(57)【要約】【目的】  電流形の自励式電力変換器における出力電圧可変範囲が広く逆変換動作が可能であるという利点を損なうことなく、電圧形のように比較的簡単な制御方式によって電圧制御することができ、交流電圧をベースとして直流電圧またはパルス電圧を目標値とする可変整流電圧電源を比較的簡単なアナログ、アナログ−ディジタル・ハイブリッド、またはディジタル電圧制御回路で構成可能ならしめる、新しい自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。【構成】  自己消弧整流素子により単相または多相の交流電圧をスイッチングして整流する自励式電力変換器の電圧制御方法であって、交流電圧基本波成分の１周期における相数ｐの２倍の２ｐ個の転流点間各部分の位相関係を保持したまま、当該各部分の繰返し周波数を交流電圧基本波周波数に等しくすることで、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスを電源系統電圧に同期させ、この電圧制御タイミングパルスを用いて、交流電流信号を直接使用することなしにまたは参照することなしに、所要電圧を電圧指令値により発生させる。【選択図】図１
2005137137.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己消弧整流素子により単相または多相の交流電圧をスイッチングして整流する自励式電力変換器の電圧制御方法であって、
交流電圧基本波成分の１周期における相数ｐの２倍の２ｐ個の転流点間各部分の位相関係を保持したまま、当該各部分の繰返し周波数を交流電圧基本波周波数に等しくすることで、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスを電源系統電圧に同期させ、
この電圧制御タイミングパルスを用いて、交流電流信号を直接使用することなしにまたは参照することなしに、所要電圧を電圧指令値により発生させることを特徴とする自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項２】
自己消弧整流素子により単相または多相の交流電圧をスイッチングして整流する自励式電力変換器の電圧制御方法であって、
交流電圧基本波成分の１周期を相数ｐの２倍の２ｐ個の部分に等分割し、当該各部分の位相関係を保持したまま、当該各部分の繰返し周波数を交流電圧基本波周波数に等しくすることで、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスを交流電圧基準電圧相に同期させ、
この電圧制御タイミングパルスを用いて、交流電流信号を直接使用することなしにまたは参照することなしに、所要電圧を電圧指令値により発生させることを特徴とする自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項３】
電圧制御発振器の発振周波数を利用して、前記交流電圧基本波成分１周期の２ｐ個部分への等分割を行うことを特徴とする請求項２記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項４】
交流電圧基本波の一相電圧のみを交流電圧基準電圧相として検出し、高周波位相ロックループによる位相同期制御を利用して、前記各部分の位相関係の保持および前記各部分の繰返し周波数の交流電圧基本波周波数への一致を行うことを特徴とする請求項２記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項５】
自励式電力変換器の電圧出力が、直流から自己消弧整流素子の動作限界周波数の半分までの帯域を持つことを特徴とする請求項１または２に記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項６】
自己消弧整流素子の動作周波数を、電圧制御タイミングパルスのパルス幅から換算した周波数および繰返し周波数のそれぞれに対して整数倍の関係に保つようにすることを特徴とする請求項１または２に記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項７】
前記多相の交流電圧の相間不平衡電圧を補正し、低次リップルの非論理成分を減少させることを特徴とする請求項１または２に記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項８】
自励式電力変換器の順変換動作時に直流側低次リップルの非論理成分を減少させるフィードフォワード制御を行い、逆変換動作時に交流側低次高調波の非論理成分を減少させるフィードバック制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項９】
自励式電力変換器動作時の自己消弧整流素子の点弧順序を決める際、正弦波変調を電圧相、テール相およびヘッド相のいずれか２種相もしくは３種相に分け、それら各相の点弧順序を決める変調方式を用いることにより、交流側高調波を減少させる点弧順序モードを選択することを特徴とする請求項１または２記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【請求項１０】
前記点弧順序モードを、電圧相優先モード、テール相優先モード、ヘッド相優先モードおよびミックスモードから選択することを特徴とする請求項９記載の自励式電力変換器の電圧制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この出願の発明は、自励式電力変換器の電圧制御方法に関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、自己消弧整流素子を使用して交流電圧をスイッチングし、直流またはパルスに変換する順変換動作および直流電圧またはパルス電圧を交流に変換する逆変換動作をするスイッチング整流回路等に有用な、その簡易な電圧制御を実現する新しい自励式電力変換器の電圧制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流側回路がＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar mode Transistor）等の自己消弧整流素子で構成されているスイッチングブリッジ整流回路を代表とする従来の自励式電力変換器は、電圧形（たとえば非特許文献１参照）および電流形（たとえば非特許文献２参照）に大別される。
【非特許文献１】岩路善尚，福田昭治, 「電圧形ＰＷＭコンバータの回路パラメータの設計法」, 電気学会論文誌, Vol.D-112, No.7, p.639 (1992)
【非特許文献２】佐藤之彦，宮沢秀毅，片岡昭雄，「電流形ＰＷＭ整流回路の状態帰還制御」，平成２年電気学会産業応用部門全国大会報告集，p.281 (1990)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、電圧形の自励式電力変換器では、制御方式が比較的簡単であるため、アナログ制御回路を用いてつくる直流電源等として多用されてはいるものの、それらの電源は出力電圧の可変範囲が狭く、逆変換動作ができないといった問題や、整流出力側に交流成分フィード用の大容量のコンデンサが必要になるといった問題があり、電流形では、出力電圧の可変範囲が広く、逆変換動作が可能であるものの、制御アルゴリズムが複雑になるため、ディジタルシグナルプロセッサ（＝Digital Signal Processor：ＤＳＰ）等を用いたディジタル計算機制御回路が中心となっており、適用範囲が電流制御に限られているといった問題がある。
【０００４】
そこで、以上のとおりの事情に鑑み、この出願の発明は、電流形の自励式電力変換器における出力電圧の可変範囲が広く逆変換動作が可能であるという利点を損なうことなく、電圧形のように比較的簡単な制御方式によって電圧制御することができ、交流電圧をベースとして直流電圧またはパルス電圧を目標値とする可変整流電圧電源を比較的簡単なアナログ、アナログ−ディジタル・ハイブリッド、またはディジタル電圧制御回路で構成可能ならしめる、新しい自励式電力変換器の電圧制御方法を提供することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、第１には、自己消弧整流素子により単相または多相の交流電圧をスイッチングして整流する自励式電力変換器の電圧制御方法であって、交流電圧基本波成分の１周期における相数ｐの２倍の２ｐ個の転流点間各部分の位相関係を保持したまま、当該各部分の繰返し周波数を交流電圧基本波周波数に等しくすることで、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスを電源系統電圧に同期させ、この電圧制御タイミングパルスを用いて、交流電流信号を直接使用することなしにまたは参照することなしに、所要電圧を電圧指令値により発生させることを特徴とする自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【０００６】
第２には、自己消弧整流素子により単相または多相の交流電圧をスイッチングして整流する自励式電力変換器の電圧制御方法であって、交流電圧基本波成分の１周期を相数ｐの２倍の２ｐ個の部分に等分割し、当該各部分の位相関係を保持したまま、当該各部分の繰返し周波数を交流電圧基本波周波数に等しくすることで、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスを交流電圧基準電圧相に同期させ、この電圧制御タイミングパルスを用いて、交流電流信号を直接使用することなしにまたは参照することなしに、所要電圧を電圧指令値により発生させることを特徴とする自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【０００７】
第３には、電圧制御発振器の発振周波数を利用して、前記交流電圧基本波成分１周期の２ｐ個部分への等分割を行うことを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【０００８】
第４には、交流電圧基本波の一相電圧のみを交流電圧基準電圧相として検出し、高周波位相ロックループによる位相同期制御を利用して、前記各部分の位相関係の保持および前記各部分の繰返し周波数の交流電圧基本波周波数への一致を行うことを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【０００９】
第５には、前記自励式電力変換器の電圧出力が、直流から自己消弧整流素子の動作限界周波数の半分までの帯域を持つことを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【００１０】
第６には、前記自己消弧整流素子の動作周波数を、電圧制御タイミングパルスのパルス幅から換算した周波数および繰返し周波数のそれぞれに対して整数倍の関係に保つようにすることを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【００１１】
第７には、前記多相の交流電圧の相間不平衡電圧を補正し、低次リップルの非論理成分を減少させることを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【００１２】
第８には、前記自励式電力変換器の順変換動作時に直流側低次リップルの非論理成分を減少させるフィードフォワード制御を行い、逆変換動作時に交流側低次高周波の非論理成分を減少させるフィードバック制御を行うことを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【００１３】
第９には、前記自励式電力変換器動作時の自己消弧整流素子の点弧順序を決める際、正弦波変調を電圧相、テール相およびヘッド相のいずれか２種相もしくは３種相に分け、それら各相の点弧順序を決める変調方式を用いることにより、交流側高調波を減少させる点弧順序モードを選択することを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【００１４】
第１０には、前記点弧順序モードを、電圧相優先モード、テール相優先モード、ヘッド相優先モードおよびミックスモードから選択することを特徴とする前記自励式電力変換器の電圧制御方法を提供する。
【発明の効果】
【００１５】
上記第１および第２の自励式電力変換器の電圧制御方法によれば、出力電圧可変範囲が広く逆変換動作が可能であって簡単な電圧制御を実現することができる。
【００１６】
上記第３の自励式電力変換器の電圧制御方法によれば、上記第１および第２の方法と同様な効果が得られ、また、より高精度な等分割処理を実現できるようになる。
【００１７】
上記第４の自励式電力変換器の電圧制御方法によれば、上記第１および第２の方法と同様な効果が得られ、また、１０ｎｓレベルでの高精度な位相処理を実現できるようになる。
【００１８】
上記第５〜第１０の自励式電力変換器の電圧制御方法によれば、上記第１および第２の方法と同様な効果が得られ、さらに簡単且つ高精度な電圧制御を実現できるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
［実施形態１］
単相または多相の交流電圧をダイオードブリッジ整流回路で整流する場合、整流電圧波形は各相電圧絶対値のダイオード加算になり、ｐ相交流基本波成分の１周期に相数ｐの２倍の２ｐ個の転流点で電圧相が変わる。このとき、転流点間各部の位相関係は保存したまま、各部の繰返し周波数を電圧基本波周波数に等しくすると、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスは完全に系統電圧に同期することとなる。
【００２０】
一例として、ｒ相，ｓ相，ｔ相の三相交流電圧を三相ブリッジ整流回路で整流する場合を考える。この場合に得られる三相整流電圧波形は、たとえば図１（ａ）に例示したようなダイオード加算の包絡線で示され、このときの包絡線上の１周期当り６個の電圧相の転流点で区切られる６個の電圧制御タイミングパルスは、たとえば図１（ｂ）に例示したようになる。図１（ａ）は横軸に時間[sec]、縦軸に正規化実効電圧[V]をとっている。図１（ｂ）では、各タイミングパルスを、相名とその電圧値の正、負を添え字としてＴr+，Ｔt-，Ｔs+・・・で表している。
【００２１】
タイミングパルス１区間で整流に直接関与するスイッチング素子は３個で、その中の１素子が直流電圧を発生し、他の２素子は直流電流をそれぞれの相へ戻す役割を分担している。たとえばＴr+パルス区間では、Ｖr+が電圧発生して負荷側に電流を供給し、Ｖs-とＶt-がそれぞれの相の系統側に電流を還流する。タイミングパルス区間で電圧発生を担う相を電圧相、電流が還流する相をヘッド（＝head）相およびテール（＝tail）相と呼ぶこととすると、Ｔr+パルス区間では、Ｖr+が電圧相、Ｖt-がヘッド相、Ｖs-がテール相になることが、図１よりわかる。すなわち、ｒ相正電圧について考えると、零クロス（＝位相０）から電圧相に入る転流点（＝位相π／３）までがヘッド相であり、電圧相の終わる転流点（＝位相２π／３）からｒ相正電圧が再びゼロになる点（＝位相π）までがテール相になるのである。
【００２２】
ここで、上記電圧相での変調率η（０＜η＜１）を変えることにより、所要の直流電圧を得ることができる。
【００２３】
より具体的には、無負荷時の直流電圧はＴr+パルス区間の時間平均で与えられるから、所要直流電圧Ｅdは、相電圧の実効値Ｅ、無制御及び無負荷時の直流電圧Ｅd0、交流電圧の瞬時値Ｖ*(ｔ)（但し＊＝ｒ，ｓ，ｔ）、Ｔr+パルスの時間幅ΔＴr、変調率η＝Ｅd／Ｅd0とすると、
【００２４】
【数１】
2005137137.tif 000003
で与えられる。
【００２５】
三相交流電圧間には任意の時刻tにおいて、
【００２６】
【数２】
2005137137.tif 000004
が成立し、これを絶対値表示するとＴr+の区間では常に、
【００２７】
【数３】
2005137137.tif 000005
が成立するので、所要直流電圧Ｅｄは次式のようにヘッド相およびテール相でも表すことができる。
【００２８】
【数４】
2005137137.tif 000006
同様にＴt-区間の所要直流電圧Ｅdは次式で表すことができ、他の４区間Ｔs+，Ｔr-，Ｔt+，Ｔs-についても同様な相間の関係式が成立する。これらの関係式は、負過電流には無関係に常に成立する。
【００２９】
【数５】
2005137137.tif 000007
また、スイッチングパルス幅ΔＴrは、基準電圧位相の１周期の整数倍分の１で、且つその相の正電圧タイミングパルス幅の整数分の１に選んだ場合、スイッチングパルス周期をＴsw、パルス数をＮ（但し正の整数）とすると、次式で表すことができる。
【００３０】
【数６】
2005137137.tif 000008
アナログ方式でのこのスイッチングパルス幅の決定手法としては、たとえば、スイッチングパルスに同期した鋸歯状波を発生させて、その間ＤＣ電圧指令値を一定に保つとともに、ＤＣ電圧指令値と電圧相およびテール相電圧との乗算つまり正弦波変調を行い、鋸歯状波とコンパレータ（＝比較器）で比較した出力信号を用いてパルス幅を決めるパルス幅変調（＝Pulse Wide Modulation：ＰＷＭ）方式を考慮できる。
【００３１】
このＰＷＭ方式において、Ｔr+区間の各スイッチングパルスの間にＤＣ電圧指令値をそれぞれ一定に保つとき、電圧相、テール相、ヘッド相の通電パルス幅をそれぞれΔｔr、Δｔs-tail、Δｔt-headとすると、
【００３２】
【数７】
2005137137.tif 000009
が成立する。このとき素子の点弧順序は、テール相優先の場合は、スイッチングクロックでテール相を点弧し、Δｔs-tail後にテール相を消弧する。一方、ヘッド相優先の場合では、順序は逆にする。いずれの場合にも、無効電流の基本波成分は発生しないし、実効電流の高調波成分には差異が考えられるものの、スイッチング周波数（＝動作周波数）が充分高い場合はその差異は無視できる。
【００３３】
また、変調率η＜１では、直流側負荷電流の断続を避けるため、バイパスペア動作をすることが必要で、バイパスペア動作時間Δｔr-bppは、
【００３４】
【数８】
2005137137.tif 000010
で与えられる。
【００３５】
他のタイミングパルス区間についても、同様にしてパルス幅およびバイパス動作時間を決めることができる。
【００３６】
バイパスペアオンbpp-onのトリガー信号の取り方としては、たとえば、Δｔr+のオフ側エッジ、テール相優先の場合はΔｔt-headのオフ側エッジ、ヘッド相優先の場合はΔｔs-tailのオフ側エッジの３種を選ぶことができ、最初のΔｔr+のオフの場合は電圧相または電圧優先とし、後者の２種を電流優先とする。
【００３７】
さらに、スイッチング周期の前半をテール相優先とし、後半をヘッド相優先とするミックスモードも可能で、このミックスモードは高調波歪を最小にできる点で実用上より優れている。
【００３８】
これら４個のゲート点弧信号および２個のゲートブロック信号は、たとえば、６個のタイミングパルスおよびハードロジック回路で構成されたディストリビュータ（＝分配器）を通じてそれぞれの素子に配分する。Ｔr+以外の５個のタイミングパルスでも同様に機能させる。
【００３９】
分配器は上記３種の優先方式により互いに異なるが、系統および負荷の性質に応じて各方式を組み合せたり切り換えたりしてもよく、また、レジスタ（＝ＳＲフリップフロップ）入力前にタイミングゲートを設置する方式のほかに、レジスタ出力側にタイミングゲートを設置する方式もある。
【００４０】
もちろん、単相および他の多相交流の場合にも、同様な優先方式および分配器を採用できる。
【００４１】
なお、直流負荷電流によって発生する交流インピーダンスによる交流電圧降下や、素子への通電時に発生するオン−電圧降下などについては、たとえば、ＤＣ電圧指令値に整流側電圧信号によりネガティブフィードバック補正を施すことで対処できる。
【００４２】
以上のとおりのことから、原理的に整流側電圧と交流電圧のみで、交流電流の瞬時値を必要とすることなく素子を制御でき、所要整流電圧を得ることができるようになる。
【００４３】
電磁石電源のように励磁電流の精度が要求されるときは、たとえば、ＤＣＣＴ（＝DC Current Transductor）信号を利用して主ループを構成制御することで対応でき、この場合も交流電流信号を取り込む必要はない。
【００４４】
また、電圧歪、電圧不平衡、基本波の周波数変動などは、変調率のマージンの範囲内で、定常的には上記関係式が成立している。
【００４５】
［実施形態２］
タイミングパルスを得る方式としては、上記実施形態１におけるものの他に、単相または多相の交流電圧基本波の一相電圧のみを基準として検出し、充分高い高周波の位相ロックループ（＝Phase Lock Loop：ＰＬＬ）による１０ｎｓレベル以上の精度の位相同期制御を利用する方式も考慮できる。
【００４６】
この場合、電圧制御発振器（＝Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯ）の信号Ｆｖ、つまり発振周波数Ｆｖを利用して、ｐ相交流電圧基本波成分の１周期を相数ｐの２倍の２ｐ部分に等分割し、各部の位相関係は保存したまま、各部の繰返し周波数を電圧基本波周数に等しくする。このようにして得られた２ｐ個のタイミングパルスは、完全に基準電圧相（通常はｒ相）に同期することとなる。
【００４７】
次に、完全平衡ｐ相交流電圧をメモリ上に作り、Ｄ／Ａコンバータで発振周波数Ｆｖの整数分の１のクロックで出力し、２ｐ個の電圧制御タイミングパルスそれぞれの電圧相の参照信号として、実交流入力電圧との差を出力ＤＣ電圧指令値にフィードフォワード制御することができる。
【００４８】
アナログ制御方式では、たとえば、上記実施形態１と同様に、スイッチングクロックおよびそれに同期した鋸歯状波を用いる。三相交流の場合、スイッチングクロックの間一定値に保たれた整流電圧指定値を、Ｄ／Ａからの電圧相およびテール相電圧の参照値との乗算つまり参照値正弦波変調を行い、それぞれを鋸歯状波とコンパレータ（＝比較器）で比較して、一致タイミングの出力信号を取り出し、電圧相およびテール相のパルス幅を決めるＰＷＭ方式を考慮でき、プログラマブル・ロジック・デバイス（＝Programmable Logic Device：ＰＬＤ）上にてハードロジック回路で構成された点弧パルス分配器を代表とするディストリビュータを通して、６個の素子へのＰＷＭ、バイパスペアまたはブロックパルスを作り、各々の素子に分配制御する。
【００４９】
この方式の特徴は、信号処理の高速部分を並列処理とすることができ、計算機制御のように原理的に直列処理をする場合に比してスケジュール上充分余裕があり、信頼性が高い。
【００５０】
一方、ディジタル制御方式では、三相交流整流電圧をＡ／Ｄコンバータで取り込み、次のスイッチングクロックでの電圧相参照値データとの差をエラー信号として取り込み、電圧指令値に加算して、参照電圧相およびテール相データとそれぞれ乗算し、その値を２個のプリセットカウンターにセットする。次のスイッチングクロック信号で、これらの２個のカウンターを同時にスタートさせる。カウンターのクロック周波数はＶＣＯ発振周波数Ｆｖまたはその整数倍に選ぶ。これらカウンターのセットアップ信号２個とタイミングパルスを、アナログ制御の場合と同様にＰＬＤ上に構成された分配器回路を通して、６個の素子へのＰＷＭ、バイパスペアまたはブロックパルスを造り、分配制御する。
【００５１】
この場合、カウンターの段数およびクロック周波数を充分高くできれば、アナログ方式に比して電圧精度の向上を図れる利点がある。
【００５２】
もちろん、上記同期電圧制御方式では、要求精度に応じて、実施形態１と同様に、整流出力電圧や直流電流フィードバックループを電圧指令値に付加することができる。
【００５３】
以下に、上述の各実施形態に従ったこの出願の発明の実施例について説明する。
【実施例１】
【００５４】
図２は、一実施例である三相交流自励式電力変換器のアナログ制御方式による電圧制御装置の内部ブロック回路を例示したものである。
【００５５】
この実施例では、まず、電圧指令値およびｒ−，ｓ−，ｔ−相電圧を、クロックclk3のタイミングでサンプルホールドＳＨ（２１）（２２）（２６）（２１０）に取り込む。
【００５６】
続いて、サンプルホールドＳＨ（２１）と（２１０）の積をアナログ乗算器（２１１）で求め、その乗算値をスイッチングクロックclk1のタイミングでサンプルホールドＳＨ（２１２）に取り込む。
【００５７】
同様な処理がサンプルホールドＳＨ（２１）と（２６）、（２１）と（２２）についても並列に実行され、それぞれの乗算値がサンプルホールド（２８）（２４）に取り込まれる。
【００５８】
これら乗算値は、コンパレータ（２１３）（２９）（２５）によって、鋸歯状波発生器（２１４）からのスイッチングクロックclk1に同期した信号と比較され、一致点での信号cmp t, cmp s, cmp rが変調率制御信号として点弧パルス分配器（２１７）に送られる。
【００５９】
これらの処理は各相毎に並列に行われ、次のクロックclk3で繰り返されてゆく。
【００６０】
タイミングパルス発生器（２１５）は、三相電圧のダイオードブリッジ整流波形を利用して６個のタイミングパルスＴr+，Ｔt-，Ｔs+，Ｔr-，Ｔt+，Ｔs-を作り、タイミングバス（２１６）を通じて点弧パルス分配器（２１７）に送る。さらに、クロックclk1，clk2，clk3を作るため、ｒ相電圧のゼロクロスに位相同期したＰＬＬ制御を採用している。一例として、ＶＣＯの発振周波数Ｆｖは１９．６６０８ＭＨｚ、スイッチングクロックclk1は９．６ｋＨｚに設定し、クロックclk2はクロックclk1と同期させてパルス幅を１００μｓに設定し、クロックclk3はクロックclk1より５２μｓ進みを選ぶ。また鋸歯状波発生器（２１４）の出力信号は、クロックclk2を積分して作る。
【００６１】
点弧パルス分配器（２１７）は、６個のタイミングパルス、スイッチングクロックclk1および３個の変調率制御信号という１０個の信号とハードロジック回路（図示なし）により発生するゲートパルスを、変換器スイッチング素子（図示なし）へ分配する。
【００６２】
図３は、電圧相優先およびテール相優先論理に従ってＳＲフリップフロップ（＝Set Reset Flip Flop：ＳＲＦＦ）で構成するレジスタの入力前にタイミングゲートを設置する方式のハードロジック回路の一例を示したものであり、ｒ相ハーフブリッジの上下素子へのゲート分配回路で、ｓ−相素子およびｔ−相素子に対してもそれぞれ同等な分配回路を持っている。
【００６３】
（３１）のオアゲート出力が上素子へのゲート信号になり、（３６）のオアゲート出力が下素子へのゲート信号になる。（３２）の信号はＴr+区間の電圧相ゲート信号であり、（３３）のＳＲＦＦ出力（ｈｉｇｈ状態）はＴr-時のバイパスペア動作信号を発生し、（３４）のＳＲＦＦ出力（ｈｉｇｈ状態）はＴt-時のテール相動作をする。（３５）のＳＲＦＦ出力（ｈｉｇｈ状態）はＴs-時のヘッド相のゲート動作をしている。下素子への分配回路も上素子の場合と同形であり、説明は省略する。
【００６４】
コンバータ動作とインバータ動作の切替えは、ゲート信号の送り先素子を切り替えることで行う。すなわち、コンバータ状態信号convまたはインバータ状態信号invがhigh側の状態動作をするので、同相のハーフブリッジアームの上下素子間で切り替える。
【００６５】
本実施例では、制御に必要な外部信号は電圧指令値、三相交流電圧、ＤＣ出力電圧および同期用電圧波形の６種である。
【実施例２】
【００６６】
図４は、別の一実施例である三相交流自励式電力変換器のアナログ−ディジタル・ハイブリッド制御方式による電圧制御装置の内部ブロック回路を例示したものである。
【００６７】
この実施例では、まず、コントローラ（４１）は、スタート指令を受けると、ＲＯＭ（４３）に書かれている電圧相データをシフトレジスタ（４５）に、テール相データをシフトレジスタ（４１１）にロードする。続いて、ＲＡＭ（４２）に蓄えられた電圧指令値データがＤ／Ａ変換器（４４）にロードした後、最初のクロックclk3によりＤ／Ａ変換器（４４）（４６）（４１２）をスタートし、サンプルホールド（４７）でアナログ加減算データをホールドする。このデータとＤ／Ａ変換器（４６）（４１２）データをそれぞれアナログ乗算器（４８）（４１３）で演算し、サンプルホールド（４９）（４１４）でクロックclk1によりホールドする。これらのデータはコンパレータ（４１０）（４１５）で鋸歯状波発生器（４１８）の出力信号と比較され、一致点信号出力cmp volt, cmp tailがそれぞれの相の変調率制御信号として点弧パルス分配器（４２０）に送られる。一方、リングカウンタ（４１６）は、乗算が終わると、シフトレジスタ（４６）（４１２）を１段進める。
【００６８】
以上の処理は並列に行われ、繰り返される。本実施例では、１８ｂｉｔ，３２段シフトレジスタで構成しているので、３３個目のパルスでスタート時のデータに戻る。すなわち、次のタイミング信号になり、順次繰り返されるのである。
【００６９】
タイミングパルス発生器（４１７）は、クロックclk1，clk2，clk3を作るため、ｒ相電圧のゼロクロスに位相同期したＰＬＬ制御を採用している。一例として、ＰＬＬのＶＣＯ発振周波数Ｆｖは１９．６６０８ＭＨｚ、スイッチングクロックclk1は９．６ｋＨｚ（＝Ｆｖ／２11）に設定し、クロックclk2はクロックclk1と同期させてパルス幅を１００μｓに設定し、クロックclk3はクロックclk1より５２μｓ（＝１９．２ｋＨｚ幅）進ませてパルス幅を２０μｓに設定する。
【００７０】
６個のタイミングパルスＴr+，Ｔt-，Ｔs+，Ｔr-，Ｔt+，Ｔs-は、ＶＣＯ発振周波数Ｆｖをバイナリーカウンター１６段に分周して得られる３００Ｈｚ等を利用して作る。
【００７１】
鋸歯状波発生器（４１８）の出力信号は、クロックclk2を利用して積分回路（図示なし）で作る。
【００７２】
点弧パルス分派器（４２０）は、６個のタイミングパルス、１個のスイッチングクロック、２個の変調率制御信号等の合計９個の信号とハードロジック回路（図示なし）により発生するゲートパルスを、変換器スイッチング素子（図示なし）へ分配する。
【００７３】
図５は、電圧相優先およびテール相優先論理に従ってＳＲＦＦで構成するレジスタの入力前にタイミングゲートを設置する方式のハードロジック回路の一例を示したものであり、６個の各タイミングパルスで分担するｒ相アームの上下素子へのパルス発生・分配回路である。ｓ相素子およびｔ相素子に対してもそれぞれ同等な分配回路を持っている。
【００７４】
（５１）のオアゲート出力が上素子へのゲート信号になり、（５６）のオアゲート出力が下素子へのゲート信号になる。（５２）の信号はＴr+区間の電圧相ゲート信号であり、（５３）のＳＲＦＦ出力（ｈｉｇｈ状態）はＴr-時のバイパスペア動作信号を発生し、（５４）のＳＲＦＦ出力（ｈｉｇｈ状態）はＴt-時のテール相動作をする。（５５）のＳＲＦＦ出力（ｈｉｇｈ状態）はＴs-時のヘッド相のゲート動作をしている。下素子への分配回路も上素子の場合と同形であり、説明は省略する。
【００７５】
コンバータ動作とインバータ動作の切替えは、ゲート信号の送り先素子を切り替えることで行う。
【００７６】
ヘッド相優先を実現するためには、スタート時にシフトレジスタにロードするデータをテール相データからヘッド相データに切り替えるだけであり、またミックスモードとするには、スイッチング周期の前半でテール相データとし、後半をヘッド相データとし、それに応じて素子の点弧順序を変えるだけでよい。
【００７７】
本実施例では、制御に必要な外部信号は三相整流電圧、ＤＣ出力電圧および同期用電圧波形の３種と電圧指令値のみであり、信号変換器はＤ／Ａ変換器（４４）（４６）（４１２）の３台で少ないことが分かる。
【実施例３】
【００７８】
図６は、さらに別の一実施例である三相交流自励式電力変換器のディジタル制御方式による電圧制御装置の内部ブロック回路を例示したものである。
【００７９】
この実施例では、まず、コントローラ（６１）は、スタート指令を受けると、ＲＯＭ（６３）に書かれている電圧相データをシフトレジスタ（６１０）に、テール相データをシフトレジスタ（６１４）にロードする。続いて、上記実施例２と同様にＲＡＭ（６２）に蓄えられた電圧指令値データを利用する内部パターン方式も可能であるが、本実施例では、電圧指令値データを外部パターン方式で与えるものとする。前述のようにフィードバック信号として、交流整流電圧（６２２）および変換器出力である直流出力電圧それぞれをＡ／Ｄ変換器（６５）（６８）を通してレジスタ（６６）（６７）に取り込む。シフトレジスタ（６１０）およびレジスタ（６４）（６６）（６７）のデータを、今回はソフトまたはハード処理で加減算をしてレジスタ（６９）に入れる。その後、電圧相のシフトレジスタ（６１０）およびテール相のシフトレジスタ（６１４）とそれぞれ乗算し、その結果をバッファレジスタ（６１２）（６１６）にロードする。クロックclk1の立上りで１６段プリセットカウンタ（６１３）（６１７）にロードし、立下り後最初のクロックclk3でカウンタから１ＬＳＢづつ１クロックごとに減算する。カウンタゼロでパルスを出し、それぞれテール相、電圧相の変調率制御信号として点弧パルス分配器（６２１）に送られる。一方、リングカウンタ（６１８）は、乗算が終わると、シフトレジスタ（６１０）（６１４）を１段進める。
【００８０】
以上の処理は並列に行われ、繰り返される。本実施例では、１８ｂｉｔ，３２段シフトレジスタで構成しているので、３３個目のパルスでスタート時のデータに戻る。すなわち、次のタイミング信号になり、順次繰り返されるのである。
【００８１】
タイミングパルス発生器（６１７）は、クロックclk1，clk2，clk3を作るため、ｒ相電圧のゼロクロスに位相同期したＰＬＬ制御を採用している。一例として、ＰＬＬのＶＣＯ発振周波数Ｆｖは１９．６６０８ＭＨｚ、スイッチングクロックclk1は９．６ｋＨｚ（＝Ｆｖ／２11）に設定し、クロックclk2はクロックclk1より５２μｓ（＝１９．２ｋＨｚ幅）進ませてパルス幅を２０μｓに設定し、クロックclk3はＶＣＯ発振周波数Ｆｖを選ぶ。
【００８２】
６個のタイミングパルスＴr+，Ｔt-，Ｔs+，Ｔr-，Ｔt+，Ｔs-は、ＶＣＯ発振周波数Ｆｖをバイナリーカウンター１６段に分周して得られる３００Ｈｚ等を利用して作る。
【００８３】
点弧パルス分配器（６２１）は、上記実施例２における図５と同様に、６個のタイミングパルス、１個のスイッチングクロック、２個の変調率制御信号等の合計９個の信号とハードロジック回路（図示なし）により発生するゲートパルスを、変換器スイッチング素子（図示なし）へ分配する。
【００８４】
また、上記実施例２と同様に、ヘッド相優先を実現するためには、スタート時にシフトレジスタにロードするデータをテール相データからヘッド相データに切り替えるだけであり、ミックスモードは、スイッチング周期の前半でテール相データ、後半でヘッド相データをロードすることと、素子の点弧順序を変えることで容易に実現できる。
【００８５】
また、コンバータ動作とインバータ動作の切替えは、ゲート信号の送り先素子を切り替えることで行っている。
【００８６】
本実施例にあっては、三相電圧のダイオードブリッジ整流波形をディジタル信号として取り込み、電圧相データからのエラーをフィードフォワード制御する点は、実施例２の場合と同様に低次の非論理高調波成分を減少すること有効である。
【００８７】
本実施例では、制御に必要な外部信号は三相整流電圧、ＤＣ出力電圧および同期用電圧波形の３種のみであり、電圧指令値は内部データとして扱うこともでき、信号変換器はＡ／Ｄ変換器（６５）（６８）の２台で他の制御方式より少ないことが分かる。電磁石電源の場合であって電流制御精度が１０-7程度の要求がある場合には、高精度の直流変流器（DC Current Transformer：ＤＣＣＴ）を使用する必要があり、当然高精度Ａ／Ｄ変換器を１台増設する必要がある。
【００８８】
この場合は、精度に見合ったデータ巾を持つ高分解能Ａ／Ｄ変換器と、電圧相のプリセットカウンタがデータ巾にみあった段数およびスイッチング周期内にカウントダウンできる充分高い動作周波数を持つことにより、ＶＣＯ発振周波数Ｆｖに同期する高周波クロックとを用いて、出力電圧および出力電流を高精度で制御することができる。またカウンタの代わりに高速の専用タイマーＣＰＵを使用することもできる。
【００８９】
もちろん、この出願の発明は以上の実施形態および実施例に限定されるものではなく、細部については様々な態様が可能である。
【００９０】
また、この出願の発明は、自励式電力変換器の電圧制御だけではなく、電流制御にも適用可能であることは言うまでもない。
【００９１】
上記電圧制御の場合には、相電圧と線電流の基本波位相については完全に同位相である。しかしながら、電流制御の場合には、通常は交流回路の負荷のインピーダンスにより、相電圧と線電流の基本波位相が異なる。
【００９２】
たとえば三相平衡回路の場合、ダイオードブリッジでの基本波整流電流波形は相電圧と線電流との位相差がθであるとき、整流線電流は整流電圧の場合と同様に３等分し、ヘッド、ピークおよびテール部とすると、電圧制御タイミングパルスからθずれたタイミングでの電流ヘッド、ピークおよびテール部の相は電圧のヘッド相、電圧相およびテール部の相と同相である。
【００９３】
したがって、６個の電圧制御タイミングパルスからそれぞれθだけずれたパルスを電流制御タイミングパルスとすれば、それぞれのタイミングパルス内で電流指令値を与え、整流電流エラーをネガティブフィードバックし、正弦波変調、点弧順序モード選択、パルス分配器の機能は上記電圧制御の場合と同様の構成にて扱え、しかも各相電流データを直接使用するまたは参照する必要がなく、ＤＳＰを必要としない簡単な処理を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
以上詳しく説明した通り、この出願の発明によって、電流自励式電力変換器における出力電圧の可変範囲が広く、逆変換動作が可能であるという利点を損なうことなく、電圧形のように比較的簡単な制御方式によって電圧制御することができ、交流電圧をベースとして直流電圧またはパルス電圧を目標値とする可変整流電圧電源を比較的簡単なアナログ、アナログ−ディジタル・ハイブリッド、またはディジタル電圧制御回路で構成可能ならしめる、自励式電力変換器電圧制御方法が提供される。
【００９５】
また、この出願の発明を電流制御に適用させた場合は、無効電力補償制御をはじめ電流形自励式電力変換器の電流制御が適用される分野で、電流制御タイミングパルスを用いる比較的簡単な制御方式によって電流制御することができ、交流電圧をベースとして直流またはパルス電圧を目標値とする可変整流電流電源を比較的簡単なアナログ、アナログ−ディジタル・ハイブリッド、またはディジタル電流制御回路で構成可能ならしめる、自励式電力変換器電流制御方法が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】（ａ）はｒ，ｓ，ｔの三相交流電圧を三相ブリッジ整流回路で整流する場合の三相整流電圧波形の一例を示した図であり、（ｂ）はそのときの電圧制御タイミングパルスの一例を示した図である。
【図２】この出願の発明の一実施例である三相交流自励式電力変換器のアナログ制御方式による電圧制御装置を例示した内部ブロック回路図である。
【図３】図２の電圧制御装置で用いられるハードロジック回路の一例を示した図である。
【図４】この出願の発明の別の一実施例である三相交流自励式電力変換器のアナログ−ディジタル・ハイブリッド制御方式による電圧制御装置を例示した内部ブロック回路図である。
【図５】図４の電圧制御装置で用いられるハードロジック回路の一例を示した図である。
【図６】この出願の発明のさらに別の一実施例である三相交流自励式電力変換器のディジタル制御方式による電圧制御装置を例示した内部ブロック回路図である。
【符号の説明】
【００９７】
２１  サンプルホールド
２２  サンプルホールド
２３  乗算器
２４  サンプルホールド
２５  コンパレータ
２６  サンプルホールド
２７  乗算器
２８  サンプルホールド
２９  コンパレータ
２１０  サンプルホールド
２１１  乗算器
２１２  サンプルホールド
２１３  コンパレータ
２１４  鋸歯状波発生器
２１５  タイミングパルス発生器
２１６  タイミングバス
２１７  点弧パルス分配器
４１  コントローラ
４２  ＲＡＭ
４３  ＲＯＭ
４４  Ｄ／Ａ変換器
４５  シフトレジスタ
４６  Ｄ／Ａ変換器
４７  サンプルホールド
４８  乗算器
４９  サンプルホールド
４１０  コンパレータ
４１１  シフトレジスタ
４１２  Ｄ／Ａ変換器
４１３  乗算器
４１４  サンプルホールド
４１５  コンパレータ
４１６  リングカウンタ
４１７  タイミングパルス発生器
４１８  鋸歯状波発生器
４１９  タイミングバス
４２０  点弧パルス分配器
６１  コントローラ
６２  ＲＡＭ
６３  ＲＯＭ
６４  レジスタ
６５  Ａ／Ｄ変換器
６６  レジスタ
６７  レジスタ
６８  Ａ／Ｄ変換器
６９  レジスタ
６１０  シフトレジスタ
６１１  乗算器
６１２  バッファレジスタ
６１３  プリセットカウンタ
６１４  シフトレジスタ
６１５  乗算器
６１６  バッファレジスタ
６１７  プリセットカウンタ
６１８  リングカウンタ
６１９  タイミングパルス発生器
６２０  タイミングバス
６２１  点弧パルス分配器
６２２  交流整流電圧
【図１】
2005137137.tif 000011
【図２】
2005137137.tif 000012
【図３】
2005137137.tif 000013
【図４】
2005137137.tif 000014
【図５】
2005137137.tif 000015
【図６】
2005137137.tif 000016