(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力手段と、
前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力手段と、
前記第一の信号の位相を算出する位相演算器と、
前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算器と、
前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算器により算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算手段と、
前記平均値演算手段により算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算手段と、
前記回帰演算手段による二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算手段と、
前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置を用いて前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出手段と、を有することを特徴とする絶対位置の計測装置。
【請求項２】
前記絶対位置算出手段は、前記位相演算器により算出された前記第一の信号の位相の情報と前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置の情報とを用いて、前記位相演算器により算出された前記第一の信号の位相の情報と前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置の情報との差分により前記被測定物の絶対位置を算出することを特徴とする請求項１に記載の絶対位置の計測装置。
【請求項３】
被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、
前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、
前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、
前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、
前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、
前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、
前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップと、を有することを特徴とする絶対位置の計測方法。
【請求項４】
被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、
前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、
前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、
前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、
前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、
前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、
前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップと、
前記ピーク位置演算ステップで求めた前記原点位置を用いて前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出ステップと、を有することを特徴とする絶対位置の計測方法。
【請求項５】
前記絶対位置算出ステップは、前記位相演算ステップにより求められた前記第一の信号の位相の情報と前記ピーク位置演算ステップで求めた前記原点位置の情報との差分により前記被測定物の絶対位置を算出することを特徴とする請求項４に記載の絶対位置の計測方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は絶対位置の計測装置に係り、特に、エンコーダやレーザ干渉計など、位置もしくは角度の変動に伴って位相が変化する信号を出力する絶対位置の計測装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
エンコーダは、一般的に、一定のピッチで光の透過部と遮光部が設けられたスケールを透過する光量を計測するものである。また、レーザ干渉計は、一般的に、レーザ光線を二つの光束に分岐し、一方は可動部に設けられた鏡にて反射させ、他方は固定部に設けられた鏡にて反射させ、これらの干渉光の強度を計測するものである。
【０００３】
エンコーダ及びレーザ干渉計のいずれの装置でも、被測定物の位置もしくは角度の変動に従い、正弦波状の出力信号の位相が変化する。これらには、正弦波関数及び余弦波関数で近似される、位相が互いに９０°異なる二相信号を出力する計測装置や、位相が１２０°毎に異なる三相信号を出力する計測装置などが知られている。このように、エンコーダ及びレーザ干渉計は、位相が異なる複数の信号を出力する。
【０００４】
また、エンコーダ及びレーザ干渉計に用いられる信号処理装置は、位相が異なる複数の出力信号に対して、例えばアークタンジェント演算などの処理を施すことにより、出力信号の位相を求める。このような演算処理により、計測対象物の微細な位置情報を得て、出力信号の波数を求め、粗い位置信号を得る。
【０００５】
エンコーダやレーザ干渉計などの計測装置では、被測定物の粗い位置もしくは角度は、信号の波数を求めることにより計測される。しかしながら、いずれの点が原点であるか、すなわち絶対的な位置もしくは角度は、一般的なエンコーダやレーダ干渉計の出力信号からだけでは求めることができない。
【０００６】
このため、エンコーダでは、一般的に、原点信号を出力する手段が別途設けられている。特に、スケールピッチの狭いエンコーダにおいては、狭い範囲でのみ信号を出力する原点信号を形成することは困難である。
【０００７】
また、レーザ干渉計においては、原点信号を得るため、リミットスイッチなどの他の手段を用いて粗々の原点を設定する手法が採られている。しかし、その手法の詳細は知られていない。
【０００８】
ところで、特開２００７−３３３１８号公報（特許文献１）及び特開２００７−３３３１７号公報（特許文献２）には、原点計測可能なレーザ干渉計が開示されている。特許文献１には、位相差の異なる二つの光源を用いてレーザ干渉計を構成し、双方の干渉信号の位相差がゼロになった点を原点とすることが開示されている。また、特許文献２には、干渉性の異なる二つの光源を用いてレーザ干渉計を構成し、干渉性の低い光源から得られる干渉信号が最大となる点を原点とすることが開示されている。
【特許文献１】特開２００７−３３３１８号公報
【特許文献２】特開２００７−３３３１７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１及び特許文献２には、原点を判定するための具体的手段が記載されていない。実際のレーザ干渉計から得られる信号にはノイズが含まれている。また、干渉性の低い光源から得られる干渉信号は、通常、理想的な正弦波に対して大きな歪みを有しており、そのピーク位置を精度よく計測することは困難である。
【００１０】
本発明は、簡易な構成で信頼性の高い絶対位置の計測装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の絶対位置の計測装置のうち代表的な一つは、被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力手段と、前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力手段と、前記第一の信号の位相を算出する位相演算器と、前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算器と、前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算器により算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算手段と、前記平均値演算手段により算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算手段と、前記回帰演算手段による二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算手段と、前記ピーク位置演算手段で求めた前記原点位置から前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出手段とを有する。
本発明の絶対位置の計測方法のうち代表的な一つは、被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップとを有する。
本発明の絶対位置の計測方法のうち代表的な一つは、被測定物の位置に応じて位相が変化する複数の第一の信号を出力する第一の出力ステップと、前記被測定物の位置に応じて位相が変化し、前記第一の信号より干渉性の低い複数の第二の信号を出力する第二の出力ステップと、前記第一の信号の位相を算出する位相演算ステップと、前記第二の信号の振幅値を算出する振幅演算ステップと、前記第一の信号の周期毎に、前記振幅演算ステップにより算出された前記第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算ステップと、前記平均値演算ステップにより算出された前記平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算ステップと、前記回帰演算ステップによる二次回帰演算に基づいて、前記被測定物の原点位置として、前記第二の信号のピーク位置を算出するピーク位置演算ステップと、前記ピーク位置演算ステップで求めた前記原点位置から前記被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出ステップとを有する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、簡易な構成で信頼性の高い絶対位置の計測装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１４】
本実施例における絶対位置の計測装置は、位置又は角度の変化に対応して位相が変化する二つの信号の組を用いる。それぞれの信号の組は、従来のエンコーダ又はレーザ干渉計と同様の二相信号、又は、三相信号からなる。第二の信号は、被測定物の原点付近で振幅が大きく、原点から離れるに従い振幅が減少する。
【００１５】
このような計測装置の基本的なハード構成部分は、公知の技術を用いて容易に構成される。例えば、光学式のエンコーダであれば、第二の信号を出力するスケールとして、原点付近において正常な開口を有する一方、原点から離れるに従い開口度又は幅を縮小することにより所望の信号が出力される。
【００１６】
レーザ干渉計においては、第二の光源に干渉性の低い低可干渉性の光源を選択すればよい。
（エンコーダ２００の構成）
本発明の計測装置の一例として用いられるエンコーダについて、図３を参照しながら説明する。図３は、エンコーダの構成の概略図である。
【００１７】
エンコーダ２００は、光学式のリニアエンコーダであり、直線的な機械変位量を測定するものである。エンコーダ２００は、可動スケール９０、固定スケール１２０、発光素子（発光ダイオード）１４０−１、１４０−２、及び、受光素子（フォトダイオード）１５０からなる。
【００１８】
可動スケール９０は被測定物とともに直線的に移動可能に構成されている。一方、固定スケール１２０は固定されている。エンコーダ２００は、発光素子１４０−１、１４０−２と受光素子１５０の間に可動スケール９０及び固定スケール１２０を配置した構成となっている。
【００１９】
可動スケール９０には、移動した距離を計測するために、一定幅のスリット１００が設けられている。また、可動スケール９０には、被測定物の原点を計測するために、原点付近で幅が拡大するスリット１１０が設けられている。
【００２０】
固定スケール１２０は、可動スケール９０に対向して配置されており、同一ピッチの固定スリット１３０を有する。固定スケール１２０の裏面、すなわち可動スケール９０が配置されている側の面とは反対の面には、受光素子１５０が設けられている。
【００２１】
可動スケール９０の裏面、すなわち固定スケール１２０が配置されている側の面とは反対の面には、二つの発光素子１４０−１、１４０−２が設けられている。被測定物の変位長さを計測するために、一定幅のスリット１００の裏面に設けられた発光素子１４０−１は常時点灯する。一方、被測定物の原点を計測するために、原点付近で幅が拡大するスリット１１０の裏面に設けられた発光素子１４０−２は、原点計測時において点滅させて用いられる。
【００２２】
発光素子１４０−１、１４０−２の光は、可動スケール９０が移動することにより、透過又は遮断する。また、固定スケール１２０は、エンコーダ２００の出力信号を複数相（Ａ相、Ｂ相、Ａ’相、Ｂ’相）にするため、固定スリット１３０は実際には複数に分かれている。このため、受光素子１５０もそれぞれ複数個設けられている。
【００２３】
スリット１００に基づくＡ相、Ｂ相の出力信号は、互いに位相が９０°異なり、後述の第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）として扱われる。また、スリット１１０に基づくＡ’相、Ｂ’相の出力信号は、互いに位相が９０°異なり、後述の第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）として扱われる。
【００２４】
受光素子の出力信号（Ａ相、Ｂ相、Ａ’相、Ｂ’相）は、後述のように、図１に示される位置計測部４００により処理される。被測定物の原点位置では、固定スケール１２０に対向するスリット１１０の幅が最大の点で第二の信号（Ｃ２、Ｓ２）の強度が最大となる。この結果、被測定物の原点を正確に計測することが可能になる。
【００２５】
なお、エンコーダ２００には、受光素子の出力信号を処理するため、後述の位置計測部４００が設けられている。
（レーザ干渉計３００の構成）
次に、本発明の計測装置の一例として用いられるレーザ干渉計の構成について、図４を参照しながら説明する。図４（Ａ）はレーザ干渉計の側面図、図４（Ｂ）はレーザ干渉計の正面図である。
【００２６】
レーザ干渉計３００には、高可干渉性のシングルモード半導体レーザＬＤ（半導体レーザＬＤ）として、レーザ波長λが安定な０．８５μｍの面発光レーザ（ＶＣＳＥＬ）が用いられる。また、低可干渉性のレーザＳＬＤとして、スペクトル半値幅ΔΛが約１５ｎｍで中心波長λ’が約０．８２μｍのスーパールミネッセントダイオードＳＬＤ（ダイオードＳＬＤ）が用いられる。
【００２７】
半導体レーザＬＤからの光ＬＤのパワースペクトルは０．８５μｍの輝線である。ダイオードＳＬＤからの光ＳＬＤのパワースペクトルは中心波長０．８２μｍで半値幅が１５ｎｍのローレンツ型のパワースペクトルに近似したものである。光ＳＬＤの中心波長（０．８２μｍ）からの波長ずれΔλに対するパワースペクトルＳ（Δλ）は次式よる。
【００２８】
Ｓ（Δλ）＝（ΔΛ/２）２／{Δλ２＋(ΔΛ/２)２} ・・・（１式）：ΔΛは半値幅を示し、ここでは１５ｎｍである。
【００２９】
半導体レーザＬＤとダイオードＳＬＤからの光束は、それぞれコリメータレンズＣＯＬ１、ＣＯＬ２によりコリメート光（平行光）になる。そして、ダイクロイックミラーＤＭ１で同一光軸上に合波し、レンズＬＮＳ１にハーフミラーＮＢＳを介し、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ１に集光照明する。
【００３０】
半導体レーザＬＤとダイオードＳＬＤのスペクトルは、上述のとおりである。このため、ダイクロイックミラーＤＭ１は波長０．８４μｍ近傍に透過、反射特性の境界を持つことにより、これらの光束はダイクロイックミラーＤＭ１で合波される。
【００３１】
位置Ｐ１からの光束を、レンズＬＮＳ２より、光軸がわずかに斜めの平行光束を射出させ、偏光ビームスプリッタ（光分割手段）ＰＢＳにて偏光成分にて２光束に分離する。偏光ビームスプリッタＰＢＳからの反射光（Ｓ偏光）を参照ミラー（参照面）Ｍ１に入射させ、偏光ビームスプリッタＰＢＳからの透過光（Ｐ偏光）を被測定対象面としての測定（ミラー（測定面））Ｍ２に入射させる。
【００３２】
そして、それぞれの反射光を、偏光ビームスプリッタＰＢＳを介して合成し、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ２に集光照明し、その近傍に設けられた反射膜Ｍ０により、元の光路に戻す。位置Ｐ２からの反射光は、レンズＬＮＳ２より平行光束として射出させ、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて２光束に分離し、反射光（Ｓ偏光）で参照ミラーＭ１を照明し、透過光（Ｐ偏光）で被測定面（ミラー）Ｍ２を照明する。
【００３３】
それぞれの反射光は、偏光ビームスプリッタＰＢＳを介して、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ１を集光照明する。
【００３４】
そこから光源側に光束を取り出す。（Ｓ偏光は、参照面Ｍ１とビームスプリッタＰＢＳの間を２往復し、Ｐ偏光は、被測定面Ｍ２とビームスプリッタＰＢＳの間を２往復する）。これらの光束は、非偏光ビームスプリッタ（ハーフミラー）ＮＢＳにより、受光系側に取り出し、１／４波長板ＱＷＰを透過させて、位相差の変化に応じて偏光方位回転する直線偏光に変換する。
【００３５】
その後、光ＬＤ（第１の光束）と光ＳＬＤ（第２の光束）を分離するため、集光レンズＣＯＮ、アパーチャーＡＰを介してビーム分割素子ＧＢＳにて３光束に分割する。３光束に分割後、ダイクロイックミラーＤＭ１と同じ構成のダイクロイックミラーＤＭ２により、ＬＤ光を透過させ、ＳＬＤ光を反射させて、ＬＤ光とＳＬＤ光を分離する。
【００３６】
ダイクロイックミラーＤＭ１と同様に、ダイクロイックミラーＤＭ２は波長０．８４μｍ近傍に透過、反射特性の境界を持つ。このため、ＬＤ光とＳＬＤ光をダイクロイックミラーＤＭ２で分波することができる。
【００３７】
ダイクロイックミラーＤＭ２を透過した光ＬＤと、反射した光ＳＬＤの各３光束は、互いに６０°ずつ透過軸をずらして配置した偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬ、及び３ＣＨ−ＰＯＬ’に入射する。偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬ、及び３ＣＨ−ＰＯＬ’を通過した光は、３分割受光素子ＰＤＡ及びＰＤＡ’の各受光部に入射する。これにより、被測定対象面（ミラー）Ｍ２の面外変位に基づく位相が１２０度ずつずれたそれぞれ３つの干渉信号ＵＶＷ及び干渉信号Ｕ’Ｖ’Ｗ’が検出される。
【００３８】
干渉信号ＵＶＷから、演算手段ＳＰＣで位相が９０°ずれたＡ相、Ｂ相を干渉信号が算出される。また、干渉信号Ｕ’Ｖ’Ｗ’から、演算手段ＳＰＣで位相が９０°ずれたＡ’相、Ｂ’相が算出される。演算手段ＳＰＣにおいて、Ａ相及びＢ相は、Ａ＝２／３×｛Ｕ−（Ｖ＋Ｗ）／２｝、Ｂ＝１／√３×（Ｖ−Ｗ）の計算により求められる。また、Ａ’相及びＢ’相は、Ａ’＝｛Ｕ’−（Ｖ’＋Ｗ’）/２｝、Ｂ’＝１／√３×（Ｖ’−Ｗ’）の計算により求められる。
【００３９】
干渉光ＬＤの位相θはｔａｎ−１(Ｂ／Ａ)、干渉光ＳＬＤの位相θ’はｔａｎ−１（Ｂ’/Ａ’）により得られる。干渉光ＬＤの位相θと干渉光ＳＬＤの位相θ’の位相差Δθ＝θ-θ’は、被測定面Ｍ２と参照面Ｍ１が等光路のときゼロになる。また、光路長を大きくしていくと、干渉光ＬＤと干渉光ＳＬＤの位相差Δθ＝θ-θ’はリニアに増加し、２π、すなわち再びゼロになる。
【００４０】
干渉光ＬＤのＵ出力に対応する偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬの偏光素子３ＣＨ−ＰＯＬ−１と干渉光ＳＬＤのＵ’出力に対応する偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬ’の偏光素子３ＣＨ−ＰＯＬ−１’の偏光方向を考える。このとき被測定面Ｍ２と参照面Ｍ１の光路差が所定値のとき、例えばゼロのときピークになる方向に配置する。これによれば干渉光ＬＤのＵ相およびＡ相は、被測定面Ｍ２と参照面Ｍ１の光路差がゼロのときを原点とするコサイン信号になり、Ｂ相はサイン信号となる。
【００４１】
ここで、干渉信号ＵＶＷから作られた干渉信号Ａ，Ｂ相は、２往復光路による干渉測長を原理としているので、半導体レーザＬＤによる干渉信号Ｕ源の波長の１／４を周期とする正弦波状信号である。波長０．８５μｍのレーザダイオードＬＤを使用した場合には、周期が０．２１３μｍの正弦波信号となる。
【００４２】
レーザ干渉計３００の演算手段ＳＰＣには、第一の干渉信号の位相を計測するための、後述の位置計測部４００および第二の干渉信号の強度を計測するための手段が設けられている。
原点は、第二の干渉信号の信号強度が最大となる点として検出される。この信号強度は、第二の光源を用いて得られる干渉信号の二乗和もしくは二乗和平方根として得ることができる。しかしながら、第一の信号の場合の光源よりも干渉性の低い光源を用いて得られる第二の信号（第一の信号より干渉性の低い第二の信号）は、信号に含まれる歪成分を充分に除去することが難しい。
【００４３】
第二の信号には、信号一周期毎に同じ誤差が繰り返して発生する。このため、信号強度を信号一周期にわたって平均すれば、信号歪みによる誤差を効率よく除去することができる。すなわち、信号一周期にわたる信号強度の平均値を求め、これが最大値となる位置を被測定物の原点とすればよい。
（位置計測部４００の構成）
次に、絶対位置の計測装置における位置計測部４００について、詳細に説明する。図１は、位置計測部のブロック図である。
【００４４】
上述のように、エンコーダ２００又はレーザ干渉計３００の出力信号において、Ａ相はコサイン信号Ｃ１、Ｂ相はサイン信号Ｓ１、Ａ’相はコサイン信号Ｃ２、Ｂ’相はサイン信号Ｓ２として表される。また、コサイン信号Ｃ１及びサイン信号Ｓ１は第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）として表される。同様に、コサイン信号Ｃ２及びサイン信号Ｓ２は第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）として表される。
【００４５】
１５−１は第一の出力手段であり、上述のエンコーダ２００又はレーザ干渉計３００からの第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）を出力する。１５−２は第二の出力手段であり、エンコーダ２００又はレーザ干渉計３００からの第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）を出力する。
【００４６】
第一の信号の位相及び第二の信号の位相を求めるには、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器１−１、１−２が用いられる。しかし、アナログ／デジタル変換器は一般に高価である。このため、第一の信号及び第二の信号を同一のアナログ／デジタル変換器でデジタル化の処理を行うことが好ましい。これは、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）と第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）を、時間的に交互に計測することで実現される。本実施例において、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）が計測される期間を第一の期間と定義し、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の計測される期間を第二の期間と定義する。
【００４７】
コサイン信号Ｃ１とコサイン信号Ｃ２は加算回路８−１にて重畳されることにより、アナログ／デジタル変換器１−１に入力され、デジタル信号へ変換される。また、サイン信号Ｓ１とサイン信号Ｓ２は加算回路８−２にて重畳されることにより、アナログ／デジタル変換器１−２に入力され、デジタル信号へ変換される。
【００４８】
ここで、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）は、短い周期でオン／オフ制御される。本実施例では、オン／オフ制御の周期を１０ｋＨｚに設定されている。ただし、特にこの周期に限定されるものではなく、他の周期でオン／オフ制御するものでもよい。また、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）は、被測定物の原点位置に相当する基準点において振幅が最大となる。
【００４９】
なお、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）は、通常の位置検出を行う際に用いられる信号である。一方、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）は、被測定物の原点位置を検出する際に特別に用いられる信号である。
【００５０】
アナログスイッチ７−１、７−２は、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）に第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）を重畳させる場合には、導通状態（オン状態）に制御される。この期間は第二の期間であり、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の重畳信号がアナログ／デジタル変換器１−１、１−２に入力される。一方、アナログスイッチ７−１、７−２は、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の出力を遮断させる場合には、遮断状態（オフ状態）に制御される。この期間は第一の期間であり、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）のみがアナログ／デジタル変換器１−１、１−２に入力される。このように、第二の信号は、一定期間毎に、第一の信号に重畳されることによりアナログ／デジタル変換器１−１、１−２に入力される。
【００５１】
上記のとおり、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の出力のオン／オフ制御は、図１に示されるようにアナログスイッチ７−１、７−２を用いることができる。ただし、アナログスイッチ７−１、７−２に代えて、例えば、出力信号の元となる光源をオン／オフ制御してもよい。
【００５２】
なお、図１において、参照符号「＊」は、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の重畳の有無を示す選択信号を表している。この選択信号に基づいて、各部の動作は制御される。
【００５３】
アナログスイッチ７−１、７−２が遮断状態で、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の出力が遮断されている場合には、アナログ／デジタル変換器１−１、１−２には第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）のみが入力される。このとき、アナログ／デジタル変換器１−１、１−２から出力される第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）のデジタル信号は、そのまま位相演算器３に入力される。
【００５４】
一方、アナログスイッチ７−１、７−２が導通状態の場合、アナログ／デジタル変換器１−１、１−２には第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の重畳信号が入力される。このため、アナログ／デジタル変換器１−１、１−２が出力するデジタル信号は、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の重畳信号を示す。
【００５５】
ここで、後述のように、前回更新された第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の位相を用いて、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の現在の値を予想する。第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の予想値は、予想器２−１、２−２にて算出される。
【００５６】
マルチプレクサ１１−１、１１−２は、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が重畳されている場合、予想器２−１、２−２の信号を選択して減算器９−１、９−２に出力する。一方、マルチプレクサ１１−１、１１−２は、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の出力が遮断されている場合、ゼロ信号を選択して減算器９−１、９−２に出力する。
【００５７】
第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）を重畳した重畳信号の値は、予想器２−１、２−２にて算出された第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の予想値を用いて、減算器９−１，９−２にて減算される。このような演算処理を行うことにより、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が重畳されている期間には、位相演算器３に対して第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）のデジタル信号が入力される。
【００５８】
以上のとおり、アナログスイッチ７−１、７−２が遮断状態で、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の出力が遮断されている第一の期間には、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）のデジタル信号が位相演算器３に入力される。一方、アナログスイッチ７−１、７−２が導通状態で、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が重畳されている第二の期間には、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）のデジタル信号が位相演算器３に入力される。位相演算器３は、第一の期間に第一の信号を算出する。
【００５９】
位相演算器３において算出された第一の信号の位相は、回帰演算器５に入力される。回帰演算器５は、位相演算器３で算出された第一の信号の位相に基づいて、第一の信号の位相の計測時刻に対する回帰係数を算出する。回帰係数は、計測値である第一の信号の位相に、計測時刻からの経過時間に応じた指数関数的重み係数を乗じて算出される。回帰演算器５にて算出された回帰係数は、予想器２−１、２−２に入力される。予想器２−１、２−２は、上述のとおり、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）及び第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が重畳されているときに、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の現在の予想値を算出する。このように、重畳期間における第一の信号の位相は、第一の信号の回帰係数を用いて算出される。
【００６０】
また、位相演算器３において算出された第一の信号の位相は、マルチプレクサ１２を介して、内部レジスタ４に入力される。内部レジスタ４に入力された第一の信号の位相は、内部レジスタ４に保持される。第一の信号の位相は、位相演算器３により第一の信号の位相が算出されるたびに更新される。なお、内部レジスタ４は、第一の信号の位相情報を保持するのに必要なビット長より長いビット長を備えている。内部レジスタ４の上位ビットには、第一の信号の波数（周期）が保持される。
【００６１】
第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）が位相演算器３に入力されている場合には、減算器１０において、位相演算器３の出力値から内部レジスタ４の保持値を減算する。減算した値は、内部レジスタ４の保持値に加算される。
【００６２】
一方、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が位相演算器３に入力されている場合には、加算器１６を用いて、回帰演算器５から出力される変化速度（回帰係数）を内部レジスタ４の値に加算する。このとき、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の位相及び波数情報は更新される。なお、内部レジスタ４への加算時には、内部レジスタ４のビット長に適合するように符号拡張が行われる。
【００６３】
次に、本実施例における被測定物の原点位置の計測方法について説明する。
【００６４】
アナログスイッチ７−１、７−２が導通状態で、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が重畳されている期間（第二の期間）、減算器９−１、９−２を介して出力された第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）は、振幅演算器３０に入力される。
【００６５】
振幅演算器３０は、第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）の振幅の大きさを算出する。振幅値は、コサイン信号Ｃ２とサイン信号Ｓ２をそれぞれ二乗し、これらの値の和の平方根をとることにより求められる。なお、互いに２π／３ずつ位相の異なる三相信号の場合には、各信号の二乗和平方根の２／３倍が振幅値となる。
【００６６】
このようにして得られる振幅値は、各相の信号が正弦波に近似される信号である場合、位相によらず一定の値を示す。ところが、第二信号のように、干渉性の低い信号は、被測定物の原点付近でのみ所定値以上の振幅値を有する。このため、ゲイン、オフセットなどを調整して信号の歪を抑制することは技術的に困難であり、それぞれの信号には大きな歪が含まれる。この結果、演算によって得られる信号の振幅値は、位相の変化に対して大きく変動し、誤差が生じる。
【００６７】
このような誤差は、信号の一周期毎に同じ誤差が繰り返される。このため、位相差を信号一周期にわたって平均すれば、信号歪による誤差は効率よく除去することができる。すなわち、第一の信号の一周期毎に第二の信号振幅の平均値を求め、この平均値を二次回帰演算することによってピーク位置を求める。このピーク位置を被測定物の原点位置とすることができる。
【００６８】
第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）は、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）と比較して干渉性が低い。このため、振幅演算器３０にて算出される第二の信号の振幅値は、被測定物の位置又は角度に応じて大きく変化する。
【００６９】
振幅演算器３０にて算出された振幅値は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）４０に入力される。また、デジタルシグナルプロセッサ４０には、内部レジスタ４に保持された第一の信号の波数（周期）が入力される。
【００７０】
デジタルシグナルプロセッサ４０は、振幅演算器３０で算出された第二の信号の振幅値が所定値以上であるか否かを判定する。デジタルシグナルプロセッサ４０は、第二の信号の振幅値が所定値以上であると判断すると、第二の信号の振幅値を、第一の信号の波数（周期）をアドレスとする振幅値記憶領域に記憶し、振幅値記憶領域を一つ増加させる。振幅値記憶領域に所定数（例えば、１０点以上）の振幅値が記憶されると、これらの振幅値の平均値を求める。
【００７１】
デジタルシグナルプロセッサ４０は、振幅値の平均値を算出する平均値演算手段を有する。振幅値の平均値は、平均値演算手段により、振幅値記憶領域に記憶された振幅値の和を振幅値の数で除算することにより算出される。算出された平均値は、デジタルシグナルプロセッサ４０の平均値記憶領域に記憶される。
【００７２】
平均値記憶領域に保持された平均振幅値は、原点位置の計測開始を指示する信号によりクリアされる。平均振幅値は、計測の進行にともない、振幅値記憶領域に振幅値が蓄積される。
【００７３】
デジタルシグナルプロセッサ４０は、平均振幅値を新たに記憶するたびに、記憶された振幅値がピーク値を含むか否かを判定する。また、デジタルシグナルプロセッサ４０は、演算に必要な平均値が全て平均値記憶領域に記憶されているか否かを判定する。ここで、演算に必要な平均値とは、例えば、振幅のピーク値を中心として連続する１６点の平均値である。デジタルシグナルプロセッサ４０は、演算に必要な平均値を全て保持している場合、公知の二次回帰演算を行う回帰演算手段を有する。回帰演算手段は、平均値演算手段により算出された平均値を用いて二次回帰演算を行う。
【００７４】
また、デジタルシグナルプロセッサ４０は、平均振幅値のピーク位置を算出するピーク位置演算手段を有する。ピーク位置演算手段は、二次回帰演算で求められた第二の信号のピーク位置から被測定物の原点位置を求める。
【００７５】
以上のように、デジタルシグナルプロセッサ４０は、第一の信号の周期毎に、振幅演算器３０により算出された第二の信号の振幅値の平均値を算出する平均値演算手段を有する。また、デジタルシグナルプロセッサ４０は、平均値演算手段により算出された平均値を用いて二次回帰演算を行う回帰演算手段を有する。また、デジタルシグナルプロセッサ４０は、、第二の信号のピーク位置を算出して被測定物の原点位置を求めるピーク位置検出手段を有する。
【００７６】
このように、ピーク位置演算手段にて求められたピーク位置を、被測定物の原点位置と判断することができる。しかし、二次回帰演算から求められるピーク位置の精度と比較して、第一の信号から求められる位相の精度のほうが高い。
【００７７】
このため、本実施例では、位相演算器３で計測された第一の信号の位相が所定値（例えば、位相ゼロ）になるときの複数の位置のうち、ピーク位置に最も近い位置を被測定物の原点位置と判定する判定手段を設けることもできる。この判定手段は、例えば、デジタルシグナルプロセッサ４０に設けられる。
【００７８】
デジタルシグナルプロセッサ４０の判定手段にて求められた原点位置は、バイアスレジスタ６に入力される。バイアスレジスタ６の値と内部レジスタ４に保持されている波数（周期）との差分が被測定物の絶対位置となり、減算器１７を介して絶対位置が算出される。減算器１７は、ピーク位置演算手段で求めた原点位置から被測定物の絶対位置を算出する絶対位置算出手段である。
【００７９】
次に、回帰演算器５について詳細に説明する。回帰演算器５は回帰係数を算出するものである。回帰係数は、各計測値に計測時刻からの経過時間に対応した指数関数的重み係数を乗じて算出される。
【００８０】
図２は、回帰演算器５の内部ブロック図を示したものである。図２に示される構成は、一般にカルマンフィルタとして知られている。ここでは、その原理の説明を省略し、構成の一例のみを示す。回帰演算器５のレジスタ群は、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）のみが入力されているときに更新される。
【００８１】
ＤＰは、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の最新の位相と前回の位相との差である。ＰＤＰは位相の差ＤＰを格納するためのレジスタである。レジスタＰＤＰは、所定のＰビットだけ右シフトして、位相の差ＤＰを格納する。
【００８２】
レジスタＰＤＰの値からレジスタＦＸの値を減算した値は、レジスタＱに格納される。次に、レジスタＱの値をＰビットだけ右シフトした値をレジスタＰＱに格納する。また、レジスタＱの値からレジスタＰＱの値を減算した値がレジスタＦＸに格納される。
【００８３】
レジスタＰＱの値にレジスタＶＸの値を加算した値は、レジスタＢに格納される。レジスタＢは第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の位相の変化速度に対応する値である。第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）に第二の信号の組（Ｃ２、Ｓ２）が重畳されているとき、第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の位相を更新するために用いられる。
【００８４】
レジスタＢの値をＰビットだけ右シフトした値は、レジスタＰＢに格納される。次に、レジスタＢの値からレジスタＰＢの内容を減算した値が、レジスタＶＸに格納される。
【００８５】
レジスタＦＸの値からレジスタＶＸの値を減算した値Ｃは、回帰係数の回帰式の定数項となる。この定数項は、計測された第一の信号の組（Ｃ１、Ｓ１）の位相に含まれるノイズを除去する目的にも利用できる。
【００８６】
被測定物の原点は、第一の信号と第二の信号の位相差に基づいて決定される。このため、第一の信号及び第二の信号の一方の信号の計測中に、他方の信号の位相を予想する必要がある。本実施例では、第一の信号の位相の計測時刻に対する回帰係数を算出し、第二の信号の位相の計測時刻における第一の信号の位相を、回帰係数を用いて算出する。このとき、回帰係数は各計測値に計測時刻からの経過時間に対応した指数関数的重み係数を乗じて算出される。
【００８７】
従来の一般的な回帰演算は、数十ないし数百のデータの組を用い、これらのデータに等しい重みを与えて行われる。しかし、このような演算方法は多数の記憶領域が必要であり、演算も複雑である。
【００８８】
これに対し、本実施例のように、経過時間に対応して指数関数的に減少する重み係数を乗じる回帰演算は、最新の積算値のみを記憶し、新しい値が得られる毎にこれを更新する。このため、記憶領域の量及び演算手段の負荷を大幅に減少することが可能である。
【００８９】
以上詳細に説明したように、本発明の絶対位置の計測装置によれば、簡素なハードウエア構成で、正確な被測定物の原点計測が可能となる。このため、安価で高精度の絶対位置の計測装置を提供することができる。
【００９０】
また、位置計測部（論理演算部）はＬＳＩ化が容易である。このため、速度が要求されない計測装置の場合には、マイクロプロセッサ又はＤＳＰを用いてソフトウエアにより実現することも可能である。このような構成を採用する場合には、さらに安価で高精度な計測装置を構成することができる。
【００９１】
以上のとおり、本発明を実施例に基づいて具体的に説明した。ただし、本発明は上記実施例にて説明した具体的構成に限定されるものではなく、技術思想の同一性の範囲内で適宜変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明における位置計測部のブロック図である。
【図２】本発明における回帰演算器のブロック図である。
【図３】本発明に適用されるエンコーダの概略図である。
【図４】（Ａ）本発明に適用されるレーザ干渉計の側面図、（Ｂ）レーザ干渉計の正面図である。
【符号の説明】
【００９３】
１−１、１−２  アナログ／デジタル変換器
２−１、２−２  予想器
３  位相演算器
４  内部レジスタ
５  回帰演算器
６  バイアスレジスタ
１５−１  第一の出力手段
１５−２  第二の出力手段
３０  振幅演算器
４０  デジタルシグナルプロセッサ
２００  エンコーダ
３００  レーザ干渉計
４００  位置計測部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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