(57)【要約】【課題】エミッタ結合型マルチバイブレータを備えた発振回路において発振周波数を決定する要因にトランジスタに流れる電流差によるＶｂｅ差の要因が存在するがＶｂｅ差を低減する構成にすることにより安定な発振周波数を提供する制御発振回路を提供する。【解決手段】発振周波数を決定するトランジスタに流れる電流を共通化することによりＶｂｅ差をゼロとし、一方ではＤレンジ等を制御するための抵抗で決まる電流に対しこの電流で決まるトランジスタのＶｂｅ差を抑制する為のエミッタフォロワを備える。【選択図】図１
2005167752.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交互にオンオフする第１及び第２のトランジスタを備え第１及び第２のトランジスタのエミッタ間に容量が接続されたエミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、第１及び第２のトランジスタのコレクタは他端が結合された第１及び第２の抵抗にそれぞれ接続され、またコレクタが電源に接地された第３及び第４のトランジスタのベースにそれぞれ接続され、第１のトランジスタのコレクタと接続された第３のトランジスタのエミッタは第２のトランジスタのベースに接続され、第２のトランジスタのコレクタと接続された第４のトランジスタのエミッタは第１のトランジスタのベースに接続され、前記第１及び第２の抵抗の他端は結合され、コレクタが電源に接地された第５のトランジスタのエミッタに接続され、前記第５のトランジスタのベースはダイオード接続されたベース及びコレクタが電源に接地された第６のトランジスタのエミッタに接続されさらに第１のトランジスタのコレクタにエミッタが接続された第７のトランジスタのコレクタ及び第２のトランジスタのコレクタにエミッタが接続された第８のトランジスタのコレクタに接続され、前記第７及び第８のトランジスタのベース同士が接続されさらにコレクタが電源に接地された第９のトランジスタと第１の電流源で構成されるエミッタフォロワに接続され、前記第９のトランジスタのベースは他端を電源に接地された第３の抵抗と電流源で構成される電圧源に接続されることを特徴とする制御発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は半導体集積回路におけるマルチバイブレータ型の発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のマルチバイブレータ型発振回路としては、Analog  Integrated  Circuits（Gray,Meyer著）P619に示されているマルチバイブレータ回路が一般的によく知られており、また特許文献１の従来に示されるような回路も提案されている。一方で図３に示すような従来回路もありこの図３を参照しながら説明する。交互にオンオフするトランジスタＱ６及びＱ７を備えトランジスタＱ６及びＱ７のエミッタ間に容量Ｃ１が接続されたエミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、トランジスタＱ６及びＱ７のコレクタは他端が結合された抵抗Ｒ１及びＲ２にそれぞれ接続され、他端はダイオード接続されたトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。トランジスタＱ８のコレクタはさらにエミッタがトランジスタＱ９のベースに接続されたトランジスタＱ６のベースおよびトランジスタＱ５のエミッタに接続され、一方トランジスタＱ９のコレクタもさらにエミッタがトランジスタＱ８のベースに接続されたトランジスタＱ７のベース及びトランジスタＱ４のエミッタに接続され、トランジスタＱ４及びＱ５のベースはショートされ他端が電源に接続された抵抗Ｒ３と電流源Ｉ２で構成される電圧源が接続されておりトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６及びＱ７のコレクタは電源に接続されている構成である。
【０００３】
以上のように構成された発振回路に関して以下動作を説明する。仮にトランジスタＱ９のベースがＨレベルでトランジスタＱ８のベースがＬレベルの状態を初期値として動作を説明していく。トランジスタＱ８のベースはＬレベルの時トランジスタＱ８のエミッタ−ベース間が逆バイアス状態になっているとするとトランジスタＱ８はオフの状態でありトランジスタＱ８のエミッタ電圧は電流Ｉ０により下降するとトランジスタＱ８のエミッタ−ベース間は順バイアス状態となりトランジスタＱ８はオンする。トランジスタＱ８がオンした瞬間にコレクタより電流を引き込む為抵抗Ｒ１において電圧降下が発生する為トランジスタＱ９のベース電位が下降するのでトランジスタＱ９のエミッタ−ベース間が逆バイアス状態となりトランジスタＱ９がオフ状態となりトランジスタＱ９のコレクタ即ちトランジスタＱ７のベース電圧が上昇しトランジスタＱ８のベース電圧及びエミッタ電圧が上昇するとともに容量Ｃ１を介してトランジスタＱ９のエミッタ電位も持ち上げられる。その後トランジスタＱ９のエミッタ電位は電流源Ｉ０により下降しトランジスタＱ９のエミッタ−ベース間に順バイアス且つオンできる程度の電位差が出来た時点でトランジスタＱ９がオンしコレクタから電流を引くため抵抗Ｒ２により電圧降下が発生しトランジスタＱ９のコレクタ即ちトランジスタＱ７のベース電位が下降しトランジスタＱ８へ伝えられるということを繰り返すことが発振の原理である。ここで図中Ｂ点であるトランジスタＱ６及びＱ７のベースにおけるＨレベルおよびＬレベルを考えてみる。Ｈレベルは図中のＡ点の電位により決まり次式で表される。
【０００４】
Vbhigh=VCC-Vbe1  ---(1)
一方Ｌレベルは次式で表される。
【０００５】
VBlow=VCC-R3*I2-Vbe4=VCC-Vbe1-R2*I4  ---(2)
で表され（１）式と（２）式の差電圧が振幅として容量Ｃ１へ伝達される。
【０００６】
また、発振周波数ｆは次式で表される。
【０００７】
f= I0/(4*C1*(VBhigh-VBlow))  ---(3)
であり電流源Ｉ０を変化させることで発振周波数を変化させることができる。ここで振幅（VBhigh-VBlow）を考えると
VBhigh-VBlow=R3*I2+Vbe4-Vbe1 ---(4)
となりトランジスタＱ１に流れる電流Ｉ５とトランジスタＱ４もしくはＱ５に流れる電流が異なる為にＶｂｅ差の影響が発振周波数に現われることになる。さらに電流源Ｉ０を変化させた場合にＶｂｅ差の変動が起こりより影響が大きくなる。
【特許文献１】特公平７−７９０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の回路では前述の通りトランジスタのＶｂｅ差が発振周波数に影響してしまうという欠点を有していた。
【０００９】
前記に鑑み、本発明は、電流変化によるＶｂｅ差を極力小さくすることにより安定な発振周波数を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記の目的を達成するため、本発明において一方のトランジスタのＶｂｅを電流を共通化することで差を無くし、もう一方ではＤレンジ等の特性を制御する抵抗で決まる電流を流すトランジスタのＶｂｅをキャンセルする為のエミッタフォロワを備えている。
【００１１】
本発明の発振回路によると、Ｖｂｅを式に表すことなく発振周波数を決定することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の発振回路によると、Ｖｂｅ差をキャンセルし発振周波数を決定するファクタを減らす事ができ発振誤差を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態における電流制御発振回路について、図面を参照しながら説明する。
【００１４】
まず、本発明の第１の実施形態における電流制御発振回路を図１に示す。交互にオンオフするトランジスタＱ６及びＱ７を備えトランジスタＱ６及びＱ７のエミッタ間に容量Ｃ１が接続されたエミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、トランジスタＱ６及びＱ７のコレクタは他端が結合された抵抗Ｒ１及びＲ２にそれぞれ接続され、他端はコレクタが電源に接地されたトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ８のコレクタはさらにエミッタがトランジスタＱ９のベースに接続されたトランジスタＱ６のベースおよびトランジスタＱ５のエミッタに接続され、一方トランジスタＱ９のコレクタもさらにエミッタがトランジスタＱ８のベースに接続されたトランジスタＱ７のベース及びトランジスタＱ４のエミッタに接続され、トランジスタＱ４及びＱ５のベースはショートされ他端が電源に接続された抵抗Ｒ３と電流源Ｉ３で構成される電圧源が接続されておりトランジスタＱ６及びＱ７のコレクタは電源に接続されておりトランジスタＱ４及びＱ５のコレクタは電源よりダイオード接続されたトランジスタＱ１のエミッタ及びトランジスタＱ２のベースに接続された構成である。
【００１５】
以上のように構成された発振回路に関して以下動作を説明する。仮にトランジスタＱ９のベースがＨレベルでトランジスタＱ８のベースがＬレベルの状態を初期値として動作を説明していく。トランジスタＱ８のベースはＬレベルの時トランジスタＱ８のエミッタ−ベース間が逆バイアス状態になっているとするとトランジスタＱ８はオフの状態でありトランジスタＱ８のエミッタ電圧は電流Ｉ０により下降するとトランジスタＱ８のエミッタ−ベース間は順バイアス状態となりトランジスタＱ８はオンする。トランジスタＱ８がオンした瞬間にコレクタより電流を引き込む為抵抗Ｒ１において電圧降下が発生する為トランジスタＱ９のベース電位が下降するのでトランジスタＱ９のエミッタ−ベース間が逆バイアス状態となりトランジスタＱ９がオフ状態となりトランジスタＱ９のコレクタ即ちトランジスタＱ７のベース電圧が上昇しトランジスタＱ８のベース電圧及びエミッタ電圧が上昇するとともに容量Ｃ１を介してトランジスタＱ９のエミッタ電位も持ち上げられる。トランジスタＱ９のエミッタ電位すなわち容量Ｃ１に蓄えられた電荷は電流源Ｉ０により下降しトランジスタＱ９のエミッタ−ベース間に順バイアス且つオンできる程度の電位差となった時点でトランジスタＱ９がオンしコレクタから電流を引くため抵抗Ｒ２により電圧効果が発生しトランジスタＱ９のコレクタ即ちトランジスタＱ７のベース電位が下降しトランジスタＱ８へ伝えられるということを繰り返すことが発振の原理である。上述の内容を簡単に波形で表したものを図２に示す。Ｂ点の振幅に関して後述するように式（８）及び式（９）に示した式で表され、容量Ｃ１の両端の電位をＣ点及びＤ点として波形を表している。時間ＴはトランジスタＱ８又はＱ９のどちらかオフしているトランジスタのエミッタ電位即ち容量Ｃ１に蓄えられた電位から電流源Ｉ１による放電され前述のオフしているトランジスタＱ８又はＱ９がオンできる電位即ちベース電位に対してＶｂｅの電位差が出来るまでの時間により発振周波数は決定され即ち容量Ｃ１と電流源Ｉ１およびＢ点の振幅により決定される。
【００１６】
ここで図１におけるＢ点であるトランジスタＱ６及びＱ７のベースにおけるＨレベルおよびＬレベルを考えてみる。Ｈレベルは図中のＡ点の電位により決まり次式で表される。
【００１７】
Vbhigh=VCC-Vbe1-Vbe2  ---(5)
一方Ｌレベルは次式で表される。
【００１８】
VBlow=VCC-R3*I2-Vbe4-Vbe3=VCC-Vbe1-Vbe2-R2*I4  ---(6)
で表され（５）式と（６）式の差電圧が振幅として容量Ｃ１へ伝達される。
【００１９】
また、発振周波数ｆは次式で表される。
【００２０】
f= I0/(4*C1*(VBhigh-VBlow))  ---(7)
であり電流源Ｉ０を変化させることで発振周波数を変化させることができる。ここで振幅（VBhigh-VBlow）を考えると
VBhigh-VBlow=R3*I2+Vbe4+Vbe3-Vbe1-Vbe2 ---(8)
となる。ここでトランジスタＱ１とトランジスタＱ４又はＱ５に流れる電流は等しい為（Ｖｂｅ４−Ｖｂｅ１）の項は０（ゼロ）となり消える。また抵抗Ｒ１またはＲ２により決定される電流すなわちトランジスタＱ２に流れると同程度の電流となるように電流源Ｉ２を設定することで（Ｖｂｅ３−Ｖｂｅ２）の項もほぼゼロとする事が可能である。従って振幅（VBhigh-VBlow）の式は以下で表す事が可能となる。
【００２１】
VBhigh-VBlow=R3*I2  ---(9)
となり発振周波数ｆは次式で表せる。
【００２２】
f= I0/(4*C1*(Vbhigh-VBlow)) ---(10)
となりＶｂｅという項を消すことが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
以上説明したように、本発明は、エミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、Ｖｂｅ差をキャンセルし発振周波数を決定するファクタを減らす事ができ発振誤差を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１の実施形態における発振回路を示す図
【図２】第１の実施形態を説明する動作図
【図３】従来の発振回路を示す図
【符号の説明】
【００２５】
１  電流源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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