(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と逆並列したダイオードを上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームと平滑用コンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源から前記第一アームと第二アームの各ダイオードの直列接続点との間にリアクタをそれぞれ接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に、前記第二アームは、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、第三アームおよび第四アームの各ダイオードの直列接続点を前記三相ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動するようにし、前記第一アームの変調率は、前記平滑コンデンサの電圧目標値と検出電圧の偏差と、電流の瞬時目標値と電流検出値の偏差とを入力した比例積分制御器によって決定することを特徴とする三相ブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項２】
ブラシレスモータの回転角に応じて演算した補正電圧Ｖ１とブラシレスＤＣモータの位相角から演算した補正電圧Ｖ２を比較して補正電圧の高い方を平滑コンデンサの電圧目標値とすることを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置に関わるものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のブラシレスＤＣモータ制御装置は、交流電源から直流に変換する整流回路に対して力率改善回路を付加したものが提案されている（例えば特許文献１参照）。以下、その詳細について説明する。
【０００３】
特許文献１に示すブラシレスＤＣモータ制御装置について、図１０１を参照しながら説明する。図に示すように、電源電流を正弦波に制御、且つ直流電圧を所定の電圧に制御するコンバータ制御手段１０１を備えており、整流回路１０２をダイオード１０３のブリッジ回路で形成し、単相交流電源１０４の交流ライン１０５に整流回路１０２の入力側接続点１０６に接続すると共に、昇圧回路をスイッチング素子１０７とリアクトル１０８と整流回路１０２の上段のダイオード１０３とにより形成し、リアクトル１０８を交流ライン１０５の両方にそれぞれ設ける構成としている。このコンバータ回路で変換した直流電力は平滑コンデンサ１０９にて平滑化され、三相インバータ回路１１０に接続してモータ１１１を駆動するように構成している。
【０００４】
上記の構成により、スイッチング素子１０７がオンすると、単相交流電源１０４に対して、リアクトル１０８、スイッチング素子１０７、ダイオード１０３、及びリアクトル１０８の通電回路が形成されるようになっている。次に、スイッチング素子１０７がオフすると、単相交流電源１０４に対して、リアクトル１０８、ダイオード１０３、及びリアクトル１０８の通電回路が形成されるようになっている。
【０００５】
特許文献１以外では、整流回路による全波整流（あるいは半波整流）回路と三相インバータ回路を組み合わせた駆動制御装置も考えられる。
【０００６】
さらにまた、交流から直流に変換するフルブリッジコンバータ回路と、直流からモータ駆動用の三相インバータ回路を組み合わせた駆動制御装置が考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−１５３０６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このようなブラシレスＤＣモータ制御装置では、コンバータ回路による力率改善を行なう際に、単相交流電源の正の半サイクルで唯一のスイッチング素子のオンオフ制御となるため、入力電流のリプル成分は大きくなるという課題があった。また、課題を解決するためには、インダクタンスの大きいリアクトル、大容量のコンデンサ、あるいはスイッチングをより高速に行なうなどの対応により、入力電流の歪みを除去する必要があり、より高価で装置が大型化するという課題があった。
【０００９】
また、コンバータ回路はダイオードによる全波整流回路とスイッチング素子２個にて構成されており、高価なものになるという課題があった。
【００１０】
さらに、整流回路と昇圧コンバータ回路とインバータ回路の単純な構成（図示せず）の場合、通電回路は前記整流回路で２つ、昇圧コンバータ回路で１つのダイオードを経由するため合計で３つのダイオードを経由することとなり、導通損失が大きくなり、装置全体がより大きなものとなることに加え、力率改善や高調波へ影響を及ぼすこととなるという
課題があった。
【００１１】
また、フルブリッジコンバータ回路とインバータ回路を組み合わせた場合、入力電流の力率制御は可能となるが、スイッチング素子は合計１０個必要となることから、より高価なものとなるという課題があった。
【００１２】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、単相交流電源からの入力電流のリプル成分を抑え、力率改善、変換効率の向上を図りつつ、より安価な構成でモータ駆動を制御することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の三相ブラシレスＤＣモータ制御装置は、上記目的を達成するために、スイッチング素子と逆並列したダイオードを上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームと平滑用コンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源から前記第一アームと第二アームの各ダイオードの直列接続点との間にリアクタをそれぞれ接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に，前記第二アームは、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、第三アームおよび第四アームの各ダイオードの直列接続点を前記三相ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動するようにし、前記第一アームの変調率は、前記平滑コンデンサの電圧目標値と検出電圧の偏差と、電流の瞬時目標値と電流検出値の偏差とを入力した比例積分制御器によって決定する構成としたものである。
【００１４】
この手段により、第一アームあるいは第二アームは、単相交流電源から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路の一部として駆動することができる三相ブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００１５】
さらに、ブラシレスモータの回転角に応じて演算した補正電圧Ｖ１とブラシレスＤＣモータの位相角から演算した補正電圧Ｖ２を比較して補正電圧の高い方を平滑コンデンサの電圧目標値とする構成としたものである。
【００１６】
この手段により、三相ブラシレスＤＣモータの低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調をブラシレスＤＣモータの動作に最適な平滑用コンデンサ電圧に制御することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、スイッチング素子と逆並列したダイオードを上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームと平滑用コンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源から前記第一アームと第二アームの各ダイオードの直列接続点との間にリアクタをそれぞれ接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に，前記第二アームは、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、第三アームおよび第四アームの各ダイオードの直列接続点を前記三相ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動するようにし、前記第一アームの変調率は、前記平滑コンデンサの電圧目標値と検出電圧の偏差と、電流の瞬時目標値と電流検出値の偏差とを入力した比例積分制御器によって決定することで、第一アームあるいは第二アームは、単相交流電源から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路の一部として駆動し、単相交流電源からの入力電流を正弦波とすることができ、力率改善および高調波含有率の低減を図ることができると共に、通常の整流回路による交流直流変換回路では、ダイオードによる損失発生からスイッチング素子を通流させることにより損失低減を図れ、また、交流直流変換回路をフルブリッジ構成とする必要がなく、１アーム分すなわちスイッチング素子を２個削減することができ、低コストに実現することができるという効果のある三相ブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００１８】
さらに、ブラシレスモータの回転角に応じて演算した補正電圧Ｖ１とブラシレスＤＣモータの位相角から演算した補正電圧Ｖ２を比較して補正電圧の高い方を平滑コンデンサの電圧目標値とすることで、ブラシレスＤＣモータの低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、また、必要以上の平滑用コンデンサの電圧とならないため、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという効果のある三相ブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態１における三相ブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図
【図２】同第一アーム２の変調方法に関する説明図
【図３】同平滑用コンデンサ６の電圧制御に関する説明図
【図４】同第一アーム２の変調率決定の制御ブロック図
【図５】同変調率決定による電流・電圧波形図
【図６】本発明の実施の形態２における三相ブラシレスＤＣモータ変調率決定の制御ブロック図
【図７】同平滑用コンデンサ６の電圧制御に関する説明図
【図８】本発明の実施の形態３における三相ブラシレスＤＣモータ変調率決定の制御ブロック図
【図９】本発明の実施の形態４における三相ブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図
【図１０】同特定回転角度における回転速度変化を抑制する変調方法の制御ブロック図
【図１１】同第一アーム２の変調方法の制御ブロック図
【図１２】従来のブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の請求項１記載の発明は、スイッチング素子と逆並列したダイオードを上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームと平滑用コンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源から前記第一アームと第二アームの各ダイオードの直列接続点との間にリアクタをそれぞれ接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に，前記第二アームは、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、第三アームおよび第四アームの各ダイオードの直列接続点を前記三相ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動するようにし、前記第一アームの変調率は、前記平滑コンデンサの電圧目標値と検出電圧の偏差と、電流の瞬時目標値と電流検出値の偏差とを入力した比例積分制御器によって決定する構成としたものであり、第一アームあるいは第二アームは、単相交流電源から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路の一部として駆動し、単相交流電源からの入力電流を正弦波とすることができ、力率改善および高調波含有率の低減を図ることができると共に、通常の整流回路による交流直流変換回路では、ダイオードによる損失発生からスイッチング素子を通流させることにより損失低減を図れ、また、交流直流変換回路をフルブリッジ構成とする必要がなく、１アーム分すなわちスイッチング素子を２個削減することができ、低コストに実現することができるという作用を有する。
【００２１】
さらに、ブラシレスモータの回転角に応じて演算した補正電圧Ｖ１とブラシレスＤＣモータの位相角から演算した補正電圧Ｖ２を比較して補正電圧の高い方を平滑コンデンサの電圧目標値とするものであり、ブラシレスＤＣモータの低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、また、必要以上の平滑用コンデンサの電圧とならないため、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという効果のある三相ブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における三相ブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図である。
【００２４】
図において、ブラシレスＤＣモータ制御装置１は、スイッチング素子と逆並列したダイオードを上下に直列接続してなる第一アーム２、第二アーム３、第三アーム４、第四アーム５と、第一アーム２から第四アーム５と平滑用コンデンサ６を相互に並列接続し、単相交流電源７と第一アーム２と第二アーム３の各ダイオードの直列接続点との間にリアクタ８を介してそれぞれ接続し、第一アーム２と第二アーム３は交流直流変換回路として駆動すると共に、第一アーム２あるいは第二アーム３の何れか一方は、ブラシレスＤＣモータ９の一相に接続し、第三アーム４および第四アーム５の各ダイオードの直列接続点をブラシレスＤＣモータ９の相異なる相に接続し、第一アーム２、第二アーム３、第三アーム４、第四アーム５を駆動制御する制御手段１０を備えている。制御手段１０は、マイクロコンピュータ１０ａ（図示せず）と、ゲート駆動回路１０ｂ（図示せず）により構成している。ここで、第二アーム３、第三アーム４、第四アーム５は、各スイッチング素子の特性ばらつきを小さくするため、同一パッケージ内に構成されたモジュール１１を採用している。
【００２５】
次に、図２を参照しながら制御手段１０に備えた第一アーム２の変調方法について説明する。なお、第二アーム３、第三アーム４、第四アーム５については、通常の三相ＰＷＭ制御（正弦波通電）と同様のため、詳細な説明は省略する。交流直流変換回路としての機能を果たす第二アーム３は、三相ＰＷＭ制御を優先した制御を行う。第一アーム２は交流直流変換回路の他方である第二アーム３がブラシレスＤＣモータ９の駆動を優先して変調率が決定されている（ブラシレスＤＣモータ９の各巻線間に正弦波電圧が印加するように制御している）ため、交流直流変換回路専用のアームとして、第一アーム２は、第二アーム３との線間電圧がリアクタ８に通流する電流が力率１となるように制御しつつ、平滑用コンデンサ６の電圧がブラシレスＤＣモータ９の線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧を目標電圧として比例積分制御する。
【００２６】
また、図３に平滑用コンデンサ６の電圧をブラシレスＤＣモータ９の線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧とする制御について示す。図は平滑用コンデンサ６の負側を０Ｖとした場合のブラシレスＤＣモータ９の各相電圧とブラシレスＤＣモータ９の各線間電圧を示している。図に示すように、線間電圧のピーク値は、ブラシレスＤＣモータ９に印加する三相電圧の正のピークから負のピーク間の電圧に対して、４分の３倍に相当する。そのため、平滑用コンデンサ６の電圧は、線間電圧の３分の４倍以上の電圧に加えて第二アーム３〜第四アーム５のスイッチング素子のオン抵抗による電圧降下、ダイオードによる電圧降下を加味した電圧とすることで、所望の線間電圧をブラシレスＤＣモータ９に印加することができる。
【００２７】
次に、図４に制御手段１０に備えた第一アーム２の変調率を決定する制御ブロックを示す。図に示すように、第一アーム２の変調率は、平滑用コンデンサ６の電圧（Ｖｄｃ）の目標値（Ｖｄｃ目標値）と検出値（Ｖｄｃ（ｔ））の偏差を演算し、比例積分制御器へ入力する。出力した電流指令値は、リミッタ回路を経由して瞬時目標値（位相角により決定される電流瞬時指令値）を演算する。演算した瞬時目標値と、電流検出値（電流瞬時値、Ｉａｃ（ｔ））の偏差を演算し、比例積分制御器へ入力する。前記比例積分制御器から出力した変調率は三角波と比較されてゲートドライバ回路の駆動信号となる。
【００２８】
そして、図５は、前述の変調率決定方法によって制御した際のブラシレスＤＣモータ９の相電流波形（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）と、単相交流電源７からの入力電流波形（Ｉａｃ）、ブラシレスＤＣモータ９の巻線間電圧波形（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）、平滑用コンデンサ６の両端電圧波形（Ｖｄｃ）と交流電源電圧波形（Ｖａｃ）を示す。図の相電流波形（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）が示すように、相電流は正弦波状の電流が流れており、入力電流波形（Ｉａｃ）が示すように単相交流電源７からの入力電流はほぼ正弦波状の電流となっている。
【００２９】
以上のように、本実施の形態１において、ブラシレスＤＣモータ制御装置１は、第一アーム２あるいは第二アーム３は、単相交流電源７から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータ９を駆動するインバータ回路の一部として駆動し、単相交流電源７からの入力電流を正弦波とすることができ、力率改善および高調波含有率の低減を図ることができると共に、通常の整流回路による交流直流変換回路では、ダイオードによる損失発生からスイッチング素子を通流させることにより損失低減を図れ、また、交流直流変換回路をフルブリッジ構成とする必要がなく、１アーム分すなわちスイッチング素子を２個削減することができ、低コストに実現することができることとなる。また、交流直流変換回路と共通で使用したアームは、ブラシレスＤＣモータ９の１相分の変調のみその他の変調と異なる制御とならないようにすることができ、ブラシレスＤＣモータ９の騒音や振動の発生を防止することができることとなる。さらに、平滑用コンデンサ６の電圧は、単相交流電源７の電圧ピーク値より高い電圧（本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ９の線間電圧の３分の４倍を加算した電圧よりも高い電圧として単相交流電源７のピーク電圧の１．５倍）に昇圧するようにしているため、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右され、交流直流変換回路の力率制御や平滑用コンデンサ６の電圧の制御への影響を回避し、ブラシレスＤＣモータ９の回転速度範囲の制限を回避することができることとなる。また、第一アーム２あるいは第二アーム３の何れか一方と、第三アーム４、第四アーム５は、同一パッケージ内で構成されたスイッチング素子を使用しており、スイッチング素子の飽和電圧やスイッチング速度のばらつきを小さくすることができ、各相の変調率の補正を行なうことなく、単相交流電源７からの入力に対する影響、例えば力率、高調波などへの影響を最小限とすることができ、またブラシレスＤＣモータ９への出力に対して線間電圧の均等化が図れるため、装置全体を低騒音、低振動とすることができることとなる。
【００３０】
なお、本実施の形態１では、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴにて図示したが、ＩＧＢＴ素子やＳｉＣ素子などであっても作用効果に差異はない。
【００３１】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２の構成について、図６を参照しながら説明する。なお、実施の形態１と同一の構成部分は同一記号を付し、詳細な説明は省略する。
【００３２】
図に示すように、平滑用コンデンサ６の電圧は、交流直流変換回路としてのみ動作する第一アーム２が、ブラシレスＤＣモータ９の一相に接続された第二アーム３の変調範囲を拡大するようにする制御に加え、所望のブラシレスＤＣモータ９の線間電圧よりも高い電圧に昇圧するように動作する。図に示した制御ブロック図では、平滑用コンデンサ６の電圧値（Ｖｄｃ（ｔ））は、ブラシレスＤＣモータ９の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）との偏差を演算し、比例積分制御器に入力した後に、制限器へ入力、更に単相交流電源７からの瞬時電流指令値を演算した後に、実際の瞬時電流値（Ｉａｃ（ｔ））と比較し、その偏差を比例積分制御器へ入力して変調率を演算している。また、図７に平滑用コンデンサ６の電圧をブラシレスＤＣモータ９の線間電圧とする制御について示す。図７では、平滑用コンデンサ６の負側を０Ｖとした場合のブラシレスＤＣモータ９の各相電圧とブラシレスＤＣモータ９の各線間電圧を示している。図に示すように、平滑用コンデンサ６の電圧と、ブラシレスＤＣモータ９の各相と平滑用コンデンサ６の負側との電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）は、正弦波上の変調とせず、ブラシレスＤＣモータ９に印加する三相線間電圧を正弦波とするように制御する。制御の目標電圧は、図中の各相の電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）であるため、第二アーム３〜第四アーム５の上下のスイッチング素子をオンオフ制御することで得ることができる。この時の第一アーム２の制御は、図中のＵ相の目標電圧Ｖｕ、単相交流電源７の検出電圧、リアクタ８のインダクタンス、リアクタ８に流れる電流より、比例積分制御を行なうことで、変調率を演算して入力電流の力率制御を行なう。
【００３３】
以上のように、本実施の形態２において、平滑用コンデンサ６の電圧を必要以上の高電圧とする必要がなく、交流直流変換回路としてのみ動作する第一アーム２をブラシレスＤＣモータ９の一相に接続された第二アーム３の変調範囲を拡大するような制御を行なうことができ、交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した第二アーム３の変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御や平滑用コンデンサ６の電圧の制御への影響を回避しつつ、単相交流電源７への悪影響を回避することができることとなる。
【００３４】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３の構成について、図８を参照しながら説明する。なお、実施の形態１あるいは２と同一の構成部分には同一記号を付し、詳細な説明は省略する。
【００３５】
図に示すように、平滑用コンデンサ６の指令電圧は、ブラシレスＤＣモータ９の回転数、回転角度に応じて変更するように構成している。平滑用コンデンサ６の電圧（Ｖｄｃ（ｔ））は、交流直流変換回路としてのみ動作する第一アーム２が、ブラシレスＤＣモータ９の一相に接続された第二アーム３の変調範囲を拡大する制御に加え、所望のブラシレスＤＣモータ９の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）に対して、ブラシレスＤＣモータ９の位相角から導いたｓｉｎθを乗算した補正電圧Ｖ２を演算する。また、ブラシレスＤＣモータ９の電圧（Ｖｍｏｔｏｒ（ｔ））から回転数を検出し、回転数にブラシレスＤＣモータ９の補正最大回転数（例えば定格回転数）で除算し、除算した結果に対して所望のブラシレスＤＣモータ９の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）を乗算する。乗算した電圧値を制限器に入力し、所望のブラシレスＤＣモータ９の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）で制限して補正電圧Ｖ１を演算する。その後、演算した補正電圧Ｖ１、Ｖ２を比較して補正電圧の高い方を最終の平滑用コンデンサ６の目標電圧となるように昇圧動作する。
【００３６】
以上のように、本実施の形態３において、ブラシレスＤＣモータ制御装置１は、平滑用コンデンサ６の目標値（Ｖｄｃ目標値）は、ブラシレスＤＣモータ９の回転数と回転位相に応じて変更され、ブラシレスＤＣモータ９の低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、必要以上に平滑用コンデンサ６の電圧を上げることがなく、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができることとなる。また、平滑用コンデンサ６の指令電圧は、平滑用コンデンサ６の電圧を必要最小限の電圧とすることができ、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができることとなる。
【００３７】
（実施の形態４）
以下、本発明の実施の形態４の構成について、図９を参照しながら説明する。
【００３８】
なお、実施の形態１から３と同一のものは同一記号を付し、詳細な説明は省略する。
【００３９】
図に示すように、ブラシレスＤＣモータ９には、回転軸に対して不均一な負荷（例えば圧縮機のローターなど）が接続されている。
【００４０】
次に、図１０を参照しながら非対称な負荷が接続された場合のブラシレスＤＣモータ９のロータの特定回転位置すなわち特定回転角度における回転速度変化を抑制する変調方法について説明する。図に示すように、ブラシレスＤＣモータ９側の第二アーム３の変調率演算は、まず目標とする電流値（Ｉｍｏｔｏｒ（ｔ））にｓｉｎθを乗算した各位相における瞬時電流値を演算する。さらに線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ（ｔ））から位相ωを検知した後に角速度を演算し、目標値（目標ｄωｔ（ω））との比例積分項と各位相における角速度変化量の比例積分項を加算演算した補正項を最終的に加算処理した電流補正値を足し合わせることで第二アーム３の変調率（ｍ＿ｒｅｆ）を演算する。演算した変調率と三角
波を比較してゲート駆動を行なう。また、第三アーム４、第四アーム５の変調方法は、第二アーム３に対して、１２０度、２４０度の位相をずらせた変調率で駆動する。
【００４１】
次に、図１１を参照しながら、ブラシレスＤＣモータ９の変調方法に応じて、平滑用コンデンサ６の電圧を指令電圧に制御する第一アーム２の変調方法について説明する。図において、第一アーム２の変調方法について説明する。図に示すように、第一アーム２の変調率の演算は、平滑用コンデンサ６の実際の電圧値（Ｖｄｃ（ｔ））と目標電圧値（Ｖｄｃ＿ｒｅｆ）の偏差を比例積分制御器に入力し、その出力に単相交流電源７のｓｉｎθ（図のｓｉｎ（Ｖａｃ（ｔ））を乗算して瞬時目標電流値（Ｉａｃ＿ｒｅｆ）を演算する。演算した瞬時目標電流値（Ｉａｃ＿ｒｅｆ）と実際の電流値（Ｉａｃ（ｔ））の偏差を比例積分制御器に入力して、リアクタ８に通流するための第一アーム２と第二アーム３の線間の補正電圧目標値を演算する。その後、演算した補正電圧目標値は単相交流電源７の電圧（Ｖａｃ（ｔ））と第二アーム３の変調率（ｍ＿ｒｅｆ）との積に加算し、第二アーム３との偏差を平滑用コンデンサ６の実際の電圧値（Ｖｄｃ（ｔ））で除算することで第一アーム２の変調率を演算する。
【００４２】
以上のように、本実施の形態４において、従来、特別な位相制御を実施しない限りにおいて、回転軸に対して負荷が不均一な場合、回転軸角度が特定の角度となった際にトルク不足となり減速するか、あるいは逆にトルクが過剰となり必要以上に加速することになる、あるいは単相交流電源７からの入力電流に歪みが出ていたが、ブラシレスＤＣモータ制御装置１は、平滑用コンデンサ６の指令電圧は、ブラシレスＤＣモータ９の回転数に応じて変更され、ブラシレスＤＣモータ９の低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、また、ブラシレスＤＣモータ９の回転角度に応じて変更しているため、必要以上に平滑用コンデンサ６の電圧を上げることがなく、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができることとなる。また、平滑用コンデンサ６の指令電圧は、平滑用コンデンサ６の電圧を必要最小限の電圧とすることができ、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという作用を有する。また、第一アーム２あるいは第二アーム３の何れか一方と、第三アーム４、第四アーム５は、ブラシレスＤＣモータ９の特定回転角度における回転速度変化を抑制するように変調しているため、回転角度に応じてブラシレスＤＣモータ９に加わる負荷が変動する場合であっても、ブラシレスＤＣモータ９の回転数を一定に保つことができ、装置全体の騒音、振動を低減することができることとなる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータを使用した各種装置で低消費電力かつ低コストで実現できるものであり、家庭用の空調機器のファンモータの制御用途のほか、圧縮機のようなローターの回転角度に応じて必要トルクが変動する負荷制御、あるいは業務用の用途にも適用できる。
【符号の説明】
【００４４】
１    ブラシレスＤＣモータ制御装置
２    第一アーム
３    第二アーム
４    第三アーム
５    第四アーム
６    平滑用コンデンサ
７    単相交流電源
８    リアクタ
９    ブラシレスＤＣモータ
１０  制御手段
１１  モジュール
【図１】
0005272484.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
0005272484.tif 000007
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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