(57)【要約】【課題】  大幅な雑音成分の除去が可能となるＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法及び装置を提供する。【解決手段】  ＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定装置において、プリアンブル信号を受けるＤＣＴ回路７と、このＤＣＴ回路７からの信号を受ける雑音除去回路８と、この雑音除去回路８からの信号を受け、周波数軸等価回路１０へ送信するＩＤＣＴ回路９とを具備する。【選択図】図１
2005151377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数軸上の伝送路特性の時間軸上のインパルス応答が、低次の成分に電力が集中する特徴を利用し、前記低次の成分を効率的に再現可能なＤＣＴ（離散コサイン変換）方式を用いて、伝送路特性の推定を行うことを特徴とするＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法。
【請求項２】
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、雑音成分を時間軸上で大幅に除去しても、ＤＦＴ法と比較して時間軸インパルス応答の希望成分の除去される割合が小さく、再生された周波数軸上での伝送路特性の推定精度を改善することを特徴とするＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法。
【請求項３】
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、ＤＣＴ方式と等価となる２倍のサンプル点に拡張したＤＦＴ方式を用いることを特徴とするＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法。
【請求項４】
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、スキャタードパイロット信号を用いる場合に、ＤＣＴ方式を利用して周波数軸補間を行うことを特徴とするＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法。
【請求項５】
請求項４記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、パイロット信号間隔Ｋを大きくとっても周波数軸補間を精度良く実行することを特徴とするＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法。
【請求項６】
（ａ）プリアンブル信号を受けるＤＣＴ回路と、
（ｂ）該ＤＣＴ回路からの信号を受ける雑音除去回路と、
（ｃ）該雑音除去回路からの信号を受け、周波数軸等化回路へ送信するＩＤＣＴ回路とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）通信方式の同期検波復調に際して必要となる周波数軸上の伝送路特性推定方法及び装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、音声・画像などの様々な情報を統合したデータを無線通信でやり取りする、マルチメディア無線通信サービスの要求が高まっている。
【０００３】
これらの要求に答えるためには、高速度・高品質なデータ通信を可能とする無線通信方式の実現が必須となる。しかし、無線通信においては、複数の反射波により発生するマルチパスフェージングに起因して通信品質の著しい劣化を招くという問題がある。そこで、マルチパスフェージングの対策として周波数軸上で直交関係を有する複数の狭帯域サブキャリアを用いて伝送するＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重化）通信方式が注目されている（下記非特許文献１、２参照）。ＯＦＤＭ方式は、周波数軸等化方式の採用により、マルチパスフェージング環境化においても復調方式として同期検波の利用が可能となり、多値ＱＡＭ等の高能率変調方式を用いた高速度・高品質データ通信の提供を可能としている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式の周波数軸等化に際しては、伝送路特性の高精度推定が前提となる。伝送路特性推定法としては、既知パイロット信号から構成されるプリアンブルシンボルを用いた方式が一般的に利用されている。
【０００５】
しかしながら、このプリアンブルシンボルを用いた方式は、伝送路帯域内に含まれる雑音成分により、推定精度が劣化することが指摘されている。これに対して、時間軸上で雑音成分を除去し、推定精度を改善するＤＦＴ（離散フーリエ変換）法を用いた伝送路特性推定法が提案されている（下記特許文献１、非特許文献３参照）。
【０００６】
この伝送路特性推定法は、伝送路特性の時間軸上インパルス応答が全てガードインターバル（ＧＩ）内に存在する特徴を利用している。ただし、ＤＦＴ法は送信側におけるＦＦＴ（高速フーリエ変換）ポイント数とサブキャリア数が等しい理想的なナイキストサンプリングを前提とした方式であり、一般的なサンプリング間隔の場合には改善効果が劣化するという問題がある。
【０００７】
一方、ＯＦＤＭ信号は周波数軸上のサブキャリア間で互いに直交関係を有することから、ある一定間隔にパイロットサブキャリアを配置するスキャタードパイロット（ＳＰ）の採用により、１個のプリアンブルを用いて複数の独立した回線の伝送路特性を一括して推定することが可能となる。
【０００８】
この手法は、複数の独立した通信回線の伝送路特性推定を効率的に短時間に行う必要のあるＯＦＤＭＡ（ＯＦＤＭ−Ａｃｃｅｓｓ）方式（下記非特許文献４参照）やＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）システム（下記非特許文献５参照）等での採用が検討されている。また、データシンボル内にＳＰを挿入することにより、時間変動を伴うフェージング補償法としても利用されている（下記非特許文献６）。
【０００９】
これらＳＰを用いた伝送路特性推定法においては、ある一定間隔で配置されたパイロット信号間の伝送路特性を周波数軸補間法により推定する必要がある。周波数軸補間法としては、これまでに標本化関数を利用したＤＦＴ補間法が提案されている。このＤＦＴ補間法は、上記のＤＦＴ法と同様にＦＦＴポイント数とサブキャリア数が異なる場合には、特に両端の伝送路特性に大きな歪みが発生することが知られている。
【特許文献１】特開２００３−４６４７３号公報
【非特許文献１】Ｌ．Ｊ．Ｃｉｍｉｎｉ，Ｊｒ，“Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｍｏｂｉｌｅ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｕｓｉｎｇ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３３，ｐｐ．６６５−６７５（１９８５）．
【非特許文献２】Ａ．Ｓ．Ｂａｈａｉ  ａｎｄ  Ｂ．Ｒ．Ｓａｌｔｚｂｅｒｇ，“Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”Ｋｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂ．（１９９９）．
【非特許文献３】Ｙ．Ｚｈａｏ  ａｎｄ  Ａ．Ｈｕａｎｇ，“Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｐｉｌｏｔ  Ｓｉｇｎａｌｓ  ａｎｄ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，”Ｐｒｏｃ．ｏｆ  ＩＥＥＥ  ＶＴＣ’９７  ｐｐ．２０８９−２０９３．
【非特許文献４】Ｙ．Ｒ．Ｔｅｎｇ，Ａ．Ｉｔｏ，Ｔ．Ｎａｇａｏｓａ，Ｋ．Ｍｏｒｉ  ａｎｄ  Ｈ．Ｋｏｂａｙａｓｈｉ，“Ｐｒｏｐｏｓａｌ  ｏｆ  ＯＦＤＭＡ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｗｉｔｈ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＬＡＮ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”Ｐｒｏｃ．ｏｆ  ＩＳＩＴＡ  ２００２，ｐｐ．５３１−５３４．
【非特許文献５】Ｐ．Ｖａｎｄｅｎａｍｅｅｌｅ，Ｌ．Ｖａｎ  Ｄｅｒ  Ｐｅｒｒｅ，Ｍ．Ｇ．Ｅ．Ｅｎｇｅｌｓ，Ｂ．Ｇｙｓｅｌｉｎｃｋｘ  ａｎｄ  Ｈ．Ｊ．Ｄｅ  Ｍａｎ，“Ａ  Ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ＯＦＤＭ／ＳＤＭＡ  Ａｐｐｒｏａｃｈ，”ＩＥＥＥ  Ｊ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．１８，Ｎｏ．１１，ｐｐ２３１２−２３２１，Ｎｏｖ．２０００．
【非特許文献６】Ｐ．Ｄａｍｂａｃｈｅｒ，“Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，”Ｓｐｒｉｎｇｅｒ，１９９８．
【非特許文献７】斎藤恒雄訳“ディジタル画像処理”，科学技術出版，２００２．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記したように、従来の伝送路特性推定装置では、既知パイロット信号であるプリアンブルシンボルを用いた推定方式が利用されている。この方式により推定される伝送路特性は、伝送線路上で付加される雑音の全ての影響を受ける事から推定精度が大幅に劣化する問題がある。
【００１１】
これを改善する方式としてＤＦＴ法を用いた雑音軽減方式が提案されている（上記特許文献１，非特許文献３参照）。この方式は、推定された周波数軸上の伝送路特性をＤＦＴ処理し時間軸信号にする。ここで得られた時間軸信号は、フェージング伝送路の時間軸インパルス応答に相当する。ここで、理想的なナイキストサンプリングを想定した場合は低次のインパルス応答の信号成分に電力が集中するため、インパルス応答の信号成分が存在する区間のみ取り出し、その他の雑音成分は除去可能となる。
【００１２】
しかしながら、実際のシステムでは、エイリアス発生によりナイキストサンプリングを設定することが不可能となること、マルチパス遅延波の各遅延時間は任意な値を有することから、時間軸上のインパルス応答は全時間帯に亘って広がってしまい、雑音成分を除去すると同時に希望インパルス応答の信号成分も除去することになり、推定された伝送路特性に歪みが発生し、推定精度が劣化するという問題がある。
【００１３】
以下、従来技術の問題点を詳細に説明する。
【００１４】
まず、従来の伝送路特性推定方式の問題点について説明する。
〔１〕プリアンブルを用いた伝送路特性推定方式
伝送路特性の推定は、フレームの先頭に付加されるプリアンブルシンボルを利用して行われるのが一般的である。ここで、送信される周波数軸上のＭ個のパイロットデータ情報を、ａn とすると、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）された時間軸上のプリアンブル信号ｂk は次式（１）によって表される。
【００１５】
【数１】
2005151377.tif 000003
ここで、ＮはＦＦＴポイント数、Ｍはサブキャリア数、（Ｎ−Ｍ）はエイリアス除去のために周波数軸上で挿入されるゼロパディング数を示す。また、複数の遅延波で構成されるマルチパスフェージングの時間軸上の伝送路インパルス応答ｈk は次式（２）によって表される。
【００１６】
【数２】
2005151377.tif 000004
ここで、Ｌは遅延波数、ρl ，θl ，τl は遅延波の振幅、位相、遅延時間を示す。式（１）、（２）よりマルチパスフェージング及び雑音を含む受信側での時間軸信号ｒk は次式（３）によって与えられる。
【００１７】
【数３】
2005151377.tif 000005
式（３）の受信信号ＲｍはＮポイントＦＦＴにより周波数軸信号に変換され次式（４）となる。
【００１８】
【数４】
2005151377.tif 000006
ここで、Ｈm ，Ｚm は、周波数軸上での伝送路特性と雑音成分を示す。ここで、ａm はプリアンブルシンボルの情報であり受信側では既知であることを利用し、伝送路特性Ｈm は次式（５）によって推定できる。
【００１９】
【数５】
2005151377.tif 000007
ここで、式（５）の第２項は雑音成分を示し、その平均電力は次式（６）によって求められる。
【００２０】
【数６】
2005151377.tif 000008
式（５）より、推定された伝送路特性には式（６）の雑音電力が含まれるために推定精度が劣化することがわかる。
〔２〕ＤＦＴ法を用いた伝送路特性推定方式
上記〔１〕の伝送路特性推定法に対して、推定精度の改善法（雑音成分の軽減法）としてＤＦＴ法が提案されている。これは、式（５）で得られた伝送路特性の時間軸信号は式（２）に示す伝送路の時間軸インパルス応答に相当することを利用している。
【００２１】
図９は従来のＤＦＴ法を用いた伝送路特性推定装置の構成を示す図である。
【００２２】
この図において、１０１はＧＩ除去回路、１０２はＦＦＴ回路、１０３はスイッチ、１０４は伝送路特性推定装置、１０５は伝送路特性推定部、１０６はＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）回路、１０７は雑音除去回路、１０８はＤＦＴ回路、１０９は等化器、１１０は判定回路である。
【００２３】
この図に示すように、受信信号を受けたＧＩ除去回路１０１は、ＦＦＴ回路１０２、スイッチ１０３、伝送路特性推定部１０５、ＩＤＦＴ回路１０６、雑音除去回路１０７、ＤＦＴ回路１０８、等化器１０９を介して判定回路１１０から復調データを出力することができる。
【００２４】
図９において、ＩＤＦＴ回路１０６によるＩＤＦＴ後の時間軸信号は、上記式（５）を用いて次式（７）、（８）によって表される。
【００２５】
【数７】
2005151377.tif 000009
式（８）において、特に（Ｍ／Ｎ）τl ＝ηl （整数）の関係を満足する場合は、式（８）は次式（９）によって表される。
【００２６】
【数８】
2005151377.tif 000010
式（９）が成立するのは、例えばＮ＝Ｍのナイキストサンプリングの場合や、各遅延波の遅延時間τとＮ，Ｍとの間に特殊な関係が有る場合である。このような場合には、式（９）より明らかなように時間軸上の伝送路特性のインパルス応答は上記式（２）と同様にｎ＝０からηL-1 までの間でのみ存在することになる。
【００２７】
【数９】
2005151377.tif 000011
図９でＤＦＴ回路１０８によりＤＦＴ後の周波数軸上の伝送路特性は式（１０）をＤＦＴすることにより、次式（１１）のように与えられる。
【００２８】
【数１０】
2005151377.tif 000012
式（１１）の第１項は、式（２）で与えられる理想的な伝送路特性であり、第２項は雑音成分を示し、その平均電力は次式（１２）によって求められる。
【００２９】
【数１１】
2005151377.tif 000013
式（６），（１２）より、ＤＦＴ法を用いた伝送路特性推定方式では従来方式〔１〕と比較して、Δ＝１０ｌｏｇ（Ｍ／ηL-1 ）ｄＢの雑音電力が軽減されることになり、伝送路特性推定精度の改善が可能となる。
【００３０】
しかしながら、このような改善が得られるのは理想的なナイキストサンプリング（Ｎ＝Ｍ）を想定した場合や、各遅延波の遅延時間τとＮ、Ｍとの間に特殊な関係が有る場合である。実際の装置構成では、送信側のＤ／Ａ変換後に発生するエイリアス除去を目的として周波数軸上の情報データの両側にゼロパディングが必要となり、一般的にはＮ≠Ｍとなる。また、マルチパス遅延波の各遅延時間は任意な値を有する。この場合には、式（８）より（Ｍ／Ｎ）τ1 ＝η1 （整数）の関係が成立しなくなり、時間軸上の伝送路インパルス応答は図１０に示すように全時間帯に亘って存在することになる。これは、式（４）に示したようにＮポイントの周期関数を基準に取った伝送路インパルス応答を、Ｍポイントの周期関数で再現したことに起因している。
【００３１】
従って、図１０に示すように推定精度の改善を目的として中心部分の区間ＮP を除去すると、雑音成分と同時にインパルス応答の希望信号成分の一部も除去されることになり伝送路特性の推定精度が劣化することになる。
〔３〕ＤＦＴ法を用いた周波数軸補間法
時間変動を伴うフェージング環境の伝送路特性推定においては、データサブキャリアの間に一定間隔でパイロットサブキャリアを挿入するスキャタードパイロット（ＳＰ）が利用される。このＳＰは、上記したように、図１１に示すＭＩＭＯシステムにおける伝送路特性推定法としての利用が検討されている。すなわち、図１１に示すように、各アンテナから互いにインターリーブされたＳＰを１個の共通のプリアンブルに多重化して送信することにより、受信側では周波数軸補間法を利用することにより全てのアンテナ間の伝送路特性が推定可能となる。
【００３２】
また、ＯＦＤＭ方式を多元接続方式として利用するＯＦＤＭＡシステムでは、ＭＩＭＯシステムの場合と同様に複数の利用者端末から基地局への独立の通信回線の伝送路特性を１個のプリアンブルを利用して推定可能となる。ここで、ＳＰを対象とした周波数軸補間法としては、標本化関数を利用したＤＦＴ補間法が主に検討されている。しかしながら、ＤＦＴ補間法はナイキストサンプリングを前提とした手法であり、上記〔２〕で述べたように実際のシステム構成では、再生された伝送路特性に大きな歪みが発生するという問題がある。
【００３３】
本発明は、従来のＤＦＴ方式の有する問題点を解決するために、ＤＦＴ方式の代わりに既に画像信号の圧縮技術等として採用されているＤＣＴ（離散コサイン変換）方式を利用することを特徴とする。ＤＣＴ方式は、ＤＦＴ法と同じ直交変換法の一種であるが、ＤＦＴ法と比較して低次の信号成分だけを用いて信号波形を高精度に表現可能とする。
【００３４】
すなわち、本発明では、ＤＦＴ法を用いた伝送路特性推定方式の欠点である非ナイキストサンプリングの場合に時間軸インパルス応答が全時間帯に亘って広がるという問題が無く、時間軸インパルス応答が低次の信号成分に集中することから希望インパルス応答の信号成分を殆ど除去することなく雑音成分を大幅に除去可能となり、伝送路特性の推定精度を大幅に改善可能とした。また、同様に周波数軸補間法に対してもＤＣＴ法の適用が可能となり高精度な周波数軸補間を実現可能としている。
【００３５】
本発明は、上記状況に鑑みて、大幅な雑音成分の除去が可能となるＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法及び装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕ＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、周波数軸上の伝送路特性の時間軸上のインパルス応答が、低次の成分に電力が集中する特徴を利用し、前記低次の成分を効率的に再現可能なＤＣＴ（離散コサイン変換）方式を用いて、伝送路特性推定を行うことを特徴とする。
【００３７】
〔２〕上記〔１〕記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、雑音成分を時間軸上で大幅に除去しても、ＤＦＴ法と比較して時間軸インパルス応答の希望成分の除去される割合が小さく、再生された周波数軸上での伝送路特性の推定精度を改善することを特徴とする。
【００３８】
〔３〕上記〔１〕記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、ＤＣＴ方式と等価となる２倍のサンプル点に拡張したＤＦＴ方式を用いることを特徴とする。
【００３９】
〔４〕上記〔１〕記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、スキャタードパイロット信号を用いる場合に、ＤＣＴ方式を利用して周波数軸補間を高精度に行うことを特徴とする。
【００４０】
〔５〕上記〔４〕記載のＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定方法において、パイロット信号間隔Ｋを大きくとっても周波数軸補間を精度良く実行することを特徴とする。
【００４１】
〔６〕ＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定装置において、プリアンブル信号を受けるＤＣＴ回路と、このＤＣＴ回路からの信号を受ける雑音除去回路と、この雑音除去回路からの信号を受け、周波数軸等化回路へ送信するＩＤＣＴ回路とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、以下のような効果を奏することができる。
【００４３】
（１）大幅な雑音成分の除去が可能となる。
【００４４】
（２）ＩＤＣＴ操作を行うことにより雑音成分を軽減した周波数軸上の伝送路特性を再現することができる。
【００４５】
（３）従来方式の構成でＩＤＦＴとＤＦＴをそれぞれＤＣＴと逆離散コサイン変換（ＩＤＣＴ）に変更するだけで実現可能となる。
【００４６】
（４）高精度の周波数軸補間が可能となる。つまり、本発明のＤＣＴ法を利用した周波数軸補間法は、ＤＣＴ法の有する低次の信号成分に電力が集中する特徴を利用しており、従来のＤＦＴ法では困難であったＳＰの周波数軸補間を利用した伝送路特性の推定を高精度に実現可能としている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
ＯＦＤＭ通信方式における伝送路特性推定装置において、プリアンブル信号を受けるＤＣＴ回路７と、このＤＣＴ回路７からの信号を受ける雑音除去回路８と、この雑音除去回路８からの信号を受けるＩＤＣＴ回路９とを備え、大幅な雑音成分の除去を可能にする。
【００４８】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【実施例】
【００４９】
まず、ＤＣＴ法を用いた伝送路特性推定方式について説明する。
【００５０】
図１は本発明の実施例を示すＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。
【００５１】
この図において、１はＯＦＤＭ復調装置、２はＡ／Ｄ変換器、３はＧＩ除去回路、４はＦＦＴ回路、５はスイッチ、６は本発明にかかる伝送路特性推定装置であり、この伝送路特性推定装置６は、ＤＣＴ回路７、雑音除去回路８、ＩＤＣＴ回路９からなる。また、１０は周波数軸等化回路、１１は判定回路である。
【００５２】
ＯＦＤＭ復調装置１に入力されるＯＦＤＭ受信信号は、Ａ／Ｄ変換器２でＡ／Ｄ変換され、ＧＩ除去回路３、ＦＦＴ回路４、スイッチ５を介してプリアンブル信号を受けたＤＣＴ回路７を通して雑音除去回路８に送られ、ＩＤＣＴ回路９を介して再生された周波数軸伝送路特性を周波数軸等化回路１０に送り、判定回路１１から復調データを出力することができる。
【００５３】
本発明によれば、伝送路特性の時間軸インパルス応答が低次成分に集中する特徴を利用し、低次成分を効率的に再現可能なＤＣＴ方式を採用し、従来のＤＦＴ方式の有する問題点を解決する。
（１）離散コサイン変換（ＤＣＴ）
ＤＣＴ法は、ＤＦＴ法と同様に直交変換法の一種であり既に画像信号の高能率圧縮技術等として採用されている（上記非特許文献７参照）。
【００５４】
図２はＤＦＴを用いた従来方式（ａ）とＤＣＴを用いた本発明の方式（ｂ）とを対比した図である。
【００５５】
図２（ａ）に示すように、ＤＦＴ法ではＮ個のデータが周期的に繰り返される信号として処理される。従って、上記〔２〕で述べたように両端の不連続性に起因して高次の信号成分が発生する。これに対して、ＤＣＴ法は、図２（ｂ）に示すようにＮ個のデータを鏡対象に配置した２Ｎ個のデータを周期とする信号として処理される。これにより、両端が連続となり、ＤＣＴ後の信号は低次の信号成分に電力が集中するという特徴を持つ。ここで、時間軸上の伝送路特性が一般的にはＧＩ内の遅延波のみから構成されているという特徴から、ＤＣＴ法を利用することにより大幅な雑音成分の除去が可能となることが期待される。
【００５６】
（２）ＤＣＴ法を用いた伝送路特性推定方式
ＤＣＴ法を用いた伝送路特性推定方式は、図９に示した従来方式の構成におけるＩＤＦＴ回路１０６とＤＦＴ回路１０８をそれぞれ図１のように、ＤＣＴ回路７とＩＤＣＴ回路９に変更するだけで実現可能となる。すなわち、式（５）で推定された周波数軸上での伝送路特性を次式（１４）によりＤＣＴ処理する。
【００５７】
【数１２】
2005151377.tif 000014
ただし、Ｗn はＤＣＴの係数であり次式（１５）によって表される。
【００５８】
【数１３】
2005151377.tif 000015
式（１４）で得られる時間軸上のインパルス応答は、ＤＦＴ法の場合と異なりナイキストサンプリング以外の任意のサンプリング間隔においても図３に示すようにＰ1 以下の低次の時間成分に集中する。従って、任意のサンプリング間隔においても次式の関係が成立する。
【００５９】
【数１４】
2005151377.tif 000016
式（１６）の関係を利用して、ＩＤＣＴ操作を行うことにより雑音成分を軽減した周波数軸上の伝送路特性を次式のように再現することができる。
【００６０】
【数１５】
2005151377.tif 000017
ＤＣＴ法を用いた伝送路特性の推定精度については後述する。
【００６１】
（３）ＤＣＴ法を用いた周波数軸補間方式
図４に、ＳＰで構成されたパイロット信号の配置例を示す。
【００６２】
ここで、ＳＰ間隔がＫの場合には、Ｋ種類の独立したＳＰ配列が可能となる。また、各パイロット信号の振幅値は、ＳＰ間隔をＫとした場合には、プリアンブルシンボルの平均信号電力を一定と仮定することにより、√Ｋ倍に設定することが可能となる。図４の構成により、Ｋ個の送受信アンテナから構成されるＭＩＭＯシステムにおいて、２K 種類の独立した伝送路特性を１個のプリアンブルシンボルを利用して推定可能となる。ここで、Ｊ番目のＳＰ配列に対する最初のパイロット信号の周波数番号をＪとする。Ｊは０からＫ−１までの数となる。ここで、Ｊ番目のＳＰ配列を用いて推定される周波数軸上の伝送路特性は、式（５）において、ｍ＝ｉＫ＋Ｊと置くことにより次式（１８）によって表される。
【００６３】
【数１６】
2005151377.tif 000018
ただし、式（１８）では雑音成分は省略している。
【００６４】
次に、ＭP （＝Ｍ／Ｋ）ポイントから構成される式（１８）をＤＣＴ処理すると次式（１９）となる。
【００６５】
【数１７】
2005151377.tif 000019
ここで、式（１９）で得られる時間軸に相当するＭP 個のインパルス応答はＤＣＴ法の特徴から低次の時間成分に集中している。従って、ＭP 付近のインパルス応答は十分小さな振幅値となる。これら関係を利用することにより、式（１９）は次式（２０）のように表される。
【００６６】
【数１８】
2005151377.tif 000020
式（２０）の関係を利用して、式（１９）をＩＤＣＴ処理することにより周波数軸補間されたＭポイントの伝送路特性は次式（２１）によって求めることができる。
【００６７】
【数１９】
2005151377.tif 000021
ただし、ｂはＳＰの最初のパイロット信号番号Ｊの値によって異なる値を取る補正項とする。式（２１）は、上で設定したｍ＝ｉＫ＋Ｊの関係を利用すると、次式（２２）となる。
【００６８】
【数２０】
2005151377.tif 000022
ここで、２番目のｃｏｓ中の（２Ｊ＋ｂ）／Ｋが１を取る時に直交関数の関係からｃｏｓ項の積の和は１となり、式（２２）は、式（４）で与えられるＭポイントから構成される伝送路特性と同じとなる。すなわち、ｂ＝Ｋ−２Ｊに設定し式（２０）にＭP ポイントのＩＤＣＴ処理を行うことにより、高精度の周波数軸補間が可能となる。ここで本発明のＤＣＴ法を利用した周波数軸補間法は、ＤＣＴ法の有する低次の信号成分に電力が集中する特徴を利用しており、従来のＤＦＴ法では困難であったＳＰの伝送路特性の推定を高精度に実現可能としている。
（４）特性評価
ここでは、上記（３）で提案したＤＣＴ法を用いた伝送路特性推定方式の各種伝送特性について計算機シミュレーションで評価する。表１にシミュレーション仕様を示す。
【００６９】
【表１】
2005151377.tif 000023
マルチパスフェージングとしては、４０波指数関数遅延プロファイルを想定し、各遅延波は独立にレイリー変動するものとした。また、特性評価に際してはシンボル同期と周波数同期を理想とした。
【００７０】
図５には、図１０に示したＤＴＦ法における時間軸インパルス応答と図３に示した本発明によるＤＣＴ法における時間軸インパルス応答の振幅レベルを示す。また、図には雑音レベルについても合わせて示す。図５から明らかなように、ＤＣＴ法はＤＦＴ法と比較して低次の信号成分に電力が集中しており、次数を高くするに従いインパルス応答成分の振幅値が急激に減少していることが分かる。
【００７１】
これにより、ＤＣＴ法は雑音成分を時間軸上で大幅に除去しても、ＤＦＴ法と比較して希望成分の除去される割合が小さく再生された周波数軸上での伝送路特性の推定精度を改善できることが分かる。
【００７２】
また、図６は変調方式がＱＰＳＫ方式の場合のＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）特性について示す図である。この図においては、マルチパスフェージングの遅延分散１００ｎｓ、ＦＦＴポイント数Ｎは５１２、サブキャリア数Ｍは３８４、エイリアス除去を目的に挿入されるゼロパディング数は１２８（＝５１２−３８４）、ＤＣＴ法における雑音除去区間ＮP は４０をＣ／Ｎによらず固定的に利用した場合の結果であり、横軸はＣ／Ｎ（周波数時間軸）（ｄＢ）、縦軸はＢＥＲを示し、Ａ線は雑音を含まない理想的な伝送路特性を用いた場合のＢＥＲ特性、Ｂ線は本発明のＤＣＴ法によるＢＥＲ特性、Ｃ線は従来のプリアンブル法によるＢＥＲ特性を示している。図６より本発明の方式は理想的な場合のＢＥＲ特性とほぼ同じ特性が達成可能であることが分かる。また、Ｃ／Ｎによらず固定的なＮp 値を設定できることから実際の装置構成において有効な手法と考える。
【００７３】
図７は、変調方式がＱＰＳＫ方式の場合のパイロット信号間隔（Ｋ）を変化させた場合のＢＥＲ特性であり、マルチパスフェージングの遅延分散１００ｎｓを条件とした。横軸はパイロット信号間隔（Ｋ）、縦軸はＢＥＲを示し、Ａ線はＣ／Ｎが１２ｄＢの場合の本発明のＤＣＴ法によるＢＥＲ特性、Ｂ線はＣ／Ｎが２４ｄＢの場合の本発明のＤＣＴ法によるＢＥＲ特性、Ｃ線はＣ／Ｎが４０ｄＢの場合の本発明のＤＣＴ法によるＢＥＲ特性、Ｄ線はＣ／Ｎが１２ｄＢの場合の従来のＤＦＴ法によるＢＥＲ特性、Ｅ線はＣ／Ｎが２４ｄＢの場合の従来のＤＦＴ法によるＢＥＲ特性、Ｆ線はＣ／Ｎが４０ｄＢの場合の従来のＤＦＴ法によるＢＥＲ特性を示している。
【００７４】
図８は変調方式がＱＰＳＫ方式の場合のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図であり、マルチパスフェージングの遅延分散１００ｎｓ、ＦＦＴポイント数Ｎは５１２、サブキャリア数Ｍは３８４、雑音除去区間Ｎp は４０、パイロット信号（ＳＰ）間隔Ｋを８に取った場合である。横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）、縦軸はＢＥＲを示し、Ａ線は伝送路特性が理想的な場合のＢＥＲ特性、Ｂ線は本発明のＤＣＴ法によるＢＥＲ特性、Ｃ線は従来のＤＦＴ法によるＢＥＲ特性を示している。
【００７５】
図８より、本発明の方式は理想的な場合の特性とほぼ同じＢＥＲ特性が達成可能であることが分かる。また、Ｃ／Ｎによらず固定的なＮP 値を設定できることから実際の装置構成において有効な手法と考える。これに対して、ＤＦＴ法では、Ｃ／Ｎごとに最適なＮP を設定する必要があること、及びＣ／Ｎが高い所では理想的な場合の特性と比較して大幅に劣化していることが分かる。
【００７６】
以上の結果より、本発明の周波数軸補間法は、ＯＦＤＭＡやＭＩＭＯシステムにおける伝送路特性推定方式として十分利用可能であることが実証された。
【００７７】
本発明では、従来のＤＦＴ法をベースにした伝送路特性推定方式の問題点について明らかにし、これら問題点を解決する離散コサイン変換を用いた伝送路特性推定方式を提案した。この提案方式は、スキャタードパイロットを用いた周波数軸補間法としても利用可能であることも明らかにした。また、計算機シミュレーションにより本発明の有効性について実証した。
【００７８】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明は、現在ＯＦＤＭ通信方式を標準化通信方式として採用している地上波デジタルＴＶ伝送システムおよび無線ＬＡＮシステムだけでなく、次世代無線通信システムの有望な伝送システムとして検討されているＭＣ−ＣＤＭＡ，ＯＦＤＭＡ，ＭＩＭＯシステム等の伝送路特性推定方式として利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の実施例を示すＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。
【図２】ＤＦＴを用いた従来方式（ａ）とＤＣＴを用いた本発明の方式（ｂ）とを対比した図である。
【図３】ＤＣＴ法による時間軸インパルス応答を示す図である。
【図４】スキャタードパイロット信号の配置例を示す図である。
【図５】ＤＣＴ法とＤＦＴ法における時間軸インパルス応答の振幅収束特性の比較を示す図である。
【図６】変調方式がＱＰＳＫ方式の場合で、本発明を利用した時のＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）特性について示す図である。
【図７】変調方式がＱＰＳＫ方式の場合で、本発明を利用した周波数軸補間方式におけるパイロット信号間隔（Ｋ）とＢＥＲ特性との関係を示す図である。
【図８】ＱＰＳＫ方式の場合で、本発明の周波数軸補間法を用いた場合のＢＥＲ特性を示す図である。
【図９】従来のＤＦＴ法を用いた伝送路特性推定装置の構成を示す図である。
【図１０】従来の時間軸上の伝送路インパルス応答を示す図である。
【図１１】ＭＩＭＯシステムにおける伝送路特性推定法を示す図である。
【符号の説明】
【００８１】
１    ＯＦＤＭ復調装置
２    Ａ／Ｄ変換器
３    ＧＩ除去回路
４    ＦＦＴ回路
５    スイッチ
６    伝送路特性推定装置
７    ＤＣＴ（離散コサイン変換）回路
８    雑音除去回路
９    ＩＤＣＴ（逆離散コサイン変換）回路
１０    周波数軸等化回路
１１    判定回路
【図１】
2005151377.tif 000024
【図２】
2005151377.tif 000025
【図３】
2005151377.tif 000026
【図４】
2005151377.tif 000027
【図５】
2005151377.tif 000028
【図６】
2005151377.tif 000029
【図７】
2005151377.tif 000030
【図８】
2005151377.tif 000031
【図９】
2005151377.tif 000032
【図１０】
2005151377.tif 000033
【図１１】
2005151377.tif 000034