(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力を変換して駆動電圧を生成する電圧変換部と、
回転電機を制御対象とし、前記駆動電圧を交流電圧に変換する周波数変換部と、
を備えた回転電機の制御装置であって、
前記電圧変換部が有する第１のスイッチング素子の素子温度に基づいて、当該電圧変換部における前記駆動電圧の制限値を第１制限値として決定する第１制限値決定部と、
前記周波数変換部が有する第２のスイッチング素子の素子温度に基づいて、当該周波数変換部における前記駆動電圧の制限値を第２制限値として決定する第２制限値決定部と、
前記第１制限値及び前記第２制限値のうち低い方の制限値を共通制限値として決定する共通制限値決定部と、
を備え、
前記第１制限値及び前記第２制限値のうち、高い方を制限値とする前記電圧変換部又は前記周波数変換部が有するスイッチング素子のスイッチング速度を、当該制限値と前記共通制限値との差に応じて速める回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記第１制限値は、前記第１のスイッチング素子の素子温度に応じて定まる素子耐圧から当該第１のスイッチング素子に流れる電流に応じて生じるサージ電圧の推定値を減じて決定され、
前記第２制限値は、前記第２のスイッチング素子の素子温度に応じて定まる素子耐圧から当該第２のスイッチング素子に流れる電流に応じて生じるサージ電圧の推定値を減じて決定される請求項１に記載の回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記駆動電圧は、前記回転電機の目標トルクと回転数とに応じて決定され、
前記電圧変換部は、前記駆動電圧を前記共通制限値以下に制限する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子の制御端子に接続される制御抵抗に印加する電圧又は前記制御抵抗の抵抗値を変更して前記スイッチング速度を変更するドライバを備える請求項１から３のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
【請求項５】
前記回転電機を第１の回転電機とすると共に、当該第１の回転電機を制御対象とする前記周波数変換部を第１の周波数変換部とし、
前記第１の回転電機に加えて第２の回転電機を備えると共に、当該第２の回転電機を制御対象とし、前記駆動電圧を交流電圧に変換する第２の周波数変換部と、当該第２の周波数変換部が有する第３のスイッチング素子の素子温度に基づいて、前記第２の周波数変換部における前記駆動電圧の制限値を第３制限値として決定する第３制限値決定部と、を更に備え、
前記共通制限値決定部は、前記第１制限値、前記第２制限値、及び前記第３制限値のうち最も低い制限値を共通制限値として決定する請求項１から４のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の出力を変換して駆動電圧を生成する電圧変換部と、回転電機を制御対象とし、前記駆動電圧を交流電圧に変換する周波数変換部と、を備えた回転電機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球温暖化の抑制に有効な車両として、モータを動力源として利用するハイブリッド自動車や電気自動車が実用化されると共に、高出力化、低燃費化、低コスト化を実現すべく開発が進められている。しかしながら、これらの高出力化と、低燃費化と、低コスト化との間には、以下に記載するようなトレードオフの関係がある。
【０００３】
高出力化を実現するには、モータの出力トルクを大きくすることが有効であり、その手段として、モータを駆動する駆動電圧を高くすることが挙げられる。駆動電圧を高くするには、当該駆動電圧を生成する昇圧回路における昇圧比を大きくしなければならない。したがって、昇圧回路や、当該昇圧回路により生成された昇圧電圧を交流電圧に変換するインバータに用いられる部品は、耐圧特性が優れたものを選定する必要がある。この結果、部品に係るコストが高くなってしまう。また、昇圧回路における昇圧比を大きくすると、変換効率が悪くなると共に、昇圧回路やインバータに用いられる部品に生じるサージ電圧が大きくなってしまう。このようなサージ電圧を小さくするには、スイッチング速度を遅くする必要がある。しかしながら、スイッチング速度を遅くすると、スイッチング損失が大きくなってしまう。したがって、燃費が悪化してしまう。
【０００４】
そこで、低燃費化を実現する手段の一つとして、スイッチング損失を小さくすることが行われる。スイッチング損失を小さくするには、スイッチング速度を速くすると好適である。しかしながら、スイッチング速度を速くすると、昇圧回路やインバータに用いられる部品に生じるサージ電圧が大きくなってしまう。このため、昇圧回路における昇圧比を小さくする必要がある。この結果、モータの出力トルクが小さくなり、高出力化を実現することができなくなってしまう。モータ駆動用のインバータについては、このような問題を改善する技術は、既にいくつか開示されている（例えば、特許文献１及び２）。
【０００５】
特許文献１に記載の電源装置は、３相モータを駆動させるインバータが備えるスイッチング素子のスイッチング時に生じるサージ電圧と損失との低減を両立させる技術に関するものである。この電源装置は、サージ電圧がスイッチング素子の温度に応じて変化する耐圧特性を超えないようにするために、スイッチング素子の温度に応じて、当該スイッチング素子に供給する電源電圧を変更している。したがって、ゲート抵抗の抵抗値を耐圧特性の高い常温側の耐圧特性に基づいて決定することができるため、ゲート抵抗の抵抗値を小さくすることができる。このため、スイッチング速度を速くすることができる。
【０００６】
また、特許文献２に記載の電気自動車の制御装置は、モータの駆動インバータが備えるＩＧＢＴに生じるサージ電圧を許容サージ耐圧以下に抑えながら、スイッチング損失を低減する技術に関するものである。この制御装置は、ＩＧＢＴ温度検出手段により検出されるＩＧＢＴの温度に基づいて、当該温度に応じてゲート抵抗を変更する。このゲート抵抗の抵抗値は、ＩＧＢＴの温度に応じて変化する許容サージ電圧以下になるように、温度に応じて変更される。したがって、ＩＧＢＴの温度に適したゲート抵抗を設定するため、スイッチング損失もその温度に応じて低減させることができる。
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１４３２９３号公報
【特許文献２】特開２００１−１６９４０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述のように、特許文献１及び２に開示されている技術は、いずれもモータ駆動用のインバータのみを対象とするものである。このため、昇圧コンバータとインバータとを備える場合には、以下のような問題が生じる可能性がある。
特許文献１に記載の電源装置では、インバータが備えるスイッチング素子の温度に応じて電源電圧を変更しているため、当該電源電圧を生成する昇圧コンバータのスイッチング素子の温度によっては、サージ電圧が昇圧コンバータのスイッチング素子の耐圧を超えてしまい、スイッチング素子が劣化し破損する可能性がある。
【０００９】
また、特許文献２に記載の制御装置では、駆動インバータが備えるＩＧＢＴの温度に応じてスイッチング速度を変更することにより、駆動インバータでのスイッチング速度は最適化することができる。しかしながら、駆動インバータの前段に昇圧回路が設けられる場合には、当該昇圧回路が備えるＩＧＢＴ等のスイッチング素子のスイッチング速度を変更することはできない。したがって、制御装置全体の効率を向上させて、低燃費化を実現することは容易ではない。
【００１０】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、昇圧コンバータ等の電圧変換部と、インバータ等の周波数変換部とを備える回転電機の制御装置において、高出力化を実現すると共に、低コスト化も図ることが可能な回転電機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するための本発明に係る回転電機の制御装置の特徴構成は、直流電源の出力を変換して駆動電圧を生成する電圧変換部と、回転電機を制御対象とし、前記駆動電圧を交流電圧に変換する周波数変換部と、を備え、前記電圧変換部が有する第１のスイッチング素子の素子温度に基づいて、当該電圧変換部における前記駆動電圧の制限値を第１制限値として決定する第１制限値決定部と、前記周波数変換部が有する第２のスイッチング素子の素子温度に基づいて、当該周波数変換部における前記駆動電圧の制限値を第２制限値として決定する第２制限値決定部と、前記第１制限値及び前記第２制限値のうち低い方の制限値を共通制限値として決定する共通制限値決定部と、を備え、前記第１制限値及び前記第２制限値のうち、高い方を制限値とする前記電圧変換部又は前記周波数変換部が有するスイッチング素子のスイッチング速度を、当該制限値と前記共通制限値との差に応じて速める点にある。
【００１２】
このような特徴構成とすれば、電圧変換部が有する第１スイッチング素子及び周波数変換部が有する第２スイッチング素子の双方について、素子温度に応じて定まる素子耐圧に基づいて、電圧変換部が生成する駆動電圧の制限値を決定することにより、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の素子耐圧が夫々の素子温度に応じて変化した場合であっても、各スイッチング素子に加わる電圧が素子耐圧を超えないように制御することができる。このため、制御装置の運転状況に応じて変化する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の双方の素子温度に応じた駆動電圧を各スイッチング素子に供給するので、各スイッチング素子に加わる電圧が素子耐圧を超えない範囲で高い電圧をスイッチング素子に供給することができる。したがって、回転電機の高出力化を図ることができる。更に、温度条件が悪い状況、すなわち素子温度が非常に低い状況を基準として素子耐圧を設定する必要がないので、耐圧特性の優れたスイッチング素子を使用する必要がなく、低コスト化を図ることが可能となる。
また、このような特徴構成とすれば、共通制限値と第１制限値との差に応じて第１のスイッチング素子のスイッチング速度を速めることが可能となる。或いは、共通制限値と第２制限値との差に応じて第２のスイッチング素子のスイッチング速度を速めることが可能となる。したがって、スイッチング素子のスイッチング損失を減らすことができ、更に効率を上げることができる。また、本特徴構成であれば、各スイッチング素子の素子温度に基づいて決定される第１制限値、第２制限値、及び共通制限値のみに基づいてスイッチング速度を算出するため、スイッチング速度の算出に係る演算処理負荷を軽減することができる。
なお、本願では、「回転電機」は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
【００１３】
また、前記第１制限値は、前記第１のスイッチング素子の素子温度に応じて定まる素子耐圧から当該第１のスイッチング素子に流れる電流に応じて生じるサージ電圧の推定値を減じて決定され、前記第２制限値は、前記第２のスイッチング素子の素子温度に応じて定まる素子耐圧から当該第２のスイッチング素子に流れる電流に応じて生じるサージ電圧の推定値を減じて決定されると好適である。
【００１４】
このような構成であれば、電圧変換部における第１制限値を、第１のスイッチング素子の素子耐圧と、当該第１のスイッチング素子に流れる電流から推定したサージ電圧の推定値とから決定するため、確実に第１スイッチング素子の素子耐圧を超えないようにすることができる。また、周波数変換部における第２制限値を、第２のスイッチング素子の素子耐圧と、当該第２のスイッチング素子に流れる電流から推定したサージ電圧の推定値とから決定するため、確実に第２スイッチング素子の素子耐圧を超えないようにすることができる。したがって、夫々のスイッチング素子の通電状況に応じて、容易に制限値を決定することができる。
【００１５】
また、前記駆動電圧は、前記回転電機の目標トルクと回転数とに応じて決定され、前記電圧変換部は、前記駆動電圧を前記共通制限値以下に制限すると好適である。
【００１６】
このような構成とすれば、共通制限値を超えない範囲で目標トルクと回転数とに応じた駆動電圧を生成することができる。このため、素子耐圧を超えないようにしながら、回転電機を適切に駆動することが可能となる。
【００２１】
例えば、スイッチング素子のスイッチング速度を変更するには、スイッチング素子を駆動するドライバが、前記スイッチング素子の制御端子に接続される制御抵抗に印加する電圧又は前記制御抵抗の抵抗値を変更することにより実現可能である。
【００２２】
このような構成とすれば、容易にスイッチング素子のスイッチング速度を変更することが可能となる。
【００２３】
また、前記回転電機を第１の回転電機とすると共に、当該第１の回転電機を制御対象とする前記周波数変換部を第１の周波数変換部とし、前記第１の回転電機に加えて第２の回転電機を備えると共に、当該第２の回転電機を制御対象とし、前記駆動電圧を交流電圧に変換する第２の周波数変換部と、当該第２の周波数変換部が有する第３のスイッチング素子の素子温度に基づいて、前記第２の周波数変換部における前記駆動電圧の制限値を第３制限値として決定する第３制限値決定部と、を更に備え、前記共通制限値決定部は、前記第１制限値、前記第２制限値、及び前記第３制限値のうち最も低い制限値を共通制限値として決定すると好適である。
【００２４】
このように、回転電機を２つ備える構成であっても、本回転電機の制御装置であれば、上述と同様の効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態について図面に基づいて説明する。本実施形態においては、本発明に係る回転電機の制御装置１００（以下、制御装置とする）をハイブリッド車両に適用した場合を例として説明する。図１は、本実施形態に係る制御装置１００の構成を概略的に示した模式図である。本制御装置１００は、ハイブリッド車両が備える高圧（例えば２１０Ｖ）系のバッテリＢ１と、低圧（例えば１２Ｖ）系のバッテリＢ２と、第１の回転電機ＭＧ１と、第２の回転電機ＭＧ２とが接続される。本制御装置１００は、これらの高圧系のバッテリＢ１の出力及び低圧系のバッテリＢ２の出力を用いて、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を回転駆動させる際に、従来用いられる廉価な部品を変更することなく、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を高出力且つ高効率で回転駆動させる機能を備えている。以下、制御装置１００の各部の構成に関して説明する。
【００２６】
高圧系のバッテリＢ１及び低圧系のバッテリＢ２は、数Ｖ程度のバッテリセルを複数個、直並列接続することにより、所定の電圧及び電流が出力可能なように構成される。高圧系のバッテリＢ１は、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を駆動する駆動源として用いられ、例えば２１０Ｖ程度の電圧を出力する。また、このバッテリＢ１の出力は、ハイブリッド車両が備えるエアコン等の比較的消費電力の大きい電装品（図示しない）の電源としても用いられる。一方、低圧系のバッテリＢ２は、ドライバ３（後述する）の電源として用いられ、例えば１２Ｖ程度の電圧を出力する。また、このバッテリＢ２の出力は、ハイブリッド車両が備えるマイコン等の比較的消費電力の小さい電装品（図示しない）の電源としても用いられる。
【００２７】
第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２は、夫々電力の供給を受けて回転動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、回転動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能とを備えている。従って、以下の説明において、特に何れかの回転電機を特定する必要がない場合には、符号ＭＧ１及びＭＧ２を省略することがある。回転電機がモータとして機能する際に供給される電力は、上述の高圧系のバッテリＢ１の出力に基づいて電圧変換部１により生成された駆動電圧又はジェネレータとして機能する他方の回転電機に発電された電気エネルギーが用いられる（詳細は、後述する）。また、回転電機がジェネレータとして機能する際に供給される回転動力は、ハイブリッド車両が備えるエンジンにより発生される回転駆動力又は車両の慣性走行時に車輪側から伝達される回転駆動力が用いられる。
【００２８】
制御装置１００は、主に、電圧変換部１、周波数変換部２、ドライバ３、ドライバ用電源部４、素子温度検出部５、電流検出部６、回転角検出部７、ＴＣＵ（trans-axle control unit）１０の各機能部を備える。上述のように、制御装置１００は、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を回転駆動させる。
【００２９】
第１の回転電機ＭＧ１は、主にハイブリッド車両の走行用の駆動力を補助するモータとして機能する。また、ハイブリッド車両の減速時には、第１の回転電機ＭＧ１は、ハイブリッド車両の慣性力を電気エネルギーとして回生するジェネレータとして機能する。
【００３０】
一方、第２の回転電機ＭＧ２は、主にエンジンからの回転駆動力により発電を行うジェネレータとして機能し、バッテリＢ１を充電し、或いは第１の回転電機ＭＧ１を駆動させるための電力を供給する。ただし、ハイブリッド車両の高速走行時には、第２の回転電機ＭＧ２がモータとして機能する場合もある。このような第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２の運転は、ＴＣＵ１０により制御される。
【００３１】
これらの回転電機ＭＧ１及び回転電機ＭＧ２は、図示はしないが、永久磁石を備えるロータと、当該ロータに回転力を与えるための磁界を発生させるステータとを備える。このステータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相のステータコイルｓ１ｕ，ｓ１ｖ，ｓ１ｗ、及びｓ２ｕ，ｓ２ｖ，ｓ２ｗを備える。各ステータコイルの一端は、電気的に中性な中性点で共通に接続され、Ｙ結線される。各ステータコイルの他端は、後述の周波数変換部２に接続される。
【００３２】
電圧変換部１は、直流電源の出力を変換して駆動電圧を生成する。直流電源は、上述の高圧系のバッテリＢ１が相当する。したがって、直流電源の出力とは、バッテリＢ１から出力される電圧に相当する。また、駆動電圧とは、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を回転駆動するために、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２に供給される電圧を示す。したがって、電圧変換部１は、バッテリＢ１の出力を変換して、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を回転駆動するための駆動電圧を生成する。この駆動電圧は、目標トルクと回転数とに応じて決定される。目標トルクとは、走行状態や運転者の操作等（アクセル操作やブレーキ操作等）に応じてハイブリッド車両を適切に走行させるために、回転電機が出力することを要求されるトルクである。また、回転数とは、レゾルバなどの回転角検出部７で検出した回転数である。
【００３３】
ここで、電圧変換部１は、第１の平滑用コンデンサ１ａ、コイル１ｂ、上下対のスイッチング素子１ｃ，１ｄ、上下対のダイオード１ｅ，１ｆ、放電用抵抗器１ｇ、第２の平滑用コンデンサ１ｈから構成される。本実施形態における、電圧変換部１は、回転電機がモータとして機能する際には昇圧コンバータとして機能する。したがって、電圧変換部１が行う出力の変換とは、バッテリＢ１から出力される電圧を、当該電圧より高い電圧にする（昇圧する）昇圧変換を指す。また、詳細は後述するが、電圧変換部１は、回転電機がジェネレータとして機能する際には降圧コンバータとして機能し、回転電機により生成された電気エネルギー（電圧）をバッテリＢ１に回生するのに適した電圧に降圧する降圧変換を行うことも可能である。
【００３４】
ここで、電圧変換部１が備えるスイッチング素子１ｃ，１ｄは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタを用いることができる。以下の説明においては、特に断りがない限り、スイッチング素子１ｃ，１ｄは、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄとして説明する。
【００３５】
電圧変換部１が昇圧コンバータとして機能する場合には、バッテリＢ１から出力される電圧を昇圧して駆動電圧を生成する。この場合には、主に、第１の平滑用コンデンサ１ａと、コイル１ｂと、ＩＧＢＴ１ｄと、ダイオード１ｅと、第２の平滑用コンデンサ１ｈとが用いられる。
【００３６】
第１の平滑用コンデンサ１ａは、バッテリＢ１の出力に重畳するリップル成分の除去を行う。コイル１ｂは、ＩＧＢＴ１ｄのＯＮ動作に応じてエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦ動作に応じて前記蓄えられたエネルギーを放出する。ＩＧＢＴ１ｄは、上述のようにコイル１ｂのエネルギーを蓄えたり放出したりするためにＯＮ／ＯＦＦ制御される。ＩＧＢＴ１ｄは、ＯＮ動作時にコレクタ−エミッタ間が導通し、コレクタ電流が流れる。このコレクタ電流が流れている際に、コイル１ｂにエネルギーが蓄えられる。このＯＮ／ＯＦＦ制御は、ＴＣＵ１０によりドライバ３（後述する）を介してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により行われる。
【００３７】
ダイオード１ｅは、ＩＧＢＴ１ｄのＯＦＦ動作時に、バッテリＢ１からの出力に前記コイルに蓄えられたエネルギーを重畳して、アノード側からカソード側に電流を流す。第２の平滑用コンデンサ１ｈは、ダイオード１ｅを介して流れてきた電流によりエネルギーを蓄えると共に、平滑を行う。したがって、第２のコンデンサ１ｈの一端に接続される電源ライン２０において、バッテリＢ１から出力される電圧から昇圧された昇圧電圧を出力することができる。なお、放電用抵抗器１ｇは、電圧変換部１及び回転電機が停止した際、第２の平滑用コンデンサ１ｈに充電されているエネルギーを放電させる放電手段として機能する。このように電圧変換部１は、バッテリＢ１の出力を変換して駆動電圧に適した昇圧電圧を生成する。
【００３８】
ここで、電圧変換部１が昇圧コンバータとして機能する際のＰＷＭ制御においては、ＩＧＢＴ１ｄがＤＵＴＹ制御される。このＤＵＴＹ制御は、入力電圧と出力電圧との比である昇圧比及び出力負荷に応じて行われる。本実施形態の場合、入力電圧はバッテリＢ１の出力が相当し、出力電圧は回転電機に供給される駆動電圧に相当する。また、昇圧比とは出力電圧を入力電圧で除した比である。例えば、入力電圧と出力電圧との差が小さい場合には、昇圧比が１に近くなる。係る場合、ＩＧＢＴ１ｄのオンＤＵＴＹは小さくなる。一方、入力電圧と出力電圧との差が大きい場合には、昇圧比が大きくなる。係る場合、ＩＧＢＴ１ｄのオンＤＵＴＹは大きくなる。したがって、昇圧比が１よりも大きくなると、ＩＧＢＴ１ｄのコレクタ電流が大きくなる。
【００３９】
また、ＤＵＴＹ制御は、電圧変換部１の出力負荷に応じても行われる。出力負荷とは、電圧変換部１の出力側に接続される負荷である。本実施形態の場合、回転電機が相当する。この負荷は、回転電機が備えるステータコイルに流す電流の変化に応じて変動する。即ち、ステータコイルに流す電流が大きい場合には、電圧生成部１の出力負荷が重くなることに相当し、ＩＧＢＴ１ｄのオンＤＵＴＹが大きくなる。一方、ステータコイルに流す電流が小さい場合には、電圧生成部１の出力負荷が軽くなることに相当し、ＩＧＢＴ１ｄのオンＤＵＴＹが小さくなる。したがって、電圧変換部１の出力負荷が重くなった場合には、ＩＧＢＴ１ｄのコレクタ電流が大きくなる。
【００４０】
このように、ＩＧＢＴ１ｄのコレクタ電流は、昇圧比及び出力負荷に応じて増加する。ここで、ＩＧＢＴは、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流との積に応じたコレクタ損失が発生し、当該コレクタ損失に応じてＩＧＢＴが発熱することが知られている。したがって、上述のように、昇圧比及び出力負荷に応じて、ＩＧＢＴ１ｄのコレクタ損失が大きくなると、ＩＧＢＴ１ｄの素子温度が高くなる。なお、このコレクタ損失には、ＩＧＢＴの定常状態の損失だけでなく、ＩＧＢＴのターンオン及びターンオフに係るスイッチング損失も含まれる（後述する）。
【００４１】
電圧変換部１が降圧用コンバータとして機能する場合には、回転電機の回転に応じて第２の平滑用コンデンサ１ｈに蓄えられたエネルギーをバッテリＢ１の充電に適した電圧に降圧する。この場合には、主に、第１の平滑用コンデンサ１ａと、コイル１ｂと、スイッチング素子１ｃと、ダイオード１ｆと、第２の平滑用コンデンサ１ｈとが用いられる。
【００４２】
第２の平滑用コンデンサ１ｈは、回転電機のジェネレータ機能により生成される電気エネルギーを充電する。コイル１ｂは、スイッチング素子１ｃのＯＮ動作に応じてエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦ動作に応じて前記蓄えられたエネルギーを放出する。ＩＧＢＴ１ｃは、上述のようにコイル１ｂにエネルギーを蓄えたり放出したりするためにＯＮ／ＯＦＦ制御される。ＩＧＢＴ１ｃは、ＯＮ動作時にコレクタ−エミッタ間が導通し、コレクタ電流が流れる。このコレクタ電流が流れている際に、コイル１ｂにエネルギーが蓄えられる。この場合も、ＯＮ／ＯＦＦ制御は、電圧変換部１が昇圧用コンバータとして機能する場合と同様に、ＴＣＵ１０によりドライバ３を介してＰＷＭ制御される。
【００４３】
ダイオード１ｆは、ＩＧＢＴ１ｃのＯＦＦ動作時にコイル１ｂから放出されたエネルギーに応じた電流を、第１の平滑用コンデンサ１ａを介して転流させる転流ダイオードとして機能する。第１の平滑用コンデンサ１ａは、コイル１ｂから流れてきた電流によりエネルギーを蓄えると共に、平滑を行う。このように電圧変換部１は、回転電機から出力される電気エネルギーに応じた電圧から、バッテリＢ１への回生に応じた電圧に適した降圧電圧を生成する。
【００４４】
ここで、電圧変換部１が降圧用インバータとして機能する場合のＰＷＭ制御では、ＩＧＢＴ１ｃがＤＵＴＹ制御される。このＤＵＴＹ制御は、入力電圧と出力電圧との比である降圧比に応じて行われる。本実施形態の場合、入力電圧は回転電機の回転により第２のコンデンサ１ｈに充電された電気エネルギーに応じた電圧に相当する。出力電圧はバッテリＢ１の充電に適した電圧に相当する。また、降圧比とは、出力電圧を入力電圧で除した比である。例えば、入力電圧と出力電圧との差が小さい場合には、降圧比が１に近くなる。係る場合、ＩＧＢＴ１ｃのオンＤＵＴＹは大きくなる。一方、入力電圧と出力電圧との差が大きい場合には、降圧比が１よりも大きくなる。係る場合、ＩＧＢＴ１ｃのオンＤＵＴＹは小さくなる。したがって、降圧比が小さくなると、ＩＧＢＴ１ｃのコレクタ電流が大きくなる。
【００４５】
周波数変換部２は、回転電機を制御対象とし、駆動電圧を交流電圧に変換する。本実施形態においては、回転電機は、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２からなる。したがって、周波数変換部２は、第１の回転電機ＭＧ１を制御対象とする第１の周波数変換部２１と、第２の回転電機ＭＧ２を制御対象とする第２の周波数変換部２２とからなる。ここで、第１の周波数変換部２１及び第２の周波数変換部２２が備えるスイッチング素子も、上述の電圧変換部１と同様に、特に断りがない限り、ＩＧＢＴを用いた場合の例として説明する。なお、第１の周波数変換部２１と第２の周波数変換部２２とは、その構成においては、同様であるため、以下では、第１の周波数変換部２１についてのみ説明する。
【００４６】
第１の周波数変換部２１は、電源ライン２０側にコレクタ端子が接続されたハイサイドのＩＧＢＴ２１ａ，２１ｂ，２１ｃと、バッテリＢ１の負電極側にエミッタ端子が接続されたローサイドのＩＧＢＴ２１ｄ，２１ｅ，２１ｆと、の合計６つのＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆで構成される。このように構成された各ＩＧＢＴは、例えば、ＩＧＢＴ２１ａ及びＩＧＢＴ２１ｆのみを同時にオンさせると、電圧変換部１で昇圧された電圧に応じた電流が、電源ライン２０を介してＩＧＢＴ２１ａ、ステータコイルｓ１ｗ、ステータコイルｓ１ｖ、ＩＧＢＴ２１ｑを介して流れる。一方、ＩＧＢＴ２１ｂ及びＩＧＢＴ２１ｄのみを同時にオンさせると、電圧変換部１で昇圧された電圧に応じた電流は、電源ライン２０を介してＩＧＢＴ２１ｂ、ステータコイルｓ１ｕ、ステータコイルｓ１ｗ、ＩＧＢＴ２１ｄを介して流れる。
【００４７】
このようにＩＧＢＴ２１ａ及びＩＧＢＴ２１ｆのみをオンさせた場合と、ＩＧＢＴ２１ｂ及びＩＧＢＴ２１ｄのみをオンさせた場合とでは、ステータコイルｓ１ｗに流れる電流の方向が異なる。そのため、各ステータコイルには電流の流れる方向に応じた電磁力が働き、当該電磁力とロータが備える永久磁石との間で引力及び斥力が発生することとなる。したがって、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの中から選択されたハイサイドのＩＧＢＴとローサイドのＩＧＢＴとで形成される上下対のＩＧＢＴを順次オンさせることにより、ロータが回転力を得ることができる。即ち、回転電機ＭＧ１を回転駆動させることができる。このように、夫々のＩＧＢＴには、ステータコイルに電流を流す際にコレクタ電流が流れる。ここで、上述のように、回転電機ＭＧ１の出力を上げるには、ステータコイルに流す電流を増やす必要がある。したがって、ＩＧＢＴのコレクタ電流も、回転電機ＭＧ１に要求される出力の上昇に応じて増加する。なお、回転電機の出力とは、回転電機のトルクと回転数とに応じて決まるものであり、例えば、回転電機の仕事率やパワーに相当する。
【００４８】
ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのＯＮ／ＯＦＦ制御はＰＷＭ制御により行われる。ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのコレクタ電流は、当該ＰＷＭ制御に応じてオンＤＵＴＹが大きくなると増加し、オンＤＵＴＹが小さくなると減少する。また、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのコレクタ電流は、電圧変換部１により生成される昇圧電圧によっても変化する。即ち、昇圧電圧が高くなるにつれて、電源ライン２０からバッテリＢ１の負極までの電位差が大きくなるため、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのコレクタ電流も大きくなる。一方、昇圧電圧が低くなると、電源ライン２０からバッテリＢ１の負極までの電位差が小さくなるため、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのコレクタ電流も小さくなる。このようなＰＷＭ制御は、ＴＣＵ１０によりドライバ３を介して制御される（後述する）。
【００４９】
このように、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのコレクタ電流は、電圧変換部１により生成される昇圧電圧（昇圧比）及び回転電機ＭＧ１に要求される出力に応じて増加する。したがって、昇圧比及び回転電機ＭＧ１に要求される出力に応じてＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのコレクタ損失が発生し、当該コレクタ損失が大きくなると素子温度が高くなる。
【００５０】
ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆには、コレクタ端子にカソード端子が、またエミッタ端子にアノード端子が接続されるように夫々ダイオード２１ｌ〜２１ｑが配設されている。ここで、各ステータコイルには、通電中にエネルギーが蓄えられる。これらのダイオード２１ｌ〜２１ｑは、回転電気ＭＧ１がモータとして機能する場合、各ステータコイルの通電を停止した際に該エネルギーに起因して発生する逆起電力によって周辺部品に悪影響を及ぼさないようにするために配設されるものである。
【００５１】
また、ダイオード２１ｌ〜２１ｑは、回転電機ＭＧ１がジェネレータとして機能する場合には、第２の平滑用コンデンサ１ｈと共に、ブリッジ整流回路を構成する。回転電機ＭＧ１がジェネレータとして機能する際に、例えば、ステータコイルｓ１ｗからステータコイルｓ１ｕに流れていた電流により蓄えられたエネルギーを取り出す場合には、ｓ１ｗ、ダイオード２１ｌ、第２の平滑用コンデンサ１ｈ、ダイオード２１ｐ、ｓ１ｕを介して、電流が流れることで、第２の平滑用コンデンサ１ｈに当該電流に応じた電気エネルギーが蓄えられる。そして、回転電機ＭＧ１の回転に応じて、他のステータコイルからも第２の平滑用コンデンサ１ｈに電気エネルギーが蓄えられる。この電気エネルギーは、回転電機ＭＧ２を駆動させるための電力として使用される。また、この電気エネルギーをバッテリＢ１に回生するには、当該電気エネルギーに基づく電圧を、電圧変換部１がバッテリＢ１の充電に適した電圧に降圧することにより、バッテリＢ１に充電電流が流れることとなる。したがって、バッテリＢ１を充電することが可能となる。
【００５２】
第２の周波数変換部２２も、第１の周波数変換部２１と同様に、複数のＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆ及び複数のダイオード２２ｌ〜２２ｑから構成される。その機能に関しては、第１の周波数変換部２１と同様であるため、説明は省略する。
【００５３】
素子温度検出部５は、ＩＧＢＴの素子温度の検出を行う。素子温度とは、ＩＧＢＴのチップを意味するものに限定されるわけではなく、ＩＧＢＴのチップが封入される樹脂モールドの温度であっても良い。ここで、上述のように、ＩＧＢＴは、電圧生成部１、第１の周波数変換部２１、及び第２の周波数変換部２２に夫々備えられる。したがって、素子温度検出部５は、夫々の機能部が備えるＩＧＢＴの素子温度を検出するために、素子温度検出部５１〜５３として夫々に備えられる。
【００５４】
電圧変換部１に備えられる素子温度検出部５１は、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの素子温度を検出する。上述のように、ＩＧＢＴ１ｄは電圧生成部１が昇圧コンバータとして機能する場合にコレクタ電流が流れ、ＩＧＢＴ１ｃは電圧生成部１が降圧コンバータとして機能する場合にコレクタ電流が流れる。上述のように、当該コレクタ電流が流れているＩＧＢＴは、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流とに応じて発熱する。素子温度検出部５１は、このように発熱するＩＧＢＴの素子温度の検出を行う。また、本実施形態においては、複数のＩＧＢＴの素子温度を１つの素子温度検出部５１で検出する。したがって、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの略中央付近に備えるようにしても良いし、何れか一方の近くに備え、検出結果に基づいて、夫々の素子温度を補正して求めても良い。素子温度検出部５１により検出された検出結果は、素子温度情報として、後述のＴＣＵ１０に伝達される。
【００５５】
第１の周波数変換部２１に備えられる素子温度検出部５２は、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの素子温度を検出する。上述のように、これらのＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆは、回転電機ＭＧ１が備えるステータコイルに電流を流す際に、ハイサイドのＩＧＢＴとローサイドのＩＧＢＴとの中から選択された一対のＩＧＢＴにコレクタ電流が流れる。したがって、当該コレクタ電流が流れているＩＧＢＴは、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流とに応じたコレクタ損失が発生し、当該コレクタ損失に応じて発熱する。素子温度検出部５２は、このようなＩＧＢＴの素子温度の検出を行う。また、本実施形態においては、複数のＩＧＢＴの素子温度を１つの素子温度検出部５２で検出する。したがって、素子温度検出部５２を、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの略中央付近に備えるようにしても良いし、何れかのＩＧＢＴの近くに備え、検出結果に基づいて、夫々の素子温度を補正して求めても良い。素子温度検出部５２により検出された検出結果は、素子温度情報として、後述のＴＣＵ１０に伝達される。
【００５６】
第２の周波数変換部２２には、素子温度検出部５３が備えられる。その構成に関しては、第１の周波数変換部２１に備えられる素子温度検出部５２と同様であるため、説明は省略する。
【００５７】
電流検出部６は、回転電機のステータコイルに流れる電流の検出を行う。この電流検出部６は、回転電機ＭＧ１のステータコイルに流れる電流の検出を行う電流検出部６１と、回転電機ＭＧ２のステータコイルに流れる電流の検出を行う電流検出部６２とから構成される。尚、図１においては、３相全ての電流を計測する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流を計測し、その位相差に基づいて残りの一相の電流を演算により求めてもよい。電流検出部６により検出された検出結果は、電流値情報として後述のＴＣＵ１０に伝達される。
【００５８】
回転角検出部７は、回転電機のロータの回転角を検出する。この回転角検出部７は、回転電機ＭＧ１のロータの回転角を検出する第１の回転角検出部７１と、回転電機ＭＧ２のロータの回転角を検出する第２の回転角検出部７２とから構成される。回転角検出部７は、ロータの回転角を電気角θに変換し、電気角θに応じた信号を回転角情報としてＴＣＵ１０に出力する。
【００５９】
ＴＣＵ１０は、制御部として機能し、電圧変換部１及び周波数変換部２を制御して、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を制御する。上述の説明において、電圧変換部１及び周波数変換部２は、ＰＷＭ制御により制御されるとして説明したが、このＰＷＭ制御は、本ＴＣＵ１０により行われる。また、本ＴＣＵ１０は、本発明の目的を実現するように、第１の回転電機ＭＧ１及び第２の回転電機ＭＧ２を高出力且つ高効率で回転駆動させる機能を備えている。以下に、ＴＣＵ１０が行う制御について説明する。
【００６０】
図２は、ＴＣＵ１０の機能構成を示す図である。ＴＣＵ１０は、バッテリ電流推定部１０ａ、第１サージ電圧推定部１０ｃ、第１サージ電圧マップ格納部１０ｄ、第１制限値決定部１０ｅ、第１素子耐圧マップ格納部１０ｆ、第１トルク制御値算出部１０ｇ、第１電流指令値算出部１０ｈ、第１ＰＷＭ制御部１０ｉ、第２サージ電圧推定部１０ｊ、第２サージ電圧マップ格納部１０ｋ、第２制限値決定部１０ｌ、第２素子耐圧マップ格納部１０ｍ、第２トルク制御値算出部１０ｎ、第２電流指令値算出部１０ｏ、第２ＰＷＭ制御部１０ｐ、第３サージ電圧推定部１０ｑ、第３サージ電圧マップ格納部１０ｒ、第３制限値決定部１０ｓ、第３素子耐圧マップ格納部１０ｔ、共通制限値決定部１０ｕ、電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖ、スイッチング速度決定部１０ｗの各機能部を備える。本ＴＣＵ１０は、ＣＰＵを中核部材として、制御装置１００を制御する種々の処理を行うための上述の機能部がハードウェア又はソフトウェア或いはその両方で構築されている。
【００６１】
第１トルク制御値算出部１０ｇは、ハイブリッド車両を適切に走行させるために回転電機ＭＧ１に要求される目標トルクを算出する。この目標トルクの算出は、車両の走行状態や運転者の操作等に応じて行われる。算出された目標トルクを示す信号が、第１トルク指令値としてバッテリ電流推定部１０ａ及び第１電流指令値算出部１０ｈに伝達される。
【００６２】
第１電流指令値算出部１０ｈは、上述の第１トルク指令値と回転電機ＭＧ１の回転数とに基づいて、回転電機ＭＧ１のステータコイルに流す電流を第１電流指令値として算出する。なお、回転電機ＭＧ１の回転数は、上述の第１の回転角検出部７１から伝達される回転角情報に基づいて算出される。この第１電流指令値は、第１ＰＷＭ制御部１０ｉ、第２サージ電圧推定部１０ｊ、及び電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖに伝達される。
【００６３】
第１ＰＷＭ制御部１０ｉは、上述の第１電流指令値に基づいて、第１の周波数変換部２１が備えるＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆのＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御信号を生成する。当該第１ＰＷＭ制御部１０ｉにより生成されたＰＷＭ制御信号は、後述のドライバ３２（図１参照）に伝達される。
【００６４】
第２サージ電圧マップ格納部１０ｋは、第１の周波数変換部２１が備えるＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆに生じるサージ電圧とコレクタ電流との関係を示す第２サージ電圧マップが格納される。サージ電圧とは、特にＩＧＢＴをＯＮからＯＦＦにした場合に発生するパルス状の電圧である。このサージ電圧は、ＩＧＢＴのコレクタ電流に応じて変化する。このような関係を示す第２サージ電圧マップの一例を図３に示す。図３のように、第２サージ電圧マップは、横軸をコレクタ電流、縦軸をサージ電圧として示される。図３中の実線で示されるように、コレクタ電流の増加に応じて、サージ電圧は大きくなる。なお、本実施形態では、当該サージ電圧の電圧値は、詳細は後述するが、ＩＧＢＴの素子耐圧を保護することを目的として用いられる。したがって、第２サージ電圧マップは、コレクタ電流に応じて発生しうるサージ電圧の最大値が規定されている。
【００６５】
第２サージ電圧推定部１０ｊは、上述の第１電流指令値に基づいて、第１の周波数変換部２１が備えるＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆに生じるサージ電圧を第２サージ電圧として推定する。上述のように、サージ電圧は、ＩＧＢＴのコレクタ電流に応じて変化することから第１電流指令値に示される電流をコレクタ電流とし、サージ電圧を推定することが可能である。第２サージ電圧推定部１０ｊは、第２サージ電圧マップ格納部１０ｋに格納される第２サージ電圧マップに基づいて、第２サージ電圧の推定を行う。第１電流指令値算出部１０ｈから、第１電流指令値がＩ０〔Ａ〕であると伝達された場合には、第２サージ電圧推定部１０ｊは、図３に示されるように第２サージ電圧マップを用いて、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆに生じるサージ電圧がＶ０１〔Ｖ〕であると推定する。第２サージ電圧推定部１０ｊにより推定されたサージ電圧の推定値は、後述の第２制限値決定部１０ｌに伝達される。
【００６６】
第２素子耐圧マップ格納部１０ｍは、第１の周波数変換部２１が有するＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの素子温度と素子耐圧との関係を示す第２素子耐圧マップが格納される。素子耐圧とは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の耐圧を示し、一般的に絶対最大定格で示されるものに相当する。この素子耐圧は、ＩＧＢＴの素子温度に応じて変化する。このような関係を示す第２素子耐圧マップの一例を図４に示す。図４のように、第２素子耐圧マップは、横軸をＩＧＢＴの素子温度、縦軸を素子耐圧として示される。図４に示されるように、素子温度が低くなるにつれて、素子耐圧が低下する。
【００６７】
第２制限値決定部１０ｌは、第１の周波数変換部２１が有するＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの素子温度に基づいて、第１の周波数変換部２１における駆動電圧の制限値を第２制限値として決定する。ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの素子温度は、上述のように、素子温度検出部５２により検出され、素子温度情報として当該第２制限値決定部１０ｌに伝達される。駆動電圧とは、回転電機ＭＧ１を駆動させるのに必要な電圧であり、電圧変換部１により生成される昇圧電圧が相当する。ここで、上述のようにＩＧＢＴには、コレクタ電流に応じてサージ電圧が生じる。また、制限値とは、駆動電圧とサージ電圧との合計が、ＩＧＢＴの素子耐圧を超えることがないように設定される駆動電圧の制限値である。第２制限値は、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの素子温度に応じて定まる素子耐圧から当該ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆに流れる電流（コレクタ電流）に応じて生じるサージ電圧の推定値を減じて決定される。サージ電圧の推定値は、上述のように第２サージ電圧推定部１０ｊから伝達される。
【００６８】
具体的に、図４を用いて説明する。第２制限値決定部１０ｌは、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆの素子温度がＴ０〔℃〕であることを示す素子温度情報が伝達されると、第２素子耐圧マップ格納部１０ｍに格納される第２素子耐圧マップに基づいて、Ｔ０〔℃〕における素子耐圧がＶ０〔Ｖ〕であると特定する。そして、第２サージ電圧推定部１０ｊから伝達されるサージ電圧の推定値がＶ０１〔Ｖ〕であるとすると、Ｖ０〔Ｖ〕からＶ０１〔Ｖ〕を減じたＶ１〔Ｖ〕を第２制限値として決定する。このようにして決定された第２制限値は、第１の周波数変換部２１における駆動電圧の制限値として共通制限値決定部１０ｕに伝達される。
【００６９】
また、第２トルク制御値算出部１０ｎ、第２電流指令値算出部１０ｏ、第２ＰＷＭ制御部１０ｐ、第３サージ電圧推定部１０ｑ、第３サージ電圧マップ格納部１０ｒ、第３制限値決定部１０ｓ、第３素子耐圧マップ格納部１０ｔは、上述の第１トルク制御値算出部１０ｇ、第１電流指令値算出部１０ｈ、第１ＰＷＭ制御部１０ｉ、第２サージ電圧推定部１０ｊ、第２サージ電圧マップ格納部１０ｋ、第２制限値決定部１０ｌ、第２素子耐圧マップ格納部１０ｍと、同様の処理が行われる。したがって、以下には差異点のみ記載する。
【００７０】
第２トルク制御値算出部１０ｎは、回転電機ＭＧ２に要求される目標トルクを算出する。算出された目標トルクを示す信号は、第２トルク指令値として、バッテリ電流推定部１０ａ及び第２電流指令値算出部１０ｏに伝達される。また、第２電流指令値算出部１０ｏが算出する第２電流指令値は、第２ＰＷＭ制御部１０ｐ、第３サージ電圧推定部１０ｑ、及び電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖに伝達される。また、第２ＰＷＭ制御部１０ｐが生成したＰＷＭ制御信号は、後述のドライバ３３に伝達される。
【００７１】
更に、第３制限値決定部１０ｓは、回転電機ＭＧ２を制御対象とする第２の周波数変換部２２が備えるＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆの素子温度に基づいて、当該第２の周波数変換部２２における駆動電圧の制限値を第３制限値として決定する。第３制限値決定部１０ｓにより決定された第３制限値は、共通制限値決定部１０ｕに伝達される。
【００７２】
バッテリ電流推定部１０ａは、回転電機を駆動するのに必要な総電力と、バッテリＢ１から出力されるバッテリ電圧とに基づいてバッテリ電流を推定する。ここで用いられる総電力は、回転電機ＭＧ１の第１トルク指令値と回転数とを乗算して求めたパワー及び回転電機ＭＧ２の第２トルク指令値と回転数とを乗算して求めたパワーとの合算値である。上述のように、第１トルク指令値は第１トルク制御値算出部１０ｇから伝達され、第２トルク指令値は第２トルク制御値算出部１０ｎから伝達される。バッテリ電流推定部１０ａは、上述の回転電機ＭＧ１及び回転電機ＭＧ２の双方を駆動するのに必要な総電力をバッテリ電圧で除算することによって、バッテリ電流を推定する。バッテリ電流推定部１０ａにより推定されたバッテリ電流は、第１サージ電圧推定部１０ｃに伝達される。
【００７３】
第１サージ電圧マップ格納部１０ｄは、電圧変換部１が備えるＩＧＢＴ１ｃ，１ｄのサージ電圧とコレクタ電流との関係を示す第１サージ電圧マップが格納される。上述のように、サージ電圧とは、特にＩＧＢＴをＯＮからＯＦＦにした場合に発生するパルス状の電圧である。このサージ電圧は、ＩＧＢＴのコレクタ電流に応じて変化する。以下の説明では、第１サージ電圧マップも、図３に示されるものと同様であるとして説明する。
【００７４】
第１サージ電圧推定部１０ｃは、上述のバッテリ電流に基づいて、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄに生じるサージ電圧を第１サージ電圧として推定する。上述のように、サージ電圧は、ＩＧＢＴのコレクタ電流に応じて変化することから、コレクタ電流からサージ電圧を推定することが可能である。したがって、第１サージ電圧推定部１０ｃは、第１サージ電圧マップ格納部１０ｄに格納される第１サージ電圧マップに基づいて、第１サージ電圧の推定を行う。バッテリ電流推定部１０ａから、バッテリ電流がＩ０〔Ａ〕であると伝達された場合には、第１サージ電圧推定部１０ｃは、図３に示されるように第１サージ電圧マップを用いて、サージ電圧がＶ０１〔Ｖ〕であると推定する。第１サージ電圧推定部１０ｃにより推定されたサージ電圧の推定値は、後述の第１制限値決定部１０ｅに伝達される。
【００７５】
第１素子耐圧マップ格納部１０ｆは、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの素子温度と素子耐圧との関係を示す第１素子耐圧マップが格納される。素子耐圧とは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の耐圧を示し、一般的に絶対最大定格で示されるものに相当する。この素子耐圧は、ＩＧＢＴの素子温度に応じて変化する。以下の説明では、第１素子耐圧マップは、図４に示されるものと同様であるとして説明する。
【００７６】
第１制限値決定部１０ｅは、電圧変換部１が有するＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの素子温度に基づいて、電圧変換部１における駆動電圧の制限値を第１制限値として決定する。ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの素子温度は、上述のように、素子温度検出部５１により検出され、素子温度情報として当該第１制限値決定部１０ｅに伝達される。駆動電圧とは、回転電機ＭＧ１，ＭＧ２を駆動させるのに必要な電圧であり、電圧変換部１により生成される昇圧電圧が相当する。ここで、上述のようにＩＧＢＴには、コレクタ電流に応じてサージ電圧が生じる。また、制限値とは、コレクタ−エミッタ間電圧とサージ電圧とが、ＩＧＢＴの素子耐圧を超えることがないように設定される制限値である。第１制限値は、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの素子温度に応じて定まる素子耐圧から当該ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄに流れる電流に応じて生じるサージ電圧の推定値を減じて決定される。サージ電圧の推定値は、上述のように第１サージ電圧推定部１０ｃから伝達される。
【００７７】
具体的に、図４を用いて説明する。第１制限値決定部１０ｅは、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの素子温度がＴ０〔℃〕であることを示す素子温度情報が伝達されると、第１素子耐圧マップ格納部１０ｆに格納される第１素子耐圧マップに基づいて、Ｔ０〔℃〕における素子耐圧Ｖ０〔Ｖ〕を特定する。そして、第１サージ電圧推定部１０ｃから伝達されるサージ電圧の推定値がＶ０１〔Ｖ〕であるとすると、Ｖ０〔Ｖ〕からＶ０１〔Ｖ〕を減じたＶ１〔Ｖ〕を第１制限値として決定する。このようにして決定された第１制限値は、電圧変換部１における駆動電圧の制限値として共通制限値決定部１０ｕに伝達される。
【００７８】
共通制限値決定部１０ｕは、第１制限値、第２制限値、及び第３制限値のうち最も低い制限値を共通制限値として決定する。上述のように、第１制限値は、第１制限値決定部１０ｅから、電圧変換部１における駆動電圧の制限値として伝達される。また、第２制限値は、第２制限値決定部１０ｌから、第１の周波数変換部２１における駆動電圧の制限値として伝達される。更に、第３制限値は、第３制限値決定部１０ｓから、第２の周波数変換部２２における駆動電圧の制限値として伝達される。共通制限値決定部１０ｕは、これらの中から最も低い制限値を共通制限値として決定する。決定された共通制限値は、後述の電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖ及びスイッチング速度決定部１０ｗに伝達される。
【００７９】
電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖは、電圧変換部１が有するＩＧＢＴ１ｃ，１ｄのＰＷＭ制御を行う。この電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖには、第１電流指令値算出部１０ｈから第１電流指令値が伝達され、第２電流指令値算出部１０ｏから第２電流指令値が伝達される。また、共通制限値決定部１０ｕから共通制限値も伝達される。更に、電圧変換部１の出力となる電源ライン２０から出力電圧（回転電機の駆動電圧に相当）も伝達される。
【００８０】
ここで、電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖには、誤差増幅器とＰＷＭコンパレータとが備えられる（共に図示せず）。誤差増幅器は、電源ライン２０からの出力電圧に基づく電圧（例えば、抵抗分圧等に得られた電圧）と、第１電流指令値と第２電流指令値とに基づいて決定された出力電圧の目標値に応じた基準電圧との比較を行う。この比較においては、出力電圧に基づく電圧を誤差増幅器の反転端子に入力し、上述の基準電圧を誤差増幅器の非反転端子に入力すると好適である。このようにして比較された比較結果（誤差増幅器の出力）が、ＰＷＭコンパレータに入力される。
【００８１】
ＰＷＭコンパレータでは、出力電圧を共通制限値以下に制限するようにロジックが組まれる。例えば、ＰＷＭコンパレータの第１の非反転端子に上述の誤差増幅器の出力が入力され、第２の非反転端子に共通制限値に基づく電圧（例えば、抵抗分圧等に得られた電圧）を入力する。そして、ＰＷＭコンパレータの反転端子にＰＷＭ制御の基礎となる波形（例えば、所定の周波数を有する三角波或いは正弦波）が入力される。このような構成とすることにより、電圧変換部１の出力電圧を共通制限値以下に制限することが可能となる。このＰＷＭコンパレータの出力が、電圧変換部１が備えるＩＧＢＴ１ｃ，１ｄのＯＮ／ＯＦＦ制御を行うＰＷＭ制御信号となり後述のドライバ３１に伝達される。電圧変換部１は、このようなＰＷＭ制御信号に基づき、且つ、上述のように昇圧電圧が共通制限値以下となるように制御しながら昇圧電圧を生成する。
【００８２】
このように、電圧変換部１が有するＩＧＢＴ１ｃ，１ｄ、第１の周波数変換部２１が有するＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆ、及び第２の周波数変換部２２が有するＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆについて、素子温度に応じて定まる素子耐圧に基づいて、電圧変換部１が生成する駆動電圧の制限値を決定することにより、ＩＧＢＴ１ｃ，１ｄ、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆ及びＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆの素子耐圧が夫々の素子温度に応じて変化した場合であっても、各スイッチング素子に加わる電圧が素子耐圧を超えないように制御することができる。このため、制御装置の運転状況に応じて変化するＩＧＢＴ１ｃ，１ｄ、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆ及びＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆの素子温度に応じた駆動電圧を各ＩＧＢＴに供給するので、各ＩＧＢＴに加わる電圧が素子耐圧を超えない範囲で高い電圧をＩＧＢＴに供給することができる。したがって、回転電機の高出力化を図ることができる。更に、温度条件が悪い状況、すなわち素子温度が非常に低い状況を基準として素子耐圧を設定する必要がないので、耐圧特性の優れたＩＧＢＴを使用する必要がなく、低コスト化を図ることが可能となる。
【００８３】
スイッチング速度決定部１０ｗは、ＩＧＢＴのスイッチング速度の変更を行う。変更対象となるＩＧＢＴは、各機能部（電圧変換部１、第１の周波数変換部２１、及び第２の周波数変換部２２）が有するＩＧＢＴである。
【００８４】
例えば、共通制限値決定部１０ｕにより、第２制限値に係る制限値が共通制限値であると決定された場合には、第１制限値及び第３制限値は、共通制限値に対して余裕があることから、第１制限値及び第３制限値を駆動電圧の制限値として決定された機能部（電圧変換部１及び第２の周波数変換部２２）が有するＩＧＢＴのスイッチング速度が速められる。また、共通制限値として決定された制限値を有する機能部（第１の周波数変換部２１）が有するＩＧＢＴのスイッチング速度も速められる。このようにスイッチング速度が速められることにより、スイッチング損失を減少させることが可能となる。したがって、制御装置１００に係る効率を上げることができる。
【００８５】
このようにスイッチング速度の変更は、その機能部に係る制限値と駆動電圧との差に応じて速められる。即ち、スイッチング速度を速める対象が、電圧変換部１が備えるＩＧＢＴ１ｃ，１ｄであれば、第１制限値と駆動電圧との差に応じて速められる。また、スイッチング速度を速める対象が、第１の周波数変換部２１が備えるＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆであれば、第２制限値と駆動電圧との差に応じて速められる。更に、スイッチング速度を速める対象が、第２の周波数変換部２２が備えるＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆであれば、第３制限値と駆動電圧との差に応じて速められる。スイッチング速度決定部１０ｗは、変更対象とするＩＧＢＴのスイッチング速度を変更するために、ドライバ用電源部４（後述する）にスイッチング速度情報を伝達する。ここで、各機能部の制限値と駆動電圧との間に差がない場合には、当該制限値を有する機能部のＩＧＢＴのスイッチング速度は変更されない。この場合には、変更対象とならないＩＧＢＴを有するドライバ用電源部４に対して、スイッチング速度を変更しないことを示すスイッチング速度情報が伝達される。
【００８６】
図１に戻り、ドライバ用電源４は、ＩＧＢＴを駆動するドライバ３に電源を供給する。当該ドライバ用電源４は、電圧変換部１のＩＧＢＴ１ｃ，１ｄを駆動するドライバ３に電源を供給するドライバ用電源部４１と、第１の周波数変換部２１のＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆを駆動するドライバ３に電源を供給するドライバ用電源部４２と、第２の周波数変換部２２のＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆを駆動するドライバ３に電源を供給するドライバ用電源部４３とからなる。夫々のドライバ用電源部４１〜４３には、スイッチング速度決定部１０ｗからスイッチング速度情報が入力される。ドライバ用電源部４１〜４３は、スイッチング速度情報のスイッチング速度に対応する電源電圧を生成し、ドライバ３に電源を供給する。
【００８７】
図５にドライバ用電源部４の回路構成を示す。各ドライバ用電源部４１〜４３には、同様のものが備えられる。ドライバ用電源部４は、ＰＷＭ制御部４ａ、コイル４ｂ、バイポーラトランジスタ４ｃ、ダイオード４ｄ、平滑用コンデンサ４ｅから構成される。コイル４ｂの一次側の両端には、夫々低圧系のバッテリＢ２とバイポーラトランジスタ４ｃのコレクタ端子とが接続される。当該バイポーラトランジスタ４ｃのエミッタ端子は接地され、ベース端子にはＰＷＭ制御部４ａから出力されるＰＷＭ制御信号が入力される。ＰＷＭ制御部４ａには、上述のスイッチング速度決定部１０ｗから伝達されるスイッチング速度情報と共に、ダイオード４ｄのカソード端子から出力される出力電圧Ｖ４が入力される。
【００８８】
ＰＷＭ制御部４ａは、スイッチング速度情報及び出力電圧Ｖ４に応じてバイポーラトランジスタ４ｃに対してＰＷＭ制御を行う。即ち、スイッチング速度情報に、スイッチング速度を変更しないことを示す情報が含まれている場合には、ＰＷＭ制御部は、当該ドライバ用電源４の出力電圧Ｖ４が予め設定されている電圧（例えば１５Ｖ）になるようにバイポーラトランジスタ４ｃをＰＷＭ制御する。また、スイッチング速度情報に、スイッチング速度を変更することを示す情報が含まれている場合には、ＰＷＭ制御部は、当該ドライバ用電源部４の出力電圧Ｖ４がスイッチング速度情報に含まれるスイッチング速度に対応する電圧Ｖ４（例えば１７Ｖ）になるように、バイポーラトランジスタ４ｃをＰＷＭ制御する。なお、この出力電圧Ｖ４は、バイポーラトランジスタ４ｃのオンＤＵＴＹに応じて変更することが可能であり、オンＤＵＴＹが大きくなれば出力電圧Ｖ４は大きくなり、オンＤＵＴＹが小さくなれば出力電圧Ｖ４は小さくなる。
【００８９】
なお、コイル４ｂの二次側は、一端が接地され、他端はダイオード４ｄのアノードに接続される。ダイオード４ｄのカソードが、当該ドライバ用電源部４の出力電圧となり、平滑用コンデンサ４ｅが設けられる。ダイオード４ｄはバイポーラトランジスタ４ｃのＰＷＭ制御に応じて生じるコイル４ｂの逆起電力を整流するために設けられ、平滑用コンデンサ４ｅは出力電圧Ｖ４を平滑するために設けられる。出力電圧Ｖ４は、後述のドライバ３に供給される。なお、各ドライバ用電源部４１〜４３の出力電圧Ｖ４は、スイッチング速度決定部１０ｗからのスイッチング速度情報に応じて、夫々異なる電圧とすることが可能である。即ち、電圧変換部１、第１の周波数変換部２１、及び第２の周波数変換部２２が備えるＩＧＢＴのスイッチング速度に応じて、各ドライバ用電源部４１〜４３の出力電圧Ｖ４が出力される。
【００９０】
ドライバ３は、ＩＧＢＴを駆動する。当該ドライバ３は、電圧変換部１のＩＧＢＴ１ｃ，１ｄを駆動するドライバ３１と、第１の周波数変換部２１のＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｆを駆動するドライバ３２と、第２の周波数変換部２２のＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆを駆動するドライバ３３とからなる。夫々のドライバ３には、夫々のドライバ用電源部４の出力電圧が入力される。即ち、ドライバ３１にはドライバ用電源部４１の出力電圧が入力され、ドライバ３２にはドライバ用電源部４２の出力電圧が入力される。また、ドライバ３３にはドライバ用電源部４３の出力電圧が入力される。
【００９１】
ここで、ＴＣＵ１０は、例えば、２．５Ｖや３．３Ｖ等の低電圧で動作するマイクロコンピュータ等によって構成される。そのため、ＩＧＢＴに流れる電流やＩＧＢＴの電気的特性によっては、第１ＰＷＭ制御部１０ｉ、第２ＰＷＭ制御部１０ｐ、及び電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖの夫々から出力されるＰＷＭ制御信号では、夫々のＩＧＢＴをオンさせるためのドライブ能力が不足し、必要分のコレクタ電流が流せなくなる虞がある。したがって、ドライバ３は、第１ＰＷＭ制御部１０ｉ、第２ＰＷＭ制御部１０ｐ、及び電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖの夫々から出力されるＰＷＭ制御信号のドライブ能力を上げるために設けられている。
【００９２】
図６に、ドライバ３の回路構成を示す。なお、図６は、ドライバ３１を示したものであるが、基本的には、他のドライバ３２，３３も同様である。また、ドライバ３１が駆動するＩＧＢＴはＩＧＢＴ１ｄであるとして説明する。ドライバ３１は、プッシュプルを形成する一対のバイポーラトランジスタ３ａ，３ｂと、制御抵抗３ｃ，３ｄとからなる。プッシュプルのハイサイドのバイポーラトランジスタ３ａはＮＰＮ型トランジスタが用いられ、ローサイドのバイポーラトランジスタ３ｂはＰＮＰ型トランジスタが用いられる。そして、バイポーラトランジスタ３ａ，３ｂは、ベースコモン及びエミッタコモンとして接続される。バイポーラトランジスタ３ａのコレクタ端子は、ドライバ用電源部４１の出力電圧Ｖ４が供給される。一方、バイポーラトランジスタ３ｂのコレクタ端子は接地される。エミッタコモンとされるエミッタ端子には、制御抵抗３ｃ，３ｄが接続される。これらの中点３ｅが、ＩＧＢＴ１ｄの制御端子であるゲート端子に接続される。
【００９３】
電圧変換用ＰＷＭ制御部１０ｖから伝達されるＰＷＭ制御信号がＨｉであればバイポーラトランジスタ３ａがオンし（バイポーラトランジスタ３ｂはオフ）、制御抵抗３ｃ，３ｄに出力電圧Ｖ４が印加される。一方、ＰＷＭ制御信号がＬｏｗであればバイポーラトランジスタ３ｂがオンし（バイポーラトランジスタ３ａはオフ）、制御抵抗３ｃ，３ｄに出力電圧Ｖ４は印加されない。制御抵抗３ｃ及び３ｄの抵抗値は、バイポーラトランジスタ３ａがオンした時の中点３ｅの電圧が、ＩＧＢＴ１ｄが駆動する閾値以上の電圧となるように決定される。
【００９４】
このような構成とされることで、ドライバ３１は、ドライバ用電源部４１の出力電圧Ｖ４を使用して、ＩＧＢＴ１ｄを駆動するドライバ能力を上げることが可能となる。上述のように、ＴＣＵ１０のスイッチング速度決定部１０ｗがスイッチング速度を変更する場合には、ドライバ用電源部４１は、出力電圧Ｖ４を予め設定された電圧値から高くする。このため、制御抵抗３ｃ，３ｄの中点３ｅの電位も高くなる。したがって、ＩＧＢＴ１ｄを駆動する駆動電圧が高くなるため、ＩＧＢＴ１ｄのスイッチング速度が速くなる。本制御装置１００は、このようにＩＧＢＴ１ｄのゲート端子に接続される制御抵抗３ｃ，３ｄに印加する出力電圧Ｖ４を変更して、ＩＧＢＴ１ｄのスイッチング速度を変更する。なお、このドライバ用電源４１及びドライバ３１に係る構成は、他のドライバ用電源４２，４３及びドライバ３２，３３についても同様である。したがって、説明は省略する。
【００９５】
本制御装置１００は、このように、共通制限値に対して余裕がある機能部のＩＧＢＴのスイッチング速度を速めることにより、夫々のＩＧＢＴにおけるスイッチング損失を減少させることが可能となる。したがって、制御装置１００に係る効率を上げることができる。
【００９６】
ここで、本制御装置１００に係る処理に関して、図を用いて整理する。
ｎチャネルのＩＧＢＴをスイッチングさせる際、図７の（ａ）に示されるようなＰＷＭ制御信号をＩＧＢＴのゲート端子に印加するとする。ただし、図７の（ａ）では、ＰＷＭ制御信号の所定の１周期分のみ示している。ＩＧＢＴのゲート端子に（ａ）のようなＰＷＭ制御信号が印加されると、（ｂ）に示されるように、コレクタ−エミッタ間電圧が、（ａ）で示されたＰＷＭ制御信号に応じてターンオン及びターンオフされる。この場合、特にターンオフ時にサージ電圧が発生する。一方、ＩＧＢＴのスイッチングに合わせて、（ｃ）で示されるようにコレクタ電流が流れる。このようなサージ電圧が、ＩＧＢＴの素子耐圧を超えるとＩＧＢＴが破壊する恐れがある。このため、ＴＣＵ１０は、このようなサージ電圧を考慮して電圧変換部１、第１の周波数変換部２１、及び第２の周波数変換部２２における駆動電圧の制限値を決定する。
【００９７】
この決定は、ＩＧＢＴのコレクタ電流に基づき、図３に示されるサージ電圧マップを用いて行われる。コレクタ電流がＩ０〔Ａ〕であれば、ＩＧＢＴに生じるサージ電圧はＶ０１〔Ｖ〕と推定される。
【００９８】
一方、ＩＧＢＴの素子温度は、素子温度検出部５により測定される。ＩＧＢＴの素子温度が、Ｔ０〔℃〕とすると、その温度におけるＩＧＢＴの素子耐圧は、図４に示される素子耐圧マップに示されるようにＶ０〔Ｖ〕である。ここで、ＴＣＵ１０は、この素子耐圧から上述の推定されたサージ電圧Ｖ０１〔Ｖ〕を減じることにより、その温度における制限値をＶ１〔Ｖ〕として決定する。このような処理は、電圧変換部５、第１の周波数変換部２１、及び第２の周波数変換部２２の各機能部に対して行われる。各機能部の制限値は、夫々第１制限値、第２制限値、及び第３制限値として決定される。
【００９９】
そして、ＴＣＵ１０は、これらの制限値のうち、最も低い制限値を共通制限値として決定する。ここでは、第２制限値が共通制限値として設定されたとする。電圧変換部１は、当該電圧変換部１が生成する駆動電圧を、共通制限値以下に制限してバッテリＢ１の出力から昇圧電圧を生成する。本制御装置１００は、この昇圧電圧を回転電機の駆動電圧として用いると共に、電圧変換部１、第１の周波数変換部２１、及び第２の周波数変換部２２の制御を行う。
【０１００】
ここで、上述したように、この状態におけるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧は図７の（ｂ）で示されるような波形となる。一方、コレクタ電流は図７の（ｃ）で示されるような波形となる。したがって、スイッチング損失はコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流との積と概算でき、（ｂ）及び（ｃ）が交差するハッチングされた領域の面積に相当する。その算出結果は図７の（ｄ）で示される。なお、（ｄ）には、ＩＧＢＴがオン時のコレクタ−エミッタ間飽和電圧に係る損失は無視している。
【０１０１】
このようなスイッチング損失を低減させるには、スイッチング速度を速めると好適である。したがって、ＴＣＵ１０は、第１制限値、第２制限値、及び第３制限値のうち、最も低い制限値でない制限値を有する機能部のスイッチング速度を速めるように制御する。即ち、電圧変換部１及び第２の周波数変換部２１が備えるＩＧＢＴのスイッチング速度を速めるように制御する。
【０１０２】
ここで、スイッチング速度は、各機能部における制限値と駆動電圧との差に応じて速められる。例えば、電圧変換部１における第１制限値と駆動電圧との差がＶ０２〔Ｖ〕である場合には、図３のサージ電圧マップを用いて、コレクタ電流がＩ０〔Ａ〕の時に、サージ電圧がＶ０２〔Ｖ〕以下となる電源電圧を特定する。この場合、スイッチング速度決定部１０ｗにより、図３の一点鎖線で示されるように、ドライバ３１に供給する電源電圧が１７Ｖとして特定される。なお、この１７〔Ｖ〕は単なる例示であり、限定されるわけではない。この電源電圧は、ＩＧＢＴの特性に応じて決定されるものである。
【０１０３】
そして、ＴＣＵ１０は、電圧変換部１が備えるＩＧＢＴを特定した電源電圧で駆動するようにドライバ用電源部４１に対してドライバ用電源を変更するように指示する。このようにドライバ３１に供給される電源電圧が変更されると、ＩＧＢＴ１ｃに印加されるＰＷＭ制御信号は、図８の（ａ）に示されるように図７の（ａ）に示されるものよりも速められる。図８の（ａ）で示されるＰＷＭ制御信号が印加されると、図８の（ｂ）に示されるようにコレクタ−エミッタ間電圧が（ａ）で示されたＰＷＭ制御信号に応じてターンオン及びターンオフされる。この場合、特にターンオフ時にサージ電圧が発生する。
【０１０４】
このサージ電圧は、図７の（ｂ）で示されるものよりも大きなものとなる。一方、ＩＧＢＴのスイッチングに合わせて、（ｃ）で示されるようにコレクタ電流が流れる。しかしながら、サージ電圧が大きくなっても、当該ＩＧＢＴ１ｃは、サージ電圧に対して余裕があるため、問題となることはない。なお、図７と同様、スイッチング損失は、図８の（ｂ）及び（ｃ）が交差するハッチングされた領域の面積に相当する。また、その算出結果を図８の（ｄ）に示す。図８の（ｄ）の面積が、図７（ｄ）の面積に比べて小さくなっていることから明らかなように、スイッチング損失はスイッチング速度を速めると小さくなる。したがって、制御装置１００全体で考えて場合に、効率を上げることが可能となる。
【０１０５】
このようにして、本制御装置１００は、制御装置１００の運転状況に応じて変化するＩＧＢＴの素子温度に基づいて決定された駆動電圧を各ＩＧＢＴに供給するため、各ＩＧＢＴの素子耐圧を超えない範囲の高い電圧でスイッチングを行うことが可能となる。したがって、回転電機の高出力化を図ることができる。また、素子温度に応じて素子耐圧が設定されるので、耐圧特性の優れたＩＧＢＴを使用する必要がないことから、低コスト化を図ることが可能となる。更に、素子耐圧に余裕のあるＩＧＢＴには、当該余裕分に応じて、スイッチング速度を速めることができる。したがって、夫々のＩＧＢＴのスイッチング損失を減らすことができ、更に効率を上げることができる。
【０１０６】
〔その他の実施形態〕
上記実施形態では、本制御装置１００をハイブリッド車両に適用した場合を例として説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、本制御装置１００を回転電機のみを動力源とする電気自動車にも適用することは、当然に可能である。電気自動車に適用した場合であっても、上述の効果を得ることは可能である。また、上記実施形態では、ハイブリッド車両が回転電機を２つ備える場合の例として説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。ハイブリッド車両が備える回転電機が１つの場合であっても、本発明に係る制御装置１００を適用することは当然に可能であり、上述の効果を得ることができる。
【０１０７】
上記実施形態では、ＩＧＢＴのスイッチング速度の変更は、ドライバ用電源部４からドライバ３に供給される電源電圧を変更することにより行われるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、ドライバ３が備える制御抵抗３ｃ，３ｄの抵抗値を変更するように構成することも可能である。具体的には、制御抵抗３ｃ及び３ｄの少なくとも何れか一方に、並列接続で抵抗器を備えるように構成し、スイッチング速度情報に応じて、当該抵抗器を接続したり切り離したりすることにより実現可能である。更に、フレキシブルに抵抗値を制御したい場合には、前記抵抗器を電子制御式のポテンショメータとすることにより、変更可能である。
【０１０８】
上記実施形態では、電圧変換部１や周波数変換部２が備えるスイッチング素子は、ＩＧＢＴであるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用することも可能であるし、バイポーラトランジスタを使用することも当然に可能である。このような素子を使用した場合であっても、本発明に係る回転電機の制御装置１００を実現することは当然に可能である。なお、スイッチング素子にＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合には、上述の実施形態において、「コレクタ電流」が「ドレーン電流」に相当し、「コレクタ−エミッタ間電圧」が「ドレーン−ソース間電圧」に相当する。
【０１０９】
上記実施形態では、回転電機が複数備えられる場合を例として説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。回転電機が一つであっても、本発明にかかる回転電機の制御装置１００を構成することは可能である。この場合には、周波数変換部２も一つからなり、共通制限値決定部１０ｕは、電圧変換部１における第１制限値及び周波数変換部２における第２制限値のうち低い方の制限値を共通制限値として決定すると好適である。このような構成であっても、本発明に係る効果を得られることは当然に可能である。
【０１１０】
上記実施形態において、素子温度検出部５は、電圧変換部１、第１の周波数変換部２１、第２の周波数変換部２２の機能部に夫々１つずつ備えられるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、各ＩＧＢＴに１対１対応で素子温度検出部５を備えることも可能である。或いは、各機能部のＩＧＢＴのハイサイドとローサイドとに夫々１つずつ備えるように構成することも可能である。このような構成の場合には、夫々の素子温度検出部５からの検出結果の最高温度のものを素子温度情報としてＴＣＵ１０で用いると好適である。
【０１１１】
上記実施形態において、ＩＧＢＴの素子温度は、素子温度検出部５により検出されるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。素子温度は、計算により算出することも可能である。スイッチング素子が、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタの場合には、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流とチップを封入するモールドの熱抵抗とから、チップ温度を算出することが可能である。また、スイッチング素子が、ＭＯＳ−ＦＥＴの場合には、オン抵抗とドレーン電流とチップを封入するモールドの熱抵抗とから、チップ温度を算出することが可能である。このようにチップ温度を算出し、当該チップ温度に基づいて本発明に係る制御装置１００の制御を行うことも当然に可能である。
【０１１２】
上記実施形態において、第１サージ電圧マップ格納部１０ｄに格納される第１サージ電圧マップと、第２サージ電圧マップ格納部１０ｋに格納される第２サージ電圧マップと、第３サージ電圧マップ格納部１０ｒに格納される第３サージ電圧マップとが、それぞれ別体で備えられるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、電圧変換部１、第１の周波数変換部２１、第２の周波数変換部２２が備えるＩＧＢＴが夫々同じものを使用する場合には、第１サージ電圧マップ格納部１０ｄと第２サージ電圧マップ格納部１０ｋと第３サージ電圧マップ格納部１０ｒとを、共通して単一のサージ電圧マップ格納部とし、サージ電圧マップ格納部を備えるように構成することも可能である。
【０１１３】
上記実施形態において、サージ電圧マップに基づいて推定されたサージ電圧は、最大値であるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、サージ電圧マップには、サージ電圧の平均値を示し、各サージ電圧推定部１０ｃ，１０ｊ，１０ｑが、当該平均値からディレーティングを考慮し、サージ電圧の最大値を推定するような構成とすることも可能である。
【０１１４】
上記実施形態では、各機能部におけるサージ電圧とコレクタ電流との関係を説明の際に、コレクタ電流がＩ０〔Ａ〕、その際のサージ電圧がＶ０１〔Ｖ〕であるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。Ｉ０〔Ａ〕及びＶ０１〔Ｖ〕は単なる例示であり、各機能部が備えるＩＧＢＴのコレクタ電流が変わればサージ電圧も変わることは当然である。本発明に係る制御装置１００は、夫々の機能部が備えるＩＧＢＴのコレクタ電流に応じて、各機能部におけるＩＧＢＴのサージ電圧を推定する。
【０１１５】
上記実施形態において、ドライバ３にはバイポーラトランジスタ３ａ，３ｂが備えられ、ドライバ用電源部４にはバイポーラトランジスタ４ｃが備えられるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。例えば、これらのバイポーラトランジスタは、ＩＧＢＴ或いはＭＯＳ−ＦＥＴで構成することも当然に可能である。
【０１１６】
上記実施形態において、ＩＧＢＴのスイッチング速度は、各機能部における制限値と駆動電圧との差に応じて速められるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。以下のような方法で、スイッチング速度を速めることも可能である。
【０１１７】
例えば、制御装置１００が、電圧変換部１と周波数変換部２とを備えて構成される場合には、電圧変換部１における第１制限値及び周波数変換部２における第２制限値のうち、低い方の制限値を共通制限値とし、高い方を制限値とする電圧変換部１又は周波数変換部２が有するＩＧＢＴのスイッチング速度を、当該制限値と共通制限値との差に応じて速めると好適である。このような構成であれば、各スイッチング素子の素子温度に基づいて決定される第１制限値、第２制限値、及び共通制限値のみに基づいてスイッチング速度を算出するため、スイッチング速度の算出に係る演算処理負荷を軽減することができる。もちろん、周波数変換部２が、第１の周波数変換部２１及び第２の周波数変換部２２から構成される場合であっても、同様にスイッチング速度を速めることは、当然に可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１１８】
本発明は、直流電源の出力を変換して駆動電圧を生成する電圧変換部と、回転電機を制御対象とし、前記駆動電圧を交流電圧に変換する周波数変換部と、を備えた回転電機の制御装置に利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】本発明に係る制御装置の構成を概略的に示した模式図
【図２】ＴＣＵの機能構成を示す図
【図３】サージ電圧マップの一例を示す図
【図４】素子耐圧マップの一例を示す図
【図５】ドライバ用電源の回路構成を示す図
【図６】ドライバの回路構成を示す図
【図７】所定のスイッチング速度におけるサージ電圧とスイッチング損失とを示す図
【図８】図７のスイッチング速度を速めた場合のサージ電圧とスイッチング損失とを示す図
【符号の説明】
【０１２０】
１：電圧変換部
１ｃ，１ｄ：ＩＧＢＴ（第１のスイッチング素子）
２：周波数変換部
２１：第１の周波数変換部（周波数変換部）
２１ａ〜２１ｆ：ＩＧＢＴ（第２のスイッチング素子）
２２：第２の周波数変換部（周波数変換部）
２２ａ〜２２ｆ：ＩＧＢＴ（第３のスイッチング素子）
３：ドライバ
４：ドライバ用電源
５：素子温度検出部
６：電流検出部
７：回転角検出部
１０：ＴＣＵ
Ｂ１：高圧系のバッテリ
Ｂ２：低圧系のバッテリ
１００：制御装置（回転電機の制御装置）
ＭＧ１：回転電機
ＭＧ２：回転電機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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