(57)【要約】【課題】  適切な運転状態を常に確保することができる電圧変換装置を提供する。【解決手段】  第１の制御回路３は、主変換回路１および副変換回路２の出力電流の和が基準電流を越えた状態では主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させる一方、出力電流の和が基準電流以下の状態では副変換回路２に対して停止制御を行う。第２の制御回路４は、出力電圧検出回路５の検出結果のみならず過電流検出回路６の検出結果をも考慮して主変換回路１が故障状態にあるか否かを判断する。これにより、主変換回路１の故障判定が正確に行われる。主変換回路１の故障と判断したときには、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にする。この結果、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２によって電圧変換動作を継続することができる。【選択図】  図１
2005287237.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子および出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、前記入力端子から入力された電圧を異なる電圧に変換する主変換回路と、
前記入力端子と前記出力端子との間に前記主変換回路と並列に接続され、前記入力端子に入力された電圧を異なる電圧に変換する副変換回路と、
前記主変換回路および前記副変換回路の出力電流の和が基準電流を越えた状態では前記主変換回路および前記副変換回路の双方を動作させる一方、前記出力電流の和が前記基準電流以下の状態では前記副変換回路に対して停止制御を行う第１の制御回路と、
前記出力端子における出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
前記主変換回路が出力過電流垂下状態にあるか否かを検出する過電流検出手段と、
前記出力電圧検出回路および前記過電流検出手段の検出結果に基づいて前記主変換回路が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、前記第１の制御回路による前記副変換回路に対する停止制御を無効にする第２の制御回路と
を備えたことを特徴とする電圧変換装置。
【請求項２】
前記第２の制御回路は、前記出力電圧検出回路により検出された出力電圧が基準電圧を下回っており、かつ、前記過電流検出手段によって前記主変換回路の出力過電流垂下状態が検出されない場合に、前記主変換回路が故障状態にあると判断する
ことを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記過電流検出手段は、
前記入力端子に接続された一次側巻線と、この一次側巻線と磁気結合する二次側巻線とを有する電流検出トランスと、
前記検出トランスの前記二次側巻線に接続された電流電圧変換回路と、
電流電圧変換回路の出力側に設けられた比較器と
を含むことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記主変換回路は、前記入力端子から入力された電圧を利用して前記主変換回路の駆動用電源として動作する主補助電源を有する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記副変換回路は、前記入力端子から入力された電圧を利用して前記第１および第２の制御回路ならびに前記出力電圧検出回路の電源として動作する副補助電源を有する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば車載用途に好適に用いられる電圧変換装置に係わり、特に、入力電圧を異なる出力電圧に変換する複数の電圧変換回路を並列に接続して動作させるようにした電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車や、エンジンとモータとを組み合わせて動力源としたハイブリッド型自動車が知られている。これらの自動車は、通常、モータに接続された高圧バッテリと、トランスを介して低圧側に配置される低圧バッテリとを備える２バッテリ型車両として構成されることが多い。例えばハイブリッド型自動車の場合、高圧バッテリは、車両加速時においてモータを駆動してエンジンをアシストする一方、車両減速時においてはモータの回生作用（発電機として機能させること）によって充電されるようになっている。他方、低圧バッテリは、車両の補機（各種の計器、駆動回路、制御回路等）の電源として利用されるようになっている。
【０００３】
上記のような２バッテリ型車両においては、高圧バッテリから低圧バッテリへの電力供給は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて行われる。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧をスイッチング素子よりなるスイッチング回路によってパルス電圧に変換したのち、このパルス電圧をトランスによって降圧し、このトランスの出力電圧を整流回路および平滑化回路等によって再び直流電圧に変換するという機能を有するものである。
【０００４】
この種のＤＣ−ＤＣコンバータは燃料電池車にも適用され得る。この燃料電池車では、必要とする電力量が大きいことから、ＤＣ−ＤＣコンバータを複数設けて、これらを並列運転することが考えられる。燃料電池車の場合、いわゆる１０・１５モードにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータが２０〜３０％程度の低い負荷率（最大出力電力に対する出力電力の比）で動作する場合が多い。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転を常時行うようにした場合には、上記のような軽負荷運転時には、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路部分の効率が低下して損失が大きくなる。この結果、燃費が低下し、航続距離が短くなる。
【０００５】
そこで、本出願人は、例えば特許文献１において、マスタとスレーブの２つの充電器を設けて各充電器の出力端を共通接続すると共に、高出力電力領域ではマスタおよびスレーブの双方を動作させる一方、低出力電力領域ではスレーブを停止させマスタのみを動作させるようにしたバッテリ充電装置を提案している。この装置によれば、軽負荷時においても高効率の運転が可能である。
【特許文献１】特開２０００−２９９１３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記したバッテリ充電装置では、マスタは全出力電力領域にわたって常時動作するようになっていることから、たとえスレーブが故障したとしても、マスタが単独で動作すればよいので問題はない。一方、スレーブは単独で動作するようになっていないため、万一、何らかの原因でマスタが故障した場合には、本来正常に動作可能であるはずのスレーブまでもが停止してしまうおそれがあり、不合理である。すなわち、従来の並列運転型のバッテリ充電装置では、マスタが故障した場合に適切な運転状態を確保することが困難であり、改善の余地があった。
【０００７】
本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、その目的は、適切な運転状態を常に確保することができる電圧変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電圧変換装置は、入力端子および出力端子と、入力端子と出力端子との間に接続され、入力端子から入力された電圧を異なる電圧に変換する主変換回路と、入力端子と出力端子との間に主変換回路と並列に接続され、入力端子に入力された電圧を異なる電圧に変換する副変換回路と、主変換回路および副変換回路の出力電流の和が基準電流を越えた状態では主変換回路および副変換回路の双方を動作させる一方、出力電流の和が基準電流以下の状態では副変換回路に対して停止制御を行う第１の制御回路と、出力端子における出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、主変換回路が出力過電流垂下状態にあるか否かを検出する過電流検出手段と、出力電圧検出回路および過電流検出手段の検出結果に基づいて主変換回路が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路による副変換回路に対する停止制御を無効にする第２の制御回路とを備えている。
【０００９】
本発明の電圧変換装置では、主変換回路および副変換回路の出力電流の和（すなわち、総合出力電流）が基準電流を越えた状態（高出力領域）では、主変換回路および副変換回路の双方が動作し、出力電流の和が基準電流以下の状態（低出力領域）では副変換回路が動作を停止し、主変換回路のみが動作する。一方、出力電圧の状態を調べると共に出力過電流垂下状態にあるか否かを調べ、これらの結果に基づいて、主変換回路が真に故障状態にあるか否かが判断される。故障と判断された場合には、出力電流の和の大きさにかかわらず、副変換回路の停止動作が抑止され、副変換回路が動作可能になる。
【００１０】
ここで、「出力過電流垂下状態」とは、負荷が最大出力電流を越えるものである場合に出力電圧が急激に減少して出力電流が頭打ちになる状態をいう。この出力過電流垂下状態は装置故障状態とは異なり、負荷が軽減すれば再び正常な出力電圧に復帰するというものであり、装置としては正常な状態である。
【００１１】
本発明の電圧変換装置において、第２の制御回路は、出力電圧検出回路により検出された出力電圧が基準電圧を下回っており、かつ、過電流検出手段によって主変換回路の出力過電流垂下状態が検出されない場合に、主変換回路が故障状態にあると判断するように構成することが可能である。過電流検出手段は、入力端子に接続された一次側巻線とこの一次側巻線と磁気結合する二次側巻線とを有する電流検出トランスと、検出トランスの二次側巻線に接続された電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の出力側に設けられた比較器とを含むように構成することが可能である。主変換回路は、入力端子から入力された電圧を利用して主変換回路の駆動用電源として動作する主補助電源を有することが好ましい。副変換回路は、入力端子から入力された電圧を利用して第１および第２の制御回路ならびに出力電圧検出回路の電源として動作する副補助電源を有することが好ましい。この副補助電源により、たとえ主変換回路がまったく動作しなくなったとしても、第１および第２の制御回路ならびに出力電圧検出回路の動作が確保される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の電圧変換装置によれば、高出力領域では主変換回路および副変換回路の双方を動作させ、低出力領域では副変換回路が動作を停止させて主変換回路のみを動作させる制御を行う一方において、出力電圧の状態を調べると共に出力過電流垂下状態にあるか否かを調べ、これらの結果に基づいて主変換回路が故障状態にあると判断したときには、出力領域の如何にかかわらず副変換回路の停止動作を抑止するようにしたので、主変換回路の故障という事態が生じた場合であっても、副変換回路による運転が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】
図１は本発明の一実施の形態に係る電圧変換装置の構成を表すものである。本実施の形態の電圧変換装置は、高圧バッテリ１０から出力される入力直流電圧Ｖinを、より低い出力直流電圧Ｖout に変換して低圧バッテリ１１に供給するセンタタップ型カソードコモン接続のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、例えば燃料電池車等の車両に搭載されて好適なものである。
【００１５】
この電圧変換装置は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に並列接続された主変換回路１および副変換回路２と、副変換回路２に接続された第１の制御回路３および第２の制御回路４と、第２の制御回路４に接続された出力電圧検出回路５および過電流検出回路６とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２は高圧バッテリ１０に接続され、出力端子Ｔ３，Ｔ４は負荷１３が接続された低圧バッテリ１１に接続されている。
【００１６】
主変換回路１はマスタとして機能するもので、それ自体で、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された入力直流電圧Ｖinを異なる電圧（出力電圧Ｖout ）に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するようになっている。副変換回路２はスレーブとして機能するもので、それ自体で、主変換回路１と同様の電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するようになっている。主変換回路１は負荷１３の消費電力の大小にかかわらず、高出力電力領域から低出力電力領域にわたって、常に動作するようになっている。一方、副変換回路２は、高出力電力領域においてのみ動作するようになっている。このような回路選択制御は、後述するように、第１の制御回路３によって行われる。以下、主変換回路１および副変換回路２について詳細に説明する。
【００１７】
まず、主変換回路１について説明する。
【００１８】
主変換回路１は、１次側高圧ラインＨ１と１次側低圧ラインＬ１との間に設けられたスイッチング回路１０１と、１次側巻線ＣＡ１およびこれと磁気結合する２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１を有するトランス１０２とを備えている。１次側高圧ラインＨ１の入力端子Ｔ１と１次側低圧ラインＬ１の入力端子Ｔ２との間には、高圧バッテリ１０から出力される入力直流電圧Ｖinが印加されるようになっている。主変換回路１はまた、トランス１０２の２次側に設けられた整流回路１０３と、この整流回路１０３に接続された平滑化回路１０４とを備えている。主変換回路１はさらに、スイッチング制御回路１０６と、１次側低圧ラインＬ１に設けられた電流検出トランス１０７と、この電流検出トランス１０７に接続された電流電圧変換回路１０８と、１次側高圧ラインＨ１に設けられた主補助電源１０９とを備えている。
【００１９】
スイッチング回路１０１は、高圧バッテリ１０からの入力直流電圧Ｖinをほぼ矩形波状のパルス電圧に変換する単相スイッチング回路である。このスイッチング回路１０１は、スイッチング制御回路１０６から供給されるスイッチング信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４をフルブリッジ接続してなるスイッチング回路である。スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４としては、例えばＭＯＳ-ＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor - Field Effect Transistor) やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolor Transistor) 等が用いられる。スイッ チング制御回路１０６は、主補助電源１０９から電流供給を受けて動作するようになっている。
【００２０】
スイッチング素子Ｓ１１はトランス１０２の１次側巻線ＣＡ１の一端と１次側高圧ラインＨ１との間に設けられ、スイッチング素子Ｓ１２は１次側巻線ＣＡ１の他端と１次側低圧ラインＬ１との間に設けられている。スイッチング素子Ｓ１３は１次側巻線ＣＡ１の上記他端と１次側高圧ラインＨ１との間に設けられ、スイッチング素子Ｓ１４は１次側巻線ＣＡ１の上記一端と１次側低圧ラインＬ１との間に設けられている。
【００２１】
スイッチング回路１０１では、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２がオンすることにより、１次側高圧ラインＨ１から順にスイッチング素子Ｓ１１、１次側巻線ＣＡ１およびスイッチング素子Ｓ１２を通って１次側低圧ラインＬ１に至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４がオンすることにより１次側高圧ラインＨ１から順にスイッチング素子Ｓ１３、１次側巻線ＣＡ１およびスイッチング素子Ｓ１４を通って１次側低圧ラインＬ１に至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。
【００２２】
トランス１０２の一対の２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１はセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧ１を介して出力端子Ｔ４に導かれている。つまり、このＤＣ−ＤＣコンバータはセンタタップ型である。トランス１０２は、スイッチング回路１０１によって変換されたパルス電圧を降圧し、一対の２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１の各端部から、互いに１８０度位相が異なるパルス電圧を出力するようになっている。この場合の降圧の度合いは、１次側巻線ＣＡ１と２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１との巻数比によって定まる。
【００２３】
整流回路１０３は、一対のダイオードＤ１１、Ｄ１２からなる単相全波整流回路である。ダイオードＤ１１のアノードはトランス１０２の２次側巻線ＣＢ１の一端に接続され、ダイオードＤ１２のアノードは２次側巻線ＣＣ１の一端に接続されている。ダイオードＤ１１、Ｄ１２の各カソード同士は出力ラインＬＯ１に共通に接続されている。つまり、この整流回路１０３はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス１０２の交流出力電圧の各半波期間をそれぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２によって個別に整流して整流電圧を得るようになっている。出力端子Ｔ３からは、出力電圧検出回路５に対して出力電圧Ｖａ（すなわち、出力直流電圧Ｖout）が入力されるようになっている。
【００２４】
平滑化回路１０４は、出力ラインＬＯ１に挿入配置されたチョークコイル１０４Ｌと、出力ラインＬＯ１（具体的にはチョークコイル１０４Ｌの一端）と接地ラインＬＧ１との間に接続された平滑コンデンサ１０４Ｃとを含んで構成されている。接地ラインＬＧ１の端部には出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成の平滑化回路１０４では、整流回路１０３で整流された直流電圧を平滑化して出力直流電圧Ｖout を生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ１１に給電するようになっている。
【００２５】
電流検出トランス１０７は、１次側低圧ラインＬ１に挿入接続された１次側巻線ＣＤ１と、一端が接地接続されて１次側巻線ＣＤ１と磁気結合する２次側巻線ＣＥ１とを有する。この電流検出トランス１０７は、１次側低圧ラインＬ１に流れる電流に対応した電流Ｉ１を２次側巻線ＣＥ１で検出するようになっている。
【００２６】
電流電圧変換回路１０８は、電流検出トランス１０７の２次側巻線ＣＥ１の一端（接地側とは反対側）にアノードが接続された整流ダイオード１０８Ｄと、２次側巻線ＣＥ１の他端（接地側）と整流ダイオード１０８Ｄのカソードとの間に並列接続された抵抗器１０８Ｒおよびコンデンサ１０８Ｃとを有する。この電流電圧変換回路１０８は、電流検出トランス１０７で検出した電流Ｉ１を整流ダイオード１０８Ｄによって半波整流した上でコンデンサ１０８Ｃによりピークホールドし、これにより得られた直流の電流検出電圧Ｖｓ１を出力するようになっている。
【００２７】
主補助電源１０９は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力される入力直流電圧Ｖinを変換して直流電圧Ｖcc１を生成する電源回路であり、例えばフライバックコンバータ回路によって構成される。このフライバックコンバータ回路は高出力電力を得るには不向きだが、小型で回路構成も比較的簡易であり、制御回路など低消費電力な回路の駆動電源として適している。なお、主補助電源１０９により生成された直流電圧Ｖcc１は、スイッチング制御回路１０６の動作電源として利用されるようになっている。
【００２８】
次に、副変換回路２について説明する。なお、図１において、副変換回路２の構成要素には、主変換回路１における対応する構成要素の符号に「１００」または「１０」を加えた符号を付し、適宜説明を省略する。
【００２９】
副変換回路２の回路構成は、主変換回路１と同様であり、１次側高圧ラインＨ２と１次側低圧ラインＬ２との間に設けられたスイッチング回路２０１と、１次側巻線ＣＡ２およびこれと磁気結合する２次側巻線ＣＢ２，ＣＣ２を有するトランス２０２と、トランス２０２の２次側に設けられた整流回路２０３と、この整流回路２０３に接続された平滑化回路２０４とを備えている。副変換回路２はさらに、スイッチング制御回路２０６と、１次側低圧ラインＬ２に設けられた電流検出トランス２０７と、この電流検出トランス２０７に接続された電流電圧変換回路２０８と、１次側高圧ラインＨ２に設けられた副補助電源２０９とを備えている。
【００３０】
スイッチング回路２０１、トランス２０２、整流回路２０３、平滑化回路２０４、スイッチング制御回路２０６、電流検出トランス２０７、電流電圧変換回路２０８および副補助電源２０９は、それぞれ、主変換回路１におけるスイッチング回路１０１、トランス１０２、整流回路１０３、平滑化回路１０４、スイッチング制御回路１０６、電流検出トランス１０７、電流電圧変換回路１０８および主補助電源１０９と同様の構成および機能を有している。例えば、電流電圧変換回路２０８は、電流検出トランス２０７で検出した電流Ｉ２を整流ダイオード２０８Ｄによって半波整流した上でコンデンサ２０８Ｃによりピークホールドし、これにより得られた直流の電流検出電圧Ｖｓ２を出力するようになっている。また、副補助電源２０９は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力される入力直流電圧Ｖinを変換して直流電圧Ｖcc２を生成するようになっている。この直流電圧Ｖcc２は、スイッチング制御回路２０６の動作電源として利用されるほか、第１の制御回路３、第２の制御回路４および出力電圧検出回路５の電源としても利用されるようになっている。
【００３１】
次に、第１の制御回路３、第２の制御回路４、出力電圧検出回路５および過電流検出回路６について詳細に説明する。
【００３２】
第１の制御回路３は、反転論理比較器３１と、抵抗器３２と、抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２とを有する。反転論理比較器３１のプラス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ１が入力されている。反転論理比較器３１のマイナス側入力端には、主変換回路１の電流電圧変換回路１０８から出力された電流検出電圧Ｖｓ１が抵抗器３０Ｒ１を介して入力されると共に、副変換回路２の電流電圧変換回路２０８から出力された電流検出電圧Ｖｓ２が抵抗器３０Ｒ２を介して入力されるようになっている。すなわち、反転論理比較器３１のマイナス側入力端には、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が入力されるようになっている。反転論理比較器３１は、この分圧電圧を基準電圧Ｒｅｆ１と比較するためのものである。反転論理比較器３１の出力端は、抵抗器３２を介して、副補助電源２０９による直流電圧Ｖcc２にプルアップされている。結局、第１の制御回路３は、この電圧変換装置の総合出力電流（主変換回路１および副変換回路２の出力電流の和Ｉ）が、ある基準電流Ｉ０を越えた状態では主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させる一方、出力電流の和Ｉが基準電流Ｉ０以下の状態では副変換回路２に対して停止制御を行うようになっている。なお、上記の基準電流Ｉ０は、この電圧変換装置の総出力領域を低出力領域と高出力領域とに区分けする際の境界値であり、例えば５０アンペアに設定される。上記の基準電圧Ｒｅｆ１としては、基準電流Ｉ０に対応する値が設定される。
【００３３】
第２の制御回路４は、比較器４０と、抵抗器４２，４３と、ＮＰＮトランジスタ４４と、ダイオード４５と、抵抗器４６とを有する。比較器４０のマイナス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ２が入力され、プラス側入力端は、抵抗器４６を介して出力電圧検出回路５の出力端および過電流検出回路６の出力端に接続されている。比較器４０の出力端は、抵抗器４３を介して、エミッタが接地されたＮＰＮトランジスタ４４のベースに接続されると共に、ダイオード４５のアノードに接続されている。このダイオード４５は、そのカソードが比較器４０のプラス側入力端に接続されており、抵抗器４６と協働して比較器４０の出力をラッチする役割を果たすようになっている。比較器４０の出力端はまた、抵抗器４２を介して、副補助電源２０９による直流電圧Ｖcc２にプルアップされている。抵抗器４６は、抵抗器４２に比べて十分大きな抵抗値（抵抗器４２，４６による直流電圧Ｖcc２の分圧電圧が基準電圧Ｒｅｆ２よりも大きくなるような抵抗値）を有する。ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタは、第１の制御回路３の出力端と共に、副変換回路２のスイッチング制御回路２０６における制御入力端子（図示せず）に接続されている。この第２の制御回路４は、出力電圧検出回路５および過電流検出回路６の各出力（検出結果）に基づいて主変換回路１が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にする機能を有する。その詳細な動作は後述する。
【００３４】
出力電圧検出回路５は、出力端が第２の制御回路４における比較器４０のプラス側入力端に接続された反転論理比較器５１と、一端が反転論理比較器５１のマイナス側入力端に接続され他端が主変換回路１の出力端子Ｔ３に接続された抵抗器５２と、反転論理比較器５１のマイナス側入力端と接地ラインとの間に接続された抵抗器５３とを備えている。反転論理比較器５１のプラス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ３が印加されている。反転論理比較器５１の出力端は、抵抗器５４を介して、副補助電源２０９による直流電圧Ｖcc２にプルアップされている。このような構成の出力電圧検出回路５は、主変換回路１の出力電圧Ｖａ（＝出力直流電圧Ｖout）を監視し、その出力電圧Ｖａが基準電圧Ｒｅｆ３以上であるか否かを検出するようになっている。
【００３５】
過電流検出回路６は、出力端が第２の制御回路４における比較器４０のプラス側入力端に接続された反転論理比較器６１と、出力端が反転論理比較器６１のマイナス側入力端に接続された比較器６２とを備えている。反転論理比較器６１のプラス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ４が入力されている。反転論理比較器６１の出力端は、上記した抵抗器５４を介して直流電圧Ｖcc２にプルアップされている。比較器６２のプラス側入力端には主変換回路１の電流電圧変換回路１０８から電流検出電圧Ｖｓ１が入力され、マイナス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ５が入力されている。比較器６２の出力端は抵抗器６３を介して主補助電源１０９による直流電圧Ｖcc１にプルアップされている。この過電流検出回路６は、主変換回路１の電流検出トランス１０７および電流電圧変換回路１０８と協働して、本発明における「過電流検出手段」の具体例として機能するようになっている。このような構成の過電流検出回路６は、主変換回路１の電流検出電圧Ｖｓ１を監視することにより、主変換回路１が出力過電流垂下状態（以下、単に過電流状態という。）にあるか否かを検出するようになっている。以下、この過電流状態について簡単に説明する。
【００３６】
図３は、主変換回路１の出力電圧対出力電流特性（以下、ＶＩ出力特性という。）を模式的に表すものである。この図で、横軸は出力電流Ｉ、縦軸は出力電圧Ｖを表す。この図に示したように、主変換回路１は、出力電流の大きさ（すなわち、負荷の大きさ）にかかわらず、ほぼ一定の電圧Ｖｒを出力するように構成されているが、回路保護のため、最大出力電流Ｉmax が設けられている。負荷が最大出力電流Ｉmax を越えるものである場合には、出力電圧を急激に減少させて過電流状態に移行させ、出力電流がそれ以上増加しないようになっている。したがって、この過電流状態では、出力電流Ｉexに対する出力電圧Ｖexが著しく小さくなってしまうが、これは装置故障状態にあるわけではなく、負荷が軽減すれば再び正常な出力電圧に復帰するというものであり、装置としては正常な状態である。
【００３７】
次に、以上のような構成の電圧変換装置の動作を説明する。まず、その基本動作（電圧変換動作）を説明する。
【００３８】
スイッチング回路１０１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される入力直流電圧Ｖinをスイッチングしてパルス電圧を作り出し、これをトランス１０２の１次側巻線ＣＡ１に供給する。トランス１０２の２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１からは、変圧（ここでは、降圧）されたパルス電圧が取り出される。
【００３９】
整流回路１０３は、このパルス電圧をダイオードＤ１１，Ｄ１２によって全波整流する。これにより、センタタップＣ（接地ラインＬＧ１）とダイオードＤ１１，Ｄ１２の接続点（出力ラインＬＯ１）との間に整流出力が発生する。
【００４０】
平滑化回路１０４は、接地ラインＬＧ１と出力ラインＬＯ１との間に生じる整流出力を平滑化して、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力直流電圧Ｖout として出力する。この出力直流電圧Ｖout は低圧バッテリ１１に給電され、その充電に供される。
【００４１】
次に、図２を参照して、本実施の形態の電圧変換装置における特徴的な動作について説明する。なお、図２は、この電圧変換装置の要部の波形を、主変換回路１の正常状態期間Ｔ１（過電流状態Ｐexおよび非過電流状態Ｐnex ）と故障状態期間Ｔ２とに分けて図示したものである。図２において、（Ａ）は主変換回路１の出力電圧Ｖａを示し、（Ｂ）は過電流検出回路６における比較器６２の過電流検出電圧Ｖｂを示し、（Ｃ）は第２の制御回路４への入力電圧、すなわち、出力電圧検出回路５および過電流検出回路６の共通出力電圧Ｖｃを示す。（Ｄ）は第２の制御回路４の比較器４０の出力電圧である判定電圧Ｖｄを示し、（Ｅ）は第１の制御回路３の出力電圧、すなわち、反転論理比較器３１の出力電圧である停止制御電圧Ｖｅを示す。なお、図中の符号Ｇは接地レベル（０Ｖ）を表す。
【００４２】
主変換回路１の電流検出トランス１０７は、１次側低圧ラインＬ１を流れるパルス電流を検出し、それに見合った大きさのパルス状の電流Ｉ１を出力する。電流電圧変換回路１０８は、電流検出トランス１０７から出力された電流Ｉ１を整流ダイオード１０８Ｄにより半波整流すると共に抵抗器１０８Ｒおよびコンデンサ１０８Ｃにより直流電圧に変換することにより電流検出電圧Ｖｓ１を生成し、これを第１の制御回路３における反転論理比較器３１のマイナス側入力端子に接続された抵抗器３０Ｒ１に供給する。この電流検出電圧Ｖｓ１は、主変換回路１の出力電流の大きさに比例するものと言える。
【００４３】
同様に、副変換回路２の電流検出トランス２０７は、１次側低圧ラインＬ２を流れるパルス電流を検出し、それに見合った大きさのパルス状の電流Ｉ２を出力する。電流電圧変換回路２０８は、電流検出トランス２０７から出力された電流Ｉ２を整流ダイオード２０８Ｄにより半波整流すると共に抵抗器２０８Ｒおよびコンデンサ２０８Ｃにより直流電圧に変換することにより電流検出電圧Ｖｓ２を生成し、これもまた、第１の制御回路３における反転論理比較器３１のマイナス側入力端子に接続された抵抗器３０Ｒ２に供給する。この電流検出電圧Ｖｓ２は、副変換回路２の出力電流の大きさに比例するものと言える。
【００４４】
こうして、第１の制御回路３の反転論理比較器３１のマイナス側入力端子には、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が入力される。反転論理比較器３１は、マイナス側入力端子に入力された分圧電圧を基準電圧Ｒｅｆ１と比較する。基準電圧Ｒｅｆ１は、この電圧変換装置の総出力を高出力領域と低出力領域とに区画するための境界値である。例えば、その境界値に対応する出力電流値Ｉ０を５０アンペアとした場合、基準電圧Ｒｅｆ１は、この５０アンペアという電流を電圧に換算した値に設定される。
【００４５】
第１の制御回路３の反転論理比較器３１は、上記の分圧電圧が基準電圧Ｒｅｆ１を越えているときは、ローレベルＬｏ（＝０ボルト）の停止制御電圧Ｖｅを出力する一方、上記の分圧電圧が基準電圧Ｒｅｆ１以下のときは、ハイレベルＨｉ（＝Ｖcc２＝例えば５ボルト）の停止制御電圧Ｖｅを出力する。ここで、ローレベルの停止制御電圧Ｖｅは、電圧変換装置の出力状態が高出力領域にあり、主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させることを意味する。これに対して、ハイレベルの停止制御電圧Ｖｅは、電圧変換装置の出力状態が低出力領域にあり、副変換回路２を停止させて主変換回路１のみを動作させることを意味する。
【００４６】
図２（Ｅ）に示したように、正常運転時（主変換回路１が故障していない状態）においては、第１の制御回路３の出力電圧がそのまま停止制御電圧Ｖｅとして副変換回路２のスイッチング制御回路２０６に入力される。スイッチング制御回路２０６は、停止制御電圧Ｖｅのレベル（ここでは、第１の制御回路３の出力レベル）に応じて、副変換回路２を停止させるか否かの選択的制御を行う。具体的には、停止制御電圧Ｖｅがハイレベルの場合（低出力領域の場合）には、スイッチング回路２０１に対するスイッチング信号ＳＧ２１〜ＳＧ２４の供給を停止して副変換回路２を停止させる。これに対して、停止制御電圧Ｖｅがローレベルの場合（高出力領域の場合）には、スイッチング回路２０１に対するスイッチング信号ＳＧ２１〜ＳＧ２４の供給を続行し、副変換回路２の運転を継続させる。
【００４７】
一方、出力電圧検出回路５では、反転論理比較器５１が、主変換回路１の出力電圧Ｖａを抵抗器５２，５３によって分圧して得られる分圧電圧を基準電圧Ｒｅｆ３と比較し、その比較結果に応じた電圧を出力する。具体的には、図２（Ａ）に示したように出力電圧Ｖａが正常（例えば１４ボルト）の場合には、ローレベルＬｏ（＝０ボルト）の電圧を出力し、出力電圧Ｖａが低下している場合（例えば９ボルト）の場合には、ハイレベルＨｉ（＝Ｖcc２＝例えば５ボルト）の電圧を出力する。主変換回路１の出力電圧Ｖａが正常時よりも低下する場合としては、主変換回路１が故障している場合のほかに、上記のように主変換回路１が正常運転中ではあるが過電流状態にあるがために出力電圧Ｖａが垂下している場合もある。但し、出力端子Ｔ３，Ｔ４には低圧バッテリ１１が接続されているので、いずれの場合であっても出力電圧Ｖａが直ちに０ボルトまで低下することはなく、図２（Ａ）に示したように、例えば９ボルト程度までの低下に停まることになる。
【００４８】
過電流検出回路６では、比較器６２が、主変換回路１の電流電圧変換回路１０８からの電流検出電圧Ｖｓ１を基準電圧Ｒｅｆ５と比較し、その比較結果である過電流検出電圧Ｖｂを出力する。ここで、基準電圧Ｒｅｆ５は、定格出力電流（最大出力電流Ｉmax ）よりも数％（例えば５％程度）大きい電流値に相当する電圧値に設定される。比較器６２は、電流検出電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｒｅｆ５を越えない場合（すなわち、通常状態（＝非過電流状態）Ｐnex の場合）には、図２（Ｂ）に示したように、ローレベルＬｏ（＝０ボルト）の過電流検出電圧Ｖｂを出力する一方、電流検出電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｒｅｆ５を越えた状態（すなわち、過電流状態Ｐexの場合）では、ハイレベルＨｉ（＝Ｖcc１＝例えば５ボルト）の過電流検出電圧Ｖｂを出力する。
【００４９】
なお、図１に示した例では、比較器６２の出力端を主変換回路１の主補助電源１０９による直流電圧Ｖcc１でプルアップしているが、仮に、この主補助電源１０９が故障したとしても、比較器６２からの過電流検出電圧ＶｂはローレベルＬｏになり、結果的に、通常状態（＝非過電流状態）Ｐnex と同じ論理レベルになる。このため、主補助電源１０９の故障は、主変換回路１が故障か否かを最終的に判定する際の支障にはならない。
【００５０】
比較器６２から出力された過電流検出電圧Ｖｂは、さらに、反転論理比較器６１のマイナス側入力端子に入力される。この反転論理比較器６１は、過電流検出電圧Ｖｂの論理を反転した電圧を出力する。すなわち、通常状態（＝非過電流状態）Ｐnex においてはハイレベルＨｉ（＝Ｖcc１＝例えば５ボルト）の電圧を出力する一方、過電流状態ＰexにおいてはローレベルＬｏ（＝０ボルト）の電圧を出力する。
【００５１】
こうして、出力電圧検出回路５および過電流検出回路６の共通出力電圧Ｖｃは、図２（Ｃ）に示したように、出力電圧Ｖａが例えば１４ボルトから９ボルトに低下し、かつ、過電流検出電圧Ｖｂがローレベルになった場合（すなわち、主変換回路１の出力が低下し、かつ、過電流状態ではない場合）にのみ、ハイレベルＨｉ（＝Ｖcc２＝例えば５ボルト）となる。結局、過電流に伴う出力垂下以外の要因で主変換回路１の出力が低下したときにのみ、主変換回路１が故障状態にあることを示すハイレベルＨｉの共通出力電圧Ｖｃが第２の制御回路４における比較器４０のプラス側入力端子に入力されることになる。すなわち、共通出力電圧Ｖｃがローレベルの場合には主変換回路１が正常動作していることが分かり、共通出力電圧Ｖｃがハイレベルの場合には主変換回路１が故障していることが分かる。
【００５２】
第２の制御回路４の比較器４０は、そのプラス側入力端子に入力された共通出力電圧Ｖｃを基準電圧Ｒｅｆ２と比較し、共通出力電圧Ｖｃが基準電圧Ｒｅｆ２を超えているときは、図２（Ｄ）に示したように、ハイレベルＨｉ（＝Ｖcc２＝例えば５ボルト）の判定電圧Ｖｄを出力する。これに対して、共通出力電圧Ｖｃが基準電圧Ｒｅｆ２を超えていないときは、ローレベルＬｏ（＝０ボルト）の判定電圧Ｖｄを出力する。すなわち、判定電圧Ｖｄのレベルが意味するところは共通出力電圧Ｖｃと同じであり、ローレベルＬｏが装置正常状態、ハイレベルＨｉが装置故障状態を示す。この判定電圧ＶｄがハイレベルＨｉのときは、ダイオード４５を介して比較器４０のプラス側入力端にフィードバックがかかる。この結果、図２（Ｄ）に示したように、判定電圧Ｖｄは、出力電圧検出回路５および過電流検出回路６の共通出力電圧ＶｃのレベルがローレベルＬｏに変化したとしても、その変化前の値にラッチされ、ＮＰＮトランジスタ４４のベースに印加される。以下、このラッチ動作について、より詳細に説明する。初期状態では、比較器４０の出力はローレベルＬｏなので、その出力によるプラス側入力端へのフィードバックはかからない。このため、この状態で出力電圧検出回路５および過電流検出回路６の共通出力電圧ＶｃがローレベルＬｏになると、その電圧Ｖｃが抵抗器４６を介して比較器４０のプラス側入力端に入力され、その結果、比較器４０の出力はローレベルＬｏとなる。したがって、この場合も、ダイオード４５によるフィードバックはかからない。次に、共通出力電圧ＶｃがハイレベルＨｉに変位すると、その電位が抵抗器４６を介して比較器４０のプラス側入力端に入力され、その結果、比較器４０の出力はハイレベルＨｉに変化する。この状態では、ダイオード４５によってフィードバックがかかり、比較器４０のプラス側入力端にハイレベルＨｉの電位が入力される。この状態で、共通出力電圧Ｖｃが再びローレベルＬｏに変わると、比較器４０のプラス側入力端には、抵抗器４２，４６による直流電圧Ｖcc２の分圧電圧が入力される。この場合、抵抗器４６の抵抗値は、上記の分圧電圧が基準電圧Ｒｅｆ２よりも大きくなるように、抵抗器４２よりも十分大きく設定されているので、比較器４０のプラス側入力端への入力はハイレベルＨｉとなり、その結果、比較器４０の出力がハイレベルＨｉに維持される。
【００５３】
ＮＰＮトランジスタ４４は、ベースに印加される判定電圧ＶｄがローレベルＬｏの場合（すなわち、主変換回路１が正常動作している場合）には、オフ状態を保つ。この結果、第１の制御回路３の反転論理比較器３１の出力電圧がそのまま停止制御電圧Ｖｅとしてスイッチング制御回路２０６に供給される。したがって、図２（Ｅ）に示したように、反転論理比較器３１のマイナス側入力端への入力電圧（すなわち、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧）が基準電圧Ｒｅｆ１を越えているとき（電圧変換装置の出力状態が高出力領域にあるとき）には、停止制御電圧ＶｅがローレベルＬｏ（＝０ボルト）となり、主変換回路１および副変換回路２の双方が動作する。これに対して、反転論理比較器３１のマイナス側入力端への入力電圧が基準電圧Ｒｅｆ１以下のとき（電圧変換装置の出力状態が低出力領域にあるとき）には、停止制御電圧ＶｅがハイレベルＨｉ（＝Ｖcc２＝例えば５ボルト）となり、副変換回路２が停止して主変換回路１のみが動作することになる。
【００５４】
一方、ＮＰＮトランジスタ４４は、ベースに印加される判定電圧ＶｄがハイレベルＨｉの場合（すなわち、主変換回路１が故障している場合）には、オン状態となる。この結果、第１の制御回路３の出力端の電位は、反転論理比較器３１の出力レベルの如何にかかわらず、強制的にローレベル（＝０ボルト）に引き下げられる。このため、スイッチング制御回路２０６には、ローレベルの停止制御電圧Ｖｅが供給される。すなわち、反転論理比較器３１の出力レベルが無視されて、第１の制御回路３による副変換回路２の停止制御が無効にされる。したがって、電流検出電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２の和の値の如何にかかわらず（電圧変換装置の出力状態が高出力領域にあるか低出力領域にあるかを問わず）、副変換回路２は常に動作することになる。すなわち、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２によって電圧変換動作を継続することができる。
【００５５】
ここで、図２を参照して、主変換回路１に故障が発生した場合および過電流状態になった場合の動作を時系列に沿って説明する。
【００５６】
主変換回路１は、正常運転時においては、出力電圧Ｖａとして、例えば１４ボルトを出力している。ところが、主変換回路１に故障（例えば、スイッチング回路１０１やスイッチング制御回路１０６の故障等）が発生すると、出力電圧Ｖａは、図２（Ａ）に示したように、低圧バッテリ１１の出力電圧（例えば９ボルト程度）にまで低下する（図２の時刻ｔ１）。
【００５７】
すると、図２（Ｃ），（Ｄ）に示したように、共通出力電圧Ｖｃと共に判定電圧ＶｄがローレベルＬｏからハイレベルＨｉに変化して停止制御電圧Ｖｅが強制的にローレベルＬｏに引き下げられるので、副変換回路２は動作可能な状態となる。副変換回路２は、この時刻ｔ１から極めて短い時間Ｔが経過した時刻ｔ２において動作を開始し、例えば１４ボルトの電圧を出力する。これに伴い、出力直流電圧Ｖout （＝出力電圧Ｖａ）が１４ボルトに復帰するので（図２（Ａ））、共通出力電圧ＶｃはローレベルＬｏに戻ってしまう（図２（Ｃ））。
【００５８】
ところが、判定電圧Ｖｄは、第２の制御回路４における比較器４０のラッチ機能により、共通出力電圧Ｖｃの変化前の値（ハイレベルＨｉ）に保たれているので（図２（Ｄ））、停止制御電圧ＶｅはローレベルＬｏを維持する。このため、主変換回路１の故障発生後に副変換回路２が動作を開始して出力電圧Ｖａが正常電圧に復帰した後においても、副変換回路２の動作可能な状態が保たれ、電圧変換装置の運転続行が保証される。
【００５９】
主変換回路１の出力が過電流による垂下状態になると、出力電圧Ｖａは低圧バッテリ１１の出力電圧（例えば９ボルト程度）にまで低下する（図２の時刻ｔ３）。一方、過電流検出電圧Ｖｂは、ローレベルＬｏからハイレベルＨｉへと変化するので、反転論理比較器６１の出力はローレベルＬｏとなる。このため、反転論理比較器５１の出力レベルの如何にかかわらず、共通出力電圧ＶｃはローレベルＬｏを保つので（図２（Ｃ））、判定電圧ＶｄもまたローレベルＬｏを保つ（図２（Ｄ））。すなわち、主変換回路１が出力過電流垂下状態になって出力が低下した場合には、主変換回路１の故障であるとの判定がなされることはない。したがって、この場合の停止制御電圧Ｖｅは、電流検出電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２の和の分圧電圧に基づいて定まる電圧（反転論理比較器３１の出力電圧）にのみ依存して決まる。すなわち、副変換回路２が動作するか否かは、電圧変換装置の出力が高出力領域にあるか否かにのみ依存する。
【００６０】
このように、本実施の形態の電圧変換装置によれば、第１の制御回路３が、主変換回路１および副変換回路２の出力電流の和Ｉが基準電流Ｉ０を越えた状態では主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させる一方、出力電流の和Ｉが基準電流Ｉ０以下の状態では副変換回路２に対して停止制御を行うようにすると共に、第２の制御回路４が、出力電圧検出回路５および過電流検出回路６の検出結果に基づいて主変換回路１が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にするようにしたので、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２によって電圧変換動作を継続することができる。
【００６１】
特に、単に出力電圧の低下だけで主変換回路１の故障と判定した場合には、過電流に伴う出力垂下の場合にまで故障と誤判定してしまう虞があるところ、本実施の形態では、過電流による出力垂下の場合は故障判定の対象から除外するようにしたので、より正確な故障判定が可能である。
【００６２】
また、本実施の形態の電圧変換装置によれば、副変換回路２、第１の制御回路３、第２の制御回路４および出力電圧検出回路５の動作に必要な電圧（直流電圧Ｖcc２）を副変換回路２の副補助電源２０９から供給するようにしたので、たとえ、主補助電源１０９までもが故障したとしても、副変換回路２、第２の制御回路４および出力電圧検出回路５は正常に動作することができる。
【００６３】
また、過電流検出回路６は、主補助電源１０９からの直流電圧Ｖcc１によって駆動されるようにはなっているものの、上記したように、主補助電源１０９が故障したとしても主変換回路１の故障判定に支障が生じないように論理構成がされている。このため、たとえ、主補助電源１０９を含めて主変換回路１がまったく動作しなくなった場合でも、第２の制御回路４により、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にして、副変換回路２による電圧変換動作を確保することができる。
【００６４】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されず、種々の変形が可能である。例えば、上記実施の形態では、１次側低圧ラインＬ１（Ｌ２）に電流検出トランス１０７（２０７）を設けるようにしたが、これに代えて、１次側高圧ラインＨ１（Ｈ２）に電流検出トランス１０７（２０７）を設けるようにしてもよい。
【００６５】
また、上記実施の形態および変形例では、反転論理比較器３１のマイナス側入力端に、
電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が入力されるようにしたが、これに代えて、例えば、電流電圧変換回路１０８のコンデンサ１０８Ｃ（図１）の他端を、接地ラインではなく電流電圧変換回路２０８の出力端（コンデンサ２０８Ｃの接地側と反対側）に接続すると共に、第１の制御回路３のオペアンプ３１のマイナス側入力端に電流電圧変換回路１０８の出力端を接続するようにしてもよい。この場合、第１の制御回路３の反転論理比較器３１のマイナス側入力端には、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和がそのまま入力されることとなるので、基準電圧Ｒｅｆ１として、基準電流Ｉ０に対応した電圧を採用すればよい。
【００６６】
また、上記実施の形態および変形例では、過電流検出回路６における比較器６２の出力端を主補助電源１０９による直流電圧Ｖcc１にプルアップするようにしたが、これに代えて、副補助電源２０９による直流電圧Ｖcc２にプルアップするようにしてもよい。
【００６７】
また、上記実施の形態および変形例では、スイッチング回路１０１，１０２が４つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型である場合について説明したが、これに代えて、例えば、単一のスイッチング素子を用いたフォワード型や、２つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型としてもよい。
【００６８】
また、上記実施の形態および変形例では、副変換回路２が１つの場合について説明したが、副変換回路を２以上設けるようにしてもよい。この場合には、例えば、次のようにして並列駆動型の電圧変換装置を構成することができる。すなわち、主変換回路１のほかに２つの副変換回路２Ａ，２Ｂ（図示せず）を設けると共に、出力領域を高出力領域、中出力領域および低出力領域の３つに区分する。そして、図１に示した第１の制御回路３と同様の並列駆動制御回路を設け、これにより、高出力領域では主変換回路１および２つの副変換回路２Ａ，２Ｂの３つを並列動作させ、中出力領域では主変換回路１および副変換回路２Ａの２つを並列動作させ、低出力領域では主変換回路１のみを動作させるようにする。さらに、２つの副変換回路２Ａ，２Ｂの少なくとも一方に、図１に示した出力電圧検出回路５、過電流検出回路６および第２の制御回路４と同様の出力電圧検出回路、過電流検出回路および制御回路を設ける。この制御回路により、主変換回路１が故障した場合には並列駆動制御回路による副変換回路２Ａ，２Ｂの少なくとも一方に対する停止制御を無効にする。この結果、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２Ａ，２Ｂの少なくとも一方によって電圧変換動作を継続することができる。副変換回路が３以上の場合も同様に本発明を適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の一実施の形態に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。
【図２】図１の電圧変換装置の各部の動作を説明するためのタイミング波形図である。
【図３】出力過電流垂下状態を説明するための出力電圧対出力電流の特性図である。
【符号の説明】
【００７０】
１…主変換回路、２…副変換回路、３…第１の制御回路、４…第２の制御回路、５…出力電圧検出回路、６…過電流検出回路、１０…高圧バッテリ、１１…低圧バッテリ、１３…負荷、１０１，２０１…スイッチング回路、１０２，２０２…トランス、１０３，２０３…整流回路、１０４，２０４…平滑化回路、１０６，２０６…スイッチング制御回路、１０８，２０８…電流電圧変換回路、１０９…主補助電源，２０９…副補助電源、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｉ０…基準電流、Ｉmax …最大出力電流、Ｖｓ１，Ｖｓ２…電流検出電圧、Ｖａ…出力電圧、Ｖｂ…過電流検出電圧、Ｖｃ…共通出力電圧、Ｖｄ…判定電圧、Ｖｅ…停止制御電圧。
【図１】
2005287237.tif 000003
【図２】
2005287237.tif 000004
【図３】
2005287237.tif 000005