(57)【要約】【課題】  回路規模を増大させずにビタビ復号の基準レベルの適応的調整を実現する。【解決手段】  ビタビ復号におけるステート遷移ｔのそれぞれに対し、２つの異なる基準レベルｖ０（ｔ）、ｖ１（ｔ）を記憶する。信号ｓ（ｎ）｛ただし、ｎは時刻｝が入力されたときの、ステート遷移ｔに対するメトリックｍ（ｔ）を、  ｍ（ｔ）＝  ｖ０（ｔ）・（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））とする。ｖ０（ｔ）は、異なるｔに対して簡単な整数比で与えられる基準レベルとし、また、ｖ１（ｔ）は、ｖ０（ｔ）の近傍で変動することのできるｖ０（ｔ）よりも精度の高い基準レベルとする。【選択図】        図４
2005223405.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
再生信号からビタビ復号器を用いてビット情報を検出する最尤復号を行う場合に、
前記ビタビ復号器におけるステート遷移ｔのそれぞれに対し、２つの異なる基準レベルｖ０（ｔ）、ｖ１（ｔ）を記憶するとともに、時刻ｎに対する信号ｓ（ｎ）が入力されたときの、ステート遷移ｔに対するメトリックｍ（ｔ）が、
ｍ（ｔ）＝  ｖ０（ｔ）・（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））
の項を含むように構成されている、
ことを特徴とする最尤復号方法。
【請求項２】
異なる前記ステート遷移ｔに対する前記ｖ０（ｔ）は、簡単な整数比の関係を有することを特徴とする請求項１記載の最尤復号方法。
【請求項３】
前記ｖ１（ｔ）は、前記ｖ０（ｔ）よりも精度の高い値であることを特徴とする請求項１記載の最尤復号方法。
【請求項４】
前記ｖ１（ｔ）は、該当するステート遷移ｔの再生信号の等化誤差を負帰還されることで適応変化していることを特徴とする請求項１記載の最尤復号方法。
【請求項５】
前記ｖ０（ｔ）・（２・ｒ（ｎ）−ｖ１（ｔ））の乗算が、（２・ｒ（ｎ）−ｖ１（ｔ））を整数｜ｖ０（ｔ）｜より少ない回数の加減算だけで実行されることを特徴とする請求項１記載の最尤復号方法。
【請求項６】
再生信号からビット情報を検出する最尤復号を行うビタビ復号器を有し、
前記ビタビ復号器は、ステート遷移ｔのそれぞれに対し、２つの異なる基準レベルｖ０（ｔ）、ｖ１（ｔ）を記憶するとともに、時刻ｎに対する信号ｓ（ｎ）が入力されたときの、ステート遷移ｔに対するメトリックｍ（ｔ）が、
ｍ（ｔ）＝  ｖ０（ｔ）・（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））
の項を含むように構成された演算を行う手段を有する、
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項７】
異なる前記ステート遷移ｔに対する前記ｖ０（ｔ）は、簡単な整数比の関係を有することを特徴とする請求項６記載の最尤復号装置。
【請求項８】
前記ｖ１（ｔ）は、前記ｖ０（ｔ）よりも精度の高い値であることを特徴とする請求項６記載の最尤復号装置。
【請求項９】
前記ｖ１（ｔ）は、該当するステート遷移ｔの再生信号の等化誤差を負帰還されることで適応変化していることを特徴とする請求項６記載の最尤復号装置。
【請求項１０】
前記ｖ０（ｔ）・（２・ｒ（ｎ）−ｖ１（ｔ））の乗算が、（２・ｒ（ｎ）−ｖ１（ｔ））を整数｜ｖ０（ｔ）｜より少ない回数の加減算だけで実行されることを特徴とする請求項６記載の最尤復号装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録媒体からの再生信号や伝送媒体によって取得した再生信号を元の情報に復号する最尤復号方法及び最尤復号装置に関し、特にパーシャルレスポンス最尤復号を応用した最尤復号方法及び最尤復号装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、各種記録媒体を用いたデータの記録再生技術で利用される再生側の装置は、その記録媒体に記録した信号を再生信号として読み取るピックアップ装置や、このピックアップ装置で読み取った再生信号から元のバイナリデータを復号する復号装置等を有して構成されている。
【０００３】
また、このような記録再生技術においては、近年の記録密度の高密度化に伴い、より信頼性の高い復号装置として、いわゆるパーシャルレスポンス最尤復号（ＰＲＭＬ）と呼ばれる復号法に基づいて再生信号からバイナリデータを復号するように構成されたものが知られている。
パーシャルレスポンス最尤復号方式とは、データ列を所定のインパルスレスポンスをもつチャネルを通して再生するパーシャルレスポンスなる技術と、全てのデータ列の中から元のデータ列と推定されるデータ列を探索して復号する最尤復号技術とを融合した復号技術である。
【０００４】
このパーシャルレスポンス最尤復号方式では、少数の連続ビットで構成されるステートが定義され、２つのステートの間における遷移のパタン、また、その遷移に対応する信号レベルであるビタビレベルが、既知の情報として用意されている。
この復号方式の目的は、再生信号から得られる事後確率が最大となるようなビット系列を検索することにある。このためには、まず、検出された再生信号の信号レベルとビタビレベルを比較して、ステート遷移おのおのの条件付確率を計算する。
【０００５】
たとえば、ステートは０、１の２通りとする。このとき、ステート遷移は、０→０、０→１、１→０、１→１の４通りになる。また、ステート遷移００、０１、１０、１１に対応してビタビレベル−１、０、０、１が出力されるものとする（ＰＲ（１１）に相当）。ここで、もし、ノイズがない場合、元の記録情報のビット系列におけるステート遷移に従いながら再生信号の信号レベルは−１、０、０、１のいずれかになる。
一方、ノイズがある場合、各時刻の再生信号の信号レベルはステート遷移に応じて上記の値のいずれかを中心として分布をもつレベルとして出力される。ここで、ノイズがある場合に得られる信号のレベルをｒ（ｎ）とする（ｎはサンプリングの時刻を表している）。通常、ノイズの分布は一般的なガウス分布と考えられる。以上のような条件で、ステート遷移の事後確率を求めると、条件付確率の計算などから、
ｐ００＝Ａ・ｃ００・ｅｘｐ（−（（ｒ（ｎ）＋１）／σ００）２／２）
ｐ０１＝Ａ・ｃ０１・ｅｘｐ（−（（ｒ（ｎ）−０）／σ０１）２／２）
ｐ１０＝Ａ・ｃ１０・ｅｘｐ（−（（ｒ（ｎ）−０）／σ１０）２／２）
ｐ１１＝Ａ・ｃ１１・ｅｘｐ（−（（ｒ（ｎ）−１）／σ１１）２／２）
のようになる。
ただし、ｐ××は、××というステート遷移の事後確率になる。また、Ａは、規格化定数で確率の総和を１にする。
【０００６】
一方、ｃ００、・・・、ｃ１１は、ステート遷移の事前確率（遷移パタンの頻度に相当）である。この値は、従来は等確率とされる。また、σ００、・・・、σ１１は、各々、ステート遷移に対応する基準レベルにおける前述のノイズ標準偏差である。この値もｃと同様に、従来は同じ値として扱われてきた。
さて、上記の遷移００、あるいは０１、１０、１１を含むビット系列の事後確率は、上記各遷移の事後確率と、００、あるいは、０１、１０、１１にいたるまでのビット系列の事後確率の積で表される。
そこで、上記００、０１、１０、１１にいたるまでのビット系列の事後確率をそれぞれ、ｑ００、ｑ０１、ｑ１０、ｑ１１とし、また、上記００、０１、１０、１１を含むビット系列の事後確率をｑ‘００、ｑ‘０１、ｑ‘１０、ｑ‘１１とする。このとき、
ＬＯＧ（ｑ‘００）＝ＬＯＧ（ｑ００）＋ＬＯＧ（Ａ）
＋  ＬＯＧ（ｃ００）−（（ｒ（ｎ）＋１）／σ００）２／２
ＬＯＧ（ｑ‘０１）＝ＬＯＧ（ｑ０１）＋ＬＯＧ（Ａ）
＋  ＬＯＧ（ｃ０１）−（（ｒ（ｎ）＋０）／σ０１）２／２
ＬＯＧ（ｑ‘１０）＝ＬＯＧ（ｑ１０）＋ＬＯＧ（Ａ）
＋  ＬＯＧ（ｃ１０）−（（ｒ（ｎ）＋０）／σ１０）２／２
ＬＯＧ（ｑ‘１１）＝ＬＯＧ（ｑ１１）＋ＬＯＧ（Ａ）
＋  ＬＯＧ（ｃ１１）−（（ｒ（ｎ）−１）／σ１１）２／２
の関係が成り立つ。
【０００７】
ここで、パーシャルレスポンス最尤復号方式の目的は、事後確率が最大となるビット系列を検索して選択することである。しかし、実際に検索を行うのは論理回路で構成されるハードウエアなどであるため指数関数や掛け算など複雑な計算はできるだけ少ないことが望ましいと考えられる。そこで、先に得られた関係式に注目すると、確率のかわりに確率の対数を用いることで指数関数の演算がなくなっていることがわかる。さらに、確率と確率の対数では大小関係が保存されるため、事後確率を最大とするビット系列を確率の対数が最大となるものとすることができる。
【０００８】
以上のことから、事後確率の計算は、実際には確率の対数で代用することができる。
さて、事後確率の対数の更新を詳細にみると、まず、ＬＯＧ（Ａ）が共通であることがわかる。したがって、大小関係には無関係であるためこの項は省略される。また、ｃ××は共通であったので、この項も省略される。最後に、σ××も共通であったので、この部分はたとえばルート２分の１などとする。
以上のようにすると、結局、従来のパーシャルレスポンス最尤復号方式では
ｐｍ‘００  ＝  ｐｍ００  −（ｒ（ｎ）＋１）２
ｐｍ‘０１  ＝  ｐｍ０１  −（ｒ（ｎ）−０）２
ｐｍ‘１０  ＝  ｐｍ１０  −（ｒ（ｎ）−０）２
ｐｍ‘１１  ＝  ｐｍ１１  −（ｒ（ｎ）−１）２
を最大にするようなビット系列を順次選択していくことでも実現できることがわかる。
【０００９】
そこで、パーシャルレスポンス最尤復号では、検出された信号と基準レベルの差の二乗をメトリックと定義し、また、このメトリックが順次加算されていったメトリックをパスメトリックと定義して、パスメトリックを最小とするビット系列を検索して復号する。
これを、より一般的に、ステート遷移のビット列がｔとなる場合について考える。すると、検出された信号の信号レベルをｑ（ｎ）（時刻ｎ）として、ステート遷移ｔに対する基準レベルをｖ（ｔ）とすると、ステート遷移ｔのメトリックｍ（ｔ）は、
ｍ（ｔ）  ＝（ｑ（ｎ）−ｖ（ｔ））２ 
と表される。そして、ここで得られたメトリックはステート遷移に対応して順次加算し、得られたパスメトリックを最小とするステート遷移となるようなビット系列を探索して復号する。このように、パーシャルレスポンス最尤復号では、確率のかわりにメトリックを用いることによって、指数関数など複雑な計算を論理回路で行うことがないようにしている。
しかしながら、メトリックｍをみると、指数関数はなくなったが、掛け算器が残っている。この掛け算の演算は、指数関数ほど複雑ではないものの、加減算よりは煩雑なので、できる限り減らすことが望ましいと考えられる。
【００１０】
ところで、同時刻でのメトリックは相対的な大きさだけがわかれば充分である。したがって、あるステート遷移ｋに対するメトリックｍ（ｋ）を基準にしてメトリックを定義し直すことができる。このとき、新たに定義されたメトリックｍ‘（ｔ）は、
ｍ‘（ｔ）  ＝  ｍ（ｔ）−  ｍ（ｋ）
＝  （ｑ（ｎ）−ｖ（ｔ））２  −  （ｑ（ｎ）−ｖ（ｋ））２
＝  （ｖ（ｔ）−ｖ（ｋ））・（２・ｑ（ｎ）−（ｖ（ｔ）＋ｖ（ｋ）））
となる。
【００１１】
ここで、ＰＱ（１２２１）を考え、ｄ＝±１とすると、
ｖ（ｔ＝００００）      ＝  −３
ｖ（ｔ＝０００１）    ＝  −２            
ｖ（ｔ＝１０００）    ＝  −２
ｖ（ｔ＝１００１）    ＝  −１
ｖ（ｔ＝００１１）    ＝    ０  
ｖ（ｔ＝１１００）    ＝    ０
ｖ（ｔ＝０１１０）    ＝    １
ｖ（ｔ＝０１１１）    ＝    ２            
ｖ（ｔ＝１１１０）    ＝    ２
ｖ（ｔ＝１１１１）    ＝    ３
となる。
【００１２】
したがって、ｋ＝００１１を選択すると、ｖ（ｋ）＝０なので、メトリックは、
ｍ‘（ｔ＝００００）    ＝  −３（２ｑ（ｎ）＋３）
ｍ‘（ｔ＝０００１）    ＝  −２（２ｑ（ｎ）＋２）  
ｍ‘（ｔ＝１０００）    ＝  −２（２ｑ（ｎ）＋２）
ｍ‘（ｔ＝１００１）    ＝  −１（２ｑ（ｎ）＋１）
ｍ‘（ｔ＝００１１）    ＝    ０
ｍ‘（ｔ＝１１００）    ＝    ０
ｍ‘（ｔ＝０１１０）    ＝    １（２ｑ（ｎ）−１）
ｍ‘（ｔ＝０１１１）    ＝    ２（２ｑ（ｎ）−２）  
ｍ‘（ｔ＝１１１０）    ＝    ２（２ｑ（ｎ）−２）
ｍ‘（ｔ＝１１１１）    ＝    ３（２ｑ（ｎ）−３）
となる。
【００１３】
ここで、ｍ‘（ｔ）の右辺をみると、全て簡単な掛け算の係数と加算演算で構成されていることが分かる。そして、掛け算の係数は簡単な整数であるので、加算演算だけで容易に書き直すことができる。その結果、ｍ’（ｔ）は加算演算だけの簡単な回路で作成することができる。
すなわち、従来のパーシャルレスポンス最尤復号を実現するビタビ復号器では、以上のようにメトリックの演算方式を変更することで、回路規模をできるだけ小さくしていた。
しかし、この場合、従来の方法では、基準レベルが簡単な整数比で表せることが鍵となっている。したがって、基準レベルの精度を高くしたり、あるいは、適応変化させて、基準レベルの微妙な変化に追従したりする場合には、上のような加減算のみで行う方法を用いることはできない。そのため、掛け算器を用いることが必要になり、結局、回路規模が大きく増大することになる。
【００１４】
一方、光ディスクでは、アシンメトリや、エンベロップ変動、また、ＭＴＦなどの周波数特性の変動で基準レベルに相当するレベルが変動するため、基準レベルを適応的に変化させることが必要である。したがって、これらを実現するために、基準レベルの精度をあげたり、また、微妙な変化に追従したりできるような方法を考えることが必要となる。
【００１５】
そこで、このような実情に対応すべく、掛け算器を使わずに、基準レベルを適応的に変化させるものとして、メトリック計算の基準となる等化基準値を予め測定しておきテーブル化して与えたり、ビタビ検出器での検出結果をもとに逐次更新するようにした構成が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
また、メトリック計算を簡易に行う構成として、入力信号の大小比較によってパスの判定を行うようにしたものも提案されている（たとえば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特許第３０１６３６６号公報
【特許文献２】特開平７−４６１４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
以上のように、従来は簡易な演算処理によって基準レベルを適応的に変化させる方法が提案されているが、さらに簡易で適正な方法が求められている。
そこで本発明は、ビタビ復号の状態遷移のそれぞれに対し、２つの異なる基準レベルを記憶し、メトリックに反映させることにより、回路規模を大きく増やさずにビタビ復号の基準レベルの適応的調整をより有効に実現することが可能な最尤復号方法及び最尤復号装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述の目的を達成するため、本発明の最尤復号方法は、再生信号からビタビ復号器を用いてビット情報を検出する最尤復号を行う場合に、前記ビタビ復号器におけるステート遷移ｔのそれぞれに対し、２つの異なる基準レベルｖ０（ｔ）、ｖ１（ｔ）を記憶するとともに、時刻ｎに対する信号ｓ（ｎ）が入力されたときの、ステート遷移ｔに対するメトリックｍ（ｔ）が、
ｍ（ｔ）＝  ｖ０（ｔ）・（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））
の項を含むように構成されていることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の最尤復号装置は、再生信号からビット情報を検出する最尤復号を行うビタビ復号器を有し、前記ビタビ復号器は、ステート遷移ｔのそれぞれに対し、２つの異なる基準レベルｖ０（ｔ）、ｖ１（ｔ）を記憶するとともに、時刻ｎに対する信号ｓ（ｎ）が入力されたときの、ステート遷移ｔに対するメトリックｍ（ｔ）が、
ｍ（ｔ）＝  ｖ０（ｔ）・（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））
の項を含むように構成された演算を行う手段を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の最尤復号方法及び最尤復号装置によれば、ステート遷移ｔに対するメトリックｍ（ｔ）をｍ（ｔ）＝  ｖ０（ｔ）・（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））の項を含む演算式によって算出し、ビタビ復号を行うことから、掛け算器を用いずに、加算器を用いて、基準レベルが適応的に変化するパーシャルレスポンス最尤復号処理を実現できる。特に、ｖ０（ｔ）を異なるｔに対して簡単な整数比で与えられる基準レベルとし、また、ｖ１（ｔ）をｖ０（ｔ）の近傍で変動することのできるｖ０（ｔ）よりも精度の高い基準レベルとし、さらに、ｖ０（ｔ）を簡単な整数とした場合、（２・ｓ（ｎ）−ｖ１（ｔ））はビットシフトと減算によって計算できるので、ｖ１（ｔ）の精度を高くして適応変化するようにしても、ｍ（ｔ）の計算はｖ０（ｔ）＋１回以内の加減算のみで実行でき、簡易な構成で適正な最尤復号を実現できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の実施の形態に関し、まず、上述した、もとのメトリックの式ｍ（ｔ）＝（ｑ（ｎ）−ｖ（ｔ））２  に戻って考察する。ここで、問題となるのは基準レベルｖ（ｔ）であるので、ｖ（ｔ）を簡単な整数比で表される部分と残りの部分に分けて考える。
ｖ（ｔ）  ＝  ｖ０（ｔ）  ＋  δｖ（ｔ）
このとき、基準をｍ（ｋ）にとり直したメトリックｍ‘（ｔ）は、
ｍ‘（ｔ）  ＝  （（ｖ０（ｔ）−ｖ０（ｋ））＋（δｖ（ｔ）−δｖ（ｋ）））
×  （２ｑ（ｎ）−（ｖ（ｔ）＋ｖ（ｋ））
となる。ここで、本実施の形態で特徴となるのは、δｖ（ｔ）−δｖ（ｋ）の出現であり、
基準レベルを適応調整しようとすると、従来のような簡略化ができない理由は、この項が簡単な整数（一桁程度の整数）比にならないことにある。
【００２１】
そこで、δｖの一次の項を切り捨てる近似を行う。この近似方法は、数学的な意図による近似ではなく、回路を簡単にすることを目的としているので、必ずしも厳密な近似ではありません。
このようにすると、結局、メトリックは、
ｍ‘（ｔ）  ＝  （ｖ０（ｔ）−ｖ０（ｋ））・（２ｑ（ｎ）−（ｖ（ｔ）＋ｖ（ｋ））
となる。
ここで、（ｖ０（ｔ）−ｖ０（ｋ））は、ｖ０（ｔ）が簡単な整数比で表されるので、簡単な整数となる。したがって、上式右辺の後半部分のみの精度を上げても基準レベルの適応変化を実現できるようにしても、掛け算器を使う必要はないことがわかる。
【００２２】
以上をまとめた結果、本実施の形態では、再生信号からビタビ復号器を用いてビット情報を検出するパーシャルレスポンス最尤復号方式において、ビタビ復号器におけるステート遷移ｔに対して、２つの異なる基準レベルｖ０（ｔ）、ｖ１（ｔ）を記憶することができて、ステート遷移ｔに対するメトリックが、
ｍ０（ｔ）＝ｖ０（ｔ）・（２・ｒ（ｎ）−ｖ１（ｔ））
の項を含むように構成した演算を行うものである。なお、ここで、ｖ０（ｔ）が、簡単な整数比で表すことができ、ｖ１（ｔ）は、ｖ０（ｔ）よりも精度の高い値とすることができ、また、ｖ１（ｔ）は、該当するステート遷移の等化誤差を負帰還して適応変化させられるものとなる。
【実施例１】
【００２３】
図１は本発明の実施例を示す説明図である。
図１は、本発明の実施例における最尤復号方法を適用した記録情報再生装置の概要を示すブロック図である。
この記録情報再生装置は、図示のようなたとえば円盤状の記録媒体１から再生された信号を、サンプリングしてビット情報を検出するものであり、記録媒体１に記録した信号を図示しない光ピックアップを通して検出するフォトディテクタ２と、このフォトディテクタ２の検出信号を増幅するプレアンプ３と、フィルタ処理するハイパスフィルタ４及びローパスフィルタ５と、これらフィルタ出力信号をＡＤ変換してサンプリングするＡＤコンバータ６と、ＡＤコンバータ６によって得られる再生信号の位相や波形を補償する波形等化器７及びＰＬＬ８と、再生信号のサンプル列からデータ列を復号するビダビ復号器（パーシャルレスポンス最尤復号器）９とを有して構成されている。
【００２４】
図２は、本実施例によるビタビ復号器のステートダイアグラムを示す説明図である。
本実施例では、ターゲットレスポンスをＰＲ（１２２１）としている。したがって、ステートは３ビット、ステート遷移は４ビットで表される。そして、図２のＳ（ａｂｃ）はステートａｂｃを表している。各ステートには、後述されるＡＣＳ(パスメトリック加算比較選択)ブロックが含まれている。また、図２のｄ／ｆは、遷移ビットとステート遷移に対応する基準レベルを表している。本実施例で用いられるビタビ復号器は、後述するＡＣＳ回路を図２に示すネットワーク上の配線にそれぞれ配置する構成となっている。
【００２５】
図３は、本実施例によるビタビ復号器のＡＣＳ回路を示すブロック図である。
このＡＣＳ回路は、このステートにいたる２本、または２本以下のパスメトリックを比較する大小比較部分であるＡＣＳブロック１０と、このＡＣＳブロック１０の比較結果に基づいて、パスメトリックメモリ、パスメモリを更新する部分であるメモリブロック１１、１２と、パスメトリックにメトリックを加算して更新する部分である加算ブロック１３とによって構成されている。パスメトリックを比較するＡＣＳブロック１０の演算動作は下のようなものである。
ｓ０００；  ｐｍ００００＜ｐｍ１０００  ？  ＡＣＳ＝０  ：  ＡＣＳ＝１
ｓ００１；  ｐｍ０００１＜ｐｍ１００１  ？  ＡＣＳ＝０  ：  ＡＣＳ＝１
ｓ０１１；  ｐｍ００１１     ＡＣＳ＝０
ｓ１１１；  ｐｍ０１１１＜ｐｍ１１１１  ？  ＡＣＳ＝０  ：  ＡＣＳ＝１
ｓ１１０；  ｐｍ０１１０＜ｐｍ１１１０  ？  ＡＣＳ＝０  ：  ＡＣＳ＝１
ｓ１００；  ｐｍ１１００                           ＡＣＳ＝１
ここで、ｐｍはパスメトリックを表しており、パスメトリックとは、これまで通過してきたパスのメトリックを積算した値をいう。また、パスとは、ステートの遷移のことをいう。また、ここでは？と：の記号はＣ言語の標記を流用したものであり、Ａ？Ｂ：Ｃは、ＡならばＢ、ＡでなければＣの意味を表している。このとき、上の式の意味は、ＡＣＳ＝０のときは、最上位ビットが０となるパスからのパスメモリ、パスメトリックを選び、ＡＣＳ＝１のときは、最上位ビットが１となるパスからのパスメモリ、パスメトリックを選ぶ、という意味になる。
【００２６】
図４は図３に示すステート遷移のメトリックとして入力されるメトリックを計算するための計算部の構成を示すブロック図である。この計算部は、各ステート遷移に対して１つずつ用意されており、本発明の主たる部分になるもので、１ビットシフトレジスタ２１、減算器２２、ｖ０加算器２３を有し、掛け算器を持たない構成となっている。そして、減算器２２にはビタビレベルｖ１（ｔ）が記憶され、ｖ０加算器２３にはビタビレベルｖ０（ｔ）が記憶されている。
この計算部では、入力信号のサンプル値ｑ（ｎ）をビットシフトレジスタ２１で２倍し、この２倍された信号を減算器２２によって第二の基準レベルｖ１（ｔ）と比較して差分を計算し、この差分値をｖ０加算器２３によって第一の基準レベルを表す整数｜ｖ０（ｔ）｜回分加算する（ただし、ｖ０（ｔ）が負の整数の場合は、最後に符号を反転する）。これにより、入力信号ｑ（ｎ）に対してステート遷移ｔにおけるメトリックｍ‘（ｔ）を出力する。
このように構成することで、最後のレジスタに記憶される数値は、メトリック
ｍ‘（ｔ）＝ｖ０（ｔ）・（２・ｑ（ｎ）−ｖ１（ｔ））
となる。ただし、ｑ（ｎ）は、ｎ番目の入力信号のサンプル値である。
【００２７】
図５は図４に示す計算部において、第二の基準レベルｖ１（ｔ）の値を適応的に変化させるための回路例を示すブロック図である。
この回路は、ビタビ復号器（ＰＲＭＬ）３１から出力されるビットを格納する４ビットレジスタ３２と、ビタビ復号器に入力される信号ｑ（ｎ）を遅延する遅延器３３と、４ビットレジスタ３２の出力を選択するセレクタ３４と、遅延器３３の出力と第二の基準レベルｖ１（ｔ）との差分をとる減算器３５と、この減算器３５の出力をセレクタ３４の出力によって乗算する掛け算器３６と、この掛け算器３６の出力とレベル誤差信号δｖ（ｔ）とを加算す加算器３７と、この加算器３７の出力と第一の基準レベルｖ０（ｔ）とを加算す加算器３８とを有する。
【００２８】
すなわち、この回路には、ビタビ復号器３１に入力される信号ｑ（ｎ）とビタビ復号器３１から出力されたビットの連続４ビットｘが入力されるが、信号ｑ（ｎ）とビット列ｘは同じタイミングとなるように、ｑ（ｎ）には遅延器３３によって遅延を加える。
また、第一の基準レベルｖ０（ｔ）、第二の基準レベルｖ１（ｔ）、第一の基準レベルと第二の基準レベルとの差を表すレベル差δｖ（ｔ）が変数として用意されている。ただし、実際に変数として使われるのは、ｖ１（ｔ）とδｖ（ｔ）であり、ｖ０（ｔ）は固定されている。また、ｖ１（ｔ）、δｖ（ｔ）は、クロックにしたがって１クロックごとに更新される。
そして、まず、入力した信号ｑ（ｎ）と基準レベルｖ０（ｔ）との差分を減算器３５によって計算する。一方、入力された連続ビットｘに対して、ｘ＝ｔであるか、そうではないかをセレクタ３４で判定する。そして、ｘ＝ｔである場合は、係数をε、それ以外の場合は０とし、この係数と前述の差分との積を掛け算器３６によって計算する。ここでεは所定の微小な係数である。なお、デジタル回路であれば掛け算器を用いず、ビットをシフトするなどの手段で実現することも可能である。
【００２９】
以上のようにして得られた信号（等化誤差）を、これまでの誤差を蓄積した信号δｖ（ｔ）に加算してδｖ（ｔ）を更新する。
最後に、更新されたδｖ（ｔ）と第一の基準レベルｖ０（ｔ）を加算して、その値を更新された第二の基準レベルｖ１（ｔ）とする。
このとき、図５に示す回路の動作は、以下の式で表される。なお、以下の式では遷移を表す添字（ｔ）を省略した。
ｖ１（ｎ＋１）＝ｖ０（ｎ）＋δｖ（ｎ）
δｖ（ｎ＋１）＝δｖ（ｎ）＋ε・δｔｘ・（ｒ（ｎ）−ｖ１（ｎ））
ここで、ｎは時刻を表している。また、δｔｘは、ｔ＝ｘのときのみ１となるクロネッカのδとする。
以上のような回路を構成することで、基準レベルを適応的に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施例における最尤復号方法を適用した記録情報再生装置の概要を示すブロック図である。
【図２】図１に示す実施例によるビタビ復号器のステートダイアグラムを示す説明図である。
【図３】図１に示す実施例によるビタビ復号器のＡＣＳ回路を示すブロック図である。
【図４】図３に示すステート遷移のメトリックとして入力されるメトリックの計算部の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示す計算部において第二の基準レベルｖ１（ｔ）の値を適応的に変化させるための回路例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３１】
１……記録媒体、２……フォトディテクタ、３……プレアンプ、４……ハイパスフィルタ、５……ローパスフィルタ、６……ＡＤコンバータ、７……波形等化器、８……ＰＬＬ、９……ビダビ復号器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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