(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導素子と、
前記誘導素子に接続されたスイッチング素子とを備え、
前記スイッチング素子をオン／オフさせるスイッチング信号に従って前記誘導素子に蓄積されたエネルギーを負荷に対して供給し、前記スイッチング素子のオフにより前記誘導素子に流れる誘導素子電流が前記スイッチング素子のオンの前に一旦零に至る、スイッチング電源装置であって、
前記スイッチング信号の周期がａ（ａは正数）倍に切り替わる場合において、前記スイッチング信号の周期切替後のオン時間の目標値を、前記スイッチング信号の周期切替前のオン時間を√ａ倍した時間に設定するオン時間設定手段を備え、
前記オン時間設定手段は、前記負荷の負荷電流に応じた補正幅を前記√ａ倍した時間に付けて、前記目標値を設定する、ことを特徴とする、スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記誘導素子と前記スイッチング素子は、昇圧回路を構成する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導素子と、前記誘導素子に接続されたスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子をオン／オフさせるスイッチング信号に従って前記誘導素子に蓄積されたエネルギーを負荷に対して供給し、前記スイッチング素子のオフにより前記誘導素子に流れる誘導素子電流が前記スイッチング素子のオンの前に一旦零に至る、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術として、誘導素子に電力を蓄積する際に導通する第１スイッチング素子と、誘導素子に蓄積された電力の負荷への放出期間に応じてスイッチング制御されて導通する第２スイッチング素子とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの制御を、負荷電力量に関わらず動作サイクルの繰り返し周期を所定周期とするＰＷＭ固定制御と、軽負荷では前記動作サイクルの繰り返し周期を負荷電力量に応じて伸縮するＰＦＭ制御との間で、選択可能とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１の開示内容によれば、この制御回路は、前記誘導素子を流れる誘導素子電流を測定する電流測定回路と、前記誘導素子電流を予め定められる所定電流値と比較する比較回路とを備え、動作サイクルの繰り返し周期を定める発振回路の発振周期が電流測定回路による測定結果又は比較回路による比較結果に応じて大きくされることにより、ＰＷＭ固定制御からＰＦＭ制御へ切り替えている。そして、ＰＦＭ制御により固定損を減少させて、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率向上を図っている。
【特許文献１】特開２００７−２５９６５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述の従来技術は、電力変換効率の改善を図っているものの、出力電力の変動を抑制することができない。また、負荷電流に応じてＰＷＭ制御をＰＦＭ制御に切り替える上述の従来技術では、その切り替えに伴う制御内容の変更により制御が全体として複雑化してしまう。
【０００４】
そこで、本発明は、出力電力の変動を抑制できる、スイッチング電源装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
誘導素子と、
前記誘導素子に接続されたスイッチング素子とを備え、
前記スイッチング素子をオン／オフさせるスイッチング信号に従って前記誘導素子に蓄積されたエネルギーを負荷に対して供給し、前記スイッチング素子のオフにより前記誘導素子に流れる誘導素子電流が前記スイッチング素子のオンの前に一旦零に至る、スイッチング電源装置であって、
前記スイッチング信号の周期がａ（ａは正数）倍に切り替わる場合において、前記スイッチング信号の周期切替後のオン時間の目標値を、前記スイッチング信号の周期切替前のオン時間を√ａ倍した時間に設定するオン時間設定手段を備えることを特徴とする。
【０００６】
ここで、前記オン時間設定手段は、前記負荷の負荷電流に応じた補正幅を前記√ａ倍した時間に付けて、前記目標値を設定すると好適である。
【０００７】
また、前記誘導素子と前記スイッチング素子は、例えば、昇圧回路を構成する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、出力電力の変動を抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。図１は、本発明の一実施形態である昇圧型スイッチング電源装置１００の全体構成を示した概略図である。昇圧型スイッチング電源装置１００は、基準電圧入力端子１に接続された基準電源１１からの入力電圧Ｖｉｎに基づいて、出力端子７に接続された負荷１２に電力を供給する電源装置であって、入力電圧Ｖｉｎの電圧変動や負荷１２の消費電流（負荷電流）の変動に対して、基準電源１１からの入力電圧Ｖｉｎを昇圧変換した一定の電圧Ｖｏｕｔを負荷１２側に出力する電源装置（いわゆる昇圧型スイッチングレギュレータ）である。昇圧型スイッチング電源装置１００が車両に搭載された場合、例えば、基準電源１１は車載バッテリに相当するものであり、負荷１２は車載の電気負荷（例えば、マイクロコンピュータ、ＩＣ、抵抗負荷、モータなど）に相当するものである。車両に搭載される電気負荷は多種多様であり、各電気負荷の消費電流の違いにより車載バッテリの電圧は変動しやすいため、本実施形態のような昇圧型スイッチング電源を搭載することは効果的である。また、昇圧型スイッチング電源装置１００は、複数の電圧系（例えば、１４Ｖ系と４２Ｖ系）を有する車両において、両電圧系間の電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータとして用いても、効果的である。
【００１０】
昇圧型スイッチング電源装置１００は、基準電圧入力端子１に入力フィルタ８を介して接続される誘導素子（インダクタンス素子）であるインダクタ２と、インダクタ２の出力端子７側とグランド（接地基準）との間に接続されてインダクタ２に流れるインダクタ電流ＩＬを制御する出力制御用のスイッチング素子４と、インダクタ２とスイッチング素子４とが接続された中間点３にアノード側が接続される整流素子（ダイオード）５と、整流素子５のカソード側に接続されて出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化するための出力コンデンサ６とを備える。入力フィルタ８は、例えば、ＬＣ回路やＲＣ回路で構成される。また、スイッチング素子４の具体例として、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体素子が挙げられる。インダクタ２、スイッチング素子４、整流素子５は、昇圧回路１０の構成素子である。
【００１１】
また、昇圧型スイッチング電源装置１００は、その出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出手段として、出力電圧検出部１５を備え、出力電圧検出部１５によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてスイッチング素子４をオン／オフさせるスイッチング制御の制御手段として、制御部１６を備え、スイッチング素子４の駆動手段として、駆動部１７を備える。出力電圧検出部１５、制御部１６、駆動部１７は、抵抗素子等の回路素子やマイクロコンピュータなどによって構成される。また、昇圧型スイッチング電源装置１００は、その出力電流（すなわち、負荷１２の負荷電流）を検出する電流検出手段として、電流検出部を備える。
【００１２】
出力電圧検出部１５は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出結果を制御部１６に出力する。出力電圧検出部１５は、例えば、直列接続された抵抗素子を備える分圧回路を備え、その分圧値によって出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。
【００１３】
制御部１６は、スイッチング素子４を駆動するスイッチング信号ＶＧに対応するＰＷＭ信号の基本周波数を一定にそのデューティ比を変更するＰＷＭ制御を実行する。制御部１６は、ＰＷＭ信号のデューティ比を変更するため、ＰＷＭ信号のオン時間を演算するオン時間演算部を備える。
【００１４】
オン時間演算部は、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧になるように、出力電圧検出部１５によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、スイッチング素子４をオンさせるオン時からオフ時までのオン時間の目標値を演算する。オン時間演算部は、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧より大きい場合にはオン時間の目標値を短くし、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧より小さい場合にはオン時間の目標値を長くする。また、オン時間演算部は、例えば、目標電圧に対応する閾値を有するコンパレータと、コンパレータの出力結果に基づいてオン時間の目標値の長さを調整可能なロジック回路やマイクロコンピュータなどの演算手段とを備える回路であればよい。
【００１５】
制御部１６は、オン時間演算部によって演算されたオン時間の目標値に従って、所定の周波数のＰＷＭ信号を生成する。その生成結果を駆動部１７に出力する。駆動部１７は、制御部１６からのＰＷＭ信号に従って、スイッチング素子４をオン／オフさせるパルス信号であるスイッチング信号ＶＧをスイッチング素子４（例えば、ＩＧＢＴであればそのゲート）に対して出力する。駆動部１７は、ＰＷＭ信号のオン時間でスイッチング素子４をオン状態にし、ＰＷＭ信号のオフ時間でスイッチング素子４をオフ状態にする、スイッチング信号ＶＧを生成する。
【００１６】
制御部１６のオン時間演算部によって演算されるオン時間の目標値によって、図２に示されるように、オンタイミングｓ１からオフタイミングｓ２までのオン時間（期間ｓ１−ｓ２）や、オンタイミングｓ４からオフタイミングｓ５までのオン時間（期間ｓ４−ｓ５）が調整され得る。図２は、スイッチング素子４をスイッチングさせるスイッチング信号ＶＧと、インダクタ電流ＩＬとの関係を示す波形図である。昇圧型スイッチング電源装置１００の制御部１６は、図２に示されるように、スイッチング素子４がオンからオフに切り替わることにより出力方向に流れるインダクタ電流が低下し始め、スイッチング素子４が再度オフからオンに切り替わる前にインダクタ電流が一旦零まで低下する電流不連続モードで制御する。すなわち、スイッチング信号ＶＧに基づきスイッチング素子４がオフされると、出力方向に流れるインダクタ電流ＩＬは、オフタイミングをピークにして減少し、零に収束する。例えば、オン時間演算部によって演算されたオン時間の目標値の経過時（図２の場合、オフタイミングｓ２，ｓ５，ｓ８）にスイッチング素子４がオンからオフに切り替わるスイッチング信号ＶＧが出力される。
【００１７】
一方、スイッチング電源装置１００の出力電力は、以下のように計算することができる。図４は、スイッチング電源装置１００の出力電力の計算を説明するための図である。出力電圧をＶｏｕｔ、平均出力電流をＩｏｕｔとすると、出力電力Ｐｏｕｔは、式（１）で表される。また、平均出力電流Ｉｏｕｔは、最大ピーク電流をＩｍａｘ、スイッチング信号ＶＧがオンからオフに切り替わる時からインダクタ電流ＩＬがゼロになるまでの時間をｔ２、スイッチング信号ＶＧの周期をＴとすると、式（２）で表される。さらに、最大ピーク電流Ｉｍａｘは、入力電圧Ｖｉｎ、インダクタ２のインダクタンスをＬ、スイッチング信号ＶＧがオフからオンに切り替わる時からオンからオフに切り替わる時までのオン時間をｔ１とすると、式（３）で表される。したがって、出力電力Ｐｏｕｔは、式（１）〜（３）に従って、周期Ｔとオン時間ｔ１とを用いて式（４）で表される。
【００１８】
【数１】
0005200603.tif 000002
ところで、制御部１６は、ＰＷＭ制御を実行しているが、負荷１２の負荷電流の変動によっては、一時的にスイッチング信号ＶＧの周波数（周期Ｔ）を変化させる。例えば、負荷電流が小さくなりすぎても一定の周期を維持すると、スイッチング素子４の損失が顕著になるため、制御部１６は、負荷１２の負荷電流の大きさに応じて、スイッチング素子４をオンオフさせるスイッチング信号ＶＧの周波数を一時的に切り替える制御を実施する。スイッチング信号ＶＧの周波数を切り替えるには、［Ａ．デューティ比（周期Ｔに対するオン時間ｔ１の比率（＝ｔ１／Ｔ））を保ったまま周波数を切り替える方法］と［Ｂ．オン時間を保ったまま周波数を切り替える方法］がある。
【００１９】
［Ａ．デューティ比を保ったまま周波数を切り替える方法］
周波数の切り替え前後でデューティ比を一定に保つためには、周期Ｔをａ（ａは、正数）倍した場合、オン時間ｔ１もａ倍にする必要がある。周期Ｔをａ倍し且つオン時間ｔ１をａ倍すると、式（４）より、周波数切替後の出力電力Ｐｏｕｔは、周波数切替前のａ倍になる。したがって、デューティ比を保ったまま周波数が低周波（ａ＞１）になると、周波数切替後の出力電力Ｐｏｕｔは突然上昇するため、出力電圧Ｖｏｕｔが上側に振れる（図５（ａ）上段参照）。一方、デューティ比を保ったまま周波数が高周波（ａ＜１）になると、周波数切替後の出力電力Ｐｏｕｔは突然減少するため、出力電圧Ｖｏｕｔが下側に振れる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔは、一瞬上側又は下側に振れた後、制御部１６で行われる電圧フィードバック制御により、目標電圧に収束する（図５（ａ）下段参照）。
【００２０】
［Ｂ．オン時間を保ったまま周波数を切り替える方法］
周波数の切り替え前後でオン時間ｔ１を保ったまま周期Ｔのみ変化させる場合、周期Ｔをａ倍すると、式（４）より、周波数切替後の出力電力Ｐｏｕｔは、周波数切替前の（１／ａ）倍になる。したがって、オン時間を保ったまま周波数が低周波（ａ＞１）になると、周波数切替後の出力電力Ｐｏｕｔは突然減少するため、出力電圧Ｖｏｕｔが下側に振れる（図５（ｂ）上段参照）。一方、周波数が高周波（ａ＜１）になると、周波数切替後の出力電力Ｐｏｕｔは突然上昇するため、出力電圧Ｖｏｕｔが上側に振れる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔは、一瞬下側又は上側に振れた後、制御部１６で行われる電圧フィードバック制御により、目標電圧に収束する（図５（ｂ）下段参照）。
【００２１】
このように、方法Ａでは周期Ｔをａ倍すると出力電力Ｐｏｕｔはａ倍になり、方法Ｂでは周期Ｔをａ倍すると出力電力Ｐｏｕｔは（１／ａ）倍となり、周波数の切り替えによって、出力電力Ｐｏｕｔの変動が発生してしまう。
【００２２】
そこで、制御部１６は、スイッチング信号ＶＧ（ＰＷＭ信号）の周波数の切り替え時において、周期Ｔをａ倍に変更する場合、周波数切り替え直後のオン時間ｔ１を、周波数切り替え直前のオン時間ｔ１を√ａ倍した時間に設定する。出力電力Ｐｏｕｔは、式（４）より、オン時間ｔ１の２乗に比例し、周期Ｔに反比例するため、周波数切替直前のスイッチング信号ＶＧの周期Ｔをａ倍し且つそのオン時間ｔ１を√ａ倍にすると、出力電力Ｐｏｕｔを周波数の切替前後で同じにすることができる。制御部１６は、中央演算処理装置（ＣＰＵ）を備えるマイクロコンピュータで構成されるため、このような周波数の切り替えはデジタル制御によって実現可能である。
【００２３】
例えば、図２に示されるように、出力電力Ｐｏｕｔを周波数の切り替え前後で一定にするため、オン時間ｔで周期Ｔの第１のパルス信号の次に出力される第２のパルス信号の周期はａＴに設定され、且つ当該第２のパルス信号の周期は（√ａ）ｔ１に設定される。また、当該第２のパルス信号の次に出力される第３のパルス信号及びその次以降のパルス信号の周期及びオン時間についても、負荷１２の負荷電流の変動が無視できる程度の変動であれば、第２のパルス信号のそれらと同じでもよい。
【００２４】
負荷１２の負荷電流の変動が周波数の切替前後で無視できないほど変化するようであれば、パルス信号の周波数切替前後で、負荷１２の負荷電流の変動に追従したデューティ制御をしてもよい。この場合、負荷電流の変動量と補正幅Δとの対応関係を予めメモリ等に記憶しておき、電流検出部によって検出され得る負荷電流の変動量に応じて周波数切替直後の第２のパルス信号のオン時間を、「（√ａ）ｔ±Δ」に設定する。すなわち、制御部１６のオン時間演算部は、周波数の切替時点で負荷１２の負荷電流が増加している場合には、第２のパルス信号のオン時間を「（√ａ）ｔ＋△」に設定し、周波数の切替時点で負荷１２の負荷電流が減少している場合には、第２のパルス信号のオフ時間を「（√ａ）ｔ−Δ」に設定する。
【００２５】
したがって、ＰＷＭ制御において周波数を一時的に変更したい場合、パルス信号のオン時間を調整する上述の制御を実行すれば、周波数切り替え前後で出力電力Ｐｏｕｔが同じであるため、出力変動が発生せずに安定した出力電力の供給が可能となる。また、切り替え時の出力電力の変動を考慮して、入力フィルタ８や出力コンデンサ６等の出力フィルタを設定する必要がないため、それらのフィルタの小型化を図ることができる。
【００２６】
以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
【００２７】
例えば、昇圧型スイッチング電源装置を例に挙げて説明したが、デューティ比が決まれば出力電力が一意に決まり、電流不連続モードの制御をするものであれば、他の構成のスイッチング電源装置でもよい。例えば、図１の昇圧回路１０を図３（ａ）の降圧回路に置き換えた降圧型のスイッチング電源装置の場合でも（０＜Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ）、図１の昇圧回路１０を図３（ｂ）の負電圧生成回路に置き換えた反転型のスイッチング電源装置の場合でも（Ｖｏｕｔ＜０）、スイッチング信号の周波数の切替前後で上述のようにオン時間を調整することによって（周期をａ倍且つオン時間を√ａ倍）、出力電力Ｐｏｕｔを切替前後で一定にすることができる。また、例えば、インダクタとスイッチング素子とから構成される変圧回路を、トランスで構成された変圧回路に置き換えたものでもよい。
【００２８】
また、例えば、整流素子５を、整流用スイッチング素子（それに並列接続されたダイオードを含む）に置き換えてもよい。出力電流が流れるときに整流用スイッチング素子をオンさせることによって、整流素子５の場合に比べ発熱を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態である昇圧型スイッチング電源装置１００の全体構成を示した概略図である。
【図２】スイッチング素子４をスイッチングさせるスイッチング信号ＶＧと、インダクタ電流ＩＬとの関係を示す波形図である。
【図３】他の実施例である。
【図４】スイッチング電源装置１００の出力電力の計算を説明するための図である。
【図５】周波数の変更による出力電圧の変動を示した図である。
【符号の説明】
【００３０】
２  インダクタ
４  スイッチング素子
５  整流素子
１０  昇圧回路
１６  制御部
１００  昇圧型スイッチング電源装置
【図１】
0005200603.tif 000003
【図２】
0005200603.tif 000004
【図３】
0005200603.tif 000005
【図４】
0005200603.tif 000006
【図５】
0005200603.tif 000007