(57)【要約】      （修正有）【課題】  例えばプラズマディスプレイパネルのような重負荷に対応する、ワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、電力変換効率の向上、力率の改善を図る。【解決手段】  商用交流電源レベルの略４倍のレベルによる直流入力電圧を得る４倍電圧整流回路を構成することにより、スイッチング素子に流れる電流のピークレベルを抑制して負担を軽減する。これによって一次側スイッチング手段を２石のハーフブリッジ結合によるスイッチング素子１組のみで構成可能とし、コンバータ部を複数構成する従来の構成よりも電力変換の段数を削減して電力変換効率の向上を図る。また、このとき上記４倍電圧整流回路を構成する４つの平滑コンデンサのうち、２つの平滑コンデンサの静電容量を、他の２つの平滑コンデンサの静電容量よりも大きくなるように設定する。これにより、整流電流の導通角を拡大して力率の改善が図られる。【選択図】図１
2005045918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路であって、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得ることが可能に構成されると共に、
上記第１の平滑コンデンサが、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサが、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされた整流平滑回路と、
入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記整流平滑回路における、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサの接続点と、上記商用交流電源の負極ラインとを、接続／非接続とすることで、上記コンデンサ直列回路の両端電圧として、上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る４倍電圧整流動作と、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る倍電圧整流動作とで切り換える整流動作切換手段とを備えると共に、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、複数の絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記複数の絶縁コンバータトランスの各々の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、これら一次巻線にそれぞれ直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする複数の一次側直列共振回路と、
上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備え、
さらに、上記商用交流電源のラインに対して直列に挿入されたインダクタを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記インダクタのインダクタンスが所定値となるようにして切り換える、インダクタ切換手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路であって、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得ることが可能に構成されると共に、
上記第１の平滑コンデンサが、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサが、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされた整流平滑回路と、
入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記整流平滑回路における、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサの接続点と、上記商用交流電源の負極ラインとを、接続／非接続とすることで、上記コンデンサ直列回路の両端電圧として、上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る４倍電圧整流動作と、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る倍電圧整流動作とで切り換える整流動作切換手段とを備えると共に、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、複数の絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記複数の絶縁コンバータトランスの各々の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、これら一次巻線にそれぞれ直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする複数の一次側直列共振回路と、
上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備え、
さらに、力率改善のための構成として、
上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、正／負の整流電流が流れるラインに対して挿入された二次巻線とを備えて、上記一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧を上記二次巻線に励起する電圧帰還用トランスと、
高速リカバリ型とされて、上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続するようにされた、上記整流平滑回路に備えられる上記第１〜第４の整流ダイオードと、を含んで形成される力率改善回路を備えるようにした、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項４】
入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記電圧帰還用トランスにおける上記一次巻線の巻数を切り換える、巻数切換手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
さらに、上記１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える、
ことを特徴とする請求項１または請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段を備える、
ことを特徴とする請求項１または請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
所要の上記二次側直流出力電圧が出力されるタイミングに応じて、他の二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路をオン／オフするようにして形成されるスイッチ回路、
を備えることを特徴とする請求項１または請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（図１１）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。そして、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
そこで、力率改善のための構成を付加したスイッチング電源回路が各種提案されている。
そして、このような力率改善のための構成としては、例えば上記特許文献１にも記載されるアクティブフィルタを用いるということが行われている。
【０００５】
図１２の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖout（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖout）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖout）の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１３（ａ）は、上記図１２に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１３（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１３（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１３（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１３（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１３（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１４には、図１２の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１２と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１２においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１２にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
ところで、近年においては、テレビジョン受像機、モニタ装置としてプラズマディスプレイなどが普及してきている。このようなプラズマディスプレイに備えられる電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ程度の、これまでのテレビジョン受像機やモニタ装置の電源回路よりも重負荷の条件に対応することが要求される。
【００２０】
また、電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系のみの商用交流電源入力に対応する、いわゆる単レンジの構成が知られているが、他に、例えば交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応するようにも構成する場合がある。つまり、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の商用交流電源入力に対応した、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）の構成を採るものも知られている。
そして、ワイドレンジ対応の電源回路に対して力率改善機能を与えるのにあたっては、整流回路系において、上記で説明したようなアクティブフィルタを設ける構成を採ることができる。つまり、アクティブフィルタは、上記説明のように力率を１に近付けるように動作すると共に、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の変動によらず直流出力電圧Ｖoutを一定とするように動作することから、ワイドレンジ対応の構成としても好適なものである。
【００２１】
図１５は、このようなワイドレンジ対応で、約６００Ｗの負荷電力に対応する電源回路として、上記図１４に示した構成に基づくアクティブフィルタを備えて構成した例を示すものである。
この図に示す電源回路は、ワイドレンジ対応として交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲に対応する。また、アクティブフィルタの後段におけるスイッチングコンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この図に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイなどに搭載される。
【００２２】
この図１５に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
また、この場合には、電源を起動／停止するためのメインスイッチＳＷを商用交流電源ＡＣラインに直列に挿入して示している。
【００２３】
商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子どうしと、負極出力端子（アース接地）どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００２４】
また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子と負極出力端子（一次側アース）間には、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２５】
上記ノーマルモードノイズフィルタ４の後段に対して、アクティブフィルタ回路８が備えられる。
このアクティブフィルタ回路８は、図１２により説明した構成に基づいているものである。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2から入力される整流出力についてスイッチングを行う、ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを備える。このような昇圧型コンバータは、例えばスイッチング素子と、このスイッチング素子をＰＷＭ制御方式によって駆動するためのコントロール回路系を備えて形成される。
【００２６】
また、この場合のようにして、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の重負荷の条件に対応する場合には、昇圧型コンバータを形成するスイッチング素子を複数設け、これらを並列接続することなどが行われる。重負荷時において、特に交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる電流が非常に高くなる。そこで、このようにして複数のスイッチング素子を並列接続することで、各スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピークレベルは抑えられることになる。これによりアクティブフィルタ回路８としての信頼性が高められることとなる、
【００２７】
また、コントロール回路系は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成され、例えば１石のＩＣとされる。図１４に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このコントロール回路系としてのＩＣ内に搭載されていることになる。そして、このコントロール回路系としてのＩＣに対して、図１２及び図１４にて説明したようにして、フィードバック回路系及びフィードフォワード回路系が接続され、これらの回路系からの帰還出力に基づいて、スイッチング素子をＰＷＭ制御によって駆動する。
【００２８】
そして、上記構成によるアクティブフィルタ回路８内のスイッチング素子のスイッチング駆動は、図１２及び図１４により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００２９】
また、この図１５に示すアクティブフィルタ回路８によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１２では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動範囲に関わらず、３８０Ｖ程度で安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１５に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路として構成されている。
【００３０】
そして、この場合においては、アクティブフィルタ回路８の後段には、３本で１組とされる平滑コンデンサＣｉA，ＣｉB，ＣｉCが並列に接続されている。
上記平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB//ＣｉC］の組は、図１２及び図１４における出力コンデンサＣoutに相当する。従って、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB//ＣｉC］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部に対して直流入力電圧として供給される。そして、上記もしているように、この場合の平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB//ＣｉC］の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）としては、３８０Ｖ程度で安定化されるものとなる。
【００３１】
そして、図１５に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする電流共振形コンバータについて、複数を備えることとしている。
また、この図に示す電流共振形コンバータは、後述するようにして部分共振回路が組み合わされることで、いわゆる複合共振形コンバータとしての構成をとる。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。
【００３２】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。
【００３３】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００３４】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖccに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。
【００３５】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００３６】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００３７】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００３８】
また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶGH、及びドライブ信号出力端子ＶGLからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。
【００３９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００４０】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。
【００４１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2aに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣo1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅo1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００４２】
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００４３】
また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅo1を分岐して、二次側出力電圧Ｅo，Ｅo2を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅoを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ7、整流ダイオードＤcn1，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ11，平滑コンデンサＣo、及びＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ7は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅo1をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ11、整流ダイオードＤcn及び平滑コンデンサＣoから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅoを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ7は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られる。
【００４４】
二次側出力電圧Ｅo2を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ8、整流ダイオードＤcn，チョークコイルＬ12，平滑コンデンサＣo2、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅoを生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣo2の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅo2が得られることになる。
【００４５】
また、二次巻線Ｎ2bに対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣo3から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣo3の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo3を得るようにされている。
【００４６】
第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ2のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ2に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo4，Ｃo5、ノイズ除去用の抵抗Ｒ1から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣo5の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo4が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣo4の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅo4に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。
【００４７】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo6，Ｃo7、抵抗Ｒ2を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅo5が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。
【００４８】
上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅo：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅo1：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅo2：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅo3：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅo4：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅo5：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。
【００４９】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5が使用される場合においては、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅoを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅo5、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅo4を立ち上げるようにする。
【００５０】
上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図１６のタイミングチャートに示す。
【００５１】
ここで、図１５に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図１５に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、図１６に示す時点ｔ１のタイミングで、図１６（ａ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅoは、図１６（ｂ）に示すようにして、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3も、二次側直流出力電圧Ｅoとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。
【００５２】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅo1が規定レベルに上昇して安定した後の時点ｔ２において、図１６（ｃ）に示すように、Ｌレベルからレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、図１６（ｄ）に示す二次側直流出力電圧Ｅo5が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。
【００５３】
また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅo5が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、図１６（ｅ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、図１６（ｆ）に示す二次側直流出力電圧Ｅo4が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図１５に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。
【００５４】
これまでの説明のように、図１５に示した回路においては、入力段にアクティブフィルタ回路８を設けることにより、力率改善を図ると共に、ワイドレンジ対応の構成としている。
また、スイッチングコンバータ部を複数段備えることにより、例えば６００Ｗとされる高負荷の条件に対応するものとしている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５５】
しかしながら、上記図１５に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１５に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）は、９５％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、９３％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｗ時では９５％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
９３％×９５％＝８８．３％
となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、
９５％×９５％＝９０．２％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６７９．５Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６６５．２Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００５６】
また、図１５に示した回路では、上述のように必要数の二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を得るのに、第１、第２、及び第３コンバータ部２０１，２０２，２０３による、３段の複合共振形コンバータを備えているが、このようにして、電力変換の段数が多いことによっても、電力変換効率の低下を招いている。また、構成部品点数もそれだけ多くなって回路基板サイズが拡大し、コストアップにもつながる。
【００５７】
さらに、図１５の回路としては、３組の複合共振形コンバータに加えて、２組の降圧形コンバータを備えていることになるので、これらのスイッチングノイズが比較的大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。
【００５８】
また、図１５の回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件のもとで、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）ついては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、図１５の回路では、３組の複合共振形コンバータ（コンバータ部２０１〜２０３）、２組の降圧形コンバータと、さらに、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータを備えるようにされるものである。この昇圧型コンバータのスイッチング動作も、dv/di，di/dtによるもので、二次側の降圧形コンバータと同様ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きい。このようなことから、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００５９】
このため、図１５に示す電源回路としては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の２組を備えている。
また、アクティブフィルタ回路８内には、複数組のパワーチョークコイルを備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、複数組のスイッチング素子（トランジスタ、ダイオード等）を並列接続したうえで、これらが適正に駆動されるように駆動回路を付加する必要がある。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
【００６０】
また、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、２組のコモンモードチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタを必要としている。
さらに、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、アクティブフィルタ回路８内においては、スイッチング素子に対して、ＲＣスナバ回路を設けるなどの必要性も出てくる。特に、図１５の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗は、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００６１】
また、図１５に示すスイッチング電源回路では、アクティブフィルタ回路８における昇圧型コンバータ、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３を形成する複合共振形コンバータ、第１コンバータ部２０１に付加される降圧形コンバータの、３種のスイッチングコンバータが混在していることになる。
この場合において、アクティブフィルタ回路８の昇圧型コンバータのスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であり、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚのスイッチング周波数である。
従って、この場合、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なることで、一次側と二次側のアース電位が干渉する問題が生じていることになる。
【課題を解決するための手段】
【００６２】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、先ず第１の構成として、スイッチング電源回路を以下のように構成することとした。
すななち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路として、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得ることが可能に構成されると共に、
上記第１の平滑コンデンサが、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサが、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされた整流平滑回路を備えるようにする。
そして、入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記整流平滑回路における、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサの接続点と、上記商用交流電源の負極ラインとを、接続／非接続とすることで、上記コンデンサ直列回路の両端電圧として、上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る４倍電圧整流動作と、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る倍電圧整流動作とで切り換える整流動作切換手段とを備える。
また、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、複数の絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記複数の絶縁コンバータトランスの各々の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、これら一次巻線にそれぞれ直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする複数の一次側直列共振回路とを備える。
さらに、上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備える。
その上で、上記商用交流電源のラインに対して直列に挿入されたインダクタを備えるようにした。
【００６３】
また、本発明では、第２の構成として、スイッチング電源回路を以下のようにも構成することとした。
つまり、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路として、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得ることが可能に構成されると共に、
上記第１の平滑コンデンサが、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサが、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされた整流平滑回路を備えるようにする。
そして、入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記整流平滑回路における、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサの接続点と、上記商用交流電源の負極ラインとを、接続／非接続とすることで、上記コンデンサ直列回路の両端電圧として、上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る４倍電圧整流動作と、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得る倍電圧整流動作とで切り換える整流動作切換手段とを備える。
また、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、複数の絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記複数の絶縁コンバータトランスの各々の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、これら一次巻線にそれぞれ直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする複数の一次側直列共振回路とを備える。
さらに、上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備える。
その上で、力率改善のための構成として、
上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、正／負の整流電流が流れるラインに対して挿入された二次巻線とを備えて、上記一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧を上記二次巻線に励起する電圧帰還用トランスと、
高速リカバリ型とされて、上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続するようにされた、上記整流平滑回路に備えられる上記第１〜第４の整流ダイオードとを含んで形成される力率改善回路を備えるようにした。
【発明の効果】
【００６４】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路に対しては、商用交流電源を入力して直流入力電圧を得る整流平滑回路として、上記商用交流電源レベルの４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成可能な４倍電圧整流回路が備えられる。そして、これと共に、この４倍電圧整流回路を、商用交流電源レベルに応じて４倍電圧整流／倍電圧整流で切り換えを行う整流動作切換手段が備えられることによって、ワイドレンジ対応とすることができる。
また、上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング手段としては、上記のようにハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組のみを構成するもとし、さらに、このスイッチング手段に対しては、スイッチング出力を二次側に励起する絶縁コンバータトランスを複数備えるようにしている。つまり、スイッチング手段に対して上記複数の絶縁コンバータトランスを並列に接続するものであり、これら複数の絶縁コンバータトランスの二次側に各々直流出力電圧を得るようにして、高負荷の条件に対応可能としているものである。
【００６５】
その上で、上記した本発明の第１の構成では、商用交流電源のラインに挿入された上記インダクタにより、力率改善が図られる。
また、本発明の第２の構成では、力率改善回路において、上記電圧帰還用トランスにより励起される上記スイッチング手段によるスイッチング出力を利用して、ここでは高速リカバリ型とされる上記第１〜第４の整流ダイオードが整流電流成分を断続するようにして力率改善が図られるものとなる。
【００６６】
このような本発明の構成によれば、ワイドレンジ対応及び力率改善の実現のために、入力段に対してアクティブフィルタを備える必要がなくなる。そして、これによっては、アクティブフィルタによる電力変換効率の低下分がなくなり、電源回路における総合的な電力変換効率の向上を図ることができる。
【００６７】
また、このようにアクティブフィルタを備える必要がなくなることによっては、このアクティブフィルタによるハードスイッチング動作によるスイッチングノイズが生じるといったこともなくなる。
そして、これに伴ってはノイズ抑制対策を簡易化でき、電源回路基板の実装面積の小型化及び回路製造コストの削減を図ることができる。
【００６８】
また、本発明において、上述のように整流平滑回路として４倍電圧、倍電圧動作を行い、直流入力電圧として商用交流電源レベルの略２倍、略４倍のレベルを得るようにすることによっては、スイッチング手段における各スイッチング素子に流れる電流のピークレベルを、商用交流電源のレベルに応じて所要以下に低減することが可能となる。すなわち、スイッチング素子にかかる負担を低減でき、これによって、例えば重負荷に対応するとした場合にも、上記構成のようにスイッチング手段としてハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組のみで構成することが可能なものである。
【００６９】
このようにして、スイッチング手段を１組のスイッチング素子で構成可能となることによっては、重負荷に対応するとした場合にも従来のようにコンバータ部を複数備える必要がなくなる。そして、これによっては、電源回路における電力変換部位の数を減らすことができ、この点でも電力変換効率の向上を図ることができる。
また、このようにコンバータ部を複数備える必要がなくなることにより、さらなる回路構成部品の削減を図ることができ、コスト削減が図られる。
【００７０】
また、上記のように一次側をハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組で構成することができれば、上述のように本発明ではアクティブフィルタが不要となることより、少なくとも一次側でのスイッチング周波数を１つとすることができる。
これによっては一次側アース電位の干渉がなくなり、電源回路としての動作を大幅に安定化することができる。
【００７１】
また、ここで、上記本発明による４倍電圧整流回路は、上述のように交流入力電圧が負の期間において第１と第４の整流電流経路の２系統の整流電流経路が形成され、同様に、交流入力電圧が正の期間においては、第２と第３の整流電流経路の２系統の整流電流経路が形成されることになる。
そして、この整流平滑回路において、第１の平滑コンデンサは第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、第３の平滑コンデンサは第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされている。この静電容量差によって、交流入力電圧が正／負の各期間において、２つの整流電流経路に流れる整流電流の位相にずれを生じさせることが可能となる。つまり、商用交流電源が正／負極性となる期間の各々において形成される、２つの整流電流経路に流れる整流電流の各々を時間的にずらすようにして流すことができ、この結果、商用交流電源に流れる交流入力電流の導通角を拡大することができる。
従って、このような本発明の整流平滑回路によれば、４倍電圧整流動作に切り換えが行われた際は、その整流平滑動作によっても力率の改善を図ることができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７２】
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。例えばこの図に示す電源回路は、先の図１５に示した電源回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の比較的重負荷の条件に対応するものとされる。そして、このような本例のスイッチング電源回路としても、プラズマディスプレイへの搭載を想定した構成とされる。
また、交流入力電圧として、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の双方に対応する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を有するものとされる。
【００７３】
先ず、この図１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２本のフィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るノイズフィルタが接続される。このノイズフィルタとしては、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、フィルタコンデンサＣLの順でそれぞれが並列に接続される。
このノイズフィルタは、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するものとされる。
【００７４】
上記ノイズフィルタの後段に対しては、整流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1b、Ｃｉ2a、Ｃｉ2bからなる整流平滑回路が設けられる。
この整流平滑回路において、上記平滑コンデンサＣｉ1aは、その負極端子が、コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続されることで、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して挿入されている。そして、この平滑コンデンサＣｉ1aの正極端子には、整流ダイオードＤ１のアノード及び整流ダイオードＤ２のカソードが接続される。
上記整流ダイオードＤ２のアノードは、図示するようにリレースイッチＳ１と、このリレースイッチＳ１と接続されたパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタＬpchを介して、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
【００７５】
また、平滑コンデンサＣｉ2aは、その正極端子が上記平滑コンデンサＣｉ1aの負極端子と接続され、負極端子は整流ダイオードＤ4のカソードと整流ダイオードＤ3のアノードに対して接続される。上記整流ダイオードＤ4のアノードは図示するように一次側アースに接続され、また、上記整流ダイオードＤ3のカソードは、上記整流ダイオードＤ2のアノードと接続されることで商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
【００７６】
平滑コンデンサＣｉ1b及びＣｉ2bは直列接続されて、図のように整流ダイオードＤ１のカソードと一次側アース間に挿入される。そして、これら平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点は、リレースイッチＳ２の端子ｔ２に対して接続される。
このリレースイッチＳ２は、端子ｔ１に対して上記端子ｔ２、端子ｔ３が択一的に選択される、いわゆる２接点スイッチである。図示するようにこのリレースイッチＳ２の端子ｔ１は、上記した整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点に対して接続される。また、端子ｔ３はオープンとされる。
このような接続形態によれば、リレースイッチＳ２は、商用交流電源ＡＣの負極ライン上において、整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点と平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点との間に挿入されているものである。
【００７７】
そして、このような整流平滑回路において、直列接続された上記平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの両端電圧が、この電源回路の整流平滑電圧とされて、後段のスイッチングコンバータに対して動作電源として供給される。
なおこの場合、図示する整流ダイオードＤ１〜Ｄ４としては、低速リカバリ型のダイオードが選定される。
【００７８】
ここで、上記構成による整流平滑回路では、上記リレースイッチＳ２の切り換え動作によって、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ４倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（Ｖ４）を生成する、４倍電圧整流回路が形成される。
また、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては、交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ２倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する、倍電圧整流回路が形成されるように切り換えが行われるものとされる。
【００７９】
そして、このような整流平滑回路の動作切り換えのための、上記リレースイッチＳ２の切り換えは、図示する整流回路切換モジュール１０によって行われる。
この整流回路切換モジュール１０に対しては、図示するようにダイオードＤ１０と平滑コンデンサＣ１０とによる整流平滑回路が備えられる。この整流平滑回路において、上記ダイオードＤ１０のアノードはコモンモードチョークコイルＣＭＣの一端と接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続されている。そして、カソードは上記平滑コンデンサＣ１０の正極端子と接続される。また、平滑コンデンサＣ１０の負極端子は一次側アースに接続されている。
整流回路切換モジュール１０は、その検出端子がこれらダイオードＤ１０、平滑コンデンサＣ１０の接続点と接続されており、これにより、商用交流電源ＡＣの負極ラインに得られる、交流入力電圧ＶACの直流化成分を検出入力して、交流入力電圧ＶACのレベルを検出することが可能とされている。
【００８０】
また、この整流回路切換モジュール１０は、図示するようにリレーＲＬを備え、その導通状態を制御することによりリレースイッチＳ２の端子切換制御を行う。
このようなリレースイッチＳ２の切換は、上記のように検出される交流入力電圧ＶACのレベルに基づいて行うものとされる。
すなわちこの場合、この整流回路切換モジュール１０では、検出された上記交流入力電圧ＶACのレベルが、例えば１５０Ｖ以下であるときに対応して、リレーＲＬを例えばオンとし、リレースイッチＳ２において端子ｔ２を選択させる。
また、検出された上記交流入力電圧ＶACのレベルが、例えば１５０Ｖ以上であるときに対応して、リレーＲＬを例えばオフとし、リレースイッチＳ２において端子ｔ２を選択させるようにして切換制御を行う。
これにより、上記交流入力電圧ＶACのレベルとして１５０Ｖ以下が検出されて、１００Ｖ系の交流入力電圧ＶACが得られているとされた場合に対応して、リレースイッチＳ２に端子ｔ２を選択させることができる。
そして、上記交流入力電圧ＶACのレベルとして１５０Ｖ以上が検出されて、ＡＣ２００Ｖ系による交流入力電圧ＶACが得られているとされた場合には、リレースイッチＳ２に端子ｔ３を選択させることができるものである。
【００８１】
このような整流回路切換モジュール１０による上記リレースイッチＳ２の切り換え制御に応じて、上記した整流平滑回路において得られる動作を、次の図２及び図３を用いて説明する。
先ずは、図２を用いて、ＡＣ１００Ｖ系が入力された際の整流電流経路について説明する。なお、ここでは便宜上、パワーチョークコイルＰＣＨ、及びリレースイッチＳ１は備えられていないものとして説明を続ける。
また、この図２において、図２（ａ）では交流入力電圧ＶACが負極性となる期間における整流電流経路を示し、図２（ｂ）では交流入力電圧ＶACが正極性となる期間における整流電流経路を示す。
【００８２】
上述のように、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、整流回路切換モジュール１０の制御に基づいて、リレースイッチＳ２では端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態が得られる。そして、これによっては、この図２にも示されるように、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点と、整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点とが接続された状態が得られるものとなる。
【００８３】
このようなＡＣ１００Ｖ系時に対応した接続状態において、先ず、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、図２（ａ）の矢印で示すように、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の経路（第４の整流電流経路）で流れる。
つまり、後述もするが、この期間では、上記整流電流経路に挿入された整流ダイオードＤ４による整流出力が、上記平滑コンデンサＣｉ2bに対して充電されることになる。
【００８４】
また、図示するように整流電流は分岐されて［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路（第１の整流電流経路）によっても流れる。上記経路により整流電流が流れることによって、上記平滑コンデンサＣｉ1aには、上記整流ダイオードＤ２による整流出力が充電される。そして、これにより平滑コンデンサＣｉ1aには、交流入力電圧ＶACのレベル（１Ｅｖ）に対応した両端電圧が発生する。
【００８５】
続いて、交流入力電圧が正極性となる期間では、図２（ｂ）に示すようにして、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→商用交流電源ＡＣ］の経路（第２の整流電流経路）で流れ、整流ダイオードＤ１による整流出力を平滑コンデンサＣｉ1bに対して充電するようにされる。
ここで、図２（ａ）により示した、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期における整流動作により、平滑コンデンサＣｉ1aには交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応した両端電圧（１Ｅｖ）が得られていたものである。従ってこのとき、上記のような電流経路が形成されることによっては、この平滑コンデンサＣｉ1aの両端電圧を交流入力電圧ＶACに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこれにより、上記平滑コンデンサＣｉ1bには、交流入力電圧ＶACの２倍の等倍レベルに対応した両端電圧（２Ｅｖ）が得られるものとなる。
【００８６】
また、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間では、整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路（第３の整流電流経路）によっても流れ、上記平滑コンデンサＣｉ2aに対しては、この電流経路に挿入される上記整流ダイオードＤ３による整流出力が充電される。つまりこの期間においては、上記平滑コンデンサＣｉ2aの両端に、交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応する１Ｅvのレベルの整流平滑電圧が得られるものである。
そして、交流入力電圧が負極性となる次の半周期に至ると、整流電流は先の図２（ａ）に示したように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の第４の整流電流経路により流れることになる。つまりこのような電流経路が形成されることによって、上記のように平滑コンデンサＣｉ2aに得られた１Ｅvのレベルの電圧を、交流入力電圧ＶACに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこの期間においては、上述もしたように整流ダイオードＤ４の整流出力が平滑コンデンサＣｉ2bに対して充電されるから、この平滑コンデンサＣｉ2bの両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する２Ｅvのレベルによる整流平滑電圧が得られるようになる。
【００８７】
このような交流入力電圧ＶACの正／負の各期間に対応した動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサＣｉ1bと平滑コンデンサＣｉ2bの各両端には、それぞれ２Ｅvの整流平滑電圧が得られるようになる。そしてこの結果、直列接続されたこれら平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉレベルとしては、
２Ｅｖ＋２Ｅｖ＝４Ｅｖ
となり、４Ｅｖで表される整流平滑電圧Ｅｉが得られる４倍電圧整流回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ系とされることから整流平滑電圧Ｅｉとしては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のスイッチングコンバータに供給されることになる。
【００８８】
続いては、図３を用いて、ＡＣ２００Ｖ系が入力された際の整流電流経路について説明する。なお、この図でもパワーチョークコイルＰＣＨ、及びリレースイッチＳ１は備えられていないものとしている。また、この図においては、図中の実線により交流入力電圧ＶACが負極性となる期間における整流電流経路を示し、破線により正極性となる期間の整流電流経路を示している。
【００８９】
ＡＣ２００Ｖ系に対応しては、上記した整流回路切換モジュール１０の制御に基づき、リレースイッチＳ２では端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態が得られる。そして、これによっては、この図３に示されるように平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点と、整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点とが断絶された状態となる。
【００９０】
このようなＡＣ２００Ｖ系時に対応した接続状態においては、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間において、整流電流は、実線の矢印により示すように［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、図示するように整流電流は［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れる。
【００９１】
また、交流入力電圧が正極性となる期間では、図中の破線矢印により示すように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路で整流電流が流れる。
また、この期間においても整流電流は分岐して、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れるものとなる。
【００９２】
ここで、この場合の平滑コンデンサＣｉ1aに対しては、上記のように交流入力電圧ＶACが負極性となる期間における［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路により充電される。そして、この平滑コンデンサＣｉ1aの充電電荷は、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間の［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→平滑コンデンサＣｉ2b→・・・］の経路によって放電される。これによって、この場合の平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bによる直列接続回路の両端には、交流入力電圧ＶACによる１Ｅｖのレベルに、上記平滑コンデンサＣｉ1aの充電電荷による１Ｅｖのレベルが重畳された２Ｅｖのレベルによる両端電圧が得られるものとなる。
【００９３】
また、平滑コンデンサＣｉ2a側は、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間における、上記した［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路により充電されることになる。そして、この平滑コンデンサＣｉ2aの充電電荷は、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間の［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→平滑コンデンサＣｉ2b→・・・］の経路によって放電される。つまり、この場合の平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bによる直列接続回路の両端には、交流入力電圧ＶACによる１Ｅｖのレベルに、上記平滑コンデンサＣｉ2aの充電電荷による１Ｅｖのレベルが重畳された２Ｅｖのレベルによる両端電圧が得られるようになる。
【００９４】
このようにしてＡＣ２００Ｖ系に対応しては、交流入力電圧ＶACが正／負極性となる期間で共に、平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの両端電圧として２Ｅｖのレベルによる整流平滑電圧が得られる。
これによって、この場合の整流平滑回路では、直流入力電圧Ｅｉとして、商用交流電源レベルの２倍に対応したレベルが得られる倍電圧整流動作が行われているものである。
【００９５】
これら図２、図３の説明から理解されるように、図１に示す本例の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ４倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（４Ｅｖ）が生成される。そして、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては、交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ２倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（２Ｅｖ）が生成されるものとなる。
つまり、これによりＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系によらず一定の直流入力電圧Ｅｉのレベルが得られるものであり、これによってワイドレンジ対応の構成が実現されているものである。
【００９６】
なお、本実施の形態では、先の図２にて説明した４倍電圧整流回路が形成された場合において、１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aと、これら１Ｅｖの両端電圧と交流入力電圧ＶAC（１Ｅｖに相当）が重畳された２Ｅｖのレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bとについて、キャパシタンスの関係を次のようにして設定することとする。
先ず、交流入力電圧ＶACが正極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2bについては、平滑コンデンサＣｉ1aのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ2bよりも大きくなるように設定することとする。
同様にして、交流入力電圧ＶACが負極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ2a、Ｃｉ1bについては、平滑コンデンサＣｉ2aのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ1bよりも大きくなるように設定することとする。
その上で、本例では、１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組と、２Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組とで、それぞれ、キャパシタンスをＣｉ1a＝Ｃｉ2a、Ｃｉ1b＝Ｃｉ2bとしている。
そして、例えばこの場合、上記平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aとしては、上記平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの１０倍以上のキャパシタンスを選定するものとする。
また、この場合、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2aの耐圧は２００Ｖ、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bの耐圧は４００Ｖとされる。
【００９７】
ところで、このように商用交流電源を入力して直流入力電圧Ｅiを生成する整流平滑回路として、商用交流電源レベルに応じて４倍電圧／倍電圧整流回路を構成することによっては、先の図１５に示したアクティブフィルタを構成する場合よりも、後段に供給される電力の電流ピークレベルを低減することができることになる。
つまり、本例では直流入力電圧Ｅiのレベルを比較的高いものとすることができるから、その分、整流平滑回路の後段に備えられるべき各スイッチング素子に流されるスイッチング電流のピークレベルを低いものとすることができるものである。
【００９８】
これによっては、上述のようにして例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ程度の重負荷の条件に対応するとした場合でも、スイッチング素子にかかる負担を低減することができるようになる。
これに応じて、本実施の形態では、負荷側への電力をまかなうべく備えられるスイッチング手段として、以下で説明するように、ハーフブリッジ結合による２石のスイッチング素子１組のみにより構成するものとしている。
【００９９】
この場合、整流平滑回路により生成された直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチング手段としては、図のように２石のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2をハーフブリッジ結合して構成される他励式による電流共振形コンバータを備える。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド）、Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
なお、この場合のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の耐圧は８００Ｖとされる。
【０１００】
上記スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のゲートに対しては、これらを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成された、駆動・制御回路２によるドライブ信号が印加される。
この駆動・制御回路２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。この発振回路は、後述するようにして二次側直流出力電圧Ｅo4の生成経路にて得られる直流電圧Ｅ４のレベルに基づく制御信号レベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、駆動・制御回路２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、矩形波によるハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、このように生成したハイサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ1に供給し、ローサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ2に対して供給するようにされる。
なお、この場合の駆動・制御回路２は、図示はしていないが起動抵抗を介して直流入力電圧Ｅｉが入力されることに応じて起動するようにされている。
【０１０１】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。つまり、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、このゲート−ソース間電圧によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、例えばゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【０１０２】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ローサイド用のドライブ信号が印加される。このドライブ信号に応じて得られるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧は、上記したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧に対して１８０°の位相差を有した波形が得られるものとなる。
このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
つまり、このようにして、上記制御・駆動回路２によっては、スイッチング素子Ｑ1とＱ2とが交互にオン／オフするように制御されるようになっている。
【０１０３】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング動作により得られるスイッチング出力を二次側に励起する絶縁コンバータトランスとして、この場合は、図のように絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２との２つのトランスを備えるようにしている。
【０１０４】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１としては、図示するように一次巻線Ｎ1と、所要数の二次巻線が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ1ａを介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。
【０１０５】
また、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２としては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが巻装されている。
この絶縁トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１は、その一端が、図示するように上記スイッチング出力点と上記直列共振コンデンサＣ1aとの接続点と、直列共振コンデンサＣ1bを介して接続されている。また、他端は一次側アースに接続される。
【０１０６】
なお、ここでの図示による説明は省略するが、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【０１０７】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1aのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1aによっては、一次側直列共振回路が形成される。また、同様に直列共振コンデンサＣ1bのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1bによっても、一次側直列共振回路が形成されるものとなる。
そして、上記のようにして、これら一次側直列共振回路が、それぞれスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力がこれら一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【０１０８】
また、この際、上記スイッチング出力点と一次側アース間に対しては、図示するように部分共振コンデンサＣｐが挿入される。すなわち、この部分共振コンデンサＣｐは、上記スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対して並列に接続されているものである。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１とによっては、部分電圧共振回路を形成する。つまり、これによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振して、部分共振コンデンサＣｐに充放電電流が流れる、部分電圧共振動作が得られるものである。
【０１０９】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、この部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っているものとなる。
【０１１０】
また、上記接続形態によれば、本例の電源回路では、一次側に１組のみ備えられたハーフブリッジ結合によるスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング出力点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1とが並列に接続される。つまり、これら各一次巻線Ｎ1を含んで構成される２つの一次側直列共振回路が、上記スイッチング出力点に対して並列に接続されているものである。
そして、これら一次巻線Ｎ1に分岐して供給されるスイッチング出力が、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の二次側にそれぞれ励起されて、以下で説明するようにして各二次側直流出力電圧が生成されるように構成されている。
【０１１１】
先ず、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ2A，Ｎ2Bの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
上記二次巻線Ｎ2からは、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅoを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ2に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR1，ＮR2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1、Ｄo2を接続し、また、平滑コンデンサＣo1を接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅoは、安定化のために、分岐して制御回路１に対して入力される。
【０１１２】
直交型制御トランスＰＲＴ−１は、後述もするが例えば制御巻線Ｎcに対して、被制御巻線ＮR1，ＮR2の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎc及び制御巻線ＮR1，ＮR2をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮR1，ＮR2は、二次側直流出力電圧Ｅoのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣo1に流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。
【０１１３】
また、二次側直流出力電圧Ｅo1のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ2の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮR−整流ダイオードＤo3を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣo2を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo1のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路１を備えることで、上記説明と同様にして二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧化が図られる。
【０１１４】
また、二次側直流出力電圧Ｅo2のための整流回路系も、二次巻線Ｎ2の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮR−整流ダイオードＤo4を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣo2を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo2のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路１を備えており、二次側直流出力電圧Ｅo2についての定電圧化が図られる。
【０１１５】
また、二次側直流出力電圧Ｅo3は、二次巻線Ｎ2Aに対して形成される倍電圧整流回路によって得られるようになっている。この倍電圧整流回路には、図示するように平滑コンデンサＣo5側が０電位と接続された平滑コンデンサＣo4−平滑コンデンサＣo5の直列接続回路と、整流ダイオードＤo5側が上記０電位と接続され、整流ダイオードＤo6側が上記平滑コンデンサＣo4と接続される整流ダイオードＤo5−整流ダイオードＤo6の直列接続回路とが形成される。そして、上記二次巻線Ｎ2Aの一端が、平滑コンデンサＣo4−平滑コンデンサＣo5の接続点に対して接続され、さらに二次巻線Ｎ2Aの他端が、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮRを介して上記整流ダイオードＤo5−整流ダイオードＤo6の接続点に対して接続される。
これにより、二次巻線Ｎ2Aに得られる交番電圧の略２倍の直流電圧が、上記二次直流出力電圧Ｅo3として平滑コンデンサＣo4−平滑コンデンサＣo5の両端に得られる。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo3に対する定電圧化制御は、上記のようにして被制御巻線ＮRが挿入された直交型制御トランスＰＲＴ−４と、図示するように二次側直流出力電圧Ｅo3を検出入力する制御回路１によって行われる。つまりこの場合は、上記制御回路１によって、上記二次側直流出力電圧Ｅo3に応じたレベルの制御電流が直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎcに対して出力されることで、二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルが一定に維持されるものである。
【０１１６】
さらに、二次側直流出力電圧Ｅo4については、二次巻線Ｎ2Bに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤo7、Ｄo8及び平滑コンデンサＣo6を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ4を得るようにされ、この直流電圧Ｅ4のラインと、平滑コンデンサＣo7の間に、ＤＣスイッチ回路５のトランジスタＱ3を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅo4は、平滑コンデンサＣo7の両端電圧として得られる。
なお、この二次側直流出力電圧Ｅo4の経路に挿入される、図示するＤＣスイッチ５については後述する。
【０１１７】
この二次側直流出力電圧Ｅo4に対する定電圧化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、上記直流電圧Ｅ4が分岐して、検出電圧として先に説明した駆動・制御回路２に入力される。駆動・制御回路２では、直流電圧Ｅ4（二次側直流出力電圧Ｅo4）のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御信号として得る。
そして、この制御信号のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1に出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、スイッチング素子Ｑ2に出力すべきローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、上記制御信号のレベル（つまり上記直流電圧Ｅo4のレベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo4のレベルが変化することとなってその定電圧化が図られるものとなる。
なお、この場合の上記駆動・制御回路２としては、二次側直流出力電圧Ｅo4の負荷側の負荷電力Ｐｏ＝１７５〜２４Ｗまでの変動、及び交流入力電圧ＶACの変動に対して、上記のように検出入力される上記直流電圧Ｅ４のレベルがＥ４＝７６Ｖで一定となるように、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を駆動制御するように構成されている。
【０１１８】
また、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側には、上記もしたように二次巻線Ｎ2が巻装されている。そして、この絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2の経路によっては、二次側直流出力電圧Ｅo5を得るようにされる。
この二次巻線Ｎ2の経路においては、上記二次側直流出力電圧Ｅo5を、４倍電圧整流回路により得るようにされる。この４倍電圧整流回路としては、図示するように平滑コンデンサＣo1a、Ｃo1b、Ｃo2a、Ｃo2b、及び整流ダイオードＤo9、Ｄo10、Ｄo11、Ｄo12を、先に説明した４倍電圧整流回路と同等の接続形態により構成する。そして、これによって、図示する平滑コンデンサＣo1b−平滑コンデンサＣo2bの直列接続回路の両端に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の略４倍のレベルによる直流電圧Ｅ５を得るようにされる。
その上で、この平滑コンデンサＣo1bと直列に、図示するＤＣスイッチ６のトランジスタＱ4を介して平滑コンデンサＣo8を接続し、この平滑コンデンサＣo8に上記直流電圧Ｅ５に基づく充電電流を得て、その両端に二次側直流出力電圧Ｅo5を得るようにされる。
【０１１９】
また、この二次側直流出力電圧Ｅo5に対する定電圧化は、図示するように被制御巻線ＮRが上記二次巻線Ｎ2の一端に対して接続された直交型制御トランスＰＲＴ−５と、上記平滑コンデンサＣo1b−Ｃo2bの両端電圧としての直流電圧Ｅ５を検出入力する制御回路１によって行われる。つまり、上記制御回路１によって、上記直流電圧Ｅ５（二次側直流出力電圧Ｅo5）に応じたレベルの制御電流が直交型制御トランスＰＲＴ−５の制御巻線Ｎcに対して出力されることで、二次側直流出力電圧Ｅo5のレベルが一定となるようにされているものである。
このような、二次側直流出力電圧Ｅo5の経路において、上記のような４倍電圧整流回路によって生成される直流電圧Ｅ５としては、Ｅ５＝２０１Ｖを得るようにされる。
また、この場合の上記制御回路１としては、二次側直流出力電圧Ｅo5の負荷側の負荷電力Ｐｏ＝３５０〜１７Ｗまでの変動、及び交流入力電圧ＶACの変動に対し、検出入力される上記直流電圧Ｅ５のレベルをＥ５＝２０１Ｖで一定とするように定電圧制御を行う。
【０１２０】
なお、上記ＤＣスイッチ６についても、その構成・動作については後述するものとする。
また、この場合、上記のようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2の経路に備えられる４倍電圧整流回路の上記平滑コンデンサＣo1a、平滑コンデンサＣo1b、平滑コンデンサＣo2a、平滑コンデンサＣo2bについて、Ｃo1a：Ｃo1b、Ｃo2a：Ｃo2bで表されるキャパシタンス比を、先の４倍電圧整流回路の場合と同様に設定するようにしてもよい。
【０１２１】
ここで、上記した二次側直流出力電圧Ｅo4以外の各経路に備えられる、直交型制御トランスＰＲＴの構造について説明しておく。
本例の電源回路が備える直交型制御トランスＰＲＴの構造としては、例えば図５に示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型のコアが形成される。そして、この立体型のコアの所定の２本の磁脚に対して、被制御巻線ＮRを巻装し、さらに、制御巻線ＮCを、被制御巻線ＮRに対して直交する巻回方向となるようにして所定の２本の磁脚に対して巻装していることで、上述もしたように可飽和リアクトルとして構成される。
その上で、この場合は、上記のように形成されるコアの磁脚に対しては、所要長のギャップＧを形成するものとしている。
なお、ここでは図示していないが、直交型制御ＰＲＴ−２に関しては、被制御巻線ＮR1、ＮR2が、それぞれ一次側、二次側の領域に分けられ、制御巻線ＮCと直交する巻回方向となるようにして捲装されるものとなる。
また、この際、上記のように形成される立体型コアにおける、制御巻線ＮCの巻回方向と同方向となる辺の長さ「ａ」、被制御巻線ＮRの巻回方向と同方向となる辺の長さ「ｂ」、さらに、制御巻線ＮCの巻回方向と、被制御巻線ＮRの巻回方向とに対して、共に直交する方向となる辺の長さ「ｃ」について、本例では以下のように設定している。
・直交型制御トランスＰＲＴ−１〜ＰＲＴ−４・・・ａ＝ｂ＝１５mm、ｃ＝２０mm
・直交型制御トランスＰＲＴ−５・・・ａ＝ｂ＝２０mm、ｃ＝３０mm
また、直交型制御トランスＰＲＴの各巻線の巻数は以下のようにされる。
・直交型制御トランスＰＲＴ−１〜ＰＲＴ−４・・・制御巻線Ｎc＝１０００Ｔ（ターン）、被制御巻線ＮR＝４Ｔ
・直交型制御トランスＰＲＴ−５・・・制御巻線Ｎc＝１０００Ｔ、被制御巻線ＮR＝１５Ｔ
【０１２２】
また、このような構造による直交型制御トランスＰＲＴを用いた定電圧化動作の様子を、図６の波形図を用いて説明する。なお、この図６では、二次側直流出力電圧Ｅo5の生成経路に挿入された直交型制御トランスＰＲＴ−５による動作についてのみ示し、他の経路における定電圧化動作についてはこれとほぼ同等となることから説明は省略する。また、この図では、交流入力電圧ＶACのレベルが一定で、スイッチング周波数が１００ｋHzで一定とされたときの波形を示している。
この図において、電位Ｖ12は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ２の電位を示している。
この電位Ｖ12は、ここでは１０μｓとなるスイッチング周期に対応して、正／負極性に交互にピークレベルとなる波形が得られる。
また、直交型制御トランスＰＲＴ−５の被制御巻線ＮRに流れる電流Ｉ2としても、図示するようにこの電位Ｖ12と同等の周期で正／負のピークレベルとなる波形が得られる。
【０１２３】
ここで上述もしたように、二次側直流出力電圧Ｅo5の経路においては、制御回路１によって、二次側直流出力電圧Ｅo5に対する負荷側の負荷電力３５０〜１７Ｗまでの変動に対して安定化を行うようにされている。
この場合、例えば負荷電力が増大して、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗの最大負荷時となるのに応じては、図のように上記電流Ｉ2のピークレベルＬｖ（絶対値）として最大値が得られるものとなる。
これに対して、最小負荷時とされるＰｏ＝１７Ｗ時には、電流Ｉ2のレベルは減少して、ピークレベルＬｖが最小値となる。
これは、上記制御回路１によって、負荷電力の変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅo5（直流電圧Ｅ５）のレベルの変動に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−５の被制御巻線ＮRに流れる電流Ｉ2のレベルを可変させる制御が行われることによる。つまりこの場合、負荷電力の増大に伴う二次側直流出力電圧Ｅo5のレベル低下に応じては、制御巻線Ｎcに流す制御電流を増大させることによって電流Ｉ2のレベルを上昇させて、被制御巻線ＮRのインダクタンスを小さくし、これによって二次側直流出力電圧Ｅo5のレベルを上昇させる制御が行われる。また、負荷電力の減少に伴う二次側直流出力電圧Ｅo5レベルの上昇に応じては、制御電流を減少させて電流Ｉ2のレベルを低下させ、被制御巻線ＮRのインダクタンスを大きくして二次側直流出力電圧Ｅo5のレベルを低下させる制御が行われるものである。
このようにして、二次側直流出力電圧（Ｅo5）を一定のレベルに維持する動作が行われている。
【０１２４】
ところで、上記で説明したように、本例の電源回路としても、先の図１５に示した回路と同様、二次側から、上記した６つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を得るようにされている。そして、本例としても、図１５の回路と同様に、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様を例えば下記のように設定している。
Ｅo：ロジック電源、５．１Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅo1：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅo2：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅo3：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅo4：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅo5：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
【０１２５】
このようにして二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を生成して負荷に供給する構成の下では、図１５においても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅoを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅo5、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅo4を立ち上げるようにすることが要求される。
【０１２６】
図１に示す電源回路では、このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げを、上記したＤＣスイッチ５、及びＤＣスイッチ６を用いて行うものとしている。
先ず、ＤＣスイッチ６は、上記した二次側直流出力電圧Ｅo1の出力タイミングに応じて、二次側直流出力電圧Ｅo5の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ4、バイポーラのトランジスタＱ6、ツェナーダイオードＤZ2、及び抵抗Ｒ5，Ｒ6，Ｒ7，Ｒ8、及び時定数コンデンサＣ3を図示するようにして接続して形成される。
つまり、トランジスタＱ4のドレインを平滑コンデンサＣo1bの正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣo8の正極端子と接続する。トランジスタＱ4のゲートは、抵抗Ｒ6を介してトランジスタＱ6のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ4のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ5//ツェナーダイオードＤZ2の並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤZ2のアノードがトランジスタＱ4のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ6のベースには抵抗Ｒ7を介して、二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、このトランジスタＱ6のエミッタは二次側アースに接続される。
トランジスタＱ6のベース−エミッタ間には、図示するように抵抗Ｒ8が挿入される。そして、抵抗Ｒ7−Ｒ8の直列接続回路の接続点と二次側アースの間には、例えば電解コンデンサによる時定数コンデンサＣ3が挿入される。
【０１２７】
このような構成によるＤＣスイッチ６において、上記オン／オフ制御信号としての二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力が入力されていない状態では、トランジスタＱ6はオフ状態を維持する。つまりこのときには、トランジスタＱ4におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、このトランジスタＱ4もオフとなる。
これに伴っては、平滑コンデンサＣo1bの正極端子と、平滑コンデンサＣo8の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣo8への整流電流の充電は行われないことになる。従って、上記のように二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力が入力されていない状態では、平滑コンデンサＣo1bの両端に直流電圧Ｅ5が得られているとしても、平滑コンデンサＣo8の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅo5は０レベルのままである。
【０１２８】
これに対して、上記二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力がＤＣスイッチ６に入力された場合は、これに応じてトランジスタＱ6がオンとなるようにされる。
但し、この場合は上記のようにトランジスタＱ6のベースに対して、抵抗Ｒ7、抵抗Ｒ8、時定数コンデンサＣ3による時定数回路が形成されることになるから、上記直流出力電圧Ｅo1の入力タイミングから、トランジスタＱ6が完全にオンとなるまでには、上記抵抗Ｒ7、Ｒ8の抵抗値による分圧比と時定数コンデンサＣ3の時定数とに応じた所定の遅延時間が与えられることになる。
つまりこの場合、ＤＣスイッチ６のオン／オフ制御信号としての、上記直流出力電圧Ｅo1の分岐出力の供給が開始されてから、所定時間遅延されてトランジスタＱ6が完全にオンとなるようにされているものである。
【０１２９】
上記トランジスタＱ6がオン状態に切り換われば、抵抗Ｒ6の両端に電位が生じる。これによって、ツェナーダイオードＤZ2のアノードは、トランジスタＱ6のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ5によって導通することになる。ツェナーダイオードＤZ2が導通することによっては、トランジスタＱ4のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ4もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣ01bの正極端子と、平滑コンデンサＣo8の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣo8で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo5が発生することになる。
【０１３０】
また、もう一方の上記ＤＣスイッチ５としては、上記のようにＤＣスイッチ６のオン／オフ制御により出力される二次側直流出力電圧Ｅo5の出力タイミングに応じて、二次側直流出力電圧Ｅo4の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ５としては、図のようにＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ3、バイポーラのトランジスタＱ5、ツェナーダイオードＤZ1、及び抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4、及び時定数コンデンサＣ2を備えて構成される。
ＤＣスイッチ５においては、上記トランジスタＱ3のドレインを平滑コンデンサＣo6の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣo7の正極端子と接続する。そして、このようなトランジスタＱ3に対し、先のＤＣスイッチ６の場合と同様の接続形態により、上記トランジスタＱ5、ツェナーダイオードＤZ1、及び抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4、及び時定数コンデンサＣ2を接続している。その上で、上記抵抗Ｒ3を介して、二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力を、オン／オフ制御信号として入力するようにされている。
【０１３１】
このようなＤＣスイッチ５においても、上記二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力が供給されない場合は、トランジスタＱ5はオフ状態を維持するようにされ、トランジスタＱ3もオフとなる。これに伴っては、平滑コンデンサＣo6の正極端子と、平滑コンデンサＣo7の正極端子とは接続されないことになって、二次側直流出力電圧Ｅo4は出力されない。
また、この場合も、上記二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力がＤＣスイッチ５に入力された場合は、これに応じてトランジスタＱ5のベースに対して形成される抵抗Ｒ3、抵抗Ｒ4、時定数コンデンサＣ2による時定数回路により、トランジスタＱ5が完全にオンとなるまでに所定の遅延時間が与えられる。つまり、直流出力電圧Ｅo5の分岐出力の供給が開始されてから、所定時間遅延されてトランジスタＱ5が完全にオンとなるようにされているものである。
そして、上記トランジスタＱ5がオン状態に切り換われば、同様にツェナーダイオードＤZ1、トランジスタＱ3が導通し、平滑コンデンサＣo6、Ｃo7が接続されることとなって、二次側直流出力電圧Ｅo4が発生することになる。
【０１３２】
上記構成によるＤＣスイッチ５、ＤＣスイッチ６を用いた、本例の各二次側直流出力電圧の立ち上げ動作について、次の図７に示すタイミングチャートを用いて説明する。
先ず、この図７において、本例の電源回路としてのメイン電源がオンとされて、整流平滑電圧Ｅｉが規定のレベルにまで立ち上がると、先ず、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより、駆動・制御回路２が起動して、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング動作が開始される。
これにより、二次側にて得られる各二次側直流出力電圧が立ち上がることになる。つまり、例えば図７（ａ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅoは、時点ｔ１以前では０レベルであったが、時点ｔ１以降において、平滑コンデンサＣo1の充電量が増加していくのに応じて上昇するようにして立ち上がっている。そして、規定レベルに至ったとされると、以降はこの規定レベルにより定電圧制御された状態が維持される。
また、これとほぼ同時に、この二次側直流出力電圧Ｅ0の経路からの分岐出力に応じて生成される二次側直流出力電圧Ｅo1としても、この図７（ａ）に示すＥ0とほぼ同タイミングで立ち上がるようにされる。
【０１３３】
ただし、二次側直流出力電圧Ｅo4、Ｅo5については、図７（ｂ）、図７（ｃ）にそれぞれ示す直流電圧Ｅ４、Ｅ５が上記時点ｔ１で立ち上がっているのに拘わらず、図７（ｅ）、図７（ｇ）に示すようにして、同様には立ち上がらない。これは、上記のようにしてこれら二次側直流出力電圧Ｅo4、Ｅo5の経路に対してそれぞれ備えられたＤＣスイッチ５、ＤＣスイッチ６の動作による。
【０１３４】
すなわち、先ず、二次側直流出力電圧Ｅo5に関して言えば、ＤＣスイッチ６において、トランジスタＱ6のベースに抵抗Ｒ7、Ｒ8、時定数コンデンサＣ3による時定数回路が備えられることにより、このトランジスタＱ6が完全にオンとされるまでの時間に遅延時間が与えられているものである。
このように遅延時間が与えられることによっては、上記のようにして時点ｔ１にて二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）の出力が開始されて、このＥo1の分岐出力がＤＣスイッチ６に入力されたとしても、図７（ｄ）からもわかるようにトランジスタＱ6が直ちに完全にオンとはならないことになる。そして、これによっては、このＤＣスイッチ６におけるトランジスタＱ4は、上記直流電圧Ｅo1の分岐出力の供給タイミングから所定時間遅延された、上記トランジスタＱ6が完全にオンとなるタイミングで導通するものとなり、これによって二次側直流出力電圧Ｅo5としては、図７（ｅ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）の出力タイミングである時点ｔ１から所定時間遅延された、図示する時点ｔ２において出力が開始されるものとなる。
【０１３５】
また、二次側直流出力電圧Ｅo4に関しては、ＤＣスイッチ５において、上記で説明したようにこの直流出力電圧Ｅo5の分岐出力をオン／オフ制御信号として入力するようにされている。このことから、ＤＣスイッチ５では、図７（ｆ）にも示されるように、この直流出力電圧Ｅo5の出力開始時点（時点ｔ２）から所定時間遅延されたタイミングでトランジスタＱ5が完全にオンとなるようにされる。
従って、ＤＣスイッチ５においては、この図７（ｆ）に示されるトランジスタＱ5が完全にオンとなる時点ｔ３において、トランジスタＱ3がオンとされるものであり、これに応じて二次側直流出力電圧Ｅo4としても、図７（ｇ）に示すように、この時点ｔ３としての、上記時点ｔ２における直流電圧Ｅo5の出力タイミングから所定時間遅延された時点において、その出力が開始されるものとなる。
【０１３６】
このようにして、本実施の形態では、電源起動時における二次側直流出力電圧の立ち上げ順として、先の図１５の場合と同等の適正なものとなるように制御が行われているものである。
【０１３７】
続いては、図４の波形図を用いて、上記構成による本実施の形態の電源回路において得られる動作として、特に、入力段に備えられた４倍電圧整流回路における動作について説明する。
この図４においては、図１に示したリレースイッチＳ２の切り換えにより、上記整流回路において４倍電圧整流動作が行われている際の各部の動作波形を示している。
なお、上記もしたようにここでも、パワーチョークコイルＰＣＨ、及びリレースイッチＳ１は備えられていないものとする。
また、この図４に示す実験結果を得るにあたっては、各部を以下のように選定している。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１・・・ＥＥＲ−４０のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１mm
一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝２８Ｔ（センタータップを境に１４Ｔ＋１４Ｔ）
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２・・・ＥＥＲ−４２のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１mm
一次巻線Ｎ1＝３８Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝７Ｔ
・直列共振コンデンサＣ１a＝０．０１５μＦ
・直列共振コンデンサＣ１b＝０．０１８μＦ
・平滑コンデンサＣｉ1a＝平滑コンデンサＣｉ2a＝４７００μＦ
・平滑コンデンサＣｉ1b＝平滑コンデンサＣｉ2b＝４７０μＦ
この図において、図示する時点ｔ１は、交流入力電圧ＶACのレベルが正極性から負極性となる際の０クロスタイミングを示している。また、時点ｔ４は、負極性から正極性になる際の０クロスタイミングを示している。つまりこの場合、時点ｔ１〜時点ｔ４は、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期間を示し、この時点ｔ４から次の時点ｔ１までの期間が正極性となる半周期間を示している。
【０１３８】
図示する整流電流ＩD1、ＩD2、ＩD3、ＩD4は、それぞれ図１に示した整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流を示している。
また、図示する電位Ｖ１は、図１にも示されるように、平滑コンデンサＣｉ1aと整流ダイオードＤ１の接続と、一次側アースとの間の電位を示している。
また、電位Ｖ２は、整流ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣｉ2aの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、この場合は平滑コンデンサＣｉ2aの電位と交流入力電圧ＶACの電位との合計値としてみることができる。
電位Ｖ３は、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧を示すものとなる。
また、電位Ｖ４はこれら平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの直列接続回路の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を示す。
【０１３９】
先ず、時点ｔ１〜ｔ４までの交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期において、整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ４は、電位Ｖ２のレベルが、電位Ｖ３のレベルよりも大きくなる期間に導通する。
この場合、電位Ｖ２としては、上記のように平滑コンデンサＣｉ2aの電位と交流入力電圧ＶACの電位との合計値として得られる。そして、平滑コンデンサＣｉ1aに対しては、先の図２により説明したように、この期間ｔ１〜ｔ４に相当する交流入力電圧ＶACが正極性となる期間において充電が行われることにより、商用交流電源ＡＣの等倍レベルに対応する１Ｅｖのレベルによる両端電圧が発生している。
このことから、この期間ｔ１〜ｔ４において、電位Ｖ２としては、図示するように交流入力電圧ＶACのレベルが負極性のピークレベルとなるに従って２Ｅｖのレベルにまで上昇し、交流入力電圧ＶACが０レベルに上昇するに従って２Ｅｖのレベルに下降する波形が得られるものとなる。
これに対し、電位Ｖ３としては、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧であることから、整流平滑電圧としての、図示するような２Ｅｖのレベル付近を基準としてリップル成分が重畳された波形が得られている。
この時点ｔ１〜時点ｔ４の半周期間においては、このような電位Ｖ３が２Ｅｖのレベルを下回り、電位Ｖ２が上記のように交流入力電圧ＶACのレベル遷移に従って２Ｅｖのレベル付近に上昇してＶ３＜Ｖ２となる期間に、整流ダイオードＤ２、Ｄ４が導通するものとなる（図中期間ｔ２〜ｔ３）。
【０１４０】
このようにして、整流ダイオードＤ２、Ｄ４が導通することにより、この時点ｔ２〜ｔ３の期間においては、整流電流ＩD2、ＩD4が流れることになる。
そして、本実施の形態の場合、これら整流電流ＩD2、ＩD4としては、図示するように整流電流ＩD4の方が時間的に先に流れ、整流電流ＩD2の方が時間的に後に流れるものとなる。
【０１４１】
ここで、本実施の形態の４倍電圧整流回路において、このように整流電流ＩD2が整流電流ID4に対して時間的に遅れて流れるようになるのは、以下のような理由による。
先ず、１つとしては、図１において説明したように、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bのキャパシタンスよりも大きく設定していることによる。
この場合、整流ダイオードＤ４が整流を行う第４の整流電流経路では、平滑コンデンサＣｉ2aと平滑コンデンサＣｉ2bが挿入されていることから、この経路におけるキャパシタンスとしては、これら平滑コンデンサＣｉ2bと平滑コンデンサＣｉ2aとのキャパシタンスを直列接続したものとして得られることになる。
従って、この第４の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、
（Ｃｉ2b×Ｃｉ2a）／（Ｃｉ2b＋Ｃｉ2a）
で表されることになる。
一方、整流ダイオードＤ２が整流を行う第１の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、ここには平滑コンデンサＣｉ1aのみが挿入されていることから、この平滑コンデンサＣｉ1a（＝Ｃｉ2a）のみのキャパシタンスに基づいたものとなる。
従って、第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスとしては、
（Ｃｉ2b×Ｃｉ2a）／（Ｃｉ2b＋Ｃｉ2a）＜Ｃｉ1a
で表されることになる。
この際、本実施の形態においては、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bのキャパシタンスの１０倍程度に設定しているから、上記した第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスの大小は、これら平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bのキャパシタンスの差である１０倍にほぼ対応したものとすることができる。
【０１４２】
ここで、静電容量が大きければ、その分、そこに流れる電流の位相は遅れることになる。つまりこの場合は第１の整流電流経路の方が、第４の整流電流経路よりも、そこに流れる電流の位相が相対的に遅れるようになるものである。
従って、相対的関係として、第４の整流電流経路では、整流電流が時間的に早く流れ、第１の整流電流経路では整流電流が時間的に遅れて流れることになる。
【０１４３】
これにより、交流入力電圧ＶACが負極性の期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３では、図４に示すようにして整流電流ＩD4が時間的に先に流れ、整流電流ＩD2が時間的に後に流れるようになる。
そして、このようなタイミングで整流電流ＩD4、ＩD2が流れることで、これらの整流電流の合成成分としての交流入力電流ＩACとしては、商用交流電源ＡＣが負極性の期間において、図示するようにこれら電流ＩD4、ＩD2の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【０１４４】
また、もう１つの理由としては次のようになる。
例えば、先の図２（ａ）により説明したように、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期間では、平滑コンデンサＣｉ2aに対して充電が行われているものとなる。従って、次の交流入力電圧が負極性となる期間に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ2aにおいて充電電荷が充分に蓄積されている状態となっており、この状態において、平滑コンデンサＣｉ2aを放電させる極性による電圧印加がされることになる。
これに対し、一方の平滑コンデンサＣｉ1aとしては、正極性となる半周期では放電が行われていたものであるから、交流入力電圧ＶACが負極性に移行したときには、電荷が少ない状態とされており、ここに充電を行うための極性による電圧印加がされる。
これにより、交流入力電圧ＶACが負極性に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ2aが挿入された第４の整流電流経路のほうが、平滑コンデンサＣｉ1aが挿入される第１の整流電流経路よりも、整流電流が流れやすくなる。
これによっても、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３においては、第４の整流電流経路のほうが整流電流が早く流れ、他方の第１の整流電流経路のほうが、遅く流れる動作が得られる。
【０１４５】
続いて、交流入力電圧ＶACが正極性となる、時点ｔ４から次の時点ｔ１までの半周期について説明する。
この時点ｔ４〜ｔ１までの期間においては、図示する電位Ｖ１のレベルが電位Ｖ４のレベルを上回る期間に、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通する。
このとき、電位Ｖ１としては、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2bのそれぞれの両端電圧と、交流入力電圧ＶACのレベルとの合成値としてみることができる。
上記平滑コンデンサＣｉ1aには、上記もしたようにこの期間ｔ４〜ｔ１の半周期の１つ前の半周期（期間ｔ１〜ｔ４）において、整流電流が充電される。すわわち、このように交流入力電圧ＶACが正極性の領域に移行する時点ｔ４においては、この平滑コンデンサＣｉ1aの両端に、１Ｅｖのレベルによる電位が得られていることになる。
また、上記平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧としては、上記もしたように整流平滑電圧として２Ｅｖのレベル付近で推移する波形が得られている。
従って、この電位Ｖ１としては、交流入力電圧ＶACが０レベルとなる時点ｔ４においては、これら平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2bの両端電圧により３Ｅｖのレベルが得られているものとなる。そして、その後交流入力電圧ＶACが正極性の領域においてピークレベルへと上昇するのに応じて、図示するように４Ｅｖのレベルが得られるものである。
また、これに対し、上記電位Ｖ４としては、平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bによる直列接続回路の両端電圧であるから、４倍電圧整流回路の平滑出力として、４Ｅｖを基準としてリップルが重畳した波形が得られている。
この時点ｔ４〜ｔ１の期間においては、上記電位Ｖ１のレベルが交流入力電圧ＶACのレベルの上昇に伴って４Ｅｖに対応するレベルが得られ、上記電位Ｖ４のレベルが４Ｅｖよりも低下する期間において、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通するものとなる（期間ｔ５〜ｔ６）。
【０１４６】
このようにして、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通することによっては、この時点ｔ５〜ｔ６の期間では整流電流ＩD1、ＩD3が流れることになる。
そして、このとき、図２（ｂ）を参照してわかるように第２の整流電流経路のキャパシタンスとしては、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1bのキャパシタンスの直列接続に基づくものとなり、第３の整流電流経路としては平滑コンデンサＣｉ2aのみに基づくものとなる。
また、この場合としても、１つ前の半周期では、一方の平滑コンデンサＣｉ1aに対しては整流電流が充電されることから、この平滑コンデンサＣｉ1aを含む第２の整流電流経路では、整流電流が流れやすい状態が得られているものである（図２（ａ）参照）。また、他方の平滑コンデンサＣｉ2aでは放電が行われるものであるから、整流ダイオードＤ３側の経路は整流電流が流れにくい状態とされている。
このために、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間にて整流電流が流れる期間ｔ５〜ｔ６においても、整流電流ＩD1の方が時間的に先に流れ、これに遅れて整流電流ＩD3が流れるものとなる。
そして、これによって、交流入力電圧ＶACが正極性の期間に流れる交流入力電流ＩACとしても、図示するようにこれら電流ＩD1、ＩD3の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【０１４７】
このようにして４倍電圧整流回路では、交流入力電圧ＶACの各半周期につき、２つの整流電流経路が形成されるものとなる。
そしてその上で、本例では平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bのキャパシタンスよりも大きくしたから、これら２つの経路のうち、一方の経路の静電容量が他方の経路よりも大きくなり、これら２つの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流が時間差で流れるようになる。
これにより、交流入力電圧ＶACの各半周期間に流れる整流電流の導通期間は、上記２つの整流電流経路において整流電流が同時に流れる場合よりも拡大することができる。そして、これによっては、交流入力電流ＩACのピークレベルが抑制されると共に、交流入力電流ＩACの導通角も拡大されて力率を改善することができるようになる。
【０１４８】
なお、上記図４の説明によれば、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bに対する、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスの差を大きくするほど、相対的に２つの整流電流経路に流れる整流電流の流れる期間の時間差を拡大することができる。つまり、より大きな力率を得ることが可能となる。ただし、実際の問題として、キャパシタンス差を大きくするほど、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aとしては、大きなキャパシタンスの部品を選定しなければならなくなって、大型、及びコストアップを招く。
そこで、本実施の形態としては、このような現実的なことも考慮して、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bに対する、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスの大小関係を１０倍として設定している。
本実施の形態では、先に例示したように平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2a側のキャパシタンスを４７００μＦとし、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2b側を４７０μＦとしており、これにより、４倍電圧整流動作とされた場合に、０．７５程度の適当な力率（パワーチョークコイルＰＣＨを設けないとした場合）が得られるようにしているものである。
【０１４９】
ところで、先にも説明したように本実施の形態の電源回路においては、ワイドレンジ対応とするにあたり、商用交流電源レベルに応じて整流平滑回路を４倍電圧／倍電圧整流動作で切り換えるようしているものである。そして、この際、ＡＣ１００Ｖ系に対応して４倍電圧整流動作が行われる場合には、上記説明のようにして実用上充分な力率を得ることが可能とされている。
しかしながら、このようなＡＣ１００Ｖ系時においては、図４にも示したように、交流入力電流ＩACとして、そのピークレベル付近に略Ｍ字による歪みが発生してしまうことになる。
また、一方でＡＣ２００Ｖ系時に対応して、倍電圧整流動作に切り換えが行われた場合としても、上記したＡＣ１００Ｖ系時に行われる４倍電圧整流動作によって得られるような力率改善効果を得ることはできない。すなわち、この場合、倍電圧整流回路そのものによる整流動作に依っては、整流電流がそれぞれの経路に対して時間的にずれて流れることはないものである。
【０１５０】
そこで、第１の実施の形態では、図１にも示されるように、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨ、及びリレースイッチＳ１を挿入することによって、上記のようなＡＣ１００Ｖ系時において交流入力電流ＩACに生じるＭ字波形としての歪みの抑制と、ＡＣ２００Ｖ系時における力率改善を図るものとしている。
【０１５１】
この場合のパワーチョークコイルＰＣＨとしては、タップ出力が設けられることで、図示するようにインダクタＬpch1とインダクタＬpch2とに分割される。その上で、このタップ出力には、図のようにリレースイッチＳ１の端子ｔ２が接続されている。
そして、このパワーチョークコイルＰＣＨにおける、フィルタコンデンサＣＬとの接続点とは逆側の端部には、このリレースイッチＳ１の端子ｔ３が接続される。
この場合のパワーチョークコイルＰＣＨとしては、そのインダクタンスが、例えば５ｍＨとされているものとする。そしてこの際、上記タップ出力は、これによって形成される上記インダクタＬpch１が、例えば１ｍＨとなる位置に施されているものとする。
【０１５２】
また、上記リレースイッチＳ１は、端子ｔ１が図のように整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点に対して接続され、この端子ｔ１に対して、上記端子ｔ２、端子ｔ３を択一的に切り換えるようにされている。
このリレースイッチＳ１の切り換え動作としても、先に説明した整流回路切換モジュール１０の制御に基づいて行われるものとなる。すなわち、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、端子ｔ１に対して端子ｔ２が選択されるものとなる。また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、端子ｔ３が選択されるものである。
【０１５３】
このようなリレースイッチＳ１の切り換えによれば、先ず、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタＬpch全体が挿入された状態が得られる。
このように商用交流電源ＡＣのラインに対してインダクタＬpchが挿入された状態とされると、このインダクタＬpchのインダクタンスと、整流平滑回路に備えられる４つの平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスとによるローパスフィルタ（共振回路）が形成された状態が得られ、これにより交流入力電流ＩACに重畳する高調波が抑制され、これに伴って交流入力電流ＩACは平滑されてその導通角が拡大する。この結果、ＡＣ２００Ｖ系時においても力率の改善が図られるようになるものである。
なお、実験によれば、上記のようにインダクタＬpch＝５ｍＨとした場合、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、力率ＰＦ＝０．７９という実用上充分な力率が得られるものとなった。
【０１５４】
ここで上記説明によると、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、リレースイッチＳ１において端子ｔ２が選択されることとなって、これによってはパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタＬpch1のみが有効となる。つまり、インダクタＬpch1は１ｍＨで、先のインダクタＬpch全体の５ｍＨよりも小さいものとなる。
上述もしたようにＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、４倍電圧整流動作により、０．７５程度の充分な力率を得ることができるものである。しかしながらここで、上記のようにＡＣ１００Ｖ系時においてもパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタＬpch1を有効とするのは、上記もしたように４倍電圧整流回路による力率改善動作では、交流入力電流ＩACの波形が略Ｍ字状となってしまうことによる。つまり、このような交流入力電流ＩACに生じる略Ｍ字状の波形により、例えば、７次以上の次数の電源高調波成分の歪みが比較的大きくなってしまうものである。
【０１５５】
そこで、本例では、このようなＡＣ１００系時に交流入力電流ＩAC波形に生じるとされる、７次以上の次数の電源高調波成分の歪みも抑制するものとして、上記のようにＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、パワーチョークコイルＰＣＨとして、１ｍＨのインダクタＬpch1のみを有効とするようにしている。
つまり、この場合はインダクタＬpch1（＝１ｍＨ）のインダクタンスと、４つの平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスとにより形成されるローパスフィルタによって、上記したＭ字波形としての７次以上の高調波を抑制し、より良好な力率が得られるようにしているものである。
【０１５６】
このようにして図１の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して４倍電圧整流動作が行われる場合に生じるとされた７次以上の電源高調波歪成分を抑制することができ、これによって、例えば電源高調波歪規制値として７次以上について規定している場合に対応することが可能となる。
なお実験によれば、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、インダクタＬpch1のインダクタンス＝１ｍＨの条件では、力率ＰＦ＝０．８１となる結果が得られた。
【０１５７】
なお、特にこのような高調波歪規制を考慮する必要がない場合等では、図示しているようなパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスを切り換える構成として、単にインダクタＬpchを有効／無効とするスイッチを構成するようにしてもよい。つまり、この場合はリレースイッチＳ１の端子ｔ２を、インダクタＬpchにおけるフィルタコンデンサＣＬとの接続点側の端部に対して接続するようにすればよい。
【０１５８】
以上の説明からも理解されるように、第１の実施の形態では、スイッチング電源回路における入力段を４倍電圧整流回路により構成するものとしている。その上で、整流回路切換モジュール１０、リレースイッチＳ２を備えることにより、この４倍電圧整流回路の動作を、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては４倍電圧整流動作、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては倍電圧整流動作に切り換えるようにしている。
そして、これによってＡＣ１００Ｖ／２００Ｖ系によらず、直流入力電圧Ｅｉのレベルとして一定のレベルを得るようにして、ワイドレンジ対応の構成を実現している。
【０１５９】
また、本実施の形態では、上記のように備えられる４倍電圧整流回路として、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bのキャパシタンスよりも大きくする等して、各半周期に形成される２つの整流電流経路のうち、一方の経路の静電容量を他方の経路よりも大きくし、これら２つの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流を時間差で流すようにしている。
これによっては、ＡＣ１００Ｖ系に対応して４倍電圧整流動作が行われる場合に、交流入力電流ＩACのピークレベルを抑制できると共に、交流入力電流ＩACの導通角も拡大して力率の改善を図ることができるようになる。
また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、商用交流電源ＡＣのラインに挿入したパワーチョークコイルＰＣＨにより、力率の改善が図られる。さらに、ＡＣ１００Ｖ系時においては、リレースイッチＳ１の切り換えによってこのパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタＬpch1のみが有効とされることにより、上記４倍電圧整流動作により改善されるＡＣ１００Ｖ系時における力率のさらなる改善が図られるものとなる。
つまり、これによって、ＡＣ１００Ｖ／２００Ｖ系時で共に、実用上充分な力率を得ることができるものである。
【０１６０】
このような本実施の形態の電源回路の構成によれば、ワイドレンジ対応及び力率改善の実現のために、先の図１５に示した回路のように入力段に対してアクティブフィルタを備える必要がなくなる。
これによっては、アクティブフィルタによる電力変換効率の低下分がなくなり、電源回路における総合的な電力変換効率の向上を図ることができるようになる。
【０１６１】
また、このようにアクティブフィルタを備える必要がなくなることによっては、このアクティブフィルタによるハードスイッチング動作によるスイッチングノイズが生じるといったこともなくなる。
そして、これに伴ってはノイズ抑制対策を簡易化でき、電源回路基板の実装面積の小型化及び回路製造コストの削減を図ることができる。
【０１６２】
また、先の図１においても説明したように本例では、商用交流電源レベルに応じて４倍電圧／倍電圧整流回路を形成し、直流入力電圧Ｅｉとして比較的高いレベルを得るものとしたから、先の図１５に示したアクティブフィルタを構成する場合よりも、後段に供給される電力の電流ピークレベルを低減することができることになる。そして、これによっては各スイッチング素子にかかる負担を低減することができ、例えば重負荷に対応するとした場合にも、先の図１に示したとおり一次側にハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組のみを構成することが可能となる。
つまり、重負荷に対応する電源回路として、図１５に示した従来の構成のように一次側に複数段のスイッチングコンバータを備える必要がなくなるものである。
【０１６３】
このようにして、従来のようにコンバータ部を複数備える必要がなくなることによっては、電源回路における電力変換の段数を減らすことができ、これによっても電力変換効率の向上を図ることができるものとなる。
【０１６４】
ここで、上記説明のように入力段を４倍電圧整流回路とすることによって向上する、本例の電源回路におけるAC→DC電力変換効率ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、ηAC→DC＝８９．５％となる実験結果が得られている。これは、同条件下における図１５に示した回路でのAC→DC電力変換効率ηAC→DC＝８８．３％に対し、１．２％向上するものとなる。
またこの際、交流入力電力は、図１５の従来の回路と比較して９．１Ｗ低減する実験結果が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時には、ηAC→DC＝９１．２％となり、同条件下の図１５に示した回路でのAC→DC電力変換効率ηAC→DC＝９０．２％に対し、１．０％向上する結果が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の交流入力電力は、図１５の従来の回路と比較して７．３Ｗ低減する実験結果も得られている。
【０１６５】
また、上記のように一次側をハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組で構成することができれば、コンバータ部を複数備える必要がなくなることから回路構成部品が削減され、コスト削減が図られるというメリットがある。
【０１６６】
また、一次側をハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組で構成することができれば、一次側スイッチング周波数を１つとすることがでる。そして、これによっては、一次側におけるアース電位の干渉がなくなり、アクティブフィルタとさらにコンバータ部が複数備えられる図１５の場合よりも、電源回路としての動作を大幅に安定化することができる。
さらに本例では、図１の構成からも理解されるように、Ｅo4以外の各二次側直流出力電圧の定電圧化は、直交型制御トランスＰＲＴにより行うようにしている。
つまり、このような本例の電源回路は、先の図１５に示した従来の構成とは異なり、各二次側直流出力電圧の安定化について二次側に降圧形コンバータを設けないようにしているものである。
このように二次側に降圧形コンバータを設けないようにすれば、二次側でのスイッチング周波数は存在しなくなり、図１５の回路では生じていた一次側と二次側との間でのアース電位干渉もなくすことができるようになって、電源回路としての動作のさらなる安定化を図ることができる。
電源回路としての動作が安定化されれば、その分、回路設計の自由度が増し、例えばプリント基板等の設計を容易化できる。
またこの際、上記のように降圧形コンバータを設けないようにすれば、この降圧形コンバータによる比較的大きなスイッチングノイズが生じるといったこともなくなる。
【０１６７】
また、さらに本例では、二次側直流出力電圧の立ち上げ順について、二次側直流出力電圧Ｅo4の経路に対してＤＣスイッチ５、二次側直流出力電圧Ｅo5の経路に対してＤＣスイッチ６をそれぞれ挿入するようにしている。そして、上記ＤＣスイッチ６においては、二次側直流出力電圧Ｅo1からの分岐入力が入力された後、所定時間遅延されて二次側直流出力電圧Ｅo5を出力させるように切り換え動作が行われる。
さらに、上記ＤＣスイッチ５においては、このように出力された二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力が入力された後、同様に所定時間遅延されて二次側直流出力電圧Ｅo4を出力させるように切り換え動作が行われるものとなる。
つまり、これによって、例えば二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）→Ｅo5→Ｅo4の順による立ち上げが可能とされているものである。
この際、先の図１の説明からも理解されるように、本例では上記二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）は、当該スイッチング電源回路がオンとなるのに応じて出力が開始されるように構成される。従って、このような本例の場合、所定順での二次側直流出力電圧の立ち上げは、このように自励的に出力が開始される二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）の分岐入力に基づいた、上記各ＤＣスイッチの遅延切り換え動作のみによって実現されるものであるから、従来のように電源回路外部（例えばマイコン等）からの立ち上げ信号の供給を不要とすることができるようになる。
【０１６８】
続いては、図８に、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。なお、この図８において、先の図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態の電源回路においては、先の第１の実施の形態と同様に入力段に対して４倍電圧整流回路を構成すると共に、リレースイッチＳ２を挿入してワイドレンジ対応の構成とする。その上で、このような４倍電圧整流回路を用いた、図示するような力率改善回路３を形成することにより力率の改善を図るようにするものである。
【０１６９】
図８において、上記力率改善回路３としては、上記４倍電圧整流回路と、電圧帰還用トランスＶＦＴと、商用交流電源ＡＣのラインに対して挿入されたフィルタコンデンサＣNとを含むものとされる。
この場合、上記フィルタコンデンサＣNは、先の図１に示した、商用交流電源ＡＣに生じるノイズを除去するために備えられる１組のフィルタコンデンサＣLの、商用交流電源ＡＣに対してより後段側となる一方のフィルタコンデンサＣLに代えて設けられる。
なお、このように図８の回路に備えられるフィルタコンデンサＣNとしては、例えば１μＦのものが選定される。
【０１７０】
そして、このフィルタコンデンサＣNに対しては、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の一端が接続され、この二次巻線Ｎ12の他端は、上記４倍電圧整流回路内の整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点に対して接続される。つまり、この二次巻線Ｎ12は、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して挿入されるものであり、４倍電圧整流回路において、第１〜第４の整流電流経路に共通となるライン（整流電流経路部分）に挿入されていることになる。
また、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11は、一端が図示するようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によるスイッチング出力点に対して接続される。そして、その他端は、リレースイッチＳ１の端子ｔ３に対して接続される。
【０１７１】
ここで、電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、ここでの図示は省略するが、フェライト材による２つのＥ型コアを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンに対して、上記した一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とがそれぞれの巻装領域に対して巻装される。
そして、この図８の回路に備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、その中央磁脚に対してギャップを形成するものとしている。これによって、結合係数が０．７５程度の疎結合の状態を得るようにしている。
【０１７２】
この場合、上記電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11は、タップ出力が設けられることで、図示するようにスイッチング出力点と接続される端部側の巻線部Ｎ11Aと、他方の端部側の巻線部Ｎ11Bとに分割される。その上で、このタップ出力には、図のようにリレースイッチＳ１の端子ｔ２が接続されている。
そして、この場合のリレースイッチＳ１の端子ｔ１は、直列共振コンデンサＣ1a、Ｃ1bの接続点に接続される。
【０１７３】
上記のような接続形態によれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によるスイッチング出力は、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を介して、一次側の直列共振回路に供給されるものとなる。
また、このように上記一次巻線Ｎ11にスイッチング出力が得られることで、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12には、このスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。つまり、これによってスイッチング出力が入力段に形成された４倍電圧整流回路に帰還されるものである。
ここで先の図１では、スイッチング出力点と、直列共振コンデンサＣ1a、Ｃ1bの接続点とを直接的に接続するものであったが、この場合は図のようにこれらを直接的には接続しないものとしている。
また、第２の実施の形態の場合、４倍電圧整流回路を形成する各整流ダイオード（Ｄ1〜Ｄ4）としては、高速リカバリ型のダイオードが選定される。
【０１７４】
このように電圧帰還用トランスＶＦＴが挿入された、図８の電源回路の場合における整流電流経路について、次の図９、図１０を用いて説明する。
先ず、図９に、ＡＣ１００Ｖ系に対応した整流回路切換モジュール１０によるリレースイッチＳ２に対する制御により、４倍電圧整流動作に切換が行われた際の整流電流経路を示す。
このようにＡＣ１００Ｖ系に対応して４倍電圧整流動作に切換が行われた場合において、交流入力電圧が負極性となる半周期では、図９（ａ）に示すように、整流電流Ｉ１は［商用交流電源ＡＣ→電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の経路により流れる。
また、この半周期において、整流電流Ｉ１は、分岐されて［商用交流電源ＡＣ→二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れる。
【０１７５】
また、交流入力電圧が正極性となる半周期では、図９（ｂ）に示すようにして、整流電流Ｉ１は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れる。
また、この場合も、整流電流Ｉ１は分岐されて［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れる。
【０１７６】
このようにＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、交流入力電圧が正／負の期間で共に、整流電流Ｉ１は電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を介して流れる。つまり、このような整流電流経路からも、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起されたスイッチング出力が、正／負の整流電流経路に帰還される構成とされていることがわかる。
【０１７７】
また、図１０には、ＡＣ２００Ｖ系に対応して倍電圧整流動作に切換が行われた場合の整流電流経路を示す。
この場合、交流入力電圧が負極性となる期間では、図中の実線の矢印により示すように、整流電流Ｉ１は［商用交流電源ＡＣ→二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れる。
また、整流電流Ｉ１は分岐して［商用交流電源ＡＣ→二次巻線Ｎ12→整流ダイオードＤ２→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れる。
【０１７８】
また、交流入力電圧が正極性となる期間では、図中の破線矢印により示すように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→整流ダイオードＤ３→二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣ］の経路で整流電流Ｉ１が流れる。
また、この期間においても整流電流Ｉ１は分岐して、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→二次巻線Ｎ12→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れる。
つまり、ＡＣ２００Ｖ系時においても、交流入力電圧が正／負の期間で共に、整流電流Ｉ１は電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を介して流れるものであり、これによっても、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12に励起されたスイッチング出力が、正／負の整流電流経路に帰還される構成とされていることがわかる。
【０１７９】
ここで、電圧帰還用トランスＶＦＴによって、スイッチング出力が電圧帰還されることによっては、入力段に備えられた整流平滑回路内に発生する電圧としては、交流入力電圧に対しスイッチング周期に応じた高周波成分が重畳された波形として現れることになる。
そして、これによっては、整流平滑回路における各整流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）に対して、このような交流入力電圧に高周波が重畳された電圧が印加されるものとなる。
【０１８０】
この場合、上記もしたように第２の実施の形態では、これら整流ダイオードＤ１〜Ｄ４として、高速リカバリ型を選定している。そして、これによって、上記のような高周波成分に反応してこれら整流ダイオードを高速にオン／オフするようにしているものである。
このように、高周波成分に反応して整流ダイオードを高速にオン／オフさせるようにしておけば、例えば交流入力電圧レベルが０レベル近辺にあって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間においても、ここに重畳される高周波成分によって整流ダイオードＤをオン／オフさせることができる。
そして、これに伴っては、このような交流入力電圧レベルが０レベル近辺にあるときにも、整流電流が瞬間的に流されるようになる。
【０１８１】
このようにして、交流入力電圧レベルが０レベル近辺にある場合にも整流電流が流されるようになれば、整流電流の導通角は拡大される。そして、整流電流の導通角が拡大されれば、これに伴って交流入力電流の導通角も拡大することとなって、これによって交流入力電流波形が交流入力電圧波形に近づくようになる。つまり、これによって力率の改善が図られるものである。
なお、この場合、上記のように電圧帰還されたスイッチング出力としての高周波成分は、先に説明した商用交流電源ＡＣのラインに対して挿入されたフィルタコンデンサＣNを介して流れるようにして除去されるものとなる。つまり、これによって、交流入力電圧、交流入力電流に対してこのような高周波成分としてのノイズが重畳されてしまうことが防止されているものである。
【０１８２】
ところで、第１の実施の形態においても説明したように、４倍圧整流動作の行われるＡＣ１００Ｖ系時においては、一方の整流電流経路に流れる整流電流に位相遅れが生じて、交流入力電流の導通角が拡大されて力率改善効果が得られる。
そして、このように４倍圧整流動作による力率改善効果が得られるということは、図８の構成では、ＡＣ１００Ｖ系時において、整流動作による力率改善効果と、上記で説明した力率改善回路３としての動作による力率改善効果との双方が得られるものとなる。
【０１８３】
このようにして、力率改善回路３による動作と４倍電圧整流動作とにより力率改善が行われる際の、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、及び図９に示した整流電流Ｉ１のそれぞれの波形を、次の図１１に示す。
先ず、この場合、整流電流Ｉ１の波形としては、図示するように交流入力電圧ＶACの周期に基づいた上で、電圧帰還用トランスＶＦＴにより帰還されるスイッチング出力に基づいた高周波が重畳されるものとなる。
先にも説明したように、この場合は、電圧帰還されたスイッチング出力としての高周波成分が重畳された交流入力電圧に基づいて、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４が高速にスイッチングされる。そして、これによって、整流電流Ｉ１は、図示するように交流入力電圧ＶACのレベルが０レベル付近にあるときにも流れるようにされる。この結果として、整流電流Ｉ１の導通角が、図からもわかるように交流入力電圧ＶACの導通角と近づくようにされているものである。
さらに、この場合の整流電流Ｉ１としては、そのピークレベル付近に、図のような略Ｍ字による波形が得られるものとなる。すなわち、先の図４にて説明したように、４倍電圧整流動作によっては、整流電流のピークレベル付近に略Ｍ字による波形が得られることから、この場合の整流電流Ｉ１としても、ピークレベル付近に略Ｍ字による波形が得られているものである。
【０１８４】
そして、このような整流電流Ｉ１が流れることにより、この場合の交流入力電流ＩACとしては、図のような波形により流れる。
すなわち、この場合は商用交流電源ＡＣのラインに挿入されたフィルタコンデンサＣNによって、整流電流Ｉ１に生じた高周波成分が除去されることから、上記交流入力電流ＩACの波形としては、図のように整流電流Ｉ１の波形に基づいた上で、その高周波成分が除去された波形として得られるものである。
そして、このような交流入力電流ＩACの波形と、図中の交流入力電圧ＶACの波形とを比較してわかるように、交流入力電流ＩACの導通角は、交流入力電圧ＶACの導通角と近づくものとなり、このことからも、力率の改善が図られていることがわかる。
【０１８５】
このように図８の回路では、１００Ｖ系時には力率改善回路３の動作と共に４倍電圧整流動作によっても力率の改善が図られる。
しかしながら、この際、ＡＣ２００Ｖ系時においては、先の第１の実施の形態においても述べたように整流動作自体による力率改善効果は得られない。そして、これによっては、このような整流動作による改善が図られない分、ＡＣ２００Ｖ系時における力率が、ＡＣ１００Ｖ系時と比較して低下してしまうものとなる。
【０１８６】
そこで、図８の回路では、上記で説明したように、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11に対して、リレースイッチＳ１を設けるようにしている。
この場合のリレースイッチＳ１としても、整流回路切換モジュール１０の制御に基づいて、端子ｔ２／端子ｔ３の切換を行うようにされている。つまり、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては端子ｔ２を選択し、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては端子ｔ３を選択するようにされているものである。
リレースイッチＳ１において、このようにＡＣ１００Ｖ系に対応して端子ｔ２が接続されることによっては、電圧帰還用トランスＶＦＴを形成する一次巻線Ｎ11としては、巻線部Ｎ11Aのみが有効とされることになる。
これに対し、上記のようにＡＣ２００Ｖ系に対応し、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、上記一次巻線Ｎ11としては、その巻線全体（巻線部Ｎ11A＋巻線部Ｎ11B）が有効とされることになる。
【０１８７】
このようにして、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11としての巻線数が変化すれば、この一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12との巻線比が変化することになって、二次巻線Ｎ12に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に一次巻線Ｎ11の巻線数が増加することによっては、二次巻線Ｎ12に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
すなわち、このようにすることで、ＡＣ２００Ｖ系時に得られる力率を、ＡＣ１００Ｖ系時と同等に引き上げることができるようになるものである。
なお、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時における力率は、ＰＦ＝０．８１となる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、力率ＰＦ＝０．７９となる結果が得られた。
そして、このような結果を得るにあたっては、各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１・・・ＥＥＲ−４０のフェライト磁芯
一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝２８Ｔ（センタータップを境に１４Ｔ＋１４Ｔ）
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２・・・ＥＥＲ−４２のフェライト磁芯
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝７Ｔ
・直列共振コンデンサＣ１a＝０．０１８μＦ
・直列共振コンデンサＣ１b＝０．０２２μＦ
・平滑コンデンサＣｉ1a＝平滑コンデンサＣｉ2a＝１０００μＦ
・平滑コンデンサＣｉ1b＝平滑コンデンサＣｉ2b＝４７０μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ・・・ＥＥ−２８のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１．５mm
一次巻線Ｎ11＝Ｎ11A＋Ｎ11B＝１８Ｔ＋２５Ｔ＝４３Ｔ
二次巻線Ｎ12＝２０Ｔ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
なお、第２の実施の形態の場合、上記のようにして平滑コンデンサＣｉの静電容量の差を、第１の実施の形態の場合とは異なり約２倍程度としている。
これは、力率改善回路３による力率改善効果が、図１のパワーチョークコイルＰＣＨを用いる場合よりも強いことによる。
つまり、このような力率改善回路３を用いる構成においては、図１の場合と同等の力率を得るにあたっての、４倍電圧整流動作による力率改善の割合を低くでき、このために、平滑コンデンサＣｉについての容量差を図１の場合よりも小さくすることができるものである。
そして、このように平滑コンデンサＣｉの静電容量差を小さくできることによっては、先に例示したように、この場合は平滑コンデンサＣｉ1a＝平滑コンデンサＣｉ2a＝１０００μＦ、平滑コンデンサＣｉ1b＝平滑コンデンサＣｉ2b＝４７０μＦとして、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aの静電容量を、図１の場合と比較して１／４程度に小さくすることが可能となる。
この結果、図８の回路においては、図１の場合と比較して、これら平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aとして備えるコンデンサ素子のサイズを大幅に小型化することが可能となる。
【０１８８】
なおこの際、実験によれば、上記のように平滑コンデンサＣｉについての静電容量差を２倍程度に設定し、電圧帰還用トランスＶＦＴを設けず力率改善回路３を構成しなかった場合の、４倍電圧整流動作のみの力率改善効果としては、力率ＰＦ＝０．６５であった。
【０１８９】
上記説明のように、第２の実施の形態の電源回路においは、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系で共に、力率ＰＦ＝０．８０程度という、実用上充分な力率が得られるものである。
そして、この場合も、第１の実施の形態と同様にリレースイッチＳ２が備えられ、整流回路切換モジュール１０によりＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで整流平滑回路における整流動作の切り換えが行われることから、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
つまり、このような第２の実施の形態の電源回路の構成によっても、力率改善及びワイドレンジ対応の構成とするにあたって、図１５に示したようなアクティブフィルタを不要とすることができるものである。
【０１９０】
また、この際、電源回路における他の構成についても、先の図１に示した回路とほぼ同等とされることから、第２の実施の形態の回路としても、先に説明した第１の実施の形態の回路と同等の効果を得ることができる。
但し、この際、第２の実施の形態の電源回路において得られる電力変換効率としては、先に示したように各部を選定した場合、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件で、ηAC→DC＝９１．５％となった。また、この条件下での交流入力電力は、図１５に示した回路の場合よりも２３．８Ｗ低減される結果が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件では、ηAC→DC＝９２．８％となり、またこのときの交流入力電力は、図１５の回路よりも１８．６Ｗ低減される結果が得られた。
【０１９１】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
上記実施の形態では、整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータは、他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータであるとしているが、自励式とされてもよい。また、例えばより重負荷の条件に対応するとしたとき等は、ハーフブリッジ方式に代えて、４本のスイッチング素子を備えるフルブリッジ結合方式とされてもよい。また、スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)やバイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、スイッチングコンバータの形式も、例えば電圧共振形など、電流共振形以外の形式を採用できる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【図面の簡単な説明】
【０１９２】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図３】同じく、第１の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路における各部の動作波形を示す波形図である。
【図５】実施の形態のスイッチング電源回路が備える直交型制御トランスの構造を説明するための図である。
【図６】上記直交型制御トランスを用いた二次側直流出力電圧の安定化について説明するための波形図である。
【図７】二次側直流出力電圧の立ち上げ順について説明するためのタイミングチャートである。
【図８】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図９】第２の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図１０】同じく、第２の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図１１】第２の実施の形態のスイッチング電源回路における、力率改善のための要部の動作波形を示す波形図である。
【図１２】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１３】図１２に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１４】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１５】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１６】先行技術の電源回路における二次側直流出力電圧の立ち上げ制御を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【０１９３】
１  制御回路、２  駆動・制御回路、５、６  ＤＣスイッチ、Ｄ１〜Ｄ４  整流ダイオード、Ｃｉ1a、Ｃｉ1b、Ｃｉ2ａ、Ｃｉ2b  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２  絶縁コンバータトランス、Ｃ1a、Ｃ1b  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2、Ｎ2A、Ｎ2B  二次巻線、ＰＲＴ−１〜ＰＩＴ−５  直交型制御トランス、Ｎc  制御巻線、ＮR  被制御巻線、ＰＣＨ  パワーチョークコイル、Ｌpch、Ｌpch1、Ｌpch2  インダクタ、ＶＦＴ  電圧帰還用トランス、Ｎ11  一次巻線、Ｎ11A、Ｎ11B  巻線部、Ｎ12  二次巻線、ＣL、ＣN  フィルタコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル
【図１】
2005045918.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005045918.tif 000007
【図６】
2005045918.tif 000008
【図７】
2005045918.tif 000009
【図８】
2005045918.tif 000010
【図９】
2005045918.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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