(57)【要約】      （修正有）【課題】  検出された波形になまりや立ち上がりの遅れが生じた場合であっても、正しい相電流を検出し、同期電動機を効率良く制御することが可能な速度起電力検出装置及び方法、並びにインバータ制御装置等を提供する。【解決手段】  永久磁石電動機を駆動するインバータへの電源供給経路に流れる線電流を検出してインバータの三相コイルに流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記検出された相電流に基づいて、前記回転子の実際のｄ−ｑ座標軸上のｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出手段と、前記回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流を算出するδ軸電流算出手段と、前記算出されたｑ軸電流と、前記算出されたδ軸電流との電流偏差を算出し、当該電流偏差に基づいて、前記回転子の推定速度起電力を算出する速度起電力算出手段と、を備え、前記電流検出手段は、前記検出すべき線電流の次の線電流の発生開始タイミングで、前記検出すべき線電流を検出する。【選択図】  図１
2005045990.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相コイルを有する固定子、及び複数の永久磁石を備えその永久磁石間に突極を有する回転子を備える同期電動機の前記回転子の推定速度起電力を検出する速度起電力検出装置であって、
前記同期電動機に対し相電流を供給するインバータへの電源供給経路に流れる線電流を検出し、当該線電流に基づいて前記三相コイルに流れる相電流を検出する電流検出手段と、
前記検出された相電流に基づいて、前記回転子の実際のｄ−ｑ座標軸上のｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出手段と、
前記回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流を算出するδ軸電流算出手段と、
前記算出されたｑ軸電流と、前記算出されたδ軸電流との電流偏差を算出し、当該電流偏差に基づいて、前記回転子の推定速度起電力を算出する速度起電力算出手段と、を備え、
前記電流検出手段は、前記検出すべき線電流の次の線電流の発生開始タイミングで、前記検出すべき線電流を検出することを特徴とする速度起電力検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の速度起電力検出装置において、
前記速度起電力算出手段は、前回算出された推定速度起電力と今回算出された電流偏差とから、今回の推定速度起電力を算出することを特徴とする速度起電力検出装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の速度起電力検出装置と、
前記速度起電力検出装置により算出された推定速度起電力に基づいて、同期電動機の回転子の推定角度及び推定角速度を算出する角度・角速度算出手段と、
前記算出された推定角度及び推定角速度を用いて、前記同期電動機に対し相電流を供給するインバータを制御する制御手段と、を備えることを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載のインバータ制御装置において、
前記角度・角速度算出手段は、前記算出された推定速度起電力と、前記回転子の角速度及びｄ軸電流によって変化する予め設定された関数とによって前記推定角度及び推定角速度を算出することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載のインバータ制御装置において、
前記制御手段は、前記インバータに備えられた各相のスイッチング素子のオンオフを、各相に対応するスイッチング信号により制御し、
前記電流検出手段は、前記スイッチング信号のうち、パルス幅が中間にあるスイッチング信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで、前記検出すべき線電流を検出することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項６】
同期電動機と、当該同期電動機に対し相電流を供給するインバータと、当該インバータ制御する請求項３乃至５の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、を備えることを特徴とする冷蔵庫。
【請求項７】
同期電動機と、当該同期電動機に対し相電流を供給するインバータと、当該インバータ制御する請求項３乃至５の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、を備えることを特徴とするエアコン。
【請求項８】
同期電動機と、当該同期電動機に対し相電流を供給するインバータと、当該インバータ制御する請求項３乃至５の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、を備えることを特徴とする洗濯機。
【請求項９】
三相コイルを有する固定子、及び複数の永久磁石を備えその永久磁石間に突極を有する回転子を備える同期電動機の前記回転子の推定速度起電力を検出する速度起電力検出方法であって、
前記同期電動機に対し相電流を供給するインバータへの電源供給経路に流れる線電流を検出し、当該線電流に基づいて前記三相コイルに流れる相電流を検出する電流検出工程と、
前記検出された相電流に基づいて、前記回転子の実際のｄ−ｑ座標軸上のｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出工程と、
前記回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流を算出するδ軸電流算出工程と、
前記算出されたｑ軸電流と、前記算出されたδ軸電流との電流偏差を算出し、当該電流偏差に基づいて、前記回転子の推定速度起電力を算出する速度起電力算出工程と、を備え、
前記電流検出工程は、前記検出すべき線電流の次の線電流の発生開始タイミングで、前記検出すべき線電流を検出することを特徴とする速度起電力検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相コイルを有する固定子、及び複数の永久磁石を備えその永久磁石間に突極を有する回転子を備える同期電動機の回転子の推定速度起電力を検出する速度起電力検出装置等の技術分野に関し、特に、三相インバータ制御装置における電流検出技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石間に突極を有する回転子を備える同期電動機（突極形モータ）のセンサレス制御法として、従来より、回転子の速度起電力を推定し、これに基づいて回転子の推定位置及び回転子の推定角速度を求める方法が提案されている。このような方法によれば、位置検出器等のセンサを用いることなく、三相インバータ制御装置により回転子の推定位置及び回転子の推定角速度を求め、同期電動機（以下、「三相電動機」という）を効率良く制御することができる。
【０００３】
ところで、回転子の速度起電力を推定するためには、三相インバータ制御装置において、相電流に関する情報が必要である。かかる相電流に関する情報を得る方法の一つとして、例えば、特許文献１に開示されているように、１つのシャント抵抗を用いた電流検出方法が知られている。また、特許文献２に開示されているように、１つの直流電流検出器を用いた電流検出方法が知られている。
【特許文献１】特開平１０−１５５２７８号公報
【特許文献２】特許第２５６３２２６号公報
【０００４】
図６に、１つのシャント抵抗を用いた電流検出方法を適用した三相電動機の制御ブロックの一例を示す。図６に示すように、三相電動機ＭのＵ，Ｖ，Ｗ相の固定子巻線（図示せず）は、三相インバータ５１のＵ，Ｖ，Ｗ相用の３対のスイッチング素子（図６の例では、トランジスタを適用）の出力部に、それぞれ接続されている。また、各対のスイッチング素子としてのトランジスタのベースは、それぞれ、三相インバータ制御装置５２の対応する出力部に接続されている。また、各対のトランジスタのエミッタ−コレクタ経路は、直流（ＤＣ）電源５３が接続されている。さらに、三相インバータ５１の電源供給経路には、シャント抵抗Ｒが挿入されている。
【０００５】
このような構成において、三相インバータ制御装置５２は、各対における上位トランジスタ（Ｑｕ1，Ｑｖ1，Ｑｗ1）のベースに対し、スイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを送出するとともに、各対における下位トランジスタ（Ｑｕ2，Ｑｖ2，Ｑｗ2）のベースに対し、相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’を送出する。これらのスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ及び相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’により、上位トランジスタ（Ｑｕ1，Ｑｖ1，Ｑｗ1）及び下位トランジスタ（Ｑｕ2，Ｑｖ2，Ｑｗ2）のオンオフ状態が決定され、かかるオンオフ状態の変化により、三相電動機ＭのＵ，Ｖ，Ｗ相の固定子巻線に、位相が１２０度ずつ異なる三相交流、Ｉｕ（Ｕ相の相電流），Ｉｖ（Ｖ相の相電流），Ｉｗ（Ｗ相の相電流）が流れることになる。なお、三相インバータ制御装置５２は、各対における上位トランジスタと下位トランジスタの状態が同時期にオン状態にならないように、スイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ及び相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’を制御するのはいうまでもない。
【０００６】
そして、三相インバータ制御装置５２は、シャント抵抗Ｒに流れる線電流Ｉｄｃに応じた線電圧Ｖｄｃをオペアンプ５４を介して検出し、これに基づき線電流Ｉｄｃを検出して各相における相電流を算出し、スイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ及び、相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’を効率良く制御する。
【０００７】
なお、図６の例では、三相インバータ５１の電源供給経路にシャント抵抗Ｒが挿入され、三相インバータ制御装置５２が、シャント抵抗Ｒに流れる線電流Ｉｄｃに応じた線電圧Ｖｄｃを入力するように構成しているが、シャント抵抗Ｒを挿入せず、三相インバータ制御装置５２が、直接、線電流Ｉｄｃを入力する構成であっても同様である。
【０００８】
ここで、上位トランジスタ（Ｑｕ1，Ｑｖ1，Ｑｗ1）のスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と線電流Ｉｄｃには、特許文献１に開示されているように、一定の関係がある。例えば、スイッチング信号の状態が、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ＝１，０，０のとき（“１”はトランジスタがオンとなるレベル、“０”はトランジスタがオフとなるレベル）、線電流Ｉｄｃ＝Ｉｕとなり、また、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ＝１，１，０のとき、線電流Ｉｄｃ＝−Ｉｗとなる。
【０００９】
図７は、１ＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）期間（１キャリア期間）におけるスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と、線電流Ｉｄｃ（線電圧Ｖｄｃ）との関係を示す図である。なお、図示しないが、相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’の状態は、スイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と反対の状態にある。
【００１０】
図７において、（１）に示す期間では、スイッチング信号の状態が、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ＝１，０，０であり、（２）に示す期間では、スイッチング信号の状態が、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ＝１，１，０である。従って、（１）に示す期間に発生する線電流Ｉｄｃ1を検出すれば、線電流Ｉｄｃ＝Ｉｕを検出することができ、（２）に示す期間に発生する線電流Ｉｄｃ2を検出すれば、線電流Ｉｄｃ＝−Ｉｗを検出することができる。また、三相交流の理想的状態では、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０より、Ｉｖを算出することができる。よって、１ＰＷＭ期間で、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、通常、この線電流Ｉｄｃを検出するタイミングとしては、例えば、線電流Ｉｄｃ1ならば、図７の“Ａ”で示すスイッチング信号Ｓｕの状態が切り替わるタイミングで検出（取得）し、線電流Ｉｄｃ2ならば、図７の“Ｂ”で示すスイッチング信号Ｓｖの状態が切り替わるタイミングで検出（取得）することが考えられる。このことは、かかるスイッチング信号の切り替わりにより、検出すべき線電流Ｉｄｃ1及びＩｄｃ2が発生開始することに鑑みると合理的である。
【００１２】
しかしながら、このことは、線電流Ｉｄｃ（線電圧Ｖｄｃ）が理想的な方形波であれば良いが、線電流Ｉｄｃの立ち上がり時に波形がなまっている場合や、遅れる場合には、問題となる。上述のように、三相インバータ５１を駆動するためトランジスタのスイッチングを行うが、かかるスイッチングにより、通常、４ｋＨz〜２０ｋＨzのスイッチングノイズが発生する。従って、かかるスイッチングノイズを抑えるため、一般的に、三相インバータ制御装置５２に至るまでのハードウェア回路等にＬＰＦ（Low Pass Filter）回路を挿入することになる。また、オペアンプ５４には、信号が入力されてから出力に変化が現れるまでの遅れ（スルーレートで表される）がある。これらの影響により、波形のなまりや立ち上がりの遅れが生じることは避けられない。
【００１３】
このような波形のなまり等が生じることによって、従来の検出方法では、三相インバータ制御装置５２が、本来検出すべき理想的な線電流Ｉｄｃを検出することができなくなり、その結果、正しい相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができず、ひいては、三相インバータによる効率良い制御に影響を与えることになる。
【００１４】
本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、検出された波形になまりや立ち上がりの遅れが生じた場合であっても、正しい相電流を検出し、同期電動機を効率良く制御することが可能な速度起電力検出装置及び方法、並びにインバータ制御装置等を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、三相コイルを有する固定子、及び複数の永久磁石を備えその永久磁石間に突極を有する回転子を備える同期電動機の前記回転子の推定速度起電力を検出する速度起電力検出装置であって、前記同期電動機に対し相電流を供給するインバータへの電源供給経路に流れる線電流を検出し、当該線電流に基づいて前記三相コイルに流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記検出された相電流に基づいて、前記回転子の実際のｄ−ｑ座標軸上のｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出手段と、前記回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流を算出するδ軸電流算出手段と、前記算出されたｑ軸電流と、前記算出されたδ軸電流との電流偏差を算出し、当該電流偏差に基づいて、前記回転子の推定速度起電力を算出する速度起電力算出手段と、を備え、前記電流検出手段は、前記検出すべき線電流の次の線電流の発生開始タイミングで、前記検出すべき線電流を検出することを特徴とする。
【００１６】
請求項１に記載の発明によれば、検出すべき線電流になまりや、遅れなどが生じた場合であっても、本来検出すべき理想的な線電流を検出することができ、その結果、その電圧に基づいて正しい相電流を（算出）検出することができる。これにより、回転子の正確な推定速度起電力を算出することができ、同期電動機を効率良く制御することができる。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の速度起電力検出装置において、前記速度起電力算出手段は、前回算出された推定速度起電力と今回算出された電流偏差とから、今回の推定速度起電力を算出することを特徴とする。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の速度起電力検出装置と、前記速度起電力検出装置により算出された推定速度起電力に基づいて、同期電動機の回転子の推定角度及び推定角速度を算出する角度・角速度算出手段と、前記算出された推定角度及び推定角速度を用いて、前記同期電動機に対し相電流を供給するインバータを制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のインバータ制御装置において、前記角度・角速度算出手段は、前記算出された推定速度起電力と、前記回転子の角速度及びｄ軸電流によって変化する予め設定された関数とによって前記推定角度及び推定角速度を算出することを特徴とする。
【００２０】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のインバータ制御装置において、前記制御手段は、前記インバータに備えられた各相のスイッチング素子のオンオフを、各相に対応するスイッチング信号により制御し、前記電流検出手段は、前記スイッチング信号のうち、パルス幅が中間にあるスイッチング信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで、前記検出すべき線電流を検出することを特徴とする。
【００２１】
請求項６に記載の発明は、同期電動機と、当該同期電動機に対し相電流を供給するインバータと、当該インバータ制御する請求項３乃至５の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、を備えることを特徴とする冷蔵庫である。
【００２２】
請求項７に記載の発明は、同期電動機と、当該同期電動機に対し相電流を供給するインバータと、当該インバータ制御する請求項３乃至５の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、を備えることを特徴とするエアコンである。
【００２３】
請求項８に記載の発明は、同期電動機と、当該同期電動機に対し相電流を供給するインバータと、当該インバータ制御する請求項３乃至５の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、を備えることを特徴とする洗濯機である。
【００２４】
請求項９に記載の発明は、三相コイルを有する固定子、及び複数の永久磁石を備えその永久磁石間に突極を有する回転子を備える同期電動機の前記回転子の推定速度起電力を検出する速度起電力検出方法であって、前記同期電動機に対し相電流を供給するインバータへの電源供給経路に流れる線電流を検出し、当該線電流に基づいて前記三相コイルに流れる相電流を検出する電流検出工程と、前記検出された相電流に基づいて、前記回転子の実際のｄ−ｑ座標軸上のｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出工程と、前記回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流を算出するδ軸電流算出工程と、前記算出されたｑ軸電流と、前記算出されたδ軸電流との電流偏差を算出し、当該電流偏差に基づいて、前記回転子の推定速度起電力を算出する速度起電力算出工程と、を備え、前記電流検出工程は、前記検出すべき線電流の次の線電流の発生開始タイミングで、前記検出すべき線電流を検出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
以上説明したように、本発明によれば、検出すべき線電流になまりや、遅れなどが生じた場合であっても、本来検出すべき理想的な線電流を検出することができ、その結果、その電圧に基づいて正しい相電流を（算出）検出することができる。これにより、回転子の正確な推定速度起電力を算出することができ、同期電動機を効率良く制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の好適な実施の形態を添付図面に基づいて説明する。以下の説明は、冷蔵庫やエアコン等に備えられる三相インバータ制御装置に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【００２７】
先ず、図１等を参照して、本実施形態に係る三相インバータ制御装置の構成及び動作について説明する。
【００２８】
図１は、本発明の実施形態における三相インバータ制御装置の概要構成例を示す機能ブロック図である。なお、図１において、三相インバータ５１の構成については、図６と同様である。
【００２９】
三相インバータ制御装置１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、各種論理回路等により構成されており、図１に示すように、電流検出手段としての電流検出部１１、ｑ軸電流算出手段としての３相／２相変換部１２、δ軸電流算出手段及び速度起電力算出手段としての速度起電力演算部１３、角度／角速度算出手段としての角度／角速度演算部１４、電圧演算部１５、２相／３相変換部１６、及びＰＷＭ制御部１７等を備えている。なお、電圧演算部１５、２相／３相変換部１６、及びＰＷＭ制御部１７は、後述する推定位置及び推定角速度を用いて、三相電動機Ｍに対し相電流を供給する三相インバータ５１を制御する制御手段として機能する。
【００３０】
電流検出部１１は、三相電動機Ｍに対し相電流を供給する三相インバータ５１への電源供給経路に流れる線電流Ｉｄｃを検出し、当該線電流Ｉｄｃに基づいて三相電動機Ｍの三相コイルに流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するようになっている。この線電流Ｉｄｃのより詳細な検出方法については後述する。
【００３１】
３相／２相変換部１２は、三相電動機Ｍの回転子の実際のｄ−ｑ座標軸上のｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを算出するようになっている。回転子のｄ−ｑ座標軸は、公知の如く、回転子磁極上に定義された軸であり、３相／２相変換部１２は、このｄ−ｑ座標軸上に上記相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをベクトル分解して、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを算出する。
【００３２】
速度起電力演算部１３は、回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流Ｉδを算出し、当該δ軸電流Ｉδと、３相／２相変換部１２により算出されたｑ軸電流Ｉｑとの電流偏差ΔＩｑを算出する。そして、速度起電力演算部１３は、当該電流偏差ΔＩｑに基づいて、回転子の推定速度起電力ｅＭを算出するようになっている。また、速度起電力演算部１３は、回転子の推定のγ−δ座標軸上のγ軸電流Ｉγを算出するようにもなっている。
【００３３】
ここで、速度起電力演算部１３では、回転子の実際のｄ−ｑ座標の正確な位置等を認識できないので、回転子の推定のγ−δ座標軸を定義し、γ−δ座標軸の推定速度起電力ｅＭをｄ−ｑ座標軸の速度起電力ｅに一致させる制御を行うのである。なお、回転子の推定のγ−δ座標軸上のδ軸電流Ｉδ及びγ軸電流Ｉγは、電圧演算部１５にて算出される目標電圧Ｖｄ，Ｖｑ、及び推定速度起電力ｅＭをもとに算出されるが、この方法について公知であるので、詳しい説明を省略する。
【００３４】
回転子の推定速度起電力ｅＭは、δ軸電流Ｉδとｑ軸電流Ｉｑとの電流偏差ΔＩｑが速度起電力の偏差に相当することを利用して、例えば、下記（１）式により算出される。
【００３５】
ｅＭ（ｎ）＝ｅＭ（ｎ−１）−Ｋｅ＊ΔＩｑ（ｎ）・・・（１）
ここで、Ｋｅは、速度起電力推定ゲインである。上記（１）式のように、今回の推定速度起電力ｅＭ（ｎ）は、前回算出された推定速度起電力ｅＭ（ｎ−１）と、今回算出された電流偏差ΔＩｑ（ｎ）とから算出される。最終的には、ΔＩｑ（ｎ）がゼロになるように演算することになり、推定値を真値に収束させることができる。
【００３６】
角度／角速度演算部１４は、上記のように算出された推定速度起電力ｅＭに基づいて、三相電動機Ｍの回転子の推定角度（推定位置）θＭ及び推定角速度ωＭを算出するようになっている。例えば、推定角度（推定位置）θＭは、下記（２）式により、推定角速度ωＭは、下記（３）式によりそれぞれ算出される。
【００３７】
θＭ（ｎ）＝θＭ（ｎ−１）＋Ｔ＊ｅＭ（ｎ）／ＫＥＭ＋Ｋθ＊Ｓ｛ωＭ（ｎ−１）｝＊ΔＩｄ（ｎ）・・・（２）
ωＭ（ｎ）＝｛θＭ（ｎ）−θＭ（ｎ−１）｝／Ｔ・・・（３）
ここで、Ｋθは、位置推定ゲインであり、Ｔは、サンプル周期である。また、Ｓ｛ωＭ（ｎ−１）｝は、ωＭ（ｎ−１）≧０のとき「１」であり、ωＭ（ｎ−１）＜０のとき「−１」である。また、ΔＩｄ（ｎ）は、ｄ軸電流Ｉｄとγ軸電流Ｉγとの電流偏差を意味し、速度起電力演算部１３若しくは角度／角速度演算部１４にて算出されるものである。
【００３８】
また、ＫＥＭは、いわゆる“定数”ではなく、下記（４）式で与えられる関数で表現される。
【００３９】
ＫＥＭ＝  ＫＥＭ０＋ａ＊ωＭ＋ｂ＊Ｉｄ・・・（４）
ここで、ＫＥＭ０は速度起電力の初期値であり、ａ、ｂは、回転子特性によって決められる係数である。
【００４０】
このＫＥＭは、弱め磁束制御（ｄ軸電流Ｉｄ増加）を行うことにより起電力発生を抑えることが等価的に速度起電力係数を小さくすることになると考えられること等をはじめとして、回転子の角速度変化によってその値が変化することが考慮された関数である。
【００４１】
これにより、推定速度起電力ｅＭと、回転子の推定角度（推定位置）θＭ（若しくは推定角速度ωＭ・角速度）とは、単純な比例関係にはならず、回転子の角速度ωＭ及びｄ軸電流Ｉｄによって変化する関数で表される関係となる。言い換えれば、回転子の推定角度（推定位置）θＭ（若しくは推定角速度ωＭ・角速度）は、推定速度起電力ｅＭと、回転子の角速度ωＭ及びｄ軸電流Ｉｄによって変化する関数とによって算出されることになる。
【００４２】
なお、角度／角速度演算部１４にて算出された推定角速度ωＭは、ぶれをなめらかにするためＬＰＦ（ローパスフィルタ）を通過し、検出速度ωとなって電圧演算部１５に出力されることになる。
【００４３】
電圧演算部１５は、上記のように算出されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄと、外部からの角速度指令値ω＊と、角度／角速度演算部１４からの検出速度ωに基づいて、ｄ−ｑ座標軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑを算出するようになっている。そして、２相／３相変換部１６は、上記算出された目標電圧Ｖｄ，Ｖｑと推定角度（推定位置）θＭとを用いて座標変換を行い、三相電動機Ｍの三相コイルに印加すべき電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。
【００４４】
ＰＷＭ制御部１７は、２相／３相変換部１６により算出された目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ信号であるスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ、及び相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’に変換し、これらの信号を三相インバータ５１に出力し、三相インバータ５１を制御するようになっている。
【００４５】
図２は、三相電動機Ｍに流れる相電流１サイクル当たりのスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのパルス幅の大小関係の一例を示す図である。なお、相補スイッチング信号Ｓｕ’，Ｓｖ’，Ｓｗ’の状態は図示しないが、これらは、スイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と逆の状態になる。
【００４６】
図２に示すように、スイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのパルス幅の大小関係は、相電流１サイクル当たりセクタ１からセクタ６までの６つのパターンに分けることができる。図２の例では、三相電動機Ｍに流れる交流電流の周波数が５５Ｈｚを想定しており、この場合、１ＰＷＭ期間が１０２．４μｓとなり、各セクタには約２９のＰＷＭ期間が存在することになるが、同一のセクタにおける各ＰＷＭ期間のスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの大小関係のパターンは同じとなる（但し、同一セクタにおいても、各ＰＷＭ期間にけるスイッチング信号のパルス幅は、同一相であっても異なる。）。例えば、セクタ１においては、スイッチング信号のパルス幅は、Ｕ相＞Ｖ相＞Ｗ相の関係（大、中、小）にあることがわかる。
【００４７】
次に、図３及び図４を参照して、電流検出部１１における線電流Ｉｄｃの特徴的な検出方法について説明する。なお、電流検出部１１は、上記ＰＷＭ制御部１７から出力されるスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態を認識（把握）できるようになっている。
【００４８】
図３は、線電流Ｉｄｃの検出タイミングを示す図である。図３に示すように、線電流Ｉｄｃのアナログ信号波形には、なまりが存在する。従って、検出すべき線電流Ｉｄｃの発生開始タイミング（Ｉｄｃ1ならば“Ａ”、Ｉｄｃ2ならば“Ｂ”）で検出を行うと、本来検出すべき理想的な線電流Ｉｄｃ（破線部）を検出することができなくなるため、本発明においては、図３に示す“Ａ’”のタイミングでＩｄｃ1を、“Ｂ’”のタイミングでＩｄｃ2を、それぞれ、検出しようというのである。つまり、検出すべき線電流Ｉｄｃが、なまりや遅れなどの影響が無くなり、本来検出すべき理想的な電流に達している間の何れかのタイミング、図３の例では、検出すべき線電流Ｉｄｃの次の線電流の発生開始タイミングで、検出すべき線電流Ｉｄｃを検出するのである。
【００４９】
これにより、線電流波形になまりや遅れが生じた場合であっても、本来検出すべき理想的な線電流Ｉｄｃを検出することができる。なお、１ＰＷＭ期間において、検出すべき線電流Ｉｄｃ1及びＩｄｃ2を、それぞれ、１回検出すればよいので、線電流Ｉｄｃ1ならば、前期間と後期間の何れか一方の“Ａ’”のタイミングで検出すればよく、また、線電流Ｉｄｃ2ならば、前期間と後期間の何れか一方の“Ｂ’”のタイミングで検出すればよい。
【００５０】
図４は、１ＰＷＭ期間におけるスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と線電流Ｉｄｃの検出タイミングとの関係、及び線電流Ｉｄｃと相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの関係を、セクタ毎に示した図である。図４に示すように、線電流Ｉｄｃの検出タイミングが、何れかの相のスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの立ち上がり若しくは立ち下がりと一致している。
【００５１】
図４の例において、セクタ１においては、スイッチング信号Ｓｖの立ち上がりと立ち下がりのみで線電流Ｉｄｃを検出すれば、相電流Ｉｕ及びＩｗを検出することができ、従って、相電流Ｉｖも検出することができる。同様に、セクタ２においては、スイッチング信号Ｓｕの立ち上がりと立ち下がりのみで線電流Ｉｄｃを検出すれば、相電流Ｉｖ及びＩｗを検出することができ、従って、相電流Ｉｕも検出することができる。その他のセクタにおいても、図４に示す通りである。このことから、各セクタにおけるスイッチング信号のうち、パルス幅が中間にあるスイッチング信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで検出すれば、本来検出すべき理想的な線電流Ｉｄｃを、より効率的に検出することができる。
【００５２】
以上説明したように本実施形態によれば、検出すべき線電流Ｉｄｃの次の電圧の発生開始タイミングで、検出すべき線電流Ｉｄｃを検出するので、検出すべき電圧になまりや、遅れなどが生じた場合であっても、本来検出すべき理想的な線電流Ｉｄｃを検出することができ、その結果、その線電流に基づいて正しい相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出(算出)することができる。これにより、回転子の正確な推定速度起電力を算出し、回転子の正確な推定角度（推定位置）及び推定角速度を算出することができ、三相電動機Ｍを効率良く制御することができる。
【００５３】
また、上記スイッチング信号のうち、パルス幅が中間にあるスイッチング信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで、検出すべき線電流Ｉｄｃを検出すれば、当該検出すべき線電流Ｉｄｃを容易に検出でき、また、１ＰＷＭ期間において、例えば１回の設定で三つの相電流のうち二つの相電流を検出することができるため、より効率的に相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。
【００５４】
また、上記実施形態においては、線電流Ｉｄｃが、図４に示す“Ａ’”の検出タイミング及び“Ｂ’”の検出タイミングで、本来検出すべき理想的な線電流に達することを想定したが、図４に示す“Ａ’”のタイミングより前に、本来検出すべき理想的な線電流に達することも当然に考えられる（“Ｂ’”のタイミングについても同様のことがいえる）。このような場合、図４に示す“Ａ’”のタイミングより前の本来検出すべき理想的な線電流に達したタイミングを検出タイミングとするように構成してもよい。
【００５５】
このことに関連する実験例として、図５は、検出すべき線電流Ｉｄｃの次の線電圧の発生開始タイミングである図４に示す“Ａ’”のタイミングからαμｓ前を検出タイミングとした場合において、実際に三相電動機Ｍに流れる相電流（上側）と、電流検出部１１により検出された相電流（下側）との波形を比較した図である。
【００５６】
図５（Ａ）はα＝０の場合を、図５（Ｂ）はα＝１の場合を、図５（Ｃ）はα＝３の場合を、図５（Ｄ）はα＝５の場合を、それぞれ、示している。これらの図からわかるように、αが大きくなればなるほど、電流検出部１１により検出された相電流の波形は、実際に三相電動機Ｍに流れる相電流の波形から遠ざかっていく（誤差が大きくなっていく）ことがわかる。このことより、検出すべき線電流Ｉｄｃの次の線電圧の発生開始タイミングである図４に示す“Ａ’”のタイミングを（α＝０）を検出タイミングとした場合が最も正しい相電流を検出することができる（図４に示す“Ｂ’”のタイミングについても同様のことがいえる）。
【００５７】
また、図３において、Ｕ１またはＵ２の期間が、線電流Ｉｄｃの検出ができない程短い場合、特開平１０−１５５２７８号公報に記載の技術によれば、所定の従属サイクルにおける線電流Ｉｄｃの測定対象となるＰＷＭ期間におけるＵ１またはＵ２の期間を、同じ従属サイクルに含まれる他のＰＷＭ信号の持続時間をある値だけ短縮しこれら他のＰＷＭ信号の短縮の和によって、補償（Ｕ１またはＵ２の期間を広げる）することとしているが、このように補償されたＵ１またはＵ２の期間に対しても、本発明は適用可能であるのはいうまでもない。
【００５８】
なお、上記実施形態において、電源供給経路に流れる線電流に応じた線電圧を図６に示すように、シャント抵抗Ｒを介して入力しＡ／Ｄ変換器で線電圧を線電流に係る情報として検出するように構成してもよい。
【００５９】
また、本発明の速度起電力検出装置及びインバータ制御装置は、冷蔵庫、エアコン、洗濯機、発電機等の装置に対して適用することができる。例えば、本発明の速度起電力検出装置及びインバータ制御装置を、特開２００２−１６２１５１号公報に開示されている冷蔵庫や、特開平０７−２１７９７３号公報に開示されているエアコン（空気調和装置）に対して適用できる。なお、冷蔵庫、エアコン、洗濯機におけるその他の構成部分については、本発明と直接の関係がないので本明細書での説明を省略するものとし、上記公報等に委ねるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の実施形態における三相インバータ制御装置の概要構成例を示す機能ブロック図である。
【図２】三相電動機Ｍに流れる相電流１サイクル当たりのスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのパルス幅の大小関係の一例を示す図である。
【図３】線電流Ｉｄｃの検出タイミングを示す図である。
【図４】１ＰＷＭ期間におけるスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と線電流Ｉｄｃの検出タイミングとの関係、及び線電流Ｉｄｃと相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの関係を、セクタ毎に示した図である。
【図５】検出すべき線電流Ｉｄｃの次の線電圧の発生開始タイミングである図４に示す“Ａ’”のタイミングからαμｓ前を検出タイミングとした場合において、実際に三相電動機Ｍに流れる相電流（上側）と、電流検出部１１により検出された相電流（下側）との波形を比較した図である。
【図６】１つのシャント抵抗を用いた電流検出方法を適用した三相電動機の制御ブロックの一例を示す図である。
【図７】１ＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）期間（１キャリア期間）におけるスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの状態と、線電流Ｉｄｃ（線電圧Ｖｄｃ）との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００６１】
１  三相インバータ制御装置
１１  電流検出部
１２  ３相／２相変換部
１３  速度起電力演算部
１４  角度／角速度演算部
１５  電圧演算部
１６  ２相／３相変換部
１７  ＰＷＭ制御部
５１  三相インバータ
５２  三相インバータ制御装置  
５３  直流電源
５４  オペアンプ
Ｒ  シャント抵抗
Ｍ  三相電動機
【図１】
2005045990.tif 000003
【図２】
2005045990.tif 000004
【図３】
2005045990.tif 000005
【図４】
2005045990.tif 000006
【図５】
2005045990.tif 000007
【図６】
2005045990.tif 000008
【図７】
2005045990.tif 000009