(57)【要約】【課題】  パワーモジュール間で発生する浮遊インダクタンスを極限まで減少させることによってサージ発生要因自体を大幅に低減させる各パワーモジュールの配置構成を備えた電力変換装置を実現する。【解決手段】  正側アームを構成するパワーモジュール４ａのコレクタ端子７ａおよびエミッタ端子８ａが、負側アームを構成するパワーモジュール４ｂのそれぞれエミッタ端子８ｂおよびコレクタ端子７ｂに向き合うように、両パワーモジュール４ａ、４ｂを絶縁板１３を介して配置する。【選択図】        図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
正側アームと負側アームとを互いに直列に接続したものを直流電源の正側負側両極間に接続し、上記正側アームと負側アームとの接続点から出力端子を引き出し、上記正側アームおよび負側アームは、それぞれスイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるパワーモジュールを少なくとも１台備えた正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群からなり、上記スイッチング素子のオンオフ動作により上記直流電源と出力端子との間で電力の変換を行う電力変換装置において、
上記各パワーモジュールはその外形の一表面（電極形成面）に正側電極および負側電極が形成されたものとし、上記正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群とを、それぞれの上記各パワーモジュールの上記電極形成面が所定間隔を介して互いに向き合うように、かつ、上記スイッチング素子のターンオンまたはターンオフ時に上記各パワーモジュール間に流れる変化電流の通電経路が上記所定間隔を介して互いに向き合う往復経路となるよう配置したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記所定間隔内に上記正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群とを電気的に絶縁する絶縁板を挿入したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記各パワーモジュールは、その上記電極形成面の裏面が放熱面に構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記パワーモジュールの放熱面に当接され上記放熱面を介して上記パワーモジュールの発生熱を放散させる冷却基板を備えたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記冷却基板は、液状冷媒を使用して熱放散するものであることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記直流電源と並列に接続されるコンデンサを、上記正側パワーモジュール群およびまたは負側パワーモジュール群の上記放熱面側に配置するとともに、上記正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群の直流側端子と上記コンデンサの端子とを同一方向に引き出し上記両端子間を平面状の積層導板で接続するようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群の直流側端子と上記コンデンサの端子とが同一平面上に位置するようにしたことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記直流電源は正側極と負側極とを備え、上記出力端子から上記正側極と負側極との２つのレベルの電位を出力する２レベルの電力変換装置であって、
上記正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群とを、上記正側パワーモジュール群を構成するパワーモジュールの正側電極および負側電極が、上記負側パワーモジュール群を構成するパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように配置したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記直流電源は正側極と中性極と負側極とを備え、上記出力端子から上記正側極と中性極と負側極との３つのレベルの電位を出力する３レベルの電力変換装置であって、
上記正側パワーモジュール群を、正側電極が上記直流電源の正側極に接続された第１のパワーモジュールと正側電極が上記第１のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が上記出力端子に接続された第２のパワーモジュールと上記第１のパワーモジュールの負側電極と上記直流電源の中性極との間に接続された第１のダイオードモジュールとで構成し、上記負側パワーモジュール群を、正側電極が上記出力端子に接続された第３のパワーモジュールと正側電極が上記第３のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が上記直流電源の負側極に接続された第４のパワーモジュールと上記第３のパワーモジュールの負側電極と上記直流電源の中性極との間に接続された第２のダイオードモジュールとで構成し、
上記各ダイオードモジュールはその外形の一表面（電極形成面）に正側電極および負側電極が形成されたものとし、
上記正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群を、それぞれの各電極が一直線上に位置するようにするとともに、上記第１のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が上記第２のダイオードモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、上記第１のダイオードモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が上記第４のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、上記第２のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が上記第３のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように配置したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記直流電源は正側極と中性極と負側極とを備え、上記出力端子から上記正側極と中性極と負側極との３つのレベルの電位を出力する３レベルの電力変換装置であって、
上記正側パワーモジュール群を、正側電極が上記直流電源の正側極に接続された第１のパワーモジュールと正側電極が上記第１のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が上記出力端子に接続された第２のパワーモジュールと上記第１のパワーモジュールの負側電極と上記直流電源の中性極との間に接続された第１のダイオードモジュールとで構成し、上記負側パワーモジュール群を、正側電極が上記出力端子に接続された第３のパワーモジュールと正側電極が上記第３のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が上記直流電源の負側極に接続された第４のパワーモジュールと上記第３のパワーモジュールの負側電極と上記直流電源の中性極との間に接続された第２のダイオードモジュールとで構成し、
上記各ダイオードモジュールはその外形の一表面（電極形成面）に正側電極および負側電極が形成されたものとし、
上記正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群を、それぞれの各電極が一直線上に位置するようにするとともに、上記第１のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が上記第４のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、上記第１のダイオードモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が上記第２のダイオードモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、上記第２のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が上記第３のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように配置したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記ダイオードモジュールを、当該モジュール内のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子を備えたものとすることにより、上記パワーモジュールと同一構造のものとしたことを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自己消弧型半導体素子とそれに逆並列接続されるダイオードとを内蔵したパワーモジュールを適用した電力変換装置に関するものである。特に電力変換装置内における浮遊インダクタンスを極力抑制してパワーモジュールのスイッチング動作により発生するサージを軽減すると同時に、パワーモジュールに設けられている複数端子間の電流不平衡を抑制する電力変換装置の実装技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置が特許文献１の図１に開示されている。当該図は電力変換装置が３レベルインバータである場合の回路構造を示す図である。３レベルインバータとは直流電源が３つの異なる電位をもち、４つのスイッチと２つのダイオードの導通状態を制御することによって出力端子に直流電源の各電位を選択的に出力することができる。当該３レベルインバータはＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイオードを内蔵するパワーモジュール２台とダイオードのみ内蔵するパワーモジュール１台を冷却基板の一方の面に搭載し、他のＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイオードを内蔵するパワーモジュール２台とダイオードのみ内蔵するパワーモジュール１台を冷却基板のもう一方の面に搭載している。また各パワーモジュールの電極端子を適宜貫通穴が設けられた導電体ブスバーにて接続し、スナバ回路の構成部品を備えている。
【０００３】
他の従来の電力変換装置が特許文献２の図１に開示されている。当該図は電力変換装置が２レベルインバータである場合の回路構造を示す図である。２レベルインバータとは直流電源が２つの異なる電位をもち、２つのスイッチの導通状態を制御することによって出力端子に直流電源の各電位を選択的に出力することができる。当該２レベルインバータは正側アームと負側アームを構成するパワーモジュール２台を冷却基板のある一面に搭載して一相分を構成する。具体的には２レベルインバータの正側アームを構成するパワーモジュールのコレクタ端子と負側アームを構成するパワーモジュールのエミッタ端子とが隣接し、かつ正側アームを構成するパワーモジュールのエミッタ端子と負側アームを構成するパワーモジュールのコレクタ端子とが互いに隣接するように配置する。また正側アームのパワーモジュールのコレクタ端子に電力変換装置の直流電源の正極に接続される正側導体を接続し、負側アームのパワーモジュールのエミッタ端子に電力変換装置の直流電源の負極に接続される負側導体を接続し、正側アームのパワーモジュールのエミッタ端子と負側アームのパワーモジュールのコレクタ端子を負荷に接続される出力端子導体を接続する。さらに正側導体と負側導体とを絶縁板を介して近接するように配置する。
【０００４】
更に他の従来の電力変換装置が特許文献３の図１に開示されている。当該図は電力変換装置が２レベルインバータであり、各アームが複数台のパワーモジュールを直列接続したものから構成された場合の回路構造を示す図である。パワーモジュールは前述の特許文献１に示された方法に近いものが用いられている。当該文献３の図３にはパワーモジュールの電極が対向している図１とは異なる構造も示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開平１０−２０１２４９号公報（第８頁、図１）
【特許文献２】特開２０００−２９５８６８号公報（第７頁、図１、図３）
【特許文献３】米国特許５８３５３６２号（第１頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、例えば車両推進システムを構成する電力変換装置の場合には、車両速度の高速化に伴い負荷となる電動機の容量が増加傾向にあることから大電流出力が要求される。このような用途に用いられるパワーモジュールは益々大電流化が進んでおり、１台のパワーモジュールでは所望の電流を供給できない場合にはパワーモジュールを複数台並列に接続することもある。また一方では、電動機電流の増大によって増える電力損失を低減するために、電力変換装置の高電圧出力化が進んでいる。パワーモジュールを直列接続して高電圧化するのではなく、パワーモジュール自体の定格電圧を高く設計することが試みられている。その結果、現時点において６ｋＶを超えるパワーモジュールが存在する。
【０００７】
パワーモジュールの大電流化、高電圧化が進むにつれ、パワーモジュールがスイッチングする時に発生するサージ電圧が増加する。パワーモジュールのスイッチング損失を低減するためにはサージ電圧の抑制が必要不可欠となる。電力変換装置を構成するフィルタコンデンサあるいはパワーモジュールの内部やそれらを電気的に接続するためのブスバーに起因する浮遊インダクタンスの値が大きい場合には、このサージ電圧は高くなる。つまり、電力変換装置が大容量化される場合に浮遊インダクタンスの低減が十分でない場合には、コンデンサ、抵抗、さらに必要に応じてダイオードなどから成るスナバ回路を接続してサージ電圧を抑制する必要がある。従来の電力変換装置の内、特許文献１、特許文献２では、この問題が発生する可能性からスナバ回路の構成部品を実装する方法についても開示している。サージ電圧はスナバ回路の構成要素であるコンデンサによって吸収されるが、吸収されたエネルギーは抵抗を介して消費されることになる。スイッチング回数に比例してこの抵抗での損失は増加する。従ってスナバ回路の適用は装置効率の低下要因となり、装置としての信頼性も低下する。
【０００８】
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであり、浮遊インダクタンスを極限まで減少させることによってサージ発生要因自体を大幅に低減させると同時に、パワーモジュール内の電流不平衡をパワーモジュールの外的要因によって発生させることがない各パワーモジュールの配置構成を備えた電力変換装置を実現し、サージ抑制のための回路（例えばスナバ回路）の部品を無くして、装置自体の信頼性向上と小形化、低コスト化、更には保守性向上を図ることができる電力変換装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置は、正側アームと負側アームとを互いに直列に接続したものを直流電源の正側負側両極間に接続し、正側アームと負側アームとの接続点から出力端子を引き出し、正側アームおよび負側アームは、それぞれスイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるパワーモジュールを少なくとも１台備えた正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群からなり、スイッチング素子のオンオフ動作により直流電源と出力端子との間で電力の変換を行う電力変換装置において、各パワーモジュールはその外形の一表面（電極形成面）に正側電極および負側電極が形成されたものとし、正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群とを、それぞれの各パワーモジュールの電極形成面が所定間隔を介して互いに向き合うように、かつ、スイッチング素子のターンオンまたはターンオフ時に各パワーモジュール間に流れる変化電流の通電経路が上記所定間隔を介して互いに向き合う往復経路となるよう配置したものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係る電力変換装置においては、スイッチング素子のターンオンまたはターンオフ時に各パワーモジュール間に流れる変化電流は、小さい所定間隔を介して互いに向き合う通電経路を往復するように流れるので、往路を流れる電流により発生する磁束と復路を流れる電流により発生する磁束とが互いに相殺し、この部分の浮遊インダクタンスが大幅に低減し、それに伴い、サージ電圧も大幅に低減する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明による電力変換装置であるインバータ装置を複数の図を用いて説明する。
実施の形態１．
本実施の形態について図面を参照して説明する。以下すべての図面において同一符号は同一若しくは相当部材とする。図１は本発明の実施の形態１によって実現する回路構成を示す。図２から図６は図１の電力変換装置の構造を実現する過程を示す図であって、特に図６は本発明を示す装置の最終構造である。
【００１２】
図１は２レベルインバータで、陽極Ｐと陰極Ｎとの異なる２つの電位レベルを持つ直流電源１、フィルタコンデンサ２、インバータ部３を備えている。直流電源１は、直流架線でもよいし、整流回路の出力であってもよい。インバータ部３は、正側アームを構成するパワーモジュール４ａ、負側アームを構成するパワーモジュール４ｂからなる。パワーモジュール４ａは、ＩＧＢＴ５ａとそれに逆並列に接続されるダイオード６ａを備える。そして、パワーモジュール４ａは、正側電極であるコレクタ端子７ａと負側電極であるエミッタ端子８ａを備えている。パワーモジュール４ａのエミッタ端子８ａとパワーモジュール４ｂのコレクタ端子７ｂとの接続点が負荷に接続される出力端子９となる。ＩＧＢＴ５ａとＩＧＢＴ５ｂとのスイッチング状態は排反の関係にある。つまりＩＧＢＴ５ａのゲートにオン信号が与えられている期間にはＩＧＢＴ５ｂのゲートにはオフ信号が与えられて出力端子９の電位はＰとなり、逆にＩＧＢＴ５ｂのゲートにオン信号が与えられている期間にはＩＧＢＴ５ａのゲートにはオフ信号が与えられて出力端子９の電位はＮとなる。ＩＧＢＴ５ａとＩＧＢＴ５ｂのゲート端子に同時にオフ信号を与えることは可能であるが、通常運転中に同時にオン信号を与えることはない。
【００１３】
図１ではより汎用性を持たせる目的でパワーモジュール４ｃはパワーモジュール４ａに並列接続され、パワーモジュール４ｄはパワーモジュール４ｂに並列接続される場合について図示している。パワーモジュール４ａと４ｃ、もしくはパワーモジュール４ｂと４ｄは基本的に同じスイッチング状態となるように制御される。
【００１４】
次に、図２から図６を用いて電力変換装置の組み立て過程を説明しながら内部構造を説明する。より汎用性をもたせるために、ここでも図１と同様にパワーモジュール４ａ、４ｃおよびパワーモジュール４ｂ、４ｄとはそれぞれ同じスイッチング信号が与えられる、いわゆる２台のパワーモジュールが並列接続される場合について説明する。
図２は、負側アームであるパワーモジュール４ｂ、４ｄが冷却基板１０ｂに搭載された状態を示す図である。パワーモジュール４ｂは、図２において右手前側となる面が電極形成面で、コレクタ端子７ｂとエミッタ端子８ｂが形成されている。ここでは、それぞれが３個の電極端子で構成されている。電極形成面の裏面、即ち、図２で左奥側の面がパワーモジュール４ｂの発生熱の放熱面となっており、冷却基板１０ｂはこの放熱面に当接する構造となっている。他のパワーモジュールも同様の構成である。導体１７ｂは並列接続されるパワーモジュール４ｂ、４ｄのゲート電極とエミッタ電極を強制的に同電位とするためのものである。この導体１７ｂは並列接続しない場合には必要がない。
【００１５】
図３は、図２に加えてパワーモジュール４ｂ、４ｄそれぞれのエミッタ端子８ｂ、８ｄと直流電源１のＮ電位とを電気的に接続するための導体１１と、パワーモジュール４ｂ、４ｄそれぞれのコレクタ端子７ｂ、７ｄと出力端子９（９ｂ）とを電気的に接続するための導体１２が取り付けられた図である。導体１１、１２を取り付けるためのボルト１８ａから１８ｌの頭部分は図示するように導体１１、１２の厚み部分で埋まる形状としている。
【００１６】
図４は、絶縁板１３が、冷却基板１０ｂに固定されたガイドピン１４ａから１４ｄに沿って挿入された図である。ここに示す絶縁板１３を固定、位置決めする方法についてはガイドピンの他に様々な方法を採ることが可能であることは言うまでもない。
図５は、正側アームの構成で、冷却基板１０ａに搭載されたパワーモジュール４ａ、４ｃそれぞれのコレクタ端子７ａ、７ｃと直流電源１のＰ電位とを電気的に接続するための導体１５と、パワーモジュール４ａ、４ｃそれぞれのエミッタ端子８ａ、８ｃと出力端子９（９ａ）とを電気的に接続するための導体１６がボルト１８ｍから１８ｘによって取り付けられた図である。
図６は、図４に図５の冷却基板１０ａをガイドピン１４ａから１４ｄに沿って挿入、固定された図である。この図が本発明の本質的構成を示す図であり、その特徴を以下の図７で説明する。
【００１７】
図７は、図６の構造物を左前方方向からみた図を示す。このように正側アームのパワーモジュール４ａ（４ｃ）と負側アームのパワーモジュール４ｂ（４ｄ）を互いの電極が向かい合うような状態に配置し、かつパワーモジュール４ａ（４ｃ）のコレクタ端子７ａ（７ｃ）、エミッタ端子８ａ（８ｃ）それぞれをパワーモジュール４ｂ（４ｄ）のエミッタ端子８ｂ（８ｄ）、コレクタ端子７ｂ（７ｄ）にずれることなく面合わせした状態に配置させる。この結果、導体１５の電位Ｐから導体１６の出力端子９ａ、更に、出力端子９ｂの導体１２を介して導体１１の電位Ｎに戻る往復経路を小さな間隔で完全に対向させることを可能とする。例えば、ＩＧＢＴ５ａ、５ｃのターンオン動作によって生じるダイオード６ｂ、６ｄの逆回復電流が図７の太線に流れる。なお、図中、太点線は、パワーモジュールパッケージ内部の電流経路を示す。この電流が作る磁束の変化は、ＩＧＢＴ５ａ、５ｃを介して出力端子９に流れる電流が作る磁束の変化と同じであって向きが逆となる。いわゆる相互結合の関係を持つ。従って、この経路を流れる変化電流によって生じる磁束を相殺する効果が最大限に発揮されるような構造になっている。つまり浮遊インダクタンスを最大限に抑制、ひいてはサージ電圧を最大限に抑制可能となる。
【００１８】
また、ＩＧＢＴ５ａ、５ｃのターンオフ動作によって直流電源１のＰ電位から出力端子９に流れる負荷電流を遮断した場合には、その電流はＮ電位からダイオード６ｂ、６ｄを介して出力端子９に流れる転流動作が生じる。この転流動作期間においてはＩＧＢＴ５ａ、５ｃを流れる電流の減少率とダイオード６ｂ、６ｄを流れる電流の増加率が同じになる。この電流の経路も前述した逆回復電流が流れる経路と同じであって相互結合の関係が成立する。つまり、この経路を流れる電流によって生じる磁束を相殺する効果が最大限に発揮されるような構造になっている。つまり浮遊インダクタンスを最大限に抑制、ひいてはサージ電圧を最大限に抑制可能となる。
【００１９】
既述した従来の電力変換装置では、正側アームと負側アームのパワーモジュールの電極位置を意図的にずらしたり、ダイオードの逆回復電流が隣接させた電極の周辺に集中する構造であったので、浮遊インダクタンスを十分に低減できない可能性があり、パワーモジュール４を構成するＩＧＢＴ５やダイオード６のスイッチング動作によって過渡的に生じる磁束の変化により発生するサージ電圧をスナバ回路で抑制する必要が生じる。
しかしながら、図６、図７に示すようなパワーモジュール４ａから４ｄの配置を有する構造とすることによってサージ電圧を最小限に抑制することができる。
具体的に、発明者等が試作した結果では、例えば、ボルト１８ａから１８ｘの頭部分を埋めるための導体１１、１２、１５、１６の厚みを１２ｍｍ、絶縁板の厚みを３ｍｍとした場合には、導体１５のＰ電位側から導体１１のＮ電位側に至る経路に存在する浮遊インダクタンスを１００ｎＨを超えない程度に抑制できた。この結果、スナバ回路を無くすることができる。
【００２０】
なお、前述したように通常パワーモジュール４のコレクタ端子７、エミッタ端子８は図２に示すように幾つかの分割された端子から構成されている。このため、サージ電圧の発生や導体の形状加工が、コレクタ端子７、エミッタ端子８を構成する分割された端子に流れる電流を不均一にする可能性がある。しかし、この発明では、図７から判るように、変化電流の流れる方向と直角の方向に分割した端子が並んでいるので、各端子を流れる経路が互いに平行で同一となり、結果として、端子間の電流のみならず、例えばパワーモジュール４ａと４ｃ間、あるいはパワーモジュール４ｂ、４ｄ間の変化電流を均一にすることができる。
【００２１】
また、図７に示す構造であれば、導体１１、１２、１５、１６とパワーモジュール４ａ、４ｂなどの端子が干渉しない構成としているので、絶縁板１３は導体１１、１２、１５、１６と一体化する必要がないだけでなく、従来の電力変換装置に見られたように導体１１、１２、１５、１６に貫通穴を設ける必要性から解放されるので、導体の内部インピーダンスを極力抑制することができる。
【００２２】
実施の形態２．
この実施の形態２では、先の図３や図５において示した直流電源１のＰ電位、Ｎ電位に接続されるブスバー１５、１１とフィルタコンデンサ２との接続方法について種々提案する。図８は、フィルタコンデンサ２ａ、２ｂと図６において示したインバータ部３の構造物を天地逆さにして配列した図である。フィルタコンデンサ２ａについて電極１９ａ、１９ｂは電位Ｎ、電極２０ａ、２０ｂは電位Ｎにそれぞれ接続される。フィルタコンデンサ２ｂについても同様である。
以上のように、フィルタコンデンサ２ａ、２ｂの電極と直流側端子を構成する導体１５、１１とが同一方向（図８では上向き）に引き出されるとともに、ここでは更に、フィルタコンデンサ２ａ、２ｂの電極１９ａから１９ｄおよび電極２０ａから２０ｄは導体１１および導体１５の終端接続部の面と同一平面に設定されている。この状態において、絶縁板を介して平行に配置される電位Ｐを構成する導体と電位Ｎを構成する導体によって、導体１５の終端接続部とフィルタコンデンサ２ａ、２ｂの端子２０ａから２０ｄ、導体１１の終端接続部とフィルタコンデンサ２ａ、２ｂの端子１９ａから１９ｄを接続することが可能となる。
【００２３】
この電気的接続の要領を図９に示す。電位Ｐを構成する導体と電位Ｎを構成する導体とそれらに挟まれる絶縁板を一体化することによって浮遊インダクタンスを低減することが望ましい。この場合に貫通穴は設けなければならないが、フィルタコンデンサ２ａ、２ｂの電極１９，２０と導体１１、１５の終端接続部の位置関係を図８に示すように縦横方向ともに等間隔で配置することによって各端子の分流不均一を未然に防止することができる。即ち、直流電源１の電位Ｐと電位Ｎを形成する経路に存在する浮遊インダクタンスを最小限に抑制することができる。なお、図８に示した板状の電極１９、２０を適用する場合には、フィルタコンデンサ２の筐体は樹脂によってモールドされていることが好ましい。また、フィルタコンデンサ２の筐体が樹脂モールドではなく導電体にて形成されている場合には電極を備えた碍子を複数用いて代替可能である。
フィルタコンデンサ２の個数については特に制約を設けることに意味はなく、１個でもよいし、必要に応じて複数個並列に接続してもよい。
更に図示しない電位Ｐを構成する導体と電位Ｎを構成する導体とフィルタコンデンサ２ａ、２ｂや導体１１、１５の終端接続部との接続方法について図８ではボルトの使用を想定しているが、着脱式のコネクタの使用も可能である。
【００２４】
実施の形態３．
ここでは、パワーモジュール４の並列数を増加する場合の要領について説明する。即ち、図６では正側アームを構成するパワーモジュール４を２台並列に接続する場合の構造を示した。この発明では、並列接続台数に特に制約を設けることに意味はなく、例えば３台並列接続する場合には、パワーモジュール４を３台並べることで実現可能である。それに応じて、図２に示す導体１７ｂを延長したり、図８に示すフィルタコンデンサ２を大きくしたり電極の数を増やすなど形状を変更すればよい。
また、図３、図５に示した電位Ｐ、電位Ｎに接続するためのブスバー１５、１１はそのまま適用するが、出力端子９に接続する導体１２をパワーモジュール４ｂ、４ｄとに、また導体１６をパワーモジュール４ａ、４ｃとに分離すれば、２つの独立した出力端子９を形成することが可能である。例えばパワーモジュール４を３台並べれば、３つの独立した出力端子９ａ、９ｂ、９ｃを一組の冷却基板１０ａ、１０ｂを用いて形成できる。
【００２５】
実施の形態４．
ここでは、図１０により、インバータ部３を三相構成とした場合の回路構成について説明する。実施の形態３で述べたように、図６のパワーモジュール４の並びを同じくしても三相の出力を得ることができる。ここでは、他のブスバー構成によっても三相の出力を得る構造について説明する。図１１にその具体的な構造を示す。独立した３つの出力端子９１，９２，９３を形成する導体を、正側アームについては導体１６ａ、１６ｂ、１６ｃとし、負側アームについては導体１２ａ、１２ｂ、１２ｃとした。電位Ｐを各パワーモジュール４ａ、４ｃ、４ｅに接続するための導体は、図５同様に導体１５とし、電位Ｎを各パワーモジュール４ｂ、４ｄ、４ｆに接続するための導体は、図３同様に導体１１とした。
【００２６】
図１２には、図１１の状態から導体１５、導体１１を取り外した状態を示している。図６のような構造体とするためには、図１１に示す左右２つの組立体を、冷却基板１０ａと１０ｂとが、また、導体１５と導体１１とが平行となるように組み合わせる。この際、導体１５と導体１１との間や、導体１６ａ、１６ｂ、１６ｃと導体１５との間や、導体１２ａ、１２ｂ、１２ｃと導体１１との間には絶縁物の挿入が必要となる。従って、このような場合には、例えば導体１１と１５とを絶縁物と一体化した積層ブスバーとすることも考えられる。
ここで重要なことは図６との違いである。相違点はパワーモジュールの並べ方であって、浮遊インダクタンスを抑制するためのパワーモジュールの配列やブスバー構造の考え方は同一である。
【００２７】
実施の形態５．
なお、先の形態例では、パワーモジュール４の具体例としてＩＧＢＴ５とダイオード６が内蔵されたものについて説明したけれども、特にＩＧＢＴに限定される必要はなく、ＭＯＳＦＥＴや他の自己消弧型半を導体素子であっても構わない。
また、自己消弧型半導体素子やダイオードの形成材料についてはシリコンであってもよいし、新しい半導体材料として例えばシリコンカーバイドやダイヤモンドなどであっても構わない。
【００２８】
実施の形態６．
なお、先の実施の形態で説明したように、冷却基板１０ａ、１０ｂについて、内部に冷媒を通すことができれば液冷冷却方式が適用可能となる。また基板自体に放熱板を取り付けるなどすれば風冷冷却方式が適用可能となる。
また、図８の例では、パワーモジュール４とフィルタコンデンサ２との両者の冷却を担うものとして冷却基板１０を設計するようにしてもよい。従って、本発明に対してさまざまな冷却方式が適用可能であることは明らかである。
【００２９】
実施の形態７．
先の各実施の形態は、いずれも、２レベルインバータに適用したものであったが、この実施の形態７では、３レベルインバータに適用した場合について説明する。図１３は、その主回路構成を示す。
図１３において、正側パワーモジュール群として互いに直列に接続された第１のパワーモジュール４ａおよび第２のパワーモジュール４ｂが直流電源１ａのＰ電位と出力端子９との間に接続されている。更に、両パワーモジュール４ａ，４ｂの接続点Ｘと直流電源の中性極である電位Ｃとの間にクランプダイオードとして機能する第１のダイオードモジュール２１ａが接続されている。また、負側パワーモジュール群として互いに直列に接続された第３のパワーモジュール４ｃおよび第４のパワーモジュール４ｄが直流電源１ｂのＮ電位と出力端子９との間に接続されている。更に、両パワーモジュール４ｃ，４ｄの接続点Ｙと直流電源の電位Ｃとの間に第２のダイオードモジュール２１ｂが接続されている。
【００３０】
図１４、図１５はその具体的構造である。図１４において、正側（図中の右側）の導体２４は、第１のダイオードモジュール２１ａのアノード端子８ｅを電位Ｃに接続する導体、導体１６は、第２のパワーモジュール４ｂのエミッタ端子８ｂからの出力端子９ａを構成する導体、導体２２は、図１３の接続部Ｘを構成する導体である。
また、負側（図中の左側）の導体２５は、第２のダイオードモジュール２１ｂのカソード端子７ｆを電位Ｃに接続する導体、導体１２は、第３のパワーモジュール４ｃのコレクタ端子７ｃからの出力端子９ｂを構成する導体、導体２３は、図１３の接続部Ｙを構成する導体である。
図１４の状態から導体２３、導体２４を取り外した状態を図１５に示す。正側の導体１５は、第１のパワーモジュール４ａのコレクタ端子７ａを電位Ｐに接続する導体、負側の導体１１は、第４のパワーモジュール４ｄのエミッタ端子８ｄを電位Ｎに接続する導体である。
【００３１】
正側の冷却基板１０ａに、パワーモジュール４ａ、４ｂ、ダイオードモジュール２１ａ、負側の冷却基板基板１０ｂに、パワーモジュール４ｃ、４ｄ、ダイオードモジュール２１ｂを搭載し、パワーモジュール４ａとダイオードモジュール２１ｂ、ダイオードモジュール２１ａとパワーモジュール４ｄ、パワーモジュール４ｂとパワーモジュール４ｃの電極を対向させるように冷却基板１０ａと１０ｂを図６に倣って配置している。
なお、ブスバー構造が本発明の本質であることから、挿入が必要となる導体間の絶縁物については図示を省略する。
【００３２】
なお、図１３のダイオードモジュール２１ａ，２１ｂを、当該モジュール内のダイオード６ｅ、６ｆに逆並列接続されたＩＧＢＴ５ｅ、５ｆを備えたものとして図１６に示すように３レベルインバータを構成すれば、全てのパワーモジュールの特に電極形状とその配置を等しくすることができる。この場合には、図１４、図１５において４ｅ、４ｆの表記が有効となる。この場合、パワーモジュール４ｅ、４ｆを構成するＩＧＢＴ５ｅ、５ｆのゲート信号については、オフ状態またはそれに等価な状態とし、オン信号は入力する必要はない。
また、パワーモジュール４ｅ、４ｆについては電極が対向可能であることを条件として、他のパワーモジュール４ａから４ｄと同じパッケージを流用するがＩＧＢＴ５ｅ、５ｆを内蔵せずにダイオード６ｅ、６ｆのみ内蔵したものを適用してもよい。
【００３３】
パワーモジュールの並びは、本発明では図１５に示すように、正側の冷却基板１０ａについては、下からパワーモジュール４ａ、４ｅ（ダイオードモジュール２１ａ）、４ｂという順に配列されており、負側の冷却基板１０ｂについては、下からパワーモジュール４ｆ（ダイオードモジュール２１ｂ）、４ｄ、４ｃという順に配列されている。この配列によって、本発明の本質である変化率が同じでかつ向きが反対となる電流が対向した導体において負荷電流の転流時に必ず流れることが確保されて、相互結合による浮遊インダクタンスの低減効果が極大化される。
【００３４】
図１７は、図１４、図１５に示す３レベルインバータの正面図を簡略化した図である。これによって負荷電流の転流経路と相互結合関係を説明する。図中の太線はいずれも初期状態の電流を表す。図１７（１）において、負荷電流は、Ｃ→８ｅ→７ｅ→７ｂ→８ｂ→９の経路に流れている状態を初期状態とする。この状態からパワーモジュール４ａのＩＧＢＴ５ａがターンオンすると、ダイオード６ｅの逆回復電流は、Ｐ→７ａ→８ａ→７ｅ→８ｅ→Ｃの経路で流れる。また、負荷電流は、Ｐ→７ａ→８ａ→７ｅ→７ｂ→８ｂ→９の経路に転流する。従って、７ｅから９に流れる電流には変化がなく、またＰから７ｅへ向かう電流と７ｅからＣへ戻る電流とは方向が反対かつ同じ電流変化率を伴うことになる。即ち、上記ターンオンに伴う変化電流がＰからＣに流れる。
【００３５】
次に、図１７（２）において、負荷電流は、Ｎ→８ｄ→７ｄ→８ｃ→７ｃ→９の経路に流れている状態を初期状態とする。この状態からパワーモジュール４ｂのＩＧＢＴ５ｂがターンオンすると、ダイオード６ｄの逆回復電流は、Ｃ→８ｅ→７ｅ→７ｂ→８ｂ→７ｃ→８ｃ→７ｄ→８ｄ→Ｎの経路で流れる。これによって、負荷電流は、Ｃ→８ｅ→７ｅ→７ｂ→８ｂ→９の経路に転流する。従って、Ｃから８ｂへ向かう電流と７ｃからＮへ戻る電流とは方向が反対かつ同じ電流変化率を伴うことになる。このように、本発明によれば３レベルインバータの転流動作においても２レベルインバータを示す図７のような関係を保持することができる。つまり電流の出入りがあるパワーモジュールが必ず対向する関係をもつようなパワーモジュールの配置となっており、相互結合による浮遊インダクタンスの低減効果が大きい。
【００３６】
なお、図１７において、それぞれ電流の向きが図示と逆になるケースも存在するが、パワーモジュール間の変化電流が小さい間隔を介した往復経路を流れ浮遊インダクタンスが低減することは図１７に示す場合と全く同様である。
特に、図１７（１）は、正側のモジュール内でこのインダクタンスが低減する変化電流の往復経路が形成されており、図に示すモジュールの配置構造が、浮遊インダクタンスの抑制に一層効果的であることが判る。
【００３７】
なお、図示は省略するが、各モジュールを下記の通り配列する場合も、上例と同様の理由により浮遊インダクタンスの低減に効果的であることは明らかである。
即ち、図１４、１５、１７に示すモジュールの配置順序は、正側については、下からパワーモジュール４ａ、４ｅ（ダイオードモジュール２１ａ）、４ｂという順に配列されており、負側については、下からパワーモジュール４ｆ（ダイオードモジュール２１ｂ）、４ｄ、４ｃという順に配列されているが、負側の配列のみを、下からパワーモジュール４ｄ、４ｆ（ダイオードモジュール２１ｂ）、４ｃという順に変更しても同様の効果が得られる。
【００３８】
なお、以上の説明では、ゲート駆動回路などは図示しなかったけれども、実際の電力変換装置においては必要である。またフィルタコンデンサやインバータ部を支持するための筐体なども必要となる可能性はある。ここでは本発明の電力変換装置の本質的な構造について説明したが、パワーモジュールの配置を大きく変えない範囲で同業者が容易に考えられる範囲における変更がなされても、それらは本発明の範囲内にあることは言うまでもない。
【００３９】
本願発明は、以上で説明したように、
正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群との間の所定間隔内に正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群とを電気的に絶縁する絶縁板を挿入したので、上記所定間隔の寸法を縮小でき、その分、変化電流が流れる往復経路の間隔が縮まり漂遊インダクタンスが一層低減する。
【００４０】
また、各パワーモジュールは、その電極形成面の裏面が放熱面に構成されているので、各パワーモジュールの発生熱が効率よく放散される。
【００４１】
また、パワーモジュールの放熱面に当接され放熱面を介してパワーモジュールの発生熱を放散させる冷却基板を備えたので、各パワーモジュールの発生熱が一層強力に放散される。
【００４２】
また、冷却基板は、液状冷媒を使用して熱放散するものであるので、冷却基板が小型で冷却能力が向上する。
【００４３】
また、直流電源と並列に接続されるコンデンサを、正側パワーモジュール群およびまたは負側パワーモジュール群の放熱面側に配置するとともに、正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群の直流側端子とコンデンサの端子とを同一方向に引き出し両端子間を平面状の積層導板で接続するようにしたので、正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群の直流側端子とコンデンサの端子との間の接続部分で生じる漂遊インダクタンスを抑制することが出来る。
【００４４】
また、正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群の直流側端子とコンデンサの端子とが同一平面上に位置するようにしたので、同接続部分の漂遊インダクタンスの一層の低減が実現する。
【００４５】
また、直流電源は正側極と負側極とを備え、出力端子から正側極と負側極との２つのレベルの電位を出力する２レベルの電力変換装置であって、正側パワーモジュール群と負側パワーモジュール群とを、正側パワーモジュール群を構成するパワーモジュールの正側電極および負側電極が、負側パワーモジュール群を構成するパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように配置したので、パワーモジュール間に発生する漂遊インダクタンスが大幅に抑制でき、パワーモジュールに印加されるサージ電圧を抑制でき、更にはスナバ回路が不要になるので、装置コストが低減し、装置効率が向上する２レベルの電力変換装置を実現することが出来る。
【００４６】
また、直流電源は正側極と中性極と負側極とを備え、出力端子から正側極と中性極と負側極との３つのレベルの電位を出力する３レベルの電力変換装置であって、正側パワーモジュール群を、正側電極が直流電源の正側極に接続された第１のパワーモジュールと正側電極が第１のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が出力端子に接続された第２のパワーモジュールと第１のパワーモジュールの負側電極と直流電源の中性極との間に接続された第１のダイオードモジュールとで構成し、負側パワーモジュール群を、正側電極が出力端子に接続された第３のパワーモジュールと正側電極が第３のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が直流電源の負側極に接続された第４のパワーモジュールと第３のパワーモジュールの負側電極と直流電源の中性極との間に接続された第２のダイオードモジュールとで構成し、各ダイオードモジュールはその外形の一表面（電極形成面）に正側電極および負側電極が形成されたものとし、正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群を、それぞれの各電極が一直線上に位置するようにするとともに、第１のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が第２のダイオードモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、第１のダイオードモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が第４のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、第２のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が第３のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように配置したので、パワーモジュール間に発生する漂遊インダクタンスが大幅に抑制でき、パワーモジュールに印加されるサージ電圧を抑制でき、更にはスナバ回路が不要になるので、装置コストが低減し、装置効率が向上する３レベルの電力変換装置を実現することが出来る。
【００４７】
また、直流電源は正側極と中性極と負側極とを備え、出力端子から正側極と中性極と負側極との３つのレベルの電位を出力する３レベルの電力変換装置であって、正側パワーモジュール群を、正側電極が直流電源の正側極に接続された第１のパワーモジュールと正側電極が第１のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が出力端子に接続された第２のパワーモジュールと第１のパワーモジュールの負側電極と直流電源の中性極との間に接続された第１のダイオードモジュールとで構成し、負側パワーモジュール群を、正側電極が出力端子に接続された第３のパワーモジュールと正側電極が第３のパワーモジュールの負側電極に接続され負側電極が直流電源の負側極に接続された第４のパワーモジュールと第３のパワーモジュールの負側電極と直流電源の中性極との間に接続された第２のダイオードモジュールとで構成し、各ダイオードモジュールはその外形の一表面（電極形成面）に正側電極および負側電極が形成されたものとし、正側パワーモジュール群および負側パワーモジュール群を、それぞれの各電極が一直線上に位置するようにするとともに、第１のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が第４のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、第１のダイオードモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が第２のダイオードモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように、第２のパワーモジュールのそれぞれ正側電極および負側電極が第３のパワーモジュールのそれぞれ負側電極および正側電極に向き合うように配置したので、パワーモジュール間に発生する漂遊インダクタンスが大幅に抑制でき、パワーモジュールに印加されるサージ電圧を抑制でき、更にはスナバ回路が不要になるので、装置コストが低減し、装置効率が向上する３レベルの電力変換装置を実現することが出来る。
【００４８】
また、ダイオードモジュールを、当該モジュール内のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子を備えたものとすることにより、パワーモジュールと同一構造のものとしたので、すべてのモジュールの、電極形状とその配置を等しくすることが出来、配置構成や導体形状の設計が容易となる。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
この発明の電力変換装置は、以上で説明したインバータ装置に限らず、直流チョッパ装置等にも適用でき、同等の効果、即ち、使用するパワーモジュール間に発生する漂遊インダクタンスを大幅に抑制でき、更にはスナバ回路が不要になるので、装置コストが低減し、装置効率が向上するという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施の形態１により実現する電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】図１の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図３】図１の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図４】図１の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図５】図１の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図６】本発明の実施の形態１により実現する電力変換装置の回路構造を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１により実現する電力変換装置の各パワーモジュールの配置と変化電流の通電経路を説明する図である。
【図８】本発明の実施の形態２により実現する電力変換装置の回路構造を示す図である。
【図９】図８の電力変換装置の直流接続部分を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態４により実現する電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１１】図１０の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図１２】図１０の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図１３】本発明の実施の形態７により実現する電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１４】図１３の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図１５】図１３の電力変換装置の構造の一部を示す図であって組み立て過程を説明する図である。
【図１６】図１３の電力変換装置を一部変形した回路構成を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態７により実現する電力変換装置の各パワーモジュールの配置と変化電流の通電経路を説明する図である。
【符号の説明】
【００５１】
１，１ａ，１ｂ  直流電源、２，２ａ，２ｂ  フィルタコンデンサ、
３  インバータ部、４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ  パワーモジュール、
５，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ  ＩＧＢＴ、
６，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ  ダイオード、
７，７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ，７ｆ  コレクタ端子、
８，８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ，８ｆ  エミッタ端子、９，９ａ，９ｂ  出力端子、１０ａ，１０ｂ  冷却基板、１３  絶縁板、２１ａ，２１ｂ  ダイオードモジュール。
【図１】
2005287267.tif 000003
【図２】
2005287267.tif 000004
【図３】
2005287267.tif 000005
【図４】
2005287267.tif 000006
【図５】
2005287267.tif 000007
【図６】
2005287267.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2005287267.tif 000015
【図１４】
2005287267.tif 000016
【図１５】
2005287267.tif 000017
【図１６】
2005287267.tif 000018
【図１７】
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