(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源端子とアースとの間に挿入された電流制御手段と、
増幅手段と、
該増幅手段の入出力端子間に抵抗を介して接続された振動子および負荷容量と、
前記負荷容量の充放電電流を監視する充放電電流監視手段と、
前記充放電電流に連動した電流が流れるコイルと、
該コイルに発生した電気エネルギーを直流電圧に変換するための整流用ダイオード、平滑用容量、およびブリーダ抵抗とを有し、
前記充放電電流監視手段の入力端子は前記増幅手段の入力端子に接続され、前記充放電電流監視手段は、前記増幅手段を構成する少なくとも１つのトランジスタと同一導電型トランジスタからなり、
前記電源端子と前記充放電電流監視手段の出力端子は、前記コイルを介して接続され、前記コイルと前記充放電電流監視手段の出力端子との接続ノードと前記電源端子との間には前記ダイオードを介して前記平滑用容量と前記ブリーダ抵抗との並列回路が接続された構成であって、
前記平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力することにより発振回路本体の駆動電力を制御するようにしたことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力する際にローパスフィルタを介して行うようにしたことを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
前記充放電電流監視手段の入力端子を前記増幅手段の入力端子に接続するかわりに、前記増幅手段の出力を、波形整形手段を介して前記充放電電流監視手段の入力端子へ入力するようにしたことを特徴とする請求項１または２記載の発振回路。
【請求項４】
電源端子とアースとの間に挿入された電流制御手段と、増幅手段と、該増幅手段の入出力端子間に抵抗を介して接続された振動子および負荷容量と、前記負荷容量の充放電電流を監視する充放電電流監視手段と、前記充放電電流に連動した電流が流れるコイルと、該コイルに発生した電気エネルギーを直流電圧に変換するための整流用ダイオード、平滑用容量、およびブリーダ抵抗とを有し、前記充放電電流監視手段の入力端子は前記増幅手段の入力端子に接続され、前記充放電電流監視手段は、前記増幅手段を構成する少なくとも１つのトランジスタと同一導電型トランジスタからなり前記電源端子と前記充放電電流監視手段の出力端子は、前記コイルを介して接続され、前記コイルと前記充放電電流監視手段の出力端子との接続ノードと前記電源端子との間には前記ダイオードを介して前記平滑用容量と前記ブリーダ抵抗との並列回路が接続された発振回路の制御方法であって、
前記平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力することにより発振回路本体の駆動電力を制御することを特徴とする発振回路の制御方法。
【請求項５】
前記平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力する際にローパスフィルタを介して行うことで前記発振回路本体の駆動電力を制御することを特徴とする請求項４に記載の発振回路の制御方法。
【請求項６】
前記充放電電流監視手段の入力端子を前記増幅手段の入力端子に接続するかわりに、前記増幅手段の出力を、波形整形手段を介して前記充放電電流監視手段の入力端子へ入力することで前記発振回路本体の駆動電力を制御することを特徴とする請求項４または５記載の発振回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電子機器などに搭載される水晶発振回路では、電池の長寿命化などの観点から低消費電力であることが要求され、これまでに発振回路の動作状態に応じて駆動電力を変化させるなどの技術が提案されてきた。
【０００３】
第１従来例として特許文献１に開示された発振停止検出装置を図７に示す。また同装置で使用される周波数検定回路を図８に示し、同装置で使用される発振回路を図９に示す。第２従来例としての発振回路を図１０に示す。
【０００４】
図７に示した発振停止検出装置では発振回路５０１の出力（出力波形）１０４をシュミット回路１０７に入力し、そのシュミット回路１０７の出力１０５を周波数検定回路１０３に入力し、周波数検定回路１０３の出力１０６を発振回路５０１に入力することで、出力振幅が減衰して発振停止に至る直前の状態を検出している。
【０００５】
より詳細に説明すると、まず発振回路５０１の出力１０４をシュミット回路１０７に入力して矩形波の出力１０５に変換する。
次に図８に示す周波数検定回路において、矩形波１０５と、ディレイ素子３０４によって遅延された矩形波３０９とを排他的論理和３０３に入力して、発振回路出力１０４（図７参照）の２倍の周波数の矩形波３０８を得る。
この出力３０８はＮチャネルＭＯＳトランジスタ３０７をオンオフ制御し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３０７が周期的に導通、非導通状態を繰り返す場合にはドレイン電圧が低レベルになり、非導通状態が継続されている場合には高レベルになるように設定されているため、発振回路５０１（図７参照）の出力１０４の振幅が減衰し、シュミット回路１０７（図７参照）のシュミット幅に満たなくなると、信号１０６のレベルが上昇するようになっている。
【０００６】
また、図９に示す発振回路は、振動子２０６と、振動子２０６の両端子２０４、２０５に接続される抵抗２０３と、一端（図では左端）が端子２０５に接続された抵抗２０２と、入力端が端子２０４に接続され、出力端が抵抗２０２の他端（この場合右端）に接続された主たる発振インバータ２０１と、発振インバータ２０１に並列に接続された副発振インバータ６０１とを備え、先の発振停止検出装置の信号に応じて副発振インバータ６０１を駆動するようになっている。これら振動子２０６と、増幅回路１０１とで発振回路５０１（図７参照）が構成されている。
【０００７】
以上の構成により平均的な動作時における発振装置の消費電力を低く設計し、発振装置が停止直前の状態に至った場合には副発振インバータ６０１を稼動させることにより、実際の発振停止電圧を低下させることが可能となる。
【０００８】
第２従来例として特許文献２で開示されている発振回路を図１０に示す。
同図に示す発振回路は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４０と、振動子１４と、抵抗１７と、負荷容量１５、１６と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３からなる信号反転増幅器１と、信号反転増幅器１の駆動電圧Ｖｒｅｇを、発振出力に応じて制御する電力制御部回路６０とを備え、更に電力制御部回路６０は、電圧の異なる複数の電圧Ｖｒｅｇ１〜Ｖｒｅｇ４を出力する電源電圧発生回路６６と、発振出力に基づき信号反転増幅器１を駆動する電圧Ｖｒｅｇの最適値を判定する判定制御部６８と、判定結果に基づき電源電圧発生回路６６から信号反転増幅器１に供給する電圧を切り替え制御するマルチプレクサ８２とで構成されている。
電力制御部回路６０は、インバータ６２、６４、電源電圧発生回路６６と、マルチプレクサ８２とで構成されている。
判定制御部６８は、フリップフロップ７０、７２、８０と、一致検出回路７４と、ナンドゲート７５、７６、７７とで構成されている。
【０００９】
本回路の動作は以下のとおりである。
信号反転増幅器１の出力を閾値の異なる２つのインバータ６２、６４に入力し、発振出力の４周期毎に両インバータ６２、６４から出力されるパルスの数をカウントして比較する。このとき、インバータ６２の閾値ＶＧＬ１はＶｒｅｇ／２であるのに対して、インバータ６４の閾値ＶＧＬ２は予め定められた所定のロジックレベル（特許第３３７９４２２号公報ではＶｒｅｇ近辺）に設定されている。
【００１０】
したがって発振出力の振幅が略駆動電圧にまで達している場合は両インバータ６２、６４から出力されるパルス数は一致するが、発振が不安定で振幅が減衰傾向にある場合はインバータ６４の出力パルス数が少なくなる。この出力パルスを一致検出回路７４で検出し、インバータ６４の出力パルスが少ない場合はアップカウント信号をアップダウンカウンタ８０に送出し、現在の駆動電圧Ｖｒｅｇより１つ高い電圧が選択されるようにマルチプレクサ８２を制御する。
これとは逆にパルス数が一致している場合はダウンカウント信号をアップダウンカウンタ８０に送出し、現在の駆動電圧Ｖｒｅｇより１つ低い電圧が選択されるようにマルチプレクサ８２を制御するようになっている。
【特許文献１】特開平５−２９８８５号公報
【特許文献２】特許第３３７９４２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、第１従来例のように発振回路を２種類の発振インバータ２０１、６０１で構成する場合、発振起動時間を妥当な値に設定するためには、副発振インバータ６０１での消費電力を大きく設定する必要がある。
【００１２】
したがってその様なサイズのインバータを補助手段とし、たとえ停止電圧を下げることが可能であっても、電池がその後、短期間で消耗するなどの問題が考えられる。つまり２種類程度のインバータの切り替え方式では状況に応じた最適値を得ることは難しく、複数インバータを用意するための面積や、発振停止検出装置での電流パス増加などの問題がある。
【００１３】
第２従来例では出力振幅を監視しながら駆動電圧を段階的に切り替えるため、多数の駆動電圧を設定出来る場合は発振回路の周囲環境や製造バラツキによる変動へもきめ細かく対応できる可能性がある。しかし、これを実現するための回路規模は相当に大きい。
また、上記いずれの従来例も発振回路の駆動能力を不連続に制御する方法であって、切り替え時に生じるノイズや、駆動電圧に生じるオーバーシュートおよびアンダーシュートに伴う発振動作への影響が心配される。
【００１４】
そこで、本発明の目的は、上記既存の発振回路が残した課題を克服するためになされたものであり、増幅手段の駆動電力を連続制御し、発振起動時間の短縮や動作の安定性を確保しながら定常時の消費電力を効率的に低減することのできる発振回路およびその制御方法の提供を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
請求項１記載の発明は、電源端子とアースとの間に挿入された電流制御手段と、増幅手段と、該増幅手段の入出力端子間に抵抗を介して接続された振動子および負荷容量と、前記負荷容量の充放電電流を監視する充放電電流監視手段と、前記充放電電流に連動した電流が流れるコイルと、該コイルに発生した電気エネルギーを直流電圧に変換するための整流用ダイオード、平滑用容量、およびブリーダ抵抗とを有し、前記充放電電流監視手段の入力端子は前記増幅手段の入力端子に接続され、前記充放電電流監視手段は、前記増幅手段を構成する少なくとも１つのトランジスタと同一導電型トランジスタからなり、前記電源端子と前記充放電電流監視手段の出力端子は、前記コイルを介して接続され、前記コイルと前記充放電電流監視手段の出力端子との接続ノードと前記電源端子との間には前記ダイオードを介して前記平滑用容量と前記ブリーダ抵抗との並列回路が接続された構成であって、前記平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力することにより発振回路本体の駆動電力を制御するようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、発振回路が駆動する負荷容量への充放電電流に応じて発振回路の駆動電力を制御することとしたため、発振起動時間や発振の安定性を犠牲にすることなく定常時の消費電力を効果的に低減することが出来る。また本発明を採用したシステムにおいては、環境の変動に応じて最適な電力を発振回路に与えることが可能となり、システム全体での省エネルギー化、電池の長寿命化が実現出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明に係る発振回路の一実施の形態は、発振回路本体と、発振回路本体が駆動する負荷容量と、負荷容量の充放電電流を監視し、その充放電電流量の大きさに応じて発振回路本体の駆動電力を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００２４】
上記構成によれば、発振回路が駆動する負荷容量への充放電電流に応じて発振回路の駆動電力を制御することとしたため、発振起動時間や発振の安定性を犠牲にすることなく定常時の消費電力を効果的に低減することが出来る。また本発明を採用したシステムにおいては、環境の変動に応じて最適な電力を発振回路に与えることが可能となり、システム全体での省エネルギー化、電池の長寿命化が実現出来る。
【００２５】
本発明に係る発振回路の他の実施の形態は、上記構成に加え、制御回路は、負荷容量への充放電電流の監視成分をコイルに流し、コイルに発生する磁気エネルギーを電気エネルギーに変換して発振回路本体の駆動電力を制御するようにしたことを特徴とする。
【００２６】
上記構成によれば、発振回路が駆動する負荷容量への充放電電流の監視成分をコイルに流し、その自己インダクタンスによる発生エネルギーを変換して駆動電力を制御することとしたため、負荷容量への充放電電流を高精度に規定することが可能となり、結果的に出力振幅の電圧レベルを規定することが可能となる。
【００２７】
本発明に係る発振回路の他の実施の形態は、電源端子とアースとの間に挿入された電流制御手段と、信号増幅手段と、信号増幅手段の入出力端子間に抵抗を介して接続された振動子および負荷容量と、負荷容量の充放電電流を監視する充放電電流監視手段と、充放電電流に連動した電流が流れるコイルと、コイルに発生した電気エネルギーを直流電圧に変換するための整流用ダイオード、平滑用容量、およびブリーダ抵抗とを有し、充放電電流監視手段の入力端子は増幅手段の入力端子に接続され、電流制御手段の共通端子は電源端子に接続され、充放電電流監視手段の出力端子はコイルへ夫々接続され、コイルと充放電電流監視手段の出力端子との接続ノードと電源端子との間にはダイオードを介して平滑用容量とブリーダ抵抗との並列回路が接続された構成であって、平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力することにより発振回路本体の駆動電力を制御するようにしたことを特徴とする。
【００２８】
上記構成によれば、少ない素子数で実現することが出来る。
【００２９】
本発明に係る発振回路の他の実施の形態は、上記構成に加え、平滑用容量に蓄えられた電圧を電流制御手段の入力端子へ入力する際にローパスフィルタを介して行うようにしたことを特徴とする。
【００３０】
上記構成によれば、駆動電力の制御信号を平滑化することが可能であるため、より安定した発振動を得ることが出来る。
【００３１】
本発明に係る発振回路の他の実施の形態は、上記構成に加え、発振回路本体の出力を波形整形手段を介して電流監視手段の入力端子へ入力するようにしたことを特徴とする。
【００３２】
上記構成によれば、コイルでの発生エネルギーを大きくすることが出来るため、コイルサイズの縮小化や駆動電力の制御性向上が可能となる。
【００３３】
本発明に係る発振回路の制御方法の一実施の形態は、発振回路本体が駆動する負荷容量の充放電電流を監視し、その充放電電流量の大きさに応じて発振回路本体の駆動電力を制御することを特徴とする。
【００３４】
上記構成によれば、発振回路が駆動する負荷容量への充放電電流に応じて発振回路の駆動電力を制御することとしたため、発振起動時間や発振の安定性を犠牲にすることなく定常時の消費電力を効果的に低減することが出来る。また本発明を採用したシステムにおいては、環境の変動に応じて最適な電力を発振回路に与えることが可能となり、システム全体での省エネルギー化、電池の長寿命化が実現出来る。
【００３５】
本発明に係る発振回路の制御方法の他の実施の形態は、上記構成に加え、負荷容量への充放電電流の監視成分をコイルに流し、コイルに発生する磁気エネルギーを電気エネルギーに変換して発振回路本体の駆動電力を制御することを特徴とする。
【００３６】
上記構成によれば、発振回路が駆動する負荷容量への充放電電流の監視成分をコイルに流し、その自己インダクタンスによる発生エネルギーを変換して駆動電力を制御することとしたため、負荷容量への充放電電流を高精度に規定することが可能となり、結果的に出力振幅の電圧レベルを規定することが可能となる。
【００３７】
なお、上述した実施の形態は、本発明の好適な実施の形態の一例を示すものであり、本発明はそれに限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲内において、種々変形実施が可能である。
【実施例１】
【００３８】
次に本発明に係る実施例１について説明する。
図１は、本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第１実施例のブロック図である。
同図に示す発振回路は、発振回路本体２０が発振動作時に駆動している負荷容量ＣＬの充放電電流を監視し、その電流量に応じて駆動電力制御回路１０を制御する構成である。
より具体的には負荷容量ＣＬへの充放電電流量を規定し、電流量がその値を超える場合は駆動電力を低下させ、規定の電流量に満たない場合には駆動電力を増すように制御している。
本構成によると充放電電流量を規定するため、間接的に発振出力の振幅レベルを制御することが可能となり、定常発振時に必要以上の電力を消費することを回避しながら、振幅が減衰したり発振開始時のように駆動電力を増す必要があったりする場合には適切に電力が確保される。
【実施例２】
【００３９】
次に本発明に係る実施例２について述べる。
図２は、本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第２実施例のブロック図である。
本構成では負荷容量ＣＬへの充放電電流と連動する電流をコイルＬ１に流し、コイルＬ１に発生する磁気エネルギーを電気エネルギーに変換して駆動電力制御回路１０の制御信号に供している。本発明によるとコイルＬ１の自己インダクタンスにより、単位時間に変化する電流量に応じた磁気エネルギーが発生するため、負荷容量ＣＬへの充放電電流の変化を比較的簡単な構成で精度よく捕らえることが可能である。
【実施例３】
【００４０】
本発明に係る実施例３について述べる。
図３は、本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第３実施例の回路図である。
なお、図３において第１実施例および第２実施例と同様の構成要素には同一の符号を用いた。
駆動電力制御回路１０における増幅回路の駆動電流を供給するディプレッション型のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と、発振回路本体２０におけるソース接地増幅回路を成すＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２とが電源端子（Ｖｄｄ―Ｖｓｓ）間に直列接続され、出力端子を成す両ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のドレイン接続ノードと入力端子を成すＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のゲートとの間には増幅回路の動作点を決めるための抵抗Ｒ１と、帰還回路としての振動子（水晶発振子）Ｑ１が接続され、更に入出力端子と電源端子との間には周波数調整用の負荷容量ＣＬ１、ＣＬ２が接続されている。
また、図に示すように出力端子と振動子Ｑ１との間に抵抗Ｒ２が挿入されていてもよい。
【００４１】
一方、信号発生回路３０においては、発振回路本体２０のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２と同じ導電型のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３が存在し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースは一方の電源（Ｖｓｓ：アース）へ接続され、ドレインはコイルＬ１を介して他方の電源（Ｖｄｄ）へ接続され、ゲートは発振回路２０のＮチャネルトランジスタＭ２のゲートへ接続されている。
またＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３とコイルＬ１の接続ノードと電源端子との間には整流用のダイオードＤ１を介して平滑用の容量Ｃ３とブリーダ抵抗Ｒ３との並列回路が接続され、容量Ｃ３とダイオードＤ１との接続端子から制御信号Ｓ１を出力している。
【００４２】
以上の構成において、制御信号Ｓ１は駆動電力制御回路１０のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに伝達されるがその際に図に示すように信号平滑化のためにローパスフィルタ４０を介して伝達してもよい。
【００４３】
本回路の具体的な動作は次のとおりである。
まず電源投入直後、発振回路本体２０は停止状態にあり、入出力端子の電圧は増幅回路の動作点に等しい値におかれ、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２には時間的変動のない一定の電流が流れている。この場合、負荷容量ＣＬ１、ＣＬ２への充放電電流は発生せず、信号発生回路３０においてもコイルＬ１を流れる電流に変動はなく、容量Ｃ３に充電された電荷は抵抗Ｒ３によって全て放電されるので、制御信号Ｓ１の電圧レベルは電源電圧（Ｖｄｄ）に等しくなっている。
従ってこの時、駆動電力制御回路１０のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１へはあらゆる動作状態において最大のゲート電圧、Ｖｇｓ１＝０が与えられることとなって増幅回路を予め設定された最大の駆動電流で駆動する。なおこの時の最大駆動電流値は製造ばらつきや環境変動に対するマージンを考慮して決定する。
【００４４】
次に、発振が開始されるとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２の増幅作用によって出力端子に振幅が生じ、それに応じて負荷容量ＣＬ１、ＣＬ２への充放電電流が発生する。するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３の監視比によってコイルＬ１を流れる電流の単位時間当たりの変化量が増大し、コイルＬ１の自己インダクタンスと充放電電流とに応じたエネルギー（磁気エネルギー）がコイルＬ１に発生する。この磁気エネルギーはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３がオフする毎にダイオードＤ１を介して容量Ｃ３の端子電圧を上昇させるが、その電荷量が容量Ｃ３と抵抗Ｒ３との値によって決められた放電能力を超えない限りは、一周期で全電荷は放電されるため駆動電流が絞られることはなく、出力振幅は成長を継続する。
【００４５】
しかし出力振幅が十分に成長し、容量Ｃ３への電荷供給が前記の放電能力を超える程になると、周期毎に容量Ｃ３の端子電圧が上昇し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇｓ１が低下することになって駆動電流が絞られるようになる。駆動電流が絞られるとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のトランスコンダクタンス（相互コンダクタンス：ゲート電圧の変化に対するドレイン電流の変化の割合）が低下して、増幅回路の利得が低下し、帰還回路での減衰量以下になると出力振幅は減衰する。
【００４６】
また一方、出力振幅が必要以上に減衰すると負荷容量ＣＬ１、ＣＬ２への充放電電流が減少して、コイルＬ１を流れる電流の単位時間当たりの変化量が低下するため、コイルＬ１で発生する磁気エネルギーが放電能力を下回る。すると容量Ｃ３の端子電圧が低下して、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇｓ１が増加し、今度は再び増幅回路の駆動電流を増加させる。
【００４７】
以上の様な動作が連続で制御されることから、単位周期における負荷容量への充放電電流を規定することが可能となり、結果的に出力振幅を規定することが可能となる。
つまり本回路は発振回路本体２０の出力振幅を規定して、その振幅を維持するための必要最低限の利得（≒１倍）を増幅回路に継続的に与える働きをする。またこれら一連の動作において信号発生回路３０の容量Ｃ３に蓄えられた電荷は電源端子から取り出されており、再び電源端子に放電しているので監視手段としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３以外での電力消費はない。
【００４８】
本発明の採用によりシステムは定常状態で必要以上に発振回路へ電力を供給し続けることを回避できると共に、その電力制御は連続で行われるため、従来例よりきめ細かい最適値を得ることが出来る。
【実施例４】
【００４９】
本発明に係る実施例４について述べる。
図４は、本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第４実施例の回路図である。
本回路は発振回路本体２０の増幅手段を、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２との相補型インバータ（ＣＭＯＳインバータ）で構成する形式であり、他の構成および動作は実施例３と同様であるため、説明を省略する。
【００５０】
以下、本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第５実施例および第６実施例の回路図を図５および図６に示す。
【実施例５】
【００５１】
図５に示す発振回路は、第３実施例および第４実施例と略同様の構成を有しており、発振回路本体２０の出力波形を、振幅レベルを変えずに整形する波形整形手段５０を介して電流監視手段としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のゲートへ入力している点が異なる。
【００５２】
コイルＬ１で発生したエネルギーは時間的に変化する電流の微分値に比例するため、出力波形を整形した方が大きなエネルギーを得ることが期待できる。そのため本発振回路では発振回路本体２０の出力波形を整形して電流監視手段Ｍ３へ入力しているが、波形整形にあたって、その振幅レベルは変化させない構成を採用しているので、発振回路本体２０の出力振幅に応じたエネルギーを得ることが可能となる。もちろん波形整形手段５０は図に記載の構成に限らずその目的を達するものであれば各種公知の回路を用いることが出来る。
【実施例６】
【００５３】
図６に示す発振回路は、第３実施例および第４実施例と略同様の構成を有しており、発振回路本体２０の出力波形を、振幅レベルを変えずに整形する波形整形手段５０を介して電流監視手段Ｍ３のゲートへ入力している点が異なる。また、図６に示す発振回路は、第５実施例とは電流監視手段Ｍ２と駆動電力制御回路１０との間にＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１を挿入した点が異なる。
【００５４】
コイルＬ１で発生したエネルギーは時間的に変化する電流の微分値に比例するため、出力波形を整形した方が大きなエネルギーを得ることが期待できる。そのため本発振回路では発振回路本体２０の出力波形を整形して電流監視手段Ｍ３へ入力しているが、波形整形にあたって、その振幅レベルは変化させない構成を採用しているので、発振回路本体の出力振幅に応じたエネルギーを得ることが可能となる。もちろん波形整形手段５０は図に記載の構成に限らずその目的を達するものであれば各種公知の回路を用いることが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、低消費電力であることを要求される各種携帯電子機器に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第１実施例のブロック図である。
【図２】本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第２実施例のブロック図である。
【図３】本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第３実施例の回路図である。
【図４】本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第４実施例の回路図である。
【図５】本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第５実施例の回路図である。
【図６】本発明に係る発振回路の制御方法を適用した発振回路の第６実施例の回路図である。
【図７】第１従来例としての発振停止検出装置を示す回路図である。
【図８】図７に示した周波数検定回路の回路図である。
【図９】図７に示した発振回路の回路図である。
【図１０】第２従来例としての発振回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５７】
１０    駆動電力制御回路
２０    発振回路本体
３０    信号発生回路
４０    ローパスフィルタ
５０    波形整形回路
ＣＬ、ＣＬ１、ＣＬ２    負荷容量
Ｄ１    ダイオード
Ｌ１    コイル
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ２１    ＭＯＳトランジスタ
Ｑ１    振動子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３    抵抗
【図１】
0005140944.tif 000002
【図２】
0005140944.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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