(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機に電圧を供給するインバータ部と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出器と、前記電動機の磁軸をｄ、ｄ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだｑからなるｄ−ｑ軸と、電動機の指定磁軸をγ、γ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだδからなるγ−δ軸の位相差Δθをゼロとするようにして前記電動機の磁極位置及び回転子速度を推定演算する位置速度推定器を備えたインバータ制御装置において、
γ−δ軸に対しπ／４［ｒａｄ］遅れたまたは進んだγｍ−δｍ軸を設定し、前記電動機の誘起電圧モデルをγｍ−δｍ軸に設け、γｍ−δｍ軸の電圧指令値及び電流検出値を用いてγｍ−δｍ軸の前記電動機の誘起電圧値を推定演算する誘起電圧推定器と、
前記誘起電圧値のγｍ軸成分に対するδｍ軸成分の比を用いた逆正接関数演算によって前記位相差Δθを算出する軸誤差演算器を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
前記誘起電圧モデルは、
【数１】
0005228435.tif 000014
によって示される近似誘起電圧モデルであることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記誘起電圧推定器は、γｍ−δｍ座標系の前記電圧指令値、前記電流検出値及び前記回転子速度を用いて、前記誘起電圧を推定演算する状態オブザーバであることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ制御装置。 
【請求項４】
前記軸誤差演算器は、前記誘起電圧値を入力とし、
【数２】
0005228435.tif 000015
を用いて、前記位相差Δθを演算することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機に電圧を供給するインバータ部と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出器と、前記電動機の磁軸をｄ、ｄ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだｑからなるｄ−ｑ軸と、電動機の指定磁軸をγ、γ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだδからなるγ−δ軸の位相差Δθをゼロとするようにして前記電動機の磁極位置及び回転子速度を推定演算する位置速度推定器を備えたインバータ制御装置の制御方法において、
γ−δ軸に対しπ／４［ｒａｄ］遅れたまたは進んだγｍ−δｍ軸を設定し、前記電動機の誘起電圧モデルをγｍ−δｍ軸に設け、γｍ−δｍ軸の電圧指令値及び電流検出値を用いて、γｍ−δｍ軸の前記電動機の誘起電圧値を推定演算し、
前記誘起電圧値のγｍ軸成分に対するδｍ軸成分の比を用いた逆正接関数演算によって前記位相差Δθを算出するという手順で処理することを特徴とするインバータ制御装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機を速度・位置検出器を用いずに駆動するインバータ制御装置とその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の永久磁石型同期電動機を速度・位置検出器を用いずに駆動するインバータ制御装置は、同期電動機の誘起電圧を用いる方法として、電動機の指定磁軸であるγ軸とπ／２［ｒａｄ］進んだδ軸からなる座標系において、回転子速度指令ωＲＲＥＦの絶対値が大きくなる程小さくなる分配ゲインＫ１と回転子速度指令ωＲＲＥＦの絶対値が大きくなる程大きくなる分配ゲインＫ２を用い、回転子速度指令ωＲＲＥＦにＫ１を、同期電動機の誘起電圧もしくは誘起電圧推定値より求めた回転子速度推定値ωＲＰにＫ２をそれぞれ乗じたものを加算し、指定磁軸のγ−δ軸の回転子速度ωＲγを決定している（例えば、特許文献１参照）。また、同期電動機の突極性を用いる方法として、推定磁束軸に高周波信号を重畳し、磁束位置の誤差信号を高周波信号と同じ周波数成分の電圧、電流検出信号から抽出して磁束の大きさと位置を推定し、ゼロ速度、ゼロ出力周波数領域を含む全ての駆動範囲で安定制御を行うものもある（例えば、特許文献２参照）。さらに、運転中に変化するｑ軸インダクタンスＬｑを過渡同定モデルを用いて同定し、速度や位置を推定する位置推定器で用いて位置推定精度を向上させているものもある（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
一般に、同期電動機の発生する誘起電圧を用いて速度・位置を推定する際に用いられる同期電動機の誘起電圧モデルは、γ−δ座標系に構築され、そのモデルは（１）、（２）式で示される。
【０００４】
【数１】
0005228435.tif 000002
【０００５】
ここで、
【０００６】
【数２】
0005228435.tif 000003
【０００７】
また、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸の位相差Δθは（３）式で求められる。
【０００８】
【数３】
0005228435.tif 000004
【０００９】
ここで、ｄ軸インダクタンスＬｄは負荷に対してほとんど変化しないが、ｑ軸インダクタンスＬｑは大きく変化することが知られている。
【００１０】
図４において、１０１は分配ゲイン発生器、１０２は速度コントローラ、１０３はγ軸電流指令発生器、１０４はδ軸電流コントローラ、１０５はγ軸電流コントローラ、１０６はベクトル制御回路、１０７はインバータ回路、１０８は同期電動機、１０９は３相２相変換器、１１０はγ−δ軸電流・誘起電圧推定器、１１１は比例制御用速度演算器、１１２は磁軸演算器、１１３は積分、磁軸回転用速度演算器である。
速度指令ωＲＲＥＦにより分配ゲイン発生器１０１が分配ゲインＫ１、Ｋ２を作成し、γ軸指令ｉγＲＥＦは、ｉγＲＥＦＬ：低速時指令、ｉγＲＥＦＨ：高速時指令とＫ１、Ｋ２をγ軸電流指令発生器１０３に入力して作成する。速度コントローラ１０２はδ軸電流ｉδＲＥＦ（ｋ＋１）を出力し、δ軸電流コントローラ１０４及びγ軸電流コントローラ１０５よりδ、γ軸電圧指令ｖδＲＥＦ、ｖγＲＥＦを出力し、ベクトル制御回路１０６に入力される。ベクトル制御回路１０６には、磁軸演算器１１２よりθｅｓｔ（ｋ＋１）を入力し、電圧の大きさ、位置角をインバータ回路１０７に入力する。インバータ回路１０７は同期電動機１０８に電流を供給する。３相２相変換器１０９にｉu、ｉwを入力し、回転子座標系γ−δ軸電流を作成する。これをγ−δ軸電流・誘起電圧推定器１１０に入力し、あわせて電圧指令ｖδＲＥＦ、ｖγＲＥＦを入力する。γ−δ軸電流・誘起電圧推定器１１０により誘起電圧推定値εδｅｓｔ（ｋ＋１）、εγｅｓｔ（ｋ＋１）を比例制御用速度演算器１１１に入力し、指令制御用速度ωＲＰｅｓｔを出力する。一方、ｉγｅｓｔ（ｋ＋１）、ｉδｅｓｔ（ｋ＋１）はδ軸電流コントローラ１０４及びγ軸電流コントローラ１０５に入力され、電圧指令を作成する。ωＲＰｅｓｔとωＲＲＥＦ、分配ゲインＫ１、Ｋ２が積分、磁軸回転用速度演算器１１３に入力され、磁軸の回転速度ωＲγｅｓｔを出力する。
なお、誘起電圧推定器１１０は、誘起電圧値εγｅｓｔ、εδｅｓｔを（４）式で、速度推定値ωＲＰｅｓｔを（５）式で演算する。
【００１１】
【数４】
0005228435.tif 000005
【００１２】
但し、ωＲφｅｓｔ：仮回転子速度推定値、Ｋｐ：比例ゲイン、ＴＳ：演算周期、Ｋ１〜Ｋ８：オブザーバゲイン。
このように、従来のインバータ制御装置は、同期電動機の誘起電圧を推定演算し、γ―δ軸に構築された誘起電圧モデル式に基づき、同期電動機の回転子速度や磁極位置を推定演算するのである。
【特許文献１】特開平１０−１７４４９９号公報（第７頁、図２）
【特許文献２】特開２００３−２９９３８１号公報（第７頁、図１）
【非特許文献１】平成１８年電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−１０６、ｐ．５３３−５３６（２００６−３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従来の永久磁石型同期電動機を速度・位置検出器を用いずに駆動するインバータ制御装置は、誘起電圧モデル式に含まれる固定子抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び誘起電圧定数φといった電動機パラメータに誤差があると、推定された誘起電圧値に誤差が生じ、結果として回転子速度推定値に誤差が発生したり、電動機の回転が振動したりするという問題があった。また、高周波信号を重畳する場合は、重畳する信号によりトルク振動が発生し、低速時と高速時の適応調整器を速度に応じて切り替え装置を必要とするという問題があった。さらに、過渡同定モデルを用いる場合は、同定用信号として瞬時変化の伴うｑ軸電流を必要とするために、トルク脈動が発生するという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電動機パラメータが変化しても位置推定誤差を抑制するとともに、トルク振動やトルク脈動のない安定的な駆動ができる位置センサレス制御によるインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
本発明のインバータ制御装置は、永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機に電圧を供給するインバータ部と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出器と、前記電動機の磁軸をｄ、ｄ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだｑからなるｄ−ｑ軸と、電動機の指定磁軸をγ、γ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだδからなるγ−δ軸の位相差Δθをゼロとするようにして前記電動機の磁極位置及び回転子速度を推定演算する位置速度推定器を備えたインバータ制御装置において、γ−δ軸に対しπ／４［ｒａｄ］遅れたまたは進んだγｍ−δｍ軸を設定し、前記電動機の誘起電圧モデルをγｍ−δｍ軸に設け、γｍ−δｍ軸の電圧指令値及び電流検出値を用いて、γｍ−δｍ軸の前記電動機の誘起電圧値を推定演算する誘起電圧推定器と、前記誘起電圧値のγｍ軸成分に対するδｍ軸成分の比を用いた逆正接関数演算によって前記位相差Δθを算出する軸誤差演算器を備えるようにするものである。
また、本発明は、前記誘起電圧モデルが、
【００１５】
【数５】
0005228435.tif 000006
【００１６】
但し、
【００１７】
【数６】
0005228435.tif 000007
【００１８】
によって示される近似誘起電圧モデルとするものである。
また、本発明は、前記誘起電圧推定器が、γｍ−δｍ座標系の前記電圧指令値、前記電流検出値及び前記回転子速度を用いて、前記誘起電圧値を推定演算する状態オブザーバとするものである。
また、本発明は、前記誤差演算器が、前記誘起電圧値を入力とし、
【００１９】
【数７】
0005228435.tif 000008
【００２０】
を用いて、前記位相差Δθを演算するものである。
【００２１】
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
本発明は、永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機に電圧を供給するインバータ部と、前記電動機に流れる電動機電流を検出する電流検出器と、前記電動機の磁軸をｄ、ｄ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだｑからなるｄ−ｑ軸と、電動機の指定磁軸をγ、γ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだδからなるγ−δ軸の位相差Δθをゼロとするようにして前記電動機の磁極位置及び回転子速度を推定演算する位置速度推定器を備えたインバータ制御装置の制御方法において、γ−δ軸に対しπ／４［ｒａｄ］遅れたまたは進んだγｍ−δｍ軸を設定し、前記電動機の誘起電圧モデルをγｍ−δｍ軸に設け、前記電圧指令値及び前記電流検出値を用いて、γｍ−δｍ軸の前記電動機の誘誘起電圧値を推定演算し、前記誘起電圧値のγｍ軸成分に対するδｍ軸成分の比を用いた逆正接関数演算によって前記位相差Δθを算出するという手順をとったのである。 
【発明の効果】
【００２２】
本発明によると、位置推定誤差を抑制し、制御対象や運転状態を限定することなく安定的な電動機駆動を実現できる。
また、本発明によると、簡潔な演算により電流検出値から位相差Δθを算出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００２４】
図１は本発明の位置センサレスインバータ制御装置の制御ブロック図である。図において、速度制御器１は、回転子速度指令値ω＊と後述する回転子速度推定値ω＾を入力し、その偏差を比例・積分（ＰＩ）制御により指令通りの回転数となるようにトルク電流指令ｉδ＊を作成する。γ軸及びδ軸電流制御器２、３は、各軸の電流指令値ｉγ＊、ｉδ＊と後述の電流値ｉγ、ｉδを入力とし、指令通りの電流となるようにそれぞれ電圧指令ｖγ＊、ｖδ＊を作成する。ベクトル制御回路４は、γ−δ座標系での電圧指令ｖγ＊、ｖδ＊と、後述の磁極推定位置θ＾を入力し、同期電動機６に印加する電圧振幅値と電圧位相を求める。インバータ部５は、電圧振幅値と電圧位相を入力とし、各相の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換後、同期電動機６に印加する。同期電動機６は、制御対象としてインバータ部５に接続されている。電流検出器１３は、相電流をｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。
【００２５】
また、座標変換器７は、検出された相電流をｉｕ、ｉｖ、ｉｗを同期電動機６の固定子の一つの相であるα軸と、α軸からπ／２［ｒａｄ］進んだβ軸からなるα‐β座標系での電流値ｉα、ｉβに変換する。座標変換器８は、電流値ｉα、ｉβをγ−δ座標系での電流値ｉγ、ｉδに変換する。変換の際は後述の磁極位置の推定値θ＾を用いる。座標変換器９は、−π／４［ｒａｄ］回転させる変換器であり、γ−δ座標系の電流値ｉγ、ｉδをγｍ−δｍ座標系の電流値ｉγｍ、ｉδｍに、また電圧指令値ｖγ＊、ｖδ＊をｖγｍ、ｖδｍに変換する。誘起電圧推定器１０は、γ−δ軸に対しπ／４［ｒａｄ］遅れたγｍ−δｍ軸に構成された同期電動機６の誘起電圧モデルで構成され、電圧指令値ｖγｍ、ｖδｍ及び電流検出値ｉγｍ、ｉδｍを用いて、同期電動機６の電流値及び誘起電圧推定値を演算する。また、軸誤差演算器１１は、誘起電圧推定器１０が推定した誘起電圧推定値を用いて位相差Δθを算出する。さらに、位置速度推定器１２は、位相差Δθを入力し、回転子速度推定値ω＾及び磁極位置の推定値θ＾を演算して出力する。
なお、誘起電圧推定器１０、軸誤差演算器１１、位置速度推定器１２の動作については後で詳細に説明する。
本発明が従来技術と異なる部分は、座標変換器９を追加し、さらに変更された誘起電圧推定器１０と軸誤差演算器１１を備えた部分である。
【００２６】
次に、図１に示した制御ブロック図を説明する。
座標変換器９は、γ−δ座標系での電流値ｉγ、ｉδを座標系γｍ−δｍ座標系での電流値ｉγｍ、iδｍに変換する変換器であり、その変換行列Ｔ４５は（６）式に示すものとなる。また、γ−δ座標系での電圧指令値ｖγ＊、ｖδ＊に対しても、同様の変換行列Ｔ４５を用いて、座標系γｍ−δｍ座標系での電圧指令値ｖγｍ、ｖδｍを求めている。
【００２７】
【数８】
0005228435.tif 000009
【００２８】
誘起電圧推定器１０は、時刻ｔ＝ｋ・Ｔｓ（Ｔs：演算周期）におけるγｍ−δｍ座標系での電流値ｉγｍ、ｉδｍ及び電圧指令値ｖγｍ、ｖδｍを入力して、（７）式によりｔ＝（ｋ＋１）・Ｔｓ時のγｍ−δｍ座標系での電流値ｉγｍ＾、ｉδｍ＾を、（８）式により誘起電圧εγｍ＾、εδｍ＾を推定演算している。
【００２９】
【数９】
0005228435.tif 000010
【００３０】
ここで、Ｋ11、Ｋ12、Ｋ21、Ｋ22、Ｋ31、Ｋ32、Ｋ41、Ｋ42：オブザーバゲインであり、
【００３１】
【数１０】
0005228435.tif 000011
【００３２】
誘起電圧εγｍ、εδｍは、拡張された誘起電圧と呼ばれ、（１０）式で表されるものである。
【００３３】
【数１１】
0005228435.tif 000012
【００３４】
軸誤差演算器１１は、推定された誘起電圧εγｍ＾、εδｍ＾を入力し、（１１）式に示すεγｍ、εδｍを用いた逆正接関数演算を行い、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸の位相差Δθを算出している。
【００３５】
【数１２】
0005228435.tif 000013
【００３６】
図２は、位置速度推定器１２の詳細図である。図において、２１は比例・積分要素で構成された速度推定器で、上記（１１）式で算出された位相差Δθが入力されると、位相差Δθが０になるように制御して、回転子速度推定値ω＾を出力する。２２は磁極位置演算器で、回転子速度推定値ω＾に演算周期Ｔsを乗じて、演算周期Ｔsあたりの位相更新量を算出し、それを積分して磁極位置の推定値θ＾として出力する。
このように、γ−δ軸からπ／４［ｒａｄ］遅れたγｍ−δｍ軸に同期電動機の誘起電圧モデルを構成し、電圧指令値ｖγｍ、ｖδｍ及び電流検出値ｉγｍ、ｉδｍを用いて、誘起電圧推定値を演算して、位相差Δθ、回転子速度推定値ω＾、磁極位置の推定値θ＾を推定演算している。
【００３７】
次に、γｍ−δｍ座標上で位置推定すると、電動機パラメータが変化しても、いかにして位置推定誤差を抑制できるかについて説明する。
図３は、γ−δ座標系とγｍ‐δｍ座標系での軽負荷時および重負荷時のインピーダンス軌跡図である。図において、３１は軽負荷時のインピーダンス軌跡、３２は重負荷時のインピーダンス軌跡、３３は永久磁石回転子、３４はδ軸における負荷変動によるインピーダンスの変化を表しており、３５はδｍ軸における負荷変動によるインピーダンスの変化を表している。
ここで、各座標系の相対関係についてまとめておく。α−β座標系は固定子巻線の一つの相を基準とした固定座標系、ｄ−ｑ座標系はα‐β座標系からθだけ進んだ位相にある座標系で回転子磁軸を基準としている。また、γ−δ座標系はｄ−ｑ座標系に対しΔθだけ遅れ、γｍ−δｍ座標系はγ−δ座標系に対しπ／４［ｒａｄ］だけ遅れている。
図３において、埋め込み型永久磁石電動機（ＩＰＭ）のように突極性がある電動機のインピーダンス軌跡は、磁極方向に対し、直交する方向の径の大きな楕円形３１となる。しかし、突極性がある電動機のインダクタンスは、電動機に流れる電流が大きい程小さくなり、ｄ軸インダクタンスよりもｑ軸インダクタンスの方が小さくなる程度は大きい。このため、固定子抵抗（Ｒ）を一定とすると、軽負荷時には楕円形３１であったインピーダンス軌跡は、円３２に近づく。
【００３８】
このようなインピーダンス軌跡を有する電動機に対し、従来技術のようにγ−δ座標系に誘起電圧モデルを構築すると、位相差Δθを算出する際、ｑ軸インダクタンスＬｑのパラメータ誤差は分子と分母の変化が同じ比率でなく不均衡を生じる。このため、従来技術で説明した（３）式で位相差Δθを演算すると位相誤差を発生してしまう。
【００３９】
ところが、本発明のようにγｍ−δｍ座標系に誘起電圧モデルを構築すると、ｉγｍ、ｉδｍはほぼ等しくなるため、ｑ軸インダクタンスＬｑのパラメータ誤差は、推定する誘起電圧εγｍ、εδｍに同じ大きさの影響を与える。このため、ｑ軸インダクタンスＬｑのパラメータ誤差は、（１１）式（数１２）の右辺の逆正接関数演算では影響を与えず、演算する位相差Δθの誤差を抑制することとなる。
換言すれば、γｍ−δｍ座標系に誘起電圧モデルを構築すると、負荷変動よるδ軸上のインダクタンスの変化分３４に対してδｍ軸上のインダクタンスの変化分３５を小さく抑えることが出来、誘起電圧モデル中のインダクタンスＬｄ、Ｌｑのパラメータ誤差を抑制することと同様の効果を得ている。
【００４０】
また、誘起電圧定数φについても、γ−δ座標系に誘起電圧モデルを構築すると誘起電圧定数φのパラメータ誤差はεδにのみに影響を与えるが、γｍ−δｍ座標系に構築するとπ／４［ｒａｄ］のｓｉｎとｃｏｓの値は等しいので、通常の制御状態である位相差Δθが０付近では、誘起電圧定数φのパラメータ誤差はεγｍ、εδｍに等しく影響してキャンセルされ、演算する位相差Δθには誤差は発生しない。
【００４１】
このように、ｑ軸インダクタンスＬｑや誘起電圧定数φの変化に対して、位相差Δθの推定性能の劣化を抑制した位置推定が行え、さらには高周波信号の重畳や同定用信号を入力していないので、安定的でトルク振動のない電動機駆動を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１実施例を示すインバータ制御装置の制御ブロック図
【図２】本発明の位置速度推定器１２の詳細図
【図３】本発明の動作を説明するγ−δ座標系とγｍ−δｍ座標系における軽負荷時および重負荷時のインピーダンス軌跡図
【図４】従来のインバータ制御装置の制御ブロック図
【符号の説明】
【００４３】
１  速度制御器
２  ｄ軸電流制御器
３  ｑ軸電流制御器
４  ベクトル制御回路
５  インバータ部
６  同期電動機
７、８、９  座標変換器
１０  誘起電圧推定器
１１  軸誤差演算器
１２  位置速度推定器
１３  電流検出器
２１  速度推定器
２２  磁極位置演算器
３１  軽負荷時インピーダンス軌跡
３２  重負荷時インピーダンス軌跡
３３  永久磁石
３４  負荷によるδ軸インピーダンス変化分
３５  負荷によるδｍ軸インピーダンス変化分
１０１  分配ゲイン発生器
１０２  速度コントローラ
１０３  γ軸電流指令発生器
１０４  δ軸電流コントローラ
１０５  γ軸電流コントローラ
１０６  ベクトル制御回路
１０７  インバータ回路
１０８  同期電動機
１０９  ３相２相変換器
１１０  γ−δ軸電流・誘起電圧推定器
１１１  比例制御用速度演算器
１１２  磁軸演算器
１１３  積分、磁軸回転用速度演算器
【図１】
0005228435.tif 000016
【図２】
0005228435.tif 000017
【図３】
0005228435.tif 000018
【図４】
0005228435.tif 000019