(57)【要約】【課題】デジタル信号を入力とするフルデジタルのオーディオアンプにおいて、ＰＷＭによって発生する高調波歪が発生したりノイズフロアが持ち上がったりする問題を解決する。【解決手段】ＰＷＭによって発生する信号歪をノイズシェーピングフィルタにフィードバックさせることにより高調波歪を低減し、ノイズフロアの持ち上がりを抑制する。ＰＷＭによって発生する信号歪をフィードバックする手段としては、等価的にＰＷＭ信号を連続時間でフィードバックすればよく、これを離散時間系で実現すると、ＰＷＭへの入力信号に対して、出力がベクトルである非線形要素を通してノイズシェーピングフィルタにフィードバックすることとなる。【選択図】図１
2005236928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号を出力信号とし、前記出力信号の低周波成分を離散時間信号である入力信号の低周波成分に比例させるパルス幅変調信号発生器において、パルス幅変調器と量子化器とノイズシェーピングフィルタを持ち、前記ノイズシェーピングフィルタは前記入力信号と前記量子化器の出力を入力として前記量子化器の入力となる信号を出力する離散時間フィルタであり、前記パルス幅変調器は前記量子化器の出力である離散時間離散値信号を入力とし前記出力信号を出力するものであり、前記ノイズシェーピングフィルタは前記入力信号に対しては線形に作用し前記量子化器の出力からの入力に対しては入出力の関係が線形でない非線形要素を通して作用することを特徴とするパルス幅信号発生器。
【請求項２】
請求項１に記載のパルス幅変調信号発生器において、該パルス幅変調器の動作について、該パルス幅変調器の入力の値が最小ステップ幅ごとに変化したとき該パルス幅変調器の出力であるパルス信号の立ち上がりのタイミングと立ち下がりのタイミングが交互に変化することを特徴とするパルス幅変調信号発生器。
【請求項３】
請求項１に記載のパルス幅変調信号発生器において、該非線形要素の入出力関係を表現するテーブルを持ち、前記テーブルを参照することを用いて該非線形要素の出力を算出することを特徴とするパルス幅変調信号発生器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フルデジタルのオーディオアンプのように、連続時間信号に対してデジタル信号化された信号をもとにパルス幅変調を掛けるものに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
Ｄ級増幅器と呼ばれるスイッチング増幅器は、電力効率が高いことにより、スピーカを駆動するオーディオアンプとしても用いられ始めている。このスイッチング増幅器を実現する方法として、アナログ信号を入力信号とするタイプのものと、デジタル信号（離散時間離散値信号）を入力信号とするフルデジタルアンプと呼ばれるタイプのものがある。フルデジタルアンプは、音源信号がＣＤやＭＤのようにデジタル信号である場合には、すべての信号処理をデジタルで行うことができるので、低コストで高品質の音を発生できる可能性を持っている。
【０００３】
フルデジタルアンプでは、音源信号に対して電子ボリュームなどの信号処理を行った後、オーバーサンプラにより信号のサンプリング周波数を１６倍や３２倍などの値に上昇させる。そしてΔ−Σ変調器により５ビットとか６ビットなどの低い分解能に量子化し、量子化した信号でパルス幅変調を掛けＰＷＭ信号を発生させる。このＰＷＭ信号によりスイッチングアンプを駆動し、その出力に対してローパスフィルタを通してからスピーカなどを駆動する。
【０００４】
このフルデジタルアンプにおける一連の信号処理の中で、パルス幅変調を掛ける段階において、高調波歪が発生してしまう。たとえば、音源信号が1kHzの正弦波信号であった場合、ＰＷＭ信号にその２倍の周波数の2kHzの信号やその３倍の周波数の3kHzの信号が含まれてしまう。このような高調波歪がフルデジタルアンプの性能を落としてしまっていた。
【０００５】
図１１は、従来の技術によるパルス幅変調信号発生器の一例であり、デジタル信号である信号x[k]を入力とし、Ｄ級増幅器を駆動するパルス幅変調信号w(t)を出力するものである。入力信号x[k]はサンプリング周波数705.6kHzの離散時間信号であり、サンプリング周波数44.1kHzの音声信号を16倍にサンプルレート変換したものである。この入力信号x[k]を、量子化器１およびノイズシェーピングフィルタ３を用いて量子化する。量子化器１は-15から15までの31レベルの量子化を行う。したがって量子化器１の出力y[k]は31レベルでサンプリング周波数が705.6kHzのデジタル信号である。ノイズシェーピングフィルタ３は、y[k]に含まれる量子化ノイズが20kHzよりも低い周波数成分が小さくなるようにするものである。パルス幅変調器２はレベル数が31の対称型パルス幅変調を行うものである。
【０００６】
入力信号x[k]を変調率82％の振幅で周波数2.758kHzの正弦波とし、得られた信号y[k]に対して零次ホールドを通した信号のスペクトルの例を図１２に示す。この例においては、高調波歪も認められず、量子化ノイズもよく抑えられている。図１３は、このときのパルス幅変調信号w(t)のスペクトルである。パルス幅変調によって発生する歪のため、第２高調波成分や第３高調波成分が大きく現れてしまっている上に、可聴域のノイズフロアも持ち上がってしまっていることが見て取れる。
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−３５４３７９号公報
【特許文献２】特願２００４−０２６１５０号
【非特許文献１】河西宏之：フルディジタル・アンプに必要な信号処理の概要，トランジスタ技術，２００３年７月号，２０５−２２２頁
【非特許文献２】アメリカ合衆国特許第６５６３３７８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
解決しようとする課題は、フルデジタルアンプにおけるパルス幅変調によって発生する高調波歪による性能劣化を防ぐことである。また、パルス幅変調によって可聴域のノイズフロアが持ち上がる現象を低減することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
フルデジタルアンプのパルス幅変調器によって発生する信号歪も検出し、それをノイズシェーピングフィルタにフィードバックすることにより、パルス幅変調器において発生する信号歪を補償し、高調波歪の少ないパルス幅変調信号を得る。
【００１０】
パルス幅変調器によって発生する信号歪も検出する方法としては、図２に示すようにノイズシェーピングフィルタ３として連続時間動作するものを用い、量子化器の出力信号y[k]の代わりにパルス幅変調信号w(t)をフィードバックさせることにより、パルス幅変調によって発生する信号歪もフィードバック補正する方法が考えられる。しかし、この方法をそのまま実現しようとすると、ノイズシェーピングフィルタ３を、連続時間で動作させるか、または、パルス幅変調に用いる速いクロックに同期させて動作させる必要が発生し、どちらの場合も現実的ではない。
【００１１】
そこで、図２に示す機能を図１に示す装置によって実現することを考える。図中、太線はベクトル信号を表す。今、信号x[k]のサンプリング周期をT、積分器３８の出力信号（ベクトル信号）をξ(t)とすると、
【００１２】
【数１】
2005236928.tif 000003
【００１３】
となる。ただし、Acは正方行列、bcは縦ベクトルである。したがって、
【００１４】
【数２】
2005236928.tif 000004
【００１５】
【数３】
2005236928.tif 000005
【００１６】
【数４】
2005236928.tif 000006
【００１７】
とおくと、
【００１８】
【数５】
2005236928.tif 000007
【００１９】
のようになる。すなわち、連続時間で動作する図２のノイズシェーピングフィルタ３は図１におけるノイズシェーピングフィルタ３のように離散時間系として実現することができる。この際、何ら近似は用いていない。数４においては、w(kT+t)の値が0≦t＜Tにおいて、y[k]の値によって決まるので、このように記述してある。
【００２０】
ここまでをまとめると、図１に示すように離散時間系のノイズシェーピングフィルタの量子化器からの入力に対して、非線形要素３５を通すことにより、等価的に図２に示すようなパルス幅変調信号w(t)から連続時間でフィードバックすることができる。したがって、パルス幅変調器２において発生する低周波域での信号歪を検出してフィードバック補償することができる。このことにより、パルス幅変調によって発生する高調波歪も低減させることができるし、パルス幅変調によるノイズフロアの持ち上がりも抑制することができる。
【００２１】
上記の方法の更なる利点として、実質的にパルス幅変調信号をノイズシェーピングフィルタにフィードバックしているので、使用するパルス幅変調の方式に対して自由度が高いことが挙げられる。すなわち、どのようなパルス幅変調方式を採用しても、パルス幅変調で発生した信号歪をフィードバックして補償することができる。ただし、非対称パルス幅変調を行なうと、歪補償はできるが、許容される変調率は低くなってしまう。
【００２２】
そこで、図１０に示すようなパルス幅変調方式を用いることを提案する。パルス幅のレベルが順次増えたときに、パルスの前縁と後縁のタイミングが交互に変化するようになっている。このパルス幅変調方式を用いると、パルス幅変調におけるクロックが同一である場合は、対称型パルス幅変調を行なうときに比べて、パルス幅変調のレベルをおおよそ倍にすることができ、量子化ノイズの振幅を半減させることができる。また、パルス幅変調のレベル数を同一とした場合、クロック周波数を半分にすることができる。このような変則的なパルス幅変調を行なっても、そのことによって発生する信号歪をフィードバック補償することができるので、対称型パルス幅変調を行なった場合とほぼ同じノイズシェーピングを行なうことができる。
【００２３】
ところで、図１に示すパルス幅変調信号発生器には、非線形関数ベクトル３５を必要とする。非線形関数ベクトル３５は、パルス幅変調器２の入力値に対して、それぞれベクトル信号を出力する。パルス幅変調器２のレベル数は一般にそうは多くないので、非線形関数ベクトル３５のすべての入出力関係をテーブルに記憶させておき、出力値を計算する際は、そのテーブルを参照することにより行なうようにすることができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明のパルス幅変調信号発生器を用いることにより、高調波歪が小さくノイズフロアも低いフルデジタルアンプを実現することができる。
また、パルス幅変調方式を改良することにより、同一分解能のパルス幅変調器を実現するのに必要なクロックの周波数を半減させることができる。
さらに、提案するパルス幅変調信号発生器において必要となる非線形関数ベクトルの算出について、テーブルを参照することにより、ノイズシェーピングフィルタを実現するための計算量を増やさずに済む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
本発明を実施するための最良の形態について実施例を通して示す。
【実施例１】
【００２６】
図１は、本発明第１の実施例のパルス幅変調信号発生器のブロック図であり、オーディオのフルデジタルアンプの一部を成すものである。機能としては、入力信号x[k]に応じたパルス幅変調信号w(t)を生成するものであり、このパルス幅変調信号w(t)によりＤ級アンプを駆動し、その出力をローパスフィルタに通すことで、スピーカを駆動する信号を得ることができる。
【００２７】
離散時間信号x[k]はサンプリング周波数44.1kHzの離散時間信号に対してサンプリング周波数を１６倍の705.6kHzに変換した信号である。すなわち、信号x[k]は、おおよそ20kHz以下の周波数を成分とする信号である。このパルス幅変調信号発生器の目的は、パルス幅変調信号w(t)の20kHz以下の周波数成分が信号x[k]の20kHz以下の周波数成分になるべく近くなるようにパルス幅変調信号w(t)を生成することである。
【００２８】
量子化器１は、入力の値に応じて-15から15までの31レベルの信号y[k]を出力するものである。パルス幅変調器２は、入力信号y[k]の値に応じて31レベルの対称型パルス幅変調を行なうものである。いくつかの入力値に対する１周期分の出力波形を図３に示す。パルス幅変調のキャリア周波数は705.6kHzであり、そのクロック周波数はキャリア周波数の64倍の45.1584MHzである。ノイズシェーピングフィルタは、クロック周波数705.6kHzにて動作するデジタルフィルタであり、５次のものを用いている。その係数は
【００２９】
【数６】
2005236928.tif 000008
【００３０】
の極が0、exp(±j*0.157)、exp(±j*0.094)に、零が五つとも0.4となるように設定してある。
【００３１】
非線形関数ベクトル３５は、数４に示す式により算出し、それをテーブルに記憶させる。入力の値は-15から15までの整数の31種類であり、出力はそれぞれの入力の値に対して５次の実数ベクトルとなる。その入出力の関係をグラフに表わしたものが図４である。出力が５次のベクトルなので、５本の曲線で表現される。入出力関係が線形に近いが、わずかに非線形性を帯びている。
【００３２】
入力信号x[k]を変調率82％の振幅で周波数2.758kHzの正弦波としたときに得られたパルス幅変調信号w(t)のパワースペクトル密度を図５に示す。本発明を用いない場合の結果である図１３と比べると、高調波歪が低減していることが判る。また、量子化ノイズのフロアも低くなっており、図１２に示す理想的な場合とほとんど同じになっている。
【００３３】
本発明第１の実施例においては、非線形関数ベクトル３５の出力の計算に予め計算しておいたテーブルを用いていたが、他の方法で計算してもよく、入力と各出力の関係を２次関数などの関数で近似しておき、出力の計算の際にその関数の値を計算するようにしてもよい。このようにすると、計算量のわずかな増加と引き換えに、必要とするROMの容量を減らすことができる。この効果は、パルス幅変調器２の分解能が高いほど顕著になる。
【００３４】
図１に示す本発明第１の実施例を説明するブロック線図においては、ノイズシェーピングフィルタ３を行列とベクトルによって表現しているが、これは必ずしもノイズシェーピングフィルタを実装する際に、行列とベクトルの積の演算をともなうことを意味するものではない。例えば、(c,A,b)として可観測正準形を用いることにより、状態変数ベクトルに行列Aを乗ずる演算は簡素なものとなり、状態ベクトルに出力ベクトルcを乗ずる演算は状態ベクトルから要素を一つ取り出すだけの演算となる。
【００３５】
パルス幅変調による高調波歪を低減させる方法として、本発明によるものの他に特願２００４−０２６１５０号に記載のものがある。その方法を用いると、パルス幅変調によって発生する高調波歪は効果的に低減することができるが、パルス幅変調によって発生するノイズフロアの上昇に対しては対応できない。一方、本発明においては、高調波歪がわずかに残るものの、ノイズフロアの上昇を抑制することができる。そこで、信号x[k]として、本発明のパルス幅変調信号発生器において生じることが予想される高調波歪の分を予め差し引いたものにすることにより、高調波歪をさらに低減でき、かつ、ノイズフロアの上昇も抑えることができる。本発明のパルス幅変調信号発生器において発生する２次および３次の高調波歪についても、入力信号と、その１階微分および２階微分を用いて推定することができる。ただし、第2高調波の推定式は特願２００４−０２６１５０号に記載のものと異なる。
【００３６】
本発明の第１の実施例においては、ノイズシェーピングフィルタ３の実現の形態として図１に示すものを用いていたが、ノイズシェーピングフィルタの実現の形態には自由度があり、図１に示す形態に限るものではない。例えば、図１に示すものと同等のものとして、図６に示すものもある。ただし、このこき等価なノイズシェーピングフィルタを実現しようとすると、図１における行列Aと図６における行列A2は互いに異なった値を取る。
【００３７】
本発明第1の実施例においては、パルス幅変調の方式として対称型のものを用いていたが、パルス幅変調の方式として対称型以外のものを用いてもよい。許容される変調率は低下するが、非対称型のパルス幅変調を用いてもよい。また、パルス幅変調として、パルス幅変調の出力信号が３値のものを用いてもよい。
【実施例２】
【００３８】
本発明第２の実施例は、パルス幅変調の方式が異なることを除いては、本発明第１の実施例と同じである。すなわち、本発明第２の実施例のパルス幅変調信号発生器についてのブロック線図の一例は図１である。図１におけるパルス幅変調器２の動作が本発明第１の実施例と異なり、それにともない、非線形関数ベクトル３５の値も本発明第１の実施例と異なる。
【００３９】
図７は、図１におけるパルス幅変調器２における、いくつかの入力の値に対するパルス幅変調信号の１周期分の波形を示している。この例においては、入力信号の値が-15から15までの31レベルをとり、レベルが順次増えて行くと、パルスの前縁と後縁のタイミングが交互に変化しながら、パルス幅は入力の値に対して直線的に変化するものである。
【００４０】
このようなパルス幅変調を行なうことの利点は、パルス幅変調のレベル数が同じときに、本発明第１の実施例にて用いた対称型のパルス幅変調に比べて、必要とされるクロック周波数が半分で済むことである。また、言いかえれば、同じクロック周波数のとき、本発明第２の実施例にて用いるパルス幅変調方式は本発明第１の実施例で用いたパルス幅変調方式に比べて、レベル数をおおよそ倍にすることができ、分解能を向上させることができる。
【００４１】
パルス幅変調方式を本発明第１の実施例から変えたので、その結果として、非線形関数ベクトル３５の入出力関係も変わってくる。非線形関数ベクトル３５の入出力関係の計算式は数４に示す通りであり、本発明第１の実施例と同じである。本発明第２の実施例における非線形関数ベクトル３５の入出力関係をグラフにしたものを図８に示す。出力が５次のベクトルであるので、５本の曲線となっている。パルス幅変調の方式が変則的なので、入出力関係を表わす曲線が小刻みに湾曲していることが見て取れる。
【００４２】
入力信号x[k]を変調率82％の振幅で周波数2.758kHzの正弦波としたときに得られたパルス幅変調信号w(t)のパワースペクトル密度を図９に示す。対称型パルス幅変調を用いた本発明第１の実施例におけるパワースペクトル密度である図５と比べて、ほとんど同じスペクトルが得られており、低い高調波歪とノイズフロア上昇の抑制が実現できている。すなわち、必要とされるクロック周波数を半分に抑えながら、対称型のパルス幅変調を用いた本発明第１の実施例とほぼ同じ性能を実現できている。
【００４３】
本発明第２の実施例においては、パルス幅変調器の入出力間の関係について、入力のレベルを順次変化させていったときの出力パルスの前縁と後縁のタイミングの変化が図７に示す通りであったが、図７に示す通りでなくてもよく、図１０に示す通り、出力パルスの前縁と後縁のタイミングの変化の順番が逆になっていてもよい。また、パルス幅変調器の入力の値が正のときは図７に示す通りで、負のときは図１０に示す通りとしてもよく、また逆に正のときは図１０に示す通りで、負のときは図７に示す通りとしてもよい。
【００４４】
本発明第２の実施例に関しても、本発明第１の実施例と同じく、特願２００４−０２６１５０号に記載の方法を併用して高調波歪をさらに低減させてもよい。すなわち、信号x[k]として、本発明のパルス幅変調信号発生器において生じることが予想される高調波歪の分を予め差し引いたものにすることにより、高調波歪をさらに低減できる。本発明第２の実施例であるパルス幅変調信号発生器において発生する高調波歪についても、入力信号と、その１階微分および２階微分を用いて推定することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明のパルス幅変調信号発生器を用いることにより、高調波歪が少なくノイズフロアの低いフルデジタルのオーディオアンプを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明第１の実施例を説明するブロック図。
【図２】本発明第１の実施例の導出を説明するブロック図。
【図３】本発明第１の実施例における対称型パルス幅変調の説明図。
【図４】本発明第１の実施例におけるフィードバック値のグラフ。
【図５】本発明第１の実施例における出力信号のスペクトルの例。
【図６】本発明第１の実施例におけるノイズシェーピングフィルタに対する他の構造を説明するブロック図。
【図７】本発明第２の実施例におけるセミ対称型パルス幅変調の説明図。
【図８】本発明第２の実施例におけるフィードバック値のグラフ。
【図９】本発明第２の実施例における出力信号のスペクトルの例。
【図１０】本発明第２の実施例における他のセミ対称型パルス幅変調の説明図。
【図１１】従来の技術を説明するブロック図。
【図１２】パルス幅変調を行なわないときの出力信号のスペクトルの例。
【図１３】従来の技術によりパルス幅変調された信号のスペクトルの例。
【符号の説明】
【００４７】
１・・・量子化器
２・・・パルス幅変調器
３・・・ノイズシェーピングフィルタ
３１・・・遅延器
３２・・・行列
３３・・・ベクトル
３４・・・ベクトル
３５・・・非線形関数ベクトル
３６・・・零次ホールド
３７・・・サンプラ
３８・・・積分器
【図１】
2005236928.tif 000009
【図２】
2005236928.tif 000010
【図３】
2005236928.tif 000011
【図４】
2005236928.tif 000012
【図５】
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【図６】
2005236928.tif 000014
【図７】
2005236928.tif 000015
【図８】
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【図９】
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【図１０】
2005236928.tif 000018
【図１１】
2005236928.tif 000019
【図１２】
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【図１３】
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