(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する電流制御用ＭＯＳトランジスタと、
ソース端子が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのソース端子に接続され１／Ｎのサイズを有し同一のゲート電圧がゲート端子に印加される電流検出用ＭＯＳトランジスタを有する電流検出回路と、
前記電流検出回路により検出された電流値に応じて前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路と、を備えた電流制御回路であって、
前記電流検出回路は、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧と前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を入力とする演算増幅回路を備え、該演算増幅回路の出力に基づいて前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのバイアス状態が、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのバイアス状態と同一になるように構成され、
前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのドレインから前記演算増幅回路の対応する入力点までの配線と、前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレインから前記演算増幅回路の対応する入力点までの配線は、断面積が同一で長さの比が１：Ｎとなるように設定されていることを特徴とする電流制御回路。
【請求項２】
前記電流検出回路は、前記電流検出用ＭＯＳトランジスタと接地点に接続された電流−電圧変換手段との間に接続されたバイアス状態制御用トランジスタを備え、
前記演算増幅回路の出力が前記バイアス状態制御用トランジスタの制御端子に印加されることで、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧が同電位となるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電流制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流検出回路を備え検出電流に応じた制御を行なう電流制御回路に関し、例えば充電制御回路を搭載した充電制御用ＩＣ（半導体集積回路）に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
二次電池の充電装置には、ＡＣアダプタなどからの直流電圧が入力される入力端子と二次電池が接続される出力端子との間に設けられたＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ；以下ＭＯＳトランジスタと称する）からなる電流制御用のトランジスタにより充電電流を制御する充電制御回路を搭載したＩＣが使用されている。
【０００３】
従来、このような充電制御用ＩＣにおいては、予備充電や急速充電の際に電流制御用のトランジスタに流れる電流を検出して、充電電流が一定になるように制御することが行なわれている。また、かかる定電流制御モードにおける充電電流の検出方式として、電流制御用トランジスタと直列に電流検出用のセンス抵抗を接続し、抵抗における電圧降下量から電流を検出する方式が知られている。この方式は、比較的精度の高い電流検出が可能であるが、センス抵抗に流れる電流が大きいため、センス抵抗における電力損失が大きく電力効率が低下するという課題がある。
【０００４】
そこで、電流制御用トランジスタと並列にこれよりもサイズの小さなトランジスタを設け、前記電流制御用トランジスタと同一のゲート電圧を印加してカレントミラー回路で充電電流に比例縮小した電流を生成しその電流をセンス抵抗に流して、抵抗における電圧降下量から電流を検出する方式が提案されている。この方式は、センス抵抗に流れる電流が小さいため電力効率が向上するという利点があるものの、負荷の変動などによって電流検出用のトランジスタのバイアス条件が電流制御用トランジスタと異なることにより、正確に比例縮小した電流を流すことができないため、検出精度が低下するという課題がある。
【０００５】
一方、パワートランジスタの駆動制御において、パワートランジスタとカレントミラー接続した電流検出用トランジスタおよびこれと直列のバイアス制御用のトランジスタを設けるとともに、上記パワートランジスタと電流検出用のトランジスタの各ドレイン電圧を入力とし出力端子がバイアス制御用のトランジスタのゲート端子に接続された差動アンプを設けて、該差動アンプのイマジナリーショート作用によって電流検出用のトランジスタのバイアス条件を出力用のトランジスタのそれと同一にすることにより、電流検出精度を向上させるようにした発明が提案されている（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００４−２５９９０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明者らは、オペアンプを使用したカレントミラー方式の電流検出技術を充電制御回路に適用することを検討した。その結果、マルチセル型のパワーＭＯＳＦＥＴの駆動制御において、複数のセルのうち１つを電流検出用に使用するような場合には、比較的に精度の高い電流検出が可能であるものの、本発明者ら適用を考えている電流制御用トランジスタとその制御回路を１つの半導体チップ上に形成してなる充電制御用半導体集積回路では、出力電流経路の配線抵抗分が影響して電流検出精度が低下するという課題があることが明らかとなった。
【０００７】
より具体的には、二次電池を充電する充電装置に使用される充電制御用半導体集積回路において、カレントミラー方式の電流検出技術を適用した場合、入力直流電圧ＶＤＤは一定であるのに対して出力電圧（バッテリ電圧）Ｖｏｕｔは充電時間の経過とともに高くなるため、電位差（Ｖｏｕｔ−ＶＤＤ）が減少する。すると、電流検出用の抵抗による変換電圧は図３（Ｂ）のように出力電圧Ｖｏｕｔに依存しないにもかかわらず、出力電流Ｉｏｕｔは図３（Ａ）のように出力電圧Ｖｏｕｔが高くなると低下してしまう。これは、電流制御用ＭＯＳトランジスタと電流検出用ＭＯＳトランジスタとでは、ドレイン側配線の寄生抵抗による電圧降下量が異なり、それによって２つのトランジスタのバイアス条件が異なり出力電圧が高くなると特に顕著になって、電流検出精度が低下するためである。
【０００８】
この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる電流をカレントミラー方式で検出して制御する電流制御回路において、出力電圧が高くなった場合でも電流検出精度が低下しないようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、この発明は、電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する電流制御用ＭＯＳトランジスタと、ソース端子が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのソース端子に接続され１／Ｎのサイズを有し同一のゲート電圧がゲート端子に印加される電流検出用ＭＯＳトランジスタを有する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流値に応じて前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路と、を備えた電流制御回路において、前記電流検出回路は、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧と前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を入力とする演算増幅回路を備え、該演算増幅回路の出力に基づいて前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのバイアス状態が、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのバイアス状態と同一になるように構成し、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記電流検出用ＭＯＳトランジスタの各ドレインから前記演算増幅回路の対応する入力点までの配線の寄生抵抗を含めた抵抗の電圧降下が同一となるように設定したものである。
【００１０】
ここで、前記電流検出回路は、前記電流検出用ＭＯＳトランジスタと接地点に接続された電流−電圧変換手段との間に接続されたバイアス状態制御用トランジスタを備え、前記演算増幅回路の出力が前記バイアス状態制御用トランジスタの制御端子に印加されることで、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧が同電位となるように構成することができる。上記した手段によれば、電流制御用ＭＯＳトランジスタと電流検出用ＭＯＳトランジスタのバイアス条件が同一となり、高い精度の電流比の電流を流し電流検出精度を向上させることが可能になる。
【００１１】
また、望ましくは、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのドレインから前記演算増幅回路の対応する入力点までの配線と、前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレインから前記演算増幅回路の対応する入力点までの配線は、断面積が同一で長さの比が１：Ｎとなるように設定することで、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記電流検出用ＭＯＳトランジスタの各ドレインから前記演算増幅回路の対応する入力点までの配線の寄生抵抗を含めた抵抗の電圧降下が同一となるようにする。
【００１２】
これにより、配線長を１：Ｎに設定するという簡単な方法で、電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記電流検出用ＭＯＳトランジスタのバイアス条件を同一にして電流検出精度を向上させることが可能となる。また、配線は絶縁膜上に形成されるため、空きスペースを利用して配設することができるので、１：Ｎにするため一方が冗長になったとしてもチップ面積を増加させることがない。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によると、電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる電流をカレントミラー方式で検出して制御する電流制御回路において、出力電圧が高くなった場合でも電流検出精度が低下しないようにすることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１５】
図１は、本発明に係る電流制御回路を適用した二次電池の充電制御用ＩＣの一実施形態およびそれを用いた充電装置の概略構成を示す。
【００１６】
図１に示されているように、この実施形態の充電装置は、交流電圧ＡＣを例えば５Ｖのような直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ２０と、該ＡＣ−ＤＣコンバータ２０により変換された直流電圧ＶＤＤによってリチウムイオン電池のような二次電池３０を充電する充電制御用ＩＣ１０とを備えている。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０は、整流用のダイオードブリッジ回路と、トランスを有し該トランスの一次側コイルに接続されたスイッチング素子をＰＷＭもしくはＰＦＭ方式でスイッチング駆動することにより所望の直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータなどから構成されている。
【００１７】
充電制御用ＩＣ１０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０からの直流電圧ＶＤＤが入力される電圧入力端子ＶＩＮと、充電対象の二次電池３０が接続される出力端子としてのバッテリ端子ＢＡＴと、前記電圧入力端子ＶＩＮとバッテリ端子ＢＡＴとの間に設けられたＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１と、Ｑ１のゲート制御電圧を生成するゲート電圧制御回路１１とを備えている。
【００１８】
また、充電制御用ＩＣ１０は、定電圧制御を行うためバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴと参照電圧Ｖref1との電位差に応じた電圧を生成し前記ゲート電圧制御回路１１へ出力する誤差アンプなどからなる電圧検出回路１２と、ゲート幅が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１の１／Ｎの大きさ（サイズ）を有しソース端子が前記電圧入力端子ＶＩＮに接続されＱ１と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されることでＱ１と共にカレントミラー回路を構成する電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２および検出電流に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ２を有する電流検出回路１３とを備えている。なお、この実施形態では、Ｑ１とＱ２のサイズ比Ｎは後述のように数１００〜数１０００程度の値とされるため、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２に流れる電流は非常に小さなものとなり、後述の電流検出用の抵抗（Ｒｐ）における損失を低減することができる。
【００１９】
ゲート電圧制御回路１１は、特に限定されるものではないが、充電開始直後の予備充電モードおよびその後の急速充電モードでは、上記電流検出回路１３からの検出信号に応じて電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１にそれぞれ所定の定電流が流れるように制御する。また、ゲート電圧制御回路１１は、例えば急速充電によって二次電池が４．２Ｖ程度まで達した後にフル充電状態になるまでは、上記電圧検出回路１２からの検出信号に応じて電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１を定電圧制御で制御して電池を充電させる。
【００２０】
具体的には、予備充電モードでは、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１が例えば７０ｍＡのような比較的小さな充電電流（定電流）を流すようにＱ１のゲート電圧を制御する。この予備充電は、リチウムイオン電池では、電池電圧を３Ｖ程度に回復させるために行なうもので、充電電流が大きいと電池が劣化しやすくなるため、電流を抑えて充電を行ない電池電圧が３Ｖ程度に回復した時点でこのモードを終了する。予備充電は、リチウムイオン電池では通常２０分程度行なわれる。従って、タイマを内蔵し、時間で制御することも可能である。また、急速充電モードでは、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１が例えば７００ｍＡのような比較的大きな充電電流（定電流）を流すように、Ｑ１のゲート電圧を制御する。
【００２１】
さらに、本実施形態では、電流検出回路１３を工夫することによって、電流検出精度を高めるように構成されている。以下、この電流検出回路１３について詳しく説明する。
【００２２】
本実施形態における電流検出回路１３は、図１に示されているように、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン端子と外付け抵抗接続用の外部端子ＲＩＯとの間にバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３がＱ２と直列をなすように接続されている。また、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧とＱ２のドレイン電圧を入力としＭＯＳトランジスタで構成されたオペアンプ（演算増幅回路）ＡＭＰ１が設けられ、オペアンプＡＭＰ１の出力がＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端子に印加されている。
【００２３】
そのため、オペアンプＡＭＰ１のイマジナリーショート作用によってＱ１のドレイン電圧とＱ２のドレイン電圧とが同一になるようにフィードバックがかかり、これによってＱ１とＱ２のバイアス条件すなわち動作状態が同一にされ、Ｑ２にはＱ１とのサイズ比に正確に比例した縮小電流が流れるようにされる。この電流が外部端子ＲＩＯと接地点との間に接続された外付け抵抗Ｒｐに流されることによって電流検出精度が向上させられる。
【００２４】
上記抵抗Ｒｐによって電流−電圧変換された接続ノードＮ１の電位Ｖ１は、誤差アンプＡＭＰ２によって所定の参照電圧Ｖref2との電位差に比例した電圧に増幅されてゲート電圧制御回路１１に供給され、電流値が所定の値となるように電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート制御が行なわれるように構成されている。なお、誤差アンプＡＭＰ２に供給される参照電圧Ｖref2を予備充電時と急速充電時で切り換えることによって、予備充電の際の電流値と急速充電の際の電流値を変えるように構成することができる。
【００２５】
さらに、本実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン端子（電極）からオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子が接続されたノードＮ３までの配線Ｌ１と、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン端子（電極）からオペアンプＡＭＰ１の反転入力端子が接続されたノードＮ２までの配線Ｌ２は、断面積が同一で長さの比を１：Ｎに設定することで、ドレイン配線の寄生抵抗による電圧降下がＱ１とＱ２とで同一になるようにしている。これにより、Ｑ１とＱ２のバイアス条件がさらに近似したものになり、よりカレントミラー比の精度を高めることができる。
【００２６】
本実施形態を適用しないつまりＬ１とＬ２の比を１：Ｎにしない充電制御用半導体集積回路を使用したリチウムイオ電池の充電装置においては、ほぼ一定の入力直流電圧ＶＤＤに対して出力電圧（バッテリ電圧）Ｖｏｕｔが充電時間の経過とともに高くなって、電位差（Ｖｏｕｔ−ＶＤＤ）が減少すると、出力電流Ｉｏｕｔが図３（Ａ）のように出力電圧Ｖｏｕｔの高い領域で低下する。これに対し、本実施形態を適用した充電制御用半導体集積回路を使用したリチウムイオ電池の充電装置においては、出力電圧（バッテリ電圧）Ｖｏｕｔが充電時間の経過とともに高くなったとしても、出力電流Ｉｏｕｔは図２（Ａ）のように低下しないという利点がある。また、電流検出抵抗による変換電圧Ｖ１も図２（Ｂ）のように出力電圧Ｖｏｕｔに依存せず一定である。
【００２７】
以上本発明の一実施形態について述べたが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、本発明の技術的思想に基づいて各種の変更が可能である。例えば、前記実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン端子（電極）からオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子の入力ノードまでの配線Ｌ１と、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン端子（電極）からオペアンプＡＭＰ１の反転入力端子の入力ノードまでの配線Ｌ２は、断面積が同一で長さの比を１：Ｎに設定しているが、配線Ｌ１の断面積と配線Ｌ２の断面積の比がＮ：１となるようにしてもよいし、配線Ｌ１，Ｌ２の長さと断面積の両方をそれぞれ調整してＱ１とＱ２でドレイン配線の寄生抵抗による電圧降下が同一になるように設定してもよい。
【００２８】
なお、前記実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２の共通接続側（入力端子ＶＩＮ側）をソース端子、それと反対側をドレイン端子と規定したが、Ｑ１とＱ２の共通接続側（入力端子ＶＩＮ側）をドレイン端子、それと反対側をソース端子とみることも可能であり、本発明はそのように規定した場合を含むものである。
【００２９】
また、図１の実施形態の電流検出回路１３においては、ＭＯＳトランジスタＱ３と直列に接続される電流―電圧変換用抵抗Ｒｐとして外付け抵抗を用いているが、チップ内に形成したオンチップの抵抗を用いるようにしてもよい。
【００３０】
さらに、前記実施形態では、バイアス状態制御用のトランジスタＱ３としてＭＯＳＦＥＴを使用したが、バイポーラ・トランジスタを使用するようにしてもよい。また、その場合に、使用するバイポーラ・トランジスタは、縦型のトランジスタでなく、ＣＭＯＳプロセスで形成可能な横型のトランジスタとすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
以上の説明では、本発明を二次電池の充電制御用ＩＣの電流制御回路に適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、シリーズレギュレータのような直流電源回路の電源制御用ＩＣの電流制御回路にも利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の電流制御回路を適用した充電制御用ＩＣおよびそれを用いた充電装置の一例を示す概略構成図である。
【図２】（Ａ）は本発明の実施形態を適用した充電装置における出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフ、（Ｂ）はその装置の電流検出抵抗による変換電圧と出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
【図３】（Ａ）はドレイン配線の抵抗比を調整しないカレントミラー方式の電流検出回路を使用した充電装置における出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフ、（Ｂ）はその装置の電流検出抵抗による変換電圧と出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３３】
１０  充電制御用ＩＣ
１１  ゲート電圧制御回路
１２  電圧検出回路
１３  電流検出回路
１４  電圧比較回路
２０  直流電源
３０  二次電池
Ｑ１  電流制御用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２  電流検出用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ３  バイアス状態制御用トランジスタ
【図１】
0005211866.tif 000002
【図２】
0005211866.tif 000003
【図３】
0005211866.tif 000004