(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動作をさせることによりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マグネトロンが発振した直後の入力電流のオーバーシュートを抑制するために入力電流用制御信号を用いるものであり、
前記入力電流用制御信号は前記マグネトロンの起動モードにおける非発振と定常モードにおける発振で異なるＰＷＭ設定値を設定し、前記マグネトロン発振直後の不安定な間は、ＰＷＭ設定値のオンデューティを低く、かつ非発振と発振を見極めるＩＩＮＴＨ閾値よりも大きく設定することにより入力電流を低く制御する状態にするとともに、定常モードへの切り替えは入力電流が前記ＩＩＮＴＨ閾値を越えた後にＰＷＭ周期の数倍程度のタイムラグを設けた後に切り替えることを特徴とした高周波加熱電源装置。
【請求項２】
前記入力電流用制御信号の起動モードの設定値は前記マグネトロンが発振した後から徐々に定常モードの設定値に向けて変化させることを特徴とした請求項１記載の高周波加熱電源装置。
【請求項３】
前記入力電流用制御信号の起動モードの設定値は定常モードの各出力レベルに関わらず一定としたことを特徴とした請求項１または請求項２記載の高周波加熱電源装置。
【請求項４】
商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動作をさせることによりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マグネトロンが発振した直後の入力電流のオーバーシュートを抑制するために入力電流用制御信号を用いるものであり、
前記入力電流用制御信号の起動モードにおけるＰＷＭ設定値は起動モードにおける非発振と発振とを見極めるＩＩＮＴＨ閾値と同じになるように設定され、その後の定常モードでのＰＷＭ設定値に移行する際に各出力レベルに関わらず同じ傾斜で変化させることを特徴とした高周波加熱電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子レンジのようにマグネトロンを駆動して誘電加熱を行う高周波加熱電源装置の分野で、マグネトロンの発振直後の不安定な状態から生じる入力電流のオーバーシュートを抑制する制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭で使用される電子レンジ等の高周波加熱調理機器に用いられる電源としてはその性質上（持ち運びが容易で且つ調理室を大きくするために電源が内蔵される機械室スペースは小さいものが望まれる）、小型で軽いものが望まれてきた。そのため、電源のスイッチング化による小型軽量化、低コスト化が進められ、インバータ電源が主流になりつつある。また、高出力化の要望もあり大電流を制御する技術も必要となり、特にマイクロ波を照射するマグネトロンが非発振の状態から発振した際に生じる入力電流のオーバーシュートを如何にして抑制するかが課題であり、その制御方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図９はマグネトロン駆動用の高周波加熱電源装置（インバータ電源）の一例を示している。直流電源１、リーケージトランス２、第一の半導体スイッチング素子３、第一のコンデンサ５（スナバコンデンサ）、第二のコンデンサ６（共振コンデンサ）、第三のコンデンサ７（平滑コンデンサ）、第二の半導体スイッチング素子４、駆動部１３、全波倍電圧整流回路１１、およびマグネトロン１２とから構成されている。
【０００４】
直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを、第二のコンデンサ６とリーケージトランス２の一次巻線８との直列回路に印加する。第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４とは直列に接続され、リーケージトランス２の一次巻線８と第二のコンデンサ６との直列回路は第二の半導体スイッチング素子４に並列に接続されている。
【０００５】
第一のコンデンサ５は第二の半導体スイッチング素子４に並列に接続され、スイッチングの際に発生する突入電流（電圧）を抑えるスナバ的な役割を有する。リーケージトランス２の二次巻線９で発生した交流高電圧出力は全波倍電圧整流回路１１で直流の高電圧に変換されてマグネトロン１２のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス２の三次巻線１０はマグネトロン１２のカソードに電流を供給している。
【０００６】
第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４はＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。当然であるが前記第一、第二の半導体スイッチング素子３、４はこの種類に限定されるものではなくサイリスタ、ＧＴＯスイッチング素子等を用いることもできる。
【０００７】
駆動部１３はその内部に第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４の駆動信号を作るための発振部を有し、この発振部で所定周波数の矩形波が発生され、第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４にＤＲＩＶＥ信号が与えられる。第一の半導体スイッチング素子３、あるいは第二の半導体スイッチング素子４の一方がターンオフした直後は他方の半導体スイッチング素子の両端電圧が高いため、この時点でターンオフさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。しかし、デッドタイムを設けることにより、この両端電圧が約０Ｖに減少するまでターンオフを遅らせるため前記不要な損失、ノイズ発生が防止できる。当然、逆の切り替わり時も同様の働きをする。
【０００８】
駆動部１３より与えられるＤＲＩＶＥ信号による各モードの詳細な動作については割愛するが図９の回路構成の特徴としては一般家庭向け電源で最も高い電圧となる欧州２４０Ｖにおいても第一の半導体スイッチング素子３、第二の半導体スイッチング素子４への発生電圧は直流電源電圧ＶＤＣと同等となり、すなわち２４０√２＝３３９Ｖとなる。よって雷サージ、瞬時電圧低下等の異常時を想定したとしても第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４は安価な６００Ｖ程度の耐圧品で問題なく使用できる。また駆動部１３は入力電流Ｉｉｎと各出力レベルに応じた基準電圧（ＲＥＦ）とを入力電流一定制御部１４により制御され所望の出力レベルを得ている。
【０００９】
図１０はインバータ電源の動作によりマグネトロンが非発振の状態から発振するまでを入力電流Ｉｉｎにて示している。横軸に時間をとり、縦軸に入力電流Ｉｉｎ（Ａ）と入力電流用の制御信号（マイコンからのＰＷＭ信号）をオンデューティ標記している。またマグネトロンが非発振から発振するまでの過程を細かく細分化すると1)非発振（起動モード）、2)発振（起動モード）、3)発振（定常モード）と示せる。まず1)非発振（起動モード）ではマグネトロンが発振していないインピーダンス無限大の状態であり、入力電流Ｉｉｎはわずかに流れるのみで当然ＰＷＭで示す所望の入力は得られない。2)発振（起動モード）は今回の改善が必要となる部分である。すなわち、発振した直後のマグネトロンの不安定な状態で入力電流を精密に制御するには困難な領域であり、同図のようにオーバーシュートしていることが分かる。3)発振（定常モード）では安定した入力電流制御が可能となる領域と言える。
【００１０】
次にこの種のインバータ電源回路（インダクタンスＬとキャパシタンスＣで共振回路を構成）における共振特性を図１１に示す。図１１は一定電圧を印加した場合の電流−使用周波数特性を示す線図であり、周波数ｆ０が共振周波数である。実際のインバータ動作においてはこの周波数ｆ０より高い周波数範囲ｆ１〜ｆ３の電流−周波数曲線特性Ｉ１（実線部）を使用している。
【００１１】
すなわち、共振周波数ｆ０の時が電流Ｉ１は最大で周波数範囲がｆ１〜ｆ３へと高くなるにしたがって電流Ｉ１は減少する。なぜならｆ１〜ｆ３の間で低周波になるほど共振周波数に近づくためリーケージトランスの二次側に流れる電流が大きくなり、逆に高周波になると共振周波数から遠ざかるためリーケージトランスの二次側電流が小さくなるからである。非線形負荷であるマグネトロンを駆動するインバータ電源においてはこの周波数を変えることにより所望の出力を得ている。例えば２００Ｗ出力で使用する場合はｆ３近傍に、６００Ｗ出力の場合はｆ２近傍、１２００Ｗ出力の場合はｆ１近傍という具合にＬＣ電源では不可能なリニアな連続出力を得ることができる。この出力レベルごとの動作周波数は図９に示した駆動部１３により与えられるが、その中身は入力電流を電圧に変換したものを各々の出力レベル基準電圧と同じになるように制御する入力制御一定回路部１４にて実現している。また、交流の商用電源を使用しているため電源位相の０°、１８０°付近では高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、この区間ではインバータ動作周波数として共振電流が大きくなるｆ１近傍に設定する。これにより商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、電波を発する導通角が広げられることとなる。
【特許文献１】特開２０００−２１５５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記のような構成では下記の課題があった。
【００１３】
すなわち、入力電流を制御する際に基準となる信号（ＲＥＦ）を設定（外部コントロール基板のマイコンからの入力電流用制御信号を使用）し、インバータ電源に実際に流れる電流を電圧に変換して上記の基準信号ＲＥＦと同じになるように制御するがゆえに最大出力時にはマグネトロンの非発振から発振直後の不安定な状態で生ずる入力電流のオーバーシュートが大きくなるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、上記課題を解決するために、マグネトロンの非発振（起動モード）と発振（定常モード）における入力電流用制御信号のＰＷＭ設定値を変えることで発振直後のオーバーシュートを抑制できる構成とした。
【００１５】
上記のような構成において本発明は、マグネトロンが非発振の状態から発振した直後の不安定な状態における入力電流のオーバーシュートを抑制して各部品に与える過負荷を回避でき、スムーズなマグネトロン発振（起動から定常への移行）を実現できる。またオーバーシュートの際に発生する過大電圧による異常電圧検出停止といった問題も解決できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の高周波加熱電源装置によれば、例え定常モード時のＰＷＭ設定値が最大出力値に設定されていたとしても発振直後にはオーバーシュートを含んで大電流に制御を試みることはなく、マグネトロンが安定した状態に移行してから実際の定常モードのＰＷＭ設定値に移行するため、入力電流のオーバーシュートは極力抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
第１の発明は商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動作をさせることによりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マグネトロンが発振した直後の入力電流のオーバーシュートを抑制するために入力電流用制御信号を用いることを特徴とする。
【００１８】
第２の発明は、請求項１記載の発明において前記入力電流用制御信号は前記マグネトロンの非発振（起動モード）と発振（定常モード）で異なる値を設定したことを特徴とする。
【００１９】
第３の発明は、請求項２記載の発明において前記入力電流用制御信号の起動モードの設定値は前記マグネトロンが発振した後から除々に定常モードの設定値に向けて変化させることを特徴とする。
【００２０】
第４の発明は、請求項２または請求項３記載の発明において前記入力電流用制御信号の起動モードの設定値は定常モードの各出力レベルに関わらず一定としたことを特徴とする。
【００２１】
第５の発明は、請求項３記載の発明において前記入力電流用制御信号の起動モードの設定値は非発振と発振（共に起動モードに於いて）を見極めるＩＩＮＴＨ閾値と同じになるように設定され、その後の定常モードでの設定値に移行する際に各出力レベルに関わらず同じ傾斜で変化させることを特徴とする。
【００２２】
上記の構成により、マグネトロンが非発振の状態から発振した直後の不安定な状態で生ずる入力電流のオーバーシュートを抑制して各部品に与える過負荷を回避でき、スムーズなマグネトロン発振（起動から定常への移行）を実現できる。またオーバーシュートの際に発生する過大電圧による異常電圧検出停止といった問題も解決できる。
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明するが、本発明は前記した通りマグネトロンの非発振（起動モード）と発振（定常モード）における入力電流用制御信号のＰＷＭ設定値を変えることで発振直後のオーバーシュートを抑制できる構成としたものであり、図１，３，５，７のＲＥＦ出力信号以降の構成は図９と同様である。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本実施の形態１のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図を示している。なお、上述のように、ＲＥＦ出力信号以降の構成については図９に示した従来の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００２５】
図１に示すＰＷＭ設定部１０１は、起動モード時と定常モード時では異なるＰＷＭを設定する。非発振・発振判定部１０２は、ＩＩＮＴＨ信号とＩｉｎ信号を比較して、起動モードと定常モードとの切り替えを行う。すなわち、ＩＩＮＴＨ＞Ｉｉｎが非発振，ＩＩＮＴＨ＜Ｉｉｎが発振と判定される。その信号はタイムラグを設けた後、起動・定常判定部１０３を経てＰＷＭ設定部１０１に入力され、出力するＰＷＭ信号を起動モード値にするか定常モード値にするかが決められる。
【００２６】
パルス幅→電圧変換部１０４では、ＰＷＭのオンデューティー比に比例する形で電圧に変換され、例えばＰＷＭ＝８５％の際はＲＥＦ＝６Ｖで１０００Ｗ出力の基準信号に、ＰＷＭ＝６０％の際はＲＥＦ＝４．２Ｖで７００Ｗ出力の基準信号に設定できる。なお、図１中のフォトカプラ１０５は、ＧＮＤ電位の異なるインバータ側と外部コントロール基板（制御基板）側との絶縁インターフェースとして用いている。
【００２７】
図２は、本発明に係わるマグネトロン駆動用インバータ電源の動作によりマグネトロンが非発振の状態から発振するまでを入力電流Ｉｉｎにて示した入力電流特性図である。図の通り起動モードと定常モードにおいてＰＷＭ設定値のオンデューティを変えることにより入力電流のオーバーシュート抑制を実現している（請求項１）。すなわちマグネトロン発振直後の不安定な間はＰＷＭ設定値のオンデューティを低く設定することにより入力電流を低く制御する状態にしており、発振直後から安定した発振状態に移行したことを確認した後に正規の所望の定常モードにおけるＰＷＭ設定値にしている。これにより、例え定常モードでのＰＷＭ設定値が最大出力であったとしてもオーバーシュートを抑制しながら安定した起動を実現している（請求項２）。
【００２８】
実際には外部コントロール基板からのＰＷＭ信号はインバータ電源内でオンデューティに比例した基準信号ＲＥＦに変換され、入力電流を電圧に変換した信号とを比較して入力一定制御部にて等しくなるように動作周波数を司る駆動部に伝えられる。この際、ＲＥＦ端子にはコンデンサを用いることで図２に示すようなオンデューティの急激な変化は吸収されている。
【００２９】
また、発振（起動モード）と発振（定常モード）へのＰＷＭ信号の切り替えにおいては同図に示すＩＩＮＴＨ閾値を設けて入力電流がその閾値を超えたか否かにより判断している。さらにＩＩＮＴＨ閾値を超えた直後はまだマグネトロンの発振安定性は確保できていないためインバータ電源と外部コントロール基板との通信の中でＰＷＭ周期の数倍程度のタイムラグを設けた後に定常モードのＰＷＭ設定値に切り替えている。
【００３０】
起動モードでのＰＷＭ設定値の注意点としては設定値によるＩｉｎ値がＩＩＮＴＨ閾値よりも大きくなるように設定することである。そうしなければ定常モードへのＰＷＭ設定値移行ができなくなるからである。
【００３１】
（実施の形態２）
図３は、本実施の形態２のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図を示している。なお、上述のように、ＲＥＦ出力信号以降の構成については図９に示した従来の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。本実施の形態２のマグネトロン駆動用インバータ電源は、図３に示すように、ＰＷＭ設定部２０１において起動→定常の制御が追加されている。それ以外の処理は実施の形態１と同様であり、上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００３２】
図４は、上記実施の形態１にて示した方式に加えて起動モードから定常モードへのＰＷＭ信号の設定値移り変わりを除々に変化させている本実施の形態２の入力電流特性図を示している。例えば起動モードでのＰＷＭ設定値を３０％とすると定常モードではＭＡＸの８５％であり、１％／ｍｓとすれば５５ｍｓ後に最終の定常モード設定値に到達する。こうすることで実施の形態１において示した入力電流のオーバーシュート抑制をさらに改善することができる（請求項３）。
【００３３】
（実施の形態３）
図５は、本実施の形態３のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図を示している。なお、上述のように、ＲＥＦ出力信号以降の構成については図９に示した従来の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。本実施の形態３のマグネトロン駆動用インバータ電源は、図５に示すように、ＰＷＭ設定部３０１において起動モードの設定値をデューティー比３０％固定としている。それ以外の処理は実施の形態１となんら変わりはない。それ以外の処理は実施の形態１と同様であり、上述した構成要素と同一の構成要素にはついては同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００３４】
図６は、上記実施の形態１および２にて示した方式において、各出力レベルに応じた定常モードのＰＷＭ設定値に関わらず起動モードのＰＷＭ設定値を固定としている本実施の形態３の入力電流特性図を示している。この場合定常モードでの最小出力値がＩＩＮＴＨ閾値より低い値であったとしても特に起動モードにおける設定値を計算して設定する必要はない。実施の形態１で述べた起動モードでのＰＷＭ設定値の注意点を守り且つ、定常モードにおける最大出力値の場合においてもオーバーシュートを十分抑制できる値に起動モードでのＰＷＭ設定値を一度だけ設定すれば良い（請求項４）。
【００３５】
（実施の形態４）
図７は、本実施の形態４のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図を示している。なお、上述のように、ＲＥＦ出力信号以降の構成については図９に示した従来の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。本実施の形態４のマグネトロン駆動用インバータ電源は、図７に示すように、ＰＷＭ設定部４０１において起動モードの設定値をＩＩＮＴＨ閾値と同値としている。さらに起動→定常の推移はΔ（ＭＡＸ−ＩＩＮＴＨ）／２０ｍｓの固定値としている。それ以外の処理は実施の形態１と同様であり、上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００３６】
図８は、上記実施の形態３に示した方式において起動モードでのＰＷＭ設定値をＩＩＮＴＨ閾値と同じに設定している本実施の形態４の入力電流特性図を示している。また、定常モードでのＰＷＭ設定値に向けて変移させる傾斜は各出力レベルに関わらず一定であり制御の煩雑さを解消している。さらに変移傾斜を適切にすることで、実施の形態１で述べたようなインバータ電源と外部コントロール基板との通信の中でＰＷＭ周期の数倍程度のタイムラグを設ける必要もなく、即定常モードへのＰＷＭ設定値に変移可能である。このように実施の形態４ではより滑らかなオーバーシュートを抑制した起動制御を実現できる（請求項５）。
【００３７】
本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。本出願は、2005年8月26日出願の日本特許出願・出願番号2005-245619に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
以上のように、本発明にかかる高周波加熱電源装置によれば、定常モード時のＰＷＭ設定値が最大出力値に設定されていたとしても発振直後にはオーバーシュートを含んで大電流に制御を試みることはなく、マグネトロンが安定した状態に移行してから実際の定常モードのＰＷＭ設定値に移行するため、入力電流のオーバーシュートは極力抑制することができるもので、種々のインバータ回路に応用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の実施の形態１のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるマグネトロン非発振から発振への入力電流特性図
【図３】本発明の実施の形態２のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図
【図４】本発明の実施の形態２におけるマグネトロン非発振から発振への入力電流特性図
【図５】本発明の実施の形態３のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図
【図６】本発明の実施の形態３におけるマグネトロン非発振から発振への入力電流特性図
【図７】本発明の実施の形態４のマグネトロン駆動用インバータ電源の概略構成図
【図８】本発明の実施の形態４におけるマグネトロン非発振から発振への入力電流特性図
【図９】高周波加熱電源装置の回路構成図
【図１０】従来のマグネトロン非発振から発振への入力電流特性図
【図１１】インバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流−使用周波数特性グラフ
【符号の説明】
【００４０】
１  直流電源
２  リーケージトランス
３  第一の半導体スイッチング素子
４  第二の半導体スイッチング素子
５  第一のコンデンサ
６  第二のコンデンサ
７  第三のコンデンサ
１１  全波倍電圧整流回路
１２  マグネトロン
１３  駆動部
１４  入力一定制御回路
１０１、２０１、３０１、４０１  ＰＷＭ設定部
１０２  非発振・発振判定部
１０３  起動・定常判定部
１０４  パルス幅・電圧変換部
１０５  フォトカプラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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