(57)【要約】【課題】  マルチパス歪の除去とＳ／Ｎの向上を実現する受信機を提供する。【解決手段】  Ａ／Ｄ変換器１０でデジタル化した中間周波信号ＤIFからマルチパス歪を除去するマルチパス除去フィルタ１２と、マルチパス除去フィルタ１２から出力される希望信号Ｙ(t)をＦＭ検波するＦＭ検波部１４と、ＦＭ検波部１４から出力されるコンポジット信号を処理して左右チャンネル信号ＤL，ＤRに復調する、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６及びステレオ復調部１７を備える。更に、中間周波信号ＤIFから第１の電界強度Ｅs1を検出する第１の電界強度検出部１８と、希望信号Ｙ(t)から第２の電界強度Ｅs2を検出する第２の電界強度検出部１９と、第２の電界強度Ｅs2のノイズ成分Ｎｓを検出するノイズ量検出部２０とを備え、第１の電界強度Ｅs1とノイズ成分Ｎｓの変化に応じて、制御部２１が、ミュート処理部１５に対するミュート制御と、高域除去フィルタ１６に対するハイカット制御と、ステレオ復調部１７に対するセパレーション制御を行う。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル化された中間周波数のＦＭ変調信号又は位相変調信号を入力信号として入力し、前記入力信号のマルチパス歪をアダプティブに除去するパルチパス除去フィルタ部と、
前記マルチパス除去フィルタ部より出力される希望信号を検波する検波部と、
前記検波部によって検波された検波信号を復調する復調部と、
前記入力信号から第１の電界強度を検出する第１の電界強度検波部と、
前記希望信号から第２の電界強度を検出する第２の電界強度検波部と、
前記第２の電界強度検出信号に含まれるノイズ成分を検出するノイズ量検出部とを備え、
前記第１の電界強度検波部で検出される前記第１の電界強度と前記ノイズ量検出部で検出される前記ノイズ成分との変化に応じて、前記復調部に対して少なくともミュート制御、ハイカット制御、セパレーション制御を行う制御部と、を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記制御部は、予め決められた電界強度に関する第１，第２の閾値と、前記第１の電界強度とを比較し、前記第１の電界強度が前記第１の閾値より小さいと、前記復調部に対してミュート制御を行い、前記第１の電界強度が前記第１，第２の閾値の間のときには、前記復調部に対してハイカット制御を行い、前記第１の電界強度が前記第２の閾値を超えると、前記復調部に対してセパレーション制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記制御部は、予め決められたノイズ成分量に関する第３，第４の閾値と、前記検出したノイズ成分とを比較し、前記検出したノイズ成分が前記第３の閾値より小さいと、前記復調部に対してセパレーション制御を行い、前記検出したノイズ成分が前記第３，第４の閾値の間のときには、前記復調部に対してハイカット制御を行い、前記検出したノイズ成分が前記第４の閾値を超えると、前記復調部に対してミュート制御を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＦＭ変調信号、位相変調信号等を受信する受信機に関し、特にマルチパス歪を除去するマルチパス除去フィルタを備えた受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＦＭ放送等を受信しＳ／Ｎの向上を図ることによってマルチパスの影響を除去することとした受信機が、特許文献１に開示されている。
【０００３】
この受信機の構成を図５を参照して概説すると、到来電波を受信して左右チャンネル信号（左右のステレオ信号）ＤL，ＤRを復調するまでの処理をアナログ信号処理によって行う構成となっている。
【０００４】
そして、フロントエンド部１が受信アンテナＡＮＴから出力される高周波の受信信号を中間周波信号に周波数変換し、中間周波信号をＩＦ増幅器２が増幅することによって信号処理可能なレベルの中間周波信号ＳIFを出力する。ＦＭ検波部３がその中間周波信号ＳIFをＦＭ検波することによってコンポジット信号を生成し、ミュート処理部４と高域除去フィルタ５及びステレオ復調部６側へ供給することにより、ステレオ復調部６から左右チャンネル信号ＤL，ＤRを出力させる。
【０００５】
更に、中間周波信号ＳIFをＡＭ検波することによって電界強度を検出する電界強度検出部７が備えられ、この電界強度検出部７から出力される電界強度検出信号ＥＡｓの変化に応じて、ミュート処理部４における減衰量と、高域除去フィルタ５における高域遮断特性（ｆ特）と、ステレオ復調部６におけるセパレーション特性（分離度）を制御することによってＳ／Ｎの良好な左右チャンネル信号ＤL，ＤRを生成し、このＳ／Ｎの向上を図ることによってマルチパスの影響を実質的に除去することとしている。
【０００６】
また、特許文献１には記載されていないが、電界強度検出部７に加えて、電界強度検出信号ＥＡｓに含まれるノイズ成分を検出するノイズ量検出部８を更に有する検出部９を備え、ノイズ量検出部８から出力されるノイズ検出信号ＮＡｓと上述の電界強度検出信号ＥＡｓとに基づいて、ミュート処理部４における減衰量と、高域除去フィルタ５における高域遮断特性（ｆ特）と、ステレオ復調部６におけるセパレーション特性（分離度）を制御することによって、Ｓ／Ｎの良好な左右チャンネル信号ＤL，ＤRを生成し、このＳ／Ｎの向上を図ることによってマルチパスの影響を実質的に除去する制御方法（ＡＲＣ制御、ＰＮＳ制御）も提案されている。
【０００７】
【特許文献１】実公昭５９−３１０７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上記従来の受信機は、直接的にマルチパス歪を除去しているのではなく、マルチパスの影響によって生じるマルチパス歪をノイズ成分として捉え、上述のミュート処理部４と高域除去フィルタ５とステレオ復調部６の各特性を制御することによってＳ／Ｎの向上を図ることにより、実質的にマルチパスの影響も除去することとしている。
【０００９】
このため、中間周波信号ＳIFからマルチパス歪を除去し、ＦＭ検波器１４に続くミュート処理部４と高域除去フィルタ５とステレオ復調部６の各特性を制御することによって更にＳ／Ｎの向上を図ろうとする受信機が提案されている。
【００１０】
この中間周波信号ＳIFからマルチパス歪を除去する受信機は、ＩＦ増幅器２から出力される中間周波信号ＳIFをデジタルデータ列の中間周波信号にアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器から出力される上述のデジタルデータ列の中間周波信号に対して所定のデジタル信号処理を施すデジタルフィルタとを備え、更に図５中のＦＭ検波部３とミュート処理部４と高域除去フィルタ５及びスレテオ復調部６がデジタル回路等で構成されている。
【００１１】
すなわち、Ａ／Ｄ変換器より出力されるデジタルデータ列の中間周波信号を、到来電波の伝搬路の逆特性を有したデジタルフィルタに供給してデジタル信号処理を行うことによってマルチパス歪を除去した後、そのマルチパス歪を除去した中間周波信号をデジタル回路等で構成されたＦＭ検波部３でＦＭ検波し、更にそのＦＭ検波信号をデジタル回路等で構成されたミュート処理部４と高域除去フィルタ５及びスレテオ復調部６で信号処理することによって、マルチパス歪の除去とＳ／Ｎの向上とを実現することとしている。
【００１２】
ところが、このマルチパス歪除去用のデジタルフィルタを備える受信機において、上述のミュート処理部４と高域除去フィルタ５及びスレテオ復調部６の各特性を制御するために必要となる電界強度検出信号並びにノイズ検出信号を、受信機中のどこに生じる信号から検出し、また、ミュート処理部４と高域除去フィルタ５及びスレテオ復調部６をどのように制御するのが好適か十分な解析がなされていないという課題があった。
【００１３】
すなわち、デジタルフィルタを備えることによってマルチパス歪を除去することとする反面、ミュート処理部４と高域除去フィルタ５及びスレテオ復調部６によってＳ／Ｎの向上を実現するための最適化が十分に講じられていなかった。
【００１４】
本発明はこうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、マルチパス除去フィルタを備えると共に、Ｓ／Ｎの向上を実現するための最適化が施された受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１記載の受信機の発明は、デジタル化された中間周波数のＦＭ変調信号又は位相変調信号を入力信号として入力し、前記入力信号のマルチパス歪をアダプティブに除去するパルチパス除去フィルタ部と、前記マルチパス除去フィルタ部より出力される希望信号を検波する検波部と、前記検波部によって検波された検波信号を復調する復調部と、前記入力信号から第１の電界強度を検出する第１の電界強度検波部と、前記希望信号から第２の電界強度を検出する第２の電界強度検波部と、前記第２の電界強度検出信号に含まれるノイズ成分を検出するノイズ量検出部とを備え、前記第１の電界強度検波部で検出される前記第１の電界強度と前記ノイズ量検出部で検出される前記ノイズ成分との変化に応じて、前記復調部に対して少なくともミュート制御、ハイカット制御、セパレーション制御を行う制御部と、を備えたことを特徴とする。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載の受信機であって、前記制御部は、予め決められた電界強度に関する第１，第２の閾値と、前記第１の電界強度とを比較し、前記第１の電界強度が前記第１の閾値より小さいと、前記復調部に対してミュート制御を行い、前記第１の電界強度が前記第１，第２の閾値の間のときには、前記復調部に対してハイカット制御を行い、前記第１の電界強度が前記第２の閾値を超えると、前記復調部に対してセパレーション制御を行うことを特徴とする。
【００１７】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２に記載の受信機であって、前記制御部は、予め決められたノイズ成分量に関する第３，第４の閾値と、前記検出したノイズ成分とを比較し、前記検出したノイズ成分が前記第３の閾値より小さいと、前記復調部に対してセパレーション制御を行い、前記検出したノイズ成分が前記第３，第４の閾値の間のときには、前記復調部に対してハイカット制御を行い、前記検出したノイズ成分が前記第４の閾値を超えると、前記復調部に対してミュート制御を行うことを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の好適な実施の形態として、ＦＭ放送等を受信する無線受信機について説明する。図１は、本実施形態の受信機の構成を表したブロック図である。
【００１９】
図１において、この受信機には、図示されていない受信アンテナより得られる高周波の受信信号を局発信号で混合検波することによって中間周波信号を生成するフロントエンド部と、その中間周波信号を信号処理可能なレベルに増幅するＩＦ増幅器とが備えられており、ＩＦ増幅器から出力される増幅後の中間周波信号ＳIFをアナログデジタル変換することによってデジタルデータ列から成る中間周波信号ＤIFを出力するＡ／Ｄ変換器１０が設けられている。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換器１０には、中間周波信号ＤIFを入力信号として入力する自動利得制御回路（以下「ＡＧＣ回路」という）１１と、デジタルフィルタで構成されたマルチパス除去フィルタ１２とを有するマルチパス除去部１３が接続されると共に、第１の電界強度検出部１８が接続されている。
【００２１】
マルチパス除去フィルタ１２の出力端にはＦＭ検波部１４が接続され、更にＦＭ検波部１４の出力側に、復調手段としてのミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６及びステレオ復調部１７が従属して直列接続されている。
【００２２】
更に、マルチパス除去フィルタ１２の出力端には第２の電界強度検出部１９が接続され、第２の電界強度検出部１９の出力端にノイズ量検出部２０が接続されている。
【００２３】
更に、第１の電界強度検出部１８から出力される第１の電界強度検出信号Ｅs1と、ノイズ量検出部２０から出力されるノイズ検出信号Ｎｓを入力し、これらの検出信号Ｅs1，Ｎｓの変化に応じて、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を可変制御する制御部２１が設けられている。
【００２４】
そして、上述のＡＧＣ回路１１、マルチパス除去フィルタ１２、ＦＭ検波部１４、ミュート処理部１５，高域除去フィルタ１７，ステレオ復調部１７、第１，第２の電界強度検出部１８，１９、ノイズ量検出部２０及び制御部２１は、デジタル回路又はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によって形成されている。
【００２５】
上述のＡＧＣ回路１１は、Ａ／Ｄ変換器１０より供給される中間周波信号ＤIFを予め決められた一定振幅の中間周波信号Ｘin(t)に調整して出力すべく自動的に利得を調整し、一定振幅に調整した中間周波信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ１２へ出力する。すなわち、ＦＭ変調信号や位相変調信号の振幅が本来一定であることに鑑みて、一定振幅に調整した中間周波信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ１２へ供給するため、ＡＧＣ回路１１が設けられている。
【００２６】
マルチパス除去フィルタ１２は、図２のブロック図で表される構成を有しており、デジタルフィルタＡＤＦと、エンベロープ検出部２２と、誤差検出部２３と、誤差成分制限部２４と、タップ係数更新部２５を備えて構成されている。
【００２７】
デジタルフィルタＡＤＦは、上述の受信アンテナに電波が到来してくるまでの伝搬路の逆特性をテイラー展開することによって近似されたＦＩＲデジタルフィルタ又はＩＩＲデジタルフィルタによって構成されると共に、タップ係数が変更可能となっており、中間周波信号Ｘin(t)からマルチパス歪を除去した希望信号（別言すれば、予測信号）Ｙ(t)を生成して出力する。
【００２８】
すなわち、上述のサンプリング周波数の逆数と等しい遅延時間Ｔに設定されたｍ段の遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１によって中間周波信号Ｘin(t)を遅延しつつ、ｍ個（タップ数ｍ）の乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１によって、最新の中間周波信号Ｘ０(t)と各遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１より出力される中間周波信号Ｘ１(t)〜Ｘｍ−１(t)とにタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を乗算し、更に乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のｍ個の出力を加算器ＡＤＤによって加算することにより、マルチパス歪を除去した希望信号Ｙ(t)を生成して出力する。
【００２９】
エンベロープ検出部２２は、中間周波信号Ｘin(t)の絶対値の２乗の値│Ｘin(t)│２を演算する演算器２２ａと、演算器２２ａの出力を遅延時間Ｔで遅延させて出力する遅延素子Ｄaと、演算器２２ａの出力値│Ｘin(t)│２と遅延素子Ｄａの出力値│Ｘin(t-1)│２とを加算することによって、中間周波信号Ｘin(t)のエンベロープを示す包短線信号Ｘe(t)を出力する加算器２２ｂと、包短線信号Ｘe(t)を平滑化することによって、直流の基準信号Ｖth(t)を出力するデジタルローパスフィルタ２２ｃとを備えて構成されている。
【００３０】
すなわち、エンベロープ検出部２２は、ＦＭ変調信号や位相変調信号の振幅が本来一定であることに鑑みて、直流の基準信号Ｖth(t)を生成して出力する。
【００３１】
誤差検出部２３は、デジタルフィルタＡＤＦから出力される希望信号Ｙ(t)の絶対値の２乗の値│Ｙ(t)│２を演算する演算器２３ａと、演算器２３ａの出力を遅延時間Ｔで遅延させて出力する遅延素子Ｄｂと、演算器２３ａの出力値│Ｙ(t)│２と遅延素子Ｄｂの出力値│Ｙ(t-1)│２とを加算することによって希望信号Ｙ(t)のエンベロープを示す包短線信号Ｙe(t)を出力する加算器２３ｂと、包短線信号Ｙe(t)と上述の基準信号Ｖth(t)との差分である誤差成分ｅ(t)を減算処理にて求める減算器２３ｃを備えて構成されている。
【００３２】
誤差成分制限部２４は、絶対値検波回路２４ａと、デジタルローパスフィルタ２４ｂ、振幅制御回路２４ｃ、振幅制限回路２４ｄとを備えて構成されている。
【００３３】
絶対値検波回路２４ａは、誤差成分ｅ(t)の絶対値│ｅ(t)│を求め、デジタルローパスフィルタ２４ｂは、その絶対値│ｅ(t)│を平滑化することによって、平滑化した誤差成分Ｄce(t)を生成して出力する。
【００３４】
振幅制御回路２４ｃは、誤差成分Ｄce(t)の振幅を逐一監視し、その誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値を超えた場合に、振幅制限回路２４ｄを制御して、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した信号、すなわち補正誤差成分ｅｃｐ(t)を出力させる。誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値に達していない場合には、振幅制限回路２４ｄを制御して、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制させることなくそのまま補正誤差成分ｅｃｐ(t)として出力させる。
【００３５】
振幅制限回路２４ｄは、デジタルアッテネータ又は増幅器で形成されており、上述の振幅制御回路２４ｃからの制御に従って、減衰率又は増幅率を変化させることにより、誤差成分ｅ(t)の振幅を調整した補正誤差成分ｅｃｐ(t)を出力する。
【００３６】
つまり、振幅制限回路２４ｄは、デジタルアッテネータで形成されている場合には、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値に達していないときに、振幅制御回路２４ｃから制御されると、減衰率を０ｄＢにすることよって誤差成分ｅ(t)をそのまま補正誤差成分ｅｃｐ(t)として出力し、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値を超えて振幅制御回路２４ｃから制御されると、減衰率を増加することによって、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した補正誤差成分ｅｃｐ(t)を出力する。
【００３７】
一方、振幅制限回路２４ｄが、増幅器で形成されている場合には、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値に達していないときに振幅制御回路２４ｃから制御されると、増幅率を予め決められている基準の増幅率に維持することよって誤差成分ｅ(t)をそのまま補正誤差成分ｅｃｐ(t)として出力し、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値を超えて振幅制御回路２４ｃから制御されると、増幅率を基準の増幅率より小さくすることによって、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した補正誤差成分ｅｃｐ(t)を出力する。
【００３８】
また、本実施形態では、振幅制御回路２４ｃは、予め決められた値を超えた誤差成分Ｄce(t)の対数値を求め、その対数値に比例した値に従って振幅制限回路５ｄの減衰率又は増幅率を調整させることにより、上述の抑制した補正誤差成分ｅｃｐ(t)を出力させている。
【００３９】
タップ係数更新部２５は、振幅制限回路２４ｄから出力される補正誤差成分ｅｃｐ(t)を遅延時間Ｔに同期して入力し、補正誤差成分ｅｃｐ(t)若しくは減算器２３ｃから出力される誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるように、次式（１）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいて、乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１の各タップ係数Ｋ０(t-1)〜Ｋｍ−１(t-1)をアダプティブに可変制御する。
【００４０】
なお、次式（１）は、電波が受信アンテナＡＮＴに到来するまでの伝搬路の逆特性をテイラー展開することによって得られる、マルチパス歪を生じさせる反射波成分の項を表している。
【００４１】
【数１】
2005167718.tif 000003
【００４２】
かかる構成を有するマルチパス除去フィルタ１２は、中間周波信号Ｘin(t)が入力されると、上述の遅延時間Ｔに同期して処理を繰り返す。
【００４３】
そして、デジタルフィルタＡＤＦが、ｍ段の遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１によって中間周波信号Ｘin(t)を遅延時間Ｔで遅延させつつ、乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のタップ係数Ｋ０(t-1)〜Ｋｍ−１(t-1)を乗算し、更に加算器ＡＤＤによって乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１から出力されるｍ個の出力を加算することによって希望信号Ｙ(t)を生成してＦＭ検波部１４へ供給する。
【００４４】
更に、上述のエンベロープ検出部２２において評価基準としての基準信号Ｖth(t)を生成すると共に、誤差検出部２３が希望信号Ｙ(t)の包短線信号Ｙe(t)と基準信号Ｖth(t)との誤差成分ｅ(t)を演算し、更に誤差成分制限部２４が誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した補正誤差成分ｅｃｐ(t)を生成した後、タップ係数更新部２５が補正誤差成分ｅｃｐ(t)若しくは誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるように、上記式（１）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいてデジタルフィルタＡＤＦの各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)をアダプティブに可変制御する。
【００４５】
本マルチパス除去フィルタ１２によれば、誤差成分ｅ(t)の振幅が予め決められた値を超えるような場合に、上記式（１）で表されるように、その振幅を抑制した補正誤差成分ｅｃｐ(t)に基づいてタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御するので、タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)の変化を抑制することとなり、補正誤差成分ｅｃｐ(t)若しくは誤差成分ｅ(t)を迅速にほぼ０に収束させる。このため、デジタルフィルタＡＤＦを安定化させることができ、ひいてはマルチパスに対して安定に収束動作が可能なマルチパス除去フィルタが実現されている。
【００４６】
より詳細に述べれば、タップ係数更新部２５が上記式（１）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、予め決められている係数値αに依存して上述の収束に要する時間が決まる。
【００４７】
ここで、減算器２３ｃから出力される誤差成分ｅ(t)は絶対値検出回路２４ａを介してデジタルローパスフィルタ２４ｂに入力されることから、デジタルローパスフィルタ２４ｂの時定数特性に従って、次第に誤差成分Ｄce(t)が確定していく。つまり、確定した誤差成分Ｄce(t)が振幅制御回路２４ｃに供給されるまでの期間中、別言すれば、誤差成分Ｄce(t)が未だ確定していない期間中では、誤差成分ｅ(t)の振幅が未だ小さいので、補正誤差成分ｅｃｐ(t)は誤差成分ｅ(t)とほぼ等しくなり、この補正誤差成分ｅｃｐ(t)に基づいてタップ係数更新部２６が上記式（１）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、予め決められている係数値αに依存した速度で補正誤差成分ｅｃｐ(t)若しくは誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させることができ、デジタルフィルタＡＤＦを安定化させることができる。
【００４８】
一方、デジタルフィルタＡＤＦがマルチパスの影響によって不安定となる可能性が生じた場合には、デジタルローパスフィルタ１４ｂの時定数で決まる時間の経過後に、予め決められた振幅を超える誤差成分Ｄce(t)が確定し、その確定した誤差成分Ｄce(t)が振幅制御回路２４ｃに供給されることになる。したがって、振幅制御回路２４ｃは振幅制限回路２４ｄを制御することによって、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制させ、その振幅抑制後の信号を補正誤差成分ｅｃｐ(t)として出力させる。
【００４９】
そして、この振幅が抑制された補正誤差成分ｅｃｐ(t)に基づいてタップ係数更新部２５が上記式（１）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、補正誤差成分ｅｃｐ(t)と係数αとの乗算値が小さくなって、実質的に係数αの値が小さくなることになるため、補正誤差成分ｅｃｐ(t)若しくは誤差信号ｅ(t)をほぼ０に収束させるために要する時間を短くすることができ、デジタルフィルタＡＤＦを安定化させることができる。
【００５０】
このように、マルチパス除去フィルタ１２は、マルチパスに対して安定に収束動作が可能な構成となっている。
【００５１】
再び図１において、ＦＭ検波部１４は、デジタルフィルタＡＤＦから出力される希望信号Ｙ(t)をＦＭ検波することによってコンポジット信号を生成して出力する。
【００５２】
ミュート処理部１５は、上述のコンポジット信号の振幅を調整する可変デジタルアッテネータで形成されている。
【００５３】
高域除去フィルタ１６は、ミュート処理部１５からのコンポジット信号の高域成分を除去するため、ｆ特を変化させることが可能な可変デジタルフィルタで形成されている。
【００５４】
ステレオ復調部１７は、分離度を可変調節することが可能なマトリクス回路と、ディエンファシス回路とを備え、ミュート処理部１５からのコンポジット信号を上述の分離度に応じてマトリクス処理することにより、左右チャンネル信号ＤL，ＤRを生成して出力する。
【００５５】
第１の電界強度検出部１８は、Ａ／Ｄ変換器１０からの中間周波信号ＤIFをＡＭ検波又は、ＡＭ検波して実効値を演算することによって、受信アンテナにおける電界強度を検出し、検出した第１の電界強度検出信号Ｅs1を制御部２１へ供給する。
【００５６】
第２の電界強度検出部１９は、マルチパス除去フィルタ１２から出力される希望信号Ｙ(t)をＡＭ検波、又は、ＡＭ検波して実効値を演算することによって、受信アンテナにおけるノイズ成分に関する電界強度を検出し、検出した第２の電界強度検出信号Ｅs2をノイズ量検出部２０へ出力する。
【００５７】
ノイズ量検出部２０は、第２の電界強度検出信号Ｅs2からノイズ成分を検出し、検出したノイズ検出信号Ｎｓを制御部２１へ供給する。
【００５８】
制御部２１は、第１の電界強度検出信号Ｅs1とノイズ検出信号Ｎｓを入力し、図３（ａ）（ｂ）を参照して次に述べる処理を行うことによって、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を可変制御することにより、ステレオ復調部１７からＳ／Ｎの良い左右チャンネル信号ＤL，ＤRを出力させる。
【００５９】
すなわち、制御部２１は、第１の電界強度検出信号Ｅs1とノイズ検出信号Ｎｓの変化を逐一監視し、これらの信号Ｅs1，Ｎｓの変化に応じて、制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２，ＣＮＴ３によってミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を可変制御する。
【００６０】
そして、図３（ａ）に示すように、第１の電界強度検出信号Ｅs1を予め決められている電界強度に関する異なった値の第１，第２の閾値Ｅth1，Ｅth2と比較し、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が第１の閾値Ｅth1より小さいときには、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値に応じて、ミュート処理部１５における減衰量を可変制御（ミュート制御）することによって、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００６１】
つまり、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が第１の閾値Ｅth1より小さいときには、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が減少する毎に、ミュート処理部１５における減衰量を増加することによって、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００６２】
なお、Ｓ／Ｎの良い左右チャンネル信号ＤL，ＤRが得られる環境を実験的に実現し、そのときのミュート処理部１５における減衰量と、高域除去フィルタ１６のｆ特と、ステレオ復調部１７における分離度とを標準（ディフォルト）の特性に決めて、これらの特性データを制御部２１に予め記憶させておくことにより、標準（ディフォルト）の特性を基準にして第１の電界強度検出信号Ｅs1の値に応じた制御を行うようになっている。
【００６３】
次に、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が第１，第２の閾値Ｅth1，Ｅth2の間のときには、制御部２１は、高域除去フィルタ１６のｆ特（高域の利得）を可変制御（ハイカット制御）することにより、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００６４】
すなわち、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が第１，第２の閾値Ｅth1，Ｅth2の間のときには、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が減少する毎に、高域除去フィルタ１６の高域の利得を減衰させるようにｆ特を制御することにより、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００６５】
次に、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が第２の閾値Ｅth2より大きくなると、制御部２１は、ステレオ復調部１７における分離度を変化させるためのセパレーション制御を行うことにより、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００６６】
つまり、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が第２の閾値Ｅth2より大きくなると、第１の電界強度検出信号Ｅs1の値が増す毎に、ステレオ復調部１７における分離度を増加させるセパレーション制御を行う。
【００６７】
更に図３（ｂ）に示すように、制御部２１は、ノイズ検出信号Ｎｓを予め決められているノイズ成分に関する第３，第４の閾値Ｎth1，Ｎth2と比較し、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を可変制御することにより、ステレオ復調部１７からＳ／Ｎの良い左右チャンネル信号ＤL，ＤRを出力させる。
【００６８】
まず、ノイズ検出信号Ｎｓの値が第３の閾値Ｎth1より小さいときには、制御部２１は、ステレオ復調部１７における分離度を変化させるためのセパレーション制御を行うことにより、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００６９】
つまり、ノイズ検出信号Ｎｓの値が第３の閾値Ｎth1より小さいときには、ノイズ検出信号Ｎｓの値が増す毎に、ステレオ復調部１７における分離度を減少させるセパレーション制御を行う。
【００７０】
次に、ノイズ検出信号Ｎｓの値が第３，第４の閾値Ｎth1，Ｎth2の間のときには、制御部２１は、高域除去フィルタ１６のｆ特（高域の利得）を可変制御することにより、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００７１】
つまり、ノイズ検出信号Ｎｓの値が第３，第４の閾値Ｎth1，Ｎth2の間のときには、制御部２１は、ノイズ検出信号Ｎｓの値が増す毎に、高域除去フィルタ１６の高域の利得を減衰させるようにｆ特を制御することにより、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００７２】
次に、ノイズ検出信号Ｎｓの値が第４の閾値Ｎth2より大きくなると、制御部２１は、ノイズ検出信号Ｎｓの値に応じて、ミュート処理部１５における減衰量を可変制御することによって、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００７３】
つまり、ノイズ検出信号Ｎｓの値が第４の閾値Ｎth2より大きいときには、第ノイズ検出信号Ｎｓの値が増す毎に、ミュート処理部１５における減衰量を増加することによって、Ｓ／Ｎを向上させる。
【００７４】
そして、制御部２１は、図３（ａ）（ｂ）に示した２つの条件を両立させた組み合わせで、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を可変制御することにより、Ｓ／Ｎの良い左右チャンネル信号ＤL，ＤRを発生させる。
【００７５】
以上説明したように本実施形態の受信機によれば、第１の電解強度検出部１８が、Ａ／Ｄ変換器１０から出力されマルチパス除去部１３に入力されていない中間周波信号ＤIFから電界強度を検出することにより、受信アンテナにおける電界強度を適切に検出することができ、その検出した第１の電界強度検出信号Ｅs1に基づいてミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御するので、Ｓ／Ｎの良好な左右チャンネル信号ＤL，ＤRを発生させることができる。
【００７６】
更に、第２の電界強度検出部１９がマルチパス除去フィルタ１３においてマルチパス歪の除去処理の施された希望信号Ｙ(t)から第２の電界強度検出信号Ｅs2を検出すると共に、ノイズ量検出部２０が第２の電界強度演出信号Ｅs2からノイズ検出信号Ｎｓを検出することによって、希望信号Ｙ(t)に残存しているノイズ成分の量を表すノイズ検出信号Ｎｓを検出することができる。そして、このノイズ検出信号Ｎｓに基づいてミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御するので、Ｓ／Ｎの良好な左右チャンネル信号ＤL，ＤRを発生させることができる。
【００７７】
つまり、より実際に即応した電界強度を示す第１の電界強度検出信号Ｅs1と、マルチパス歪の除去処理が施されているがノイズ成分が残存している希望信号Ｙ(t)から求めたノイズ検出信号Ｎｓとの両者の変化に応じて、制御部２１が、図３（ａ）（ｂ）に示した２条件に従って、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御するので、マルチパス除去フィルタ１２でマルチパス歪を除去し且つ、Ｓ／Ｎの良好な左右チャンネル信号ＤL，ＤRを発生させることができる。
【００７８】
また、本発明者が本実施形態の受信機を開発するに当たり、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御する際に必要となる電界強度検出信号とノイズ検出信号を生成するための回路構成として、図４（ａ）（ｂ）に例示する２態様を検討したので、図１に示した好適な実施形態と、これら２態様の回路構成とを比較検討した結果を、以下説明する。
【００７９】
なお、図４（ａ）（ｂ）において、図１と同一又は相当する部分が同一符号で示されている。
【００８０】
まず、図４（ａ）に示す受信機（以下「第１例の受信機」という）は、マルチパス除去フィルタ１２から出力される希望信号Ｙ(t)をＡＭ検波することによって電界強度検出信号Ｅｓを出力する電界強度検出部１００と、その電界強度検出信号Ｅｓに含まれるノイズ成分の量を検出してノイズ検出信号Ｎｓを出力するノイズ量検出部２００と、これら電界強度検出信号Ｅｓとノイズ検出信号Ｎｓの変化に応じて、図３（ａ）（ｂ）に示した２条件に従って、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御する制御部３００が設けられている。
【００８１】
この第１例の受信機によると、電界強度検出部１００は、ＡＧＣ回路１１に入力されていない中間周波信号ＤIFから電界強度を検出するのではなく、ＡＧＣ回路１１とマルチパス除去フィルタ１２によって処理された後の希望信号Ｙ(t)から電界強度を予測検出することとなるため、受信アンテナにおける実際に相応した電界強度を検出することが困難となる。このため、好適な実施形態として示した図１の受信機の方が、図４（ａ）に示す第１例の受信機よりも、Ｓ／Ｎの向上を図ることが出来るという結果が得られた。
【００８２】
次に、図４（ｂ）に示す受信機（以下「第２例の受信機」という）は、マルチパス歪の除去処理がなされていない中間周波信号ＤIFをＡＭ検波することによって電界強度検出信号Ｅｓを出力する電界強度検出部１００と、その電界強度検出信号Ｅｓに含まれるノイズ成分の量を検出してノイズ検出信号Ｎｓを出力するノイズ量検出部２００と、これら電界強度検出信号Ｅｓとノイズ検出信号Ｎｓの変化に応じて、図３（ａ）（ｂ）に示した２条件に従って、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御する制御部３００が設けられている。
【００８３】
この第２例の受信機によると、電界強度検出部１００は、中間周波信号ＤIFから電界強度を検出するので、受信アンテナにおける実際に相応した電界強度を示す電界強度検出信号Ｅｓを検出することが可能であるが、その反面で、ノイズ量検出部２００は、ＡＧＣ回路１１とマルチパス除去フィルタ１２によって処理された後の希望信号Ｙ(t)に残存しているノイズ成分の量を示すノイズ検出信号を検出することができない。つまり、図４（ｂ）に示されているノイズ検出信号Ｎｓは、希望信号Ｙ(t)に残存しているノイズ成分の量を示す信号とはならない。
【００８４】
したがって、希望信号Ｙ(t)をＦＭ検波することによってＦＭ検波部１４から出力されるコンポジット信号についてＳ／Ｎを向上させるべく、電界強度検出部１００とノイズ量検出部２００から出力される上述の電界強度検出信号Ｅｓとノイズ検出信号Ｎｓに基づいて、ミュート処理部１５と高域除去フィルタ１６とステレオ復調部１７の各特性を制御しても、コンポジット信号について十分にＳ／Ｎを向上させるべく処理することが困難となる。このため、好適な実施形態として示した図１の受信機の方が、図４（ｂ）に示す第２例の受信機よりも、Ｓ／Ｎの向上を図ることが出来るという結果が得られた。
【００８５】
なお、本発明の好適な実施形態として、図１の受信機を示したが、図２に示したマルチパス除去フィルタ１２は他の構成であっても良い。
【００８６】
例えば、図２に示したマルチパス除去フィルタ１２は、優れた安定性を確保するために、絶対値検波回路２４ａとデジタルローパスフィルタ２４ｂと振幅制御回路２４ｃと振幅制限回路２４ｄとを備えた誤差成分抑制部２４が設けられているが、この誤差成分抑制部２４を省略した構成とし、減算器２３ｃから出力される誤差成分ｅ(t)を、補正誤差成分ｅｃｐ(t)の代わりに、タップ係数更新部２５に供給してもよい。
【００８７】
かかる構成によると、上記式（１）中に示されている補正誤差成分ｅｃｐ(t)が誤差成分ｅ(t)に置き換わることになるが、例えば都市部等において通常の受信を行う場合には、実用上の問題を生じることはない。
【００８８】
また、上記式（１）中の右辺第１項に示されているタップ係数Ｋｊ(t-1)に変数γを乗算するように、タップ係数更新アルゴリズムを変更し、上述の補正誤差成分ｅｃｐ(t)又は誤差成分ｅ(t)の変化に応じて、タップ係数更新部２５が変数γを可変制御するようにしてもよい。
【００８９】
かかる構成によると、マルチパスの影響によってデジタルフィルタＡＤＦの動作が不安定になる可能性が生じた場合でも、変数γの値に応じて、補正誤差成分ｅｃｐ(t)又は誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるための速度を短くすることができるため、マルチパスに対して安定したマルチパス除去フィルタを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】実施形態の受信機の構成を表したブロック図である。
【図２】図１に示されているパルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図である。
【図３】図１に示されている制御部の動作を説明するための図である。
【図４】図１、図２に示されている受信機を評価するために示した、第１例の受信機と第２例の受信機の構成を表したブロック図である。
【図５】従来の受信機の構成を表したブロック図である。
【符号の説明】
【００９１】
１２…マルチパス除去フィルタ
１３…マルチパス除去
１４…ＦＭ検波部
１５…ミュート処理部
１６…高域除去フィルタ
１７…ステレオ復調部
１８…第１電界強度検出部
１９…第２電界強度検出部
２０…ノイズ量検出部
２１…制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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