(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯状導体が、その厚み方向に巻回されて成る空芯コイルと、
磁気的に等方性を有する材料から成り、前記空芯コイルを覆うコアとを備えて構成されるリアクトルにおいて、
前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含み、
前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれ
Ｎ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）
ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ
Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２
と定義して求め、さらに
α＝Ｎ／Ｎ０
β＝ｇｅ／ｇ
γ＝Ｓｅ／Ｓ
と定義される規格化パラメータα，β，γを求め、α／β＜１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とするリアクトル。
【請求項２】
帯状導体が、その厚み方向に巻回されて成る空芯コイルと、
磁気的に等方性を有する材料から成り、前記空芯コイルを覆うコアとを備えて構成されるリアクトルにおいて、
前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含み、
前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれ
Ｎ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）
ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ
Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２
と定義して求め、さらに
α＝Ｎ／Ｎ０
β＝ｇｅ／ｇ
γ＝Ｓｅ／Ｓ
と定義される規格化パラメータα，β，γを求め、前記目標インダクタンスＬが一定との条件で、α・γ＞１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とするリアクトル。
【請求項３】
α／β＜０．８またはα・γ＞１．２５  かつ  １／２＜α＜２、１＜β＜２、１≦γ＜３を満足することを特徴とする請求項１または２記載のリアクトル。
【請求項４】
前記一対の径部の対向面において、少なくとも前記空芯コイルの端部を覆う領域が相互に平行に形成され、前記帯状導体の幅方向が前記径部の面方向と直交するように配置されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項５】
前記空芯コイルの中心から外周までの半径をＲとし、前記帯状導体の幅をＷとするとき、比Ｒ／Ｗが、１．３以上、４以下の条件を満足することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項６】
前記帯状導体の幅Ｗに対する厚みｔの比ｔ／Ｗが、１／１０以下の条件を満足することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項７】
前記帯状導体の厚みｔが、当該リアクトルの駆動周波数に対する表皮厚みδ以下の条件を満足することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項８】
前記コアの相互に対向する径部において、最も内周側の位置における間隔をＬ１、最も外周側の位置における間隔をＬ２とし、最内周位置から最外周位置までの範囲における間隔の平均値をＬ３とするとき、（（Ｌ１−Ｌ２）／Ｌ３）で得られる値を平行度として、該平行度の絶対値が、１／５０以下、好ましくは１／１００以下の条件を満足することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項９】
前記帯状導体は、導体層と絶縁層とを厚み方向に積層したものを複数組積層するとともに、長手方向における各端部を、コアの外部において隣り合う導体層同士が前記絶縁層を挟むことなく短絡されて成るものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１０】
前記帯状導体は、導体層と絶縁層とを厚み方向に積層したものを複数組積層するとともに、前記各導体層の長手方向の各端部において、各導体層自体が、あるいは各導体層から夫々別々に口出しされたリード線が、前記コアの外部に設けられたインダクタコアに互いに逆相になるように経由されてから接合されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１１】
前記空芯コイルは、長尺の帯状導体を絶縁材料で絶縁被覆したものを巻回して成る単層コイルを３段積層して成るものであって、
各単層コイルの巻き始め端は電流線路の第１端子として互いに独立しているとともに、巻き終わり端は電流線路の第２端子として互いに独立していることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１２】
前記空芯コイルと、少なくとも前記コアの径部における空芯コイルの対向面との間に、絶縁部材が配置されることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１３】
前記コアは、
前記磁気的に等方性を有する材料から成る複数のコア部材と、
前記コア部材が取り付けられる基台と、
前記空芯コイルを収容した状態で前記複数のコア部材を相互に締結させる締結部材と、
締結されたコア部材を前記基台に固定する固定部材とを備えて構成され、
前記コア部材において、前記固定部材の配設位置と締結部材の配置位置とは、互いに異なることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１４】
前記コアは、軟磁性粉末が圧粉成型された圧粉コアから成ることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１５】
前記コアは、フェライトコアから成ることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載のリアクトル。
【請求項１６】
帯状導体がその厚み方向に巻回されて成る空芯コイルが、磁気的に等方性を有する材料から成るコアで覆われて成るリアクトルを設計する方法において、
前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含んで構成され、
前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれ
Ｎ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）
ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ
Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２
と定義して求め、さらに
α＝Ｎ／Ｎ０
β＝ｇｅ／ｇ
γ＝Ｓｅ／Ｓ
と定義される規格化パラメータα，β，γを求め、α／β＜１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とするリアクトルの設計方法。
【請求項１７】
帯状導体がその厚み方向に巻回されて成る空芯コイルが、磁気的に等方性を有する材料から成るコアで覆われて成るリアクトルを設計する方法において、
前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含んで構成され、
前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれ
Ｎ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）
ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ
Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２
と定義して求め、さらに
α＝Ｎ／Ｎ０
β＝ｇｅ／ｇ
γ＝Ｓｅ／Ｓ
と定義される規格化パラメータα，β，γを求め、前記目標インダクタンスＬが一定との条件で、α・γ＞１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とするリアクトルの設計方法。
【請求項１８】
前記規格化パラメータα，β，γの空間が、３元合金の相図の態様で表現されることを特徴とする請求項１６または１７記載のリアクトルの設計方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リアクトルの設計方法およびその設計方法で設計された好適な形状を有するリアクトルに関し、特に空芯コイルが、その両端部および外周部をコアで覆われ、インダクタンスを高めるようにしたリアクトルに関する。
【背景技術】
【０００２】
上述のようなリアクトルは、たとえば本件出願人による特許文献１で示されている。図１は、その特許文献１によるリアクトルＤ１の作成方法を説明するための斜視図である。このリアクトルＤ１は、図１（ａ）から（ｂ）で示すように、長尺の帯状導体１０を、その厚み方向に巻回して成る空芯コイル１が、図１（ｃ）から（ｄ）で示すように、一対のコア部材３，４から成るコア２に収納されることで、インダクタンスを高めたものである。前記コア部材３，４は、外周部３ａ，４ａと、その一端を閉塞し、径部となる端板３ｂ，４ｂとを備えて構成される。こうして形成された凹所３ｃ，４ｃに前記空芯コイル１が収納される。
【０００３】
なお、外周部３ａ，４ａは、磁路（ヨーク）を形成できればよく、たとえば一方のコア部材３に、２つの外周部３ａ，４ａの合計長さ分の外周部が形成され、他方のコア部材４は、その外周部に嵌め込まれる端板３ｂだけとされるなど、これらの外周部３ａ，４ａの割り付けについては任意である。しかしながら、２つの外周部３ａ，４ａの高さを等しく形成しておくことで、コア部材３，４の形状を相互に等しくすることができ（同じ型で作成することができ）、好適である。
【０００４】
この特許文献１で注目すべきは、前記コア部材３，４の端板３ｂ，４ｂにおいて、その中央部には、前記空芯コイル１が発生した磁束の流れを良くし、インダクタンスを向上するために、磁極となる突起部３ｄ，４ｄが形成されていることである。そして、この突起部３ｄ，４ｄは、局所的な磁束の集中を避けるために、先端対向面が平面となるように、円錐台状に形成されている。その上で、この特許文献１では、図４６で示すように、先ず前記突起部３ｄ，４ｄの高さａが、前記帯状導体１０の幅Ｗの１／３以下とされている。次に、この特許文献１では、該突起部３ｄ，４ｄの底面の半径Ａが、空芯コイル１の空芯部Ｓ１の半径をｒ、前記帯状導体１０の幅をＷとしたとき、ｒ＞√（Ａ２+（Ｗ／２）２）に形成されている。すなわち、特許文献１では、図４６において、リアクトルＤ１（空芯コイル１）の中心Ｐ０から、突起部３ｄ，４ｄの外周縁のＰ１までの距離Ｒ１よりも前記空芯部の半径ｒが大きく形成されて、該突起部３ｄ，４ｄから空芯コイル１を遠去けることで、図４６において、参照符号ｌで示す該突起部３ｄ，４ｄの漏洩磁束が空芯コイル１の内周側の帯状導体１０に届かないようにして、前記帯状導体１０での渦電流損を抑えている。図４６は、前記リアクトル１の半径分の軸線方向断面図である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４６５４３１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述の従来技術では、コア部材３，４は、３次元形状を呈するために、たとえば軟磁性鉄粉を圧粉成型したものやフェライトコアなどの磁気的に等方性を有する材料から成るものであるが、透磁率μは比較的高いものを想定している。
【０００７】
また、上述の従来技術は、用途としては、たとえばハイブリッドや電気の自動車用途である数十ｋＷレベルを想定しており、たとえば２輪車や、太陽光発電装置のコンバータ用途である数ｋＷレベルにも適用したいという希望がある。この点、前記数十ｋＷレベルの上述の従来技術のリアクトル１の半径分の軸線方向断面図は、図４６の通りであるが、これは、このようにパワーが比較的大きな場合、電流が大きく、ギャップｇを大きく形成しないと磁気飽和が大きくなるのに対して、パワーが比較的小さな場合は、図４７で示すように、ギャップｇ’ を小さくして、磁束を多く通す必要がある。
【０００８】
すなわち、上述の従来技術は、漏洩磁束ｌによる帯状導体１０の渦電流損を抑えているものの、本件発明者の知見では、上述のように、コアの材質が低かったり、容量が小さかったりすると、コアのヒステリシス損も問題となってくることが判明した。
【０００９】
本発明の目的は、インダクタンスを確保しつつ、コアのヒステリシス損を低減することができるリアクトルの設計方法およびリアクトルを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のリアクトルは、帯状導体が、その厚み方向に巻回されて成る空芯コイルと、磁気的に等方性を有する材料から成り、前記空芯コイルを覆うコアとを備えて構成されるリアクトルにおいて、前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含み、前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれＮ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ、Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２と定義して求め、さらにα＝Ｎ／Ｎ０、β＝ｇｅ／ｇ、γ＝Ｓｅ ／Ｓと定義される規格化パラメータα，β，γを求め、α／β＜１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のリアクトルは、帯状導体が、その厚み方向に巻回されて成る空芯コイルと、磁気的に等方性を有する材料から成り、前記空芯コイルを覆うコアとを備えて構成されるリアクトルにおいて、前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含み、前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれＮ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）、ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ、Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２と定義して求め、さらにα＝Ｎ／Ｎ０、β＝ｇｅ／ｇ、γ＝Ｓｅ ／Ｓと定義される規格化パラメータα，β，γを求め、前記目標インダクタンスＬが一定との条件で、α・γ＞１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とする。
【００１２】
上記の構成によれば、帯状導体、すなわち幅Ｗに対する厚みｔの比ｔ／Ｗが１未満の導体が、その厚み方向に長尺に巻回されて成る空芯コイルが、コアに覆われることで、インダクタンスを高めるようにしたリアクトルを構成する。そして、前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させてインダクタンスを向上するための磁極としての突起部とを含んで構成される。そのコアの材料として、磁気的に等方性を有し、比較的低透磁率でヒステリシス損が大きい、安価で、比較的低級な磁性材料が用いられる場合に、本発明は、高級な電磁鋼板を用いた場合のような、低損失で所望のリアクトル性能を得ることができるコアの幾何形状を求める。
【００１３】
それには、先ず、コアに上述のような低級な磁性材料を用いたリアクトルの場合、損失の大半はコア材のヒステリシス損が占め、そのヒステリシス損はコア材中の磁束密度に比例して増加し、飽和磁束密度Ｂｓで最大となる。そこで、前記リアクトルに所望とする目標インダクタンスＬが定められると、それを確保できる範囲で、前記コア材中の磁束密度Ｂｃを小さくすることで、前記ヒステリシス損を小さくすることができる。
【００１４】
具体的には、本発明は、前記突起部の先端またはその近傍の幾何学的断面積をＳとし、前記突起部間の幾何学的ギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０（≒真空）とし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の前記磁束密度をＢｃとするとき、有効巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび突起基端部断面積Ｓｅの各パラメータを、それぞれＮ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）、ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ、Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２と定義して求める。さらに、本発明では、α＝Ｎ／Ｎ０、β＝ｇｅ／ｇ、γ＝Ｓｅ ／Ｓで表される独創的な規格化パラメータα，β，γを定義する。その上で、α／β＜１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率μｃに応じた磁束密度Ｂｃから、コイル巻数Ｎ、突起部の先端付近の断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さ、すなわちギャップ長ｇ、突起部の裾野形状（実効断面積Ｓｅ）が決定される。すなわち、ギャップを狭くすると（突起部を高くすると）、β＝ｇｅ／ｇ  が小さく、裾野を広くとると、γ＝Ｓｅ／Ｓ  が大きくなる。
【００１５】
このようなリアクトルは、コアおよび突起部の材質に応じて、必要なインダクタンスを確保しつつ、コアのヒステリシス損を低減し、損失を小さくすることができる幾何形状を決定することができる。
【００１６】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、α／β＜０．８またはα・γ＞１．２５  かつ  １／２＜α＜２、１＜β＜２、１≦γ＜３を満足することを特徴とする。
【００１７】
上記の構成によれば、磁極間隙（ギャップ長ｇ）を比較的広く開け、コイル部にまで磁束線を漏らすようにして、磁極（突起部）表面の実効断面積Ｓｅ を広げ、磁極内の磁束密度Ｂｃを低減することができる。
【００１８】
また、本発明のリアクトルでは、前記一対の径部の対向面において、少なくとも前記空芯コイルの端部を覆う領域が相互に平行に形成され、前記帯状導体の幅方向が前記径部の面方向と直交するように配置されることを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、前記一対の径部の対向面において、たとえば最も内周側の位置（以下、最内周位置という）における間隔をＬ１、最も外周側の位置における間隔をＬ２（以下、最外周位置という）とし、さらに前記最内周位置から最外周位置までの範囲における間隔の平均値をＬ３とするとき、（（Ｌ１−Ｌ２）／Ｌ３）が平行度として定義される。そして、上記の構成によれば、その平行度が所定値、たとえば１／５０以下、好ましくは１／１００以下で、帯状導体の幅方向がその径部の面方向と直交するように配置されることで、空芯コイルの内部を通る磁束線が軸方向に平行となり、該帯状導体での渦電流損を小さくでき、インダクタンスＬを大きくできる。
【００２０】
したがって、帯状導体が、その幅方向に発生した磁束を、効率良くコアに取り込むことができる。
【００２１】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、前記空芯コイルの中心から外周までの半径をＲとし、前記帯状導体の幅をＷとするとき、比Ｒ／Ｗが、１．３以上、４以下の条件を満足することを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、前記の比Ｒ／Ｗが４より大きく設定される場合にはコアの外部に磁束が漏れ、また１．３未満に設定される場合には空芯コイルの内部を通る磁束線が軸方向に対して平行にならない。一方、リアクトルを搭載するインバータ等の装置が良好な制御性を有するためには、電流の変化に対するインダクタンスの変化が少なく、かつ安定していることが必要であり、前記装置に供給し得る電流の範囲におけるインダクタンスの安定度が１０％以下に抑えられる値としては、前記比Ｒ／Ｗが４以下である。
【００２３】
したがって、前記比Ｒ／Ｗを、１．３以上、４以下に選ぶことで、渦電流損を抑えつつ、インダクタンスも安定させることができる。
【００２４】
また、本発明のリアクトルでは、前記帯状導体の幅Ｗに対する厚みｔの比ｔ／Ｗが、１／１０以下の条件を満足することを特徴とする。
【００２５】
上記の構成によれば、帯状導体は、アスペクト比が大きいテープ状の導体であるので、厚みｔが当該リアクトルの駆動周波数に対する表皮厚み以下となり易く、渦電流損を低減することができる。
【００２６】
また、本発明のリアクトルでは、前記帯状導体の厚みｔが、当該リアクトルの駆動周波数に対する表皮厚みδ以下の条件を満足することを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、ほぼ確実に渦電流損を無くすことができる。
【００２８】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、前記コアの相互に対向する径部において、最も内周側の位置における間隔をＬ１、最も外周側の位置における間隔をＬ２とし、最内周位置から最外周位置までの範囲における間隔の平均値をＬ３とするとき、（（Ｌ１−Ｌ２）／Ｌ３）で得られる値を平行度として、該平行度の絶対値が、１／５０以下、好ましくは１／１００以下の条件を満足することを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、空芯コイルの内部を通る磁束線が軸方向に平行となり、該帯状導体での渦電流損を小さくでき、インダクタンスを大きくできる。
【００３０】
したがって、帯状導体が、その幅方向に発生した磁束を、効率良くコアに取り込むことができる。
【００３１】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、前記帯状導体は、導体層と絶縁層とを厚み方向に積層したものを複数組積層するとともに、長手方向における各端部を、コアの外部において隣り合う導体層同士が前記絶縁層を挟むことなく短絡されて成るものであることを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、渦電流の大きさは、磁束密度が同一である場合には、磁力線（磁束線）に垂直な連続する面（一続きの面）の面積に比例することから、１本の導体として巻回されるべき前記帯状導体を、磁力線（磁束線）に垂直に交差する方向で複数層に分割形成しておき、両端で並列に短絡する。
【００３３】
したがって、導体断面積、すなわち流すことができる電流量は減少するものの、渦電流損をさらに小さくすることができるとともに、同じ磁束を発生させても、空芯コイルの電気抵抗も小さくすることができる。
【００３４】
また、本発明のリアクトルでは、前記帯状導体は、導体層と絶縁層とを厚み方向に積層したものを複数組積層するとともに、前記各導体層の長手方向の各端部において、各導体層自体が、あるいは各導体層から夫々別々に口出しされたリード線が、前記コアの外部に設けられたインダクタコアに互いに逆相になるように経由されてから接合されていることを特徴とする。
【００３５】
上記の構成によれば、渦電流の大きさは、磁束密度が同一である場合には、磁力線（磁束線）に垂直な連続する面（一続きの面）の面積に比例することから、１本の導体として巻回される前記帯状導体が、磁力線（磁束線）に垂直に交差する方向で複数層に分割形成され、両端が個別に引き出されて、コアの外部に設けたインダクタコアに互いに逆相になるように経由してから接合される。ここで、インダクタコアは、逆位相の渦電流にのみ大きな抵抗として働いて、その電流を抑制するが、同位相で流れてくる駆動電流に対しては何ら影響を与えない。
【００３６】
したがって、導体断面積、すなわち流すことができる電流量は減少するものの、さらに効果的に渦電流損を小さくすることができる。
【００３７】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、前記空芯コイルは、長尺の帯状導体を絶縁材料で絶縁被覆したものを巻回して成る単層コイルを３段積層して成るものであって、各単層コイルの巻き始め端は電流線路の第１端子として互いに独立しているとともに、巻き終わり端は電流線路の第２端子として互いに独立していることを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、前記３個の単層コイルは、積層による近接効果で磁気的には相互結合しており、たとえば三相交流における各相の電流を流すことで、従来の三相リアクトルのような磁気回路を形成することができる。
【００３９】
したがって、各空芯コイルが個別のコアに収容されるのではなく、単一のコアに収容されるので、同じ電力容量の従来型の三相リアクトルに較べて、体格を小さくすることができる。このような構成のリアクトルは、特に、搭載スペースの限られた電気自動車、ハイブリッド自動車、電車およびバス等の移動体（車両）に搭載される場合に好適である。また、このような構成のリアクトルは、インバータからモータへの動力線において、インバータからの高調波歪電圧（いわゆるリップル）を吸収して平滑化することができ、この結果、正弦波波形に近い波形をモータへ出力することもできる。
【００４０】
また、本発明のリアクトルでは、前記空芯コイルと、少なくとも前記コアの径部における空芯コイルの対向面との間に、絶縁部材が配置されることを特徴とする。
【００４１】
上記の構成によれば、空芯コイルとコア部との間における絶縁耐力をより向上させることができる。
【００４２】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、前記コアは、前記磁気的に等方性を有する材料から成る複数のコア部材と、前記コア部材が取り付けられる基台と、前記空芯コイルを収容した状態で前記複数のコア部材を相互に締結させる締結部材と、締結されたコア部材を前記基台に固定する固定部材とを備えて構成され、前記コア部材において、前記固定部材の配設位置と締結部材の配置位置とは、互いに異なることを特徴とする。
【００４３】
上記の構成によれば、コア内に空芯コイルを収容するために、複数のコア部材を分割形成して、それらのコア部材を前記空芯コイルを収容した状態で一体に組み上げるようにする。その際、前記組み上げを行うためにボルトとナットなどの締結部材が必要になり、一方、組み立てたコア部材をヒートシンクなどの別途の基台に固定するためには、ボルトなどの固定部材が必要となる。そこで本発明のリアクトルでは、前記締結部材と固定部材とが、たとえば周方向に交互に配置されたり、中心部と周辺部とに分けて配置されたりする。
【００４４】
したがって、リアクトルの組み立てや取り付けの生産性を向上することができる。
【００４５】
また、本発明のリアクトルでは、前記コアは、軟磁性粉末が圧粉成型された圧粉コアから成ることを特徴とする。
【００４６】
上記の構成によれば、上述のような磁気的に等方性を有するコアを実現する場合に、原料粉末を型に入れて成型することで、所望の形状に作成することができる。また、圧粉コアの場合は、材料費が安い上に、所望の磁気特性（密度）が比率較的容易に得られる。
【００４７】
さらにまた、本発明のリアクトルでは、前記コアは、フェライトコアから成ることを特徴とする。
【００４８】
上記の構成によれば、上述のような磁気的に等方性を有するコアを実現する場合に、原料粉末を型に入れて成型（焼成）することで、所望の形状に作成することができる。
【００４９】
また、本発明のリアクトルの設計方法は、帯状導体がその厚み方向に巻回されて成る空芯コイルが、磁気的に等方性を有する材料から成るコアで覆われて成るリアクトルを設計する方法において、前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含んで構成され、前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれＮ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）、ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ、Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２と定義して求め、さらにα＝Ｎ／Ｎ０、β＝ｇｅ／ｇ、γ＝Ｓｅ／Ｓと定義される規格化パラメータα，β，γを求め、α／β＜１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とする。
【００５０】
さらにまた、本発明のリアクトルの設計方法は、帯状導体がその厚み方向に巻回されて成る空芯コイルが、磁気的に等方性を有する材料から成るコアで覆われて成るリアクトルを設計する方法において、前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させる突起部とを含んで構成され、前記突起部の先端またはその近傍の断面積をＳとし、前記突起部間のギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０とし、該リアクトルの目標インダクタンスをＬとし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の磁束密度をＢｃとするとき、理想巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび実効（突起基端部）断面積Ｓｅを、それぞれＮ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）、ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ、Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２と定義して求め、さらにα＝Ｎ／Ｎ０、β＝ｇｅ／ｇ、γ＝Ｓｅ／Ｓと定義される規格化パラメータα，β，γを求め、前記目標インダクタンスＬが一定との条件で、α・γ＞１を満足することで、コアおよび突起部の材料の透磁率に応じた、コイル巻数Ｎ、突起部の先端断面積Ｓが選ばれ、突起部の高さおよび裾野形状が決定されていることを特徴とする。
【００５１】
上記の構成によれば、帯状導体、すなわち幅Ｗに対する厚みｔの比ｔ／Ｗが１未満の導体が、その厚み方向に長尺に巻回されて成る空芯コイルが、コアに覆われることで、インダクタンスを高めるようにしたリアクトルを構成する。そして、前記コアは、前記空芯コイルの外周の少なくとも一部を覆う外周部と、前記空芯コイルの両端部の少なくとも一部を覆う径部と、前記径部の中央に形成されて前記空芯コイルの空芯部に嵌り込み、磁束を通過させてインダクタンスを向上するための突起部とを含んで構成される。そのコアの材料として、磁気的に等方性を有し、比較的低透磁率でヒステリシス損が大きい、安価で、比較的低級な磁性材料が用いられる場合に、本発明は、高級な電磁鋼板を用いた場合のような低損失で所望のリアクトル性能を得ることができるように、コアの幾何形状を設計する方法を提供する。
【００５２】
それには、先ず、コアに上述のような低級な磁性材料を用いたリアクトルの場合、損失の大半はコア材のヒステリシス損が占め、そのヒステリシス損はコア材中の磁束密度に比例して増加し、飽和磁束密度Ｂｓで最大となる。そこで、前記リアクトルに所望とする目標インダクタンスＬが定められると、それを確保できる範囲で、前記コア材中の磁束密度Ｂｃを小さくすることで、前記ヒステリシス損を小さくすることができる。
【００５３】
具体的には、本発明は、前記突起部の先端またはその近傍の幾何学的断面積をＳとし、前記突起部間の幾何学的ギャップ長をｇとし、前記ギャップの透磁率をμ０（≒真空）とし、前記空芯コイルにおける帯状導体の巻数をＮとし、コイル電流がＩのときの前記ギャップの中央点またはその近傍における平均の前記磁束密度をＢｃとするとき、有効巻数Ｎ０、実効ギャップ長ｇｅおよび突起基端部断面積Ｓｅの各パラメータを、それぞれＮ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）、ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ、Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２と定義して求める。その上で、さらにα＝Ｎ／Ｎ０、β＝ｇｅ／ｇ、γ＝Ｓｅ ／Ｓと定義される独創的な規格化パラメータα，β，γを導入する。
【００５４】
すると、たとえばパラメータαを大きくすることは巻線を余計に巻くことを表し、コアの材質が悪い場合等の対応となる。また、パラメータβは、コアに許容できる磁束密度Ｂｃ、すなわち透磁率μｃに適したギャップ長ｇｅの関係を求めるもので、βを大きくすることは透磁率μｃの高い材料を使用することになる。さらにまた、パラメータγは、１で突起部の基端部から先端部までの断面積が等しいことを表し、１より大きくなる程、該突起部の軸方向断面で台形状となる。
【００５５】
このようなリアクトルの評価に基づく設計方法は、所望のインダクタンスＬを得る際に、コアの材質に応じた最適な幾何形状を得るための設計を行うことができる。
【００５６】
さらにまた、本発明のリアクトルの設計方法では、前記規格化パラメータα，β，γの空間が、３元合金の相図の態様で表現されることを特徴とする。
【００５７】
上記の構成によれば、パラメータα，β，γの変化に対する結果が認識し易くなる。特に、３辺総ての目盛が、対数スケールとなり、次数に応じて拡大され、逆数なら反転して示されることで、最適な幾何形状を得るための設計を容易に行うことができる。
【発明の効果】
【００５８】
本発明のリアクトルの設計方法およびリアクトルは、以上のように、帯状導体が、その厚み方向に巻回されて成る空芯コイルが、その少なくとも一部がコアに覆われることで、インダクタンスを高めるようにしたリアクトルにおいて、コア材として磁気的に等方性を有する比較的低級な磁性材料が用いられる場合に、所定の規格化パラメータが定義され、所定の条件を満足するように、前記磁性材料の透磁率μｃに応じた磁束密度Ｂｃから、コイル巻数Ｎ、突起部の先端付近の断面積Ｓ、ギャップ長ｇ、突起部の裾野形状（実効断面積Ｓｅ）が決定される。
【００５９】
それゆえ、コアおよび突起部の材質に応じて、必要なインダクタンスを確保しつつ、コアのヒステリシス損を低減し、損失を小さくすることができる幾何形状を決定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明および従来からのリアクトルの基本的構造を説明するための組み立て状態を示す斜視図である。
【図２】前記リアクトルのコアをＣ字のコアとした場合の磁気回路モデルを示す斜視図である。
【図３】図２の磁気回路モデルを電気的に示した等価回路である。
【図４】本発明のコア構造パラメータを説明するための断面図である。
【図５】前記コア構造パラメータから求められる本発明における規格化パラメータの組み合わせによる相図の一例を示す図である。
【図６】図５で示す相図に示す複数のサンプルの内、一部の具体的なリアクトルの断面形状と、発生される磁束線とを示す図である。
【図７】図６の内、さらに一部のサンプルについて、磁束密度の変化を示す図である。
【図８】図１で示すリアクトルにおける他のコア構造を示す斜視図である。
【図９】図１で示すリアクトルにおけるさらに他のコア構造を示す斜視図である。
【図１０】鉄粉コアの各密度における磁束密度−比透磁率特性を示すグラフである。
【図１１】リアクトルの構成と磁束線との関係を示す図である。
【図１２】実施形態および比較例に係るリアクトルにおいて、電流変化に対するインダクタンスの変化の実験結果を示すグラフである。
【図１３】エッジワイズ巻線構造の空芯コイルを有するリアクトルの断面図である。
【図１４】フラットワイズ巻線構造およびエッジワイズ巻線構造のリアクトルにおける周波数と損失との関係を示すグラフである。
【図１５】空芯コイルを構成する導体部材のアスペクト比を説明するための図である。
【図１６】コアの平行度の算出方法を説明するための図である。
【図１７】本件発明者のシミュレーションによる前記平行度が−１／１０であるときの磁束線図である。
【図１８】本件発明者のシミュレーションによる前記平行度が１／１０であるときの磁束線図である。
【図１９】本件発明者のシミュレーションによる前記平行度が１／１００であるときの磁束線図である。
【図２０】空芯コイルの軸芯から外周面までの半径と、空芯コイルを構成する帯状導体の幅Ｗとの比を１０とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】前記比を５とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２２】前記比を３．３とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２３】前記比を２．５とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２４】前記比を２とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２５】前記比を１．７とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２６】前記比を１．４とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】前記比を１．３とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２８】前記比を１．１とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図２９】前記比を１とした場合の磁束線分布のシミュレーション結果を示す図である。
【図３０】前記比の変化に対するインダクタンスおよびその安定度の変化を示すグラフである。
【図３１】コアと空芯コイルとの間に絶縁部材を介在する場合の複数の態様について示す断面図である。
【図３２】本発明の実施の第２の形態に係るリアクトルの一部分を切り欠いて示す斜視図である。
【図３３】図３２で示すリアクトルにおける磁束密度をベクトルで示す図である。
【図３４】図１に示すリアクトルと、図３２に示すリアクトルとのインダクタンス特性を比較して示すグラフである。
【図３５】本発明の実施の第３の形態に係るリアクトルにおけるコア部材を内方から見た正面図である。
【図３６】本発明の実施の第４の形態に係るリアクトルの軸線方向断面図である。
【図３７】本発明の実施の第４の形態に係るリアクトルにおける他の態様の軸線方向断面図である。
【図３８】本発明の実施の第４の形態に係るリアクトルにおけるさらに他の態様の軸線方向断面図である。
【図３９】本発明の実施の第５の形態に係るリアクトルの正面図および断面図である。
【図４０】本発明の実施の第５の形態に係るリアクトルの正面図および断面図である。
【図４１】本発明の実施の第６の形態に係るリアクトルに用いられる帯状導体を説明するための図である。
【図４２】本発明の実施の第７の形態に係るリアクトルに用いられる空芯コイルを説明するための図である。
【図４３】本発明の実施の第７の形態に係るリアクトルに用いられる空芯コイルの他の態様を説明するための図である。
【図４４】本発明の実施の第７の形態に係るリアクトルに用いられる空芯コイルのさらに他の態様を説明するための図である。
【図４５】本発明の実施の第８の形態に係るリアクトルを模式的に示す平面図である。
【図４６】前記図１で示すリアクトルにおける磁束線図である。
【図４７】前記図１で示すリアクトルを小パワーにした場合のコア構造を示す断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００６１】
本発明の実施形態を説明する前に、本発明の考え方を説明する。本発明は、前述のように、理想的な高透磁率、低ヒステリシス損の高級電磁鋼板の代わりに、圧粉コアやフェライトコアのような比較的低透磁率で、かつ大きなヒステリシス特性（ループ）を有する安価な低級磁性材料を用いても、その低級磁性材料の広い材質の範囲で、電磁鋼板を用いた場合にできるだけ近付けられるような低損失のリアクトル性能を実現できるコア幾何構造を規定することを目的とするものである。そのためには、前述のように、低級磁性材におけるリアクトル損失は、材料のヒステリシス損が大半を占め、その値はコア材中の磁束密度Ｂｃに比例することから、この磁束密度Ｂｃを小さくするような最適設計が肝要である。一方、リアクトルの最も重要な性能は、インダクタンスＬであることから、目標のインダクタンスＬを獲得しつつ、前記磁束密度Ｂｃを最小にすることが必要である。
【００６２】
ここで、巻線の巻数をＮとし、磁極空隙の間隔（ギャップ長）をｇとし、磁極空隙の透磁率をμ０とし、磁極面積をＳとすると、インダクタンスＬは、
Ｌ＝μ０・（Ｓ・Ｎ２）／ｇ                                        ・・・（１）
で表すことができる。ただし、磁極内の透磁率μｃが、前記磁極空隙の透磁率μ０よりも十分大きいとしている。
【００６３】
一方、磁束密度Ｂｃは、巻線に流れる電流をＩとすると、
Ｂｃ＝μ０・Ｎ・Ｉ／ｇ                                            ・・・（２）
で表すことができる。ただし、コア材内の磁束密度はほぼ等しく、局所集中等は磁場解析による最適化で解消していると仮定して、前記磁束密度Ｂｃは、ギャップ中央付近における磁束密度を表している。したがって、上述の本発明の目的のためには、前記磁束密度Ｂｃを最小にする幾何構造パラメータ（Ｎ，ｇ，Ｓ）の組合せを最適に選択すればよいことが理解される。
【００６４】
しかしながら、現実のコア材料（透磁率μｃ：∞＞＞μｃ＞μ０）で作った、実際の磁極構造（磁気回路）の場合の、インダクタンスＬや磁束密度Ｂｃの表式は、上記式１，２よりも非常に煩雑な関数となるので、本発明で注目すべきは、数値解析モデルの結果から、逆に、前記ギャップ長ｇおよび磁極面積Ｓの実効値として、
ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ                                          ・・・（３）
Ｓｅ＝Ｌ・ｇｅ／μ０／Ｎ２                                        ・・・（４）
を定義することである。さらに、理想コア材（μｃ≫μ０）を用いた場合の巻数Ｎ０も下記のように定義する。
【００６５】
Ｎ０＝√（Ｌ・ｇ／μ０／Ｓ）                                      ・・・（５）
その上で、本発明でさらに注目すべきは、前記の各幾何構造パラメータ（Ｎ０，ｇｅ，Ｓｅ）と、実際の幾何構造パラメータ（Ｎ，ｇ，Ｓ）との比
α＝Ｎ／Ｎ０                                                      ・・・（６）
β＝ｇｅ／ｇ                                                      ・・・（７）
γ＝Ｓｅ ／Ｓ                                                     ・・・（８）
と定義される独創的な規格化パラメータα，β，γを導入し、その組合せによって、リアクトルの材質および構造を評価し、最適形状を決定することである。
【００６６】
（実施の形態１）
本発明の実施の第１の形態に係るリアクトルには、前述の図１で示すリアクトルＤ１の基本的構造を用いることができる。すなわち、本実施の形態では、所望インダクタンスＬおよびコア部材３，４の材質（透磁率μｃ）に適応して、空芯コイル１における帯状導体１０の巻数Ｎ、コア部材３，４の形状、および突起部３ｄ，４ｄの形状（断面積Ｓ，Ｓｅおよびギャップ長ｇ）などの幾何構造が決定される。前記突起部３ｄ，４ｄの形状としては、特に基端部側の面積変化で、代表的には前述の図１および図４６で示す円錐台形状から、図４７で示す円柱形状の間で変化する。
【００６７】
ここで、先ず前記ギャップ長ｇの実効値ｇｅについて説明する。図２は、前記リアクトルＤ１のコア２をＣ字のコアとした場合の磁気回路モデルを示す斜視図である。この図２では、前記突起部３ｄ，４ｄの形状として、図４７で示す円柱形状を使用しており、空芯コイル１は、ギャップ部分で分割して示している。そして、この図２で示すように、コア２（リターンヨーク部）での磁束密度をＢｙ、突起部３ｄ，４ｄ（磁極）での磁束密度をＢｐ、ギャップでの磁束密度をＢｇとし、コア２の断面積をＳｙ、突起部３ｄ，４ｄの断面積をＳｐ、ギャップの断面積をＳｇとすると、
Ｂｇ・Ｓｇ＝Ｂｐ・Ｓｐ＝Ｂｙ・Ｓｙ                                ・・・（９）
の関係が成り立つ。
【００６８】
そして、空芯コイル１から与えられる磁束を２・Ｎ・Ｉとすると、前記ギャップ、突起部３ｄ，４ｄおよびコア２で消費される磁束との関係は、
２・Ｎ・Ｉ＝（Ｂｇ／μ０）・ｇ＋２（Ｂｐ／μｐ）・Ｌｐ＋（Ｂｙ／μｙ）・Ｌｙ
＝（Ｂｇ・Ｓｇ）・｛ｇ／（μ０・Ｓｇ）＋２・Ｌｐ／（μｐ・Ｓｐ）
＋（Ｌｙ／（μｙ・Ｓｙ））                          ・・・（１０）
と表すことができる。したがって、
２Ｖ＝Ｉ・（Ｒｇ＋２Ｒｐ＋Ｒｙ）                                ・・・（１１）
で、電気的に図３で示すような等価回路に表すことができる。
【００６９】
ここで、μ０≪μｐ，μｙとすると、
【００７０】
【数１】
0005149976.tif 000002
となり、したがって、前記ギャップ長の実効値ｇｅに対応する因子を取り出すと、
【００７１】
【数２】
0005149976.tif 000003
となる。したがって、実際のギャップ長ｇに比べて、実効値ｇｅが大きくなった分、突起部３ｄ，４ｄの外周縁から、前記図４６において、参照符号ｌで示す漏洩磁束が発生していることを表す。
【００７２】
また、前記断面積の実効値Ｓｅについて、図４において、突起部３ｄ，４ｄの先端部の半径をＲ０とすると、断面積Ｓとの関係は、
【００７３】
【数３】
0005149976.tif 000004
で表すことができる。
【００７４】
これに対して、前記実効値Ｓｅは、ギャップからコイル付近まで漏れ出してくる磁束の面積に対応し、磁束線の積分を矩形近似した場合の断面積と解釈することができ、
【００７５】
【数４】
0005149976.tif 000005
で表すことができる。図４には、前記突起部３ｄ，４ｄの先端部付近の断面積Ｓおよびその実効値、すなわち基端部付近の断面積Ｓｅの関係も示す。
【００７６】
次に、前記規格化パラメータα，β，γについて説明する。本実施の形態で規格化パラメータを３つ設定したのは、それらのパラメータα，β，γの空間が、いわゆる３元合金の相図の態様で表現でき、各パラメータα，β，γの変化に対する結果が認識し易いためである。ただし、本実施の形態の相図では、３辺総ての目盛が、対数スケールとなり、次数に応じて拡大され、逆数なら反転して示している。
【００７７】
これは、所望とするインダクタンスＬの範囲を、 
Ｌ＝μ０・（Ｓ・Ｎ２）／ｇ〜Ｎ２・Ｓ／ｇ                        ・・・（１６）
と表せることから、理想的なコア材を用いたリアクトルのパラメータをＬ０，ｇ０，Ｓ０とすると、
Ｌ／Ｌ０〜（Ｎ／Ｎ０）２・（Ｓ／Ｓ０）／（ｇ／ｇ０）            ・・・（１７）
となり、対数をとると、
ｌｎ（Ｌ／Ｌ０）〜２ｌｎ（Ｎ／Ｎ０）＋ｌｎ（Ｓ／Ｓ０）−ｌｎ（ｇ／ｇ０）
・・・（１８）
となるためである。上式は、前記３元合金の相図における
ｘ＋ｙ＋ｚ＝１００％                                            ・・・（１９）
の関係と類似しており、軸の縮尺と極性とを適宜調整することで、前記相図の態様で表現可能となる。図５には、本件発明者が作成した相図の一例を示す。
【００７８】
図５は、後述するような前記各パラメータα，β，γの取り得る範囲（実用域）をできるだけ拡大して示すように、前述のように軸の縮尺と極性とが適宜調整されており、各パラメータα，β，γの１の値が中心とはなっていない。図５にはまた、本件発明者が実際に計算した９つのサンプルＡ〜Ｉについて、得られたパラメータα，β，γに基づいてマッピングして示している。そのマッピングの元となる各幾何構造パラメータ（Ｌ，Ｎ０，ｇ，Ｓ，Ｎ，ｇｅ，Ｓｅ）の計算結果を表１に示す。
【００７９】
【表１】
0005149976.tif 000006
【００８０】
これらの表１および図５において、サンプルＡ〜Ｆは、比較的パワーの小さな２輪車や、太陽光発電装置のコンバータ用途である数ｋＷレベルのサンプルであり、サンプルＧ〜Ｉは、比較的パワーの大きなハイブリッドや電気の自動車用途である数十ｋＷレベルのサンプルである。
【００８１】
なお、表１には、突起部３ｄ，４ｄの実効断面積Ｓｅの解析結果も合わせて示している。その解析は、前述の図４で示すように、前記突起部３ｄ，４ｄの空隙よりコイル領域まで漏れ出してくる磁束線を積分し、その積分結果を矩形近似することで行っている。すなわち、
Ｓｅ＝∫Ｂ（ｒ）２πｒ・ｄｒ／Ｂｃ                              ・・・（２０）
によって計算している。表１に記すとおり、実効Ｓｅとほぼ一致していることが理解される。
【００８２】
表１および図５から、相図におけるマッピング位置と、実際の幾何学的なコア構造の特徴との関係をいくつか説明する。先ず、サンプルＡは、高級磁性鋼板のものであり、帯状導体１０の巻数Ｎは理想の巻数Ｎ０に等しく、ギャップ長の実効値ｇｅも実際のギャップ長ｇに等しく、突起部３ｄ，４ｄの先端部の断面積Ｓは実効値Ｓｅ、すなわち基端部の断面積に等しく、すなわち、α，β，γ＝１である。この値を基点として、ギャップが空であれば（μｃ＞μ０であれば）、必ずβ≧１となる。また、ギャップが狭い程、β→１、およびγ→１に漸近する。
【００８３】
一方、ギャップが広く、形状が円錐台型で裾野が広い（頂上平坦部が狭い）程、γが大きくなる。また、コア２（リターンヨーク部）の磁気抵抗Ｒｙが、ギャップの磁気抵抗Ｒｇより大きいアンバランスな設計では、γ＜１となる。さらにまた、αが１より大きくなると銅損が増加、１より小さければ銅損が減少するが、あくまでヒステリシス損（∝ΔＢｃ∝α／β）との総和で全体損失を考えるべきである。そのため、前記の表１には、幾何および解析パラメータとともに、一部のサンプルについて、実測損失も、サンプルＡとの差分で併記している。本実施の形態では、以上の事項を設計指針にして、形状最適化を図る。
【００８４】
その形状最適化の条件として、同じインダクタンスのリアクトルでも、ヒステリシス損をより小さくする、すなわち前述のように磁束密度Ｂｃをより小さくするには、理想の磁束密度Ｂｃ０に対して、
Ｂｃ／Ｂｃ０＝（μ０・Ｎ・Ｉ／ｇｅ）／（μ０・Ｎ０・Ｉ／ｇ）
＝（Ｎ／Ｎ０）／（ｇｅ／ｇ）＝α／β＜１            ・・・（２１）
であるので、先ず、α／β＜１という条件を得ることができる。または、Ｌ＝一定、すなわちα２・γ／β＝１を用いれば、α・γ＞１という条件を得ることができる。これによって、本実施の形態では、コア（ヨーク）２および突起部（磁極）３ｄ，４ｄの材質に応じて、必要なインダクタンスＬを確保しつつ、コア２のヒステリシス損を低減し、損失を小さくすることができる幾何形状を決定することができる。
【００８５】
さらに条件を絞り込み、磁束密度Ｂｃの低減効果が顕著となる（８０％以下）範囲を規定すると、α／β＜０．８またはα・γ＞１．２５が得られる。これに加えて、現実のコア材料を用いた、現実的な磁気回路設計という立場からは、さらに以下の制約条件が存在する。
【００８６】
まず、実際の低透磁率コア材を用いる限りは、２ｇ＞ｇｅ＞ｇ、すなわち１＜β＜２となる。また、ギャップ長ｇが最大値、すなわち突起部（磁極）３ｄ，４ｄが無い場合に、磁束線が漏れたとしてもコイル外形を超えない（Ｒ／Ｗ＜４）ように、Ｓｅ＜３Ｓ、すなわち１≦γ＜３が現実解となる。さらに、巻数Ｎが過大になると、帯状導体１０の長さを過大に、断面積を過小にして、銅損の増大を招くことから、１／２＜α＜２とすることが好ましい。図５において、α／β＜１またはα・γ＞１かつ１／２＜α＜２、１＜β＜２、１≦γ＜３を満足する領域を、網掛けして示す。
【００８７】
このように構成することで、磁極間隙（ギャップ長ｇ）を比較的広く開け、コイル部にまで磁束線を漏らすようにして、磁極（突起部）表面の実効断面積Ｓｅ を広げ、磁極内の磁束密度Ｂｃを低減することができる。
【００８８】
ところが、前記のγ＞１、すなわちＳｅの増大は、コイル巻線部まで磁束線の漏れを許容することになるので、漏洩磁束によるコイル導体内の渦電流損を抑えるために、前記帯状導体１０の厚みｔを表皮厚みδ以下として、後述のように、前記空芯コイル１を漏洩磁束に平行なフラットワイズ巻きとしておくことが好ましい。
【００８９】
一方、規格化パラメータα，β，γとリアクトルの特性との関係は、以下の通りである。先ず、幾何構造および材料的な特徴パラメータとしては、前記Ｂｃをギャップの中央点またはその周辺の磁束密度の最大値として、ギャップ長の実効値ｇｅおよび突起部（磁極）３ｄ，４ｄの実効断面積Ｓｅを求めると、
ｇｅ＝μ０・Ｎ・Ｉ／Ｂｃ                                        ・・・（２２）
Ｓｅ＝∫Ｂ（ｒ）２πｒｄｒ／Ｂｃ（ｏｒ  ＝∫Ｂ（ｘ，ｙ）ｄｘ・ｄｙ／Ｂｃ）
・・・（２３）
であり、これら２つのパラメータは、磁場解析結果から容易に求めることができる。
【００９０】
そして、これらのパラメータを用いて、電気特性を、下記のように表すことができる。
【００９１】
Ｖ≡Ｌ・ｄＩ／ｄｔ      （Ｌの定義）                            ・・・（２４）
＝Ｎ・ｄΦ／ｄｔ      （ファラデーの法則、Ｎを外に出している）・・・（２５）
＝Ｎ・Ｓｅ・ｄＢ／ｄｔ（磁束を定義  Φ≡ＢＳ  より）          ・・・（２６）
したがって、単位昇圧性能当りの磁束密度変化（≒鉄損）ΔＢは、
ΔＢ＝１／（Ｎ・Ｓｅ）・∫Ｖ・ｄｔ
＝１／（Ｎ・Ｓｅ）・ΔＶ                                    ・・・（２７）
となり、バイアス電流Ｉに伴う平均磁束密度（≒磁気飽和の度合い≒ヒス損）Ｂは、
Ｂ≒μ０・Ｎ・Ｉ／ｇ                                            ・・・（２８）
となる。
【００９２】
したがって、本実施の形態のリアクトルの設計方針を表現すると、前記式１６で示す所望のインダクタンスＬを確保しながら、空芯コイル１の巻数Ｎがより少なく、突起部（磁極）３ｄ，４ｄの実効断面積Ｓｅがより大きく、ギャップの実効長ができる限り大きくなるように、適したコアおよび磁極（突起部３ｄ，４ｄ）の幾何形状を選ぶことで、コア２（磁極＆ヨーク）の経験磁束密度を小さくして、（純鉄特性の使用域をシフトして）鉄損（主にヒステリシス損）を低減することである。
【００９３】
そこで、図５および表１に戻り、サンプルＡは、上述のように、高級電磁鋼板をコア材に使った従来型リアクトルの一例で、コア材体積を小さく（Ｓを小さく）、巻数Ｎを多くした設計と解釈できる。これに対して、残余のサンプルＢ〜Ｉは、鉄粉圧縮成形のコア材を用いたものであり、上述のような設計指針に基づき、サンプルＢを原型として、Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ｅと改良を施したものである。これらの図５および表１において、サンプルＢ〜Ｇについては、具体的なリアクトルの断面形状と、発生される磁束線とを、図６の（Ｂ）〜（Ｇ）に合わせて示す。この図６を合わせて参照することで、コア形状をよく理解することができる。また、サンプルＢ〜Ｄについては、前記磁束線とともに、前記ギャップの中央点を通る軸直角断面での磁束密度Ｂｃの変化を、図７の（Ｂ）〜（Ｄ）に示している。
【００９４】
サンプルＢ，Ｃでは、わずかながらγが１より小さいのは、図７より判るように、リターンヨーク部の磁束密度が高い、すなわち（主にコア部材３，４の端板３ｂ，４ｂが薄いため）リターンヨーク部の磁気抵抗Ｒｙが、ギャップの磁気抵抗Ｒｇより大きいせいで、その分リターンヨーク部のヒステリシス損の増大を招いているためである。γ＜１は、前述のようにギャップとリターンヨーク部との磁気抵抗のアンバランスを意味する。また、サンプルＢでは、α＞１と巻数が過多なことによる銅損の増加も、損失増大に拍車をかけている。
【００９５】
このため、サンプルＣは、αを減少、すなわち巻数Ｎを減少させたものであり、その巻数Ｎの減少によって空芯コイル１がコンパクトになった分、図７（Ｂ）から（Ｃ）に示すように、コア２を拡大している（前記端板３ｂ，４ｂを厚くしている）。しかしながら、それによって、磁束密度Ｂｃが高まり、ヒステリシス損は増加する。そこで、サンプルＤは、図７（Ｃ）から（Ｄ）に示すように、ギャップ長ｇを拡大し、磁束密度Ｂｃを低下させ、ヒステリシス損を低下させたもので、最適設計である。すなわち、Ｃ→Ｄの改善により、わずかながらγ＞１となっている。
【００９６】
一方、サンプルＥは、帯状導体のアスペクト比ｔ／Ｗを大きくして、空芯コイル１を扁平にしたものであり、Ｎ＝Ｎ０となっており、またギャップ長の実効値ｇｅも大きくなっている。しかしながら、図６（Ｅ）において、参照符号ｌ１で示すように、ギャップ部分の漏れ磁束が、コイル部分に大きく入り込んで、銅損の増加を招いている。サンプルＦは、そのサンプルＥから、コア２における鉄粉の密度を低下させたものであり、そのため巻数Ｎが増加するとともに、ギャップ長の実効値ｇｅは小さくなっている。
【００９７】
また、サンプルＧ，Ｈ，Ｉは、インダクタンスＬが大きな大パワー用のリアクトルであるが、α／β＜０．８またはα・γ＞１．２５  かつ  １／２＜α＜２、１＜β＜２、１≦γ＜３を満足するものである。そして、サンプルＧ，Ｈ，Ｉは、それぞれ密度が７ｇ／ｃｍ３、６ｇ／ｃｍ３、５ｇ／ｃｍ３である。サンプルＩは、サンプルＧ，Ｈに比べて、γ、すなわち突起部（磁極）３ｄ，４ｄの形状は変わらないものの、ギャップ長の実効値ｇｅが大きくなり、巻数Ｎも多くなっている。サンプルＤ，Ｅ，Ｆは、特に好ましい範囲α／β＜０．８またはα・γ＞１．２５からは外れているが、小パワー用途で、電気的特性以外に、寸法や重量といった要求仕様を満たす必要があり、磁束密度Ｂｃを下げきれないためである。
【００９８】
本実施の形態のリアクトルには、コア２において、ヨーク部分、すなわちコア部材３，４において、磁極となる突起部３ｄ，４ｄ部分を除く外周部３ａ，４ａおよび端板３ｂ，４ｂの部分は、空芯コイル１の外周部を総て覆っている必要はなく、上述のようにギャップ部の磁束密度Ｂｇよりも、ヨークの磁束密度Ｂｙを高く維持できればよい。このため、通気のために一部を外部へ開放したかご形や、図８のリアクトルＤ１’で示すように、コア２’が、コの字型のコア部材３’，４’を組み合わせて構成されるなどしてもよい。磁性材料にもよるが、ヨークは、合計で、空芯コイル１の外周部の半周以上を覆っていればよい。
【００９９】
また、上述のように一対のコア部材３，４は相互に等しく形成されていれば、いずれの位置で組み合わせられてもよいが、その場合、軸方向については、前記外周部３ａ，４ａの端面を密着させればよいものの、径方向にはずれが生じ易い。そこで、図９のコア部材４’で示すように、前記一対のコア部材３，４の外周部３ａ，４ａにおける一方の端面に突起部４ｂ１を、他方の端面に対応する凹所４ｂ２を設けておくことで、前記一対のコア部材３，４における前記径方向のずれを無くすことができる。また、図９のコア部材４”のように、同じ外周部４ａに、前記突起部４ｂ１と凹所４ｂ２とを周方向に等ピッチ（図９では１８０°）で、かつ交互（図９では９０°）に形成しておくことで、両方のコア部材３，４を共用し、同じ金型で作成することができるようになる。
【０１００】
また、前記コア部材３，４の材料としては、コストを低減するために、同一材料であることが好ましく、特に所望の磁気特性（比較的高い透磁率）を容易に実現でき、また所望の形状への成形の容易性から、該コア部材３，４は、軟磁性体粉末を成形することにより形成されたものであることが好ましい。
【０１０１】
前記の軟磁性粉末は、強磁性の金属粉末であり、より具体的には、純鉄粉、鉄基合金粉末（Ｆｅ−Ａｌ合金、Ｆｅ−Ｓｉ合金、センダスト、パーマロイ等）およびアモルファス粉末、さらには、表面にリン酸系化成皮膜などの電気絶縁皮膜が形成された鉄粉等が挙げられる。これら軟磁性粉末は、アトマイズ法等によって製造可能である。また、一般に、同じ透磁率であっても、飽和磁束密度が大きいことから、前記軟磁性粉末には、前記純鉄粉、鉄基合金粉末およびアモルファス粉末等の金属材料を用いることが好ましい。
【０１０２】
このような軟磁性粉末を、たとえば公知の常套手段を用いることによって、所定の密度に圧粉成形して、前記コア部材３，４が得られる。そのような圧粉（鉄粉）コアは、たとえば図１０に示される磁束密度−比透磁率特性を有している。図１０は、圧粉（鉄粉）コアにおける密度別の磁束密度−比透磁率特性を示す図である。図１０の横軸は、磁束密度〔Ｔ〕を示し、縦軸は比透磁率〔Ｈ／ｍ〕を示す。
【０１０３】
図１０に示されるように、密度６．００〔ｇ／ｃｃ〕以上の部材（この例では、密度５．９９〔ｇ／ｃｃ〕の（□）、密度６．５０〔ｇ／ｃｃ〕の（×）、密度７．００〔ｇ／ｃｃ〕の（△）、密度７．５０〔ｇ／ｃｃ〕の（◆））に関する磁束密度−比透磁率特性のプロファイルにおいては、磁束密度が増加するのに従い、比較的高い初期比透磁率から、比透磁率がピーク（最大値）となり、その後徐々に減少することが理解される。
【０１０４】
たとえば、密度７．００〔ｇ／ｃｃ〕の部材に関する磁束密度−比透磁率特性のプロファイルにおいては、磁束密度が０．３５〔Ｔ〕となるまで磁束密度の増加に従って、約１２０〔Ｈ／ｍ〕の初期比透磁率から比透磁率が約２００〔Ｈ／ｍ〕まで急激に増加し、その後、徐々に減少している。図１０に示される例（密度７．００〔ｇ／ｃｃ〕）では、磁束密度の増加に従って比透磁率が初期比透磁率から増加した後、再び初期比透磁率となる磁束密度は、約１〔Ｔ〕である。
【０１０５】
また、密度５．９９〔ｇ／ｃｃ〕の部材、密度６．５０〔ｇ／ｃｃ〕の部材および密度７．５０〔ｇ／ｃｃ〕の部材における初期比透磁率は、それぞれ、約７０、約９０および約１６０〔Ｈ／ｍ〕である。このような初期透磁率が約５０〜２５０〔Ｈ／ｍ〕の材料（この例では、約７０〜約１６０〔Ｈ／ｍ〕の材料）は、磁束密度−比透磁率特性のプロファイルが略同様であり、比較的高い比透磁率を有する材料である。
【０１０６】
次に、図１１には、リアクトルの構成と磁束線との関係を示す。図１１（ａ）は、コア２が設けられておらず、空芯コイル１のみの比較例１に係るリアクトルの構成を示す半径分の軸線方向断面図、図１１（ｂ）は、本実施形態に係るリアクトルＤ１の構成を示す半径分の軸線方向断面図、図１１（ｃ）は、ギャップ無し、すなわち突起部（磁極）３ｄ，４ｄが円柱１５として、端板３ｂ，４ｂ間を接続するようにした比較例２に係るリアクトルの構成を示す半径分の軸線方向断面図である。また、図１１（ｄ）は、前記比較例１に係るリアクトルの磁束線図、図１１（ｅ）は、本実施形態に係るリアクトルＤ１の磁束線図、図１１（ｆ）は、前記比較例２に係るリアクトルの磁束線図である。なお、図面の視認性を考慮して、図１１（ｄ）〜（ｆ）においては、隣接する巻線間の境界線の記載が省略されている。
【０１０７】
また、図１２は、本実施形態および比較例１，２に係るリアクトルにおいて、０〜２００〔Ａ〕までの範囲で電流を変化させたときのインダクタンスの変化についての実験結果を示す。図１２中、グラフＡが比較例１に係るリアクトルのインダクタンスの変化を示し、グラフＢが本実施形態に係るリアクトルＤ１のインダクタンスの変化を示し、そして、グラフＣが比較例２に係るリアクトルのインダクタンスの変化を示す。
【０１０８】
図１２のグラフＡを参照すると、比較例１に係るリアクトルにおいては、前記電流の全範囲において略一定のインダクタンスが安定的に得られている。しかしながら、このリアクトルでは、図１１（ｄ）に示されるように、空芯コイル内の磁束線が軸方向に平行にならないため、渦電流損が大きくなる。そのため、図１２のグラフＡで示されるように、インダクタンスが絶対的に小さい。また、図１１（ｄ）に示されるように、リアクトルから外部に漏出する磁束線が非常に多い。
【０１０９】
また、図１２のグラフＣに示されるように、比較例２に係るリアクトルにおいては、電流が比較的小さい０〜約３０〔Ａ〕の範囲において、大きなインダクタンスが得られている。また、このリアクトルはコア２を有しているため、リアクトルから磁束線が外部に漏出するのを防止又は抑制することができる。しかしながら、この比較例２に係るリアクトルにおいては、電流がこの範囲より大きくなると、磁性体１５が磁気飽和して、インダクタンスが急激に低下する。このようにインダクタンスの変化が大きいと、わずかな誤差によってインダクタンス特性が比較的大きく変化することとなるため、リアクトルを搭載するインバータの制御性が悪くなる。
【０１１０】
これに対し、本実施形態に係るリアクトルＤ１においては、比較例２と同様に、コア２の存在によって、比較例２に係るリアクトルと同等程度にリアクトルＤ１から磁束線が外部に漏出するのを防止又は抑制することができる。また、リアクトルＤ１においては、図６のグラフＢに示すように、電流の全範囲において安定したインダクタンス特性が得られ、かつ、そのインダクタンスが前記比較例１に対して大きいという利点を有する。
【０１１１】
次に、本実施形態のように、帯状導体１０が径方向に重なるように巻回されたフラットワイズ巻線構造を有する空芯コイル１の利点について述べる。図１３は、帯状導体１０が軸方向に重なるように巻回されたエッジワイズ巻線構造を有する空芯コイル１ｘを示す断面図である。図１３において、前述の図１等に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。
【０１１２】
空芯コイル１，１ｘは導体から構成されているので、該空芯コイル１，１ｘに通電すると、一般的に、磁力線に垂直な面（直交面）に渦電流が発生し、それによって損失（ロス）が発生する。この渦電流の大きさは、磁束密度が同一である場合には、磁束線と交差する面積、すなわち、磁束方向に垂直な連続する面の面積に比例する。空芯コイル１，１ｘ内においては、磁束方向は軸方向に沿っているので、渦電流は、該空芯コイル１，１ｘを構成する帯状導体１０の、軸方向に直交する径方向の面の面積に比例することになる。
【０１１３】
このため、エッジワイズ巻線構造の空芯コイル１ｘでは、図１３に示されるように、帯状導体１０の径方向の面積が大きく、渦電流を生じやすいため、電気抵抗によって生じる損失よりも渦電流によって生じる損失の方が支配的となる。したがって、エッジワイズ巻線構造の空芯コイル１ｘでは、通電電流の周波数に損失が依存して、図１４に示されるように、周波数の増加に伴い損失が増大し、比較的小さな電気抵抗によって初期損失が比較的小さくなる。図１４は、リアクトルにおける周波数ｆと損失との関係を、巻線構造別（フラットワイズ巻線構造およびエッジワイズ巻線構造）に示した図であり、横軸は周波数ｆを示し、縦軸は損失を示す。
【０１１４】
一方、本実施形態に係るリアクトルＤ１で採用されているフラットワイズ巻線構造においては、図１に示されるように、帯状導体１０の径方向の面積が小さく、渦電流を生じ難い一方で、該帯状導体１０の軸方向の面積が大きい。したがって、フラットワイズ巻線構造では渦電流が殆ど生じず、図１４に示されるように、通電電流の周波数によらず、損失が略一定であり、比較的小さな電気抵抗によって初期損失も比較的小さくなる。
【０１１５】
さらに、図１３の矢印に示されるように、エッジワイズ巻線構造では、帯状導体１０が軸方向に重ねられている。これに対し、図１に示されるフラットワイズ巻線構造では、帯状導体１０の幅方向が軸方向に略一致し、連続しているため、エッジワイズ巻線構造よりも効果的に熱伝導を行うことができる。よって、前記損失および熱伝導の点で、フラットワイズ巻線構造は、エッジワイズ巻線構造よりも優れている。
【０１１６】
さらに、本実施形態では、図１５（ａ）に示されるように、フラットワイズ巻線構造において、空芯コイル１を構成する導体部材は、その幅Ｗが、径方向の長さ（以下、厚みという）ｔ以上の帯状導体１０である。換言すると、本実施形態では、導体部材の幅Ｗに対する厚みｔのアスペクト比（ｔ／Ｗ）が１以下であるような矩形断面を有する帯状導体１０によって、空芯コイル１が構成される。
【０１１７】
これにより、図１５（ｂ）に示されるように、導体部材の厚みｔが幅Ｗより長くなるような矩形断面を有する導体部材１０ｙによって構成された空芯コイル１ｙに比して、本実施形態のリアクトルでは、導体部材の径方向の面積が小さくなる。図１５は、前記空芯コイル１，１ｙの半径分の断面形状を拡大して示す図である。その結果、フラットワイズ巻線構造がエッジワイズ巻線構造よりも損失の点で優れている理由と同様の理由により、渦電流損を小さくすることができる。特に、帯状導体１０の厚みｔに対する幅Ｗのアスペクト比（ｔ／Ｗ）が１／１０以下であると、渦電流損の発生を大幅に低減することができる。
【０１１８】
その上で、前記帯状導体１０の厚みｔを、当該リアクトルＤ１の駆動周波数に対する表皮厚みδ以下としておくことで、ほぼ確実に渦電流損を無くすことができる。前記表皮厚みδは、
δ＝√（２／ωμσ）                                            ・・・（２９）
である。ただし、ωは角周波数、μは透磁率、σは電気伝導率である。
【０１１９】
さらに、本実施の形態のリアクトルＤ１では、空芯コイル１の上下両端面にそれぞれ対向するコア部材３，４の端板３ｂ，４ｂの内壁面は、少なくともコイル端部を覆う領域において相互に平行に形成されている。また、これらの内壁面と、空芯コイル１の帯状導体１０の幅方向とは、直交するように配置されている。これらの条件が満たされない場合には、帯状導体１０の断面形状に係る条件が設定されていても、空芯コイル１の内部を通る磁束線が軸方向に平行にならない。そこで、本実施形態では、以下に説明するように、前記端板３ｂ，４ｂの内壁面に、相互に平行とみなせるような平行度が設定される。
【０１２０】
図１６は、前記平行度の算出方法の説明図である。図１６に示されるように、端板３ｂ，４ｂの内壁面の間隔のうち、最も内周側の位置（以下、最内周位置という）における間隔をＬ１、最も外周側の位置（以下、最外周位置という）における間隔をＬ２とする。また、最内周位置から最外周位置までの範囲における間隔の平均値をＬ３とする。なお、前記平均値Ｌ３は、最内周位置と最外周位置との間において径方向に所定間隔で刻まれた複数の位置における間隔の平均値である。このとき、空芯コイル１の最内周位置における端板３ｂ，４ｂの内壁面の間隔Ｌ１と、最外周位置における間隔Ｌ２との差（Ｌ１−Ｌ２）を、平均値Ｌ３で除算して得られる値（（Ｌ１−Ｌ２）／Ｌ３）が、平行度として設定される。
【０１２１】
図１７〜図１９は、本件発明者のシミュレーションによるもので、図１７は前記平行度が−１／１０であるときの磁束線図であり、図１８は前記平行度が１／１０ときの磁束線図であり、図１９は前記平行度が１／１００のときの磁束線図である。図１９に示されるように、平行度が１／１００のときには、空芯コイル１の内部を通る磁束線（点線で示す部分の磁束線）が、軸方向に平行になる。一方、図１７および図１８の矢印Ｑ１，Ｑ２に示されるように、平行度が−１／１０、１／１０のときには、空芯コイル１の内部を通る磁束線が軸方向に平行にならない。空芯コイル１の内部を通る磁束線が平行でないと、前述したように、渦電流損が大きくなり、インダクタンスが絶対的に小さくなる。
【０１２２】
そこで、本件発明者は、平行度を種々変えつつ、磁束線の分布を検証した。その結果、本件発明者は、空芯コイル１の内部を通る磁束線を平行にするためには、平行度の絶対値を１／５０以下、好ましくは１／１００以下に設定する必要があるとの知見を得た。さらに、帯状導体１０の幅方向が、前記端板３ｂ，４ｂの内壁面と直交するように配置する必要があるとの知見を得た。このように構成することで、空芯コイル１の内部を通る磁束線が軸方向に平行となり、該帯状導体１０での渦電流損を小さくでき、インダクタンスＬを大きくできる。したがって、帯状導体１０が、その幅方向に発生した磁束を、効率良くコア２に取り込むことができる。
【０１２３】
さらに、本件発明者は、空芯コイル１の軸芯から該空芯コイル１の外周面までの半径Ｒ（図４６参照）と、空芯コイル１を構成する帯状導体１０の幅Ｗとの比Ｒ／Ｗに着目し、比Ｒ／Ｗを変化させたときの磁束線分布の態様についてシミュレーション実験を行った。図２０〜図２９は、リアクトルＤ１の全体体積、帯状導体１０の矩形断面の断面積、空芯コイル１の巻数をそれぞれ一定値とした場合に、前記比Ｒ／Ｗを、「１０」，「５」，「３．３」，「２．５」，「２」，「１．７」，「１．４」，「１．３」，「１．１」，「１」にそれぞれ設定した場合の磁束線図である。これらの図２０〜図２９においても、隣接する巻線間の境界線の記載は省略されている。
【０１２４】
これらの磁束線図から判るように、比Ｒ／Ｗが５以上に設定される場合（図２０および図２１）には、コア２の外部に磁束が漏れており、周辺機器に影響を及ぼすおそれがあるため、実用上問題がある。また、前記比Ｒ／Ｗが１．３以下に設定される場合（図２７〜図２９）には、空芯コイル１の内部を通る磁束線が軸方向に対して平行にならないため、渦電流損が大きくなり、効率が低下するおそれがある。
【０１２５】
一方、リアクトルＤ１を搭載するインバータが良好な制御性を有するためには、電流の変化に対するインダクタンスＬの変化が少なく、かつ安定していることが必要である。そこで、本実施形態では、このインダクタンスＬの安定性を表す指標として、
安定度Ｉ（％）＝｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌａｖ｝×１００      ・・・（３０）
を設定する。ただし、Ｌｍｉｎは、前記インバータに供給し得る電流の範囲（以下、使用範囲という）のうち最小の電流におけるインダクタンス（以下、最小インダクタンスという）であり、Ｌｍａｘは、前記電流の範囲のうち最大の電流におけるインダクタンス（以下、最大インダクタンスという）であり、Ｌａｖは、前記電流の範囲における複数の電流値にそれぞれ対応する複数のインダクタンスの平均値（以下、平均インダクタンスという）である。上式によれば、安定度Ｉの値が小さいほど、インダクタンスの安定性が高くなる。
【０１２６】
本件発明者は、この安定度Ｉと、比Ｒ／Ｗとの関係について検討した。図３０は、前記比Ｒ／Ｗを横軸とし、前記安定度Ｉを縦軸として、前記比Ｒ／Ｗの変化に対する安定度Ｉの変化を表すグラフＫを示している。なお、この図３０においては、各リアクトルのインダクタンスを別の縦軸で表すことにより、比Ｒ／Ｗの変化に対する最大インダクタンスＬｍａｘ、最小インダクタンスＬｍｉｎ、平均インダクタンスＬａｖの変化を表すグラフも示されている。
【０１２７】
図３０に示されるように、最大インダクタンスＬｍａｘは、比Ｒ／Ｗにほぼ比例して増大する。これに対して、最小インダクタンスＬｍｉｎは、前記比Ｒ／Ｗが約６のときに最大となるような山形波形を有するように変化する。また、平均インダクタンスＬａｖは、前記比Ｒ／Ｗが約８のときに最大となるような山形波形を有するように変化する。これらの結果、安定度Ｉの増加率は比Ｒ／Ｗの値に応じて異なるものの、安定度Ｉは総じて比Ｒ／Ｗが大きくなるに伴って増大するという実験結果が得られた。
【０１２８】
そこで、上述のようにインバータに良好な制御性能を備えさせるためには、前記安定度Ｉが１０％以下に抑えられる必要がある。したがって、図３０を参照すると、前記比Ｒ／Ｗを、Ｒ／Ｗ≦４に設定することが必要である。したがって、前記比Ｒ／Ｗを、１．３以上、４以下に選ぶことで、渦電流損を抑えつつ、インダクタンスＬも安定させることができる。
【０１２９】
前記コア部材３，４として、上述のような磁気的に等方性を有するコアを実現する場合に、軟磁性粉末が圧粉成型された圧粉コアを用いることで、原料粉末を型に入れて成型することで所望の形状に作成することができるとともに、材料費が安く、所望の磁気特性（密度）を比較的容易に得ることができる。一方、前記コア部材３，４として、フェライトコアを用いることで、原料粉末を型に入れて成型（焼成）することで、所望の形状に作成することができる。しかしながら、磁束密度が高い方が漏れ磁束を抑制でき、かつ小型化できるため、ソフトフェライトよりも鉄系軟磁性粉末の圧粉コアが好ましい。
【０１３０】
また好ましくは、前記空芯コイル１と、少なくとも前記コア２の端板３ｂ，４ｂにおける空芯コイル１の対向面との間に、絶縁耐性をより向上させるために、絶縁部材が配置される。図３１は、そのような絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２；ＩＳ２−１，ＩＳ２−２，ＩＳ３（総称するときは、以下参照符号ＩＳで示す）をそれぞれ備えるリアクトルＤ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ１ｃの断面図である。前記絶縁部材ＩＳは、たとえばＰＥＮ（ポリエチレンテレフタレート）やＰＰＳ（ポリフェニレンサルファイド）等の耐熱性を有する樹脂のシートである。
【０１３１】
図３１（ａ）で示すリアクトルＤ１ａにおける絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２は、空芯コイル１の端部と、対向するコア部材３，４の端板３ｂ，４ｂの内壁面との間に配置される。一方、図３１（ｂ）で示すリアクトルＤ１ｂにおける絶縁部材ＩＳ２−１，ＩＳ２−２は、前記端板３ｂ，４ｂに対向する部分だけでなく、空芯コイル１の内周側および外周側の一部を覆うような筒状の立ち上がり部を有する。さらに図３１（ｃ）で示すリアクトルＤ１ｃにおける絶縁部材ＩＳ３は、前記絶縁部材ＩＳ２−１，ＩＳ２−２における立ち上がり部を延長し、相互に接続したものであり、すなわち該絶縁部材ＩＳ３は環状のチューブのように形成され、その内部に空芯コイル２１が収容される。このような構成の絶縁部材ＩＳをさらに備えることによって、空芯コイル１とコア２との間における絶縁耐力をより向上することができる。
【０１３２】
表２は、図３１（ａ）に示す構成のリアクトルＤ１ａにおいて、絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２の材料および厚さ（μｍ）の変化に対する絶縁耐圧（２．０ｋＶ）の変化を示す図である。表２の実験では、絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２として、先ずカプトンシート（ポリイミド）を選択し、さらにその厚さが、２５μｍ、５０μｍおよび１００μｍのものを用い、それぞれのシートに２．０ｋＶの電圧を印加して、絶縁耐圧の結果（絶縁が保たれているか否か）を求めている。次に、前記絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２として、ＰＥＮシートを選択し、さらにその厚さが、７５μｍおよび１２５μｍのものを用い、それぞれのシートに２．０ｋＶの電圧を印加して、絶縁耐圧の結果を求めている。続いて、前記絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２として、ＰＰＳおよびノーメックスのシートを選択し、共に１００μｍの厚さとして、２．０ｋＶの電圧を印加して、絶縁耐圧の結果を求めている。
【０１３３】
【表２】
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【０１３４】
表２から明らかなように、絶縁部材ＩＳ１−１，ＩＳ１−２として、厚さ１００μｍのカプトンシート（ポリイミド）が用いられる場合、厚さ１２５μｍのＰＥＮシートが用いられる場合、厚さ１００μｍのＰＰＳ（ポリフェニレンサルファイド）が用いられる場合、および厚さ１００μｍのノーメックスが用いられる場合には、空芯コイル１とコア２との間で良好な絶縁が得られている。したがって、絶縁部材ＩＳの厚さは、１００μｍ以上であることが好ましい。
【０１３５】
或いは、前記絶縁部材ＩＳとして、上述のような樹脂に限らず、ＢＮ（チッ化ボロン）セラミック等が用いられてもよい。その場合、上述のようなシート体に限らず、コンパウンドの充填によって絶縁部材ＩＳが構成されてもよい。前記の充填は、コア部材３，４の内面に適量の充填材を塗布した後に、空芯コイル１を収容し、該コア部材３，４を接合することで実現することができる。なお、充填材の硬度は用途仕様に依存し、その用途（硬度）によっては、熱や触媒による硬化処理を必要とする場合もある。こうして、空芯コイル１とコア２との間における絶縁耐力をより向上させることができる。
【０１３６】
また、特に充填材などによって軸方向（上下方向）の熱伝導性が良くなると、空芯コイル１で発生するジュール熱を前記絶縁部材ＩＳを介してコア部材３，４に伝導させ、効率良く外部に排熱することが可能となる。また、このため、外部から該コア部材３，４を冷却するようにすれば、リアクトルＤ１の内部が高熱になるのを一層防止することができる。
【０１３７】
ここで、充填材に磁性体を用いると、効果面より、弊害を生じる可能性がある。しかしながら、磁性流体は振動などの悪環境でも常に隙間を埋めて伝熱性能を確保できるメリットもあり、総ての磁性体が一概に不適とは言えず、低透磁性の磁性体で、効果面が大きい場合は、前記充填材として、低透磁性の磁性体が充填されてもよい。
【０１３８】
（実施の形態２）
図３２は、本発明の実施の第２の形態に係るリアクトルＤ２の一部分を切り欠いて示す斜視図である。このリアクトルＤ２は、前述の図１で示すリアクトルＤ１に類似している。上述のリアクトルＤ１では、基本的に、空芯コイル１およびコア２は円筒状に形成されるが、これに限定されず、四角筒状、六角筒状および八角筒状等の多角筒状に形成されてもよい。また、空芯コイル１とコア２との一方が円筒状で、他方が角筒状などの組み合わせも可能である。図３２のリアクトルＤ２では、空芯コイル１１およびコア１２が共に四角筒状に形成されている。このため、コア部材１３，１４における突起部１３ｄ，１４ｄは四角錘台状に形成され、空芯コイル１１の空芯部Ｓ２は四角筒状の空間を有する。
【０１３９】
本実施の形態のリアクトルＤ２は、図３２に示すように、フラットワイズ巻線構造を有する前記空芯コイル１１と、該空芯コイル１１を覆うコア１２とを備えて構成される。前記コア１２を構成する一対のコア部材１３，１４は、磁気的に等方性を有する材料から成り、四角筒状の外周部１３ａ，１４ａと、四角板状の端板１３ｂ，１４ｂとを備えて構成される。こうして形成された四角筒状の凹所１３ｃ，１４ｃに、前記空芯コイル１１が収納される。前記端板１３ｂ，１４ｂにおいて、空芯コイル１２に対向する内壁面の中央部には、前記突起部１３ｄ，１４ｄが形成される。なお、この空芯コイル１２のように、多角筒状のコイルである場合には、前述の空芯コイル１における半径Ｒを、該空芯コイル１２の中心から外周面までの最短距離と読み替える。
【０１４０】
図３３は、上述のように構成されるリアクトルＤ２における磁束密度をベクトルで示す図であり、コア１２を二分した軸線方向断面図である。また、図３４には、４０Ａでのインダクタンスが略同じになる条件において、図１に示す円筒状のリアクトルＤ１と、図３２に示す四角筒状のリアクトルＤ２とのインダクタンス特性を比較して示す。図３４の横軸は電流（Ａ）であり、縦軸はインダクタンス（μＬ）である。図３３で示すように、四角筒状のリアクトルＤ２によっても、空芯コイル１１内の磁束線が軸方向に略平行となり、図１に示される円筒状のリアクトルＤ１と同様な作用効果を有する。しかも、外形の最大寸法が同じ場合、図３４から理解されるように、この四角筒状のリアクトルＤ２のインダクタンスは、円筒状のリアクトルＤ１のインダクタンスよりも大きい。さらに、四角筒状のリアクトルＤ２のインダクタンス特性は、円筒状のリアクトルＤ１のインダクタンス特性と同様のプロファイルである。これらのインダクタンス特性は、比較的電流値の小さい範囲（図３４では約８０Ａ以下の範囲）では略一定であり、その範囲を超えると、通電電流の増加に伴って徐々に減少している。
【０１４１】
（実施の形態３）
図３５は、本発明の実施の第３の形態に係るリアクトルにおけるコア部材２３を内方から見た正面図である。このコア部材２３は、前述のコア部材３，４に類似し、コア部材３に対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。本実施の形態のコア部材２３では、冷却用の凹溝２３ａ，２３ｂが設けられる。凹溝２３ｂは、前記突起部３ｄの周囲を囲む環状に形成され、凹溝２３ａは、複数が周方向に等間隔に設けられ、前記凹溝２３ｂから外周側に向けて放射状に延び、筒部３ａを貫通して外部へ開放している。そして、前記凹溝２３ｂは、交互に、或いは一直径線を境界に、２つに分割され、一方から、空気や冷却水などの冷却媒体が供給され、他方から排出される。こうしてコアを強制冷却することにより、リアクトルの放熱性能を向上することができる。
【０１４２】
（実施の形態４）
図３６（ａ）〜３８（ａ）は、本発明の実施の第４の形態に係るリアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃの軸線方向断面図であり、図３６（ｂ）〜３８（ｂ）は、図３６（ａ）〜３８（ａ）において、空芯コイル１付近を拡大して示す断面図である。これらのリアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃは、前述の図１で示すリアクトルＤ１および図３１（ｃ）で示すリアクトルＤ１ｃに類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。これらのリアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃは、先ずコア２の外部に、ヒートシンクＨＳをさらに備えている。
【０１４３】
前記コア２を構成するコア部材３，４の一方（図３６〜３８ではコア部材４）が、伝熱部材ＰＧ１を介して、前記ヒートシンクＨＳに固定される。前記コア部材３，４の両方にヒートシンクＨＳが設けられてもよい。このように構成することで、リアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃで生じた熱を外部へ放熱することができる。
【０１４４】
次に、前記リアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃでは、空芯コイル１を構成する帯状導体部材１０間を絶縁するために用いられる絶縁材が、端面側にも設けられて、該空芯コイル１の熱をコア部材３，４へ伝導する伝熱部材としても用いられている。具体的には、図３６で示すリアクトルＤ４ａでは空芯コイル１の一端側（ヒートシンクＨＳ側）に伝熱部材ＰＧ１が設けられ、図３７で示すリアクトルＤ４ｂでは空芯コイル１の他端側（ヒートシンクＨＳとは反対側）にもさらに伝熱部材ＰＧ２が設けられ、図３８で示すリアクトルＤ４ｃでは内部の空間に総て伝熱部材ＰＧ３が充填されている。前記伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３には、伝熱グリス等が用いられる。
【０１４５】
このような伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３をさらに介在することで、空芯コイル１で発生した熱を、コア部材３，４を介して、ヒートシンクＨＳへさらに効率的に伝導することができる。これによって、前記帯状導体１０間を絶縁するために用いられる絶縁材の絶縁性の低下（劣化）を防ぎ、該絶縁材の絶縁性を維持することが可能となる。
【０１４６】
詳しくは、前記帯状導体１０間の絶縁や絶縁部材ＩＳ３としては、前述の表２で示すように、ポリイミドやＰＥＮ等の樹脂材料が用いられる。そこで、ヒートシンクＨＳのみが設けられ、空芯コイル１とコア部材３，４との間に伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３が設けられない構成の場合、リアクトルの温度がこれら樹脂の耐熱温度を超えてしまう。しかしながら、図３６〜３８に示されるように、ヒートシンクＨＳおよび伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３が設けられる場合には、リアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃの温度は、高くても１４０℃程度で略定常状態（熱平衡状態）となり、これらの樹脂材料の耐熱温度以下に維持することができる。前記伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３の熱伝導率は、０．２〔Ｗ／ｍＫ〕以上であることが好ましく、１．０〔Ｗ／ｍＫ〕以上であることがより好ましい。また、上述では、放熱構造をリアクトルＤ１に適用した例について説明したが、リアクトルＤ２に適用した場合も同様に説明することができる。
【０１４７】
（実施の形態５）
図３９（ａ）および図４０（ａ）は、本発明の実施の第５の形態に係るリアクトルＤ５の正面図であり、図３９（ｂ）および図４０（ｂ）は、それぞれ図３９（ａ）および図４０（ａ）における切断面線Ａ１−Ａ１およびＡ２−Ａ２から見た断面図である。このリアクトルＤ５は、ヒートシンクＨＳを備えている点で前述の図３６〜３８で示すリアクトルＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃに類似しているが、伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３がさらに設けられていてもよい。
【０１４８】
このリアクトルＤ５では、コア３２が、磁気的に等方性を有する材料から成る２つのコア部材３３，３４を組み合わせて成る場合に、前記ヒートシンクＨＳが、それらのコア部材３３，３４を取り付けるための基台として用いられる。その取付けには、先ず空芯コイル１を収容した状態で前記２つのコア部材３３，３４が、締結部材であるボルト３５およびナット３６によって相互に締結された後、固定部材であるボルト３７によって前記ヒートシンクＨＳに固定される。そして、前記ボルト３５およびナット３６と、ボルト３７とが、互いに異なる位置に配置される。図３９および図４０の例では、コア部材３３，３４の中心にはボルト３５およびナット３６の組み合わせが配置されるとともに、前記ボルト３５およびナット３６とボルト３７とが、それぞれ周方向に等間隔（１２０°）に、かつ交互（６０°毎）に配置されている。これによって、前記ボルト３５およびナット３６とボルト３７とが、それぞれ正三角形の各頂点に配置されることになり、安定的に締結を行うことができる。また、ボルト３５の孔３９については、適宜座ぐりが施されている。前記ボルト３５の孔３９およびボルト３７の孔４０を形成するために、コア部材３３，３４は、六角筒状に形成される。
【０１４９】
このようにコア部材３３，３４の組み合わせ用の孔３９と、ヒートシンクＨＳへの固定用の孔４０とを異なる位置に形成することで、リアクトルＤ５の組み立てや取り付けの生産性を向上することができる。詳しくは、コア部材をクランプなどで仮止めする方法では、仮止めした後、リアクトルを基台に固定する際には、クランプを外して固定する必要があり、組み立ての生産性が低くなる。ボルトとナットとで仮止めを行う場合も同様に、仮止めを解いた後に、リアクトルを基台に固定しなければならない。
【０１５０】
なお、前述の伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３が設けられ、かつその伝熱部材ＰＧ１〜ＰＧ３が硬化性樹脂である場合には、ボルト３５およびナット３６によってコア部材３３，３４が締結された状態で、加熱炉などの硬化を行う装置に搬入することができ、面積の大きなヒートシンクＨＳと一体化されていない分、取り扱いが容易である。前記基台として、前記ヒートシンクＨＳに代えて、筐体などが用いられてもよい。
【０１５１】
（実施の形態６）
図４１は、本発明の実施の第６の形態に係るリアクトルに用いられる帯状導体１０’を説明するための図であり、（ａ）は斜視図、（ｂ）は（ａ）の切断面線Ｂ−Ｂから見た断面図、（ｃ）は前述の帯状導体１０の模式図、（ｄ）はこの帯状導体１０’の模式図である。すなわち、前述の帯状導体１０が一様な中実導体で形成されているのに対して、この帯状導体１０’は、導体層１０１と絶縁層１０２とを厚み方向に積層したものを複数組積層（図４１では、４層の導体層１０１間に、３層の絶縁層１０２が挟み込まれている）するとともに、長手方向における各端部１０３を、コア２の外部において、隣り合う導体層同士が前記絶縁層１０２を挟むことなく短絡されて構成される。
【０１５２】
これは、図４１（ｃ）および（ｄ）で示すように、渦電流の大きさは、磁束密度が同一である場合には、磁力線（磁束線）に垂直な連続する面（一続きの面）の面積に比例することから、１本の導体として巻回される前述の帯状導体１０を、この帯状導体１０’のように磁力線（磁束線）に垂直に交差する方向で複数層に分割形成しておくことで、前記渦電流を小さくできるためである。したがって、導体断面積、すなわち流すことができる電流量は減少するものの、渦電流損をさらに小さくすることができるとともに、同じ磁束を発生させても、空芯コイルの電気抵抗も小さくすることができる。
【０１５３】
（実施の形態７）
図４２は、本発明の実施の第７の形態に係るリアクトルに用いられる空芯コイル１”を説明するための図である。この空芯コイル１”における帯状導体１０”は、前述の帯状導体１０’に類似している。すなわち、この帯状導体１０”は、複数の導体層１０１と絶縁層１０２とを厚み方向に積層したものを複数組積層（図４２では、２層の導体層１０１間に、１層の絶縁層１０２が挟み込まれている）するとともに、長手方向における２つの端部の内、巻回された状態でコア２外に引き出される外周側の端部１０３が短絡される。これに対して、前記帯状導体１０”の内周側の端部１０４は、各導体層１０１自体が、あるいは各導体層１０１から夫々別々に口出しされたリード線１０５が、前記コア２の外部に設けられたインダクタコア１０６に互いに逆相になるように経由されてから、接続点１０７で接合されている。
【０１５４】
これは、先ず前述の通り、渦電流の大きさは、磁束密度が同一である場合には、磁力線（磁束線）に垂直な連続する面（一続きの面）の面積に比例することから、１本の導体として巻回される前述の帯状導体１０を、この帯状導体１０”のように磁力線（磁束線）に垂直に交差する方向で複数層に分割形成しておくことで、前記渦電流を小さくするためである。ここで、渦電流は、磁場中では線材の表裏で逆方向に流れ、磁場が減少するにつれて徐々に導体内をリターンし、また磁場の交差状況が変化するところで突然に導体内をリターンする。そのため、コイル中心付近において発熱が顕著となる傾向がある。そこで上述のようにコア２の外部において、端部１０３および接続点１０７が接合されることで、コア２から離れた場所で渦電流のリターンを生じさせることができて、空芯コイル１”内部の発熱を防止することができる。
【０１５５】
一方、インダクタコア１０６は、逆位相の渦電流にのみ大きな抵抗として働いて、その電流を抑制するが、同位相で流れてくる駆動電流に対しては何ら影響を与えない。したがって、複数層に分割形成された導体層１０１が、インダクタコア１０６を互いに逆相になるように経由した後、前記接続点１０７で接合されることで、さらに効果的に渦電流損を小さくすることができる。
【０１５６】
なお、図４２は、導体層１０１が２層の例であり、さらに多層の場合には、前記インダクタコア１０６および接続点１０７が複数になる。図４３には前記導体層１０１が３層の例を示し、図４４には前記導体層１０１が４層の例を示す。３層の例では、インダクタコア１０６が２つ設けられ、一方のインダクタコア１０６−１により、第１導体層１０１−１を流れる電流と第２導体層１０１−２を流れる電流とを互いに逆相とする。また、他方のインダクタコア１０６−２により、第３導体層１０１−３を流れる電流と前記一方のインダクタコア部１０６を経由した第２導体層１０１−２を流れる電流とを互いに逆相とした後、各インダクタコア１０６−１，１０６−２を流れた電流を接続点１０７で合流させている。
【０１５７】
導体層１０１が４層の場合には、インダクタコア１０６が３つ設けられる。そして、第１のインダクタコア１０６−１により、第１導体層１０１−１を流れる電流と第２導体層１０１−２を流れる電流とを互いに逆相とした後、接続点１０７−１でそれらの電流を合流させる。さらに、第２のインダクタコア１０６−２により、第３導体層１０１−３を流れる電流と第４導体層１０１−４を流れる電流とを互いに逆相とした後、接続点１０７−２でそれらの電流を合流させる。そして、それぞれ合流されてなる２つの電流を、第３のインダクタコア１０６−３により互いに逆相とした後、接続点１０７−３で合流させている。
【０１５８】
ここで、帯状導体１０が厚さ０．６ｍｍの単層であり、空芯コイル１としての巻き数が３２ターンである図１のようなリアクトルＤ１の渦電流損を調べた。また、導体層１０１が厚さ０．３ｍｍの２層であり、コア２の外部において各導体層１０１−１，１０１−２の端部が接合された構成の第１複層リアクトルの渦電流損を調べた。また、導体層１０１が同様に厚さ０．３ｍｍの２層であるものの、各導体層１０１−１，１０１−２からそれぞれ別々に口出しされたリード線１０５が、コア２の外部に設けられたインダクタコア１０６に互いに逆相になるように経由してから接合される構成の第２複層リアクトルの渦電流損を調べた。これらは、具体的にはＬＣＲメータを用いて、１０ｋＨｚのときの抵抗値で測定される。
【０１５９】
その結果、第１複層リアクトルでは渦電流損が単層（基本）の場合の約５６％に、第２複層リアクトルでは渦電流損が単層（基本）の場合の約３２％に、それぞれ低減できていた。こうして、帯状導体１０を多層に分割形成することで、さらにインダクタコア１０６を用いることで、渦電流損を低減することができる。
【０１６０】
（実施の形態８）
図４５は、本発明の実施の第８の形態に係るリアクトルＤ８を模式的に示す平面図である。一般に、リアクトルは変圧器として用いることが可能であり、たとえば日本国特開２００１−３４５２２４号公報に開示された三相変圧器がある。その三相変圧器は、ケーブル巻き線型である。その三相変圧器には、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相に対応する３個の鉄心の上部と下部とに鉄心ヨークが設けられることによって、磁気回路が形成されている。このような鉄心が、角のある数字の“８”の字の形に組み合わされることによって、磁力線の導線が構成されている。このような構成の三相変圧器（リアクトル）は、電力伝送系統の途中に配置され、電圧の安定化に役立つ。また、近年のインバータ技術の進歩により、保守の必要を低減するために、工場や自動車等に、交流電動機が配置されるようになってきている。その交流電動機へは、インバータから３本の三相交流の動力電線が向かうことになるが、力率改善のために、通常、それらの間に、三相変圧器（リアクトル）が直列に接続される。
【０１６１】
以下に、自動車用のインバータについて述べる。近年のハイブリッド自動車等の動力源の主流は、永久磁石を内蔵する同期交流電動機である。乗り心地を向上する観点から、この電動機には回転の滑らかさが要求される。永久磁石型同期交流電動機は、たとえば回転子側の磁極数が４で、固定子側の磁極数が６である組合せ（４対６）を基本とする。現実的には、回転子側の磁極数が８で、固定子側の磁極数が１２である組合せ（８対１２）や、回転子側の磁極数が１６で、固定子側の磁極数が２４である組合せ（１６対２４）が用いられており、極数の増加に従ってトルク変動、いわゆるコギングトルクが緩和され、振動発生が抑えられて乗り心地の向上に繋がっている。
【０１６２】
そして、上述のように回転子と固定子との磁極数が異なるため、回転子の回転に伴って、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の励磁コイルインダクタンスが非対称に変化する。その結果、インバータから印加される三相交流電圧波形に歪みが生じ、理想とする正弦波波形とならないため、トルク変動が起きてしまう。そのため、ハイブリッド自動車等に車載される車載インバータと電動機との間に、前記三相リアクトルを挿入することによって、非線形インダクタンスに起因する不要な電圧波形、すなわち、高調波電圧成分を吸収して緩和する対策が有効である。
【０１６３】
しかしながら、上述した従来の三相変圧器は、その形状特性から、比較的体格が大きく、搭載スペースに限界がある自動車へ搭載する際に不都合である。そこで、本実施の形態のリアクトルＤ８では、絶縁材料で絶縁被覆された長尺の導体部材を巻回して形成される単層コイルを基本単位として、図４５に示されるように、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応した３個の単層コイル５１ｕ，５１ｖ，５１ｗを厚み方向に積層して形成された３層空芯コイル５１が使用される。これら３個の単層コイル５１ｕ，５１ｖ，５１ｗの巻き始め端は、互いに電流線路の第１端子５１ａｕ，５１ａｖ，５１ａｗとして独立している。また、これら３個の単層コイル５１ｕ，５１ｖ，５１ｗの巻き終わり端も、電流線路の第２端子５１ｂｕ，５１ｂｖ，５１ｂｗとして、互いに独立している。
【０１６４】
そして、これら３個の単層コイル５１ｕ，５１ｖ，５１ｗは、電気絶縁フィルムで電気的に絶縁されつつ厚み方向に積層され、コア２内に緊結に固定される。長尺の帯状導体１０の断面は、積層し易いように、平角形状であることが好ましい。これら積層された３個の単相コイル５１ｕ，５１ｖ，５１ｗは、電気的には絶縁されているため導通しないが、積層による近接効果で磁気的には相互結合しており、従来の三相リアクトルのように磁気回路を形成している。
【０１６５】
このようにリアクトルＤ８を構成することによって、１個分のコイルスペースに三相分のコイルが収容可能であるので、同じ電力容量の従来型の三相リアクトルに較べて、体格を小さくすることができる。このような構成のリアクトルＤ８は、特に、搭載スペースの限られた電気自動車、ハイブリッド自動車、電車およびバス等の移動体（車両）に搭載される場合に好適である。また、このような構成のリアクトルＤ８は、インバータから交流電動機への動力線において、インバータからの高調波歪電圧（いわゆるリップル）を吸収して平滑化することができ、この結果、正弦波波形に近い波形を電動機へ出力することができる。このことにより、高調波の電動機への流入がなくなり、リップル電圧、サージ電圧の発生を抑制でき、異常電流による機器の損傷を防ぐことができる。ひいては、インバータ出力素子の耐電圧を下げることができ、より安価な部品（素子）を使うことが可能となる。さらに、交流電動機で発生する逆起電力に起因する異常な逆電圧が、インバータに逆流することを途中で吸収し、インバータ出力素子の損傷も防ぐことが可能となる。また、このような構成のリアクトルＤは、電気絶縁フィルムとともに三相分のコイル５１ｕ，５１ｖ，５１ｗが緊結に固定されるので、構造体として高い剛性を備えており、交流電流の印加によって生じる磁気力収縮振動を抑制することもできる。
【０１６６】
本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切かつ充分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に可能であると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するようなものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。
【符号の説明】
【０１６７】
１，１”，１１    空芯コイル
２，２’，１２，３２    コア
３，３，’，４，４’，４”，１３，１４，２３，３３，３４    コア部材
３ａ，４ａ，１３ａ，１４ａ    外周部
３ｂ，４ｂ，１３ｂ，１４ｂ    端板
３ｃ，４ｃ，１３ｃ，１４ｃ    凹所
３ｄ，４ｄ，１３ｄ，１４ｄ    突起部
４ｂ１  突起部
４ｂ２  凹所
１０，１０’， １０”    帯状導体
１０１  導体層
１０２  絶縁層
１０３，１０４    端部
１０５  リード線
１０６，１０６−１〜１０６−３  インダクタコア
１０７，１０７−１〜１０７−３  接続点
２３ａ，２３ｂ    凹溝
３５，３７    ボルト
３６    ナット
３９，４０    孔
５１ｕ，５１ｖ，５１ｗ    単層コイル
５１ａｕ，５１ａｖ，５１ａｗ    第１端子
５１ｂｕ，５１ｂｖ，５１ｂｗ    第２端子
Ｄ１，Ｄ１’， Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ１ｃ    リアクトル
Ｄ２，Ｄ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ４ｃ，Ｄ５，Ｄ８    リアクトル
ＨＳ    ヒートシンク
ＩＳ１−１，ＩＳ１−２，ＩＳ１−３    絶縁部材
ＰＧ１〜ＰＧ３    伝熱部材
Ｓ１，Ｓ２    空芯部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図６】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図１１】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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