(57)【要約】【課題】  振幅復調器及び場合によっては位相復調器の上流のアナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数を低減させる。【解決手段】  本発明は、振幅復調方法、及び、復調キャリア周波数の３倍に対応するサンプリング周波数を有する入力信号をサンプリングする変換器を備える振幅復調装置を提供する。【選択図】  図４
2005137006.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調キャリアの周波数（ｆｐ）の３倍に対応するサンプリング周波数（ｆｓ）を有するアナログ−デジタル変換器を備えることを特徴とする振幅復調器。
【請求項２】
ｅｉが、前記変換器（２１）により提供される３つの連続したサンプルの中のランクｉのデジタル化されたサンプルの値を示し、ｋが定数を示す下記数式
【数１】
2005137006.tif 000009
を適用することにより入力信号のシンボルの振幅Ａを計算する手段（２２、２３、２４、２５；２２、２６、２７、２８）を有することを特徴とする請求項１に記載の復調器。
【請求項３】
現在のサンプリング周波数（ｆｓ）は、前記入力信号又は参照ジェネレータから抽出（３２）された現在の前記キャリア周波数（ｆｐ）に３でかける（３３）ことにより得られることを特徴とする請求項１に記載の復調器。
【請求項４】
請求項１に記載の振幅計算手段と、
計算された振幅及び少なくとも１つの隣接したシンボルの値の符号から、復調すべきシンボルの位相を計算する手段と
を有することを特徴とする振幅及び位相復調器。
【請求項５】
変調キャリアの周波数（ｆｐ）の３倍に等しいサンプリング周波数（ｆｓ）を適用することにより入力信号のアナログ−デジタル変換を行うこと、及び、
ｅｉが、変換器（２１）により提供される３つの連続したサンプルの中のランクｉのデジタル化されたサンプルの値を示し、ｋが定数を示す下記関係式
【数２】
2005137006.tif 000010
を適用することにより振幅情報Ａを抽出することから構成されることを特徴とする、少なくとも振幅において変調された信号を復調する方法。
【請求項６】
前記入力信号が位相及び振幅において変調され、位相情報φが下記関係式
φ＝Ａｒｃｃｏｓ（ｅｉ／Ａ）
を適用することにより、現在のサンプルから抽出されることを特徴とする請求項５に記載の復調方法。
【請求項７】
第２の比較的低い周波数のレートで少なくとも振幅において変調された第２の信号のキャリアを形成する、第１の比較的高い周波数の信号で励起される発振回路（１）と、
前記発振回路の両端でサンプリングされた信号のアナログ−デジタル変換器（２１）、及び、
前記サンプリングされた信号を受信し、且つ、復調すべき信号の振幅（Ａ）を提供し、前記サンプリング周波数（ｆｓ）が前記第１の周波数の３倍に対応するデジタル復号器を有する復調器と
を有することを特徴とする電磁トランスポンダ。
【請求項８】
前記復調器が請求項１に記載のものであることを特徴とする請求項７に記載のトランスポンダ。
【請求項９】
第２の比較的低い周波数のレートで少なくとも振幅において変調された第２の信号のキャリアを形成する、第１の比較的高い周波数の信号で励起される発振回路（１）と、
前記発振回路の両端でサンプリングされた信号のアナログ−デジタル変換器（２１）、及び、
前記サンプリングされた信号を受信し、且つ、復調すべき信号の振幅（Ａ）を提供し、前記サンプリング周波数（ｆｓ）が前記第１の周波数の３倍に対応するデジタル復号器とを有する復調器と
を有することを特徴とする、電磁トランスポンダ通信システムの読み出し及び／又は書き込み端末。
【請求項１０】
前記復調器が請求項１に記載の復調器であることを特徴とする請求項９に記載の端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル復調器の分野及び少なくとも振幅復調器に関する。
【０００２】
本発明は、例えば、電磁トランスポンダシステムの端末側又はトランスポンダ側に適用される。本発明は、より具体的には、自律電源を持たないトランスポンダ（例えば非接触型スマートカード）、及び、例えば携帯情報端末等の自律端末（電池供給型）に関する。
【背景技術】
【０００３】
図１は、本発明が適用される、非接触型スマートカードの従来の構成例をブロック図で非常に概略的に示す。
【０００４】
そのようなスマートカード又はトランスポンダは、読み出し／書き込み端末（図示なし）との通信用であり、それが有する回路への供給に要する電力を、端末により放射される高周波フィールドから引き込む。
【０００５】
トランスポンダは、基本的に、高周波フィールド（例えば１３．５６ＭＨｚの）を感知するコンデンサＣと並列のインダクタンスＬにより形成される発振回路を有する。例えば全波の整流コンポーネント２は、発振回路の端子３および４に接続され、供給コンデンサＣｆによりフィルタされる直流電圧を、トランスポンダの応用回路５（ＩＣ）に提供する。ブリッジ２の整流された出力と回路５の電源入力端子との間にリニアレギュレータが置かれてもよい。
【０００６】
読み出し／書き込み端末（図示無し）からトランスポンダへの情報の送信は、送信されるメッセージの符号に従って、サブキャリアのレート（例えば５３ｋＨｚ）で遠隔供給キャリアのレート（例えば１３．５６ＭＨｚ）を変調することにより行われる。この変調は、非ゼロ変調インデックスを有する振幅変調である。トランスポンダ側では、振幅復調器１０（ＡＭＤＥＭＯＤ）は、整流コンポーネントの上流の発振回路３の１つに接続され、復調された情報を回路５に提供する。
【０００７】
トランスポンダから端末への情報の送信は、サブキャリアのレート（８４７．５ｋＨｚ）で反転変調により行われる。この反転変調は、端末により放射される電磁界上のトランスポンダの負荷を変調することから成る。例えば、レジスタＲ及び回路５により制御されるスイッチＫの直列結合が、発振回路１上に並列に接続される。容量反転復調（capacitive reverse modulation system）システムも見られることがある。端末側では、トランスポンダにより送信されたデータを利用するために振幅及び位相復調器が提供される。
【０００８】
本発明は、より具体的には、電磁トランスポンダ又は読み出し／書き込み端末の振幅復調器及び場合により位相復調器に関する。
【０００９】
送信されたデータのアナログ−デジタル変換は、復号化の下流（従ってアナログ）か、デジタル復号化の下流のどちらかで行われる。本発明は、より具体的には、復調器を駆動する前に、発振回路から抽出された信号のサンプリングを要する復調の場合に関する。その場合、一般的に、及び簡潔にするため、サンプリングは復調器に属するものと考慮される。従来、復調された情報、つまり、ベースバンド（キャリアレス）デジタルデータを提供する、サンプル装置の下流に配置される復調器部分は、「デジタル復調器」と称される。
【００１０】
図２は、例えばＱＡＭ復調においてサブキャリア信号の振幅及び位相の決定を可能にする２つのデータＩ及びＱから振幅復調信号を提供する、復調器の従来の例を示す。
【００１１】
受信された信号（例えば、トランスポンダの端子３からサンプリングされた）は、デジタル復調器１２（ＤＡＭＤＥＭＯＤ）を駆動する前に、サンプリング周波数ｆｓでアナログ−デジタル変換又はサンプリング（ブロック１１、ＣＡＮ）される。復調器１２の出力で提供されるサンプルは、一方では、情報Ｉの提供のための低域フィルタ１４（ＬＰＦ）を通過する前にｃｏｓ（ωｔ）により乗算される。ωは、サブキャリアのパルスを表し、ｔは時間を表す。もう一方では、前記サンプルは、情報Ｑを提供する第２の低域フィルタ１６（ＬＰＦ）を通過する前に、ｓｉｎ（ωｔ）により乗算される（乗算器１５）。
【００１２】
図３は、半径Ａ（Ａはサブキャリア信号の振幅を示す）の三角法の円上で情報Ｉ及びＱがどのような値となるのか示す。Ｉ及びＱを知ることにより、振幅Ａ及び位相φが下記関係式を適用することにより決定される。
【数３】
2005137006.tif 000003
【００１３】
図２の復調器が動作するには、サンプリング周波数ｆｓは、実際ではデータを伝達するキャリアの周波数より４倍大きくなければならない。理論上は（シャノンの定理）、サンプリング周波数は、復調すべき信号がキャリアと同相である場合、キャリア周波数の４倍に等しいが、実際そうである場合は稀である。具体的には、電磁トランスポンダについては、トランスポンダと端末との間の距離の変動により位相シフトが必然的に現れるため、この条件は満たされることができない。従来では、情報Ｉ及びＱを、確実に、あらゆるサンプルについて信頼できるやり方で得るために、キャリア周波数の４倍以上大きいサンプリング周波数が用いられた。
【００１４】
キャリア周波数が１３．５６ＭＨｚである電磁トランスポンダの例においては、５４．２４ＭＨｚより大きいサンプリング周波数が要求される。ここで、サンプリング周波数が高いほど、変換を行う回路の電力消費も大きくなる。更に、電力消費は供給電圧の自乗に比例するため、これは、電力消費性能を悪化させないため高度の技術を用いることを要求し、結果として高価な技術となる。
【００１５】
消費電力が最小限であることが好ましい読み出し及び／又は書き込み端末においても、特にそれが自律型である場合、同じ問題が起こる。
【００１６】
現在では、サンプリング周波数を低減させる唯一の解決策は、アナログ変調を行い、その後、復調された信号をデジタルへ変換することから成る。しかし、これは、特にインピーダンスマッチングとＩ及びＱの通路の平衡化について多くの問題をもたらす。よって、一般的には、利用されるべき信号を受信チェーンにおいてできるだけ早くデジタル化することが好ましい。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
本発明は、振幅復調器及び場合によっては位相復調器の上流のアナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数を低減させることを目的とする。
【００１８】
本発明は、より具体的には、電磁トランスポンダシステム、及び、特に非接触スマートカード型の遠隔供給電磁トランスポンダシステム又は自律型端末を有するシステムへの応用におけるサンプリング周波数を低減することを目的とする。
【００１９】
本発明はまた、簡潔な構造の信頼できるデジタル振幅復調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
これらのまたはその他の目的を達成するために、本発明は、変調キャリアの周波数の３倍に対応するサンプリング周波数を有するアナログ−デジタル変換器を備える振幅復調器を提供する。
【００２１】
本発明の実施形態によると、復調器は、下記数式を適用して、入力信号のシンボルの振幅Ａを計算する手段を有する。
【数４】
2005137006.tif 000004
ここで、ｅｉは、（前記）変換器により提供される３つの連続したサンプルの中のランクｉのデジタル化されたサンプルの値を示し、ｋは、定数を示す。
【００２２】
本発明の実施形態によると、現在のサンプリング周波数は、入力信号又は参照ジェネレータから抽出される３つの現在のキャリア周波数を３で乗算することにより得られる。
【００２３】
本発明はまた、振幅計算手段と、計算された振幅及び少なくとも１つの隣接したシンボルの値の符号から復調すべきシンボルの位相を計算する手段とを有する振幅及び位相復調器を提供する。
【００２４】
本発明はまた、少なくとも振幅において変調された信号を復調する方法に関する。該方法は、変調キャリアの周波数の３倍に等しいサンプリング周波数を適用することにより入力信号のアナログ−デジタル変換を行うことと、下記関係式から振幅情報Ａを抽出することから成る。
【数５】
2005137006.tif 000005
ここで、ｅｉは、前記変換器により提供される３つの連続したサンプルの中の、ランクｉのデジタル化されたサンプル値を示し、ｋは、定数を示す。
【００２５】
本発明の実施形態によると、入力信号は、位相及び振幅において変調されており、位相情報φは、以下の関係式、
φ＝Ａｒｃｃｏｓ（ｅｉ／Ａ）
を適用することにより現在のサンプルから抽出される。
【００２６】
本発明はまた、第２の比較的低い周波数のレートで少なくとも振幅において変調された第２の信号のキャリアを形成する、第１の比較的高い周波数の信号で励起される発振回路と、発振回路の両端でサンプリングされた信号のアナログ−デジタル変換器、及び、サンプリングされた信号を受信し、且つ、復調すべき信号の振幅を提供し、サンプリング周波数が第１の周波数の３倍に対応するデジタル復号器を有する復調器、とを有する電磁トランスポンダを提供する。
【００２７】
本発明はまた、第２の比較的低い周波数のレートで少なくとも振幅において変調された第２の信号のキャリアを形成する、第１の比較的高い周波数の信号で励起される発振回路と、発振回路の両端でサンプリングされた信号のアナログ−デジタル変換器、及び、サンプリングされた信号を受信し、且つ、復調すべき信号の振幅を提供し、サンプリング周波数が第１の周波数の３倍に対応するデジタル復号器とを有する復調器、とを有する、電磁トランスポンダ通信システムの読み出し及び／又は書き込み端末を提供する。
【００２８】
上記本発明の目的、特徴、及び効果は、添付の図面と関連して、以下の具体的な実施形態の限定しない説明において詳述される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
異なる図面中の同じ要素は、同じ符号で示されている。明確にするために、本発明の理解に必要なステップ及び要素だけが図示され、以下に詳述される。具体的には、本発明は従来のツールで実施できるので、数値計算回路は詳述されない。更に、復調された信号がどのように利用されるかは詳述されない。それは、本発明は、復調された信号の行き先がどこであっても、それが非接触型スマートカードであれ、又は、より一般的にサンプリング周波数の値が最小化されることが好ましいあらゆる振幅復調システムであれ、実施されることができるからである。
【００３０】
本発明の特徴は、変調すべき信号のキャリア周波数の３倍に対応するサンプリング周波数を提供することである。
【００３１】
本発明によると、キャリア周波数の正確な値とは関係なくキャリア周波数の４倍大きい周波数の代わりに、キャリア周波数の３倍に対応する比較的正確な周波数が用いられる。サンプリング周波数について要求される正確性は、復調すべき信号の変調インデックスと、情報信号のスペクトル特性に依存する。例えば、リーダからカードへの送信における変調インデックスが１０％である電磁トランスポンダへの応用においては、サンプリング周波数上の正確性が＋／−１％で充分である。
【００３２】
図４は、本発明による振幅復調器の実施形態をブロックで概略的に示す。復調すべき信号（例えば、図１に示されるような発振回路１からくる）は、入力信号の周波数の３倍に対応するサンプリング周波数ｆｓを有するアナログ−デジタル変換器２１（ＣＡＮ）へ送信される。変換器２１により提供されるサンプルは自乗される（その２つの入力が変換器２１の出力信号を受信する乗算器２２）。次の処理は、３つの連続した自乗されたサンプルを加算し
【数６】
2005137006.tif 000006
その後、和を３分の２（２／３）で乗算する（乗算器２４）ことから成る。最後に、平方根（ブロック２５、√）は、好ましい振幅Ａを提供する。これは、下記の数式を適用することと同じである。
【数７】
2005137006.tif 000007
ここで、ｅｉ は、現在のサンプルの値、つまり、変換によりもたらされるデジタル値を示す。他の選択肢として、振幅Ａに比例する情報で充分であれば、倍数２／３は省かれるか、又は任意の定数ｋと置き換えられてもよい。
【００３３】
以上の説明は、明確にするためにアナログ用語を用いているが、変換器２１の下流で行われる操作はデジタルツールで行われていることに留意されたい。
【００３４】
図５は、本発明によるデジタル復調器の動作を示す。この図は、変換器２１により提供された、復調すべき同じシンボルの３つのサンプルｅ１、ｅ２、ｅ３が位置される半径Ａの三角法の円を示す。サンプリング周波数はキャリア周波数の３倍に対応するため、３つのサンプルは相互に１２０°位相シフトされる。簡潔にするために、サンプルｅ１はゼロ位相シフトで配置されている。しかし、それは重要ではなく、重要であるのは連続したサンプル間の位相シフトが１２０°であることである。
【００３５】
よって、時間フィールドにおいて、変換器２１により提供されるサンプルの各々の数値は、サンプルｅ１については、Ａ＊ｃｏｓ（ωｐ・ｔ）に対応し、サンプルｅ２については、Ａ＊ｃｏｓ（ωｐ・ｔ＋１２０°）に対応し、サンプルｅ３については、Ａ＊ｃｏｓ（ωｐ・ｔ＋２４０°）に対応する、ということが言える。ここで、ωｐはキャリアパルスを示す。
【００３６】
よって、変調の振幅Ａの自乗に比例する値は、３つのサンプル（３つの自乗されたサンプルの和）から抽出されることができる。サンプリング周波数はキャリア周波数の３倍に比較的正確に等しいため、この和は３／２Ａ２と等しい。
【００３７】
ブロック２６の出力は、サンプリング周波数のレートで（キャリアと同期して）値を提供する。値の利用は、応用とサブキャリア周波数に依存する。例えば、値は、ｎ値毎に選択され、ｎは、特にサブキャリア及びサンプリング周波数間の比率に従って選択される。前述のような、同一の周波数で、１〜１０％の間の範囲を有する電荷変調を例に取ると、１２個の値毎に１つの値が選択されることができる。それは、サブキャリア周期毎に４つの値を提供し、ノイズを考慮しながら２進値を決定する上での許容できる妥協案である。
【００３８】
本発明の効果は、原キャリア信号での位相がどうであれ、振幅を得ながらサンプリング周波数を小さくすることを可能にする点である。キャリア周波数についてサンプリング周波数を係数３から４へと小さくすることは、特に、高周波数の応用には効果的である。例えば、キャリア周波数が１３．５６ＭＨｚである電磁トランスポンダへの応用においては、サンプリング周波数を２５％低減することは、５４．２４ＭＨｚより大きい周波数の代わりに４０．６８ＭＨｚの周波数にすることを可能にする。２７．１２５ＭＨｚのキャリア周波数については、サンプリング周波数は、１０８．５ＭＨｚより大きい周波数から８１．３７５ＭＨｚの周波数まで下がる。
【００３９】
図６は、トランスポンダへ送信される情報の位相及び振幅変調においてサンプルの位相情報を得ることが所望されるもう１つの本発明の実施形態を示す。
【００４０】
そのような実施形態は、データＩ及びＱがキャリア周波数の４倍より大きいサンプリング周波数から位相及び振幅情報を提供する、図２の実施形態と比較されるべきである。
【００４１】
図６に示される本発明の実施形態によると、アナログ−デジタル（変換器）２１のサンプリング周波数ｆｓは、図４に示されるキャリアの周波数ｆｐの３倍に等しいままである。振幅Ａを得るチェーンは、図４の計算と同様の計算を適用する。それは、変換器２１により提供されるサンプルを自乗する（ブロック２２、ｅ２）ことから始められる。その後、ブロック２２により提供された結果は、どちらも、３つの連続し自乗されたサンプルの和の、３分の２の平方根、つまり
【数８】
2005137006.tif 000008
が計算されるブロック２６と、キャリア信号周期を３分の１、よってサンプリング周期Ｔｓの周期分だけ遅延させる素子２７（Ｔｐ／３）とに直接送信される。素子２７の出力は、ブロック２６と、キャリア周期を更に３分の１遅延させその出力がブロック２６へ送信される第２の素子２８（Ｔｐ／３）とへ直接送信される。素子２７及び２８によりサンプルにもたらされる連続した遅延は、ブロック２６の３つの入力にある値が、３つの連続し自乗されたサンプルに対応できるようにする。その後、ブロック２６は振幅Ａを提供する。
【００４２】
位相の情報は、サンプルのアークコサインをその振幅で除算したものを計算することにより得られる（サンプル正規化）。振幅の取得を現在のサンプルと同期させるために、サンプルを振幅Ａで割る除算器３０への入力の前に、キャリア周波数の周期を３分の一だけ遅延させる素子２９（Ｔｐ／３）が用いられる。その除算の結果は、位相φを提供するアークコサイン計算３１（Ａｒｃｃｏｓ）にかけられる。この計算は、下記の関係式の適用に対応する。
φ＝Ａｒｃｃｏｓ（ｅ／Ａ）
【００４３】
この位相の決定を可能にするために、先行の参照値が記憶され、計算された位相の正又は負のサインを決定（図５のサンプルｅ２及びｅ３を識別）できるようにしなければならない。例えば、先に計算された、符号付の値又は少なくとも１つの隣接したサンプル（先の及び／又は次のサンプル）の値が記憶される。その後、位相値が決定されれば、その符号は、各サンプルが先のものから角度で１２０°離れているということから推定されることができる。デジタル形式でのそのような計算の実施は、上記の記載に基づいて当業者が行うことのできる範囲内である。
【００４４】
図６の実施形態において、サンプリング周波数は、発振回路３と変換器２１との間に配置される、キャリア周波数ｆｐを抽出するための結合器３２により得られ、その後、周波数ｆｓを提供する乗算器（ブロック３３）へ送られる。他の選択肢として、分離されたクロック回路が提供されてもよい。しかし、キャリア周波数の乗算からサンプリング周波数を推定することの効果は、このサンプリング周波数の要求される正確性を提供することである。実際、そして特に電磁トランスポンダへの応用においては、キャリア周波数においてドリフトが生じた際にも、サンプリング周波数はこのドリフトをリアルタイムで追跡し、よって、このキャリア周波数により制御される。
【００４５】
本発明の効果は、サンプリング周波数のドリフト許容条件の実現を保障するための、サンプリング周波数の正確な値を得ることがとりわけ容易である点である。
【００４６】
もちろん、本発明は、当業者であれば容易に思いつくことのできる様々な改変、変更、そして改良が考えられる。具体的には、本発明は、簡潔にするために、配線論理における専用回路の設計又はアナログ技術により近い用語を用いて説明されているが、変換器の下流で行われる全ての処理はデジタル処理であり、配線論理における連続した回路又はプロセッサにより行われ、その際、本発明の方法はソフトウェアの形態で実施される。この従来のデジタル機器手段による実際的な実施は、以上述べられた機能的な記載に基づいて当業者が行うことができる範囲内である。
【００４７】
更に、キャリア周波数について比較的低い（サブキャリア）周波数のレートで行われる変調は、キャリアが振幅において変調されていれば、多値変調における位置の変調から成ってもよい。
【００４８】
そのような改変、変更、及び改良は本開示の一部であり、本発明の趣旨及び範囲内である。よって、上述の説明は例に過ぎず限定するものではない。本発明は以下の請求項及びそれと同等のものにおいて規定されるとおりにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明が適用されるタイプの電磁トランスポンダの構成を示す。
【図２】サブキャリアを用いる変調に適用されるデジタル復調器の従来の例を示す。
【図３】図２の復調器により得られる情報を示す。
【図４】本発明によるデジタル復調器の実施形態をブロック図で非常に概略的に示す。
【図５】本発明による復調器において得られた情報を利用する方法を示す。
【図６】本発明による振幅及び位相復調器の実施形態をブロック図で非常に概略的に示す。
【符号の説明】
【００５０】
１  発振回路
２  整流コンポーネント
３、４  端子
５  応用回路
６  リニアレギュレータ
１０  振幅復調器
１１  アナログ−デジタル変換又はサンプリング
１２  デジタル復調器
１４、１６  低域フィルタ
１３、１５、２２、２４、３３  乗算器
２１  アナログ−デジタル変換器
２７、２８、２９  素子
３０  除算器
３１  アークコサイン計算
３２  結合器
【図１】
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【図２】
2005137006.tif 000012
【図３】
2005137006.tif 000013
【図４】
2005137006.tif 000014
【図５】
2005137006.tif 000015
【図６】
2005137006.tif 000016
【外国語明細書】
2005137006.tif 000017
2005137006.tif 000018
2005137006.tif 000019
2005137006.tif 000020
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