(57)【要約】【課題】  各アンテナ素子間のインピーダンスを含むアレーアンテナ装置の構造パラメータを簡単に測定する。【解決手段】  電子制御導波器アレーアンテナ装置において、各可変リアクタンス素子に第１の制御電圧セットを設定し、励振素子と各非励振素子を含む各素子上の電流を測定し、アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定する。各可変リアクタンス素子に第２の制御電圧セットを設定し、各素子上の電流を測定し、アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定する。測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、各素子上の電流と、当該装置の入力インピーダンスと、励振素子自身の入力インピーダンスと、励振素子と各非励振素子間の結合インピーダンスと、可変リアクタンス素子が装荷された各非励振素子自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、各素子間のインピーダンスを含むアレーアンテナの構造パラメータを計算する。【選択図】図１
2005045668.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子を中心として互いに等角度で離間されかつ上記励振素子から所定の間隔だけ離間されて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記非励振素子にそれぞれ接続された少なくとも１つの可変リアクタンス素子とを備え、上記少なくとも１つの可変リアクタンス素子にそれぞれ制御電圧を設定して上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記少なくとも１つの非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させることで指向特性が変化するアレーアンテナの電気的特性の測定方法であって、
上記少なくとも１つの可変リアクタンス素子に第１の制御電圧セットを設定し、上記励振素子及び上記少なくとも１つの非励振素子を含む各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記少なくとも１つの可変リアクタンス素子に上記第１の制御電圧セットとは異なる第２の制御電圧セットを設定し、上記各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、上記各アンテナ素子上の電流と、上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記励振素子と上記各非励振素子との間の結合インピーダンスと、可変リアクタンス素子が装荷された各非励振素子自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、上記各アンテナ素子間のインピーダンスを含む上記アレーアンテナの構造パラメータを計算するステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの電気的特性の測定方法。
【請求項２】
上記各アンテナ素子上の電流を測定することは、極近傍電磁界測定法を用いて、少なくとも１つの磁界プローブの検出部を上記各アンテナ素子の給電点又は電流最大点に電磁気的に結合するように近接させて上記各アンテナ素子が発生する磁界を測定し、測定した磁界に基づいて電流を計算することを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの電気的特性の測定方法。
【請求項３】
上記アレーアンテナの構造パラメータは、上記各アンテナ素子間の結合インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記可変リアクタンス素子が装荷された上記少なくとも１つの非励振素子自身の入力インピーダンスとを含むことを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの電気的特性の測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナ素子からなり指向特性が可変であるアレーアンテナの電気的特性を計算することができるアレーアンテナの電気的特性の測定方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna）の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの電気的特性の測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、例えば、特許文献１や、非特許文献１乃至４において提案されている。このアレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。この電子制御導波器アレーアンテナ装置においては、可変リアクタンス素子として安価な可変容量ダイオードを使用でき、また１つの給電系で構成できるため、小型、軽量、低コストの適応型アンテナが実現可能である。また、可変容量ダイオードを逆バイアス電圧で用いるので低消費電力であり、空間ビームを形成するため、回路の損失がなく高いダイナミックレンジが得られる。
【０００３】
また、非特許文献４は、アンテナを測定するための小型の電波暗室（又は電波暗箱という。）を開示し、非特許文献５は、測定されるアンテナ上の極近傍電磁界をプロービングする低擾乱のプローブを開示している。さらに、非特許文献６は、非特許文献４における小型電波暗室と非特許文献５におけるプローブとを用いたアンテナの極近傍界測定が、大型の電波暗室で測定した結果によく一致していることを示している。
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−２４４３１号公報。
【非特許文献１】飯草恭一ほか，「エスパアンテナの有限地板を考慮した等価ステアリングベクトルと等価ウェイトベクトル」，電子情報通信学会技術研究報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００３−１３，ｐｐ．７３−８０，２００３年４月。
【非特許文献２】T. Ohira et al., "Hand-held microwave direction-of-arrival finder based on varactor-tuned analog aerial beamforming", Proceedings of APMC2001，Vol. 2 of 3，pp. 585-588，December 2001。
【非特許文献３】大野雄一郎ほか，「アンテナ走査角対ＳＩＮＲ情報に基づくルーチング方式の提案」，電子情報通信学会ソサイエティ大会講演論文集，電子情報通信学会発行，Ｂ−５−１０９，２０００年３月。
【非特許文献４】Q. Han et al., "Reactive-field anechoic box for ESPAR antenna measurement", IEICE Transactions on Electronics, E85-C，7，pp.1451-1459，July 2002。
【非特許文献５】N. Masuda et al., "A miniature high-performance magnetic-field probe for measuring high-frequency currents", NEC Research & Development，Vol. 42，No. 2，pp. 246-250，April 2001。
【非特許文献６】Q. Han et al., "Array antenna characterization technique based on evanescent reactive-near-field probing in an ultra-small anechoic box", IEEE MTT-S International Microwave Symposium IMS2003，Vol. 3/3，TH4C-3，pp. 1841-1844，June 2003。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電子制御導波器アレーアンテナ装置は、半導体デバイスの可変リアクタンス素子が一体化（又は集積化）された可変ビームアンテナであるが、製作後の検査において、可変リアクタンス素子に対する制御電圧の校正を含めたビーム形成機能の確認が必須である。しかし、アンテナ素子と可変リアクタンス素子とが一体となっているため、これらを分離して測定することができない。半導体素子が直接アンテナに一体化されているので、半導体素子の製造バラツキやその取り付け誤差がアンテナの制御特性に影響するという課題がある。電子制御導波器アレーアンテナ装置を適応型アンテナとして用いる場合には制御アルゴリズムによって多少の誤差は補正できるが（非特許文献３参照。）、方向探知機として用いる場合や無線アドホックネットワークで近くにある端末の角度情報を元にルーチングを行う場合などには製造後の校正が必要である。また、可変リアクタンス素子の可変なリアクタンス値（又は可変容量）が必要な範囲をカバーしていない場合には所望の動作は期待できなくなる。そこで、アレーアンテナ装置の構造パラメータを測定しかつ計算する方法を提供することが望まれる。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えば電子制御導波器アレーアンテナ装置などのアレーアンテナの制御装置の各アンテナ素子間の結合インピーダンス及びそれ自身の入力インピーダンスとを含むアレーアンテナ装置の構造パラメータをきわめて簡単に測定して計算することができる、アレーアンテナの電気的特性の測定方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るアレーアンテナの電気的特性の測定方法は、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子を中心として互いに等角度で離間されかつ上記励振素子から所定の間隔だけ離間されて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記非励振素子にそれぞれ接続された少なくとも１つの可変リアクタンス素子とを備え、上記少なくとも１つの可変リアクタンス素子にそれぞれ制御電圧を設定して上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記少なくとも１つの非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させることで指向特性が変化するアレーアンテナの電気的特性の測定方法であって、
上記少なくとも１つの可変リアクタンス素子に第１の制御電圧セットを設定し、上記励振素子及び上記少なくとも１つの非励振素子を含む各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記少なくとも１つの可変リアクタンス素子に上記第１の制御電圧セットとは異なる第２の制御電圧セットを設定し、上記各アンテナ素子上の電流を測定し、かつ上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスを測定するステップと、
上記測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、上記各アンテナ素子上の電流と、上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記励振素子と上記各非励振素子との間の結合インピーダンスと、可変リアクタンス素子が装荷された各非励振素子自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、上記各アンテナ素子間のインピーダンスを含む上記アレーアンテナの構造パラメータを計算するステップとを含むことを特徴とする。
【０００８】
また、上記アレーアンテナの電気的特性の測定方法において、上記各アンテナ素子上の電流を測定することは、極近傍電磁界測定法を用いて、少なくとも１つの磁界プローブの検出部を上記各アンテナ素子の給電点又は電流最大点に電磁気的に結合するように近接させて上記各アンテナ素子が発生する磁界を測定し、測定した磁界に基づいて電流を計算することを特徴とする。
【０００９】
さらに、上記アレーアンテナの電気的特性の測定方法において、上記アレーアンテナの構造パラメータは、上記各アンテナ素子間の結合インピーダンスと、上記励振素子自身の入力インピーダンスと、上記可変リアクタンス素子が装荷された上記少なくとも１つの非励振素子自身の入力インピーダンスとを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
従って、本発明に係るアレーアンテナの電気的特性の測定方法によれば、例えば電子制御導波器アレーアンテナ装置などのアレーアンテナの制御装置の各アンテナ素子間の結合インピーダンス及びそれ自身の入力インピーダンスとを含むアレーアンテナ装置の構造パラメータをきわめて簡単に測定して計算することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して、発明を実施するための最良の形態について説明する。
【００１２】
図１は、本発明に係る実施形態の、電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００を備えたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６がそれぞれ装荷された６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、接地導体１１とを備えてなるアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０とを備えて構成される。
【００１３】
本発明に係る実施形態のアレーアンテナの電気的特性の測定方法によれば、詳細後述するように、
（ａ）各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に第１の制御電圧セットを設定し、励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６を含む各アンテナ素子（以下、励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６を含む総称をアンテナ素子という。）上の電流を測定し、かつアレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスを測定するステップと、
（ｂ）各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に上記第１の制御電圧セットとは異なる第２の制御電圧セットを設定し、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６上の電流を測定し、かつアレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスを測定するステップと、
（ｃ）測定された電流及び入力インピーダンスに基づいて、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６上の電流と、上記アレーアンテナ装置の入力インピーダンスと、上記励振素子Ａ０自身の入力インピーダンスと、上記励振素子Ａ０と上記各非励振素子Ａ１−Ａ６との間の結合インピーダンスと、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が装荷された各非励振素子Ａ１乃至Ａ６自身の入力インピーダンスとの間の関係式を用いて、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６間のインピーダンスを含むアレーアンテナの構造パラメータを計算するステップとを含むことを特徴としている。
【００１４】
これによって、励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６間の結合インピーダンスと、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６間の結合インピーダンスと、励振素子Ａ０自身の入力インピーダンスと、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が装荷された各非励振素子Ａ１乃至Ａ６自身の入力インピーダンスとを含む、アレーアンテナ装置１００の構造パラメータを測定して計算することができる。
【００１５】
図１のアレーアンテナの制御装置において、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、受信時において、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、例えば最急勾配法による適応制御処理を実行する。この適応制御処理では、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値（以下、制御電圧という。）を探索して制御電圧信号を用いて設定する。以上の説明においては最急勾配法を用いているが、これに限らず他の適応制御方法を用いてもよい。適応制御型コントローラ２０にはキーボードなどの入力装置２２が接続され、復調器又は無線送信機７を用いた無線通信を開始する前に、ユーザは入力装置２２を用いて適応制御方法の選択等を行って、適応制御型コントローラ２０の動作を制御することができる。
【００１６】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた７本のアンテナ素子、すなわち励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔（すなわち、励振素子Ａ０を中心として互いに等角度で（図１の例では、６０度で）離間して）を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、例えば、所望波の波長λに対して約λ／４の長さのモノポール素子になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。また、各アンテナ素子の直径は０．０２λである。励振素子Ａ０の給電点は、同軸ケーブル５及びサーキュレータ６を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号に応答してそのリアクタンス値を変化させる。
【００１７】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１８】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。
【００１９】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００２０】
アレーアンテナ装置１００は送信局からの無線信号を受信し、上記受信された信号は、給電用同軸ケーブル５及びサーキュレータ６を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、入力される受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を、順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値（例えば、受信信号の電力）を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各リアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のバイアス電圧値を探索し、探索された各バイアス電圧値を有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子に出力して設定する。
【００２１】
また、無線送信機７は入力される送信ベースバンド信号に基づいて無線搬送波を所定の変調方式で変調し、変調された無線搬送波である無線信号をサーキュレータ６、給電用同軸ケーブル５を介してアレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０に出力され、これにより当該アレーアンテナ装置１００から無線信号が放射される。
【００２２】
図３は、図１の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００に取って代わる、７素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置１１０の構成を示す斜視図である。図３のアレーアンテナ装置１１０では、図１のアレーアンテナ装置１００における接地導体１１が除去された代わりに、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６が長手方向に延長されて半波長モノポールのアンテナ素子として構成されたことを特徴としている。
【００２３】
励振素子Ａ１０は、上側素子Ａ１０ａと下側素子Ａ１０ｂとからなる半波長ダイポールのアンテナ素子であり、この上側素子Ａ１０ａと下側素子Ａ１０ｂとはそれぞれ１／４波長の長手方向の長さを有し、かつ一直線上に延在している。上側素子Ａ１０ａと下側素子Ａ１０ｂとが互いに対向した側の端部（すなわち、励振素子Ａ１０の長手方向の中央部）において、励振素子Ａ１０は給電点Ｆ１を備えている。給電点Ｆ１には、図１の給電用同軸ケーブル５が接続される。非励振素子Ａ１１もまた、上側素子Ａ１１ａと下側素子Ａ１１ｂとからなる半波長ダイポールのアンテナ素子であり、この上側素子Ａ１１ａと下側素子Ａ１１ｂとはそれぞれ１／４波長の長手方向の長さを有し、かつ一直線上に延在している。上側素子Ａ１１ａと下側素子Ａ１１ｂの互いに対向した端部（すなわち、非励振素子Ａ１１の長手方向の中央部）は、可変リアクタンス素子１２−１を介して互いに接続される。可変リアクタンス素子１２−１には、図１と同様に制御電圧信号が印加される。非励振素子Ａ１２乃至Ａ１６もまた非励振素子Ａ１１と同様に構成され、各非励振素子Ａ１１乃至Ａ１６は、励振素子Ａ１０を中心とする１／４波長の半径を有する円周１１１上に、励振素子Ａ１０と平行に設けられる。このアレーアンテナ装置１１０によれば、図１のアレーアンテナ装置１００と同様に、各非励振素子Ａ１１乃至Ａ１６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１１０の平面指向特性を変化させることができる。
【００２４】
図４は、図１の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００に取って代わる、２素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置１２０の構成を示す斜視図である。図４のアレーアンテナの制御装置１２０において、励振素子Ａ２０は図３の励振素子Ａ１０と同様に構成され、非励振素子Ａ２１は図３の非励振素子Ａ１１と同様に構成される。励振素子Ａ２０と非励振素子Ａ２１とは、所定の間隔（例えば、１／４波長）だけ互いに離間され、互いに平行に設けられる。アレーアンテナ装置１２０においても、非励振素子Ａ２１に接続された可変リアクタンス素子１２−１に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１２０の平面指向特性を変化させることができる。
【００２５】
また、図５は、図１の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００に取って代わる、３素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置１３０の構成を示す斜視図である。アレーアンテナ装置１３０において、励振素子Ａ３０は図３の励振素子Ａ１０と同様に構成され、非励振素子Ａ３１及びＡ３２はそれぞれ図３の非励振素子Ａ１１及びＡ１４と同様に構成される。励振素子Ａ３０及び非励振素子Ａ３１と、励振素子Ａ３０及び非励振素子Ａ３２とは、それぞれ所定の間隔（例えば、１／４波長）だけ互いに離間され、互いに平行に設けられる。アレーアンテナ装置１３０においても、各非励振素子Ａ３１及びＡ３１に接続された可変リアクタンス素子１２−１及び１２−２に印加する制御電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１３０の平面指向特性を変化させることができる。
【００２６】
図１を参照して上述されたアレーアンテナの制御装置において使用されるアレーアンテナ装置１００の構造パラメータを測定して計算する方法について説明する。
【００２７】
図６は、本発明に係る実施形態である、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算システムの構成を示すブロック図である。当該測定計算システムは、測定されるアレーアンテナ装置１００と、アレーアンテナ装置１００の各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６に近接して設けられたプローブ３２−０乃至３２−６とを収容した小型電波暗箱４０を備え、当該測定計算システムはさらに、アレーアンテナ装置１００及びプローブ３２−０乃至３２−６に接続されたネットワークアナライザ３１と、アレーアンテナの構造パラメータの測定計算処理を実行するアンテナ測定コントローラ３０とを備えている。アンテナ測定コントローラ３０は、Ｄ／Ａ変換器３４を用いて、所定のリアクタンス値セットを生成する制御電圧セットを含む制御電圧信号をアレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定し、このときのアレーアンテナ装置１００の各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６上の極近傍界の高周波磁界をプローブ３２−０乃至３２−６及びネットワークアナライザ３１を用いて測定するとともに、アレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスをネットワークアナライザ３１を用いて測定する。ここで、プローブ３２−０乃至３２−６の先端検出部は、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６の給電点又は電流最大点に電磁的に結合するように近接され、その点での磁界を検出することによりそれに基づいて電流を計算することができる。
【００２８】
本実施形態では、測定時間を短縮し、かつ測定中にアンテナ素子ごとに面倒なプローブの位置決めをしなくてもすむように、すべてのアンテナ素子Ａ０乃至Ａ６の極近傍界を同時に測定するための、複数のプローブを備えた測定計算システムを構成した。
【００２９】
図６の縦断面図で示された小型電波暗箱４０は、例えば６３０ｍｍ×６３０ｍｍ×６３０ｍｍの寸法の立方体の外形形状を有し、その６つの内面において電波吸収体４１が装着され、この電波吸収体４１は、先鋭な先端部を有するピラミッド形状を繰り返してなる形状を有し、その材料はポリウレタンフォームにカーボンを含浸させたものである。この小型電波暗箱４０の中央部に、アレーアンテナ装置１００が位置するように回転軸４２により回転可能に支持される。
【００３０】
本実施形態において、各プローブ３２−０乃至３２−６は、例えば、日本電気真空硝子（株）製ＣＰ−２Ｓ型の低擾乱多層基板型磁界プローブであり、各プローブ３２−０乃至３２−６の検出先端は、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６に接触しないように、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６の接地導体１１に近接した給電点又は電流最大点において、電磁的に結合するように所定の近接距離（例えば、０．０５ｍｍ）でそれぞれ近接配置され、アンテナの極近傍磁界を測定する。従って、アンテナの極近傍磁界は可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６付近で流れる高周波電流に実質的に比例した値を示し、当該磁界の測定出力信号の周波数スペクトラムを観測することで高周波電流に対応する電力レベルを測定できる。この実施例では、低擾乱探針磁界プローブ３２−０乃至３２−６と、小型電波暗箱４０による極近傍界測定法を用いて実験コストの大幅削減を図っている。
【００３１】
プローブ３２−０は、非励振素子Ａ１乃至Ａ６上の電流を測定するときに他のプローブ３２−１乃至３２−６への影響を除去するために、プローブ移動機構３６と、プローブ移動機構３６とプローブ３２−０とを機械的に連結するプローブ支持部材３６ａとを用いて、アレーアンテナ装置１００から離隔させることができる。プローブ３２−０はケーブル３３−０を介してスイッチＳ１の接点ｃ２に接続され、また、各プローブ３２−１乃至３２−６はそれぞれケーブル３３−１乃至３３−６を介してスイッチＳ２の接点ｃ３乃至ｃ８に接続されている。スイッチＳ２は接点ｃ３乃至ｃ８のいずれかをスイッチＳ１の接点ｃ１に接続し、スイッチＳ１は、プローブ３２−０乃至３２−６で測定された各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６上の電流を表す測定出力信号をネットワークアナライザ３１に入力する。
【００３２】
当該測定計算システムのアンテナ測定コントローラ３０は、完全に自動化された振幅及び位相測定を達成するために、ＩＥＥＥ−４８８／ＧＰ−ＩＢバス３８を介して、ネットワークアナライザ３１と、位置コントローラ３５と、スイッチＳ１及びＳ２と、処理メモリ３９とに、それぞれ所定のインターフェースを介して接続されている。Ｄ／Ａ変換器３４は、アンテナ測定コントローラ３０内からディジタル値として出力されるバイアス電圧を、アナログ値の制御電圧信号に変換し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ネットワークアナライザ３１は、測定された高周波電流及び入力インピーダンスを、バス３８を介して処理メモリ３９に記憶する。アンテナ測定コントローラ３０は、計算されたアレーアンテナ装置１００の構造パラメータを、バス３８を介して処理メモリ３９に記憶する。
【００３３】
位置コントローラ３５は、プローブ３２−０を励振素子Ａ０に近接させて又は離隔せるように移動させるプローブ移動機構３６と、アレーアンテナ装置１００の回転軸４２を回転することによりアレーアンテナ装置１００を回転させて所定の角度の位置に保持する回転機構３７とを制御する。
【００３４】
本実施形態に係る測定計算システムにおいて、測定されるアレーアンテナ装置１００とプローブ３２−０乃至３２−６のみが電波暗箱４０の中に設けられ、それ以外の構成要素は電波暗箱４０の外部に配置される。それによって、電波暗箱４０内での不要な電波の反射を防止できる。
【００３５】
図６の小型電波暗箱４０は、大型の電波暗室で得られるものと同様の正確な測定値を得ることが示されているので（非特許文献６参照。）、本実施形態では、従来の大型の電波暗室ではなく小型電波暗箱４０において低干渉のプローブ３２−０乃至３２−６を使用してアレーアンテナ装置１００の極近傍界の高周波磁界が測定される。極近傍界測定システムの優位点の１つは、通常は電波暗室の内部に設置されるポジショナ等の測定計器からの反射がほとんどないことにある。さらに、アレーアンテナ装置１００とは別の測定用アンテナを使用する代わりに、素子の極近傍界の電流を検出するプローブ３２−０乃至３２−６を使用する。従って、プローブ３２−０乃至３２−６と被測定アンテナとの距離は極めて近い。実際に、本実施形態のために行った測定では、プローブ３２−０乃至３２−６は、アンテナ装置に対して、プローブ３２−０乃至３２−６の先端から可変リアクタンス素子までの距離が０．０５ｍｍの場所で配置されている。上述の優位点に加えて、小型電波暗箱４０は、従来の測定計器と同様に効果的に使用することができる。すなわち、移動が容易で机上での使用に便利である。この極近傍界測定技術は、実験にかかる時間と費用を大幅に低減させる。
【００３６】
以下、本実施形態に係るアレーアンテナ装置の構造パラメータの測定方法において用いる極近傍測定法について説明する。
【００３７】
極近傍測定法とは、図６に示されたように、小型電波暗箱４０（非特許文献４参照。）と低擾乱のプローブ３２−０乃至３２−６（非特許文献５参照。）とを用いて被測定アンテナ上の極近傍電磁界を検出する方法である。本発明者らは、これまでに、極近傍界測定法による電子制御導波器アレーアンテナ装置の励振素子及び各非励振素子のエバネセント磁界を低擾乱磁界プローブでピックアップし、測定された磁界に基づいて電流を計算し、アンテナの指向性パターンを推定した。その結果が大型の電波暗室で実測したパターンとよく一致することを示した（非特許文献６参照。）。
【００３８】
ある非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，６）に装荷された可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，６）の制御電圧が変わると、非励振素子Ａｍ上の電流も変化する。しかも、各非励振素子Ａｍ上のＲＦ電流は、素子間結合により、非励振素子Ａｍ自体に装荷された可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値に依存するだけでなく、他の非励振素子Ａｎ（ｎ≠ｍ；ｎ＝１，２，…，６）に装荷された可変リアクタンス素子１２−ｎのリアクタンス値にも依存する。可変リアクタンス素子１２−ｍの制御電圧のすべての範囲にわたる電流を知るには、測定回数が膨大となる。ここでは、素子間の電磁結合部分が高周波ポートを有する回路網であるとみなし、アンテナ素子間のインピーダンスを成分とするインピーダンス行列によってポート電圧と電流を関係つける。各アンテナ素子の放射抵抗やアンテナ素子間の電磁結合を、インピーダンス行列に完全に含ませる。インピーダンス行列が可変リアクタンス素子１２−ｍの容量や外部信号源に依存しないことを利用し、少ない測定回数で構造パラメータを計算するアプローチを提案する。インピーダンス行列及び可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値を計算できれば、等価ウェイトベクトルモデルが完全に確定することになる。
【００３９】
まず、図３のアレーアンテナ装置１１０をモデル化し、当該アレーアンテナ装置１１０から構造パラメータを計算する方法を定式化する。以下の説明では、非励振素子の個数をＭ本に一般化し、簡単化のために非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）と表記する。図３において、可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）のリアクタンス値ｘ１，…，ｘＭを成分として含むリアクタンスベクトルを、次式のように定義する。
【００４０】
【数１】
2005045668.tif 000003
【００４１】
ここで、上付き添字Ｔは転置を表す。また、計算処理の途中では、リアクタンス値ｘ１，…，ｘＭにはそれぞれ虚数単位ｊが乗算されている。以下、アレーアンテナ装置１１０の送信動作について説明するが、相反定理により一般性を失わない。アレーアンテナ装置１１０を送信動作させる時の無線送信機７の出力インピーダンスをｚｓとする。また、励振素子Ａ０上のＲＦ電流をｉ０とし、非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）上のＲＦ電流をｉ１，ｉ２，…，ｉＭとする。各電流の向きは、可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）から、当該可変リアクタンス素子１２−ｍに接続された非励振素子Ａｍの上側素子Ａｍａに向かって流れる方向を、正の方向とする。以上の電流ｉ０，…，ｉＭを成分として含む電流ベクトルｉを、次式のように定義する。
【００４２】
【数２】
2005045668.tif 000004
【００４３】
電流ベクトルｉの各成分は、アレーアンテナ装置１１０の中の各アンテナ素子Ａｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ）に対するウェイト（重み付け係数）として作用する。
【００４４】
各アンテナ素子Ａｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ）、無線送信機７、可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を含む回路に対するキルヒホッフの法則に基づいた閉路方程式から、次式が導出される（非特許文献１参照。）。
【００４５】
【数３】
2005045668.tif 000005
【００４６】
ここで、ｕ０は、次式のＭ＋１次元の単位ベクトルである。
【００４７】
【数４】
2005045668.tif 000006
【００４８】
また、ｖｓは無線送信機７の開放電圧であり、Ｘは無線送信機７の出力インピーダンスと可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）のリアクタンス値ｘｍを対角成分にもつ次式の行列である。
【００４９】
【数５】
2005045668.tif 000007
【００５０】
また、Ｚは、次式に示す、アレーアンテナ装置１１０中の各アンテナ素子Ａｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ）間のインピーダンスを成分とするＭ＋１次のインピーダンス行列である。
【００５１】
【数６】
2005045668.tif 000008
【００５２】
各非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の配置が励振素子Ａ０に対して巡回的な対称性を有している場合には、このインピーダンス行列Ｚの（Ｍ＋１）２個の要素のうちで独立な要素は、非励振素子の個数Ｍが奇数の場合に３＋（Ｍ−１）／２個となり、非励振素子の個数Ｍが偶数の場合に３＋Ｍ／２個となる。
【００５３】
また、
（ａ）ｚ００は励振素子Ａ０自身の入力インピーダンスを示し、
（ｂ）ｚ０１は励振素子Ａ０と非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の間の結合インピーダンスを示し、
（ｃ）ｚ１１は非励振素子Ａｍ自身の入力インピーダンスを示し、
（ｄ）ｚＭｎは非励振素子ＡＭと非励振素子Ａｎの間の結合インピーダンスを示す。
【００５４】
ここで、ｎ＝Ｍ／２（Ｍが偶数の場合）のとき、もしくは、ｎ＝（Ｍ−１）／２（Ｍが奇数の場合）のとき、ｚ１ｎ＝ｚＭｎが成り立つ。これらの独立要素はアレーアンテナ装置１１０の構造パラメータであり、各アンテナ素子Ａｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ）の半径、長さ、及び／又は間隔や、接地導体１１（図１のアレーアンテナ装置１００の場合）の寸法形状などにより決まる。
【００５５】
電流ベクトルｉとリアクタンス値ｘ１，…，ｘＭとの関係式（数３参照。）の中に逆行列演算が含まれている。これは、例えば、ある１系統の可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の値を変えると、その系統の非励振素子Ａｍ上の電流（すなわち、当該電流の位相及び振幅）が変化するのみならず、他系統のアンテナ素子Ａｎ（ｎ＝０，１，…，Ｍ；ｎ≠ｍ）上の電流も変化してしまうということを意味する。インピーダンス行列Ｚの要素は、アレーアンテナ装置１１０の構造パラメータから高周波電磁界解析（例えばモーメント法）により求めることができる。これらの要素は、可変リアクタンス素子１２−ｍに印加される制御電圧に対して不変であるということに着目し、本実施形態では、数３を用いて、２回の電流測定（極近傍電磁界測定）でインピーダンス行列Ｚの要素を求める方法を提案する。同時に、実装状態の可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値を求める。その定式化を以下に示す。
【００５６】
まず、１回目の測定において、制御電圧セット（ｖ１，ｖ２，…，ｖＭ）を各可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に印加し、このときの各可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値セット（ｊｘ１，ｊｘ２，…，ｊｘＭ）（これは未知である。）と、このとき測定で得た各アンテナ素子Ａｍ上の電流（ｉ０，ｉ１，…，ｉＭ）とを数３に代入して展開すると、次式が得られる。
【００５７】
【数７】
2005045668.tif 000009
【００５８】
ここでは、励振素子Ａ０上の電流ｉ０≠０と仮定し、全ての非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）上の電流の値を電流ｉ０で正規化してある。これは実際の測定において励振素子Ａ０上の電流を基準信号と見なすことにより、電流測定系自体の校正が不要となることを意味する。Ｍ個のリアクタンス値にてなるリアクタンスセットを用いているとき、Ｍ＋１個の式からなる数６の連立方程式に対して、非励振素子の個数Ｍが偶数ならば未知数はＭ＋３＋Ｍ／２個であり、また、非励振素子の個数Ｍが奇数ならば未知数はＭ＋３＋（Ｍ−１）／２個であるが、アレーアンテナ装置１１０では非励振素子Ａｍと可変リアクタンス素子１２−ｍとが一体となっているので、次式で表されるｚａｋを１個の未知独立変数とみなす。
【００５９】
【数８】
2005045668.tif 000010
【００６０】
本実施形態では、このｚａｋを「可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンス」と呼ぶ。従って、上記数８から明らかなように、自身の入力インピーダンスｚａｋの値は、非励振素子Ａｍ自身の入力インピーダンスｚ１１と、可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値ｊｘｍとをともに含む。
【００６１】
次に、２回目の測定において、各可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に印加される制御電圧セットを変更して、同様の測定を行う。その測定からＭ＋１個の方程式が得られる。２回の測定を合わせて２（Ｍ＋１）個の方程式から２（Ｍ＋１）個の唯一解が得られるので、２回目の測定で変えられる可変リアクタンス素子１２−ｍの制御電圧（リアクタンス値（新しい未知数））の数は、非励振素子の個数Ｍが偶数ならば２（Ｍ＋１）−（Ｍ＋３＋Ｍ／２−１）＝Ｍ／２個であり、また、非励振素子の個数Ｍが奇数ならば２（Ｍ＋１）−（Ｍ＋３＋（Ｍ−１）／２−１）＝（Ｍ＋１）／２個である。２回目の測定では、Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−ｍの中で、非励振素子の個数Ｍが偶数のときはＫ＝Ｍ／２個だけの制御電圧を、又は、非励振素子の個数Ｍが奇数のときはＫ＝（Ｍ＋１）／２個だけの制御電圧を、１回目の測定での値から変化させる。本実施形態の説明では、例として、Ｋ個の制御電圧ｖ１，…，ｖＫのみを変化させるが、他の制御電圧セット（例えば、ｖ２，…，ｖＫ＋１）であってもよい。このとき、リアクタンスセット（ｊｘ’１，ｊｘ’２，…，ｊｘ’Ｋ，ｊｘＫ＋１，…，ｊｘＭ）の要素のうちＫ個だけが変化するが、電流ベクトルｉは全要素が変化する。このときの電流値を（ｉ０’，ｉ１’，…，ｉＭ’）と表記すると、数７と同様に、数３のキルヒホッフの法則に基づいた方程式から次式が得られる。
【００６２】
【数９】
2005045668.tif 000011
【００６３】
さらに、数７の第１の式の右辺の項ｖｓ／ｉ０−ｚｓと、数９の第１の式の右辺の項ｖｓ／ｉ０’−ｚｓとは、それぞれアンテナの入力インピーダンスｚｉｎ，ｚｉｎ’であって、次式が成り立つ。
【００６４】
【数１０】
2005045668.tif 000012
【数１１】
2005045668.tif 000013
【００６５】
これらの入力インピーダンスｚｉｎ，ｚｉｎ’は、図６の測定計算システムにおいて、各可変リアクタンス素子１２−ｍに制御電圧がそれぞれ印加された状態においてネットワークアナライザ３１（１ポートの使用）により測定される。
【００６６】
数７と数９の各連立方程式における第１の式はそれぞれ、励振素子Ａ０と非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の結合インピーダンス及び励振素子Ａ０自身の入力インピーダンスと、アンテナの入力インピーダンスとのみに関連し、非励振素子Ａｍ間の結合インピーダンスの項を含んでいない。すなわち、インピーダンスｚ００とｚ０１の２つの未知数についての次の連立方程式から、インピーダンスｚ００とｚ０１を計算できる。
【００６７】
【数１２】
2005045668.tif 000014
【数１３】
2005045668.tif 000015
【００６８】
数７と数９の第２の式以降を整理すると、それぞれ次式の数１４と数１５を得る
【００６９】
【数１４】
2005045668.tif 000016
【数１５】
2005045668.tif 000017
【００７０】
これらの式の右辺は励振素子Ａ０から非励振素子Ａｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）への結合で生じる誘起電圧を意味している。これらの連立方程式から、インピーダンスｚ００とｚ０１を除いた２（Ｍ＋１）−２個の未知数を全て計算できる。
【００７１】
例えば、図３に示した７素子（Ｍ＝６）のアレーアンテナ装置１１０の場合は、２回の測定での未知数は１４個となる。これらを求めるための、行列表示された式（２回の測定で用いる連立方程式をまとめた式）を、図７の式１に示す。図６のアンテナ測定コントローラ３０は、図７の式１を用いて、図８のアレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理を実行する。
【００７２】
図８は、以上説明した原理に従って図６のアンテナ測定コントローラ３０が実行する、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理を示すフローチャートである。
【００７３】
図８のステップＳ１において、まず、Ｄ／Ａ変換器３４を用いて、第１のリアクタンス値セットを生成する制御電圧信号を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。次いで、ステップＳ２乃至Ｓ７では、極近傍界測定法により、第１のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されたときの各アンテナ素子上の電流ｉ０，…，ｉ６を測定する。ステップＳ２において、位置コントローラ３５、プローブ移動機構３６及びプローブ支持部材３６ａを用いて、プローブ３２−０を励振素子Ａ０の給電点の極近傍に配置し、スイッチＳ１を接点ｃ２に接続し、プローブ３２−０及びネットワークアナライザ３１を用いて励振素子Ａ０上の電流ｉ０を測定し、処理メモリ３９に記憶する。ステップＳ３において、位置コントローラ３５、プローブ移動機構３６及びプローブ支持部材３６ａを用いてプローブ３２−０をアレーアンテナ装置１００から離隔させるとともに、スイッチＳ１を接点ｃ１に接続する。ステップＳ４乃至Ｓ７では、極近傍界測定法により、第１のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されたときの各非励振素子Ａ１乃至Ａ６上の電流ｉ１，…，ｉ６を測定する。ステップＳ４においてパラメータｍを１に設定し、次いで、ステップＳ５において、スイッチＳ２を接点ｍ＋２に接続し、プローブ３２−ｍ及びネットワークアナライザ３１を用いて非励振素子Ａｍ上の電流ｉｍを測定し、処理メモリ３９に記憶する。ステップＳ６において、パラメータｍが６以上でないならば、ステップＳ７においてパラメータｍを１だけインクリメントし、ステップＳ５に戻る。ステップＳ６でパラメータｍが６以上のときは、ステップＳ８に進む。ステップＳ８において、ネットワークアナライザ３１を用いてアレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスｚｉｎを測定し、処理メモリ３９に記憶する。
【００７４】
次いで、図９のステップＳ９において、Ｄ／Ａ変換器３４を用いて、第２のリアクタンス値セットを生成する制御電圧信号を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。第２のリアクタンス値セットは、第１のリアクタンス値セットに対して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−３に対応する３つの要素のみが異なっている。次いで、ステップＳ１０乃至Ｓ１５では、極近傍界測定法により、第２のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されたときの各アンテナ素子上の電流ｉ０’，…，ｉ６’を測定する。ステップＳ１０において、位置コントローラ３５、プローブ移動機構３６及びプローブ支持部材３６ａを用いて、プローブ３２−０を励振素子Ａ０の極近傍に配置し、スイッチＳ１を接点ｃ２に接続し、プローブ３２−０及びネットワークアナライザ３１を用いて励振素子Ａ０上の電流ｉ０’を測定し、処理メモリ３９に記憶する。ステップＳ１１において、位置コントローラ３５、プローブ移動機構３６及びプローブ支持部材３６ａを用いてプローブ３２−０をアレーアンテナ装置１００から離隔させるとともに、スイッチＳ１を接点ｃ１に接続する。ステップＳ１２乃至Ｓ１５では、極近傍界測定法により、第２のリアクタンス値セットが各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されたときの各非励振素子Ａ１乃至Ａ６上の電流ｉ１’，…，ｉ６’を測定する。ステップＳ１２においてパラメータｍを１に設定し、次いで、ステップＳ１３において、スイッチＳ２を接点ｍ＋２に接続し、プローブ３２−ｍ及びネットワークアナライザ３１を用いて非励振素子Ａｍ上の電流ｉｍ’を測定し、処理メモリ３９に記憶する。ステップＳ１４において、パラメータｍが６以上でないならば、ステップＳ１５においてパラメータｍを１だけインクリメントし、ステップＳ１３に戻る。ステップＳ１４でパラメータｍが６以上のときは、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６において、ネットワークアナライザ３１を用いてアレーアンテナ装置１００の入力インピーダンスｚｉｎ’を測定し、処理メモリ３９に記憶する。
【００７５】
最後に、ステップＳ１７において、測定して記憶された電流ｉ１，…，ｉ６，ｉ１’，…，ｉ６’及び入力インピーダンスｚｉｎ及びｚｉｎ’に基づいて、図７の式１を用いて、アレーアンテナ装置１００の構造パラメータを計算する。ここで計算される構造パラメータは、具体的には、
（ａ）励振素子Ａ１０自身の入力インピーダンスｚ００と、
（ｂ）励振素子Ａ１０と非励振素子Ａ１１との結合インピーダンスｚ０１と、
（ｃ）隣接した非励振素子間の結合インピーダンスｚ１２と、
（ｄ）１つの非励振素子を間に挟んで隣接した非励振素子間の結合インピーダンスｚ１３と、
（ｅ）励振素子Ａ１０を挟んで対向した非励振素子間の結合インピーダンスｚ１４と、
（ｆ）非励振素子Ａ１１乃至Ａ１６における、第１のリアクタンス値セット中の値をそれぞれ含む、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスｚａ１，…，ｚａ６と、
（ｇ）非励振素子Ａ１１乃至Ａ１３における、第２のリアクタンス値セット中の値をそれぞれ含む、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスｚａ１’、ｚａ２’、ｚａ３’と
を含む。
【００７６】
図６の測定コンピュータ３０はさらに、以上のように測定されたアレーアンテナ装置１００の構造パラメータに基づいて、アレーアンテナの各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の制御電圧対リアクタンス値特性を校正することができる。アンテナ測定コントローラ３０は、さまざまな制御電圧セットを含む制御電圧信号を用いて図８及び図９の測定計算処理を反復し、各反復のステップＳ１でそれぞれ設定された制御電圧セットと、各反復でそれぞれ計算された、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスｚａ１，…，ｚａ６とに基づいて、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の制御電圧対リアクタンス値特性を求める。アンテナ測定コントローラ３０は、得られた各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の制御電圧対リアクタンス値特性に基づいて、当該制御電圧対リアクタンス値特性を校正できる。それによって、アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の可変なリアクタンス値に、当該アレーアンテナ装置１００が所望の動作を実行するために必要な範囲をカバーさせることができる。このように、アレーアンテナ装置１００の校正を簡単に実行できるために、当該アレーアンテナ装置１００を方向探知機として用いる場合や無線アドホックネットワークで近くにある端末の角度情報を元にルーチングを行う場合、製造過程を簡単かつ安価なものにすることができる。
【００７７】
以上説明したように、本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法によれば、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６の極近傍の高周波磁界を測定しこれに基づき電流を計算することにより、等価ウェイトベクトルモデルのパラメータ（構造パラメータと可変リアクタンス素子制御特性）を計算することができる。アレーアンテナ装置１００のインピーダンス行列が可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の容量や外部信号源に依存しないことに着目することにより、必要な測定回数を最小限に抑えることができる。結果として、アンテナ素子数に依存せずに、互いに異なる２組の制御電圧セットが設定されたときの磁界測定で構造パラメータを計算できることが示された。さらに、本方法により、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の制御電圧対リアクタンス値特性を校正することもできる。従って、本実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法によれば、アレーアンテナ装置１００の測定評価の大幅コストダウンが図れる。
【実施例】
【００７８】
以下、本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法を用いて、図４及び図５のアレーアンテナ装置１２０及び１３０の構造パラメータを計算したシミュレーションについて説明する。
【００７９】
図８及び図９のアレーアンテナ装置の構造パラメータ測定計算処理を実行するには、各アンテナ素子上の電流と給電ポートの入力インピーダンスとを実測する必要がある。しかし、ここでは簡単のため、電磁界シミュレーションの結果データを用いて本実施形態の測定計算処理を検証する。具体的には、市販のモーメント法シミュレータパッケージを使用して電流と入力インピーダンスを予め計算しておき、これに基づいてパラメータ計算を行う。
【００８０】
まず、図４に示された２素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１２０の構造パラメータを計算するシミュレーションを行う。アレーアンテナ装置１２０の励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１の電流対リアクタンスをモーメント法で計算すると図１０に示す様になる。ここで、給電点Ｆ２おける電圧ｖｓ＝１Ｖとし、インピーダンスｚｓ＝５０Wとした。
【００８１】
図１０に示されたこれらの電流値を用いて、次式の４元連立方程式を解くことによって、アレーアンテナ装置１２０の構造パラメータとリアクタンス値とを計算する。
【００８２】
【数１６】
2005045668.tif 000018
【００８３】
ここで、入力インピーダンスｚｉｎ＝ｖｓ／ｉ０及びｚｉｎ’＝ｖｓ／ｉ０’と、電圧ｖｓも、モーメント法の計算結果の値を使う。また、シミュレーションでは、リアクタンス値ｊｘ１が既知なので、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスｚａ１＝ｚ１１＋ｊｘ１から、インピーダンスｚ１１を計算できる。計算した構造パラメータの結果を図１１に示す。インピーダンスｚ１１とｚ００の比較を図１２に示す。図１２の各パラメータとも、モーメント法による理論値である、
（ａ）ｚ００＝７０．６８４４−ｊ５．０３６９，
（ｂ）ｚ０１＝３８．３６１７−ｊ２９．８２６４，及び
（ｃ）ｚ１１＝７０．６８４４−ｊ５．０３６９
と比較して、実数部で±０．１７Ω以内の精度、かつ虚数部で±ｊ０．２８Ω以内の精度で一致している。
【００８４】
次に、同様のシミュレーションを３素子で行う。このシミュレーションでは、図５に示された３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１３０を用いた。この場合、２回の測定で、以下の６次元連立方程式から３個の構造パラメータと、３個の、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスを計算する。
【００８５】
【数１７】
2005045668.tif 000019
【００８６】
３素子のアレーアンテナ装置１３０の各アンテナ素子Ａ３０、Ａ３１とＡ３２の電流対リアクタンス値をモーメント法で計算すると図１３に示すようになる。ここで、給電点Ｆ３における電圧ｖｓ＝１Ｖとし、インピーダンスｚｓ＝５０Wとした。
【００８７】
計算したパラメータの結果を図１４に示す。図１４の各パラメータとも、モーメント法による理論値である、
（ａ）ｚ００＝７０．３４３８−ｊ５．０８９，
（ｂ）ｚ０１＝３８．５２３６−ｊ２９．３１９４，
（ｃ）ｚ１１＝７１．４５６１−ｊ４．８０６，及び
（ｄ）ｚ１２＝−１４．３８０２−ｊ２８．８８７９
と比較して、実数部で±０．５Ω以内の精度で、かつ虚数部で±ｊ０．３Ω以内の精度で一致している。
【００８８】
次いで、可変リアクタンス素子１２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の制御特性の校正について説明する。アレーアンテナ装置の構造パラメータが一旦求まると、各可変リアクタンス素子１２−ｍの制御電圧対リアクタンス値の校正が簡単にできる。ここでは、７素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１１０の構造パラメータ（ｚ００，ｚ０１，ｚ１２，ｚ１３，ｚ１４）が既知であるとして、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスｚａｎ（ｎ＝１，２，…，６）を計算する。数１４より、次式が成り立つ。
【００８９】
【数１８】
2005045668.tif 000020
【数１９】
2005045668.tif 000021
【数２０】
2005045668.tif 000022
【数２１】
2005045668.tif 000023
【数２２】
2005045668.tif 000024
【数２３】
2005045668.tif 000025
【００９０】
これらの式からわかるように、可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスは、アレーアンテナ１１０の構造パラメータと各アンテナ素子上の電流だけで決まる。
【００９１】
ここで、励振素子Ａ０及びＭ本の各非励振素子Ａ１乃至ＡＭに対する（Ｍ＋１）回の電流測定を１組の電流測定とする。上述の処理では、以下の手順を行っている。
（Ｓ１）Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍに対してある制御電圧セットを与えて１組の電流測定及び１回の入力インピーダンス測定を行う。
（Ｓ２）次に、Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍのうちの１個の可変リアクタンス素子（例えば１番目とする）の制御電圧だけを変えて、同じく１組の電流測定及び１回の入力インピーダンス測定を行う。
（Ｓ３）数１２と数１３からインピーダンスｚ００とｚ０１を計算する。
（Ｓ４）数１４と数１５からインピーダンスｚ１２乃至ｚ１Ｍとｚａ１乃至ｚａＭ、ｚａ１’を計算する。
以上の手順の処理を行うことにより、
（ｉ）Ｚ行列の（Ｍ／２＋３）個の独立な要素のうちのインピーダンスｚ１１以外の全ての要素と、
（ii）Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍが装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスと、
（iii）制御電圧を変えた可変リアクタンス素子だけはその電圧に対する可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンスを計算することができる。
【００９２】
こうして一旦インピーダンスｚ１１以外のＺ行列の要素が求められると、これらは可変リアクタンス素子の容量や外部信号源に依存しないため既知の定数として扱える。この結果を用いると、以下の手順により、実装状態におけるＭ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍが装荷された非励振素子自身の入力インピーダンス値ｚａ１乃至ｚａＭの校正データを求めることができる。
（Ｓ１１）Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍに対してある制御電圧セットを与えて、１組の電流測定を行う。ここで、入力インピーダンス測定は不要である。
（Ｓ１２）次式のＭ元連立方程式よりインピーダンスｚａ１乃至ｚａＭを計算する。
【００９３】
【数２４】
2005045668.tif 000026
【００９４】
（Ｓ１３）Ｍ個の全ての可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍの制御電圧を同時に変え、１組の電流測定を行う。
（Ｓ１４）上記の処理（Ｓ１２）と同様にしてその制御電圧に対するインピーダンスｚａ１乃至ｚａＭを計算する。
（Ｓ１５）上記の処理（Ｓ１３）及び（Ｓ１４）をＮ回繰り返すと、各インピーダンスｚａ１乃至ｚａＭそれぞれについてＮ点の異なる制御電圧に対するインピーダンス値を計算できる。
【００９５】
こうして全ての可変リアクタンス素子が装荷された非励振素子自身の入力インピーダンス値ｚａ１乃至ｚａＭの校正データを計算できると、任意の制御電圧セットに対するインピーダンスｚａ１乃至ｚａＭは、補間やモデルに対するフィッティングなどにより求められる。すると上記数２４から電流ｉ１乃至ｉ６（Ｍ＝６のとき）の相対値が計算できる。下記にこの方法で求めた電流値の一例を示す。
【００９６】
【表１】
2005045668.tif 000027
【００９７】
電流の相対値が求まると、等価ウェイトベクトルモデルにより、正規化された放射パターンを簡単に計算できる。
【００９８】
（Ｍ＋１）素子の場合の本手法の測定回数は、初めのＺ行列の抽出時に２（Ｍ＋１）回の電流測定と２回の入力インピーダンス測定、校正データ取得時にＮ（Ｍ＋１）回の電流測定（Ｎは校正データ点数）が必要となる。これに対して、直接に電流ｉ１乃至ｉ６を測定する方法では、Ｍ次元パラメータ空間中の各次元でＮ回の測定を行うとすると、全部でＮＭ回の測定が必要となる。例えば、Ｍ＝６のときの７素子の場合、０乃至１００Ωの範囲を１０Ωきざみで測定すると電流測定法の測定回数はＮＭ＝百万回となるが、本手法であれば、（２＋Ｎ）（Ｍ＋１）＋２＝８６回の測定でよい。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
電子制御導波器アレーアンテナ装置は、非励振素子と可変リアクタンス素子（可変リアクタンス素子ダイオード）とが一体となった可変指向性アンテナであり、各々の特性を分離して測定することができない。そこで本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法では、各アンテナ素子の極近傍の高周波磁界を測定してそれに基づいて電流を計算することにより、等価ウェイトベクトルモデルのパラメータ（構造パラメータと可変リアクタンス素子制御特性を含む）を計算する方法を提案した。複数のアンテナ素子にてなるアレーのインピーダンス行列が可変リアクタンス素子の容量や外部信号源に依存しないことに着目することにより、必要な測定回数を最小限に抑えることができる。結果として、アンテナ素子数に依存せずに、２組の異なる制御電圧セットが設定されたときの磁界測定で構造パラメータを計算できることが示された。さらに、本方法により、可変リアクタンス素子の容量の電圧制御特性を校正することもできる。従って、本実施形態のアレーアンテナ装置の電気的特性の測定方法によれば、アレーアンテナ装置の測定評価の大幅コストダウンが図れる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明に係る実施形態である、７素子の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００を備えた、アレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す縦断面図である。
【図３】図１の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００に取って代わる、７素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置１１０の構成を示す斜視図である。
【図４】図１の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００に取って代わる、２素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置１２０の構成を示す斜視図である。
【図５】図１の１／４波長モノポールアンテナのアレーアンテナ装置１００に取って代わる、３素子の半波長ダイポールアンテナのアレーアンテナ装置１３０の構成を示す斜視図である。
【図６】本発明に係る実施形態である、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算システムの構成を示すブロック図である。
【図７】図６のアンテナ測定コントローラ３０によって実行される、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理において用いられる式１を示す図である。
【図８】図６のアンテナ測定コントローラ３０によって実行される、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理の第１の部分を示すフローチャートである。
【図９】図６のアンテナ測定コントローラ３０によって実行される、アレーアンテナ装置の構造パラメータの測定計算処理の第２の部分を示すフローチャートである。
【図１０】図４のアレーアンテナ装置１２０のシミュレーション結果であって、アレーアンテナ装置１２０のアンテナ素子Ａ２０，Ａ２１上の電流を示すグラフである。
【図１１】図４のアレーアンテナ装置１２０のシミュレーション結果であって、計算されたアレーアンテナ装置１２０の構造パラメータを示すグラフである。
【図１２】図４のアレーアンテナ装置１２０のシミュレーション結果であって、アレーアンテナ装置１２０におけるインピーダンスｚ１１及びｚ００の比較を示すグラフである。
【図１３】図５のアレーアンテナ装置１３０のシミュレーション結果であって、アレーアンテナ装置１３０のアンテナ素子Ａ３０，Ａ３１，Ａ３２上の電流を示すグラフである。
【図１４】図５のアレーアンテナ装置１３０のシミュレーション結果であって、計算されたアレーアンテナ装置１３０の構造パラメータを示すグラフである。
【符号の説明】
【０１０１】
Ａ０，Ａ１０，Ａ２０，Ａ３０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６，Ａ１１乃至Ａ１６，Ａ２１，Ａ３１，Ａ３２…非励振素子、
Ａ１０ａ，Ａ１１ａ乃至Ａ１６ａ，Ａ２０ａ，Ａ２１ａ，Ａ３０ａ，Ａ３１ａ，Ａ３２ａ…上側素子、
Ａ１０ｂ，Ａ１１ｂ乃至Ａ１６ｂ，Ａ２０ｂ，Ａ２１ｂ，Ａ３０ｂ，Ａ３１ｂ，Ａ３２ｂ…下側素子、
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３…給電点、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
６…サーキュレータ、
７…無線送信機、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
３０…アンテナ測定コントローラ、
３１…ネットワークアナライザ、
３２−０乃至３２−６…プローブ、
３３−０乃至３３−６…ケーブル、
３４…Ｄ／Ａ変換器、
３５…位置コントローラ、
３６…プローブ移動機構、
３７…回転機構、
３８…バス、
３９…処理メモリ、
４０…電波暗室、
４１…電波吸収体、
Ｓ１，Ｓ２…スイッチ、
１００，１１０，１２０，１３０…アレーアンテナ装置。
【図１】
2005045668.tif 000028
【図２】
2005045668.tif 000029
【図３】
2005045668.tif 000030
【図４】
2005045668.tif 000031
【図５】
2005045668.tif 000032
【図６】
2005045668.tif 000033
【図７】
2005045668.tif 000034
【図８】
2005045668.tif 000035
【図９】
2005045668.tif 000036
【図１０】
2005045668.tif 000037
【図１１】
2005045668.tif 000038
【図１２】
2005045668.tif 000039
【図１３】
2005045668.tif 000040
【図１４】
2005045668.tif 000041