(57)【要約】【課題】  逆方向電流を阻止し得る同期整流回路、および電力変換損失の低減を図った電力変換器を提供する。【解決手段】  この同期整流回路は、コンパレータ回路２の反転入力端子が抵抗Ｒ５を介してＭＯＳＦＥＴ１のソースに接続され、非反転入力端子は抵抗Ｒ３を介してＭＯＳＦＥＴ１のドレインに接続される。ＭＯＳＦＥＴ１のソースからドレインの向きに整流電流ｉｓが流れると、ソースにプラス、ドレインにマイナスの電圧が発生し、コンパレータ回路２がオフとなってその出力端子の電圧をローレベルとして、トランジスタスイッチ５のベース電流を引き込み、トランジスタスイッチ５をオフにする。ＭＯＳＦＥＴ１のドレインにプラス、ソースにマイナスの電圧が発生して逆電流が流れようとすると、それが直ちにコンパレータ回路２で検出され、トランジスタスイッチ５により短時間のうちに逆電流の発生を防止できる。【選択図】  図１
2005198375.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧変換用トランスの２次側で、整流された２次電流によって出力コンデンサを充電するための同期整流用のＭＯＳＦＥＴを備えた同期整流回路において、
前記ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとに非反転入力端子がそれぞれ接続されたコンパレータ回路と、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート制御を行う駆動制御手段と、
前記駆動制御手段に対して並列に設けられ、前記コンパレータ回路で前記出力コンデンサへの逆電流を検出したとき前記コンパレータ回路の出力によりオフするスイッチング手段と、
を備え、前記ＭＯＳＦＥＴは、通常はソースからドレインに整流電流を流すようにオンし、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインからソースに逆電流が流れたときには前記スイッチング手段により前記ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間を短絡して、前記整流電流の逆電流を阻止することを特徴とする同期整流回路。
【請求項２】
前記駆動制御手段は前記電圧変換用トランスの２次側の巻線を含み、前記巻線に発生する交流電圧を前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給することを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【請求項３】
前記駆動制御手段は、前記電圧変換用トランスにより直流に変換された出力電圧を供給するように構成したことを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【請求項４】
前記電圧変換用トランスは、その１次側の巻線に対して共振コンデンサ及びチョークコイルからなる共振回路を設けて、電流共振型のコンバータを構成するものであることを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【請求項５】
請求項１記載の前記同期整流回路を備えた共振型コンバータによって、負荷回路に対して所定の直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする電力変換器。
【請求項６】
請求項１記載の前記同期整流回路を備えたフライバックコンバータによって、負荷回路に対して所定の直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）を整流素子として構成した同期整流回路、およびそのような同期整流回路を電圧変換用トランスの２次側に設けた電力変換器に関し、特に同期整流回路の整流素子における逆方向電流を阻止して、電力変換器における電力損失の低減を図るようにしたものである。
【背景技術】
【０００２】
コンピュータ、各種電子機器、電気機器等の電源回路に使用される同期整流回路には、電圧変換用トランスの２次側整流としてＭＯＳＦＥＴを用いて同期整流を行うようにしたものがある。また、電圧変換用トランスの２次側に同期整流回路を設けた電力変換器としては、特に低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴを用いることで、２次側整流での損失を大幅に減少させることができるようにした電源装置が提案されている（下記特許文献１参照）。
【０００３】
図１０は、従来の同期整流回路を用いたフライバックコンバータの一例を示す回路構成図である。
図１０に示すフライバックコンバータにおいて、入力電源１１の−（マイナス）電極端子はＭＯＳＦＥＴ１２のソースと接続され、＋（プラス）電極端子は電圧変換用トランス１３の１次側巻線ｎｐを介してＭＯＳＦＥＴ１２のドレインと接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１２はＮチャネルのＭＯＳＦＥＴであり、その内部には寄生ダイオード（内蔵ダイオード）が図示極性で接続されている。このＭＯＳＦＥＴ１２は、入力電源１１の直流電圧Ｖｉｎを制御する主スイッチを構成するものであって、そのゲートに供給されるＰＷＭ（パルス幅変調）パルスによって駆動される。したがって、このＰＷＭパルスの時比率に応じたオン時間だけ、電圧変換用トランス１３の１次電流ｉｐが１次側巻線ｎｐを流れるように制御される。
【０００４】
電圧変換用トランス１３の２次側では、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ１４が同期整流用のＭＯＳＦＥＴとして設けられて、そのソースが２次側巻線ｎｓの一端に接続され、ドレインが出力コンデンサＣｏおよび出力端子１５に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートは別の２次側巻線ｎｄの一端に接続され、この２次側巻線ｎｄに発生する電圧によってオンオフ駆動される。
【０００５】
出力コンデンサＣｏは、一端がＭＯＳＦＥＴ１４のドレインおよび出力端子１５に接続され、他端が電圧変換用トランス１３の２次側巻線ｎｓの他端および出力端子１６に接続されている。したがって、出力コンデンサＣｏの両端からは、ＭＯＳＦＥＴ１４で同期整流された電圧が平滑されて出力端子１５，１６に取り出され、これら出力端子１５，１６から図示しない負荷回路に対して所定の直流電圧Ｖｏで出力電流Ｉｏを供給するように構成されている。
【０００６】
図１１は、図１０のフライバックコンバータに流れる電流波形（定常負荷時）を示す図であり、図１２は、図１０のフライバックコンバータに流れる電流波形（軽負荷時）を示す図である。図１１と図１２において、ｉｐ，ｉｓはそれぞれＭＯＳＦＥＴ１２，１４に流れる電流を示し、Ｔｏｎ，ＴｏｆｆはＭＯＳＦＥＴ１２のオンオフのタイミングを示す。
【０００７】
これらの図１１と図１２に示すように、負荷回路が定常負荷である場合と、負荷回路に対する出力電流Ｉｏが小さい軽負荷の場合とでは、２つのＭＯＳＦＥＴ１２，１４に流れる１次電流ｉｐ、および２次電流ｉｓの波形はそれぞれ異なるものとなる。
【０００８】
すなわち、軽負荷時を示す図１２では、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４に流れる電流はマイナスになっている。その理由は、出力電流Ｉｏが少なくなると電圧変換用トランス１３に流れる電流も出力電流Ｉｏに比例して少なくなって、さらにマイナス方向へと流れるためである。その結果、電流が電圧変換用トランス１３の１次側の入力電源１１へ帰還される。すなわち、２次側で変換された電力が再び１次側へ帰還されることによって、余分な電力までが変換されることになるため、図１０のフライバックコンバータでは電力損失が増加する。
【０００９】
なお、後述するように、ＭＯＳＦＥＴ１４に代えてダイオードを用いた整流回路では逆電流は流れないので、図１２に示すようなマイナス電流は発生しない。しかし、電圧変換用トランス１３の電流が不連続モードとなって出力電圧が上昇するため、制御回路では主スイッチであるＭＯＳＦＥＴ１２のオン時間を短くして出力電圧の安定化を図っている。ダイオードを適用した整流回路において、軽負荷時にコンバータの電力損失が増加しない理由は、主スイッチのオン時間が短いためである。
【００１０】
したがって、同期整流回路を用いたフライバックコンバータでは軽負荷時に損失が増加しないように、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆電流を検出して、逆電流が検出されたときにはＭＯＳＦＥＴ１４が導通しないように制御することが重要である。
【特許文献１】特開平１０−１６４８３７号公報（段落番号〔００３０〕〜〔００３９〕、図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、上述した特許文献１のように、電流共振型のコンバータにおいて逆電流を防止する回路では、逆電流をコンパレータによって検出して、その逆電流の大きさに比例した電圧をコンパレータで基準電圧と比較するようにしている。ところが、このような方法では逆電流によって生じる電圧が基準電圧に到達するまでの間は逆電流を検出できない。そのため、一時的ではあれ逆電流が流れてしまい、完全には逆電流を防止することができないという問題があった。
【００１２】
すなわち、図１０に示すようなＭＯＳＦＥＴ１４を整流素子とする同期整流回路では、ＭＯＳＦＥＴ１４に電流の双方向特性があるので、電流共振型のコンバータに適用した場合に、その出力電流が少なくなると平滑用コイルに流れる電流が減少するから、ＭＯＳＦＥＴ１４にマイナス方向の電流が流れる。この逆電流が電圧変換用トランス１３の１次側へ帰還されることで、軽負荷時における電圧変換用トランス１３での電力変換損失が増加し、その結果コンバータ全体の効率が低下する。
【００１３】
また、電流共振型のコンバータでは、整流回路には正弦波状の電流が流れる。そこで、整流回路として同期整流回路を用いるとＭＯＳＦＥＴには常時逆方向の電流が流れるために、１次側から２次側へ供給した電力が１次側へ帰還され、電力変換が機能しなくなるという問題がある。
【００１４】
さらに、同期整流回路を適用したコンバータ同士を複数台並列に接続し、出力電力の容量アップを図るものでは、コンバータの出力電圧の高い方から低い方のコンバータに逆向きの電流が流れ、これが１次側へ帰還されて１次側の主スイッチが破壊するという問題もあった。
【００１５】
この発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、逆方向に電流が流れることを阻止し得る同期整流回路、および電力変換損失の低減を図った電力変換器を提供することを目的にしている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
この発明の同期整流回路は、電圧変換用トランスの２次側で、整流された２次電流によって出力コンデンサを充電するための同期整流用のＭＯＳＦＥＴを備えた同期整流回路において、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとに非反転入力端子がそれぞれ接続されたコンパレータ回路と、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート制御を行う駆動制御手段と、前記駆動制御手段に対して並列に設けられ、前記コンパレータ回路で前記出力コンデンサへの逆電流を検出したとき前記コンパレータ回路の出力によりオフするスイッチング手段と、を備え、前記ＭＯＳＦＥＴは、通常はソースからドレインに整流電流を流すようにオンし、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインからソースに逆電流が流れたときには前記スイッチング手段により前記ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間を短絡して、前記整流電流の逆電流を阻止することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
この発明の同期整流回路では、コンパレータ回路に基準電圧を用いていないため、整流素子となるＭＯＳＦＥＴに逆向きの電流が少しでも流れると、それを直ちに検出して同期整流回路を高速に遮断することができる。また、電流共振型のコンバータだけではなく、他の種類のコンバータにおいても逆方向に流れる電流を阻止でき、電力変換器における電力損失の低減が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、この発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。図１は、この発明の同期整流回路を示す回路図である。
ここで、逆電流検出回路を備えたＭＯＳＦＥＴ１の駆動回路について説明する。
【００１９】
図１において、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ１は、図１０に示す電圧変換用トランス１３の２次側に設けられた同期整流用のＭＯＳＦＥＴ１４に相当する。逆電流検出用のコンパレータ回路２の非反転入力端子は、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してＭＯＳＦＥＴ１のドレイン、ソースに接続され、またコンパレータ回路２の反転入力端子は抵抗Ｒ５を介してＭＯＳＦＥＴ１のソースに接続されている。また、電源回路３はコンパレータ回路２の動作電圧源（Ｖｃ）となるもので、抵抗Ｒ２を介してコンパレータ回路２の出力端子にも接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１を駆動する駆動回路４は、例えば交流の電圧源（Ｖｄ）であって、ＭＯＳＦＥＴ１のゲートと抵抗Ｒ１を介して接続されるとともに、ＭＯＳＦＥＴ１のソースと接続され、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート制御を行う駆動制御手段を構成している。
【００２０】
ダイオードＤ０は、アノードがＭＯＳＦＥＴ１のゲートと抵抗Ｒ１の接続点に接続され、カソードがトランジスタスイッチ５のコレクタと接続されている。トランジスタスイッチ５は、駆動回路４に対して並列に設けられ、ＭＯＳＦＥＴ１を遮断するためのスイッチング回路を構成するものであって、後述する図３の出力コンデンサＣｏへの逆電流をコンパレータ回路２が検出したとき、コンパレータ回路２の出力信号によりオフされるものである。
【００２１】
つぎに、図１に示す同期整流回路の動作について説明する。
図１の同期整流回路は、コンパレータ回路２の反転入力端子が抵抗Ｒ５を介してＭＯＳＦＥＴ１のソースに接続され、非反転入力端子は抵抗Ｒ３を介してＭＯＳＦＥＴ１のドレインに接続されている。そこでは、ＭＯＳＦＥＴ１に順方向、つまりソースからドレインの向きに整流電流ｉｓが流れると、ソースにプラス、ドレインにマイナスの電圧が発生する。そこで、コンパレータ回路２がオフとなり、コンパレータ回路２の出力端子の電圧はローレベルとなって、トランジスタスイッチ５のベース電流を引き込んでトランジスタスイッチ５をオフにする。
【００２２】
コンパレータ回路２がオフ、トランジスタスイッチ５もオフであればＭＯＳＦＥＴ１はオンになって、このＭＯＳＦＥＴ１がオン状態であれば整流電流ｉｓがそのまま持続する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ１に逆方向の電流が流れようとするとき、ＭＯＳＦＥＴ１のドレインにプラス、ソースにマイナスの電圧が発生するので、コンパレータ回路２はオンになる。コンパレータ回路２がオンのとき、すなわち非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧より高くなり、コンパレータ回路２の出力端子の電圧がハイレベルになったとき、トランジスタスイッチ５がオンになってＭＯＳＦＥＴ１のゲートとソースとを短絡し、同時に抵抗Ｒ１からＭＯＳＦＥＴ１のゲートに供給される電流を止めるので、ＭＯＳＦＥＴ１のドレインとソースとの間が速やかに遮断される。
【００２３】
このように、上述した図１に示す逆電流検出回路ではＭＯＳＦＥＴ１に逆電流が流れると、直ちにコンパレータ回路２でそれが検出され、短時間のうちに逆電流の発生を防止できる。なお、コンパレータ回路２では、非反転入力端子のゼロ電圧検出を行っているので、ＭＯＳＦＥＴ１のドレイン電圧がソース電圧に対して少しでも高いとオンになり、ＭＯＳＦＥＴ１は遮断される。この場合に、コンパレータ回路２は、その非反転入力端子に設けた抵抗Ｒ３，Ｒ４を削除して、非反転入力端子をドレインと直接に接続することもできる。
【００２４】
以上説明したように、この発明の同期整流回路によれば、従来のフライバックコンバータにおける逆電流発生を確実に防止できる。
つぎに、この発明の同期整流回路を電流共振型のコンバータに適用した場合について説明する。
【００２５】
図２は、電流共振型のコンバータ回路の一例を示す回路構成図である。ここでは、電圧変換用トランス１９の１次側回路に２つのＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ１７，１８が用いられ、コンデンサＣｒとチョークコイルＬｒとの共振を利用し、電圧変換用トランス１９の１次側に流れる電流を正弦波にしている。また、この電流共振型のコンバータ回路は、電圧変換用トランス１９の２次側で、ＤＣ−ＤＣコンバータの整流用素子としてダイオードＤ１，Ｄ２を用いて同期整流を行っている。
【００２６】
このコンバータ回路は、ＭＯＳＦＥＴ１７，１８などの主スイッチやダイオードＤ１，Ｄ２などの整流素子に流れる電流を正弦波にして、スイッチ素子におけるスイッチング損失を大幅に低減させることができる。したがって、共振形コンバータは雑音の発生が少なく、軽負荷時にも高効率であるため、近年盛んに適用され始めている。
【００２７】
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータの整流用素子としてダイオードＤ１，Ｄ２の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いた同期整流回路も、整流回路の順方向の電圧降下が低くなるのでコンバータの損失が大幅に低減できることから、最近になって多くの電源装置に適用されている。ところが、電流共振型のコンバータ回路では、図２に示すように２次側の整流回路に正弦波の電流が流れる。したがって、図１に示すＭＯＳＦＥＴ１のようにドレイン・ソース間に流れる電流に双方向性の特性を有する同期整流回路では、電流共振型のコンバータ回路への適用に伴う新たな問題が生じる。
【００２８】
すなわち、電流共振型のコンバータ回路では、２次電流が正弦波であるため整流回路にはマイナスの逆電流が流れる。したがって、整流素子がダイオードＤ１，Ｄ２であれば、このような問題は回避されているが、図１０の同期整流回路のように、ＭＯＳＦＥＴ１４を用いた場合には逆電流が流れて、コンバータとしての機能が損なわれることになる。
【００２９】
そこで、図１に示すような同期整流回路を図２に示すような電流共振型のコンバータ回路にも適用して、以下に説明するように、コンバータ回路の整流部における損失を低減させることができる。
【００３０】
図３は、この発明の同期整流回路を用いた電流共振型のコンバータ回路を示す回路構成図である。この回路は、図２の電流共振型のコンバータ回路に図１の同期整流回路を適用した例であって、電圧変換用トランス２０の１次側巻線ｎｐにコンデンサＣｒとチョークコイルＬｒとの直列回路が接続され、図２の電流共振型のコンバータ回路と同様に、１次側には正弦波電流を流すように構成している。
【００３１】
また、図２の整流回路では、ダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれ出力電圧のプラス側に挿入しているが、図３ではＭＯＳＦＥＴ２１ａ，２１ｂとその制御回路２２ａ，２２ｂの同期整流回路が、それぞれマイナス側の出力端子１６と電圧変換用トランス２０の２次側巻線ｎｓ１，２次側巻線ｎｓ２との間に整流素子として挿入されている。すなわち、電圧変換用トランス２０の２次側巻線ｎｓ１の一端は、直接にプラス側の出力端子１５と接続され、２次側巻線ｎｓ１の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２１ａのドレインおよび制御回路２２ａと接続され、さらにＭＯＳＦＥＴ２１ａのソースおよび制御回路２２ａは、マイナス側の出力端子１６と接続されている。同様に、電圧変換用トランス２０の２次側巻線ｎｓ２の一端は、直接にプラス側の出力端子１５と接続され、２次側巻線ｎｓ２の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２１ｂのドレインおよび制御回路２２ｂと接続され、さらにＭＯＳＦＥＴ２１ｂのソースおよび制御回路２２ｂは、マイナス側の出力端子１６と接続されている。
【００３２】
図４は、図３のコンバータ回路における一方の同期整流回路を示す回路図である。また、図５は、図３のコンバータ回路における他方の同期整流回路を示す回路図である。
図４の同期整流回路は、図１の同期整流回路と同様の構成であるが、この同期整流回路における制御回路２２ａでは、ＭＯＳＦＥＴ２１ａのゲート制御を行う駆動制御手段が、抵抗Ｒ１１と電圧変換用トランス２０の２次側巻線ｎｄ１とによって構成されている点で図１のものと異なり、１次側巻線ｎｐから誘導される正弦波電流を交流の電圧源（Ｖｄ）として用いたものである。図５の同期整流回路もまた、図１の同期整流回路と同様の構成であるが、この同期整流回路における制御回路２２ｂでは、ＭＯＳＦＥＴ２１ｂのゲート制御を行う駆動制御手段が抵抗Ｒ１２と電圧変換用トランス２０の２次側巻線ｎｄ２とによって構成されている。
【００３３】
図４と図５における抵抗Ｒ１１〜Ｒ５１、抵抗Ｒ１２〜Ｒ５２、コンパレータ回路２１，２２、電源回路３１，３２、トランジスタスイッチ５１，５２、およびダイオードＤ０１，Ｄ０２は、それぞれ図１の抵抗Ｒ１〜Ｒ５、コンパレータ回路２、電源回路３、トランジスタスイッチ５、およびダイオードＤ０に相当するものである。図４では、電圧変換用トランス２０の２次側巻線ｎｓ１がＭＯＳＦＥＴ２１ａのドレインに接続されており、制御回路２２ａのコンパレータ回路２１でゼロ電圧が検出して、トランジスタスイッチ５１をオフにすることにより、整流電流ｉｓａが負にならないように、ＭＯＳＦＥＴ２１ａのドレインとソースとの間を速やかに遮断できる。図５の同期整流回路でも、制御回路２２ｂが整流電流ｉｓｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２１ｂのドレインとソースとの間を速やかに遮断して、逆電流を確実に阻止するようにしている。
【００３４】
このように、電圧変換用トランス２０の１次側巻線ｎｐに対してコンデンサＣｒとチョークコイルＬｒとからなる共振回路を設けて、電流共振型のコンバータを構成したものにおいて、電圧変換用トランス２０には２次側巻線ｎｓ１，ｎｓ２とともに２次側巻線ｎｄ１，ｎｄ２とを含み、２次側巻線ｎｄ１，ｎｄ２に発生する交流電圧をＭＯＳＦＥＴのゲートに供給するように構成した同期整流回路によって、コンバータ回路の整流部における損失を低減させることができる。
【００３５】
図６は、図３のコンバータ回路に適用可能な別の同期整流回路を示す回路図である。
図４、図５の同期整流回路では、電圧変換用トランス２０の１次側巻線ｎｐから誘導される交流の電圧源（Ｖｄ）を用いてＭＯＳＦＥＴ２１ａ，２１ｂのゲート電流を制御していたが、図６ではＭＯＳＦＥＴ１を駆動可能な大きさであるコンバータの出力電圧自体を、直流電源６として利用している。このような構成であれば、電圧変換用トランス２０における２次側巻線ｎｄ１，ｎｄ２が余分な巻線となって、コストの低減を図るうえで有効なものとなる。
【００３６】
図７は、共振型のコンバータにこの発明を適用した場合の波形を示す図である。
ここには、図３に示す電圧変換用トランス２０の１次側のＭＯＳＦＥＴ１７，１８を制御するゲート電圧ＶＱ１，ＶＱ２と、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２１ａに流れる整流電流ｉｓａの波形（ＭＯＳＦＥＴ２１ｂに流れる整流電流ｉｓｂも同様）を示しており、いずれのタイミングでも、整流電流ｉｓａにマイナス側への逆電流が生じていない。
【００３７】
図８は、共振型のコンバータにこの発明を適用しなかった場合の波形を示す図である。
ここでは、逆電流によって生じる電圧と基準電圧をコンパレータで比較して、逆電流を検出して遮断を行う特許文献１に記載された整流回路の整流電流ｉｓｏを示している。この場合には、それぞれゲート電圧ＶＱ１，ＶＱ２が立ち上がった直後のタイミングで、多少の逆電流がマイナス側へ流れている。
【００３８】
つぎに、ＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続運転について説明する。
同期整流回路を設けた電力変換器は、複数台のコンバータを並列に接続してパワーアップを図る方法が、その電源機能向上のために一般的に用いられている。
【００３９】
図９は、並列接続運転されるコンバータ回路の一例を示す回路構成図である。
このコンバータ回路は、図１０のフライバックコンバータにこの発明の同期整流回路を適用した２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１００，２００を接続したものである。１０１は同期整流回路の制御回路であり、例えば図１に示す構成を採用すればよい。このコンバータ回路は、それぞれの出力電流Ｉｏ１，Ｉｏ２の合計電流（Ｉｏ１＋Ｉｏ２）を最大電流として負荷回路３００に供給できる。
【００４０】
負荷回路３００側での電流変動が大きく、出力電流が１台のコンバータで供給できる電流より少ない場合には、以下の問題が生じることがある。
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００，２００の出力電圧Ｖ０１，Ｖ０２は２台ともに厳密に同じ大きさではなく、必ずどちらか一方が高くなる。図９のコンバータ回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ０２がＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖ０１より高いものとすると、出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータ２００からＤＣ−ＤＣコンバータ１００へ電流が流れ込もうとする。図１０に示すように、電圧変換トランスの２次側巻線ｎｄにてＭＯＳＦＥＴ１４を直接駆動するような従来型の同期整流回路ではＤＣ−ＤＣコンバータ２００からＤＣ−ＤＣコンバータ１００に電流が逆流して、電圧変換用トランス１３の１次側へ帰還される。これによって、異常振動や過大電流、電圧ストレスなどによる１次側スイッチの破壊などの問題が発生するという問題があった。
【００４１】
そこで、単一の負荷回路に対して複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続した電力変換器では、それぞれの同期整流回路において逆電流を防止する必要がある。図９に示す例では、同期整流回路に例えば図１に示すように構成した制御回路１０１を用いて電力変換器を構成しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータでの逆電流を防止することができる。
【００４２】
また、図９の構成では、並列に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ１００，２００がそれぞれ逆電流を防止するため、２つのＤＣ−ＤＣコンバータ間で電圧、電流の検出値等に関する制御情報の授受を行うことなしに、安定した並列接続運転が可能となる。しかも、制御情報を授受するための特別な構成を不要としたので、電力変換器を安価に構成することができ、出力電力の容量アップを容易に行うことが可能となる。
【００４３】
なお、図９ではフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータを２機並列に接続した電力変換器について説明したが、図３に示すような電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した電力変換器であっても、同様に出力電力の容量アップを図ることができる。また、並列接続数も２機に限られるものではなく、適宜に複数台の並列接続運転によって所望の出力電力を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】この発明の同期整流回路を示す回路図である。
【図２】電流共振型のコンバータ回路の一例を示す回路構成図である。
【図３】この発明の同期整流回路を用いた電流共振型のコンバータ回路を示す回路構成図である。
【図４】図３のコンバータ回路における一方の同期整流回路を示す回路図である。
【図５】図３のコンバータ回路における他方の同期整流回路を示す回路図である。
【図６】図３のコンバータ回路に適用可能な別の同期整流回路を示す回路図である。
【図７】共振型のコンバータにこの発明の同期整流回路を適用した場合の波形を示す図である。
【図８】共振型のコンバータにこの発明の同期整流回路を適用しなかった場合の波形を示す図である。
【図９】並列接続運転されるコンバータ回路の一例を示す回路構成図である。
【図１０】従来の同期整流回路を用いたフライバックコンバータの一例を示す回路構成図である。
【図１１】図１０のフライバックコンバータに流れる電流波形（定常負荷時）を示す図である。
【図１２】図１０のフライバックコンバータに流れる電流波形（軽負荷時）を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
１，２１ａ，２１ｂ  ＭＯＳＦＥＴ
２  コンパレータ回路
３  電源回路
４  駆動回路
５  トランジスタスイッチ
６  直流電源
１１  入力電源
１２，１７，１８  ＭＯＳＦＥＴ
１３，１９，２０  電圧変換用トランス
１５，１６  出力端子
２２ａ，２２ｂ  制御回路
Ｄ０，Ｄ０１，Ｄ０２  ダイオード
Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ１１〜Ｒ５１，Ｒ１２〜Ｒ５２  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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