(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成するもので、
３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成するもので、三角波を搬送波として使用し、
前記三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、
３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、前記第１及び第２区間を通じて一定とし、
他の２相については、前記第１区間における比較条件が互いに異なると共に、前記第２区間における前記比較条件は、前記第１区間における各相の比較条件を反転させ、
前記他の２相については、設定されたそれぞれのデューティの２倍値と、前記搬送波振幅の最大値とを比較し、
前記他の２相のうち一方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記他の２相のうち他方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定するようにデューティ変換を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成するもので、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波を搬送波として使用し、
他の１相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を搬送波として使用し、
残りの１相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波を搬送波として使用し、
前記各相の基準を、各搬送波振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記各相の基準を、搬送波の振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、三角波を搬送波として使用し、
前記三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、
３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、前記第１及び第２区間を通じて一定とし、
他の２相については、前記第１区間における比較条件が互いに異なると共に、前記第２区間における前記比較条件は、前記第１区間における各相の比較条件を反転させ、
前記他の２相については、設定されたそれぞれのデューティの２倍値と、前記搬送波振幅の最大値とを比較し、
前記他の２相のうち一方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記他の２相のうち他方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定するようにデューティ変換を行うことを特徴とする請求項１又は３記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波を搬送波として使用し、
他の１相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を搬送波として使用し、
残りの１相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波を搬送波として使用し、
前記各相の基準を、各搬送波振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定することを特徴とする請求項１又は４記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記各相のＰＷＭデューティが、前記電流検出手段が２相の電流を検出可能な３相のＰＷＭ信号パターンを生成するために不足すると、前記各相のＰＷＭデューティに、それぞれ同じ値のデューティを加算してＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記デューティの加算を、３相のうちで最小のデューティが、前記電流検出手段が電流検出を安定して行うことを保証する安定時間の２倍以上となるように行うことを特徴とする請求項７記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。例えば図１８に示すように（キャリアを鋸歯状波としている）、Ｕ，Ｖ相のデューティが等しい場合、Ｕ＋（「＋」はインバータ回路の上アーム側スイッチング素子を示す），Ｖ＋がオン、Ｗ＋がオフ時にＷ相の電流は検出できるが、他の相電流は検出できない。このため、図１９に示すように、ある相（この場合Ｗ相）のＰＷＭ信号の位相をシフトさせることで、常に２相以上の電流を検出可能とすることが考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３４４７３６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、電流検出のために各相のＰＷＭ信号を順次シフトさせると、図２０に示すように、ある相のＰＷＭ信号をシフトしているパターンから他の相のＰＷＭ信号をシフトさせるパターンに移行するタイミングで、モータ電流がステップ状に変化する。図２０（ｂ）は、（ａ）の一部を拡大して示しているが、Ｕ相電流の変化がキャリア周期毎に増加，減少を交互に繰り返している場合に、上記の移行タイミングでは減小が２回連続しており、その結果（ａ）に示すステップ状の変化が生じている。この時の電流変化がトルクの変動を引き起こすため、モータの駆動時に発生する騒音のレベルが増大するという問題が生じる。
【０００５】
そこで、単一の電流検出素子によりモータに供給される各相の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態によれば、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、ＰＷＭ信号生成手段は、モータの相電流に基づいてロータ位置を決定すると、そのロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出手段が、電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合に、ＰＷＭ信号生成手段は、電流検出手段がＰＷＭ信号の搬送波周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。
そして、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】ＰＷＭ信号生成部の内部構成を示す機能ブロック図
【図３】（ａ）〜（ｃ）は各相のＰＷＭキャリアとデューティ指令、（ｄ）は各相ＰＷＭ号パルスの生成状態を示すタイミングチャート
【図４】Ｖ相キャリアが最大を示す位相を基準とした場合の図３（ｄ）相当図
【図５】図３（ｄ）に示すＰＷＭ信号パルスにデッドタイムを生成した場合を示すタイミングチャート
【図６】モータ印加電圧が０Ｖ付近となる場合に対応した各相の設定デューティを示す図
【図７】（ａ）は各相のＰＷＭ信号パルスの中心をキャリアのゼロレベルに揃えた場合を示す図、（ｂ）は図３（ｄ）相当図
【図８】モータへの印加電圧が大きい場合の図６相当図
【図９】図８で電気角が３００度の図７（ｂ）相当図
【図１０】図８で電気角が１８０度の場合図９相当図
【図１１】モータ電流が変動する状態を示す図
【図１２】第２実施形態であり、２相変調を行う場合の図７相当図
【図１３】モータ印加電圧が小さい場合の図１０相当図
【図１４】第３実施形態を示す図３相当図
【図１５】第４実施形態を示す図２相当図
【図１６】図３相当図
【図１７】パルス生成部が行うデューティ変換の論理を示す図
【図１８】従来技術を示す図７相当図（その１）
【図１９】図７相当図（その２）
【図２０】Ｕ相電流を実測した波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【０００８】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について、図１ないし図１１を参照して説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部１には、正側母線２ａ，負側母線２ｂを介してインバータ回路（直流交流変換器）３が接続されているが、負側母線２ｂ側には電流検出素子であるシャント抵抗４が挿入されている。インバータ回路３は、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子は、例えばブラシレスＤＣモータからなるモータ６の各相巻線にそれぞれ接続されている。
【０００９】
シャント抵抗４の端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部７により検出され、電流検出部（電流検出手段）７は、前記端子電圧とインバータ回路３に出力される３相のＰＷＭ信号パターンとに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部７が検出した各相電流は、ＤＵＴＹ生成部８に与えられＡ／Ｄ変換されて読み込まれると、モータ６の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。
【００１０】
例えばベクトル制御を行う場合であれば、ＤＵＴＹ生成部８には、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等からモータ６の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ６の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Ｉqrefが生成される。モータ６の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからはモータ６のロータ位置θが決定されると、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄが算出される。トルク電流指令Ｉqrefとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算が行われ、電圧指令Ｖｑが生成される。励磁電流Ｉｄ側についても同様に処理されて電圧指令Ｖｄが生成され、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。そして、これらの三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。
【００１１】
各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）９に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで３相ＰＷＭ信号が生成される。また、３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路１０に出力される。駆動回路１０は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。
【００１２】
次に、ＰＷＭ信号生成部９が３相ＰＷＭ信号を生成する方式について説明する。インバータ回路３がＰＷＭ変調された３相交流を出力する際には、前述したように、上アーム側のＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）に対する通電パターンに応じて特定の相の電流を検出できる。以下は、各相上アーム側のゲート信号について述べるが、例えばＵ相のみがＨレベルとなり、Ｖ相及びＷ相が何れもＬレベルとなる通電パターンの期間では、シャント抵抗４の両端に発生する電圧はＵ相電流に対応する。また、Ｕ相及びＶ相の両方がＨレベルであり、Ｗ相がＬレベルとなる区間では、シャント抵抗４の両端電圧の符号を反転したものがＷ相電流に対応する。
このように、ＰＷＭ信号の通電パターンに応じて２相分の電流を順次検出して記憶すれば、時分割的ではあるが３相分の電流を検出できる。この場合、各相電流を同時に検出してはいないので実際には誤差を生じるが、特別な厳密さが要求されなければ実用上問題はなく、３相分の電流検出値を用いて回路方程式を解くことで、次の周期の通電パターンを算出できる。
【００１３】
また、ＦＥＴ５のオン，オフ状態が変化した直後は電流波形が安定しないので、シャント抵抗４に発生した電圧信号を安定した状態で読み込むために最小待機時間（安定時間）τが必要である。図１１は、ＰＷＭ信号による通電パターンが切り替わる際に、Ｕ相電流が変動している波形をオシロスコープで観測（ＣＨ４）したもので、電流波形がリンギングのように大きく変動していることが判る。この待機時間τが例えば３μsecであるとすると、一つの相の電流を読み込むためには特定の通電状態（ＰＷＭ信号パターン）を３μsec以上継続させる必要がある。換言すれば、同一の通電状態での継続時間が３μsecよりも短い場合は電流の読み込みが正常に行われず、その時に更新されるべき相の電流値を更新できない。つまり、全てのＰＷＭ信号パターンによる通電状態を最小待機時間τ以上継続することができれば、どのようなケースでも相電流を検出できる。
【００１４】
そこで、本実施形態では、各相のＰＷＭ信号パルスの出力位相を、従来とは異なる方式でシフトさせる。インバータ回路３を介してモータ６に印加する電圧は、各相のパルス間のデューティ差が一定であれば、パルスの立ち上がり位置，立下がり位置を同じ時間だけシフトさせても変わらない。つまり、後述する図７（ａ），（ｂ）のＰＷＭ信号パターンは、モータ６にとって同じ印加電圧である（相間電圧が等しいため）。
【００１５】
図２は、ＰＷＭ信号生成部９の内部構成を示すもので、図３は、ＰＷＭ信号生成部９の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）のパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。ＤＵＴＹ生成部８より入力された各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＤＵＹＴ増減部１１によって加算値が出力された場合に、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを介してデューティが加算される（この詳細については、第２実施形態で述べる）。そして、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの出力信号は、パルス生成部１３に入力され、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のキャリア（搬送波）とのレベルが比較された結果、各相のＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±が生成される。
【００１６】
すなわち、本実施形態では、各相毎に異なる波形のキャリアを使用する。図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、Ｕ相キャリアは鋸歯状波であり、Ｖ相キャリアは三角波，Ｗ相キャリアはＵ相に対して逆相となる鋸歯状波である。そして、これらの位相は、Ｕ相キャリアの振幅レベルが最大となり、Ｖ，Ｗ相キャリアの振幅レベルが最小となる位相が一致するように出力される。これらのキャリアは、互いに同期してカウント動作を行う３つのカウンタで生成でき、Ｕ相はダウンカウンタ，Ｖ相はアップダウンカウンタ，Ｗ相はアップカウンタとなる。但し、アップダウンカウンタがカウント動作を行う周波数は、その他のカウンタの２倍となる。キャリア周期は、例えば５０μsecとする。
【００１７】
そして、パルス生成部１３では、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、（デューティ）＞（キャリア）となる期間にハイレベルパルスを出力する。その結果、図３（ｄ）に示すように、Ｖ相キャリアの振幅最小位相（三角波の谷）を基準位相とすると、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスＵ＋は、基準位相から遅れ方向側（図中左側）に増減するようにパルス幅が変化し、Ｗ相のＰＷＭ信号パルスＷ＋は、基準位相から進み方向側（図中右側）に増減するようにパルス幅が変化し、Ｖ相のＰＷＭ信号パルスＶ＋は、基準位相から遅れ，進みの両方向側に増減するようにパルス幅が変化する。
【００１８】
電流検出部７には、ＰＷＭ信号生成部９から電流検出タイミング信号（例えばＶ相キャリア）が与えられており、電流検出タイミング信号に従い、２相の電流を検出するタイミングを決定する。例えば、Ｖ相キャリアの振幅最小位相を基準位相とする。すなわち、基準位相を検出タイミングＡとすると、そこから待機時間τ以上が経過した時点を検出タイミングＢとする。このように検出タイミングを設定することで、タイミングＡではＷ相電流（−）Ｉｗを検出でき、タイミングＢではＵ相電流（−）Ｉｕを検出できる。尚、電流検出部７が電流検出タイミングを決定するために参照するキャリアは、Ｖ相に限らず、Ｕ，Ｗ相であっても良い。
【００１９】
ここで、図３（ｄ）では、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスの振幅が基準位相で丁度ゼロとなるように図示されているが、実際には各種の応答遅れがあるので、基準位相の検出タイミングＡでもＦＥＴ５Ｕ＋はオンしているため、Ｗ相電流Ｉｗを問題なく検出できる。そして、Ｖ相電流Ｉｖは、３相電流の総和がゼロであることからＵ，Ｗ相電流Ｉｗに基づいて求められる。
また、図４は、Ｖ相キャリアが最大を示す位相（三角波の山）を基準とした場合であり、Ｕ，Ｗ相キャリアについては図示しないが、上記基準にＵ相キャリアが最大を示す位相，Ｗ相キャリアが最小を示す位相を一致させ、Ｖ相については、Ｖ相キャリアがデューティＶ＿ＤＵＴＹのレベルを上回る期間にＰＷＭ信号パルスを出力させれば良い。また、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相は、入れ替えても良い（どの波形のキャリアを、何れの相に割り当てるかは任意である）。
【００２０】
また図５は、図３（ｄ）に示すＰＷＭ信号パルスにデッドタイムを生成した場合を示している。図５（ｂ）は、図３（ｄ）に示した波形と同様であり、この波形に対してＵ±，Ｖ±，Ｗ±を一律に、所定のデューティだけ減じることでデッドタイムを生成している。このようにデッドタイムを生成した場合は、検出タイミングＡではＦＥＴ５Ｕ＋がオフしてしまう可能性があるため、検出タイミングＡをキャリア振幅がゼロレベルとなるタイミングよりも進み位相側にずらすように調整すれば良い。また、デッドタイムの生成パターンは、必ずしも図５に示すものに限らないので、電流検出タイミングＡ，Ｂのずらし方も、その生成パターンに応じてずらすようにすれば良い。
【００２１】
ここで、３相のＰＷＭ信号パルスをこのような位相関係で出力する場合において、各相のデューティが変化することで電流検出に与える影響を説明する。図６は、モータ印加電圧が０Ｖ付近となる場合の、モータの電気角（ロータ位置θ）に対応した各相の設定デューティを示す。この場合、各相のデューティは５０％程度で拮抗するので、例えば図７（ａ）に示すように、各相のＰＷＭ信号パルスの中心をキャリアのゼロレベルにして揃えると検出タイミングＡ，Ｂでは、電流が全く検出できない。しかし、本実施形態の方式では、各相のＰＷＭ信号パターンは図７（ｂ）に示すようになるので、検出タイミングＡ，Ｂにおいて、２相分の電流検出が可能となる。
【００２２】
また図８は、モータへの印加電圧が大きい場合の各相の設定デューティを示す。図中の
（１）は電気角が３００度であり、Ｕ，Ｖ相のデューティが等しく８９％、Ｗ相デューティが１１％の場合である。このとき、図９に示すＰＷＭパターンにおいて、Ｗ相は三角波の谷から遅れ側（図中右側）に１１％付近までパルスが発生する。しかし、τ＝３μsecに対し、デューティ１１％のパルス幅は６μsecであるため、やはり検出タイミングＡ，Ｂにおいて、２相の電流が問題なく検出できる。また図１０は、図８中（２）の電気角が１８０度の場合であり、（１）に対してデューティ８９％の相がＵ，Ｗ相になり、Ｖ相がデューティ１１％となる。この場合においても、検出タイミングＡ，Ｂにおいて良好に検出ができる。
【００２３】
このように、各相の設定デューティの大小が変わっても、ＰＷＭ信号パルスを増減させる基準位相は固定のままであり、電流の検出タイミングを固定しても全てのＰＷＭパターンについて３相のモータ電流が検出できる。したがって、図２０に示したように、電流がステップ状に変化することがなくトルク変動や騒音が発生しないので、３相のモータ電流をモータ印加電圧が低い状態から高い状態まで検出できる。但し、理論的な検出可能な最大モータ電圧範囲は、２相のデューティが（キャリア周期）−（τ時間×２）まで広がった場合から、最小デューティが（τ時間）×２まで低下する間となる。
【００２４】
以上のように本実施形態によれば、インバータ回路３を構成するＭＯＳＦＥＴ５Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路３の直流母線２ｂ側にシャント抵抗４を接続し、ＰＷＭ信号生成部９が、モータ６の相電流に基づいてロータ位置θを決定し、そのロータ位置θに追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出部７が、シャント抵抗４に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合、ＰＷＭ信号生成部９は、電流検出部７が、キャリア周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するようにした。したがって、従来とは異なり、相電流がステップ状に変化することが無く、モータ６のトルク変動や駆動時の騒音が発生しないので、３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、モータ印加電圧が低い状態から高い状態まで検出できる。
【００２５】
この場合、ＰＷＭ信号生成部９は、３相のＰＷＭ信号のうち１相（第１相）については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相（第２相）については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相（第３相）については、前記キャリア周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。
【００２６】
したがって、電流検出部７が電流を検出する場合には、第１相と第２相のスイッチング素子が同時にオンしている第１期間と、第１相と第３相のスイッチング素子が同時にオンしている第２期間とに係るように検出タイミングを固定すれば、第１期間では第３相の電流を検出でき、第２期間では第２相の電流を検出することができる。そして、ＰＷＭ信号生成部９は、各相の基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、電流検出部７による電流検出のタイミングも、上記位相に基づいて容易に設定することができる。
【００２７】
更に、ＰＷＭ信号生成部９は、３相のＰＷＭ信号のうちＶ相については三角波をキャリアとして使用し、Ｕ相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波をキャリアとして使用し、Ｗ相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をキャリアとして使用し、前記各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定するようにした。したがって、各相毎に異なる波形のキャリアを使用することで、各相ＰＷＭ信号のデューティを増減させる位相方向を変化させることができる。
【００２８】
（第２実施形態）
図１２及び図１３は第２実施形態を示すものであり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第１実施形態では、３相ＰＷＭ信号のデューティを必ずゼロ以上に設定する３相変調の場合を述べたが、第２実施形態では、１相のデューティを必ずゼロとする２相変調の場合を考える。この場合、２相のデューティがいずれも（τ時間）×２以上あれば問題なく検出できる（図１２参照）。
【００２９】
一方、図１３（ａ）に示すようにモータ印加電圧が小さく、デューティが（τ時間）×２以下となった場合は検出ができないため、３相のデューティが最小でも（τ時間）×２となるように、図１３（ｂ）に示すように３相デューティに一律に同じデューティを加算する（図中のハッチング部分）。この場合、一時的に３相変調を行うことになる。３相に同じデューティを加算しても、各相間のデューティ差（電圧差）は変化しないため、モータに印加する電圧は変化しない。このような処理を行うことで、モータ印加電圧が小さい場合でも問題なく電流が検出できるようになる。
尚、これは３相変調の場合でも同じであり、３相のうち最小のデューティが（τ時間）×２以上となるように、一律にデューティを加算すれば良い。但し、モータ印加電圧が極めて高い場合で（例えばＵ相：９８％，Ｖ相：２％，Ｗ相：２％）相間電圧がτ時間未満となる場合には、上記のように一律にデューティを加算することはできないので、それが加算補正の限界となる。
【００３０】
以上の処理は、図２に示すＰＷＭ信号生成部９のＤＵＴＹ増減部１１によって行われる。ＤＵＴＹ増減部１１は、各相のデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹを（τ時間）×２と比較し、何れかの相の指令値が（τ時間）×２を下回る値になると、当該相の指令値が（τ時間）×２となるように、各相のデューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹに一律の加算値を加える。
【００３１】
以上のように第２実施形態によれば、ＰＷＭ信号生成部９は、ＤＵＴＹ増減部１１により、電流検出部７が２相の電流を検出可能な３相のＰＷＭ信号パターンを生成するために各相のＰＷＭデューティが不足すると、それらにそれぞれ同じ値のデューティを加算してＰＷＭ信号を生成する。したがって、モータ６に印加する線間電圧は変化させること無く、電流検出部７は、常に固定した検出タイミングで２相の電流を検出可能となる。そして、ＤＵＴＹ増減部１１は、デューティの加算を、３相のうちで最小のデューティが、電流検出部７が電流検出を安定して行うことを保証する最小待機時間τの２倍となるように行うので、デューティを必要最小限だけ増加させることができる。
【００３２】
（第３実施形態）
図１４は第３実施形態であり、第１実施形態と異なる部分のみ説明する。第１実施形態の図３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の位相基準が三角波の谷に一致している場合であるが、図１４は、Ｖ相の位相基準は三角波の谷のままとし、Ｕ，Ｗ相については三角波の山を位相基準とした場合を示す。このとき、Ｕ相キャリアの鋸歯状波の振幅最大位相と、Ｖ相キャリアの逆相鋸歯状波の振幅最小位相とが、三角波の谷に一致するように出力すれば良い。
【００３３】
そして、三角波の山を検出タイミングＡとし、そこからτ時間経過後を検出タイミングＢとすると、検出タイミングＡでは、Ｕ（＋）のみオンしているためＵ相電流Ｉｕを正極性で検出でき、検出タイミングＢでは、Ｗ（＋）のみオンしているためＷ相電流Ｉｗを正極性で検出できる。したがって、この場合も３相の電流を検出できる。以上のように第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００３４】
（第４実施形態）
図１５ないし図１７は第４実施形態を示す。図１５は図２相当図であり、ＰＷＭ信号生成部９に替わるＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）２１の構成を示している。ＰＷＭ信号生成部２１は、パルス生成部１３に替わるパルス生成部２２を備えており、パルス生成部２２は、三角波のキャリア１つだけを用いて、第１実施形態と同様に各相のＰＷＭ信号パルスをシフトさせるため、論理演算を行う。
【００３５】
図１６は、１つのキャリアに対して、各相のデューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹをどのように比較することで各相ＰＷＭ信号パルスを生成するかを示している。（ａ）においてデューティＵ＿ＤＵＴＹは１点鎖線，デューティＶ＿ＤＵＴＹは実線，デューティＷ＿ＤＵＴＹは破線である。Ｖ相については、デューティ指令Ｖ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い期間にＰＷＭ信号パルスを出力する。そして、キャリアの振幅が増加する期間を第１期間，振幅が減少する期間を第２期間とすると、Ｕ相については、第１期間はデューティ指令Ｕ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも低い場合にＰＷＭ信号パルスを出力し、第２期間はデューティ指令Ｕ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い場合にＰＷＭ信号パルスを出力する。
【００３６】
また、Ｗ相については、第１期間はデューティ指令Ｗ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い場合にＰＷＭ信号パルスを出力し、第２期間はデューティ指令Ｗ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも低い場合にＰＷＭ信号パルスを出力する。その結果、三角波のキャリアに対する各相ＰＷＭ信号パルスの出力パターンは第１実施形態と同じとなる。図１７は、パルス生成部２２が行う上記信号処理の論理を示している。
【００３７】
次に、各相のデューティの設定について述べる。具体例として、Ｕ，Ｖ＿ＤＵＴＹ＝８０％、Ｗ＿ＤＵＴＹ＝３０％とし、キャリアの最大振幅ＭＡＸは１００％とする。まず、三角波キャリアに対し、常にキャリアより低い区間でＨパルスを出力するＶ相は、ＤＵＴＹ増減部１１の処理を加えたＶ＿ＤＵＴＹを、そのままの値８０％にて区間１，２共にキャリアとの比較を行う（Ｖ＿ＤＵＴＹ＝Ｖ＿ＤＵＴＹ’）。この結果、Ｖ相パルスは８０％の期間Ｈパルスがキャリアの谷を中心に出力される。Ｕ相ＤＵＴＹは、第１区間では、Ｕ相ＤＵＴＹ値８０％の２倍の値１６０％を、キャリアのＭＡＸ値１００％の２倍からを引いた値４０％をＵ＿ＤＵＴＹ’として、キャリアとの比較を行う。このため、キャリアのピーク位置を基準にパルスが発生する。続いて第２区間では、キャリアのＭＡＸ値１００％をＵ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアとの比較を行う。このため、この区間は全てＨパルスとなる。この結果、Ｕ相パルスは８０％の期間Ｈパルスが出力される。
【００３８】
最後にＷ相であるが、第１区間では、ＤＵＴＹ増減部１１の処理を加えたＷ＿ＤＵＴＹ３０％を２倍した値６０％をＷ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアと比較する。そして第２区間では、キャリアのＭＡＸ値１００％をＷ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアとの比較を行う。ＭＡＸ値であるが、キャリアよりもレベルが低いときにＨレベルのパルスを出力するという論理であるため、パルスは出力されない。この結果、Ｗ相パルスはＰＷＭ周期中３０％の期間キャリアの谷から山に向けて出力される。以上、図１６に示した各相ＰＷＭ信号パルスの場合について説明したが、各相のデューティの大小によってセット値に違いが出るため、ＤＵＴＹ→ＤＵＴＹ’の変換を行う論理を一般化して示したものが図１７である。
【００３９】
すなわち、Ｖ相についてはデューティＶ＿ＤＵＴＹをそのまま設定する。Ｕ相については、デューティＵ＿ＤＵＴＹの２倍値がキャリア振幅の最大値（キャリアＭＡＸ値）よりも小さい場合は、第１区間に出力されるＵ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値に設定すると共に、第２区間で出力されるＵ＿ＤＵＴＹ’を前記２倍値に設定する。また、前記２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも大きい場合は、第１及区間のＵ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値の２倍から前記２倍値を減じた値に設定すると共に、第２区間のＵ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値に設定する。
【００４０】
Ｗ相については、デューティＷ＿ＤＵＴＹの２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも小さい場合は、第１区間で出力されるＷ＿ＤＵＴＹ’を前記２倍値に設定すると共に、第２区間で出力されるＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ最大値に設定する。また、２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも大きい場合は、第１区間のＷ＿ＤＵＴＹ’キャリアＭＡＸ値に設定すると共に、第２区間のＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値の２倍から２倍値を減じた値に設定する。
【００４１】
以上のように第４実施形態によれば、ＰＷＭ信号生成部２１は、三角波をキャリアとして使用し、記三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、３相のＰＷＭ信号のうちＶ相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、第１及び第２区間を通じて一定とし、Ｕ，Ｗ相については、第１区間における比較条件が互いに異なると共に、第２区間における比較条件は、第１区間における各相の比較条件を反転させることで、３相ＰＷＭ信号パルスを生成するようにした。
【００４２】
そして、Ｖ相についてはデューティＶ＿ＤＵＴＹをそのまま設定し、Ｕ，Ｗ相については、デューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹの２倍値をキャリアＭＡＸ値と比較し、その結果に応じて第１区間，第２区間について設定するデューティＵ＿ＤＵＴＹ’，Ｗ＿ＤＵＴＹ’を図１７に示す論理に従い変換するようにした。したがって、第１実施形態のように３種類のキャリアを使用せずとも、第１実施形態と同様の効果が得られる。尚、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相を何れの比較条件に割り当てるかは、任意であることは言うまでもない。
【００４３】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
電流検出部７が、キャリア周期内で２相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、２相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。
【００４４】
また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部７に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。
シャント抵抗４を、正側母線２ａに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗４に限ることなく、例えばＣＴ（Current Transformer）等を設けても良い。
スイッチング素子はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限ることなく、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴや、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ等を使用しても良い。
【符号の説明】
【００４５】
図面中、３はインバータ回路、４はシャント抵抗（電流検出素子）、５はパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、６はモータ、７は電流検出部（電流検出手段）、９はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、１１はＤＵＴＹ増減部、２１はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、２２はパルス生成部を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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