(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正側直流電源線（Ｌ１）と、
前記正側直流電源線に印加される電位よりも低い電位が印加される負側直流電源線（Ｌ２）と、
多相交流電源と接続された複数の入力線の相互間に接続され、電圧源として機能する入力コンデンサ（Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ）と、
前記入力線から入力される多相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状の直流電圧に変換して、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線とに前記直流電圧を供給する電流形電力変換器（１）と、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間の２つの電位を持つ前記直流電圧を、方形波状の交流電圧に変換して誘導性多相負荷（５）に出力する電圧形電力変換器（４）と、
一端が前記正側直流電源線に接続された第１キャパシタンス素子（Ｃ１）と、
前記第１キャパシタンス素子の他端および前記負側直流電源線と接続された第２キャパシタンス素子（Ｃ２）と、
前記第１キャパシタンス素子と前記第２キャパシタンス素子との間で、アノードが前第１キャパシタンス素子に、カソードが前記第２キャパシタンス素子にそれぞれ接続された第１ダイオード素子（Ｄ１）と、
アノードが前記第２キャパシタンス素子と前記第１ダイオードとの間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第２ダイオード素子（Ｄ２）と、
アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第１キャパシタンス素子と前記第１ダイオードとの間にそれぞれ接続された第３ダイオード素子（Ｄ３）と、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に接続された放電抵抗（Ｒ１）と、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間で前記放電抵抗と直列に接続され、前記第１キャパシタンス素子又は前記第２キャパシタンス素子の両端電圧（Ｖｃ１）が第１所定値（Ｖｒｅｆ−ｈ）を超えたときに導通し、第２所定値（Ｖｒｅｆ−L）を下回ったときに遮断するスイッチ素子（Ｓ１）と
を備える、直接形電力変換装置。
【請求項２】
前記放電抵抗（Ｒ１）の抵抗値は、前記第１所定値（Ｖｒｅｆ−ｈ）に、自身を流れる電流の最大値を除算した値以下である、請求項１に記載の直接形電力変換装置。
【請求項３】
前記第１ダイオード素子（Ｄ１）と前記第２キャパシタンス素子（Ｃ２）との間に接続された第３キャパシタンス素子（Ｃ３）と、
前記第２キャパシタンス素子と前記第３キャパシタンス素子との間で、アノードが前記第３キャパシタンス素子に、カソードが前記第２キャパシタンス素子および前記第２ダイオード素子（Ｄ２）にそれぞれ接続された第４ダイオード素子（Ｄ６）と、
アノードが前記第１ダイオード素子と前記第３キャパシタンス素子との間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第５ダイオード素子（Ｄ７）と、
アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第４ダイオード素子と前記第３キャパシタンス素子との間にそれぞれ接続された第６ダイオード素子（Ｄ８）と
を更に備える、請求項１又は２に記載の直接形電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧形電力変換装置、前記スイッチ素子は、ＰＩＭ（Ｐｏｗｅｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌｅ）モジュールで構成されている、請求項１乃至３の何れか一つに記載の直接形電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直接形電力変換装置に関し、詳しくは、直流リンク部にクランプ回路を備えた直接形電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
後述する非特許文献１には、クランプ回路を備えた直接形交流電力変換装置が開示されている。図９は非特許文献１に記載の直接形交流電力変換装置を示している。当該直接形交流電力変換装置と当該直接形交流電力変換装置の出力側にＩＰＭモータが設けられているとする。ＩＰＭモータの有効インダクタンスの平均値に相当する１相当たりのインダクタンスをＬａ、ＩＰＭモータへの電流供給を遮断する基準となる過負荷電流をｉ、クランプコンデンサの両端電圧をＶｃ、クランプコンデンサの電気容量をＣｃ、３相交流電源の線間電圧をＶｓとし、ＩＰＭモータが有する３相分のインダクタに蓄えられる電力が全てクランプコンデンサに回生されるとすると、次式の関係式を満たす。
【０００３】
【数１】
0005186829.tif 000002
【０００４】
よって、クランプコンデンサの両端電圧は次式で表される。
【０００５】
【数２】
0005186829.tif 000003
【０００６】
図１０は、式（２）から、クランプコンデンサの電気容量に対する両端電圧の関係を示している。例えば電源電圧Ｖｓを４００Ｖ、インダクタンスＬａを１２ｍＨ、過負荷電流ｉを４０Ａ、クランプコンデンサの電気容量１０μＦとすると、クランプコンデンサの両端電圧Ｖｃはおよそ１８００Ｖとなる。電圧値は、電源電圧４００Ｖ級のトランジスタ及び、ダイオードの素子定格１２００Ｖを超える。
【０００７】
クランプコンデンサの両端電圧Ｖｃを例えば７５０Ｖ程度に抑えるためには、式（２）および図１０よりクランプコンデンサの電気容量を２００μＦ以上とすることが必要である。
【０００８】
他方、クランプコンデンサの電気容量を大きくするほど、電源投入時の突入電流が大きくなる。具体的に説明すると、例えば１相分の直列回路として、電源、リアクトル、抵抗、コンデンサが直列に接続された直列回路を考える。リアクトルのインダクタンスをＬ、抵抗の抵抗値をＲ、クランプコンデンサコンデンサの電気容量をＣとすると、当該直列回路における、入力（電源電圧Ｖｓ）に対する出力（電流）の伝達特性は次式で表される。
【０００９】
【数３】
0005186829.tif 000004
【００１０】
ステップ入力に対する応答を求めると、
【００１１】
【数４】
0005186829.tif 000005
【００１２】
となる。ここで、１／Ｌ＝Ｄ，Ｒ／Ｌ＝Ｅ，１／ＬＣ＝Ｆとして、式（４）を逆ラプラス変換して電流の応答を求めると
【００１３】
【数５】
0005186829.tif 000006
【００１４】
【数６】
0005186829.tif 000007
【００１５】
となる。コンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほどＦが小さくなり、Ｄ，Ｅは電気容量Ｃによらず一定なので、コンデンサＣが大きくなるほどωが小さくなる。よって、時間による減衰を除いた振幅項Ｄ／ωはコンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほど大きくなる。即ち、コンデンサの電気容量Ｃの増大に伴って突入電流が大きくなる。
【００１６】
なお、式（５）よりｉ（ｔ）を時間で微分した値を０（ｉ（ｔ）’＝０）として、電流の最大値を求めると、
【００１７】
【数７】
0005186829.tif 000008
【００１８】
のとき電流は最大値となる。当該最大値が突入電流として把握できる。図１１は、電気容量Ｃに対する突入電流（ｉ（（π−α）／ω））の関係を示している。
【００１９】
上述したように、回生電流によって充電されたクランプコンデンサの両端電圧を７５０Ｖ程度に抑えるために、クランプコンデンサの電気容量を２００μＦとした場合、式（６）、（７）および図１１より電流の最大値（突入電流）は１５０Ａに至る。
【００２０】
このような突入電流を低減すると共に、回生電流によって充電されたクランプコンデンサの両端電圧を低減するために、非特許文献１においてはクランプコンデンサに放電回路を設けている。より具体的には、放電回路はクランプコンデンサと並列に接続された放電抵抗を備えている。そして、クランプコンデンサの電気容量を小さくして突入電流を低減し、回生電流によってクランプコンデンサの両端電圧が所定の基準電圧を超えたときにクランプコンデンサに充電された電荷を放電抵抗へと放電させて当該両端電圧の増大を抑制している。
【００２１】
なお、本発明に関連する技術として特許文献１〜４が開示されている。
【００２２】
【非特許文献１】J.Schoenberger, T.Friedli, S.D.Round,J.W.Kolar, “An Ultra Sparse Matrix Converter with a Novel Active Clamp Circuit.”Proc. of the 4th Power Conversion Conference (PCC'07),p.784-791
【特許文献１】米国特許第６，９９５，９９２号明細書
【特許文献２】特開２００６−５４９４７号公報
【特許文献３】特開平２−６５６６７号公報
【特許文献４】特公昭６２−５３９１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
しかしながら、非特許文献１に記載の技術では、放電抵抗にはクランプコンデンサの両端電圧（＝基準電圧）と同程度の電圧が印加されるので、当該放電抵抗は、基準電圧×基準電圧／抵抗値以上の電力容量を必要とする。
【００２４】
本発明の目的は、放電抵抗が必要とする電力容量を低減できる直接形電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明に係る直接形電力変換装置の第１の態様は、正側直流電源線（Ｌ１）と、前記正側直流電源線に印加される電位よりも低い電位が印加される負側直流電源線（Ｌ２）と、多相交流電源と接続された複数の入力線の相互間に接続され、電圧源として機能する入力コンデンサ（Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ）と、前記入力線から入力される多相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状の直流電圧に変換して、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線とに前記直流電圧を供給する電流形電力変換器（１）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間の２つの電位を持つ前記直流電圧を、方形波状の交流電圧に変換して誘導性多相負荷（５）に出力する電圧形電力変換器（４）と、一端が前記正側直流電源線に接続された第１キャパシタンス素子（Ｃ１）と、前記第１キャパシタンス素子の他端および前記負側直流電源線と接続された第２キャパシタンス素子（Ｃ２）と、前記第１キャパシタンス素子と前記第２キャパシタンス素子との間で、アノードが前第１キャパシタンス素子に、カソードが前記第２キャパシタンス素子にそれぞれ接続された第１ダイオード素子（Ｄ１）と、アノードが前記第２キャパシタンス素子と前記第１ダイオードとの間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第２ダイオード素子（Ｄ２）と、アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第１キャパシタンス素子と前記第１ダイオードとの間にそれぞれ接続された第３ダイオード素子（Ｄ３）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に接続された放電抵抗（Ｒ１）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間で前記放電抵抗と直列に接続され、前記第１キャパシタンス素子又は前記第２キャパシタンス素子の両端電圧（Ｖｃ１）が第１所定値（Ｖｒｅｆ−ｈ）を超えたときに導通し、第２所定値（Ｖｒｅｆ−L）を下回ったときに遮断するスイッチ素子（Ｓ１）とを備える。
【００２６】
本発明に係る直接形電力変換装置の第２の態様は、第１の態様に係る直接形電力変換装置であって、前記放電抵抗（Ｒ１）の抵抗値は、前記所定値（Ｖｒｅｆ−ｈ）に、自身を流れる電流の最大値を除算した値以下である。
【００２７】
本発明に係る直接形電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様に係る直接形電力変換装置であって、前記第１ダイオード素子（Ｄ１）と前記第２キャパシタンス素子（Ｃ２）との間に接続された第３キャパシタンス素子（Ｃ３）と、前記第２キャパシタンス素子と前記第３キャパシタンス素子との間で、アノードが前記第３キャパシタンス素子に、カソードが前記第２キャパシタンス素子および前記第２ダイオード素子（Ｄ２）にそれぞれ接続された第４ダイオード素子（Ｄ６）と、アノードが前記第１ダイオード素子と前記第３キャパシタンス素子との間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第５ダイオード素子（Ｄ７）と、アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第４ダイオード素子と前記第３キャパシタンス素子との間にそれぞれ接続された第６ダイオード素子（Ｄ８）とを更に備える。
【００２８】
本発明に係る直接形電力変換装置の第４の態様は、第１乃至第３の態様の何れか一つのかかる直接形電力変換装置であって、前記電圧形電力変換装置、前記スイッチ素子は、ＰＩＭ（Ｐｏｗｅｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌｅ）モジュールで構成されている。
【発明の効果】
【００２９】
本発明に係る直接形電力変換装置の第１の態様によれば、第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子は誘導性多相負荷からの回生電流によって充電される。このとき、第１ダイオード乃至第３ダイオードの整流機能によって第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子は相互に直列状態で充電される（図３を参照）。第１キャパシタンス素子と第２キャパシタンス素子は正側直流電源線と負側直流電源線との間の電圧を分圧するので、第１キャパシタンス素子と第２キャパシタンス素子の耐圧を低減することができる。
【００３０】
そして、第１キャパシタンス素子又は第２キャパシタンス素子の両端電圧が所定値を超えたときにスイッチ素子が導通する。このとき、第１ダイオード乃至第３ダイオードの整流機能によって第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子は相互に並列状態で放電抵抗へと放電する（図４を参照）。このように、第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子を放電できるので、回生電流による第１キャパシタンス素子の両端電圧および第２キャパシタンス素子の両端電圧の増大を抑制することができる。
【００３１】
また、放電抵抗に、第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子の一組の両端電圧を印加することができ、正側直流電源線と負側直流電源線の間に一つのクランプコンデンサが設けられた態様に比べて、放電抵抗が必要とする電力容量を低減することができる。
【００３２】
本発明に係る直接形電力変換装置の第２の態様によれば、スイッチ素子が導通して最も大きい電流が放電抵抗に流れたときの放電抵抗の両端電圧は所定値よりも小さい。当該両端電圧は第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子の両端電圧と同等である。よって、当該両端電圧が最も大きい（放電抵抗に最も大きい電流が流れた）場合であっても、スイッチ素子が長い間導通することを防止でき、以ってスイッチ素子の時間定格を低減することができる。
【００３３】
本発明に係る直接形電力変換装置の第３の態様によれば、スイッチ素子が導通するに際して、第１ダイオード素子乃至第６ダイオード素子の整流機能によって、第１キャパシタンス素子乃至第３キャパシタンス素子は相互に並列状態で放電抵抗へと放電する。よって、第１キャパシタンス素子乃至第３キャパシタンス素子が相互に直列状態で放電する場合に比べて放電抵抗の電力容量を更に低減することができる。
【００３４】
本発明に係る直接形電力変換装置の第４の態様によれば、電圧形電力変換装置、スイッチ素子を一体化して製造でき、間接形交流電力変換装置に広く適用されているため、直接形電力変換装置を小型かつ安価に構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
第１の実施の形態．
本発明にかかる第１の実施の形態の直接形電力変換装置の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成図を図１に示す。本モータ駆動装置は、電源Ｅ１と、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔと、電流形コンバータ１と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２と、クランプ回路２と、ブレーキ回路３と、電圧形インバータ４と、モータ５とを備えている。
【００３６】
電源Ｅ１は多相交流電源であって例えば３相交流電源であり、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔに３相交流電流を供給する。
【００３７】
リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの各々は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ上にそれぞれ設けられている。
【００３８】
コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間にそれぞれ接続されている。より具体的には、それぞれ一端が電源Ｅ１と反対側でリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと接続され、他端同士がそれぞれ接続されている。これは電流形コンバータ１の入力側に設けられ電圧源として機能する。コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔはリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔとともにそれぞれスイッチング電流を抑制するＬＣフィルタを構成している。
【００３９】
電流形コンバータ１は、ＬＣフィルタを介して電源Ｅ１と接続されており、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される多相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状の直流電圧に変換して、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に当該直流電圧を供給する（後述する図５〜７の直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧波形参照）。
【００４０】
より具体的には、電流形コンバータ１は、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎと、ダイオードＤｒｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｐ，Ｄｓｎ，Ｄｔｐ，Ｄｔｎとを備えている。
【００４１】
ダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐの各カソードは直流電源線Ｌ１に接続され、ダイオードＤｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎの各アノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。
【００４２】
トランジスタＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐの各エミッタはそれぞれダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐのアノードと接続され、トランジスタＳｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの各コレクタはそれぞれダイオードＤｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎのカソードと接続されている。トランジスタＳｒｐのコレクタおよびトランジスタＳｒｎのエミッタ、トランジスタＳｓｐのコレクタおよびトランジスタＳｓｎのエミッタ、トランジスタＳｔｐのコレクタおよびトランジスタＳｔｎのエミッタはそれぞれ共通して入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと接続されている。
【００４３】
そして、図示せぬ制御部等によって、これらのトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎの各々のベースにスイッチ信号が与えられて、電流形コンバータ１は３相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状の直流電圧に変換する。なお、直流電源線Ｌ１は正側直流電源線と、直流電源線Ｌ２は、直流電源線Ｌ１に印加される電位よりも低い電位が印加される負側直流電源線と把握できる。
【００４４】
クランプ回路２は、少なくとも２つのクランプコンデンサを備えており、当該２つのクランプコンデンサは相互に直列状態で方形波状電圧の高い電位よりも電圧が大きくなるように充電され、方形波状電圧の低い電位よりも電圧が低くなるよう相互に並列状態で放電する。このように、クランプ回路は定常状態では上記、充放電動作により、放電電流が充電電流に比べて大きい場合に電圧が平衡するように作用する。より具体的には、クランプ回路２は、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２と、ダイオードＤ１〜Ｄ３を備えている。
【００４５】
クランプコンデンサＣ１は一端が直流電源線Ｌ１と接続されている。クランプコンデンサＣ２はクランプコンデンサＣ１の他端および直流電源線Ｌ２と接続されている。即ち、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で相互に直列に接続されている。
【００４６】
ダイオードＤ１は、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の間で、アノードがクランプコンデンサＣ１にカソードがクランプコンデンサＣ２にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ２は、アノードがクランプコンデンサＣ２とダイオードＤ１との間に、カソードが直流電源線Ｌ１にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ３はアノードが直流電源線Ｌ２に、カソードがクランプコンデンサＣ１とダイオードＤ１との間にそれぞれ接続されている。
【００４７】
ブレーキ回路３は、放電抵抗Ｒ１と、トランジスタＳ１と、ダイオードＤ４，Ｄ５とを備えている。放電抵抗Ｒ１は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続されている。トランジスタＳ１は放電抵抗Ｒ１と直列に接続されている。ダイオードＤ４は、アノードが放電抵抗Ｒ１とトランジスタＳ１との間に、カソードが直流電源線Ｌ１にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ５は、アノードがトランジスタＳ１のコレクタに、カソードがトランジスタＳ１のエミッタに接続されている。
【００４８】
トランジスタＳ１は、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の少なくとも何れかが所定値を超えたときに導通する。より具体的には、トランジスタＳ１へとスイッチ信号を出力する回路の一例を例えば図２に示す。差動増幅器６の非反転入力端子にはクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が印加され、反転入力端子には所定値の基準となる基準電圧Ｖｒｅｆ（ここでは、図示しないが基準電圧をもとに差動増幅器は基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ、Ｖｒｅｆ−Ｌのヒステリシス特性を有するものである。）が印加されている。そして差動増幅器６の出力がスイッチ信号としてトランジスタＳ１のベースに入力される。
【００４９】
放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈにクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の個数を乗算した値に、放電抵抗Ｒ１を流れる電流の最大値Ｉｍａｘを除算した値よりも小さい。即ちｒ１＜２・Ｖｒｅｆ−ｈ／Ｉｍａｘ（以下、式（８）と呼ぶ）を満たす。この点については後に詳述する。
【００５０】
電圧形インバータ４は、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の２つの電位を持つ方形波状の直流電圧を、方形波状の交流電圧に変換してモータ５に出力する。より具体的には、電圧形インバータ４は、トランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎと、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎとを備えている。
【００５１】
トランジスタＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの各エミッタおよびダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐの各カソードは直流電源線Ｌ１に、トランジスタＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの各コレクタおよびダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎの各アノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。
【００５２】
トランジスタＳｕｐのコレクタ、トランジスタＳｕｎのエミッタ、ダイオードＤｕｐのアノードおよびダイオードＤｕｎのカソードは共通してモータ５に接続され、トランジスタＳｖｐのコレクタ、トランジスタＳｖｎのエミッタ、ダイオードＤｖｐのアノードおよびダイオードＤｖｎのカソードは共通してモータ５に接続され、トランジスタＳｗｐのコレクタ、トランジスタＳｗｎのエミッタ、トランジスタＳｗｐのアノードおよびダイオードＤｗｎのカソードは共通してモータ５に接続されている。
【００５３】
そして、図示せぬ制御部等によって、これらのトランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの各々のベースにスイッチ信号が与えられて、電圧形インバータ４は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の２つの電位を持つ方形波状の直流電圧を方形波状の交流電圧に変換してモータ５に出力する。
【００５４】
モータ５は例えば３相交流モータであって、そのインダクタンス分および抵抗分をコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗとでそれぞれ表している。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗはそれぞれ抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗと直列に接続されている。抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの反対側におけるコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの一端はそれぞれトランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎの間、トランジスタＳｖｐ，Ｓｖｎの間、トランジスタＳｗｐ，Ｓｗｎの間にそれぞれ接続されている。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの反対側における抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの一端は中性点Ｐで共通に接続されている。
【００５５】
電圧形インバータ４から方形波状の交流電圧が与えられるが、モータ５が有するインダクタンス分により、モータ５を駆動する交流電流は滑らかとなる。言い換えると、モータ５は電圧形インバータ４から与えられた方形波状の交流電圧を交流電流に変換する。
【００５６】
このモータ５を流れる交流電流は、電圧形インバータ４、電流形コンバータ１を経由してコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔを充電し、交流電圧に変換される。換言すれば、モータ５は、電流形コンバータ１に対する電流源として把握することもできる。
【００５７】
このような構成のモータ駆動装置におけるクランプ回路２によれば、電圧形インバータ４側の負荷力率により直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧に対してモータ５を流れる電流が遅れた場合に、所定の期間において、モータ５から直流電源線Ｌ１，Ｌ２へと還流電流が流れ、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は相互に直列状態で充電される。このときの充電電圧（クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の一組の両端電圧）も負荷力率に基づいて決定される。他方、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧が、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状電圧の低い方の電圧より上昇したときに、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は相互に並列状態で放電する。なお、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は相互に直列状態で充電し、相互に並列状態で放電することから、放電電圧は充電電圧の１／２である。
【００５８】
このような充放電動作により、放電電流が充電電流に比べて大きい場合にクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が平衡するように作用する。
【００５９】
以上のように、モータ５からの還流電流を充電し、また放電してモータ５へと再び供給することができるので、効率よくモータ５を駆動できる。また、クランプ回路２はスイッチ素子等のいわゆるアクティブ素子を必要としていないので、消費電力や製造コストを低減できる。
【００６０】
また、モータ５への動作電流を減少させる（モータ５を減速させる）場合やモータ５への動作電流の供給を停止した場合には、モータ５からの回生電流がクランプコンデンサＣ１，Ｃ２に供給される。このときもクランプコンデンサＣ１，Ｃ２は相互に直列状態で充電される。図３は回生電流が流れたときにクランプコンデンサＣ１，Ｃ２が充電される様子を示している。クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を分圧するので、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の耐圧を低減することができる。
【００６１】
また、上述したように、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧が方形波状電圧の低い電位よりも上昇したときに、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は例えばモータ５側へと放電する。このとき、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２はダイオードＤ１〜Ｄ３の整流機能によって相互に並列状態で放電する。
【００６２】
以下、例えばモータ５へと供給される動作電流が所定値を超えた場合、モータ５の過負荷保護のために電圧形インバータ４の動作を停止してモータ５への電流供給を停止する際について具体的に説明する。
【００６３】
具体的な動作例として、電源Ｅ１の電源電圧Ｖｓ＝４００Ｖ、回生電流の最大値Ｉｍａｘ＝４０Ａ、放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１が１５Ω、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈが４００Ｖである場合について説明する。なおこれらは式（８）を満たしている。図４はクランプコンデンサＣ１，Ｃ２が放電するときの様子を示している。図５は、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２を流れる電流と、クランプコンデンサＣ２の両端電圧、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧の和、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧と、放電抵抗Ｒ１（トランジスタＳ１）を流れる電流とを示している。
【００６４】
例えばモータ５への電流供給を停止すべく、電源Ｅ１の供給を停止した場合（図５における時刻７０ｍｓ参照）、モータ５からの回生電流が直流電源線Ｌ１，Ｌ２を流れ（図５を参照）、当該回生電流がクランプコンデンサＣ１，Ｃ２が供給される。このとき、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は相互に直列状態で充電され、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧は上昇する（図３、図５を参照）。
【００６５】
そして、例えばクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈを超えたときにトランジスタＳ１が導通する。なお、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ（４００Ｖ）は、モータ５を駆動する際のクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１（３５０Ｖ程度）よりも大きい値に設定される。そして当該トランジスタＳ１が導通した際には、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電せず回生電流の全てはブレーキ回路３を流れる。以下に具体的に説明する。なお、簡単のためにトランジスタＳ１での電圧降下を無視して説明する。
【００６６】
回生電流が放電抵抗Ｒ１を流れることで生じる放電抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１は、放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１に回生電流を乗じて求められる。トランジスタＳ１が最初に導通した時点では回生電流はＩｍａｘとほぼ同一であるとすると、Ｖｒ１＝ｒ１・Ｉｍａｘ＝６００Ｖである。
【００６７】
他方、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧は４００Ｖ（基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈと同一）である。クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧の和は８００Ｖであり、放電抵抗Ｒ１に回生電流の全てが流れた場合の電圧降下Ｖｒ１が６００Ｖであるので、回生電流と放電抵抗Ｒ１との関係が支配的となる。より具体的には、放電抵抗Ｒ１に流れる回生電流はクランプコンデンサＣ１，Ｃ２に流れることなく、放電抵抗Ｒ１へと流れる。言い換えると、抵抗値ｒ１が式（８）を満たしているので、回生電流によってクランプコンデンサＣ１，Ｃ２が充電されることを防止できる。
【００６８】
また、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は相互に並列状態で放電するところ、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧（＝基準電圧）が放電抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１よりも小さいのでクランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電しない。
【００６９】
そして、回生電流の低下に伴って電圧降下Ｖｒ１が減少し（図５における直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を参照）、電圧降下Ｖｒ１がクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧を下回ったときに、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電抵抗Ｒ１へと放電し始める（図４、図５を参照）。
【００７０】
その後は、クランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ−Lを下回るとトランジスタＳ１が非導通となり、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２に回生電流が流れてこれらが充電され、再びクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈを超えるとトランジスタＳ１が導通してクランプコンデンサＣ１，Ｃ２が放電する。
【００７１】
以上のように、回生電流によるクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の上昇を防止しながら回生電流による回生エネルギーを消費することができる。
【００７２】
また、一つのクランプコンデンサが直流電源線の間に設けられている態様であれば、トランジスタＳ１が導通したときに、放電抵抗Ｒ１には直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧（＝一つのクランプコンデンサの両端電圧、上記の条件では８００Ｖ）と同じ電圧が印加される。他方、本モータ駆動装置によれば、上述したように、放電抵抗Ｒ１での電圧降下Ｖｒ１はこの電圧（例えば８００Ｖ）よりも低い。よって、同一の抵抗値において放電抵抗Ｒ１が必要とする電力容量を低減できる。
【００７３】
第２の実施の形態．
本発明にかかる第２の実施の形態のモータ駆動装置の概念的な構成図は図１と同一である。本モータ駆動装置においては、クランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈを超えている期間はトランジスタＳ１が導通し続けているので、当該期間が長いほどトランジスタＳ１が必要とする時間定格が大きい。そこで、本第２の実施の形態にかかるモータ駆動装置においては、トランジスタＳ１に電流が流れ続ける期間を低減してトランジスタＳ１が必要とする時間定格を低減する。
【００７４】
放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈに放電抵抗Ｒ１を流れる電流の最大値Ｉｍａｘを除算した値以下である。即ちｒ１≦Ｖｒｅｆ−ｈ／Ｉｍａｘ（以下、式（９）と呼ぶ）を満たす。
【００７５】
図６は、モータ５への電流供給を停止すべく例えば電圧形インバータの動作を停止した際の、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２を流れる電流と、クランプコンデンサＣ２の両端電圧、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧の和、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧と、放電抵抗Ｒ１（トランジスタＳ１）を流れる電流とを示している。
【００７６】
なお、図６は、電源Ｅ１の電源電圧Ｖｓが４００Ｖ、回生電流の最大値Ｉｍａｘが４０Ａ、放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１が１０Ω、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈが４００Ｖ、である場合の結果を示しており、これは式（８）を満たしている。
【００７７】
図５と比較して説明する。図５においては、抵抗値ｒ１が１５Ω、回生電流の最大値Ｉｍａｘが４０Ａであるので、トランジスタＳ１が最初に導通したときの放電抵抗Ｒ１での電圧降下Ｖｒ１は６００Ｖであり、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈの４００Ｖ（クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧）よりも大きくなる。従って、電圧降下Ｖｒ１がクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧を下回るまで、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電せずに、トランジスタＳ１が長い間導通し続けていた。
【００７８】
本第２の実施の形態においては、トランジスタＳ１が最初に導通した時点での回生電流に起因する放電抵抗Ｒ１での電圧降下Ｖｒ１は４００Ｖ（＝１０Ω×４０Ａ）であり、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧と同一である。当該電圧降下Ｖｒ１は、回生電流は低下とともに低下するので、トランジスタＳ１が最初に導通した直後に当該電圧降下Ｖｒ１はクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を下回る。よって、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電抵抗Ｒ１へと放電し始める。その後は、第１の実施の形態と同様に、例えばクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１に基づいてトランジスタＳ１が導通／非導通を繰り返す。
【００７９】
以上のように、放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１が、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈに回生電流の最大値Ｉｍａｘを除算した値以下であるので、トランジスタＳ１の導通直後にクランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電を開始し、以ってトランジスタＳ１が導通し続ける期間を低減できる。
【００８０】
また、放電抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１は基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ以下であるので、放電抵抗Ｒ１が必要とする電力容量を更に低減することができる。
【００８１】
図７は、電源Ｅ１の電源電圧Ｖｓが４００Ｖ、回生電流の最大値Ｉｍａｘが４０Ａ、放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１が５Ω、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈが４００Ｖ、である場合の結果を示しており、これは式（９）を満たしている。
【００８２】
例えば時刻７０ｍｓにて、モータ５からの回生電流がクランプコンデンサＣ１，Ｃ２へと供給されてクランプコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が上昇する（図７を参照）。そして、例えばクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈを超えるとトランジスタＳ１が導通する。
【００８３】
このとき、回生電流Ｉｍａｘのみに起因する放電抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１は２００Ｖ（＝５Ω×４０Ａ）であるので、当該電圧降下Ｖｒ１はクランプコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１（＝基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ＝４００Ｖ）よりも小さい。この場合、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧と抵抗値ｒ１との関係により放電抵抗Ｒ１に流れる電流値が決定される。言い換えると、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２は放電抵抗Ｒ１へと放電し始める。当該クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の放電によって、放電抵抗Ｒ１には回生電流とクランプコンデンサＣ１，Ｃ２からの放電電流とが流れる。なお、このときの放電抵抗Ｒ１を流れる電流は、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の各々の両端電圧（＝基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ／抵抗値ｒ１）である。
【００８４】
その後、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が低下して基準電圧Ｖｒｅｆ−Ｌを下回ると、トランジスタＳ１が非導通となり、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２に回生電流が流れてこれらが充電され、再びクランプコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈを超えるとトランジスタＳ１が導通してクランプコンデンサＣ１，Ｃ２が放電する。
【００８５】
以上のように、トランジスタＳ１の導通とほぼ同時に、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２を放電することができるので、トランジスタＳ１が導通し続ける期間を低減でき、以ってトランジスタＳ１の時間定格を低減できる。
【００８６】
なお、放電抵抗Ｒ１に印加される電圧（電圧降下Ｖｒ１）は、クランプコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ）とほぼ同一の一定であるので、抵抗値ｒ１が小さいほど放電抵抗Ｒ１で生じる損失は大きくなる。従って、抵抗値ｒ１はできるだけ大きいことが望ましい。つまり抵抗値ｒ１は基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈに放電抵抗Ｒ１を流れる電流の最大値を除算した値であることが望ましい。
【００８７】
第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかるモータ駆動装置の概念的な構成図は、クランプ回路２を除いて図１と同一である。図８は、第３の実施の形態にかかるモータ駆動装置が備えるクランプ回路２の概念的な構成図である。
【００８８】
クランプ回路２は、図１に示すクランプ回路２と比較して、クランプコンデンサＣ３と、ダイオードＤ６〜Ｄ７とを更に備えている。クランプコンデンサＣ３は、ダイオードＤ１とクランプコンデンサＣ２との間に接続されている。ダイオードＤ６は、クランプコンデンサＣ２，Ｃ３の間で、アノードがクランプコンデンサＣ３に、カソードがクランプコンデンサＣ２及びダイオードＤ２にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ７は、アノードがダイオードＤ１とクランプコンデンサＣ３との間に、カソードが直流電源線Ｌ１にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ８は、アノードが直流電源線Ｌ２に、カソードがダイオードＤ６とクランプコンデンサＣ３との間にそれぞれ接続されている。
【００８９】
このような構成のクランプ回路２によれば、ダイオードＤ１〜Ｄ３，Ｄ６〜Ｄ８の整流機能によって、クランプコンデンサＣ１〜Ｃ３は相互に直列状態で充電され、相互に並列状態で放電される。
【００９０】
よって、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧をクランプコンデンサＣ１〜Ｃ３で分圧するので、更に各クランプコンデンサＣ１〜Ｃ３に印加される電圧を低減することができる。ひいては基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈも低減できる。
【００９１】
また、放電抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１を、基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈに放電抵抗Ｒ１を流れる電流の最大値Ｉｍａｘを除算した値以下とすることで、放電抵抗Ｒ１が必要とする電力容量（＝基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ×基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈ／抵抗値ｒ１）を更に低減できる。基準電圧Ｖｒｅｆ−ｈを更に低減できるからである。
【００９２】
なお、本第１乃至第３の実施の形態で述べたモータ駆動装置において、ブレーキ回路３、電圧形インバータ４は、ＰＩＭ（Ｐｏｗｅｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌｅ）モジュールで構成されていてもよい。この場合であれば、これらを一体化して製造でき、間接形交流電力変換装置に広く適用されているためモータ駆動装置を小型かつ安価に構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】モータ駆動装置の概念的な構成図である。
【図２】ブレーキ回路が有するトランジスタへのスイッチ信号を出力するための回路の概念的な構成図である。
【図３】クランプコンデンサが充電される様子を示す図である。
【図４】クランプコンデンサが放電する様子を示す図である。
【図５】第１の実施の形態にかかるモータ駆動装置における、モータが有するコイルに流れる電流と、直流電源線を流れる電流と、一のクランプコンデンサの両端電圧、２つのクランプコンデンサの一組の両端電圧、直流電源線の間の電圧と、放電抵抗（トランジスタ）に流れる電流とを示すグラフである。
【図６】第２の実施の形態にかかるモータ駆動装置における、モータが有するコイルに流れる電流と、直流電源線を流れる電流と、一のクランプコンデンサの両端電圧、２つのクランプコンデンサの一組の両端電圧、直流電源線の間の電圧と、放電抵抗（トランジスタ）に流れる電流とを示すグラフである。
【図７】第２の実施の形態にかかるモータ駆動装置における、モータが有するコイルに流れる電流と、直流電源線を流れる電流と、一のクランプコンデンサの両端電圧、２つのクランプコンデンサの一組の両端電圧、直流電源線の間の電圧と、放電抵抗（トランジスタ）に流れる電流とを示すグラフである。
【図８】第３の実施の形態にかかるモータ駆動装置が有するクランプ回路の概念的な構成図である。
【図９】非特許文献１にかかる電力変換装置を示す図である。
【図１０】クランプコンデンサの電気容量とクランプコンデンサの両端電圧の関係を示すグラフである。
【図１１】クランプコンデンサの電気容量とクランプコンデンサの突入電流の関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００９４】
１  電流形コンバータ
４  電圧形インバータ
５  モータ
Ｃ１〜Ｃ３  クランプコンデンサ
Ｌ１，Ｌ２  直流電源線
Ｒ１  放電抵抗
Ｓ１  トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ６〜Ｄ８  ダイオード
【図１】
0005186829.tif 000009
【図２】
0005186829.tif 000010
【図３】
0005186829.tif 000011
【図４】
0005186829.tif 000012
【図５】
0005186829.tif 000013
【図６】
0005186829.tif 000014
【図７】
0005186829.tif 000015
【図８】
0005186829.tif 000016
【図９】
0005186829.tif 000017
【図１０】
0005186829.tif 000018
【図１１】
0005186829.tif 000019