(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負極がアースに接続される直流電源と、
前記直流電源の正極に接続されるインダクタと、
前記インダクタとアースの間に接続される第１のスイッチング素子と、
前記インダクタと平滑コンデンサの間に直列に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子とアースの間に接続される前記平滑コンデンサと、
前記第１及び第２のスイッチング素子のコントロール制御部に印加する電圧レベルを、起動時は、前記直流電源の電圧に設定し、その後で、前記平滑コンデンサの出力電圧に切り替える切替回路と、
前記切替回路に、前記電圧レベルの電圧を所定の周期で前記第１及び第２のスイッチング素子のコントロール制御部に印加させる制御部と
を備える昇圧型DC/DCコンバータであって、
前記切替回路は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を制御する電圧レベルを、前記昇圧型DC/DCコンバータの発生する起動完了信号を入力するまでは前記直流電源の電圧に設定し、前記起動完了信号を入力した後は前記出力電圧に切り替え、
前記起動完了信号は前記平滑コンデンサの出力電圧が前記直流電源の電圧より高いときに生成される
ことを特徴とする
昇圧型DC/DCコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つのスイッチング素子の制御を同期させることで、入力側の電力を出力側に供給する昇圧型DC/DCコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電源装置の中で、入力直流電圧を所定の出力直流電圧に変換するため、スイッチング型DC/DCコンバータを用いて電力を高変換効率で変換する方法が広く用いられている。スイッチング型DC/DCコンバータでは、２つのスイッチング素子を同期して制御することによってスイッチング素子がチャネルを形成できるため、スイッチング素子のオン抵抗を低くでき、重負荷時にも高効率な電力変換が可能となる。出力電圧が高い場合には、スイッチング素子を制御する電圧を出力電圧にすることでスイッチング素子のオン抵抗を下げることができるため、高い電力変換効率が得られる。
【０００３】
なお、スイッチング素子のオン抵抗については、たとえば特開平５−８３９３０号公報や特開２００６−２４６６２６号公報には、ソフトスタートにおいて第２のスイッチング素子のゲート電圧を緩やかに制御させることでスイッチング素子のオン抵抗を制御することが記載されている。
【特許文献１】特開平５−８３９３０号公報
【特許文献２】特開２００６−２４６６２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の昇圧型DC/DCコンバータの制御では、起動時の突入電流を抑えてソフトスタートを行える。しかし、起動時の変換効率については、さらに高くすることが望まれている。
【０００５】
本発明の目的は、高効率な電力変換が得られる昇圧型DC/DCコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る昇圧型DC/DCコンバータは、負極がアースに接続される直流電源と、前記直流電源の正極に接続されるインダクタと、前記インダクタとアースの間に接続される第１のスイッチング素子と、前記インダクタと平滑コンデンサの間に直列に接続される第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子とアースの間に接続される前記平滑コンデンサと、第１及び第２のスイッチング素子のコントロール制御部に印加する電圧レベルを、起動時は、前記直流電源の電圧に設定し、その後で、前記平滑コンデンサの出力電圧に切り替える切替回路と、前記切替回路に、前記電圧レベルの電圧を所定の周期で第１及び第２のスイッチング素子のコントロール制御部に印加させる制御部とを備える。
【０００８】
前記昇圧型DC/DCコンバータにおいて、前記切替回路は、たとえば、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を制御する電圧レベルを、前記昇圧型DC/DCコンバータの発生する起動完了信号を入力するまでは前記直流電源の電圧に設定し、前記起動完了信号を入力した後は前記出力電圧に切り替える。前記起動完了信号は前記平滑コンデンサの出力電圧が前記直流電源の電圧より高いときに生成される。
【発明の効果】
【０００９】
昇圧型DC/DCコンバータにおいて、スイッチング素子のゲート制御電圧を出力電圧のレベルに応じて切り替えるので、起動時にオン抵抗を低減でき、DC/DCコンバータの損失を低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、添付の図面を参照して発明の実施の形態を説明する。
従来のスイッチング型DC/DCコンバータでは、出力電圧でスイッチング素子を制御しているため、出力電圧が低い場合（たとえば起動時）には、２つのスイッチング素子を制御する電圧も低くなる。このとき、スイッチング素子のオン抵抗が大きくなるためスイッチング素子での損失が大きくなり、DC/DCコンバータ全体として変換効率が低下してしまう。そこで、本発明の昇圧型DC/DCコンバータでは、２つのスイッチング素子を制御する制御電圧を、起動後に所定のタイミングで切り替える。具体的には、起動時には、出力電圧とは別の電圧を制御電圧とし、所定のタイミングで、出力電圧に、切り替える。別の電圧としては、起動時に出力電圧より高い電圧であればよいが、ここではDC/DCコンバータに含まれる入力電源の電源電圧を用いる。こうして、スイッチング素子のオン抵抗を低い状態に制御することにより、スイッチング素子での損失を抑え、高効率な電力変換が得られる。
【００１１】
図１は、第１の実施形態の昇圧型DC/DCコンバータの構成を示す。昇圧型DC/DCコンバータでは、入力電源（直流電源）１１の正極にインダクタ１２を接続する。入力電源の負極はアース（GND）１３に接続される。第１のスイッチング素子１４は、直列に接続されている入力電源１１とインダクタ１２とに並列に、インダクタ１２とアース１３の間に接続される。第２のスイッチング素子１５は、インダクタ１２と平滑コンデンサ１６の間に接続され、出力用の平滑コンデンサ１６は、第２のスイッチング素子１４とアース１３の間に接続される。スイッチング素子１４、１５は、たとえば電界効果トランジスタである。平滑コンデンサ１６の出力電圧Voutは負荷１７に印加される。２つのゲート電位切替スイッチ１８は、レベルシフト回路(L/S)１９を介して入力される平滑コンデンサ１６の出力電圧Voutと入力電源１１の電源電圧Vinとの一方をスイッチング素子１４，１５のコントロール制御部（ゲート）に出力する。電圧比較器２１は、入力電源１１の電圧Vinと平滑コンデンサ１６の出力電圧Voutを入力して比較し、大きい方の電圧に切り替えるためのゲート電位切替信号を生成してゲート電位切替スイッチ１８に供給する。このゲート電位切替信号によって、第１及び第２のスイッチング素子１４，１５のゲートに印加されるパルス幅変調電圧の電圧レベルが、大きい方の電圧に切り替わる。ドライバ制御部２０は、所定周期のパルス幅変調電圧を生成するように各ゲート電位切替スイッチ１８を制御して、第１および第２のスイッチング素子１４、１５のゲートに、ゲート電位切替信号に対応する電圧レベルの所定周期のパルス幅変調電圧を印加させる。
【００１２】
制御について説明すると、ゲート電位切替スイッチ１８から所定の周期のパルス幅変調電圧が第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５のゲートに印加される。スイッチング素子１４，１５は交互に導通される。電圧比較器２１での比較の結果、高い方の電位でスイッチング素子１４，１５のゲートを制御するようにする。たとえば、Vin＜Voutの場合はスイッチング素子のゲート制御電圧をVout電位で制御し、Vin＞Voutの場合はゲート制御電圧をVin電位で制御する。この制御によって、スイッチング素子１４，１５は、ゲート電圧が常に高い電圧条件で作動できるため、スイッチング素子１４，１５のオン抵抗を低減でき、DC/DCコンバータの損失を低減できる。よって、全体の効率も向上させることができる。
【００１３】
図２は、昇圧DC/DCコンバータのスイッチング素子ゲート電位切り替えのタイミングを示す。図には、電源電圧Vinと出力電圧Vout、電圧比較器２１の検出信号、スイッチング素子１４，１５のゲート制御電圧、スイッチング素子１４，１５のオン抵抗の時間変化が示されている。電源電圧Vinと出力電圧Voutを電圧比較器２１で比較し、高いほうの電位でスイッチング素子１４，１５のコントロール制御部（ゲート）を制御する。電圧検出器２１が２つの電圧が同じであることを検出した時点で、ゲート制御電圧が切り換えられ、これにより、スイッチング素子１４，１５の導通時のオン抵抗が低下していき、一定値になる。オン抵抗はゲート電圧に依存するが、電源電圧Vinと出力電圧Voutの高いほうが印加されるため、オン抵抗を低減できる。こうしてスイッチング素子の損失を抑えることでDC/DCコンバータの効率を向上できる。
【００１４】
図２について説明すると、この昇圧型DC/DCコンバータでは、起動時は入力電源の電源電圧Vinと出力電圧Voutを比較した場合、電源電圧Vinの方が高いため、第１のスイッチング素子１４と第２のスイッチング素子１５のゲート制御信号を電源電圧Vinにする。このため、スイッチング素子のオン抵抗は電源電圧Vinに依存した値で制御される。起動した後で、出力電圧Voutが電源電圧Vinより高くなった場合、スイッチング素子１４、１５のゲート制御電位を出力電圧Voutに切り替えるので、スイッチング素子のオン抵抗を、電源電圧で制御する場合よりも低くでき、スイッチング素子での損失を抑えられる。こうして、電源電圧のほうが低くなっても、電源電圧に依存せずにスイッチング素子の損失を低く保ち、高効率な電力変換が得られる。
【００１５】
図３は、第２の実施形態の昇圧型DC/DCコンバータの構成を示す。図１の昇圧型DC/DCコンバータと基本構成は同様であるが、ゲート電位切替スイッチ１８は、スイッチング素子を制御する電位を決定する信号として、電圧比較器２１の比較結果を用いず、DC/DC起動完了信号２２を用いることが異なる。昇圧型DC/DCコンバータでは、その起動または停止、スタンバイ状態に応じた信号が生成される。そこで、ゲート電位切替スイッチ１８は、起動完了時に生成される起動完了信号を用いてゲート制御電圧を切り替える。昇圧型DC/DCコンバータでは、スタンバイ時及び起動してしばらくの期間はVout＜Vinの関係になるが、起動が完了した後はVout＞Vinの関係になる。よって、ゲート電位切替スイッチ１８は、スイッチング素子１４，１５のゲート制御電位を切り替えるタイミングを起動完了信号に合わせる。この制御電圧切替の効果は図１のDC/DCコンバータの場合と同等である。
【００１６】
図４は、第２の実施形態の昇圧型DC/DCコンバータにおけるスイッチング素子ゲート電位切り替えのタイミングを示す。図には、起動完了信号、ゲート切替信号、スイッチング素子１４，１５のゲート制御電圧、スイッチング素子１４，１５の導通時のオン抵抗の時間変化が示されている。電源電圧Vinと出力電圧Voutを直接に比較する代わりに起動完了信号を用いている。上述のとおり、昇圧型DC/DCコンバータでは、スタンバイ時及び起動してしばらくの期間はVout＜Vinの関係になるが、起動が完了した後はVout＞Vinの関係になる。よって、ゲート電位切替スイッチ１８は、起動完了信号を判定フラグとして、スイッチング素子１４，１５のゲート制御電圧を電源電圧Vinから出力電圧Voutに切り替える。これにより、図２と同等にスイッチング素子のオン抵抗が低い条件でDC/DCコンバータを動作できる。こうしてスイッチング素子１４，１５の損失を抑えることでDC/DCコンバータの効率を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】第１の実施の形態に係る昇圧DC/DCコンバータのブロック図
【図２】スイッチング素子のゲート電圧制御の切り替えタイミングとスイッチング素子のオン抵抗の時間変化を示す図
【図３】第２の実施の形態に係る昇圧DC/DCコンバータのブロック図
【図４】スイッチング素子のゲート電圧制御の切り替えタイミングとスイッチング素子のオン抵抗の時間変化を示す図
【符号の説明】
【００１８】
１１  入力電源（直流電源）、    １２  インダクタ、    １４  第１のスイッチング素子、    １５  第２のスイッチング素子、    １６  平滑コンデンサ、    １７  負荷、    １８  ゲート電位切替スイッチ、    ２０  ドライバ制御部、    ２１  電圧比較部。
【図１】
0005167733.tif 000002
【図２】
0005167733.tif 000003
【図３】
0005167733.tif 000004
【図４】
0005167733.tif 000005