(57)【要約】【課題】  入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても効率よく電力変換する。【解決手段】  制御回路２３は、直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2のうちから一つを選択する。インバータ回路２２の入力電圧として直流電圧Ｖd1を利用する場合には、スイッチ回路２４とトランジスタＱ２およびスイッチ回路２５とトランジスタＱ４を単相ブリッジ回路として動作させ、入力電圧として直流電圧Ｖd2を利用する場合には、トランジスタＱ１とスイッチ回路２４およびトランジスタＱ３とスイッチ回路２５を単相ブリッジ回路として動作させ、入力電圧として直流電圧Ｖd1＋Ｖd2を利用する場合には、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる単相フルブリッジ回路８を動作させる。【選択図】  図１
2005137166.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を供給する直流電力発生部と、
この直流電力発生部と直列接続されたコンデンサと、
前記直流電力発生部の直流電力を変換して前記コンデンサに与える直流電力変換回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との直列回路の両端子間に第１の出力端子を挟んで直列に接続された第１、第２の逆導通スイッチング素子および第２の出力端子を挟んで直列に接続された第３、第４の逆導通スイッチング素子から構成される単相フルブリッジ回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との共通接続点と前記単相フルブリッジ回路の第１、第２の出力端子との間にそれぞれ接続され、両方向についての導通、非導通を制御可能な第１、第２のスイッチ回路と、
前記単相フルブリッジ回路の第１、第２の出力端子と変換した交流電力を出力する交流出力端子との間に接続されたローパスフィルタ回路と、
前記直流電力発生部の直流電力および前記コンデンサに蓄えられた直流電力を交流電力に変換するために、前記第１の逆導通スイッチング素子、第２の逆導通スイッチング素子および第１のスイッチ回路のうちの何れか一つと、前記第３の逆導通スイッチング素子、第４の逆導通スイッチング素子および第２のスイッチ回路のうちの何れか一つの組み合わせについて導通、非導通を制御する制御手段とを備えて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、交流出力電圧の位相に応じて、前記直流電力発生部の直流電圧と、前記コンデンサの直流電圧と、これら２つの直流電圧の加算電圧の３つの電圧のうちから一つを選択し、
前記直流電力発生部の直流電圧を選択している期間において、前記第１、第３の逆導通スイッチング素子をオフ状態とし、前記第１のスイッチ回路と前記第２の逆導通スイッチング素子および前記第２のスイッチ回路と前記第４の逆導通スイッチング素子が単相ブリッジ回路として動作するように制御し、
前記コンデンサの直流電圧を選択している期間において、前記第２、第４の逆導通スイッチング素子をオフ状態とし、前記第１の逆導通スイッチング素子と前記第１のスイッチ回路および前記第３の逆導通スイッチング素子と前記第２のスイッチ回路が単相ブリッジ回路として動作するように制御し、
前記加算電圧を選択している期間において、前記第１、第２のスイッチ回路をオフ状態とし、前記第１ないし第４の逆導通スイッチング素子が単相ブリッジ回路として動作するように制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、各時刻において、前記直流電力発生部の直流電圧と、前記コンデンサの直流電圧と、これら２つの直流電圧の加算電圧の３つの電圧のうち、交流出力電圧の瞬時基準値の絶対値以上であって且つ最も小さい電圧を選択することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記直流電力発生部の直流電圧と前記コンデンサの直流電圧との加算電圧を選択している期間において、
交流出力電圧が正の場合、前記第２、第３のスイッチング素子をオフ状態とし、交流出力電圧の絶対値を増加させる時に前記第１、第４のスイッチング素子をオンとし、交流出力電圧の絶対値を減少させる時に前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第１のスイッチ回路をオンとし、または、前記第４のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチ回路をオンとするように制御し、
交流出力電圧が負の場合、前記第１、第４のスイッチング素子をオフ状態とし、交流出力電圧の絶対値を増加させる時に前記第２、第３のスイッチング素子をオンとし、交流出力電圧の絶対値を減少させる時に前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチ回路をオンとし、または、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第１のスイッチ回路をオンとするように制御することを特徴とする請求項２または３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１のスイッチ回路は、第５、第６の逆導通スイッチング素子が互いに逆極性となるように直列に接続されて構成されており、
前記第２のスイッチ回路は、第７、第８の逆導通スイッチング素子が互いに逆極性となるように直列に接続されて構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記第１のスイッチ回路をオンする時には、前記第５、第６の逆導通スイッチング素子の両方にオン信号を与え、前記第１のスイッチ回路をオフする時には、前記第１ないし第４の逆導通スイッチング素子のオンオフ状態に応じて、第５または第６の逆導通スイッチング素子のうち前記直流電力発生部または前記コンデンサを短絡させることのない何れか一方の逆導通スイッチング素子にオン信号を与えるとともに他方の逆導通スイッチング素子にオフ信号を与えるように制御し、
前記第２のスイッチ回路をオンする時には、前記第７、第８の逆導通スイッチング素子の両方にオン信号を与え、前記第２のスイッチ回路をオフする時には、前記第１ないし第４の逆導通スイッチング素子のオンオフ状態に応じて、第７または第８の逆導通スイッチング素子のうち前記直流電力発生部または前記コンデンサを短絡させることのない何れか一方の逆導通スイッチング素子にオン信号を与えるとともに他方の逆導通スイッチング素子にオフ信号を与えるように制御することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記直流電力発生部の直流電圧と前記コンデンサの端子電圧との加算値が、交流出力電圧のピーク電圧に所定のマージン電圧を加えた値となるように、前記直流電力変換回路を制御することを特徴とする請求項１ないし６の何れかの記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御手段は、前記直流電力発生部の直流電圧と前記コンデンサの端子電圧との比率が、ほぼ１：２または２：１となるように制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御手段は、前記直流電力発生部の直流電圧と前記コンデンサの端子電圧との加算値と、交流出力電圧の絶対値波形に基づいて計算された所定の値とを比較して、前記加算値の方が大きい期間において、前記直流電力変換回路の電力変換動作を一時的に停止し、または、変換電力を減少させるように制御することを特徴とする請求項７または８記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御手段は、前記交流出力端子に商用電力系統が接続された場合に、その系統電圧に同期した力率１の交流出力電力を生成して系統連系運転を行うことを特徴とする請求項１ないし９の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記直流電力発生部は、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリ、または、これらの機器の組み合わせにより構成されていることを特徴とする請求項１ないし１０の何れかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置の一つに、太陽電池、燃料電池などの直流電力を交流電力に変換して系統に供給する系統連系インバータ装置がある。特許文献１に示された系統連系インバータ装置は、直流入力電圧を昇圧して中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成されたインバータと、フィルタとを備え、中間段コンデンサを所定容量のフィルムコンデンサとし、中間段電圧が系統電圧の絶対値に比べて低くなる期間だけ昇圧コンバータを動作させるようになっている。また、特許文献２に示された系統連系インバータ装置は、インバータの少なくとも一つのアームを系統電圧のゼロ電圧に同期してスイッチングを行うように構成されている。
【特許文献１】特開２０００−１５２６６１号公報
【特許文献２】特開２００２−３６９３８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図５は、特許文献１、２に示された系統連系インバータ装置と同様の主回路構成を有する電力変換装置の電気的構成を示している。この電力変換装置１は、直流入力端子２、３間に接続された直流電源４、この直流電源４と並列に接続されたコンデンサＣ１、直流電源４の直流電圧Ｖd1を昇圧するチョッパ回路５、直流母線６、７間に接続されたコンデンサＣ２と単相フルブリッジ回路８、および単相フルブリッジ回路８の出力端子８ａ、８ｂと交流出力端子１０、１１との間に接続されたフィルタ回路９から構成されている。
【０００４】
単相フルブリッジ回路８は、直流母線６、７間に出力端子８ａを挟んで直列に接続されたトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１、Ｑ２と、出力端子８ｂを挟んで直列に接続されたトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ３、Ｑ４とから構成されており、トランジスタＱ１ないしＱ４にはそれぞれ図示極性のダイオードＤ１ないしＤ４が並列接続されている。また、チョッパ回路５は、直流母線６、７間に接続された図示極性の逆流防止用のダイオードＤ６とトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ５との直列回路、およびダイオードＤ６とトランジスタＱ５との共通接続点と直流入力端子２との間に接続されたリアクトルＬ１から構成されている。トランジスタＱ５には、図示極性のダイオードＤ５が並列接続されている。
【０００５】
ローパスフィルタであるフィルタ回路９は、単相フルブリッジ回路８の出力端子８ａと交流出力端子１０との間に接続されたリアクトルＬ２、単相フルブリッジ回路８の出力端子８ｂと交流出力端子１１との間に接続されたリアクトルＬ３、および交流出力端子１０、１１間に接続されたコンデンサＣ３から構成されている。
【０００６】
この構成において、図示しない制御回路は、チョッパ回路５のトランジスタＱ５をオンオフ制御することにより、直流電源４の直流電圧Ｖd1を入力としてコンデンサＣ２の両端子間の直流電圧Ｖd2が所定の電圧となるように制御する。そして、制御回路は、このコンデンサＣ２に蓄積されている直流電力を入力として、単相フルブリッジ回路８のトランジスタＱ１ないしＱ４を正弦波ＰＷＭ制御（高速オンオフ制御）することにより交流電力に変換する。単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは、フィルタ回路９によって高調波成分が除去され、所定の電圧および周波数を持つ交流出力電圧Ｖacとなる。
【０００７】
正弦波ＰＷＭ制御は、正の半サイクル期間においては、トランジスタＱ２とＱ３をオフ状態とし、交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流の絶対値を増加させる期間（ＰＷＭ周期のオン期間）でトランジスタＱ１とＱ４をオンとし、増加させる必要のない期間（ＰＷＭ周期のオフ期間）でトランジスタＱ１とＱ４の少なくとも一方をオフとする。また、負の半サイクル期間においては、トランジスタＱ１とＱ４をオフ状態とし、交流出力電圧Ｖacまたは交流出力電流の絶対値を増加させる期間（ＰＷＭ周期のオン期間）でトランジスタＱ２とＱ３をオンとし、増加させる必要のない期間（ＰＷＭ周期のオフ期間）でトランジスタＱ２とＱ３の少なくとも一方をオフとする。
【０００８】
その結果、単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは以下のようになる。
正の半サイクル：
Ｖｏ＝Ｖd2（Ｑ１、Ｑ４＝オン）、Ｖｏ＝０（Ｑ１＝オフまたはＱ４＝オフ）
負の半サイクル：
Ｖｏ＝−Ｖd2（Ｑ２、Ｑ３＝オン）、Ｖｏ＝０（Ｑ２＝オフまたはＱ３＝オフ）
【０００９】
図６は、単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏ（基本波成分）と電力変換装置１の交流出力電圧Ｖacの波形を示している。フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３による電圧負担により、出力電圧Ｖｏは交流出力電圧Ｖacに対して振幅が大きく且つ位相が若干進んだ波形となる。
【００１０】
このように直流電源４の直流電圧Ｖd1のレベルと交流出力電圧Ｖacのレベルが異なる場合において、従来構成の電力変換装置１は、直流電源４の直流電圧Ｖd1をチョッパ回路５を用いて一旦直流電圧Ｖd2に変換し、その直流電圧Ｖd2を単相フルブリッジ回路８とフィルタ回路９により更に交流出力電圧Ｖacに変換している。従って、電力変換の観点からは、電力変換を２回行っていることになり、損失が増加して変換効率が低下するという問題があった。
【００１１】
また、スイッチングに伴うトランジスタＱ１ないしＱ４に印加される電圧は、スイッチング時のサージ電圧を無視しても、常に直流電圧Ｖd2と０Ｖとの間で変化するため、スイッチング損失が増大してしまう。さらに、フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３に印加される電圧は、リアクトルＬ２、Ｌ３全体としてＶｏ−Ｖacとなり、高周波成分として直流電圧Ｖd2と０Ｖとの間で変化する高周波電圧が印加される。このため、リアクトルＬ２、Ｌ３における高周波損失が増大し、その他リアクトルＬ２、Ｌ３に流れる高周波リプル電流の増大に起因する問題が生じる。
【００１２】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても効率よく電力変換することができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するため、請求項１記載の電力変換装置は、
直流電力を供給する直流電力発生部と、
この直流電力発生部と直列接続されたコンデンサと、
前記直流電力発生部の直流電力を変換して前記コンデンサに与える直流電力変換回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との直列回路の両端子間に第１の出力端子を挟んで直列に接続された第１、第２の逆導通スイッチング素子および第２の出力端子を挟んで直列に接続された第３、第４の逆導通スイッチング素子から構成される単相フルブリッジ回路と、
前記コンデンサと前記直流電力発生部との共通接続点と前記単相フルブリッジ回路の第１、第２の出力端子との間にそれぞれ接続され、両方向についての導通、非導通を制御可能な第１、第２のスイッチ回路と、
前記単相フルブリッジ回路の第１、第２の出力端子と変換した交流電力を出力する交流出力端子との間に接続されたローパスフィルタ回路と、
前記直流電力発生部の直流電力および前記コンデンサに蓄えられた直流電力を交流電力に変換するために、前記第１の逆導通スイッチング素子、第２の逆導通スイッチング素子および第１のスイッチ回路のうちの何れか一つと、前記第３の逆導通スイッチング素子、第４の逆導通スイッチング素子および第２のスイッチ回路のうちの何れか一つの組み合わせについて導通、非導通を制御する制御手段とを備えて構成されていることを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、直流電力発生部の直流電力は、直流電力変換回路を介して単相フルブリッジ回路に与えられ交流電力に変換されるのみならず、コンデンサと直流電力発生部の共通接続点と単相フルブリッジ回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続された第１、第２のスイッチ回路を通して直接単相フルブリッジ回路に与えられ交流電力に変換される。すなわち、すべての直流電力を一旦異なる直流電力に変換した後に利用するものとは異なり、直流電力発生部の直流電力の一部を直接利用することができるため、直流電力変換損失を低減でき、入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても直流電力を効率よく交流電力に変換することができる。
【００１５】
請求項２記載の電力変換装置は、制御手段（直流電圧選択手段）により、交流出力電圧の位相に応じて、直流電力発生部の直流電圧と、コンデンサの直流電圧と、これら２つの直流電圧の加算電圧の３つの電圧のうちから一つを選択して利用することができる。すなわち、（Ａ）直流電力発生部の直流電圧を入力とする場合には、第１のスイッチ回路と第２の逆導通スイッチング素子および第２のスイッチ回路と第４の逆導通スイッチング素子を単相ブリッジ回路として動作させ、（Ｂ）コンデンサの直流電圧を入力とする場合には、第１の逆導通スイッチング素子と第１のスイッチ回路および第３の逆導通スイッチング素子と第２のスイッチ回路を単相ブリッジ回路として動作させ、（Ｃ）加算電圧を入力とする場合には、第１ないし第４の逆導通スイッチング素子を単相ブリッジ回路として動作させる。
【００１６】
この構成によれば、上記（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の各期間について、交流出力電圧の瞬時電圧波形が、それぞれ所定の正弦波状の交流電圧波形の第１の部分、第２の部分、第３の部分と一致するように制御することができ、これら（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の期間を連続的につなぎ合わせることにより、交流出力電圧の瞬時電圧波形を所定の正弦波状の交流電圧波形と一致させることができる。
【００１７】
この制御手段（直流電圧選択手段）による３種類の直流電圧の切り換え制御により、ＰＷＭ制御などのオンオフ制御を行った場合におけるインバータ回路（単相フルブリッジ回路および第１、第２のスイッチ回路）の出力電圧の変動（オン時とオフ時の電圧差）が小さくなり、インバータ回路の逆導通スイッチング素子の損失およびローパスフィルタ回路の損失を低減することができる。また、逆導通スイッチング素子に印加される電圧が小さくなることにより、スイッチングに起因するＥＭＩノイズも低減することができる。
【００１８】
請求項３記載の電力変換装置は、直流電力発生部の直流電圧と、コンデンサの直流電圧と、これら２つの直流電圧の加算電圧の３つの電圧のうち、交流出力電圧の瞬時基準値の絶対値以上であって且つ最も小さい電圧を選択し切り換えることにより、直流電圧が変動してもＰＷＭ制御を用いて歪みの少ない交流出力電圧を生成することができる。
【００１９】
請求項４記載の電力変換装置は、上記加算電圧を選択している期間において、例えば交流出力電圧が正の場合、第２、第３のスイッチング素子をオフ状態とし、交流出力電圧の絶対値を増加させる時に第１、第４のスイッチング素子をオンとし、交流出力電圧の絶対値を減少させる時に第１のスイッチング素子をオフ、第１のスイッチ回路をオンとし、または、第４のスイッチング素子をオフ、第２のスイッチ回路をオンとするように制御すれば、インバータ回路の出力電圧は、加算電圧と直流電力発生部の直流電圧との間または加算電圧とコンデンサの直流電圧との間で変化するので、インバータ回路の出力電圧の変化幅を小さくすることができる。
【００２０】
請求項５記載の電力変換装置は、第１のスイッチ回路を、第５、第６の逆導通スイッチング素子が互いに逆極性となるように直列に接続して構成し、第２のスイッチ回路を、第７、第８の逆導通スイッチング素子が互いに逆極性となるように直列に接続して構成している。
【００２１】
請求項６記載の電力変換装置は、第１のスイッチ回路をオフする時に、第１ないし第４の逆導通スイッチング素子のオンオフ状態に応じて、第５または第６の逆導通スイッチング素子のうち直流電力発生部またはコンデンサを短絡させることのない何れか一方の逆導通スイッチング素子にオン信号を与えるとともに他方の逆導通スイッチング素子にオフ信号を与えるように制御し、第２のスイッチ回路をオフする時にも同様に制御することにより、スイッチングの際の還流ループが形成され、電流の転流時に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【００２２】
請求項７記載の電力変換装置は、直流電力発生部の直流電圧とコンデンサの端子電圧との加算値が、交流出力電圧のピーク電圧に所定のマージン電圧を加えた値となるように直流電力変換回路を制御することにより、ＰＷＭ制御を用いて歪みの少ない交流出力電圧を生成することができる。
【００２３】
請求項８記載の電力変換装置は、直流電力発生部の直流電圧とコンデンサの端子電圧との比率が、ほぼ１：２または２：１となるように制御することにより、例えば１：２の場合には、直流電力発生部の直流電圧：コンデンサの直流電圧：２つの直流電圧の加算電圧＝１：２：３となり、ほぼ等間隔に設定された異なる３レベルの直流電圧を利用して交流出力電圧を生成することができる。
【００２４】
請求項９記載の電力変換装置は、上記加算値と、交流出力電圧の絶対値波形に基づいて計算された所定の値とを比較して、加算値の方が大きい期間において直流電力変換回路の電力変換動作を一時的に停止し、または、変換電力を減少させるように制御するので、加算値を必要最小限の値にまで下げることができ、スイッチング損失をより低減することができる。
【００２５】
請求項１０記載の電力変換装置は、交流出力端子に商用電力系統が接続された場合に、その系統電圧に同期した力率１の交流出力電力を生成して系統連系運転を行うように構成されている。この場合、請求項１１記載のように、直流電力発生部は、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリ、または、これらの機器の組み合わせにより構成することができる。
【発明の効果】
【００２６】
本発明の電力変換装置によれば、直流電力発生部の直流電力の一部を直接利用することができるため、直流電力変換損失を低減でき、入力直流電圧と交流出力電圧のレベルが異なる場合であっても直流電力を効率よく交流電力に変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、電力変換装置の電気的構成図であって、図５と同一構成部分には同一符号を付して示している。この電力変換装置２１において、直流母線６と直流入力端子２との間にはコンデンサＣ４が接続されており、直流入力端子２、３間に直流電源４（直流電力発生部に相当）が接続された場合に、直流母線６、７間にコンデンサＣ４と直流電源４とが直列に接続されるようになっている。直流電源４は、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリまたはこれらの機器の組み合わせからなる。
【００２８】
コンデンサＣ４と直流入力端子２との共通接続点であるノードＮと単相フルブリッジ回路８の出力端子８ａ（第１の出力端子に相当）との間には、両方向つまりノードＮから出力端子８ａの向きおよび出力端子８ａからノードＮの向きについて導通、非導通を制御可能なスイッチ回路２４（第１のスイッチ回路に相当）が接続されている。同様に、ノードＮと単相フルブリッジ回路８の出力端子８ｂ（第２の出力端子に相当）との間には、両方向について導通、非導通を制御可能なスイッチ回路２５（第２のスイッチ回路に相当）が接続されている。
【００２９】
図２は、スイッチ回路２４、２５を具体的に示した電気的構成図である。スイッチ回路２４は、トランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ２１、Ｑ２２が互いに逆極性となるように直列に接続されて構成されており、これらトランジスタＱ２１、Ｑ２２には、それぞれ図示極性のダイオードＤ２１、Ｄ２２が並列接続されている。同様に、スイッチ回路２５は、トランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ２３、Ｑ２４が互いに逆極性となるように直列に接続されて構成されており、これらトランジスタＱ２３、Ｑ２４には、それぞれ図示極性のダイオードＤ２３、Ｄ２４が並列接続されている。これらのトランジスタＱ２１〜Ｑ２４、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４および単相フルブリッジ回路８（トランジスタＱ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４）によりインバータ回路２２が構成されている。
【００３０】
チョッパ回路５は、本発明でいう直流電力変換回路に相当する。また、トランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ４、Ｑ２１〜Ｑ２４は、それぞれ並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４、Ｄ２１〜Ｄ２４とともに、逆方向に導通特性を持つ逆導通スイッチング素子を構成している。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１〜Ｑ２４（ダイオードＤ１〜Ｄ４、Ｄ２１〜Ｄ２４が付加されたもの）は、それぞれ本発明でいう第１〜第４、第５〜第８の逆導通スイッチング素子に相当し、制御回路２３（制御手段に相当）によって制御されるようになっている。
【００３１】
次に、本実施形態の作用について図３も参照しながら説明する。
制御回路２３は、詳しくは後述するように、チョッパ回路５のトランジスタＱ５をオンオフ制御することにより、直流電源４の直流電圧Ｖd1を入力としてコンデンサＣ４の両端子間の直流電圧Ｖd2が所定の電圧となるように制御する。そして、制御回路２３は、直流電源４の直流電圧Ｖd1（コンデンサＣ１の直流電圧）とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2とを入力として、インバータ回路２２のトランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１〜Ｑ２４をオンオフ制御することにより交流電力に変換する。単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは、フィルタ回路９によって高調波成分が除去され、所定の電圧および周波数を持つ交流出力電圧Ｖacとなる。
【００３２】
インバータ回路２２は、その入力電圧として直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2の３つの電圧を利用することができる点に特徴を有している。入力電圧として直流電圧Ｖd1を利用する場合には、スイッチ回路２４とトランジスタＱ２およびスイッチ回路２５とトランジスタＱ４を単相ブリッジ回路として動作させ、入力電圧として直流電圧Ｖd2を利用する場合には、トランジスタＱ１とスイッチ回路２４およびトランジスタＱ３とスイッチ回路２５を単相ブリッジ回路として動作させ、入力電圧として直流電圧Ｖd1＋Ｖd2を利用する場合には、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる単相フルブリッジ回路８を動作させる。
【００３３】
図３は、制御回路２３の制御内容を示す機能ブロック図である。制御回路２３は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、記憶手段（メモリ）に記憶されている制御プログラムを実行することにより、交流出力電圧Ｖacの位相を検出する出力電圧位相検出手段２６、当該位相に応じて直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2のうちから一つを選択する直流電圧選択手段２７、および直流電圧選択信号に基づいてトランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート信号を生成するゲート制御手段２８として制御動作を行う。各直流電圧を選択した場合の制御は、以下のようになる。
【００３４】
（Ａ）直流電源４の直流電圧Ｖd1を選択している期間
トランジスタＱ１、Ｑ３を常時オフとし、スイッチ回路２４とトランジスタＱ２およびスイッチ回路２５とトランジスタＱ４を単相ブリッジ回路として動作させ、交流出力電圧Ｖacの瞬時電圧波形が所定の正弦波状の交流電圧波形の第１の部分と一致するように制御する。
【００３５】
（Ｂ）コンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2を選択している期間
トランジスタＱ２、Ｑ４を常時オフとし、トランジスタＱ１とスイッチ回路２４およびトランジスタＱ３とスイッチ回路２５を単相ブリッジ回路として動作させ、交流出力電圧Ｖacの瞬時電圧波形が所定の正弦波状の交流電圧波形の第２の部分と一致するように制御する。
【００３６】
（Ｃ）直流電圧Ｖd1＋Ｖd2を選択している期間
スイッチ回路２４、２５を常時オフとし、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる単相フルブリッジ回路８を動作させ、交流出力電圧Ｖacの瞬時電圧波形が所定の正弦波状の交流電圧波形の第３の部分と一致するように制御する。
【００３７】
ここで、Ｖd1＜Ｖd2となるように、制御回路２３がチョッパ回路５を制御していたとすれば、Ｖd1＜Ｖd2＜Ｖd1＋Ｖd2の関係が成立する。制御回路２３は、交流出力電圧Ｖacの１サイクル期間において、上記（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の各期間を（Ａ）→（Ｂ）→（Ｃ）→（Ｂ）→（Ａ）→（Ｂ）→（Ｃ）→（Ｂ）→（Ａ）のように連続的につなぎ合わせることにより、交流出力電圧Ｖacの瞬時電圧波形が所定の正弦波状の交流電圧波形と一致するように制御する。この場合、交流出力電圧Ｖacの零クロス近傍の位相では期間（Ａ）を選択し、正負のピーク電圧近傍の位相では期間（Ｃ）を選択し、これらの中間位相では期間（Ｂ）を選択するように制御する。
【００３８】
続いて、交流出力電圧Ｖacのピーク電圧近傍でのスイッチング制御について説明する。これは、上述した期間（Ｃ）に相当する。
（１）期間（Ｃ）であって且つ交流出力電圧Ｖacが正の場合
（ａ）トランジスタＱ２、Ｑ３を常にオフとする。
（ｂ）交流出力電圧Ｖacの絶対値を増加させる時にトランジスタＱ１、Ｑ４をオンする。
（ｃ）交流出力電圧Ｖacの絶対値を減少させる時にトランジスタＱ１をオフし、スイッチ回路２４をオンする。または、トランジスタＱ４をオフし、スイッチ回路２５をオンする。
【００３９】
（２）期間（Ｃ）であって且つ交流出力電圧Ｖacが負の場合
（ａ）トランジスタＱ１、Ｑ４を常にオフとする。
（ｂ）交流出力電圧Ｖacの絶対値を増加させる時にトランジスタＱ２、Ｑ３をオンする。
（ｃ）交流出力電圧Ｖacの絶対値を減少させる時にトランジスタＱ３をオフし、スイッチ回路２５をオンする。または、トランジスタＱ２をオフし、スイッチ回路２４をオンする。
【００４０】
このようなスイッチング制御を行う電力変換装置２１は、単相フルブリッジ回路８のみによりインバータ回路を構成した電力変換装置１（図５参照）と比較して以下のような違いが生じる。例えば、正の期間においてインバータ出力電圧を増加させる時には、電力変換装置１は、トランジスタＱ１とＱ４をオンする。この時、単相フルブリッジ回路８の出力電圧ＶｏはＶd1＋Ｖd2となる。一方、本実施形態の電力変換装置２１でも、上述の（１）−（ｂ）のようにトランジスタＱ１とＱ４をオンするため、単相フルブリッジ回路８の出力電圧ＶｏはＶd1＋Ｖd2となる。
【００４１】
これに対し、インバータ出力電圧を減少させる時には、電力変換装置１は、トランジスタＱ１またはＱ４をオフする。この時、トランジスタＱ２の逆並列ダイオードＤ２またはトランジスタＱ３の逆並列ダイオードＤ３がオンとなって電流還流経路が形成され、単相フルブリッジ回路８の出力電圧Ｖｏは０Ｖとなる。一方、本実施形態の電力変換装置２１は、上述の（１）−（ｃ）のようにトランジスタＱ１をオフし、スイッチ回路２４をオンするか、または、トランジスタＱ４をオフし、スイッチ回路２５をオンする。前者の場合には出力電圧ＶｏはＶd1となり、後者の場合には出力電圧ＶｏはＶd2となる。
【００４２】
このように、トランジスタＱ１またはＱ４のオンオフにより、出力電圧Ｖｏは、従来の電力変換装置１ではＶd1＋Ｖd2と０Ｖの間で変化するのに対し、本実施形態の電力変換装置２１ではＶd1＋Ｖd2とＶd1との間またはＶd1＋Ｖd2とＶd2との間で変化するようになり、変化幅を小さくすることが可能となる。交流出力電圧Ｖacが負の期間においても同様の動作となる。
【００４３】
さらに、スイッチ回路２４、２５の具体的な制御方法について説明する。
ＩＧＢＴなどのスイッチング素子は、多くの場合逆導通ダイオードが内蔵されているため、１つのスイッチング素子では１方向の電流しかオンオフ制御することができない。そこで、本実施形態では、図２に示すように、スイッチ回路２４、２５としてそれぞれ２つの逆導通スイッチング素子であるトランジスタＱ２１とＱ２２、トランジスタＱ２３とＱ２４を互いに逆極性となるように直列に接続している。
【００４４】
スイッチ回路２４をオンする時には、トランジスタＱ２１とＱ２２にオン信号を与え、スイッチ回路２４をオフする時には、単相フルブリッジ回路８のトランジスタＱ１〜Ｑ４のオンオフ状態に応じて、トランジスタＱ２１、Ｑ２２のうち直流電源４またはコンデンサＣ４を短絡させることのない何れか一方のトランジスタにオン信号を与え、他方のトランジスタへのオン信号をブロックする（つまりオフする）ように制御する。
【００４５】
同様に、スイッチ回路２５をオンする時には、トランジスタＱ２３とＱ２４にオン信号を与え、スイッチ回路２４をオフする時には、単相フルブリッジ回路８のトランジスタＱ１〜Ｑ４のオンオフ状態に応じて、トランジスタＱ２３、Ｑ２４のうち直流電源４またはコンデンサＣ４を短絡させることのない何れか一方のトランジスタにオン信号を与え、他方のトランジスタへのオン信号をブロック（つまりオフする）するように制御する。このように制御すると、スイッチングの際の電流還流ループが形成され、転流時に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【００４６】
次に、チョッパ回路５の制御について説明する。
制御回路２３は、直流電源４の直流電圧Ｖd1とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2との加算値Ｖd1＋Ｖd2が、交流出力電圧Ｖacのピーク電圧に所定のマージン量を加えた値になるように、トランジスタＱ５をオンオフ制御してリアクトルＬ１に流れる電流値を制御する。このことは、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2が出力基本波電圧（出力電圧Ｖｏに含まれる基本波成分）のピーク値以上となるように制御することを意味する。このように制御すれば、インバータ回路２２は、高速ＰＷＭ制御を行うことにより歪みの少ない電圧を出力することができる。
【００４７】
また、制御回路２３は、直流電源４の直流電圧Ｖd1とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2との比率が、ほぼ１：２または２：１となるように制御する。このように制御すると、インバータ回路２２が利用可能な３つの直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2は、ほぼ１：２：３（Ｖd1：Ｖd2＝１：２の場合）となり等間隔となる。
【００４８】
これに対し、Ｖd1≒Ｖd2に制御したとすれば、実質的に２つの直流電圧レベルしか利用することができず、また、Ｖd1がＶd2よりも極めて小さくなるように制御すれば、Ｖd2とＶd1＋Ｖd2との差が小さくなり直流電圧を分割した効果が低減するのみならずＶd1を選択している期間が非常に短くなる。何れの場合にも、３つの直流電圧を利用することができる本願発明の特徴を十分に活かすことができない。好ましい電圧の一例を示せば、交流１００Ｖ（ピーク電圧１４０Ｖ）を出力する場合には、マージンを考慮して、直流電圧Ｖd1＝４０Ｖ〜６０Ｖ、直流電圧Ｖd2＝１００Ｖ〜１２０Ｖ程度とすればよい。
【００４９】
さらに、制御回路２３は、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2と交流出力電圧Ｖacの絶対値波形を基に計算された所定の値とを比較し、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の方が大きい期間において、トランジスタＱ５のオンを一時的に停止し（つまりオフ状態とし）、または、リアクトルＬ１に流れる電流の制御値を所定量だけ小さくするように制御する。これは、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の値が出力基本波電圧の瞬時値以上あれば出力を制御できる状態であることを意味する。
【００５０】
例えば、マージン電圧をΔＶdcとして以下のように制御すればよい。
期間（Ｃ）          ：  Ｖd1＋Ｖd2の下限値＝｜Ｖac（ωｔ）｜＋ΔＶdc
期間（Ｃ）以外の期間：  Ｖd1＋Ｖd2の下限値＝Ｖd1＋ΔＶdc
ここで、Ｖd1＋Ｖd2の下限値は、少なくとも｜出力基本波電圧｜以上となっているので、この条件を満たせば、高速ＰＷＭ制御により歪みの少ない電圧を出力することができる。従って、Ｖd1＋Ｖd2の瞬時値がＶd1＋Ｖd2の下限値以上に確保されていれば、少なくともその時点の近傍では、コンデンサＣ４に蓄積されている電力により交流出力をすることが可能となるので、チョッパ回路５の動作を停止し、または、チョッパ回路５の変換電力をより小さな値にまで低下させても差し支えない。その結果、実際のＶd1＋Ｖd2の値を、必要最低限にまで低下させることが可能となり、電圧変化によるスイッチング損失低減に有効となる。
【００５１】
なお、これまでは正弦波形である交流出力電圧Ｖacを発生させる場合について説明したが、図２に示すように、電力変換装置２１の交流出力端子１０、１１に商用電力系統Ｇrdを接続し、系統電圧に同期した力率１の交流出力電圧を生成する系統連系運転を行うことも可能である。
【００５２】
この場合、交流出力電圧Ｖacが系統電圧そのものになる。出力電流Ｉacが系統電圧に同期した力率１の交流出力電流となるように、インバータ回路２２が高速ＰＷＭ制御により出力電圧Ｖｏ（つまり出力基本波電圧）を出力すると、以下の（１）式に示すように、フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３に、出力基本波電圧と系統電圧Ｖacとの差電圧に応じた出力電流Ｉacを流すことが可能となる。
【数１】
2005137166.tif 000003
【００５３】
この構成によれば、電力変換装置２１は、直流電源４の直流電圧Ｖd1と交流出力電圧Ｖacとが異なっていても、効率よく変換することができ、しかも、主回路構成を同一として、電力系統との連系運転と単独での交流正弦波出力運転とを実現できるため、限られた直流電力を有効に利用する用途に適している。例えば、直流電源４を、燃料電池、太陽電池、風力発電における発電機出力を整流して得られる直流電源、バッテリまたはこれらの機器の組み合わせにより構成すれば、非常に利便性の高い電力変換装置を提供することができる。
【００５４】
以上説明した本実施形態によれば、インバータ回路２２に入力される直流電力は、直流電源４からの直流電力と、コンデンサＣ１、Ｃ４に蓄積されている直流電力であるため、図５に示す従来構成のインバータ回路１のように一旦全ての直流電力を変換する必要がなく、電力変換に伴う損失を低減することができる。すなわち、インバータ回路２２による交流電力への変換過程において、直流電源４の直流電力の一部を直接利用することができるため、その分だけ直流電力変換損失を減らすことができ、電力変換効率を高めることができる。
【００５５】
インバータ回路２２は、その入力電圧として直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2の３つの電圧を利用することができる。これら３種類の直流電圧を切り換えることにより、ＰＷＭ制御などのオンオフ制御を行った場合におけるインバータ回路２２の出力電圧Ｖｏの変動（オン時とオフ時の電圧差）が小さくなり、インバータ回路２２を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４の損失およびフィルタ回路９の損失を低減することができる。これにより、電力変換装置２１の電力変換効率を一層高めることができる。
【００５６】
また、出力電圧Ｖｏの変化幅が小さくなると、フィルタ回路９のリアクトルＬ２、Ｌ３に印加される高周波電圧成分が低減するため、リアクトルＬ２、Ｌ３の高周波損失も低減する。さらに、スイッチング素子の電圧変化幅が小さくなることによりスイッチング素子の設置電位変動が小さくなるため、各トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ２１〜Ｑ２４のオンオフに起因するＥＭＩノイズの低減にも有効となる。
【００５７】
スイッチ回路２４は、トランジスタＱ２１とＱ２２が互いに逆極性となるように直列に接続されて構成されており、このスイッチ回路２４をオフする時には、トランジスタＱ２１、Ｑ２２のうち直流電源４またはコンデンサＣ４を短絡させることのない何れか一方のトランジスタにオン信号を与え、他方のトランジスタにオフ信号を与えるように制御する（スイッチ回路２５についても同様に制御する）ので、スイッチングの際の電流還流ループが形成され、転流時に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【００５８】
直流電源４の直流電圧Ｖd1とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2との加算値Ｖd1＋Ｖd2が、交流出力電圧Ｖacのピーク電圧に所定のマージン量を加えた値になるように制御するので、ＰＷＭ制御を用いて歪みの少ない交流出力電圧Ｖacを生成することができる。また、直流電源４の直流電圧Ｖd1とコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2との比率が、ほぼ１：２または２：１となるように制御するので、ほぼ等間隔に設定された異なる３レベルの直流電圧を利用して交流出力電圧Ｖacを生成することができる。
【００５９】
さらに、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2と交流出力電圧Ｖacの絶対値波形を基に計算された所定の値とを比較し、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2の方が大きい期間において、トランジスタＱ５のオンを一時的に停止等するので、直流電圧Ｖd1＋Ｖd2を必要最小限の値にまで下げることができ、スイッチング損失をより低減することができる。
【００６０】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について、制御回路２３の制御内容を示す機能ブロック図である図４を参照しながら説明する。
マイクロコンピュータを主体として構成される制御手段２３は、交流出力電圧Ｖacの瞬時基準値ＶacRef(t)を生成するとともに、その絶対値｜ＶacRef(t)｜を出力する絶対値回路２９を備えている。直流電圧選択手段３０は、各時刻において、直流電圧Ｖd1、Ｖd2、Ｖd1＋Ｖd2の３つの電圧レベルについて上記絶対値｜ＶacRef(t)｜と比較し、この絶対値｜ＶacRef(t)｜以上であって且つ最も小さい直流電圧を一つ選択する。
【００６１】
この構成によれば、各時刻において、インバータ回路２２の交流出力電圧Ｖacを生成するのに必要最小限の直流入力電圧を自動的に選択し切り換えることが可能となり、直流電源４の直流電圧Ｖd1またはコンデンサＣ４の直流電圧Ｖd2に多少の変動が生じても、交流出力電圧Ｖacの歪みや変動の発生を防止することができる。
（その他の実施形態）
本発明は上記し且つ図面に記載した実施形態に限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
逆導通スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らずバイポーラトランジスタやＦＥＴなどの素子であってもよい。
直流電力変換回路は、チョッパ回路５に限らず、直流電源４の直流電力を変換してコンデンサＣ４に与えることが可能なものであればよい。
第１、第２のスイッチ回路は、両方向についての導通、非導通を制御可能な構成であればよい。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す電力変換装置の電気的構成図
【図２】スイッチ回路の構成を具体的に示した図１相当図
【図３】制御回路の制御内容を示す機能ブロック図
【図４】本発明の第２の実施形態を示す図３相当図
【図５】従来技術を示す図１相当図
【図６】単相フルブリッジ回路の出力電圧Ｖｏ（基本波成分）と電力変換装置の交流出力電圧Ｖacの波形図
【符号の説明】
【００６３】
４は直流電源（直流電力発生部）、５はチョッパ回路（直流電力変換回路）、８は単相フルブリッジ回路、８ａは出力端子（第１の出力端子）、８ｂは出力端子（第２の出力端子）、９はフィルタ回路（ローパスフィルタ回路）、１０、１１は交流出力端子、２１は電力変換装置、２３は制御回路（制御手段）、２４は第１のスイッチ回路、２５は第２のスイッチ回路、Ｃ４はコンデンサ、Ｑ１とＤ１はＩＧＢＴ（第１の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２とＤ２はＩＧＢＴ（第２の逆導通スイッチング素子）、Ｑ３とＤ３はＩＧＢＴ（第３の逆導通スイッチング素子）、Ｑ４とＤ４はＩＧＢＴ（第４の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２１とＤ２１はＩＧＢＴ（第５の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２２とＤ２２はＩＧＢＴ（第６の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２３とＤ２３はＩＧＢＴ（第７の逆導通スイッチング素子）、Ｑ２４とＤ２４はＩＧＢＴ（第８の逆導通スイッチング素子）、Ｇrdは商用電力系統である。
【図１】
2005137166.tif 000004
【図２】
2005137166.tif 000005
【図３】
2005137166.tif 000006
【図４】
2005137166.tif 000007
【図５】
2005137166.tif 000008
【図６】
2005137166.tif 000009