(57)【要約】【課題】衛星からの雑音にうずもれた超微弱な信号であっても、高精度でかつ処理速度が極めて早い衛星測位システムを提供すること目的とする。【解決手段】衛星Ａからの衛星信号を受信機端末11が受信し、衛星Ａとの間の疑似距離を求める衛星測位システムである。受信機端末11が、内部発振部34と接続されＰＮ信号を所定の周波数領域に変換させる周波数変換部と、周波数変換部にて処理された信号から得られた受信ＰＮ符号をＦＦＴする第１演算部と、内部ＰＮ符号パターンを発生させるパターン演算部と、内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴする第２演算部と、第１演算部にて得た信号の周波数成分に第２演算部にて得た信号の周波数成分を作用させて得た成分を同期加算し内部発振部による周波数信号の周波数誤差を検出する第３演算部と、周波数信号の周波数誤差がキャンセルされた信号から疑似距離を求める疑似距離検出部19と、を備える。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＮ信号を受信する高周波増幅部（32）と、周波数信号を発振させる内部発振部（34）と、該内部発振部（34）と接続され上記ＰＮ信号を所定の周波数領域に変換させる周波数変換部（33）と、該周波数変換部（33）にて処理された信号から得られた受信ＰＮ符号をＦＦＴする第１演算部（７）と、内部ＰＮ符号パターンを発生させるパターン演算部（22）と、該内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴする第２演算部（８）と、該第１演算部（７）にて得た信号の周波数成分に該第２演算部（８）にて得た信号の周波数成分を作用させて得た成分を演算し上記内部発振部（34）による上記周波数信号の周波数誤差を検出する第３演算部（９）と、を備えることを特徴とする受信信号処理装置。
【請求項２】
上記第１演算部（７）は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第１分離処理部（23）を有し、また、上記第２演算部（８）は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第２分離処理部（24）を有し、上記第３演算部（９）は、該第１分離処理部（23）にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータに対し、該第２分離処理部（24）にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータを乗算し同期加算する演算処理部（25）を有する請求項１記載の受信信号処理装置。
【請求項３】
上記周波数変換部（33）にて処理された信号をドップラ補正するドップラ補正部（16）を備え、該ドップラ補正部（16）にて補正して得た上記受信ＰＮ符号を、上記第１演算部（７）にてＦＦＴ演算させる請求項２記載の受信信号処理装置。
【請求項４】
上記周波数変換部（33）にて処理した信号からＩ信号とＱ信号とを得るＩ信号変換部（35）とＱ信号変換部（36）とを備え、該Ｉ信号と該Ｑ信号とが夫々上記ドップラ補正部（16）と上記第１演算部（７）と上記演算処理部（25）にて処理されて得たＩ成分とＱ成分とを合成演算する合成処理部（40）を、上記第３演算部（９）が有する請求項３記載の受信信号処理装置。
【請求項５】
衛星（Ａ）からの衛星信号を受信機端末（11）が受信し、受信したＰＮ信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ａ）との間の疑似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末（11）が、ＰＮ信号を受信する高周波増幅部（32）と、周波数信号を発振させる内部発振部（34）と、該内部発振部（34）と接続され上記ＰＮ信号を所定の周波数領域に変換させる周波数変換部（33）と、該周波数変換部（33）にて処理された信号から得られた受信ＰＮ符号をＦＦＴする第１演算部（７）と、内部ＰＮ符号パターンを発生させるパターン演算部（22）と、該内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴする第２演算部（８）と、該第１演算部（７）にて得た信号の周波数成分に該第２演算部（８）にて得た信号の周波数成分を作用させて得た成分を演算し上記内部発振部（34）による上記周波数信号の周波数誤差を検出する第３演算部（９）と、該周波数信号の該周波数誤差がキャンセルされた信号から上記疑似距離を求める疑似距離検出部（19）と、を備えたことを特徴とする衛星測位システム。
【請求項６】
上記第１演算部（７）は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第１分離処理部（23）を有し、また、上記第２演算部（８）は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第２分離処理部（24）を有し、上記第３演算部（９）は、該第１分離処理部（23）にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータに対し、該第２分離処理部（24）にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータを乗算し同期加算する演算処理部（25）を有する請求項５記載の衛星測位システム。
【請求項７】
上記受信機端末（11）は、上記周波数変換部（33）にて処理された信号をドップラ補正するドップラ補正部（16）を備え、該ドップラ補正部（16）にて補正して得た上記受信ＰＮ符号を、上記第１演算部（７）にてＦＦＴ演算させる請求項６記載の衛星測位システム。
【請求項８】
上記受信機端末（11）は、上記周波数変換部（33）にて処理した信号からＩ信号とＱ信号とを得るＩ信号変換部（35）とＱ信号変換部（36）とを備え、該Ｉ信号と該Ｑ信号とが夫々上記ドップラ補正部（16）と上記第１演算部（７）と上記演算処理部（25）にて処理されて得たＩ成分とＱ成分とを合成演算する合成処理部（40）を、上記第３演算部（９）が有する請求項７記載の衛星測位システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号処理装置及び衛星測位システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
測位用衛星（たとえばＧＰＳ）受信機等においては、受信した衛星からの電波のコードに受信機内部で発生する同一コードを同期させて、コードを復調している。
しかし、測位用衛星は動いているために、ドップラ効果が生じ、そのため受信電波の周波数が衛星から送信したものとは異なっている。そこで、ＧＰＳ受信機などにてドップラ補正を行って、この周波数を衛星から送信した時点と同一にすることを行っている。
【０００３】
また、受信機内の局部発振器の周波数誤差があると、周波数変換後の周波数は衛星自信のドップラ効果による周波数誤差のほかに局部発振器の誤差が重畳される。
この際に受信機自身のみでドップラ補正を行おうとすれば、周波数誤差を自力で推定して考えられる周波数領域を総当りで試みる必要があり、コード復調が出来るまで繰り返す必要が生じるため、非常に長い処理時間が必要であるという欠点があった。つまり、コード復調するまで相当の時間がかかるという致命的な欠点を持っていた。
【０００４】
また、外部より正確な衛星の周波数誤差をもらっても、局部発振器の誤差が不明ならばドップラ補正は上記の場合と同様に、周波数誤差を自力で推定して考えられる周波数領域を総当りで試みる必要があり、コード復調が出来るまで計算を繰り返す必要が生じるという欠点があった。
局部発振器の誤差を完全に排除するためには、超高安定の発振器が要求されることになる。たとえば高価なルビジウム発振器などが必要になり、システムが高価になるという欠点があった。
【０００５】
また、この欠点を解決するために、外部から正確な周波数の信号を取り入れ、この信号に受信機内部の発振周波数の誤差を位相検出回路により検出することが従来から広く行われている。つまり、位相同期ループ回路により受信機内部の発振周波数を外部から正確な周波数の信号にロックさせて同一周波数にする手段（電波時計、ＪＪＹ等）が、一般に広く用いられている。この手段は、一般にＰＬＬ（Phase Lock Loop ）回路として広く知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開平７−３２１６４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
解決しようとする問題点は、外部から取り入れる信号は、周波数安定度が受信機内部の周波数安定度より十分に正確で、かつ、信号電界強度が相応の強さ以上必要であるという制約があった。また、この手段では、外部から取り入れる受信信号が外部からドップラ効果を受けていたり、雑音にうずもれた信号であるなど、外部からとりいれる受信信号を基準にし、受信機内部の発振周波数の誤差を正確に検知することは、きわめて困難であるという欠点をもっている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の受信信号処理装置は、ＰＮ信号を受信する高周波増幅部と、周波数信号を発振させる内部発振部と、該内部発振部と接続され上記ＰＮ信号を所定の周波数領域に変換させる周波数変換部と、該周波数変換部にて処理された信号から得られた受信ＰＮ符号をＦＦＴする第１演算部と、内部ＰＮ符号パターンを発生させるパターン演算部と、該内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴする第２演算部と、該第１演算部にて得た信号の周波数成分に該第２演算部にて得た信号の周波数成分を作用させて得た成分を演算し上記内部発振部による上記周波数信号の周波数誤差を検出する第３演算部と、を備えるものである。
【０００８】
また、上記第１演算部は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第１分離処理部を有し、また、上記第２演算部は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第２分離処理部を有し、上記第３演算部は、該第１分離処理部にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータに対し、該第２分離処理部にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータを乗算し同期加算する演算処理部を有する。
また、上記周波数変換部にて処理された信号をドップラ補正するドップラ補正部を備え、該ドップラ補正部にて補正して得た上記受信ＰＮ符号を、上記第１演算部にてＦＦＴ演算させる。
また、上記周波数変換部にて処理した信号からＩ信号とＱ信号とを得るＩ信号変換部とＱ信号変換部とを備え、該Ｉ信号と該Ｑ信号とが夫々上記ドップラ補正部と上記第１演算部と上記演算処理部にて処理されて得たＩ成分とＱ成分とを合成演算する合成処理部を、上記第３演算部が有するものである。
【０００９】
また、本発明の衛星測位システムは、衛星からの衛星信号を受信機端末が受信し、受信したＰＮ信号により該受信機端末が該衛星との間の疑似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末が、ＰＮ信号を受信する高周波増幅部と、周波数信号を発振させる内部発振部と、該内部発振部と接続され上記ＰＮ信号を所定の周波数領域に変換させる周波数変換部と、該周波数変換部にて処理された信号から得られた受信ＰＮ符号をＦＦＴする第１演算部と、内部ＰＮ符号パターンを発生させるパターン演算部と、該内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴする第２演算部と、該第１演算部にて得た信号の周波数成分に該第２演算部にて得た信号の周波数成分を作用させて得た成分を演算し上記内部発振部による上記周波数信号の周波数誤差を検出する第３演算部と、該周波数信号の該周波数誤差がキャンセルされた信号から上記疑似距離を求める疑似距離検出部と、を備えたものである。
【００１０】
また、上記第１演算部は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第１分離処理部を有し、また、上記第２演算部は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第２分離処理部を有し、上記第３演算部は、該第１分離処理部にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータに対し、該第２分離処理部にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータを乗算し同期加算する演算処理部を有する。
また、上記受信機端末は、上記周波数変換部にて処理された信号をドップラ補正するドップラ補正部を備え、該ドップラ補正部にて補正して得た上記受信ＰＮ符号を、上記第１演算部にてＦＦＴ演算させる。
また、上記受信機端末は、上記周波数変換部にて処理した信号からＩ信号とＱ信号とを得るＩ信号変換部とＱ信号変換部とを備え、該Ｉ信号と該Ｑ信号とが夫々上記ドップラ補正部と上記第１演算部と上記演算処理部にて処理されて得たＩ成分とＱ成分とを合成演算する合成処理部を、上記第３演算部が有するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、雑音にうずもれた超微弱な信号であっても、信号対雑音比を著しく向上させた状態にすると共に、内部発振部の周波数誤差を自己検出させることができ、しかも、その処理時間を短くすることができる。つまり、高精度でかつ処理速度の早いものとすることができる。
【００１２】
従って本発明の衛星測位システムでは、衛星からの信号を建物の中などにおいて受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれドップラ変動を受けた超微弱な衛星からの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末が有する内部発振器の発振周波数誤差を検知することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、本発明の衛星測位システムの実施の一形態の概略を示す全体ブロック図であり、Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 ，Ａ4 は測位衛星を示し、１は基地局である。基地局１は、受信機端末11に各測位衛星Ａのドップラ情報を送るために設けられたものである。
基地局１は、見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号をサーバ受信機３にて受信し、演算部４にてＧＰＳ信号からのドップラ情報を抽出する。
【００１４】
そして、送信部（送信機）５により演算部４での情報を、受信機端末11側に送信する。Ｌは通信回線であり、演算部４の情報は通信回線Ｌにて受信機端末11に送信する。通信回線Ｌは、受信機端末11側に演算部４の情報を送る通信路であり、通信回線Ｌは、考えられる通信回線はすべて対象としており、電磁的通信手段等でもよく、例えば、地上放送、携帯電話通信、通信衛星を介して情報を垂れ流しで放送する通信、インターネット回線でも良い。
【００１５】
受信機端末11は、基地局１からの演算部４の情報を放送などで受信する。演算部４の情報はＧＰＳ受信機端末11が備える受信部12にて受信される。
ＧＰＳ受信機端末11は、放送などの情報（携帯電話、インターネットなど）に対して、多くの端末11が同時に受信できることを想定している。なお、図１は説明を容易とするために、受信機端末11が１台の場合を示している。
【００１６】
14は受信機端末11のアンテナ部である。受信機端末11（アンテナ部14）の場所は、衛星Ａが直接見えるところのみならず、通常の開けた野外以外に、木の陰や、建物の中などＧＰＳ電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。
13はＧＰＳ信号をダウンコンバートし（搬送波を除去し）たＰＮ信号（Ｃ／Ａコード）をＡ／Ｄ変換するＧＰＳ受信部であり、15はその信号を蓄積する部分（メモリ：ＲＡＭ）である。そして、蓄積されたＧＰＳ信号のＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）について、ドップラ補正部16により、基地局１からの搬送波のドップラ情報から、搬送波のドップラ補正を行なう。
【００１７】
この補正された信号は搬送波のドップラ補正がされているが、内部発振部（局部発振器）34の周波数誤差によるドップラ成分を含んだＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）である。
このドップラ成分を含んだＰＮ信号、すなわち内部発振部34の周波数誤差により生じているドップラ成分を含んだＰＮ信号（Ｉ成分、Ｑ成分）について、発振周波数誤差検出装置17にて内部発振部34の周波数誤差検出を行なう。
【００１８】
そして、この局部周波数誤差が求まれば、検出された周波数誤差から、容易にＰＮ信号のドップラ補正を行なうことが出来る。このＰＮ信号のドップラ補正を行なう部分が、補正部18である。
そして、内部発振部34の周波数誤差がキャンセルされた信号により、疑似距離検出部19にて、受信機端末11と衛星Ａとの疑似距離を求める。なお、疑似距離検出部19は、周波数信号の周波数誤差がキャンセルされた信号から疑似距離を求めるものであり、通常行なわれている手段が利用でき、説明を省略する。
つまり、本発明に係る衛星測位システムは、衛星Ａからの衛星信号を受信機端末11が受信し、受信したＰＮ信号により受信機端末11が衛星Ａとの間の疑似距離を求めるものである。
【００１９】
以下、各処理ブロックにおける動作を詳細に説明する。図２は、受信機端末11の構成を示すブロック図である。
14は受信アンテナ部であり、32は受信アンテナ部14によるＰＮ信号を受信する高周波増幅部であり、33は周波数をダウンコンバートする周波数変換部である。
内部発振部34は、局部発振部（周波数シンセサイザ）等であり、35はＩ信号変換部（Ｉ信号変換搬送波除去部）、36はＱ信号変換部（Ｑ信号変換搬送波除去部）、37は９０度移相器、38と39はＡ／Ｄコンバータ部、15は信号を一時記憶するためのメモリ部（ＲＡＭ）、41はＤＳＰ部、42はＣＰＵ部、22はパターン演算部、44はＤＳＰ部41用のＲＯＭ、45はＲＡＭ、46はＣＰＵ部42と接続されたＲＯＭである。
また、12は図１の基地局１からの情報を、放送等の通信回線Ｌを通じて得るための受信部である。
なお図１のドップラ補正部16と発振周波数誤差検出装置17と補正部18は、図２の信号処理部21に対応する。
【００２０】
図３は、周波数変換部33にて処理した信号からＩ信号とＱ信号とを得るＩ信号変換（搬送波除去）部35とＱ信号変換（搬送波除去）部36におけるの動作概要を示す図である。図３において、47と48は乗算器であり、49と50は低域フィルタである。
【００２１】
図２と図３とにより、動作について説明すると、受信アンテナ部14からＰＮ信号でスペクトラム拡散変調された１．５ＧＨｚ帯のＧＰＳ信号を高周波増幅部32にて受信する。内部発振部（周波数シンセサイザ）34と周波数変換部33によりＰＮ信号がダウンコンバートされ、たとえば７０ＭＨｚ帯の周波数領域に変換する。
これに内部発振部34と９０度移相器37にて互いに９０度位相の異なる７０ＭＨｚの搬送波で掛け算する部分───すなわちＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36の部分───で互いに搬送波７０ＭＨｚが除去され互い直交するＩ成分とＱ成分のＰＮ符号（Ｃ／Ａコード符号）が夫々取り出される。
内部発振部34は、局部発振器（周波数シンセサイザ）であり、一般に使用される安価な水晶発振器を用いることができる。なお、内部発振部34は周波数誤差を持っている。
【００２２】
搬送波を除去する動作を図３にて説明すると、７０ＭＨｚ帯にダウンコンバートされたＧＰＳ信号はPN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) で表される。ΔW はドップラ周波数であり、ΔW はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と内部発振部34（周波数シンセサイザ）の周波数変動分とが合成されたものである。ここで衛星信号のドップラ周波数変動分をΔ WC とし、内部発振部34の周波数変動分をΔ WL とすると、ΔW=Δ WC + Δ WL となる。
【００２３】
そして、図２の内部発振部34からの信号および９０度移相器37にて、９０度位相の異なる信号が、互いに直交する搬送波cos(Wt) とsin(Wt) として表される。これら直交する信号と周波数変換部33からの信号PN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) とを乗算器47，48にて乗算し、低域フィルタ49，50を通すと、PN.cos (ΔWt+ Φ) ，−PN.sin (Δwt+ Φ) が得られる。これらの変換はＩ，Ｑ変換器として汎用的に使われているものである。
図３では、Ｉ，Ｑ信号変換部35，36それぞれにおいて、入力信号PN.cos((W+ΔW)ｔ＋Φ) に対して、互いに直交する搬送波cos(Wt) ，sin(Wt) を乗算することで、搬送波周波数W が両者とも同一であるため、両者とも搬送波成分が除去されている。
【００２４】
次に、これら搬送波成分が除去された互いに直交する信号（アナログ信号）は、それぞれＡ／Ｄコンバータ部38，39にてアナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。そして、これら２つの信号を一定時間、メモリ部（ＲＡＭ）15に蓄積する。
以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、内部発振部34、Ｉ信号変換部35、Ｑ信号変換部36、９０度移相器37、Ａ／Ｄコンバータ部38，39は、汎用的な部分であり一般に広く使われているものであり、具体的構成の説明は省略する。
また、本発明の実施例においては、ＰＮ信号を搬送波成分が除去されたＰＮ信号として説明しているが、ＰＮ信号を搬送波成分が含まれたＰＮ信号として構成してもよい。
つまり、図２においてＩ信号変換部35、Ｑ信号変換部36で、搬送波を除去しない回路として構成してもよい。
さらにこの場合、図３におけるＩ信号変換部35の中の低域フィルタ49，Ｑ信号変換部36の中の低域フィルタ50はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）でも構成できる。
【００２５】
図２において、デジタル信号処理部21は、受信部12を介して得られるデータを処理するために受信部12に接続されたＣＰＵ部42、ＣＰＵ部42と接続されたＲＡＭ（メモリ）45とＲＯＭ（メモリ）46、またメモリ部（ＲＡＭ）15に接続されたＤＳＰ部41、ＤＳＰ部41に接続されたＲＯＭ（メモリ）44、そしてパターン演算部22から構成されている。
パターン演算部22は、内部ＰＮ符号パターンを発生させ、予め記憶する演算記憶部分である。また、ＣＰＵ部42とＤＳＰ部41は互いに接続され、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46とでマイクロプロセッサとして動作する。
また、パターン演算部22は、あらかじめ作成しておいた内部ＰＮ符号パターンをメモリに蓄積した部分で構成してもよい。
【００２６】
なお、内部ＰＮ符号パターン（レプリカＰＮ信号）について簡単に説明する。
一般に測位用衛星（たとえばＧＰＳ）は地球上を複数個回っており、各衛星からは、搬送波（ＧＰＳの場合1575.42ＭＨｚ）を、それぞれ個別の衛星に対応したＰＮ信号（Ｃ／Ａコードとも呼ばれる）でスペクトラム拡散変調がなされ、地球上に送信している。
たとえば、1575.42ＭＨｚを衛星Ａ1 はＰＮ信号ａで、衛星Ａ2 はＰＮ信号ｂでスペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ａ1 の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには、受信機端末11であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ａ1 はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。
そして衛星Ａ2 からのＰＮ信号ｂを受信するためには、あらかじめ受信機端末11に、ＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。
したがって、受信機端末11にはあらかじめ各衛星Ａから送信される各衛星Ａに対応するすべてのＰＮ信号を持っていなければ各衛星Ａの信号を受信できない。
そして、本発明においてこのあらかじめ用意されているＰＮ信号を内部ＰＮ符号パターン（レプリカＰＮ信号）としている。
【００２７】
ＲＯＭ46は、主にデジタル信号処理の実行プログラムを記憶している部分であり、デジタル信号処理部21のハードウェア部が、ＤＳＰ部41、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46、ＲＯＭ44の構成であり、また、これら構成は、従来からＣＰＵ、ＤＳＰとメモリ（ＲＡＭとＲＯＭ）を使った汎用的なデジタル信号処理構成として広く一般に使われたものであり、説明を省略する。
【００２８】
そして、デジタル信号処理部21のハードウェア部により、図１のドップラ補正部16と検出装置17と補正部18との機能ブロックを実行させる。この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合ついて説明する
Ｉ信号変換部35とＱ信号変換部36とにより得られた信号は、ドップラ成分を含んでいる。このドップラ周波数ΔW は基地局（サーバ）１からの情報であり、受信機端末11の受信部12より情報を得る。
【００２９】
つまり、受信機端末11は、周波数変換部33にて処理された信号をドップラ補正するドップラ補正部16を備え、ドップラ補正部16にて補正して得た受信ＰＮ符号を、後述する第１演算部７にてＦＦＴ演算させることとなる。
なお、ドップラ補正部16にて行なう補正は、外部ドップラ情報により、若しくは、内部処理により行なうことができる。つまり、受信機端末11が基地局１から外部ドップラ情報を受信して行なってもよく、又は、受信機端末11が有する図示省略の演算部にて受信ＰＮ信号から演算を行なってドップラ補正を行なってもよい。
【００３０】
そして、図４では外部からのドップラ補正情報によりドップラ補正を行う動作を示す。  図４において、26，27，28，29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。ここでの入力信号はそれぞれメモリ部15に蓄積された離散化されたデータである。また、ｔは離散化された値を示すものとする。
図４の入力信号Ｉ信号、Ｑ信号のデータはそれぞれPN.cos( ΔWt +Φ) 、―PN.sin( ΔWt +Φ) で表される。
【００３１】
これらの信号に対して、受信部12より得られた衛星信号のドップラ周波数変動成分ΔWcより得られる信号cos(ΔWct)、sin(ΔWct)を、図４に示すように、乗算器26，27，28，29にて乗算し、加算器30と減算器31を通すと、―PN.sin (Δ WL t+Φ) と、PN.cos (Δ WL t+Φ) が得られる。これらの信号は離散化されたデジタル信号である。なお、この出力されたＰＮ符号は内部発振部34の周波数誤差によるドップラがかかっている。
そして、このＰＮ符号を図１に示す発振周波数誤差検出装置17への入力信号とする。
【００３２】
以上のように、受信機端末11は、ＰＮ信号の補正等の処理を行なう受信信号処理部（装置）と、この受信信号処理部にて補正されたＰＮ信号から疑似距離を求める疑似距離検出部19と、を備えたものである。
受信信号処理装置部は、ＰＮ信号を受信する高周波増幅部32と、周波数信号を発振させる内部発振部34と、内部発振部34と接続されＰＮ信号を所定の周波数領域に変換させる周波数変換部33と、を備えている。
【００３３】
さらに、受信信号処理装置部は、（後に詳述するが）周波数変換部33にて処理された信号から得られた受信ＰＮ符号をＦＦＴする第１演算部７と、内部ＰＮ符号パターンを発生させるパターン演算部22と、内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴする第２演算部８と、第１演算部７にて得た信号の周波数成分に第２演算部８にて得た信号の周波数成分を作用させて得た成分を演算し内部発振部34による周波数信号の周波数誤差を検出する第３演算部９と、を備えている。
【００３４】
そして、図５は、第１演算部７と第２演算部８と第３演算部９とを備える発振周波数誤差検出装置17を説明する動作説明図であり、発振周波数誤差検出アルゴリズム実行ブロックを示す。
Ｂ1 ，Ｂ2 ，Ｂ3 は、入力信号（受信ＰＮ符号）およびレプリカ信号（内部ＰＮ符号パターン）に対してフーリエ変換（ＦＦＴ）を行う機能を有するＦＦＴブロックである。
つまり、第１演算部７が入力信号を演算するＦＦＴブロックＢ1 ，Ｂ3 に対応し、第２演算部８がレプリカ信号を演算するＦＦＴブロックＢ2 に対応する。
【００３５】
Ｂ4 ，Ｂ5 ，Ｂ6 は, 各ＦＦＴ演算結果に対して実数部と虚数部に分離する機能を有する分離処理ブロックである。また、Ｂ9 ，Ｂ10はＦＦＴを実行したレプリカ信号を実数部と虚数部とに分離した後、所定の周波数（ＫＨｚ）ごとに生じるピーク値の極性を符号化する（＋１又は−１の大きさに変換する）機能を有する演算ブロックである。
つまり、第１演算部７が、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第１分離処理部23を有し、この第１分離処理部23が分離処理ブロックＢ4 ，Ｂ6 に対応する。
また、第２演算部８は、ＦＦＴ演算した信号を実数部と虚数部とに分離する第２分離処理部24を有し、第２分離処理部24が分離処理ブロックＢ5 に対応する。
【００３６】
図５において、Ｍ1 ，Ｍ2 ，Ｍ3 ，Ｍ4 ，Ｍ5 ，Ｍ6 は、入力信号にＦＦＴを行い実数部と虚数部に分離した結果を、（整数）×1000（Ｈｚ）を中心周波数としたときに、所定の帯域幅で分割した数値を保存するメモリ部（ＲＡＭ）である。
メモリ部Ｍ1 とメモリ部Ｍ2 とは、Ｉ信号成分にＦＦＴを行った結果の実数部と虚数部とを保存し、メモリ部Ｍ3 とメモリ部Ｍ4 とは、レプリカ信号にＦＦＴを行った結果の実数部と虚数部とを保存し、メモリ部Ｍ5 とメモリ部Ｍ6 とは、Ｑ信号成分にＦＦＴを行った結果の実数部と虚数部を保存する。
【００３７】
また、第３演算部９は、第１分離処理部23にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータに対し、第２分離処理部24にて得られた１周期分の信号を所定の帯域幅ごとに分割して得たデータを乗算し同期加算する演算処理部25を有する。
つまり、Ｉ信号演算ブロックＢ7 とＱ信号演算ブロックＢ8 は、乗算および同期加算機能を有する演算部であり、このＩ信号演算ブロックＢ7 とＱ信号演算ブロックＢ8 が演算処理部25に対応する。
つまり、受信した信号をＦＦＴして得た周波数成分に、内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴして得た周波数成分の極性を作用（乗算）させて得た成分を、多数回、同期加算するものである。これにより、受信ＰＮ信号が雑音にうずもれた信号であっても受信機端末11内部の発振周波数誤差を正確に検知することができる。
【００３８】
そして、演算結果データＳ1 は、メモリ部Ｍ1 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ3 に保存されかつメモリ部Ｍ1 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
演算結果データＳ2 は、メモリ部Ｍ1 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ4 に保存されかつメモリ部Ｍ1 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
演算結果データＳ3 は、メモリ部Ｍ2 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ4 に保存されかつメモリ部Ｍ2 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
演算結果データＳ4 は、メモリ部Ｍ2 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ3 に保存されかつメモリ部Ｍ2 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
【００３９】
また、演算結果データＳ5 は、メモリ部Ｍ5 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ3 に保存されかつメモリ部Ｍ5 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
演算結果データＳ6 は、メモリ部Ｍ5 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ4 に保存されかつメモリ部Ｍ5 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
演算結果データＳ7 は、メモリ部Ｍ6 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ4 に保存されかつメモリ部Ｍ6 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
演算結果データＳ8 は、メモリ部Ｍ6 に保存されているそれぞれの数値に対して、メモリ部Ｍ3 に保存されかつメモリ部Ｍ6 に保存されている数値に対応するデータの極性（±）を乗じて同期加算を行った出力である。
【００４０】
また、Ｓａ9 ，Ｓａ10，Ｓａ11，Ｓａ12，Ｓａ13，Ｓａ14，Ｓａ15は、加算（加減算）機能を有する演算ブロックである。演算ブロックＳａ9 では演算結果データＳ1 とＳ3 の和（Ｓ1 ＋Ｓ3 ）を演算し、演算ブロックＳａ10では演算結果データＳ2 とＳ4 の差（Ｓ2 ―Ｓ4 ）を演算し、演算ブロックＳａ11では演算結果データＳ5 とＳ7 の和（Ｓ5 ＋Ｓ7 ）を演算し、演算ブロックＳａ12では演算結果データＳ8 とＳ6 の差（―Ｓ6 ＋Ｓ8 ）を演算する。
演算ブロックＳａ13では演算結果データＳ9 とＳ12を加算し（Ｓ9 ＋Ｓ12）、そして演算ブロックＳａ14では演算結果データＳ10とＳ11を加算し（Ｓ10＋Ｓ11）、最後に演算ブロックＳａ15で演算結果データＳ13の二乗（演算ブロックＰａ17による結果）と演算結果データＳ14の二乗（演算ブロックＰａ18による結果）を加算し（Ｓ132 ＋Ｓ142 ）、これにより、内部発振部34の周波数変動成分Δ WL を推定するための値が得られる。
【００４１】
つまり、これら演算ブロックＳａ9 〜Ｓａ15と演算ブロックＰａ17と演算ブロックＰａ18とが、Ｉ成分とＱ成分とを合成演算する合成処理部40に対応する。そして、第３演算部９は、この合成処理部40と、その前処理を行なう上記演算処理部25とを備える。
【００４２】
この発振周波数誤差検出装置17における処理をさらに具体的に説明すると、図５に示すブロックへの入力信号は図４にて得られた出力信号であり、図４にてドップラ補正された信号で、−0.25PN(t).sin(Δ WL t ＋Φ) 、0.25PN(t).cos(Δ WL t ＋Φ) として与えられている。この信号は離散化されているということと、説明の簡単化のために、それぞれＦＦＴブロックＢ1 への入力信号 gI [k] を数１に、ＦＦＴブロックＢ2 への入力信号 gQ [k] を数２の式にて表す。
【００４３】
【数１】
2005069764.tif 000003
【数２】
2005069764.tif 000004
【００４４】
ここで、Ｔはサンプリング区間、ｋは図４におけるｔに対するデータ番号である。ここでは、ｋ＝0,1,…,N-1,N,N+1, …mN-1の区間でデータが得られたとする。ただし、m はＰＮ符号の周期数、N はＰＮ符号１周期あたりのサンプル数であり、サンプルされた総データ数はmNである。
このとき、図５におけるＦＦＴブロックＢ1 ，Ｂ2 ，Ｂ3 では、それぞれ次のような処理（数３、数４、数５）がなされる。
【００４５】
【数３】
2005069764.tif 000005
【数４】
2005069764.tif 000006
【数５】
2005069764.tif 000007
【００４６】
さらに、分離処理ブロックＢ4 ，Ｂ5 ，Ｂ6 にて、ＦＦＴブロックＢ1 からの出力、ＦＦＴブロックＢ2 からの出力、ＦＦＴブロックＢ3 からの出力を、夫々、実数部と虚数部に分け、分離処理ブロックＢ4 の出力（数６）、分離処理ブロックＢ5 の出力（数７）、分離処理ブロックＢ6 の出力（数８）が得られる。
なお、Reは実数部、Imは虚数部を示す。
【００４７】
【数６】
2005069764.tif 000008
【数７】
2005069764.tif 000009
【数８】
2005069764.tif 000010
【００４８】
ここに、ＰＮ符号のＦＦＴ演算結果は、図６に示すように m点周期（1000Ｈｚ周期）でピーク値（非ゼロ値）が生じ、それ以外の領域ではゼロ値となるような特性を持つ。また、図６のデータRP1 にRe[PN[n]] を、データRP2 にIm[PN[n]] を示しているように PN[n]の実数部、および虚数部では、 m点周期（1000Ｈｚ周期）に生じるピーク値、極性が互いに異なる結果を示す。さらに、 m点周期（1000Ｈｚ周期）でピーク値の極性のみに注目して、図６のデータSPN1に表すように、Re[PN[n]] におけるピーク値の極性を数９、データSPN2に表すようにIm[PN[n]] におけるピーク値の極性を数１０と変換する。
【００４９】
【数９】
2005069764.tif 000011
【数１０】
2005069764.tif 000012
【００５０】
さらに、 m点周期（1000Ｈｚ周期）に生じる各ピーク値に対応する極性を、それぞれ図６のデータVSPN1 を数１１と、データVSPN2 を数１２とおく。
【００５１】
【数１１】
2005069764.tif 000013
【数１２】
2005069764.tif 000014
【００５２】
このように得られた極性値（±１）であるデータVSPN1 とデータVSPN2 は、それぞれ図５のメモリ部Ｍ3 ，Ｍ4 に保存される。
【００５３】
ここで、改めてＦＦＴブロックＢ1 からの出力、ＦＦＴブロックＢ3 からの出力に対し、実数部と虚数部に分けて表記しなおすと、分離処理ブロックＢ4 そして分離処理ブロックＢ6 から出力される数値は、数１３と数１４と数１５と数１６となる。
【００５４】
【数１３】
2005069764.tif 000015
【数１４】
2005069764.tif 000016
【数１５】
2005069764.tif 000017
【数１６】
2005069764.tif 000018
【００５５】
分離処理ブロックＢ4 と分離処理ブロックＢ6 から出力される数値は、ＰＮ符号のＦＦＴ演算値の実数部と虚数部が、周波数軸上で±ｆL シフトした形で得られる。図７に示すのは、分離処理ブロックＢ4 と分離処理ブロックＢ6 から出力されるＦＦＴ演算結果において初期位相ψ＝０としたときのRe[GI [n]]をデータGI1 に、Im[GI [n]]をデータGI2 に、Re[GQ [n]]をデータをGQ1 に、そしてIm[GQ [n]]をデータGQ2 にプロットした例である。
【００５６】
この例に示す通り、図７に示すようにψ＝０とした場合、Re[GI [n]]のピーク値は、データGI1 に示すようにRe[PN[n]] の極性に従い±ｆL シフトして同方向にピーク値が生じ、Im[GI [n]]のピーク値は、データGI2 に示すようにIm[PN[n]] の極性に従い±ｆL シフトして同方向にピーク値が生じている。
そして、Re[GQ [n]]のピーク値は、データGQ1 に示すようにIm[PN[n]] の極性に従い±ｆL シフトして、−ｆL 方向には対応するＰＮ符号のピーク値とは逆方向に、＋ｆL 方向には対応するＰＮ符号のピーク値とは同方向にピーク値が生じ、Im[GQ [n]]のピーク値は、データGQ2 に示すようにRe[PN[n]] の極性に従い±ｆL シフトして、−ｆL 方向には対応するＰＮ符号のピーク値とは同方向に、＋ｆL 方向には対応するＰＮ符号のピーク値とは逆方向にピーク値が生じている。
【００５７】
このようにして得られたRe[GI [n]]、Im[GI [n]]、Re[GQ [n]]、Im[GQ [n]]を、図８に示すように分割する。図８におけるデータRGI はRe[GI [n]]、データIGI はIm[GI [n]]、データRGQ はRe[GQ [n]]、データIGQ はIm[GQ [n]]に対応している。
Re[GI [n]]を分割した行列表記のデータはデータVRGIに数１７として、Im[GI [n]]を分割した行列表記のデータはデータVIGIに数１８として、Re[GQ [n]]を分割した行列表記のデータはデータVRGQに数１９として、そしてIm[GQ [n]]を分割した行列表記のデータはデータVIGQに数２０として保存される。
【００５８】
【数１７】
2005069764.tif 000019
【数１８】
2005069764.tif 000020
【数１９】
2005069764.tif 000021
【数２０】
2005069764.tif 000022
【００５９】
Re[GI [n]]、Im[GI [n]]、Re[GQ [n]]、Im[GQ [n]]を周波数軸上で分割する幅は、中心周波数を（整数）×1000（Ｈｚ）とし、±500 （Ｈｚ）の幅で分割する。これを周波数軸上のデータ番号に適合させると（整数）×m ±m/2 となる。
以上のように得られたＦＦＴ値を分割した行列形式のデータVRGI, VIGI, VRGQ, VIGQにある数値は、それぞれ図５におけるメモリ部Ｍ1 , Ｍ2 , Ｍ5 , Ｍ6 に保存される。
【００６０】
以上のように, 図５におけるメモリ部Ｍ1 , Ｍ2 , Ｍ5 , Ｍ6 に図８にあるデータVRGI, VIGI, VRGQ, VIGQと、メモリ部Ｍ3 , Ｍ4 に保存された図６にあるデータVSPN1, VSPN2を、図５におけるＩ信号演算ブロックＢ7 およびＱ信号演算部Ｂ8 への入力信号とする。  図５における演算ブロックＳａ1 〜Ｓａ8 は、メモリ部Ｍ1 , Ｍ2 , Ｍ5 , Ｍ6 に保存されている数値、上記数１７，数１８，数１９，数２０（図８にあるデータVRGI, VIGI, VRGQ, VIGQに対応）の各行におけるピーク値の極性を、レプリカＰＮ符号のＦＦＴ演算結果におけるピーク値を符号化した数値: 上記数９と数１０（図６において示したデータVSPN1, VSPN2, 図５におけるメモリ部Ｍ3 ，Ｍ4 に保存したもの）を乗じることで同極性にする機能を有する。
【００６１】
ここで得られる乗算器部の出力は、図５におけるメモリ部Ｍ1 に注目すると、用いられている乗算器はＳａ1 とＳａ2 であり、演算結果データＳ1 は数２１に、演算結果データＳ2 は数２２となる。
【００６２】
【数２１】
2005069764.tif 000023
【数２２】
2005069764.tif 000024
【００６３】
以下同様に、メモリ部Ｍ2 , Ｍ5 , Ｍ6 に保存されている数値に対して説明すると、メモリ部Ｍ2 に関しては、演算結果データＳ4 は数２３に、演算結果データＳ3 は数２４となり、メモリ部Ｍ5 では, 演算結果データＳ5 は数２５に、演算結果データＳ6 は数２６となり、そしてメモリ部Ｍ6 では、演算結果データＳ8 は数２７となり、演算結果データＳ7 は数２８となる。
【００６４】
【数２３】
2005069764.tif 000025
【数２４】
2005069764.tif 000026
【数２５】
2005069764.tif 000027
【数２６】
2005069764.tif 000028
【数２７】
2005069764.tif 000029
【数２８】
2005069764.tif 000030
【００６５】
このように, メモリ部Ｍ1 , Ｍ2 , Ｍ5 , Ｍ6 に保存されているそれぞれの数値に、メモリ部Ｍ3 , Ｍ4 にある符号値の両方を乗じるのは、先に述べた図５における分離処理ブロックＢ4 , Ｂ6 からの出力に、ＰＮ符号のＦＦＴ値の実数部と虚数部が共に含まれているので、その両方の極性を同一化するために行っている。
以上Ｉ信号演算ブロックＢ7 、Ｑ信号演算ブロックＢ8 での演算結果は次のようになる（数２９，数３０，数３１，数３２，数３３，数３４，数３５，数３６）。
【００６６】
【数２９】
2005069764.tif 000031
【数３０】
2005069764.tif 000032
【数３１】
2005069764.tif 000033
【数３２】
2005069764.tif 000034
【数３３】
2005069764.tif 000035
【数３４】
2005069764.tif 000036
【数３５】
2005069764.tif 000037
【数３６】
2005069764.tif 000038
【００６７】
以上の図５におけるＩ信号演算ブロックＢ7 とＱ信号演算ブロックＢ8 、及び、演算ブロックＳａ1 〜Ｓａ8 までの処理の概要を図９に示す。図９に示す例は, 初期位相ψ＝０としたときの図５における演算ブロックＢ7 の演算結果データＳ1 ，Ｓ2 に注目した場合を扱っている。
図９における乗算データPR1 は、図５におけるデータＳ1 に対応しており、上記数１７の各行の数値に対応する上記数１１の符号値を乗じている。
図９における乗算データPR2 は、図５におけるデータＳ2 に対応しており、上記数１７の各行の数値に対応する上記数１２の符号値を乗じている。図９に示す場合では、初期位相ψ＝０とした場合であるので、上記数１７において、下記数３７のみが強まった状態である。ゆえに, 乗算データPR1 の結果で、得られるピーク値の極性が全て同じになり、乗算データPR2 では、各々のピーク値の極性が異なる結果となる。
そして、このようにして得られた乗算結果データPR1, PR2に対して加算を行う（周波数軸上での同期加算）。
【００６８】
【数３７】
2005069764.tif 000039
【００６９】
図９において、乗算結果データPR1 を加算した結果がデータADD1であり、データPR2 を加算した結果がデータADD2である。データADD1の場合では、乗算結果データPR1 が全て同極性となるのでピーク値が強まる。一方、データADD2の場合では、乗算結果データPR2 がそれぞれの行で異なる極性を示すため加算してもピーク値が強まらない結果となる。
以上、図５における演算ブロックＢ7 のデータＳ1 , Ｓ2 に注目した場合に関する極性乗算、周波数軸上での同期加算の効果に関して述べたが、以下同様に、データＳ3 〜Ｓ8 に関しても同極性になった状態での同期加算は強め合う結果となる。
【００７０】
つまり、第１演算部７は、受信ＰＮ信号を予め設定した時間ぶんのデータを収集し（記憶し）、そのＦＦＴの実数部と虚数部とを求め、ＰＮ信号の１周期の周波数の整数倍を中心とした、予め定めた帯域幅ごとに分割したデータに対して、内部ＰＮ符号パターン１周期ぶんのＦＦＴの実数部と虚数部の極性を乗算し、それらの同期加算を行い、下記の操作により内部発振器34の周波数誤差を検出する。
【００７１】
次に、図５における演算ブロック（加算器）Ｓａ9 〜Ｓａ12にて行われる処理であるが、演算ブロックＳａ9 ではＳ1 ＋Ｓ3 、演算ブロックＳａ10ではＳ2 ―Ｓ4 、演算ブロックＳａ11ではＳ5 ＋Ｓ7 、演算ブロックＳ12では―Ｓ6 ＋Ｓ8 を演算する。すなわち以下の演算を行う（数３８，数３９，数４０，数４１）。
【００７２】
【数３８】
2005069764.tif 000040
【数３９】
2005069764.tif 000041
【数４０】
2005069764.tif 000042
【数４１】
2005069764.tif 000043
【００７３】
さらに、演算ブロックＳａ13，Ｓａ14において、Ｓ9 ＋Ｓ12, Ｓ10＋Ｓ11を行う。すなわち以下の演算を行う（数４２，数４３）。
【００７４】
【数４２】
2005069764.tif 000044
【数４３】
2005069764.tif 000045
【００７５】
これら図５における演算ブロックＳａ13，Ｓａ14の出力を見ても分かるように、演算ブロックＳａ13で演算ブロックＳａ9 と演算ブロックＳａ12の結果を、演算ブロックＳａ14で演算ブロックＳａ10と演算ブロックＳａ11の結果を加算している。
以上、演算ブロックＳａ9 〜Ｓａ14までの処理によって周波数＋ｆL シフトしたＰＮ符号のＦＦＴ値のみを抽出する。ただし、演算ブロックＳａ13，Ｓａ14出力ともに初期位相ψの成分が残っているため、演算ブロックＰａ17で演算ブロックＳａ13における出力の二乗をとり、演算ブロックＰａ18で演算ブロックＳａ14における出力の二乗をとり、演算ブロックＳａ15にてその合成和を得る。
すなわち以下の処理を行う（数４４）。
【００７６】
【数４４】
2005069764.tif 000046
【００７７】
これが図５に示す実行ブロックの最終的な出力: OUT である。ここに、OUT で得られる数４５までの加算は、ピーク値の極性が全て揃った状態での加算となる。
一方で、数４６における加算処理結果は、互いにピーク値がキャンセルされるので、無視できる。
【００７８】
【数４５】
2005069764.tif 000047
【数４６】
2005069764.tif 000048
【００７９】
ゆえに、中心周波数からローカルシフト成分＋ｆL シフトした周波数軸上に強められたピーク値が生じることになり、発信器周波数誤差成分＋ｆL が検知できたことになる。
【００８０】
一方、図５における受信入力信号 gI [k] ， gQ [k] に雑音がある場合について考える。
発信器周波数誤差成分＋ｆL 過程で考えると、上に述べた計算処理過程で図５において、受信信号 gI [k] ， gQ [k] が入力されてから、発信器周波数誤差成分＋ｆL が検知できるまでの過程で入力同期加算回数はmN個である。
この場合入力信号に重畳している雑音（本受信機端末11における熱雑音相当）が統計的性質に合うガウス性のものとすると、mN回の同期加算により雑音の成分は１／√(mN)に比例して減少する事が知られている。
そのため本発明の発信器周波数誤差成分を求める過程で、図５における受信入力信号 gI [k] ， gQ [k] に雑音があっても、mNを増大することにより雑音低減出来るため、受信電界が超微弱な信号、たとえばビルの中で衛星を受信しても、発信器周波数誤差成分を検知できる。
【００８１】
以上のように、本発明の受信信号処理装置によれば、極めて微弱な受信信号であっても、信号対雑音比を著しく向上させた状態にすると共に、内部発振部34の周波数誤差を自己検出させることができ、しかも、その処理時間を短くすることができる。つまり、高精度でかつ処理速度の早いものとすることができる。
また、受信信号処理装置は、ドップラ補正部16を有することにより、内部発振部34と受信ＰＮ信号との周波数誤差を検出することができ、高精度な処理が行なえる。
【００８２】
また、本発明の衛星測位システムによれば、衛星Ａからの信号を建物の中などにおいて受信した場合であっても、つまり、雑音にうずもれたドップラ変動を受けた超微弱な衛星Ａからの信号であっても、超高感度でかつ応答性よく、受信機端末11が有する内部発振部34の発振周波数誤差を自己検知することができる。
つまり、従来ではドップラ補正を正確に早く応答させるために超高精度で高価な発振器が必要であったが、本発明では、一般的によく使用される安価な発振器であっても、ドップラ補正を正確かつ迅速に行なうことができる。
【００８３】
また、衛星測位システムは、ドップラ補正部16を有することにより、内部発振部34と受信ＰＮ信号との周波数誤差を検出することができ、高精度な処理が行なえる。従って、微弱な信号からでも、より正確な疑似距離を受信機端末11にて得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の実施の一形態の概略を示す全体ブロック図である。
【図２】受信機端末の構成を示すブロック図である。
【図３】Ｉ信号変換部とＱ信号変換部を説明する動作説明図である。
【図４】ＩＱ信号から搬送波のドップラ補正を行なうドップラ補正部を説明する動作説明図である。
【図５】発振周波数誤差検出部を説明する動作説明図である。
【図６】内部ＰＮ符号パターンをＦＦＴして実数部と虚数部に分離させ極性データを作成する動作を説明する説明図である。
【図７】受信入力信号をＦＦＴし実数部と虚数部とに分離させた状態の波形を示す説明図である。
【図８】受信入力信号をし実数部と虚数部とに分離させた波形から一定幅にて分割してメモリに蓄積させる動作を説明する説明図である。
【図９】同期加算させる動作を説明する説明図である。
【図１０】ピーク値にて周波数誤差が検出された状態を示す説明図である。
【符号の説明】
【００８５】
７  第１演算部
８  第２演算部
９  第３演算部
11  受信機端末
16  ドップラ補正部
19  疑似距離検出部
22  パターン演算部
23  第１分離処理部
24  第２分離処理部
25  演算処理部
32  高周波増幅部
33  周波数変換部
34  内部発振部
35  Ｉ信号変換部
36  Ｑ信号変換部
40  合成処理部
【図１】
2005069764.tif 000049
【図２】
2005069764.tif 000050
【図３】
2005069764.tif 000051
【図４】
2005069764.tif 000052
【図５】
2005069764.tif 000053
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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