(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記ブラシレスモータに供給すべき電流の量を示す指令電流値であるｄ軸指令電流およびｑ軸指令電流と前記ブラシレスモータにおけるロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い前記ブラシレスモータの駆動のための指令電圧のレベルを示す指令値であるｄ軸指令電圧値およびｑ軸指令電圧値を求めるオープンループ制御手段と、
前記電流検出手段で電流が検出されるときには、前記指令電流値と前記電流検出手段で検出された電流値との差に応じた補正値を算出し、算出された補正値に基づき前記指令値を補正するとともに、前記電流検出手段で電流が検出されないときにも直前に前記電流が検出されたときに算出された補正値に基づき前記指令値を補正する補正手段と、
前記補正手段により補正された指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動手段とを備え、
前記モータ駆動手段は、複数のスイッチング素子を有して前記ブラシレスモータに電流を供給するスイッチング回路を含み、
前記電流検出手段は、前記スイッチング回路と電源との間に１個だけ設けられ、
前記補正手段は、
前記電流検出手段で電流が検出されるときには、前記ｄ軸指令電流および前記ｑ軸指令電流から、それぞれ対応する前記電流検出手段で検出されたｄ軸電流値およびｑ軸電流値を差し引いた値に応じた補正値であるｄ軸補正電圧値およびｑ軸補正電圧値を算出し、算出されたｄ軸補正電圧値およびｑ軸補正電圧値に基づき前記ｄ軸指令電圧値および前記ｑ軸指令電圧値を補正するとともに、
前記電流検出手段で電流が検出されないときには、前記ｄ軸指令電流が、直前に前記電流が検出されたときのｄ軸指令電流から何倍に変化したかを示す変化倍率を、直前に前記電流が検出されたときに算出されたｄ軸補正電圧値に対して乗算することにより、前記ｄ軸補正電圧値を算出し、かつ、前記変化倍率に相当する前記ｑ軸指令電流についての変化倍率または前記角速度についての変化倍率の一方の値または双方の平均値を、直前に前記電流が検出されたときに算出されたｑ軸補正電圧値に対して乗算することにより、前記ｑ軸補正電圧値を算出し、算出された前記ｄ軸補正電圧値および前記ｑ軸補正電圧値に基づき前記ｄ軸指令電圧値および前記ｑ軸指令電圧値を補正することを特徴とする、モータ制御装置。
【請求項２】
前記モータ駆動手段は、前記複数のスイッチング素子をそれぞれオン・オフする信号を生成する信号生成手段をさらに含み、
前記補正手段は、前記指令値に応じて定められる前記信号のオン・オフ期間の割合を示すデューティ比を、前記補正値により補正することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
値を記憶する不揮発性記憶手段をさらに備え、
前記補正手段は、所定の間隔を空けた時点毎または当該装置の動作終了時点に、前記補正値を前記不揮発性記憶手段に記憶させ、当該装置の動作開始時点に前記不揮発性記憶手段に記憶された補正値を読み出すことを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置、および、モータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。
【０００３】
一般にモータ制御装置は、モータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。このモータは、例えば３相ブラシレスモータであって、３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号により駆動される。また、３相ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置には、２相以上の電流を検出するために、２個または３個の電流センサが設けられる。
【０００４】
なお、本願発明に関連して、特許文献１には、モータの回路方程式を用いてｄ軸指令電圧とｑ軸指令電圧とを求め、これらの電圧をトルク特性改善のため回生運転時などに補正する構成が開示されている。また、特許文献２には、モータに流れる電流に基づきモータ負荷の状態を推定し、ＰＷＭ信号のデューティ比を補正する構成が開示されている。さらに、特許文献３には、電源電圧に応じてデューティ比を補正する構成が開示されている。
【特許文献１】特開平８−３１７６９８号公報
【特許文献２】特開２００４−６４８３９号公報
【特許文献３】特開２００７−１６６７１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置では、電流センサは１００Ａ以上の大電流を検出する必要がある。この電流センサは、サイズが大きく、電動パワーステアリング装置の制御装置を小型化することを妨げている。このため、電動パワーステアリング装置などに含まれるモータ制御装置では、電流センサの削減が課題とされている。電流センサを削減できれば、モータ制御装置のコストや消費電力も低減できる。
【０００６】
電流センサを削減する方法としては、電流センサを１個に削減し、従来と同様のフィードバック制御を行う方法や、電流センサをすべて除去し、モータの回路方程式に従いオープンループ制御（フィードフォワード制御）を行う方法などが考えられる。
【０００７】
しかしながら、前者の方法には、モータのロータの回転位置によって、１個の電流センサではフィードバック制御に必要な複数相の電流を検出できないことがあるため、モータの制御が不連続になるという問題がある。また、後者の方法には、モータを連続的に制御することはできるが、モータの回路方程式に含まれるパラメータが変動すると、モータを正しく駆動できなくなるという問題がある。
【０００８】
それ故に、本発明は、モータ駆動電圧算出時のパラメータが変動するときでも高い精度でモータを駆動できるモータ制御装置、および、これを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
第１の発明は、ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記ブラシレスモータに供給すべき電流の量を示す指令電流値であるｄ軸指令電流およびｑ軸指令電流と前記ブラシレスモータにおけるロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い前記ブラシレスモータの駆動のための指令電圧のレベルを示す指令値であるｄ軸指令電圧値およびｑ軸指令電圧値を求めるオープンループ制御手段と、
前記電流検出手段で電流が検出されるときには、前記指令電流値と前記電流検出手段で検出された電流値との差に応じた補正値を算出し、算出された補正値に基づき前記指令値を補正するとともに、前記電流検出手段で電流が検出されないときにも直前に前記電流が検出されたときに算出された補正値に基づき前記指令値を補正する補正手段と、
前記補正手段により補正された指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動手段とを備え、
前記モータ駆動手段は、複数のスイッチング素子を有して前記ブラシレスモータに電流を供給するスイッチング回路を含み、
前記電流検出手段は、前記スイッチング回路と電源との間に１個だけ設けられ、
前記補正手段は、
前記電流検出手段で電流が検出されるときには、前記ｄ軸指令電流および前記ｑ軸指令電流から、それぞれ対応する前記電流検出手段で検出されたｄ軸電流値およびｑ軸電流値を差し引いた値に応じた補正値であるｄ軸補正電圧値およびｑ軸補正電圧値を算出し、算出されたｄ軸補正電圧値およびｑ軸補正電圧値に基づき前記ｄ軸指令電圧値および前記ｑ軸指令電圧値を補正するとともに、
前記電流検出手段で電流が検出されないときには、前記ｄ軸指令電流が、直前に前記電流が検出されたときのｄ軸指令電流から何倍に変化したかを示す変化倍率を、直前に前記電流が検出されたときに算出されたｄ軸補正電圧値に対して乗算することにより、前記ｄ軸補正電圧値を算出し、かつ、前記変化倍率に相当する前記ｑ軸指令電流についての変化倍率または前記角速度についての変化倍率の一方の値または双方の平均値を、直前に前記電流が検出されたときに算出されたｑ軸補正電圧値に対して乗算することにより、前記ｑ軸補正電圧値を算出し、算出された前記ｄ軸補正電圧値および前記ｑ軸補正電圧値に基づき前記ｄ軸指令電圧値および前記ｑ軸指令電圧値を補正することを特徴とする。
【００１２】
第２の発明は、第１の発明において、
前記モータ駆動手段は、前記複数のスイッチング素子をそれぞれオン・オフする信号を生成する信号生成手段をさらに含み、
前記補正手段は、前記指令値に応じて定められる前記信号のオン・オフ期間の割合を示すデューティ比を、前記補正値により補正することを特徴とする。
【００１３】
第３の発明は、第１または第２の発明において、
値を記憶する不揮発性記憶手段をさらに備え、
前記補正手段は、所定の間隔を空けた時点毎または当該装置の動作終了時点に、前記補正値を前記不揮発性記憶手段に記憶させ、当該装置の動作開始時点に前記不揮発性記憶手段に記憶された補正値を読み出すことを特徴とする。
【００１４】
第４の発明は、第１から第３までのいずれか１つの発明に係るモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。
【発明の効果】
【００１５】
上記第１の発明によれば、指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により指令値が求められ、電流検出手段で検出した電流値に基づいて算出される補正値により、電流が検出されないときにも指令値が補正される。このような構成により、モータの回路方程式に含まれるパラメータ（例えばΦ値やＲ値など）が製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流検出手段で検出した電流値に基づき補正値を算出するので、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。
また上記第１の発明によれば、電流検出手段は１個だけ設けられるので、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となる。さらに、例えば１個の電流センサを用いてフィードバック制御を行うモータ制御装置とは異なり、モータの制御が不連続にならないので、音や振動を抑制することができる。
さらに上記第１の発明によれば、ｄｑ軸上の指令電圧値をｄｑ軸上の補正電圧値により補正するので、簡易な計算で補正値を算出することができる。
【００１８】
上記第２の発明によれば、スイッチング回路に与えられる信号（典型的にはＰＷＭ信号）のデューティ比を補正値により直接補正するので、簡易な計算で補正値を算出することができるとともに、電圧値からデューティ比への変換誤差が生じないので、より高い精度でブラシレスモータを駆動することができる。
【００１９】
上記第３の発明によれば、不揮発性記憶手段に補正値を記憶させ、装置の動作開始時点に記憶された補正値を読み出すので、例えばモータ回路方程式における既知のパラメータが実際の値とは異なる場合であっても、装置の動作開始時から精度よく制御を行うことができる。
【００２０】
上記第４の発明によれば、指令値を求めるときに使用するパラメータが製造ばらつきや温度変化などによって変動するときでも、高い精度でモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができるので、スムーズな操舵補助が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の各実施形態について添付図面を参照して説明する。
＜１．  第１の実施形態＞
＜１．１  電動パワーステアリング装置の全体的な構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。
【００２２】
図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。
【００２３】
電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。
【００２４】
ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。
【００２５】
この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。
【００２６】
本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、本実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。
【００２７】
＜１．２  モータ制御装置の全体的な構成＞
図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および、電流センサ１４を備えている。
【００２８】
ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。
【００２９】
３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３とは、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めたレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成するため、上記デューティ比に対応する電圧信号をマイコン２０から受け取り、上記デューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、複数のスイッチング素子を有し、ブラシレスモータ１に電流を供給するスイッチング回路として機能する。
【００３０】
電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。
【００３１】
ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。そして３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に差がない場合には電流検出ができない。このように電流センサ１４が１つしか設けられていないことから、電流を検出できないときが生じるが、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値ｉa は、マイコン２０に入力される。
【００３２】
マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、角速度算出部２５、および、補正電圧算出部２６として機能する。マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（以下、指令電圧という）のレベルを求める。以下、このマイコン２０が動作することにより実現される各部の機能について詳しく説明する。
【００３３】
＜１．３  マイコンの動作＞
マイコン２０に含まれる機能要素としての角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。角速度算出部２５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ωe を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。
【００３４】
指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電流とｑ軸電流を求める（以下、前者をｄ軸指令電流ｉd*、後者をｑ軸指令電流ｉq*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して指令電流を求める。アシストマップを用いることにより、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉd*とｑ軸指令電流ｉq*を求めることができる。
【００３５】
なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸指令電流ｉq*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸指令電流ｉd*は、典型的にはゼロに設定される。
【００３６】
オープンループ制御部２２は、ｄ軸指令電流ｉd* 、ｑ軸指令電流ｉq* 、角速度ωe および後述するｄ軸補正電圧Δｖd 、ｑ軸補正電圧Δｖq に基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧とｑ軸電圧を求める（以下、前者をｄ軸指令電圧ｖd 、後者をｑ軸指令電圧ｖq という）。ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq は、モータの回路方程式に対して対応するｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を加算した次式（１）と（２）を用いて算出される。
ｖd＝（Ｒ＋ＰＬd）ｉd*−ωeＬqｉq*＋Δｖd        …（１）
ｖq＝（Ｒ＋ＰＬq）ｉq*＋ωeＬdｉd*＋ωeΦ＋Δｖq …（２）
ただし、式（１）と（２）において、ｖd はｄ軸指令電圧、ｖq はｑ軸指令電圧、ｉd*はｄ軸指令電流、ｉq*はｑ軸指令電流、ωe はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌd はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌq はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ、Ｖ、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌd 、Ｌq およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、上記回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれ、以下の実施形態でも同様である。
【００３７】
もっとも、この回路抵抗Ｒなどの上記既知のパラメータは、通常は全ての装置に共通の（理想的な）値が使用される。したがって、実際の値とはずれが生じることから、このずれによって制御の精度が低下することは避けられない。また出荷時に個々の装置に対して実際に計測した値が使用される場合であっても、経年変化や動作時の発熱による変化などを完全に反映させることはできないので、制御の精度は低下する。本実施形態では、後述するｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を使用することにより、このような実際の値とのずれによる精度の低下を解消した制御が実現される。詳しくは後述する。
【００３８】
ｄｑ軸／３相変換部２３は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq に基づき、次式（３）〜（５）を用いてｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw を求める。
Ｖu＝√（２／３）×｛ｖd×ｃｏｓθ−ｖq×ｓｉｎθ｝   …（３）
Ｖv＝√（２／３）×｛ｖd×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖq×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝    …（４）
Ｖw＝−Ｖu−Ｖv                                       …（５）
なお、式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。
【００３９】
ｄｑ軸／３相変換部２３は、求められたｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw と、図示されない電源（ここではバッテリ）の電圧検出器により検出された電源電圧とに基づき、３相／ＰＷＭ変調器１２により出力されるべきＰＷＭ信号のデューティ比を指示する電圧信号を出力する。
【００４０】
このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉd* 、ｉq* を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を使用してｄｑ座標軸上の指令電圧ｖd 、ｖq を求める処理と、指令電圧ｖd 、ｖq を３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に変換する処理とを行う。
【００４１】
３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０から与えられる３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に応じたデューティ比を指示する電圧信号に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に用いられる。
【００４２】
補正電圧算出部２６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉa と、角度算出部２４で算出された角度θと、指令電流算出部２１で求められたｄ軸指令電流ｉd*およびｑ軸指令電流ｉq*とが入力される。補正電圧算出部２６は、上記検出された電流値ｉa と上記算出された角度θからｄ軸検出電流ｉd およびｑ軸検出電流ｉq を算出し、この検出電流と上記指令電流との偏差がゼロになるよう、ｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を定める。このことにより上記モータ回路方程式における既知のパラメータが実際の値とは異なる場合であっても、精度よく制御を行うことが可能となる。この補正電圧算出部２６の動作について、さらに詳しく説明する。
【００４３】
＜１．４  補正電圧算出部の動作＞
まず、補正電圧算出部２６は、電流センサ１４で検出された電流値ｉa に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流を求め（以下、前者をｕ相検出電流ｉu 、後者をｖ相検出電流ｉv という）、これらをｄｑ座標軸上の電流値に変換する。より詳細には、補正電圧算出部２６は、ｕ相検出電流ｉu とｖ相検出電流ｉv に基づき、次式（６）と（７）を用いてｄ軸検出電流ｉd とｑ軸検出電流ｉq を求める。
ｉd＝√２×｛ｉv×ｓｉｎθ−ｉu×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝   …（６）
ｉq＝√２×｛ｉv×ｃｏｓθ−ｉu×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝   …（７）
なお、式（６）と（７）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。
【００４４】
次に、補正電圧算出部２６は、前述した電流偏差に対して適宜に定められた比例ゲインＫｄ、Ｋｑを乗算することによりｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を算出する。すなわち、ｄ軸指令電流ｉd* からｄ軸検出電流ｉd を差し引いた値をｄ軸電流偏差Δｉd とし、ｑ軸指令電流ｉq* からｑ軸検出電流ｉq を差し引いた値をｑ軸電流偏差Δｉq とするとき、次式（８）、（９）を用いてｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を求める。
Δｖd＝Δｉd×Ｋｄ  …（８）
Δｖq＝Δｉq×Ｋｑ  …（９）
【００４５】
また補正電圧算出部２６は、上記電流偏差に対して適宜に定められた比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑおよび積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑを乗算する次式（１０）、（１１）を用いてｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を算出してもよい。
Δｖd＝Δｉd×Ｋｐｄ＋１／Ｐ（Δｉd×Ｋｉｄ）  …（１０）
Δｖq＝Δｉq×Ｋｐｑ＋１／Ｐ（Δｉq×Ｋｉｑ）  …（１１）
ただし、上式（１０）、（１１）において、１／Ｐは積分演算子である。
【００４６】
このように電流偏差がゼロになるようｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を定めることによりｄ軸指令電圧ｖd およびｑ軸指令電圧ｖq を設定する制御は、もし常に行われるのであればオープンループ制御ではなくフィードバック制御であるとも言える。しかし、前述したように、本実施形態における電流センサ１４は、各相ごとに設けられているわけではなく、１つのみが設けられているため、電流を検出できないときが生じる。したがって、本実施形態では電流フィードバック制御を行うことはできず、前述したオープンループ制御を行う必要がある。
【００４７】
ここで、電流センサ１４により電流が検出できないとき、ｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq をどのように定めるかについては以下のように考えることができる。まず、最も簡易な方法としては、電流を検出することができた直前の時点において算出されたｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq をそのまま電流が検出できないときに使用する構成が考えられる。また指令電流やモータ角速度が変化する場合、直前の時点からの指令電流やモータ角速度の変化割合と同じ割合でｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq も変化すると仮定して算出する構成も考えられる。そうすれば比較的精度よくｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を算出することができる。
【００４８】
具体的には、電流を検出することができないときに算出されるｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq と区別するため、電流を検出することができた直前の時点において算出されたｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq をｄ軸直前補正電圧Δｖd(n-1) およびｑ軸直前補正電圧Δｖq(n-1) とし、当該直前の時点における各指令電流をｄ軸直前指令電流ｉd*(n-1) およびｑ軸直前指令電流ｉq*(n-1) とするとき、電流を検出することができないときに算出されるｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq は、次式（１２）、（１３）のように示すことができる。
Δｖd＝Δｖd(n-1)×ｉd*／ｉd*(n-1)  …（１２）
Δｖq＝Δｖq(n-1)×ｉq*／ｉq*(n-1)  …（１３）
【００４９】
また、ｑ軸指令電圧ｖq はモータ角速度ωの影響を大きく受けるので、上記直前の時点における角速度を直前角速度ω(n-1) とするとき、ｑ軸補正電圧Δｖq は上式（１３）に代えて、次式（１４）のように示すこともできる。
Δｖq＝Δｖq(n-1)×ω／ω(n-1)  …（１４）
【００５０】
なお、ｑ軸補正電圧Δｖq は、例えば上式（１３）、（１４）の平均値とするなど、ｑ軸直前指令電流ｉq*(n-1) と直前角速度ω(n-1) との少なくとも１つを使用すればよい。また、上記直前の時点における指令電圧であるｄ軸直前指令電圧ｖd(n-1)およびｑ軸直前指令電圧ｖq(n-1)を使用し、ｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq は、次式（１５）、（１６）のように示すこともできる。
Δｖd＝Δｖd(n-1)×（（Ｒ＋ＰＬd）ｉd*−ωeＬqｉq*）
／（ｖd(n-1)−Δｖd(n-1)）                …（１５）
Δｖq＝Δｖq(n-1)×（（Ｒ＋ＰＬq）ｉq*＋ωeＬdｉd*＋ωeΦ）
／（ｖq(n-1)−Δｖq(n-1)）                …（１６）
【００５１】
このように、電流を検出することができないときにｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を算出するために必要とされる、上記直前の時点におけるｄ軸直前補正電圧Δｖd(n-1) およびｑ軸直前補正電圧Δｖq(n-1) と、ｄ軸直前指令電流ｉd*(n-1) およびｑ軸直前指令電流ｉq*(n-1) 、直前角速度ω(n-1) 、またはｄ軸直前指令電圧ｖd(n-1)およびｑ軸直前指令電圧ｖq(n-1)とは、典型的にはＥＣＵ１０に内蔵された揮発性のメモリ（図示せず）に一時的に格納される。したがって、本モータ制御装置の動作が停止し、電源がオフされれば、メモリに格納された上記値も消去される。
【００５２】
しかし上記値は、上記モータ回路方程式における既知のパラメータが実際の値とは異なる場合であっても、精度よく制御を行うためのものであるから、これらの値によらない限り精度よく制御を行うことができない。したがって、装置が起動された直後に上記値が使用されないと制御精度が良くないため、運転者がステアリングの操舵を開始するときに違和感を感じることになる。
【００５３】
そこで、本実施形態では、上記値を不揮発性のメモリ、例えばＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory）などに格納しておき、装置起動時にこれらの値を上記揮発性のメモリへ読み込む。このことにより装置が起動された直後から精度良く制御を行うことができる。
【００５４】
ここで、上記値を不揮発性のメモリに書き込むタイミングとしては、装置の電源がオフされる直前、具体的にはイグニッションがオフされると開始される終了シーケンスにおいて、上記値を不揮発性のメモリに書き込む動作が行われることが好ましい。
【００５５】
もっとも、装置の電源は必ず終了シーケンスを経てからオフされるわけではなく、バッテリ切れなどによって突然オフされることもある。その場合には、上記揮発性のメモリに書き込まれている上記値が失われてしまう。そこで、上記タイミングとともに、または上記タイミングに代えて、所定の時間間隔を空けて定期的に上記値を不揮発性のメモリに書き込む動作が繰り返し行われることが好ましい。
【００５６】
このように（実際にはｄ軸直前補正電圧Δｖd(n-1) およびｑ軸直前補正電圧Δｖq(n-1) として）保存される補正電圧Δｖd 、Δｖq （およびその他の上記値）に基づき、オープンループ制御部２２は、前述した式（１），（２）によりｄ軸指令電圧ｖd およびｑ軸指令電圧ｖq を求め、これらの電圧は、ｄｑ軸／３相変換部２３により、各相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に変換され、３相／ＰＷＭ変調器１２によりＰＷＭ信号に変調され、モータ駆動回路１３に与えられる。
【００５７】
＜１．５  第１の実施形態の効果＞
以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により指令電圧を求めると共に、電流センサで検出した電流値に基づき指令電圧を補正する。
【００５８】
したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるΦ値やＲ値などが製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づき補正電圧Δｖd 、Δｖq を求めることにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。
【００５９】
また、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられている。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となる。
【００６０】
また、本実施形態に係るモータ制御装置はオープンループ制御を行うので、１個の電流センサを用いてフィードバック制御を行うモータ制御装置とは異なり、モータの制御が不連続にならない。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、音や振動を抑制することができる。
【００６１】
＜２．  第２の実施形態＞
＜２．１  モータ制御装置の構成および動作＞
図４は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図４に示すモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置において、補正電圧算出部２６と補正電圧を加算するオープンループ制御部２２とを含むマイコン２０を、補正デューティ比加算部３６と補正電圧を加算しないオープンループ制御部３２と含むマイコン２０に置換したものである。以下、この実施形態の各構成要素のうち、先に述べた実施形態と同一の要素については、同一の参照符号を付して説明を省略する。
【００６２】
オープンループ制御部３２は、ｄ軸指令電流ｉd* 、ｑ軸指令電流ｉq* 、および角速度ωe に基づき、ｄ軸指令電圧ｖd およびｑ軸指令電圧ｖq を求める。ｄ軸指令電圧ｖd とｑ軸指令電圧ｖq は、具体的には上式（１）と（２）からｄ軸補正電圧Δｖd およびｑ軸補正電圧Δｖq を除いたモータの回路方程式を用いて算出される。
【００６３】
補正デューティ比加算部３６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉa と、指令電流算出部２１で求められたｄ軸指令電流ｉd* およびｑ軸指令電流ｉq* と、角度算出部２４で算出された角度θとが入力される。
【００６４】
まず補正デューティ比加算部３６は、上記検出された電流値ｉa から角度θに基づき、ｕ相検出電流ｉu 、ｖ相検出電流ｉv およびｗ相検出電流ｉw とを求め、同様に、ｄ軸指令電流ｉd* およびｑ軸指令電流ｉq* から角度θに基づき、ｕ相指令電流ｉu* 、ｖ相指令電流ｉv* およびｗ相指令電流ｉw* とを求める。
【００６５】
次に、補正デューティ比加算部３６は、上記各相毎の検出電流と指令電流との電流偏差を求め、第１の実施形態における補正電圧算出部２６の場合と同様、上記電流偏差に対して適宜に定められた比例ゲインＫｕ、Ｋｖ、Ｋｗをそれぞれ乗算することにより補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w を算出する。すなわち、ｕ相指令電流ｉu* からｕ相検出電流ｉu を差し引いた値をｕ相電流偏差Δｉu とし、ｖ相指令電流ｉv* からｖ相検出電流ｉv を差し引いた値をｖ相電流偏差Δｉv とし、ｗ相指令電流ｉw* からｗ相検出電流ｉw を差し引いた値をｗ相電流偏差Δｉw とするとき、次式（１７）、（１８）、（１９）を用いて補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w を求める。
ΔＶｄｕｔｙ＿u ＝Δｉu×Ｋｕ  …（１７）
ΔＶｄｕｔｙ＿v ＝Δｉv×Ｋｖ  …（１８）
ΔＶｄｕｔｙ＿w ＝Δｉw×Ｋｗ  …（１９）
【００６６】
なお補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w は、図示されない電源（ここではバッテリ）の電圧検出器により検出された電源電圧に基づき、適宜な値に定められている。ブラシレスモータ１に与えられる電圧は、電源電圧により変化するので、３相／ＰＷＭ変調器１２により出力されるべきＰＷＭ信号の適切なデューティ比も電源電圧により変化するからである。
【００６７】
また、補正デューティ比加算部３６は、上記差に対して適宜に定められた比例ゲインＫｐｕ、Ｋｐｖ、Ｋｐｗおよび積分ゲインＫｉｕ、Ｋｉｖ、Ｋｉｗを乗算する次式（２０）、（２１）、（２２）を用いて補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w を求めてもよい。
ΔＶｄｕｔｙ＿u ＝Δｉu×Ｋｐｕ＋１／Ｐ（Δｉu×Ｋｉｕ）  …（２０）
ΔＶｄｕｔｙ＿v ＝Δｉv×Ｋｐｖ＋１／Ｐ（Δｉv×Ｋｉｖ）  …（２１）
ΔＶｄｕｔｙ＿w ＝Δｉw×Ｋｐｗ＋１／Ｐ（Δｉw×Ｋｉｗ）  …（２２）
ただし、上式（２０）〜（２２）において、１／Ｐは積分演算子である。
【００６８】
さらに、補正デューティ比加算部３６は、ｄｑ軸／３相変換部２３からｕ相指令電圧Ｖu 、ｖ相指令電圧Ｖv およびｗ相指令電圧Ｖw に基づくＰＷＭ信号のデューティ比を指示する電圧信号Ｖｄｕｔｙ＿u 、Ｖｄｕｔｙ＿v 、およびＶｄｕｔｙ＿wを受け取り、これらの電圧信号に対して各相毎に補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wを次式（２３）、（２４）、（２５）のように加算することにより、補正されたデューティ比を指示する電圧信号Ｖ’ｄｕｔｙ＿u 、Ｖ’ｄｕｔｙ＿v 、およびＶ’ｄｕｔｙ＿wを３相／ＰＷＭ変調器１２に出力する。
Ｖ’ｄｕｔｙ＿u ＝Ｖｄｕｔｙ＿u ＋ΔＶｄｕｔｙ＿u   …（２３）
Ｖ’ｄｕｔｙ＿v ＝Ｖｄｕｔｙ＿v ＋ΔＶｄｕｔｙ＿v   …（２４）
Ｖ’ｄｕｔｙ＿w ＝Ｖｄｕｔｙ＿w ＋ΔＶｄｕｔｙ＿w   …（２５）
【００６９】
このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉd* 、ｉq* を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の指令電圧ｖd 、ｖq を求める処理と、指令電圧ｖd 、ｖq を３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に変換し、これらの電圧に基づき補正されたデューティ比を指示する電圧信号Ｖ’ｄｕｔｙ＿u 、Ｖ’ｄｕｔｙ＿v 、およびＶ’ｄｕｔｙ＿wを出力する処理とを行う。
【００７０】
３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の指令電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に応じたデューティ比を指示する電圧信号Ｖ’ｄｕｔｙ＿u 、Ｖ’ｄｕｔｙ＿v 、およびＶ’ｄｕｔｙ＿wに基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に用いられる。したがって、補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w により電圧信号Ｖｄｕｔｙ＿u 、Ｖｄｕｔｙ＿v 、およびＶｄｕｔｙ＿w を補正するのは、デューティ比そのものを補正することと同視することができる。
【００７１】
このように電流偏差がゼロになるよう補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wを定める制御は、第１の実施形態の場合と同様、電流センサ１４により電流が検出できないときにも行われる。そこで、電流が検出できないときに、これらの値をどのように定めるかについても、第１の実施形態の場合とほとんど同様に考えることができる。
【００７２】
すなわち最も簡易な方法としては、電流を検出することができた直前の時点において算出された補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wをそのまま電流が検出できないときに使用する構成が考えられる。また指令電流や電源電圧が変化する場合、直前の時点からの指令電流やモータ角速度の変化割合と同じ割合で補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wも変化すると仮定して算出すれば、比較的精度よく補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wを算出することができる。
【００７３】
具体的には、電流を検出することができないときに算出される補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wと区別するため、電流を検出することができた直前の時点において算出された補正デューティ電圧を直前補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u(n-1) 、ΔＶｄｕｔｙ＿v(n-1) 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w(n-1)とするとき、電流を検出することができないときに算出される補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wは、次式（２６）、（２７）、（２８）のように示すことができる。
ΔＶｄｕｔｙ＿u ＝ΔＶｄｕｔｙ＿u(n-1)×ｉu*／ｉu*(n-1)  …（２６）
ΔＶｄｕｔｙ＿v ＝ΔＶｄｕｔｙ＿v(n-1)×ｉv*／ｉv*(n-1)  …（２７）
ΔＶｄｕｔｙ＿w ＝ΔＶｄｕｔｙ＿w(n-1)×ｉw*／ｉw*(n-1)  …（２７）
【００７４】
また、これらの上式（２６）〜（２８）の右辺に補正前の電源電圧に対する補正後の電源電圧の変化割合に応じた補正係数を乗算してもよい。この補正係数は、補正前の電源電圧に基づき算出される直前補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u(n-1) 、ΔＶｄｕｔｙ＿v(n-1) 、およびΔＶｄｕｔｙ＿w(n-1)が、補正後の電源電圧に基づき算出される場合にはその何倍となるかを示す値である。このような補正係数を乗算することにより、デューティ比の値に対する電源電圧の変化の影響を排除することができる。
【００７５】
さらに、本実施形態では、第１の実施形態と同様、直前補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u(n-1) 、ΔＶｄｕｔｙ＿v(n-1)、およびΔＶｄｕｔｙ＿w(n-1)や補正前の電源電圧の値を不揮発性のメモリ、例えばＥＥＰＲＯＭなどに格納しておき、装置起動時にこれらの値を上記揮発性のメモリへ読み込む。このことにより装置が起動された直後から精度良く制御を行うことができる。なお、上記値を不揮発性のメモリに書き込むタイミングは、第１の実施形態の場合と同様であるのでここでは説明を省略する。
【００７６】
＜２．２  第２の実施形態の効果＞
以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により指令電圧を求め、３相電圧に変換された指令電圧に対応するＰＷＭ信号のデューティ比を指示する電圧信号を電流センサで検出した電流値に基づき補正する。
【００７７】
したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるΦ値やＲ値などが製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づき補正デューティ電圧ΔＶｄｕｔｙ＿u 、ΔＶｄｕｔｙ＿v 、およびΔＶｄｕｔｙ＿wを求めて直接デューティ比を補正することにより、電圧値からデューティ比への変換誤差が生じないので、より高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。
【００７８】
また、本実施形態に係るモータ制御装置には、第１の実施形態の場合と同様、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となる。また、オープンループ制御により、モータの制御が不連続にならず、音や振動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８０】
１０…電子制御ユニット（ＥＣＵ）、１３…モータ駆動回路、２０…マイコン
【図１】
0005228578.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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