(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動位相偏移変調された受信信号を復調する復調回路であって、
所定のサンプリング時間を間隔とするサンプリングタイミングごとに入力される前記受信信号の位相を示す位相データと、それよりも１シンボル時間前の位相データと、の一致／不一致にもとづき、２つの位相データの位相遷移量を示す位相差データを生成する位相差データ生成部と、
前記サンプリングタイミングごとに生成される位相差データを受け、ひとつのシンボル時間に含まれる複数のサンプリングタイミングのうちひとつを選択タイミングとし、当該選択タイミングにおける位相差データにもとづいてシンボルを選択するシンボル選択部であって、前回の選択タイミングにおける位相差データと、その前後のサンプリングタイミングにおける位相差データにもとづき、今回の選択タイミングを決定するシンボル選択部と、
を備えることを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記シンボル選択部は、前回の選択タイミングにおける位相差データと、その前後のサンプリングタイミングにおける位相差データが一致するとき、今回の選択タイミングを、前回の選択タイミングから前記シンボル時間の経過後に設定することを特徴とする請求項１に記載の復調回路。
【請求項３】
前記シンボル選択部は、前回の選択タイミングにおける位相差データと、その後のサンプリングタイミングにおける位相差データが不一致であるとき、今回の選択タイミングを、前回の選択タイミングから前記シンボル時間より短い時間の経過後に設定することを特徴とする請求項１または２に記載の復調回路。
【請求項４】
シンボル時間Ｔｓｙｍ、サンプリング時間Ｔｓの間に、自然数ｎを用いてＴｓｙｍ＝ｎ×Ｔｓなる関係が成り立っており、
前記シンボル時間より短い時間は、Ｔｓｙｍ−Ｔｓであることを特徴とする請求項３に記載の復調回路。
【請求項５】
前記シンボル選択部は、前回の選択タイミングにおける位相差データと、その前のサンプリングタイミングにおける位相差データが不一致であるとき、今回の選択タイミングを、前回の選択タイミングから前記シンボル時間より長い時間の経過後に設定することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の復調回路。
【請求項６】
シンボル時間Ｔｓｙｍ、サンプリング時間Ｔｓの間に、自然数ｎを用いてＴｓｙｍ＝ｎ×Ｔｓなる関係が成り立っており、
前記シンボル時間より長い時間は、Ｔｓｙｍ＋Ｔｓであることを特徴とする請求項５に記載の復調回路。
【請求項７】
前記位相差データ生成部は、
前記サンプリングタイミングごとに入力される位相データを保持するメモリと、
前記メモリに保持された１シンボル時間前の位相データに対する現在の位相データの位相遷移量を算出し、前記位相差データを生成する第１演算器と、
を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の復調回路。
【請求項８】
前記シンボル時間が前記サンプリング時間のｎ倍（ｎは自然数）であるとき、
前記メモリは、ｎ段のＦＩＦＯ（First In First Out）メモリであることを特徴とする請求項７に記載の復調回路。
【請求項９】
前記位相差データ生成部は、前記位相差データをπ／８に相当する所定量だけシフトさせる第２演算器を含み、
前記受信信号が８相差動位相偏移変調されているとき、前記第２演算器によって前記所定量だけシフトされた前記位相差データを、後段の処理へと投入することを特徴とする請求項７に記載の復調回路。
【請求項１０】
前記位相差データ生成部は、前記位相差データの上位の所定数ビットを符号化して前記シンボル選択部に出力することを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の復調回路。
【請求項１１】
前記シンボル時間が前記サンプリング時間のｎ倍（ｎは自然数）であるとき、
プリアンブル期間において前記シンボル選択部は、前記サンプリング時間ごとに生成される位相差データのうち、すべての位相差データを現在のシンボルの候補とすることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の復調回路。
【請求項１２】
前記受信信号は、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）規格に準拠したフォーマットを有することを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の復調回路。
【請求項１３】
差動位相偏移変調（Differential Phase Shift Keying）された受信信号を受信し、前記受信信号の位相を示す位相データを、所定のサンプリング時間ごとに生成する受信回路と、
前記受信回路から出力される位相データを復調する請求項１から１２のいずれかに記載の復調回路と、
を備えることを特徴とする無線機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動位相偏移変調(以下、ＤＰＳＫ変調という）された受信信号を復調する復調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、複数の電子機器間でデータの送受信を行うために、さまざまな規格、方式の無線通信システムが提案されている。たとえばＢｌｕｅｔｏｏｔｈ規格に準拠した通信システムでは、デジタルの変調データを利用して搬送波をＤＰＳＫ変調する。
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−２９０２９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＤＰＳＫ変調では、あるシンボルから次のシンボルまでの位相遷移量が、復調すべきコードと対応づけられる。受信信号の位相を示す位相データは、シンボルレートの整数倍、たとえば８倍や１６倍でオーバーサンプリングされる。オーバーサンプリングされた位相データの中から、シンボルを抽出する際に、従来の復調回路では、前のシンボルとして採用された位相データと、現在サンプリングされるいくつかの位相データそれぞれとの位相遷移量を算出し、位相差が所定の期待値に最も近いものを、現在のシンボルとして採用する。
【０００５】
この方式は、前回のシンボルの位相が正確であるとの前提で有効であるが、実際の通信環境においては、シンボルが理想的なコンスタレーションと完全に一致することはまれである。そのため、前回のシンボルが理想的なコンスタレーションからずれていた場合に、位相遷移量を正確に評価することができず、現在のシンボルの選択に影響を及ぼすため受信感度が低下するという問題がある。すなわち、この方式は前回のシンボルの精度に強く依存するアルゴリズムといえる。
【０００６】
本発明は係る状況においてなされたものであり、その目的は、受信感度を向上した復調技術の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のある態様は、差動位相偏移変調された受信信号を復調する復調回路に関する。この復調回路は、所定のサンプリング時間ごとに入力される受信信号の位相を示す位相データを、それよりも１シンボル時間前の位相データと比較し、２つの位相データの位相遷移量を示す位相差データを算出する位相差データ生成部と、サンプリング時間ごとに生成される位相差データを評価してシンボルを選択するシンボル選択部と、を備える。
【０００８】
各サンプリング点における位相差データを、前回のシンボルとして採用された位相差データではなく、それぞれの位相差データよりも１シンボル時間前の位相差データと比較するため、前回のシンボルの精度に依存することなく位相遷移量を評価する。この態様によれば、受信感度を向上できる。
【０００９】
位相差データ生成部は、サンプリング時間ごとに入力される位相データを保持するメモリと、メモリに保持された１シンボル時間前の位相データに対する現在の位相データの位相遷移量を算出し、位相差データを生成する第１演算器と、を含んでもよい。
【００１０】
シンボル時間がサンプリング時間のｎ倍（ｎは自然数）であるとき、メモリは、ｎ段のＦＩＦＯ（First In First Out）メモリであってもよい。
ＦＩＦＯ（シフトレジスタ）を利用することにより、各サンプリングタイミングにおける位相差データを好適に生成できる。
【００１１】
位相差データ生成部は、位相差データをπ／８に相当する所定量だけシフトさせる第２演算器を含み、受信信号が８相差動位相偏移変調されているとき、第２演算器によって所定量だけシフトされた位相差データを、後段の処理へと投入してもよい。
この場合、後段の回路において、８相差動位相偏移変調と４相差動位相変調（もしくはπ／４シフト４相差動位相変調）を同様に処理することができる。
【００１２】
位相差データ生成部は、位相差データの上位の所定数ビットを符号化し、シンボル選択部に出力してもよい。
【００１３】
シンボル選択部は、サンプリング時間ごとに生成される位相差データのうち、所定の期待値に近い位相差データをシンボルとして選択してもよい。
【００１４】
シンボル選択部は、サンプリング時間ごとに出力される符号化されたデータが、連続して同じ値を有する位置を、シンボルの選択タイミングとしてもよい。
この場合、位相差データが期待値に最も近いデータを推定することができる。
【００１５】
シンボル時間がサンプリング時間のｎ倍（ｎは自然数）であるとき、データ期間においてシンボル選択部は、サンプリング時間ごとに生成される位相差データのうち、前回シンボルとして選択された位相差データから１シンボル時間後の位相差データと、その前後のｍ（１≦ｍ＜ｎ）個の位相差データを、現在のシンボルの候補としてもよい。
【００１６】
シンボル時間がサンプリング時間のｎ倍（ｎは自然数）であるとき、プリアンブル期間においてシンボル選択部は、サンプリング時間ごとに生成される位相差データのうち、すべての位相差データを現在のシンボルの候補としてもよい。
プリアンブル期間にすべての位相データを評価対象とすることにより、データ期間の開始時刻を正確に取得できる。
【００１７】
シンボル時間がサンプリング時間のｎ倍（ｎは自然数）であるとき、シンボル選択部は、サンプリング時間ごとに生成される位相差データのうち、前回シンボルとして選択された位相差データから１シンボル時間後の位相差データと、その前後のｍ個（１≦ｍ＜ｎ）の位相差データを、現在のシンボルの候補とし、プリアンブル期間とデータ期間とで自然数ｍの値を変化させてもよい。
【００１８】
受信信号は、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格に準拠したフォーマットを有してもよい。
【００１９】
本発明の別の態様は、無線機器である。この無線機器は、差動位相偏移変調（Differential Phase Shift Keying）された受信信号を受信し、受信信号の位相を示す位相データを、所定のサンプリング時間ごとに生成する受信回路と、受信回路から出力される位相データを復調する、上述のいずれかの復調回路と、を備える。
【００２０】
この態様によると、受信感度を高めることができる。
【００２１】
本発明のさらに別の態様は、差動位相偏移変調（Differential Phase Shift Keying）された受信信号の復調方法に関する。この復調方法は、受信信号の位相を示す位相データを、所定のサンプリング時間ごとに生成するステップと、サンプリング時間ごとに生成される位相データを、それよりも１シンボル時間前の位相データと比較し、２つの位相データの位相遷移量を示す位相差データを生成するステップと、サンプリング時間ごとに生成される位相差データのうち、所定の期待値に最も近い位相差データをシンボルとして選択するステップと、を備える。
【００２２】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば受信感度を改善できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２５】
本明細書において、「部材Ａが部材Ｂと接続された」状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２６】
図１は、実施の形態に係る受信機１０００の構成を示すブロック図である。無線通信システムの送信機（不図示）と受信機１０００は、差動位相偏移変調（以下、ＤＰＳＫという）された搬送波を送受信する。以下、無線通信システムは、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格に準拠した通信を行うものとするが、本発明はこれに限定されることなく、その他の規格にも適用可能である。
【００２７】
送信機は、デジタル信号を変調信号としてＤＰＳＫ変調された高周波信号（ＲＦ信号）Ｓｒｆを送信する。受信機１０００は、送信機から送信されるＲＦ信号Ｓｒｆを受信し、ＲＦ信号からデジタル信号を復調する。受信機１０００は、アンテナ２、ＩＱ検波回路４、復調回路６を備える。Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格において、ＲＦ信号Ｓｒｆは、８相差動位相偏移変調（以下、８ＤＰＳＫ）もしくはπ／４シフト４相差動位相変調（π／４−ＤＱＰＳＫ）のいずれかの方式で変調されいる。
【００２８】
アンテナ２は、ＤＰＳＫ変調された搬送波周波数２．４ＧＨｚの受信ＲＦ信号（被変調波）を受信する。ＲＦ信号ＳｒｆはＩＱ検波回路４に入力される。ＩＱ検波回路４は、２．４ＧＨｚのＲＦ信号を、周波数変換（ダウンコンバージョン）して、同相成分と直交成分に分解してフィルタリングし、同相信号ＬＰＦ＿Ｉと直交信号ＬＰＦ＿Ｑを出力する。
【００２９】
復調回路６は、位相データ生成部１０、位相差データ生成部２０、シンボル選択部３０を備える。
【００３０】
位相データ生成部１０は、同相信号ＬＰＦ＿Ｉ、直交信号ＬＰＦ＿Ｑを受ける。同相信号ＬＰＦ＿Ｉ、直交信号ＬＰＦ＿Ｑは、所定のサンプリングレートｆｓでサンプリングされたデジタル信号である。たとえばサンプリングレートは、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格のシンボルレートｆｓｙｍ＝１ＭＨｚに対し、その８倍の８ＭＨｚに設定される。
【００３１】
位相データ生成部１０は、同相信号ＬＰＦ＿Ｉ、直交信号ＬＰＦ＿Ｑの逆正接arctan(LPF_I,LPF_Q)を演算して、受信信号の位相（同相成分に対する偏角）を示す位相データＰＨＡＳＥを生成する。位相データＰＨＡＳＥは、８ＭＨｚから２倍にオーバーサンプリングされ、ｆｓ＝１６ＭＨｚのデータとして出力される。
【００３２】
位相差データ生成部２０は、所定のサンプリング時間Ｔｓ（＝１／ｆｓ）ごとに入力される位相データＰＨＡＳＥを受ける。位相差データ生成部２０は、順次入力される位相データｃｕｒ＿ｐｈａｓｅを、それよりも１シンボル時間Ｔｓｙｍ（＝１／ｆｓｙｍ）前の位相データｐｒｅ＿ｐｈａｓｅと比較し、２つの位相データの位相遷移量（位相差）を示す位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅを生成する。
【００３３】
位相差データ生成部２０は、メモリ２２、第１演算器２４を含む。メモリ２２は、サンプリング時間ごとに入力される位相データＰＨＡＳＥを保持する。たとえばメモリ２２は、ＦＩＦＯメモリ、シフトレジスタ、フリップフロップなどで構成される遅延回路で構成される。第１演算器２４は現在の位相データｃｕｒ＿ｐｈａｓｅと、メモリ２２に保持された１シンボル時間前の位相データｐｒｅ＿ｐｈａｓｅとの位相遷移量を算出し、位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅを生成する。
【００３４】
シンボル選択部３０には、サンプリング時間ごとに生成される位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅに応じた位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡが入力される。シンボル選択部３０は、サンプリング時間ごとの位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡのうち、その値が所定の期待値に最も近い位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡをシンボルとして選択する。所定の期待値は、２Ｍｂｐｓ伝送に使用されるπ／４−ＤＱＰＳＫの場合、±π／４（±４５度）、±３π／４（±１３５度）である。３Ｍｂｐｓ伝送に利用される８ＤＰＳＫの場合、期待値は０（０度）、±π／４（±４５度）、±π／２（±９０度）、±３π／４（±１３５度）、π（１８０度）である。
【００３５】
図２（ａ）、（ｂ）は、それぞれ実施の形態に係る復調方法および従来の復調方法を示す図である。図２（ｂ）示すように、従来のＤＰＳＫの復調では、前回シンボルとして選択された位相データｐｒｅ＿ｐｈａｓｅを基準とした現在の位相データｃｕｒ＿ｐｈａｓｅの位相遷移量ｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅを算出し、その値が期待値に最も近いものを、現在のシンボルとして選択する。したがって前回のシンボルが理想的なコンスタレーションからずれていた場合に、位相遷移量を正確に評価することができず、現在のシンボルの選択に影響を及ぼし、受信感度が低下する場合があった。
【００３６】
これに対して本実施の形態に係る復調回路６によれば、図２（ａ）に示すように、各サンプリング点における位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅを、前回のシンボルとして選択された位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅに対する遷移量ではなく、それぞれの位相差データｃｕｒ＿ｐｈａｓｅよりも１シンボル時間前の位相差データｐｒｅ＿ｐｈａｓｅに対する遷移量として算出するため、前回のシンボルの精度に依存することなく位相遷移量を評価することができる。その結果、従来に比べて受信感度を向上できる。
【００３７】
続いて、図１の復調回路６の構成について詳細に説明する。図３は、図１の位相差データ生成部２０の構成を示すブロック図である。位相差データ生成部２０は、同期カウンタ４０、メモリ２２、第１演算器２４、オフセット補正部５０、位相シフタ６０、モードスイッチセレクタ６２、エンコーダ７０、同期用のフリップフロップＦＦを備える。
【００３８】
同期カウンタ４０は、同期検出を開始するタイミング調節を行う。復調動作開始後に、位相有効信号ＰＨＡＳＥ＿ＶＡＬＩＤがアサート（ハイレベルにトグル）されると、２ＭＨｚのクロックＥＮ＿２Ｍの遷移をカウントし、カウント値が同期開始タイミング信号ＰＳＫＳＹＮＣＣＯＵＴに達すると、それ以降に入力される位相データＰＨＡＳＥを有効データとし、それ以降の処理に投入する。
【００３９】
この機能を実現するため、同期カウンタ４０はカウンタ４２、コンパレータ４４、ＡＮＤゲート４６、ＡＮＤゲート４６を含む。カウンタ４２は、クロックＥＮ＿２Ｍをカウントする。コンパレータ４４はカウンタ４２のカウント値を同期開始タイミング信号ＰＳＫＳＹＮＣＣＯＵＴと比較し、比較結果を示すイネーブル信号ＥＮ１を出力する。ＡＮＤゲート４６はイネーブル信号ＥＮ１と位相有効信号ＰＨＡＳＥ＿ＶＡＬＩＤの論理積を生成し、イネーブル信号ＥＮ２として出力する。カウンタ４２、コンパレータ４４の値は、同期クリア信号ＳＹＮＣ＿ＣＬＲによって初期化される。
【００４０】
第１フリップフロップＦＦ１は、位相データＰＨＡＳＥを受け、これを内部のクロックと同期する。第１フリップフロップＦＦ１はイネーブル信号ＥＮ２がハイレベルのときアクティブ、ローレベルのとき非アクティブとなる。
【００４１】
第１フリップフロップＦＦ１によってリタイミングされた位相データＰＨＡＳＥは、位相差データ生成部２０へと入力される。同期カウンタ４０によってガード（Ｇｕａｒｄ）期間中のＩＦ信号をマスクすることができる。言い換えれば、同期開始タイミング信号ＰＫＳＳＹＮＣＣＯＵＴＮの値は、ガード期間の長さに応じて設定される。特にＢｌｕｅｔｏｏｔｈ規格ではガード期間中のＩＦ信号のパターンが規定されていないため、このパターンがプリアンブルの同期パターンと一致すると同期がとれなくなるが、同期カウンタ４０を設けることにより、同期を確実にとることができる。図３に示されるフリップフロップＦＦのクロック端子には、２４ＭＨｚのクロックＣＬＫ２４Ｍが入力されている。
【００４２】
位相差データ生成部２０は上述したようにメモリ２２、第１演算器２４を含む。位相データＰＨＡＳＥは、シンボルレートの１６倍にオーバーサンプリングされた８ビットのシリアルデータである。したがって、１シンボル時間すべての位相データＰＨＡＳＥを保持するために、メモリ２２は８ビット×１６段（＝１２８ビット）のＦＩＦＯで構成され、最下位ビットＬＳＢから最上位ビットＭＳＢへと位相データＰＨＡＳＥをシフトしていく。したがって、メモリ２２に保持される位相データアレイｐｒｅ＿ｐｈａｓｅ＿ａｒｒａｙ［１２７：０］のうち、最上位から８ビットｐｒｅ＿ｐｈａｓｅ＿ａｒｒａｙ［１２７：１２０］が、１シンボル時間前のデータｐｒｅ＿ｐｈａｓｅとなる。
【００４３】
第１演算器２４は、ｐｒｅ＿ｐｈａｓｅ＿ａｒｒａｙ［１２７：１２０］から現在の位相データｃｕｒ＿ｐｈａｓｅを演算し、位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅを生成する。位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅは後段のシンボル選択部３０へと出力される。
【００４４】
フリップフロップＦＦ５は、位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅをクロックＣＬＫ２４Ｍと同期する。
オフセット補正部５０は、搬送波の周波数オフセットを用いて、位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅを補正する。オフセット補正部５０には２つの周波数オフセットが入力される。ひとつはＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調のデータ期間に取得された周波数オフセットＦＳＫ＿ＡＦＣ＿ＯＦＳであり、ひとつはＤＰＳＫ変調のデータ期間に取得された周波数オフセットＰＳＫ＿ＡＦＣ＿ＯＦＳである。２つの周波数オフセットは、演算器５２、演算器５４によって位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅから差し引かれる。
【００４５】
位相シフタ６０は、加算器（もしくは減算器）で構成され、オフセット補正部５０から出力される位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅ１を、π／８に相当する所定量だけシフトさせる。位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅ１は８ビット、２５６階調で０〜２πを表現するから、π／８に相当する所定量は、１０進数で８’ｄ１６（２進数で８’ｂ００１００００）となる。
【００４６】
モードスイッチセレクタ６２は、位相シフタ６０からの位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅ１と、オフセット補正部５０からの位相差データｄｉｆｆ＿ｐｈａｓｅ２のいずれかを選択する。モードスイッチセレクタ６２には、現在の変調フォーマットが、８ＤＰＳＫとπ／４−ＤＱＰＳＫのいずれであるかを示す変調モード信号ＰＫＳ＿ＭＯＤＥ＿ＳＥＬが入力される。モードスイッチセレクタ６２は、８ＤＰＳＫのとき位相シフタ６０の出力を、π／４−ＤＱＰＳＫのときオフセット補正部５０の出力を選択する。
位相シフタ６０、モードスイッチセレクタ６２を設けることにより、２つの変調方式のいづれの場合であっても、後段の処理を共通化することができる。
【００４７】
モードスイッチセレクタ６２から出力される位相差データｒｏｔ＿ｐｈａｓｅの上位３ビットｒｏｔ＿ｐｈａｓｅ［７：５］は、エンコーダ７０へと出力される。エンコーダ７０はセレクタ、あるいはテーブルを保持するメモリで構成され、位相差データｒｏｔ＿ｐｈａｓｅ［７：５］の値に応じた３ビットを符号化し、位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡを出力する。符号化はいわゆるグレイコード（Gray Code）に従う。
【００４８】
位相差データｒｏｔ＿ｐｈａｓｅ［７：５］と位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡの対応関係は以下の通りである。
（ｒｏｔ＿ｐｈａｓｅ［７：５］：ＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡ［２：０］）＝
（０００：０００）
（００１：００１）
（０１０：０１１）
（０１１：０１０）
（１００：１１０）
（１０１：１１１）
（１１０：１０１）
（１１１：１００）
【００４９】
π／４−ＤＱＰＳＫのときは、ｒｏｔ＿ｐｈａｓｅは３’ｂ０００、３’ｂ０１１、３’ｂ１０１、３’ｂ１１１のいずれかの値をとり、位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡの上位２ビットがシンボルとしての意味を持つ。
８ＤＰＳＫのときは、位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡの３ビットがシンボルとしての意味をもつ。このように、エンコーダ７０の前段に位相シフタ６０、モードスイッチセレクタ６２を設けることにより、位相差データの生成処理を２つの変調方式で共通化できる。
【００５０】
エンコーダ７０から出力される位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡは、フリップフロップＦＦ６によってクロックＣＬＫ２４Ｍと同期され、シンボル選択部３０へと出力される。
【００５１】
位相差データｒｏｔ＿ｐｈａｓｅの下位６ビットｒｏｔ＿ｐｈａｓｅ［５：０］は、フリップフロップＦＦ７と同期される。周波数オフセット検出部は、位相誤差信号ＥＲＲＯＲ＿ＰＨＡＳＥに応じたデータを平均化し、平均された値の正負の符号を判定し、符号に応じてカウント動作を行う。こうして得られたカウント値は、周波数オフセットＰＳＫ＿ＡＦＣ＿ＯＦＳとしてオフセット補正部５０へと入力される。
【００５２】
シンボル選択部３０は、１６ＭＨｚでサンプリングされた位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡを受け、これらの値から、最も期待値に近い位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡを推定し、シンボルを選択する。
【００５３】
図４は、シンボル選択部３０によるシンボルの選択動作を示すタイムチャートである。サンプル位置は、シンボル時間のうち何番目のサンプリングデータであるかを示す。サンプル位置は、カウンタにより生成される。シンボルパルスＴＰ＿ＳＹＭ＿ＰＵＬＳＥは、シンボルとして選択するタイミングを示す。
【００５４】
８ＤＰＳＫやπ／４−ＤＱＰＳＫでは、理想的なシンボル点のタイミング付近では信号点の変化速度が遅くなるため、位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡは同じ値を保持する傾向がある。
【００５５】
そこで、シンボル選択部３０は、サンプリング時間ごとに出力される符号化された位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡが連続して同じ値を有する位置を、シンボルの選択タイミングとする。この方法によれば、位相遷移量が期待値に最も近い位相差データをシンボルとして推定し、選択することができる。
【００５６】
具体的には、シンボル選択部３０は、シンボルとして選択したあるサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉと、それより一つ前のサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉ−１が一致し、かつシンボルとして選択したあるサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉと、それより一つ後のサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉ＋１が一致した場合、シンボルとして選択したサンプリングタイミングよりも１シンボル時間Ｔｓｙｍ（＝１μｓｅｃ）後のサンプリングタイミングの位相差データを、次のシンボルとして選択する。
【００５７】
また、シンボル選択部３０は、シンボルとして選択したあるサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉと、それより一つ後ろのサンプリングタイミングＤｉ＋１における位相差データが不一致の場合、次にシンボルを選択するタイミングを、１シンボル時間Ｔｓｙｍより短く設定する。たとえば、１シンボル時間Ｔｓｙｍよりも１サンプリング時間Ｔｓ短い０．９３７５μｓｅｃ（＝Ｔｓｙｍ−Ｔｓ＝１５／１６μｓｅｃ）に設定する。
【００５８】
反対に、シンボル選択部３０は、シンボルとして選択したあるサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉと、それより一つ前のサンプリングタイミングにおける位相差データＤｉ−１が不一致の場合、次にシンボルを選択するタイミングを、１シンボル時間Ｔｓｙｍより長く設定する。たとえば、１シンボル時間Ｔｓｙｍよりも１サンプリング時間Ｔｓ長い１．０６２５μｓｅｃ（＝Ｔｓｙｍ＋Ｔｓ＝１７／１６μｓｅｃ）に設定する。
【００５９】
つまり、シンボル時間Ｔｓｙｍがサンプリング時間Ｔｓのｎ倍（ｎは自然数）であるとき、データ期間においてシンボル選択部３０は、サンプリング時間ごとに生成される位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡのうち、前回シンボルとして選択された位相差データから１シンボル時間後の位相差データと、その前後のｍ（１≦ｍ＜ｎ）個の位相差データを、現在のシンボルの候補とする。図４の具体例ではｍ＝１である。
【００６０】
この処理は、データ期間において有効である。データ期間より前のプリアンブル期間においては、以下の処理を行うことが好ましい。
【００６１】
シンボル時間Ｔｓｙｍがサンプリング時間Ｔｓのｎ倍（ｎは自然数）であるとき、プリアンブル期間においてシンボル選択部３０は、サンプリング時間ごとに生成される位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡのうち、すべての位相差データを現在のシンボルの候補とする。
【００６２】
具体的には、プリアンブルに含まれる同期パターンの期待値を、サンプリング時間ごとに生成される位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡを時間的にシフトさせながら比較し、シンボル点の位置を決定する。プリアンブル期間にすべての位相データを評価対象とすることにより、データ期間の開始時刻を正確に取得できる。
【００６３】
別の観点から見れば、シンボル選択部３０は、シンボル時間Ｔｓｙｍがサンプリング時間Ｔｓのｎ倍（ｎは自然数）であるとき、サンプリング時間ごとに生成される位相差データＰＨＡＳＥ＿ＤＡＴＡのうち、前回シンボルとして選択された位相差データから１シンボル時間Ｔｓｙｍ後の位相差データと、その前後のｍ個（１≦ｍ＜ｎ）の位相差データを、現在のシンボルの候補とし、プリアンブル期間とデータ期間とで自然数ｍの値を変化させる。この処理によれば、プリアンブル期間とデータ期間それぞれにおいて、シンボル点を好適に選択することができる。
【００６４】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図２（ａ）、（ｂ）は、それぞれ実施の形態に係る復調方法および従来の復調方法を示す図である。
【図３】図１の位相差データ生成部の構成を示すブロック図である。
【図４】シンボル選択部によるシンボルの選択動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００６６】
１０００…受信機、２…アンテナ、４…ＩＱ検波回路、６…復調回路、１０…位相データ生成部、２０…位相差データ生成部、２２…メモリ、２４…第１演算器、３０…シンボル選択部、４０…同期カウンタ、４２…カウンタ、４４…コンパレータ、４６…ＡＮＤゲート、５０…オフセット補正部、５２…演算器、５４…演算器、６０…位相シフタ、６２…モードスイッチセレクタ、７０…エンコーダ。
【図１】
0005214990.tif 000002
【図２】
0005214990.tif 000003
【図３】
0005214990.tif 000004
【図４】
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