(57)【要約】【課題】完全に双方向すなわち電流を阻止したり、電流をいずれの方向にも導通させ得るようなバッテリ切離しスイッチ或いはバッテリ切離しスイッチシステムを提供する。【解決手段】双方向バッテリ切離しスイッチは、ソース／ボディ間の短絡を伴わない、対称なスイッチＭＯＳＦＥＴと、スイッチＭＯＳＦＥＴのソース／ドレンの内の、より負の側にバイアスされた端子に、ＭＯＳＦＥＴのボディを接続するための回路とを含む。【選択図】図２
2005137196.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリ切離しスイッチシステムであって、
バッテリと、
前記バッテリの負の端子に接続されたドレン端子と、負荷に接続されるソース端子と、ボディと、第１ゲートとを有する第１ＭＯＳＦＥＴであって、前記ボディと前記ソース端子との間に第１固有ダイオードを有し、前記ボディと前記ドレン端子との間に第２固有ダイオードを有する、該第１ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ドレン端子及び前記ソース端子に接続され、前記ドレン端子のドレン電圧と前記ソース端子のソース電圧との電位差が所定のレベルを超えたとき前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ボディを前記ドレン電圧及び前記ソース電圧より低い電圧にバイアスする第１ボディバイアスジェネレータとを有することを特徴とし、
前記第１ボディバイアスジェネレータが、
前記ボディと前記ソース端子との間に接続され、前記ドレン端子に接続された第２ゲートを有する第２ＭＯＳＦＥＴと、
前記ボディと前記ドレン端子との間に接続され、前記ソース端子に接続された第３ゲートを有する第３ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ゲートを、前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態となる前記ボディの電圧及び前記第１ＭＯＳＦＥＴがオン状態となる正の電圧に交互にバイアスするゲート制御回路とを有し、
前記第２ＭＯＳＦＥＴが、前記第２ＭＯＳＦＥＴの前後での電圧降下が前記第１固有ダイオードをオン状態にするのに必要な第１電圧降下より小さい電圧降下であるときオン状態になり前記ボディと前記ソース端子との間に電流を流すように構成され、前記第３ＭＯＳＦＥＴが、前記第３ＭＯＳＦＥＴの前後での電圧降下が前記第２固有ダイオードをオン状態にするのに必要な第２電圧降下より小さい電圧降下であるときオン状態になり前記ボディと前記ドレン端子との間に電流を流すように構成されていることを特徴とし、
前記ゲート制御回路に接続された出力端子を有する第２ボディバイアスジェネレータをさらに有し、前記第２ボディバイアスジェネレータは前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ドレン端子及び前記ソース端子に接続され、前記ドレン端子のドレン電圧と前記ソース端子のソース電圧との電位差が所定のレベルを超えたとき前記ドレン電圧及び前記ソース電圧より低い電圧と等しい出力電圧を前記出力端子に供給し、これによって前記第１ボディバイアスジェネレータ及び前記第２ボディバイアスジェネレータが、前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態にあるとき前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ボディと前記第１ゲートと間に仮想的な接続状態を形成することを特徴とすることを特徴とするバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項２】
前記正の電圧が、前記バッテリーの正の端子の電圧と等しい電圧であることを特徴とする請求項１に記載のバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項３】
前記第２ＭＯＳＦＥＴが、前記第１電圧降下より小さい絶対値の閾値電圧を有し、前記第３ＭＯＳＦＥＴが、前記第２電圧降下より小さい絶対値の閾値電圧を有することを特徴とする請求項１に記載のバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項４】
バッテリ切離しスイッチシステムであって、
バッテリと、
前記バッテリの負の端子に接続されたドレン端子と、負荷に接続されるソース端子と、ボディと、第１ゲートとを有する第１ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ドレン端子及び前記ソース端子に接続され、前記ドレン端子のドレン電圧と前記ソース端子のソース電圧との電位差が所定のレベルを超えたとき前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ボディを前記ドレン電圧及び前記ソース電圧より低い電圧にバイアスするボディバイアスジェネレータとを有することを特徴とし、
前記ボディバイアスジェネレータが、
前記ボディと前記ソース端子との間に接続され、前記ドレン端子に接続された第２ゲートを有する第２ＭＯＳＦＥＴと、
前記ボディと前記ドレン端子との間に接続され、前記ソース端子に接続された第３ゲートを有する第３ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ゲートを、前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態となる前記ボディの電圧及び前記第１ＭＯＳＦＥＴがオン状態となる正の電圧に交互にバイアスするゲート制御回路とを有し、
前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態にあるときの前記第１ＭＯＳＦＥＴにおけるピーク寄生電流ゲイン（Ｉｄ／Ｉｂｏｄｙ）がゼロより大きく３００以下であることを特徴とするバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項５】
バッテリ切離しスイッチシステムであって、
バッテリと、
前記バッテリの負の端子に接続されたドレン端子と、負荷に接続されるソース端子と、ボディと、第１ゲートとを有する第１ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ドレン端子及び前記ソース端子に接続され、前記ドレン端子のドレン電圧と前記ソース端子のソース電圧との電位差が所定のレベルを超えたとき前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ボディを前記ドレン電圧及び前記ソース電圧より低い電圧にバイアスするボディバイアスジェネレータとを有することを特徴とし、
前記ボディバイアスジェネレータが、
前記ボディと前記ソース端子との間に接続され、前記ドレン端子に接続された第２ゲートを有する第２ＭＯＳＦＥＴと、
前記ボディと前記ドレン端子との間に接続され、前記ソース端子に接続された第３ゲートを有する第３ＭＯＳＦＥＴと、
前記第２ＭＯＳＦＥＴと並列に接続された第４ＭＯＳＦＥＴと、
前記第３ＭＯＳＦＥＴと並列に接続された第５ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ゲートを、前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態となる前記ボディの電圧及び前記第１ＭＯＳＦＥＴがオン状態となる正の電圧に交互にバイアスするゲート制御回路とを有し、
前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態にあるときの前記第１ＭＯＳＦＥＴにおけるピーク寄生電流ゲイン（Ｉｄ／Ｉｂｏｄｙ）がゼロより大きく１以下であることを特徴とするバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項６】
バッテリ切離しスイッチシステムであって、
バッテリと、
前記バッテリの負の端子に接続されたドレン端子と、負荷に接続されるソース端子と、ボディと、第１ゲートとを有する第１ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ドレン端子及び前記ソース端子に接続され、前記ドレン端子のドレン電圧と前記ソース端子のソース電圧との電位差が所定のレベルを超えたとき前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ボディを前記ドレン電圧及び前記ソース電圧より低い電圧にバイアスするボディバイアスジェネレータとを有することを特徴とし、
前記ボディバイアスジェネレータが、
前記ボディと前記ソース端子との間に接続され、前記ドレン端子に接続された第２ゲートを有する第２ＭＯＳＦＥＴと、
前記ボディと前記ドレン端子との間に接続され、前記ソース端子に接続された第３ゲートを有する第３ＭＯＳＦＥＴと、
前記第２ＭＯＳＦＥＴと並列に接続された第４ＭＯＳＦＥＴと、
前記第３ＭＯＳＦＥＴと並列に接続された第５ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ゲートを、前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態となる前記ボディの電圧及び前記第１ＭＯＳＦＥＴがオン状態となる正の電圧に交互にバイアスするゲート制御回路とを有し、
前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態にある間に前記ドレンドレン電圧と前記ソースソース電圧との電位差がゼロから上昇していったときの前記第１ＭＯＳＦＥＴにおける最大ドレン電流が、ゼロより大きく３０μＡ以下であることを特徴とするバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項７】
バッテリ切離しスイッチシステムであって、
バッテリと、
前記バッテリの負の端子に接続されたドレン端子と、負荷に接続されるソース端子と、ボディと、第１ゲートとを有する第１ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ドレン端子及び前記ソース端子に接続され、前記ドレン端子のドレン電圧と前記ソース端子のソース電圧との電位差が所定のレベルを超えたとき前記第１ＭＯＳＦＥＴの前記ボディを前記ドレン電圧及び前記ソース電圧より低い電圧にバイアスするボディバイアスジェネレータとを有することを特徴とし、
前記ボディバイアスジェネレータが、
前記ボディと前記ソース端子との間に接続され、前記ドレン端子に接続された第２ゲートを有する第２ＭＯＳＦＥＴと、
前記ボディと前記ドレン端子との間に接続され、前記ソース端子に接続された第３ゲートを有する第３ＭＯＳＦＥＴと、
前記第１ゲートを、前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態となる前記ボディの電圧及び前記第１ＭＯＳＦＥＴがオン状態となる正の電圧に交互にバイアスするゲート制御回路とを有し、
前記第２ＭＯＳＦＥＴが、前記第２ＭＯＳＦＥＴの前後での電圧降下が６４０ｍＶ未満であるときオン状態になり前記ボディと前記ソース端子との間に電流を流すように構成され、前記第３ＭＯＳＦＥＴが、前記第３ＭＯＳＦＥＴの前後での電圧降下が６４０ｍＶ未満であるときオン状態になり前記ボディと前記ドレン端子との間に電流を流すように構成されていることを特徴とするバッテリ切離しスイッチシステム。
【請求項８】
前記第１ＭＯＳＦＥＴがオフ状態にあるときの前記第１ＭＯＳＦＥＴにおけるピーク寄生電流ゲイン（Ｉｄ／Ｉｂｏｄｙ）がゼロより大きく１９２以下であることを特徴とする請求項４に記載のバッテリ切離しスイッチシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はバッテリ切離しスイッチ或いはバッテリ切離しスイッチシステムに関し、特に完全に双方向すなわち電流を阻止したり、電流をいずれの方向にも導通させ得るようなバッテリ切離しスイッチ或いはバッテリ切離しスイッチシステムに関する。本発明は、米国特許第５，４２０，４５１号となった、１９９３年１１月３０日出願の米国特許出願第０８／１６０，５６０号、１９９３年１１月３０日出願の米国特許出願第０８／１６０，５３９号、及び１９９４年３月２９日出願の米国特許出願第０８／２１９，５８６号に関連する出願であって、これらの特許或いは出願の内容も本発明の一部をなすものであると了解されたい。
【背景技術】
【０００２】
バッテリ切離しスイッチは、バッテリと負荷との間、またはバッテリとバッテリチャージャとの間の電流をイネーブル或いはディスエーブルするために用いられる双方向スイッチである。バッテリチャージャは、バッテリの電圧よりも高い電圧を供給する場合があることから、このスイッチは、オフ状態にあっては、チャージャからバッテリへの電流の流れを阻止し得るものでなければならない。逆に、負荷が短絡したり、バッテリチャージャが適正でない出力電圧を発生するものであったり、その端子の極性が逆の状態で接続されたような場合には、このスイッチは、逆方向の電流の流れを阻止し得るものでなければならない。
【０００３】
しかも、スイッチが閉じられたとき、多くの場合、このスイッチは、いずれの方向の電流も導通し得るものでなければならない。バッテリが充電中は、電流が、バッテリチャージャから、スイッチを経てバッテリへと流れ込む。通常の作動時に於いては、電流は、バッテリから、スイッチを経て負荷へと逆方向に流れることになる。したがって、バッテリ切離しスイッチの目的は、スイッチが適用されるべき電流または電圧に関わらず、バッテリと他の電気機器との間の電流の導通をイネーブル或いは遮断するための手段を提供することにある。特に電流の遮断能力は、次のような機能を果たす上で有用である。すなわち、バッテリの過充電を防止し、或いはバッテリの過放電を防止し、負荷或いはバッテリが短絡されたときに、過大な電流が流れるのを防止し、逆極性など、バッテリチャージャの接続が誤った場合でもバッテリを保護し、長期間のうちにバッテリを放電させてしまうようなリークを極小化するようにして、バッテリの在庫許容期間を延長したり、複数のバッテリ及び複数の負荷の間でのシーケンス制御やスイッチング制御を簡単にするなどの機能に於いて重要となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ソース及びボディが互いに短絡されている従来から知られているパワーＭＯＳＦＥＴを、バッテリ切離しスイッチを形成するために用いることができるが、ドレンとソースとの間のＰ−Ｎ接続ダイオードの存在は、単一のＭＯＳＦＥＴによる双方向の電流の阻止を不可能にしている。２つまたはそれ以上の電源間の双方向の電流の遮断は、あらゆるバッテリ切離しスイッチに於いて必要とされる機能であることから、ディスクリートパワーＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、２個のデバイスを直列に逆方向接続し、ソースまたはドレンを共通接続することが必要となる。したがって、スイッチのオン状態に於ける全抵抗は、個々のパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値の倍となる。このような構成が図１Ａに示されており、この図に於いては、ＭＯＳＦＥＴ１０及び１１が、コモンソース接続によって接続されている。
【０００５】
それに代わる方法としては、ソース／ボディ間短絡結線されていない対称ドリフトラテラルＭＯＳＦＥＴを用いることである。このような構成が、上記した、米国特許出願第０８／２１９，５８６号、第０８／１６０，５３９号及び第０８／１６０，５６０号の明細書に記載されている。このような形式の構成の一例が図１Ｂに示されており、この図に於いては、対称ＭＯＳＦＥＴ１２が、バッテリ１３のハイ側に接続された１つの端子と、負荷に接続されたそれ以外の端子を有している。ＭＯＳＦＥＴ１２が対称であることから、バッテリ１３に接続された端子が便宜上ドレンと呼ばれ、負荷に接続された端子が便宜上ソースと呼ばれている。ＭＯＳＦＥＴ１２のボディはバッテリ１３の負の端子に接続されており、この端子は通常接地されていることから、ＭＯＳＦＥＴ１２内のドレン−ボディダイオードは逆バイアスされている。負荷は、その負の端子がアースに直接接続され、その正の端子がＭＯＳＦＥＴ１２のソースに接続されるようにして接続されている。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ或いはオンであるかに関わらず、そのソース／ボディダイオードは、そのドレン−ボディダイオードと同様に、あらゆる通常の条件下に於いて逆方向にバイアスされたままとなる。
【０００６】
ＭＯＳＦＥＴは、遮断されたときには双方向について電流を遮断する能力を有する一方、オン状態のときは極めて小さな抵抗を示す。また、ＭＯＳＦＥＴ１２がバッテリ１３のハイ側に接続されていることから、バッテリの接地されたロー側は、プリント回路板に於ける共通の導電面を構成することができる。多くの場合、これはノイズを低減し、プリント基板に於ける配線を比較的単純化することを可能にする。ＭＯＳＦＥＴ１２は、そのゲートを接地することにより容易に遮断することができる。しかしながら、極性が逆になるように接続されたバッテリチャージャに対しての保護を可能にするためには特別の回路が必要となる。このような回路の一例が、上記した米国特許出願第０８／２１９，５８６号に記載されている。導通時に於いては、バッテリの電圧が、ＭＯＳＦＥＴ１２のソース−ボディ接合の逆バイアスを増大させ、よく知られているように「ボディエフェクト」を引き起こし、ＭＯＳＦＥＴの閾電圧値を増大させる。ゲート駆動電圧が固定されているものと仮定すると、ボディエフェクトは、デバイスの導通時の抵抗値を増大させる。また、ＭＯＳＦＥＴ１２のゲートは、導通時に於ける低い抵抗値を補償するためには、バッテリ電圧よりも高い電圧値に駆動されなければならない。これは、バッテリの電圧値を越える正の電圧を発生するためにチャージポンプを必要とし、それは電力消費を伴う発振器を必要とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、双方向バッテリ切離しスイッチ（Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  Ｄｉｓｃｏｎｎｅｃｔ  Ｓｗｉｔｃｈ）が、通常接地されたバッテリのロー側に接続されている。双方向バッテリ切離しスイッチは、ソース／ボディ間の短絡を伴わない、対称なスイッチＭＯＳＦＥＴを含む。
【０００８】
スイッチＭＯＳＦＥＴの、より負の側にバイアスされた端子に、ＭＯＳＦＥＴのボディを接続するための回路が提供される。好適実施例に於いては、この回路は、１対のＭＯＳＦＥＴを含む。第１のＭＯＳＦＥＴは、便宜上ドレンとすることのできるスイッチＭＯＳＦＥＴのバッテリ側の端子と、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディとの間に接続される。第２のＭＯＳＦＥＴは、便宜上ソースとすることのできるスイッチＭＯＳＦＥＴの負荷側の端子と、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディとの間に接続される。第１のＭＯＳＦＥＴのゲートは、スイッチＭＯＳＦＥＴのソースに接続され、第２のＭＯＳＦＥＴのゲートはスイッチＭＯＳＦＥＴのドレンに接続される。したがって、スイッチＭＯＳＦＥＴのドレンが、そのソースよりも高い電圧を有する場合、第２のＭＯＳＦＥＴが導通し、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディとソースとを互いに短絡させる。逆に、スイッチＭＯＳＦＥＴのソースが、スイッチＭＯＳＦＥＴのドレンよりも高い電圧値を有する場合、第１のＭＯＳＦＥＴが導通し、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディとドレンとを互いに短絡させる。
【０００９】
スイッチＭＯＳＦＥＴは、そのゲートを正のバッテリ電圧に接続させることにより導通し、そのゲートを接地させることにより遮断される。好適実施例に於いては、スイッチＭＯＳＦＥＴのゲートは、接地されているそのボディに接続されている。
【００１０】
スイッチＭＯＳＦＥＴが導通すると、そのソースとドレンとの間の電圧差が比較的小さく、第１及び第２のＭＯＳＦＥＴのいずれも導通しない。これによって、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディは浮動状態をとることができる。スイッチＭＯＳＦＥＴが導通状態のまま、そのボディに向けて十分な電流を流し込めば、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディの電圧は、おそらく、そのソース及びドレン端子の両者の電圧よりも高くなることができ、それによってそのドレン−ボディ及びソース−ボディダイオードの両者を順方向にバイアスすることができる。これによって、スイッチＭＯＳＦＥＴのソース−ドレン電流を過大にし、デバイスを損傷させる可能性が生じる。
【００１１】
第２の対のＭＯＳＦＥＴは、この事態が発生するのを防止するために用いられる。この１対のＭＯＳＦＥＴは、第１のＭＯＳＦＥＴに並列に接続された第３のＭＯＳＦＥＴ及び、第２のＭＯＳＦＥＴに並列に接続された第４のＭＯＳＦＥＴを備えており、第３及び第４のＭＯＳＦＥＴのそれぞれのゲートは、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディに接続されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図２は、本発明に基づく双方向バッテリ切離しスイッチＳ１を示している。スイッチＳ１は、バッテリＢのロー側すなわち負の側に接続されている意味で、ロー側スイッチと呼ぶことができる。負荷Ｘが、バッテリＢのハイ側すなわち正の側に接続されている。スイッチＳ１は、従来のソース−ボディ短絡を伴わない対称デバイスをなしているスイッチパワーＭＯＳＦＥＴＭ１を備えている。バッテリＢに接続されたＭＯＳＦＥＴＭ１の端子はドレン端子と呼び、負荷Ｘに接続されたＭＯＳＦＥＴＭ１の端子をソース端子と呼ぶものとする。スイッチＳ１が双方向性のものであり、場合によってはいずれの端子も他方よりも正の値を取り得る点で、これらの呼び名は単なる便宜上のものである。
【００１３】
バッテリ切離しスイッチＳ１はまた、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディとドレンとの間に接続されたスイッチＳ２と、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディとソースとの間に接続されたスイッチＳ３とを含んでいる。図２に示されるように、スイッチＳ２が閉じられ、スイッチＳ３が開かれたものであっても、逆にスイッチＳ２が開かれ、スイッチＳ３が閉じられたものであってもよい。しかしながら、スイッチＳ２及びＳ３は同時に閉じられることはない。なぜなら、その結果ＭＯＳＦＥＴＭ１が短絡されることになるからである。スイッチＳ１及びＳ２は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディを、そのドレンまたはソース端子のうちのいずれか低い電圧値のものに短絡させる働きを有する。したがって、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンが、そのソースよりも低い電圧にある場合には、図２に示されるように、スイッチＳ２が閉じられる。バッテリＢの正の端子に於ける電圧を、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートに加えることにより、スイッチＳ１を導通させることができる。ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートを、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに接続させることにより、スイッチＳ１を遮断することができる。（スイッチＳ２及びＳ３のいずれが閉じられているかに応じて、ゲートは、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソースまたはドレンのいずれかより負の側にバイアスされたものにも接続される。）ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートがバッテリＢの正の端子に接続されている場合、スイッチＳ１が導通し、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン及びソースの相対的な電圧値に応じて、いずれかの側に電流を導通させる。
【００１４】
ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディ及びゲートの電圧は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソース及びドレンの電圧値に関わらず、所望に応じて常にＭＯＳＦＥＴＭ１を遮断させ得るように選ばれなければならない。スイッチがオフ状態のときに好ましくない導通状態が発生した場合には、バッテリを過充電したり、バッテリを意に反して放電させる結果を引き起こす。バッテリセルを徐々に放電することは、バッテリの寿命を縮める。リチウムイオン技術などの、或るバッテリ技術に於いては、過充電は、バッテリセルに対して永久的な損傷を加える場合がある。また、過充電は、安全上の観点からも問題がある。
【００１５】
図３Ａ及びＢは、好ましくない導通状態が発生する２つの要領を示している。図３Ａに於いては、ソース端子が、ドレン端子に対して正にバイアスされている場合、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディがそのソース端子に接続される。この状態に於いては、ＭＯＳＦＥＴが遮断されているにも関わらず、すなわちそのゲートが、より負のドレン電位に結合されているにも関わらず、電流がＭＯＳＦＥＴＭ１を流れる。ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディとドレンとの間のダイオードは順方向にバイアスされており、負荷がゼロに近い抵抗値を有するものとすると、かなりの電流ＩｄｉｏｄｅがＭＯＳＦＥＴＭ１を流れることになる。
【００１６】
図３Ｂに於いては、バッテリチャージャＹが回路に接続されている。バッテリチャージャＹが、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔよりも高い電位Ｖｃｈａｒｇｅｒを有する場合、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソースは、そのドレンに対して負にバイアスされる。ここで、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディはそのソースに短絡されているが、そのゲートは、それよりも正にバイアスされたＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンに接続されている。従って、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートバイアスＶｇｓは、ＶｃｈａｒｇｅｒとＶｂａｔｔとの間の差に等しくなる。ＭＯＳＦＥＴＭ１の導通抵抗値が低い場合、バッテリチャージャＹとバッテリＢとの間のわずかな電圧の接続マッチでも、ＭＯＳＦＥＴのゲートが接地電圧であるにも関わらず、結果として、数アンペアもの電流がＭＯＳＦＥＴＭ１を流れることができる。
【００１７】
さらに悪い事態としては、ＭＯＳＦＥＴＭ１に於ける不適切なボディとゲートとの接続状態があり、その結果チャネル電流及びダイオード電流の両者がＭＯＳＦＥＴＭ１を流れることになる。
【００１８】
このように、オフ状態にあるバッテリ切離しスイッチは、その固有（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ）Ｐ−Ｎボディダイオードが順方向にバイアスされるのを防止すると同時に、チャネル電流を防止しなければならない。オン状態に於いても、ＭＯＳＦＥＴに於ける固有ダイオードは逆方向にバイアスされたままであるのが好ましい。本発明によれば、ＭＯＳＦＥＴのソース及びドレンのうちのいずれがより負であるかを決定し、より負の側にＭＯＳＦＥＴのボディを接続するような回路を提供し、別の小さなＭＯＳＦＥＴによって順方向にバイアスされたダイオードをシャントすることによりこの問題を解決している。したがって、ＭＯＳＦＥＴに於ける他方のダイオードは逆バイアスされ、寄生的導通状態を回避することができる。
【００１９】
図４〜７は、様々なオン及びオフスイッチ状態についての必要なボディの接続状態を示している。図４Ａは、負荷Ｘが回路に接続され、スイッチＳ１が閉じられた通常の状態を示している。したがって、スイッチＳ１に加わる電圧は比較的小さい。しかしながら、スイッチＳ１のバッテリ側すなわちドレンは、より負の電位を有しており、ボディはＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンに接続されなければならない。ＭＯＳＦＥＴのゲートはＶｂａｔｔに接続されている。図４Ｂに示された対応するオフ状態に於いては、バッテリ電圧の全体が概ねスイッチＳ１に加わる。ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートは、そのボディに接続され、該ボディそのドレンに短絡されている。
【００２０】
図５Ａ及び５Ｂは、負荷が短絡された状態を示している。短絡状態が発生したときにスイッチＳ１が閉じられているとすると、バッテリ電圧が全てＭＯＳＦＥＴＭ１に瞬間的に加えられることになる。ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートとドレンとが互いに短絡されていることから、ＭＯＳＦＥＴＭ１は飽和し、高いレベルの電力を放散することとなる。この状態が放置されると、ボンディングワイヤが電流に耐えたとすれば、デバイスが過熱により急激に破壊される。過電流状態が駆動回路により検出されると（図１１参照）、ＭＯＳＦＥＴは、図５Ｂに示されるように、そのゲートとボディとを互いに短絡させることにより、迅速に遮断することができる。オフ状態に於いては、ＭＯＳＦＥＴＭ１は、その端子に加えられた電圧Ｖｂａｔｔに耐えることができる。
【００２１】
バッテリチャージャＹが逆向きに接続されたときに、最も高い電圧がスイッチＳに加えられる。逆接続が行われると、スイッチＳ１が閉じられていると、大きな電流が流れる。この状態が図６Ａに示されており、図５Ａに示された場合と同様の事態が引き起こされる。スイッチＳ１に瞬間的に発生する最大の電圧は、チャージャＹの電流−電圧特性に依存する。最大電圧の範囲は、Ｖｂａｔｔと２Ｖｂａｔｔとの間である。故障状態が検出され、図６Ｂに示されるようにスイッチＳ１が開かれると、スイッチＳ１を流れる電流がゼロに下がる。この状態に於いては、スイッチＳ１は、Ｖｂａｔｔと、バッテリチャージャの両端の電圧との和、すなわち２Ｖｂａｔｔに達し得るような電圧にさらされる。チャージャに接続されたＭＯＳＦＥＴＭ１の端子すなわちソース端子は、より正の端子となり、ドレン端子は、ＭＯＳＦＥＴＭ１の、より負の端子となる。したがって、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディは、そのドレン端子に短絡される。適切なゲート制御回路が備えられていると仮定すると、その回路は、過電流状態を検出し、短絡負荷の場合（図５Ａ）の場合と同様に、スイッチＳ１を開く。しかしながら、負荷が短絡された場合のスイッチＳ１の両端に加わる最大電圧が高々Ｖｂａｔｔであったのに対し、バッテリチャージャが逆向きに接続された場合の電圧はその２倍となり得る。バッテリチャージャが高い直列抵抗を有する場合には、放電電流は、過電流保護回路を起動させることができない場合があり、その場合にはバッテリが放電しきってしまうことになる。
【００２２】
図７Ａ及び７Ｂは、バッテリチャージャＹが適切に接続された状態を示している。電流を制限した状態で充電を行っている際にバッテリ電圧が増大すると、チャージャの電圧も高くなる。この場合、ドレンが最も負にバイアスされていることから、理論的にはスイッチＳ１のボディは、そのドレンに結合されている。実際には、スイッチＳ１に於ける電圧降下が極めて小さいことから、導通時に於けるボディの接続状態は比較的重要性が低い。
【００２３】
バッテリＢを過充電したり、その他の故障状態が発生したために、図７Ｂに示されるようにバッテリチャージャが充電電流を供給していない場合、バッテリチャージャＹの電圧Ｖｃｈａｒｇｅｒは、バッテリ電圧ｂａｔｔよりも高い状態に上昇する場合がある。すなわちＶｃｈａｒｇｅｒ  ＞  Ｖｂａｔｔとなる。バッテリＢ及びチャージャＹが共通の正の端子を有しているため、チャージャＹはスイッチＳ１のドレンの電圧を、バッテリＢの負の端子よりも低い電圧に押し下げる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンが、回路に於いて最も負にバイアスされた点となる。したがって、ＭＯＳＦＥＴＭ１の好ましくない導通状態を回避するためには、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディがドレンに接続されていなければならない。スイッチＳ１の両端に加わる電圧は、ＶｃｈａｒｇｅｒとＶｂａｔｔとの差に等しい。充電の開始に際して、この電圧差は、８．０から９Ｖもの高い値となり得る。充電の終了後、この電圧差は、バッテリチャージャのタイプにもよるが、通常は、０．５Ｖ以下となる。
【００２４】
次に、図４〜７に示された状態について、次のように要約することができる。ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディが、バッテリＢの負の端子すなわちＭＯＳＦＥＴのドレンに接続されない唯一の条件は、バッテリチャージャが正しい極性をもって接続された場合である。この場合、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディは、チャージャの負の端子すなわちＭＯＳＦＥＴのソースに接続されている。スイッチＳ１が閉じられると、常に、そのゲートは正のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔにバイアスされ、スイッチＳ１が開かれると、そのゲートがそのボディに結合される。
【００２５】
したがって、この機能を達成するために必要なことは、ＭＯＳＦＥＴのボディを、ソースまたはドレン端子のうちの、より負の側にバイアスされたものに短絡させるための１対のスイッチである。さらに、スイッチは、次のような条件を満足しなければならない。
【００２６】
１．両スイッチは、同時には決してオンとなってはならず、さもないと、バッテリ切離しスイッチを、そのオフ状態に於いて流れるリーク電流を発生させるような、パワーＭＯＳＦＥＴに並列な導電路を提供することになる。
【００２７】
２．両スイッチは、ボディの電圧を浮動状態にするものであってはならず、さもないと、その固有ダイオードの閾値以下のサブスレショルドチャネル導通（ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ）または順方向バイアスによってＭＯＳＦＥＴを導通させる恐れがある。閾値以下のチャネル導通状態（すなわちＭＯＳＦＥＴがそのボディに結合された状態）に於いては、ゲートが、ソースよりも高い正の電位にフロートしたときは、常に、ＭＯＳＦＥＴを導通させるようなゲート−ボディ電圧が発生する。０．５Ｖ程度のエンハンスメントですら、導通時に低い抵抗値を示すスイッチが有する高い相互コンダクタンスは、チャネル電流として数百ミリアンペアの電流を引き起こし得る。ゲート電圧Ｖｇｓが０．６Ｖを越えると、ドレン−ボディまたはソース／ボディダイオードのいずれかが部分的に順方向バイアスされ、過大電流が発生し、この過大電流は、衝突電離または二重注入によってさらに増幅される（その結果、全てのＮチャネルＭＯＳＦＥＴに存在する寄生的ＮＰＮバイポーラトランジスタが導通する）。
【００２８】
これらの２つの要請にはやや矛盾する点がある。第１の要請は、一方のスイッチが、他方が閉じる前に開くことを必要とし、この間にボディがフロートするのを避けることができない。いずれにせよ、ＭＯＳＦＥＴＭ１に於いてはドレン−ソース電流リークが発生し、これによってバッテリが過充電または過放電される場合がある。ここで必要となる構成は、常時及びあらゆる製造上のばらつきに関わらず、（いずれのスイッチも導通しないような電圧範囲としての）極めて小さいがゼロではないデッドバンドである。
【００２９】
図８は、上記したような条件にしたがって、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディを、そのソースまたはドレン端子に接続するボディバイアスジェネレータ５０のブロック図である。電流源５１は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディ端子がシンクされなければならないようなＭＯＳＦＥＴＭ１の条件を制御するために用いられる、あらゆる集積回路或いはゲートバッファからの電流を模式的に表している。端子Ｔ１及びＴ２は、負荷またはバッテリチャージャに接続されている。
【００３０】
図９は、本発明に基づく実施例の回路図である。バッテリ切離しスイッチＳ６は、スイッチＭＯＳＦＥＴＭ１及びボディバイアスジェネレータ５０を含む。端子Ｔ３は、バッテリの負の端子に接続されており、端子Ｔ４は負荷またはバッテリチャージャに接続されている。ボディバイアスジェネレータ５０は、第１の対のＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ３と、第２の対のＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５とを有する。
【００３１】
ＭＯＳＦＥＴＭ２は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンとボディとの間に接続され、ＭＯＳＦＥＴＭ３はＭＯＳＦＥＴＭ１のソースとボディとの間に接続され、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３のソース端子は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３は、従来形式のソース−ボディ短絡接続を有している。ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートはＭＯＳＦＥＴＭ１のソースに接続され、ＭＯＳＦＥＴＭ３のゲートはＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンに接続されている。
【００３２】
ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５は、それぞれＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３と並列に接続されている。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５のゲート端子は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに共通接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５のソース及びボディ端子は、従来から知られた要領をもって、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに短絡されている。
【００３３】
ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディを、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソース及びドレン端子のうちのより低い電位のものに短絡する働きを有する。ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ５は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディが、両ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３が遮断されたときに、過度に高いレベルに向けてフロートするのを防止する働きを有する。
【００３４】
ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３の作動を先ず説明する。ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３のゲート端子が、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソース及びドレン端子に、それぞれ、たすき掛けに接続されていることから、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソースに於ける電圧がドレンの電圧よりも高い場合には、ＭＯＳＦＥＴＭ２が導通し（図１０Ａ）、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンに於ける電圧がソースに於ける電圧を超えた場合には、ＭＯＳＦＥＴＭ３が導通する（図１０Ｂ）。すなわち、ＭＯＳＦＥＴＭ２は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレンに於ける電圧がソースに於ける電圧よりも低い場合に、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン及びボディを短絡する働きを有し、ＭＯＳＦＥＴＭ３は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソースに於ける電圧がドレンに於ける電圧よりも低い場合に、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン及びボディを短絡する働きを有する。このように、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３の動作をうまく同期させることにより、上記した条件（１）を満足させることができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディは、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン及びソース端子のうちの最も負の側にバイアスされたものにクランプされる。言うまでもなく、これは、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３の一方のゲート−ソース電圧が、ＭＯＳＦＥＴを導通させるのに必要な閾電圧を超えていることを前提とする。これが成立していない場合、すなわちＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３がいずれも遮断されている場合については以下に議論する。
【００３５】
スイッチＳ６が、（通常の状態であるか短絡された状態であるかを問わず）負荷に接続され或いはバッテリに、極性が反転した状態で接続された場合、ＭＯＳＦＥＴのドレンすなわち端子Ｔ３は最も負にバイアスされる。負荷に接続された完全に充電されたバッテリについてスイッチＳ６が通常耐えなければならない最大電圧は８．４Ｖである。バッテリチャージャが逆に接続された場合に於いては、スイッチＳ１は、Ｖｂａｔｔ＋Ｖｃｈａｒｇｅｒに等しい電圧に耐えなければならない。この電圧は、通常１６．８Ｖを越えない。しかしながら、効果的な過電圧検出回路を用いた場合、電圧が８．４Ｖを越えた状態では電流が流れるようにはなっておらず、もし流れたとしても、電力の大きさが限られている場合に於いて、スイッチ操作時の過渡的な状態に於いて電流が流れる限りに於いて何ら問題とならない。ＭＯＳＦＥＴＭ１及び、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３のいずれかのうちの遮断されたものの両者は、これらの電圧に耐えなければならない。
【００３６】
バッテリチャージャが適正に接続されている場合、（バッテリではなく）チャージャの負の端子がシステムに於ける最も負のポイントとなり、したがってＭＯＳＦＥＴＭ３が導通する。ＭＯＳＦＥＴＭ１が遮断されている場合、スイッチＳ６に加わる電圧はＶｃｈａｒｇｅｒ−Ｖｂａｔｔに等しい。バッテリチャージャの開回路電圧は、実際には８．４Ｖを越える場合がある。完全に放電したバッテリについては、この電圧がスイッチＳ６の両端に発生する。バッテリが充電されるにしたがって、スイッチＳ６の両端に加わる電圧が低下する。バッテリの過充電状態が検出されると、スイッチＳ６の両端に加わる最大電圧はＶｃｈａｒｇｅｒ−８．４Ｖに等しくなる。これらの電圧のいずれも、（最大電力がバッテリチャージャの電流供給回路によって制限されているものと仮定すれば、）電流が流れていても、スイッチＳ６について問題を発生するほど高くない。
【００３７】
ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート電圧を制御するためのさまざまな方法が知られている。上記したように、例えば、負荷が短絡された場合には、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートをロー状態に駆動し、ＭＯＳＦＥＴＭ１を遮断するために過電流検出回路が必要となり得る。このような構成が図１１に示されている。抵抗Ｒは、ＭＯＳＦＥＴＭ１に過大な電流が流れたときに、所定の閾値を越える電圧降下を引き起こす。この電圧は、インバータＵの入力に向けてＯＲゲートＴを介して出力信号を供給するコンパレータＳによって検出される。インバータＵは、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート及びボディをクランプする作用を有する出力を供給する。先に述べたように、これはＭＯＳＦＥＴＭ１を遮断する。過電流状態が存在しなければ、ＯＲゲートＴの別の入力に供給されたゲート制御信号は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートを制御する。ゲート制御信号がローである場合、インバータＵはＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートにＶｂａｔｔを加え、ＭＯＳＦＥＴＭ１を導通させる。ゲート制御信号がハイである場合、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート及びボディは互いに結合される。コンパレータＳ、ＯＲゲートＴ及びインバータＵは、集積回路に含まれたものであってよく、ボディバイアスジェネレータは、集積回路に於けるダイオードが順方向にバイアスされるのを防止する。様々な条件を満足するようにＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートを制御するための様々な方法が知られている。
【００３８】
オフ状態に於いてボディを最も負の状態に保持することに加えて、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３は、衝突電離がある場合に於いては、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディを適切にバイアスしていなければならない。ＭＯＳＦＥＴに於いて、電流及び高い電圧が同時に存在する場合に衝突電離が発生する。このような条件は、ＭＯＳＦＥＴの動作点が飽和領域にあることを必要とする。ＭＯＳＦＥＴＭ１は通常、低い導通時抵抗と、大きなチャネル幅を有することから、デバイスの相互コンダクタンスが極めて高くなる。比較的わずかなゲート駆動電圧であっても、デバイスを動作領域の線形領域に押しやる。したがって、過渡状態に於いて、そのゲート電圧が閾電圧値に近づくようにバイアスされたときにのみ飽和状態が出現する。
【００３９】
図１２は、さまざまなドレンバイアス電圧Ｖｄｓについて、ゲート駆動電圧Ｖｇｓの関数として、実験的に測定されたＭＯＳＦＥＴＭ１に於けるボディ電流Ｉｂｏｄｙを示している。ゲート電圧が１．４Ｖを越えている場合、デバイスは飽和領域を脱し、デバイスに於ける電界が降下し、ボディ電流が急激に減少する。Ｖｇｓがゼロに近い場合、電界が高いにも関わらずボディ電流は小さい。導通電流が高い電界領域を流れることから、これらの領域の間隙に衝突電離のピークが存在し、したがってボディ電流が存在する。衝突電離により引き起こされる基層電流の降下については、Ｓ．Ｍ．Ｓｚｅ、“Ｐｈｙｓｉｃｓ  ｏｆ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｄｅｖｉｃｅｓ”、２ｎｄ  Ｅｄ．、Ｗｉｌｅｙ（１９８１）、４８２−４８６頁に記載されている。Ｖｇｓが約１．３Ｖのときに最大のボディ電流が発生する。Ｖｄｓが８Ｖに等しいとき、最大ボディ電流は約３ｍＡである。Ｖｄｓが１６Ｖの時、デバイスが電流を導通するためには、イオン化電流は数百ｍＡに増大する。これらの電流は、言うまでもなく過渡的なものである。テストされたデバイスは、シリコニクス社により製造されたＶ３００４２であった。
【００４０】
図１３は、ＭＯＳＦＥＴＭ２またはＭ３のゲート幅と、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディ電流Ｉｂｏｄｙとの間の関係を示している。ＭＯＳＦＥＴのＶｄｓは０．３ＶでＶｇｓは８．４Ｖであった。図１３は、ＭＯＳＦＥＴのゲート幅が大きいほど、それほどの電圧降下を伴うことなく、より多くの電流をシンクし得ることを示している。ＭＯＳＦＥＴのソース−ボディダイオードに０．３Ｖ以上の順方向バイアスを引き起こすことなく、少なくとも１００ｍＡの過渡電流をシンクするという設計基準に基づき、ゲート幅は少なくとも１０ｋμｍであるとした。このような条件下に於いて、１１，７００μｍのゲート幅を有するデバイスを用いて、安定した作動が可能であることが実験的に確かめられた。
【００４１】
ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３も、ＭＯＳＦＥＴＭ１が、その寄生バイポーラトランジスタのいわゆる保持電圧（ｓｕｓｔａｉｎｉｎｇ  ｖｏｌｔａｇｅ）に近づくと、ＭＯＳＦＥＴＭ１の固有ダイオードのいずれかが順方向にバイアスされるのを防止する必要がある。このＭＯＳＦＥＴＭ１の保持電圧が、やはりＶ３００４２を用いた場合について、図１４に示されている。図１４に於いて、水平軸はＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン−ソース電圧Ｖｄｓを表し、垂直軸はＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン電流Ｉｄを表す。曲線は、ゲート駆動電圧Ｖｇｓが、１，０５０ｍＶから５０ｍＶ刻みで１，４５０ｍＶに変化したときの、Ｖｄｓの関数としてのＩｄを表す。
【００４２】
ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレン−ソース電圧ＶｄｓがＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３の閾電圧値よりも低くなると、これらのＭＯＳＦＥＴは遮断され、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディがフロートし得るようになる。図１４は、ゲート電圧Ｖｇｓがゼロ（右側の曲線）から２Ｖへと変化した際の、ゲート駆動電圧Ｖｇｓの関数としてのＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３の一方の電流−電圧特性を示している。Ｖｇｓ＜１．４Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴの固有ダイオードの１つの両端に数百ｍＶの電圧が発生する。ＭＯＳＦＥＴＭ１が完全に導通すると、その全電圧Ｖｄｓが高々１００ｍＶとなり、この場合、ＭＯＳＦＥＴＭ２またはＭ３のゲート駆動電圧Ｖもゼロに近くなり、図１４の最も右側の曲線により示されるように、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディが、６４０ｍＶの全ダイオード電圧にフロートすることができるようになる。ＭＯＳＦＥＴＭ１に何らボディ電流が流れていない場合、ＭＯＳＦＥＴＭ２またはＭ３へのゲート駆動電圧が存在しないことは問題とならない。なぜなら、ごくわずかのゲートエンハンスメントでもＭＯＳＦＥＴＭ２またはＭ３をわずかに導通させることができ、それによってＭＯＳＦＥＴＭ１のボディ電圧を最も負の電圧に強制することができるからである。
【００４３】
しかしながら、電流源５１（図８）により表わされるＩＣも電流を発生し、この電流のあるものが、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに流れるのを回避できないことから、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディ電圧は、そのソース及びドレン電圧の低いものよりも高くなる傾向を有する。ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに、その導通状態に於いて十分な電流が流入すると、ボディの電圧が、ソース及びドレンの両者よりも高いレベルとなり、これら両接合をいずれも順方向にバイアスすることが考えられる。実際に、スイッチＳ６の両端の電圧が小さくなると、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３は、それら自体ではＭＯＳＦＥＴＭ１の固有ダイオードが順方向にバイアスされるのを防止することができない。ＭＯＳＦＥＴＭ１に結果として発生するドレン電流Ｉｄは、寄生バイポーラトランジスタのβが低いことから、小さい筈である。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴＭ１のチャネル導通のために、実際に観測された電流はこれよりもかなり大きい。
【００４４】
これが図１６に示されており、電流源５１は、外部からＭＯＳＦＥＴＭ１に引き起こされたボディ電流Ｉｂｏｄｙを表している。ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートがそのボディに結合され、デバイスが遮断されているものと仮定する。ボディ端子の電流をシンクすることにより、ボディ−ドレンダイオードが電圧Ｖｂｄをもってわずかに順方向にバイアスされる。Ｖｂｄの値は次の式により定められる。
【００４５】
Ｖｂｄ  ＝  （ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｂｏｄｙ／Ｉｏ）
但し、ｋはボルツマン定数で、Ｔは温度（℃）であって、ｑは電子の電荷であり、Ｉｏはダイオードの飽和電流である。
【００４６】
ＭＯＳＦＥＴのＭ１のゲートがそのボディに結合されていることから、ゲートも、より正の電位にプルされる。このようなＭＯＳＦＥＴＭ１のわずかなゲートエンハンスメントは、デバイスの大きな相互コンダクタンス値によって増幅される。ＭＯＳＦＥＴＭ１のが小さいことから、デバイスが飽和する。閾値以下の導通を無視したとしても、得られる電流は少なくとも次の式により表される。
【００４７】
Ｉｄ  ＝  （μＣｏｘＷ／２Ｌ）
×｛（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｂｏｄｙ／Ｉｏ）−［Ｖｔｏ  −  ΔＶｔ（Ｖｂｄ）］｝
但し、ＩｄはＭＯＳＦＥＴＭ１のリーク電流であり、μはチャネル移動度（ｍｏｂｉｌｉｔｙ）であり、Ｃｏｘはゲートの静電容量であり、Ｗはチャネル幅であり、Ｌはチャネル長さであり、Ｖｔｏはボディエフェクトがないとした場合の閾電圧値Ｖｔであり、ΔＶｔは、ボディエフェクトにより引き起こされるＶｔのずれを表す。ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート幅Ｗが大きいことから、大きなリーク電流Ｉｄが発生する。図１７は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のオフ状態（Ｖｇｓ＝０）に於ける、ボディ電流の関数としての電流−電圧特性を示している。（ＭＯＳＦＥＴＭ１は、ＭＯＳＦＥＴＭ２〜Ｍ５を伴うことなく図１６のように接続されていた。）図１７に示されるように、３３３μＡのボディ電流は５００ｍＡのＩｄを発生し、結果として１７０，０００の電流ゲインが得られる。ボディ電流が３ｍＡの場合、ＭＯＳＦＥＴＭ１は、１ＡのＩｄに於いても飽和しない。
【００４８】
図１８は、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３が接続され、しかしながらＭＯＳＦＥＴＭ４またはＭ５は接続されていない場合に於ける同じデータを示している。ボディ電流が３３３μＡであるときの最大のＩｄが１００ｍＡに減少している。特に重要な点は、この電流は、約０．１６Ｖの電圧に至るまで流れることができ、この電圧レベルを越えると、ＭＯＳＦＥＴＭ２が導通し、Ｉｄがゼロに減少する。Ｉｂｏｄｙ＝３２μＡの曲線は図１８に明瞭に示されていないが、図１９の詳しい図に明瞭に示されている。ボディ電流が３２μＡである場合、ピークＩｄは１．６ｍＡに過ぎず、ＭＯＳＦＥＴＭ１は８０ｍＶを越える電圧に於いて遮断する。（これらの曲線が曲線トレーサによって得られたものであるため、曲線に於ける二重線はボディの静電容量によって引き起こされたものである。
【００４９】
これらの良好な結果にも関わらず、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３がいずれも遮断されたときに、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディがさらに上向きにフロートしようとする能力をさらに制限し、ＭＯＳＦＥＴＭ１に於けるリーク電流Ｉｄをさらに制限するのが望ましい。それが、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５の機能である。
【００５０】
図２０は、図９に於ける回路に接続されたＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５の模式的回路図である。ＭＯＳＦＥＴのゲート、ドレン及びボディが互いに短絡されていることから、ＭＯＳＦＥＴは、ややショットキダイオードと同様に作動することになる。これは、ＭＯＳＦＥＴに於けるソース−ボディダイオードが順方向にバイアスされると、ソース拡散領域とボディ拡散領域との間の接合部に於ける電圧バリアが低下し、閾電圧値が降下するためである。これは、「逆ボディエフェクト」と呼ばれることがあり、ＭＯＳＦＥＴが、その第３象限（負のＶｄｓ及びＩｄ）に於いて作動する場合に発生する。逆ボディエフェクトは、閾電圧値や、エンハンスメント（ゲート駆動）電圧に比較して極めて低いことから、通常無視し得るものである。大きなチャネル幅を有するＭＯＳＦＥＴのゲート、ドレン及びボディが互いに短絡されると、結果として得られた２端子デバイスの両端の電圧降下が従来形式のＰ−Ｎダイオードの電圧降下よりも小さくなる。このＶｔｏよりも低い電圧降下Ｖｄｓは、次の式により表すことができる。
【００５１】
Ｖｄｓ  ＝  Ｖｔｏ＋γ｛（２φｆ−Ｖｓｂ）１／２−（２φｆ）１／２｝
≒  Ｖｓｂ
但し、γはボディエフェクト係数であり、φｆはフェルミ電位（ボディのドープ量に対して対数的に依存する。即ち、φｆ＝０．０２６・ｌｎ（ＮＡ／ｎｉ）。但し、ｎｉはシリコンの固有キャリア濃度を表す。）、Ｖｓｂはソース−ボディ電圧である。図２１は、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５の特性を、従来形式のＰ−Ｎダイオードと比較した電流−電圧グラフである。これによれば、ＭＯＳＦＥＴＭ４或いはＭ５は、順方向にバイアスされた場合、その両端に発生する電圧降下が、順方向にバイアスされた接合ダイオードの電圧降下よりも約２２０ｍＶ低いことが示されている。ＭＯＳＦＥＴの実際の導通は、チャネル電流であって、少数キャリア電流でないことから、ＭＯＳＦＥＴは極めて高速である。しかも、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５は十分に集積化可能である。
【００５２】
図２２は、通常のＰ−Ｎダイオード、ＭＯＳＦＥＴＭ４或いはＭ５の２つの実施例及びショットキーダイオードの電流−電圧特性を比較した半対数グラフである。或る実施例に於いては、これらのＭＯＳＦＥＴＭ４或いはＭ５に代えて、ショットキーその他の形式のダイオードを用いることができる。
【００５３】
ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５は、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３と組み合わされたときに、ＭＯＳＦＥＴＭ１の最大ボディ電圧を約４２０ｍＶに制限する。図２３は、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３のゲート駆動電圧の関数として、ＭＯＳＦＥＴＭ２／Ｍ４及びＭ３／Ｍ５の並列接続されたものの電流−電圧特性を示している。図示されるように、ＭＯＳＦＥＴの並列接続された組み合わせによって加えられる電圧は、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３のゲート駆動電圧が増大するに伴い、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５のみによって加えられる電圧よりも低くなる。図２４に示されるように、ＭＯＳＦＥＴＭ１の遮断状態に於いて、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３と組み合わされたＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５は、ボディ電流が３０μＡの場合、ＭＯＳＦＥＴＭ１に於ける最大ドレン電流Ｉｄを、約３０μＡに制限する。このように、最終的な結果として、ＭＯＳＦＥＴの寄生電流ゲインのピーク値が、わずかに１となる。ＭＯＳＦＥＴＭ１に於けるＶｄｓが１５０ｍＶを越えると、リーク電流Ｉｄが遮断される。
【００５４】
図２５には、ＭＯＳＦＥＴＭ１についての一連の電流−電圧曲線が示されている。４本の曲線は、Ｉｂｏｄｙが、２０、４０、６０及び８０μＡについて与えられたものである。これらの曲線は、実際には原点に関して対称であって、第３象限に於ける垂直軸（Ｉｄ）に対するオフセットは、接地電圧を基準とする曲線トレーサの電流検出回路によって人為的に発生したものである。第１象限すなわちドレン電圧及び電流がいずれも正である領域に於いては、ベースバイアスジェネレータ電流は、センス抵抗器を流れず、曲線に表れない。ドレン電圧及び電流がいずれも負であるような第３象限に於いては、依然としてアースよりも正であるベースバイアスジェネレータを流れる電流は、センス抵抗器を流れ、それによって曲線のそれぞれについてのドレン電流に一定のオフセットを引き起こす。
【００５５】
ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３の場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５のサイズを、より大量の電流に対応するように変更することができる。先に示したデータは、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５に於けるゲート幅が１０，０００μｍであることを仮定している。図２２６に於けるシミュレーションデータは、このゲート幅が、約４００ｍＶの電圧降下に対応することを示している。ドレン電流Ｉｄは３０μＡであった。ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５のサイズをやや増大させることは、閾電圧値の製造上のばらつきを許容する上で好ましいことである。
【００５６】
ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３及びＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５を含むバッテリ切離しスイッチＳ６の電流−電圧特性が図２７に示されている。Ｖｇｓが、約１５０ｍＶの低い領域に於いて変曲点を有することに注意されたい。
【００５７】
バッテリチャージャが、図６Ｂに示されているように逆向きに接続された場合、バッテリ切離しスイッチの両端に発生する全電圧は、バッテリ電圧が８．４Ｖであると仮定すると約１６．８Ｖに達し得る。この電圧は、通常ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートに対して許容された最大電圧を超えている。１６．８Ｖという電圧は、ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲート酸化膜を破壊しないが、デバイスの長期間に於ける信頼性の観点から、このゲート電圧を、（ゲート酸化膜の厚さが４００Åであると仮定した場合、）約１５Ｖにクランプするのが好ましい。図２８Ａ及び２８Ｂは、これを達成する２つの構成を示している。
【００５８】
図２８Ａに於いては、ツェナーダイオードＤ１が、ＭＯＳＦＥＴＭ１のボディとＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートとの間に接続され、電流制限用抵抗Ｒ１が、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソースとＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートとの間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲート電圧を１５Ｖにクランプしたい場合、ツェナーダイオードＤ１は１５Ｖの降伏電圧を有することになる。ツェナーダイオードは、特別の外部接続を必要とすることなく、ディスクリートなバッテリ切離しスイッチ内に容易に組み込むことができる。ダイオードＤ１の降伏に際しての電流は、抵抗Ｒ１を高い値の（小さな面積の）ドリフト抵抗器とすることにより、数μＡのレベルに制限することができる。すなわち、対称ドリフトＭＯＳＦＥＴＭ１を形成する際に用いられるＮドリフト注入を、高膜抵抗、小領域抵抗器として用いることができる。ダイオードＤ１が雪崩降伏状態に遭遇するのは、チャージャの電圧とバッテリ電圧との和が、その降伏電圧を超えるような、チャージャを逆極性で接続したような場合に限られる。さもなければ、ダイオードＤ１はオフ状態のままで、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートに対してある程度のＥＳＤ保護回路としての機能を提供する。
【００５９】
図２８Ｂに於いて、カスコードＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ６が回路に接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭ６は、ソース−ボディ間短絡を伴わない４端子デバイスである。ＭＯＳＦＥＴＭ６のソース／ドレン端子は、ＭＯＳＦＥＴＭ１のソース及びＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートにそれぞれ接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭ６のボディはＭＯＳＦＥＴＭ１のボディに接続されている。ＭＯＳＦＥＴＭ６のゲートは、バッテリＢの正の端子に接続されている。これは、ボディバイアスジェネレータ５０をコントロールＩＣ内に組み込む上で有利な点である。図２９は、ＭＯＳＦＥＴＭ６が、バッテリチャージャＹの正の端子から、ＭＯＳＦＥＴＭ２のゲートに至る導電路に於ける異なる位置に接続されているような同様の回路を示している。この構成は、ＭＯＳＦＥＴＭ１を通る導電路と並列をなすＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５を通る導電路に、ＭＯＳＦＥＴＭ６の抵抗が出現しないという利点を有している。
【００６０】
図３０は、図２８Ａに示された回路の集積回路としての実施例の断面図である。ＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ５のそれぞれ及びツェナーダイオードＤ１が、Ｐ＋基層１０１上に形成されたＰエピタキシャル層１００内の対応するデバイスの上方に模式的に示されている。図示されているように、ＭＯＳＦＥＴＭ１は、ソース／ボディ短絡を伴わない４端子デバイスをなすが、ＭＯＳＦＥＴＭ２〜Ｍ５は、それぞれソース／ボディ短絡を伴う。フィールド酸化物領域が、ＭＯＳＦＥＴＭ１、ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５、並びにダイオードＤ１をそれぞれ互いに分離している。破線により示されるように、ダイオードＤ１の回路への接続は省略可能である。ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５は、上記した特許出願第０８／１６０，５３９の教示内容に基づき、閾値調節用注入部を有している。
【００６１】
所望に応じて、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５は、Ｐエピタキシャル層１００よりも高いドーパント濃度を有するＰウェル内に形成することが可能である。Ｐ型イオンの濃度が高いことにより、ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５のボディ係数γを、それらの閾電圧値をそれほど増大させることなく高め、それによってＭＯＳＦＥＴＭ１のボディの電圧が（負の方向に）増大するのに伴い、迅速にＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５が導通できるようになる。これは、ＭＯＳＦＥＴＭ１に於ける固有ダイオードが順方向にバイアスされるのを防止する上で好ましい。これは、図３２から明らかである。図３２は、２つのレベルのボディ係数γに於いて、ソース−ボディ電圧Ｖｓｂの関数としてのＭＯＳＦＥＴの閾電圧値Ｖｔを示すグラフである。ＭＯＳＦＥＴＭ１が作動するべき第１象限に於いては、より低いγは、与えられたＶｓｂに対して低いＶｔを提供する。ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５が作動すべきる第３象限に於いては、より高いγは、与えられたＶｓｂに対してより低いＶｔを提供する。
【００６２】
図３１は、図２９の回路を集積回路として構成した状態を示す同様の図である。ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭＯＳＦＥＴＭ２〜Ｍ５（ボディバイアスジェネレータ５０）は、ＩＣ上に形成可能なゲート制御回路（すなわち図１１に示されたコンパレータＳ、ＯＲゲートＴ及びインバータＵ）とは別個のディスクリートなデバイスとして構成することができ、或いは、ゲート制御回路及びＭＯＳＦＥＴＭ１をディスクリートの要素として、ボディバイアスジェネレータをＩＣ上に形成することもできる。
【００６３】
図３３に示された別の実施例に於いては、ボディバイアスジェネレータ５０に対応するべき第２のボディバイアスジェネレータ５０Ａが、ゲート制御回路と共に集積回路Ｚ内に含まれている。ボディバイアスジェネレータ５０Ａの出力は、インバータＵを介してＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートを駆動するために用いられる。ボディバイアスジェネレータ５０及び５０Ａが互いに対応するものであることから、ＭＯＳＦＥＴＭ１が遮断されたときに、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートとボディとの間に仮想的な接続が達成される。ボディバイアスジェネレータ５０Ａはまた、集積回路Ｚ内のダイオードが順方向にバイアスされるのを防止する働きも有する。ボディバイアスジェネレータ５０を、集積回路Ｚ内に含まれるものとすることもできる。
【００６４】
以上本発明の特定の実施例について説明したが、上記実施例は本発明の単なる例示であって、その範囲を何ら限定するものではないことを了解されたい。本発明の広い概念は、添付の請求の範囲によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】Ａ及びＢからなり、互いに逆向きに接続された１対のＭＯＳＦＥＴを有する従来形式のバッテリ切離しスイッチを示す回路図、Ｂは、従来形式のソース／ボディ間短絡を伴わない単一のＭＯＳＦＥＴを含む従来形式のバッテリ切離しスイッチを示す回路図。
【図２】本発明に基づくバッテリ切離しスイッチの概念的回路図。
【図３】Ａ及びＢからなり、いずれも、バッテリ切離しスイッチに於いて好ましくない導通が起こる要領を示す回路図。
【図４】Ａ及びＢからなり、様々なオン及びオフスイッチ状態について、バッテリ切離しスイッチに於けるＭＯＳＦＥＴのボディの接続状態を示す回路図。
【図５】Ａ及びＢからなり、様々なオン及びオフスイッチ状態について、バッテリ切離しスイッチに於けるＭＯＳＦＥＴのボディの接続状態を示す回路図。
【図６】Ａ及びＢからなり、様々なオン及びオフスイッチ状態について、バッテリ切離しスイッチに於けるＭＯＳＦＥＴのボディの接続状態を示す回路図。
【図７】Ａ及びＢからなり、様々なオン及びオフスイッチ状態について、バッテリ切離しスイッチに於けるＭＯＳＦＥＴのボディの接続状態を示す回路図。
【図８】ボディバイアスジェネレータ及びパワーＭＯＳＦＥＴに於けるボディ電流を表す電流源を含む、本発明に基づくバッテリ切離しスイッチの概念的ブロック図。
【図９】本発明に基づくバッテリ切離しスイッチの回路図。
【図１０】Ａ及びＢからなり、Ａは、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディとドレンとを結ぶＭＯＳＦＥＴが導通する状態を示す回路図、Ｂは、スイッチＭＯＳＦＥＴのボディとソースとを結ぶＭＯＳＦＥＴが導通する状態を示す回路図。
【図１１】本発明に基づくバッテリ切離しスイッチについて用いられる過電流検出回路の回路図。
【図１２】様々なドレン電圧Ｖｄｓについて、ゲート電圧Ｖｇｓの関数としてスイッチＭＯＳＦＥＴに於いて実験的に特定されたボディ電流を示すグラフ。
【図１３】スイッチＭＯＳＦＥＴに於けるソース−ボディダイオードを０．３Ｖ以上順方向にバイアスすることなくスイッチＭＯＳＦＥＴに於いて特定のボディ電流をシンクするのに必要なＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３に於けるゲート幅を示すグラフ。
【図１４】様々なゲート駆動電圧Ｖｇｓについて、ドレン−ソース電圧の関数としてスイッチＭＯＳＦＥＴを流れる電流を示すグラフ。
【図１５】様々なゲート駆動電圧Ｖｇｓについて、ドレン−ソース電圧の関数としてＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２を流れる電流を示すグラフ。
【図１６】スイッチＭＯＳＦＥＴに於けるボディ電流の影響を説明するための回路図。
【図１７】ＭＯＳＦＥＴＭ２〜Ｍ５がなく、スイッチＭＯＳＦＥＴのゲートとボディとが互いに結合されたときの、様々なボディ電流について、ソース−ドレン電圧Ｖｄｓの関数としてのスイッチＭＯＳＦＥＴのドレン電流を示すグラフ。
【図１８】ＭＯＳＦＥＴＭ２〜Ｍ３が用いられたときの、様々なボディ電流Ｉｂｏｄｙについて、ソース−ドレン電圧Ｖｄｓの関数としてのスイッチＭＯＳＦＥＴのドレン電流Ｉｄを示すグラフ。
【図１９】ボディ電流Ｉｂｏｄｙが３２μＡであったときの、図１８に示されたのと同様なグラフ。
【図２０】ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５の動作を示す回路図。
【図２１】ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５の特性を、従来形式のＰＮダイオードに対して比較する電流−電圧グラフ。
【図２２】ＭＯＳＦＥＴＭ４及びＭ５の電流−電圧特性を、従来形式のＰＮダイオード、ショットキーダイオードに対して比較するグラフ。
【図２３】ＭＯＳＦＥＴＭ２及びＭ３のゲート駆動電圧の関数として、ＭＯＳＦＥＴＭ２／Ｍ４及びＭ３／Ｍ５の並列接続に於ける電流−電圧特性を示すグラフ。
【図２４】スイッチがオフ状態で、ボディ電流Ｉｂｏｄｙが３０μＡであるときの、図９に示されたバッテリ切離しスイッチの電流−電圧特性を示すグラフ。
【図２５】ボディ電流Ｉｂｏｄｙが２０、４０、６０及び８０μＡであるときの図２４と同様のグラフ。
【図２６】ＭＯＳＦＥＴが３０μＡの電流をシンクしているときに、様々な閾電圧値Ｖｔに於けるゲート幅の関数としてのＭＯＳＦＥＴＭ４またはＭ５の両端に発生する電圧を示すグラフ。
【図２７】いくつかのレベルのゲート駆動電圧Ｖｇｓについて、図９に示された双方向スイッチの電流−電圧特性を示すグラフ。
【図２８】Ａ及びＢからなり、いずれも、バッテリチャージャが逆極性をもって接続されたときにＭＯＳＦＥＴＭ２またはＭ３のゲート酸化膜の両端に過大な電圧が発生するのを防止するための別の方法を示す回路図。
【図２９】バッテリチャージャが逆極性をもって接続されたときにＭＯＳＦＥＴＭ２またはＭ３のゲート酸化膜の両端に過大な電圧が発生するのを防止するための更に別の方法を示す回路図。
【図３０】集積回路として構成された図２８Ａに示された回路の断面図。
【図３１】集積回路として構成された図２９に示された回路の断面図。
【図３２】様々なボディ係数γのレベルについてソース−ボディ電圧Ｖｓｂの関数としてＭＯＳＦＥＴの閾電圧値Ｖｔを示すグラフ。
【図３３】２つのボディバイアスジェネレータを含むさらに別の実施例を示すブロック図。
【符号の説明】
【００６６】
１０、１１、１２  ＭＯＳＦＥＴ
１３  バッテリ
５０  ボディバイアスジェネレータ
５１  電流源
１００  Ｐエピタキシャル層
１０１  Ｐ＋基層
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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