(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流成分と直流成分が重畳した電流出力素子の出力電流における直流成分を低減する直流電流除去回路であって、
前記出力電流からカットオフ周波数より低い周波数の電流成分を抽出するための低域通過フィルタと、
前記抽出された電流成分を、前記出力電流から除去する除去手段とを有し、
前記低域通過フィルタは、第１のコンデンサと、第１のＭＯＳトランジスタのチャネルを用いて構成された抵抗回路と、演算増幅器と、前記カットオフ周波数を高い方から低い方へ時間に対して連続関数的に変化させる周波数変更手段とを有し、
前記周波数変更手段は、第１の電流源と、同じノードに接続された、サブスレッシュホルド領域で動作する第２のＭＯＳトランジスタ、及び、第２のコンデンサと、前記第１の電流源からの電流を前記ノードに供給するスイッチと、前記ノードと前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートとの間に接続され、前記ノードの電圧に応じた電流を出力する出力回路とを含み、
前記周波数変更手段は、前記スイッチを導通後に開放することで、前記カットオフ周波数を変化させることを特徴とする直流電流除去回路。
【請求項２】
前記周波数変更手段は、前記出力電流から除去する電流成分をクランプするクランプ期間において前記カットオフ周波数を時間に対して連続関数的に変化させ、前記クランプ期間は、前記スイッチの開放により開始されることを特徴とする請求項１に記載の直流電流除去回路。
【請求項３】
前記第１のＭＯＳトランジスタは、強反転領域からサブスレッシュホルド領域まで遷移して動作することを特徴とする請求項１又は２に記載の直流電流除去回路。
【請求項４】
前記抽出された電流成分に相当する大きさの電流を発生する第２の電流源を更に有し、
前記除去手段は、前記出力電流から前記第２の電流源により発生された電流を差し引くことにより、前記出力電流から直流成分を低減することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流電流除去回路。
【請求項５】
前記第２の電流源は、前記電流出力素子の出力電圧を前記低域通過フィルタに入力して得られた出力電圧を電流に変換する電圧電流変換素子を有することを特徴とする請求項４に記載の直流電流除去回路。
【請求項６】
前記直流電流除去回路は、半導体基板上に形成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の直流電流除去回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流電流除去回路に関し、更に詳しくは、フォトダイオード等の電流出力素子から出力される交流成分と直流成分が重畳した電流から、直流成分を低減する直流電流除去回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
フォトダイオード等の電流出力素子から出力される電流は、直流（ＤＣ）電流、交流（ＡＣ）電流を含む。一方、多くのアプリケーションではＡＣ電流のみが必要とされ、そのような場合、ＤＣ電流は電流出力素子の後段に接続される能動回路のダイナミックレンジを劣化させる不要成分であるため、ＤＣ電流の除去が必要とされる。
【０００３】
この問題に関し、従来技術では高域通過フィルタを用いてＡＣ成分のみを後段の能動回路に伝達する方法や、元の信号から低域通過フィルタを用いてＤＣ成分を抽出し、抽出したＤＣ成分を用いて元の信号のＤＣ成分を打ち消す方法がある。
【０００４】
しかしながら上述した従来技術には以下に述べる問題があった。すなわち、従来技術に用いられるフィルタの殆どが固定抵抗及び固定容量を用いて構成されるため、カットオフ周波数が固定であった。従って、突発的に発生するＤＣ成分の急激な変化への回路追従性能と、後段の能動回路に送るべきＡＣ成分の減衰損失との間にトレードオフの関係がある。また、半導体基板上に形成された集積回路内にフィルタの抵抗及び容量を形成する場合は、チップやパッケージコストの観点から、カットオフ周波数の下限値に制約が発生し、アプリケーションの限定に繋がる。
【０００５】
これに対し、特許文献１に記載されている発明では、上記抵抗としてＭＯＳトランジスタのサブスレッシュホルド特性の高抵抗チャネルを用いており（以下「ＭＯＳ抵抗」と呼ぶ。)、少ないチップ面積でカットオフ周波数の下限値の拡大を実現している。また、規定電圧以上のＤＣ成分に急激な変位が生じた場合は、ＭＯＳ抵抗が線形動作することでカットオフ周波数が一時的に高くなり、電圧変位を速やかにクランプする。
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−２８６６６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に記載された構成では、ＤＣ成分の急激な変位電圧が規定する大きさに達しない場合には、ＭＯＳ抵抗の線形動作が起こらず、速やかなクランプができない。また、ＭＯＳ抵抗の線形動作で速やかにクランプできるのは規定値に対する余剰電圧に限定されており、規定変位以下の残存ＤＣ成分に対しては、やはり速やかなクランプができないという問題を有する。
【０００８】
本発明は上記問題点を鑑みてなされたものであり、交流成分と直流成分が重畳した電流から直流成分を低減する回路において、チップやパッケージのコスト増大を伴わず、直流成分のレベルに関わらず速やかにクランプを行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、交流成分と直流成分が重畳した電流出力素子の出力電流における直流成分を低減する、本発明の直流電流除去回路は、前記出力電流からカットオフ周波数より低い周波数の電流成分を抽出するための低域通過フィルタと、前記抽出された電流成分を、前記出力電流から除去する除去手段とを有し、
前記低域通過フィルタは、第１のコンデンサと、第１のＭＯＳトランジスタのチャネルを用いて構成された抵抗回路と、演算増幅器と、前記カットオフ周波数を高い方から低い方へ時間に対して連続関数的に変化させる周波数変更手段とを有し、前記周波数変更手段は、第１の電流源と、同じノードに接続された、サブスレッシュホルド領域で動作する第２のＭＯＳトランジスタ、及び、第２のコンデンサと、前記第１の電流源からの電流を前記ノードに供給するスイッチと、前記ノードと前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートとの間に接続され、前記ノードの電圧に応じた電流を出力する出力回路とを含み、前記周波数変更手段は、前記スイッチを導通後に開放することで、前記カットオフ周波数を変化させる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、交流成分と直流成分が重畳した電流から、直流成分を低減する回路において直流成分のレベルに関わらず速やかにクランプを行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、添付図面を参照して本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
【００１２】
図１は本発明の一実施形態にかかる電流出力素子及び直流電流除去回路の構成を示す回路図であり、ここでは、図中の素子は全て、半導体基板上に形成された集積回路（ＩＣ）内に形成される。また、電流出力素子１の出力電流Ｉ１、Ｉ２は、それぞれＤＣ成分とＡＣ成分とを含む電流を一般化して表記したものである。本実施形態の目的は電流出力素子１のＡＣ成分の電流Ｉ２のみを後段回路６に伝達することにある。
【００１３】
図１の抵抗回路３はＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間チャネル抵抗を使用している。図１のコンデンサＣ１は入力インピーダンスの高い演算増幅器５の反転入力端子・出力端子間に接続されており、抵抗回路３と共に低域通過フィルタを構成する。そして演算増幅器５の出力端子からは、コンデンサＣ１の容量と抵抗回路３の抵抗値により決まるカットオフ周波数よりも低い周波数の電流成分に相当する電圧が出力される。図１でゲート接地して使用されるトランジスタＭ１は、演算増幅器５の出力電圧をＭ１のドレイン電流iaに変換する。即ち、トランジスタＭ１は、演算増幅器５の出力電圧を電流に変換する、電圧電流変換素子（電流源）として動作する。
【００１４】
本発明はＤＣ電流カットの為のクランプ期間を設けており、クランプ期間の初期において、周波数変更手段である図１のコントロール回路７が抵抗回路３の抵抗値Ｒ３を小さくする。この時、図１の抵抗値Ｒ３とコンデンサＣ１の容量による時定数は小さいため、図１の抵抗回路３、演算増幅器５、トランジスタＭ１からなるフィードバックが広帯域で動作する。従って、フィードバックの効果によるトランジスタＭ１の交流信号に対する出力抵抗値も広帯域に渡って小さくなる。この出力抵抗値は、通常、後段回路６の入力インピーダンスに対して十分小さいため、ＤＣ電流Ｉ１とＡＣ電流Ｉ２の大部分がトランジスタＭ１を流れることになり、ia≒Ｉ１‐Ｉ２、そして、後段回路６への出力電流iout≒０と近似できる。
【００１５】
より詳しく説明すると、抵抗値Ｒ３が小さな領域では、電位Ｖａが変化すると、演算増幅器５の反転入力端子の電位も速やかに追従する。これに伴い、演算増幅器５の出力と接続されたトランジスタＭ１のソース電位も追従し、刻々と変化するゲート−ソース間電圧Vgsに追従した電流がトランジスタＭ１を流れる。従って、抵抗値Ｒ３が小さな領域では、電流iaはＩ１−Ｉ２という、ＡＣ成分を含む電流値に近似できる。
【００１６】
クランプ期間における時間の経過に伴い、コントロール回路７が抵抗値Ｒ３を連続関数的に徐々に大きくしていくことで、抵抗値Ｒ３とコンデンサＣ１の容量の時定数が増大していく。この時、時間の経過と共にフィードバックの動作帯域が減少していくので、トランジスタＭ１の交流信号に対する出力抵抗値が小さくなる帯域も時間の経過と共に減少していく。
【００１７】
より詳しく説明すると、抵抗値Ｒ３を大きくしていくと、電位Ｖａの変化（ＡＣ成分）が演算増幅器５の反転入力端子に伝わりにくくなる。そのため、演算増幅器５の出力もＡＣ成分には追従しなくなるので、トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧Vgsも変化が少なくなり、電流iaからはＡＣ成分が減少していく。そして、電流iaから減少したＡＣ成分は、端子９へと流れていく。
【００１８】
このように、ＡＣ電流Ｉ２は徐々に図１の端子９を分流することになり、iaは徐々にＩ１に、ioutは徐々にＩ２となる。
【００１９】
クランプ期間が終わる時点では、コントロール回路７は抵抗値Ｒ３を実質的に無限大にする。この時、フィードバック動作が働かないことからトランジスタＭ１の交流信号に対する出力抵抗値は後段回路６の入力インピーダンスに対して十分大きくなり、ia≒Ｉ１、iout≒Ｉ２となる。また、コンデンサＣ１の容量に蓄積された電荷は保存される為、ia≒Ｉ１の関係は保持される。
【００２０】
以上の動作から明らかな様に、電流出力素子１のＤＣ電流Ｉ１をカットし、ＡＣ電流Ｉ２のみを後段回路６に伝達する事が可能となるので、ＤＣ成分に起因する後段回路６のダイナミックレンジの劣化を除くことができる。さらに、以上の動作はＤＣ電流Ｉ１のレベルに拠らない。また、ＤＣ電流Ｉ１の急激な変位はクランプ初期においてトランジスタＭ１のiaとして吸収される。
【００２１】
図２は、ＤＣ電流Ｉ１が急激に変化した場合の、上記動作における図１の各部電流、電圧波形の変化の概要を示す。図２（ａ）は、クランプ期間における抵抗値の変化の様子を示すグラフであり、図２（ｂ）は、電流出力素子１からの出力電流の一例を示すグラフであり、図２（ｃ）は、抵抗値の変化に伴うiaとioutの変化の一例を表すグラフである。図２（ｂ）に示すように、クランプ期間の途中でＤＣ電流Ｉ１が急激に変化したとしても、iaがすぐ変化に追従するので、ioutは徐々にＤＣ電流Ｉ１が除去された、ＡＣ電流Ｉ２に相当する電流となっていく。
【００２２】
次に、コントロール回路７の動作概要について、図３を用いて説明する。
【００２３】
図１の抵抗回路３の抵抗値Ｒ３は図３のＭＯＳトランジスタＭ２６のドレイン・ソース間チャネル抵抗によって形成されている。抵抗値Ｒ３は、図３のトランジスタＭ２５、Ｍ２６のゲートサイズ、トランジスタＭ２４に流れる電流Ｉ２３の大きさによって決定され、電流Ｉ２３が大きいほどＭＯＳトランジスタＭ２６のゲート電圧は低くなり、チャネル抵抗値Ｒ３は小さくなる。コントロール回路７は電流Ｉ２３をクランプ期間の時間の経過に伴って徐々に減らしていき、クランプ期間が終わる時点で実質的にゼロにする。即ち抵抗回路３のＭＯＳトランジスタＭ２６のゲート電圧は、時間の経過と共に連続的に上がっていき、最終的にドレイン・ソース間が実質的に開放状態となる。このように制御して、抵抗値Ｒ３をクランプ期間の経過と共に連続関数的に増大させることで、カットオフ周波数を変化させることができる。
【００２４】
以下、図３に示す回路の動作について詳述する。
【００２５】
まず、クランプ開始前はスイッチｓｗ１が閉じられており、電流源Ｉ２２からの電流がトランジスタＭ２３、Ｍ２４のゲートサイズの比率倍され、電流Ｉ２３としてカレントコピーされる。ここで、トランジスタＭ２２のドレイン電流Ｉ２４が電流源Ｉ２２からの電流に対して十分小さくなるように、電流源Ｉ２１、抵抗値Ｒ２１の大きさ、及びトランジスタＭ２１、Ｍ２２のサイズ比が決められているものとする。クランプ開始前は電流Ｉ２３がある程度の大きさを保ちつづける為、抵抗値Ｒ３は小さい。
【００２６】
クランプ開始と同時にスイッチｓｗ１が開放される。この時から、電流Ｉ２４がコンデンサＣ２１の電荷を徐々に放電することにより、電位Ｖ２１が徐々に下がる。電位Ｖ２１の低下に伴い、電流Ｉ２３を徐々に減らすことができるため、抵抗値Ｒ３を徐々に大きくすることになる。最終的にトランジスタＭ２４がオフとなることで、電流Ｉ２３は実質的にゼロとなり、抵抗値Ｒ３は実質的に無限大となる。
【００２７】
なお、クランプ初期における抵抗値Ｒ３の大きさは電流源Ｉ２２からの電流の大きさによって容易に調整できる。また、クランプ期間中にＲ３が増加するスピードは、電流Ｉ２４と容量Ｃ２１の大きさによって支配される。即ち、電流Ｉ２４が小さいほど、容量Ｃ２１が大きいほど、抵抗値Ｒ３の増加スピードは緩慢になる。従って、電流源Ｉ２２からの電流及び電流Ｉ２４、容量Ｃ２１を適切に選ぶことで、本実施形態におけるクランプ期間の調整を容易に達成できる。
【００２８】
電流Ｉ２４を微小な電流に設定する場合は、トランジスタＭ２２をサブスレッシュホルド領域で動作させることで、チップ面積を増大させること無く実現できる。ＭＯＳトランジスタのサブスレッシュホルド特性は周囲温度に対して大きく変化する欠点が存在するものの、電流源Ｉ２１に正の温度特性をもつ電流源を使用することで、温度変化に起因する電流源Ｉ２１からの電流の変動を抑えることが可能となる。従って、クランプ期間の温度変化に対する感度を小さくできる。
【００２９】
上記の通り本実施形態によれば、交流成分と直流成分が重畳した電流から、直流成分を低減する回路において、直流成分のレベルに関わらず速やかにクランプを行うことができる。さらに、本発明に係る直流電流除去回路を半導体基板上に形成する場合であってもチップやパッケージのコストを増大することなく上述の効果を得ることができる。
【００３０】
また、抵抗値Ｒ３を連続関数的に変化させることを説明したが、ステップの大きさが非常に小さく、連続関数と見なせる程度のものであればこの変化がステップ状のものでも構わない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施形態にかかる電流出力素子及び直流電流除去回路の構成を示した回路図である。
【図２】本発明の実施形態にかかる動作概要を表す信号波形図である。
【図３】本発明の実施形態にかかるコントロール回路の回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
1：電流出力素子、５：演算増幅器、6：後段回路、3：抵抗回路、7：コントロール回路、8：電流出力素子の出力端子、９：後段回路６の入力端子、Ｍ１、Ｍ２１〜Ｍ２６：MOSFET、Ｃ１、Ｃ２１：コンデンサ、ia：Ｍ１のドレイン電流、iout：出力電流Ｖｃ：シグナルグラウンド、Ｒ３：Ｍ２６のドレイン・ソース間抵抗、Ｉ２１、Ｉ２２：電流源、Ｒ２１：抵抗器、Ｖ２１：Ｍ２４のゲート端子電圧、Ｉ２４：Ｍ２２のドレイン電流、Ｉ２３：Ｍ２４のドレイン電流、ｓｗ１：スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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