(57)【要約】【課題】高精度に検出温度のキャリブレーションを行うことができる温度センサ回路とその校正方法を提供する。【解決手段】  温度センサ回路は、温度に対して変化する特性を有する第１のモニタ電圧を生成する第１のモニタ電圧発生回路(100)と、温度に対して第１のモニタ電圧と異なる変化量で変化する特性を有する第２のモニタ電圧を生成する第２のモニタ電圧発生回路(200)と、第１のモニタ電圧と第２のモニタ電圧とを入力し両電圧の比較結果を出力する差動アンプ回路(op3)とを有する。そして、温度センサ回路の差動アンプ回路は、前記比較結果を出力する第１の接続状態と、前記第１または第２のモニタ電圧に前記差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算したオフセット付きモニタ電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能であることを特徴とする。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度に対して変化する特性を有する第１のモニタ電圧を生成する第１のモニタ電圧発生回路と、
前記温度に対して前記第１のモニタ電圧とは異なる変化量で変化する特性を有する第２のモニタ電圧を生成する第２のモニタ電圧発生回路と、
前記第１のモニタ電圧と第２のモニタ電圧とを入力し、当該両電圧の比較結果を出力する差動アンプ回路とを有する温度センサ回路であって、
前記差動アンプ回路は、前記比較結果を出力する第１の接続状態と、前記第１または第２のモニタ電圧に前記差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算した電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能であることを特徴とする温度センサ回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記第２の接続状態は、前記差動アンプ回路の一方の入力端子へのモニタ電圧の入力が禁止され、前記差動アンプ回路の出力から当該一方の入力端子に負帰還回路が設けられる状態であることを特徴とする温度センサ回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記負帰還回路は、前記差動アンプ回路の出力がゲートに接続される出力トランジスタと、当該出力トランジスタのドレインを前記差動アンプ回路の一方の入力端子に接続する帰還配線とを有することを特徴とする温度センサ回路。
【請求項４】
請求項１において、
前記第２の接続状態は、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を加算した第１のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を減算した第２のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の他方の電圧に前記オフセット電圧を加算または減算した第３のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態とを含むことを特徴とする温度センサ回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記第２の接続状態は、前記差動アンプ回路の一方の入力端子へのモニタ電圧の入力が禁止され、前記差動アンプ回路の出力から当該一方の入力端子に、出力トランジスタと帰還配線とを含む負帰還回路が設けられる状態であることを特徴とする温度センサ回路。
【請求項６】
請求項５において、
更に、前記第１及び第２のモニタ電圧をそれぞれ前記差動アンプ回路の非反転入力端子または反転入力端子に接続する第１及び第２のスイッチと、前記差動アンプ回路の出力端子を前記比較結果出力端子または出力トランジスタに接続する第５のスイッチと、前記出力トランジスタの
ドレインを前記差動アンプ回路の非反転入力端子または反転入力端子に接続する第６のスイッチとを有することを特徴とする温度センサ回路。
【請求項７】
温度に対して変化する特性を有する第１のモニタ電圧を生成する第１のモニタ電圧発生回路と、前記温度に対して前記第１のモニタ電圧とは異なる変化量で変化する特性を有する第２のモニタ電圧を生成する第２のモニタ電圧発生回路と、前記第１のモニタ電圧と第２のモニタ電圧とを入力し、当該両電圧の比較結果を出力する差動アンプ回路とを有する温度センサ回路であって、
前記差動アンプ回路は、前記比較結果を出力する第１の接続状態と、前記第１または第２のモニタ電圧に前記差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算したオフセット付きモニタ電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能である温度センサ回路の校正方法において、
前記第２の接続状態にし、第１の温度状態で、前記第１または第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算または減算した第１の温度状態オフセット付きモニタ電圧を検出する工程と、前記第１の温度状態とは異なる第２の温度状態で、前記第１または第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算または減算した第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧を検出する工程と、前記第１及び第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧に基づき求められる検出温度が所望の検出温度になるような、前記第１または第２のモニタ電圧を生成するように、第１または第２モニタ電圧発生回路の回路要素をトリミングする工程とを有することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【請求項８】
請求項７において、
更に、前記第１及び第２の温度状態それぞれにおいて、前記第１または第２のモニタ電圧発生回路の回路要素について複数のトリミング値に対応して、前記第１または第２のモニタ電圧の一方のモニタ電圧、または前記第１もしくは第２のモニタ電圧の他方のモニタ電圧についての前記温度状態オフセット付きモニタ電圧を、検出する工程を有することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【請求項９】
請求項７において、
前記第２の接続状態は、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を加算した第１のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を減算した第２のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の他方の電圧に前記オフセット電圧を加算または減算した第３のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態とを含み、
前記第１及び第２の温度状態それぞれにおいて、前記第１、第２、第３のオフセット付きモニタ電圧を、前記第１及び第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧として検出することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体チップに搭載されて所定の温度を測定する温度センサ回路及びそれの校正方法に関し、特に、高精度の校正を容易にした温度センサ回路及びそれの校正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体回路による温度センサ回路が広く利用されている。例えば、ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ（ＤＲＡＭ）の場合、内部のメモリセルのデータを定期的にリフレッシュする必要があるが、そのリフレッシュのサイクルは、半導体チップの温度に応じて変更することが必要になる。つまり、温度が低い場合はメモリセルのデータの変化が遅くリフレッシュサイクルを長くすることができるが、温度が高くなると、メモリセルのデータの変化が速くなりリフレッシュサイクルを短くする必要がある。そこで、ＤＲＡＭに温度センサ回路を搭載し、その温度センサ回路のセンサ出力に応じて、リフレッシュサイクルを変化させることが行われる。
【０００３】
かかる温度センサ回路は、温度依存性の異なる電圧を生成し、それら電圧を差動アンプ回路により比較して検出出力とすることが行われる。そして、温度に依存する電圧を生成する回路として、バンドギャップレファレンス回路が利用される。例えば、特許文献１に示される通りである。
【０００４】
また、温度センサ回路の差動アンプ回路は、オフセットが発生するのが一般的であり、このようなオフセットを補正することが種々提案されている。例えば、特許文献２に示される通りである。
【特許文献１】特開２００２−１４９２５２号公報（２００２年５月２４日公開）
【特許文献２】特開２０００−１６５２４１号公報（２０００年６月１６日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、半導体チップに形成される温度センサ回路は、プロセス変動の影響を受けてばらつき、その結果検出される温度が変動するという課題を有している。かかる検出温度の変更を抑制するために、温度センサ回路の回路素子、例えば抵抗等、を微調整またはトリミングして所望の温度が検出されるように校正（キャリブレーション）することが行われる。そして、このキャリブレーション工程は、半導体集積回路のテスターを利用して行わなければならないが、精度の高いキャリブレーションを行おうとするとこのキャリブレーション工数が負担になって、半導体集積回路のコストアップを招く。また、低コストでキャリブレーションを行おうとすると、温度センサ回路の差動アンプ回路のオフセットにより正しい検出温度に校正することが困難になる。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、少ない工数で高精度に検出温度を校正することができる温度センサ回路及びその校正方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を解決するために、本発明の第１の側面によれば、温度センサ回路は、温度に対して変化する特性を有する第１のモニタ電圧を生成する第１のモニタ電圧発生回路と、温度に対して前記第１のモニタ電圧とは異なる変化量で変化する特性を有する第２のモニタ電圧を生成する第２のモニタ電圧発生回路と、第１のモニタ電圧と第２のモニタ電圧とを入力し両電圧の比較結果を出力する差動アンプ回路とを有する。そして、温度センサ回路の差動アンプ回路は、前記比較結果を出力する第１の接続状態と、前記第１または第２のモニタ電圧に前記差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算したオフセット付きモニタ電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能であることを特徴とする。
【０００８】
上記の第１の側面において、好ましい実施例では、前記第２の接続状態は、前記差動アンプ回路の一方の入力端子へのモニタ電圧の入力が禁止され、前記差動アンプ回路の出力から当該一方の入力端子に負帰還回路が設けられる状態である。そして、この負帰還回路は、例えば、差動アンプ回路の出力をゲートに接続する出力トランジスタと、当該出力トランジスタのドレインを前記差動アンプ回路の一方の入力端子に接続する帰還配線とを有する。
【０００９】
上記の目的を達成するために、本発明の第２の側面によれば、上記の温度センサ回路において、第２の接続状態にし、第１の温度状態で、前記第１または第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算または減算した第１の温度状態オフセット付きモニタ電圧を検出する工程と、第２の温度状態で、前記第１または第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算または減算した第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧を検出する工程と、前記第１及び第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧に基づき求められる検出温度が所望の検出温度になるような、前記第１または第２のモニタ電圧を生成するように、第１または第２モニタ電圧発生回路の回路要素をトリミングする工程とを有する。
【発明の効果】
【００１０】
上記の本発明の側面によれば、少ないキャリブレーション工数で、高精度に検出温度を校正することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。
【００１２】
図１は、本実施の形態における温度センサ回路を示す図である。この温度センサ回路は、温度に対して正の増加特性を有する第１のモニタ電圧Ｖ１を生成する第１のモニタ電圧発生回路１００と、温度に対して負の増加特性を有する第２のモニタ電圧Ｖ２を生成する第２のモニタ電圧発生回路２００と、第１のモニタ電圧Ｖ１と第２のモニタ電圧Ｖ２とを入力し両電圧の差を比較結果temphzとして出力する差動アンプ回路ｏｐ３とを有する。そして、温度センサ回路の差動アンプ回路ｏｐ３は、比較結果を出力する第１の接続状態と、第１または第２のモニタ電圧に差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算した電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能である。この切り替えられる接続状態については、後述する。
【００１３】
第１のモニタ電圧発生回路１００において、第１の差動アンプ回路ｏｐ１は、入力Ｖａ，Ｖｂを比較し、その差動出力ＯＵＴ１がＰチャネルトランジスタｍ１，ｍ２のゲートに接続され、それらトランジスタのドレイン端子がそれぞれ入力Ｖａ，Ｖｂに負帰還される。このＰチャネルトランジスタｍ１，ｍ２と入力Ｖａ，Ｖｂへの帰還回路からなる負帰還回路により、差動アンプ回路ｏｐ１は、Ｖａ＝Ｖｂになるように動作する。一方で、入力Ｖａは、ダイオードＤ１を介してグランド電位ＶＳＳに接続されているので、入力Ｖａの電位は、ダイオードＤ１のフォワード電圧Ｖｆ１になる。このフォワード電圧Ｖｆ１は、温度に対応して負の増加特性を有する。また、入力Ｖｂは、抵抗Ｒ１とダイオードＤ２を介してグランド電位ＶＳＳに接続されているので、入力Ｖｂの電位は、ダイオードＤ２のフォワード電圧Ｖｆ２と抵抗Ｒ１の電圧ｄＶ（＝Ｒ１×Ｉ２）との和になる。そこで、Ｖａ＝Ｖｂであるので、抵抗Ｒ１の電圧ｄＶは、ｄＶ＝（ｋＴ／ｑ）×InＮとなる。ここで、ｋはボルツマン定数、ｑは電気素量、Ｔは絶対温度、ＮはダイオードＤ２とＤ１の接合面積比である。つまり、抵抗Ｒ１の電圧は、温度Ｔに対して正の比例関係、つまり正の増加特性を有し、電流Ｉ２も同じ特性を有する。
【００１４】
そして、第１の差動アンプ回路ｏｐ１の出力ＯＵＴ１がＰチャネルトランジスタｍ３のゲートに接続されているので、トランジスタｍ２，ｍ３でカレントミラー回路を構成し、トランジスタｍ３に流れる電流Ｉ３は、トランジスタｍ２に流れる電流Ｉ２と同じ傾向を有する。その結果、第１のモニタ電圧Ｖ１＝Ｉ３×Ｒ３は、温度Ｔに対して正の比例関係、つまり正の増加特性を有することになる。
【００１５】
一方、第２のモニタ電圧発生回路２００において、第２の差動アンプ回路ｏｐ２は、入力Ｖａ、Ｖ３の電圧を比較し、その差動出力ＯＵＴ２がＰチャネルトランジスタｍ５のゲートに接続され、トランジスタｍ５のドレインが入力Ｖ３に帰還されている。この負帰還回路により、第２の差動アンプ回路ｏｐ２は、Ｖａ＝Ｖ３になるように動作する。一方、入力Ｖ３は、抵抗Ｒ２を介してグランドＶＳＳに接続されているので、その電圧は、Ｖ３＝Ｉ５×Ｒ２となる。そして、電圧Ｖａ＝Ｖｆ１であるので、電圧Ｖ３は、温度Ｔに対して負の比例関係、つまり負の増加特性を有し、したがって、電流Ｉ５も同様の負の比例関係つまり負の増加特性を有する。更に、トランジスタＭ５とトランジスタｍ４がカレントミラー回路を構成しているので、電流Ｉ５とＩ４とはトランジスタｍ５，ｍ４のサイズに比例した大きさであり、同じ特性を有するので、第２のモニタ電圧Ｖ２も電圧Ｖ３と同じ特性を有することになる。つまり、第２のモニタ電圧Ｖ２は温度Ｔに対して負の比例関係、つまり負の増加特性を有する。
【００１６】
図２は、温度センサ回路の特性図である。図２（Ａ）は、温度に対する第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２の特性を示すグラフ図であり、図２（Ｂ）は、温度に対する差動アンプ回路ｏｐ３の出力temphzの特性を示すグラフ図である。第１のモニタ電圧Ｖ１は、温度Ｔに対して正の比例特性を有し、第２のモニタ電圧Ｖ２は、温度Ｔに対して負の比例特性を有するので、ある検出温度Ｔｄにて、それらの電圧は交差する。それに対応して、差動アンプ回路ｏｐ３の出力temphzは、検出温度Ｔｄの前後でＬレベルとＨレベルに反転する。したがって、差動アンプ回路ｏｐ３の出力temphzは、検出温度Ｔｄより高いか（Ｈレベル）、低いか（Ｌレベル）を示す信号になる。かかる出力temphzを利用すれば、ＤＲＡＭのリフレッシュサイクルを適切な長さに制御することができる。
【００１７】
第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１、Ｖ２は、必ずしも温度Ｔに対して正、負の増加特性を有する必要はなく、図２（Ａ）のように互いに交差する特性の関係を持つように、温度Ｔに対して異なる変化量を有すればよい。かかる特性の関係を有すれば、同様の温度センサ回路の機能を実現することができる。
【００１８】
上記のとおり、図１に示した温度センサ回路は、所望の検出温度Ｔｄより高いか、低いかを検出することができるが、第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２は、製造プロセスの変動の影響を受けてばらつき、その結果、検出温度Ｔｄもばらつくことになる。図２（Ａ）において、第１のモニタ電圧Ｖ１が上昇すれば、検出温度Ｔｄも上昇し、Ｖ１が低下すれば検出温度Ｔｄも低下する。第２のモニタ電圧Ｖ２についても同様である。したがって、かかる製造プロセスの変動の影響をなくすために、温度センサ回路は、検出温度を微調整（トリミング）することが必要になる。具体的には、図１の回路の抵抗Ｒ３，Ｒ４を、フューズ素子やテスト信号により可変設定可能にする。
【００１９】
上記のようなトリミングによるキャリブレーション方法には、種々の方法が考えられる。例えば、抵抗Ｒ３またはＲ４を変更しながら、各抵抗Ｒ３またはＲ４にて、温度Ｔを走査して出力temphzが変化する温度をチェックし、抵抗Ｒ３またはＲ４のトリミング・ポイント毎に出力temphzが変化する温度を観測する。そして、所望の温度Ｔｄで出力temphzが変化する抵抗Ｒ３またはＲ４のトリミング・ポイントを、その抵抗Ｒ３またはＲ４の値に設定する。但し、この方法は、工数が多すぎてコスト高となり現実的な方法とはいえない。
【００２０】
図３は、本実施の形態における２温度電圧測定によるトリミング方法を示す図である。この方法では、所望の検出温度Ｔｄの両側のあらかじめ決められた温度Ｔｍ１，Ｔｍ２における第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２を測定し、測定した第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２から、演算により検出温度を求める。上記の手順を、抵抗Ｒ３またはＲ４のトリミング・ポイント毎に行って、それぞれの検出温度Ｔｘ０，Ｔｘ１，Ｔｘ２を求める。そして、所望の検出温度Ｔｄに最も近い検出温度Ｔｘ０，Ｔｘ１，Ｔｘ２に対応するトリミング・ポイントに、抵抗Ｒ３またはＲ４を設定する。
【００２１】
図３の例では、抵抗Ｒ４は一定にし、抵抗Ｒ３のトリミング・ポイントを決定している。つまり、温度Ｔｍ１において、第２のモニタ電圧Ｖ２を測定し、抵抗Ｒ３の複数のトリミング・ポイントｔｐ０〜ｔｐ２に対応する第１のモニタ電圧Ｖ１を測定する。同様に、温度Ｔｍ２において、第２のモニタ電圧Ｖ２を測定し、抵抗Ｒ３の複数のトリミング・ポイントｔｐ０〜ｔｐ２に対応する第１のモニタ電圧Ｖ１を測定する。そして、上記測定電圧（図中丸印の電圧）から、両モニタ電圧Ｖ１，Ｖ２が交差する検出温度Ｔｘ０〜Ｔｘ２を演算により求める。その演算式は、例えば図３に記載されるとおりである。両モニタ電圧が正または負の比例関係を有するので、上記４つの測定点から直線補間により交差点の検出温度Ｔｘ０〜Ｔｘ２を求めることができる。そして、所望の検出温度Ｔｄに最も近い検出温度Ｔｘ１に対応するトリミング・ポイントｔｐ１に、抵抗Ｒ３が設定される。
【００２２】
上記とは逆に、抵抗Ｒ３を固定して、抵抗Ｒ４のトリミング・ポイントを決定するようにしても良い。その場合は、第２のモニタ電圧Ｖ２を複数のトリミング・ポイントに対して検出する必要がある。或いは、抵抗Ｒ３とＲ４の両方に対して複数のトリミング・ポイントを決定するようにしても良い。
【００２３】
上記のトリミング方法では、第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２を直接測定して抵抗Ｒ３またはＲ４の最適なトリミング・ポイントを決定する。しかし、この方法では、差動アンプ回路ｏｐ３に存在するオフセット電圧を考慮していないので、オフセット電圧が大きくなると、それに応じてトリミングされた抵抗Ｒ３，Ｒ４であっても、所望の検出温度Ｔｄを高精度に検出することができないという課題が生じる。差動アンプ回路ｏｐ３のトランジスタ特性などのばらつきに起因して、差動アンプ回路がバランスする状態が、必ずしも入力Ｖ１＝Ｖ２の状態ではなく、オフセット電圧ＶosずれたＶ１＝Ｖ２＋Ｖosの状態になる。したがって、入力電圧Ｖ１，Ｖ２によりトリミング・ポイントを決定したのでは、オフセット電圧Ｖosが考慮されていないので、そのオフセット電圧だけ検出温度にずれが生じるのである。
【００２４】
図４は、オフセット電圧の問題を説明する図である。図中、丸印が上記のトリミング方法により測定される電圧であり、三角印がそれら測定電圧から計算される検出温度Ｔｘである。それに対して、前述したとおり、差動アンプ回路にオフセット電圧Ｖosが存在し、例えばＶ１＝Ｖ２＋Ｖosで差動アンプ回路がバランスするとすると、四角印が実際に検出される検出温度Tsとなる。つまり、計算された検出温度Ｔｘと実際の検出温度Ｔｓとの間には、ずれが存在することになる。
【００２５】
そこで、本実施の形態では、差動アンプ回路ｏｐ３は、第１及び第２のモニタ電圧の比較結果を出力する第１の接続状態（通常状態）と、第１または第２のモニタ電圧に差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算したオフセット付きモニタ電圧を出力する第２の接続状態（トリミング状態）とに、切り替え可能な構成を有する。
【００２６】
図５は、本実施の形態における差動アンプ回路の接続状態を示す図である。図５（Ａ）が、通常時の接続状態であり、第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２の差電圧である比較結果を出力する第１の接続状態である。図中、オフセット電圧Ｖosを等価回路として第２のモニタ電圧Ｖ２側に設けている。但し、オフセット電圧Vosを第１のモニタ電圧Ｖ１側に設けても良い。この接続状態では、図４に示したように、差動アンプ回路ｏｐ３は、第１のモニタ電圧Ｖ１と、第２のモニタ電圧にリセット電圧を加えた電圧Ｖ２＋Ｖosとの比較結果を、出力信号temphzとして生成する。
【００２７】
一方、図５（Ｂ）は、トリミング時のモニタ電圧測定時の接続状態であり、第２のモニタ電圧Ｖ２にオフセット電圧Ｖosを加えた電圧を出力する第２の接続状態である。つまり、図５（Ｂ）に示した接続１の状態では、スイッチＳＷ１０をオフにして、差動アンプ回路の非反転入力端子への第１のモニタ電圧Ｖ１の入力を禁止し、差動アンプ回路ｏｐ３の出力をＰチャネルトランジスタｍ１０のゲートに接続し、トランジスタｍ１０のドレインを出力端子Ｖoutとし、それを差動アンプ回路の非反転入力端子に帰還する。このトランジスタｍ１０と帰還配線ＦＤとにより、差動アンプ回路ｏｐ３に負帰還回路が構成される。この構成により、差動アンプ回路ｏｐ３がバランスする状態では、２つの入力ＶoutとＶ２＋Ｖosとが等しくなり、出力端子Ｖoutには、オフセット付きモニタ電圧Ｖc1＝Ｖ２＋Ｖosが出力される。つまり、図５（Ｂ）の接続１の状態にすることで、出力端子Ｖoutから第２のモニタ電圧Ｖ２にオフセット電圧Ｖosが加算された電圧を検出することが可能になる。
【００２８】
なお、図５（Ｂ）の接続状態は、オフセット電圧Ｖosが非反転入力端子側に存在していても、同様にして、第２のモニタ電圧Ｖ２にオフセット電圧を加えた（または減じた）電圧を出力端子Ｖoutから測定することができる。更に、図５（Ｂ）の接続状態で、第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２が逆になると、第１のモニタ電圧Ｖ１にオフセット電圧Ｖosを加えた電圧を出力端子Ｖoutから測定することができる。
【００２９】
そこで、図４に戻り、第２のモニタ電圧Ｖ２の代わりに、オフセット電圧を加えたオフセット付きモニタ電圧Ｖ２＋Ｖosを測定することができれば、それらの測定した電圧値から検出温度Tsを計算で求めることができる。したがって、差動アンプ回路のオフセット電圧の影響を加えた状態で、検出温度Tsを求めることができ、高精度にトリミングを行うことができる。
【００３０】
図６は、本実施の形態における第１、第２の接続状態を切り替え可能にする差動アンプ回路の回路図である。この回路において、トランジスタｍ１１〜ｍ１６により差動アンプ回路ｏｐ３が形成されている。更に、この回路において、制御信号con1zにより切り替えされる２組のＣＭＯＳトランスファーゲートTR1,TR11、TR2,TR12が設けられ、制御信号con1zがＬレベルの時に通常時の接続（第１の接続状態）になり、制御信号con1zがＨレベルの時にトリミング状態、接続１の状態（第２の接続状態）になる。
【００３１】
制御信号con1zがＬレベルの通常接続状態では、トランスファーゲートＴＲ１，ＴＲ２が導通、トラスファーゲートＴＲ１１，ＴＲ１２が共に非導通となり、第１のモニタ電圧Ｖ１が差動アンプ回路ｏｐ３の非反転入力端子Ｖ＋に入力され、ノードＮ１５がトランスファーゲートＴＲ２を介して検出出力temphzに接続される。このとき、インバータINV1の出力はＨレベルであり、トランジスタｍ１７はオフとなる。また、トランジスタｍ１６はオンとなり、トランジスタｍ１０をオフ状態にして、帰還配線ＦＤを無効化する。
【００３２】
制御信号con1zがＨレベルの電圧測定状態では、トランスファーゲートＴＲ１，ＴＲ２が非導通、トラスファーゲートＴＲ１１，ＴＲ１２が共に導通となり、第１のモニタ電圧Ｖ１の入力が禁止され、帰還配線ＦＤがトランスファーゲートＴＲ１１を介して非反転入力端子Ｖ＋に接続される。また、トランジスタｍ１６はオフとなり、ノードＮ１５がトランスファーゲートＴＲ１２を介してトランジスタｍ１０のゲートに接続される。この結果、差動アンプ回路ｏｐ３の出力Ｎ１５が、トランジスタｍ１０と帰還配線ＦＤとにより非反転入力端子Ｖ＋に負帰還される構成になり、出力端子Ｖoutには、オフセット付きモニタ電圧Ｖ２＋Ｖosが出力される。
【００３３】
図７は、パッド出力バッファ回路の回路図である。図６に示した差動アンプ回路における出力端子Ｖoutからオフセット付きモニタ電圧Ｖ２＋Ｖosを測定したり、第１のモニタ電圧Ｖ１を測定したりする場合に、測定装置の入力インピーダンスが低いと、測定装置への入力電流が過大になって測定電圧が低下することがある。かかる点を回避するために、図７に示したパッド出力バッファ回路を利用して、出力端子Ｖoutと第１のモニタ電圧Ｖ１とを測定することが望ましい。
【００３４】
図７において、トランジスタｍ２１〜ｍ２６により差動アンプ回路が構成され、トランジスタｍ２４のドレイン端子が出力Ｐチャネルトランジスタｍ２６に接続され、その出力トランジスタｍ２６のドレインがトランジスタｍ２３のゲートに負帰還されている。このように差動アンプ回路に負帰還回路を設けたオペアンプ構成にすることで、トランジスタｍ２４のゲートに印加される電圧を、出力パッドPadから出力することができる。しかも、出力トランジスタｍ２６のサイズが大きいので、十分な電流駆動能力を有し、入力インピーダンスが低い測定装置であっても、高精度に電圧を測定することができる。
【００３５】
そこで、制御信号sw1zをＨレベルにすると、トランスファーゲートＴＲ２１が導通して、図６の出力端子Ｖoutがトランジスタｍ２４のゲートに接続され、出力パッドPadには出力端子Ｖoutの電圧Ｖ２＋Ｖosが出力される。また、制御信号sw1zをＬレベルにすると、トランスファーゲートＴＲ２２が導通して、第１のモニタ電圧Ｖ１がトランジスタｍ２４のゲートに接続され、出力パッドPadには第１のモニタ電圧Ｖ１が出力される。
【００３６】
図７のパッド出力バッファ回路においても、オフセット電圧は存在するが、測定する２つの電圧のいずれにもそのオフセット電圧が加わるので、キャリブレーションには影響はない。
【００３７】
図８は、本実施の形態における温度センサのキャリブレーション手順のフローチャート図である。キャリブレーションでは、まず温度をＴｍ１にして（Ｓ１０）、接続１の状態で出力端子ＶoutからＶc1＝Ｖ２＋Ｖosを測定し（Ｓ１２）、更に、複数のトリミング・ポイントのＲ３に対する第１のモニタ電圧Ｖ１を測定する（Ｓ１４）。次に、温度をＴｍ２にして（Ｓ１６）、接続１の状態で出力端子ＶoutからＶc1＝Ｖ２＋Ｖosを測定し（Ｓ１８）、更に、複数のトリミング・ポイントのＲ３に対する第１のモニタ電圧Ｖ１を測定する（Ｓ２０）。そして、抵抗Ｒ３の複数のトリミング・ポイントに対する検出温度Ｔｘ＃を演算により求め（Ｓ２２）、所望の検出温度Ｔｄに最も近い検出温度Ｔｘ＃に対応する抵抗Ｒ３のトリミング・ポイントを検出する（Ｓ２４）。この検出温度Ｔｘ＃は、差動アンプ回路ｏｐ３のオフセット電圧Ｖosの影響を加えて求められているので、実際の検出温度に対応する。以上のようにして検出した最適な抵抗Ｒ３になるように、抵抗Ｒ３のトリミング・ポイントを設定する（Ｓ２６）。そして、差動アンプ回路を通常接続に戻す（Ｓ２８）。
【００３８】
図９は、本実施の形態におけるオフセット電圧が含まれたモニタ電圧測定を可能にする差動アンプ回路の接続例を示す図である。図９の例では、図５の通常時の接続例（Ａ）と接続１（Ｂ）に加えて、接続２（Ｃ）と接続３（Ｄ）の接続状態も切り替え可能になっている。前述したとおり、接続１（Ｂ）では、出力端子Ｖoutからは、Ｖc1＝Ｖ２＋Ｖosが検出される。そして、接続２（Ｃ）では、第２のモニタ電圧Ｖ２が差動アンプ回路ｏｐ３の反転入力端子に供給され、第１のモニタ電圧Ｖ１の入力が禁止され、Ｐチャネルトランジスタｍ１０のドレインＶoutが差動アンプ回路ｏｐ３の非反転入力端子にフィードバックされる。かかる接続状態にすると、バランス状態ではＶ２＝Ｖc2＋Ｖosになり、出力端子Ｖoutには、Ｖc2＝Ｖ２−Ｖosが出力される。
【００３９】
更に、接続３（Ｄ）では、第２のモニタ電圧Ｖ２の入力が禁止され、第１のモニタ電圧Ｖ１が差動アンプ回路ｏｐ３の反転入力端子側に供給され、フィードバックＦＤが差動アンプ回路ｏｐ３の非反転入力端子側に接続される。この接続状態にすると、バランス状態ではＶc3＝Ｖ１＋Vosとなり、出力端子ＶoutにはＶ１＋Ｖosが出力される。
【００４０】
上記の接続１，２，３によりそれぞれ出力端子Ｖoutから測定される電圧Vc1,Vc2,Vc3は次の通りである。
Vc1＝V2＋Vos        （１）
Vc2＝V2−Vos        （２）
Vc3＝V1＋Vos        （３）
そこで、式（１）と式（２）とから、オフセット電圧Ｖosを求めて、式（３）からそのオフセット電圧Ｖosを減ずれば、第１のモニタ電圧Ｖ１を求めることができる。
【００４１】
したがって、温度Ｔｍ１、Ｔｍ２それぞれにおいて、接続１，２，３により上記（１）（２）（３）の電圧をそれぞれ測定すれば、第１のモニタ電圧Ｖ１とオフセット電圧付きの第２のモニタ電圧Ｖ２＋Ｖosとを得ることができ、オフセット電圧の影響を加味して検出温度が所望の温度Ｔｄになる抵抗Ｒ３のトリミング・ポイントを検出することができる。
【００４２】
なお、上記の接続３に代えて、接続２（Ｃ）の第１及び第２のモニタ電圧Ｖ１，Ｖ２を逆にした接続４（図示せず）でも良い。その場合は、出力端子Ｖoutには、Vc4＝V1−Vosが出力される。したがって、この接続４でVc4＝V1−Vosを測定し、前述のオフセット電圧Vosを加算すれば、第１のモニタ電圧Ｖ１を求めることができる。
【００４３】
図１０は、図９の４つの接続状態に切り替え可能な差動アンプ回路の回路図である。図１０では、トランジスタｍ１１〜ｍ１５からなる差動アンプ回路ｏｐ３に加えて、図６と同様にトランジスタｍ１０，ｍ１６，ｍ１７と、抵抗Ｒ１１と、帰還配線ＦＤとを有し、それらの間の接続を切り替えるためのスイッチングユニットＳＷ１〜ＳＷ６が設けられている。これらスイッチングユニットは、２つの制御信号ｆ、ｓに応じて、３つの端子ａ，ｂ，ｃ間の接続を変更するものである。そして、スイッチングユニットへの制御信号ｆ、ｓと、トランジスタｍ１６，ｍ１７のゲート信号ｐｇ１，ｐｇ２とが、制御用論理回路１０により制御信号Ｓ１０として生成される。制御用論理回路１０は、入力信号con1z,con2z,con3zに応じて、スイッチングユニット群への制御信号ｆ、ｓと、トランジスタへの制御信号ｐｇ１，ｐｇ２とを生成する。
【００４４】
図１１は、スイッチングユニットの回路図と真理値表とを示す図である。スイッチングユニット回路は、インバータINV10,11と、ＮＡＮＤゲートNAND2,NAND4と、インバータINV12,14と、ＣＭＯＳトランスファーゲートＴＲａ，ＴＲｂとを有する。そして、真理値表に示されるように、入力制御信号ｆ、ｓに応じて、出力端子ｃが高インピーダンス状態HiZになる場合と、出力端子ｃが入力端子ａに接続される場合と、出力端子ｃが入力端子ｂに接続される場合との３つの状態に制御される。
【００４５】
図１２は、図１０の制御用論理回路１０の動作を示す真理値表である。図１２（Ａ）は、入力制御信号con1z,con2z,con3zに応じて、スイッチングユニットSW1〜SW6への制御信号ｆ、ｓと、トランジスタへの制御信号ｐｇ１，ｐｇ２がどのようになるかを示す真理値表であり、図１２（Ｂ）は、その制御信号ｆ、ｓ、ｐｇ１，ｐｇ２に応じて各スイッチングユニットの状態とトランジスタｍ１６，ｍ１７の状態とを示す図表である。この図表に示されるように、入力制御信号con1z,con2z,con3zが「０，０，０」の時は、通常状態（図９（Ａ））、「１，０，０」の時は、接続１の状態（図９（Ｂ））、「０，１，０」の時は、接続２の状態（図９（Ｃ））、「０，０，１」の時は、接続３の状態（図９（Ｄ））にそれぞれ切り替えられる。
【００４６】
図１３は、本実施の形態における温度センサのキャリブレーション手順のフローチャート図である。このフローチャート図は、図９の接続１，２，３の状態を利用してキャリブレーションのための電圧測定を行う例である。したがって、図８のフローチャートと類似するので、同じ手順については同じ引用番号を与えている。
【００４７】
接続１，２，３の状態を利用したキャリブレーションでは、まず温度をＴｍ１にして（Ｓ１０）、接続１の状態で出力端子ＶoutからＶc1＝Ｖ２＋Ｖosを測定し（Ｓ１２）、接続２の状態で出力端子ＶoutからＶc2＝Ｖ２−Ｖosを測定し（Ｓ３０）、さらに、接続３の状態で、複数の抵抗Ｒ３に対して出力端子ＶoutからＶc3＝Ｖ１＋Ｖosを測定する（Ｓ３２）。次に、温度をＴｍ２にして（Ｓ１６）、接続１の状態で出力端子ＶoutからＶc1＝Ｖ２＋Ｖosを測定し（Ｓ１８）、接続２の状態で出力端子ＶoutからＶc2＝Ｖ２−Ｖosを測定し（Ｓ３４）、更に、接続３の状態で、複数のＲ３に対して出力端子ＶoutからＶc3＝Ｖ１＋Ｖosを測定する（Ｓ３６）。その後は、図８と同様に、抵抗Ｒ３の複数のトリミング・ポイントに対する検出温度Ｔｘ＃を演算により求め（Ｓ２２）、所望の検出温度Ｔｄに最も近い検出温度Ｔｘ＃に対応する抵抗Ｒ３のトリミング・ポイントを検出する（Ｓ２４）。この検出温度Ｔｘ＃は、差動アンプ回路ｏｐ３のオフセット電圧Ｖosの影響を加えて求められているので、実際の検出温度に対応する。以上のようにして検出した最適な抵抗Ｒ３になるように、抵抗Ｒ３を設定する（Ｓ２６）。そして、差動アンプ回路を通常接続に戻す（Ｓ２８）。
【００４８】
接続１，２，３の状態に切り替えることにより、第１のモニタ電圧Ｖ１と、第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算したＶ２＋Ｖosとを、Ｐチャネルトランジスタｍ１０のドレインを出力端子Voutとする回路により検出することができる。したがって、測定装置の入力インピーダンスが小さい場合でも、正確に上記２つの電圧を測定することができる。その結果、温度センサ回路に対して、パッド出力バッファを使用せずにキャリブレーションを行うことができる。
【００４９】
以上のとおり、本実施の形態によれば、温度センサ回路の差動アンプ回路を、第１のモニタ電圧Ｖ１と、第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算したオフセット付きモニタ電圧Ｖ２＋Ｖosとを出力可能な状態に、または計算可能な電圧を出力可能な状態に、切り替えることができる。それにより、高精度に検出温度のキャリブレーションを行うことができる。
【００５０】
以上の実施の形態をまとめると、以下の付記のとおりである。
【００５１】
（付記１）温度に対して変化する特性を有する第１のモニタ電圧を生成する第１のモニタ電圧発生回路と、
前記温度に対して前記第１のモニタ電圧と異なる変化量で変化する特性を有する第２のモニタ電圧を生成する第２のモニタ電圧発生回路と、
前記第１のモニタ電圧と第２のモニタ電圧とを入力し、当該両電圧の比較結果を出力する差動アンプ回路とを有する温度センサ回路であって、
前記差動アンプ回路は、前記比較結果を出力する第１の接続状態と、前記第１または第２のモニタ電圧に前記差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算した電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能であることを特徴とする温度センサ回路。
【００５２】
（付記２）付記１において、
前記第２の接続状態は、前記差動アンプ回路の一方の入力端子へのモニタ電圧の入力が禁止され、前記差動アンプ回路の出力から当該一方の入力端子に負帰還回路が設けられる状態であることを特徴とする温度センサ回路。
【００５３】
（付記３）付記２において、
前記負帰還回路は、前記差動アンプ回路の出力がゲートに接続される出力トランジスタと、当該出力トランジスタのドレインを前記差動アンプ回路の一方の入力端子に接続する帰還配線とを有することを特徴とする温度センサ回路。
【００５４】
（付記４）付記１において、
前記オフセット付きモニタ電圧または第１もしくは第２のモニタ電圧を入力し、増幅して出力する出力バッファ回路を更に有することを特徴とする温度センサ回路。
【００５５】
（付記５）付記１において、
前記第２の接続状態は、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を加算した第１のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を減算した第２のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の他方の電圧に前記オフセット電圧を加算または減算した第３のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態とを含むことを特徴とする温度センサ回路。
【００５６】
（付記６）付記５において、
前記第２の接続状態は、前記差動アンプ回路の一方の入力端子へのモニタ電圧の入力が禁止され、前記差動アンプ回路の出力から当該一方の入力端子に、出力トランジスタと帰還配線とを含む負帰還回路が設けられる状態であることを特徴とする温度センサ回路。
【００５７】
（付記７）付記６において、
更に、前記第１及び第２のモニタ電圧をそれぞれ前記差動アンプ回路の非反転入力端子または反転入力端子に接続する第１及び第２のスイッチと、前記差動アンプ回路の出力端子を前記比較結果出力端子または出力トランジスタに接続する第５のスイッチと、前記出力トランジスタのドレインを前記差動アンプ回路の非反転入力端子または反転入力端子に接続する第６のスイッチとを有することを特徴とする温度センサ回路。
【００５８】
（付記８）温度に対して変化する特性を有する第１のモニタ電圧を生成する第１のモニタ電圧発生回路と、前記温度に対して前記第１のモニタ電圧と異なる変化量で変化する特性を有する第２のモニタ電圧を生成する第２のモニタ電圧発生回路と、前記第１のモニタ電圧と第２のモニタ電圧とを入力し、当該両電圧の比較結果を出力する差動アンプ回路とを有する温度センサ回路であって、
前記差動アンプ回路は、前記比較結果を出力する第１の接続状態と、前記第１または第２のモニタ電圧に前記差動アンプ回路のオフセット電圧を加算または減算したオフセット付きモニタ電圧を出力する第２の接続状態とに、切り替え可能である温度センサ回路の校正方法において、
前記第２の接続状態にし、第１の温度状態で、前記第１または第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算または減算した第１の温度状態オフセット付きモニタ電圧を検出する工程と、前記第１の温度状態とは異なる第２の温度状態で、前記第１または第２のモニタ電圧にオフセット電圧を加算または減算した第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧を検出する工程と、前記第１及び第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧に基づき求められる検出温度が所望の検出温度になるような、前記第１または第２のモニタ電圧を生成するように、第１または第２モニタ電圧発生回路の回路要素をトリミングする工程とを有することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【００５９】
（付記９）付記８において、
更に、前記第１及び第２の温度状態それぞれにおいて、前記第１または第２のモニタ電圧発生回路の回路要素について複数のトリミング値に対応して、前記第１または第２のモニタ電圧の一方のモニタ電圧、または前記第１もしくは第２のモニタ電圧の他方のモニタ電圧についての前記温度状態オフセット付きモニタ電圧を、検出する工程を有することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【００６０】
（付記１０）付記８において、
前記第２の接続状態は、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を加算した第１のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の一方の電圧に前記オフセット電圧を減算した第２のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態と、
前記第１または第２のモニタ電圧の他方の電圧に前記オフセット電圧を加算または減算した第３のオフセット付きモニタ電圧を出力する状態とを含み、
前記第１及び第２の温度状態それぞれにおいて、前記第１、第２、第３のオフセット付きモニタ電圧を、前記第１及び第２の温度状態オフセット付きモニタ電圧として検出することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【００６１】
（付記１１）付記８において、
更に、前記トリミングする工程の後、前記第１の接続状態に戻す工程を有することを特徴とする温度センサ回路の校正方法。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本実施の形態における温度センサ回路を示す図である。
【図２】温度センサ回路の特性図である。
【図３】本実施の形態における２温度電圧測定によるトリミング方法を示す図である。
【図４】オフセット電圧の問題を説明する図である。
【図５】本実施の形態における差動アンプ回路の接続状態を示す図である。
【図６】本実施の形態における第１、第２の接続状態を切り替え可能にする差動アンプ回路の回路図である。
【図７】パッド出力バッファ回路の回路図である。
【図８】本実施の形態における温度センサのキャリブレーション手順のフローチャート図である。
【図９】本実施の形態におけるオフセット電圧が含まれたモニタ電圧測定を可能にする差動アンプ回路の接続例を示す図である。
【図１０】図９の４つの接続状態に切り替え可能な差動アンプ回路の回路図である。
【図１１】スイッチングユニットの回路図と真理値表とを示す図である
【図１２】図１０の制御用論理回路１０の動作を示す真理値表である。
【図１３】本実施の形態における温度センサのキャリブレーション手順のフローチャート図である。
【符号の説明】
【００６３】
１００：第１のモニタ電圧発生回路、２００：第２のモニタ電圧発生回路
ｏｐ３：差動アンプ回路、Ｖ１：第１のモニタ電圧、Ｖ２：第２のモニタ電圧
【図１】
2005345426.tif 000003
【図２】
2005345426.tif 000004
【図３】
2005345426.tif 000005
【図４】
2005345426.tif 000006
【図５】
2005345426.tif 000007
【図６】
2005345426.tif 000008
【図７】
2005345426.tif 000009
【図８】
2005345426.tif 000010
【図９】
2005345426.tif 000011
【図１０】
2005345426.tif 000012
【図１１】
2005345426.tif 000013
【図１２】
2005345426.tif 000014
【図１３】
2005345426.tif 000015