(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流をサンプリングで検出し、この出力電流検出値を制御回路にフィードバックして出力電流を自動制御するための出力電流検出方法であって、
ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値を検出する手順と、
前記サンプリング電流値と、連続した２つの前記サンプリング電流値から得た搬送波半周期における電流変化分と、ＰＷＭ搬送波の半周期と、に基づいて、サンプリングタイミングから時間Ｔne経過後の出力電流を推定する手順とを有することを特徴とする電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。
【請求項２】
前記電流値は、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対象時刻で複数回サンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする請求項１に記載の電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。
【請求項３】
前記電流値の検出は、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘って、サンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする請求項１記載の電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流をサンプリングで検出し、この出力電流検出値を制御回路にフィードバックして出力電流を自動制御するための出力電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、電圧型ＰＷＭインバータ装置の構成例を示す。ＩＧＢＴなどの半導体スイッチをブリッジ接続したインバータ装置１は、ＰＷＭ搬送波と交流出力信号波を比較した結果から、半導体スイッチのオン、オフ信号となるゲート信号を制御回路２から与えられることで、負荷３にＰＷＭ波形の電圧出力を得る。ＰＷＭ波形は、インバータ装置１の出力電流を検出し、この検出電流を制御回路２にフィードバックすることでゲート信号のオン／オフの割合を自動制御し、出力電流に指令値通りの自動制御を行う。すなわち、インバータ装置１の出力電流を検出するには、電流検出器４の検出出力をサンプルホールド回路（サンプラ）５によってサンプルホールドし、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）６によってデジタル値に変換し、制御回路２に取り込んでいる。
【０００３】
インバータ装置１の出力電流にはＰＷＭに起因するリプル成分が含まれているため、その平均値を検出するには、図６にサンプリングタイミングを示すように、搬送波の頂点から一定時間遅れた時点でサンプリングしている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００４】
他の手法として、搬送波の周期よりも短い周期でサンプリングし、その平均値から出力電流を求めることで、耐ノイズ性を高めるものもある（例えば、特許文献３参照）。
【特許文献１】特開平１１−１３６９５０号公報
【特許文献２】特開平９−１１７１５２号公報
【特許文献３】特開平９−２３６５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、搬送波の頂点を基準としたサンプリングで出力電流を検出する方法では、電流を検出できる周期が搬送波の周波数に制限されてしまい、結果としてフィードバック演算の制御周期も制限されてしまい、制御性能を低下させるという問題があった。
【０００６】
また、電流検出器や電流検出器の出力をサンプルホールド回路に入力するまでの電流検出系の遅れ時間として、搬送波の頂点からサンブリングするまでの遅れ時間を固定値として設定する手法では、電流検出器や電流検出回路の遅れ時間に装置毎のバラツキがあるため、最適なサンプリング遅れ時間を設定することが困難であった。
【０００７】
本発明の目的は、搬送波の周波数、頂点タイミングに制約されることなく任意時刻での電流検出ができ、かつ耐ノイズ性を高めた検出ができ、さらに電流検出系のバラツキを装置毎に自動調整した電流検出ができる電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、前記の課題を解決するため、サンプリング電流値と、前記２つのサンプリング電流値から得た搬送波半周期における電流変化分と、ＰＷＭ搬送波の半周期と、に基づいて、サンプリングタイミングから時間Ｔne経過後の出力電流を推定したもので、以下の方法を特徴とする。
【０００９】
（１）電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流をサンプリングで検出し、この出力電流検出値を制御回路にフィードバックして出力電流を自動制御するための出力電流検出方法であって、
ＰＷＭ搬送波の頂点でサンプリングした電流値を検出する手順と、
前記サンプリング電流値と、連続した２つの前記サンプリング電流値から得た搬送波半周期における電流変化分と、ＰＷＭ搬送波の半周期と、に基づいて、サンプリングタイミングから時間Ｔne経過後の出力電流を推定する手順とを有することを特徴とする。
【００１１】
（２）前記電流値は、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする。
【００１２】
（３）前記電流値の検出は、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理手順を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
以上のとおり、本発明によれば、サンプリング電流値と、連続した２つの前記サンプリング電流値から得た搬送波半周期における電流変化分と、ＰＷＭ搬送波の半周期と、に基づいて、サンプリングタイミングから時間Ｔne経過後の出力電流を推定するため、搬送波の周波数、頂点タイミングに制約されることなく任意時刻での電流検出ができ、フィードバック演算周期を短くすることが可能になり、制御性能が向上する。
【００１４】
さらに、電流検出系のバラツキを装置毎に自動調整した電流検出ができ、電流検出精度が向上する。
【００１５】
さらにまた、電流値は、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とすること、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の平均を検出電流とすることにより、耐ノイズ性を高めた検出ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（実施形態１）
図１は、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出方法を示す各部波形図である。本実施形態では、搬送波の半周期より短い周期でフィードバック演算ができるよう、搬送波の頂点でサンプリングした電流値と、ゲート信号のオン時間の割合からフィードバック演算時点での電流値を推定する出力電流検出処理を行う。なお、以下の説明は単相インバータ装置に適用した場合であるが、三相インバータ装置の電流検出にも適用可能である。
【００１７】
図５に示す電圧型ＰＷＭインバータ装置において、インバータ装置１の半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、ＳＷ２，ＳＷ３の組はそれぞれが同時にオン、オフするものとし、ＳＷ１，ＳＷ４の組とＳＷ２，ＳＷ３の組のゲート信号は相補的に動作するものとして説明する。また、以下の文中においては特に断りがない限りオンとはＳＷ１．ＳＷ４がオンし、ＳＷ２，ＳＷ３がオフして負荷電流ＩＬが増加する状態を指すものとする。
【００１８】
図１に示す各部波形において、スイッチＳＷ１、ＳＷ４のゲート信号およびスイッチＳＷ２、ＳＷ３のゲート信号は、ＰＷＭ搬送波と交流出力信号波との大小比較で生成される。搬送波の頂点ｔn-1，ｔn，ｔn+1でサンプリングしたそれぞれの電流値Ｉn-1，Ｉn，Ｉn+1は電流の平均値を検出できているものとする。
【００１９】
ここで、任意のサンプリングタイミングとする時刻ｔneにおける電流Ineを以下の方法によって推定する。なお、この推定演算は、制御回路２に搭載するコンピュータ資源とこれを利用してデジタル演算するソフトウェアによって実現されるが、ハードウェア構成とすることもできる。
【００２０】
先ず、電流を推定する時刻ｔneの直前の搬送波の頂点でサンプリングした電流値Ｉn-1，Ｉnとその間のオン、オフ時間から、オン中の電流変化率を求める。時刻ｔn-1においてＩn-1であった電流は、オフ期間Ｔｏｆｆn-1に一旦減少した後、オン期間中にＴｏｆｆn-1と同じ時間をかけてＩn-1まで増加し、残りのオン期間のＴｏｎn-1−Ｔｏｆｆn-1によってＩnとなる。電流増分ΔＩn-1はＴｏｎn-1−Ｔｏｆｆn-1＝Ｔn-1−２×Ｔｏｆｆn-1によってもたらされたものである。よって、オン中の電流変化率ａn-1は（１）式となる。
【００２１】
ａn-1＝ΔＩn-1／（Ｔn-1−２×Ｔｏｆｆn-1）…（１）
時刻ｔnからｔn+1の期間において、オン中の電流変化率がａn-1と同じと仮定すると、（１）式から電流の増分ΔＩnの推定値は（２）式となる。
【００２２】
ΔＩn＝ａn-1×（Ｔn-1−２×Ｔｏｆｆn-1）…（２）
よって、時刻ｔnからｔn+1の期間中のある時刻ｔneにおける平均電流推定値Ｉneは（３）式となる。
【００２３】
Ｉne＝Ｉn＋ΔＩn×Ｔne／Ｔn…（３）
したがって、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出には、サンプリング電流値と、前記２つのサンプリング電流値から得た搬送波半周期における電流変化分と、ＰＷＭ搬送波の半周期と、に基づいて、サンプリングタイミングから時間Ｔne経過後の出力電流を推定することができる。このサンプリングタイミングから時間Ｔne経過後の検出電流値を元にしたフィードバック制御では、制御周期が搬送波の周期に制約されることなく、演算周期を短くした制御で制御性能を向上させることができる。
【００２４】
（実施形態２）
図２は電流検出系のサンプリング遅れ時間調整方法を示す各部波形図である。本実施形態では、インバータ装置の運転前に、サンプリング遅れ時間を以下の手順で求め、サンプリングタイミングを調整する。
【００２５】
（手順１）ＳＷ１，ＳＷ４とＳＷ２，ＳＷ３のゲート信号として、５０％のオン・オフ割合となるゲート信号を生成してインバータ装置を運転する。
【００２６】
（手順２）電流検出系のサンプリング遅れ時間Ｔsdとして搬送波の山頂点（図２の時刻ｔn-1）と谷頂点（図２の時刻ｔn）の電流検出値の偏差Ｉerrを算出する。
【００２７】
（手順３）上記の山頂点から遅れ時間Ｔsdだけ遅れてサンプリングしたＩn-1は遅れ時間Ｔsdを大きくとると減少するのに対し、谷頂点からＴsd遅れてサンプリングしたＩnはＴsdを大きくとると増加する。よって、Ｉn-1＞Ｉnの場合は遅れ時間Ｔsdを大きくし、Ｉn-1＜Ｉnの場合は遅れ時間Ｔsdを小さくすることで、偏差Ｉerrの絶対値が最小となる遅れ時間Ｔsdを算出し、この遅れ時間Ｔsdをサンプリングタイミングとする。
【００２８】
したがって、電圧型ＰＷＭインバータ装置の出力電流検出において、検出系の遅れを考慮して電流値をサンプリングするために、５０％のオン・オフ割合にしたゲート信号でインバータ装置を運転し、このときのＰＷＭ搬送波の山頂点で検出した電流値と谷頂点で検出した電流値の偏差の絶対値が最小になる遅れ時間を有してサンプリングすることにより、電流検出精度を向上できる。
【００２９】
（変形例１）
実施形態１または実施形態２において、ＰＷＭ搬送波の頂点で検出する電流値に代えて、搬送波の頂点近傍で、搬送波の頂点の時刻を中心として、その対称時刻で複数回のサンプリングした電流値の平均を検出電流とするフィルタ処理を施すことで、耐ノイズ性を向上させた電流検出を得る。
【００３０】
例えば、図３に示すように、搬送波の頂点の時刻を中心として、奇数回のサンプリングを行う例を示し、時刻ｔnにおける平均電流値をサンプリングするために、時刻ｔn-Ts、ｔn、ｔn+Tsになる搬送波の頂点を基準として対称な時刻で電流サンブリングを行い、その平均値を電流検出値とする。
【００３１】
また、偶数回のサンプリングを行う例を図４に示す。時刻ｔnにおける平均電流値をサンプリングするために、時刻ｔn-Ts、ｔn、ｔn+Tsになる搬送波の頂点を基準として対称な時刻で偶数回の電流サンブリングを行い、その平均値を電流検出値とする。
【００３２】
なお、時間Ｔｓは、最小値をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）の変換時間より長い時間とし、最大値を搬送波の１／４周期より短い時間とする。
【００３３】
したがって、搬送波の頂点近傍で複数回のサンプリングで検出した電流値を、実施形態１または実施形態２における頂点時刻のサンプリング電流値とすることで、電流検出における耐ノイズ性を向上できる。
【００３４】
（変形例２）
実施形態１または実施形態２において、ＰＷＭ搬送波の頂点で検出する電流値として、例えば（１）式で算出するオン中の電流変化率を電流検出値ａn-1の１回の値だけを用いて算出すると、ノイズの影響を受けやすいため、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値ａn-1，ａn-2，ａn-3，…の移動平均をとるなどして、フィルタ処理した値を電流検出値とする。
【００３５】
したがって、実施形態１または実施形態２における頂点時刻のサンプリング電流検出値として、頂点の電流検出値だけでなく、複数のＰＷＭ搬送波期間に亘ってサンプリングした電流値の移動平均をとるフィルタ処理を行うことにより、検出電流からノイズの影響を取り除いて耐ノイズ性を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施形態１の出力電流検出方法を示す各部波形図。
【図２】本発明の実施形態２の遅れ時間調整方法を示す各部波形図。
【図３】頂点電流検出のフィルタ処理を示す波形図。
【図４】頂点電流検出のフィルタ処理を示す波形図。
【図５】電圧型ＰＷＭインバータ装置の構成例。
【図６】従来のサンプリングタイミング。
【符号の説明】
【００３７】
１  インバータ装置
２  制御回路
３  負荷
４  電流検出器
５  サンプルホールド回路（サンプラ）
６  アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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