(57)【要約】【課題】負荷に高周波電力を供給する高周波電源装置において、負荷のインピーダンスの急変に高速で対応して負荷を保護することができる装置を提供すること。【解決手段】高周波電力を発生するインバータのスイッチング素子に、通電電流に比例する強さの光を放射する発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子を用い、その放射光を受光素子で検出する。負荷のインピーダンスが減少したときの通電電流の増加を、光の強さの増加によって検出し、検出信号によってフィルタ回路のコンデンサを放電させ、高周波電力を高速で低下させる。【選択図】図１
2005151779.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正負の出力端子間に平滑用コンデンサが接続された直流電源、
前記コンデンサに並列に接続された、コンデンサ放電用のスイッチ部、
前記直流電源の出力が入力され、前記出力を所定の周波数の交流出力に変換するための、通電電流に応じた放射光を発する所定数の発光性ワイドギャップ半導体のスイッチング素子と、前記放射光を受光して前記スイッチング素子の通電電流に応じた電気信号を出力する受光部とを有するインバータ部、及び
前記インバータ部の受光部の出力の電気信号を受信して、前記インバータ部の出力が急増して、前記スイッチング素子の通電電流が増加したことが検出されたとき、前記直流電源の出力を低減させるとともに、前記コンデンサ放電用スイッチ部を駆動して前記コンデンサの電荷を放電させ、かつ前記インバータ部の出力を低減させる制御を行う制御部
を有する高周波電源装置。
【請求項２】
前記インバータ部の前記受光部は、
前記発光性ワイドギャップ半導体のスイッチング素子の放射光を受光する受光素子、
前記受光素子に直列に接続された、受光素子用直流電源及び抵抗器、及び
前記抵抗器の両端の電圧を検出する電圧プローブを有することを特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子と、前記受光部の少なくとも前記受光素子が、前記スイッチング素子の放射光が前記受光素子によって受光されるように１つのパッケージ内に収納されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子と、前記受光部の少なくとも前記受光素子が、前記スイッチング素子の放射光が前記受光素子によって受光されるように、光ファイバによって連結されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電源装置。
【請求項５】
前記コンデンサ放電用スイッチ部は、半導体スイッチング素子と抵抗器の直列接続によって構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項６】
前記発光性ワイドギャップ半導体のスイッチング素子がゲートターンオフサイリスタであることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プラズマ処理装置等に高周波電力を供給する高周波電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
プラズマ処理装置等に高周波電力を供給する高周波電源装置は、直流出力を制御できるように構成された直流電源部と、この直流電源部から得られる直流出力をインバータを用いて所望の周波数の高周波交流出力に変換する直流／高周波交流変換部とを備えている。直流電源部の直流出力は、直流／高周波交流変換部から負荷に供給される進行波電力が設定値に保たれるように制御される。
【０００３】
図５は、特開２００３−１４３８６１号公報に示されている従来の高周波電源装置１の構成を示す回路図である。図において、高周波電源装置１は、直流電源部１Ａ、直流／高周波交流変換部１Ｂ、電力検出部ＰＤ及び、マイクロプロセッサを備えた制御部ＣＵを有する。
【０００４】
直流電源部１Ａは、商用電源ＡＣの３相入力を整流して平滑する整流平滑回路ＲＳ１と、整流平滑回路ＲＳ１から得られる直流電圧を交流電圧に変換するインバータＩＮＶ１と、インバータＩＮＶ１の出力を整流して平滑する整流平滑回路ＲＳ２から構成されている。
【０００５】
インバータＩＮＶ１は、４つの半導体スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｘ１、Ｓｙ１のブリッジ回路を有している。半導体スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｘ１、Ｓｙ１のそれぞれの制御ゲートは、複数の配線を１つにまとめて表した配線ＮＳ１によって制御部ＣＵに接続されており、制御部ＣＵの出力信号によって制御される。整流平滑回路ＲＳ２は、インバータＩＮＶ１の出力を整流する整流器ＲＥＣと、リアクトルＬ及び平滑用コンデンサＣからなる平滑回路とを有する。
【０００６】
インバータＩＮＶ１は、制御部ＣＵにより、対角位置にある一対のスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｙ１が同時にオン状態になる期間と、他の一対のスイッチ素子Ｓｖ１、Ｓｘ１が同時にオン状態になる期間が交互に生じるように制御されて、整流平滑回路ＲＳ１の直流出力を交流に変換する。整流平滑回路ＲＳ２は、インバータＩＮＶ１の交流出力を整流した後平滑して、平滑用コンデンサＣの両端にリップル成分を減衰させた直流電圧を発生させる。
【０００７】
インバータＩＮＶ１は、直流電源部１Ａの出力を調整する機能を有している。インバータＩＮＶ１の出力周波数は、高周波電源装置１の出力周波数とは無関係に、スイッチ素子の周波数特性や直流／交流の変換効率等を考慮して適宜に決定される。
【０００８】
インバータＩＮＶ１を構成するスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｘ１及びＳｙ１としては、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等のオンオフ制御が可能なスイッチ素子を用いる。図示の例ではＭＯＳＦＥＴを用いている。
【０００９】
直流／高周波交流変換部１Ｂは、直流電源部１Ａから与えられる直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータＩＮＶ２と、フィルタ回路Ｆからなっている。
【００１０】
インバータＩＮＶ２は、インバータＩＮＶ１と同様に、オンオフ制御が可能な半導体スイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｘ２及びＳｙ２のブリッジ回路を有している。半導体スイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｘ２、Ｓｙ２のそれぞれの制御ゲートは、複数の配線を１つにまとめて表した配線ＮＳ３によって制御部ＣＵに接続されている。半導体スイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２は、制御部ＣＵにより対角位置にある一対のスイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｙ２が同時にオン状態になる期間と、他の対角位置にある一対のスイッチ素子Ｓｖ２、Ｓｘ２が同時にオン状態になる期間とが交互に生じるように制御されて、直流電源部１Ａから与えられる直流電圧は高周波交流電圧に変換される。
【００１１】
インバータＩＮＶ２は、高周波電源装置１の出力周波数が所望の周波数になるように制御部ＣＵによって制御される。例えば高周波電源装置１の出力周波数が１ＭＨｚである場合、制御部ＣＵはインバータＩＮＶ２から１ＭＨｚの交流電圧を出力させる。インバータＩＮＶ２のスイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２は、オン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比スペースＴｏｎ／Ｔｏｆｆ（又はデューティー比Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））を一定に保持した状態でオンオフ制御される。
【００１２】
インバータＩＮＶ２を構成する半導体スイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｘ２及びＳｙ２としては、スイッチ動作と能動領域での動作との双方を行う事ができる半導体スイッチ素子を用いる。図示の例では、これらのスイッチ素子がＭＯＳＦＥＴからなっているが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等の他のスイッチ素子を用いても良い。
【００１３】
インバータＩＮＶ１及びＩＮＶ２をそれぞれ構成する各半導体スイッチ素子には、通常各半導体スイッチ素子の順方向に対して逆方向に、よく知られている帰還用ダイオードが並列接続されるが、図５ではこれらの帰還用ダイオードの図示は省略されている。
【００１４】
フィルタ回路Ｆは、インダクタとコンデンサを有しており、インバータＩＮＶ２の出力に含まれる高調波成分を減衰させて、負荷２に与える正弦波の高周波交流電圧を出力する。
【００１５】
図５の従来例の整流平滑回路ＲＳ２では、平滑用コンデンサＣの両端に、抵抗値が十分に小さい電流制限用抵抗器Ｒとオンオフ制御が可能なコンデンサ放電用スイッチＳｄとの直列接続体が並列に接続され、コンデンサ放電回路１Ｃが構成されている。電流制限用抵抗器Ｒは、コンデンサ放電用スイッチＳｄがオン状態になったときにスイッチＳｄを通して流れるコンデンサＣの放電電流を、スイッチＳｄの電流容量以下に制限するために設けられている。抵抗器Ｒの抵抗値は、許容される範囲で、できるだけ小さい値に設定するのが望ましい。
【００１６】
コンデンサ放電用スイッチＳｄはＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等のオンオフ制御が可能な半導体スイッチ単体、またはこれらの半導体スイッチ素子を適宜に組み合わせて構成したスイッチ回路により構成されている。図示の例では、コンデンサ放電用スイッチＳｄがソースを整流平滑回路ＲＳ２の負極性側の出力端子に接続した単一のＦＥＴからなっていて、そのドレインが、抵抗器Ｒを通して整流平滑回路ＲＳ２の正極性側の出力端子に接続されている。
【００１７】
電力検出部ＰＤは、フィルタ回路Ｆと出力端子１ａとの間に接続されていて、高周波電源装置１から負荷に供給される進行波電力と負荷で反射して高周波電源装置１側に戻る反射波電流とを検出する。電力検出部ＰＤは、電圧を検出するためのポテンシャルトランス（ＰＴ）と電流を検出するための電流トランス（ＣＴ）を有し、検出した進行波電流の大きさに対応する進行波電力検出信号ＰＦと、検出した反射波電力の大きさに対応する反射波電力検出信号ＰＲとを制御部ＣＵに与える。マイクロプロセッサを有する制御部ＣＵは、所定のプログラム（ソフトウェア）によって動作し、各種の制御を行う。図６は、前記所定のプログラムによって行われる制御部ＣＵの動作を表すブロック図であり、定常時出力制御手段１０など「手段」と表示されたブロックは実際はソフトウェアで動作する機能を表している。
【００１８】
制御部ＣＵには、負荷２に供給する進行波電力Ｐｆの設定値を与える進行波電力設定信号ＰＳと、負荷２で反射して高周波電源装置１側に戻る反射波電力Ｐｒの設定値を与える反射波電力設定信号ＰＲＳが入力されている。制御部ＣＵにはさらに、負荷２のインピーダンスの急減が検出されたときに、高周波電源装置１の出力を抑制する制御動作を継続する時間の設定値（設定時間）を与える設定時間信号ＴＳと、直流電源部１Ａの出力を抑制する制御動作とインバータＩＮＶ２の出力を抑制する制御動作とが行われる回数の設定値を与える抑制動作回数設定信号ＮＳとが入力されている。
【００１９】
制御部ＣＵは、直流／高周波交流変換部１Ｂから負荷２に所望の進行波電力を与えるために必要な直流電力を直流電源部１Ａから出力させるように、インバータＩＮＶ１のオン期間にある対のスイッチ素子の少なくとも一方を所定のデューティー比でオンオフして、インバータＩＮＶ１の出力電圧をＰＷＭ制御する。このとき制御部ＣＵは、電力検出部ＰＤにより検出された進行波電力検出信号ＰＦと進行波電力設定信号ＰＳとを比較して、両者の偏差を演算する。制御部ＣＵは、演算した偏差を零にするように、ＰＷＭ制御するスイッチ素子のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆとの比Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆまたはデューティー比Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）を制御する。
制御部ＣＵはまた、インバータＩＮＶ２のオン期間にある対のスイッチ素子の少なくとも一方を、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆとの比Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆまたはデューティー比Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）を一定に保ってオンオフ制御する。
制御部ＣＵに内蔵されているマイクロプロセッサが実行するプログラムには、これらの制御を行う過程により、図６に示すように、進行波電力検出信号ＰＦと進行波電力設定信号ＰＳとを入力として、高周波電源装置１から負荷２に与える進行波電力を、進行波電力設定信号ＰＳにより設定された設定値に保つように制御する定常時出力制御手段１０も含まれている。
【００２０】
制御部ＣＵはまた、負荷２のインピーダンスなどの電気的変化量の変化を検出するための信号処理と、この電気的変化量の変化から、負荷２のインピーダンスの減少方向への過渡的な変化を検出するための信号処理を行なう負荷インピーダンス変化検出手段１１を有する。
【００２１】
一般に、高周波電源装置１と負荷２との間は、特性インピーダンスが５０Ωの同軸ケーブルで接続される。負荷２のインピーダンスが５０Ω（純抵抗）であるときには、高周波電源装置１から出力された高周波電力（進行波電力）はすべて負荷２で消費され、負荷２で反射して高周波電源装置１に戻る反射波電力は発生しない。
【００２２】
しかし、負荷２のインピーダンスが５０Ω（純抵抗）からずれると、高周波電源装置１が発生した高周波電力のすべてが負荷２で消費されない。消費されなかった電力は、負荷２で反射されて反射波電力として高周波電源装置１に戻る。従って、高周波電源装置１にとって最も適した負荷は、インピーダンスが５０Ωの純抵抗負荷である。
【００２３】
図５の従来例の高周波電源装置１では、負荷に供給する進行波電力を所望の値に保つように制御している状態で、負荷２のインピーダンスが減少方向に変化し、進行波電力が進行波電力設定信号ＰＳによる設定値より大きくなったことが検出されたとき、制御部ＣＵはインバータＩＮＶ１のスイッチ素子をそのデューティ比が小さくなるように制御して、インバータＩＮＶ１からの出力を低下させる。これにより、負荷に供給される進行波電力を設定値に戻すことができる。
【００２４】
図５に示した高周波電源装置１において、何らかの理由により、高周波電源装置１の出力端子１ａから負荷２をみたインピーダンスが瞬間的に５０Ω（純抵抗）から例えば５Ω（純抵抗）程度まで減少したとすると、制御部ＣＵの制御遅れにより電力検出部ＰＤを流れる電流が５０Ω（純抵抗）のときに比べてわずかな時間大きくなる。その間電力検出部ＰＤで検出される進行波電力が、設定信号ＰＳにより与えられる設定値よりも大きくなる。この場合の進行波電力の増加量（進行波電力と設定電力ＰＳとの偏差）は、フィルタ回路Ｆの回路構成と回路定数とにより決まる。
【００２５】
特に負荷２がプラズマＣＶＤ等のプラズマ処理装置である場合には、プラズマ処理容器内で異常放電が発生した時に、負荷２のインピーダンスが急減することがある。そのとき、負荷２のインピーダンスが急減する際の過渡状態で高周波電源装置１から出力される進行波電力が設定電力ＰＳよりも大幅に大きくなることがあり、プラズマ処理容器内の被処理物が損傷する恐れがある。
【００２６】
そこで、高周波電源装置１の出力端子１ａから負荷２側をみたインピーダンスが例えば５０Ω（純抵抗）から５Ω（純抵抗）に急減したとき、制御部ＣＵはＩＮＶ１からインバータＩＮＶ２に供給する直流電圧を下げるように、インバータＩＮＶ１を制御する。このとき制御部ＣＵは、整流平滑回路ＲＳ２の平滑用コンデンサＣに充電されている電圧を下げるためにスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｙ１及びＳｖ１、Ｓｘ１のオフ時間Ｔｏｆｆに対するオン時間Ｔｏｎの割合が小さくなるように、スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｙ１及びＳｖ１、Ｓｘ１を制御する。
【００２７】
上記のようにインバータＩＮＶ１を制御すると、インバータＩＮＶ１からコンデンサＣに印加される出力電圧が低下する。しかしインバータＩＮＶ１の出力電圧が低下しても、整流平滑回路ＲＳ２の平滑用コンデンサＣに充電されている電荷がコンデンサＣから負荷側にある回路を通して放電してその端子電圧が進行波電力を低下させる値に下がるまでは、直流電源部１Ａの出力は低下しない。インバータＩＮＶ１にコンデンサＣを放電する放電回路を設けていないと、コンデンサＣの放電には相当の時間を要する。平滑用コンデンサＣの放電時定数は、コンデンサＣの静電容量とコンデンサＣから負荷２側を見たインピーダンスとにより決まる。コンデンサＣの両端の電圧が進行波電力を低下させる値まで下がるのに要する時間は、負荷インピーダンスやコンデンサＣの容量値に影響されるが、一般には数ミリ秒程度かかる。この期間には、高周波電源装置１から設定電力ＰＳよりも高い進行波電力が出力され、負荷２に悪影響が及んだり、最悪の場合には負荷２が損傷する恐れがある。
【００２８】
そこで、図５の従来例の高周波電源装置１では、負荷２のインピーダンスに減少方向への過渡的な変化が生じたときに、平滑用コンデンサＣを放電させて直流電源部１Ａの出力電圧を設定電圧以下に低下させるための、直流電源部出力抑制手段としてのコンデンサ放電回路１Ｃを設けている。負荷２のインピーダンスが急減したときに、コンデンサ放電回路１ＣによりコンデンサＣを放電して直流電源部１Ａの出力を強制的に低下させる。これにより高周波電源装置１の出力を低下させることができ、負荷２のインピーダンスが急減したときに、負荷２に与えられる進行波電力が急増して負荷に悪影響が及ぶのを防ぐことができる。
【００２９】
コンデンサ放電回路１Ｃは、抵抗値が十分に小さい電流制限用の抵抗器Ｒと、抵抗器Ｒに直列に接続されたコンデンサ放電用スイッチＳｄを有し、この直列接続体が平滑用コンデンサＣに並列に接続されている。コンデンサ放電用スイッチＳｄがオン状態になった時、平滑用コンデンサＣの電荷はほぼ瞬時に放電し、平滑用コンデンサＣの端子電圧は設定電圧以下に低下する。コンデンサ放電回路１Ｃにおいて、図６に示す負荷インピーダンス変化検出手段１１が負荷２のインピーダンスの過渡的な変化を検出したとき、放電用スイッチ制御手段１２はコンデンサ放電回路１Ｃのコンデンサ放電用スイッチＳｄをオン状態にする。負荷２のインピーダンスに過渡的な変化が検出されなくなったとき、放電用スイッチ制御手段１２はコンデンサ放電用スイッチＳｄをオフ状態にする。
【００３０】
負荷インピーダンス変化検出手段１１は、直流／高周波交流変換部１Ｂから負荷２に供給される進行波電力、進行波電圧及び進行波電流のうちの少なくとも１つが設定値を超えたときに、負荷インピーダンスが減少方向へ過渡的に変化したことを検出するように構成されている。又、負荷インピーダンス変化検出手段１１は、負荷２で反射して直流／高周波交流変換部側１Ｂに戻る反射波電力、反射波電圧及び反射波電流のうち少なくとも１つが設定値を超えたとき、負荷インピーダンスの減少方向への過渡的な変化が生じたことを検出するように構成されている。負荷インピーダンス変化検出手段１１は、負荷２で反射されて直流／高周波交流変換部１Ｂ側に戻る反射波電力Ｐｒと直流／高周波交流変換部１Ｂから負荷２に供給される進行波電力の検出信号Ｐｆとの比Ｐｒ／Ｐｆが設定値を超えたとき、または負荷で反射されて直流／高周波交流電流変換部１Ｂ側に戻る反射波電圧Ｖｒと直流／高周波交流電流変換部１Ｂ側から負荷２に向かう進行波電圧Ｖｆとの比Ｖｒ／Ｖｆが設定値を超えたとき、または負荷で反射されて直流／高周波交流変換部１Ｂに戻る反射波電流Ｉｒと直流／高周波交流変換部から負荷に向かう進行波電流Ｉｆとの比Ｉｒ／Ｉｆが設定値を超えたときに、負荷２のインピーダンスが減少方向への過渡的に変化したことを検出するように構成してもよい。
【００３１】
上記の従来例の高周波電源装置１では、負荷インピーダンス変化検出手段１１は、進行波電力検出信号ＰＦと反射波電力検出信号ＰＲとを電気的変量として、これらの信号と、進行波電力設定信号ＰＳ、及び反射波電力検出信号ＰＲＳとから、以下の（イ）から（ニ）に示す４つのいずれかの方法で、負荷のインピーダンスの減少方向への過渡的な変化を検出するように構成されている。
【００３２】
（イ）進行波電力検出信号ＰＦの大きさが進行波電力設定信号ＰＳの大きさを超えたときに、負荷のインピーダンスの減少方向への過渡的な変化が生じたことを検出する。
【００３３】
（ロ）進行波電力検出信号ＰＦの大きさが、進行波電力設定信号ＰＳの大きさに一定値αを加えた大きさを超えたときに、負荷のインピーダンスの減少方向への過渡的な変化が生じたことを検出する。
【００３４】
（ハ）反射波電力検出信号ＰＲの大きさが反射波電力設定信号ＰＲＳの大きさを超えたときに、負荷のインピーダンスの減少方向への過渡的な変化が生じたことを検出する。
【００３５】
（ニ）進行波電力検出信号ＰＦと、反射波電力検出信号ＰＲとから、電圧の反射係数の二乗に相当する反射波電力Ｐｒと進行波電力Ｐｆとの電力比Ｐｒ／Ｐｆを演算して、この電力比Ｐｒ／Ｐｆが設定値を超えたことが検出されたときに、負荷２のインピーダンス減少方向への過渡的な変化が生じたことを検出する。
【００３６】
制御部ＣＵのマイクロプロセッサは、上記（イ）から（ニ）の少なくとも１つの方法により負荷のインピーダンスが急激したことを検出したときに、コンデンサ放電用スイッチＳｄをオン状態にする制御を行う。また同時に、インバータＩＮＶ２の半導体スイッチＳｕ２、Ｓｖ２、Ｓｘ２、Ｓｙ２の動作をスイッチング動作から能動領域での動作に切り替える指令をインバータＩＮＶ２のドライバ（図示省略）に与えて、高周波電源装置１の出力を抑制する。上記（イ）から（ニ）の少なくとも１つの方法により負荷２のインピーダンスの過渡的な変化を検出し、検出した時刻から所定の設定時間が経過したときに、コンデンサ放電用スイッチＳｄをオフ状態にする。また同時に、インバータＩＮＶ２のスイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２の動作をスイッチング動作に戻して、高周波電源装置１の出力の抑制を解除し、定常時出力制御手段１０による進行波電力の定常時の制御を再開させる。
設定時間は、負荷２のインピーダンスの過渡的な変化が解消して、負荷２のインピーダンスが安定するまでに要する時間よりもわずかに長い時間に設定しておくのが望ましい。
【００３７】
制御部ＣＵの放電用スイッチ制御手段１２は、負荷２のインピーダンスの過渡的な変化が検出されたときにコンデンサ放電用スイッチＳｄをオン状態にし、負荷２のインピーダンスの過渡的な変化が検出されてから設定時間が経過した時に、コンデンサ放電用スイッチＳｄをオフ状態にする。すなわち放電用スイッチ制御手段１２とコンデンサ放電回路１Ｃとにより、直流電源部１Ａの出力を抑制する手段が構成されている。
【００３８】
制御部ＣＵのインバータ出力抑制手段１３は、負荷２のインピーダンスの過渡的な変化を検出していないときには、インバータＩＮＶ２を構成する半導体スイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２をスイッチング動作させる。また負荷２のインピーダンスの過渡的な変化を検出した時には、インバータＩＮＶ２を構成する半導体スイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２を能動領域で動作させる。これによりインバータＩＮＶ２は出力を抑制するように制御される。
【００３９】
このように図５の従来例の高周波電源装置１では、負荷２のインピーダンスに過渡的な変化が生じた時にコンデンサ放電用スイッチＳｄをオン状態にすると、平滑用コンデンサＣの電荷がほぼ瞬時に放電する。そのため直流電源部１Ａの出力電圧が短時間の間に低い値に低下して、高周波電源装置１から負荷２に供給される進行波電力を強制的に抑制する。またインバータＩＮＶ２のスイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２の動作をスイッチング動作から能動動作に切り替えることにより、インバータＩＮＶ２のスイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２を通して流れる電流が抑制されるため、高周波電源装置１から負荷２に与えられる進行波電力が強制的に抑制される。
【特許文献１】特開２００３−１４３８６１号公報
【特許文献２】特開２００２−３２５３５５号公報
【特許文献３】特開２００２−３２５４２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４０】
前記従来例の高周波電源装置１の電力検出部ＰＤは、電圧を検出するためにＰＴを用い、電流を検出するためにＣＴを用いている。高周波電源装置１の直流／高周波交流変換部１Ｂは、例えば１ＭＨｚ程度の高周波で動作しているが、比較的応答周波数の低いＰＴやＣＴでは出力電力の急速な変化に追従することができない。従って負荷２のインピーダンスが何らかの理由で急減したときに、コンデンサ放電用スイッチＳｄを高速でオンにして直流電源部１Ａの出力部の平滑コンデンサＣの放電を高速で行うことができない。放電が遅れると、短時間ではあるが、負荷２に供給される進行波電力が急増する。その結果、負荷２に悪影響が及び、最悪の場合には負荷２が損傷する恐れがある。
【００４１】
本発明は前記従来例の上記の欠点を解消し、負荷のインピーダンスの急変を高速で検出できるようにした小型、軽量、高速かつ低損失のパワー半導体素子回路を有する高周波電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
本発明の高周波電源装置は、正負の出力端子間に平滑用コンデンサが接続された直流電源、前記コンデンサに並列に接続されたコンデンサ放電用のスイッチ部、前記直流電源の出力が入力され、前記出力を所定の周波数の交流出力に変換するための、通電電流に応じた放射光を発する所定数の発光性ワイドギャップ半導体のスイッチング素子と、前記放射光を受光して前記半導体スイッチング素子の通電電流に応じた電気信号を出力する受光部とを有するインバータ部、及び前記インバータ部の受光部の出力の電気信号を受信して、前記インバータ部の出力が急増して前記半導体スイッチング素子の通電電流が増加したことが検出されたとき、前記直流電源の出力を低減させるとともに前記コンデンサ放電用スイッチ部を駆動して前記コンデンサの電荷を放電させ、かつ前記インバータ部の出力を低減させる制御を行う制御部を有する。
本発明によれば発光性ワイドギャップ半導体のスイッチング素子の通電電流に応じて変化する放射光を受光部で検出し、受光部の検出信号に基づいて前記直流電源の出力を制御するとともに、前記平滑用コンデンサの電荷を放電させる。そのため通電電流の変化が生じてから、高周波電源装置の出力が制御なされるまでの応答時間が短い。また光を用いて検出するので電気ノイズの影響を受けにくい。
【発明の効果】
【００４３】
本発明の高周波電源装置は、インバータのスイッチング素子として通電電流に応じた光を発する発光性ワイドギャップ半導体素子を用い、その放射光を受光素子で検出することによって、インバータの出力電流の変化を極めて高速で検出することができる。高周波電源装置に接続される負荷のインピーダンスに減少方向の過渡的な変化が生じたときに生じるインバータの出力の増加を高速で検出し、直流電源部の出力端の平滑用コンデンサをほとんど時間的な遅れなしで放電させて、直流電源部の出力を抑制する。これにより負荷のインピーダンスが減少方向に急変したときに過大な高周波電力が負荷に供給されるのが防止され、負荷を保護することができる。
【００４４】
特に負荷がプラズマ処理装置の場合には、プラズマ処理容器内で何らかの理由により異常放電が発生すると、負荷のインピーダンスが急速に低下することがある。本発明によれば負荷のインピーダンスが減少方向に変化したときに高周波電源装置から負荷に過大な高周波電力が与えられるのを防ぐことができるため、過大な高周波電力によりプラズマ処理容器の被処理物が損傷したり、電極の寿命が短くなったりするのを防ぐことができる。
【００４５】
また、負荷のインピーダンスが減少方向に過渡的な変化をしたときに、高周波電源装置のインバータの構成部品や電力検出部の構成部品に印加される電圧や、これらの部品を流れる電流が過大になるのを防ぐことができる。その結果これらの部品の電圧定格や電流定格を従来の電源装置に用いられていた部品の定格よりも引き下げることが可能となりコストの低減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
本発明の高周波電源装置の好適な実施の形態を以下に説明する。本発明の高周波電源装置のスイッチング素子として用いる、発光性ワイドギャップ半導体素子には以下に詳しく説明するように、炭化珪素（ＳｉＣ）、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）、ダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体材料が適している。ワイドギャップ半導体材料は、シリコン（Ｓｉ）の半導体材料に比べて、絶縁破壊電界と熱伝導率が高く、２００℃以上の高い温度でも動作するという優れた物理的特性を有している。ワイドギャップ半導体材料で形成したワイドギャップ半導体素子は、高耐電圧かつ低損失であり、半導体素子内で発生する損失が少ない。また発生した熱を放散しやすく、かなり高い温度になるまで電流を増加させることができるので、大電流を制御するパワー半導体素子回路の半導体素子に適している。
【００４７】
本発明では、ワイドギャップ半導体材料を用いた素子において、接合を形成しているｎ型層とｐ型層のいずれか一方にキャリヤの再結合センター（電子と正孔とが再結合して消滅する過程を促進させる不純物原子や複数の不純物原子の複合体が存在する場所）を形成する。この接合を通るように電流を流すと光を放射することから発光性ワイドギャップ半導体素子を得ることができる。
【００４８】
ワイドギャップ半導体材料を用いて発光性ワイドギャップのバイポーラ半導体制御素子を構成し、素子の一部に光の放射窓を設けると、そこから光を放出させることができる。この光を受光素子で検出して得られた検出出力から、素子の通電電流の値やその変化を検出することができる。放射する光の強さはバイポーラ半導体制御素子を流れる電流にほぼ比例する。この放射光を、直線性のよい光電変換特性を有する受光素子を用いて検出すると、受光素子の検出出力はバイポーラ半導体制御素子を流れる電流に比例する。この受光素子の検出出力でバイポーラ半導体制御素子の駆動回路を制御すると、バイポーラ半導体制御素子の通電電流を制御することができる。再結合センターの数は多すぎると、所望の放射光を確保するために必要な数以上の電子や正孔の再結合を生じるために半導体素子のオン電圧が高くなり電力損失が大きくなってしまう。電力損失があまり大きくならないように、再結合センターを形成する不純物原子等のドープ量を適正化したり、ドープする領域を半導体層の一部に局在化させたりするのが望ましい。例えば光の放射部に対向する半導体層の領域等に限定してドープすることもその一方法である。
【００４９】
受光素子としては、Ｓｉ半導体受光素子、ワイドギャップ半導体受光素子または光導電素子等を用いる。受光素子は、例えば一辺が数ｍｍ、厚さが１ｍｍ程度の略正方形の平板状であり、発光性ワイドギャップのバイポーラ半導体制御素子のパッケージ内に設けている。バイポーラ半導体制御素子と受光素子を組み合わせることにより光バイポーラ半導体制御素子を作る。光バイポーラ半導体制御素子においては、受光素子とバイポーラ半導体制御素子とは電気的に絶縁されており、受光素子の受光面はバイポーラ半導体制御素子の光放射部に対向させている。受光素子とバイポーラ半導体制御素子とを１つのパッケージ内に内蔵したことによるパッケージの容積の増加は、耐圧６ｋＶ級の素子で約３ｃｍ３程度であり、重量の増加も１００グラム程度である。光バイポーラ半導体制御素子の総合伝達効率は、バイポーラ半導体制御素子の発光効率、光が受光素子に集光される度合と示す集光効率、及び受光素子に集光された光が電気に変換されるときの光電変換効率の積で表される。総合伝達効率は用いる半導体材料により大きく変化するが、本実施の形態に用いるものでは０．００５〜２％程度である。総合伝達効率を例えば０．１％にすると、バイポーラ半導体制御素子を流れる電流が５０Ａのとき、受光素子に発生する光電流は０．０５Ａ程度である。受光素子には通常２０Ｖ〜３０Ｖ以下の電圧を印加するので、受光素子で発生する電力損失は２〜３Ｗ程度である。受光素子の光電流は、バイポーラ半導体制御素子を流れる電流に比例して変化するので、電流が緩やかに変化する場合でも検出できる。
【００５０】
本発明の他の好ましい実施の形態としては、発光性ワイドギャップ半導体材料を用いたバイポーラ半導体制御素子の光を光ファイバーを介して受光素子に導き検出する方法がある。例えば、バイポーラ半導体制御素子のパッケージに、光ファイバーをその入射端がバイポーラ半導体制御素子の発光部に対向するように取り付ける。光ファイバーの出射端には受光素子を取り付ける。この構成では前記の効果に加えて、バイポーラ半導体制御素子と受光素子間の距離を大きくとれるので、両者間の絶縁耐圧を容易に高くすることができる。
《実施例》
【００５１】
以下、本発明の高周波電源装置の好適な実施例について図１から図４を参照して説明する。
図１は本実施例の高周波電源装置１０の回路図であり、以下その構成を説明する。本発明の高周波電源装置１０は直流電源部１Ａ、直流／高周波交流変換部１０Ｂ、及びマイクロプロセッサを備えた制御部ＣＵを有する。直流電源部１Ａは、商用電源ＡＣから入力される３相交流の入力を整流して平滑する整流平滑回路ＲＳ１と、整流平滑回路ＲＳ１から得られる直流電圧を交流電圧に変換するインバータＩＮＶ１と、インバータＩＮＶ１の出力を整流して平滑する整流平滑回路ＲＳ２を有している。
インバータＩＮＶ１は、半導体スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｘ１、Ｓｙ１のブリッジ回路を有し、半導体スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｘ１、Ｓｙ１のそれぞれの制御ゲートは、複数の配線を１つにまとめて表した配線ＮＳ１によって制御部ＣＵに接続されており、制御部ＣＵの出力信号によって制御される。整流平滑回路ＲＳ２は、インバータＩＮＶ１の出力を整流する整流器ＲＥＣと、リアクトルＬ及び平滑用コンデンサＣからなる平滑回路を有する。
【００５２】
インバータＩＮＶ１は、制御部ＣＵにより、対角位置にある一対のスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｙ１が同時にオン状態になる期間と、他の一対のスイッチ素子Ｓｖ１、Ｓｘ１が同時にオン状態になる期間が交互に生じるように制御されて、整流平滑回路ＲＳ１の直流出力を交流に変換する。整流平滑回路ＲＳ２は、インバータＩＮＶ１の交流出力を整流した後平滑して、平滑用コンデンサＣの両端にリップル成分を減衰させた直流電圧を発生させる。
インバータＩＮＶ１の出力周波数は、高周波電源装置１の出力周波数とは無関係に、スイッチ素子の周波数特性や直流／交流の変換効率等を考慮して適宜に決定される。
インバータＩＮＶ１を構成するスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｘ１及びＳｙ１としては、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等のオンオフ制御が可能なスイッチ素子を用いる事ができる。図示の例ではＭＯＳＦＥＴを使用している。
直流／高周波交流変換部１０Ｂは、直流電源部１Ａから入力される直流入力を所望の周波数の高周波出力に変換するインバータＩＮＶ１０と、その出力端と負荷２の間に設けられたフィルタ回路Ｆを有する。
【００５３】
インバータＩＮＶ１０は、光バイポーラ半導体制御素子の一種であるゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと略記する）Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３のブリッジ回路を有している。ＧＴＯＳｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３のそれぞれの制御ゲートは、複数の配線を１つにまとめて表した配線ＮＳ１０によって制御部ＣＵに接続されている。制御部ＣＵは、対角位置にある一対のスイッチ素子Ｓｕ３、Ｓｙ３が同時にオン状態になる期間と、他の対角位置にある一対のスイッチ素子Ｓｖ３、Ｓｘ３が同時にオン状態になる期間とが交互に生じるようにスイッチ素子Ｓｕ３、Ｓｙ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３を制御して、直流電源部１Ａからの直流入力を高周波の交流出力に変換する。
インバータＩＮＶ１０は、その出力周波数が高周波電源装置１０の所望の出力周波数に等しくなるように制御される。例えば高周波電源装置１０の出力周波数が１ＭＨｚである場合、制御部ＣＵは、インバータＩＮＶ１０を１ＭＨｚの交流電圧を出力するよう制御する。インバータＩＮＶ１０のスイッチ素子であるＧＴＯＳｕ３、Ｓｙ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３は、オン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ（又はデューティー比Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））を一定に保持した状態でオンオフ制御される。
【００５４】
インバータＩＮＶ１及びＩＮＶ１０をそれぞれ構成する各半導体スイッチ素子には、通常各半導体スイッチ素子の順方向に対して逆方向に既知の帰還用ダイオードが並列接続されるが、これらの帰還用ダイオードの図示は省略されている。
フィルタ回路Ｆは、インダクタとコンデンサを有しており、インバータＩＮＶ１０の出力に含まれる高調波成分を減衰させて、正弦波の高周波交流電圧を負荷２に出力する。
整流平滑回路ＲＳ２の平滑用コンデンサＣの両端には、抵抗値が十分に小さい電流制限用抵抗器Ｒとオンオフ制御が可能なコンデンサ放電用のスイッチＳｄとの直列接続体が並列に接続されて、コンデンサ放電回路１Ｃが構成されている。電流制限用抵抗器Ｒは、コンデンサ放電用のスイッチＳｄがオン状態になったときにスイッチＳｄを通して流れるコンデンサＣの放電電流を、スイッチＳｄの電流容量以下に制限するために設けられている。抵抗器Ｒの抵抗値は、許容される範囲でできるだけ小さい値に設定するのが望ましい。
【００５５】
スイッチＳｄはＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等のオンオフ制御が可能な半導体スイッチ素子、またはこれらの半導体スイッチ素子を適宜に組み合わせて構成したスイッチ回路により構成する。図示の例では、コンデンサ放電用のスイッチＳｄはソースを整流平滑回路ＲＳ２の負極性側の出力端子に接続したＦＥＴであり、そのドレインは抵抗器Ｒを経て整流平滑回路ＲＳ２の正極性側の出力端子に接続されている。
図１において、直流／高周波交流変換部１０ＢのインバータＩＮＶ１０は、半導体制御素子として、ＧＴＯＳｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３を有し、フィルタ回路Ｆを介して負荷２に接続されている。ＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３は発光性ワイドギャップ半導体材料のＳｉＣを用いた発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子である。ＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３は、それぞれを流れる電流にほぼ比例する強さの、それぞれ矢印１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄで示す光を放射する。矢印１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄで示す放射光は、図２を用いて後で詳細に説明するように、ＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３のそれぞれのパッケージ内に設けられたそれぞれの受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄにより受光される。受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、それぞれ直列接続された抵抗１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄを介して直流電源１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄに接続されている。抵抗１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄの両端には、それぞれの受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄを流れる光電流を測定するための電圧プローブ１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄが接続されている。
【００５６】
次に、本実施例の高周波電源装置の動作を説明する。ＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３は、例えば耐電圧６ｋＶ、電流容量２００ＡのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタである。受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄはシリコンフォトダイオードを用いている。通電中のＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３の放射光はそれぞれの受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄで検出され、光電流がそれぞれ矢印１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃ、１０６ｄで示すように、受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ、抵抗１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ及び電源１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄを経て流れる。この時各抵抗１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄの両端に発生するそれぞれの電圧を電圧プローブ１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄで測定し、得られた測定値の信号は制御部ＣＵに送られる。
【００５７】
高周波電源装置１０に接続された負荷２のインピーダンスが減少方向へ過渡的に変化したときには、ＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３に正常時を上回る大きな電流が流れ、それぞれの放射光の強度が増加する。その結果、電源１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄからそれぞれの受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄに流れる光電流が増加して、それぞれの抵抗１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄの両端の電圧も増加する。電圧の増加は電圧プローブ１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄで検出され、検出信号が制御部ＣＵに送られる。制御部ＣＵでは、電圧の増加を示す検出信号を受けると、インバータＩＮＶ１に制御信号ＮＳ１を印加して、ＩＮＶ１の出力を低減させる。同時に、コンデンサ放電回路１Ｃのコンデンサ放電用のスイッチＳｄである、半導体スイッチ素子のゲートに制御信号ＮＳ２を印加して、これをオンにする。その結果、平滑用コンデンサＣの両端は抵抗Ｒを介して短絡され、平滑用コンデンサＣの電荷は放電する。これにより直流電源部１Ａの出力は抑制されるので、インバータＩＮＶ１０から負荷２に過大な高周波電力が供給されるが防止され、負荷２を保護することができる。
【００５８】
ＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３のそれぞれのカソードとアノード間には通常既知のスナバ回路を接続するが、図１ではスナバ回路の図示を省略している。スナバ回路は抵抗、コンデンサ、ダイオードなどを組み合わせたものが望ましい。
図２は、光バイポーラ半導体制御素子として、ＧＴＯ２０１と受光素子２０２を１つのパッケージに収納した耐電圧６ｋＶ、電流容量２００Ａの光ＧＴＯ素子２００の断面図である。図１のＧＴＯ  Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３はＧＴＯ２０１を用いており、受光素子１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは受光素子２０２を用いている。図２において、アノード端子２１４Ａに接続されている金属ベース２０３の中央部にＧＴＯ２０１のアノード電極２３１が固定されている。アノード電極２３１の上に、図４を用いて詳細に説明する各半導体層３７が設けられている。金属ベース２０３に取付けられる金属製のキャップ２０４の内面には絶縁板２０２Ｄを介して受光素子２０２が、受光部２０２ＢをＧＴＯ２０１の光放射窓２１９に向けて取り付けられている。金属ベース２０３は、２つの孔２１７、２１８を有しており、孔２１７からカソード端子２１３Ａが導出され、穴２１８からゲート端子２１６が導出されている。アノード端子２１４Ａ、ゲート端子２１６及びカソード端子２１３Ａはともに長さが約３ｃｍである。キャップ２０４は２つの孔２１０、２１１を有しており、孔２１０から受光素子２０２のアノード端子２０２Ａが導出され、孔２１１からカソード端子２０９Ｂが導出されている。孔２１０、２１１、２１７、２１８はいずれも既知の気密封止材１７Ａで気密に封止されている。
【００５９】
光ＧＴＯ素子２００のパッケージ内において、ＧＴＯ２０１のカソード電極２２０は２本の導線２１４Ｂ、２１４Ｃで、カソード端子２１３Ａに接続されている。ＧＴＯ２０１のゲート電極２１６Ａは導線２１５でゲート端子２１６に接続されている。導線２１４Ｂ、２１４Ｃの数は電流値に応じて増減すればよい。受光素子２０２のアノード電極２０７Ａは導線２０６でアノード端子２０２Ａに接続され、カソード電極２０９Ａは導線２２８でカソード端子２０９Ｂに接続されている。ＧＴＯ２０１と受光素子２０２は絶縁板２０２Ｄによって電気的に絶縁されている。ＧＴＯ２０１の光放射窓２１９と受光素子２０２の受光部２０２Ｂとの間の距離は約１ｃｍであり、光放射熱２１９から矢印１Ａで示すように光が放射され受光素子２０２の受光部２０２Ｂで受光される。図２の構成では、光放射窓２１９と受光部２０２Ｂとの間に光ファイバー２４３を設けて、光放射窓２１９から出る光を受光部２０２Ｂに導いているが、光ファイバー２４３を設けなくても、光放射窓２１９から放射される光が受光部２０２Ｂに受光されるように受光素子２０２を配置すればよい。
【００６０】
例えばシリコンフォトダイオードの受光素子２０２は１辺が３ｍｍの正方形であり、厚さは約０．５ｍｍである。前記のように、シリコンフォトダイオードの受光素子２０２が小型であるので、光ＧＴＯ２００の大きさは比較的小さい。この光ＧＴＯ２００を、耐電圧６ｋＶ、電流容量２００ＡのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタと比較すると、光ＧＴＯ２００の方が重量で約１００グラム重く、容積が数パーセント大きい。図２に示すＧＴＯ２０１では、アノード電極２２０の導線を取り付けるためのパッドの一部を除去して光放射窓２１９を設けているので、発光効率は比較的低い。また光放射窓２１９と受光素子２０２の受光部２０２Ｂとの間を約１ｃｍ離しているので集光効率が低い。従って異常時に通電電流が例えば２００Ａから瞬間的に１０００Ａに増加したとき、受光素子２０２の光電流は１２０ｍＡ程度に増加するが、受光素子２０２の印加電圧が例えば１０Ｖのとき、電力損失は約１．２Ｗであり極めて低い値といえる。
【００６１】
本実施例に用いる光ＧＴＯ２００などの、発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子について、以下に詳しく説明する。従来のＧＴＯなどのバイポーラ半導体制御素子では、オン電圧を低くして低損失にするために、接合を形成しているｐ型又はｎ型の半導体層内にキャリヤの再結合を生じる再結合センターをできるだけ含まないように構成している。すなわち各半導体層に再結合センターをできるだけ含まないようにしている。これに対して、本発明に用いる発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子では、前記従来のバイポーラ半導体制御素子とは逆に、バイポーラ半導体制御素子を形成する複数の半導体層の少なくとも１つの層を、ある程度の再結合センターが存在するように構成している。再結合センターは、少なくとも１つのＳｉＣ半導体層にアルミニウムと窒素の原子をドープすることにより得られる。このようにすると、アルミニウム原子が作る不純物レベルに捕獲された正孔と、窒素原子が作る不純物レベルに捕獲された電子が再結合することにより光が発生する。半導体層に多数のアルミニウム原子と窒素原子をドープして多数の再結合センターを形成すると放射光の強さは大きくなる。しかし、再結合により、電子や正孔の流れが阻害されるので、バイポーラ半導体制御素子のオン抵抗が高くなり、従ってオン電圧も高くなる。その結果、バイポーラ半導体制御素子の電力損失も大きくなる。
【００６２】
そこで、放射光の強さとオン抵抗の大きさを、実用性を考慮しつつ望ましい値に設定する必要がある。本実施例の発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子の材料であるＳｉＣでは、アルミニウム原子及び窒素原子のそれぞれの数を１×１０１５〜１×１０１９ａｔｏｍ／ｃｍ３の範囲にするのが望ましい。ＳｉＣの場合は、アルミニウムはｐ型不純物として働き、窒素はｎ型不純物として働く。そこで再結合センターを有する半導体層がｐ型の場合は、アルミニウムを窒素より多くドープする必要がある。例えばアルミニウムを１×１０２１ａｔｏｍ／ｃｍ３程度まで増加させても良い。また再結合センターを有する半導体層がｎ型の場合は、窒素をアルミニウムより多くドープする必要がある。例えば窒素を１×１０２１ａｔｏｍ／ｃｍ３程度まで増加させても良い。
【００６３】
本実施例に用いている発光性のワイドギャップ半導体によるＧＴＯ２０１の詳細な構造を図３、及び図４を用いて説明する。図３は図２におけるＧＴＯ２０１の平面図であり、図４は図３の一部のＩＶ−ＩＶ断面図である。図２のＧＴＯ２０１は図３のＩＩ−ＩＩ断面を示している。
【００６４】
図３及び図４において、ＧＴＯ２０１は、カソード電極２３１に厚さ約１００μｍのｎＥ型層２３２を形成し、その上に厚さ約７０μｍのｐＢ型層２３３を形成している。ｐＢ型層２３３の上に再結合センターを有する厚さ約３μｍのｎＢ型層２３４を形成する。ｎＢ型層２３４の図において両端部にそれぞれゲート電極２１６Ａを形成する。ｎＢ型層２３４には、アルミニウム原子を３．５×１０１７ａｔｏｍ／ｃｍ３及び窒素原子を８×１０１７ａｔｏｍ／ｃｍ３の濃度でドープしている。ｎＢ型層２３４の中央部にｐＥ型層２３５を形成し、その上にアノード電極２２０を設けている。このように構成したＧＴＯ２０１のカソード電極２３１とアノード電極２２０間に、例えば１００Ａ／ｃｍ２の電流密度で通電したとき、オン電圧は５．２Ｖと比較的低い値であった。またこの通電状態での放射光の強さは約１６ミリワット（ｍＷ）であり、放射光の波長は約４７０ナノメータ（ｎｍ）であった。図３に示すように、ＧＴＯ２０１は、その外周領域に電界を緩和するための既知のターミネーション領域２３７が形成されている。光放射窓２１９の周囲はアノード電極２２０で取り囲まれており、光放射窓に対向するアノード電極２２０のないｐＥ型層を電流が十分流れるようにしている。
【００６５】
以上、本発明の高周波電源装置の実施例について説明したが、本発明はさらに多くの適用範囲あるいは派生構造をカバーするものである。例えば、発光性ワイドギャップ半導体材料を用いたＧＴＯの代わりに、ＩＧＢＴやエミッタスイッチサイリスタや静電誘導サイリスタ等の他の発光性のワイドギャップ半導体バイポーラ制御素子を用いてもよい。更にＧＴＯの代わりにＳｉ基板の上に積層された複数のワイドギャップ半導体層で形成された発光性のワイドギャップ半導体バイポーラ制御素子を用いてもよい。また前記ＧＴＯやＩＧＢＴは、Ｓｉやワイドギャップ半導体材料で形成されたＭＯＳＦＥＴ等のユニポーラ素子と、ワイドギャップ半導体材料で形成された発光性のワイドギャップ半導体バイポーラ制御素子を組み合わせたハイブリッド素子でもよい。例えばワイドギャップ半導体材料を用いたバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタ間にＳｉ−ＭＯＳＦＥＴを接続した、ハイブリッド構成の素子等でも良い。またワイドギャップ半導体材料はＳｉＣのほかに窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いてもよい。また、受光素子はＳｉフォトダイオード以外のフォトトランジスタやＣｄＳ光導電素子でもよく、ＳｉＣフォトダイオード等のワイドギャップ半導体材料を用いた受光素子でもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明の高周波電源装置は、負荷のインピーダンス変化によるインバータの出力電流の変化を高速で検出して負荷への出力を制御することができるので、急激なインピーダンス変化をする負荷へ高周波電力を供給する高周波電源装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の実施例の高周波電源装置の構成を示す回路図
【図２】本発明の高周波電源装置のインバータに用いる、光バイポーラ半導体素子のパッケージの断面図
【図３】光バイポーラ半導体素子を構成する、発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子の平面図
【図４】図３のＩＶ−ＩＶ断面図
【図５】従来の高周波電源装置の回路図
【図６】従来の高周波電源装置の制御部の制御のソフトウェアを示すブロック図
【符号の説明】
【００６８】
１、１０  高周波電源装置
１Ａ  直流電源部
１Ｂ、１０Ｂ  直流／高周波交流変換部
１Ｃ  コンデンサ放電回路
２  負荷
Ｃ  平滑用コンデンサ
ＣＵ  制御部
２００  光ＧＴＯ
２０１  ＧＴＯ
２０２  受光素子
２０２Ａ  アノード端子
２０９Ａ  カソード電極
２０９Ｂ  カソード端子
２１３Ａ  カソード端子
２１４Ａ  アノード端子
２１６  ゲート端子
２２０  カソード電極
２４３  光ファイバ
ＩＮＶ１  インバータ
ＩＮＶ１０  インバータ
ＲＳ２  整流平滑回路
Ｓｕ３、Ｓｖ３、Ｓｘ３、Ｓｙ３  ＧＴＯ
１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ  受光素子
【図１】
2005151779.tif 000003
【図２】
2005151779.tif 000004
【図３】
2005151779.tif 000005
【図４】
2005151779.tif 000006
【図５】
2005151779.tif 000007
【図６】
2005151779.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成16年12月27日(2004.12.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】
インバータＩＮＶ２は、高周波電源装置１の出力周波数が所望の周波数になるように制御部ＣＵによって制御される。例えば高周波電源装置１の出力周波数が１ＭＨｚである場合、制御部ＣＵはインバータＩＮＶ２から１ＭＨｚの交流電圧を出力させる。インバータＩＮＶ２のスイッチ素子Ｓｕ２〜Ｓｙ２は、オン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比  Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ（又はデューティー比Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））を一定に保持した状態でオンオフ制御される。