(57)【要約】 【課題】入力側に接続される機器の出力レベル範囲に応じて、消費電力を増大させることなく、ＲＦ出力レベルを所定レベル範囲に調整できるようにすること。【解決手段】ＬＰＦ１２の利得は抵抗Ｒ１と回路２０の抵抗値の比で決定されるため、回路２０の抵抗値をスイッチＳＷ１をＯＮ、ＯＦＦすることにより変化して、接続される機器の出力レベル範囲に応じてＬＰＦ１２の利得を変更することができ、それにより、ＬＰＦ１２の出力レベル範囲を所定の範囲に調整することができる。その際、回路２０の抵抗値の変化によるＬＰＦ１２の周波数特性の変化を回路２２の抵抗値をスイッチＳＷ２をＯＮ、ＯＦＦすることにより変化させて補償し、接続機器の種類に応じてＬＰＦ１２の利得だけを変更することができる。【選択図】図２  
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端と前記入力端子との間を接続する、直列接続された第１の抵抗及び第２の抵抗と、前記演算増幅器の出力端と前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の接続点との間を接続する第３の抵抗と、前記演算増幅器の出力端と同演算増幅器の非反転入力端を接続する第１のコンデンサと、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点と接地レベルとの間を接続する第２のコンデンサとを有する低域通過フィルタであって、
前記第３の抵抗の抵抗値を変化させる第１の設定手段と、
前記第２の抵抗の抵抗値を変化させる第２の設定手段と、
前記第１の設定手段により前記第３の抵抗の抵抗値を変化させることにより前記無限利得多重帰還低域通過フィルタの利得を変化させ且つ、前記第３の抵抗値を変化させることにより生じる前記無限利得多重帰還低域通過フィルタの周波数特性変化を、前記第２の設定手段により第２の抵抗の抵抗値を変化させることによって補償することを特徴とする低域通過フィルタ。
【請求項２】
前記第１の設定手段は、第４の抵抗と、この第４の抵抗を前記第３の抵抗に並列接続するか否かを切り替える第１のスイッチ手段とを有し、前記第２の設定手段は、第５の抵抗と、この第５の抵抗を前記第２の抵抗に並列接続するか否かを切り替える第２のスイッチ手段とを有することを特徴とする請求項１記載の低域通過フィルタ。
【請求項３】
前記第１のスイッチ手段をオンして第４の抵抗を前記第３の抵抗に並列接続し且つ、
前記第２のスイッチ手段をオフして第５の抵抗を前記第２の抵抗から切り離すことを特徴とする請求項２記載の低域通過フィルタ。
【請求項４】
前記第１のスイッチ手段をオフして第４の抵抗を前記第３の抵抗から切り離し且つ、前記第２のスイッチ手段をオンして第５の抵抗を前記第２の抵抗に並列接続することを特徴とする請求項２記載の低域通過フィルタ。
【請求項５】
前記入力端子に接続される機器の出力レベルを特定する情報に基づいて前記第１及び第２の設定手段を制御することにより、前記第２、第３の抵抗の抵抗値を変化させる利得設定手段を設けることを特徴とする請求項４記載の低域通過フィルタ。
【請求項６】
請求項１記載の低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタから出力される信号でキャリアを変調する変調手段と、
前記変調手段から出力される変調信号を増幅する可変利得増幅手段と、
を具備することを特徴とする直接変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動通信端末等に搭載される送信用パワーアンプのドライバー回路を形成する直接変調器に係り、特に無限利得多重帰還型の低域通過フィルタの利得可変に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動通信端末のひとつである携帯電話機の普及が著しく、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の場合、基地局と携帯電話機の遠近やユーザ収容能力の増大のため、送信電力のレベル制御に厳しい規格が設けられている。そのため、送信系のパワーアンプのドライバー回路には、例えば図６に示すような利得可変の直接変調器が用いられている。
【０００３】
図６にて、直接変調器は、変調回路２と利得制御回路４とを有し、ベースバンド信号をＤ／Ａ変換器（図示せず）で変換したアナログ信号１００が入力端子６から変調回路２に入力される。変調回路２は入力されるアナログ信号１００で別途入力される送信周波数のキャリア信号２００を変調し、この変調信号を利得制御回路４により増幅する。こうして得られたＲＦ出力信号はＳＡＷフィルター（図示せず）などを介して送信用パワーアンプ（図示せず）に出力される。その際、利得制御回路４の利得がその時の信号強度等により制御されることで、送信電力レベルが制御される（特許文献１参照）。
【０００４】
しかし、上記の構成では、前段のＤ／Ａ変換器（図示せず）が量子化雑音を出すタイプであった場合、この量子化雑音がＲＦ出力信号に乗ってしまうため、周囲に雑音を送信してしまうことになる。Ｗ／ＣＤＭＡ方式携帯電話の場合、Ｄ／Ａ変換器のＣｈｉｐ  ｒａｔｅは３．８４ＭＨｚであるため、サンプリング周波数は、Ｃｈｉｐ  ｒａｔｅ×４＝１５．３６ＭＨｚを採用している。それ故、Ｄ／Ａ変換器の出力には１５．３６ＭＨｚ付近の量子化ノイズが発生するので、ＰＨＳ帯への妨害となる。
【０００５】
上記のような妨害を回避するため、図７に示すように、変調回路２の入力側に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８を設け、このＬＰＦ８で量子化ノイズを取り除くことにより、上記した雑音の送信を回避することが行われている。
【特許文献１】特開２００１−１９６８７２号公報  （第３−４頁、第２図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図７の従来例では、直接変調器内にＬＰＦ８が含まれているため、Ｄ／Ａ変換器から発生する量子化ノイズを取り除くことは可能だが、ＬＰＦ８は利得を持たないため、入力レベルが異なると、最大及び最小送信出力レベルが異なってしまうことになる。通常、Ｄ／Ａ変換器の出力レベル範囲はメーカーによって異なるため、使用するＤ／Ａ変換器の出力レベル範囲に対して利得制御回路４の出力を一定にするための何らかの対策が必要とされる。
【０００７】
その一つの対策として、利得制御回路４に図８に示すように余分なダイナミックレンジを持たせる方法がある。図８にて、Ｄ／Ａ変換器の出力レベルが大きなものでは、利得制御電圧の増加に対して、８０に示したようにＲＦ出力レベルが増大するが、Ｄ／Ａ変換器の出力レベルが小さなものでは８２に示したようにＲＦ出力レベルがあまり増大しないので、このままでは、最大送信出力レベルが低くなってしまう。そこで、破線に示すように利得制御回路４のダイナミックレンジを増大させて最大送信出力レベルの低下を防止することが行われている。しかし、この方法では利得制御回路４のダイナミックレンジを増大させた分、消費電力が増大するという問題がある。
【０００８】
本発明は前記事情に鑑み案出されたものであって、本発明の目的は、入力側に接続される機器の出力レベル範囲に応じて、消費電力を増大させることなく、ＲＦ出力レベルを所定レベル範囲に調整することができる低域通過フィルタ及びこの低域通過フィルタを用いた直接変調器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は上記目的を達成するため、入力端子と、演算増幅器と、前記演算増幅器の非反転入力端と前記入力端子との間を接続する、直列接続された第１の抵抗及び第２の抵抗と、前記演算増幅器の出力端と前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の接続点との間を接続する第３の抵抗と、前記演算増幅器の出力端と同演算増幅器の非反転入力端を接続する第１のコンデンサと、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点と接地レベルとの間を接続する第２のコンデンサとを有する無限利得多重帰還低域通過フィルタであって、前記第３の抵抗の抵抗値を変化させる第１の設定手段と、前記第２の抵抗の抵抗値を変化させる第２の設定手段と、前記第１の設定手段により前記第３の抵抗の抵抗値を変化させることにより前記無限利得多重帰還低域通過フィルタの利得を変化させ且つ、前記第３の抵抗値を変化させることにより生じる前記無限利得多重帰還低域通過フィルタの周波数特性変化を、前記第２の設定手段により第２の抵抗の抵抗値を変化させることによって補償することを特徴とする。
【００１０】
このように本発明の低域通過フィルタでは、演算増幅器の入力端に接続された第１の抵抗及び第２の抵抗の接続点に演算増幅器の出力信号が第３の抵抗によりフィードバックされる帰還路と、また、同出力信号が第１のコンデンサにより演算増幅器の入力端にフィードバックされる帰還路の２つの帰還路を備えることによって、無限利得多重帰還低域通過フィルタとして動作する。その際に、低域周波数領域では、第１の抵抗と第３の抵抗比によって無限利得多重帰還低域通過フィルタの利得が決定されるため、第１の設定手段により第３の抵抗値を変化させることにより、その利得を変更することができる。しかし、第３の抵抗値を変化させると、このままでは無限利得多重帰還低域通過フィルタの周波数特性も変化してしまうため、第２の設定手段により第３の抵抗値の変化に応じて第２の抵抗の抵抗値を変化させて、前記周波数特性が変化しないような特性補償を行って、利得のみを変更できるようにしている。これにより、低域通過フィルタの入力段に接続される機器の出力レベル範囲に応じて、低域通過フィルタの利得を変更することができ、接続機器の種類に拘らず、低域通過フィルタの出力レベル範囲を所定範囲とすることが可能になる。
【発明の効果】
【００１１】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、低域通過フィルタを構成する演算増幅器の出力を入力端に接続される第１、第２の抵抗の直列接続点にフィードバックする第３の抵抗の抵抗値を変化させることによって、この低域通過フィルタの利得を変化させると共に、第３の抵抗の変化による低域通過フィルタの周波数特性の変化を第２の抵抗の抵抗値を変化させて補償することにより、周波数特性を一定にしたままで低域通過フィルタの利得を変更することができ、それ故、低域通過フィルタの入力側に接続される機器の出力レベル範囲に拘らず、その出力レベルを所定レベル範囲に調整することができる。また、その際に、演算増幅器のダイナミックレンジを大きくする必要がないため、消費電力が増大するようなことはない。
また、低域通過フィルタの入力側に接続される機器の出力レベルにより自動的に低域通過フィルタの利得を設定することにより、接続機器の種類によって低域通過フィルタの利得を手動で設定する手間を省くことができると共に、誤設定の恐れを無くすことができる。  また、上記の効果を有する低域通過フィルタを用いて直接変調器を構成することにより、低域通過フィルタの入力側に接続されるＤ／Ａ変換器の出力レベル範囲に応じて、低域通過フィルタの出力レベルを所定レベル範囲に調整することができるため、Ｄ／Ａ変換器の種類にかかわらず、利得制御回路１６の入力レベルを所定レベル範囲とすることができ、最大及び最小送信出力レベルを所定範囲とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
低域通過フィルタの入力側に接続される機器の出力レベル範囲に応じて、消費電力を増大させることなく、ＲＦ出力レベルを所定レベル範囲に調整する目的を、無限利得多重帰還低域通過フィルタの利得をフィードバック抵抗の抵抗値を変化させることにより変更し且つ、この変更により生じる無限利得多重帰還低域通過フィルタの周波数特性を入力側の抵抗の抵抗値を変化させることにより補償することで実現することができる。
【実施例１】
【００１３】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る直接変調器の構成を示したブロック図である。直接変調器は、量子化ノイズ除去用で利得可変可能のＬＰＦ１２と、このＬＰＦ１２から入力されるアナログ信号で送信周波数のキャリア信号２００を変調する変調回路１４と、変調回路１４から入力される変調信号を増幅する利得可変の利得制御回路１６とを有している。但し、特許請求の範囲の低域通過フィルタはＬＰＦ１２に、変調手段は変調回路１４に、可変利得増幅手段は利得制御回路１６に相当する。
【００１４】
図２は図１に示したＬＰＦ１２の構成を示した回路図である。ＬＰＦ１２は、無限利得多重帰還低域通過フィルタと称されるもので、演算増幅器１８の非反転入力端子（＋）に、直列接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３Ａが接続され、この抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３Ａの接続点にコンデンサＣが接続され、コンデンサＣの他端は接地されている。また、抵抗Ｒ３Ａには並列に抵抗Ｒ３ＢがスイッチＳＷ２を介して接続されている。更に、演算増幅器１８の出力側は抵抗Ｒ２Ａを介して抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３Ａの接続点に接続されると共に、コンデンサＣ１を介して演算増幅器１８の非反転入力端子（＋）に接続されている。また、抵抗Ｒ２Ａには、抵抗Ｒ２ＢがスイッチＳＷ１を介して並列に接続されている。また、演算増幅器１８の反転入力端子（−）は接地されている。抵抗Ｒ１の他端は入力端子３０に接続され、演算増幅器１８の出力側は出力端子３２に接続されている。ここで、抵抗Ｒ２Ａ，Ｒ２Ｂ及びスイッチＳＷ１の構成を回路２０と称し、抵抗Ｒ３Ａ，Ｒ３Ｂ及びスイッチＳＷ２の構成を回路２２と称する。但し、特許請求の範囲の第1の抵抗はＲ1に、第２の抵抗はＲ３Ａに、第３の抵抗はＲ２Ａに、第1のコンデンサはコンデンサＣ１に、第２のコンデンサはコンデンサＣに、第４の抵抗は抵抗Ｒ２Ｂに、第５の抵抗は抵抗Ｒ３Ｂに、第１のスイッチ手段はスイッチＳＷ１に相当し、第２のスイッチ手段はスイッチＳＷ２に相当する。
【００１５】
次に本実施の形態の動作について説明する。ＬＰＦ１２は回路２０とコンデンサＣ１による２つのフィードバック経路を有し、図３に示すようなフィルター特性を有している。ここで、無限利得多重帰還低域通過フィルタの低域領域３００での利得について図４を用いて説明する。
【００１６】
図４は無限利得多重帰還低域通過フィルタの典型的な回路図であり、図１の回路と同様の部分は同一符号を用いて説明する。演算増幅器１８の非反転入力端子（＋）に接続される抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の接続点に、演算増幅器１８の出力側が抵抗Ｒ２を介して接続され、同出力側はコンデンサＣ１を介して非反転入力端子（＋）に接続されている。更に、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の接続点とコンデンサＣが接続され、このコンデンサＣの他端は接地され、演算増幅器１８の反転入力端子（−）も接地されている。ここで、抵抗Ｒ２が図１の回路２０に、抵抗Ｒ３が図１の回路２２に対応している。
【００１７】
このようなフィルタ構成における低域領域３００での伝達関数（Ｖ２／Ｖ１）及び利得Ｇは以下に示す式により表される。但し、ＬＰＦの入力電圧をＶ１、出力電圧をＶ２とし、入力信号の角周波数（ω）を複素数表示したｊωをＳとする。（ω＝２πｆ）
Ｖ２／Ｖ１＝Ｇ×ｂ０／（Ｓ2 ＋ｂ１・Ｓ＋ｂ０）    …（１）
ｂ０＝１／（Ｒ２・Ｒ３・Ｃ・Ｃ１）                …（２）
ｂ１＝（１／Ｃ）×（１／Ｒ１＋１／Ｒ２＋１／Ｒ３）…（３）
Ｇ＝−Ｒ２／Ｒ１…（１）                          …（４）
【００１８】
（４）式より利得Ｇはフィードバック抵抗Ｒ２と入力抵抗Ｒ１の抵抗値の関数となっていることが分かるため、これら抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ１のいずれか一方又は両方の値を変えることにより、ＬＰＦの利得を変更することができることが分かるが、この変更の際に、抵抗Ｒ３の値を変えることにより、ｂ０とｂ１の値が変わらないようしてＬＰＦの周波数特性が変わらないようにする必要がある。
【００１９】
そこで、利得の切り替えは、Ｒ１を一定とし、フィードバック抵抗Ｒ２に相当する回路２０の抵抗をスイッチＳＷ１で変化し、その変更に応じて抵抗Ｒ３に相当する回路２２の抵抗値をスイッチＳＷ２で変化させることにより、ＬＰＦの利得Ｇをその周波数特性を変化させずに変更できるようにした回路が図１の回路である。
【００２０】
図１において、Ｒ２（Ａ）＝Ｒ２（Ｂ）、Ｒ３（Ａ）＝Ｒ３（Ｂ）とし、２＊Ｒ１＝Ｒ２（Ａ）＝Ｒ３（Ａ）…（５）の関係があるように各抵抗値の値を設定し、スイッチＳＷ１、ＳＷ２により、図４の抵抗Ｒ２に相当する回路２０の抵抗値及び、抵抗Ｒ３に相当する回路２２のそれぞれの抵抗値を変化する構成としてある。
【００２１】
そこで、ＳＷ１をＯＮ、ＳＷ２をＯＦＦとすると、（４）式でＲ２に相当する抵抗値はＲ２（Ａ）／２で、これは（５）式によりＲ１となるため、Ｇ＝−Ｒ１／Ｒ１＝−１となる。その時、抵抗Ｒ３に相当する抵抗は抵抗Ｒ３（Ａ）となり、ｂ０＝２Ｒ１2 ・Ｃ・Ｃ１、ｂ１＝５／（２Ｒ１）となる。
【００２２】
次に、ＳＷ１をＯＦＦ、ＳＷ２をＯＮとすると、（４）式でＲ２に相当する抵抗値はＲ２（Ａ）で、これは（５）式により２Ｒ１となるため、Ｇ＝−２Ｒ１／Ｒ１＝−２となる。その時、抵抗Ｒ３に相当する抵抗は抵抗Ｒ３（Ａ）／２となり、ｂ０＝２Ｒ１2 Ｃ・Ｃ1、ｂ１＝５／（２Ｒ１）となる。この場合、ｂ０，ｂ１の値は上記と変わらず、（１）式の右辺のｂ０／（Ｓ2 ＋ｂ１・Ｓ＋ｂ０）の項は変化しないため、周波数特性は変わらないことが分かる。
【００２３】
これにより、スイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２をＯＦＦとした場合の利得を１倍とすると、スイッチＳＷ１をＯＦＦ、スイッチＳＷ２をＯＮとした場合の利得は２倍になり、ＬＰＦ１２の利得を周波数特性を変えずに２段階に切り替えることができる。したがって、ＬＰＦ１２の入力端子３０に接続するＤ／Ａ変換器（図示せず）の出力レベル範囲が大きい場合は、手動などでスイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２をＯＦＦとしてＬＰＦ１２の利得を１倍とし、Ｄ／Ａ変換器の出力レベル範囲が小さい場合は、ＬＰＦ１２の利得を２倍として、ＬＰＦ１２の出力レベル範囲を所定範囲にすることができる。
【００２４】
本実施の形態によれば、ＬＰＦ１２を構成する抵抗値を変化させることにより、ＬＰＦ１２の周波数特性を変えずにその利得だけを変化させることができるので、接続するＤ／Ａ変換器の出力範囲レベルに応じて、ＬＰＦ１２の利得を変化させ、その出力レベル範囲を所定範囲に調整することができる。したがって、利得制御増幅器１６の入力信号レベル範囲はＤ／Ａ変換器の出力レベル範囲に拘らず一定となるため、送信出力レベル範囲を所定範囲とすることができる。
【００２５】
尚、上記実施の形態では、ＬＰＦ１２の利得を１倍と２倍の２種類とした理由は、Ｄ／Ａ変換器の出力レベル範囲が１倍と２倍の２種類あるためである。しかし、上記した抵抗値の変化を同様の構成で他の適切な値とすることにより、ＬＰＦ１２の利得の変化を上記と異なる倍率にすることができ、更に、同様の構成で利得の変化段階も３種類以上とすることができる。
【実施例２】
【００２６】
図５は、本発明の第２の実施の形態に係る低域通過フィルタの構成を示した回路図である。但し、第１の実施の形態と同様の部分には同一符号を付して、適宜その説明を省略する。
【００２７】
本実施の形態のＬＰＦ６０のスイッチＳＷ１、ＳＷ２は、利得設定部４０によりＯＮ、ＯＦＦ制御されるようになっている。利得設定部４０はＬＰＦ６０の入力側に接続されるＤ／Ａ変換器５０の型式などを識別する情報を収集し、それにより、Ｄ／Ａ変換器５０の出力レベル範囲がローレベル型か、ハイレベル型かを識別し、ハイレベル型であった場合は、利得設定部４０はスイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２をＯＦＦとしてＬＰＦ６０の利得を１倍とし、ローレベル型であった場合は、スイッチＳＷ１をＯＦＦ、スイッチＳＷ２をＯＮとしてＬＰＦ６０の利得を２倍として、Ｄ／Ａ変換器の種類によりＬＰＦ６０の利得を最適に設定して、その出力レベル範囲を所定範囲とする。但し、特許請求の範囲の機器はＤ/Ａ変換機５０に、利得設定手段は利得設定部４０に相当する。
【００２８】
本実施の形態の利得設定部４０は、ＬＰＦ６０に内蔵されていても或いは、Ｄ／Ａ変換器５０に内蔵されていても良く、例えば直接変調器を組み立てる場合、Ｄ／Ａ変換器の種類を意識することなく、ＬＰＦ６０の利得を自動的に最適に設定することができる。それ故、設定の手間が省けると共に誤設定を無くすことができる。
【００２９】
尚、本発明は上記実施の形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。例えば、上記実施の形態では、ＬＰＦ１２、６０を直接変調器に用いる例について説明したが、ＬＰＦ１２、６０の入力側に接続する機器の出力範囲レベルに種々ものがあり且つ、ＬＰＦ１２、６０の出力レベル範囲を入力側に接続する機器の種類に依らず一定にしなければならない場合は、どのような機器にでも本発明のＬＰＦ１２、６０を搭載して同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る直接変調器の構成を示したブロック図である。
【図２】図１に示したＬＰＦ１２の構成を示した回路図である。
【図３】図２に示したＬＰＦ１２の周波数特性を示した図である。
【図４】無限利得多重帰還低域通過フィルタの典型的な回路図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る低域通過フィルタの構成を示した回路図である。
【図６】従来の利得可変の直接変調器の構成例を示したブロック図である。
【図７】従来の利得可変の直接変調器の他の構成例を示したブロック図である。
【図８】利得制御回路のダイナミックレンジの増大を説明する特性図である。
【符号の説明】
【００３１】
１２、６０……ＬＰＦ、１４……変調回路、１６……利得制御回路、１８……演算増幅器、２０、２２……回路、３０……入力端子、３２……出力端子、４０……利得設定部、５０……Ｄ／Ａ変換器、Ｃ、Ｃ１……コンデンサ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、Ｒ３、Ｒ３Ａ、Ｒ３Ｂ……抵抗、ＳＷ１、ＳＷ２……スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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