(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象となる離散信号を入力し、連続する二つの離散信号の補間信号を生成する補間信号発生回路と、
前記離散信号及び前記補間信号発生回路で生成された補間信号を入力し、これらの離散信号及び補間信号を測定した結果を出力する測定回路と
を備え、
前記補間信号発生回路は、第一及び第二のＮ相クロック変換回路（Ｎは２以上の整数）を備え、
前記第一のＮ相クロック変換回路は、第一のクロック信号を入力し、連続する二つの第一のクロック信号間の位相差をｋ：Ｎ−ｋ（ｋは１からＮまでの全ての整数）で補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号を生成し、
前記第二のＮ相クロック変換回路は、第一のクロック信号と平均周期が等しい第二のクロック信号を入力し、連続する二つの第二のクロック信号間の位相差をｋ：Ｎ−ｋで補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号を生成し、
前記測定回路は、前記第一及び第二のＮ相クロック変換回路からそれぞれ第一番目から第Ｎ番目までの補間信号を入力し、同じ番号同士の補間信号の位相差を測定して出力することを特徴とする信号測定装置。
【請求項２】
前記測定回路の出力信号を入力し、この出力信号からノイズを除去して出力するデータ変換回路を更に備えることを特徴とする請求項１記載の信号測定装置。
【請求項３】
前記データ変換回路は、前記測定回路の出力信号から高周波数成分を除去して出力する低域透過フィルタを備えることを特徴とする請求項２記載の信号測定装置。
【請求項４】
前記データ変換回路は、前記測定回路の出力信号にΔΣ変調を施して出力するΔΣ変調回路を備えることを特徴とする請求項２記載の信号測定装置。
【請求項５】
前記データ変換回路は、
前記測定回路の出力信号にΔΣ変調を施して出力するΔΣ変調回路と、
前記ΔΣ変調回路の出力信号を入力し、この出力信号から高周波数成分を除去して出力する低域透過フィルタと
を備えることを特徴とする請求項２記載の信号測定装置。
【請求項６】
前記測定回路は、第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の位相差測定回路を備え、
第ｋ番目の位相差測定回路は、前記第一及び第二のＮ相クロック変換回路からそれぞれ第ｋ番目の補間信号を入力し、これらの補間信号の位相差を測定して出力することを特徴とする請求項１記載の信号測定装置。
【請求項７】
半導体基板上に形成された集積回路からなることを特徴とする請求項１記載の信号測定装置。
【請求項８】
測定対象となる離散信号は、アナログ値又は前記測定回路が有する分解能よりも更に高い分解能のディジタル値であることを特徴とする請求項１記載の信号測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば集積回路内で位相差を測定する場合などに用いられる信号測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、集積回路の高速化及び複雑化に伴い、チップ内のノイズやそのばらつき、又はクロックの位相の時間変動（ジッタ）などの原因で、動作不良を起こしたり、動作帯域が低下したりするなどの問題が深刻化している。従来は、集積回路外部に信号を取り出し、その挙動を観測していた。しかし、集積回路の動作周波数は年々上昇しているものの、集積回路外部のボードやパッケージの動作周波数はその上昇速度に追いついていないため、集積回路内部の高速動作を集積回路外部で観測することが困難になってきている。そこで、チップ内部に測定回路を設け、内部動作を観測する技術の重要性が増している。【０００３】
チップ内部に設けられる従来の測定回路を図１７に示す。この測定回路１８０１は、サンプリングクロック１８０４で駆動されて周期Ｔごとに動作する。具体的には、被測定信号１８０２の値と参照信号１８０３の値（ｍ×Ｔｄ）とを比較し、被測定信号１８０２の値と参照信号１８０３の値との大小関係が逆転するｍを求めて、そのｍを出力１８０５とすることによって、被測定信号１８０２の値を（ｍ×Ｔｄ）であると推測する。ここで、ｍは整数であり、Ｔｄは参照値の間隔すなわち分解能である。【０００４】
この方法には、連続値である被測定信号１８０２をディジタル値ｍに変換するアナログ−ディジタル変換を用いているので、雑音に弱く測定が困難なアナログ信号を引き出す必要がないという利点がある。しかしながら、問題点としては、図１８に示すように、被測定信号の値１９０４，１９０５，１９０６（ｍ×Ｔｄ＋Δａ，（ｍ＋１）×Ｔｄ＋Δｂ，ｍ×Ｔｄ＋Δｃ）と測定結果（ｍ，ｍ＋１，ｍ）との間に、最大でＴｄに相当する誤差（量子化誤差）が生じることが挙げられる。【０００５】
測定対象としては連続信号と離散信号との二種類があり、それぞれの測定に異なる雑音対策が存在している。連続信号は、例えば電源線のノイズのような連続した値である。離散信号は、クロックのタイミングゆらぎ（ジッタ）などの周期Ｔで一度だけ発生する値である。【０００６】
連続信号の測定については、例えば図１９に示すように、周期Ｔで動作する測定回路２００２をＮ個並べ、そのそれぞれの動作タイミングを周期ＴのＮ相クロックＣＫ１〜ＣＫＮとするオーバーサンプリング測定技術がある。このとき、Ｎ個の測定回路２００２は時間Ｔ／Ｎごとに被測定信号２００１の値を検出できるため、サンプリング周波数は測定回路一つの場合に比べてＮ倍になる。【０００７】
図２０にオーバーサンプリングをした場合のサンプリングタイミングを示し、図２１にオーバーサンプリングをしない場合のサンプリングタイミングを示す。２１０１は被測定信号、２１０２〜２１０４，Ｄ１〜ＤＮはサンプリングタイミングを示している。
更に、図２０の測定結果を周波数スペクトルに変換したのが図２２であり、図２１の測定結果を周波数スペクトルに変換したのが図２３である。３０１，４０１は信号のスペクトル、３０２，４０２は雑音成分、３０４は低域透過フィルタのカットオフ特性、Ｆckは信号の動作周波数（１／Ｔ）を示している。【０００８】
上述したオーバーサンプリング処理を用いることにより、サンプリング定理から明らかなように、測定回路一個の場合に比べ、Ｎ倍の高周波成分まで測定可能となる。特に雑音成分は、オーバーサンプリング処理によって、高周波にまでその帯域を伸ばす代わりに、単位周波数あたりの強度が低減される。そのため、図２２に示すように、低域透過フィルタによって雑音成分３０２の高域を切り取ることにより、信号雑音比を向上させることができる。【０００９】
他の測定方法としては、図２４に示すように、周期Ｔ／Ｎで動作可能な測定回路２３０１と、周期Ｔ／Ｎのサンプリングクロック２３０３とがあれば、一つの測定回路２３０１で上記と同様の測定を実現できる。２３０２は被測定信号、２３０４は出力である。【００１０】
一方、離散信号の一例としては、図２５に示すような、基準信号２４０１に対して被測定信号２４０２の位相が最大でどれだけずれるかを示すクロックジッタＪがある。【００１１】
このクロックジッタを測定する方法は、例えば特開２０００−１１１５８７号公報（文献１）に開示されている。図２６に示すように、遅延値Ｔｓを有する複数の遅延素子２５０１に被測定信号ＳＩＧを通して被測定信号ＳＩＧの位相をＴｓずつずらしていき、これらの被測定信号ＳＩＧの位相と基準信号ＲＥＦの位相とをフリップフロップ２５０２，２５０３，２５０４…で比較する。基準信号ＲＥＦに対し、被測定信号ＳＩＧが時間Ｔjitずれている場合、フリップフロップ２５０２には位相差Ｔjitが、フリップフロップ２５０３には位相差Ｔjit−Ｔｓが、それぞれ入力される。フリップフロップ２５０２，２５０３，２５０４…は位相差が０以上の時は“１”を出力し、それ以外では“０”を出力する回路である。位相差Ｔjit−Ｎ×Ｔｓで０以下になるならば、第（Ｎ＋１）番目のフリップフロップで初めてフリップフロップの出力が“０”となる。この結果を観測することによってＮの値が求まる。このＮを出力することで、ＴjitはおよそＮ×Ｔｓであると測定できる。【００１２】
この方法では、図２７に示すように、基準信号ＲＥＦと被測定信号ＳＩＧとの位相差８０４，８０５，８０６（ｍ×Ｔｄ＋Δａ，（ｍ＋１）×Ｔｄ＋Δｂ，ｍ×Ｔｄ＋Δｃ）と測定結果（ｍ，ｍ＋１，ｍ）との間に、最大でＴｄに相当する誤差（量子化誤差）が生じる。この誤差成分が量子化雑音となり、信号雑音比の劣化の原因となる。【００１３】
また、この方法では、図２８に示すように、基準信号ＲＥＦ及び被測定信号ＳＩＧの一周期Ｔごとに一回測定して、位相差Δ１，Δ２，Δ３…を得ている。このジッタ値情報をスペクトル化すると図２９のようになり、サンプリング周波数Ｆck（ここでは被測定信号のクロック周波数１／Ｔに等しい）の半分Ｆck／２以下の周波数帯に信号成分１００１及び量子化雑音成分１００２が発生する（量子化雑音成分１００２は、周波数０〜Ｆck／２の帯域に一様に存在する）。この量子化雑音成分１００２を除去するために、点線３０４で示すカットオフ特性を有する低域透過フィルタを用いようとすると、信号成分１００１まで劣化させてしまう。このため、フィルタを用いることはできず、量子化雑音を低減することができなくない。【００１４】
また、連続信号とは異なり、離散信号では、被測定信号の間隔は周期Ｔ以下では存在しないため、周期Ｔより短い周期で被測定信号を測定するというオーバーサンプリング技術をそのまま適用することができない。したがって、誤差による雑音を低減するためには、量子化誤差Ｔｓが小さくなるような測定器を設計することが必要となる。【００１５】
しかしながら、一般的に測定器は、測定分解能が高く（Ｔｓが小さく）なるほど、動作が複雑になることに加え、より多くの出力が必要になる。また、測定器の動作速度には上限があるばかりでなく、出力信号を集積回路外に取り出すことのできる周波数帯域にも上限があるため、従来方法では高分解能を実現することが極めて困難であった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
このように、離散時間（間隔Ｔ）ごとに発生する信号値を測定をする場合、前述した従来の集積回路に用いられる測定方法では、量子化誤差の小さい高分解能測定は、動作が複雑になるとともに必要な出力量が増大することから困難となっている。【００１７】
そこで、本発明の目的は、離散時間（間隔Ｔ）ごとに発生する信号値測定において、オーバーサンプリング測定を可能にし、信号雑音比を改善する信号測定装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明に係る信号測定装置は、測定対象となる離散信号を入力し、連続する二つの離散信号の補間信号を生成する補間信号発生回路と、離散信号及び補間信号発生回路で生成された補間信号を入力し、これらの離散信号及び補間信号を測定した結果を出力する測定回路とを備え、前記補間信号発生回路は、第一及び第二のＮ相クロック変換回路（Ｎは２以上の整数）を備え、前記第一のＮ相クロック変換回路は、第一のクロック信号を入力し、連続する二つの第一のクロック信号間の位相差をｋ：Ｎ−ｋ（ｋは１からＮまでの全ての整数）で補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号を生成し、前記第二のＮ相クロック変換回路は、第一のクロック信号と平均周期が等しい第二のクロック信号を入力し、連続する二つの第二のクロック信号間の位相差をｋ：Ｎ−ｋで補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号を生成し、前記測定回路は、前記第一及び第二のＮ相クロック変換回路からそれぞれ第一番目から第Ｎ番目までの補間信号を入力し、同じ番号同士の補間信号の位相差を測定して出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る信号測定装置によれば、補間信号発生回路によって生成された補間信号が測定対象となるので、実質的にオーバーサンプリング測定を実現できる。したがって、信号雑音比を改善でき、測定精度を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、本発明の実施例１に係る信号測定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１における補間信号を時間軸に示した図である。
【図３】図３は、オーバーサンプリングを行った場合の周波数スペクトルを示す図である。
【図４】図４は、オーバーサンプリングを行わなかった場合の周波数スペクトルを示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施例２に係る信号測定装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、本発明の実施例３に係る信号測定装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、実施例３における周波数スペクトルを示した図である。
【図８】図８は、本発明の実施例４に係るジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は、Ｎ相クロック発生回路の一構成例を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、位相補間回路の一構成例を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、Ｎ相クロック発生回路から出力されるＮ相クロックのタイミングチャートである。
【図１２】図１２は、Ｎ相クロック変換回路によって生成されるＮ相クロック信号のタイミングチャートである。
【図１３】図１３は、Ｎ相クロック信号の位相差を時間軸に示した図である。
【図１４】図１４は、図８に示したジッタ測定装置の測定結果である周波数スペクトルを示す図である。
【図１５】図１５は、図８に示したジッタ測定装置の変形例を示すブロック図である。
【図１６】図１６は、図１５に示したジッタ測定装置の測定結果である周波数スペクトルを示す図である。
【図１７】図１７は、従来の測定回路を示したブロック図である。
【図１８】図１８は、従来の測定回路を用いた場合に発生する量子化雑音について示した図である。
【図１９】図１９は、従来の連続信号に対するオーバーサンプリングを実現するための回路の一構成例を示すブロック図である。
【図２０】図２０は、オーバーサンプリングを行ったときの信号を時間軸に示した図である。
【図２１】図２１は、オーバーサンプリングを行わなかったときの信号を時間軸に示した図である。
【図２２】図２２は、オーバーサンプリングを行った場合の周波数スペクトルを示す図である。
【図２３】図２３は、オーバーサンプリングを行わなかった場合の周波数スペクトルを示す図である。
【図２４】図２４は、従来の連続信号に対するオーバーサンプリングを実現するための回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図２５】図２５は、ジッタの定義を示すためのタイミング図である。
【図２６】図２６は、ジッタ測定回路の構成を示すブロック図である。
【図２７】図２７は、従来の位相差測定回路を用いた場合に発生する量子化雑音について示した図である。
【図２８】図２８は、位相差を時間軸に示した図である。
【図２９】図２９は、位相差を周波数スペクトルに変換した図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。
（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る信号測定装置の構成を示すブロック図である。図１に示す信号測定装置は、補間信号発生回路１０１と、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の測定回路１０２とを備える。【００２２】
補間信号発生回路１０１は、周期（離散時間）Ｔごとに一回発生する被測定信号（離散信号）ＳＩＧについて、第ｉ番目の信号値をＡ（ｉ）としたとき、連続する二つの信号Ａ（ｉ），Ａ（ｉ＋１）を等間隔で補間した補間信号ＳＩＧ1，ＳＩＧ2，ＳＩＧ3，…，ＳＩＧNを生成する。第ｋ番目（ｋは１からＮまでの整数）の補間信号ＳＩＧkは、連続する二つの信号Ａ（ｉ），Ａ（ｉ＋１）を直線的に補間した、式（１）で表される中間値を有する。
Ａi＋｛（Ａi+1−Ａi）／Ｎ｝×（ｋ−１）  （１）
この式（１）からも分かるように、第１番目の補間信号ＳＩＧ1は、他の補間信号ＳＩＧ2〜ＳＩＧNの元となる被測定信号ＳＩＧそのものである。なお、連続する二つの信号Ａ（ｉ），Ａ（ｉ＋１）を直線的ではなく、所定の関数にしたがって補間した補間信号を生成してもよい。第ｋ番目の補間信号ＳＩＧkは第ｋ番目の測定回路に振り分けられる。【００２３】
測定回路１０２のそれぞれは、補間信号発生回路１０１で生成された補間信号ＳＩＧ1〜ＳＩＧNを測定して、その測定結果であるデータ列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，…，ＤＮを出力する。言い換えれば、測定回路１０２は、被測定信号ＳＩＧ及び補間信号ＳＩＧ2〜ＳＩＧNを測定して、その測定結果を出力する。測定回路１０２による「測定」には、被測定信号ＳＩＧ及び補間信号ＳＩＧ2〜ＳＩＧNをディジタル信号に量子化することも含まれる。【００２４】
本実施例では、離散時間Ｔごとに一回発生する信号の測定に対して、その補間信号を補間信号発生回路１０１を用いて生成することで、図２のように時間Ｔの間に複数の測定結果２０２，２０３，２０４が得られるため、サンプリング周波数をＮ／Ｔに向上させることができる（オーバーサンプリング）。【００２５】
図３に示すオーバーサンプリングをした場合の周波数スペクトルと図４に示すオーバーサンプリングしない場合の周波数スペクトルとを比較すると、信号のスペクトル３０１，４０１は同一である。ただし、信号帯域は０〜Ｆck／２であり、Ｆckは信号の動作周波数（１／Ｔ）である。【００２６】
オーバーサンプリングが無い場合は、雑音４０２の帯域が０からＦck／２までの分布である。これに対し、オーバーサンプリングが有る場合は、雑音３０２の帯域が０からＮ×Ｆck／２まで広がるとともに、単位周波数あたりの量子化雑音がオーバーサンプリングしない場合に比べて１／Ｎになる。したがって、信号の存在する帯域（０〜Ｆck／２）での信号雑音比はＮ倍改善されるという効果が得られる。【００２７】
（実施例２）
図５は、本発明の実施例２に係る信号測定装置の構成を示すブロック図である。図５に示す信号測定装置は、補間信号発生回路１０１と、Ｎ個の測定回路５０１と、低域透過フィルタ（データ変換回路）５０２とを備える。補間信号発生回路１０１は、図１における補間信号発生回路１０１と同一である。【００２８】
測定回路５０１のそれぞれは、周波数１／Ｔのｎ相クロックＣＫ１，ＣＫ２，…，ＣＫＮにしたがって周期Ｔで動作し、補間信号発生回路１０１で生成された補間信号ＳＩＧ1〜ＳＩＧNを測定して、その測定結果であるデータ列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，…，ＤＮを出力する。【００２９】
低域透過フィルタ５０２は、Ｎ個の測定回路５０１から出力されたデータ列Ｄ１〜ＤＮの値の高周波成分を遮断する。低域透過フィルタ５０２は、図３に点線３０４で示すカットオフ特性を有している。このため、オーバーサンプリングによって帯域が広がった雑音３０２のＦckを超える高周波成分を除去できる。その結果、信号成分を減衰させることなく雑音成分のみを除去し、信号雑音比を更に向上させることができる。【００３０】
（実施例３）
図６は、本発明の実施例３に係る信号測定装置の構成を示すブロック図である。図６に示す信号測定装置は、図１に示した信号測定装置の出力データ列Ｄ１〜ＤＮからノイズを除去して出力するデータ変換回路を付加したものである。このデータ変換回路は、ΔΣ変調器６０１及び低域透過フィルタ６０２からなる。ΔΣ変調器６０１は、出力データ列Ｄ１〜ＤＮにΔΣ変調を施す。ΔΣ変調が施されると、周波数スペクトルが図７に示すようになり、雑音７０２の周波数分布は高帯域領域に偏重する（ノイズシェーピング）。このため、低域透過フィルタ６０２によって高帯域雑音を除去することで、更に雑音成分を低減することができる。なお、低域透過フィルタ６０２を用いなくても、信号雑音比の改善効果は得られる。図７において、７０１は信号のスペクトルを示している。【００３１】
（実施例４）
次に、上述した本発明の実施例１を、クロックのタイミング揺らぎ（ジッタ）測定装置に適用した例について説明する。ジッタとは、図２５に示したように、被測定信号ＳＩＧの位相が基準信号ＲＥＦの位相に比べてどれだけ変動するかということである。図８は、本発明の実施例４に係るジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。このジッタ測定装置は、補間信号発生回路としての２個のＮ相クロック変換回路１５０３，１５０４と、Ｎ個の位相差測定装置１５０５とを備える。【００３２】
第一のＮ相クロック変換回路１５０３は、基準信号（第一のクロック信号）ＲＥＦを入力し、連続する二つの基準信号ＲＥＦの間の位相差をｋ：Ｎ−ｋ（ｋは１からＮまでの全ての整数）で補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号（Ｎ相クロック）ＲＥＦ1，ＲＥＦ2，ＲＥＦ3，…，ＲＥＦNを生成し、それぞれをＮ個の位相差測定装置１５０５に出力する。第二のＮ相クロック変換回路１５０４は、被測定信号（第二のクロック信号）ＳＩＧを入力し、連続する二つの被測定信号ＳＩＧの間の位相差をｋ：Ｎ−ｋ（ｋは１からＮまでの全ての整数）で補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号（Ｎ相クロック）ＳＩＧ1，ＳＩＧ2，ＳＩＧ3，…，ＳＩＧNを生成し、それぞれをＮ個の位相差測定装置１５０５に出力する。なお、基準信号と被測定信号とは平均周期が等しいものとする。【００３３】
Ｎ相クロック変換回路１５０３，１５０４は、例えば図９に示すように、入力を共通にしたＮ個の位相補間回路１２０１，１２０２，１２０３，…，１２０Ｎから構成することができる。【００３４】
位相補間回路１２０１〜１２０Ｎとして、特開２００３−８７１１３号公報（文献２）に開示されている構成例を図１０に示す。この位相補間回路は、定電流源２６０２と定電流源２６０３との電流比を（Ｎ−ｋ）：ｋに分割することにより、クロック信号１とクロック信号２との位相差をｋ：Ｎ−ｋで分割した位相を出力することができる。【００３５】
図９に示したＮ相クロック変換回路１５０３，１５０４は、図１０に示した位相補間回路をＮ個用いる。第一の位相補間回路１２０１は入力信号の第ｉ番目の立ち上がりクロックエッジ（時間Ｔ１）と第ｉ＋１番目の立ち上がりクロックエッジ（時間Ｔ２）との位相差を０：Ｎに分割させた位相、第二の位相補間回路１２０２は入力信号の第ｉ番目の立ち上がりクロックエッジと、第ｉ＋１番目の立ち上がりクロックエッジとの位相差を１：Ｎ−１に分割させた位相、というように出力する位相を変化させていく。【００３６】
入力信号の第ｉ番目の立ち上がりクロックエッジと第ｉ＋１番目の立ち上がりクロックエッジとの位相差を、（ｋ−１）：Ｎ−（ｋ−１）に分割する第ｋ番目の位相補間回路の出力タイミングｔkは式（２）で表される。
ｔk＝［｛Ｎ−（ｋ−１）｝／Ｎ］×Ｔ1＋｛（ｋ−１）／Ｎ｝×Ｔ2  （２）
具体的には、０：Ｎに分割する第一番目の位相補間回路１２０１の出力タイミングｔ1＝Ｔ1、１：Ｎ−１に分割する第二番目の位相補間回路１２０２の出力タイミングｔ2＝（Ｎ−１）／Ｎ×Ｔ1＋１／Ｎ×Ｔ2、２：Ｎ−２に分割する第三番目の位相補間回路１２０３の出力タイミングｔ3＝（Ｎ−２）／Ｎ×Ｔ1＋２／Ｎ×Ｔ2、Ｎ−１：１に分割する第Ｎ番目の位相補間回路１２０Ｎの出力タイミングｔN＝１／Ｎ×Ｔ1＋（Ｎ−１）／Ｎ×Ｔ2となる。
したがって、Ｎ個の位相補間回路１２０１〜１２０Ｎの出力信号（Ｎ本のクロック）は、図１１に示すように、互いに位相が（Ｔ２−Ｔ１）／Ｎ異なるＮ相クロックとなる（Ｔ２−Ｔ１＝Ｔ（クロック周期））。【００３７】
位相差測定回路１５０５のそれぞれは、第一及び第二のＮ相クロック変換回路１５０３，１５０４から同じ番号の補間信号を入力し、これら同じ番号同士の補間信号の位相差（時間差）を測定し、Ｎ本の出力データＤ１，Ｄ２，Ｄ３，…，ＤＮを得る。例えば、第ｋ番目の位相差測定回路１５０５は、第ｋ番目の補間信号ＲＥＦkと補間信号ＳＩＧkとの位相差を測定する。【００３８】
位相差測定回路１５０５は、図２６に示すように、遅延値Ｔｓを有する複数の遅延素子２５０１と、複数のフリップフロップ２５０２，２５０３，２５０４…とから構成することができる。複数の遅延素子２５０１に被測定信号ＳＩＧの補間信号ＳＩＧkを通して位相をＴｓずつずらしていき、これらの補間信号ＳＩＧkの位相と基準信号ＲＥＦの補間信号ＲＥＦkの位相とをフリップフロップ２５０２，２５０３，２５０４…で比較する。補間信号ＲＥＦkに対し、補間信号ＳＩＧkが時間Ｔjitずれている場合、フリップフロップ２５０２には位相差Ｔjitが、フリップフロップ２５０３には位相差Ｔjit−Ｔｓが、それぞれ入力される。フリップフロップ２５０２，２５０３，２５０４…は位相差が０以上の時は“１”を出力し、それ以外では“０”を出力する回路である。位相差Ｔjit−Ｎ×Ｔｓで０以下になるならば、第（Ｎ＋１）番目のフリップフロップで初めてフリップフロップの出力が“０”となる。この結果を観測することによってＮの値が求まる。このＮを出力することで、ＴjitはおよそＮ×Ｔｓであると測定できる。【００３９】
図１２に示すように、第一番目の基準信号ＲＥＦの立ち上がりクロックエッジと第一番目の被測定信号ＳＩＧの立ち上がりクロックエッジとの時間差をΔ１、第二の立ち上がりクロックエッジにおけるＲＥＦとＳＩＧの時間差をΔ２としたとき、これら二つのクロックの間で生成されるＮ個の補間信号ＲＥＦkとＳＩＧkの位相差（時間差）Δ１ｋは、式（３）のように表される。
Δ１ｋ＝［｛Ｎ−（ｋ−１）｝／Ｎ］×Δ１＋｛（ｋ−１）／Ｎ｝×Δ２  （３）
式（３）から、クロック１周期の間の補間位相Δ１１，Δ１２・・・Δ１Ｎは、Δ１とΔ２の間を線形補間した値になっていることがわかる。【００４０】
式（３）を時間とジッタ値との関係に書き直したものが図１３である。したがって、本実施例では、もともとは１周期ごとに一回しか発生しないジッタを線形補間し、ジッタを１周期あたりＮ回（＝Ｎ倍のオーバーサンプリング）測定したことになる。これをスペクトルに示すと、図１４のようになる。Ｎ倍オーバーサンプリングにより、サンプリング周波数はＮ×Ｆck（Ｆckは基準信号ＲＥＦの周波数（＝１／Ｔ））となる。オーバーサンプリングでは、量子化雑音１４０２のスペクトルは０〜Ｎ／２×Ｆckまで一様に広がり、単位周波数あたりの量子化雑音１４０２はオーバーサンプリングしない場合に比べて１／Ｎになる。したがって、スペクトルがＦck／２以下に存在する信号１４０１が透過し、高周波成分のみを遮断する特性を持つ低域透過フィルタによって、クロック信号成分を減衰させることなく量子化雑音のみを低減することが可能となる。【００４１】
更に、図１５に示すように、Ｎ個の位相差測定回路１５０５の出力側にΔΣ変調器１６０２を接続することにより、測定結果の周波数スペクトルは図１６に示すように、雑音成分１７０２がより高周波成分に偏重する。このため、ΔΣ変調器１６０２の出力側に接続された低域除去フィルタ１６０１で除去可能なノイズ量が増え、結果として、より良好な信号雑音比が得られる。【００４２】
なお、本発明が上記実施例に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において各実施例が適宜変更され得ることは言うまでもない。各実施例に係る測定装置は、半導体基板上に形成された集積回路から構成してもよい。【００４３】
以上説明したように、本発明に係る信号測定装置は、補間信号発生回路と測定回路とを備えている。補間信号発生回路は、測定対象となる離散信号を入力し、連続する二つの離散信号の補間信号を生成する。測定回路は、離散信号及び補間信号発生回路で生成された補間信号を入力し、これらの離散信号及び補間信号を測定した結果を出力する。補間信号発生回路によって生成された補間信号は測定対象となるので、実質的にオーバーサンプリング測定が可能となることにより、信号雑音比が改善される。【００４４】
補間信号発生回路は、連続する二つの離散信号を等間隔で補間した複数の補間信号を生成する信号補間回路であってもよい。信号補間回路には、例えば二相クッロクから多相クロックを生成する位相補間回路などがある。【００４５】
上述した信号測定装置は、測定回路の出力信号を入力し、この出力信号からノイズを除去して出力するデータ変換回路を更に備えていてもよい。データ変換回路には、測定回路の出力信号から高周波数成分を除去して出力する低域透過フィルタ、測定回路の出力信号にΔΣ変調を施して出力するΔΣ変調回路などがある。これらのデータ変換回路を用いることによって、更に信号雑音比が改善される。【００４６】
補間信号発生回路は、第一及び第二のＮ相クロック変換回路（Ｎは２以上の整数）を備え、第一のＮ相クロック変換回路は、第一のクロック信号を入力し、連続する二つの第一のクロック信号間の位相差をｋ：Ｎ−ｋ（ｋは１からＮまでの全ての整数）で補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号を生成し、第二のＮ相クロック変換回路は、第一のクロック信号と平均周期が等しい第二のクロック信号を入力し、連続する二つの第二のクロック信号間の位相差をｋ：Ｎ−ｋで補間した第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の補間信号を生成し、測定回路は、第一及び第二のＮ相クロック変換回路からそれぞれ第一番目から第Ｎ番目までの補間信号を入力し、同じ番号同士の補間信号の位相差を測定して出力するものであってもよい。特に、測定回路は、第一番目から第Ｎ番目までのＮ個の位相差測定回路を備え、第ｋ番目の位相差測定回路は、第一及び第二のＮ相クロック変換回路からそれぞれ第ｋ番目の補間信号を入力し、これらの補間信号の位相差を測定して出力するようにしてもよい。このような構成することにより、二つのクロック信号の位相差を高精度に測定できる。なお、第Ｎ番目の補間信号は、クロック信号間の位相差をＮ：０で補間した信号、すなわち最初に入力した離散信号そのものである。また、ｋを０からＮ−１までの全ての整数とすることは、ｋを１からＮまでの全ての整数とすることと同義である。【００４７】
また、上述した信号測定装置は、半導体基板上に形成された集積回路からものであってもよい。これは、上述した信号測定装置の一般的な実施例である。また、測定対象となる離散信号は、アナログ値又は測定回路が有する分解能よりも更に高い分解能のディジタル値であってもよい。更に、測定回路は、入力した離散信号及び補間信号をディジタル信号に量子化して出力するものであってもよい。【００４８】
また、本発明に係る信号測定装置は、以下のような集積回路として構成してもよい。【００４９】
第一の集積回路は、離散時間（間隔Ｔ）ごとに生成される離散信号を入力とし、その値を測定した結果を出力する測定回路であって、連続する二つの離散信号の値の補間値を生成する補間信号発生回路と、その補間値を入力とし、補間値を測定した結果を出力する一つ又は複数の測定回路と、その出力データ列を入力とし、測定回路外に出力するデータ列に変換するデータ変換回路で構成される。【００５０】
第二の集積回路は、第一の集積回路において、前記補間信号発生回路は、時間Ｔごとに入力された信号のうち、連続する第一の信号値と第二の信号の値から、それを等間隔に内分したｎ個の信号値に変換して出力する信号補間回路で構成される。【００５１】
第三の集積回路は、第一又は第二の集積回路において、前記データ変換回路は、入力信号の高周波数成分を除去した信号を出力する低域透過フィルタで構成される。【００５２】
第四の集積回路は、第一乃至第三のいずれかの集積回路において、前記データ変換回路は、入力されたデータ列を変調するΔΣ変調回路と、入力信号の高周波数成分を除去した信号を出力する低域透過フィルタとで構成される。【００５３】
第五の集積回路は、第一乃至第四のいずれかの集積回路において、平均周期がともにＴである第一のクロックのタイミングと第二のクロックのタイミングとの時間差を測定する時間差測定回路であって、第一のクロックを入力とし、連続する二つの信号の位相からその間の補間位相を発生させる第一の補間信号発生回路と、第二のクロックを入力とし、連続する二つの信号の位相からその間の補間位相を発生させる第二の補間信号発生回路、第一の補間信号発生回路の第ｋ番目（ｋは任意の整数）の出力信号と第二の補間信号発生回路の第ｋ番目の出力信号とを入力し、二つの入力信号の位相差を測定する測定回路と、測定回路の出力を入力とし、集積回路外部に出力可能なデータ列に変換するデータ変換回路で構成される。【００５４】
第六の集積回路は、第五の集積回路において、上記補間信号発生回路は、連続する二つのクロック信号の位相から、第一のクロック信号の位相と第二のクロック信号の位相との間のｎ個の補間位相を有するｎ相クロックを発生させるｎ相クロック発生器である。【００５５】
第七の集積回路は、第五又は第六の集積回路において、上記補間信号発生回路は、位相補間器を用いて、隣接する二つのクロックの位相Ａ１，Ａ２からｎ個の中間位相（Ａ１＋ｋ×（Ａ２−Ａ１）／ｎ：ｋは１からｎまでの整数）を生成する。【００５６】
入力信号（ＳＩＧ）が測定回路によって測定された結果である量子化ディジタル信号（Ｄ１）は、量子化雑音により信号雑音比が劣化されてしまう。そこで、ＳＩＧを測定回路に入れる前に、補完信号を生成し、それぞれに対して量子化ディジタル信号（Ｄ１〜ＤＮ）を生成すれば、信号雑音比を向上させることができる。なお、離散信号とは、時間的に離散した信号（周期Ｔごとにしか発生しない信号）であり、時間Ｔごとに発生した信号そのものを限定するものではない（任意の実数を取り得る）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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