(57)【要約】【課題】設計パラメータとなる規格化Ｊインバータ値の寸法誤差に対する頑健性を向上させた結合線路を提供する。【解決手段】単一の基板に設けられた線路導体の途中に空隙が存在し、該空隙が該線路導体を分断している部位で、該空隙の幅を広くとり、かつその対向する両側の線路導体間の空隙に接する線路を長くとった構造を有する。上記構成を備えることにより設計仕様に対して製作時のオーバーエッチング、アンダーエッチングの寸法誤差が生じた場合でも規格化Ｊインバータ値の変化を抑えることができる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
結合線路において、
単一の基板に設けられた線路導体の途中に空隙が存在し、該空隙が該線路導体を分断している部位で、該空隙の幅を広くとり、かつその対向する両側の線路導体間の空隙に接する縁線を長くとった構造を有することを特徴とする結合線路。
【請求項２】
請求項１に記載の結合線路を複数個使用したことを特徴とするフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主にマイクロ波帯・ミリ波帯においての結合線路、およびその結合線路を用いて構成したフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のコプレーナラインを適用してλ／２共振器、あるいはλ／４共振器を直列に配置した場合の入出力部の容量性結合部においては、図１に示すようなある特性インピーダンスをもつ線路の内部にメアンダ状のギャップを設けた空隙幅が非常に小さい構造が用いられていた。これを用いたフィルタとしては、例えば非特許文献１に記載されているようなλ／４共振器コプレーナラインフィルタ、非特許文献２に記載されているようなλ／４共振器小型インターディジタル帯域通過コプレーナラインフィルタが挙げられる。
【非特許文献１】H.Suzuki, Z.Ma, Y.Kobayashi, K.Satoh, S.Narahashi and T.Nojima, “A low-loss 5GHz bandpass filter using HTS quarter-wavelength coplanar waveguide resonators,”IEICE Trans. Elec., Vol.E85-C, No.3, pp.714-719, Mar.2002, 鈴木、馬、小林、佐藤、楢橋、野島，“コプレーナ形λ／４共振器を用いた５GHz帯１０段帯域通過フィルタの設計，”信学技報  SCE2002-9, MW2002-9, pp.45-50, Apr.2002
【非特許文献２】馬、野見山、河口、小林，“コプレーナλ／４共振器を用いた小形インターディジタル帯域通過フィルタの設計”信学技報  SCE2003-12, MW2003-12, pp.67-72, Apr.2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記した従来の結合線路においては、図１に示すようにメアンダ状の空隙部分における幅の寸法が線路幅等に対して１／１０程度以下に小さくなる。したがって、空隙幅変化量に対する電気的特性の変化量が非常に大きくなる傾向にあり、実際の結合線路あるいはフィルタの製作時に発生する寸法誤差に対して電気的特性の劣化が大きくなる。例えば、従来の結合線路の寸法誤差が４μmであった場合、その電気的特性の変動は８〜９％程度、寸法誤差が８μmであった場合、その電気的特性の変動は１４％程度となる。これらは非常に大きな変動量であり、このような結合線路あるいはそれを用いて構成したフィルタは、設計仕様を満たす特性を得るために、極めて高い製作精度が要求されるという問題があった。
本発明は、上記のような従来技術の問題点に鑑みて、結合線路およびフィルタの製作において、製作時の寸法誤差に対する高周波特性の頑健性を確保することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記目的を達成するために、本発明では、以下に示す手段を採用する。
請求項１に記載の発明では、結合線路において、単一の基板に線路導体が形成され、容量性の結合を得るために設けた線路導体間の空隙幅を、製作時の寸法精度に対して十分大きくとり、かつ、その空隙を挟んで向かい合う導体の縁線を、線路幅に対して十分長くとったことを特徴とする。
請求項２に記載の発明では、フィルタを構成する要素の中で、容量性の結合部において、請求項１に記載の結合線路を用いたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００５】
本発明により、結合線路については、設計パラメータとなる規格化Ｊインバータ値の寸法誤差に対する頑健性を向上させ、その結合線路を用いたフィルタについては、寸法誤差に対するフィルタ特性の劣化量を軽減できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
請求項１に記載の発明に関して、コプレーナラインへ適用した結合線路の実施例１を図２（ａ）に示す。この結合線路は、単一の誘電体基板に線路を形成し、線路導体の空隙部分において、空隙を挟んで対向する導体の縁線を長くし、それに付随して線路幅もある一定の長さだけ広くした形状となっている。
この結合線路と、図１に示す従来の結合線路とで、寸法誤差が電気的特性に与える影響の大きさを評価し比較したものを図３に示す。この図は、これらの容量性の結合線路をアドミッタンスインバータ（Ｊインバータ）として捉え、両者の寸法誤差に対する規格化Ｊインバータ値Ｊ／Ｙｏの変化を電磁界解析シミュレーションによる計算結果で示したものである。
この図から、例えば、設計仕様に対して製作時のオーバーエッチングにより８μmの寸法誤差が生じた場合、従来の結合線路においては規格化Ｊインバータ値が１４％強も変化しているのに対し、本発明による結合線路においては規格化Ｊインバータ値が４％弱しか変化せず、その変動は従来の結合線路の１／３以下に抑えられている。
また、設計仕様に対して製作特のアンダーエッチングにより８μmの寸法誤差が生じた場合、従来の結合線路においては規格化Ｊインバータ値が２１％弱も変化しているのに対して、本発明による結合線路においては規格化インバータ値が５％弱しか変化せず、その変動は従来の結合線路の１／４以下に抑えられており、オーバーエッチングの場合よりもさらに優れた改善量を示している。
したがって、従来の結合線路に比べて、本発明による結合線路の寸法誤差に対する頑健性は極めて高い。
上記はコプレーナラインへの適用例であるが、その他のコプレーナライン、あるいはマイクロストリップラインへの適用例を以下に挙げる。
【０００７】
図２（ｂ）は図２（ａ）の形状をマイクロストリップラインで構成した形状である。
図４（ａ）、（ｂ）は導体のギャップ部分の向きに主線路の幅が徐々に大きくなる、テーパ形状を有しており、線路構造をコプレーナとした場合、テーパ形状の部分においても線路の特性インピーダンスを維持することができるため、整合性が高い結合線路を実現することが可能な形状の結合線路であり、それぞれ（ａ）がコプレーナライン、（ｂ）がマイクロストリップラインを適用した場合の平面図である。
図５（ａ）、（ｂ）は互いの線路が並行してすれ違うように接近させている形状であり、結合部分の線路に対して幅方向の寸法を殆ど広げることなく、対向する両側の線分の長さを長くとり、強い結合量を確保することが可能な形状の結合線路であり、それぞれ（ａ）がコプレーナライン、（ｂ）がマイクロストリップラインを適用した場合の平面図である。
図６（ａ）、（ｂ）、図７（ａ）、（ｂ）、図８（ａ）、（ｂ）は一方の線路の端部の周囲をもう一方の線路が囲むような形状をしており、結合部分の線路に対して幅方向の寸法を図２の形状のように大きく広げることなく、対向する両側の縁線の長さを長くとり、強い結合量を確保することが可能な形状の結合線路であり、それぞれ（ａ）がコプレーナライン、（ｂ）がマイクロストリップラインを適用した場合の平面図である。
容量性の結合線路において空隙の幅が広く、かつその空隙を挟んで対向する縁線が長い構造は図２、図４〜図８に限ったものではない。図２、図４〜図８以外に様々な形状が考えられるが、それらはいずれも本発明に含まれる。
【０００８】
請求項２に記載の発明の実施形態に係るフィルタの平面構成を図１０に示す。ここで示す実施例、チェビシェフ形４段帯域通過コプレーナラインフィルタの主要諸元は表１に示すとおりである。
【表１】
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尚、本実施例では一例として表１の数値を挙げているが、この値に限らず任意の中心周波数、帯域幅、帯域内リップル幅に応じて設計することは言うまでもない。
このフィルタは、分布定数型のフィルタであって、誘電体基板１０−１の上に４つの共振器１０−６，１０−７が形成されており、その間にはある空隙幅をもつ容量性結合部１０−３，１０−５と、ある長さ、幅の短絡スタブをもつ誘導性結合部１０−４が交互に配置されたコプレーナラインとなっている。
【０００９】
共振器１０−６，１０−７のそれぞれは両端の結合部の影響も含めて、長さがλ／４に設定されている。
特に入出力の容量性結合部１０−３では、強い結合を要するため、請求項１に記載の結合線路を適用し、十分な結合量を得ている。
ここで、図１に示す従来の結合線路を用いたλ／４共振器４段コプレーナラインフィルタを図９に示す。このフィルタと図１０に記載されている本発明の実施例であるコプレーナラインフィルタは、ともに等しいインバータ値をもつ結合線路として設計することにより、ほぼ完全に等しいフィルタ特性となる。
この両フィルタ間で、寸法誤差に対するフィルタ特性の劣化量の比較を行う。製作時のオーバーエッチングによる寸法誤差が、それぞれ０μm、４μm、８μmである場合の結合線路のインバータ値を基に、フィルタの等価回路による計算機シミュレーションを行った結果を図１１に示す、例えば、オーバーエッチングによる寸法誤差が８μm生じていた場合、図１１（ａ）に示すように、従来のフィルタでは挿入損失が最大０．５dB強劣化し、帯域幅が４０MHz以上広がり、図１１（ｂ）に示すように、帯域内の反射損失が１０dB以下に劣化するのに対して、本発明によるフィルタでは、図１１（ｃ）に示すように、挿入損失が０．１dB以内で、帯域幅は殆ど変化せず、図１１（ｄ）に示すように、帯域内の反射損失が２０dB弱とれている。よって、フィルタの入出力部に請求項１に記載の結合線路を適用して設計・製作することにより、その製作時における寸法誤差に対するフィルタ特性の頑健性が大きく向上する。
【００１０】
この他に線路構造にマイクロストリップラインを用いたものや、共振器長を半波長の整数倍にしたフィルタを実施例として以下に挙げる。
図１２は、マイクロストリップラインを用いて、請求項１に記載の容量性結合線路１２−１を複数個用いてその間にλ／２の整数倍の長さの共振器を複数個（ここでは共振器１２−２の２個）配置したフィルタである。
図１３は、マイクロストリップラインを用いて、請求項１に記載の容量性結合線路１３−１とビアホールを用いて誘導性結合部１３−２を交互に配置し、その間にλ／４の奇数倍の長さの共振器を複数個（ここでは共振器１３−４，１３−５の４個）配置したフィルタである。
図１４は、コプレーナラインを用いて、請求項１に記載の容量性結合線路１４−１を複数個用いてその間にλ／２の整数倍の長さの共振器１４−２（ここでは２個）を配置したフィルタである。
【００１１】
これまでの実施例では、平面回路に限定して述べてきたが、請求項１に記載されている形状を三次元に応用し、同軸線路においても例えば図１５のような構造へ適用することも可能である。線路およびグランドの導体として、超伝導体を用いることも可能である。とりわけ液体窒素の沸点７７．４Ｋ以上の高温超伝導体を用いることにより、冷却装置の省電力化、回路規模の小型化が可能となる。この種の高温超伝導体としては、例えばＢｉ系、Ｔｌ系、Ｐｂ系、Ｙ系等の銅酸化物超伝導体があり、これらはいずれも使用可能で、その低損失性が、フィルタの低挿入損失化、高選択度化が十分に発揮される。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】従来の線路間にメアンダ状の空隙部を有する結合線路を示す図。
【図２】本発明の空隙部位で線路幅を一定の長さだけ広くした結合線路（実施例１）を示す図。
【図３】従来の結合線路（図１）と本発明の結合線路（実施例１）（図２）の製作時の寸法誤差に対するインバータ値の変化を示す図。
【図４】線路をテーパ形状として空隙部を有する結合線路（実施例２）を示す図。
【図５】線路が平行にすれ違うように接近させた結合線路（実施例３）を示す図。
【図６】一方の線路端部の周囲を他方の線路で囲む形状を有する結合線路（実施例４）を示す図。
【図７】一方の線路端部の周囲を他方の線路で囲む形状を有する結合線路（実施例５）を示す図。
【図８】一方の線路端部の周囲を他方の線路で囲む形状を有する結合線路（実施例６）を示す図。
【図９】従来の結合線路を用いたλ／４共振器４段コプレーナラインフィルタを示す図。
【図１０】本発明の結合線路（実施例１）を用いたλ／４共振器４段コプレーナラインフィルタを示す図。
【図１１】製作時の寸法誤差に対するフィルタ特性の変化を表したグラフ（従来のフィルタ（図９）の（ａ）Ｓ２１（通過特性）、（ｂ）Ｓ１１（反射特性）と本発明のフィルタ（実施例１）（図１０）の（ａ）Ｓ２１（通過特性）、（ｂ）Ｓ１１（反射特性））。
【図１２】本発明の実施例であるマイクロストリップラインに適用したｎλ／２（ｎは自然数）共振器を用いたフィルタを示す図。
【図１３】本発明の実施例であるマイクロストリップラインに適用した（２ｎ−１）λ／４（ｎは自然数）共振器を用いたフィルタを示す図。
【図１４】本発明の実施例であるコプレーナラインに適用したｎλ／２（ｎは自然数）共振器を用いたフィルタを示す図。
【図１５】本発明の実施例である同軸線路への応用を示す結合線路を示す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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