(57)【要約】【課題】干渉音の発生を抑制することができる誘導加熱装置を提供することを目的とする。【解決手段】第１の制御回路３４及び第２の制御回路３９は、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の駆動周波数と、第３のスイッチング素子１４の駆動周波数との差が可聴周波数以下または可聴周波数以上となるよう駆動信号を出力してなるものであり、駆動周波数に同期して流れる共振電流から発生する高周波磁界と、チョークコイル１３から漏れ出す磁界が干渉し合い、その周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくする。【選択図】図１
2005116385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルおよび共振コンデンサを有し、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する第１の制御回路と、第３のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子導通時にエネルギーを蓄積するチョークコイルを有し、前記第３のスイッチング素子の駆動期間を変更することで前記チョークコイルに蓄積されるエネルギーを調節して前記インバータ電圧を入力電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧する昇圧手段と、前記第３のスイッチング素子を導通制御する第２の制御回路とを備え、前記第１の制御回路及び前記第２の制御回路は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の駆動周波数と、前記第３のスイッチング素子の駆動周波数との差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力してなる誘導加熱装置。
【請求項２】
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルおよび共振コンデンサを有し、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する第１の制御回路と、第３のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子導通時にエネルギーを蓄積するチョークコイルを有し、前記第３のスイッチング素子の駆動期間を変更することで前記チョークコイルに蓄積されるエネルギーを調節して前記インバータ電圧を入力電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧する昇圧手段と、前記第３のスイッチング素子を導通制御する第２の制御回路とを備え、前記第２の制御回路は、前記加熱コイル及び前記共振コンデンサに流れる共振電流周波数と、第３のスイッチング素子の駆動周波数との差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力してなる誘導加熱装置。
【請求項３】
第１の制御回路は、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると、第１のスイッチング素子または第１の逆導通素子に流れる共振電流が、前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するよう駆動信号を出力してなる請求項２に記載の誘導加熱装置。
【請求項４】
第１の制御回路は、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると、第２のスイッチング素子または第２の逆導通素子に流れる共振電流が、前記第２のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するよう駆動信号を出力してなる請求項２または３に記載の誘導加熱装置。
【請求項５】
昇圧手段には、ロスレススナバが接続されている請求項１〜４のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
【請求項６】
昇圧手段には、ダンパー抵抗が接続されている請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
【請求項７】
昇圧手段には、第３のスイッチング素子電圧を制限する電圧制限手段が接続されている請求項１〜６のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
【請求項８】
入力電圧を平滑してインバータにエネルギーを供給する平滑手段を有してなる請求項１〜７のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器や、誘導加熱式の湯沸かし器、加湿器あるいはアイロン等の誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の誘導加熱装置として、例えば、誘導加熱調理器に関して複数個のインバータ回路を同時に作動しても干渉音が発生しない技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１−２６０７８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、前記従来の技術は、複数バーナの誘導加熱調理器では、互いの発振周波数差Δｆの干渉音が加熱負荷である鍋から発生する問題を解決するもので、基本的に加熱コイルから発生する高周波磁界同士の干渉を想定している。このため、例えば、同一バーナの回路内で、加熱コイルに高周波電流を供給するインバータ回路と、チョークコイル等に交流電流を流す昇圧手段が存在し、加熱コイルからの高周波磁界と、チョークコイル等からの漏れ磁界との周波数差が可聴周波数域であった場合、干渉を抑制することができないという課題があった。
【０００４】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくする誘導加熱装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の導通制御を行う第１の制御回路と、第３のスイッチング素子の導通制御を行う第２の制御回路は、それぞれの駆動周波数の差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力してなるものである。
【０００６】
これによって、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の駆動周波数に同期して流れる共振電流から発生する高周波磁界と、第３のスイッチング素子の駆動周波数に同期してチョークコイルに流れる高周波電流から発生しチョークコイルから漏れ出す磁界とが干渉し合い、その周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることが可能である。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の誘導加熱装置は、周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることができるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルおよび共振コンデンサを有し、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する第１の制御回路と、第３のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子導通時にエネルギーを蓄積するチョークコイルを有し、前記第３のスイッチング素子の駆動期間を変更することで前記チョークコイルに蓄積されるエネルギーを調節して前記インバータ電圧を入力電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧する昇圧手段と、前記第３のスイッチング素子を導通制御する第２の制御回路とを備え、前記第１の制御回路及び前記第２の制御回路は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の駆動周波数と、前記第３のスイッチング素子の駆動周波数との差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力してなる誘導加熱装置としたことにより、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の駆動周波数に同期して加熱コイル及び共振コンデンサに流れる共振電流から発生する高周波磁界と、第３のスイッチング素子の駆動周波数に同期してチョークコイルに流れる高周波電流から発生しチョークコイルから漏れ出す磁界とが干渉し合い、その周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることが可能である。
【０００９】
第２の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルおよび共振コンデンサを有し、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する第１の制御回路と、第３のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子導通時にエネルギーを蓄積するチョークコイルを有し、前記第３のスイッチング素子の駆動期間を変更することで前記チョークコイルに蓄積されるエネルギーを調節して前記インバータ電圧を入力電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧する昇圧手段と、前記第３のスイッチング素子を導通制御する第２の制御回路とを備え、前記第２の制御回路は、前記加熱コイル及び前記共振コンデンサに流れる共振電流周波数と、第３のスイッチング素子の駆動周波数との差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力してなる誘導加熱装置とすることにより、加熱コイル及び共振コンデンサに流れる共振電流周波数が、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の駆動周波数と異なる場合においても、加熱コイルから発生する高周波磁界と、第３のスイッチング素子の駆動周波数に同期してチョークコイルに流れる高周波電流から発生しチョークコイルから漏れ出す磁界とが干渉し合い、その周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることが可能である。
【００１０】
第３の発明は、特に、第２の発明において、第１の制御回路は、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると、第１のスイッチング素子または第１の逆導通素子に流れる共振電流が、前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するよう駆動信号を出力してなることにより、スイッチング素子の駆動周波数を高めなくても、共振電流の周波数を高めることが可能となり、鉄等の低導電率または高透磁率の負荷を誘導加熱するときに比較して、アルミ等の高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱するのに必要なさらに高周波の磁界を発生させることができる。したがってスイッチング素子のスイッチング損失を抑制できる。
【００１１】
第４の発明は、特に、第２または第３の発明において、第１の制御回路は、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると、第２のスイッチング素子または第２の逆導通素子に流れる共振電流が、前記第２のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するよう駆動信号を出力してなることにより、共振電流の周波数を第１のスイッチング素子との責務を均等にしながら高めやすくなる。
【００１２】
第５の発明は、特に、第１〜第４のいずれか１つの発明において、昇圧手段には、ロスレススナバが接続されていることにより、第３のスイッチング素子のスイッチング損失を抑制できるため、より効率よく誘導加熱することが可能となる。
【００１３】
第６の発明は、特に、第１〜第５のいずれか１つの発明において、昇圧手段には、ダンパー抵抗が接続されていることにより、第３のスイッチング素子のターンオフ時において電流が急激に遮断され、回路の配線インピーダンスに起因して生じる第３のスイッチング素子電圧のスパイク及びリンギングを抑制できる。したがって、第３のスイッチング素子に低い耐圧、より安価、さらに損失の少ないものを使用することが可能となる。
【００１４】
第７の発明は、特に、第１〜第６の発明のいずれか１つの発明において、昇圧手段には、第３のスイッチング素子電圧を制限する電圧制限手段が接続されていることにより、電源異常をはじめとする異常時に第３のスイッチング素子電圧が過剰に上昇した場合においても、第３のスイッチング素子電圧が耐圧以下になるよう制限し、破壊を防ぐことが可能となる。
【００１５】
第８の発明は、特に、第１〜第７の発明のいずれか１つの発明において、入力電圧を平滑してインバータにエネルギーを供給する平滑手段を有してなることにより、脈流のインバータ電圧のエンベロープ（包絡線）が平滑されて第１及び第２のスイッチング素子を含むインバータに供給することができる。したがって、高周波磁界と負荷中の渦電流間に生じる反発力が脈流のインバータ電圧に同期して変化しないため、高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱するときに顕著である負荷の振動音（以下、鍋鳴り音）を抑制またはなくすことが可能となる。
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１７】
（実施の形態１）
図１〜図４は、本発明の実施の形態１における誘導加熱装置を示すものである。
【００１８】
図１において、電源１０は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路１１の入力端に接続される。整流回路１１の出力端間に平滑手段となる第１の平滑コンデンサ１２が接続される。整流回路１１の出力端間には、さらに、チョークコイル１３と第３のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１４の直列接続体が接続される。また第３のダイオード１５は、アノードが第３のスイッチング素子１４の高電位側端子（コレクタ）に接続するよう配置される。チョークコイル１３、第３のスイッチング素子１４、第３のダイオード１５、第２の平滑コンデンサ１７は昇圧手段１８を構成する。
【００１９】
第２の平滑コンデンサ１７は、入力電圧を平滑してインバータ１９にエネルギーを供給する平滑手段１７である。
【００２０】
また、ロスレススナバの役割をなすスナバコンデンサ１６が第３のスイッチング素子１４に並列に接続されるため、昇圧手段１８は、ロスレススナバ１６を有してなる。
【００２１】
インバータ１９は、第２の平滑コンデンサ１７の低電位側端子（エミッタ）は整流回路１１の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ１７の高電位側端子は第３のダイオード１５のアノードに接続される。第２の平滑コンデンサ１７に並列に、第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）２０と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）２１の直列接続体が接続される。第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１にはそれぞれ第１のダイオード（逆導通素子）２２、第２のダイオード（逆導通素子）２３が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードが接続されるように）接続される。また、第２のスイッチング素子２１（第１のスイッチング素子２０であってもよい）に並列に、加熱コイル２４と第１の共振コンデンサ２５の直列接続体が接続される。第１の共振コンデンサ２５にはリレー２６と第２の共振コンデンサ２７の直列接続体が接続される。リレー２６の遮断時には加熱コイル２４と第１の共振コンデンサ２５、リレー２６導通時には加熱コイル２４と、第１の共振コンデンサ２５と第２の共振コンデンサ２７の並列接続体が共振回路を形成する。加熱コイル２４は負荷である鍋２８と対向して配置されている。
【００２２】
入力電流や共振電流を検知する入力検知部２９と、使用者による操作に基づいた入力設定部３０から出力された信号が第１の比較部３１によって比較され、第１の比較部３１からは所定の入力が得られるよう第１の可変導通比設定部３２に信号が出力される。第１の可変導通比設定部３２では、発振器３３による基準発振に基づいた駆動周波数で、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の導通比を設定し、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１を排他的に導通制御する。第１の制御回路３４は、これらの入力検知部２９、入力設定部３０、第１の比較部３１、第１の可変導通比設定部３２、発振器３３を内包する。
【００２３】
また、第１の制御回路３４は、入力検知部２９やその他の電圧もしくは電流検知部（図示せず）からの信号を入力するとともに、リレー２６の駆動コイル（図示せず）に駆動信号を出力する。
【００２４】
また、インバータ１９電圧となる第２の平滑コンデンサ１７電圧を検知する電圧検知部３５から出力された信号は、基準電圧３６と第２の比較部３７によって比較され、第２の比較部３７からは所定のインバータ１９電圧が得られるよう第２の可変導通比設定部３８に信号が出力される。第２の可変導通比設定部３８では、発振器３３による基準発振に基づいた駆動周波数で、第３のスイッチング素子１４の導通比を設定し、第３のスイッチング素子１４の導通制御を行う。第２の制御回路３９は、これらの電圧検知部３５、第２の比較部３７、第２の可変導通比設定部３８を内包し、発振器３３を第１の制御回路３４と共有し、回路及び制御の簡素化を可能にする。
【００２５】
第１の制御回路３４及び第２の制御回路３９は、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の駆動周波数と、第３のスイッチング素子１４の駆動周波数の差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力するものである。本実施の形態では、発振器３３を第１の制御回路３４及び第２の制御回路３９が共有しているため、駆動周波数が同一となり、可聴周波数よりも小さくなる。
【００２６】
以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。
【００２７】
電源１０は整流回路１１により全波整流され、整流回路１１の出力端に接続された第１の平滑コンデンサ１２に供給される。第１の平滑コンデンサ１２は非常に大きな容量に設定されているため（本実施の形態では約１５００μＦ）、第１の平滑コンデンサ１２電圧のエンベロープ（包絡線）が平滑されてインバータ１９に供給される。
【００２８】
起動時においては、第１の制御回路３４はリレー２６をオフ状態にし、一定の周波数（約３６ｋＨｚ）で第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１を交互に駆動する。第２の制御回路３９は、第３のスイッチング素子１４を停止または駆動時間を短く設定して第２の平滑コンデンサ１７電圧を低く維持することにより、いかなる鍋２８状態であっても第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１に大きな責務が加わることを防止する。第１のスイッチング素子２０の駆動期間は共振電流の共振周期よりも短いモードで駆動し、駆動時間比を最小にして、最小の出力にしてから徐々に駆動時間比を増加し、その間に第１の制御回路３４は、入力検知部２９やその他の電圧もしくは電流検知部（図示せず）からの検知出力から、鍋２８の材質を検知する。
【００２９】
鉄系以外の負荷であると検知した場合には、所定の駆動時間比に到達すると、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の駆動期間より共振電流の周期の短いモードに移行する。
【００３０】
つまり、第１の制御回路３４は、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷である鍋２８を誘導加熱すると、第１のスイッチング素子２０または第１の逆導通素子２２に流れる共振電流が、第１のスイッチング素子２０の駆動期間より短い周期で共振するよう駆動信号を出力する。
【００３１】
さらに、第１の制御回路３４は、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷である鍋２８を誘導加熱すると、第２のスイッチング素子２１または第２の逆導通素子２３に流れる共振電流が、第２のスイッチング素子２１の駆動期間より短い周期で共振するよう駆動信号を出力する。
【００３２】
このとき、出力は低出力状態になるように駆動期間が設定さこのとき、出力は低出力状態になるように駆動期間が設定される。
【００３３】
図２により、鍋２８が鉄系以外の材質であると判定された場合の動作について説明する。図は上記回路において、アルミ鍋をはじめとする高導電率かつ低透磁率の鍋を誘導加熱する際の各部波形を示し、出力が大出力である２ｋＷの時のものである。同図（ａ）は第１のスイッチング素子２０及び第１のダイオード２２に流れる電流波形Ｉｃ１を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子２１及び第２のダイオード２３に流れる電流波形Ｉｃ２を、同図（ｃ）は第２のスイッチング素子２１のコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖｃｅ２を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子２０のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇｅ１を、同図（ｅ）は第２のスイッチング素子２１のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇｅ２を、同図（ｆ）は加熱コイル２４に流れる電流ＩＬをそれぞれ示している。
【００３４】
第１の制御回路３４は、図（ｅ）に示すように、時点ｔ０から時点ｔ１まで第２のスイッチング素子２１のゲートに駆動期間がＴ１（約２４μ秒）であるオン信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第２のスイッチング素子２１及び第２のダイオード２３と、加熱コイル２４と、第１の共振コンデンサ２５で形成される閉回路で共振し、鍋２８がアルミニウム製の鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６μ秒、共振周波数は約６０ｋＨｚ）となるように加熱コイル２４の巻き数（４０Ｔ）と第１の共振コンデンサ２５の容量（０．０４μＦ）と、駆動期間Ｔ２が設定されている。
【００３５】
次に、第２のスイッチング素子２１に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第２のスイッチング素子２１の順方向にコレクタ電流が流れている時点で第２のスイッチング素子２１の駆動が停止される。
【００３６】
そして、図（ｄ）及び（ｅ）で示すように、第１の制御回路３４は、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時に導通するのを防止するために設けた休止期間後の時点ｔ２において、第１のスイッチング素子２０のゲートに駆動信号を出力する。この結果、図（ａ）示すように、第１の共振コンデンサ２５−加熱コイル２４−第１のスイッチング素子２０または第１のダイオード２２−第２の平滑コンデンサ１７とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第２のスイッチング素子２１が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ２の約２／３の周期の共振電流が流れる。
【００３７】
したがって、加熱コイル２４に流れる電流ＩＬは、図（ｆ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子２０、２１の駆動周期（Ｔ１とＴ２と休止期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル２４に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。つまり、共振電流及び高周波磁界の周波数に対して、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１駆動周波数が十分低いために、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１のスイッチング損失を抑制することができるとともに、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の導通期間はほぼ同じであるため、責務がほぼ均等に配分される。
【００３８】
また、共振電流周波数（約６０ｋHz）と、第１及び第２のスイッチング素子２０、２１と同一周波数（約２０ｋHz）で駆動する第３のスイッチング素子１４の駆動周波数の差は、約４０ｋHｚとなる。第２の制御回路３９は、加熱コイル２４及び共振コンデンサ２５に流れる共振電流周波数と第３のスイッチング素子１４の駆動周波数の差が可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくなるよう駆動信号を出力するものであるが、本実施の形態では、周波数差が可聴周波数よりも大きくなっている。
【００３９】
図３は、電源１０の電圧波形を（ａ）に、第１の平滑コンデンサ１２に加わる電圧ＶＣ２を（ｂ）に、第２の平滑コンデンサ１７に加わる電圧ＶＣｃを（ｃ）に、加熱コイル２４に流れる電流ＩＬを（ｄ）に示している。整流回路１１の出力電圧は、本来、図（ａ）に示す電源１０を全波整流した脈流波形になるが、図（ｂ）に示すように第１の平滑コンデンサ１２によって平滑されるため、インバータ１９電圧となる第２の平滑コンデンサ１７電圧も平滑され、結果として、加熱コイル２４に流れる電流の包絡線が３（ｄ）のように平滑化される。加熱コイル２４に流れる電流によって発生する高周波磁界に対して鍋２８に誘起される渦電流は、高周波磁界と反発する方向に流れるため、インバータ１９電圧が周期的に変動した結果として高周波磁界強度が変動する場合、鍋２８が振動して鍋鳴り音が発生する。特に、インバータ１９電圧が平滑されていない場合は、電源１０周波数の２倍に同期した大きな鍋鳴り音が発生する。しかしながら、本実施の形態においては、第１の平滑コンデンサ１２によってインバータ１９に供給される電圧が平滑されているため、図（ｄ）に示す加熱コイル２４電流、つまり高周波磁界の周期的変動を抑制、軽減し、高周波磁界と鍋２８中の渦電流間に生じる反発力が脈流のインバータ１９電圧に同期して変化しないため、アルミ鍋をはじめとする高導電率でかつ低透磁率の鍋２８を誘導加熱するときに顕著である鍋鳴り音を抑制、またはなくすことになる。
【００４０】
また、第３のスイッチング素子１４は、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動周波数と同一駆動周波数でかつ所定の導通比で導通する。チョークコイル１３はこの第３のスイッチング素子１４の導通期間において、第１の平滑コンデンサ１２の静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄える。第３のスイッチング素子１４が所定の導通時間後にオフするので、第３のスイッチング素子１４のコレクタと接続されたチョークコイル１３の端子の電位が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ１７の電位を越えると、第３のダイオード１５を通して第２の平滑コンデンサ１７に充電して、チョークコイル１３に蓄えた磁気エネルギーを放出する。その際、第３のスイッチング素子１４に並列に接続されたスナバコンデンサ１６の充電が開始されるため、第３のスイッチング素子１４のコレクタ−エミッタ間電圧は緩やかに上昇し、第３のスイッチング素子１４のスイッチング損失が抑制される。第２の平滑コンデンサ１７の電圧は、第１の平滑コンデンサ１２に加わる電圧ＶＣ２のピーク値（２８３Ｖ）よりも高くなるように昇圧される（本実施の形態では７００Ｖ）。昇圧されるレベルは第３のスイッチング素子１４の導通時間に依存し、導通時間が長くなると第２の平滑コンデンサ１７に発生する電圧が高くなる。
【００４１】
このように、加熱コイル２４に流れる共振電流及び高周波磁界の周波数約６０ｋＨｚに対して、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１駆動周波数は約１／３倍の約２０ｋＨｚ、つまり、第３のスイッチング素子１４の駆動周波数及びチョークコイル１３電流周波数も約１／３倍の約２０ｋＨｚとなる。鍋２８を誘導加熱する高周波磁界と、チョークコイル１３からの漏れ磁界が干渉し合っても、その周波数差が約４０ｋＨｚで可聴周波数域を超えているために使用者には聞こえない。
【００４２】
出力電力の制御は、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の駆動周波数を高くする、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の導通比を変更する、第３のスイッチング素子１４の導通期間を短くして第２の平滑コンデンサ１７電圧を低く設定する、といった制御を組み合わせて行う。第１の制御回路３４及び第２の制御回路３９が共有する発振器３３の発振周波数や、第１の可変導通比設定部３２が、例えばマイクロコンピュータによって制御され、マイクロコンピュータの最小制御幅となるクロック周波数に基づいて、発振周波数、導通比が離散的にしか設定できない場合には、微妙な出力電力制御が難しいが、第３のスイッチング素子１４の導通期間も変更することにより、微妙かつ大きな制御範囲で出力電力の制御を容易に行うことができる。
【００４３】
一方、起動時の鍋２８材質判定で、第１の制御回路３４が鍋２８の材料を鉄系のものであると判断すると、加熱を停止してからリレー２６を駆動させ、再度低出力で加熱を開始する。このとき、リレー２６が導通しているため、加熱コイル２４と、第１の共振コンデンサ２５と第２の共振コンデンサ２７の並列接続体が共振回路を形成する。第１の制御回路３４は、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１を一定の周波数（本実施の形態では２３ｋＨｚ）により再度最小駆動時間比で最小出力からスタートして所定の出力まで徐々に増加させる。アルミ鍋をはじめとする高導電率かつ低透磁率材質の鍋２８加熱時と異なり、鉄系の材質の鍋２８加熱時には、加熱コイル２４と、第１の共振コンデンサ２５と第２の共振コンデンサ２７からなる共振回路の共振周波数は、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動周波数と比較して低くなるよう設定されるため、流れる共振電流は第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の排他的導通により、強制的に第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１駆動周波数に同期して共振する。
【００４４】
図４は、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動周波数を一定（２３ｋＨｚ）にしたときにおける、第２のスイッチング素子２１のオン時間と入力電力の関係を示す。図に示すように、周期の１／２付近、つまり第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の導通比が１／２で最大加熱出力が得られ、その付近のピークから第２のスイッチング素子２１の駆動期間を短くしていけば出力を線形的に低下することができる。したがって、図４に示すように、駆動時間あるいは駆動時間比のリミッタの下限Ｔｏｎｍｉｎと上限Ｔｏｎｍａｘを設定すれば、出力制御を行うことができる。
【００４５】
しかしながら、図４に示すように、例えば磁性ステンレス等、鍋２８の材質によっては、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の導通比を１／２としても所定の出力（本実施の形態では２ｋＷ）が得られない場合がある。その場合、第２の制御回路３９は、第３のスイッチング素子１４の制御を開始し、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１駆動周波数と同一の駆動周波数で、最小駆動時間比から徐々に駆動時間を長くしていく。第３のスイッチング素子１４の導通によりチョークコイル１３に蓄積されたエネルギーは、第３のスイッチング素子１４の遮断と同時に第３のダイオード１５を介して第２の平滑コンデンサ１７電圧、つまりインバータ１９電圧を昇圧させることになるため、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の導通比が一定であっても出力が増加する。所定の出力が得られるインバータ１９電圧になった時点で、第２の制御回路３９は出力が安定するように第３のスイッチング素子１４を駆動制御する。
【００４６】
このように、加熱コイル２４に流れる共振電流及び高周波磁界の周波数、つまり第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動周波数と、第３のスイッチング素子１４の駆動周波数、つまりチョークコイル１３の電流周波数が同一の２３ｋＨｚとなる。鍋２８を誘導加熱する高周波磁界と、チョークコイル１３からの漏れ磁界が干渉し合っても、その周波数に差がないために使用者には聞こえない。
【００４７】
また、第１の平滑コンデンサ１２の容量がそれほど大きくなくても、第２の平滑コンデンサ１７容量を大きく設定することにより、インバータ１９電圧を平滑した高圧の電圧とすることができ、この電源をもとに包絡線が平滑された高周波電流に変換して加熱コイル２４に供給するので、鍋鳴り音を抑制することができる。
【００４８】
また、第３のスイッチング素子１４が導通した時、チョークコイル１３にエネルギーを与える第１の平滑コンデンサ１２を有することにより、チョークコイル１３にエネルギーを蓄積する際の高周波成分が電源１０に漏洩するのを抑制することができるものである。
【００４９】
また、第１の制御回路３４は、最大出力設定時に、第１のスイッチング素子２０の駆動開始後、共振電流が第１のスイッチング素子２０に流れている期間内に第１のスイッチング素子２０を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子２１の駆動開始後、共振電流が第２のスイッチング素子２１に流れている期間内に第２のスイッチング素子２１を遮断する信号を出力してなるので、最大出力時の第１のスイッチング素子２０または第２のスイッチング素子２１におけるターンオン損失の増大を抑制することができる。
【００５０】
また、起動時、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、途中から駆動周波数を変え加熱出力を増加させてなることにより、負荷の検知を行いやすくすることができる。すなわち、駆動時間比を変えることにより高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等のような材質の負荷でも鉄系の負荷でも低出力状態で単調に出力を変化させることができ、第１の制御回路３４は負荷検知が正確にかつ低出力状態でできる。また、所定の駆動時間比、駆動時間あるいは加熱出力に到達後は、高導電率かつ低透磁率の負荷の場合には、特定の位相範囲でスイッチング素子を駆動及び遮断できるように駆動時間比を一定にして遮断位相を変え、駆動周波数を変えることによりスイッチング素子の損失の急激な増加を抑制して出力を可変することができるものである。
【００５１】
また、起動時、第１のスイッチング素子２０の駆動期間が共振電流の共振周期より短くなるようにして、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動時間比を変え加熱出力を増加させる。
【００５２】
所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達すると、第１のスイッチング素子２０の駆動期間を共振電流の周期より長く変更する。第１のスイッチング素子２０の駆動期間を連続的に長く変更すると出力が上昇する場合があるため、低出力になるように離散的に変更する。その後、駆動期間を徐々に短くして加熱出力を低出力値から所定出力値まで増加させる。
【００５３】
これにより、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達までに鍋２８が高導電率かつ低透磁率の鍋かどうかを精度良くかつ安定的に行うことができる。また、鍋２８が高導電率かつ低透磁率の鍋である場合には、離散的に駆動期間を長くするために、低出力状態に移行し、そこから所定の値まで安定に増加させ到達させることができるものである。
【００５４】
また、鉄系の鍋２８または非磁性ステンレスの鍋２８を加熱する場合には、共振電流の周期が第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の導通期間より長くなるよう、第２の共振コンデンサ２７を第１の共振コンデンサ２５に並列に接続して、高導電率かつ低透磁率の鍋２８を加熱する場合よりも大きい容量に切り替える。
【００５５】
さらに、並列接続された第１の共振コンデンサ２５と第２の共振コンデンサ２７の合成容量は、鉄系の鍋２８または非磁性ステンレス製の鍋２８を最大出力で加熱する場合に、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１に順方向に電流が流れているタイミングで前記スイッチング素子を遮断可能とするように設定する。
【００５６】
つまり、第１の共振コンデンサ２５と第２の共振コンデンサ２７は加熱コイル２４と直列に接続されると共に容量を切り替え可能とし、鉄系の鍋２８または非磁性ステンレス製の鍋２８を加熱する場合に第１の共振コンデンサ２５を、高導電率かつ低透磁率の鍋２８を加熱する場合よりも大きい容量に切り替える。
【００５７】
これにより、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手段１８によりインバータ１９電圧を昇圧しているので、共振電流の振幅が大きくなる。従って、スイッチング素子に順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能となる最大出力が大きくなる。そのため、スイッチング素子におけるターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制し、かつ最大出力を従来よりも大きくすることができる。
【００５８】
また、アルミニウム系の鍋２８と、鉄系の鍋２８を同一のインバータ１９で加熱しようとするときに、これまでは加熱コイル２４の巻き数と第１の共振コンデンサ２５及び第２の共振コンデンサ２７を同時に切り替えて共振周波数と鍋２８に放射する磁界の強さ（アンペアターン）を切り替えていたが、昇圧手段１８の昇圧作用により前記のコイル巻き数切り替えの作用を置き換えることができ、同一の加熱コイル２４を用い第１の共振コンデンサ２５及び第２の共振コンデンサ２７の切り替えで、広い範囲の材質の負荷を加熱できるという効果がある。
【００５９】
また、第２の共振コンデンサ２７を第１の共振コンデンサ２５に接続せずに起動し、すなわち、容量の小なる第１の共振コンデンサ２５で起動し、徐々に出力を増加させ、その途中で鍋２８が鉄系か、高導電率かつ低透磁率のものかを判定する。
【００６０】
鉄系の鍋２８であると判定した場合には駆動停止後、リレー２６を駆動して第２の共振コンデンサ２７を並列に接続して、すなわち、第１の共振コンデンサ２５及び第２の共振コンデンサ２７の合成容量が大となるよう切り変え、駆動周波数を低周波数で再駆動する。
【００６１】
共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手段１８によりインバータ１９電圧を昇圧しているので、共振電流値が増える。
【００６２】
従って、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１に順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能となる最大出力が大きくなる。そのため、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１におけるターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制し、かつ最大出力をこれまでのものよりも大きくすることができる。
【００６３】
また、高導電率、低透磁率の負荷であると判定した場合には、継続して所定の駆動時間比または所定の出力まで出力を増加した後、駆動時間比を固定して導通時間を変更して出力を所定の出力に到達させてなるので、いずれの負荷においても低出力で起動して負荷の判定をして、安定的に所定の出力値あるいはリミット値へと到達させるいわゆるソフトスタート動作が可能となる。
【００６４】
なお、図１において、第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１７との容量の比率は場合に応じて適宜決定すればよい。第１の平滑コンデンサ１２の容量を大きく設定する場合には、第１の平滑コンデンサ１２の入力側における電源線にチョークコイルを挿入すれば、電源１０投入時の突入電流を抑制し、力率を改善することが可能である。逆に第１の平滑コンデンサ１２に対して第２の平滑コンデンサ１７を大きく設定する場合には、力率の低下を抑制できるが、後者は耐圧の大きなものを必要とするので高価となる場合がある。
【００６５】
また、図１において、第２の平滑コンデンサ１７は、低電位側を整流回路１１の正極に接続しても同様の効果が得られる。
【００６６】
また、第１の共振コンデンサ２５及び第２の共振コンデンサ２７の低電位側端子は、第１のスイッチング素子２０の高電位側端子（コレクタ）に接続してもよく、容量を分割して第１のスイッチング素子２０の高電位側と、第２のスイッチング素子２１の低電位側端子（エミッタ）に同時に接続しても同様の動作を行う。そして、第１のスイッチング素子２０または第２のスイッチング素子２１に並列に接続する共振回路は、本実施の形態のものには限らず、適宜本実施の形態の技術を応用できるものである。
【００６７】
なお、本実施の形態では、アルミ鍋をはじめとする高導電率かつ低透磁率である負荷の誘導加熱時において、第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１の駆動周波数と、第３のスイッチング素子１４の駆動周波数を合致させる例を挙げたが、これに限定するものではない。例えば、複数のインバータを有する複数バーナの誘導加熱装置においては、隣接するバーナとの干渉も生じるため、それぞれのバーナに含まれる第３のスイッチング素子１４の駆動周波数を同一、または可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくし、かつそれぞれのバーナの加熱コイル２４電流により発生する高周波磁界と第３のスイッチング素子１４の駆動周波数を同一、または可聴周波数よりも小さく、または可聴周波数よりも大きくすることにより、複数バーナであっても干渉音を抑制することができる。加熱コイル２４電流により発生する高周波磁界の周波数と、第１及び第２のスイッチング素子２０、２１駆動周波数が同一である場合には、上記の高周波磁界と第３のスイッチング素子１４の関係を、第１及び第２のスイッチング素子２０、２１と第３のスイッチング素子１４に当てはめればよい。
【００６８】
また、本実施の形態では、第３のスイッチング素子１４の駆動周波数を一定周波数とする例を挙げたが、これに限定するものではない。加熱コイル２４電流により発生する高周波磁界の周波数と、第３のスイッチング素子１４駆動によるチョークコイル１３電流に起因する漏れ磁界の周波数が可聴周波数域外であればよいので、第３のスイッチング素子１４駆動周波数を可変にしてもよい。
【００６９】
また、第１の制御回路３４及び第２の制御回路３９によるスイッチング素子の駆動周波数を同一とすれば、１つの基準発振信号によって第１の制御回路３４及び第２の制御回路３９を動作させることができるため、回路の簡素化が可能となる。
【００７０】
また、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の導通比変更による出力制御に加え、昇圧手段１８によるインバータ電圧の変更でも出力制御が可能であるため、負荷の材質、特性が変化した場合においても、対応してきめ細かく出力制御を行うことができる。
【００７１】
また、第１のスイッチング素子２０及び第２のスイッチング素子２１の導通比範囲を制限し、主に昇圧手段１８による直流電圧の変更で出力制御を行うことにより、スイッチング素子にターンオン損失が発生する導通比を回避することができるため、スイッチング素子の責務を軽減できる。
【００７２】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２における誘導加熱装置を示すものである。実施の形態１と同一要素については、同一符号を付して説明を省略する。
【００７３】
本実施の形態において、実施の形態１と異なる点は、昇圧手段１８は、ダンパー抵抗４０を有してなる。ダンパー抵抗４０はスナバコンデンサ１６に直列に接続される。
【００７４】
また、昇圧手段１８は、第３のスイッチング素子１４電圧を制限する電圧制限手段４１を有してなる。本実施の形態では、電圧制限手段４１はツェナーダイオードで構成されており、第３のスイッチング素子１４に並列に配置される。またツェナーダイオード４１は、第３のスイッチング素子１４の耐圧より低い電圧で導通開始するよう設定されている。
【００７５】
本実施の形態における動作を説明する。
【００７６】
第１の制御回路３４の動作は、実施の形態１と同様に第１のスイッチング素子２０と第２のスイッチング素子２１を必要な入力電力を確保するため、交互にオン・オフ動作を行う。また、第２の制御回路３９も実施の形態１と同様に、第３のスイッチング素子１４の導通制御を適宜行う。
【００７７】
この際、第３のスイッチング素子１４遮断時には、ダンパー抵抗４０を介してスナバコンデンサ１６への充電が行われる。配線インダクタンスとスナバコンデンサ１６が共振した場合、第３のスイッチング素子１４電圧も共振し、ピーク電圧が上昇するが、ダンパー抵抗４０を介しているため、共振エネルギーが消費され、第３のスイッチング素子１４電圧ピークを抑制することが可能である。また、第３のスイッチング素子１４の導通比によっては、第３のスイッチング素子１４導通開始時にスナバコンデンサ１６短絡によるターンオン損失が発生する場合がある。しかしながら、スナバコンデンサ１６に蓄積されたエネルギーの一部をダンパー抵抗４０で消費することにより、第３のスイッチング素子１４導通開始時の短絡電流を低減し、ターンオン損失を抑制することが可能である。
【００７８】
電源１０の異常等で電源電圧が急上昇し、第１の平滑コンデンサ１２ではその変動を抑制できない場合には、ツェナーダイオード４１が導通し、第３のスイッチング素子１４の耐圧オーバーによる破壊を防止する。
【００７９】
なお、本実施の形態では、第３のスイッチング素子１４の電圧制限手段として、ツェナーダイオード４１を挙げたが、これに限定するものではない。また、電圧制限手段４１の低電位側は、整流回路１１の低電位側に接続しなくても、安定した電位に接続すれば同様の効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、干渉音を発生させず、回路の簡素化を実現するとともに、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することができるので、誘導加熱調理器としてはもちろんのこと、アルミニウム等の高導電率かつ低透磁率材料を加熱するアイロンや、湯沸かし器、加湿器等、他の機器の誘導加熱装置としても有用である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の回路図
【図２】同誘導加熱装置の各部の動作を示す波形図
【図３】同誘導加熱装置の各部の動作を示す別の波形図
【図４】同誘導加熱装置の入力電力特性を示す図
【図５】本発明の実施の形態２における誘導加熱装置の回路図
【符号の説明】
【００８２】
１０  電源
１１  清流回路
１２  第１の平滑コンデンサ（平滑手段）
１３  チョークコイル
１４  第３のスイッチング素子
１６  スナバコンデンサ（ロスレススナバ）
１７  第２の平滑コンデンサ（平滑手段）
１８  昇圧手段
１９  インバータ
２０  第１のスイッチング素子
２１  第２のスイッチング素子
２２  第１のダイオード（逆導通素子）
２３  第２のダイオード（逆導通素子）
２４  加熱コイル
２５  第１の共振コンデンサ
２８  鍋（負荷）
３４  第１の制御回路
３９  第２の制御回路
４０  ダンパー抵抗
４１  ツェナーダイオード（電圧制限手段）
【図１】
2005116385.tif 000003
【図２】
2005116385.tif 000004
【図３】
2005116385.tif 000005
【図４】
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【図５】
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