(57)【要約】【課題】  本発明は、直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムで適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供する。【解決手段】  周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムであって、ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にてサブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算し、サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて、すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式をＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定し、決定した符号化方式における送信ビット数に応じてＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定する。【選択図】  図３
2005151583.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムの送信器で適応変調符号化方式を制御する方法であって、
前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算する第１ステップと、
前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算する第２ステップと、
前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定し、前記決定した符号化方式における前記送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定する第３ステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記第３ステップを遂行した後に、前記サブキャリアの各々に対する送信可能な電力として、前記第２ステップで前記決定した符号化方式について計算された電力にスケーリングファクターを適用して調整した電力を決定する第４ステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記スケーリングファクターは、
前記サブキャリアの各々に対する送信ビットのうち最大数を有するビット数に従って決定することを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記すべての符号化方式の各々に対する前記サブキャリアの各々に対して送信ビット数及び電力を
【数１】
2005151583.tif 000030
によって計算し、ここで、ｉは、前記ＯＦＤＭ通信システムで提供する符号化方式のインデックスを示し、ｒ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉのコーディングレートを示し、ｍｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビット数を示すことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記
【数２】
2005151583.tif 000031
によって計算された前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力は、
【数３】
2005151583.tif 000032
及び
【数４】
2005151583.tif 000033
によって制限され、ここで、ｄＨ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉを適用して符号化ビットの最小ハミング距離を示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、Ｐｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビットの送信電力を示し、ｍｍａｘは、サブキャリアの各々に対する送信可能な最大ビット数を示し、Γは、パケットエラーレートによって決定される定数を示し、ＰＴは、前記ＯＦＤＭ通信システムで送信可能な最大送信電力を示すことを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記変調方式は、グレーマッピング(Gray-mapping)方式であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記所定の方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項８】
周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムの送信器で適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)方式を制御する装置であって、
前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力を計算し、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定し、前記決定した符号化方式における前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定するＡＭＣ制御器と、
前記ＡＭＣ制御器が決定した符号化方式にて、入力される情報データビットを符号化するエンコーダと、
前記エンコーダから出力した信号を入力して前記ＡＭＣ制御器が決定した変調方式にて変調する変調器と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項９】
前記装置は、
前記変調器から出力した信号を入力して逆高速フーリエ変換を遂行し、前記逆高速フーリエ変換が遂行された信号を無線周波数処理して送信する送信器をさらに含むことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１０】
前記ＡＭＣ制御器は、
前記サブキャリア別の送信可能な電力を前記決定した符号化方式に相当するように計算された電力にスケーリングファクターを適用して調整した電力で決定することを特徴とする請求項９記載の装置。
【請求項１１】
前記ＡＭＣ制御器は、
前記サブキャリア別の送信可能なビットのうち最大数を有するビット数に従って前記スケーリングファクターを決定することを特徴とする請求項１０記載の装置。
【請求項１２】
前記ＡＭＣ制御器は、
前記すべての符号化方式の各々に対する前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を
【数５】
2005151583.tif 000034
によって計算し、ここで、ｉは、前記ＯＦＤＭ通信システムで提供する符号化方式のインデックスを示し、ｒ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃiのコーディングレートを示し、ｍｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビット数を示すことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１３】
前記ＡＭＣ制御器は、
前記
【数６】
2005151583.tif 000035
によって計算された前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力は、
【数７】
2005151583.tif 000036
及び
【数８】
2005151583.tif 000037
によって制限され、ここで、ｄＨ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉを適用して符号化ビットの最小ハミング距離を示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、Ｐｎは、ｎ番目のサブキャリアを通して送信される送信ビットの送信電力を示し、ｍｍａｘは、各サブキャリア別に送信可能な最大のビット数を示し、Γは、パケットエラーレートによって決定される定数を示し、ＰＴは、前記ＯＦＤＭ通信システムで送信可能な最大送信電力を示すことを特徴とする請求項１２記載の装置。
【請求項１４】
前記変調方式は、グレーマッピング(Gray-mapping)方式であることを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１５】
前記設定方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１６】
周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムの送信器で適応変調符号化方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する方法であって、
受信信号を無線周波数処理するステップと、
前記無線周波数処理された信号に対する高速フーリエ変換を遂行するステップと、
前記高速フーリエ変換が遂行された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調するステップと、
前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１７】
前記符号化方式は、
前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算するステップと、
前記すべての符号化方式の各々に対して計算したサブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算するステップと、
前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を決定するステップと、
を含むことを特徴とする請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記変調方式は、
前記決定した符号化方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数に応じて決定された変調方式であることを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項１９】
前記復調ステップは、
【数９】
2005151583.tif 000038
のようなビット単位ソフトメトリックを計算し、ここで、１は、ＯＦＤＭシンボルインデックスを示し、ｎは、サブキャリアインデックスを示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、ｙｎ(１)は、ｎ番目のサブキャリア、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する複素受信信号を示し、σ２は、ガウス分布を仮定する場合の雑音に対する分散値を示し、
【数１０】
2005151583.tif 000039
は、ｎ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉ番目のビット値がｂである複素信号の集合を示すことを特徴とする請求項１６記載の方法。
【請求項２０】
前記デコーディングステップは、
前記計算したビット単位ソフトメトリックを最大にするコード列を前記情報データビットに出力することを特徴とする請求項１９記載の方法。
【請求項２１】
前記変調方式は、グレーマッピング(Gray-mapping)方式であることを特徴とする請求項１６記載の方法。
【請求項２２】
前記所定の方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２３】
周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ: Orthogonal Frequency Division Multiple)通信システムの送信器で適応変調符号化方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する装置であって、
受信信号を無線周波数処理して高速フーリエ変換する受信器と、
前記高速フーリエ変換された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調する復調器と、
前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するデコーダと、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項２４】
前記符号化方式は、
前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式に相当するように前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算し、前記すべての符号化方式の各々に対して計算したサブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、前記計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を選択することを特徴とする請求項２３記載の装置。
【請求項２５】
前記変調方式は、
前記決定した符号化方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数に応じて決定された変調方式であることを特徴とする請求項２３記載の装置。
【請求項２６】
前記復調器は、
【数１１】
2005151583.tif 000040
のようなビット単位ソフトメトリックを計算し、１は、ＯＦＤＭシンボルインデックスを示し、ｎは、サブキャリアインデックスを示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、ｙｎ(１)は、ｎ番目のサブキャリア、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する複素受信信号を示し、σ２は、ガウス分布を仮定する場合の雑音に対する分散値を示し、
【数１２】
2005151583.tif 000041
は、ｎ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉ番目のビット値がｂである複素信号の集合を示すことを特徴とする請求項２３記載の装置。
【請求項２７】
前記デコーダは、
前記計算したビット単位ソフトメトリックを最大にするコード列を前記情報データビットに出力することを特徴とする請求項２６記載の装置。
【請求項２８】
前記変調方式は、グレーマッピング方式であることを特徴とする請求項２３記載の装置。
【請求項２９】
前記所定の方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項２４記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiple；以下、‘ＯＦＤＭ’と省略する。）方式を使用する通信システムに関し、特に、適応変調符号化方式(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)を制御する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
１９７０年代末に米国でセルラー(cellular)方式の無線移動通信システム(Mobile Telecommunication System)が導入されるとともに、国内では、アナログ方式の第１世代(1st Generation；１Ｇ)移動通信システムであるといえるＡＭＰＳ(Advanced Mobile Phone Service)方式にて音声通信サービスを提供し始めた。その後、１９９０年代中半に第２世代(2nd Generation;２Ｇ)移動通信システムとして、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access；以下、ＣＤＭＡと省略する。）方式のシステムが商用化され、音声及び低速のデータサービスが提供されてきた。
【０００３】
また、１９９０年代末から発達した無線マルチメディアサービス、汎世界的ローミング(roaming)、高速のデータサービスなどを目指す第３世代(3rd Generation；３Ｇ)移動通信システムであるＩＭＴ−２０００(International Mobile Telecommunication-2000)は、現在、一部商用化されてサービスが提供されている。特に、この第３世代移動通信システムは、移動通信システムでサービスするデータ量が急速に増加するに従ってさらに高速のデータを伝送するために開発された。
【０００４】
現在、第３世代移動通信システムから第４世代(4th Generation；４Ｇ)移動通信システムに発展しつつある。この第４世代移動通信システムは、前世代の移動通信システムのように、単純な無線通信サービスにとどまらず、有線通信ネットワークと無線通信ネットワークとの効率的な連動及び統合サービスを目標にして標準化されている。従って、無線通信ネットワークでは有線通信ネットワークの容量(capacity)に匹敵する大容量データを伝送することができる技術開発が要求されている。
【０００５】
これに関連して、この第４世代移動通信システムでは、有線・無線チャンネルで高速データの伝送に有用な方式として、直交周波数分割多重方式を活発に研究しており、このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア(Multi-Carrier)を使用してデータを伝送する方式として、直列に入力されるシンボル(Symbol)列を並列変換して、これらの各々を、相互直交性を有する複数のサブキャリア(sub-carrier)、すなわち、複数のサブキャリアチャンネル(sub-carrier channel)に変調して伝送するマルチキャリア変調(Multi Carrier Modulation;ＭＣＭ)方式の一種である。
【０００６】
このＯＦＤＭ方式では、複数のサブキャリア間の直交性(orthogonality)を維持して伝送することによって、高速のデータ伝送のときに最適な伝送効率を得ることができ、また、周波数の使用効率がよく、且つ多重経路フェージング(multi-path fading)に強い特性があるので、高速のデータ伝送のときに最適な伝送効率を得ることができるという特徴を有する。また、周波数スペクトルを重畳して使用するので、周波数の使用が効率的であり、周波数選択性フェージング(frequency selective fading)及び多重経路フェージングに強く、保護区間(guard interval)を利用してシンボル間の干渉(Inter Symbol Interference；ＩＳＩ)の影響を減少させることができ、ハードウェア的に等化器の構造を簡素に設計することが可能であり、インパルス(impulse)性雑音に強いという長所を有している。このようなＯＦＤＭ方式は、現在、ＩＥＥＥ(Institute Of Electrical and Electronics Engineers)８０２．１６ａ通信システム及びＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ通信システムのような高速・大容量のデータ通信システムで幅広く用いられている
【０００７】
図１は、一般的なＯＦＤＭ通信システムの送信器の構造を概略的に示す。
図１を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムの送信器は、エンコーダ(encoder)１１１と、インターリーバ(interleaver)１１３と、シンボルマッピング器(symbol mapper)１１５と、直列／並列変換器(serial to parallel converter)１１７と、パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)１１９と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と略称する。）器１２１と、並列／直列変換器(parallel to serial converter)１２３と、保護区間挿入器(guard interval inserter)１２５と、ディジタル／アナログ変換器(digital to analog converter)１２７と、無線周波数(Radio Frequency；以下、‘ＲＦ’と省略する。)処理器(processor)１２９とから構成される。
【０００８】
まず、伝送しようとする使用者データビット(user data bits)及び制御データビット(control data bits)が発生すると、この使用者データビット及び制御データビットは、エンコーダ１１１に入力される。ここで、この使用者データビット及び制御データビットを‘情報データビット(information data bits)’と称する。エンコーダ１１１は、この情報データビットを入力して所定の符号化(coding)方式にてコーディングした後、このインターリーバ１１３から出力する。ここで、この符号化方式は、所定のコーディングレート(coding rate)を有するターボ符号化(turbo coding)方式又は畳み込み符号化(convolutional coding)方式などであってもよい。インターリーバ１１３は、所定のインターリービング(interleaving)方式にてインターリービングした後に、このシンボルマッピング器１１５に出力する。
【０００９】
このシンボルマッピング器１１５は、このインターリーバ１１３から出力した符号化ビット(coded bits)を所定の変調方式にて変調して変調シンボルとして生成した後に、直列／並列変換器１１７に出力する。ここで、この変調方式としては、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式、及び１６ＱＡＭ方式がある。直列／並列変換器１１７は、シンボルマッピング器１１５から出力した直列変調シンボルを入力して並列変換した後、パイロットシンボル挿入器１１９に出力する。このパイロットシンボル挿入器１１９は、直列／並列変換器１１７からの並列変換された変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後に、ＩＦＦＴ器１２１に出力する。
【００１０】
ＩＦＦＴ器１２１は、パイロットシンボル挿入器１１９から出力された信号を入力してＮ−ポイント(N-point)ＩＦＦＴを遂行した後に並列／直列変換器１２３に出力する。並列／直列変換器１２３は、ＩＦＦＴ器１２１から出力した信号を入力して直列変換した後に、保護区間挿入器１２５に出力する。保護区間挿入器１２５は、並列／直列変換器１２３から出力した信号を入力して保護区間信号を挿入した後に、ディジタル／アナログ変換器１２７に出力する。ここで、この保護区間は、このＯＦＤＭ通信システムでＯＦＤＭシンボルを送信するとき、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信したＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信する現在のＯＦＤＭシンボルとの間に干渉(interference)を除去するために挿入される。また、この保護区間は、時間領域(time domain)のＯＦＤＭシンボルの終わりの一定のサンプル(sample)を複写(copy)して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の“サイクリックプレフィクス (Cyclic Prefix)”方式又は時間領域のＯＦＤＭシンボルの始めの一定のサンプルを複写して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックプレフィクス”方式により形成されるものであってもよい。
【００１１】
ディジタル／アナログ変換器１２７は、保護区間挿入器１２５から出力された信号を入力してアナログ変換した後、ＲＦ処理器１２９から出力する。ここで、ＲＦ処理器１２９は、フィルター(filter)及び前処理器(front end unit)を含み、ディジタル／アナログ変換器１２７から出力された信号を伝送できるように、ＲＦ処理された後に送信アンテナ(Tx antenna)を通じてエア(air)の上に伝送する。
【００１２】
図２は、一般的なＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示す。
図２を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムでの受信器は、ＲＦ処理器２１１と、アナログ／ディジタル変換器(analog/digital converter)２１３と、保護区間除去器(guard interval remover)２１５と、直列／並列変換器２１７と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と省略する。）器２１９と、等化器(equalizer)２２１と、パイロットシンボル抽出器(pilot symbol extractor)２２３と、チャンネル推定器(channel estimator)２２５と、並列／直列変換器２２７と、シンボルデマッピング器(symbol demapper)２２９と、デインターリーバ(de-interleaver)２３１と、デコーダ(decoder)２３３とから構成される。
【００１３】
図１に示すようなＯＦＤＭ通信システムでの送信器から送信した信号は、多重経路チャンネル(multi-path channel)を経て、雑音が加算された形態で受信アンテナ(Rx antenna)を通じて受信される。この受信アンテナを通じて受信された信号は、このＲＦ処理器２１１に入力され、ＲＦ処理器２１１は、この受信アンテナを通じて受信された信号を中間周波数(Intermediate Frequency；ＩＦ)帯域に下方変換(down converting)した後に、アナログ／ディジタル変換器２１３に出力する。アナログ／ディジタル変換器２１３は、ＲＦ処理器２１１から出力されたアナログ信号をディジタル変換した後に保護区間除去器２１５に出力する。保護区間除去器２１５は、アナログ／ディジタル変換器２１３から出力された信号を入力して保護区間信号を除去した後、直列／並列変換器２１７に出力する。直列／並列変換器２１７は、保護区間除去器２１５から出力された直列信号を入力して並列変換した後に、ＦＦＴ器２１９に出力する。ＦＦＴ器２１９は、直列／並列変換器２１７から出力された信号をＮ-ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器２２１及びパイロットシンボル抽出器２２３に出力する。等化器２２１は、ＦＦＴ器２１９から出力された信号を入力してチャンネル等化(channel equalization)を遂行した後、並列／直列変換器２２７に出力する。並列／直列変換器２２７は、等化器２２１から出力された並列信号を入力して直列変換した後に、シンボルデマッピング器２２９に出力する。
【００１４】
一方、ＦＦＴ器２１９から出力した信号は、パイロットシンボル抽出器２２３に入力され、パイロットシンボル抽出器２２３は、ＦＦＴ器２１９から出力された信号でパイロットシンボルを検出し、この検出したパイロットシンボルをチャンネル推定器２２５に出力する。チャンネル推定器２２５は、パイロットシンボル抽出器２２３から出力されたパイロットシンボルを用いてチャンネル推定を遂行し、チャンネル推定結果を等化器２２１に出力する。そして、このＯＦＤＭ通信システムでの受信器は、チャンネル推定器２２５のチャンネル推定結果に相当するチャンネル品質情報(Channel Quality Information；以下、‘ＣＱＩ’と称する)を生成し、この生成されたＣＱＩをチャンネル品質情報送信器(図示せず)を通じてこのＯＦＤＭ通信システムの送信器に送信する。
【００１５】
シンボルデマッピング器２２９は、並列／直列変換器２２７から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に該当する復調方式にて復調した後にデインターリーバ２３１に出力する。デインターリーバ２３１は、シンボルデマッピング器２２９から出力された信号を、このＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用したインターリービング方式に相当するデインターリービング(de-interleaving)方式にてデインターリービングした後、デコーダ２３３に出力する。デコーダ２３３は、デインターリーバ２３１から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当するデコーディング方式にてデコーディングして、送信側で送信した元来の情報データビットを出力する。
【００１６】
上述したように、一般的なＯＦＤＭ通信システムでは、このＯＦＤＭ通信システムを構成するすべてのサブキャリアに対して同一の送信電力(transmit power)と送信ビットを割り当て、この送信ビットに応じてチャンネル符号化方式も決定されている。
この送信器から送信された信号は、多重経路を通じて受信器に伝達され、従って、この受信信号は、周波数選択性フェージング現象を受ける。すなわち、このＯＦＤＭ通信システムでの送信器は、サブキャリア全体に対して同一の送信電力及び送信ビット数を有する信号を送信するにもかかわらず、このＯＦＤＭ通信システムでの受信器は、この周波数選択性フェージング現象によってこのサブキャリアの各々が相異なる周波数応答(frequency response)を有する形態で受信されるようになる。この周波数選択性フェージング現象をひどく受けたサブキャリアを通じて受信される信号は、非正常的な信号であるので、このチャンネルデコーダは、エラー訂正(error correction)動作を遂行してこの非正常的な信号のエラーを訂正する。
【００１７】
結果的に、上述したような一般なＯＦＤＭ通信システムの場合、ビット(bit)単位のインターリービング及びコーディング変調(bit-interleaved coded modulation)方式を使用し、このビット単位のインターリービング及びコーディング変調方式は、サブキャリアの各々のフェージング係数の相関関係が低いほど、また、フェージングの変化が速いほど受信器の性能が向上するコードダイバーシティ(code diversity)を獲得する。しかしながら、室内の無線環境のようなチャンネルの経時変化が少なく、チャンネルの遅延拡散(delay spread)が小さい低い周波数選択度(frequency selectivity)を有しながらも、準静的(quasi-static)周波数選択性フェージングチャンネルでは、このビット単位のインターリービング及びコーディング変調方式のエラー訂正の能力は低下する。従って、このＯＦＤＭ通信システムに設定されているエラー訂正能力を満足させるためには、サブキャリアの各々を通じて送信される送信ビット数を減少させるか、又は全体の送信電力を増加させなければならないので、資源の効率性が低下するという問題点がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで設定されているエラー訂正能力を満足させるように適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供することにある。
本発明のまた他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて最小送信電力で最大データレートを提供する適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
このような目的を達成するために、本発明による第１の装置は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)方式を制御する装置であって、前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して、所定の方式にて、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力を計算し、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定し、前記決定した符号化方式にて前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定するＡＭＣ制御器と、前記ＡＭＣ制御器が決定した符号化方式に従って、入力される情報データビットを符号化するエンコーダと、前記エンコーダから出力した信号を入力して前記ＡＭＣ制御器が決定した変調方式にて変調する変調器と、を含むことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明による第２の装置は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する装置であって、受信信号を無線周波数処理して高速フーリエ変換する受信器と、前記高速フーリエ変換された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調する復調器と、前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するデコーダと、を含むことを特徴とする。
【００２１】
さらに、本発明による第１の方法は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化方式を制御する方法であって、前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算する第１ステップと、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算する第２ステップと、前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定する第３ステップと、前記決定した符号化方式にて前記送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定する第４ステップと、を含むことを特徴とする。
【００２２】
なお、本発明による第２の方法は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する方法であって、受信信号を無線周波数処理するステップと、前記無線周波数処理された信号に対する高速フーリエ変換を遂行するステップと、前記高速フーリエ変換が遂行された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調するステップと、前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するステップと、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、ＯＦＤＭＡ(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式を使用する通信システムで時間−周波数の２次元領域のサブチャンネル割当て方式に基づいて周波数選択性ＡＭＣ方式を使用するので、伝送容量を最大にすることができる。また、本発明は、加入者端末機のチャンネル状態に応じてダイバーシティサブチャンネル及びＡＭＣサブチャンネルを適応的に割り当て、加入者端末機の特性に相当するサービスを提供することができる。さらに、本発明に従うサブチャンネルの割当ては、隣接した基地局のサブチャンネル間の衝突が発生する確率を最小にしてサブチャンネルの衝突によるシステムの性能低下を防止することができるという長所を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭にするために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。
本発明は、直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple Access；以下、‘ＯＦＤＭ’と称する)方式を使用する通信システム(以下、‘ＯＦＤＭ通信システム’と称する)のための適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；以下、‘ＡＭＣ’と称する。）方式を提案する。特に、本発明は、このＯＦＤＭ通信システムで所定のエラー訂正能力を満足させ、最大データレート(data rate)を提供しつつも、最小送信電力(transmit power)を使用してデータの送受信を行うことができるＡＭＣ方式を提供する。
【００２５】
図３は、本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を概略的に示すブロック図である。
図３を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムでの送信器は、エンコーダ(encoder)３１１と、インターリーバ(interleaver)３１３と、シンボルマッピング器(symbol mapper)３１５と、ＡＭＣ制御器３１７と、直列／並列変換器(serial to parallel converter)３１９と、パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)３２１と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、‘ＩＦＦＴ’と省略する。）器３２３と、並列／直列変換器(parallel to serial converter)３２５と、保護区間挿入器(guard interval inserter)３２７と、ディジタル／アナログ変換器(digital to analog converter)３２９と、無線周波数(Radio Frequency；以下、‘ＲＦ’と称する)処理器(processor)３３１と、から構成される。
【００２６】
まず、伝送しようとする使用者データビット(user data bits)及び制御データビット(control data bits)が発生すると、この使用者データビット及び制御データビットは、エンコーダ３１１に入力される。ここで、この使用者データビット及び制御データビットを‘情報データビット(information data bits)’と称する。エンコーダ３１３は、この情報データビットを入力してＡＭＣ制御器３１７の制御に従う符号化(coding)方式にてコーディングした後に、インターリーバ３１３に出力する。ここで、この符号化方式は、所定のコーディングレート(coding rate)を有するターボ符号化(turbo coding)方式又は畳み込み符号化(convolutional coding)方式などであってもよく、ＡＭＣ制御器３１７は、このＯＦＤＭ通信システムのチャンネル状態に応じて、この符号化方式、すなわち、コーディングレート(coding rate)を設定し、ＡＭＣ制御器３１７がこの符号化方式を制御する過程は、下記で具体的に説明するので、その詳細な説明を省略する。インターリーバ３１３は、所定のインターリービング(interleaving)方式にてインターリービングした後、シンボルマッピング器３１５に出力する。ここで、このインターリービング方式は、ランダム(random)インターリービング方式などであってもよい。
【００２７】
シンボルマッピング器３１５は、インターリーバ３１３から出力した符号化ビット(coded bits)をＡＭＣ制御器３１７の制御に従う変調方式にて変調して変調シンボルを生成した後に、直列／並列変換器３１９に出力する。ここで、変調方式は、グレーマッピング(gray mapping)方式などであってもよく、ＡＭＣ制御器３１７は、このＯＦＤＭ通信システムのチャンネル状態に応じてこの変調方式を設定し、ＡＭＣ制御器３１７がこの変調方式を制御する過程は、下記で具体的に説明するので、その詳細な説明を省略する。
【００２８】
直列／並列変換器３１９は、シンボルマッピング器３１５から出力した直列変調シンボルを入力して並列変換した後にパイロットシンボル挿入器３２１に出力する。パイロットシンボル挿入器３２１は、直列／並列変換器３１９からの並列変換された変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後、ＩＦＦＴ器３２３に出力する。
【００２９】
ＩＦＦＴ器３２３は、パイロットシンボル挿入器３２１から出力された信号を入力してＮ-ポイント(N-point)ＩＦＦＴを遂行した後に、並列／直列変換器３２５に出力する。並列／直列変換器３２５は、ＩＦＦＴ器３２３から出力された信号を入力して直列変換した後に、保護区間挿入器３２７に出力する。保護区間挿入器３２７は、並列／直列変換器３２５から出力された信号を入力して保護区間信号を挿入した後に、ディジタル／アナログ変換器３２９に出力する。ここで、この保護区間は、このＯＦＤＭ通信システムでＯＦＤＭシンボルを送信するとき、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信されたＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信される現在のＯＦＤＭシンボルとの間に干渉(interference)を除去するために挿入される。また、この保護区間は、時間領域(time domain)のＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプル(sample)を複写して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の‘サイクリックプレフィクス’方式又は時間領域のＯＦＤＭシンボルの最初の一定のサンプルを複写して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する‘サイクリックポストフィクス(Cyclic Postfix)’方式により形成されるものであってもよい。
【００３０】
ディジタル／アナログ変換器３２９は、保護区間挿入器３２７から出力された信号を入力してアナログ変換した後に、ＲＦ処理器３３１に出力する。ここで、ＲＦ処理器３３１は、フィルター(filter)及び前処理器(front end unit)を含んでおり、ディジタル／アナログ変換器３２９から出力された信号を伝送することができるようにＲＦ処理した後に、送信アンテナ(Tx antenna)を通じてＲＦ信号を伝送する。
【００３１】
図４は、本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
図４を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムの受信器は、ＲＦ処理器４１１と、アナログ／ディジタル変換器(analog/digital converter)４１３と、保護区間除去器(guard interval remover)４１５と、直列／並列変換器４１７と、高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform；以下、‘ＦＦＴ’と称する)器４１９と、等化器(equalizer)４２１と、パイロットシンボル抽出器(pilot symbol extractor)４２３と、チャンネル推定器(channel estimator)４２５と、並列／直列変換器４２７と、シンボルデマッピング器(symbol demapper)４２９と、デインターリーバ(deinterleaver)４３１と、デコーダ(decoder)４３３と、ＡＭＣ制御器４３５と、から構成される。
【００３２】
まず、図３に示したＯＦＤＭ通信システムの送信器から送信された信号は、多重経路チャンネル(multi-path channel)を経て、雑音が加算された形態で受信アンテナ(Rx antenna)を通じて受信される。この受信アンテナを通じて受信された信号は、ＲＦ処理器４１１に入力され、ＲＦ処理器４１１は、この受信アンテナを通じて受信された信号を中間周波数(Intermediate Frequency；ＩＦ)帯域に下方変換(down converting)した後、アナログ／ディジタル変換器４１３に出力する。アナログ／ディジタル変換器４１３は、ＲＦ処理器４１１から出力されたアナログ信号をディジタル変換した後、保護区間除去器４１５に出力する。保護区間除去器４１５は、アナログ／ディジタル変換器４１３から出力された信号を入力して保護区間信号を除去した後に、直列／並列変換器４１７に出力する。直列／並列変換器４１７は、保護区間除去器４１５から出力された直列信号を入力して並列変換した後に、ＦＦＴ器４１９に出力する。ＦＦＴ器４１９は、直列／並列変換器４１７から出力された信号をＮ-ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器４２１及びパイロットシンボル抽出器４２３に出力する。等化器４２１は、ＦＦＴ器４１９から出力された信号を入力してチャンネル等化(channel equalization)した後、並列／直列変換器４２７に出力する。並列／直列変換器４２７は、等化器４２１から出力された並列信号を入力して直列変換した後に、シンボルデマッピング器４２９に出力する。
【００３３】
一方、ＦＦＴ器４１９から出力した信号は、パイロットシンボル抽出器４２３に入力され、パイロットシンボル抽出器４２３は、ＦＦＴ器４１９から出力された信号でパイロットシンボルを検出し、この検出したパイロットシンボルをチャンネル推定器４２５から出力する。チャンネル推定器４２５は、パイロットシンボル抽出器４２３から出力されたパイロットシンボルを用いてチャンネル推定を遂行し、チャンネル推定結果を等化器４２１に出力する。そして、このＯＦＤＭ通信システムの受信器は、チャンネル推定器４２５のチャンネル推定結果に応じたＣＱＩを生成し、この生成されたＣＱＩをチャンネル品質情報送信器(図示せず)を通じてこのＯＦＤＭ通信システムの送信器に送信する。
【００３４】
シンボルデマッピング器４２９は、並列／直列変換器４２７から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に該当する復調方式にて復調した後にデインターリーバ４３１に出力する。ここで、このＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式についての情報をＡＭＣ制御器４３５から受信し、ＡＭＣ制御器４３５は、図４に示していないが、このＯＦＤＭ通信システムの送信器から別途の変調方式についての情報を受信する。デインターリーバ４３１は、シンボルデマッピング器４２９から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用したインターリービング方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ４３３に出力する。デコーダ４３３は、デインターリーバ４３１から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当するデコーディング方式にてデコーディングした後に、元来の情報データビットを出力する。ここで、このＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式についての情報は、ＡＭＣ制御器４３５から受信し、ＡＭＣ制御器４３５は、図４に示していないが、このＯＦＤＭ通信システムの送信器から別途の符号化方式についての情報を受信する。
【００３５】
ここで、ＡＭＣ制御器３１７の動作について説明する。
例えば、図３に示したように、このＯＦＤＭ通信システムの送信器では、Ｂ個の情報データビット(B bits)をＬ個のＯＦＤＭシンボルを通じて送信する。そして、エンコーダ３１１は、所定数、すなわち、Ｖ個の相異なるコーディングレートを有する符号化方式のうちのいずれかの方式にて入力された情報データビットをコーディングする。ここで、任意のｖ番目のコーディングレートはｒ(Ｃｖ)であり、ＡＭＣ制御器３１７は、この符号化方式を制御する。従って、このＢ個の情報データビットは、このエンコーダ３１１によってｖ番目の符号化方式にてコーディングレートｒ(Ｃｖ)を適用してコーディングされる。ここで、この符号化ビットをＣｖで示し、Ｃｖは、最小ハミング距離(minimum Hamming distance)ｄＨ(Ｃｖ)を有する。
【００３６】
この符号化ビットｒ(Ｃｖ)は、シンボルマッピング器３１５からグレーマッピング方式に従ってサブキャリアの各々に該当する複素(complex)信号に変換される。ここで、１個のＯＦＤＭシンボルは、Ｎ個のサブキャリア信号で構成され、このＮ個のサブキャリアの各々を通じてｍｉ(ｉ＝１、２、…、Ｎ)個のビットが送信されるので、１個のＯＦＤＭシンボルの当たり
【００３７】
【数１】
2005151583.tif 000003
【００３８】
のビットが送信される。本発明では、スクウェアＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)(以下、‘square-ＱＡＭ’と称する)方式のみを考慮し、従って、このｍｉは、偶数であると仮定する。
【００３９】
次に、図４に示したような受信信号がＦＦＴ器４１９を通じて周波数領域(frequency domain)の複素信号に変換された後に、シンボルデマッピング器４２９のシンボルデマッピング動作の過程でビット単位ソフトメトリック(soft metric)を計算し、このソフトメトリックの計算過程は、下記式（１）の通りである。
【００４０】
【数２】
2005151583.tif 000004
【００４１】
この式（１）において、ｌは、ＯＦＤＭシンボルインデックス(index)を示し、ｎは、サブキャリアインデックスを示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、ｙｎ(１)は、ｎ番目のサブキャリア、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する複素受信信号を示し、σ２は、ガウス分布(Gaussian distribution)を仮定する場合の雑音(noise)に対する分散値を示し、
【００４２】
【数３】
2005151583.tif 000005
【００４３】
は、ｎ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉ番目のビット値がｂ(０又は１)である複素信号の集合を示す。ここで、ＡＭＣ制御器４３５は、シンボルデマッピング器４２９のデマッピング(復調)動作を制御する。
この復調された信号は、デコーダ４３３へ伝達され、デコーダ４３３は、ＡＭＣ制御器４３５の制御に従って、この復調された符号化ビットＣｖで、
【００４４】
【数４】
2005151583.tif 000006
【００４５】
の値を最大にする符号列ｃｋ(ｋ＝１、．．．、ＬＫ)を検出して最終復号ビットとして出力する。
まず、ＡＭＣ制御器３１７は、下記式（２）から式（４）のような最適化演算を遂行して、この符号化方式及び変調方式を決定する。
【００４６】
【数５】
2005151583.tif 000007
【００４７】
【数６】
2005151583.tif 000008
【００４８】
【数７】
2005151583.tif 000009
【００４９】
この式（２）乃至式（４）において、ｉは、このＯＦＤＭ通信システムで提供する符号化方式のインデックス(index)を示し、ｒ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉのコーディングレートを示し、ｍｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビット数を示し、Ｐｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビットの送信電力を示し、ＰＴは、このＯＦＤＭ通信システムで送信可能な最大送信電力を示し、ｍｍａｘは、各サブキャリアごとに送信可能な最大ビット数を示し、Γは、パケットエラーレート(packet error rate)によって決定される定数(constant)を示す。
【００５０】
上述した最適化演算によって、ＡＭＣ制御器３１７は、このＯＦＤＭ通信システムで提供することができる任意の符号化方式Ｃｉに対して、レビンカンペロ(Levin-Campello)アルゴリズムに従って、サブキャリア別に送信電力及び送信ビット数を割り当てる。ここで、このLevin-Campelloアルゴリズムは、T.Starr、J.M Cioffi、及びP.J.Silvermanが１９９９年に発表した“Understanding Digital Subscriber Line Technology”(T.Starr、J.M Cioffi and P.J.Silverman, Understanding Digital Subscriber Line Technology、Prentice Hall、１９９９)’という題名にて開示されている。従って、このLevin-Campelloアルゴリズムを使用して各サブキャリア別に送信電力及び送信ビット数を割り当てる方式は、本発明と直接な連関がないので、その具体的な説明は省略する。
【００５１】
そして、ＡＭＣ制御器３１７は、このLevin-Campelloアルゴリズムに従って獲得されたこのＶ個の符号化方式のうち、最大データレートを有する符号化方式Ｃｖをエンコーダ３１１の符号化方式として決定する。また、ＡＭＣ制御器３１７は、この最大データレートを有する送信電力
【００５２】
【数８】
2005151583.tif 000010
【００５３】
をこのサブキャリアの各々に割り当てる。ＡＭＣ制御器３１７は、このサブキャリアの各々を通じて送信するビット数としてこの最大データレートを有する送信ビット数(ｍ１、…、ｍＮ)を決定する。
この各サブキャリアに割り当てられる送信電力
【００５４】
【数９】
2005151583.tif 000011
【００５５】
は、ＡＭＣ制御器３１７が決定したサブキャリアの各々に対する送信電力
【００５６】
【数１０】
2005151583.tif 000012
【００５７】
を所定のスケーリングファクター(scaling factor)に乗じることによって獲得されるが、ここで、このスケーリングファクターは、このＮ個のサブキャリアの各々を通じて送信される送信ビットのうち、一番多く使用される送信ビットに従って決定される。すなわち、この最適化演算過程で獲得されたサブキャリア別送信ビット(ｍ１、…、ｍＮ)の中で一番多く使用される送信ビットが
【００５８】
【数１１】
2005151583.tif 000013
【００５９】
であると仮定すれば、下記式（５）のような関係が成立する。
【００６０】
【数１２】
2005151583.tif 000014
【００６１】
この式（５）において、λjは、送信ビットに従ってチャンネルコードの電力利得効果が変わることを考慮した電力スケーリングファクターを示し、
【００６２】
【数１３】
2005151583.tif 000015
【００６３】
の関係を有する。
本発明によるＡＭＣ方式は、ＯＦＤＭ通信システムの最大送信電力の制限条件と、エラー訂正能力を満足させつつも、最小電力で最大データレートを支援することができる。特に、この式（２）のような最適化演算過程でデータレートを最大にし、この式（３）のように、各サブキャリアごとに最大送信ビットを制限する。また、デコーダで送信器から送信した符号
【００６４】
【数１４】
2005151583.tif 000016
【００６５】
をｄビットだけ離間した異なる符号
【００６６】
【数１５】
2005151583.tif 000017
【００６７】
にデコーディングするＰＥＰ(Pairwise Error Probability)を下記式（６）のように制限する。
【００６８】
【数１６】
2005151583.tif 000018
【００６９】
この式（６）において、
【００７０】
【数１７】
2005151583.tif 000019
【００７１】
は、互いに異なるｄビットの位置に該当する符号値を示し、
【００７２】
【数１８】
2005151583.tif 000020
【００７３】
は、互いに異なるｄビットがマッピングされるビット位置とサブキャリア対(pair)のデカルト積(Cartesian product)
【００７４】
【数１９】
2005151583.tif 000021
【００７５】
を示す。ここで、
【００７６】
【数２０】
2005151583.tif 000022
【００７７】
は、ｎｋ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉｋ番目のビット値がｃｋ(０又は１)である複素信号の集合を示す。また、この式（６）において、
【００７８】
【数２１】
2005151583.tif 000023
【００７９】
は、ｋ番目のビットがマッピングされたｎｋ番目のサブキャリアの最小ユークリッド距離(minimum Euclidean distance)を示し、
【００８０】
【数２２】
2005151583.tif 000024
【００８１】
は、
【００８２】
【数２３】
2005151583.tif 000025
【００８３】
に対して
【００８４】
【数２４】
2005151583.tif 000026
【００８５】
の上に存在する最小ユークリッド距離だけ離れている隣接信号(nearest neighbor)として、グレーマッピング方式で唯一に存在する。
この式（６）において、２番目の不等式は、下記式（７）が成立する仮定を利用したものである。
【００８６】
【数２５】
2005151583.tif 000027
【００８７】
また、この式（６）において、３番目の不等式は、この式３及びスクウェアＱＡＭ信号を使用するという仮定の下に、下記式（８）が成立する仮定を利用したものである。
【００８８】
【数２６】
2005151583.tif 000028
【００８９】
また、この式（２）のような最適化演算過程で、この式（４）は、このＯＦＤＭ通信システムの全送信電力の制限条件を提示している。しかしながら、この式（６）で使用されたＰＥＰの境界(bound)は、各サブキャリアのごとに送信ビット数が増加するほどそのタイトネス(tightness)が弱くなるが、その理由は、サブキャリア別送信ビット数が大きい場合に、この式（６）での２番目の不等式で使用されたタイトネスが弱くなるためである。この場合、この式（２）を通じて最適化された電力割当て方式が与えられたエラーレートを下回る、すなわち、必要以上のエラー訂正能力を有する。従って、この式（５）で説明したようなスケーリングファクターを考慮して、このＯＦＤＭ通信システムの全送信電力を減少させることによって、必要以上のエラー訂正能力による資源浪費を防止する。
【００９０】
図５は、従来のＯＦＤＭ通信システムのデータレートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのデータレートとを比較するグラフである。
しかしながら、図５の説明に先立って、このＯＦＤＭ通信システムは、ＩＥＥＥ(Institute of Electrical and Electronics Engineers)８０２.１１ａ通信システムを仮定し、従って、このＩＥＥＥ８０２.１１ａ標準規格(standard spec)で提示している６４-ステート、レート-１／２畳み込み符号及びパンクチャリング(puncturing)を通じたレート-２／３及びレート-３／４コードでそれぞれの最小ハミング距離は、１０、６、及び５を有すると仮定し、サブキャリアの各々を通じて送信される信号は、このＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムの標準規格と一致するように、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式、１６ＱＡＭ方式、及び６４ＱＡＭ方式にて制限して使用され、データパケットは、２００バイト(byte)の無作為に生成された二進データであると仮定する。
【００９１】
また、このＯＦＤＭ通信システムでの送信媒介変数及び変調方式は、このＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムでの標準規格に準拠するようにグレーマッピング方式を使用し、ビットブロックインターリービング方式もこのＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムの標準規格に準拠するようにランダムインターリービングを使用すると仮定する。チャンネル環境は、室内ＮＬＯＳ(non-light of sight)指数的減衰多重経路レーリーフェージング(exponentially-decaying multi-path Rayleigh fading)モデル及び準静的フェージング(quasi-static fading)環境を仮定し、全体のチャンネル経路フェージングの平均エネルギー(average energy)は、１に正規化され、チャンネルの平均遅延拡散は５０ｎｓであると仮定する。
【００９２】
また、このＯＦＤＭ通信システムの全送信電力ＰＴは、０ｄＢｍで設定し、送信ビットに従う電力スケーリングファクターは、γ１＝０ｄＢ(ＱＰＳＫ方式)、γ２＝−０．８ｄＢ(１６ＱＡＭ方式)、γ３＝−１．５ｄＢ(６４ＱＡＭ方式)を使用し、この式（３）においてГ＝８．８ｄＢに設定することによって、パケットエラーレートを１％程度で制限すると仮定する。
【００９３】
図５を参照すると、このような条件の下で、本発明で提案するＡＭＣ方式を使用する場合では、本発明で提案するＡＭＣ方式を使用しない場合に比べて、同一の送信電力でさらに高いデータレートを獲得することができる。特に、低いデータレートを有するモード(６Ｍｂｐｓ)では、１９ｄＢ以上の高い送信電力利得を獲得することができ、これは、本発明で提案するＡＭＣ方式を使用する場合に、一般なＯＦＤＭ通信システム、すなわち、このＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムの標準規格で提示するサービス範囲(service range)より一層広いサービス範囲を有することを示す。
【００９４】
図６は、従来のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートとを比較するグラフである。
図６を参照すると、図５を参照して上述したような条件が図６にも同一に適用される。図６に示すように、本発明で提案するＡＭＣ方式を適用する場合に、このＯＦＤＭ通信システムで目標とするターゲット(target)パケットエラーレート、すなわち、ほぼ１％のパケットエラーレートで信号の送受信を可能であるようにする。また、雑音が比較的多いチャンネル環境では、低いコードレートを有するコードが、雑音が比較的少ないチャンネル環境では、高いコードレートを有するコードが主に使用される。
以下、表１は、本発明で提案するＡＭＣ方式を適用する場合に、雑音の電力比に従う送信電力の平均値を示す。
【００９５】
【表１】
2005151583.tif 000029
【００９６】
この表１に示すように、比較的雑音が多いチャンネル環境では、制限された全送信電力(０ｄＢm)のほとんどを使用する一方、比較的雑音が少ないチャンネル環境では、全送信電力のうちの一部のみを使用して低電力送信が可能であることをわかる。 
【００９７】
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は上述の実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】従来のＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図３】本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図４】本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ通信システムのデータレートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのデータレートとを比較するグラフである。
【図６】従来のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートとを比較するグラフである。
【図１】
2005151583.tif 000042
【図２】
2005151583.tif 000043
【図３】
2005151583.tif 000044
【図４】
2005151583.tif 000045
【図５】
2005151583.tif 000046
【図６】
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