(57)【要約】【課題】  ディジタル相互相殺技法を採用し、別個のディジタル信号を別個のＤＡＣに入力し相殺信号を発生する、増幅システムおよび方法を提供する。【解決手段】  相殺信号を増幅器の出力に加算して、歪みおよび／または帯域外エミッションを大幅に低減させた最終信号を生成する。相殺信号は、予め計算しておくことができ、または所要信号を反転させたものを発生し、これを出力信号の一部と結合し、出力信号の誤差または不要部分を判定することによって得ることができる。次に、この誤差信号を、出力信号を遅延させたものと結合する。【選択図】      図１
2005045767.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅システムであって、
入力信号に関連する増幅出力信号を供給する電力増幅器と、
ディジタル基準信号を発生する相互相殺部であって、前記ディジタル基準信号をアナログ信号に変換し、増幅し、前記増幅器の出力信号に加算して、前記増幅した出力信号に伴う不要な信号、歪み、および帯域外（ＯＯＢ）エミッションを実質的に低減させる、相互相殺部と、
を備えた増幅システム。
【請求項２】
請求項１記載のシステムにおいて、前記相互相殺部は、所望の出力信号に対応する前記ディジタル基準信号を発生し、前記基準信号と前記増幅出力信号との比較に基づいて誤差信号を判定し、加算器が、前記誤差信号を反転させた形態と、前記増幅器出力信号を遅延させた形態とを加算し、不要な信号、歪み、および帯域外（ＯＯＢ）エミッションを実質的に排除した増幅出力信号を発生する、システム。
【請求項３】
請求項１記載のシステムにおいて、前記相互相殺部は、事前計算されたディジタル信号を発生し、これをアナログ信号に変換し、増幅し、前記増幅出力信号に加算して、不要な信号、歪み、および帯域外（ＯＯＢ）エミッションを実質的に排除した増幅出力信号を発生する、システム。
【請求項４】
請求項１記載のシステムにおいて、前記電力増幅器による増幅以前に、前記入力信号を修正して、該入力信号に伴うピーク信号を緩和し、前記修正は、クリッピング部、フィルタ、および少なくとも１つの信号を前記入力信号に加算することの内少なくとも１つによって、実行される、システム。
【請求項５】
請求項１記載のシステムにおいて、更に、前記入力信号に対して予歪を行うプリディストーション部を備えている、システム。
【請求項６】
請求項１記載のシステムにおいて、更に、前記入力信号をディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換し、前記電力増幅器にアナログ入力信号を供給する第１ディジタル‐アナログ変換器（ＤＡＣ）と、前記第１ＤＡＣとは切り離されたダイナミック・レンジおよび帯域幅特性を有し、前記基準信号を反転させた形態を、ディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換し、アナログ基準信号の反転させた形態を供給する第２ＤＡＣとを備えている、システム。
【請求項７】
請求項６記載のシステムにおいて、前記第１および第２ＤＡＣの少なくとも一方は、デルタ・シグマＤＡＣであり、前記入力信号および前記基準信号の反転形態の少なくとも一方を、所望の無線送信周波数においてアナログ・ドメインに直接的に変換する、システム。
【請求項８】
請求項１記載のシステムにおいて、更に、前記基準信号の反転形態を、前記増幅した出力信号の少なくとも一部と結合し、前記誤差信号を発生するカプラを備えている、システム。
【請求項９】
請求項１記載のシステムにおいて、更に、前記誤差信号の増幅に関与する相殺増幅器を備えている、システム。
【請求項１０】
請求項１記載のシステムにおいて、更に、
前記増幅器の出力のサンプルを、複数のサブバンド出力信号に分離するチャネライザを備え、
前記基準信号は、複数のサブバンド基準信号から成り、これらを対応する複数のサブバンド出力信号と比較して、複数のサブバンド誤差信号を発生し、
更に、前記複数のサブバンド誤差信号を結合して結合誤差信号を発生し、これを前記増幅器の出力信号と結合して、歪みおよびＯＯＢエミッションを実質的に低減させるコンバイナを備えている、システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には電子デバイスに関し、更に特定すれば、電力増幅システム用線形化システムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
本願は、２００３年７月２３日に出願され、「System and Method for Reducing Dynamic Range and Improving Linearity in an Amplification System（増幅システムにおいてダイナミック・レンジを削減し線形性を改善するシステムおよび方法）」と題するNew Robinsonの米国特許出願に関連がある。この出願は、本願と同じ譲受人に譲渡されている。
【０００３】
ワイヤレス（無線）通信用送信機に用いられるＲＦ電力増幅器は、スペクトル上効率的な変調フォーマットを用いており、変調の精度を確保し、スペクトルの再生(regrowth)を抑制するためには高い線形性を必要とする。通例では、Ａ級、ＡＢ級、またはＢ級の線形増幅器を用いて、入力信号を忠実に再現し、増幅器の出力を厳格な放射マスク(エミッション・マスク：emission mask)以内に抑えている。線形増幅器は、飽和状態で動作させると、５０％以上の電気的（ＤＣ入力電力のＲＦ出力電力に対する、即ちＤＣ−ＲＦ）効率を得ることができる。しかしながら、これらは一般に高い線形性を備える必要性から、高い効率では動作させることができない。包絡線が一定の波形では、線形増幅器は多くの場合、その線形領域における動作を得るために、飽和よりも低いレベルで動作させている。包絡線が時間的に変動することも、別の課題である。その一般的な解決策は、飽和近くで波形のピークを増幅することによって、飽和から十分バックオフさせたレベルで、波形の平均電力を増幅することである。このバックオフ・レベルのことを、出力電力バックオフ（ＯＰＢＯ：output power back-off）とも呼ぶが、これが線形増幅器の電気的効率を決定する。
【０００４】
例えば、Ａ級増幅器の効率は、そのピーク値に対する出力電力と共に減少する（ＥＦＦ＝ＰOUT／ＰPEAK）。Ｂ級増幅器の効率も、そのピーク値に対する出力電力と共に減少する（ＥＦＦ＝（ＰOUT／ＰPEAK）1/2）。ＡＢ級増幅器には、これらの値の中間の出力電力のばらつきがある。したがって、増幅器の設計においては、通常線形性と効率との間に固有のトレードオフがある。
【０００５】
セルラ通信、個人通信、および衛星通信のような用途に向けた最新の送信機は、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）のようなディジタル変調技法を、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信と組み合わせて用いている。データ・パルスの整形によって、隣接チャネルに生じる帯域外（アウトオブバンド：ＯＯＢ）エミッションが緩和されるが、時変包絡線が生ずる。時変包絡線を有する個々の波形を増幅することに加えて、多くの送信機（特に基地局における）は、多数のキャリア（搬送波）を増幅するように構成されている。多重キャリア信号の電力レベルは広く分散しており、このためピーク対平均比（ＰＡＲ：peak-to-average ratio)が大きくなる。したがって、これらの種類の信号における線形増幅器の動作は非常に非効率である。何故なら、増幅器の供給電力は、大きなピーク電圧を処理するのに合わせて決めなければならないが、信号は殆どの時間ではピーク電圧よりもはるかに小さいからである。加えて、電力増幅器のサイズおよびコストは、概略的に、増幅器の要求ピーク出力電力に比例する。
【０００６】
広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、ならびに移動通信国際標準（ＧＳＭ）および符号分割多元接続２０００（ＣＤＭＡ２０００）の多重キャリア型式は、使用が普及しつつあるワイヤレス規格および応用である。各々、高いＰＡＲレベルでの波形増幅を必要とし、場合によっては１０ｄＢを超えることもある。地上ワイヤレス通信に割り当てられるスペクトル量が非常に少ないために、ＯＯＢエミッションを極力抑え、干渉環境を最小限にするように送信を行わなければならない。１０ｄＢ以上のＰＡＲで波形を増幅するために用いられる線形増幅器のＤＣ−ＲＦ効率は、僅か５ないし１０％に過ぎない。この増幅器のピーク出力電力は、ピーク波形によって決められる。増幅器のコストは、そのピーク電力と共に増減する。ヒート・シンクやＤＣ−ＤＣ電源を含むその他の回路の中には、そのコストがピーク電力および消散熱（電気的非効率性のために生ずる）に対して逆に増減するものもある。ＡＣ−ＤＣ電源、バックアップ・バッテリ、冷却、および回路遮断器に関係する基地局のコストも、電気的動作のコストと同様に、効率とは逆に増減する。ＤＣ−ＲＦ効率の向上は、製造および動作双方において主要なコスト削減要因であることは明らかである。
【０００７】
高線形性増幅器の設計に用いられる技法の１つに、フィードフォワード（ＦＦ）技法として知られているものがある。ＦＦ増幅システムは、２ループ・アナログ・システム設計を基本とする。通例では、第１ループがアナログ増幅器の入力のサンプルを基準として分割し、これを増幅器の出力のサンプルと比較して、誤差信号を生成する。この誤差は、主に、電力増幅器における非線形増幅によって生成される信号から成る。第２ループは、電力増幅器の出力を遅延させものから誤差信号を減算する。ＦＦは、ＯＯＢエミッションを低減し、修正した誤差の一部を、必要な信号に戻すのに有効である。この技法には、各信号の振幅および位相を注意深く制御する必要がある補正レベルが適用可能な最大帯域幅に影響を及ぼす。温度の変動に対して振幅および位相を制御する技術範囲が存在する。基準に何らかの信頼できない部分がある場合、ＦＦシステムの性能は低下する。ＦＦ技法は、増幅器の歪みレベルを入力のそれに低減させることが理想的である。増幅器の入力は、増幅器信号チェーン（例えば、ＤＡＣ、ミキサ、および／またはドライバ増幅器）における初期の非線形性またはクリッピング効果(clipping effect)のために、既にいくらか歪んでいるのが一般的である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
フィードフォワード技法には、いくつかの欠点がある。これらは、単一の入力信号を基準として用いることができないので、入力信号を多数の成分に分解する増幅システム（例えば、極（ポーラ：polar）増幅器、ＬＩＮＣ増幅器）には用いることはできない。例えば、信号のピークをクリップするエレメントによって増幅器の入力信号が大きく歪んでいる場合、ＦＦは全体的な歪みを大幅に低減させることはできない。ディジタル予歪（プリディストーション）をフィードフォワードと組み合わせることはできない。何故なら、基準信号は、予歪の結果として振幅および位相の変化を含んでおり、これらの変化は誤差信号に含まれ、増幅器の出力において再度信号に混入するからである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の態様の一部について基本的な理解が得られるように、以下に本発明の概要を簡略化して提示する。この概要は、本発明の詳細な全体像ではない。これは、本発明の主要な即ち重要なエレメントを特定することも、本発明の範囲を正確に叙述することも意図していない。その唯一の目的は、後に提示する更に詳細な説明の前置きとして、簡略化した形態で、本発明の概念の一部を提示することである。
【００１０】
本発明は、ディジタル相互相殺（ＤＣＣ：digital cross-cancellation）技法を用い、主増幅器からの１つ以上の別個の信号経路にディジタル基準信号を供給する、増幅システムおよび方法に関する。１つ以上の別個の信号経路は、各経路毎に、それぞれのディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を含み、信号を発生して、究極的にこの信号を主増幅器の出力と共に結合する。これら別個の信号は、多数の有用な機能に役立ち、歪みを最少に抑えた基準を供給して帯域外（ＯＯＢ）エミッションを相殺し、必要な信号歪みを補正することや、他の信号を最終的な増幅器出力に加算すること、またはこれから減算することを含む。
【００１１】
ＤＣＣ技法は、ＯＯＢエミッションおよび所要信号の歪みを低減させる補正信号を予め計算することができ、あるいは所要信号のディジタル無歪み基準コピーを発生し、これをアナログに変換し、増幅器の出力のサンプルと比較することによって、補正信号を電子的に得ることができる。ＤＣＣは、これら別個の信号経路を利用して、主増幅器に入力する前に、そしてディジタルからアナログ信号に変換する前に、所要信号を修正することができる。修正は、クリッピングおよび／または信号の加算によるピーク信号レベルの低下や、振幅および位相項の予歪によって、予測される歪みを打ち消す措置を含むことができる。
【００１２】
別個の信号経路は、計算または予測した信号を搬送し、単一チャネルまたはチャネル化したスペクトル帯域において、所要信号の歪みおよび／またはＯＯＢエミッションを補正することができる。別個の信号（複数の別個の信号）は、１つ以上の基準信号を発生するためにも用いることができ、基準信号は、主増幅器の出力のサンプル（複数のサンプル）に加算され、１つ以上のスペクトル帯域において誤差信号を経験的に判定する。誤差信号（複数の誤差信号）は、位相を反転し、適切に振幅を調整し、次いで増幅器の出力または主増幅器の出力を遅延させたもののいずれかと結合することができる。
【００１３】
前述の目的および関連目的を達成するための本発明の例示の態様を、以下の説明および添付図面に関連付けて記載する。しかしながら、これらの態様は、本発明の原理を用いることができる種々の方法の内僅かなものを示すに過ぎず、本発明は、このような態様およびその均等物全てを含むものである。本発明のその他の利点および新規な特徴は、以下の本発明の詳細な説明を図面と関連付けて検討することによって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明は、ディジタル相互相殺技法を用いた増幅システムおよび方法に関する。ディジタル相互相殺技法は、１つ以上の別個の基準信号を供給し、送信に先だって、主増幅器の出力と組み合わせる。別個の基準信号によって、ピーク信号レベルの低下を可能とし、主増幅信号チェーンからの歪みを補正し、ＯＯＢエミッションの大部分を消去（相殺）する。ＯＯＢエミッションの相殺は、適切な信号を予測すること、および／またはこの信号を別個の経路に供給することによって、あるいは所要信号(wanted signal)から誤差即ち望ましくない信号を電子的に導出し、その歪んでいない即ち「純正な」(clean)形を発生することによって行うことができる。
【００１５】
信号の歪みおよびＯＯＢエミッションは、増幅器の非線形性を含む多数の発生源、ならびに信号の制限またはクリッピングによって生ずる。ポーラ増幅器またはＬＩＮＣ増幅器のように、所要信号を２つ以上の成分に分割するシステムを考えると、別個の経路に沿って増幅された信号の同期不完全、および／または経路の帯域幅制限によって、更に誤差が追加発生する可能性がある。送信機の歪みを判定するには、送信機および信号モデルに基づいて誤差を予め計算する方法、または最終的な増幅器の出力を基準信号と比較することによって誤差を導出する方法の２つがある。前者の場合、「逆（反）歪み」信号を形成し、送信に先だって信号と組み合わせることができる。後者の場合、これら２つの信号における差を位相反転し、増幅し、最終的な増幅器の出力信号を遅延させたものと組み合わせることができる。
【００１６】
本発明は、フィードフォワード・システムを備えることができない多成分増幅器のために、信号歪みを低減し、ＯＯＢエミッションを抑制する技法を提供する。従来のフィードフォワード・システムでは、誤差信号を引き出す単一の基準信号がなかった。本発明における基準信号は少ない歪みで形成することができるので、本発明は、ＯＯＢエミッションの相殺および所要信号の補正を行い、従来のＦＦシステムに対して改善することができる。
【００１７】
主増幅器チェーンに１つ以上の並列経路を設け、各並列経路が、送信対象帯域の全部または一部に広がる相殺信号を発生して、最終的な増幅器出力と組み合わせる。各相殺信号は、別個のディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）によって発生し、別個の増幅器で増幅することもできる。
【００１８】
相殺信号の少なくとも１つは、最終増幅器出力と比較される所要信号の基準形態を含むことができる。この比較における差を用いて、相殺信号を発生し、この相殺信号を反転し、増幅し、最終増幅器出力を遅延させたものと組み合わせることができる。また、相殺信号は、オプションとして、ディジタル的に計算した補正後項および信号相殺成分も含み、所要信号に故意に追加されシステムが拡散させるべきでないあらゆる信号をも除去することができる。追加された信号は、主信号経路に導入されたピーク低減信号または較正信号を相殺する信号を含むこともできる。本発明は、帯域外エミッション（ＯＯＢ）、および増幅器の非線形性による所要信号の歪みを低減する技法を組み合わせ、所要信号のピーク対平均比率（ＰＡＲ）を低下させ、使用する増幅器の小型化および低コスト化、ならびにアーキテクチャの効率向上を図ることができる。
【００１９】
一般に、入力信号のクリッピングにより、望ましくないＯＯＢエミッションおよび／または所要信号内の誤差が生ずる。ＤＣＣ技法は、ＯＯＢエミッションを解消し、補正信号を追加して所要信号における誤差を減少または解消することができる。ＯＯＢエミッションおよび所要信号の誤差は、事前に計算しておくことができ、または前述のように経験的に判断することもできる。ＯＯＢエミッション問題の殆どを回避する別のピーク信号低減技法では、成分を追加または除去することによって、ピークを低下させる。他のシステムでは、これら追加または削除した信号を信号チェーンに沿ったどこかで除去（フィルタリング）しないと、これらが送信波形の一部となるという問題がある。ＤＣＣ技法は、主要な増幅の後、送信の前にこれら追加信号を補正することができる。
【００２０】
信号のピークを低下させることによって、増幅器の小型化が図られ、線形増幅器のＤＣ−ＲＦ効率が向上する。したがって、用いる電力増幅器が小さい程（電力容量が小さい程）、そしてコストが少ない程、遥かに大きく効率が低い電力増幅器を用いた増幅システムと比較して、同様の性能で、増幅システムの効率を向上させることができる。１つ以上のデルタ−シグマＤＡＣを用いることによって、各経路内における構成部品数が減少し、主信号経路と１つ以上の別個の信号経路との同期が簡略化する。
【００２１】
図１は、本発明の一態様による増幅システム１０を示す。増幅システム１０は、ディジタル相互相殺部（ＤＣＣ）１１を含み、ＤＣＣ１１は入力信号を受け、修正入力信号と、基準信号を生成する基となる所要信号の別個のディジタル・コピーとを発生する。修正入力信号は、クリッピング・フィルタ等によってクリップすれば、入力信号から大きなピークを除去することができる。また、修正信号には、プリディストーション（予歪）部によって、予歪を形成し、クリッピングによる損失およびＯＯＢエミッションを緩和することができる。追加の信号（例えば、逆ピーキング信号(anti-peaking signal)、逆歪み信号(anti-distortion signal)）またはピーク制限整形アルゴリズムを入力信号に対して実行すると、修正信号を得ることができる。前述の修正は、個別でも、組み合わせでも、他の修正技法と共にでも行うことができ、生成した修正信号は、増幅器の線形性、効率および電力消費に対して最適となっている。
【００２２】
修正入力信号は、ディジタル‐アナログ変換器（ＤＡＣ）１２に伝達される。ＤＡＣ１２は、修正ディジタル入力信号をディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換する。ＤＡＣ１２は、デルタ・シグマ変調ＤＡＣ（例えば、１ビットＤＡＣ）とし、無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換を行うことができる。１ビット変換器では、非常に高い線形性（低歪み）でアナログ変換が行われる。ＤＡＣ１２の出力は、次に、電力増幅器１３の入力端子に供給され、増幅される。電力増幅器１３は、線形増幅器（例えば、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級）とすることができ、あるいは他の部類の入力信号では、所望の性能、許容可能な効率および許容可能なＯＯＢエミッションに基づいて、非線形型増幅器（例えば、Ｃ級、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級）とすることができる。入力信号を適切な成分に分割すれば、電力増幅器は、極（ポーラ）やＬＩＮＣのような成分に基づく増幅器、またはその他の公知の成分ベースの増幅器とすることができる。ディジタル相互相殺部１１は、ディジタル基準信号を、別個の経路に沿って、ディジタル位相反転器１８に供給する。基準信号（ＲＥＦ）は、あらゆる修正前の、所望の増幅出力信号に対応した無歪み信号である。あるいは、ディジタル位相反転器（インバータ）１８を取り除き、ディジタル相互相殺部１１によって、基準信号を反転させたものを供給することもできる。反転基準信号を第２ＤＡＣ１９に伝達する。第２ＤＡＣ１９も、デルタ・シグマ変調ＤＡＣとし、正しい基準信号（ＲＥＦ）を反転させたものの無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換を行うことができる。
【００２３】
電力増幅器の出力の小部分を、カプラ１４によって分割する。カプラ１４は、電力増幅器の出力を減衰させて、振幅および位相制御部１７に供給する。振幅および位相制御部１７は、減衰信号を加算器２０に供給する。減衰信号は、次に、加算器２０によって、反転基準信号と加算される。加算器２０の出力は、殆ど完全に信号歪みおよびＯＯＢエミッションである。加算器２０の出力を誤差または相殺増幅器２１によって増幅し、誤差信号（ε）を生成する。相殺増幅器２１は、歪みを相殺する補正信号を供給するためには、実質的に線形でなければならない。例えば、十分バックオフしたＡ級またはＡ／Ｂ増幅器を採用することができる。相殺増幅器２１に線形化を追加して用いることができ、これには、プリディストーション・システム（アナログまたはディジタル、後者は信号をディジタル化し再変換する必要がある）、フィードフォワード・ループ、またはその他の何らかの線形化技法が含まれる。相殺増幅器２１のサイズは、要求補正レベル（即ち、ＯＯＢエミッション、信号歪み）によって左右される。したがって、主信号経路の予歪を、ディジタル相互相殺技法と組み合わせれば、相殺増幅器２１を小型化することができる。
【００２４】
予歪を用いることによって、残留歪みが減少するので、小型で、コストが低く、電力消費が少ない構成部品を採用することができる。予歪のディジタル相互相殺技法との組み合わせは容易に行うことができるが、従来のフィードフォワード技法には当てはまらない。何故なら、所要信号の振幅および／または位相の予歪調節は、従来のフィードフォワード・システムでは基準信号に影響を及ぼすからである。
【００２５】
アナログ位相反転器２２によって誤差信号を反転させ、反転誤差信号を得る。遅延部１５によって電力増幅器１３の出力を遅延させたものと、反転誤差信号を再結合する。遅延部１５は、小さな遅延（例えば、ナノ秒単位）を与えるケーブル、モノリシック・ブロック、外装バラン(wrapped balun)、または伝送線とすることができる。加算器１６によって、反転誤差信号を、電力増幅器１３の出力を遅延させたものと結合し、ＯＯＢエミッションを除去し、歪みレベルを低下させる。オプションとして、ＤＣＣブロックにフィードバックし、振幅および位相のばらつきを調整することを含むことができる。
【００２６】
本発明の一態様によるディジタル相互相殺技法は、増幅器の歪みに対する補正を行うことができ、増幅器の小型化を図るために行われる所要信号の意図したクリッピングによって生ずるスペクトル・スプラッタ(spectral splatter)を補正することができる。加えて、ディジタル基準信号を用いて、出力における所望の補正を決定するので、増幅プロセス中に余分な補正情報を必要とせずに、最終出力段において、信号のあらゆる修正を補正することができる。ディジタル相互相殺部１１は、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはディジタル・ハードウエアおよび／またはソフト・ウエア構成部品の組み合わせのような、ディジタル構成部品とすることができる。
【００２７】
本発明の一態様では、第１ＤＡＣ１２および第２ＤＡＣ１９の一方または双方は、デルタ・シグマ変調ＤＡＣである。デルタ・シグマ変調は、少数の量子化レベルおよび非常に高いサンプリング・レートを用いて信号の粗い推定値を発生する際に用いられる技法である。少数の（１ビット量子化器では２）離散レベルが、システムに「量子化」ノイズを導入する。デルタ・シグマ変調におけるオーバーサンプリングの効果、および積分フィードバック・ループの使用は、ノイズを帯域外周波数までシフトさせるのに効果的である。ノイズ・シフト特性および量子化誤差の導入によって、後続のフィルタリング段の効率的な使用が可能となり、ノイズを除去し、遥かに高い周波数において一層正確に入力を表現することができる。デルタ・シグマＤＡＣを用いると、入力信号を直接無線送信周波数にアップコンバートすることができ、従来のアナログ・ミキサによって信号を更に周波数変換する必要はなくなる。無線送信周波数は、無線周波数（ＲＦ）範囲（例えば、メガヘルツ範囲）またはマイクロ波周波数範囲（例えば、ギガヘルツ範囲）とすることができる。更に高い周波数での動作が望まれる場合、周波数変換装置を信号経路のいずれかまたは全てで用いれば、ＤＣＣ技法は良好に動作することができる。
【００２８】
ディジタル相互相殺技法は、最終増幅器の前のいずれの増幅段においても、同様に適用することができる。ＤＡＣ出力と最終増幅器入力の間のある位置においてこれを用いると、デルタ・シグマＤＡＣの並列実装によって生ずるあらゆるアーチファクトを除去することができる。アーチファクトが所要信号よりも小さい限り、相殺経路におけるＤＡＣは主経路よりも遥かに狭いダイナミック・レンジがあればよく、相互干渉（インターアクティブ）しないＤＡＣ、即ち、単一段のデルタ・シグマＤＡＣによって、使用可能な基準を得ることができる。
【００２９】
ＷＣＤＭＡの場合、ディジタル相互相殺技法の信号シミュレーションにおいて、アグレッシブ（強力な）クリッピング（ピーク信号における５ｄＢまでの低減）によって、所要信号が少量だけ歪むが、発生するＯＯＢエミッションは２０ｄＢまでであることが示された。本発明のディジタル相互相殺技法は、実行可能な位相および振幅制御によって、地上ワイヤレス帯域幅において３０ｄＢもの歪みを補正することができる。
【００３０】
図２は、本発明の別の態様による増幅システム３０を示す。増幅システム３０は、ディジタル相互相殺部（ＤＣＣ）３１を含み、ＤＣＣ３１は入力信号を受け、修正入力信号、および補正即ち逆歪み信号（ディジタル基準）を発生する。修正入力信号をクリッピング・フィルタ等によってクリップすれば、入力信号から大きなピークを除去することができる。また、修正信号には、プリディストーション部によって予歪を形成し、クリッピングによって生ずる損失およびＯＯＢエミッションを緩和することができる。追加の信号（例えば、逆ピーキング信号(anti-peaking signal)、逆歪み信号(anti-distortion signal)）またはピーク制限整形アルゴリズムを入力信号に対して実行すると、修正信号を得ることができる。前述の修正は、個別でも、組み合わせでも、他の修正技法と共にでも行うことができ、それによって生成した修正信号は、増幅器の線形性、効率および電力消費に対して最適となる。
【００３１】
修正入力信号は、ディジタル‐アナログ変換器（ＤＡＣ）３２に伝達される。ＤＡＣ３２は、修正ディジタル入力信号をディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換する。ＤＡＣ３２は、デルタ・シグマ変調ＤＡＣ（例えば、１ビットＤＡＣ）とすると、無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換を行うことができる。１ビット変換器では、非常に高い線形性（低歪み）でアナログ変換が行われる。ＤＡＣ３２の出力は、次に、電力増幅器３３の入力端子に供給され、増幅される。電力増幅器３３は、線形増幅器（例えば、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級）とすることができ、あるいは他の部類の入力信号では、所望の性能、許容可能な効率および許容可能なＯＯＢエミッションに基づいて、非線形型増幅器（例えば、Ｃ級、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級）とすることができる。入力信号を適切に成分に分割すれば、電力増幅器は、極やＬＩＮＣのような成分に基づく増幅器、またはその他の公知の成分に基づく増幅器とすることができる。
【００３２】
ディジタル相互相殺部３１は、ディジタル基準信号を、別個の経路に沿って、ディジタル位相反転器３５に供給する。ディジタル位相反転器３５は、信号振幅も制御することができる。基準信号（ＲＥＦ）は、修正の結果所要信号に混入した誤差やＯＯＢエミッションを除去した逆歪み信号である。あるいは、ディジタル位相反転器３５を取り除き、ディジタル相互相殺部３１によって、基準信号を反転させたものを供給することもできる。反転基準信号を第２ＤＡＣ３６に伝達する。第２ＤＡＣ３６も、デルタ・シグマ変調ＤＡＣとすれば、純正基準信号（ＲＥＦ）を反転させたものの無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換を行うことができる。本発明は、かなり強力なクリッピングでも適用可能とする。多重キャリアＷＣＤＡＭのＡ／Ｂ級増幅器のシミュレーションの結果、ＰＡＲを５ｄＢ以下に低減しつつ、ＯＯＢエミッションおよび誤差ベクトル強度（ＥＶＭ：error vector magnitude）要求を満たすことができることが示された。
【００３３】
ＤＡＣ３６の出力は、出力を誤差または相殺増幅器３７によって増幅し、誤差信号（ε）を生成する。相殺増幅器３７は、歪みを相殺する補正信号を供給するためには、実質的に線形でなければならない。例えば、十分バックオフしたＡ級またはＡ／Ｂ級増幅器を採用することができる。相殺増幅器３７に線形化を追加して適用することができ、これには、プリディストーション・システム（アナログまたはディジタル、後者は信号をディジタル化し再変換する必要がある）、フィードフォワード・ループ、またはその他の何らかの線形化技法が含まれる。相殺増幅器３７のサイズは、要求補正レベル（即ち、ＯＯＢエミッション、信号歪み）によって左右される。したがって、主信号経路の予歪を、ディジタル相互相殺技法と組み合わせれば、相殺増幅器３７を小型化することができる。加算器３４によって、電力増幅器３３の誤差信号出力を結合し、ＯＯＢエミッションをなくし、入力信号の修正に伴う歪みレベルを低下させる。任意に、ＤＣＣ部３１にフィードバックし、振幅および位相のばらつきを調整することも含むことができる。
【００３４】
図３は、本発明の別の態様による増幅システム４０を示す。増幅システム４０は、１つ以上の技法を用いて入力信号を修正し、線形動作を容易にし、電力増幅器の効率的な動作を改善する。次に、ディジタル相互相殺技法を用いて、これらの修正を補正する。ディジタル相互相殺技法は、所要信号の基準形態を利用して、増幅システム４０の最終出力を補正する。ピーク低下、較正、またはその他の所望の目的のために、電力増幅器の主信号経路に信号を追加する場合、別個の信号経路に「逆信号」(anti-signal)を含ませて、追加した信号を送信前に除去するようにする。
【００３５】
増幅システム４０では、入力信号をプリディストーション部４２に供給し、プリディストーション部４２はこの信号を修正し、増幅チェーンにおいて予測される歪みを低減する。初期予歪利得および位相項の決定は、通例、オフラインで行われる。本発明の予歪技法は、ディジタル・ドメインにおいて用いられ、ディジタル‐アナログ変換の前にディジタル入力信号を修正するようにしている。ディジタル・プリディストーションは、ディジタル相互相殺と組み合わせることができる。この組み合わせによって、相互相殺ループにおける構成部品の一部を小型化し、複雑さを軽減する。
【００３６】
プリディストーション部４２からのディジタル出力信号は、クリッピング・フィルタ４４に伝達される。クリッピング・フィルタ４４は、入力信号に付随する大きなピークを除去する。クリッピング・フィルタ４４は、１つ以上の技法（例えば、ピーク制限整形アルゴリズム）を用いることによって、ピーク対平均の低減を実行することができる。次に、クリップされた信号はデルタ・シグマ変調器４６に供給される。デルタ・シグマ変調器４６は、ＤＡＣ４８およびバンド・パス・フィルタ５０に結合されている。尚、システム４０は、クリッピング・フィルタ４４を用いなくても、増幅器５２を線形化できることは理解されよう。デルタ・シグマ変調器４６、ＤＡＣ４８、およびバンド・パス・フィルタ５０は、協働して無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換を行う。ＤＡＣ４８は、非常に高い線形性（低歪み）でアナログ変換を行う、多ビット変換器または１ビット変換器とすることができる。次に、バンド・パス・フィルタ５０の出力を電力増幅器５２の入力端子に供給し増幅する。電力増幅器５２は、線形増幅器（例えば、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級）とすることができ、あるいは他の部類の入力信号では、所望の性能、許容可能な効率および許容可能なＯＯＢエミッションに基づいて、非線形型増幅器（例えば、Ｃ級、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級）とすることができる。
【００３７】
反転純正基準信号（ディジタル基準）を、基準経路に沿って供給する。反転純正基準信号は、ディジタル相互相殺部５９によって供給される。反転純正基準信号は、あらゆる修正の前における所望の増幅出力信号に対応する所要信号の反転基準形態である。反転純正基準信号をデルタ・シグマ変調器６０に伝達する。デルタ・シグマ変調器６０は、ＤＡＣ６２およびバンド・パス・フィルタ６４に結合されている。デルタ・シグマ変調器６０、ＤＡＣ６２、およびバンド・パス・フィルタ６４は、協働して反転純正基準信号のディジタル‐アナログ変換を直接無線送信周波数に対して行う。ＤＡＣ６２は、非常に高い線形性（低歪み）でアナログ変換を行う、多ビット変換器または１ビット変換器とすることができる。次に、バンド・パス・フィルタ６４の出力を反転増幅器６６の負入力端子に供給する。反転増幅器６６は、所望の出力信号に対する修正に伴う増幅誤差補正信号に対応するアナログ誤差信号を発生するように設定されている。
【００３８】
電力増幅器出力の小部分を減衰器（図示せず）によって分離し、反転増幅器６６の正端子に供給する。反転増幅器６６の出力は、信号歪みおよびＯＯＢエミッションに関連する反転形態である。反転増幅器６６の出力は、遅延部５４によって電力増幅器５２の出力を遅延させたものと再結合される。反転誤差信号および電力増幅器５２の出力を遅延させたものを、加算器５６によって結合し、ＯＯＢエミッションをなくし、歪みレベルを低下させる。次に、加算器５６の出力をオプションのバンド・パス・フィルタ５８に供給する。バンド・パス・フィルタ５８は、所望の送信帯域の外側に残留しているあらゆる不要な信号を排除する。尚、反転誤差信号を電力増幅器出力を遅延させたものと結合し、ＯＯＢエミッションおよび望ましくない歪みを補正するためには、種々の構成部品が使用可能であることは認められよう。誤差信号を生成するには、反転増幅器６６に代わる方法もあることは、当業者には理解されよう。
【００３９】
あるいは、相殺即ち「逆歪み」信号を計算し、別個の経路に沿って送り出し、送信前に歪みを相殺することも可能である。これは、本質的には、予歪の代替案であるが、主信号チェーンおよび電力増幅器５２に対応する高ダイナミック・レンジＤＡＣ（複数）の帯域幅に制約されないという利点がある。基準経路のＤＡＣ６２のダイナミック・レンジは、入力信号における歪みレベルよりも大きければよい。この場合、遅延エレメント５４は、増幅器出力の分割、および増幅器６６の正入力端子への接続と同様、オプションである。振幅および位相のばらつきを調整するためのＤＣＣ部５９へのフィードバックを、オプションとして含ませることができる。
【００４０】
尚、対象のスペクトル帯を細分割する多数の補正経路を用い、ディジタル相互相殺技法を採用すれば、広い帯域幅にわたって一層効果的に補正を行うことも可能であることは理解されよう。図４は、本発明の一態様による、サブバンド基準信号を用いた増幅システム７０を示す。増幅システム７０は、ディジタル相互相殺部７２を含み、ディジタル相互相殺部７２は、修正入力信号を発生し、更に複数の別個の経路に沿って複数のディジタル基準信号を発生する。複数のディジタル基準信号は、基準信号の複数のサブバンドに対応し、修正入力信号のサブバンドに対して別個の補正を行う。
【００４１】
ディジタル相互相殺部７２は、入力経路に沿って、修正入力信号を供給する。修正入力信号の修正は、入力信号に関与する特定の特性に基づいて行われる。この修正は、ピークの低下即ちクリッピング、予歪、付加信号の追加の内少なくとも１つを含むことができる。更に、これらの修正を用いると、増幅システム７０の線形性および効率を向上させることができる。修正入力信号は、ディジタル相互相殺部７２からＤＡＣ７４に伝達される。ＤＡＣ７４は、修正入力信号をディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換する。ＤＡＣ７４をデルタ・シグマ変調ＤＡＣとすれば、直接送信周波数にディジタル‐アナログ変換することができる。ＤＡＣ７４の出力は、次に、電力増幅器７６の入力端子に供給され、増幅される。
【００４２】
ディジタル相互相殺部７２は、複数のサブバンド基準信号を供給する。各サブバンド基準信号は、別個の経路を有する。各別個の経路は、対応するサブバンド基準信号をディジタル位相反転器８６に供給する。サブバンド基準信号は、あらゆる修正よりも前における所望の増幅サブバンドに対応する入力信号に関与するサブバンドの基準形態（ＲＥＦ）である。反転サブバンド基準信号は、ＤＡＣ８８に伝達される。ＤＡＣ８８も、デルタ・シグマ変調ＤＡＣとすれば、純正サブバンド基準信号（ＲＥＦ）の反転させたものの無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換することができる。
【００４３】
カプラ７８によって電力増幅器の出力の小部分を分割し、チャネライザ(channelizer)８４に供給する。チャネライザ８４は、同じサブバンド内の複数のサブバンド信号を別個の経路に供給する。複数のサブバンド信号の各々は、対応する位相および制御部９６に供給される。制御および位相部９６の出力は、次に加算器９０に供給される。加算器９０は、関連するサブバンド増幅器出力信号を、関連する反転サブバンド基準信号と結合する。加算器９０の出力は、特定のサブバンドの信号歪みおよびＯＯＢエミッションとなる。加算器９０の出力は、誤差または相殺増幅器９２によって増幅され、誤差信号（ε）を生成する。誤差信号は、アナログ位相反転器９４によって反転され、反転サブバンド誤差信号を得る。それぞれの反転サブバンド誤差信号は、次に、加算器９８によって結合され、広帯域結合反転誤差信号が得られる。結合反転誤差信号は、電力増幅器７６の出力を遅延部８０によって遅延させたものと、加算器８２によって再結合され、ＯＯＢエミッションを除去し、出力信号に伴う歪みレベルを低下させる。
【００４４】
尚、サブバンド逆歪み(anti-distortion)信号は、入力信号に伴うＯＯＢエミッションおよび歪みを緩和するために用いることができる。この実施態様では、サブバンド逆歪み信号を反転させ、遅延や出力信号を減衰させたものとの比較を行わずに、増幅器７６の出力と加算し、結合する。
【００４５】
本発明は、信号を成分に分割するシステム（例えば、ＥＥＲ、ポーラ増幅器、ＬＩＮＣ増幅器等）に、線形化技法およびピーク低下システムを設ける。例えば、フィードフォワードは、これらの種類の増幅器を線形化するためには用いることはできない。何故なら、基準として用いることができる単一の信号が、電力増幅器への入力において得ることができないからである。本発明は、ディジタル・ドメインにおいて、基準信号または純正基準信号を反転させたものを発生することができる。ディジタル相互相殺技法は、単独でも実施することができ、または成分を用いる増幅器の予歪技法と組み合わせることもできる。オプションのフィードバック・ループが出力のサンプルをディジタル化し、更にチャネル化して、利得および位相修正の適応的な改良を可能にする。
【００４６】
図５は、本発明の一態様によるディジタル相互相殺技法を用いた極増幅システム１２０を示す。ポーラ増幅システム１２０は、極変換器を含み、入力信号を、当該入力信号の極表現に変換する。入力信号は、通例、位相および／または振幅変調信号であり、以下の式によって極形式に表現することができる。
【００４７】
（数１）
Ａ（ｔ）ＣＯＳ（ωc（ｔ）＋Φ（ｔ））
ここで、Ａ（ｔ）は、変調成分の振幅であり、ＣＯＳ（ωc（ｔ）＋Φ（ｔ））は位相変調成分であり、Φ（ｔ）は位相成分であり、ωc（ｔ）はキャリア周波数である。入力信号は、種々の異なる振幅および／または位相変調形態とすることができる。尚、上述の式は、単一キャリア入力信号の極表現を例示するが、実際の信号は多重キャリア信号であることは理解されよう。
【００４８】
例えば、信号は、ＷＣＤＭＡ、多重キャリアＧＳＭ、ＯＦＤＭに準拠する信号、またはピーク−平均（ＰＡＲ）比率が高い同様のサイン(signature)を有するその他の信号とすることができる。極変換器１２２は、入力信号の極表現を、ディジタル相互相殺部１２４に供給する。あるいは、入力信号は、極形式で、極変換器１２２以外の何らかのデバイスを介して、直接ディジタル相互相殺部１２４に供給することもできる。ディジタル相互相殺部１２４は、位相変調（ＰＭ）経路に沿って第１ディジタル出力信号を発生し、振幅変調（ＡＭ）経路に沿って第２ディジタル出力信号を発生する。第１ディジタル出力は、複合信号の一定包絡線位相変調成分であり、一方第２ディジタル出力は複合信号の振幅変調成分である。
【００４９】
ディジタル相互相殺部１２４は、信号を第１および第２ディジタル出力に対して追加または除去して、増幅システム１２０の性能を高めることができる。例えば、ディジタル相互相殺部１２４は、例えば、クリッピングおよび／または逆ピーク信号(anti-peak signal)を信号に追加することによって、複合入力信号に付随するピークおよび／または複合信号の振幅変調成分を除去することができる。加えて、ディジタル相互相殺成分１２４は、複合入力信号および／または複合入力信号の位相および振幅変調成分の予歪を実行することもできる。あるいは、予歪は、ピーク除去またはその他の歪み緩和技法に先だって実行することもできる。
【００５０】
また、ディジタル相互相殺部１２４は、第３ディジタル出力信号も発生する。これは、第１ディジタル出力信号および第２ディジタル出力信号のあらゆる修正の前における所望の出力に関与するディジタル基準信号（ＲＥＦ）である。尚、純正基準信号は、所望の出力信号の一表現、または所望の出力信号の反転表現とすることができることは理解されよう。
【００５１】
第１ディジタル出力信号は、遅延部１２６を介して、デルタ・シグマ変調器１２８に伝達される。遅延部１２６は、最終出力信号の相互相殺を容易にすることに加えて、位相変調成分および振幅変調成分の同期も容易にする。デルタ・シグマ変調器１２８は、ＤＡＣ１３０（例えば、１ビットＤＡＣ、多ビットＤＡＣ）およびバンド・パス・フィルタ１３２に結合されている。デルタ・シグマ変調器１２８、ＤＡＣ１３０、およびバンド・パス・フィルタ１３２は、協働して、無線送信周波数に直接ディジタル‐アナログ変換を行う。次に、バンド・パス・フィルタ１３２の出力はドライバ１３４に供給され、ドライバ１３４は追加の利得をこのアナログ出力信号に加える。次に、ドライバ１３４の出力は、電力増幅器１３６の入力端子に供給され、増幅される。電力増幅器１３６は、線形増幅器（例えば、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級）とすることができ、あるいは他の部類の入力信号では、所望の性能、許容可能な効率および許容可能なＯＯＢエミッションに基づいて、非線形型増幅器（例えば、Ｃ級、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級）とすることができる。
【００５２】
第２ディジタル出力は、デルタ・シグマ変調器１４４に伝達される。デルタ・シグマ変調器１４４は、ＤＡＣ１４６（例えば、１ビットＤＡＣ、多ビットＤＡＣ）およびバンド・パス・フィルタ１４８に結合されている。デルタ・シグマ変調器１４４、ＤＡＣ１４６、およびバンド・パス・フィルタ１４８は、協働して、ディジタル‐アナログ変換を行う。次に、バンド・パス・フィルタ１４８の出力は、変調増幅器１５０（例えば、Ｓ級、Ｇ級）に供給される。変調増幅器１５０の出力は、電力増幅器１５０の電源端子に結合され、所望の振幅電源変調(amplitude supply modulation)を行う。
【００５３】
ディジタル相互相殺部１２４は、ＤＣＣ経路に沿って、第３ディジタル信号をディジタル位相反転器１５６に供給する。第３ディジタル信号は、あらゆる修正またはＡＭおよびＰＭ成分への分割の前における所望の増幅出力信号に対応する入力信号の基準形態（ＲＥＦ）である。あるいは、ディジタル反転器１５６を取り除き、純正基準信号を反転させたものを、ディジタル相互相殺部１２４によって供給することもできる。反転純正基準信号は、デルタ・シグマ変調器１５８に伝達される。デルタ・シグマ変調器１５８は、ＤＡＣ１６０（例えば、１ビットＤＡＣ、多ビットＤＡＣ）およびバンド・パス・フィルタ１６２に結合されている。デルタ・シグマ変調器１５８、ＤＡＣ１６０、およびバンド・パス・フィルタ１６２は、協働して、基準信号（ＲＥＦ）を反転させたものの無線送信周波数への直接的ディジタル‐アナログ変換を行う。
【００５４】
電力増幅器の出力の小部分を、減衰器１５４によって分割し、加算器またはカプラ１６４によって、反転純正基準信号と加算する。加算器１６４の出力は、信号歪みおよびＯＯＢエミッションである。加算器１６４の出力を誤差増幅器１６６によって増幅し、誤差信号（ε）を生成する。この誤差信号の位相を反転器１６８によって反転し、反転誤差信号を生成する。反転誤差信号は、電力増幅器１５０の出力を遅延部１３８によって遅延させたものと、加算器またはカプラ１４０によって再結合され、ＯＯＢエミッションを除去し、歪みレベルを低下させる。次に、加算器１４０の出力をオプションのバンド・パス・フィルタ１４２に供給し、バンド・パス・フィルタ１４２は、所望の送信帯域の外側に残留しているあらゆる不要な信号を排除する。
【００５５】
本発明の一態様によるディジタル相互相殺技法は、増幅器の歪み、ＡＭおよびＰＭ経路の不完全な同期の結果生ずるエミッション、いずれの経路における有限帯域幅効果に対する補正を行うことができ、増幅器の小型化を可能にするために行われる、所要信号の意図したクリッピングによって起こるスペクトル・スプラッタを補正することができる（例えば、ＡＭおよびＰＭ経路内の増幅器は、ピーク信号に応じて大きさが決められる）。加えて、ディジタル基準信号を用いて、出力において所望の補正を決定し、信号のあらゆる修正は、最終出力段において補正することができ、増幅過程中には追加の補正情報を必要としない。
【００５６】
オプションとして、フィードバック（ＦＢ）経路を通過するフィードバック・ループを設ければ、結合信号のバンドパス・フィルタ１４２の出力をサンプリングし、ダウン・コンバートし（必要であれば）、そしてディジタル化し（例えば、広帯域ＡＤＣ１１２を用いて）、出力送信帯域全体を検査することができる。このオプションのフィードバック・ループは、図１乃至図４に示した増幅システムにおいて用いることができる。本発明のディジタル相互相殺技法は、包絡線追跡増幅器(envelop tracking amplifier)、ドハティ増幅器またはＬＩＮＣ増幅器のような、他の種類の増幅器でも用いることができる。
【００５７】
本発明の増幅システムは、多数の用途に用いることができる。増幅システムは、基地局（例えば、衛星、セルラ）、子機、およびその他の移動通信デバイスのワイヤレス送信機に応用するために用いることができる。図６は、本発明の一態様による増幅システム２１１を採用した送信機２１０を有する基地局２０２を備えた通信システム２００を示す。基地局２０２は、中央演算装置（ＣＰＵ）を用いて基地局２０２を動作させ、入力信号を増幅システム２１１に供給する。例えば、ＣＰＵ２０６は、送信する種類の信号（例えば、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ、ＯＦＤＭ）を発生することができる。基地局２０２は、ＭＣＵ２３６および２３８から成る１群の移動通信ユニット（ＭＣＵ）に通信する。ＭＣＵ２３６および２３８は、例示の目的のためのものであり、ＭＣＵ群は、出力信号におけるキャリアの数に基づいて、これよりも多い数のＭＣＵを含む可能性もあり得ることは認められよう。
【００５８】
また、基地局２０２は、冷却デバイス２０４、および電力デバイス２０８も含む。電力デバイス２０８は、ＡＣ−ＤＣ変換器、および基地局２０２を停電から保護するバッテリ・バックアップ・デバイスを含むことができる。本発明の増幅システム２１１は、従来の増幅システムよりもはるかに効率的に動作するので、電力デバイス２０８および冷却デバイス２０４は、従来のデバイスと比較すると、大幅な小型化および低コスト化が可能である。基地局２０２は単一の送信機２１０を有するように図示されているが、基地局２０２は複数の送信機を有し、同様の通信信号規格または異なる通信信号規格によって、それぞれ異なるＭＣＵ群と通信することができる。加えて、ＭＣＵ２３６および２３８は、送信機２１０について記載したのと同様の線形モードおよび極モードで動作する増幅システムを有する送信機を含むこともできる。
【００５９】
増幅システム２１１はディジタル相互相殺部２１２を含み、ディジタル相互相殺部２１２は、ＣＰＵ２０６から入力信号を受け、第１ＤＡＣ２１４に対して修正入力信号を発生し、ディジタル位相反転器２２２を介して、純正基準信号を第２ＤＡＣ２２４に発生する。修正入力信号は、ディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換され、電力増幅器２１６に供給され、反転純正基準信号は、ディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換される。減衰器２３２によって電力増幅器の出力の小部分を分割し、加算器またはカプラ２２６によって、反転純正基準信号と加算する。加算器２２６の出力を誤差または相殺増幅器２２８によって増幅し、誤差信号（ε）を生成する。
【００６０】
アナログ位相反転器２３０によって誤差信号を反転し、反転誤差信号を得る。電力増幅器２１６の出力を遅延部２１８によって遅延させ、これと反転誤差信号とを再結合する。反転誤差信号と電力増幅器２１６の出力を遅延させたものとを、加算器２２０によって結合し、ＯＯＢエミッションを除去し、サブバンド信号に伴う歪みレベルを低下させる。次に、加算器２２０の出力を任意のバンド・パス・フィルタ２２０に供給し、所望の送信帯域外に残留するあらゆる不要な信号を排除する。次に、バンド・パス・フィルタの出力は、通信リンクを通り、アンテナ２３４によって送信する。
【００６１】
これまでに説明した以上の構造および機能的特徴に関して、本発明の種々の態様による方法論は、図７および図８を参照することによって、一層良く認識されるであろう。説明を簡単にする目的のために、図７および図８の方法論は、逐次実行するように示しそして説明するが、本発明は、例示した順序に限定されるのではなく、本発明によれば、一部の態様では、異なる順序で行うことや、ここに示し説明するものとは別の態様と同時に行うことも可能であることは言うまでもなく理解されよう。更に、本発明の一態様による方法を実施するには、必ずしも図示した全ての特徴が必要という訳でもない。
【００６２】
図７は、本発明の一態様によるディジタル相互相殺技法を採用した増幅システムを動作させる方法論を示す。ディジタル相互相殺技法は、ディジタル基準を別個のＤＡＣに供給し、所要信号の「純正な」形態を発生する。所要信号の純正な形態を反転し、電力増幅器からの実際の出力信号を減衰させた形態と結合し、出力信号の不要部分を判定する。次に、入力信号の不要部分を反転し、増幅し、電力増幅器の出力を遅延させた形態と結合して、出力信号から不要部分を相殺する。
【００６３】
方法論は、３００にて開始し、例えば、ピーク信号をクリッピングし、信号（例えば、逆ピーク信号）を入力信号に追加し、入力信号に対する予歪または事後歪あるいはその他のピーク−平均低下技法を入力信号に対して行うことによって、入力信号を修正する。ほぼ同じ時間期間において、入力信号のあらゆる修正の前に、所望の対象出力信号に対応する純正基準信号を発生する。３１０において、修正入力信号および基準信号の反転形態を、それぞれのＤＡＣによって、ディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換する。次に、３２０において、例えば、電力増幅器によって修正入力信号を増幅する。次いで、この方法論は３３０に進む。
【００６４】
３３０において、増幅した修正入力信号のサンプルを、純正基準信号を反転させた形態に追加して、誤差信号を発生する。この誤差信号は、ＯＯＢエミッションおよび信号歪みに対応する。次に、３４０において誤差信号を増幅し反転する。３５０において、反転増幅誤差信号を、増幅修正入力信号を遅延させた形態と加算または混合し、ＯＯＢエミッションや信号歪みを実質的に排除した増幅出力信号を発生する。
【００６５】
図８は、本発明の一態様によるディジタル相互相殺技法を採用した増幅システムを動作させる別の方法論を示す。この方法論は、４００にて開始し、ここで入力信号を修正し、別個のそれぞれの経路に沿って複数のサブバンド基準信号を発生する。この入力信号は、ピーク信号をクリッピングし、信号（例えば、逆ピーク信号）を入力信号に加算し、入力信号に対する予歪または事後歪み、あるいは入力信号に対するその他のピーク−平均低下技法を実行することによって修正する。ほぼ同じ時間期間に、所望の対象サブバンド出力信号に対応して、各サブバンドに関連する純正基準信号を発生する。４１０において、修正サブバンド信号および関連する基準信号を反転させた形態を、それぞれのＤＡＣによって、ディジタル・ドメインからアナログ・ドメインに変換する。次に、４２０において、例えば、電力増幅器によって修正入力信号を増幅する。次に、この方法論は４３０に進む。
【００６６】
４３０において、増幅修正信号のサンプルをチャネル化して、複数のサブバンド出力信号を得る。４４０において、修正サブバンド信号のサンプル、および関連するサブバンド基準信号を反転させたものを、各サブバンド信号において加算し、サブバンド誤差信号を発生する。サブバンド誤差信号は、関連するサブバンドのＯＯＢエミッションおよび信号歪みに対応する。次に、４５０において、サブバンド誤差信号を増幅し、反転し、結合する。４６０において、反転増幅および結合した誤差信号を、関連する増幅修正出力信号を遅延させたものと加算または混合し、ＯＯＢエミッションおよび信号歪みを実質的に排除した、増幅出力信号を発生する。
【００６７】
以上説明したことの中には、本発明の実施態様例が含まれる。勿論、本発明を説明する目的のために着想し得るあらゆる構成要素または方法論の組み合わせについて記載することは不可能であるが、本発明には多くの更に別の組み合わせや置換が可能であることを、当業者は理解するであろう。したがって、本発明は、特許請求の範囲の主旨および範囲に含まれる変形、修正、および変容を全て包含するものである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】図１は、本発明の一態様による増幅システムの概略ブロック図を示す。
【図２】図２は、本発明の別の態様による増幅システムの概略ブロック図を示す。
【図３】図３は、本発明の更に別の態様による増幅システムの概略ブロック図を示す。
【図４】図４は、本発明の一態様による、サブバンド基準信号を用いた増幅システムの概略ブロック図を示す。
【図５】図５は、本発明の一態様にしたがって、ディジタル相互相殺技法を用いた極増幅システムの概略ブロック図を示す。
【図６】図６は、本発明の一態様による通信システムのブロック図を示す。
【図７】図７は、本発明の一態様にしたがって、ディジタル相互相殺技法を用いた増幅システムの動作方法論を示す。
【図８】図８は、本発明の一態様にしたがってディジタル相互相殺技法を用いた増幅システムの動作方法論を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【外国語明細書】
2005045767000001.pdf