(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機をＶ／ｆ一定制御方式で可変速駆動し、低速運転領域での出力電圧をブースト制御するインバータ装置において、
Ｖ／ｆ一定で運転周波数に比例して出力する電圧Ｖ0に対して９０度の位相遅れで、且つ周波数上昇に応じて低減させるブースト電圧Ｖdを出力する制御回路を設け、この制御回路からの出力が、前記電圧Ｖ0とブースト電圧Ｖdの和の電圧Ｖ1が運転周波数の増加に追従して直線的に上昇するよう構成したことを特徴とする誘導電動機の可変速制御装置。
【請求項２】
前記制御回路は、電圧Ｖ0を下記（１）式で表現し、ブースト電圧Ｖdを（２）式で表現し、（１）式からθをθ＝ｓｉｎ−１（Ｖ0／Ｖ1）で求め、このθを（２）式に代入することでブースト電圧Ｖdを求めることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の可変速制御装置。
Ｖ0＝Ｖ1＊ｓｉｎθ……            （１）
Ｖd＝Ｖ1＊ｃｏｓθ……            （２）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｖ／ｆ一定制御方式のインバータによる誘導電動機の可変速制御装置に係り、特にブースト電圧の出力方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導電動機（以下ＩＭと略記）をインバータで可変速運転する方式の一つにＶ／ｆ一定制御方式がある。これはＩＭの一次電圧（インバータの出力電圧）と出力周波数を一定の関係に保ちながら可変速駆動する方式で、図６に示すように、ＩＭをＴ形等価回路で示した場合の一次インピーダンスの影響が無視できるとすれば、励磁リアクタンスに流れる電流を周波数によらず一定とでき、可変速運転の全域ですべりに比例したトルクを確保できる。
【０００３】
しかし運転周波数が低く、一次電圧が小さくなるにしたがってＩＭ内部の一次インピーダンスとインバータ出力端子からモータ端子までの間の配線のインピーダンスの主に抵抗成分の影響は無視できなくなり、十分な励磁電流を確保できず、トルク不足になる場合がある。この対策として、図６の一次誘起電圧Ｅ１と出力周波数を一定の関係に保つという考え方に立ち、低速運転領域での出力電圧をブースト制御することが行われている。
【０００４】
図７は、基底周波数を６０Ｈｚとし、０Ｈｚで定格電圧の１０％ブーストした場合の例を示す。基本となるＶ／ｆ一定電圧Ｖｏは式（１）、ブーストしたい電圧Ｖｂは式（２）で与えられ、これらを加算した電圧が出力電圧（一次相電圧）Ｖ１となる。
【０００５】
Ｖｏ＝（Ｖｂａｓｅ／Ｆｂａｓｅ）＊Ｆｏｕｔ    …式（１）
Ｖｂ＝（Ｖｂ−ｓｅｔ／Ｆｂａｓｅ）＊（Ｆｂａｓｅ−Ｆｏｕｔ）    …式（２）
Ｖ１＝Ｖｏ＋Ｖｂ      …式（３）
ただし、Ｖｂａｓｅは基底周波数における出力電圧（モータ定格電圧と同じ）、Ｖｂ−ｓｅｔはブースト電圧設定値（０Ｈｚでの出力電圧）、Ｆｂａｓｅは基底周波数、Ｆｏｕｔは運転周波数である。
【０００６】
このトルクブースト方式では、一次誘起電圧Ｅ１と出力周波数を一定の関係に保つことはできないが、低周波数領域におけるトルクを確保する目的は十分に達成できるため、多くの汎用インバータで一般的に適用されている技術である（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００７】
図８はブースト電圧を付加した制御装置の回路構成図を示す。主回路は、順変換回路（整流回路）１と逆変換回路（インバータ）２で構成され、周波数と電圧を制御した出力を誘導電動機３に供給する。制御回路は、周波数に比例した基本の電圧式（１）によるＶ／ｆ設定分と、周波数の関数として演算される式（２）によるブースとしたい電圧Ｖｂを加算し、トルク指令Ｖｑ*とし、励磁電流指令Ｖｄ*はゼロで固定する。
【０００８】
図８では、周波数指令ｆ*からＶ／ｆ設定部４で周波数ｆに比例した制御電圧Ｖｏを発生し、ブースト電圧設定部５で周波数ｆに比例したブースト電圧Ｖｂを発生し、これら電圧を加算してトルク指令Ｖｑ*とする。積分回路６は、周波数指令ｆ*を積分して基準位相θ*を求める。回転座標変換部７は、トルク指令Ｖｑ*と励磁電流指令Ｖｄ*から基準位相θ*をもつ二相／三相変換した電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を発生する。コンパレータ回路８は電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を比較入力とし、三角波発生回路９を比較基準としてＰＷＭ波形のゲート信号を得、デットタイム作成回路１０によりデットタイムを生成したドライブ信号でインバータ２のスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【特許文献１】特開平７−１６３１８８号公報
【特許文献２】特開平６−１６５５８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ＩＭの可変速駆動においても周波数指令ｆ*を０とし、直流制動をかける場合がある。この場合、一次電圧Ｖ１と電流Ｉ１の関係は、図９の（ａ）に示す状態から（ｂ）に示す状態になり、同位相になる。
【００１０】
この直流制動時には、前記の式（２）で与えるブースト電圧Ｖｂは、本来励磁電流を確保する目的で印加されるべきであるが、従来方式の式（１）と同位相で出力する方式では、直流制動から通常の運転に移行した直後の電流位相Ｉ１が、式（１）で与えられるＶ／ｆ一定の電圧Ｖ１と同位相となってしまい、モータが回転を始める瞬間に励磁電流位相が電圧軸から９０度程度遅れる位相に大きく変動するため、脈動トルクを発生する場合がある。
【００１１】
本発明の目的は、直流制動から通常運転に移行するときの脈動トルクの発生を小さくした誘導電動機の可変速制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、前記の課題を解決するため、直流制動のための電圧とブースト電圧を、Ｖ／ｆ一定で運転周波数に比例して出力する電圧より９０度遅れた位相で出力させ、且つ運転周波数に応じて低減させるブースト電圧の合成値が、運転周波数に応じて（直線的に）出力されるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１３】
誘導電動機をＶ／ｆ一定制御方式で可変速駆動し、低速運転領域での出力電圧をブースト制御するインバータ装置において、
Ｖ／ｆ一定で運転周波数に比例して出力する電圧Ｖ0に対して９０度の位相遅れで、且つ周波数上昇に応じて低減させるブースト電圧Ｖdを出力する制御回路を設け、この制御回路からの出力が、前記電圧Ｖ0とブースト電圧Ｖdの和の電圧Ｖ1が運転周波数の増加に追従して直線的に上昇するよう構成したことを特徴とする。
【００１４】
前記制御回路は、電圧Ｖ0を下記（１）式で表現し、ブースト電圧Ｖdを（２）式で表現し、（１）式からθをθ＝ｓｉｎ−１（Ｖ0／Ｖ1）で求め、このθを（２）式に代入することでブースト電圧Ｖdを求めることを特徴とする。
Ｖ0＝Ｖ1＊ｓｉｎθ……            （１）
Ｖd＝Ｖ1＊ｃｏｓθ……            （２）
【発明の効果】
【００１５】
以上のとおり、本発明によれば、直流制動のための電圧とブースト電圧を、Ｖ／ｆ一定で運転周波数に比例して出力する電圧より９０度遅れた位相で出力する方式、または、Ｖ／ｆ一定で運転周波数に比例して出力する電圧と、運転周波数に比例して低減させるブースト電圧の合成値が、運転周波数に比例して（直線的に）出力されるように、Ｖ／ｆ一定で運転周波数に比例して出力する電圧より９０度遅れた位相で出力する方式とするため、直流制動から通常運転に移行する間の出力電圧Ｖ１と励磁電流位相の連続性を確保でき、これにより始動時や回転方向が切り替わるタイミングで発生するトルク脈動を小さくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態を示す可変速制御装置の回路構成図である。同図が図８と異なる部分は、ブースト電圧設定部５の出力電圧Ｖｂを磁束指令Ｖｄ*とする点にある。これにより、直流制動から通常運転に移行する間の電圧と電流位相の連続性を確保したブースト電圧制御を得る。
【００１７】
図２の（ａ）に直流制動時の電圧出力Ｖ１を示すように、式（２）で示したブーストしたい電圧Ｖｂを、式（１）のＶｏ出力軸から９０度遅れの軸に出力する。
【００１８】
これを実現するため、図１では２相／３相変換回路７のｑ軸側には周波数に比例した基本の電圧である式（１）のＶ／ｆ設定分（トルク指令Ｖｑ*）を出力し、ブースとしたい電圧Ｖｂを周波数の関数式（２）によりｄ軸側（ｑ軸に対し９０度遅れ）に出力する。
【００１９】
こうすることにより、直流制動時の電流Ｉ１を電圧出力軸から９０度遅れの軸方向に流すことができ、図２の（ｂ）に通常運転時の電圧Ｖ１と電圧Ｉ１を示すように、通常運転時の励磁電流位相との連続性が確保できる。このため脈動トルクの発生を抑制することができる。出力電圧Ｖ１は図２の（ｂ）より、Ｖ１＝（Ｖｏ2＋Ｖｂ2）1/2、ただし、Ｖｏは式（１）、Ｖｂは式（２）により算出できる。
【００２０】
図３は、本実施形態を適用した、基底周波数６０Ｈｚ、ブースト設定１０％の場合の電圧Ｖ１，Ｖｏ，Ｖｂの周波数特性を示し、制動状態（周波数が０）から加速するときの電圧変化は滑らかになり、脈動トルクの発生を抑制できることがわかる。
【００２１】
（実施形態２）
実施形態１の方式により、直流制動時から通常運転に移行する間の電圧と電流位相の連続性は確保できるが、合成された電圧Ｖ１は運転周波数の増加と共に急激にＶｏに近づいてしまう。このため電圧ブーストが十分に行われず、トルク不足になることが予測される。
【００２２】
このトルク不足を改善するため、本実施形態では、出力電圧Ｖ１と運転周波数の関係は従来方式通り（図７の一点鎖線）となるように、電圧軸から９０度遅れの軸にブーストのために必要な電圧Ｖｄ（図４の（ｂ）参照）を出力する方式を提案する。なお、電圧Ｖｄは運転周波数Ｆｏｕｔに応じて下記の手順（Ｓ１）〜（Ｓ６）で求める。
【００２３】
（Ｓ１）電圧軸に出力する基本となるＶ／ｆ一定の電圧を決定する。
【００２４】
Ｖｏ＝（Ｖｂａｓｅ／Ｆｂａｓｅ）＊Ｆｏｕｔ    …式（１）
（Ｓ２）ブーストしたい電圧を決定する。
【００２５】
Ｖｂ＝（Ｖｂ−ｓｅｔ／Ｆｂａｓｅ）＊（Ｆｂａｓｅ−Ｆｏｕｔ）    …式（２）
（Ｓ３）最終的に出力したい電圧の絶対値を決定する。
【００２６】
Ｖ１＝（Ｖ０2＋Ｖｂ2）1/2        …式（３）´
（Ｓ４）電圧軸に出力すべき電圧Ｖ０と、電圧軸から９０度遅れの軸に出力すべき電圧Ｖｂは、次のようにも表現できる。
【００２７】
Ｖｏ＝Ｖ１＊ｓｉｎθ    …式（４）
Ｖｄ＝Ｖ１＊ｃｏｓθ    …式（５）
（Ｓ５）式（４）からθを求める。
【００２８】
θ＝ｓｉｎ−１（Ｖｏ／Ｖ１）    …式（６）  （Ｓ６）式（６）を式（５）に代入することで、Ｖｄを決定する。
【００２９】
本実施形態によれば、図５に電圧−周波数特性を示すように、ブースト電圧を従来方式通り確保でき、直流制動時から通常運転に移行する間の電圧Ｖ１と励磁電流位相の連続性も確保できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施形態１を示す可変速制御装置の回路構成図。
【図２】直流制動時と通常運転時の電圧、電流ベクトル図。
【図３】実施形態１の電圧−周波数特性図。
【図４】直流制動時と通常運転時の電圧、電流ベクトル図。
【図５】実施形態２の電圧−周波数特性図。
【図６】誘導機のＴ形等価回路。
【図７】ブースト電圧の例。
【図８】従来の可変速制御装置の回路構成図。
【図９】直流制動時と通常運転時の従来の電圧、電流ベクトル図。
【符号の説明】
【００３１】
１  順変換回路（整流回路）
２  逆変換回路（インバータ）
３  誘導電動機
４  Ｖ／ｆ設定部
５  ブースト電圧設定部
６  積分回路
７  回転座標変換部
８  コンパレータ回路
９  三角波発生回路
１０  デットタイム作成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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