(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧源と第２の直流電圧源とを直列接続してなる直流電圧源直列回路と、
前記直流電圧源直列回路の正側端子に接続される第１の端子と、負側端子に接続される第２の端子と、前記第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との接続点に接続される第３の端子と、
ダイオードをそれぞれに逆並列接続した正側半導体スイッチング素子と負側半導体スイッチング素子とを直列接続してなる３組のスイッチング素子直列回路と、
を備え、
前記スイッチング素子直列回路のそれぞれの一端を前記第１の端子に接続し他端を前記第２の端子に接続し、前記正側半導体スイッチング素子と前記負側半導体スイッチング素子との接続点のそれぞれを３相交流の出力端子とする３相インバータ装置において、
前記３相インバータ装置の各相の交流出力端子は双方向スイッチを介して前記第３の端子に接続され、
前記直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも高いときは、前記３相インバータ装置のいずれか１相の正側および負側の半導体スイッチング素子を非導通にし、かつその相の交流出力端子と前記第３の端子との間に接続されている双方向スイッチを導通させるとともに、他の２相の正側および負側の半導体スイッチング素子とそれらの相に接続されている双方向スイッチとをスイッチング動作させ、
前記直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも低いときは、前記３相インバータ装置のすべての相の正側および負側の半導体スイッチング素子と双方向スイッチとをスイッチング動作させる、
ことを特徴とする３相インバータ装置。
【請求項２】
前記直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも高いときは、
前記交流出力端子間の電圧の絶対値が最大となる二つの相の正側および負側の半導体スイッチング素子とそれらの相に接続されている双方向スイッチとをスイッチング動作させるとともに、
残り一つの相の正側および負側の半導体スイッチング素子を非導通にし、かつその相に接続されている双方向スイッチを導通させる、
ことを特徴とする請求項１に記載の３相インバータ装置。
【請求項３】
前記直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも高いときは、
前記交流出力端子から出力される電流の絶対値が最大となる相の正側および負側の半導体スイッチング素子を非導通にし、かつその相に接続されている双方向スイッチを導通させるとともに、
他の二つの相の正側および負側の半導体スイッチング素子とそれらの相に接続されている双方向スイッチとをスイッチング動作させる、
ことを特徴とする請求項１に記載の３相インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を３相交流電圧に変換する３相インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池や燃料電池などが発電する直流電力は、インバータ装置により交流電力に変換して負荷に直接給電されるか、あるいは変換した交流電力を系統に連系して負荷に給電される。しかし、太陽電池や燃料電池などの電源は、出力電流が増大するほどその出力電圧が垂下する特性を有している。また、太陽電池などは、周囲温度の低下に伴いその出力電圧が上昇するという特性を有している。
【０００３】
このような特性を有する直流電源の出力電圧をインバータ装置で交流電圧に変換する場合、一般的に、直流電源とインバータ装置との間にチョッパ回路が設けられている。チョッパ回路の働きによりインバータ装置の入力電圧を所定値に保ち、インバータ装置の電圧利用率を向上させることができる。
【０００４】
一方、チョッパ回路を設けることは、電力変換装置の低コスト化を阻害する要因となる。そのため、チョッパ回路を設けずに、直接、インバータ回路で直流電源の電圧を交流電圧に変換するという方式も採用されている。しかし、この方式は、直流電源の出力電圧が高いとき、インバータ装置のスイッチング損失が増加し、装置の効率が低下するという問題がある。
【０００５】
そこで、特許文献１では、３相の電動機を駆動する方式に関するものであるが、３相インバータ装置を、いわゆるＶ結線インバータとして動作させる方式が提案されている（図８参照。）。
【０００６】
図８において、１は直流電源である。２はコンデンサ２１とコンデンサ２２とを直列接続してなるコンデンサ直列回路であり、直流電源１の両端に接続される。コンデンサ２１と直流電源１との接続点を第１の端子Ｐとし、コンデンサ２２と直流電源１の接続点を第２の端子Ｎとし、コンデンサ２１と２２との接続点を第３の端子Ｃとする。コンデンサ２１とコンデンサ２２とは、直流電源１の電圧を２分割する第１の直流電圧源と第２の直流電圧源である。
【０００７】
３は３相のインバータ回路であり、その正側および負側の入力端子は、コンデンサ直列回路の第１の端子Ｐと第２の端子Ｎに接続されている。インバータ回路３は、第１の端子Ｐに接続される正側の半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗと第２の端子Ｎに接続される負側の半導体スイッチング素子Ｑｘ〜Ｑｚとを３相ブリッジ接続した回路で構成されている。また、半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚには、逆並列にダイオードＤｕ〜Ｄｗ，Ｄｘ〜Ｄｚが接続されている。半導体スイッチング素子ＱｕとＱｘの接続点、ＱｖとＱｙの接続点、ＱｗとＱｚの接続点は、それぞれインバータ回路３の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗである。
【０００８】
４ａは機械スイッチ４１と双方向スイッチ４２とを並列に接続してなるスイッチ回路である。スイッチ回路４ａの一端は第３の端子Ｃに接続され、他端は交流出力端子Ｖに接続される。５ａはインバータ回路３の負荷としての電動機である。６ａはインバータ回路３とスイッチ回路４ａとの制御信号を生成する制御回路である。
【０００９】
上述の３相インバータ装置において、電動機５ａの回転数指令が所定値より高いとき、インバータ回路３は通常の３相インバータとして動作する。このとき、スイッチ回路４ａの機械スイッチ４１および双方向スイッチ４２はいずれもオフし、３相の半導体スイッチング素子すべてがスイッチング動作をする。その結果、３相インバータ装置で発生する損失の大半は、インバータ回路３の半導体スイッチング素子で発生する。
【００１０】
一方、電動機５ａの回転数指令が所定値より低いとき、インバータ回路３はいわゆるＶ結線インバータとして動作する。このとき、スイッチ回路４ａの機械スイッチ４１および双方向スイッチ４２がオン、Ｕ相およびＷ相の半導体スイッチング素子のみがスイッチング動作をする。
【００１１】
その結果、３相インバータ装置で発生する損失の大半は、Ｕ相およびＷ相の半導体スイッチング素子で発生する。したがって、３相インバータ装置の損失は、インバータ回路３に３相インバータ動作をさせる場合に比べて、概ね２／３に低減される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特許第３７５９３３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところで、３相インバータ装置を３相インバータとして動作させるとき、損失はすべての相の半導体スイッチング素子に均等に発生する。一方、図８に示す３相インバータ装置をＶ結線インバータとして動作させるとき、損失はＵ相およびＷ相の半導体スイッチング素子にのみ発生する。また、１つの半導体スイッチング素子に発生する損失は、３相インバータ動作をさせるよりも、Ｖ結線インバータ動作をさせる方が多い。
【００１４】
その結果、同一の冷却条件の下では、Ｖ結線インバータ動作をさせる方が３相インバータ装置の出力容量が低下するという問題がある。
そこで、本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、Ｖ結線インバータとして動作させるときの半導体スイッチング素子の損失を均等化し、装置の出力容量を向上させることができる３相インバータ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明によって提供される３相インバータ装置は、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源とを直列接続してなる直流電圧源直列回路と、この直流電圧源直列回路の正側端子に接続される第１の端子と、負側端子に接続される第２の端子と、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との接続点に接続される第３の端子と、ダイオードをそれぞれに逆並列接続した正側半導体スイッチング素子と負側半導体スイッチング素子とを直列接続してなる３組のスイッチング素子直列回路と、を備え、スイッチング素子直列回路のそれぞれの一端を第１の端子に接続し他端を第２の端子に接続し、正側半導体スイッチング素子と負側半導体スイッチング素子との接続点のそれぞれを３相交流の出力端子とし、各相の交流出力端子は双方向スイッチを介して第３の端子に接続され、直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも高いときは、いずれか１相の正側および負側の半導体スイッチング素子を非導通にし、かつその相の交流出力端子と第３の端子との間に接続されている双方向スイッチを導通させるとともに、他の２相の正側および負側の半導体スイッチング素子とそれらの相に接続されている双方向スイッチとをスイッチング動作させ、直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも低いときは、すべての相の正側および負側の半導体スイッチング素子と双方向スイッチとをスイッチング動作させる、ことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の他の好ましい実施の形態においては、上述の３相インバータ装置は、直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも高いとき、交流出力端子間の電圧の絶対値が最大となる二つの相の正側および負側の半導体スイッチング素子とそれらの相に接続されている双方向スイッチとをスイッチング動作させるとともに、残り一つの相の正側および負側の半導体スイッチング素子を非導通にし、かつその相に接続されている双方向スイッチを導通させる、ことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の他の好ましい実施の形態においては、上述の３相インバータ装置は、直流電圧源直列回路の両端電圧が所定値よりも高いとき、交流出力端子から出力される電流の絶対値が最大となる相の正側および負側の半導体スイッチング素子を非導通にし、かつその相に接続されている双方向スイッチを導通させるとともに、他の二つの相の正側および負側の半導体スイッチング素子とそれらの相に接続されている双方向スイッチとをスイッチング動作させる、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によると、３相の線間電圧の状態または出力電流の状態によって、Ｖ結線インバータとしてスイッチング動作する相を順次切り換えながら、所望の３相交流電圧を出力することができる。これにより、半導体スイッチング素子の損失を均等化することができる。
【００１９】
また、半導体スイッチング素子の損失を均等化することができるため、相を固定してＶ結線インバータ動作を行う場合よりも高い出力容量の３相インバータ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明に係る３相インバータ装置を説明するための図である。
【図２】（ａ）ＲＢ−ＩＧＢＴを用いたスイッチ回路を説明するための図である。（ｂ）通常のＩＧＢＴを用いたスイッチ回路を説明するための図である。
【図３】本発明に係る３相インバータ装置の制御回路を説明するためのブロック図である。
【図４】（ａ）本発明に係るＵ相変調信号とキャリア信号との関係を説明するための図である。（ｂ）Ｑｕの制御信号を説明するための図である。（ｃ）Ｓｕの制御信号を説明するための図である。（ｄ）Ｕ相の相電圧を説明するための図である。
【図５】（ａ）線間電圧指令の絶対値信号を説明するための図である。（ｂ）変調信号を説明するための図である。
【図６】本発明に係る３相インバータ装置の制御回路を説明するためのブロック図である。
【図７】（ａ）出力電流の絶対値信号を説明するための図である。（ｂ）変調信号を説明するための図である。
【図８】従来の３相インバータ装置を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を実施するための形態を図１〜図７を参照して説明する。なお、図１〜図７において、図８に示した従来の３相インバータ装置と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。
【００２２】
図１は、本発明に係る３相インバータ装置の第１の実施形態を説明するための図である。この図において、１〜３の符号を付した構成要素は図８の３相インバータ装置の構成要素と同じである。
【００２３】
４ｂは双方向スイッチＳｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚからなるスイッチ回路である。双方向スイッチＳｕｘはコンデンサ直列回路２の第３の端子Ｃとインバータ回路３の交流出力端子Ｕとの間に接続される。同様に、双方向スイッチＳｖｙは第３の端子Ｃと交流出力端子Ｖとの間に接続され、双方向スイッチＳｗｚは第３の端子Ｃと交流出力端子Ｗとの間に接続される。また、双方向スイッチＳｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚは、図２（ａ）に示すようにＲＢ（Ｒｅｖｅｒｓｅ−Ｂｌｏｃｋｅｄ）−ＩＧＢＴ（スイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚ）を逆並列接続した回路、または図２（ｂ）に示すように通常のＩＧＢＴ（スイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚ）を逆直列接続した回路である。
【００２４】
５ｂは３相交流電源であり、インバータ回路３の交流出力端子Ｕ〜Ｗと接続される。７は直流電源１の両端電圧を検出するための直流電圧検出器である。８はインバータ回路３から出力される電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するための電流検出器である。なお、電流検出器８と３相交流電源５ｂとの間には、図示しない負荷が接続され、３相交流電源５ｂまたはインバータ回路３から電力が供給される。
【００２５】
６ｂは、上記検出器で検出された信号に基づいてインバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚの制御信号Ｇｕ〜Ｇｗ，Ｇｘ〜Ｇｚとスイッチ回路４ｂのスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚの制御信号Ｇｓｕ〜Ｇｓｗ，Ｇｓｘ〜Ｇｓｚとを生成するための制御回路である。制御回路６ｂは、詳細には図３に示すブロック図により構成されている。図３において、６１はモード選択手段、６２はインバータ電圧指令手段、６３は相電圧／線間電圧変換手段、６４は変調信号演算手段、６５はＰＷＭ演算手段である。
【００２６】
モード選択手段６１には、直流電圧検出器７で検出された直流電源１の電圧Ｅと、相電圧／線間電圧変換手段６３から出力される線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕが入力される。モード選択手段６１は、直流電源１の電圧Ｅが線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕの絶対値の最大値を出力するのに十分であるとき、インバータ回路３をＶ結線インバータとして動作させるための指令（以下では、Ｖ結線インバータ指令という。）を出力する。一方、直流電源１の電圧Ｅが線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕの絶対値の最大値を出力するに足りないとき、インバータ回路３を通常の３相インバータとして動作させるための指令（以下では、３相インバータ指令という。）を出力する。
【００２７】
インバータ電圧指令手段６２には、電流検出器８で検出されたインバータ回路３の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが入力される。インバータ電圧指令手段６２は、インバータ回路３が３相交流電源５ｂと連系運転するとき、出力電流Ｉｕ〜Ｉｗを指令値と一致させるための電圧指令値を演算する。演算結果は、相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗとして出力される。一方、インバータ回路３が、３相交流電源５ｂと連系運転をせず、電圧源として動作するとき、インバータ電圧指令手段６２は所望の電圧指令値を相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗとして出力する。
【００２８】
相電圧／線間電圧変換手段６３は、インバータ電圧指令手段６２から出力される相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕに変換して出力する。
【００２９】
変調信号演算手段６４は、モード選択手段６１の出力が３相インバータ指令のとき、インバータ電圧指令手段６２が出力する相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを各相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２，λｖ１，λｖ２，λｗ１，λｗ２に変換して出力する。一方、モード選択手段６１の出力がＶ結線インバータ指令のとき、相電圧／線間電圧変換手段６３が出力する線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕを各相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２，λｖ１，λｖ２，λｗ１，λｗ２に変換して出力する。
【００３０】
ＰＷＭ演算手段６５は、変調信号演算手段６４から出力される各相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２，λｖ１，λｖ２，λｗ１，λｗ２とキャリア信号Ｃとの比較演算を行う。ＰＷＭ演算手段６５は、比較演算により得られた信号を半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚの制御信号Ｇｕ〜Ｇｗ，Ｇｘ〜Ｇｚとスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚの制御信号Ｇｓｕ〜Ｇｓｗ，Ｇｓｘ〜Ｇｓｚとして出力する。
【００３１】
次に、制御回路６ｂの動作を、図４（ａ）〜（ｄ）および図５を参照しながら、インバータ回路３を通常の３相インバータとして動作せるときとＶ結線インバータとして動作させるときに分けて説明する。
【００３２】
まず、インバータ回路３を通常の３相インバータとして動作させるときの制御回路６ｂの動作を説明する。このとき、モード選択手段６１の出力は３相インバータ指令である。また、インバータ電圧指令手段６２と相電圧／線間電圧変換手段６３の動作は上述のとおりである。
【００３３】
変調信号演算手段６４は、インバータ電圧指令手段６２から出力される相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗに基づいて、各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗを算出する。さらに、各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗに基づいて、各相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２，λｖ１，λｖ２，λｗ１，λｗ２を算出する。
【００３４】
図４（ａ）に、各相の変調信号と各相の第１および第２の変調信号とを代表して、Ｕ相の変調信号λｕとＵ相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２との関係を示す。Ｕ相の変調信号λｕとＵ相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２との間には、λｕ１＝２×λｕ−１、λｕ２＝２×λｕ＋１の関係がある。ただし、上記関係式により第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２が１以上または−１以下の値をとるとき、第１または第２の変調信号λｕ１，λｕ２は、１または−１に制限される。
【００３５】
ＰＷＭ演算手段６５は、Ｕ相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２とキャリア信号Ｃとの間で大小関係の比較演算を行う。比較演算の結果、ＰＷＭ演算手段６５は、変調信号λｕ１，λｕ２がキャリア信号Ｃより大きいときはＨｉｇｈ、小さいときはＬｏｗとなる制御信号を生成する。生成された制御信号を図４（ｂ）と図４（ｃ）とに示す。図４（ｂ）はＵ相の第１の変調信号λｕ１とキャリア信号Ｃとを比較した結果得られた半導体スイッチング素子Ｑｕの制御信号Ｇｕを示している。また、図４（ｃ）はＵ相の第２の変調信号λｕ２とキャリア信号Ｃとを比較した結果得られたスイッチ素子Ｓｕの制御信号Ｇｓｕを示している。
【００３６】
なお、制御信号ＧｕがＨｉｇｈのとき半導体スイッチング素子Ｑｕがオンし、制御信号ＧｕがＬｏｗのとき半導体スイッチング素子Ｑｕがオフする。また、制御信号ＧｓｕがＨｉｇｈのときスイッチ素子Ｓｕがオンし、制御信号ＧｓｕがＬｏｗのときスイッチ素子Ｓｕがオフする。
【００３７】
Ｕ相の半導体スイッチング素子Ｑｘの制御信号Ｇｘは、スイッチ素子Ｓｕの制御信号Ｇｓｕを反転した信号である。また、スイッチ素子Ｓｘの制御信号Ｇｓｘは、半導体スイッチング素子Ｑｕの制御信号Ｇｕを反転した信号である。
【００３８】
インバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘおよび双方向スイッチＳｕｘのスイッチ素子Ｓｕ，Ｓｘは、制御回路６ｂで生成された上記制御信号に従ってオン／オフ動作を行う。その結果、インバータ回路３の交流出力端子Ｕに図４（ｄ）に示すＵ相の相電圧が出力される。
【００３９】
同様の手順でＶ相およびＷ相の制御信号が生成され、インバータ回路３の交流出力端子Ｖ，ＷにＶ相およびＷ相の相電圧が出力される。その結果、インバータ回路３は通常の３相インバータとして動作し、交流出力端子Ｕ〜Ｗ間には所望の３相交流電圧が出力される。
【００４０】
このとき、半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚおよびスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚは均等にスイッチング動作を行うので、すべての素子の損失は均等である。
【００４１】
次に、線間電圧が最大となる２つの相でスイッチング動作を行い、残りの１つの相の交流出力端子をコンデンサ直列回路２の第３の端子Ｃに接続することにより、インバータ回路３をＶ結線インバータとして動作させる場合について説明する。
【００４２】
この場合、変調信号演算手段６４は、インバータ電圧指令手段６２から出力される線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕに基づいて各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗを算出する。さらに、各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗに基づいて各相の第１および第２の変調信号λｕ１，λｕ２，λｖ１，λｖ２，λｗ１，λｗ２を算出する。
【００４３】
ここで、各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗの算出方法の一例を以下に説明する。まず、インバータ電圧指令手段６２から出力される線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕのそれぞれの絶対値が算出される。次に、線間電圧指令Ｖｉｕｖ，Ｖｉｖｗ，Ｖｉｗｕのそれぞれの絶対値のうち最も大きい線間電圧に関与しない相の相電圧指令を０［Ｖ］とする。この条件で、他の２相の相電圧指令を算出する。
【００４４】
例えば、図５（ａ）の区間ＵＶで示す区間では、線間電圧指令Ｖｉｕｖの絶対値ａＶｉｕｖが最大となる。したがって線間電圧指令Ｖｉｕｖに関与しないＷ相の相電圧指令Ｖｉｗを０［Ｖ］とする。その結果、Ｕ相の相電圧指令ＶｉｕはＶｉｕ＝−Ｖｉｗｕとなり、Ｖ相の相電圧指令ＶｉｖはＶｉｖ＝Ｖｉｕｖとなる。続いて区間ＷＵ，ＶＷ・・・と同様の演算を行うことにより、図５（ｂ）に示す各相の相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを得ることができる。さらに、各相の相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗから各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗを得ることができる。
【００４５】
その後の制御回路６ｂの動作は、上述したインバータ回路３を通常の３相インバータとして動作させる場合と同じである。
その結果、半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚおよびスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚの制御信号を得ることができる。
【００４６】
インバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚおよびスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚは、制御回路６ｂで生成された上記制御信号に従ってオン／オフ動作を行う。このとき、線間電圧指令の絶対値が最大となる２つの相の半導体スイッチング素子がスイッチング動作を行う。一方、残りの１相の半導体スイッチング素子はオフ状態となり、この相に接続されている双方向スイッチはオン状態となる。その結果、インバータ回路３はＶ結線インバータとして動作する。
【００４７】
また、インバータ回路３がＶ結線インバータとして動作するとき、線間電圧指令の絶対値の大小関係に従ってスイッチング動作を行う相が順次切り換わっていく。その結果、半導体スイッチング素子の損失は均等化される。
【００４８】
次に、出力電流が最大となる相の交流出力端子をコンデンサ直列回路２の第３の端子Ｃに接続し、残りの２つの相でスイッチング動作を行うことにより、インバータ回路３をＶ結線インバータとして動作させる場合について説明する。
【００４９】
図６はこの場合の制御回路を説明するためのブロック図である。制御回路６ｃの構成要素は、図３に示す制御回路６ｂの構成要素と同じである。ただし、電流検出器８で検出された出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが変調信号演算手段６４に入力される点で相違している。また、インバータ回路３をＶ結線インバータとして動作させるときの変調信号演算手段６４の動作が相違している。
【００５０】
具体的には、モード選択手段６１からＶ結線インバータ指令が出力されているとき、変調信号演算手段６４は、出力電流が最大となる相の電圧指令を０［Ｖ］として他の２相の相電圧指令を算出する。
【００５１】
この場合の出力電流の絶対値と変調信号の関係の一例を図７（ａ），（ｂ）に示す。例えば、図７（ａ）の区間ＵＶで示す区間では、出力電流Ｉｗの絶対値ａＩｗが最大となる。したがってＷ相の相電圧指令Ｖｉｗを０［Ｖ］とする。その結果、Ｕ相の相電圧指令ＶｉｕはＶｉｕ＝−Ｖｉｗｕとなり、Ｖ相の相電圧指令ＶｉｖはＶｉｖ＝Ｖｉｕｖとなる。続いて区間ＷＵ，ＶＷ・・・と同様の演算を行うことにより、図７（ｂ）に示す各相の相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを得ることができる。さらに、各相の相電圧指令Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗから各相の変調信号λｕ，λｖ，λｗを得ることができる。
【００５２】
その後の制御回路６ｃの動作は、上述したインバータ回路３を通常の３相インバータとして動作させる場合と同じである。
その結果、半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚおよびスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚの制御信号を得ることができる。
【００５３】
インバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚおよびスイッチ素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚは、制御回路６ｃで生成された上記制御信号に従ってオン／オフ動作を行う。このとき、出力電流の絶対値が最大となる相の半導体スイッチング素子はオフ状態となる。また、この相に接続されている双方向スイッチはオン状態となる。一方、残りの２つ相の半導体スイッチング素子はスイッチング動作を行う。その結果、インバータ回路３はＶ結線インバータとして動作する。
【００５４】
また、インバータ回路３はＶ結線インバータとして動作するとき、出力電流の絶対値の大小関係に従ってスイッチング動作を行う相が順次切り換わっていく。その結果、半導体スイッチング素子の損失は均等化される。
【符号の説明】
【００５５】
１・・・直流電源、２・・・コンデンサ直列回路、３・・・インバータ回路、４・・・スイッチ回路、５ａ・・・電動機、５ｂ・・・３相交流電源、６ａ，６ｂ，６ｃ・・・制御回路、７・・・直流電圧検出器、８・・・電流検出器、２１，２２・・・コンデンサ、４１・・・機械スイッチ、４２・・・双方向スイッチ、６１・・・モード選択手段、６２・・・インバータ電圧指令手段、６３・・・相電圧／線間電圧変換手段、６４・・・変調信号演算手段、６５・・・ＰＷＭ演算手段、Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚ・・・半導体スイッチング素子、Ｄｕ〜Ｄｗ，Ｄｘ〜Ｄｚ・・・ダイオード、Ｓｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚ・・・双方向スイッチ、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ・・・スイッチ素子。
【図１】
0005163734.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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