(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の入力電圧を所定の出力電圧の電力として外部の負荷へ出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、電力を制御するために直列接続して交互にオン／オフさせるブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタと下側の主スイッチングトランジスタとのそれぞれに、転流用ダイオードを並列接続し、かつ、平滑用の主リアクトルの一端を前記上側の主スイッチングトランジスタと前記下側の主スイッチングトランジスタとの接続点に接続し、該主リアクトルの他端を出力端子に接続して、前記出力端子から出力電圧を外部に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記上側の主スイッチングトランジスタおよび／または前記下側の主スイッチングトランジスタに、共振用コンデンサと第一の補助スイッチとを直列に接続した第一の補助回路を並列接続し、かつ、前記主リアクトルに、共振用の補助リアクトルと第二の補助スイッチとを直列に接続した第二の補助回路を並列接続し、
前記上側の主スイッチングトランジスタ、前記下側の主スイッチングトランジスタ、前記第一の補助スイッチ、前記第二の補助スイッチのそれぞれのスイッチング周期が、同一であり、かつ、前記上側の主スイッチングトランジスタと前記下側の主スイッチングトランジスタとは、同時にはオンしないように、それぞれがオンする直前にデッドタイムが設けられており、
前記第一の補助スイッチをオン／オフする期間は、前記主リアクトルに流れる主アクトル電流と入力電圧と出力電圧とから、当該ＤＣ／ＤＣコンバータ内に発生するスイッチング損失を推定した結果に基づいて制御されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第一の補助スイッチが、補助用スイッチングトランジスタと該補助用スイッチングトランジスタに流れる電流方向と逆向きの電流を流すことができる補助用のダイオードとを並列接続した構成からなっていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記上側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチをオンする時点が、前記上側の主スイッチングトランジスタがオンの期間内であり、前記上側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチをオフする時点が、前記上側の主スイッチングトランジスタがオンからオフした後、前記下側の主スイッチングトランジスタがオンする直前に設けられているデッドタイムの期間内であり、および／または、前記下側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチをオンする時点が、前記下側の主スイッチングトランジスタがオンの期間内であり、前記下側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチをオフする時点が、前記下側の主スイッチングトランジスタがオンからオフした後、前記上側の主スイッチングトランジスタがオンする直前に設けられているデッドタイムの期間内であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第二のスイッチをオンする時点が、前記上側の主スイッチングトランジスタがオフしてから、前記下側の主スイッチングトランジスタがオフするまでの期間内であり、前記第二のスイッチをオフする時点が、前記補助リアクトルに流れる補助リアクトル電流がゼロになった後、前記上側の主スイッチングトランジスタがオンしている期間内であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
入力端子の直流の入力電圧と出力端子の出力電圧との間で電力を変換して入出力端子のいずれかの端子から外部に出力する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータであって、電力を制御するために直列接続して交互にオン／オフさせる入力側の第一のブリッジ回路および出力側の第二のブリッジ回路のそれぞれを構成する２組の上側の主スイッチングトランジスタと下側の主スイッチングトランジスタとのそれぞれに、転流用ダイオードを並列接続し、かつ、平滑用の主リアクトルの一端を前記第一のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタと前記下側の主スイッチングトランジスタとの接続点に接続し、前記主リアクトルの他端を前記第二のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタと前記下側の主スイッチングトランジスタとの接続点に接続するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第一のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタおよび／または前記下側の主スイッチングトランジスタに、第一の共振用コンデンサと第一の補助スイッチとを直列に接続した第一の補助回路を並列接続し、かつ、前記第二のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタおよび／または前記下側の主スイッチングトランジスタに、第二の共振用コンデンサと第二の補助スイッチとを直列に接続した第二の補助回路を並列接続し、かつ、前記主リアクトルに、共振用の補助リアクトルと第三の補助スイッチと第四の補助スイッチとを直列に接続した第三の補助回路を並列接続し、
前記第一のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタおよび前記下側の主スイッチングトランジスタ、前記第二のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタおよび前記下側の主スイッチングトランジスタ、前記第一の補助スイッチ、前記第二の補助スイッチ、前記第三の補助スイッチ、前記第四の補助スイッチのそれぞれのスイッチング周期が、同一であり、かつ、前記第一のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタと前記下側の主スイッチングトランジスタとは、同時にはオンしないように、また、前記第二のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタと前記下側の主スイッチングトランジスタとは、同時にはオンしないように、それぞれがオンする直前にデッドタイムが設けられており、
前記第一の補助スイッチおよび前記第二の補助スイッチをオン／オフする期間は、前記主リアクトルに流れる主アクトル電流と入力電圧と出力電圧とから、当該ＤＣ／ＤＣコンバータ内に発生するスイッチング損失を推定した結果に基づいて制御されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第一の補助スイッチおよび前記第二の補助スイッチが、補助用スイッチングトランジスタと該補助用スイッチングトランジスタに流れる電流方向と逆向きの電流を流すことができる補助用のダイオードとを並列接続した構成からなっていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する前記上側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチおよび前記第二の補助スイッチをオンする時点が、それぞれ、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する当該上側の主スイッチングトランジスタがオンの期間内であり、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する前記上側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチおよび前記第二の補助スイッチをオフする時点が、それぞれ、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する当該上側の主スイッチングトランジスタがオンからオフした後、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する前記下側の主スイッチングトランジスタがオンする直前に設けられているデッドタイムの期間内であり、および／または、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する前記下側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチおよび前記第二のスイッチをオンする時点が、それぞれ、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する当該下側の主スイッチングトランジスタがオンの期間内であり、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する前記下側の主スイッチングトランジスタに並列接続された前記第一の補助スイッチおよび前記第二のスイッチをオフする時点が、それぞれ、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する当該下側の主スイッチングトランジスタがオンからオフした後、前記第一のブリッジ回路および前記第二のブリッジ回路をそれぞれ構成する前記上側の主スイッチングトランジスタがオンする直前に設けられているデッドタイムの期間内であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項５ないし７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第三の補助スイッチをオンする時点が、力行動作時であって、かつ、前記第一のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタがオフしてから、前記第一のブリッジ回路を構成する前記下側の主スイッチングトランジスタがオフするまでの期間内であり、前記第三の補助スイッチをオフする時点が、力行動作時であって、かつ、前記補助リアクトルに流れる補助リアクトル電流がゼロになった後、前記第二のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタがオンしている期間内であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項５ないし８のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第四の補助スイッチをオンする時点が、回生動作時であって、かつ、前記第二のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタがオフしてから、前記第二のブリッジ回路を構成する前記下側の主スイッチングトランジスタがオフするまでの期間内であり、前記第四の補助スイッチをオフする時点が、回生動作時であって、かつ、前記補助リアクトルに流れる補助リアクトル電流がゼロになった後、前記第一のブリッジ回路を構成する前記上側の主スイッチングトランジスタがオンしている期間内であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング損失の低減を目的とする共振スナバ方式ソフトスイッチングコンバータは、例えば、特許文献１の特開２００４−１２９３９３号公報「ＤＣ／ＤＣコンバータ」に記載されているように、直列接続された２つの主スイッチングトランジスタＳＵ,ＳＬのそれぞれには、並列に、共振コンデンサＣＵ，ＣＬが接続されており、２つの主スイッチングトランジスタＳＵ,ＳＬの接続点には、主リアクトルＬが接続され、該主リアクトルＬに対して補助リアクトルＬｒと補助スイッチＳｒとがさらに並列に接続されている。そして、例えば、降圧力行動作の場合、以下のような動作を行う。
【０００３】
１)上側（つまり上アーム）の主スイッチングトランジスタＳＵがオフするタイミングでは、主リアクトルに流れる主リアクトル電流ＩＬが共振コンデンサＣＵにバイパスして、共振コンデンサＣＵを充電することによって、主スイッチングトランジスタＳＵはゼロ電圧スイッチング動作となる。一方、下側（つまり下アーム）の主スイッチングトランジスタＳＬがオンするタイミングでは、主リアクトル電流ＩＬと入力電圧とを検知して、主スイッチングトランジスタＳＬがゼロ電圧スイッチング動作になるように設定される。
【０００４】
２)また、補助スイッチＳｒをオンすることにより、一定の時間、補助リアクトルＬｒに主リアクトル電流ＩＬ以上の補助リアクトル電流Ｉｒを流す。この時間内に下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオフする。下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオフすることによって、共振コンデンサＣＵ，ＣＬと補助リアクトルＬｒとを共振させる。そして、共振コンデンサＣＵの電荷が放電されると、上側の主スイッチングトランジスタＳＵの両端電圧は０Ｖ近辺になる。両端電圧は０Ｖ近辺になったタイミングで、上側の主スイッチングトランジスタＳＵをオンすることによって、ゼロ電圧スイッチング動作となる。
【０００５】
かくのごときソフトスイッチングを行うことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を減らすことが可能になる。
【特許文献１】特開２００４−１２９３９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記特許文献１に記載されているような従来のＤＣ／ＤＣコンバータの場合、例えば、上側（つまり上アーム）の主スイッチングトランジスタＳＵと並列に共振コンデンサＣＵが接続された構成になっているので、軽負荷時の場合には、スイッチング時の主リアクトル電流ＩＬが小さくなり、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオフするタイミングにおいて、共振コンデンサＣＵが完全に充電される前に、下側（つまり下アーム）の主スイッチングトランジスタＳＬがオンしてしまい、ソフトスイッチング条件が成立しなくなる。この結果、下側の主スイッチングトランジスタＳＬがスイッチオンした瞬間に、過大なサージ電流が発生するため、素子が破損してしまう可能性がある。
【０００７】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、負荷の状態如何に関係なく、スイッチング時において過大なサージ電流が発生することを防止可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを、その目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、前述の課題を解決するために、直流の入力電圧を所定の出力電圧の電力として外部の負荷へ出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、電力を制御するために直列接続して交互にオン／オフさせるブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタと下側の主スイッチングトランジスタとのそれぞれに、転流用ダイオードを並列接続し、かつ、平滑用の主リアクトルの一端を上側の主スイッチングトランジスタと下側の主スイッチングトランジスタとの接続点に接続し、該主リアクトルの他端を出力端子に接続して、出力端子から出力電圧を外部に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上側の主スイッチングトランジスタおよび／または下側の主スイッチングトランジスタに、共振用コンデンサと第一の補助スイッチとを直列に接続した第一の補助回路を並列接続し、かつ、主リアクトルに、共振用の補助リアクトルと第二の補助スイッチとを直列に接続した第二の補助回路を並列接続している。上側の主スイッチングトランジスタ、下側の主スイッチングトランジスタ、第一の補助スイッチ、第二の補助スイッチのそれぞれのスイッチング周期が、同一であり、かつ、上側の主スイッチングトランジスタと下側の主スイッチングトランジスタとは、同時にはオンしないように、それぞれがオンする直前にデッドタイムが設けられている。第一の補助スイッチをオン／オフする期間は、主リアクトルに流れる主アクトル電流と入力電圧と出力電圧とから、当該ＤＣ／ＤＣコンバータ内に発生するスイッチング損失を推定した結果に基づいて制御される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、上側の主スイッチングトランジスタおよび／または下側の主スイッチングトランジスタに並列接続された共振コンデンサに直列に補助スイッチを接続する構成としているので、該補助スイッチをオン／オフするタイミングを制御することによって、負荷の状態如何に関係なく、スイッチング時において過大なサージ電流が発生することを抑制することができるため、素子の破損を防止することができるという効果を奏することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下に、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの最良の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１１】
（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、まず、本発明の主要な特徴について、その概略を説明する。本発明は、ソフトスイッチング方式を適用したＤＣ／ＤＣコンバータに関するものであり、交互にオン／オフ動作を行うブリッジ回路を構成して、ＤＣ／ＤＣコンバータとしての主スイッチ動作を行う上側（つまり上アーム）の主スイッチングトランジスタＳＵと下側（つまり下アーム）の主スイッチングトランジスタＳＬとの２つのトランジスタを直列接続するとともに、上側の主スイッチングトランジスタＳＵ、および／または、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに、それぞれ、並列接続された、上側の共振コンデンサＣＵ、および／または、下側の共振コンデンサＣＬに対して、さらに、補助スイッチを第一のスイッチとして直列接続した構成とする点に、その特徴を有している。
【００１２】
ここで、補助スイッチつまり第一のスイッチをオフする期間は、平滑用の主リアクトルＬに流れる主アクトル電流ＩＬと入力電圧と出力電圧とから、当該ＤＣ／ＤＣコンバータ内に発生するスイッチング損失を推定した結果に基づいて、過大なサージ電流が流れないように制御される。
【００１３】
また、上側の主スイッチングトランジスタＳＵと下側の主スイッチングトランジスタＳＬとの接続点には、平滑用の主リアクトルＬと、共振用の補助リアクトルＬｒと第二のスイッチとなる共振用補助スイッチとを直列接続した回路とが、接続されて、共振用のソフトスイッチング動作を行う回路構成とされている。つまり、補助スイッチつまり第一のスイッチを制御することにより、上側の主スイッチングトランジスタＳＵおよび／または下側の主スイッチングトランジスタＳＬのターンオフ時の電流を共振コンデンサＣＵおよび／または共振コンデンサＣＬに通電または遮断させ、補助スイッチつまり第一のスイッチと共振用補助スイッチつまり第二のスイッチとを制御することにより、共振コンデンサＣＵおよび／または共振コンデンサＣＬと補助リアクトルＬｒとの共振用のソフトスイッチング動作を行わせる構成とされている。
【００１４】
なお、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、直列接続された共振コンデンサと補助スイッチとを、上側の主スイッチングトランジスタＳＵ、上側の主スイッチングトランジスタＳＵの双方に並列接続しても良いし、いずれか一方にのみ並列接続しても良いが、以下の実施形態の説明においては、説明を簡明にするために、上側の主スイッチングトランジスタＳＵにのみ並列接続している場合について説明する。
【００１５】
また、主スイッチングトランジスタＳＵ，ＳＬをはじめとして、ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチング素子を構成するトランジスタについては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いても良いし、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor：金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いても良いし、あるいは、場合によっては、バイポーラトランジスタを用いても良い。また、ＮＰＮ型のトランジスタであっても良いし、場合によっては、ＰＮＰ型のトランジスタであっても良い。以下の実施形態の説明においては、ＩＧＢＴを用いた場合であって、かつ、ＮＰＮ型のトランジスタを用いた場合について説明する。
【００１６】
（第一の実施形態）
まず、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第一の実施形態について説明する。  （第一の実施形態の回路構成）
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第一の実施形態として、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを降圧型チョッパ回路に適用した場合の回路図を図１に示す。ここに、図１は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第一の実施形態の回路構成を示す回路図であり、降圧型チョッパ回路に適用した場合の一例を示している。
【００１７】
図１において、入力電源Ｖｉはバッテリなどの直流電圧源である。主スイッチングトランジスタＳＵ，ＳＬに用いられるスイッチング素子は、前述のように、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのトランジスタによって形成される。また、ブリッジ回路として交互にオン／オフ動作を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータとしての主スイッチ動作を行う上側（つまり上アーム）の主スイッチングトランジスタＳＵと下側（つまり下アーム）の主スイッチングトランジスタＳＬとの２つのトランジスタは、直列に接続されており、さらに、上側の主スイッチングトランジスタＳＵ、下側の主スイッチングトランジスタＳＬには、それぞれ、転流用ダイオードＤＵ、転流用ダイオードＤＬが並列に接続されている。
【００１８】
つまり、上側の主スイッチングトランジスタＳＵのエミッタは下側の主スイッチングトランジスタＳＬのコレクタに接続されており、また、転流用ダイオードＤＵ，ＤＬは、それぞれ、主スイッチングトランジスタＳＵ，ＳＬのエミッタ側からコレクタ側に電流を流せるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されている。さらに、上側の主スイッチングトランジスタＳＵのコレクタは入力電源Ｖｉの正極側に接続されており、下側の主スイッチングトランジスタＳＬのエミッタは入力電源Ｖｉの負極側（ここでは、グランド）に接続されている。
【００１９】
また、上側の主スイッチングトランジスタＳＵのエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＳＬのコレクタとの接続点Ｐには、平滑用の主リアクトルＬの一端が接続されている。そして、主リアクトルＬの他端は、平滑コンデンサＣｏの一方の端子とコンバータ出力端子の正極側の端子とに接続されており、コンバータ出力端子を通じて、外部の負荷に対する電力が出力電圧Ｖｏとして供給される。また、平滑コンデンサＣｏの他方の端子は、コンバータ出力端子の負極側の端子と接続されて、入力電源Ｖｉの負極側と共通のグランドに落ちている。
【００２０】
さらに、上側の主スイッチングトランジスタＳＵには、並列に、共振コンデンサＣＵと第一の補助スイッチＳｃとからなる直列回路が第一の補助回路として接続されている。第一の補助スイッチＳｃは、ＩＧＢＴなどからなる補助スイッチングトランジスタＱＳＣと補助ダイオードＤＳＣとからなる並列回路であり、補助ダイオードＤＳＣは、補助スイッチングトランジスタＱＳＣのエミッタ側からコレクタ側に電流を流せるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されている。
【００２１】
また、補助ダイオードＤＳＣは、補助スイッチングトランジスタＱＳＣがオフすると、入力電源Ｖｉの正極側から流れてくる電流を遮断することができるような向きに配置されており、共振コンデンサＣＵへの充電電流の流入が阻止される。
【００２２】
また、主リアクトルＬには、並列に、共振用の補助リアクトルＬｒと第二の補助スイッチＳｒとからなる直列回路が第二の補助回路として接続されている。第二の補助スイッチＳｒは、ＩＧＢＴなどからなるトランジスタであり、降圧型チョッパ回路に適用する場合には、片方向スイッチとなっている。つまり、第二の補助スイッチＳｒがオンしたときには、主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬとして想定される電流方向とは逆向きに、補助リアクトルＬｒに補助リアクトル電流Ｉｒを流すことができるようになっている。さらに、第二の補助スイッチＳｒは、主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬとして想定される電流方向と同じ方向に補助リアクトル電流Ｉｒが流れることを阻止することができる。
【００２３】
（第一の実施形態の動作）
次に、図１に示す本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの動作の一例について図２に示す動作波形および図３に示す電流経路に基づいて説明する。図２は、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作の一例を説明するための波形図であり、主スイッチングトランジスタＳＵ，ＳＬ、および、第一の補助スイッチＳｃ、第二の補助スイッチＳｒをオン／オフさせるタイミングと、主リアクトル電流ＩＬ、補助リアクトル電流Ｉｒ、主スイッチングトランジスタＳＵ，ＳＬそれぞれのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＳＵ，ＶＳＬとコレクタ電流ＩＳＵ，ＩＳＬ、および、第一の補助スイッチＳｃのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＳＣとコレクタ電流ＩＳＣの信号波形とを示している。
【００２４】
また、図３は、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各動作状態において流れる電流の電流経路を説明するための模式図であり、各動作状態ごとにＤＣ／ＤＣコンバータ内に流れる電流経路を矢印によって示している。
【００２５】
なお、図２の主スイッチングトランジスタＳＵ，ＳＬのオン／オフ状態に示すように、主スイッチングトランジスタＳＵ,ＳＬは、あらかじめ設定された一定のスイッチング周期Ｔcycで、それぞれ、デューティ｛Ｄ−（Ｔｄ／Ｔcyc）｝、デューティ｛（１−Ｄ）−（Ｔｄ／Ｔcyc）｝で、交互に、オン／オフを繰り返すように、ＰＷＭ制御される。ここに、Ｄは、本来のデューティを意味し、Ｔｄは、主スイッチングトランジスタＳＵ,ＳＬが同時にオンしないように、両者のオン時間の間に設けられたデッドタイムを意味している。本来のデューティＤ、デッドタイムＴｄは、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧と一致するように制御される。
【００２６】
また、第一の補助スイッチＳｃをオン／オフする期間は、主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬと入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとから、ＤＣ／ＤＣコンバータ内に発生するスイッチング損失を推定した結果に基づいて制御される。
【００２７】
つまり、第一の補助スイッチＳｃは、主スイッチングトランジスタＳＵ,ＳＬと同じスイッチング周期Ｔcycによってパルス駆動されて、オン／オフを繰り返す。ここで、第一の補助スイッチＳｃは、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンしている区間内にターンオンされる。また、第一の補助スイッチＳｃは、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンからオフに切り替わってから下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオンするまでのデッドタイムＴｄ中の区間内にターンオフされる。
【００２８】
ここで、もし、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに並列に共振コンデンサＣＬと第一の補助スイッチＳｃとが接続されている場合には、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに並列接続された第一の補助スイッチＳｃをオンする時点が、下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオンの期間内であり、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに並列接続された第一の補助スイッチＳｃをオフする時点が、下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオンからオフした後、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンする直前に設けられているデッドタイムＴｄの期間内となる。
【００２９】
図２に示す例においては、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンしてから第一の補助スイッチＳｃがオンするまでの時間をΔＴＳｃ＿ｏｎとし、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオフしてから第一の補助スイッチＳｃがオフするまでの時間をΔＴＳｃ＿ｏｆｆと定義している。
【００３０】
また、第二の補助回路を形成している第二の補助スイッチＳｒも、主スイッチングトランジスタＳＵ,ＳＬと同じスイッチング周期Ｔcycによってパルス駆動され、主リアクトル電流ＩＬと入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとから、オン／オフする期間が決定される。
【００３１】
第二の補助スイッチＳｒは、補助リアクトルＬｒと共振コンデンサＣＵとが共振するために十分な補助リアクトル電流Ｉｒを流せるように、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオフしてから下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオフするまでの区間内にターンオンする。また、第二の補助スイッチＳｒは、補助リアクトル電流Ｉｒが、共振動作後に、０Ａになった後、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンされている区間内にターンオフされる。
【００３２】
つまり、第二の補助スイッチＳｒは、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンする前のデッドタイムＴｄの区間内に、共振コンデンサＣＵと補助リアクトルＬｒとの共振作用によって、共振コンデンサＣＵに蓄積されている電荷が放電されて、両端電圧がゼロになるように、オン／オフ動作が制御される。
【００３３】
以下、図２の波形図、図３の模式図に沿って、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ（降圧型チョッパ回路）の動作についてさらに説明する。
【００３４】
まず、図２に示す時刻ｔ０において、第一の補助スイッチＳｃがオンされたものとする。このとき、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンしており、図３に示す状態１の電流経路で電流が流れている。つまり、入力電源Ｖｉの正極側から上側の主スイッチングトランジスタＳＵを通って、主リアクトルＬから出力電圧Ｖｏとして負荷側に流れ、しかる後、入力電源Ｖｉの負極側すなわちグランドに戻ってくる通常のＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作が行われている。ここで、共振コンデンサＣＵに電荷がチャージされていなければ、第一の補助スイッチＳｃには電流が流れず、そのまま、主スイッチングトランジスタＳＵに電流が流れる状態が継続する。したがって、サージ電流やスイッチング損失が発生することなく、第一の補助スイッチＳｃをターンオンさせることができる。
【００３５】
次に、時刻ｔ１において、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがターンオフする。すると、図３の状態２に示すように、入力電源Ｖｉの正極側から第一の補助スイッチＳｃを通って、共振コンデンサＣＵに充電電流が流れる。このときの充電電流は、リアクトル電流ＩＬ（時刻ｔ１）の電流値と等しい。上側の主スイッチングトランジスタＳＵがターンオフすることにより、上側の主スイッチングトランジスタＳＵのコレクタ電流ＩＳＵは、図２に示すように、急峻に０Ａになるが、主スイッチングトランジスタＳＵのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＳＵは、共振コンデンサＣＵへの充電に伴い、０Ｖからゆっくりと上昇するので、ゼロ電圧スイッチング動作となり、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００３６】
しかる後、時間ΔＴＳｃ＿ｏｆｆだけ経過した時刻ｔ２（＝ｔ１+ΔＴＳｃ＿ｏｆｆ）において、第一の補助スイッチＳｃがオフされる。この時、共振コンデンサＣＵは、その時点までの充電電流による電荷がチャージされた状態で、図３の状態３に示すように、主電流経路から遮断されて、転流が生じ、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに並列接続されている転流用ダイオードＤＬを通じて、リアクトル電流ＩＬが流れるようになる。
【００３７】
もし、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が大きく、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオフしてから第一の補助スイッチＳｃがオフするまでの時間ΔＴＳｃ＿ｏｆｆが、共振コンデンサＣＵの両端電圧として、（入力電源電圧Ｖｉ＋転流用ダイオードＤＬの順方向電圧）以上の電圧に達するまで、電荷をチャージすることができる時間であった場合には、時刻ｔ２に至る前に、主リアクトル電流ＩＬは、転流用ダイオードＤＬ側へと転流することになる。このような場合には、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに並列接続されている転流用ダイオードＤＬ、第一の補助スイッチＳｃの補助スイッチングトランジスタＱＳＣは、ゼロ電圧スイッチング動作になる。
【００３８】
一方、出力電圧Ｖｏが入力電源電圧Ｖｉに近く、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が小さい軽負荷時の場合のように、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオフしてから第一の補助スイッチＳｃがオフするまでの時間ΔＴＳｃ＿ｏｆｆの時間内に、共振コンデンサＣＵを十分にチャージすることができていない場合には、転流用ダイオードＤＬおよび第一の補助スイッチＳｃの補助スイッチングトランジスタＱＳＣは、ハードスイッチング動作になり、スイッチング損失が発生する。しかし、転流用ダイオードＤＬの逆方向電圧は、入力電源電圧Ｖｉよりも共振コンデンサＣＵにチャージされた電圧分だけ低くなっている。このため、転流用ダイオードＤＬおよび補助スイッチングトランジスタＱＳＣにおいて発生するスイッチング損失は、主スイッチングトランジスタＳＵをハードスイッチング動作によりオフした場合と比較して低減することができる。
【００３９】
次に、時刻ｔ３になると、下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオンされる。この時点では、共振コンデンサＣＵは、第一の補助スイッチＳｃによって主電流経路からすでに切り離されているので、従来技術とは異なり、共振コンデンサＣＵへの充電のためのサージ電流は発生せずに、下側の主スイッチングトランジスタＳＬをオンさせることができ、図３の状態４に示す電流経路で、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに並列接続されている転流用ダイオードＤＬを通じて、リアクトル電流ＩＬが流れ続ける。
【００４０】
さらに、時刻ｔ４になると、第二の補助スイッチＳｒがオンされる。これにより、図３の状態５に示すように、補助リアクトルＬｒに補助リアクトル電流Ｉｒが流れ始める。補助リアクトルＬｒには、出力電圧Ｖｏがバイアスされており、補助リアクトル電流Ｉｒは、図２に示すように、時間の経過とともに、増加する。なお、時刻ｔ４のタイミングは、主リアクトル電流ＩＬ、コンバータ入出力電圧Ｖｉ，Ｖｏをセンサで検知して、共振スイッチングに必要な補助リアクトル電流Ｉｒを流せるように、マイコンなどによって構成される制御部（図１には図示していない）が決定するものである。
【００４１】
次に、時刻ｔ５になると、図２に示すように、補助リアクトル電流Ｉｒは主リアクトル電流ＩＬよりも大きくなり、その結果、図３の状態６に示すように、オンになっている下側の主スイッチングトランジスタＳＬを通じて電流（＝補助リアクトル電流Ｉｒ−主リアクトル電流ＩＬ）が流れるようになる。
【００４２】
このような状態で、時刻ｔ６になると、下側の主スイッチングトランジスタＳＬがオフされる。すると、それまで、下側の主スイッチングトランジスタＳＬに流れていた電流（＝補助リアクトル電流Ｉｒ−主リアクトル電流ＩＬ）は、図３の状態７に示すように、転流して、共振コンデンサＣＵ、第一の補助スイッチＳｃの補助スイッチングトランジスタＱＳＣに並列接続されている補助ダイオードＤＳＣを通って、入力電源Ｖｉへ回生される方向に流れる。この時、共振コンデンサＣＵと補助リアクトルＬｒとは共振している。
【００４３】
共振コンデンサＣＵと補助リアクトルＬｒとの共振中に、共振コンデンサＣＵに時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間にチャージされた電荷が放電されることになる。
【００４４】
共振コンデンサＣＵにチャージされていた電荷が完全に放電すると、図３の状態８に示すように、転流用ダイオードＤＵを通じて電流が流れるようになり、共振コンデンサＣＵと補助リアクトルＬｒとの共振動作は完了する。したがって、時刻ｔ７のタイミングでは、主スイッチングトランジスタＳＵのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＳＵは０Ｖ近くまで低下している。
【００４５】
この結果、時刻ｔ７から時刻ｔ８までの間のタイミングで、電流が転流用ダイオードＤＵを通じて流れ続けている状態のまま、図３の状態８に示すように、上側の主スイッチングトランジスタＳＵがオンされる。つまり、上側の主スイッチングトランジスタＳＵのオンへの切り替え動作としては、ゼロ電圧スイッチング動作かつゼロ電流スイッチング動作が可能になる。
【００４６】
その後、補助リアクトル電流Ｉｒは、補助リアクトルＬｒが（入力電源電圧Ｖｉ−出力電圧Ｖｏ）の電圧で逆方向にバイアスされるので、図２に示すように、徐々に減少していく。時刻ｔ８以降において、補助リアクトルＬｒに流れる補助リアクトル電流Ｉｒが主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬよりも減少すると、転流が生じ、電流は上位の主スイッチングトランジスタＳＵを通じて流れるようになる。
【００４７】
さらに、時刻ｔ９になって、補助リアクトル電流Ｉｒが一旦０Ａになると、図１に示すように、片方向である第二の補助スイッチＳｒによって、主電流経路に流れる逆方向電流が阻止されるので、これ以降は、図３の状態９に示すように、主スイッチングトランジスタＳＵに流れる電流は、主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬと等しくなる。なお、この後、上側の主スイッチングトランジスタＳＵをオフするタイミングまでの間に、第二の補助スイッチＳｒをオフすることによって、ゼロ電流スイッチング動作が可能である。
【００４８】
しかる後、図３の状態１に復帰して、再び、前述のような動作を繰り返す。
【００４９】
次に、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの効果つまり動作範囲について、図４を用いて説明する。
【００５０】
図４は、図１に示す本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの動作範囲を求めた特性図である。図４の特性図には、比較のために、前記特許文献１における従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲も含めて示している。
【００５１】
前記特許文献１の従来のＤＣ／ＤＣコンバータの場合、出力電流Ｉｏが小さい軽負荷時においてサージ電流が発生しないように、共振コンデンサＣＵの容量値を小さい値としているため、その結果として、補助リアクトルＬｒのインダクタンスが大きくなってしまい、逆に、高負荷時においては、サージ電流の発生およびスイッチング損失の増大を引き起こすことになり、図４に示すように、動作電圧範囲が限定されている。
【００５２】
これに対して、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの場合には、図４に示すように、軽負荷から高負荷までのほぼ全域に亘って、広い動作電圧範囲で、ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることができ、サージ電流を発生させることもなく、スイッチング損失も低減させることができる。
【００５３】
以上に詳述したように、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを適用した本実施形態によれば、第一の補助スイッチＳｃによって共振コンデンサＣＵを主電流経路から遮断することができるため、負荷状態によって、完全なソフトスイッチング条件が成立しない場合であっても、共振コンデンサＣＵの短絡に伴うサージ電流を抑えることが可能となり、スイッチング損失を低減し、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲を拡大することが可能になる。
【００５４】
（第二の実施形態）
次に、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第二の実施形態について説明する。
【００５５】
（第二の実施形態の回路構成）
前述した第一の実施形態のように、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを降圧型チョッパ回路に適用した場合には、出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖｉに近い電圧領域において、つまり、出力電流Ｉｏが小さい軽負荷領域において、ソフトスイッチングが成立しない場合が存在する。したがって、かくのごとき電圧領域を頻繁に使う用途、例えば、電気自動車やハイブリッド車などの用途に用いるＤＣ／ＤＣコンバータに適用しようとする場合には、第一の実施形態の降圧型チョッパ回路の回路構成では、その効果が小さくなる場合が存在する。
【００５６】
そこで、本実施形態においては、フルブリッジ型の昇降圧型双方向コンバータ回路に、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを適用した例について説明する。つまり、フルブリッジ型の昇降圧型双方向コンバータ回路に対して、補助リアクトルと共振コンデンサとの他に、さらに、補助スイッチを追加して、より広い範囲でスイッチング動作を行うことを可能とする回路構成について、以下に説明する。
【００５７】
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第二の実施形態として、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータをフルブリッジ型の昇降圧型双方向コンバータ回路に適用した場合の回路図を図５に示す。ここに、図５は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第二の実施形態の回路構成を示す回路図であり、フルブリッジ型の昇降圧型双方向コンバータ回路に適用した場合の一例を示している。
【００５８】
図５において、入力電源Ｖｉはバッテリなどの直流電圧源である。第一のブリッジ回路を構成するための主スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２に用いられるスイッチング素子は、前述のように、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのトランジスタによって形成される。ＤＣ／ＤＣコンバータの第一のブリッジ回路としての主スイッチ動作を行う上側（つまり上アーム）の主スイッチングトランジスタＱ１と下側（つまり下アーム）の主スイッチングトランジスタＱ２との２つのトランジスタは、直列に接続されており、さらに、上側の主スイッチングトランジスタＱ１、下側の主スイッチングトランジスタＱ２には、それぞれ、転流用ダイオードＤ１、転流用ダイオードＤ２が並列に接続されている。
【００５９】
つまり、上側の主スイッチングトランジスタＱ１のエミッタは下側の主スイッチングトランジスタＱ２のコレクタに接続されており、また、転流用ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれ、主スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ側からコレクタ側に電流を流せるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されている。さらに、上側の主スイッチングトランジスタＱ１のコレクタは入力電源Ｖｉの正極側に接続されており、下側の主スイッチングトランジスタＱ２のエミッタは入力電源Ｖｉの負極側（ここでは、グランド）に接続されている。
【００６０】
同様に、第二のブリッジ回路を構成するための主スイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４に用いられるスイッチング素子も、ＩＧＢＴなどのトランジスタによって形成される。ＤＣ／ＤＣコンバータの第二のブリッジ回路としての主スイッチ動作を行う上側（つまり上アーム）の主スイッチングトランジスタＱ３と下側（つまり下アーム）の主スイッチングトランジスタＱ４との２つのトランジスタは、直列に接続されており、さらに、上側の主スイッチングトランジスタＱ３、下側の主スイッチングトランジスタＱ４には、それぞれ、転流用ダイオードＤ３、転流用ダイオードＤ４が並列に接続されている。
【００６１】
つまり、上側の主スイッチングトランジスタＱ３のエミッタは下側の主スイッチングトランジスタＱ４のコレクタに接続されており、また、転流用ダイオードＤ３，Ｄ４は、それぞれ、主スイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ側からコレクタ側に電流を流せるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されている。さらに、上側の主スイッチングトランジスタＱ３のコレクタは出力電圧端子Ｖｏの正極側に接続されており、下側の主スイッチングトランジスタＱ４のエミッタは出力電圧端子Ｖｏの負極側つまり入力電源Ｖｉの負極側（ここでは、グランド）に接続されている。
【００６２】
また、平滑用の主リアクトルＬの一端は、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１のエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＱ２のコレクタとの接続点ｅ１に接続されている。そして、主リアクトルＬの他端は、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３のエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＱ４のコレクタとの接続点ｅ２に接続されている。
【００６３】
また、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３のコレクタは、平滑コンデンサＣｏの一方の端子とコンバータ出力端子の正極側の端子とに接続されており、コンバータ出力端子を通じて外部の負荷に対する電力が出力電圧Ｖｏとして供給される。また、第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４のエミッタは、平滑コンデンサＣｏの他方の端子および出力電圧Ｖｏの負極側の出力端子つまり入力電源Ｖｉの負極側と共通のグランドに落ちている。
【００６４】
また、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１には、並列に、第一の共振コンデンサＣｒ１と第一の補助スイッチＳｃ１とからなる直列回路が第一の補助回路として接続されている。第一の補助スイッチＳｃ１は、ＩＧＢＴなどからなる第一の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ１と第一の補助ダイオードＤＳＣ１とからなる並列回路であり、第一の補助ダイオードＤＳＣ１は、第一の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ１のエミッタ側からコレクタ側に電流を流せるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されている。
【００６５】
また、第一の補助ダイオードＤＳＣ１は、第一の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ１がオフすると、入力電源Ｖｉの正極側から流れてくる電流を遮断することができるような向きに配置されており、第一の共振コンデンサＣｒ１への充電電流の流入が阻止される。
【００６６】
同様に、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３には、並列に、第二の共振コンデンサＣｒ２と第二の補助スイッチＳｃ２とからなる直列回路が第二の補助回路として接続されている。第二の補助スイッチＳｃ２は、ＩＧＢＴなどからなる第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２と第二の補助ダイオードＤＳＣ２とからなる並列回路であり、第二の補助ダイオードＤＳＣ２は、第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２のエミッタ側からコレクタ側に電流を流せるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されている。
【００６７】
また、第二の補助ダイオードＤＳＣ２は、第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２がオフすると、入力電源Ｖｉの正極側から流れてくる電流を遮断できるような向きに配置されており、第二の共振コンデンサＣｒ２への充電電流の流入が阻止される。
【００６８】
また、主リアクトルＬには、並列に、共振用の補助リアクトルＬｒと第三の補助スイッチＳｒ１と第四の補助スイッチＳｒ２とからなる直列回路が第三の補助回路として接続されている。第三の補助スイッチＳｒ１と第四の補助スイッチＳｒ２とは、双方で、双方向スイッチを形成しており、いずれか一方がオンすると、他方がオンした場合の方向とは異なる一方向に、それぞれ、補助リアクトルＬｒに流れる補助リアクトル電流Ｉｒを流すことができるように構成されている。
【００６９】
ここで、第三の補助スイッチＳｒ１と第四の補助スイッチＳｒ２とは、いずれも、ＩＧＢＴなどからなるトランジスタとダイオードとが並列に接続された回路であり、それぞれのダイオードは、ＩＧＢＴなどからなるトランジスタのエミッタ側からコレクタ側に電流を流すことができるように、アノード側がエミッタ側に、カソード側がコレクタ側に接続されており、第三の補助スイッチＳｒ１と第四の補助スイッチＳｒ２とを直列に接続することによって、双方向スイッチを形成している。
【００７０】
以下の説明では、暫定的に、第三の補助スイッチＳｒ１をオンすると、補助リアクトルＬｒに流れる補助リアクトル電流Ｉｒの向きが、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３のエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＱ４のコレクタとの接続点ｅ２から、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１のエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＱ２のコレクタとの接続点ｅ１へと向かう方向になるものとする。一方、第四の補助スイッチＳｒ２をオンすると、補助リアクトルＬｒに流れる補助リアクトル電流Ｉｒの向きが、逆向きになり、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１のエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＱ２のコレクタとの接続点ｅ１から、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３のエミッタと下側の主スイッチングトランジスタＱ４のコレクタとの接続点ｅ２へと向かう方向になるものとする。
【００７１】
（第二の実施形態の動作）
次に、図５に示す本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの動作の一例について、図６に示す動作波形および図７に示す電流経路に基づいて説明する。図６は、図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作の一例を説明するための波形図であり、主スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４、および、第一の補助スイッチＳｃ１、第二の補助スイッチＳｃ２、第三の補助スイッチＳｒ１をオン／オフさせるタイミングと、主リアクトル電流ＩＬ、補助リアクトル電流Ｉｒ、主スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点ｅ１、主スイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４の接続点ｅ２それぞれの電圧Ｖｅ１，Ｖｅ２、主スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ電流ＩＱ１〜ＩＱ４と転流用ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流ＩＤ１〜ＩＤ４との差分電流、および、第一の補助スイッチＳｃ１、第二の補助スイッチＳｃ２のコレクタ電流ＩＳＣ１，ＩＳＣ２の信号波形とを示している。
【００７２】
また、図７は、図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各動作状態において流れる電流の電流経路を説明するための模式図であり、各動作状態ごとにＤＣ／ＤＣコンバータ内に流れる電流経路を、図５の回路構成から抜き出すことによって示している。
【００７３】
なお、図６の主スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のオン／オフ状態に示すように、第一のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ１,Ｑ２は、あらかじめ設定された一定のスイッチング周期Ｔcycで、それぞれ、デューティ｛ｄ１−（Ｔｄ／Ｔcyc）｝、デューティ｛（１−ｄ１）−（Ｔｄ／Ｔcyc）｝で、交互に、オン／オフを繰り返すように、ＰＷＭ制御される。ここに、ｄ１は、第一のブリッジ回路本来のデューティを意味し、Ｔｄは、第一のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ１,Ｑ２が同時にオンしないように、両者のオン時間の間に設けられたデッドタイムを意味している。第一のブリッジ回路本来のデューティｄ１、デッドタイムＴｄは、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧と一致するように制御される。
【００７４】
同様に、第二のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ３,Ｑ４も、あらかじめ設定された一定のスイッチング周期Ｔcycで、それぞれ、デューティ｛ｄ２−（Ｔｄ／Ｔcyc）｝，デューティ｛（１−ｄ２）−（Ｔｄ／Ｔcyc）｝で、交互に、オン／オフを繰り返すように、ＰＷＭ制御される。ここに、ｄ２は、第二のブリッジ回路本来のデューティを意味し、Ｔｄは、第二のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ１,Ｑ２が同時にオンしないように、両者のオン時間の間に設けられたデッドタイムを意味している。第二のブリッジ回路本来のデューティｄ２、デッドタイムＴｄは、出力電圧Ｖｏが目標出力電圧と一致するように制御される。
【００７５】
入力側の入力電源Ｖｉから出力側の出力電圧Ｖｏに対して電力を供給する力行動作の場合には、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１と第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４とがオンする時点、および、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２と第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３とがオフする時点をそれぞれ同期させるように制御する。
【００７６】
一方、出力側の出力電圧Ｖｏから入力側の入力電源Ｖｉに対して電力を供給する回生動作の場合には、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２と第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３とがオンする時点、および、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１と第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４とがオフする時点をそれぞれ同期させるように制御する。
【００７７】
さらに、力行動作時には、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１と第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４とがオンする前のデッドタイムＴｄ中に、また、回生動作時には、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２と第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３とがオンする前のデッドタイムＴｄ中に、それぞれの動作時における共振作用によって、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２に蓄積されている電荷が充放電されて、両端電圧が入れ替わるように、第三の補助回路を形成している第三の補助スイッチＳｒ１、第四の補助スイッチＳｒ２を制御する。この結果として、スイッチング動作を行おうとする側の主スイッチングトランジスタの両端電圧が０Ｖになり、ゼロ電圧スイッチング動作を行うことが可能となる。
【００７８】
また、第一の補助スイッチＳｃ１および第二の補助スイッチＳｃ２をオン／オフする期間は、主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬと入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとから、ＤＣ／ＤＣコンバータ内に発生するスイッチング損失を推定した結果に基づいて制御される。
【００７９】
つまり、第一の補助スイッチＳｃ１は、第一のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ１,Ｑ２と同じスイッチング周期Ｔcycによってパルス駆動されて、オン／オフを繰り返す。ここで、第一の補助スイッチＳｃ１は、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオンしている区間内にターンオンされる。また、第一の補助スイッチＳｃ１は、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオンからオフに切り替わってから下側の主スイッチングトランジスタＱ２がオンするまでのデッドタイムＴｄ中の区間内にターンオフされる。
【００８０】
ここで、もし、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２に並列に第一の共振コンデンサＣｒ１と第一の補助スイッチＳｃ１とが接続されている場合には、下側の主スイッチングトランジスタＱ２に並列接続された第一の補助スイッチＳｃ１をオンする時点が、下側の主スイッチングトランジスタＱ２がオンの期間内であり、下側の主スイッチングトランジスタＱ２に並列接続された第一の補助スイッチＳｃ１をオフする時点が、下側の主スイッチングトランジスタＱ２がオンからオフした後、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオンする直前に設けられているデッドタイムＴｄの期間内となる。
【００８１】
図６に示す例においては、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオンしてから第一の補助スイッチＳｃ１がオンするまでの時間をΔＴＳｃ１＿ｏｎとし、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオフしてから第一の補助スイッチＳｃ１がオフするまでの時間をΔＴＳｃ１＿ｏｆｆと定義している。
【００８２】
同様に、第二の補助スイッチＳｃ２は、第二のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ３,Ｑ４と同じスイッチング周期Ｔcycによってパルス駆動されて、オン／オフを繰り返す。ここで、第二の補助スイッチＳｃ２は、上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンしている区間内にターンオンされる。また、第二の補助スイッチＳｃ２は、上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンからオフに切り替わってから下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオンするまでのデッドタイムＴｄ中の区間内にターンオフされる。
【００８３】
ここで、もし、第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４に並列に第二の共振コンデンサＣｒ２と第二の補助スイッチＳｃ２とが接続されている場合には、下側の主スイッチングトランジスタＱ４に並列接続された第二の補助スイッチＳｃ２をオンする時点が、下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオンの期間内であり、下側の主スイッチングトランジスタＱ４に並列接続された第二の補助スイッチＳｃ２をオフする時点が、下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオンからオフした後、上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンする直前に設けられているデッドタイムＴｄの期間内となる。
【００８４】
図６に示す例においては、上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンしてから第二の補助スイッチＳｃ２がオンするまでの時間をΔＴＳｃ２＿ｏｎとし、上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオフしてから第二の補助スイッチＳｃ２がオフするまでの時間をΔＴＳｃ２＿ｏｆｆと定義している。
【００８５】
また、第三の補助回路を形成している第三、第四の補助スイッチＳｒ１、Ｓｒ２についても、主スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４と同じスイッチング周期Ｔcycによってパルス駆動され、主リアクトル電流ＩＬと入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとから、オン／オフする期間が決定される。
【００８６】
入力側から出力側に電力を供給する力行動作時においては、第三の補助スイッチＳｒ１は、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオフしてから下側の主スイッチングトランジスタＱ２がオフするまでの区間内にターンオンされることにより、共振するために十分な補助リアクトル電流Ｉｒを流すことができるようにする。そして、第三の補助スイッチＳｒ１は、補助リアクトル電流Ｉｒが、共振動作後に、０Ａになった後、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオンされている区間内にターンオフされる。
【００８７】
一方、出力側から入力側に電力を供給する回生動作時においては、第四の補助スイッチＳｒ２は、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオフしてから下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオフするまでの区間内にターンオンされることにより、共振するために十分な補助リアクトル電流Ｉｒを流すことができるようにする。そして、補助リアクトル電流Ｉｒが、共振動作後に、０Ａになった後、上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンされている区間内にターンオフされる。
【００８８】
以下、図６の波形図、図７の模式図に沿って、図５のＤＣ／ＤＣコンバータ（フルブリッジ型の昇降圧型双方向コンバータ回路）における昇圧力行動作の場合を例にとってさらに説明する。
【００８９】
まず、最初に、第一のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ１および第二のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンで、かつ、第一の補助スイッチＳｃ１および第二の補助スイッチＳｃ２がオンであり、かつ、第三の補助スイッチＳｒ１および第四の補助スイッチＳｒ２がオフの状態にあって、図７の状態１に示す電流経路で、第一のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ１から、主リアクトルＬを経由して、第二のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ３に並列接続されている転流用ダイオードＤ３から負荷側へと電流が流れているものとする。
【００９０】
次いで、図６の時刻ｔ１において、第一のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ１がターンオフする。すると、図７の状態２に示すように、入力電源Ｖｉの正極側から第一の補助スイッチＳｃ１を通って、第一の共振コンデンサＣｒ１に充電電流が流れる。このときの充電電流は、リアクトル電流ＩＬ（時刻ｔ１）の電流値と等しい。上側の主スイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると、上側の主スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＱ１は、図６に示すように、急峻に０Ａになるが、主スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１は、図６の接続点ｅ１の電圧Ｖｅ１の変化に示すように、第一の共振コンデンサＣｒ１への充電に伴い、０Ｖからゆっくりと上昇するので、ゼロ電圧スイッチング動作となり、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００９１】
しかる後、時間ΔＴＳｃ１＿ｏｆｆだけ経過した時刻ｔ２（＝ｔ１+ΔＴＳｃ１＿ｏｆｆ）において、第一の補助スイッチＳｃ１がオフされる。この時、第一の共振コンデンサＣｒ１は、その時点までの充電電流による電荷がチャージされた状態で、図７の状態３に示すように、主電流経路から遮断されて、転流が生じ、下側の主スイッチングトランジスタＱ２に並列接続されている転流用ダイオードＤ２を通じて、リアクトル電流ＩＬが流れるようになる。
【００９２】
もし、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が大きく、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオフしてから第一の補助スイッチＳｃ１がオフするまでの時間ΔＴＳｃ１＿ｏｆｆが、第一の共振コンデンサＣｒ１の両端電圧として、（入力電源電圧Ｖｉ＋転流用ダイオードＤ２の順方向電圧）以上の電圧に達するまで、電荷をチャージすることができる時間であった場合には、時刻ｔ２に至る前に、主リアクトル電流ＩＬは、転流用ダイオードＤ２側へと転流することになる。このような場合には、下側の主スイッチングトランジスタＱ２に並列接続されている転流用ダイオードＤ２、第一の補助スイッチＳｃ１の第一の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ１は、ゼロ電圧スイッチング動作になる。
【００９３】
一方、出力電圧Ｖｏが入力電源電圧Ｖｉに近く、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が小さい軽負荷時の場合のように、上側の主スイッチングトランジスタＱ１がオフしてから第一の補助スイッチＳｃ１がオフするまでの時間ΔＴＳｃ１＿ｏｆｆの時間内に、第一の共振コンデンサＣｒ１を十分にチャージすることができていない場合には、転流用ダイオードＤ２および第一の補助スイッチＳｃ１の第一の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ１は、ハードスイッチング動作になり、スイッチング損失が発生する。しかし、転流用ダイオードＤ２の逆方向電圧は、入力電源電圧Ｖｉよりも第一の共振コンデンサＣｒ１にチャージされた電圧分だけ低くなっている。このため、転流用ダイオードＤ２および第一の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ１において発生するスイッチング損失は、主スイッチングトランジスタＱ１をハードスイッチング動作によりオフした場合と比較して低減することができる。
【００９４】
しかる後、下側の主スイッチングトランジスタＱ２がオンされる。この時点では、第一の共振コンデンサＣｒ１は、第一の補助スイッチＳｃ１によって主電流経路から切り離されているので、従来技術とは異なり、第一の共振コンデンサＣｒ１への充電のためのサージ電流は発生せずに、下側の主スイッチングトランジスタＱ３をオンさせることができ、図７の状態３に示したような電流経路で、下側の主スイッチングトランジスタＱ３に並列接続されている転流用ダイオードＤ２を通じて、リアクトル電流ＩＬが流れ続ける。
【００９５】
さらに、時刻ｔ３になると、力行動作時には、第三の補助スイッチＳｒ１がオンされる。これにより、図７の状態４に示すように、補助リアクトルＬｒに補助リアクトル電流Ｉｒが流れ始める。補助リアクトルＬｒには、出力電圧Ｖｏがバイアスされており、補助リアクトル電流Ｉｒは、図６に示すように、時間の経過とともに、増加する。なお、時刻ｔ３のタイミングは、主リアクトル電流ＩＬ、コンバータ入出力電圧Ｖｉ，Ｖｏをセンサで検知して、共振スイッチングに必要な補助リアクトル電流Ｉｒを流せるように、マイコンなどによって構成される制御部（図５には図示していない）が決定するものである。
【００９６】
その後、図６に示すように、補助リアクトル電流Ｉｒは主リアクトル電流ＩＬよりも大きくなり、その結果、図７の状態４において、オンになっている第一のブリッジ回路の下側の主スイッチングトランジスタＱ２と第二のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ３とを通じて電流が流れるようになる。
【００９７】
このような状態で、時刻ｔ４になると、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２と第二のブリッジ回路の上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオフされる。すると、それまで、主スイッチングトランジスタＱ２、主スイッチングトランジスタＱ３に流れていた電流（＝補助リアクトル電流Ｉｒ−主リアクトル電流ＩＬ）は、転流して、図７の状態５に示すように、第二の共振コンデンサＣｒ２、第二の補助スイッチＳｃ２の第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２、および、第一の共振コンデンサＣｒ１、第一の補助スイッチＳｃ１の第一の補助ダイオードＤＳＣ１を通って、入力電源Ｖｉへ回生される方向へと流れる。この時、第一の共振コンデンサＣｒ１、第二の共振コンデンサＣｒ２と補助リアクトルＬｒとは共振している。
【００９８】
第一の共振コンデンサＣｒ１、第二の共振コンデンサＣｒ２と補助リアクトルＬｒとの共振中に、第一の共振コンデンサＣｒ１からは時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間にチャージされた電荷が放電され、一方、第二の共振コンデンサＣｒ２は充電されることになる。
【００９９】
しかる後、第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオンする前のデッドタイムＴｄの区間中の時刻ｔ５（＝ｔ４＋ΔＴＳｃ２＿ｏｆｆ）において、第二の補助スイッチＳｃ２がオフされる。この時点で、第二の共振コンデンサＣｒ２に出力電圧Ｖｏの電圧に達するまでの充電が完了しているとすると、図７の状態６に示すように、転流用ダイオードＤ４を通じて電流が流れるようになり、第二の共振コンデンサＣｒ２と補助リアクトルＬｒとの共振動作は完了する。
【０１００】
また、第一のブリッジ回路を構成する主スイッチングトランジスタＱ１がオンする前のデッドタイムＴｄの区間中に、第一の共振コンデンサＣｒ１の完全放電が完了すれば、図７の状態６に示すように、転流用ダイオードＤ１を通じて電流が流れるようになり、第一の共振コンデンサＣｒ１と補助リアクトルＬｒとの共振動作は完了する。したがって、時刻ｔ５のタイミングでは、主スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１、主スイッチングトランジスタＱ４のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ４は、いずれも、０Ｖ近くまで低下している。
【０１０１】
しかる後、時刻ｔ６のタイミングで、電流が、転流用ダイオードＤ１および転流用ダイオードＤ４を通じて流れ続けている状態のまま、図７の状態７に示すように、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１および第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオンされる。つまり、上側の主スイッチングトランジスタＱ１、下側の主スイッチングトランジスタＱ４のオンへの切り替え動作としては、ゼロ電圧スイッチング動作かつゼロ電流スイッチング動作が可能になる。
【０１０２】
なお、もし、第２の補助スイッチＳｃ２をオフする時刻ｔ５のタイミングにおいて、第二の共振コンデンサＣｒ２の充電が完了していなければ、第二の共振コンデンサＣｒ２の両端電圧が出力電圧Ｖｏよりも低い電圧Ｖｃｒ２(時刻ｔ５)のままで、第二の共振コンデンサＣｒ２は、主電流回路から切り離されてしまい、しかる後に、転流用ダイオードＤ４を通じて電流が流れることになる。この結果、第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２と転流用ダイオードＤ４とは、ハードスイッチング動作になり、スイッチング損失が発生する。ただし、この場合も、第二の共振コンデンサＣｒ２の充電電圧によって、第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２と転流用ダイオードＤ４とにかかるスイッチング素子間の両端電圧が抑えられるため、第二の補助スイッチングトランジスタＱＳＣ２と転流用ダイオードＤ４とにおいて発生するスイッチング損失は、主スイッチングトランジスタＱ３をハードスイッチング動作した場合よりも低く抑えることが可能である。
【０１０３】
その後、補助リアクトルＬｒに流れる補助リアクトル電流Ｉｒは、入力電源電圧Ｖｉの電圧で逆方向にバイアスされるので、図６に示すように、徐々に減少していく。時刻ｔ７以降において、補助リアクトルＬｒに流れる補助リアクトル電流Ｉｒが主リアクトルＬに流れる主リアクトル電流ＩＬよりも減少すると、転流が生じ、図７の状態８に示すように、電流は、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１から主リアクトルＬを経由して第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４を通じて流れるようになる。
【０１０４】
しかる後、時刻ｔ８になって、補助リアクトル電流Ｉｒが一旦０Ａになると、片方向スイッチである第三の補助スイッチＳｒ１によって、主電流経路に流れる逆方向電流が阻止されて、補助リアクトル電流Ｉｒは、以降、０Ａのまま維持され、図７の状態８に示すように、補助リアクトルＬｒと第三の補助スイッチＳｒ１と第四の補助スイッチＳｒ２とからなる直列回路が第三の補助回路は、主電流経路から完全に切り離される。この結果、上側の主スイッチングトランジスタＱ１および第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４に流れる電流は、主リアクトルに流れる主リアクトル電流ＩＬと等しくなる。なお、時刻ｔ８以降、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１をオフするタイミングまでの間に、第三の補助スイッチＳｒ１をオフすることによって、ゼロ電流スイッチング動作が可能である。
【０１０５】
次に、時刻ｔ９において、第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４がオフされる。すると、主リアクトル電流ＩＬが、図７の状態９に示すように、第二の共振コンデンサＣｒ２と第二の補助ダイオードＤＳＣ２とを通って、コンバータ出力端子側に流れる。この結果、第二の共振コンデンサＣｒ２にチャージされている電荷は放電される。
【０１０６】
第二の共振コンデンサＣｒ２の電荷が完全に放電すると、主リアクトル電流ＩＬは、第二のブリッジ回路を構成する転流用ダイオードＤ３を流れるようになる。この結果、時刻ｔ１０において、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３をオンすると、ゼロ電圧スイッチング動作の動作になる。
【０１０７】
なお、コンバータ出力電流が小さい場合には、第二の共振コンデンサＣｒ２の電荷を完全に放電できないことが懸念される。しかし、先立って、第二の共振コンデンサＣｒ２への充電が完了する時刻ｔ５つまり第二の補助スイッチＳｃ２をオフする時刻ｔ５を制御するようにすれば、第二の共振コンデンサＣｒ２の残留電荷量Ｑｃｒ２｛＝（Ｃｒ２の容量）×（Ｃｒ２の両端電圧Ｖcｒ２(ｔ５)）｝を調節することができる。
【０１０８】
具体的には、主リアクトル電流ＩＬとコンバータ入出力電圧Ｖｉ，Ｖｏとをセンサで検知し、マイコンなどによって構成される制御部（図５には図示していない）によって、共振コンデンサＣｒ２の残留電荷量Ｑｃｒ２が、時刻ｔ１０において上側の主スイッチングトランジスタＱ３のゼロ電圧スイッチング動作スイッチングが可能となるように、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオフしてから第二の補助スイッチＳｃ２がオフするまでの時間ΔＴＳｃ２＿ｏｆｆを求めて、時刻ｔ５(＝ｔ４+ΔＴＳｃ２＿ｏｆｆ)のタイミングで、第二の補助スイッチＳｃ２をオフすれば良い。
【０１０９】
その後、時刻ｔ１０において上側の主スイッチングトランジスタＱ３がオンしてから、第二の補助スイッチＳｃ２がオンするまでの時間ΔＴＳｃ２＿ｏｎが経過した後に、第二の補助スイッチＳｃ２をオンする。この時、第二の共振コンデンサＣｒ２は、完全に放電が終了した後であるので、第二の補助スイッチＳｃ２は、ゼロ電流・ゼロ電圧スイッチング動作になる。
【０１１０】
しかる後、図７の状態１に復帰して、再び、前述のような動作を繰り返す。
【０１１１】
次に、図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの効果つまり動作範囲について、図８を用いて説明する。
【０１１２】
図８は、図５に示す本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの動作範囲を求めた特性図である。図８の特性図には、比較のために、前記特許文献１と同様の考え方で双方向昇降圧チョッパ回路を構成した場合の従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲も含めて示している。
【０１１３】
従来のＤＣ／ＤＣコンバータの場合、双方向昇降圧チョッパ回路の特性を、出力電流Ｉｏが大きい高負荷側において最適になるように、第一、第二の共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２や補助リアクトルＬの値を選んだ場合を示している。このため、逆に、軽負荷時においては、図８に示すように、ソフトスイッチング動作の不成立によるサージ電流とスイッチング損失の増大とによって、動作することができない領域が存在している。
【０１１４】
これに対して、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの場合には、図８に示すように、軽負荷から高負荷までのほぼ全域に亘って、広い動作電圧範囲で、ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることができ、サージ電流を発生させることなく、スイッチング損失も低減させることができる。
【０１１５】
以上に詳述したように、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを適用した本実施形態によれば、第一の補助スイッチＳｃ１、第二の補助スイッチＳｃ２によって、第一の共振コンデンサＣｒ１、第二の共振コンデンサＣｒ２を主電流経路から遮断することができるため、負荷状態によって、完全なソフトスイッチング条件が成立しない場合であっても、第一の共振コンデンサＣｒ１、第二の共振コンデンサＣｒ２の短絡に伴うサージ電流を抑えることが可能となり、スイッチング損失を低減し、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲を拡大することが可能になる。
【０１１６】
なお、以上の本実施形態の説明においては、昇圧力行動作時の動作について説明したが、降圧力行動作時の動作であっても、デューティｄ１，ｄ２の値が異なるだけであって、全く同様に、動作させることができる。
【０１１７】
また、昇圧回生動作、降圧回生動作の場合についても、前述の説明において、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１と第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２と第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４、転流用ダイオードＤ１と転流用ダイオードＤ３、転流用ダイオードＤ２と転流用ダイオードＤ４、第一の補助スイッチＳｃ１と第二の補助スイッチＳｃ２、および、第三の補助スイッチＳｒ１と第四の補助スイッチＳｒ２、とを、それぞれ、読み替えれば、力行動作の場合と全く同じ動作になる。
【０１１８】
また、本実施形態においては、第一の共振コンデンサＣｒ１と第一の補助スイッチＳｃ１とを直列接続した第一の補助回路、第二の共振コンデンサＣｒ２と第二の補助スイッチＳｃ２とを直列接続した第二の補助回路を、それぞれ、第一のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ１、第二のブリッジ回路を構成する上側の主スイッチングトランジスタＱ３と並列に接続している例を説明したが、本発明は、かかる場合のみに限るわけではない。例えば、かくのごとき補助回路、すなわち、共振コンデンサとそれに直列に接続した補助スイッチとを、第一のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ２、第二のブリッジ回路を構成する下側の主スイッチングトランジスタＱ４と並列に接続しても良いし、また、主スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のすべてと、並列に接続しても良く、本質的には、前述した実施形態の場合と全く変わらなく、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成範囲として包含される構成であることは自明である。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第一の実施形態の回路構成を示す回路図である。
【図２】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作の一例を説明するための波形図である。
【図３】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各動作状態において流れる電流の電流経路を説明するための模式図である。
【図４】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流との動作範囲を求めた特性図である。
【図５】本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第二の実施形態の回路構成を示す回路図である。
【図６】図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作の一例を説明するための波形図である。
【図７】図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各動作状態において流れる電流の電流経路を説明するための模式図である。
【図８】図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流との動作範囲を求めた特性図である。
【符号の説明】
【０１２０】
Ｃｏ…平滑コンデンサ、Ｃｒ１…第一の共振コンデンサ、Ｃｒ２…第二の共振コンデンサ、ＣＵ…共振コンデンサ、Ｄ１,Ｄ２，Ｄ３,Ｄ４…転流用ダイオード、ＤＳＣ…補助ダイオード、ＤＳＣ１…第一の補助ダイオード、ＤＳＣ２…第二の補助ダイオード、ＤＵ，ＤＬ…転流用ダイオード、ＩＬ…主リアクトル電流、Ｉｒ…補助リアクトル電流、Ｌ…主リアクトル、Ｌｒ…補助リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…主スイッチングトランジスタ、ＱＳＣ…補助スイッチングトランジスタ、ＱＳＣ１…第一の補助スイッチングトランジスタ、ＱＳＣ２…第二の補助スイッチングトランジスタ、Ｓｃ…第一の補助スイッチ、Ｓｃ１…第一の補助スイッチ、Ｓｃ２…第二の補助スイッチ、Ｓｒ…第二の補助スイッチ、Ｓｒ１…第三の補助スイッチ、Ｓｒ２…第四の補助スイッチ、ＳＵ，ＳＬ…主スイッチングトランジスタ、Ｖｉ…入力電源、Ｖｏ…出力電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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