(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に入力された入力電圧を、所定の出力電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチングにより充放電が行われ、前記入力電圧を前記出力電圧に変換するコイルと、
前記スイッチング素子のスイッチングを行うスイッチ回路と、
前記スイッチ回路のスイッチングにより前記入力電圧による充電が行われるコイルと、 前記出力電圧及び基準電圧の電圧差を増幅して誤差信号を出力する誤差増幅器と、
スイッチングレギュレータが起動された際、出力するランプ電圧により前記誤差信号をクランプし、予め設定した時間にて前記ランプ電圧を前記誤差信号の電圧値とするソフトスタート回路と、
三角波を発生する三角波発生器と、
前記ランプ電圧と前記三角波との電圧比較を行い、該比較結果を示すパルス信号を前記スイッチ回路に出力して前記スイッチ回路のスイッチング制御を行う制御回路部と
を有し、
前記ソフトスタート回路が、スイッチングレギュレータが起動されると、前記基準電圧を前記予め設定した時間にて、予め設定された電圧値まで上昇させ、かつ当該設定した時間を複数の領域に分割し、領域毎に異なる傾きにより前記ランプ電圧を上昇させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
前記ソフトスタート回路が、スイッチングレギュレータの起動の際、前記基準電圧を予め設定した角度により上昇させ、当該基準電圧を、入力される電圧が閾値を超えると定電流を流す定電流源を、異なる閾値が設定された定電流源として複数有し、前記基準電圧が上昇するに従い、前記定電流源の閾値を超え、動作する定電流源が増加することにより、動作している前記定電流源の電流値を加算して、電圧に変換することにより、前記設定した時間内の前記領域毎に異なる傾きを生成することを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記ソフトスタート回路が、スイッチングレギュレータの起動の際、基準電圧用定電流源の電流により第１のコンデンサの充電を開始し、前記基準電圧を除々に上昇させていくことを特徴とする請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記定電流源各々にそれぞれスイッチング素子が直列に接続され、前記定電流源に対応したコンパレータが設けられており、各コンパレータの一方の入力端子に異なる閾値の電圧が入力され、他方の電圧に前記基準電圧が入力され、基準電圧が閾値を超えるとコンパレータから、当該コンパレータに対応する前記スイッチング素子に対してオン信号が出力され、定電流源から電流が出力されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記各定電流源の出力電流が加算されて、第２のコンデンサに充電されることにより、前記ランプ電圧を生成することを特徴とする請求項３または請求項４に記載されたスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路として多用されているスイッチングレギュレータに関し、特に、スイッチングレギュレータの起動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチングレギュレータは、図５に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１１及びＲ１２にて分圧した分圧電圧ＶFBと、基準電圧源１１０が出力する基準電圧ＶＲＥＦとを比較する誤差増幅回路（Error amｐlifier）１００と、抵抗ＲsによりコイルＬに流れるコイル電流を電圧変換するアンプ１０５と、コイル電流を電圧変換した電圧値及び基準三角波信号の電圧値を加算した信号ＳＵＭを出力する加算器１０４と、上記誤差増幅回路１００の出力信号Ｖｃと、加算器１０４の出力する信号ＳＵＭと電圧値の比較を行って比較結果に応じたデューティサイクルのパルス信号を生成するＰＷＭコンパレータ（Ｍodulaｔer）１０１及びバッファ回路１０３とを有している。
【０００３】
そして、ＰＷＭコンパレータ１０１の出力信号に応じてスイッチング素子であるｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＤＨと、ｎ型のＭＯＳトランジスタＤＬとのスイッチング制御を行い、コイルＬに蓄積される電気エネルギを調整（コイルに対する充電を制御）することにより、上記出力電圧Ｖｏｕｔが予め設定された設定値で一定になるように制御されている。
定電圧を出力するために用いられているカレントモード型スイッチングレギュレータにおいて、一次電源（電池）からの突入電流及び出力電圧のオーバーシュートを低減させるため、差増幅回路１００の出力電圧をある一定時間をかけて緩やかに立ち上げている。この時間をソフトスタート時間とし、数ｍＳから１０ｍＳ内に通常設定されている。また、負荷ＲLと並列に接続されているコンデンサＣと抵抗ＲESRの直列回路は、スイッチングノイズを除去するために設けられている。
【０００４】
上述したように、上記誤差増幅回路１００の出力電圧は、スイッチングトランジスタを制御しているＰＷＭコンパレータ１０１の一方の入力端子に、ソフトスタート回路５００を介して入力される入力信号となっている。また、このＰＷＭコンパレータ１０１の他方の入力端子には、コイルＬのスイッチング電流が予め設定した増幅度により電圧変換された信号が入力される。
上記ソフトスタート回路５００は、図６に示すように、電池からの電圧Ｖiｎが入力されることにより、コンデンサ３６が充電され、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ３７がオン状態からオフ状態となることで、エラーアンプの出力電圧が徐々に上昇し、この出力電圧の上昇に比例して、コイルＬのスイッチング電流が増加することにより、緩やかにスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させている。
【０００５】
このように、スイッチングレギュレータを起動させるときは、軽負荷の状態で出力電圧を０Ｖから上昇させていくようにすることが一般的であるが、この際、突入電流を抑えてバッテリ等の入力側電源への負担を小さくするため、スイッチングレギュレータの出力電圧を徐々に上昇させるようにするソフトスタート回路が多用されている。ソフトスタート回路は、前記ＰＷＭコンパレータにおいて、上述したように、基準三角波信号と比較する電圧である誤差増幅回路の出力信号の電圧を徐々に増加させることで実現される。具体的には、ソフトスタート回路５００として、コンデンサを定電流で充電して徐々に増加する電圧を生成して前記誤差増幅回路に出力するようにしてソフトスタート機能を実現しているものが多い（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−１５９３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述した従来のスイッチングレギュレータに用いられているソフトスタート回路５００は、予め設定されたソフトスタート時間内において一定の傾きにて出力電圧Ｖｏｕｔを変化させるため、一定の出力電圧Ｖｏｕｔとするまでに時間がかかる欠点を有している。
このとき、単純に、出力電圧Ｖｏｕｔを設定電圧までの上昇時間、すなわち、ソフトスタート時間のみを単純に短縮すると、一次電源からの突入電流及び出力電圧のオーバーシュートの低減を行えなくなる可能性がある。
また、スイッチングレギュレータは、携帯電子機器において、搭載されている電池の寿命を延ばすために、安定化電源の動作を停止する待機モードが機能として設けられている。
上記待機モードから、安定化電源の動作を行う動作モードへの高速切替えは、不必要な電流を消費しないため、高い頻度の待機モード動作を可能とする際における節電効果は大きい。
【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、一次電源からの突入電流及び出力電圧のオーバーシュートを低減を行いつつ、従来例に比較して起動時のソフトスタート時間を短縮し、携帯電子機器に搭載されている一次電源における余分な消費電流を低減し、一次電源の寿命を延ばすことが可能なスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の出力電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングにより充放電が行われ、前記入力電圧を前記出力電圧に変換するコイルと、前記スイッチング素子のスイッチングを行うスイッチ回路と、前記スイッチ回路のスイッチングにより前記入力電圧による充電が行われるコイルと、前記出力電圧及び基準電圧の電圧差を増幅して誤差信号を出力する誤差増幅器と、スイッチングレギュレータが起動された際、出力するランプ電圧により前記誤差信号をクランプし、予め設定した時間にて前記ランプ電圧を前記誤差信号の電圧値とするソフトスタート回路と、三角波を発生する三角波発生器と、前記ランプ電圧と前記三角波との電圧比較を行い、該比較結果を示すパルス信号を前記スイッチ回路に出力して前記スイッチ回路のスイッチング制御を行う制御回路部とを有し、前記ソフトスタート回路が、スイッチングレギュレータが起動された際、前記基準電圧を前記予め設定した時間にて、予め設定された電圧値に上昇させ、かつ当該設定した時間を複数の領域に分割し、領域毎に異なる傾きにより前記ランプ電圧を上昇させることを特徴とする。
【００１０】
本発明のスイッチングレギュレータは、前記ソフトスタート回路が、スイッチングレギュレータの起動の際、前記基準電圧を予め設定した角度により上昇させ、当該基準電圧を、入力される電圧が閾値を超えると定電流を流す定電流源を、異なる閾値が設定された定電流源として複数有し、前記基準電圧が上昇するに従い、前記定電流源の閾値を超え、動作する定電流源が増加することにより、動作している前記定電流源の電流値を加算して、電圧に変換することにより、前記設定した時間内の前記領域毎に異なる傾きを生成することを特徴とする。
【００１１】
本発明のスイッチングレギュレータは、前記ソフトスタート回路が、スイッチングレギュレータの起動の際、基準電圧用定電流源の電流により第１のコンデンサの充電を開始し、前記基準電圧を除々に上昇させていくことを特徴とする。
【００１２】
本発明のスイッチングレギュレータは、前記定電流源各々にそれぞれスイッチング素子が直列に接続され、前記定電流源に対応したコンパレータが設けられており、各コンパレータの一方の入力端子に異なる閾値の電圧が入力され、他方の電圧に前記基準電圧が入力され、基準電圧が閾値を超えるとコンパレータから、当該コンパレータに対応する前記スイッチング素子に対してオン信号が出力され、定電流源から電流が出力されることを特徴とする。
【００１３】
本発明のスイッチングレギュレータは、前記各定電流源の出力電流が加算されて、第２のコンデンサに充電されることにより、前記ランプ電圧を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、上述したように、差増幅回路（エラーアンプ）のソフトスタート時間内におけるランプ電圧の上昇を、このソフトスタート時間を複数に分割された領域毎に、差増幅回路のｄｖ/ｄｔの傾斜を変化させる。すなわち、ランプ電圧を時間経過と共に増大させ、かつ基準電圧をランプ状に上昇させることにより、軽負荷から最大負荷電流までほぼ一定のソフトスタート時間とした。従って、従来のスイッチングレギュレータに比較して起動時のソフトスタートにおいて短いソフトスタート時間とすることができる。
すなわち、本発明においては、基準電圧をランプ状に上昇させることにより、エラーアンプのランプ電圧が上昇しても、基準電圧がスイッチングレギュレータの最終出力電圧（起動後の通常動作における定電圧値）と比較して小さいために、出力電圧の電圧値を抑制してオーバーシュートとならない。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態によるスイッチングレギュレータの構成例を示すブロック図である。
【図２】図１におけるエラーアンプとクランプアンプの構成例を示す回路図である。
【図３】図１におけるランプ電圧発生回路の構成例を示す回路図である。
【図４】図１におけるソフトスタート部１の動作例を説明する波形図である。
【図５】従来のスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。
【図６】従来のスイッチングレギュレータのソフトスタート回路の構成を説明する概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の一実施形態によるスイッチングレギュレータを図面を参照して説明する。図１は同実施形態のスイッチングレギュレータにおけるランプ電圧発生器と制御回路との構成例を示している。なお、図５の従来例と同様な構成については、同一の符合を付し、説明を省略する。
本実施形態においては、従来例と異なる構成として、ランプ電圧発生回路３とクランプアンプ２とエラーアンプ１００を備えたソフトスタート部１が設けられている。
【００１７】
ランプ電圧発生回路３は、基準電圧ＶＲＥＦとソフトスタート信号ＳＳを出力する。この基準電圧ＶＲＥＦは、従来のスイッチングレギュレータのソフトスタート時間よりも短い時間で同一の上昇率（ｄＶＲＥＦ／ｄｔ）により通常の電圧に上昇する（理由については後述）。また、ソフトスタート信号ＳＳは、基準電圧ＶＲＥＦの上昇をクランプするために用いる電圧である。
本実施形態において、ソフトスタート信号ＳＳは、ソフトスタート時間の全区間で上昇率が一定ではなく、ソフトスタート時間を複数に分割、例えば４つの期間に分割し、それぞれの領域において上昇率（ｄＶ／ｄｔ）を変化するように、ランプ電圧発生回路３により制御されている。すなわち、時間が経過する後の期間ほど、段階的にソフトスタート信号ＳＳの電圧値の上昇率を増加させている。
エラーアンプ１００は、分圧電圧ＶFBと基準電圧ＶＲＥＦを入力し、ＰＷＭコンパレータ１０１の反転入力端子に入力される電圧Ｖｃを出力する。
クランプアンプ２は、入力されるソフトスタート信号ＳＳの電圧値の上昇に従い、電圧Ｖｃをクランプする。
【００１８】
図２は、図１におけるエラーアンプ１００とクランプアンプ２の構成例を示す回路図である。
この図において、エラーアンプ１００は、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２と、ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５と、定電流源３０と、コンデンサＣ１とから構成されている。
ＭＯＳトランジスタＭ１は、ソースが定電流原３０を介して電源に接続され、ゲートに電圧ＶFBが印加されている。ＭＯＳトランジスタＭ２は、ソースが定電流原３０を介して電源に接続され、ゲートに電圧ＶREFが印加されている。ＭＯＳトランジスタＭ３は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続され、ゲートが自身のドレインに接続され、ソースが接地されている。ＭＯＳトランジスタＭ４は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続され、ゲートがＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに接続され、ソースが接地されている。ＭＯＳトランジスタＭ５は、ゲートがＭＯＳトランジスタＭ４のドレインに接続され、ドレインがコンデンサＣ１１を介して自身のゲートに接続されている。
【００１９】
また、クランプアンプ２は、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２と、ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４、Ｍ２５と、定電流源３２と、コンデンサＣ１２とから構成されている。
ＭＯＳトランジスタＭ２２は、ソースが定電流原３２を介して電源に接続され、ゲートにソフトスタート信号ＳＳが印加されている。ＭＯＳトランジスタＭ２１は、ソースが定電流原３２を介して電源に接続され、ゲートに定電流源３１を介して電源が接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ２３は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインに接続され、ゲートが自身のドレインに接続され、ソースが接地されている。ＭＯＳトランジスタＭ２４は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ２２のドレインに接続され、ゲートがＭＯＳトランジスタＭ２３のゲートに接続され、ソースが接地されている。ＭＯＳトランジスタＭ２５は、ゲートがＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインに接続され、ドレインがコンデンサＣ１２を介して自身のゲートに接続されている。上記定電流源３０（電流ＩＢA）、３１（電流ＩＢC）及び３２（電流ＩＢB）は、出力負荷回路として用いられている。
また、ＭＯＳトランジスタＭ５のドレインと、ＭＯＳトランジスタＭ２５のドレインとは接続されており、エラーアンプ１００とクランプアンプ２との出力として電圧Ｖｃを出力する。
【００２０】
スイッチングレギュレータの起動時において、分圧電圧ＶFBは基準電圧ＶＲＥＦよりも低い状態にあるため、ＭＯＳトランジスタＭ５はオフしており、電圧Ｖｃはクランプアンプ２が出力するソフトスタート信号ＳＳの電圧値となる。そして、分圧電圧ＶFBが基準電圧ＶＲＥＦに等しくなってくると、ゲートの印加される電圧が閾値を超えるため、ＭＯＳトランジスタＭ５がオン状態となる。すでに述べたように、エラーアンプ１００とクランプアンプ２との出力において定電流源３１は共有されている。従って、ＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインの電圧値が低下し、閾値以下となることによりＭＯＳトランジスタＭ２５はオフして、電圧Ｖｃはエラーアンプ１００の出力電圧によって制御される。
従って、ソフトスタート部１は、スイッチングレギュレータの起動時において、時間の経過とともに段階的に電圧Ｖｃの電圧値の上昇率（ｄＶ／ｄｔ）を増加させ、ＰＷＭコンパレータ１０１の反転入力端子にこの電圧Ｖｃを出力する。
これにより、最初の期間において、スイッチングレギュレータの出力電圧を低く抑え、突入電流やオーバーシュートなどを抑制することができ、期間を経過する毎に除々にソフトスタート信号ＳＳの上昇率を増加させることにより、ソフトスタート時間を低減している。
【００２１】
次に、図３を用いて、本実施形態におけるランプ電圧発生回路３を説明する。図３は本実施形態におけるランプ電圧発生回路３の構成例を示す回路図である。
ランプ電圧発生回路３は、バンドギャップリファレンス電源１１と、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５、Ｍ１６、ｓ１、ｓ２及びｓ３と、ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２及びＭ３と、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２及びＣＭＰ３と、コンデンサＣ１及びＣ２と、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６、ＲA及びＲBと、定電流源５０とから構成されている。
【００２２】
ＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５及びＭ１６のソースは一次電源の電池Ｂの＋側端子に接続され、電池Ｂの出力電圧Ｖiｎが印加されている。ＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインは定電流源５０を介して接地されている。電池Ｂの−側端子は接地されている。
また、ＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５及びＭ１６のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインと接続されている。すなわち、ＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５及びＭ１６と、ＭＯＳトランジスタＭ１１とはカレントミラーを構成し、ＭＯＳトランジスタＭ９、Ｍ１０、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５及びＭ１６には、ＭＯＳトランジスタＭ１１に流れる電流に対応した定電流が流れる。
【００２３】
ＭＯＳトランジスタＭ１０は、ソースが電源に接続されており、ゲートがＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続され、ドレインが抵抗ＲＡを介して接地され、このドレインから電圧Ｖ１を出力する。ＭＯＳトランジスタＭ９は、ソースが電源に接続されており、ゲートがＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続され、ドレインが抵抗ＲＢを介して接地され、このドレインから電圧Ｖ２を出力する。
ＭＯＳトランジスタＭ１５は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ３のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ３は、ゲートに対して、例えばＵＶＬＯ（Undervoltage Lockout 、図示せず）が出力する制御信号ＰＲＤＹが印加され、ソースに電圧Ｖ１が印加されている。
【００２４】
ＭＯＳトランジスタＭ１４は、ドレインがＭＯＳトランジスタｓ３のソースに接続されている。
ＭＯＳとランジスタｓ３は、ゲートがコンパレータＣＭＰ３の出力端子に接続され、ドレインがコンデンサＣ２の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ２は、他方の端子がＭＯＳトランジスタＭ３のソースに接続されている。
ＭＯＳトランジスタＭ１３は、ドレインがＭＯＳトランジスタｓ２のソースに接続されている。
ＭＯＳトランジスタｓ２は、ゲートがコンパレータＣＭＰ２の出力端子に接続され、ドレインがコンデンサＣ２の一方の端子に接続されている。
ＭＯＳトランジスタＭ１２は、ドレインがＭＯＳトランジスタｓ１のソースに接続されている。
ＭＯＳトランジスタｓ１は、ゲートがコンパレータＣＭＰ１の出力端子に接続され、ドレインがコンデンサＣ２の一方の端子に接続されている。
【００２５】
ＭＯＳトランジスタＭ１６は、ソースがＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと接続されている。
ＭＯＳトランジスタＭ２は、ドレインがコンデンサＣ１の一方の端子に接続され、ゲートに制御信号ＰＲＤＹが印加され、ソースが接地されている。コンデンサＣ１は、他方の端子が接地されている。
【００２６】
抵抗Ｒ１１から抵抗Ｒ１４は、以下に説明するように、バンドギャップリファレンス電源１１の＋側端子と、接地点との間にて直列に接続されている。
すなわち、バンドギャップリファレンス電源１１は、＋側端子が抵抗Ｒ１１の一方の端子と接続され、−側端子が接地されている。
抵抗Ｒ１１は他方の端子が接続点Ａ１において、抵抗Ｒ１２の一方の端子と接続されている。抵抗Ｒ１２は他方の端子が接続点Ａ２において、抵抗Ｒ１３の一方の端子と接続されている。抵抗Ｒ１３は他方の端子が接続点Ａ３において、抵抗Ｒ１４の一方の端子と接続されている。抵抗Ｒ１４は他方の端子が接地されている。これにより、各コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２及びＣＭＰ３に対する第１の閾値Ｖｔ１（接続点Ａ３）、第２の閾値Ｖｔ２（接続点Ａ２）、第３の閾値Ｖｔ３（接続点Ａ１）を生成している。
【００２７】
ＭＯＳトランジスタＭ１は、ドレインがバンドギャップリファレンス電源１１の＋側の端子に接続され、ゲートがコンデンサＣ１の一方の端子に接続され、ソースが抵抗Ｒ１５の一方の端子に接続されている。抵抗Ｒ１５は、他方の端子が接続点Ａ４において抵抗Ｒ１６の一方の端子に接続されている。抵抗Ｒ１６は他方の端子が接地されている。
コンパレータＣＭＰ３は、反転入力端子（−）が接続点Ａ４に接続され、非反転入力端子（＋）が接続点Ａ１に接続されている。
コンパレータＣＭＰ２は、反転入力端子（−）が接続点Ａ４に接続され、非反転入力端子（＋）が接続点Ａ２に接続されている。
コンパレータＣＭＰ１は、反転入力端子（−）が接続点Ａ４に接続され、非反転入力端子（＋）が接続点Ａ３に接続されている。
【００２８】
次に、図１から図４を参照し、図１のスイッチングレギュレータの動作を説明する。図４は、図１のスイッチングレギュレータのソフトスタート部１の動作例を説明する波形図である。
スイッチングレギュレータが起動されると制御信号ＰＲＤＹが「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化する。
これにより、ＭＯＳトランジスタＭ２及びトランジスタＭ３がオン状態からオフ状態となり、ＭＯＳトランジスタＭ１６に流れる定電流により、コンデンサＣ１に対する充電が開始され、またＭＯＳトランジスタＭ１５に流れる定電流により、コンデンサＣ２の充電が開始される（時刻ｔ０）。
【００２９】
このとき、コンパレータＣＭＰ３、ＣＭＰ２及びＣＭＰ１は、反転入力端子に入力されている電圧よりも、非反転入力端子に入力されている電圧が高いため、出力端子から「Ｈ」レベルの信号が出力され、ＭＯＳトランジスタｓ１、ｓ２及びｓ３の全てがオフ状態となっているため、上述したように、コンデンサＣ２はＭＯＳトランジスタＭ１５に流れる定電流のみにより充電されている。
制御信号ＰＲＤＹが「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化した時刻ｔ０において、基準電圧ＶＲＥＦとソフトスタート信号ＳＳとは、共に０Ｖである。
このとき、ソフトスタート信号ＳＳの電圧値は、ＭＯＳトランジスタＭ１５にのみにより充電され、電圧の上昇率がα１である。
【００３０】
そして、時刻ｔ１において、リファレンス電圧ＶＲＥＦが第１の閾値電圧Ｖｔ１（接続点Ａ３の電圧値）を超えると、反転入力端子の電圧値が非反転入力端子の電圧値を超えるため、コンパレータＣＭＰ１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化する。
これにより、ＭＯＳトランジスタｓ１がオン状態となり、ＭＯＳトランジスタＭ１５に流れる定電流と、ＭＯＳトランジスタＭ１２に流れる定電流とが加算された電流値により、コンデンサＣ２が充電されることになる。
この結果、ソフトスタート信号ＳＳの電圧値は、ＭＯＳトランジスタＭ１５及びＭ１２により充電されるため、電圧の上昇率がα２（＞α１）に変化する。
【００３１】
そして、時刻ｔ２において、リファレンス電圧ＶＲＥＦが第２の閾値電圧Ｖｔ２（接続点Ａ２の電圧値）を超えると、反転入力端子の電圧値が非反転入力端子の電圧値を超えるため、コンパレータＣＭＰ２の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化する。
これにより、ＭＯＳトランジスタｓ２がオン状態となり、ＭＯＳトランジスタＭ１５に流れる定電流と、ＭＯＳトランジスタＭ１２に流れる定電流と、ＭＯＳトランジスタＭ１３に流れる定電流とが加算された電流値により、コンデンサＣ２が充電されることになる。
この結果、ソフトスタート信号ＳＳの電圧値は、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１２及びＭ１３により充電されるため、電圧の上昇率がα３（＞α２＞α１）に変化する。
【００３２】
時刻ｔ３において、リファレンス電圧ＶＲＥＦが第３の閾値電圧Ｖｔ３（接続点Ａ１の電圧値）を超えると、反転入力端子の電圧値が非反転入力端子の電圧値を超えるため、コンパレータＣＭＰ３の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化する。
これにより、ＭＯＳトランジスタｓ３がオン状態となり、ＭＯＳトランジスタＭ１５に流れる定電流と、ＭＯＳトランジスタＭ１２に流れる定電流と、ＭＯＳトランジスタＭ１３に流れる定電流と、ＭＯＳトランジスタＭ１４に流れる定電流とが加算された電流値により、コンデンサＣ２が充電されることになる。
この結果、ソフトスタート信号ＳＳの電圧値は、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１２、Ｍ１３及びＭ１４により充電されるため、電圧の上昇率がα４（＞α３＞α２＞α１）に変化する。
【００３３】
上述したように、スイッチングレギュレータの起動時には、電圧Ｖｃはクランプアンプ２の出力するソフトスタート信号ＳＳの電圧値により設定される。そして、ソフトスタート信号ＳＳは、リファレンス電圧ＶＲＥＦが電圧値の上昇率を変化させる閾値を超える毎に、電圧値の上昇率は高くなる。そして、分圧電圧ＶFBが基準電圧ＶＲＥＦに等しくなってくると、電圧Ｖｃは誤差増幅回路１００が出力する電圧の電圧値により設定されることとなり、ＰＷＭコンパレータ１０１の反転入力端子に入力される。
【００３４】
これにより、本実施形態においては、最初のソフトスタートの段階で、十分に電圧Ｖｃが低くなるように制御しているため、一次電源からの突入電流及び出力電圧のオーバーシュートは低減される。また、突入電流及び出力電圧のオーバーシュートが生じない段階において、電圧Ｖｃの上昇率を上げているため、従来例に比較してソフトスタート時間を短縮される。従って、携帯電子機器に搭載されている一次電源における余分な消費電流を低減し、一次電源の寿命を延ばすことが可能となる。また、素子のばらつきにより、コンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ３に対する閾値が変動して、設定されたソフトスタート時間より早く、ソフトスタート信号ＳＳの電圧値が増加しても、リファレンス電圧ＶＲＥＦがソフトスタート時間の間、設定された上昇率により増加しているため、出力電圧を抑制することが可能であり、一次電源からの突入電流及び出力電圧のオーバーシュートを低減できる。
【符号の説明】
【００３５】
１…ソフトスタート部
２…クランプアンプ
３…ランプ電圧発生回路
１１…バンドギャップリファレンス電源
１００…誤差増幅回路
１０１…ＰＷＭコンパレータ
１０２…ＳＲラッチ
１０３…バッファ回路
１０５…アンプ
Ｂ…電池
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３…コンパレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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