(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータが作成する２次側直流電源の制御をするためのＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置であって、
前記２次側直流電源のプラス側電源の電位とマイナス側電源の電位の差分を前記プラス側電源の電位または前記マイナス側電源の電位のうち、いずれか一方を反転した上でとることによって電位差を検出する電位差検出回路と、
前記プラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記マイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、
前記電位差の偏りに応じて、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータが前記電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータの一次側の電源にエネルギを回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置であって、
前記電位差検出回路が、前記マイナス側電源の電位を反転した上で前記プラス側電源の電位から前記マイナス側電源の電位を減じることで、前記電位差を検出する場合に、
前記電位差がプラスである場合に、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータがエネルギを回生し、
前記電位差がマイナスである場合に、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータがエネルギを回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２のいずれか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置であって、
前記電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータがディジタルアンプの電源を作成することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置。
【請求項４】
電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータが作成する２次側直流電源につき、プラス側電源の電位とマイナス側電源の電位の差分を前記プラス側電源の電位または前記マイナス側電源の電位のうち、いずれか一方を反転した上でとることにより電位差を検出するとともに、該電位差の偏りに応じて、前記プラス側電源或いは前記マイナス側電源から前記電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータの一次側の電源にエネルギを回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は２次側電源につき、プラス側電源の電位とマイナス側電源の電位の電位差を絶対値でとった場合に、電位差に偏りが発生するＤＣ−ＤＣコンバータに係るＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置およびＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＤＣ−ＤＣコンバータは電子機器等の電源を作成するために広く一般に用いられている。ＤＣ−ＤＣコンバータは例えば図５に示すように、車載用オーディオパワーアンプ（以下、単にＡＭＰと称す）が必要とする電源を作成するために用いられる。図５に示す例でＤＣ−ＤＣコンバータはメイン電源であるバッテリとＡＭＰとの間に配置され、バッテリ（Ｂａｔｔ）からの直流入力電圧をＡＭＰが必要とする直流出力電圧に変換した上でＡＭＰに供給している。
ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、エネルギを回生するという点で本発明と関連性があると考えられる技術が例えば特許文献１で提案されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−０５６９９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータが作成する電源を使用する機器（例えばＡＭＰ）の動作状態によって、２次側電源のプラス側（以下、単に＋側とも称す）電源とマイナス側（以下、単に−側とも称す）電源との間で消費電流に偏りが生じることがあり、これにより＋側電源と−側電源の電位の差分を絶対値でとることによって算出される電位差に偏り（ポンピング）が発生することがあった。特にＡＭＰについては昨今高効率の要求が高いため、ディジタルアンプ（以下、Ｄ−ＡＭＰと称す）が採用されることが多くなっているが、このＤ−ＡＭＰとＤＣ−ＤＣコンバータとの組合せではポンピングが顕著に現れることが多かった。
【０００５】
このため従来は、例えばＡＭＰで使用する各素子につき、上昇する電圧幅を事前に見越したうえで、これに対して耐圧が十分高いものを選定し採用することで、ポンピングの対策をしていた。
またこのポンピング現象は、電源の２次側平滑回路に使用するコンデンサの容量によっても左右され、具体的には容量が大きいほどポンピングで発生する電圧の上昇が抑制される。このため従来は、例えば２次側平滑回路に使用するコンデンサに容量が大きいものを選定し採用することで、ポンピングの対策をしていた。
しかしながらこれらの対策は部品の大型化に繋がり、また過剰スペックの部品選定によるスペース効率の悪化やコストアップが発生していた。
【０００６】
そこで本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、ポンピングに応じたエネルギの回生を図ることができ、また部品サイズやコストの面で有利にポンピングを低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置およびＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するための本発明は、電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータが作成する２次側直流電源の制御をするためのＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置であって、前記２次側直流電源のプラス側電源の電位とマイナス側電源の電位の差分を前記プラス側電源の電位または前記マイナス側電源の電位のうち、いずれか一方を反転した上でとることによって電位差を検出する電位差検出回路と、前記プラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記マイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記電位差の偏りに応じて、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータが前記電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータの一次側の電源にエネルギを回生することを特徴とする。
【０００８】
また本発明は前記電位差検出回路が、前記マイナス側電源の電位を反転した上で前記プラス側電源の電位から前記マイナス側電源の電位を減じることで、前記電位差を検出する場合に、前記電位差がプラスである場合に、前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータがエネルギを回生し、前記電位差がマイナスである場合に、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータがエネルギを回生する構成であってもよい。
【０００９】
また本発明は前記第１のＤＣ−ＤＣコンバータが前記プラス側電源から前記マイナス側電源にエネルギを回生するとともに、前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータが前記マイナス側電源から前記プラス側電源にエネルギを回生する構成であってもよい。
【００１０】
また本発明は前記電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータがディジタルアンプの電源を作成する構成であってもよい。
【００１１】
また本発明は電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータが作成する２次側直流電源につき、プラス側電源の電位とマイナス側電源の電位の差分を前記プラス側電源の電位または前記マイナス側電源の電位のうち、いずれか一方を反転した上でとることにより電位差を検出するとともに、該電位差の偏りに応じて、前記プラス側電源或いは前記マイナス側電源から前記電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータの一次側の電源にエネルギを回生することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御方法である。
【００１２】
また本発明の２次側電源の制御方法は前記プラス側電源からエネルギを回生する場合には、前記プラス側電源から前記マイナス側電源にエネルギを回生し、前記マイナス側電源からエネルギを回生する場合には、前記マイナス側電源から前記プラス側電源にエネルギを回生する構成であってもよい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、ポンピングに応じたエネルギの回生を図ることができ、また部品サイズやコストの面で有利にポンピングを低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を実施するための最良の形態を図面と共に詳細に説明する。
【００１５】
図１は本実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電源の制御装置（以下、単に制御装置と称す）１をＤＣ−ＤＣコンバータ２およびＡＭＰ３とともに模式的に示す図であり、図１に示す各構成は図示しない車両に搭載されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータであり、メイン電源であるバッテリ（Ｂａｔｔ）からの直流入力電圧をＡＭＰ３が必要とする直流出力電圧に変換することにより、２次側電源を作成する。ＡＭＰ３はＤ−ＡＭＰであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が作成した２次側電源を電源として動作する。
【００１６】
電位差検出回路１１は＋側電源の電位と−側電源の電位の差分を＋側電源の電位または−側電源の電位のうち、いずれか一方を反転した上でとることによって、電位差を検出するための構成であり、＋側電源と−側電源とに接続されている。本実施例では電位差検出回路１１は−側電源の電位を反転した上で＋側電源の電位から−側電源の電位を減じることで、電位差を検出するように構成されている。また電位差検出回路１１は検出した電位差の偏りを判断し、電位差がプラスである場合（電位差の振幅がプラス側で大きい場合）には、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるための第１のＤＣ−ＤＣ制御信号を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２に出力し、検出した電位差がマイナスである場合（電位差の振幅が−側で大きい場合）には、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３を動作させるための第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３に出力する。なお、電位差は略零となるのが通常であり、電位差の偏り（ポンピング）は、ＡＭＰ３の動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側電源の＋側電源と−側電源との間で消費電流に偏りが発生したときに発生する。
【００１７】
第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、＋側電源からエネルギを回生するための構成である。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は本実施例では具体的には＋側電源から−側電源にエネルギを回生するように構成されており、このため入力側が＋側電源に、出力側が−側電源にそれぞれ接続されている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電位差検出回路１１からの第１のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づき動作するように構成されており、これにより電位差検出回路１１が検出した電位差の偏りに応じて、電位差がプラスである場合にエネルギを回生する。
【００１８】
第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、−側電源からエネルギを回生するための構成である。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３は本実施例では具体的には−側電源から＋側電源にエネルギを回生するように構成されており、このため入力側が−側電源に、出力側が＋側電源にそれぞれ接続されている。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、電位差検出回路１１からの第２のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づき動作するように構成されており、これにより電位差検出回路１１が検出した電位差の偏りに応じて、電位差がマイナスである場合にエネルギを回生する。
制御装置１は電位差検出回路１１と第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２と第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３とで実現されている。
【００１９】
次に電位差検出回路１１の構成について図２を用いて詳述する。電位差検出回路１１は、反転増幅器１１１と差動増幅器１１２とコンパレータ１１３とを有して構成されている。反転増幅器１１１は−側電源の電位を反転して差動増幅器１１２に出力する。差動増幅器１１２は＋側電源の電位から反転後の−側電源の電位を減じることによって電位差を検出し、検出した電位差をコンパレータ１１３に出力する。コンパレータ１１３は電位差の振幅を判断し、振幅が＋側で大きい場合には、第１のＤＣ−ＤＣ制御信号を出力し、振幅が−側で大きい場合には、第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を出力する。
【００２０】
次に第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、１３の構成について図３を用いて詳述する。図３（ａ）および（ｂ）に示すように、第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、１３はともに一般的な絶縁タイプの電源構成となっており、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２はスイッチング素子１２１、トランス１２２、整流素子１２３を、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３をスイッチング素子１３１、トランス１３２、整流素子１３３をそれぞれ有して構成されている。第１のＤＣ−ＤＣ制御信号はスイッチング素子１２１に、第２の制御信号はスイッチング素子１３１にそれぞれ入力され、これにより第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、１３がそれぞれ動作する。
【００２１】
第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２ではスイッチング素子１２１が＋側電源およびＧＮＤ間に設けられており、第１のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づきＤＣ−ＤＣコンバータ１２が動作することによって、＋側電源およびＧＮＤ間の直流電圧がスイッチング素子１２１、トランス１２２および整流素子１２３を介して変換された上で−側電源に供給される。これによりエネルギの回生が図られるとともに、ポンピングが低減される。
第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３ではスイッチング素子１３１がＧＮＤおよび−側電源間に設けられており、第２のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づきＤＣ−ＤＣコンバータ１３が動作することによって、ＧＮＤおよび−側電源間の直流電圧がスイッチング素子１３１、トランス１３２および整流素子１３３を介して変換された上で＋側電源に供給される。これによりエネルギの回生が図られるとともに、ポンピングが低減される。
【００２２】
次にポンピングによる２次側電源の電圧変動について図４を用いて詳述する。ポンピングが発生した場合、２次側電源の＋側電源の電圧および−側電源の電圧はそれぞれ図示のように変動して、波形Ａおよび波形Ｂを形成する。これに対して電位差は波形Ａから波形Ｂを絶対値で減じた波形Ｃによって表される。そしてこの波形Ｃが形成する領域のうち、＋側の領域Ｒ１が第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作する領域となり、−側の領域Ｒ２が第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３を動作する領域となる。すなわち、このような電位差の偏りに応じて、電位差検出回路１１が第１または第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を出力するとともに、第１または第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、１３が電位差の偏りに応じてエネルギを回生し、これによりポンピングの低減が図られる。
【００２３】
なお、電圧波形の周波数は出力信号に依存し、特に低周波数（例えば２０Ｈｚ）になるに従い、その振幅が大きくなる傾向にある。
またポンピング発生時の電圧は次の数１に示す式で表すことができる。
（数１）
ΔＶｃ＝Ｑｒ／Ｃ
＝Ｖｏｍ（４Ｖｄｄ−πＶｏｍ）／（８×π×ｆ×Ｃ×ＲＬ×Ｖｄｄ）
Ｑｒ     ：正弦波半波の時間でＣが受け取る総電荷量［Ｃ］
ΔＶｃ   ：電源電圧変動幅［Ｖ］
Ｖｏｍ   ：出力信号最大電圧値［Ｖ］
Ｖｄｄ   ：電源電圧［Ｖ］
ｆ       ：出力信号周波数［Ｈｚ］
ＲＬ      ：負荷抵抗値［ｏｈｍ］
Ｃ       ：平滑電源のコンデンサ容量［Ｆ］
ΔＶｃが最大となるのは、Ｖｏｍ＝２×Ｖｄｄ／πのときで、このときΔＶｃは次の数２に示す式で表すことができる。
（数２）
ΔＶｃ（ｍａｘ）＝Ｖｄｄ／（２×π２×ｆ×ＲＬ×Ｃ）
【００２４】
以上のように制御装置１は、ポンピングに応じたエネルギの回生を図りつつ、ポンピングを低減することができ、これにより原理的に電力消費がゼロに近い状態でポンピングの対策をすることができる。またこれにより、ＡＭＰ３で使用する素子の耐圧マージンを下げることができ、この結果、素子の耐圧を必要な性能に合わせて選定することができることから、コストダウンや部品サイズの小型化のほか性能向上にも繋がる。また電源の２次側平滑回路に使用するコンデンサの容量を下げることもでき、これによってもコストダウンや部品サイズの小型化が図られる。またこのようなメリットは制御装置１の構成上、制御装置１が新たに追加になったことを考慮しても得ることができると考えられ、このため制御装置１は部品サイズやコストの面で有利にポンピングを低減することができる。
【００２５】
上述した実施例は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。例えばポンピングに応じたエネルギの回生にあたって、上述の実施例では第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１２が−側電源に、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１３が＋側電源にそれぞれエネルギを回生しているが、第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、１３は例えばＤＣ−ＤＣコンバータ２の一次側の電源にエネルギを回生してもよく、電圧の異なる他の２次側電源にエネルギを回生してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】制御装置１をＤＣ−ＤＣコンバータ２およびＡＭＰ３とともに模式的に示す図である。
【図２】電位差検出回路１１の構成の一具体例を模式的に示す図である。
【図３】第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、１３の構成の一具体例を模式的に示す図である。
【図４】２次側電源の電圧変動の一例をこれに対応する電位差とともに波形で示す図である。
【図５】電源作成用のＤＣ−ＤＣコンバータの一般的な適用例を模式的に示す図である。
【符号の説明】
【００２７】
１    制御装置
１１  電位差検出回路
１２  第１のＤＣ−ＤＣコンバータ
１３  第２のＤＣ−ＤＣコンバータ
２  ＤＣ−ＤＣコンバータ
３  ＡＭＰ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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