(57)【要約】【課題】  本発明は、入力電圧が上昇した場合でも、起動回路における電力損失を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することにある。【解決手段】  入力電圧検出部２１は、入力電圧を検出しており、入力ＡＣ電圧の波高値が所定値以上になると、起動電流制御部２５のトランジスタＱ６をＯＦＦさせ、起動回路２１に流れる電流ｉ１を減少させるため、トランジスタＱ６の導通角は、入力電圧Ｖｉに反比例して狭くなり、起動回路２１を流れる電流ｉの平均値は入力電圧Ｖｉに反比例して低下するようになる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の交流電圧を整流平滑してトランスの１次巻線に入力し、該１次巻線と直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線に誘起する第２の交流電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、
前記トランスの補助巻線に誘起する第３の交流電圧を整流しコンデンサに充電して平滑して前記制御回路の電源として供給する制御電源回路と、
前記第１の交流電圧を整流して得られた電流を前記コンデンサに供給する起動回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記起動回路は、
前記第１の交流電圧を整流して得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
該入力電圧検出部の出力信号により前記入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるように起動電流を制御する起動電流制御部とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
第１の交流電圧を整流平滑してトランスの１次巻線に入力し、該１次巻線と直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記トランスの２次巻線に誘起する第２の交流電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、
前記トランスの補助巻線に誘起する第３の交流電圧を整流しコンデンサに充電し平滑して前記制御回路の電源として供給する制御電源回路と、
前記第１の交流電圧を整流して得られた電流を前記コンデンサに供給する起動回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記起動回路は、
前記第１の交流電圧を整流して得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
該入力電圧検出部の出力信号により前記入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるように起動電流を制御する起動電流制御部とを有し、
前記制御電源回路からの電源が得られない前記制御回路の休止状態の時に、前記起動回路を介して制御電源回路の前記コンデンサを充電して、コンデンサの端子電圧が上昇状態となる一方、前記制御回路の動作状態の時に、前記制御電源回路の前記コンデンサと前記制御回路の消費電流によりコンデンサの端子電圧が下降状態となる間欠発振動作を行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記起動電流制御部は、前記入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が高くなると、前記間欠周期が長くなるように起動電流を制御することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記起動電流制御部は、定電流回路を有し、前記入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が所定値より低いときは起動電流は所定の定電流値で制限され、入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるよう制御し、入力電圧が所定値より高くなると間欠周期が長くなるように起動電流を制御することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記入力電圧検出部は、基準値と比較器を有し、入力電圧波形の波高値と基準値とを比較し、波高値が基準値を超えたことを検出して検出信号を出力し、
前記起動電流制御部は、入力電圧検出部の検出信号を受けて、交流電圧の波高値により起動電流の導通角を制御することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源を起動するための起動回路に関し、特に、出力電圧を安定化するための制御回路用電源に対して入力電圧側から給電する起動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源にあっては、スイッチング素子をオンオフ制御して出力電圧を一定電圧に安定化するための制御回路が必要であり、通常、この制御回路をトランジスタ等を多数有する回路構成からなる１チップの集積回路に組み込んでいる。
【０００３】
この集積回路チップを動作させるための給電電圧は、スイッチング電源装置が起動完了後には例えばそのスイッチング電源装置の補助出力電圧として容易に得られるが、少なくとも起動時には入力電圧から別途に供給する必要があり、このため集積回路チップを起動するための起動回路が用いられる。
【０００４】
（従来例１）
ここで、図８，図９を参照して、この起動回路が組み込まれた従来のスイッチング電源装置の１つである従来例１について説明する。なお、図８に示す起動回路１１に対して図９に示す起動回路５１が組み込まれていることとする。
【０００５】
このスイッチング電源装置は、交流電圧Ｖａが１００〜２２０Ｖ の商用電源を整流回路ＤＢで整流してコンデンサＣ２により平滑化して安定化した入力電圧をフライバック型のトランスＴ１に入力し、その一次巻線N1に流す電流をスイッチング素子Ｑ１により断続しながら二次巻線N2に誘起する電圧をダイオードＤ２で整流してコンデンサＣ３により平滑化し、出力電圧Ｖoとして出力するものである。図８では、ブロックで示す集積回路チップを組み込んだ制御回路１３は、この出力電圧Ｖoの実際値を誤差検出回路１５により検出してこの出力電圧Ｖoを所定の設定値に保持するようにスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する。
【０００６】
この制御回路１３に対して、通常は５〜15Ｖ程度の低電圧の給電電圧Ｖccが、運転中にトランスＴ１の補助巻線Ｎ３の誘起電圧をダイオードＤ１で整流してコンデンサＣ１により平滑化して作られる。
【０００７】
一方、図９に示すように、起動時にこの給電電圧Ｖccを作るため、ダイオードＤ５，Ｄ６と、ダイオードＤ５，Ｄ６のカソードの接続点における入力電圧Ｖiを受ける高抵抗Ｒ５０との直列回路からなる起動回路５１を設け、給電電圧Ｖccを制御回路１３に与えている。
【０００８】
スイッチＳｗの投入による起動時に給電電圧Ｖccが所定値まで立ち上がると、制御回路１３がスイッチング素子Ｑ１に対するオンオフ制御を開始するので、以後はトランスＴ１の補助巻線Ｎ３側から制御回路１３に給電電圧Ｖccとその動作に必要な電流が供給される。
【０００９】
（従来例２）
次に、図８，図１３を参照して、図１３に示す起動回路が組み込まれた従来のスイッチング電源装置の１つである従来例２について説明する。なお、図８に示す起動回路１１の替わりに図１３に示す起動回路６１が組み込まれていることとする。
【００１０】
図１３に示すように、起動時に給電電圧Ｖccを作るため、ダイオードＤ５，Ｄ６のカソードの接続点における入力電圧Ｖi を受けるトランジスタＱ６１のコレクタと、トランジスタＱ６１のエミッタに接続された抵抗Ｒ６１との直列回路に対してツェナーダイオードＺＤ６１と抵抗Ｒ６２とによる基準電圧をトランジスタＱ６１のベースに加えて電流ｉ５３を定電流化する定電流回路からなる起動回路６１を設け、この給電電圧Ｖccを制御回路１３に与えている。
【００１１】
上述したような従来のスイッチング電源装置に近い回路構成を有するものとしては、特許文献１に示す「安定化電源用起動回路」が報告されている。
【特許文献１】特開平７−８７７３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
（従来例１の問題点）
上述のように、従来例１の起動回路５１はダイオードＤ５，Ｄ６および抵抗Ｒ50からなる簡単な構成であるため、スイッチング電源装置の正常な運転中に抵抗Ｒ50内に大きな電力損失が発生するといった問題があった。
【００１３】
ここで、図１０，図１１を参照して、従来例１における抵抗Ｒ50に流れる電流ｉ５１の特性を説明する。
【００１４】
図１０は、接続点Ｐ１，Ｐ２に加わる交流入力電圧ＶACと、交流入力電圧ＶACをダイオードＤ５，Ｄ６で全波整流した後の抵抗Ｒ５０への入力電圧Ｖiと、抵抗Ｒ５０を流れる電流ｉ５１を示すタイミングチャートである。図１１は、縦軸がこの起動回路５１に流れる電流ｉ51であり、横軸が交流入力電圧ＶACである。
【００１５】
スイッチＳｗを投入後すると起動回路５１はコンデンサＣ１を充電する。制御回路１３に掛かる電圧が所定の起動電圧Ｖsに達すると、制御回路１３の内部に設けられた発振回路によりＰＷＭ信号が発生されスイッチング素子Ｑ１のゲートにこのオンオフ信号が加わり、スイッチング素子Ｑ１がオンオフを繰り返すように動作するので、その動作開始に伴って補助巻線Ｎ３側から誘起電流がダイオードＤ１で整流されてコンデンサＣ１に供給される。入力電圧Ｖiが高くなるに伴って起動回路５１に流れる電流ｉ51は増加する。
【００１６】
起動回路５１に流れる電流ｉ５１は、
［数１］
ｉ51＝(Ｖi−Ｖcc) ／Ｒ５０
となる。また、抵抗Ｒ50内に発生する定常的な電力損失Wｒは 、
［数２］
Ｗｒ＝(Ｖi−Ｖcc)2／Ｒ５０
となる。
【００１７】
図１２に示すように、交流電圧Ｖａが１００〜２２０Ｖのときその整流電圧である入力電圧Ｖiのピーク値は140〜310Ｖであり、かつ制御回路１３に掛かる給電電圧Ｖccは５〜15Ｖ程度に過ぎないから差Ｖi−Ｖccが大きくなるので、抵抗Ｒ50内の電力損失が入力電圧Ｖiに応じて大きくなるといった問題があった。
【００１８】
この電力損失Ｗｒを減少させるには抵抗Ｒを高抵抗にすればよいが、最低交流入力電圧（例えばＡＣ６０Ｖ）での起動時に、制御回路１３にその動作に必要な電流を供給できる限界よりは大きい電流を流すために抵抗値を低く選定する必要があり、この限界抵抗値でも通常入力である定格入力電圧（例えばＡＣ１００ＶやＡＣ２２０Ｖ）におけるスイッチング電源装置の運転中に抵抗Ｒ５０に流れる電流ｉ５１は入力電圧に比例して増大し、抵抗Ｒ５０による重力損失Ｗrは入力電圧Ｖｉと給電電圧Ｖｃｃの電圧差の２乗に比例して増大し、抵抗Ｒ５０による電圧損失Ｗｒは制御回路１３の消費電力により１桁以上大きくなってしまうといった問題があった。
【００１９】
（従来例２の問題点）
次に、図１１，図１２，図１３，図１４を参照して、従来例２における抵抗Ｒ６１に流れる電流ｉ５３の特性を説明する。
【００２０】
図８，図１３に示す従来例２のスイッチング電源装置にあっては、定電流特性を有する起動回路６１を起動回路１１の替わりに用いているので、図１１に示す従来例２のように入力電圧Ｖiが変わっても電流ｉ５３は一定となり、起動電流は一定となる。
【００２１】
しかしながら、起動回路６１の電力損失は入力電圧Ｖiと供給電圧Ｖccとの電圧差に比例するので、入力電圧Ｖiが高くなると、図１３に示すように、起動回路６１における電力損失が入力電圧Ｖiに応じて増加してしまう。
【００２２】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、入力電圧が上昇した場合でも、起動回路における電力損失を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
請求項１記載の発明は、上記課題を解決するため、第１の交流電圧を整流平滑してトランスの１次巻線に入力し、該１次巻線と直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に誘起する第２の交流電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、前記トランスの補助巻線に誘起する第３の交流電圧を整流しコンデンサに充電して平滑して前記制御回路の電源として供給する制御電源回路と、前記第１の交流電圧を整流して得られた電流を前記コンデンサに供給する起動回路とを備えたスイッチング電源装置において、前記起動回路は、前記第１の交流電圧を整流して得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、該入力電圧検出部の出力信号により前記入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるように起動電流を制御する起動電流制御部とを有することを要旨とする。
【００２４】
請求項２記載の発明は、上記課題を解決するため、第１の交流電圧を整流平滑してトランスの１次巻線に入力し、該１次巻線と直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に誘起する第２の交流電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、前記トランスの補助巻線に誘起する第３の交流電圧を整流しコンデンサに充電し平滑して前記制御回路の電源として供給する制御電源回路と、前記第１の交流電圧を整流して得られた電流を前記コンデンサに供給する起動回路とを備えたスイッチング電源装置において、前記起動回路は、前記第１の交流電圧を整流して得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、該入力電圧検出部の出力信号により前記入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるように起動電流を制御する起動電流制御部とを有し、前記制御電源回路からの電源が得られない前記制御回路の休止状態の時に、前記起動回路を介して制御電源回路の前記コンデンサを充電して、コンデンサの端子電圧が上昇状態となる一方、前記制御回路の動作状態の時に、前記制御電源回路の前記コンデンサと前記制御回路の消費電流によりコンデンサの端子電圧が下降状態となる間欠発振動作を行うことを要旨とする。
【００２５】
請求項３記載の発明は、上記課題を解決するため、前記起動電流制御部は、前記入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が高くなると、前記間欠周期が長くなるように起動電流を制御することを要旨とする。
【００２６】
請求項４記載の発明は、上記課題を解決するため、前記起動電流制御部は、定電流回路を有し、前記入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が所定値より低いときは起動電流は所定の定電流値で制限され、入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるよう制御し、入力電圧が所定値より高くなると間欠周期が長くなるように起動電流を制御することを要旨とする。
【００２７】
請求項５記載の発明は、前記入力電圧検出部は、基準値と比較器を有し、入力電圧波形の波高値と基準値とを比較し、波高値が基準値を超えたことを検出して検出信号を出力し、前記起動電流制御部は、入力電圧検出部の検出信号を受けて、交流電圧の波高値により起動電流の導通角を制御することを要旨とする。
【発明の効果】
【００２８】
請求項１記載の本発明によれば、起動回路は、入力電圧検出部により第１の交流電圧を整流して得られた入力電圧を検出し、入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるように起動電流制御部により起動電流を制御するので、入力電圧が上昇した場合でも、起動回路における電力損失を抑制することができる。
【００２９】
請求項２記載の本発明によれば、起動回路は、入力電圧検出部により第１の交流電圧を整流して得られた入力電圧を検出し、入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるように起動電流制御部により起動電流を制御し、少なくとも無負荷時や軽負荷時等の待機時に、起動回路を介して制御電源回路のコンデンサを充電してこの充電期間中は休止状態となる一方、制御電源回路のコンデンサと制御回路の消費電流による放電期間中は発振状態となる間欠発振動作を行うことで、間欠発振動作状態において、入力電圧が上昇した場合でも、起動回路における電力損失を抑制することができる。
【００３０】
請求項３記載の本発明によれば、起動電流制御部は、入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が高くなると、間欠周期が長くなるように起動電流を制御することで、入力電圧が上昇した場合でも、起動回路における電力損失及び間欠発振の起動周期の短期化を防止し制御回路及びスイッチング素子の電力損失を抑制することができる。
【００３１】
請求項４記載の本発明によれば、起動電流制御部は、定電流回路を有し、前記入力電圧検出部の出力信号により入力電圧が所定値より低いときは、起動電流は所定の定電流値で制限され、入力電圧が高くなると起動電流が小さくなるよう制御し、入力電圧が所定値より高くなると間欠周期が長くなるように起動電流を制御することで、広い入力範囲で起動回路における電力損失を抑制することができる。
【００３２】
請求項５記載の発明によれば、入力電圧検出部は基準値と比較器を有し、入力電圧波形の波高値と基準値とを比較し、波高値が基準値を超えたことを検出して検出信号を出力し、起動電流制御部は入力電圧検出部の検出信号を受けて、交流電圧の波高値により起動電流の導通角を制御することで、広い入力電圧範囲で起動回路における電力損失を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３４】
（第１実施例）
まず、図８を参照して、本発明の第１実施例に係るスイッチング電源装置の全体構成について説明する。
【００３５】
このスイッチング電源装置は、例えば１００〜２２０Ｖ の交流電圧Ｖａを有する商用電源がスイッチＳｗの一端に接続されており、このスイッチＳｗの他端が整流回路ＤＢの両入力端子に接続されており、さらに、整流回路ＤＢの両入力端子は結合点Ｐ１，Ｐ２を介して起動回路１１の両入力端子ＴＭ１，ＴＭ２に接続されている。
【００３６】
整流回路ＤＢの両出力端子は、コンデンサＣ２の両端に接続されており、さらに、直列接続されたトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソースおよび抵抗Ｒ３がこのコンデンサＣ２と並列接続されている。
【００３７】
上述したトランスＴ１の２次巻線Ｎ２には、直列接続されたダイオードＤ２とコンデンサＣ３が並列接続されており、ダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ３の＋端子との接続点から出力電圧Ｖoを出力するようにしている。また、コンデンサＣ３の両端には、誤差検出回路１５が並列接続されており、コンデンサＣ３の＋端子から取り出される出力電圧Ｖoに対して、フォトカプラＰＣ１をなす発光ダイオードのアノードが接続され、そのカソードが抵抗Ｒ４を介して誤差検出回路１５に接続されている。
【００３８】
誤差検出回路１５は、例えば軽負荷時のように、出力電圧Ｖｏが基準電圧よりも高くなると、内部に設けられたトランジスタが作動してフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードをその誤差電圧に応じて発光させ、この発光ダイオードと一体のフォトトランジスタに帰還信号を光学的に出力する。
【００３９】
上述したトランスＴ１の補助巻線Ｎ３には、直列接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ１が並列接続されており、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１の＋端子との接続点Ｐ３から給電電圧Ｖccを制御回路１３に出力するようにしている。また、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１の＋端子との接続点Ｐ３には、抵抗Ｒ１を介してフォトカプラＰＣ１をなすフォトトランジスタのコレクタが接続され、さらに、フォトトランジスタのエミッタが抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して上述したコンデンサＣ２の−端子に接続されている。さらに、フォトカプラＰＣ１をなすフォトトランジスタのエミッタと抵抗Ｒ２の接続点が、制御回路１３の過電流保護端子（ＯＣＰＦＢ）に入力されている。
【００４０】
制御回路１３は、給電電圧を入力するＶcc端子、ＧＮＤ端子、帰還信号を入力する過電流保護端子（ＯＣＰＦＢ）、オンオフ制御信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力するゲート出力端子Ｇ、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続するソース出力端子Ｓを有している。誤差検出回路１５から受信した帰還信号により表される誤差電圧の大きさに応じてフォトカプラＰＣ１をなすフォトトランジスタがオンされると、制御回路１３は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して出力電圧Ｖｏを一定に保つように制御する。
【００４１】
図８に示すスイッチング電源装置において、制御回路１３では、交流電圧Ｖａを整流回路ＤＢで全波整流してコンデンサＣ２で平滑しトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に入力し、１次巻線Ｎ１と直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御しており、整流平滑回路１７では、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に誘起する交流電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ３で整流平滑して出力電圧Ｖｏとして出力しており、制御電源回路１９では、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３に誘起する交流電圧をダイオードＤ１で整流しコンデンサＣ１に充電して平滑し制御回路１３の電源Ｖccとして供給しており、起動回路１１では、交流電圧を全波整流して得られた電流をコンデンサＣ１に供給しており、制御回路１３の消費電流によりコンデンサＣ１の放電時定数を利用して、コンデンサＣ１の充電時は休止状態となる一方、放電時は発振状態となる間欠発振動作を行うものである。
【００４２】
次に、図１を参照して、本発明の第１実施例に係るスイッチング電源装置の起動回路２１の構成について説明する。
【００４３】
図１に示すように、起動回路２１の両入力端子ＴＭ１，ＴＭ２は、整流回路ＤＢの両入力端子と接続点Ｐ１，Ｐ２に接続されている。一方、起動回路２１の出力端子ＴＭ３は、制御回路１３へ給電電圧Ｖccを供給するための接続点Ｐ３に接続されている。
【００４４】
起動回路２１は、入力電圧Ｖｉを検出する入力電圧検出部２３と、起動回路２１に流れる起動電流ｉを位相制御する起動電流制御部２５とから構成されている。
【００４５】
入力電圧検出部２３は、ダイオードＤ５,Ｄ６、抵抗Ｒ７，Ｒ８、ツェナーダイオードＺＤ１、トランジスタＱ５から構成されている。
【００４６】
ダイオードＤ５,Ｄ６ のアノードが両入力端子ＴＭ１，ＴＭ２にそれぞれ接続されており、ダイオードＤ５,Ｄ６ のカソードが接続点Ｐ４で共通接続されている。接続点Ｐ４と出力端子ＴＭ３との間には、抵抗Ｒ７，Ｒ８が直列に接続されており、この抵抗Ｒ７，Ｒ８の接続点にツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１のアノードはトランジスタＱ５のベースに接続されており、トランジスタＱ５のエミッタが抵抗Ｒ８と出力端子ＴＭ３に接続されている。
【００４７】
起動電流制御部２５は、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０、トランジスタＱ６から構成されている。接続点Ｐ４と出力端子ＴＭ３との間には、抵抗Ｒ１０とトランジスタＱ６のコレクタ−エミッタが直列に接続されている。抵抗Ｒ９とトランジスタＱ５のコレクタとの接続点はトランジスタＱ６のベースに接続されている。
【００４８】
入力電圧検出部２３は、入力電圧を検出しており、入力ＡＣ電圧の波高値が入力電圧検出部で予め設定された値以上になると、起動電流制御部２５のトランジスタＱ６をＯＦＦさせ、起動回路２１に流れる電流ｉを減少させるため、トランジスタＱ６の導通角は、入力電圧Ｖｉに反比例して狭くなり、起動回路２１中の起動電流制御部２５を流れる電流ｉ１の平均値は入力電圧Ｖｉに反比例して低下するようになる。
【００４９】
（全体の動作説明）
ここで、図２に示すタイミングチャートを参照して、起動回路２１が組み込まれたスイッチング電源装置の全体的な動作について説明する。
【００５０】
タイミングｔ２１において、スイッチＳｗがオンされると、起動回路２１から出力される給電電流ｉによりコンデンサＣ１が充電されて徐々に給電電圧Ｖccが上昇し、タイミングｔ２２において、制御回路１３の動作開始電圧値まで立ち上がると、制御回路１３がスイッチング素子Ｑ１に対するオンオフ制御を開始する。
【００５１】
タイミングｔ２２〜ｔ２３では、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ制御されるので、トランスＴ１の１次巻線N1に電流が断続して流れ、２次巻線N2に誘起する電圧をダイオードＤ２で整流してコンデンサＣ３により平滑化し、出力電圧Ｖoが出力される。
【００５２】
このとき、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３の誘起電圧をダイオードＤ１で整流してコンデンサＣ１により平滑化され、例えば、５〜15Ｖ程度の低電圧の給電電圧Ｖccが制御回路１３に出力される。
【００５３】
タイミングｔ２２〜２３では、無負荷時、軽負荷時等のために制御回路１３においてオンオフ制御信号が発生されているため、コンデンサＣ１に充電される補助巻線Ｎ３側からの供給電流が少なく、供給電流よりも制御回路１３による消費電流の方が多くなると、給電電圧Ｖccが徐々に低下し、制御回路１３の発振停止電圧Ｖst以下になると制御回路１３によるオンオフ制御信号の発生が停止する。なお、オンオフ制御信号発生時の制御回路１３による消費電流は例えば数１０ｍＡであり、このオンオフ制御制止時の制御回路１３による消費電流は例えば数μＡである。
【００５４】
次いで、タイミングｔ２３〜ｔ２４では、起動回路２１から出力される起動電流ｉによりコンデンサＣ１が充電されて徐々に給電電圧Ｖccが上昇し、タイミングｔ２４において、再度、制御回路１３の動作開始電圧Ｖsまで立ち上がると、制御回路１３がスイッチング素子Ｑ１に対するオンオフ制御を開始する。なお、このときの制御回路１３による消費電流は例えば数μＡである。
【００５５】
（起動回路２１の動作説明）
ここで、図３に示すタイミングチャート、図４および図５に示す特性図を参照して、起動回路２１の詳細な動作について説明する。なお、図３に示すタイミングｔ３１〜ｔ３７は交流電源の１周期を表しており、図２に示すタイミングｔ２１〜ｔ２２の間に、例えば数１０周期分以上の交流周期が含まれていることとする。
【００５６】
（タイミングｔ３１〜ｔ３２）
まず、タイミングｔ３１〜ｔ３２において、入力電圧検出部２３では、交流入力電圧ＶACが徐々に上昇している。しかし、交流入力電圧ＶACを整流した入力電圧Ｖiが入力電圧検出部の抵抗Ｒ７，Ｒ８、ツェナーダイオードＺＤ１で予め設定されているトランジスタＱ５のベース電圧が、上昇してオンする入力電圧ＶＲ１まで到達していないので、トランジスタＱ５はオフ状態でありコレクタ電流ｉ２は流れない。
【００５７】
なお、抵抗Ｒ７，Ｒ８を流れる電流ｉ３は、
［数３］
ｉ３＝(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ７＋Ｒ８）
となり、交流入力電圧ＶACが徐々に上昇していくことに応じて数μＡから数１０μＡに上昇する。
【００５８】
起動電流制御部２５では、このトランジスタＱ５のコレクタが接続されているトランジスタＱ６のベース電圧が抵抗Ｒ９により上昇し、トランジスタＱ６のエミッタ電流ｉ１も徐々に上昇する。トランジスタＱ６のエミッタを流れるエミッタ電流ｉ１は、
［数４］
ｉ１＝（Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ１０）＋（Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ９）
となり、交流入力電圧ＶACが徐々に上昇していくことに応じて上昇する。
【００５９】
このときの起動電流ｉは、上述した電流ｉ１，ｉ２，ｉ３から、
［数５］
ｉ＝ｉ１＋ｉ２＋ｉ３
＝ｉ１＋(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ７＋Ｒ８）
となる。
【００６０】
（タイミングｔ３２〜ｔ３３）
次いで、タイミングｔ３２〜ｔ３３において、入力電圧検出部２３では、入力電圧ＶiがＶＲ１からさらに上昇しており、この間ではツェナーダイオードＺＤ１はオン状態となり、トランジスタＱ５もオン状態となる。
【００６１】
従って、トランジスタＱ５のコレクタ電圧は０Ｖとなり、トランジスタＱ５のコレクタ電流ｉ２は、
［数６］
ｉ２＝(Ｖi−Ｖccs) ／（Ｒ９）
となり、入力電圧ＶiがＶＲ１から徐々に上昇していくことに応じて上昇する。
【００６２】
起動電流制御部２５では、このトランジスタＱ５のコレクタに接続されているトランジスタＱ６のベース電圧も０Ｖになり、トランジスタＱ６がオフ状態になり、トランジスタＱ６のコレクタ電流ｉ１が０Ａになる。
【００６３】
このときの総電流ｉは、上述した電流ｉ１，ｉ２，ｉ３から、
［数７］
ｉ＝ｉ１＋ｉ２＋ｉ３
＝(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ９）＋(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ７＋Ｒ８）
となる。
【００６４】
（タイミングｔ３３〜ｔ３４）
タイミングｔ３３〜ｔ３４においては、上述したタイミングｔ３１〜ｔ３２における動作と同様であるので、その説明を省略する。
【００６５】
上述したように、第１実施例によれば、入力電圧検出部２３は、入力電圧を検出しており、入力電圧Ｖiの波高値が予め設定された入力電圧ＶＲ１以上になると、起動電流制御部２５のトランジスタＱ６をオフさせ、起動回路２１に流れる電流ｉ１を減少させる。
【００６６】
トランジスタＱ６の導通角は、入力電圧Ｖｉに反比例して狭くなり、起動回路２１を流れる電流ｉの平均値は入力電圧Ｖｉに反比例して低下するようになる。
【００６７】
従って、起動回路２１は、入力電圧検出部２３により交流電圧を全波整流して得られた入力電圧Ｖｉを検出し、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが高くなると起動電流が小さくなるように起動電流制御部２５により起動電流を制御するので、入力電圧Ｖｉが上昇した場合でも、起動回路２１における電力損失を抑制することができる。
【００６８】
また、起動回路２１は、入力電圧検出部２３により交流電圧を全波整流して得られた入力電圧Ｖｉを検出し、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが高くなると起動電流が小さくなるように起動電流制御部２５により起動電流を制御し、少なくとも無負荷時や軽負荷時等の待機時に、起動回路２１を介して制御電源回路のコンデンサＣ１を充電してこの充電期間中は休止状態となる一方、制御電源回路のコンデンサＣ１と制御回路１３の消費電流による放電期間中は発振状態となる間欠発振動作を行うことで、制御回路１３の間欠発振動作状態において、入力電圧Ｖｉが上昇した場合でも、起動回路２１における電力損失を抑制することができる。
【００６９】
さらに、起動電流制御部２５は、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが高くなると起動電流が小さくなるため、コンデンサＣ１を充電する時間が長くなり、間欠周期が長くなるように起動電流を制御することで、入力電圧が上昇した場合でも、制御回路１３やスイッチング素子Ｑ１における電力損失を抑制することができる。
【００７０】
交流入力電圧の瞬間値による起動回路の動作は以上の説明のとおりとなる。
【００７１】
次に、スイッチング電源装置に印加している交流入力電圧値による動作を図４、図５を用いて具体的に説明する。
【００７２】
説明で使用するスイッチング電源装置の仕様は次のとおりと仮定する。
【００７３】
［数８］
比較設定された入力電圧ＶＲ１＝１９８Ｖ（ＡＣ１４０Ｖ）
図４に示す実線のように、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖ以下では、交流入力電圧ＶACを整流した入力電圧Ｖiが比較設定された入力電圧ＶＲ１（交流入力電圧１４０Ｖ）以下であるため入力電圧検出部２３のトランジスタＱ５がオンすることはないので、起動電流制御部２５のトランジスタＱ６がオンするために起動電流は主に抵抗Ｒ１０で決まる電流が流れるため、起動回路電流ｉは交流入力電圧ＶACの上昇に応じて増大する。また、図５に示す実線のように、交流入力電圧値ＶACがＶＲ１以下の範囲では、起動回路２１が消費する電力損失の交流入力電圧ＶACの上昇に応じて略電圧の２乗に比例して急激に増大する。
【００７４】
交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えるとＡＣ入力電圧ＶACを整流した入力電圧Ｖiが比較設定された入力電圧ＶＲ１を越えるため、入力電圧Ｖiが比較設定された入力電圧ＶＲ１を越えた期間は、入力電圧検出部２３のトランジスタＱ５がオンし、起動電流制御部２５のトランジスタＱ６がオフするために起動電流は抵抗Ｒ１０を流れる電流が遮断され、トランジスタＱ６のコレクタ電流は交流入力電圧ＶACの上昇に反比例して減少する。
【００７５】
しかし、トランジスタＱ６のエミッタには抵抗Ｒ９の電流が流れ、この電流と、入力電圧検出部２３の抵抗Ｒ７，Ｒ８に流れる電流は交流入力電圧の上昇に伴い電流が増大する。
【００７６】
そのため交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると、抵抗Ｒ１０を流れる電流は入力電圧の上昇に反比例して減少し、抵抗Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８を流れる電流は交流入力電圧の増大にともない増大するため、図４に示す実線のように、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると起動回路電流ｉは交流入力電圧の上昇にともない減少するが、抵抗Ｒ１０，Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８及び比較設定された入力電圧ＶＲ１によっては途中から増大させることもできる。
【００７７】
図５に示す実線のように、起動回路２１が消費する電力損失の電流の特性と同様に、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖ以下では交流入力電圧の上昇に伴い増加し、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると交流入力電圧の上昇に伴い起動回路２１の電力損失は減少する。
【００７８】
しかし、抵抗Ｒ１０を流れる電流は入力電圧の上昇に反比例して減少し、抵抗Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８を流れる電流は交流入力電圧の増大に伴い増大するため、図５に示す実線のように、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると起動回路電流ｉは交流入力電圧の上昇に伴い減少するが、抵抗Ｒ１０，Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８及び比較設定された入力電圧ＶＲ１によっては途中から増大させることもできる。
【００７９】
（第２実施例）
本発明の第２実施例に係るスイッチング電源装置の全体構成は、第１実施例と同様に図８に示すスイッチング電源装置であり、起動回路１１を起動回路３１に変更したものであるので、全体構成についての説明は省略する。
【００８０】
次に、図６を参照して、本発明の第２実施例に係るスイッチング電源装置の起動回路３１の構成について説明する。
【００８１】
図６に示すように、起動回路３１の両入力端子ＴＭ１，ＴＭ２は、整流回路ＤＢの両入力端子と接続点Ｐ１，Ｐ２で接続されている。一方、起動回路３１の出力端子ＴＭ３は、制御回路１３へ給電電圧Ｖccを供給するための接続点Ｐ３に接続されている。
【００８２】
起動回路３１は、入力電圧Ｖｉを検出する入力電圧検出部２３と、起動回路３１に流れる電流ｉを位相制御するとともにこの電流ｉの大きさを制限する起動電流制御部３５とから構成されている。
【００８３】
入力電圧検出部２３は、第１実施例と同様であるので、その説明を省略する。
【００８４】
起動電流制御部３５は、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１１、ツェナーダイオードＺＤ２、トランジスタＱ６から構成されている。接続点Ｐ５と出力端子ＴＭ３との間には、トランジスタＱ６のコレクタ−エミッタを介して抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。抵抗Ｒ９とツェナーダイオードＺＤ２のカソードとトランジスタＱ５のコレクタとの接続点はトランジスタＱ６のベースに接続されている。
【００８５】
入力電圧検出部２３は、入力電圧を検出しており、交流入力電圧の波高値が抵抗Ｒ７，Ｒ８，ツェナーダイオードＺＤ１，トランジスタＱ５で設定される電圧値ＶＲ１以上になると、起動電流制御部３５のトランジスタＱ６をオフさせ、起動回路３１に流れる起動電流ｉを減少させるため、トランジスタＱ６の導通角は、入力電圧Ｖｉに反比例して狭くなり、起動回路３１を流れる起動電流ｉの平均値は入力電圧Ｖｉに反比例して低下するようになる。
【００８６】
（全体の動作説明）
起動回路３１が組み込まれたスイッチング電源装置の全体的な動作については、図２に示すタイミングチャートを参照するが、上述した第１実施例と同様であるのでその説明を省略する。
【００８７】
（起動回路３１の動作説明）
ここで、図７に示すタイミングチャート、図４および図５に示す特性図を参照して、起動回路３１の詳細な動作について説明する。なお、図７に示すタイミングｔ７１〜ｔ７７は交流電源の１周期を表しており、図２に示す例えばタイミングｔ２１〜ｔ２２の間には例えば、数１０周期分以上の交流周期が含まれていることとする。
【００８８】
（タイミングｔ７１〜ｔ７２）
まず、タイミングｔ７１〜ｔ７２において、入力電圧検出部２３では、ＡＣ入力電圧ＶACを整流した入力電圧Ｖiが０〜ＶＲ１まで徐々に上昇しているが、ツェナーダイオードＺＤ１がオフ状態であり、トランジスタＱ５もオフ状態でありコレクタ電流ｉ２流れない。
【００８９】
なお、抵抗Ｒ７，Ｒ８を流れる電流ｉ３は、
［数９］
ｉ３＝(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ７＋Ｒ８）
となり、入力電圧Ｖiが０〜ＶＲ１まで徐々に上昇していくことに応じて増大する。
【００９０】
起動電流制御部３５では、このトランジスタＱ５のコレクタに接続されているトランジスタＱ６のベース電圧が同時に上昇し、トランジスタＱ６はオンする。これによりトランジスタＱ６、抵抗Ｒ１１を経由して電流ｉ１が流れる。トランジスタＱ６のベース電圧がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧ＶＲ２に到達すると抵抗Ｒ９を介してツェナーダイオードＺＤ２のカソードからアノードに電流ｉ４が流れる。
【００９１】
また、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードからアノードに電流ｉ４が流れると、トランジスタＱ６のベース電圧がこのツェナー電圧ＶＲ２に制限されるので、トランジスタＱ６のコレクタ電流ｉ１も制限される。トランジスタＱ６のコレクタを流れるコレクタ電流ｉ１は、
［数１０］
ｉ１＝（Ｖr２−Ｖbeq６）／Ｒ１１
となり、入力電圧Ｖiが０〜ＶＲ１まで徐々に上昇していくときにも、上記の数１０で示される電流値以下に制限される。
【００９２】
このときの起動回路３１に流れる電流ｉは、上述した電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４から、
［数１１］
ｉ＝ｉ１＋ｉ２＋ｉ３＋ｉ４
＝ｉ１＋(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ７＋Ｒ８）＋ｉ４
となる。
【００９３】
（タイミングｔ７２〜ｔ７３）
次いで、タイミングｔ７２〜ｔ７３において、入力電圧検出部２３では、入力電圧ＶiがＶＲ１からさらに上昇しており、ツェナーダイオードＺＤ１がオン状態となりトランジスタＱ５もオン状態になる。
【００９４】
従って、トランジスタＱ５のコレクタ電圧は０Ｖとなり、トランジスタＱ５のコレクタ電流ｉ２は、
［数１２］
ｉ２＝(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ９）
となり、入力電圧ＶｉがＶＲ１から徐々に上昇していくことに応じて増大する。
【００９５】
起動電流制御部３５では、このトランジスタＱ５のコレクタに接続されているトランジスタＱ６のベース電圧も０Ｖになるため、トランジスタＱ６がオフ状態になり、トランジスタＱ６のコレクタ電流ｉ１が流れなくなる。同時に、ツェナーダイオードＺＤ２に流れる電流ｉ４も流れなくなる。
【００９６】
このときの総電流ｉは、上述した電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４から、
［数１３］
ｉ＝ｉ１＋ｉ２＋ｉ３＋ｉ４
＝(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ９）＋(Ｖi−Ｖcc) ／（Ｒ７＋Ｒ８）
となる。
【００９７】
（タイミングｔ７３〜ｔ７４）
タイミングｔ７３〜ｔ７４においては、上述したタイミングｔ７１〜ｔ７２における動作と同様であるので、その説明を省略する。
【００９８】
第２の実施例の、交流入力電圧の瞬間値による起動回路の動作は以上の説明のとおりとなる。
【００９９】
次にスイッチング電源装置に印加している交流入力電圧値による動作を図４，図５を用いて具体的に説明する。
【０１００】
説明で使用するスイッチング電源装置の仕様は第１の実施例と同様に次のとおりと仮定する。
【０１０１】
［数１４］
比較設定された入力電圧ＶＲ１＝１９８Ｖ（ＡＣ１４０Ｖ）
図４に示す波線のように、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖ以下では、交流入力電圧ＶACを整流した入力電圧Ｖiが比較設定された入力電圧ＶＲ１（交流入力電圧１４０Ｖ）以下であるため入力電圧検出部２３のトランジスタＱ５がオンすることはないので、起動電流制御部３５のトランジスタＱ６と抵抗Ｒ１１、ツェナーダイオードＺＤ２で決まる定電流が流れるため、起動回路電流ｉはＡＣ入力電圧ＶACの上昇に対しほとんど変化しない。また、図５に示す波線のように、交流入力電圧ＶACがＶＲ１以下の範囲では、起動回路３１が消費する電力損失は交流入力電圧ＶACの上昇に比例して増大する。
【０１０２】
交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えるとＡＣ入力電圧ＶACを整流した入力電圧Ｖiが比較設定された入力電圧ＶＲ１を越えるため、入力電圧Ｖiが比較設定された入力電圧ＶＲ１を越えた期間は、入力電圧検出部２３のトランジスタＱ５がオンし、起動電流制御部２５のトランジスタＱ６がオフするために起動電流は抵抗Ｒ１０を流れる電流が遮断され、トランジスタＱ６のコレクタ電流はＡＣ入力電圧ＶACの上昇に反比例して減少する。
【０１０３】
しかし、トランジスタＱ６のエミッタには抵抗Ｒ９の電流が流れ、この電流と、入力電圧検出部２３の抵抗Ｒ７，Ｒ８に流れる電流は交流入力電圧の上昇に伴い電流が増大する。
【０１０４】
そのため交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると、トランジスタＱ６を流れる電流は入力電圧の上昇に反比例して減少し、抵抗Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８を流れる電流は交流入力電圧の上昇に伴い増大するため、図４に示す波線のように、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると起動回路電流ｉは交流入力電圧の上昇に伴い減少するが、トランジスタＱ６、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ１１，Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８及び比較設定された入力電圧ＶＲ１によっては途中から増大させることもできる。
【０１０５】
図５に示す波線のように、起動回路３１が消費する電力損失は、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖ以下では交流入力電圧の上昇に比例して増加し、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると交流入力電圧の上昇に伴い起動回路３１の電力損失は減少する。
【０１０６】
しかし、トランジスタＱ６を流れる電流は入力電圧の上昇に反比例して減少し、抵抗Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８を流れる電流は交流入力電圧の増大に伴い増大するため、図５に示す実線のように、交流入力電圧ＶACが１４０Ｖを越えると起動回路電流ｉは交流入力電圧の上昇に伴い減少するが、トランジスタＱ６、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ１１，Ｒ９，Ｒ７，Ｒ８及び比較設定された入力電圧ＶＲ１によっては途中から増大させることもできる。
【０１０７】
上述したように、第２実施例は、第１の実施例の起動電流制御部２５に対し起動電流制御部３５を定低電流回路構成としたので、第１の実施例で交流入力電圧ＶACが１４０Ｖ以下で起動回路を流れる起動電流ｉが交流入力電圧に比例して増大し、起動回路２１での電力損失が交流入力電圧の上昇に伴い急激に増大するという問題を改善することができる。
【０１０８】
入力電圧検出部２３は、入力電圧Ｖｉを検出しており、入力電圧Ｖｉの波高値が入力電圧検出部で設定された値ＶＲ１以上になると、起動電流制御部３５のトランジスタＱ６をオフさせ、起動回路３１に流れる電流ｉを減少させるため、トランジスタＱ６の導通角は、入力電圧Ｖｉに反比例して狭くなり、起動回路３１を流れる電流ｉの平均値は入力電圧Ｖｉに反比例して低下するようになる。
【０１０９】
従って、起動回路３１は、入力電圧検出部２３により交流電圧を全波整流して得られた入力電圧Ｖｉを検出し、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが高くなると起動電流が小さくなるように起動電流制御部３５により起動電流を制御するので、入力電圧Ｖｉが上昇した場合でも、起動回路３１における電力損失を抑制することができる。
【０１１０】
また、起動回路３１は、入力電圧検出部２３により交流電圧を全波整流して得られた入力電圧を検出し、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが高くなると起動電流が小さくなるように起動電流制御部３５により起動電流を制御し、少なくとも無負荷時や軽負荷時等の待機時に、起動回路３１を介して制御電源回路のコンデンサＣ１を充電してこの充電期間中は休止状態となる一方、制御電源回路のコンデンサＣ１と制御回路１３の消費電流による放電期間中は発振状態となる間欠発振動作を行うことで、間欠発振動作状態において、入力電圧Ｖｉが上昇した場合でも、起動回路３１における電力損失を抑制することができる。
【０１１１】
さらに、起動電流制御部３５は、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが高くなると、間欠周期が長くなるように起動電流を制御することで、入力電圧が上昇した場合でも、起動回路３１における電力損失を抑制することができる。
【０１１２】
起動電流制御部３５は、入力電圧検出部２３の出力信号により入力電圧Ｖｉが所定値より低いときは起動電流は所定の定電流値で制限され、入力電圧Ｖｉが高くなると起動電流が小さくなるよう制御し、入力電圧Ｖｉが所定値より高くなると間欠周期が長くなるように起動電流を制御することで、広い入力範囲で起動回路３１における電力損失を抑制することができる。
【０１１３】
実施例では、起動回路の入力電圧検出部、起動電流制御部をトランジスタで構成したが、比較器やＦＥＴ、その他の素子で実施することもできる。
【０１１４】
更にトランジスタＱ５，Ｑ６に相当する能動素子をＭＯＳＦＥＴ等にすることにより一層起動回路電流を低減することができるため、起動回路における電力損失を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】本発明の第１実施例に係るスイッチング電源装置の起動回路２１の構成を示す図である。
【図２】起動回路２１が組み込まれたスイッチング電源装置の全体的な動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図３】起動回路２１の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図４】本発明の第１実施例および第２実施例に係るスイッチング電源装置の起動回路２１，３１の動作特性を示す図である。
【図５】本発明の第１実施例および第２実施例に係るスイッチング電源装置の起動回路２１，３１の動作特性を示す図である。
【図６】本発明の第２実施例に係るスイッチング電源装置の起動回路３１の構成を示す図である。
【図７】起動回路３１の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図８】本発明の第１実施例および第２実施例に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す図であり、従来のスイッチング電源装置の全体構成を示す図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の起動回路５１（従来例１）の構成を示す図である。
【図１０】起動回路５１の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図１１】従来のスイッチング電源装置の起動回路２１，３１（従来例１，２）の動作特性を示す図である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置の起動回路２１，３１（従来例１，２）の動作特性を示す図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置の起動回路６１（従来例２）の構成を示す図である。
【図１４】起動回路６１の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【０１１６】
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ５，Ｄ６  ダイオード
ＤＢ  整流回路
Ｑ１  スイッチング素子
Ｑ５，Ｑ６  トランジスタ
Ｒ１，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，  抵抗
Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９  抵抗
Ｓｗ  スイッチ
Ｔ１  トランス
１１  起動回路
１３  制御回路
１５  誤差検出回路
１７  整流平滑回路
１９  制御電源回路
２１，３１  起動回路
２３  入力電圧検出部
２５，３５  起動電流制御部
【図１】
2005198454.tif 000003
【図２】
2005198454.tif 000004
【図３】
2005198454.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2005198454.tif 000010
【図９】
2005198454.tif 000011
【図１０】
2005198454.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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