(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ウルトラワイドバンド方式の送信信号を受信する受信装置であって、
前記送信信号は、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号であり、
前記送信信号を受信することによって得られた受信信号の周波数変換を行って中間信号を出力する伸長器と、
前記中間信号のうち、目的とする短パルス波に相当する周波数成分を通過させるフィルタと、
前記中間信号から、目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器とを備え、
前記伸長器は、
前記受信信号の中心周波数と異なる周波数で、前記受信信号に含まれる短パルスの位相および波形に依存しない波形である局発信号を出力する発振器と、
前記受信信号と前記局発信号とを乗算して前記中間信号を出力するミキサとを備え、
前記発振器は、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作し、
前記フィルタは、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作可能であり、
前記パルス検出器は、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作可能であり、
前記送信信号は、無線信号であって、
前記パルス検出器は、中間信号から前記送信信号を送信する送信装置の他に無線を用いたシステムが発生する干渉波を検出する検出手段と、前記中間信号をそれぞれ積分する複数の積分部と、前記複数の積分部の各積分結果に基づいて２値のレベル判定をそれぞれ行うことで、前記目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するレベル判定部とを備えること
を特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記送信信号は、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号に代えて、一定の時間間隔で配列された短パルス波であって、
前記送信信号を送信する送信装置から送信された短パルス波が物体に当たって反射した反射波を受信すること
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記送信信号を送信する送信部をさらに備え、
前記伸長器の前記発振器は、前記ミキサへ前記局発信号を出力するとともに、前記送信信号に応じた周波数の信号を前記送信部へ出力すること
を特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記送信信号を受信する複数のアンテナを備え、
前記複数のアンテナは、所定の距離だけ互いに離間していること
を特徴とする請求項２または請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
前記ミキサの前または後に接続される増幅器をさらに備え、
前記増幅器は、前記送信信号の前記短パルス波が放射された後に所定の時間だけ動作を停止すること
を特徴とする請求項２ないし請求項４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記発振器は、所定のクロック信号における遅延前と遅延後との論理の組合せによって前記局発信号を生成すること
を特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記発振器は、前記所定のクロック信号を遅延させる遅延線回路を備え、この遅延線回路における遅延時間を制御することによって前記局発信号の周波数を制御すること
を特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記遅延線回路は、位相同期ループ回路、遅延同期ループ回路および周波数同期ループ回路のうちのいずれかの一部で構成されること
を特徴とする請求項７に記載の受信装置。
【請求項９】
前記発振器は、所定のクロック信号における遅延前と遅延後との論理積によって発生タイミングが互いに異なる複数の信号を生成する信号生成回路と、前記複数の信号を組み合わせることによって前記局発信号を生成するパルス選択回路とを備えること
を特徴とする請求項６ないし請求項８のいずれか１項に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ウルトラワイドバンド方式に好適に用いられる受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、各種センサの検出情報やスイッチの操作情報等が無線通信によって伝送されるようになってきており、また、この無線通信にウルトラワイドバンド（Ultra  Wide  Band、以下、「ＵＷＢ」と略記する。）通信方式を採用することが提案されている。このＵＷＢ通信方式は、その使用する周波数がＧＨｚ帯（例えば３．１〜１０．６ＧＨｚ）であり、帯域幅がその通信する中心周波数の２５％以上または４５０ＭＨｚ以上となることが規定されている。ＵＷＢ通信方式では、データ伝送に当たって、所定の周期タイミングに同期したパルス信号から成るパルス列を用いて超広帯域な通信が行われ、その一態様として、搬送波を用いずに、例えば、パルス幅が１ｎｓｅｃ以下等の極めて細かいパルス信号（短パルス波、超短パルス波）から成るパルス列を用いて通信が行われる。【０００３】
この一態様では、ＵＷＢ通信方式と他の通信方式とにおける相違の一つは、搬送波の有無である。他の通信方式では、例えば、所定周波数の正弦波を搬送波として用い、この搬送波を様々な方法で変調することによって、通信が行われている。一方、ＵＷＢ通信方式では、搬送波を用いることなく、超広帯域の短パルス波を用いることによって、通信が行われている（例えば、特許文献１参照）。その変調方式にＯＯＫ（On  Off  Keying）が用いられる場合、ＡＳＫ（Amplitude  Shift  Keying）と同様に、パルスの有無によってデータの値が表され、データの値に位相情報を用いないノンコヒーレントでの通信が可能となる。【０００４】
このような、一定時間の送信間隔で送信装置から送信される短パルス波を用いてノンコヒーレントでデータを伝送するＵＷＢ通信方式を用いる受信装置は、受信信号の周波数変換を行った中間信号を出力する伸長器を入力段に備えている。この伸長器は、受信信号の中心周波数とは異なる周波数で、受信信号に含まれる短パルス波の位相およびその波形に依存しない波形で構成された局発信号を出力する発振器と、受信信号と局発信号とを乗算することによって前記中間信号を出力するミキサとを備えている。このような構成における伸長器の発振器は、常に動作しており、受信装置の消費電力が大きくなっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−９４１６９号公報
【発明の概要】
【０００６】
本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、ＵＷＢ通信方式を用い、消費電力をより低減することができる受信装置を提供することである。
【０００７】
本発明にかかる受信装置は、発振器から出力される、受信信号の中心周波数と異なる周波数の局発信号と前記受信信号とを乗算することで、受信信号の周波数変換を行って中間信号を出力する伸長器を備えており、前記発振器は、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作する。このため、本発明にかかる受信装置は、ＵＷＢ通信方式を用い、消費電力をより低減することができる。
【０００８】
上記並びにその他の本発明の目的、特徴および利点は、以下の詳細な記載と添付図面から明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す受信装置における各部の信号波形を説明するための図である。
【図３】図１に示す受信装置における伸長器の周波数変換を説明するための図である。
【図４】図１に示す受信装置における発振器の構成を示す図である。
【図５】図４に示す発振器によって生成される局発信号を説明するための図である。
【図６】図４に示す発振器における遅延線回路の構成を示す回路図である。
【図７】図６に示す遅延線回路によって生成されるクロック信号の遅延を説明するための図である。
【図８】図１に示す受信装置における発振器に用いることができるＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】ＵＷＢ通信方式の無線信号におけるフレームの構成を示す図である。
【図１０】第２実施形態における受信装置の物体検出動作を説明するための図である。
【図１１】第２実施形態における受信装置のマルチパスを考慮した物体検出動作を説明するための図である。
【図１２】第３実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１０に示す受信装置における各部の信号波形を説明するための図である。
【図１４】第５実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４に示す受信装置の動作を説明するための、各部の信号波形を示す図である。
【図１６】図１４に示す受信装置の区間レベル取得部の動作を説明するための、各部の信号波形を示す図である。
【図１７】図１４に示す受信装置の補正部により得られる補正信号の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明にかかる実施の一形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。また、本明細書において、適宜、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。
【００１１】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１には、説明の都合上、送信装置Ｔｘも記載されている。
【００１２】
図１において、受信装置Ｒｘは、予め設定された所定の一定時間の送信間隔で送信装置Ｔｘから送信される短パルス波を用い、ノンコヒーレントでデータを伝送するウルトラワイドバンド通信方式（以下、「ＵＷＢ通信方式」と略記する。）によって通信信号を受信する装置であり、例えば、アンテナ１と、増幅部２と、パルス抽出部３と、ビット判定部４と、送信信号情報を所定の信号処理によって処理する図略の送信信号情報処理部とを備えている。
【００１３】
アンテナ１は、送信装置Ｔｘから送信されるＵＷＢ通信方式の無線信号を受信する装置であり、電波の無線信号を電気信号の受信信号へ変換する。増幅部２は、アンテナ１に接続され、アンテナ１から出力される受信信号を所定の増幅率で増幅する回路であり、例えばローノイズアンプを備えて構成される。これらアンテナ１および増幅部２は、パルス抽出部３の前段に設けられる。
【００１４】
パルス抽出部３は、増幅部２に接続され、伸長器３１と、フィルタ３２と、パルス検出器３３とを備えて構成される。
【００１５】
伸長器３１は、増幅部２に接続され、送信装置Ｔｘから送信された無線信号をアンテナ１で受信することによって得られた受信信号Ｓｒの周波数を変換して中間信号Ｓａを出力する回路である。伸長器３１は、例えば、発振器３１ａと、ミキサ３１ｂとを備えて構成される。発振器３１ａは、受信信号Ｓｒの周波数ｆ１（周波数ｆ１は受信信号Ｓｒの中心周波数である）に対して充分に大きい周波数差を有した周波数ｆ２の局発信号Ｓｏを出力する発振回路であり、発振器３１ａは、パルス検出器３３によって周波数制御およびタイミング制御される。周波数ｆ２は、周波数ｆ１よりも低い周波数（ｆ２＜ｆ１）であり、例えば、周波数ｆ１に対して数百ＭＨｚ以上、より具体的には例えば１ＧＨｚ以上の周波数差を有している。さらに、より具体的には、容易に設計可能となる観点から、例えば、中間信号Ｓａが、目的とする短パルス波（図２（ａ）参照）と同じ帯域幅を持ち、かつ、フィルタ３２の通過帯域の上限が、目的とする短パルス波の下限の周波数よりも低くなるように、発振器３１ａから出力される局発信号Ｓｏの周波数ｆ２は、設定される。ミキサ３１ｂは、増幅部２および発振器３１ａに接続され、受信信号Ｓｒと局発信号Ｓｏとを乗算することによって両信号Ｓｒ、Ｓｏを混合（ミキシング）して中間信号Ｓａを出力する回路である。受信信号Ｓｒ（周波数ｆ１）は、伸長器３１によってダウンコンバートされ、中間信号Ｓａ（周波数ｆ１−ｆ２、周波数ｆ１＋ｆ２）になる。
【００１６】
フィルタ３２は、伸長器３１のミキサ３１ｂに接続され、伸長器３１の後段に設けられる。フィルタ３２は、伸長器３１から出力される中間信号Ｓａに対して所定の周波数範囲が通過帯域として予め設定されており、前記伸長器３１から出力される中間信号Ｓａのうち、前記所定の周波数範囲を中間信号Ｓｂとして通過させる。フィルタ３２は、パルス検出器３３によって帯域制御およびタイミング制御される。フィルタ３２は、例えば、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を備えて構成される。中間信号Ｓａは、フィルタ３２によって濾波（フィルタリング）され、中間信号Ｓｂ（周波数ｆ１−ｆ２）になる。
【００１７】
パルス検出器３３は、フィルタ３２に接続され、フィルタ３２から出力される中間信号Ｓｂに基づいてパルスの識別およびパルスの位置識別（時間軸上におけるパルスの位置の識別、パルスの到来時刻の識別）を行ってパルス検出信号Ｓｃを出力する回路である。
【００１８】
ビット判定部４は、パルス抽出部３に接続され、パルス抽出部３のパルス検出器３３から出力されるパルス検出信号Ｓｃに基づいて送信装置Ｔｘから送信された無線信号のビット値を抽出する回路であり、ビット判定部４の出力は、送信装置Ｔｘから受信したデータとして図略の前記送信信号情報処理部で利用される。このビット判定部４は、パルス抽出部３の後段に設けられる。
【００１９】
このような構成の受信装置Ｒｘでは、次のような動作が行われる。
【００２０】
図２は、図１に示す受信装置における各部の信号波形を説明するための図である。図２（ａ）は、送信装置Ｔｘから送信された無線信号を受信することによって得られた受信信号Ｓｒの概略波形を示し、図２（ｂ）は、送信窓Ｗｔのタイムチャートを示し、図２（ｃ）は、受信期間Ｗｒのタイムチャートを示し、図２（ｄ）は、局発信号Ｓｏのタイムチャートを示し、そして、図２（ｅ）は、中間信号Ｓｂの概略波形を示す。図３は、図１に示す受信装置における伸長器の周波数変換を説明するための図である。図３（ａ）は、周波数ｆ１の受信信号Ｓａと周波数ｆ２の局発信号Ｓｏとをミキシングする場合を示し、図３（ｂ）は、周波数ｆ１の受信信号Ｓａと正弦波ではない基本周波数ｆ３の局発信号Ｓｏとをミキシングする場合を示す。
【００２１】
送信装置Ｔｘから送信される無線信号は、１ｎｓ（ナノ秒）以下の超短パルス波から成るが、各超短パルス波は、実際には、図２（ａ）に示すようなバースト波となる。このバースト波は、その継続時間が約２ｎｓ程度であり、その１周期が１ｎｓ以下、例えば数百ｐｓ程度であり、その振幅が時間経過に従って徐々に増加してピークを迎えた後に時間経過に従って徐々に減少している。ＵＷＢ通信方式で用いられる超短パルス波の周波数は、前記周期の逆数を意味している。また、超短パルス波は、例えば３０ｎｓや５７ｎｓ等に予め設定される一定時間の送信間隔で送信装置Ｔｘから送信される。
【００２２】
送信装置Ｔｘでは、データの値（ビット値）を区別するために、位相情報は、本実施形態では用いられず、図２（ｂ）に示すように、予め規定された一定時間のタイムスロットである送信窓Ｗｔにおける超短パスル波の存在有無が、ビット値として用いられる。例えば、送信窓Ｗｔに超短パスル波が存在する場合にビット値が１とされ、送信窓Ｗｔに超短パスル波が存在しない場合にビット値が０とされる。また、いわゆるマンチェスタ符号等を用いて、パルスの有る区間とパルスの無い区間との検出値のレベル差によって、ビット値の判定が行われてもよい。このような動作によって、位相情報を用いることなくノンコヒーレントの通信を行うことが可能となる。
【００２３】
そして、パルス抽出部３では、増幅部２から出力された受信信号Ｓｒがパルス検出器３３に入力される前に、受信信号Ｓｒは、伸長器３１とフィルタ３２とによって処理されている。伸長器３１に設けられた発振器３１ａが受信信号Ｓｒの周波数ｆ１に対して充分に大きな周波数差を有しており、受信信号Ｓｒに含まれる超短パルス波の位相と波形とに依存しない波形で構成された局発信号Ｓｏを出力することによって、伸長器３１は、超短パルス波と局発信号Ｓｏの各位相とに依存することなく中間信号Ｓａを出力することができ、これによって簡素な構成が実現されている。
【００２４】
いま、受信信号Ｓｒの周波数ｆ１に対して発振器３１ａから出力される局発信号Ｓｏの周波数ｆ２が低い周波数に設定されているものとする（ｆ１＞ｆ２）。局発信号Ｓｏの周波数ｆ２を受信信号Ｓｒの周波数ｆ１よりも低く設定しておくことによって、局発信号Ｓｏの周波数ｆ２を受信信号Ｓｒの周波数ｆ１よりも高く設定しておく場合と比較して、発振器３１ａの設計が容易となるという利点を有する。データの伝送をノンコヒーレントで行う場合では、受信信号Ｓｒと局発信号Ｓａとの位相差は、無関係であるから、周波数にのみ着目して、目的とする超短パルス波の周波数を周波数ｆ１および局発信号Ｓｏの周波数を周波数ｆ２とすると、伸長器３１から出力される中間信号Ｓａには、以下の関係から、図３（ａ）に示すように、周波数（ｆ１＋ｆ２）および周波数（ｆ１−ｆ２）の各周波数成分が含まれる。
ａ（ｔ）＝Ａ・ｓｉｎ（ω１・ｔ）
ｂ（ｔ）＝Ｂ・ｓｉｎ（ω２・ｔ）
【００２５】
ただし、ａ（ｔ）は、受信信号Ｓｒであり、ｂ（ｔ）は、局発信号Ｓｏであり、Ａ、Ｂは、それぞれ受信信号Ｓｒの振幅および局発信号Ｓｏの振幅であり、ω１＝２π・ｆ１であり、ω２＝２π・ｆ２である。上述したように、受信信号Ｓｒと局発信号Ｓｏとを混合するミキサ３１ｂは、乗算器として機能するから、ミキサ３１ｂから出力される中間信号Ｓａは、次式によって表される。
ａ（ｔ）・ｂ（ｔ）＝（Ａ・Ｂ／２）｛ｃｏｓ（ω１−ω２）ｔ−ｃｏｓ（ω１＋ω２）ｔ｝
【００２６】
そして、これら両周波数成分のうちの低周波数側である周波数（ｆ１−ｆ２）を取り出すことによって、受信信号Ｓｒは、周波数ｆ１から周波数ｆ２だけ低い周波数（ｆ１−ｆ２）へ周波数変換される。つまり、伸長器３１のミキサ３１ｂの出力をフィルタ３２に通し、周波数成分（ｆ１−ｆ２）が通過するとともに周波数成分（ｆ１＋ｆ２）が通過しないようにフィルタ３２の通過帯域特性を設定することによって、受信信号Ｓｒの周波数ｆ１は、周波数（ｆ１−ｆ２）へダウンコンバートされる。
【００２７】
一般に、トランジスタにおいて信号振幅を稼ぐためには、周波数が高くなるに従ってトランジスタへの供給電流が比較的大きくなってしまい、消費電力が比較的大きくなってしまう。ここで、本実施形態では、間欠駆動によって低消費電力化が図られているだけでなく、上述のように伸長器３１によって周波数を下げているので、間欠駆動の駆動期間においても、低消費電力化が可能となる。特に、受信装置Ｒｘが例えば一次電池や二次電池等の電池によって駆動される場合に、このような低消費電力化は、効果的であり、有利である。
【００２８】
また、伸長器３１において、発振器３１ａから出力される局発信号Ｓｏの信号レベル、および、ミキサ３１ｂから出力される中間信号Ｓａの信号レベルのうちの少なくとも一方は、段階的にまたは連続的に可変となっている。より具体的には、発振器３１ａから出力される局発信号Ｓｏを増幅する第２増幅器３１ｄ（破線で示す）、および、ミキサ３１ｂから出力される中間信号Ｓａを増幅する第１増幅器３１ｃ（破線で示す）のうちの少なくとも一方が設けられ、この設けられた増幅器の増幅率は、パルス検出器３３が出力するゲイン制御信号によって調整可能になっている。なお、これら両増幅器が設けられた場合には、これら設けられた増幅器の各増幅率は、パルス検出器３３が出力するゲイン制御信号（第１ゲイン制御信号、第２ゲイン制御信号）によって個別に調整可能になっている。
【００２９】
そして、上述の式から分かるように、発振器３１ａからミキサ３１ｂに入力される局発信号Ｓｏの振幅Ｂを変化させることによって、ミキサ３１ｂから出力される中間信号Ｓａの信号レベル（Ａ・Ｂ／２）が変化される。このようにミキサ３１ｂからフィルタ３２へ入力される中間信号Ｓａの信号レベルを調節可能に構成することによって、パルス抽出部３のダイナミックレンジの範囲内でＳＮＲ（signal-to-noise  ratio）を高めたり、飽和を防止したりすることが可能となる。その結果、目的とする超短パルス波と干渉波や不要波との信号レベルにレベル差が有る場合に、増幅率を適正化することでレベル差を利用することによって、両者は、容易に分離され得る。例えば、信号レベルに適宜な閾値を設定することによって、超短パルス波と干渉波や不要波とが分離され得る。
【００３０】
上述のように、伸長器３１を備えダウンコンバートを行うことによって、フィルタ３２の通過帯域特性を受信信号Ｓｒの周波数ｆ１よりも引き下げることができる。すなわち、受信信号Ｓｒの周波数ｆ１と局発信号Ｓｏの周波数ｆ２との周波数差の周波数（ｆ１−ｆ２）だけ引き下げることができる。その結果、フィルタ３２として受信信号Ｓｒの周波数ｆ１（ここで、周波数ｆ１は単一の周波数ではなくフィルタ３２の通過帯域に相当する帯域幅を有している）に比較して低い周波数のフィルタ回路を用いることができ、伸長器３１を用いない場合よりもフィルタ３２の通過帯域を引き下げることができる。例えば、前記フィルタ３２の通過帯域を大幅に引き下げることができる。一例を挙げると、受信信号Ｓｒの中心周波数ｆ１が４ＧＨｚであり、局発信号Ｓｏの周波数ｆ２が２．６ＧＨｚである場合では、フィルタ３２の通過帯域の中心周波数は、１．４ＧＨｚとすることができる。
【００３１】
ここで、上述では、伸長器３１の発振器３１ａは、正弦波の局発信号Ｓｏを出力したが、正弦波の局発信号Ｓｏを出力する回路に限定されるものではなく、局発信号Ｓｏは、正弦波でなくともよい。この正弦波ではない波形の局発信号Ｓｏを用いる場合では、ミキサ３１ｂの出力には、受信信号Ｓｒとこのような局発信号Ｓｏの高調波成分との周波数差の中間信号も得られる。このような局発信号Ｓｏの基本周波数をｆ３とすると、受信信号Ｓｒの周波数ｆ１および局発信号Ｓｏの基本周波数をｆ３に対し、例えば、図３（ｂ）に示すように、（ｆ１−ｆ３）と（ｆ１＋ｆ３）とのほかに、（ｆ１−２ｆ３）、（ｆ１−３ｆ３）、（ｆ１−４ｆ３）、（ｆ１＋２ｆ３）、（ｆ１＋３ｆ３）等の中間信号が伸長器３１から出力される。このような中間信号から所望の周波数の中間信号をフィルタ３２で選択的に透過することによって、正弦波の局発信号Ｓｏを用いる場合と同様に、受信信号をダウンコンバートした中間信号が抽出され得る。例えば、フィルタ３２として通過帯域の中心周波数が（ｆ１−ｆ２）であるフィルタ回路を用い、伸長器１から出力される中間信号のうち、周波数が（ｆ１−２ｆ３）である中間信号をフィルタ３２によって抽出する場合、ｆ３＝ｆ２／２であるから、正弦波の局発信号Ｓｏを用いる場合よりも発振器３１ａの周波数を引き下げることが可能となる。すなわち、発振器３１ａの設計や製作がより容易となる。
【００３２】
現在の技術水準では、２ＧＨｚ以下であれば、移動体電話機や無線ＬＡＮ等に用いられる高周波回路技術および電子デバイスを用いることによって、フィルタ３２は、構成可能であるから、伸長器３１を用いることなく中心周波数が４ＧＨｚ以上であるフィルタ３２を構成する場合よりも、フィルタ３２の設計が容易となる。このため、フィルタ３２の前段に伸長器３１が設けられている。なお、伸長器３１とフィルタ３２との間に他の回路があってもよい。例えば、フィルタ３２は、全体として５００ＭＨｚ以上の広帯域のバンドパスフィルタと、特定の周波数帯を減衰させるノッチフィルタ（バンドエリミネートフィルタ、帯域除去フィルタ）との組合せで構成可能である。したがって、フィルタ３２は、共振回路に能動素子を組み合わせて構成される。
【００３３】
この共振回路には、マイクロストリップ線路とセラミックフィルタとが用いられる。中心周波数が４ＧＨｚ以上のフィルタを構成する場合では、能動素子に個別素子を用いる必要があるが、本実施形態では、フィルタ３２の通過帯域が２ＧＨｚ以下であるから、能動素子に演算増幅器（オペアンプ）のような集積回路を用いることが可能となる。したがって、フィルタ３２の集積回路化が可能となり、小型化やコストダウンが可能となる。
【００３４】
また、フィルタ３２は、バンドパスフィルタとしての中心周波数および帯域幅、および、ノッチフィルタとしての中心周波数および帯域幅を、パルス検出器３３から出力される帯域制御信号によって調整可能とされている。すなわち、フィルタ３２の通過帯域は、帯域制御信号によって調整可能とされている。この調節には、フィルタ３２に複数の所定の共振回路を設け、パルス検出器３３から出力される前記帯域制御信号でこれら複数の共振回路からいずれかの共振回路を選択することによって、通過帯域を段階的に変化させる構成を採用することができる。あるいは、共振回路に例えば可変容量ダイオード等の外部信号によって静電容量を調節可能な電子デバイスをフィルタ３２に設け、前記外部信号としてパルス検出器３３から出力される前記帯域制御信号で前記静電容量を調節することによって、周波数を連続的に変化させる構成を採用することもできる。
【００３５】
上述したように、フィルタ３２の通過帯域をパルス検出器３３が制御するので、干渉波や不要波に対応する中間信号Ｓａの周波数がフィルタの通過帯域から除外されるように、フィルタ３２の通過帯域を調整することによって、干渉波や不要波の影響を低減することができる。干渉波や不要波を除去するためには、バンドパスフィルタの中心周波数および帯域幅を調節するだけでなく、ノッチフィルタとしての中心周波数および帯域幅を調整することによっても干渉波や不要波の除去が可能となる。帯域制御信号を用いることでフィルタ３２の通過帯域を調節することによって、パルス検出器３３において、目的とする超短パルス波に対応する中間信号の信号レベルを相対的に大きくすることも可能となる。
【００３６】
受信装置Ｒｘでは、図２（ｃ）に示すように、送信装置Ｔｘで設定した送信窓Ｗｔに対応した受信期間Ｗｒが設定される。送信装置Ｔｘにおいて、送信窓Ｗｔの信号の有無とビット値との関係が上述のように規定されている場合では、この設定した受信期間Ｗｒにおいて超短パルス波の無線信号を受信した場合にビット値の１がビット判定部４から出力され、この設定した受信期間Ｗｒにおいて超短パルス波の無線信号を受信しない場合にビット値の０がビット判定部４から出力されることになる。この動作によって、送信装置Ｔｘから送信されたデータが受信装置Ｒｘにおいて抽出され得る。
【００３７】
受信装置Ｒｘにおける受信期間Ｗｒは、超短パルス波の１周期分以上の時間幅であればよい。受信期間Ｗｒの時間幅が大きくなるほど他の信号の干渉を受けやすくなる一方、受信期間Ｗｒの時間幅が小さいほど送信装置Ｔｘの送信窓Ｗｔと受信装置Ｒｘの受信期間Ｗｔとを同期させる処理に時間を要することになる。したがって、受信装置Ｒｘにおいて設定する受信期間Ｗｒの時間幅は、送信窓Ｗｔの２〜５倍程度に設定されることが望ましい。
【００３８】
そして、パルス検出器３３は、発振器３１ａでタイミング制御信号を出力して局発信号Ｓｏの出力期間を制御する機能を備えている。パルス検出器３３によって、例えば、図２（ｄ）に示すように、受信期間Ｗｒにおいてのみ発振器３１ａから局発信号Ｓｏを出力するように発振器３１ａを制御することで（受信期間Ｗｒに同期して発振器３１ａを動作させるように発振器３１ａを制御することで）、図２（ｅ）に示すように、目的とする超短パルス波がフィルタ３２を通過したことによって生成された中間信号Ｓｂには、受信パルスＰが所定の周期で発生している。この受信パルスＰは、例えば、二乗検波器や絶対値回路等を備えて構成される検波器で、包絡線を取り出す包絡線検波を中間信号Ｓｂに施すことによって、生成され、受信パルスＰは、超短パルス波の包絡線に相当する。このように発振器３１ａは、パルス検出器３３のタイミング制御信号によって常に動作することなく、これによって受信装置Ｒｘの消費電力が低減される。
【００３９】
また、フィルタ３２は、中間信号Ｓａを通過させ干渉波および不要波（以下、「干渉波等」という。）を通過せないように通過帯域が設定されており、そして、上記のように受信期間Ｗｒにおいてのみ発振器３１ａから局発信号Ｓｏを出力するように発振器３１ａが制御される。これによって、受信期間Ｗｒではない期間において超短パルス波の周波数範囲内の干渉波等を受信した場合でも、伸長器３１が受信信号Ｓｒの周波数ｆ１をフィルタ３２の通過帯域へ周波数変換しないので、伸長器３１の出力は、フィルタ３２の通過帯域への周波数変換が為されていないから、伸長器３１の出力は、フィルタ３２を通過することができず、フィルタ３２の出力から干渉波等を除去することができる。また、干渉波等が受信期間Ｗｒにおいて受信され、しかも干渉波等の周波数が目的とする超短パルス波の周波数範囲に含まれている場合には、干渉波等と目的とする超短パルス波とを区別することができない。しかしながら、受信装置Ｒｘの使用環境において存在することが確認された干渉波等の周波数成分を除去するようにフィルタ３２の通過帯域を設定することによって、この種の干渉波等を除去することが可能である。
【００４０】
さらに、パルス検出器３３は、フィルタ３２にタイミング制御信号を出力してフィルタ３２の動作期間を制御する機能を備えている。パルス検出器３３によって、受信期間Ｗｒにおいてのみ中間信号Ｓａをフィルタ処理した中間信号Ｓｂを出力するようにフィルタ３２を制御することで（受信期間Ｗｒに同期してフィルタ３２を動作させるようにフィルタ３２を制御することで）、フィルタ３２は、常に動作することなく、これによって受信装置Ｒｘの消費電力が低減される。
【００４１】
パルス検出器３３は、受信期間Ｗｒに同期した積分期間においてフィルタ３２が出力する中間信号Ｓｂを積分する積分部３３ａと、積分値を予め設定された所定の閾値と比較して２値のレベル判定を行い、判定結果を出力するレベル判定部３３ｂとを備え、フィルタ３２から出力される中間信号Ｓｂに含まれる受信パルスＰの識別および位置識別（到来時刻識別）を行うことによって、目的とするパルス（以下では、目的とする超短パルス波を干渉波等と区別する場合には、「目的波」と呼ぶ。）を抽出し、この抽出したパルスをパルス検出信号Ｓｃとしてビット判定部４へ出力する。また、積分部３３ａおよびレベル判定部３３ｂ（または積分部３３ａおよびレベル判定部３３ｂのうちの少なくともいずれか一方）は、受信期間Ｗｒにおいてのみ動作し、これによって受信装置Ｒｘの消費電力が低減される。
【００４２】
このように本実施形態において、パルス検出器３３は、発振器３１ａおよびフィルタ３２にそれぞれタイミング制御信号を与えてその動作期間を制御する機能を有し、発振器３１ａおよびフィルタ３２は、受信期間Ｗｒ（すなわち、受信信号Ｓｒに含まれる短パルスの発生タイミング）に同期して間欠動作する。さらに、本実施形態では、パルス検出器３３の積分部３３ａおよびレベル判定部３３ｂも、受信期間Ｗｒに同期して間欠動作する。このため、受信期間Ｗｒでは、受信装置Ｒｘの消費電力が抑えられ、受信装置Ｒｘの消費電力が低減される。
【００４３】
また、上述の実施形態において、パルス検出器３３は、上述したように、伸長器３１へゲイン制御信号、フィルタ３２へ帯域制御信号、発振器３１ａおよびフィルタ３２へタイミング制御信号を出力するだけでなく、伸長器３１を制御して受信期間Ｗｒを決定することによって期間制御信号を出力する機能や、発振器３１ａへ周波数制御信号を出力することによって局発信号Ｓｏの周波数ｆ２を調節する機能を備えていてもよい。以下、この発振器３１ａの周波数制御について説明する。
【００４４】
図４は、図１に示す受信装置における発振器の構成を示す図である。図５は、図４に示す発振器によって生成される局発信号を説明するための図である。図６は、図４に示す発振器における遅延線回路の構成を示す回路図である。図７は、図６に示す遅延線回路によって生成されるクロック信号の遅延を説明するための図である。
【００４５】
図４において、周波数制御機能付きの発振器３１ａは、複数のトグルフリップフロップ１０１０〜１０１ｎと、複数のＸＯＲ素子１０２１〜１０２ｎと、複数のＡＮＤ素子１０３１〜１０３ｎと、複数の遅延線回路１０４１〜１０４ｎと、パルス選択回路１０５と、遅延線回路１０６とを備えている。図４には、５個のトグルフリップフロップ１０１０〜１０１４、４個のＸＯＲ素子１０２１〜１０２４、４個のＡＮＤ素子１０３１〜１０３４、４個の遅延線回路１０４１〜１０４４およびパルス選択回路１０５が示されている。
【００４６】
後述するように、ノンコヒーレントの通信では、受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘの送信窓Ｗｔに受信期間Ｗｒを同期させ、ＵＷＢ通信方式の通信を行うが、遅延線回路１０６は、受信期間Ｗｒの開始タイミングを調整するために、クロック信号を遅延させ、クロック信号の立ち上がりタイミングを遅延させる回路である。
【００４７】
トグルフリップフロップ１０１０には、図略のクロックジェネレータから遅延線回路１０６を介してクロック信号ＣＬＫが入力され、トグルフリップフロップ１０１０は、クロック信号ＣＬＫに応じて生成したクロック信号ＣＬＫ０をＸＯＲ素子１０２１へ出力する。
【００４８】
トグルフリップフロップ１０１１には、図略の前記クロックジェネレータから遅延線回路１０６および遅延線回路１０４１を介してクロック信号ＣＬＫが入力され、トグルフリップフロップ１０１１は、この遅延線回路１０４１の出力に応じて生成したクロック信号ＣＬＫ１をＸＯＲ素子１０２１、ＡＮＤ素子１０３１およびＸＯＲ素子１０２２へそれぞれ出力する。ＸＯＲ素子１０２１には、クロック信号ＣＬＫ０およびクロック信号ＣＬＫ１が入力され、ＸＯＲ素子１０２１は、クロック信号ＣＬＫ０とクロック信号ＣＬＫ１との排他的論理和をＡＮＤ素子１０３１へ出力する。ＡＮＤ素子１０３１には、クロック信号ＣＬＫ１およびＸＯＲ素子１０２１の出力が入力され、ＡＮＤ素子１０３１は、クロック信号ＣＬＫ１とＸＯＲ素子１０２１の出力との論理積を信号Ｓ１としてパルス選択回路１０５へ出力する。
【００４９】
トグルフリップフロップ１０１２には、図略の前記クロックジェネレータから遅延線回路１０６、遅延線回路１０４１および遅延線回路１０４２を介してクロック信号ＣＬＫが入力され、トグルフリップフロップ１０１２は、この遅延線回路１０４２の出力に応じて生成したクロック信号ＣＬＫ２をＸＯＲ素子１０２２、ＡＮＤ素子１０３２およびＸＯＲ素子１０２３へそれぞれ出力する。ＸＯＲ素子１０２２には、クロック信号ＣＬＫ１およびクロック信号ＣＬＫ２が入力され、ＸＯＲ素子１０２２は、クロック信号ＣＬＫ１とクロック信号ＣＬＫ２との排他的論理和をＡＮＤ素子１０３２へ出力する。ＡＮＤ素子１０３２には、クロック信号ＣＬＫ２およびＸＯＲ素子１０２２の出力が入力され、ＡＮＤ素子１０３２は、クロック信号ＣＬＫ２とＸＯＲ素子１０２２の出力との論理積を信号Ｓ２としてパルス選択回路１０５へ出力する。
【００５０】
トグルフリップフロップ１０１３には、図略の前記クロックジェネレータから遅延線回路１０６、遅延線回路１０４１、遅延線回路１０４２および遅延線回路１０４３を介してクロック信号ＣＬＫが入力され、トグルフリップフロップ１０１３は、この遅延線回路１０４３の出力に応じて生成したクロック信号ＣＬＫ３をＸＯＲ素子１０２３、ＡＮＤ素子１０３３およびＸＯＲ素子１０２４へそれぞれ出力する。ＸＯＲ素子１０２３には、クロック信号ＣＬＫ２およびクロック信号ＣＬＫ３が入力され、ＸＯＲ素子１０２３は、クロック信号ＣＬＫ２とクロック信号ＣＬＫ３との排他的論理和をＡＮＤ素子１０３３へ出力する。ＡＮＤ素子１０３３には、クロック信号ＣＬＫ３およびＸＯＲ素子１０２３の出力が入力され、ＡＮＤ素子１０３３は、クロック信号ＣＬＫ３とＸＯＲ素子１０２３の出力との論理積を信号Ｓ３としてパルス選択回路１０５へ出力する。
【００５１】
そして、トグルフリップフロップ１０１４には、図略の前記クロックジェネレータから遅延線回路１０６、遅延線回路１０４１、遅延線回路１０４２、遅延線回路１０４３および遅延線回路１０４４を介してクロック信号ＣＬＫが入力され、トグルフリップフロップ１０１４は、この遅延線回路１０４４の出力に応じて生成したクロック信号ＣＬＫ４をＸＯＲ素子１０２４、ＡＮＤ素子１０３４および図略のＸＯＲ素子１０２５へそれぞれ出力する。ＸＯＲ素子１０２４には、クロック信号ＣＬＫ３およびクロック信号ＣＬＫ４が入力され、ＸＯＲ素子１０２４は、クロック信号ＣＬＫ３とクロック信号ＣＬＫ４との排他的論理和をＡＮＤ素子１０３４へ出力する。ＡＮＤ素子１０３４には、クロック信号ＣＬＫ４およびＸＯＲ素子１０２４の出力が入力され、ＡＮＤ素子１０３４は、クロック信号ＣＬＫ４とＸＯＲ素子１０２４の出力との論理積を信号Ｓ４としてパルス選択回路１０５へ出力する。
【００５２】
このように発振器３１ａでは、トグルフリップフロップ１０１ｎには、図略の前記クロックジェネレータから遅延線回路１０６および遅延線回路１０４１ないし遅延線回路１０４ｎ−１を順次に介してクロック信号ＣＬＫが入力され、トグルフリップフロップ１０１ｎは、この遅延線回路１０４ｎ−１の出力に応じて生成したクロック信号ＣＬＫｎをＸＯＲ素子１０２ｎ、ＡＮＤ素子１０３ｎおよびＸＯＲ素子１０２ｎ＋１へそれぞれ出力する。ＸＯＲ素子１０２ｎには、クロック信号ＣＬＫｎ−１およびクロック信号ＣＬＫｎが入力され、ＸＯＲ素子１０２ｎは、クロック信号ＣＬＫｎ−１とクロック信号ＣＬＫｎとの排他的論理和をＡＮＤ素子１０３ｎへ出力する。ＡＮＤ素子１０３ｎには、クロック信号ＣＬＫｎおよびＸＯＲ素子１０２ｎの出力が入力され、ＡＮＤ素子１０３ｎは、クロック信号ＣＬＫｎとＸＯＲ素子１０２ｎの出力との論理積を信号Ｓｎとしてパルス選択回路１０５へ出力する。
【００５３】
すなわち、発振器３１ａは、トグルフリップフロップ１０１、ＸＯＲ素子１０２、ＡＮＤ素子１０３および遅延線回路１０４から成り信号Ｓを生成する信号生成回路１００が縦続に複数接続されている。信号生成回路１００ｋにおいて、前段の信号生成回路１００ｋ−１における遅延線回路１０１ｋ−１の出力が当段の信号生成回路１００ｋにおける遅延線回路１０１ｋに入力される。遅延線回路１０１ｋの出力は、トグルフリップフロップ１０１ｋおよび次段の信号生成回路１００ｋ＋１における遅延線回路１０４ｋ＋１にそれぞれ入力される。トグルフリップフロップ１０１ｋは、遅延線回路１０１ｋの出力に応じてクロック信号ＣＬＫｋを生成し、このクロック信号ＣＬＫｋをＸＯＲ素子１０２ｋおよび次段の信号生成回路１０１ｋ＋１におけるＸＯＲ素子１０２ｋへそれぞれ出力する。ＸＯＲ素子１０２ｋは、前段の信号生成回路１０１ｋ−１におけるトグルフリップフロップ１０１ｋ−１の出力（前段の信号生成回路１０１ｋ−１におけるクロック信号ＣＬＫｋ−１）とトグルフリップフロップ１０１ｋの出力（当段の信号生成回路１０１ｋにおけるクロック信号ＣＬＫｋ）との排他的論理和をＡＮＤ素子１０３ｋへ出力する。ＡＮＤ素子１０３ｋは、トグルフリップフロップ１０１ｋの出力とＸＯＲ素子１０２ｋの出力との論理積を信号Ｓｋとしてパルス選択回路１０５へ出力する。なお、初段の信号生成回路１００１では、図略の前記クロックジェネレータから遅延線回路１０６を介してクロック信号ＣＬＫが遅延線回路１０４１へ入力されるとともに、前記クロックジェネレータによって生成され遅延線回路１０６によって遅延されたクロック信号ＣＬＫに応じてトグルフリップフロップ１０１０でクロック信号ＣＬＫ０が生成され、このクロック信号ＣＬＫ０がＸＯＲ素子１０２１へ入力される。
【００５４】
また、各トグルフリップフロップ１０１０〜１０１ｎには、プリセット信号およびプリセットが適宜に入力される。
【００５５】
パルス選択回路１０５は、パルス検出器３３から出力される周波数制御信号に基づいて信号Ｓ１ないし信号Ｓｎの各波形を組み合わせて、所望の波形（または周波数）の局発信号Ｓｏを生成する。図５には、上から下へ順に、クロック信号ＣＬＫ０ないしクロック信号ＣＬＫ４、信号Ｓ１ないし信号Ｓ４、および、局発信号Ｓｏ１、Ｓｏ２が示されている。なお、図５に示すクロックＣＬＫ０は、遅延線回路１０６を介した信号である。局発信号Ｓｏ１、Ｓｏ２は、図４に示す発振器３１ａによって生成される局発信号Ｓｏの一生成例である。また、クロック信号ＣＬＫ０ないしクロック信号ＣＬＫｎの間には、遅延線回路１０４１ないし遅延線回路１０４ｎによって遅延時間τが発生している。すなわち、各遅延線回路１０４１〜１０４ｎの遅延時間は、時間τであり、クロック信号ＣＬＫｎは、前段のクロック信号ＣＬＫｎ−１に対して遅延クロック信号となり、クロック信号ＣＬＫｎは、前段のクロック信号ＣＬＫｎ−１に対して遅延時間τだけ遅延している。図４に示す発振器３１ａでは、信号Ｓ１ないし信号Ｓｎは、図５に示すように、パルス幅が遅延時間τであって遅延時間τだけ順次にずれたパルスである。したがって、例えば、信号Ｓ１ないし信号Ｓｎを２個おきに２個ずつ用いることによって、パルス幅が２×τであって周期が４×τであるパルス状の局発信号Ｓｏ１が生成され、また例えば、信号Ｓ１ないし信号Ｓｎを１個おきに１個ずつ用いることによって、パルス幅がτであって周期が２×τであるパルス状の局発信号Ｓｏ２が生成される。
【００５６】
遅延線回路１０４（１０４１〜１０４ｎ）は、例えば、図６に示すように、２個のインバータ素子ＩＮＶ１、ＩＮＶ２と、コンデンサＣとスイッチＳＷとから成る１または複数の直列回路とを備えて構成され、一方のインバータ素子ＩＮＶ１の出力が他方のインバータ素子ＩＮＶ２の入力に接続され、インバータ素子ＩＮＶ１の出力とグランドレベルとの間には、１または複数の前記直列回路が接続される。図６に示す例では、４個の直列回路（コンデンサＣ１〜Ｃ４、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４）が接続されている。各直列回路のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、パルス検出器３３から出力される周波数制御信号によってオン／オフ制御される。スイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４のオン／オフ制御によってインバータ素子ＩＮＶ１の出力に接続される静電容量が変化し、例えば、図７（ａ）〜（ｄ）に示すように、遅延線回路１０４に入力されるクロック信号ＣＬＫ１１と遅延線回路１０４から出力されるクロック信号ＣＬＫ１２との間には、前記静電容量による遅延時間τ（図５参照）が生じる。なお、図６および図７に示す例では、各コンデンサＣ１〜Ｃ４の各静電容量は、０、Ｃ、２Ｃ、３Ｃ、・・・、１５Ｃの静電容量が得られるように、Ｃ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃとなっている。例えば、図７（ａ）に示すクロック信号ＣＬＫ１１において、スイッチＳＷ１のみがオン状態である場合に、遅延線回路１０４から出力されるクロック信号ＣＬＫ１２は、クロック信号ＣＬＫ１１に対して図７（ｂ）に示す遅延時間τ１を発生したクロック信号ＣＬＫ１２１となり、また例えば、スイッチＳＷ２のみがオン状態である場合に、遅延線回路１０４から出力されるクロック信号ＣＬＫ１２は、クロック信号ＣＬＫ１１に対して図７（ｃ）に示す遅延時間τ２（＝２×τ１）を発生したクロック信号ＣＬＫ１２２となり、また例えば、スイッチＳＷ３のみがオン状態である場合に、遅延線回路１０４から出力されるクロック信号ＣＬＫ１２は、クロック信号ＣＬＫ１１に対して図７（ｄ）に示す遅延時間τ３（＝４×τ１）を発生したクロック信号ＣＬＫ１２３となる。
【００５７】
このようにパルス検出器３３から出力される周波数制御信号によって、パルス選択回路１０５が信号Ｓ１ないし信号Ｓｎの各波形を組み合わせるとともに、遅延線回路１０４の遅延時間τを制御することによって、局発信号Ｓｏの波形および周波数ｆ２が任意に制御される。また、発振器３１ａは、図４に示すように比較的簡易な回路で構成され、低消費電力が可能となる。また、送信信号の周波数に応じて局発信号Ｓｏの周波数を調整することもできるので、複数の周波数の異なる送信信号に対応可能となる。
【００５８】
また、上述の実施形態において、発振器３１ａは、ＰＬＬ（Phase-Looked  Loop、位相同期ループ）回路を用いて構成されてもよい。図８は、図１に示す受信装置における発振器に用いることができるＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。ＰＬＬ回路は、一般に、図８に示すように、位相比較器１１１、チャージポンプ１１２、ループフィルタ１１３および電圧制御発振器１１４の直列回路と、電圧制御発振器１１４の出力から位相比較器１１１へのフィードバック経路に設けられた分周器１１５とを備えて構成される。そして、発振器３１ａに用いる場合、電圧制御発振器１１４の出力が局発信号Ｓｏとされ、遅延線回路１０４をＰＬＬ回路の少なくとも一部で構成することによって、発振器３１ａに、一般的なＰＬＬ回路を用いることができ、コスト面で有利となる。なお、ＰＬＬ回路以外に、ＤＬＬ（Delay-Looked  Loop、遅延同期ループ）回路、ＦＬＬ（Frequency-Looked  Loop、周波数同期ループ）回路を用いて発振器３１ａを構成することも可能である。
【００５９】
このように発振器３１ａから出力される局発信号Ｓｏの周波数ｆ２が調節可能とされているので、干渉波等の中間信号がフィルタ３２の通過帯域外になるように局発信号Ｓｏの周波数ｆ２を調節することが可能となり、このような調節によって干渉波等を除去することができる可能性が高くなる。つまり、干渉波等の影響が低減され得る。また、パルス検出器３３において、目的波に対応する中間信号の信号レベルが大きくなるように局発信号Ｓｏの周波数ｆ２を調節することも可能である。さらに、発振器３１ａへの周波数制御信号と上述したフィルタ３２への帯域制御信号とは、連動させて制御されることが望ましい。特に、干渉波等を除去するためのノッチフィルタの中心周波数は、干渉波に関する中間信号と一致させる必要があることから、周波数制御信号と帯域制御信号とは、連動させることが望ましい。
【００６０】
ここで、上述の説明から分かるように、本実施形態のパルス抽出部３では、干渉波等を目的波から分離するために、受信期間Ｗｒを目的波に合わせて設定する技術と、干渉波等の存在する周波数帯域を目的波から分離する技術と、干渉波等と目的波との信号レベルのレベル差によって干渉波等を分離する技術とは、併用される。つまり、パルス抽出部３において、受信信号Ｓｒから目的波を抽出する時間を制限することによって、受信装置Ｒｘの消費電力が低減されるとともに、目的波とは異なる時刻に発生している干渉波等が除去され、かつ目的波と略同時刻に発生している干渉波等は周波数成分の相違や信号レベルのレベル差を利用することで除去される。
【００６１】
パルス抽出部３において、干渉波等が物理的に除去されているが、干渉波等が完全に除去されているとは限らない。このため、パルス抽出部３の出力がビット判定部４によって論理的に判断され、パルス抽出部３で抽出されたビット値が正しくない場合には、当該データが破棄される。ビット値の正否は、送信装置Ｔｘから無線信号を伝送する際にデータの前にビット同期パルス列ＳＢ（図９参照）を挿入しておき、受信装置Ｒｘ（ビット判定部４）においてビット同期パルス列ＳＢを照合することにより、確認されればよい。なお、ビット判定部４において、いわゆるチェックサムのような符号誤りの検出技術を用いることによってもビット値の正否を確認することが可能である。データを破棄した場合には、再送要求等の周知の通信処理が行われる。
【００６２】
以上の説明から分かるように、受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘの送信窓Ｗｔに受信期間Ｗｒを同期させる必要があるが、ここで、パルス検出器３３において、受信期間Ｗｒの開始タイミングを決定する機能について、より具体的に説明する。図９（ａ）および（ｂ）は、ＵＷＢ通信方式の無線信号におけるフレームの構成を示す図である。
【００６３】
受信期間Ｗｒは、例えば、送信装置Ｔｘが目的波を発生するタイミングと、受信装置Ｒｘが発振器３１ａから局発信号Ｓｏを発生させるタイミングとが一致するように決定される。これら両タイミングが一致する状態は、ＵＷＢ通信方式の通信信号の送受信において、送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとが同期して動作することに相当する。送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとを同期させるために、送信装置Ｔｘから送出される無線信号の１フレームは、例えば、図９（ａ）に示すように、同期用パルス列ＳＹを含んでいる。また、フレームには、上述したように、ビット判定部４で用いるビット同期パルス列ＳＢも含まれる。そして、このフレームには、これら同期用パルス列ＳＹとビット同期パルス列ＳＢとの後にデータパルス列ＤＴが含まれる。一方、受信装置Ｒｘのパルス検出器３３は、図９（ｂ）に示す同期用パルス列ＳＹを用いて送信装置Ｔｘに同期するように、受信期間Ｗｒのタイミングを設定する。
【００６４】
この同期用パルス列ＳＹには、図９（ｂ）に示すように、データパルス列ＤＴと同様に超短パルス波が用いられる。なお、データパルス列ＤＴでは、上述したように、送信窓Ｗｔにおける超短パルス波の列の有無によってビット値を表している。一方、同期用パルス列ＳＹでは、すべての送信窓Ｗｔにおいて超短パルス波の列が存在するように、一定周期で超短パルス波が発生される。
【００６５】
同期用パルス列ＳＹが発生している期間では、パルス検出器３３は、受信期間Ｗｒの開始タイミングを探索するサーチモードで動作する。このサーチモードでは、受信期間Ｗｒを設ける時間間隔が変化され、同期用パルス列ＳＹの受信タイミングが検出される。この時間間隔は、送信窓Ｗｔが生成される時間間隔よりも短く設定される。例えば、受信期間Ｗｒを設ける時間間隔が毎回変化されており、同期用パルス列ＳＹの個数と受信期間Ｗｒの時間間隔とを適宜に設定しておくことによって、同期用受信パルス列ＳＹが受信されている間のいずれかの受信期間Ｗｒにおいて、同期用パルス列ＳＹに含まれる超短パルス波の周波数変換がなされ、フィルタ３２から当該超短パルス波に対応する中間信号Ｓｂが得られる。パルス検出器３３は、このフィルタ３２から出力される中間信号Ｓｂ（図２（ｅ）参照）の積分値を所定の閾値と比較し、信号レベルが前記所定の閾値に達していない中間信号は、干渉波等として除外する。
【００６６】
なお、送信装置Ｔｘの他に無線信号を送信するシステム（装置）が存在する場合に、パルス検出器３３は、積分値が前記所定の閾値に達しない中間信号から当該システムによって発生する干渉波等を検出して干渉波検出信号を出力する干渉波検出部をさらに備えてもよく、これによって目的とする超短パルス波と干渉波等との識別が可能となる。
【００６７】
同期用パルス列ＳＹが発生している期間内のいずれかの受信期間Ｗｒにおいて、同期用パルス列ＳＹに含まれる超短パルス波が検出されると、パルス検出器３３は、サーチモードから、データを取得するためのデータモードに移行し、当該受信期間Ｗｒの後の受信期間Ｗｒの時間間隔を、送信装置Ｔｘにおいて送信窓Ｗｔが生成される時間間隔と略一致する時間間隔に切り換える。この動作によって、送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとを同期させることができる。データモードでは、パルス検出器３３は、受信期間Ｗｒごとの積分値を閾値と比較し、積分値と閾値との大小関係をパルス検出信号Ｓｃとして出力する。例えば、積分値が閾値以上である場合にはビット値の１に対応する信号から成るパルス検出信号Ｓｃが出力され、積分値が前記閾値より小さい場合にはビット値の０に対応する信号から成るパルス検出信号Ｓｃが出力される。
【００６８】
このようにパルス検出器３３は、サーチモードによって受信期間Ｗｒに一致するパルスの位置識別を行い、すなわち、送信装置Ｔｘが送信窓Ｗｔを生成した時刻を識別し、データモードにおいて当該位置におけるパルスの有無を識別する。なお、前記位置は、時間軸上の位置（時間的な位置）である。
【００６９】
以上のように、パルス検出器３３は、通常では、受信期間Ｗｒの時間間隔を変化させるサーチモードで動作し、サーチモードにおけるいずれかの受信期間Ｗｒで超短パルス波を検出すると、送信装置Ｔｘから送出される無線信号の１フレームが終了するまでは、受信期間Ｗｒを送信窓Ｗｔが生成される時間間隔に一致させるデータモードで動作する。無線信号の１フレームの終了は、例えば、フレームの終了を示すシーケンスが検出され、ビット判定部４からフレームの終了が通知されることによって判断される。また例えば、この終了は、パルス検出信号Ｓｃを生成しない状態が所定の規定時間に達することによって判断される。サーチモードとデータモードとは、その受信期間Ｗｒが異なるから、タイミング制御信号を伸長器３１に与えることによって、発振器３１ａにおける駆動期間（発振期間、受信期間Ｗｒ）のタイミングおよび前記駆動期間の時間幅のうちの少なくとも一方が制御される。
【００７０】
そして、ビット判定部４は、サーチモードで超短パルス波を検出するまでは動作を停止しており、超短パルス波が検出された後から無線信号の１フレームが終了するまで判定動作をした後に、再びその動作を停止する。このようにビット判定部４は、必要な場合にのみ動作するので、受信装置Ｒｘの消費電力を低減することができる。
【００７１】
なお、送信装置Ｔｘおよび受信装置Ｒｘは、少なくとも時間間隔を計時する図略の計時手段を備えており、両者の計時手段は、１フレームの伝送に要する時間内では誤差が無視できる精度を有している。また、ノンコヒーレント方式のＵＷＢ通信方式では、パルス検出器３３において、目的波の抽出ができればよく、フィルタ３２を通過した中間信号Ｓｂの全部を用いる必要がないことから、中間信号Ｓｂの周波数には、高い安定性は要求されない。したがって、発振器３１ａから出力される局発信号Ｓｏの周波数ｆ２についても高い安定性は、要求されず、このことからも設計が容易になる。
【００７２】
次に、別の実施形態について説明する。
【００７３】
（第２実施形態）
図１０は、第２実施形態における受信装置の物体検出動作を説明するための図である。図１１は、第２実施形態における受信装置のマルチパスを考慮した物体検出動作を説明するための図である。図１１（Ａ）は、マルチパスによる物体の検出を説明するための図であり、図１１（Ｂ）は、受信装置Ｒｘの走査方法を説明するための図である。
【００７４】
第２実施形態における受信装置Ｒｘは、ＵＷＢ方式の送信信号が、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号に代えて、一定の時間間隔で配列された短パルス波であって、前記送信信号を送信する送信装置Ｔｘから送信された無線信号（短パルス波）が物体に当たって反射した反射波を受信することによって、送信波と受信波との時間差に基づく前記物体までの距離、および受信波の時間的な強度変動に基づく前記物体の運動を検出する装置である。このような第２実施形態の受信装置Ｒｘは、第１実施形態における受信装置Ｒｘと略同様なハードウェア構成を備えており、その動作が次の点で異なるものである。
【００７５】
すなわち、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘが前記一定の時間間隔（短パルス波送信間隔）で短パルス波を送信している場合に、図１０に示すように、受信期間Ｗｒ（積分器３３ａの積分開始時刻）を所定の時間間隔で順次にずらすことによって受信期間Ｗｒを走査し、この走査によって得られた各受信期間Ｗｒにおける積分器３３ａの各積分値と所定の閾値（物体検出閾値）とを比較し、この比較の結果、前記所定の閾値（物体検出閾値）以上である積分器３３ａの積分値を与える受信期間Ｗｒに対応する短パルス波の発射時刻からの経過時間に基づいて物体までの距離を算出するものである。例えば、図１０に示すように、短パルス波の発射時刻を時刻０とした場合に、時刻ｔ２の受信期間Ｗｒにおける積分器３３ａの積分値が前記所定の閾値以上となった場合では、光速をＣとすれば、物体までの距離Ｌは、Ｌ＝Ｃ・ｔ／２によって算出することができる。
【００７６】
また、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、パルス検出器３３によって或る１つの受信期間Ｗｒにおいて積分器３３ａの積分値を複数回測定し、これら各測定による各積分値の分散値に基づいて前記物体の運動の有無を検出することも可能である。すなわち、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、前記中間信号から、目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器３３と、パルス検出器３３から出力されるパルス検出信号に基づいて前記物体の運動の有無を検出する図略の物体運動検出部とをさらに備え、パルス検出器３３は、目的とするパルスを識別した到来時刻において、物体からの反射波を複数回受信してその受信強度を前記パルス検出信号として出力し、前記物体運動検出部は、この反射波を複数回受信することによって得られた各受信強度の分散値に基づいて前記物体の運動の有無を検出するものである。このように構成することによって、より精度よく物体の運動の有無を検出することができる。
【００７７】
一般に、対象の物体が完全に静止している場合には、送信装置Ｔｘから放射された短パルス波は、前記物体および近接の静止物体へ常に略同様に当たり方をするため、受信装置Ｒｘで受信される反射波の受信強度は、略一定であるから、或る１つの受信期間Ｗｒにおける積分器３３ａの各積分値の分散値は、比較的小さくなる。本実施形態の場合、反射波の電力強度の分散を検出するが、この分散は、近接する静止物体の反射波、ならびに、運動する物体の詳細各部位の各々の反射波を同時に受信した合成波の振幅強度変動により引き起こされる。したがって、たとえ運動的にごく微動であっても運動している物体が存在する場合には、送信装置Ｔｘから放射された短パルス波は、前記運動物体の各詳細部位への当たり方が時々刻々と変化するため、前記受信合成波強度がゆらぎ、前記或る１つの受信期間Ｗｒにおける積分器３３ａの各積分値の分散値は、比較的大きくなる。したがって、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、物体検出閾値を用いた上述の動作によってまず物体を予備的に検出し、さらに、この物体を検出した受信期間Ｗｒにおいて積分器３３ａの積分値を複数回測定し、これら各測定による各積分値の分散値と所定の閾値（物体運動検出閾値）とを比較し、この比較の結果、前記分散値が前記所定の閾値（物体運動検出閾値）以上である場合に、この物体検出閾値を用いて検出された物体が運動している物体の存在を判断する手段等を取ることができる。
【００７８】
なお、上述において、物体の検出と物体の運動の検出とを纏めて行うべく、受信装置Ｒｘは、各受信期間Ｗｒにおいて積分器３３ａの積分値を複数Ｎ回測定するように構成されてもよい。また、送信装置Ｔｘから放射される短パルス波の放射強度や物体までの距離や物体の反射特性等にも拠るが、通常、物体からの反射波の強度は、小さい。このため、積分器３３ａにおける１つの積分値を得るために、送信装置Ｔｘが複数Ｋ回短パルス波を送信している間に、受信装置Ｒｘは、１つの受信期間Ｗｒにおいて積分器３３ａで複数Ｋ回分の積分を行って積分器３３ａの積分値を測定するように構成されてもよい。したがって、前記複数Ｎ回の測定とこの複数Ｋ回分の積分とを行う場合には、送信装置Ｔｘは、複数Ｎ×Ｋ回の短パルス波の送信を行うことになる。
【００７９】
このように第２実施形態における送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとは、アクティブ方式で物体までの距離や物体の運動を検出する物体検出システムを構成している。
【００８０】
また、このようなノンコヒーレントで物体を検出するシステムでは、物体からの反射波の強度に基づいて検出しているため、受信装置Ｒｘは、直接的に反射波を受信することによって得られた積分器３３ａの積分値と、マルチパスで反射波を受信することによって得られた積分器３３ａの積分値とを区別することが困難である。すなわち、受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘから放射された短パルス波が直接物体に当たって物体により反射し、この反射波が受信装置Ｒｘで直接受信されることによって得られる積分器３３ａの積分値と、送信装置Ｔｘから放射された短パルス波に起因する物体の反射波を受信装置Ｒｘで受信されるまでの間に、１または複数の他の物体に当たって１または複数回再反射することによって得られる積分器３３ａの積分値とを区別することが困難である。このため、上述の物体検出動作では、図１１（Ａ）に示すように、直接的に受信されることによって得られる積分器３３ａの積分値に基づいて検出された物体（既検出）は、マルチパスによってゴーストとして再度検出されることになる。
【００８１】
このため、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、図１１（Ｂ）に（１）、（２）、（３）、（４）、・・・と示すように、受信装置Ｒｘから離れる方向へ順次に、すなわち、受信装置Ｒｘに近い領域から受信装置Ｒｘから遠い領域へ向けて順次に物体の検出を行い、最初に物体が検出された場合において物体との距離や物体の運動を測定するように構成されてもよい。あるいは、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、図１１（Ｂ）に、・・・、（４）、（３）、（２）、（１）と示すように、受信装置Ｒｘから近接する方向へ順次に、すなわち、受信装置Ｒｘに遠い領域から受信装置Ｒｘから近い領域へ向けて順次に物体の検出を行い、最初に物体が検出された場合において物体との距離や物体の運動を測定するように構成されてもよい。このように構成することによって、受信装置Ｒｘは、マルチパスの影響を低減し、物体との距離や物体の運動をより精度よく測定することが可能となる。特に、屋内では反射体が比較的多く存在するため、このようなマルチパスを考慮した物体検出動作は、有用である。
【００８２】
このように動作することによって、第２実施形態の受信装置Ｒｘは、送信波と受信波との時間差に基づく物体までの距離や、受信波の時間的な強度変動に基づく前記物体の運動を検出することができる。
【００８３】
次に、別の実施形態について説明する。
【００８４】
（第３実施形態）
図１２は、第３実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。図１３は、図１２に示す受信装置における各部の信号波形を説明するための図である。
【００８５】
第３実施形態における受信装置Ｒｘは、ＵＷＢ方式の送信信号が、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号に代えて、一定の時間間隔で配列された短パルス波であって、前記送信信号を送信する送信装置Ｔｘから送信された無線信号（短パルス波）が物体に当たって反射した反射波を受信することによって、送信波と受信波との時間差に基づく前記物体までの距離、および受信波の時間的な強度変動に基づく前記物体の運動を検出する装置であり、例えば、図１２に示す構成を備えている。すなわち、図１２に示す第３実施形態の受信装置Ｒｘは、図１に示す第１実施形態の受信装置Ｒｘと較べて、パルス検出器３３が積分部３３ａの他にさらに積分部３３ｃを備えている点で、相違している。なお、第１実施形態と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。第３実施形態の受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘと一体に構成されてもよい。
【００８６】
第３実施形態のパルス検出器３３は、２つの積分部３３ａ、３３ｃを備えている。これら積分部３３ａ、３３ｃは、互いに異なるタイミングで例えば図１３（ｄ）および（ｅ）に示す積分期間Ｗｇ１、Ｗｇ２がそれぞれ設定されており、フィルタ３２が出力する中間信号Ｓｂを積分期間Ｗｇ１、Ｗｇ２においてそれぞれ積分する。そして、２つの積分期間Ｗｇ１、Ｗｇ２でそれぞれ積分された各積分値のうちの少なくとも一方が閾値以上となる範囲において、これら２つの積分値が等しくなるように積分部３３ａ、３３ｃの各積分期間Ｗｇ１、Ｗｇ２のタイミングを変化させ（図１３（ｅ）の矢印参照）、２つの積分期間Ｗｇ１、Ｗｇ２の合成期間の中心を受信期間Ｗｒの中心とすることによって、受信期間Ｗｒと図１３（ｃ）に示す受信パルスＰ（目的とする超短パルス波）との同期が取られている。なお、図１３（ａ）は、送信装置Ｔｘから送信された無線信号を受信することによって得られた受信信号Ｓｒの波形であり、図１３（ｂ）は、発振器３１ａが出力する局発信号Ｓｏである。局発信号Ｓｏは、受信期間Ｗｒにおいてのみ出力されている。
【００８７】
このように２つの積分部３３ａ、３３ｃを用いることによって受信期間Ｗｒと受信パルスＰとの同期が取られるので、移動している物体との距離や、前記物体の移動を精度よく検出することが可能となる。また、送信装置Ｔｘの基準周波数と受信装置Ｒｘの基準周波数との間に誤差が生じた場合でも、受信期間Ｗｒと受信パルスＰとの同期を取ることができる。なお、一般に、基準周波数の生成に用いられる水晶振動子の周波数偏差は、±１０ｐｐｍ（＝１０×１０−６）程度であり、例えば、基準周波数が２０ＭＨｚである場合には周波数偏差は、２０±０．０００２ＭＨｚ程度となる。
【００８８】
また、このように２つの積分部３３ａ、３３ｃを用いることによって、積分期間Ｗｇ１の積分器３３ａの積分値と、積分期間Ｗｇ２の積分器３３ｃの積分値との大小を比較することによって、物体との距離の遠近や、前記物体の移動方向を検出することもでき、より精度よく、物体との距離や、前記物体の移動を検出することが可能となる。例えば、短パルス波の送信間隔と受信期間Ｗｒとが一定の場合であって積分器３３ａの積分開始よりも後に積分器３３ｃの積分開始が行われる場合において、或る時刻における積分期間Ｗｇ１の積分器３３ａの積分値が積分期間Ｗｇ２の積分器３３ｃの積分値より大きい場合では、積分期間Ｗｇ２の受信期間Ｗｒに基づいて算出される物体との距離よりも実際の物体の距離は、受信装置Ｒｘに近く存在していると判断することができ、一方、逆に、或る時刻における積分期間Ｗｇ１の積分器３３ａの積分値が積分期間Ｗｇ２の積分器３３ｃの積分値より小さい場合では、積分期間Ｗｇ１の受信期間Ｗｒに基づいて算出される物体との距離よりも実際の物体の距離は、受信装置Ｒｘから離れて存在していると判断することができる。また、前記大小の比較を経時的に行うことによって前記物体の移動方向を検出することが可能となる。例えば、短パルス波の送信間隔と受信期間Ｗｒとが一定の場合であって積分器３３ａの積分開始よりも後に積分器３３ｃの積分開始が行われる場合において、或る時刻における積分期間Ｗｇ１の積分器３３ａの積分値が積分期間Ｗｇ２の積分器３３ｃの積分値より大きく、前記或る時刻から所定時間経過後の他の時刻における積分期間Ｗｇ１の積分器３３ａの積分値が積分期間Ｗｇ２の積分器３３ｃの積分値より小さくなった場合では、検出されている物体は、受信装置Ｒｘから離れる方向に移動していると判断することができる。一方、前記場合と逆の場合では、検出されている物体は、受信装置Ｒｘに近づく方向に移動していると判断することができる。このように受信装置Ｒｘは、２つの積分部３３ａ、３３ｃを備え、或る１つの受信期間Ｗｒに対し各積分部３３ａ、３３ｃの積分開始タイミングを互いにずらすことによって、物体との遠近や移動する物体の移動方向を検出することが可能となる。
【００８９】
なお、上述の第３実施形態において、受信装置Ｒｘは、パルス検出器３３を複数備え、各パルス検出器３３における各積分部３３ａの積分開始タイミングが予め設定された所定時間だけ互いにずれて設定されるように構成されてもよい。この構成によれば、各積分部３３ａの各積分値の大小を比較し、最も大きな積分値を与える積分部３３を探索することができ、この最も大きな積分値を与える積分部３３における積分開始タイミングを用いることで受信信号のピーク時刻をより精度よく検出することができ、より精度よく前記物体までの距離等を検出することが可能となる。
【００９０】
また、上述の第２および第３実施形態において、受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘと一体に構成されてもよい。すなわち、受信装置Ｒｘは、送信信号を送信する送信部をさらに備え、伸長器３１の発振器３１ａは、ミキサ３１ｂへ局発信号Ｓｏを出力するとともに、前記送信信号に応じた周波数の信号を前記送信部へ出力するように構成される。このように構成することによって、送信時および受信時において発振器３１ａが共用され、小型化およびコスト削減が可能となる。特に、前記送信部による送信信号の周波数と局発信号Ｓｏの周波数とが異なる場合であっても、上述した周波数可変な発振器３１ａを用いることが可能であり、このような発振器３１ａの性能を充分に活用することが可能となる。
【００９１】
また、上述の第２および第３実施形態において、このような物体までの距離等を検出する受信装置Ｒｘは、アンテナ１が所定の距離だけ互いに離間した複数のアンテナであって、前記複数のアンテナ１の出力を切り換えて順次に増幅部２へ入力させるスイッチ部をさらに備えて構成されてもよい。あるいは、このような物体までの距離等を検出する受信装置Ｒｘは、アンテナ１が所定の距離だけ互いに離間した複数のアンテナであって、増幅部２が前記複数のアンテナ１にそれぞれ対応するように設けられ、前記複数の増幅部２の出力を切り換えて順次にパルス抽出部３へ入力させるスイッチ部をさらに備えて構成されてもよい。あるいは、このような物体までの距離等を検出する受信装置Ｒｘは、アンテナ１が所定の距離だけ互いに離間した複数のアンテナであって、増幅部２およびパルス抽出部３が前記複数のアンテナ１にそれぞれ対応するように設けられて構成されてもよい。このように受信装置Ｒｘは、複数のアンテナ１にそれぞれ対応する複数の受信系統を備えて構成されてもよい。このように構成することによって、受信装置Ｒｘは、各アンテナ１間の距離および各アンテナ１から前記物体までの距離に基づいて、三角測量の原理によって、受信装置Ｒｘから見た前記物体の方位を検出することが可能となる。
【００９２】
また、上述の第２および第３実施形態において、受信装置Ｒｘは、所定の距離だけ互いに離間している複数のアンテナを備え、増幅部２は、これら複数のアンテナのいずれかから短パルス波の送信信号が放射された後に所定の時間だけ動作を停止するように構成されてもよい。あるいは、受信装置Ｒｘは、所定の距離だけ互いに離間している複数のアンテナを備えるとともに、伸長器３１のミキサ３１ｂに後段に、伸長器３１のミキサ３１ｂの出力を増幅する増幅部２ａを備え、増幅部２ａは、これら複数のアンテナのいずれかから短パルス波の送信信号が放射された後に所定の時間（例えば１００ｐｓ）だけ動作を停止するように構成されてもよい。図１２には第３実施形態の受信装置Ｒｘの場合について破線で増幅部２ａが示されている。このように、受信装置Ｒｘは、所定の距離だけ互いに離間している複数のアンテナを備えるとともに、伸長器３１のミキサ３１ｂの前（前段）または後（後段）に接続される増幅部２または２ａを備え、この増幅器２、２ａは、複数のアンテナのいずれかから短パルス波の送信信号が放射された後に所定の時間（例えば１００ｐｓ）だけ動作を停止するように構成されてもよい。このように構成することによって、短パルス波の送信信号を送信するアンテナを除く残余のアンテナが、前記物体からの反射波ではなく、短パルス波の送信信号を送信するアンテナから直接的に短パルス波（直接受信波）を受信したとしても、ミキサ３１ｂの前（前段）または後（後段）に接続される増幅部２、２ａが短パルス波の送信信号の放射後、所定の時間だけ、その動作を停止するので、前記直接受信波による増幅部２、２ａの飽和を回避することができ、受信装置Ｒｘは、この受信装置Ｒｘにより近い位置に存在する物体も検知可能となる。
【００９３】
また、上述の第２および第３実施形態において、受信装置Ｒｘは、入力を半波整流または全波整流する整流部３４をさらに備えて構成されてもよい。図１２には第３実施形態の受信装置Ｒｘの場合について破線で整流部３４が示されている。このように構成することによって、パルス検出器３３ｂの積分部３３ａ、３３ｃに入力される信号の極性が１つとなるので、積分部３３ａ、３３ｃにおける積分が容易となり、積分部３３ａ、３３ｃの回路構成の簡易化が可能となる。
【００９４】
次に、別の実施形態について説明する。
【００９５】
（第４実施形態）
第１実施形態では、送信装置Ｔｘから送信されたデータパルス列ＤＴの受信を受信装置Ｒｘが失敗した場合に、受信装置Ｒｘが送信装置Ｔｘに再送要求を行う例を示したが、第４実施形態は、送信装置Ｔｘがデータパルス列ＤＴと同じビット値を予め複数回ずつ繰り返して送信する例である。
【００９６】
この場合、受信装置Ｒｘは、送信装置Ｔｘが同じビット値を表す超短パルス波の送信回数分の期間を受信期間Ｗｒに設定し、パルス検出器３３の積分部３３ａは、受信期間Ｗｒに同期した積分器間においてフィルタ３２が出力する中間信号Ｓｂを積分する。そして、レベル判定部３３ｂは、積分結果に基づいて２値のレベル判定を行った結果をパルス検出信号Ｓｃとして出力する。
【００９７】
より具体的には、パルス検出器３３は、データモードにおいて、積分部３３ａでの積分回数を比較的多く（例えば１０回程度）取るとともに、レベル判定部３３ｂにおいて積分部３３ａの出力を適宜な閾値で２値化することによって、目的波に干渉波等が重複（重畳）しても重複した回数が少なければ干渉波の影響を除去して目的波を抽出することが可能になり、受信感度の向上を図ることができる。積分部３３ａは、サーチモードにおいて積分を行わない。なお、他の構成およびその動作は、第１実施形態と同様である。また、第４実施形態は、上述の第２および第３実施形態にも適用可能であり、同様の効果を奏する。
【００９８】
次に、別の実施形態について説明する。
【００９９】
（第５実施形態）
図１４は、第５実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
【０１００】
ＵＷＢ通信方式の通信信号を受信する受信装置は、上述したように、前記通信信号のパルス信号と同期して所定の期間、例えば１０ｎｓｅｃのウィンドウ期間においてのみ前記通信信号のパルス信号を受信することによって、ＵＷＢ通信方式の通信信号のパルス信号のように一定の周期を有さない背景ノイズを排除して、有意なＵＷＢ通信方式の通信信号のパルス信号を受信している。
【０１０１】
一方、ＵＷＢ通信方式は、その一態様において、搬送波を用いず、例えばパルス幅が１ｎｓｅｃ以下等の極めて短いパルス信号を用いるために、他の無線通信方式と比較して送信電力のスペクトル密度が非常に低い。このため、受信装置の各部を構成する各内部回路は、比較的高感度に構成されており、受信装置は、これら内部回路によって生じたノイズを信号として拾ってしまう場合がある。特に、これら内部回路において用いられているクロック信号に起因するノイズは、周期性を有するため、このような周期性を有するノイズがウィンドウ期間と同期すると、ノイズを受信パルスと誤認する場合があるため、通信の信頼性が低下してしまう。
【０１０２】
この第５実施形態における受信装置Ｒｘは、通信の信頼性をより向上させることができる装置であり、例えば、図１４に示す構成を備えている。すなわち、図１４に示す第５実施形態の受信装置Ｒｘは、図１に示す第１実施形態の受信装置Ｒｘと較べて、パルス検出器３３が、通信の信頼性の向上を目的として、さらに、信号処理部３３ｄ、基準クロック生成部３３ｅおよび位相制御部３３ｆを備えている点で、相違している。なお、第１実施形態と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１０３】
第５実施形態のパルス検出器３３は、積分部３３ａ、レベル判定部３３ｂ、信号処理部３３ｄ、基準クロック生成部３３ｅおよび位相制御部３３ｆを備えている。
【０１０４】
信号処理部３３ｄは、積分部３３ａに接続され、例えば、所定の演算処理を実行するＣＰＵ（Central  Processing  Unit）と、所定の制御プログラムが記憶されたＲＯＭ（Read  Only  Memory）と、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random  Access  Memory）と、これら周辺回路等とを備えて構成される。信号処理部３３ｄは、ＲＯＭに記憶された制御プログラムを実行することによって、機能的に、パルス信号の周期を複数の区間に分割した各区間毎に、積分部３３ａの出力であってディジタル信号である信号レベル値ＡＤを取得すると共にアンテナ１によって無線によるＵＷＢ通信方式の通信信号ＲＦが受信されていない状態において取得した区間毎の信号レベルを区間レベル記憶部３３ｄｂに区間毎に記憶させる区間レベル取得部３３ｄａと、アンテナ１により通信信号が受信されていない状態において、区間レベル取得部３３ｄａによって取得された区間ごとの信号レベルを区間ごとに記憶する区間レベル記憶部３３ｄｂと、アンテナ１により受信された区間毎の信号レベルを、区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶されている区間毎の信号レベルに基づいて、それぞれ補正する補正部３３ｄｃとを備えて構成される。
【０１０５】
基準クロック生成部３３ｅは、例えば、水晶発振器を用いて構成されており、ＵＷＢ通信方式の通信信号におけるパルス信号の周期と同じ周期のクロック信号を生成し、位相制御部３３ｆへ出力する。
【０１０６】
位相制御部３３ｆは、信号制御部３３ｄおよび基準クロック生成部３３ｅに接続され、基準クロック生成部３３ｅから出力されたクロック信号に基づき、動作タイミングを制御するゲート信号ＧＴを積分部３３ａへ出力する。より具体的には、位相制御部３３ｆは、ＵＷＢ通信方式の通信信号におけるパルス信号のパルス幅と同程度もしくは若干パルス幅が大きい、例えば１０ｎｓｅｃにされたパルス信号を、ウィンドウ期間を示す信号として、ＵＷＢ通信方式の通信信号におけるパルス信号の周期、例えば５０ｎｓｅｃ周期でゲート信号ＧＴとして積分部３３ａへ出力する。また、位相制御部３３ｆは、信号処理部３３ｄからの制御信号に応じてゲート信号ＧＴにおけるウィンドウ期間を示すパルス信号のタイミングを変化させるようになっている。
【０１０７】
積分部３３ａは、ゲート信号ＧＴにおけるパルス信号のタイミングと同期して信号の積分を実行し、他のタイミングでは前記積分を行わない。これにより、パルス復調部３によって、ゲート信号ＧＴにおけるパルス信号のタイミング、すなわちウィンドウ期間においてアンテナ１で受信された通信信号ＲＦが検波され、積分部３３ａで積分され、さらにその積分値が信号処理部３３ｄへ出力されるようになっている。
【０１０８】
ビット判定部４は、第１実施形態と同様に、パルス抽出部３に接続され、パルス抽出部３のパルス検出器３３から出力されるパルス検出信号Ｓｃに基づいて送信装置Ｔｘから送信された無線信号のビット値を抽出する回路である。ここで、第５実施形態のビット判定部４では、補正部３３ｄｃによって補正された各区間毎の信号レベルに応じて通信信号ＲＦの復調が行われる。
【０１０９】
次に、上述のように構成された無線受信装置１の動作について説明する。図１５は、図１４に示す受信装置の動作を説明するための、各部の信号波形を示す図である。図１５（ａ）は、ノイズの影響を受けない理想的な環境下における信号波形の一例を示し、図１５（ｂ）は、周期的な回路ノイズが受信信号に重畳された場合の信号波形の一例を示している。図１５（ａ）および図１５（ｂ）には、検波信号Ｓ１、ゲート信号ＧＴおよび積分部３３ａの出力信号の各信号波形が上から順に示されている。図１６は、図１４に示す受信装置の区間レベル取得部の動作を説明するための、各部の信号波形を示す図である。図１６では、検波信号Ｓ１およびゲート信号ＧＴの各信号波形が上から順に示されている。
図１７は、図１４に示す受信装置の補正部により得られる補正信号の一例を示す図である。図１７の横軸は、時間であり、その縦軸は、レベルである。
【０１１０】
図１５（ａ）に示すように、ノイズの影響を受けない理想的な環境下では、パルス抽出部３において、アンテナ１で受信された無線の通信信号ＲＦがパルスに復調され、積分部３３ａに、検波信号Ｓ１として復調パルスＰ１が入力される。そして、位相制御部３３ｆから出力されたゲート信号ＧＴにおけるパルス信号のタイミング、すなわちウィンドウ期間Ｔ１において、積分部３３ａによって復調パルスＰ１が積分される。
【０１１１】
一方、図１５（ｂ）に示すように、周期的な回路ノイズが受信信号に重畳された場合には、前記検波信号Ｓ１には、復調パルスＰ１以外にノイズが周期的に重畳され、ノイズの平均値レベルが上昇する。この場合、復調パルスＰ１の波高値は、ノイズの平均値レベルから復調パルスＰ１のピークまでの値となるので、ノイズの平均値レベルが上昇することにより復調パルスＰ１の波高値が減少する。このため、復調パルスＰ１のエネルギーが減少する結果、復調パルスＰ１が積分部３３ａにより積分されて得られる積分値が、低下し、信号レベル値ＡＤも低下する。
【０１１２】
また、図１５（ｂ）に示すように、復調パルスＰ１の波高値とノイズの波高値との差が小さくなるので、ゲート信号ＧＴにおけるウィンドウ期間Ｔ１がノイズと同期してノイズを受信パルスと誤認するおそれがある。
【０１１３】
そこで、受信装置Ｒｘでは、まず、送信装置Ｔｘから無線の通信信号ＲＦが送信されておらず、従ってアンテナ１により前記通信信号ＲＦが受信されていない状態における信号レベル値ＡＤ、すなわち内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値ＡＤが区間レベル取得部３３ｄａによって取得される。
【０１１４】
まず、アンテナ１により無線の通信信号ＲＦが受信されていない状態では、検波信号Ｓ１には、復調パルスＰ１は含まれておらず、したがって、ノイズに起因する検波信号Ｓ１が積分部３３ａに入力される。
【０１１５】
そして、まず、区間レベル取得部３３ｄａからの制御信号に応じて、位相制御部３３ｆからウィンドウ期間Ｔ１の位相でゲート信号ＧＴが積分部３３ａとへ出力され、積分部３３ａによって、ウィンドウ期間Ｔ１のタイミングで検波信号Ｓ１が積分され、その積分値に応じた信号レベル値ＡＤが、区間レベル取得部３３ｄａに入力される。区間レベル取得部３３ｄａは、予め設定された所定時間、例えば８μｓｅｃの間、位相制御部３３ｆからウィンドウ期間Ｔ１の位相でゲート信号ＧＴを出力させる。そして、区間レベル取得部ｄａは、８μｓｅｃの間に得られたウィンドウ期間Ｔ１における信号レベル値ＡＤを平均し、その平均値をウィンドウ期間Ｔ１における平均レベル値ＡＶＴ１として区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶させる。
【０１１６】
次に、区間レベル取得部３３ｄａは、位相制御部３３ｆからウィンドウ期間Ｔ１とは、位相のずれたタイミング、例えばウィンドウ期間Ｔ１より１ｎｓｅｃ遅れたウィンドウ期間Ｔ２の位相でゲート信号ＧＴを所定時間、例えば８μｓｅｃの間出力させる。そして、区間レベル取得部３３ｄａによって、８μｓｅｃの間複数周期に亘って得られたウィンドウ期間Ｔ２における信号レベル値ＡＤが平均され、その平均値がウィンドウ期間Ｔ２における平均レベル値ＡＶＴ２として区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶される。
【０１１７】
同様にして、区間レベル取得部３３ｄａによって、ウィンドウ期間が１ｎｓｅｃずつ逐次ずらされて、復調パルスＰ１の周期である５０ｎｓｅｃ内に設けられた５０個の各ウィンドウ期間毎に得られた平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０、すなわち内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値が、区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶される。この場合、ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０が、請求項における複数の区間の一例に相当している。
【０１１８】
なお、区間レベル取得部３３ｄａは、区間レベル記憶部３３ｄｂのアドレスに各ウィンドウ期間（区間）を対応させて、各ウィンドウ期間毎の平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０を記憶させてもよく、各ウィンドウ期間を示す識別データと平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０とを対応させて区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶させてもよい。
【０１１９】
次に、アンテナ１によって受信された無線の通信信号ＲＦが、パルス抽出部３において、同様に、復調および積分され、信号レベル値ＡＤとして補正部３３ｄｃに入力される。そして、補正部３３ｄｃによって、各ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における信号レベル値ＡＤから区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶されている平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０、すなわち内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値がそれぞれ減算されることにより補正され、その補正後の補正信号Ｓ２がビット判定部（復調部）４で復調されて送信信号情報（データ）ＲＤとして外部へ出力される。
【０１２０】
これにより、信号レベル値ＡＤに、内部回路で生じた周期性を有するノイズが重畳されている場合であっても、補正部３３ｄｃによって、区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶された平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０、すなわち内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値が、信号レベル値ＡＤから減算されて補正され、周期性を有するノイズの影響が低減されるので、通信の信頼性を向上させることができる。
【０１２１】
なお、区間レベル取得部３３ｄａは、平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０を区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶させる例に限られず、ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における信号レベル値ＡＤをそのまま区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶させ、補正部３３ｄｃがウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における信号レベル値ＡＤを用いて受信信号の補正を行ってもよいが、補正部３３ｄｃが平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０を用いることによって、内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎における信号レベル値の測定精度が向上され、これによって通信の信頼性が向上可能となる。
【０１２２】
また、補正部３３ｄｃは、予め設定された基準値ＲＥＦと区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶されている平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０との差分を、各ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における信号レベル値ＡＤにそれぞれ加算することによって補正信号Ｓ２を生成するように構成されてもよい。より具体的には、例えば、各ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における信号レベル値ＡＤをＡＤ１〜ＡＤ５０として表すと、補正部３３ｄｃは、以下の式（１）に基づいて、補正信号Ｓ２を生成してもよい。
Ｓ２＝ＡＤｎ＋（ＲＥＦ−ＡＶＴｎ）  ・・・（１）
（ただし、ｎ＝１，２，３，・・・，５０）
【０１２３】
この場合、基準値ＲＥＦを例えば「２４０」とすると、図１７に示すように、無線の通信信号ＲＦが受信されていない状態における補正信号Ｓ２は、およそ基準値ＲＥＦに等しく「２４０」となる。そうすると、例えば、復調パルスＰ１が負の値を取る場合であっても補正信号Ｓ２は、正の値となるので、信号処理部３３ｄは、負の値を処理する必要がなく、信号処理が容易となる。
【０１２４】
また、区間レベル取得部３３ｄａは、以下の式（２）で示すように、予め設定された基準値ＲＥＦと平均レベル値ＡＶＴ１〜ＡＶＴ５０との差分を、各ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における補正値Ｃ１〜Ｃ５０として区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶させてもよい。
Ｃｎ＝ＲＥＦ−ＡＶＴｎ  ・・・（２）
（ただし、ｎ＝１，２，３，・・・，５０）
【０１２５】
そして、補正部３３ｄｃは、以下の式（３）で示すように、区間レベル記憶部３３ｄｂに記憶されている各ウィンドウ期間毎の補正値Ｃ１〜Ｃ５０を、各ウィンドウ期間Ｔ１〜Ｔ５０における信号レベル値ＡＤ１〜ＡＤ５０にそれぞれ加算することによって補正信号Ｓ２を生成するように構成されてもよい。
Ｓ２＝ＡＤｎ＋Ｃｎ  ・・・（３）
（ただし、ｎ＝１，２，３，・・・，５０）
【０１２６】
これにより、補正部３３ｄｃは、無線信号ＲＦを補正する際に、式（３）の演算処理を実行すればよいので、式（１）の演算処理を実行する場合よりも無線信号ＲＦの受信動作時における補正部３３ｄｃの演算処理負荷が軽減可能となる。
【０１２７】
また、無線の通信信号ＲＦにおけるパルス周期において、５０個のウィンドウ期間（区間）を設ける例を示したが、ウィンドウ期間の数（位相差）は、適宜に設定すればよい。各ウィンドウ期間の位相差を縮小してウィンドウ期間の数が増加するほど、補正精度が向上されるので、通信の信頼性が向上される。
【０１２８】
また、隣接するウィンドウ期間を重複させる例を示したが、隣接するウィンドウ期間が重複せず、連続するように設定されてもよい。この場合、無線信号ＲＦのパルス周期におけるウィンドウ期間の数が減少可能となる。
【０１２９】
また、ウィンドウ期間を、ＵＷＢ通信におけるパルス信号のパルス幅と同程度若しくは若干パルス幅が大きい１０ｎｓｅｃに設定する例を示したが、ウィンドウ期間を増大させることによって、無線信号ＲＦのパルス周期におけるウィンドウ期間の数が減少可能となる。この場合、ウィンドウ期間を増大させるとノイズ成分が積分される時間も増大し、Ｓ／Ｎ比（信号対ノイズ比）が低下するので、ウィンドウ期間の数を増大させることによる回路負荷の増大と、ウィンドウ期間を増大させることによるＳ／Ｎ比の低下とのバランスによって、適宜にウィンドウ期間が設定される。
【０１３０】
また、上述の実施形態において、受信装置Ｒｘは、中間信号Ｓｂの信号波全体を積分するように構成されたが、積分時間を短くすることによって、その一部分、例えば、信号波の立ち上がり部分の一部を積分するように構成されてもよい。例えば、前記積分時間は、ＵＷＢ通信方式の通信信号における時間幅の約１／１０（＝約０．２ｎｓ）に設定される。
【０１３１】
本明細書は、上記のように様々な態様の技術を開示しているが、そのうち主な技術を以下に纏める。
【０１３２】
一態様にかかる受信装置は、ウルトラワイドバンド方式の送信信号を受信する受信装置であって、前記送信信号は、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号であり、前記送信信号を受信することによって得られた受信信号の周波数変換を行って中間信号を出力する伸長器を備え、前記伸長器は、前記受信信号の中心周波数と異なる周波数で、前記受信信号に含まれる短パルスの位相および波形に依存しない波形である局発信号を出力する発振器と、前記受信信号と前記局発信号とを乗算して前記中間信号を出力するミキサとを備え、前記発振器は、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作するものである。
【０１３３】
この構成によれば、発振器は、間欠動作され、常に、動作しないので、ＵＷＢ通信方式を用いて、消費電力を低減することが可能となる。そして、伸長器は、受信信号の周波数変換を行うので、ダウンコンバートする場合には、間欠駆動の駆動期間においても、低消費電力化が可能となり、また、後段にフィルタを備える場合には、そのフィルタ回路の設計の容易化や小型化やコストダウンを図ることが可能となる。
【０１３４】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記中間信号のうち、目的とする短パルス波に相当する周波数成分を通過させるフィルタをさらに備え、前記フィルタは、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作可能であるものである。
【０１３５】
この構成によれば、フィルタは、間欠動作可能とされ、常に、動作しないので、ＵＷＢ通信方式を用いて、消費電力を低減することが可能となる。
【０１３６】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記中間信号から、目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器をさらに備え、前記パルス検出器は、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作可能であるものである。
【０１３７】
この構成によれば、パルス検出器は、間欠動作可能とされ、常に、動作しないので、ＵＷＢ通信方式を用いて、消費電力を低減することが可能となる。
【０１３８】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記中間信号から、目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器をさらに備え、前記通信信号は、予め設定された所定の複数回ずつ連続して同じビット値を表す短パルス波を含み、前記パルス検出器は、前記複数回の期間において中間信号を積分する積分部と、前記積分部の積分結果に基づいて２値のレベル判定を行った結果をパルス検出信号として出力するレベル判定部とを備えるものである。
【０１３９】
この構成によれば、目的波に干渉波等が重複しても、干渉波等の影響が略除去され、目的波の抽出が可能となり、受信感度の向上を図ることが可能となる。
【０１４０】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記積分部および前記レベル判定部のうちの少なくとも一方は、前記受信信号に含まれる短パルス波の発生タイミングに同期して間欠動作するものである。
【０１４１】
この構成によれば、積分部およびレベル判定部のうちの少なくとも一方は、間欠動作され、常に、動作しないので、ＵＷＢ通信方式を用いて、消費電力を低減することが可能となる。
【０１４２】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記パルス検出器が出力したパルス検出信号から前記データのビット値を取り出すビット判定部をさらに備え、前記ビット判定部は、前記パルス検出器が目的とするパルスを識別した後に動作するものである。
【０１４３】
この構成によれば、パルス検出器が目的とするパルスを識別する以前における消費電力を低減することが可能となる。
【０１４４】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記送信信号は、無線信号であって、前記パルス検出器は、中間信号から前記送信信号を送信する送信装置の他に無線を用いたシステムが発生する干渉波を検出する検出手段をさらに備えるものである。
【０１４５】
この構成によれば、目的とする短パルス波と干渉波等との識別が可能となる。
【０１４６】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記送信信号は、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号に代えて、一定の時間間隔で配列された短パルス波であって、前記送信信号を送信する送信装置から送信された短パルス波が物体に当たって反射した反射波を受信するものである。
【０１４７】
この構成によれば、受信装置がセンサとして構成され、物体との距離や、物体の運動をより精度よく検出することが可能となる。
【０１４８】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記送信信号を送信する送信部をさらに備え、前記伸長器の前記発振器は、前記ミキサへ前記局発信号を出力するとともに、前記送信信号に応じた周波数の信号を前記送信部へ出力するものである。
【０１４９】
この構成によれば、送信時および受信時において発振器３１ａが共用され、受信装置Ｒｘの小型化およびコスト削減が可能となる。
【０１５０】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記送信信号は、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号に代えて、一定の時間間隔で配列された短パルス波であって、前記送信信号を送信する送信装置から送信された短パルス波が物体に当たって反射した反射波を受信するものであって、前記中間信号から、目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器と、前記パルス検出器から出力されるパルス検出信号に基づいて前記物体の運動の有無を検出する物体運動検出部とをさらに備え、前記パルス検出器は、目的とするパルスを識別した到来時刻において、前記反射波を複数回受信してその受信強度を前記パルス検出信号として出力し、前記物体運動検出部は、前記反射波を複数回受信することによって得られた各受信強度の分散値に基づいて前記物体の運動の有無を検出するものである。
【０１５１】
この構成によれば、目的とするパルスを識別した到来時刻において、物体からの反射波を複数回受信することによって得られた各受信強度の分散値に基づいて前記物体の運動の有無を検出するので、より精度よく物体の運動の有無を検出することができる。
【０１５２】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記送信信号は、ノンコヒーレントでデータを伝送するための通信信号に代えて、一定の時間間隔で配列された短パルス波であって、前記送信信号を送信する送信装置から送信された短パルス波が物体に当たって反射した反射波を受信するものであって、前記中間信号から、目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器をさらに備え、前記パルス検出器は、前記目的とするパルスの識別を当該受信装置に近い領域から当該受信装置から遠い領域へ向けて、または、当該受信装置に遠い領域から当該受信装置から近い領域へ向けて、順次に走査して行うものである。
【０１５３】
この構成によれば、目的とするパルスの識別を当該受信装置に近い領域から当該受信装置から遠い領域へ向けてまたはその逆で順次に走査して行うので、マルチパスの影響を低減することができ、より精度良く物体の存在を検出することができ、またより精度よく物体との距離を測定することができる。
【０１５４】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記パルス検出器は、前記中間信号をそれぞれ積分する複数の積分部と、前記複数の積分部の各積分結果に基づいて２値のレベル判定をそれぞれ行うことで、前記目的とするパルスの識別および到来時刻識別を行ってパルス検出信号を出力するレベル判定部とを備えるものである。
【０１５５】
この構成によれば、積分部を複数備えるので、或る１つの受信期間Ｗｒに対し各積分部の積分開始タイミングを互いにずらすことができ、これによって物体との遠近や移動する物体の移動方向を検出することが可能となる。
【０１５６】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記送信信号を受信する複数のアンテナを備え、前記複数のアンテナは、所定の距離だけ互いに離間しているものである。
【０１５７】
この構成によれば、いわゆる三角測量の原理によって、受信装置Ｒｘから見た前記物体の方位を検出することが可能となる。
【０１５８】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記ミキサの前または後に接続される増幅器をさらに備え、前記増幅器は、前記送信信号の前記短パルス波が放射された後に所定の時間だけ動作を停止するものである。
【０１５９】
この構成によれば、前記短パルス波を受信するアンテナが、前記反射波ではなく、前記短パルス波を送信するアンテナから直接的に前記短パルス波を受信したとしても、ミキサの前または後に接続される増幅器が前記短パルス波の放射後所定の時間だけその動作を停止するので、前記直接的な短パルス波の受信による増幅器の飽和を回避することができ、受信装置は、この受信装置により近い位置に存在する物体も検知可能となる。
【０１６０】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記発振器は、所定のクロック信号における遅延前と遅延後との論理の組合せによって前記局発信号を生成するものである。
【０１６１】
この構成によれば、発振器が比較的簡素な回路で構成され、消費電力の低減が可能となる。
【０１６２】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記発振器は、前記所定のクロック信号を遅延させる遅延線回路を備え、この遅延線回路における遅延時間を制御することによって前記局発信号の周波数を制御するものである。
【０１６３】
この構成によれば、局発信号Ｓｏの周波数を所定の周波数に任意に制御することが可能となる。
【０１６４】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記遅延線回路は、位相同期ループ回路、遅延同期ループ回路および周波数同期ループ回路のうちのいずれかの一部で構成されるものである。
【０１６５】
この構成によれば、発振器に一般的な回路を採用することが可能となり、コスト面で有利である。
【０１６６】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記発振器は、所定のクロック信号における遅延前と遅延後との論理積によって発生タイミングが互いに異なる複数の信号を生成する信号生成回路と、前記複数の信号を組み合わせることによって前記局発信号を生成するパルス選択回路とを備えるものである。
【０１６７】
この構成によれば、局発信号Ｓｏの周波数だけでなくその波形も任意に制御することが可能となる。
【０１６８】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記中間信号のうち、目的とする短パルス波に相当する周波数成分を通過させるフィルタを前記伸長器の後段にさらに備え、前記伸長器は、前記中間信号が、前記目的とする短パルス波と同じ帯域幅を持ち、かつ、前記フィルタの通過帯域の上限が、前記目的とする短パルス波の下限の周波数よりも低くなるように、前記通信信号を受信することによって得られた受信信号の周波数変換を行って前記受信信号よりも低い周波数の前記中間信号を出力するものである。
【０１６９】
この構成によれば、伸長器は、受信信号の周波数をダウンコンバートするので、低消費電力化が可能となり、また、そのフィルタ回路の設計の容易化や小型化やコストダウンを図ることが可能となる。そして、中間信号が、目的とする短パルス波と同じ帯域幅を持ち、かつ、フィルタの通過帯域の上限が、目的とする短パルス波の下限の周波数よりも低くなるようにしているので、局発信号Ｓｏの周波数は、受信信号の周波数に対して充分に大きな周波数差とすることができ、効果的である。
【０１７０】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記中間信号から、目的とするパルスの識別および位置識別を行ってパルス検出信号を出力するパルス検出器をさらに備え、前記通信信号は、前記通信信号の送受信において、送信装置と当該受信装置とを同期させるための同期用パルス列と、送信すべきデータを含むデータパルス列とを含み、前記パルス検出器は、前記同期用パルス列の受信タイミングを検出するためのサーチモードと、前記サーチモードで検出した同期用パルス列の受信タイミングに基づいて前記データパルス列から前記パルス検出信号を抽出するためのデータモードとを備え、前記パルス検出器は、前記受信信号の周波数変換を行う期間である受信期間のタイミングと前記受信期間の時間幅とを調節するための期間制御信号を前記伸長器へ出力し、前記伸長器は、少なくとも前記パルス検出器がデータモードで動作する期間では、前記データパルス列の受信タイミングに同期する受信期間ごとに間欠動作するものである。
【０１７１】
この構成によれば、同期用パルス列を用いて短パルス波を受信するタイミングを決め、この決めたタイミングで伸長器を間欠的に動作させるように受信期間を設定するので、送信装置Ｔｘから短パルス波が送信されている期間のみを受信期間Ｗｒとして伸長器による周波数変換を行うことにより、目的となる短パスル波が送信されている期間以外に生じている干渉波等を時間によって分離することが可能となる。また、送信装置Ｔｘから送信するフレームに同期用パルス列とデータパルス列とを設け、パルス検出器では、サーチモードとデータモードとを設けているので、サーチモードにおいて同期用パルス列により送信装置Ｔｘから短パルス波が送信されるタイミングを検出し、その後のデータモードにおいて、データパルス列に対する受信期間を制御することが可能となる。さらに、フィルタがアクティブ型の構成である場合に、フィルタの動作を伸長器の動作と同期させて間欠的に動作させることで、干渉波等の分離性能がより高くなる。
【０１７２】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記パルス検出器は、前記発振器における前記局発信号の周波数を調節するための周波数制御信号を前記発振器へ出力するものである。
【０１７３】
この構成によれば、局発信号Ｓｏの周波数をパルス検出器が制御するので、例えば、中間信号の周波数がフィルタの通過帯域から除外されるように局発信号の周波数を調整することにより、干渉波等の影響を低減することができる。また、中間信号の信号レベルが大きくなるように、局発信号の周波数を調整することもできる。また、送信信号の周波数に応じて局発信号の周波数を調整することもできるので、複数の周波数の異なる送信信号に対応可能となる。
【０１７４】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記パルス検出器は、前記フィルタにおける通過帯域を調節するための帯域制御信号を前記フィルタへ出力するものである。
【０１７５】
この構成によれば、フィルタの通過帯域をパルス検出器が制御するので、例えば、干渉波等に対応する中間信号の周波数がフィルタの通過帯域から除外されるようにフィルタの通過帯域を招請することによって、干渉波等の影響を低減することができる。また、中間信号の信号レベルが大きくなるように、フィルタの通過帯域を調整することもできる。
【０１７６】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記伸長器は、前記中間信号を増幅する第１増幅器を備え、前記パルス検出器は、前記第１増幅器における増幅率を調節するための第１ゲイン制御信号を前記第１増幅器へ出力するものである。
【０１７７】
この構成によれば、伸長器から出力される中間信号の増幅率を調整することができるので、飽和が生じたり、ＳＮＲが低下したりしないように、中間信号の信号レベルを適正化することができ、パルスをより精度よく抽出することが可能となる。
【０１７８】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記伸長器は、前記局発信号を増幅する第２増幅器を備え、前記パルス検出器は、前記第２増幅器における増幅率を調節するための第２ゲイン制御信号を前記第２増幅器へ出力するものである。
【０１７９】
この構成によれば、ミキサに入力される局発信号の信号レベルを調整することができるので、中間信号の信号レベルの調整が可能となることから、飽和が生じたり、ＳＮＲが低下したりしないように、中間信号の信号レベルを適正化することができ、パルスをより精度よく抽出することが可能となる。
【０１８０】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記通信信号は、予め設定された所定の複数回ずつ連続して同じビット値を表す短パルス波を含み、前記パルス検出器は、前記複数回の期間において中間信号を積分する積分部と、前記積分部の積分結果に基づいて２値のレベル判定を行った結果をパルス検出信号として出力するレベル判定部とを備えるものである。
【０１８１】
この構成によれば、予め送信装置Ｔｘから同じビット値を複数回ずつ送信するように構成され、受信装置Ｒｘでは、積分部を用いて同じビット値の信号を積算するので、目的とする短パルス波と干渉波等との信号レベルにレベル差がある場合に、積算によってレベル差をより大きくすることができ、目的とする短パルス波と干渉波等との分離がより容易となる。
【０１８２】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記通信信号は、所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号であり、前記通信信号を受信する受信部と、前記周期を複数の区間に分割した各区間ごとに、前記受信部により得られた受信信号の信号レベルを取得する区間レベル取得部と、前記受信部により前記通信信号が受信されていない状態において、前記区間レベル取得部によって取得された前記区間ごとの信号レベルを前記区間ごとに記憶する区間レベル記憶部と、前記受信部によって受信された前記区間ごとの信号レベルを、前記区間レベル記憶部に記憶されている前記区間ごとの信号レベルに基づいてそれぞれ補正する補正部と、前記補正部によって補正された各区間ごとの信号レベルに応じて前記通信信号の復調を行う復調部とを備えるものである。
【０１８３】
この構成によれば、受信部により所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号が受信され、パルスの周期を複数の区間に分割した各区間毎に、受信部で得られた無線信号の信号レベルが取得される。そして、無線信号が受信されていない状態において取得された区間毎の信号レベルが区間毎に区間レベル記憶部に記憶される。さらに、受信部により受信された区間毎の信号レベルが、区間レベル記憶部に記憶されている区間毎の信号レベルに基づいてそれぞれ補正され、補正された各区間毎の信号レベルに応じて無線信号が復調される。このため、補正により周期性を有するノイズの影響が低減され、通信の信頼性を向上させることができる。
【０１８４】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記区間レベル取得部は、前記信号レベルを取得する区間を逐次ずらしながら前記複数の区間における前記信号レベルを取得するものである。
【０１８５】
この構成によれば、信号レベルを取得する区間を逐次ずらしながら複数の区間における信号レベルを取得する区間レベル取得部を備えて、周期性を有するノイズの影響を低減し、通信の信頼性を向上する受信装置が提供される。
【０１８６】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記区間レベル取得部は、前記各区間毎の信号レベルを複数の前記周期に亘って取得し、前記複数の周期における前記各区間に対応する区間毎に、当該取得した信号レベルの平均値を算出し、当該算出した区間毎の平均値を前記区間毎の信号レベルとして前記区間レベル記憶部に記憶させるものである。
【０１８７】
この構成によれば、区間毎の平均値が区間毎の信号レベルとされるので、内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎における信号レベル値の測定精度が向上される。このため、通信の信頼性が向上する。
【０１８８】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記補正部は、前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルから、前記区間レベル記憶部に記憶されている前記区間毎の信号レベルをそれぞれ減算することにより前記補正を行うものである。
【０１８９】
この構成によれば、受信部により受信された区間毎の信号レベルから、区間レベル記憶部に記憶されている区間毎の信号レベルをそれぞれ減算することにより補正を行う補正部を備えて、周期性を有するノイズの影響を低減し、通信の信頼性を向上する受信装置が提供される。
【０１９０】
また、他の一態様では、これら上述の受信装置において、前記補正部は、予め設定された基準値と前記区間レベル記憶部に記憶されている前記区間毎の信号レベルとの差分を、前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルにそれぞれ加算することにより前記補正を行うものである。
【０１９１】
この構成によれば、無線信号が受信されていない状態における補正された信号は、およそ基準値に等しくなる。このため、例えば、復調パルスが負の値を取る場合であっても補正された信号は、正の値となるので、負の値を処理する必要がないから、信号処理が容易となる。
【０１９２】
また、他の一態様では、上述の受信装置において、前記区間レベル取得部は、予め設定された基準値と前記各区間毎に取得した信号レベルとの差分を、前記区間毎の信号レベルとして前記区間レベル記憶部に記憶させ、前記補正部は、前記区間レベル記憶部に記憶されている前記区間毎の信号レベルを、前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルにそれぞれ加算することにより前記補正を行うものである。
【０１９３】
この構成によれば、区間レベル取得部は、予め設定された基準値と各区間毎に取得した信号レベルとの差分を、区間毎の信号レベルとして区間レベル記憶部に記憶させるので、無線信号の受信動作時における補正部の演算処理負荷が軽減され得る。
【０１９４】
この出願は、２００８年５月２７日に出願された日本国特許出願特願２００８−１３８６７９を基礎とするものであり、その内容は、本願に含まれるものである。
【０１９５】
本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に為し得ることであると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するレベルのものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。
【産業上の利用可能性】
【０１９６】
本発明によれば、ウルトラワイドバンド方式に好適に用いられる受信装置を提供することができる。
【図１】
0005284354.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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