(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子の回転位置に応じて、複数相の電機子巻線に周期的な電流を流して回転子を回転させる回転モータのモータ駆動制御装置であって、
前記回転モータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記巻線に印加する電圧を指定された制限電圧以下に制限する電圧制限手段と、
前記回転速度に応じて前記制限電圧を出力する制限電圧決定手段とを備え、
前記制限電圧決定手段は、前記制限電圧を、前記回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするように、前記増大比率を、前記巻線のインダクタンスと、前記回転速度と、永久磁石の磁極数とに応じて算出することを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記モータ駆動制御装置が、さらに、前記周期的な巻線電流の波形として、複数種類の波形パターンを生成する駆動波形生成手段と、前記複数種類の波形パターンからどれかひとつを選択して前記巻線に供給する駆動波形選択手段と、を備え、
前記制限電圧決定手段は、さらに、前記駆動波形選択手段が選択した波形パターンに応じて前記制限電圧の増大比率を可変とすることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記複数の波形パターンは、少なくとも正弦波状と矩形波状であることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記駆動波形選択手段は、前記回転速度に応じて前記複数の波形パターンを選択することを特徴とする請求項２又は３に記載のモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転子の回転位置に応じて、複数相の電機子巻線に周期的な電流を流して回転子を回転させる回転モータのモータ駆動制御装置に関し、特に、電流検出手段のようなコストアップを招かずに、回転数の変化があっても適切に電流制限が可能なモータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、モータ駆動回路ではモータの起動時や回転速度を大きく変えようとする時、あるいは大きな負荷トルクがかかっている時など、対応するトルクを出すために大きな電流が流れる。このような場合に備えて、過電流による駆動回路やモータコイル（巻線）の劣化や焼損を防ぐために、一般に電流制限回路が設けられている。
ここで、電流制限回路の従来例としては、モータの印加電圧から計算される回転速度と、実際に検出した回転速度が一致しないとき印加電圧を下げて電流制限するため、モータコイルに直列に検出抵抗を入れ、これに流れる電流を抵抗間の電圧として検出し、その電圧値が所定値を超えないように、モータ印加電圧を制限するようにしているものがあった（特許文献１）。
また、電流制限回路の他の従来例としては、モータの回転数に比例した周波数のパルス信号の周期から求められる逆起電圧と、巻線抵抗とにより流れる電流を一定値に制限するために印加すべき電圧を計算し、この電圧を制限電圧として電流制限するようにしているものがあった（特許文献２）。
なお、他の従来技術としては、特許文献３として、スイッチング回路の駆動コイル通電用スイッチング素子をそのターンオフ時間がパルス幅変調周期の１／５０以下のスイッチング素子で構成し、かつ駆動コイルの駆動用電源と接地の間にパルス変調周期で充放電を繰り返し、駆動用電源に変調周期で逆方向電流が流れるのを防止するコンデンサを接続する技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００５−１９８３９０公報
【特許文献２】実開平０１−１０８５５１号公報
【特許文献３】特開平１０−９８８９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記従来技術（特許文献１）では、抵抗による電流検出は、それによる電力損失があり、効率が低下し、また、検出抵抗に大容量のものを使う必要があり、コストが増大し、さらに、抵抗間電圧を検出するＡ／Ｄ変換器あるいはコンパレータなどのアナログ回路手段にもコストがかかる、といった欠点があった。
また、一般に、モータコイルは複数相（２相や３相など）の結線がされており、このコイルにモータの回転位置（角度）に応じて交流的に電圧を印加することで交流電流を流し、連続的な回転トルクを発生するようになっている。ここで、コイルには抵抗分だけでなくインダクタンス成分があり、交流電圧の周波数に依存して電流は低下し、この周波数は回転速度に比例する。
上記従来の電圧制限による電流制限方法では、インダクタンスを考慮していないので、回転数が上がるほど制限電流が低くなってしまい、所望のトルクが発生できなくなる、という不都合があった。
本発明は、上記従来の問題点を鑑みてなされたものであり、その目的は、電流検出手段のようなコストアップを招かずに、回転数の変化があっても適切に電流制限が可能なモータ駆動制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述の目的を達成するために、請求項１記載の発明は、回転子の回転位置に応じて、複数相の電機子巻線に周期的な電流を流して回転子を回転させる回転モータのモータ駆動制御装置であって、前記回転モータの回転速度を検出する速度検出手段と、前記巻線に印加する電圧を指定された制限電圧以下に制限する電圧制限手段と、前記回転速度に応じて前記制限電圧を出力する制限電圧決定手段とを備え、前記制限電圧決定手段は、前記制限電圧を、前記回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするように、前記増大比率を、前記巻線のインダクタンスと、前記回転速度と、永久磁石の磁極数とに応じて算出することを特徴とする。
【０００５】
また、請求項２記載の発明は、前記モータ駆動制御装置が、さらに、前記周期的な巻線電流の波形として、複数種類の波形パターンを生成する駆動波形生成手段と、前記複数種類の波形パターンからどれかひとつを選択して前記巻線に供給する駆動波形選択手段と、を備え、前記制限電圧決定手段は、さらに、前記駆動波形選択手段が選択した波形パターンに応じて前記制限電圧の増大比率を可変とすることを特徴とする。
また、請求項３記載の発明は、前記複数の波形パターンは、少なくとも正弦波状と矩形波状であることを特徴とする。
また、請求項４記載の発明は、前記駆動波形選択手段は、前記回転速度に応じて前記複数の波形パターンを選択することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、制限電圧を、回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗、および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするように、前記増大比率を、前記巻線のインダクタンスと、前記回転速度と、永久磁石の磁極数とに応じて算出するので、制限電圧をより正確に算出でき、さらに正確な電流制限が可能になる。
また、電流検出抵抗や比較器といった外部回路を付加することなく電流制限が実現でき、低コストになる。さらに、回転速度が高速になっても、制限電圧が逆起電圧の増大分以上に適切に増大する。これにより逆起電圧の増大以外の要因による電流低下を補償して、目標の制限電流いっぱいまで電流を流すことができ、高負荷でもトルク不足にならず、モータと駆動回路能力を損なわない、適切な駆動が行われる。この結果、低コストで正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
【０００７】
また、本発明によれば、周期的な巻線電流の波形として、複数種類の波形パターンを生成する駆動波形生成手段と、複数種類の波形パターンからどれかひとつを選択して巻線に供給する駆動波形選択手段を備え、駆動波形選択手段が選択した波形パターンに応じて、前記制限電圧の増大比率を可変するようにしたので、駆動波形パターンが変わっても適切な制限電圧が算出され、正確な電流制限が可能になる。したがって、モータ仕様や駆動速度に応じて適切な駆動パターンを設定でき、設計自由度と安定性が向上する。どちらの駆動パターンでも、正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
また、本発明によれば、前記複数の波形パターンが、すくなくとも正弦波状と矩形波状としたので、正弦波駆動により騒音やトルク変動のすくない精密駆動が実現でき、矩形波駆動による安定な起動や変速が可能になる。そして、どちらの駆動パターンでも、正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
また、本発明によれば、駆動波形選択手段は、回転速度に応じて前記複数の波形パターンを選択するようにしたので、速度域や加速度に応じて、好ましい駆動パターンが自動的に選択できるようになり、安定動作と精密駆動や低騒音などが両立できる。また、どちらの駆動パターンでも、正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下に添付の図を参照してこの発明の実施形態を詳細に説明する。
図１は、本発明によるモータ駆動制御装置の一実施形態の概略構成ブロック図である。
図１に示すように、このモータ駆動制御装置は、例えば３相の電機子巻線コイルが星型に接続されているブラシレスモータ２０を駆動制御するためのもので、このブラシレスモータ２０は、図示しない永久磁石が３相の電機子巻線コイルを取り巻くように取り付けられ、コイル側か永久磁石側かどちらかが固定、どちらかが回転するようになっている。その端子Ｕ、Ｖ、Ｗに逐次交流電圧を印加することで回転トルクを発生させることにより、モータは回転する。
そして、モータ２０には、好ましくは複数のよく知られたホール素子２１が取り付けられおり、このホール素子２１は磁界の変化を電圧変化に変換するもので、適切に配置することでモータ回転位置に応じた周期信号が発生する。ここでは、例えば、３個のホール素子２１を配置し、３相の周期信号を得るようになっている。
【０００９】
ホール素子２１の発生電圧は、それぞれホールアンプ２２によって増幅および波形整形され、２値の３相ホール信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷが生成される。ここで、ＨＵ、ＨＶ、ＨＷは、永久磁石の配置個数（極数という）により、モータ１回転について複数周期が得られ、例えば、図３に示すように、６極の場合は１回転あたり３周期分の信号になるように配置される。３相ホール信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷはそれぞれ１２０度の位相関係になるようにホール素子を配置することにより、３つあわせて１周期（電気角３６０度という）あたり６通りの組み合わせ論理状態が得られ、電気角では６０度ごとに状態が変化する。モータ１回転ではこれが３周期なので、１８回の状態変化があり、モータ回転角２０度ごとに変化する。
角度生成部１８は、ホール信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷを入力して、それに応じた電気角を出力する。ここでは、ホール信号の状態変化は電気角６０度ごとに得られるが、ホール信号周波数を逓倍することでより細かい角度情報を得ることができる。逓倍はよく知られたＰＬＬ（位相同期ループ）回路のような手段により、ホール信号周波数をたとえば３６０倍する。これにより、電気角１度単位の角度情報を出力することができる。
正弦波生成部８は、角度生成部１８からの電気角情報を入力して、コイルＵ、Ｖ、Ｗ相に印加すべき３相正弦波波形を正規化（振幅を＋−１に正規化）して出力する。この正弦波波形にもとづいてコイルＵ、Ｖ、Ｗを駆動することで、正弦波電流がコイルに流れ、モータが回転する。
【００１０】
図３は、ホール信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷと正弦波駆動波形Ｕ、Ｖ、Ｗとの波形例（位相関係）を示す図である。
乗算器９、１０、１１は、正規化されたＵ、Ｖ、Ｗの正弦波信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷに、制御データを乗算して、駆動データを出力する。制御データは、モータに印加する駆動電圧に対応する制御信号である。これにより、正弦波信号は駆動電圧制御信号で振幅変調される。
乗算器９、１０、１１よりの駆動データは、それぞれセレクタ１２、１３、１４を通る。ここではセレクタはこの正弦波駆動データを選択しているとし、もう一方のデータ（ここでは制御データそのもの）は矩形波駆動時に選択されるが、それは後述する。
セレクタ１２、１３、１４を通過した駆動データｄａｔａＵ、ｄａｔａＶ、ｄａｔａＷは、それぞれＰＷＭ駆動部１５、１６、１７に入力される。ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７は、駆動データに比例したパルス幅でモータコイルをＰＷＭ駆動して電流を流す。
ここで、ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７の動作は、図４の「Ｓｉｎ」モードのようになっている。すなわち、駆動データはゼロ中心に正負の信号であるので、駆動データが０のとき出力パルスのデューティが５０％になり、駆動データが正のとき、データに応じてパルスのＨｉｇｈ幅が長くなる。駆動データが負のとき、データに応じてパルスのＨｉｇｈ幅が短くなる。パルスの基本周期は所定値ｔｐｗｍである。ｔｐｗｍは正弦波駆動の周期よりも十分短くするのが好ましい。
このようなＰＷＭ駆動により、コイル端子間には、パルスデューティーの高い端子から低い端子（平均電圧の高い端子から低い端子）へ電流が流れ、結果的にコイルのインダクタンスによって平滑化され駆動データに応じた正弦波状の電流が流れる。
【００１１】
周波数発生部（Frequency Generator）２３は、モータの回転速度に比例した周波数の周期信号を発生させる。ＦＧはたとえば光学エンコーダや、磁気センサなどのセンサ手段で実現されるが、これはよく知られているので具体的な説明は省略する。
この周波数発生部２３よりの周期信号はＦＧアンプ２４で増幅および波形整形され、２値信号ＦＧとして出力される。ＦＧはモータ１回転につき所定回（たとえば１００回）のパルスになる。一回転あたりのパルス数は周波数発生手段の構成により決まる。
速度検出部２６は、周波数発生部２３からのＦＧパルスを入力し、パルス周波数を計測することで、モータの回転速度に比例した速度データを出力する。
次に、目標速度発生器１は、モータの目標回転速度に比例した目標速度データを出力し、速度比較器２は、目標速度発生器１の出力する目標速度と速度検出部２６の出力するモータ速度との比較を行い、速度差に応じた信号またはデータを出力する。
誤差増幅部３は、速度比較器２よりの速度差を増幅し、制御データを出力すし、制御データは、モータ速度のほうが目標速度より低いとき、正の符号になるように出力する。誤差増幅部３のゲインを大きくすることで、モータ回転速度が目標速度にほぼ等しくなるように制御データが出力される。
リミッタ４は、誤差増幅部３の出力する制御データを入力し、別に指示される制限値内にデータを制限して出力する。すなわち、制御データの絶対値が制限値以下なら制御データをそのまま出力するが、制御データの絶対値が制限値を超えていたら、制御データと同符号の制限値を出力する。
ここで、制御データは先に述べたように、正弦波駆動波形を振幅変調した形でモータコイルの印加電圧に対応する。これにより、リミッタ４は、モータ印加電圧を所定の制限電圧範囲内に制限することになる。このようにして、モータ回転速度が目標周波数に応じた速度にほぼ等しくなるように速度制御が行われる。
【００１２】
次に、第１の制限電圧算出部５は、速度検出部２６で検出したモータ回転速度を入力し、速度に応じてモータコイル電流が所定値を越えないような制限電圧値に応じた制限値を出力するが、制限電圧を、回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗、および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするようにしている。
この動作については以下詳しく説明する。
一般に回転モータは、モータコイル電流ｉに比例した回転トルクＴｒを発生する。この比例定数を一般にトルク定数Ｋｔとよぶ。
Ｔｒ＝Ｋｔ＊ｉ（式１）（「＊」は乗算。以下同様）
また、回転モータのコイルには回転速度ｗに比例した逆起電圧Ｅが生じる。この比例定数を一般に逆起電圧定数Ｋｅと呼ぶ。
Ｅ＝Ｋｅ＊ｗ（式２）
モータコイル電流ｉは、インダクタンスを十分小さいと仮定すると、コイル印加電圧Ｖｍから逆起電圧を差し引いた電圧とコイル抵抗Ｒから以下のようになる。
ｉ＝（Ｖｍ−Ｅ）／Ｒ（式３）（「／」は割り算。以下同様。）
＝（Ｖｍ−Ｋｅ＊ｗ）／Ｒ（式４）
したがって、コイル電流ｉを所定の制限電流ｉｌｉｍに抑えるためのコイル印加電圧の制限値Ｖｌｉｍは、式４より
Ｖｌｉｍ＝Ｒ＊ｉｌｉｍ＋Ｋｅ＊ｗ（式５）
とすればよい。すなわち、制限電圧値はモータ速度ｗに比例して大きくなる。これが基本的な算出式である。
【００１３】
しかしながら、モータコイルに印加される電圧は、上述したように正弦波状の交流である。正弦波交流であるならば、コイルに流れる電流振幅は抵抗だけでなくインダクタンスＬの影響を受ける。この交流周波数ｆ（Ｈｚ）は、上述したようにモータの永久磁石極数ｐとモータ回転速度ｗ（Ｈｚ）から
ｆ＝ｗ＊ｐ／２（Ｈｚ）（式６）
という関係がある。
コイルの電気的時定数をＴ（＝Ｌ／Ｒ）とすると、直流時の電流で正規化した正弦波電流振幅Ｋｓｉｎは公知の電気回路理論により
Ｋｓｉｎ＝１／ｓｑｒｔ（１＋（２＊ｐｉ＊ｆ＊Ｔ）＾２）（式７）
ただし、
ｐｉ：円周率
ｓｑｒｔ：平方根
＾：べき乗
となる。
【００１４】
モータ回転速度ｗ（Ｈｚ）に対するＫｓｉｎの例を、図７の「ｓｉｎ」にプロットする。ｗ＝０（停止）に近いときにはＫｓｉｎはほぼ１でるが、周波数が高くなるにつれ電流は低下する。
もし、制限電圧Ｖｌｉｍを式５で算出していると、高速回転時に負荷トルクや加速トルクに相当する電流が出せない可能性がある。
これを避けるため、印加電圧の制限値Ｖｌｉｍの式５の一項目にＫｓｉｎの逆数をかけて電流低下分を補うようにする。すなわち以下のようにする。
Ｖｌｉｍ＝Ｒ＊ｉｌｉｍ＊（１／Ｋｓｉｎ）＋Ｋｅ＊ｗ（式８）
式８に応じて第１の制限電圧算出部５の制限値を算出することで、最大コイル電流を所定値ｉｌｉｍに制限できる。
【００１５】
式８の制限電圧値Ｖｌｉｍの例を図２の「ＳＩＮ」にプロットする。「Ｂａｓｅ」はインダクタンスが十分小さいときの制限電圧値、すなわち式５に相当する。「ＳＩＮ」ではこの「Ｂａｓｅ」に対して、モータ回転速度ｗ（Ｈｚ）が上がるほどさらに割り増ししている。この算出例は以下の条件である。
モータ極数ｐ＝６
コイル抵抗Ｒ＝１（ｏｈｍ）
コイルインダクタンスＬ＝１．５９（ｍＨ）
逆起電圧定数Ｋｅ＝０．３（Ｖ／Ｈｚ）
制限電流ｉｌｉｍ＝４（Ａ）
図２は、図１に示したモータ駆動制御装置におけるモータ回転数と制限電圧との関係を示す図である。
【００１６】
次に、図１に示したモータ駆動制御装置におけるその他の実施形態について説明する。
この実施形態では、第１の制限電圧算出部５は、速度検出部２６で検出したモータ回転速度を入力し、速度に応じて、正弦波駆動時のモータコイル電流が所定値を越えないような制限電圧値に応じた制限値を出力し、第２の制限電圧算出部７は、速度検出部２６で検出したモータ回転速度を入力し、速度に応じて、矩形波駆動時のモータコイル電流が所定値を越えないような制限電圧値に応じた制限値を出力するが、速度判定部２５が選択した正弦波状あるいは矩形波状の波形パターンに応じ、セレクタ６によってそれぞれ異なる制限電圧算出式を用いるようにして、制限電圧の増大比率を可変するようにしている。
この動作については以下詳しく説明する。
【００１７】
速度判定部２５よりの選択指令ｓｉｎ／ｓｑｒは、正弦波駆動（ｓｉｎ）か矩形波駆動（ｓｑｒ）かを指示する信号である。正弦波駆動は上記で説明してきたように、モータコイルに正弦波状の電流を流してトルクを得るものである。矩形波駆動は、モータコイルに矩形波状の電流を流してトルクを得るものである。
ここで、動作モード出力部（ＰＨＡＳＥ＿ＧＥＮ）１９は、選択指令ｓｉｎ／ｓｑｒがｓｉｎのとき、ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７が「Ｓｉｎ」モード（図４参照）で動作するように、動作モード指令ｐｈ＿Ｕ、ｐｈ＿Ｖ、ｐｈ＿Ｗにいずれも「Ｓｉｎ」モード指令を出力する。
選択指令ｓｉｎ／ｓｑｒがｓｑｒのとき、動作モード出力部１９は、ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７が矩形波駆動すなわち「１２０度矩形波通電」の動作になるように、ＨＵ、ＨＶ、ＨＷ信号の状態に応じて動作モード指令を各ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７に出力する。
【００１８】
図３に選択指令ｓｉｎ／ｓｑｒがｓｑｒのときの矩形波駆動波形Ｕ、Ｖ、Ｗを示す。ここで、「Ｍ」「ＰＷＭ＿Ｈ」「ＰＷＭ＿Ｌ」が、動作モード出力部１９から指令される動作モード指令ｐｈ＿Ｕ、ｐｈ＿Ｖ、ｐｈ＿Ｗの内容を示している。
図４に、ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７の矩形波駆動時の各動作モード「Ｍ」「ＰＷＭ＿Ｈ」「ＰＷＭ＿Ｌ」に対応したＰＷＭパルス例を示す。
ここで、モード「Ｍ」は、その端子には電流を流さないモードで、コイル端子はＯｆｆ、すなわち開放状態となる。モード「ＰＷＭ＿Ｈ」は駆動データ（ここでは常に正）に応じてＨｉｇｈ時間が５０％よりも長く駆動される。モード「ＰＷＭ＿Ｌ」では駆動データ（ここでは常に正）に応じてＨｉｇｈ時間が逆に５０％よりも短く駆動される。
矩形波駆動時は、セレクタ１２、１３、１４はいずれも正弦波ではなく制御データ側を選択する。したがって、駆動データｄａｔａＵ、ｄａｔａＶ、ｄａｔａＷは同一のデータになる。
矩形波の振幅はＰＷＭ駆動部１５、１６、１７により駆動データに応じたパルス幅で変調される。つまり、矩形波駆動時は、駆動電圧制御信号に応じて、矩形波駆動信号を振幅変調していることになる。
【００１９】
図５に、回転速度が低速なときと高速なときの、正弦波駆動での１相分のコイル電流波形例を示す。上段が低速、下段が高速である。横軸は時間である。波形ｃはコイルインダクタンスが十分小さいときに期待される電流波形、波形ｄはインダクタンスが無視できないときの電流波形である。波形ｃの振幅Ｃに対して波形ｄの振幅ｄはインダクタンス分低下する。これは先に述べたように式７の影響である。
図６に、回転速度が低速なときと高速なときの、矩形波駆動での１相分のコイル電流波形例を示す。上段が低速、下段が高速である。横軸は時間である。波形ａはコイルインダクタンスが十分小さいときに期待される電流波形、波形ｂはインダクタンスが無視できないときの電流波形である。
ここでは、矩形波駆動であるので、波形ａで電流を流しているときの電流レベルはＡであるが、波形ｂで電流を流しているときの平均電流レベルはＢになる。波形ｂの立ち上がりカーブがなまっているのはインダクタンスによるコイル電気的時定数の影響である。また、１個の矩形中に２回の立ち上がりがあるのは、前半はこのコイル（たとえばＵ）から別のコイル（Ｖ）に流れ、後半はこのコイル（たとえばＵ）から、他のもうひとつのコイル（たとえばＷ）に流れ、それぞれ経路が切り替わるので、電流０からの立ち上がりになるためである。
容易にわかるように、高速回転では電流が立ち上がりきらないうちに電流切り換えが生じる。このため平均電流レベルはさらに小さくなる。
【００２０】
この矩形波駆動時のインダクタンスによる平均電流レベル低下はたとえば以下のように計算できる。
１回の電流切り換え時間ｔｐｈは電気角６０度に相当するから
ｔｐｈ＝１／｛ｗ＊（３６０／６０）＊（ｐ／２）｝（式９）
ｐ：極数
ｗ：モータ回転数（Ｈｚ）
となる。
ｔｐｈ時間の正規化（定常値が１の）電流波形ｉは、これが電気的時定数による一次遅れだけと仮定すると
ｉ＝１−ｅｘｐ（−ｔ／Ｔ）（式１０）
ｔ：時間
Ｔ：電気時定数（＝Ｌ／Ｒ）
になる。
【００２１】
正規化平均電流Ｋｓｑｒは式１０を０からｔｐｈまで積分し、ｔｐｈで割ったものである。これを計算すると
Ｋｓｑｒ＝１＋（Ｔ／ｔｐｈ）＊｛ｅｘｐ（−ｔｐｈ／Ｔ）−１｝（式１１）
となる。
式１１をモータ回転数ｗ（Ｈｚ）を横軸にしてプロットした例を図７の「ｓｑｒ」に示す。ｗ＝０では１であるが、回転数が高くなると正弦波駆動ｓｉｎの場合よりも低下量が大きくなる。
これを避けるため、印加電圧の制限値Ｖｌｉｍの式５の一項目にＫｓｑｒの逆数をかけて電流低下分を補うようにする。すなわち以下のようにする。
Ｖｌｉｍ＝Ｒ＊ｉｌｉｍ＊（１／Ｋｓｑｒ）＋Ｋｅ＊ｗ（式１２）
式１２に応じて第２の制限電圧算出部７の制限値を算出することで、最大コイル電流を所定値ｉｌｉｍに制限できる。
【００２２】
式１２の制限電圧値Ｖｌｉｍの例を図２の「ＳＱＲ」にプロットする。「Ｂａｓｅ」はインダクタンスが十分小さいときの制限電圧値、すなわち式５に相当する。「ＳＩＮ」ではこの「Ｂａｓｅ」に対して、モータ回転速度ｗ（Ｈｚ）が上がるほどさらに割り増ししたが、「ＳＱＲ」では「ＳＩＮ」よりももっと割り増しすることになる。この算出例も同じで以下の条件である。
モータ極数ｐ＝６
コイル抵抗Ｒ＝１（ｏｈｍ）
コイルインダクタンスＬ＝１．５９（ｍＨ）
逆起電圧定数Ｋｅ＝０．３（Ｖ／Ｈｚ）
制限電流ｉｌｉｍ＝４（Ａ）
このように、この実施形態では、正弦波駆動と矩形波駆動というような複数の駆動波形に対して、それぞれ異なる制限電圧算出式を用いることで、どちらの場合でも目標の制限電流をフルに出し切ることができる。したがって、高速回転でもトルク不足になることがない。
【００２３】
また、正弦波駆動は１回転中のトルク変動がなく、なめらかに回転するので低騒音、低振動という特長がある。一方で矩形波駆動は回路が簡単でコストが安い。また、正弦波駆動のための角度生成にホール信号の逓倍ＰＬＬを用いると、起動時や急激な変速時はＰＬＬが同期できない場合があり、この場合は矩形波駆動を用いるほうが好ましい。
あるいは、角度生成にＰＬＬでなく高分解能な角度検出器等が使える場合は、積極的に低速時も正弦波駆動を用いることで、トルク変動のない高精度な回転制御が可能になる。
正弦波駆動、矩形波駆動の選択指示ｓｉｎ／ｓｑｒは、制御装置の外部から指定してもよい。たとえばモータの種類により選択したり、目標速度により選択指示することも考えられる。
また、速度判定部２５は、速度検出部２６の検出したモータ回転速度を入力し、所定の速度域で正弦波駆動か矩形波駆動かの選択指示ｓｉｎ／ｓｑｒを出力するが、たとえば、所定の速度以下では矩形波駆動を選択し、所定の速度を超えたら正弦波駆動にする。また、一定時間ごとの速度の変化率を計測し、変化率が所定値より大きいときは矩形波駆動、変化率が小さいときは正弦波駆動にする。
【００２４】
上記の選択により、以下のような効果が得られる。
すなわち、起動時や、意図的な変速時など、ホール信号が極端に低い周波数だったり、周波数変化が非常に速いときは、これに位相同期するＰＬＬが正常にロックできず、正弦波駆動が正常にできずに速度乱れが生じるおそれがある。このため、ＰＬＬがロック（位相同期）していないときは矩形波駆動とし、ロックしているときは正弦波駆動にする。これにより、常に安定したモータ駆動が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明によるモータ駆動制御装置の一実施形態の概略構成ブロック図である。
【図２】図１に示したモータ駆動制御装置におけるモータ回転数と制限電圧との関係を示す図である。
【図３】ホール信号ＨＵ、ＨＶ、ＨＷと正弦波駆動波形Ｕ、Ｖ、Ｗとの波形例（位相関係）を示す図である。
【図４】ＰＷＭ駆動部１５、１６、１７の矩形波駆動時の各動作モード「Ｍ」「ＰＷＭ＿Ｈ」「ＰＷＭ＿Ｌ」に対応したＰＷＭパルス例を示す図である。
【図５】回転速度が低速なときと高速なときの、正弦波駆動での１相分のコイル電流波形例を示す図である。
【図６】回転速度が低速なときと高速なときの、矩形波駆動での１相分のコイル電流波形例を示す図である。
【図７】図１に示したモータ駆動制御装置におけるモータ回転数と電流低下との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００２６】
１…目標速度発生器、２…速度比較器、３…誤差増幅部、４…リミッタ、５…第１の制限電圧算出部、７…第２の制限電圧算出部、８…正弦波生成部、９…乗算器、６、１２〜１４…セレクタ、１５…ＰＷＭ駆動部、１８…角度生成部、１９…動作モード出力部、２０…ブラシレスモータ、２１…ホール素子、２２…ホールアンプ、２３…周波数発生部、２４…ＦＧアンプ、２５…速度判定部、２６…速度検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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