(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャパシタを充電する充電回路であって、
一端が前記キャパシタの一端に接続された電源と、
一端が前記キャパシタの他端に接続されたインダクタと、
前記電源の一端と前記インダクタの他端との間に接続された第１のスイッチングトランジスタと、
前記電源の他端と前記インダクタの他端との間に接続された第２のスイッチングトランジスタと、
前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを一方がＯＮの時に他方がＯＦＦとなるように交互にＯＮにする制御回路と
を備え、
前記キャパシタに印加される電圧を出力電圧とし、
前記制御回路が、前記第１または第２のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ比をＮ回、階段的に変化させることで、前記出力電圧を所望の初期値Ｖ０から最終値ＶＮまで段階的に各段における上昇幅が等しくなるように上昇させ、
前記出力電圧で前記キャパシタを充電する際に前記電源が行う仕事が最小となるようにすることを特徴とする充電回路。
【請求項２】
前記キャパシタが電気２重層キャパシタであることを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
【請求項３】
キャパシタを充電する充電回路による充電方法であって、
前記充電回路は、
一端が前記キャパシタの一端に接続された電源と、
一端が前記キャパシタの他端に接続されたインダクタと、
前記電源の一端と前記インダクタの他端との間に接続された第１のスイッチングトランジスタと、
前記電源の他端と前記インダクタの他端との間に接続された第２のスイッチングトランジスタと、
前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを一方がＯＮの時に他方がＯＦＦとなるように交互にＯＮにする制御回路と
を備え、
前記キャパシタに印加される電圧を出力電圧とし、
前記充電方法は、
前記制御回路が、前記第１または第２のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ比をＮ回、階段的に変化させることで、前記出力電圧を所望の初期値Ｖ０から最終値ＶＮまで段階的に各段における上昇幅が等しくなるように上昇させ、
前記出力電圧で前記キャパシタを充電する際に前記電源が行う仕事が最小となるようにすることを特徴とする充電方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、キャパシタを充電する充電回路および充電方法に関し、特に抵抗で発生するジュール熱を極力低減する機能を有する充電回路および充電方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に通常のキャパシタを定電圧で充電する方法では、効率が５０％となることが知られている。すなわち、定電圧Ｖでキャパシタを充電すると、電源の仕事はＱＶ＝ＣＶ２であり、一方、キャパシタのエネルギーはＣＶ２／２であることから効率は５０％である。残りの５０％は抵抗においてジュール熱となる（非特許文献１を参照）。
【０００３】
定電圧充電の代わりに定電流充電を用いると、前述のジュール熱が大きく低減できることが知られている。
【０００４】
すなわち、定電流Ｉでｔ時間充電を行ったときの電荷をＱ、キャパシタに蓄えられる電力量をＵとすると、
【数１】
0005303178.tif 000002
【０００５】
と表現される。抵抗Ｒで失われる電力量Ｌは、
【数２】
0005303178.tif 000003
【０００６】
と表現される。すると充電時の効率Ｐｃは、
【数３】
0005303178.tif 000004
【０００７】
と表現される。ｔを十分大きくすると、Ｐｃが１００％になることがわかる（非特許文献２を参照）。
【０００８】
図１１は、この定電流充電回路を示す回路図である（非特許文献３を参照）。スイッチングトランジスタ（以下、スイッチと略す）ＳＷがＯＮの時にインダクタＬを流れる電流は上昇し、ＯＦＦの時に減少する。インダクタＬを流れる電流を電流比較器Ａを用いて検出し、電流がＩｍｉｎになったときにスイッチＳＷをＯＮし、電流がＩｍａｘになったときにスイッチＳＷをＯＦＦし、この操作により電流をＩｍｉｎとＩｍａｘの間に制御することができる（図１２）。
【０００９】
ＩｍｉｎとＩｍａｘを近づけることにより、ほぼ定電流とみなすことができる。この定電流を用いてキャパシタＣを充電することができる。
【非特許文献１】J.M.Rabaey and M.Pedram, "Low Power Design Methodologies, ", Kluwer Academic Publishers, 1996, page 68
【非特許文献２】岡村廸夫、「電気２重層キャパシタに充電する」、トランジスタ技術2001年2月号p.312
【非特許文献３】岡村廸夫、「ECSの動作原理と実験セットの運転」、トランジスタ技術2001年3月号p.333
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、前述の回路では、電流を検出するための電流比較器が必要となる問題があった。
【００１１】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電流比較器を用いなくとも断熱充電が可能な充電回路および充電方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために、第１の本発明は、一端が前記キャパシタの一端に接続された電源と、一端が前記キャパシタの他端に接続されたインダクタと、前記電源の一端と前記インダクタの他端との間に接続された第１のスイッチングトランジスタと、前記電源の他端と前記インダクタの他端との間に接続された第２のスイッチングトランジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを一方がＯＮの時に他方がＯＦＦとなるように交互にＯＮにする制御回路とを備え、前記キャパシタに印加される電圧を出力電圧とし、前記制御回路が、前記第１または第２のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ比をＮ回、階段的に変化させることで、前記出力電圧を所望の初期値Ｖ０から最終値ＶＮまで段階的に各段における上昇幅が等しくなるように上昇させ、前記出力電圧で前記キャパシタを充電する際に前記電源が行う仕事が最小となるようにすることを特徴とする。
第２の本発明は、キャパシタを充電する充電回路による充電方法であって、前記充電回路は、一端が前記キャパシタの一端に接続された電源と、一端が前記キャパシタの他端に接続されたインダクタと、前記電源の一端と前記インダクタの他端との間に接続された第１のスイッチングトランジスタと、前記電源の他端と前記インダクタの他端との間に接続された第２のスイッチングトランジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジスタとを一方がＯＮの時に他方がＯＦＦとなるように交互にＯＮにする制御回路とを備え、前記キャパシタに印加される電圧を出力電圧とし、前記充電方法は、前記制御回路が、前記第１または第２のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ比をＮ回、階段的に変化させることで、前記出力電圧を所望の初期値Ｖ０から最終値ＶＮまで段階的に各段における上昇幅が等しくなるように上昇させ、前記出力電圧で前記キャパシタを充電する際に前記電源が行う仕事が最小となるようにすることを特徴とする。
【００１３】
本発明にあっては、階段的に上昇する出力電圧でキャパシタを充電することで、キャパシタを断熱充電し、これにより、電流比較器を不要とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の充電回路および充電方法によれば、電流比較器を用いなくともキャパシタを断熱充電することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係る充電回路における出力電圧の波形を示す図である。充電回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を階段的に上昇させ、出力電圧でキャパシタを充電することを特徴とする。
【００１６】
充電するキャパシタの種類は任意でよいが、ここで、電気２重層キャパシタにおいて、階段的に充電することにより充電効率が高まることを以下に示す。
【００１７】
電気２重層キャパシタは、図２のように表せることが知られている（非特許文献２を参照）。
【００１８】
リーク電流は通常非常に小さいので、これを無視することが近似的に可能である。以下の議論では、リークの原因となる抵抗ＲＬを取り去ることとする。
【００１９】
電気２重層キャパシタにおいて、印加する電位Ｖと蓄積される電荷Ｑの関係を考察する。電気２重層キャパシタは、Ｃ１〜Ｃ４の容量をもつキャパシタと内部抵抗Ｒ１〜Ｒ４の回路網である。電位Ｖを印加して、十分定常状態に達したときには、内部抵抗Ｒ１〜Ｒ４には電流が流れず、次式が成立する。
【数４】
0005303178.tif 000005
【００２０】
よって、
【数５】
0005303178.tif 000006
【００２１】
と表現される。電気２重層キャパシタも充電定常状態に達した後は、通常のキャパシタの電荷と容量と電位の関係式が成立することがわかる。
【００２２】
ここで、図１の波形の階段電圧の電位をＶｉ、Ｖｉの電位により充電するときに電源（図示せず）からキャパシタに移動する電荷量をΔＱｉとする。また、初期および最終の電位をＶ０、ＶＮとする。すなわち、電位はＶ０→Ｖ１→Ｖ２→Ｖ３…→ＶＮと昇圧するものとする。このとき、電源のする仕事Ｗは、次式で表現される。
【数６】
0005303178.tif 000007
【００２３】
ここで、
【数７】
0005303178.tif 000008
【００２４】
とおくと、
【数８】
0005303178.tif 000009
【００２５】
である。この条件の下に、Ｗの最小値と、そのときのｘ１，ｘ２，…，ｘＮの値について考察する。（７）は（８）を用いて、
【数９】
0005303178.tif 000010
【００２６】
と表現される。Lagrangeの未定係数法（「応用数学便覧」、丸善株式会社、1967年、p.287）により、次式が成立するとき、Ｗは最小値をとる。
【数１０】
0005303178.tif 000011
【００２７】
したがって、ｘ１，ｘ２，…，ｘＮで偏微分することにより、次式を得る。
【数１１】
0005303178.tif 000012
【００２８】
すなわち、これは、図１の波形における各上昇幅が等しく、Ｖ／Ｎであるときに最小値をとることを意味している。したがって、（１０）より次式を得る。
【数１２】
0005303178.tif 000013
【００２９】
ここで、Ｃ／２・ＶＮ２−Ｃ／２・Ｖ０２は終状態と始状態のエネルギーの差を表している。また、第１項は、抵抗で消費されるジュール熱を意味している。ここで、抵抗で消費されるジュール熱とは、電源と電気２重層キャパシタを接続するスイッチ（スイッチングトランジスタ）の抵抗で消費されるジュール熱を意味している。
【００３０】
（１３）より、Ｎを大きくすれば、ジュール熱をゼロにすることが可能なことがわかる。  また、ゼロ電位からの充電でなく、ある電位Ｖ０からの充電においても階段的に充電することが有効なことが明らかになった。また、数学的解析によると、階段的に上昇する出力電圧において、段数Ｎを固定した場合、各段における上昇幅を等しくすることにより、最も効率的に充電できることがわかった。
【００３１】
このように、キャパシタを階段的に充電することにより、定電流充電と同様に効率的に充電できることが明らかとなった。このとき、階段の各幅の時間はシステムの時定数をＲＣとして、３ＲＣ程度とするならば、所望電圧の９５％となることが知られており（J.M.Rabaey and M.Pedram, "Low Power Design Methodologies, ", Kluwer Academic Publishers, 1996, page 70）、実施形態においても、電気２重層キャパシタを充電するシステムの時定数をＲＣとして、３ＲＣ程度の幅とすればよい。段数がＮであれば、３ＮＲＣの時間で充電すると、ほぼ理想的な階段となる。
【００３２】
この場合、ＲＣの時間の後に、次の段の電位を設定すればよいので、キャパシタの電位をモニターする必要が無くなり、回路の簡素化が可能である。
【００３３】
図３は、第１の実施形態に係る充電回路の例を示す回路図である。
【００３４】
第１の実施形態においては、上記の階段的に充電する動作を実現するために、図３に示す降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタ（以下、スイッチと略す。）ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ比を変えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変化させることを特徴としている（船渡寛人、「スイッチングによる電力変換  その基礎と実用上の注意点、日経エレクトロニクス  2007年8月号、p.132）。
【００３５】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチＳＷ１，２を用いて出力電圧を自由に制御する回路である。図３（ａ）の状態では、ＶＤはＥ、図３（ｂ）の状態では、ＶＤは０となる。よって、ＶＤは、図４（ａ）に示すように変化する。一方、ＶＯは、ＬＣフィルタの為に高周波成分が取り除かれ、一定値ｄＥとなることが知られている（図４（ｂ））。ここで、ｄはスイッチＳＷ１がＯＮとなる割合であり、ＯＮ／ＯＦＦ比やデューティ（duty）比とよばれる。
【００３６】
図３は、負荷として抵抗Ｒを用いた例を示しているが、抵抗Ｒの代わりに容量Ｃを用いても良いことはいうまでもない。
【００３７】
第１の実施形態においては、こうして実現した直流電源の電圧を階段的に変化させ、こうして得た、階段的に上昇する出力電圧により充電を行っており、図１に示すように、Ｖ０＝ＶＤＤ／２，Ｎ＝４である。  第１の実施形態においては、電圧の昇圧時には、４Ｅ／８→５Ｅ／８→６Ｅ／８→７Ｅ／８→８Ｅ／８となり、これが、ｄＥに対応しているので、デューティ比ｄは、４／８→５／８→６／８→７／８→８／８となる。すなわち、第１の実施形態は、このようなデューティ比の制御により電源の出力電圧を変化させることを特徴としている。
【００３８】
［第２の実施形態］
図５は、本発明の第２の実施形態に係る充電回路における出力電圧の波形を示す図である。同図に示すように、Ｖ０＝ＶＤＤ／２，Ｎ＝６である。
【００３９】
第２の実施形態においては、電圧の昇圧時には、６Ｅ／１２→７Ｅ／１２→８Ｅ／１２→９Ｅ／１２→１０Ｅ／１２→１１Ｅ／１２→１２Ｅ／１２となり、これが、ｄＥに対応しているので、デューティ比ｄは、６／１２→７／１２→８／１２→９／１２→１０／１２→１１／１２→１２／１２となる。すなわち、第２の実施形態は、このようなデューティ比の制御により電源の出力電圧を変化させることを特徴としている。
【００４０】
［第３の実施形態］
図６は、本発明の第３の実施形態に係る充電回路における出力電圧の波形を示す図である。同図に示すように、Ｖ０＝ＶＤＤ／４，Ｎ＝６である。
【００４１】
第３の実施形態においては、電圧の昇圧時には、２Ｅ／８→３Ｅ／８→４Ｅ／８→５Ｅ／８→６Ｅ／８→７Ｅ／８→８Ｅ／８となり、これが、ｄＥに対応しているので、デューティ比ｄは、２／８→３／８→４／８→５／８→６／８→７／８→８／８となる。すなわち、第３の実施形態は、このようなデューティ比の制御により電源の出力電圧を変化させることを特徴としている。
【００４２】
［第４の実施形態］
図７は、本発明の第４の実施形態に係る充電回路の例を示す回路図である。第４の実施形態においては、より高精度に充電を行う場合には、よく知られたアナログデジタルコンバータ（Ａ−Ｄ）回路を用いてシステムを容易に構成し、電気２重層キャパシタの電圧値をモニターし、電圧値を検出することにより、断熱充電を行うことを特徴とする。
【００４３】
図７では、電気２重層キャパシタの高電位側の電位を電圧比較器Ｂにより検出しており、検出した電圧が所望の電位に達したときに、１段高い電位を電源が出力するようにデューティ比を制御し、こうして出力電圧を階段的に上昇させることを特徴とする。
【００４４】
［第５の実施形態］
図８（ａ）は、本発明の第５の実施形態に係る充電回路における交流回路の部分の例を示す回路図である。第５の実施形態においては、図８（ｂ）の基本回路が応用されている。図８（ｂ）の回路では、入力をＥＨ、出力をＥＬ、上部巻数、下部巻数をＮ１、Ｎ２としたときに、ＥＬ＝ＥＨ・Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）となる（「電気工学ハンドブック  第６版」、電気学会、オーム社、２００１年、page718）。
【００４５】
交流回路においては、電圧の値を変えるために変圧器内において、インダクタが多用されている。これらのインダクタの１つを用いて、ここで図８（ａ）のように、インダクタＬから交流電圧を取り出すことができる。交流電圧Ｅ１を取り出すときには、スイッチＴ１をＯＮとする。以下、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４をＯＮすることにより、交流電圧Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４を取り出すことができる。この交流電圧を整流回路を用いて直流電圧に変換する。これにより、前述のように出力電圧を階段的に上昇させることができ、この出力電圧を用いて、キャパシタを断熱充電することができる。
【００４６】
一般に、交流電圧Ｖａｃの最大波高値をＶｍとし、整流器の順方向電圧を無視すれば、直流電圧ＶｄｃはほぼＶｍに等しくなる（「電気工学ハンドブック  第６版」、電気学会、オーム社、２００１年、page506）。
【００４７】
このことを用いると、第５の実施形態においても、交流電圧Ｅ１〜Ｅ４を整流することにより、上昇幅の等しい直流階段電圧を取り出すことができる。
【００４８】
［第６の実施形態］
図９は、本発明の第６の実施形態に係る充電回路における交流回路の部分の例を示す回路図である。第６の実施形態においては、図１０の変圧器の基本回路が応用されている。図１０の太線は、閉磁路鉄心を示す。図１０の回路は、入力をＥ１、出力をＥ２、一次巻線の巻数、二次巻線の巻数をＮ１、Ｎ２としたときに、Ｅ２＝Ｎ２／Ｎ１・Ｅ１となる。（「電気工学ハンドブック  第６版」、電気学会、オーム社、２００１年、page699）。
【００４９】
ここで、図９に示すように、変圧器から交流電圧Ｅａ、２Ｅａ、３Ｅａ、４Ｅａを取り出すことができる。交流電圧Ｅａを取り出すときには、スイッチＴ１をＯＮとする。以下、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４をＯＮすることにより、交流電圧２Ｅａ、３Ｅａ、４Ｅａを取り出すことができる。この交流電圧を整流回路を用いて直流電圧に変換する。これにより階段電圧を取り出すことができる。これを用いて断熱的にキャパシタを充電することができる。
【００５０】
以上説明したように、本発明の各実施形態の充電回路によれば、インダクタの電流値をモニターし、電流がＩｍｉｎとＩｍａｘの間に入るようにスイッチを制御する電流比較器Ａなどの周辺回路を省くことができる。
【００５１】
また、理想的には、モニター回路を全く必要とせず断熱充電が可能となるという利点を有する。また、高精度に充電を行う場合には、よく知られたアナログデジタルコンバータ（Ａ−Ｄ）回路を用いてシステムを容易に構成して、キャパシタの電圧値をモニターし、電圧値を検出することにより、その電圧値に基づいて出力電圧を階段的に上昇させ、これにより、断熱充電を行うことができる。
【００５２】
この場合、出力電圧を有限の段数で階段的に上昇させて充電するために、デューティー比は有限の段数に対応した有限の数でよくなり、デューティー比を制御する回路を非常に簡素化できるという利点を有する。
【００５３】
また、交流回路内のインダクタから、階段的に上昇する出力電圧を取り出すことができ、その出力電圧による断熱充電が可能となる。
【００５４】
なお、初期の出力電圧Ｖ０を小さくすると、電気２重層キャパシタのエネルギー効率を高めることができる。しかし、Ｖ０を小さくし過ぎると、キャパシタの放電時に一定電圧を出力するための出力コンバータ回路において、電圧マージンを大きくする必要があり、回路設計が難しくなるという問題が生じる。よって、Ｖ０は小さすぎないのが好ましい。
【００５５】
また、段数Ｎを大きくすると、ジュール熱によるエネルギー散逸を小さくすることができる。しかし、Ｎを大きくし過ぎると、充電回路において、デューティー比のきめ細かい制御が必要となり、回路構成が複雑になるという問題が生じる。よって、Ｎは大きすぎないのが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】第１の実施形態に係る充電回路における出力電圧の波形を示す図である。
【図２】電気２重層キャパシタの等価回路を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係る充電回路の例を示す回路図である。
【図４】図３に示す充電回路の電圧ＶＤと電圧Ｖ０の波形を示す図である。
【図５】第２の実施形態に係る充電回路における出力電圧の波形を示す図である。
【図６】第３の実施形態に係る充電回路における出力電圧の波形を示す図である。
【図７】第４の実施形態に係る充電回路の例を示す回路図である。
【図８】第５の実施形態に係る充電回路における交流回路の部分の例を示す回路図である。
【図９】第６の実施形態に係る充電回路における交流回路の部分の例を示す回路図である。
【図１０】第６の実施形態に係る充電回路の基本回路を示す回路図である。
【図１１】従来における定電流充電回路の回路図である
【図１２】図９に示すスイッチＳＷをＯＮ／ＯＦＦさせるタイミングとインダクタＬを流れる電流の波形を示す図である。
【符号の説明】
【００５７】
Ｂ…電圧比較器
Ｅ…直流電圧
ＥＨ、ＥＬ、Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４、Ｅａ、２Ｅａ、３Ｅａ、４Ｅａ…交流電圧
Ｖ０…出力電圧
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４…スイッチ
Ｌ…インダクタ
Ｃ…キャパシタ
Ｒ…抵抗
【図１】
0005303178.tif 000014
【図２】
0005303178.tif 000015
【図３】
0005303178.tif 000016
【図４】
0005303178.tif 000017
【図５】
0005303178.tif 000018
【図６】
0005303178.tif 000019
【図７】
0005303178.tif 000020
【図８】
0005303178.tif 000021
【図９】
0005303178.tif 000022
【図１０】
0005303178.tif 000023
【図１１】
0005303178.tif 000024
【図１２】
0005303178.tif 000025