(57)【要約】【課題】  ノイズ除去効果の高く、簡便・小形・低コストの電磁流量計を提供する。【解決手段】  磁場が測定流体に印加されこの測定流体の流量に対応して発生する信号電圧を処理して出力する電磁流量計において、前記信号電圧に対する高域通過フィルタと、前記高域通過フィルタのリセット手段とを備えることを特徴とする電磁流量計。【選択図】                    図１
2005345166.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁場が測定流体に印加されこの測定流体の流量に対応して発生する信号電圧を処理して出力する電磁流量計において、
前記信号電圧に対する高域通過フィルタと、
前記高域通過フィルタのリセット手段と
を備えることを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
前記リセット手段は、前記信号電圧に係るサンプリングタイミングと異なるタイミングで前記高域通過フィルタをリセットするスイッチを備えることを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
【請求項３】
前記高域通過フィルタの出力に対する低域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項１または請求項２の何れかに記載の電磁流量計。
【請求項４】
前記磁場は、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により形成され、
前記リセット手段は、前記信号電圧の低周波成分に係るサンプリングタイミングの直前に前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする請求項１から請求項３の何れかに記載の電磁流量計。
【請求項５】
前記磁場は、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により形成され、
前記リセット手段は、前記信号電圧の高周波成分に係るサンプリングタイミングが終わったタイミングで前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする請求項１から請求項４の何れかに記載の電磁流量計。
【請求項６】
前記磁場は、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により形成され、
前記リセット手段は、前記励磁の切り替え直前に高周波成分に係る前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする請求項１から請求項４の何れかに記載の電磁流量計。
【請求項７】
前記磁場は、交番の正負の極性を有する矩形波の励磁により形成され、
前記リセット手段は、前記励磁の切り替え直前に前記高域通過フィルタをリセットする
ことを特徴とする請求項３記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁流量計に関し、特に、ノイズ除去効果の高い電磁流量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電磁流量計は、励磁と無励磁とを繰り返し、無励磁から励磁に切り替える前の所定のタイミングで補償電圧を発生するものもある（例えば、特許文献１参照。）。このような電磁流量計は、励磁周波数よりも低いノイズを除去できる。
【０００３】
また、従来の電磁流量計は、交番の励磁を繰り返し、励磁の切り替え前における所定のタイミングで補償電圧を発生させるものもある（例えば、特許文献２参照。）。このような電磁流量計は、励磁周波数よりも低いノイズを除去できる。
【０００４】
さらに、従来の電磁流量計は、低周波と高周波との２つの周波数成分をもつ励磁を行うものもある（例えば、本出願人に係る特許文献３参照。）。このような電磁流量計は、非常に優れたノイズ除去効果を有する。
【０００５】
また、以下に図７を用いて従来の電磁流量計（図示せず）の特性を説明する。図７は、従来の電磁流量計の出力における周波数スペクトラムである。同図において縦軸は従来例の出力の振幅を示し、横軸はその出力の周波数を示す。ここで、電磁流量計の励磁周波数は１２．５Ｈｚである。
【０００６】
そして、従来の電磁流量計は、図７の特性のように、励磁周波数の奇数倍、即ち、励磁電流の基本波（１２．５Ｈｚ）と３次高調波（３７．５Ｈｚ）と５次高調波（６２．５Ｈｚ）と７次高調波（８７．５Ｈｚ）とに応答する（ピークを有する）特性となる。
【０００７】
また、高次の高調波成分は低次の高調波成分よりも応答量が少なくなる（振幅が小さくなる）。具体的には、基本波（１２．５Ｈｚ）成分の振幅は、３次高調波（３７．５Ｈｚ）成分の振幅、５次高調波（６２．５Ｈｚ）成分の振幅、７次高調波（８７．５Ｈｚ）成分の振幅よりも大きくなる。
【０００８】
一方、電磁流量計において、電極で発生するフローノイズ・スラリーノイズは、周波数の逆数に比例する特性（１／ｆ特性）がある。即ち、低周波ではノイズが大きく、高周波ではノイズが小さいという特性がある。
【特許文献１】米国特許第４２１００２２号公報
【特許文献２】米国特許第４４２２３３７号公報
【特許文献３】特公平５−７５３３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１の従来例及び特許文献２の従来例は、それぞれ補償電圧を発生する回路（補償電圧生成回路）が必要であり、構成が複雑という課題がある。また、特許文献１の従来例及び特許文献２の従来例は、低周波ノイズを十分に除去できないという課題がある。
【００１０】
さらに、特許文献１の従来例及び特許文献２の従来例は、励磁周波数以下のノイズを除去できるが、励磁周波数以上のノイズは除去できないという課題がある。即ち、励磁周波数以上については、対ノイズ特性が悪化するという課題がある。
【００１１】
また、特許文献１の従来例は、励磁切り替え前に補償電圧を生成するため、補償電圧が実際のサンプル時に必要な電圧と異なり、十分なノイズ除去効果が得られないという課題がある。
【００１２】
さらに、特許文献３の従来例は、励磁周波数と同じ周波数のノイズを除去できないという課題がある。
【００１３】
さらに、従来の電磁流量計は基本波（１２．５Ｈｚ）の振幅が大きいため、大型・高価のフィルタが必要という課題がある。そして、従来の電磁流量計はフローノイズ・スラリーノイズの影響を受けやすいという課題がある。
【００１４】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、ノイズ除去効果の高い電磁流量計を提供することにある。また、本発明の目的は、簡便・小形・低コストの電磁流量計を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）磁場が測定流体に印加されこの測定流体の流量に対応して発生する信号電圧を処理して出力する電磁流量計において、前記信号電圧に対する高域通過フィルタと、前記高域通過フィルタのリセット手段とを備えることを特徴とする電磁流量計。
【００１６】
（２）前記リセット手段は、前記信号電圧に係るサンプリングタイミングと異なるタイミングで前記高域通過フィルタをリセットするスイッチを備えることを特徴とする（１）記載の電磁流量計。
【００１７】
（３）前記高域通過フィルタの出力に対する低域通過フィルタを備えることを特徴とする（１）または（２）の何れかに記載の電磁流量計。
【００１８】
（４）前記磁場は、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により形成され、前記リセット手段は、前記信号電圧の低周波成分に係るサンプリングタイミングの直前に前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする（１）から（３）の何れかに記載の電磁流量計。
【００１９】
（５）前記磁場は、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により形成され、前記リセット手段は、前記信号電圧の高周波成分に係るサンプリングタイミングが終わったタイミングで前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする（１）から（４）の何れかに記載の電磁流量計。
【００２０】
（６）前記磁場は、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により形成され、
前記リセット手段は、前記励磁の切り替え直前に高周波成分に係る前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする（１）から（４）の何れかに記載の電磁流量計。
【００２１】
（７）前記磁場は、交番の正負の極性を有する矩形波の励磁により形成され、前記リセット手段は、前記励磁の切り替え直前に前記高域通過フィルタをリセットすることを特徴とする（３）記載の電磁流量計。
【発明の効果】
【００２２】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
本発明によれば、ノイズ除去効果の高い電磁流量計を提供できる。また、本発明によれば簡便・小形・低コストの電磁流量計を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下に図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は、本発明の一実施例を示す構成図である。
【００２４】
図１の実施例の特徴は、リセット付高域通過フィルタ（リセット付ＨＰＦ）１１と、リセット付高域通過フィルタ（リセット付ＨＰＦ）２１との構成にある。そして、リセット付高域通過フィルタ１１は、高域通過フィルタ（Ｃ１，Ｒ１）とリセット手段であるスイッチＳＷ１とを有し、リセット付高域通過フィルタ２１は、高域通過フィルタ（Ｃ２，Ｒ２）とリセット手段であるスイッチＳＷ２とを有する。
【００２５】
図１の実施例の構成を説明する。図１の実施例は、いわゆる２周波励磁方式の電磁流量計を形成する。
【００２６】
同図において、差動増幅器Ｕ１１の一方の入力は、バッファＵ１２を介して、検出器１の電極２に接続し、差動増幅器Ｕ１１の他方の入力は、バッファＵ１３を介して、検出器１の電極３に接続する。
【００２７】
また、リセット付高域通過フィルタ１１の入力は差動増幅器Ｕ１１の出力に接続し、リセット付高域通過フィルタ２１の入力は差動増幅器Ｕ１１の出力に接続する。
【００２８】
さらに、低周波信号アナログ／ディジタル変換器（低周波信号Ａ／Ｄ変換器）１３の入力はリセット付高域通過フィルタ１１の出力に接続し、高周波信号アナログ／ディジタル変換器（高周波信号Ａ／Ｄ変換器）２３の入力はリセット付高域通過フィルタ２１の出力に接続する。
【００２９】
さらに、マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）１４の入力は、低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の出力と、高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の出力とに接続する。
【００３０】
また、出力回路１５と表示器１６とはマイクロプロセッサ１４に接続する。さらに、励磁回路５及びコイル４は、検出器１の隣に形成する。
【００３１】
ここで、リセット付高域通過フィルタ１１の内部の構成を説明する。
コンデンサＣ１の一端は差動増幅器Ｕ１１の出力に接続し、コンデンサＣ１の他端はバッファＵ１を介して低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の入力に接続する。また、抵抗Ｒ１の一端はコンデンサＣ１の他端とバッファＵ１との接続点に接続し、抵抗Ｒ１の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。そして、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とは高域通過フィルタ（ＨＰＦ）（Ｃ１，Ｒ１）を形成する。
【００３２】
さらに、スイッチＳＷ１の一端はコンデンサＣ１の他端とバッファＵ１との接続点に接続し、スイッチＳＷ１の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。即ち、抵抗Ｒ１とスイッチＳＷ１とは並列に接続する。
【００３３】
同様に、リセット付高域通過フィルタ２１の内部の構成を説明する。
コンデンサＣ２の一端は差動増幅器Ｕ１１の出力に接続し、コンデンサＣ２の他端はバッファＵ２を介して高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の入力に接続する。さらにまた、抵抗Ｒ２の一端はコンデンサＣ２の他端とバッファＵ２との接続点に接続し、抵抗Ｒ２の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。そして、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とは高域通過フィルタ（ＨＰＦ）（Ｃ２，Ｒ２）を形成する。
【００３４】
さらに、スイッチＳＷ２の一端はコンデンサＣ２の他端とバッファＵ２との接続点に接続し、スイッチＳＷ２の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。即ち、抵抗Ｒ２とスイッチＳＷ２とは並列に接続する。
【００３５】
そして、電極２とバッファＵ１２の接続点の電圧を電圧Ａとする。また、バッファＵ１２と差動増幅器Ｕ１１の入力との接続点の電圧を電圧Ｂとする。さらに、電極３とバッファＵ１３の接続点の電圧を電圧Ｃとする。さらにまた、バッファＵ１３と差動増幅器Ｕ１１の入力との接続点の電圧を電圧Ｄとする。
【００３６】
また、差動増幅器Ｕ１１の出力とリセット付高域通過フィルタ１１の入力とリセット付高域通過フィルタ２１の入力との接続点、即ち、差動増幅器Ｕ１１の出力とコンデンサＣ１の一端とコンデンサＣ２の一端との接続点の電圧を電圧Ｅとする。
【００３７】
さらに、コンデンサＣ１の他端と抵抗Ｒ１の一端とスイッチＳＷ１の一端とバッファＵ１との接続点の電圧を電圧Ｆとする。また、リセット付高域通過フィルタ１１の出力と低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の入力との接続点、即ち、バッファＵ１と低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の入力との接続点の電圧を電圧Ｇとする。さらに、低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の出力とマイクロプロセッサ１４の入力との接続点の信号を信号Ｊとする。
【００３８】
また、コンデンサＣ２の他端と抵抗Ｒ２の一端とスイッチＳＷ２の一端とバッファＵ２との接続点の電圧を電圧Ｌとする。さらに、リセット付高域通過フィルタ２１の出力と高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の入力との接続点、即ち、バッファＵ２と高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の入力との接続点の電圧を電圧Ｍとする。また、高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の出力とマイクロプロセッサ１４の入力との接続点の信号を信号Ｐとする。さらにまた、マイクロプロセッサ１４の出力と出力回路１５との接続点の信号を信号Ｋとする。
【００３９】
さらに、マイクロプロセッサ１４は、スイッチＳＷ１をタイミング信号Ｔ１で制御し、スイッチＳＷ２をタイミング信号Ｔ２で制御し、低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３にサンプルタイミングＴＬを出力し、高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３にサンプルタイミングＴＨを出力し、励磁回路５にタイミング信号Ｔ０を出力する。
【００４０】
このように構成する図１の実施例の動作を説明する。
励磁回路５は、コイル４に高周波と低周波とを有する励磁電流Ｉｅｘを生成し、測定器１内の測定流体（図示せず）に磁場を印加する。測定器１内の測定流体の流量に対応して発生する信号電圧は、検出信号Ｅｓとなり、電圧Ａ及び電圧Ｃとなり、電圧Ｂ及び電圧Ｄとなり、差動増幅されて電圧Ｅとなる。
【００４１】
そして、スイッチＳＷ１がオフのとき、電圧Ｅは、低周波ノイズ等が抑制されて電圧Ｆとなり、インピーダンス変換されて電圧Ｇとなる。さらに、低周波信号Ａ／Ｄ変換器は、低いサンプリングタイミングでアナログ信号である電圧Ｇをディジタル信号である信号Ｊに変換する。
【００４２】
また、スイッチＳＷ１がオンのとき、電圧Ｆは共通電位ＣＯＭとなり、電圧Ｇは共通電位ＣＯＭとなり、信号Ｊはゼロとなる。このようにして、スイッチＳＷ１は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とから成る高域通過フィルタ（Ｃ１，Ｒ１）をリセットする。
【００４３】
同様に、スイッチＳＷ２がオフのとき、電圧Ｅは、低周波ノイズ等が抑制されて電圧Ｌとなり、インピーダンス変換されて電圧Ｍとなる。さらに、高周波信号Ａ／Ｄ変換器は、高いサンプリングタイミングでアナログ信号である電圧Ｍをディジタル信号である信号Ｐに変換する。
【００４４】
また、スイッチＳＷ２がオンのとき、電圧Ｌは共通電位ＣＯＭとなり、電圧Ｍは共通電位ＣＯＭとなり、信号Ｐはゼロとなる。このようにして、スイッチＳＷ２は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とから成る高域通過フィルタ（Ｃ２，Ｒ２）をリセットする。
【００４５】
また、マイクロプロセッサ１４は、信号Ｊと信号Ｐとを合成し、信号Ｋを出力する。このようにして、図１の実施例は、磁場が測定流体に印加されこの測定流体の流量に対応して発生する信号電圧を処理して出力する。
【００４６】
そして、スイッチＳＷ１のオンとスイッチＳＷ２のオンとにより、図１の実施例のノイズは一層効果的に抑制される。したがって、図１の実施例は高いノイズ除去効果を有する。
そして、図１の実施例は、２周波励磁方式と、リセット付高域通過フィルタ１１とリセット付高域通過フィルタ２１とに係る構成との相互作用により、高いノイズ除去効果が得られる。
【００４７】
また、図１の実施例は、特許文献１の従来例の補償電圧生成回路に相当する構成が不要であり、簡便・小形・低コストに形成できる。
【００４８】
以下に、図２を用いて、図１の実施例の動作を説明する。図２は、図１の実施例の動作波形を示す図である。
【００４９】
図２（ａ）は励磁電流Ｉｅｘの波形であり、交番の正負の極性を有する矩形波となる。  図２（ｂ）は検出信号Ｅｓの波形であり、励磁電流Ｉｅｘと測定流体の流量とに対応する波形となる。
【００５０】
図２（ｃ）はサンプルタイミングＴＬの波形であり、低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３はサンプルタイミングＴＬに基づいて電圧Ｇを信号Ｊに変換する。また、例えば、サンプルタイミングＴＬを１２．５Ｈｚに設定する。
【００５１】
図２（ｄ）はタイミング信号Ｔ１の波形であり、サンプリングタイミングＴＬと異なるタイミングでオンとなり、サンプルタイミングＴＬの直前にオンになる。このときスイッチＳＷ１はオンとなる。
【００５２】
そして、このような構成、即ち、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により磁場を形成し、信号電圧の低周波成分に係るサンプリングタイミングの直前に高域通過フィルタ（Ｃ１，Ｒ１）をリセットする構成は、一層ノイズ除去効果を高くした。また、このような構成は、好適な電磁流量計の特性を提供した。
【００５３】
同様に、図２（ｅ）はサンプルタイミングＴＨの波形であり、高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３はサンプルタイミングＴＨに基づいて電圧Ｈを信号Ｊに変換する。また、例えば、サンプルタイミングＴＨを７５Ｈｚに設定する。
【００５４】
図２（ｆ）はタイミング信号Ｔ２の波形であり、サンプリングタイミングＴＨと異なるタイミングでオンとなり、サンプルタイミングＴＨが終わったタイミングでオンになる。このときスイッチＳＷ２はオンとなる。
【００５５】
そして、このような構成、即ち、低周波と高周波との２つの周波数成分を有する励磁により磁場を形成し、信号電圧の高周波成分に係るサンプリングタイミングが終わったタイミングで高域通過フィルタ（Ｃ２，Ｒ２）をリセットする構成は、一層ノイズ除去効果を高くした。また、このような構成は、好適な電磁流量計の特性を提供した。
【００５６】
以下に、図３及び図４を用いて、図１の実施例におけるリセット付高域通過フィルタ１１の動作を詳しく説明する。図３は、図１の実施例のリセット付高域通過フィルタ１１における入力（電圧Ｅ）の波形である。図４は、図１の実施例のリセット付高域通過フィルタ１１における出力（電圧Ｇ）の波形である。
【００５７】
ここで、図１の実施例において、差動増幅器Ｕ１１の出力とリセット付高域通過フィルタ１１の入力とリセット付高域通過フィルタ２１の入力との接続点（電圧Ｅ）にノイズ発生源（図示せず）を接続する。また、このノイズ発生源は１Ｈｚの正弦波ノイズを生成する。
【００５８】
このとき、電圧Ｅは、図３の波形のように、交番の正負の極性を有する矩形波と、１Ｈｚの正弦波ノイズとが加算された電圧となった。そして、リセット付高域通過フィルタ１１は１Ｈｚの正弦波ノイズを抑制した。
【００５９】
こうして、電圧Ｇは、図４の波形のように、交番の正負の極性を有する矩形波のみとなった。また、電圧Ｇは、サンプリングタイミングＴ１の直前の波形が除去された。
【００６０】
また、図１の実施例におけるリセット付高域通過フィルタ２１の動作も同様となる（図示せず）。高周波成分に係るサンプリングタイミングＴ２が終わったタイミングで高域通過フィルタ（Ｃ２，Ｒ２）をリセットする構成に対応した波形となる。
【００６１】
さらに、上述の実施例は、２周波励磁方式における好適な構成であるが、これとは別に、一般的な交番の正負の極性を有する矩形波の励磁方式における電磁流量計は、励磁の切り替え直前に高域通過フィルタ（Ｃ２，Ｒ２）に相当する構成をリセットすると好適なノイズ除去効果がある。
【００６２】
以下に図５を用いて図１の実施例の特性を説明する。図５は、図１の実施例における信号Ｊの周波数スペクトラムである。
【００６３】
同図から、図１の実施例は、図７に係る従来例と同様に、励磁周波数の奇数倍、即ち、励磁電流の基本波（１２．５Ｈｚ）と３次高調波（３７．５Ｈｚ）と５次高調波（６２．５Ｈｚ）と７次高調波（８７．５Ｈｚ）とに応答する（ピークを有する）特性となった。
【００６４】
そして、図１の実施例に関して、基本波（１２．５Ｈｚ）成分及び基本波以下の成分は、３次高調波（３７．５Ｈｚ）成分、５次高調波（６２．５Ｈｚ）成分、７次高調波（８７．５Ｈｚ）成分よりも小さくなる。また、図５の周波数スペクトラムにおける基本波成分の振幅は、図７の周波数スペクトラムにおける基本波成分の振幅の約２／３倍になった。
【００６５】
したがって、図１の実施例は、基本波（１２．５Ｈｚ）の振幅が小さいため、フィルタが小形・低コストとなる。
以上のことにより、図１の実施例は、励磁周波数と同じ周波数のノイズが効果的に抑制される特性となり、さらに、フローノイズ・スラリーノイズの影響を受けにくい特性となった。
【００６６】
以下に図６に基づいて本発明を詳細に説明する。図６は、本発明の他の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一符号を付し、説明を省略する。
図６の実施例の特徴は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１２と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２２との構成にある。
【００６７】
同図において、低域通過フィルタ１２の入力はリセット付高域通過フィルタ１１の出力即ち、バッファＵ１に接続し、低域通過フィルタ１２の出力は低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の入力に接続する。つまり、低域通過フィルタ１２はリセット付高域通過フィルタ１１の出力と低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の入力との間に接続する。
【００６８】
また、低域通過フィルタ２２の入力はリセット付高域通過フィルタ２１の出力即ち、バッファＵ２に接続し、低域通過フィルタ２２の出力は高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の入力に接続する。つまり、低域通過フィルタ２２はリセット付高域通過フィルタ２１の出力と高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の入力との間に接続する。
【００６９】
さらに、リセット付高域通過フィルタ１１の出力と低域通過フィルタ１２の入力との接続点、即ち、バッファＵ１と低域通過フィルタ１２の入力との接続点の電圧を電圧Ｇとし、低域通過フィルタ１２の出力と低周波信号Ａ／Ｄ変換器１３の入力との接続点の電圧を電圧Ｈとする。また、リセット付高域通過フィルタ２１の出力と低域通過フィルタ２２の入力との接続点、即ち、バッファＵ２と低域通過フィルタ２２の入力との接続点の電圧を電圧Ｍとし、低域通過フィルタ２２の出力と高周波信号Ａ／Ｄ変換器２３の入力との接続点の電圧を電圧Ｎとする。
【００７０】
そして、低域通過フィルタ１２は、リセット付高域通過フィルタ１１の出力、即ち、高域通過フィルタ（Ｃ１，Ｒ１）の出力の高調波成分等を抑制し、電圧Ｇから電圧Ｈを生成する。また、低域通過フィルタ２２は、リセット付高域通過フィルタ２１の出力、即ち、高域通過フィルタ（Ｃ２，Ｒ２）の出力の高調波成分等を抑制し、電圧Ｍから電圧Ｎを生成する。
【００７１】
よって、図６の実施例における、図５の３次高調波（３７．５Ｈｚ）成分、５次高調波（６２．５Ｈｚ）成分、７次高調波（８７．５Ｈｚ）成分に相当する振幅は、抑制される。
【００７２】
したがって、図６の実施例は、一層高いノイズ除去効果を有する。
そして、図６の実施例は、リセット付高域通過フィルタ１１とリセット付高域通過フィルタ２１とが励磁電流の基本波成分を効果的に抑制し、低域通過フィルタ１２と低域通過フィルタ２２とが励磁電流の３次高調波成分、５次高調波成分、７次高調波成分を効果的に抑制することを確認した。
【００７３】
さらに、上述の実施例は、２周波励磁方式においてリセット付高域通過フィルタ１１とリセット付高域通過フィルタ２１とを備えるものであったが、これとは別に、図１の実施例において、単一周波数で励磁し、リセット付高域通過フィルタ１１側のみ形成し、リセット付高域通過フィルタ２１側を省略しても、同等の作用及び効果がある。即ち、出力Ｋの基本波成分は減少し、フローノイズ・スラリーノイズの影響を受けにくい特性となる。
【００７４】
また、上述の実施例は、２周波励磁方式においてリセット付高域通過フィルタ１１とリセット付高域通過フィルタ２１とを備えるものであったが、これとは別に、図１の実施例において、単一周波数で励磁し、リセット付高域通過フィルタ１１側を省略し、リセット付高域通過フィルタ２１側のみ形成しても同等の作用及び効果がある。
【００７５】
さらに、一般的な交番の正負の極性を有する矩形波の励磁方式における電磁流量計は、図６の実施例の低域通過フィルタ１２及び低域通過フィルタ２２に相当する構成を組合せることにより、好適なノイズ除去効果がある。
【００７６】
また、上述の実施例の磁場は矩形の励磁により形成されるものであったが、これとは別に、磁場は正弦波の励磁により形成されるものであっても、実質的に同等の構成となり、同等の作用及び効果がある。
【００７７】
以上のように、本発明は、上述の実施例に限定されることなく、その本質を逸脱しない範囲でさらに多くの変更及び変形を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図１の実施例の動作波形を示す図である。
【図３】図１の実施例のリセット付高域通過フィルタ２１における入力（電圧Ｅ）の波形である。
【図４】図１の実施例のリセット付高域通過フィルタ２１における出力（電圧Ｇ）の波形である。
【図５】図１の実施例の出力（電圧Ｊ）における周波数スペクトラムである。
【図６】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図７】従来の電磁流量計の出力における周波数スペクトラムである。
【符号の説明】
【００７９】
１１，２１  リセット付高域通過フィルタ（リセット付ＨＰＦ）
１２，２２  低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
１３  低周波信号アナログ／ディジタル変換器（低周波信号Ａ／Ｄ変換器）
２３  高周波信号アナログ／ディジタル変換器（高周波信号Ａ／Ｄ変換器）
Ｕ１，Ｕ２  バッファ
Ｕ１１  差動増幅器
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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