(57)【要約】【課題】無線通信用ＬＳＩシステムにおいて、温度依存性の小さい信号強度検波回路および増幅率制御システムを実現する。【解決手段】信号強度検波回路は、入力された信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路１０１と、入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路１０２と、前記第１電流と前記第２電流とを比較して大小関係に応じた論理に基づく出力電流を出力する比較回路１０３とを有する。【選択図】      図１
2005151331.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路と、
入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路と、
前記第１電流と前記第２電流とを比較して大小関係に応じた論理に基づく出力電流を出力する比較回路と、
を有することを特徴とする信号強度検波回路。
【請求項２】
入力された信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路と、
入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路と、
前記第１電圧電流変換回路の第１出力端子に電気的に接続した第１抵抗素子と、
前記第２電圧電流変換回路の第２出力端子に電気的に接続した第２抵抗素子と、
前記第１出力端子に現れた第１電圧と前記第２出力端子に現れた第２電圧を比較して大小関係に応じた論理を出力する比較回路と、
を有することを特徴とする信号強度検波回路。
【請求項３】
第１電圧信号が入力され、前記第１電圧信号の入力振幅の二乗成分を含む第１電流を出力する第１二乗回路と、
基準電圧信号が入力され、前記基準電圧信号の振幅の二乗成分を含む第２電流を出力する第２二乗回路と、
前記第１電流に比例した第１出力電圧と、前記第２電流に比例した第２出力電圧とを比較し、比較結果に基づいて前記第１電圧信号を検波するための制御信号を出力する比較回路と、
を有することを特徴とする信号強度検波回路。
【請求項４】
入力された検波信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路と、入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路と、前記第１電流と前記第２電流を比較して大小関係に応じた論理に基づいて制御信号を出力する比較回路とを有する信号強度検波回路と、
前記信号強度検波回路の前記制御信号が入力し、入力された受信信号を前記制御信号に応じた増幅率で増幅した出力信号として出力し、この出力信号を前記強度検波回路に入力する前記検波信号とする増幅回路と、
を有することを特徴とする増幅率制御システム。
【請求項５】
入力信号を増幅して出力信号を出力する増幅器と、
前記出力信号の電圧振幅の二乗成分を含む第１信号と、２つの基準電圧の差の二乗成分を含む第２信号とを比較して、その比較結果に応じた制御信号を作成し、この制御信号を前記増幅器に帰還する信号強度検波回路と、
を有することを特徴とする増幅率制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信集積回路システムに使用される信号強度検波回路およびそれを用いた増幅率制御システムに関し、例えば、入力電圧振幅に依存した電流を出力する回路を用いた信号強度検波回路およびそれを用いた増幅率制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信においても集積回路装置が多用されているが、１例としてトランシーバシステムに使用されるＢｌｕｅｔｏｏｔｈ  ＬＳＩ（１５）のブロック図を図１５に示す。ＬＳＩ１５は、ＲＦブロック１４とディジタル回路やメモリからなるベースバンド制御回路１３から構成されている。
【０００３】
アンテナ１から入力された電波は、所望周波数帯域だけ通すフィルタ ＲＦ−Ｆｉｌｔｅｒ２を介してＬＳＩ１５内のＲＦブロック１４に取り込まれる。取り込まれた信号はＳｗｉｔｃｈ３を通してローノイズアンプＬＮＡ４によって信号強度が増幅される。
【０００４】
増幅されたＲＦ信号は、電圧制御発振回路ＶＣＯ１０のローカルＬＯ信号によって、ミキサＭＩＸ５を通じて中間周波数ＩＦにダウンコンバートされる。バンドパスフィルタＢＰＦ６はＩＦ信号の内チャネル周波数のみを通す。
【０００５】
ゲインコントロールアンプＧＣＡ７はアナログディジタルコンバータＡＤＣ８のダイナミックレンジに入るように、信号振幅を制御する。ＡＤＣ８でサンプリングされたディジタル信号はベースバンド処理を行うベースバンド制御回路１３に送られ、ここで復調される。
【０００６】
データの送信時には、ベースバンド制御回路１３はディジタルデータをガウシアンローパスフィルタＧ−ｆｉｌ１２に転送し、Ｇ−ｆｉｌ１２はディジタル信号の高周波成分を抑制する。ＶＣＯ１０は、予めフェーズ・ロックト・ループＰＬＬ１１によって所定のチャンネル周波数に設定されている。Ｇ−ｆｉｌ１２の出力はＶＣＯ１０の変調端子に供給され、ＶＣＯ出力周波数を周波数変調する。変調信号はパワーアンプＰＡ９によって所望のパワーまで増幅され、スイッチ３とＲＦ−Ｆｉｌｔｅｒ２を介してアンテナ１から送信される。
【０００７】
無線通信システムでは、送受信機間の距離に応じて電波の強度が大きく変動するため、従来から受信機には受信信号強度に応じて増幅率を調整して信号強度を安定にする機構が用いられている。
【０００８】
図１５においては、検波回路ＤＥＴ１６はＭＩＸ５の出力の信号強度に依存した信号をＬＮＡ４に与え、ＬＮＡ４のゲインを適切な値になるように帰還をかけている。このようなシステムは、例えば非特許文献１に記載されている。
【０００９】
また、従来の検波回路の詳細は、例えば非特許文献２に記載されている。この文献では、入力信号の振幅の二乗に比例した電流を発生する回路（二乗回路）を検波回路に使用している。
【００１０】
より詳細には、ゲートの幅／長さ比（Ｗ／Ｌ）が異なる２つのトランジスタをソース同士を結合した対を２対使用しており、２対の入力端子（ゲート）はクロスカップルされており、２つの出力端子（ソース）は並列に接続されている。その出力電流は、２つのトランジスタ夫々のゲートのＷ／Ｌの比Ｋ、トランスコンダクタンスパラメータβといったトランジスタパラメータや、回路の動作電流Ｉ0 にも依存するものとなっている。なお、トランスコンダクタンスパラメータＢは、絶対温度の3/2乗に逆比例するものである。
【００１１】
このように単純に二乗回路だけを用いた検波回路では、検波回路にこれらの回路・デバイスパラメータ依存性、あるいは温度依存性を含んでしまい、安定な検波を行なえないという問題がある。
【非特許文献１】ISSCC Digest of Technical Papers, pp. 94-95, Feb.  2003.
【非特許文献２】IEEE Journal of Solid-state circuits, Vol. 28, No. 1, pp. 78-83, Jan. 1993.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述のように、従来から無線受信機には受信信号強度に応じて増幅率を調整して信号強度を安定にする機構が用いられている。然しながら、この安定機構はデバイスパラメータ依存性あるいは温度依存性を有し、従って受信信号を増幅した信号強度は大きなデバイスパラメータ依存性あるいは温度依存性を有することになる。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、回路・デバイスパラメータ依存性、あるいは温度依存性を有しない信号強度検波回路およびそれを用いた増幅率制御回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の信号強度検波回路の第１は、入力された信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路と、入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路と、前記第１電流と前記第２電流とを比較して大小関係に応じた論理に基づく出力電流を出力する比較回路とを有することを特徴とする。
【００１５】
上記課題を解決するために本発明の信号強度検波回路の第２は、入力された信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路と、入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路と、前記第１電流と前記第２電流とを比較して大小関係に応じた論理に基づく出力電流を出力する比較回路とを有することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の信号強度検波回路の第３は、第１の電圧信号が入力され、前記第１電圧信号の入力振幅の二乗成分を含む第１電流を出力する第１二乗回路と、基準電圧信号が入力され、前記基準電圧信号の振幅の二乗成分を含む第２電流を出力する第２二乗回路と、前記第１電流に比例した第１出力電圧と、前記第２電流に比例した第２出力電圧とを比較し、比較結果に基づいて前記第１電圧信号を検波するための制御信号を出力する比較回路とを有することを特徴とする。
【００１７】
本発明の増幅率制御システムの第１は、入力された検波信号の電圧振幅に依存した第１電流を出力する第１電圧電流変換回路と、入力された基準電圧に依存した第２電流を出力する第２電圧電流変換回路と、前記第１電流と前記第２電流を比較して大小関係に応じた論理に基づいて制御信号を出力する比較回路とを有する信号強度検波回路と、前記信号強度検波回路の前記制御信号が入力し、入力された受信信号を前記前記制御信号に応じた増幅率で増幅した出力信号として出力し、この出力信号を前記強度検波回路に入力する前記検波信号とする増幅回路とを有することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の増幅率制御システムの第２は、入力信号を増幅して出力信号を出力する増幅器と、前記出力信号の電圧振幅の二乗成分を含む第１信号と、２つの基準電圧の差の二乗成分を含む第２信号とを比較して、その比較結果に応じた制御信号を作成し、この制御信号を前記増幅器に帰還する信号強度検波回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
受信信号を入力する電圧電流変換回路（例えば二乗回路）と参照電圧を入力する電圧電流変換回路（例えば二乗回路）の２つの出力を比較して受信信号の強度検波を行なうため、電圧電流変換回路（二乗回路）の温度特性や製造ばらつきがあっても比較的安定した強度検出を行なうことができる。
【００２０】
また、本発明の強度検波回路を用いた増幅率制御システムでは温度依存性の小さな制御を行なうことができるため、受信感度の温度依存性を抑えることができる。さらに、製造ばらつきに左右されにくいため、歩留りを向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態を説明する。  
図1は、以下に述べる実施形態に共通する信号強度検波回路１００の基本構成を示すブロック図である。２つの電圧電流変換回路（例えば二乗回路）１０１，１０２の夫々に検波したい信号と基準信号を入力し、２つの電圧電流変換回路の出力を比較回路（例えば差動増幅回路）１０３に入力して、２入力の電位差に依存した比較（増幅）信号を出力するようにしている。このため、例え夫々の電圧電流変換回路１０１，１０２にトランジスタパラメータや回路のバイアス電流依存性があったとしても、２つの出力は同じ影響を受けているため、両者の相対差を増幅することによって、出力される検波信号からこれらのパラメータ依存性を除去することができ、結果として安定な信号強度検波を行なうことができる。
【００２２】
図２は、上記の信号強度検波回路（ＤＥＴ）１００のＲＦブロック中での接続状態を示したブロック図で、増幅回路（ＡＭＰ）１１０には入力信号ＩＮ及びその反転信号ＩＮＢが入力される。ＡＭＰ１１０の出力信号ＯＵＴ及びその反転信号ＯＵＴＢは、ＤＥＴ１００に入力され、ＤＥＴ１００はＡＭＰ１１０への帰還信号（制御信号）ＣＮＴを出力し、ＯＵＴ，ＯＵＴＢを安定化する。
【００２３】
以下、検波回路および増幅率制御システムの具体的な実施形態を説明する。  
（第1の実施形態）
図３は本発明の第１の実施形態に係る信号強度検波回路を示す。差動信号ＯＵＴ、ＯＵＴＢは第１の二乗回路１０１に入力し、その出力は比較回路としての差動増幅器１１６の１入力端子に入力する。第１の二乗回路１０１の出力端子と接地端子（ＧＮＤ）間には、容量素子１１１と抵抗１１３が接続されている。容量素子１１１は、入力信号の２倍波をフィルタリングするために挿入されている。
【００２４】
第２の二乗回路１０２の２入力端子には、同一の基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、その出力電流が抵抗素子１１４，１１５で電圧化され、分圧された電圧が差動増幅器１１６の他の入力端子に入力される。第２の二乗回路１０１の出力端子と接地間にも、入力信号の２倍波をフィルタリングするために容量素子１１２が接続されている。
【００２５】
差動増幅回路１１６の出力電圧ＡＭＰＯＵＴは、ｐチャネル側定電流源１２１、ｐチャネルトランジスタ１２２、ｎチャネルトランジスタ１２３、ｎチャネル側定電流源１２４が電源端子ＶｃｃとＧＮＤの間に直列接続された出力段の共通ゲートに入力され、ｐチャネルトランジスタ１２２、ｎチャネルトランジスタ１２３の接続ノード（ドレイン）より、制御信号ＣＮＴが出力される。
【００２６】
ＣＮＴ端子と接地間には容量素子１２５が接続されている。ＣＮＴ端子の電位は定常状態では一定であることが望ましいが、容量素子１２５はＣＮＴ端子の電位を安定化するために挿入されている。
【００２７】
第１の二乗回路１０１の出力端子には、差動信号ＯＵＴ，ＯＵＴＢの振幅の二乗に依存した出力電流Ｉout=Ｉtail-bｖpp2から発生する電圧Ｖout1=Ｒ×Ｉoutが出力する。但し、Ｉtailはバイアス電流、ｖｐｐは差動信号の電圧振幅、Ｒは抵抗素子１１３の抵抗値である。また、ｂは係数であるが後述するように温度依存性を有している。
【００２８】
第２の二乗回路１０２には、同相の基準ＤＣ電圧Ｖrefが入力するので、その出力端子には出力電流（バイアス電流）Ｉtailから発生する電圧Ｖout2=ａＲ×Ｉoutが出力する。但しａＲは抵抗素子１１４と１１５の直列抵抗値をＲとした時の抵抗素子１１５の抵抗値である（ａは分配比）。
【００２９】
比較回路としての差動増幅器１１６の出力端子には、上記のＶout1＝Ｒ×ＩoutとＶout2＝ａＲ×Ｉoutを比較増幅したＡＭＰＯＵＴが発生する。ＡＭＰＯＵＴの論理が反転するのは、Ｖout1＝Ｖout2、即ちｖpp2=（１−ａ）Ｉtail／ｂとなるｖppのときである。電子の移動度に比例した係数ｂは強い温度依存性を持つが、Ｉtailを後述するようにｂに比例するように構成すれば、検知電圧レベルのデバイスパラメータ依存性を抑制することが可能となる。
【００３０】
上記の制御信号ＣＮＴは図４に示すＡＭＰ１１０に入力される。ＡＭＰ１１０は、差動入力ＩＮ，ＩＮＢがゲートに入力するｎチャネルトランジスタ１５１，１５２、制御信号ＣＮＴがゲートに入力するｎチャネルトランジスタ１５３，１５４を有し、これらのトランジスタのソースはすべて定電流源１５５を介して接地されている。入力トランジスタ１５１，１５２のドレインは抵抗素子１５６，１５７を介して電源端子Ｖｃｃに接続され、さらに差動出力端子ＯＵＴＢ，ＯＵＴに接続されている。
【００３１】
ＡＭＰ１１０の出力は、図２に示すように、ＤＥＴ１００の入力になる。このような構成では、動作開始時にＡＭＰ１１０の入力信号強度が強いときには、出力信号ＯＵＴの強度は大きいが、これを入力するＤＥＴ１００の出力ＣＮＴが大きくなるため、ＡＭＰ回路１１０の増幅率が下がり、その出力信号強度は弱くなる。
【００３２】
ＡＭＰ１１０の入力信号強度が弱い場合は、上記の反対になるため出力信号強度を強める方向に作用する。この結果、入力信号強度が変動しても、また、温度変動が大きくても、安定した強度の出力信号とすることができる。
【００３３】
次に、Ｉtailをｂに比例するように構成した二乗回路の構成について説明する。二乗回路には、図５に示す充電電流型の二乗回路が使用される。図５のｎチャネルトランジスタ１３７，１３８のゲートバイアスnbiasは、図６の回路により供給され、前記のＩtailがｂに比例する特性を付与している。なお、図３において、二乗回路１０１，１０２については充電型（charging type）であることを示すために、ｃ−Ｖ2 なる記号が記されている。以下の関連する図面においても同様とする。
【００３４】
最初に、図５の二乗回路について説明する。図５において、２つのｎチャネルトランジスタ対１３３，１３５がソース・カップルされ、定電流源となるｎチャネルトランジスタ１３７に接続されている。同様に、２つのｎチャネルトランジスタ対１３４，１３６がソース・カップルされ、定電流源となるｎチャネルトランジスタ１３８に接続されている。
【００３５】
さらに、トランジスタ１３３，１３４のドレインはｐチャネルトランジスタ１３１のドレインとゲートに接続されている。トランジスタ１３５，１３６のドレインはｐチャネルトランジスタ１３２のドレインに接続されている。ｐチャネルトランジスタ１３１，１３２は、そのゲートは互いに接続され、カレントミラー回路を構成している。
【００３６】
また、トランジスタ１３２のドレインにはカレントミラー回路を成すｐチャネルトランジスタ対１３９，１４０の一方の電流出力端子が接続され、他の電流出力端子となるトランジスタ１４０のドレインより充電電流が出力される。この充電電流は、例えば図３の抵抗素子１１３に流入し、差動増幅器１１６の入力端子に電位を与える。
【００３７】
トランジスタ１３３，１３６のゲート電圧Ｖｐと、トランジスタ１３４，１３５のゲート電圧Ｖｎは、差動電圧であり、図３の二乗回路１０１の例では、Ｖｐ，Ｖｎは夫々ＯＵＴ，ＯＵＴＢに該当する。
【００３８】
また、ソース・カップルされた２つのトランジスタ１３３，１３５は、そのゲート寸法が異なるように設定されている。即ち、ゲート幅をＷ，ゲート長をＬとしたとき、２つのトランジスタ夫々のＷ／Ｌの比がＫに設定されている。同様に、ソース・カップルされた２つのトランジスタ１３４，１３６のＷ／Ｌの比もＫに設定されている。
【００３９】
クロスカップルされたトランジスタの等価回路を図７（ａ），（ｂ）に示す。トランジスタ１３３，１３５，１３４，１３６のドレイン電流を夫々Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４とし、差動入力Ｖｐ，Ｖｎの差電圧をＶdiff（＝Ｖｐ−Ｖｎ）とし、定電流値をＩｓｓとする。トランジスタ１３５，１３６のＷ／Ｌを１とすると、トランジスタ１３３，１３４のそれはＫとなっている。
【００４０】
このとき、ドレイン電流Ｉ１，Ｉ２の差電流ｄＩは次式で表わされる。  
【数１】
2005151331.tif 000003
【００４１】
また、トータルの出力電流ｄＩtotは、次式で表わされる。
【数２】
2005151331.tif 000004
【００４２】
Ｖdiff=Ｖppｃｏｓwtのとき、
【数３】
2005151331.tif 000005
【００４３】
となる。出力端にローパスフィルタを入れて２ｗｔの項をフィルタリングして、第1項のＤＣだけを出力すると、入力信号の電圧振幅の二乗に比例した出力信号が得られる。図３における容量素子１１１，１１２はこのために設けられたものである。
【００４４】
なお、上記の式におけるβは、トランスコンダクタンスパラメータである。また、上記第1項の括弧を解いて分解した数式の第1項2(K-1)/(K+1)Issが前述のＩtailに相当し、2(K-1)/(K+1)βK/(K+1)がｂに相当する。なお、ベータは絶対温度の３／２乗に反比例する。
【００４５】
次に、Ｉtailをｂに比例するように構成する方法を説明する。前述のように、図６は図５のトランジスタ１３７，１３８のゲートバイアスを与える回路である。ＶｃｃとＧＮＤの間に、ｐチャネルトランジスタ１４６、ｎチャネルトランジスタ１４７、抵抗素子１４８，１４９が直列に接続され、ｐチャネルトランジスタのゲートは差動増幅器１４５の出力端子に接続されている。差動増幅器１４５のマイナス入力端子には所定の参照電圧Ｖref´が接続され、プラス入力端子は抵抗素子１４８，１４９の接続ノードに接続されている。このＶref′は図３のＶrefと同じであっても良いし、異なっても良い。
【００４６】
ｎチャネルトランジスタ１４７のソース電位がＡＶref´となるように、抵抗素子１４８，１４９の比Ａを定め、トランジスタ１４７の閾値をＶthとすれば、nBIAS=ＡＶref＋Ｖthとなる。これを入力するｎチャネルトランジスタは飽和電流として、Ｉtail＝ｂ（nBIAS−Ｖth）2＝ｂＡ2Ｖref´2 を流すので、Ｉtail がｂに比例するようにできる。
【００４７】
ここで、図３の回路の動作について説明する。図８、図９に動作波形を示す。また、入力信号のパワーＰ（ＩＮ）と制御信号ＣＮＴの関係を図１０（ａ）に示す。入力パワーＰ（ＩＮ）がＰ１乃至Ｐ２の間において、入力パワーに比例した制御信号が出力され制御動作が実行される。入力パワーＰ（ＩＮ）がＰ１以下、Ｐ２以上では制御信号は夫々“Ｌ”レベル、“Ｈ”レベルの一定出力となる。また、入力パワーＰ（ＩＮ）と出力パワーＰ（ＯＵＴ）の関係を図１０（ｂ）に示す。入力パワーＰ（ＩＮ）がＰ１乃至Ｐ２の間においては、制御動作が実行されるので、一定の出力パワーＰ（ＯＵＴ）が出力される。入力パワーＰ（ＩＮ）がＰ１以下、Ｐ２以上では、入力パワーＰ（ＩＮ）に比例した出力パワーＰ（ＯＵＴ）が出力される。
【００４８】
制御動作は、上述のように、入力パワーＰ（ＩＮ）が図１０に示すＰ１〜Ｐ２の間で有効に実行される。図８は入力パワーがＰ１〜Ｐ２における入力信号ＩＮ，出力信号ＯＵＴ，制御信号ＣＮＴの波形を示したもので、時間Ｔ0 からＴ1 にかけてＣＮＴが増大するにつれてＯＵＴの振幅が減少して所望の振幅に制御される様子が示されている。即ち、入力パワーが基準値Ｐ１を超えるとＣＮＴは出力パワーＰ（ＯＵＴ）が一定になるように負帰還をかける。
【００４９】
図９は入力パワーＰ（ＩＮ）＜Ｐ１の場合を示す。入力パワーＰ（ＩＮ）が小さいので、アンプのゲインを最大状態とするため、ＣＮＴは“Ｌ”状態としている。入力パワーＰ（ＩＮ）がＰ２以上となると、ＣＮＴは最大強度“Ｈ”を出し切り、出力パワーＰ（ＯＵＴ）は再び上昇する。
【００５０】
なお、本実施形態の二乗回路は、図５に示した充電型に限らず、放電型とすることもできる。この場合ＤＥＴ１００は、抵抗素子１１３，１１５の一端をＧＮＤに落とすのではなく、Ｖｃｃにプルアップする必要がある。
【００５１】
図３において、充電型の二乗回路１０１，１０２に替えて使用する放電型の二乗回路１０１ａ、１０２ａの回路構成を図１１に示す。図５に示した充電型と類似しているので、同一箇所には同一番号を付して、重複する説明を省略する。図１１が図５と異なるのは、出力端のｐチャネルトランジスタ１４０のドレインに、ミラー回路を構成するｎチャネルトランジスタ１４１，１４２を付加し、出力端子ｏｕｔから電流が流入するように構成したことである。この電流は、例えば抵抗素子１１３を通じてＶｃｃから流入し、差動増幅器１１６の入力端子に電位を与える。
【００５２】
図１１のトランジスタ１３７，１３８のゲートバイアスnbiasは、前述の図６の回路により与えられる。このようにして、図３の場合と同様な検波動作を行わせることができる。（第２の実施形態）
図１２は本発明の第２の実施形態に係わる信号強度検波回路を示す。理解を容易にするために、第１の実施形態と同一箇所には同一番号を付す。差動信号ＯＵＴ、ＯＵＴＢは第１の二乗回路１０１ｂに入力し、第２の二乗回路１０２ｂの２入力端子には、異なる基準電圧Ｖref１、Ｖref２が入力する。第１と第２の二乗回路の出力端子は互いに直接接続され、その出力端子とＧＮＤ間には、容量素子１１１が接続されている。容量素子１１１は、入力信号の２倍波をフィルタリングするために挿入されている。
【００５３】
第１と第２の二乗回路の合計出力は、ｐチャネル側定電流源１２１、ｐチャネルトランジスタ１２２、ｎチャネルトランジスタ１２３、ｎチャネル側定電流源１２４がＶｃｃとＧＮＤの間に直列接続された出力段の共通ゲートに入力され、ｐチャネルトランジスタ１２２、ｎチャネルトランジスタ１２３の接続ノード（ドレイン）より、制御信号ＣＮＴが出力される。ＣＮＴ端子には、出力信号安定用の容量素子１２５が接続されている。
【００５４】
第１の二乗回路には図１３の充電型の二乗回路（ｃ−Ｖ2 ）１０１ｂが使用され、第２の二乗回路には図１４の放電型（discharging type）の二乗回路（ｄ−Ｖ2 ）１０２ｂが使用される。図５、図１1に示した１０２，１０２と基本的に同じであるが、トランジスタ１３７，１３８の部分が定電流源１４３，１４４となっている部分のみが異なる。
【００５５】
二乗回路１０１ｂ、１０２ｂの合計出力電圧は、２つの基準電圧Ｖref１とＶref２の差dＶrefに依存した放電電流Ｉdis=Ｉtail-ｂｄＶref2と充電電流Ｉchar=Ｉtail−ｂＶpp2の引っ張り合いとなるので、出力電圧の論理が反転するのは、Ｉdis =Ｉchar、即ちｖpp=ｄＶrefとなる。したがって、この検知レベルはｄＶrefの温度依存性と同一の依存性を有するが、よく知られたバンドギャップリファレンスなど温度依存性の極めて小さな基準電圧を用いることによって、温度依存性の極めて小さい二乗回路を容易に実現することができる。
【００５６】
ＡＭＰ１１０には、第１の実施形態と同様なものが使用でき、上記の制御信号ＣＮＴは、第１の実施形態の図４に示したＡＭＰ１１０に入力される。このように増幅率制御システムを構成することにより、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様な効果を奏することができる。
【００５７】
なお、図１２の構成において、２つの二乗回路の充電型と放電型を入れ替えて使用することができる。この場合、放電型二乗回路には図１４の回路構成が使用でき、充電型二乗回路には図１３の回路構成を使用することができる。但し、出力のＣＮＴ信号の極性が逆になるので、増幅器１１０には図４とは逆の動作をするものを使用する必要がある。
【００５８】
次に、温度係数の極めて小さい基準電圧回路の例を図１５に示す。図において、ダイオードＤ２の面積はダイオードＤ１の面積より大きく設定されている。このため、ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２の間には、Ｖｆ１＞Ｖｆ２の関係が成り立っている。また、同一電流を流したとき、ダイオードＤ２の電流密度はダイオードＤ１の電流密度よりも小さくなるので、Ｖｆ２の温度係数はＶｆ１の温度係数よりも大きくなる。従って、ΔＶｆ＝Ｖｆ１−Ｖｆ２の温度係数は正になる。
【００５９】
ダイオードＤ１のカソードは接地されており、アノードはｐチャネルトランジスタ１６１を介して電源Ｖｃｃに接続されるとともに、差動増幅器１６４のマイナス入力端子に接続されている。また、ダイオードＤ１のアノードは抵抗素子Ｒ１を介して接地されている。
【００６０】
ダイオードＤ２のカソードは接地されており、アノードは抵抗素子Ｒ２とｐチャネルトランジスタ１６２を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ１６２のドレインは差動増幅器１６４のプラス入力端子に接続されるとともに、抵抗素子Ｒ３を介して接地されている。
【００６１】
さらに、出力段としてＶｃｃとＧＮＤ間にｐチャネルトランジスタ１６３、抵抗素子１６５，１６６が直列接続されており、トランジスタ１６３のドレインからＶref１が、抵抗素子１６５，１６６の接続ノードからＶref２が取り出されるようになっている。
【００６２】
トランジスタ１６１〜１６３のゲートは相互に接続されるとともに、差動増幅器１６４の出力端子に接続されている。トランジスタ１６１〜１６３のドレイン電流はいずれもＩｂｇｒであり、差動増幅器１６４の２入力が一致するように帰還がかけられている。
【００６３】
上記の設定において、抵抗素子Ｒ２を流れる電流Ｉ１は、Ｉ１＝（Ｖｆ１−Ｖｆ２）／Ｒ２＝ΔＶｆ／Ｒ２であり、抵抗素子Ｒ３を流れる電流Ｉ２はＩ２＝Ｖｆ１／Ｒ３となる。従って、Ｉｇｂｒ＝Ｉ１＋Ｉ２＝（Ｖｆ１＋ΔＶｆ＊Ｒ３／Ｒ２）／Ｒ３となる。
【００６４】
上式においてＶｆ１は負の温度係数を持ち、ΔＶｆは前述のように正の温度係数を持っている。そこで、Ｒ３／Ｒ２を両者の温度係数を相殺するように設定すれば、出力電流Ｉｇｂｒの温度係数を極めて小さくすることが可能になる。この結果、Ｉｇｂｒを基に作り出された基準電圧Ｖref１，Ｖref２の温度係数も極めて小さくなる。
【００６５】
基準電圧回路は、図１５に限定されるものではなく、図１５の出力段の抵抗素子を３個直列として、中央の抵抗素子の両端から、Ｖref１とＶref２を取り出してもよい。また、温度係数の極めて小さい第１の基準電圧を作成してから、バッファを介して第２の基準電圧を作成し、この出力電圧を抵抗分割してＶref１，Ｖref２を作成するようにしてもよい。
【００６６】
第２の実施形態は、二乗回路のバイアス電流（Ｖｓｓ）供給回路が簡略化され、差動増幅器が不要なので、全体の回路構成が簡略化される効果がある。
【００６７】
（第３の実施形態）
図１６は本発明の第３の実施形態に係る信号強度検波回路を示す。第１及び第２の実施形態と同一箇所には、同一番号を付して、重複する説明を省略する。第２の二乗回路１０２は、２つの基準電圧Ｖref1、Ｖref2の差ｄＶrefに依存した電圧Ｖout2＝Ｉtail＝ｂｄＶref2を出力するので、ＡＭＰＯＵＴの論理が反転するのは、Ｖout1＝Ｖout2、即ちｖpp=ｄＶrefとなる。従って、第２の実施形態と同様な効果を得ることができる。なお、増幅率制御システムを形成するためのＡＭＰ１１０については、図４の回路を使用することができる。
【００６８】
図１６の回路構成では、ＡＭＰ１１０の出力電圧ＯＵＴが大きくなるにつれて、制御信号ＣＮＴも大きくなる回路構成である。第３の実施例はこのような回路構成に限られるものではなく、増幅器の出力電圧ＯＵＴが大きくなるにつれて、制御電圧ＣＮＴが小さくなる回路構成でもよい。なお、図１６の差動増幅器１１６の極性及びＡＭＰ１１０のＣＮＴ対ゲイン特性の極性を逆にしてもこのような制御が可能である。
【００６９】
また、第３の実施形態の二乗回路１０１，１０２は、放電型の二乗回路を用いてもよい。
【００７０】
第３の実施形態では、検波したい信号ＯＵＴ，ＯＵＴＢと、基準信号Ｖref１，Ｖref２の電圧振幅の二乗に比例した電流の比較を差動増幅器を用いて行っているので、入出力がバッファ効果により分離された精度の良い制御信号を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の実施形態に共通する信号強度検波回路の概念を説明するブロック図。
【図２】本発明の実施形態に共通する増幅率制御システムの概念を説明するブロック図。
【図３】第１の実施形態に係る検波回路の回路図。
【図４】第１〜第３の実施形態に使用される増幅回路の回路図。
【図５】第１の実施形態で使用される二乗回路の回路図。
【図６】図４におけるnbias信号を発生する回路。
【図７】本発明の実施形態で使用される二乗回路の動作を説明するための回路図。
【図８】本発明の増幅率制御システムの動作範囲内の動作を説明するための波形図。
【図９】本発明の増幅率制御システムの動作範囲外（入力パワーが小さい場合）の動作を説明するための波形図。
【図１０】本発明の増幅率制御システムにおける入力パワーと制御信号、入力パワーと出力パワーの関係を示すグラフ。
【図１１】図１０の検波回路に使用される二乗回路の回路図。
【図１２】本発明の第２の実施形態に係る検波回路の回路図。
【図１３】図１２の検波回路に使用される一方の二乗回路の回路図。
【図１４】図１２の検波回路に使用される他方の二乗回路の回路図。
【図１５】第２の実施形態で使用される温度係数の極めて小さい基準電圧回路の回路図。
【図１６】本発明の第３の実施形態に係る検波回路の回路図。
【図１７】従来の無線集積回路装置の１例としてトランシーバ用ＬＳＩの構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００７２】
１００…検波回路
１０１，１０１ａ，１０１ｂ、…第１の二乗回路
１０２、１０１ｂ、１０２ｂ、…第２の二乗回路
１０３…比較回路
１１０…増幅回路
１１１，１１２、１２５…容量素子
１１３，１１４，１１５、１１５′、１４８，１４９、１５６、１５７、１６５，１６６、Ｒ１，Ｒ２、Ｒ３…抵抗素子
１１６、１４５、１６４  差動増幅器
１２１，１２４、１５５…定電流回路
１２２、１３１、１３２、１３９，１４０、１４６、１６１〜１６３…ｐチャネルトランジスタ
１２３、１３３〜１３８、１４１，１４２、１４７、１５１〜１５４…ｎチャネルトランジスタ
Ｄ１，Ｄ２…ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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