(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準信号と、ｒｆ電源を有する、荷電粒子加速装置のｒｆ共振器内の測定信号との位相のずれを制御するコントローラであって、
前記コントローラは、
基準位相を有する基準正弦波信号を提供する発振器（１３０）と、
前記ｒｆ共振器から、検出位相を有する変換信号を発生する検出器（２７６）と、
移相器装置（５００）と、を備え、
前記移相器装置は、
前記基準正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°だけずらして基準余弦波信号を発生するために設けられた直角位相信号発生器（６３０）と、
９０°を加えた前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相要求信号を生成するために、および９０°を加えた位相のずれの前記所望角の余弦を表わす第２の位相要求信号を生成するために設けられた位相要求信号発生器と、
前記基準余弦波信号を、９０°を加えた位相のずれの前記所望角の正弦を表わす前記第１の位相要求信号と掛け合わせて第１の合成信号を生成するために設けられた第１の乗算器（６２０）と、
前記基準正弦波信号を、９０°を加えた位相のずれの前記所望角の余弦を表わす前記第２の位相要求信号と掛け合わせて第２の合成信号を生成するために設けられた第２の乗算器（６１０）と、
前記第１の合成信号と第２の合成信号を合計して、基準正弦波信号の基準位相に対して前記９０°を加えた位相のずれの前記所望角だけ位相がずれた第２の正弦波信号である移相器出力信号を発生する合計器であって、前記第２の正弦波信号は、基準余弦波信号の基準位相に対して前記位相のずれの前記所望角だけ位相がずれた第２の余弦波信号に等しい、前記合計器（６４０）とを有し、
前記コントローラは、
前記変換信号を前記第２の余弦波信号と掛け合わせ、当該掛け合わせの結果から直流成分を有する位相エラー信号を生成するために設けられた第３の乗算器（５１０）と、
前記位相エラー信号の前記直流成分に基づいて、前記位相エラー信号を最少にするように前記ｒｆ電源の出力を制御するための制御信号を生成するために設けられたプロセッサ（５２０）と、を更に備えるコントローラ。
【請求項２】
前記第１および第２の乗算器がそれぞれアナログ式乗算器である請求項１に記載のコントローラ。
【請求項３】
前記直角位相信号発生器が遅延ケーブルである請求項１または２に記載のコントローラ。
【請求項４】
前記直角位相信号発生器がストリップライン構造から形成される請求項１または請求項２に記載のコントローラ。
【請求項５】
前記ストリップライン構造によって生じる時間遅れを選択的に調整できるように、前記ストリップライン構造が複数の離間したタッピングポイントを備えている請求項４に記載のコントローラ。
【請求項６】
前記位相要求信号発生器が、９０°を加えた位相のずれの前記所望角の正弦を表わす第１のアナログ信号および９０°を加えた位相のずれの前記所望角の余弦を表わす第２のアナログ信号を生成するために設けられたディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を備える請求項１から５のいずれか１項に記載のコントローラ。
【請求項７】
前記ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）が、前記第１および第２のアナログ信号を生成する目的でルックアップテーブルにアクセスするために設けられている請求項６に記載のコントローラ。
【請求項８】
所定の振幅を有する調整された基準正弦波信号を生成するために、前記基準正弦波信号の振幅を所定量だけ減衰させる調整手段をさらに備える請求項１から７のいずれか１項に記載のコントローラ。
【請求項９】
前記調整手段が、さらに、前記所定の振幅を有する調整された基準余弦波信号を生成する目的で、前記基準余弦波信号の振幅を所定量だけ減衰させるために設けられている請求項８に記載のコントローラ。
【請求項１０】
前記調整手段が、さらに、前記変換信号の振幅を前記所定量だけ減衰させる請求項８に記載のコントローラ。
【請求項１１】
前記プロセッサによって生成された前記制御信号を所定の振幅まで減衰させるために設けられた調整手段をさらに備える請求項１から１０のいずれか１項に記載のコントローラ。
【請求項１２】
前記ｒｆ共振器内のｒｆ信号の振幅を制御するために設けられた信号プロセッサ手段をさらに具備し、前記信号プロセッサ手段が、前記変換信号を前記検出器から受信するために、かつ前記変換信号を、基準振幅を有する基準信号と比較することにより振幅エラー信号を算出するために構成され、前記コントローラが、さらに、前記振幅エラー信号によって、前記プロセッサによって生成された前記制御信号の振幅を、前記振幅エラー信号を最少にするように、調整するために設けられている請求項１から１１のいずれか１項に記載のコントローラ。
【請求項１３】
前記信号プロセッサ手段が、さらに、基準振幅を有する基準信号および所定振幅を有するコマンド調整信号を有する基準信号を受信するために設けられ、所定のコマンド調整信号振幅に比例する量だけ調整された振幅を有する調整された変換信号を生成し、前記調整された変換信号振幅を前記基準信号振幅と比較することにより前記振幅エラー信号を生成する請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１４】
基準信号と、ｒｆ電源を有する、荷電粒子加速装置のｒｆ共振器内の測定信号との位相のずれを制御する方法であって、
（ａ）基準位相を有する基準正弦波信号を生成するステップと、
（ｂ）前記ｒｆ共振器から、検出位相を有する変換信号を発生するステップと、
（ｃ）基準余弦波信号を生成するように、前記基準正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°ずらすステップと、
（ｄ）前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相要求信号を生成するステップと、
（ｅ）前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の余弦を表わす第２の位相要求信号を生成するステップと、
（ｆ）前記基準余弦波信号を、前記第１の位相要求信号と掛け合わせて第１の合成信号を生成するステップと、
（ｇ）前記基準正弦波信号を、前記第２の位相要求信号と掛け合わせて第２の合成信号を生成するステップと、
（ｈ）前記第１および第２の合成信号を合計し、前記基準正弦波信号の基準位相に関して、位相のずれの前記所望角だけ位相をずらした第２の正弦波信号である移相出力信号を生成するステップと、
（ｉ）前記基準余弦信号に関して位相のずれの前記所望角だけ位相がずらされた第２の余弦波信号を生成するように、９０°だけ前記第２の正弦波信号の位相を移すステップと、
（ｊ）前記変換信号を前記第２の余弦波信号と掛け合わせ、当該掛け合わせの結果から直流成分を有する位相エラー信号を生成するステップと、
（ｋ）前記位相エラー信号を最少にするように前記ｒｆ電源の出力を制御するために、前記位相エラー信号の前記直流成分に基づいて制御信号を生成するステップとを備える方法。
【請求項１５】
基準信号と、ｒｆ電源を有する、荷電粒子加速装置のｒｆ共振器内の測定信号との位相のずれを制御する方法であって、
（ａ）基準位相を有する基準正弦波信号を生成するステップと、
（ｂ）前記ｒｆ共振器から、検出位相を有する変換信号を発生するステップと、
（ｃ）基準余弦波信号を生成するように、前記基準正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°ずらすステップと、
（ｄ）前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相要求信号を生成するステップと、
（ｅ）前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の余弦を表わす第２の位相要求信号を生成するステップと、
（ｆ）前記基準余弦波信号を、前記第２の位相要求信号と掛け合わせて第１の合成信号を生成するステップと、
（ｇ）前記基準正弦波信号を、前記第１の位相要求信号と掛け合わせて第２の合成信号を生成するステップと、
（ｈ）前記第１および第２の合成信号の差を決定することにより第２の余弦波信号である移相出力信号を生成し、前記第２の余弦波信号が、前記基準余弦波信号の基準位相に関して、位相のずれの前記所望角だけ位相をずらされているステップと、
（ｉ）前記変換信号を前記第２の余弦波信号と掛け合わせ、当該掛け合わせの結果から直流成分を有する位相エラー信号を生成するステップと、
（ｊ）前記位相エラー信号を最少にするように前記ｒｆ電源の出力を制御するために、前記位相エラー信号の前記直流成分に基づいて制御信号を生成するステップとを備える方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コントローラ、特にイオン注入装置用のみならず線形加速装置用のコントローラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
線形加速装置構造は、特定の入射エネルギーで該加速装置内に入射される、特定の質量／電荷比の荷電粒子を加速させる。高周波（ｒｆ）線形加速装置は、重イオンを加速させるために用いられてきた原子核物理学の分野で長年知られてきた。最近では、ｒｆ加速装置は、半導体ウェハ処理に用いられている。通常、（ボロン、リン、ヒ素、アンチモン等の）所定の活性種のイオンビームが生成されて、該イオンがウェハの表面下に注入されるようにウェハに照射される。静電加速システムは、２００ｋｅＶ以上の荷電イオンのビームを生成するのに適しているが、イオン注入装置にｒｆ加速装置を含めることにより、比較的高ビーム電流および比較的高ビームエネルギーの所望の特性（確かな出願のために）を達成できるということが認められてきている。
【０００３】
イオンを半導体ウェハに注入するためにｒｆ線形加速装置を用いることは、少なくとも１９７６年から、Ｎｏｒｔｈ  Ｔｅｘａｓ  Ｓｔａｔｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  １９７６年１０月２７日から２９日における、ｔｈｅ  ＦｏｕｒｔｈＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ  ＆  Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｓｍａｌｌ  Ａｃｃｅｌｅｒａｔｏｒｓ  の講演集録の４６１から４６８頁の、Ｋ．Ｂｅｔｈｇｅ等による「単段加速装置のアップグレード」や、１９７６年５月、ＨｅｉｄｅｌｂｅｒｇのＭａｘＰｌａｎｋ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｆｏｒ  Ｎｕｃｌｅａｒ  Ｐｈｙｓｉｃｓ  におけるＪ．Ｐ．Ｗｕｒｍ  編集の“Ｈｅａｖｙ  Ｉｏｎ  Ｐｏｓｔ−ａｃｃｅｌｅｒａｔｉｏｎ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｈｅｉｄｅｌｂｅｒｇ  ＭＰ  ＴａｎｄｅｍＡｃｃｅｌｅｒａｔｏｒ”で提案されてきている。米国特許第４６６７１１１号は、２ＭｅＶ以上の極限ビームエネルギーを供給する高周波線形加速装置を組込んだイオン注入装置を開示している。
【０００４】
Ｇｌａｖｉｓｈ  等が  Ｎｕｃｌｅａｒ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ  ｉｎ  Ｐｈｙｓｉｃｓ  Ｒｅｓｅａｒｃｈ  Ｂ２１（１９８７）の２６４頁から２６９頁の「高周波加速装置を用いた高エネルギーイオン注入装置の製造」で述べているように、ｒｆ加速装置の各共振器が、例えば可動平板コンデンサのフィードバック制御によってその増幅器に正確に適合かつ整合されることが必要である。該共振器は、１０００から２０００のＱ値を有する高度に調整された装置の一部であるため、熱的、機械的外乱に感応しやすい。また、加速装置電極におけるｒｆ電圧の振幅および位相を制御することが重要である。ある装置において、各キャビティと関連する誘導性または容量性プローブからの信号波、精密位相器を介して主発振器から得られた、要求された位相および振幅と比較される。マイクロプロセッサを用いると、所定のイオンビームエネルギーおよび活性種のための「パラメータ・セット」を発現させることができる。位相は約１°に、振幅は１％以内に保持される。
【０００５】
また、米国特許第５、８０１、４８８号は、ｒｆ加速装置の制御法を開示している。ここでは、オペレータによって設定される目標エネルギーを得るために、制御ユニットが所定のプログラムアルゴリズムに基づいて、位相およびｒｆ電源の各値を決定する。コントローラは、フィードバック制御のもとで位相および振幅を調節する。１９９８年６月２４日、日本の京都のＩＩＴで藤沢等によって提示された「高エネルギーオン注入装置用のＲＦＱおよび３ギャップｒｆ加速装置を用いるビーム線の開発」においては、パーソナルコンピュータが、位相および振幅をＲＦＱおよび３ギャップｒｆビーム線に対して制御するために用いられている。位相は約１°に、振幅は約０．５％に制御される。
【０００６】
従って、当業者は、該装置の精度および安定性が、精密な位相および振幅を有する信号を各共振器に対して生成する能力によるということを認識されたい。また、共振器間の相対的な位相のずれが正確に維持されることが重要である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の一つの目的は、例えば、機械的あるいは熱的なドリフトによって変動する信号間の位相のずれを安定化し、調節することである。他の目的は、正確に選択された位相のずれを正弦波信号に導入する技術を提供することである。さらに他の目的は、そのような信号の振幅を正確に決定して制御することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様においては、基準信号と、ｒｆ電源を有するｒｆ共振器内の測定信号との位相のずれを制御するコントローラであって、基準位相を有する基準正弦波信号を生成する発振器と、検出した位相を有する、前記ｒｆ共振器からの変換信号を生成する検出器と、前記基準正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°だけずらして基準余弦波信号を生成するために設けられた直角位相信号発生器、９０°の位相ずれを加えた前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相要求信号を生成するために、および９０°の位相ずれを加えた位相のずれの前記所望角の余弦を表わす第２の位相要求信号を生成するために設けられた位相要求信号発生器、前記基準余弦波信号を、９０°を加えた位相のずれの前記所望角の正弦を表わす前記第１の位相要求信号と掛け合わせて第１の合成信号を生成するために設けられた第１の乗算器、前記基準正弦波信号を、９０°を加えた位相のずれの前記所望角の余弦を表わす前記第２の位相要求信号と掛け合わせて第２の合成信号を生成するために設けられた第２の乗算器、および前記第１および第２の合成信号を合計し、前記基準正弦波信号の前記基準位相に関して、９０°を加えた位相のずれの前記所望角だけ位相をずらした、前記基準余弦波信号の基準位相に関して位相のずれの前記所望角だけ位相をずらした第２の余弦波信号に等しい第２の正弦波信号である移相器出力信号を生成するために設けられた合計器を含む移相器装置と、前記変換信号を前記第２の余弦波信号と掛け合わせ、かつ前記合成信号からｄｃ成分を有する位相エラー信号を生成するために設けられた第３の乗算器と、前記位相エラー信号の前記ｄｃ成分に基づいて、前記ｄｃ位相エラー信号を最少にするように前記電源の出力を制御するための制御信号を生成するために設けられたプロセッサとを備えるコントローラが提供される。
【０００９】
本発明のコントローラは、三角法の等式、
ｓｉｎ（ωｔ＋ｂ）＝ｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（ｂ）＋ｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（ｂ）
（ｂは正弦波信号の位相のずれを表わす）によっている。
【００１０】
Ｓｉｎ（ｂ）およびｃｏｓ（ｂ）は、正確に生成できるｄｃ値である。即ち、主発振器に関する位相のずれの精密な線形調節が実現できる。位相角ｂは、３６０°にわたって不連続なしに、連続的に調節できる。該装置の線形性および安定性は従来技術によって改良されている。
【００１１】
（上述した三角関数を用いて正確に決定された「要求位相」を有する）第２の正弦波信号が、該検出器によって得られるｒｆ共振器内のｒｆ信号の位相と等しいことを保障することが好ましい。（第２の余弦波信号になるように）正確に９０°ずらされた第２の正弦波信号と、変換された信号との積は０でなければならない。この原理は、正確に決定された位相のずれを、共振器キャビティ内のｒｆ信号の位相が閉ループ・フィードバックを介して固定される基準として用いる位相コントローラを実現するのに用いることができる。この技術を用いて、位相を約０．５°に制御することができる。第２の余弦信号を生成するように、要求された位相角を９０°移す代わりに、ｄｃ成分を有する位相エラー信号を生成するために、変換信号の直角位相信号を、選択された位相のずれ（即ち、９０°でない）でずらされた正弦波信号によって掛け合わすことができるということを認識されたい。別法として、（位相のずれの所望角で位相ずれされた）この正弦波信号は、生成した後それを事実上第２の余弦波信号に変換する第２の直角位相信号発生器を通すことができる。
【００１２】
直角位相信号発生器は、例えば、精密な単一の遅延ケーブルである。これは所定の周波数装置には適切であるが、可変周波数装置に対してはストリップライン構造が好適である。例えば、タップおよびジャンパを備えたストリップライン構造は、回路基板に埋設することができる。このことは、信号周波数の範囲の第１の正弦波信号に対して正確に９０°の位相のずれを行えるような、該ストリップライン構造によってもたらされる時間遅れのナノ秒級の調整を可能にする。
【００１３】
上記乗算器は、好ましくは、アナログデバイセズ社製の高精度ＡＤ８３４あるいはＡＤ８３５のような高速アナログ乗算器である。この場合、ｓｉｎ（ｂ＋９０）およびｃｏｓ（ｂ＋９０）のｄｃ値は、ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）によって生成することができる。好ましくは、マイクロプロセッサの制御によって作動する一対の１６ビットＤＡＣを用いる。
【００１４】
本発明のコントローラは、特に、ｒｆ加速装置の一部である共振器への用途に適している。具体的には、第１の既知の相対的位相の信号を第１の共振器に適用し、かつ第２の既知の相対的位相の信号を、例えば該第１の共振器の下流にある第２の共振器に適用することが好ましい。これは、基準位相を有する共通信号に関する２つの別々の位相のずれを生成するために設けられた単一のコントローラを用いて、あるいは、（好ましくは基準位相を有する共通信号による）２つの別々の装置を用いることにより行い得る。該第１および第２の相対的位相が等しいこと、即ち、第１の共振器に適用された信号と、第２の共振器に適用された信号との位相差がないことが好ましい。
【００１５】
該コントローラはさらに、基準正弦波信号の振幅を所定量だけ減衰させて所定の振幅を有する調整された基準正弦波信号を生成する調整手段を含んでもよい。また該調整手段が、さらに、前記所定の振幅を有する調整された基準余弦波信号を生成する目的で、前記基準余弦波信号の振幅を所定量だけ減衰させるために設けられていてもよい。
【００１６】
該調整手段が、さらに、前記変換された信号の振幅を前記所定量だけ減衰させるために設けられてもよい。
【００１７】
一つの実施の形態においては、該調整手段が、前記プロセッサによって生成された要求信号を所定の振幅まで減衰させるために設けられてもよい。
【００１８】
該コントローラが、前記ｒｆ共振器内のｒｆ信号の振幅を制御するために設けられ、前記変換された信号を前記検出器から受信するために、かつ前記変換された信号を、基準振幅を有する基準信号と比較することにより振幅エラー信号を算出するために構成された信号プロセッサ手段をさらに具備し、前記コントローラが、さらに、前記振幅エラー信号によって、前記プロセッサによって生成された前記制御信号の振幅を、前記振幅エラー信号を最少にするように、調整するために設けられてもよい。
【００１９】
従って、最大入力ピーク電圧が１．２５Ｖで、該信号を調整する、好適な実施の形態のアナログ式乗算器が好ましい。さらに、基準電圧まで該信号を調整することは、振幅検出回路構成要素で発生する非線形性の影響を排除する。
【００２０】
本発明の別の態様においては、基準信号と、ｒｆ電源を有するｒｆ共振器内の測定信号との位相のずれを制御するコントローラであって、基準位相を有する基準正弦波信号を生成する発振器と、検出した位相を有する、前記ｒｆ共振器からの変換信号を生成する検出器と、前記基準正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°だけずらして基準余弦波信号を生成するために設けられた直角位相信号発生器、前記基準正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相要求信号を生成するために、および位相のずれの前記所望角の余弦を表わす第２の位相要求信号を生成するために設けられた位相要求信号発生器、前記基準余弦波信号を、位相のずれの前記所望角の余弦を表わす前記第２の位相要求信号と掛け合わせて第１の合成信号を生成するために、かつ前記基準正弦波信号を、位相のずれの前記所望角の正弦を表わす前記第１の位相要求信号と掛け合わせて第２の合成信号を生成するために設けられた第１の乗算器および前記第１および第２の合成信号の差を決定することにより移相出力信号を生成するために設けられた合計器であって、該移相出力信号が前記基準余弦波信号の基準位相に関して位相のずれの前記所望角だけ位相がずれた第２の余弦波信号である合計器を含む移相器装置と、前記変換信号を前記第２の余弦波信号と掛け合わせ、かつ前記合成信号からｄｃ成分を有する位相エラー信号を生成するために設けられた第２の乗算器と、前記位相エラー信号の前記ｄｃ成分に基づいて、前記位相エラー信号を最少にするように前記ｒｆ電源の出力を制御するための要求信号を生成するために設けられたプロセッサとを備えるコントローラが提供される。
【００２１】
ここで、上記合成した移相信号が余弦波であるように、
ｃｏｓ（ωｔ＋ｂ）＝ｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（ｂ）ｃｏｓ（ωｔ）ｃｏｓ（ｂ）
という三角法の関係が用いられる。
【００２２】
本発明の他の態様においては、基準信号と測定信号との間の位相のずれを制御する方法が提供される。
【００２３】
本発明のさらに他の態様においては、ｒｆ電源を有するｒｆ共振器内のｒｆ信号の振幅を調整する装置であって、前記ｒｆ信号の振幅を表わす変換信号を第１の入力として受信し、かつ所定の振幅を有するコマンド調整信号を第２の入力として受信し、所定のコマンド調整信号振幅に直接比例する量だけ調整された振幅を有する調整された変換信号を生成するために設けられた信号プロセッサ手段と、基準振幅を有する基準信号を生成する手段と、前記調整された変換信号の振幅を前記基準信号の基準振幅と比較し、かつ前記調整された変換信号振幅と前記基準信号振幅との差を表わす振幅エラー信号を生成するために設けられた比較器とを具備し、その後の前記調整された変換信号振幅と前記基準信号振幅との差を最少にするように、前記信号プロセッサ手段が、さらに、前記振幅エラー信号によってｒｆ電源の出力を調整するために設けられている装置が提供される。
【００２４】
前記振幅を直接調整するよりも前記変換信号を調整することによって、ピーク測定装置の非線形性から生じる不正確さが排除される。
【００２５】
調整を実行するために高速アナログ式乗算器を用いることができる。被乗数の一つは調整される変換信号であり、他には、例えば、ＤＡＣによって生成された可変アナログ信号である。好ましくは、例えば抵抗回路網を用いることによって、所定量の予備調整が行われる。
【００２６】
本発明はまた、正弦波信号に位相のずれを生成する移相器装置であって、基準位相を有する第１の正弦波信号を生成する発振器と、第１の余弦波信号を生成するように、前記正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°移すために設けられた直角位相信号発生器と、前記第１の正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相信号および位相のずれの前記所望角の余弦を表わす第２の位相信号を生成するために設けられた所望移相信号発生器と、第１の合成信号を生成するために、前記余弦波信号を、位相のずれの前記所望角の正弦を表わす前記第１の位相信号と掛け合わせるために設けられた第１の乗算器と、第２の合成信号を生成するために、前記正弦波信号を、位相のずれの前記所望角の余弦を表わす前記第２の位相信号と掛け合わせるために設けられた第２の乗算器と、前記第１および第２の合成信号を合計し、前記第１の正弦波信号の前記基準位相に関して、位相のずれの前記所望角だけ位相をずらした第２の正弦波信号である移相器出力信号を生成するために設けられた合計器とを備える移相器装置に及ぶ。
【００２７】
本発明のさらにまた他の態様においては、余弦波信号に位相のずれを生成する移相器装置であって、基準位相を有する第１の正弦波信号を生成する発振器と、第１の余弦波信号を生成するように、前記正弦波信号の位相を前記基準位相に関して９０°移すために設けられた直角位相信号発生器と、前記第１の正弦波信号の位相のずれの所望角の正弦を表わす第１の位相信号および位相のずれの前記所望角の余弦を表わす第２の位相信号を生成するために設けられた所望移相信号発生器と、第１の合成信号を生成するために、前記第１の余弦波信号を、位相のずれの前記所望角の余弦を表わす前記第１の位相信号と掛け合わせるために設けられた第１の乗算器と、第２の合成信号を生成するために、前記第１の正弦波信号を、位相のずれの前記所望角の正弦を表わす前記第２の位相信号と掛け合わせるために設けられた第２の乗算器と、前記第１の余弦波信号の位相に関して、位相のずれの前記所望角だけ位相がずらされた第２の余弦波信号である、前記第１および第２の合成信号の差を表わす出力を生成するために設けられた合計器とを備える移相器装置が提供される。
【００２８】
正弦波信号および余弦波信号に移相のずれを生成する方法も本発明によって提供される。
【００２９】
本発明はまた、請求の範囲に定義したように、本発明を組込んだコントローラを含むｒｆ加速装置、およびｒｆ加速を用いる、基盤にイオンを注入するイオン注入装置にも及ぶ。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施の形態を実施例によって説明する。
【００３１】
図１を参照すると、ｒｆ加速装置アセンブリの概略図が示されている。図解されているアセンブリは、イオンのビーム２５２のエネルギーを変更するために、それぞれ縦に一列に並んで配列されている、第１ｒｆ加速装置および第２ｒｆ加速装置のキャビティまたはステージ２５０および２５１を備える。ビーム２５２は、エネルギーＥ（ＫＥＶ）で第１ｒｆ加速装置キャビティ２５０の中に注入される。
【００３２】
各キャビティ２５０、２５１は、好ましくは、それぞれ接地済みの入口電極および出口電極２５３、２５４および２５５、２５６、およびそれぞれ１組の中間ＲＦ電極２５７、２５８および２５９、２６０を有する３ギャップキャビティである。第１キャビティ２５０の電極は、入口で極２５３と第１ＲＦ電極２５７の間に第１ギャップ２６１を、２つのＲＦ電極２５７と２５８の間に第２ギャップ２６２を、および第２ＲＦ電極２５８と出口電極２５４の間に第３ギャップ２６３を画定する。キャビティ２５１は、類似するギャップ２６４、２６５および２６６を有する。
【００３３】
第１キャビティ２５０のＲＦ電極２５７および２５８は、コイル２６８および２６９に接続され、第２キャビティ２５１のＲＦ電極２５９および２６０はコイル２７０および２７１に接続される。それぞれの電極およびコイルを組み込んでいるそれぞれのキャビティ２５０、２５１は、ＲＦ加速そうちののとされた動作周波数である所定の値Ｆで、または所定の値Ｆあたりで共振周波数を有するように設計されている共振タンクを提供する。図１に概略で図示されている配置は、その内容はその全体として参照して組み込まれている、１９９９年５月２０日に提出され、「イオン打込み器（ＩＭＰＬＡＮＴＥＲ）およびイオンを打ち込む方法（ＩＯＮ  ＩＭＰＬＡＮＴＥＲ  ＡＮＤ  Ａ  ＭＥＴＨＯＤ  ＯＦ  ＩＭＰＬＡＮＴＩＮＧ  ＩＯＮＳ）」と題された一般に譲渡されている特許出願第０９／３２１、７３１号にさらに詳細に説明されている。
【００３４】
以下にさらに説明されるように、キャビティ２５０および２５１の共振は、調節自在調整コンデンサ２７２および２７３によって所望の動作周波数Ｆを整合するために微調整できる。ＲＦエネルギーは、結合ループ２７４および２７５を介してそれぞれのキャビテイ２５０、２５１に結合される。各キャビティ内のピックアップループ２７６および２７７は、それぞれのキャビティ内でのＲＦ電圧の振幅および位相を表す帰還信号を提供する回線２７８および２７９上で出力を提供する。この機能は、以下に特に図２、図３、および図７に関連してさらに詳しく説明されるだろう。
【００３５】
1組の磁気四重極レンズ２８０および２８１が、キャビティ２５０と２５１の間に連続して位置している。
【００３６】
ＲＦ増幅器または電源２８２は、コントローラ１００内のＲＦ生成基から回線２８３上でＲＦ駆動信号を増幅し、第1ＲＦキャビティ２５０内の結合ループ２７４を付勢するために増幅されたＲＦ信号を供給する。同様に、第２ＲＦ増幅器２８５は、増幅されたＲＦ信号を第２ＲＦキャビティ２５１の結合ループ２７５の中に供給するために、コントローラ１００内の第２ＲＦ生成基から回線２８６上でＲＦ駆動信号を増幅する。
【００３７】
キャビティのそれぞれの中のＲＦフィールドの位相が受動的にゆっくりと移動（ＤＲＩＦＴ）しないことは、すべてのＲＦ線形加速装置の重要な特徴である。位相ドリフトは、所定のおよび事前に設定された加速を受け取らない加速装置を通過する一束の荷電粒子を生じさせることがある。さらに、共振タンク回路２５０および２５１が、必要とされるＲＦ電位が最小の抵抗損でそれぞれのキャビティ内のＲＦ電極に提供されることを確認するために設けられることが理解される必要がある。共振回路は高いＱ値（１０００から２０００）を有する傾向があり、これは任意の小さい熱的なまたは機械的な外乱が回路を急速の共振から離すことを意味する。その結果、タンク回路の共振がＲＦ駆動装置の固定周波数Ｆで正確に維持されることが非常に重要である。タンク回路共振の駆動周波数Ｆからの逸脱は、ＲＦ駆動装置の振幅を、キャビティの電極にかけられる同じＲＦ電圧分、増大することを必要とする。また、キャビティの共振がフィードバック制御がない場合に、周波数Ｆから受動的にゆっくりと移動する場合、電極でのＲＦ電圧の位相には変化があるだろう。
【００３８】
図１のコントローラ１００は、キャビティの共振が、例えば、熱膨張発生時に駆動周波数Ｆのままとなることを確実にするために、このようにしてキャビティの共鳴での小さい偏差のための高速電子フィードバックとよりゆっくりとした機械的なフィードバックの両方を利用する。高速フィードバック制御の原理は、（位相制御の）図２から図６、および（振幅制御の）図７から図８に関連して説明される。ゆっくりとした機械的なフィードバック制御は、好ましくはそれぞれのキャビティの可変キャパシタンス２７２および２７３を調整することによって、それぞれ回線２９７と２９８の上でＤＣまたはステッピングモータで制御信号を適用することによって実行される。典型的には、チューナーは、約４０ｋＨｚの範囲で周波数を調節することができる。制御またはコマンド位相と変換済み位相の間の位相差は正または負のどちらかであり、これは、代わりに可変コンデンサのプレートの移動の必要とされる方向の表示を提供することができる。
【００３９】
可変コンデンサ２７２が機械的な装置であるため、可変コンデンサ２７２の応答時間は相対的にゆっくりとしている。このようにして、（以下に詳しく述べられるように）ＲＦ駆動信号の高速電子フィードバック制御は、キャビティの機械的な振動のために生じることがるような、フィードバック信号の高速変化に応えて、キャビティ内で正確な振幅および固定された位相を維持するために必要とされる。他方、キャパシタンス２７２は、例えば、熱膨張から生じるなどのキャビティ内の共振の低速変化を補償するために調節される。より低速な機械的なフィードバック技法は、本発明の一部を形成せず、いかなる場合も前記に参照された米国特許出願連続番号第０９／３２１、７３１号に開示される。
【００４０】
図２は、ＲＦ共振子の特徴のいくつかのきわめて概略な表記とともに、図１のコントローラ１００の簡略化されたブロック図を示す。コントローラが（図１に概略して図示されているように）２つまたは３つ以上のＲＦ共振子を制御できることが理解されるだろうが、説明を簡略化するため、１つの共振子だけが図２に示されている。図１および図２に共通した機能は、類似した参照番号でラベルが付けられている。
【００４１】
コントローラ１００は、例えば、ＲＳ−２３２インタフェースを使用して、ホストコンピュータ１０８との双方向通信を提供する通信プロセッサ１０５を含む。ホストコンピュータ１０８は、ユーザ定義パラメータをシステムオペレータによってコントローラ１００に送信できるようにする。
【００４２】
この第1ギャップ全体でのＲＦ電圧が一束のイオンに必要とされる加速を与えるために適切な値であるときに、第1キャビティによって加速された複数束のイオンが、第２キャビティの第1ギャップに到達することは、複数キャビティ線形加速装置の構造においては既知の要件である。同じエネルギーではあるが、異なる質量対電荷率のイオンとともに使用するためには、第1キャビティから出現するイオンの速度がその質量対電荷率に応じて異なるだろうため、任意の線形加速装置の異なるセットアップが必要とされる。多様なパラメータは変更されてよいが、２つのキャビティ２５０と２５１間の距離を維持し、２つのキャビティ２５０と２５１の間のＲＦ電圧の位相を維持するが、第1キャビティから第２キャビティへイオンの速度を調節することにより、所望の質量対電荷率のために加速装置をセットアップすることが好ましい。これは、示されている例では、信号供給の振幅を共振子コイル２６８に調節することにより達成される。このようにして、ホストコンピュータ１０８は、イオンビームＥのイオンの質量対電荷率に応じて、さまざまな要求振幅を、コントローラ１００の中にロードできるようにする。
【００４３】
通信プロセッサ１０５に加えて、コントローラ１００は、制御プロセッサ１１０、信号検出基１２０、およびマスタ発振器１３０も含む。ただ１つのチャネル（チャネル１とラベルが付けられている）だけが図２に図示されているが、マスタ発振器１３０は、チャネルのそれぞれに共通である。検出器１２０は、共振子コイル２６８に隣接するピックアップループ２７６から回線２７８上でピックアップ信号を受信する。それらの間の制御プロセッサ１１０および信号検出器１２０は、ピックアップループ２７６によって検出される信号の振幅および位相を決定する。ひとたびこれらの値が決定されると、それらは、それぞれ振幅および位相誤差信号を確かめるために、所望の振幅および位相と比較されてよい。
【００４４】
制御プロセッサ１１０は、コマンド位相信号およびコマンド振幅信号をそれぞれ移相器４００および可変利得増幅器４１０に提供する。これらは、回線２８３上で、コイル２６８、２６９を駆動する増幅器２８２に供給される。コマンド位相値およびコマンド振幅値は、増幅器２８２からコイル２６８と２６９に供給される信号の振幅および位相を調整するために選ばれ、その結果、共振子内の所望の位相／振幅と測定された位相／振幅の間の差異は最小限に抑えられる。
【００４５】
図３は、さらに詳細に、図２のコントローラ１００の一部を構成する位相フィードバックループを示す。理解されるように、イオン加速が発生するためには、各ＲＦ共振子は、マスタ発振器１３０に対する正確に定義された位相関係性を持たなければならない。
【００４６】
図３は、移相を確立し、維持するために使用されるフィードバックループの概略図を示す。
【００４７】
マスタ発振器１３０は、基準位相を有する正弦波を生成する。言うまでもなく、位相は相対量であることが理解されるだろう。しかしながら、位相フィードバックループ内の他の信号は、マスタ発振器１３０によって生成される正弦波の位相を基準にした位相を有してよいため、マスタ発振器１３０によって生成される正弦波の位相角度は説明を容易にするために０°であると考えられる。マスタ発振器１３０によって生成される正弦波は、これ以降「基準正弦波」と呼ばれる。
【００４８】
マスタ発振器１３０からの基準正弦波は、基準移相器５００への第1入力として送られる。ホストコンピュータ１０８（図２）は、ｂ°というターゲット位相角度も基準移相器５００に供給する。基準移相器５００は、基準正弦波の位相をｂ°分移す。言い替えると、基準制限はがＳＩＮ（ωｔ）として表される場合には、基準移相器５００は数学的にはＳＩＮ（ωｔ＋ｂ）として表されてよい移相された正弦波を生成するために動作する。
【００４９】
移相された正弦波は、さらに形式ＳＩＮ（ωｔ＋ｂ＋９０）の正弦波を生成するために正確に９０°を通して移相される。これは言うまでもなくＣＯＳＩＮＵＳＯＩＤＡＬ波、ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）である。
【００５０】
基準移相器５００の動作の原理は、図４および図５に関連してさらに詳しく説明されるだろう。しかしながら、移相器によって与えられる追加の９０°の移相は最も好ましくは（Ｌ＋９０）というターゲット位相角度を利用することにより実行されるが、類似する結果は、ターゲット位相角度ｂを使用してから、例えばさらに９０°移相された正弦波ＳＩＮ（ωｔ＋ｂ）を移すために正確な遅延回線を使用することによって得られるだろう。
【００５１】
結果として生じる移相されたＣＯＳＩＮＵＳＯＩＤＡＬ波ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）は、乗算器５１０への第1入力として使用される。乗算器は、共振子（図２）に隣接するピックアップループ２７６から回線２７８上で入力も受け取る。ピックアップループ２７６から受信される信号は、原則的には、ターゲット位相角度ｂを介してマスタ発振器１３０の基準正弦波を基準にして移送されなければならない正弦波である。言い替えると、ピックアップループからの信号は、形式ＳＩＮ（ωｔ＋ｂ）の形でなければならない。
【００５２】
基準移相器５００からの乗算器５００への入力は、ピックアップループ２７６からの信号と同じ周波数を有する（前述されたように）形式ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）の正確に生成された信号である。ピックアップループ２７６からの信号が正確にＳＩＮ（ωｔ＋ｂ）である場合には、これおよびＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）の積はゼロ振幅を有するＤＣ成分を有するだろう。この状態は、乗算器５１０に入力される２つの信号の相対的な振幅とは無関係である。
【００５３】
この原則を使用して、フィードバックループが生成できる。ピックアップループ２７６からの信号が正確にＳＩＮ（ωｔ＋ｂ）ではないが、代わりにＳＩＮ（ωｔ＋ｂ＋△ｂ）などのわずかに異なる位相を有するとき、乗算器はゼロではないＤＣ成分を有する出力を生じさせるだろう。
【００５４】
乗算器５１０によって生成されるＤＣ信号は、デジタル信号プロセッサなどのプロセッサ５２０によって受信される。プロセッサは、制御移相器５３０へ回線５２５に沿って渡される位相要求信号を計算する。制御移相器５３０は、プロセッサ５２０からの位相要求信号とともにマスタ発振器１３０から基準正弦波を受信する。再び図４で説明した技法を使用して、制御移相器５３０は、基準正弦波と同じ周波数有する正弦波であるが、角度Ｘ°で移相される回線５４０での出力コマンド波形を生成する。位相角度Ｘは、典型的にはターゲット位相角度ｂに類似しているが、可能な限りｂに近い位相角度を有する、つまり△ｂをゼロに動かすように（ピックアップループ２７６によって測定される）共振子で信号の実際の位相を駆動するように計算される。これは、出力コマンド波形を、代わりに共振子を駆動する電力増幅器２８２に適用することによって達成される。
【００５５】
今度は図４を見ると、図３の位相フィードバックループで使用するのに適した移相回路の概略図が示されている。図４は、特に、基準移相器５００を示すが、移相を生じさせるために利用される原則は、図３の５３０の制御移相器で使用されるものに類似している。
【００５６】
基準移相器５００および制御移相器５３０は、両方とも高速アナログ乗算器を利用して、以下の三角法の等式を他制する。
【００５７】
ｓｉｎ（ａ＋ｂ）＝（ａ）ｃｏｓ（ｂ）＋ｓｉｎ（ｂ）ｃｏｓ（ａ）
「ａ」を時間変数とすることにより、等式は
ｓｉｎ（ωｔ＋ｂ）＝ｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（ｂ）＋ｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（ｂ）
になる。マスタ発振器１３０（図２および図３）は、基準正弦波ＳＩＮ（ωｔ）を生成する。これはまずバッファ６００を通過する。バッファ６００の出力は、直接的に第1高速アナログ乗算器６１０に渡される。バッファ６００の出力は、位相遅延６３０を介して第２高速アナログ掛け算機６２０にも送られる。ある実施形態では、これは、９０°という位相遅延が生じるように、単に、バッファ６００と第２高速アナログ乗算器６２０の間で時間遅延を生じさせるために正確に測定されたケーブルの長さであってよい。これは、一定の用途では許容できる可能性があるが、多くの場合、基準制限網の周波数も調節可能であってよい。その場合、９０°の位相遅延を提供するために回路基板の中に埋め込まれたストリップ線路構造を利用することが好ましい。このストリップ線路構造には、時間遅延、したがって位相遅延が改変されるように、バッファ６００と第２高速アナログ乗算器６２０の間で信号に提示される有効長さを縮小または増加することによって、時間遅延のＳＵＢ−ＮＡＮＯＳＥＣＯＮＤ調節を可能とするためにタップおよびジャンパが具備されてよい。
【００５８】
９０°位相遅延を導入することによって、第２高速アナログ乗算器６２０はＳＩＮ（ωｔ＋９０°）＝ＣＯＳ（ωｔ）である。前記の三角法アイデンティティの右側を完了するために、所望の位相角度ｂのサインおよびコサインを表すＤＣ値が生成されなければならない。好ましくは、これは1台または複数台のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）（図４には図示されていない）と組み合わされた制御プロセッサ（図２）によって実行される。現在好まれている実施形態においては、所望の移相（基準正弦波の位相を基準にした位相角度ｂ）は工場で事前設定されており、記述されるコントローラのオペレータによって調節することはできない。しかしながら、必要ならば、あるいは所望されるならば、ホストコンピュータ１０８（図２）が０と３６０°の間の任意の位相角度ｂを選択できるようにできることは明確に可能である。その場合、コントローラ１１０は、例えば、ＤＡＣによる生成のために、所望の位相角度ｂをそのサインおよびコサインに変換するためにルックアップテーブルを利用してよい。
【００５９】
第1および第２高速アナログ乗算器６１０と６２０は、好ましくは、アナログデバイス（ＡＮＡＬＯＧ  ＤＥＶＩＣＥＳ）によって製造されるＡＤ８３４またはＡＤ８３５乗算器などの高精度乗算器である。前者は最大周波数２５０ＭＨＺを有するが後者は最大周波数５００ＭＨＺを有する。
【００６０】
第１高速アナログ乗算器６１０は、基準正弦波ＳＩＮ（ωｔ）をＣＯＳ（ｂ）を表すＤＡＣによって生成されたＤＣ値で掛け合わせる。同様にして、第２高速アナログ乗算器６２０は、基準余弦波ＣＯＳ（ωｔ）を、ＤＡＣによって生成されたＳＩＮ（ｂ）を表すＤＣ値で掛け合わせる。２つの乗算器６１０、６２０のそれぞれの出力は加算器６４０によって追加される。加算器６４０の出力は、このようにして、ＳＩＮ（ωｔ＋ｂ）であるＳＩＮ（ωｔ）ＣＯＳ（ｂ）＋ＣＯＳ（ωｔ）ＳＩＮ（ｂ）である。言い替えると、基準移相器５００の出力は、ｂ°の基準正弦波の位相を基準にした移相を有する正弦波である。再び、所望の移相ｂをｂ＋９０と設定することにより、加算器の出力はＳＩＮ（ωｔ＋ｂ＋９０）＝ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）となる。
【００６１】
制御移相器５３０は、同様に動作する。基準正弦波は、ＳＩＮ（ωｔ）およびＣＯＳ（ωｔ）を生成するために使用され、制御プロセッサ１１０（図２）は、出力コマンド位相角度Ｘのサインおよびコサインに同等なＤＣ値を生じさせるようにＤＡＣを制御する。
【００６２】
再び図１を参照すると、実際には２つのｒｆ加速装置キャビティまたはステージ２５０、２５１があることが注意されるだろう。コントローラ１００は、図３に示されているような別個の位相フィードバックループを使用することによって各キャビティの位相を制御するように構成され、すべてはただ１つのマスタ発振器１３０に結び付けられるが、２つの加速装置キャビティ２５０、２５それぞれの中のピックアップループ２７６、２７７からの別個の位相測定値を使用する。一定の状況では、２つのキャビティの間に制御された移相があることが望ましい場合がある。図４に関連して前述された原則を使用すると、第１ｒｆ加速装置キャビティ２５０は、マスタ発振器１３０によって生成される基準正弦波の位相を基準にする位相角度ｂ1で信号を使用し、第２ｒｆ加速装置キャビティ２５１が同じマスタ発振器１３０によって生成される基準正弦波の位相角度を基準にする第２位相角度ｂ2に制御される信号を使用することが好ましい。このようにして、他方を基準にして一方のｒｆ加速装置の位相を調節するよりむしろ、ｒｆ加速装置キャビティに別個に、既知の位相角度が生成、制御される。２つのｒｆ加速装置キャビティの間の相対的な移相（この場合（ｂ1−ｂ2））はゼロではなくてよいか、あるいはこのこの値は、０または１８０°のどちらかである。この後者のケースでも、相対的な位相差は、ゼロとなるように制御されないが、むしろ各ｒｆ加速装置キャビティの移相が、マスタ発振器１３０によって生成される基準正弦波の位相を基準にして同じとなるように制御されることを理解することが重要である。
【００６３】
同様に、図１では、単一のコントローラがｒｆ加速装置キャビティ２５０、２５１の両方を制御するために示されているが、単一マスタ発振器は依然として必要となるだろうが、別個のコントローラがそれぞれに使用できることが理解されるだろう。
【００６４】
図５は、図４の移相回路の詳細な回路図を示す。ＲＥＦＳＩＮＥおよびＲＥＦＣＯＳとラベルが付けられた信号は、通信ボード（図示されていない）上で生成され、万一複数台のプロセッサが存在するのであれば、それぞれのＲＦプロセッサ１００が利用することができる。図７、図８ａおよび図８ｂと関連してさらに詳細に説明されるように、ＲＥＦＳＩＮＥおよびＲＥＦＣＯＳは１．０Ｖピーク間のほぼ等しい振幅に別個の回路構成要素を使用して拡大縮小される。これには２つの主要な理由がある。第１に、一定の振幅の信号を使用すると、回路非線形から生じる誤差は排除される。第２に高速アナログ乗算器６１０、６２０は、それぞれ１．２５Ｖピーク間にすぎない最大入力電圧を有する。
【００６５】
信号ＲＥＦＳＩＮＥは、ゼロおよび数学表記ＳＩＮ（ωｔ）という概念上の位相角度を有すると考えられる、マスタ発振器１３０によって生成される振幅拡大縮小隅基準正弦波を表す。同様にＲＥＦＣＯＳ信号はマスタ発振器１３０によって生成される基準正弦波から引き出され、ＣＯＳ（ωｔ）によって表される振幅拡大縮小済み信号を生成するために、それを基準にして正確に９０°移相される。ＳＩＮ（ｂ）およびＣＯＳ（ｂ）は、それぞれデジタル／アナログ変換器ＤＡＣ０およびＤＡＣ１を使用して生成される。好まれている実施形態では、ＤＡＣ１の出力は、実際には、ＣＯＳ（９０＋ｂ）を表すＤＣ信号であり、ＤＡＣ０の出力はＳＩＮ（９０＋ｂ）を表すＤＣ信号である。これは、基準移相器５００の究極的な出力がＳＩＮ（ωｔ＋ｂ＋９０）、つまり、ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）であることを確実にするためである。高速アナログ乗算器６１０および６２０は、それぞれＤＡＣ１の出力を信号ＲＥＦＳＩＮＥで、ＤＡＣ０の出力を信号ＲＥＦＣＯＳで掛け合わせる。両方の乗算器はそれぞれ抵抗器Ｒ６６およびＲ７６ＷＯ使用してオフセットトリム調整を与えられる。これらは、それぞれタップポイントＴＰ１およびＴＰ２で高速アナログ乗算器６１０、６２０の出力を監視することによりあらゆるＤＣオフセットを削除するために使用できる。
【００６６】
合計は、加算器６４０によって実施される。両方の入力とも等しい利得を有する。加算器６４０の出力は余弦波、ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）である。言い替えると、信号ＳＨＩＦＴＲＥＦは、実際には、その位相角度が、マスタ発振器１３０によって生成される基準正弦波を基準にして９０°＋ｂ移相される正弦波である。
【００６７】
図６は図３で概略して示されている位相フィードバックループの別の部分の詳細な回路図を示す。具体的には、図６はさらに詳細に加算器５１０を示す。
【００６８】
ＣＯＳ（ωｔ＋ｂ）を表す信号ＳＨＩＦＴＲＥＦは、第１のバッファに入れられたマルチプレクサ６５０への入力として使用される。第１バッファマルチプレクサ６５０は、後述されるピックアップループ増幅器内の整合マルチプレクサで発生する可能性のあるあらゆる位相遅延ドリフトを追跡調査し、補償する。
【００６９】
ピックアップループ２７６からの信号は、ＰＵＳＨＩＮＯＵＴとして回線２７８（図１）から使用できる。この信号は、振幅検出回路構成要素（図７、図８ａ、および図８ｂ）を使用して１Ｖピーク間の名目電圧まで拡大縮小される。
【００７０】
拡大縮小されたピックアップループ信号ＰＵＳＩＮＯＵＴは、第３高速アナログ乗算器６６０で（後述されるようにやはり拡大縮小される）信号ＳＨＩＦＴＲＥＦで乗算される。乗算器６６０は、電流−出力乗算器として構成される。信号ＰＵＳＩＮＯＵＴおよびＳＨＩＦＴＲＥＦが正確に９０°異なる場合、第３アナログ乗算器６６０の出力のＤＣ成分はゼロとなるだろう。それ以外の場合、第３高速アナログ加算器６６０の差異出力は、抵抗器Ｒ１０３およびＲ１０４を使用する電圧に変換される。電圧は、差動増幅器６７０の中に通る前に、６６５で通常示される低域フィルタ装置を使用して濾波される。最終的な位相誤差は、図６ではＰＨＡＳ＿ＥＲＲとラベルが付けられている差動増幅器６７０からの出力信号として提供される。この信号ＰＨＡＳ＿ＥＲＲは、制御移相器５３０（図３）への入力として使用するためにＳＩＮ（Ｘ）およびＣＯＳ（Ｘ）の適切な値を生成するために使用される。
【００７１】
図７は、再び概略して、振幅検出および制御のための回路を示す。ピックアップループ２７６からの信号は、それが１．２５Ｖ未満となるために一連の固定断片の１つによって減衰される。減衰された信号は、固定断片による減衰がなぜ必要であるのかである、第４高速アナログ乗算器７００への第１入力として使用される。
【００７２】
第４高速アナログ乗算器７００に対するそれ以外の入力は、第３デジタル／アナログ変換器７１０から引き出される。ＤＡＣ７１０は、第４高速アナログ乗算器７００の積が、共振子信号の位相制御を仮定して約ｂ°でなければならないマスタ発振器１３０を基準にした位相角度を有する正弦波である。この振幅拡大縮小済み信号は、図３の位相フィードバックループ内で使用され、図６ではＰＵＳＩＮＯＵＴとラベルが付けられる。任意の振幅の信号を固定基準振幅に拡大縮小するために、高速アナログ乗算器の形式で可変利得増幅器を使用することも、図４および図６での信号ＲＥＦＳＩＮＥおよびＲＥＦＣＯＳを生成するためにも利用される。言うまでもなく、この技法を使用して信号の振幅を拡大縮小しても、フィードバックループの振幅および位相が、概念上別個に示される、信号の位相に影響を及ぼしてはならないことが理解されるだろう。しかしながら、信号の振幅を拡大縮小すると、ピーク検出装置に存在する非線形性の問題を排除する。
【００７３】
それから、ピックアップループ２７６からの振幅拡大縮小された信号は、第５高速アナログ乗算器７２０によって二乗される。これは、第５高速アナログ乗算器７２０の両方の入力に第４高速アナログ乗算器７００の出力を供給することによって達成される。
【００７４】
第５高速アナログ乗算器７２０の出力は、ＤＣ信号を生成するために低域フィルタ７３０を使用して濾波される。これはコンパレータ７４０の中で固定されたＤＣ電圧に比較され、コンパレータ７４０の出力は、このようにして固定ＤＣ電圧を基準にしてピックアップループの拡大縮小された振幅の間の差異を表す振幅誤差である。
【００７５】
振幅誤差は、フィードバックアルゴリズムで使用するためにマイクロプロセッサ７４５に供給される。マイクロプロセッサは出力振幅および位相を決定する。これは、電力増幅器２８２に対する出力コマンド波形の振幅を調節する振幅偏移器７５０に供給される。これは、代わりに、振幅誤差信号をゼロに向けて駆動するために、共振子に供給される信号の振幅を調節する。
【００７６】
図８ａは、さらに詳細に、図７の概略回路の一部を示す。ピックアップループ２７６からの未処理信号は、高精度抵抗減衰器８００（Ｒ５−Ｒ１１）を通過する。減衰器８００での４つのタップのそれぞれは、２．５という係数を表すため、ピックアップループ信号は１．０、２．５、６．２５よび１５．６２５ちう係数により振幅が削減できる。抵抗器Ｒ３およびＲ４は、０．７５という総合的な減衰を適用するために使用される。抵抗減衰器８００と関連する４つのタップのＤれかの選択は、第２バッファマルチプレクサ８１０の４つのチャネルの内の１つの選択によって実行される。入力Ａ０およびＡ１はこのために使用される。
【００７７】
第２バッファマルチプレクサ８１０は、抵抗器Ｒ１６およびＲ１７によって決定される、利得２．０を有する固定利得ステージも含む。出力回線８２０上の信号はこのようにして０．４Ｖと０．８Ｖピーク間の振幅を有する。しかしながら、回線８２０上での信号は、依然として未処理ピックアップループ信号ＰＩＣＫＵＰＩＮの固定した断片である。
【００７８】
第６高速アナログマルチプレクサ８３０は回線８２０上で減衰された信号をその入力の１つとして受信する。それ以外の入力は、図７によって概略して示されるＤＡＣ７１０である、ＤＡＣ２の値で決定される。ＤＡＣ２の未処理出力は１０．Ｖフルスケールである。このようにしてこの信号は抵抗器Ｒ１９およびＲ２０によって減衰され、その結果、ＤＡＣ２によって供給される乗算器に対する入力は０Ｖから１．２５Ｖの範囲内にあり、後者が乗算器８３０に対する最大入力電圧となる。所望される入力振幅を仮定して、抵抗減衰器８００および第６高速アナログ乗算器８３０の組み合わせから、０．３Ｖピーク間のタップポイントＴＰ４で信号を生じさせる。
【００７９】
増幅器８４０は、３．３という係数によって第６高速アナログ乗算器８３０から受信される正弦波信号を掛け合わせる。このようにして、ＰＵＳＩＮＯＵＴとラベルが付けられた増幅器８４０の出力は、１．０Ｖピーク間という振幅を有する制限は信号であってよい。前述されたように、この信号ＰＵＳＨＩＮＯＵＴは、図６に示されている位相コンパレータで使用される。
【００８０】
今度は図８ｂを見ると、信号ＰＵＳＨＯＵＴが０．７という係数で削減されてから、第７高速アナログ乗算器８５０の両方の入力に供給される。第７高速アナログ乗算器８５０の出力は、それから入力の二乗であり、つまりＲＭＳ値が０．５Ｖである正の波形である。この信号は田プポイントＴＰ３で使用可能である。
【００８１】
低域フィルタ装置８６０は、第７高速アナログ乗算器８５０の出力を受け取り、低域フィルタ装置８６０の出力は、代わりに＋０．５ＶというＤＣ信号である。
【００８２】
−０．５Ｖという基準電圧は、電圧ソースおよび抵抗器装置８６５によって生成される。これは、低域フィルタ装置８６０の出力である名目上の＋０．５Ｖ信号に加えられる。図８ｂの中の回路ノードＸでの電圧はこのようにして概念上ゼロである。合計ジャンクション８７０は２０Ｘという利得を有し、接地電位で保持されている非逆転入力と、概念上０．０Ｖである逆転入力の間の差異を増幅する。加算ジャンクション８７０の出力は、元の未処理ピックアップ信号振幅が、それがあるべき大きさより大きい（つまり、低域フィルタ装置８６０の出力が基準電圧より大きい）のか、あるいはそれがあるべき大きさより小さいのかに応じて正または負となるだろう、図８ｂでＡＭＰＬ＿ＥＲＲとラベルが付けられた振幅誤差である。合計ジャンクション８７０からの１０ＭＶ出力は、０．１％という信号振幅誤差を表す。
【００８３】
トリム電位差計Ｒ１２３は、回路内のあらゆるオフセットをゼロにするために使用される。実践では、既知の信号はピックアップループ２７７からＰＩＣＫＵＰＩＮ信号の代わりに、図８ａの左側に注入される。図８ａおよび図８ｂの利得および減衰器は、理論上の値に設定され、トリム電位差計Ｒ１２３は、合計ジャンクション８７０の出力で０．０Ｖを生じさせるために調節される。
【００８４】
以下の表１は、ＰＩＣＫＵＰＩＮとＡＭＰＬ＿ＥＲＲの間の信号振幅を要約する。
【表１】
0005129907.tif 000002
【００８５】
図９は、図１の共振子増幅器に供給される出力コマンドの全体的な位相および振幅の制御の詳細な回路図を示す。図６に示されている信号ＰＨＡＳＥ＿ＥＲＲおよび図８ｂに示されているＡＭＰＬ＿ＥＲＲは、制御プロセッサ１１０（図２を参照すること）に供給される。制御プロセッサ１１０は、比例積分微分（ＰＩＤ）アルゴリズムを実現し、振幅および位相誤差をゼロに動かすために適切なコマンド値を計算する。ＰＨＡＳ＿ＥＲＲおよびＡＭＰＬ＿ＥＲＲの両方とも、高速１６ビットアナログデジタル変換器（図示されていない）によって読み取られる。（図３でＳＩＮ（Ｘ）よびＣＯＳ（Ｘ）と呼ばれる）コマンドＤＣサイン信号およびコサイン信号を計算するためのアルゴリズム、および同様に振幅コマンド電圧は、好ましくはファームウェアを使用して実現され、本発明の一部を形成しない。
【００８６】
出力コマンド移相ＣＯＳ（Ｘ）およびＳＩＮ（Ｘ）は、制御プロセッサ１１０の制御下でデジタル／アナログ変換器により生成される。ＣＯＳ（Ｘ）は、デジタル／アナログ変換器ＤＳＰ−ＤＡＣ１によって生成され、ＳＩＮ（Ｘ）はＤＳＰ−ＤＡＣ２によって生成される。図９で分かるように、これらは、それぞれ第８番目および第９番目の高速アナログ乗算器９００、９１０を使用して、基準正弦波ＳＩＮ（ωｔ）および基準余弦波ＣＯＳ（ωｔ）で乗算される。基準正弦波および余弦波は、マスタ発振器１３０から生じる。積、ＣＯＳ（ωｔ）ＳＩＮ（Ｘ）およびＳＩＮ（ωｔ）ＣＯＳ（Ｘ）は、第１０高速アナログ乗算器９２０への第１入力を生じさせるために合計される。第１０高速アナログ加算器９２０に対するそれ以外の入力は、コマンド移相Ｘを有するためにコマンド波を拡大縮小するための振幅拡大縮小係数である。ＪＰＲ２とラベルが付けられたジャンパは、振幅制御の２つの運転モードの間での選択を可能にする。第１の「可変出力」モードでは、制御プロセッサ１１０は振幅誤差ＡＭＰＬ＿ＥＲＲに依存し、デジタル／アナログ変換器ＤＳＰ−ＤＡＣ３から出力を提供する。ＤＳＰ−ＤＡＣ３の出力は、増幅器９３０用の振幅制御として使用される。言い替えると、位相制御信号（第１０乗算器９２０への第１入力）は、可変振幅制御信号で振幅変調される。
【００８７】
ＤＳＰ−ＤＡＣ３からの未処理出力は、まず、抵抗器Ｒ１３９およびＲ１３１によって提供される割り算器を通して８という係数で減衰される。その結果生じるレベルはコマンドＲＦ信号の振幅である。第１０高速アナログ乗算器９２０の出力は、回路出力で拡大縮小された移相済み制御波形を生成するためにバッファ４０を通してバッファ化される。この可変出力モードは、ジャンパＪＰＲ２のピン２および３を短絡させることによって選択される。
【００８８】
第２の「固定出力」モードでは、振幅制御信号は、再び増幅器９３０によってバッファに入れられるように、ＤＳＰ−ＤＡＣ３からの出力の値を反映するＤＣ信号である。信号は０から１０Ｖ  ＤＣの範囲を有する。固定出力モードでは、第１０アナログ乗算器９２（ピン８）でのＲＦ出力振幅信号は、抵抗器Ｒ１６６およびＲ１３５によって表される電圧割り算器によって決定される。固定出力モードは、ジャンパＪＰＲ２のピン１および２を短絡させることによって選択される。
【００８９】
ＲＦ線形加速装置には、多くの技術分野での用途がある。しかしながら、それらはイオン打込み器内のイオンの加速において特に役立つ。このような打込み器は、シリコンウェハ等の、ホウ素またはリンなどのドーパントイオンによるドーピングを可能にする。
【００９０】
図１０は、無線周波数線形加速装置センブリ１０を組み込む単一ウェハ打込み器を概略して示す。ｒｆ加速装置アセンブリ１０がきわめて概略した形式で示され、２つの中央電極を有する単一の３ギャップＲＦブースタを表す。また、図１０の打込み器が、前述されたコントローラをただ文脈に入れるためだけであり、それ自体本発明の一部を表すことを意図していない。
【００９１】
図１の簡略化された装置では、打込み器は、所定のエネルギーＥでイオンのビームをアナライザ磁石１２の中に向けるイオンソース１１を備え、それはその質量対電荷率（Ｍ／Ｅ）に従ってイオンを、ＲＦソース２４からのＲＦ電力が供給されるバンチャ２３に渡す。必要とされる速度かける質量／電荷（Ｍ／Ｅ）比率のイオンだけがバンチャ２３の出口にある質量選択（解決）切れ目１３を通り抜け、依然としてエネルギーEでビーム１４として無線周波数加速装置アセンブリ１０の中に入る。それから、ｒｆ加速装置アセンブリ１０を出るビームは、エネルギーアナライザ２５に入り、その後それは、ビーム方向を横断する方向１６であちらこちらでイオンビームを走査するように配列される、ビーム走査装置１５に入る。走査装置１５は、静電性または電磁性のどちらかであってよい。電磁性走査システムは、特に電流ビーム用の用途で好まれる。適切な電磁性走査システムは、米国特許第５３９３９８４号に開示される。それから、走査されたビームは、半導体基板１８がフォルダ１９の上に保持される注入室１７に入る。フォルダ１９は、図１の用紙面に垂直な方向で、および走査されたビームの平面を横切ってウェハを往復運動するために作動することができる、一般的に２０で示される機械的な走査機構に取り付けられる。ウェハフォルダ１９のビームの走査と機械的な走査の組み合わせによって、ビームを、打込みプロセスの間ウェハのすべての部分で走査できるようになる。処理されたウェハはフォルダ１９から取り外され、注入室１７から出され、処理のための新しいウェハが室１７の中に入れられ、一度に１枚づつ、この図面では簡略さのために図示されていないロボット処理機構を使用してロードロック２１を介して取り付けられる。
【００９２】
単一ウェハ打込み器の追加詳細は、米国特許番号第５００３１８３号および第５２２９６１５号およに、国際特許明細書ＷＯ第９９／１３４８８号から注入室という好まれた形式で決定することができる。イオンソース、質量選択磁石、および打込み器の走査機構および処理機構の特定の詳細は、前記従来の技術の文書に開示されるような打込み器内でのイオンのエネルギーを増大するために使用されてよいｒｆ加速装置アセンブリの装置だけに関する、本発明の態様にとっては決定的ではない。
【００９３】
ｒｆ加速装置が、典型的には、半導体ウェハのバッチを同時に処理するために機械的な走査だけに依存するバッチ打込み器内での使用のために等しく適切であることが理解される必要がある。ウェハは、通常、ウェハをイオンビームの線を横切って１つずつ持ち込むために回転する、回転ホイールの周辺に取り付けられる。一方、ホイールの回転軸は、直交方向で走査を完了するためにあちらこちらで往復される。
【００９４】
図１および図１０に示されている加速装置アセンブリは、おもに、イオンｂ++（Ｍ／Ｅ＝５．５）、ｂ+（Ｍ／Ｅ＝１１）、Ｐ++（Ｍ／Ｅ＝１５．５）およびＰ+++（Ｍ／Ｅ＝１０．３）を取り扱い、加速することが意図される。加速装置アセンブリの構造パラメータは、ｂ+イオンの最適条件近くとなるように設計されている。しかしながら、イオン打込み用途の場合、少なくとも第１ブースタステージからの有効なエネルギー利得は、約４０までのＭ／Ｅ範囲でイオンのために得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のある態様を具体化するコントローラを含むｒｆ加速装置アセンブリの概略図である。
【図２】図１のコントローラをクローズアップした概略図である。
【図３】図２のコントローラの一部を構成する位相フィードバックループの詳細図である。
【図４】図３の位相フィードバックループに用いるのに適する移相回路の概略ブロック図である。
【図５】図４の移相回路の詳細な回路ブロック図である。
【図６】図３の位相フィードバックループの一部の詳細な回路ブロック図である。
【図７】本発明の他の態様を具体化する振幅検出および制御回路の概略ブロック図である。
【図８ａ】図７の振幅検出および制御回路の詳細な回路ブロック図である。
【図８ｂ】図７の振幅検出および制御回路の詳細な回路ブロック図である。
【図９】図１の共振器増幅器に供給される出力コマンドの位相および振幅全体にわたる制御の詳細な回路ブロック図である。
【図１０】図１のコントローラおよびｒｆ加速装置を含むイオン注入装置の概略図である。
【符号の説明】
１０…加速装置アセンブリ、１３…切れ目、１４…ビーム、１６…方向、１７…注入室、１８…半導体基板、１９…フォルダ、２３…バンチャ、２５…エネルギーアナライザ、１００…コントローラ、１０５…通信プロセッサ、１３０…マスタ発振器、１０８…ホストコンピュータ、２７６…共鳴器、２８２…ＲＦ増幅器、２９９…要求セット、５００…移相（基準）、５１０…乗算器、５２０…フィードバックプロセッサ、５２５…制御信号、５３０…移相（コントロール）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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