(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
各スイッチング素子に並列に逆方向に電流を流すダイオードを設けた素子群により構成される三相フルブリッジ回路を有し、直流電源もしくは交流電源を整流平滑して得られた擬似直流電源を前記三相フルブリッジ回路で任意の電圧と任意の周波数の擬似三相交流に変換して、モータを所望の回転数で駆動するモータ駆動制御装置であって、
前記擬似三相交流は、各相を正方向の通電期間及び非通電期間と負方向の通電期間及び非通電期間をサイクリックに繰り返す擬似三相交流であって、
非通電期間におけるモータの端子電圧を検出して、端子電圧が正から負へと変化する時刻を該当する相の電流が負から正へと変化した時刻とし、端子電圧が負から正へと変化する時刻を該当する相の電流が正から負へと変化した時刻として、得られたそれぞれの電流変化時刻に基づく電流位相と電圧印加した結果発生したモータ端子における交流電圧の位相との差が所望の値となるように印加電圧の位相を調整する制御回路を有する、ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記擬似三相交流において、通電期間における各ブリッジから発生する端子電圧の絶対値が、直流部分の中性点電位に対して、一定電圧であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
実際の回転速度と所望の回転速度との偏差に基づき、前記通電期間における各ブリッジから発生する端子電圧の絶対値を調整すること特徴とする請求項２記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記端子電圧の絶対値を実現可能な最大値にしても所望の回転速度を下回る場合には、非通電期間の比率を増大させ、非通電期間となった略直後に電流極性が反転するように通電開始位相を調整すること特徴とする請求項３記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
モータ駆動制御装置もしくはモータ駆動制御装置を含むシステムの入力電流もしくは入力電力を検出する入力検出手段をさらに有し、前記入力検出手段の出力を回転数で割った値から算出した値に基づき、前記非通電期間の比率を増大させる上限を設けたことを特徴とする請求項４記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
モータ駆動装置を含むシステムにおいて、モータ駆動以外の部分で消費する電力のおおよその値があらかじめわかっている場合には、前記入力検出手段の出力から、モータ駆動以外での消費する電力分を差し引いた値を前記入力検出手段の出力とすることを特徴とする請求項５記載のモータ駆動制御装置。
【請求項７】
前記通電期間に発生する端子への印加電圧の絶対値が実現可能な最大値に対して小さく、かつ、所望の回転速度が実現できているときには、通電期間の比率を増大させ、非通電期間における端子電圧が反転した時点の略直後に通電を開始するように、通電位相を制御することを特徴とする請求項３記載のモータ駆動制御装置。
【請求項８】
モータ駆動制御装置もしくはモータ駆動制御装置を含むシステムの入力電流もしくは入力電力を検出する入力検出手段をさらに有し、前記入力検出手段の出力を回転数で割った値から算出した値に基づき、非通電開始位相と、非通電期間における端子電圧反転の位相との位相差を決定することを特徴とする請求項７記載のモータ駆動制御装置。
【請求項９】
モータ駆動装置を含むシステムにおいて、モータ駆動以外の部分で消費する電力のおおよその値があらかじめわかっている場合には、前記入力検出手段の出力から、モータ駆動以外での消費する電力分を差し引いた値を前記入力検出手段の出力とすることを特徴とする請求項８記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１０】
起動時には、各相を正方向の通電期間と非通電期間と負方向の通電期間と非通電期間をサイクリックに繰り返す擬似三相交流をモータに印加し、非通電期間において、端子電圧が反転するように、印加電圧幅を調整し、非通電期間において端子電圧が略着実に反転することを確認する動作を経由させることを特徴とする、請求項７から請求項９のいずれかの請求項に記載のモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転子に永久磁石を含む同期モータ（以下、モータと略す）の磁極位置検出用にセンサを用いずに駆動するモータ駆動制御装置に関するものであり、特に時々刻々と駆動回路の出力電圧を変化させること無く低速から高速までの広範囲で駆動するモータ駆動制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータを駆動するには、パルス幅変調を用いて擬似正弦波の印加電圧を発生させ、得られる正弦波状の電流の瞬時値と印加電圧とモータのパラメータモデルとを用いて、パラメータモデルから再計算によりモデル出力の電流値やモデル出力の印加電圧を得て、モデル出力との誤差がゼロとなるように推定位相情報を変調させるようフィードバック演算して、磁極位置を推定する方法が採用されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
また、簡単な方法として、電気角で１２０度など、一部分の期間のみに一定電圧を印加し、印加していないときに端子の電圧をみて、磁極位置を割り出す方法もある（例えば、非特許文献２参照）。図７は、非特許文献２に記載された従来のモータ駆動制御装置を示すものである。図７に示すように、従来のモータ駆動制御装置は、交流電源４を整流回路３で整流して、コンデンサ８で平滑して直流を得る。直流を三相ブリッジ回路２に入力し、制御回路９５により、三相ブリッジ回路２の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦすることにより、モータ１へ擬似三相交流を印加する。ここでの擬似三相交流は、各相の電圧が正方向通電、通電オフ、負方向通電、通電オフをサイクリックに繰り返す交流である。モータ１の磁極位置の検出は、非通電期間の電圧をフィルタ（９７ｕ、９７ｖ、９７ｗ）で濾波し、それぞれを比較回路（９６ｕ、９６ｖ、９６ｗ）で基準電圧もしくは３つの電圧の平均値と比較することにより、誘起電圧波形より磁極位置を直接検出している。
【非特許文献１】電気学会論文誌Ｄ  １１７巻１号  平成９年  Ｐ９８〜１０４
【非特許文献２】大野榮一著「パワーエレクトロニクス入門（改訂３版）」オーム社出版、平成９年８月２０日、Ｐ.２４２−２４４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、非特許文献１の構成では、モータ電流を常に検出しておく必要があり、正弦波状の電流を前提とするため、印加電圧を時々刻々と変化させる必要があるなど、制御演算が複雑になるという課題を有している。また、非特許文献２の構成では、通電を休止している期間において、モータの相電流がゼロになり、かつそのときの端子電圧の変化を検出できる比較的長い期間が必要である。このため、所望回転数が高くなり、直流電圧が不足するときに用いる弱め界磁制御を行おうとしても、印加電圧をオフしている期間にモータ電流がゼロになる期間を比較的長く得ることができないので、直流電圧よりもモータの発電電圧が十分高いときに駆動する弱め界磁制御を行うことが困難であるという課題を有している。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータより発生させる電圧を一定にしたままで、弱め界磁駆動を実現できるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動制御装置は、各スイッチング素子に並列に逆方向に電流を流すダイオードを設けた素子群により構成される三相フルブリッジ回路を有し、直流電源もしくは交流電源を整流平滑して得られた擬似直流電源を前記三相フルブリッジ回路で任意の電圧と任意の周波数の擬似三相交流に変換して、モータを所望の回転数で駆動するモータ駆動制御装置であって、擬似三相交流は、各相を正方向の通電期間及び非通電期間と負方向の通電期間及び非通電期間をサイクリックに繰り返す擬似三相交流であって、非通電期間における端子電圧を検出して、端子電圧が正から負へと変化する時刻を該当する相の電流が負から正へと変化した時刻とし、端子電圧が負から正へと変化する時刻を該当する相の電流が正から負へと変化した時刻として、得られたそれぞれの電流変化時刻に基づく電流位相と電圧印加した結果発生したモータ端子の交流電圧（擬似三相交流電圧）の位相の差が所望の値となるように前記印加電圧の位相を調整する制御回路を有する。これにより、非通電期間の端子電圧から誘起電圧が読めない場合でも、モータの電流位相を知ることができ、電流位相と電圧位相を所望の関係に保つことによりモータを安定駆動することが可能になる。
【０００７】
上記擬似三相交流において、通電期間における各ブリッジから発生する端子電圧の絶対値が、直流部分の中性点電位に対して、一定電圧であってもよい。これにより、印加電圧を時々刻々と変更する必要がなくなり、簡単な構成でモータを安定駆動することが可能になる。
【０００８】
実際の回転速度と所望の回転速度との偏差に基づき、通電期間における各ブリッジから発生する端子電圧の絶対値を調整してもよい。これにより、所望の回転速度を得ることができる。
【０００９】
端子電圧の絶対値を実現可能な最大値にしても、所望の回転速度を下回る場合には、非通電期間の比率を増大させ、非通電期間となった略直後に電流極性が反転するように通電開始位相を調整してもよい。これにより、モータに印加される実電圧を低下させること無く、電流位相を進めることができ、弱め界磁駆動が可能になり、駆動範囲が広げることができる。
【００１０】
上記モータ駆動制御装置は、モータ駆動制御装置もしくはモータ駆動制御装置を含むシステムの入力電流もしくは入力電力を検出する入力検出手段をさらに有してもよい。この場合、入力検出手段の出力を回転数で割った値から算出した値に基づき、前記非通電期間の比率を増大させる上限を設ける。入力電力を回転数で割った値は、モータのトルクにおおよそ相当する値であるため、弱め界磁制御における位置センサレスの安定性の限界を決めるパラメータである負荷トルクを知ることができ、弱め界磁駆動の限界までの広範囲にわたって安定に駆動することができる。
【００１１】
上記入力電力のうち、モータ駆動以外の部分で消費する電力のおおよその値があらかじめわかっている場合には、入力検出手段の出力から、モータ駆動以外での消費する電力分を差し引いた値を入力検出手段の出力としてもよい。これによって、実際のモータで発生しているトルクの見積り精度を向上させることができ、弱め界磁駆動の限界までの広範囲にわたってさらに安定に駆動することができる。
【００１２】
通電期間に発生する端子への印加電圧の絶対値（端子電圧の絶対値）が実現可能な最大値に対して小さく、かつ、所望の回転速度が実現できているときには、通電期間の比率を増大させ、非通電期間における端子電圧が反転した時点の略直後に通電を開始するように、通電位相を制御してもよい。これにより、回転数が低く、印加電圧に余裕がある場合に、適正な電圧と電流の位相関係が保たれ、高効率な駆動を実現することができる。
【００１３】
上記モータ駆動制御装置は、モータ駆動制御装置もしくはモータ駆動制御装置を含むシステムの入力電流もしくは入力電力を検出する入力検出手段をさらに有し、入力検出手段の出力を回転数で割った値から算出した値に基づき、非通電開始位相と非通電期間における端子電圧反転の位相との位相差（基準位相差）を決定してもよい。これにより、負荷トルクが変動する場合にも、そのトルクに応じた最適な位相関係が保たれ、広トルク範囲で高効率な駆動を実現することができる。
【００１４】
上記入力電力のうち、モータ駆動以外の部分で消費する電力のおおよその値があらかじめわかっている場合には、入力検出手段の出力から、モータ駆動以外での消費する電力分を差し引いた値を入力検出手段の出力としてもよい。これにより、負荷トルクが変動する場合にも、そのトルクに応じた最適な位相関係が保たれ、広トルク範囲で高効率な駆動を実現することができる。
【００１５】
上記モータ駆動制御装置は、起動時には、各相を正方向の通電期間と非通電期間と負方向の通電期間と非通電期間をサイクリックに繰り返す擬似三相交流をモータに印加し、非通電期間において、端子電圧が反転するように、印加電圧幅を調整し、非通電期間において端子電圧が略着実に反転することを確認する動作を経由させてもよい。これにより、起動から同じ検出手段による駆動を実現することができ、駆動制御回路が簡単になる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のモータ駆動制御装置は、瞬時電流を検出することなく、しかも電流位相の検出範囲が広いため、広範囲の弱め界磁駆動を行うことができ、中低速での高効率駆動と大きな駆動範囲を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１８】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動制御装置の回路ブロック図を示す。図１に示すモータ駆動制御装置の構成は、以降の実施の形態２〜４においても共通である。図１において、交流電源４を整流回路３にて整流し、コンデンサ８にて平滑することにより、直流電源を構成する。直流電源は三相ブリッジ回路２に接続され、三相ブリッジ回路２の出力はモータ１に接続されている。三相ブリッジ回路２は、各相２個、合計６個の素子群を有する。三相ブリッジ回路２の各素子は、半導体スイッチと逆方向に電流を流すことができるダイオードとの並列接続により構成されている。制御回路２５は三相ブリッジ回路２を制御するものであり、比較回路２６ｕ、２６ｖ、２６ｗにて三相ブリッジ回路２の出力３系統を基準電圧と比較した情報を入力して、モータ１の回転状況を推定し、三相ブリッジ回路２を制御することにより、モータ１の適正駆動を行う。交流電源４からの流入電流を検出する電流検出手段２１およびその電流の振幅を検出する振幅検出手段２２の出力を用いることにより、制御回路２５のさらに高精度な制御を実現できる。
【００１９】
制御回路２５の動作の説明の前に、本駆動方式の基本原理を説明する。図２は同一回転数、同一トルクの条件の下で、モータの磁極位相に対する電流進角と印加される電圧に対する電流進角の特性を示したものである。モータを効率よく駆動するためには、同じ電流でより大きなトルクを発生させればいいため、磁極位相と電流位相とが合致するように駆動することが理想である。しかしながら、効率のよい駆動方法では、高速駆動しようとすると、高い印加電圧を必要としてしまい、回路規模が増大してしまう。そこで、高速駆動時にさほど効率を重視しない場合には、磁極位相に対して電流を進める、いわゆる弱め界磁駆動が行われる。弱め界磁駆動を行えばモータへの印加電圧を抑えることができるので、高電圧の回路が不要になる。ただし、本発明は、磁極位相を検出する手段を不要にしたい用途であり、磁極位相を直接検出できないので、電流進角を直接的に制御することができない。ところが図３の特性から明らかなように、磁極位相に対する電流進角を増加させていくと、印加電圧に対する電流進角も増加していく。このため、印加電圧と電流の位相差を所望の値に保てば、高効率駆動も弱め界磁駆動も実現できる。
【００２０】
図３（ａ）〜（ｃ）は、制御回路２５の動作を説明するための波形図である。制御回路２５では、それぞれの相に対して、通電オフ、正方向通電、通電オフ、負方向通電、の動作をサイクリックに行う。図３（ａ）は通電の波形であり、通電オフ期間は、時刻Ｔ１から時刻Ｔ３まで、時刻Ｔ４から時刻Ｔ６まで、時刻Ｔ７から時刻Ｔ９まで、時刻Ｔ１０から時刻Ｔ１２までであり、正方向通電期間は、時刻Ｔ３から時刻Ｔ４まで、時刻Ｔ９から時刻Ｔ１０までであり、負方向通電期間は時刻Ｔ６から時刻Ｔ７までである。図３（ｂ）はこの相の電流の波形であり、時刻Ｔ２から時刻Ｔ５まで、時刻Ｔ８から時刻Ｔ１１までは正方向の電流が流れ、それ以外の期間では負方向の電流が流れている。図３（ｃ）は、このときの端子電圧の波形を示している。半導体スイッチにより正方向もしくは負方向の通電がされているときには、端子電圧は通電電圧と同じになるが、通電オフの期間においては、電流の状態により端子電圧波形が変化する。図３では通電されているときは実線、通電オフ期間の波形は点線で示している。
【００２１】
図４にその変化の原理を示す。図４（ａ）はブリッジ回路からモータ１へと電流が流れている場合を示している。この場合、スイッチ４０１、４０２はオフであり、ダイオード４０４を経由してモータ１へと電流が流れる。ダイオード４０４により、モータの端子と直流電源のマイナスが導通されているので、端子電圧は直流電源のマイナスと等しくなる。図４（ｂ）はモータから電流が帰還している場合を示している。この場合は、ダイオード４０３を経由して直流電源のプラス側へと導通されるため、端子電圧は直流電源のプラスと等しくなる。
【００２２】
この原理に基づいて、図３（ｃ）の波形を説明すると、時刻Ｔ１で負方向通電をオフしたときに電流が負方向であるので、端子電圧は直流電圧のプラス電位となる。時刻Ｔ２で電流極性が反転しているので、端子電圧は直流電圧のマイナス電位となる。時刻Ｔ３で正方向通電を行うので、端子電圧は直流電圧のプラス電位となる。時刻Ｔ４で通電オフすると、電流が正であるため、端子電圧が直流電圧のマイナス電位となる。時刻Ｔ５で電流極性が反転するので、端子電圧は直流電圧のプラス電位となる。さらに時刻Ｔ６で負方向通電を行うので、端子電圧は直流電圧のマイナス電位となる。制御回路２５はこのように通電を行うが、特に、通電オフしてから電流の位相が反転するまでの時間（例えば、Ｔ１からＴ２、Ｔ４からＴ５、Ｔ７からＴ８など）ができるだけ短くなるように、次の通電開始時刻を制御する。通電オフしてから電流の位相が反転するまでの時間が所定の値よりも大きい場合には、次の通電開始時刻を早めるようにする。このとき端子電圧は殆ど通電オフが無い波形と同様に見える。また、通電開始位相と電流反転位相から次の通電開始位相までの分だけ電流位相を電圧位相よりも進めることができる。
【００２３】
さらに、このように駆動しても、所望の回転速度に到達できない場合には、通電期間の比率を下げる。通電期間を短くすると、電流反転位相から次の通電開始位相までの分が長くなるので、さらに電圧を基準とした電流進角を増加することができる。結果として、磁極位相に対する電流進角も増加させることができ、弱め界磁駆動範囲を拡大することができる。
【００２４】
このようにして通電オフから電流極性反転までの期間を短くすることにより、図３（ｃ）の端子電圧波形に示すように、正負ともに最大電圧の矩形電圧となり、モータへの高い印加電圧が実現される。よって、最大の印加電圧を実現しつつ且つ弱め界磁駆動が実現し、高速駆動が可能になる。
【００２５】
（実施の形態２）
本実施形態においては、図１の制御回路２５が、交流電源４からの流入電流を検出する電流検出手段２１およびその電流の振幅を検出する振幅検出手段２２の出力を用いることにより、さらに高精度な制御を実現する。これは、特にモータのトルク範囲が大きい場合に有効な手段となる。図２には負荷トルクが変化した場合の、電流位相特性を併記している。トルクが増大すると、電圧に対する電流進角が少なくなると共に、電圧に対する電流進角特性の変曲点が電流進角の少ない側に移動してくる。電圧に対する電流の位相を一定に保つ駆動制御は変曲点を越えることができないので、より広範囲な駆動を実現するためには、変曲点がどのあたりになるかをあらかじめ知っておく必要がある。そこで、モータ駆動装置の入力に電流検出手段２１を設け、その検出出力の振幅を振幅検出手段２２により検出することにより、制御回路２５では入力電流値を知ることができる。
【００２６】
さらに交流電源１の電圧はほぼ一定であるため、入力電流は入力電力とほぼ等価である。さらに回路およびモータの損失が十分小さいとすれば、入力電力とモータの出力動力もほぼ等価である。制御回路２５ではモータの回転数はわかっているので、入力電流値をモータ回転数で割れば、モ−タのトルクとほぼ等価な値が得られる。この等価値を用いて電圧に対する電流位相の制限値を設けることにより、広大なトルク変化がある場合でも、限界まで弱め界磁駆動を行うことができ、広大な駆動範囲を実現することができる。
【００２７】
また、モータ駆動制御装置の入力電力を用いる例を示したが、例えば冷蔵庫などでは、システムの入力電力としては、本発明のモータ駆動以外に、ヒータなどを有している場合がある。この場合には、ヒータを通電しているかどうかを制御回路２５で調べることにより、ヒータに使用している電力を差し引くことができ、さらに高精度でモータトルクを推定することができるので、さらに広範囲な駆動範囲を実現することができる。
【００２８】
（実施の形態３）
図５（ａ）〜（ｃ）は、モータへの印加電圧に余裕がある場合の高効率な駆動を実現するための波形図である。図５（ａ）は半導体スイッチの通電指令を示したもので、時刻Ｔ５００からＴ５０２までは通電オフ、時刻Ｔ５０２からＴ５０３までは正方向の通電、時刻Ｔ５０３からＴ５０５までは通電オフ、時刻Ｔ５０５からＴ５０６まで負方向の通電、時刻Ｔ５０６からＴ５０８までは再び通電オフ、時刻Ｔ５０８からＴ５０９まではプラス通電、時刻Ｔ５０９からＴ５１１までは通電オフと、通電オフ、正方向通電、通電オフ、負方向通電の組合せをサイクリックに行っている。
【００２９】
図５（ｂ）に、制御状態にある場合の相電流の波形を示している。相電流は時刻Ｔ５０１で負から正へと転じ、時刻Ｔ５０４で正から負へと転じ、同様に、時刻Ｔ５０７で正方向へ、時刻Ｔ５１０で負方向へと転じている。
【００３０】
図５（ｃ）は端子電圧の波形である。実線部分は半導体スイッチによる通電で電圧が決定されている部分であり、破線部分は半導体スイッチがオフ状態で電流により電圧が決定されている部分である。通電オフの期間では、電流極性とは逆の極性の端子電圧となる。すなわち、通電オフ時に端子電圧から電圧極性を知ることができる。図５の制御状態では、電流極性反転が再通電の直前となるように制御されている。このように通電開始時刻を制御することにより、端子電圧波形は略１８０度期間ずつのプラス電圧とマイナス電圧の交番波形となる。
【００３１】
図５では、相電流と端子電圧波形との時間差は時刻Ｔ５００とＴ５０１との差、時刻Ｔ５０３とＴ５０４との差、時刻Ｔ５０６とＴ５０７との差のように、制御回路２５で容易に求めていくことができる。そして、時間差は位相差と等価であるため、所望の位相差となるよう、通電幅を調整すればよい。所望の位相差はあらかじめ求めておいた効率が最大となる値であってもよいし、負荷トルクが大きく変化する場合は、実施の形態２で説明した方法と同様に、入力電力を用いてモータトルク値の概略値を推定し、その値をもとにそれぞれのトルクで効率が最大になる所望の位相差を決定していく方法も可能である。なお、所望の回転数を得るための、印加電圧の調整は、印加可能な最大電圧を下回っているため、パルス幅変調による等価的に実電圧を下げる手法が用いることができることはいうまでもない。
【００３２】
（実施の形態４）
図６Ａ及び図６Ｂは起動時における制御動作を示す波形図である。起動時の超低速回転では誘起電圧も低く、回転変動との区別が難しいため、駆動時に通電の位相変調を行うことが困難になる。このため、起動の最初は回転位相に関するフィードバックを行わず、あらかじめ定めた周波数の交流電圧を印加して、モータのロータが同期して回転できる状況を作り出す。周期図６Ａ及び図６Ｂはこのような場合でも起動していくための波形を示したものである。
【００３３】
印加する交流電圧が適正電圧よりも高い場合には、図６Ａのように、端子電圧に対して相電流が大幅な位相遅れ状況になる。すなわち、時刻Ｔ６００からＴ６０１の通電オフ期間には相電流の極性は負であり、その結果、端子電圧は正方向の最大値となっている。次の通電オフ期間である、時刻Ｔ６０３とＴ６０４の間では、相電流の極性は正となる、その結果、端子電圧は負方向の最大値となる。その結果、端子電圧に対して相電流は位相遅れ状態になる。
【００３４】
印加する交流電圧が適正電圧よりも低い場合には、図６Ｂのように、端子電圧に対して相電流が大幅な位相進み状況になる。すなわち、時刻Ｔ６５１からＴ６５２の通電オフ期間には相電流の極性は正であり、その結果、端子電圧は負方向の最大値となっている。次の通電オフ期間である、時刻Ｔ６５４とＴ６５５の間では、相電流の極性は負となる、その結果、端子電圧は正方向の最大値となる。その結果、端子電圧に対して相電流は位相遅れ状態になる。
【００３５】
より適正な駆動とするためには、上記の原理に基づき、通電時の電圧幅を調整し、通電オフ時に端子電圧が反転するように調整すればよい。このようにして起動を確認した結果、実施の形態３で説明した制御方式に移行することにより、起動から同一回路手段で適切な駆動を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明にかかるモータ駆動制御装置は、使用頻度の高い中回転数域での駆動効率を高めることと高回転駆動の両立を、電流センサなどを使用することなく、電圧位相の変化に合わせて時々刻々と印加電圧を調節する必要もなく実現することが可能となるため、冷媒を圧縮して冷熱や温熱を得るヒートポンプ関係、すなわち、冷蔵庫、エアコンディショナー、ヒートポンプ式給湯機などはもとより、ポンプ、送風機などの用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施の形態１〜４におけるモータ駆動制御装置の全体回路図
【図２】本発明の実施の形態１および２における電流進角特性を示す特性図
【図３】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動制御装置の出力信号の波形図
【図４】本発明の実施の形態１における動作原理を説明するための回路図
【図５】本発明の実施の形態３におけるモータ駆動制御装置の出力信号の波形図
【図６Ａ】本発明の実施の形態４におけるモータ駆動制御装置の出力信号の波形図
【図６Ｂ】本発明の実施の形態４におけるモータ駆動制御装置の出力信号の波形図
【図７】従来のモータ制御駆動装置の全体回路図
【符号の説明】
【００３８】
１      モータ
２      三相ブリッジ回路
３      整流回路
４      交流電源
２１    電流検出手段
２２    振幅検出手段
２５    制御回路
２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ  比較回路
【図１】
0005149695.tif 000002
【図２】
0005149695.tif 000003
【図３】
0005149695.tif 000004
【図４】
0005149695.tif 000005
【図５】
0005149695.tif 000006
【図６Ａ】
0005149695.tif 000007
【図６Ｂ】
0005149695.tif 000008
【図７】
0005149695.tif 000009