(57)【要約】【課題】ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも高い精度と分解能を持つ電流／電圧変換回路を得る。【解決手段】  電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間をスイッチング素子でオン−オフ可能にして、電流のバイパス経路を設けた回路において、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジ以下のレンジのＩ／Ｖ変換抵抗に対して電流をバイパスさせて当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗の電流を定格以下にし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することを特徴とするものである。【選択図】図１
2005167429.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間をスイッチング素子でオン−オフ可能にした電流のバイパス経路を設けた回路において、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジのバイパス経路のスイッチング素子をオンにして、当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗の電流を０または小さくするようにし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することより、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換できることを特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の電流／電圧変換回路と電流／電圧変換用の演算増幅器を組み合わせた、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換でき、入力インピーダンスが小さいこと特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項３】
請求項２の電流／電圧変換回路と電流／電圧変換用の演算増幅器を組み合わせた電流／電圧変換回路において、Ｉ／Ｖ変換抵抗とＩ／Ｖ変換抵抗の間をスイッチング素子のオン−オフで電流をバイパスさせる代わりに、当該レンジの大きさの電流を駆動できる電流ブースタと、これの出力部にダイオード、入力部にボルティージフォロワ構成にした演算増幅器とスイッチによりバイパス回路を構成して、大きな電流のバイパスでも容易にオン−オフが可能で、且つオフ時の漏れ電流を小さくして誤差を小さくしたことを特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項４】
請求項３の電流／電圧変換回路において、電流／電圧変換用の演算増幅器と電流ブースタの入力部の間に電流／電圧特性が非線形の素子を設けて、レンジ切り替え時の電流／電圧変換用の演算増幅器の出力のオーバーシュートやアンダーシュートを小さくして、それによる誤差を少なくしたことを特徴とする電流／電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換できる電流／電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流の大きさ、または電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換するためにＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類の電流／電圧変換抵抗を、スイッチまたはリレーまたは半導体等のスイッチング素子で切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと言われる。
【０００３】
図２は一般的に知られている、演算増幅器１を用いた電流／電圧変換回路である。Ｉ／Ｖ変換抵抗３の抵抗値をＲとすると、入力電流Ｉに対して出力電圧Ｖは
Ｖ＝−Ｉ・Ｒ
になる。従って、入力電流Ｉは
Ｉ＝−Ｖ／Ｒ
で求められる。この時、演算増幅器１がリニアに増幅作用をしている間は＋、−の入力端子間電圧ｅはほぼ０Ｖになる。
【０００４】
図３は図２の電流／電圧変換回路を、測定する電流の大きさに応じてレンジ切り替えを行なえるように、異なる値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５をそれぞれ３５、３６、３７のスイッチ、またはリレー接点、または半導体等によるスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３で切り替えるものである。
【０００５】
図４は演算増幅器を用いずに、図３と同様に、測定する電流の大きさに応じてレンジ切り替えを行なえるようにした電流／電圧変換回路である。
【０００６】
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の何れか１つをオンにして、この時のＩ／Ｖ変換抵抗の抵抗値をＲとすると、入力電流Ｉに対して出力電圧Ｖは
Ｖ＝Ｉ・Ｒ
になる。従って、入力電流Ｉは
Ｉ＝Ｖ／Ｒ
で求められる。
【０００７】
ところが以上のスイッチ等によるレンジ切り替えは、比較的動作スピードが遅く、且つ電流回路を一瞬でもオープンにしないために、Ｉ／Ｖ変換抵抗切り替え時には、切り替え前のＩ／Ｖ変換抵抗と切り替え後のＩ／Ｖ変換抵抗とをオーバーラップさせる必要があるので、その制御が煩雑になり、かつその間の測定値には誤差が入るという欠点があった。
【０００８】
以上の理由から、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であり、電流の最大値に対応するレンジで測定していた。従って、電流値が小さい場合のＳ／Ｎ比、分解能が悪く、測定精度を落としていた。
【０００９】
また、これらの欠点を解決する方法が特許文献１で公開されているが、回路の電力損失が大きいという欠点もあった。
【特許文献１】特開２００２−０９８７１８広報
【特許文献２】特願２００２−０３９９１７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
解決しようとする問題点は、交流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能高く、かつ回路の電力損失が少ない電流／電圧変換を可能にしようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１に関わる電流／電圧変換回路は、電流入力に対して、電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間をスイッチング素子でオン−オフ可能にして、電流のバイパス経路を設けた回路において、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジ以下のレンジのＩ／Ｖ変換抵抗に対して電流をバイパスさせて当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗の電流をゼロまたは小さくするようにし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することを特徴とするものである。
【００１２】
請求項２に関わる電流／電圧変換回路は、請求項１の電流／電圧変換回路と電流／電圧変換用の演算増幅器を組み合わせて入力インピーダンスが小さく、ダイナミックレンジが広いことを特徴とするものである。
【００１３】
請求項３に関わる電流／電圧変換回路は、請求項２の電流／電圧変換回路と電流／電圧変換用の演算増幅器を組み合わせた電流／電圧変換回路において、Ｉ／Ｖ変換抵抗間をスイッチング素子のオン−オフで電流をバイパスさせる代わりに当該レンジの大きさの電流を駆動できる電流ブースタと、これの出力部にダイオード、入力部にボルティージフォロワ構成にした演算増幅器とスイッチ回路を設けて、大きな電流のオン−オフ制御を容易にし、且つオフ時の漏れ電流を小さくして誤差を小さくし、電力損失を小さくしたことを特徴とするものである。
【００１４】
請求項４に関わる電流／電圧変換回路は、請求項３の電流／電圧変換回路において、電流ブースタの入力部と電流／電圧変換用の演算増幅器の出力との間に電流／電圧特性が非線形の素子を設けて、レンジ切り替え時の電流／電圧変換用の演算増幅器のオーバーシュートやアンダーシュートを小さくして誤差を小さくすることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の電流／電圧変換回路は電流回路をオープンにすることが無く、その為のＩ／Ｖ変換抵抗のオーバーラップ制御が不要の為ダイナミックレンジが大きく高速にレンジ切り替えが可能であるという利点がある。
【００１６】
また、不要なＩ／Ｖ変換抵抗をバイパスするのでＩ／Ｖ変換抵抗またはスイッチ回路の電力ロスが少ないという利点もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
電力損失が小さく、入力インピーダンスが小さく、高速で切り替え誤差の少ないレンジ切り替え機能を持つ、大きなダイナミックレンジの、電流の入力及び出力の両方向に容易に対応可能な電流／電圧変換回路を実現した。
【実施例１】
【００１８】
図５は、本発明の請求項１を用いた、電流／電圧変換回路の実施例である。
３、４、５は抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗値の大きさはＲ１＞Ｒ２＞Ｒ３であり、Ｒ１が最小レンジ、Ｒ２が中レンジ、Ｒ３が最大レンジに対応する。
説明の為に最小レンジのフルスケールの電流値をＩ１ＦＳ、中レンジのフルスケールの電流値をＩ２ＦＳ、最大レンジのフルスケール電流値をＩ３ＦＳとする。
【００１９】
なお、本発明の回路では正負何れの電流、電圧対しても符号が異なるのみで全く同じように動作するので、以下の説明における電流、電圧の値は絶対値で説明するものとする。
【００２０】
６はスイッチング素子であり、Ｉ２がＩ１ＦＳを越えた時にオンになるようにし、７はＩがＩ２ＦＳを越えた時にオンになるようにするものとし、両端が所定の電圧を越えると導通するスイッチング素子であるダイオード、またはツェナーダイオードやバリスタ等の非線形の受動素子や、トランジスタやＦＥＴ等の外部からオン−オフ制御させる能動素子として、そのオン−オフを演算回路で制御しても良い。図５では例としそれぞれ演算回路２の出力する制御信号１１と１２で制御する場合で示している。
【００２１】
なおスイッチング素子のオン−オフ切り替わり時の電流は、説明を判り易くする為にＩ１ＦＳ、Ｉ２ＦＳとしたが、例えばＩ１ＦＳの１１０％にする等、実際のシステムに適用する際には必要に応じて任意の値に設定すれば良いものである。
【００２２】
８、９、１０は各Ｉ／Ｖ変換抵抗３、４、５の両端の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を検出する為の差動増幅器であり、ここでは説明を判り易くするために電圧ゲインは１とする。
【００２３】
２は各差動増幅器８、９、１０で検出した電圧値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３から演算で入力電流値を求めるための演算回路であり、スイッチング素子６、７のオン−オフ制御も行なう。
【００２４】
以下に図５の動作について説明する。
Ｉは入力端子から流れ込むか、流れ出るか方向は任意の入力電流、Ｉ１はＲ１に流れる電流、Ｉ２はＲ２に流れる電流、Ｉ３はＲ３に流れる電流であり、Ｉ１Ｘはスイッチング素子６に流れる電流、Ｉ２Ｘはスイッチング素子７に流れる電流である。
【００２５】
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３はそれぞれ差動増幅器８、９、１０のグランドに対する出力電圧であり、３、４、５の両端子間の電圧でもある。
【００２６】
スイッチング素子６はＩがＩ１ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ１ＦＳ以上ではオンになるようにし、スイッチング素子７はＩがＩ２ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ２ＦＳ以上ではオンになるようにする。
【００２７】
以上の記号を用いると、各部の電流、電圧は以下の関係になる。
Ｉ１＝Ｖ１／Ｒ１        ・・・（１）
Ｉ２＝Ｖ２／Ｒ２        ・・・（２）
Ｉ＝Ｖ３／Ｒ３          ・・・（３）
Ｉ＝Ｉ２＋Ｉ２Ｘ        ・・・（４）
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ１Ｘ      ・・・（５）
【００２８】
ＩがＩ１ＦＳ以下の場合は、スイッチング素子６、７はオフになるようにしているのでＩ１Ｘ、Ｉ２Ｘは０になり、（４）、（５）から
Ｉ＝Ｉ１  ・・・（６）
になり、（１）と（６）より
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１    ・・・（７）
を得るので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００２９】
ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオンになり３の電流はバイパスされて０またはそのフルスケール値以下になる。７はオフになるのでＩ２Ｘは０になり、（４）から
Ｉ＝Ｉ２  ・・・（８）
になり、（２）と（８）より
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２    ・・・（９）
を得るので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００３０】
ＩがＩ２ＦＳ以上の場合はスイッチング素子６、７共にオンなるようにしているので３、４の電流はバイパスされて０または各フルスケール値以下になる。
電流Ｉは５を通り（３）で表わされるので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００３１】
以上から図５の回路により電流Ｉの大きさを求めることができることが判る。  演算回路２は一般的に知られている演算増幅器による反転加算回路やコンパレータ等を用いて容易に作ることができる。
【００３２】
別法として、演算回路内にＡ／Ｄ変換器、または電圧／周波数変換器とカウンタ等を組み込み、各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎の電圧出力をディジタル値に変換してから  （７）、（９）、（３）式をソフトウェアで演算して電流Ｉを求めることもできる。
【００３３】
また、Ｖ１、Ｖ２の大きさ、即ちＩ１、Ｉ２の大きさに応じて３、４に流れるそれぞれの電流Ｉ１、Ｉ２がオン−オフする上記の動作は、入力電流Ｉに応じて自動的にレンジ切り替えを行なっている事に相当する。
【００３４】
本方法はレンジ切り替えの為のＩ／Ｖ変換抵抗のオーバーラップ制御等の複雑な制御が不要なので、高速動作が可能であり、且つレンジ切り替えに伴う誤差も少ない。これにより、交流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能高く電流／電圧変換できるようになる。
【００３５】
また、図５の実施例では３レンジであるが、Ｉ／Ｖ変換抵抗とスイッチング素子を増やせば、より多段のレンジをもつ電流／電圧変換回路を構成できる。
【００３６】
なお、６、７をトランジスタやＦＥＴ等の能動素子を用いる場合に、演算回路２で制御信号１１、１２を介して制御する為のＩとＩ１ＦＳ、Ｉ２ＦＳとの大小関係の判定はＶ２、Ｖ３の電圧レベルと基準電圧をコンパレータで比較する等の手段で容易に可能である。
【実施例２】
【００３７】
図６は、本発明の請求項２に関する請求項１を用いた、電流／電圧変換回路の実施例であり、１は電流／電圧変換用の演算増幅器である。その他の各回路の番号は実施例１と同じであり、動作も同じである。
【００３８】
ｅは演算増幅器１の−入力端子と＋入力端子間電圧であり、演算増幅器がリニアに動作する領域ではほぼ０Ｖであり、図６の回路では演算増幅器の＋入力端子はグランドに接続されているので、リニア動作領域では−入力端子も０Ｖでありeは０Ｖになる。
【００３９】
従って図６の回路では、必ず演算増幅器１の−入力端子が０になるように制御され、図５の動作と同様にして電流値ＩがＩ１ＦＳ以下の場合は、スイッチング素子６、７はオフになり、Ｉは（７）で求められ、ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオンになりＩは（９）で求められ、ＩがＩ２ＦＳ以上の場合はスイッチング素子６、７共にオンなり、Ｉは（３）で求められるので、全体として電流値Ｉを演算回路２で求めることが可能になる。
【００４０】
図６の特長は実施例１の自動レンジ切り替え機能に加えて、入力インピーダンスがほぼ０になるという点である。
【００４１】
なお、図６の実施例では３レンジであるが、Ｉ／Ｖ変換抵抗とスイッチング素子を増やせば、より多段のレンジをもつ電流／電圧変換回路を構成できる。
【実施例３】
【００４２】
図７は、本発明の請求項３に関する請求項２を応用した、電流／電圧変換回路の実施例であり、１３、１４は入力インピーダンスが充分に高い電流ブースタであり、説明の為に電圧ゲインを１とし、電流は各レンジのフルスケールの電流を充分駆動できるものとする。
１５、１６は演算増幅器を電圧ゲイン１で高入力インピーダンスであるボルティージフォロワ回路としたものである。
【００４３】
１９、２０は６、７がオンになって１５、１６の出力が演算増幅器１の出力と接続された時にその出力電圧差を背負わせるためのものである。
２３、２４はその両端電圧が一定値以下の場合は高インピーダンスで電流が流れ難く、一定の電圧を越えると低インピーダンスになって電流が流れ易くなる非線形の電圧−電流特性をもつ素子であり、図７ではダイオードとしているが、同等の特性であればそれ以外のツェナーダイオードやバリスタ等でも良い。
その他の各回路の番号は実施例２と同じであり、動作も同じとする。
【００４４】
以下に図７の動作について説明する。
スイッチング素子６はＩがＩ１ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ１ＦＳ以上ではオンになるようにし、スイッチング素子７はＩがＩ２ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ２ＦＳ以上ではオンになるようにしておく。
【００４５】
ＩがＩ１ＦＳ以下の場合、１５は電圧ゲイン１なので入力電圧Ｖ４に対し、出力電圧もＶ４になるが、スイッチング素子６はオフであり、１３の入力インピーダンスは充分高いので、１３の入力電圧Ｖ５もＶ４になる。ここで１３は電圧ゲインが１なのでその出力電圧Ｖ６もＶ４に等しくなる。
【００４６】
その結果２３の両端の電圧は共にＶ４になり２３の両端子間電圧Ｖ２２は０になるのでその電流Ｉ１Ｘは精度に影響を与える漏れ電流も殆ど無い、ほぼ完全に近い０になる為、このバイパス回路は理想的なオフ状態になる。
【００４７】
７もオフになるので、Ｉ１Ｘと同様にしてＩ２Ｘも０になり、そのバイパス回路も理想的なオフ状態になる。
【００４８】
従って、Ｉは全て３を通るので、（７）式を用いて演算回路２でＩを求めることができる。
【００４９】
ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオンになり１３の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ６は１の出力電圧Ｖ０に等しくなり、２３の両端子間電圧Ｖ２２は
Ｖ２２＝Ｖ４−Ｖ０    ・・・（１０）
になるので、これが２３がオンになる電圧以上になって２３はオン状態になり、１３は電流Ｉ１Ｘをドライブし、３の電流がバイパスされて０またはそのフルスケール値以下になる。
【００５０】
７はオフであり、ＩがＩ１ＦＳ以下の場合と同様にＩ２Ｘは理想的な０である。
この時Ｉは全て４を通るので、（９）式を用いて演算回路２でＩを求めることができる。
【００５１】
ＩがＩ２ＦＳ以上の場合はスイッチング素子６、７共にオンなるようにしているので、ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合にＩ１Ｘがバイパス電流として流れるのと同様の仕組みでＩ１Ｘ、Ｉ２Ｘが流れるので、３、４の電流はバイパスされて０または各フルスケール値以下になる。
【００５２】
電流Ｉは５を通り（３）で求められるので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００５３】
以上から図７の回路により電流Ｉの大きさを求めることができることが判る。
また、Ｖ１、Ｖ２の大きさ、即ちＩ１、Ｉ２の大きさに応じて３、４に流れるそれぞれの電流Ｉ１、Ｉ２がオン−オフする上記の動作は、入力電流Ｉに応じて自動的にレンジ切り替えを行なっている事に相当する。
【００５４】
また、図７の実施例では３レンジであるが、Ｉ／Ｖ変換抵抗とスイッチング素子を増やせば、より多段のレンジをもつ電流／電圧変換回路を構成できる。
【００５５】
本方法はレンジ切り替えの為のＩ／Ｖ変換抵抗のオーバーラップ制御等の複雑な制御が不要なので、高速動作が可能であり、且つレンジ切り替えに伴う誤差も少ない。これにより、交流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能高く電流／電圧変換できるようになる。
【００５６】
バイパスすべき電流が大きくなると図５、図６の実施例の場合は６、７の電流容量も大きい素子が必要となるが、測定誤差の要因となるオフ時の漏れ電流は小さい必要があり、実際にそのような素子の入手は困難である場合が多いが、本実施例の回路ではスイッチング素子６、７は電圧をオン−オフさせるもので、殆ど電流を流す必要なく、その他の素子も含めて、一般的に入手が容易な素子のみで大電流駆動、小漏れ電流の回路が容易に構成できるのが大きな特長である。
【００５７】
さらに、図７の回路によると１３、１４の電流ブースタの電源を他の回路とは独立させることができるので、例えば１４の出力はＶ３とＶ３２と電流ブースタ内部の電圧降下をカバーできるだけの必要最小限の電圧を電流ブースタの電源として電力損失を小さくする事ができるのも長所である。
【００５８】
なお、小さい電流レンジでは図６のように直接スイッチング素子でバイパス回路をオン−オフさせ、大きな電流レンジでは図７の様な電流ブースタを用いるというような図６、図７の折衷回路も可能である。
【００５９】
また、目的の動作を達成するには例えば６と１９、７と２０の位置を入れ替える等のように、これらは必ずしも図７の位置でなくても良く、種々のバリエーションが考えられる。
【実施例４】
【００６０】
図１は、本発明の請求項４に関する請求項３を応用した、電流／電圧変換回路の実施例である。
図６、図７の回路例では対象とする電流値の大きさによってはスイッチ６、７のオン−オフの際に演算増幅器１の出力にオーバーシュートやアンダーシュートが発生して誤差要因となる場合があるが、図１の回路例はこれを防止するものである。
【００６１】
図１において６、７はそれぞれ１９、２０の両端を短絡させる為のスイッチであり、演算回路２でオン−オフ制御される。６、７は共に電圧をオン−オフし、電流は殆ど流す必要がないので小電流用の一般的なアナログスイッチ等で充分である。
【００６２】
１９、２０は６、７がオフ時に１３、１４の入力電圧Ｖ５、Ｖ８には影響を与えない程１７と２１、１８と２２の合計インピーダンスより充分高いインピーダンスを持つ抵抗とする。
【００６３】
実施例２と同様にｅは電流／電圧変換用の演算増幅器１の−入力端子と＋入力端子間電圧であり、演算増幅器がリニアに動作する領域ではほぼ０Ｖであり、図１の回路では１の＋入力端子はグランドに接続されているので、１のリニア動作領域では−入力端子は常に０Ｖになるように１の出力電圧Ｖ０が制御される。
【００６４】
２１、２２は抵抗であり、スイッチ６、７がオンの場合に１５、１６の出力端子と１の出力端子が低インピーダンス状態の１７、１８を介して直接接続されるのを回避する為のもので、不要の場合もあり、以下では説明を判り易くする為に抵抗値Ｒ５、Ｒ７を０として説明する。
【００６５】
１７、１８はバイパス回路がオン状態の際に１の出力電圧Ｖ０と、１３、１４の入力電圧Ｖ５、Ｖ８と電位差Ｖ２１、Ｖ３１を持たせるためのもので、その両端の電圧がそれぞれＶ２１、Ｖ３１以下では高インピーダンスで電流を流さず、Ｖ２１、Ｖ３１以上では低インピーダンスになって電流を流し、且つ電圧はＶ２１、Ｖ３１で一定であるような非線形の電流−電圧特性を持つ素子であり、図１ではツェナーダイオードで示しているが、同様の特性を持つものであれば他の非線形素子でも良い。
その他の各回路の番号は実施例３と同じであり、動作も同じとする。
【００６６】
以下に図１の動作について説明する。
スイッチ６はＩがＩ１ＦＳ以下ではオン、ＩがＩ１ＦＳ以上ではオフになるようにし、スイッチ７はＩがＩ２ＦＳ以下ではオン、ＩがＩ２ＦＳ以上ではオフになるようにしておく。
【００６７】
ＩがＩ１ＦＳ以下の場合、実施例３と同様の回路動作によりＩ１ＸとＩ２Ｘは０になり、このバイパス回路は共に理想的なオフ状態になって、Ｉは全て３を通るので、（７）式を用いて演算回路２でＩを求めることができる。
【００６８】
ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオフ、７はオンになる。６がオンからオフになる前後のＩの変化は微小でありその差は無視できるので、Ｖ２、Ｖ３の値は変化が無いと考えられる。６がオン時の１の出力電圧をＶ０、オフ時の出力電圧をＶ０Ｘとすると
Ｖ０＝Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３                 ・・・（１１）
Ｖ０Ｘ＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｖ２＋Ｖ３     ・・・（１２）
になる。（１１）、（１２）のそれぞれ両辺を減算して整理すると
Ｖ０Ｘ−Ｖ０＝Ｖ２１＋Ｖ２２−Ｖ１      ・・・（１３）
になる。６がオフからオンになる場合も全く同様である。
【００６９】
従って（１３）はスイッチ６がオン−オフ変化する際の演算増幅器１の出力電圧の変化の大きさを示す事になる。ここで、Ｖ２１を
Ｖ２１＝Ｖ１−Ｖ２２
＝Ｒ１・Ｉ１ＦＳ−Ｖ２２    ・・・（１４）
となるように設定しておけば１の出力変化は０になって、電流Ｉにオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないのでこれらによる誤差要因無くす事ができる。
【００７０】
ＩがＩ２ＦＳ以上の場合は６、７は共にオフになる。７がオンからオフになる前後のＩの変化は微小でありその差は無視できるので、Ｖ３の値は変化が無いと考えられる。６がオフの際に、７がオン時の１の出力電圧をＶ０、オフ時の出力電圧をＶ０Ｘとすると
Ｖ０＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｖ２＋Ｖ３   ・・・（１５）
Ｖ０Ｘ＝Ｖ３１＋Ｖ３２＋Ｖ３       ・・・（１６）
になる。（１５）、（１６）のそれぞれ両辺を減算して整理すると
Ｖ０Ｘ−Ｖ０＝Ｖ３１＋Ｖ３２−Ｖ２１−Ｖ２２−Ｖ２  ・・・（１７）
になる。７がオフからオンになる場合も全く同様である。
【００７１】
従って（１７）はスイッチ６がオン時にスイッチ７がオン−オフ変化する際の演算増幅器１の出力電圧の変化の大きさを示す事になる。ここで、Ｖ３１を
Ｖ３１＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｖ２−Ｖ３２
＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｒ２・Ｉ２ＦＳ−Ｖ３２    ・・・（１８）
となるように設定しておけば１の出力変化は０になり、電流Ｉにオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないので、これらによる誤差要因を防ぐ事ができる。
【００７２】
即ち、図１の回路によれば入力インピーダンスが低く、レンジ切り替え時の電流のオーバーシュート、アンダーシュート等による誤差要因が少なく高速な自動レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路を得ることができる。
【００７３】
なお目的の動作を達成するには、スイッチ６、７は例えば各々２１と１７、２２と１８の間に直列に配置する等のように、必ずしも図１の位置でなくても良く、種々のバリエーションが考えられる。
【実施例５】
【００７４】
図８は図７の電流／電圧変換回路の電流発生器への応用例である。８１はフィードバック制御の為の演算増幅器、８２は出力電流の大きさの設定と、スイッチ６、７をオン−オフ制御する制御回路、８３は８１の−入力端子への入力抵抗、８４は帰還抵抗、８５、８６、８７はＩ／Ｖ変換信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の何れを帰還信号として使用するか選択する為のスイッチ、８８は８２から出力する８５、８６、８７を選択する為の制御信号であり、９０は負荷である。
【００７５】
その他の項目は図７と同じである。ここでは説明を判り易くする為に８３と８４の抵抗値ＲＳ、ＲＦを同じ値とする。
【００７６】
図８において９０に供給すべき電流ＩＬの大きさに応じて、８５、８６、８７をオンにして何れか最適なレンジのＩ／Ｖ変換信号電圧ＶＦを８４にフィードバックさせると８１により８２で出力する設定値ＶＳとＶＦが逆極性で同じ値になるように８１の出力が制御される事は一般的によく知られている。即ち、図８は本発明がフィードバック回路に於ける帰還信号の検出器としても容易に適用可能である事を示している。
【００７７】
同様にして
【特許文献２】で詳述された負帰還回路にも容易に適用可能である。即ち、本発明の電流／電圧変換回路は大ダイナミックレンジの電流発生器の負帰還信号の検出器として応用が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
交流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能が高く、電力ロスの小さい電流／電圧変換回路を得ることができ、電流の測定のみならず、電流制御分野にも容易に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】演算増幅器と電流ブースタを用いた電流／電圧変換回路である。（実施例４）
【図２】一般的に知られている、演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路である。
【図３】一般的に知られている、演算増幅器を用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路である。
【図４】一般的に知られている、レンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路例である。
【図５】レンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の基本回路である。（実施例１）
【図６】演算増幅器を用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の基本回路である。（実施例２）
【図７】演算増幅器と電流ブースタを用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の回路例である。（実施例３）
【図８】レンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路を用いた電流発生器の回路例である。（実施例５）
【符号の説明】
【００８０】
２                                        演算回路  
１、１５、１６、８１                      演算増幅器
８、９、１０                              差動増幅器
１３、１４                                電流ブースタ
３、４、５                                Ｉ／Ｖ変換抵抗
１９、２０、２１、２２                    抵抗
２３、２４                                ダイオード
６、７、１７、１８、８５、８６、８７      スイッチング素子
１１、１２、８８                          スイッチング素子制御信号
３５、３６、３７                          スイッチ
８２                                      制御回路
８３                                      演算増幅器入力抵抗
８４                                      負帰還抵抗
９０                                      負荷
【図１】
2005167429.tif 000003
【図２】
2005167429.tif 000004
【図３】
2005167429.tif 000005
【図４】
2005167429.tif 000006
【図５】
2005167429.tif 000007
【図６】
2005167429.tif 000008
【図７】
2005167429.tif 000009
【図８】
2005167429.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成17年2月2日(2005.2.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間をスイッチング素子でオン−オフ可能にした電流のバイパス経路を設けた回路において、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジのバイパス経路のスイッチング素子をオンにして入力電流をバイパスして、当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流をその定格値以下にし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することより、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換できることを特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の電流／電圧変換回路とインピーダンス変換用の演算増幅器を組み合わせた、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換でき、入力インピーダンスが小さいこと特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項３】
電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間を当該レンジの大きさの電流を駆動できる電流ブースタと、電流ブースタの出力部にダイオード等の非線形の電流−電圧特性を有するスイッチング素子を設け、ブースタの入力部に当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗の検出電圧をスイッチにより接続または非接続にできる構成にした電流バイパス回路を設け、これらとインピーダンス変換用の演算増幅器を組み合わせて、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジのバイパス経路である電流ブースタをオンにして、入力電流をバイパスさせて当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流をその定格値以下にし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することより、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換でき、バイパス回路は大きな電流を容易にオン−オフ可能かつオフ時の漏れ電流を小さくして電流検出誤差を小さくしたことを特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項４】
請求項３の電流／電圧変換回路において、インピーダンス変換用の演算増幅器と電流ブースタの入力部の間にツェナーダイオード等の電流−電圧特性が非線形のスイッチング素子を設けて、レンジ切り替え時の電流／電圧変換回路のオーバーシュートやアンダーシュートを小さくして、それによる誤差を少なくしたことを特徴とする電流／電圧変換回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換できる電流／電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流の大きさ、または電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換するためにＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類の電流／電圧変換抵抗を、スイッチまたはリレーまたは半導体等のスイッチング素子で切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと言われる。
【０００３】
図２は一般的に知られている、演算増幅器１を用いた電流／電圧変換回路である。Ｉ／Ｖ変換抵抗３の抵抗値をＲとすると、入力電流Ｉに対して出力電圧Ｖは
Ｖ＝−Ｉ・Ｒ
になる。従って、入力電流Ｉは
Ｉ＝−Ｖ／Ｒ
で求められる。この時、演算増幅器１がリニアに増幅作用をしている間は＋、−の入力端子間電圧ｅはほぼ０Ｖになる。
【０００４】
図３は一般的に知られている、図２の電流／電圧変換回路を、測定する電流の大きさに応じてレンジ切り替えを行なえるように、異なる値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５をそれぞれ３５、３６、３７のスイッチ、またはリレー接点、または半導体等によるスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３で切り替えるようにした電流／電圧変換回路である。
【０００５】
図４は一般的に知られている、測定する電流の大きさに応じてレンジ切り替えを行なえるようにした電流／電圧変換回路である。
【０００６】
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の何れか１つをオンにして、この時のＩ／Ｖ変換抵抗の抵抗値をＲとすると、入力電流Ｉに対して出力電圧Ｖは
Ｖ＝Ｉ・Ｒ
になる。従って、入力電流Ｉは
Ｉ＝Ｖ／Ｒ
で求められる。
【０００７】
ところが以上のスイッチ等によるレンジ切り替えは、比較的動作スピードが遅く、且つ電流回路を一瞬でもオープンにしないために、Ｉ／Ｖ変換抵抗切り替え時には、切り替え前のＩ／Ｖ変換抵抗と切り替え後のＩ／Ｖ変換抵抗とをオーバーラップさせる必要があるので、その制御が煩雑になり、かつその間の測定値には誤差が入るという欠点があった。
【０００８】
以上の理由から、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であり、電流の最大値に対応するレンジで測定していた。従って、電流値が小さい場合のＳ／Ｎ比、分解能が悪く、測定精度を落としていた。
【０００９】
また、これらの欠点を解決する方法が特許文献１で公開されているが、回路の電力損失が大きいという欠点があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
解決しようとする問題点は、交流電流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能高く、かつ回路の電力損失が少ない電流／電圧変換回路を得ようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１に関わる電流／電圧変換回路は、電流入力に対して、電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間をスイッチング素子でオン−オフ可能にして、電流のバイパス経路を設けた回路において、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジ以下のレンジのＩ／Ｖ変換抵抗に対して電流をバイパスさせて当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流をその定格値以下にしてその電力損失を小さくし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することを特徴とするものである。
【００１２】
請求項２に関わる電流／電圧変換回路は、請求項１の電流／電圧変換回路と入力インピーダンス変換用の演算増幅器を組み合わせて入力インピーダンスを小さくしたことを特徴とするものである。
【００１３】
請求項３に関わる電流／電圧変換回路は、電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間を当該レンジの大きさの電流を駆動できる電流ブースタと、電流ブースタの出力部にダイオード等の非線形の電流−電圧特性を有するスイッチング素子を設け、電流ブースタの入力部に当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗の検出電圧をスイッチにより接続または非接続にできる構成にした電流バイパス回路を設け、これらとインピーダンス変換用の演算増幅器を組み合わせて、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたら当該レンジのバイパス経路である電流ブースタをオンにして、入力電流をバイパスさせて当該レンジ以下のＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流をその定格値以下にしてその電力損失を小さくし、差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端の電圧を検出した後、演算回路で演算して電流値を検出することより、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換でき、バイパス回路は大きな電流を容易にオン−オフ可能かつオフ時の漏れ電流を小さくして電流検出誤差を小さくしたことを特徴とするものである。
【００１４】
請求項４に関わる電流／電圧変換回路は、請求項３の電流／電圧変換回路において、インピーダンス変換用の演算増幅器と電流ブースタの入力部の間にツェナーダイオード等の電流／電圧特性が非線形のスイッチング素子を設けて、レンジ切り替え時の電流／電圧変換回路のオーバーシュートやアンダーシュートを小さくして、それによる誤差を少なくしたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の電流／電圧変換回路は電流回路をオープンにすることが無く、その為のＩ／Ｖ変換抵抗のオーバーラップ制御が不要の為ダイナミックレンジが大きく高速にレンジ切り替えが可能であるという利点がある。
【００１６】
また、使用しないＩ／Ｖ変換抵抗の電流をバイパスするのでＩ／Ｖ変換抵抗またはスイッチ回路の電力損失が少ないという利点もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
電力損失が小さく、入力インピーダンスが小さく、高速で切り替え誤差の少ないレンジ切り替え機能を持つ、大きなダイナミックレンジの、電流の入力及び出力の両方向に容易に対応可能な電流／電圧変換回路を実現した。
【実施例１】
【００１８】
図５は、本発明の請求項１を用いた、電流／電圧変換回路の実施例であり、本発明の基本回路である。
３、４、５は抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗値の大きさはＲ１＞Ｒ２＞Ｒ３であり、Ｒ１が最小レンジ、Ｒ２が中レンジ、Ｒ３が最大レンジに対応する。
以降説明の為に最小レンジのフルスケールの電流値をＩ１ＦＳ、中レンジのフルスケールの電流値をＩ２ＦＳ、最大レンジのフルスケール電流値をＩ３ＦＳとする。
【００１９】
なお、本発明の回路では正負何れの電流、電圧対しても符号が異なるのみで全く同じように動作するので、以下の説明における電流、電圧の値は絶対値で説明するものとする。
【００２０】
６はスイッチング素子であり、Ｉ２がＩ１ＦＳを越えた時にオンになるようにし、７はＩがＩ２ＦＳを越えた時にオンになるようにするものとする。その実現は両端が所定の電圧を越えると導通するスイッチング素子であるダイオード、またはツェナーダイオードやバリスタ等の電流−電圧特性が非線形の受動素子とするか、トランジスタやＦＥＴ等の外部からオン−オフ制御させる能動素子として、そのオン−オフを演算回路で制御する事で行なう。図５では例としそれぞれ演算回路２の出力する制御信号１１と１２で制御する場合で示している。
【００２１】
なおスイッチング素子のオン−オフ切り替わり時の電流は、説明を判り易くする為にＩ１ＦＳ、Ｉ２ＦＳとしたが、例えばＩ１ＦＳの１１０％にする等、実際のシステムに適用する際には必要に応じて任意の値に設定すれば良いものである。
【００２２】
８、９、１０は各Ｉ／Ｖ変換抵抗３、４、５の両端の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を検出する為の差動増幅器であり、以降説明を判り易くするために電圧ゲインは１とする。
また８、９、１０の各２個の入力端子について、図５では上側を＋入力端子、下側を−入力端子としているが上側を−入力端子、下側を＋入力端子としてもその出力電圧の極性が逆になるだけであり、それを電流算出時に反映するものとすれば、上下何れの入力端子を＋入力端子としても良い。
【００２３】
２は各差動増幅器８、９、１０で検出した電圧値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３から演算で入力電流値を求めるための演算回路であり、スイッチング素子６、７のオン−オフ制御も行なう。
【００２４】
以下図５の動作について説明する。
Ｉは入力端子から流れ込むか、流れ出るか方向は任意の入力電流、Ｉ１はＲ１に流れる電流、Ｉ２はＲ２に流れる電流であり、Ｉ１Ｘはスイッチング素子６に流れるバイパス電流、Ｉ２Ｘはスイッチング素子７に流れるバイパス電流である。
【００２５】
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３はそれぞれ差動増幅器８、９、１０のグランドに対する出力電圧であり、３、４、５の両端子間の電圧でもある。
【００２６】
スイッチング素子６はＩがＩ１ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ１ＦＳ以上ではオンになり、スイッチング素子７はＩがＩ２ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ２ＦＳ以上ではオンになるような機能を有する非線形の電流−電圧特性をもつスイッチング素子とするか、外部からオン−オフ制御可能な素子として演算回路２で制御する。
【００２７】
以上の記号を用いると、各部の電流、電圧は以下の関係になる。
Ｉ１＝Ｖ１／Ｒ１        ・・・（１）
Ｉ２＝Ｖ２／Ｒ２        ・・・（２）
Ｉ＝Ｖ３／Ｒ３          ・・・（３）
Ｉ＝Ｉ２＋Ｉ２Ｘ        ・・・（４）
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ１Ｘ      ・・・（５）
【００２８】
ＩがＩ１ＦＳ以下の場合は、スイッチング素子６、７がオフになるのでＩ１Ｘ、Ｉ２Ｘは０Ａになり、（４）、（５）から
Ｉ＝Ｉ１  ・・・（６）
になり、（１）と（６）より
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１    ・・・（７）
を得るので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００２９】
ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオンになり３の電流はＩ１Ｘ分がバイパスされる。Ｉ１Ｘは６と３の抵抗値で分流比が決まる。
【００３０】
７はオフになるのでＩ２Ｘは０になり、（４）から
Ｉ＝Ｉ２  ・・・（８）
になり、（２）と（８）より
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２    ・・・（９）
を得るので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００３１】
ＩがＩ２ＦＳ以上の場合はスイッチング素子６、７共にオンなるので３、４の電流はＩ１Ｘ、Ｉ２Ｘ分バイパスされる。Ｉ１Ｘ、Ｉ２Ｘは６、７、３、４の抵抗値で分流比が決まる。
【００３２】
電流Ｉは５を通り（３）で表わされるので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００３３】
以上から図５の回路により電流Ｉの大きさを求めることができることが判る。  演算回路２は一般的に知られている演算増幅器による演算回路やコンパレータ等を用いて容易に作ることができる。
【００３４】
また電流をバイパスすることにより不使用時のＩ／Ｖ変換抵抗３または４による電力損失を減らす事が可能になる。
【００３５】
別法として、演算回路内にＡ／Ｄ変換器、または電圧／周波数変換器とカウンタ等を組み込み、各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎の電圧出力をディジタル値に変換してから  （７）、（９）、（３）式をソフトウェアで演算して電流Ｉを求めることもできる。
【００３６】
Ｖ１、Ｖ２の大きさ、即ちＩ１、Ｉ２の大きさに応じて３、４に流れるそれぞれの電流Ｉ１、Ｉ２がオン−オフする上記の動作は、入力電流Ｉに応じて自動的にレンジ切り替えを行なっている事に相当する。
【００３７】
本方法はレンジ切り替えの為のＩ／Ｖ変換抵抗のオーバーラップ制御等の複雑な制御が不要なので、高速動作が可能であり、且つレンジ切り替えに伴う誤差も少ない。これにより、交流電流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能高く電流／電圧変換できるようになる。
【００３８】
また、図５の実施例では３レンジであるが、Ｉ／Ｖ変換抵抗とスイッチング素子を増やせば、より多段のレンジをもつ電流／電圧変換回路を構成できる。
【００３９】
なお、６、７としてトランジスタやＦＥＴ等の能動素子を用いる場合に、演算回路２で制御信号１１、１２を介して制御する為のＩとＩ１ＦＳ、Ｉ２ＦＳとの大小関係の判定はＶ２、Ｖ３の電圧レベルと基準電圧をコンパレータで比較する等の手段で容易に可能である。
【実施例２】
【００４０】
図６は、本発明の請求項２に関する請求項１を応用した、電流／電圧変換回路の実施例である。１はインピーダンス変換用の演算増幅器であり、用途は異なるが動作原理は図２の電流／電圧変換回路と同等であり、後述の様に本回路の電流Ｉの入力端子の電圧ｅは入力電流の大きさに関わらずほぼ０Ｖなので、被測定電流Ｉの出力側から見ると本回路の入力インピーダンスはほぼ０Ωになる。その他の各回路の番号は実施例１と同じであり、動作も同じである。
【００４１】
ｅは演算増幅器１の−入力端子と＋入力端子間電圧であり、演算増幅器がリニアに動作する領域ではほぼ０Ｖであり、図６の回路では演算増幅器の＋入力端子はグランドに接続されているので、リニア動作領域では−入力端子も０Ｖになる。
【００４２】
従って図６の回路では、演算増幅器１の入出力がリニアに動作する領域では入力電流Ｉの大きさに関わらず、必ず１の−入力端子が０Ｖになるように制御され、図５の動作と同様にして電流値ＩがＩ１ＦＳ以下の場合は、スイッチング素子６、７はオフになり、Ｉは（７）で求められ、ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオンになりＩは（９）で求められ、ＩがＩ２ＦＳ以上の場合はスイッチング素子６、７共にオンなり、Ｉは（３）で求められるので、全体として電流値Ｉを演算回路２で求めることが可能になる。
【００４３】
図６の特長は実施例１の自動レンジ切り替え機能に加えて、入力インピーダンスがほぼ０Ωになるという点である。
【００４４】
なお、図６の実施例では３レンジであるが、Ｉ／Ｖ変換抵抗とスイッチング素子を増やせば、より多段のレンジをもつ電流／電圧変換回路を構成できる。
【実施例３】
【００４５】
図７は、本発明の請求項３に関する電流／電圧変換回路の実施例であり、１３、１４は入力インピーダンスが充分に高い電流ブースタであり、説明を判り易くする為に電圧ゲインを１とし、各々バイパスすべき電流を充分駆動できるものとする。
【００４６】
１５、１６は演算増幅器を電圧ゲイン１で高入力インピーダンスであるボルティージフォロワ回路としたものである。これは入力インピーダンスを高くして入力バイアス電流による測定誤差を小さくする為のものであり、入力インピーダンスが高ければボルティージフォロワでなくても一般的なバッファ回路でも良い。
【００４７】
１９、２０は６、７がオンになって１５、１６の出力が演算増幅器１の出力と接続された時にその出力電圧差を背負わせるためのものである。
【００４８】
２３、２４はその両端電圧が一定値以下の場合は高インピーダンスで電流がオフ状態になり、一定の電圧を越えると低インピーダンスになって電流がオン状態になる非線形の電流−電圧特性をもつ素子であり、図７ではダイオードとしているが、ツェナーダイオードやバリスタ等同様の特性を持つ他のデバイスでも良い。
その他の各回路の番号は実施例２と同じであり、動作も同じとする。
【００４９】
以下に図７の動作について説明する。
スイッチング素子６はＩがＩ１ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ１ＦＳ以上ではオンになるように演算回路２で制御する。スイッチング素子７はＩがＩ２ＦＳ以下ではオフ、ＩがＩ２ＦＳ以上ではオンになるように演算回路２で制御する。
【００５０】
ＩがＩ１ＦＳ以下の場合、１５は電圧ゲイン１なので入力電圧Ｖ４に対し、出力電圧もＶ４になるが、スイッチング素子６はオフであり、１３の入力インピーダンスは充分高いので、１３の入力電圧Ｖ５もＶ４になる。ここで１３は電圧ゲインが１なのでその出力電圧Ｖ６もＶ４に等しくなる。
【００５１】
その結果２３の両端の電圧は共にＶ４になり２３の両端子間電圧Ｖ２２は０Ｖになりオフ状態になるのでその電流Ｉ１Ｘは０Ａで精度に影響を与える漏れ電流が無くなり、このバイパス回路は理想的なオフ状態になる。
【００５２】
７もオフになるので、Ｉ１Ｘと同様にしてＩ２Ｘも０Ａになり、そのバイパス回路も理想的なオフ状態になる。
【００５３】
従って、Ｉは全て３を通るので、（７）式を用いて演算回路２でＩを求めることができる。
【００５４】
ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオンになり１３の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ６は１の出力電圧Ｖ０に等しくなり、２３の両端子間電圧Ｖ２２は
Ｖ２２＝Ｖ４−Ｖ０    ・・・（１０）
になるので、これが２３がオンになる電圧以上になって２３はオン状態になり、１３は電流Ｉ１Ｘをドライブし、３の電流がバイパスされる。Ｉ１Ｘは２３と３の抵抗値で分流比が決まる。
【００５５】
７はオフであり、ＩがＩ１ＦＳ以下の場合と同様にＩ２Ｘは理想的なオフ状態である。
この時Ｉは全て４を通るので、（９）式を用いて演算回路２でＩを求めることができる。
【００５６】
ＩがＩ２ＦＳ以上の場合はスイッチング素子６、７共にオンなるように制御するので、ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合にＩ１Ｘがバイパス電流として流れるのと同様の仕組みでＩ１Ｘ、Ｉ２Ｘが流れるので、３、４の電流はバイパスされる。Ｉ１Ｘ、Ｉ２Ｘは２３、２４、３、４の抵抗値で分流比が決まる。
【００５７】
電流Ｉは５を通り（３）で求められるので、電流値Ｉを演算回路２で求めることができる。
【００５８】
以上から図７の回路により電流Ｉの大きさを求めることができることが判る。
また、Ｖ１、Ｖ２の大きさ、即ちＩ１、Ｉ２の大きさに応じて３、４に流れるそれぞれの電流Ｉ１、Ｉ２がオン−オフする上記の動作は、入力電流Ｉに応じて自動的にレンジ切り替えを行なっている事に相当する。
【００５９】
また、図７の実施例では３レンジであるが、Ｉ／Ｖ変換抵抗とスイッチング素子を増やせば、より多段のレンジをもつ電流／電圧変換回路を構成できる。
【００６０】
本方法はレンジ切り替えの為のＩ／Ｖ変換抵抗のオーバーラップ制御等の複雑な制御が不要なので、高速動作が可能であり、且つレンジ切り替えに伴う誤差も少ない。これにより、交流電流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能高く電流／電圧変換することができる。
【００６１】
図５、図６の実施例の場合はバイパスすべき電流が大きくなると６、７の電流容量も大きい素子が必要になるが、測定誤差の要因となるオフ時の漏れ電流は小さい必要があり、実際にそのような素子の入手は困難である場合が多いが、本実施例の回路ではスイッチング素子６、７は電圧をオン−オフさせるもので、殆ど電流を流す必要なく、その他の素子も含めて、一般的に入手が容易な素子のみで大電流駆動、小漏れ電流の回路が容易に構成できるのが大きな利点である。
【００６２】
さらに、図７の回路によると１３、１４の電流ブースタの電源を他の回路とは独立させることができるので、例えば１４の出力はＶ３とＶ３２と電流ブースタ内部の電圧降下をカバーできるだけの必要最小限の電圧を電流ブースタの電源電圧として電力損失を小さくする事ができるのも利点である。
【００６３】
なお、小さい電流レンジでは図６のように直接スイッチング素子でバイパス回路をオン−オフさせ、大きな電流レンジでは図７の様な電流ブースタを用いるというような図６、図７の折衷回路も可能である。
【００６４】
また、目的の動作を達成するには例えば６と１９、７と２０の位置を入れ替える等のように、これらは必ずしも図７の位置でなくても良く、種々のバリエーションが考えられる。
【実施例４】
【００６５】
図８は、実施例３を応用した電流／電圧変換回路の実施例であり、各回路の番号は実施例３と同じである。
【００６６】
図８では差動増幅器８、９、１０の各２個の入力端子について上側を−入力端子、下側を＋入力端子とし、演算増幅器１５、１６の＋入力端子への入力信号を９、１０の出力端子から取っている点が実施例３との大きな相違点である。
【００６７】
この場合演算増幅器１の入出力がリニアに動作する領域では１の−入力端子は０Ｖであり、ゲイン１である１０の−入力端子も０Ｖなので極性も考慮した上で１０の＋入力端子電圧と出力端子電圧は共に等しくＶ３になるので１６の＋入力端子への入力信号は１０の出力端子からとっても実施例３と同等である事が判る。
【００６８】
これに伴い９の＋入力端子電圧Ｖ４は
Ｖ４＝Ｖ２＋Ｖ３
になる。ここでＩ／Ｖ変換抵抗４を使用する領域で４の抵抗値Ｒ２に比して５の抵抗値Ｒ３が充分小さくＶ３が精度に関して無視可能な場合は
Ｖ３≒０Ｖ
とできるのでＶ４は
Ｖ４≒Ｖ２
で近似できるので、１５の＋入力端子への入力信号は９の出力端子からとっても実施例３と同等である事が判る。
【００６９】
以上から精度が許容される範囲であれば実施例３と同等の機能を実施例４で得られる事が判る。
実施例４は演算増幅器１５、１６を入力電流Ｉの経路に直接接続しないのでその電流バイアス電流が精度に影響を及ぼさないのが利点である。
【実施例５】
【００７０】
図９は、実施例４を応用した電流／電圧変換回路の実施例であり、各回路の番号は実施例４と同じである。
【００７１】
図９では図８における演算増幅器１５、１６を無くし、抵抗１９と差動増幅器９の出力、抵抗２０と差動増幅器１０の出力をそれぞれ直結しているのが実施例４との大きな相違点である。
【００７２】
これは９、１０の出力インピーダンスが小さく、駆動能力が充分大きくかつ１３、１４の入力インピーダンスが充分高い場合に可能であり、現実的にもその条件を満足する素子は容易に入手可能である。
【００７３】
実施例５は性能を落とさずに実施例４の１５、１６に相当する回路を不要とする事ができる点が大きな利点である。
【実施例６】
【００７４】
図１は、本発明の請求項４に関する請求項３を応用した、電流／電圧変換回路の実施例である。
図６、図７の回路例では対象とする電流値の大きさによってはスイッチ６、７のオン−オフの際に演算増幅器１の出力にオーバーシュートやアンダーシュートが発生して誤差要因となる場合があるが、図１の回路例はこれを防止するものである。
【００７５】
図１において６、７はそれぞれ１９、２０の両端を短絡させる為のスイッチであり、演算回路２でオン−オフ制御される。６、７は共に大きな電流を流す必要がないので小電流用の一般的なアナログスイッチ等で充分である。
【００７６】
１９、２０は６、７がオフ時に１５、１６の出力電圧が１３、１４の入力電圧Ｖ５、Ｖ８に影響を与えない程１７と２１、１８と２２の合計インピーダンスより充分高いインピーダンスを持つ抵抗とする。
【００７７】
実施例２と同様にｅはインピーダンス変換用の演算増幅器１の−入力端子と＋入力端子間電圧であり、演算増幅器１の入出力がリニアに動作する領域ではほぼ０Ｖであり、図１の回路では１の＋入力端子はグランドに接続されているので、１のリニア動作領域では−入力端子は常に０Ｖになるように１の出力電圧Ｖ０が制御される。
【００７８】
２１、２２は抵抗であり、スイッチ６、７がオンの場合に１５、１６の出力端子と１の出力端子が低インピーダンス状態の１７、１８を介して直接接続されるのを回避する為のもので、スイッチング素子１７、１８のオフ時のインピーダンスが充分高ければ無くても良く、以下では説明を判り易くする為に抵抗値Ｒ５、Ｒ７を０Ωとして説明する。
【００７９】
１７、１８はバイパス回路がオン状態の際に１の出力電圧Ｖ０と、１３、１４の入力電圧Ｖ５、Ｖ８と電位差Ｖ２１、Ｖ３１を持たせるためのもので、その両端の電圧がそれぞれＶ２１、Ｖ３１以下では高インピーダンスで電流を流さず、Ｖ２１、Ｖ３１以上では低インピーダンスになって電流を流し、且つ電圧はＶ２１、Ｖ３１で一定であるような非線形の電流−電圧特性を持つスイッチング素子であり、図１ではツェナーダイオードで示しているが、同様の特性を持つものであればダイオード、バリスタ等他の非線形素子でも良い。
その他の各回路の番号は実施例３と同じであり、動作も同じとする。
【００８０】
以下に図１の動作について説明する。
スイッチ６はＩがＩ１ＦＳ以下ではオン、ＩがＩ１ＦＳ以上ではオフにし、スイッチ７はＩがＩ２ＦＳ以下ではオン、ＩがＩ２ＦＳ以上ではオフになるように演算回路２で制御する。
【００８１】
入力電流ＩがＩ１ＦＳ以下の場合、実施例３と同様の回路動作によりＩ１ＸとＩ２Ｘは０Ａになり、このバイパス回路は共に理想的なオフ状態になって、Ｉは全て３を通るので、（７）式を用いて演算回路２でＩを求めることができる。
【００８２】
ＩがＩ１ＦＳ以上でＩ２ＦＳ以下の場合は６はオフ、７はオンになる。６がオンからオフになる前後にＶ０の値が大きく変化しないように制御するものとする。６がオン時の１の出力電圧をＶ０、オフ時の出力電圧をＶ０Ｘとすると
Ｖ０＝Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３                 ・・・（１１）
Ｖ０Ｘ＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｖ２＋Ｖ３     ・・・（１２）
になる。（１１）、（１２）のそれぞれ両辺を減算して整理すると
Ｖ０Ｘ−Ｖ０＝Ｖ２１＋Ｖ２２−Ｖ１      ・・・（１３）
になる。６がオフからオンになる場合も全く同様である。
【００８３】
従って（１３）はスイッチ６がオン−オフ変化する際の演算増幅器１の出力電圧Ｖ０の変化の大きさを示す事になる。ここで、Ｖ２１を
Ｖ２１＝Ｖ１−Ｖ２２
＝Ｒ１・Ｉ１ＦＳ−Ｖ２２    ・・・（１４）
となるように設定しておけば１の出力変化は０Ｖになって、電流Ｉにオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないのでこれによる誤差要因無くす事ができる。
【００８４】
ＩがＩ２ＦＳ以上の場合は６、７は共にオフになる。７がオンからオフになる前後にＶ０の変化を小さくし無視できる様に制御するものとする。６がオフの際に、７がオン時の１の出力電圧をＶ０、オフ時の出力電圧をＶ０Ｘとすると
Ｖ０＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｖ２＋Ｖ３   ・・・（１５）
Ｖ０Ｘ＝Ｖ３１＋Ｖ３２＋Ｖ３       ・・・（１６）
になる。（１５）、（１６）のそれぞれ両辺を減算して整理すると
Ｖ０Ｘ−Ｖ０＝Ｖ３１＋Ｖ３２−Ｖ２１−Ｖ２２−Ｖ２  ・・・（１７）
になる。７がオフからオンになる場合も全く同様である。
【００８５】
従って（１７）はスイッチ６がオン時にスイッチ７がオン−オフ変化する際の演算増幅器１の出力電圧の変化の大きさを示す事になる。ここで、Ｖ３１を
Ｖ３１＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｖ２−Ｖ３２
＝Ｖ２１＋Ｖ２２＋Ｒ２・Ｉ２ＦＳ−Ｖ３２
＝Ｒ１・Ｉ１ＦＳ＋Ｒ２・Ｉ２ＦＳ−Ｖ３２      ・・・（１８）
となるように設定しておけば１の出力変化は０になり、電流Ｉにオーバーシュートやアンダーシュートが発生しないので、これによる誤差要因を無くす事ができる。
【００８６】
即ち、図１の回路によれば入力インピーダンスが低く、レンジ切り替え時の電流のオーバーシュート、アンダーシュート等による誤差要因が少なく高速な自動レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路を得ることができる。
【００８７】
なお目的の動作を達成するには、スイッチ６、７は例えば図７の様に各々２１と１７、２２と１８の間に直列に配置する等のように、必ずしも図１の位置でなくても良く、種々のバリエーションが考えられる。
【実施例７】
【００８８】
図１０は図７の電流／電圧変換回路の電流発生器への応用例である。８１はフィードバック制御の為の演算増幅器、８２は出力電流の大きさの設定と、スイッチ６、７、８５、８６、８７をオン−オフ制御する制御回路、８３は８１の−入力端子への入力抵抗、８４は帰還抵抗、８５、８６、８７はＩ／Ｖ変換信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の何れを帰還信号として使用するか選択する為のスイッチ、８８は８２から出力する８５、８６、８７を選択する為の制御信号であり、９０は負荷である。
【００８９】
その他の項目は図７と同じである。ここでは説明を判り易くする為に８３と８４の抵抗値ＲＳ、ＲＦを同じ値とする。
【００９０】
図１０において負荷９０に供給すべき電流ＩＬの大きさに応じて、８５、８６、８７をオンにして何れか最適なレンジのＩ／Ｖ変換信号電圧ＶＦを８４にフィードバックさせ、電流検出を３、４、５の何れのＩ／Ｖ変換抵抗で行なうかを６、７で選択すれば８１により８２で出力する設定値ＶＳとフィードバック電圧ＶＦが逆極性で同じ値になるように８１の出力が制御される。即ち、図１０は本発明がフィードバック回路に於ける帰還信号の検出器としても容易に適用可能である事を示している。この時８１、１３、１４は負荷に対して電流駆動する増幅器として働く。
【００９１】
同様にして
【特許文献２】で詳述された負帰還回路にも容易に適用可能である。即ち、本発明の電流／電圧変換回路は大ダイナミックレンジの電流発生器の負帰還信号の検出器と電流駆動回路としても応用が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
交流電流やパルス電流のように、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でも精度と分解能が高く、電力損失が小さい電流／電圧変換回路を得ることができ、電流の測定のみならず、電流制御分野にも容易に適用可能である。
【特許文献１】特開２００２−０９８７１８広報
【特許文献２】特願２００２−０３９９１７
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】演算増幅器と電流ブースタを用いた電流／電圧変換回路である。（実施例６）
【図２】一般的に知られている、演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路である。
【図３】一般的に知られている、演算増幅器を用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路である。
【図４】一般的に知られている、レンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路例である。
【図５】レンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の基本回路である。（実施例１）
【図６】演算増幅器を用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の基本回路である。（実施例２）
【図７】演算増幅器と電流ブースタを用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の回路例である。（実施例３）
【図８】演算増幅器と電流ブースタを用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の回路例である。（実施例４）
【図９】演算増幅器と電流ブースタを用いたレンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路の回路例である。（実施例５）
【図１０】レンジ切り替え機能付き電流／電圧変換回路を用いた電流発生器の回路例である。（実施例７）
【符号の説明】
【００９４】
２                                        演算回路  
１、１５、１６、８１                      演算増幅器
８、９、１０                              差動増幅器
１３、１４                                電流ブースタ
３、４、５                                Ｉ／Ｖ変換抵抗
１９、２０、２１、２２                    抵抗
２３、２４                                ダイオード
６、７、１７、１８、８５、８６、８７      スイッチング素子
１１、１２、８８                          スイッチング素子制御信号
３５、３６、３７                          スイッチ
８２                                      制御回路
８３                                      演算増幅器入力抵抗
８４                                      負帰還抵抗
９０                                      負荷
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2005167429.tif 000018
【図９】
2005167429.tif 000019
【図１０】
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