(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに駆動電流を供給する駆動トランジスタを有する出力回路を備えたモータ駆動回路であって、
前記出力回路は、出力電圧が電源電圧を超えたときに、グランド側に接続された前記駆動トランジスタをオンにする制御トランジスタを有し、
前記制御トランジスタのコレクタは、前記駆動トランジスタのベースに接続され、エミッタには前記出力電圧が入力されるとともに、ベースには前記電源電圧が入力され、
前記出力回路は、前記制御トランジスタのコレクタ電流を増幅して前記駆動トランジスタのベースに供給する電流増幅トランジスタを更に有し、
前記電流増幅トランジスタのコレクタには、抵抗を介して前記出力電圧が入力されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動回路が半導体基板に形成され、
該半導体基板をパッケージに収容したことを特徴とする半導体集積回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動回路及びこれを用いた半導体集積回路装置に関し、特に、駆動トランジスタを有する出力回路を備えたモータ駆動回路及びこれを用いた半導体集積回路装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、モータの起動時や制動時に生じる逆起電力をクランプするため、駆動トランジスタに並列に接続した環流ダイオードを有するモータ駆動回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図６は、従来のモータ駆動回路の回路図の一例を示す。同図中、端子として電源端子１１、グランド端子１２、複数の出力端子１３、１４、複数の制御信号入力端子１５、１６、１７、１８が示されている。出力端子１３、１４にはモータ１９の第１及び第２の駆動信号入力端子２０、２１夫々が接続されている。第１及び第２の駆動信号入力端子２０、２１には雑音防止用のコンデンサＣ11 が接続されている。
【０００４】
制御信号入力端子１５、１６、１７、１８には抵抗Ｒ13 、Ｒ15 、Ｒ17 、Ｒ19 夫々が接続され、抵抗Ｒ13 、Ｒ15 、Ｒ17 、Ｒ19 はＮＰＮ型トランジスタＱ11 、Ｑ15 、Ｑ16 、Ｑ13 夫々のベースに接続されている。トランジスタＱ11 、Ｑ15 、Ｑ16、Ｑ13 夫々のベース、エミッタには抵抗Ｒ14 、Ｒ16 、Ｒ18 、Ｒ20が接続され、各エミッタはグランド端子１２に接続されている。第３及び第４のドライブトランジスタであるトランジスタＱ15 、Ｑ16 のコレクタは出力端子１３、１４に接続されている。
【０００５】
トランジスタＱ11 、Ｑ13 夫々のコレクタには抵抗Ｒ22、Ｒ25が接続され、抵抗Ｒ22、Ｒ25はＰＮＰ型トランジスタＱ17 、Ｑ18 夫々のベースに接続されている。トランジスタＱ17 、Ｑ18 夫々のベース、エミッタには抵抗Ｒ21、Ｒ24が接続され、各エミッタは電源端子１１に接続されている。また、トランジスタＱ17 、Ｑ18 夫々のコレクタはＮＰＮ型トランジスタＱ12 、Ｑ14 のベースに接続されている。
【０００６】
第１及び第２のドライブトランジスタであるトランジスタＱ12、Ｑ14 夫々のコレクタは電源端子１１に、エミッタは出力端子１３、１４に夫々接続されている。トランジスタＱ12 、Ｑ14 夫々のベース、エミッタには抵抗Ｒ23、Ｒ26が接続されている。また、ダイオードＤ11 、Ｄ12 は出力端子１３、１４と電源端子１１の間に逆接続されている。ダイオードＤ18 、Ｄ19 は出力端子１３、１４とグランド端子１２の間に逆接続されている。
【０００７】
次に、以上の構成になる従来のモータ駆動回路の動作について説明する。図７は、従来のモータ駆動回路の動作を説明するための、各部の電圧波形を示す波形図である。図７（Ａ）において、Ｖin11 、Ｖin12 、Ｖin13 、Ｖin14 夫々は制御信号入力端子１５、１６、１７、１８への制御信号入力波形を示している。また、Ｖ11 、Ｖ12夫々は出力端子１３、１４における電力電圧波形を、ＶM は出力端子１３、１４間の電圧波形を示す。
【０００８】
図中時刻t0において、各制御信号Ｖin11 、Ｖin12 、Ｖin13 、Ｖin14 はローレベル（以下、「Ｌレベル」と略す。）であり、各トランジスタＱ11 、Ｑ17 、Ｑ12 、Ｑ15 、Ｑ16 、Ｑ13 、Ｑ18 、Ｑ14 は全てオフとなり、端子１３、１４はハイインピダンスとなる。
【０００９】
次に図中時刻t1において、Ｖin11 とＶin13 が共にハイレベル（以下、「Ｈレベル」と略す。）になると、トランジスタＱ11 がオンするために、トランジスタＱ17 がオンしてトランジスタＱ12 がオンし、またトランジスタＱ16 がオンする。これにより、端子１１からトランジスタＱ12 ，端子１３、端子２０、モータ１９、端子２１、端子１４トランジスタＱ16 を夫々介して端子１２へ電流が流れるためモータ１９は回転する（このときの回転方向を正方向とする）。従って、端子１３の電圧Ｖ11 はＨレベルとなるが、起動時に発生するモータ１９の逆起電力により、Ｖ11 は、図中Ｅで示した様にオーバーシュートを持つ。同図（Ｂ）にこれを拡大して示す。この逆起電力は、ダイオードＤ11 により、出力端子１３から電源端子１１へ順方向電流を流し込むことによって、ダイオードＤ11 の順方向電圧を利用して吸収している。また、ＶMもＶ11 と同様の波形となる。
【００１０】
次に時刻t2でＶin11 がＬレベル、Ｖin12 がＨレベルとなると、トランジスタＱ11 がオフするために、トランジスタＱ17 がオフしてトランジスタＱ12 がオフし、またトランジスタＱ15 がオンする。このためＶ11 、Ｖ12 ともに０Ｖとなり、モータ１９に制動がかけられる。制動開始時には、モータ１９は起動時と逆方向の逆起電力を発生する。このためＶ11 は図中Ｆで示した様に負側にアンダーシュートを持つ。同図（Ｃ）にこれを拡大して示す。
【００１１】
このとき、ダイオードＤ18 によりグランド端子１２から出力端子１３へ順方向電流を流し込むことにより、Ｖ11 をダイオードＤ18 の順方向電圧を利用して正側にクランプし、負側へ大きく振れることを防いでいる。
【００１２】
次に、図中時刻t3でＶin13 がＬ、Ｖin14 がＨレベルになると、Ｑ16 がオフし、またトランジスタＱ13 がオンするために、トランジスタＱ18 がオンしてトランジスタＱ14 がオンする。このときモータ１９は方向へ回逆転するが、逆方向起動時にモータ１９が逆起電力を発生する。このためＶ12 は、前述のＶ11 と同様に正方向にオーバーシュートを持つが、この電圧はダイオードＤ12 によって吸収される。
【００１３】
次に、図中時刻t4でＶin13 がＨレベル、Ｖin14 がＬレベルになると、トランジスタＱ16 がオンし、またトランジスタＱ13 がオフするために、トランジスタＱ18 がオフしてトランジスタＱ14 がオフする。このとき、モータ１９は制動がかけられる。制動開始時には、モータ１９は起動時と逆方向の逆起電力を発生する。このためにＶ12 は、前述のＶ11 と同様に負測にオーバーシュートを持つが、この電圧はダイオードＤ19 によって正側にクランプされる。
【００１４】
続いて、図中時刻t5でＶin12 とＶin13 がＬレベルになると、トランジスタＱ15 がオフし、またトランジスタＱ16 がオフする。このとき全てのトランジスタがオフし、モータ１９は停止する。
【００１５】
以上説明したとおり従来のモータ駆動回路では、モータ起動時又は制動時にモータが発生する逆起電力を、ダイオードの順方向電圧によりオーバーシュートを抑制するようにクランプしている。
【特許文献１】特開平４−２２２４９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、上述の従来技術の構成によれば、モータ１９の起動時又は制動時に生じる逆起電力によるオーバーシュートの電圧を吸収するために、大電流を流せる環流ダイオードＤ11、Ｄ12、Ｄ18、Ｄ19を設ける必要がある。かかる環流ダイオードＤ11、Ｄ12、Ｄ18、Ｄ19は、オーバーシュートの電流を吸収するため、大容量であることを要し、モータ駆動回路を例えばＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ、集積回路）内に設ける場合には、大きな面積を要してしまうという問題があった。
【００１７】
そこで、本発明は、小さな容量のトランジスタで逆起電力による出力電圧のオーバーシュートを低減することができるモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的を達成するため、第１の発明に係るモータ駆動回路（１００、１００ａ）は、モータに駆動電流を供給する駆動トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）を有する出力回路（５０、５０ａ）を備えたモータ駆動回路（１００、１００ａ）であって、
前記出力回路（５０、５０ａ）は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）が電源電圧（Ｖｃｃ）を超えたときに、グランド側に接続された前記駆動トランジスタ（Ｑ１）をオンにする制御トランジスタ（Ｑ３）を有し、
前記制御トランジスタ（Ｑ３）のコレクタは、前記駆動トランジスタ（Ｑ１）のベースに接続され、エミッタには前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が入力されるとともに、ベースには前記電源電圧（Ｖｃｃ）が入力され、
前記出力回路（５０ａ）は、前記制御トランジスタ（Ｑ３）のコレクタ電流を増幅して前記駆動トランジスタ（Ｑ１）のベースに供給する電流増幅トランジスタ（Ｑ４）を更に有し、
前記電流増幅トランジスタ（Ｑ４）のコレクタには、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が入力されることを特徴とする。
【００１９】
これにより、逆起電力により生ずるオーバーシュート電流を駆動トランジスタに流すことができ、駆動トランジスタを有効に利用して出力電圧をクランプすることができる。また、出力電圧が電源電圧を超えたときに、制御トランジスタから駆動トランジスタにコレクタ電流が供給される出力回路を実現することができ、小さな容量の制御トランジスタで駆動トランジスタをオンにし、大電流を流すことが可能な状態に制御することができる。更に、制御トランジスタからの出力電流を増幅して大きな電流を駆動トランジスタのベースに供給することができ、大容量の駆動トランジスタを出力電圧のオーバーシュート低減に有効活用することができる。より詳細には、電流増幅トランジスタにも逆起電力による電流を並列に流すことができ、電流増幅用としてのみならず、駆動トランジスタとともに出力電圧のオーバーシュート低減用のトランジスタとしても機能させることができる。
【００２６】
第２の発明に係る半導体集積回路装置は、第１の発明に係るモータ駆動回路（１００、１００ａ）が半導体基板に形成され、
該半導体基板をパッケージに収容したことを特徴とする。
【００２７】
これにより、ブレークダウン及びラッチアップを防ぐことができるモータドライバＩＣとすることができる。
【００２８】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例に過ぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、モータ駆動回路の駆動トランジスタを有効に利用して、モータの逆起電力により発生する電圧を効果的に低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。
【実施例１】
【００３１】
図１は、本発明を適用した実施例１に係るモータ駆動回路１００の出力回路５０の主要部を示した回路図である。図１において、実施例１に係るモータ駆動回路１００は、電位供給ライン及び端子として、グランドラインＧＮＤと、電源ラインＶｃｃと、出力端子ＯＵＴとを有し、回路構成要素として、駆動トランジスタＱ１、Ｑ２と、制御トランジスタＱ３と、抵抗Ｒ１、Ｒ２とを有する。
【００３２】
なお、図１においては、モータ駆動回路１００の出力回路５０の主要部が示されているが、出力回路５０は、モータ駆動の出力段としての他の回路要素を備えてもよく、同様にモータ駆動回路１００は、モータ駆動のために必要な他の回路要素を更に備えてよい。本実施例においては、本発明を適用した実施例を説明するために必要な部分のみを示すが、上述の出力回路５０及びモータ駆動回路１００に必要な構成要素を、実施例１に係るモータ駆動回路１００は適宜必要に応じて備えることができる。
【００３３】
グランドラインＧＮＤは、グランドに接続されており、その電位は０〔Ｖ〕である。また、電源ラインＶｃｃは、図示しない電源に接続されており、その電位はＶｃｃ〔Ｖ〕である。
【００３４】
出力端子ＯＵＴは、図示しないモータを駆動制御するため、出力回路５０の出力信号を出力するための端子であり、その先には、モータが接続されている。
【００３５】
駆動トランジスタＱ１、Ｑ２は、モータに駆動電流を供給するためのトランジスタである。駆動トランジスタＱ１はグランド側の駆動トランジスタであり、駆動トランジスタＱ２は電源側のトランジスタである。駆動トランジスタＱ１、Ｑ２は、ともにＮＰＮ型トランジスタが用いられている。駆動トランジスタＱ１、Ｑ２は、出力回路５０全体の駆動トランジスタの片側、つまり半分であり、出力回路５０全体としては、駆動トランジスタＱ１、Ｑ２と略対称に、電源側のトランジスタとグランド側のトランジスタを各々１個ずつ備えてよい。
【００３６】
駆動トランジスタＱ１は、低電位側、つまりグランド側の駆動トランジスタであり、エミッタはグランドラインＧＮＤ、コレクタは出力端子ＯＵＴに接続されている。また、ベースは制御トランジスタＱ３のコレクタに接続されており、制御トランジスタＱ３が駆動トランジスタＱ１を制御できるように構成されている。駆動トランジスタＱ１がオン状態となりモータが回転するときは、図示しない反対側の電源側の駆動トランジスタと駆動トランジスタＱ１がともにオン状態となり、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔは略０〔Ｖ〕、つまりＬ（ロー）レベルとなる。
【００３７】
駆動トランジスタＱ２は、高電位側、つまり電源側の駆動トランジスタであり、コレクタは電源ラインＶｃｃ、エミッタは出力端子ＯＵＴ、ベースは抵抗Ｒ２に接続されている。駆動トランジスタＱ２がオン状態となり、モータが回転するときは、駆動トランジスタＱ２及び図示しない反対側のグランド側の駆動トランジスタがオン状態となり、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔは略Ｖｃｃ〔Ｖ〕、つまりＨ（ハイ）レベルとなる。
【００３８】
制御トランジスタＱ３は、駆動トランジスタＱ１を制御するためのトランジスタである。制御トランジスタＱ３は、ＰＮＰ型トランジスタが適用され、ベースは電源ラインＶｃｃに接続され、コレクタは上述のように駆動トランジスタＱ１のベースに接続されている。また、エミッタは、抵抗Ｒ１を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。よって、出力端子ＯＵＴから制御トランジスタＱ３のエミッタに入力される出力電圧Ｖｏｕｔが、ベースに入力される電源電圧Ｖｃｃよりも高くなり、その差が抵抗Ｒ１の両端の電圧ＶR1とベース−エミッタ間電圧Ｖｆ（≒０．６〜０．７〔Ｖ〕）よりも大きくなったときには、ベース電流が流れることになる。そして、制御トランジスタＱ３のコレクタ電流が、グランド側の駆動トランジスタＱ１に供給されることになる。
【００３９】
なお、抵抗Ｒ１を介して制御トランジスタＱ３のエミッタに入力される出力電圧Ｖｏｕｔは、逆起電力発生時には相当に大きくなり、抵抗Ｒ１の両端電圧ＶR1と、ベース−エミッタ間電圧Ｖｆは、実質的に無視できる程に小さくなる。従って、制御トランジスタＱ３は、実質的にエミッタに入力される出力電圧Ｖｏｕｔと、ベースに入力される電源電圧Ｖｃｃとを比較してオン・オフ制御を行うことになる。
【００４０】
次に、図１及び図２を用いて、かかる構成を有する実施例１に係るモータ駆動回路１００の、モータ起動時の動作について説明する。図２は、実施例１に係るモータ駆動回路１００のモータ起動時の出力端子ＯＵＴの出力電圧波形を示した図である。横軸は時刻ｔ〔ｓ〕、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ〔Ｖ〕を示している。
【００４１】
図２において、時刻ｔ０〜ｔ１では、出力端子ＯＵＴの出力電圧ＶｏｕｔはＬレベルである。このとき、図１においては、グランド側の駆動トランジスタＱ１はオン、電源側の駆動トランジスタＱ２はオフとなり、出力端子ＯＵＴはグランドラインＧＮＤと接続された状態である。
【００４２】
図２において、時刻ｔ１〜ｔ２では、出力端子ＯＵＴの出力電圧がＬレベルからＨレベルへと略一定の傾斜で切り替わっている。このとき、図１においては、電源側の駆動トランジスタＱ１がオンとなり、グランド側の駆動トランジスタＱ２がオフとなった状態である。
【００４３】
図２において、時刻ｔ２〜ｔ３では、モータ起動時に、モータ駆動用のコイルにより生じた逆起電力により、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔは、電源電圧Ｖｃｃを超えた大きさを示している。そしてその最高値は、時刻ｔ３以降の通常のＨレベルの出力電圧Ｖｏｕｔよりも、２．２〔Ｖ〕高い値を示している。この逆起電力（逆起電圧）による出力電圧波形のオーバーシュートは、モータが駆動コイルを有する以上は不可避的に発生してしまうが、図２において、その値は２．２〔Ｖ〕程度に収まっているので、電源側駆動トランジスタＱ２等のブレークダウンを避けることができ、またモータ駆動回路１００のラッチアップを防止することができる。
【００４４】
このとき、図１においては、出力電圧Ｖｏｕｔが、電源電圧Ｖｃｃを超え、更にこれに抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧ＶR1と、制御トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧Ｖｆとを加えた電圧値を超えた状態となる。通常、抵抗Ｒ１の両端電圧ＶR1はそれ程大きな電圧ではなく、ベース−エミッタ間電圧Ｖｆは０．６〜０．７〔Ｖ〕程度であり、また逆起電力（逆起電圧）によるオーバーシュートは瞬時に大きな値となるので、制御トランジスタＱ３は、逆起電力が発生したらすぐにオン状態となる。そうすると、制御トランジスタＱ３のコレクタ電流が駆動トランジスタＱ１のベース電流として供給され、オフ状態であった駆動トランジスタＱ１をオン状態とし、逆起電力により生じた電流を駆動トランジスタＱ１からグランドラインＧＮＤに逃がすことが可能となる。このような動作により、逆起電圧を低電位側にクランプし、駆動トランジスタＱ２等のブレークダウンとモータ駆動回路１００のラッチアップを防いでいる。
【００４５】
駆動トランジスタＱ１は、モータを駆動する大容量のトランジスタであるので、制御トランジスタＱ３は、これを制御できるレベルの小さな容量のトランジスタを適用することができる。つまり、従来のモータ駆動回路においては、制御トランジスタの代わりに大容量の環流ダイオードを設け、これにより逆起電力により生じた電流を逃がしていたが、本実施例に係るモータ駆動回路１００においては、環流ダイオードの役割を駆動トランジスタＱ１に担わせ、これを制御する制御トランジスタＱ３を設けたことにより、ＩＣ上に占める面積を小さくすることができる。
【００４６】
このように、本実施例に係るモータ駆動回路１００によれば、小容量の制御トランジスタＱ３を用いてモータ起動時に発生する逆起電圧をクランプし、ブレークダウンやラッチアップを防ぐことができる。
【００４７】
なお、図１及び図２においては、モータ起動時に生じる逆起電圧をクランプする例を説明したが、モータの制動時及び逆転起動時においても、同様に本実施例を適用することができる。かかる場合においても、逆起電圧の発生時に小容量の制御トランジスタで駆動トランジスタをオン状態にすることにより、同様にブレークダウンやラッチアップを防ぐことができる。
【実施例２】
【００４８】
図３は、本発明を適用した実施例２に係るモータ駆動回路１００ａの出力回路５０ａの主要部を示した回路図である。図３において、実施例１に係るモータ駆動回路１００と同様の構成要素については、同一の参照符号を付している。また、実施例２においても、本発明を適用するために必要な構成要素のみを採り上げて説明するが、出力回路５０ａ及びモータ駆動回路１００ａは、モータ駆動回路出力段５０ａ及びモータ駆動回路１００ａとして構成され、機能するために必要な他の構成要素を備えてもよいことは、実施例１と同様である。
【００４９】
図３において、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａは、実施例１に係るモータ駆動回路１００と同様に、グランドラインＧＮＤと、電源ラインＶｃｃと、出力端子ＯＵＴとを有し、出力端子ＯＵＴの先には、図示しないモータが接続されている。また、グランド側の駆動トランジスタＱ１、電源側の駆動トランジスタＱ２を有し、両者はともにＮＰＮ型トランジスタである。グランド側の駆動トランジスタＱ１は、コレクタが出力端子ＯＵＴに接続されており、エミッタがグランドラインＧＮＤに接続されている。一方、電源側の駆動トランジスタＱ２は、コレクタが電源ラインＶｃｃに接続され、エミッタは出力端子ＯＵＴに接続され、ベースは抵抗Ｒ２を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。更に、グランド側の駆動トランジスタＱ１のベースと出力端子ＯＵＴとの間に、制御トランジスタ３のエミッタとコレクタが接続されて設けられている。制御トランジスタＱ３は、ＰＮＰ型トランジスタであり、エミッタは抵抗Ｒ１を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、ベースは電源ラインＶｃｃに接続されている。
【００５０】
今までの説明は、実施例１に係るモータ駆動回路１００と同様の構成を有する部分であるが、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａは、制御トランジスタＱ３と並列に、電流増幅トランジスタＱ４を備えている点で、実施例１と異なっている。以下、この点について説明する。
【００５１】
電流増幅トランジスタＱ４は、制御トランジスタＱ３のコレクタ電流を増幅するためのトランジスタであり、ベースが、制御トランジスタＱ３のコレクタに接続されている。一方、制御トランジスタＱ３のコレクタは、電流増幅トランジスタＱ４のベースに接続されるとともに、これと並列に、抵抗Ｒ３を介してグランド側の駆動トランジスタＱ１のベースにも接続されている。この点は、抵抗Ｒ３が挿入されている点を除けば、実施例１と同様である。つまり、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａにおいても、制御トランジスタＱ３のコレクタ電流は実施例１と同様に駆動トランジスタＱ１のベースに供給されるように構成されている。
【００５２】
電流増幅トランジスタＱ４は、コレクタは抵抗Ｒ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、エミッタは抵抗Ｒ５を介して駆動トランジスタＱ１のベースに接続されている。そして、上述のように、電流増幅トランジスタＱ４のベースは、制御トランジスタＱ３のコレクタに接続されている。かかる構成により、電流増幅トランジスタＱ４は、制御トランジスタＱ３のコレクタ電流を所定の電流増幅率ｈFE4で増幅してグランド側の駆動トランジスタＱ１のベースに供給することができ、また駆動トランジスタＱ１のコレクタ電流も、やはり所定の電流増幅率ｈFE1でベース電流を増幅するので、駆動トランジスタＱ１に供給するベース電流を増加させることにより、駆動トランジスタＱ１に流せるコレクタ電流を増加させることができる。（なお、電流増幅トランジスタＱ４の電流増幅率をｈFE4とし、電流増幅トランジスタＱ１の電流増幅率をｈFE1とする。）これにより、出力端子ＯＵＴに大きな逆起電力が生じた場合でも、駆動トランジスタＱ１に流せるコレクタ電流を増加させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを減少させることができる。更に、電流増幅トランジスタＱ４のコレクタも抵抗Ｒ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されているので、電流増幅トランジスタＱ４自体も、逆起電力により生じた電流を逃がすとともに、これを駆動トランジスタＱ１のベース電流の増加に寄与させることができる。
【００５３】
次に、図４を用いて、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａの動作について説明する。図４は、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａの逆起電力発生時の動作について説明するための図である。図４の回路構成は、図３と同様であるので、個々の構成要素についての説明は省略する。
【００５４】
図４において、出力端子ＯＵＴに大きな逆起電力が生じ、出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｃｃを超えたときには、制御トランジスタＱ３がオンし、（１）に示すように、制御トランジスタＱ３のエミッタ−コレクタ間を電流が流れる。なお、制御トランジスタＱ３がオフからオン状態に切り替わるのは、厳密には、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔが、電源電圧Ｖｃｃと抵抗Ｒ１の両端電圧ＶR1とベース−エミッタ間電圧Ｖｆの和以上になったとき、つまり制御トランジスタＱ３のエミッタ電位が（Ｖｃｃ＋Ｖｆ）以上となったときであるが、実施例１において説明したように、実質的には出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｃｃを超えたときと考えてよい。
【００５５】
（１）に示された制御トランジスタＱ３のコレクタ電流は、抵抗Ｒ３に流れ込むとともに、（２）に示すように、電流増幅トランジスタＱ４のベースに流れ込む。電流増幅トランジスタＱ４のベースに、（２）に示すようにベース電流が流れることにより、電流増幅トランジスタＱ４がオンする。
【００５６】
電流増幅トランジスタＱ４がオン状態となることにより、コレクタ−エミッタ間電流が流れ、（３）に示すように、出力端子ＯＵＴから、抵抗Ｒ４をコレクタ電流が流れ、抵抗Ｒ５をエミッタ電流が流れる。このとき、コレクタ電流ＩCは、ベース電流ＩBを電流増幅率ｈFE4倍に増幅し、ＩC＝ｈFE4・ＩBの大きな電流が流れるので、エミッタ電流ＩEも同様にＩE≒ＩCの大きな電流が流れる。
【００５７】
抵抗Ｒ５を流れたエミッタ電流は、（４）に示すように、制御トランジスタＱ３のＲ３を流れたコレクタ電流とともに、駆動トランジスタＱ１のベースに供給される。つまり、制御トランジスタＱ３のＲ３を流れたコレクタ電流をＩ３〔Ａ〕、電流増幅トランジスタＱ４のＲ５を流れたコレクタ電流をＩ４〔Ａ〕とすると、（４）に示すように、（Ｉ３＋Ｉ４）〔Ａ〕が駆動トランジスタＱ１にベース電流として供給される。
【００５８】
駆動トランジスタＱ１に（Ｉ３＋Ｉ４）〔Ａ〕のベース電流が供給されることにより、駆動トランジスタＱ１はオンし、（５）に示すように、コレクタ−エミッタ間電流が流れて出力端子ＯＵＴの出力電圧ＶｏｕｔはＬレベルになる。このとき、コレクタ電流をＩ１〔Ａ〕とすると、Ｉ１＝（Ｉ３＋Ｉ４）・ｈFE1となり、実施例１に係るモータ駆動回路１００よりも、更に大きなコレクタ電流を流すことが可能となる。ここで、Ｉ４は、上述のように、電流増幅トランジスタＱ４のコレクタ電流であるから、これ自体でＩ３よりも１００倍以上に大きな電流であり、これを更に駆動トランジスタＱ１で１００倍以上に増幅するので、駆動トランジスタＱ１に流せるコレクタ電流は、Ｉ３の１００００倍以上の電流となる。これにより、モータ起動時に出力端子ＯＵＴに生じる逆起電圧を効果的に吸収することができる。
【００５９】
次に、図５を用いて実施例２に係るモータ駆動回路１００ａのモータ起動時の動作結果について説明する。図５は、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａのモータ起動時の出力端子ＯＵＴの出力電圧波形を示した図である。図５の横軸は時刻ｔ〔ｓ〕、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ〔Ｖ〕を示している。
【００６０】
図５において、時刻ｔ０〜ｔ１においては、グランド側の駆動トランジスタＱ１がオン、電源側の駆動トランジスタＱ２がオフでＬレベルの状態を示している。
【００６１】
時刻ｔ１において、グランド側の駆動トランジスタＱ１はオフ、電源側の駆動トランジスタＱ２はオンに切り替わり、時刻ｔ１〜ｔ２において、出力電圧Ｖｏｕｔが一定勾配でＬレベルからＨレベルに切り替わる。
【００６２】
時刻ｔ２〜ｔ３において、モータ起動時の逆起電力により、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生するが、上述のように、出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｃｃを超えたときに、制御トランジスタＱ３、電流増幅トランジスタＱ４及びグランド側の駆動トランジスタＱ１が順にオンする。グランド側の駆動トランジスタＱ１がオンすることにより、逆起電力により出力端子ＯＵＴに発生した電流を、大容量の駆動トランジスタＱ１を用いてグランドラインＧＮＤに流して逃がすことが可能となる。よって、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュート分は、グランドラインＧＮＤに吸収され、出力電圧Ｖｏｕｔは低電位側にクランプした波形となっている。
【００６３】
図５において、電源電圧Ｖｃｃを超えた分は僅かとなり、また、オーバーシュート分が通常のＨレベルの電圧値を、１．３〔Ｖ〕程度超えた大きさで収まっていることが分かる。これは、図２に示した実施例１に係るモータ駆動回路１００の出力電圧波形の２．２〔Ｖ〕よりも、更に小さく改善された値である。このように、制御トランジスタＱ３を設けるだけでなく、更に制御トランジスタＱ３の出力電流を増幅する電流増幅トランジスタＱ４を設けることにより、更に効果的に逆起電圧を吸収し、電源側の駆動トランジスタＱ２等のブレークダウンやモータ駆動回路１００ａのラッチアップを効果的に防ぐことができる。
【００６４】
なお、電流増幅トランジスタＱ４も、従来の環流ダイオードよりは圧倒的に小さい容量のトランジスタを適用することができるので、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａを半導体基板上に形成してＩＣ化した場合には、やはり従来の環流ダイオードよりも小さな面積で回路形成を行うことができる。
【００６５】
このように、実施例２に係るモータ駆動回路１００ａによれば、制御トランジスタＱ３及び電流増幅トランジスタＱ４の双方を設けることにより、グランド側の駆動トランジスタＱ１の能力を効果的に利用し、出力端子ＯＵＴを効率良くＬレベルにすることができ、逆起電力による出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを更に効果的に低減することができる。
【００６６】
なお、実施例１及び実施例２において、出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧を下回った後は、制御トランジスタＱ３はすぐオフとなり、時刻ｔ３以降は通常のＨレベルの出力電圧Ｖｏｕｔが出力されていることが分かる。従って、実施例１及び実施例２に係るモータ駆動回路１００、１００ａは、出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｃｃを超えるような逆起電力が発生したときのみグランド側の駆動トランジスタＱ１をオンとし、通常のモータ駆動回路１００、１００ａのモータ駆動動作を妨げることがない。
【００６７】
また、実施例１及び実施例２においては、グランド側の駆動トランジスタＱ１を用いて、モータ起動時の発生する正電圧のオーバーシュートを吸収する例を挙げて説明したが、モータ制動時に、出力端子ＯＵＴの出力電圧ＶｏｕｔがＨレベルからＬレベルに切り替わり、その際に生じる逆起電力により負電圧側にオーバーシュートが生じた場合にも、これを防ぐようにモータ駆動回路１００、１００ａを構成することができる。この場合には、負電圧側のオーバーシュートを吸収するために、出力電圧ＶｏｕｔがＬレベル電圧より小さくなったら、電源側の駆動トランジスタＱ１をオンさせるようなモータ駆動回路１００、１００ａを構成すればよく、かかる構成のモータ駆動回路１００、１００ａに対しても、本発明を好適に適用することができる。
【００６８】
また、実施例１及び実施例２においては、モータ駆動回路１００、１００ａの出力回路５０、５０ａについて、回路構成及びその動作について説明したが、かかるモータ駆動回路１００、１００ａを半導体基板に形成し、これをパッケージングして所定のパッケージに収容し、半導体集積回路装置（半導体ＩＣ）として構成してもよい。本実施例に係るモータ駆動回路１００、１００ａを搭載することにより、ブレークダウン及びラッチアップし難いモータドライバＩＣとすることができる。
【００６９】
以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】実施例１に係るモータ駆動回路１００の出力回路５０の主要部の回路図である。
【図２】実施例１に係るモータ駆動回路１００のモータ起動時の出力電圧波形図である。
【図３】実施例２に係るモータ駆動回路１００ａの出力回路５０ａの主要部の回路図である。
【図４】実施例２に係るモータ駆動回路１００ａの逆起電力発生時の動作説明図である。
【図５】実施例２に係るモータ駆動回路１００ａのモータ起動時の出力電圧波形図である。
【図６】従来のモータ駆動回路の回路図の一例を示す。
【図７】従来のモータ駆動回路の動作を説明するための、各部の電圧波形図である。
【符号の説明】
【００７１】
Ｑ１、Ｑ２    駆動トランジスタ
Ｑ３    制御トランジスタ
Ｑ４    電流増幅トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５    抵抗
ＯＵＴ    出力端子
ＧＮＤ    グランドライン
Ｖｃｃ    電源ライン
５０、５０ａ    出力回路
１００、１００ａ    モータ駆動回路
【図１】
0005176472.tif 000002
【図２】
0005176472.tif 000003
【図３】
0005176472.tif 000004
【図４】
0005176472.tif 000005
【図５】
0005176472.tif 000006
【図６】
0005176472.tif 000007
【図７】
0005176472.tif 000008