(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第１の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第１の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、第２の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第２の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第１の出力電圧指令値と前記出力電圧誤差補正値とから、前記電力変換器の出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第１の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第１の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、第２の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第２の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第１の出力電圧指令値と高周波成分を除いた前記出力電圧誤差補正値との和により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項３】
電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第１の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第１の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、第２の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第２の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第２の出力電圧指令値と高周波成分を抽出した前記出力電圧誤差補正値との差により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の定数を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項１〜３の何れか１項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の回転速度を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項１〜３の何れか１項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の磁束を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電動機を可変速駆動するＰＷＭインバータ等の各種電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、電力変換器の出力電圧を高精度に推定して速度制御等に利用可能とした制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭインバータは、スイッチング素子のオン、オフの時間を制御して、直流電圧から所望の周波数あるいは振幅の交流電圧を得る場合に広く用いられている。ＰＷＭインバータを用いて電動機の速度やトルクを精度よく制御するためには、ベクトル制御が知られており、一般にインバータの出力電流や出力電圧を検出する必要がある。また、いわゆる速度センサレスベクトル制御を行うためには、上記出力電流及び出力電圧から電動機速度を推定演算するため、出力電圧の検出精度は特に重要視されている。
その理由は、電動機の一次抵抗値は非常に小さく、インバータの定格電圧、定格電流から求められるインピーダンスの数％程度であるため、電圧検出誤差は電流の推定値に多大な影響を与えるためである。例えば、定格電圧に対して１％の電圧誤差が存在し、電動機の一次抵抗がインバータのインピーダンスの５％であった場合は、電流の推定値にはオームの法則により１％を５％で除した２０％もの大きな電流誤差が含まれることになり、その結果、電動機の速度制御が不能になって装置の故障や異常停止を招く場合もある。
【０００３】
なお、ＰＷＭインバータの出力電圧誤差は以下のような原因によって生じることが知られている。
（１）デッドタイムによる電圧誤差：ＰＷＭインバータの上下アームが短絡するのを防止するため、上下アームのスイッチング素子のオン時間にいわゆるデッドタイムを持たせることが知られているが、指令値から得られるスイッチング素子のオン時間と実際のオン時間との間に誤差が発生し、その結果、実際の出力電圧が出力電圧指令値と一致しない場合がある。
（２）オン電圧誤差：スイッチング素子がオンして電流が流れている状態では内部抵抗が存在するので電圧降下が発生する。この電圧降下により出力電圧指令値と実際の出力電圧とが一致しなくなる。
（３）信号遅延：スイッチング素子をオン、オフするための駆動信号をフォトカプラ等の光素子を介して制御装置から伝搬する場合、フォトカプラには信号遅延が存在し、しかもオン時とオフ時との遅延時間が異なるため電圧誤差が生じる。また、スイッチング素子がオンからオフへ移行する時間とオフからオンへ移行する時間とは対称ではなく、同様に出力電圧指令値と実際の出力電圧とが一致しなくなる。
【０００４】
このような出力電圧誤差を低減するには、例えば、電圧検出回路として、温度変化によるオフセットやアンバランスを生じない高精度なアナログ回路素子（抵抗、コンデンサ、オペアンプ等）を用いることが考えられるが、これらの部品は制御装置のコストを増加させる原因となる。また、速度センサレスベクトル制御等を行う場合に、出力電圧検出値に代えて出力電圧指令値を用いれば電圧検出回路に要するコストを削減できるが、前述したように実際の出力電圧と出力電圧指令値とが一致しないので、満足な制御性能が得られないという問題があった。
【０００５】
ここで、図７は、先行技術文献としての非特許文献１に記載されている三相電圧形ＰＷＭインバータの電圧検出回路であり、図８はその動作波形図である。
図７では、三相電圧形ＰＷＭインバータＩＮＶの回路構成を一部省略して出力一相分のみを示してあり、電圧検出回路の基準となる電位（グラウンド電位）は、インバータＩＮＶの直流電源３００の負極側電位と同一としている。
図７において、１０１はスイッチング素子３０２の両端に接続された分圧回路、ＳＷ０，ＳＷ１はスイッチ（グラウンド側に接続されている状態をオフ状態とする）、１０２は減算回路、１０３は積分回路、１０４はゼロクロスコンパレータ、１０５はオンオフ検出コンパレータ、１０６は電圧検出制御回路、１０６ａ，１０７ｂはカウンタである。
【０００６】
この従来技術の動作を、図８を参照しながら以下に説明する。
まず、図７の電圧検出回路は、ＰＷＭインバータＩＮＶの三角波キャリアの頂点を１周期Ｔの開始時刻（図８におけるｔ＝０）とし、キャリア１周期におけるインバータＩＮＶの出力電圧（図７におけるインバータＩＮＶの出力端子Ｕとグラウンドとの間の電圧）の平均値をディジタル量として検出するものである。
その検出動作の具体的な内容は以下の通りである。
（１）動作１
電圧検出制御回路１０６は、図示されていない制御回路から入力されるキャリア同期信号により三角波キャリアの頂点を認識すると、スイッチＳＷ０をオンさせて分圧回路１０１による分圧電圧ｖｉを周期Ｔの間、減算回路１０２の＋側に入力可能とする。これと同時に、分圧電圧ｖｉの立ち上がりを計測するためのカウンタ１０６ａがクロック信号のカウントを開始する。このとき、スイッチＳＷ１はオフ状態であり、グラウンド側に接続されている。
【０００７】
（２）動作２
上記カウンタ１０６ａは、分圧電圧ｖｉが入力されているオンオフ検出コンパレータ１０５の出力により、分圧電圧ｖｉの立ち上がりまでの時間ｔ１（図８参照）をカウントし、動作を停止する。
（３）動作３
動作２により得られたｔ１の２倍の時間２ｔ１が経過した後、スイッチＳＷ１をオンさせて基準電圧ＶＲＥＦを減算回路１０２の−側へ入力する。これと同時に、基準電圧ＶＲＥＦを入力した時間を計測するカウンタ１０６ｂがクロック信号のカウントを開始する。
なお、積分回路１０３には、時間ｔ１が経過した時から分圧電圧ｖｉが入力されており、時間２ｔ１が経過した後には、分圧電圧ｖｉと基準電圧ＶＲＥＦとの差の電圧が入力されることになるので、積分回路１０３の出力電圧は図８に示すような値となる。
【０００８】
（４）動作４
時間（Ｔ−ｔ１）において分圧電圧ｖｉが立ち下がった後は、積分回路１０３への入力は−ＶＲＥＦのみとなり、図８に示す如く積分回路１０３の出力電圧は減少する。
（５）動作５
時間（２ｔ１＋ｔ２）が経過して積分回路１０３の出力電圧が０Ｖになると、ゼロクロスコンパレータ１０４から出力されたゼロクロス検出信号が電圧検出制御回路１０６に入力される。電圧検出制御回路１０６は、スイッチＳＷ１をオフさせて減算回路１０２への基準電圧ＶＲＥＦの入力を停止すると共に、基準電圧入力時間計測用のカウンタ１０６ｂの動作を停止する。なお、スイッチＳＷ１のオフに先立ち、時間Ｔが経過した時点でスイッチＳＷ０はオフとなっている。
【０００９】
以上の動作により、キャリア１周期における分圧電圧ｖｉの平均値Ｖｉａｖｅを基準電圧ＶＲＥＦの関数として表現することができ、上記平均値Ｖｉａｖｅに分圧回路１０１の分圧比を乗じればインバータ１相分の出力電圧の平均値を検出することができる。
【００１０】
【非特許文献１】杉本英彦，田中伸幸，「三相電圧形ＰＷＭインバータの電圧検出回路の開発」，平成１７年電気学会産業応用部門全国大会，Ｉ−４１５〜Ｉ−４１８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
非特許文献１に記載された従来技術では、前述したクロック信号の周波数を高くすることにより、出力電圧の分解能すなわち検出精度を高くすることが可能である。しかし、現実には、電圧検出回路に用いている電子部品の特性や性能の点からクロック周波数には自ずと限界があるので、電圧検出精度を高めることは困難である。このため、出力電圧検出値には依然として誤差が含まれることになり、インバータに対する所望の制御性能を得ることができないという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、実際の出力電圧に限りなく等しい出力電圧推定値を演算可能とし、電圧検出回路に要するコストを削減すると共に、電動機等の負荷の制御性能を向上させた高性能な制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第１の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第１の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、第２の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第２の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第１の出力電圧指令値と前記出力電圧誤差補正値とから、前記電力変換器の出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、を備えたものである。
【００１３】
請求項２に係る発明は、電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第１の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第１の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、第２の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第２の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第１の出力電圧指令値と高周波成分を除いた前記出力電圧誤差補正値との和により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、を備えたものである。
【００１４】
請求項３に係る発明は、電力変換器の出力電流指令値と出力電流検出値との偏差をなくすように第１の出力電圧指令値を演算する電流調節手段と、第１の出力電圧指令値を出力電圧誤差補正値により補正して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、第２の出力電圧指令値を用いて前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオン、オフさせる駆動信号を生成する手段と、を備えた電力変換器の制御装置において、
前記出力電圧誤差補正値を、第２の出力電圧指令値から求めた基準電圧指令値と、前記出力電流検出値と負荷の定数設定値とから求めた出力電圧演算値と、の差を用いて求める出力電圧誤差補正手段と、
第２の出力電圧指令値と高周波成分を抽出した前記出力電圧誤差補正値との差により、出力電圧推定値を演算する出力電圧推定手段と、を備えたものである。
【００１５】
請求項４〜６に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項により演算した出力電圧推定値と出力電流検出値とを用いて、負荷である電動機の抵抗等の電動機定数、または電動機の回転速度、もしくは電動機の磁束を演算する手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、デッドタイムやフォトカプラ等による信号遅延、スイッチング素子のオン電圧等による出力電圧誤差を考慮して実際の出力電圧に限りなく等しい出力電圧推定値を得ることができ、電力変換器の負荷である電動機等の速度やトルクを高精度に制御可能な低コストの制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す構成図であり、この実施形態は、電動機を駆動するＰＷＭインバータの制御装置に本発明を適用した場合のものである。
図１（ａ）において、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑとの偏差が加減算手段１ｄ，１ｑによりそれぞれ演算され、これらの偏差は電流調節手段２に入力されている。電流調節手段２は前記偏差をゼロにするように調節動作し、ｄ軸電圧指令値ｖｄ０＊＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ０＊＊を出力する。
また、電動機Ｍの一次抵抗値Ｒ１，二次抵抗値Ｒ２，漏れインダクタンスＬσによる電圧降下、ｄ，ｑ軸上のクロスタームによる干渉項、及びｑ軸の逆起電力成分を加減算手段３ｄ，４ｄ，４ｑにより加減算して得たｄ軸，ｑ軸補正量Δｖｄ０＊＊，Δｖｑ０＊＊を、加減算手段５ｄ，５ｑにて前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ０＊＊，ｑ軸電圧指令値ｖｑ０＊＊にそれぞれ加算することにより、第１の電圧指令値としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ０＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ０＊を得る。
【００１８】
一方、電動機Ｍに流れる電流は電流検出手段６により検出され、座標変換手段７によって静止座標系から回転座標系のｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑに変換される。これらのｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値ｉｑ＊、及びｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と共に出力電圧誤差補正手段８に入力され、この出力電圧誤差補正手段８により演算された出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑが加減算手段９ｄ，９ｑにより前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ０＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ０＊に加算される。これにより、出力電圧誤差を補正した第２の電圧指令値としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊が演算される。
【００１９】
これらのｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊は座標変換手段１０により回転座標系から静止座標系の電圧指令値に変換され、ＰＷＭインバータＩＮＶに供給される。ＰＷＭインバータＩＮＶでは、上記電圧指令値に基づいて半導体スイッチング素子をオン、オフさせることにより、デッドタイムやフォトカプラ等による信号遅延、スイッチング素子のオン電圧等による誤差電圧が補償された交流電圧を生成して電動機Ｍに供給する。
【００２０】
上記構成において、出力電圧誤差補正手段８は、後述するように出力電圧演算値ｖｄ＾，ｖｑ＾と基準電圧指令値ｖｄｎ＊，ｖｑｎ＊とを求め、これらの差を出力電圧誤差推定値ｖｄｒｉｐ＾，ｖｑｒｉｐ＾として求めると共に、これらの出力電圧誤差推定値ｖｄｒｉｐ＾，ｖｑｒｉｐ＾に基づいて求めた出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを用いてｄ軸電圧指令値ｖｄ０＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ０＊を補正することにより、出力電圧誤差に起因する電圧歪みを低減させて電動機Ｍのトルクリプルや回転むらを改善するために設けられている。
なお、本実施形態では、図１（ｂ）に示すように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ０＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ０＊及び出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを用いて出力電圧推定手段２０が出力電圧推定値ｖｄｅｓｔ，ｖｑｅｓｔを演算するものであるが、この出力電圧推定手段２０の構成及び作用については後述する。
【００２１】
次に、図２は図１（ａ）における出力電圧誤差補正手段８の構成図である。
この出力電圧誤差補正手段８では、回転座標上のｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑから出力電圧演算値ｖｄ＾，ｖｑ＾を数式１により求める。
【００２２】
【数１】
0005131467.tif 000002
【００２３】
ここで、数式２に示すように、図２の出力電圧誤差補正手段８により求めた出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを用いて第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を補正することにより、第２の出力電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を得ることができる。
【００２４】
【数２】
0005131467.tif 000003
【００２５】
図２に示す如く、第２の出力電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊からｄ，ｑ軸に干渉するリアクタンス電圧降下成分（干渉項）とｑ軸の逆起電力成分を加減算手段８ａ，８ｂ，８ｄによりキャンセルした基準電圧指令値ｖｄｎ＊，ｖｑｎ＊を、数式３のように求める。
【００２６】
【数３】
0005131467.tif 000004
【００２７】
数式３のｄ軸基準電圧指令値ｖｄｎ＊における右辺第二項とｑ軸基準電圧指令値ｖｑｎ＊における右辺第二項がリアクタンス電圧降下成分であり、ｑ軸基準電圧指令値ｖｑｎ＊における右辺第三項が逆起電力成分である。
なお、数式３から明らかなように、周波数が低い領域ではω１（電気角周波数）及びωｍ（機械角周波数）が小さいためリアクタンス電圧降下成分と逆起電力成分とが微小になるので、基準電圧指令値ｖｄｎ＊，ｖｑｎ＊を第２の出力電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊として（すなわち、ｖｄｎ＊＝ｖｄ＊，ｖｑｎ＊＝ｖｑ＊として）演算してもよい。
【００２８】
次に、図２の加減算手段８ｃ，８ｅを用いて、数式３及び数式１から、出力電圧誤差推定値ｖｄｒｉｐ＾，ｖｑｒｉｐ＾を数式４のように求める。
【００２９】
【数４】
0005131467.tif 000005
【００３０】
更に、出力電圧誤差推定値ｖｄｒｉｐ＾，ｖｑｒｉｐ＾を時定数τのローパスフィルタ８ｆ，８ｇに通すことにより、数式５のように出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを求める。
【００３１】
【数５】
0005131467.tif 000006
【００３２】
数式５により演算された出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを用いて、数式２により第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を更新（補正）する。
なお、本実施形態をソフトウェアによって構成する場合には、演算周期毎に数式５を演算して出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを求め、１演算周期後に第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を数式２により補正する構成となる。
【００３３】
前述した出力電圧誤差補正手段８は、インバータＩＮＶのデッドタイムやスイッチング素子のオン電圧、フォトカプラの信号遅延等に起因する出力電圧誤差推定値ｖｄｒｉｐ＾，ｖｑｒｉｐ＾を求め、更に出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを求めて第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を補正するように作用する。
従って、この出力電圧誤差補正手段８が有効である場合には、発生する出力電圧誤差と出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑが一致するので、実際の出力電圧は第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊に一致し、この出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を出力電圧推定値としてインバータＩＮＶの制御に利用することができる。
【００３４】
しかしながら、実際には、制御遅れや出力電圧誤差補正手段８に用いる電動機定数の設定値に誤差などが存在するので、これらも含めて出力電圧誤差補正手段８が出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを演算することになる。
このため、電圧指令値に基づいてインバータＩＮＶが実際に電圧を出力する間に発生する電圧誤差であるか、あるいは、電動機定数の設定値誤差等により実際の電圧に現れる電圧誤差であるかを分離することが困難であり、第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を出力電圧推定値とすることができない（実際の出力電圧は第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊に一致しない）。
【００３５】
そこで、本実施形態では、出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑのうち、電動機定数の設定値等に起因する定常的な誤差分のみをローパスフィルタにより抽出し、数式６のように出力電圧推定値ｖｄｅｓｔ，ｖｑｅｓｔを求める。
図３は、数式６を演算するための出力電圧推定手段２０の構成図であり、２０ａ，２０ｃはローパスフィルタ、２０ｂ，２０ｄは加減算手段である。
【００３６】
【数６】
0005131467.tif 000007
【００３７】
ここで、ローパスフィルタ２０ａ，２０ｃの時定数τｓは、図２の出力電圧誤差補正手段８に用いたローパスフィルタ８ｆ，８ｇの時定数τよりも大きい値とする。その理由は、デッドタイムやオン電圧等による誤差はｄ，ｑ座標軸では出力周波数に起因する交流成分となるが、電動機定数の設定値誤差等は定常誤差となり直流成分とみなすことができる。従って、出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑを、直流成分を抽出するために大きい時定数τｓのローパスフィルタ２０ａ，２０ｃに通すことにより、実際の出力電圧に現れる成分と現れない成分とを分離することができ、複数の誤差要因があっても実際の出力電圧値に近い出力電圧推定値ｖｄｅｓｔ，ｖｑｅｓｔを得ることができる。
【００３８】
図５は、本実施形態の効果を示すシミュレーション結果の波形図である。
このシミュレーションでは、デッドタイム誤差を５μｓ、キャリア周期を１００μｓ、出力電圧誤差補正手段８に用いる電動機定数を真値の０．５倍としてベクトル制御を行い、実際のＵ相出力電圧、本実施形態によるＵ相出力電圧推定値、電流調節手段２の出力（第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊）、Ｕ相出力電圧指令値（第２の出力電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊）の４つを比較した。
【００３９】
図５より、本実施形態による出力電圧推定値の波形は実際の出力電圧にほぼ等しく、インバータＩＮＶの出力電圧が高精度に推定されていることが分かる。一方、Ｕ相出力電圧指令値（第２の出力電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊）を用いると、デッドタイム誤差を出力電圧誤差補正手段８が補正しようとするため、実際の出力電圧と異なった波形となり、電流調節手段２の出力（第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊）を用いると、電動機定数の設定値誤差分が含まれておらず、実際の出力電圧よりも振幅が小さくなって誤差が現れることが分かる。
以上から、本実施形態によれば、実際の出力電圧値に限りなく等しい出力電圧推定値を得ることができる。このため、従来のように電圧検出回路を用いる場合に比べて、高精度な出力電圧推定値を速度センサレスベクトル制御などに用いることが可能になる。
【００４０】
次に、図４は、出力電圧推定手段２０の他の構成例を示している。図４において、２０ｅ，２０ｇはハイパスフィルタ、２０ｆ，２０ｈは加減算手段であり、この例では、出力電圧推定値ｖｄｅｓｔ，ｖｑｅｓｔを数式７により演算する。
【００４１】
【数７】
0005131467.tif 000008
【００４２】
図３の例では、ローパスフィルタ２０ａ，２０ｃを用いて出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑの定常成分を抽出し、これらを第１の出力電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊に加算して出力電圧推定値ｖｄｅｓｔ，ｖｑｅｓｔを演算した。しかし、図４及び数式７に示すように、ハイパスフィルタ２０ｅ，２０ｇを用いて出力電圧誤差補正値Δｖｄ，Δｖｑの交流成分を抽出し、これらを第２の出力電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊から減算すれば、同様に出力電圧推定値ｖｄｅｓｔ，ｖｑｅｓｔを演算することができる。
【００４３】
次いで、図６は、本発明の第２実施形態の主要部を示す構成図である。
この実施形態では、前記出力電圧推定手段２０により得た出力電圧推定値を用いて、電動機の回転速度、電動機磁束及び抵抗値を推定する速度・磁束・抵抗推定手段３０を備えている。
いわゆる速度センサレスベクトル制御において、電動機の回転速度、電動機磁束及び抵抗値の演算方法は種々知られているが、一例として、久保田寿夫ほか３名による「適応二次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御」（電気学会論文誌Ｄ，１１１巻１１号，第９５４−９６０頁，１９９１年）に記載された演算方法がある。
以下、その内容を略述する。
【００４４】
状態変数ｘを、インバータの出力電流ｉｓ及び電動機磁束φｒとして、電動機の電圧方程式から状態方程式に書き表すと、数式８となる。
【００４５】
【数８】
0005131467.tif 000009
【００４６】
なお、数式８以下の数式において、記号＾は推定値を表し、ドット（・）は微分を表す行列、Ａ１１，Ａ１２，Ａ２１，Ａ２２，Ｂは電動機の抵抗やインダクタンス等の定数を表す行列である。また、ｖｓはインバータの出力電圧であり、本発明における出力電圧推定値に対応する。
数式８の状態方程式は、インバータの出力電圧からインバータの出力電流及び電動機磁束が演算できることを示しており、この状態方程式から出力電流推定値及び電動機磁束推定値を演算する。
【００４７】
また、電動機速度推定値ωｒ＾は、数式８により演算した電動機磁束推定値と、出力電流検出値と数式８による出力電流推定値との差から、数式９のように演算する。
【００４８】
【数９】
0005131467.tif 000010
【００４９】
ただし、ＫＰ，ＫＩは制御ゲイン、ｅｉｄ，ｅｉｑはそれぞれｄ軸電流の検出値と推定値との差、ｑ軸電流の検出値と推定値との差、φｄｒ＾，φｑｒ＾は電動機磁束推定値のｄ軸成分、ｑ軸成分を表している。
数式９により演算した電動機速度推定値を速度指令値と共に用いて速度調節を行う制御系を構成すれば、速度検出手段（速度検出値）を有しなくても電動機の所望の速度制御やトルク制御を行うことができる。
更に、電動機の一次抵抗推定値Ｒｓ＾、二次抵抗推定値Ｒｒ＾は、数式１０のように演算する。
【００５０】
【数１０】
0005131467.tif 000011
【００５１】
ただし、λ１はゲイン、Ｒｓｒｎは一次抵抗と二次抵抗のノミナル値の比、ｉｄｓ＾，ｉｑｓ＾はインバータの出力電流のｄ軸成分、ｑ軸成分を表している。
数式１０により演算した一次抵抗及び二次抵抗の推定値を用いて数式８の状態方程式におけるパラメータを補正したり、出力電圧誤差補正手段８の電動機定数を補正したりすれば、制御精度の一層の向上が期待でき、インバータＩＮＶの制御性能を改善することができる。
【００５２】
以上のように、速度・磁束・抵抗推定手段３０において数式８〜数式１０を用いることにより、本発明の特徴である高精度な出力電圧推定値を利用して電動機速度や電動機定数を演算可能であるから、高精度な電圧検出回路を必要とする従来技術に比べて、制御装置を低コストに提供することができる。
なお、上述した電動機磁束や電動機速度、電動機定数の演算方法はあくまで一例であり、これらの演算方法は本発明において特に限定されるものではない。すなわち、本発明は、様々な演算方法を用いて電動機磁束や電動機速度等を演算する場合にも適用可能であり、高精度かつ高価な電圧検出回路を用いる場合と同様の特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】図１（ａ）における出力電圧誤差補正手段の構成図である。
【図３】図１（ｂ）における出力電圧推定手段の構成図である。
【図４】図１（ｂ）における出力電圧推定手段の構成図である。
【図５】第１実施形態の効果を示すシミュレーション結果の波形図である。
【図６】本発明の第２実施形態の主要部を示す構成図である。
【図７】従来技術を示す構成図である。
【図８】図７の動作説明図である。
【符号の説明】
【００５４】
１ｄ，１ｑ，３ｄ，４ｄ，４ｑ，５ｄ，５ｑ，９ｄ，９ｑ：加減算手段
２：電流調節手段
６：電流検出手段
７，１０：座標変換手段
８：出力電圧誤差補正手段
８ａ〜８ｅ：加減算手段
８ｆ，８ｇ：ローパスフィルタ
２０：出力電圧推定手段
２０ａ，２０ｃ：ローパスフィルタ
２０ｅ，２０ｇ：ハイパスフィルタ
２０ｂ，２０ｄ，２０ｆ，２０ｈ：加減算手段
３０：速度・磁束・抵抗推定手段
ＩＮＶ：インバータ
Ｍ：電動機
【図１】
0005131467.tif 000012
【図２】
0005131467.tif 000013
【図３】
0005131467.tif 000014
【図４】
0005131467.tif 000015
【図５】
0005131467.tif 000016
【図６】
0005131467.tif 000017
【図７】
0005131467.tif 000018
【図８】
0005131467.tif 000019