(57)【要約】【課題】  消費電力が少なく動作を安定させることができるＤ／Ａ変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置の提供。【解決手段】  Ｄ／Ａ変換インターフェース１に入力されるＰＷＭ信号は、入力トランスコンダクタンス・アンプ４により電圧−電流変換が行われる。変換された出力電流Ｉは、ＲＣフィルター３に流入する。出力電流Ｉは、ＲＣフィルター３のコンデンサを充電し、ドライバアンプ２の出力端子２ｂに積分増幅された電圧が得られる。ドライバアンプ２の出力電圧は、非反転入力端子に印加されている基準電圧（Ｖｒｅｆ）に基づいたアナログ電圧の波形となる。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルサーボ信号であるＰＷＭ信号を電流に変換して出力する電圧―電流変換手段と、前記電圧―電流変換手段からの出力電流が流入する抵抗ＲとコンデンサＣのＲＣ並列回路と、前記ＲＣ並列回路の一端を反転入力端子にその他端を出力端子に接続し、非反転入力端子に基準電圧が入力されるオペアンプとを備え、前記オペアンプと前記ＲＣ並列回路でＲＣフィルターを形成し、前記オペアンプの出力端子に積分増幅されたアナログ電圧を出力し、前記アナログ電圧を負荷に印加することを特徴とする、Ｄ／Ａ変換インターフェース。
【請求項２】
前記ＰＷＭ信号は、フォワード（ＦＷＤ）信号およびリバース（ＲＥＶ）信号で形成され、その一方の信号が前記電圧―電流変換手段に入力されるときに、他方の信号は前記電圧―電流変換手段に入力されない構成としたことを特徴とする、請求項１に記載のＤ／Ａ変換インターフェース。
【請求項３】
前記電圧―電流変換手段は、トランスコンダクタンス・アンプであることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のＤ／Ａ変換インターフェース。
【請求項４】
前記トランスコンダクタンス・アンプにおいて、前記ＰＷＭ信号の入力側にサージ保護手段を設け、当該サージ保護手段には、入力クランプ値となる電圧が供給されることを特徴とする、請求項３に記載のＤ／Ａ変換インターフェース。
【請求項５】
前記オペアンプの出力端子に反転増幅器を接続し、前記オペアンプの出力端子と前記反転増幅器の出力端子間に負荷を接続したことを特徴とする、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＤ／Ａ変換インターフェース。
【請求項６】
前記オペアンプは、負荷に電流を供給するドライバアンプの機能を兼用していることを特徴とする、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＤ／Ａ変換インターフェース。
【請求項７】
前記負荷はモータコイルであることを特徴とする、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のＤ／Ａ変換インターフェース。
【請求項８】
前記請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のＤ／Ａ変換インターフェースを実装したモータドライバＩＣを有し、モータを正転または逆転で回転制御することを特徴とする、モータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＣＤプレイヤーなどを駆動するための、デジタルサーボ回路に用いるＤ／Ａ変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＣＤプレイヤー等においては、一般に駆動系にはデジタルサーボＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ、集積回路）が用いられている。このデジタルサーボＩＣは、モータの制御信号としてＰＷＭ（パルス幅変調）等のパルスが出力され、モータやアクチュエータ等の負荷に与えられる。しかしながら、前記ＰＷＭ信号により直接モータを制御する場合には、ノイズ等の問題により、モータの制御が困難になるという問題がある。
【０００３】
そこで、デジタルサーボＩＣの内部において、デジタル／アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）を行い、アナログ信号のモータ制御信号を発生させることが考えられる。この場合には、デジタルサーボＩＣは、デジタル回路とアナログ回路の混載回路となる。このため、部品点数が増大して製造工程が複雑になり、完成品の動作試験も項目数が増加するので時間を要する。したがって、製作や試験のためのコストが大幅に増加するという問題がある。
【０００４】
このため、特許文献１に記載のデジタルサーボＩＣにおいては、モータ制御信号をデジタル信号であるＰＷＭ信号で形成して、Ｄ／Ａ変換インターフェースに入力する。そして、Ｄ／Ａ変換インターフェースの内部で当該モータ制御信号をアナログ信号に変換して、負荷のモータコイルに加える方法が採用されている。
【０００５】
図１０は、特許文献１に記載のＤ／Ａ変換インターフェースを示す回路図である。図１０において、２１はＤ／Ａ変換インターフェースであり、ＩＣで形成されている。直流電圧Ｖｃｃの電源ライン２４とグランド間に定電流源２５、第１スイッチ２６、第２スイッチ２７、定電流源２８がシリーズに接続されている。第１、第２スイッチ２６、２７の接続点Ａには平滑回路２９の一端が接続されており、この平滑回路２９の他端は端子３０に接続されている。端子３０には基準電圧Ｖrefが印加される。
【０００６】
平滑回路２９は、抵抗ＲとコンデンサＣの並列回路でローパスフィルターとして形成されている。第１スイッチ２６はフォワード信号パルスＦＷＤによって制御され、そのパルス期間だけオンする。第２スイッチ２７はリバース信号パルスＲＥＶによって制御され、そのパルス期間だけオンする。フォワード信号パルスが与えられるとき、リバース信号パルスは与えられず、また、リバース信号パルスが与えられるときはフォワード信号パルスは与えられない。ここで、パルスＦＷＤ、ＲＥＶはいずれもＰＷＭ信号である。
【０００７】
Ｄ／Ａ変換インターフェース２１の出力は、バッファ２２を介して負荷であるモータコイル２３に供給される。パルスＦＷＤが与えられると、そのパルス期間に第１スイッチ２６がオンし、定電流源２５からの定電流が第１スイッチ２６を通して平滑回路２９へ流れる。そして、Ａ点の電圧は第１スイッチ２６がオンしている時間に依存する。即ち、パルスＦＷＤのパルス幅に比例して高くなる。この間、第２スイッチ２７はオフとなっている。次に、パルスＲＥＶが与えられると、第２スイッチ２７がそのパルス幅の間、オンになる。このとき、第１スイッチ２６はオフになっている。
【０００８】
このときに、端子３０から平滑回路２９及び第２スイッチ２７を通して電流が定電流源２８へ流れ込むことになり、Ａ点の電圧は下がる。Ａ点の電圧はバッファ２２に与えられ、その電圧に応じた電流がモータコイル２３に流れる。その電流の流れる向きは、第１スイッチ２６がオンのときは矢印Ｆ１の方向であり、第２スイッチ２７がオンのときはＦ２の方向となる。
【０００９】
このように、図１０の例では第１スイッチ２６、第２スイッチ２７がパルスＦＷＤ、ＲＥＶの幅のみによってオン、オフの時間が決まる。そして、Ｄ／Ａ変換インターフェース２１の出力電圧が決まるので、モータコイル２３を駆動する制御信号（この場合、駆動電流）もパルスＦＷＤ、ＲＥＶの幅のみに依存し、そのパルスＦＷＤ、ＲＥＶの波高値変化による影響は受けないことになる。
【００１０】
【特許文献１】特開平９―６４７４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
前記特許文献１に記載の技術は、ＰＷＭ信号により、第１スイッチ２６、第２スイッチ２７を高速でオン、オフするので、消費電力が増大する。このため、内部発熱によりモータドライバＩＣ自体の温度が上昇する。モータドライバＩＣの温度上昇は、ＣＤプレイヤーやＶＴＲ等の負荷機器における使用温度範囲の高温枠を狭める事になる。ユーザからはＰＷＭ（デジタル）―アナログ信号変換による消費電力を少なくしたいという要請があるが、特許文献１に記載の技術は、このような要請に対応できないという問題があった。また、第１スイッチ２６、第２スイッチ２７を高速でオン、オフするので、ノイズの発生が避けられず、制御系に影響を与えるという問題があった。
【００１２】
また、平滑回路２９は抵抗ＲとコンデンサＣによるＲＣローパスフィルターを形成している。このようなＲＣローパスフィルターは、構造が簡単で安価に回路が構築出来る利点があるが、周辺温度等により素子感度のバラツキが発生し、フィルタの伝達特性に影響が出る。結果として、変換されたアナログ信号のピークツーピークの電圧幅に変化をもたらし、モータコイルのような負荷を正確に制御できない場合があるという問題があった。
【００１３】
本発明は、従来技術のこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、消費電力が少なく動作を安定させることができるＤ／Ａ変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成する本発明のＤ／Ａ変換インターフェースは、デジタルサーボ信号であるＰＷＭ信号を電流信号に変換して出力する電圧―電流変換手段と、前記電圧―電流変換手段からの出力電流が流入する抵抗ＲとコンデンサＣのＲＣ並列回路と、前記ＲＣ並列回路の一端を反転入力端子にその他端を出力端子に接続し、非反転入力端子に基準電圧が入力されるオペアンプとを備え、前記オペアンプと前記ＲＣ並列回路でＲＣフィルターを形成し、前記オペアンプの出力端子に積分増幅されたアナログ電圧を出力し、前記アナログ電圧を負荷に印加することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、前記ＰＷＭ信号は、フォワード（ＦＷＤ）信号およびリバース（ＲＥＶ）信号で形成され、その一方の信号が前記電圧―電流変換手段に入力されるときに、他方の信号は前記電圧―電流変換手段に入力されない構成としたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、前記電圧―電流変換手段は、トランスコンダクタンス・アンプであることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、前記トランスコンダクタンス・アンプにおいて、前記ＰＷＭ信号の入力側にサージ保護手段を設け、当該サージ保護手段には、入力クランプ値となる電圧が供給されることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は、前記オペアンプの出力端子に反転増幅器を接続し、前記オペアンプの出力端子と前記反転増幅器の出力端子間に負荷を接続したことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、前記オペアンプは、負荷に電流を供給するドライバアンプの機能を兼用していることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は、前記負荷はモータコイルであることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明は、前記のいずれかに記載のＤ／Ａ変換インターフェースを実装したモータドライバＩＣを有し、モータを正転または逆転で回転制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のＤ／Ａ変換インターフェースは、デジタル信号からアナログ信号への信号変換を、スイッチ機構を用いることなく行える。このため、Ｄ／Ａ変換インターフェースを実装するモータドライバＩＣにおいて、低消費電力化を図ることができる。また、スイッチ機構のオン、オフ動作に伴う温度上昇を抑制する。したがって、モータドライバＩＣの負荷であるＣＤプレイヤーなどでは使用温度範囲の高温枠を維持できるので、周囲温度が高い場所でも使用できる。さらに、スイッチ機構のオン、オフ動作に伴うノイズの発生が防止できるので、制御系の動作を安定させることができる。
【００２３】
また、抵抗ＲとコンデンサＣとの並列回路３を、ドライバアンプを兼用するオペアンプに接続してＲＣフィルターを形成している。このため、直流増幅率を制限して、積分増幅された電圧を出力することができる。オペアンプは、負荷に対するドライバアンプの機能とＲＣフィルターの機能を兼用しているので、オペアンプの有効利用が図れ回路構成が簡単になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図を参照して本発明を説明する。図１は、本発明における実施形態のＤ／Ａ変換インターフェース１の例を示す回路図である。図１において、２は演算増幅器（オペアンプＡ１）を用いたドライバアンプで負荷５に電流を供給する。３は抵抗ＲとコンデンサＣを並列に接続したＲＣ並列回路で、ドライバアンプ２の出力端子２ｂと反転入力端子２ａの間に接続される。したがって、ドライバアンプ２は、後述するような積分器として動作するＲＣフィルターの機能をも有している。
【００２５】
４はトランスコンダクタンス・アンプで、４ａはデジタルサーボ信号のＦＷＤ（フォワード）信号入力端子、４ｂはデジタルサーボ信号のＲＥＶ（リバース）信号入力端子である。トランスコンダクタンス・アンプ４は、コンダクタンスＧｍを可変にする事が出来る電圧入力―電流出力型のアンプである。５はＤ／Ａ変換インターフェース１の負荷で、例えばモータコイルＬが接続される。ＦＷＤはフォワード信号パルス、ＲＥＶはリバース信号パルスで、前記パルスＦＷＤとパルスＲＥＶはいずれもデジタルサーボ信号のＰＷＭ信号で形成される。
【００２６】
次に、図１の回路図において、トランスコンダクタンス・アンプ４の動作を説明する。Ｄ／Ａ変換インターフェース１に入力されるＰＷＭ信号は、トランスコンダクタンス・アンプ４により電圧−電流変換が行われる。トランスコンダクタンス・アンプ４には、ダイオードを用いたサージ保護回路が形成されている。後述するように、トランスコンダクタンス・アンプ４の差動入力電圧を入力クランプ値に固定する事により、入力電圧のサージのレベルを適正に保ちサージ保護回路を有効に機能させることができる。
【００２７】
図２は、本発明の実施形態にかかるトランスコンダクタンス・アンプ４の具体例を示す回路図である。トランスコンダクタンス・アンプ４は、図１で説明したＦＷＤ（フォワード）信号入力端子４ａ、ＲＥＶ（リバース）信号入力端子４ｂの外に、多数の端子が設けられている。４ｃは電源電圧ＶＣＣが印加される端子、４ｄはクランプ電圧が印加される端子、４ｅはバイアス電圧が印加される端子、４ｆは接地（ＧＮＤ）に接続される端子、４ｇは出力電流を取り出す端子である。
【００２８】
４ｘは第１の制御部（ＣＯＮＴ１）、４ｙは第２の制御部（ＣＯＮＴ２）、Ｑ１はベースにフォワード信号パルスＦＷＤが供給されるバイポーラトランジスタ、Ｑ２はベースにリバース信号パルスＲＥＶが供給されるバイポーラトランジスタで、バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２は差動増幅器を構成している。トランスコンダクタンス・アンプ４は、良く知られているように、このような第１の制御部４ｘ、第２の制御部４ｙ、差動増幅器により、入力されるデジタル電圧のパルスＦＷＤおよびＲＥＶをアナログ電流に変換して出力するが、その詳細についての説明は省略する。
【００２９】
本発明の実施形態においては、トランスコンダクタンス・アンプ４には、サージ保護回路を設けている。すなわち、クランプ電圧が入力される端子４ｐと、前記バイポーラトランジスタＱ１のベース端子４ｖ間にダイオードＤ１を接続する。また、前記端子４ｐとバイポーラトランジスタＱ２のベース端子４ｕ間にダイオードＤ２を接続する。このように、ダイオードＤ１、Ｄ２を用いたサージ保護回路４ｗが設けられている。したがって、入力電圧にサージ電圧が含まれる場合に、トランスコンダクタンス・アンプ４の回路部品の損傷を防止する。また、サージ電圧によるノイズが、第１の制御部４ｘや第２の制御部４ｙの信号線に混入することを抑制できる。
【００３０】
図３は、トランスコンダクタンス・アンプ４に入力される電圧波形の例を示す特性図である。フォワード信号パルスＦＷＤ、リバース信号パルスＲＥＶは矩形波のパルス信号で形成される。クランプ電圧は、前記矩形波の上端をクランプして、振幅（波高値）Ｖｘを規定する。このように、サージ保護回路４ｗを形成するダイオードＤ１、Ｄ２の入力側に、入力クランプ値となる電圧が供給される構成とすることにより、入力パルスの振幅に左右されにくい特性とすることができる。
【００３１】
トランスコンダクタンス・アンプ４の出力電流Ｉは、ドライバアンプ２の反転入力端子２ａと出力端子２ｂ間に接続されたＲＣ並列回路３に流入する。ここで、トランスコンダクタンス・アンプ４の出力電気抵抗は非常に大きく設定されている。このため、ＲＣ並列回路３は入力抵抗を介することなく、帰還増幅器として設定されているドライバアンプ２の反転入力端子２ａへ直接接続されている。
【００３２】
図４は、オペアンプＡ１を用いているドライバアンプ２とＲＣ並列回路３の動作を説明する回路図である。トランスコンダクタンス・アンプ４の出力電気抵抗は、前記のように非常に大きいので抵抗分Ｒ１とみなすことができる。このため、抵抗Ｒ１、ＲＣ並列回路３、オペアンプＡは帰還増幅器を構成する。この帰還増幅器は、差動増幅回路の構成となっている。
【００３３】
トランスコンダクタンス・アンプ４の入カインピーダンスはほぼ無限大となる。このため、トランスコンダクタンス・アンプ４の出力電流Ｉのほとんどは、ＲＣ並列回路３に流入する。オペアンプＡ１の反転入力端子（一）には、出力電流Ｉが流入しないので、電圧も発生せず仮想接地となる。すなわち、抵抗Ｒ１に流れた出力電流Ｉの大部分はＲＣ並列回路３に流入し、この電流より、入力端子２ａ、出力端子２ｂ間に電位差が生じる。
【００３４】
オペアンプＡ１の正転入力端子（＋）には、基準電源（Ｖｒｅｆ）が接続されている。このため、オペアンプＡ１の出力電圧Ｖ３は、次のようにして求められる。すなわち、オペアンプＡ１の２つの入力端子に与えられた電圧Ｖ１（反転入力端子の電圧でこの場合には０Ｖ）と、Ｖ２（非反転入力端子の電圧でこの場合にはＶｒｅｆ）の電圧差（Ｖ２−Ｖｌ）をＲｘ／Ｒｌ倍に増幅した電圧に相当する。ここで、ＲｘはＲＣ並列回路の抵抗分とする。
【００３５】
したがって、オペアンプＡ１からは、トランスコンダクタンス・アンプ４で電圧−電流変換されて、ＲＣ並列回路３に流入した電流に基づいて形成される電圧が積分増幅されて出力される。このオペアンプＡ１の出力電圧は、差動増幅回路を通して基準電圧（Ｖｒｅｆ）を中心とした電圧に変換されて出力される。なお、ＩａはオペアンプＡ１の帰還電流、ＩｂはオペアンプＡ１の出力電流である。
【００３６】
以上説明したように、トランスコンダクタンス・アンプ４の出力電流Ｉは、ＲＣ並列回路３のコンデンサＣを充電し、ドライバアンプ２の出力端子２ｂに積分増幅された電圧が得られる。このときの増幅率は、Ｒ／（１＋ｓＣＲ）、である。ただし、ｓはラプラスの演算子とする。このように、抵抗ＲとコンデンサＣとの並列回路３をオペアンプＡ１（ドライバアンプ２）に接続してＲＣフィルターを形成しているので、直流増幅率を制限することができる。このＲＣフィルターは、抵抗ＲとコンデンサＣの値で定まる所定の周波数特性を有するローパスフィルターである。ドライバアンプ２の出力電圧は、後述するように、非反転入力端子に入力される基準電圧（Ｖｒｅｆ）に基づいて形成されるアナログ電圧の波形となる。
【００３７】
図５、図６は、図１の回路における各部の波形を示す特性図である。図５（ａ）は、入力トランスコンダクタンス・アンプ４のＦＷＤ端子４ａに入力されるフォワード信号パルスＦＷＤの波形である。フォワード信号パルスＦＷＤは、Ｈレベルと０Ｖの間を矩形状に変化するＰＷＭ信号である。図５（ｂ）は、入力トランスコンダクタンス・アンプ４のＲＥＶ端子４ｂに入力されるリバース信号パルスＲＥＶの波形である。この例では、フォワード信号パルスＦＷＤが図２（ａ）の波形で入力されるので、リバース信号パルスＲＥＶは０Ｖである。
【００３８】
図５（ｃ）は、ＲＣフィルターの出力波形で、一定値の基準電圧（Ｖｒｅｆ）に対して、積分増幅された電圧波形となっている。このＲＣフィルターの出力波形は、トランスコンダクタンス・アンプ４に入力されるフォワード信号パルスＦＷＤの立ち上がりと同期して上昇し、ＦＷＤの立ち下がりと同期して減少する。このように、ドライバアンプ２からは、図５（ｃ）に示したようなアナログ電圧が出力されて、負荷５に印加される。
【００３９】
図６（ａ）は、入力トランスコンダクタンス・アンプ４のＦＷＤ端子４ａに入力されるフォワード信号パルスＦＷＤの波形で、０Ｖである。図６（ｂ）は、入力トランスコンダクタンス・アンプ４のＲＥＶ端子４ｂに入力されるリバース信号パルスＲＥＶの波形である。リバース信号パルスＲＥＶも、Ｈレベルと０Ｖの間を矩形状に変化するＰＷＭ信号である。
【００４０】
図６（ｃ）はＲＣフィルターの出力波形で、基準電圧（Ｖｒｅｆ）と対比させてある。この波形は、前記図５（ｃ）のフォワード信号パルスＦＷＤが入力された場合とは、基準電圧（Ｖｒｅｆ）を中心として、振幅が同じで方向が反対の特性となっている。図５（ｃ）、図６（ｃ）から明らかなように、Ｄ／Ａ変換インターフェース１に接続される負荷５には、振幅が同じで方向が異なるアナログ電圧が印加される。
【００４１】
図１のＤ／Ａ変換インターフェース１は、ＲＣ並列回路をオペアンプＡ１（ドライバアンプ２）の出力端子２ｂと反転入力端子２ａ間に接続して、ＲＣフィルターを形成している。このため、図１０に示したような、抵抗ＲとコンデンサＣのみを独立して並列接続しているローパスＲＣフィルターと比較して、安定度が高くなる。したがって、周辺温度等の変化に対しても安定して、入力トランスコンダクタンス・アンプ４の出力電流を電圧に変換する事が可能となる。
【００４２】
図１に示したＤ／Ａ変換インターフェース１の例では、接続されるデジタルサーボＩＣのＰＷＭ信号の電圧振幅により、トランスコンダクタンス・アンプ４の特性、及びＲＣフィルタ−の伝達特性を調整する必要がある。しかしながら、定電流源を切り替えるためのスイッチ機構を有していないので、図１０に示した従来方式と比較して、低消費電力化を図ることができ、温度上昇を抑制することができる。
【００４３】
また、スイッチ切り替え時のノイズ発生がないので、制御系を安定して動作させることができる。さらに、前記したように、周辺温度の変化に対して、安定したＤ／Ａ変換インターフェース回路を形成する事ができるという利点がある。なお、図１の構成では、オペアンプは、負荷に対するドライバアンプの機能とＲＣフィルターの機能を兼用しているので、オペアンプの有効利用が図れ回路構成が簡単になる。
【００４４】
ところで、現在実用化されているＣＤプレイヤー等のデジタルサーボＩＣは、動作電源電圧の多くが、５Ｖ系デバイス、３．３Ｖ系デバイス、２．５Ｖ系デバイス等を採用している。すなわち、デジタルサーボＩＣから出力されるＰＷＭ信号の電圧の振幅も電源電圧の前記系統に合わせて、ある程度限定する事が出来る。
【００４５】
このように、デジタルサーボＩＣから出力されるＰＷＭ信号の電圧の振幅を限定する事により、前記のように演算増幅器（オペアンプ）を用いたトランスコンダクタンス・アンプ４を使用して、電圧−電流変換を行うことが可能となる。また、デジタルサーボＩＣから出力されるＰＷＭ信号の振幅精度は、定格電源電圧に対し±５％程度の振幅範囲である。このＰＷＭ信号をアナログ信号に変換しても、変換されたアナログ信号の電圧範囲が大きくなければ、デジタルサーボＩＣのエラー訂正機能により十分に補正する事が可能である。
【００４６】
図７は、本発明の他の実施形態を示す回路図である。図７の回路は、ＢＴＬ（Ｂｒｉｄｇｅｄ  Ｔｒａｎｓｌｅｓｓ）方式という負荷駆動方式の回路である。図１と対応するところには同じ符号を付している。この回路は、図１に示したドライバアンプ２の出力端子２ｂに、抵抗Ｒ１、Ｒ２、オペアンプを用いたドライバアンプ６からなる反転増幅器（インバータ回路）７を接続している。すなわち、ドライバアンプ６の入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶ０とすると、Ｖ０＝−（Ｒ１／Ｒ２）Ｖｉとなり、出力電圧Ｖ０は入力電圧Ｖｉの位相を反転している。
【００４７】
前記図１のＤ／Ａ変換インターフェース１では、接地に対して負荷５が接続されている。そして、図５（ｃ）、図６（ｃ）に示したようなＶｒｅｆの基準電圧を中心として、振幅が同じで方向が異なる正負のアナログ電圧が負荷５に印加される。このため、負荷５としてモータコイルＬが接続された場合には、当該モータは正転、または逆転で回転制御される。
【００４８】
これに対して、図７の回路では、ドライバアンプ２の出力端子２ｂから出力されるアナログ電圧を、一方は負荷の正端子５ａに直接出力する。また、ドライバアンプ２の出力端子２ｂから出力されるアナログ電圧は、分岐して反転増幅器７に入力される。反転増幅器７では位相を反転したアナログ電圧を負荷の負端子５ｂに出力する。
【００４９】
このため、ドライバアンプ２のＶ０＋とＶO―の出力が互いに逆相になる。このように、図７の例では、ドライバアンプ２の出力を反転増幅器を用いたインバータ回路７に入力し、ドライバアンプ２の出力電圧ＶO+の逆相の信号を出力させて、ＶO―の電圧を負荷５に印加する。このような回路構成により、負荷５であるモータの正転または逆転の回転制御を行う。
【００５０】
図８は、図７の各部の波形を示す特性図である。図８（ａ）は、入力トランスコンダクタンス・アンプ４のＦＷＤ端子４ａに入力されるフォワード信号パルスＦＷＤの波形、図８（ｂ）は、そのＲＥＶ端子４ｂに入力されるリバース信号パルスＲＥＶの波形である。パルスＦＷＤとパルスＲＥＶの関係は、一方のパルスが入力される期間に他方は０Ｖとなるように設定されている。
【００５１】
図８（ｃ）は、ＲＣフィルターの出力波形である。ＲＣフィルターの出力波形は、パルスＦＷＤまたはパルスＲＥＶが入力トランスコンダクタンス・アンプ４に入力されたときに、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、互いに逆相の電圧を発生する。図８（ｄ）は、ドライバアンプ２の出力電圧Ｖ０＋と、反転増幅器７の出力電圧Ｖ０−の波形である。実線は、パルスＦＷＤおよびパルスＲＥＶが、図８（ａ）、図８（ｂ）のタイミングで入力された場合の波形である。また、破線は、パルスＦＷＤおよびパルスＲＥＶが、図８（ａ）、図８（ｂ）とは逆のタイミングで入力された場合の波形である。
【００５２】
図９は、従来方式のモータドライバＩＣと、本発明のモータドライバＩＣの温度特性を検出するための構成を示すブロック図である。図９においては、電力消費によるモータドライバＩＣ自身の温度特性を測定できるように、従来方式、および本発明の方式を採用した同等機能を持つモータドライバＩＣにより、Ｄ／Ａ変換インターフェースを動作させた場合の表面温度の測定を行う。
【００５３】
図９において、１１は従来方式のＤ／Ａ変換インターフェース１１、または本発明のＤ／Ａ変換インターフェース１が設けられているモータドライバＩＣで、例えば２８ピン構成として、３チャンネルでＰＷＭ制御を、１チャンネルでアナログ制御を行う。１２はデジタルサーボＩＣ、１３はＣＤディスク１４を回転させるためのＣＤプレイヤーを駆動するスピンドルモータである。
【００５４】
１５はフォーカスアクチュエータ、トラッキングアクチュエータ、スレッドモータのような駆動系、１６は無線周波数アンプＩＣ、１７はデジタル温度計である。スピンドルモータは、アナログ信号制御により制御される。また、駆動系１５のフォーカスアクチュエータ、トラッキングアクチュエータ、スレッドモータはＰＷＭ信号で制御される。
【００５５】
ＣＤディスク１４は、例えばオーディオ用のものを用いる。駆動系１７の移動量（駆動軸の回転角）はパルス信号で計測され、無線周波数アンプＩＣ１６を通してデジタルサーボＩＣ１２に入力される。デジタルサーボＩＣ１２は、入力された信号と基準値とを比較し、制御用のＰＷＭ信号を形成してモータドライバＩＣ１１に出力する。このように、図６においては駆動系１５の移動量を前記ＰＷＭ信号に基づくサーボ制御により制御している。
【００５６】
図１０に示したような従来方式のＤ／Ａ変換インターフェースをモータドライバＩＣ１１に実装した場合と、本発明のＤ／Ａ変換インターフェースをモータドライバＩＣ１１に実装した場合の両方について、同じ条件でモータドライバＩＣ１１の表面温度を測定した。すなわち、周辺温度を室温２５℃に設定する。このときに、同じオーディオＣＤを連続演奏させて、モータドライバＩＣ１１の放熱板１１ａの温度をデジタル温度計１７により測定した。この温度測定では、時間の経過に伴う表面温度の変化を逐次測定しており、その測定結果を表１に示す。
【００５７】
【表１】
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【００５８】
表１には、オーディオＣＤの演奏時間（分）、従来方式のモータドライバＩＣ１１の表面温度（℃）、本発明による新方式のモータドライバＩＣ１１の表面温度（℃）が記載されている。演奏時間は最初の２０分までは５分間隔として、初期の温度変化を細かく測定している。その後は１０分間隔としている。
【００５９】
表１から明らかなように、従来方式においてはオーディオＣＤを演奏した際に、最初の５分間の温度上昇が大きく、その後も時間経過と共に温度上昇の度合いが大きくなっている。６０分経過後でモータドライバＩＣの表面温度は、７９.０（℃）、１２０分経過後で８２.９（℃）、１８０分経過後で８３.８（℃）である。
【００６０】
これに対して、本発明による新方式のモータドライバＩＣの表面温度は、最初の５分間の温度上昇が小さく、その後の温度上昇の度合いも従来方式より小さくなっている。例えば、６０分経過後でモータドライバＩＣの表面温度は、６０.７（℃）、１２０分経過後で６４.２（℃）、１８０分経過後で６５.６（℃）である。
【００６１】
このように、本発明による新方式のモータドライバＩＣの表面温度は、従来方式よりも約２０℃低くなり、温度特性が大幅に改善されている。このため、デジタル―アナログ信号変換による消費電力が少なくなり、ＣＤプレイヤーやＶＴＲ等の負荷機器における使用温度範囲の高温粋を維持できる。したがって、負荷機器を周囲温度が高い場合でも動作させることができ、適用環境の拡張が可能となる。
【００６２】
以上、本発明の実施形態について説明した。本発明はこれら実施例に限定されず種々の変形が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
以上説明したように、本発明によれば、消費電力が少なく動作を安定させることができるＤ／Ａ変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の特性を示す特性図である。
【図４】本発明の実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の特性を示す特性図である。
【図６】本発明の特性を示す特性図である。
【図７】本発明の他の実施形態を示す回路図である。
【図８】図７の特性を示す特性図である。
【図９】温度検出の例を示すブロック図である。
【図１０】従来例の回路図である。
【符号の説明】
【００６５】
１・・・Ｄ／Ａ変換インターフェース、２・・・ドライバアンプ、３・・・ＲＣフィルター、４・・・入力トランスコンダクタンス・アンプ、５・・・負荷、６・・・ドライバアンプ、７・・・反転増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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