(57)【要約】【課題】三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、交流電源電圧が大きすぎるとＩＧＢＴ等のスイッチング素子の動作性能が劣化する。これを防ぎたい。【解決手段】三相      昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータは、交流入力側に設けた交流リアクトル１と、その出力側に設けたＩＧＢＴ２によるフルブリッジ回路３と、このブリッジ回路３の直流出力側に並列に設けたコンデンサ４と、を有する。本発明は、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧を監視し、これが直流電圧目標値Ｖｃ未満であれば本来のＰＷＭ制御をフルブリッジ回路３の各スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に対して行い、出力直流電圧Ｖｄｃが直流電圧目標値以上であれば、フルブリッジ回路３を構成しているＩＧＢＴのスイッチング動作を停止し、ダイオードのみの動作による全波整流回路とする。【選択図】図１
2005327603.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源からの三相交流を入力とし、目標直流電圧を得るように制御を受けるＡＣ−ＤＣコンバータと、このコンバータ直流出力を交流に変換するインバータと、このインバータ交流出力を昇圧し整流しＸ線源へ直流高電圧を出力する高電圧発生装置と、を備えるＸ線高電圧装置において、
上記ＡＣ−ＤＣコンバータは、三相交流電源の各相出力端に直列に接続した相対応の交流リアクトルと、
スイッチング制御を行う制御回路と、
正極側と負極側との端子を有する直流出力端子と、この正極側と負極側との間に、並列に接続した相対応のスイッチング回路を持つフルブリッジ回路と、
フルブリッジ回路の出力端に並列に設けた平滑コンデンサと、を備え、
フルブリッジ回路は、
各相対応のスイッチングの回路を具え、この各相対応のスイッチング回路が、正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との直列回路で形成されており、この正極用スイッチング部及び負極用スイッチング部は、それぞれ自己消弧型スイッチング素子とそれに並列に接続したダイオードとを有するものとし、各相対応のスイッチング回路の正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との接続系路に上記対応する相の交流リアクトルの出力端が接続され、全相の全スイッチング回路の全スイッチング素子のＯＦＦ状態でダイオードのみが動作する全波整流回路として機能するフルブリッジ回路であり、
上記制御回路は、
目標直流電圧を設定する手段と、この目標直流電圧と上記コンバータの直流出力電圧、及び相電流とを取り込み直流出力電圧が目標直流電圧になるように上記スイッチング素子動作を制御すると共に、目標直流電圧とコンバータの直流出力電圧との大小を比較し直流出力電圧が大きいときに上記全スイッチング素子をＯＦＦにする第１の制御信号を発生してフルブリッジ回路を全波整流回路として機能させ、直流出力電圧が小さいときには各スイッチング素子のスイッチング動作を行わせる第２の制御信号を発生する制御手段と、
を備えるＸ線高電圧装置。
【請求項２】
交流入力側に交流リアクトルを備え、ＩＧＢＴによるフルブリッジ回路を構成し、直流出力側には負荷に並列にコンデンサが接続される。三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータの出力直流電圧が目標値以上になった場合にはフルブリッジ回路を構成するＩＧＢＴのスイッチング動作を停止することによって、出力直流電圧を全波整流回路の場合の直流電圧までの範囲で制御可能としたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
三相交流電源からの三相交流を入力とし、目標直流電圧を得るように制御を受けるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
三相交流電源の各相出力端に直列に接続した相対応の交流リアクトルと、
スイッチング制御を行う制御回路と、
正極側と負極側との端子を有する直流出力端子と、この正極側と負極側との間に、並列に接続した相対応のスイッチング回路を持つフルブリッジ回路と、
フルブリッジ回路の出力端に並列に設けた平滑コンデンサと、を備え、
フルブリッジ回路は、
各相対応のスイッチングの回路を具え、この各相対応のスイッチング回路が、正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との直列回路で形成されており、この正極用スイッチング部及び負極用スイッチング部は、それぞれ自己消弧型スイッチング素子とそれに並列に接続したダイオードとを有するものとし、各相対応のスイッチング回路の正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との接続系路に上記対応する相の交流リアクトルの出力端が接続され、全相の全スイッチング回路の全スイッチング素子のＯＦＦ状態でダイオードのみが動作する全波整流回路として機能するフルブリッジ回路であり、
上記制御回路は、
目標直流電圧を設定する手段と、この目標直流電圧と上記コンバータの直流出力電圧、及び相電流とを取り込み直流出力電圧が目標直流電圧になるように上記スイッチング素子動作を制御すると共に、目標直流電圧とコンバータの直流出力電圧との大小を比較し直流出力電圧が大きいときに上記全スイッチング素子をＯＦＦにする第１の制御信号を発生してフルブリッジ回路を全波整流回路として機能させ、直流出力電圧が小さいときには各スイッチング素子のスイッチング動作を行わせる第２の制御信号を発生する制御手段と、
を備えるものとしたＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを有するＸ線高電圧装置、及びＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図２は、昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータの回路例を示す。このコンバータは、三相交流を直流化する回路であって、フルブリッジ型と呼ばれる。図２のコンバータは、三相交流電源１００（図ではスター結線で示した）の各相に直列に接続した交流リアクトル１と、正極側Ｐと負極側Ｎとを持つ直流出力端Ｐ−Ｎ及びこの直流出力端Ｐ−Ｎに並列に設けた各相対応のスイッチング回路２ｕ、２ｖ、２ｗを持つフルブリッジ回路３とを、備える。２５は負荷である。
スイッチング回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、それぞれ正極側スイッチング回路２０と負極側スイッチング回路２１とより成る。このスイッチング回路２０と２１との接続系路に、それぞれ相対応する交流リアクトル１の出力側が接続されている。スイッチング回路２０、２１は同一の回路構成であって、自己消弧型スイッチング素子Ｓ（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ）とそれに並列接続したダイオードＤとより成る。
各スイッチング素子Ｓは、制御回路２００によって、目標直流電圧の直流出力及び高力率運転、となるように制御を受ける。これは、スイッチング素子のゲート端子に制御回路２００が所定の制御信号を印加することで実現する。
【０００３】
制御回路２００の構成例を図３に示す。制御回路２００は、電圧増幅器２０１、電流増幅器２０２、ＰＷＭ信号発生回路２０３、正弦波データテーブル２０４、減算器２０５、２０６、乗算器２０７を具える。コンバータ３の直流出力Ｖｆ（＝Ｖｄｃ）、直流電流Ｉｆをそれぞれ負帰還して、減算器２０６、２０５で差分をとる。減算器２０６では、目標直流電圧ＶｃとＶｆとの差分をとり、それを増幅器２０１で増幅し、正弦波テーブル２０４の正弦波形の読み出し出力との乗算を乗算器２０７で行う。正弦波テーブル２０４は、実際の交流出力を取り込み、正弦波に対応するテーブル値を出力するものである。減算器２０５では、乗算器２０７の出力からＩｆを差分し、電流増幅器２０２で増幅し、ＰＷＭ信号発生回路２０３でＰＷＭに従った制御信号を生成し、コンバータ（ブリッジ回路）３のスイッチング素子のゲート制御を行う。
ここで、昇圧型とは、交流リアクトル１の両端の電圧が交流電源１００の出力に加算されて、その結果、事実上、ブリッジ回路３に印加する電圧が交流リアクトルの両端電圧分だけ昇圧されていることを指す。この昇圧の目的は、コンバータの後段の負荷の高効率達成である。これを図４のベクトル図によって説明する。
【０００４】
図４は、Ｘが実軸、Ｙが虚軸である。高力率例えば力率１を達成するためには、相電圧と電流とが同位相の正弦波であることが必要である。今、各相電圧をｅｕ、ｅｖ、ｅｗ、各相電流をｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、実効相電圧をＥｕ、Ｅｖ、Ｅｗ、各相間電圧である線間電圧をＶｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕとする。また交流リアクトル１のインダクタンス値をＬ１、Ｌ２、Ｌ３とする（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３を含む）。
力率１になるには、例えばＵ相に関してみれば相電圧ｅｕと相電流ｉｕとが同位相の正弦波であることが必要となる。そのためには、Ｕ相交流リアクトル１の両端にｅｕより９０°位相進みの電圧ｅｕ１を発生させればよい。ここで、ｅｕ１と電流ｉｕとの関係は次式であり、ｅｕはｉｕより９０°位相が進んだ状態である。
【０００５】
【数１】
2005327603.tif 000003
【０００６】
Ｕ相交流リアクトル１の両端にｅｕより位相が９０°進んだ電圧ｅｕ１の発生を実現するには、Ｕ相交流リアクトル１からフルブリッジ回路３への接続点の電位ｅａを、図４のように制御できればよい。即ち、ｉｕとｅｕ１との９０°位相差のもとで、ｉｕと同相のｅｕとなるためには、接続点での電位が図４の点線に示すようにベクトル的にｅｕ１とｅｕとの点線で示す合成電圧（ｅａ）となればよいとしたものである。この合成電圧（ｅａ）を原点を基準に図４に示せば、第４象限に傾斜した電位ｅａとなる。
そこで、この時の関係をみるに、先ず電位ｅａの絶対値｜ｅａ｜とｅｕの絶対値｜ｅｕ｜との間で先ず次式が必要となる。
【０００７】
【数２】
2005327603.tif 000004
【０００８】
一方、ｅａはフルブリッジ回路３の上下のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）Ｓｕｐ、Ｓｕｎとの接続点の電位であり、ＳｕｐとＳｕｎとのそれぞれＯＮ（普通）時間によって決定できる。その変動範囲は、平滑コンデンサ４のプラス電位（ＳｕｐがＯＮ）からマイナス電位（ＳｕｎがＯＮ）の間である。即ち、ｅａの変動範囲は、最大でコンバータ出力直流電圧Ｖｄｃとなる。
相電流を正弦波に制御するためには、必然的にｅａも正弦波であることが必要となる。従って、ｅａの変動範囲は、２・｜ｅａ｜（即ち、＋｜ｅａ｜から−｜ｅａ｜）である。従って、次式が成り立つ。
【０００９】
【数３】
2005327603.tif 000005
数２と数３から次式が成り立つ。
【００１０】
【数４】
2005327603.tif 000006
従って、力率１の高力率制御のためには、直流電圧Ｖｄｃと入力線間電圧Ｖｕｖの間には数４の１の関係が必要である。直流電圧Ｖｄｃを、これより小さい電圧、即ち
【００１１】
【数５】
2005327603.tif 000007
なる電圧Ｖｄｃに制御した場合、波形の歪みが生ずるので、数５にならないような制御が必要である。
【００１２】
このように、コンバータの出力直流出力電圧Ｖｄｃは交流側の入力線間電圧Ｖｕｖの全波整流電圧√２・Ｖｕｖよりも高い電圧に昇圧される。また相電流を相電圧と同位相の正弦波に制御することによって、入力力率を１に制御することが可能となる。かくして、このコンバータによれば、皮相電力の低減と電源高調波障害の除去（波形が歪まない故に、交流電源１００への回生電力に高調波が含まれないことになる）をはかれる。
【００１３】
尚、かかるＡＣ−ＤＣコンバータに関しての特許文献には、特許文献１、２、３がある。
【特許文献１】特開平７−５０７００号
【特許文献２】特開２０００−２５２０９４号
【特許文献３】特開２００２−２３７３９７号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図２に示す三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータは、電源設備側からの線間電圧の大小とスイッチング素子の最大定格電圧との兼ね合いが必要である。線間電圧が電源設備側の事情により大きすぎると、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）の最大定格電圧以上の電圧がスイッチング素子に印加して性能通り動作しなくなることがある。
特に、国によって電力事情が異なり、使用している電源設備の状況が変わることがあり、その結果、線間電圧がＡＣ−ＤＣコンバータの規定している以上に大きかったりする。
【００１５】
次に、以上の問題点を数値を使って説明する。
図２のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、すべてのスイッチング素子ＳをＯＦＦにした状態とすると、フルブリッジ回路３は、ダイオードＤのみの全波整流回路となる。これは、スイッチング素子Ｓを取り除いた例と等価である。
この全波整流回路での直流出力電圧Ｖｄｃは、入力線間電圧Ｖｕｖのピーク値であり、次式となる。
【００１６】
【数６】
2005327603.tif 000008
数４−１と数６とを比較するに、三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータで制御可能な直流出力電圧Ｖｄｃの下限値は、全波整流回路の場合の直流出力電圧よりも高い値である。即ち、その比率は下記となる。
【００１７】
【数７】
2005327603.tif 000009
【００１８】
次に三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを実際に使用する場合について考える。
例えばインバータ式Ｘ線高電圧装置において、昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを利用する場合、コンバータ回路およびインバータ回路で使用されるＩＧＢＴは絶対最大定格電圧１２００Ｖクラスのものが使用され、この実使用可能な直流電圧は８００Ｖｄｃである。
一方、システムを接続する電源設備としては、世界各国ヘシステムの納入を考える場合には線間電圧の実効値は最大５２８Ｖまで許容する必要がある。
降圧トランスを使用してインバータ式Ｘ線高電圧装置への入力線間電圧を低くすることは可能であるが、例えばＸ線ＣＴシステムの場合には１００ｋＶＡクラス、またはそれ以上の容量が必要となり、システムの設置面積及び価格の面で好ましくない。降圧トランスなしに線間電圧実効値５２８Ｖの電源設備に対応していることが望まれる。
線間電圧実効値が５２８Ｖの湯合、三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータの出力直流電圧の最小値は数４−１より８６２Ｖである。これは絶対最大定格電圧１２００ＶクラスのＩＧＢＴの実使用可能な上限電圧８００Ｖを越える電圧であるため、絶対最大定格電圧１２００ＶクラスのＩＧＢＴは使用できない。実使用可能な電圧がより高い、より高電圧クラスのＩＧＢＴを使用する必要があるが、その揚合には他の性能が制限されてくる等の問題が発生する。
【００１９】
このため電源設備の線間電圧が高い場合には、インバータ式Ｘ線高電圧装置では、昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを利用せずにダイオードによる全波整流回路とする場合もある。この場合その出力直流電圧は数６より７４７Ｖとなり、絶対最大定格電圧１２００ＶクラスのＩＧＢＴが使用できる。しかしながら、ダィオードによる全波整流回路であるので力率は悪くなり必要な電源設備容量は大きくなり、電源高調波も増える。また、負荷電流による電圧ドロップのため、その直流電圧は変動することになる。最大負荷時の電圧ドロップを考慮して低い直流電圧に対応したインバータ回路及び後段の回路設計が必要となるとの弊害も生ずる。
【００２０】
本発明の目的は、線間電圧が大きいときでも、安定した直流電圧の出力を可能にする三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを使ったＸ線高電圧装置、及びＡＣ−ＤＣコンバータを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、三相交流電源からの三相交流を入力とし、目標直流電圧を得るように制御を受けるＡＣ−ＤＣコンバータと、このコンバータ直流出力を交流に変換するインバータと、このインバータ交流出力を昇圧し整流しＸ線源へ直流高電圧を出力する高電圧発生装置と、を備えるＸ線高電圧装置において、
上記ＡＣ−ＤＣコンバータは、三相交流電源の各相出力端に直列に接続した相対応の交流リアクトルと、
スイッチング制御を行う制御回路と、
正極側と負極側との端子を有する直流出力端子と、この正極側と負極側との間に、並列に接続した相対応のスイッチング回路を持つフルブリッジ回路と、
フルブリッジ回路の出力端に並列に設けた平滑コンデンサと、を備え、
フルブリッジ回路は、
各相対応のスイッチング回路を具え、この各相対応のスイッチング回路が、正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との直列回路で形成されており、この正極用スイッチング部及び負極用スイッチング部は、それぞれ自己消弧型スイッチング素子とそれに並列に接続したダイオードとを有するものとし、各相対応のスイッチング回路の正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との接続系路に上記対応する相の交流リアクトルの出力端が接続され、全相の全スイッチング回路の全スイッチング素子のＯＦＦ状態でダイオードのみが動作する全波整流回路として機能するフルブリッジ回路であり、
上記制御回路は、
目標直流電圧を設定する手段と、この目標直流電圧と上記コンバータの直流出力電圧、及び相電流とを取り込み直流出力電圧が目標直流電圧になるように上記スイッチング素子動作を制御すると共に、目標直流電圧とコンバータの直流出力電圧との大小を比較し直流出力電圧が大きいときに上記全スイッチング素子をＯＦＦにする第１の制御信号を発生してフルブリッジ回路を全波整流回路として機能させ、直流出力電圧が小さいときには各スイッチング素子のスイッチング動作を行わせる第２の制御信号を発生する制御手段と、
を備えるＸ線高電圧装置を開示する。
【００２２】
更に本発明は、交流入力側に交流リアクトルを備え、ＩＧＢＴによるフルブリッジ回路を構成し、直流出力側には負荷に並列にコンデンサが接続される。三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータの出力直流電圧が目標値以上になった場合にはフルブリッジ回路を構成するＩＧＢＴのスイッチング動作を停止することによって、出力直流電圧を全波整流回路の場合の直流電圧までの範囲で制御可能としたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータを開示する。
【００２３】
更に本発明は三相交流電源からの三相交流を入力とし、目標直流電圧を得るように制御を受けるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
三相交流電源の各相出力端に直列に接続した相対応の交流リアクトルと、
スイッチング制御を行う制御回路と、
正極側と負極側との端子を有する直流出力端子と、この正極側と負極側との間に、並列に接続した相対応のスイッチング回路を持つフルブリッジ回路と、
フルブリッジ回路の出力端に並列に設けた平滑コンデンサと、を備え、
フルブリッジ回路は、
各相対応のスイッチングの回路を具え、この各相対応のスイッチング回路が、正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との直列回路で形成されており、この正極用スイッチング部及び負極用スイッチング部は、それぞれ自己消弧型スイッチング素子とそれに並列に接続したダイオードとを有するものとし、各相対応のスイッチング回路の正極用スイッチング部と負極用スイッチング部との接続系路に上記対応する相の交流リアクトルの出力端が接続され、全相の全スイッチング回路の全スイッチング素子のＯＦＦ状態でダイオードのみが動作する全波整流回路として機能するフルブリッジ回路であり、
上記制御回路は、
目標直流電圧を設定する手段と、この目標直流電圧と上記コンバータの直流出力電圧、及び相電流とを取り込み直流出力電圧が目標直流電圧になるように上記スイッチング素子動作を制御すると共に、目標直流電圧とコンバータの直流出力電圧との大小を比較し直流出力電圧が大きいときに上記全スイッチング素子をＯＦＦにする第１の制御信号を発生してフルブリッジ回路を全波整流回路として機能させ、直流出力電圧が小さいときには各スイッチング素子のスイッチング動作を行わせる第２の制御信号を発生する制御手段と、
を備えるものとしたＡＣ−ＤＣコンバータを開示する。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータにあって、入力線間電圧が大きいときでも、制御可能な直流電圧Ｖｄｃの下限値を全波整流回路の場合の直流電圧まで下げることができる。スイッチング動作を断続するために電流波形は若干歪むが、力率についてはほぼ１を達成することが可能である。電源設備の線間電圧が高い揚合においても、負荷電流による変動のない、安定した直流電圧を発生する三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
図１は、本発明の制御回路２００の実施の形態を示す図である。図１は図３に幾つかの要素を付加した点に特徴を持つ。
図１と図３で同じ点は、制御回路２００が、電圧増幅器２０１、電流増幅器２０２、ＰＷＭ信号発生回路２０３、正弦波データテーブル２０４、減算器２０５、２０６、乗算器２０７を具える点である。コンバータ３の直流出力Ｖｆ、直流電流Ｉｆをそれぞれ負帰還して、減算器２０６、２０５で差分をとる。減算器２０６では、目標直流電圧ＶｃとＶｆとの差分をとり、それを増幅器２０１で増幅し、正弦波テーブル２０４の読み出し正弦波値出力との乗算を乗算器２０７で行う。正弦波テーブル２０４は、実際の交流出力を取り込み、テーブル値を出力するものである。減算器２０５では、乗算器２０５の出力からＩｆを差分し、電流増幅器２０２で増幅し、ＰＷＭ信号発生回路２０３でＰＷＭに従った制御信号を生成し、コンバータ（ブリッジ回路）３のスイッチング素子のゲート制御を行う。
【００２６】
一方、図１で図３に対して新しく付加した要素は、判定回路２０８、信号発生回路２０９、スイッチ２１０である。判定回路２０８は、減算器２０６の出力側に設けられ、その差分出力が正か負かを判定する回路である。判定回路２０８は、減算器２０６の差分出力が正であれば、その差分出力をそのまま電圧増幅器２０１に入力し、ＰＷＭ制御回路２０３から従来と同じくＰＷＭ制御を行うための制御信号を発生させて対応する各スイッチング素子へのＰＷＭ制御を行わせる。差分出力が零又は負であれば、信号発生回路２０９へその結果を送る。信号発生回路２０９は、判定回路２０８の零又は負である旨の信号を受け取り、全てのスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）をＯＦＦにする制御信号を発生する。
【００２７】
図１では、ＰＷＭ発生回路２０３の出力側にスイッチ２１０を設けてあり、このスイッチ２１０を信号発生回路２０９の出力でＯＦＦにし、ＰＷＭ発生回路２０３の出力を遮断するやり方を採用した。この他のやり方としては、ＰＷＭ発生回路２０３に働きかけてその出力を停止させるやり方、回路２０３の動作を中断させるやり方がある。
【００２８】
次に動作を説明する。
図１において、判定回路２０８がなければ、制御回路２００は、直流出力電圧Ｖｆ（例えば平滑コンデンサの両端電圧Ｖｄｃ）が直流電圧目標値Ｖｃから正負どちらに離れていても、その直流電圧目標値になるようにＡＣ−ＤＣコンバータのフルブリッジ回路３がＰＷＭ制御を受ける。然るに判定回路２０８を設けたことで、直流電圧目標値Ｖｃよりも直流出力電圧Ｖｆが同じか大きいと、ＰＷＭ制御が除かれて、全スイッチング素子がＯＦＦとなり、フルブリッジ回路３はダイオードだけの三相全波整流回路となる。
ＰＷＭ制御が生きている状態では、フルブリッジ回路３の出力直流電圧Ｖｄｃの下限値が数４−１に示す値であるのに対し、ＰＷＭ制御を殺している（除いている）状態では数６なる。
【００２９】
このように、図１によれば、電圧フィードバックループにおいて直流電圧Ｖｄｃとその目標値とを比較した結果によりまず判定を行う。直流電圧Ｖｄｃが目標値に達している、または日標値を越えている場合には全てのスイッチング素子をＯＦＦする。この時コンバータ回路はダイオードによるフルブリッジ全波整流回路となる。すなわち直流電圧ＶｄｃはＸ線源などの負荷をとることによって数６で示される、入力線間電圧の全波整流電圧に向かって減少する。その間に直流電圧目標値を下回った揚合には電流フィードバックループによる高力率制御が実施され、直流電圧Ｖｄｃは昇圧される。従って直流電圧Ｖｄｃの制御可能な下限値は入力線間電圧の全波整流電圧に限りなく近づく。
【００３０】
図５は本実施例による三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータを利用したインバ一タ式Ｘ線高電圧装置である。本発明による三相昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータ５の出力直流電圧Ｖｄｃをインバータ回路６の直流電圧として供給している。そしてインバータ回路６の出力は変圧器７で昇圧され、さらに整流回路８で整流してＸ線管に直流高電圧を供給する。
【００３１】
本実施例によるコンバータを採用することによって、４００Ｖ系電源設備の線間電圧の実効値が５２８Ｖの場合においても、コンバータ５の出力電圧をその全波整流電圧に近い値、例えば直流電圧値７５０Ｖに制御することができる。これによりコンバータ５及びインバータ回路６を構成するスイッチング素子として、例えばＩＧＢＴとして実使用電圧が８００Ｖである絶対最大定格電圧１２００Ｖクラスのものを使用することが可能である。
【００３２】
本実施例によるコンバータを採用し、入力線間電圧実効値が５２８Ｖ、コンバータ出力
直流電圧Ｖｄｃの目標値を７５０Ｖとした場合について、出力直流電圧Ｖｄｃと相電流
ｉｕの波形を図６（イ）、（ロ）に示す。図７は図６の一部（Ａ）の拡大図で、電圧と電流とを１つの図面で表現した例である。電流波形は歪んでふたこぶ（ｍ）になっているが力率をほぼ１に制御できており、直流電圧は目標値７５０Ｖに制御することが出来ている。
【００３３】
ここで、図７の拡大図で動作を説明する。
図７は相電流ｉｕが零であるときと直流電圧Ｖｄｃが７５０Ｖであるときを、縦軸の中心座標で一致させて表示させた例である。図７で、相電流波形のギザギザの部分１が、ＩＧＢＴをスイッチング動作させている期間であり、相電流ｉｕが０の期間２では他の２相（Ｖ相、Ｗ相）間で電流が流れている。直流電圧Ｖｄｃが目標値７５０Ｖを下回っている場合（Ｄ）にはスイッチング動作を実施しており、直流電圧Ｖｄｃは昇圧される（ａ）。目標値７５０Ｖを越える（Ｕ）とスイッチング動作を停止する（電流波形にギザギザがなくなる３）。スイッチング動作を停止した後も、直流電圧Ｖｄｃは上がり続けている（ｂ）。これはリアクタンス１に貯まっているエネルギーがダイオードを通って平滑コンデンサ４に充電されるためである。スイッチング動作を停止した場合には直流電圧は負荷をとることによって下がる（ｃ）。
これに対して従来コンバータにおける同一条件の場合の波形を図８に示す。図８では第一に直流電圧Ｖｄｃを目標値７５０Ｖに制御できていない。また、電流波形も歪んでおり、図６よりも高周波成分が多いことが分かる。
【００３４】
また、本実施例によれば大きな負荷電流による電圧ドロップによってシステムヘの入力電圧が低下した場合でも、コンバータ５はその出力直流電圧Ｖｄｃを目標値と比較して、目標値を下回っている場合には高力率制御するようにスイッチングを開始し、直流電圧Ｖｄｃは昇圧される。従って負荷電流に影響されない安定した直流電圧Ｖｄｃが得られる。
さらに、入力電圧が小さい場合には常に図４に示した関係を成立することが出来るので従来通りの高力率制御を達成することができる。システムを変更することなしに電圧の異なる電源設備から電源を供給することが可能である。
以上のように本実施例によるコンバータを採用することによって、入力電圧に関わらずに常に最適な直流電圧で動作するインバータ回路を実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明によるコンバータの制御ブロック図である。
【図２】昇圧型高力率ＡＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】従来のコンバータの制御ブロック図である。
【図４】高力率制御のベクトル図である。
【図５】本発明によるコンバータを利用したインバータ式Ｘ線高電圧装置を示す図である。
【図６】本発明によるコンバータの直流電圧及び相電流の波形の一例図である。
【図７】図６の一部拡大図である。
【図８】従来のコンバータの直流電圧及び相電流の波形の一例図である。
【符号の説明】
【００３６】
１    交流リアクトル
２    スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
３    フルブリッジ回路
４    コンデンサ
【図１】
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【図２】
2005327603.tif 000011
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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