(57)【要約】  【課題】受動素子を用いた移相器では通過帯域に制限があり、またディジタル回路による45°移相器の場合は、入力信号は送受信系で必要とされる局部発振周波数の４倍もの周波数が必要となり、分周器や局部発振器の消費電力が大きくなる問題があった。このため、局部発振周波数に近い入力信号周波数でかつ消費電力の少ない45°移相器の実現を目的とした。  【解決手段】１／２分周器を３個用いて、入力信号に対して周波数が１／４で、位相が0°と45°の信号に、また90°と135°の信号に入力信号の1/2の周波数で位相が0°と270°の信号をそれぞれ乗算した後、0°と90°の組と、45°と135°の組をそれぞれ加算して、互いに４５°の位相差を有する出力信号を得ている。【選択図】図１
2005303441.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号は第１のＤフリップフロップのクロック入力端子と、極性反転手段で極性反転された後に第２のＤフリップフロップのクロック入力端子とに入力され、
前記第１のＤフリップフロップの極性非反転出力は前記第２のＤフリップフロップのＤ入力に接続されると共に、前記第１の入力信号に対して位相０度の出力信号として出力され、
前記第１のＤフリップフロップの極性反転出力は前記第１の入力信号に対して位相１８０度の出力信号として出力され、
前記第２のＤフリップフロップの極性非反転出力は前記第１のＤフリップフロップのＤ入力に入力されると共に、前記第１の入力信号に対して位相９０度の出力信号として出力され、
前記第２のＤフリップフロップの極性反転出力は前記第１の入力信号に対して２７０度の出力信号として出力される構成による第１の１／２分周器を有し、
前記第１の１／２分周器の前記位相０度の出力信号は前記第１の１／２分周器と同じ構成の第２の１／２分周器のクロック入力端子と、第１のミキサの一方の入力端子および第３のミキサの一方の入力端子とにそれぞれ第２の入力信号として入力され、
前記第１の１／２分周器の前記位相９０度の出力信号は前記第１の１／２分周器と同じ構成の第３の１／２分周器のクロック入力端子に第３の入力信号として入力され、
前記第１の１／２分周器の前記位相２７０度の出力信号は第２のミキサの一方の入力端子と、第４のミキサの一方の入力端子とにそれぞれ入力され、
前記第１のミキサの他の一方の入力端子には前記第２の１／２分周器の第２の入力信号に対して位相０度の出力が入力され、
前記第２の１／２分周器の前記第２の入力信号に対して位相９０度の出力信号は前記第２のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の前記第３の入力信号に対して位相４５度の出力信号は前記第３のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の入力信号に対して位相１３５度の出力信号は前記第４のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第１のミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを第１の加算器で加算することにより、前記第１の入力信号に対して位相０度の出力信号を形成し、
前記第３のミキサの出力と前記第４のミキサの出力とを第２の加算器で加算することにより、前記第１の入力信号に対して位相４５度の出力信号を形成することを特徴とする広帯域４５度移相器。
【請求項２】
請求項１に記載の広帯域４５度移相器において、
前記第１の１／２分周器の前記位相０度の出力信号は、前記第２の１／２分周器の前記正相入力端子と、前記第１のミキサの一方の入力端子と、前記第３のミキサの一方の入力端子とに入力され、
前記第１の１／２分周器の前記位相１８０度の出力信号は、前記第２の１／２分周器の前記逆相入力と、第５のミキサの一方の入力端子と、第７のミキサの一方の入力端子とに入力され、
前記第１の１／２分周器の前記位相９０度の出力信号は、前記第３の１／２分周器の前記正相入力端子と、第６のミキサの一方の入力端子と、第８のミキサの一方の入力端子とに入力され、
前記第１の１／２分周器の前記位相２７０度の出力信号は、前記第３の１／２分周器の前記逆相入力端子と、前記第２のミキサの一方の入力端子と、前記第４のミキサの一方の入力端子とに入力され、
前記第２の１／２分周器の前記位相０度の出力信号は前記第１のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第２の１／２分周器の正相入力信号に対して位相１８０度の出力信号は前記第５のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第２の１／２分周器の前記位相９０度の出力信号は前記第２のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第２の１／２分周器の正相入力信号に対して位相２７０度の出力信号は前記第６のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の前記位相４５度の出力信号は前記第３のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の正相入力信号に対して位相２２５度の出力信号は前記第７のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の前記位相１３５度の出力信号は前記第４のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の正相入力信号に対して位相３１５度の出力信号は前記第８のミキサの他の一方の入力端子に入力されており、
前記第１、第２、第５および第６の各ミキサの出力は第１の加算器に入力されて加算され前記第１の入力信号に対して位相０度の正相および逆相の各出力信号を形成し、
前記第３，第４，第７および第８の各ミキサの出力は第２の加算器に入力されて加算され前記第１の入力信号に対して位相４５度の正相および逆相の各出力信号を形成することを特徴とする広帯域４５度移相器。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の広帯域４５度移相器において、
前記第２および第３の１／２分周器の前記各出力端子と前記各ミキサの入力端子との間にローパスフィルタを設けて、前記１／２分周器の出力信号に含まれる高調波成分を抑圧した後、前記各ミキサに入力することを特徴とする広帯域４５度移相器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信機器に用いられる移相器の回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ダイレクトコンバージョンはＲＦ信号を直接ベースバンド信号に変換する方式であり、直接変換、ホモダイン、ゼロＩＮＦとも呼ばれる。ダイレクトコンバージョン方式に適したミキサとして、下記「特許文献１」に示されているような偶高調波ミキサが知られている。偶高調波ミキサは局部発振信号の２倍波と高周波信号との混合を行う。偶高調波ミキサを用いた直交復調器を図４に示す。図４において、入力端子５１より入力される高周波で変調された被変調信号は直交復調器５４に入力される。この入力信号は２分配され、一方の信号は偶高調波ミキサ５５に、他方の信号は偶高調波ミキサ５６に入力される。局部発振器５７の出力信号は４５度移相器５８に入力され、等振幅で位相が４５度異なる、すなわち０°および４５°の２信号が出力される。
【０００３】
４５度移相器５８の出力信号のうち、一方は偶高調波ミキサ５５に局部発振信号として入力されて上記の被変調信号と乗算され、ローパスフィルタ５９によって高周波成分を除去されてベースバンド同相信号を出力端子５２に出力する。また４５度移相器５８の出力信号のうち、４５度位相を変えられた信号は偶高調波ミキサ５６に局部発振信号として入力されて上記の被変調信号と乗算され、ローパスフィルタ６０によって高周波成分を除去されてベースバンド直交信号を出力端子５３に出力する。偶高調波ミキサ５５および５６は局部発振器５７の出力信号の２倍波と被変調信号である高周波信号との混合を行うことから、局部発振信号に４５度の位相差を与えることで、直交復調が可能となる。
【０００４】
また偶高調波ミキサを用いた直交変調器を図５に示す。図５においては図４における復調器とは異なり、入力信号は図５右側の入力端子７２および７３に印加される。入力端子７２より入力されるベースバンド同相信号はローパスフィルタ７９を介して偶高調波ミキサ７５に入力される。局部発振器７７の出力信号は４５度移相器７８に入力され、等振幅で位相が４５度異なる２信号が出力される。
【０００５】
４５度移相器７８の出力信号のうち、一方（図５の場合は同相０°)は偶高調波ミキサ７５に局部発振信号として入力されてローパスフィルタ７９の出力信号と乗算される。一方、入力端子７３より入力されるベースバンド直交信号はローパスフィルタ８０を介して偶高調波ミキサ７６に入力される。４５度移相器７８の出力信号のうち、４５度位相を変えられた信号は偶高調波ミキサ７６に局部発振信号として入力されてローパスフィルタ８０の出力信号と乗算される。偶高調波ミキサ７５および偶高調波ミキサ７６の出力信号は加算器８１で加算され、高周波で直交変調された被変調信号として出力端子７１に直交変調器７４の出力信号を出力する。偶高調波ミキサは局部発振信号の２倍波とべースバンド信号との混合を行うことから、局部発振信号に４５度の位相差を与えることで、直交変調が可能となる。
【０００６】
このような直交変調器や直交復調器に用いる４５度移相器は下記「非特許文献１」乃至「非特許文献３」に開示されているように、抵抗素子とキャパシタを組み合わせた回路が使用されている。
【０００７】
キャパシタやインダクタは周波数と共にインピーダンスが変わるため、これら抵抗素子とキャパシタあるいは抵抗素子とインダクタを組み合わせた回路は何れも周波数と共に位相差または振幅誤差が変化し、周波数帯域が狭い欠点を持つ。
【０００８】
一方、局部発振信号に４５度ではなく、９０度の位相差を与える９０度移相器として、１／２分周器を利用した方法が広く用いられている。その構成を図６に、その動作を図７に示す。図６において、１００は第１のＤフリップフロップ、１０１は第２のＤフリップフロップ、１０２はインバータ回路である。図７に示すように、端子Ｖｉｎより入力された信号の立ち下がり毎に論理出力ハイまたはローの極性を反転した出力信号が出力端子Ｖ０から出力される。また入力端子Ｖｉｎより入力された信号の立ち上がり毎に論理出力ハイまたはローを反転した出力信号が出力端子Ｖ９０から出力される。また出力端子Ｖ０から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ１８０に、また出力端子Ｖ９０から出力される信号の極性反転出力が出力端子Ｖ２７０にそれぞれ出力される。従って入力端子Ｖｉｎより入力された信号のデューティ比が５０％の場合、出力端子Ｖ０，Ｖ９０，Ｖ１８０，Ｖ２７０から出力される信号の位相は０度、９０度、１８０度、２７０度となる。これら出力信号の周波数は何れも入力端子Ｖｉｎ、より入力された信号の１／２である。このような９０度移相器は分周動作が可能な全範囲で動作し、広帯域な特徴を持つ。しかしながら分周器を利用して４５度移相器を構成しようとすると、さらに１／２分周器を縦列接続し、１／４分周器とする必要がある。従って必要な局部発振周波数の４倍の周波数の入力信号が必要となる。例えば３ＧＨｚの局部発振周波数が必要な時に、分周器への入力周波数は１２ＧＨｚになり、分周器および局部発振器の消費電力が大きくなる。
【０００９】
【特許文献１】特許第３２５２６３９号
【非特許文献１】T.Yamaji, H.Tanimoto,  and  H.Kokatsu,”An  I/Q  active  balanced  harmonic mixer  with IM2  cancelers  and  a  45°phase shifter,” IEEE  J.  Solid-State Circuits  vol.33,  no.12, pp.2240-2246,  Dec.  1998.
【非特許文献２】L.Sheng,  J.jensen,  and  L.E.Larson,  “A  wide-bandwidth  Si/SiGe  HBT  direct  conversion  sub-harmonic mixer/downconverter,” IEEE  J.  Solid-State  Circuits, vol.35,  no.9,  pp.1329-1337,  Sept.  2000
【非特許文献３】M.Kawashima, T.Nakagawa,  H.Hayashi,  K.Nishikawa  and  K.Araki,”A  0.9-2.6GHz  broadband RF  front-end  chip-set  with  a  direct  conversion architecture,”  IEICE  Trans.  Commun.,  vol.E85-B,  no.12,  pp.22732-2740, Dec.  2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述したように従来の抵抗素子とキャパシタを組み合わせた４５度移相器は周波数と共に位相差または振幅誤差が変化し、周波数帯域が狭いという問題点があった。また分周器を利用する４５度移相器は必要な局部発振周波数の４倍の周波数の入力信号が必要となり、分周器および局部発振器の消費電力が大きくなるという問題点があった。
【００１１】
本発明は、このような問題点を解消するためになされたもので、広帯域でかつ低消費電力化が可能な４５度移相器の提供を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために、本発明請求項１においては、第１の入力信号は第１のＤフリップフロップのクロック入力端子と、極性反転手段、例えばインバータ回路、で極性反転された後に第２のＤフリップフロップのクロック入力端子とに入力され、前記第１のＤフリップフロップの極性非反転出力は前記第２のＤフリップフロップのＤ入力に接続されると共に、前記第１の入力信号に対して位相０度の出力信号として出力され、前記第１のＤフリップフロップの極性反転出力は前記第１の入力信号に対して位相１８０度の出力信号として出力され、前記第２のＤフリップフロップの極性非反転出力は前記第１のＤフリップフロップのＤ入力に入力されると共に、前記第１の入力信号に対して位相９０度の出力信号として出力され、前記第２のＤフリップフロップの極性反転出力は前記第１の入力信号に対して２７０度の出力信号として出力される構成による第１の１／２分周器を有し、前記第１の１／２分周器の前記位相０度の出力信号は前記第１の１／２分周器と同じ構成の第２の１／２分周器のクロック入力端子と、第１のミキサの一方の入力端子および第３のミキサの一方の入力端子とにそれぞれ第２の入力信号として入力され、前記第１の１／２分周器の前記位相９０度の出力信号は前記第１の１／２分周器と同じ構成の第３の１／２分周器のクロック入力端子に第３の入力信号として入力され、前記第１の１／２分周器の前記位相２７０度の出力信号は第２のミキサの一方の入力端子と、第４のミキサの一方の入力端子とにそれぞれ入力され、前記第１のミキサの他の一方の入力端子には前記第２の１／２分周器の第２の入力信号に対して位相０度の出力が入力され、前記第２の１／２分周器の前記第２の入力信号に対して位相９０度の出力信号は前記第２のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第３の１／２分周器の前記第３の入力信号に対して位相４５度の出力信号は前記第３のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第３の１／２分周器の入力信号に対して位相１３５度の出力信号は前記第４のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第１のミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを第１の加算器で加算することにより、前記第１の入力信号に対して位相０度の出力信号を形成し、前記第３のミキサの出力と前記第４のミキサの出力とを第２の加算器で加算することにより、前記第１の入力信号に対して位相４５度の出力信号を形成する構成について規定した。
【００１３】
請求項２においては、請求項１に記載の広帯域４５度移相器において、前記第１の１／２分周器の前記正相および逆相の入力端子にそれぞれ正相及び逆相の第１の入力信号を入力し、前記第１の１／２分周器の前記位相０度の出力信号は、前記第２の１／２分周器の前記正相入力端子と、前記第１のミキサの一方の入力端子と、前記第３のミキサの一方の入力端子とに入力され、前記第１の１／２分周器の前記位相１８０度の出力信号は、前記第２の１／２分周器の前記逆相入力と、第５のミキサの一方の入力端子と、第７のミキサの一方の入力端子とに入力され、前記第１の１／２分周器の前記位相９０度の出力信号は、前記第３の１／２分周器の前記正相入力端子と、第６のミキサの一方の入力端子と、第８のミキサの一方の入力端子とに入力され、前記第１の１／２分周器の前記位相２７０度の出力信号は、前記第３の１／２分周器の前記逆相入力端子と、前記第２のミキサの一方の入力端子と、前記第４のミキサの一方の入力端子とに入力され、
前記第２の１／２分周器の前記位相０度の出力信号は前記第１のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第２の１／２分周器の正相入力信号に対して位相１８０度の出力信号は前記第５のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第２の１／２分周器の前記位相９０度の出力信号は前記第２のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第２の１／２分周器の正相入力信号に対して位相２７０度の出力信号は前記第６のミキサの他の一方の入力端子に入力され、  前記第３の１／２分周器の前記位相４５度の出力信号は前記第３のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第３の１／２分周器の正相入力信号に対して位相２２５度の出力信号は前記第７のミキサの他の一方の入力端子に入力され、
前記第３の１／２分周器の前記位相１３５度の出力信号は前記第４のミキサの他の一方の入力端子に入力され、前記第３の１／２分周器の正相入力信号に対して位相３１５度の出力信号は前記第８のミキサの他の一方の入力端子に入力されており、前記第１、第２、第５および第６の各ミキサの出力は第１の加算器に入力されて加算され前記第１の入力信号に対して位相０度の正相および逆相の各出力信号を形成し、前記第３，第４，第７および第８の各ミキサの出力は第２の加算器に入力されて加算され前記第１の入力信号に対して位相４５度の正相および逆相の各出力信号を形成する構成について規定した。
【００１４】
請求項３においては、請求項１または請求項２に記載の広帯域４５度移相器において、前記第２および第３の１／２分周器の前記各出力端子と前記各ミキサの入力端子との間にローパスフィルタを設けて、前記１／２分周器の出力信号に含まれる高調波成分を抑圧した後、前記各ミキサに入力する構成について規定した。
【発明の効果】
【００１５】
以上、説明したように本発明によれば、抵抗素子やキャパシタで位相差を与えるのではなく、分周動作と乗算動作によって４５度の位相差を与えるため、広帯域に動作することが可能となる。また分周器への入力周波数は、必要な局部発振周波数の４／３倍と低くできるため、分周器および局部発振器の消費電力を小さくすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施例である４５度移相器の構成を示す回路図である。図１において、１は第１の１／２分周器、２は第２の１／２分周器、３は第３の１／２分周器で、各１／２分周器は図６に示した入力信号に対して４種類の位相を有する出力信号を生成する構成である。また、４は第１のミキサ、６は第２のミキサ、８は第３のミキサ、１０は第４のミキサ、１２は第１の加算器、１３は第２の加算器である。図２は第１の実施例である図１の回路の動作を示すタイミング図である。
【００１７】
入力端子Ｖｉｎより入力された信号は第１の１／２分周器１のデータ入力端子（Ｄフリップフロップのクロック入力端子であるため以下クロック入力端子と記す。）Ｃｐに入力され、信号の立ち下がりエッジ毎に論理出力のハイまたはローの極性を反転した出力信号が第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ０から出力される。また入力端子Ｖｉｎより入力された信号の立ち上がりエッジ毎に論理出力のハイまたはローを反転した出力信号が第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ９０から出力される。また出力端子Ｖ０から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ１８０から、また出力端子Ｖ９０から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ２７０からそれぞれ出力される。  
従って入力端子Ｖｉｎより入力された信号のデューティ比が５０％の場合、端子Ｖ０，Ｖ９０，Ｖ１８０，Ｖ２７０から出力される信号の位相はそれぞれ０度、９０度、１８０度、２７０度で、これら出力信号の周波数は何れも入力端子Ｖｉｎより入力された信号の１／２である。
【００１８】
第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ０から出力された信号は第２の１／２分周器２のクロック入力端子Ｃｐ’に第２の入力信号として入力され、この第２の入力信号の立ち下がりエッジ毎に論理出力のハイまたはローを反転した出力信号が第２の１／２分周器２の出力端子Ｖ０’から出力される。また第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ９０から出力された信号は第３の１／２分周器３のクロック入力端子Ｃｐ’’に第３の入力信号として入力され、この第３の入力信号の立ち下がりエッジ毎に論理出力のハイまたはローを反転した出力信号が第３の１／２分周器３の出力端子Ｖ４５’から出力される。出力端子Ｖ０’および出力端子Ｖ４５’から出力される信号は共に入力端子Ｖｉｎより入力された信号の１／４の周波数である。また出力端子Ｖ０’から出力される信号と出力端子Ｖ４５’から出力される信号とは、図２に示すように入力端子Ｖｉｎの入力信号周波数に対して１／４の周波数の信号で位相が４５度ずれている。
【００１９】
また第２の１／２分周器２のクロック入力端子Ｃｐ’に入力された第２の入力信号の立ち上がりエッジ毎に論理出力のハイまたはローを反転した出力信号が第２の１／２分周器２の端子Ｖ９０’から出力される。また出力端子Ｖ０’から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ１８０’に、また出力端子Ｖ９０’から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ２７０’にそれぞれ出力される。一方、第３の１／２分周器３のクロック入力端子Ｃｐ’’に入力された第３の入力信号の立ち上がりエッジ毎に論理出力のハイまたはローを反転した出力信号が第３の１／２分周器３の出力端子Ｖ１３５’から出力される。また出力端子Ｖ４５’から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ２２５’に、また出力端子Ｖ４５’から出力される信号の反転出力が出力端子Ｖ３１５’にそれぞれ出力される。  
従って入力端子Ｖｉｎより入力された信号のデューティ比が５０％の場合、出力端子Ｖ０’，Ｖ９０’，Ｖ１８０’，Ｖ２７０’，Ｖ４５’，Ｖ１３５’，Ｖ２２５’，Ｖ３１５’から出力される信号の位相はそれぞれ０度、９０度、１８０度、２７０度、４５度、１３５度、２２５度、３１５度となり、これら出力信号の周波数はいずれも入力端子Ｖｉｎより入力された信号の１／４である。  
これら第２の１／２分周器２または第３の１／２分周器３の出力信号と、第１の１／２分周器１の出力とをミキサで乗算してアップコンバートする。
【００２０】
前記１／２分周器の各出力は原理的には図２に示すような矩形波となる。矩形波を周波数成分で見ると、基本波成分と３倍波、５倍波等の奇数次高調波成分の和で表される。各１／２分周器出力がマイクロ波帯である時、３倍波は分周器の動作周波数に対して高くなるためあまり出力されず、主に基本波成分が出力されて正弦波に近い波形となることがしばしばある。
【００２１】
従って今、１／２分周器出力のうち、基本波成分のみを扱うこととし、正弦波で表現する。第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ０から出力される信号をｃｏｓω１ｔとすると、第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ２７０から出力される信号はｃｏｓ（ω１ｔ＋２７０°）と書ける。また第２の１／２分周器２の出力端子Ｖ０’から出力される信号をｃｏｓω２ｔとすると、第２の１／２分周器２の出力端子Ｖ９０’から出力される信号はｃｏｓ（ω２ｔ＋９０°）、第３の１／２分周器３の出力端子Ｖ４５’から出力される信号はｃｏｓ（ω２ｔ＋４５°）、第３の１／２分周器３の出力端子Ｖ１３５’から出力される信号はｃｏｓ（ω２ｔ＋１３５°）と書ける。  
第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ０から出力される信号と第２の１／２分周器２の端子Ｖ０’から出力される信号とを第１のミキサ４に入力して乗算すると、第１のミキサ４の出力信号は次式となる。  
cosω1t・cosω2t=(1/2)cos(ω1+ω2)t+(1/2)cos(ω1-ω2)t      （数１）
右辺第１項が希望波であるアップコンバート出力であり、第２項がイメージ信号である。  
第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ２７０から出力される信号と第２の１／２分周器２の出力端子Ｖ９０’から出力される信号とを第２のミキサ６に入力して乗算すると、第２のミキサ６の出力信号は次式となる。  
cos(ω1t+270°)・cos(ω2t+90°)
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+(270°+90°)}+(1/2)cos{(ω1-ω2)t+(270°-90°)}
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+360°}+(1/2)cos{(ω1-ω2)t+180°}
=(1/2)cos(ω1+ω2)t-(1/2)cos(ω1-ω2)t            （数２）
従って（数１）式で表される第１のミキサ４の出力信号と、（数２）式で表される第２のミキサ６の出力信号とを第１の加算器１２で加算することで、イメージ信号であるｃｏｓ（ω１−ω２）ｔの成分はキャンセルされ、アップコンバート出力であるｃｏｓ（ω１＋ω２）ｔの成分だけが第１の加算器１２から出力端子Ｖｏｕｔ０に出力される。  
また第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ０から出力される信号と第３の１／２分周器３の端子Ｖ４５’から出力される信号とを第３のミキサ８に入力して乗算すると、第３のミキサ８の出力信号は次式となる。 
cosω1t・cos(ω2t+45°)
=(1/2)cos{(ω1＋ω2)t+45°}+(1/2)cos{(ω1-ω2)t-45°}      （数３）
第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ２７０から出力される信号と第３の１／２分周器３の出力端子Ｖ１３５’から出力される信号とを第４のミキサ１０に入力して乗算すると、第４のミキサ１０の出力信号は次式となる。  
cos(ω1t+270°)・cos(ω2t+135°)
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+(270°+135°)}+(1/2)cos{(ω1-ω2)t+(270°-135°)}
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+360°+45°}+(1/2)cos{(ω1-ω2)t+180°-45°}
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+45°}-(1/2)cos{(ω1-ω2)t-45°}      （数４）
従って（数３）式で表される第３のミキサ８の出力信号と（数４）式で表される第４のミキサ１０の出力信号とを第２の加算器１３で加算することで、イメージ信号であるｃｏｓ｛（ω１−ω２）t−４５°｝の成分はキャンセルされ、アップコンバート出力であるｃｏｓ｛（ω１＋ω２）t＋４５°｝の成分だけが第２の加算器１４から出力端子Ｖｏｕｔ４５に出力される。
【００２２】
出力端子Ｖｏｕｔ４５に出力される信号ｃｏｓ｛（ω１＋ω２）t＋４５°｝の位相は、出力端子Ｖｏｕｔ０に出力される信号ｃｏｓ（ω１＋ω２）の位相と４５度だけずれており、４５度移相器として動作していることがわかる。  
この構成では抵抗素子やキャパシタで位相差を与えるのではなく、分周動作と乗算動作にのみよるものであり、これら受動部品の周波数特性の影響を受けることなく広帯域に動作する。
【００２３】
また第１の加算器１２および第２の加算器１３から出力される信号の周波数をｆとすると、入力端子Ｖｉｎより入力される信号の周波数は(４／３)ｆで良い。すなわち第１の１／２分周器１の出力周波数が(２／３)ｆ、第２の１／２分周器２および第３の１／２分周器３の出力周波数が(１／３)ｆとなり、第１の１／２分周器１の出力と第２の１／２分周器２または第３の１／２分周器３の出力とを乗算して周波数ｆの信号を得ている。従って第１の１／２分周器１への入力周波数は必要な局部発振周波数の４／３倍で済み、従来の４倍よりも大幅に低周波化されている。例えば３ＧＨｚの局部発振周波数が必要な時に、分周器への入力周波数は４ＧＨｚであり、従来の１２ＧＨｚよりはるかに低い。従って分周器および局部発振器の消費電力を小さくすることができる。
【００２４】
ミキサヘ入力する信号の位相関係は上記に限らない。例えば第２のミキサ６への入力は、第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ９０の出力信号と、第２の１／２分周器２の出力端子Ｖ２７０’の出力信号としてもイメージ信号の成分はキャンセルされ、アップコンバート出力の成分だけが第１の加算器１２から出力端子Ｖｏｕｔ０に出力される。すなわち第２のミキサ６への２入力信号の位相の和が３６０度の整数倍、２入力信号の位相の差が１８０度の奇数倍の関係であれば良い。同様に第４のミキサ１０への入力は、第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ９０の出力信号と第２の１／２分周器２の出力端子Ｖ３１５’の出力信号としてもイメージ信号の成分はキャンセルされ、アップコンバート出力の成分だけが第２の加算器１３から出力端子Ｖｏｕｔ４５に出力される。すなわち第４のミキサ１０への２入力信号の位相の和が４５度に３６０度の整数倍を加算または減算したもの、２入力信号の位相の差が４５度に１８０度の奇数倍を加算または減算したものであれば良い。
【００２５】
１／２分周器出力が矩形波に近く、高調波成分が多く含まれている場合、基本波成分と高調波成分または高調波成分同士をミキサで乗算した周波数成分は、所望の局部発振周波数の成分に対してスプリアスとなる。従ってこの場合、各１／２分周器の出力にローパスフィルタを設けて、高調波成分を抑圧すれば良い。また各ミキサの出力をバンドパスフィルタに入力することにより、スプリアスを除去する構成としても良い。
（実施例２）
図３は本発明の第２の実施例である４５度移相器の構成を示す回路図である。図１と同一部分には同一番号を付与している。５は第５のミキサ、７は第６のミキサ、９は第７のミキサ、１１は第８のミキサである。各ミキサの入力端子と出力端子のアイソレーションは無限大ではなく、漏れ成分がある。本実施例では、位相が１８０度ずれた信号を入力するミキサを用意することでこの漏れ成分をキャンセルする構成としている。すなわち第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ０から出力され、第１のミキサ４に入力される信号ｃｏｓω１ｔに対しては、その逆相の信号ｃｏｓ（ω１ｔ＋１８０°）が第１の１／２分周器１の出力端子Ｖ１８０から出力され、第５のミキサ５に入力される。従って第１のミキサ４の入力信号ｃｏｓω１ｔが出力端子に漏れる成分については、第５のミキサ５の入力信号ｃｏｓ（ω１ｔ＋１８０°）が出力端子に漏れる成分でキャンセルされる。同様に第２の１／２分周器２の端子Ｖ０’から出力され、第１のミキサ４に入力される信号ｃｏｓω２ｔに対しては、その逆相の信号ｃｏｓ（ω２ｔ＋１８０°）が第２の１／２分周器２の端子Ｖ１８０’から出力され、第５のミキサ５に入力される。従って第１のミキサ４の入力信号ｃｏｓω２ｔが出力端子に漏れる成分については、第５のミキサ５の入力信号ｃｏｓ（ω２ｔ＋１８０°）が出力端子に漏れる成分でキャンセルされる。さらに第５のミキサ５の２入力信号を乗算した出力信号は次式となる。  
cos(ω1t+180°)・cos(ω2t+180°)
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+(180°+180°)}+(1/2)cos{(ω1-ω2)t+(180°-180°)}
=(1/2)cos{(ω1+ω2)t+360°}+(1/2)cos(ω1-ω2)t
=(1/2)cos(ω1+ω2)t+(1/2)cos(ω1-ω2)t                        （数５）
従って第１のミキサ４の出力信号である（数１）式と同相になり、第１の加算器１２で加算することで互いに強めあう。
【００２６】
同様に第２のミキサ６への２入力信号を共に逆相にした２信号が第６のミキサ７に入力され、第３のミキサ８への２入力信号を共に逆相にした２信号が第７のミキサ９に入力され、第４のミキサ１０への２入力信号を共に逆相にした２信号が第８のミキサ１１に入力されて、漏れ成分をキャンセルすると共に、２入力信号を乗算した出力信号を強める。
【００２７】
第１の実施例と同様に、第２の加算器１３から出力端子Ｖｏｕｔ４５に出力される信号の位相は、第１の加算器１２から出力端子Ｖｏｕｔ０に出力される信号の位相と４５度だけずれており、全体として４５度移相器として動作する。
【００２８】
図３では分周器への入力を、逆相の２信号を入力する差動入力とし、また加算器の出力を逆相の２信号を出力するする差動出力としており、１信号のみを入出力するシングルエンド入出力に比べて低雑音化が可能な構成としている。シングルエンド入出力でも動作は可能である。
【００２９】
一つのミキサと、その２入力信号を共に逆相にした２信号が入力されるミキサとは、ダブルバランスミキサを用いることで一体とすることができる。従って第  １のミキサ４と第５のミキサ５、第２のミキサ６と第６のミキサ７、第３のミキサ８と第７のミキサ９、第４のミキサ１０と第８のミキサ１１はそれぞれ、一つのダブルバランスミキサとすることが可能である。  
第１の実施例および第２の実施例は共に、トランジスタを用いて集積化することが容易な構成であり、一体のＩＣとして構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】第１の実施例である４５度移相器の構成を示す回路図。
【図２】第１の実施例における動作を示すタイミング図。
【図３】第２の実施例である４５度移相器の構成を示す回路図。
【図４】偶高調波ミキサを用いた直交復調器の回路図。
【図５】偶高調波ミキサを用いた直交変調器を示す回路図。
【図６】従来の１／２分周器を利用した９０度移相器を示す回路図。
【図７】従来の１／２分周器を利用した９０度移相器の動作を示すタイミング図。
【符号の説明】
【００３１】
１，２，３：１／２分周器
４，５、６，７，８，９，１０，１１、５５，５６，７５，７６：ミキサ
１２，１３：加算器
５１、７２，７３：入力端子    ５２，５３、７１：出力端子
５８，７８：４５°移相器
５９，６０，７９，８０：ローパスフィルタ
１００，１０１：Ｄフリップフロップ
１０２：インバータ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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