(57)【要約】【課題】  半導体基板上に形成されるＯＴＡと容量から構成されるｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数設定回路において、配線容量等の寄生容量の影響を少なくする。【解決手段】  開示される周波数設定回路は、複数のＯＴＡと容量からなり制御信号に応じて少なくとも一つのＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させることによって入力基準周波数信号の位相を変化させる位相器１と、基準周波数信号と位相器１の出力信号との位相比較結果の信号を出力する位相比較器２と、位相比較結果の信号から交流成分を除去して制御信号として出力する低域濾波器３とを備え、位相比較器２の両入力の位相差が所定位相量のときロック状態となるフェーズロックドループを形成し、その制御信号に比例した信号によって、被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４を構成する少なくとも一つのＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させてｇｍ−Ｃフィルタ４の周波数特性を設定する。【選択図】図１
2005223439.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のＯＴＡと容量からなり制御信号に応じて少なくとも一つの前記ＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させることによって入力基準周波数信号の位相を変化させる位相手段と、前記基準周波数信号と前記位相手段の出力信号との位相比較結果の信号を出力する位相比較手段と、前記位相比較結果の信号から交流成分を除去して前記制御信号として出力する低域濾波手段とを備え、前記位相比較手段の両入力の位相差が所定位相量のときロック状態となるフェーズロックドループを形成し、前記制御信号に比例した信号によって、被制御ｇｍ−Ｃフィルタを構成する少なくとも一つのＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させて前記被制御ｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性を設定することを特徴とする周波数設定回路。
【請求項２】
前記位相手段が、２段カスケード接続された１次のフィルタからなることを特徴とする請求項１記載の周波数設定回路。
【請求項３】
前記２段カスケード接続された１次のフィルタに終端抵抗が付加されていることを特徴とする請求項２記載の周波数設定回路。
【請求項４】
前記位相手段が、入力抵抗を付加した２次のフィルタからなることを特徴とする請求項１記載の周波数設定回路。
【請求項５】
前記２次のフィルタが、２次の低域濾波器であることを特徴とする請求項４記載の周波数設定回路。
【請求項６】
前記２次のフィルタが、２次の高域濾波器であることを特徴とする請求項４記載の周波数設定回路。
【請求項７】
前記２次のフィルタが、２次の帯域通過濾波器であることを特徴とする請求項４記載の周波数設定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はフィルタ回路の周波数設定回路に係り、特に、半導体集積回路上に形成されるＯＴＡ（Operational Transconductance Amplifier）と容量とから構成されるｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数設定回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体集積回路上に形成されるＯＴＡについては既に知られており、また、半導体集積回路上に形成されたＯＴＡと容量とからなるフィルタ回路の自動チューニングを行う技術についても、例えば、非特許文献１に記載されているように周知である。
従来、この種のｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数設定回路としては、図１４に示すような、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１０１と、位相比較器（ＰＤ）１０２と、低域濾波器（ＬＰＦ）１０３とからなるフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路を備えたものがある。
【０００３】
従来のｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数設定回路においては、図１４に示されたＰＬＬ回路を用いて、ＯＴＡと容量で構成されたｇｍ−Ｃ  ＬＣ回路と−Ｒ（負性抵抗）発生回路とからなるＶＣＯ１０１（あるいは電流制御発振回路（ＩＣＯ））の、制御電圧（あるいは制御電流）を変化させてＯＴＡのｇｍ（トランスコンダクタンス）値を制御して、発振周波数を入力される基準周波数ｆrefと一致させたときの、その制御電圧（あるいは制御電流）を用いて、同一半導体基板上に形成されたｇｍ−Ｃフィルタ回路１０４のカットオフ周波数を所定の値に設定するようにしていた。
【０００４】
図１４の回路においては、ＯＴＡを差動出力として２次歪みを低減させている。図１４において、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２，容量Ｃ１はジャイレータ（Gyrator ）理論により等価的にインダクタンスＬを実現している。この等価Ｌ１１０に並列接続された容量Ｃ２とでＬＣタンク回路を構成している。
ＯＴＡ３，ＯＴＡ４は、それぞれトランスコンダクタンスｇｍ３，ｇｍ４（ｇｍ３＞ｇｍ４）を持ち、ｇｍ４−ｇｍ３となるように接続されて負性トランスコンダクタンス（−ｇｍ）を実現している。この−ｇｍから、負性抵抗−Ｒ（＝−１／ｇｍ）１２０が求められる。
実現回路上では、発振振幅値を決めるために、ＯＴＡ３の動作入力電圧範囲をＯＴＡ４の動作入力電圧範囲よりも狭くして、振幅制限機能を持たせている。
【０００５】
従って、ＶＣＯ回路１０１の発振周波数と基準周波数ｆrefとが等しくなるようにＰＬＬループで制御することで、ＶＣＯ回路を構成している各ＯＴＡの駆動電流を制御し、それによって各ＯＴＡのｇｍ値を所望の値に設定している。ここで、ＶＣＯ回路の発振周波数ｆVCOは、
【０００６】
【数１】
2005223439.tif 000003
【０００７】
と表される。ここで、分子の係数２は差動化していることにより、ＯＴＡのｇｍ値が等価的に２倍になることを示している。また、ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍ、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃと置けば、ＶＣＯ回路１０１の発振周波数ｆVCOは、
ｆVCO＝２ｇm／２πＣ                …（２）
となる。ここで、２ｇm＝１／Ｒとして等価抵抗に置き換えると、
ｆVCO＝１／２πＣＲ                  …（３）
と表され、よく知られた発振周波数の式が得られる。
【０００８】
以上の説明から明らかなように、ＰＬＬでｆVCOを基準周波数ｆrefにロックさせることで、ＶＣＯ回路のｇｍ／Ｃ値が一定値になるように制御できる。そこで、ｇｍ−Ｃフィルタ１０４を構成している各ＯＴＡの駆動電流と、ＶＣＯ回路１０１を構成している各ＯＴＡの駆動電流とが等しくなるようにすれば、ｇｍ−Ｃフィルタ１０４を構成している各ＯＴＡのｇｍ値と、ＶＣＯ回路１０１を構成している各ＯＴＡのｇｍ値とを一致させることができ、ｇｍ−Ｃフィルタ１０４を構成している各容量と、ＶＣＯ回路１０１を構成している各容量との間では比が一定であることが期待できるので、ＶＣＯ回路１０１の発振周波数とｇｍ−Ｃフィルタ１０４のカットオフ周波数との関係を一定に制御することができる。
【０００９】
また、特許文献１においては、例えばその図１に示された回路において、調整用マスタフィルタ２においてリファレンス信号を所望の特性に変換する疑似動作を行い、位相検出回路３においてマスタフィルタ２の出力をリファレンス信号と比較して、マスタフィルタ２の出力の所望の特性とのずれを検出する。初期位相調整回路１は、マスタフィルタ２の特性と、所望の特性との間における予め測定されたずれに関する調整情報を備えていて、この調整情報に基づいて位相検出回路３の出力を補正した上で、この補正後の信号を調整信号として出力することによって、特性可変スレーブフィルタ４を所望の特性を示すように制御することが開示されている。また、調整用マスタフィルタ２の構成例として、その図５に示されるようなｇｍ−Ｃフィルタが開示されている。
【非特許文献１】F.Krummenacher and N.Joehl；"A 4-MHz CMOS Continuous-Time Filter with On-Chip Automatic Tuning", IEEE J. Solid-State Circuits, vol.23, no.3, pp.750-758, June 1988
【特許文献１】特開平９−３２０１９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図１４に示された、従来のＰＬＬを用いた周波数設定回路においては、ＶＣＯ回路の発振周波数をｇｍ−Ｃフィルタの阻止帯域（ストップバンド）内に設定して、ｇｍ−Ｃフィルタへの影響を少なくする必要がある。しかし、ｇｍ−Ｃフィルタのカットオフ周波数とＶＣＯ回路の発振周波数とを大きく離すと、ｇｍ−Ｃフィルタで用いる容量値に対し、ＶＣＯ回路で用いる容量値はその数分の１になる。そのために配線容量等の寄生容量の影響が相対的に大きくなって無視できないレベルになり、実際にはＶＣＯ回路の発振周波数とｇｍ−Ｃフィルタのカットオフ周波数との関係を一定に制御することができなくなっている。特に、ＯＴＡの駆動電流を減らした低電流化回路の場合はなおさらである。
【００１１】
また、特許文献１に開示された技術は、一般的なＶＣＦ（Voltage Controlled Filter）について記載するものであって、特許文献１においては、ｇｍ−Ｃフィルタの容量値とｇｍ−Ｃで構成される制御回路に用いる容量値とを近い値にすることによって、精度よく周波数設定を行えるようにすることについては、なんら記載されていない。
【００１２】
この発明は上述の事情に鑑みてなされたものであって、被制御ｇｍ−Ｃフィルタの容量値とｇｍ−Ｃで構成される制御回路に用いる容量値とを近い値にして、配線容量等の寄生容量の影響を少なくすることによって、誤差の少ない周波数設定を行うことができるとともに、比較的小さい回路規模で実現可能な、周波数設定回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は周波数設定回路に係り、複数のＯＴＡと容量からなり制御信号に応じて少なくとも一つの上記ＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させることによって入力基準周波数信号の位相を変化させる位相手段と、上記基準周波数信号と上記位相手段の出力信号との位相比較結果の信号を出力する位相比較手段と、上記位相比較結果の信号から交流成分を除去して上記制御信号として出力する低域濾波手段とを備え、上記位相比較手段の両入力の位相差が所定位相量のときロック状態となるフェーズロックドループを形成し、上記制御信号に比例した信号によって、被制御ｇｍ−Ｃフィルタを構成する少なくとも一つのＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させて上記被制御ｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性を設定することを特徴としている。
【００１４】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の周波数設定回路に係り、上記位相手段が、２段カスケード接続された１次のフィルタからなることを特徴としている。
【００１５】
また、請求項３記載の発明は、請求項２記載の周波数設定回路に係り、上記２段カスケード接続された１次のフィルタに終端抵抗が付加されていることを特徴としている。
【００１６】
また、請求項４記載の発明は、請求項１記載の周波数設定回路に係り、上記位相手段が、入力抵抗を付加した２次のフィルタからなることを特徴としている。
【００１７】
また、請求項５記載の発明は、請求項４記載の周波数設定回路に係り、上記２次のフィルタが、２次の低域濾波器であることを特徴としている。
【００１８】
また、請求項６記載の発明は、請求項４記載の周波数設定回路に係り、上記２次のフィルタが、２次の高域濾波器であることを特徴としている。
【００１９】
また、請求項６記載の発明は、請求項４記載の周波数設定回路に係り、上記２次のフィルタが、２次の帯域通過濾波器であることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の周波数設定回路では、ＶＣＯ回路とＰＬＬ回路とを用いた周波数比較の代わりに、フィルタ回路とＰＬＬ回路とを用いた周波数比較を行っているので、回路規模を比較的小さくすることができる。
また、本発明の周波数設定回路では、制御部に２次のｇｍ−Ｃフィルタを用い、その容量値と、被制御部のｇｍ−Ｃフィルタに用いる容量値とをほぼ同じ値に合わせているので、配線容量等の寄生容量の影響を小さくすることができる。
さらに、本発明の周波数設定回路では、入力される交流信号の位相と、２次のｇｍ−Ｃフィルタを介して出力される位相とを比較しているので、入力される交流信号の振幅レベルの変動を許容することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
複数のＯＴＡと容量からなり制御信号に応じて少なくとも一つのＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させることによって入力基準周波数信号の位相を変化させる位相器と、基準周波数信号と位相手段の出力信号との位相比較結果の信号を出力する位相比較器と、位相比較結果の信号から交流成分を除去して制御信号として出力する低域濾波手段とを備えて、位相比較器の両入力の位相差が所定位相量のときロック状態となるフェーズロックドループを形成し、その出力制御信号に比例した信号によって、被制御ｇｍ−Ｃフィルタを構成する少なくとも一つのＯＴＡのトランスコンダクタンスを変化させて被制御ｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性を設定する。
【実施例１】
【００２２】
図１は、本発明の周波数設定回路の第１実施例を示す回路図であって、本発明の周波数設定回路の基本構成を示している。
この例の周波数設定回路は、図１に示すように、位相器１と、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。
位相器１は、制御電圧ＶＣＯＮに応じて、基準周波数ｆREFの入力信号の位相を変化させる。位相比較器２は、基準周波数ｆREFの入力信号ＶＡＣと位相器１の出力信号との位相を比較して、位相差に応じた電圧を出力する。低域濾波器３は位相比較器２の出力電圧の交流成分を除去して直流化した制御電圧ＶＣＯＮを出力する。制御電圧ＶＣＯＮは、位相器１における位相制御に用いられるとともに、被制御フィルタであるｇｍ−Ｃフィルタ４の周波数特性の制御に用いられる。
【００２３】
図１の回路において、入力された交流信号ＶＡＣは、位相器１に入力される。ここで、位相器１は、複数個のＯＴＡと容量から構成されている。
次に、位相比較器２が、２つの入力信号の位相差に応じた信号を出力する。具体的には、２つの入力信号の積を出力するとすれば、位相比較器２としては乗算器を用いればよい。あるいは、簡単なディジタル回路であるＸＯＲ回路を用いることもできる。
【００２４】
乗算器やＸＯＲ回路を用いた位相比較器の場合には、最も簡単なフェーズロックドループ（ＰＬＬ）が構成され、テキストに記載されているように、２つの入力信号の位相差が９０°（π／２）の場合に、ループが引き込まれてロックがかかる。
例えば、位相比較器にＸＯＲ回路を用いた場合には、２つの入力信号の位相差が９０°（π／２）となった場合に、出力信号の直流電圧がＶＤＤ（電源電圧）／２となり、ループが引き込まれてロックがかかる。このときには、位相比較器２の出力信号の周波数は、２つの入力信号の周波数（位相が互いに９０°違うが）の丁度２倍になっている。
【００２５】
すなわち、位相比較器にＸＯＲ回路を用いた、最も簡単なフェーズロックドループ（ＰＬＬ）は、ＶＣＯ回路の発振周波数を制御して基準周波数と一致させる動作を行うものであり、ロック時にはＶＣＯ回路の発振周波数と基準周波数が等しくなっているが、ＶＣＯ回路の発振周波数の信号の位相と基準周波数の信号の位相は９０°（π／２）だけ異なっている。
このように、周波数は等しくても位相が９０°異なるようにＰＬＬを組む場合には、ＶＣＯ回路を用いる以外にも、位相が９０°進んだり遅れたりする位相可変素子、例えば微分器や積分器、あるいはフィルタ等を用いることができることがわかる。
【実施例２】
【００２６】
図２は、本発明の周波数設定回路の第２実施例を示したものであって、位相器が１次の低域濾波器（ＬＰＦ）の２段カスケード接続からなる場合の第１の構成例を示している。
図２に示す例の周波数設定回路は、位相器１Ａと、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。これらのうち、位相比較器２，低域濾波器３は、図１に示された第１実施例の場合と同様である。
位相器１Ａは、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２からなる等価Ｒ１１と容量Ｃ１とを備えた第１の１次ＬＰＦ特性を持つ回路と、ＯＴＡ３，ＯＴＡ４からなる等価Ｒ１２と容量Ｃ２とを備えた第２の１次ＬＰＦ特性を持つ回路とを有している。
【００２７】
図２においては、ＲとＣで構成された１次のＬＰＦをｇｍ−Ｃ回路で置き換えた場合の第１の構成例を示し、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ１１と容量Ｃ１からなる第１の１次のＬＰＦと、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ１２と容量Ｃ２からなる第２の１次のＬＰＦとをカスケードに接続し、終端抵抗を備えない構成の位相器１Ａと、位相比較器２と、低域濾波器３とからなるＰＬＬ回路によって、ｇｍ−Ｃフィルタ４に対する周波数設定回路を構成した例が示されている。
【００２８】
１次のＬＰＦ特性を持つ回路は、等価回路としてはＲとＣとで表され、積分器とも呼ばれている。１次のＬＰＦの伝達特性は、
【００２９】
【数２】
2005223439.tif 000004
【００３０】
と表される。
振幅特性は、平坦特性から単調に減少し、１／√２（＝０．７０７：−３ｄＢ）に減衰する周波数をカットオフ周波数と呼んでいる。カットオフ周波数より高い周波数領域では６ｄＢ／Ｏｃｔ、あるいは２０ｄＢ／Ｄｅｃで減衰してゆく。
一方、位相特性は、０°から次第に位相が遅れ、カットオフ周波数では４５°（π／４）位相が遅れ、カットオフ周波数より高い周波数領域では、位相遅れが９０°にまで達する。また、カットオフ周波数付近での位相の変化は大きいが、周波数が高くなるにつれて単調に位相が遅れてゆく。
【００３１】
こうした単調な位相特性を持つ素子でＰＬＬを組む場合には、ループ利得が大きくなるカットオフ周波数の近傍でロックがかかるようにすることが望ましい。
そこで、ＲとＣとで構成された１次のＬＰＦを２段カスケードに接続すると、この場合の伝達特性は、
【００３２】
【数３】
2005223439.tif 000005
【００３３】
と表される。
この場合の振幅特性は、２乗で変化し、位相特性は２倍で変化する。すなわち、位相特性は０°から−１８０°まで変化する。ここで、−９０°近傍での位相の変化の度合いが最も大きくなっており、−９０°近傍での振幅は平坦部分の半分（−６ｄＢ）になっている。
【００３４】
このように、この例の周波数設定回路では、位相器において１次のＬＰＦを２段カスケードに接続する構成としたので、位相器１Ａ，位相比較器２，低域濾波器３を含むＰＬＬ回路において、ループ利得が大きくなるカットオフ周波数の近傍でロックがかかるようになるので、ＰＬＬ回路の制御感度を高くすることができ、従ってｇｍ−Ｃフィルタ４の周波数特性の制御性能を向上させることができる。
【実施例３】
【００３５】
図３は、本発明の周波数設定回路の第３実施例を示したものであって、位相器が１次の低域濾波器（ＬＰＦ）の２段カスケード接続からなる場合の第２の構成例を示している。
図３に示す例の周波数設定回路は、位相器１Ｂと、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。これらのうち、位相比較器２，低域濾波器３は、図１に示された第１実施例の場合と同様である。
位相器１Ｂは、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２からなる等価Ｒ２１と容量Ｃ１とを備えた第１の１次ＬＰＦ特性を持つ回路と、ＯＴＡ３からなる終端抵抗２２と、ＯＴＡ４，ＯＴＡ５からなる等価Ｒ２３と容量Ｃ２とを備えた第２の１次ＬＰＦ特性を持つ回路と、ＯＴＡ６からなる終端抵抗２４とを有している。
【００３６】
図３においては、ＲとＣで構成された１次のＬＰＦをｇｍ−Ｃ回路で置き換えた場合の第２の構成例を示し、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ２１と容量Ｃ１からなる第１の１次のＬＰＦと、ＯＴＡからなる第１の１次のＬＰＦに対する終端抵抗と、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ１２と容量Ｃ２からなる第２の１次のＬＰＦと、ＯＴＡからなる第２の１次のＬＰＦに対する終端抵抗とをカスケードに接続した構成の位相器１Ｂと、位相比較器２と、低域濾波器３とからなるＰＬＬ回路によって、ｇｍ−Ｃフィルタ４に対する周波数設定回路を構成した例が示されている。
【００３７】
以下、図２に示された例と図３に示された例との違いについて説明する。
ＲとＣで形成される１次のＬＰＦをｇｍ−Ｃ回路に置き換えると、図２に示されるような２個のＯＴＡと容量Ｃとを有し終端抵抗がない回路、又は図３に示されるような３個のＯＴＡと容量Ｃとを有し終端抵抗がある回路となる。
ＲとＣとから構成された１次のＬＰＦには、入力抵抗はあるが出力の終端抵抗がないため、挿入損失がない。そこで、出力に入力抵抗と等しい値の終端抵抗を追加することによって、６ｄＢの挿入損失が生じる。また、よく知られているように出力の終端抵抗を実現するためには、ＯＴＡが１個増えることになる。また、ほとんど認識されてはいないが、周波数特性に違いが生じる。
【００３８】
一般的な増幅器では、一定のバイアス条件においては利得（Ｇ）と周波数帯域（Ｂ）の積（ＧＢ積）が一定になることが知られているが、ＯＴＡを用いたｇｍ−Ｃフィルタにおいても同様な現象が現れる。
すなわち、駆動電流が一定のＯＴＡで構成しても、等しい入力抵抗と終端抵抗を持つ、挿入損失が６ｄＢであるＣＲからなる１次ＬＰＦの帯域は、終端抵抗を持たない挿入損失が０ｄＢであるＣＲからなる１次ＬＰＦの帯域のほぼ２倍になっていると考えてよい。
あるいは、ＣＲからなる１次ＬＰＦにおいても、等しい入力抵抗と終端抵抗を持つ挿入損失が６ｄＢの１次のＬＰＦと、入力抵抗をなくして挿入損失を０ｄＢにした１次ＬＰＦ同士でも、カットオフ周波数が等しくなるように設定すると、挿入損失を０ｄＢにした１次ＬＰＦの容量値は、挿入損失を６ｄＢにした１次ＬＰＦの容量の丁度半分になっている。
【００３９】
１次ＬＰＦは、容量Ｃと抵抗Ｒとから構成されるが、抵抗Ｒについては、ＯＴＡのｇｍで等価的に実現され、容量Ｃはそのままチップ上に実現される。従って、回路上付加される容量が小さくなると、ＯＴＡにレイアウト上付く配線容量等の寄生用量値の影響が特性に現れてくる。
【００４０】
そこで、マスタフィルタである位相器１ＢにおいてＣＲからなる１次ＬＰＦを２段カスケードに接続する場合に、図３に示すように、終端抵抗を持つ挿入損失が６ｄＢの１次ＬＰＦを２段カスケード接続することによって、２倍の周波数特性を確保でき、基準周波数をスレーブフィルタであるｇｍ−Ｃフィルタ４のカットオフ周波数の２倍に設定しても、ｇｍ−Ｃフィルタを構成する容量値をマスタフィルタの容量値Ｃとほぼ同一の容量値で実現できる。
この場合、カスケード接続した２段の１次ＬＰＦで、振幅はそれぞれ−６ｄＢ−３ｄＢ＝−９ｄＢ，−６ｄＢ−３ｄＢ＝−９ｄＢずつ減衰し、合計では−１８ｄＢ（≒１／８）ほど減衰するが、−９０°の位相差が問題となる本発明のシステムでは、振幅値が小さくなっても大きな問題とはならない。
【００４１】
従って、ＯＴＡにレイアウト上付く配線容量等の寄生容量値が無視できる程度まで、マスタフィルタとスレーブフィルタの特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることができるようになる。
また、入力抵抗と終端抵抗の比を異ならせることによって、容易に周波数特性を変えることができるため、スレーブフィルタであるｇｍ−Ｃフィルタの容量値Ｃとの一致性を高めることができるようになる。
【実施例４】
【００４２】
図４は、本発明の周波数設定回路の第４実施例を示したものであって、位相器が１次の高域濾波器（ＨＰＦ）の２段カスケード接続からなる場合の構成例を示している。
この例の周波数設定回路は、図４に示すように、位相器１Ｃと、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。これらのうち、位相比較器２，低域濾波器３は、図１に示された第１実施例の場合と同様である。
位相器１Ｃは、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２からなる等価Ｒ３１と２個の容量Ｃ１とを備えた第１の１次ＨＰＦ特性を持つ回路と、ＯＴＡ３，ＯＴＡ４からなる等価Ｒ３２と２個の容量Ｃ２とを備えた第２の１次ＨＰＦ特性を持つ回路とを有している。
【００４３】
図４においては、ＲとＣとを直列に接続した１次のＨＰＦをｇｍ−Ｃ回路で置き換えた場合の構成例を示し、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ３１と２個の容量Ｃ１からなる第１の１次のＨＰＦと、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ３２と２個の容量Ｃ２からなる第２の１次のＨＰＦとをカスケードに接続し、終端抵抗を備えない構成の位相器１Ｃと、位相比較器２と、低域濾波器３とからなるＰＬＬ回路によって、ｇｍ−Ｃフィルタ４に対する周波数設定回路を構成した例が示されている。
【００４４】
１次のＨＰＦ特性を持つ回路は、等価回路としては、ＲとＣとで表され、微分器とも呼ばれている。１次のＨＰＦの伝達特性は、
【００４５】
【数４】
2005223439.tif 000006
【００４６】
と表される。振幅特性は、単調に増加してゆき、高い周波数領域では平坦特性となる。平坦特性から１／√２（＝０．７０７：−３ｄＢ）に減衰する周波数をカットオフ周波数と呼び、カットオフ周波数より低い周波数領域では６ｄＢ／Ｏｃｔ、あるいは２０ｄＢ／Ｄｅｃの傾きを持つ。
一方、位相特性は、９０°位相が進んでおり、次第に位相が遅れ、カットオフ周波数では４５°（π／４）位相が進み、カットオフ周波数より高い周波数領域では位相の進みが０°にまで達する。
【００４７】
このような単調な位相特性を持つ素子では、ＰＬＬを組む場合には、ループ利得が大きくなるカットオフ周波数の近傍でロックがかかるようにすることが望ましい。そこで、ＲとＣとで構成された１次のＨＰＦを２段カスケードに接続すると、伝達特性は、
【００４８】
【数５】
2005223439.tif 000007
【００４９】
となる。振幅特性は２乗で変化し、位相特性は２倍で変化する。すなわち、位相特性は１８０°から０°まで変化する。この場合、９０°近傍での位相の変化の度合いが最も大きくなっており、９０°近傍での振幅は半分（−６ｄＢ）になっている。
【００５０】
このように、ＲとＣで構成された１次のＨＰＦ（微分回路）も、１次のＬＰＦの場合と同様にｇｍ−Ｃ回路に置き換えることができ、１次のＨＰＦを２段カスケードに接続して位相器を構成することによって、位相器１Ｃ，位相比較器２，低域濾波器３を含むＰＬＬ回路において、ループ利得が大きくなるカットオフ周波数の近傍でロックがかかるようになるので、ＰＬＬ回路の制御感度を高くすることができ、従ってｇｍ−Ｃフィルタ４の周波数特性の制御性能を向上させることができる。
【００５１】
また、この場合に、図３に示された例の場合と同様に、それぞれの１次のＨＰＦに終端抵抗を付加することができ、これによって第３実施例の場合に説明したのと同様に、ＯＴＡにレイアウト上付く配線容量等の寄生容量値が無視できる程度まで、マスタフィルタとスレーブフィルタの特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることができるようになる。
さらに、入力抵抗と終端抵抗の比を異ならせることによって、容易に周波数特性を変えることができるため、スレーブフィルタであるｇｍ−Ｃフィルタの容量値Ｃとの一致性を高めることができるようになる点も同様である。
【実施例５】
【００５２】
図５は、本発明の周波数設定回路の第５実施例を示したものであって、位相器が２次の低域濾波器（ＬＰＦ）からなる場合の構成例を示している。また、図６は、本実施例における２次ＬＰＦの振幅特性を示す図、図７は、本実施例における２次ＬＰＦの位相特性を示す図である。
この例の周波数設定回路は、図５に示すように、位相器１Ｄと、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。これらのうち、位相比較器２，低域濾波器３は、図１に示された第１実施例の場合と同様である。
位相器１Ｄは、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２からなる等価Ｒ４１と、容量Ｃ１と、ＯＴＡ３，ＯＴＡ４からなる等価Ｌ４２と、容量Ｃ２と、ＯＴＡ５からなる終端抵抗４３とを備えた、２次ＬＰＦ特性を持つ回路からなっている。
【００５３】
図５においては、ＲとＣとからなる２次のＬＰＦをｇｍ−Ｃ回路で置き換えた場合の構成例を示し、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ４１と、容量Ｃ１と、２個のＯＴＡからなる等価Ｌ４２と、容量Ｃ２と、終端抵抗４３とを有する位相器１Ｄと、位相比較器２と、低域濾波器３とからなるＰＬＬ回路によって、ｇｍ−Ｃフィルタ４に対する周波数設定回路を構成した例が示されている。
【００５４】
以下、説明を簡単にするために、２次ＬＰＦの伝達特性は挿入損失がないものであるとすると、直流では伝達特性は１となり、
【００５５】
【数６】
2005223439.tif 000008
【００５６】
と表される。ここで、ω02は極の周波数であり、Ｑは極のＱ値である。図６においては、この場合における、Ｑをパラメータとした振幅特性を示し、また図７においては、同じくＱをパラメータとした位相特性を示している。
【００５７】
図７に示すように、２次ＬＰＦにおいては、カットオフ周波数において位相が９０°遅れる。従って、この場合にも、位相比較器にＸＯＲ回路を用いた最も簡単なフェーズロックドループ（ＰＬＬ）を実現することができる。
ここで、２次ＬＰＦはｇｍ−Ｃフィルタであって、複数個のＯＴＡと容量から構成される。ｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性はよく知られているように、ＯＴＡのｇｍ値と容量Ｃの比ｇｍ／Ｃ（等価的には１／ＲＣに相当する）で決定される。
【００５８】
しかし製造ばらつきがあるため、ＯＴＡのｇｍ値も容量Ｃもばらつき、ＯＴＡのｇｍ値と容量Ｃの比ｇｍ／Ｃはある範囲内でばらつくことになる。ここで、ＯＴＡのｇｍ値はＭＯＳトランジスタの場合には、駆動電流の平方根（√）に比例し、バイポーラトランジスタの場合には、駆動電流に比例する。
従って、容量Ｃのばらつきに合わせて、ＯＴＡのｇｍ値を変化させれば、一定のｇｍ／Ｃ比が得られることになる。等価的には１次のＬＰＦの場合も２次のＬＰＦの場合も、ｇｍ−Ｃ  ＬＰＦのカットオフ周波数ｆCは、ＯＴＡの駆動電流が増加すると低下し、ＯＴＡの駆動電流が減少すると上昇することになる。
【００５９】
このように、ｇｍ−ＣフィルタではＯＴＡのｇｍ値を変化させることによって、ＬＰＦの周波数特性を可変にすることができる。このときに、所望のＯＴＡのｇｍ値が得られるものとすると、所望のｇｍ値を持つ同一のＯＴＡから構成されるｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性、すなわち具体的には、カットオフ周波数を所定の周波数に設定することができるものと期待される。
【００６０】
ここで、ＰＬＬループ内の位相器を構成する２次ＬＰＦ（マスタフィルタ）と、制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性が揃うようにする必要がある。
上述の（８）式においては、ＬＰＦの伝達特性の一般式を示したが、フィルタの実現手法には、次の２つのものがあることが知られている。
（Ａ）ＬＣＲラダー手法
（Ｂ）バイクァッド手法
【００６１】
このため、位相器を構成する２次ＬＰＦの特性の制御を、ｇｍ−Ｃフィルタで実現する手法もこれらに応じて
（Ａ）ＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法
（Ｂ）バイクァッド手法
の２つがある。
【００６２】
ｇｍ−Ｃフィルタを実現する場合には、回路電流やチップサイズに直接影響を及ぼすＯＴＡの数や容量Ｃの総和等の問題や、素子感度の影響を受けやすいか否か等の問題を考慮する必要がある。
以下に、（Ａ）ＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法の特徴と、（Ｂ）バイクァッド手法の特徴とを詳細に列挙する。
【００６３】
ＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法は、ＬＣＲラダーフィルタの構成自体が素子感度が低く、製造ばらつきに起因する素子ばらつきに対して、フィルタの特性変動を小さく抑えることができる。このように、ＬＣＲラダーフィルタを置き換えて実現するフィルタ回路は、回路素子の変動に対する感度が低いが、このことは、予見できないプロセスパラメータの変動や温度変動があることから、フィルタを集積化する場合には特に重要である。
【００６４】
また、一般的には２次歪みを抑えるために、ＯＴＡを差動化して利用することが多いが、この場合には、ＯＴＡの数はバイクァッド手法を用いる場合よりも多くなる。特に、ＬＣＲラダーフィルタでは、入力抵抗（Ｒｉｎ）と出力の終端抵抗（Ｒｏｕｔ）がある場合には、フィルタには挿入損失が生じるが、この挿入損失を補償するためには、ＯＴＡを追加するか、または入力初段のＯＴＡの駆動電流を増やしてｇｍ値を大きくすることが必要になる。
【００６５】
一方、バイクァッド手法では、カスケードバイクァッドフィルタはより一般的であり、伝達関数が２つの多項式の商で表される。ただし、分母の次数が分子の次数と等しいか又は高い、いかなるフィルタでも実現できる。
従って、差動ｇｍ−Ｃフィルタとすれば、同一のバイクァッドブロックを繰り返し使うことができ、変更箇所も少ないのでレイアウトが簡単になる。特に、特定の零点や極をディジタル的に制御して所望の値にプログラム可能なフィルタに最適である。
【００６６】
さらに、バイクァッドフィルタには入力抵抗はあるが、出力の終端抵抗がないために挿入損失がない。すなわち、６ｄＢの挿入損失を補償するためには、一般的には入力の初段のＯＴＡを２つ並列接続してｇｍを２倍にする必要があるが、そのような回路の増加を招かない。
また、よく知られているように出力の終端抵抗がないために、その分ＯＴＡを１個減らすことができる。従って、ｇｍ−Ｃフィルタを実現する場合に、ＯＴＡの数を最も少なくすることができる。例えば、３次ＬＰＦはバイクァッド手法を用いると６個のＯＴＡで実現できるのに対し、ＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法では、７個（挿入損失６ｄＢ）または８個（挿入損失０ｄＢ）のＯＴＡで実現される。
【００６７】
また、この違いについては、ほとんど認識されてはいないが、周波数特性に違いが生じるという問題がある。一般的な増幅器では、一定のバイアス条件においては利得（Ｇ）と周波数帯域（Ｂ）の積（ＧＢ積）が一定になることが知られているが、ＯＴＡを用いたｇｍ−Ｃフィルタにおいても同様な現象が現れる。
すなわち、駆動電流が一定のＯＴＡで構成しても、挿入損失が６ｄＢであるＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法で実現されたｇｍ−Ｃフィルタの帯域は、挿入損失が０ｄＢであるバイクァッド手法で実現されたｇｍ−Ｃフィルタの帯域の２倍になっていると考えてよい。
例えば、３次バターワースＬＰＦの場合に、２つの手法で実現されるｇｍ−Ｃフィルタでは容量の個数は等しくなり、さらにそれぞれの容量値を等しく設定すると、挿入損失が０ｄＢであるバイクァッド手法で実現されたｇｍ−Ｃ  ＬＰＦのカットオフ周波数は、挿入損失が６ｄＢであるＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法で実現されたｇｍ−Ｃ  ＬＰＦのカットオフ周波数のおよそ半分（１／２）になる。
【００６８】
あるいは、ＬＣＲラダーフィルタをエミュレートする手法で実現された図５に示すようなｇｍ−Ｃ  ２次バターワースＬＰＦにおいても、等しい入力抵抗と終端抵抗を持つ挿入損失が６ｄＢのＬＰＦと、入力抵抗をなくして挿入損失を０ｄＢにしたＬＰＦ同士でも、カットオフ周波数が等しくなるように設定すると、挿入損失を０ｄＢにしたｇｍ−Ｃ２次バターワースＬＰＦの２つの容量のうちの一方の容量値は、挿入損失を６ｄＢにしたｇｍ−Ｃ  ２ｇｍ−ＣバターワースＬＰＦの相当する容量の丁度半分の値になっている。
例えば、図５に示したｇｍ−Ｃ  ２次バターワースＬＰＦにおいては、挿入損失が６ｄＢの場合にはＣ１＝Ｃ２となっているが、挿入損失が０ｄＢの場合にはＣ１の値はそのままであるがＣ２の値は半分になり、Ｃ１／２＝Ｃ２となる。
【００６９】
ＬＰＦの次数が上がっても、同様に、ＬＣＲラダーフィルタの終端抵抗に接続されるＬ又はＣの値は、挿入損失を６ｄＢから０ｄＢにすることで半分の値になり、ｇｍ−ＣバターワースＬＰＦを構成する場合には、この素子を実現する容量値が最小となり、他の素子を実現する容量値に対して極端に小さな値となっている。
従って、回路上付加される容量Ｃが小さくなると、ＯＴＡにレイアウト上付く配線容量等の寄生容量値の影響が特性に現れてくることになる。
【００７０】
また、ほぼ同一のｇｍ値を持つＯＴＡを用いてｇｍ−ＣバターワースＬＰＦを構成する場合には、挿入損失が６ｄＢであれば、最大の容量値と最小の容量値との比は次数とともに増加する。挿入損失が６ｄＢである場合には、最大の容量値と最小の容量値との比は次数の２／３以下になるが、挿入損失が０ｄＢである場合には、最大の容量値と最小の容量値との比は次数以上になる。両者の差は１．６９倍から２倍になる。
すなわち、挿入損失を０ｄＢに設定するためには、挿入損失を６ｄＢに設定する場合に比べて容量比が１．６９倍から２倍にまで増加することになる。この場合にも、回路上付加される容量Ｃが小さくなるために、ＯＴＡにレイアウト上付く配線容量等の寄生容量値の影響が特性に現れてくる。
【００７１】
ＰＬＬループ内の２次ＬＰＦ（マスタフィルタ）と、制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性が揃うようにするためには、こうした寄生容量等の影響を考慮する必要がある。すなわち、回路上付加される容量Ｃが小さくなると、ＯＴＡにレイアウト上付く配線容量等の寄生容量値の影響が特性に現れてくるからである。
マスタフィルタのカットオフ周波数とスレーブフィルタの周波数帯域が同一の帯域内にある場合には、次数は異なっても同一形式のｇｍ−Ｃフィルタにすれば、寄生容量等の影響は無視できる程度に小さくできるものと期待できる。
【００７２】
しかし、マスタフィルタのカットオフ周波数とスレーブフィルタの周波数帯域を異ならせる場合には、寄生容量等の影響を慎重に考慮する必要がある。一般的には、制御用の基準周波数はフィルタの阻止帯域（ストップバンド）に設定して、スレーブフィルタへのクロックスルーが小さくなるようにしてスレーブフィルタのＳ／Ｎ比を大きくして、スレーブフィルタの特性劣化を防止することが望ましい。
しかし、マスタフィルタのカットオフ周波数をスレーブフィルタの周波数帯域よりも何倍も高くすると、マスタフィルタとスレーブフィルタとではＯＴＡの特性を合わせることが必須であり、マスタフィルタのカットオフ周波数を高くすればするだけ、スレーブフィルタの容量値に対してマスタフィルタの容量値を小さくする必要があって、レイアウト上付く配線容量等の寄生容量値がもはや無視できない程度の容量値として見えてくる。
【００７３】
この対策としては、マスタフィルタのＯＴＡのｇｍ値を、高くなったカットオフ周波数に応じてその分大きくすればよいのであるが、バイポーラＯＴＡであれば駆動電流に比例してｇｍ値が増えるが、ＭＯＳ  ＯＴＡでは駆動電流の平方根（√）に比例してｇｍ値が増加するだけであり、そのため例えば、ｇｍ値を２倍にするためには駆動電流を４倍にし、ｇｍ値を３倍にするためには駆動電流を９倍にする必要がある。
【００７４】
一方、ＯＴＡを２個あるいは３個並列接続することによって、ｇｍ値を２倍あるいは３倍にすることができる。この場合には、駆動電流の総和（回路電流）は２倍あるいは３倍に増えるだけである。
ＯＴＡをｎ個並列接続することでｇｍ値をｎ倍にする手法は、電流効率の面からみると魅力的ではある。しかし、この場合は、ＯＴＡのレイアウト上付く配線容量等の寄生容量値もｎ倍となり、回路上付加する容量値に対する寄生容量値の比が無視できない程度に大きくなって、寄生容量の影響が現れてくる。
【００７５】
これに対して、スレーブフィルタではＯＴＡを並列接続することはなく単独で用いており、周波数帯域も低いために回路上付加される容量値も大きくなっており、回路上付加される容量値に対する寄生容量値の比は無視できる程度に小さく、従って、寄生容量の影響はおよそ無視することができる。
【００７６】
特に、回路の低電流化を進めてゆくとＯＴＡの駆動電流も減らしてゆく必要があり、ＯＴＡのｇｍ値もフィルタの実現上最小限の値となり、回路上付加される容量値もｇｍ値に応じて小さくなってゆく。
従って、前述のように寄生容量によるフィルタ特性への影響は大きくなる。なかでも、周波数が高く設定されるマスタフィルタではなおさらであり、スレーブフィルタとの特性を合わせることが次第に困難になりつつある。
【００７７】
以上の事情を考慮すると、マスタフィルタのカットオフ周波数とスレーブフィルタの周波数帯域を２倍程度異ならせる場合に、上述したＬＣＲラダー手法とバイクァッド手法、あるいは、ＬＣＲラダー手法で挿入損失が６ｄＢと０ｄＢのフィルタ回路を、それぞれマスタフィルタとスレーブフィルタに適用することによって、駆動電流が等しく同一回路のＯＴＡを用いても、マスタフィルタで回路上付加する容量値とスレーブフィルタで回路上付加する容量値とをほぼ同様な容量値にできることがわかる。
寄生容量の影響は、回路上付加される容量値が小さくなると顕著に現れる。従って回路上付加される容量値のうち最小となる容量値をマスタフィルタとスレーブフィルタとで等しくすることによって、寄生容量の影響を最小限に限定することができる。
このことによって、ＰＬＬループ内の２次ＬＰＦ（マスタフィルタ）と制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることが可能になる。
【００７８】
この例の周波数設定回路では、位相器１Ｄの２次ＬＰＦに入力抵抗を付加して、入力抵抗を有しない低い周波数特性の被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４に対して２倍程度高い周波数特性を持たせることによって、両者においてレイアウト上付く配線容量等の寄生容量の影響を最小限にすることができる。
また、位相器１Ｄの２次ＬＰＦと被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４において、回路上付加される容量値のうち最小となる容量値を等しくすることによって、両者においてレイアウト上付く配線容量等の寄生容量の影響を最小限にすることができる。
このようにすることによって、ＰＬＬループ内の２次ＬＰＦ（マスタフィルタ）と制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることが可能になる。
【実施例６】
【００７９】
図８は、本発明の周波数設定回路の第６実施例を示したものであって、位相器が２次の高域濾波器（ＨＰＦ）からなる場合の構成例を示している。また、図９は、本実施例における２次ＨＰＦの振幅特性を示す図、図１０は、本実施例における２次ＨＰＦの位相特性を示す図である。
この例の周波数設定回路は、図８に示すように、位相器１Ｅと、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。これらのうち、位相比較器２，低域濾波器３は、図１に示された第１実施例の場合と同様である。
位相器１Ｅは、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２からなる等価Ｒ５１と、２個の容量Ｃ１と、ＯＴＡ３，ＯＴＡ４からなる等価Ｌ５２と、容量Ｃ２と、ＯＴＡ５からなる終端抵抗５３とを備えた、２次ＨＰＦ特性を持つ回路からなっている。
【００８０】
図８においては、ＲとＣとからなる２次のＨＰＦをｇｍ−Ｃ回路で置き換えた場合の構成例を示し、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ５１と、２個の容量Ｃ１と、２個のＯＴＡからなる等価Ｌ５２と、容量Ｃ２と、ＯＴＡからなる終端抵抗５３とを有する位相器１Ｅと、位相比較器２と、低域濾波器３とからなるＰＬＬ回路によって、ｇｍ−Ｃフィルタ４に対する周波数設定回路を構成した例が示されている。
【００８１】
以下、説明を簡単にするために、２次ＨＰＦの伝達特性は挿入損失がないものであるとすると、伝達特性はｆ→∞では１となり、
【００８２】
【数７】
2005223439.tif 000009
【００８３】
と表される。ここで、ω02は極の周波数であり、Ｑは極のＱ値である。図９においては、この場合における、Ｑをパラメータとした振幅特性を示し、また図１０においては、同じくＱをパラメータとした位相特性を示している。
【００８４】
図１０に示すように、２次ＨＰＦにおいては、カットオフ周波数において位相が９０°進む。従って、この場合にも、位相比較器にＸＯＲ回路を用いた最も簡単なフェーズロックドループ（ＰＬＬ）を実現することができる。
【００８５】
前述の第５実施例の場合に詳細に説明したのと同様の方法で、ＰＬＬループ内の２次ＨＰＦ（マスタフィルタ）と制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることが可能になる。
【００８６】
この例の周波数設定回路では、位相器１Ｅの２次ＨＰＦに入力抵抗を付加して、入力抵抗を有しない低い周波数特性の被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４に対して２倍程度高い周波数特性を持たせることによって、両者においてレイアウト上付く配線容量等の寄生容量の影響を最小限にすることができる。
また、位相器１Ｅの２次ＨＰＦと被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４において、回路上付加される容量値のうち最小となる容量値を等しくすることによって、両者においてレイアウト上付く配線容量等の寄生容量の影響を最小限にすることができる。
このようにすることによって、ＰＬＬループ内の２次ＨＰＦ（マスタフィルタ）と制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることが可能になる。
【実施例７】
【００８７】
図１１は、本発明の周波数設定回路の第７実施例を示したものであって、位相器が２次の帯域通過濾波器（ＢＰＦ）からなる場合の構成例を示している。また、図１２は、本実施例における２次ＢＰＦの振幅特性を示す図、図１３は、本実施例における２次ＢＰＦの位相特性を示す図である。
この例の周波数設定回路は、図１１に示すように、位相器１Ｆと、位相比較器（ＰＤ）２と、低域濾波器（ＬＰＦ）３とから概略構成されている。これらのうち、位相比較器２，低域濾波器３は、図１に示された第１実施例の場合と同様である。
位相器１Ｆは、ＯＴＡ１，ＯＴＡ２からなる等価Ｒ６１と、容量Ｃ１と、ＯＴＡ３，ＯＴＡ４からなる等価Ｌ６２と、容量Ｃ２と、ＯＴＡ５からなる終端抵抗６３とを備えた、２次ＢＰＦ特性を持つ回路からなっている。
【００８８】
図１１においては、ＲとＣとからなる２次のＢＰＦをｇｍ−Ｃ回路で置き換えた場合の構成例を示し、２個のＯＴＡからなる等価Ｒ６１と、容量Ｃ１と、２個のＯＴＡからなる等価Ｌ６２と、容量Ｃ２と、ＯＴＡからなる終端抵抗６３とを有する位相器１Ｆと、位相比較器２と、低域濾波器３とからなるＰＬＬ回路によって、ｇｍ−Ｃフィルタ４に対する周波数設定回路を構成した例が示されている。
【００８９】
以下、説明を簡単にするために、２次ＢＰＦの伝達特性は挿入損失がないものであるとすると、伝達特性はカットオフ周波数では１となり、
【００９０】
【数８】
2005223439.tif 000010
【００９１】
と表される。ここで、ω02は極の周波数であり、Ｑは極のＱ値である。図１２においては、この場合における、Ｑをパラメータとした振幅特性を示し、また図１３においては、同じくＱをパラメータとした位相特性を示している。
【００９２】
図１３に示すように、２次ＢＰＦにおいては、カットオフ周波数において位相が０°となっている。従って、この場合にも、位相比較器出力が０をセンターとして＋−に振れる位相比較器を用いることによって、同様にフェーズロックドループ（ＰＬＬ）を実現することができる。
【００９３】
前述の第５実施例の場合に詳細に説明したのと同様の方法で、ＰＬＬループ内の２次ＢＰＦ（マスタフィルタ）と制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることが可能になる。
【００９４】
この例の周波数設定回路では、位相器１Ｆの２次ＢＰＦに入力抵抗を付加して、入力抵抗を有しない低い周波数特性の被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４に対して２倍程度高い周波数特性を持たせることによって、両者においてレイアウト上付く配線容量等の寄生容量の影響を最小限にすることができる。
また、位相器１Ｆの２次ＢＰＦと被制御ｇｍ−Ｃフィルタ４において、回路上付加される容量値のうち最小となる容量値を等しくすることによって、両者においてレイアウト上付く配線容量等の寄生容量の影響を最小限にすることができる。
このようにすることによって、ＰＬＬループ内の２次ＢＰＦ（マスタフィルタ）と制御されるべきｇｍ−Ｃフィルタ（スレーブフィルタ）の両者の特性を揃えることができ、製造ばらつき等に起因する素子ばらつきに対してフィルタの特性変動を小さく抑えることが可能になる。
【００９５】
以上、この発明の実施例を図面により詳述してきたが、具体的な構成はこの実施例に限られたものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。例えば、本発明のフィルタ回路の周波数設定回路に使用される位相比較器の回路構成は任意であって、乗算器やＸＯＲ回路に限らず、他の回路構成のものであってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９６】
この発明の周波数設定回路は、半導体基板上に形成される通信用機器やその他の機器において使用されるフィルタ回路の周波数特性を設定するために、広い範囲に適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本発明の周波数設定回路の第１実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の周波数設定回路の第２実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の周波数設定回路の第３実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の周波数設定回路の第４実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の周波数設定回路の第５実施例を示す回路図である。
【図６】同実施例における２次ＬＰＦの振幅特性を示す図である。
【図７】同実施例における２次ＬＰＦの位相特性を示す図である。
【図８】本発明の周波数設定回路の第６実施例を示す回路図である。
【図９】同実施例における２次ＨＰＦの振幅特性を示す図である。
【図１０】同実施例における２次ＨＰＦの位相特性を示す図である。
【図１１】本発明の周波数設定回路の第７実施例を示す回路図である。
【図１２】同実施例における２次ＢＰＦの振幅特性を示す図である。
【図１３】同実施例における２次ＢＰＦの位相特性を示す図である。
【図１４】従来のｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数設定回路を示す図である。
【符号の説明】
【００９８】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ    位相器（位相手段）
２    位相比較器（ＰＤ）（位相比較手段）
３    低域濾波器（ＬＰＦ）（低域濾波手段）
４    ｇｍ−Ｃフィルタ
１１，１２，２１，２３，３１，３２，４１，５１，６１    等価Ｒ
２２，２４，４３，５３，６３    終端抵抗
４２，５２，６２    等価Ｌ
【図１】
2005223439.tif 000011
【図２】
2005223439.tif 000012
【図３】
2005223439.tif 000013
【図４】
2005223439.tif 000014
【図５】
2005223439.tif 000015
【図６】
2005223439.tif 000016
【図７】
2005223439.tif 000017
【図８】
2005223439.tif 000018
【図９】
2005223439.tif 000019
【図１０】
2005223439.tif 000020
【図１１】
2005223439.tif 000021
【図１２】
2005223439.tif 000022
【図１３】
2005223439.tif 000023
【図１４】
2005223439.tif 000024