(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流前制御部（２５）を使用して、パワー半導体（１６）のスイッチオン過程時の電磁波放出を低減するための方法であって、
前記パワー半導体（１６）は、該パワー半導体（１６）のスイッチオン後に負荷（１２）と該パワー半導体（１６）とに負荷電流（ＩＬ，ＩＤ，３，ＩＤ，４）が流れるように、該負荷（１２）を駆動制御し、
前記パワー半導体（１６）の飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３，ＩＤ，ｓａｔ，４）が該パワー半導体（１６）の動作点を規定し、前記負荷電流（ＩＬ，ＩＤ，３，ＩＤ，４）の飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３，ＩＤ，ｓａｔ，４）が異なると該パワー半導体（１６）の動作点は異なり、
前記電流前制御部（２５）によって予め設定された制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）を、連続する少なくとも２つの半波（４４，４６）に分割するとともに、前記パワー半導体（１６）の動作点が前記負荷電流（ＩＤ，３）の最大飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３）に対応する場合、該負荷電流（ＩＬ，ＩＤ，３）が最大値（ＩＤ，ｍａｘ，３）に達したら、前記少なくとも２つの半波のうち第１の半波（４４）の後に少なくとも１つの第２の半波（４６）が続くようにすることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記パワー半導体（１６）の動作点が、前記最大飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３）より低い飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，４）に対応する場合、前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の前記少なくとも２つの半波（４４，４６）の時間的な分割を一定に維持する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の前記少なくとも２つの半波（４４，４６）はそれぞれ、正の正弦半波に対応する、請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の第２の半波（４６）の振幅は、前記第１の半波（４４）の振幅より大きい、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の第２の半波（４６）の時間は、前記第１の半波（４４）の時間より短い、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
前記電流前制御部をサブフィードバック制御するためにＰＩ制御器として構成されたサブフィードバック調整部（４８）が設けられている、請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
パワー半導体（１６）のスイッチオン過程時の電磁波放出を低減するための、電流前制御部（２５）を備えた制御装置であって、
前記パワー半導体（１６）は、該パワー半導体（１６）のスイッチオン後に負荷（１２）と該パワー半導体（１６）とに負荷電流（ＩＬ，ＩＤ，３，ＩＤ，４）が流れるように、該負荷（１２）を駆動制御するものであり、
前記パワー半導体（１６）の飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３，ＩＤ，ｓａｔ，４）が該パワー半導体（１６）の動作点を規定し、前記負荷電流（ＩＬ，ＩＤ，３，ＩＤ，４）の飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３，ＩＤ，ｓａｔ，４）が異なると該パワー半導体（１６）の動作点は異なり、
前記電流前制御部（２５）は、予め設定された制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）を、連続する少なくとも２つの半波（４４，４６）に分割すると共に、前記パワー半導体（１６）の動作点が前記負荷電流（ＩＤ，３）の最大飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３）に対応する場合、該負荷電流（ＩＬ，ＩＤ，３）が最大値（ＩＤ，ｍａｘ，３）に達したら、前記少なくとも２つの半波のうち第１の半波（４４）の後に少なくとも１つの第２の半波（４６）が続くように制御を行うものであることを特徴とする制御装置。
【請求項８】
前記パワー半導体（１６）の動作点が、前記最大飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，３）より低い飽和値（ＩＤ，ｓａｔ，４）に対応する場合、前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の前記少なくとも２つの半波（４４，４６）の時間的な分割を一定に維持する、請求項７記載の制御装置。
【請求項９】
前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の前記少なくとも２つの半波（４４，４６）はそれぞれ、正の正弦半波に対応する、請求項７または８記載の制御装置。
【請求項１０】
前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の第２の半波（４６）の振幅は、前記第１の半波（４４）の振幅より大きい、請求項７から９までのいずれか１項記載の制御装置。
【請求項１１】
前記制御電流（ＩＳ，ＩＧ，３，ＩＧ，４）の第２の半波（４６）の時間は、前記第１の半波（４４）の時間より短い、請求項７から１０までのいずれか１項記載の制御装置。
【請求項１２】
前記パワー半導体（１６）はＭＯＳＦＥＴ（１８）またはＩＧＢＴ（２０）である、請求項７から１１までのいずれか１項記載の制御装置。
【請求項１３】
前記制御電流（ＩＳ）は前記ＭＯＳＦＥＴ（１８）またはＩＧＢＴ（２０）のゲート電流（ＩＧ，３，ＩＧ，４）である、請求項１２記載の制御装置。
【請求項１４】
前記負荷電流（ＩＬ）は前記ＭＯＳＦＥＴ（１８）のドレイン電流（ＩＤ，３，ＩＧ，４）または前記ＩＧＢＴ（２０）のコレクタ電流に相当する、請求項１２または１３記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワー半導体のスイッチオン過程中の電磁波放出を低減するための独立請求項の上位概念に記載の方法と、同方法を実施するための独立請求項の上位概念に記載の装置とに関する。
【０００２】
先行技術
とりわけたとえば電動機等の誘導性負荷である電気的負荷を、パワー半導体から構成されるドライバ段によって‐たとえばパルス幅変調（ＰＷＭ）によって‐駆動制御する場合、通常は、パワー半導体のスイッチオン時に妨害電磁波が放出される。このような妨害電磁波は、最初にパワー半導体の容量性の入力端にジャンプ電圧が印加された後にパワー半導体の入力電極に自発的に非常に高い電流が流れるハードスイッチング過程で発生する高調波から発生する。電動機の作動時にこのようなことが発生すると、電動機の巻線に変位電流が流れる。このスイッチング過程を緩慢にすると妨害電磁波の放出が低減することにはなるが、パワー半導体に発生する損失電力も高くなり、パワー半導体の加熱が増大し、より面倒かつ高コストの冷却が必要となる。反対に、パワー半導体のスイッチングを高速にすると損失電力が低減するが、妨害電磁波の放出も大きくなる。妨害電磁波の放出は通常、所定の程度を超えてはならないので、この問題を解決するためにしばしば、ドライバ段の損失電力を犠牲にして、ドライバ段を少なくとも一時的に限界温度の領域で動作させることが多い。それゆえ、公知の駆動制御方法が実現できる妨害電磁波の放出の低減は制限されていた。
【０００３】
ＤＥ１００６１５６３Ｂ４から、スイッチング過程中にパワー半導体を流れる負荷電流およびパワー半導体スイッチで降下する電圧の時間特性経過を制御する、パワー半導体のスイッチング方法が公知である。こうするためには、パワー半導体のスイッチオン時にまずは負荷電流の時間特性経過を制御し、負荷電流が最大値に達した場合には電圧の時間特性経過を制御するように、電圧の時間特性経過の制御と負荷電流の時間特性経過の制御とを時間的にシフトして行う。電圧の時間特性経過を制御するための制御回路と、電流の時間特性経過を制御するための制御回路の２つの制御回路はそれぞれ、パワー半導体の非線形の伝達特性を線形化する補正回路を含む。パワー半導体としては、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴが使用される。ＤＥ１００６１５６３Ｂ４に開示された方法では、妨害電磁波の放出を制限し、かつスイッチオフ過程時の過電圧を低減することができる。それと同時に、従来の簡単な駆動制御手法と比較してスイッチング損失電力の著しい低減を保証することができる。しかしこの方法の欠点は、両制御回路と線形化のための補正回路とが比較的複雑であることだ。線形化のための補正回路は、相当のコストを必要とする。
【０００４】
発明の概要
このような従来技術と比較して、パワー半導体のスイッチング過程中の電磁波放出を低減するための本発明の方法、ならびに同方法を実施するための装置は、妨害電磁波の放出および損失電力が同じ場合には複雑な制御手法と比較して複雑さを格段に低減することができ、種々の動作点、温度作用および公差に対してロバストである、簡単な電流前制御を実現できるという利点を有する。こうするためには、スイッチオン後に負荷電流が、負荷と、飽和値が動作点を決定するパワー半導体に流れるように、該パワー半導体が負荷を駆動制御する。負荷電流の飽和値が異なると、パワー半導体の動作点が異なってくる。この飽和値は第一に、たとえば負荷の負荷容量等の適用装置の構成に依存する。さらに、パワー半導体自体の負荷容量によって別の上限が決定される。本発明では基本的に、電流前制御部によって設定された制御電流を少なくとも２つの連続する半波に分割し、パワー半導体の動作点が負荷電流の最大飽和値に対応する場合、第１の半波の後に、該負荷電流が最大値に達した場合に別の第２の半波が続く。
【０００５】
パワー半導体の複数の異なる動作点に対する本発明の方法のロバスト性は、最大飽和値より低い飽和点に対応する該パワー半導体の動作点で制御電流の半波の時間的な分割を一定にできることから明らかになる。したがって、異なる用途ごとに前制御部を適合する必要はなく、本発明の方法を非常に汎用的に使用することができる。
【０００６】
有利には、パワー半導体に別の第２の半波を印加する前に、第１の半波をたとえば減少させる。こうするためには、制御電流の半波はそれぞれ、正の正弦半波にほぼ対応する。
【０００７】
負荷電流が最大値に達したときには、制御電流の第２の半波の振幅を第１の半波より大きくすること、および／または、第２の半波の時間を第１の半波より短縮することが、スイッチング挙動の高速化に特に有利である。パワー半導体がＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである場合、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで降下する電圧はこの時点でいわゆるミラープラトーに達する。このミラープラトーは、パワー半導体の制御入力端の容量性作用によって発生する。制御電流の第２の半波が適切に発生するようにすれば、このプラトー電圧に達したときに初めて、この第２の半波によってスイッチング過程を高速化することができる。
【０００８】
さらに、スイッチオン過程の精度およびドライバ段の温度安定性をさらに上昇させ、スイッチングのばらつきを低減するために有利なのは、前制御部を簡単な調整部によってサブフィードバック制御することであり、たとえばＰＩ制御器等によってサブフィードバック制御することである。
【０００９】
従属請求項に記載した構成、図面ならびに以下の説明から、本発明の別の利点を得ることができる。
【００１０】
本発明を以下で、図１〜４を参照にして例として説明する。ここでは、各図において同一の参照記号は、同じ機能を有する同じ構成要素を指す。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明による方法を実施するための装置のブロック回路図である。
【図２】時間を横軸として制御電流（上）および制御電圧（下）を示すグラフである。
【図３】時間を横軸として負荷電流（上）およびパワー半導体の電圧降下（下）を示すグラフである。
【図４】周波数に依存する妨害電磁波放出のグラフである。
【００１２】
図１は、電気的負荷１２に直列接続されたパワー半導体１６によって該電気的負荷１２を駆動制御するための装置１０を示すブロック回路図である。前記電気的負荷１２はたとえば、図中に詳細に示されていない電動機の巻線１４である。パワー半導体１６としては、たとえば金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１８や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）２０を使用することができる。このようなパワー半導体は当業者に公知であるから、ここでは詳細に説明しない。以下では常に、パワーＭＯＳＦＥＴ１８をパワー半導体１６として説明するが、本発明はパワーＭＯＳＦＥＴに限定されない。
【００１３】
パワーＭＯＳＦＥＴ１８はドライバ段２２の構成要素であり、このドライバ段２２はたとえば、図中に示されていない多相電動機を駆動制御するためのＨブリッジまたはＢ回路として、複数のパワーＭＯＳＦＥＴ１８によって構成することができる。ここでは簡略化するために、パワーＭＯＳＦＥＴ１８を１つだけ図示しているが、当業者には、このドライバ段がどのように構成されているかは十分に知られているので、ここではドライバ段の構成について詳細に説明しない。
【００１４】
ゲートＧとして形成されたパワーＭＯＳＦＥＴ１８の制御入力端は制御回路２４によって、パルス幅変調信号（ＰＷＭ）を使用して電流前制御部２５および制御出力端２６とを介して駆動制御される。ここでは、ＰＷＭ信号のハイレベルによってパワーＭＯＳＦＥＴ１８はスイッチオンされ、ＰＷＭ信号のローレベルによって該パワーＭＯＳＦＥＴ１８はスイッチオフされる。前記制御回路２４は、たとえばマイクロプロセッサまたはＡＳＩＣ等とすることができる。ＰＷＭ信号によって、制御電流ＩＳがゲート電流ＩＧとして制御出力端２６からパワーＭＯＳＦＥＴ１８のゲートＧへ流れると同時に、パワーＭＯＳＦＥＴ１８のゲートＧとソースＳとの間で電圧ＵＧＳが降下する。
【００１５】
制御回路２４はコンタクト２８および３０を介してバッテリー３２の給電電位Ｖ＋ないしは基準電位Ｖ−に接続されている。前記コンタクトは端子３４ないしは３６としてドライバ段２２および負荷１２に並列接続（durchschleifen）されており、パワーＭＯＳＦＥＴ１８はスイッチオンされると、給電電位Ｖ＋に接続された負荷１２を基準電位Ｖ−に接続する（ローサイドスイッチ）。このことにより、負荷１２において電圧ＵＬが降下し、パワーＭＯＳＦＥＴ１８のドレインＤとソースＳとの間において電圧ＵＤＳが降下すると同時に、直列回路に負荷電流ＩＬが流れる。この負荷電流ＩＬは、定常的な飽和状態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１８に流れるドレイン電流ＩＤに相当し、パワーＭＯＳＦＥＴ１８の動作点を決定する。最大飽和値および該最大飽和値から導き出されるパワーＭＯＳＦＥＴ１８の最大動作点を有する負荷電流ＩＬ＝ＩＤは用途に依存する。すなわち、たとえば負荷１２および／またはパワーＭＯＳＦＥＴ１８の最大負荷容量に依存する。パワーＭＯＳＦＥＴ１８はスイッチオフされた場合、すなわちＰＷＭ信号がローレベルである場合、パワーＭＯＳＦＥＴ１８は阻止状態になり、負荷１２に残った電流はフリーホイールダイオード３８を通ってチョークコイル４０およびコンデンサ４２に流れる。もちろん、ローサイドスイッチの代わりにハイサイドスイッチを使用することもできる。その際にはハイサイドスイッチは、負荷１２を基準電位Ｖ−に接続するのではなく、給電電位Ｖ＋に接続する。たとえばＨ回路やＢ回路において通常使用されるような、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの組み合わせも可能であり、本発明は限定されない。
【００１６】
負荷１２をパワーＭＯＳＦＥＴ１８によってスイッチングすることにより、パワーＭＯＳＦＥＴ１８にスイッチング損失が発生し、かつ、前置接続された給電網に妨害電磁波が発生してしまう。前記給電網は、たとえば図中にない自動車の車載電源網である。ここでは、パワーＭＯＳＦＥＴ１８における損失電力が最大許容損失電力を超えてはならないことと、電磁両立性（ＥＭＣ）の所要限界値を超えてはならないことが適用され、ＰＷＭによって非常に高速のスイッチングを行うことはＥＭＣにとって不利となり、スイッチングが低速であることは損失電力にとって不利となる。
【００１７】
このことに対し、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４から、パワー半導体の非線形の伝達特性を線形化するための補正回路を使用する、比較的面倒な、２つの部分に分かれた電流制御部と電圧制御部とが公知である。このような構成では、従来の手法と比較して電磁波妨害の放出量が低減すると同時に、損失電力が低減する。本発明で開示している方法の利点は、ほぼ同等のパフォーマンスで手間が格段に低減し、コストおよび所要スペースが低減することである。
【００１８】
図２〜４の各図において、複数の異なる制御方法の４つの異なる信号特性経過を対比させて示している。以下では、これらの信号特性経過を詳細に説明する。
【００１９】
図２では、上側に、パワーＭＯＳＦＥＴ１８のスイッチオン時の制御電流ＩＳないしはゲート電流ＩＧの時間特性を示し、下側に、パワーＭＯＳＦＥＴ１８のスイッチオン時のゲート‐ソース電圧ＵＧＳの時間特性を示す。横軸の時間的な長さは４μｓであるが、このことは本発明を限定すると見なすべきではない。というのも、使用されるパワー半導体１６に依存してスイッチング時間は大きく変化することがあるからだ。さらに、より見やすくするために、ここで示しているスイッチングパルスおよび信号特性の一部が時間的に相互にずれていることにも留意されたい。これらの個々の方法の同期化は行っていない。
【００２０】
ＩＧ，１は、従来技術で慣用されていた制御手法の制御電流ないしはゲート電流を示す。ＩＧ，２は、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４に記載された制御手法に基づいてシミュレーションを行った結果であるゲート電流の可能な特性経過を示しており、ＩＧ，３，４は、２６Ａないしは１０Ａの場合のパワーＭＯＳＦＥＴ１８の動作点の電流前制御部２５を行う本発明の方法のゲート電流を表している。これらはこの実施例では等しくなっている。個々の方法において付した番号１〜４は、図２〜４の信号特性経過すべてにおいて同様に使用されている。このことに相応して、図２の下側には、慣用されている制御手法によって得られるゲート‐ソース電圧ＵＧＳ，１の電圧特性と、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４に開示されている制御手法にしたがってシミュレートした結果であるゲート‐ソース電圧ＵＧＳ，２の電圧特性と、本発明の方法によって電流前制御部２５を使用して得られたゲート‐ソース電圧ＵＧＳ，３ないしはＵＧＳ，４の電圧特性とを示している。
【００２１】
図３の上側には、スイッチオン時の負荷電流ＩＬないしはドレイン電流ＩＤを示しており、下側には、スイッチオン時にパワーＭＯＳＦＥＴ１８において降下したドレイン‐ソース電圧ＵＤＳを示す。横軸の時間的な長さは図２の横軸の時間的な長さに相当する。ここでも、慣用されている制御手法の場合の特性経過には１を付しており、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４にしたがってシミュレートした制御手法の場合の特性経過には２を付しており、電流前制御部２５を使用して実施される本発明の方法の場合の特性経過には３（動作点がＩＬ＝２６Ａの場合）ないしは４（動作点がＩＬ＝１０Ａの場合）を付している。
【００２２】
慣用技術の制御手法にしたがってパワーＭＯＳＦＥＴ１８をスイッチオンすると、図２中のゲート電流ＩＧ，１もゲート‐ソース電圧ＵＧＳも双方とも上昇する。このことにより、パワーＭＯＳＦＥＴ１８を導通させるためには時間遅延が約１．５μｓになり、図３の上側のグラフでは、ドレイン電流ＩＤ，１が時点ｔ１において最大値ＩＤ，ｍａｘ，１まで大きく上昇しているのが示されている。パワーＭＯＳＦＥＴ１８のゲート‐ドレイン容量を介して発生する負荷１２の反動により、図３の下側のグラフではドレイン‐ソース電圧ＵＤＳ，１がプラトー電圧になる。このプラトー電圧は、ミラープラトーＵＭ，１とも称する。次にパワーＭＯＳＦＥＴ１８は完全に導通状態になり、ＵＤＳ，１は、約０．７Ｖの相応のＰＮ接合の順方向電圧まで降下する。ドレイン電流ＩＤ，１は最大値ＩＤ，ｍａｘ，１に達した直後に定常飽和値ＩＤ，ｓａｔ，１まで降下する。この飽和値ＩＤ，ｓａｔ，１がパワーＭＯＳＦＥＴの動作点を決定する（ここでは２６Ａ）。図２にはさらに、時点ｔ１においてゲート‐ソース電圧ＵＧＳが少しだけ落ち込み、その後に定常飽和レベルまで上昇することも示されている。
【００２３】
慣用技術の制御手法（添え数字が１）の曲線とＤＥ１００６１５６３Ｂ４に記載の制御手法の曲線（添え数字が２）とを比較すると、パワーＭＯＳＦＥＴ１８のスイッチオン時の負荷電流ないしはドレイン電流ＩＤ＝ＩＬの時間特性が、時間的な遅延を除いてほぼ同じであることが明らかに分かる。しかし、最大電流ＩＤ，ｍａｘ，２に達するまで行われる電流制御（図３）とその次に行われる電圧制御とによって２つの主成分に分かれる、図２中の制御電流ないしはゲート電流ＩＧ，２の時間特性は大きく異なっている。これらの主成分はそれぞれ、電流上昇および電流降下がコントロールされる。この制御電流ＩＧ，２の特性経過は、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４に記載された手法に基づいてなされたシミュレーションに基づいていることに留意されたい。さらに、図２および図３の電圧特性経過から、ドレイン電流ＩＤ，２が時点ｔ２において最大値ＩＤ，ｍａｘ，２に達するまでドレイン‐ソース電圧ＵＤＳはミラープラトーＵＭ，２まで降下し、その後、ほぼ０に近い最終値まで非常に迅速に降下するのが分かる。このことに相応して、ゲート‐ソース電圧ＵＧＳ，２は時点ｔ２まで上昇し、短時間降下した後、非常に迅速に飽和値まで上昇する。このような挙動は、その入力容量に起因してＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴに典型的であり、使用される制御手法に関係なく見られるので、以下ではこのことについて詳細に言及しない。
【００２４】
従来技術の両手法の電磁波妨害放出Ｅ１とＥ２とを比較すると、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４に記載された制御手法のシミュレーションによれば約２５〜１２５ＭＨｚの周波数領域において値が格段に低減するのが明らかに分かる。その際には、損失電力（図示されていない）はほぼ等しいレベルで維持される。
【００２５】
添え数字３および４は、２６Ａ（添え数字３）および１０Ａ（添え数字４）の動作点における、電流前制御部２５を使用する本発明の方法の場合の図２および図３の電流および電圧の時間特性を示す。図２には、制御電流ＩＧ，３およびＩＧ，４に差がないことを示されている。いずれの場合にも、これらの制御電流ＩＧ，３およびＩＧ，４は基本的に少なくとも２つの半波４４および４６に分けられ、第１の半波４４は第２の半波４６の約半分の振幅と、第２の半波４６の約２倍の時間とを有する。両半波４４，４６の時間経過はそれぞれ、正の正弦半波にほぼ対応する。
【００２６】
最初にＩＤ，ｓａｔ，３＝２６Ａの動作点を観察すると、図３からは、ドレイン電流ないしは負荷電流ＩＤ，Ｓも、パワーＭＯＳＦＥＴ１８で降下するドレイン‐ソース電圧ＵＤＳ，３も、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４の制御手法のドレイン電流ＩＤ，２およびドレイン‐ソース電圧ＵＤＳ，２に非常に一致し、時点ｔ３において最大値ＩＤ，ｍａｘ，３およびミラープラトーＵＭ，Ｓに達するのが分かる。
【００２７】
しかしＤＥ１００６１５６３Ｂ４の制御手法のシミュレーションと異なる点として、パワーＭＯＳＦＥＴ１８のスイッチオンは非常に簡単な電流前制御部２５により、図３に示した負荷電流ないしはドレイン電流ＩＤ，３の最大値ＩＤ，ｍａｘ，３のほぼ時点ｔ３まで図２のパワーＭＯＳＦＥＴ１８のゲートＧに第１の半波４４が印加され、時点ｔ３からは第２の半波４６が印加されるように行われる。図４には、電磁波妨害放出Ｅ３が、ＤＥ１００６１５６３Ｂ４に記載の制御手法の電磁波妨害放出Ｅ２とほぼ等しいレベルに達するのが示されている。
【００２８】
図３および４ではＩＤ，ｓａｔ，４＝１０Ａの動作点で、同一の電流前制御部２５（図２参照）を使用する場合、すなわちＩＧ，４≡ＩＧ，３の場合には確かに、負荷電流ＩＤ，４が最大値ＩＤ，ｍａｘ，４に達する時点ｔ４においてミラープラトーＵＭ，４は僅かに変化するものの、電磁波妨害放出Ｅ４は、電磁波妨害放出Ｅ３の非常に低いレベルにとどまり、かつ損失電力が低減されるのが分かる。したがって本発明の方法は、負荷電流ＩＤの最大飽和値に対応するパワーＭＯＳＦＥＴ１８の動作点‐ここでは飽和値ＩＤ，ｓａｔ，３＝２６Ａに対応する動作点‐では、負荷電流ＩＤが最大値すなわちＩＤ，ｍａｘ，３≒２７Ａに達したときに第１の半波４４の後に第２の半波４６が続くように電流前制御部２５を調整すると、パワーＭＯＳＦＥＴ１８の動作点の変化に対してロバストであることが明確に分かる。
【００２９】
電流前制御部２５を簡単な調整部４８（図１中で破線で示されている）によってサブフィードバック制御することにより、ドライバ段の温度安定性とスイッチオン過程の精度とをさらに向上させ、スイッチングのばらつきを低減することもできる。その際には、図中にないＰＩ制御器等を使用することができる。その場合には制御パラメータとして、たとえばドレイン‐ソース電圧ＵＤＳや、ドレイン電流ＩＤまたは負荷電流ＩＬを使用することができる。サブフィードバック調整部の基本的構成は当業者に公知であるから、このことについては詳細に言及しない。
【００３０】
最後に、図中の実施例は図１〜４にも限定されることはなく、また、グラフ中に示した値にも限定されないことを述べておく。したがって、用途と、使用されるパワー半導体１６とに応じて電流値および電圧値も異なる場合がある。さらに、図中に示した両半波４４および４６の相互間の関係は本発明を限定すると見なしてはならない。第１の半波４４に対する第２の半波４６の振幅および／または時間の比率は全体的に、図中に示したのより大きくするかまたは小さくすることもできる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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