(57)【要約】【課題】  入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても効率よく電力変換する。【解決手段】  制御回路２３は、交流出力電圧Ｖacの正負の半サイクル期間をそれぞれ６つの期間（合計１２の期間）に分割し、各分割期間ごとにトランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２をオンオフ制御する。例えば、交流出力電圧Ｖacの０°から、出力電圧Ｖｏ（基本波）がＶd1以下である所定の位相α１までの期間においては、トランジスタＱ１〜Ｑ３、Ｑ２２をオフ、Ｑ４をオン、Ｑ２１をオンオフ制御することにより、ＰＷＭのオン期間の出力電圧ＶｏはＶd1となる。また、交流出力電圧Ｖacの正のピーク電圧付近では、トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ２２をオフ、トランジスタＱ４とＱ２１をオン、トランジスタＱ１をオンオフ制御することにより、出力電圧ＶｏはＶd1＋Ｖd2とＶd1との間で変化する。【選択図】  図１
2005137165.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を供給する直流電力発生部と、
この直流電力発生部と直列接続されたコンデンサと、
前記直流電力発生部の直流電力を変換して前記コンデンサに与える直流電力変換回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との直列回路の両端に接続された単相フルブリッジ回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との共通接続点と前記単相フルブリッジ回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続されたダイオードと逆導通スイッチング素子とからなる直列回路と、
前記フルブリッジ回路の２つの出力端子と変換した交流電力を出力する交流出力端子との間に接続されたローパスフィルタ回路と、
前記直流電力発生部の直流電力および前記コンデンサに蓄えられた直流電力を交流電力に変換するために、前記直流電力変換回路を動作させて前記コンデンサの端子電圧を所定の直流電圧に制御するとともに、前記単相フルブリッジ回路および前記逆導通スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段とを備えて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記フルブリッジ回路は、前記コンデンサと前記直流電力発生部との直列回路の両端子間に第１の出力端子を挟んで直列に接続された第１、第２の逆導通スイッチング素子および第２の出力端子を挟んで直列に接続された第３、第４の逆導通スイッチング素子から構成されており、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との共通接続点と前記単相フルブリッジ回路の第１、第２の出力端子との間に接続された直列回路は、それぞれダイオードと第５の逆導通スイッチング素子、ダイオードと第６の逆導通スイッチング素子から構成され、
前記制御手段は、交流出力電圧の正の半サイクル期間を０°位相から順に第１から第６の期間に分割し、負の半サイクル期間を順に第７から第１２の期間に分割し、
第１の逆導通スイッチング素子について、
第２、第３、第４の期間以外の期間ではオフ状態とし、第２、第３、第４の期間では交流出力電圧または交流出力電流の絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御し、
第２の逆導通スイッチング素子について、
第１から第６の期間ではオフ状態とし、第７から第１１の期間ではオン状態とし、第１２の期間では交流出力電圧または交流出力電流の絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御し、
第３の逆導通スイッチング素子について、
第８、第９、第１０の期間以外の期間ではオフ状態とし、第８、第９、第１０の期間では交流出力電圧または交流出力電流の絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御し、
第４の逆導通スイッチング素子について、
第７から第１２の期間ではオフ状態とし、第１から第５の期間ではオン状態とし、第６の期間では交流出力電圧または交流出力電流の絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御し、
第５の逆導通スイッチング素子について、
第２、第４の期間および第７から第１２の期間ではオフ状態とし、第３、第６の期間ではオン状態とし、第１、第５の期間では交流出力電圧または交流出力電流の絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御し、
第６の逆導通スイッチング素子について、
第１から第６の期間および第８、第１０の期間ではオフ状態とし、第９、第１２の期間ではオン状態とし、第７、第１１の期間では交流出力電圧または交流出力電流の絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、交流出力電圧の絶対値と前記直流電力発生部の直流電圧との大小関係に基づいて、前記第１から第１２の期間の分割状態を調整することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、更に、交流出力電力または交流出力電流に基づいて、前記第１から第１２の期間の分割状態を調整することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記直流電力発生部の直流電圧と前記コンデンサの端子電圧との加算値が、交流出力電圧のピーク電圧に所定のマージン電圧を加えた値となるように、前記直流電力変換回路を制御することを特徴とする請求項１ないし４の何れかの記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記直流電力発生部の直流電圧と前記コンデンサの端子電圧との加算値と、交流出力電圧の絶対値波形に基づいて計算された所定の値とを比較して、前記加算値の方が大きい期間において、前記直流電力変換回路の電力変換動作を一時的に禁止し、または、変換電力を減少させるように制御することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記交流出力端子に商用電力系統が接続された場合に、その系統電圧に同期した力率１の交流出力電力を生成して系統連系運転を行うことを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記直流電力発生部は、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリ、または、これらの機器の組み合わせにより構成されていることを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置の一つに、太陽電池、燃料電池などの直流電力を交流電力に変換して系統に供給する系統連系インバータ装置がある。特許文献１に示された系統連系インバータ装置は、直流入力電圧を昇圧して中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成されたインバータと、フィルタとを備え、中間段コンデンサを所定容量のフィルムコンデンサとし、中間段電圧が系統電圧の絶対値に比べて低くなる期間だけ昇圧コンバータを動作させるようになっている。また、特許文献２に示された系統連系インバータ装置は、インバータの少なくとも一つのアームを系統電圧のゼロ電圧に同期してスイッチングを行うように構成されている。
【特許文献１】特開２０００−１５２６６１号公報
【特許文献２】特開２００２−３６９３８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図６は、特許文献１、２に示された系統連系インバータ装置と同様の主回路構成を有する電力変換装置の電気的構成を示している。この電力変換装置１は、直流入力端子２、３間に接続された直流電源４、この直流電源４と並列に接続されたコンデンサＣ１、直流電源４の直流電圧Ｖd1を昇圧するチョッパ回路５、直流母線６、７間に接続されたコンデンサＣ２と単相フルブリッジ回路８、および単相フルブリッジ回路８の出力端子８ａ、８ｂと交流出力端子１０、１１との間に接続されたフィルタ回路９から構成されている。
【０００４】
単相フルブリッジ回路８は、直流母線６、７間に出力端子８ａを挟んで直列に接続されたトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１、Ｑ２と、出力端子８ｂを挟んで直列に接続されたトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ３、Ｑ４とから構成されており、トランジスタＱ１ないしＱ４にはそれぞれ図示極性のダイオードＤ１ないしＤ４が並列接続されている。また、チョッパ回路５は、直流母線６、７間に接続された図示極性の逆流防止用のダイオードＤ６とトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ５との直列回路、およびダイオードＤ６とトランジスタＱ５との共通接続点と直流入力端子２との間に接続されたリアクトルＬ１から構成されている。トランジスタＱ５には、図示極性のダイオードＤ５が並列接続されている。
【０００５】
ローパスフィルタであるフィルタ回路９は、単相フルブリッジ回路８の出力端子８ａと交流出力端子１０との間に接続されたリアクトルＬ２、単相フルブリッジ回路８の出力端子８ｂと交流出力端子１１との間に接続されたリアクトルＬ３、および交流出力端子１０、１１間に接続されたコンデンサＣ３から構成されている。
【０００６】
この構成において、図示しない制御回路は、チョッパ回路５のトランジスタＱ５をオンオフ制御することにより、直流電源４の直流電圧Ｖd1を入力としてコンデンサＣ２の両端子間の直流電圧Ｖd2が所定の電圧となるように制御する。そして、制御回路は、このコンデンサＣ２に蓄積されている直流電力を入力として、単相フルブリッジ回路８のトランジスタＱ１ないしＱ４を正弦波ＰＷＭ制御（高速オンオフ制御）することにより交流電力に変換する。単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは、フィルタ回路９によって高調波成分が除去され、所定の電圧および周波数を持つ交流出力電圧Ｖacとなる。
【０００７】
正弦波ＰＷＭ制御は、正の半サイクル期間においては、トランジスタＱ２とＱ３をオフ状態とし、交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流の絶対値を増加させる期間（ＰＷＭ周期のオン期間）でトランジスタＱ１とＱ４をオンとし、増加させる必要のない期間（ＰＷＭ周期のオフ期間）でトランジスタＱ１とＱ４の少なくとも一方をオフとする。また、負の半サイクル期間においては、トランジスタＱ１とＱ４をオフ状態とし、交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流の絶対値を増加させる期間（ＰＷＭ周期のオン期間）でトランジスタＱ２とＱ３をオンとし、増加させる必要のない期間（ＰＷＭ周期のオフ期間）でトランジスタＱ２とＱ３の少なくとも一方をオフとする。
【０００８】
その結果、単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは以下のようになる。
正の半サイクル：
Ｖｏ＝Ｖd2（Ｑ１、Ｑ４＝オン）、Ｖｏ＝０（Ｑ１＝オフまたはＱ４＝オフ）
負の半サイクル：
Ｖｏ＝−Ｖd2（Ｑ２、Ｑ３＝オン）、Ｖｏ＝０（Ｑ２＝オフまたはＱ３＝オフ）
【０００９】
図７は、単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏ（基本波成分）と電力変換装置１の交流出力電圧Ｖacの波形を示している。フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３による電圧負担により、出力電圧Ｖｏは交流出力電圧Ｖacに対して振幅が大きく且つ位相が若干進んだ波形となる。
【００１０】
このように直流電源４の直流電圧Ｖd1のレベルと交流出力電圧Ｖacのレベルが異なる場合において、従来構成の電力変換装置１は、直流電源４の直流電圧Ｖd1をチョッパ回路５を用いて一旦直流電圧Ｖd2に変換し、その直流電圧Ｖd2を単相フルブリッジ回路８とフィルタ回路９により更に交流出力電圧Ｖacに変換している。従って、電力変換の観点からは、電力変換を２回行っていることになり、損失が増加して変換効率が低下するという問題があった。
【００１１】
また、スイッチングに伴うトランジスタＱ１ないしＱ４に印加される電圧は、スイッチング時のサージ電圧を無視しても、常に直流電圧Ｖd2と０Ｖとの間で変化するため、スイッチング損失が増大してしまう。さらに、フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３に印加される電圧は、リアクトルＬ２、Ｌ３全体としてＶｏ−Ｖacとなり、高周波成分として直流電圧Ｖd2と０Ｖとの間で変化する高周波電圧が印加される。このため、リアクトルＬ２、Ｌ３における高周波損失が増大し、その他リアクトルＬ２、Ｌ３に流れる高周波リプル電流の増大に起因する問題が生じる。
【００１２】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても効率よく電力変換することができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するため、請求項１記載の電力変換装置は、
直流電力を供給する直流電力発生部と、
この直流電力発生部と直列接続されたコンデンサと、
前記直流電力発生部の直流電力を変換して前記コンデンサに与える直流電力変換回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との直列回路の両端に接続された単相フルブリッジ回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との共通接続点と前記単相フルブリッジ回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続されたダイオードと逆導通スイッチング素子とからなる直列回路と、
前記フルブリッジ回路の２つの出力端子と変換した交流電力を出力する交流出力端子との間に接続されたローパスフィルタ回路と、
前記直流電力発生部の直流電力および前記コンデンサに蓄えられた直流電力を交流電力に変換するために、前記直流電力変換回路を動作させて前記コンデンサの端子電圧を所定の直流電圧に制御するとともに、前記単相フルブリッジ回路および前記逆導通スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、直流電力発生部の直流電力は、直流電力変換回路を介して単相フルブリッジ回路に与えられ交流電力に変換されるのみならず、コンデンサと直流電力発生部の共通接続点と単相フルブリッジ回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続されたダイオードと逆導通スイッチング素子とからなる直列回路を通して直接単相フルブリッジ回路に与えられ交流電力に変換される。
【００１５】
すなわち、すべての直流電力を一旦異なる直流電力に変換した後に利用するものとは異なり、直流電力発生部の直流電力の一部を直接利用することができるため、直流電力変換損失を低減でき、入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても直流電力を効率よく交流電力に変換することができる。
【００１６】
請求項２記載の電力変換装置は、交流出力電圧の正の半サイクル期間を０°位相から順に第１から第６の期間に分割し、負の半サイクル期間を順に第７から第１２の期間に分割し、フルブリッジ回路を構成する第１ないし第４の逆導通スイッチング素子およびコンデンサと直流電力発生部の共通接続点と単相フルブリッジ回路の第１、第２の出力端子との間に接続された第５、第６の逆導通スイッチング素子を、上記各期間ごとに定められたオンオフ状態に制御する。
【００１７】
本発明では、インバータ回路すなわち単相フルブリッジ回路およびコンデンサと直流電力発生部との共通接続点と単相フルブリッジ回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続されたダイオードと逆導通スイッチング素子とからなる直列回路による交流電力への変換過程において、直流電力発生部の直流電圧、コンデンサの直流電圧、および両直流電圧を加算した直流電圧を利用できる。
【００１８】
期間を分割する上記制御によれば、これらの３種類の直流電圧を切り換えることとなり、ＰＷＭ制御などのオンオフ制御を行った場合におけるインバータ回路の出力電圧の変化幅（オン時とオフ時の電圧差）が小さくなり、インバータ回路の逆導通スイッチング素子の損失およびローパスフィルタ回路の損失を低減することができる。また、逆導通スイッチング素子に印加される電圧が小さくなることにより、スイッチングに起因するＥＭＩノイズも低減することができる。
【００１９】
この場合、交流出力電圧の絶対値と直流電力発生部の直流電圧との大小関係、更には交流出力電力または交流出力電流に基づいて第１から第１２の期間の分割状態を調整することにより、直流電圧、交流出力電圧、交流出力電力、交流出力電流の各変動にかかわらず、分割状態を自動補正することができる（請求項３、４）。
また、直流電力発生部の直流電圧とコンデンサの端子電圧との加算値が、交流出力電圧のピーク電圧に所定のマージン電圧を加えた値となるように直流電力変換回路を制御するので、ＰＷＭ制御を用いて歪みの少ない交流出力電圧を生成することができる（請求項５）。
【００２０】
さらに、上記加算値と、交流出力電圧の絶対値波形に基づいて計算された所定の値とを比較して、加算値の方が大きい期間において直流電力変換回路の電力変換動作を一時的に禁止し、または、変換電力を減少させるように制御するので、加算値を必要最小限の値にまで下げることができ、スイッチング損失をより低減することができる（請求項６）。
【００２１】
本発明の電力変換装置は、交流出力端子に商用電力系統が接続された場合に、その系統電圧に同期した力率１の交流出力電力を生成して系統連系運転を行うように構成することができ（請求項７）、直流電力発生部は、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリ、または、これらの機器の組み合わせにより構成することができる（請求項８）。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の電力変換装置によれば、直流電力発生部の直流電力の一部を直接利用することができるため、直流電力変換損失を低減でき、入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても直流電力を効率よく交流電力に変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、電力変換装置の電気的構成図であって、図６と同一構成部分には同一符号を付して説明を省略する。この電力変換装置２１において、直流母線６と直流入力端子２との間にはコンデンサＣ４が接続されており、直流入力端子２、３間に直流電源４（直流電力発生部に相当）が接続された場合に、直流母線６、７間にコンデンサＣ４と直流電源４とが直列に接続されるようになっている。直流電源４は、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリまたはこれらの機器の組み合わせからなる。
【００２４】
コンデンサＣ４と直流入力端子２との共通接続点であるノードＮと単相フルブリッジ回路８の出力端子８ａ（第１の出力端子に相当）との間には、図示極性のダイオードＤ２３とトランジスタＱ２１とが直列に接続されており、ノードＮと単相フルブリッジ回路８の出力端子８ｂ（第２の出力端子に相当）との間には、図示極性のダイオードＤ２４とトランジスタＱ２２とが直列に接続されている。トランジスタＱ２１、Ｑ２２には、それぞれ図示極性のダイオードＤ２１、Ｄ２２が並列接続されている。これらトランジスタＱ２１、Ｑ２２、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４および単相フルブリッジ回路８によりインバータ回路２２が構成されている。
【００２５】
チョッパ回路５は、本発明でいう直流電力変換回路に相当する。また、トランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２は、それぞれ並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４、Ｄ２１、Ｄ２２とともに、逆方向に導通特性を持つ逆導通スイッチング素子を構成している。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２（ダイオードＤ１〜Ｄ４、Ｄ２１、Ｄ２２が付加されたもの）は、それぞれ本発明でいう第１〜第４、第５、第６の逆導通スイッチング素子に相当し、制御回路２３（制御手段に相当）によって制御されるようになっている。
【００２６】
次に、本実施形態の作用について図２ないし図４も参照しながら説明する。
制御回路２３は、チョッパ回路５のトランジスタＱ５をオンオフ制御することにより、直流電源４の直流電圧Ｖd1を入力としてコンデンサＣ４の両端子間の直流電圧Ｖd2が所定の電圧となるように制御する。そして、制御回路２３は、直流電源４の直流電圧Ｖd1（コンデンサＣ１の直流電圧）とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2とを入力として、インバータ回路２２のトランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２をオンオフ制御することにより交流電力に変換する。単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは、フィルタ回路９によって高調波成分が除去され、所定の電圧および周波数を持つ交流出力電圧Ｖacとなる。
【００２７】
インバータ回路２２は、その入力電圧として直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2の３つの電圧を利用することができる点に特徴を有している。そこで、制御回路２３によるこれら３つの直流電圧を利用したトランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２のスイッチング方法について図２を参照しながら説明する。
【００２８】
交流出力電圧Ｖacの正負の半サイクル期間は、正負それぞれについて所定の６つの期間（合計１２の期間）に分割され、制御回路２３は各分割期間ごとにトランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２を制御する。図２は、その期間分割の一例を示している。この表に示すように、正の半サイクル期間においては、交流出力電圧Ｖacの０°から１８０°の位相期間をα１からα５までの位相により期間分割を行う。また、負の半サイクル期間においては、交流出力電圧Ｖacの１８０°から３６０°（０°）の位相期間を１８０°＋α１から１８０°＋α５までの位相により期間分割を行う。図３は、この期間分割制御を行う場合の出力基本波電圧と交流出力電圧Ｖacを示している。
【００２９】
以下において、制御回路２３による各トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２の制御を説明する。なお、交流出力電圧Ｖacの０°位相から数えてｎ番目の期間を第ｎ期間と称す。
（１）トランジスタＱ１について
第２期間、第３期間、第４期間以外の期間ではオフ状態とする。第２期間、第３期間、第４期間では、交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流Iacの絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御する。
【００３０】
（２）トランジスタＱ２について
第１期間から第６期間ではオフ状態とする。第７期間から第１１期間ではオン状態とし、第１２期間では交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流Iacの絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御する。
【００３１】
（３）トランジスタＱ３について
第８期間、第９期間、第１０期間以外の期間ではオフ状態とする。第８期間、第９期間、第１０期間では交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流Iacの絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御する。
【００３２】
（４）トランジスタＱ４について
第７期間から第１２期間ではオフ状態とする。第１期間から第５期間ではオン状態とし、第６期間では交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流Iacの絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御する。
【００３３】
（５）トランジスタＱ２１について
第２期間、第４期間および第７期間から第１２期間ではオフ状態とする。第３期間、第６期間ではオン状態とし、第１期間、第５期間では交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流Iacの絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御する。
【００３４】
（６）トランジスタＱ２２について
第１期間から第６期間および第８期間、第１０期間ではオフ状態とする。第９期間、第１２期間ではオン状態とし、第７期間、第１１期間では交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流Iacの絶対値を増加させる時にオンとし、増加させる必要のない時にオフとするように制御する。
【００３５】
続いて、交流出力電圧Ｖacの１サイクルを１２の期間に分割する方法について説明する。交流出力電圧Ｖacを（１）式のように制御するものとする。
【数１】
2005137165.tif 000003
【００３６】
また、インバータ回路２２の出力電圧Ｖｏに含まれる基本波成分（以下、出力基本波電圧と称す）は、交流出力電流Ｉacについて、フィルタ回路９のコンデンサＣ３に流れる基本波電流が十分に小さいと仮定してこれを無視すると、以下の（２）式のように表すことができる。
【数２】
2005137165.tif 000004
【００３７】
ここで、交流出力電流Ｉacとして交流出力電圧Ｖacと同相の電流を想定すると、出力基本波電圧は、以下の（３）式のように表すことができるので、（２）式の出力基本波電圧は（４）式のようになる。この（４）式において、Ｖop、βは、それぞれ（５）式で示す振幅、（６）式で示す位相差である。
【数３】
2005137165.tif 000005
【００３８】
正の半サイクル期間において、位相α１〜α５は以下のように決める。
（１）位相α１
以下の（７）式が満足されるように位相α１を決める。
｜出力基本波電圧（α１）｜≦Ｖd1      …（７）
出力基本波電圧（ωｔ）は、（４）式、（５）式および（６）式のように、交流出力電圧条件（電圧や周波数）または回路定数（例えばＬ２、Ｌ３等）が同一であっても、出力電流の大きさＩacpにより変化する。従って、出力電流最大時の条件を考慮し、且つ所定のマージンを考慮して決定する。
【００３９】
（２）位相α２
以下の（８）式が満足されるように位相α２を決める。
｜Ｖac（α２）｜≧Ｖd1                …（８）
この位相α２は、直流電源４の直流電圧Ｖd1の変化幅が小さく、且つ出力電圧条件が一定の場合、ほぼ固定位相として考えることも可能である。
【００４０】
（３）位相α３
正の半サイクル期間のピーク位相（９０°）を超えて、且つ以下の（９）式が満足されるように位相α３を決める。
｜出力基本波電圧（α３）｜≧Ｖd1      …（９）
この場合も、位相α１の場合と同様に、出力電流最大時の条件を考慮し、且つ所定のマージンを考慮して決定する。
【００４１】
（４）位相α４
正の半サイクル期間のピーク位相（９０°）を超えて、且つ以下の（10）式が満足されるように位相α４を決める。
｜Ｖac（α４）｜≦Ｖd1                …（10）
この場合も、位相α２の場合と同様に、直流電源４の直流電圧Ｖd1の変化幅が小さく、且つ出力電圧条件が一定の場合、ほぼ固定位相として考えることも可能である。
【００４２】
（５）位相α５
正の半サイクル期間のピーク位相（９０°）を超えて、且つ以下の（11）式が満足されるように位相α３を決める。
｜出力基本波電圧（α５）｜≧０        …（11）
この場合も、位相α１の場合と同様に、出力電流最大時の条件を考慮し、且つ所定のマージンを考慮して決定する。
また、負の半サイクル期間では、１８０°位相を起点として、上述の位相α１からα５のタイミングで期間分割を行えばよい。
【００４３】
この分割期間については、直流電圧Ｖd1の規格値（最小値、最大値）と出力電流最大値とに基づいて、予め決定した位相α１〜α５を用いて制御してもよいが、交流出力電圧Ｖacの瞬時値と現時点の直流電圧Ｖd1の値とを比較することにより、位相タイミング例えばα２やα４を自動補正するように構成してもよい。
さらに、位相α１、α３、α５について、現時点での出力電流の大きさＩacp に応じて（５）式と（６）式を用いて（演算方式またはテーブル参照方式により）振幅と位相を求め、（４）式により自動補正を行ってより最適なスイッチング状態を実現させることも可能である。
【００４４】
次に、チョッパ回路５の制御について説明する。
制御回路２３は、直流電源４の直流電圧Ｖd1とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2との加算値Ｖd1＋Ｖd2が、交流出力電圧Ｖacのピーク電圧に所定のマージン量を加えた値になるように、トランジスタＱ５をオンオフ制御してリアクトルＬ１に流れる電流値を制御する。このことは、図３において、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2が出力基本波電圧のピーク値以上となるように制御することを意味する。このように制御すれば、インバータ回路２２は、高速ＰＷＭ制御を行うことにより歪みの少ない電圧を出力することができる。
【００４５】
さらに、制御回路２３は、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2と交流出力電圧Ｖacの絶対値波形を基に計算された所定の値とを比較し、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の方が大きい期間において、トランジスタＱ５のオンを一時的に禁止し（つまりオフ状態とし）、または、リアクトルＬ１に流れる電流の制御値を所定量だけ小さくするように制御する。これは、図３において、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の値が出力基本波電圧の瞬時値以上あれば出力を制御できる状態であることを意味する。
【００４６】
図４は、出力基本波電圧、交流出力電圧Ｖac、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の下限値の波形を示している。例えば、正の半サイクル期間においては、マージン電圧をΔＶdcとして以下のように制御すればよい。
位相α２〜α４の期間において  Ｖd1＋Ｖd2の下限値＝｜Ｖac（ωｔ）｜＋ΔＶdc
上記以外の期間において        Ｖd1＋Ｖd2の下限値＝Ｖd1＋ΔＶdc
【００４７】
ここで、Ｖd1＋Ｖd2の下限値は、少なくとも｜出力基本波電圧｜以上となっているので、この条件を満たせば、高速ＰＷＭ制御により歪みの少ない電圧を出力することができる。従って、Ｖd1＋Ｖd2の瞬時値がＶd1＋Ｖd2の下限値以上に確保されていれば、少なくともその時点近傍では、コンデンサＣ４に蓄積されている電力により交流出力をすることが可能となるので、チョッパ回路５の動作を停止し、または、チョッパ回路５の変換電力をより小さな値にまで低下させても差し支えない。その結果、実際のＶd1＋Ｖd2の値を、必要最低限にまで低下させることが可能となり、電圧変化によるスイッチング損失低減に有効となる。
【００４８】
以上説明した本実施形態によれば、インバータ回路２２に入力される直流電力は、直流電源４からの直流電力と、コンデンサＣ１、Ｃ４に蓄積されている直流電力であるため、図６に示す従来構成のインバータ回路１のように一旦全ての直流電力を変換する必要がなく、電力変換に伴う損失を低減することができる。すなわち、インバータ回路２２による交流電力への変換過程において、直流電源４の直流電力の一部を直接利用することができるため、その分だけ直流電力変換損失を減らすことができ、電力変換効率を高めることができる。
【００４９】
インバータ回路２２は、その入力電圧として直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2の３つの電圧を利用することができる。例えば、出力基本波電圧の絶対値が直流電源４の直流電圧Ｖd1以下の電圧範囲においては、直流電圧Ｖd1により電圧制御できるため、トランジスタＱ１とＱ３をオフ状態に制御し、トランジスタＱ２１、Ｑ２２とトランジスタＱ２、Ｑ４とによりＰＷＭ制御を行うことができる。この場合、例えば正の半サイクル期間でＰＷＭのオン期間の時に単相フルブリッジ回路８の出力電圧ＶｏはＶd1となり、直流母線６、７間の電圧Ｖd1＋Ｖd2まで上昇することはない。
【００５０】
また、例えば交流出力電圧Ｖacの正のピーク電圧付近では、トランジスタＱ２１とＱ４をオン状態に制御し、トランジスタＱ１をオンオフ制御することにより、出力電圧ＶｏはＶd1＋Ｖd2（ＰＷＭのオン期間）とＶd1（ＰＷＭのオフ期間）との間で変化する。この場合、トランジスタＱ１のオンオフに伴う当該トランジスタＱ１への印加電圧は、０Ｖ（ＰＷＭのオン期間）とＶd2（ＰＷＭのオフ期間）となり、ＰＷＭ制御時におけるトランジスタＱ１の電圧変化が従来回路（図６参照）のＶd1＋Ｖd2からＶd2に低減する。これにより、トランジスタＱ１のスイッチング損失を低減することができる。
【００５１】
また、出力電圧Ｖｏの変化幅が小さくなると、フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３に印加される高周波電圧成分が低減するため、リアクトルＬ２、Ｌ３の高周波損失も低減する。さらに、スイッチング素子の電圧変化幅が小さくなることによりスイッチング素子の設置電位変動が小さくなるため、各トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフに起因するＥＭＩノイズの低減にも有効となる。
【００５２】
直流電源４の直流電圧Ｖd1とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2との加算値Ｖd1＋Ｖd2が、交流出力電圧Ｖacのピーク電圧に所定のマージン量を加えた値になるように制御するので、ＰＷＭ制御を用いて歪みの少ない交流出力電圧Ｖacを生成することができる。
【００５３】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について、電気的構成を示す図５を参照しながら説明する。本実施形態は、図５に示すように、電力変換装置２１の交流出力端子１０、１１に商用電力系統Ｇrdを接続し、系統電圧に同期した力率１の交流出力電圧を生成する系統連系運転を行うようになっている。
【００５４】
この場合、図３に示す交流出力電圧Ｖacが系統電圧そのものになる。出力電流Ｉacが系統電圧に同期した力率１の交流出力電流となるように、インバータ回路２２が高速ＰＷＭ制御により出力電圧Ｖｏ（つまり出力基本波電圧）を出力すると、以下の（12）式に示すように、フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３に、出力基本波電圧と系統電圧Ｖacとの差電圧に応じた出力電流Ｉacを流すことが可能となる。
【数４】
2005137165.tif 000006
【００５５】
本実施形態によれば、電力変換装置２１は、直流電源４の直流電圧Ｖd1と交流出力電圧Ｖacとが異なっていても、効率よく変換することができ、しかも、主回路構成を同一として、電力系統との連系運転と単独での交流正弦波出力運転とを実現できるため、限られた直流電力を有効に利用する用途に適している。例えば、直流電源４を、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリまたはこれらの機器の組み合わせにより構成すれば、非常に利便性の高い電力変換装置を提供することができる。
【００５６】
（その他の実施形態）
本発明は上記し且つ図面に記載した実施形態に限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
逆導通スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らずバイポーラトランジスタやＦＥＴなどの素子であってもよい。
【００５７】
トランジスタＱ２１、Ｑ２２として、逆耐圧を有する逆阻止型のスイッチング素子を採用すれば、逆阻止ダイオードＤ２３、Ｄ２４を省略することができる。
直流電力変換回路は、チョッパ回路５に限らず、直流電源４の直流電力を変換してコンデンサＣ４に与えることが可能なものであればよい。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す電力変換装置の電気的構成図
【図２】期間分割の一例を示す図
【図３】出力基本波電圧と交流出力電圧Ｖacの波形図
【図４】出力基本波電圧、交流出力電圧Ｖacおよび直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の下限値の波形図
【図５】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図６】従来技術を示す図１相当図
【図７】図３相当図
【符号の説明】
【００５９】
４は直流電源（直流電力発生部）、５はチョッパ回路（直流電力変換回路）、８は単相フルブリッジ回路、８ａは出力端子（第１の出力端子）、８ｂは出力端子（第２の出力端子）、９はフィルタ回路（ローパスフィルタ回路）、１０、１１は交流出力端子、２１は電力変換装置、２３は制御回路（制御手段）、Ｃ４はコンデンサ、Ｄ２３、Ｄ２４はダイオード、Ｑ１とＤ１はＩＧＢＴ（第１の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２とＤ２はＩＧＢＴ（第２の逆導通スイッチング素子）、Ｑ３とＤ３はＩＧＢＴ（第３の逆導通スイッチング素子）、Ｑ４とＤ４はＩＧＢＴ（第４の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２１とＤ２１はＩＧＢＴ（第５の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２２とＤ２２はＩＧＢＴ（第６の逆導通スイッチング素子）、Ｇrdは商用電力系統である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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