(57)【要約】【課題】  製造コストの上昇や演算周期の遅延を招くことなく出力電圧を高めることができるモータ制御装置を提供すること。【解決手段】  モータ制御装置１は、中性点移動部１１を備え、中性点移動部１１は、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の値が三角波（三角波信号）の振幅Ｖcの範囲内となるように入力された相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の中性点（指令中性点）を移動させ、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*を制御信号出力部８に入力する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相の相電圧指令と搬送波との比較に基づいて制御信号を生成する制御回路と、前記制御信号により制御される複数のスイッチング素子から構成され該各スイッチング素子の制御に基づいてブラシレスモータに三相の駆動電力を供給する出力回路とを備えたモータ制御装置であって、
前記各相電圧指令の中性点を移動させる中性点移動手段を備え、
該中性点移動手段は、中性点移動後の各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅の範囲内となるように、前記各相電圧指令の中性点を移動させること、
を特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記中性点移動手段は、前記各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅を超えた場合に、前記各相電圧指令の中性点を移動させること、を特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記中性点移動手段は、前記各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅を超えているか否かを判定し、該超えている場合には、その差分を前記各相電圧指令の値から減算することにより、前記各相電圧指令の中性点を移動させること、を特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
三相の相電圧指令と搬送波との比較に基づいて、ブラシレスモータに三相の駆動電力を供給するモータ制御方法であって、
各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅の範囲内となるように、前記各相電圧指令の中性点を移動させること、を特徴とするモータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ブラシレスモータの作動を制御するモータ制御装置は、パワーＭＯＳＦＥＴ等の複数のスイッチング素子により構成される出力回路を備え、各スイッチング素子の通電制御を行うことにより、直流電流より生成したＵ，Ｖ，Ｗの三相の駆動電力をブラシレスモータに供給する。
【０００３】
このようなモータ制御装置では、搬送波である三角波信号（以下、単に三角波）と式（１）に示すような正弦波を基本波とする相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*とを比較することによりＵ，Ｖ，Ｗの各相のモータ制御信号を生成する三角波比較ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が広く採用されている。
【０００４】
【数１】
2005137076.tif 000003
そして、この一般的な三角波比較ＰＷＭでは、電源電圧をＶBとすれば、直流電源における仮想中性点に対するＵ，Ｖ，Ｗの各相出力点の電圧、即ち各相の相電圧ＶuN，ＶvN，ＶwNの基本波は正弦波となり、その振幅はα・ＶB／２となる。そして、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相間の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの振幅は、各相の相電圧ＶuN，ＶvN，ＶwNの基本波の最大振幅の√３倍、即ちα・√３／２・ＶBとなる。
【０００５】
ところで、ブラシレスモータにおいては、電機子の回転によりコイルに発生する逆起電力が、回転数の上昇により各相間の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuよりも大きくなり、コイルに電流を流せなくなるという問題がある。従って、モータをより高速で回転させるためには、インバータ出力電圧を高め、ブラシレスモータに供給するＵ，Ｖ，Ｗの各相間の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuを引き上げる（大きくする）必要がある。
【０００６】
しかし、三角波比較ＰＷＭでは、相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の振幅は、三角波の振幅Ｖcよりも小さくなければならない。従って、一般的な三角波比較ＰＷＭでは、各相間の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの基本波の振幅の最大値が√３／２・ＶBを超える場合には、各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの基本波の振幅と変調度αとの間の比例関係が失われ正常なＰＷＭ制御ができなくなり、ブラシレスモータに騒音やトルクルップルが発生してしまうという問題がある。
【０００７】
そのため、線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの振幅の最大値を√３／２・ＶB以上に上げようとすれば、昇圧回路等を用いて電源電圧ＶB自体を昇圧しなければならないが、その場合には、昇圧回路の付加に加え、スイッチング素子を含めた出力回路の電圧耐性の見直しが必要となり、結果として大幅なコスト増となってしまうという問題がある。
【０００８】
従来、このような問題点を解決する方法として、相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の基本波に３次高調波を重畳し、重畳後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に基づいてモータ制御信号を生成することにより、電源電圧ＶBに対するインバータ出力電圧の割合、即ち電源利用率を改善する方法が知られている（非特許文献１参照）。
【０００９】
この方法では、相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の基本波の振幅を２／√３・α・Ｖcに引き上げて、式（２）に示すような基本波を有する３次高調波重畳後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に基づいてモータ制御信号を生成する（図６参照）。
【００１０】
【数２】
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そして、この方法によれば、相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の基本波の振幅を２／√３・α・Ｖcに引き上げても、（ｓｉｎθ＋１／６・ｓｉｎ３θ）の振幅の最大値（絶対値）が√３／２であるため、重畳後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の最大値は、|α・Ｖc|となり、三角波の振幅Ｖcを超えることはない。
【００１１】
従って、各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの基本波の振幅と変調度αとの間の比例関係を失うことなく−１≦α≦１の範囲で正常なＰＷＭ制御を行うことができ、その結果、各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの振幅の最大値（絶対値）をＶBまで引き上げることができる。つまり、このような３次高調波重畳法を採用すれば、電源電圧ＶB自体の昇圧を行うことなく、インバータ出力電圧を高め、ブラシレスモータに供給するＵ，Ｖ，Ｗの各相間の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuを引き上げることができる。
【非特許文献１】杉山英彦，「ＡＣサーボモータシステムの理論と設計の実際」，第６版，総合電子出版社，２００２年８月，ｐ．４４−４５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、上記のような３次高調波重畳法を採用するためには、ｓｉｎ３θの演算結果を予め記憶したテーブルを用意するか、或いは演算により逐次ｓｉｎ３θを求める必要がある。そのため、テーブルを使用する場合には、そのテーブルを格納するためのメモリ容量増加に伴う製造コストの上昇が避けられない。また、演算によりｓｉｎ３θを求める場合には、演算負荷の上昇に伴う演算周期の遅延により制御性が低下するおそれがあるという問題がある。
【００１３】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、製造コストの上昇や演算周期の遅延を招くことなく出力電圧を高めることができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、三相の相電圧指令と搬送波との比較に基づいて制御信号を生成する制御回路と、前記制御信号により制御される複数のスイッチング素子から構成され該各スイッチング素子の制御に基づいてブラシレスモータに三相の駆動電力を供給する出力回路とを備えたモータ制御装置であって、前記各相電圧指令の中性点を移動させる中性点移動手段を備え、該中性点移動手段は、中性点移動後の各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅の範囲内となるように、前記各相電圧指令の中性点を移動させることを要旨とする。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、前記中性点移動手段は、前記各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅を超えた場合に、前記各相電圧指令の中性点を移動させることを要旨とする。
請求項３に記載の発明は、前記中性点移動手段は、前記各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅を超えているか否かを判定し、該超えている場合には、その差分を前記各相電圧指令の値から減算することにより、前記各相電圧指令の中性点を移動させることを要旨とする。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、三相の相電圧指令と搬送波との比較に基づいて、ブラシレスモータに三相の駆動電力を供給するモータ制御方法であって、各相電圧指令の値が前記搬送波の振幅の範囲内となるように、前記各相電圧指令の中性点を移動させることを要旨とする。
【００１７】
（作用）
請求項１，４に記載の発明によれば、相電圧指令の基本波の振幅の最大値を搬送波の２／√３倍まで引き上げても各相の線間電圧の基本波の振幅と変調度との間の比例関係を失うことなく正常な制御を行うことが可能になる。従って、３次高調波重畳法と同様に、電源電圧自体を昇圧することなく、電源利用率の改善を図ることによりインバータ出力電圧を電源電圧まで高めることが可能になり、製造コストの上昇を招くことなくブラシレスモータに供給する各相の線間電圧を引き上げることが可能になる。
【００１８】
更に、３次高調波重畳法のように、ｓｉｎ３θの演算結果を予め記憶したテーブルを用意する、或いは演算により逐次ｓｉｎ３θを求める必要がないため、そのテーブル格納のためのメモリ容量増加に伴うコスト増やｓｉｎ３θの演算に伴う演算負荷の増大により演算周期の遅延が発生するおそれがない。
【００１９】
請求項２に記載の発明によれば、各相電圧指令の値が搬送波の振幅を超えた場合にのみ各相電圧指令の中性点を移動させるので演算負荷が小さい。従って、演算周期の遅延が発生するおそれがない。
【００２０】
請求項３に記載の発明によれば、３次高調波重畳法を採用し、演算によりｓｉｎ３θを求める場合と比較して演算負荷が低い。従って、演算周期の遅延が発生するおそれがない。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、製造コストの上昇や演算周期の遅延を招くことなく出力電圧を高めることが可能なモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態のモータ制御装置１は、直流電源２とブラシレスモータ３との間に接続され、直流電源２から供給される直流電圧に基づいて生成した三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力を供給する。
【００２３】
モータ制御装置１は、制御回路４と出力回路５とを備えている。
制御回路４は、相電圧指令生成部６、三角波発生部７及び制御信号出力部８を備えている。相電圧指令生成部６は、指令信号（位置指令）とブラシレスモータ３の状態（供給電流、出力軸の速度、位置）を検出する図示しない各種センサの出力信号に基づいて、ＰＩ制御等のフィードバック制御により相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の振幅Ｖ*を決定し、この相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を制御信号出力部８に出力する。
【００２４】
三角波発生部７は、搬送波として振幅Ｖcの三角波信号（以下、単に三角波という。）を生成し、この三角波を制御信号出力部８に出力する。尚、三角波発生部７が出力する三角波の振幅Ｖcは、直流電源２の電源電圧ＶBに依存し、インバータ出力に制約（制約率β（０＜β≦１），ＰＷＭ制御（後述）におけるＤＵＴＹ制限等）がない場合には、三角波発生部７は、直流電源２の電源電圧ＶBの１／２、即ち振幅Ｖc＝ＶB／２の三角波を制御信号出力部８に出力する。
【００２５】
制御信号出力部８は、相電圧指令生成部６から入力される相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*と、三角波発生部７から入力される三角波を比較することにより、パルス幅を変調したＵ，Ｖ，Ｗの各相のモータ制御信号（図示せず）を生成し、出力回路５に出力する。
【００２６】
出力回路５は、ブラシレスモータ３の相数に対応する複数（６個）のパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＦＥＴ）を備えている。出力回路５は、ＦＥＴ９ａ，９ｄの直列回路、ＦＥＴ９ｂ，９ｅの直列回路及びＦＥＴ９ｃ，９ｆの直列回路を並列接続することにより構成されている。そして、ＦＥＴ９ａ，９ｄの接続点１０ｕはブラシレスモータ３のＵ相コイルに接続され、ＦＥＴ９ｂ，９ｅの接続点１０ｖはブラシレスモータ３のＶ相コイルに接続され、ＦＥＴ９ｃ，９ｆの接続点１０ｗはブラシレスモータ３のＷ相コイルに接続されている。即ち、本実施形態では、これらの各接続点１０ｕ，１０ｖ，１０ｗが、出力回路５におけるＵ，Ｖ，Ｗ相の各出力点を構成している。
【００２７】
各ＦＥＴ９ａ〜９ｆのゲート端子には、制御信号出力部８から出力されるモータ制御信号（図示せず）が印加される。そして、このモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ９ａ〜９ｆがオン／オフし、出力点である各接続点１０ｕ，１０ｖ，１０ｗからブラシレスモータ３にＵ，Ｖ，Ｗ相の駆動電力が供給されることにより、ブラシレスモータ３が回転する。つまり、本実施形態のモータ制御装置１は、三角波比較方式のＰＷＭ制御にて、ブラシレスモータ３に供給する駆動電力を制御することにより、その作動（回転）を制御している。
【００２８】
また、本実施形態では、制御回路４は、各相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の中性点、即ち指令中性点Ｎ１を移動させる中性点移動手段としての中性点移動部１１を備えており、相電圧指令生成部６は、この中性点移動部１１を介して制御信号出力部８と接続されている。そして、相電圧指令生成部６が生成した相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、この中性点移動部１１を介して制御信号出力部８に入力される。
【００２９】
尚、以下、説明のため、中性点移動部１１に入力される相電圧指令を相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*とし、中性点移動部１１から制御信号出力部８に入力される中性点移動後の相電圧指令を相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*とする。
【００３０】
本実施形態では、中性点移動部１１は、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の値が三角波の振幅Ｖcの範囲内となるように相電圧指令生成部６から入力された相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１を移動させる。そして、制御信号出力部８は、中性点移動部１１から入力された中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に基づいてモータ制御信号を生成する。
【００３１】
詳述すると、本実施形態の相電圧指令生成部６は、式（３）に示す基本波を有する相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*を生成する。そして、相電圧指令生成部６は、−１≦α≦１の範囲で変調度αを変化させることにより、|Ｖ*|≦２／√３・Ｖcの範囲でその振幅Ｖ*を決定し、中性点移動部１１に入力する。
【００３２】
【数３】
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ここで、相電圧指令生成部６が出力する相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の基本波の振幅Ｖ*の最大値は|２／√３・Ｖc|である。従って、例えば、変調度αを１とした場合（図２参照）等、変調度αの値によっては、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値（絶対値）が三角波の振幅Ｖcを超える場合がある。
【００３３】
しかし、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*間には、２π／３の位相のずれがあるため、各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuが相電圧ＶuN，ＶvN，ＶwNの√３倍となるのと同様に（図３参照）、その基本波の振幅Ｖ*が|Ｖ*|≦２／√３・Ｖcの範囲内であれば、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*間の電位差もまた、その√３倍、即ち２Ｖcの範囲内となる。
【００３４】
中性点移動部１１は、この原理を利用して、相電圧指令生成部６から入力された各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値が三角波の振幅Ｖcを超える場合には、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の値が三角波の振幅Ｖcの範囲内となるように相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１を移動させる。
【００３５】
具体的には、図４に示すように、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値が＋Ｖcを超えた場合には、相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１をマイナス側に移動させ、−Ｖcを超えた場合には、相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１をプラス側に移動させる。
【００３６】
さらに詳述すると、中性点移動部１１は、相電圧指令生成部６から入力された各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値が三角波の振幅Ｖcを超えているか否かを判定する。そして、その値が三角波の振幅Ｖcを超えている場合（|Ｖu0*|＞Ｖc、|Ｖv0*|＞Ｖc、又は|Ｖw0*|＞Ｖc）には、式（４）（５）又は（６）の何れかにより、その差分Ｖnu、Ｖnv又はＶnwを求め、式（７）により中性点移動値Ｖnを算出する。
【００３７】
【数４】
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【００３８】
【数５】
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【００３９】
【数６】
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【００４０】
【数７】
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尚、式（４）〜（６）における関数ｓｉｇｎ（ｘ）は、ｘが正のときは１を、ｘが０のときは０を、ｘが負のときは−１を返す関数である。また、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*間には、２π／３の位相のずれがあるため、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値が同時に三角波の振幅Ｖcを超えることはない。従って、中性点移動部１１は、式（４）（５）又は（６）のうち該当する一の式により差分Ｖnu、Ｖnv又はＶnwを算出する。
【００４１】
次に、中性点移動部１１は、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*から中性点移動値Ｖnを減算する。これにより、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の値は、中性点移動値Ｖnの減算分だけ変化し、三角波の振幅Ｖcの範囲内となる。
【００４２】
ここで、図２に示すように、中性点移動部１１に入力された時点での各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*は平衡状態にあり、中性点移動部１１は各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*からそれぞれ中性点移動値Ｖnを減算することから、中性点移動後の各相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*は、その平衡状態を保ったままその値が中性点移動値Ｖnの分だけ変化する。従って、指令中性点Ｎ１の電位は、中性点移動値Ｖnがプラスである場合には低下し、中性点移動値Ｖnがマイナスである場合には上昇する。
【００４３】
即ち、図４に示すように、中性点移動部１１は中性点移動値Ｖnを各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*からそれぞれ中性点移動値Ｖnを減算することにより、中性点移動値Ｖnがプラスである場合には指令中性点Ｎ１をマイナス側に移動させ、中性点移動値Ｖnがマイナスである場合には指令中性点Ｎ１をプラス側に移動させる。そして、中性点移動部１１は、この中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*を制御信号出力部８に入力し、制御信号出力部８は、この中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*に基づいてモータ制御信号を生成する。
【００４４】
つまり、中性点移動部１１に入力される相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の基本波の振幅の最大値は|２／√３・Ｖc|であるが、指令中性点Ｎ１の移動により、モータ制御信号の生成の基礎となる中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の最大値は|Ｖc|となるため、その値が三角波の振幅Ｖcを超えることはない。
【００４５】
従って、モータ制御装置１は、相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の基本波の振幅の最大値を|２／√３・Ｖc|に引き上げても各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの基本波の振幅と変調度αとの間の比例関係を失うことなく−１≦α≦１の範囲で正常なＰＷＭ制御を行うことができる。そして、その結果として、インバータ出力電圧を高め、各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの振幅の最大値をＶBまで引き上げることができる。
【００４６】
つまり、本実施形態のモータ制御装置１は、各相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の指令中性点Ｎ１を移動させることにより、３次高調波重畳法と同様に、電源電圧ＶB自体の昇圧を行うことなく、電源利用率の改善によりインバータ出力電圧を高め、ブラシレスモータに供給するＵ，Ｖ，Ｗの各相間の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuを引き上げることができる。
【００４７】
次に、中性点移動部による相電圧指令の中性点移動処理について詳述する。
図５に示すように、相電圧指令生成部６から各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*が入力されると（ステップ１０１）、中性点移動部１１は、先ず、中性点移動値Ｖnの値をリセット（Ｖn＝０）する（ステップ１０２）。
【００４８】
次に、中性点移動部１１は、相電圧指令生成部６から入力された各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*のそれぞれの値（絶対値）が、三角波の振幅Ｖcを超えているか否かを判定し、超えていると判定した場合には、その差分から中性点移動値Ｖnを算出する（ステップ１０３〜ステップ１０９）。
【００４９】
具体的には、中性点移動部１１は、先ず、Ｕ相の相電圧指令Ｖu0*の値が三角波の振幅Ｖcを超えているか否かを判定し（ステップ１０３）、超えている場合には上記式（４）により、その差分Ｖnuを算出する（ステップ１０４）。
【００５０】
次に、中性点移動部１１は、上記ステップ１０３において、Ｕ相の相電圧指令Ｖu0*の値が三角波の振幅Ｖc以下であると判定した場合には、Ｖ相の相電圧指令Ｖv0*の値が三角波の振幅Ｖcを超えているか否かを判定し（ステップ１０５）、超えている場合には上記式（５）により、その差分Ｖnvを算出する（ステップ１０６）。
【００５１】
次に、中性点移動部１１は、上記ステップ１０５において、Ｖ相の相電圧指令Ｖv0*の値が三角波の振幅Ｖc以下であると判定した場合には、Ｗ相の相電圧指令Ｖw0*の値が三角波の振幅Ｖcを超えているか否かを判定し（ステップ１０７）、超えている場合には上記式（６）により、その差分Ｖnwを算出する（ステップ１０８）。
【００５２】
そして、中性点移動部１１は、上記式（７）により各差分Ｖnu、Ｖnv及びＶnwを合算することにより、中性点移動値Ｖnを算出する（ステップ１０９）。
尚、上記のような条件判定に基づいて上記ステップ１０４，１０６又は１０８のうちの該当するステップのみが実行されるため、上記ステップ１０３，１０５及び１０７において、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値が、何れも三角波の振幅Ｖc以下であると判定された場合には、中性点移動値Ｖnは０のままとなる。
【００５３】
中性点移動部１１は、上記ステップ１０３〜ステップ１０９の実行により中性点移動値Ｖnを算出すると、次に、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*から中性点移動値Ｖnを減算することにより、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１を移動させる（ステップ１１０）。そして、中性点移動部１１は、その中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*を制御信号出力部８に入力する（ステップ１１１）。尚、上記ステップ１１０において、中性点移動値Ｖnが０である場合には、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１は移動しないことはいうまでもない。
【００５４】
以上、本実施形態によれば、以下のような特徴を得ることができる。
（１）モータ制御装置１は、各相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の指令中性点Ｎ１を移動させる中性点移動部１１を備える。そして、中性点移動部１１は、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の値が三角波の振幅Ｖcの範囲内となるように、入力された相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１を移動させ、中性点移動後の相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*を制御信号出力部８に入力する。
【００５５】
このような構成とすれば、相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の基本波の振幅の最大値を|２／√３・Ｖc|まで引き上げても、モータ制御信号の基礎となる相電圧指令Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*の値は三角波の振幅Ｖc以下となるので、各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの基本波の振幅と変調度αとの間の比例関係を失うことなく−１≦α≦１の範囲で正常なＰＷＭ制御を行うことができる。従って、３次高調波重畳法と同様に、電源電圧ＶB自体を昇圧することなく、電源利用率の改善を図ることによりインバータ出力電圧を｜ＶB｜まで高めることができるので、製造コストの上昇を招くことなくブラシレスモータ３に供給する各相の線間電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuを引き上げることができる。
【００５６】
また、３次高調波重畳法のように、ｓｉｎ３θの演算結果を予め記憶したテーブルを用意する、或いは演算により逐次ｓｉｎ３θを求める必要がないため、そのテーブル格納のためのメモリ容量増加に伴うコスト増やｓｉｎ３θの演算に伴う演算負荷により演算周期の遅延が発生するおそれがない。
【００５７】
（２）中性点移動部１１は、相電圧指令生成部６から入力された各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の値が三角波の振幅Ｖcを超えているか否かを判定し、その値が三角波の振幅Ｖcを超えている場合には、その差分から中性点移動値Ｖnを算出する。そして、中性点移動部１１は、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*から中性点移動値Ｖnを減算することにより、各相電圧指令Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*の指令中性点Ｎ１を移動させる。
【００５８】
このような構成とすれば、３次高調波重畳法を採用し、演算によりｓｉｎ３θを求める場合と比較して、演算負荷が低いので、演算周期の遅延が発生するおそれがない。従って、結果として、高い制御性を確保することができる。
【００５９】
なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴにより出力回路５を構成することとしたが、パワートランジスタ等のその他のスイッチング素子により構成してもよい。
【００６０】
・本実施形態の制御回路４を構成する相電圧指令生成部６、三角波発生部７及び制御信号出力部８、中性点移動部１１は、ソフトウェアにより実現してもよく、ハードウェアにより実現してもよい。
【００６１】
次に、以上の実施形態から把握することができる請求項以外の技術的思想を記載する。
（イ）請求項１〜請求項４のうちの何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本実施形態のモータ制御装置の概略構成図。
【図２】相電圧指令の波形図。
【図３】相電圧と線間電圧との関係を示す説明図。
【図４】中性点移動後の相電圧指令の波形図。
【図５】中性点移動処理を示すフローチャート。
【図６】３次高調波重畳法を採用した場合の相電圧指令の波形図。
【符号の説明】
【００６３】
１…モータ制御装置、３…ブラシレスモータ、４…制御回路、５…出力回路、９ａ〜９ｆ…ＦＥＴ、１１…中性点移動部、Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*，Ｖu0*，Ｖv0*，Ｖw0*，Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*…相電圧指令、Ｖuv，Ｖvw，Ｖwu…線間電圧、Ｖc…三角波の振幅、Ｖn…中性点移動値、Ｎ１…指令中性点。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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