(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電力をＰＷＭ制御によって所望の交流電力に変換し、その交流電力を交流モータへ供給するインバータと、
前記交流モータに流れるモータ電流を検出する電流検出手段と、
前記交流モータの端子に印加されるモータ印加電圧を検出する電圧検出手段と、
１８０度通電のパルス信号を出力して、前記インバータをＰＷＭ制御する制御手段と、
前記パルス信号のうち、所定の相のパルス信号を所定の停止期間だけ停止させる停止手段と、
前記交流モータが所定の回転速度以下のときの運転状態に応じて、前記停止手段に設定された停止期間を可変調整する調整手段と
を備えることを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記調整手段は、電気角１周期において前記モータ電流がゼロとなる期間を含むように前記停止期間を可変調整し、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記調整手段は、電気角１周期において前記モータ電流の実効値が極小値となる期間を含むように前記停止期間を可変調整し、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記調整手段は、電気角１周期において前記モータ電流の実効値の極小値が複数存在するときは、それぞれの前記極小値に対応して、複数の停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記調整手段は、前記交流モータの回転速度、トルク、前記モータ電流、前記モータ印加電圧の少なくとも一つが低くなるほど、前記停止期間を電気角６０度以下の範囲で増加させて、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
前記調整手段は、前記交流モータの回転速度、トルク、前記モータ電流、前記モータ印加電圧の少なくとも一つが高くなるほど、前記停止期間を減少させるかまたはゼロにして、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項７】
前記調整手段は、前記インバータの駆動周波数に応じて前記停止期間を可変調整し、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項８】
前記電圧検出手段は、前記交流モータの端子と該電圧検出手段との接続状態をＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチ手段を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項９】
前記交流モータが空転しているとき、
前記停止手段は、前記電圧検出手段の検出した電圧検出値の絶対値が最小値となる相の前記パルス信号を所定の停止期間だけ停止させ、
前記制御手段は、前記停止期間に該当しない相のパルス信号によって前記インバータをＰＷＭ制御し、前記交流モータを始動させることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１０】
前記交流モータが磁束量を任意に可変可能であるとき、
前記調整手段は、前記磁束量に応じて前記停止期間を可変調整し、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１１】
前記調整手段は、前記巻線の巻数に応じて前記停止期間を可変調整し、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１２】
請求項１ないし請求項１１のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置によって駆動されることを特徴とする空調機器。
【請求項１３】
前記調整手段は、前記空調機器の機械系の１周期と前記交流モータの電気角の１周期とが異なるときには、前記停止期間を、電気角の１周期ごとに前記モータ電流の実効値の最小値が存在する期間を含むように可変調整し、その停止期間を前記停止手段に設定することを特徴とする請求項１２に記載の空調機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御による１８０度通電方式のインバータが位置センサレスで交流モータを駆動制御する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流モータを安価かつ堅牢に駆動させるモータ駆動制御装置の技術として、ＰＷＭ制御を行うインバータによる位置センサレス制御がある。この位置センサレス制御では、交流モータに流れる電流や印加される電圧に基づいて回転子位相を推定するため、位置センサを取り付ける必要がない。このような位置センサレス制御は、位置センサを付けた制御の場合と同等以上に広い駆動範囲と高い運転効率を実現できることが望まれている。
【０００３】
位置センサレス制御として、交流モータの誘起電圧に基づいて回転子位相を推定する手法がある。誘起電圧に基づいて回転子位相を推定する手法としては、ＰＷＭ制御を行うインバータの通電方式（例えば、１２０度通電方式や１８０度通電方式）に応じて、幾つかの制御手法が提案されている。ここで、誘起電圧を利用した位置センサレス１２０度通電方式を誘起電圧利用型１２０度通電方式と呼び、誘起電圧を利用した位置センサレス１８０度通電方式を誘起電圧利用型１８０度通電方式と呼ぶことにする。これらの誘起電圧を利用した位置センサレス制御手法の問題点は、交流モータの低速域で誘起電圧が小さくなるため、回転子位相の推定誤差が生じやすいことが知られている。特に、交流モータの停止時では、誘起電圧が発生しないため、回転子位相を推定することができない。
【０００４】
そこで、このような問題点を解決するために、磁気飽和を利用した位置センサレス制御手法が提案されている。この手法は、磁気飽和を利用して、停止時を含めた低速域でも回転子位相を推定するものである。例えば、１２０度通電方式を用いる場合で、開放相に発生する磁気飽和に伴う起電圧を検出する方式（磁気飽和利用型１２０度通電方式と呼ぶ）が提案されている（特許文献１参照）。ここで、開放相とは、インバータ回路の上下アームのスイッチ素子を両方共停止させる相のことである。特許文献１の技術では、磁気飽和によって開放相に発生する起電圧は、回転子位相に依存して変化するため、この起電圧を検出することにより回転子位相を推定している。
【０００５】
しかしながら、１２０度通電方式は電流波形が歪んでいるため、鉄損が増加して交流モータの効率を低下させてしまう。そこで、特許文献１の技術では、低速域では磁気飽和利用型１２０度通電方式を用い、中高速域では誘起電圧利用型１８０度通電方式に切り換える方式が開示されている。後者（誘起電圧利用型１８０度通電方式）は正弦波駆動であるため、前者（磁気飽和利用型１２０度通電方式）に比べて電流歪みが小さく交流モータの効率低下を抑制することができる。それに対して、停止時を含む低速域では前者（磁気飽和利用型１２０度通電方式）を用いなければならないために、低速域においては電流歪みが大きくなるという問題は残る。
【０００６】
すなわち、誘起電圧利用型１８０度通電方式は、電流歪みを小さくすることはできるが、交流モータの低速域において誘起電圧が小さくなるために回転子位相の推定誤差が大きくなってしまう。また、磁気飽和利用型１２０度通電方式は、開放相で発生する磁気飽和による起電圧によって、交流モータの低速域においても回転子位相を高精度に推定することができるが、低速域において電流歪みが大きくなってしまう。
【０００７】
そこで、電流歪みが小さい誘起電圧利用型１８０度通電方式を用いた場合で、停止時を含む低速域で回転子位相を推定するために、中性点電位を検出する手法（中性点利用型１８０度通電方式と呼ぶ）が提案されている（特許文献２参照）。この手法は、検出される中性点電位が開放相の起電圧と同様に回転子位相に依存することを利用して、この中性点電位を検出することにより回転子位相を推定している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−１８９１７６号公報
【特許文献２】特開２０１０−７４８９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献２に記載された中性点利用型１８０度通電方式の場合は、電流歪みが小さく、かつ低速域から高速域まで回転子位相の推定を行うことができるが、中性点電位を検出するために検出系統が複雑になってしまう。すなわち、中性点利用型１８０度通電方式で中性点電位を検出するためには、交流モータの内部に検出用の配線を設ける必要があるため、交流モータの検出系統が複雑になると共に交流モータの構造が複雑になる虞がある。さらに、三相の交流モータが空調機器の圧縮機駆動用モータである場合には、圧縮機の内部に設置された圧縮機駆動用モータから４本の線を引き出す必要がある。その結果、空調機器をコストアップさせたり、空調機器の信頼性を低下させたりする虞がある。さらには、空調機器の内部において検出系統の配線変えを行わなければならないので、既存の空調機器をそのまま利用することができない等、汎用性に優れていないという問題もある。
【００１０】
そこで、本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、停止時を含む低速域から高速域まで回転子の位置検出ができ、電流歪みが小さく、かつ、中性点電位の検出が不要な、位置センサレス制御を行うことができるモータ駆動制御装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記課題を解決するために、本発明のモータ駆動制御装置およびそのモータ駆動制御装置を用いた空調機器は、直流電源から供給される直流電力をＰＷＭ制御によって所望の交流電力に変換し、その交流電力を交流モータへ供給するインバータと、前記交流モータに流れるモータ電流を検出する電流検出手段と、前記交流モータの端子に印加されるモータ印加電圧を検出する電圧検出手段と、１８０度通電のパルス信号を出力して、前記インバータをＰＷＭ制御する制御手段と、前記パルス信号のうち、所定の相のパルス信号を所定の停止期間だけ停止させる停止手段と、前記交流モータが所定の回転速度以下のときの運転状態に応じて、前記停止手段に設定された停止期間を可変調整する調整手段とを備える。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、停止時を含む低速域から高速域まで回転子の位置検出ができ、電流歪みが小さく、かつ、中性点電位の検出が不要な、位置センサレス制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１実施形態に係るモータ駆動制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す電圧検出手段の詳細な回路構成を示す回路図である。
【図３】図１に示すインバータにおけるＵ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の波形図であり、（ａ）はＵ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の関係を表し、（ｂ）は部分拡大図を表す。
【図４】図３に示す波形図の通電期間Ｔonおよび停止期間ＴoffにおけるＵ相端子電圧Ｖｕａを示す図である。
【図５】第１実施形態のモータ駆動制御装置によって実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の波形図であり、（ａ）はＵ相電圧の波形を表し、（ｂ）はＵ層電流の波形を表し、（ｃ）はパルス信号の波形を表す。
【図６】図１に示す交流モータの各相端子電圧の検出時のイメージ図である。
【図７】図１に示す交流モータの回転子位相と起電圧との関係を示す特性図である。
【図８】図１に示すインバータのパルス信号の停止期間Ｔoffと電流歪みεとの関係を示す特性図である。
【図９】磁気飽和利用型１２０度通電方式のインバータにおけるスイッチング波形図である。
【図１０】図１に示す交流モータの回転速度ω、電流歪みε、およびパルス信号の停止期間Ｔoffの関係を示す特性図である。
【図１１】図１に示すインバータにおける理想的なＵ相電流の波形図である。
【図１２】巻線可変手段および磁束量可変回転子を備えた場合の交流モータの概念図である。
【図１３】第２実施形態に係る、モータ駆動制御装置を用いた空調機器の構成図である。
【図１４】圧縮機駆動用の交流モータのトルク脈動およびモータ電流実効値の波形図である。
【図１５】図１に示すモータ駆動制御装置によって駆動される交流モータの三相交流電圧のベクトル図である。
【図１６】図１に示す１８０度通電手段におけるフリーラン再起動時の位相推定の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
次に、発明を実施するための形態（以降、「実施形態」と称す。）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１５】
《概要》
本実施形態に係るモータ駆動制御装置は、位置センサレス制御で交流モータに電力を供給する１８０度通電方式でＰＷＭ制御を行うインバータにおいて、そのインバータの上下アームのスイッチ素子を所定の停止期間だけ停止させる相（開放相）を設けた通電パターンを形成する。この開放相で発生した磁気飽和による起電圧を測定し、その測定した起電圧を用いて磁石位置（回転子位相）を検出することによって、停止時を含む低速域から高速域まで位置センサレス制御を行うことが可能となる。
【００１６】
１８０度通電方式では、一般的に、モータ電流に基づいて回転子位相を測定しているが、モータの回転速度が所定値以下の場合には、モータ電流に基づいて回転子位相を正確には測定することができない。ただし、スイッチ素子を停止していると、起電圧を正確に測定することができる。このとき、測定できる起電圧は、磁気飽和による起電圧と誘起電圧とを合計したものである。磁気飽和による起電圧は、回転子位相によって異なる。また、誘起電圧は、モータの回転速度によって異なる。したがって、モータの回転速度が分かっていれば、誘起電圧を求めることができ、測定した起電圧から誘起電圧分を減算することによって、磁気飽和による起電圧を求めることができる。このようにして、１８０度通電方式で開放相の停止期間を用いて、停止時を含む低速域（モータの回転速度が所定値以下）において、位置センサレス制御を行う。さらに、モータの回転速度等に応じて開放相の停止期間を調整することにより、電流歪みを低減する。
【００１７】
《第１実施形態》
〈モータ駆動制御装置の全体構成〉
図１は、第１実施形態に係るモータ駆動制御装置１００の回路構成を表している。モータ駆動制御装置１００は、直流電源２より供給される直流電力をＰＷＭ制御によって所望の交流電力に変換し、その交流電力を交流モータ１へ供給するインバータ３と、インバータ３によって駆動される交流モータ１に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（モータ電流）を検出する電流検出手段４と、交流モータ１に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（モータ印加電圧）を検出する電圧検出手段５と、１８０度通電のパルス信号でインバータ３をＰＷＭ制御する１８０度通電手段（制御手段）６と、１８０度通電のパルス信号のうち、所定の相のパルス信号を所定の停止期間だけ停止させる停止手段７と、交流モータ１が所定の速度以下のときの運転状態に応じて、停止手段７から出力される１８０度通電のパルス信号の停止期間を調整する調整手段８とを備えて構成される。
【００１８】
〈モータ駆動制御装置の動作概要〉
図１に示すモータ駆動制御装置１００において、直流電源２が、インバータ３の正極側端子３ａと負極側端子３ｂとの間に直流電圧ＶＤＣを印加する。インバータ３は、三相にブリッジ構成されたスイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを備え、直流電源２から供給された直流電圧ＶＤＣを、ＰＷＭ制御によって三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。インバータ３が、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、すなわちモータ印加電圧を交流モータ１に印加すると、交流モータ１には三相交流電流（モータ電流）Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。そして、交流モータ１は、三相のインバータ３からＰＷＭ制御によって出力された三相交流電流（モータ電流）Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに応じたトルクを出力する。
【００１９】
また、１８０度通電手段（制御手段）６が、１８０度通電でＰＷＭ制御されたパルス信号をインバータ３へ供給すると、インバータ３の各スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、ＳｗｎがＰＷＭ制御されたタイミングでスイッチングされる。これによって、インバータ３から交流モータ１へＰＷＭ制御された三相交流電流（モータ電流）Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが供給される。
【００２０】
このとき、調整手段８は、インバータ３の駆動周波数や交流モータ１の運転状態（例えば、交流モータ１の回転速度、トルク、モータ電流、モータ印加電圧等）に応じて、停止手段７から出力される１８０度通電のパルス信号の停止期間を変化させる。これによって、停止手段７は、制御手段６からインバータ３へ供給される１８０度通電の所定の相のパルス信号のうち、調整手段８で設定された停止期間に相当する期間だけパルス信号の送信を停止させる。
【００２１】
したがって、インバータ３は、ＰＷＭ制御によって１８０度通電される電流波形のうち、停止期間（すなわち、開放相の区間）だけ、交流モータ１へ供給すべきモータ電流の供給を停止する。これにより、交流モータ１には停止期間（開放相の区間）において磁気飽和による起電圧が発生するので、位置センサを設けなくても、この起電圧によって交流モータ１の位相検出を行うことができる。
【００２２】
これによって、パルス信号の停止期間（開放相の区間）に発生する磁気飽和による起電圧によって回転子位相を高精度に推定することができる。また、回転速度が所定値以下の低速域にあってはモータ電流が極めて小さいので、パルス信号の停止期間を設けたとしても電流歪みを抑制することができる。
【００２３】
以下、図１に示すモータ駆動制御装置１００の各部要素の動作について詳細に説明する。
【００２４】
〈電流検出手段〉
図１において、電流検出手段４は、インバータ３の負極側端子３ｂを流れる母線電流ＩＤＣを検出し、この母線電流ＩＤＣから三相交流電流（モータ電流）Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを抽出する。ただし、出力側の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを直接検出するように、インバータ３の各相端子３ｃ、３ｄ、３ｅに電流検出手段を設けても良い。
【００２５】
〈電圧検出手段〉
電圧検出手段５は、Ｕ相電圧検出手段５ａ、Ｖ相電圧検出手段５ｂ、およびＷ相電圧検出手段５ｃを備え、それぞれ、インバータ３の負極側端子３ｂを基準として、インバータ３の各相端子３ｃ、３ｄ、３ｅの端子電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａ（図２参照）、すなわちモータ印加電圧を検出する。
【００２６】
図２は、図１に示す電圧検出手段５の詳細な回路構成を表している。図２に示すように、Ｕ相電圧検出手段５ａは、第一分圧抵抗５ａａ、第二分圧抵抗５ａｂ、およびスイッチ手段５ａｃを備える。なお、検出電圧を分圧する分圧手段は、これに限定されるものではない。また、後記する磁気飽和型位相推定手段６ａ（図１６参照）の耐圧が高い場合には、分圧抵抗を設けて分圧する必要はない。また、Ｖ相電圧検出手段５ｂおよびＷ相電圧検出手段５ｃは、Ｕ相電圧検出手段５ａと同様の構成である。
【００２７】
図２では、Ｕ相電圧検出手段５ａは、電圧検出手段５とインバータ３との間を切り離すスイッチ手段５ａｃを備えることによって、電圧検出手段５の回路損失を低減させることができる。すなわち、スイッチ手段５ａｃがＯＮであるとき、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは分圧され、Ｕ相端子電圧Ｖｕａの分圧電圧が磁気飽和型位相推定手段６ａに入力される。このとき、第一分圧抵抗５ａａおよび第二分圧抵抗５ａｂにおいては損失が発生する。そこで、電圧検出をしない場合には、スイッチ手段５ａｃをＯＦＦにして電圧検出手段５の回路損失を低減させることができる。
【００２８】
つまり、図１に示すモータ駆動制御装置において、電圧検出手段５が、図２に示すように、交流モータ１の端子と切り離すためのスイッチ手段（スイッチ回路）５ａｃを備えることにより、電圧検出が不要であって電圧検出手段５の不使用時における電力損失を低減させることができる。
【００２９】
〈停止期間の生成〉
ここで、図１に示すインバータ３におけるＵ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の波形について、図３（ａ）を用いて説明する。なお、図３（ｂ）は図３（ａ）の部分拡大図である。図３（ａ）において、縦軸は、交流モータ１の中性点を基準電位として表している。図３（ａ）の上段において、Ｕ相電圧Ｖｕは、理想的な電圧波形として、電圧位相θｖのｃｏｓ関数で表している。また、図３（ａ）の中段、下段に示すＵｐ、Ｕｎは、後記する１８０度通電手段６が出力するＰＷＭ制御のパルス信号に基づくＵ相のスイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ（図１参照）のＯＮ／ＯＦＦ波形を表し、信号レベルが“１”のときはＯＮ、“０”のときはＯＦＦを表わしている。なお、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎのスイッチング特性は理想的であるものとする。
【００３０】
ここで、ＰＷＭ制御により、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎの両方ともＯＦＦ、または、一方のみＯＮである場合を考える。停止期間Ｔoffは、後記する停止手段７（図１参照）の停止信号に基づいて、Ｕ相のスイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎの両方を停止させる期間を示す。この停止期間Ｔoffでは、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎは、両方ともＯＦＦの状態で停止する。すなわち、停止期間Ｔoffが開放相の区間となる。また、停止期間Ｔoff以外の期間は、通常の１８０度通電のＰＷＭ制御によってスイッチングを行う通電期間Ｔonである。
【００３１】
次に、インバータ３のＵ相端子電圧Ｖｕａの波形特性について、図３（ｂ）および図４を用いて説明する。図４は、Ｕ相端子電圧Ｖｕａについて、通電期間Ｔonおよび停止期間Ｔoffの場合を分けて表に示したものである。図４に示すように、通電期間Ｔonの場合、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは、スイッチ素子ＳｕｐがＯＮのときはＶＤＣ／２となり、スイッチ素子ＳｕｎがＯＮのときは−ＶＤＣ／２となる。
【００３２】
また、停止期間Ｔoffでは、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは次のようになる。停止期間Ｔoffになった直後は、図３（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓｕｐおよびスイッチ素子Ｓｕｎとそれぞれ逆並列に接続されたダイオードに還流電流が流れる還流期間Ｔｒとなる。この還流期間Ｔｒは、Ｕ相電流Ｉｕがスイッチ素子Ｓｕｐまたはスイッチ素子Ｓｕｎと逆並列に接続されたダイオード素子を還流する期間である。このとき、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは、Ｕ相電流Ｉｕの極性に依存する。
【００３３】
すなわち、図４の停止期間Ｔoffに示すように、Ｕ相電流Ｉｕが正（Ｉｕ＞０）であるときは、還流電流によりスイッチ素子Ｓｕｎに逆並列のダイオード素子が導通し、インバータ３の負極側端子３ｂとＵ相端子３ｃが同電位となり、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは−ＶＤＣ／２となる。また、Ｕ相電流Ｉｕが負（Ｉｕ＜０）であるときは、還流電流によりスイッチ素子Ｓｕｐに逆並列のダイオード素子が導通し、インバータ３の正極側端子３ａとＵ相端子３ｃが同電位となり、Ｕ相端子電圧ＶｕａはＶＤＣ／２となる。
【００３４】
また、Ｕ相電流Ｉｕがゼロ（Ｉｕ＝０）となり、還流期間Ｔｒが終わると、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは、スイッチ素子Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、ＳｗｎのＯＮ／ＯＦＦ状態に依存する。すなわち、スイッチ素子Ｓｖｐおよびスイッチ素子ＳｗｐがＯＮとなるときは、Ｖ相端子３ｄおよびＷ相端子３ｅと正極側端子３ａが導通し、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは、ＶＤＣ／２となる。
【００３５】
同様にして、スイッチ素子Ｓｖｎおよびスイッチ素子ＳｗｎがＯＮになるときは、Ｖ相端子３ｄおよびＷ相端子３ｅと負極側端子３ｂが導通し、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは、−ＶＤＣ／２となる。また、スイッチ素子ＳｖｐがＯＮでスイッチ素子ＳｗｎがＯＮのとき、磁気飽和現象によって、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは起電圧Ｖ０となる。また、スイッチ素子ＳｖｎがＯＮでスイッチ素子ＳｗｐがＯＮのときは、磁気飽和現象によって、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは起電圧Ｖ０ａ（起電圧Ｖ０が測定されるときの電圧位相に対して、１８０度ずらしたときの起電圧）となる。
【００３６】
すなわち、Ｕ相の上下アームのスイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎが共にＯＦＦしている停止期間Ｔoffにおいては、Ｖ相およびＷ相が二相運転しているときに、Ｕ相には磁気飽和による起電圧起電圧Ｖ０またはＶ０ａが発生している。したがって、Ｕ相の起電圧Ｖ０またはＶ０ａによって回転子位相を推定することができる。
【００３７】
〈実機による駆動時の波形〉
図５は、第１実施形態のモータ駆動制御装置１００を二相変調型ＰＷＭ制御方式で駆動した際、電流のゼロクロス点を含んだ近傍にＵ相のパルス信号の停止期間Ｔoffを設けて、Ｕ相のパルス信号の停止期間Ｔoffを設定して実機を駆動した場合の電圧、電流およびパルス信号の各波形を示している。横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、およびパルス信号の各レベルを示している。ただし、Ｕ相電圧は、交流モータ１の中性点を基準電位としている。
【００３８】
図５（ａ）はインバータ３のＵ相端子電圧Ｖｕａ、図５（ｂ）は交流モータ１に流れるＵ相電流Ｉｕ、図５（ｃ）は、インバータ３のスイッチ素子Ｓｕｐのパルス信号Ｕｐと、インバータ３のスイッチ素子Ｓｕｎのパルス信号Ｕｎを示している。
【００３９】
図５（ｃ）に示すように、停止期間Ｔoffにおいてパルス信号Ｕｐ，Ｕｎが共にＯＦＦとなっており、パルス信号Ｕｐ，Ｕｎが停止した区間が設定されていることが確認できる。また、パルス信号が停止した区間が設定されているため、停止期間Ｔoffの区間ではＵ相電流Ｉｕがゼロとなることも併せて確認することができる。
【００４０】
〈磁気飽和による起電圧〉
ここで、磁気飽和現象について説明する。図６は、図１に示す交流モータ１の各相端子電圧の検出時のイメージ図であり、スイッチ素子Ｓｖｐおよびスイッチ素子ＳｗｎがＯＮの場合（図４参照）における各相端子電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａを示している。このモードのときは、交流モータ１の回路構成の対称性から、理想的には、Ｖ相端子電圧ＶｖａはＶＤＣ／２、Ｗ相端子電圧Ｖｗａは−ＶＤＣ／２であって、Ｕ相端子電圧Ｖｕａは０となるはずである。しかし、交流モータ１の各相のインダクタンスは、磁気飽和により回転子位相θの影響を受けるために均一ではない。そのため、図６に示すように、Ｕ相端子電圧Ｖｕａとして起電圧Ｖ０が生じる。同様にして、スイッチ素子Ｓｖｎ，ＳｗｐがＯＮの場合には、Ｕ相端子電圧Ｖｕａとして起電圧Ｖ０ａが生じる（図４参照）。
【００４１】
図７は、図１に示す交流モータ１の回転子位相と起電圧との関係を示す特性図であり、横軸に回転子位相θ、縦軸に起電圧Ｖ０を表わしている。図７に示す交流モータ１の起電圧Ｖ０は、回転子位相θの２倍の周期関数であることが知られており、その相間関係を利用すれば、図１に示すＵ相電圧検出手段５ａの起電圧Ｖ０の検出値から、交流モータ１の回転子位相θを推定することができる。
【００４２】
〈１８０度通電手段〉
再び図１に戻って、１８０度通電手段６は、磁気飽和型位相推定手段６ａ、誘起電圧型位相推定手段６ｂ、位相推定切換手段６ｃ、電圧指令手段６ｄ、ＰＷＭ制御手段６ｅ、および速度推定手段６ｆを備え、インバータ３における三相の各相のスイッチ素子Ｓｕｐ〜ＳｗｎのＰＷＭ制御信号（パルス信号）、および交流モータ１の速度推定値ωａを出力する。
【００４３】
磁気飽和型位相推定手段６ａは、停止期間Ｔoffにおいて、図７に示すような回転子位相θと起電圧Ｖ０との関係により、起電圧Ｖ０の検出値に基づいて回転子位相θを推定する。以下では、このような位相推定方式を磁気飽和型位相推定方式と呼ぶ。この磁気飽和型位相推定方式の長所は、交流モータ１の停止時を含む低速域において起電圧Ｖ０の検出値から回転子位相θを推定できる点である。その理由は、Ｕ相の起電圧Ｖ０は、回転速度に関係なく、Ｖ相−Ｗ相間が通電されるたびに発生するからである。それに対して、磁気飽和型位相推定方式の短所は、図３に示すように、停止期間Ｔoffにおいて電流が流れないために電流波形が歪む点である。
【００４４】
誘起電圧型位相推定手段６ｂは、通電期間Ｔonにおいて、電流検出手段４から抽出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて回転子位相θを推定する。通電期間Ｔonでは、一般的な１８０度通電によりＵ相電流Ｉｕは正弦波状に流れることから、誘起電圧利用型１８０度通電方式と同様に回転子位相θを推定することができる。以下では、このような位相推定方式を誘起電圧型位相推定方式とよぶ。この誘起電圧型位相推定方式の長所は、停止期間Ｔoffを必要としないため、電流歪みが小さい点である。それに対して、短所は、誘起電圧は低速になるほど小さくなるため、低速域では回転子の位相推定精度が低下する点である。
【００４５】
位相推定切換手段６ｃは、通電期間Ｔonまたは停止期間Ｔoffに基づいて、磁気飽和型位相推定方式と誘起電圧型位相推定方式とを切換え、回転子位相θの位相推定値θａを出力する。例えば、交流モータ１の回転速度が所定値より大きい（中高速域の）ときは誘起電圧型位相推定方式に切換え、交流モータ１の回転速度が所定値以下（低速域）のときは磁気飽和型位相推定方式に切換える。
【００４６】
電圧指令手段６ｄは、回転子位相θの位相推定値θａに基づいて、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。そして、その指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ制御手段６ｅへ送信する。
【００４７】
ＰＷＭ制御手段６ｅは、ＰＷＭ制御に基づいて、電圧指令手段６ｄから取得した電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を１８０度通電用のＰＷＭ制御信号に変換する。このＰＷＭ制御信号はＯＮ／ＯＦＦデューティが制御されたパルス信号であり、インバータ３の各スイッチ素子Ｓｕｐ〜ＳｗｎをスイッチングしてＰＷＭ制御を行う。
【００４８】
速度推定手段６ｆは、回転子位相の推定値である位相推定値θａを擬似微分することにより、交流モータ１の回転速度ωを推定し、回転速度ωの推定値である速度推定値ωａを調整手段８へ出力する。
【００４９】
〈停止手段〉
図１に示す停止手段７は、ＰＷＭ制御手段６ｅから各スイッチ素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎへ出力されるＰＷＭ制御のパルス信号を停止させるための停止信号を出力する。停止手段７から出力される停止信号は、ＰＷＭ制御手段６ｅから出力されるＰＷＭ制御のパルス信号に優先して、スイッチ素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎを停止させることができる。したがって、ＰＷＭ制御手段６ｅから１８０度の全区間においてパルス信号が出力されても、停止手段７で設定された停止期間Ｔoffの間は、所定の相のパルス信号は停止される。
【００５０】
〈調整手段〉
次に、図１に示す調整手段８が、停止手段７から出力される停止信号の停止期間Ｔoffを調整する方法（１）〜（５）について説明する。
各方法についての説明に入る前に、各方法に共通の前提について説明する。
はじめに、パルス信号の停止期間Ｔoffと電流歪みεとの関係について説明する。図８は、図１に示すインバータ３のパルス信号の停止期間Ｔoffと電流歪みεとの関係を示す特性図であり、横軸に停止期間Ｔoff、縦軸に電流歪みεを表わしている。ただし、説明を簡単にするために、停止期間Ｔoffのみによって電流波形は歪むものとする。
【００５１】
図８に示すように、停止期間Ｔoffが電気角６０度のときの電流歪みεはε１であり、停止期間Ｔoffが電気角０度のときの電流歪みεは０である。ここで、電気角６０度は、磁気飽和利用型１２０度通電方式を用いた場合の停止期間Ｔoffを表す値であり、電気角０度は、誘起電圧利用型１８０度通電方式を用いた場合の停止期間Ｔoffを表す値である。
【００５２】
そこで、磁気飽和利用型１２０度通電方式を用いた場合の停止期間Ｔoffが電気角６０度となる理由について、図９を用いて説明する。図９は、磁気飽和利用型１２０度通電方式のインバータにおけるスイッチング波形を表している。図９に示すように、１２０度通電方式ではいずれか一つの相は、必ず停止期間Ｔoffにある。例えば、図９に示すように、電気角０〜６０度の範囲ではＵ相＋側とＷ相−側が通電相となり、Ｖ相の上下アームが停止期間Ｔoffとなっている。また、電気角６０〜１２０度の範囲ではＶ相＋側とＷ相−側が通電相となり、Ｕ相の上下アームが停止期間Ｔoffとなっている。
【００５３】
そのため、停止期間Ｔoffを電気角６０度以上に設定すると、二相以上の通電が同時に停止されるため、交流モータ１の三相全てに電流が流れなくなるので、交流モータ１はトルクを出力することができない。そこで、このような不具合を避けるため、停止期間Ｔoffは電気角６０度以下とする。なお、各停止期間Ｔoffを均一にしなければ、いずれかの相の停止期間Ｔoffを電気角６０度以上にすることも可能であるが、電圧・電流波形の対称性が失われるため望ましくない。つまり、磁気飽和利用型１２０度通電方式を用いた場合の停止期間Ｔoffは電気角６０度となる。
【００５４】
図８に戻って、電流歪みεを抑えるためには、単に誘起電圧利用型１８０度通電方式を用いれば良いことになる。しかし、誘起電圧利用型１８０度通電方式は低速域において誘起電圧が小さいために、この誘起電圧利用型１８０度通電方式によって回転子の位置検出を実現することはできない。
【００５５】
そこで、図８を書き換えて、図１０に示すように、交流モータ１の回転速度ωを変数として加えて、電流歪みεおよびパルス信号の停止期間Ｔoffの関係を表す。図１０では、回転速度ωがω０未満の低速域Ｌの場合、磁気飽和利用型１２０度通電方式を実行し、回転速度ωがω０以上の高速域Ｈの場合、誘起電圧利用型１８０度通電方式に切り換えることが本実施形態の比較例として考えられる。この比較例の場合には、高速域Ｈから低速域Ｌへ遷移するときに、急激に、１８０度通電から１２０度通電に切り替わるために、低速域Ｌにおいて電流歪みεが急激に増加してしまう。
【００５６】
したがって、方法（１）では、電流歪みεを低減するために、図３に示したように、Ｕ相のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎが両方ともＯＦＦの状態となる停止期間Ｔoff、すなわち開放相の区間を設けた新たな通電方式を採用する。この新たな通電方式では、この停止期間Ｔoffを交流モータ１の回転速度推定値ωａに基づいて調整することにする。これにより、低速域Ｌにおいて、図１０の曲線Ｑで表されるように、交流モータ１の回転速度ωに応じてこまめに電流歪みεの大きさを変えることができるため、比較例の場合に比べて電流歪みεを抑制することができる。すなわち、図１に示すように、調整手段８は、速度推定手段６ｆから出力された回転速度推定値ωａに基づいて、停止手段７から出力される停止期間Ｔoffを調整する。
【００５７】
言い換えると、調整手段８は、各位相推定方式の特性を考慮して、交流モータ１の回転速度ωが低いほど、停止手段７から出力される停止期間Ｔoffを拡大して、磁気飽和型位相推定方式を優先的に用いる。ただし、このときの停止期間Ｔoffは、磁気飽和利用型１２０度通電方式の停止期間以下、すなわち、電気角６０度以下とする。すなわち、１８０通電方式によるパルス信号の停止期間Ｔoffは、交流モータ１の回転速度、トルク、モータ電流、モータ印加電圧等が低くなるほど、電気角６０度以下の範囲で増加させる。なお、交流モータ１の回転速度ωが高いときは誘起電圧型位相推定方式を用いる。
【００５８】
また、方法（２）では、調整手段８は、交流モータ１のトルク、インバータ３の三相交流電流・電圧（すなわち、モータ電流、モータ印加電圧）等が小さいほど、停止期間Ｔoffを拡大し、磁気飽和型位相推定方式を優先的に用いても良い。その理由は、停止期間Ｔoffを電気角６０度以下に設定するという条件において、母線電流ＩＤＣの通電期間が短くて、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを正確に抽出できない場合は、誘起電圧型位相推定方式における推定精度が低下するからである。
【００５９】
また、方法（３）では、調整手段８は、交流モータ１の回転速度ωが高いほど、または、交流モータ１のトルク、インバータ３の三相交流電流・電圧（すなわち、モータ電流、モータ印加電圧）等が大きいほど、停止期間Ｔoffを縮小し、誘起電圧型位相推定方式を優先的に用いる。その理由は、前記方法（２）の場合とは逆で、母線電流ＩＤＣの通電期間が長いために、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを正確に抽出することができるので、誘起電圧型位相推定方式の推定精度が低下しないためである。なお、停止期間Ｔoffは限りなく縮小してゼロとしても良い。
【００６０】
すなわち、１８０通電方式のパルス信号の停止期間Ｔoffは、交流モータ１の回転速度ω、トルク、モータ電流、モータ印加電圧等が高くなるほど減少させるか、またはゼロにする。これによって、電流歪みεを小さくでき、交流モータ１の効率の向上を図ることができる。
【００６１】
なお、方法（４）では、交流モータ１の効率の向上を図るために、調整手段８は、インバータ３の駆動周波数に応じて停止期間Ｔoffを変化させるようにしても良い。例えば、インバータ３の駆動周波数が高くなるほど停止期間Ｔoffを短くし、インバータ３の駆動周波数が低くなるほど停止期間Ｔoffを長くするように変化させる。
【００６２】
また、方法（５）では、調整手段８は、Ｕ相電流Ｉｕがゼロとなるタイミング（ゼロクロス点）を含むように、停止期間Ｔoffを設定しても良い。図１１は、図１に示すインバータ３における理想的なＵ相電流Ｉｕａの波形図、すなわち、停止期間Ｔoffの影響を無視した理想的なＵ相電流Ｉｕａの波形図である。図１１に示すように、Ｕ相電流Ｉｕａは、電圧位相θｉのｃｏｓ関数であり、点Ｐ１、Ｐ２は、Ｕ相電流Ｉｕａがゼロとなるタイミング（ゼロクロス点）を示している。したがって、このゼロクロス点Ｐ１、Ｐ２を含むように停止期間Ｔoffを設定すれば、図３（ｂ）において、停止期間Ｔoffの開始時におけるＵ相電流Ｉｕの絶対値Ｉｕ０は小さく（ゼロに近く）なる。
【００６３】
このとき、図３（ｂ）において、還流期間Ｔｒも短くなるため、起電圧Ｖ０の検出はもちろん、停止期間Ｔoff直後の時点においても起電圧Ｖ００の検出も可能となり、回転子位相の検出タイミングを早めた上で位相推定精度を向上させることができる。また、停止期間Ｔoff直後の起電圧Ｖ００の検出後は、直ぐに停止期間Ｔoffを解除することにより、停止期間Ｔoffを狭めて、電流歪みを抑制することもできる。なお、同一相の上下のスイッチ素子の短絡防止のために設けられるデッドタイムは、停止期間Ｔoffと同等である。よって、デッドタイム中にＵ相電流Ｉｕを検出し、これが閾値以下の場合には、デッドタイムを延長し、起電圧Ｖ０を検出しても良い。
【００６４】
すなわち、調整手段８は、１８０度通電パルス信号の停止期間Ｔoffを、交流モータ１のモータ電流がゼロとなる期間を含むように設定することが好適である。これにより、図３に示す還流期間Ｔｒを短くして、停止期間Ｔoff直後の起電圧Ｖ００によって回転子位相の検出タイミングを早めることができるので、停止期間Ｔoffを狭めることができる。その結果、電流歪みをさらに小さくすることが可能となる。
【００６５】
〈交流モータの巻線可変手段〉
さらに、調整手段８は、交流モータ１の回転子の磁束量または固定子の巻線の巻数に基づいて、停止期間Ｔoffを調整しても良い。図１２は、交流モータ１が巻線可変手段および磁束量可変回転子を備えた場合における交流モータ１の概念を示している。すなわち、図１２に示すように、交流モータ１は、Ｕ相巻線可変手段１ａ、Ｖ相巻線可変手段１ｂ、およびＷ相巻線可変手段１ｃを備え、これらの巻線可変手段１ａ、１ｂ、１ｃによって、交流モータ１の各相の巻線の巻数を変化させて磁束量可変回転子１ｄに接続しても良い。
【００６６】
図１に示す１８０度通電手段６は、運転状態に応じて、交流モータ１の誘起電圧係数またはインダクタンスを変化できることが知られている。これは、交流モータ１の運転範囲を拡大するためであり、例えば、自動車や洗濯機等の低速時において大トルクが要求される用途等において一般的に用いられている。したがって、この技術を応用すれば、図１２に示すような、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相巻線可変手段１ａ、１ｂ、１ｃと磁束量可変回転子１ｄを備えた構成を実現することができる。
【００６７】
このとき、誘起電圧係数またはインダクタンスを増加させると、磁気飽和現象が強まるため、磁気飽和型位相推定方式の位相推定精度が向上する。これによって、調整手段８は、停止期間Ｔoffを狭めることが可能となり、その結果、電流歪みを小さく抑えることができる。また、誘起電圧係数を増加させると、同じトルクを出力するのに必要な電流値が小さくなるため、結果的に電流歪みの絶対値を抑えることができる。さらには、インダクタンスを増加させると、電流歪みの高調波成分が抑えられるため、交流モータ１の鉄損を減少させることができる。
【００６８】
すなわち、交流モータ１の回転子の磁束量が自由に変化できる場合は、調整手段８が、交流モータ１の磁束量に応じて、１８０度通電方式のパルス信号の停止期間Ｔoffを変化することで、その交流モータ１を安定して駆動させることができる。
【００６９】
また、交流モータ１の固定子の巻線の巻数が切り替えられる場合は、調整手段８が、交流モータの巻線の巻数に応じて、１８０度通電方式のパルス信号の停止期間Ｔoffを変化することで、その交流モータ１を安定して駆動させることができる。
【００７０】
以上説明したように、ＰＷＭ制御を行うインバータ３の制御系として、電流検出手段５、１８０度通電手段６、停止手段７、および調整手段８を備えた第１実施形態のモータ駆動制御装置１００の構成により、所定の回転速度より大きい（中高速回転域）では誘起電圧利用型１８０度通電方式を用いて回転子位相の推定を行い、所定の回転速度以下（低速域）では交流モータ１の運転条件に応じた停止期間Ｔoffを設けて、磁気飽和による起電力によって回転子位相の推定を行う。これにより、電流歪みを最小限に抑えながら、交流モータ１の停止時を含む低速域から高速域に至るまで位置センサレス制御を実行することができる。
【００７１】
《第２実施形態》
次に、第２実施形態として、第１実施形態のモータ駆動制御装置１００を用いた空調機器１０について、図１３および図１４を用いて説明する。なお、第１実施形態と同様な内容については説明を省略する。図１３は、第１実施形態に記載したモータ駆動制御装置１００を空調機器１０の圧縮機９を駆動する交流モータ１の制御に適用した場合の構成図を示している。
【００７２】
なお、図１３において、圧縮機９は、空調機器１０における熱サイクルの駆動源として用いられるものである。また、図１３における符号３〜８は、図１におけるインバータ３、電流検出手段４、電圧検出手段５、１８０度通電手段６、停止手段７および調整手段８のことである。
【００７３】
また、図１４は、圧縮機９を駆動する交流モータ１のトルク脈動およびモータ電流実効値の波形を表しており、横軸に時間、縦軸に圧縮機９の負荷トルクτおよび交流モータ１の電流実効値Ｉ１の波形を示している。図１４に示すように、圧縮機９の負荷トルクτが周期性を有するトルク脈動となっているのは、圧縮機９の運転行程が定期的な圧縮および膨張を繰り返えすからである。このとき、交流モータ１の回転速度ωを安定化させる手法は、例えば、特開２００６−１８０６０５号公報に記載されている、トルクリプル（脈動成分）に対して逆位相となるトルク電流を交流モータ１に流すことによりトルクの脈動成分を打ち消すトルク脈動抑制制御を用いることによって実現することができる。
【００７４】
このトルク脈動抑制制御を用いると、図１４に示すように、交流モータ１の電流実効値Ｉ１も負荷トルクτに同期して脈動する。これは、負荷トルクτの脈動を、交流モータ１のトルク脈動で打ち消すためである。図１４において、点Ｐ１〜Ｐ３は、交流モータ１の電流実効値Ｉ１の各脈動周期における極小値である。ただし、脈動周期ごとに交流モータ１の電流実効値Ｉ１の極小値が２つ以上ある場合（不図示）には、その極小値ごとに開放相（停止期間Ｔoff）を設けても良い。
【００７５】
すなわち、第２実施形態では、調整手段８は、複数の停止期間Ｔoffがモータ電流実効値Ｉ１の極小点Ｐ１〜Ｐ３をそれぞれ含むように設定しても良い。このような設定により、モータ電流実効値Ｉ１が小さいときに限り電流歪みが発生するが、電流歪みによるトルクの変化を抑えることができ、トルク脈動抑制制御への干渉を抑えることができる。これによって、圧縮機９を低速域から安定に駆動することができる。この結果、このような制御を行うモータ駆動制御装置１００を用いる空調機器１０は、出力の広範囲化および高効率化を達成することができる。
【００７６】
また、空調機器１０に使用されている圧縮機９はトルク脈動が大きいため、モータ電流実効値Ｉ１は脈動するが、この場合は、１８０度通電のパルス信号の停止期間Ｔoffを、交流モータの電流実効値が極小となる期間を含むように設けることもできる。なお、交流モータの電流実効値の極小値が２つ以上ある場合には、それぞれの極小値に対応して停止期間Ｔoffを設けても良い。
【００７７】
なお、調整手段８は、空調機器１０の機械系の１周期と交流モータ１の電気角の１周期とが異なるときには、停止期間Ｔoffを、電気角の１周期ごとにモータ電流の実効値の最小値が存在する期間を含むように設定すると好適である。
【００７８】
《第３実施形態》
第３実施形態では、空転している交流モータ１を再起動させる場合について、図１５、図１６を用いて説明する。図１５は、図１に示すモータ駆動制御装置によって駆動される交流モータの三相交流電圧のベクトルの関係を表している。また、図１６は、図１に示す１８０度通電手段６におけるフリーラン再起動時の位相推定の構成例を表している。なお、第１実施形態と重複する内容については説明を省略する。ただし、何らかの外力がなければ、インバータ３の全てのスイッチ素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎを停止させている限り、交流モータ１は停止している。
【００７９】
交流モータ１に外力が加わった場合、インバータ３を停止させたままでも交流モータ１は回転（空転）を始める。そして、図１５に示すように、交流モータ１には、回転速度ωに応じた誘起電圧Ｖωが発生する。このときの誘起電圧ＶωのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の成分は、それぞれ、Ｖωｕ、Ｖωｖ、Ｖωｗである。また、誘起電圧位相θωは、誘起電圧ＶωとＵ相方向が成す角度である。ｄ軸は、回転子方向を表し、誘起電圧位相θωと回転子位相θの位相差は９０度である。
【００８０】
ここで、交流モータ１が回転（空転）している状態から安定に起動する状態をフリーラン再起動と呼ぶ。このフリーラン再起動では、起動ショックを防止するため、回転子位相θを起動前に推定する必要がある。
【００８１】
そこで、図１６に示す構成を用いて、交流モータ１の起動前に回転子位相θを推定する方法について説明する。フリーラン再起動の前までは、通電相が存在しない。このため、母線電流ＩＤＣは流れず、１８０度通電手段６の誘起電圧型位相推定手段６ｂは、位相推定に適用することができない。また、電圧検出手段５から得る起電圧は、Ｗ相の誘起電圧Ｖωのみであることから、磁気飽和利型位相推定手段６ａも適用することができない。そこで、フリーラン型位相推定手段６ｇを用いて、Ｗ相の誘起電圧Ｖωより回転子位相θを推定する。
【００８２】
このフリーラン型位相推定手段６ｇは、前記したように、図１５の誘起電圧位相θωと回転子位相θとの位相差が９０度であることから、回転子位相θを推定することができる。すなわち、特開２００５−１３７１０６号公報に開示されているように、磁気飽和による誘起電圧位相から回転子位相を検出する技術を用いることにより、交流モータ１の回転子位相θを推定することができる。そして、回転子位相θの推定後、誘起電圧利用型１８０度通電方式を開始する。
【００８３】
すなわち、位相推定切換手段６ｃは、位相推定方式をフリーラン型位相推定手段６ｇから誘起電圧型位相推定手段６ａへ切換える。しかし、回転速度が低いと誘起電圧Ｖωが小さいため、誘起電圧位相から回転子位相を推定する方式では推定精度が小さため、回転子位相の検出誤差によって起動ショックを生じたり、フリーラン再起動に失敗したりする虞がある。
【００８４】
そこで、第３実施形態では、フリーラン型位相推定手段６ｇを用いて回転子位相θを推定した後、位相推定方式を磁気飽和型位相推定手段６ｂへ切り換える。同時に、電圧検出値の絶対値が最小である相を停止期間Ｔoffとして、磁気飽和型１８０度通電方式を開始することにより、起動ショックを抑えながら確実にフリーラン再起動させる。
【００８５】
図１５において、例えば、電圧位相θωが、０≦θω≦π/３であるならば、｜Ｖωｕ｜＞｜Ｖωｖ｜、かつ、｜Ｖωｗ｜＞｜Ｖωｖ｜が成り立つ。
つまり、Ｖ相誘起電圧Ｖωｖの絶対値は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の中で最小である。
【００８６】
そこで、停止手段７は、Ｖ相に停止期間Ｔoffを設けて、Ｕ相とＷ相間の通電を開始する。このことによって、最も電圧値の絶対値が最小である相を停止させることで、最初に印加するモータ電圧Ｖ１と誘起電圧Ｖωの位相差Δθωを抑え、交流モータ１の起動ショックを抑えることができる。
【００８７】
すなわち、交流モータ１が空転しているときには、停止手段７は、電圧検出手段５の検出した電圧検出値の絶対値が最小値となる相のパルス信号を所定の停止期間Ｔoffだけ停止させる。これによって、１８０度通電手段（制御手段）６は、停止期間Ｔoffに該当しない相のパルス信号によってインバータ３をＰＷＭ制御し、交流モータ１を始動させることができる。これによって、交流モータ１の始動時の変動がなく、スムーズな始動を行うことができる。
【００８８】
以上、本実施形態のモータ駆動制御装置１００およびそのモータ駆動制御装置１００を用いた空調機器１０は、直流電源２から供給される直流電力をＰＷＭ制御によって所望の交流電力に変換し、その交流電力を交流モータ１へ供給するインバータ３と、前記交流モータ１に流れるモータ電流を検出する電流検出手段４と、前記交流モータ１の端子に印加されるモータ印加電圧を検出する電圧検出手段５と、１８０度通電のパルス信号を出力して、前記インバータをＰＷＭ制御する制御手段８と、前記パルス信号のうち、所定の相のパルス信号を所定の停止期間だけ停止させる停止手段７と、前記交流モータ１が所定の回転速度以下のときの運転状態に応じて、前記停止手段７に設定された停止期間を可変調整する調整手段８とを備える。このような構成を備えているので、モータ駆動制御装置１００および空調機器１０は、停止時を含む低速域から高速域まで回転子の位置検出ができ、電流歪みが小さく、かつ、中性点電位の検出が不要な、位置センサレス制御を行うことができる。
【００８９】
なお、本発明に係るモータ駆動制御装置１００および空調機器１０の実施形態について具体的に説明したが、本発明は前記した各実施形態の内容に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【００９０】
すなわち、本発明は、上述した第１実施形態ないし第３実施形態の内容に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。言い換えると、上述した各実施形態は、本発明の内容を分かりやすく説明するために詳細に例示したものであり、必ずしも前記で説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることも可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。
【００９１】
また、各実施形態の構成の一部について、他の実施形態の構成を追加・削除・置換をすることも可能である。さらに、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現しても良い。なお、各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ(Solid State Drive)等の記録装置、または、ＩＣ（integrated circuit）カード、ＳＤカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）等の記録媒体に置くことができる。また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えても良い。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明によれば、空調機器に用いられる交流モータを駆動制御するモータ駆動制御装置に限らず、冷蔵庫、洗濯機、電気掃除機等の家電機器に用いられる交流モータを駆動するモータ駆動制御装置としても有効に利用することができる。
【符号の説明】
【００９３】
１  交流モータ
１ａ  Ｕ相巻線可変手段
１ｂ  Ｖ相巻線可変手段
１ｃ  Ｗ相巻線可変手段
１ｄ  磁束量可変回転子
２  直流電源
３  インバータ
３ａ  正極側端子
３ｂ  負極側端子
３ｃ  Ｕ相端子
３ｄ  Ｖ相端子
３ｅ  Ｗ相端子
４  電流検出手段
５  電圧検出手段
５ａ  Ｕ相電圧検出手段
５ａａ  第一分圧抵抗
５ａｂ  第二分圧抵抗
５ａｃ  スイッチ手段
５ｂ  Ｖ相電圧検出手段
５ｃ  Ｗ相電圧検出手段
６  １８０度通電手段（制御手段）
６ａ  磁気飽和型位相推定手段
６ｂ  誘起電圧型位相推定手段
６ｃ  位相推定切換手段
６ｄ  電圧指令手段
６ｅ  ＰＷＭ制御手段
６ｆ  速度推定手段
６ｇ  フリーラン型位相推定手段
７  停止手段
８  調整手段
９  圧縮機
１０  空調機器
１００  モータ駆動制御装置
ＶＤＣ  直流電圧
ＩＤＣ  母線電流
Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ  スイッチ素子
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ  Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧
Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａ  Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、Ｗ相端子電圧
Ｖ１  モータ電圧
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ  Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流
Ｉ１  モータ電流
Ｖω  誘起電圧
Ｖωｕ、Ｖωｖ、Ｖωｗ  誘起電圧のＵ相成分、Ｖ相成分、Ｗ相成分
Ｔon  通電期間
Ｔoff  停止期間
Ｔｒ  還流期間
Ｖ０、Ｖ００、Ｖ０ａ  起電圧
θ  回転子位相
θａ  位相推定値
θｖ  電圧位相
θｉ  電流位相
θω  誘起電圧位相
ω  回転速度
ωａ  速度推定値
τ  負荷トルク
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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