(57)【要約】【課題】  非常に簡単な回路構成で力率改善や高調波低減が可能なコンバータ装置を提供する。【解決手段】  整流回路３に並列に接続された２つの倍電圧用コンデンサ５，６と、この倍電圧用コンデンサ５，６に並列に接続された平滑用コンデンサ７と、整流回路３の入力側の一方と倍電圧用コンデンサ５，６の接続点との間に挿入されたスイッチング素子４と、平滑用コンデンサ７の出力電圧を検出する直流電圧検出部９と、直流電圧検出部９により検出された直流電圧が下限値以下のときスイッチング素子４をオンし、直流電圧が上限値以上のときはスイッチング素子４をオフするスイッチング制御部１０とを備え、スイッチング素子４がオンしたときに平滑用コンデンサ７の出力電圧が倍にならないように２つの倍電圧コンデンサ５，６の容量を選定した。【選択図】        図１
2005287158.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流回路と、
交流電源と前記整流回路の接続経路の少なくとも一方に接続されたリアクトルと、
前記整流回路に並列に接続された直列接続の２つの倍電圧用コンデンサと、
この２つの倍電圧用コンデンサに並列に接続された平滑用コンデンサと、
前記整流回路の入力側の一方と前記の倍電圧用コンデンサの接続点との間に挿入されたスイッチング手段と、
前記平滑用コンデンサの出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
該直流電圧検出手段により検出された直流電圧が所定の下限値以下のとき前記スイッチング手段をオンし、前記直流電圧が所定の上限値以上のときは前記スイッチング手段をオフするスイッチング制御手段とを備え、
前記スイッチング手段がオンしたときに前記平滑用コンデンサの出力電圧が倍にならないように前記の倍電圧コンデンサの容量を選定したことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
交流電源を整流する整流回路と、
交流電源と前記整流回路の接続経路の少なくとも一方に接続されたリアクトルと、
前記整流回路に並列に接続された直列接続の２つの倍電圧用コンデンサと、
この２つの倍電圧用コンデンサに並列に接続された平滑用コンデンサと、
前記整流回路の入力側の一方と前記の倍電圧用コンデンサの接続点との間に挿入されたスイッチング手段と、
交流電源の電流を検出する電流検出手段と
該電流検出手段により検出された電流が所定の上限値以上のとき前記スイッチング手段をオンし、前記電流が所定の下限値以下のときは前記スイッチング手段をオフするスイッチング制御手段とを備え、
前記スイッチング手段がオンしたときに前記平滑用コンデンサの出力電圧が倍にならないように前記の倍電圧用コンデンサの容量を選定したことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
交流電源を整流する整流回路と、
交流電源と前記整流回路の接続経路の少なくとも一方に接続されたリアクトルと、
前記整流回路に並列に接続された直列接続の２つの倍電圧用コンデンサと、
この２つの倍電圧用コンデンサに並列に接続された平滑用コンデンサと、
前記整流回路の入力側の一方と前記の倍電圧用コンデンサの接続点との間に挿入されたスイッチング手段と、
交流電源の電流を検出する電流検出手段と
交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流及び前記電源電圧検出手段により検出された電圧に基づいて入力値を算出する入力算出手段と、
該入力算出手段により算出された入力値が所定の上限値以上のとき前記スイッチング手段をオンし、前記入力値が所定の下限値以下のときは前記スイッチング手段をオフするスイッチング制御手段とを備え、
前記スイッチング手段がオンしたときに前記平滑用コンデンサの出力電圧が倍にならないように前記の倍電圧用コンデンサの容量を選定したことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
前記所定の上限値及び前記所定の下限値にヒステリシス特性を持つように設定したことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のコンバータ装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御手段は、前記スイッチング手段をオン又はオフしたとき、所定時間が経過するまで前記スイッチング手段の制御を禁止することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば空気調和機の負荷をインバータ駆動するための直流電圧を生成するコンバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のコンバータ装置は、交流電源にリアクタを介して接続される全波整流回路と、全波整流回路に並列に接続された直列接続の２つの昇圧用コンデンサ、この２つの昇圧用コンデンサに並列に接続された平滑用コンデンサと、全波整流回路の入力側の一方と２つの昇圧用コンデンサの接続点との間に挿入された双方向スイッチング素子とを備え、双方向スイッチング素子のオン／オフすることにより、全波整流回路と昇圧用コンデンサ（倍電圧整流回路）とを切り替えて電源力率の改善を行っている（例えば、特許文献１、２参照）。
また別の方式としては、交流電源のゼロクロスを基準として交流電源をリアクタを介してスイッチング素子にて一時的に短絡し力率を改善している（例えば、特許文献３参照）。さらに、両者を組み合わせて広い入力範囲の電源力率の改善や高調波電流の低減を実現している電源装置がある（例えば、特許文献４参照）。
【０００３】
【特許文献１】特開平１０−１７４４４２号公報（図５）
【特許文献２】特開平１０−２７１８２７号公報（図１）
【特許文献３】特開平１１−９８８４２号公報（図１）
【特許文献４】特開平１１−２８９７６６号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のコンバータ装置は、電源力率を改善しながら直流電圧が過昇になるのを防止するために、全波整流回路と倍電圧整流回路の切り替えを電源半周期に最低１回以上必要としている。また、リアクタを介して電源をスイッチング素子で短絡して力率改善する方式においても電源半周期に１回以上のスイッチング操作が必要となっている。電源半周期に１回以上のスイッチング操作を行う場合は、スイッチング回数が増大することになり、スイッチング素子の寿命や発熱の問題があった。そのため、双方向スイッチとして高速動作可能な半導体素子（ＳＳＲやＩＧＢＴ＋ダイオードブリッジ）が用いられているが、スイッチング動作時のノイズの発生や半導体素子のコスト高により、コンバータ装置全体のコストが高くなっていた。また、電源半周期に１回以上のスイッチング操作を行うためには、制御を開始する基準として電源ゼロクロスの検出が必要となり、回路構成の複雑化やコスト高の原因となっていた。
【０００５】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、非常に簡単な回路構成で力率改善や高調波低減が可能なコンバータ装置を提供することである。
【０００６】
また、第２の目的は、コンバータ装置で使用するスイッチング素子の操作回数を著しく少なくすることにより、スイッチング素子に長寿命な素子を用いることのない回路を構成し、コンバータ装置全体のコストを抑制しながら信頼性の高いコンバータ装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るコンバータ装置は、交流電源を整流する整流回路と、交流電源と整流回路の接続経路の少なくとも一方に接続されたリアクトルと、整流回路に並列に接続された直列接続の２つの倍電圧用コンデンサと、この２つの倍電圧用コンデンサに並列に接続された平滑用コンデンサと、整流回路の入力側の一方と前記の倍電圧用コンデンサの接続点との間に挿入されたスイッチング手段と、平滑用コンデンサの出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、直流電圧検出手段により検出された直流電圧が所定の下限値以下のときスイッチング手段をオンし、直流電圧が所定の上限値以上のときはスイッチング手段をオフするスイッチング制御手段とを備え、スイッチング手段がオンしたときに平滑用コンデンサの出力電圧が倍にならないように２つの倍電圧コンデンサの容量を選定した。
【発明の効果】
【０００８】
本発明においては、力率改善や高調波低減に必要な電流の通電率の拡大を倍電圧コンデンサの充放電特性を利用することで実現し、整流回路と倍電圧コンデンサの切り替えに使用するスイッチング手段がオンした状態でも、平滑用コンデンサのの出力電圧が倍にならないように倍電圧コンデンサの容量を選定するようにしたので、スイッチング手段のオン／オフ回数を著しく少なくしても、電源力率の改善や高調波電流の低減を実現することができる。また、前述したようにスイッチング手段のオン／オフ回数が著しく少なくなるため、スイッチング手段に長寿命の素子を使用する必要がなくなり、廉価なスイッチング素子を使用することが可能となり、コストを抑制できるという効果を有する。
また、スイッチング手段に長寿命の素子を必要としないため、機械式リレー等を用いることが可能となることにより、スイッチング動作時のノイズの発生も抑制でき、ノイズ発生による品質の低下やノイズ発生に対する対策の必要がなくなり、コストを低減しながら高信頼性のコンバータ装置を得ることが可能となる。
また、本発明のコンバータ装置は、半周期毎のタイミングでスイッチング操作を必要としないため、ゼロクロス検出回路のようなスイッチング操作を開始するための基準を検出する回路が不用になることにより、回路構成が簡単になるためコスト低減が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の構成を示す回路図である。
図中に示す実施の形態１のコンバータ装置は、例えば空気調和機に備えられ、交流電源１を全波整流するためのダイオードブリッジ３と、交流電源１とダイオードブリッジ３の接続経路の一方に接続されたリアクトル２と、ダイオードブリッジ３に並列された直列接続の倍電圧用コンデンサ５，６と、ダイオードブリッジ３の入力端子の一方と倍電圧用コンデンサ５，６の接続点との間に挿入された例えば半導体素子のスイッチング素子４と、直列接続された２つの倍電圧用コンデンサ５，６に並列に接続され、負荷８に直流電圧及び直流電流を出力する平滑用コンデンサ７と、平滑用コンデンサ７の出力電圧を検出する直流電圧検出部９と、直流電圧検出部９によって検出された直流電圧が所定の下限値以下のときスイッチング素子４をオンし、直流電圧が所定の上限値以上のときはスイッチング素子４をオフするスイッチング制御部１０とから構成されている。このスイッチング制御部１０は、空気調和機を運転制御する制御回路１１に設けられている。
【００１０】
次に、実施の形態１のコンバータ装置の動作を図２乃至図５を用いて説明する。図２は実施の形態１のコンバータ装置における正の半周期の電流経路を示す図であり、図３は実施の形態１のコンバータ装置における負の半周期の電流経路を示す図であり、図４は実施の形態１のコンバータ装置における各部の波形図であり、図５は実施の形態１のコンバータ装置における負荷と直流電圧との相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを示す図である。
まず、図２及び図４を用いて電源の正の半周期時の動作を説明する。例えば、交流電源１の正の半周期にスイッチング素子４がオンになっていたとき、交流電源１の電流の方向は、図２に示すように、交流電源１→リアクトル２→ダイオードブリッジ３→倍電圧用コンデンサ５→スイッチング素子４→交流電源１となり、倍電圧用コンデンサ５を充電しながら交流電源１の電流が流れることになる。この時、容量が数μＦ〜数１０μＦ程度の倍電圧用コンデンサ５を用いていた場合、倍電圧用コンデンサ５に電流が流れる期間は、倍電圧用コンデンサ５に電荷が溜まるまでの間の短い時間に限定され、倍電圧用コンデンサ５が充電された後は電流が流れなくなる。その結果、倍電圧用コンデンサ５には、図４（２）に示すように電源周期より短い期間（ｔ０〜ｔ１間）に充電電流IC5 が流れることになり、交流電源１からみた場合は、強制的に電流が流された期間が設けられることになる。
【００１１】
これにより、電源の通電率がＵＰし力率が大幅に改善される。また、強制的な通電電流をコンデンサの充電電流IC5 で実現しているため急峻な電流が流れず、適正なコンデンサ容量を選定することにより、図４（３）に示すように高調波規格もクリア可能な波形IAC となる。また、コンデンサ容量を変更することによりコンデンサの充電時間を変更することが可能であるため、必要な通電時間になるように倍電圧用コンデンサ５の値を選定すれば良い。倍電圧用コンデンサ５の電荷VC5 は電源の負の半周期で放電され（図４（１）のｔ２〜ｔ３間）、次の電源サイクルで再び充電／放電を繰り返すことになる。これにより、電源の半周期毎に倍電圧用コンデンサ５へ充電電流IC5 が流れることになり、電源の通電率が改善される。倍電圧用コンデンサ５の充電が完了した後は（図４のｔ１〜ｔ２間）、一般的なダイオードブリッジ３の動作であるため説明は省略する。
【００１２】
次に、図３を用いて電源の負の半周期の動作を説明する。基本的な動作は正の半周期と全く同一であるが、負の半周期では倍電圧用コンデンサ６に充電電流IC6 が流れることになる。例えば、交流電源１の負の半周期にスイッチング素子４がオンになっていたとき、交流電源１の電流の方向は、図３に示すように、交流電源１→スイッチング手段４→倍電圧用コンデンサ６→ダイオードブリッジ３→リアクトル２→交流電源１となり、倍電圧用コンデンサ６を充電しながら交流電源１の電流が流れることになる。前記と同様に、容量が数μＦ〜数１０μＦ程度の倍電圧用コンデンサ５を用いていた場合、倍電圧用コンデンサ６に電流が流れる期間は、倍電圧用コンデンサ６に電荷が溜まるまでの間の短い時間に限定され、倍電圧用コンデンサ６が充電された後は電流が流れなくなる。その結果、倍電圧用コンデンサ６には、図４（２）に示すように電源周期より短い期間（ｔ０〜ｔ１間）に充電電流IC6 が流れることになり、交流電源１からみた場合は、強制的に電流が流される期間が設けられたことになる。
【００１３】
このように、電源の通電率を改善するために必要な強制的な通電電流を倍電圧用コンデンサ５，６の充放電特性を利用して実現している。倍電圧コンデンサ５，６は、電源半周期毎に充放電を繰り返すことになるが、一般的に倍電圧回路に用いられている電解コンデンサは充放電を繰り返す用途には適さない。また、倍電圧用コンデンサ５，６に要求される容量は、前述したように数μＦ〜数１０μＦ程度であるため、本コンバータ装置に用いる倍電圧用コンデンサ５，６には、フィルムコンデンサ等を用いた方が良い。倍電圧用コンデンサ５，６の容量は、本コンバータ装置に接続される最大負荷時でも十分な直流電圧が得られるように選定することが望ましい。
【００１４】
次に、実際の動作の中でスイッチング素子４が操作される場合について説明する。実施の形態１におけるコンバータ装置は、接続される負荷８が一定で重い場合は常にスイッチング素子４はオンのままで使用される。しかしながら、接続される負荷８が変動するような場合は、スイッチング素子４をオンにしたままにすると直流電圧が過昇圧となる場合がある。例えば、コンバータ装置の負荷８に空気調和機用の圧縮機と圧縮機駆動用のインバータ装置とが接続された場合について考えてみる。この場合、空気調和機の圧縮機は、周囲温度、湿度、設定温度等により回転数が変化する。圧縮機の回転数が高い場合は、大きな電力が必要となるため、コンバータ装置からはそれに見合った電力を供給する必要がある。圧縮機の回転数が低い場合は、小さな電力しか必要としないため、コンバータ装置は小さな電力を供給することになる。前述したように実施の形態１におけるコンバータ装置は、通常、最大負荷に合わせて倍電圧用コンデンサ５，６の容量を選定しているため、負荷８が軽い場合は直流電圧が過昇圧となる。圧縮機が停止している状態を想定した場合、コンバータ装置に接続される負荷８がない状態であるため、スイッチング素子４をオンしている状態では、倍電圧用コンデンサ５，６の容量をどれだけ小さくしても、直流電圧の値は電源電圧を整流した２倍の値となるため、２００Ｖ系に使用した場合は、直流電圧が２００×１．４１４×２≒５６０Ｖとなり、一般的に使用されている部品の耐圧を越えることになる。
【００１５】
ここで、図５を用いて本コンバータ装置における負荷と直流電圧との相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを説明する。
コンバータ装置が停止状態又は負荷８が軽いときはスイッチング素子４をオフとする。コンバータ装置の特性上、負荷８が重くなってくると直流電圧は低下していく。この状態においては、スイッチング制御部１０は、直流電圧検出部９によって検出された直流電圧が所定の下限値（Ｖ１）以下になったかどうかを判定しており、その直流電圧が所定の下限値（Ｖ１）以下になったときはスイッチング素子４をオンする。この時、直流電圧が下限値のＶ１からＶ３へ変化する。その後、負荷８が更に重くなった場合は、負荷８に合わせて直流電圧が低下していくが、元々、最大負荷時に必要な直流電圧が得られるように倍電圧用コンデンサ５，６の容量を選定しているため、必要な直流電圧は確保される。
【００１６】
次に負荷が軽くなる場合について説明する。負荷８が最大負荷から軽くなっていった場合、負荷８が軽くなるほど直流電圧は上昇していく。この状態においては、スイッチング制御部１０は、直流電圧検出部９によって検出された直流電圧が所定の上限値（Ｖ４）以上になったかどうかを判定しており、その直流電圧が所定の上限値（Ｖ４）以上になったときはスイッチング素子４をオフする。この時、直流電圧が上限値のＶ４からＶ２へ変化する。その後、負荷８が更に軽くなった場合は、負荷８に合わせて直流電圧が上昇していくが、スイッチング素子４はオフになっているので、本コンバータ装置は、ダイオードブリッジ３による動作となり、２００Ｖ系に使用しても最大２８０Ｖ程度の直流電圧となる。
【００１７】
以上のように実施の形態１によれば、力率改善や高調波低減に必要な電流の通電率の拡大を倍電圧用コンデンサ５，６の充放電特性を利用することで実現し、整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６の切り替えに使用するスイッチング素子４がオンした状態でも、本コンバータ装置の出力電圧が倍にならないように倍電圧用コンデンサ５，６の容量を選定したので、非常に簡単な回路構成で電源力率の改善が可能となる。また、倍電圧用コンデンサ５，６の容量を適正に選定することにより高調波規格をクリアすることも可能である。
【００１８】
また、負荷８の変化に比例して変化する直流電圧でスイッチング素子４をオン／オフするため、従来のコンバータ装置のように電源半周期に１回以上のスイッチング素子４のオン／オフが必要でなく、スイッチング素子４の動作回数が著しく少なくなる。このため、スイッチング素子４に長寿命の素子を使用する必要がなくなり、廉価なスイッチング素子４を使用することが可能となり、コストを抑制できるという効果がある。
【００１９】
さらに、整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６の切り替えを直流電圧のみによって行っているため、部品の過電圧保護等に使用される直流電圧検出回路を流用してスイッチング素子４のオン／オフの切り替えが可能となる。従って、複雑な回路を追加することなく力率改善、高調波低減を実現できるコンバータ装置を構成できる。また、半周期毎のタイミングでスイッチング操作を必要としないため、ゼロクロス検出回路のようなスイッチング操作を開始するための基準を検出する回路が不用になることにより、回路構成が簡単になるためコスト低減が可能となるという効果もある。
【００２０】
実施の形態２．
図６は本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置の構成を示す回路図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
実施の形態２のコンバータ装置は、整流回路３の入力側の交流電源１の電流を検出する電流検出部１２と、電流検出部１２によって検出された電流が所定の上限値以上のときスイッチング素子４をオンし、その電流が所定の下限値以下のときはスイッチング素子４をオフするスイッチング制御部１０とを備えたものである。
【００２１】
次に、実施の形態２のコンバータ装置の動作について説明する。なお、本コンバータ装置の基本動作は、実施の形態１で説明したものと同一であるので、ここでは省略してスイッチング素子４の制御について図７を用いて説明する。図７は実施の形態２のコンバータ装置における電源電流と直流電圧の相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを示す図である。
負荷８が重くなった場合は負荷８に比例して交流電源１の電流が増加する。電流検出部１２は、その電流を検出し、スイッチング制御部１０に出力する。スイッチング制御部１０は、この検出された電流が所定の上限値（Ｉ２）以上になったかどうかを判定し、検出電流が所定の上限値（Ｉ２）以上になったときはスイッチング素子４をオンする。この時、直流電圧はＶ１からＶ３へ変化する。一方、負荷８が最大負荷から軽くなっていった場合、負荷８が軽くなるにつれ交流電源１の電流が減少する。この時、スイッチング制御部１０は、電流検出部１２によって検出された電流が所定の下限値（Ｉ１）以下かどうかを判定し、その電流が所定の下限値（Ｉ１）以下になったときはスイッチング素子４をオフする。この時、直流電圧はＶ４からＶ２へ変化する。
【００２２】
実施の形態２においては、整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６を切り替えるスイッチング素子４の制御を、負荷８に比例して変化する交流電源１の電流によって行う構成にしている。図７に示す通り、交流電源１に流れる電流を使用してスイッチング素子４をオン／オフしても、結果として実施の形態１と同様の直流電圧の軌跡をとることが分かる。従って、実施の形態２のコンバータ装置においても、実施の形態１のコンバータ装置と同様に力率改善や、高調波低減の効果を有する。
【００２３】
以上のように、整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６の切り替えを交流電源に流れる電流を用いて行っているため、空気調和機で電流制限用に一般的に用いられている電源電流検出回路を流用して制御が可能となる。これにより、検出回路の追加によるコストＵＰなしで力率改善、高調波低減を実現できる。
【００２４】
実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の構成を示す回路図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
実施の形態３のコンバータ装置は、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出部１３と、電力算出部１４及びスイッチング制御部１０を有する制御回路１１とを備えたものである。前記の電力算出部１４は、電流検出部１２により検出された電流及び電源電圧検出部１３により検出された電圧に基づいて入力値（電力）を算出する入力算出手段である。スイッチング制御部１０は、電力算出部１４により算出された電力が所定の上限値以上のときスイッチング素子４をオンし、その電力が所定の下限値以下のときはスイッチング素子４をオフする。
【００２５】
次に、実施の形態３のコンバータ装置の動作について説明する。なお、本コンバータ装置の基本動作は、実施の形態１で説明したものと同一であるので、ここでは省略してスイッチング素子４の制御について図９を用いて説明する。図９は実施の形態３のコンバータ装置における電源入力（電力）と直流電圧の相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを示す図である。
負荷８が重くなった場合は負荷８比例して電力が増大する。電力算出部１４は、電流検出部１２の検出電流と電源電圧検出部１３の検出電圧とから電力相当値（この場合は力率の影響を無視しているので電力相当値と呼ぶ）を算出し、スイッチング制御部１０に出力する。一方、スイッチング制御部１０は、この電力相当値が所定の上限値（Ｗ２）以上になったときにスイッチング素子４をオンする。このスイッチング素子４のオンにより直流電圧はＶ１からＶ３へ変化する。また、負荷８が最大負荷から軽くなっていった場合、負荷８が軽くなるほど交流電源１の電力は減少する。スイッチング制御部１０は、電力算出部１４によって算出された電力相当値が所定の下限値（Ｗ１）以下になったときにスイッチング素子４をオフする。この時、直流電圧はＶ４からＶ２へ変化する。
【００２６】
実施の形態２においては、整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６を切り替えるスイッチング素子４の制御を、負荷８に比例して変化する交流電源１の電力によって行う構成にしている。図９に示す通り、交流電源１の電力を使用してスイッチング素子４をオン／オフしても、結果として実施の形態１と同様の直流電圧の軌跡をとることが分かる。従って、実施の形態３のコンバータ装置においても、実施の形態１のコンバータ装置と同様に力率改善や、高調波低減の効果を有する。
【００２７】
以上のように、整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６の切り替えを交流電源の電力を用いて行っているため、電流のみを使って制御する実施の形態２のコンバータ装置に比べて、電源電圧が変動した場合であっても、より負荷に見合った最適なタイミングで制御が可能となる。これにより、電源電圧が変動した場合でも過昇圧による部品破壊や保護機能の作動の可能性が少ない、より広範囲で信頼性の高い動作が可能なコンバータ装置を提供できる。
【００２８】
なお、前述した実施の形態１，２，３では、スイッチング手段として半導体素子のスイッチング素子４を用いたことを述べたが、これに代えて、機械式リレーを用いて整流回路３と倍電圧用コンデンサ５，６を切り替えるようにしてもよい。この機械式リレーを用いた場合、前述したように、力率改善や高調波低減の効果があり、また、スイッチング動作時のノイズの発生も抑制でき、ノイズ発生による品質の低下やノイズ発生に対する対策の必要がなくなり、コストを低減しながら高信頼性のコンバータ装置を提供することができる。
【００２９】
実施の形態４．
実施の形態４は、スイッチング素子４をオン／オフする判定値用として設定した上限値と下限値にヒステリシス特性を持たせるようにしたものである。実施の形態１では図５に示すＶ１，Ｖ４がそれに当たり、実施の形態２では図７に示すＩ１，Ｉ２がそれに当たり、また、実施の形態３では図９に示すＷ１，Ｗ２がそれに当たる。前述した上限値と下限値にヒステリシス特性を持たせる目的としては、スイッチング素子４をオン又はオフした直後に負荷８の状態が変化したときに前記の判定値が同一であった場合、スイッチング素子４をオンした直後に再度オフする場合が発生し、また、スイッチング素子４をオフした直後に再度オンする場合が発生する。その結果としてスイッチング回数が増大する可能性がある。また、短い時間で頻繁にスイッチング素子４がオン／オフした場合は、直流電圧が繰り返し変化しハンチング状態になる。その結果、騒音やノイズが発生し、コンバータ装置の信頼性やコンバータ装置を搭載した空気調和機の信頼性や不良の原因になる可能性がある。上限値と下限値にヒステリシス特性を持たせることにより、頻繁なスイッチング動作は行われなくなり、信頼性の高いコンバータ装置を提供できる。
【００３０】
実施の形態５．
実施の形態５は、図示していないが、スイッチング手段をオン又はオフしたとき、所定時間経過するまでそのスイッチング手段の制御を禁止するようにしたものである。スイッチング手段に機械式のリレーを用いて実施の形態１，２，３のコンバータ装置を構成した場合、機械式リレーには寿命回数が存在するため、コンバータ装置の寿命がリレーの寿命で決定される場合もある。既に実施の形態１，２，３で述べたとおり、基本的には負荷が変化したときにスイッチング操作を行うようにしおり、また、実施の形態４では、スイッチング操作の判定値である上限値と下限値にヒステリシス特性を持たせることで更にスイッチング回数を低減させることを述べたが、長期に亘りコンバータ装置を使用した場合には、使用条件によっては寿命回数を超える可能性がある。そこで、スイッチング制御部に、前記の機械式リレーをオン又はオフしたとき、所定時間経過するまでその機械式リレーの制御を禁止する機能を備えることにより、確実に製品の期待寿命の期間は機械式リレーの寿命回数を保証できるコンバータ装置を提供できる。具体的には、製品の期待寿命（または保証寿命）の時間を機械式リレーの保証寿命回数で割った値以上の時間をスイッチング素子の再操作禁止時間にすることにより、確実に製品寿命の期間は機械式リレーの寿命回数を保証できる。
【００３１】
なお、ヒステリシス特性を有する上限値と下限値が設定されたスイッチング制御部に、機械式リレーをオン又はオフしたとき所定時間経過するまでそのリレーの制御を禁止する機能を備えてもよい。このようなスイッチング制御部を有するコンバータ装置にあっては、より信頼性が向上するという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１のコンバータ装置における正の半周期の電流経路を示す図である。
【図３】実施の形態１のコンバータ装置における負の半周期の電流経路を示す図である。
【図４】実施の形態１のコンバータ装置における各部の波形図である。
【図５】実施の形態１のコンバータ装置における負荷と直流電圧との相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置の構成を示す回路図である。
【図７】実施の形態２のコンバータ装置における電源電流と直流電圧の相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを示す図である。
【図８】本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の構成を示す回路図である。
【図９】実施の形態３のコンバータ装置における電源入力（電力）と直流電圧の相関によるスイッチング素子のオン／オフのタイミングを示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  交流電源、２  リアクトル、３  整流回路、４  スイッチング素子、５、６  倍電圧用コンデンサ、７  平滑用コンデンサ、８  負荷、９  直流電圧検出部、１０  スイッチング制御部、１１  制御回路、１２  電流検出部、１３  電源電圧検出部、１４  電力算出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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