(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、１次，２次および３次巻線を有する絶縁トランスと、スイッチ素子とを備え、前記スイッチ素子をオン・オフさせることで、前記絶縁トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記直流出力に接続される電圧安定化手段と、前記絶縁トランスの３次巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を制御電圧として前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御手段とを設け、この制御手段は、出力電圧を一定にするフィードバック信号とキャリア信号とを大小比較して、前記スイッチ素子のオン時間を制御する第１制御手段と、前記制御電圧を制御する第２制御手段と、前記直流出力の負荷状態に応じて前記第１制御手段と前記第２制御手段のいずれかを選択する動作モード切替手段とからなり、さらに、前記第２制御手段には前記制御電圧を第1のしきい値と第２のしきい値と比較する少なくとも１つの比較手段を設け、制御電圧が第1のしきい値より低下したときに、前記スイッチ素子をオン・オフ制御するスイッチング許可信号を出力し、制御電圧が第２のしきい値より上昇したときにスイッチ素子をオフさせるスイッチング不許可信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
直流電源と、１次，２次および３次巻線を有する絶縁トランスと、スイッチ素子とを備え、このスイッチ素子を２つ直列に接続して前記直流電源と並列に接続し、これら２つのスイッチ素子を交互にオン・オフさせることで、前記絶縁トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記直流出力に接続される電圧安定化手段と、前記絶縁トランスの３次巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を制御電圧として前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御手段とを設け、この制御手段は、出力電圧を一定にするフィードバック信号とキャリア信号とを大小比較して、前記スイッチ素子のオン時間を制御する第１制御手段と、前記制御電圧を制御する第２制御手段と、前記直流出力の負荷状態に応じて前記第１制御手段と前記第２制御手段のいずれかを選択する動作モード切替手段とからなり、さらに、前記第２制御手段には前記制御電圧を第1のしきい値と第２のしきい値と比較する少なくとも１つの比較手段を設け、制御電圧が第1のしきい値より低下したときに、前記スイッチ素子をオン・オフ制御するスイッチング許可信号を出力し、制御電圧が第２のしきい値より上昇したときにスイッチ素子をオフさせるスイッチング不許可信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第1のしきい値を、前記制御手段の最小動作電圧よりも高く設定することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御手段は、制御電源電圧を上昇させる充電手段を備え、この充電手段は所定の充電停止電圧と再充電開始電圧の各検出信号により充電期間が制御され、前記第1のしきい値を、前記再充電開始電圧よりも高く設定することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第２のしきい値を、前記直流出力が出力電圧設定電圧よりも低くなるように設定することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第２制御手段はコンデンサと、このコンデンサを前記スイッチング許可信号が出力されたタイミングで定電流充電し、前記スイッチング許可信号が出力されたタイミングで定電流放電する充放電手段とを備え、前記コンデンサの電圧値を前記スイッチ素子のオン幅指令値とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記第２制御手段のコンデンサの電圧値に応じ、前記第１制御手段に設定されているキャリア信号の傾きを変化させることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第２制御手段のコンデンサを満充電状態に維持することで、前記第１制御手段の動作を優先的に動作させることを特徴とする請求項６または７に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電源から絶縁された直流出力を得るスイッチング電源装置、特に待機時の消費電力を低減することが可能なスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球温暖化対策として電気機器の低消費電力化が進められている。特に、電気機器が使用されていないときに消費される電力を低減するために、必要最小限の電力のみを装置に供給する待機モードを備えたスイッチング電源装置に関する発明が盛んに提案されている（特許文献1,2参照）。
図10に特許文献1,2に記載されたものと同様の構成を有する、スイッチング電源装置の例を示す。その動作について、図11を参照して説明する。
【０００３】
待機モードでは直流出力電圧のフィードバック信号VFBと、予め設定されたしきい値Vth(H) とVth(L)との大小をコンパレータ6hにより比較し、フィードバック信号VFBのレベルがしきい値Vth(L)を下回る期間に、スイッチ素子のオン・オフを停止させ、フィードバック信号VFBのレベルがしきい値Vth(H) を上回る期間に、スイッチ素子をオン・オフさせるように、ロジック回路6aに信号VCMPを伝送する。この結果、スイッチ素子2のゲート電圧VGSを間欠的に発生させることにより、単位時間当たりのスイッチング回数を低減して消費電力を低減する、いわゆるバースト発振制御をしている。
【０００４】
図10図の回路では、制御回路6の電源は絶縁トランス3に設けた補助巻線3bに発生する電圧を整流平滑することで得ているが、スイッチ素子のオン・オフが停止されている期間には制御回路6への電源の供給がなくなるため、制御回路6の消費電力により制御回路6の電源電圧VCCが低下する。この間に直流出力電圧が設定電圧を下回り、フィードバック電圧VFBがしきい値Vth(H) を上回れば、スイッチ素子がオン・オフを再開するので、直流出力電圧が上昇するとともに、制御回路の電源電圧VCCも上昇してバースト発振動作を継続する。
【０００５】
図12は、特許文献3に記載されたものと同様の構成の、スイッチング電源装置の別の例である。
図12の回路では、待機モードにおいては制御信号cont1によってスイッチ17をオフして、マイコン15の電源を絶縁トランスの２次巻線3cからの電源に切り替えることで、フォトダイオード8aへは電流が供給されなくなり、フォトトランジスタ8bがオフする。その結果、絶縁トランスの補助巻線3bから制御回路6への電源供給が停止されるので、制御回路6の電源はスタート回路6gから供給される。
【０００６】
このとき、制御回路6の電源に接続されたコンデンサ5が充電され、タイマー回路6dは、電源電圧VCCが所定の電圧まで上昇すると、再びスタート回路6gからの電源供給を停止する。すると、コンデンサ5は制御回路6の消費電力により電圧が低下する。タイマー回路6dは、電源電圧VCCが所定の電圧まで低下すると、再びスタート回路6gからの電源供給を開始させる。このような動作により、制御回路の電源電圧VCCは所定の電圧振幅で上昇・下降し三角波状になる。そして、タイマー回路6dは、この三角波の周期を計数して、例えば２周期ごとにロジック回路6aを制御して、PWM回路6bの出力をスイッチ素子2に印加する。なお、スイッチ素子2を制御する周期はコンデンサ5の放電期間、すなわち、三角波の下降期間とすることでバースト発振動作を継続する。
【０００７】
【特許文献１】特開2002-136125号公報
【特許文献２】特開2004-088959号公報
【特許文献３】特開2000-270546号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図10では、直流出力の出力電力が制御回路の消費電力を下回るような条件、例えば無負荷などでは、フィードバック信号VFBのレベルがしきい値Vth(H) を下回る期間に制御電源の電圧が低下して、制御回路の最低動作電圧Vuvを下回わらないように静電容量の大きな平滑コンデンサを接続する。静電容量が大きいコンデンサは大型となり、スイッチング電源の小型化の妨げになるだけでなく、コストの増加にもつながる。
【０００９】
また、図12の回路では、スタート回路の消費電力は、直流電源1の電圧と制御電源電圧VCCとの差電圧とスタート回路に流れる電流との積であり、待機時消費電力の増加を招く。また、マイコン15に供給する電源をスイッチ17で切り替えると、切替の瞬間に電圧変動が発生し、マイコンに誤動作などが発生するという問題もある。さらに、スイッチ素子2がスイッチング開始する際には、コンデンサCSの電圧を徐々に上昇させて、スイッチ素子2のパルス幅が徐々に広がるソフトスタート動作となり、絶縁トランス3に流れる電流の急激な変化を抑制して絶縁トランス3から発生する可聴音を低減させている。しかし、スイッチ素子2が発振停止する際には、絶縁トランス3に電流が流れている状態から急激に電流が流れなくなるため、可聴音の低減効果が低くなるという問題もある。
【００１０】
従って、この発明の課題は、制御回路に接続する平滑コンデンサの静電容量増加を抑制して、小型で低コストな平滑コンデンサの使用を可能にし、消費電力を低減するとともにトランスから発生する可聴音を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源と、１次，２次および３次巻線を有する絶縁トランスと、スイッチ素子とを備え、前記スイッチ素子をオン・オフさせることで、前記絶縁トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記直流出力に接続される電圧安定化手段と、前記絶縁トランスの３次巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を制御電圧として前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御手段とを設け、この制御手段は、出力電圧を一定にするフィードバック信号とキャリア信号とを大小比較して、前記スイッチ素子のオン時間を制御する第１制御手段と、前記制御電圧を制御する第２制御手段と、前記直流出力の負荷状態に応じて前記第１制御手段と前記第２制御手段のいずれかを選択する動作モード切替手段とからなり、さらに、前記第２制御手段には前記制御電圧を第1のしきい値と第２のしきい値と比較する少なくとも１つの比較手段を設け、制御電圧が第1のしきい値より低下したときに、前記スイッチ素子をオン・オフ制御するスイッチング許可信号を出力し、制御電圧が第２のしきい値より上昇したときにスイッチ素子をオフさせるスイッチング不許可信号を出力することを特徴とする。
【００１２】
請求項２の発明では、直流電源と、１次，２次および３次巻線を有する絶縁トランスと、スイッチ素子とを備え、このスイッチ素子を２つ直列に接続して前記直流電源と並列に接続し、これら２つのスイッチ素子を交互にオン・オフさせることで、前記絶縁トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記直流出力に接続される電圧安定化手段と、前記絶縁トランスの３次巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を制御電圧として前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御手段とを設け、この制御手段は、出力電圧を一定にするフィードバック信号とキャリア信号とを大小比較して、前記スイッチ素子のオン時間を制御する第１制御手段と、前記制御電圧を制御する第２制御手段と、前記直流出力の負荷状態に応じて前記第１制御手段と前記第２制御手段のいずれかを選択する動作モード切替手段とからなり、さらに、前記第２制御手段には前記制御電圧を第1のしきい値と第２のしきい値と比較する少なくとも１つの比較手段を設け、制御電圧が第1のしきい値より低下したときに、前記スイッチ素子をオン・オフ制御するスイッチング許可信号を出力し、制御電圧が第２のしきい値より上昇したときにスイッチ素子をオフさせるスイッチング不許可信号を出力することを特徴とする。
【００１３】
上記請求項１または２の発明においては、前記第1のしきい値を、前記制御手段の最小動作電圧よりも高く設定することができ（請求項３の発明）、または、前記制御手段は、制御電源電圧を上昇させる充電手段を備え、この充電手段は所定の充電停止電圧と再充電開始電圧の各検出信号により充電期間が制御され、前記第1のしきい値を、前記再充電開始電圧よりも高く設定することができる（請求項４の発明）。また、請求項１〜４のいずれか発明においては、前記第２のしきい値を、前記直流出力が出力電圧設定電圧よりも低くなるように設定することができる（請求項５の発明）。
【００１４】
請求項１〜５のいずれかの発明においては、前記第２制御手段はコンデンサと、このコンデンサを前記スイッチング許可信号が出力されたタイミングで定電流充電し、前記スイッチング許可信号が出力されたタイミングで定電流放電する充放電手段とを備え、前記コンデンサの電圧値を前記スイッチ素子のオン幅指令値とすることができ（請求項６の発明）、この請求項６の発明においては、前記第２制御手段のコンデンサの電圧値に応じ、前記第１制御手段に設定されているキャリア信号の傾きを変化させることができ（請求項７の発明）、これら請求項６または７の発明においては、前記第２制御手段のコンデンサを満充電状態に維持することで、前記第１制御手段の動作を優先的に動作させることができる（請求項８の発明）。
【発明の効果】
【００１５】
（１）請求項１，２の発明によれば、マイコンに安定した電力を供給しながら、待機時の消費電力を低減することができる。
（２）請求項３〜５の発明によれば、制御電源が最低動作電圧を下回ることなく、  待機時の消費電力を低減することができる。
（３）請求項６または７の発明によれば、バースト発振特有の絶縁トランスから発生する可聴音を低減でき、請求項７の発明によれば、制御回路を簡素化できる。
（４）請求項８の発明によれば、マイコンへの電力供給がさらに安定化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図1に、請求項1に基づくこの発明の実施形態を表わすスイッチング電源装置の回路構成を示す。図示のように、マイコン15からの切替信号cont1を制御回路6に導入した点、およびマイコン15の入力電圧を安定化するための電圧安定化手段16を設けた点が特徴で、その他は図10,図12と同様である。なお、電圧安定化手段16としては、例えばチョッパ制御電源やシリーズレギュレータ電源等の周知のものを利用できるので、その詳細は省略する。
なお、マイコン15からの切替信号cont1についても、トランスの1次側との間では、フォトカプラなどによって絶縁されている。以下の各実施形態においても同様である。
【００１７】
図2は制御回路の具体例を示す回路図で、概略は、抵抗600a，コンパレータ600bおよびキャリア信号発生手段600cからなる第１の制御手段600、コンパレータ601a,601bおよびフリップフロップ601cからなる第２の制御手段601、およびアンドゲート602aおよびオアゲート602bからなる切替手段602より構成される。なお、6aはロジック回路、6gはスタート回路を示す。
さらに詳しく説明する。第１制御手段600は、出力電圧を一定に制御するためのフィードバック信号VFBと、キャリア発生手段6cから出力されるキャリア信号との大小比較をして、スイッチ素子２のオン時間を制御する。第２制御手段601は制御電源電圧VCCを制御し、切替手段602は負荷の状態に応じて上記第１制御手段，第２制御手段のいずれかを選択する。
【００１８】
図3は出力電圧調整回路9の具体例を示す回路図で、抵抗9a〜9e、コンデンサ9fおよびシャントレギュレータ9g等より構成される。なお、8aはフォトダイオードである。
シャントレギュレータ9gは、内蔵された基準電圧（例えば２．５Ｖ：図示なし）と出力電圧を抵抗9a,9bで分圧した電圧との誤差を増幅し、フォトダイオード8aに流す電流を調節する。抵抗9cはフォトダイオード8aの電流制限抵抗、抵抗9dはシャントレギュレータ9gに必要最小限の電流を流す値に設定される。また、抵抗9eと9fは帰還定数を設定する。
【００１９】
すなわち、出力電圧がシャントレギュレータの基準電圧と抵抗9a,9bの分圧比で決まる所定の電圧より低下した場合は、フォトダイオード8aに流す電流を減少させる。その結果、図２の基準電圧Vref1に接続された抵抗600aから供給されるフォトトランジスタ8bに流れる電流が減少して、フィードバック電圧VFBが上昇する。出力電圧がシャントレギュレータの基準電圧と抵抗9a,9bの分圧比で決まる所定の電圧より上昇した場合は、フォトダイオード8aに流す電流を増加させる。その結果、抵抗600aから供給されるフォトトランジスタの8bに流れる電流が増加して、フィードバック電圧VFBが低下する。これらの一連の動作により、出力電圧が一定に制御される。
【００２０】
図4は図1の動作を説明する波形図である。以下、図1の動作について図2〜4を参照して説明する。なお、負荷14に電力を供給する通常モードでは、マイコン15より出力される切替信号cont1はHレベル、負荷14に電力を供給しない待機モードでは切替信号cont1はLレベルである。
まず、待機モードではcont1はLレベルであり、制御回路6に入力されるVSTBはLレベルとなっている。この状態において、ゲートパルスVGSが出力されている期間は制御電源電圧VCCが上昇し、VCCがVCHを上回ると、第2の制御手段601のスイッチング許可信号VENがLレベルとなる（図4参照）。その結果、動作モード切替手段602の出力がLレベルとなり、ゲートパルスVGSが出力されなくなる。
【００２１】
VCCは制御回路6の消費電力により徐々に下降し、その電圧値がVCLを下回ると、VENがHレベルとなる。その結果、動作モード切替手段602の出力は、第１の制御手段600によって、フィードバック信号VFBとキャリア発生手段6cの出力との大小関係で決まる信号が、ロジック回路6aに入力されるので、ゲートパルスVGSが出力されVCCは再び上昇する。つまり、VCCはVCHとVCLの間を行き来し、VCCの上昇期間でゲートパルスVGSが出力され、VCCの下降期間でゲートパルスVGSが発生しなくなるバースト発振動作となって、回路の損失が低減される（図4参照）。
【００２２】
次に、通常モードでは、cont1はHレベルであり、制御回路6に入力されるVSTBはH レベルとなっている。ORゲート602bの出力は、スイッチング許可信号VENのレベルに関わらずHレベルとなるので、第１の制御手段600からの出力信号（キャリア信号）がロジック回路6aに入力され、通常のPWM制御となる。
なお、通常モードと待機モードの切り替え時には出力電圧V1は変動するが、マイコン15の入力電圧は電圧安定化手段16によって安定化されているので、誤動作などの問題を回避することができる。
【００２３】
ここで、第2制御手段601のしきい値VCLの値を、制御回路6の最低動作電圧Vuvより高く設定することで、VCCが下降して制御回路6が停止する前にゲートパルスVGSを出力することができる。つまり、制御回路6が停止する前にVCCが再度上昇するため、VCCに接続する平滑コンデンサ5の容量は小さくても良く、小型のコンデンサを使用できる。
また、第2制御手段601のしきい値VCLの値を、スタート回路6gの再充電開始電圧より高く設定することで、VCCが下降してスタート回路が動作する前にゲートパルスVGSを出力することができる。つまり、制御回路6が停止する前にVCCが再度上昇するため、スタート回路が動作することに伴う損失が発生せず、待機時の消費電力を低減することができる。
【００２４】
さらに、第2の制御手段601のしきい値VCHの設定値を、直流出力電圧V1が出力電圧設定値になる前に、ゲートパルスVGSが出力されなくなるように設定する。
通常モードにおいては、図3の出力電圧調整回路9は、直流出力電圧V1が出力電圧設定値より下回ると、フォトダイオード8ａに流す電流を低下させる。その結果、第1制御手段の抵抗600aを介してフォトトランジスタ8bに流れる電流が低下し、フィードバック電圧VFBが上昇してゲートパルスVGSのパルス幅が増加し、直流出力電圧V1を上昇させる。
【００２５】
一方、直流出力電圧V1が出力電圧設定値より上回ると、フォトダイオード8aに流す電流を増加させ、フォトトランジスタ8bに流れる電流が増加する。そのため、フィードバック電圧VFBが下降し、ゲートパルスVGSのパルス幅が減少して直流出力電圧V1を低下させる。このような動作により、直流出力電圧V1を一定に制御している。
待機モードにおいては、出力電圧設定値になる前にゲートパルスVGSが出力されなくなり、フォトダイオード8aには殆ど電流が流れなくなるため、出力電圧調整回路9の抵抗9cでの損失が僅かとなり、待機時消費電力を低減することが可能となる。
【００２６】
図5に、制御回路の別の具体例を示す。図2との相違点は、第2制御手段601にコンデンサCSE，コンデンサCSEの充放電手段601dおよびコンパレータ601eを付加した点である。これにより、コンデンサCSEの電圧値とキャリア信号発生手段6cの出力信号との大小関係を、コンパレータ601eにて比較した結果を、待機モードにおけるゲートパルスVGSのパルス幅として出力するようにしている。
すなわち、スイッチング許可信号VENがHレベルになったタイミングで、コンデンサCSEを基準電圧Vref1に接続された充放電手段601dにより定電流充電することで、スイッチング開始時にゲートパルスVGSのパルス幅を徐々に増加させる。この動作は、図12のソフトスタート動作と同様であり、トランスに流れる励磁電流の変化率を抑制して、トランスから発生する可聴周波数帯域の騒音を低減している。
【００２７】
図12との相違点は、上記ソフトスタート動作に加え、スイッチング許可信号VENがLレベルになったタイミングでコンデンサCSEを定電流放電することで、ゲートパルスVGSのパルス幅が徐々に減少する点である。そして、コンデンサCSEの電圧がほぼ零になった時点で、ゲートパルスが発生しなくなるソフトエンド動作を行なう。スイッチングを停止させる際にもトランスに流れる励磁電流変化率を抑制することで、さらにトランスから発生する可聴周波数帯域の騒音が低減可能となる。このことにより、トランスをワニスなどで含侵しなくても可聴周波数帯域の騒音を小さくでき、トランスのコストダウンに繋がるという効果がもたらされる。
【００２８】
図6に、制御回路のさらに別の具体例を示す。図5との相違点は、コンデンサCSEの電圧レベル(VCSE)に応じてキャリア信号の傾きを変化させる点である。
図7は、キャリア信号の傾きを一定にした場合（図7（a））と、変化させる場合（図7（b））の、ゲートパルスVGSのパルス幅の相違を説明する波形図である。図７（ｂ）に示す例では、コンデンサ電圧VCSEが上昇するにつれて、キャリア信号が所定の振幅まで上昇する傾きを徐々に小さくしている。
つまり、コンデンサ電圧VCSEが上昇するにつれてキャリア信号の傾きを小さくすると、スイッチングを開始してからのゲートパルス幅が、キャリア信号の傾きを一定にした場合に比べて短く(狭く)なる。その結果、トランスから発生する可聴周波数帯域の騒音をさらに低減でき、殆ど聞こえないレベルにすることができる。
【００２９】
図8に制御回路の他の具体例を示す。これは、図5や図6に示すものに対し、スイッチ回路604を付加した点が特徴である。
スイッチ回路604の一端は充放電手段601dならびに抵抗600aに接続する基準電圧Vref1に接続する。
図8において、通常モードではVSTBがHレベルとなり、スイッチ回路604をオンしてコンデンサCSEをVref1まで満充電状態にする。一方、待機モードではVSTBがL レベルとなり、スイッチ回路604をオフしてコンデンサCSEをスイッチング許可信号VENに基いて充放電する。
【００３０】
コンパレータ600bをここでは3入力タイプとしており、コンデンサCSEの電圧とフィードバック電圧VFBとのいずれか低い方の値を、キャリア信号と大小比較する。通常モードでは、スイッチ回路604をオンさせることによりコンデンサCSEがVref1の値まで充電状態となっているため、その電圧はフィードバック電圧VFBよりも高くなっている。そのため、３入力タイプのコンパレータ600bでは、VFBとキャリア信号の比較による通常のPWM動作となる。また、待機モードでは、直流出力電圧V1が出力電圧設定値に達しないように設定することからフォトダイオード8aには電流が流れず、フィードバック電圧VFBはVref1となっている。一方コンデンサCSEの電圧は、VCCの値としきい値であるVCLならびにVCHとの比較結果に基づいて充放電手段601dにより充放電動作を行なった電圧となっているため、フィードバック電圧VFBよりも低くなっている。したがって、上述のようなソフトスタート動作とソフトエンド動作となる。すなわち、通常モードと待機モードで別々のコンパレータが不要となり、動作モード切替回路602も簡略化できるため、制御回路のコストダウンに繋がる。
【００３１】
図9はこの発明の別の実施の形態を示す構成図である。
この回路は、直流電源1と並列にスイッチ素子2ａと2bの直列回路を接続した点が特徴で、スイッチ素子2ａと2bを交互にオン・オフさせることで、コンデンサ21と絶縁トランス3の励磁インダクタンスまたはリーケージインダクタンスとで直列共振動作をさせ、トランス2次側に共振エネルギーを供給するタイプのもの（共振型電源）である。なお、スイッチ素子2bを絶縁トランス3の補助巻線3dにより駆動する例を示しているが、高耐圧IC（IC：集積回路）やパルストランスで駆動することも可能である。
【００３２】
図9のような共振型電源では、絶縁トランス3を介して整流平滑される電圧、例えば直流出力電圧V1や制御回路の電源電圧VCCは、各負荷状態に関わらず巻線3b，3cとの巻数比にほぼ比例した電圧となる。従って、直流出力電圧V1が異常に低下して電圧安定化手段16の最低動作電圧を下回るようなおそれはなく、これによりマイコン15に安定な電力供給が可能となる。つまり、このような共振型電源に対しても上記のような制御回路6を適用することで、上記と全く同様の動作が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】この発明の実施形態を示す回路構造図
【図２】図１の制御回路の具体例を示す回路図
【図３】図１の出力電圧調整回路の具体例を示す回路図
【図４】図１の制御回路の動作波形図
【図５】制御回路の別の具体例を示す回路図
【図６】制御回路のさらに別の具体例を示す回路図
【図７】図６の動作を説明する波形図
【図８】制御回路の他の具体例を示す回路図
【図９】この発明の他の実施形態を示す回路図
【図１０】第１の従来例を示す回路構成図
【図１１】図１０の動作説明図
【図１２】第２の従来例を示す回路構成図
【符号の説明】
【００３４】
１…直流電源、３…絶縁トランス、４，１０，１２…ダイオード、５，９ｆ，１１，２１…コンデンサ、６…制御回路、６００…第１の制御手段、６００a，9a， 9b，9c，9d，9e…抵抗、６０１…第２の制御手段、６０１a，６０１b…コンパレータ、６０１c…フリップフロップ回路、６０１d…充放電手段、６０２…動作モ−ド切替手段、６０２ａ，６０２d，６０２e…アンドゲート、６０２ｂ，６０２ｃ…オアゲート、６０４…スイッチ回路、６a…ロジック回路、６b…ＰＷＭコンパレータ、６c…キャリア信号発生回路、６d…タイマー回路、６e…誤差増幅手段、６f…ソフトスタート手段、６g…スタート回路、６h…電圧比較手段、８a…フォトダイオード、８b…フォトトランジスタ、９…電圧調整回路、９g…シャントレギュレータ、１４…負荷、１５…マイコン、１６…電圧安定化手段、２０…ゲート駆動手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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