(57)【要約】【課題】  負荷電力３５０Ｗ以上に対応する力率改善機能を備えるスイッチング電源回路において電力損失の低減を図る。【解決手段】  複合共振形コンバータとして、少なくとも、一次側にハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採る。そして、平滑コンデンサのキャパシタンスに大小関係を与えた４倍電圧整流回路の整流動作と、スイッチング出力を整流平滑回路の整流電流経路に電圧帰還する構成とにより、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るようにされる。【選択図】        図１
2005045919.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
力率改善動作を行う力率改善手段とを備え、
上記整流平滑回路は、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、該コンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得るようにされると共に、上記第１及び第３の平滑コンデンサは、上記第２及び第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するように構成され、
上記力率改善手段は、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力を、上記整流平滑回路における上記第１〜第４の整流電流経路で共通となる整流電流経路部分に対して、交番電圧として帰還するための帰還回路と、この帰還回路により帰還された交番電圧に応じて、上記整流電流経路に流れる整流電流をスイッチングする高速リカバリ型の上記第１〜第４の整流ダイオード素子を備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記力率改善回路は、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線と、インダクタとを直列接続して形成される直列接続回路を、上記第１〜第４の整流電流経路で共通となる整流電流経路部分に対して直列に挿入して、上記帰還回路を構成している、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記力率改善手段は、
上記帰還回路として、前記絶縁コンバータトランスの一次巻線と直列に接続される力率改善用一次巻線と、上記第１〜第４の整流電流経路で共通となる整流電流経路部分に対して直列に挿入される力率改善用二次巻線とが巻装された力率改善用トランスを備えて形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることにより、トランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
また、スイッチング電源回路では、スイッチングを行う前段で、いわゆるチョークインプット方式により商用交流電源を直流化するための整流平滑回路が備えられるが、このような整流平滑回路では、商用電源を整流して平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。そして、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
図８は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路は、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の条件に対応した構成とされる。
この図８に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して直列にパワーチョークコイルＰＣＨを挿入するようにしている。また商用交流電源ＡＣに対してコモンモードチョークコイルＣＭＣ及びフィルタコンデンサＣLを図示するよう接続することで、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するフィルタを形成するようにしている。
【０００５】
商用交流電源ＡＣを整流して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための整流回路系としては、２本の整流ダイオードＤ１，Ｄ２、及び２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。そして、これらの部品を図示するようにして接続することで、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧としては、商用交流電源ＡＣの等倍に対応するレベルが得られる。そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、この場合には倍電圧整流回路を形成しているものである。
例えば、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件で、整流平滑電圧が交流入力電圧ＶACの等倍レベルである場合、後段のスイッチング素子に流れるピーク電流が増加して、それだけ電力損失が増加することが分かっている。そこで、上記のような倍電圧整流回路によって、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧とすれば、スイッチング素子に流すピーク電流レベルを抑制することができる。
【０００６】
上記整流平滑電圧Ｅｉは、後段の一次側スイッチングコンバータに対して整流平滑電圧として入力される。
整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータとしては、他励式による電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えている。
【０００７】
この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴを選定しており、このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を図示するようにして接続することで、いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2が、図示する方向により並列に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のうち、スイッチング素子Ｑ2に対しては、部分電圧共振のための部分共振コンデンサＣｐが並列に接続されている。
【０００８】
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、図示するドライブ回路６により駆動される。このドライブ回路６は、起動抵抗ＲSを介して入力される電力によって起動される。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
図示は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばＥＥ型コアを備え、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、ボビンなどを利用して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との絶縁状態を確保するようにして巻装される。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、その一端が一次側アースに接地され、その他端が直列共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースと、スイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点に接続されている。このようにして接続されることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に対して伝送されることになる。
また、このような接続形態によっては、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1が直列に接続されていることになるが、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路が形成されることになる。この一次側直列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作を電流共振形とする。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設け、このセンタータップを二次側アースに接続したうえで、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給される。また、次に説明する制御回路５のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１２】
制御回路５は、例えば二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、ドライブ回路６に対して供給される。
ドライブ回路６では、入力された上記制御出力のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ２に対して供給すべき各ドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御回路５より供給された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧ＥOレベル）に応じて可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧ＥOのレベルが変化することとなって定電圧制御が行われているものである。
【００１３】
図９は、図８に示した電源回路の動作波形図である。なお、この図９には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時における実験結果が示されている。
先ず、この図９（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間電圧ＶQ2は、正極のピークレベルＬｖ−ａとなる期間と、０レベルとなる期間とが交互にあらわれているが、これはスイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応している。つまり、スイッチング素子Ｑ2では、そのレベルがピークレベルＬｖ−ａとなる期間ではオフとなり、０レベルの期間に対応してはオンとなる。これに伴い、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2は、図９（ｃ）に示すように、ドレイン−ソース間電圧ＶQ2がピークレベルＬｖ−ａとなる期間において流れ、ドレイン−ソース間電圧ＶQ2が０レベルとなる期間において０レベルとなっている。
また、図９（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2に対して１８０°位相がずれたものとなる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は交互にオン／オフするようにしてスイッチングを行う。
【００１４】
なお、この場合において、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間電圧ＶQ2のピークレベルＬｖ−ａは２４０Ｖとされている。また、この場合のスイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間電圧ＶQ2がピークレベルＬｖ−ａとなる期間と０レベルとなる期間は、それぞれ５μｓの周期となっている。この周期は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時の条件で得られるスイッチング周波数に対応する。また、図９（ｂ）（ｃ）に示されているスイッチング電流ＩQ1のピークレベルＬｖ−ｂとスイッチング電流ＩQ2のピークレベルＬｖ−ｃは、共に６．０Ａｐとされる。
【００１５】
また、一次側直列共振電流Ｉ1としては、図９（ｂ）（ｃ）に示すスイッチング電流ＩQ1，ＩQ2を合成して得られるものとなる。このことから、図９（ｄ）に示すように、一次側直列共振電流Ｉ1のピークレベルＬｖ−ｄは、６Ａｐ＋６Ａｐ＝１２Ａｐとなる。このときのAC→DC電力変換効率としては９０．３％となる。また、二次側直流出力電圧ＥOは、前述のようにして定電圧制御されることで、例えば図９（ｅ）に示すように２００Ｖで一定となる。
【００１６】
また、図１０に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時における図８の回路での交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流平滑電圧Ｅｉの波形を示す。
図８に示した先行技術としての電源回路では、図１０（ａ）に示すように、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源が入力されているとして、交流入力電圧ＶACのピークレベルは１４１Ｖｐとされる。また図１０（ｂ）に示すように交流入力電流ＩACのピークレベルは１５Ａｐとされる。さらに、図１０（ｃ）に示すように、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧成分ΔＥｉとしては、整流平滑電圧Ｅｉの平均レベル２４０Ｖに対してΔＥｉ＝２４Ｖとなる。またこのときの力率ＰＦは０．７５程度とされる。
【００１７】
なお、上記実験結果を得るにあたり、図８に示した電源回路の各部は以下のように選定した。
平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４２のフェライト磁芯
ギャップ長１mm
一次巻線Ｎ1＝２８Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ（センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ）
直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
パワーチョークコイルＰＣＨ（インダクタンスＬpch）＝５ｍＨ
【００１８】
なお、本発明に関連する公知技術としては、例えば以下の特許文献を挙げることができる。
【特許文献１】特開平９−１１７１３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
ところで、上記図８に示した電源回路は、ＡＣラインに対して直列にパワーチョークコイルＰＣＨを挿入していることで、力率の改善を図っている。例えば、実際の力率としては０．７５程度が得られている。
しかしながら、図８に示した電源回路は、力率を改善するために、パワーチョークコイルＰＣＨを設けたことによって、そのインダクタンスと、直流抵抗分とによって電力損失が生じることとなる。上記もしているように、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬpchは５ｍＨであり、また、直流抵抗としては０．２Ωとなる。つまり、パワーチョークコイルＰＣＨにおいていわゆる鉄損、銅損といわれる電力損失の低下要因が発生する。
【００２０】
例えば、図８に示した電源回路では、交流入力電流ＩACは、図１０（ｂ）に示したように、±１５Ａｐであり、また、整流平滑電圧Ｅｉは、２４０Ｖで、そのリップル成分であるΔＥｉは２４Ｖである、また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に流れるスイッチング電流ＩQ1，ＩQ2のピークレベルＬｖ−ｂ，Ｌｖ−ｃは、図９に示したように、それぞれ６Ａｐであり、それに伴って一次側直列共振電流Ｉ1のピークレベルＬｖ−ｄは１２Ａｐとなる。
これに対して、パワーチョークコイルＰＣＨが設けられていない電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉは２６０Ｖ、そのリップル電圧成分ΔＥｉが２３Ｖとなる。またスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング電流のピークレベルが５．５Ａｐ、一次側直列共振電流Ｉ1のピークレベルは１１．０Ａｐとなる。
【００２１】
このようにして、図８に示した電源回路は、同様の回路構成でパワーチョークコイルＰＣＨを省略した電源回路と比較してAC→DC電力変換効率が低下していることが分かる。
【００２２】
また、図８に示した電源回路では、整流平滑回路として倍電圧整流回路を形成することで、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に流れる電流のピークレベルが抑制されるようにしているのではあるが、例えば２５０Ｗよりも重い負荷条件となる場合には、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に流れる電流のピークレベルも相応に上昇することになって、電力損失が無視できない程度に増加してくる、
つまり、図８に示す電源回路では、力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨを挿入していることと、また、或る程度以上の負荷条件では倍電圧整流回路であっても電力損失の増加が生じることで、電力変換効率が低下するという問題を有している。例えば、図８に示す構成からパワーチョークコイルＰＣＨを省略した構成ではAC→DC電力変換効率が９２．０％であるのに対して、図８に示す電源回路では、９０．３％となる。
【００２３】
また、図８に示す回路に備えられるパワーチョークコイルＰＣＨは、電源回路を構成する部品中でも比較的大型な部品であり、これを設けることで回路の小型化や軽量化の妨げとなる。例えば、上記もしたように図８に示した電源回路では、インダクタンスＬpchを５ｍＨ程度としているが、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨの重量は３００ｇ程度になる。このため、回路重量及び回路面積の増大化も余儀なくされていた。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
そこで本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
本発明のスイッチング電源回路は、入力された商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、力率改善動作を行う力率改善手段とを備える。
そして、上記整流平滑回路は、上記商用交流電源が負極性となる期間において、商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、この第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、商用交流電源が正極性となる期間において、第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、商用交流電源が正極性となる期間において商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、この第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、商用交流電源の等倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、商用交流電源が負極性となる期間において、第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、商用交流電源の２倍に対応するレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有する。また、第２の平滑コンデンサと第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として商用交流電源の４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を得るようにされると共に、第１及び第３の平滑コンデンサは、第２及び第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するように構成される。
また、力率改善手段は、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力を、整流平滑回路における第１〜第４の整流電流経路で共通となる整流電流経路部分に対して、交番電圧として帰還するための帰還回路と、この帰還回路により帰還された交番電圧に応じて、整流電流経路に流れる整流電流をスイッチングする高速リカバリ型の上記第１〜第４の整流ダイオード素子を備えて構成することとした。
【００２５】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路は、電流共振形コンバータを備える。そして、このコンバータの前段の整流平滑回路としては、商用交流電源レベルの４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成するようにして構成される。ここで、整流平滑回路においては、第１及び第３の平滑コンデンサは、第２及び第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされており、これによっては、第１及び第３の整流電流経路に流れる整流電流と、第２及び第４整流電流経路に流れる整流電流との位相にずれが生じるようにされるが、これは交流入力電流の導通核を拡大して力率改善を図る作用を有する。さらに本発明では、力率改善のために、コンバータのスイッチング出力を整流平滑回路の整流電流経路に電圧として帰還して、第１〜第４の整流ダイオード素子が整流電流をスイッチングする動作が得られるようにされた力率改善手段を備える。つまり、力率を改善するのにあたっては、電圧帰還方式と、４倍電圧整流回路の整流動作とを組み合わせている。
【発明の効果】
【００２６】
以上のように本発明のスイッチング電源回路によれば、いわゆるチョークインプット方式と呼ばれる、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する構成を採る必要がない。パワーチョークコイルの鉄損や銅損を要因とする電力損失は無いこととなる。また、４倍電圧整流回路とされることで、例えば倍電圧整流回路を備える場合よりも、重負荷の条件におけるスイッチング電流のピークレベルは抑制されることになる。これらのことから、本発明としての電源回路は、これまでよりも電力変換効率が向上されることになる。
【００２７】
また、本発明のスイッチング電源回路に備えられる電圧帰還方式の力率改善手段は、力率改善のためのパワーチョークコイルと比較すると、はるかに小型軽量であり、回路重量の軽量化及び回路面積の小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。例えばこの図に示す電源回路は、先に図８に示した電源回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上、交流入力電圧としてＡＣ１００Ｖ系に対応するものとされる。
この図１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、１本のアクロスコンデンサＣLとコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るノイズフィルタが設けられている。コモンノイズフィルタは、商用交流電源ＡＣに対して、アクロスコンデンサＣL、コモンモードチョークコイルＣＭＣの順でそれぞれが並列に接続され、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わる高調波ノイズを抑制するものとされる。
【００２９】
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対してフィルタコンデンサＣNが並列に接続されている。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明する一次側の整流回路において形成される整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。またフィルタコンデンサＣNは、後述する力率改善回路２の一部となる。
【００３０】
商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、力率改善回路２内にて形成されるようにして設けられる。整流回路系である整流平滑回路は、４本の整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ1b，Ｃｉ2a，Ｃｉ2bとを有して構成される。
また、この場合は、力率改善のための部品素子として、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ3とインダクタＬｃを備えている。
【００３１】
このような整流平滑回路において、上記平滑コンデンサＣｉ1aは、その負極端子が、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続される。そして、この平滑コンデンサＣｉ1aの正極端子には整流ダイオードＤ１のアノード及び整流ダイオードＤ２のカソードが接続される。この場合、整流ダイオードＤ２のアノードは、コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
【００３２】
また、平滑コンデンサＣｉ2aは、その正極端子が平滑コンデンサＣｉ1aの負極端子と接続され、負極端子は整流ダイオードＤ４のカソードと整流ダイオードＤ３のアノードに接続される。整流ダイオードＤ４のアノードは一次側アースに接続され、また整流ダイオードＤ３のカソードは、整流ダイオードＤ２のアノードと接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
【００３３】
平滑コンデンサＣｉ1b及び平滑コンデンサＣｉ2bは直列に接続されて、整流ダイオードＤ１のカソードと一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bの接続点は、整流ダイオードＤ２，Ｄ３の接続点に接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインに接続される。
そして、この直列に接続された平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bの両端電圧が、整流平滑電圧（直流入力電圧）とされて、後段のスイッチングコンバータに動作電源として供給される。なお、この場合の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、高速リカバリ型のダイオードが選定される。
【００３４】
上記構成による整流平滑回路は、商用交流電源ＡＣから交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ４倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（Ｖ４）を生成する、４倍電圧整流回路として構成される。この４倍電圧整流回路の動作については後述する。
【００３５】
この場合、整流平滑回路を形成している平滑コンデンサＣｉ1aと平滑コンデンサＣｉ2aとの接続点は、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、フィルタコンデンサＣNの接続点に接続するようにしている。これは、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続回路を、商用交流電源ＡＣラインの正極ラインと、その正極ラインが接続される整流平滑回路との正極入力端子との間に直列に挿入していることを意味する。
【００３６】
上記した整流平滑回路により生成された整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図１に示すように２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合して構成される他励式による電流共振形コンバータを備える。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド）、Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
なお、この場合のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の耐圧は８００Ｖとされる。
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによっては、部分電圧共振回路を形成する。つまり、これによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるものである。
【００３８】
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに対しては、これらを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成された、制御回路１からドライブ信号が印加される。
制御回路１では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成し、生成した発振信号を利用して、矩形波によるハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、生成したハイサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ1に供給し、ローサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ2に対して供給するようにされる。なお、上記発振回路は、後述するようにして、二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じて得られる制御信号のレベルに応じて発振信号の周波数を可変するようにされている。
【００３９】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1には、ハイサイド用のドライブ信号が印加される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。つまり、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、このゲート−ソース間電圧によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態になる。スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、例えばゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧は、例えば１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００４０】
一方、スイッチング素子Ｑ2には、ローサイド用のドライブ信号が印加される。このドライブ信号に応じて得られるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧は、スイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧と同じ波形とされたうえで、スイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧とは１８０°の位相差を有した波形が得られるものとなる。
このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
つまり、このようにして、制御回路１により、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とが交互にオン／オフするように制御されるようになっている。
【００４１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。またこの場合には、その一次側には後述する力率改善回路２を形成する三次巻線Ｎ3も巻装されている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに接続されている。また一次巻線Ｎ1の他端は一次側並列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
【００４２】
上記した接続形態によると、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ1の直列回路が接続されていることになる。
これにより、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によって一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作を行うが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００４３】
この図１に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図１に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００４４】
図示は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、次に説明する二次巻線Ｎ2をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００４５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2には、センタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上記した制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００４６】
制御回路１では、例えば上記二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御信号として得る。
そして、この制御信号のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1に出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、スイッチング素子Ｑ2に出力すべきローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、上記制御信号のレベル（つまり二次側直流出力電圧ＥOのレベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによって、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧．ＥOのレベルが変化することとなってその安定化が図られるものとなる。
【００４７】
ここで、上記回路構成による電源回路における、４倍電圧整流回路の整流動作を図２を用いて説明する。なお、図２では、整流平滑回路の整流動作を説明を分かり易くするために、三次巻線Ｎ3−チョークコイルＬｃの直列接続回路の図示は省略している。また、コモンモードノイズ除去のためのコモンモードチョークコイルＣＭＣ及びフィルタコンデンサＣLの図示も省略している。
【００４８】
図２（ａ）には交流入力電圧ＶACが負極性となる期間における整流電流経路が、図２（ｂ）には交流入力電圧ＶACが正極性となる期間における整流電流経路をそれぞれ示されている。
先ず、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、図２（ａ）の矢印で示すように、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路（第１の整流電流経路）で流れる。これにより、上記平滑コンデンサＣｉ1aは、上記整流ダイオードＤ２による整流出力により充電されて、交流入力電圧ＶACのレベル（１Ｅｖ）に対応した両端電圧が発生することになる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の経路（第４の整流電流経路）でも流れる。つまり、後述もするが、この期間では上記整流電流経路に挿入された整流ダイオードＤ４による整流出力が上記平滑コンデンサＣｉ2bに対して充電されることになる。
【００４９】
続く交流入力電圧が正極性となる期間では、図２（ｂ）に示すように、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→商用交流電源ＡＣ］の経路（第２の整流電流経路）で流れ、整流ダイオードＤ１による整流出力が平滑コンデンサＣｉ1bに対して充電が行われる。
【００５０】
ここで、図２（ａ）により示した、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期における整流動作により、平滑コンデンサＣｉ1aには交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応した両端電圧（１Ｅｖ）が得られていたものである。従ってこのとき、上記のような電流経路が形成されることによっては、この平滑コンデンサＣｉ1aの両端電圧を交流入力電圧ＶACに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこれにより、上記平滑コンデンサＣｉ1bには、交流入力電圧ＶACの２倍の等倍レベルに対応した両端電圧（２Ｅｖ）が得られるものとなる。
【００５１】
また、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間では、整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路（第３の整流電流経路）にも流れ、上記平滑コンデンサＣｉ2aに対しては、この電流経路に挿入される上記整流ダイオードＤ３による整流出力が充電される。つまりこの期間においては、上記平滑コンデンサＣｉ2aの両端に、交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応する１Ｅｖのレベルの整流平滑電圧が得られるものである。
【００５２】
そして、交流入力電圧が負極性となる次の半周期に至ると、整流電流は先の図２（ａ）に示したように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の第４の整流電流経路により流れることになる。このような電流経路が形成されることによって、上記のように平滑コンデンサＣｉ2aに得られた１Ｅｖのレベルの電圧を、交流入力電圧ＶACに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこの期間においては、上述もしたように整流ダイオードＤ４の整流出力が平滑コンデンサＣｉ2bに対して充電されるから、この平滑コンデンサＣｉ2bの両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する２Ｅｖのレベルによる整流平滑電圧が得られるようになる。
【００５３】
このような交流入力電圧ＶACの正／負の各期間に対応した動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサＣｉ1bと平滑コンデンサＣｉ2bの各両端には、それぞれ２Ｅｖの整流平滑電圧が得られるようになる。そしてこの結果、直列接続されたこれら平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉレベルとしては、
２Ｅｖ＋２Ｅｖ＝４Ｅｖ
となり、４Ｅｖで表される整流平滑電圧Ｅｉが得られる４倍電圧整流回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ系とされることから整流平滑電圧Ｅｉとしては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のスイッチングコンバータに供給されることになる。
【００５４】
ここで、本実施の形態では、上記説明のように１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2aと、これら１Ｅｖの両端電圧と交流入力電圧ＶAC（１Ｅｖに相当）が重畳された２Ｅｖのレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bとについて、キャパシタンスの関係を次のようにして設定することとする。
先ず、交流入力電圧ＶACが正極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2bについては、平滑コンデンサＣｉ1aのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ2bよりも大きくなるように設定することとする。
【００５５】
同様にして、交流入力電圧ＶACが負極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ2a，Ｃｉ1bについては、平滑コンデンサＣｉ2aのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ1bよりも大きくなるように設定することとする。
そのうえで、１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組と、２Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組とで、それぞれ、キャパシタンスをＣｉ1a＝Ｃｉ2a、Ｃｉ1b＝Ｃｉ2bとしている。
そして、例えばこの場合、上記平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2aとしては、上記平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bの２倍以上のキャパシタンスを選定するものとする。
また、この場合、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2aの耐圧は２００Ｖ、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ２bの耐圧は４００Ｖとされる。
【００５６】
図３は、上記図２により説明した４倍電圧整流の整流動作に対応する波形図である。なお、この図３の波形図として示されている整流動作は、説明を分かりやすいものとするために、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続回路による力率改善動作が無い場合を示している。つまり、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続回路を省略した、図２に示したそのままの回路の整流動作に対応したものとして考えてよい。
【００５７】
この図３において、図示する時点ｔ１は、交流入力電圧ＶACのレベルが正極性から負極性となる際の０クロスタイミングを示している。また、時点ｔ４は、負極性から正極性になる際の０クロスタイミングを示している。つまりこの場合、時点ｔ１〜時点ｔ４は、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期間を示し、この時点ｔ４から次の時点ｔ１までの期間が正極性となる半周期間を示している。
【００５８】
また図３（ｃ）〜（ｆ）に示す整流電流ＩD3，ＩD1，ＩD2，ＩD4は、それぞれ図１に示した整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流を示している。
また、図３（ｇ）に示す電位Ｖ１は、図２に示されているように、平滑コンデンサＣｉ1aと整流ダイオードＤ１の接続と一次側アースとの間の電位を示している。
また、図３（ｈ）に示す電位Ｖ２は、同じく図２に示されているように、整流ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣｉ2aの接続点と一次側アースとの間の電位とされる。、この場合は平滑コンデンサＣｉ2aの電位と交流入力電圧ＶACの電位との合計値としてみることができる。
図３（ｉ）に示す電位Ｖ３は、平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧を示すものとなる。また図３（ｊ）に示す整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの直列接続回路の両端電圧を示したものである。
【００５９】
先ず、時点ｔ１〜ｔ４までの交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期において、整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ４は、電位Ｖ２のレベルが、電位Ｖ３のレベルよりも大きくなる期間に導通する。
この場合、図３（ｈ）に示す電位Ｖ２は、上記のように平滑コンデンサＣｉ2aの電位と交流入力電圧ＶACの電位との合計値として得られる。そして、平滑コンデンサＣｉ1aに対しては、先の図２により説明したように、この期間ｔ１〜ｔ４に相当する交流入力電圧ＶACが正極性となる期間において充電が行われることにより、商用交流電源ＡＣの等倍レベルに対応する１Ｅｖのレベルによる両端電圧が発生している。
このことから、この期間ｔ１〜ｔ４において、図３（ｈ）に示す電位Ｖ２は、交流入力電圧ＶACのレベルが負極性のピークレベルとなるに従って２Ｅｖのレベルにまで上昇し、交流入力電圧ＶACが０レベルに上昇するに従って２Ｅｖのレベルに下降する波形が得られるものとなる。
【００６０】
これに対し、図３（ｉ）に示す電位Ｖ３としては、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧であることから、整流平滑電圧としての、図示するような２Ｅｖのレベル付近を基準としてリップル電圧成分が重畳された波形が得られている。
この時点ｔ１〜時点ｔ４の半周期間においては、このような電位Ｖ３が２Ｅｖのレベルを下回り、電位Ｖ２が上記のように交流入力電圧ＶACのレベル遷移に従って２Ｅｖのレベル付近に上昇して電位Ｖ３＜電位Ｖ２となる期間ｔ２〜ｔ３において整流ダイオードＤ２，Ｄ４が導通するものとなる。
【００６１】
このようにして、整流ダイオードＤ２，Ｄ４が導通することにより、この時点ｔ２〜ｔ３の期間においては、整流電流ＩD2，ＩD4が流れることになる。
そして、本実施の形態の場合、これら整流電流ＩD2，ＩD4としては、図示するように整流電流ＩD4の方が時間的に先に流れ、整流電流ＩD2の方が時間的に後に流れるものとなる。
【００６２】
ここで、本実施の形態において、このように整流電流ＩD2が整流電流ＩD4に対して時間的に遅れて流れるようになるのは、以下のような理由による。
先ず、１つとしては、図１において説明したように、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bのキャパシタンスよりも大きく設定していることによる。
この場合、整流ダイオードＤ４が整流を行う第４の整流電流経路では、平滑コンデンサＣｉ2aと平滑コンデンサＣｉ2bが挿入されていることから、この経路におけるキャパシタンスとしては、これら平滑コンデンサＣｉ2bと平滑コンデンサＣｉ2aとのキャパシタンスを直列接続したものとして得られることになる。
従って、この第４の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、
Ｃｉ2b×Ｃｉ2a／（Ｃｉ2b＋Ｃｉ2a）
で表されることになる。
【００６３】
一方、整流ダイオードＤ２が整流を行う第１の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、ここには平滑コンデンサＣｉ1aのみが挿入されていることから、この平滑コンデンサＣｉ1a（＝Ｃｉ2a）のみのキャパシタンスに基づいたものとなる。
従って、第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスとしては、
（Ｃｉ2b×Ｃｉ2a／（Ｃｉ2b＋Ｃｉ2a））＜Ｃｉ1a
で表されることになる。
【００６４】
また、本実施の形態においては、平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b，Ｃｉ2bのキャパシタンスの２倍以上に設定するようにしている。このようにすることで、上記した第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスの大小は、このキャパシタンス差に基づいたものとなる。
【００６５】
ここで、静電容量が大きくなれば、その分、そこに流れる電流の位相は遅れることになる。つまりこの場合は第１の整流電流経路の方が、第４の整流電流経路よりも、そこに流れる電流の位相が相対的に遅れるようになるものである。
従って、相対的関係として、第４の整流電流経路では、整流電流が時間的に早く流れ、第１の整流電流経路では整流電流が時間的に遅れて流れることになる。
【００６６】
これにより、交流入力電圧ＶACが負極性の期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３では、図３（ｆ）に示すようにして整流電流ＩD4が時間的に先に流れ、図３（ｅ）に示すようにして整流電流ＩD2が時間的に後に流れるようになる。
そして、このようなタイミングで整流電流ＩD4，ＩD2が流れることで、これらの整流電流が合成されたものとなる、商用交流電源ＡＣが負極性の期間に流れる、図３（ｂ）に示した交流入力電流ＩACは、図３（ｆ）（ｅ）に示した整流電流ＩD4，ＩD2の波形に対応した２つのピークを持つ略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【００６７】
また、もう１つの理由としては次のようになる。
例えば、先の図２（ａ）により説明したように、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期間では、平滑コンデンサＣｉ2aに対して充電が行われているものとなる。従って、次の交流入力電圧が負極性となる期間に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ2aにおいて充電電荷が充分に蓄積されている状態となっており、この状態において、平滑コンデンサＣｉ2aを放電させる極性による電圧印加がされることになる。
【００６８】
これに対し、一方の平滑コンデンサＣｉ1aは、正極性となる半周期では放電が行われていたものであるから、交流入力電圧ＶACが負極性に移行したときには、電荷が少ない状態とされており、ここに充電を行うための極性による電圧印加がされる。
【００６９】
これにより、交流入力電圧ＶACが負極性に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ2aが挿入された第４の整流電流経路のほうが、平滑コンデンサＣｉ1aが挿入される第１の整流電流経路よりも、整流電流が流れやすくなる。
これによっても、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３においては、第４の整流電流経路のほうが整流電流が早く流れ、他方の第１の整流電流経路のほうが遅く流れる動作が得られる。
【００７０】
続いて、交流入力電圧ＶACが正極性となる、時点ｔ４から次の時点ｔ１までの半周期について説明する。
この時点ｔ４〜ｔ１までの期間においては、図３（ｇ）に示す電位Ｖ１のレベルが、図３（ｊ）に示す電位Ｅｉのレベルを上回る期間に、整流ダイオードＤ１，Ｄ３が導通する。
このとき、図３（ｇ）に示す電位Ｖ１は、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2bのそれぞれの両端電圧と、交流入力電圧ＶACのレベルとの合成値としてみることができる。
平滑コンデンサＣｉ1aには、上記したように、この期間ｔ４〜ｔ１の半周期の１つ前の半周期（期間ｔ１〜ｔ４）において整流電流が充電される。すなわち、このように交流入力電圧ＶACが正極性の領域に移行する時点ｔ４においては、この平滑コンデンサＣｉ1aの両端に、１Ｅｖのレベルによる電位が得られていることになる。
また、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧は、整流平滑電圧として２Ｅｖのレベル付近で推移する波形が得られている。
従って、図３（ｇ）に示す電位Ｖ１は、交流入力電圧ＶACが０レベルとなる時点ｔ４においては、これら平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2bの両端電圧により３Ｅｖのレベルが得られているものとなる。そしてその後、交流入力電圧ＶACが正極性の領域においてピークレベルへと上昇するのに応じて、４Ｅｖのレベルが得られるものである。
【００７１】
また、これに対し、図３（ｊ）に示した電位Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bによる直列接続回路の両端電圧であるから、４倍電圧整流回路の平滑出力として、４Ｅｖを基準としてリップルが重畳した波形が得られている。
この時点ｔ４〜ｔ１の期間においては、上記電位Ｖ１のレベルが交流入力電圧ＶACのレベルの上昇に伴って４Ｅｖに対応するレベルが得られ、上記電位Ｅｉのレベルが４Ｅｖよりも低下する期間ｔ５〜ｔ６において整流ダイオードＤ１，Ｄ３が導通するものとなる。
このようにして、整流ダイオードＤ１，Ｄ３が導通することによっては、この時点ｔ５〜ｔ６の期間では整流電流ＩD1，ＩD3が流れることになる。
そして、このとき、図２（ｂ）を参照してわかるように第２の整流電流経路のキャパシタンスは、平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ1bのキャパシタンスの直列接続に基づくものとなり、第３の整流電流経路は平滑コンデンサＣｉ2aのみに基づくものとなる。
【００７２】
また、この場合としても、１つ前の半周期間では、一方の平滑コンデンサＣｉ1aに対しては整流電流が充電されることから、この平滑コンデンサＣｉ1aを含む第２の整流電流経路では、整流電流が流れやすい状態が得られているものである（図２（ａ）参照）。また、他方の平滑コンデンサＣｉ2aでは放電が行われるものであるから、整流ダイオードＤ３側の経路は整流電流が流れにくい状態とされている。
このために、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間にて整流電流が流れる期間ｔ５〜ｔ６においても、整流電流ＩD1の方が時間的に先に流れ、これに遅れて整流電流ＩD3が流れるものとなる。
そして、これによって、交流入力電圧ＶACが正極性の期間に流れる図３（ｂ）に示す交流入力電流ＩACも、図３（ｃ）（ｄ）に示した電流ＩD1，ＩD3の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【００７３】
これまでの説明から理解されるように、本実施の形態では、スイッチング電源回路における入力段を４倍電圧整流回路により構成することで、交流入力電圧ＶACの各半周期につき、２つの整流電流経路が形成されるようにしている。
そのうえで、平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bのキャパシタンスよりも大きくしたことで、これら２つの経路のうち、一方の経路の静電容量を他方の経路よりも大きくして、これら２つの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流を時間差で流すようにしたものである。これにより、交流入力電圧ＶACが正／負の半周期間に流れる整流電流の導通期間は、上記２つの整流電流経路において整流電流が同時に流れる場合よりも拡大するようにされる。
そして、このようにして交流入力電圧ＶACが正／負の各半周期間において、整流電流の導通期間が拡大されることによっては、図３（ｂ）に示したようにして、交流入力電流ＩACは、Ｍ字形の波形形状によりその導通角が拡げられることになる。交流入力電流ＩACの導通角が拡大するということは、即ち、その拡大分に応じた力率改善が図られることを意味する。つまり、本実施の形態の構成による４倍電圧整流回路は、その整流動作により力率改善作用を生じる。
【００７４】
ここで、本実施の形態としては、上記４倍電圧整流回路と共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3とインダクタＬｃの直列接続回路によって力率改善回路２を形成している。
前述もしたように、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続回路は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1aの負極端子との間に直列に挿入される。
【００７５】
ここで、一次側スイッチングコンバータがスイッチング動作を行っていることで、三次巻線Ｎ3には、スイッチング周期に応じた交番電圧が励起される。次に説明する図４によっても理解されることであるが、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続回路は、４倍電圧整流回路において、第１〜第４の各整流電流経路に共通となるライン（整流電流経路部分）に挿入されている。従って、上記のようにして三次巻線Ｎ3に励起された交番電圧は、インダクタＬｃを介して第１〜第４の各整流電流経路に対して重畳されることになる。また、このような動作は、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃから成る帰還回路により、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧として帰還しているものであるということがいえる。
【００７６】
ここで、上記した構成による力率改善回路２の動作に応じて整流電流経路に流れるとされる交番電流ｉ1の電流経路について、図４に示す。
先ず、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間の交番電流ｉ1は、図４（ａ）に示すように、第４の整流電流経路に対応する、三次巻線Ｎ3→フィルタコンデンサＣN→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→インダクタＬｃ→三次巻線Ｎ3による経路と、第１の整流電流経路に対応する、三次巻線Ｎ3→フィルタコンデンサＣN→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→インダクタＬｃ→三次巻線Ｎ3による経路で流れる。
また、この図４（ａ）から分かるように、インダクタＬｃ−三次巻線Ｎ3による直列接続回路は、第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路に分岐した電流が合流する共通ライン（整流電流経路部分）に挿入されている。
【００７７】
また、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間の交番電流ｉ1は、図４（ｂ）に示すように、第２の整流電流経路に対応する、三次巻線Ｎ3→インダクタＬｃ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→フィルタコンデンサＣN→三次巻線Ｎ3による経路と、第３の整流電流経路に対応する、三次巻線Ｎ3→インダクタＬｃ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→フィルタコンデンサＣN→三次巻線Ｎ3による経路で流れる。
なお、このときにも、インダクタＬｃ−三次巻線Ｎ3による直列接続回路は、第２の整流電流経路と、第３の整流電流経路に分岐した電流が合流する共通ライン（整流電流経路部分）に挿入されている。
【００７８】
すわなち、図１に示した電源回路では、インダクタＬｃ−三次巻線Ｎ3により得られるスイッチング出力に応じた交番電圧を、第１〜第４の各整流電流経路に対して帰還するようにされている。これにより、交流入力電圧が正／負となる各期間における整流電流経路には、この交番電圧が重畳されることになる。
このようにして、各整流電流経路における交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４の各々は、整流電流をスイッチングして断続するように動作する。これにより、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2への充電電流が流れるようにされる。そして、このようにして整流電流が流れる結果、整流電流の元である交流入力電流ＩACの導通各も拡大されて力率改善が図られることになる。
【００７９】
図５は、上記した構成による力率改善回路２の動作に対応した波形図である。この図に示す動作は、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ、商用交流電源ＡＣとして１００Ｖ系が入力されている場合に対応している。
また、この図５に示す実験結果を得るにあたり、図１に示した電源回路の各部は以下のように選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４２のフェライト磁芯
ギャップ長１mm
一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ（センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ）
三次巻線Ｎ3＝８Ｔ
チョークコイルＬｃ＝４７μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０１８μＦ
平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2b＝１０００μＦ／２００Ｖ
平滑コンデンサＣｉ2a，Ｃｉ2b＝  ４７０μＦ／４００Ｖ
【００８０】
この場合、図４に示した経路により流れるとされる交番電流Ｉ1を、例えばインダクタＬｃの部位で測定したとすると、その電流波形は、図５（ｄ）に示すようなる。このような交番電流Ｉ1の電流波形において、商用交流電源ＡＣのピークレベル近傍に対応して得られるＭ字状の包絡波形部分は、は、先の図３による説明から理解されるように、４倍電圧整流回路による力率改善作用により得られる、交流入力電流に対応する波形として生じているものである。そして、Ｍ字状の電流成分に対して、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列回路による帰還電圧に応じて整流ダイオードＤ１〜Ｄ４がスイッチングした整流電流の成分が重畳されることで、総合的に図５（ｄ）に示す波形が得られることになる。
【００８１】
そして、このような交番電流ｉ１が整流電流経路に流れるようにされる結果、交流入力電流ＩACは、図５（ｂ）に示すようにして、図５（ｄ）に対応する波形により流れるようにされるこの交流入力電流ＩACから理解されるように、例えば図１０と比較して、その導通角は拡大されている。つまり、力率改善が図られていることが分かる。実際に得られた力率としては、０．８２まで向上された。
また、例えば図８の電源回路では、交流入力電流ＩACが１５Ａｐであったのに対して、本実施の形態での上記交流入力電流ＩACのレベルは１０Ａｐとなっている。つまり、導通角が拡大されたぶん、交流入力電流ＩACのピークレベルが抑制されている。これは、整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，４に流れる整流電流のピークレベルも低下していることを意味する。
【００８２】
またこの場合、図５（ｃ）に示すように、整流平滑電圧Ｅｉの平均値レベルは５２５Ｖであり、１００Ｖ系の商用交流電源レベルの４倍に対応したものとなっている。また、このときの整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧成分ΔＥｉは２６Ｖ程度になっている。
図８に示した電源回路では、整流平滑電圧Ｅｉの平均値レベルが２４０Ｖに対してリップル電圧成分ΔＥｉ＝２４Ｖであったから、本実施の形態では、整流平滑電圧Ｅｉに対するリップル電圧成分ΔＥｉの割合が低減されていることにもなる。
【００８３】
このようにして構成される図１の電源回路としては、先ず、力率改善を図るのにあたり、４倍電圧整流回路の整流動作による力率改善作用と、スイッチング出力を整流電流経路に電圧として帰還する構成とを併用しているが、これにより、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されることになる。これにより、パワーチョークコイルＰＣＨの鉄損、銅損などによる電力損失はないことになる。
また、倍電圧整流回路から４倍電圧整流回路としていることで、例えば３５０Ｗ程度の比較的重負荷とされる条件に対しても、一次側スイッチングコンバータに流れるスイッチング電流（一次側直列共振電流）のピークレベルを充分に低下させることが可能になり、例えばスイッチング素子に流れる電流のピークレベルの増加に対応する電力損失の増加も有効に抑制されることになる。また、整流回路の整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に流れる整流電流のピークレベルも抑制されて、これらの整流ダイオードにおける電力損失も低減される。
これによって、図１に示す回路としては、例えば図８に示す電源回路と比較して、電力変換効率を大幅に向上させることが可能となる。実験結果として、ＡＣ１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗの条件でのＡＣ→ＤＣ電力変換効率は、図８に示す電源回路が９０．３％であるのに対して、図１に示す電源回路では、９３．５％となっている。また、これに応じて、入力電力は、図８に示す電源回路に対して１３．３Ｗ低減した。
【００８４】
また、この場合のチョークコイルＬｃのインダクタンスＬCとしては４７μＨで良いため、その重量は３０ｇ程度で済む。これに対して、図８に示した電源回路のパワーチョークコイルＰＣＨ（インダクタンスＬpch＝５ｍＨ）の重量が３００ｇであったから、本実施の形態としては、回路基板について大幅に小型軽量化を図ることができるようになる。
【００８５】
図６は、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
なお、この図において、既に先の図１により説明した部分については、同一の符号を付して説明を省略する。
この図６に示す電源回路においても、商用交流電源ＡＣに対して、整流回路系を含んで形成される力率改善回路３が接続される構成を採るものとされる。
この場合も、図１に示した力率改善回路２と同様、整流平滑回路が交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ４倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（Ｖ４）を生成するように構成されているものとされる。
そのうえで、力率改善回路３としては、図示するようにして、４本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ1b，Ｃｉ2a，Ｃｉ2bから成る４倍電圧整流、フィルタコンデンサＣN、及び疎結合の力率改善用トランスＶＦＴを備えて形成される。
【００８６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11を介して整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに接続されている。
この場合、整流平滑回路を形成している平滑コンデンサＣｉ1aと平滑コンデンサＣｉ2aとの接続点は、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、フィルタコンデンサＣNの接続点に接続するようにしている。
この場合、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、先に図１に示した三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃの直列接続回路と同じ部位に挿入されていることになる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、第１〜第４の整流経路に共通となるライン（整流電流経路部分）に対して挿入されているものである。
【００８７】
力率改善用トランスＶＦＴの構造としては、図示しないが、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備えて構成される。そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状のボビンが備えられる。このボビンの一方の巻装部に対して力率改善用一次巻線Ｎ11が巻装される。また、他方の巻装部に対して力率改善用二次巻線Ｎ12が巻装される。このようにして力率改善用一次巻線及び力率改善用二次巻線が巻装されたボビンをＥＥ型コアに取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。これにより力率改善用トランスＶＦＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合、力率改善用トランスＶＦＴはギャップ長を1.5mm程度として、結合係数について０．７５以下の粗結合の状態となるようにしている。
【００８８】
図６における一次側のスイッチングコンバータとしても、この場合、他励式の電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。なお、この場合には、実際においては、部分電圧共振回路としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接続された力率改善用トランスＶＦＴの力率改善用一次巻線Ｎ11のインダクタンス成分Ｌ4も含まれることになる。
【００８９】
先に説明した回路構成による力率改善回路３の力率改善動作について説明する。
図６に示した電源回路では、一次側スイッチングコンバータがスイッチング動作を行っていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続された力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11には、スイッチング出力が伝達されてくることになる。このようにして一次巻線Ｎ11に得られたスイッチング出力により、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12には、スイッチング周期に応じた交番電圧が励起される。つまり、力率改善用トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧として帰還していることになる。つまり、この場合には、力率改善用トランスＶＦＴが帰還回路として備えられていることになる。
【００９０】
上記した力率改善回路３の動作に応じて整流電流経路に流れるとされる交番電流ｉ1の電流経路を図７に示す。
先ず、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間の交番電流ｉ1は、図７（ａ）に示すように、第４の整流電流経路に対応する、二次巻線Ｎ12→フィルタコンデンサＣN→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→による経路と、第１の整流電流経路に対応する、二次巻線Ｎ12→フィルタコンデンサＣN→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1aによる経路で流れる。
【００９１】
また、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間の交番電流ｉ1は、図７（ｂ）に示すように、第２の整流電流経路に対応する、二次巻線Ｎ12→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→フィルタコンデンサＣNによる経路と、第３の整流電流経路に対応する、二次巻線Ｎ12→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→フィルタコンデンサＣNによる経路で流れる。
このような電流経路は、三次巻線Ｎ3−インダクタＬｃによる直列接続回路に代えて力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12が挿入されている点を除けば、先の第１の実施の形態に対応した図４の交番電流ｉ１と同じとなる。
【００９２】
これにより、図６に示す第２の実施の形態の電源回路としても、例えば図５に示したのと同様の動作が得られることになって、４倍電圧整流回路の整流動作による整流電流の位相差と、整流電流経路に電圧帰還されるスイッチング出力に基づいて整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が整流電流をスイッチングする動作とによって、総合的に力率改善が図られることになる。
【００９３】
そして、このような構成であることにより、力率改善機能を有し、例えば３５０Ｗ以上の負荷電力に対応可能な複合共振形コンバータとして、先の第１の実施の形態と同様にして、大幅な電力変換効率の向上が図られることになる。
実際の実験結果として、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗの条件において、力率としては０．８３が得られた。また、AC→DC電力変換効率は９３．３％が得られ、図８の電源回路に対して、交流入力電力を１２．５Ｗ低減することができた。
【００９４】
なお、図６に示した電源回路の各部については、上記した実験結果を得るのにあたっては、以下のように各部を選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４２のフェライト磁芯
ギャップ長１mm
一次巻線Ｎ1＝３６Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ（センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ）
力率改善用トランスＶＦＴ：ＥＥＲ−２５のフェライト磁芯
ギャップ長１．５mm
力率改善用一次巻線Ｎ11＝１８Ｔ
力率改善用二次巻線Ｎ12＝２０Ｔ
チョークコイルＬｃ＝４７μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０１８μＦ
平滑コンデンサＣｉ1a，Ｃｉ2b＝１０００μＦ／２００Ｖ
平滑コンデンサＣｉ2a，Ｃｉ2b＝  ４７０μＦ／４００Ｖ
【００９５】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
上記実施の形態では、整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータは、他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータであるとしているが、自励式とされてもよい。また、例えばより重負荷の条件に対応するとしたとき等は、ハーフブリッジ方式に代えて、４本のスイッチング素子を備えるフルブリッジ結合方式とされてもよい。また、スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)やバイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、スイッチングコンバータの形式も、例えば電圧共振形など、電流共振形以外の形式を採用できる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源回路における整流平滑回路の整流電流経路を説明するための示回路図である。
【図３】図１に示すスイッチング電源回路における整流平滑回路の動作を示す波形図である。
【図４】図１に示すスイッチング電源回路の力率改善回路の動作として、整流平滑回路に流れる交番電流の経路を説明するための回路図である。
【図５】図１に示すスイッチング電源回路の力率改善回路の動作を示す波形図である。
【図６】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図７】図６に示すスイッチング電源回路の力率改善回路の動作として、整流平滑回路に流れる交番電流の経路を説明するための回路図である。
【図８】先行技術とされるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】図８に示すスイッチング電源回路における各部の波形図である。
【図１０】図８に示すスイッチング電源回路において得られる交流入力電流と整流平滑電圧とを、商用交流電源周期に対応させて示す波形図である。
【符号の説明】
【００９７】
１  制御回路、２  力率改善回路、Ｄ１〜Ｄ４  整流ダイオード、Ｃｉ1a  Ｃｉ1b  Ｃｉ2a  Ｃｉ2b  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｎ3  三次巻線、Ｎ11  力率改善用一次巻線、Ｎ12  力率改善用二次巻線、ＣL  アクロスコンデンサ、ＣN  フィルタコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル
【図１】
2005045919.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005045919.tif 000009
【図８】
2005045919.tif 000010
【図９】
2005045919.tif 000011
【図１０】
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