(57)【要約】【課題】コルピッツ型水晶発振器を小型化すると共に電気的特性の向上を図り、更には、低電圧で動作させることの出来るコルピッツ型水晶発振器を提供することを目的とする。【解決手段】コルピッツ型水晶発振器は、コルピッツ型水晶発振回路と分周器とにより構成しており、コルピッツ型水晶発振回路１は、発振用のトランジスタＱ１のベースと接地との間に二つのコンデンサＣ1、Ｃ２から成る直列回路を挿入接続し、該直列回路の接続中点をトランジスタＱ１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ１を接続する。トランジスタＱ１のコレクタと電源電圧間にコレクタ抵抗Ｒ２を接続して、コレクタを分周器ＤＦＦ１のクロック入力に接続する。トランジスタＱ１のベースにバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４を接続すると共に、トランジスタＱ１のベースに水晶振動子Ｘ１を接続して他端を接地し、電源電圧と接地との間にコンデンサＣ３を挿入接続している。【選択図】    図１
2005236607.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コルピッツ型水晶発振回路と該コルピッツ型水晶発振回路の出力段に接続したＣＭＯＳロジックから成る分周器とにより構成するコルピッツ型水晶発振器において、
前記コルピッツ型水晶発振回路は、発振用のトランジスタと、該発振用のトランジスタのベースと接地との間に挿入した水晶振動子と、発振用のトランジスタのベースと電源との間に挿入した第一のバイアス抵抗と、発振用のトランジスタのベースと接地との間に挿入した第二のバイアス抵抗と、発振用のトランジスタのエミッタと接地との間に挿入したエミッタ抵抗と、発振用のトランジスタのコレクタと電源との間に挿入したコレクタ抵抗と、発振用のトランジスタのベースとエミッタとの間に挿入した第一のコンデンサと、前記エミッタ抵抗に並列に接続した第二のコンデンサとを含むものであって、
コルピッツ型水晶発振器の電源電圧をＶＣＣ、発振用のトランジスタのエミッタ電流をＩＥ、コレクタ電流をＩＣ、ベース電流をＩＢ、ベース電圧をＶＢ、コレクタ電圧をＶＣ、ベース・コレクタ間電圧をＶＢＣ、ベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ、第二のバイアス抵抗に流れる電流をＩＡとし、
VＢＣを０．５Ｖ以上、ＶＣ＝ＶＣＣ／２、IＡ＝１０IＢ、コレクタの出力振幅を０.４×VＣＣ、ＣＭＯＳロジックの入力レベル条件をロウレベル：VＣＣ×０．３、ハイレベル：ＶＣＣ×０．７とした際に、
第一のバイアス抵抗＝（VＣＣ−VＢ）／（IＡ＋IＢ）
第二のバイアス抵抗＝VＢ／IＡ 
エミッタ抵抗＝（VＢ−VＢＥ）／IＥ
コレクタ抵抗＝〔VＣＣ−（VＢ＋VＢＣ）〕／IＣ
を満足することを特徴とするコルピッツ型水晶発振器。
【請求項２】
前記コルピッツ型水晶発振回路のコレクタ抵抗と電源との間に、コレクタ抵抗側にアノードとする向きにツェナーダイオードを接続し、
ＶｉをＣＭＯＳロジックから成る分周器の入力電圧としてＶｉ＝ＶＣＣ／２とした際に、ツェナーダイオードの逆方向電圧ＶＺが
VＺ＝VＣ−Ｖｉ
を満足することを特徴とする請求項１記載のコルピッツ型水晶発振器。
【請求項３】
前記発振用のトランジスタのコレクタと前記分周器の入力端子との間に、発振用のトランジスタのコレクタ側をカソードとする向きにツェナーダイオードを接続すると共に、前記分周器の入力端子と接地との間に所定の抵抗値の抵抗を接続し、
コレクタ抵抗の両端電圧をＶＲとした際に、ツェナーダイオードの逆方向電圧ＶＺが
ＶＺ＝ＶＣＣ−VＣ−ＶＲ
を満足することを特徴とする請求項１記載のコルピッツ型水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はコルピッツ型水晶発振器に関し、特に発振器の出力信号波形をDuty  cycle５０％に波形整形するために、発振回路の出力にＣＭＯＳロジックからなる分周回路を挿入した分周発振器において、部品点数を削減すると共に電気的特性を改善する手段、更に、発振器を低電圧動作可能とする手段とを提供するコルピッツ型水晶発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
安定した周波数信号を供給する水晶発振器は、通信機器、電子機器等にクロック源として広く用いられており、クロック周波数が１００MHz以下の回路を構成する場合、ロジック回路部品としてＣＭＯＳロジックが使用されることが多く、水晶発振回路もそれに対応した回路構成が必要となる。
【０００３】
そこで、図４と図５に従来のＣＭＯＳロジック回路に対応した水晶発振器の例を示す。
図４は、従来のインバーターロジックを使用した水晶発振器の第一の構成例である。この従来例は、帰還増幅器としてＣＭＯＳロジックから成るインバーターを使用したもので、インバーターＩＮＶ１０１の入出力間に水晶振動子Ｘ１０１と抵抗R１０１を接続し、インバーターＩＮＶ１０１の出力側には水晶振動子Ｘ１０１の発振周波数に対応して決定するコンデンサＣ１０１とインバーターＩＮＶ１０１の入力側には同じくコンデンサＣ１０２を接続し、インバーターＩＮＶ１０１の出力に波形整形を行うインバーターＩＮＶ１０２を接続し、ＣＭＯＳロジックレベルの信号を出力したものであり、部品点数の少ない簡潔なＣＭＯＳロジック回路に対応した水晶発振器が構成できる。
【０００４】
図５は、従来のコルピッツ型発振回路を使用した水晶発振器の第二の構成例である。この従来例は、増幅素子としてトランジスタを使用しており、水晶振動子を用いた一般的なコルピッツ型水晶発振回路の出力を、ＣＭＯＳロジックに接続するためのバッファ回路を介してＣＭＯＳロジックから成るインバーターＩＮＶ１１１に接続し、ＣＭＯＳロジックレベルの信号を出力したものである。コルピッツ型水晶発振回路１１１の構成は、トランジスタＱ１１１のベース・エミッタ間とエミッタ・アース間に夫々コンデンサＣ１１１、Ｃ１１２を、又ベース・アース間に水晶振動子Ｘ１１１をそれぞれ接続し、更には抵抗Ｒ１１１乃至Ｒ１１４をトランジスタＱ１１１のバイアス抵抗として接続したものであり、バッファ回路の構成は、直流カットのコンデンサＣ１１４を介してトランジスタＱ１１２を接続し、更に、コレクタ−ベース間に挿入した抵抗Ｒ１１５とコレクタ抵抗Ｒ１１６から成る。この従来例は、発振動作がアナログ動作をしており、図４に示した水晶発振器と比べて部品点数が多いが、電気的特性は優れている。
【０００５】
一方、上述したような従来の水晶発振回路は、出力段にインバーターを使用しているため、発振回路出力波形のＤuty  cycleが反転されて出力され、発振回路出力波形のＤuty  cycle５０％を確保するためには、波形整形用のバッファ回路が必要である。そこで、出力段のインバーターの変わりにＣＭＯＳロジックからなる分周回路を挿入し、発振回路出力波形を分周することで発振回路出力波形のＤuty  cycle５０％を容易に確保することが出来る。出力段に分周回路を挿入すると、分周回路は入力信号をカウントし規定のカウント量に達した際に信号を出力するため、入力波形のＤuty  cycleとは無関係に出力波形はＤuty  cycle５０％の矩形波となる。
【０００６】
図６は、従来のコルピッツ型水晶発振器の出力に分周器を挿入して１／２分周した際の波形を示し、図６（ａ）は発振回路の出力波形を示し、図６（ｂ）は分周器の出力波形を示す。図6に示すように分周器を挿入することにより、発振回路の出力波形に無関係に必ずコルピッツ型水晶発振器の出力にＤuty  cycle５０％出力波形が得られる。
【０００７】
図７は、従来のコルピッツ型水晶発振器の第三の構成例である。この従来例は、増幅素子としてトランジスタを用い、水晶振動子を用いた一般的なコルピッツ型水晶発振回路の出力を、ＣＭＯＳロジックに接続するためのバッファ回路を介してＣＭＯＳロジックから成る分周器に接続し、コルピッツ型水晶発振回路の出力周波数を１／２分周することにより、発振回路出力波形がＤuty  cycle５０％となるＣＭＯＳロジックレベルの信号を出力したものである。コルピッツ型水晶発振回路１１１の回路構成は、図５に示したものと同一であるので説明を省略する。バッファ回路は、直流カット用のコンナデンサＣ１１４と、コルピッツ型水晶発振回路の出力信号を振幅が電源電圧の約１／２Ｖを基準として振れるようにバイアス電圧を印加するＲ１１７、Ｒ１１８とにより構成する。
【特許文献１】特開平５−４８４４０号公報                  特開２０００−１３８５３５号公報                  特開２００２−１００９３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、近年の通信機器や電子器機の小型化に対応するため、電気的特性に優れた従来のコルピッツ型分周水晶発振器においても一段と小型化の要求が高まっている。そこで、部品点数を削減する目的で、コルピッツ型水晶発振回路の出力をＣＭＯＳロジックに接続するために設けているバイアス電圧印加用のバッファ回路を廃止し、コルピッツ型水晶発振回路の出力を直接ＣＭＯＳロジックから成る分周器に接続可能なコルピッツ型水晶発振器が望ましい。
【０００９】
又、このようにコルピッツ型水晶発振回路をＣＭＯＳロジックに直接接続する場合、コルピッツ型水晶発振回路を構成するトランジスタのコレクタより、コレクタ抵抗を介してＣＭＯＳロジックに信号が入力されるが、コレクタ抵抗は、ＣＭＯＳロジックに信号を入力する場合、大きな値となる傾向がある。コルピッツ型水晶発振回路は、使用するトランジスタをコレクタ接地とみなした回路であるため、コレクタ抵抗が大きくなると負荷変動特性や位相雑音特性等の電気的特性の劣化を招く恐れが生ずる。そこで、コルピッツ型水晶発振器を小型化した上で、電気的性能をより高めることも求められている。
【００１０】
一方、水晶発振器が使用される分野において、低電圧駆動により動作する必要があるものも多く、従来のコルピッツ型水晶発振器をより低電圧で動作させることが要求されている。
本発明は上述したような問題を解決するためになされたものであって、コルピッツ型水晶発振器を小型化すると共に電気的特性の向上を図り、更には、低電圧で動作させることの出来るコルピッツ型水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために本発明に係わるコルピッツ型水晶発振器は、以下の構成をとる。
請求項１に記載の発明は、コルピッツ型水晶発振回路と該コルピッツ型水晶発振回路の出力段に接続したＣＭＯＳロジックから成る分周器とにより構成するコルピッツ型水晶発振器において、前記コルピッツ型水晶発振回路は、発振用のトランジスタと、該発振用のトランジスタのベースと接地との間に挿入した水晶振動子と、発振用のトランジスタのベースと電源との間に挿入した第一のバイアス抵抗と、発振用のトランジスタのベースと接地との間に挿入した第二のバイアス抵抗と、発振用のトランジスタのエミッタと接地との間に挿入したエミッタ抵抗と、発振用のトランジスタのコレクタと電源との間に挿入したコレクタ抵抗と、発振用のトランジスタのベースとエミッタとの間に挿入した第一のコンデンサと、前記エミッタ抵抗に並列に接続した第二のコンデンサとを含むものであって、  コルピッツ型水晶発振器の電源電圧をＶＣＣ、発振用のトランジスタのエミッタ電流をＩＥ、コレクタ電流をＩＣ、ベース電流をＩＢ、ベース電圧をＶＢ、コレクタ電圧をＶＣ、ベース・コレクタ間電圧をＶＢＣ、ベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ、第二のバイアス抵抗に流れる電流をＩＡとし、
VＢＣを０．５Ｖ以上、ＶＣ＝ＶＣＣ／２、IＡ＝１０IＢ、コレクタの出力振幅を０.４×VＣＣ、ＣＭＯＳロジックの入力レベル条件をロウレベル：VＣＣ×０．３、ハイレベル：ＶＣＣ×０．７とした際に、
第一のバイアス抵抗＝（VＣＣ−VＢ）／（IＡ＋IＢ）
第二のバイアス抵抗＝VＢ／IＡ 
エミッタ抵抗＝（VＢ−VＢＥ）／IＥ
コレクタ抵抗＝〔VＣＣ−（VＢ＋VＢＣ）〕／IＣ
を満足するよう構成する。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、前記コルピッツ型水晶発振回路のコレクタ抵抗と電源との間に、コレクタ抵抗側にアノードとする向きにツェナーダイオードを接続し、ＶｉをＣＭＯＳロジックから成る分周器の入力電圧としてＶｉ＝ＶＣＣ／２とした際に、ツェナーダイオードの逆方向電圧ＶＺが
VＺ＝VＣ−Ｖｉ
を満足するよう構成する。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、前記発振用のトランジスタのコレクタと前記分周器の入力端子との間に、発振用のトランジスタのコレクタ側をカソードとする向きにツェナーダイオードを接続すると共に、前記分周器の入力端子と接地との間に所定の抵抗値の抵抗を接続し、コレクタ抵抗の両端電圧をＶＲとした際に、ツェナーダイオードの逆方向電圧ＶＺが
ＶＺ＝ＶＣＣ−VＣ−ＶＲ
を満足するよう構成する。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１に記載の発明は、コルピッツ型水晶発振回路の出力をＣＭＯＳロジックからなる分周器に直接接続することが可能となり、ＣＭＯＳロジックに接続するために設けていたバイアス電圧印加用のバッファ回路を廃止したので、コルピッツ型水晶発振器を小型化すると共にコストを低減し、コルピッツ型水晶発振器を使用する上で大きな効果を発揮する。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、負荷変動特性や位相雑音特性を改善する方法として、発振用のトランジスタに接続したコレクタ抵抗と電源電圧間に所定の特性のツェナーダイオードを挿入することによりコレクタ抵抗の数値を低下させたため、コルピッツ型水晶発振器の電気的特性を改善する上で大きな効果を発揮する。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、コルピッツ型水晶発振回路の出力とＣＭＯＳロジックから成る分周器の入力との間に、所定の特性のツェナーダイオードと抵抗を挿入したことによりコルピッツ型水晶発振器の駆動電圧を低下させることが出来、コルピッツ型水晶発振器を使用する上で大きな効果を発揮する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明に係るコルピッツ型水晶発振器の第一の実施例を示す回路構成図である。本実施例は、コルピッツ型水晶発振器の部品点数を削減する目的で、コルピッツ型水晶発振回路の出力をＣＭＯＳロジックに接続するために設けているバイアス電圧印加用のバッファ回路を廃止し、コルピッツ型水晶発振回路の出力を直接ＣＭＯＳロジックから成る分周器に接続したものである。コルピッツ型水晶発振器は、コルピッツ型水晶発振回路と分周器とにより構成しており、コルピッツ型水晶発振回路１は、発振用のトランジスタＱ１のベースと接地との間に負荷容量の一部を構成する二つのコンデンサＣ1、Ｃ２から成る直列回路を挿入接続し、該直列回路の接続中点を発振用のトランジスタＱ１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ１を接続する。
【００１８】
発振用のトランジスタＱ１のコレクタと電源電圧間にコレクタ抵抗Ｒ２を接続して発振用のトランジスタＱ１のコレクタをＣＭＯＳロジックから成る分周器ＤＦＦ１の入力に接続する。発振用のトランジスタＱ１のベースにベースバイアスを適宜印加するようバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４を接続すると共に、発振用のトランジスタＱ１のベースに水晶振動子Ｘ１を接続して該水晶振動子Ｘ１の他端を接地し、電源電圧と接地との間にコンデンサＣ３を挿入接続している。本実施例においては分周器は１／２分周を行い、従って、コルピッツ型水晶発振回路は、所望の周波数の２倍の発振周波数で動作しており、分周器ＤＦＦ１により１／２分周することで、Ｄuty  cycle５０％の出力信号を得ている。
【００１９】
そこで、コルピッツ型水晶発振回路の出力をＣＭＯＳロジックからなる分周器に直接接続するためには、以下の手法によりコルピッツ型水晶発振回路の回路定数を決定する。コルピッツ型水晶発振回路の設計方法については周知のものであるので、以下の説明は本実施例に係わる回路定数であるＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の求め方について行う。
先ず、ＣＭＯＳロジック回路の電源電圧をＶＣＣとし、ＣＭＯＳロジックの入力レベル条件をロウレベル：VＣＣ×０．３、ハイレベル：ＶＣＣ×０．７と仮定し、発振用のトランジスタQ１の動作条件を、
コレクタ電圧VＣ＝VＣＣ／２、  コレクタの出力振幅Vp‐p＝０.４×VＣＣ
とする。次に、発振用のトランジスタＱ１のコレクタ電圧VＣがVＣＣ／２となるようにベース電圧VＢを決定すると、発振用のトランジスタQ１のエミッタ電流IＥとベース電流IＢとの間には、
ＩＥ＝hfe×IＢ
の関係が有り、発振用のトランジスタQ１のベースバイアス抵抗であるR３とR４は下式により抵抗値を求めることが出来る。
R３＝（VＣＣ−VＢ）／（IＡ＋IＢ）  ・・・・（１）
R４＝VＢ／IＡ  ・・・・（２）
但し、hfeは発振用のトランジスタQ１の電流増幅率であり、IＡはR４に流れる電流で通常IＢの１０倍程度とし、IＥは水晶振動子のドライブ特性に応じて決定する。
【００２０】
次に、発振用のトランジスタQ１のエミッタ抵抗Ｒ１とコレクタ抵抗R２の抵抗値を求めると、IＥが決まればVＢが決まっているので、自動的にR１の抵抗値は下式により決定する。
R１＝（VＢ−VＢＥ）／IＥ  ・・・・（３）
又、R２の両端電圧VＲＣは
VＲＣ＝VＣＣ−（VＢ＋VＢＣ）  ・・・・（４）
で求められ、これによりR２の抵抗値は下式により決定する。
R２＝VＲＣ／IＣ  ・・・・（５）
但し、IＣ≒IＥとする。
【００２１】
次に、上式に従って電源電圧５Ｖの場合について具体例を説明すると、コレクタ電圧VＣ＝２．５Ｖ、出力振幅２Ｖp‐p以上が設計条件となる。
そこで、コレクタ電圧VＣ＝２．５Ｖとした場合、発振用のトランジスタＱ１のベース・コレクタ間電圧を０．５Ｖ以上確保するためVＢＣ＝０．６とするとVＢ＝１．９Ｖである。又、水晶振動子のドライブレベル特性よりIＥ＝３．４５ｍＡ、発振用のトランジスタＱ１の電流増幅率hfe＝１２０とすると共に、IＡは一般的におおよそIＢの１０倍としているのでIＡ＝１０IＢとすると、
R３＝（VＣＣ−VＢ）／（IＡ＋IＢ）＝（VＣＣ−VＢ）／１１×IＢ＝（５−１．９）／
１１×０．０２９＝９．８ｋΩ
R４＝VＢ／IＡ＝１．９／０．２９＝６．５ｋΩ
【００２２】
一方、発振用のトランジスタQ１のベース・エミッタ間電圧は通常の高周波トランジスタの場合、０．７Ｖ〜０．８ＶであるのでVＢＥ＝０，７Ｖとすると
R１＝（VＢ−VＢＥ）／IＥ＝（１．９−０．７）／３．５４＝３５０Ω
R２＝VＲＣ／IＣ＝〔VＣＣ−（VＢ＋VＢＣ）〕／IＣ＝（５−１．９−０．７）／３．４
５＝７２０Ω
として各抵抗値を求められる。実際回路定数として抵抗値を決定する場合は、標準的な抵抗の数値が決められており、例えばＥ１２系列などから計算により求められた数値に近いものを選択して使用する。
【００２３】
以上説明したように、本実施例に係わる回路定数であるＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の抵抗値を決定することにより、コルピッツ型水晶発振回路の出力を直接ＣＭＯＳロジックから成る分周器に接続可能となる。尚、上述した実施例において使用した動作条件、設計条件については、代表例を示したものであって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で他の動作条件、設計条件においても適応可能である。
【００２４】
次に、図１に示した第一の実施例において、発振用のトランジスタＱ１のコレクタ抵抗Ｒ２が発振特性に与える影響について説明する。第一の実施例においては、発振用のトランジスタＱ１のコレクタ電圧VＣを電源電圧VＣＣの１／２にする必要があり、コレクタ抵抗R２が大きくなる傾向にある。コルピッツ型水晶発振回路は、発振用のトランジスタＱ１をコレクタ接地とみなした回路であるため、コレクタ抵抗R２を大きく設定する必要がある場合は、負荷変動特性や位相雑音特性等の電気的特性の劣化を招く恐れが生ずる。
そこで、コレクタ抵抗Ｒ２が電気的特性に与える影響を具体的に説明する。
【００２５】
１．負荷変動特性への影響について
トランジスタのコレクタ接地回路の等価回路より、コレクタ抵抗をＲ２、負荷抵抗をＲＬとすると、負荷側の損失Ｒは次式で表せる。
Ｒ＝Ｒ２／／ＲＬ・・・・（６）
式よりＲ２が小さいほど負荷側の損失Ｒに影響を与えないことが解る。
一方、発振回路の周波数は次式の関係であるため、Ｒの変動が大きくなる程負荷に対する発振周波数の変動も大きくなる。
2005236607.tif 000003
ここで、１／ｊωＣ＝（１／ｊωＣ１＋１／ｊωＣ２）／／（１／ｊωＣＢＣ＋Ｒ）であり、ＣＢＣはトランジスタのベース−コレクタ間容量である。
【００２６】
２．位相雑音特性への影響について
位相雑音は回路のＱ値により決定し、Ｑ値を次式に示す。
Ｑ＝ＱＬ／（Ｒｅ＋Ｒｐ）  ・・・・（８）
ここで、ＱＬは水晶振動子のＱ値、Ｒｅは水晶振動子の実効抵抗、Ｒｐは発振回路中の損失である。従って、発振回路中に損失が大きい程、発振回路のＱ値が低下し、位相雑音特性が劣化する。
【００２７】
そこで本発明においては、コレクタ抵抗R２の影響を低減し、負荷変動特性や位相雑音特性を改善する方法として、発振用のトランジスタＱ１に接続したコレクタ抵抗Ｒ２と電源電圧間に所定の特性のツェナーダイオードＺ１を挿入した。
図２は、本発明に係わるコルピッツ型水晶発振器において、コレクタ抵抗による電気的特性への影響を低減した第二の実施例を示す回路構成図である。コルピッツ型水晶発振器は、コルピッツ型水晶発振回路と分周器とにより構成しており、コルピッツ型水晶発振回路２は、発振用のトランジスタＱ１のベースと接地との間に負荷容量の一部を構成する二つのコンデンサＣ1、Ｃ2から成る直列回路を挿入接続し、該直列回路の接続中点を発振用のトランジスタＱ１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ１を接続する。
【００２８】
次に、発振用のトランジスタＱ１のコレクタと電源電圧間にコレクタ抵抗Ｒ５を接続して、更にコレクタ抵抗５と電源電圧間にアノードとコレクタ抵抗Ｒ５、電源電圧とカソードの方向でツェナーダイオードＺ１を接続し、発振用のトランジスタＱ１のコレクタをＣＭＯＳロジックから成る分周器ＤＦＦ１の入力に接続する。又、発振用のトランジスタＱ１のベースにベースバイアスを適宜印加するようバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４を接続すると共に、発振用のトランジスタＱ１のベースに水晶振動子Ｘ１を接続して該水晶振動子Ｘ１の他端を接地し、電源電圧と接地との間にコンデンサＣ３を挿入接続している。
【００２９】
次に、コルピッツ型水晶発振器の設計方法については周知のものであるので、以下、本実施例に係わる回路定数の設定方法について説明する。そこで、ツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧の求め方を説明すると、電源電圧VＣＣ、コレクタ電圧VＣ、コレクタ抵抗Ｒ２の両端の電圧をVＲとした場合、ツェナーダイオードのツェナー電圧（逆方向電圧）VＺは以下の式を満足するよう設定する。
VＺ＝VＣＣ−VＣ−VＲ  ・・・・（９）
但し、VＣ＝VＣＣ／２である。
【００３０】
（９）式に従って電源電圧５Ｖの場合について具体例を説明すると、コレクタ電圧は２.５Ｖ必要である。そこで、コレクタ抵抗とコレクタ電流をコレクタ抵抗Ｒ２＝２００Ω、コレクタ電流ＩＣ＝３ｍＡに設定すると、Ｒ２両端の電圧はVＲ＝０．６Ｖとなり、
VＺ＝VＣＣ−VＣ−VＲ＝５−２．５−０．６＝１．９Ｖ
となり、ツェナーダイオードの逆方向の電圧は１．９Ｖ近辺のものを使用すればよい。
以上説明したように第二の実施例においては、発振用のトランジスタＱ１のコレクタ側に所定の特性のツェナーダイオードを挿入したため、コレクタ抵抗の値が低下し、負荷変動特性や位相雑音特性等の電気的特性を改善した。
【００３１】
次に、図１に示した第一の実施例において、低電圧駆動を可能としたコルピッツ型水晶発振器の実施例について説明する。
図３は、本発明に係わるコルピッツ型水晶発振器において、低電圧駆動を可能とした第三の実施例を示す回路構成図である。第三の実施例においては、コルピッツ型水晶発振回路の出力とＣＭＯＳロジックから成る分周器ＤＦＦ１の入力との間に、所定の特性のツェナーダイオードと抵抗とを挿入した。そこで、コルピッツ型水晶発振器は、ツェナーダイオードと抵抗から成るＣＭＯＳロジック入力回路を含むコルピッツ型水晶発振回路と、分周器とにより構成しており、コルピッツ型水晶発振回路３は、発振用のトランジスタＱ１のベースと接地との間に負荷容量の一部を構成する二つのコンデンサＣ1、Ｃ2から成る直列回路を挿入接続し、該直列回路の接続中点を発振用のトランジスタＱ１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ６を接続する。
【００３２】
発振用のトランジスタＱ１のコレクタと電源電圧間にコレクタ抵抗Ｒ７を接続し、発振用のトランジスタＱ１のコレクタをＣＭＯＳロジック入力回路を構成するツェナーダイオードＺ２のカソードに接続して、アノードを分周器ＤＦＦ１の入力に接続すると共に、分周器ＤＦＦ１の入力と接地間には抵抗８を接続する。発振用のトランジスタＱ１のベースにベースバイアスを適宜印加するようバイアス抵抗Ｒ９、Ｒ１０を接続すると共に、発振用のトランジスタＱ１のベースに水晶振動子Ｘ１を接続して該水晶振動子Ｘ１の他端を接地し、電源電圧と接地との間にコンデンサＣ３を挿入接続している。
【００３３】
コルピッツ型水晶発振器の設計方法については周知のものであるので、以下、本実施例に係わる回路定数の設定方法について説明する。そこで、ツェナーダイオードＺ２のツェナー電圧の求め方を説明すると、電源電圧をVＣＣ、コレクタ電圧をVＣ、分周器ＤＦＦ１への入力電圧をＶｉ、ツェナーダイオードのツェナー電圧（逆方向電圧）をVＺとすると次式で示すことが出来る。
VＺ＝VＣ−Ｖｉ  ・・・・（１０）
但し、Ｖｉ＝VＣＣ／２とする。
【００３４】
（１０）式に従って電源電圧３．３Ｖの場合について具体例を説明すると、ＣＭＯＳロジックから成る分周器ＤＦＦ１への入力直流電圧は、VＣＣ／２から１．６５Ｖが必要となる。そこで、コレクタ電圧VＣを２．６５Ｖに設定するとツェナーダイオードの逆方向電圧は１Ｖととなり、ツェナーダイオードの逆方向の電圧は１Ｖ近辺のものを使用すればよい。一方、抵抗Ｒ８については、ツェナーダイオードＺ２が非導通となった際にＣＭＯＳロジックの入力を接地できるような抵抗値を選択して使用する。
第三の実施例によれば、コレクタ電圧VＣを大きな値に設定出来、これに伴いVＥが大きくなることから低電圧駆動が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明に係るコルピッツ型水晶発振器の第一の実施例を示す回路構成図である。
【図２】本発明に係わるコルピッツ型水晶発振器において、コレクタ抵抗による電気的特性への影響を低減した第二の実施例を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係わるコルピッツ型水晶発振器において、低電圧駆動を可能とした第三の実施例を示す回路構成図である。
【図４】従来のインバーターロジックを使用した水晶発振器の第一の構成例である。
【図５】従来のコルピッツ型発振回路を使用した水晶発振器の第二の構成例である。
【図６】従来のコルピッツ型水晶発振器の出力に分周器を挿入して１／２分周した際の波形を示す。
【図７】従来のコルピッツ型水晶発振器の第三の構成例である。
【符号の説明】
【００３６】
１１１・・コルピッツ型水晶発振回路、
Ｃ１０１、Ｃ１０２、Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１１３、Ｃ１１４・・コンデンサ、
ＤＦＦ１１１・・分周器、
ＩＮＶ１０１、ＩＮＶ１０２、ＩＮＶ１１１・・インバーター、
Ｑ１１１、Ｑ１１２・・トランジスタ、
Ｒ１０１、Ｒ１１１、Ｒ１１２、Ｒ１１３、Ｒ１１４、Ｒ１１５、Ｒ１１６、Ｒ１１７、Ｒ１１８・・抵抗、
Ｘ１０１、Ｘ１１１・・水晶振動子、
１、２、３・・コルピッツ型水晶発振回路、
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３・・コンデンサ、
ＤＦＦ１・・分周器、
Ｑ１・・トランジスタ、
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０・・抵抗、
Ｘ１・・水晶振動子、
Ｚ１、Ｚ２・・ツェナーダイオード
【図１】
2005236607.tif 000004
【図２】
2005236607.tif 000005
【図３】
2005236607.tif 000006
【図４】
2005236607.tif 000007
【図５】
2005236607.tif 000008
【図６】
2005236607.tif 000009
【図７】
2005236607.tif 000010