(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。
【請求項２】
正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅に比例する周波数指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した負荷駆動装置において、
昇圧動作を行う電力変換器に対する正相分電圧指令値振幅を、当該振幅と零相分電圧指令値振幅との加算値がＰＷＭキャリア信号の振幅を超えない値に設定することを特徴とする負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、半導体電力変換器により電動機等の負荷を駆動するための負荷駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の負荷駆動装置としては、特許文献１，２に記載されているように、負荷としての電動機に三相交流電圧を印加する電力変換器と、その一対の直流母線間に接続されたコンデンサと、前記直流母線の一方と電動機の中性点との間に接続された直流電源と、を備え、電力変換器が零電圧ベクトルを出力するようにスイッチング動作させることにより、直流電源電圧を昇圧しながら電動機を駆動するものが知られている。
また、特許文献３に記載されているように、上記の如く構成された電力変換器を直流母線により複数台、並列接続した負荷駆動装置も知られている。
【０００３】
これらの負荷駆動装置では、電動機のトルクを制御するための正相分電圧指令値と昇圧動作を制御するための零相分電圧指令値とを加算して電力変換器の電圧指令値を生成する必要があるので、正相分電圧指令値に零相分電圧指令値が干渉する場合がある。この結果、電動機を駆動するための正相分出力電圧が歪み、これによって電動機のトルクリプルが大きくなったり、銅損が増加する等の問題が発生する。
この問題を回避するため、特許文献４には、零相分電圧指令値の大きさに応じて正相分電圧指令値の振幅を制限することが開示されている。
【０００４】
【特許文献１】特許第３２２３８４２号公報（段落[００２９]，[００３０]、図１０等）
【特許文献２】特許第３２１９０３９号公報（段落[００１４]〜[００２０]、図１〜図３等）
【特許文献３】特開２００２−１０６７０号公報（段落[００２２]〜[００２９]、図１〜図３等）
【特許文献４】特開２００２−２９１２５６号公報（段落[００４０]〜[００４５]、図６，図７等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
正相分出力電圧を歪ませないためには、図１０のように、零相分電圧指令値Ｖ０＊（瞬時値）と正相分電圧指令値ｖ＊（瞬時値）との和がＰＷＭキャリア信号ｖｃの振幅値（１.０）以下になるように、言い換えれば、両指令値の振幅をそれぞれＡ，Ｂとすると、数式１を満たすことが必要である。
［数式１］
｜Ａ｜＋｜Ｂ｜≦１.０
このことは、正相分電圧指令値ｖ＊の最大値が零相分電圧指令値Ｖ０＊の大きさによって制約を受けることを意味しているが、例えば、負荷として電動機を駆動する場合には電力変換器が所要の電圧を出力できなくなるため、中高回転域においてトルクが制限されるという問題を生じる。
【０００６】
そこで、本発明の解決課題は、並列接続された複数台の電力変換器が負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、負荷が必要とする正相分電圧値が小さく、零相分電圧指令値によって干渉を受けるおそれのない電力変換器には昇圧動作を行わせ、負荷が必要とする正相分電圧値が大きく、零相電圧指令値との干渉が避けられない電力変換器では、負荷の中性点を電源から切り離して正相分電圧により負荷を駆動することにより、電力変換器の出力電圧波形を歪ませることなく負荷に対して所要の電力を供給可能とした負荷駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明は、並列接続された電力変換器のうち、負荷が必要とする正相分電圧値が小さく、数式１を満たす電力変換器で昇圧動作させ、一方、負荷が必要とする正相分電圧値が大きく零相電圧指令値との干渉が避けられない電力変換器では、負荷の中性点をスイッチで切り離し、従来の３相インバータとして動作させるものである。
すなわち、請求項１に係る発明は、正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、を備えたものである。
【０００８】
請求項２に係る発明は、正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅に比例する周波数指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、を備えたものである。
【０００９】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した負荷駆動装置において、昇圧動作を行う電力変換器に対する正相分電圧指令値振幅を、当該振幅と零相分電圧指令値振幅との加算値がＰＷＭキャリア信号の振幅を超えない値に設定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、並列接続された複数台の電力変換器のうち、昇圧機能を果たす電力変換器と交流出力によって負荷の駆動のみを行う電力変換器とを、電圧指令値や周波数指令値、電源電圧等に応じて切り替えることにより、出力電圧波形を歪ませることなく負荷に所要の電力を供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。図１において、１１０は半導体スイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ１，Ｑｘ１〜Ｑｚ１及びコンデンサＣｄ１を備えた第１の電力変換器、１２０は同じく半導体スイッチング素子Ｑｕ２〜Ｑｗ２，Ｑｘ２〜Ｑｚ２及びコンデンサＣｄ２を備えた第２の電力変換器、Ｍ１，Ｍ２はこれらの電力変換器１１０，１２０の交流出力端子に接続された負荷としての第１，第２の電動機、３００は電動機Ｍ１，Ｍ２の中性点と電力変換器１１０，１２０の負極の直流母線との間にそれぞれスイッチＳ１，Ｓ２を介して接続された直流電源、１１１，１１２，１２１，１２２は電流検出手段、１２３は電圧検出手段である。
ここで、上記電動機Ｍ１，Ｍ２は、同期電動機や誘導電動機等の交流電動機であればその種類を問わない。
【００１５】
図から明らかなように、この負荷駆動装置は、直流母線を共通にして２台の電力変換器１１０，１２０が並列に接続され、各電力変換器１１０，１２０が電動機Ｍ１，Ｍ２を個別に駆動するように構成されている。
なお、前記コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２は、単一のコンデンサを共用しても良い。
また、直流電源３００は、直流母線の正極とスイッチＳ１，Ｓ２同士の接続点との間に接続しても良い。
【００１６】
次に、２００Ａは、前記各検出手段１１１，１１２，１２１，１２２，１２３による電流または電圧検出値と電動機Ｍ１，Ｍ２の駆動周波数指令値である第１，第２の周波数指令値ｆ１＊，ｆ２＊とに基づいて、電力変換器１１０，１２０の各スイッチング素子Ｑｕ１〜Ｑｗ１，Ｑｘ１〜Ｑｚ１，Ｑｕ２〜Ｑｗ２，Ｑｘ２〜Ｑｚ２に対するゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｗ１，Ｇｘ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｗ２，Ｇｘ２〜Ｇｚ２とスイッチＳ１，Ｓ２に対する制御信号Ｓ１ｃｔｌ，Ｓ２ｃｔｌを生成する制御回路であり、マイコン及び記憶装置を備えている。
この制御回路２００Ａは、電動機Ｍ１，Ｍ２に周波数指令値ｆ１＊，ｆ２＊通りの周波数を有する電圧を供給するために、ＰＷＭ制御を行ってゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｗ１，Ｇｘ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｗ２，Ｇｘ２〜Ｇｚ２を生成するものである。
【００１７】
図２は、制御回路２００Ａの内部構成を示すブロック図である。この制御回路２００Ａは、各電動機Ｍ１，Ｍ２を独立してＶ／ｆ一定制御すると共に、図１における直流電源３００の電圧を昇圧してコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に供給するための零相電圧制御を行う機能を備えている。
【００１８】
図２において、外部から入力された電動機Ｍ１，Ｍ２の周波数指令値ｆ１＊，ｆ２＊からｆ／Ｖ変換器２０１，２０６により直流量のｑ軸電圧指令値（正相分電圧指令値ともいう）Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊を演算し、座標変換器２０３，２０８に入力する。座標変換器２０３，２０８では、積分器２０２，２０７により求めた位相θ１，θ２を用いて座標変換を行い、交流量の各相電圧指令値ｖｕ１＊〜ｖｗ１＊，ｖｕ２＊〜ｖｗ２＊を演算する。
なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ１＊，Ｖｄ２＊は０に設定されて座標変換器２０３，２０８に入力されている。
【００１９】
ｆ／Ｖ変換器２０１，２０６から出力された正相分電圧指令値Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊は切替手段としてのモード切替器２１１に入力されており、このモード切替器２１１からは前記スイッチＳ１，Ｓ２に対する制御信号Ｓ１ｃｔｌ，Ｓ２ｃｔｌが出力されるようになっている。
また、直流母線電圧指令値Ｅｄｃ＊に基づいて、電圧制御器（ＡＶＲ）２１２は、前記電圧検出手段１２３による電圧検出値Ｅｄｃｄｅｔが上記指令値Ｅｄｃ＊に一致するようにフィードバック制御を行い、その出力を零相分電流指令値として出力する。
【００２０】
上記零相分電流指令値は、前記制御信号Ｓ１ｃｔｌ，Ｓ２ｃｔｌによりオンオフするスイッチＳ１１，Ｓ１２にて選択された零相電流制御器（ＡＣＲ）２１３または２１４に入力される。零相電流制御器２１３，２１４は、前記電流検出手段１１２，１２２による電動機Ｍ１，Ｍ２の中性点電流検出値（零相分電流検出値）ｉｂ１ｄｅｔ，ｉｂ２ｄｅｔが電圧制御器２１２から出力された零相分電流指令値に一致するようにフィードバック制御を行い、その出力を零相分電圧指令値Ｖ０１＊，Ｖ０２＊として出力する。
これらの零相分電圧指令値Ｖ０１＊，Ｖ０２＊は、加算器２０４，２０９において各相電圧指令値ｖｕ１＊〜ｖｗ１＊，ｖｕ２＊〜ｖｗ２＊とそれぞれ加算され、その加算結果が最終的な電圧指令値としてＰＷＭ演算器２０５，２１０に入力されてゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｗ１，Ｇｘ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｗ２，Ｇｘ２〜Ｇｚ２が演算されるものである。
【００２１】
ここで、図３は、図２に示すモード切替器２１１の動作説明図である。ｆ／Ｖ変換器２０１，２０６により生成される正相分電圧指令値Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊に応じて制御信号Ｓ１ｃｔｌ，Ｓ２ｃｔｌがオンまたはオフとなり、スイッチＳ１（Ｓ１１）及びスイッチＳ２（Ｓ１２）のオンオフパターンを決定する。
例えば、Ｖｑ１＊＞第１の閾値、かつ、Ｖｑ２＊＜第１の閾値のとき、制御信号Ｓ１ｃｔｌ，Ｓ２ｃｔｌによってスイッチＳ１（Ｓ１１）をオフ、スイッチＳ２（Ｓ１２）をオンさせる。これにより、図１における電動機Ｍ１は直流電源３００から切り離されると共に、電動機Ｍ２の中性点が直流電源３００に接続されることになり、第２の電力変換器１２０が昇圧動作を行う。具体的には、前述した特許文献１，２等に記載されているように、第２の電力変換器１２０がその上アームのスイッチング素子または下アームのスイッチング素子を全てオンさせることにより零電圧ベクトルを出力させ、直流電源３００とコンデンサＣｄ２との間で零相電力を授受することで直流電源３００の電圧Ｖｂを昇圧し、コンデンサＣｄ２に供給する。
なお、上述した第１の閾値とは、正相分電圧指令値の振幅と零相分電圧指令値の振幅との加算値が、ＰＷＭキャリア信号ｖｃの振幅（１.０）を超えないような正相分電圧指令値の振幅の限界値と定義する。
【００２２】
このときの各電圧指令値及びＰＷＭキャリア信号の波形を図４に示す。なお、図４（ａ）は第１の電力変換器１１０、図４（ｂ）は第２の電力変換器１２０に関するものである。
前述したようにＶｑ１＊＞第１の閾値、かつ、Ｖｑ２＊＜第１の閾値のとき、第１の電力変換器１１０の零相分電圧指令値Ｖ０１＊は零になるので、正相分電圧指令値Ｖｑ１＊（電圧指令値ｖ１＊）が零相分電圧指令値の干渉を受けることなく電動機Ｍ１を運転することができる。他方、第２の電力変換器１２０は昇圧動作を行うため、その正相分電圧指令値Ｖｑ２＊は零相分電圧指令値Ｖ０２＊の干渉を受けるが、正相分電圧指令値Ｖｑ２＊自体が小さいため、これらを加算した電圧指令値ｖ２＊に歪みは発生しない。
なお、各電力変換器１１０，１２０の正相分電圧指令値Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊の両方で第１の閾値以上の値が必要とされた場合には、どちらを優先するかを予め決めておき、優先順位の低い方の正相分電圧指令値を第１の閾値以下とすれば良い。
【００２３】
次に、本発明の第２実施形態を説明する。本実施形態の全体的な回路構成は第１実施形態の図１と同様である。
図５は、この第２実施形態における制御回路の構成を示している。第１実施形態の制御回路２００Ａとの相違点は、モード切替器２１１が、周波数指令値ｆ１＊，ｆ２＊に応じてスイッチＳ１（Ｓ１１）及びスイッチＳ２（Ｓ１２）のオンオフパターンを決定することにある。
Ｖ／ｆ一定制御を行う場合、正相分電圧指令値と周波数指令値とは比例関係にあるので、第１実施形態における正相分電圧指令値Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊に代えて周波数指令値ｆ１＊，ｆ２＊によりモード切替を行うようにしたものである。
この制御回路の動作は、モード切替器２１１の入力が異なるだけで図２の制御回路２００Ａと基本的に同一であるため、説明を省略する。
【００２４】
図６は、本発明の第３実施形態を示す回路図である。この実施形態が前記各実施形態と異なるのは、直流電源３００の電圧Ｖｂを検出する電圧検出手段１２４を設けた点である。なお、電圧検出手段１２４による電源電圧検出値Ｖｂｄｅｔは制御回路２００Ｃに入力されている。
【００２５】
前述したように、正相分電圧指令値が零相分電圧指令値の干渉を受けないようにするために零相分電圧指令値を０とすると、電力変換器１１０，１２０の直流母線電圧は電源電圧の２倍（固定値）になるので、直流母線電圧は電源電圧が低下するとそれに比例して低下する。この結果、電力変換器が所要の正相分電圧を出力できずに電動機のトルクが不足するという問題を生じる。
そこで、本実施形態では、制御回路２００Ｃが直流電源３００の電圧を監視し、電源電圧検出値Ｖｂｄｅｔが予め設定した第２の閾値を下回ったら、スイッチＳ１（Ｓ１１），Ｓ２（Ｓ１２）のオンオフパターンを切り替えるようにした。
具体的には、前述した図２のモード切替器２１１の入力信号（Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊）や図５のモード切替器２１１の入力信号（ｆ１＊，ｆ２＊）に代えて電源電圧検出値Ｖｂｄｅｔを入力し、これを第２の閾値と比較して制御信号Ｓ１ｃｔｌ，Ｓ２ｃｔｌを出力するものである。
【００２６】
図７は、本実施形態の動作説明図である。
いま、スイッチＳ１，Ｓ２が共にオンであったとする。時刻ｔ１から電源電圧が低下していき、時刻ｔ２で電源電圧検出値Ｖｂｄｅｔが第２の閾値以下になった時点で、スイッチＳ１（Ｓ１１）をオフすることにより、オン状態の第２の電力変換器１２０だけに昇圧動作を行わせる。
第２の電力変換器１２０では、昇圧比が２以上になるように昇圧動作を行うため、正相分電圧指令値Ｖｑ２＊は零相分電圧指令値Ｖ０２＊の干渉を受けるので低下させなければならないが、第１の電力変換器１１０側では零相分電圧指令値Ｖ０１＊を零にするので、第２の電力変換器１２０による昇圧動作により所要の正相分電圧を出力することができる。
なお、この実施形態において、電源電圧の代わりに直流母線電圧を監視して所定の閾値と比較することによりモード切替を行っても良いことは言うまでもない。
【００２７】
次いで、図８は本発明の第４実施形態を示す回路図である。
各実施形態との相違点は、制御回路２００Ｄに外部からモード切替信号ｍｏｄｅを入力し、スイッチＳ１（Ｓ１１），Ｓ２（Ｓ１２）を制御するようにしたことである。この実施形態において、電動機Ｍ１または電動機Ｍ２により高出力を得たい場合には、外部からモード切替信号ｍｏｄｅを加えて強制的にスイッチＳ１（Ｓ１１），Ｓ２（Ｓ１２）を制御する。
図９は、この実施形態における制御回路２００Ｄの内部構成を示すブロック図であり、モード切替器２１１に外部からモード切替信号ｍｏｄｅが入力されている点以外は、前記各実施形態と構成は同一である。
【００２８】
例えば、電動機Ｍ１側で高出力を得たい場合の動作を説明する。この場合には、外部からのモード切替信号ｍｏｄｅをモード切替器２１１に入力し、スイッチＳ１（Ｓ１１）をオフしてスイッチＳ２（Ｓ１２）をオンする。この結果、昇圧動作は第２の電力変換器１２０のみが行い、第１の電力変換器１１０は昇圧動作を行わないため零相分電圧指令値の干渉を受けることはない。
従って、正相分電圧指令値の変調率を最大値（ＰＷＭキャリア信号の振幅）にとることができ、第１の電力変換器１１０は高電圧出力が可能となって電動機Ｍ１を高出力にて駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】図１における制御回路の内部構成を示すブロック図である。
【図３】図２におけるモード切替器の動作説明図である。
【図４】第１実施形態における電圧指令値及びＰＷＭキャリア信号の波形図である。
【図５】本発明の第２実施形態における制御回路の内部構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図７】第３実施形態におけるモード切替器の動作説明図である。
【図８】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図９】図８における制御回路の内部構成を示すブロック図である。
【図１０】従来技術における電圧指令値及びＰＷＭキャリア信号の波形図である。
【符号の説明】
【００３０】
１１０，１２０：電力変換器
１１１，１１２，１２１，１２２：電流検出手段
１２３，１２４：電圧検出手段
２００Ａ，２００Ｃ，２００Ｄ：制御回路
２０１，２０６：ｆ／Ｖ変換器
２０２，２０７：積分器
２０３，２０８：座標変換器
２０４，２０９：加算器
２０５，２１０：ＰＷＭ演算器
２１１：モード切替器
２１２：電圧制御器（ＡＶＲ）
２１３，２１４：零相電流制御器（ＡＣＲ）
３００：直流電源
Ｍ１，Ｍ２：電動機
Ｃｄ１，Ｃｄ２：コンデンサ
Ｑｕ１〜Ｑｗ１，Ｑｘ１〜Ｑｚ１，Ｑｕ２〜Ｑｗ２，Ｑｘ２〜Ｑｚ２：半導体スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１，Ｓ１２：スイッチ
【図１】
0005292844.tif 000002
【図２】
0005292844.tif 000003
【図３】
0005292844.tif 000004
【図４】
0005292844.tif 000005
【図５】
0005292844.tif 000006
【図６】
0005292844.tif 000007
【図７】
0005292844.tif 000008
【図８】
0005292844.tif 000009
【図９】
0005292844.tif 000010
【図１０】
0005292844.tif 000011