(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データブロックにユニークワードを付加したブロック構造としてデータを送信する送信機と、
前記送信機からの受信信号をユニークワードを含めて等化する等化部と、前記等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出すると共に前記等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出部と、前記算出された対数尤度比を用いてチャネルデコードを行うチャネルデコーディング部とを有する受信機と
を備えることを特徴とするデータ通信システム。
【請求項２】
前記ユニークワードは、ゴレイ系列であることを特徴とする請求項１に記載のデータ通信システム。
【請求項３】
前記チャネルデコーディング部によるチャネルデコードが、低密度パリティ検査符号によるチャンネルデコードであることを特徴とする請求項１又は２に記載のデータ通信システム。
【請求項４】
前記等化部は、周波数領域での等化処理を行うことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のデータ通信システム。
【請求項５】
前記等化部は、時間領域での等化処理を行うことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のデータ通信システム。
【請求項６】
受信信号のチャネルゲインとノイズ分散とを推定して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出装置において、
等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出するチャネルゲイン算出部と、
前記等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出するノイズ分散算出部と
を備えることを特徴とするＬＬＲ算出装置。
【請求項７】
前記チャネルゲイン算出部は、
前記等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割する第１のデマルチプレクサと、
前記第１及び第２サブ系列から第１及び第２の期待値をそれぞれ求める第１及び第２の期待値算出部と、
前記第１のサブ系列の期待値と前記第２のサブ系列の期待値とを減算する第１の減算部と、
前記第１の減算部の減算値を２で除算する第１の除算部と
を備えることを特徴とする請求項６に記載のＬＬＲ算出装置。
【請求項８】
前記ノイズ分散算出部は、
等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割する第２のデマルチプレクサと、
前記第１及び第２サブ系列から期待値をそれぞれ求める第３及び第４の期待値算出部と、
前記第１のサブ系列の期待値と前記第１のサブ系列とを減算する第２の減算部と、
前記第２のサブ系列の期待値と前記第２のサブ系列とを減算する第３の減算部と、
前記第１のサブ系列の期待値と前記第１のサブ系列との減算値の二乗期待値を求める第１の二乗期待値算出部と、
前記第２のサブ系列の期待値と前記第２のサブ系列との減算値の二乗期待値を求める第２の二乗期待値算出部と、
前記第１のサブ系列の期待値と前記第１のサブ系列との減算値の二乗期待値と、前記第２のサブ系列の期待値と前記第２のサブ系列との減算値の二乗期待値とを加算する加算部と、
前記加算部の加算値を２で除算する第２の除算部と
を備えることを特徴とする請求項６に記載のＬＬＲ算出装置。
【請求項９】
受信信号のチャネルゲインとノイズ分散とを推定して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出方法において、
等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出するチャネルゲイン算出ステップと、
前記等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出するノイズ分散算出ステップと
を含むことを特徴とするＬＬＲ算出方法。
【請求項１０】
前記チャネルゲイン算出ステップは、
等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割するステップと、
前記第１及び第２サブ系列の期待値をそれぞれ求めるステップと、
前記第１のサブ系列の期待値と、前記第２のサブ系列の期待値とを減算して２で除算するステップと
を含むことを特徴とする請求項９に記載のＬＬＲ算出方法。
【請求項１１】
前記ノイズ分散算出ステップは、
等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割するステップと、
前記第１及び第２サブ系列の期待値をそれぞれ求めるステップと、
前記第１の期待値と前記第１のサブ系列とを減算するステップと、
前記第２の期待値と前記第２のサブ系列とを減算するステップと、
前記第１の期待値と前記第１のサブ系列との減算値の二乗期待値を求めるステップと、
前記第２の期待値と前記第２のサブ系列との減算値の二乗期待値を求めるステップと、
前記第１の期待値と前記第１のサブ系列との減算値の二乗期待値と、前記第２の期待値と前記第２のサブ系列との減算値の二乗期待値とを加算して２で除算するステップと
を含むことを特徴とする請求項９に記載のＬＬＲ算出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＤＰＣのチャネルコーディングを行うワイヤレス通信に用いて好適なデータ通信システム、並びに、ＬＬＲ算出装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス通信において、ＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization）は、ピーク・トゥー・アベレージ・レシオが低く、搬送波オフセットに強いというような数々の利点があり、将来が期待された技術である。このようなＳＣ−ＦＤＥシステムにおいては、チャネルコーディングが不可欠である。
【０００３】
ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check codes：低密度パリティ検査符号）は、他のコーディングに比較して、
（１）高いエラー訂正能力を有する、
（２）デコードが複雑化しない、
（３）拡張性に優れている、
等の利点を示す。したがって、ＳＣ−ＦＤＥシステムにおけるチャネルコーディングとしては、ＬＤＰＣが好適である（非特許文献１〜非特許文献５）。
【０００４】
ＳＣ−ＦＤＥシステムを構築するために、チャネルコーディングとしてＬＤＰＣを使うためには、ＬＬＲ(Log-likelihood ratio：対数尤度比) を計算する必要がある。ＬＬＲを求めるためには、等化チャネルゲインやノイズ分散を推定する必要がある。従来では、非特許文献４及び非特許文献５に示されているように、プリアンブルセグメントに埋め込まれているチャネル推定系列を使用して、ＬＬＲが推定されている。
【非特許文献１】R. G. Gallagar, Low-Density Parity-Check Codes, Cambridge, MA: MIT Press, 1963.
【非特許文献２】D. J. C. MacKay, "Good error-correcting codes based on very sparse matrices",IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 45, no. 2, pp. 39931, March 1999.
【非特許文献３】J. Hou, P. H. Siegel, and L. B. Milstein, "Performance analysis and code optimization of lowdensity parity-check codes on Rayleigh fading channels,"IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 19, pp.92434, May 2001.
【非特許文献４】H. Harada et al., “CoMPA PHY proposal,” IEEE 802.15-07-0693-03-003c, May 2007.
【非特許文献５】H. Harada et al., “Unified and flexible millimeter wave WPAN systems supported by common mode,”IEEE 802.15-07-0761-00-003c, July 2007.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上述のように、ＳＣ−ＦＤＥシステムでは、周波数領域の等化処理が行われている。非特許文献４及び非特許文献５に示されているように、従来のシステムでチャネル推定に用いられプリアンブルは、周波数領域の等化処理の前に抽出され、データと共に等化されていない。これに対して、データは、周波数領域の等化により、チャネルゲインやノイズ分散が変化する。したがって、従来のシステムでは、等化チャネルゲインやノイズ分散を正しく推定することが困難である。
【０００６】
上述の課題を鑑み、本発明は、オーバーヘッドを増加させることなく、チャネルゲインとノイズ分散を正確に推定して、ＬＬＲを求めて、デコード処理が行えるデータ通信システム、ＬＬＲ算出装置及び方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述の課題を解決するために、本発明のデータ通信システムは、データブロックにユニークワードを付加したブロック構造としてデータを送信する送信機と、送信機からの受信信号をユニークワードを含めて等化する等化部と、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出すると共に等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出部と、算出された対数尤度比を用いてチャネルデコードを行うチャネルデコーディング部とを有する受信機とを備えることを特徴とする。
【０００８】
好ましくは、ユニークワードは、ゴレイ系列であることを特徴とする。
【０００９】
好ましくは、チャネルデコーディング部によるチャネルデコードが、低密度パリティ検査符号によるチャンネルデコードであることを特徴とする。
【００１０】
好ましくは、等化部は、周波数領域での等化処理を行うことを特徴とする。
【００１１】
好ましくは、等化部は、時間領域での等化処理を行うことを特徴とする。
【００１２】
本発明のＬＬＲ算出装置は、受信信号のチャネルゲインとノイズ分散とを推定して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出装置において、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出するチャネルゲイン算出部と、等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出するノイズ分散算出部とを備えることを特徴とする。
【００１３】
好ましくは、チャネルゲイン算出部は、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割する第１のデマルチプレクサと、第１及び第２サブ系列から第１及び第２の期待値をそれぞれ求める第１及び第２の期待値算出部と、第１のサブ系列の期待値と第２のサブ系列の期待値とを減算する第１の減算部と、第１の減算部の減算値を２で除算する第１の除算部とを備えることを特徴とする。
【００１４】
好ましくは、ノイズ分散算出部は、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割する第２のデマルチプレクサと、第１及び第２サブ系列から期待値をそれぞれ求める第３及び第４の期待値算出部と、第１のサブ系列の期待値と第１のサブ系列とを減算する第２の減算部と、第２のサブ系列の期待値と第２のサブ系列とを減算する第３の減算部と、第１のサブ系列の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値を求める第１の二乗期待値算出部と、第２のサブ系列の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値を求める第２の二乗期待値算出部と、第１のサブ系列の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値と、第２のサブ系列の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値とを加算する加算部と、加算部の加算値を２で除算する第２の除算部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
本発明のＬＬＲ算出方法は、受信信号のチャネルゲインとノイズ分散とを推定して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出方法において、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出するチャネルゲイン算出ステップと、等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出するノイズ分散算出ステップとを含むことを特徴とする。
【００１６】
好ましくは、チャネルゲイン算出ステップは、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割するステップと、第１及び第２サブ系列の期待値をそれぞれ求めるステップと、第１のサブ系列の期待値と、第２のサブ系列の期待値とを減算して２で除算するステップとを含むことを特徴とする。
【００１７】
好ましくは、ノイズ分散算出ステップは、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割するステップと、第１及び第２サブ系列の期待値をそれぞれ求めるステップと、第１の期待値と第１のサブ系列とを減算するステップと、第２の期待値と第２のサブ系列とを減算するステップと、第１の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値を求めるステップと、第２の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値を求めるステップと、第１の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値と、第２の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値とを加算して２で除算するステップとを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、データブロックにユニークワードを付加したブロック構造としてデータを送信する送信機と、送信機からの受信信号をユニークワードを含めて等化する等化部と、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出すると共に等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出部と、算出された対数尤度比を用いてチャネルデコードを行うチャネルデコーディング部とを有する受信機とを備えているので、オーバーヘッドを増加させることなく、正確にＬＬＲを算出して、チャネルデコードを行うことができる。
【００１９】
本発明によれば、ユニークワードは、ゴレイ系列とすることで、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出すると共に等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出して対数尤度比を求めることができる。
【００２０】
本発明によれば、チャネルデコーディング部によるチャネルデコードが、低密度パリティ検査符号によるチャンネルデコードとすることで、システムを複雑化せずに、高いエラー訂正能力が確保できる。
【００２１】
本発明によれば、等化部は、周波数領域での等化処理を行うことで、マルチパス・フェージング・チャネルの伝送路で、性能の高い等化を行うことができる。
【００２２】
本発明によれば、等化部は、時間領域での等化処理を行うことで、簡単な構成で、マルチパス・フェージング・チャネルの伝送路での等化を行うことができる。
【００２３】
本発明によれば、受信信号のチャネルゲインとノイズ分散とを推定して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出装置において、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出するチャネルゲイン算出部と、等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出するノイズ分散算出部とを備えているので、オーバーヘッドを増大させることなく、正確にＬＬＲを算出することができる。
【００２４】
本発明によれば、チャネルゲイン算出部は、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割する第１のデマルチプレクサと、第１及び第２サブ系列から第１及び第２の期待値をそれぞれ求める第１及び第２の期待値算出部と、第１のサブ系列の期待値と第２のサブ系列の期待値とを減算する第１の減算部と、第１の減算部の減算値を２で除算する第１の除算部とを備えているので、ＬＬＲを求めるためのチャネルゲインを正確に推測することができる。
【００２５】
本発明によれば、ノイズ分散算出部は、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割する第２のデマルチプレクサと、第１及び第２サブ系列から期待値をそれぞれ求める第３及び第４の期待値算出部と、第１のサブ系列の期待値と第１のサブ系列とを減算する第２の減算部と、第２のサブ系列の期待値と第２のサブ系列とを減算する第３の減算部と、第１のサブ系列の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値を求める第１の二乗期待値算出部と、第２のサブ系列の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値を求める第２の二乗期待値算出部と、第１のサブ系列の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値と、第２のサブ系列の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値とを加算する加算部と、加算部の加算値を２で除算する第２の除算部とを備えているので、ＬＬＲを求めるためのノイズ分散を正確に推測することができる。
【００２６】
本発明によれば、受信信号のチャネルゲインとノイズ分散とを推定して対数尤度比を求めるＬＬＲ算出方法において、等化処理後の受信したユニークワードからチャネルゲインを算出するチャネルゲイン算出ステップと、等化処理後の受信したユニークワードからノイズ分散を算出するノイズ分散算出ステップとを含んでいるので、オーバーヘッドを増大させることなく、正確にＬＬＲを算出することができる。
【００２７】
本発明によれば、チャネルゲイン算出ステップは、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割するステップと、第１及び第２サブ系列の期待値をそれぞれ求めるステップと、第１のサブ系列の期待値と、第２のサブ系列の期待値とを減算して２で除算するステップとを含んでいるので、ＬＬＲを求めるためのチャネルゲインを正確に推測することができる。
【００２８】
本発明によれば、ノイズ分散算出ステップは、等化処理後の受信したユニークワードを第１及び第２のサブ系列に分割するステップと、第１及び第２サブ系列の期待値をそれぞれ求めるステップと、第１の期待値と第１のサブ系列とを減算するステップと、第２の期待値と第２のサブ系列とを減算するステップと、第１の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値を求めるステップと、第２の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値を求めるステップと、第１の期待値と第１のサブ系列との減算値の二乗期待値と、第２の期待値と第２のサブ系列との減算値の二乗期待値とを加算して２で除算するステップとを含んでいるので、ＬＬＲを求めるためのノイズ分散を正確に推測することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
第１実施形態．
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１実施形態のＳＣ−ＦＤＥシステムの概要を示すものである。
【００３０】
図１において、送信機１側では、チャネルコーディング部１１でＬＤＰＣのコーディングが行われる。チャネルコーディング部１１の出力は、変調部１２で変調され、ガードインターバル挿入部１３で、ガードインターバルが挿入される。本発明の実施形態では、このとき、データブロックにユニークワードを付加してＦＦＴブロックを構成するようにしている。ユニークワードとしては、例えばゴレイ（Ｇｏｌａｙ）系列が用いられる。そして、このガードインターバルが付加された信号が送信部１４から送信される。送信機１からの送信信号は、マルチパス・フェージング・チャネルの伝送路を介して、受信機２で受信される。
【００３１】
受信機２側では、送信機１からの信号が受信部２０で信号が受信され、ガードインターバル除去部２１でガードインターバルが除去された後、等化部２３に送られる。なお、本発明の実施形態では、ガードインターバルとして付加された信号のうち、ＦＦＴブロック中にデータブロックに付加されたユニークワードは、除去されずに、データと共に等化部２３に送られる。
【００３２】
等化部２３は、時間領域の受信信号をＦＦＴ３１により周波数領域に変換し、周波数領域等化部３２で周波数領域での等化処理を行った後、ＩＦＦＴ３３により再び時間領域に戻して出力する。等化部２３により周波数領域で等化処理が行われた受信信号は、ＬＬＲ算出部２５に送られる。
【００３３】
ＬＬＲ算出部２５は、ＬＬＲを計算するものである。本発明の第１実施形態においては、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードを使って、ＬＬＲを算出している。
【００３４】
ＬＬＲ算出部２５の出力は、チャネルデコーディング部２６に送られる。チャネルデコーディング部２６は、ＬＤＰＣによるデコーディングを行っている。チャネルデコーディング部２６により受信ビットストリームがデコードされ、チャネルデコーディング部２６から受信ビットストリームが出力される。
【００３５】
上述のように、本発明の第１実施形態では、ＬＬＲ算出部２５において、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードを使って、ＬＬＲを求めるようにしている。このＬＬＲを算出する処理について、図２のモデルを使って説明する。
【００３６】
図２は、上述のＳＣ−ＦＤＥシステムをモデル化したものである。図２において、送信機１側の変調部１２の出力のポイントＡから、受信機２側のＬＬＲ算出部２５の入力のポイントＣまでは、仮想的なチャネル４０として示されている。この仮想的なチャネル４０内には、送信側でのガードインターバル挿入部１３の処理や、送信部１４からマルチパスの伝送路を介して受信機２側の受信部２０までのマルチパス・フェージング・チャネル４１、受信機２側で、ＦＦＴ３１により周波数領域に変換し、等化部３２で周波数領域での等化処理を行った後、ＩＦＦＴ３３により再び時間領域に戻して出力する処理が含まれている。
【００３７】
マルチパス・フェージング・チャネル４１は、送信側から受信側に送られる信号のチャネルのモデルであり、準静的と仮定されるマルチパス・フェージング・チャネルである。
【００３８】
送信機１側のオリジナルの送信信号をｘ（ｔ）とすると、受信機２側の受信信号ｒ（ｔ）は、以下のように記述できる。
【００３９】
【数１】
0005170535.tif 000002
【００４０】
ここで、ｈ（ｔ）は、チャネルインパルス応答、ｎ（ｔ）は、分散σ２を付加した白色ガウシアンノイズ、ｘ（ｔ）とｈ（ｔ）との間の演算子は線形畳み込み演算を示す。
【００４１】
式（１）は、図３に示すように、送信信号ｘ（ｔ）に対して、ｈ（ｔ）で示されるチャネルインパルス応答が畳み込まれ、ノイズｎ（ｔ）が付加されて、受信信号ｒ（ｔ）となったことを示しており、マルチパス・フェージング・チャネルの信号モデルである。
【００４２】
受信機２側では、ガードインターバル除去部２１でガードインターバルが除去された後、ＦＦＴ部３１により、受信信号ｒ（ｔ）は、周波数領域に変換され、周波数領域等化部３２で周波数領域の等化処理が行われる。等化された信号は、ＩＦＦＴ部３３により時間領域に戻される。そして、ＬＬＲ算出部２５でＬＬＲが求められ、チャネルデコーディング部２６で、ＬＤＰＣのデコーディングが行われる。
【００４３】
ＬＬＲ算出部２５でＬＬＲを算出するためには、後に説明するように、チャネルゲインとノイズ分散を得る必要がある。周波数領域等化部３２により、符号間干渉は抑圧されるが、このような周波数領域の等化を行うことで、チャネルゲインと、等化された信号ｒ（ｔ）のノイズ分散に変化を来たし、チャネルゲインとノイズ分散を推定することが難しくなる。
【００４４】
そこで、本発明の第１実施形態では、データブロックにユニークワードを付加してＦＦＴブロックを構成するようなブロック構造で送信を行い、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードを使って、ＬＬＲを求めるようにしている。
【００４５】
つまり、周波数領域等化部３２で等化を行うことで、符号間干渉は抑圧されているので、この信号モデルは、フラット・レイリー・フェージングであり、以下のように記述できる
【００４６】
【数２】
0005170535.tif 000003
【００４７】
ここで、αは等化チャネルゲイン、ｎ（ｔ）は分散σ２を有するノイズである。なお、「〜」を付している記号は、等化されていることを意味する。フラット・レイリー・フェージングの信号モデルは、図４に示すように、送信信号ｘ（ｔ）に対して、αで示される等化チャネルゲインが乗算され、等化後のノイズｎ（ｔ）が付加されて、等化後の受信信号ｒ（ｔ）となったことを示している。
【００４８】
サンプリングの後、この離散的な信号は、以下のように記述できる。
【００４９】
【数３】
0005170535.tif 000004
【００５０】
上式から、サンプルインデックスを除去すると、さらに、以下のように記述できる。
【００５１】
【数４】
0005170535.tif 000005
【００５２】
（１）式で示した信号モデルと比較すると、（４）式で示す想定チャネルモデルは、ＬＬＲの計算をより単純化する。ＬＬＲの計算について、更に説明する。
【００５３】
例として、変調部１２の変調方式としてＢＰＳＫを使ったとすると、
【００５４】
【数５】
0005170535.tif 000006
0005170535.tif 000007
【００５５】
コーディングされたビットは、変調シンボルにマッピングされる。ＬＤＰＣコード化されたビットストリームは、対称バイナリコードであり、
Ｐｒ（ｓ＝０）＝Ｐｒ（ｓ＝１）＝１／２
と仮定される。相関のないレイリーフェージングチャネルでは、ＬＬＲは、式（５）で示すように計算される。
【００５６】
【数６】
0005170535.tif 000008
【００５７】
（５）式より、ＬＬＲを算出するためには、等化チャネルゲインαと、等化後のノイズ分散σ２を推定する必要がある。
【００５８】
従来のＳＣ−ＦＤＥでは、チャネル推定に用いられプリアンブルは、周波数領域等化部３２で、データと共に等化されていない。このため、従来のＳＣ−ＦＤＥでは、等化チャネルゲインと、等化後のノイズ分散の推定を行うことは困難である。
【００５９】
これに対して、本発明の実施形態では、データブロックに既知信号を埋め込むようにしている。データブロックに既知信号を埋め込めば、この既知信号は、データと共に、ＦＦＴ部３１で周波数領域に変換され、周波数領域等化部３２で周波数領域の等化処理が行われ、ＩＦＦＴ部３３により時間領域に戻される処理が行われる。
【００６０】
図５は、ＳＣ−ＦＤＥのフレーム構造を示している。図５（Ａ）は巡回プリフィックスを基本とした従来のフレーム構造を示し、図５（Ｂ）はユニークワードを基本としたものである。ＴＧ、ＴＤ、及びＴＦＦＴは、ＴＧは、それぞれ、ガードインターバルの時間長、データブロックの時間長、ＦＦＴブロックの時間長である。
【００６１】
図５（Ａ）に示すフレーム構造は、巡回プリフィックスであり、各データブロックの最後の部分からコピーするものである。ＦＦＴ／ＩＦＦＴ演算では、ＦＦＴブロック長は、正確に、データブロックの長さと等しい（ＴＦＦＴ＝ＴＤ）。
【００６２】
図５（Ｂ）に示すフレーム構造は、ユニークワードであり、２つの隣接するデータブロック間に挿入される。各ＦＦＴブロックは、１つのブロックと、それに付加されたユニークワードとから構成される（ＴＦＦＴ＝ＴＤ＋ＴＧ）。
【００６３】
図５（Ｂ）に示すようなユニークワードから構成されるフレームを使い、データブロックと共に周波数領域の等化を行うことによって、等化チャネルゲインαと、等化後のノイズ分散σ２を推定できる。
【００６４】
すなわち、図５（Ｂ）におけるデータブロックの時間長ＴＤとユニークワードの時間長ＴＦＦＴを加えたものがＴＦＦＴであり、このデータブロックとユニークワードとを加えたものを１つのＦＦＴブロックとしてＦＦＴ部３１に送ってＦＦＴを行い、周波数領域等化部３２で周波数領域の等化処理を行い、ＩＦＦＴ部３３で時間領域に戻すような処理を行う。そして、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードを使って、ＬＬＲを算出する。
【００６５】
例として、ユニークワードとして、ゴレイ系列が使用される。ゴレイ系列は、｛＋１，−１｝の要素を有するバイポーラの系列である。オリジナル符号（＋又は−）に依存して、等化されたゴレイ系列のシンボル（図２のポイントＣ）は、「＋」サブ系列と、「−」サブ系列にクラス化できる。
【００６６】
【数７】
0005170535.tif 000009
0005170535.tif 000010
【００６７】
上式より、等化チャネルゲインα及び等化後のノイズ分散σ２は、それぞれ、以下のように推定できる。
【００６８】
【数８】
0005170535.tif 000011
0005170535.tif 000012
【００６９】
なお、上式において、Ｅ（・）は数学的な期待値であり、Ｅ（・）２は、数学的な二乗期待値である。（６）式、（７）式から、ＬＤＰＣのためのＬＬＲを得ることができる。この方法を使用することにより、ＬＬＲの計算のための付加的なオーバーヘッドが不要である。
【００７０】
図６は、ＬＬＲ算出部２５におけるチャネルゲインの算出部の構成を示すものである。このチャネルゲインの算出部は、（６）式に基づいて、チャネルゲインを算出するものである。
【００７１】
図６において、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードは、デマルチプレクサ５１（第１のデマルチプレクサ）で、「＋」のサブ系列と、「−」のサブ系列とに分割される。「＋」のサブ系列は期待値算出部５２（第１の期待値算出部）に送られ、「−」のサブ系列は期待値算出部５３（第２の期待値算出部）に送られる。減算部５４（第１の減算部）で、「＋」のサブ系列の期待値と、「−」のサブ系列の期待値とが減算され、除算部５５（第１の除算部）で、「＋」のサブ系列の期待値と「−」のサブ系列の期待値との減算値を２で除算することで、等化チャネルゲインが求められる。
【００７２】
図７は、ＬＬＲ算出部２５におけるノイズ分散の算出部の構成を示すものである。このノイズ分散の算出部は、（７）式に基づいて、ノイズ分散を算出するものである。
【００７３】
図７において、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードは、デマルチプレクサ６１（第２のデマルチプレクサ）で、「＋」のサブ系列と、「−」のサブ系列とに分割される。「＋」のサブ系列は期待値算出部６２（第３の期待値算出部）に送られ、「−」のサブ系列は期待値算出部６３（第４の期待値算出部）に送られる。
【００７４】
減算部６５（第２の減算部）で、「＋」のサブ系列と、「＋」のサブ系列の期待値とが減算される。減算部６６（第３の減算部）で、「−」のサブ系列と、「−」のサブ系列の期待値とが減算される。
【００７５】
二乗期待値算出部６７（第１の二乗期待値算出部）で、「＋」のサブ系列と「＋」のサブ系列の期待値との減算値に対する二乗期待値が算出される。二乗期待値算出部６８（第２の二乗期待値算出部）で、「−」のサブ系列と「−」のサブ系列の期待値との減算値に対する二乗期待値が算出される。
【００７６】
加算部６９で、「＋」のサブ系列と「＋」のサブ系列の期待値との減算値に対する二乗期待値と、「−」のサブ系列と「−」のサブ系列の期待値との減算値に対する二乗期待値とが加算され、除算部７０（第２の除算部）で、これが２で除算されて、ノイズ分散が算出される。
【００７７】
図８は、ＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ（６０ＧＨｚＷＰＡＮ（Wireless Personal Area Network）で規定されている環境でのＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の推定方法を評価したものである。これを用いて、本発明の第１実施形態の効果を説明する。各仕様は、図９に示す通りである。なお、ＬＤＰＣを評価するために、変調としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）を使用した。長さ５７６のＬＤＰＣコードは、符号化率１／２、３／４及び７／８をカバーする。最大復号反復数は、６４に設定した。ＦＦＴ／ＩＦＦＴの長さは２５６とした。巡回プリフィックス又はユニークワードのガードインターバルは、６４の長さとした。同期及びチャネル推定は、理想的であるとした。周波数領域等化は、ＭＭＳＥMinimum Mean-Square Error：最小二乗平均誤差）アルゴリズムに基づいている。各データパケットは、２Ｋ（２０４８バイト）バイトの生データを運ぶ。
【００７８】
本発明によるＬＬＲの計算方法と、従来のＬＬＲの計算方法との２つの計算方法を比較した。なお、ＮＵＷ−ＬＬＲ（non-unique word based LLR calculation)は、従来のＬＬＲの計算方法であり、チャネルゲイン及びノイズ分散は、マルチパス・フェージング・チャネルの後（図２のポイントＢ）で推定した。通常、プリアンブルセグメントに埋め込まれているチャネル推定系列が使用されている。
【００７９】
ＵＷ−ＬＬＲ（unique word based LLR calculation)は、本発明の実施形態のＬＬＲの計算方法であり、ＬＬＲは、ユニークワードを基本として算出される。チャネルゲイン及びノイズ分散は、ＩＦＦＴの後に推定される（図２のポイントＣ）。ユニークワードとしては、長さ６４のゴレイ系列を使用した。
【００８０】
図８において、長さ５７６のＬＤＰＣコードでコード化されたＮＵＷ−ＬＬＲとＵＷ−ＬＬＲとを使った、ＢＥＲ（Bit Error Rate）の性能が示されている。ＵＷ−ＬＬＲと従来のＮＵＷ−ＬＬＲとを比較すると、ＵＷ−ＬＬＲの方がより性能が良いことがわかる。１０−６のＢＥＲでは、ＵＷ−ＬＬＲのゲイン性能は、それぞれ、（５７６，２８８）、（５７６，４３２）、及び（５７６，５０４）のＬＤＰＣコードに対して、１．７ｄＢ、０．６ｄＢ、及び０．７ｄＢのである。但し、前述したように、ＮＵＷ−ＬＬＲのチャネルゲイン及びノイズ分散の推定は、理想的であるとしている。これは、ＵＷ−ＬＬＲのゲイン性能は、図８に示されるより、さらに良好である可能性を意味している。
【００８１】
本発明の実施形態のＵＷ−ＬＬＲ方法は、図６及び図７に示したようにしてＬＬＲが計算される。付加的なオーバーヘッドは不要である。これは、ＳＣ−ＦＤＥシステムのＬＤＰＣコードの性能をより改善することを約束している。
【００８２】
第２実施形態．
図１０は、本発明の第２実施形態を示すものである。第１実施形態と第２実施形態との違いは、等化処理を周波数領域で行うか、時間領域で行うかである。図１に示した第１実施形態では、等化部２３は、周波数領域での等化処理を行っている。これに対して、図１０に示す第２の実施形態では、時間領域等化部１２３で、時間領域での等化処理を行っている。他の構成については、前述の第１実施形態と同様であり、その説明を省略する。
【００８３】
以上説明したように、本発明の実施形態では、データブロックにユニークワードを付加して送信し、周波数領域の等化処理後の受信したユニークワードを使って、ＬＬＲを求めることで、オーバーヘッドを増加させることなく、チャネルゲインとノイズ分散を正確に推定して、ＬＤＰＣのデコード処理を行うことができる。
【００８４】
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明は、ＷＰＡＮ等のワイヤレス通信の他、マルチパス・フェージング・チャネルでの伝送を行う通信システムに広く用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本発明の第１実施形態の通信システムの説明に用いるブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態の通信システムのチャネルモデルの説明に用いるブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態の通信システムにおける伝送チャネルの説明に用いるブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態の通信システムにおける伝送チャネルの説明に用いるブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態の通信システムにおけるフレーム構造の説明図である。
【図６】本発明の第１実施形態におけるチャネルゲインの算出の説明に用いるブロック図である。
【図７】本発明の第１実施形態におけるノイズ分散の算出の説明に用いるブロック図である。
【図８】本発明の第１実施形態の効果を説明するためのグラフである。
【図９】本発明の第１実施形態の効果を説明するためのシミュレーションの諸元の説明図である。
【図１０】本発明の第１実施形態の通信システムの説明に用いるブロック図である。
【符号の説明】
【００８７】
１  送信機
２  受信機
１１  チャネルコーディング部
１２  変調部
１３  ガードインターバル挿入部
１４  送信部
２０  受信部
２１  ガードインターバル除去部
２３  等化部
２５  ＬＬＲ算出部
２６  チャネルデコーディング部
３１  ＦＦＴ部
３２  等化部
３３  ＩＦＦＴ部
５１  デマルチプレクサ
５２  期待値算出部
５３  期待値算出部
５４  減算部
５５  除算部
６１  デマルチプレクサ
６２  期待値算出部
６３  期待値算出部
６５  減算部
６６  減算部
６７  二乗期待値算出部
６８  二乗期待値算出部
６９  加算部
７０  除算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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