(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
非線形増幅特性を有し、中心周波数が既知の入力信号を増幅して出力する増幅器と、
前記増幅器の出力信号から前記非線形増幅特性により発生する高調波成分のうち、中心周波数が前記入力信号の３倍の３次高調波成分を抽出する３次高調波成分抽出回路と、
前記３次高調波成分抽出回路の出力から、前記３次高調波成分の包絡線信号を検出する包絡線検出回路と、
前記入力信号をキャリア信号および包絡線信号に分離し、入力信号の包絡線信号と前記３次高調波成分の包絡線信号とを加算した和信号を生成し、この和信号と入力信号のキャリア信号とを乗算して前記増幅器に入力する歪成分抑圧回路と
を備えたことを特徴とする高出力増幅回路。
【請求項２】
非線形増幅特性および利得制御機能を有し、中心周波数が既知の入力信号を増幅して出力する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号から前記非線形増幅特性により発生する高調波成分のうち、中心周波数が前記入力信号の３倍の３次高調波成分を抽出する３次高調波成分抽出回路と、
前記３次高調波成分抽出回路の出力から、前記３次高調波成分の包絡線信号を検出する包絡線検出回路と、
前記入力信号をキャリア信号および包絡線信号に分離し、入力信号のキャリア信号を前記可変利得増幅器に入力し、入力信号の包絡線信号と前記３次高調波成分の包絡線信号とを加算した和信号を生成し、この和信号により前記可変利得増幅器の利得を制御する歪成分抑圧回路と
を備えたことを特徴とする高出力増幅回路。
【請求項３】
請求項１に記載の高出力増幅回路において、
前記和信号の振幅は、前記入力信号の３乗に対し、前記増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/4 を乗じた値とする
ことを特徴とする高出力増幅回路。
【請求項４】
請求項１に記載の高出力増幅回路において、
前記和信号の振幅は、前記入力信号の３乗に対し、前記増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/2 を乗じた値を超えない値とする
ことを特徴とする高出力増幅回路。
【請求項５】
請求項２に記載の高出力増幅回路において、
前記和信号の振幅は、前記入力信号の３乗に対し、前記可変利得増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/4 を乗じた値とする
ことを特徴とする高出力増幅回路。
【請求項６】
請求項２に記載の高出力増幅回路において、
前記和信号の振幅は、前記入力信号の３乗に対し、前記可変利得増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/2 を乗じた値を超えない値とする
ことを特徴とする高出力増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信用機器などに用いられ、特に高効率および高線形性を有する高出力増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、無線通信用機器などの分野で、高周波電力増幅に用いられる高出力増幅回路においては、高効率と高線形性を同時に達成するためにフィードバック型（非特許文献１、非特許文献２）や、プリディストーション型（非特許文献３、非特許文献４）の歪補償回路が導入されているものがある。
【０００３】
図７は、従来の高出力増幅回路の構成例を示す。
図７において、従来の高出力増幅回路は、増幅器１１の入力信号と出力信号を結合器２１−１，２１−２で分岐して検波器２２−１，２２−２にそれぞれ入力し、各２２−１，２２−２でそれぞれ検出される包絡線電力を比較器２３で比較する。比較器２３の出力は、増幅器１１で発生した歪成分の強度に対応するので、その歪成分の強度に応じて増幅器１１の前段に配置した歪成分抑圧回路２４を制御して増幅器１１の非線形特性を補償し、適応的に歪成分を抑制する構成である。
【０００４】
なお、増幅器１１は、飽和領域の前段で入出力特性が抑圧された状態になり、それが歪成分として検出される。したがって、検出される歪成分の強度が大きい場合に、歪成分抑圧回路２４として用いる可変利得増幅器の利得を大きくすることにより、増幅器１１が飽和領域に入るまで入出力特性の線形性を維持し、飽和領域付近で低歪動作させて高効率化を実現する。
【０００５】
また、歪成分抑圧回路２４として歪入力回路を用いるプリディストーション型歪補償回路では、増幅器１１の入力信号に歪の逆位相成分を注入することで歪成分を抑制する構成であり、歪成分の強度に応じて注入する歪の逆位相成分を調整することにより歪成分を抑制する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】T. Arthanayake, et. al.,“Linear amplification using envelope feedback, ” IEEE Electronics Letters, vol.7, pp.145-146, April, 1971
【非特許文献２】小杉裕昭, 他, “包絡線フィードバック制御を用いた高効率線形電力増幅器, ”電子情報通信学会論文誌 C-I, vol. J76-C-I, no.11, pp.407-413, 1993
【非特許文献３】安達誠幸, 他, “アナログプリディストーションを用いた７ＧHz帯電力増幅器の開発, ”日本無線技報, No.51, 2006
【非特許文献４】J. Kathleen, et. al., “Look-Up Table Techniques for Adaptive Digital Predistortion: A Development and Comparison,” IEEE Trans. on Vehicular Technology, vol.49, no.5, Sep., 2009
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の高出力増幅回路は、歪成分の強度を検出するために、増幅器の前後に配置する結合器を介して入力信号および出力信号を取り出し、それぞれの包絡線電力を比較する構成になっていた。
【０００８】
ここで、入力信号および出力信号が相似であれば歪はなく、相似でなければ歪はあると判断できる。しかし、単純に歪の量に比例するように入力信号に歪の逆位相成分を注入すると、「歪なし→歪の逆位相成分の注入量を０にする→歪発生→歪の逆位相成分の注入量を増加させる→歪なし」のプロセスを繰り返したり、歪が残る状態で制御動作が安定することが想定される。すなわち、単純に歪の量に比例するように入力信号に歪の逆位相成分を注入するような制御では不十分で、より高度な制御が必要となることから高出力増幅回路の回路規模が増大し、高コスト化や消費電力の増加をもたらす問題があった。
【０００９】
本発明は、増幅器における歪成分を簡単な構成で検出し、低コストおよび低消費電力で歪成分を抑制することができる高出力増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１の発明の高出力増幅回路は、非線形増幅特性を有し、中心周波数が既知の入力信号を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力信号から非線形増幅特性により発生する高調波成分のうち、中心周波数が入力信号の３倍の３次高調波成分を抽出する３次高調波成分抽出回路と、３次高調波成分抽出回路の出力から、３次高調波成分の包絡線信号を検出する包絡線検出回路と、入力信号をキャリア信号および包絡線信号に分離し、入力信号の包絡線信号と３次高調波成分の包絡線信号とを加算した和信号を生成し、この和信号と入力信号のキャリア信号とを乗算して増幅器に入力する歪成分抑圧回路とを備える。
【００１１】
第２の発明の高出力増幅回路は、非線形増幅特性および利得制御機能を有し、中心周波数が既知の入力信号を増幅して出力する可変利得増幅器と、可変利得増幅器の出力信号から非線形増幅特性により発生する高調波成分のうち、中心周波数が入力信号の３倍の３次高調波成分を抽出する３次高調波成分抽出回路と、３次高調波成分抽出回路の出力から、３次高調波成分の包絡線信号を検出する包絡線検出回路と、入力信号をキャリア信号および包絡線信号に分離し、入力信号のキャリア信号を可変利得増幅器に入力し、入力信号の包絡線信号と３次高調波成分の包絡線信号とを加算した和信号を生成し、この和信号により可変利得増幅器の利得を制御する歪成分抑圧回路とを備える。
【００１２】
第１の発明の高出力増幅回路において、和信号の振幅は、入力信号の３乗に対し、増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/4 を乗じた値とする構成である。
【００１３】
第１の発明の高出力増幅回路において、和信号の振幅は、入力信号の３乗に対し、増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/2 を乗じた値を超えない値とする構成である。
【００１４】
第２の発明の高出力増幅回路において、和信号の振幅は、入力信号の３乗に対し、可変利得増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/4 を乗じた値とする構成である。
【００１５】
第２の発明の高出力増幅回路において、和信号の振幅は、入力信号の３乗に対し、可変利得増幅器の３次高調波歪電圧利得と基本波電圧利得の比に−3/2 を乗じた値を超えない値とする構成である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の高出力増幅回路は、増幅器の出力信号から増幅器で発生した３次高調波成分を抽出することで容易に歪成分の大きさを検出し、この歪成分の強度に応じて歪成分を抑制することができる。これにより、回路規模が小さく、低コストおよび低消費電力の高出力増幅回路を構成することができる。
【００１７】
ここで、抽出する３次高調波成分は、プリディストーションを行わない場合の基本波周波数における歪の大きさに比例し、かつ、プリディストーションを行なっても３次高調波成分の大きさは変化しない。したがって、抽出する３次高調波成分に比例したプレディストーションを行うという単純な制御により、歪の補償が可能となる。また、入力信号の包絡線信号と３次高調波成分の包絡線信号を加算した和信号とキャリア信号と乗算する、あるいは和信号をキャリア信号の利得制御に用いるので、キャリア信号が高周波になってもキャリア信号の位相調整は考慮しなくてよい。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の高出力増幅回路の実施例１の構成例を示す図である。
【図２】増幅器１１の出力信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図３】本発明の高出力増幅回路の実施例２の構成例を示す図である。
【図４】本発明の高出力増幅回路の実施例３の構成例を示す図である。
【図５】本発明の高出力増幅回路の実施例４の構成例を示す図である。
【図６】本発明の高出力増幅回路の実施例５の構成例を示す図である。
【図７】従来の高出力増幅回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１９】
図１は、本発明の高出力増幅回路の実施例１の構成例を示す。
図１において、実施例１の高出力増幅回路は、増幅器１１の前段に歪成分抑圧回路１２を配置し、後段に３次高調波成分抽出回路１３を配置し、３次高調波成分抽出回路１３で増幅器１１の出力信号から３次高調波成分を抽出して包絡線検出回路１４に入力する。包絡線検出回路１４は３次高調波成分の包絡線信号を検出し、増幅器１１の出力信号の歪成分の強度として歪成分抑圧回路１２に入力する。
【００２０】
歪成分抑圧回路１２は、入力信号を２分岐する結合器１２１と、その一方の入力信号から包絡線信号を検出する包絡線検出回路１２２と、その他方の入力信号からキャリア信号を抽出するリミッタ１２３と、包絡線検出回路１２２から出力される入力信号の包絡線信号と包絡線検出回路１４から出力される３次高調波成分の包絡線信号（歪成分の強度）とを逆位相で加算する包絡線加算器１２４と、包絡線加算器１２４から出力される歪成分が抑制された包絡線信号とリミッタ１２３から出力される入力信号のキャリア信号とを乗算して増幅器１１の入力信号とするミキサ１２５により構成される。
【００２１】
本実施例の特徴は、増幅器１１の出力信号から抽出した３次高調波成分から増幅器１１の歪成分の強度を検出し、その歪成分を入力信号の包絡線信号へ加算することで歪を抑制するところにある。従来の高出力増幅回路が増幅器１１の前後に結合器を配置し、それぞれ分岐した入力信号と出力信号の包絡線強度を比較して歪成分の強度を検出する構成であったのに対して、本実施例では、増幅器１１の後段に配置した３次高調波成分抽出回路１３で抽出した３次高調波成分から包絡線信号（歪成分の強度）を検出する構成であり、回路規模の縮小が可能になっている。
【００２２】
以下、増幅器１１の出力信号の３次高調波成分から歪成分の強度を推定できる原理について説明する。
【００２３】
増幅器１１の簡単な入出力特性は、入力信号をＸ、出力信号をＹ、増幅器１１の固有値である基本波電圧利得、２倍波電圧利得、３倍波電圧利得（３次高調波歪電圧利得）をそれぞれａ1 ，ａ2 ，ａ3 とすると、以下の多項式で近似的に表記できる。
Ｙ＝ａ1Ｘ＋ａ2Ｘ2＋ａ3Ｘ3         …(1) 
【００２４】
ここで、入力信号Ｘとして変調信号を想定すると、
Ｘ＝ｓ(t) cos(ωct)
となる。ωc は入力信号の角周波数、ｔは時間である。出力信号Ｙは、発生する周波数成分ごとに分けて表記すると、
ＤＣ成分      ：ＹDC  ＝(1/2)ａ2ｓ(t)2                        …(2) 
基本波成分    ：Ｙ1st ＝(ａ1ｓ(t)＋(3/4)ａ3ｓ(t)3)cos(ωct)   …(3) 
２次高調波成分：Ｙ2nd ＝(1/2)ａ2ｓ(t)2cos(2ωct)              …(4) 
３次高調波成分：Ｙ3rd ＝(1/4)ａ3ｓ(t)3cos(3ωct)              …(5) 
となる。
【００２５】
増幅器１１の出力信号の周波数スペクトルを図２に示す。所望信号１０１の周辺に発生する歪成分１０２が抑制すべき信号である。この歪成分１０２は、３次高調波成分１０３と同じ周波数帯域および包絡線を有している。３次高調波成分１０３の包絡線を抽出し、入力側の包絡線へ加算すると、増幅器１１への入力信号は、
Ｘ' ≒（ｓ(t)＋Ｂ×ｓ(t)3) cos(ωct)      …(6) 
となる。ここで、Ｂはフィードバック系の利得からくる定数である。 (1)式に代入して基本波成分、３次高調波成分に関してまとめると、
基本波成分：
Ｙ1st ＝ａ1ｓ(t) cos(ωct)＋(3/4)ａ3ｓ(t)3cos(ωct)
｛ａ1ｓ(t)3Ｂ＋(3/4)ａ3(3ｓ(t)5Ｂ＋3ｓ(t)7Ｂ2＋ｓ(t)9Ｂ3)｝cos(ωct)
…(7) 
３次高調波成分：                                                                  Ｙ3rd ＝(1/4)ａ3｛ｓ(t)3＋3ｓ(t)5Ｂ＋3ｓ(t)7Ｂ2＋ｓ(t)9Ｂ3)｝cos(3ωct)
…(8) 
となる。
【００２６】
基本波成分に関してみていくと、第１項が所望信号、第２項が補償する前から発生している歪、第３項が入力へ３次高調波の包絡線を戻したことにより発生する信号である。ここで、第３項において、増幅器の入力信号ｓ(t) は出力信号に対し十分小さいため、ｓ(t)5以降の高次成分を無視して考えると、第２項と第３項の歪成分を除去するには、
(3/4)ａ3ｓ(t)3＋ａ1ｓ(t)3Ｂ＝０        …(9) 
を満足すればよい。すなわち、
Ｂ＝−(3/4)ａ3/ａ1                     …(10)
となる。
【００２７】
以上により、３次高調波成分の包絡線信号を一定の利得Ｂで入力へ戻すことで、発生する３次歪をキャンセルすることが可能となる。この信号は、包絡線の位相を反転することでも作成できる。利得Ｂの設定は、包絡線加算器１２４の設定でも可能である。
【００２８】
また、式(10)で示される最適な利得Ｂの値に対し、強度が２倍未満、すなわち
０＞Ｂ＞−(3/2)ａ3/ａ1                 …(11)
であれば、補償を行わない場合よりも歪の低減作用が働く。
【００２９】
また、式(8) より、入力へ３次高調波成分の包絡線信号を戻しても、ｓ(t) が十分小さければ３次高調波成分に変化が無いことがわかる。このため、歪を補正した後でも帰還される包絡線信号量は保持され続け、歪が発生している間は常に自動的に歪の補正が働くこととなる。
【００３０】
３次高調波抽出回路１３は、電力分配器または結合器などの分岐手段１３１で増幅器１１の出力信号を分岐し、分岐した出力信号からバンドパスフィルタやハイパスフィルタなどをフィルタ１３２で３次高調波成分を抽出する構成により実現可能である。このとき、高出力増幅回路の出力側に、入力信号の中心周波数と同じ中心周波数を透過し、入力信号の２次以上の高調波は透過しないフィルタ１３３を設置することで、高調波をカットすることが可能となる。
【００３１】
また、３次高調波抽出回路１３は、増幅器１１の出力信号を基本波成分と３次高調波成分に分波する分波器を用い、基本波成分を高出力増幅回路の出力とするとともに、３次高調波成分を包絡線検出回路１４に入力する構成としてもよい。このような分波器は、２つの出力ポートの一方が３次高調波成分に対して低インピーダンス（基本波成分および２次高調波成分に対して高インピーダンス）、他方が３次高調波成分に対して高インピーダンス（基本波成分に対して低インピーダンス）となるように設計されたものを用いる。
【実施例２】
【００３２】
図３は、本発明の高出力増幅回路の実施例２の構成例を示す。
図３において、実施例１の包絡線加算器１２４に代えてオペアンプ（差動増幅回路）１２６を用いた他は、実施例１と同じである。包絡線加算器１２４をオペアンプ１２６で構成することにより、利得Ｂの値の調整・変更が柔軟になる。
【実施例３】
【００３３】
図４は、本発明の高出力増幅回路の実施例３の構成例を示す。
図４において、実施例２の結合器１２１、包絡線検出回路１２２およびリミッタ１２３に代えてディジタルＥＥＲ回路１２７を用い、入力信号をディジタルＥＥＲ回路１２７で包絡線信号、位相信号、キャリア信号に分離し、このうち位相信号とキャリア信号をミキサ１２８に入力し、ミキサ１２８の出力信号をミキサ１３５に入力する構成である。その他の構成は、実施例２と同じである。このような構成により、ディジタルＥＥＲ回路１２７を利用することができる。
【実施例４】
【００３４】
図５は、本発明の高出力増幅回路の実施例４の構成例を示す。
図５においては、実施例２の増幅器１１に代えて可変利得増幅器１５を用い、可変利得増幅器１５にミキサ１２５の機能をもたせた以外は、実施例２と同じである。すなわち、リミッタ１２３から出力される入力信号のキャリア信号を可変利得増幅器１５で増幅する際、その利得をオペアンプ（包絡線加算器）１２６から出力される包絡線信号で制御することにより、可変利得増幅器１５にミキサ１２５の機能を持たせることができる。このような構成により、部品点数を減らすことができる。
【実施例５】
【００３５】
図６は、本発明の高出力増幅回路の実施例５の構成例を示す。
図６においては、実施例４の結合器１２１、包絡線検出回路１２２およびリミッタ１２３に代えてディジタルＥＥＲ回路１２７を用い、入力信号をディジタルＥＥＲ回路１２７で包絡線信号、位相信号、キャリア信号に分離し、このうち位相信号とキャリア信号をミキサ１２８に入力し、ミキサ１２８の出力信号を可変利得増幅器１５に入力する構成である。その他の構成は、実施例４と同じである。このような構成により、ディジタルＥＥＲ回路１２７を利用することができる。
【符号の説明】
【００３６】
１１    増幅器
１２    歪成分抑圧回路
１２１  結合器
１２２  包絡線検出回路
１２３  リミッタ
１２４  包絡線加算器
１２５，１２８  ミキサ
１２６  オペアンプ
１２７  ディジタルＥＥＲ回路
１３    ３次高調波抽出回路
１３１  分岐手段
１３２，１３３  フィルタ
１４    包絡線検出回路
１５    可変利得増幅器
２１    結合器
２２    検波器
２３    比較器
２４    歪成分抑圧回路
【図１】
0005301506.tif 000002
【図２】
0005301506.tif 000003
【図３】
0005301506.tif 000004
【図４】
0005301506.tif 000005
【図５】
0005301506.tif 000006
【図６】
0005301506.tif 000007
【図７】
0005301506.tif 000008