(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導負荷に電流を供給する半導体スイッチング装置であって、
直流電源の低電位側と前記誘導負荷の一端との間に接続されるスイッチング素子と、
カソードが前記誘導負荷の他端および前記直流電源の高電位側に接続される還流専用ダイオードと、
前記スイッチング素子と前記誘導負荷が接続される配線上の所定位置と前記還流専用ダイオードのアノードとの間に接続された還流用スイッチング素子と、
カソードが前記還流専用ダイオードのカソードに接続され、アノードが前記誘導負荷の一端に接続されたフリーホイールダイオードと、を備え、
前記還流専用ダイオードの電流容量は前記フリーホイールダイオードの電流容量よりも大きいことを特徴とする半導体スイッチング装置。
【請求項２】
前記還流専用ダイオードと前記還流用スイッチング素子は逆阻止スイッチング素子で形成されることを特徴とする請求項１に記載の半導体スイッチング装置。
【請求項３】
誘導負荷に電流を供給する半導体スイッチング装置であって、
コレクタが直流電源の高電位側および前記誘導負荷の一端に接続される上アームスイッチング素子と、
コレクタが前記上アームスイッチング素子のエミッタおよび前記誘導負荷の他端と接続され、エミッタが前記直流電源の低電位側に接続される下アームスイッチング素子と、
カソードが前記上アームスイッチング素子の前記コレクタおよび前記誘導負荷の前記一端と接続される還流専用ダイオードと、
前記誘導負荷の前記他端および前記下アームスイッチング素子の前記コレクタが接続される配線上の所定位置と前記還流専用ダイオードのアノードとの間に接続される還流用スイッチング素子と、
カソードが前記上アームスイッチング素子の前記コレクタと接続され、アノードが前記上アームスイッチング素子の前記エミッタと接続されるフリーホイールダイオードと、を備え、
前記還流専用ダイオードの電流容量は前記フリーホイールダイオードの電流容量よりも大きいことを特徴とする半導体スイッチング装置。
【請求項４】
前記フリーホイールダイオードの電流容量は１アンペア以下であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の半導体スイッチング装置。
【請求項５】
前記還流用スイッチング素子はＭＯＳ電界効果トランジスターであることを特徴とする請求項１、３、４のいずれか１項に記載の半導体スイッチング装置。
【請求項６】
前記還流専用ダイオードおよび前記還流用スイッチング素子は前記スイッチング素子と同一パッケージ内に搭載されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の半導体スイッチング装置。
【請求項７】
前記還流専用ダイオードおよび前記還流用スイッチング素子は前記スイッチング素子と異なる基板上に形成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の半導体スイッチング装置。
【請求項８】
請求項１に記載の半導体スイッチング装置の使用方法であって、
前記スイッチング素子をオンとして前記誘導負荷に通電した後に、前記スイッチング素子をオフとしかつ前記還流用スイッチング素子をオンとして前記還流専用ダイオードと前記フリーホイールダイオードに還流電流を流し、
前記スイッチング素子を再びオンするのと同時又はその前に前記還流用スイッチング素子をオフとする半導体スイッチング装置の使用方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は半導体スイッチング装置及びその使用方法に関し、特に誘導負荷に蓄えられたエネルギーを放出するための還流専用ダイオードを備える半導体スイッチング装置及びその使用方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
半導体スイッチング装置はＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)あるいはＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いて誘導負荷のオンオフの切り替えを行い、昇降圧を行ったり、交流電流を生成したりするものである。半導体スイッチング装置には例えば、チョッパ回路を含むものや、Ｈブリッジ回路や３相インバータなどのインバータを含むものなどがある。（半導体スイッチング装置の他の例については特許文献１〜３に記載がある）。
【０００３】
【特許文献１】特表２００３−５３６３６３号公報
【特許文献２】特開２００２−１９９６９９号公報
【特許文献３】特開平０４−３５４１５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、一般的に用いられている半導体スイッチング装置の一例として図１０を参照してチョッパ回路について説明する。このチョッパ回路はスイッチング素子１０６のエミッタが直流電源１００の低電位側に接続される。さらに、フリーホイールダイオード１０２のカソードは、直流電源１００の高電位側および誘導負荷１０４の一端と接続される。そしてスイッチング素子１０６のコレクタと誘導負荷１０４の他端とが接続される。また、フリーホイールダイオード１０２のアノードは、スイッチング素子１０６のコレクタおよび誘導負荷１０４の他端と接続される。
【０００５】
このようなチョッパ回路において、スイッチング素子１０６をオン状態とすると、直流電源１００、誘導負荷１０４、スイッチング素子１０６、直流電源１００の経路で電流が流れる。次いでスイッチング素子１０６をオフ状態とすると、誘導負荷１０４に蓄えられたエネルギーが誘導負荷１０４とフリーホイールダイオード１０２の経路で放出される。この電流は還流電流とよばれ、図１０において矢印で示す方向に流れるものである。
【０００６】
次いで、スイッチング素子１０６を再度オン状態とすると、前述した通り直流電源１００、誘導負荷１０４、スイッチング素子１０６、直流電源１００の経路で電流が流れる。
【０００７】
前述したように、スイッチング素子１０６がオフ状態からオン状態に遷移すると、フリーホイールダイオード１０２は還流電流が流れる状態（順電流が流れる状態）から逆電圧が印加される状態に遷移する。そして、フリーホイールダイオード１０２に順電流を流した直後に逆電圧を印加すると、前述した還流電流とは逆方向に逆回復電流と呼ばれる電流が流れる。この逆回復電流は瞬間的なもので、一般に還流電流が大きければ大電流となる。
【０００８】
このような逆回復電流は前述の遷移のタイミングにおける高ｄｖ／ｄｔの要因となる。ゆえに、逆回復電流が原因でスイッチング損失やノイズが発生する問題があった。
【０００９】
ここで、前述の問題を解決するためにフリーホイールダイオードの電流容量を低減しておくことが考えられる。例えば、フリーホイールダイオードの電流容量を例えば１アンペア程度にまで低減しておくと、逆回復電流も低減できるから、前述の問題を解決し得る。逆回復電流を低減する観点からはフリーホイールダイオードの電流容量は低いほど好ましい。しかしながら、フリーホイールダイオードに還流電流が流れる状態においては、フリーホイールダイオードに十分な電流が流れる必要があることからフリーホイールダイオードの電流容量は大きい方が好ましい。ゆえに還流電流を十分流すためにはフリーホイールダイオードの電流容量が大きいことが好ましく、逆回復電流を抑制するためにはフリーホイールダイオードの電流容量は小さい方が好ましい。したがって両者の関係はトレードオフであるため、還流電流を十分流しかつ逆回復電流を抑制することができない問題があった。
【００１０】
前述のような問題は、図１０に示されるチョッパ回路だけで起こる訳ではない。すなわち前述の問題はフリーホイールダイオードに順電流が流れ、その直後にフリーホイールダイオードに逆バイアスが印加されるフリーホイールダイオードを備える半導体スイッチング装置において現れる問題である。
【００１１】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、還流電流を十分流すことができ、しかも逆回復電流を抑制できる半導体スイッチング装置及びその使用方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本願の発明にかかる半導体スイッチング装置は、誘導負荷に電流を供給する半導体スイッチング装置であって、直流電源の低電位側と該誘導負荷の一端との間に接続されるスイッチング素子と、カソードが該誘導負荷の他端および該直流電源の高電位側に接続される還流専用ダイオードと、該スイッチング素子と該誘導負荷が接続される配線上の所定位置と該還流専用ダイオードのアノードとの間に接続された還流用スイッチング素子と、カソードが該還流専用ダイオードのカソードに接続され、アノードが該誘導負荷の一端に接続されたフリーホイールダイオードと、を備え、該還流専用ダイオードの電流容量は該フリーホイールダイオードの電流容量よりも大きいことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、半導体スイッチング装置の還流電流を十分流すことができ、かつ逆回復電流を抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
実施の形態1
本実施形態は還流電流を十分流すことができ、かつ逆回復電流を抑制できるチョッパ回路に関する。図１は本実施形態の半導体スイッチング装置の回路図を表す。以後図１を説明する。スイッチング素子１６はエミッタ、コレクタ、ゲートを備えるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌaｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。スイッチング素子１６のエミッタは直流電源１０の低電位側に接続される。一方スイッチング素子１６のコレクタは誘導負荷１８の一端と接続される。誘導負荷１８は例えば、ソレノイドやモーターなどのコイル成分を持つ負荷である。
【００１７】
さらに本実施形態のチョッパ回路は還流専用ダイオード１２と還流用スイッチング素子１４とを備える。還流専用ダイオード１２は電流容量は１００アンペアであり、チップサイズも比較的大きい。また、還流用スイッチング素子１４はスイッチング素子１６同様に、エミッタ、コレクタ、ゲートを備えるＩＧＢＴで構成される。そして、還流専用ダイオード１２のカソードは、誘導負荷１８の他端および直流電源１０の高電位側に接続される。一方還流専用ダイオード１２のアノードには還流用スイッチング素子１４のエミッタに接続され、この還流用スイッチング素子１４のコレクタは、スイッチング素子１６のコレクタおよび誘導負荷１８の一端と接続される。
【００１８】
このようなチョッパ回路の用途は誘導負荷１８の電流値又は電圧値の平均値を調整することにある。そして前述の調整を行うためにスイッチング素子１６は任意の周期でオンオフを繰り返す。以後、本実施形態のチョッパ回路の動作（使用方法）について説明する。ここでは、前述したような任意の周期で繰り返されるオンオフの動作について、スイッチング素子１６がオン状態、オフ状態、オン状態と遷移する場合について説明する。
【００１９】
まず、スイッチング素子１６、還流用スイッチング素子１４ともにオン状態である状態から説明を始める。この状態では、直流電源１０の高電位側、誘導負荷１８、スイッチング素子１６、直流電源１０の低電位側との電流経路で電流が流れる。
【００２０】
次いで、スイッチング素子１６がオフ状態へと遷移される。そしてスイッチング素子１６がオン状態からオフ状態へと遷移される際にも還流用スイッチング素子１４はオン状態を維持する。この状態では前述の電流経路は遮断される。そして誘導負荷１８に蓄えられたエネルギーは、誘導負荷１８、還流用スイッチング素子１４、還流専用ダイオード１２からなる閉回路を還流することで放出される。このとき流れる電流は還流電流とよばれる。図１において矢印で示す通り、還流電流は還流専用ダイオード１２の順方向に流れる。
【００２１】
次いで、スイッチング素子１６がオフ状態からオン状態へと遷移される。また、スイッチング素子１６がオフ状態からオン状態に遷移する直前に還流用スイッチング素子１４がオフ状態へと遷移される。ここで、スイッチング素子１６がオフ状態となるのは少なくとも還流専用ダイオード１２の逆回復電流発生前である。そして、一旦オフ状態となった還流用スイッチング素子１４は所定期間経過後再度オン状態へと遷移される。この所定期間は、還流専用ダイオード１２の逆回復電流がスイッチング素子１６へ悪影響を与えるおそれのある期間以上の時間が設定される。図２には上述のオンオフのスイッチングを行うために還流用スイッチング素子１４およびスイッチング素子１６へ伝送される制御信号の波形を説明するタイミングチャートが示されている。図２に示される通りスイッチング素子１６がオフ状態からオン状態へ遷移されるタイミング、すなわちスイッチング素子１６のコレクタ電流（Ｉｃ）が立ち上がるタイミングでは、還流用スイッチング素子１４がオフ状態となるように制御信号が伝送される。
【００２２】
なお、図２においてオフ期間とは還流用スイッチング素子１４のオフ状態を継続する期間のことで前述した所定期間に相当する。このオフ期間はスイッチング素子１６のオフ状態からオン状態への遷移（図２においてＡで示されている）のタイミングを含むように設定される。
【００２３】
前述したように、図１０においてフリーホイールダイオード１０２に順方向電流が流れた直後にフリーホイールダイオード１０２に逆バイアス（逆電圧）が印加されるとフリーホイールダイオードの順方向とは逆の方向に逆回復電流が流れる。逆回復電流は瞬間的に大電流となるものでありスイッチング損失やノイズの発生要因である。したがって逆回復電流は抑制することが望ましい。そして、この逆回復電流はフリーホイールダイオード１０２の電流容量に、一般に比例するものであるから、逆回復電流を抑制するためにはフリーホイールダイオード１０２の電流容量が低いことが好ましい。他方、スイッチング素子１６がオフ状態のときに還流電流を十分流れやすくして誘導負荷１０４のエネルギーを放出するためにはフリーホイールダイオード１０２の電流容量が高いことが好ましい。ゆえに、図１０の構成のチョッパ回路では還流電流を十分流し、かつ逆回復電流を抑制することができないという問題があった。
【００２４】
本実施形態によれば上述の問題を解決できる。スイッチング素子１６がオフ状態となり図１中矢印で示す還流電流が流れる際には、還流用スイッチング素子１４はオン状態である。本実施形態の還流専用ダイオード１２はチップサイズが大きく電流容量が１００アンペアであるため誘導負荷１８のエネルギー放出が十分に行われる。その後、スイッチング素子１６が再びオン状態となる際には、還流専用ダイオード１２の逆回復電流を抑制するために還流用スイッチング素子１４がオフ状態とされる。よって、瞬間的に大電流が流れる弊害である逆回復電流がスイッチング素子１６に流れることはなく、エネルギー損失やノイズの悪影響を回避できる。
【００２５】
ここで、特に大電流を扱うチョッパ回路などにおいては、大きな電流容量を備えるチップサイズが比較的大きなフリーホイールダイオードが用いられる。そのような場合はフリーホイールダイオードの逆回復電流が大きく過電圧サージやノイズの問題、エネルギー損失によるエネルギー効率の低下の問題が顕著であったが、本実施形態によれば還流専用ダイオードの電流容量を大きくしても逆回復電流の懸念はないからこれらの問題を解決できる。
【００２６】
本実施形態ではチョッパ回路の例を説明したが本発明はこれに限定されない。すなわち、還流専用ダイオードに順方向電流が流れその後逆バイアスが印加され得る構成を備える回路においては逆回復電流に起因する問題が起こると考えられる。そして、還流専用ダイオードのアノード側とスイッチング素子との間に還流用スイッチング素子を配置し、前述した使用方法を実施することにより、どのような回路構成であっても逆回復電流を抑制できるから本発明の実施対象はチョッパ回路に限定されない。
【００２７】
本発明の効果は前述したスイッチング素子の配置および使用方法を実施することにより得られるからスイッチング素子１６はＩＧＢＴ以外のスイッチング素子であっても良い。また還流用スイッチング素子１４はＩＧＢＴに限定されない。スイッチング素子１６および還流用スイッチング素子１４は回路に導通される電流や各素子に印加される電圧により適宜定めればよい。
【００２８】
同様にして、本実施形態の還流専用ダイオード１２の電流容量が１００アンペアであるとの記載もこれに限定されるものではない。還流専用ダイオード１２の電流容量は還流電流が流れるために必要な値を満たすように適宜定めれば本発明の効果を得られる。
【００２９】
本実施形態ではスイッチング素子１６がオフ状態からオン状態に遷移する直前に還流用スイッチング素子１４がオフ状態となるとしたが本発明はこれに限定されない。すなわち、スイッチング素子１６がオフ状態からオン状態へ遷移されるときには還流用スイッチング素子は確実にオフ状態となっていることが必要である。ここで、例えば本実施形態のように還流用スイッチング素子１４として高速スイッチングが可能であるＭＯＳＦＥＴなどを用いると、スイッチング素子１６をオフ状態からオン状態へと遷移させると同時に還流用スイッチング素子１４をオフ状態としても、逆回復電流を抑制する効果が得られる。従って還流用スイッチング素子をオフ状態とするタイミングは還流用スイッチング素子１６の応答速度などを考慮して逆回復電流を抑制できるように適宜定めれば本発明の効果を得ることができる。
【００３０】
また、本実施形態の還流用スイッチング素子１４のオンオフ切り替えを行うために還流用スイッチング素子１４に伝送される制御信号は、スイッチング素子１６への制御信号から決められる構成としても良い。より具体的には、スイッチング素子１６がオフ状態からオン状態へ切り替わったことを検出して、それと同時に還流用スイッチング素子１４へオフすべき制御指令を伝送することなどが考えられる。
【００３１】
実施の形態２
本実施形態は還流電流を十分流すことができ、かつ逆回復電流を抑制できるチョッパ回路に関し、特に還流電流の流れる経路に複数のダイオードを備えるチョッパ回路に関する。
【００３２】
本実施形態の構成は図３を用いて説明する。図３において図１と同じ符号が付される構成要素については図１と同様の意であるから説明を省略する。以後図３の図１と比較した場合の相違点について説明する。図３に示すチョッパ回路はフリーホイールダイオード２０を備え、また、還流用スイッチング素子１５は、エミッタ、コレクタ、ゲートを備えるＩＧＢＴで構成される。フリーホイールダイオード２０のカソードは還流専用ダイオード１２のカソードおよび誘導負荷１８の他端と接続される。一方フリーホイールダイオード２０のアノードは、スイッチング素子１６のコレクタおよび誘導負荷１８の一端、還流用スイッチング素子１５のコレクタと接続され、この還流用スイッチング素子１５のエミッタは還流専用ダイオード１２のアノードに接続される。
【００３３】
そして、フリーホイールダイオード２０の電流容量は１アンペアであり、還流専用ダイオード１２が１００アンペアの大型チップであるのと比較して小型チップである。
【００３４】
還流専用ダイオード１２と還流用スイッチング素子１５とフリーホイールダイオード２０は、還流電流を流す（循環させる）回路であるため、還流回路２４と称する。
【００３５】
本実施形態のスイッチング素子１６および還流用スイッチング素子１５はそれぞれ、実施形態１のスイッチング素子１６および還流用スイッチング素子１４と同様のスイッチングを行う。本実施形態における還流電流は還流専用ダイオード１２およびフリーホイールダイオード２０の２通りの経路で流れる。図３においては還流ダイオード１２を経由する還流電流を還流電流２８として表している。また、フリーホイールダイオード２０を経由する還流電流を還流電流２６として表している。
【００３６】
還流電流が流れた後は、実施形態１と同様にして、還流専用ダイオード１２をオフ状態とし、スイッチング素子１６をオン状態とする。このとき、フリーホイールダイオード２０から逆回復電流が発生する。逆回復電流は図３において逆回復電流３０として示されている。しかしながら、フリーホイールダイオード２０の電流容量は１アンペアであるから逆回復電流は軽微あるいは無視し得る程度である。よって、本実施形態の構成を備えるチョッパ回路であってもスイッチング素子１６がスイッチング損失やノイズの悪影響を受けることはない。
【００３７】
本実施形態の特徴は還流回路２４に特徴がある。すなわち、本実施形態のように還流電流が流れる経路上に複数のダイオードが配置されている場合、電流容量を大きくして専ら還流電流を担う還流専用ダイオード１２に対しては還流用スイッチング素子１５を配置する。還流用スイッチング素子１５は、還流専用ダイオード１２のアノードとスイッチング素子１６との間に接続される。これにより逆回復電流を抑制する。一方還流電流が流れる経路上のフリーホイールダイオード２０はスイッチング素子１６との間に還流用スイッチング素子が配置されないため、電流容量を低減して逆回復電流を抑制する。このようにすることで、還流電流を十分流すことと、逆回復電流の抑制の両立が可能である。
【００３８】
本実施形態においては、還流専用ダイオード１２の電流容量が１００アンペアでありフリーホイールダイオード２０の電流容量を１アンペアとしたが本発明はこれに限定されない。すなわち、還流専用ダイオード１２の電流容量は還流電流を十分流すことができる程度に高く、フリーホイールダイオードの電流容量は逆回復電流を許容できる程度に低くすると本発明の効果を得られるから電流容量は上述の値に限定されない。そして、本実施形態の効果を得るための必須の要件は、還流専用ダイオード１２の電流容量がフリーホイールダイオード２０の電流容量よりも大きいことである。すなわち、還流専用ダイオード１２の電流容量をフリーホイールダイオード２０の電流容量よりも大きくすると、還流専用ダイオードによって還流電流を十分流すことができ、かつ逆回復時、還流専用ダイオード側は遮断されるので逆回復電流を効果的に低減できる。
【００３９】
また、本実施の形態におけるフリーホイールダイオード２０のカソードは、還流専用ダイオード１２のカソードと接続されるようにしたが、その接続先を還流専用ダイオード１２のアノード（還流用スイッチング素子１５のエミッタ）側に替えても良い。つまり、フリーホイールダイオードを還流用スイッチング素子１５とは並列に、かつ還流専用ダイオード１２とは直列に接続することでも、本実施の形態と同様の効果を奏し、そしてこの場合、フリーホイールダイオードに低耐圧の素子を使用することが可能となる。
【００４０】
なお、フリーホイールダイオード２０を備えることによって還流用スイッチング素子１５は低耐圧の素子でも良いから、本実施の形態では還流用スイッチング素子１５として、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−ＦＥＴ）を用いても良く、これによりオン電圧特性を下げることができる。またＭＯＳＦＥＴは高速なスイッチングが可能であるから、前述した還流用スイッチング素子１４のオフ期間を精度よく設定するために好ましいものである。さらに、還流専用ダイオード１２では逆回復電流が生じないため、オン電圧特性を下げることにより直列接続であっても発生損失を低減できる。このようにＭＯＳＦＥＴを使用することで半導体スイッチング装置の低損失化ができる。
【００４１】
本実施形態で図３を用いて説明した還流回路２４は図４に示す還流回路４０に置き換えが可能である。図４のチョッパ回路は、図３の還流回路２４を還流回路４０へ置き換えた点を除き、図３の構成と同様である。還流回路４０は逆阻止スイッチング素子４４を備える。逆阻止スイッチング素子４４はエミッタが直流電源１０の高電位側、および誘導負荷１８の他端と接続される。逆阻止スイッチング素子４４のコレクタは、誘導負荷１８の一端およびスイッチング素子１６のコレクタと接続される。ここで、逆阻止スイッチング素子の構造は周知の構造を採用するものとし詳細な説明は省略する。
【００４２】
逆阻止スイッチング素子４４は、スイッチング素子とダイオードを直列接続したものと等価である。すなわち、本実施形態の逆阻止スイッチング素子４４は図３における還流専用ダイオード１２と還流用スイッチング素子１５とを単一の素子に集約したものとみなせる。よって、スイッチング素子とダイオードとを別々のチップで製造していた場合と比較して素子をワンチップ化して装置を小型化できる。
【００４３】
ここで、図４で示すチョッパ回路の逆阻止スイッチング素子４４を常時オン状態としたうえで、スイッチング素子１６のオンオフを繰り返しオフ状態からオン状態に遷移するときの還流回路４０の波形（電流―時間特性）を記録したグラフを図５に示す。一方、スイッチング素子１６のオフ状態からオン状態への遷移の際に逆阻止スイッチング素子４４をオフ状態とした場合の同波形を図６に示す。
【００４４】
図５では逆回復電流が確認できスイッチング損失やノイズが懸念される。しかしながら図６では逆回復電流が抑制されていることが確認できる。このような効果は本発明の半導体スイッチング装置に共通して得られるものである。上述のように、本実施形態の特徴部分である還流回路は本発明の効果を得ながら様々な変形が可能である。
【００４５】
実施の形態３
本実施形態は還流電流を十分流すことができかつ逆回復電流を抑制できるインバータ、特にブリッジ回路に関し、還流電流の流れる経路に複数のダイオードを備えるブリッジ回路に関する。以後、本実施形態のブリッジ回路について図７を参照して説明する。
【００４６】
本実施形態のブリッジ回路はコレクタが直流電源５０の高電位側に接続されたＩＧＢＴ５２を備える。ＩＧＢＴ５２は上アームを構成するスイッチング素子であり、そのエミッタにおいて、下アームを構成するＩＧＢＴ５４のコレクタと接続される。ＩＧＢＴ５４のエミッタは直流電源５０の低電位側に接続される。さらに、前述したアーム（第１アームと称する）とは別のアーム（第２アームと称する）はＩＧＢＴ５６とＩＧＢＴ５８とを備える。ＩＧＢＴ５６のコレクタはＩＧＢＴ５２のコレクタおよび直流電源５０の高電圧側に接続される。また、ＩＧＢＴ５６のエミッタとＩＧＢＴ５８のコレクタとが接続される。そして、ＩＧＢＴ５８のエミッタはＩＧＢＴ５４のエミッタおよび直流電源５０の低電位側に接続される。
【００４７】
前述したＩＧＢＴそれぞれに対しフリーホイールダイオードが接続されている。例えばＩＧＢＴ５２のエミッタとフリーホイールダイオード６２のアノードが接続され、ＩＧＢＴ５２のコレクタとフリーホイールダイオード６２のカソードとが接続される。図７におけるフリーホイールダイオード６４、６６、６８についても同様である。さらに、本実施形態の第１アームの上アーム（ＩＧＢＴ５２）には還流専用ダイオード７０、還流用スイッチング素子７２が接続される。すなわち、還流専用ダイオード７０のカソードはＩＧＢＴ５２のコレクタと接続される。そして、還流専用ダイオード７０のアノードは還流用スイッチング素子７２のエミッタと接続される。また、還流用スイッチング素子７２のコレクタはＩＧＢＴ５２のエミッタと接続される。本実施形態では還流用スイッチング素子７２はＩＧＢＴとしたがＭＯＳＦＥＴなどでもよい。
また、ＩＧＢＴ５４、５６、５８に関してもＩＧＢＴ５２と同様に、還流専用ダイオードと還流用スイッチング素子が接続されている。
【００４８】
ここで、還流専用ダイオード７０の電流容量は１００アンペアであり、フリーホイールダイオード６２の電流容量は１アンペアである。
【００４９】
誘導負荷６０の一端は還流用スイッチング素子７２のコレクタおよび、ＩＧＢＴ５２のエミッタおよびＩＧＢＴ５４のコレクタと接続される。誘導負荷６０の他端はＩＧＢＴ５６のエミッタおよびＩＧＢＴ５８のコレクタと接続される。
【００５０】
以後本実施形態のブリッジ回路の使用方法について説明する。まず、誘導負荷６０の前述した他端から一端方向への電流を流すべく、ＩＧＢＴ５６とＩＧＢＴ５４とがオン状態とされる。このときＩＧＢＴ５２、ＩＧＢＴ５８ともにオフ状態であるが、還流用スイッチング素子７２はオン状態である。次いで、ＩＧＢＴ５４がスイッチングされオフ状態とされる。そして、誘導負荷６０のエネルギーは誘導負荷６０、還流用スイッチング素子７２、還流専用ダイオード７０、ＩＧＢＴ５６の経路で放出される。また、電流容量が１アンペアと小さいものの、フリーホイールダイオード６２も還流電流の経路となる（図７矢印で示す）。
【００５１】
次いで、再びＩＧＢＴ５４がオン状態とされる。このとき、還流用スイッチング素子７２はオフ状態であるように制御指令が伝送される。従って、還流専用ダイオード７０からの逆回復電流は発生せずＩＧＢＴ５４に悪影響を与えることはない。また、フリーホイールダイオード６２からは逆回復電流が流れ得るが、フリーホイールダイオード６２の電流容量が１アンペアと低く定められているから、この逆回復電流は微弱で弊害のない程度のものである。このように本実施形態の構成および使用方法によれば、還流電流を十分流し、かつ逆回復電流を抑制できる。
【００５２】
本実施形態の特徴は還流電流を大電流容量（本実施形態では１００アンペア）のダイオードで流すことを可能とし、当該大電流容量のダイオードを回路から切り離すことで逆回復電流を抑制するものである。従って還流用スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されないし、ＩＧＢＴ５２、５４、５６、５８もＩＧＢＴに限定されず他のスイッチング素子であっても良い。
【００５３】
同じく、還流専用ダイオードの電流容量が１００アンペアであり、フリーホイールダイオードの電流容量が１アンペアであることもこれに限定されない。前述の電流容量は例示であり、半導体スイッチング装置の電気的な特性を考慮して適宜定めればよい。しかしながら、還流専用ダイオードの電流容量はフリーホイールダイオードの電流容量よりも大きいことが本発明の効果を得るための必須要件である。
【００５４】
本発明は様々なスイッチング装置への応用が可能である。例えば、図８に示すようなモータ９８を駆動する３相インバータにも適用できる。図８では、ＩＧＢＴ７３、７４、７５、７６、７７、７８に並列にフリーホイールダイオード７９、８０、８１、８２、８３、８４が接続される。そして前述した各ＩＧＢＴには還流用スイッチング素子８５、８７、８９、９１、９３、９５および還流専用ダイオード８６、８８、９０、９２、９４、９６が接続される。そして還流専用ダイオードの電流容量はフリーホイールダイオードの電流容量より大きいものである。このような３相インバータについても、還流専用ダイオードで還流電流を流し、また、逆回復電流が起こり得る期間は還流用スイッチング素子をオフ状態としておくことで本発明の効果を得られる。
【００５５】
前述した図８に示す３相インバータは還流専用ダイオードと還流用スイッチング素子（両者をまとめて、還流回路と称する）が、インバータ部分と同一パッケージに内蔵することとした。しかしながら、例えば図９に示されるように、還流回路９９がインバータ部１０１とは別パッケージで形成されていても本発明の効果を失わない。このときの接続は図９に示されるとおりである。この場合、還流専用ダイオードを有さないインバータ部１０１は小型のままでありレイアウトの自由度が向上する。なお、還流回路９９側には、還流用スイッチング素子と還流専用ダイオードに加え、フリーホイールダイオードを備えているが、還流回路９９とインバータ部１０１との間の配線を十分短くできる場合や、高耐圧の還流用スイッチング素子を採用する場合は、必ずしも内蔵する必要はない。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】実施の形態１の半導体スイッチング装置及びその使用方法を説明する図。
【図２】実施の形態１の半導体スイッチング装置の使用方法を説明する図。
【図３】実施の形態２の半導体スイッチング装置及びその使用方法を説明する図。
【図４】実施の形態２の半導体スイッチング装置及びその使用方法を説明する図。
【図５】逆回復電流の弊害について説明する図。
【図６】逆回復電流抑制の効果について説明する図。
【図７】実施の形態３の半導体スイッチング装置及びその使用方法を説明する図。
【図８】本発明を３相インバータに適用した例を説明する図。
【図９】還流回路をインバータ部の外付けとした構成を説明する図。
【図１０】課題を説明するための図。
【符号の説明】
【００５７】
１２  還流専用ダイオード
１４  還流用スイッチング素子
１６  スイッチング素子
１８  誘導負荷
１０  直流電源
４４  逆阻止スイッチング素子  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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