(57)【要約】【課題】広範囲の周波数誤差またはオフセットを有する被受信信号から符号クロックを回復する装置を提供する。【解決手段】受信されたサンプリング同相信号および直角位相信号の強度が判定される２１０。これらの強度は、アキュムレータ・レジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９内で合計および配分２２７され、各サンプル時間と、実質的に予測されるバーストの長さに渡り、第１および第２信号の和を積算する。最大値−最小値決定回路２４０が、最大または最小の和を有するサンプル時間を選択して、回復されたクロック信号２７０を提供する。次に搬送波が回復され２６０、ダウンサンプラ２５０が、被回復クロック信号に基づき、受信された同相および直角位相信号をダウンサンプリングする。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
広い周波数の可能性を有する被受信同相信号および被受信直角位相信号から符号クロックを回復する装置であって：
サンプル時間に被受信同相信号をサンプリングして、サンプリング同相信号を提供する第１サンプラ；
サンプル時間に被受信直角位相信号をサンプリングして、サンプリング直角位相信号を提供する第２サンプラ；
前記第１サンプラに動作状態に結合されて、サンプリング同相信号を受信して、被受信同相信号の強度を表す第１信号を提供する第１強度決定回路（２１０）；
前記第２サンプラに動作状態に結合されて、サンプリング直角位相信号を受信して、被受信直角位相信号の強度を表す第２信号を提供する第２強度決定回路（２２０）；
前記第１強度決定回路および前記第２強度決定回路に動作状態に結合されて、第１および第２信号を配分する配分器（２２７，２２８）；
前記配分器に動作状態に結合されて、各々のサンプル時間に関し、実質的に予測されるバースト長にわたり第１および第２信号の和を積算する複数のアキュムレータ・レジスタ（２３１，２３３，２３５，２３７，２３９）；
前記複数のアキュムレータ・レジスタに動作状態に結合されて、最大和および最小和のうち１つを有するアキュムレータ・レジスタを決定して、被回復クロック信号を提供する最大値−最小値決定回路（２４０）；および
前記最大値−最小値決定回路，前記第１サンプラおよび前記第２サンプラに動作可能に結合され、被回復クロック信号に基づきサンプリング同相信号およびサンプリング直角位相信号をダウンサンプリングするダウンサンプラ（２５０）；
によって構成されることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記第１強度決定回路，前記第２強度決定回路および前記配分器に動作状態に結合されて、配分の前に第１および第２信号を加算する加算器（３２３）によってさらに構成される請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記第１強度決定回路（３１０）が被受信同相信号を受信して、被受信同相信号の偶数べき数を表す第１信号を提供する第１指数決定回路によって構成され、第２強度決定回路（３２０）が被受信直角位相信号を受信して、被受信直角位相信号の偶数べき数を表す第２信号を提供する第２指数決定回路によって構成される請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記第１強度決定回路（３１０）が被受信同相信号を受信して、被受信同相信号の絶対値を表す第１信号を提供する第１整流器によって構成され、第２強度決定回路（３２０）が被受信直角位相信号を受信して、被受信直角位相信号の絶対値を表す第２信号を提供する第２整流器よって構成される請求項１記載の装置。
【請求項５】
前記複数のアキュムレータ・レジスタ（２３１，２３３，２３５，２３７，２３９）が、予測されるバーストの符号時間あたりのサンプル時間数に等しい数のレジスタからなる請求項１記載の装置。
【請求項６】
前記ダウンサンプラが、前記最大値−最小値決定回路，前記第１サンプラおよび前記第２サンプラに動作状態に結合されて、被回復クロック信号，サンプリング同相信号およびサンプリング直角位相信号に基づいて搬送波を回復する搬送波回復段（３５０）によって構成される請求項１記載の装置。
【請求項７】
前記装置が無線電話によって構成される請求項１記載の装置。
【請求項８】
広い周波数可能性を有する被受信同相信号および被受信直角位相信号から符号クロックを回復する方法であって：
（ａ）サンプリング時間に被受信同相信号をサンプリングして、サンプリング同相信号を提供する段階；
（ｂ）サンプリング時間に被受信直角位相信号をサンプリングして、サンプリング直角位相信号を提供する段階；
（ｃ）被受信同相信号の強度を表す第１信号を決定する段階（２１０）；
（ｄ）被受信直角位相信号の強度を表す第２信号を決定する段階（２２０）；
（ｅ）第１信号および第２信号を複数のアキュムレータ・レジスタ間で配分する段階（２２７，２２８）；
（ｆ）アキュムレータ・レジスタにおいて、各サンプル時間と、実質的に予測されるバースト長にわたり、第１および第２信号の和を積算する段階（２３１，２３３，２３５，２３７，２３９）；
（ｇ）最大和および最小和のうち１つを有するアキュムレータ・レジスタを決定して（２４０）、被回復クロック信号を提供する段階；および
（ｈ）被回復クロック信号に基づいて、サンプリング同相信号およびサンプリング直角位相信号をダウンサンプリングする段階（２５０）；
によって構成されることを特徴とする方法。
【請求項９】
前記段階（ｅ）の前記配分が、符号あたりのサンプル時間数に等しい数のレジスタにより構成される複数のアキュムレータ・レジスタに配分する請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記段階（ｈ）が、被回復クロック信号，サンプリング同相信号およびサンプリング直角位相信号に基づいて、搬送波を回復する搬送波回復の段階（ｈ１）によって構成される請求項８記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は無線受信機に関し、さらに詳しくは、電力を検出することによりクロック回復を実行する無線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
時分割多重接続（TDMA: time division multiple access ）システムにおいては、複数のユーザが時間により区切られたいくつかのチャネルを占有する。各ユーザは、指定された時刻に送信および受信を行う。この時分割のために、受信信号を正確に復調するためには、符号同期とも呼ばれる符号クロック回復の方法が必要になる。推定値が真の符号タイミングに近ければ近いほど、性能の低下は少なくなる。従来の時間符号同期システムにおいては、大きな時間周波数オフセットは許容することができない。符号クロックが回復されたときに、大きな周波数オフセットが受信された信号上に依然として存在することが多い。さらに、このようなシステムでは、位相が未知であり、そのために符号同期を得る作業がますます困難になる。
【０００３】
この問題に対する通常の解決策は、サンプリング波形相関器（sampled waveform correlator ）または一種の位相ロック・ループを用いて符号タイミングを抽出する方法である。サンプリング波形相関器は、プレアンブルなどの追加情報を必要とし、大量の処理電力を必要とする。位相ロック・ループ法は、連続送信方法には効果があるが、時分割多重接続（TDMA）環境ではサンプリング波形相関器ほどの性能を持たない。いずれの方法もたとえばドップラ・シフトなどにより周波数オフセットが導入されると劣化する。
【０００４】
米国特許第４，９４１，１５５号においてChuangおよびSollenbergerにより、被受信時分割多重接続（TDMA）無線信号の可干渉性復調の方法が提案されている。ChuangおよびSollenbergerは、着信信号の差分位相から同相信号および直角位相信号を再構築する。着信信号の位相は最適なサンプルにおいてのみ建設的に追加されるという事実を利用して、再構築された同相信号および直角位相信号のベクトル和がとられる。最適なサンプル以外では、サンプルは破壊的に追加される。ChuangおよびSollenbergerの復調器は、符号速度を符号あたりのサンプル数で割り算した値より小さい周波数オフセットを許容する。ドプラ・シフトによるものなどのより高い周波数オフセットを許容することができる方法が必要である。さらに、処理時間がより少なく処理回路が少なくてすむ簡単な方法も望まれる。さらに、Sabel およびCowleyは、タイミングの推定に先立って周波数および位相推定を行う可干渉性復調器を開示した。このような周波数および位相推定により、二乗演算または強度演算に入力された信号は周波数オフセットがなくなり、ほぼ完ぺきな位相同期を行う。Sabel およびCowleyは、複雑な変調を有する直角位相編移変調システム（QPSK:quadrature phase shift keyed systems ）などのシステムには対応しない。データの処理がより少なくて済むさらに簡単な方法が望ましい。さらに、高い周波数オフセットまたは誤差を許容することのできるシステムが必要である。このような周波数オフセットまたは誤差は、より大きなドップラ・オフセットまたは周波数発振器誤差によるものでもよい。
【０００５】
【実施例】
本発明は、広範囲の周波数誤差またはオフセットを有する被受信信号から符号クロックを回復する装置を提供する。受信された同相および直角位相サンプリング信号の強度が判定される。これらの強度は合計されて、各サンプル時間と実質的に予測されるバースト長にわたり第１および第２信号の和を積算するアキュムレータ・レジスタに配分される。最大値−最小値決定回路は、最大和または最小和を有するサンプル時間を選択して、被回復クロック信号を提供する。搬送波が回復され、ダウンサンプラが被回復クロック信号に基づいて、受信された同相および直角位相信号をダウンサンプリングする。
【０００６】
本発明は、より広範囲の周波数またはドップラ誤差において機能する。本発明は、ナイキスト率から符号率の１／２を減じた値までの周波数オフセットまたは誤差を許容する。
【０００７】
同相および直角位相の被受信信号の強度と一列のアキュムレータ・レジスタを用いることにより、処理時間とハードウェアを節約するより簡単な方法が提供される。さらに、搬送波を回復する前にクロックを回復することにより、処理時間とメモリが節約され、バッテリの寿命を延ばして、処理電力をユーザ・インターフェース機能の改善などの他の機能のために解放することになる。さらに、周波数オフセットの高い環境においては、クロックを回復する前に搬送波を回復すると、さらに多くの処理時間を必要とする。
【０００８】
本発明の方法の別の利点は、種々の変調を扱えることである。本発明は、デジタルに変調された任意の不定包絡線信号を扱うことができる。たとえば、位相編移変調（PSK ），ｎ項位相編移変調（n-PSK ），直角位相編移変調（QPSK），位相振幅変調（PAM ），ｎ項直角位相振幅変調（n-QAM ），ガウス平均編移変調（GMSK）および平均編移変調（MSK ）などである。
【０００９】
図１は、本発明による無線受信機の概略のブロック図である。アンテナ１１３は、無線周波数信号を受信し、無線周波数（RF）段１１０は、この無線周波数信号を同相信号（I"）と直角位相信号（Q"）とに変換する。アナログ−デジタル変換器１２０は、あるサンプリング率で、同相信号と直角位相信号とをサンプリングする。クロック回復回路１３０は、サンプリングされた同相信号（I'）およびサンプリングされた直角位相信号（Q'）をアナログ−デジタル変換器１２０から受信して、それらからクロックを回復し、被回復クロック１６０を提供する。クロック回復回路１３０は、搬送波を回復する前に任意のデジタルに変調された不定包絡線信号を処理することができる。クロック回復回路１３０は、ナイキスト率から符号率の１／２を減じた値までの周波数オフセットを有する被受信信号に関して被回復クロック１６０を提供する。このように、処理時間とハードウェアとを節約するより簡単な技術を用いることにより、本発明は、より広い範囲の周波数またはドップラ誤差を許容することができる。
【００１０】
クロック回復回路構成によるクロック回復に続き、サンプリングされた同相信号およびサンプリングされた直角位相信号から、搬送波回復回路１４０により搬送波を回復することができる。システム内で搬送波が回復されると、周波数および位相が回復される。搬送波の回復に続き、ダウンサンプラ１５０は、被回復クロック１６０に基づいて結果をダウンサンプリングする。あるいは、ダウンサンプラ１５０を搬送波回復回路１４０の前に置くこともできる。いずれの場合にも、本発明により搬送波回復の前にクロックを回復することができ、それにより処理時間，メモリおよびハードウェアを節約することができ、バッテリの寿命が延びて、処理電力を他の機能のために解放することができる。さらに、高ドップラ環境などの周波数オフセットの高い環境においては、クロック回復の後に搬送はを回復すると、さらに多くの処理時間が節約される。
【００１１】
図２は、本発明のある実施例によるクロック回復回路，搬送波回復回路およびダウンサンプラを示す。サンプリングされた同相信号（I'）およびサンプリングされた直角位相信号（Q'）は、それぞれ強度または二乗回路（magnitude or square circuit ）２１０および強度または二乗回路２２０により受信される。強度または二乗回路２１０，２２０の各々は、いくつかの代替法を用いてサンプリングされた同相信号およびサンプリングされた直角位相信号の符号を取り除く。好ましくは、強度または二乗信号２１０，２２０のそれぞれがサンプリングされた同相信号（I'）およびサンプリングされた直角位相信号（Q'）を二乗する。あるいは、強度または二乗回路２１０，２２０は三乗にするか、入力を偶数べき数の指数まで上げる。偶数べき数になると入力から符号がなくなる。べき数をより高くすると、より小さな信号に関してより大きな信号を増幅することになり、べき数はこの増幅係数を念頭において選択しなければならない。あるいは、強度または二乗回路２２１０，２２０はたとえば全波整流関数などの整流による絶対値関数を実行することもできる。数学的には、このような強度は絶対値関数により実行される。
【００１２】
配分器２２７，２２８は、強度または二乗回路２１０，２２０からの同相（I 信号および直角位相（Q ）信号をそれぞれ複数のアキュムレータ・レジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９に配分する。これらのアキュムレータ・レジスタはそれぞれ、同相（I ）および直角位相（Q ）信号を合計する。
【００１３】
Ｍ個のアキュムレータ・レジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９は、予測される符号につきアナログ−デジタル変換器１２０が取るサンプルの数と等しくなければならない。符号の長さは、無線周波数（RF）段１１０により受信される時分割多重接続（TDMA）バーストの以前の既知の特性に依存する。そのため、配分器２２７，２２８は、同相（I ）および直角位相（Q ）信号をＭ個のレジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９で配分しなければならない。
【００１４】
Ｎ個のサンプルを合計することにより、各レジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９は積算を行う。Ｎ個のサンプルは、予測されるバーストあたりの数に等しいことが好ましい。あるバーストから次のバーストまでのタイミングがあらかじめ決定されるシステムでは、数値Ｎは予測されるバーストあたりの符号数より大きくても構わず、２つ以上のバーストに関して値がアキュムレータ・レジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９内で積算される。しかし、他のシステムでは、数値Ｎは、バーストあたりの符号数以下でなければならない。送信機と受信機との間の距離が可変するために伝播遅延が可変するシステムにおいては、数値Ｎはバーストあたりの符号数以下でなければならず、２つ以上のバーストに関して値が積算されることはない。そのため、レジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９は、予測されるバースト全体で値を合計する。数値Ｎよりも長く加算することにより、２つ以上のバーストが合計され、バーストがシステムにより異なるタイミングで到着すると誤差が起こることがある。
【００１５】
最大値または最小値セレクタ２４０は、Ｎ個の合計の後に最大値または最小値を有するレジスタ２３１，２３３，２３５，２３７，２３９の総計された出力を選択する。最大値または最小値セレクタ２４０により最大値が検出されることが好ましいが、最小値を選択しても最大値を知ることができる。これは、通常、最小値は組み込まれる受信機の種類により既知の量だけ最大値より先行するか、あるいは遅れるためである。たとえば、対称符号濾波で組み込まれる受信機においては、最小値と最大とのと距離は、符号時間の１／２という既知の量である。各総計Ｎの合計に関する最大値が符号クロックを識別する。このように、回復されたクロック２７０は、最大値または最小値セレクタ２４０により提供される。
【００１６】
ダウンサンプラ２５０と搬送波回復回路２６０も、本発明の搬送波回復回路１３０に続き図示される。回復されたクロック２７０は、ダウンサンプラ２５０に送られて、サンプリングされた同相信号（I'）および直角位相信号（Q'）をダウンサンプリングする。その後、搬送波回復回路２６０により搬送波の回復が行われる。
【００１７】
図３は、本発明による搬送波回復回路と、それに続くダウンサンプリングおよび搬送波回復の代替の実施例を示す。サンプリングされた同相信号（I'）および直角位相（Q'）信号は、好ましくは強度または二乗ブロック３１０，３２０で二乗される。その結果として得られる同相信号（I ）および直角位相信号（Q ）は、配分器３２７により配分される前に、加算器３２３内でその後合計される。同相信号（I ）および直角位相（Q ）信号を配分前に加算することにより、２つの配分器の代わりに１つの配分器を用いることができ、図２の実施例の各アキュムレータ・レジスタ内で追加的な加算が実行される。それにより、１つの配分器３２７は、加算された結果Ｘをアキュムレータ・レジスタ３３１，３３３，３３５，３３７，３３９に配分する。Ｍ個のアキュムレータ・レジスタ３３１，３３３，３３５，３３７，３３９の各々では、結果として得られるＸが、最大値セレクタ２４０により最大値が選択される前にＮ回合計される。最大値３４０は、最小値よりも最大値を選択することが好ましく、被回復クロック３７０を送付する。ダウンサンプラおよび搬送波回復回路３５０が、サンプリングされた同相信号（I'）および直角位相信号（Q'）の搬送波をダウンサンプリングおよび回復する。ダウンサンプリングおよび搬送波回復回路３５０のダウンサンプリングと搬送波回復は、どちらの順序で行っても構わない。
【００１８】
添付の図面を参照して本明細書に開示された本発明の信号処理技術は、デジタル信号プロセッサ（DSP ）またはその他のマイクロプロセッサ上に実現されることが好ましい。しかし、これらの技術を全体的にあるいは部分的に個別の部品として実現してもよい。
【００１９】
本発明は上記の説明および図面において説明および図示されるが、この説明は例に過ぎず、本発明の精神および範囲から逸脱せずに多くの変更および改良を当業者が行うことができる点を理解頂きたい。本発明は、ドップラ・シフトの許容を示すが、本発明は本明細書に記述されたその他の利点を提供するので、ドップラ・シフトの許容または周波数発振器誤差に対する必要性に関わらず、ページング，セルラおよび衛星通信システム受信機など、すべての無線通信システムに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による無線受信機のブロック図である。
【図２】本発明による無線受信機のクロック回復段の実施例のブロック図である。
【図３】本発明による無線受信機のクロック回復段の別の実施例のブロック図である。
【符号の説明】
１１０  ＲＦ段
１１３  アンテナ
１２０  アナログ−デジタル変換器
１３０  クロック回復回路
１４０  搬送波回復回路
１５０  ダウンサンプラ
１６０  被回復クロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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