(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ−ＤＣ変換器（２００）のための制御回路（１００）であって、
入力（１１０）と、
出力（１６０）と、
微分器（１３０）、比較器部（１４０）および積分器（１５０）からなる直列接続とを含み、この直列接続が、入力（１１０）と出力（１６０）との間に結合され、
比較器部（１４０）が、反転増幅器（５８０、５９０、６００）を含み、
比較器部（１４０）が、比較器部（１４０）の入力信号を基準信号に比較するようになっており、
基準信号が、ＤＣ−ＤＣ変換器（２００）の出力に結合される電源（４４０）の電圧レベルの半分を含むことを特徴とする、制御回路。
【請求項２】
反転増幅器（５８０，５９０，６００）が、演算増幅器回路（５８０）に基づくものである、請求項１に記載の制御回路（１００）。
【請求項３】
比較器部（１４０）が、
演算増幅器（５８０）と、
演算増幅器（５８０）の反転入力（５８０ａ）に結合される第１の抵抗器（５９０）と、
演算増幅器（５８０）の反転入力（５８０ａ）と出力（５８０ｃ）との間に結合される第２の抵抗器（６００）と、
演算増幅器（５８０）の非反転入力（５８０ｂ）に結合される基準信号とを含む、先行の請求項のいずれかに記載の制御回路（１００）。
【請求項４】
比較器部（１４０）は、微分器（１３０）の後に結合され、かつ、積分器（１５０）は、比較器部（１４０）の後に結合される、先行の請求項のいずれかに記載の制御回路（１００）。
【請求項５】
直列接続が、制御回路（１００）の入力（１１０）で受ける信号をフィルタ処理し、かつ、その信号をフィルタ処理された形で微分器（１３０）に付与するようになっている処理部（１２０）をさらに含む、先行の請求項のいずれかに記載の制御回路（１００）。
【請求項６】
処理部（１２０）が、制御回路（１００）の入力（１１０）で受ける信号を増幅し、かつ、その信号を増幅された形で微分器（１３０）に付与することになっている、請求項５に記載の制御回路（１００）。
【請求項７】
処理部（１２０）が、演算増幅器回路（１８０）に基づくものである、請求項５または６に記載の制御回路（１００）。
【請求項８】
処理部（１２０）が、抵抗器（５００）およびキャパシタ（５１０）からなる並列回路を含む帰還路を有する非反転増幅器を含む、請求項７に記載の制御回路（１００）。
【請求項９】
微分器（１３０）および積分器（１５０）は、演算増幅器回路（５６０，６１０）に基づくものである、先行の請求項のいずれかに記載の制御回路（１００）。
【請求項１０】
制御回路（１００）がアナログ制御回路（１００）である、先行の請求項のいずれかに記載の制御回路（１００）。
【請求項１１】
先行の請求項のいずれかに記載の制御回路（１００）およびＤＣ−ＤＣ変換器（２００）を含むＤＣ−ＤＣ変換器システム（９００）であって、制御回路（１００）の入力（１１０）が、ＤＣ−ＤＣ変換器（２００）の出力（４５０）に結合され、かつ、制御回路（１００）の出力（１６０）が、ＤＣ−ＤＣ変換器（２００）の制御入力（４００）に結合される、ＤＣ−ＤＣ変換器システム。
【請求項１２】
移動装置（９５０）であって、
請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣ変換器システム（９００）と、
ＤＣ−ＤＣ変換器（２００）の入力（２１０）に結合される熱電発電機（９６０）とを含む、移動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施例は、最大電力点追従回路の枠組等に採用されるＤＣ−ＤＣ（ＤＣ＝直流）変換器用制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
最大電力点追従（ＭＰＰＴ）は、太陽電池や熱電発電機等の、エネルギ源またはトランスジューサからの電力の最大値または最大値に近い値（最大電力）を引き出す制御技術である。ＭＰＰＴ制御回路は、太陽電池または熱電発電機のインピーダンスに等しい仮想インピーダンスを作り出すように、太陽電池または熱電発電機と負荷としての電池との間に設置されるＤＣ−ＤＣ変換器の制御ループにおいて実現される。今日、ＭＰＰＴの一般的な技術のほとんどが、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）またはマイクロコントローラを採用する。アナログ回路のみを使用するより単純な解決法も既に存在するが、これらの解決法の消費電力および複雑性は、多くの応用に関して全く最適化されておらず不十分である。
【０００３】
ＭＰＰＴ回路の消費電力は、太陽電池とともに利用する屋外での応用においては一般に制約ではないが、応用のうち、利用可能な電力の量が、ミリワットのオーダでしかない熱電発電機および太陽電池の場合には、制約となるかもしれない。これらの場合、ＤＣ-ＤＣ変換器の制御ループの消費電力を最小化することが、特に関心事項になる。
【０００４】
ＭＰＰＴ制御回路は、切替ＤＣ−ＤＣ変換器、多くはブーストやバックブーストＤＣ-ＤＣ変換器に関連して使用される。電源から引き出される電力の最大化を試みる技術がある一方、負荷側で電力の最大化を試みる技術も存在する。ＤＣ−ＤＣ変換器の制御信号について、どの変化が必要かを判断するために、電源から引き出された電力の最大化には、一般に電圧および電流の測定ならびにマイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサまたはアナログ乗算器を使用する測定値の処理が必要である。
【０００５】
前提技術を構成する２つの最も有名な技術は、山登り法およびＰアンドＯ（ｐｅｒｔｕｒｂ  ａｎｄ  ｏｂｓｅｒｖｅ）法である。山登り法には、ＤＣ-ＤＣ変換器のデューティ比の摂動を含み、一方、ＰアンドＯ法は、エネルギ供給の動作電圧の摂動を含む。山登りおよびＰアンドＯアルゴリズム、いずれの技術も、前回の摂動がエネルギ供給源から引き出した電力の増加につながる場合に、次の摂動が前回の摂動と同じ符号を有すると判断することを前提にする。前回の摂動により電力の減少がある場合には、次の摂動の符号は逆になる。
【０００６】
0005232306.tif 000002
【０００７】
しかしながら、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力に、電池または他の電圧源を使用すると、電圧レベルが固定されると考えられかつ出力電流を測定することのみにより、最大電力点（ＭＰＰ）での動作が達成可能と仮定できる。しかしながら、この制御技術では、入力電力が出力電力に等しいと仮定するので、厳密には最大電力点に到達しない。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電流を測定する制御回路を有し、微分器、比較器、ＪＫフリップフロップおよび積分器をＭＰＰＴループとして採用する従来技術のＤＣ−ＤＣ変換器が、これまでにも設計されており、非特許文献４に記載される。この制御システムが正しく作動するためには、制御信号が、最大電力点（ＭＰＰ）を下回り、フリップフロップの出力状態がハイと仮定する。したがって、デューティサイクルは上昇するので、出力電流も上昇する。ＭＰＰを過ぎると、フリップフロップは、その状態を変え、かつデューティサイクルの値が減少する。この場合、逆の状態にも正しく応答できる第２のフリップフロップが必要である。しかしながら、この動作速度に関するエネルギ消費は、電力量が限られた、携帯装置等の多くの応用および太陽電池や熱電発電機等のエネルギトランスジューサについては、不十分である。その上、これらの解決法は、上記の要素のいくつかにおいて看過できないレベルのドリフトを伴うことが多い。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】エスラム・Ｔ・チャップマン  ＰＬ  Ｓ  ２００７  光起電力アレイ最大電力点追従技術の比較、エネルギ変換に関するＩＥＥＥ議事録、２２、４３９−４４９（Esram T, Chapman PL S 2007 Comparison of Photovoltaic Array Maximum Power Point Tracking Techniques, IEEE Transactions on Energy Conversion, 22, 439-449）
【非特許文献２】リム・ＹＨ・ハミル  ＤＣ  Ｓ  ２０００  光起電力アレイのための単純な最大電力点追従装置  エレクトロニックレターズ、３６、９９７−９９９（Lim YH, Hamill DC S 2000 Simple maximum power point tracker for photovoltaic arrays, Electronics Letters, 36, 997-999）
【非特許文献３】チャベズ・ＪＡ、オルテガ・ＪＡ，サラザール・Ｊ，トゥロ・Ａ、ガルシア・ＭＪ、  熱効果を含む熱電気素子のＳ２０００スパイスモデル、第１７回ＩＥＥＥ計測技術に関する会議（２０００年５月）、１０１９−１０２３（Chavez JA, Ortega JA, Salazar J, Turo A, Garcia M J, S 2000 SPICE Model of Thermoelectric Elements including Thermal Effects, 17th IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference (May 2000), 1019-1023）Ｉ
【非特許文献４】サリバン・ＣＲ、パワーズ・ＭＪ  太陽光発電レース車両における光起電力アレイのための高効率最大電力点追従装置（第２４回ＩＥＥＥパワーエレクトロニクス専門家年次会議（１９９３年、６月２０日から２４日）、５７４-５８０（Sullivan CR, Powers MJ A High-Efficiency Maximum Power Point Tracker for Photovoltaic Arrays in a Solar-Powered Race Vehicle 24thAnnual IEEE Power Electronics Specialists Conference (20-24 June 1993), 574-580）
【非特許文献５】マチュー・Ｌ、ポラック・Ｍ、シュピーズ・Ｐ  人体環境発電ＴＥＧ用ステップアップ変換器  ＰｏｗｅｒＭＥＭＳ  ２００７（フライブルグ、ドイツ、２００７年１１月２８日から２９日）２１３−２１６（Mateu L, Pollack M, Spies P Step-up Converters for Human Body Energy Harvesting TEGs PowerMEMS 2007 (Freiburg, Germany, 28-29 November 2007), 213-216）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
したがって、本発明の目的は、消費電力が低減された制御回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この目的は、請求項１に記載の制御回路、請求項１２に記載のＤＣ−ＤＣ変換器システム、または請求項１３に記載の携帯装置により達成される。
【００１２】
本発明の実施例によるＤＣ−ＤＣ変換器のための制御回路は、入力と、出力と、微分器、比較器部および積分器からなる直列接続とを含み、この直列接続が、入力と出力との間に結合されかつ比較器部が、反転増幅器を含む。
【００１３】
本発明の実施例は、比較器部として反転増幅器を使用することにより、比較器部の出力において、消費電力の低減および／またはドリフトの抑制が達成できるとする知見に基づく。そして、反転増幅器は、積分器への入力として出力信号（電流等）を付与し得る。
【００１４】
本発明の実施例による制御回路の使用には非常に限られた数の低電力のアナログ構成要素を含んでよく、従来技術の制御回路の基本的な動作特性を維持しながら、全体的消費電力の低減が図られる。
【００１５】
提示された制御ループは、結合インダクタに基づくステップアップ変換器に関連して使用され得るが、同変換器は、連続電流モードと不連続電流モードとの間の境界領域において動作する自己発振ＤＣ−ＤＣ変換器である。したがって、この自己発振ＤＣ−ＤＣ変換器を使用することで、変換器の出力電流に比例する電圧を本発明の実施例による制御回路の入力信号として使用する場合に、この電圧をＤＣ−ＤＣ変換器の動作モードの変化によって調整しないことが多い。
【００１６】
さらに、本発明の実施例を採用することにより、より高速で帰還信号も生成できる。言い換えれば、本発明の実施例による制御回路の応答時間を従来のやり方に比べて低減できる。こうして、より素早い応答により、ＤＣ−ＤＣ変換器のより正確な動作にもつながる。
【００１７】
本発明の実施例において、比較器部の反転増幅器が演算増幅器または演算増幅器回路等に基づくものであってもよい。比較器部ならびに好ましくは微分器および積分器は、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力に結合される電源の電圧レベルの半分に等しい電圧レベルを有する基準信号をさらに付与されてもよい。これにより、正の電源のみで、最大電力点の両側で制御回路の動作が可能になる。微分器と積分器は各々演算増幅器回路を含んでもよいが、また別の態様で実現されてもよい。
【００１８】
制御回路が、制御回路の入力で受ける信号をフィルタ処理するようになっている処理部をさらに含んでもよい。また、処理部が、受信信号を増幅してもよい。当然ながら、処理部も演算増幅器または演算増幅器回路に基づいて実現されてもよい。したがって、フィルタ処理および増幅は、抵抗器とキャパシタからなる並列回路を含む帰還路を有する非反転増幅器を実現することで本発明の実施例で達成されてもよい。
【００１９】
本発明の実施例について以下の図面を参照して説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例による結合インダクタに基づくステップアップＤＣ−ＤＣ変換器のための制御回路の簡略化されたブロック図である。
【図２】結合インダクタに基づくステップアップＤＣ−ＤＣ変換器の回路図である。
【図３】本発明の実施例による結合インダクタに基づくステップアップＤＣ−ＤＣ変換器のための制御回路の回路図である。
【図４】様々な温度勾配に関する前提技術の熱電発電機の出力電圧-出力電流特性の比較図である。
【図５】様々な温度勾配に関する前提技術の熱電発電機の出力電力-出力電流特性の図である。
【図６】温度勾配の関数としての熱電発電機の内部抵抗を表す図である。
【図７】ステップアップ変換器についての出力電流-デューティサイクル出力の図である。
【図８】ブーストＤＣ−ＤＣ変換器の電力−デューティサイクル出力の図であって、温度勾配に変化がある場合の最大電力点追従動作を示す図である。
【図９】２つの異なる勾配についての熱電発電機の出力電力-デューティサイクル出力の図であって、最大電力点追従動作において可能な失敗について示す図である。
【図１０】熱電発電機の開路電圧が調節される場合に、本発明の実施例による最大電力点追従回路のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１Ａ】熱電発電機の様々な開路電圧について引き出された理論上およびシミュレーションによる電力を示す表であって、熱電発電機の様々な開路電圧について引き出される理論上の電力と実際に測定した電力との比較を示す図である。
【図１１Ｂ】熱電発電機の様々な開路電圧について引き出された理論上およびシミュレーションによる電力を示す表であって、熱電発電機の様々な開路電圧について引き出される理論上の電力と実際に測定した電力との比較を示す図である。
【図１２Ａ】本発明の実施例による制御回路を含むＤＣ−ＤＣ変換器の模式図である。
【図１２Ｂ】本発明の実施例による携帯機器の模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
実施例の詳細な説明
図１から１２を参照して、結合インダクタに基づくステップアップＤＣ−ＤＣ変換器のための制御回路の構成における本発明の第１の実施例についてより詳細に説明する。次に、図２における結合インダクタに基づくステップアップＤＣ−ＤＣ変換器についてより詳細に説明し、同説明については、図１の制御回路に関連して使用し得る。図３を参照して、本発明の他の実施例についてより詳細に説明する。その後、図４から図６を参照して、熱電発電機の電気的特性および他の特性についてより詳細に説明し、その後、図７から図９において、最大電力点アルゴリズムの動作原理についてより詳細に説明する。図１０および図１１Ａ，１１Ｂは、シミュレーションの結果および測定データを示し、図１２Ａおよび図１２Ｂは、本発明の実施例によるＤＣ−ＤＣ変換器および携帯機器を模式的に示す。
【００２２】
ＤＣ−ＤＣ変換器は、電子工学においては、直流（ＤＣ）電源をある電圧レベルから別の電圧レベルに変換するために頻繁に使用される。関連する電圧レベルによっては、ＤＣ−ＤＣ変換器は、ステップダウンまたはステップアップ変換器と呼ばれることも多い。それぞれの変換器の出力電圧が入力電圧より低い場合には、それぞれステップダウン変換器またはバック変換器と通常呼ばれる。逆に、ブースト変換器としても知られるステップアップ変換器は、それぞれの入力電圧より高い電圧を出力する変換器である。以下の説明では、主にステップアップＤＣ−ＤＣ変換器に焦点をあてるが、以下に説明する通り、本発明の実施例はもちろんこのタイプの変換器に限定されるわけではない。
【００２３】
連続モードから不連続モードに変化しない変換器で発明の実施例を採用することが好ましいと考えられる。これは、このような変化によって、変換器の出力電流に変化が生じ、これが今度は制御回路の入力信号になるからである。しかしながら、制御ループが、誤った情報に基づきデューティサイクルを修正する可能性があるが、不連続モードで動作するまた不連続モードになり得る変換器とともに本発明の実施例による制御回路の実現も可能である。
【００２４】
しかしながら、技術的かつ経済的境界条件をより良く理解してもらうため、本発明の実施例によるＤＣ−ＤＣ変換器のための制御回路およびＤＣ−ＤＣ変換器の応用例についてまず紹介する。
【００２５】
熱電発電機またはＴＥＧ（ｔｈｅｒｍｏ  ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）は、温度勾配が存在する低消費電力の応用において、電池の代わりに環境発電（ｅｎｅｒｇｙ  ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ）の電源として使用され得る。太陽電池の場合のように、熱電発電機は、熱電発電機から接続される負荷に運ばれる電力が最大となる、最大電力点（ＭＰＰ）を有する。たとえば、大きさが３×３ｃｍ２で、数Ｋの範囲（３Ｋ−１０Ｋ等）の低い温度勾配にさらされる前提技術の熱電発電機が発生する電力は、ミリワット（ｍＷ）の単位のオーダである。
【００２６】
熱電発電機の場合よりも発生する電力が大きい、屋外での応用のための太陽電池に関する最大電力追従を利用する多くのアルゴリズムおよび方法が開発されてきた。したがって、最大電力点追従回路の消費電力は、太陽電池とともに使用する場合には制約にならないが、熱電発電機の場合には制約になる。
【００２７】
最大電力点追従（ＭＰＰＴ）回路の目的は、自動的に最大電力点を見つけ、これによりエネルギ供給装置、すなわちそれぞれ熱電発電機または太陽電池において入手可能な最大量の電力を引き出すことである。今日、最大電力点追従の最も一般的な技術は、たとえば非特許文献１に記載されるようなデジタル信号処理装置（ＤＳＰ）またはマイクロコントローラである。
【００２８】
しかしながら、アナログ回路を使用するより簡単な解決法は既に存在するが、それらの解決法の消費電力および複雑性は、依然として十分に最適化されていない（非特許文献２を参照）。
【００２９】
以下の説明では、最大電力点追従回路として動作可能な、本発明の実施例によるＤＣ−ＤＣ変換器のための制御回路という構成で、簡単なアナログ回路を提示する。以下に示す通り、この制御回路は、結合インダクタに基づくステップアップ変換器に関する、低消費電力の演算増幅器４つのみで実現できる。ここに提示する設計は、より消費電力が高いと考えられるアナログ乗算器、マイクロコントローラまたはフリップフロップの代わりに、４つの低電力演算増幅器のみを使用する。
【００３０】
以下の説明では、主にステップアップ変換器に焦点をあてるが、これは、前提技術の熱電発電機がおよそ５０ｍＶ／Ｋの開路電圧を発生するので、必須ではないにせよ、ステップアップ変換器の使用が推奨されるためである。しかしながら、本発明による制御回路はもちろんこの種のステップアップ変換器に限定されるわけではない。
【００３１】
しかしながら、ここで重点的に説明するＤＣ−ＤＣ変換器は、連続電流モードから不連続電流モードに変化しないＤＣ−ＤＣ変換器である。ステップアップ変換器は、変圧器の構成で、結合インダクタを使用することでこれを実現し、この変圧器は、一般に両方のモードの境界で作動する。その結果、本発明の実施例による制御回路は、このＤＣ−ＤＣ変換器とともに使用することが好ましい。
【００３２】
図２を参照して、可能なステップアップＤＣ−ＤＣ変換器のより詳細について説明する前に、まず、本発明の実施例の制御回路の簡略化したブロック図である、図１を参照して説明する。
【００３３】
図１は、ＤＣ−ＤＣ変換器（図１には図示せず）のための制御回路１００を示す。制御回路の１００は、入力１１０が、処理部１２０、微分器１３０、比較器部１４０および積分器１５０からなる直列構成に結合される。積分器１５０の出力は、制御回路１００の出力１６０に結合される。
【００３４】
なお、フィルタ処理部としても作動できる処理部１２０は、随意の構成要素であって、本発明の実施例により制御回路１００のすべての枠組において必ずしも実現する必要はないものである。処理部１２０は、基準電位（接地、ＧＮＤ等）または負の電源電圧のための端子と演算増幅器１８０の反転入力１８０ａとの間に結合される第１の抵抗器１７０を備える。なお、負の電源電圧という用語は、必ずしも基準電位（ＧＮＤ，０Ｖ等）より低い電圧レベルを意味するものではない。単に、正の電源電圧に比べてこの電圧が小さいということを意味するに過ぎない。多くの場合、正の電圧である。
【００３５】
演算増幅器１８０の非反転入力１８０ｂは、入力信号（電圧レベルＶｉの電圧等）が制御回路１００に付与される入力１１０に結合される。専ら説明を簡潔にするため、図１においては、処理部１２０は、非反転増幅器として示される。しかしながら、以下に説明する通り、図３を参照してより詳細には、非反転増幅器部１２０とも呼ぶ処理部１２０は、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力からリプルを除去するためのローパスフィルタを備えていても良い。
【００３６】
演算増幅器１８０の出力１８０ｃは、第２の抵抗器１９０を介して反転入力１８０ａに結合される。すなわち、演算増幅器１８０の出力１８０ｃは、第２の抵抗器１９０を介して反転入力１８０ａへフィードバックされる。従って、これら２つの抵抗器１７０と１９０とともに演算増幅器１８０は、非反転増幅器を構成し、その利得係数は、抵抗器１７０および１９０の抵抗により決定される。出力１８０ｃは、また、処理フィルタ部１２０の出力も構成する。
【００３７】
微分器１３０は、演算増幅器１８０の出力１８０ｃに入力で結合され、出力では比較器部１４０の入力に結合される。専ら説明を簡潔にするため、図１においては、比較器部１４０は、反転入力１４０ａが微分器１３０の出力に結合されかつ非反転入力１４０ｂが基準信号に結合される比較器として図示される。しかしながら、以下に説明する通り、図３を参照してより詳細には、比較器部１４０は、高い利得を有する反転増幅器を含む。従来技術の比較器に比べて、反転増幅器を採用することによって信号のドリフトが小さくなるという利点がある。反転増幅器の実現例によって、これは、その実現例に固有のフィードバックによって引き起こされ得る。
【００３８】
積分器１５０は、比較器部１４０の出力１４０ｃと制御回路１００の出力１６０との間に結合される。
【００３９】
なお、厳密には、随意の処理部１２０の演算増幅器１８０および比較器部１４０の各々は、正の電源電圧（＋ＶｂａｔｔまたはＶｃｃ）用の端子と、基準電位（接地（ＧＮＤ）等）または負の電源電圧（Ｖｓｓ）用の端子とを備える。
【００４０】
随意の処理部１２０を省略する場合には、入力１１０を微分器１３０に直接結合してもよい。
【００４１】
なお、この場合、相互に結合された２つの構成要素が、十分に電導が良好な信号線を介して直接接続されてもよいし、または第３の構成要素を介して間接的に接続されてもよい。説明すると、演算増幅器１８０の出力１８０ｃは、第２の抵抗器１９０により演算増幅器１８０の反転入力１８０ａに結合されるが、出力１８０ｃは、第２の抵抗器１９０の１端子に直接接続され、一方で、反転入力１８０ａは、第２の抵抗器１９０の第２の端子に結合される。
【００４２】
具体的応用においては、入力１１０は、ＤＣ−ＤＣ変換器に結合されて、変換器が供給する電力、変換器が供給する電流またはその負荷に変換器が付与する電圧を表す入力信号（電圧レベルＶi等を有する）を受けてもよい。図１に示すように、この入力信号Ｖiを増幅しかつ随意には処理部１２０によりフィルタ処理して、演算増幅器の出力１８０ｃで、増幅された信号ｖａｍｐｌｉｆが、微分器１３０に付与される。
【００４３】
微分器１３０は、その入力に与えられる信号の時間に関する導関数を生成する。言い換えれば、微分器１３０は、その出力で、増幅入力信号を時間に関して微分したものである、信号ｖｄｉｆｆを付与する。こうして、入力（図３の非反転入力５６０ｂ等）における基準電圧より高いかまたは低い電圧は、それぞれ、ＤＣ−ＤＣ変換器出力電流が減少または増加していることを表す。これについては、図１０においてより詳細に説明する。
【００４４】
微分器が付与する信号は、次に、比較器部１４０に伝搬され、比較器部１４０は、この信号を比較器部１４０の入力１４０ｂに付与される基準信号と比較するようになっている。図１に示す実施例では、基準信号は、正の電源電圧Ｖｂａｔｔの電圧レベルの半分である電圧信号Ｖｂaｔｔ／２からなる。比較器部１４０は、その出力１４０ｃで、比較器信号ｖｃｏｍｐを付与し、この信号は、次に積分器１５０へ付与される。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣ変換器出力電流が減少している場合には、比較器部１４０は、たとえば、その負の電源電圧（ＶｓｓまたはＧＮＤ）に等しい出力電圧を与えてもよく、ＤＣ−ＤＣ変換器出力電流が増加している場合には、その正の電源電圧に等しい出力電圧を付与してもよい。ＤＣ−ＤＣ変換器出力電流に変化がない場合には、出力１４０ｃは、比較器部１４０の両電源電圧の間で発振する。
【００４６】
積分器１５０は、信号を時間に関して積分しかつその出力で制御回路１００の出力１６０へ信号ｖｌｏｏｐを付与するようになっている。信号ｖｌｏｏｐは、ＤＣ−ＤＣ変換器のための制御信号またはフィードバック信号を表し、その制御ループを閉じる。
【００４７】
図７に示す通り、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電流が減少して最大電力点（ＭＰＰ）まで戻ると、積分器１５０の出力（図３の積分器の出力６１０ｃ等）は、その電圧を上げ、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電流が増加するとその電圧を減少させる。ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電流に変化がない場合、積分器の出力は、その電圧値を維持する。これは、この場合、比較器部１４０の出力が、平均値がゼロである、負と正の電源電圧の間の発振電圧を付与するためである。
【００４８】
要約すると、図１に示す制御回路１００は、随意に入力信号Ｖｉを増幅し、（増幅した）信号を時間に対して微分し、微分した信号を基準信号と比較し、かつ、微分信号と基準信号との比較に基づいて時間に対して比較信号を積分して、その後、積分した信号を出力１６０へ付与する。
【００４９】
以下の説明により、明らかな通り、制御回路１００の出力１６０は、パルス幅変調（ＰＭＷ）回路なしで、制御信号入力（図２の制御信号入力４００等）に接続される。これは、図２の結合インダクタに基づくステップアップ変換器では、自立発振制御回路を前提としているので、不要だからである。
【００５０】
図２は、熱電発電機（図２に図示せず）等により付与される低電圧をステップアップさせるようになっている結合インダクタブーストＤＣ−ＤＣ変換器２００を示す図である。この変換器２００は、入力２１０を備え、この入力に対して、上記の熱電発電機、光電池または環境発電装置の入力電圧Ｖｉｎｐｕｔを供給することができる。入力２１０は、第１のキャパシタ２２０（Ｃ１＝４７０μＦ）に結合され、このキャパシタが基準電位または負の電源電圧Ｖｓｓ用の入力２１０と他の入力２３０との間に結合される。ここで、キャパシタ２２０の容量値は、上記の装置の後ろの括弧に入れて示される。他の要素の場合も、それらの大きさを括弧に入れて示す。ただし、これらの大きさは、各値の可能性を示すに過ぎない。本発明の実施例を、他の大きさで実現することもできる。
【００５１】
入力２１０は、さらに第１の抵抗器２４０（Ｒ1＝５ｋΩ）を介して、第１のインダクタンス２５０（Ｌ1＝５４９ｍＨ）の第１の端子に結合される。第１のインダクタンス２５０は、変圧器２６０の一部である。第１のインダクタンス２５０の第２の端子は、第２の抵抗器２７０（Ｒ2、１ＭΩのポテンショメータ）と第２のキャパシタ２８０（Ｃ2＝１ｎＦ）とからなる並列接続に結合される。第２の抵抗器２７０は、最大値が１ＭΩのポテンショメータとして実現されてもよい。しかしながら、第２の抵抗器２７０は、その値を変更できない「固定」の抵抗器として実現することもできる。第２の抵抗器２７０と第２のキャパシタ２８０とからなる並列接続を内部ノード２９０に結合し、このノードを今度はトランジスタ３００の制御端子に結合するが、このトランジスタは、図２においてはＴ１としても表す。
【００５２】
図２において、トランジスタ３００は、ｎチャネル強化ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）として図示し、内部ノード２９０に結合される制御端子は、ゲート端子である。当然ながら、応用および他の意図する状況に応じて、他の電界効果トランジスタ（ｐチャネルトランジスタおよび／または空乏トランジスタ等）およびバイポーラトランジスタを実現してもよい。
【００５３】
内部ノード２９０は、さらに第１のダイオード３１０の陽極に結合され、このダイオードは、図２では、Ｄ２としても表す。第１のダイオード３１０の陰極は、第１のツェナーダイオード３２０の陰極に結合されるが、このダイオードを図２では、Ｄ4としても表す。第１のツェナーダイオード３１０の陽極は、他の入力２３０に結合される。
【００５４】
この分岐に並列に、内部ノート２９０は、第２のダイオード３３０の陰極にも結合されるが、このダイオードを図２では、Ｄ3としても表す。第３の抵抗器３４０（Ｒ3＝２５ｋΩ）および第２のツェナーダイオード３５０（図２では、Ｄ５とも呼ぶ）の並列接続は、第２のダイオード３３０の陽極と負の電源電圧または基準電位（Ｖｓｓ）のための他の端子２３０との間に結合される。第３のダイオード３３０の陽極が第２のツェナーダイオード３５０の陽極に結合されるように、第２のツェナーダイオード３５０は、陰極で他の入力２３０に結合される。
【００５５】
内部ノード２９０は、さらに第３のダイオード３６０の陰極に結合されるが、このダイオードは、図２においては、Ｄ６とも表す。第３のダイオード３６０の陰極は、第４の抵抗器３８０（Ｒ4＝７５ｋΩ）と、第５の抵抗器３９０（Ｒ5＝１５ｋΩ）からなる直列接続を含む電圧分割器のセンタタップ３７０に結合される。電圧分割器は、負の電源電圧または基準電位（Ｖｓｓ）用の他の端子２３０と制御信号入力４００との間に結合されており、この制御信号入力で、図１に示す制御回路１００により付与される電圧レベルＶｌｏｏｐの制御信号が変換器２００へ付与されてもよい。より厳密には、第５の抵抗器３９０が制御信号入力４００に結合され、第４の抵抗器３８０が他の入力２３０に結合される。
【００５６】
変換器２００は、変圧器２６０の一部も構成する第２のインダクタ４１０（Ｌ2＝５０６μＨ）を備える。第２のインダクタンス４１０は、第１の入力で入力２１０に結合される。第２の端子で、第２のインダクタンス４１０は、トランジスタ３００のドレイン端子に結合され、かつ、第４のダイオード４２０の陽極にも結合されるが、このダイオードを図２では、Ｄ１とも表す。トランジスタ３００のソース端子は、基準電位の負の電源電圧用の他の入力２３０に結合される。
【００５７】
第４のダイオード４２０の陰極は、第３のキャパシタ４３０（Ｃ3＝４７０μＦ）の第１の端子に結合され、その第２の端子は、負の電源電圧の基準電位用の他の入力２３０に結合される。さらに、第４のダイオード４２０の陰極は、電源４４０の正の電圧４４０ａ用の端子にも結合される。電源４４０の負の電圧用の端子４４０ｂは、変換器２００の出力４５０に結合される。出力４５０は、第６の抵抗器４６０（Ｒ6＝５Ω）を介して基準電位の負の電源電圧用の他の端子２３０に結合されるが、この抵抗器をシャント抵抗器とも呼ぶ。
【００５８】
図２の実施例では、電源４４０は、２つの端子４４０ａと４４０ｂとの間に電圧Ｖｂａｔｔを付与する再充電電池または蓄電池である。具体的な実現例では、電池４４０とも呼ぶ電源４４０は、たとえばＮｉＭＨ再充電電池（ＮｉＭＨ＝ニッケル水素充電池）、リチウムイオン再充電電池（Ｌｉ電池）または他の再充電電池でもよい。図２に示す回路における電池４４０は、変換器の負荷を表す。したがって、他の応用では、電池４４０の端子４４０ａおよび４４０ｂを置き替えたりまたはＤＣ−ＤＣ変換器２２０自体の出力に結合させたりしてもよい。
【００５９】
図２に示すＤＣ−ＤＣ変換器２００のための意図する具体的な応用は、熱電発電機等により入力２１０に付与されるかなり小さい電圧Ｖｉｐｕｔによって、電池４４０を充電または再充電するのに十分な大きさの電圧を提供することである。これは、自己発振切替モードのＤＣ−ＤＣ変換器回路により達成され、この回路は、主に第２のインダクタンス４１０、トランジスタ３００、ダイオード４２０および第３のキャパシタ４３０により構成される。第１のインダクタンス２５０を伴った変圧器２６０、他の抵抗器を伴った第２のキャパシタ２８０、ダイオードおよびツェナーダイオード（第１のキャパシタ２２０および第６の抵抗器４６０以外で）がトランジスタ３００を制御するための内部制御回路を構成する。
【００６０】
第１のダイオード３１０および第１のツェナーダイオード３２０を備える、内部ノード２９０と他の入力２３０との間に結合される分岐は、内部ノード２９０、ひいては、トランジスタ３００のゲート端子のための過電圧保護を表す。一方、第２のダイオード３３０、第２のツェナーダイオード３５０および第３の抵抗器３４０を備え、内部ノード２９０に結合された分岐は、内部ノード２９０のための低電圧保護を表し、他方、内部ノード２９０の電位が他の入力２３０の基準電位の負の電源電圧に比べてかなり低い場合には、内部ノード２９０のための再充電経路を提供する。
【００６１】
最後に、内部ノード２９０に結合され、第３のダイオード３６０と、センタタップ３７０、第４の抵抗器３８０および第５の抵抗器３９０を有する電圧分割器とを備える第３の分岐は、入力４００に電圧を印加することにより、内部ノード２９０の電位に影響を与え、ひいてはＤＣ−ＤＣ変換器２００のデューティ比に影響を与える機会を提供する。
【００６２】
入力２１０と他の入力２３０との間に結合される第１のキャパシタ２２０は、入力２１０で変換器に入る高周波数寄与分のための短絡回路である。
【００６３】
制御回路１００の入力１１０を変換器２００の出力４５０に結合し、かつ、制御回路１００の出力１６０を変換器２００の入力４００に結合することにより、制御回路１００により構成される制御ループが変換器２００へ提供され、これがアナログ最大電力点追従を可能にする。制御ループ１００は、電圧Ｖｉを使用するが、この電圧は、入力として電池４４０に流れ込む電流Ｉｂａｔｔに比例する。
【００６４】
制御回路１００は、処理部１２０の構成において、増幅器の後ろに、微分器１３０、比較器部１４０および積分器１５０を備える。これら３つの構成要素は、以下に詳細に説明する通り、３つの演算増幅器に基づいて実現できるが、単一の正の電源電圧のみを使用し、かつ、電池４４０内へ流れ込んでくる電流Ｉｂａｔｔの増減にも対応できるよう、電圧Ｖｂａｔｔ／２を有する基準信号を参照する。
【００６５】
微分器１３０を使用して電池４４０内へ流れ込む電流の増減するときを判別する。次の段階では、比較器部１４０が、電流Ｉｂａｔｔが増加しているか減少しているかに基づいて、+ＶｂａｔｔとＶｓｓ（０Ｖ、ＧＮＤまたは他の負の電源電圧）との間の出力電圧を与える。積分器１５０は、比較器部１４０により得られた電圧に基づいて、時間とともに比例して増減する電圧を付与する。積分器１５０の出力が、ブーストＤＣ−ＤＣ変換器２００の制御信号、整流信号または帰還信号と呼ばれることもある。この信号は、２つの結合インダクタ２５０と４１０に基づいて変換器２００のトランジスタ３００のゲート電圧を制御する。したがって、アナログ制御回路１００は、図２に示すステップアップＤＣ−ＤＣ変換器２００のためのアナログ最大電力点追従回路として機能する。
【００６６】
結合インダクタ２５０に基づくステップアップＤＣ-ＤＣ変換器２００は、そのトポロジにより連続電流モード（ＣＣＭ）と不連続電流モード（ＤＣＭ）との間の境界領域において動作する。第２のインダクタ４１０（Ｌ2）を通って流れる電流が増加する場合、負電圧がトランジスタ３００（Ｔ1）に対して正のゲート電圧を付与する第１のインダクタ２５０（Ｌ1）を介して誘導される。第２のインダクタ４１０（Ｌ2）を通って電流が引き続き流れると、トランジスタ３００（Ｔ1）のゲート電圧がトランジスタ３００（Ｔ1）のゲート・ソース間閾値電圧より低くなるまで、第２のキャパシタ２８０（Ｃ2）は放電される。この時、トランジスタ３００（Ｔ1）は、導電を止め、かつ、第２インダクタ４１０（Ｌ2）を通る電流が最大になる。トランジスタ３００が遮断されると、第２のインンダクタ４１０（Ｌ2）を介して流れる電流がゼロになり、かつ、トランジスタ３００（Ｔ1）のゲート電圧がゲート・ソース間閾値電圧を超えるまで、第２のインダクタ４１０（Ｌ2）を通る電流が減り、かつ、第２のキャパシタ（Ｃ２）を再び充電する正の電圧が第１のインダクタ２５０（Ｌ１）を介して誘導される。この切替サイクルは、変圧器２６０の二次巻線でトランジスタ３００（Ｔ１）のゲート端子の制御により引き起こされ、その一次巻線は、ＤＣ−ＤＣ変換器２００がＤＣＭとＣＣＭとの境界で動作するという事実を説明するものである。
【００６７】
以下、類似または等しい機能性を有する回路、物体および要素については、類似または同じ参照記号により表すことにする。また、指摘のない限り、同じ参照記号で表す回路、物体および要素は、大きさが同じ等、等しく実現される。しかしながら、それが要件というわけではない。
【００６８】
図３は、図１の制御回路１００とその基本構造において類似する他の制御回路１００’を示す図である。制御回路１００’も、入力１１０と出力１６０との間に結合され、随意の処理部１２０と、微分器１３０と、比較器部１４０と、積分器１５０とからなる直列接続を備える。
【００６９】
任意の処理部１２０は、演算増幅器１８０を備える。ＤＣ-ＤＣ変換器が出力する電力、電流または電圧を表す入力電圧Ｖｉを有する入力信号を制御回路１００’に付与する入力１１０を演算増幅器１８０の非反転入力１８０ｂに結合する。演算増幅器１８０の出力１８０ｃは、第１のトランジスタ５００（Ｒ７＝５００ｋΩ）と第１のキャパシタンス５１０（Ｃ4＝３３０ｐＦ）とからなる並列回路を介して演算増幅器１８０の反転入力１８０ａに結合される。したがって、演算増幅器１８０は、フィードバックモードで作動される。
【００７０】
第１の演算増幅器１８０の反転入力１８０ａは、第２の抵抗器５３０（Ｒ8＝２５ｋΩ）を介して基準電位または負の電源電圧Ｖｓｓ用の端子５２０にさらに結合される。したがって、演算増幅器１８０は、抵抗器５００および５３０ならびにキャパシタ５１０とともに、非反転増幅器を構成し、この非反転増幅器は、その帰還ループにおいてＲＣフィルタ素子（抵抗５００、キャパシタ５１０）を備える。
【００７１】
図２に関連して既に述べた通り、括弧内に示す量は、それぞれの構成要素の対応する電気的大きさについて表す。言い換えれば、第１の抵抗器５００は、抵抗値Ｒ7を有する。当然のことながら、これらの値が必要な値というわけではなく、実現例の可能な値を表しているに過ぎない。
【００７２】
演算増幅器１８０の出力１８０ｃは、微分器１３０の入力に結合される。微分器１３０は、第２のキャパシタ５４０（Ｃ5＝４７ｎＦ）を備え、このキャパシタは、第３の抵抗器５５０（Ｒ9＝５０ｋΩ）と直列に第２の演算増幅器５６０の反転入力５６０ａに結合される。電圧レベルＶｂａｔｔ／２を有する上記の基準信号が、演算増幅器５６０の非反転入力５６０ｂに付与される。演算増幅器５６０の出力５６０ｃが第４の抵抗器５７０（Ｒ１０＝５００ｋΩ）を介して反転入力５６０ａへフィードバックされる。その結果、微分器１３０の出力でもある演算増幅器５６０の出力５６０ｃでは、第２のキャパシタンス５４０へ付与される信号の時間微分に比例する信号または微分器１３０の入力が生成される。
【００７３】
微分器１３０の出力は、比較器部１４０に結合される。上記に説明した通り、比較器部１４０は、第３の演算増幅器５８０、第５の抵抗器５９０（Ｒ１１＝５ｋΩ）および第６の抵抗器６００（Ｒ１２＝５００ｋΩ）により構成される反転増幅器を備える。より厳密には、微分器の演算増幅器５６０の出力５６０ｃは、第５の抵抗器５９０の端子に結合され、この抵抗器が今度は、演算増幅器５８０の反転入力５８０ａに結合される。非反転入力５８０ｂは、電圧レベルＶｂａｔｔ／２を有する上記の基準信号に結合される。第３の演算増幅器５８０の出力５８０ｃは、第６の抵抗器６００を介して演算増幅器５８０の反転入力５８０ａに結合される。結果として、比較器部１４０は、演算増幅器５８０および２つの抵抗器５９０および６００により構成される反転増幅器のみを備える。演算増幅器の利得係数は、２つの抵抗器５９０および６００の２つの抵抗値Ｒ１１およびＲ１２の比率により決定され、これは一般には（１０２＝）１００以上の範囲にある。言い換えれば、比較器部１４０は、高い利得の反転増幅器を備える。２つの抵抗値Ｒ１１およびＲ１２の比率は、入力電圧１１０が一定の場合に、演算増幅器５８０の出力５８０ｃで、正と負の電源電圧の間で振れる信号を得るために選択する必要がある。
【００７４】
第３の演算増幅器５８０の出力５８０ｃも、積分器１５０の入力に結合される比較器部１４０の出力を表す。積分器１５０は、第３の演算増幅器５８０の出力５８０が、第７の抵抗器６１０（Ｒ１３＝３５ｋΩ）を介して結合される第４の演算増幅器６１０を備える。演算増幅器６１０の非反転入力６１０ｂは、ここでも電圧レベルＶｂａｔｔ／２を有する上記基準信号に結合される。
【００７５】
第４の演算増幅器６１０の出力６１０ｃが、第３のキャパシタ６２０（Ｃ６＝２．２μＦ）を介して反転入力６１０ａにフィードバックされる。さらに、出力信号（Ｖｌооｐ）も得ることができる出力６１０は、制御回路１００’の出力１６０に結合される。
【００７６】
図３に示す制御回路１００’の機能性は、図１に示す制御回路１００の機能性と大きく違わない。微分器１３０は、演算増幅器回路に基づき図３に示す制御回路１００’において実現される。積分器１５０も対応の演算増幅器回路に基づく。しかしながら、上に述べた通り、比較器部１４０は、アナログ乗算器、フリップフロップまたは比較器を使用する従来技術の回路に比べ、より速い信号処理速度を制御回路１００’に与える反転増幅器からなる。これは、図３に示す演算増幅器５８０が、多かれ少なかれ均衡状態で維持されるように、閉帰還モードで作動されているからと考えられる。したがって、反転入力５８０ａに付与される入力信号の変化は、古典的な比較器またはフリップフロップに比べて、均衡状態からはよりずれが小さくなる。このフィードバックにより、従来技術の比較器に比べて、比較器部１４０の出力のドリフトも小さくなる。
【００７７】
これらの構成要素では、状態のかなりの変化がそれぞれの構成要素によって内部で扱われる一方で、上記の均衡状態からの偏差を補償するために演算増幅器５８０だけが必要とされる。したがって、たとえば、比較的大きな（内部）キャパシタの充電状態を変更する必要がなく、またはフリップフロップの際に十分に高い電流を発生する必要がないため、反転増幅器による速度の上昇が起こり得る。
【００７８】
したがって、比較器部１４０の骨組において反転増幅器を使用することにより、信号速度を上昇させられる可能性ができ、かつ、したがって図２に示すような変換器２００のより正確な制御が可能になる。
【００７９】
しかし、随意の処理部１２０は、他の特徴も有する。処理部１２０の増幅器回路が非反転増幅器であるという事実とは別に、演算増幅器１８０の出力１８０ｃと反転入力１８０ａとの間の帰還路における第１のキャパシタ５１０を第１の抵抗器５００とともに実現することにより、ローパスフィルタ処理を特性遮断周波数ｆＰを有する入力信号について実現し得る。言い換えれば、処理部１２０は、その出力に、入力信号をフィルタ処理して、かつ、任意に増幅したものを付与するようになっている。増幅を表す利得係数は、２つの抵抗器５００および５３０の抵抗値Ｒ7およびＲ８に依存し、かつ、図３の制御ループを構成する演算増幅器の残りの部分を適切に動作させることができるのに十分な大きさに選択する必要がある。
【００８０】
なお、完全を期するために、４つの演算増幅器１８０，５６０，５８０および６１０は、各々図２の電池４４０の正の電源電圧Ｖｂａｔｔを付与される。さらに、これら４つの演算増幅器１８０，５６０，５８０および６１０は、負の電源電圧Ｖｓｓの基準電位に結合される。
【００８１】
当然ながら、上記の回路は、集積回路として、別個の抵抗器、キャパシタおよびインダクタ等の別個の電気素子による回路として、またはその両方の組み合わせとして実現し得る。図３において、最後の選択肢を説明するため、第１の演算増幅器１８０をＵ１Ａとして表記し、第２の演算増幅器５６０をＵ１Ｂとして表記する。さらに、それぞれの演算増幅器の端子（入力または出力）を、対応する集積回路のピン数を表す円で囲んだ１から８までの数字で示し、この回路を実現する枠組において使用し得る。こうして、２つの演算増幅器１８０と５６０をＭＡＸＩＭのＭＡＸ４４７４等単一の集積回路（ＩＣ）により実現することができる。
【００８２】
第３および第４の演算増幅器５８０と６１０も、それぞれ、図３においてＵ２ＡおよびＵ２Ｂにより表すが、それぞれの端子に円で囲んだ数字１から８を付与する。これら２つの演算増幅器は、同じＩＣを使用して実現され得る。結果として、図３の回路を、４つの演算増幅器とそれぞれの数の抵抗器およびキャパシタとを備える２つの集積回路により実現し得る。
【００８３】
図３の制御回路１００’と図１の制御回路１００とを図２の変換器２００と組み合わせることにより、熱電発電機に適用可能なアナログ最大電力点回路を得ることができる。最大電力点追従制御ループのデューティサイクルを決定する図３の出力信号１６０の値を、連続電流モードまたは連続電流モードと不連続電流モードとの間の境界における関数ｄＩｂａｔｔ／ｄＤとして計算する。なお、Ｄは、ＤＣ−ＤＣ変換器２００のデューティサイクルである。これは、制御回路１００の入力電圧Ｖｉが、電池４４０に流れ込む電流Ｉｂａｔｔに比例するという事実およびｄＩｂａｔｔ／ｄｔに比例する時間に関する導関数を与える微分器１３０によって達成される。言い換えれば、時間に関する導関数を介して、デューティサイクルＤに関する導関数が決定される。
【００８４】
ＤＣ−ＤＣ変換器２００の出力電圧は、電池４４０に接続されるが、出力される電力および電流は、電圧が電池４４０により固定されているので、比例すると仮定する。電流が増えると、ＤＣ−ＤＣ変換器のデューティサイクルは、最大電力点を達成するために減少するはずである。電流が減少すると、デューティ比は、最大電力点へ戻るために増大するはずである。図３の制御ループの正しい動作は、制御ループ１００’の出力電圧１６０の値により、図２のＤＣ−ＤＣ変換器２００が確実に最大電力点について得られたデューティサイクル値より高い値で動作を始めるという事実に依存し得る。
【００８５】
最大電力点追従および制御ループは、処理部１２０の枠組における非反転増幅器と、微分器１３０と、演算増幅器５８０、抵抗器５９０および高い利得を有する抵抗器６００を備え、比較器をとして作用する非反転増幅器と、積分器１５０とを備える。処理部１２０の非反転増幅器は、電流に比例する電圧を増幅し、かつ、その信号をフィルタ処理する。ＤＣ-ＤＣ変換器の出力電流に比例するこの電圧をフィルタ処理することで、切替ＤＣ-ＤＣ変換器の動作原理により存在する電流リプルに対して制御ループが応答することを回避することができる。
【００８６】
微分器１３０の次の演算増幅器５６０，５８０および６００、比較器部１４０の反転増幅器ならびに積分器１５０が、それらの出力を基準信号の値に中心決めして、入力１１０における入力信号の正および負電圧スィングを可能にするよう、それらの正の入力で基準信号Ｖｂａｔｔ／２（＝Ｖｃｃ／２）に結合される。
【００８７】
微分器１３０は、ｄＩｂａｔｔ／ｄｔに本質的に比例する信号を計算する。周波数ｆｐに極を有し周波数ｆ＝０Ｈｚでゼロを有する二次ハイパスフィルタである。このように、微分器１３０の出力は、境界周波数ｆｐより低い周波数を有する信号の導関数のみを含む。より高い周波数の利得は固定される。
【００８８】
比較器部１４０に対して、反転増幅器は、高い利得を有して、２つの電源電圧（ＶｂａｔｔおよびＶｓｓ＝０Ｖ（ＧＮＤ））の間で作用するが、これら電源が演算増幅器５８０に給電する。
【００８９】
積分器１５０は、一次ローパスフィルタである。その出力は、その入力４００へ付与されることによって、ＤＣ-ＤＣ変換器２００のデューティサイクルを調節する制御信号Ｖｌｏｏｐである。こうして、より高い周波数は、より低い周波数より振幅応答においてより低い影響力を持つと考えられる。積分器１５０の出力がダイオード３６０を介してＤＣ-ＤＣ変換器２００の切替トランジスタ３００に接続される。したがって、積分器１５０の出力が変換器２００のデューティサイクルを調節する。積分器１５０の遮断周波数は、入力信号１１０の変化により、出力信号１６０の値があまり速く調節されないように、かつ、最大電力点が得られるデューティサイクルから大きく離れて発振するか、または出力１６０の出力信号を最大電力点を付与しない値で安定化させるために、非常に低くなっている。
【００９０】
本発明の実施例による制御回路を使用する解決法の基本的特徴を要約したが、次に、制御回路１００または１００’（これ以降いずれも共通の参照番号１００で示す）の動作原理について、ＤＣ−ＤＣ変換器２００とともに詳しく説明する。
【００９１】
ＤＣ−ＤＣ変換器２００の出力電流が上昇し始めると、処理部１２０の非反転増幅器が電流に比例する出力電圧を付与する。そこで、微分器１３０が、Ｖｂａｔｔ／２より低い出力電圧を付与する。そこで、入力電圧は、基準信号の値（Ｖｂａｔｔ／２）より低いので、比較器部１４０の高い利得の反転演算増幅器が、電池の供給電圧Ｖｂａｔｔに等しい出力電圧値を付与する。したがって、積分器１５０の出力は、その初期値が基準信号の値に相当する、その出力電圧を減少し始める。電流がその値を上げ続ける限りにおいては、デューティサイクルを下げるために、積分器１５０の出力は、その値を下げ続ける。
【００９２】
電流が最大値に到達すると、電流は一定のままになり、微分器の出力が基準信号の値Ｖｂａｔｔ／２となる。したがって、比較器部１４０の高利得反転増幅器が、Ｖｂａｔｔと
Ｖｓｓ（＝０Ｖ）との間で振れることになる。積分器１５０の出力は、電源から最大電力を引き出すための最適デューティサイクルを提供する値で一定にとどまる。
【００９３】
ＤＣ−ＤＣ変換器２００の出力電流が減る場合、微分器１３０は、基準信号（Ｖｂａｔｔ／２）より大きい出力電圧を付与する。したがって、比較器部１４０の高利得反転増幅器が、０Ｖの電圧を付与する。結果として、積分器１５０の出力は、最適デューティサイクルに達するまで、その値を上げ続ける。
【００９４】
回路の受動素子の調節は、微妙な点である。熱電発電機等の環境発電電源の開路電圧における変化が存在する場合、最大電力点追従ループは、これに応答する。しかしながら、回路の受動素子の値は、制御信号における変化が必要以上に大きい積分器出力の変化を起こすと言う状況につながり得る。開路電圧が降下すれば、電流も減少し、積分器の出力は、その値を上げる。それでも、この減少は、積分器の出力がその最適値を超過する事態を引き起こす可能性がある。
【００９５】
この挙動は、微分器の電圧が基準信号（Ｖｂａｔｔ／２）の値に到達するまで続くかもしれない。デューティサイクルの増分により引き起こされる出力電圧の勾配が、一般に環境発電電源の開路電圧の減少により引き起こされる勾配より小さいからである。Ｖｂａｔｔ／２の値を得る微分器１３０とその電圧のリプルのせいで、最大電力点追従は、発振を続け、かつ電流は上昇を始める。電流の増加により、積分器１５０の出力電圧の値の減少が引き起こされる。
【００９６】
変換器２００の出力電流がその最大値に到達すると、積分器１５０の出力電圧は、一定にとどまる。
【００９７】
結合インダクタによりＤＣ−ＤＣ変換器２００と組み合わせて設計された制御回路１００は、最小限の構成要素でアナログの最大電力点追従回路を実現する可能性を提供する。したがって、その消費電力も以前の設計に比べて最小化される。たとえば、制御回路１００は、最大電力点追従回路（制御回路１００）の出力電圧がＤＣ−ＤＣ変換器２００の切替素子（トランジスタ３００）のための制御信号なので、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路を必要としない。したがって、本発明の実施例による制御回路１００は、電力最適化システムに関しては特に興味深いものである。
【００９８】
記載の導入部分に示す通り、このような技術的応用の領域は、環境発電電源としての発熱発電機の使用である。したがって、以下では、熱電発電機の動作原理および性能について短い分析を行い、本発明の実施例の有用性について理解を深めることにする。
【００９９】
まず、熱電発電機のための電気的モデルについて説明する。熱電気発生器または熱電発電機（ＴＥＧ）のための最大電力点追従回路の設計には、その等価な電気回路ならびにその出力電圧および電力のレベルをわかっていることが必要である。熱電気発生器の電気的な部分は、非特許文献３で説明する電圧レベルＶｔｅｇ-ｏｃ（ｏｃ＝開回路）を付与する電源および抵抗値Ｒｍを有する内部抵抗器により説明され得る。したがって、電圧Ｖｔｅｇ−ｏｃは、消失する電流Ｉ（Ｖｔｅｇ−ｏｃ＝Ｖｔｅｇ（Ｉ＝０））のための熱電発電機の出力電圧Ｖｔeｇに等しい。Ｖｔｅｇ−ｏｃの値は、熱電発電機の熱い接合と冷たい接合との間の温度勾配ΔＴに比例し、かつ以下の式による熱電気モジュールの帰還係数aｍにも比例する。
【０１００】
Ｖｔｅｇ−ｏｃ＝αｍΔＴ                    （１）
【０１０１】
図４、図５および図６は、前提技術の熱電発電機である、ペルトロンの熱電気モジュール１２８Ａ１０３０で行った測定で得られた実験データを示す。図４は、異なる抵抗器に接続される熱電気モジュールにかかる電圧Ｖを複数のグラフという形で異なる温度勾配ΔＴについての電流Ｉの関数として示す。温度勾配ΔＴは、６．７１Ｋから３２．０５Ｋの間で変化する。図４に示す通り、開路電圧Ｖ＝Ｖｔｅｇ−ｏｃは、温度差ΔＴの増加で、増大する。
【０１０２】
図５は、同じ温度勾配ΔＴでの熱電発電機の出力電力Ｐ対出力電流Ｉを示す図である。熱電発電機からの最大電力は、その出力電圧が開路電圧Ｖ＝１／２・Ｖｔｅｇ−ｏｃの半分に等しい時に得られる。こうして、熱電発電機の内部抵抗とＤＣ−ＤＣ変換器２００の入力抵抗を一致させれば、確実に、熱電発電機からの最大電力を達成することができる。
【０１０３】
図６は、熱電発電機の内部抵抗Ｒｍが、考えられる温度勾配の増分とともに１０．2Ωから１２．３Ωへとわずかに上昇するところを最終的に示す図である。
【０１０４】
図２の結合インダクタに基づき、かつ、非特許文献５に記載されるＤＣ−ＤＣステップアップ変換器２００の簡易バージョン等のＤＣ−ＤＣ変換器の入力抵抗は、そのデューティサイクルＤに影響を及ぼすことにより制御され得る。上の説明では、図２に示すステップアップ変換器２００は、想定する温度勾配で熱電発電機から得られる低い入力電圧により、最大電力点制御回路とともに使用するＤＣ−ＤＣ変換器２００として選択された。
【０１０５】
上記の通り、最大電力点を追従するためのマイクロコントローラに共通して実現されるアルゴリズムは、Ｐ＆Ｏアルゴリズムであり、この場合、非特許文献１で説明される通り、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電力が上昇する場合、デューティサイクルＤを同じ方向に摂動させ、減少する場合には逆の方向へ摂動させる。アナログ回路を、非特許文献４に説明される通り高い効率を得られる最大電力点を追従するために採用してもよい。
【０１０６】
図２に示す通り、ステップアップ変換器２００が電池４４０に接続されている場合、電池４４０の出力電圧が一定で、出力電力が出力電流Ｉｂａｔｔに比例することが考えられる。したがって、最大電力点追従には、デューティサイクルＤの値を調節するため、出力電流の測定値だけが必要である。結合インダクタに基づき、かつ、非特許文献５で提示されたステップアップ変換器２００の簡易なバージョンは、最大電力点追従ループの試験目的に使用されている。図２のステップアップ変換器２００が、自己発振を引き起こす変圧器２６０の採用により連続と不連続（電流）モードとの間の境界で作用する。
【０１０７】
図７は、ステップアップＤＣ−ＤＣ変換器の出力電流Ｉo対デューティサイクルＤを示す模式図である。厳密には、図７は、連続および不連続導電モード間の境界におけるステップアップ変換器のデューティサイクルＤ対出力電流Ｉｏの図である。このように、採用された方法では、導関数ｄＩｏ／ｄＤ（＝ｄＩｂａｔｔ／ｄＤ）を使用して、デューティサイクルＤの値を変更して、導関数をゼロに強制する。
【０１０８】
これを説明すると、小さな摂動（図７の点Ａ等）によって出力電流Ｉｏが増えると、デューティサイクルは、その値Ｄに関して減少し、最適デューティサイクルＤｍａｘｐに到達するはずである。一方、電流Ｉｏが減少すると（図７における点Ｂ等）、デューティサイクルは、最適デューティサイクルＤｍａｘｐに到達するため、その値に関して減少するはずである。
【０１０９】
より詳細に説明すると、図８は、２つの異なる温度勾配（ΔＴ＝２６．９３ＫおよびΔＴ＝１６．５５Ｋ）で、ペルトロンＴＥＧ１２８Ａ１０３０について出力電力Ｐｏ対デューティサイクルＤを示す図である。既に概説した通り、より高い温度勾配または温度差ΔＴによって、出力電力Ｐｏは、温度勾配ΔＴ＝２６．９３Ｋの場合のほうが、温度勾配ΔＴ＝１６．５５Ｋの場合より高くなる。
【０１１０】
しかしながら、最大電力点追従によれば、熱電発電機の温度勾配および結果としてその開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃが変化する場合、ＤＣ−ＤＣ変換器２００のデューティサイクルＤを正しく変更する必要がある。
【０１１１】
図８では、当初の温度勾配ΔＴは、２６．９３Ｋであって、かつデューティサイクルが最大電力点のデューティサイクルＤｍａｘｐを上回る値の総称的な点である点１にあると仮定する。出力電力Ｐｏを増大させるためには、デューティサイクルＤを減らす必要があり、かつ、この温度勾配での最大電力は、点２で到達する。
【０１１２】
温度勾配がΔＴ＝１６．５５Ｋに下がる場合には、図８に点線の矢印で示す通り、出力電力特性が変化し、動作点は３になる。点２から点３に至る間、出力電力Ｐｏは、下がり、かつ、したがって最大電力点は、点４でこの電力特性の最大電力点に到達するまで、デューティサイクルの値Ｄを上げ続ける必要がある。
【０１１３】
温度勾配が再び上昇すると、動作点は、点４から点５に移動し、出力電力も増大する。しかしながら、デューティサイクルＤは、より高い温度ΔＴ＝２６．９３Ｋのポイント２で再び最大電力点に到達するまで、下がる必要がある。
【０１１４】
熱電発電機の温度勾配ΔＴにおける変化が速いために、出力電流Ｉｏの変化が大きい場合には、最大電力点追従は、一時的な電力の損失が起こる最大電力点を最終的には超え得る。
【０１１５】
図９は、この（制御）ループが最終的には機能しなくなるポイントに向かう状況を示す。既に説明の通り、最初の温度勾配は、ΔＴ＝２６．９３Ｋであり、デューティサイクルＤは、点１にあると仮定する。デューティサイクルＤが値を減らすと、図９に示すように動作点が点２へ移動する。
【０１１６】
熱電発電機の温度勾配が下がり、動作点が点３へ移動すると、出力電流Ｉｏが下がるので、デューティサイクルは、最終的にその値を上げ、図９に示す間違った方向をたどる。しかしながら、アナログ回路の構成要素の値を正確に調節すれば、制御ループは、電流の導関数が下がり続けることを検知して、後に正しい方向に向かうことができるはずである。
【０１１７】
既に述べた通り、本発明の実施例による制御回路１００および図２のＤＣ−ＤＣステップアップ変換器２００を使って、シミュレーションおよび測定を実施している。
【０１１８】
図１０は、シミュレーションの結果を示し、図１０のＡでは、熱電発電機の開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃが、図１０のＢの熱電発電機の出力で得られる電圧Ｖ＝Ｖｔｅｇとともに示される。図１０のＣは、処理部１２０の出力で得られる出力電流に比例する電圧ｖａｍｐｌｉｆのグラフである。もう少し具体的に述べると、図１０のＣは、図３の制御回路１００’の処理部１２０の出力電圧ｖａｍｐｌｉｆを示す。図１０のＤは、微分器１３０の出力における電圧ｖｄｉｆｆのグラフであり、図１０のＥは、制御回路１００’の比較器部１４０の反転増幅器の出力電圧ｖｃｏｍｐである。最後に、図１０のＦは、積分器１５０の出力の制御ループ電圧ｖｌｏｏｐのグラフである。
【０１１９】
まず、全体的にみると、図１０は、熱電発電機の開路電圧Ｖｔｅｇ−ｏｃが調節され、かつ、回路が調節されてこれらの変化に応答するように調節される場合に得られるシミュレーション結果を示す。熱電発電機は、抵抗器と直列のＤＣ電源電圧としてシミュレーションされる。熱電発電機の出力は、ＤＣ−ＤＣ変換器２００の入力２１０および２３０に接続される。開路電圧Ｖｔｅｇ−ｏｃ、すなわち抵抗器と直列のＤＣ電源電圧の値、１．１８Ｖを付与する熱電発電機から初めて、開路電圧は、矢印７００が指す瞬間に１．１８Ｖから９６０ｍＶに下がる。その後、矢印７１０が指す瞬間に、熱電発電機の開路電圧は、７４３ｍＶに降下する。これらの値は、それぞれ２６．９３Ｋ，２１．７２Ｋおよび１６．５５Ｋの温度勾配ΔＴに対応する。次に、矢印７２０で示す瞬間に、開路電圧Ｖｔｅｇ-оｃが、その第２の値に引き上げられ、その後、矢印７３０で示す瞬間には、その第１の値へ、そして、その後、最終的に矢印７４０が示す瞬間に１ステップのみで最小電圧まで降下する。言い換えれば、図１０のＡからＦのシミュレーションは、外部温度勾配ΔＴが上記の値の間で変化する場合の、熱電発電機、図２のＤＣ-ＤＣ変換器２００および図３の制御回路１００’ の応答を示す。
【０１２０】
０．０５秒を下回る短い過渡相以外は、図１０のＢに示される熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇは、開路電圧Ｖｔｅｇ-оｃのおよそ半分の安定した平均値の前後で素早く発振する。図１０のＣの信号Ｖａｍｐｌｉｆにおいてわかる通り、リプルとも呼ばれるこれらの発振は、処理部１２０の出力の信号においてかなり低減される。これは、処理部１２０のフィルタリング特性によるものである。微分器１３０の出力で、信号ｖｄｉｆｆは、正の電源電圧の半分の基準信号の値であるおよそ２．５Ｖの値を有する。しかしながら、処理部１２０の信号ｖａｍｐｌｉｆは、リプルを含むので、微分器信号ｖｄｉｆｆも相当するリプルを含む。それでも、本発明の実施例による制御回路１００’の処理部１２０のフィルタリング特性がなければ、この状況下では、リプルの振幅は、これよりもかなり大きいものになると考えられる。
【０１２１】
信号ｖｄｉｆｆを反転増幅器を備える比較器部１４０へ付与することにより、図１０のＥに示す信号ｖｃｏｍｐが得られる。比較器部１４０の反転増幅器の高利得特性により、信号ｖｃｏｍｐが、正の電源電圧（５Ｖ）と基準電位の電圧または負の電源電圧（Ｖｓｓ＝0Ｖ）との間で発振することがわかる。比較器信号ｖｃｏｍｐの挙動は、最終的には、待ち時間またはヒステリシスを持ち得る従来技術の比較器とは異なるので、入力信号ｖｄｉｆｆのリプルによって、積分器１５０により達成される出力値に誤差を引き起こす、対応する変化が比較器信号ｖｃｏｍｐに生じることはない。
【０１２２】
比較器部１４０の比較器信号ｖｃｏｍｐを積分する積分器１５０は、図１０のＦに示すように制御信号、フィードバック信号またはループ信号ｖｌｏｏｐにつながる。信号ｖｌｏｏｐは、それぞれの時間領域において、およそ２．２５Ｖの平均値を有するが、ＤＣ−ＤＣ変換器２００のトランジスタ３００のゲート電圧の発振により急速な発振が重畳される。
【０１２３】
図１から図３の記載の枠組で説明した通り、図１０のＢの熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇが開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃのおよそ半分になるように、ＤＣ−ＤＣ変換器２００の入力４００において信号ｖｌｏｏｐを付与することにより、仮想インビーダンスが創出される。言い換えれば、ＤＣ−ＤＣ変換器２００の信号の発振により、熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇのこれら小さな発振が生成される。
【０１２４】
図１０のＡに示す通り、矢印７００で示す瞬間に、熱電発電機の開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃ（＝Ｖｔｅｇ（Ｉ＝０））が、１．１８Ｖから９６０ｍＶに下がる。結果として、図１０のＢに示す通り、熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇも応じて降下する。対応の電流降下を伴うこの電圧降下は、制御回路１００’の入力電圧Ｖｉにも存在するが、これについては、簡素化のために図１０には示していない。しかしながら、処理部１２０の信号ｖａｍｐｌｉｆも、急な降下を見せ、これにより処理部の出力信号ｖａｍｐｌｉｆの遷移の長さの微分信号が鋭く立ちあがることになる。微分器が、反転演算増幅器回路によるものであるため、微分信号ｖｄｉｆｆは、入力信号が下がるにも関わらず正の信号変化を含む。
【０１２５】
微分信号ｖｄｉｆｆの遷移の長さの間、比較器部１４０は、基準電位Ｖｓｓ＝０の負の電源電圧に等しい比較器信号ｖｃｏｍｐを生成する。結果として、積分器１５０のために使用される回路によって、図１０のＦに示すように、積分器１５０の制御信号またはフィードバック信号ｖｌｏｏｐが応じて立ち上がる。熱電発電機の出力電圧Ｖｔeｇを開回路出力電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃの半分の電圧で安定化させるのは、制御信号ｖｌｏｏｐのこの変化である。言い換えれば、制御信号ｖｌｏｏｐの上昇が、インピーダンスの適合につながる。
【０１２６】
制御信号ｖｌｏｏｐの上昇により、熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇが、開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃの半分に設定される。これは、図１０のＢにおける降下の勾配を図１０のＡにおけるものとを比較してみればわかる。降下の最初の電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃの勾配と電圧Ｖｔｅｇの勾配は、同等だが、開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃは、急にその最終値に降下し、一方、発電機の出力電圧Ｖｔｅｇは、よりゆっくりと最終値に接近する。上記の第２フェーズにおける、このよりゆっくりした降下が、その長さにおいて、負の電源電圧Ｖｓｓに設定される比較器信号ｖｃｏｍｐおよび制御信号ｖｌｏｏｐの立ち上がりに相当し、このよりゆっくりした降下が制御回路１００’により引き起こされることを示す。制御回路１００’がなければ、熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇは、開回路の電源Ｖｔｅｇ-ｏｃの半分という所望の値より高い値になると考えられる。したがって、制御回路は、発電機の最大電力点を追従し続けている。
【０１２７】
矢印７００が示す瞬間の前の状況が、矢印７１０が示す瞬間の前に繰り返される。しかしながら、開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃ、熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇ、処理部１２０の出力における増幅信号ｖａｍｌｉｆ、および信号ｖｌｏｏｐを出力する積分器１５０の出力電圧については、わずかに異なる電圧レベルである。状況は、矢印７１０および７４０が示す瞬間では、上記の急激な変化とあまり相違しない。
【０１２８】
対応する電圧変化の符号が逆であることを除けば、矢印７２０と７３０が示す瞬間の状況もあまり相違しないので、比較器部１４０の比較器信号ｖｃｏｍｐは、正の電源電圧Ｖｃｃ＝Ｖｂａｔｔの値を取得する。開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃのこれらすべての遷移の間、熱電発電機の出力電圧Ｖｔｅｇは、その入力４００に付与される制御信号ｖａｍｐｌｉｆにより、ＤＣ−ＤＣ変換器２００のインビーダンスを変更するものと言っても差し支えない上記２つの位相変化を含む。
【０１２９】
制御ループの構成要素の調節により、熱電発電機の開路電圧における変化に対する制御信号の応答を、最適デューティサイクルを超えるものにするかもしれない。しかしながら、制御ループは、最大電力点に戻り、その値を維持することができる。言い換えれば、このような場合でも、制御回路１００は、ＭＰＰに戻ることができるのであり、達成できる効率がわずかに減るだけのことである。
【０１３０】
図１１Ａは、上記の最大電力点制御ループの正確さを評価するために、熱電発電機から引き出される理論上の電力とシミュレーションされた電力とを比較する表である。理論上の値とシミュレーションした値との差は、０．６Ｖから０．８Ｖの範囲にある開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃについて５％を下回る範囲にある。制御回路１００’およびＤＣ−ＤＣ変換器２００が動作する低電力の制約に特に注目すると、ＭＰＰを超過する状況に対応する図１１Ａの表に示す結果では、偏差（誤差と呼ぶ）は、非常に良好である。
【０１３１】
さらに、最大電力点追従回路の機能性についても、上記の原型でテストした。図１１Ｂに示す表は、得られた結果を示す。理論上の値を測定値と比べると、１Ｖから１．４Ｖまでの開路電圧Ｖｔｅｇ-ｏｃの電圧領域における偏差は、２．５％を下回ることがわかる。これは、制御回路１００が、低電力の応用においても、ＤＣ−ＤＣ変換器２００を非常に正確に制御する能力があることを強調する。
【０１３２】
本発明の実施例による制御回路１００（および１００’）は、単純な最大電力点追従アナログ回路を表し、これは、たとえば太陽電池または熱電発電機と、４つの低電力演算増幅器のみを組み合わせて使用することで実現できる。最大電力点追従回路は、結合インダクタによるステップアップ変換器のデューティサイクルを制御する。図示の通り、回路の概念についてテストし、かつ、シミュレーションおよび実際の結果について示した。最大電力点追従回路は、熱電発電機の開路電圧の増加または減少がある時に、最大電力点を達成する最適デューティサイクルを見つけることができる。
【０１３３】
前提技術のシステムに関しては、これは、改善および効果につながり得る。今日、最大電力点追従の最も一般的な技術は、デジタル信号処理またはマイクロコントローラを使用する。しかしながら、アナログ回路を利用するより単純な解決法も存在する一方で、それらの消費電力および／または複雑性が、多くの応用にとって十分に満足のいくものとは言えない。本発明の実施例による最大電力点追従制御システムは、４つの低電力演算増幅器のみを有する単純な回路を備える。最大電力点追従を行うために、制御ループに、クロックを有するフリップフロップやアナログ乗算器を備える必要がない。また、このシステムでは、非特許文献４に記載されるような、フリップフロップを用いた際の符号の不安定性の問題がない。
【０１３４】
直接的に比較器を使用する代わりに、比較器部１４０の枠組で、高利得の反転演算増幅器を使用することで、積分器における電圧ドリフトおよび誤った値で制御電圧が安定化することを引き起こす、回路による応答の時間遅延を防止する。さらに、基準信号が、演算増幅器の正と負の電源電圧の差の電圧の半分を含むので、最大電力点に到達した際に、負と正の電源電圧間で出力がスイングし、ゼロ電圧平均値を有する。
【０１３５】
また、最大電力点追従とともに使用するＤＣ−ＤＣ変換器２００は、常に連続および不連続導電モード間の境界内で動作可能である。こうして、制御ループが、その動作モードの調整による電流の変化に基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換器２００のデューティサイクルに影響を与える決定を行うことはできなくなる。
【０１３６】
しかしながら、本発明の実施例は、図２のＤＣ−ＤＣ変換器２００等の結合インダクタによるステップアップＤＣ−ＤＣ変換器とともに使用するものに限定されるわけではない。本発明の実施例による制御回路は、ステップアップ変換器、ステップダウン変換器、単一のインダクタによる変換器、および容量エネルギ蓄積または他の技術による変換器のようないかなる種類のＤＣ−ＤＣ変換器とともに使用することができる。しかしながら、たとえば単一インダクタのＤＣ−ＤＣ変換器を使用する際には、ＰＷＭ回路等の追加の回路を構築するほうがよいかもしれない。それらが、最終的に自己発振による変換ではないかもしれないからである。
【０１３７】
さらに、適当な設計手段（構成要素の対応する寸法決め等）により連続電流モード（ＣＣＰ）で確実に動作するようにＤＣ−ＤＣ変換器を構築するほうが好ましいかもしれない。この場合、変換器がＣＣＰモードとＤＣＰ（不連続電流モード）との間で切り替わるので、制御回路がＤＣ−ＤＣ変換器を駆動するポイントが、変換器がＣＣＰモードのみまたはＣＣＰおよびＤＣＰモード間の境界でのみ動作する場合に比べて、理想的な最大電力点とはより大きく異なるかもしれない。
【０１３８】
さらに、微分器１３０を図３の微分器と異なって実現することができる。図３の積分器１５０も、演算増幅器回路によるものでなくてもよい。随意の処理部１２０に関しても、演算増幅器を使用せず、ローパスフィルタ特性、帯域パスフィルタ特性、ノッチ特性またはハイパスフィルタ特性を有する単純なフィルタを用いてもよい。当然ながら、演算増幅器回路に代えて、個々のトランジスタによる他の構成を用いてもよい。
【０１３９】
以下では、説明を簡潔にするために、類似の参照符号は、参照符号をまとめることによって置き換えられる。たとえば、制御回路１００および１００’は、共通の要約参照符号１００とする。
【０１４０】
図１２Ａは、本発明の実施例のＤＣ−ＤＣ変換器システム９００の模式図であり、入力電圧Ｖｉｎｐｕｔ用の入力２１０と、基準電位または負の電源電圧用の他の入力２３０と、制御信号入力４００と、図２に関連して説明したような出力４５０とを有するＤＣ−ＤＣ変換器２００を備える。入力２１０と他の入力２３０は、負荷が結合され得る出力（簡潔にするため図１２Ａに不図示）に、熱電発電機、光セルまたは他の環境発電装置を結合するための入力または端子と考えることができる。
【０１４１】
ＤＣ−ＤＣ変換器システム９００は、図１または図３に関連して説明した本発明の実施例による制御回路１００をさらに含む。制御回路１００の入力１１０は、ＤＣ−ＤＣ変換器２００の出力４５０に結合されるが、制御回路１００の出力１６０は、ＤＣ−ＤＣ変換器２００の制御信号入力４００に結合される。結果として、帰還ループが閉じられ、ＤＣ−ＤＣ変換器システム９００は、ＤＣ−ＤＣ変換器システム９００の入力２１０および２３０に接続可能な環境発電装置の最大電力点またはその付近で動作することが可能になる。
【０１４２】
図１２Ｂは、本発明の実施例による制御回路１００およびＤＣ−ＤＣ変換器システム９００の可能な応用例を示す模式図である。図１２Ｂは、図１２Ａに関連して説明したＤＣ−ＤＣ変換器システム９００を備える携帯装置９５０を示し、ＤＣ−ＤＣ変換器システム９００は、上記の態様で相互に結合される制御回路１００およびＤＣ−ＤＣ変換器２００を備える。
【０１４３】
携帯装置９５０は、出力９７０と随意の他の出力９８０とを有する熱電発電機９６０をさらに含む。図１２Ｂでは、熱電発電機は、出力９７０が入力２１０に結合され、かつ他の出力９８０がＤＣ−ＤＣ変換器システム９００の他の入力２３０に結合される。したがって、熱電発電機は、入力信号（ＶｉｎｐｕｔおよびＶｓｓ（またはＧＮＤ））をＤＣ−ＤＣ変換器システム９００のＤＣ−ＤＣ変換器２００へ付与することができる。
【０１４４】
携帯装置９５０は、たとえば、携帯電話または移動電話、手持ち型コンピュータシステム（ＰＤＡ（携帯情報端末）、ナビゲーションシステム等）または他の戸外で使用する装置（デジタルカメラ、腕時計等）でもよい。
【符号の説明】
【０１４５】
１００  制御回路、２００  ＤＣ−ＤＣ変換器、１１０  入力、１３０  微分器、１４０  比較器部、１５０  積分器、１６０  出力、５００  抵抗器、５８０  反転増幅器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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