(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波コイルを含むコイルアセンブリと、
前記高周波コイルを介して被検体の特定原子核の磁化を励起する送信部と、
前記高周波コイルを介して磁気共鳴信号を受信するために検波部とローパスフィルターとアナログディジタル変換器とを有する受信部と、
前記ローパスフィルターの通過帯域を撮影視野から決まる周波数帯域の３以上の奇数倍程度に設定するとともに、前記アナログディジタル変換器のサンプリング周波数を信号帯域を超えるオーバーサンプリングに設定する制御部と、
前記受信部の出力に基づいてノイズ空間分布を発生するノイズ空間分布発生部とを具備することを特徴とする磁気共鳴診断装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記ローパスフィルターの通過帯域を前記撮影視野から決まる周波数帯域の３倍に設定し、前記アナログディジタル変換器のサンプリング周波数を前記信号帯域の２倍に設定し、
前記ノイズ空間分布発生部は、前記アナログディジタル変換器でオーバーサンプリングされたデータから１点おきにリサンプリングしたデータから２つの画像を生成し、前記２つの画像を差分することにより前記ノイズ空間分布を発生することを特徴とする請求項１記載の磁気共鳴診断装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記ローパスフィルターの通過帯域を前記撮影視野から決まる周波数帯域の３倍に設定し、前記アナログディジタル変換器のサンプリング周波数を前記信号帯域の３倍に設定し、
前記ノイズ空間分布発生部は、前記アナログディジタル変換器でオーバーサンプリングされたデータから２点おきにリサンプリングしたデータから複数の画像を生成し、前記複数の画像を差分することにより前記ノイズ空間分布を少なくとも一つ発生することを特徴とする請求項１記載の磁気共鳴診断装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記ローパスフィルターの通過帯域を前記撮影視野から決まる周波数帯域の５倍に設定し、前記アナログディジタル変換器のサンプリング周波数を前記信号帯域の３倍に設定し、
前記ノイズ空間分布発生部は、前記アナログディジタル変換器でオーバーサンプリングされたデータから３点おきにリサンプリングしたデータから複数の画像を生成し、前記複数の画像を差分することにより前記ノイズ空間分布を少なくとも一つ発生することを特徴とする請求項１記載の磁気共鳴診断装置。
【請求項５】
前記画像は絶対値画像又は複素数値画像であることを特徴とする請求項２乃至４のいずれか一項記載の磁気共鳴診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気共鳴診断装置に関し、特に、所定の領域における画像のノイズ成分を求める機能に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
画像の信号雑音比（Signal-to-Noise Ratio: SNR）やコントラスト雑音比（Contrast-to-Noise Ratio: CNR）の算出については、一般的に知られているいくつかの方法がある。ノイズ成分の計測という意味では次の３つが代表例として挙げられる。
【０００３】
（１）差分法  
同一条件で撮像した画像の差分をとり、再現性のある成分（信号のほかにギブスリンギングなども含む）を取り除くことで、ランダムノイズに相当する成分を抽出する。この標準偏差（Standard Deviation: 標準偏差ＳＤ）を計測する。ファントムを対象とした場合には適当な方法である。ただし、同一条件で繰り返し撮像することが、人を対象とした場合、特に臨床例の場合では困難である点が、問題とされる。
【０００４】
（２）差分なしの方法：関心部位でそのまま計測（「同一関心領域法」などともいう）  
信号成分がフラットであることが要求されるが、ＭＲ画像ではさまざまな要因により低次の空間成分（なだらかな信号変化）がある場合が多くなかなか満たされない。人が被検体であれば、もともとの解剖構造などがどうしても存在するため、さらに満たされない場合が多い。これも人の場合には解決困難であり、この方法も適当な方法とはいえない。
【０００５】
（３）差分なしの方法：背景ＳＤで代用（「空中雑音法」などともいう）  
信号成分は関心領域ＲＯＩで計測するが、ノイズ成分は信号のない背景部の標準偏差ＳＤまたは平均値で代用する。絶対値画像の背景部ではノイズの特性が異なるので、背景での計測値を有信号部のノイズ振幅に換算する。従来最も広く使用されていた方法である。シングルコイルで得られた画像や、アレイコイルの代表的な画像生成方法であるサムオブスクエア法（SOS法、正確にはSquare Root of Sum-of-Square法）により得られた画像では、問題はあまりなかった。
【０００６】
例えば背景部Ｂをノイズ空間分布と仮定してその標準偏差σ（Ｂ）を求め、標準偏差σ（Ｂ）からアレイコイルのチャンネル数に依存して変わる有信号部換算値σ’＝σ’（Ｂ）を求めることで、この画像を代表するノイズとすることができる。実質臓器１におけるＳＮＲは、その局所領域での観測信号の平均値ｍ（Ｏ１）を上記σ’で除したもの、すなわちｍ（Ｏ１）／σ’とすればよい。同様に、実質臓器１、２間のＣＮＲも、（ｍ（Ｏ１）−ｍ（Ｏ２））／σ’と計算される。臨床的には、患部Ｌと隣接する実質臓器のＣＮＲは、（ｍ（Ｌ）−ｍ（Ｏ１））／σ’と表わされる。
【０００７】
いずれの手法も、画像内でノイズ強度が比較的変動しない、一様なことを前提として考えられたものである。従って、画像内でその位置に応じてノイズ強度が比較的変動する場合、従来のノイズ評価はその信頼性が低下してしまうと言う問題があった。例えば、近年、ＭＲＩにおけるパラレルイメージング（ＰＩ）の進展に伴い、それに用いる表面アレイコイルの感度ムラ補正処理や、ＰＩの展開処理により、ノイズは空間的に一様ではなくなった。
【０００８】
こうした事情を鑑み、近年、評価法が提案されている。文献５は、追加のプレスキャンデータを用いるなどして、最終画像の各点におけるSNRを評価するものである。この方法は厳密ではあるが、通常得られる最終画像以外の情報を用いており、臨床の現場でそのまま採用できるものではない。
【０００９】
一方で、より実際的なアプローチとして、検査で得られた最終画像に対して、その画像のみからノイズ成分を推定しＳＮＲやＣＮＲを求める方法が提案されている。これは通常の臨床検査、あるいは臨床研究上重要である。ひとつの提案法として、指定したROI内で近似した曲面を本来の信号成分とみなしてそれからの差分を分散算出の元データとする方法があるが、解剖学的構造上ROIの設定が困難である、あるいは解剖構造にあわせてROIを設定すると小さくなるため統計的な意味で分散の推定精度も低下するなどの、問題がある。
【００１０】
また、上記のいくつかの方法とは別に、連続撮像した多数枚の画像を用いて、基本的には各点ごとに標準偏差SDを算出する方法がある。これは時間的な再現性が前提となることはもちろんであるが、もっとも素直な各点ごとのノイズ成分推定法ともいえるものである。この方法を用いた以下の文献のような報告もあるが、連続撮像が必要であるため、高速撮像の一部に限られた評価といわざるをえない。
【００１１】
一方、近年、Stecknerにより読み出しのオーバーサンプリングによる方法が提案された（非特許文献７）。動きの影響を受けにくい方法である。しかしながら、ローパスフィルター（LPF）のカットオフ特性が画像中心に入り込む場合があり、SNRの面内分布が重要な場合にはよりreliableな方法が求められる。
【００１２】
一般に、ノイズ成分が一様でない近年のMRI画像に対するSNRあるいはノイズ指標の算出が困難になっている。動きの影響が必ず生じる人を対象とした撮影においては、従来は不可能だったといってよい。実用的なノイズ空間分布の算出方法が強く求められているがない。
【非特許文献１】National Electrical Manufacturers Association: Determination of signal-to-noise ratio in diagnostic magnetic resonance imagers, NEMA Standard Publications, MS-1, 1988
【非特許文献２】笠井，土井，ＭＲ撮像技術学，オーム社，2001
【非特許文献３】小倉，他：  ＭＲ画像のＳＮＲ測定に関する基礎的検討，日本放射線技術学会誌，59(4),508-513, 2003
【非特許文献４】Pruessmann KS, et al, SENSE: Sensitivity Encoding for Fast MRI, Magnetic Resonance in Medicine 42:952-962 (1999)
【非特許文献５】Kellman P, et al, Image reconstruction in SNR umits: A general method foro SNR measurement, Magnetic Resonance in Medicine 54:1439-1447 (2005)
【非特許文献６】Reeder SB, et al. ,Practical Approaches to the evaluation of signal-to-noise ratio performance with parallel imaging: Application with cardiac imaging and a 32-channel cardiac coil ,Magnetic Resonance in Medicine 54:748-754 (2005)
【非特許文献７】Steckner MC, A new single acquisition, two-image difference method for determining MR image SNR, Proc.Intl.Soc.Mag.Reson.Med. 14 (2006), p.2398
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、ノイズ成分が一様でない場合で、かつ、人を対象とした動きの影響が無視できない場合であっても、ノイズ指標の推定を可能にすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明のある局面は、高周波コイルを含むコイルアセンブリと、前記高周波コイルを介して被検体の特定原子核の磁化を励起する送信部と、前記高周波コイルを介して磁気共鳴信号を受信するために検波部とローパスフィルターとアナログディジタル変換器とを有する受信部と、前記ローパスフィルターの通過帯域を撮影視野から決まる周波数帯域の３以上の奇数倍程度に設定するとともに、前記アナログディジタル変換器のサンプリング周波数を信号帯域を超えるオーバーサンプリングに設定する制御部と、前記受信部の出力に基づいてノイズ空間分布を発生するノイズ空間分布発生部とを具備することを特徴とする磁気共鳴診断装置を提供する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば，ノイズ成分が一様でない場合で、かつ、人を対象とした動きの影響が無視できない場合であっても、ノイズ指標の推定を可能にすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。ここで、まず、本実施形態の説明の前に、関連技術に関して以下説明する。  
1) MRIのデータ収集条件（読み出し方向）
MRIのデータ収集においては、撮影条件（撮影視野FOV、マトリクス数、位相ノーラップ指定など）から、読み出し用傾斜磁場強度、データサンプリング点数、データサンプリングレート（ピッチ）などが決められる。その帯域BWs ＝ BW_smplに見合ったアナログ的なローパスフィルターBW ＝ BW_lpfがかけられる。ディジタルフィルターが標準的であるが、元のハイレートのサンプリングデータからデータを生成する際に、これと同等な処理が行われている。いずれの場合も、２つの帯域、サンプリング帯域BWs ＝ BW_smplとアナログフィルタ帯域BWf ＝ BW_lpfを念頭において、以下の議論を進めるものとする。単に帯域といった場合には後者のBWf ＝ BW_lpfを指すものとする。
【００１７】
もっとも標準的な条件は、FOVとマトリクス数から決まるもので位相ノーラップなし（オーバーサンプリングなし）のものである。これを標準的な撮像条件ということにする。たとえば、FOV＝20cm、サンプリングピッチ＝24μs、(傾斜磁場強度＝4.9mT/m (2.1kHz/cm))、が標準的な条件の例である。BWf＝BWs＝41.7 kHzである（図１３(a)）。読み出し方向については、内部的に自動的にオーバーサンプリングを行うことも考えられるが、以下、本明細書では指定どおりの収集を行ったものとして記述する。
【００１８】
2) single acquisition, two-image difference method 法（従来法）  
さて、StecknerのISMRM抄録にある  さて、非特許文献７に従えば、single acquisition, two-image difference method 法、は、読み出し方向に2倍のオーバーサンプリングを行って、2倍の収集点数を１点おきに２つのグループに分けて再構成する。すなわち奇数番目のデータから１つの画像Iodd(=I1)を得て、もう一つの偶数番目のデータからもうひとつの画像Ieven(=I2)を得る。2倍のBWfと2倍のBWsが標準的なオーバーサンプリングモードである。２つの画像は、フーリエ変換のシフト定理から、読み出し方向（時間方向)に１点ずれている分だけ、画像上では読み出し方向に位相の捩れが入る。絶対値を取ればまったく同じ画像になる。一方ノイズは独立になる。通常サンプリング１点分の時間差で生じる装置のドリフトは無視できるので、この２画像の差分N=I1-I2を計算することにより、本来の信号成分は完全に除去でき、ノイズの画像のみが得られる。
【００１９】
この方法における折り返しの状況が図１(b)に示してある。もともとのカットオフ周波数部分の特異性が中心部に折り返される形になっている。
【００２０】
次に、本実施形態について以下説明する。図１に示すように、本実施形態に係る磁気共鳴診断装置（ＭＲＩ装置）は、コイルアセンブリ１００を主要構造物として有する。コイルアセンブリ１００には略中央部に略円筒形状の開口部が開けられている。撮影時には、被検体は寝台の上に載置された状態で、この開口部内に挿入される。なお、説明の便宜上、この開口部の中心を原点として直交３軸（ＸＹＺ）を規定する。ここでは、開口部の軸方向と平行にＺ軸を定めるものとする。
【００２１】
コイルアセンブリ１００には、開口部の周囲に、内側から順番に高周波コイル（ＲＦコイル）１０７、傾斜磁場コイルセット１０３ｘ，１０３ｙ，１０３ｚ、静磁場コイル１０１が設けられている。静磁場コイル１０１は、静磁場電源１０２から電流供給を受けて、開口部内の撮影領域に一様な静磁場を発生する。傾斜磁場コイルセット１０３ｘ，１０３ｙ，１０３ｚは、ＸＹＺの３軸にそれぞれ対応する。これら３つのコイルは、傾斜電源１０４から個別に電流供給を受けて、磁場強度がＸＹＺ各軸に沿って傾斜する傾斜磁場を静磁場に重畳する。
【００２２】
Ｘ、Ｙ、Ｚ各軸の傾斜磁場は、例えば任意に撮影断面を決めるためのスライス選択用傾斜磁場Ｇs 、空間的位置に応じて磁気共鳴信号の位相をエンコードするための位相エンコード用傾斜磁場Ｇe 、空間的位置に応じて磁気共鳴信号の周波数をエンコードするためのリードアウト用傾斜磁場Ｇr にそれぞれ対応される。
【００２３】
高周波コイル１０７は、送信器１０８Ｔから、周波数調整されている高周波電流パルスの供給を受けて、高周波磁場パルスを発生する。この高周波磁場パルスのパルス長が比較的短いとき、被検体内の特定原子核の磁化スピンが励起されて横磁化成分が発生する。また高周波磁場パルスのパルス長がを比較的長いとき、磁化スピンの位相の進み遅れが反転する。前者の高周波磁場パルスはいわゆる励起パルス、後者は反転パルス（リフォーカスパルス）と呼ばれている。
【００２４】
送信器１０８Ｔは、静磁場中における対象原子核に固有の共鳴周波数の高周波信号を発生する発振部、高周波信号の位相を選択する位相選択部、位相選択された高周波信号の周波数を変調する周波数変調部、周波数変調された高周波信号の振幅を例えばシンク間数に従って変調する振幅変調部、振幅変調された高周波信号を増幅し、高周波コイル１０７に供給する高周波電力増幅部を有する。
【００２５】
受信器１０８Ｒは、高周波コイル１０７を介して、磁化スピンの横磁化成分から発生する磁気共鳴信号を受信する。図２に示すように、受信器１０８Ｒは、受信された磁気共鳴信号の位相を検波器１２１で検波し、そしてローパスフィルタ１２３を通してから、アナログディジタル変換器１２５でディジタル信号に変換する。
【００２６】
これら傾斜電源１０４、送信器１０８Ｔ、受信器１０８Ｒは所定のパルスシーケンスを実行するために制御部１０６により制御される。特に、受信器１０８Ｒのローパスフィルタ１２３の通過帯域とアナログディジタル変換器１２５のサンプリング周波数はともに可変であり、これら通過帯域とサンプリング周波数について制御部１０６により任意に設定される。詳細は後述するが、制御部１０６は、ローパスフィルター１２３の通過帯域を撮影視野から決まる周波数帯域（標準通過帯域）の３以上の奇数倍程度に設定するとともに、アナログディジタル変換器１２５のサンプリング周波数を、磁気共鳴信号の信号帯域に対応する周波数超えるオーバーサンプリングに設定する。制御部１０６には入力記１１３が接続されている。オペレータは入力器１１３を介してローパスフィルター１２３の通過帯域を撮影視野から決まる周波数帯域の何倍に設定するが、アナログディジタル変換器１２５のサンプリング周波数を信号帯域の何倍に設定するかを指定することができる。
【００２７】
画像生成部１１０は、受信器１０８Ｒから出力されるデータから、位相エンコード軸と周波数エンコード軸それぞれに関するフーリエ変換処理によって画像データを再構成する機能を主としている。画像生成部１１０は、他の機能として、受信器１０８Ｒから出力されるデータをリサンプリング（サブサンプル）して、そのリサンプリングしたデータに基づいて画像を再構成する。画像生成部１１０は、リサンプリング点の異なる複数の画像を再構成し、複数の画像の間で差分することによりノイズ空間分布を生成する。表示器１１２は、画像生成部１１０で生成された画像やノイズ空間分布を表示することを主目的として設けられる。
【００２８】
以下、ローパスフィルター１２３の通過帯域とアナログディジタル変換器１２５のサンプリング周波数の設定について説明する。
【００２９】
本実施形態では、ｎを３以上の奇数として、通過帯域をｎ・ＢＷｆに広帯域化としたとき、オーバーサンプリングの帯域は信号帯域ＢＷｓに対して（（ｎ＋１）／２）・ＢＷｓで与えられる。例えば、図３（ａ）に示すように、３倍帯域で２倍のオーバーサンプリングに設定される。または５倍帯域で３倍のオーバーサンプリングに設定される。
【００３０】
従来技術では、上述のようにサブサンプルデータから再構成した画像の中心付近でノイズの特性が異常になる点が詳細な画質評価のためには問題である。そこで、本実施形態では、ノイズ計測のためにローパスフィルター１２３の通過帯域BWfを撮影視野から決まる周波数帯域の３倍程度に大きく設定する（図３参照）。これによりリサンプリング（サブサンプル）したデータから画像を再構成するに際して、折り返しが３重となり、そのために特性の異常部分が所望の撮影視野FOVの両端に位置する。ローパスフィルター１２３のカットオフ特性は、通過帯域が３倍に引き伸ばされるためになまってしまうが、最も重要な画像の中央部ではフラットな特性が維持されることになる。従って差分画像により得られるノイズ画像は、信号受信から画像生成処理によって生じるノイズの特性そのものになる。
【００３１】
アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１２５のサンプリング周波数からナイキスト定理により決まる帯域BWsは、ローパスフィルター１２３の通過帯域BWfと一致させることが標準的であるが、その様子は図４（ａ）に示した。サンプリングの時間軸での表現は図４（ｃ）に相当する。実は、サンプリングは図４（ｂ）の２倍（図３（ａ）が対応）でも図４（ｄ）の４倍（図３（ｃ）が対応）でもよい。
【００３２】
ノイズ画像の生成について、ローパスフィルター１２３の通過帯域BWfを標準帯域の３倍は固定として、アナログディジタル変換器１２５の帯域BWsが信号帯域の２倍の場合、３倍の場合、４倍の場合について、それぞれ図５、図６、図７にフローチャートを示した。図８はまとめたものである。図９は４倍BWsの場合のデータの扱いについて図示したものである。
【００３３】
３倍BWf、２倍BWsの場合は、実は３倍BWf、４倍BWsで作成した画像、I1, I3のみ（あるいはI2, I4のみでも同じ）を見ていることと同じである。よって点数が不足ということはなく、十分にノイズの独立性の高い２つのデータが得られるので、かえって自然な設定である３倍BWf、３倍BWsよりもノイズマップの生成という意味では実用的でもある。とくにサンプリングのレートが高い高速撮像法ではオーバーサンプリングに限界がある場合があり、この場合、３倍BWf、２倍BWsの有用性が高い。
【００３４】
次に、具体的な実験例を以下に示す。
【００３５】
＜方法＞  
実験は1.5テスラのＭＲＩ装置を用いて行われた。まず、均一ファントムを使って全身コイルにより行われた。本実施形態のノイズ空間分布のノイズ（標準偏差）を通常の画像のノイズと比較した。実験には５チャンネルの頭部コイルが用いられた。パラメータとしては、スピンエコー法（ＴＲ；５００ｍｓｅｃ、ＴＥ；１５ｍｓｅｃ）、256x256マトリクス(256 収集ステップ), 撮影視野FOV 20×20ｃｍ, NEX；2, スライス厚；５ｍｍ, 感度補正, 後処理フィルタなし、とされた。次の画像がノイズ評価のために収集された。
【００３６】
A) 標準通過帯域BW, 標準サンプリング周波数BW=41.7kHz, 256収集ステップ, 撮影視野RO-FOV 20cm, ２回スキャン,  
B) 標準の２倍の通過帯域BW, 標準の２倍のサンプリング周波数: BW=83.3kHz, 512収集ステップ, RO-FOV 40cm,   
C) 標準の３倍の通過帯域BW, 標準の４倍のサンプリング周波数: BW=125kHz, 1024 収集ステップ, RO-FOV 80cm.  
＜結果＞  
本実施形態の方法では、図１０（ｃ）に例示するように、ノイズは読み出し方向ＲＯの画像中央に現れる。標準偏差は33.6であった。計算上の比率は、2.51である。図１０（ａ）は再構成画像、図１０（ｂ）は従来のノイズ空間分布、図１０（ｃ）は本実施形態のノイズ空間分布を示している。従来のノイズ空間分布では矢印で示した画像中央でノイズレベルが低下しているのが分かる。本実施形態のノイズ空間分布では画像中央でノイズレベルが維持され、辺縁で低下しているのが分かる。図１１はパラレルイメージングで得られたそれぞれスピーダファクタがSF=1, 2 and 3の再構成画像とそれぞれ対応するノイズ空間分布を示している。ＳＦによる空間ノイズの変化は一目瞭然である。図１１の画像は、ｇファクタのノイズ空間分布である。
【００３７】
＜考察＞  
アーチファクトの少ないノイズ空間分布が得られた。本実施形態の手法は、パラレルイメージングで効果的であった。このオーバーサンプリング法の読み出し方向ＲＯに画像が分離し、位相エンコード方向には広がった。このようにパラレルイメージングとの併用も可能であること、コイルの感度不均一性やパラレルMRIの展開処理時のｇファクタの影響も正確に反映できることがわかる。
【００３８】
本実施形態により，ノイズ成分が一様でない場合で、かつ、人を対象とした動きの影響が無視できない場合であっても、ノイズ指標の推定が可能である。ノイズが一様でないため、必然的に分布図（マップ）として算出することが可能になる。つまりは，臨床画像においても，関心部位におけるＳＮＲ，関心部位間におけるＣＮＲを，従来よりもロバストに見積もることが可能になる。
【００３９】
（４）変形例１：  サンプリング位置のシフトに伴う位相補正処理  
サブサンプリング時、各画像i1, I2,,,,はサンプリング位置時間軸上で異なるので、フーリエ変換後の周波数領域（線形磁場により空間領域）にて位相の捩れが生じる。本来の標準的な１点がちょうど実空間のFOV分で１回転に相当するので、２倍BWsなら1/2捩れ（FOV分で180度位相が回る）、一般にn倍BWsなら1/n捩れとなる。絶対値画像であればこの位相シフトは消失してしまうが、複素画像ないし、実部または居部画像、あるいは位相画像を作成する場合には位相シフトの補正（ここでは位相補正という）を行う。
【００４０】
（５）変形例２：  直交座標系以外の場合  
文献７のsingle acquisition, two-image difference method 法（従来法）は、直交座標系のパラレルMRIに対して好適である。本願においてはさらに、上述の読み出し方向の位相補正処理を併用することにより、原点を中心とした長方形領域Rを回転させるpropeller法にも適用できる。そのほか、ラジアルスキャンに適用する場合も適宜位相シフト処理を施す。
【００４１】
（６）変形例３：  被検体への折り返し防止を併用する場合  
読み出し方向に大きな被検体について本法を適用する例を示しておく（図１２）。所望のFOVが被検体よりも小さい場合、通常は読み出し方向にフィルターでカットするか、通常の折り返し防止のオーバーサンプリングを行う。ここではノイズを折り返すことが重要であるので、少し工夫がいる。被検体の大きさをLp、FOVをL0とした場合、たとえばLp/L0=1.5の場合、折り返し防止は1.25倍のオーバーサンプリングですむため、単純に3・1.25=3.75倍とすると、カットオフの特性が特異な領域を画像の折り返し領域にできる。式でいえば、  
3・(1+((Lp/L0)-1)/2)倍である。
【００４２】
このように、撮像条件から、本法の目的とする「中心から両側にノイズを折り返す。周波数特性が特異となる位置をFOVの両端を位置させる。」という特性を維持するように適宜、見かけの条件を変えることができる。
【００４３】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本実施形態による磁気共鳴診断装置の構成を示す図。
【図２】図１の受信器の構成を示す図。
【図３】本実施形態において、サブサンプリングした時のノイズの折り返し特性示す図。
【図４】本実施形態において、オーバーサンプリングの説明図。
【図５】本実施形態において、２倍オーバーサンプリング時のノイズ空間分布生成の手順を示す図。
【図６】本実施形態において、３倍オーバーサンプリング時のノイズ空間分布生成の手順を示す図。
【図７】本実施形態において、４倍オーバーサンプリング時のノイズ空間分布生成の手順を示す図。
【図８】本実施形態において、ｎ倍オーバーサンプリング時のノイズ空間分布生成の手順を示す図。
【図９】本実施形態において、４倍オーバーサンプリング時のノイズ空間分布（差分画像）の生成を示す図。
【図１０】本実施形態によるノイズ空間分布を従来の手法によるノイズ空間分布と比較して示す図。
【図１１】本実施形態において、パラレルイメージングを併用したときのノイズ空間分布を示す図。
【図１２】本実施形態において、被検体への折り返り防止を併用する例を示す図。
【図１３】従来において、サブサンプリングした時のノイズの折り返し特性を示す図。
【符号の説明】
【００４５】
１００…コイルアセンブリ、１０１…静磁場コイル、１０２…静磁場電源、１０３…傾斜磁場コイルセット、１０４…傾斜電源、１０６…制御部、１０７…高周波コイル（ＲＦコイル）、１０８Ｔ…送信器、１０８Ｒ…受信器、１１０…画像生成部、１１２…表示器、１１３…入力器、１２１…検波器、１２３…ローパスフィルタ、１２５…アナログディジタル変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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