(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
励磁信号源（２）からの励磁信号ｓｉｎωＥｔが入力角度θにより振幅変調された回転検出器（１）からの第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）を回転信号処理手段（３）に入力し、前記回転信号処理手段（３）の負帰還制御ループにより制御偏差εを零とする信号処理を行うことで、前記入力角度θをデジタル角度出力φに変換するアナログ信号のデジタル変換方法において、
前記励磁信号源（２）を前記回転信号処理手段（３）の前記負帰還制御ループから独立させて、前記励磁信号ｓｉｎωＥｔの励磁周波数ωＥｔを任意の固定周波数とし、
前記回転信号処理手段（３）は、
前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔと第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部（４）と、
発振部（５０）、第１カウンタ（５１）、及び第１擬似正弦波発生部（５２）を有し、前記発振部（５０）が出力する基準クロック（５０ａ）に基づいて位相基準ωＲｔと前記第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔとを生成する位相基準生成手段（５）と、
同期検波部（６０）、ループ補償器（６１）、信号変換器（６２）、第２カウンタ（６３）、及び第２擬似正弦波発生部（６４）を有し、前記制御偏差演算部（４）からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωＲｔ＋φと前記第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとを生成する負帰還制御系（６）と、
前記周波数変調信号ωＲｔ＋φから前記位相基準ωＲｔを減算することで前記デジタル角度出力φを算出する減算部（７）と
により構成されており、
前記信号変換器（６２）は、パラレル絶対値出力を出力するＡ／Ｄ変換器により構成されており、前記第２カウンタ（６３）は、デジタル値の積分機能を有している
ことを特徴とするアナログ信号のデジタル変換方法。
【請求項２】
前記第１カウンタ（５１）、前記第１擬似正弦波発生部（５２）、前記信号変換器（６２）、前記第２カウンタ（６３）、前記第２擬似正弦波発生部（６４）、及び前記減算部（７）を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロック（５０ａ）によって同期された同期化回路を用いていることを特徴とする請求項１記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログの入力角度θをデジタル角度出力φに変換するアナログ信号のデジタル変換方法に関し、特に、励磁信号源を回転信号処理手段の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号ｓｉｎωＥｔの励磁周波数ωＥｔを任意の固定周波数とすることで、回転検出器の励磁周波数の変化による出力電圧や出力インピーダンスへの影響を抑えることができ、ダイナミックな角度検出精度や温度特性等を向上できるようにするための新規な改良に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来用いられていたこの種のアナログ信号のデジタル変換方法としては、例えば特許文献１等に示されている方法が用いられている。すなわち、従来は、負帰還制御ループ（閉ループ）内に回転検出器及び励磁信号源まで含めた回転信号処理手段を用い、位相変調信号ωＲｔ＋φを励磁信号源に入力し、励磁信号源が出力する励磁信号ｓｉｎ（ωＲｔ＋φ）によって回転検出器を励磁している。
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１７６５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のような従来のアナログ信号のデジタル変換方法では、回転信号処理手段の負帰還制御ループ内に回転検出器及び励磁信号源まで含めているので、回転検出器の回転速度に応じて励磁信号ｓｉｎ（ωＲｔ＋φ）の励磁周波数ωＲｔ＋φが変化してしまう。これにより、励磁周波数をパラメータとする回転検出器の諸特性に影響が及ぶ。すなわち、回転速度に起因する回転検出器の信号周波数のみならず、出力電圧や出力インピーダンスにも変化を与えてしまい、結果としてダイナミックな角度検出精度や温度特性等に少なからず影響を及ぼしてしまう。
また、励磁信号ｓｉｎ（ωＲｔ＋φ）によって回転検出器を励磁しているので、回転検出器とその他の構成要素がセンサケーブル等で物理的に引き離されるような場合には、周波数変動やインピーダンス変化に起因する信号のミスマッチの発生、或いは、信号にノイズが乗り易い等の伝送上の問題に起因して変換が不安定になり易いという問題が生じてしまう。
さらに、励磁周波数が変化するので、同期検波部に導入される励磁位相基準の作成に多大な工夫が必要であり、製造コストの増大の要因になっていた。
【０００５】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、出力電圧や出力インピーダンスへの励磁周波数の影響を抑えることができ、ダイナミックな角度検出精度や温度特性等を向上できるアナログ信号のデジタル変換方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係るアナログ信号のデジタル変換方法は、励磁信号源からの励磁信号ｓｉｎωＥｔが入力角度θにより振幅変調された回転検出器からの第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）を回転信号処理手段に入力し、前記回転信号処理手段の負帰還制御ループにより制御偏差εを零とする信号処理を行うことで、前記入力角度θをデジタル角度出力φに変換するアナログ信号のデジタル変換方法において、前記励磁信号源を前記回転信号処理手段の前記負帰還制御ループから独立させて、前記励磁信号ｓｉｎωＥｔの励磁周波数ωＥｔを任意の固定周波数とし、前記回転信号処理手段は、前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔと第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部と、発振部、第１カウンタ、及び第１擬似正弦波発生部を有し、前記発振部が出力する基準クロックに基づいて位相基準ωＲｔと前記第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔとを生成する位相基準生成手段と、同期検波部、ループ補償器、信号変換器、第２カウンタ、及び第２擬似正弦波発生部を有し、前記制御偏差演算部からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωＲｔ＋φと前記第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとを生成する負帰還制御系と、前記周波数変調信号ωＲｔ＋φから前記位相基準ωＲｔを減算することで前記デジタル角度出力φを算出する減算部とにより構成されており、前記信号変換器は、パラレル絶対値出力を出力するＡ／Ｄ変換器により構成されており、前記第２カウンタは、デジタル値の積分機能を有している。
【０００７】
また、前記第１カウンタ、前記第１擬似正弦波発生部、前記信号変換器、前記第２カウンタ、前記第２擬似正弦波発生部、及び前記減算部を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロックによって同期された同期化回路が用いられている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のアナログ信号のデジタル変換方法によれば、励磁信号源を回転信号処理手段の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号ｓｉｎωＥｔの励磁周波数ωＥｔを任意の固定周波数とするので、回転検出器の出力電圧や出力インピーダンスへの励磁周波数の影響を抑えることができ、ダイナミックな角度検出精度や温度特性等を向上できる。特に、周波数変動やインピーダンス変化に起因する信号のミスマッチの発生、或いは、信号にノイズが乗り易い等の伝送上の問題に起因して変換が不安定になり易いという問題の解消を図ることができる。また、同期検波部に導入される励磁位相基準を比較的容易に作成でき、製造コストの増大を防止できる。
また、励磁周波数ωＥｔを零とすることも可能であり、すなわち、励磁信号を直流とすることも可能であり、レゾルバやシンクロだけでなく、交流励磁電源が不要な、例えば磁気センサ等の二相正弦波形態の直流アナログ信号にも適用可能となる。すなわち、回路構成を大きく変更しなくても例えば磁気センサ等にも適用でき、アプリケーションの範囲を格段に広めることができる。
特に、本発明は、信頼性の高い回転検出器であるレゾルバ及びシンクロが使用される分野、とりわけ、ブラシレスモータによる電気動力化の傾向が著しい自動車分野、或いは産業用ロボットの駆動部アドレスに使用されるＦＡ（ファクトリーオートメーション）分野、現状センサレス制御主体の家電分野、今後発展が見込まれる人間型ロボットの分野等に有効である。
【０００９】
また、前記回転信号処理手段は、前記制御偏差演算部と、前記位相基準生成手段と、前記負帰還制御系と、前記減算部とにより構成されているので、適切に信号処理を行うことができ、より確実に入力角度θをデジタル角度出力φに変換することができる。特に、入力角度θをデジタル角度出力φに変換する過程で、制御偏差εやデジタル速度出力ｄφ／ｄｔ（ドットφ）を得ることができ、これら制御偏差εやデジタル速度出力ｄφ／ｄｔを制御系の異常診断や冗長出力として使用することができる。また、デジタル速度出力ｄφ／ｄｔを回転速度出力として直接利用することもできる。
さらに、従来方法では信号変換器として電圧制御発振器（ＶＣＯ）を一般的に用いており、電圧制御発振器のリニアティー（直線性）や発振周波数範囲の限界等により、変換精度、追従速度、分解能といったシステム上の性能（Ｒ／Ｄ変換性能）に制約を与えることになっていたが、本発明のアナログ信号のデジタル変換方法では、信号変換器として、パラレル絶対値出力を出力するＡ／Ｄ変換器を用いるので、Ａ／Ｄ変換器の出力をリアルタイムなデジタル速度出力として利用でき、信号変換が高速化できるとともに、高分解能化できる。また、第２カウンタはデジタル値の積分機能を有するので、Ａ／Ｄ変換器の出力、すなわちデジタル速度出力を確実に積分でき、制御偏差演算部に帰還させる第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔを生成するための周波数変調信号ωＲｔ＋φを前記Ａ／Ｄ変換器の出力から確実に得ることができる。
さらにまた、前記第１カウンタ、前記第１擬似正弦波発生部、前記信号変換器、前記第２カウンタ、前記第２擬似正弦波発生部、及び前記減算部を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロックによって同期された同期化回路が用いられているので、信号の変換精度を向上でき、信頼性を向上できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による回転検出装置を示すブロック図であり、本発明のアナログ信号のデジタル変換方法が適用された回転検出装置を示している。
図において、回転検出器１は、１相励磁／２相出力タイプの振幅変調方式のブラシレスレゾルバ（ＢＲＸ，ＶＲＸ）であり、この回転検出器１には、励磁信号源２からの励磁信号ｓｉｎωＥｔが励磁信号増幅部２ａを介して入力される。なお、説明の便宜上、励磁信号ｓｉｎωＥｔの振幅は１とする。前記励磁信号源２は、後述する回転信号処理手段３の負帰還制御ループから独立して設けられており、励磁信号ｓｉｎωＥｔの励磁周波数ωＥｔは、任意の固定周波数に設定されている。この実施の形態では、回転検出器１としてレゾルバを用いているので、励磁周波数ωＥｔは、振幅変調信号の搬送波として利用できる程度に高く設定するが、回転検出器１として周知の磁気センサ等を用いる場合には、前記励磁周波数ωＥｔを零とすることも可能である。
【００１１】
回転検出器１では、前記励磁信号ｓｉｎωＥｔが入力角度θにより振幅変調される。すなわち、回転検出器１は、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）を出力する。但し、αは、回転検出器１自体及びセンサケーブル等により生じる位相ずれを示している。前記回転検出器１には、前記回転信号処理手段３が接続されており、前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）は、この回転信号処理手段３に入力される。
【００１２】
前記回転信号処理手段３は、制御偏差演算部４、位相基準生成手段５、負帰還制御系６、及び減算部７により構成されている。前記制御偏差演算部４は、前記回転検出器１からの前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と、前記位相基準生成手段５からの第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔと、前記負帰還制御系６からの第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとを入力としており、これらの信号に基づいて制御偏差ε［ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）］を出力する。この制御偏差εの生成については、後に詳しく説明する。
【００１３】
前記位相基準生成手段５は、発振部５０、第１カウンタ５１、及び第１擬似正弦波発生部５２により構成されている。前記発振部５０は基準クロック５０ａを発振出力しており、前記第１カウンタ５１は前記基準クロック５０ａをカウントし位相基準ωＲｔを出力する。換言すると、この位相基準ωＲｔは、基準クロック５０ａを元に前記第１カウンタ５１にて分周され一定の変化率を有する周期関数となっている。前記第１擬似正弦波発生部５２は、前記位相基準ωＲｔに基づいて前記第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔを出力する。なお、擬似正弦波信号とは、階段波状の周期関数信号である。
【００１４】
前記負帰還制御系６は、同期検波部６０、ループ補償器６１、信号変換器６２、第２カウンタ６３、及び第２擬似正弦波発生部６４により構成されている。前記同期検波部６０は、制御偏差ε［ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）］の同期検波を行い、ループ補償器６１は、負帰還制御系６により構成される負帰還制御ループ［位相ロックループ（Phase Locked Loop）］の安定かつ高速性を期すべくループ補償を行う。信号変換器６２は、ループ補償された制御偏差εをデジタル信号に変換するものである。第２カウンタ６３は、信号変換器６２の出力６２ａを積分し周波数変調信号ωＲｔ＋φを生成する。第２擬似正弦波発生部６４は、前記周波数変調信号ωＲｔ＋φに基づいて前記第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔを出力する。
【００１５】
前記減算部７は、前記周波数変調信号ωＲｔ＋φから位相基準ωＲｔを減算することで、前記入力角度θに相当するデジタル角度出力φを算出する。すなわち、この回転信号処理手段３は、アナログの入力角度θをデジタル角度出力φに変換する。
【００１６】
次に、図２は、図１の制御偏差演算部４をより詳細に示したブロック図である。なお、図２では、擬似正弦波発生部をＰＳＧ（Pseud Sinusoid Generator）と略記している。図において、制御偏差演算部４は、第１〜第６乗算器４０〜４５と、加算器４６と、第１及び第２減算器４７，４８と、励磁成分抽出部４９とにより構成されている。
【００１７】
まず、回転検出器１の出力である前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）は、前記第１〜第４乗算器４０〜４３に入力される。
【００１８】
第１乗算器４０において、第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第２擬似正弦波発生部６４からの第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）×ｓｉｎωｔ
＝ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｓｉｎωｔ  ・・・・（１）
【００１９】
同様に、第２乗算器４１において、第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第２擬似正弦波発生部６４からの第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）×ｓｉｎωｔ
＝ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｓｉｎωｔ  ・・・・（２）
【００２０】
同様に、第３乗算器４２において、第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第２擬似正弦波発生部６４からの第２擬似正弦波信号ｃｏｓωｔとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）×ｃｏｓωｔ
＝ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｃｏｓωｔ  ・・・・（３）
【００２１】
同様に、第４乗算器４３において、第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第２擬似正弦波発生部６４からの第２擬似正弦波信号ｃｏｓωｔとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）×ｃｏｓωｔ
＝ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｃｏｓωｔ  ・・・・（４）
【００２２】
次に、加算器４６において、前記（１）式で示される第１乗算器４０の出力と、前記（４）式で示される第４乗算器４３の出力とが加算される下記のアナログ演算が実施される。
（１）式＋（４）式＝ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｓｉｎωｔ
＋ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｃｏｓωｔ
＝ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）  ・・・・（５）
【００２３】
同様に、第１減算器４７において、前記（２）式で示される第２乗算器４１の出力から、前記（３）式で示される第３乗算器４２の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。
（２）式−（３）式＝ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｓｉｎωｔ
−ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）・ｃｏｓωｔ
＝ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）  ・・・・（６）
【００２４】
次に、第５乗算器４４において、前記（５）式で示される加算器４６の出力と、第１擬似正弦波発生部５２からの第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）×ｓｉｎωＲｔ
＝ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎωＲｔ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）  ・・・・（７）
【００２５】
同様に、第６乗算器４５において、前記（６）式で示される第１減算器４７の出力と、第１擬似正弦波発生部５２からの第１擬似正弦波信号ｃｏｓωＲｔとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。
ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）×ｃｏｓωＲｔ
＝ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｃｏｓωＲｔ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）  ・・・・（８）
【００２６】
次に、第２減算器４８において、前記（７）式で示される第５乗算器４４の出力から、前記（８）式で示される第６乗算器４５の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。
（７）式−（８）式＝ｃｏｓ（ωｔ−θ）・ｓｉｎωＲｔ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）
−ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ｃｏｓωＲｔ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）
＝ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）
＝ε  ・・・・（９）
【００２７】
すなわち、制御偏差演算部４において、上記（１）式〜（９）式で示されるアナログ信号処理が実施されて、前記回転検出器１の出力である前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）は、制御偏差ε［ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）］へと変換される。
【００２８】
この実施の形態の回転信号処理手段３では、前記制御偏差εが常に零となるように制御される。この制御偏差εは、同期検波部６０に入力されて、励磁成分抽出部４９からの励磁位相基準ωＥｔ−αにより同期検波される。すなわち、制御偏差εは、励磁成分であるｓｉｎ（ωＥｔ−α）が絶対値化されて、下記の式のように変換される。
Ｅ＝ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）・｜ｓｉｎ（ωＥｔ−α）｜  ・・・・（１０）
【００２９】
ここで、励磁位相基準ωＥｔ−αについて考察する。
励磁位相基準ωＥｔ−αは、前記制御偏差εの包絡線（エンベロープ）／振幅成分ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）を同期検波部６０にて正確に復調するための同期化基準信号となるものである。この励磁位相基準ωＥｔ−αは、前記第１及び第２振幅変調信号が有する励磁信号ｓｉｎωＥｔに対する位相ずれαを加味して、より正確に同期検波できるようにされたものである。
別に特許出願を行っているため、詳細は省略するが、励磁成分抽出部４９は、デジタル角度出力φを利用して、前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から、いずれか振幅の大きな信号を選択し、この選択した信号から励磁位相基準ωＥｔ−αを抽出する。
【００３０】
なお、前記（１０）式で示される同期検波後の制御偏差Ｅは、等価的に下式に示す信号とみなすことができる。
Ｅ≒ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）  ・・・・（１１）
前述したように、この実施の形態の回転信号処理手段３では、前記（９）式で示される制御偏差εが常に零となるように制御される。制御偏差εは、等価的に前記（１１）式で示される制御偏差Ｅに置き換えて考えることができるため、下記の式が成り立つ。
ε≒ｓｉｎ（θ−ωｔ＋ωＲｔ）＝０  ・・・・（１２）
∴  ωｔ＝θ＋ωＲｔ                ・・・・（１３）
【００３１】
次に、（１１）式で示される同期検波後の制御偏差Ｅは、ループ補償器６１に入力されて、ループ補償器６１によりループ補償される。ここでは、ループ補償器６１は、一般的なＰＩ補償［Ｐ（比例）＋Ｉ（積分）］を行う。一方で、前記制御偏差Ｅは、モニター信号として外部に出力されて、回転信号処理手段３の挙動を把握するために利用することも可能である。制御偏差Ｅをモニター信号として利用することで、異常検出や自己診断等のシステムのフェールセーフを実現できる。
【００３２】
ループ補償器６１の出力は、後述の第２カウンタ６３の前段に配置されているので、物理的には速度の重み（次元）を有する信号と考えることができる。ここで、一般的には、信号変換器６２として電圧制御発振器（ＶＣＯ）が用いられる。前記ループ補償器６１の出力は、電圧制御発振器によりデジタルパルス列に変換された後に、次段の第２カウンタ６３で積分されて周波数変調信号ωｔ＝ωＲｔ＋φに変換される。しかしながら、電圧制御発振器の出力は、位相基準ωＲｔの成分を含んでいるため、このデジタルパルス列を速度信号として直接使用することには多少の無理が生じる。
前述したように、信号変換器６２として電圧制御発振器を用いることは一般的であるものの、この実施の形態では、信号変換器６２として、パラレル絶対値出力（パラレルのデジタル出力）を出力するＡ／Ｄ変換器を用いる。Ａ／Ｄ変換器の出力は、パラレル絶対値出力であるため、前述のデジタルパルス列出力に比べて、速度信号としての使用に適している。
【００３３】
また、制御系の性能が、電圧制御発振器自体の例えばリニアリティー及び発振周波数等の特性に依存するため、電圧制御発振器を用いる場合にはシステムの分解能や応答性にしばしば制約を与えることがあったが、Ａ／Ｄ変換器の分解能、変換精度、及び変換速度等の性能は、現時点において、この実施の形態の回転検出装置への適用に十分耐えうるものである。さらに、電圧制御発振器自体も容易に製造できるものでないため、Ａ／Ｄ変換器を用いることでコストを抑えることもできる。
然るに、電圧制御発振器を用いる場合と同様に、周波数変調信号ωｔ＝ωＲｔ＋φを求めるためには位相基準ωＲｔ分の周波数オフセットを考慮する必要があるものの、第２カウンタ６３においてデジタル的な簡単な考慮、すなわちＡ／Ｄ変換値にオフセット量を付加して数値積算を行えば、信号変換器６２としてＡ／Ｄ変換器を用いることができる。すなわち、この実施の形態では、前記第２カウンタ６３は、デジタル値の積分機能を有している。Ａ／Ｄ変換器の出力は、物理的には、速度の重み（次元）を有する信号と考えることができる。つまり、Ａ／Ｄ変換器の出力はデジタル速度出力ｄφ／ｄｔ（ドットφ）として利用することができる。信号変換器６２としてＡ／Ｄ変換器を用いることは、この実施の形態の回転検出装置に非常に有効である。
【００３４】
前記周波数変調信号ωｔ＝ωＲｔ＋φは、パラレルなデジタル信号であり、第２擬似正弦波発生部６４によって、８値（８レベル）／１６サンプリングを基本とする階段波状の擬似正弦波に変換されて、前記制御偏差演算部４に帰還される。すなわち、前記周波数変調信号ωｔ＝ωＲｔ＋φが前記制御偏差演算部４に帰還されることで、一連の負帰還制御ループが構成されている。
【００３５】
ここで、階段波状の擬似正弦波を使用するのは、アナログ乗算回路を簡潔に実現しコストダウンを図ることを目的としている。８値（８レベル）／１６サンプリングとした場合、高調波成分は理論上第１５次より高域に生ずるものであり、ループ補償器６１の特性を考慮した場合、擬似正弦波であっても何等システム性能に影響を及ぼすものではないと考えることができる。すなわち、例えば周波数変調信号の周波数が１０ｋＨｚの場合、高調波成分は１５０ｋＨｚ以上に生じることになるが、ループ補償器６１により限定される帯域は一般的には５ｋＨｚ以下となっており、何等影響を及ぼすものにはなっていない。
なお、実際のアナログ乗算は、階段波状の擬似正弦波を乗算に直接用いているのではなく、一方の信号のアンプゲインを階段的に切り替えることにより簡潔な正弦波乗算回路として実現されている。換言すると、簡潔な回路で合理的なアナログ信号処理を実現でき、モノリシックＩＣ化に際しチップ面積を小さく抑えることができ、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化（量産）を可能にできる。
【００３６】
この実施の形態の回転検出装置における最終出力は、アナログの前記入力角度θをデジタルに変換したデジタル角度出力φである。このデジタル角度出力φを得るには、前記減算部７により、前記周波数変調信号ωＲｔ＋φから位相基準ωＲｔを減算すればよい。
【００３７】
前述したように、この位相基準ωＲｔは、発振部５０で発振される基準クロックを元に第１カウンタ５１にて分周されており、一定の変化率を有する周期関数となっている。この位相基準ωＲｔは、第１擬似正弦波発生部５２にも入力されており、８値（８レベル）／１６サンプリングを基本とする階段波状の第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔに変換される。この第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔは、前記第５及び第６乗算器４４，４５に入力されて、アナログ演算に利用される。
【００３８】
なお、前記第１カウンタ５１、前記第２カウンタ６３、前記減算器、前記第１擬似正弦波発生部５２、前記第２擬似正弦波発生部６４、及び前記信号変換器６２を少なくとも含むデジタル回路として、前記発振部５０で生成される単一且つ同一の基準クロック５０ａによる同期化回路が用いられている。
【００３９】
従って、この実施の形態の回転検出装置は、励磁信号源２を回転信号処理手段３の負帰還制御ループから独立させて、励磁信号ｓｉｎωＥｔの励磁周波数ωＥｔを任意の固定周波数とするアナログ信号のデジタル変換方法が適用されている。
【００４０】
また、前記回転信号処理手段３は、前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωＥｔ−α）と第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔと第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとに基づいて前記制御偏差εを出力する制御偏差演算部４と、発振部５０、第１カウンタ５１、及び第１擬似正弦波発生部５２を有し、前記発振部５０が出力する基準クロック５０ａに基づいて位相基準ωＲｔと前記第１擬似正弦波信号ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔとを生成する位相基準生成手段５と、同期検波部６０、ループ補償器６１、信号変換器６２、第２カウンタ６３、及び第２擬似正弦波発生部６４を有し、前記制御偏差演算部４からの前記制御偏差εに基づいて周波数変調信号ωＲｔ＋φと前記第２擬似正弦波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔとを生成する負帰還制御系６と、前記周波数変調信号ωＲｔ＋φから前記位相基準ωＲｔを減算することで前記デジタル角度出力φを算出する減算部７とにより構成されている。
さらに、前記信号変換器６２は、パラレル絶対値出力を出力するＡ／Ｄ変換器により構成されており、前記第２カウンタ６３は、デジタル値の積分機能を有している。
さらにまた、前記第１カウンタ５１、前記第１擬似正弦波発生部５２、前記信号変換器６２、前記第２カウンタ６３、前記第２擬似正弦波発生部６４、及び前記減算部７を少なくとも含むデジタル回路として、前記基準クロック５０ａによって同期された同期化回路が用いられている。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の実施の形態１による回転検出装置を示すブロック図である。
【図２】図１の制御偏差演算部をより詳細に示したブロック図である。
【符号の説明】
【００４２】
１  回転検出器
２  励磁信号源
３  回転信号処理手段
４  制御偏差演算部
５  位相基準生成手段
６  負帰還制御系
７  減算部
５０  発振部
５０ａ  基準クロック
５１  第１カウンタ
５２  第１擬似正弦波発生部
６０  同期検波部
６１  ループ補償器
６２  信号変換器
６３  第２カウンタ
６４  第２擬似正弦波発生部
【図１】
0005181123.tif 000002
【図２】
0005181123.tif 000003