(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、
前記多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、
前記電流検出手段で検出される電流値に基づいて、各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、前記電流検出手段で２以上の相の電流値を検出可能か不可かを判定する電流検出可否判定手段と、
前記電流検出可否判定手段が２以上の相の電流検出が不可と判定した場合に前記ＰＷＭ信号生成手段が生成した所定相のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ移動させ、前記駆動手段に出力する位相移動手段と、
各相ＰＷＭ信号の変化する時刻に基づいて、電流検出期間を決定する電流検出期間決定手段と、
前記電流検出期間において、前記位相移動手段による位相の移動前後で前記駆動手段のスイッチング状態が、前記位相の移動により所定相の電流検出ができない状態に変化したか否かを判定するスイッチング状態判定手段と、
前記スイッチング状態判定手段が、前記スイッチング状態が所定相の電流検出ができない状態に変化したと判定した場合に、前記所定相の電流検出ができるように、位相移動前の前記駆動手段のスイッチング状態を有する期間内に前記電流検出期間を変更する電流検出期間変更手段と、
前記電流検出手段で検出される電流値と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号とに基づいて、各相の電流値を算出する各相電流算出手段と、
を備えたことを特徴とする多相電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の多相電動機の制御装置において、
前記電流検出期間変更手段は、前記位相移動手段がデューティの最小相を所定位相だけ移動させる場合に電流検出期間を変更する
ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の多相電動機の制御装置において、
前記電流検出可否判定手段が、２以上の相の電流検出が不可で１つの相の電流検出が可能と判定した場合に、前記上アームスイッチング素子の導通する個数が偶数か奇数かを判定するスイッチング個数判定手段を備え、
前記位相移動手段は、前記スイッチング個数判定手段の判定結果に応じて、所定相のＰＷＭ信号の位相を遅らせ又は早めるように所定量だけ移動させる
ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の多相電動機の制御装置において、
前記電流検出期間変更手段は、前記スイッチング個数判定手段が奇数であると判定した場合に電流検出期間を変更する
ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の多相電動機の制御装置において、
前記電流検出期間変更手段は、デューティの最小相の立ち下がり時刻に基づいて電流検出期間を変更する
ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相ブラシレスモータなどの多相電動機のパルス幅変調（ＰＷＭ）駆動制御に関する。特に、ＰＷＭ駆動する駆動回路と直流電源（高電圧側または低電圧側）との間に単一の電流検出器を設けた制御装置内の電流検出に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭ信号は、多相電動モータの各相において、鋸歯状や三角状の搬送波（鋸歯状信号、三角状信号）と目標電流値に応じたデューティ（Ｄｕｔｙ）設定値とを比較することにより生成される。すなわち、鋸歯状信号や三角状信号の値（ＰＷＭカウンタの値）がデューティ設定値以上か未満かによってＰＷＭ信号がハイレベルかローレベルかが決定される。
【０００３】
鋸歯状信号や三角状信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、多相電動機を駆動する多相電動機の制御装置において、所定時刻において電流検出器が電流値を測定しようとする場合、一つの相と他の相とのスイッチング時の時間間隔が非常に小さくなる場合がある。このとき、駆動回路の電界効果トランジスタのスイッチング時間、不感帯（デッドタイム）の存在、また電子処理回路の応答遅延のため電流が安定しないので、この期間中正確な電流測定ができなくなる。
【０００４】
例えば、電流検出器としてＡ／Ｄ変換器を使用する場合、Ａ／Ｄ変換器の仕様により安定した信号が連続して少なくとも例えば２μｓの間入力されなければ正確な電流値を検出することができない。入力信号が連続して２μｓの間安定して入力されない場合には、Ａ／Ｄ変換器は各相の正確な電流値が検出できない。
【０００５】
特許文献１記載の車両用操舵装置においては、モータ駆動回路とグランドとの間の電流経路上に、その電流経路を流れる電流値を検出するための単一の電流センサを設け、各相ＰＷＭ信号を生成するための鋸波の位相をずらして、各相ＰＷＭ信号のローレベルへの立ち下がりのタイミングをずらしている。これにより、Ｖ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから所定時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、電動モータを流れるＵ相電流の値を得ている。また、Ｗ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから所定時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、電動モータを流れるＵ相電流およびＶ相電流の合計電流値を得ている。
【０００６】
特許文献２記載の３相または多相インバータを制御する方法では、ＰＷＭ期間内において、１つの位相のトランジスタのスイッチング時と、次の位相の対応するトランジスタのスイッチング時との間の時間間隔が所定のスレシホルド値よりも小さい場合、測定を禁止し、十分な持続期間の測定時間間隔を定義するＰＷＭ信号を発生し、線電流に対するスイッチングの影響の測定を可能とする。同じ従属期間の他のＰＷＭ信号の持続期間をある値だけ短縮し、これら他のＰＷＭ信号の短縮の和を求め、測定間隔を定義するＰＷＭ信号の増加分を補償している。
【０００７】
特許文献３記載の３相ブラシレスＡＣモータのための駆動システムは、単一センサを用いて相のすべてにおいて電流の計測を可能にしながらパワー出力を向上させるために、トランジスタ切り替えパターンを最適化するように構成されている。これは、単一センサ法によって決定される最小状態時間要件を満たすために３つ以上の状態が要求される場合の電圧デマンドベクトルｘを規定し、単一電流検知を依然として可能とさせながら、要求ベクトルｘを生成する３つ以上の状態ベクトルを計算することによって実現されている。
【０００８】
特許文献４記載の出力信号における何らかのドリフトをモータ運動中に補償できるブラシレスモータを監視する方法においては、電流測定手段を使用してモータの各巻線へ流入または流出する電流を監視して電流を表示する出力信号を生成し、電流測定手段を通して流れる瞬時電流が実質的にゼロと知られる時に電流測定手段の出力を測定し、実測定出力信号値と理想出力信号値の間の何らかの差を補償する修正出力信号を生成している。
【０００９】
特許文献５においては、搬送波として三角状信号を使用しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相という用語の替わりに、ｈ相、ｍ相、ｌ相という用語が使用されており、ｈ相とｍ相との時間間隔がｔ１、ｍ相とｌ相との時間間隔がｔ２で表されている。特許文献５のＦＩＧ．７に示されるように、時間間隔ｔ１、ｔ２がそれぞれしきい値（ｍｗ）より小さいとき、Ｃａｓｅ２の処理が行われる。時間間隔ｔ１、ｔ２のいずれかがしきい値（ｍｗ）より小さいとき、Ｃａｓｅ３またはＣａｓｅ４の処理が行われる。Ｃａｓｅ２の処理の場合（ＦＩＧ．１３参照）、Ｄｕｔｙ最大相が左側にシフトされ、Ｄｕｔｙ最小相が右側にシフトされる（ＦＩＧ．１２Ｂ参照）。Ｃａｓｅ３の処理の場合（ＦＩＧ．１５参照）でかつ一つの相のみのシフトでよいと判断したとき（ステップ１４８のＮ）、Ｄｕｔｙ最大相が左側にシフトされる（ＦＩＧ．１４Ｂ参照）。Ｃａｓｅ４の処理の場合（ＦＩＧ．１７参照）でかつ一つの相のみのシフトでよいと判断したとき（ステップ１６６のＮ）、Ｄｕｔｙ最小相が左側にシフトされる（ＦＩＧ．１６Ｂ参照）。
【００１０】
【特許文献１】特開２００７−１１２４１６号公報
【特許文献２】特開平１０−１５５２７８号公報
【特許文献３】特表２００５−５３１２７０号公報
【特許文献４】特開２００１−９５２７９号公報
【特許文献５】米国特許第６７３５５３７号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、鋸歯状信号や三角状信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、多相電動機を駆動する多相電動機の制御装置において、所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が小さいために電流検出が行えない場合、所定相の位相を移動させて、位相が移動された所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔を大きくして電流検出を行おうとすると、決定された電流検出期間において位相の移動前後で駆動手段のスイッチング状態（各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態）が変化してしまう結果、その電流検出タイミングでは所定相の電流検出ができなくなる場合があるという問題がある。
【００１２】
本発明は、上述した問題点に鑑み、位相の移動前後で駆動手段のスイッチング状態が変化した結果、本来の電流検出期間で所定相の電流検出ができなくなっても、スイッチングノイズの影響のほとんどない電流値が安定した状態において電流値を検出することができ、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく多相電動機の各相の電流値を検出できる多相電動機の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係る多相電動機の制御装置は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、電流検出手段で検出される電流値に基づいて、各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出手段で２以上の相の電流値を検出可能か不可かを判定する電流検出可否判定手段と、電流検出可否判定手段が２以上の相の電流検出が不可と判定した場合にＰＷＭ信号生成手段が生成した所定相のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ移動させ、駆動手段に出力する位相移動手段と、各相ＰＷＭ信号の変化する時刻に基づいて、電流検出期間を決定する電流検出期間決定手段と、電流検出期間において、位相移動手段による位相の移動前後で駆動手段のスイッチング状態が、位相の移動により所定相の電流検出ができない状態に変化したか否かを判定するスイッチング状態判定手段と、スイッチング状態判定手段が、スイッチング状態が所定相の電流検出ができない状態に変化したと判定した場合に、所定相の電流検出ができるように、位相移動前の駆動手段のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更する電流検出期間変更手段と、電流検出手段で検出される電流値およびＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、各相の電流値を算出する各相電流算出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
このようにすることで、位相移動手段が所定相のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ移動させ、電流検出期間決定手段が各相ＰＷＭ信号の変化する時刻に基づいて電流検出期間を決定し、その電流検出期間において、位相の移動前後で駆動手段のスイッチング状態が変化した結果、所定相の電流検出ができなくなっても、電流検出期間変更手段が位相移動前の駆動手段のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更するので、スイッチングノイズの影響のほとんどない電流値が安定した状態において所定相の電流値を検出することができ、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく多相電動機の各相の電流値を検出することができる。
【００１５】
本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、電流検出期間変更手段は、位相移動手段がデューティの最小相を所定位相だけ移動させる場合に電流検出期間を変更してもよい。
【００１６】
これによると、位相移動手段がデューティの最小相を所定位相だけ移動させる場合、最小相のスイッチングのタイミングと最大相のスイッチングのタイミングとの前後関係が逆転して、最大相の電流検出ができなくなる場合があるが、電流検出期間変更手段が位相移動前の駆動手段のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更するので、スイッチングノイズの影響のほとんどない各相の電流値が安定した状態において所定相の電流値を検出することができる。
【００１７】
また、本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、電流検出可否判定手段が、２以上の相の電流検出が不可で１つの相の電流検出が可能と判定した場合に、上アームスイッチング素子の導通する個数が偶数か奇数かを判定するスイッチング個数判定手段を備え、位相移動手段は、スイッチング個数判定手段の判定結果に応じて、所定相のＰＷＭ信号の位相を遅らせ又は早めるように所定量だけ移動させてもよい。
【００１８】
これによると、上アームスイッチング素子の導通する個数が偶数か奇数かによって、電流検出期間変更手段が電流検出期間を変更しなくても所定相の電流値を検出することができるか、または、電流検出期間を変更しなければ所定相の電流値を検出することができないかを判別することができる。
【００１９】
また、本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、電流検出期間変更手段は、スイッチング個数判定手段が奇数であると判定した場合に電流検出期間を変更してもよい。
【００２０】
これによると、上アームスイッチング素子の導通する個数が奇数の場合、電流検出期間変更手段が位相移動前の駆動手段のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更するので、スイッチングノイズの影響のほとんどない各相の電流値が安定した状態において所定相の電流値を検出することができる。
【００２１】
また、本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、電流検出期間変更手段は、デューティの最小相の立ち下がり時刻に基づいて電流検出期間を変更してもよい。
【００２２】
これによると、電流検出期間変更手段が、位相移動前の駆動手段のスイッチング状態を有する期間内である、デューティの中間相のスイッチングから最小相のスイッチングの間の期間内に、最大相の電流検出期間を変更するので、スイッチングノイズの影響のほとんどない電流値が最も安定した状態において最大相の電流値を検出することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明に係る多相電動機の制御装置によれば、所定相のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ移動させ、各相ＰＷＭ信号の変化する時刻に基づいて電流検出期間を決定し、その電流検出期間において、位相の移動前後で駆動手段のスイッチング状態が変化した結果、所定相の電流検出ができなくなっても、位相移動前の駆動手段のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更するので、スイッチングノイズの影響のほとんどない電流値が安定した状態において電流値を検出することができ、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく多相電動機の各相の電流値を検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。
【００２５】
図１は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のブロック図である。本発明の実施形態に係る多相電動機７の制御装置１は次のような構成である。駆動手段６は、図２の回路図の説明で後述するように電源とグランドとの間に接続され、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機７を駆動する。電流検出手段８は、駆動手段６とグランドとの間に接続され、所定時刻で多相電動機７に流れる電流値を検出する。ＰＷＭ信号生成手段２は、電流検出手段８で検出された電流値および所定の周波数を有する鋸歯状信号に基づいて、各相ＰＷＭ信号を生成する。電流検出可否判定手段３は、ＰＷＭ信号生成手段２で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出手段８で電流値を検出可能か不可か、すなわち、電流検出手段８で正確な電流値が検出できるだけのスイッチングの時間間隔があるか否かを判定する。スイッチング個数判定手段４は、電流検出可否判定手段３が電流検出不可と判定した場合に、３個の上アームスイッチング素子の内スイッチング素子がオンする個数が偶数であるか否かを判定する。位相移動手段５は、スイッチング個数判定手段４の判定結果に基づいて、ＰＷＭ信号生成手段２が生成した所定相のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ早めまたは遅らせ、駆動手段６に出力する。
【００２６】
電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミング及び電流検出期間を決定する。スイッチング状態判定手段１１は、電流検出期間において位相移動手段５による位相の移動前後で駆動手段６のスイッチング状態が変化するか否かを判定する。電流検出期間変更手段１２は、スイッチング状態判定手段１１がスイッチング状態が変化すると判定した場合に、電流検出手段８で正確な電流値が検出できるように、位相移動前の駆動手段６のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更する。電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５及び電流検出期間変更手段１２で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミング及び電流検出期間を決定する。各相電流算出手段９は、電流検出手段８で検出された電流値と、ＰＷＭ信号生成手段２で生成されたＰＷＭ信号とに基づいて、直接検出することができない残りの相の電流値を算出する。
【００２７】
図２は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１の回路図である。ＣＰＵ２２は、Ｕ相上段、Ｖ相上段及びＷ相上段の各ＰＷＭ信号をデッドタイム生成ブロック２３に出力する。デッドタイム生成ブロック２３は、それらの信号を入力し、回路保護のため各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子に対する信号が両方ＯＮとならないように、両方の信号がＯＦＦとなるわずかな時間間隔を設けて、Ｕ相上段、Ｕ相下段、Ｖ相上段、Ｖ相下段、Ｗ相上段及びＷ相下段の各ＰＷＭ信号を生成してドライバーＩＣ２４に出力する。なお、デッドタイム生成ブロック２３の機能をＣＰＵ２２内のソフトウェアで構成するようにしてもよい。
【００２８】
ドライバーＩＣ２４は、それらの信号を入力し、ＦＥＴブリッジ２５を制御する。ＦＥＴブリッジ２５は、電源ＶＲとグランドとの間に接続され、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子３対から成る。上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子３対の中間部が３相電動機の各相に接続される。単一のシャント抵抗２６は、ＦＥＴブリッジ２５とグランドとの間に接続されている。シャント抵抗２６の両端の電圧は、オペアンプと抵抗等からなる電流検出回路２７を介してＣＰＵ２２のＡ／Ｄ変換ポートに入力される。
【００２９】
なお、本回路の基本機能は次の通りである。相電流検出範囲はＴｙｐ：±２０８Ａ、Ｍｉｎ：±１６０Ａ、検出周期は２５０μｓｅｃ、検出方式は２相検出・１相推定方式、ＰＷＭモードは鋸波ＰＷＭである。
【００３０】
図２の構成において、ＣＰＵ２２は、図１における電流検出可否判定手段３、スイッチング個数判定手段４、位相移動手段５、各相電流算出手段９、電流検出期間決定手段１０、スイッチング状態判定手段１１および電流検出期間変更手段１２を構成し、ＣＰＵ２２およびデッドタイム生成ブロック２３は、図１におけるＰＷＭ信号生成手段２を構成し、ＦＥＴブリッジ２５は、図１における駆動手段６を構成し、シャント抵抗２６および電流検出回路２７は、図１における電流検出手段８を構成する。また、図１の多相電動機７として、本実施形態では、３相電動機が用いられる。３相電動機は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられるブラシレスモータである。
【００３１】
図３は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１のフローチャートである。最初に、ＰＷＭ信号生成手段２がＵＶＷの各相のＰＷＭ指令値を決定する（Ｓ１）。次に、詳細は後述するようにＵＶＷの各相のデューティに基づきパターン判定を行う（Ｓ２）。次に、電流検出可否判定手段３による検出可否の場合分けを行う（Ｓ３〜Ｓ５）。まず、３相のうち２相が検出可能かどうかを判定する（Ｓ３）。２相が検出可能でなければ（Ｓ３でＮｏ）、３相のうち１相が検出可能かどうかを判定する（Ｓ４）。そこでさらに１相が検出可能であれば（Ｓ４でＹｅｓ）、スイッチング個数判定手段４が偶数ベクトルが検出可能かどうかを判定する（Ｓ５）。偶数ベクトルが検出不可能であれば（Ｓ５でＮｏ）、奇数ベクトルが検出可能であることになる。偶数ベクトルと奇数ベクトルについては後述する。
【００３２】
次に、位相移動手段５が、検出可否判定条件に基づき移動が必要な相と必要なシフト量を算出する。まず、２相が検出可能である場合には（Ｓ３でＹｅｓ）、移動を必要とせずＰＷＭ各相の位相シフト量はゼロでよい（Ｓ６）。偶数ベクトルのみが検出可能である場合には（Ｓ５でＹｅｓ）、デューティが最大である相の位相を遅らせることとなり、そのシフト量を計算する（Ｓ７）。奇数ベクトルのみが検出可能である場合には（Ｓ５でＮｏ）、デューティが最小である相の位相を早めることとなり、そのシフト量を計算する（Ｓ８）。１相も検出不可能である場合には（Ｓ４でＮｏ）、デューティが最大である相の位相と、デューティが最小である相の位相を両方シフトすることとなり、それぞれのシフト量を計算する（Ｓ９）。
【００３３】
次に、電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミングを決定する（Ｓ１０）。電流検出開始タイミングについては後で詳述する。次に、位相移動手段５は計算されたシフト量だけ各相のＰＷＭ位相シフトを実施する（Ｓ１１）。ただし、ＰＷＭ位相シフト無しの場合（Ｓ６）には、位相シフト量はゼロである。
【００３４】
ここで、所定相のＰＷＭ信号の位相がシフトされたことによって、電流検出タイミングにおいて各相のスイッチング状態、すなわちベクトルが変化して所定相の電流検出ができない状況に変化していないかをチェックする。なお、この状況を以下では「侵食状態」と呼ぶ。侵食状態判定は、
最大相がＨＩの時間＞ＰＷＭ周期−最小相シフト量
により行う（Ｓ１２）。侵食状態であれば（Ｓ１２でＹｅｓ）、電流検出手段８で正確な電流値が検出できるように、位相移動前の駆動手段６のスイッチング状態を有する期間内に電流検出期間を変更する（Ｓ１３）。すなわち、詳細は後述するがＡ／Ｄ変換の開始タイミングをずらす。一方、侵食状態でなければ、すなわち通常状態の場合は（Ｓ１２でＮｏ）、この電流検出期間の変更処理は行わない。
【００３５】
次に、後述する２箇所の電流検出開始タイミングになったときに（Ｓ１４でＹｅs）、電流検出手段８がＡ／Ｄ変換を開始する（Ｓ１５）。このＡ／Ｄ変換期間中は各相のスイッチングは発生せず、Ａ／Ｄ変換に必要な時間が経過した時点で所定相のＰＷＭ信号が立ち下がる。このようにして電流検出手段８が２相の電流を検出した後、各相電流算出手段９はキルヒホッフの法則（３相電動機に流れ込む３電流の合計はゼロである。すなわち、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）に基づいて、検出していない残りの１相の電流値を算出する（Ｓ１６）。なお、ＰＷＭ位相のシフト実施処理（Ｓ１１）と侵食状態判定から電流検出期間の変更処理（Ｓ１２〜Ｓ１３）との処理順序についてはどちらが先でもよい。
【００３６】
表１は、通常状態の場合のＰＷＭパターン判定条件、検出可能ベクトル、検出電流及びＡ／Ｄ変換タイミングを示す表である。ｗ＿ｐｗｍＵ、ｗ＿ｐｗｍＶ、ｗ＿ｐｗｍＷはそれぞれＵＶＷ相の指令値の位相幅（デューティ）を示している。３相の位相幅の大小関係により６パターンに分類される。例えば、ｗ＿ｐｗｍＵ≧ｗ＿ｐｗｍＷ≧ｗ＿ｐｗｍＶの場合は表１のパターン３となる。各パターンにおいては、以下の４つの場合がある。すなわち、
（１）２相検出可能な場合
（２）奇数ベクトルのみ検出可能な場合
（３）偶数ベクトルのみ検出可能な場合
（４）２相とも検出不可能な場合
である。
【表１】
0005252476.tif 000002
【００３７】
例えばパターン３の場合で、奇数ベクトルを検出する場合は、３相のうちＵ相を検出する場合であり、検出可能ベクトルは（１，０，０）となる。このベクトルは、第１要素（１）で上アームスイッチング素子のうちＵ相がＯＮ、第２要素（０）でＶ相がＯＦＦ、第３要素（０）でＷ相がＯＦＦの状態を表しており、３要素のうちＯＮ（１）であるスイッチング素子の個数が１個であるので奇数ベクトルである。その場合の検出可否判定条件は、電流値が安定する期間内にＡ／Ｄ変換を行うに必要な最小時間を５０μｓｅｃ周期の１２％とした場合、（ｗ＿ｐｗｍＵ）−（ｗ＿ｐｗｍＷ）≧１２％であり、検出可能タイミングとしては、Ｕ相上段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、Ｕ相上段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＵ相上段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。
【００３８】
また、偶数ベクトルを検出する場合は、−Ｖ相を検出する場合であり、検出可能ベクトルは（１，０，１）となる。このベクトルは、第１要素（１）で上アームスイッチング素子のうちＵ相がＯＮ、第２要素（０）でＶ相がＯＦＦ、第３要素（１）でＷ相がＯＮの状態を表しており、３要素のうちＯＮ（１）であるスイッチング素子の個数が２個であるので偶数ベクトルである。その場合の検出可否判定条件は、（ｗ＿ｐｗｍＷ）−（ｗ＿ｐｗｍＶ）≧１２％であり、検出可能タイミングとしては、Ｗ相上段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、デューティ中間相であるＷ相上段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＷ相上段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。他のパターンについても同様の考え方であるのでパターン３以外の説明を省略する。
【００３９】
表２は、侵食状態の場合のＰＷＭパターン判定条件、検出可能ベクトル、検出電流及びＡ／Ｄ変換開始タイミングを示す表である。表１と異なるところは、奇数ベクトルを検出する場合のＡ／Ｄ変換開始タイミングのみであり、その他は表１と同じ内容である。
【表２】
0005252476.tif 000003
【００４０】
例えばパターン３の場合、奇数ベクトルを検出する場合の検出可能タイミングはＶ相下段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、Ｖ相下段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＶ相下段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。他のパターンについても同様の考え方であるのでパターン３以外の説明を省略する。
【００４１】
Ａ／Ｄ変換器による電流値の十分な検出時間（例えばＭＩＮ＿ＤＵＴＹ＝１２％）が確保できず、電流値が安定しないために正確な電流値が検出できない場合、その制御周期（５０μｓｅｃ×５周期）の間、ドライバーＩＣの各ＰＷＭ入力信号について以下のように位相をシフトさせる。なお、２相検出可能な場合は、ＰＷＭ位相シフトの必要はない。
【００４２】
表３は、偶数ベクトルのみ検出可能な場合を示す表である。偶数ベクトルのみ検出可能な場合は、２相とも電流値が安定する検出可能な時間を確保するため、表３のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最大相についてのみ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側（位相を遅らせる側）にシフトする。Ｄｕｔｙ中間相とＤｕｔｙ最小相についてはシフトは無しである。
【表３】
0005252476.tif 000004
【００４３】
表４は奇数ベクトルのみ検出可能な場合を示す表である。奇数ベクトルのみ検出可能な場合は、２相とも電流が安定する検出可能な時間を確保するため、表４のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小相についてのみ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側（位相を早める側）にシフトする。Ｄｕｔｙ最大相とＤｕｔｙ中間相についてはシフトは無しである。
【表４】
0005252476.tif 000005
【００４４】
表５は２相とも検出不可能な場合を示す表である。２相とも検出不可能な場合は、２相とも電流値が安定する検出可能な時間を確保するため、表５のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最大相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側（位相を遅らせる側）にシフトする。また、Ｄｕｔｙ最小相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側（位相を早める側）にシフトする。Ｄｕｔｙ中間相についてはシフトは無しである。
【表５】
0005252476.tif 000006
【００４５】
図４は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の概要を示すタイミングチャートである。詳細は図５〜１２で説明を行う。
【００４６】
制御周期は２５０μｓｅｃであり、その構成は５０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。ここでは第２及び第３番目のＰＷＭ周期において電流値が検出可能なタイミングの時間を狙い、Ａ／Ｄ変換を実施する。以下、第２番目のＰＷＭ期間を第１検出周期、第３番目のＰＷＭ期間を第２検出周期と表記する。この例では、第１検出周期では偶数ベクトル状態（１，１，０）で検出を実施し、第２検出周期では奇数ベクトル状態（１，０，０）で検出を実施しているが、どの周期でどちらの検出を行ってもよく、また、同一周期で両方の検出を行ってもよい。
【００４７】
この図では、３相のデューティが互いに接近しており、Ｕ相がデューティが最大で、Ｖ相が中間で、Ｗ相が最小となっている。Ｗ相の電流検出タイミング（ＡＤ変換タイミング）では、Ｕ相がハイ状態、Ｖ相がハイ状態、Ｗ相がロー状態を取り、スイッチング素子のベクトルは（１，１，０）である。すなわち、上アームスイッチング素子の内オンするスイッチング素子の個数が偶数である。この時、Ｖ相とＷ相のスイッチングの時間間隔がＡ／Ｄ変換するのに必要な十分な長さであれば、シフトせずともＷ相の電流値を検出することができるはずである。しかし、Ｖ相とＷ相との時間間隔が小さいと、Ｗ相の正確な電流値を検出することができない。
【００４８】
また、Ｕ相の電流検出タイミング（ＡＤ変換タイミング）では、Ｕ相がハイ状態、Ｖ相がロー状態、Ｗ相がロー状態を取り、スイッチング素子のベクトルは（１，０，０）である。すなわち、上アームスイッチング素子の内オンするスイッチング素子の個数が奇数である。この時、Ｕ相とＶ相のスイッチングの時間間隔がＡ／Ｄ変換するのに必要な十分な長さであれば、シフトせずともＵ相の電流値を検出することができるはずである。しかし、Ｕ相とＶ相との時間間隔が小さいと、Ｕ相の正確な電流値を検出することができない。
【００４９】
そこで、実線で示しているように、正確な電流値を検出するための位相差１２％をそれぞれのタイミングで確保するため、Ｄｕｔｙ最大のＵ相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側にシフトしている（すなわち位相を遅らせている）。また、Ｄｕｔｙ最小のＷ相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側にシフトしている（すなわち位相を早めている）。Ｄｕｔｙ中間のＶ相についてはシフトはしていない。なお、５周期とも同様のシフト処理をしている。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最大相であるＵ相及び最小相であるＷ相の２相の電流値が検出できる検出可能タイミングの最適な場所において実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小であるＷ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＷ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｄｕｔｙ中間であるＶ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間が電流検出期間である（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＶ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｕ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間が電流検出期間である（右側の網掛部分）。
【００５１】
図５は、２相とも検出可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ２５％）とＷ相（５０％）のスイッチングの時間間隔が十分大きい。このため、この時間間隔（このときのベクトルは（１，０，１））において正確な電流値を検出することができる。また、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（７５％）とＷ相（５０％）とのスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔（このときのベクトルは（１，０，０））においても正確な電流値を検出することができる。したがって、シフトは実施する必要がない。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最大相であるＵ相及び最小相であるＷ相の２相の電流が検出できる検出可能タイミングの最適な場所において実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＤｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＵ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な時間に行う（右側の網掛部分）。
【００５３】
図６（ａ）は、奇数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ３９．６％）とＷ相（４５．８％）のスイッチングの時間間隔が小さい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができない。一方、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（６４．６％）とＷ相（４５．８％）のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてはＵ相の正確な電流値を検出することができる。
【００５４】
すなわち第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、偶数ベクトル、ここでは（１，０，１）の状態において、Ｖ相の正確な電流値を検出することができないため、図６（ｂ）のように３相のうちデューティが最小であるＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相シフトする。これにより、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、電流値が安定するのでＶ相の正確な電流値をＡ／Ｄ変換器で検出することができる。なお、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｖ相の位相シフト後も、Ｕ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてもＵ相の正確な電流値を検出することができる。
【００５５】
Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＶ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｄｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＷ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｕ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。
【００５６】
図７（ａ）は、偶数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ３５．４％）とＷ相（５４．２％）のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができる。一方、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（６０．４％）とＷ相（５４．２％）のスイッチングの時間間隔が小さい。このため、この時間間隔においてＵ相の正確な電流値を検出することができない。
【００５７】
すなわち奇数ベクトル、ここではベクトル（１，０，０）の状態において、Ｕ相の正確な電流値を検出することができないため、図７（ｂ）のように３相のうちデューティが最大であるＵ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相シフトする。これにより、Ｕ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が大きくなる。これにより、Ｕ相の正確な電流値を検出することができる。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｕ相の位相シフト後も、Ｖ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができる。
【００５８】
Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＶ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｄｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＷ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｕ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。
【００５９】
図８（ａ）は、２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ４５％）とＷ相（５０％）のスイッチングの時間間隔が小さい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができない。第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（５５％）とＷ相（５０％）のスイッチングの時間間隔も小さい。このため、この時間間隔においてもＵ相の正確な電流値を検出することができない。
【００６０】
すなわち図８（ａ）の第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、偶数ベクトル、ここでは（１，０，１）の状態において、Ｖ相の正確な電流値を検出することができないため、図８（ｂ）のようにデューティが最小であるＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相をシフトする。これにより、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。さらに、図８（ａ）の第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、奇数ベクトル、ここでは（１，０，０）の状態において、Ｕ相の正確な電流値を検出することができないため、図８（ｂ）のようにデューティが最大であるＵ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相シフトする。これにより、Ｕ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。したがって最終的に、Ｕ相及びＶ相の正確な電流値を検出することができる。
【００６１】
Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＶ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｄｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＷ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｕ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。
【００６２】
図９は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の動作を示すタイミングチャートであり、通常状態の場合を示している。図９において、Ｕ相がデューティ最大、Ｖ相がデューティ中間、Ｗ相がデューティ最小となっている。３相のデューティ差が小さいため、そのままでは電流値を正確に検出できないので、デューティ最小のＷ相のＰＷＭ信号に対して、その位相を左側に（早めるように）シフトさせることで、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、第１検出周期においてＷ相を検出することができるようになる（左側の網掛部分）。また、デューティ最大のＵ相のＰＷＭ信号に対して、その位相を右側に（遅らせるように）シフトさせることで、Ｕ相とＶ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、第２検出周期においてＵ相を検出することができるようになる（右側の網掛部分）。
【００６３】
一方、図１０は侵食状態の場合を示している。図１０において、Ｕ相がデューティ最大、Ｖ相がデューティ中間、Ｗ相がデューティ最小となっている。Ｖ相とＷ相のデューティ差が小さいため、そのままでは電流値を正確に検出できないので、デューティ最小のＷ相のＰＷＭ信号に対して、その位相を左側に（早めるように）シフトさせることで、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、第１検出周期においてＷ相を検出することができるようになる（左側の網掛部分）。なお、Ｖ相とＵ相のデューティ差は十分大きいため、デューティ最大のＵ相のＰＷＭ信号に対してはシフトさせていない。しかし、Ｗ相の位相を左側に（早めるように）シフトさせたことで、第２検出周期においてＵ相の電流検出期間がＷ相のスイッチングのタイミングと重なって侵食状態となる。すなわちベクトルが（１，０，０）から（１，０，１）に変化してＵ相の電流検出ができない状況になっている（右側の網掛部分）。
【００６４】
図１１は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の侵食状態での動作を示すタイミングチャートである。図１１（ａ）において、Ｕ相がデューティ最大、Ｖ相がデューティ中間、Ｗ相がデューティ最小となっている。第１検出周期におけるＷ相のＡ／Ｄ変換タイミングでは、Ｕ相がハイ状態、Ｖ相がハイ状態、Ｗ相がロー状態を取る。すなわちスイッチング素子の状態はベクトル（１，１，０）である。しかし、Ｖ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が小さいため、その期間にＷ相の正確な電流値を検出することができない（左側の網掛部分）。一方で、第２検出周期におけるＵ相のＡ／Ｄ変換タイミングでは、Ｕ相がハイ状態、Ｖ相がロー状態、Ｗ相がロー状態を取る。すなわちスイッチング素子の状態はベクトル（１，０，０）であり、Ｕ相とＶ相のスイッチングの時間間隔が十分大きいため、シフトを行わずにＵ相の電流値を検出することができる（右側の網掛部分）。
【００６５】
次に、第１検出周期におけるＷ相の電流値を検出できるようにするため、図１１（ｂ）のようにデューティ最小のＷ相のＰＷＭ信号に対して、その位相を左側に（早めるように）シフトさせることで、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、Ｗ相の電流値を検出することができるようになる（左側の網掛部分）。一方で、上記のシフトにより第２検出周期におけるＵ相のＡ／Ｄ変換タイミングにおいてＷ相がロー状態からハイ状態に変わるため、スイッチング素子の状態がベクトル（１，０，０）から（１，０，１）に変化し、本来検出したいＵ相の電流値を検出できなくなってしまう（右側の網掛部分）。この侵食状態では、Ｗ相とＵ相のスイッチング時間間隔の長さによってはＶ相を検出することができる可能性はある。しかし、スイッチング素子のベクトル（１，０，１）の状態においてＶ相の電流検出を正確に行うことができる長さのスイッチング時間間隔が常に存在する訳ではない。実際、この図の例においてそのスイッチング時間間隔はＶ相の電流値を検出するのに十分な長さではない。すなわち、Ｗ相のシフトを行うことにより、本来は正確な電流値を検出できるＵ相のＡ／Ｄ変換タイミングにおいて、Ｕ相の正確な電流値を検出できない状態となっている。
【００６６】
そこで、図１１（ｃ）に示すように、Ｗ相の位相のシフト後に、第２検出周期においてＵ相の電流値を検出することができるようにするために、Ｕ相の電流検出期間すなわちＡ／Ｄ変換タイミングを変更する。ここでは、スイッチング素子がベクトル（１，０，０）の状態をとる期間内であって、電流値が最も安定する期間にＵ相の電流検出期間を変更する。すなわち、デューティ最小相であるＷ相上段ＯＮのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始するように、Ａ／Ｄ変換タイミングを早める。これにより、新たな電流検出期間（右側の網掛部分）は、ベクトル（１，０，０）の期間内であり、Ｖ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が十分大きく、電流値が最も安定している期間であるので、Ｕ相の正確な電流値を検出することができる。
【００６７】
ここで注意が必要なのは、Ａ／Ｄ変換タイミングについてＷ相上段ＯＮのタイミングを基準に決定するということを述べたが、デッドタイム生成ブロック２３（図２）の説明の箇所で述べたように、各相について上段ＯＮのタイミングと下段ＯＦＦのタイミングが実際には一致せず、回路保護のための若干の時間差があるということである。したがって、実際の基準としてはＷ相下段ＯＦＦのタイミングにＡ／Ｄ変換が終了するように電流検出期間を変更することになる。
【００６８】
図１２は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の動作を示すタイミングチャートである。図１２（ａ）は、通常状態の場合を示している。この図において、Ｕ相がデューティ最大（７５％）、Ｗ相がデューティ中間（５０％）、Ｖ相がデューティ最小（２５％）となっており、各相の上段及び下段のＰＷＭ信号が示されている。各相とも上段ＰＷＭ信号がＯＦＦしてからわずかな時間をおいて下段ＰＷＭ信号がＯＮしている。また、下段ＰＷＭ信号がＯＦＦしてからわずかな時間をおいて上段ＰＷＭ信号がＯＮしている。ここでは、３相のデューティ差は十分大きいため位相シフトはされていない。第１検出周期においてＶ相を検出するため、ベクトル（１，０，１）の状態でＷ相上段ＯＦＦのタイミングを基準としてＡ／Ｄ変換を行っている（左側の網掛部分）。また、第２検出周期においてＵ相を検出するため、ベクトル（１，０，０）の状態でＵ相上段ＯＦＦのタイミングを基準としてＡ／Ｄ変換を行っている（右側の網掛部分）。
【００６９】
一方、図１２（ｂ）は侵食状態の場合を示している。この図において、Ｕ相がデューティ最大（９５.９％）、Ｗ相がデューティ中間（２９.１％）、Ｖ相がデューティ最小（２４.９％）となっている。Ｖ相とＷ相のデューティ差が小さいため、そのままでは第１検出周期においてＶ相の電流値が正確に検出できないため、デューティ最小のＶ相のＰＷＭ信号に対して、その位相を左側に（早めるように）シフトさせることで、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、第１検出周期においてＶ相の電流値を検出することができるようになる。第１検出周期においてＶ相の電流値を検出するため、ベクトル（１，０，１）の状態でＷ相上段ＯＦＦのタイミングを基準としてＡ／Ｄ変換を行っている（左側の網掛部分）。
【００７０】
なお、Ｗ相とＵ相のデューティ差は十分大きいためデューティ最大のＵ相のＰＷＭ信号に対してはシフトさせていない。しかし、Ｖ相の位相を左側に（早めるように）シフトさせたことで、第２検出周期においてＵ相の本来の電流検出期間がＶ相のスイッチング素子のＯＮのタイミングと重なってしまう。すなわち、電流検出期間中にベクトルが（１，０，０）から（１，１，０）に変化してしまうので、第２検出周期においてＵ相の電流値を検出するためＵ相上段ＯＦＦのタイミングを基準としてＡ／Ｄ変換を行うと、Ｕ相の電流検出ができない状況になっている。そこで、第２検出周期においてＶ相下段ＯＦＦのタイミングを基準としてＡ／Ｄ変換を行うようにＡ／Ｄ変換のタイミングをずらして、ベクトル（１，０，０）の状態の新たな電流検出期間を設定している（右側の網掛部分）。これにより、Ｕ相の電流値が正確に検出できる。
【００７１】
ここで、搬送波に関して三角状信号と鋸歯状信号との電流リップルに関する比較を行う。三角状信号は、鋸歯状信号と比べて電流リップルが少ないという利点がある。その理由は、次の通りである。力行（りきこう：各相のＯＮ／ＯＦＦ状態に差があるとき）と回生（各相のＯＮ／ＯＦＦ状態に差がないとき）から一周期のＰＷＭ信号が成り立っているが、力行では、電流が正の方向に変化する。回生では、電流が負の方向に変化する。これらの変化の傾きは、モータのコイル及び抵抗に基づく時定数によって決まっている。
【００７２】
力行から回生、または回生から力行の状態へ変化することで電流リップルが発生する。鋸歯状信号では、各相のＰＷＭ信号の立ち上がり時刻が同じである。例えば図１３の鋸歯状信号での力行と回生の状態変化は、回生→力行→回生となっている。一方、三角状信号では、各相のＰＷＭ信号の立ち上がり時刻が異なる。図１４の三角状信号での力行と回生の状態変化は、回生→力行→回生→力行→回生となっている。よって、三角状信号を使用している方が一周期の電流の変化回数が多いことがわかる。
【００７３】
このように三角状信号を使用した場合は、一周期の中で変化の回数が多い。よって、正／負への変化量が小さく、電流リップルが小さくなる。一方、鋸歯状信号を使用した場合は、一周期の中で変化の回数が少なく、正／負への変化量が大きい。すなわち、電流リップルが大きい。しかし、本発明のように１相又は２相に位相シフトを施すと鋸歯状信号を使用した場合であっても各相のＰＷＭ信号の立ち上がり時刻が異なる状況が多くなり、その結果電流リップルが小さくなるという利点がある。
【００７４】
図１５は、鋸歯状信号を使用した場合の多相電動機の制御装置のタイミングチャートである。５０μｓｅｃのキャリア周期において、Ｕ相ＰＷＭ信号がデューティ５５％、Ｖ相ＰＷＭ信号がデューティ４５％、Ｗ相ＰＷＭ信号がデューティ５０％の場合を示している。Ｖ相とＷ相間（このときのベクトルは（１，０，１））、Ｗ相とＵ相間（このときのベクトルは（１，０，０））の時間間隔が５％と短いため、その期間のシャント波形においてスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そこで、デューティが最大のＵ相を７％右側に、最小のＶ相を７％左側にシフトさせれば、検出に必要なＤｕｔｙ差（１２％）を確保できる。
【００７５】
図１６は、三角状信号を使用した場合の多相電動機の制御装置のタイミングチャートである。鋸歯状信号を使用した場合と同様に５０μｓｅｃのキャリア周期において、Ｕ相ＰＷＭ信号がデューティ５５％、Ｖ相ＰＷＭ信号がデューティ４５％、Ｗ相ＰＷＭ信号がデューティ５０％の場合を示している。三角波を使用した場合、両側に位相差が生じるためＶ相とＷ相間（ベクトルは（１，０，１））、Ｗ相とＵ相間（ベクトルは（１，０，０））の時間間隔が２．５％と短い。したがって、デューティが最大のＵ相を９．５％右側に、最小のＶ相を９．５％左側にシフトさせなければ、検出に必要なＤｕｔｙ差（１２％）を確保できない。なお、三角状信号の場合ＰＷＭ信号が左右対称なので、同様にデューティが最大のＵ相を９．５％左側に、最小のＶ相を９．５％右側にシフトさせても検出に必要なＤｕｔｙ差（１２％）が確保できる。しかし、鋸歯状信号の場合と比較してシフト量は９．５％−７％＝２．５％だけ大きくなるので不利である。
【００７６】
このように、搬送波が鋸歯状信号の場合、三角状信号の場合と比較して、２相のスイッチング間の長さが２倍になる。よって、三角状信号の場合と比較して、ＰＷＭ信号の位相シフトを実施せずとも、シャント抵抗両端の電圧波形が安定した状態でＡ／Ｄ変換を実施することができる３相ＰＷＭ状態が多く存在することも利点である。
【００７７】
三角状信号を使用した場合においても、Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最大相であるＵ相及び最小相であるＶ相の２相の電流が検出できる検出可能タイミングの最適な場所において実施する。たとえば図１６のように１周期中の後半でＡ／Ｄ変換を行う場合は、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＤｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＵ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。なお、１周期中の前半でＡ／Ｄ変換を行う場合も、同様の手法で各相の位相シフトを実施し、Ａ／Ｄ変換器で電流を検出することができるので説明を省略する。なお、このような三角状信号を使用した場合においても、侵食状態は発生する場合があり、その場合でも鋸歯状信号を例に説明を行った本発明の手法を適用できる。
【００７８】
本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、上記実施形態では、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子にＦＥＴを使用したが、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラモードトランジスタ）のような他のスイッチング素子を使用するようにしてもよい。さらに、電流検出手段は、実施形態に示した以外の構成を採用してもよく、電源とＦＥＴブリッジ間に設置してもよい。
【００７９】
また、上記実施形態では、多相電動機としてブラシレスモータを例に挙げたが、本発明は誘導電動機や同期電動機のような複数の相を有する電動機を制御するための制御装置全般に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の回路図である。
【図３】本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のフローチャートである。
【図４】本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の概要を示すタイミングチャートである。
【図５】２相とも検出可能な場合のタイミングチャートである。
【図６】奇数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。
【図７】偶数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。
【図８】２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。
【図９】通常状態の場合のタイミングチャートである。
【図１０】侵食状態の場合のタイミングチャートである。
【図１１】侵食状態の場合のタイミングチャートである。
【図１２】侵食状態の場合のタイミングチャートである。
【図１３】鋸歯状信号を使用した場合のタイミングチャートである。
【図１４】三角状信号を使用した場合のタイミングチャートである。
【図１５】鋸歯状信号を使用した場合の２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。
【図１６】三角状信号を使用した場合の２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００８１】
１  多相電動機の制御装置
２  ＰＷＭ信号生成手段
３  電流検出可否判定手段
４  スイッチング個数判定手段
５  位相移動手段
６  駆動手段
７  多相電動機
８  電流検出手段
９  各相電流算出手段
１０  電流検出期間決定手段
１１  スイッチング状態判定手段
１２  電流検出期間変更手段
２２  ＣＰＵ
２３  デッドタイム生成ブロック
２４  ドライバーＩＣ
２５  ＦＥＴブリッジ
２６  シャント抵抗
２７  電流検出回路
【図１】
0005252476.tif 000007
【図２】
0005252476.tif 000008
【図３】
0005252476.tif 000009
【図４】
0005252476.tif 000010
【図５】
0005252476.tif 000011
【図６】
0005252476.tif 000012
【図７】
0005252476.tif 000013
【図８】
0005252476.tif 000014
【図９】
0005252476.tif 000015
【図１０】
0005252476.tif 000016
【図１１】
0005252476.tif 000017
【図１２】
0005252476.tif 000018
【図１３】
0005252476.tif 000019
【図１４】
0005252476.tif 000020
【図１５】
0005252476.tif 000021
【図１６】
0005252476.tif 000022