(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ジェネレータによって生成された相電圧を整流するための整流ブリッジ回路であって、
当該整流ブリッジ回路は、制御可能なスイッチを含む複数の整流素子を有する正のハーフブリッジと、制御可能なスイッチを含む複数の整流素子を有する負のハーフブリッジとを有し、
前記制御可能なスイッチには、ダイオードが並列接続されており、
前記制御可能なスイッチをスイッチオン／スイッチオフするための駆動制御回路が設けられており、
前記制御可能なスイッチのスイッチオン時間ｔschalter ein soll および／またはスイッチオフ時間ｔschalter aus soll は、特性マップまたは数学的関数によって計算され、
前記特性マップまたは数学的関数の入力パラメータは、前記ジェネレータの回転数ｎｇであるか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇおよび励磁電流ＩＥであるか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇおよび前記励磁電流ＩＥおよび前記ジェネレータの電圧ＵＧであるか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇおよび前記励磁電流ＩＥおよびロータの回転角φであるか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇ、および、駆動制御時間と理論的な最大スイッチオフ時間（転流時間）との比である
ことを特徴とする、整流ブリッジ回路。
【請求項２】
前記特性マップまたは数学的関数はさらに入力パラメータとして、前記ジェネレータの回転数ｎｇの変化を有するか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇの変化および前記励磁電流ＩＥの変化を有するか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇの変化および前記励磁電流ＩＥの変化および前記ジェネレータの電圧ＵＧの変化を有するか、または前記ジェネレータの回転数ｎｇの変化および前記励磁電流ＩＥの変化および前記ロータの回転角φの変化を有する、請求項１記載の整流ブリッジ回路。
【請求項３】
前記特性マップまたは数学的関数から計算された前記制御可能なスイッチのスイッチオン時間の目標値ｔschalter ein soll を、該スイッチオン時間の制御で使用する、請求項１または２記載の整流ブリッジ回路。
【請求項４】
前記制御可能なスイッチのスイッチオフ時間ｔschalter aus を、前記特性マップまたは数学的関数から計算された前記制御可能なスイッチのスイッチオフ時間の目標値ｔschalter aus soll と、前記スイッチオフ時間の実際値ｔschalter aus ist とに基づいて制御する制御器が設けられている、請求項１または２記載の整流ブリッジ回路。
【請求項５】
回転数が低い場合および／または励磁電流が小さい場合、前記制御器の制御は迅速化される、請求項１から４までのいずれか１項記載の整流ブリッジ回路。
【請求項６】
前記制御可能なスイッチのスイッチオン時間が転流時間を超えた場合、前記制御器に基づくスイッチオン時間はゼロにセットされる、請求項１から５までのいずれか１項記載の整流ブリッジ回路。
【請求項７】
励磁電流および／または回転数が低くなると、前記特性マップまたは数学的関数における微分挙動は大きくなる、請求項１から６までのいずれか１項記載の整流ブリッジ回路。
【請求項８】
１つの制御可能なスイッチのスイッチオン時点がコンパレータによって求められる、請求項１から７までのいずれか１項記載の整流ブリッジ回路。
【請求項９】
前記コンパレータに入力される入力パラメータとして前記ダイオードの順方向電圧が使用され、
前記ダイオードの順方向電圧が０．７Ｖである場合に前記制御可能なスイッチは導通制御される、請求項８記載の整流ブリッジ回路。
【請求項１０】
前記コンパレータに入力される入力パラメータとして前記ダイオードの順方向電圧が使用され、
前記ダイオードの順方向電圧が０．３５Ｖである場合に前記制御可能なスイッチは導通制御される、請求項８記載の整流ブリッジ回路。
【請求項１１】
スイッチオフ時間ｔschalter aus を値ｔschalter aus min に低減する制御が行われる、請求項１から３までのいずれか１項記載の整流ブリッジ回路。
【請求項１２】
前記制御可能なスイッチのスイッチオン時間が転流時間を超えた場合、前記制御器に基づくスイッチオン時間は前記特性マップまたは数学的関数からの値ｔschalter ein soll に設定され、
微分動作は、ｔschalter aus soll と全転流時間との比のパーセンテージを定義する、請求項１１記載の整流ブリッジ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ジェネレータによって生成された相電圧を整流するために同期整流素子を駆動制御するための、請求項１の上位概念に記載の整流ブリッジ回路に関する。
【０００２】
先行技術
整流器は交流電圧を直流電圧に変換するためのものである。公知の整流器はたいてい、整流素子として複数のダイオードを有するブリッジ回路で構成されている。慣用されている構成は、いわゆるハーフブリッジ整流器やフルブリッジ整流器である。自動車用多相ジェネレータも通常は、車載電源網に直流電圧を供給するためにブリッジ整流器を有する。この整流器の損失電力は、ダイオードの抵抗と出力電流とによって決定され、たとえば相ごとに複数のダイオードを並列接続する等の回路技術的な手段では、この損失電力を実質的に低減することはできない。それゆえ、整流器スイッチをたとえばＭＯＳＦＥＴトランジスタ等の能動スイッチに置き換えることが公知である。このことにより、損失電力を格段に低減することができる。しかし、能動スイッチを使用する際には、能動スイッチを相周波数に同期して駆動制御しなければならない。その際には、能動スイッチのスイッチオン時点およびスイッチオフ時点が特に重要である。このような公知の整流器では、能動スイッチを制御装置によって駆動制御するのは比較的複雑かつ不正確である。
【０００３】
本発明の課題
それゆえ本発明の課題は、簡単かつロバストな評価電子回路を備え半導体スイッチを含む整流ブリッジ回路と、特に簡単かつ正確に動作し可変の動作状態でも機能できる整流ブリッジ回路のスイッチの駆動制御方法とを提供することである。
【０００４】
この課題は本発明では、請求項１に記載の特徴により解決される。従属請求項に、本発明の別の実施形態が記載されている。本発明の基本的思想は、各スイッチのスイッチオン時間ｔschalter ein および／またはスイッチオフ時間ｔschalter aus を特性マップまたは関数によって計算することである。前記特性マップまたは関数は入力パラメータとして、回転数ｎｇ、または回転数ｎｇおよび励磁電流ＩＥ、または回転数ｎｇおよび励磁電流ＩＥおよびジェネレータ電圧ＵＧ、または回転数ｎｇおよび励磁電流ＩＥおよびロータの回転角φ等の機器固有のパラメータを使用する。付加的な入力パラメータとして、回転数の変化および／または励磁電流の変化および／またはジェネレータ電圧の変化および／またはロータの回転角の変化を使用することができる。
【０００５】
もちろん、上記のパラメータの代わりに、該パラメータに比例して挙動する別の入力パラメータを使用することもできる。たとえば、ジェネレータ回転数ｎｇを使用する代わりにジェネレータの相の交流電圧の周波数を使用するか、または、異なる相のスイッチオン時点間の時間的間隔を使用することができる。また、励磁電流の代わりに、ジェネレータ電流や１相を流れる電流を使用することもできる。
【０００６】
前記スイッチを制御するために制御信号を発生させる制御信号発生装置が設けられる。この制御信号発生装置には、ジェネレータの相電圧、回転数および／または励磁電流および／またはジェネレータ電圧および／または可動子の回転角が供給され、このパラメータから前記制御信号を発生させる。スイッチのスイッチオン条件は、該スイッチに並列するダイオードの順方向電圧を測定することによって求められる。これによって、整流スイッチの最適かつ「自然な」転流時点で相転流を行うことができ、この時点に、スイッチのスイッチオフ時点を所望のように関連づけることができる。順方向電圧に依存してスイッチオン時点を制御することにより、このスイッチオン時点の制御を論理回路によって特に簡単かつ低コストで実現できるという利点が得られる。
【０００７】
以下で、添付図面に基づいて本発明の実施例をより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１ａ】クローポールロータを有する自動車用の交流電流モータジェネレータの縦断面図である。
【図１ｂ】能動スイッチを含むブリッジ整流器の構造を示す。
【図２】デルタ結線された３相構成の交流電流モータジェネレータを示す。
【図３】五芒星形にスター結線された５相構成の交流電流モータジェネレータを示す。
【図４】鈍角の七芒星形にスター結線された７相構成の交流電流モータジェネレータを示す。
【図５ａ】相電圧の基本的な特性を示す。
【図５ｂ】本発明のスイッチの駆動制御時の相電流、スイッチ電流およびダイオード電流ないしは電圧を示す。
【図６】時間ｔschalter aus にわたる制御を示す。
【図７】ｔschalter aus にわたる制御と、簡単な特性マップとを示す。
【図８】時間ｔschalter ein にわたる制御を示す。
【図９】ｔschalter aus における制御を示す。
【０００９】
実施例の説明
図１ａに、自動車用の交流電流モータジェネレータ１００の断面図が示されている。これはとりわけ、２つの部分から成るケーシング１１３を有し、これは第１のベアリングシールド１１３．１および第２のベアリングシールド１１３．２から成る。ベアリングシールド１１３．１およびベアリングシールド１１３．２はステータ１１６を収容する。このステータ１１６は円環形の薄板積層体１１７を有し、この薄板積層体１１７のスロット１１９は内側に向かって開放されて軸方向に延在し、このスロットにステータ巻線１１８が嵌め込まれている。環状のステータ１１６は、半径方向に内側を向く表面で、電磁的に励磁されるロータ１２０を包囲し、該ロータ１２０はクローポール可動子として形成されている。ロータ１２０はとりわけ２つのクローポールプレート１２２および１２３から成り、これらのクローポールプレート２２および２３の外周にはそれぞれ軸方向に延在するクローポールフィンガ１２４および１２５が配置されている。２つのクローポールプレート１２２および１２３はロータ１２０に次のように配置されている。すなわち２つのクローポールプレートの、軸方向に伸長するクローポールフィンガ１２４，１２５が、ロータ１２０の周面においてＮ極およびＳ極として形成され、Ｎ極とＳ極とが交互に入れ替わるように配置されている。
【００１０】
このことにより、磁化方向が逆のクローポールフィンガ１２４と１２５との間において、磁気的に必要なクローポールスペースが得られる。これらのクローポールフィンガ１２４，１２５は、自身の自由端部に向かって先細りになっており、機器軸に対して僅かに傾斜している。このようなクローポールスペースに、漏れ磁束を補償するための永久磁石を挿入することができる。以下の本発明の実施例の説明および請求項では、このような方向を簡単に軸方向と称する。ロータ１２０は、シャフト１２７と、各ロータ側に１つずつ設けられた転がり軸受１２８とによって、各ベアリングシールド１１３．１ないしは１１３．２に相対回動可能に支承される。ロータ１２０は、軸方向の端面を２つ有し、これら端面にはそれぞれファン１３０が固定されている。このファン１３０は基本的に、プレート形ないしはディスク形の部分から成り、この部分からファンブレードが公知のように出ている。
【００１１】
ファン１３０は、ベアリングシールド１１３．１および１１３．２の開口部１４０を介して、電気機器１００の外側と内側空間との間で空気交換を行うために使用される。こうするために、開口１４０はベアリングシールド１１３．１および１１３．２の軸方向の端面に設けられており、これらの開口１４０を介してファン１３０によって冷却空気が電気機器１００の内側空間に吸入される。この冷却空気はファン１３０の回転によって半径方向に外側に加速され、駆動側に設けられた冷却空気透過性の巻回端部１４５と電子回路側に設けられた冷却空気透過性の巻回端部１４６とを透過する。このような作用により、巻回端部１４５，１４６は冷却される。冷却空気は巻回端部１４５，１４６を透過するかないしは該巻回端部１４５，１４６の周囲を流れた後、半径方向に外側に向かって、図中に示されていない開口を通る。
【００１２】
図１ａの右側に、種々の部品を周辺の影響から保護する保護キャップ１４７が設けられている。この保護キャップ１４７はたとえば、励磁巻線１５１に励磁電流を供給するスリップリングモジュール１４９を被覆する。スリップリングモジュール１４９の周囲に冷却体１５３が設けられており、該冷却体１５３はここでは、制御される整流器／インバータを冷却するための冷却体と、制御装置を冷却するための冷却体として作用する。ベアリングシールド１１３．２と冷却体１５３との間には、制御装置ないしは整流器／インバータの端子と巻線接続ワイヤとを接続する端子板１５６が設けられている。
【００１３】
図１ｂは、能動スイッチを含むブリッジ整流器の構造を示す。この構造に基づいて本発明の方法を説明する。この回路中の名称は、理解しやすくするためのものである。ダイオードＤ１〜Ｄ６のうち少なくとも１つまたはすべての電圧を評価する。この電圧の評価は、たとえば比較器によって３．３Ｖのスイッチング閾値と比較することによって行われる。
【００１４】
本発明では、能動スイッチング素子を含む整流器を制御するための制御信号を生成するための制御方法を開示する。この制御信号は、位置センサおよび高精度のアナログ回路を使用することなく、最小公差または電流測定によってダイオードの順方向電圧を測定することによって得ることができる。しかし、この回路で重要なのは、能動スイッチに受動ダイオードが並列に設けられていることである。
【００１５】
それゆえ、本方法ないしは本回路は特に、すでに半導体構成に受動ダイオードを含む能動スイッチを有する整流器に適しており、たとえばＭＯＳＦＥＴトランジスタを有する整流器に適している。このような整流器では、さらに付加的なダイオードを設ける必要がない。主な目的は、制御信号を簡単に生成することにより、同期整流を低コストおよびロバストに実現し、整流器損失を低減することである。本発明は、簡単な評価電子回路で、可変の動作状態でも機能するロバストな駆動制御を実現する駆動制御構成を提供する。
【００１６】
能動スイッチのスイッチオン条件は、ＭＯＳＦＥＴの逆ダイオードの電圧を評価することによって簡単に得ることができる。０．７Ｖの典型的な順方向電圧の場合、スイッチオン条件をたとえば０．３５Ｖの限界値で確実に検出することができる。しかし、駆動制御が行われると直ちにこの信号は急峻に降下する。というのも、ダイオード順方向電圧はＭＯＳＦＥＴのＲＤＳ＿ｏｎによってバイパスするからである。ここで効率のゲインが決定される。上述の発明では、次の相（Folgephase）の相電圧を介して、または計算によってスイッチオフ決定を求めることが提案された。このことは、回転数および励磁電流のダイナミクスで、問題的であると考えられる。重要なのは、ヒステリシス素子において意図的に早期に遮断を行うことにより、時間的幅を制御することができる信号を発生させることである。
【００１７】
図２に、３相を形成する相巻線１９０，１９１，１９２を有する交流電流モータジェネレータ１００を回路図によって示す。これらすべての相巻線１９０，１９１，１９２が固定子巻線１１８を構成する。３相を形成する相巻線１９０，１９１，１９２の基本的な結線構成はデルタ結線であり、結線されたこれらの相巻線は、３角形の角において約６０°の電気角を成す。３角形の角２００，２０１，２０２の結線点に整流／インバータブリッジ回路１２９が接続されている。相巻線は以下のように結線される。部分相巻線１９０は結線点２００において部分相巻線１９１に接続され、相巻線１９１の他端は結線点２０１において相巻線１９２に接続されている。相巻線１９２の他端は結線点２０２において相巻線１９０に接続されている。前記結線点は有利には、軸方向に電子回路側の巻線端部１４６に設けられているか、または該巻線端部１４６の隣に設けられることにより、結線距離が可能な限り短くなるようにされる。こうするためには、結線点２００，２０１，２０２の各相巻線１９０，１９１，１９２の結線すべき各接続ワイヤは、有利には周方向に直接隣接するスロット１１９から引き出される。
【００１８】
相巻線１９０，１９１，１９２の結線点２００，２０１，２０２は、制御される別個のブリッジインバータ‐ブリッジ整流器１１９に接続されており、このブリッジインバータ‐ブリッジ整流器１１９は３つのローサイドスイッチ２０８と５つのハイサイドスイッチ２０９とから構成される。ローサイドスイッチの数はハイサイドスイッチの数に相応し、相を形成する相巻線の数に相応する。ローサイドスイッチおよびハイサイドスイッチは有利には、ＭＯＳ（金属酸化物半導体）トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＰＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）または同様のスイッチング素子とされる。バイポーラトランジスタまたはＩＧＰＴを使用する場合、ＰＮ接合ダイオードが各ハイサイドスイッチないしは各ローサイドスイッチに並列接続され、これらのダイオードに流れる直流電流の方向は、各スイッチング素子の直流電流の方向に対して逆にされる。
【００１９】
ハイサイドスイッチないしはローサイドスイッチのトランジスタとして有利には、キャリアが電子であるパワートランジスタが使用される。というのも、このようなパワートランジスタによって抵抗損失およびコストが低減するからである。すなわち、全種類のＭＯＳトランジスタの中ではｎチャネルＭＯＳトランジスタが選択され、全種類のバイポーラトランジスタの中ではｎｐｎトランジスタが選択され、全種類のＩＧＰＴの中では絶縁ゲートｎｐｎトランジスタが選択される。直流電圧側には、励磁巻線１５１を流れる電流を制御することによってジェネレータの電圧を制御する制御装置が並列接続されている。前記制御装置はさらに、相を形成する巻線によって誘導された誘導電圧の交流電圧の周波数を求め、この周波数からモータジェネレータの実際の回転数を求めるために、整流器との接続部も有する。
【００２０】
制御装置はオプションとして、ロータ位置信号と、通信端子からの信号と、制御信号とを受信するように構成される。制御装置はまた動作中に、受信した信号に基づいて各素子のゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧ６を生成するように構成されている。このゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧ６はスイッチング素子のゲート端子Ｇ１〜Ｇ６へ供給され、各スイッチング素子のオン状態およびオフ状態をスイッチング制御する。
【００２１】
図３に、５相を形成する相巻線１７０，１７１，１７２，１７３，１７４を有する交流電流ジェネレータ１００を回路図によって示す。これらすべての相巻線１７０，１７１，１７２，１７３，１７４が固定子巻線１１８を構成する。５相を形成する相巻線１７０，１７１，１７２，１７３，１７４は五芒星形の基本接続（ペンタグラム（Drudenfuss）とも称される）を成すように結線され、この五芒星形の各頂点で結線された相巻線は、約３６°ｅｌの電気角を成す。五芒星の頂点１８０，１８１，１８２，１８３，１８４の結線点に整流ブリッジ回路１２９が接続されている。相巻線は以下のように結線される。
【００２２】
部分相巻線１７０は結線点１８０において部分相巻線１７１に接続され、相巻線１７１の他端は結線点１８１において相巻線１７２に接続されている。相巻線１７の他端は結線点１８２において相巻線１７３に接続されている。相巻線１７３の他端は結線点１８３において相巻線１７４に接続されている。相巻線１７４は他端の結線点１８４において相巻線１７０に接続されている。前記結線点は有利には、軸方向に電子回路側の巻線端部１４６に設けられているか、または該巻線端部１４６の隣に設けられることにより、結線距離が可能な限り短くなるようにされる。
【００２３】
こうするためには、結線点１８０，１８１，１８２，１８３，１８４の各相巻線１７０，１７１，１７２，１７３，１７４の結線すべき各接続ワイヤは、有利には周方向に直接隣接するスロット１１９から引き出される。相巻線１７０，１７１，１７２，１７３，１７４の結線点１８０，１８１，１８２，１８３，１８４は、別個のブリッジ整流器／ブリッジインバータに接続されており、該ブリッジ整流器／ブリッジインバータは５つのローサイドスイッチおよび５つのハイサイドスイッチ１５９から構成されている。この構成の他の部分は、図２の構成に相応する。ダイオードの電圧が測定され、この電圧から、ジェネレータの実際の回転数が求められる。車載電源網は車両バッテリ３０および車両負荷３３によって概略的に示されている。
【００２４】
図４に、巻線が７相を形成する有利な結線形態を示す。
【００２５】
独立した３相システムが相互に電気的にシフトしている２×３相の構成も、好適なステータ構成として使用することができる。
【００２６】
図５ａに、（相）電圧の基本的な特性を示す。ここでは、
Ｙ相ＬＬ＿電圧は、無負荷電圧のときの理論的な特性を示し、Ｕ＿Ｙ＿ダイオードは、従来のダイオード整流器を使用した場合の電圧特性を示し、Ｕ＿Ｙ＿ＭＯＳＦＥＴは、理想的なスイッチを使用した場合の電圧特性を示す。
【００２７】
ここで問題なのは、スイッチオフの決定を下すときである。というのも、導通制御されている状態では、バッテリー電圧がジェネレータに重畳されるからである。さらに、システムにおける動的な変化（回転数変化、負荷ジャンプ変化、励磁界変化）によってスイッチオフ時点が変化する可能性が常にあることも考慮しなければならない。
【００２８】
図５ｂに、接地に対する無負荷時相電圧の理論的な特性を示す。同図では一例として、Ｕ＿ＢＡＴとＹ相との間に３００ｍＶのスイッチング閾値と比較するコンパレータを使用した場合の上半波の詳細記録を示す。
【００２９】
ここでは、
Ｙ相ＬＬ＿電圧。Ｂ＋は、ブリッジ整流器の端子における整流後の電圧の特性を示す。駆動制御Ｙは、スイッチを駆動制御するための信号を示す。
【００３０】
Ｙ＿ダイオードは、スイッチを使用せずにダイオード動作のみが行われた場合の、接地に対する相電圧の理論的な特性を示す。
【００３１】
Ｙ＿ＭＯＳＦＥＴは、接地に対する相電圧の実際の特性を示し、最初の時点では時間ｔ Ｄｉｏｄｅ ｅｉｎの間に、電圧は、ダイオードにおける電圧降下Ｕｆの発生に起因して上昇する。ＭＯＳＦＥＴのスイッチオン条件が満たされると直ちに、時間区分ｔdiode ein が終了し、時間区分ｔschalter ein が開始する。この時間区分中、接地に対する相の電圧がジェネレータ電圧を超えるのは最小限のみである。時点Ｔ１ではスイッチが開放され、接地に対する相の電圧は、ダイオード動作モードによる値まで上昇する。このダイオードは、時間ｔschalter aus にわたって電流を引き継ぐ。
【００３２】
本発明の方法の可能な１つの実施例は、以下のように実施される：
時点Ｔ＿０において、コンパレータの識別に基づいて駆動制御決定が下される。スイッチの電圧が降下し、コンパレータ信号は「オフ」になる。時点Ｔ＿１において、駆動制御論理回路は、学習したデューティ比に基づいてスイッチを遮断する。システムはダイオード動作モードに移行し、相の電圧はコンパレータ閾値を超え、コンパレータ信号は「オン」まで上昇する。システムが自然に転流（abkommutieren）を行うと直ちに、Ｔ＿２に達する。測定された時間差Ｔ＿２−Ｔ＿１に基づいて、時間差Ｔ＿２−Ｔ＿１を制御するための制御器を構築することができ、この制御器は、Ｔ＿０とＴ＿１との間のアクティブ領域ひいては効率を最大化する。Ｔ＿２−Ｔ＿１の目標値設定として、回転数ｎに依存する特性マップが使用される。というのも、低回転数領域において遵守しなければならないシステムのダイナミクス性が高くなるからである。さらに、アクティブ窓の長さは機器の励磁電流に依存する。このことは、窓幅Ｔ＿２−Ｔ＿１を調整することによって実現される。そのためには、Ｔ＿２−Ｔ＿１はゼロであってはならない。
【００３３】
本発明の主な利点は、スイッチごとに１つずつ設けられた耐雑音性のアナログコンパレータ系だけで、ＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時点およびスイッチオフ時点を確実に識別できることである。この時間制御は有利には、定義された時間Ｔ＿２−Ｔ＿１に制御するのと同様に、とりわけ最小時間Ｔ＿２−Ｔ＿１に制御するのと同様に、デジタル方式で行われる。
【００３４】
また本発明は、最大のパフォーマンスを実現しかつ障害に対する脆弱性を最小化するために、システムにおける動的な変化、とりわけ回転数変化、負荷ジャンプ、励磁界変化等の適応制御を補正できるという別の主な利点も有する。
【００３５】
図６に、本発明の第１の実施形態の構成を示す。ここでは特性マップが使用され、この特性マップは入力パラメータとして回転数ｎｇを使用するか、または回転数ｎｇと励磁電流ＩＥとを使用するか、または回転数ｎｇと励磁電流ＩＥとジェネレータ電圧ＵＧとを使用するか、または回転数ｎｇと励磁電流ＩＥとロータの回転角φとを使用し、出力パラメータとしてｔschalter aus soll を出力する。この値は目標値として制御器に供給される。
【００３６】
図７に第１の実施例の詳細を示す。ここではｔschalter aus soll が、入力パラメータとしてジェネレータ回転数ｎｇを有する特性マップから計算される。制御器はＰＩ制御器として構成される。
【００３７】
図８に、本発明の第２の実施形態の構成を示す。ここでは特性マップが使用され、この特性マップは入力パラメータとして回転数ｎｇを使用するか、または回転数ｎｇと励磁電流ＩＥとを使用するか、または回転数ｎｇと励磁電流ＩＥとジェネレータ電圧ＵＧとを使用するか、または回転数ｎｇと励磁電流ＩＥとロータの回転角φとを使用し、出力パラメータとしてｔschalter ein soll を出力する。この値は目標値として制御器に供給される。
【００３８】
図９に第３の実施例の基本的な流れを示す。ここでは、時間ｔschalter aus  が測定される。この時点が０を上回る場合には、時間ｔschalter aus を時点ｔschalter aus min に制御する制御アルゴリズムが実行される。値ｔschalter aus min は有利には一定値であるか、または、転流時間またはスイッチング時間のパーセンテージの割合である。その際には、値ｔschalter aus は０以下である。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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