(57)【要約】【課題】アナログ回路部での高速スイッチングを必要とすることなく、単一のＡ／Ｄ変換器を用いて安定した復調を行う無線受信装置を提供する。【解決手段】互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する変調信号を受信するアンテナ１１と、受信された変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部１３と、単一のベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４と、互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する複数の複素信号点候補を保持する保持部１９と、Ａ／Ｄ変換器１４より出力されるディジタル信号から変調信号の複素信号点と複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部２０〜２３と、複素信号点候補から誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部２４、及び選択された複素信号点のデータを復調する復調部２６を有する。【選択図】  図１
2005303381.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する変調信号を受信するアンテナと、
受信された変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部と、
前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する複数の複素信号点候補を保持する保持部と、
前記ディジタル信号から前記変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部と、
前記複素信号点候補から前記誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部と、
選択された複素信号点のデータを復調する復調部とを具備する無線受信装置。
【請求項２】
互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有するディジタル変調信号を受信するアンテナと、
受信されたディジタル変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部と、
前記ベースバンド信号をオーバサンプリングして前記ディジタル変調信号のシンボル毎に少なくとも第１サンプル値及び第２サンプル値を有するディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記ディジタル信号から送受間の周波数オフセットを推定して周波数オフセット推定値を出力する推定部と、
互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する複数の複素信号点候補を保持する保持部と、
前記ディジタル信号から前記周波数オフセット推定値を用いて前記ディジタル変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部と、
前記複素信号点候補から前記誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部と、
選択された複素信号点のデータを復調する復調部とを具備する無線受信装置。
【請求項３】
前記誤差検出部は、
前記第１サンプル値と前記複素信号点候補の第１位相軸成分との間の第１誤差を算出する第１誤差算出部と、
前記周波数オフセット推定値に従って前記複素信号点候補の位相を回転させたオフセット複素信号点を算出するオフセット複素信号点算出部と、
前記第２サンプル値と前記オフセット複素信号点の第１位相軸成分との間の第２誤差を算出する第２誤差算出部と、
前記第１誤差及び第２誤差を加算して前記ディジタル変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を求める誤差加算部とを含む請求項２記載の無線受信装置。
【請求項４】
互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有するスペクトル拡散変調信号を受信するアンテナと、
受信されたスペクトル拡散変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部と、
前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記ディジタル信号から送受間の周波数オフセットを推定して周波数オフセット推定値を出力する推定部と、
互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する複数の複素信号点候補を保持する保持部と、
第１チップの符号及び第２チップの符号を含む拡散符号を保持する拡散符号保持部と、
前記ディジタル信号から前記周波数オフセット推定値及び拡散符号を用いて前記スペクトル拡散変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部と、
前記複素信号点候補から前記誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部と、
選択された複素信号点のデータを復調する復調部とを具備する無線受信装置。
【請求項５】
前記誤差検出部は、
前記ディジタル信号中の前記スペクトル拡散変調信号の第１チップの第１位相軸成分と前記複素信号点候補の第１位相軸成分との間の誤差を算出する第１誤差算出部と、
前記周波数オフセット推定値と前記拡散符号に基づいて基準複素信号点の位相を回転させたオフセット複素信号点を算出するオフセット複素信号点算出部と、
前記ディジタル信号中の前記スペクトル拡散変調信号の第２チップの第１位相軸成分と前記オフセット複素信号点の第１位相軸成分との間の誤差を算出する第２誤差算出部と、
前記第１誤差及び第２誤差を加算して前記スペクトル拡散変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を求める誤差加算部とを含む請求項４記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記推定部は、前記ディジタル信号から前記ベースバンド信号の第１位相軸成分の周期を測定する周期測定部と、前記周波数オフセットの方向を保持するオフセット保持部と、前記周期及び前記周波数オフセット方向に基づいて前記周波数オフセット推定値を算出する算出部とを含む請求項２または４に記載の無線受信装置。
【請求項７】
前記ディジタル信号に対して該ディジタル信号の最大値と前記複素信号点候補の振幅値との差を小さくするように振幅調整を施す振幅調整部をさらに具備し、前記誤差検出部は振幅調整後のディジタル信号から前記複素信号点候補の誤差を検出する請求項２または４に記載の無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば無線ＬＡＮなどに用いられる無線受信装置に係り、特に単一のＡ／Ｄ変換器を用いてディジタル変調信号やスペクトル拡散変調信号の受信復調を行う無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、無線ＬＡＮにおいてＰＳＫ信号のようなディジタル変調信号を受信する無線受信装置では、一般に受信されたディジタル変調信号を直交復調器により復調することによって、互いに直交する二つのベースバンド信号（Ｉ軸成分及びＱ軸成分）を生成する。こうして生成されるＩ軸成分及びＱ軸成分をそれぞれ個別のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換した後、復調を行う。
【０００３】
一般に、Ａ／Ｄ変換器は集積回路内での占有面積が大きく消費電力も大きいため、できるだけ少ないことが望まれる。そこで、特許文献１（特開平６−２０５０６４号公報）では、Ｉ信号とＱ信号を時分割で交互に生成して一つのＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換する無線受信装置を提案している。具体的には、ディジタル変調信号は一つのミキサに入力される。このミキサに９０°位相の異なる二つのローカル信号がスイッチで切り替えられて交互に供給されることによって、ミキサからＩ軸成分及びＱ軸成分が交互に取り出される。こうして時分割で取り出されるＩ軸成分及びＱ軸成分は共通のＡ／Ｄ変換器に交互に入力され、ディジタル信号に変換される。
【０００４】
（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平６−２０５０６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１で開示された技術においては、９０°位相の異なる二つのローカル信号を高速に切り替えるスイッチが必要である。例えば、ディジタル変調信号の伝送速度が１０Ｍbpsであるとすると、ローカル信号を切り替えるスイッチは４０〜１００ＭHz程度で高速スイッチングを行う必要がある。しかし、このようにアナログ回路部で高速スイッチングを行うとスイッチングノイズが発生し、ベースバンド信号にノイズが混入してしまう。このようなスイッチングノイズの影響のため、正しい復調を行うことは非常に難しく、実用には適さないと考えられる。
【０００６】
本発明の目的は、アナログ回路部での高速スイッチングを必要とすることなく、単一のＡ／Ｄ変換器を用いて安定した復調を行う無線受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するため、本発明の一つの観点によると互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する変調信号を受信するアンテナと、受信された変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部と、前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する複数の複素信号点候補を保持する保持部と、前記ディジタル信号から前記変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部と、前記複素信号点候補から前記誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部と、選択された複素信号点のデータを復調する復調部とを具備する無線受信装置を提供する。
【０００８】
本発明のより具体的な他の観点によると、互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有するディジタル変調信号を受信するアンテナと、受信されたディジタル変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部と、前記ベースバンド信号をオーバサンプリングして前記ディジタル変調信号のシンボル毎に少なくとも第１サンプル値及び第２サンプル値を有するディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号から送受間の周波数オフセットを推定して周波数オフセット推定値を出力する推定部と、互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する複数の複素信号点候補を保持する保持部と、前記ディジタル信号から前記周波数オフセット推定値を用いて前記ディジタル変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部と、前記複素信号点候補から前記誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部と、選択された複素信号点のデータを復調する復調部とを具備する無線受信装置を提供する。
【０００９】
ここで、前記誤差検出部は、例えば前記第１サンプル値と前記複素信号点候補の第１位相軸成分との間の第１誤差を算出する第１誤差算出部と、前記周波数オフセット推定値に従って前記複素信号点候補の位相を回転させたオフセット複素信号点を算出するオフセット複素信号点算出部と、前記第２サンプル値と前記オフセット複素信号点の第１位相軸成分との間の第２誤差を算出する第２誤差算出部と、前記第１誤差及び第２誤差を加算して前記ディジタル変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を求める誤差加算部とを含む。
【００１０】
本発明のより具体的なもう一つの観点によると、互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有するスペクトル拡散変調信号を受信するアンテナと、受信されたスペクトル拡散変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換する変換部と、前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、複数の複素信号点候補を保持する保持部と、前記ディジタル信号から前記スペクトル拡散変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を検出する誤差検出部と、前記複素信号点候補から前記誤差が最小となる複素信号点を選択する選択部と、選択された複素信号点のデータを復調する復調部とを具備する無線受信装置を提供する。
【００１１】
ここで、前記誤差検出部は、例えば前記ディジタル信号中の前記スペクトル拡散変調信号の第１チップの第１位相軸成分と前記複素信号点候補の第１位相軸成分との間の誤差を算出する第１誤差算出部と、前記周波数オフセット推定値と前記拡散符号に基づいて基準複素信号点の位相を回転させたオフセット複素信号点を算出するオフセット複素信号点算出部と、前記ディジタル信号中の前記スペクトル拡散変調信号の第２チップの第１位相軸成分と前記オフセット複素信号点の第１位相軸成分との間の誤差を算出する第２誤差算出部と、前記第１誤差及び第２誤差を加算して前記スペクトル拡散変調信号の複素信号点と前記複素信号点候補との間の誤差を求める誤差加算部とを含む。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る無線受信装置では、互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有する変調信号の変調信号を第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換し、該ベースバンド信号を単一のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換する。次に、該ディジタル信号から変調信号の複素信号点と複素信号点候補との間の誤差を検出し、複素信号点候補から誤差が最小となる複素信号点を選択して復調を行う。
【００１３】
従って、本発明によると特許文献１に見られるようなアナログ回路部での高速スイッチングを必要とすることなく、単一のＡ／Ｄ変換器を用いる低消費電力の構成で安定した復調を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。  
（第１の実施形態）  
本発明の第１の実施形態では、保持している複素信号点候補の中からＡ／Ｄ変換された単一のベースバンド信号（例えば、Ｉ軸成分）との間の誤差が最小となる一つの複素信号点を選択する際に、周波数オフセットによる位相回転を利用する。
【００１５】
ここでは、例として受信されるディジタル変調信号がＰＳＫ信号、例えばＢＰＳＫ信号の場合について説明するが、ＰＳＫ信号以外のディジタル変調信号、例えばＱＡＭ信号など他のディジタル変調方式の変調信号に対しても適用が可能である。ディジタル変調信号は周知のように、互いに直交する二つの位相軸成分、すなわちＩ軸成分とＱ軸成分を有し、Ｉ軸とＱ軸からなる複素空間に送信すべき情報を表す複数のシンボルが配置され、ＢＰＳＫ信号の場合は２つのシンボルが配置される。
【００１６】
図１を参照すると、ＲＦ信号であるディジタル変調信号がアンテナ１１により受信される。アンテナ１１から出力される受信信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２より増幅された後、周波数変換部１３によりベースバンド信号に変換される。
【００１７】
周波数変換器１３では、例えば図２に示すようにＬＮＡ１２からの出力信号が第１ミキサ３１に入力され、第１ローカル信号源３２からのローカル信号によって中間周波信号に変換される。ミキサ３１からの中間周波信号は不要成分を除去するためのフィルタ３３を介して第２ミキサ３４に入力され、第２ローカル信号源３５からのローカル信号によってベースバンド信号に変換される。
【００１８】
ここで、周波数変換器１３は単一のベースバンド信号、例えばＩ軸成分のみ出力しており、Ｑ軸成分の出力を不要としていることがディジタル変調信号を復調する通常の無線受信装置と大きく異なる。周波数変換器１３は、Ｑ軸成分のみを出力しても構わない。周波数変換器１３は、図２ではスーパーへテロダイン方式について示しているが、１回の周波数変換によりベースバンド信号を直接生成する、いわゆるダイレクトコンバージョン方式でもよく、周波数変換の方式は特に限定されない。
【００１９】
周波数変換器１３から出力される単一のベースバンド信号であるＩ軸成分は、Ａ／Ｄ変換器１４によりディジタル信号（以下、簡単のためＩ軸ディジタル信号と呼ぶ）に変換される。通信用途に用いられるＡ／Ｄ変換器は一般に、オーバサンプリングを行う。オーバサンプリングとは、周知のようにナイキスト周波数の２倍以上のサンプリング周波数によるサンプリングをいう。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器１４が２倍オーバサンプリングを行う場合を例に説明する。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換器１４が２倍オーバサンプリングを行う場合、Ａ／Ｄ変換器１４からはディジタル変調信号のシンボル毎に２個のサンプル値（第１サンプル値及び第２サンプル値という）を有するＩ軸ディジタル信号が出力される。Ａ／Ｄ変換器１４のオーバサンプリングレートは２に限られず、２以上の任意のオーバサンプリングレートｎでよい。ｎ倍オーバサンプリングの場合、Ａ／Ｄ変換器１４からはディジタル変調信号のシンボル毎にｎ個のサンプル値を有するディジタル信号が出力されることになる。
【００２１】
Ａ／Ｄ変換器１４から出力されるＩ軸ディジタル信号は、周波数オフセット推定部１５と振幅調整部１６及び最大値推定部１７に入力される。周波数オフセット推定部１５は、Ｉ軸ディジタル信号に基づいて周波数オフセットを推定する。ここで、周波数オフセットとは送受間の周波数差、すなわち無線送信装置と無線受信装置との間のローカル信号の周波数差であり、図１の例では周波数変換部１３で用いられるローカル信号と、図示しない無線送信装置内の周波数変換器で用いられるローカル信号との間の周波数差である。
【００２２】
周波数オフセット推定部１５は、具体的には図３に示されるように周波数オフセットの方向を表す正負の符号を保持するオフセット方向保持部４１と、Ｉ軸成分の周期を測定す周期測定部４２、及び周波数オフセット方向と周期に基づいて周波数オフセット推定値を算出する周波数オフセット算出部４３を有する。
【００２３】
オフセット方向保持部４１が保持するオフセット方向は、例えば上位レイヤからの指示により設定される。すなわち、無線ＬＡＮのような無線通信システムでは一般に、周波数オフセットの方向、つまり送信側におけるローカル信号周波数と受信側におけるローカル信号周波数の高低関係が一定となるように各々のローカル信号周波数が予め定められる。従って、無線受信装置では周波数オフセットの方向が既知であるから、無線ＬＡＮの階層構造における上位レイヤから周波数オフセットの方向をオフセット方向保持部４１に指示することができる。
【００２４】
こうして周波数オフセット推定部１５で得られる周波数オフセット推定値は、周波数変換部１３から出力されるベースバンド信号であるＩ軸成分の位相回転量で表される。周波数オフセット推定値、すなわち位相回転量は、後述するようにディジタル変調信号の実際の複素信号点と複数の複素信号点候補との間の誤差を算出する際に用いられる。
【００２５】
一方、振幅調整部１６ではＡ／Ｄ変換器１４からのＩ軸ディジタル信号に最大値推定部１７により得られる係数を乗算することにより、Ｉ軸ディジタル信号の振幅調整を行う。最大値推定部１７ではＩ軸ディジタル信号の最大値を推定し、この最大値と上述の複素信号点候補である基準複素信号点の振幅との差を最小にするような係数を出力する。
【００２６】
振幅調整部１６からの振幅調整後のＩ軸ディジタル信号は、直並列変換部１８に入力され、第１サンプル値と第２サンプル値に分割される。第１サンプル値及び第２サンプル値は共にＩ軸成分であるため、以下では第１サンプルＩ軸成分及び第２サンプルＩ軸成分という。図４に、第１サンプルＩ軸成分ａ及び第２サンプルＩ軸成分ａ’ の例を示す。第１サンプルＩ軸成分ａと第２サンプルＩ軸成分ａ’ の振幅は、本来は同じであるべきであるが、周波数オフセットの影響で異なっている。
【００２７】
基準複素信号点保持部１９は、上述した複数の複素信号点候補を基準複素信号点として保持している。基準複素信号点は、ディジタル変調信号の複素信号点となり得る候補である。ディジタル変調信号としてＢＰＳＫ信号を初めとするＰＳＫ信号を想定すると、基準複素信号点は単位円状に一定角度間隔、例えば４５°間隔で配置される。
【００２８】
基準複素信号点保持部１９に保持されている基準複素信号点とディジタル変調信号の複素信号点（本来入力されるべきＩ，Ｑ両軸の複素信号点）との間の誤差が以下のようにして検出され、誤差が最小となる複素信号点が複素信号点選択部２４により選択される。複素信号点選択部２４で誤差が最小となる複素信号点を選択するために、第１の実施形態ではＡ／Ｄ変換器１４から出力されるＩ軸ディジタル信号と周波数オフセット推定値を用いている。
【００２９】
まず、オフセット複素信号点算出部２０では、周波数オフセット推定部１５からの周波数オフセット推定値に基づいて、基準複素信号点の位相を１サンプル分回転させたオフセット複素信号点を算出する。例えば、図５に示されるように基準複素信号点保持部１９で保持している基準複素信号点をｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8とする。周波数オフセット推定値から求まる１サンプル後の位相回転量θが＋２０°であるとすると、オフセット複素信号点は図６に示されるように基準複素信号点ｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8をそれぞれ＋２０°回転させたｘ1’, ｘ2’, ｘ3’, ｘ4’, ｘ5’, ｘ6’, ｘ7’, ｘ8’となる。
【００３０】
第１誤差算出部２１では、直並列変換部１８からの第１サンプルＩ軸成分と基準複素信号点のＩ軸成分との間の誤差（第１誤差という）を算出する。例えば、図４に示されるように第１サンプルＩ軸成分をａとすると、第１誤差は(re{ｘ1}-a)2, (re{ｘ2}-a)2, (re{ｘ3}-a)2, (re{ｘ4}-a)2, (re{ｘ5}-a)2, (re{ｘ6}-a)2, (re{ｘ7}-a)2, (re{ｘ8}-a)2 となる。
【００３１】
一方、第２誤差算出部２２では、直並列変換部１８からの第２サンプルＩ軸成分とオフセット複素信号点算出部２０で算出されたオフセット複素信号点のＩ軸成分との間の誤差（第２誤差という）を算出する。例えば、図４に示されるように第２サンプルＩ軸成分をａ’ とすると、第２誤差はそれぞれ(re{x1’}-a’）2, (re{x2’}-a’)2, (re{ｘ3’}-a’)2, (re{ｘ4’}-a’)2, (re{ｘ5’}-a’）2, (re{ｘ6’}-a’)2, (re{ｘ7’}-a’)2, (re{ｘ8’}-a’)2 となる。
【００３２】
誤差加算部２３では、第１誤差算出部２１で算出された第１誤差と第２誤差算出部２２で算出された第２誤差を加算することにより、ディジタル変調信号の複素信号点と基準複素信号点との間の誤差を算出する。例えば、誤差加算部２３により算出された誤差がｅ1, ｅ2, ｅ3, ｅ4, ｅ5, ｅ6, ｅ7, ｅ8であるとすると、ｅk (k=1〜8) は(re{ｘk’}-a’)2 +(re{ｘk’}-a’)2となる。誤差加算部２３によって算出された誤差ｅk は、複素信号点選択部２４に与えられる。
【００３３】
複素信号点選択部２４では、基準複素信号点ｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8の中から誤差ｅk のうちの最小誤差に対応する一つの複素信号点を選択する。例えば、ｅ3 が最小誤差であるとすると、図７に示されるように複素信号点選択部２４ではｘ3 が選択される。選択された複素信号点ｘ3 は復調部２５に入力され、複素信号点ｘ3 のデータが復調されることにより、ビット信号２６が出力される。
【００３４】
以上述べたように第１の実施形態によると、アンテナ１１からの互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有するディジタル変調信号の受信信号を周波数変換部１３により第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換し、これをＡ／Ｄ変換器１４によりディジタル信号に変換する。次に、Ａ／Ｄ変換器１４より出力されるディジタル信号から、ディジタル変調信号の複素信号点と基準複素信号点保持部１９に保持された複数の複素信号点候補である基準複素信号点との間の誤差を検出する。最後に、複素信号点選択部２４により複素信号点候補から誤差が最小となる複素信号点を選択し、選択された複素信号点のデータを復調部２５によって復調する。
【００３５】
このようにして、単一のＡ／Ｄ変換器１４を用いてディジタル変調信号の復調を行うことができ、無線受信装置の消費電力が減少される。この場合、特許文献１のように周波数変換部で９０°位相の異なる二つのローカル信号を高速に切り替える必要がないため、ベースバンド信号へのスイッチングノイズの混入がなく、良好な復調を行うことが可能である。
【００３６】
また、第１の実施形態ではＡ／Ｄ変換器１４によりオーバサンプリングを行い、第１サンプル値と基準複素信号点との間の誤差を第１誤差算出部２１により算出し、第２サンプル値と周波数オフセット推定部１５により得られる周波数オフセット推定値に従って基準複素信号点の位相を回転させたオフセット複素信号点との間の第２誤差を第２誤差算出部２２により算出して、誤差加算部２３により両者を加算することによって、ディジタル変調信号の複素信号点と基準複素信号点との間の誤差を検出している。従って、ディジタル変調信号に周波数オフセットがある場合であって、ディジタル変調信号の複素信号点がＱ軸付近にあり、Ｉ軸成分が小さい場合でも誤差が感度よく検出されるため、基準複素信号点の中から適切な複素信号点を選択することができる。
【００３７】
さらに、第１の実施形態ではＡ／Ｄ変換器１４から出力されるディジタル信号を振幅調整部１６によりディジタル信号の最大値と基準複素信号点との差を最小とするように振幅調整し、振幅調整後のディジタル信号を用いてディジタル変調信号の複素信号点と基準複素信号点との間の誤差を検出している。従って誤差検出精度が向上する、基準複素信号点からより誤差を最小とする複素信号点をより確実に選択することができる。
【００３８】
第１の実施形態において、Ａ／Ｄ変換器１４以降の構成要素はディジタル信号処理によって実現でき、ハードウェア規模を大きくしてしまうことはなく、Ａ／Ｄ変換器が１個で済むことの方がメリットは大きい。
【００３９】
（第２の実施形態）  
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。第２の実施形態は、スペクトル拡散変調信号の受信復調に特化した場合の例である。スペクトル拡散変調はシンボル毎に複数チップの拡散符号を用いて拡散を行う変調方式であり、スペクトル拡散信号は拡散符号の各チップに対応してシンボル毎に複数チップの複素信号点を有する。
【００４０】
図８を参照して説明すると、アンテナ１１によりＲＦ信号であるスペクトル拡散変調信号が受信される。アンテナ１１から出力される受信信号は、第１の実施形態と同様に低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２により増幅された後、周波数変換部１３により単一のベースバンド信号、例えばＩ軸成分のみに変換される。
【００４１】
周波数変換器１３から出力される単一のベースバンド信号であるＩ軸成分は、Ａ／Ｄ変換器１４によりディジタル信号（以下、Ｉ軸ディジタル信号と呼ぶ）に変換される。ここで、Ａ／Ｄ変換器１４は第１の実施形態のようにオーバサンプリングを行う必要はないが、オーバサンプリングを行っても構わない。Ａ／Ｄ変換器１４からのＩ軸ディジタル信号は、１チップ分の遅延時間をそれぞれ有するＭ個の遅延要素Ｄを縦続接続してなる直並列変換部５０に入力される。直並列変換部５０の最終段からスペクトル拡散変調信号の第１チップのタイミングでサンプリングされたＩ軸成分（第１チップＩ軸成分）が出力され、最終段の一つ前の段からスペクトル拡散変調信号の第２チップのタイミングでサンプリングされたＩ軸成分（第２チップＩ軸成分）が出力される。
【００４２】
拡散符号保持部５１は、送信側でスペクトル拡散変調に用いている拡散符号と同一の拡散符号を保持している。第１チップ複素信号点保持部５２は、スペクトル拡散変調信号の第１チップの複素信号点候補を基準複素信号点として保持している。
【００４３】
第１チップ複素信号点保持部５２に保持されている第１チップの複素信号点候補とスペクトル拡散変調信号の複素信号点（本来入力されるべきＩ，Ｑ両軸の複素信号点）との間の誤差が以下のようにして検出され、第１チップの複素信号点候補の中から誤差が最小となる複素信号点が複素信号点選択部５９により選択される。複素信号点選択部５９で複素信号点を選択するために、第１の実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器１４から出力されるＩ軸ディジタル信号と、周波数オフセット推定部１５により得られる周波数オフセット推定値に加えて、拡散符号保持部５１に保持されている拡散符号を用いる。ここでは、拡散符号をｃ1, ｃ2，…ｃMとして説明する。
【００４４】
まず、第２チップ複素信号点算出部５３では、周波数オフセット推定値に加えて拡散符号に基づいて第１チップ複素信号点候補の位相を１サンプル分回転させ、さらに拡散符号の第２チップを乗じた第２チップ複素信号点候補が算出される。例えば、第１チップ複素信号点保持部５２で保持している複素信号点をｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8とする。周波数オフセット推定値から１サンプル後の位相回転量が＋２０°であるとすると、第２チップオフセット複素信号点候補はｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8をそれぞれ＋２０°回転させ、さらに拡散符号の第２チップｃ2を乗じたｘ1(2), ｘ2(2), ｘ3(2), ｘ4(2), ｘ5(2), ｘ6(2), ｘ7(2), ｘ8(2)となる。
【００４５】
同様に、第Ｍチップ複素信号点算出部５４では、周波数オフセット推定値に加えて拡散符号に基づいて第１チップ複素信号点候補の位相をＭ−１サンプル分回転させ、さらに拡散符号の第Ｍチップを乗じた第Ｍチップ複素信号点候補が算出される。例えば、第１チップ複素信号点保持部５２で保持している第１複素信号点候補をｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8とし、周波数オフセット推定値から１サンプル後の位相回転量が＋２０°であるとすると、第Ｍチップオフセット複素信号点候補はｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8をそれぞれ＋２０°×（Ｍ−１）回転させ、さらに拡散符号の第ＭチップｃMを乗じたｘ1(M), ｘ2(M), ｘ3(M), ｘ4(M), ｘ5(M), ｘ6(M), ｘ7(M), ｘ8(M)となる。
【００４６】
第１チップ誤差算出部５５では、Ａ／Ｄ変換器１４からのＩ軸ディジタル信号のうち、直並列変換部５０の最終段から出力される第１チップＩ軸成分と第１チップ複素信号点候補のＩ軸成分との間の誤差（第１チップ誤差という）を算出する。例えば、第１チップＩ軸成分がａ(1)であるとすると、第１チップ誤差はそれぞれ(re{ｘ1}-a(1))2, (re{ｘ2}-a(1))2, (re{ｘ3}-a(1))2, (re{ｘ4}-a(1))2, (re{ｘ5}-a(1))2, (re{ｘ6}-a(1))2, (re{ｘ7}-a(1))2, (re{ｘ8}-a(1))2 となる。
【００４７】
第２チップ誤差算出部５６では、Ａ／Ｄ変換器１４からのＩ軸ディジタル信号のうち、直並列変換部５０の最終段の一つ前の段から出力される第２チップＩ軸成分と第２チップ複素信号点候補のＩ軸成分との間の誤差（第２チップ誤差という）を算出する。例えば、第２チップＩ軸成分がａ(2)であるとすると、第２チップ誤差はそれぞれ(re{ｘ1(2)}-a(2))2, (re{ｘ2(2)}-a(2))2, (re{ｘ3(2)}-a(2))2, (re{ｘ4(2)}-a(2))2, (re{ｘ5(2)}-a(2))2, (re{ｘ6(2)}-a(2))2, (re{ｘ7(2)}-a(2))2, (re{ｘ8(2)}-a(2))2 となる。
【００４８】
第Ｍチップ誤差算出部５７では、Ａ／Ｄ変換器１４からのＩ軸ディジタル信号、すなわち第Ｍチップのタイミングでサンプリングされた第ＭチップＩ軸成分を受け、第ＭチップＩ軸成分と第Ｍチップ複素信号点候補のＩ軸成分との間の誤差（（第Ｍチップ誤差という）を算出する。例えば、第ＭチップＩ軸成分がａ(M)であるとすると、第Ｍチップ誤差はそれぞれ(re{ｘ1(M)}-a(M))2, (re{ｘ2(M)}-a(M))2, (re{ｘ3(M)}-a(M))2, (re{ｘ4(M)}-a(M))2, (re{ｘ5(M)}-a(M))2, (re{ｘ6(M)}-a(M))2, (re{ｘ7(M)}-a(M))2, (re{ｘ8(M)}-a(M))2 となる。
【００４９】
第１チップ誤差算出部５５、第２チップ誤差算出部５６及び第Ｍチップ誤差算出部５７で算出された第１、第２及び第Ｍチップ誤差は、チップ誤差加算部５８で加算される。例えば、誤差加算部５８により算出された誤差がｅ1, ｅ2, ｅ3, ｅ4, ｅ5, ｅ6, ｅ7, ｅ8であるすると、ｅk (k=1〜8) は(re{ｘk}-a)2+(re{ｘk(2)}-a(2))2+…+(re{ｘk(M)}-a(M))2 となる。
【００５０】
複素信号点選択部５９では、基準複素信号点ｘ1, ｘ2, ｘ3, ｘ4, ｘ5, ｘ6, ｘ7, ｘ8の中から誤差ｅk のうちの最小誤差に対応する一つの複素信号点を選択する。選択された複素信号点は復調部６０に入力され、選択された複素信号点のデータが復調されることにより、ビット信号６１が出力される。
【００５１】
以上述べたように第２の実施形態によると、アンテナ１１からの互いに直交する第１位相軸成分及び第２位相軸成分を有するスペクトル拡散変調信号の受信信号を周波数変換部１３により第１位相軸成分のみを有する単一のベースバンド信号に変換し、これをＡ／Ｄ変換器１４によりディジタル信号に変換する。次に、Ａ／Ｄ変換器１４より出力されるディジタル信号から、スペクトル拡散変調信号の複素信号点と第１チップ複素信号点保持部５２に保持された複数の複素信号点候補との間の誤差を検出する。最後に、複素信号点選択部５９により複素信号点候補から誤差が最小となる複素信号点を選択し、選択された複素信号点のデータを復調部６０によって復調する。
【００５２】
このようにして、第１の実施形態と同様にローカル信号の高速スイッチングを行うことなく、単一のＡ／Ｄ変換器１４を用いてディジタル変調信号の復調を正しく行うことができ、無線受信装置の消費電力を減少させることが可能となる。
【００５３】
また、第２の実施形態ではＡ／Ｄ変換器１４から出力されるディジタル信号の第１チップＩ軸成分と第１チップ複素信号点候補との間の誤差を第１チップ誤差算出部５５により算出し、ディジタル信号の第２チップＩ軸成分、…第ＭチップＩ軸成分と、周波数オフセット推定部１５により得られる周波数オフセット推定値に従って第１チップ複素信号点候補の位相を回転させかつ拡散符号の第２チップ、…第Ｍチップをそれぞれ乗じた第２チップ、第Ｍチップ複素信号点候補との間の誤差を第２チップ誤差算出部５６、…第Ｍチップ誤差算出部５７により算出して、誤差加算部５８により各チップ誤差を加算することによって、スペクトル拡散変調信号の複素信号点と基準複素信号点との間の誤差を検出している。従って、スペクトル拡散変調信号に周波数オフセットがある場合であって、複素信号点がＱ軸付近にあり、Ｉ軸成分が小さい場合でも、基準複素信号点の中から適切な複素信号点を選択することができる。
【００５４】
さらに、第２の実施形態においても第１の実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器１４から出力されるディジタル信号を振幅調整部１６によりディジタル信号の最大値と基準複素信号点との差を最小とするように振幅調整し、振幅調整後のディジタル信号を用いてスペクトル拡散変調信号の複素信号点と基準複素信号点との間の誤差を検出してもよい。このようにすれば、誤差検出精度が向上することによって、基準複素信号点からより誤差を最小とする複素信号点をより確実に選択することができる。
【００５５】
第２の実施形態においても、Ａ／Ｄ変換器１４以降の構成要素はディジタル信号処理によって容易に実現でき、Ａ／Ｄ変換器が１個で済むことの方がメリットは大きい。
【００５６】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【図２】図１における周波数変換部の具体例を示すブロック図
【図３】図１における周波数オフセット推定部の具体例を示すブロック図
【図４】図１における直並列変換部１８から出力される第１サンプルＩ軸成分及び第２サンプルＩ軸成分の例を示す図
【図５】図１における基準複素信号点保持部で保持されている基準複素信号点（複素信号点候補）の例を示す図
【図６】図１におけるオフセット複素信号点算出部で算出されるオフセット複素信号点の例を示す図
【図７】図１における複素信号点選択部で選択される複素信号点の例を示す図
【図８】本発明の第２の実施形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００５８】
１１…アンテナ；
１２…低雑音増幅器；
１３…周波数変換部；
１４…Ａ／Ｄ変換器；
１５…周波数オフセット推定部；
１６…振幅調整部；
１７…最大値測定部；
１８…直並列変換部；
１９…基準複素信号点保持部；
２０…オフセット複素信号点算出部；
２１…第１誤差算出部；
２２…第２誤差算出部；
２３…誤差加算部；
２４…複素信号点選択部；
２５…復調部；
５０…拡散符号保持部；
５１…第１チップ複素信号点保持部；
５２…第２チップ複素信号点保持部；
５４…第Mチップ複素信号点保持部；
５５…第１チップ誤差算出部；
５６…第２チップ誤差算出部；
５７…第Ｍチップ誤差算出部；
５８…チップ誤差加算部；
５９…複素信号点選択部；
６０…復調部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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