(57)【要約】【目的】有限パルス幅の０次ホールド信号を用いてDA変換しても十分な信号エネルギで、かつ周波数に対して均一な任意次数の高調波を取り出せるようにする。【構成】複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない。また、Ｎ個のサブキャリア周波数を ｆ-N/2，ｆ(-N/2)+1，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N/2)-1 とし、かつ、有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ-M/2，ｆM/2とするとき、周波数範囲ｆ-M/2〜ｆ-N/2，ｆM/2〜ｆ(N/2)-1 に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する。【選択図】        図１
2005151481.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信方法において、
有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない、
ことを特徴とする送信方法。
【請求項２】
Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ-N/2，ｆ(-N/2)+1，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N/2)-1
とし、かつ、前記有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ-M/2，ｆM/2とするとき、周波数範囲
ｆ-M/2〜 ｆ-N/2，ｆM/2〜ｆ(N/2)-1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する、
ことを特徴とする請求項1記載の送信方法。
【請求項３】
前記ＤＡ変換により得られた信号に含まれる所定帯域の高調波信号を通過することで、前記逆フーリエ変換で得られた信号の周波数をアップコンバートする、
ことを特徴とする請求項１または２記載の送信方法。
【請求項４】
複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、
有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない
ことを特徴とする送信装置。
【請求項５】
複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、
前記逆フーリエ変換される有効ディジタルサブキャリア信号の周波数分布について、0周波数近傍を、ＩＦＦＴサンプ周波数の１／２近傍より粗にした、
ことを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は送信方法及び送信装置に係わり、特に、複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信方法及び送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のベースバンド変調処理は、CDMA（符号分割多重アクセス）やOFDM（直交周波数分割多重）のように複雑化しており、FPGA（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）やLSI（大規模集積回路）などの集積回路を用いて数値演算処理を行なうものが多くなってきている。図９は従来の代表的な変調装置であるOFDM(Othogonal Frequency Division Multipkex)を行なう変調装置の構成例である。
ディジタル信号処理部1は発振器2から出力する基準となるクロック信号ＣＬＫに合せてディジタル信号処理を実行する。すなわち、ベースバンド信号処理部１ａは、OFDMに必須ではない信号処理(べースバンド信号処理)、例えば、送信すべき信号に対する誤り訂正／検出符号の付加、インタリーブ、多値変調、符号拡散、などの処理を実行する。直並列変換器（S/P変換部）１ｂはベースバンド信号処理部１ａの処理結果(送信データ)を並列化し、IFFT部（逆高速フーリエ変換器）１ｃはN個の並列データD0〜DN-1をN個のサブキャリア成分としてＩＦＦＴ処理を行なって離散的時間信号に変換する。なお、方式によっては、インタリーブ、多値変調、符号拡散をS/P変換後に行なうものもあるが、本発明はどちらの構成でも構わない。
【０００３】
IFFT信号処理は、周波数ドメインにおいてサブキャリアの概念で説明すると理解しやすい。IFFT部１ｃにはN個の入力信号がＮ個のサブキャリア成分として並列に入力する。これらは、Ｎ個のサブキャリアの大きさや偏角を与える。各サブキャリアは、FFTサンプリング周波数ｆNの１／Ｎの周波数を基準に、その整数倍となる複素正弦波となっている。ここでNはFFT（高速フーリエ変換）サイズであり、ｆＮはFFTサンプリング周波数である。
このとき、n番目のサブキャリアの周波数は下式
【数１】
2005151481.tif 000003
で与えられる。OFDMは、これらのサブキャリアで生成された複素正弦波信号を全て加算することで出力信号を得るといった動作となる。
【０００４】
より実用的なOFDM方式を検討すると、図１０に示すように使用する(0を入力されない)サブキャリア数N′は、FFTサイズＮよりも少なくし、更に直流成分に相当するｆ0やｆ−N／２，ｆ＋N／２近傍のサブキャリアを用いないようにする。このようにすることにより、信頼性を向上し、あるいはRF送信信号処理をしやすくしている(例えば非特許文献１，２参照)。図１１は、図１０のように使用するサブキャリアを選んだ場合における周波数スペクトラムである。
ＩＦＦＴ処理された信号はＧＩ付加部１ｄに入力し、ＧＩ付加部１ｄはシンボル間干渉をなくすためにＩＦＦＴ出力信号に対してGI（Guard Interval）を付加する処理を行なう。以上の処理は、FPGAやLSIで実行され、数値演算結果として出力される。この数値演算結果を電圧や電流といった実際の電気信号に変換するためにディジタルアナログ変換器(DAC）１ｅを用いる。
【０００５】
以上の処理により得られたアナログのベースバンド信号は、IFFTやDAC処理の性格上、高調波成分が多く含まれており、これを低域通過フィルタ（LPF）３で帯域制限して所望の帯域のアナログベースバンド信号を抽出し、直交変調器のようなミキサ（MIX）４に入力する。ミキサ4は発振器５から発生する高周波信号をべースバンド信号にミキシングして該べースバンド信号を高周波信号に周波数変換し、さらにミキシングで生じるイメージ成分やスプリアスなどの不要波をバンドパスフィルタ（BPF）６で除去した後、変調信号として図示しない高周波増幅器などを介してアンテナより送信する。
なお、図９のＩＦＦＴ処理で直流成分に相当するサブキャリアｆ0を使用しない（ｆ0=DCを0とする）理由は、アナログMIXを用いた周波数変換で生じるローカルリークがサブキャリアｆ0へ干渉してしまうのを避けるというのが大きな理由である。例えば、搬送波でｆA、ベースバンド信号でｆBというそれぞれの周波数を持った正弦波をミキシングすると、ｆA＋ｆBとｆA−ｆBという信号が発生し、理論上ｆAという信号は出現しない。しかし、実際の回路ではローカルリークとよばれるｆAのもれ成分が出現する。この漏れた成分がサブキャリアｆ0に加算されると、このサブキャリアの持つ情報が誤りやすくなる。このローカルリークは、経験上、搬送波に対して10dB〜40dB低い成分であるが、0とはならず、このため、このサブキャリアｆ0は使わないようにしている。
【０００６】
又、ｆ−N／２，ｆ＋N／２近傍（例えば、少なくともサブキャリアの周波数間隔２ｆＮ／Nより大きな幅を持った周波数領域）のサブキャリアを用いない理由は、用いると急峻な特性のフィルタ 3が必要になるからである。すなわち、べースバンド帯域の信号周波数をアンプコンバートする前に、フィルタ３を用いて該べースバンド帯域信号を通過させる。しかし、
ｆ−N／２，ｆ＋N／２近傍のサブキャリアを使用すると、周波数成分が連続的になり、べースバンド帯域信号の分離が困難になり、急峻な特性を有するフィルタが必要になる。
OFDM送信装置は、以上のOFDM送信信号処理を行なうが、一般的にミキサMIXは中間周波帯域IFと高周波帯域RFの2段階で行なうことが主流である。しかし、本発明ではこの区別を重要視する必要はないので、省略している。また、アンテナ送信前に電力増幅などの処理が必要となるが、本発明に対して必須要素ではないので、これも省略している。更にMIX、BPF、増幅器の順序や個数に関するバリエーション、これらの段間で必須となるアイソレータについても同様に省略している。
【０００７】
ところで、図９の発振器５やミキサ４はアナログ的な回路構成をとるため、ミキサ４の不要な成分の低減や広帯域化、また発振器の高安定性などを追求することで高価になりがちである。また、アナログ的な発振器やミキサは、周波数の設定もほぼ固定的なものになるため、柔軟な回路構成の変更を要求するソフトウエア無線技術を考える際の障壁となっている。このため、図９の構成からアナログ回路を削減した従来技術が存在する（例えば、特許文献１〜３参照）。この従来技術は、上記のディジタルベースバンド信号に特殊な処理を施し、バンドパスフィルタBPFで所定周波数成分を抽出し、これを周波数アップコンバートした変調信号として使用する技術で、サンプリング周波数ｆsでサンプリングしてDAC ５の出力する信号が図１２に示すようにパルス幅τ＝０の理想的なサンプリング信号として得られることを前提としている。かかる理想的な場合にはサンプリング周波数ｆs（＝１／Ｔs）をナイキスト周波数になるように選べば（ｆs＞2・ｆb、ｆb：べースバンド周波数）、図１３に示すようにその整数倍ごとに繰り返し高調波成分を減衰することなく出現させることができ、この高調波成分から所望の周波数成分を抽出することができる。
【非特許文献１】1998年通信学会ソフトウェア大会B-5-178「OFDM変調器における高調波抑圧フィルタの検討」、NTTワイヤレスシステム研究所
【非特許文献２】1998年通信学会ソフトウェア大会B-5-241「OFDM変復調器のDCオフセットに関する検討」、NTTワイヤレスシステム研究所
【特許文献１】特開平 8-23359  号公報
【特許文献２】特開平 8-149170 号公報
【特許文献３】特開昭52-113668号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
一般にディジタル信号処理は、FPGAやLSI で数値演算するものであり、DAC ５を用いて電気信号として具現化しなければならない。このDAC出力信号は、通信の広帯域化が高まるにつれパルス幅を狭くすることが困難になり図１４に示すようにあるクロックタイミングでの値を次のクロックタイミングまで維持するような0次ホールド状になる。この結果、0次ホールド信号のスペクトラムは図１５に示すように、理想的なサンプリング信号と異なり、周波数軸上でsin x／x状の振幅減衰を受けてしまい、特定の周波数で信号成分が０になる。この現象をゼロクロスとよぶ。τ＝Tsとなるような0次ホールド状態の信号では、ｆs（＝１／τ）の整数倍毎にゼロクロスを生じる。この結果、高調波の形はｆsの整数倍付近で大きく落ち込み、「抽出すべき高調波」100は帯域中央付近が大きく減衰させられ、変調信号として利用するのが困難になる。すなわち、任意次数の高調波成分と取り出すことができなくなる。図１６は後述する本発明と比較できるようにした従来技術の説明図で、（ａ）はDA変換器１ｅに入力するべースバンド信号のスペクトラム、（ｂ）はDA変換器においてインパルス列でサンプリングしたときDA変換器１ｅから出力するべースバンド信号のスペクトラム、（ｃ）はサンプリングホールドしたときDA変換器１ｅから出力するsin x／x状の振幅減衰を受けたべースバンド信号のスペクトラム、（ｄ）は受信装置で受信信号１０１の周波数をダウンコンバートしたときのべースバンド信号のスペクトラムであり、帯域中央で大きく落ち込み、情報を正しく復号できない確率が高くなる。
【０００９】
特許文献1、２の第1、第2従来技術はsinｘ／ｘによる振幅の落ち込みを考慮したものではあるが以下の問題がある。すなわち、特許文献1の第1従来技術は、Duty比50%のサンプリング動作で得られる高調波が基本周波数の奇数倍でゼロクロスするsin ｘ／ｘ状の振幅減衰を起こすため、この振幅減衰部分を避けるように高調波を選択するものである。しかし、第1従来技術は、sin ｘ／ｘ波形の頂上部における平らな部分より高調波成分を抽出できず、sin ｘ／ｘ波形の傾斜部より抽出することになり、高調波電力が小さく、しかも、高調波電力が周波数に対して不均一になり、精度よく高調波成分を抽出できない問題がある。
また、特許文献２の第２従来技術は、高調波にsinｘ／ｘ状の周波数スペクトラム減衰を生じるため、第1従来技術と同様に振幅減衰部分を避けるような高調波を選択するものであり、第1従来技術と同様の問題がある。すなわち、sin ｘ／ｘ波形の頂上部における平らな部分から高調波成分を均一に抽出できず、sin ｘ／ｘ波形の傾斜部より抽出することになり、高調波電力が小さく、しかも、高調波電力が周波数に対して不均一になり、精度よく高調波成分を抽出できない問題がある。
【００１０】
特許文献３の第３従来技術は、ディジタルフィルタでアナログ信号を処理した際の高調波を利用した周波数変換動作を基本としている。しかし、フィルタの出力信号が０次ホールドされていないサンプンリグパルスとなっている。第3従来技術は、δ関数を用いてサンプリングパルスを説明しているので、有限パルス幅で動作させる場合には、図９の従来技術と同様の問題が発生する。
以上から本発明の目的は、有限パルス幅の0次ホールド信号であっても高調波を取り出せるようにすることである。これにより、周波数変換装置からアナログ的な発振器やミキサを不要にすることである。
本発明の別の目的は、高調波の選択範囲を拡大でき、しかも十分な信号エネルギで、かつ周波数に対してできるだけ均一な高調波を取り出せるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
第1の発明は複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信方法であり、有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない送信方法である。
第2の発明は第1の発明において、Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とし、かつ、前記有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲 
ｆ−M／2〜 ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する送信方法である。
第３の発明は、第1、第2の発明において、前記ＤＡ変換により得られた信号に含まれる所定帯域の高調波信号を通過することで、前記逆フーリエ変換で得られた信号の周波数をアップコンバートする送信方法である。
第４の発明は、複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置であり、有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない送信装置である。
第５の発明は、複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、前記逆フーリエ変換される有効ディジタルサブキャリア信号の周波数分布について、0周波数近傍を、ＩＦＦＴサンプ周波数の１／２近傍より粗にした送信装置である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＤＡ変換において有限幅のサンプリングパルスを用いてサンプリング／ホールド（０次ホールド）する場合であっても、有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しないようにしたから、高調波を確実に分離して取り出すことができ、これにより、周波数変換装置からアナログ的な発振器やミキサを不要にすることができる。
また、本発明によれば、Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とし、かつ、前記有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲 
ｆ−M／2〜 ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用するようにしたから、有限幅のサンプリングパルスを用いて0次ホールドする場合であっても、周波数スペクトラムが大きく、かつフラットな部分から任意次数の高調波を取り出すことが可能となり、十分な信号エネルギで、かつ周波数に対して均一な高調波信号を取り出すことができる。
また、本発明によれば、所望帯域の高調波信号成分がフラットになるように、前記並列データのそれぞれに補正係数を乗算するようにしたから、周波数スペクトラムがフラットな任意次数の高調波を取り出すことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明は複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信方法および送信装置であり、直列／並列変換手段において送信データを直列／並列変換し、該変換により得られた並列データを有効サブキャリア信号成分として出力する。ＩＦＦＴ部は有効サブキャリア以外のサブキャリア成分を０として逆フーリエ変換を実行する。この際、０Hz付近の周波数は有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用されないこととなる。すなわち、有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから少なくとも
ｆN／Ｎより大きく離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲 
ｆ−M／2〜ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する。ＤＡ変換器はサンプリング周波数で該合成信号をサンプリングしてサンプリング周期の間ホールドする。バンドパスフィルタは該ＤＡ変換により得られた信号に含まれる所定帯域の高調波信号成分を通過することでアップコンバートする。
以上の実施態様によれば、有限幅のサンプリングパルスを用いて0次ホールドする場合であっても、周波数スペクトラムが大きく、かつフラットな部分から任意次数の高調波を取り出すことが可能となり、十分な信号エネルギで、かつ周波数に対して均一な高調波信号を取り出すことができる。
【実施例１】
【００１４】
図1は本発明の第1実施例の送信装置の要部構成図である。ディジタル信号処理部１１は発振器１2から出力する基準となるクロック信号ＣＬＫに合せてディジタル信号処理を実行する。すなわち、ディジタル信号処理部１１においてDA変換器DACを除くディジタル信号処理部の大部分は、LSIやFPGAのような数値演算処理を行なう回路で構成され、該ディジタル信号処理部１１を構成する全ての回路は、基準となるクロック信号CLKにあわせて動作する。
ベースバンド信号処理部１１ａは、OFDMに必須ではない信号処理(べースバンド信号処理)、例えば、送信すべき信号に対する誤り訂正／検出符号の付加、インタリーブ、多値変調、符号拡散、などの処理を実行する。なお、方式によっては、インタリーブ、多値変調、符号拡散を直列／並列変換（S/P変換）後に行なうものもあるが、本発明は、これらの信号処理の順序や有無に対する制約を必要としない。
【００１５】
直並列変換器（S/P変換部）１１ｂはベースバンド信号処理部１１ａの処理結果(シリアルデータ)を並列化し、IFFT部（逆高速フーリエ変換器）１１ｃに入力する。S/P変換の並列本数は、IFFTの有効サブキャリア数Ｎ′に依存して設定される。ただし、S/P変換後に符号拡散を行なうようなOFDMでは、
並列本数＝[有効サブキャリア数]／[拡散率]
となる。また、有効サブキャリア数N′はFFTサイズＮより小さくする。
IFFT部（逆高速フーリエ変換器）１１ｃはＳ／Ｐ変換部 １１ｂから入力するN′個の並列データD0〜DN′-1をN′個の有効サブキャリア成分とし、かつ、(Ｎ−N′)の残りのサブキャリア成分を0としてＩＦＦＴ処理を行なって離散的時間信号に変換する。なお、IFFT とFFTの諸元の対応は以下の通りである。IFFTにおいて、サブキャリア信号の周波数間隔をΔｆ、サブキャリア信号数をＮ、ｆN＝Ｎ・Δｆとすれば、FFTにおいてｆNはFFTサンプリング周波数となり、ＮはFFTサイズとなる。
【００１６】
S/P変換出力はFFTサイズより小さな数Ｎ′であるため、有効でないサブキャリア信号端子には0を入力し、有効なサブキャリア信号端子にＮ′個の並列データを入力する。本発明では、Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とすれば、入力信号の接続は、図2に示すようにｆ0＝DCを中心としたサブキャリア周波数のうち、周波数範囲
ｆ−M／2〜ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1        (1)
内のＮ′個の周波数を有効サブキャリア周波数として採用し、
ｆ−M／2〜ｆM／2        (2)
内の(M+1)個の周波数、及び周波数ｆ−Ｎ／2の合計M+2本のサブキャリアに対応する入力を0とする。ここで
M = [FFTサイズＮ]−[有効サブキャリア数Ｎ′]−２        (3)
である。なお、FFTサイズと有効サブキャリア数は、要求されるシステムの仕様や伝播路の伝達特性に応じて設定される。
【００１７】
換言すれば、有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない。具体的には、有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、(1)式で与えられる周波数範囲に含まれる周波数を有効サブキャリア信号の周波数として使用し、(2) 式で与えられる周波数範囲に含まれる周波数は有効サブキャリアとして使用しない。
(1)の範囲の周波数を有効サブキャリア周波数とする理由は、周波数スペクトラムが大きく、かつ、フラットな部分から任意次数の高調波を取り出し、これにより、十分な信号エネルギで、かつ周波数に対して均一な高調波信号を取り出せるようにするためである。(2)の範囲の周波数を有効サブキャリア周波数としない理由は、バンドパスフィルタを用いて所望の高調波帯域を確実に抽出できるようにするためである。
【００１８】
なお、周波数ｆ−N／2をサブキャリア信号として使用しない理由は、ｆ0＝DCを0とする理由と同じで、RF用のアナログMIXを用いた周波数変換で生じるローカルリークがサブキャリアへ干渉してしまうのを避けるためである。また、Mの数は必要に応じて決定される。以上により、IFFT部１１ｃの入力信号の周波数スペクトラムは図3に示すようになる。
ＩＦＦＴ処理された信号はＧＩ付加部１１ｄに入力し、ＧＩ付加部１１ｄはシンボル間干渉をなくすためにＩＦＦＴ出力信号に対して所定サイズのGI（Guard Interval）を付加する。なお、ＧＩサイズは、要求されるシステムの仕様や伝播路の伝達特性に応じて設定される。
【００１９】
ＧＩを付加された離散的なディジタルの時間信号を電圧や電流といった実際の電気信号に変換するためにＤＡ変換器(DAC）１１ｅを用いる。ＤＡ変換器(DAC）１１ｅは、サンプリング周波数ｆsでＧＩが付加された離散的な時間信号をサンプリングしてサンプリング周期の間ホールドし、その後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３に入力する。
ディジタルベースバンド信号は、IFFTやDAC処理の性格上、高調波成分が多く含まれているから、バンドパスフィルタ（BPF）１３は帯域制限行ない、所望する次数ｍの高調波信号（帯域ｍ・ｆN〜(ｍ＋１)・ｆNの高調波信号）を抽出して出力する。以後、送信信号は無線部14の図示しないＲＦ用ミキサ、高周波増幅器、アイソレータを介してアンテナより送信される。
図4は受信装置の要部構成図である。無線部２１はアンテナにより受信された信号に高周波増幅、周波数変換等の処理を施し、帯域ｍ・ｆN〜(ｍ＋１)・ｆNの高調波信号をべースバンド信号にダウンコンバートしてＡＤ変換器２２に入力する。ＡＤ変換器２２は該べースバンド信号をディジタルに変換してＯＦＤＭシンボル抽出部２３に入力し、ＯＦＤＭシンボル抽出部２３は入力データ列よりＯＦＤＭシンボルを抽出すると共にＧＩを削除してＦＦＴ部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はN個のシンボルよりなるＯＦＤＭシンボルにＦＦＴ変換処理を施してN個のサブキャリア周波数ｆ−N／2〜ｆ(N／2）−1の周波数スペクトラムを出力する。入替え部２５は、後述する理由で＋サブキャリア信号成分と−サブキャリア信号成分を並び替え、並列/直列変換部２６は並列データのうち有効サブキャリア信号の信号値を順番に直列に出力する。
以上では、ＧＩ付加によるＯＦＤＭサブキャリア周波数の変動を考慮しないで動作説明を行なっているが、厳密にはＧＩを付加した場合、ＯＦＤＭサブキャリア周波数は(n/N)fN′（ｆN′：ＧＩ付加後のシンボルレート、ｎ＝−N/2〜N/2−1）で与えられ、ｆN′は次式
ｆN′＝ｆN・(Ｎ＋ＧＩサイズ)／Ｎ
となる。このｆN′がＤＡＣの動作クロック周波数ｆsとなる。
【００２０】
図５は第1実施例の動作説明波形である。
図1の第１実施例において、ディジタル信号処理部１１のベースバンド信号処理部１１ａで得られた送信データは、直列／並列変換器１１ｂ、ＩＦＦＴ部１１ｃ、ＧＩ付加部１１ｄ、DA変換器１１ｅに順次入力されて、S/P変換、IFFT変換、GI付加、DA変換処理を施される。
DA変換器１１ｅに入力される信号は、クロック信号ＣＬＫと同期した数値演算結果であり、DA変換器１１ｅにより電流や電圧といった電気信号に変換される。この結果、ディジタル信号処理部１１の出力信号は、0次ホールド状の信号となる。
【００２１】
ところで、IFFT処理において図2、図３に示すように、０Hz近傍の周波数、すなわち、(2)式で示す範囲内の周波数をサブキャリア周波数として使用せず、(1)式で示す範囲内の周波数をサブキャリア周波数として使用する。又、周波数ｆ−N／2をサブキャリア信号として使用しない。といった制限をつける。
この結果、ＩＦＦＴ部１１ｃから出力される時間的離散信号、換言すればDA変換器１１ｅに入力するべースバンド信号のスペクトラムは図5（ｂ）の実線で示すようになる。これが繰返しの基本となるべースバンドのスペクトラムとなる。なお、（ａ）に従来のべースバンド信号のスペクトラムをしめす。
【００２２】
（ｂ）のスペクトラムを有する信号をDA変換すると、図１２、図１４に示すような時間波形となる。DA変換器の入力信号は、図１２のように、クロック信号のタイミングでのみ数値演算結果を持っており、パルス幅は0としてとらえられるが、DA変換器の出力信号は、図１４に示すようにパルス幅がクロック周期と等しくなるような波形となる。このように、ＩＦＦＴ信号をサンプリングし、サンプリング周期の間ホールドすると、該ＤＡ変換器出力信号の周波数スペクトラムは、図５（ｂ）の点線で示すように周波数軸上でsin x／x状の振幅減衰を受ける。この結果、DA変換器から出力するアナログ信号のスペクトラムは（ｃ）の実線に示すようにsin x／xで抑圧された周波数スペクトラムとなる。すなわち、周波数ｆNの整数倍（±ｆN，±２ｆN，．．．）でゼロクロスし、ｆN/2の奇数倍を中心として連続したｆb帯域幅のスペクトラムとなり、中心周波数でゼロクロスしない。なお、べースバンド信号が図５（ａ）のスペクトラムを有する場合には、図１６（ｃ）で示すようにｆb帯域幅のスペクトラムが中心周波数でゼロクロスする。
【００２３】
バンドパスフィルタ１３はＤＡ変換により得られたアナログ信号に含まれるｍ・ｆN〜(ｍ＋１)・ｆNの帯域（ただし、ｍは2以上の整数）の高調波信号を通過することでべースバンド信号の周波数をｍ倍にアップコンバートした信号を出力することができる。
一方、受信処理に際して、無線部２１(図4参照)は受信信号に直交復調などによる周波数ダウンコンバートを行なって図５（ｄ）に示すスペクトラムを有するベースバンド信号を出力する。AD変換器２２はベースバンド信号をディジタルに変換し、シンボル抽出部23はOFDMシンボルを抽出してＦＦＴ部２４に入力し、ＦＦＴ部２４はFFT変換処理により送信装置のIFFT部の入力信号に相当するサブキャリア情報を再生する。ところで、図５（ｂ）と（ｄ）を比べると明らかなように「正の周波数領域のサブキャリア」と「負の周波数領域のサブキャリア」が入れ違いになっている。そこで、入替え部２５は、「正の周波数領域のサブキャリア」と「負の周波数領域のサブキャリア」を入れ替え(図５(ｅ)参照)、並列/直列変換部２６は並列データのうち有効サブキャリア信号の信号値を順番に直列に出力することで送信された信号を正しく再現することができる。
【００２４】
以上、第1実施例によれば、ＤＡ変換において有限幅のサンプリングパルスを用いてサンプリング／ホールドする場合であっても、サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しないようにしたから、任意次数の高調波と隣接次数の高調波間のスペクトラムを零にすることができ、急峻な特性を有するバンドパスフィルタを使用しなくても任意次数の高調波を確実に取り出すことができる。
また、第1実施例によれば、Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とし、かつ、前記サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲
ｆ−M／2〜ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−１
に含まれる周波数を前記サブキャリア信号の周波数として使用するようにしたから、有限幅のサンプリングパルスを用いて0次ホールドする場合であっても、周波数スペクトラムが大きく、かつフラットな部分から任意次数の高調波を取り出すことが可能となり、十分な信号エネルギで、かつ周波数に対して均一な高調波信号を取り出すことができる。
また、第1実施例によれば、周波数ｆ−N／2をサブキャリア信号として使用しないようにしたから、RF用のアナログMIXを用いた周波数変換で生じるローカルリークがサブキャリアへ干渉してしまうのを避けることができる。
【実施例２】
【００２５】
図6は第２実施例の送信装置の要部ブロック図であり、図1の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。第2実施例において、第1実施例と異なる点は、補正係数発生部３１と補正部３２を設けた点であり、図7に補正部３２の詳細な構成を示している。
第1実施例で抽出した高調波スペクトラムは、ゼロクロスしていないとはいえ、sinx／x状の振幅減衰の影響を受けるため、ｆNの整数倍に近いサブキャリアほど振幅減衰の影響を大きく受けることになる。任意の周波数ｆに対する振幅減衰H(f)は下式で表現される。
【数２】
2005151481.tif 000004
ここで、Tsはクロック周期であり１／ｆNに相当する。よって、上式の逆数を乗算することで補正が可能であり、IFFTのベースバンド帯域のサブキャリアに対する補正係数c(f)は下式で与えられる。
【００２６】
【数３】
2005151481.tif 000005
ここで、
【数４】
2005151481.tif 000006
であり、ｋは所望する高調波の次数である。補正係数c(f)をN本のサブキャリアに対し
【数５】
2005151481.tif 000007
とする。
【００２７】
補正係数発生部３１は、(5)式によりこれらＮ個の補正係数を演算して補正部３２に入力し、補正部３２の乗算部３２1〜３２N(図７)は各サブキャリア信号にそれぞれ対応する補正係数を乗算してＩＦＦＴ部１１ｃに入力する。ＩＦＦＴ部１１ｃは補正後のサブキャリア信号に基づいて逆フーリエ変換処理を行なう。
補正係数の生成は、図8に示すように行なわれる。すなわち、補正係数発生部３１は、有限幅のサンプリングホールド信号(０次ホールド信号)により生ずる振幅減衰関数Ｈ（ｆ′）の所定変調信号帯域におけるN個の逆関数値を、(7)式の補正係数として計算して記憶する(図8（ｂ）参照)。補正部３２は得られた（７）式の補正係数をサブキャリア信号に乗算する。これにより、DA変換器１１ｅの入力信号のスペクトラムは図８（ｃ）のようになる。なお、（ａ）に補正前のDA変換器入力信号のスペクトラムを示す。
この入力信号をDA変換すると図８(d)に示すように所望する変調信号帯域１００でのみ平坦な周波数特性（スペクトラム）が得られる。
第2実施例によれば、所望の帯域ｍ・ｆN〜(ｍ＋１)・ｆNの高調波信号成分がフラットになるように、前記並列データのそれぞれに補正係数を乗算するようにしたから、周波数スペクトラムがフラットな任意次数の高調波を取り出すことができる。
以上本発明を図に従って詳細に説明したが、本発明はＯＦＤＭ送信に限定されるものではなく、マルチキャリア送信など多数のサブキャリアを多重して送信する任意の送信方法及び送信装置に適用できるものである。
【００２８】
・付記
（付記１） 複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信方法において、
有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない、
ことを特徴とする送信方法。
（付記２）Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とし、かつ、前記有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲 
ｆ−M／2〜 ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する、
ことを特徴とする付記1記載の送信方法。
（付記３）周波数ｆ−N／2を前記有効サブキャリア信号として使用しないこと、
を特徴とする付記２記載の送信方法。
（付記４） 送信データを直列／並列変換し、該変換により得られたＮ′個（ただし、Ｎ′＜Ｎ）の並列データを前記有効サブキャリア信号成分として出力する、
ことを特徴とする付記1又は２記載の送信方法。
（付記５）前記ＤＡ変換は、前記逆フーリエ変換で得られた信号をサンプリング周波数でサンプリングしてサンプリング周期の間ホールドする、
ことを特徴とする付記４記載の送信方法。
（付記６） 前記ＤＡ変換により得られた信号に含まれる所定帯域の高調波信号を通過することで、前記逆フーリエ変換で得られた信号の周波数をアップコンバートする、
ことを特徴とする付記１または２記載の送信方法。      
（付記７） 前記所定帯域の高調波信号成分がフラットになるように、前記並列データのそれぞれに補正係数を乗算する、
ことを特徴とする付記６記載の送信方法。
（付記８） 受信信号に含まれる前記所定帯域の高調波信号をダウンコンバートし、
該ダウンコンバートした信号にフーリエ変換処理を施してサブキャリア信号成分を発生し、
＋サブキャリア信号成分と−サブキャリア信号成分を並び替え、
しかる後、並列／直列変換する、
ことを特徴とする付記６記載の送受信方法。
（付記９） 複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、
有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない、
ことを特徴とする送信装置。        
（付記１０） Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とし、かつ、前記有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲 
ｆ−M／2〜 ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する、
ことを特徴とする付記９記載の送信装置。
（付記１１）周波数ｆ−N／2を前記有向サブキャリア信号として使用しないこと、
を特徴とする付記１１記載の送信装置。
（付記１２）前記ＤＡ変換により得られた信号に含まれる所定帯域の高調波信号成分を通過するバンドパスフィルタ、
を備えたことを特徴とする付記９又は１０記載の送信装置。
（付記１３） 複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、
送信データを直列／並列変換し、該変換により得られた並列データを有効サブキャリア信号成分として出力する直列／並列変換手段、
有効サブキャリア以外のサブキャリア成分を０として逆フーリエ変換を施す手段、
サンプリング周波数で前記逆フーリエ変換により得られた信号をサンプリングしてサンプリング周期の間ホールドし、その間にアナログ信号に変換するＤＡ変換器、
前記ＤＡ変換により得られた信号に含まれる所定帯域の高調波信号成分を通過するバンドパスフィルタを備え、
前記有効サブキャリア信号の周波数として０Hz付近の周波数を使用しない、
ことを特徴とする送信装置。
（付記１４）Ｎ個のサブキャリア周波数を
ｆ−N／2，ｆ（−N／2）＋１，…，ｆ0，ｆ1，…ｆ(N／2）−1
とし、かつ、前記有効サブキャリア信号の周波数として使用しない０Hzから最も離れた両側の周波数をｆ−M／２，ｆM／２とするとき、周波数範囲 
ｆ−M／2〜ｆ−N／2，ｆM／2〜ｆ(N／2）−1
に含まれる周波数を前記有効サブキャリア信号の周波数として使用する、
ことを特徴とする付記１３記載の送信装置。
（付記１５）周波数ｆ−Ｎ／2を前記有効サブキャリア信号として使用しないこと、
ことを特徴とする付記１４記載の送信装置。
（付記１６） 前記所定帯域の高調波信号成分がフラットになるように、前記並列データのそれぞれに補正係数を乗算する乗算部、
を備え、各乗算値を前記サブキャリア信号成分とする、
ことを特徴とする付記１３又は１４記載の送信装置。
（付記１７）複数の互いに異なる周波数のディジタルサブキャリア信号に逆フーリエ変換を施して得られた信号を少なくともＤＡ変換してから送信する送信装置において、
前記逆フーリエ変換される有効ディジタルサブキャリア信号の周波数分布について、0周波数近傍を、ＩＦＦＴサンプ周波数の１／２近傍より粗にした、
ことを特徴とする送信装置。      
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第1実施例の送信装置の要部構成図である。
【図２】有効サブキャリア周波数説明図である。
【図３】IFFT部の入力信号の周波数スペクトラムである。
【図４】受信装置の要部構成図である。
【図５】第1実施例の動作説明波形である。
【図６】第2実施例の要部ブロック図である。
【図７】補正部の詳細な構成図である。
【図８】補正係数の生成説明図である。
【図９】従来の代表的な変調装置であるOFDM変調装置の構成例である。
【図１０】従来方式における有効サブキャリア周波数説明図ある。
【図１１】従来方式におけるIFFT部の入力信号の周波数スペクトラムである。
【図１２】パルス幅τ＝０の理想的なサンプリング信号である。
【図１３】τ＝０のDA変換出力信号の高調波成分のスペクトラムである。
【図１４】有限幅のサンプリング信号説明図である。
【図１５】有限幅の0次ホールド信号によるアナログ信号のスペクトラムある。
【図１６】従来技術の動作説明図である。
【符号の説明】
【００３０】
１１  ディジタル信号処理部
１１ａ  ベースバンド信号処理部
１１ｂ  直並列変換器（S/P変換部）
１１ｃ  IFFT部（逆高速フーリエ変換器）
１１ｄ  ＧＩ付加部
１１ｅ  DA変換器
１３  バンドパスフィルタ
１４  無線部
【図１】
2005151481.tif 000008
【図２】
2005151481.tif 000009
【図３】
2005151481.tif 000010
【図４】
2005151481.tif 000011
【図５】
2005151481.tif 000012
【図６】
2005151481.tif 000013
【図７】
2005151481.tif 000014
【図８】
2005151481.tif 000015
【図９】
2005151481.tif 000016
【図１０】
2005151481.tif 000017
【図１１】
2005151481.tif 000018
【図１２】
2005151481.tif 000019
【図１３】
2005151481.tif 000020
【図１４】
2005151481.tif 000021
【図１５】
2005151481.tif 000022
【図１６】
2005151481.tif 000023