(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相永久磁石同期モータをインバータのパルス幅変調によって制御するモータ制御装置であって、
上記インバータを介して上記モータを制御するための３相電圧指令値を、正弦波の基本指令値として生成する基本指令値生成部と、
上記基本指令値を所定の比例ゲインで増幅すると共に所定のリミッタ値で波高値を制限し、パルス幅変調のための新たな３相電圧指令値として上記基本指令値を補正する電圧補正部と
を備え、
上記比例ゲイン及び上記リミッタ値を、上記３相電圧指令値の波高値或いはｄｑ軸上の電圧の波高値と閾値との大小関係に応じて変更することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
上記閾値として、上記モータの回転数に応じて複数の値を設定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
上記閾値として、上記インバータの直流電圧に応じて複数の値を設定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項４】
上記閾値として、上記インバータの電流指令値又はトルク指令値に応じて複数の値を設定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項５】
上記比例ゲインを、上記基本指令値に対する１〜１．５倍の増幅範囲内で可変することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項６】
上記リミッタ値を、上記基本指令値の波高値に対する１〜５／６倍の制限範囲内で可変することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相永久磁石同期モータをインバータのパルス幅変調によって制御するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、交流モータを駆動するインバータの制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation:パルス幅変調）制御が広く用いられており、３相の永久磁石同期モータでは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に正弦波の相電圧指令を生成し、この相電圧指令を３角波キャリアと比較することで、３相のＰＷＭ制御を行っている。
【０００３】
しかしながら、この３角波キャリア比較のＰＷＭ制御では、正常に変調を実行するためには、各相の電圧指令がキャリアの振幅内にあることが必要であり、インバータの出力電圧の基本波の振幅は、直流電圧の√３／２以下に制限される。このため、直流電圧の電圧利用率が低いという問題があり、モータの効率向上及び高回転駆動を行う上での支障となっている。
【０００４】
これに対処するに、非特許文献１や特許文献１に記載されているように、各相の電圧指令値に基本波の３倍の周波数の３次高調波を重畳させて電圧指令のピーク値を小さくすることで、出力電圧の基本波成分の最大値を大きくしてインバータの電圧利用率を向上する技術が知られている。
【非特許文献１】「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」杉本英彦  編著；総合電子出版  2005年7月10日 第7版、P44-46
【特許文献１】特開２００５−４５８４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、３次高調波を重畳する従来の技術では、基本波の電圧指令とは別に、基本波の３倍の周波数の正弦波を発生させる必要があるばかりでなく、電圧指令の基本波成分と３倍の周波数の正弦波とを同期させなければならないことから、制御系が複雑になるという問題がある。また、これに伴って複雑な演算を要して処理時間が増加し、システム負荷が増大して制御性が低下する虞がある。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、３次高調波を重畳させた相電圧指令と同等の相電圧指令を簡単な演算で高速に生成し、インバータの電圧利用率を向上させて制御性を向上させることのできるモータ制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明によるモータ制御装置は、３相永久磁石同期モータをインバータのパルス幅変調によって制御するモータ制御装置であって、上記インバータを介して上記モータを制御するための３相電圧指令値を、正弦波の基本指令値として生成する基本指令値生成部と、上記基本指令値を所定の比例ゲインで増幅すると共に所定のリミッタ値で波高値を制限し、パルス幅変調のための新たな３相電圧指令値として上記基本指令値を補正する電圧補正部とを備え、上記比例ゲイン及び上記リミッタ値を、上記３相電圧指令値の波高値或いはｄｑ軸上の電圧の波高値と閾値との大小関係に応じて変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、３次高調波を重畳させた相電圧指令と同等の相電圧指令を簡単な演算で高速に生成することができ、インバータの電圧利用率を向上させて制御性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１〜図５は本発明の実施の第１形態に係り、図１はモータ制御装置の全体構成図、図２はモータ制御系のブロック図、図３は電圧補正部のブロック図、図４は電圧指令補正処理を示すフローチャート、図５は電圧指令値の波形を示す波形図である。
【００１０】
図１に示すように、本実施の形態のモータ制御装置１は、３相永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）２を駆動するインバータ３と、このインバータ３を駆動回路部１０を介して制御するコントローラ２０とを主として構成されている。インバータ３は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を使用した３相ブリッジ型インバータであり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続して構成されるアームと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続して構成されるアームと、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を直列接続して構成されるアームとが並列に接続されている。尚、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、それぞれ、環流用ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆方向で並列に接続されている。
【００１１】
インバータ３の各アームの上段側（ハイサイド側）のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５は、平滑コンデンサや蓄電池等の直流電力の供給側に配設された蓄電装置４のプラス側に接続され、各アームの下段側（ローサイド側）のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６は、蓄電装置４のマイナス側に接続されている。また、各アームのハイサイド側とローサイド側との中間接続点は、それぞれ、ＰＭモータ２の電機子巻線のＵ，Ｖ，Ｗ相の各端子に接続されている。
【００１２】
コントローラ２０は、マイクロコンピュータを中心として、各種タイマ・カウンタ、ロジック回路、演算器等を含んで構成され、ＰＭモータ２に対する制御システム内で生成されるトルク指令等に従って、インバータ３をＰＷＭ制御するための３相電圧指令を生成する。すなわち、コントローラ２０は、蓄電装置４の電圧を検出する電圧センサ５、ＰＭモータ２のＵ，Ｖ，Ｗ相の各交流電流を検出する電流センサ６，７，８、ＰＭモータ２のロータ位置を検出する位置センサ９からの信号に基づいて、ｄ軸（磁石が発生する磁束の方向）及びｑ軸（ｄ軸に直交する方向）のベクトル制御により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相の電圧指令を生成する。更に、コントローラ２０は、各相の電圧指令値と３角波キャリア信号とを比較してＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路部１０に出力する。
【００１３】
駆動回路部１０は、コントローラ２０からのＰＷＭ制御信号に従ってインバータ３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動するゲート信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を所定の周波数で駆動する。これにより、ＰＭモータ２に供給される電流の振幅及び位相が制御され、ＰＭモータ２が所定の回転数で回転する。
【００１４】
コントローラ２０によるＰＭモータ２の制御は、例えば、電気自動車に搭載される走行用モータ等の高回転モータを考慮したものであり、特徴的には、正弦波を基本とする相電圧指令に３次高調波を重畳させた電圧指令と同等の電圧指令を簡単な演算で高速に生成し、インバータ３における電圧利用率を向上させる。
【００１５】
このため、図２に示すように、コントローラ２０は、インバータ３を介してＰＭモータ２を制御するための３相電圧指令値を正弦波の基本指令値として生成する基本指令値を生成する基本指令値生成部２０ａと、この基本指令値生成部で生成した３相電圧指令値を補正し、ＰＷＭ制御のための新たな相電圧指令値とする電圧補正部２０ｂとを主要構成としている。基本指令値生成部２０ａは、電流指令値生成部２１、３相−２相座標変換部２２、減算器２３，２４、ＰＩ（比例積分）制御部２５，２６、２相−３相座標変換部２７等を備えている。
【００１６】
基本指令値生成部２０ａは、電流指令値生成部２１において、外部から入力されるトル指令値等からｄ軸の電流指令値ｉｄcmdとｑ軸の電流指令値ｉｑcmdとを生成し、また、３相−２相座標変換部２２において、電流センサ６，７，８によって検出したＵ，Ｖ，Ｗ相の各電流ｉufeed、ｉvfeed、ｉwfeedを、位置センサ９で検出した電気角θｅに基づいて、ｄ軸上での電流検出値ｉｄfeed、ｑ軸上での電流検出値ｉｑfeedに変換する。
【００１７】
そして、減算器２３，２４により、ｄ軸電流指令値ｉｄcmdとｄ軸電流検出値ｉｄfeedとの偏差、ｑ軸電流指令値ｉｑcmdとｑ軸電流検出値ｉｑfeedとの偏差を算出し、ＰＩ制御部２５，２６で、それぞれ比例積分制御を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd、ｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdを生成する。
【００１８】
ＰＩ制御部２５からのｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd、及びＰＩ制御部２６からのｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdは、２相−３相座標変換部２７に入力され、電気角θｅに基づく２相−３相変換により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相毎の相電圧指令値Ｖｕcmd，Ｖｖcmd，Ｖｗcmdが正弦波の基本指令値として生成される。
【００１９】
詳細には、２相−３相の間の変換は、以下に示す（１），（２）式を用いて実行される。  
0005204463.tif 000002
【００２０】
２相−３相変換されたＵ，Ｖ，Ｗ相の相電圧指令値Ｖｕcmd，Ｖｖcmd，Ｖｗcmdは、２／３πの位相差を持った基本正弦波の指令値であり、波高値Ｖａｃを用いて以下の（３）〜（５）式で表現することができる。  
Ｖｕcmd＝Ｖａｃ×ｓｉｎθｅ              …（３）
Ｖｖcmd＝Ｖａｃ×ｓｉｎ(θｅ−２／３×π)…（４）
Ｖｗcmd＝Ｖａｃ×ｓｉｎ(θｅ＋２／３×π)…（５）
【００２１】
次に、電圧補正部２０ｂは、２相−３相座標変換部２７で生成されたＵ，Ｖ，Ｗ相毎の正弦波の相電圧指令値Ｖｕcmd，Ｖｖcmd，Ｖｗcmdに対して、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd，ｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdを用いた補正を行い、近似的に３次高調波を重畳させた新たな相電圧指令値Ｖｕcmd2，Ｖｖcmd2，Ｖｗcmd2を生成する。
【００２２】
一般に、基本正弦波に３次高調波を重畳した電圧指令値は、（３）〜（５）式で示す電圧指令値に、ゲインＧ（Ｇ＜１）による波高値を有する３次の整数倍の高調波成分を位相０点が一致するように同期して加算することで生成される。３次高調波を重畳した電圧指令値Ｖｕcmd3,Ｖｖcmd3,Ｖｗcmd3は、以下の（６）〜（８）式に示すようになる。この場合、ゲインＧは、Ｇ＝１／６とすることが最適であるが、モータや回路特性等に応じて若干の調整が可能である。  
Ｖｕcmd3＝Ｖａｃ(ｓｉｎθｅ＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅ)…（６）
Ｖｖcmd3＝Ｖａｃ(ｓｉｎ(θｅ−２／３×π)＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅ)…（７）
Ｖｗcmd3＝Ｖａｃ(ｓｉｎ(θｅ＋２／３×π)＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅ)…（８）
【００２３】
この３次高調波を重畳した電圧指令の波形は、図５に実線で示すような波形となり、インバータ３の電圧利用率を向上させて出力電圧を上昇させ、ＰＭモータ２を高回転まで駆動することが可能となる。しかしながら、このような波形を生成するには、（１），（２）式と同様の交流値での複雑な演算が必要になり、演算量が多大となってコンピュータの負荷が増大し、制御性の低下を招く虞がある。
【００２４】
従って、本実施の形態においては、簡単な演算で３次高調波の重畳を近似することにより、演算負荷を増大させることなく、３次高調波を重畳させた電圧指令と同等の効果を発揮させる。具体的には、２相−３相変換部２７からの正弦波の相電圧指令値Ｖｕcmd，Ｖｖcmd，Ｖｗcmdを、電圧補正部２０ｂにおいて、比例ゲインＫによって振幅方向に増幅し、増幅した波形の上下の波高値をリミッタ値Ｖlimで制限することにより略台形状の波形を生成し、３次高調波が重畳した波形を近似する。
【００２５】
このため、電圧補正部２０ｂは、図３に示すように、２相−３相座標変換部２７で生成した相電圧指令値Ｖｕcmd，Ｖｖcmd，Ｖｗcmdを、それぞれ比例ゲインＫで補正するゲイン補正部３０，３１，３２、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd及びｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdからリミッタ値Ｖlimを演算するリミッタ値演算部３３，比例ゲインＫで補正した各相の電圧指令値をリミッタ値Ｖlimで制限するリミッタ回路部３４，３５，３６を備えている。
【００２６】
本実施の形態においては、比例ゲインＫ、リミッタ値Ｖlimは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相で同じ値を適用し、ゲイン補正部３０，３１，３２は、比例ゲインＫをシステム固定のデータとして保有しているものとする。以下、比例ゲインＫ及びリミッタ値Ｖlimについて、Ｕ相の交流電圧指令値Ｖｕcmdを代表的に用いて説明する。
【００２７】
先ず、比例ゲインＫに関して、（６）式の右辺における３角関数に関する項は、３倍角の公式を用いて、以下の（９）式のように分解することができる。  
ｓｉｎθｅ＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅ＝ｓｉｎθｅ＋Ｇ×（３ｓｉｎθｅ−４ｓｉｎ3θｅ）
＝ｓｉｎθｅ＋３Ｇ×ｓｉｎθｅ−４Ｇ×ｓｉｎ3θｅ  …（９）
【００２８】
ここで、（９）式における４Ｇ×ｓｉｎ3θｅの項は、電気角θｅが小さければ無視することができ、電気角θｅが小さいとき、３次高調波を重畳した（６）式は、以下の（１０）式で近似することができる。  
Ｖｕcmd3＝Ｖａｃ(ｓｉｎθｅ＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅ)
≒Ｖａｃ(ｓｉｎθｅ＋３Ｇ×ｓｉｎθｅ)
＝Ｖａｃ×（１＋３Ｇ）×ｓｉｎθｅ  …（１０）
【００２９】
従って、（１０）式より、３次高調波を重畳した相電圧指令値Ｖｕcmd3は、電気角θｅが小さい領域では、基本正弦波の相電圧指令値Ｖｕcmdを、以下の（１１）式に示す比例ゲインＫで増幅した値で近似することができる。本実施の形態においては、Ｇ＝１／６として、比例ゲインＫは、Ｋ＝３／２とする。  
Ｋ＝１＋３Ｇ  …（１１）
【００３０】
比例ゲインＫによる近似は、電気角θｅが大きくなると誤差が大きくなるため、近似した波形の振幅をリミッタ値Ｖlimを用いて制限する。このリミッタ値Ｖlimは、次のように求めることができる。
【００３１】
先ず、（１）式及び（２）式から求めた各相の電圧指令の波高値Ｖａｃと、ｄｑ軸での電圧Ｖｄ，Ｖｑとの関係は、以下の（１２）式で計算することができる。  
Ｖａｃ＝（２／３）1/2×(Ｖｄ2＋Ｖｑ2)1/2  …（１２）
【００３２】
ここで、比例ゲインＫで補正した電圧指令の波高値が３次高調波を重畳した電圧指令値の波高値と略同等となるよう、電圧波形がピークとなる近辺の電気角θｅを用いて、（６）式の右辺の項ｓｉｎθｅ＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅを計算する。例えば、正弦波の電圧指令値が最大となるθｅ＝９０°の場合について、（６）式の右辺の項ｓｉｎθｅ＋Ｇ×ｓｉｎ３θｅを計算すると、以下の（１３）式のようになる。  
ｓｉｎ９０°＋Ｇ×ｓｉｎ２７０°＝１−Ｇ  …（１３）
【００３３】
従って、（１３）式の値（１−Ｇ）を係数として波高値Ｖａｃに乗算することでリミッタ値Ｖlimを設定し、比例ゲインＫで補正した電圧指令値の上下限を制限する。本実施の形態では、Ｇ＝１／６であり、リミッタ値Ｖlimは、正負の上下限に対して次の（１４）式のように設定される。尚、（１４）式中におけるＶｄ，Ｖｑは、それぞれ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd、ｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdを用いて計算する。  
±Ｖlim＝±（１−Ｇ）×Ｖａｃ
＝±５／６×（２／３）1/2×(Ｖｄ2＋Ｖｑ2)1/2  …（１４）
【００３４】
この場合、リミッタ値Ｖlimは、必ずしもθｅ＝９０°での計算結果に限定されるわけではなく、モータ特性や回路特性等を考慮し、３次高調波を重畳した電圧指令波形のピーク近辺となる電気角θｅ（例えば、θｅ＝６０°〜９０°）での計算結果から設定しても良く、実際のモータ特性や回路特性に応じてリミッタ値を設定することで、電利用率を効果的に向上させることができる。
【００３５】
次に、このようにして求めた比例ゲインＫ及びリミッタ値Ｖlimを用いた相電圧指令値の補正処理について、図４のフローチャートを用いて説明する。尚、ここでは、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕcmdを補正する例について説明するが、Ｖ相、Ｗ相も同様の補正を行う。
【００３６】
この相電圧指令の補正処理は所定の演算時間毎に実行され、先ず、最初のステップＳ１において、正弦波の相電圧指令値Ｖｕcmdを比例ゲインＫで補正し、この比例ゲインＫで補正した指令値Ｖｕcmd×Ｋが、前述した（１４）式で示される上限のリミッタ値Ｖlimより大きいか否かを調べる。
【００３７】
その結果、Ｖｕcmd×Ｋ＞Ｖlimであるときには、ステップＳ１からステップＳ２へ進み、比例ゲインＫで補正した指令値Ｖｕcmd×Ｋを上限のリミッタ値Ｖlimで制限し、新たな相電圧指令値Ｖｕcmd2として出力する（Ｖｕcmd2＝Ｖlim）。
【００３８】
一方、ステップＳ１において、Ｖｕcmd×Ｋ≦Ｖlimであるときには、ステップＳ１からステップＳ３へ進み、比例ゲインＫで補正した指令値Ｖｕcmd×Ｋが下限のリミッタ値−Ｖlimより小さいか否かを調べる。
【００３９】
そして、Ｖｕcmd×Ｋ＜−Ｖlimであるときには、ステップＳ３からステップＳ４へ進み、比例ゲインＫで補正した指令値Ｖｕcmd×Ｋを下限のリミッタ値−Ｖlimで制限し、新たな相電圧指令値Ｖｕcmd2として出力する（Ｖｕcmd2＝−Ｖlim）。
【００４０】
また、ステップＳ３において、Ｖｕcmd×Ｋ≧−Ｖlimであるときには、ステップＳ３からステップＳ５へ進み、比例ゲインＫで補正した指令値Ｖｕcmd×Ｋを、そのまま新たな相電圧指令値Ｖｕcmd2として出力する（Ｖｕcmd2＝Ｖｕcmd×Ｋ）。
【００４１】
図５は、以上の処理によって新たな電圧指令値Ｖｕcmd2を生成した結果を示し、同図中において、１点鎖線で示す波形が補正前の正弦波の電圧指令値Ｖｕcmd、２点鎖線で示す波形が３次高調波、実線で示す波形が従来の手法で３次高調波を重畳して生成した電圧指令値Ｖｕcmd3、破線で示す波形が比例ゲインＫ及びリミッタ値Ｖlimを用いた補正後の新たな電圧指令値Ｖｕcmd2である。この結果から、補正後の電圧指令値Ｖｕcmd2が、従来の手法で３次高調波を重畳して生成した電圧指令値Ｖｕcmd3に良く近似できていることがわかる。
【００４２】
尚、以上の演算例では、電圧指令値のみを用いて、電圧補正演算を行う例について説明したが、３相電圧を検出する回路を設け、検出した３相電圧を用いて電圧補正演算を行っても良い。この場合のリミッタ値は、検出した３相電圧の波高値の平均値や、電流検出の場合と同様に２相−３相変換を用いてｄｑ軸上の電圧に変換して求めた波高値を用いて演算しても良く、これにより、歪んだ電圧特性を持つモータに対しても安定した制御を行なうことが可能となる。
【００４３】
以上のように、本実施の形態においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd及びｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdを２相−３相変換して生成した電圧指令値Ｖｕcmd，Ｖｖcmd，Ｖｗcmdを、基本正弦波に３次高調波を重畳させた電圧波形と略同じ振幅にするための比例ゲインＫと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd及びｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdから算出した波高値制限用のリミッタ値Ｖlimとを用いて補正し、新たな相電圧指令値Ｖｕcmd2，Ｖｖcmd2，Ｖｗcmd2としてインバータ３を制御している。これにより、簡単な演算で３次高調波が重畳した波形を近似することができ、ＰＭモータ２を駆動するインバータ３の電圧利用率を向上させると共に制御性を向上させ、ＰＭモータ２を高回転まで駆動することが可能となる。
【００４４】
次に、本発明の実施の第２形態について説明する。図６及び図７は本発明の実施の第２形態に係り、図６は電圧補正部のブロック図、図７は比例ゲイン及びリミッタ値の可変制御処理を示すフローチャートである。
【００４５】
前述の第１形態においては、比例ゲインＫ及びリミッタ値Ｖlimを、それぞれ、固定値（Ｋ＝３／２、Ｖlim＝５／６×Ｖａｃ）としたが、第２形態では、比例ゲインＫ及びリミッタ値Ｖlimを可変することで、ＰＭモータ２の回転域に応じた最適な制御へのスムーズな移行を可能とする。
【００４６】
このため、第２形態では、第１形態の電圧補正部２０ｂを、図６に示すように変更する。すなわち、第２形態の電圧補正部２０ｂ’は、第１形態の電圧補正部２０ｂに対して、第１形態の比例ゲインＫを可変値とした比例ゲインＫ’を、ゲイン補正部３０，３１，３２に出力する可変ゲイン演算部５０を加えると共に、リミッタ値Ｖlimを固定値として演算するリミッタ値演算部３３に代えて、リミッタ値Ｖlimを可変値としたリミッタ値Ｖlim’をリミッタ回路部３４，３５，３６に出力する可変リミッタ値演算部５１を備えて構成されている。
【００４７】
可変ゲイン演算部５０、可変リミッタ値演算部５１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄcmd及びｑ軸電圧指令値Ｖｑcmdから求められる相電圧指令値の波高値Ｖａｃ’と閾値とを比較し、その比較結果に応じて、比例ゲインＫ’，リミッタ値Ｖlim’を、それぞれ、Ｋ’＝１〜３／２、±Ｖlim’＝±Ｖａｃ〜±５／６×Ｖａｃまで可変する。尚、ここでの波高値Ｖａｃ’は、前述の（１２）式における係数（２／３）1/2を省略し、(Ｖｄ2＋Ｖｑ2)1/2）で代表した値とする。
【００４８】
また、閾値として、本実施の形態では、第１の閾値Ｖｄｑ1、第２の閾値Ｖｄｑ2、第３の閾値Ｖｄｑ3（Ｖｄｑ1＜Ｖｄｑ2＜Ｖｄｑ3）の３つの設定値を用い、波高値Ｖａｃ’と各閾値Ｖｄｑ1,Ｖｄｑ2,Ｖｄｑ3との大小関係に応じて、比例ゲインＫ’及びリミッタ値Ｖlim’を可変設定し、基本正弦波の相電圧指令、３次高調波の重畳を近似した相電圧指令、弱め界磁制御の相電圧指令といった異なる制御状態への移行を円滑化する。
【００４９】
以下、比例ゲイン及びリミッタ値の可変制御処理について、図７に示すフローチャートを用いて説明する。
【００５０】
先ず、最初のステップＳ１１において、相電圧指令値の波高値Ｖａｃ’を第１の閾値Ｖｄｑ1と比較し、Ｖａｃ’≦Ｖｄｑ1のとき、すなわち波高値Ｖａｃ’が第１の閾値Ｖｄｑ1以下のときには、ステップＳ１２で、比例ゲインＫ’を１に設定すると共に、リミッタ値Ｖlim’を初期設定値とする。この場合の初期設定値は、インバータ３の安全保護を目的とした設計値である。
【００５１】
この場合には、Ｋ’＝１により基本正弦波による駆動に対して安全保護のリミッタを設けた制御となるが、リミッタ処理を行なわない場合には、通常の正弦波駆動となる。これにより、正弦波駆動制御から補正指令値による制御へのスムーズな制御系の移行を実現することができ、また、補正指令値による制御から正弦波駆動に移行する際にも、スムーズに移行することが可能となる。
【００５２】
一方、ステップＳ１１において、Ｖａｃ’＞Ｖｄｑ1のときには、ステップＳ１１からステップＳ１３へ進み、演算値Ｆを所定の調整ゲインＡ1で調整した値を比例ゲインＫ’として設定し（Ｋ’＝Ａ1×Ｆ）、また、固定リミッタ値Ｖlimを演算値Ｆで除算して所定の調整ゲインＡ2で調整した値をリミッタ値Ｖlim’として設定する（±Ｖlim’＝±Ａ2×１／Ｆ×Ｖlin）。
【００５３】
演算値Ｆは、例えば、以下の（１５）式に示すように、第１の閾値Ｖｄｑ1と第２の閾値Ｖｄｑ2との間の波高値Ｖａｃ’の変化量を表す値として演算される。そして、次のステップＳ１４においてＶａｃ’≦Ｖｄｑ2の条件が成立する限り、１≦Ｋ’＜３／２、５／６×Ｖａｃ≦Ｖlim’＜Ｖａｃの範囲で比例ゲインＫ’及びリミッタ値Ｖlim’が緩やかに可変される。  
Ｆ＝(Ｖａｃ’−Ｖｄｑ1)／（Ｖｄｑ2−Ｖｄｑ1）  …（１５）
【００５４】
次に、Ｖａｃ’＞Ｖｄｑ2になると、ステップＳ１４からステップＳ１５へ進み、比例ゲインＫ’、リミッタ値Ｖlim’を、それぞれの最大値（Ｋ’＝３／２、Ｖlim’＝５／６×Ｖａｃ）に固定し、ステップＳ１６へ進む。ステップＳ１６では、波高値Ｖａｃ’と第３の閾値Ｖｄｑ3とを比較し、Ｖａｃ’≦Ｖｄｑ3であれば、処理を抜けて現在の比例ゲインＫ’及びリミッタ値Ｖlim’を保持し、Ｖａｃ’＞Ｖｄｑ3の場合には、ステップＳ１７で弱め界磁制御に移行する。
【００５５】
第３の閾値Ｖｄｑ3は、インバータ３が出力可能な最大電圧値以下又は最大電圧値と等しい値に設定され、電圧余裕を確保しつつ、弱め界磁制御へのスムーズな移行が可能となる。この場合、第３の閾値Ｖｄｑ3は、第２の閾値Ｖｄｑ2と同じ値としても良い。但し、最終的な電圧指令は、インバータ３を安全に使用可能な範囲に制限される。
【００５６】
尚、以上では、相電圧指令値の波高値Ｖａｃ’を３つの閾値Ｖｄｑ1,Ｖｄｑ2,Ｖｄｑ3と比較する例について説明したが、３相電圧を検出する回路を設け、検出した３相電圧をｄｑ軸上の電圧値に座標変換して求めた波高値を用いて複数の閾値との比較を行っても良く、歪んだ電圧特性を持つモータに対しても安定した制御を行なうことができる。
【００５７】
また、各閾値は、ＰＭモータ２の回転数やインバータ３の直流電圧等に応じて設定しても良く、安定性向上、信頼性向上、性能向上等の制御上の目的に応じて、適宜、設定することが可能である。
【００５８】
例えば、モータ回転数に応じて複数の閾値を設定することにより、回転数の低い領域では正弦波駆動によってＰＭモータ２を効率的に駆動し、回転数の高い領域では３次高調波を重畳した電圧指令と同等としてインバータ３での電圧利用率を高め、制御性を向上することができる。
【００５９】
また、インバータ３の直流電圧に応じて複数の閾値を設定する場合には、直流電圧の変動の影響を考慮することができ、制御性を向上することができる。その際、電流指令値又はトルク指令値に応じて各閾値を設定することにより、制御系の安定性をより向上させることが可能となる。
【００６０】
以上のように、第２形態においては、比例ゲイン及びリミッタ値を可変させることによりスムーズな制御の切り替えを行うことができる。しかも、相電圧指令値の波高値或いは検出した３相電圧の波高値の平均値が第１の閾値Ｖｄｑ1を超えた場合に比例ゲイン及びリミッタ値を可変させ、第２の閾値Ｖｄｑ2を超えた場合には比例ゲイン及びリミッタ値を固定とし、第３の閾値Ｖｄｑ3を超えた場合には弱め界磁制御に移行させることにより、制御状態をスムーズに切り替えると共に、切り替え後の制御安定性を確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の実施の第１形態に係り、モータ制御装置の全体構成図
【図２】同上、モータ制御系のブロック図
【図３】同上、電圧補正部のブロック図
【図４】同上、電圧指令補正処理を示すフローチャート
【図５】同上、電圧指令値の波形を示す波形図
【図６】本発明の実施の第２形態に係り、電圧補正部のブロック図
【図７】同上、比例ゲイン及びリミッタ値の可変制御処理を示すフローチャート
【符号の説明】
【００６２】
１  モータ制御装置
２  ３相永久磁石同期モータ
３  インバータ
２０  コントローラ
２０ａ  基本指令値生成部
２０ｂ  電圧補正部
Ｋ  比例ゲイン
Ｖlim  リミッタ値
Ｖａｃ  波高値
Ｖｕcmd,Ｖｖcmd,Ｖｗcmd  電圧指令値（基本指令値）
Ｖｕcmd2,Ｖｖcmd2,Ｖｗcmd2  電圧指令値（補正後の電圧指令値）
θｅ  電気角
Ｖｄｑ1,Ｖｄｑ2,Ｖｄｑ3  閾値
【図１】
0005204463.tif 000003
【図２】
0005204463.tif 000004
【図３】
0005204463.tif 000005
【図４】
0005204463.tif 000006
【図５】
0005204463.tif 000007
【図６】
0005204463.tif 000008
【図７】
0005204463.tif 000009