量算出式で制御周波数の騒音が減少するメカニズムについて説明する。従来例で説明した騒音制御装置においてはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいてフィルタ係数Ｗ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］を逐次更新している。その更新式は以下に示されるものであった。
【００３３】
Ｗ１［ｎ］＝Ｗ１［ｎ−１］−μ×ｒ１［ｎ］×ε［ｎ］                …（１）
Ｗ２［ｎ］＝Ｗ２［ｎ−１］−μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］                …（２）
このように一般的には正弦波参照信号ｒ１［ｎ］、余弦波参照信号ｒ２［ｎ］には低減すべき騒音の周波数の正弦波信号及び余弦波信号と誤差信号ε［ｎ］との積を利用している。これは正弦波、余弦波の直交性を利用したものであり、長い期間の逐次更新（即ちｎ→∞）では誤差信号ε［ｎ］の中で正弦波参照信号ｒ１［ｎ］及び余弦波参照信号ｒ２［ｎ］の周波数と同じ周波数成分の積が累積し、他の周波数成分の積の累積値は０となる。このことからＷ１［ｎ］及びＷ２［ｎ］は誤差信号ε［ｎ］の中で正弦波参照信号ｒ１［ｎ］及び余弦波参照信号ｒ２［ｎ］の周波数と同一の周波数成分を低下させるように係数更新が行われ、最終的に誤差信号の中で正弦波参照信号及び余弦波参照信号の周波数と同一の周波数成分が０となった時にＷ１［ｎ］及びＷ２［ｎ］の平均的な係数更新は０となりＷ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］は収束する。ここで見方を変えると、Ｗ１［ｎ］とＷ２［ｎ］は、制御対象騒音が低減されるように制御信号ｚ［ｎ］の振幅と位相を調整しているともいえる。制御信号の振幅と位相はそれぞれ、
振幅：√（Ｗ１［ｎ］2＋Ｗ２［ｎ］2）
位相：ｔａｎ-1（Ｗ２［ｎ］／Ｗ１［ｎ］）
となる。
【００３４】
一方、本発明においては、制御信号ｚ［ｎ］の振幅に相当するフィルタ係数Ｗ［ｎ］は従来どおりの方法で更新する一方で、制御信号ｚ［ｎ］の位相は制御信号ｚ［ｎ］より９０度先に進んだ直交成分と誤差信号ε［ｎ］の積“ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］”を利用して位相補正量Δθ［ｎ］を直接算出することにより更新する。図４と図５は位相補正方向決定の様子である。ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］の符号が正であるときは、図４のように制御信号ｚ［ｎ］を負の方向に位相補正する。一方、ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］の符号が負であるときは
、図５のように制御信号ｚ［ｎ］を正の方向に位相補正する。すなわち、式（１３）のように制御信号ｚ［ｎ］の直交成分の符号とは逆の方向に制御信号ｚ［ｎ］の位相を補正することにより、制御信号ｚ［ｎ］は誤差信号ε［ｎ］と逆位相の信号に近づくように更新され、制御対象騒音の低減効果は大きくなる。
【００３５】
次に、式（１５）により制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］が正しく算出できるメカニズムについて説明する。適応ノッチフィルタは、制御信号ｚ［ｎ］の周波数が実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれた時、後者の周波数に近づけようとして、自身の位相特性θ（ｔ）を追従させる（適当な時刻をｔ＝０とする）。すなわち、
騒音（ｔ）    ＝  Ｒnoise×ｓｉｎ（３６０×ｆnoise×ｔ）
制御信号（ｔ）＝−Ｒctrl ×ｓｉｎ（３６０×ｆctrl ×ｔ＋θ（ｔ））
…（１６）
と表す時、適応ノッチフィルタは
３６０×ｆnoise×ｔ ＝ ３６０×ｆctrl ×ｔ ＋ θ（ｔ）           …（１７）
となるようにθ（ｔ）を更新し続ける。式（１８）より、制御信号と騒音との周波数のずれｆdiffは、
ｆdiff ＝ ｆnoise − ｆctrl
＝ θ（ｔ）÷（３６０×ｔ）                                …（１８）
と表すことができる。さらに ｔ ＝ Ｎaccum×Ｔ の時を考えると、
ｆdiff ＝ θ（Ｎaccum×Ｔ）÷（３６０×Ｎaccum×Ｔ）
＝ （Ｎ×θ（Ｎaccum×Ｔ）÷３６０）÷ Ｎaccum             …（１９）
ここで、「Ｎ×θ（Ｎaccum×Ｔ）÷３６０」は、適応ノッチフィルタのＮaccum×Ｔ〔秒〕後の位相特性を正弦波テーブルのポイント単位表示にしたものに他ならない。したがって、前記の式（１５）の制御周波数補正値の算出式は妥当であるといえる。
【００３６】
一方、制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］を式（２０）に基づいて更新する方法も考えられる。
【００３７】
（Δθaccum ≧ Ｘ）の時：
ｆcomp［ｎ］＝ｆcomp［ｎ−１］＋Δｆ
（Δθaccum ≦ −Ｘ）の時：
ｆcomp［ｎ］＝ｆcomp［ｎ−１］−Δｆ
（−Ｘ ＜ Δθaccum ＜ Ｘ）の時：
ｆcomp［ｎ］＝ｆcomp［ｎ−１］                                …（２０）
上記算出式は除算を用いない更新式であり、除算命令を持たない演算装置を使用する場合に有効である。ただし、式（２０）による制御周波数補正量ｆcomp［ｎ］の算出方法は、式（１５）による方法に比べて、最適な補正値に到達するまでに時間を要する。
【００３８】
なお、Ｎaccumの値は、大きければ大きいほど安定して制御周波数を補正可能であるが、最適な補正値に到達するまでの時間は長くなる。
【００３９】
ここで、本発明と特許文献１に記載の方法を、騒音低減効果の観点から比較する。特許文献１に記載の方法では、正弦波制御信号ｙ１［ｎ］と余弦波制御信号ｙ２［ｎ］を合成して制御信号ｚ［ｎ］を算出する際にデータのオーバフローを避けるために、正弦波テーブルでは正弦値を１／√２倍した値を保持する必要があった。このため、制御信号ｚ［ｎ］は制御対象騒音の位相が４５度、１３５度、２２５度、３１５度の時しか最大出力を出
せず、常に最大限の騒音低減効果を発揮できないという問題があった。この様子の例を図６に示す。制御信号ｚ［ｎ］は、図６（Ａ）では最大値で出力できるが、図６（Ｂ）と（Ｃ）では最大値で出力できない。これに対し、本発明では制御信号ｚ［ｎ］を算出する際に信号の合成処理が発生しないため、正弦波テーブルが保持する値は１／√２倍しておく必要が無く、正弦値そのものでかまわない。したがって、制御信号ｚ［ｎ］は制御対象騒音の位相がいかなる場合でも最大値で出力できる。この様子の例を図７に示す。図７（Ａ）〜（Ｃ）のいずれの場合においても、制御信号ｚ［ｎ］は最大値で出力できる。
【００４０】
また、特許文献１に記載の方法では、エンジンパルスＰの周波数が誤差を持つ等の原因で制御周波数ｆが実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれた時、騒音低減効果が低くなる問題があった。これに対し、本発明ではエンジンパルスＰをもとに算出した予測制御周波数ｆep［ｎ］を、実際に発生している制御対象騒音の周波数に近づける方向に補正することで、より最適な騒音低減効果を実現できる。
【００４１】
なお、本発明においては、制御周波数検出手段２と正弦波生成手段４と１タップディジタルフィルタ５と係数更新手段１０と位相補正手段１１と制御周波数補正手段１２とをそれぞれ複数個用意することにより、制御対象騒音の複数次数成分を消音させることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明にかかる能動騒音低減装置は、制御対象騒音の位相がいかなる場合でも最大限の騒音低減効果を発揮でき、かつ制御周波数が実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれたときでも最適な騒音低減効果が得られる能動騒音低減装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１における能動騒音低減装置を説明するためのブロック図
【図２】同能動騒音低減装置における正弦波テーブルの例を示すグラフ
【図３】同能動騒音低減装置におけるスピーカからマイクまでの伝達特性の位相特性値の例を示すグラフ
【図４】同能動騒音低減装置における制御信号の位相補正の様子を示す図（その１）
【図５】同能動騒音低減装置における制御信号の位相補正の様子を示す図（その２）
【図６】従来の能動騒音低減装置における制御信号の出力の大きさを示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態１における制御信号の出力の大きさを示すブロック図
【図８】従来の能動騒音低減装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００４４】
１  エンジン回転数検出器（騒音源）
２  制御周波数検出手段
３  正弦波テーブル
４  正弦波生成手段
５  １タップディジタルフィルタ
６  電力増幅器
７  スピーカ（制御信号生成手段）
８  マイクロフォン（誤差信号検出手段）
９  位相特性テーブル
１０  係数更新手段
１１  位相補正手段
１２  制御周波数補正手段
１３  離散演算処理部
【図１】
0005141351.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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