(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
グランド電位に維持されるグランド端子と、
電源電圧が印加される電源端子と、
前段回路から直流遮断コンデンサを介して入力信号が入力される信号入力端子と、
後段回路へ直流遮断コンデンサを介して出力信号が出力される信号出力端子と、
負荷インピーダンス要素と第１の増幅用トランジスタとを備え、当該第１の増幅用トランジスタは、その制御端子には第１のバイアス電圧が重畳された前記入力信号が供給され、その一方の主端子は当該負荷インピーダンス要素を介して前記電源端子と接続され、その他方の主端子は直接的又は間接的に前記グランド端子と接続され、当該負荷インピーダンス要素における当該第１の増幅用トランジスタの一方の主端子側の端から前記入力信号が反転増幅されて成る前記出力信号が取り出される増幅回路と、
前記負荷インピーダンス要素における前記第１の増幅用トランジスタの一方の主端子側の端から取り出される前記出力信号の直流成分を遮断して前記出力端子へ出力する直流遮断部と、
増幅モード又はパススルーモードを指示するモード制御信号が入力され、当該増幅モードの場合には前記第１の増幅用トランジスタをオンさせる前記第１のバイアス電圧を生成し、当該パススルーモードの場合には前記第１の増幅用トランジスタをオフさせる前記第１のバイアス電圧を生成する第１のバイアス回路と、
信号伝達用トランジスタを備え、当該信号伝達用トランジスタは、その制御端子には電源電圧又はグランド電位が印加されて前記増幅用モードの場合にはオフするとともに前記パススルーモードの場合にはオンし、その一方の主端子は前記出力端子と接続され、その他方の主端子には前記第１のバイアス電圧に重畳された前記入力信号が入力される信号バイパス回路と、
バイアス制御用トランジスタと高インピーダンス要素とを備え、当該バイアス制御用トランジスタは、その制御端子には電源電圧又はグランド電位が印加されて前記増幅用モードの場合にはオフするとともに前記パススルーモードの場合にはオンし、その一方の主端子は前記出力端子と接続され、その他方の主端子は前記高インピーダンス要素を介して前記グランド端子と接続された第２のバイアス回路と、
を備えるパススルー付き増幅器。
【請求項２】
前記増幅回路は、前記負荷インピーダンス要素にその一方の主端子が接続され、前記第１の増幅用トランジスタの一方の主端子にその他方の主端子が接続され、その制御端子に第２のバイアス電圧が供給される第２の増幅用トランジスタをさらに備え、
前記第１のバイアス回路は、前記増幅モードの場合には前記第２の増幅用トランジスタをオンさせる前記第２のバイアス電圧を生成し、前記パススルーモードの場合には前記第２の増幅用トランジスタをオフさせる前記第２のバイアス電圧を生成する、
請求項１に記載のパススルー付き増幅器。
【請求項３】
前記高インピーダンス要素のインピーダンスが、前記前段回路の出力インピーダンス及び前記後段回路の入力インピーダンスよりも大きい、請求項１又は２に記載のパススルー付き増幅器。
【請求項４】
前記高インピーダンス要素が抵抗である、請求項３に記載のパススルー付き増幅器。
【請求項５】
前記第１の増幅用トランジスタの他方の主端子が利得調整用インピーダンス要素を介して前記グランド端子に接続されている、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のパススルー付き増幅器。
【請求項６】
前記負荷インピーダンス要素及び利得調整用インピーダンス要素がコイルである、請求項５に記載のパススルー付き増幅器。
【請求項７】
前記負荷インピーダンス要素及び利得調整用インピーダンス要素が抵抗である、請求項５に記載のパススルー付き増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はパススルー付き増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信機器の入力段等に搭載されている増幅器には、通常、受信した高周波信号の電界強度に応じて高利得又は低利得に切り替える機能が備わっている。具体的には、受信する高周波信号の電界強度が弱い領域（弱電界領域）において使用さる場合には通常の増幅率で当該高周波信号を増幅する増幅モードを遂行し、一方、受信する高周波信号の電界強度が強い領域（強電界領域）において使用される場合には通常の増幅率よりも低い増幅率で当該高周波信号を増幅するパススルーモードを遂行している。なお、受信電界強度に応じて増幅モードとパススルーモードとを切り替え可能な増幅器はパススルー付き増幅器と呼ばれている。
【０００３】
例えば、図７に示す特許文献１の高周波信号切替回路では、テレビジョンチューナ４０を弱電界領域で使用する場合には、増幅モードが選択され、バンドデコーダ３６の出力端から電源電圧に等しい電圧ＶＢ１（例えば５Ｖ）が出力されるように動作モードが設定される。つまり、第１高周波信号路３１が能動状態になるのに対して、第２高周波信号路３２が非能動状態になる。詳述すると、高周波信号入力端子３４に供給された低レベルの高周波信号は、オンしている第１ダイオード３１２を通して増幅用電界効果トランジスタ３１１に供給され、増幅用電界効果トランジスタ３１１で所定レベルまで増幅された後、オンしている第２ダイオード３１３を通して高周波信号出力端子３５に供給される。なお、この時点では、信号伝達用トランジスタ３２1 がオフになっているので、高周波信号が信号伝達用トランジスタ３２1 を通して高周波信号出力端子３５に伝送されることはない。
【０００４】
一方、テレビジョンチューナ４０を強電界領域で使用する場合には、パススルーモードとなり、バンドデコーダ３６の出力端から接地電圧に等しい電圧ＶＥ（例えば０Ｖ）が出力されるように動作モードが設定される。つまり、第１高周波信号路３１が非能動状態になるのに対して、第２高周波信号路３２が能動状態になる。詳述すると、高周波信号入力端子３４に供給された高レベルの高周波信号は、オンしている信号伝達用トランジスタ３２１を通して高周波信号出力端子３５に供給される。なお、この時点では、第１ダイオード３１２、第２ダイオード３１３ がともにオフになっており、増幅用電界効果トランジスタ３２１が非動作状態になっているので、高周波信号が増幅用電界効果トランジスタ３１１を通して高周波信号出力端子３５に伝送されることはない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−２６１５０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、図７に示す高周波信号切替回路などの無線通信機器の設計上、通過特性を高くしなければ種々の無線規格を満足できないケースが多々ある。
【０００７】
図７の構成を例に挙げて説明すると、パススルーモードの場合、高周波信号切替回路の利得は、第２高周波信号路３２上に含まれる信号伝達用トランジスタ３２１のオン抵抗が小さい程高くなる。従って、高周波信号切替回路の利得を高くするためには、高周波信号が通過する信号伝達用トランジスタ３２１のオン抵抗を減少させる必要がある。ところで、信号伝達用トランジスタ３２１のオン抵抗は、ゲート−ソース間電圧が大きい程小さくなる。しかし、図７の構成では、信号伝達用トランジスタ３２１がオンするときには、ゲートとソースとの双方に接地電圧に等しい電圧ＶＥ（例えば０Ｖ）が印加される。このため、ゲート−ソース間電圧は０Ｖになり、パススルーモードの場合における通過特性が低い（利得が低い）という問題があった。
【０００８】
一方、近年セット品のさらなる低電源電圧化が進行しており、信号伝達用トランジスタ３２１などのＭＯＳトランジスタを介したパススルー時の通過特性の向上を図る場合には、この低電源電圧化に対応できること要求される。
【０００９】
本発明は、上記のような従来の課題を解決するためになされたものであり、パススルーモード時の通過特性を向上できかつ低電源電圧化に対応できるパススルー付き増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明に係るパススルー付き増幅器は、グランド電位に維持されるグランド端子と、電源電圧が印加される電源端子と、前段回路から直流遮断コンデンサを介して入力信号が入力される信号入力端子と、後段回路へ直流遮断コンデンサを介して出力信号が出力される信号出力端子と、負荷インピーダンス要素と第１の増幅用トランジスタとを備え、当該第１の増幅用トランジスタは、その制御端子には第１のバイアス電圧が重畳された前記入力信号が供給され、その一方の主端子は当該負荷インピーダンス要素を介して前記電源端子と接続され、その他方の主端子は直接的又は間接的に前記グランド端子と接続され、当該負荷インピーダンス要素における当該第１の増幅用トランジスタの一方の主端子側の端から前記入力信号が反転増幅されて成る前記出力信号が取り出される増幅回路と、前記負荷インピーダンス要素における前記第１の増幅用トランジスタの一方の主端子側の端から取り出される前記出力信号の直流成分を遮断して前記出力端子へ出力する直流遮断部と、増幅モード又はパススルーモードを指示するモード制御信号が入力され、当該増幅モードの場合には前記第１の増幅用トランジスタをオンさせる前記第１のバイアス電圧を生成し、当該パススルーモードの場合には前記第１の増幅用トランジスタをオフさせる前記第１のバイアス電圧を生成する第１のバイアス回路と、信号伝達用トランジスタを備え、当該信号伝達用トランジスタは、その制御端子には電源電圧又はグランド電位が印加されて前記増幅用モードの場合にはオフするとともに前記パススルーモードの場合にはオンし、その一方の主端子は前記出力端子と接続され、その他方の主端子には前記第１のバイアス電圧に重畳された前記入力信号が入力される信号バイパス回路と、  バイアス制御用トランジスタと高インピーダンス要素とを備え、当該バイアス制御用トランジスタは、その制御端子には電源電圧又はグランド電位が印加されて前記増幅用モードの場合にはオフするとともに前記パススルーモードの場合にはオンし、その一方の主端子は前記出力端子と接続され、その他方の主端子は前記高インピーダンス要素を介して前記グランド端子と接続された第２のバイアス回路と、を備えるものである。
【００１１】
この構成により、受信電界強度に応じて増幅モード又はパススルーモードに切り替え可能なエミッタ接地増幅回路又はソース接地増幅回路が実現される。そして、パススルーモードの場合、第１のバイアス回路から増幅回路に第１の増幅用トランジスタをオフさせる第１のバイアス電圧が供給されるので、第１の増幅用トランジスタがオフし、入力端子に入力された入力信号が増幅回路を迂回して信号バイパス回路へと向う。このとき、信号伝達用トランジスタはオンするとともに、第２のバイアス回路におけるバイアス制御用トランジスタもオンする。このため、出力端子の電圧がバイアス制御用トランジスタ及び抵抗を介してグランド電位に維持され、信号伝達用トランジスタの制御端子には電源電圧が印加され、信号伝達用トランジスタの一方の主端子はグランド電位に維持されるので、信号伝達用トランジスタのオン抵抗が最大限に小さくなる。従って、パススルーモード時の通過特性が向上する。また、電源電圧ＶＣＣが低電圧化されても、パススルーモード時の通過特性の悪化が抑制される。
【００１２】
上記のパススルー付き増幅器において、前記増幅回路は、前記負荷インピーダンス要素にその一方の主端子が接続され、前記第１の増幅用トランジスタの一方の主端子にその他方の主端子が接続され、その制御端子に第２のバイアス電圧が供給される第２の増幅用トランジスタをさらに備え、前記第１のバイアス回路は、前記増幅モードの場合には前記第２の増幅用トランジスタをオンさせる前記第２のバイアス電圧を生成し、前記パススルーモードの場合には前記第２の増幅用トランジスタをオフさせる前記第２のバイアス電圧を生成する、としてもよい。
【００１３】
この構成により、受信電界強度に応じて増幅モード又はパススルーモードに切り替え可能なカスコード接続増幅回路が実現され、パススルーモード時の通過特性を向上することができかつ低電源電圧化に対応できる。
【００１４】
上記のパススルー付き増幅器において、前記高インピーダンス要素のインピーダンスが、前記前段回路の出力インピーダンス及び前記後段回路の入力インピーダンスよりも大きい、としてもよい。
【００１５】
上記のパススルー付き増幅器において、前記高インピーダンス要素が抵抗である、としてもよい。
【００１６】
これらの構成により、パススルーモードの場合に、後段回路の出力インピーダンスに影響を及ぼすことなく、信号伝達用トランジスタのオン抵抗及び利得を改善できる。
【００１７】
上記のパススルー付き増幅器において、前記第１の増幅用トランジスタの他方の主端子が利得調整用インピーダンス要素を介して前記グランド端子に接続されている、としてもよい。
【００１８】
この構成により、利得調整用インピーダンス要素のインピーダンスに応じて増幅モード時における増幅回路の利得を安定化させることができる。
【００１９】
上記のパススルー付き増幅器において、前記負荷インピーダンス要素及び利得調整用インピーダンス要素がコイルである、としてもよい。
【００２０】
この構成により、受信電界強度に応じて増幅モード又はパススルーモードに切り替え可能な狭帯域の増幅器（低雑音増幅器）が実現され、パススルーモード時の通過特性を向上することができかつ低電源電圧化に対応できる。
【００２１】
上記のパススルー付き増幅器において、前記負荷インピーダンス要素及び利得調整用インピーダンス要素が抵抗である、としてもよい。
【００２２】
この構成により、受信電界強度に応じて増幅モード又はパススルーモードに切り替え可能な広帯域の増幅器が実現され、パススルーモード時の通過特性を向上することができかつ低電源電圧化に対応できる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、パススルーモード時の通過特性を向上することができかつ低電源電圧化に対応できるパススルー付き増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】図１は本発明の第１の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の構成を示す回路図である。
【図２】図２（ａ）は増幅モードの場合の入力信号の流れを示した図であり、図２（ｂ）はパススルーモードの場合の入力信号の流れを示した図である。
【図３】図３は本発明の第２の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の構成を示す回路図である。
【図４】図４は本発明の第２の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の変形例を示す回路図である。
【図５】図５は本発明の第３の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の構成を示す回路図である。
【図６】図６は本発明の第３の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の変形例を示す回路図である。
【図７】図７は従来の高周波信号切替回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下では、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
【００２６】
また、請求項及び明細書において、「主端子」は、例えば、電界効果トランジスタにおけるソース及びドレインや、バイポーラトランジスタにおけるエミッタ及びコレクタであり、動作電流が流れる２つの端子のことを指す。また、「制御端子」は、例えば、電界効果トランジスタにおけるゲートや、バイポーラトランジスタにおけるベースであり、バイアス電圧が印加される端子のことを指す。
（第１の実施の形態）
[パススルー付き増幅器の構成]
図１は本発明の第１の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の構成を示す回路図である。
【００２７】
図１に示すパススルー付き増幅器１００は、例えば、無線通信機能を具備した電子機器のフロントエンドＬＳＩ等に搭載されており、受信電界強度に応じて増幅モード（高利得モード）又はパススルーモード（低利得モード）に切り替え可能な増幅器である。
【００２８】
パススルー付き増幅器１００は、信号入力端子ＩＮと、電源端子ＶＣＣと、グランド端子ＧＮＤと、制御端子Ｐ１と、制御端子Ｐ２と、信号出力端子ＯＵＴと、を備えている。
【００２９】
信号入力端子ＩＮは、外付け直流遮断コンデンサＣ３を介して所望の前段回路と接続され、当該前段回路から外付け直流遮断コンデンサＣ３を介してＲＦ（無線周波数）信号などの入力信号が入力される。なお、図１では、前段回路の出力インピーダンスがＺｉｎと表記されている。信号出力端子ＯＵＴは、外付け直流遮断コンデンサＣ２を介して所望の後段回路と接続され、外付け直流遮断コンデンサＣ２を介して当該後段回路に向けて増幅又はパススルーされた入力信号（出力信号）が出力される。なお、図１では、後段回路の入力インピーダンスがＺｏｕｔと表記されている。
【００３０】
電源端子ＶＣＣは、パススルー付き増幅器１００を作動させるための正電圧源（図示せず）が接続され、当該正電圧源から電源電圧ＶＣＣが印加される。ここで、電源電圧ＶＣＣの適用範囲は、従来型よりも低い１．２Ｖ〜１．８Ｖである。グランド端子ＧＮＤは、電源電圧ＶＣＣの基準となるグランド電位に維持される端子である。
【００３１】
制御端子Ｐ１は、バイアス回路１０３から増幅回路１０２に供給されるベースバイアス電圧ＶＢ１のレベルを切り替えるためのモード制御信号Ｓ１が入力される端子である。本実施の形態では、モード制御信号Ｓ１の電圧がＬｏｗレベルの場合には増幅モードとなり、モード制御信号Ｓ１の電圧がＨｉｇｈレベルの場合にはパススルーモードとなる。
【００３２】
制御端子Ｐ２は、増幅モード又はパススルーモードに切り替えるためのモード制御信号Ｓ２が入力される端子である。本実施の形態では、モード制御信号Ｓ２の電圧がグランド電位の場合には増幅モードとなり、モード制御信号Ｓ２の電圧が電源電圧ＶＣＣの場合にはパススルーモードとなる。なお、制御端子Ｐ１と制御端子Ｐ２とが共用化されて一つの端子となってもよい。
【００３３】
パススルー付き増幅器１００は、増幅回路１０２と、バイアス回路１０３（第１のバイアス回路）と、直流遮断コンデンサＣ１と、信号バイパス回路１０５と、バイアス回路１０６（第２のバイアス回路）と、を備える。
増幅回路１０２は、増幅モードの場合に信号入力端子ＩＮに入力された入力信号を増幅して出力する回路である。本実施の形態では、増幅回路１０２は、負荷インピーダンス要素Ｚ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１（第１の増幅用トランジスタ）と、利得調整用インピーダンス要素Ｚ２と、を備えたエミッタ接地増幅回路として構成されている。
【００３４】
詳述すると、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース（制御端子）にはバイアス回路１０３からのベースバイアス電圧ＶＢ１に重畳された入力信号が供給され、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ（一方の主端子）が負荷インピーダンス要素Ｚ１を介して電源端子ＶＣＣと接続され、かつＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ（他方の主端子）は利得調整用インピーダンス要素Ｚ２を介してグランド端子ＧＮＤと接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ側から入力信号を反転増幅した出力信号が取り出され、直流遮断コンデンサＣ１を介して出力端子ＯＵＴより出力される。なお、利得調整用インピーダンスＺ２を省略して、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタを直接グランド端子ＧＮＤに接続して構成してもよい。但し、利得調整用インピーダンス要素Ｚ２を設けると当該利得調整用インピーダンス要素Ｚ２のインピーダンスに応じて増幅モード時における増幅回路の利得が安定化される。
【００３５】
バイアス回路１０３は、増幅回路１０２を構成するＮＰＮトランジスタＱ１のベースにベースバイアス電圧ＶＢ１（第１のバイアス電圧）を供給する回路である。なお、バイアス回路１０３は、制御端子Ｐ１に入力されたモード制御信号Ｓ１が入力され、モード制御信号Ｓ１の電圧が増幅モードを指示するＬｏｗレベルの場合には、ＮＰＮトランジスタＱ１をオンさせるベースバイアス電圧ＶＢ１（０．７Ｖ以上）を生成し、モード制御信号Ｓ１の電圧がパススルーモードを指示するＨｉｇｈレベルの場合には、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンしないベースバイアス電圧ＶＢ１（０Ｖより大きく、かつ０．７Ｖ未満）を生成する。
【００３６】
信号バイパス回路１０５は、パススルーモードの場合に信号入力端子ＩＮに入力された入力信号を増幅回路１０２を迂回させて出力端子ＯＵＴに導くための回路であり、本実施の形態では、信号バイパス回路１０５は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１（信号伝達用トランジスタ）によって構成されている。
【００３７】
詳述すると、ＮＭＯＳトランジスタＭ１は、そのゲート（制御端子）が制御端子Ｐ２と接続され、そのドレイン（一方の主端子）が出力端子ＯＵＴと接続され、そのソース（他方の主端子）が信号入力端子ＩＮと接続されている。なお、ＮＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲート電圧に応じてドレイン及びソースの位置づけが代わる対称型トランジスタである。モード制御信号Ｓ２の電圧が増幅モードを指示するグランド電位の場合には、ＮＭＯＳトランジスタＭ１がオフし、モード制御信号Ｓ２の電圧がパススルーモードを指示する電源電圧ＶＣＣの場合には、ＮＭＯＳトランジスタＭ１がオンする。
【００３８】
バイアス回路１０６は、パススルーモードの場合に制御端子Ｐ２に入力されたモード制御信号Ｓ２の電圧に基づいて出力端子ＯＵＴの電圧をグランド電位に維持させることで、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲートバイアス（ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ）を最大限の「電源電圧ＶＣＣ−グランド電位ＧＮＤ」にまで拡大させる回路である。本実施の形態では、ＮＭＯＳトランジスタＭ２（バイアス制御用トランジスタ）と高インピーダンス要素Ｚ１とによって構成されている。
【００３９】
詳述すると、ＮＭＯＳトランジスタＭ２は、そのゲートが制御端子Ｐ２と接続され、そのドレインが出力端子ＯＵＴと接続され、そのソースが高インピーダンス要素Ｚ１を介してグランド端子ＧＮＤと接続されている。モード制御信号Ｓ２の電圧が増幅モードを指示するグランド電位の場合には、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオフし、モード制御信号Ｓ２の電圧がパススルーモードを指示する電源電圧ＶＣＣの場合には、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンする。
[パススルーモード時の通過特性]
図２は図１に示したパススルー付き増幅器１００の動作を説明するための図である。なお、図２（ａ）は増幅モードの場合の入力信号の流れを示した図であり、図２（ｂ）はパススルーモードの場合の入力信号の流れを示した図である。
【００４０】
図２（ａ）に示す増幅モードの場合、ＮＰＮトランジスタＱ１はオンし、かつＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２はオフとなる。この結果として、入力端子ＩＮに入力された入力信号は、ＮＰＮトランジスタＱ１及び負荷インピーダンス要素Ｚ１から成る増幅回路１０２によって増幅された後、直流遮断コンデンサＣ１を介して出力端子ＯＵＴへと導かれる。
【００４１】
図２（ｂ）に示すパススルーモードの場合、ＮＰＮトランジスタＱ１はオフし、かつＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２はオンとなる。この結果として、入力端子ＩＮに入力された入力信号は増幅回路１０２を迂回してＮＭＯＳトランジスタＭ１を介して出力端子ＯＵＴへと導かれる。このとき、ＮＭＯＳトランジスタＭ２もオンしているため、出力端子ＯＵＴの電圧がグランド電位となる。従って、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲートバイアス電圧（ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ）が、「電源電圧ＶＣＣ−グランド電位ＧＮＤ」となる。
【００４２】
ところで、パススルーモードの場合のパススルー付き増幅器１００の利得Ｇは、信号入力端子ＩＮに接続される前段回路の出力インピーダンスＺｉｎ、信号出力端子ＯＵＴに接続される後段回路の入力インピーダンスＺｏｕｔ、及びＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎとした場合に、外付け直流遮断コンデンサＣ２、Ｃ３を考慮に入れなければ、次式で表現される。
【００４３】
Ｇ＝Ｚｉｎ×Ｚｏｕｔ／（Ｚｏｕｔ＋Ｒｏｎ）＾2  ・・・  （式１）
つまり、パススルーモード時の利得Ｇを大きくする場合（最大で０ｄＢ）、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵Ｒｏｎを小さくする必要がある。なお、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓと反比例の関係にあるので、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを高くすれば、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎは小さくなる。
【００４４】
仮に、バイアス回路１０６が無かった場合、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは「電源電圧ＶＣＣ−ベースバイアス電圧ＶＢ１（０Ｖより大きく、かつ０．７Ｖ未満）」となるため、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎは次式で表現される。
【００４５】
Ｒｏｎ＝α／（ＶＣＣ−ＶＢ１）  ・・・  （式２）
これに対し、図１に示すようにバイアス回路１０６が設けられている場合、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは「電源電圧ＶＣＣ−グランド電位ＧＮＤ」となるため、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎは次式で表現される。
【００４６】
Ｒｏｎ＝α／（ＶＣＣ−ＧＮＤ）  ・・・  （式３）
ここで、（式２）と（式３）との対比により、例えば、電源電圧ＶＣＣが１．２Ｖであり、かつパススルーモード時のベースバイアス電圧ＶＢ１が０．３Ｖとした場合、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎは、（式２）によれば「α／０．９」となり、（式３）によれば「α／１．２」となる。
【００４７】
つまり、パススルーモード時にバイアス回路１０６が作動して、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲートバイアス（ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ）が「電源電圧ＶＣＣ−ベースバイアス電圧ＶＢ１」から最大限の「電源電圧ＶＣＣ−グランド電位ＧＮＤ」まで拡大され、ひいては、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｏｎを最大限に減少させる（小さくする）ことができる。このため、電源電圧ＶＣＣが低電圧化されても、パススルーモード時の通過特性の悪化を抑制できる。
【００４８】
[変形例]
増幅回路１０２は、ＮＰＮトランジスタＱ１をＰＮＰトランジスタに置き換えるとともに、ＰＮＰトランジスタの特性に応じた回路構成に変えることでエミッタ接地増幅回路を構成してもよいし、ＮＰＮトランジスタＱ１をＮＭＯＳトランジスタ又はＰＭＯＳトランジスタ（PNPトランジスタの場合と同様に、ＰＭＯＳトランジスタの特性に応じた回路構成に変更することが必要である）に置き換えてソース接地増幅回路として構成してもよい。
【００４９】
バイアス回路１０３は、バンドギャップレギュレータ（図示せず）を利用して、当該バンドギャップレギュレータによって生成された基準電圧に基づいてベースバイアス電圧ＶＢ１を生成してもよい。
【００５０】
信号バイパス回路１０５は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１の他に、ＰＭＯＳトランジスタを使用してＰＭＯＳトランジスタの特性に応じた回路構成に変えることで実現してもよい。また、バイアス回路１０６は、ＮＭＯＳトランジスタＭ２をＰＭＯＳトランジスタに置き換え、ＰＭＯＳトランジスタの特性に応じた回路構成に変えることで構成してもよい。
（第２の実施の形態）
[パススルー付き増幅器の構成]
図３は本発明の第２の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の構成を示す回路図である。なお、図３に示すパススルー付き増幅器１００は、狭帯域のカスコード接続型の低雑音増幅器として構成されており、図１に示した構成と同様の効果が得られる。
【００５１】
詳述すると、図１に示した構成のうち、負荷インピーダンス要素Ｚ１としてコイルＬ１を採用し、利得調整用インピーダンス要素Ｚ２としてコイルＬ２を採用し、かつ高インピーダンス要素Ｚ３として抵抗Ｒ１を採用している。また、コイルＬ１とＮＰＮトランジスタＱ１（第１の増幅用トランジスタ）のコレクタ（一方の主端子）との間にＮＰＮトランジスタＱ２（第２の増幅用トランジスタ）をさらに備えている。
【００５２】
ここで、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースは、バイアス回路１０３のダイオードＤ２及び抵抗Ｒ４によってグランド端子に接続されているため、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースを基準に考えると、ＮＰＮトランジスタＱ２はベース接地増幅回路を構成している。従って、増幅回路１０２は、ＮＰＮトランジスタＱ１によるエミッタ接地増幅回路とＮＰＮトランジスタＱ２によるベース接地増幅回路とを縦続させたカスコード(Ｃａｓｃｏｄｅ)接続増幅回路として構成されている。カスコード接続増幅回路は、エミッタ接地増幅回路のみの構成と比べて、ベース−コレクタ間容量による周波数特性の低下（ミラー効果）を改善できる効果が得られる。
【００５３】
また、負荷インピーダンス要素Ｚ１としてコイルＬ１が採用されたことによって、増幅回路１０２は、狭帯域で使用することができ、電流が流れると電圧降下に伴う熱雑音が発生する抵抗を採用した場合と比べて、低電源電圧化にとって有利である。
【００５４】
また、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとグランド端子ＧＮＤとの間に、利得調整用インピーダンス要素Ｚ２としてコイルＬ２が採用されたことによって、増幅回路１０２は、微弱な入力信号を低雑音で増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ：low-noise amplifier）を実現している。なお、コイルＬ２は、線形性、安定性、及びノイズ特性を改善するためのエミッタ抵抗に相当するものである。
【００５５】
また、高インピーダンス要素Ｚ３としての抵抗Ｒ１の抵抗値は、前段回路の出力インピーダンスＺｉｎ及び後段回路の入力インピーダンスＺｏｕｔの約二百倍程度の大きさに設定されている。この結果、パススルーモードの場合に、後段回路の出力インピーダンスＺｉｎに影響を与えずに、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗及び利得を改善できるという効果が得られる。
【００５６】
また、バイアス回路１０３は、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに供給されるベースバイアス電圧ＶＢ１（第１のバイアス電圧）を生成する第１のベースバイアス部と、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースに供給されるベースバイアス電圧ＶＢ２（第２のバイアス電圧）を生成する第２のベースバイアス部とを備えている。
【００５７】
第１のベースバイアス部では、電源端子ＶＣＣとグランド端子ＧＮＤとの間に、ＰＭＯＳトランジスタＭ５、電流源Ｉ２、ダイオードＤ１、及び抵抗Ｒ３が直列に接続されており、ダイオードＤ１のアノード電圧が、演算増幅器ＯＰの非反転入力端子に印加されている。また、電源端子ＶＣＣとグランド端子ＧＮＤとの間に、ＰＭＯＳトランジスタＭ４、電流源Ｉ１、ＮＰＮトランジスタＱ３、及び抵抗Ｒ３が直列に接続されており、ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ電圧が、演算増幅器ＯＰの反転入力端子に印加されている。ＮＰＮトランジスタＱ３のベースは、ＮＰＮトランジスタＱ１及び入力端子ＩＮと接続されている。
【００５８】
また、電源端子ＶＣＣとＮＰＮトランジスタＱ３のベースとの間にＰＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ７が直列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ３乃至Ｍ５の各ゲートは、制御端子Ｐ１と接続されており、ＰＭＯＳトランジスタＭ７のゲートは演算増幅器ＯＰの出力端子と接続されている。
【００５９】
上記の構成により、ＰＭＯＳトランジスタＭ３乃至Ｍ５は、制御端子Ｐ１に入力されたモード制御信号Ｓ１がＬｏｗレベルの場合（増幅モード）にオンし、Ｈｉｇｈレベルの場合（パススルーモード）にオフする。ＰＭＯＳトランジスタＭ３乃至Ｍ５がオンすれば、演算増幅器ＯＰの負帰還がかかり、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに安定したベースバイアス電圧ＶＢ１（ベース電流）が供給される。詳述すると、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流が増加すれば、演算増幅器ＯＰの反転入力端子に印加される電圧が下がり、演算増幅器ＯＰからＰＭＯＳトランジスタＭ７のゲートに供給される電圧が上がるので、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流が次第に減少する。逆に、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流が減少すれば、演算増幅器ＯＰの反転入力端子に印加される電圧が上がり、演算増幅器ＯＰからＰＭＯＳトランジスタＭ７のゲートに供給される電圧が下がるので、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流が次第に増加する。一方、ＰＭＯＳトランジスタＭ３乃至Ｍ５がオフすれば、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースには、ＮＰＮトランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ（約０．６Ｖ）が印加される。
【００６０】
第２のベースバイアス部は、電源端子ＶＣＣとグランド端子ＧＮＤとの間に、ＰＭＯＳトランジスタＭ６、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ２、及び抵抗Ｒ４が直列に接続されて構成されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ６のゲートは、制御端子Ｐ１と接続されている。ダイオードＤ２のアノード電圧がベースバイアス電圧ＶＢ２としてＮＰＮトランジスタＱ２のベースに供給される。
【００６１】
上記の構成により、ＰＭＯＳトランジスタＭ６は、制御端子Ｐ１に入力されたモード制御信号Ｓ１がＬｏｗレベルの場合（増幅モード）にオンし、Ｈｉｇｈレベルの場合（パススルーモード）にオフする。ＰＭＯＳトランジスタＭ６がオンすれば、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースにベースバイアス電圧ＶＢ２が供給される。一方、ＰＭＯＳトランジスタＭ６がオフすれば、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースはダイオードＤ２、抵抗Ｒ４を介して接地される（グランド電位となる）。
【００６２】
[変形例]
図４は本発明の第２の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の変形例を示す回路図である。
【００６３】
図４に示すパススルー付き増幅器１００は、図３に示した構成と比べて、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ（一方の主端子）と出力端子ＯＵＴとの間に設けられた直流遮断コンデンサＣ１を、電源端子ＶＣＣとコイルＬ１との間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＭ８に置き換えた点が相違する。その他の構成は、図３に示した構成と同じである。
【００６４】
ＰＭＯＳトランジスタＭ８のゲートは制御端子Ｐ１と接続されており、ＰＭＯＳトランジスタＭ８は、制御端子Ｐ１に入力されたモード制御信号Ｓ１がＬｏｗレベルの場合（増幅モード）にオンし、Ｈｉｇｈレベルの場合（パススルーモード）にオフする。ＰＭＯＳトランジスタＭ８がオフする場合、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ電圧の直流成分はグランド電位に固定されるために遮断されるので、ＰＭＯＳトランジスタＭ８は直流遮断コンデンサＣ１と同様の役割を果たす。
【００６５】
図４の構成以外の変形例として、第２の実施の形態を第１の実施の形態の変形例と同様に変形してもよい。また、高インピーダンス要素Ｚ３はコイルであってもよい。
（第３の実施の形態）
[パススルー付き増幅器の構成]
図５は本発明の第３の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の構成を示す回路図である。
【００６６】
図５に示すパススルー付き増幅器１００は、図３に示した構成と比べて、負荷インピーダンス要素Ｚ１としてのコイルＬ１を抵抗Ｒ７に置き換えるとともに、利得調整用インピーダンス要素Ｚ２としてのコイルＬ２を抵抗Ｒ６に置き換えている。その他の構成は、図３に示した構成と同じである。つまり、図５に示すパススルー付き増幅器１００は、広帯域のカスコード接続型の増幅器として構成されており、図３に示した構成と同様の効果が得られる。
【００６７】
[変形例]
図６は本発明の第３の実施の形態に係るパススルー付き増幅器の変形例を示す回路図である。
【００６８】
図６に示すパススルー付き増幅器１００は、図５に示した構成と比べて、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ（一方の主端子）と出力端子ＯＵＴとの間に設けられた直流遮断コンデンサＣ１を、電源端子ＶＣＣとコイルＬ１との間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＭ８に置き換えた点が相違する。その他の構成は、図５に示した構成と同じである。
【００６９】
図６以外の変形例として、第３の実施の形態を第１の実施の形態の変形例と同様に変形してもよい。また、高インピーダンス要素Ｚ３はコイルであってもよい。
【００７０】
上記の説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施の形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
【産業上の利用可能性】
【００７１】
本発明のパススルーモード付き増幅器は、低電源電圧で動作する無線通信機器の入力段に設けられる高周波増幅回路等として有用である。
【符号の説明】
【００７２】
Ｍ１…ＮＭＯＳトランジスタ（信号伝達用トランジスタ）
Ｍ２…ＮＭＯＳトランジスタ（バイアス制御用トランジスタ）
Ｑ１…ＮＰＮトランジスタ（第１の増幅用トランジスタ）
Ｑ２…ＮＰＮトランジスタ（第２の増幅用トランジスタ）
Ｌ１…コイル
Ｒ７…抵抗負荷
Ｐ１、Ｐ２…制御端子
Ｃ１…直流遮断コンデンサ
Ｃ２、Ｃ３…外付け直流遮断コンデンサ
Ｒ１…抵抗
Ｚ１…負荷インピーダンス要素
Ｚ２…利得調整用インピーダンス要素
Ｚ３…高インピーダンス要素
１００…パススルー付き増幅器
１０２…増幅回路
１０３…バイアス回路（第１のバイアス回路）
１０５…信号バイパス回路
１０６…バイアス回路（第２のバイアス回路）
Ｍ８…ＰＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）
Ｌ２…コイル
Ｒ６…抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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