(57)【要約】      （修正有）【課題】  安定性の良いマルチパス除去フィルタを提供する。【解決手段】  FIR ディジルフィルタ２に、ＦＭ変調信号等を入力信号Ｘin(t)として入力し、希望信号Ｙ(t)を生成する。エンベロープ検出部３が、Ｘin(t)の法落選を検出することで、評価基準としての直流の基準信号Ｖｔｈ(t)を生成し、誤差検出部４がＶｔｈ(t)とＹ(t)との差分であるｅ(t)を演算する。誤差成分制限部５は、ｅ(t)の絶対値を平滑化することによって直流の誤差成分を生成し、更に誤差信号が所定の値を超えたか監視する。そして、所定の値を超えると、ｅ(t)の振幅を抑制することで生じる補正誤差信号ｅｃｐ(t)を誤差成分制限部５から出力し、マルチパス除去フィルタが、ｅ(t)、補正誤差信号ｅcｐ(t)の振幅が０に近づくように、乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のタップ係数Ｋ０〜Ｋｍ−１を可変制御することにより、系全体を安定化の方向に収束させ、マルチパス歪を除去した高品質のＹ(t)を生成する。【選択図】  図１
2005167717.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル化されたＦＭ変調信号又は位相変調信号を入力信号として入力し、該入力信号に対するタップ係数を可変制御することによって、前記入力信号のマルチパス歪を除去するデジタルフィルタと、
前記入力信号のエンベロープを検出することにより基準信号を生成するエンベロープ検出手段と、
前記デジタルフィルタで生成される希望信号と前記基準信号とを差分演算することにより、誤差信号を生成する誤差検出手段と、
前記誤差信号の直流成分を監視し、前記誤差信号の振幅を制御した補正誤差信号を生成する誤差成分制限手段と、
前記補正誤差信号に基づいて、前記誤差信号の振幅が０に近づくように前記タップ係数を可変制御するタップ係数更新手段と、を備えることを特徴とするマルチパス除去フィルタ。
【請求項２】
前記タップ係数更新手段は、
Ｋｊ(t)＝Ｋｊ(t-1)−α・ｅｃｐ(t)・｛Ｘｊ(t)・Ｙ(t)＋Ｘｊ(t-1)・Ｙ(t-1)｝
で表されるアルゴリズムに従って、前記各タップ係数を可変制御し、
前記Ｘｊ(t)、Ｘｊ(t-1)は前記入力信号、前記Ｙ(t)、Ｙ(t-1)は前記希望信号、前記Ｋｊ(t)、Ｋｊ(t-1)は前記タップ係数、αは予め決められた定数、ｔはサンプリング周波数に基づいて決められる遅延時間、ｊはタップ係数の順番、ｅｃｐ(t)は前記補正誤差信号であることを特徴とする請求項１記載のマルチパス除去フィルタ。
【請求項３】
前記タップ係数更新手段は、
Ｋｊ(t)＝γ・Ｋｊ(t-1)−α・ｅｃｐ(t)・｛Ｘｊ(t)・Ｙ(t)＋Ｘｊ(t-1)・Ｙ(t-1)｝
で表されるアルゴリズムに従って、前記各タップ係数を可変制御し、
前記Ｘｊ(t)、Ｘｊ(t-1)は前記入力信号、前記Ｙ(t)、Ｙ(t-1)は前記希望信号、前記Ｋｊ(t)、Ｋｊ(t-1)は前記タップ係数、αは予め決められた定数、ｔはサンプリング周波数に基づいて決められる遅延時間、ｊはタップ係数の順番、ｅｃｐ(t)は前記補正誤差信号、γは０から１の範囲内の予め決められた何れかの定数であることを特徴とする請求項１又は２に記載のマルチパス除去フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチパス除去フィルタに関し、特にＦＭ変調信号、位相変調信号を受信する際に生じたマルチパス歪を除去するマルチパス除去フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば移動体通信の分野において、受信機でＦＭ変調信号、位相変調信号を受信して復調しようとする場合、電波の多重伝搬によって発生する受信障害、すなわちマルチパス歪が問題となっている。
【０００３】
このマルチパス歪は、例えば都市部における建築物からの反射波成分が所望の直接波成分に重畳することによって生じるものや、山からの反射波成分が所望の直接波成分に重畳することによって生じるもの等があり、受信品質を劣化させることから極めて重要な問題となっている。
【０００４】
このため、ＦＭ放送を受信する受信機では、このマルチパス歪を除去すべく、図５に示すようなデジタルフィルタを利用したマルチパス除去フィルタが提案されている。
【０００５】
図５において、このマルチパス除去フィルタは、ＦＩＲデジタルフィルタを利用して構成され、中間周波信号をＡ／Ｄ変換器でアナログデジタル変換することで生じるデジタル信号Ｘin(t)が入力される。
【０００６】
そして、サンプリング周波数の逆数と等しい遅延時間Ｔに設定されたｍ段の遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１でデジタル信号Ｘin(t)を遅延しつつ、ｍ個（タップ数ｍ）の乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１によって、最新のデジタル信号Ｘ０(t)と各遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１より出力されるデジタル信号Ｘ１(t)〜Ｘｍ−１(t)とにタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を乗算し、更に乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のｍ個の出力を加算器ＡＤＤで加算することにより、マルチパス歪を除去した希望信号Ｙ(t)を求めて、復調器等へ出力する。
【０００７】
更に、演算器ＣＬにより希望信号Ｙ(t)の絶対値の２乗を求めると共に、減算器ＳＵＢにおいてその絶対値の２乗の値│Ｙ(t)│２から予め決められた固定の基準値Ｖthを減算することによって誤差成分ｅ(t)を求め、更にタップ係数更新部ＣＱが、誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるように、各乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御することによって、時々刻々と変化するマルチパス歪を除去することとしている。
【０００８】
このように、従来のマルチパス除去フィルタは、マルチパス伝搬路の逆特性を図５中のＦＩＲデジタルフィルタによって近似し、更に、変化するマルチパス歪を除去するために、演算器ＣＬと減算器ＳＵＢとタップ係数更新部ＣＱとによって、上述の遅延時間Ｔに同期して、誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるように次式（１）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいて各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御している。
【０００９】
【数１】
2005167717.tif 000003
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、従来のマルチパス除去フィルタにあっては、反射波成分の特性、別言すればマルチパス伝搬路の実際の特性に応じてマルチパス歪の除去効果が左右されやすいという課題があった。
【００１１】
例えば都市部等の建造物から反射されてくる反射波成分の伝搬遅延時間は、直接波成分に対して１０μｓ（マイクロ秒）ないし２０μｓ程度であるが、山岳部等におけるその伝搬遅延時間は、５０μｓを超える場合がある。このように、伝搬遅延時間が５０μｓを超えるような反射波成分が直接波成分に重畳してマルチパス歪が生じた場合、マルチパス除去フィルタ内に設けられている遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１によって決まる全遅延時間（ｍ×Ｔ）に較べて、デジタル信号Ｘin(t)のマルチパス成分の遅延時間が長くなり、上述のタップ係数更新アルゴリズムに基づいて各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御しても、誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させることが困難であり、収束できないため、やがてはマルチパス除去フィルタの動作が不安定となる虞があった。
【００１２】
本発明はこうしたマルチパス伝搬路の特性に影響されに難く、不安定になることを回避でき、適切にマルチパス歪を除去し得るマルチパス歪除去フィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
請求項１記載のマルチパス除去フィルタの発明は、デジタル化されたＦＭ変調信号又は位相変調信号を入力信号として入力し、該入力信号に対するタップ係数を可変制御することによって、前記入力信号のマルチパス歪を除去するデジタルフィルタと、前記入力信号のエンベロープを検出することにより基準信号を生成するエンベロープ検出手段と、前記デジタルフィルタで生成される希望信号と前記基準信号とを差分演算することにより、誤差信号を生成する誤差検出手段と、前記誤差信号の直流成分を監視し、前記誤差信号の振幅を制御した補正誤差信号を生成する誤差成分制限手段と、前記補正誤差信号に基づいて、前記誤差信号の振幅が０に近づくように前記タップ係数を可変制御するタップ係数更新手段とを備えることを特徴とする。
【００１４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のマルチパス除去フィルタにおいて、
前記タップ係数更新手段は、
Ｋｊ(t)＝Ｋｊ(t-1)−α・ｅｃｐ(t)・｛Ｘｊ(t)・Ｙ(t)＋Ｘｊ(t-1)・Ｙ(t-1)｝
で表されるアルゴリズムに従って、前記各タップ係数を可変制御し、
前記Ｘｊ(t)、Ｘｊ(t-1)は前記入力信号、前記Ｙ(t)、Ｙ(t-1)は前記希望信号、前記Ｋｊ(t)、Ｋｊ(t-1)は前記タップ係数、αは予め決められた定数、ｔはサンプリング周波数に基づいて決められる遅延時間、ｊはタップ係数の順番、ｅｃｐ(t)は前記補正誤差信号であることを特徴とする。
【００１５】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２に記載のマルチパス除去フィルタにおいて、
前記タップ係数更新手段は、
Ｋｊ(t)＝γ・Ｋｊ(t-1)−α・ｅｃｐ(t)・｛Ｘｊ(t)・Ｙ(t)＋Ｘｊ(t-1)・Ｙ(t-1)｝
で表されるアルゴリズムに従って、前記各タップ係数を可変制御し、
前記Ｘｊ(t)、Ｘｊ(t-1)は前記入力信号、前記Ｙ(t)、Ｙ(t-1)は前記希望信号、前記Ｋｊ(t)、Ｋｊ(t-1)は前記タップ係数、αは予め決められた定数、ｔはサンプリング周波数に基づいて決められる遅延時間、ｊはタップ係数の順番、ｅｃｐ(t)は前記補正誤差信号、γは０から１の範囲内の予め決められた何れかの定数であることを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の好適な実施の形態として、ＦＭ放送等を受信する無線受信機に備えられるマルチパス除去フィルタについて説明する。図１は、本実施形態のマルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図である。
【００１７】
図１において、マルチパス除去フィルタ１は、デジタルフィルタ２と、エンベロープ検出部３と、誤差検出部４と、誤差成分制限部５と、タップ係数更新部６を備えて構成されている。
【００１８】
そして、このマルチパス除去フィルタ１は、
受信アンテナで受信される高周波の受信信号が中間周波数のＦＭ変調信号や位相変調信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器でアナログデジタル変換されることによって生じるデジタル信号列を入力信号Ｘin(t)として入力し、マルチパス歪を除去した希望信号Ｙ(t)を生成して復調回路等へ出力する。
【００１９】
デジタルフィルタ２は、マルチパス伝搬路の逆特性をテイラー展開することによって近似したＦＩＲデジタルフィルタで構成されると共に、タップ係数が変更可能となっており、入力信号Ｘin(t)からマルチパス歪を除去した希望信号（別言すれば、予測信号）Ｙ(t)を生成して出力する。
【００２０】
すなわち、例えば搬送波の４倍の周波数をサンプリング周波数ｆsに決め、そのサンプリング周波数ｆsの逆数と等しい遅延時間Ｔに設定されたｍ段の遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１によって入力信号Ｘin(t)を遅延しつつ、ｍ個（タップ数ｍ）の乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１によって、最新の入力信号Ｘ０(t)と各遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１より出力されるデジタル信号Ｘ１(t)〜Ｘｍ−１(t)とにタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を乗算し、更に乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のｍ個の出力を加算器ＡＤＤによって加算することにより、マルチパス歪を除去した希望信号Ｙ(t)を生成して出力する。
【００２１】
エンベロープ検出部３は、マルチパスの影響を受けている入力信号Ｘin(t)のエンベロープ成分を検出し、その検出したエンベロープ成分を平滑化することによって、そのエンベロープ成分の変化を直流の基準信号Ｖth(t)として生成する。
【００２２】
誤差検出部４は、デジタルフィルタ２から出力される希望信号Ｙ(t)と基準信号Ｖth(t)との差分を誤差成分ｅ(t)として演算する。
【００２３】
誤差成分制限部５は、誤差成分ｅ(t)を平滑化することによって直流の誤差成分を生成する。そして、該直流の誤差成分が予め決められた値より大きくなると、誤差成分ｅ(t)を抑制した信号、すなわち補正誤差成分ｅｃｐ(t)を生成して出力する。
【００２４】
タップ係数更新部６は、補正誤差成分ｅｃｐをほぼ０に収束させるように、次式（２ａ）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいてデジタルフィルタ２の各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)をアダプティブに可変制御する。
【００２５】
【数２】
2005167717.tif 000004
【００２６】
かかる構成を有するマルチパス除去フィルタ１によると、乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を上記式（２ａ）のタップ係数更新アルゴリズムに基づいて可変制御することによって、デジタルフィルタ２を、実際のマルチパスの影響を受けた入力信号Ｘin(t)に自動的に追従し得る適応デジタルフィルタとすることができるため、マルチパス歪を除去した高品位の希望信号Ｙ(t)を生成することができる。
【００２７】
つまり、タップ係数更新部６は、エンベロープ検出部３で生成される直流の基準信号Ｖth(t)とデジタルフィルタ２から出力される希望信号Ｙ(t)との差分である誤差成分ｅ(t)から生成される補正誤差信号ｅｃｐ(t)を利用して、上記式（２ａ）に基づいて乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御するので、ＦＭ変調信号や位相変調信号の本来のエンベロープが一定であるという性質に準じた一定のエンベロープを有する希望信号Ｙ(t)をデジタルフィルタ２において生成させることができる。
【００２８】
このため、マルチパス歪を除去した高品位の希望信号Ｙ(t)を生成することが可能である。
【００２９】
更に、実際のマルチパスの影響により上述の誤差成分ｅ(t)が０に近づくように収束していかない状態が生じたとしても、誤差成分制限部５が誤差成分ｅ(t)の値（別言すれば振幅）を抑制することによって生じる補正誤差成分ｅｃｐ(t)をタップ係数更新部６が利用して、上記式（２ａ）のタップ係数更新アルゴリズムに基づいてタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)の変動を抑制することとなるため、デジタルフィルタ２の適応動作が抑制される。
【００３０】
このため、従来の課題として例示した、ｍ個のタップ数を有するデジタルフィルタ２内の遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１によって決まる全遅延時間（ｍ×Ｔ）に較べて、マルチパス成分の遅延時間の方が長くなったような場合等、実際のマルチパス伝搬路の特性に影響されてマルチパス除去フィルタの動作が不安定となりそうな事態が起こっても、本実施形態のマルチパス除去フィルタ１においては、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)の変動を抑制できるため、動作の安定化を図ることができる。
【００３１】
また、タップ係数更新部６は、次式（２ｂ）で表されるアルゴリズムに従って、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を制御するようにしてもよく、かかるアルゴリズムによると更に効果的に、マルチパス除去フィルタの動作の安定化を図ることができる。
【００３２】
【数３】
2005167717.tif 000005
【実施例】
【００３３】
次に、より具体的な実施例を図２〜図４を参照して説明する。図２は、本実施例のマルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図、図３及び図４は、本マルチパス除去フィルタの特性を説明するための波形図である。
【００３４】
なお、図２中、図１と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
【００３５】
図２において、このマルチパス除去フィルタ１は、図１に示したのと同様のデジタルフィルタ２を備えて構成されている。ただし、デジタルフィルタ２の加算器ＡＤＤの出力に、遅延時間Ｔに設定されている遅延素子Ｄbが接続されており、この遅延素子Ｄbの出力を希望信号Ｙ(t-1)として出力する。
【００３６】
更に、図１中のエンベロープ検出部３に相当する回路が、演算器３ａと、遅延時間Ｔに設定されている遅延素子Ｄaと、加算器３ｂと、デジタルローパスフィルタ３ｃによって構成されている。
【００３７】
演算器３ａは、入力信号Ｘin(t)の絶対値の２乗の値│Ｘin(t)│２を演算し、遅延素子Ｄａは、その絶対値の２乗の値│Ｘin(t)│２を遅延時間Ｔで遅延することによって、遅延時間Ｔ前の絶対値の２乗の値│Ｘin(t-1)│２を出力する。
【００３８】
加算器３ｂは、上述の値│Ｘin(t)│２と値│Ｘin(t-1)│２を加算することにより、入力信号Ｘin(t)のエンベロープを示す包短線信号Ｘｅ(t)を出力する。
【００３９】
デジタルローパスフィルタ３ｃは、包短線信号Ｘｅ(t)を直流の基準信号Ｖth(t)に平滑化して出力する。
【００４０】
更に、図１中の誤差検出部４に相当する回路が、演算器４ａと、遅延時間Ｔに設定されている遅延素子Ｄｃと、加算器４ｂと、減算器４ｃによって構成されている。
【００４１】
演算器４ａは、希望信号Ｙ(t-1)の絶対値の２乗の値│Ｙ(t-1)│２を演算し、遅延素子Ｄｃは、その絶対値の２乗の値│Ｙ(t-1)│２を遅延時間Ｔで遅延することによって、遅延時間Ｔ前の絶対値の２乗の値│Ｙ(t-2)│２を出力する。
【００４２】
加算器４ｂは、上述の値│Ｙ(t-1)│２と値│Ｙ(t-2)│２を加算することにより、希望信号Ｙ(t-1)に誤差として残存しているエンベロープを示す包短線信号Ｙｅ(t-1)を出力する。
【００４３】
減算器４ｃは、包短線信号Ｙｅ(t-1)から基準信号Ｖth(t)を減算することによって、それらの差分を示す誤差信号ｅ(t-1)を出力する。すなわち、上述したように、基準信号Ｖth(t)は、入力信号Ｘin(t)のエンベロープを示す包短線信号Ｘｅ(t)を平滑化することによって生成されるため、振幅が一定であるというＦＭ変調信号や位相変調信号の性質を利用してデジタルフィルタ２のタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)をアダプティブに可変制御するためのいわゆる評価基準となっている。そこで、減算器４ｃは、包短線信号Ｙｅ(t-1)から評価基準としての基準信号Ｖth(t)を減算することにより、デジタルフィルタ２のタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)をアダプティブに可変制御するための誤差信号ｅ(t-1)を生成している。
【００４４】
更に、図１中の誤差成分制限部５に相当する回路として、絶対値検波回路５ａと、デジタルローパスフィルタ５ｂと、振幅制御回路５ｃと、デジタルアッテネータや増幅回路で形成された振幅制限回路５ｄによって構成されている。
【００４５】
絶対値検波回路５ａは、誤差信号ｅ(t-1)の絶対値を求めることによって、絶対値信号│ｅ(t-1)│を出力し、デジタルローパスフィルタ５ｃは、上述の絶対値信号│ｅ(t-1)│を平滑化することによって、平滑化した誤差信号Ｄce(t-1)を出力する。
【００４６】
振幅制御回路５ｃは、誤差信号Ｄce(t-1)の振幅を逐一監視し、誤差信号Ｄce(t-1)の振幅が予め決められた値を超えると、振幅制限回路５ｄを制御して減衰量又は増幅率を可変制御することによって、誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制させ、その振幅を抑制した補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)を出力させる。
【００４７】
すなわち、振幅制限回路５ｄは上述したようにデジタルアッテネータや増幅回路で形成されている。
【００４８】
そして、振幅制限回路５ｄがデジタルアッテネータで形成された場合には、振幅制限回路５ｄは、振幅制御回路５ｃからの制御に従って減衰量を変化させることによって、入力する誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制させ、その振幅を抑制した補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)を出力する。
【００４９】
また、振幅制限回路５ｄが増幅器で形成された場合には、振幅制限回路５ｄは、振幅制御回路５ｃの制御に従って増幅率を変化させ、入力する誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制させ、その振幅を抑制した補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)を出力する。
【００５０】
また、本実施例では、振幅制御回路５ｃが誤差信号Ｄce(t-1)の値の対数値を求め、その対数値に比例した値に従って振幅制限回路５ｄの減衰量を増加又は増幅率を減少させることによって誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制させ、その振幅を抑制した補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)を出力させるようにしている。
【００５１】
タップ係数更新部６は、補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)をほぼ０に収束させるように、上記式（２ａ）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいてデジタルフィルタ２の各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)をアダプティブに可変制御する。
【００５２】
かかる構成を有する本実施例のマルチパス除去フィルタに、入力信号Ｘin(t)が入力されると、上述の遅延時間Ｔに同期して処理が行われる。そして、デジタルフィルタ２が、ｍ段の遅延素子Ｄ０〜Ｄｍ−１によって入力信号Ｘin(t)を遅延時間Ｔ遅延させつつ、乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１のタップ係数Ｋ０(t-1)〜Ｋｍ−１(t-1)を乗算し、更に加算器ＡＤＤによって乗算器ＭＰ０〜ＭＰｍ−１から出力されるｍ個の出力を加算することによって希望信号Ｙ(t)を生成した後、その希望信号Ｙ(t)を遅延素子Ｄｃで時間Ｔだけ遅らせた希望信号Ｙ(t-1)にして出力する。
【００５３】
ここで、遅延素子Ｄｂは、遅延時間Ｔを有しているため、デジタルフィルタ２における処理と、それに続く演算器４ａ以降の回路における処理とを時間的に分離し、デジタルフィルタ２にかかる負荷を軽減することを可能にしている。
【００５４】
更に、上述した演算器３ａと遅延素子Ｄaと加算器３ｂとデジタルローパスフィルタ３ｃによって、評価基準としての基準信号Ｖth(t)を生成すると共に、演算器４ａと遅延素子Ｄｃと加算器４ｂと減算器４ｃによって誤差信号ｅ(t-1)を演算し、引き続き、誤差信号ｅ(t-1)を絶対値検波回路５ａとデジタルローパスフィルタ５ｂと振幅制御回路５ｃと振幅制限回路５ｄが処理することによって、誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制した信号を補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)として生成する。
【００５５】
そして、タップ係数更新部６が、補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)をほぼ０に収束させるように、上記式（２ａ）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいてデジタルフィルタ２の各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)をアダプティブに可変制御する。
【００５６】
このように、本実施例のマルチパス除去フィルタ１によれば、誤差信号ｅ(t-1)の振幅が予め決められた値を超えるような場合に、その誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制した補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)に基づいて、上記式（２ａ）で表されるように、タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御するので、タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)の変化を抑制することとなり、デジタルフィルタ２の安定化を図ることができる。そして、デジタルフィルタ２の安定化に伴って、マルチパス伝搬路の特性の影響に対して不安定と成ることのないマルチパス除去フィルタ１を実現することが可能である。
【００５７】
より詳細に述べれば、タップ係数更新部６が上記式（２ａ）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、予め決められている係数値αに依存して上述の収束に要する時間が決まる。
【００５８】
ここで、減算器４ｃから出力される誤差信号ｅ(t-1)は絶対値検出回路５ａを介してデジタルローパスフィルタ５ｂに入力されることから、デジタルローパスフィルタ５ｂの時定数特性に従って、次第に誤差信号Ｄce(t-1)が確定していく。
【００５９】
つまり、確定した誤差信号Ｄce(t-1)が振幅制御回路５ｃに供給されるまでの期間中では、デジタルフィルタ２が収束可能なので、誤差信号ｅ(t-1)が補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)として出力され、この補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)に基づいてタップ係数更新部６が上記式（２ａ）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、予め決められている係数値αに依存した速度で補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)と誤差信号ｅ(t-1)をほぼ０に収束させることができ、デジタルフィルタ２はマルチパスノイズ（マルチパス歪）を除去することができる。
【００６０】
一方、全遅延時間に較べてマルチパス歪の遅延時間が短い場合、つまり、デジタルフィルタ２が除去可能なマルチパスが入力された場合には、デジタルローパスフィルタ５ｂの時定数で決まる時間の経過後に、予め決められた振幅を超える誤差信号Ｄce(t-1)が確定して、振幅制御回路５ｃに供給されることになる。したがって、振幅制御回路５ｃが振幅制限回路５ｄの減衰量又は増幅率を制御することにより、振幅制限回路５ｄにおいて入力する誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制させ、その振幅を抑制した信号を補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)として出力させる。
【００６１】
そして、この抑制された補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)に基づいて、タップ係数更新部６が上記式（２ａ）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御すると、補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)と係数αとの乗算値は、上述の抑制された分だけ実質的に係数αの値が小さくなることとなるため、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)の変動を抑制することができ、デジタルフィルタ２の安定化を実現することができる。
【００６２】
図３及び図４は、以上に説明した本実施例のマルチパス除去フィルタの特性を示したものであり、図３は、収束させることが困難な入力信号Ｘin(t)の波形と、その入力信号Ｘin(t)に対して生成された希望信号Ｙ(t-1)の波形と、誤差信号ｅ(t-1)及び平滑化した誤差信号Ｄce(t-1)の波形を示している。
【００６３】
図４は、全遅延時間に較べてマルチパス歪（ノイズ）の遅延時間が短い場合の入力信号Ｘin(t)の波形と、その入力信号Ｘin(t)に対して生成された希望信号Ｙ(t)の波形と、誤差信号ｅ(t)の波形を示している。
【００６４】
図４の特性から明らかなように、本実施形態では、マルチパスの影響によって誤差信号ｅ(t)の振幅が長時間に渡って０に近づいていかないため、動作が不安定となることはない。これに対し、図３の場合には、誤差信号ｅ(t-1)がほぼ０に収束していくため、デジタルフィルタ２が収束していくのが分かる。よって、デジタルフィルタ２は、マルチパス歪を適切に除去して受信品質を向上させ得る希望信号Ｙ(t-1)を生成することができる。
【００６５】
なお、以上に説明したマルチパス除去フィルタ１では、タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御する際、誤差信号ｅ(t-1)の振幅を抑制することによって生じる信号、すなわち補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)を上記式（２ａ）に適用することによって、動作の安定化を図ることとしているが、次式（３）に示すように、タップ係数Ｋm(t)に可変係数γを乗算するアルゴリズムに従って、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を可変制御してもよく、かかる構成によれば、更に操作の安定化を図ることが可能である。
【００６６】
かかる構成のマルチパス除去フィルタ１によれば、上述した補正誤差信号ｅｃｐ(t-1)が予め決められた値を超えると、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)の更新値を制御するのと同様に、各タップ係数Ｋ０(t)〜Ｋｍ−１(t)を０に近づけるように、図２に示したデジタルフィルタ２を含む処理系が動作するため、マルチパスの影響を受けて動作が不安定になる可能性が生じた場合でも、動作の安定化を更に図ることができ、マルチパス歪を適切に除去して受信品質を向上させ得る希望信号Ｙ(t-1)を生成することができる。
【００６７】
【数４】
2005167717.tif 000006
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】実施形態に係るパルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図である。
【図２】実施例に係るパルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図である。
【図３】図２に示したマルチパス除去フィルタの特性を説明するための波形図である。
【図４】図２に示したマルチパス除去フィルタの特性と比較検証するため、従来のマルチパス除去フィルタの特性を示した波形図である。
【図５】従来のマルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図である。
【符号の説明】
【００６９】
１…マルチパス除去フィルタ
２…デジタルフィルタ
ＭＰ０〜ＭＰｍ−１…乗算器
３…エンベロープ検出部
４…誤差検出部
５…誤差成分制限部
６…タップ係数更新部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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