(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機を駆動するインバータの入力電流検出値より、
インバータの出力電圧の位相から電動機の有効分電流及び無効分電流を検出し、
該電流検出値から、励磁成分であるｄ軸電流とトルク成分であるｑ軸電流の電流推定演算を行うベクトル制御装置であって、
前記電動機の有効分及び無効分の電流検出値と、第１の位相値であるインバータ出力電圧の位相値に、前記電動機の磁束軸と制御の基準軸との位相誤差値のロー・パス・フィルタ値を加算した第２の位相値を用いて、前記電動機のｄ軸電流あるいはｑ軸電流の少なくとも一方の推定演算を行うことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置において、
前記インバータ出力電圧の位相が、ベクトル制御の演算で求めたｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値との比の逆正接によって求まることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の制御装置において、
前記位相誤差値が、ベクトル制御で演算される電圧指令値と、周波数演算値あるいは周波数指令値と、推定演算により求めたｄ軸あるいはｑ軸の電流推定値と、を用いて演算されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の制御装置において、
前記インバータのベクトル制御の演算が、前記ｄ軸あるいはｑ軸の電流推定値を用いて、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を演算することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載の制御装置において、
前記インバータのベクトル制御の演算が、上位から与えられるｄ軸及びｑ軸の電流指令値と、前記ｄ軸あるいはｑ軸の電流推定値と、の偏差に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を演算することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載の制御装置において、
前記インバータのベクトル制御の演算が、上位から与えられるｄ軸及びｑ軸の電流指令値と前記ｄ軸あるいはｑ軸の電流推定値と、の偏差に基づいて、第２のｄ軸及びｑ軸の電流指令値を演算し、前記第２の電流指令値とモータ定数及び周波数推定値を用いてｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を演算することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御装置における電流推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電動機を制御するのに必要な電流情報を得る手段として、相電流センサを省略し、インバータの直流シャント電流を検出して、電動機の相電流を再現するワンシャント電流検出方式がある。
【０００３】
しかし、ワンシャント電流検出方式では、異なる２相の電流を精微なタイミングで検出する必要があり、また、パルス状となる電流が検出可能な最小幅よりも小さくなると、電流の検出ができなくなる問題がある。
【０００４】
そこで、インバータのパルス幅を修正する電圧指令を作成する方式や、インバータのスイッチングパターンを入れ替える方式などにより、電流検出可能な条件を作ることで、２相分の電流情報を得る方法が検討されてきた。
【０００５】
しかし、これらの方法では電流を検出するために精微なタイミングを管理する点は変わらない。そのため、電圧指令を修正する演算やスイッチングパターンを入れ替えるための演算が計算量の増加を招くため十分な演算能力や、精微なタイミングで検出するために高精度なタイマが必要となることから、高機能なマイコンを選択せざるを得なかった。
【０００６】
しかし、高機能なマイコンではコストが高くなる問題がある。また、ファンやポンプ駆動を用途として考えた場合に、回路規模縮小の妨げにもなる。
【０００７】
このような背景から、電流の検出タイミングを簡略化した電流検出法が望まれていた。
特許文献１では、検出タイミングを簡略化する一つの方法として、タイミングを固定にする方法が提案されており、パルス状電流に対して、各通流期間の中間時刻近傍での電流値をサンプリングして得られた電流値Ｉ０ｓを用いて、電動機制御を行う方法が開示されている。
【０００８】
この電流値Ｉ０ｓは、電圧指令の最大相の電流であり、電流値Ｉ０ｓより、有効分と無効分を検出し、次に、励磁成分であるｄ軸電流とトルク成分であるｑ軸電流の推定演算を行い、電動機制御を行っている。
【０００９】
【特許文献１】特開２００７−２２１９９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来の方式では、有効分と無効分の電流を、電圧位相に基づいて励磁成分であるｄ軸電流とトルク成分であるｑ軸電流に変換している。しかし、電動機の加減速運転時には、制御の基準軸と電動機の磁束軸との位相偏差である軸誤差が発生するため、制御軸上の電流検出値は、電動機軸上のｄ軸電流とｑ軸電流とは異なってしまう。その結果、制御軸と電動機軸の電流成分に誤差を生じることで、加減速性能や運転効率が劣化する。これらの課題を解決する必要があった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記課題を解決するために、本発明の電動機制御装置は、制御軸上の電流検出値を演算する際に、電圧位相に加えて、新しく軸誤差を考慮した。軸誤差を考慮することで、加減速運転時であっても、電動機軸上のｄ軸電流とｑ軸電流に一致した電流値を推定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、電動機の励磁成分であるｄ軸電流とトルク成分であるｑ軸電流を精度良く推定演算することが可能となる。その結果、加減速運転の性能が向上し、高応答な運転特性と高効率運転を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明は、交流電動機を駆動するインバータの入力電流検出値より、インバータの出力電圧の位相から電動機の有効分電流及び無効分電流を検出し、電流検出値から、励磁電流成分及びトルク電流成分の電流推定演算を行うベクトル制御装置であって、電動機の有効分及び無効分の電流検出値と、第１の位相値であるインバータ出力電圧の位相値に、電動機の磁束軸と制御の基準軸との位相誤差値を加算した第２の位相値を用いて、電動機の励磁成分であるｄ軸電流とトルク成分であるｑ軸電流の少なくとも一方の推定演算を行うことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、第２の位相値が、第１の位相値と前記位相誤差値との加算値のロー・パス・フィルタ値であることを特徴とする。
【００１５】
さらに、インバータ出力電圧の位相が、ベクトル制御の演算で求めたｄ軸の電圧指令値とｑ軸の電圧指令値との比の逆正接によって求まることを特徴とする。
【００１６】
また、位相誤差値が、ベクトル制御で演算される電圧指令値と、周波数演算値あるいは周波数指令値と、推定演算により求めたｄ軸電流あるいはｑ軸電流の電流推定値と、を用いて演算することを特徴とする。
【００１７】
さらに、本発明は、インバータのベクトル制御の演算が、前記ｄ軸電流あるいはｑ軸電流の電流推定値を用いて、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を演算すること、上位から与えられるｄ軸及びｑ軸の電流指令値と、ｄ軸電流あるいはｑ軸電流の電流推定値との偏差に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を演算すること、或いは、上位から与えられるｄ軸及びｑ軸の電流指令値とｄ軸電流あるいはｑ軸電流の電流推定値との偏差に基づいて、第２のｄ軸及びｑ軸の電流指令値を演算し、第２の電流指令値とモータ定数及び周波数推定値を用いてｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を演算することを特徴とする。
【００１８】
以下、図を参照しながら、本発明の詳細を説明する。
【００１９】
なお、以下の実施形態では、交流電動機として、永久磁石型同期電動機を用いて説明するが、誘導電動機やリラクタンスモータなどの他の交流電動機に関しても、同様に実現可能である。
【００２０】
〔第１実施形態〕
図１の構成図を用いて、本発明の実施例１について説明する。
【００２１】
本実施例の制御装置の構成は、
電動機に周波数指令ωｒ*を与える周波数指令発生器１と、
電動機の交流印加電圧を演算し、パルス幅変調した（ＰＷＭ）信号に変換して出力する制御器２と、
このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、
インバータ３に電力を供給する直流電源４と、
制御対象である永久磁石型の電動機５と、
直流電源４がインバータへ供給する入力電流である直流母線電流Ｉ０を検出する電流検出手段６からなる。
【００２２】
制御器２は、上位から与えられる周波数指令ωｒ*と電流検出値Ｉｄｃ及びＩｑｃからｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ*及びＶｑｃ*を演算するベクトル演算部５０ａと、制御軸の位相θｃを用いてｄ軸及びｑ軸の電圧指令値から三相交流印加電圧を演算する座標変換部６１と、その交流印加電圧をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ演算部６２を備えている。
【００２３】
制御器２の電流検出値Ｉｄｃ及びＩｑｃは、直流母線電流Ｉ０をサンプル・ホールド回路１３により検出した電流Ｉ０ｓから、有効及び無効電流演算手段１４により有効電流Ｉａと無効電流Ｉｒを演算し、ｄｑ軸電流演算手段１０ａにて演算する。
【００２４】
同様に、制御軸の位相θｃは、まず、軸誤差演算部１５により制御の基準軸（ｄｃ軸）と電動機の磁束軸（ｄ軸）との位相偏差である軸誤差Δθを電動機定数と電圧指令値と電気角速度ω１及び電流検出値とにより軸誤差推定値Δθｃを演算し、ＰＬＬ１６によりΔθｃをゼロとするように電気角速度ω１を制御し、そのω１を積分器１７で積分してθｃを制御軸の位相としている。
【００２５】
ｄｑ軸電流演算手段１０ａは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ*との比の逆正接で得られる位相φと、軸誤差推定値Δθｃを用いて、電流座標変換手段１１は、有効分の電流Ｉａと無効分の電流Ｉｒから、ｄ軸電流に相当する検出値Ｉｄｃあるいはｑ軸電流に相当する検出値Ｉｑｃの少なくとも一方を推定する。
【００２６】
ベクトル演算部５０ａは、周波数指令ωｒ*を電動機５のモータの極数Ｐを用いた変換ゲイン５１により電気角周波数ω１*へ換算し、電流指令演算５２は電流検出値Ｉｄｃ及びＩｑｃもしくはどちらか一方を用いて電流指令値Ｉｄ*及びＩｑ*を演算して、電圧指令演算部５３においてω１*，Ｉｄ*，Ｉｑ*及び電動機定数を用いて、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ*及びＶｑｃ*を演算する。
【００２７】
インバータ３は、主回路３１と主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ３２から構成される。インバータ３に電力を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオード・ブリッジ回路４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３で構成される。
【００２８】
次に、図１を用いて、「制御動作の原理」を説明する。
【００２９】
電流指令演算手段５２は、検出値Ｉｑｃに基づいて、指令値Ｉｑ*を作成する。
【００３０】
電流指令は通常運転では、Ｉｄ*はゼロを設定、Ｉｑ*はＩｑｃを入力したロー・パス・フィルタの出力として作成される。
【００３１】
電圧指令演算部５２は、電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*と、電気角周波数指令ω１*及び電動機定数を用いて、（数１）により、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｑｃ*を演算する。
【００３２】
【数１】
0005178335.tif 000002
【００３３】
電動機定数はそれぞれ
Ｒ*：抵抗の設定値
Ｌｄ*：ｄ軸インダクタンスの設定値
Ｌｑ*：ｑ軸インダクタンスの設定値
Ｋｅ*：誘起電圧定数の設定値
である。
【００３４】
座標変換部６１は、交流印加電圧に相当する交流電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力する。
【００３５】
軸誤差演算部１５は、制御軸の基軸の位相θｃと電動機の磁束軸の位相θとの偏差である軸誤差Δθを（数２）によりΔθｃとして演算し、Δθを推定する。
【００３６】
【数２】
0005178335.tif 000003
【００３７】
ＰＬＬ１６は推定値である軸誤差推定値Δθｃをゼロとなるように電気角速度ω１を演算し出力する。積分器１７はω１を積分演算し、制御軸の位相θｄｃを出力する。
【００３８】
ここで、有効電流Ｉａと無効電流Ｉｒの演算方法について説明する。
【００３９】
サンプル・ホールド回路１３は、Ｉ０の通電期間の中間時点近傍で電流をサンプリングし、Ｉ０ｓを検出する。
【００４０】
有効及び無効電流演算手段１４は、特開２００７−２２１９９９号公報に記載の方法により、検出されたＩ０ｓを電気角６０度期間で積分することで有効電流Ｉａ及び無効電流Ｉｒを求める。
【００４１】
具体的には、有効電流分と無効電流分を切り出す周期関数Ｆｃ及びＦｓを用いて、検出電流Ｉ０ｓとの積をそれぞれ積分して、６０度期間の平均値ＩａｍとＩｒｍを求める。
【００４２】
これら平均値から（数３）と（数４）を用いて、有効電流Ｉａ及び無効電流Ｉｒを求める。
【００４３】
【数３】
0005178335.tif 000004
【００４４】
【数４】
0005178335.tif 000005
【００４５】
次に、本発明の特徴となる電流座標変換手段１３について説明する。
【００４６】
電流座標変換手段１１では、（数５）に示すように、有効電流Ｉａ、無効電流Ｉｒから、電圧位相φ及び軸誤差推定値Δθｃを用いて、制御軸を基準としたｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃの推定演算を行う。
【００４７】
【数５】
0005178335.tif 000006
【００４８】
ここに、電圧位相φは、Ｖｄｃ*とＶｑｃ*を合成した１次電圧ベクトルＶとｑｃ軸との相差角であり、（数６）となる。
【００４９】
【数６】
0005178335.tif 000007
【００５０】
ここで、電圧と電流の位相関係について説明する。
【００５１】
図２に、電圧と電流の位相関係をベクトル図で示す。
【００５２】
まず、磁束−トルク軸を、電動機軸はｄ−ｑ軸、制御軸はｄｃ−ｑｃ軸と定める。図２では軸誤差推定値Δθｃ＝０を考えているので、電動機軸と制御軸は一致している。
【００５３】
また、１次電圧ベクトルＶと一致する位相を有効分のａ軸とし、ａ軸から位相９０°遅れた軸を無効分のｒ軸と定義している。有効及び無効電流演算手段１４により求めるＩａ及びＩｒは、１次電流Ｉ１をａ−ｒ軸に分解した電流ベクトルと等価である。
【００５４】
ここで、（数５）において、Δθｃ＝０の場合を考える。この仮定において、ＩａとＩｒからＩｄｃ及びＩｑｃを得ることができる。
【００５５】
このように、Ｉ１からＩｄｃ及びＩｑｃの電流検出値を直接的に得ることは不可能だが、Ｉａ及びＩｒを介すことで可能になる。
【００５６】
次に、電動機の加減速運転中に軸誤差Δθが発生する場合を考える。
【００５７】
図３に、軸誤差が発生し、Δθｃ≠０となる場合の電圧と電流の位相関係をベクトル図で示す。（数５）において、Δθｃを考慮せずにＩｄｃ及びＩｑｃを求めると、図３に示すＩｄｃ及びＩｑｃの電流ベクトルとなり、ｄ−ｑ軸に相当する電流成分を得ることができない。
【００５８】
そこで、（数５）においてΔθｃを考慮することで、ｄ−ｑ軸に相当する電流成分を得ることを考える。
【００５９】
図４に、発生した軸誤差を考慮した場合の電圧と電流の位相関係をベクトル図で示す。
【００６０】
図４において、ＩａとＩｒは図３と同一であるが、φに加えΔθｃを考慮することで、ｄ−ｑ軸に相当する電流成分をＩｑｃ及びＩｄｃとして求めることが可能となる。
【００６１】
本発明の効果について説明する。
【００６２】
最初に、従来技術における加速運転時の制御特性を図５に示す。
【００６３】
図５の上段から順に（ａ）速度、（ｂ）ｄ軸電流成分、（ｃ）ｑ軸電流成分、（ｄ）有効電流及び無効電流、（ｅ）軸誤差を示している。
【００６４】
ｑ軸電流成分が速度に関係して増加しているが、電動機には速度に比例して負荷を印加している。
【００６５】
加速時における電動機の電流Ｉｄ，Ｉｑと、電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに誤差が生じている様子がわかる。これは、図５（ｅ）に示す軸誤差Δθが発生しているためである。
【００６６】
一方、図６には、本発明を用いた場合の加速運転時の制御特性を示す。
【００６７】
加速時に発生する軸誤差Δθを考慮して、有効分電流Ｉａ，無効分Ｉｒと軸誤差推定値Δθｃを用いて、電動機の電流Ｉｄ，Ｉｑの推定演算を行うことで、電流Ｉｄ，Ｉｑに略一致した電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを得ることができている。
【００６８】
本発明では、（数５）において、加減速運転時に発生する軸誤差を推定値Δθｃにより考慮することで、電動機のＩｄ，Ｉｑに一致した電流値を検出することが可能になった。
【００６９】
これにより、加減速運転の性能が向上し、高応答な運転特性と高効率運転を実現できる。
【００７０】
〔第２実施形態〕
本発明の他の実施例を、図１に示すｄｑ軸電流演算手段１０ａをｄｑ軸電流演算手段１０ｂに置き替えて示す。
【００７１】
図７に、ｄｑ軸電流演算手段１０ｂを示す。
【００７２】
図において、電流座標変換手段１１とインバータ出力電圧の位相φをＶｄ*とＶｑ*から求める逆正接要素１２は、図１と同一である。
【００７３】
図７では、電流座標変換手段１１の入力にロー・パス・フィルタ要素１８を追加している。
【００７４】
このロー・パス・フィルタ要素１８は、一次遅れ要素であり、時定数Ｔは、軸誤差演算の演算周期以下の応答に設定するのが好ましい。
【００７５】
ロー・パス・フィルタ要素１８を追加することで、軸誤差推定値Δθｃの高周波成分を除去することができ、加減速時に発生する軸誤差の低周波成分に対して応答（追従）することができる。
【００７６】
〔第３実施形態〕
本実施例は、速度制御器と電流制御器を設けた制御装置に、本発明を適用した一例である。
【００７７】
図８に、図１に示した制御器２の構成のうちベクトル演算部５０ａを置き換え、速度制御器５４と電流制御器５５を追加したベクトル演算部５０ｂを示す。
【００７８】
速度制御器５４は、電気角速度指令ω１*と電気角速度ω１の偏差をゼロとするように、比例＋積分（あるいは積分）演算によりトルク電流指令Ｉｑ*を出力する。
【００７９】
電流制御器５５は、電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*と電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃの偏差をゼロとするように、比例＋積分（あるいは積分）演算により、第２の電流指令Ｉｄ**とＩｑ**を出力する。
【００８０】
電圧指令演算部５３では、第２の電流指令Ｉｄ**とＩｑ**と、電気角速度ω１及び電動機定数を用いて、（数７）により、電圧指令Ｖｄｃ**，Ｖｑｃ**を出力する。
【００８１】
【数７】
0005178335.tif 000008
【００８２】
なお、図８においては、電流制御器５５を電圧指令演算部５３に縦列に接続したが、並列に接続しても良い。
【００８３】
また、制御器２の構成において、図１に示すｄｑ軸電流演算手段１０ａを、図７に示すｄｑ軸電流演算手段１０ｂに置き替えることで一次遅れ要素１８を追加しても良い。
【００８４】
さらに、周波数指令を与える速度制御系を示したが、周波数指令発生器１，変換ゲイン５１，速度制御器５４を取り除き、トルク指令に相当するｑ軸電流指令Ｉｑ*とｄ軸電流指令Ｉｄ*を与える電流制御系（いわゆるトルク制御系）の構成としても良い。
【００８５】
本実施例において電流制御器５５を追加した構成とすることで、電動機のｄ軸電流あるいはｑ軸電流を検出した電流フィードバック制御を行うことが可能になり、高いトルク応答特性や高効率な運転が可能になる。
【００８６】
〔第４実施形態〕
図９に、実施例１から実施例３をモジュール化した例を示す。
【００８７】
本実施例は、速度指令発生器１及び制御器２をマイコンで構成し、インバータ３をＩＣ化したモジュールとして、電流検出手段６とインバータ３に交流を整流するダイオード・ブリッジ回路４２及び平滑コンデンサ４３とを同一基板上に作成した例である。
【００８８】
インバータ３の出力を制御対象である永久磁石型の電動機５に接続し、駆動する。
【００８９】
モジュール化したことで、ＩＣモジュールを一つの部品として扱え、組み立てが容易になると同時に、装置の小型化が可能になる。
【００９０】
〔第５実施形態〕
図１０に、ファン３０１をモータ駆動システム３００により駆動する例を示す。
【００９１】
モータ駆動システム３００は、モータ３０２とモータ制御装置３０３により構成される。
【００９２】
モータ制御装置３０３は、図１の交流電源４１と電動機５を除いた構成であり、実施例１から実施例４で述べた形態である。
【００９３】
ファン３０１を駆動することで、放熱フィンや熱交換機などの空冷や、集塵フィルタを用いた集塵を行う。
【００９４】
本実施例によりファンを駆動することで、高い応答特性や高効率な運転が可能となり、優れた冷却性能や集塵能力を得ることができる。
【００９５】
〔第６実施形態〕
図１１に、ポンプ４０４をモータ駆動システム４０４で駆動する例を示す。ポンプ４０４は、油圧回路４１０と配管４０６で接続され、油を回路へ供給する。本実施例では、油を例に説明するが、媒体は油の代わりに水であっても構わない。
【００９６】
油圧回路４１０は、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ４０７，アクチュエータとして動作するシリンダ４０９，油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ４０６，油を貯めるタンク４０５で構成され、ポンプ４０４から供給される圧油により仕事を行う。
【００９７】
ポンプ４０４とモータ制御システム４００は、電動ポンプシステム４０１を構成する。モータ制御システム４００は、ポンプ４０４の駆動源となるモータ４０３と、そのモータを駆動するモータ制御装置４０２で構成される。
【００９８】
モータ制御装置４０２は、図１の交流電源４１と電動機５を除いた構成であり、実施例１から実施例４で述べた形態である。
【００９９】
油圧回路４１０は、ソレノイドバルブ４０６により、回路が切り替わることで、ポンプ４０４に対する負荷が変化し、モータ４０３の負荷外乱となる。
【０１００】
本実施例によりポンプを駆動することで、高い応答特性と高効率な運転が可能となり、このような負荷外乱に対しても優れた応答性を得ることができる。
【０１０１】
〔第７実施形態〕
図１２に、エアコン室外機に本発明を適用した例を示す。エアコン室外機５００においてモータの駆動に係わる構成は、モータ制御装置５０１と、圧縮機５０２と、室外機ファン５０３である。
【０１０２】
圧縮機５０２には駆動源としてモータが組み込まれており、冷媒を圧縮・膨張させ、熱サイクルにより室内の温度調節を行う。
【０１０３】
モータ制御装置５０１は、図１の交流電源４１と電動機５を除いた構成であり、実施例１から実施例４で述べた形態である。
【０１０４】
本実施例により圧縮機を駆動することで、高い応答特性や高効率な運転が可能となり、優れた温度調節能力を得ることができる。
【０１０５】
また、エアコンには、室外機ファン５０３の他にも、エアコン室内機に室内の送風を行うファンがあり、どちらもファンを駆動する実施例５の適用例となる。
【０１０６】
〔第８実施形態〕
図１３に、洗濯機６０１に本発明を適用した例を示す。洗濯機６０１において、水受け槽６０７の中に洗濯槽６０６と攪拌翼（パルセータ）６０５を備え、洗濯槽６０６と攪拌翼６０５をモータ制御システム６００で駆動する。洗濯槽６０６と攪拌翼６０５のどちらを駆動するかは、洗濯工程中にクラッチ部６０４によって切り替える。なお、クラッチ部６０４の減速機構はあってもなくても、いずれでも良い。モータ制御システム６００は、駆動用モータ６０３とそれを駆動するモータ制御装置６０２で構成される。
【０１０７】
洗濯機では、洗濯物の量や種類によって、負荷トルクや慣性モーメントが大幅に変化する特徴がある。
【０１０８】
本実施例によれば、このような負荷トルクや慣性モーメントの変化に対して、十分な応答性を得ることができ、洗濯性能が向上し、洗濯時間の短縮も可能となる。
【０１０９】
また、乾燥機機能を備えた洗濯乾燥機では、送風を行うためのファンを備えており、ファンの駆動は実施例５の適用例となる。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】制御装置の構成図。
【図２】軸誤差が発生しない場合の電圧と電流の位相関係を示すベクトル図。
【図３】軸誤差が発生する場合の電圧と電流の位相関係を示すベクトル図。
【図４】発生した軸誤差を考慮した場合の電圧と電流の位相関係を示すベクトル図。
【図５】従来技術における加速時の動作波形。
【図６】本発明における加速時の動作波形。
【図７】ｄｑ軸演算手段の構成図。
【図８】ベクトル演算部の構成図。
【図９】モジュール化した場合の交流電動機制御装置の模式図。
【図１０】ファン駆動システムの模式図。
【図１１】ポンプ駆動システムの模式図。
【図１２】エアコン室外機の模式図。
【図１３】洗濯機の模式図。
【符号の説明】
【０１１１】
Ｐ  モータの極数
Δθ  制御の基準軸（ｄｃ軸）と電動機の磁束軸（ｄ軸）との位相偏差である軸誤差
Δθｃ  軸誤差推定値
【図１】
0005178335.tif 000009
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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