(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次、二次および三次の各巻線を有する変圧器と、
直流を交流に変換して前記変圧器の一次巻線に与えるインバータと、
前記変圧器の二次巻線から得られる交流を直流に変換するコンバータと、
このコンバータから出力される直流を所定の電圧値に維持するよう前記インバータの出力電圧値を調整する電圧制御部と、
前記変圧器の三次巻線から得られる交流を所定電圧値の直流に変換して前記電圧制御部を駆動させる第一の電源部と
を具備し、
更にインダクタと、
前記三次巻線から得られる交流を直流に変換する整流器と、
この整流器と前記インダクタとを直列に接続した第二の電源部と
を備え、
前記第二の電源部は、前記第一の電源部と並列に接続されて前記変圧器の三次巻線から得られる交流を直流に変換して前記電圧制御部に与え、
前記インダクタは、前記インバータに入力される直流の入力電力値が最大になるとき、前記電圧制御部における消費電力値と前記第二の電源回路が該電圧制御部へ供給する供給電力値とが略等しくなるインダクタンス値に設定したことを特徴とする請求項１に記載の直流‐直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流‐直流変換装置に係り、詳しくはこの直流‐直流変換装置に用いられる電圧制御部の消費電力を低減するとともに装置の小形化をするに好適な直流‐直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、半導体スイッチング素子を用いて、入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換して出力する直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）がある。このＤＣ−ＤＣコンバータの一種として一次側（電源側）および二次側（負荷側）とを、それぞれ一次巻線および二次巻線を備えた変圧器によって絶縁すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動を制御する制御回路の作動用電源を変圧器の三次巻線から取り出す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１を参照）。
この種のＤＣ−ＤＣコンバータは、概略的には図４の要部回路図に示されるように構成される。即ち、このＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのＭＯＳＦＥＴのうち、一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1またはＱ3）のソースと、他方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ2またはＱ4）のドレインを接続して構成した直列回路が２組並列に接続されてインバータ１が構成される。
また制御回路３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1，Ｑ4）をそれぞれオンにする一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ2，Ｑ3）をそれぞれオフにする状態（第１の状態）と、このオンとオフを入れ替えた状態（第２の状態）、およびすべてのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4）をオフする状態（第３の状態）を作る。そして制御回路３は、これら第１〜第３の状態を高速で切り替え、直流電源２の直流を高周波の交流（矩形波）に変換し、この交流が変圧器Ｔrの一次巻線Ｗ1に印加されるように制御する。このように制御することで変圧器Ｔrの二次巻線Ｗ2には、一次巻線Ｗ1に与えられた矩形波に従う電圧（交流）が生じる。
【０００３】
一方、二次巻線Ｗ2には、この二次巻線Ｗ2に生じた交流を整流する四個のダイオード（Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4）からなるダイオードブリッジ４が接続されている。このダイオードブリッジ４の出力は、脈流であるため、負荷５に直列および並列に接続されたインダクタＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路６によって平滑される。
制御回路３は、また上記第１〜第３の状態を高速で切り替えると共に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4）のオン期間とオフ期間の比率を制御する、いわゆるパルス幅制御によって負荷５に印加される直流の電圧値を調整する。
ところで制御回路３は、一般的に半導体を用いて構成されるため５〜１０Ｖ程度の直流電圧で動作するものが多い。この電圧を直流電源２から得る場合は、直流電源２の電圧が制御回路３の動作電圧よりも極めて高いと抵抗分圧等の素子による電圧降下を利用した電圧調整を行うと電力損失が極めて大きくなる。このため制御回路３を動作させる電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータの最初の起動タイミングを除き、変圧器の三次巻線から得ることが一般的である。
つまり制御回路３は、変圧器Ｔrの三次巻線Ｗ3から得られる交流を所定電圧の直流に変換する制御回路用電源部７から供給される直流によって動作するように構成されている。この制御回路用電源部７は、例えばシリーズレギュレータ等が適用される。例えば図４に示されるように制御回路用電源部７は、三次巻線Ｗ3にダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ1との直列回路が接続され、ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ1との接続点には、トランジスタＱ5のコレクタが接続される。このトランジスタＱ5のコレクタとベース間には、ベースバイアスを与える抵抗器Ｒが接続され、このトランジスタＱ5のベースと平滑コンデンサＣ1の他端との間には、ツエナーダイオードＤzが介挿される。このように構成された制御回路用電源部７は、トランジスタＱ5のエミッタとツエナーダイオードＤzのアノードとの間に制御回路の動作に適した出力電圧Ｖoが得られるようになっている。
【０００４】
ちなみに三次巻線Ｗ3の巻数は、三次巻線Ｗ3に表われる交流の電圧Ｅ3が適当な値になるように設定される。この電圧Ｅ3は、ダイオードＤ5で整流されて平滑コンデンサＣ1で平滑される。すると平滑コンデンサＣ1両端の入力電圧Ｖiは、ほぼ三次巻線Ｗ3に生ずる交流電圧のピーク値に等しくなる。三次巻線Ｗ3に表われる交流の電圧Ｅ3および平滑コンデンサＣ1両端の入力電圧Ｖiは、直流電源２の電圧値に比例して変化する。
例えば制御回路に供給する電圧（以下、出力電圧Ｖoと称する。）がツエナーダイオードＤzのツエナー電圧Ｖzより十分低いとき、抵抗器Ｒに流れる電流ＩRは、ツエナーダイオードＤzに流れず、すべてトランジスタＱ5のベース電流になる。このためトランジスタＱ5のインピーダンスが小さくなり、それ故トランジスタＱ5のコレクタ・エミッタ間の電圧が低下し、出力電圧Ｖoが上昇する。
逆に出力電圧Ｖoがツエナー電圧Ｖzに近づくと、ツエナーダイオードＤzが導通する。するとツエナーダイオードＤzに流れる電流は、出力電圧Ｖoが上昇するほど大きくなる。この出力電圧Ｖoの上昇につれてベース電流が減少するので、トランジスタＱ5のインピーダンスが増加し、出力電圧Ｖoの上昇が抑制される。
これらのことにより制御回路用電源部７の出力電圧Ｖoは、ツエナー電圧Ｖzに略近い電圧値に落ち着く。
【０００５】
ちなみにこの種の安定化電源回路は、シリーズレギュレータと呼ばれ、例えば非特許文献１に示されている。
【特許文献１】特開９−１６８２７８号公報
【非特許文献１】「ＬＭ５０３  ＰＷＭコントローラ  ウィズ  インテグレーテッド  ハーフブリッ      ジ  アンド  シンクＦＥＴドライバーズ（LM503 PWM Controller with Integrated      half-Bridge and SyncFET Drivers）」のデータシートＤＳ２０１７７５，（米国）      ，ナショナルセミコンダクター（National Semiconductor），２００６年１月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述した制御回路用電源部７は、直流電源２の電圧値に変化が大きいＤＣ‐ＤＣコンバータに適用すると制御回路用電源部７における電力消費が大きくなるという問題がある。つまり上述した制御回路用電源部７に入力される入力電圧Ｖiは、直流電源２の電圧値に比例する。このため例えば直流電源２の電圧値の最大と最小の比が３：１であったとすると、最小入力電圧のときに出力電圧Ｖoが１０Ｖになるように三次巻線Ｗ3の巻数を決定した場合、入力電圧Ｖiは、最小入力電圧時に１０Ｖ以上、最大入力電圧時に３０Ｖ以上となる。
一方、上述したようなシリーズレギュレータは、入出力間の差電圧値にトランジスタＱ5のコレクタ電流Ｉcの値をかけて得られる値に等しい損失が生じる。したがって、上述した場合における差電圧の最大値は、２０Ｖであり制御回路で消費される電力の２倍以上がトランジスタＱ5で失われることになる。このため制御回路用電源部７は、トランジスタＱ5を放熱するため大形のトランジスタＱ5が必要になり、変換装置を収容する筐体も大きくなる。
このようなことから従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、小形化、低コスト化が難しいという問題があった。
【０００７】
本発明は、このような問題を解決するべくなされたものであり、その目的とするところは、制御回路を駆動する制御回路用電源部における消費電力を低減し、装置の小形化および低コスト化を図ることのできる直流‐直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した目的を達成するべく本発明は直流‐直流変換装置は、一次、二次および三次の各巻線を有する変圧器と、直流を交流に変換して前記変圧器の一次巻線に与えるインバータと、前記変圧器の二次巻線から得られる交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータから出力される直流を所定の電圧値に維持するよう前記インバータの出力電圧値を調整する電圧制御部と、前記変圧器の三次巻線から得られる交流を所定電圧値の直流に変換して前記電圧制御部を駆動させる第一の電源部とを具備し、
更にインダクタと、前記三次巻線から得られる交流を直流に変換する整流器と、この整流器と前記インダクタとを直列に接続した第二の電源部とを備え、
前記第二の電源部は、前記第一の電源部と並列に接続されて前記変圧器の三次巻線から得られる交流を直流に変換して前記電圧制御部に与えることを特徴としている。
また前記インダクタは、前記インバータに入力される直流の入力電力値が最大になるとき、前記電圧制御部における消費電力値と前記第二の電源回路が該電圧制御部へ供給する供給電力値とが略等しくなるインダクタンス値に設定したことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００９】
上述した本発明の直流‐直流変換装置は、電圧制御部の入出力間の差電圧値が増加すると、その増加に応じた電流がバイパス回路（第二の電源部）に流れ、その電流を差し引いた残りの電流をシリーズレギュレータ（第一の電源部）から制御回路に供給している。このため本発明は、安定した電圧の直流を制御回路に供給しつつ、シリーズレギュレータのトランジスタに生ずる電力損失を低減することができる。このため、本発明の直流‐直流変換装置は、小形化および低コスト化を図ることが可能となるという優れた効果を奏し得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置について図１〜図３の図面を参照しながら説明する。これらの図において従来の直流‐直流変換装置と同じ構成要素には、同符号を付し、その説明を省略する。なお、図１〜図３は、本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置を説明するための図面であって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。
さて図１は、本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置の構成を示す回路図である。この図に示される制御回路用電源部（第一の電源部：シリーズレギュレータ）７が従来の直流‐直流電源装置と異なる点は、制御回路用電源部７と並列に整流ダイオードＤLおよびインダクタＬ1からなる直列回路（第二の電源部：バイパス回路）を並列に接続したところにある。
すなわち変圧器Ｔｒの三次巻線Ｗ3にダイオードＤ5のアノードが接続された制御回路用電源部７に整流ダイオードＤLのアノードを接続し、この整流ダイオードＤLのカソードとトランジスタＱ5のエミッタとの間にインダクタＬ1を介挿する。即ち、制御回路用電源部７に整流ダイオードＤLとインダクタＬ1の直列回路で構成された第二の電源部１０を並列に接続する。
【００１１】
概略的には上述したように構成された本発明の直流‐直流電源装置の動作について、より詳細に説明する。三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3およびインダクタＬ1に流れる電流ＩLを示した図２の波形図を参照すると、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3が正の場合（図１に示すダイオードＤ5のアノードが接続された三次巻線Ｗ3の一端の電位に対して、他方の三次巻線Ｗ3の出力端電位が低い場合）、整流ダイオードＤLが導通する。するとインダクタＬ1に流れる電流ＩLは、時間経過と共に増加する。この電流ＩLの変化率は、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3と出力電圧Ｖoとの差電圧に比例し、インダクタＬ1のインダクタンス値に反比例する。したがって、インダクタＬ1のインダクタンス値をＬv、変圧器Ｔrの一次巻線Ｗ1に与えられる交流電圧の周期をＴ、周期Ｔに対する一次巻線Ｗ1に印加されている電圧の時比率、すなわちデューティ比をλとすれば、電流ＩLのピーク値Ｉpは、次式で表すことができる。
Ｉp＝（Ｅ3−Ｖo）／Ｌv×λＴ／２・・・（１）
この式が示すようにインダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvが小さいほどピーク値Ｉpが大きくなり、それ故電流ＩLの平均値も大きくなる。そして電流ＩLの平均値が制御回路３の消費電流を上回るとシリーズレギュレータ７は、電圧制御能力を失い、所定の電圧値よりも電圧が上昇する。このためインダクタＬ1は、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3の最大値においても電流ＩLの平均値が制御回路３の消費電流を超えないようなインダクタンス値Ｌvに設定する。
【００１２】
次いで三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3が［０Ｖ］になると電流ＩLは、減少してやがて［０Ａ］になる。このときの電流ＩLの変化率は、出力電圧Ｖoに比例し、インダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvに反比例した値になる。したがって、電流ＩLのピーク値Ｉpが［０Ａ］になるまでの時間Ｔdは、次式で表すことができる。
Ｔd＝Ｌ×Ｉp／Ｖo＝（Ｅ3−Ｖo）×λＴ／２・・・（２）
インダクタＬ1に流れる電流ＩLは、三角波状である。よってその平均値Ｉdは、（波形のピーク値）×（波形の時間幅）÷２÷（波形の周期）として求めることができる。すなわち平均値Ｉdは、次式となる。
Ｉd＝Ｉp×（λＴ／２＋Ｔd）／２Ｔ
＝（Ｅ3−Ｖo）／Ｌv×λＴ／２
×｛λＴ／２＋（Ｅ3−Ｖo）／Ｖo×λＴ／２｝／２Ｔ
＝Ｔ／Ｌv×Ｅ3（Ｅ3−Ｖo）／Ｖo×λ2／８・・・（３）
ここで仮にデューティ比λが三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3の値に関わらず一定であるとすれば（３）式は、電圧Ｅ3の二次関数になる。つまり電圧Ｅ3が高くなると電流ＩLは、更に急激に大きくなることになる。この場合、上述したように電圧Ｅ3の最大値においても電流ＩLの平均値が制御回路３の消費電力を超えないようなインダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvに設定する。
【００１３】
仮にλが一定であるとすると電圧Ｅ3の最大値以下ではバイパス回路１０を流れる電流ＩLの平均値は、制御回路３の消費電流よりもかなり少なくなり、トランジスタＱ5に流れるコレクタ電流Ｉcがあまり減少せず損失抑制効果が少なくなる。
しかしながら本発明の直流‐直流変換装置は、デューティ比λが直流電源２の電圧に反比例するように制御回路３によって制御されるので、デューティ比λも、三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3も反比例する関係にある。このため電流ＩLは、直流電源２の電圧の上昇に伴う増加が抑制される。つまり、この関係は、定数ａを用いて表せば次式のようになる。
λ＝ａ／Ｅ3・・・（４）
故に電流ＩLの平均値Ｉdは、次式として求まる。
Ｉd＝ａ2Ｔ／８Ｌv×（１／Ｖo−１／Ｅ3）・・・（５）
この式は、電圧Ｅ3の電圧値が高くなるにつれて電圧Ｅ3の影響が次第に少なくなり電流ＩLの平均値Ｉdが略一定値になることを意味している。
より具体的に電圧Ｅ3と電流ＩLの平均値Ｉdとの関係を示す図３のグラフを参照すれば分かるように、電圧Ｅ3が最大値になるときに電流ＩLの平均値Ｉdが制御回路３の消費電流に等しくなるようにインダクタＬ1のインダクタンス値Ｌvを設定しておけば電圧Ｅ3の広い範囲で制御回路３の消費電流に近い電流がインダクタＬ1に流れる。その結果、トランジスタＱ5に流れる電流を抑えることができるので三次巻線Ｗ3の電圧Ｅ3と出力電圧Ｖoとの差電圧が大きい場合であってもトランジスタＱ5における電力損失を抑えることが可能となる。このため本発明は、制御回路３を駆動する制御回路用電源部７における消費電力を低減しつつ、装置の小形化および低コスト化を図ることができる。
【００１４】
尚、本発明の直流‐直流変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えても勿論かまわない。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態に係る直流‐直流電源装置の構成を示す回路図。
【図２】図１に示す直流‐直流電源装置における三次巻線の電圧Ｅ3およびバイパス回路のインダクタに流れる電流ＩLの波形を示す図。
【図３】三次巻線の電圧とインダクタに流れる電流平均値との関係を示す図。
【図４】従来の直流‐直流電源装置の構成を示す回路図。
【符号の説明】
【００１６】
１      インバータ
２      直流電源
３      制御回路
４      ダイオードブリッジ
５      負荷
６      平滑回路
７      制御回路用電源部（シリーズレギュレータ）
１０    バイパス回路
【図１】
0005130936.tif 000002
【図２】
0005130936.tif 000003
【図３】
0005130936.tif 000004
【図４】
0005130936.tif 000005