(57)【要約】【課題】電力変換器の電圧利用率を低減せずに、電力変換器出力電圧零相電圧の３次高調波成分を低減する。【解決手段】本発明の電力変換装置は３相の交流出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  の振幅に応じて３次高調波を加算する比率を変化させる手段と、新しい電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波とを比較して電力変換器のゲート信号を出力する手段とを有し、電力変換器の電圧指令値の振幅が所定の値より小さい場合には３次高調波をゼロとし、電圧指令値の振幅が所定の値より大きい場合には３次高調波を加算する比率を電圧指令値の振幅増加に従い増加させる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
該電力変換装置が、複数個の電力半導体スイッチング素子を備えた電力変換部と、該電力変換手段の制御部とを備え、
該制御部が、交流出力電圧指令値の振幅に応じて３次高調波成分を該交流電圧指令値に加算する割合を変更する手段を有すことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記制御部が、前記交流出力電圧指令値の振幅が予め定めた値より小さい場合には前記３次高調波成分を加える割合をゼロとし、該予め定めた値を超えた場合には前記３次高調波を加える割合を前記交流出力電圧指令値の振幅の増加に従って増加させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
直流電力を交流電力に変換、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
該電力変換装置が、複数個の電力半導体スイッチング素子を備えた電力変換部と、該電力変換手段の制御部とを備え、
該制御部が、３相ある電力変換器の交流出力電圧指令値の大小を逐次比較し、中間値を発生する中間値発生部と、前記３相交流電圧指令値の振幅値に応じて変化する値である重畳量を出力する重畳量発生部と、該重畳量と前記中間値を乗算し、前記３相交流電圧指令値にそれぞれ加算して新たな３相交流電圧指令値を作成する電圧指令値算出部と、該電圧指令値と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段とを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記重畳量発生部が前記３相交流電圧指令値の振幅値に応じた第１の値を超えた場合に前記重畳量を出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記電力変換部が複数の単機電力変換器の交流側を多重接続した多重電力変換器であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記電力変換部が複数の単機電力変換器の直流側を多重接続した多重電力変換器であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
直流電力を交流電力に変換、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
該電力変換装置が、複数個の電力半導体スイッチング素子を備えた電力変換部と、該電力変換手段の制御部とを備え、
該制御部が、３相ある電力変換器の交流出力電圧指令値の大小を逐次比較し、該電圧指令値の最大値と最小値の平均値を算出する平均値算出部と、
前記３相交流電圧指令値の振幅値に応じて変化する値である重畳量を出力する重畳量発生部と、該重畳量と前記平均値とを乗算し、前記３相交流電圧指令値からそれぞれから減算して新たな３相交流電圧指令値を作成する電圧指令値算出部と、該電圧指令値と搬送波を比較してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項７に記載の電力変換装置において、前記重畳量発生部が前記３相交流電圧指令値の振幅値に応じた第１の値を超えた場合に前記重畳量を出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項７に記載の電力変換装置において、前記電力変換部が複数の単機電力変換器の交流側を多重接続した多重電力変換器であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項７に記載の電力変換装置において、前記電力変換部が複数の単機電力変換器の直流側を多重接続した多重電力変換器であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＰＷＭ制御される電力変換器に関し、特に電力変換器のＰＷＭ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特許文献１には、３相交流の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  の大小を逐次比較し、その中間の電圧指令値に０．５  を乗算し、その積である３次高調波ＶＮを前記電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  に加算し、新たな３相電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  を算出し、該電圧指令値を三角波ｔｒｉと比較し、ゲート信号を作成するＰＷＭ制御方法が記載されている。
【０００３】
【特許文献１】
特許第３２３３０９７号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来技術のＰＷＭ制御方法を用いると、変換器出力電圧に３次の零相電圧が多く含まれ、零相電流が流れる。
【０００５】
鉄道システムにおいて、車両位置検出や車両制御信号伝達には交流系統の整数倍の周波数を用いることが多く、電力変換器の交流出力電圧に３次の零相成分を多く含まれると浮遊容量を介して零相電流が流れ、大地に対する直流部の電位変動を起こし、前記車両位置検出や車両制御信号のノイズとなるという問題がある。
【０００６】
本発明の目的は前記零相電圧の３次成分によるノイズ低減を可能にする電力変換装置を実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の電力変換装置は３相の交流出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  の振幅に応じて３次高調波を加算する比率を変化させる手段と、新しい電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波とを比較して電力変換器のゲート信号を出力する手段とを有し、電力変換器の電圧指令値の振幅が所定の値より小さい場合には３次高調波をゼロとし、電圧指令値の振幅が所定の値より大きい場合には３次高調波を加算する比率を電圧指令値の振幅増加に従い増加させる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の詳細を、図面を参照しながら説明する。
【０００９】
（実施例１）
図１は本実施例の電力変換装置の説明図である。図１において、符号１は電力変換器、２は変圧器、３は３相交流電源、４は負荷、５はＰＷＭ制御回路、１００〜１０５は、例えばＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどの絶縁ゲート型電力半導体スイッチング素子、１１０、１１１はコンデンサ、２００は中間値算出器、２０１は乗算器、２０２は加算器、２０４は変調率算出器、２０５は重畳量算出器、４００は変圧器の中性点、４０１は直流側中性点、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  は３相交流電圧指令値、Ｍは変調率、ＩＲは３次重畳量、ＶＮは３次高調波、Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  は新たな３相交流電圧指令値、Ｖｄｃはコンデンサ電圧である。
【００１０】
電力変換器１のゲート信号発生方法を図１を参照しながら説明する。中間値算出器２００は電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  を逐次比較し、その中間値を算出し、中間値に０．５を乗算し、その積を乗算器２０１に出力する。変調率算出器２０４は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  から電圧変調率Ｍを算出し、重畳量算出器２０５に出力する。ここで、電圧変調率Ｍとは電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  の振幅値をコンデンサ電圧Ｖｄｃで除算した商である。以下、電圧変調率Ｍを、単に変調率Ｍと略す。
【００１１】
重畳量算出器２０５は変調率Ｍに応じて乗算器２０１に０以上１以下の値である３次重畳量ＩＲを出力する。乗算器２０１は、中間値算出器２００の出力値に０．５  を乗算した値と、重畳量算出器２０５の出力値とを乗算し、加算器２０２に出力する。加算器２０２は乗算器２０１の出力値を電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  にそれぞれ加算し、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  を算出し、比較器２０３に出力する。比較器２０３はＶｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波である三角波ｔｒｉとを大小比較し、絶縁ゲート型電力半導体スイッチング素子１００〜１０５にゲート信号２４を出力する。
【００１２】
本実施例における変調率Ｍと３次重畳量ＩＲとの関係を図２に示す。変調率Ｍが所定の値Ｍ１より小さいときは３次重畳量ＩＲ＝０であり、変調率Ｍが所定の値Ｍ１より大きいときは３次重畳量ＩＲは変調率Ｍの増加に従って増加する。図２では、変調率Ｍが所定の値Ｍ１より大きいときに、３次重畳量ＩＲが変調率Ｍの１次関数になっている場合を示す。図２では、所定の値Ｍ１より変調率Ｍが大きい場合に３次重畳量が１次関数になっている場合を示したが、１次関数に限らずに、単調増加関数であれば、２次関数や、高次の関数、三角関数、対数関数などであってもよい。
【００１３】
図３に本実施例の電力変換器１をＰＷＭ制御した場合に、変調率Ｍによる搬送波ｔｒｉと電圧指令値Ｖｕｎ＊  との関係を示す。図３では、変調率Ｍ＝０．９  〜２／√３の場合を示す。本実施例において、過変調を起こさない最大の変調率Ｍは２／√３となり、従来技術の３次重畳方法と同じ電圧利用率である。
【００１４】
図４に、本実施例で電力変換器１を、変調率Ｍ＝１．０  でＰＷＭ制御した場合の、搬送波ｔｒｉと、電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と、変圧器２の２次端子電圧と、変圧器２の中性点４００の電圧との関係を示す。図４で、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は直流側中性点４０１から見た変圧器２の２次側端子電圧であり、ＶＴＲＮは直流側中性点４０１から見た変圧器２の中性点４００の電圧である。変圧器の中性点の電圧ＶＴＲＮは、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の零相成分に等しい。
【００１５】
図５に電力変換器１を従来技術の３次重畳方法でＰＷＭ制御した場合の変圧器２の中性点の電圧ＶＴＲＮの３次成分を破線で、本実施例の制御方法の場合の変圧器２の中性点の電圧ＶＴＲＮの３次高調波成分を実線で示す。図５に示すように、本実施例のＰＷＭ制御回路で電力変換器１を制御すると、変調率Ｍが、Ｍ≦２／√３の領域で変圧器２の中性点の電圧ＶＴＲＮに含まれる３次高調波成分が従来技術の３次重畳方法より低減される。
【００１６】
本実施例によれば従来技術の３次重畳方法と同じ電圧利用率を保ちつつ、電力変換器１の出力電圧の零相成分に含まれる３次高調波成分を低減できるので、例えば電鉄などのように商用周波数の３倍周波数を信号として用いるシステムへのノイズを低減できる。
【００１７】
（実施例２）
図６を用いて本実施例の電力変換装置について説明する。複数の電圧型ＰＷＭ変換器の交流出力をトランスや相間リアクトルにより直列に多重接続して、電力変換器を大容量化する技術が知られている。このような多重変換器の容量は、多重数をｎとすると単機変換器容量の約ｎ倍になり、多重化によって、大容量の電力変換器を容易に実現できる。以下、本実施例では直流コンデンサに接続されて、単機変換器の直流部が共通に多重接続された多重変換器を、直流部共通多重変換器と記す。
【００１８】
図６に多重数４の多重電力変換器を備えた電力変換装置を示す。本実施例では電力変換器１は図６に示すように直流部共通多重変換器であって、符号１１〜１４の単機変換器を備えている。なお、図６で図１と同じ符号は図１と同じ構成要素である。
【００１９】
本実施例が実施例１と相違する点は、以下の通りである。比較器２０３は新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波ｔｒｉ１との大小を比較し、単機変換器１１のゲート信号を出力し、同様に、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４との大小をそれぞれ比較し、単機変換器１２、１３、１４のゲート信号をそれぞれ出力する。
【００２０】
本実施例における変調率Ｍと重畳量ＩＲとの関係は実施例１と同様に図２に示す関係である。変調率Ｍが所定の値Ｍ１より小さいときは３次重畳量ＩＲ＝０であり、変調率Ｍが所定の値Ｍ１より大きいときは変調率Ｍの増加に従い増加する。本実施例では、Ｍ１＝０．９としている。
【００２１】
図７に本実施例で電力変換器１をＰＷＭ制御した場合の搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４と、電圧指令値Ｖｕｎ＊  とを示す。本実施例では、過変調を起こさない最大変調率は２／√３となり、従来技術の３次重畳方法と同じ電圧利用率である。
【００２２】
図７では、４つの搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４が位相が各々９０度ずれた同じ振幅、同じ直流バイアスの三角波の場合を示すが、４つの搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４は位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる搬送波であっても良い。
【００２３】
図８に従来技術と同様に３次重畳量ＩＲを１に固定して電力変換器１をＰＷＭ制御した場合の搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４と電圧指令値の関係を示す。また、図９に本実施例で電力変換器１をＰＷＭ制御した場合の搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４と電圧指令値の関係を示す。変調率Ｍは１．０  である。なお、図８、図９で符号Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは、合成出力電圧線間電圧である。
【００２４】
図８に示すように、従来技術と同様に３次重畳量ＩＲを１に固定して電力変換器１をＰＷＭ制御した場合には、破線で囲った部分に示すように、合成出力電圧線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕが２αＶｄｃとなるスイッチングタイミングがある。一方、本実施例で電力変換器１をＰＷＭ制御した場合は、図９に示すように合成出力電圧線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕには、電圧変化幅が２αＶｄｃとなるスイッチングタイミングが無い。スイッチングによる大きな電圧変化幅は変圧器の絶縁破壊の原因にもなるために、電圧変化幅は小さいほうが望ましい。
【００２５】
従来技術の３次重畳方法では、３相ある電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  のうち２相は絶対値が等しく、符号が逆転した値になっている。この電圧指令値を位相シフトした三角波と比較すると、合成出力電圧線間電圧にはスイッチングにより２αＶｄｃの電圧変化が現れる。
【００２６】
一方、本実施例では、変調率に応じて重畳量を可変にしているので、電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  のうち２相の絶対値が等しく符号が逆転した値になる状態を避けることができ、前記電圧変化幅を低減できる。
【００２７】
本実施例で電力変換器１を変調率Ｍを１．０  に設定して、ＰＷＭ制御した場合の、単機変換器１１の搬送波と、電圧指令値と、単機変換器１１の変圧器２次端子電圧と、変圧器２の中性点４００の電圧の関係は、実施例１の図４と同様である。ここで符号Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は直流側中性点４０１から見た変圧器２次側端子電圧であり、ＶＴＲＮは直流側中性点４０１から見た変圧器２の中性点４００の電圧であって、この中性点の電圧ＶＴＲＮはＶｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の零相成分に等しい。
【００２８】
本実施例でも、中性点４００の電圧ＶＴＲＮの３次高調波成分との関係は実施例１の図５と同様になり、変調率Ｍが、Ｍ≦２／√３の領域において中性点の電圧ＶＴＲＮの３次高調波成分が従来技術の３次重畳方法より低減される。
【００２９】
従って、本実施例によれば従来技術の３次重畳方法と同じ電圧利用率を保ちつつ、多重電力変換器の出力電圧の零相成分のうち３次高調波成分を低減でき、商用周波数の３倍周波数を信号周波数に用いるシステムへのノイズを低減できる。さらに多重電力変換器で従来技術の３次重畳方法を用いるときに現れるスイッチング時の合成出力電圧線間電圧の変化幅を低減できる。
【００３０】
（実施例３）
以下、本実施例の電力変換装置を図１０を用いて説明する。本実施例は直流部共通多重変換器に関するもので、多重数は４である。
【００３１】
図１０には電力変換器１とモータ７とを示す。図１０で符号１は直流部共通多重変換器、２は変圧器、３は交流電源、５はＰＷＭ制御回路、６はダイオード整流器、１１、１２、１３、１４は単機変換器、１１０、１１１はコンデンサ、２０６は平均値算出器、２０１は乗算器、２０７は減算器、２０３は比較器、２０４は変調率算出器、２０５は重畳量算出器、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  は３相交流電圧指令値、Ｍは変調率、ＩＲは重畳量、ＶＮは３次高調波、Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  は新たな電圧指令値である。
【００３２】
平均値算出器２０６は電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  を逐次比較し、その最大値と最小値の平均値を出力し、平均値を乗算器２０１に出力する。変調率算出器２０４はＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  より変調率Ｍを算出し、重畳量算出器２０５に出力する。
【００３３】
重畳量算出器２０５は変調率Ｍに応じて乗算器２０１に０から１の値を出力する。乗算器２０１は平均値算出器２０６の出力値と重畳量算出器２０５の出力値を乗算し、減算器２０７に出力する。減算器２０７は乗算器２０１の出力値をＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  からそれぞれ減算し、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  を算出し、比較器２０３に出力する。比較器２０３は新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波ｔｒｉ１と大小比較し、単機変換器１１のゲート信号を出力し、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波ｔｒｉ２と大小比較し、単機変換器１２のゲート信号を出力し、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波ｔｒｉ３と大小比較し、単機変換器１３のゲート信号を出力し、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  と搬送波ｔｒｉ４と大小比較し、単機変換器１４のゲート信号を出力する。
【００３４】
本実施例での変調率Ｍと３次重畳量ＩＲの関係は図２に示す通りであり、Ｍ１＝０．９  としている。本実施例で電力変換器１をＰＷＭ制御した場合の搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４と、電圧指令値Ｖｕｎ＊  との関係は実施例２で示した図７と同様であり、過変調を起こさない最大変調率は２／√３であって、従来技術の３次重畳方法と同じ電圧利用率を維持できる。
【００３５】
ここで、搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４は位相が各々９０度ずれている同じ振幅で同じ直流バイアスの三角波であるが、搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４は位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる搬送波であっても良い。
【００３６】
変調率Ｍは１．０  で従来技術と同様に３次重畳量ＩＲを１に固定して電力変換器１をＰＷＭ制御した場合の搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４と電圧指令値の関係は実施例２の図８と同様である。また、変調率Ｍは１．０  で本実施例で電力変換器１をＰＷＭ制御した場合の搬送波ｔｒｉ１、ｔｒｉ２、ｔｒｉ３、ｔｒｉ４と電圧指令値の関係も実施例２の図９と同様である。本実施例でも実施例２と同様に、図９の合成出力電圧線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕには、電圧変化幅が２αＶｄｃとなるスイッチングタイミングが無い。
【００３７】
スイッチングによる大きい電圧変化幅は変圧器の絶縁破壊の可能性を高めるため、できるだけ小さいことが望ましい。さらにモータを駆動する場合、一般にモータの回転数が上がると基本波に対する搬送波周波数の比が低下するため、電圧変化率が大きいことによるトルクリプルの増加が無視できない。ゆえに電圧変化幅は可能な限り低減する必要がある。
【００３８】
従来技術の３次重畳方法では、３相ある新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊  のうち２相は絶対値が等しく、符号が逆転した値になる。この電圧指令値を位相シフトした三角波と比較すると、合成出力電圧線間電圧にはスイッチングにより２αＶｄｃの電圧変化が現れる。一方、本実施例では、変調率に応じて重畳量を可変とすることにより、新たな電圧指令値Ｖｕｎ＊、Ｖｖｎ＊、Ｖｗｎ＊のうち２相の絶対値が等しく符号が逆転した値になる状態を避けることができ、電圧変化幅を低減できる。
【００３９】
したがって、本発明によれば従来技術の３次重畳方法と同じ電圧利用率を保ちつつ、多重電力変換器において、従来技術の３次重畳方法を用いるときに現れるスイッチング時の合成出力電圧線間電圧の変化幅を低減できるため、変圧器及びモータでの絶縁破壊の可能性とトルクリプルの低減ができる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によれば、電力変換器の電圧利用率を低減することなく、変換器出力電圧零相電圧成分の３次高調波成分を低減した電力変換装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の電力変換装置の説明図。
【図２】実施例１の電力変換器の電圧変調率と３次重畳量との関係の説明図。
【図３】実施例１の電力変換器をＰＷＭ制御した際の、電圧変調率と搬送波と電圧指令値との関係の説明図。
【図４】実施例１の電力変換器をＰＷＭ制御した際の、搬送波と、電圧指令値と、変圧器の中性点電圧との関係の説明図。
【図５】実施例１の電力変換器の変圧器中性点電圧に含まれる３次高調波成分と電圧変調率と関係の説明図。
【図６】実施例２の電力変換装置の説明図。
【図７】実施例２の電力変換器をＰＷＭ制御した際の、搬送波と電圧指令値との関係の説明図。
【図８】実施例２の電力変換装置で３次重畳量を１に固定してＰＷＭ制御した場合の説明図。
【図９】実施例２の電力変換器で電圧変調率と３次重畳量とを図２に示す関係にした場合の説明図。
【図１０】実施例３の電力変換装置の説明図。
【符号の説明】
１…電力変換器、２…変圧器、３…交流電源、４…負荷、５…ＰＷＭ制御回路、６…ダイオード整流器、７…モータ、１１、１２、１３、１４…単機変換器、１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１１００、１１０１、１１０２、１１０３、１１０４、１１０５、２１００、２１０１、２１０２、２１０３、２１０４、２１０５…絶縁ゲート型電力半導体スイッチング素子、１１０、１１１…コンデンサ、２００…中間値算出器、２０１…乗算器、２０２…加算器、２０３…比較器、２０４…変調率算出器、２０５…重畳量算出器、２０６…平均値算出器、２０７…減算器、４００…変圧器中性点、４０１…直流側中性点、４０２…モータ中性点。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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