(57)【要約】【課題】  波長検出及び制御システム並びに光伝送システムの性能最適化を達成するための方法を提供する。【解決手段】  ＷＤＭ光伝送システムのための波長モニタ及び制御のシステム及び方法が開示される。そのシステムはリアルタイムに外部校正された波長可変レーザを用いたヘテロダイン式検出装置からなる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光電気通信システムのための波長測定及び制御システムであって、
周期的な波長基準を生成するために局部発振器として使用するリアルタイムに外部校正された波長可変なレーザ光源を有するヘテロダイン検出装置からなる第１の部分、及び、
光データ信号のリアルタイム波長校正のために該第１の部分と協働する第２の部分からなるシステム。
【請求項２】
請求項１記載のシステムにおいて、該第２の部分が周期的な波長基準とシアン化水素（ＨＣＮ）ガス基準セルとを組み合わせることを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１記載のシステムにおいて、該周期的な波長基準がタイミングパルスで校正された波長のシーケンスを生成することを特徴とするシステム。
【請求項４】
請求項３記載のシステムにおいて、各パルスが約０．４ｐｍから５０ｐｍの間の波長増加分に対応することを特徴とするシステム。
【請求項５】
光電気通信システムにいて波長を測定及び調整する方法であって、
２つの経路に分割される入力局部発振器を提供するステップ、
該第１の経路からの該入力局部発振器を周期的な波長基準に結合するステップ、及び、
該第２の経路からの該入力局部発振器を、該技法の偏波依存性を最小にするとともに局部発振器の偏波を解消する偏波スクランブラに結合するステップ、からなり、
該周期的な波長基準が波長測定のためのリアルタイムの波長校正クロックを生成することを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項５記載の方法において、該クロックのエッジが、検出回路におけるトリガデータ取得に用いられる等間隔の光周波数間隔に対応することを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項５記載の方法において、該局部発振器が３ｄＢ光カップラに測定される統合されたチャネル信号とともに混合されることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項７記載の方法において、該局部発振器が該局部発振器と該入力信号間のヘテロダインビート周波数が該検出器の帯域幅内であるような周波数に調整された場合に、該入力信号の光スペクトルが該ヘテロダインビート周波数によって決まるＩＦ周波数に変換されることを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項５記載の方法であって、さらに、該入力信号の強度変調を打ち消すために該３ｄＢ光カップラに結合されたバランス型検出器からなる方法。
【請求項１０】
請求項９記載の方法であって、さらに、該３ｄＢカップラと該バランス型検出器間に結合されたローパスフィルタからなる方法。
【請求項１１】
請求項１０記載の方法において、偏波スクランブラがＤＯＰを２００ｋＨｚ帯域幅に対して約１０％以下に減少させることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法であって、さらに、該周期的な波長基準及び該バランス型検出器の該出力に結合されたＡ／Ｄコンバータを提供するステップからなる方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の特徴は光電気通信システムに関し、特に波長検出及び制御システム並びに光伝送システムの性能最適化を達成するための方法に関する。
【０００２】
本願は２００３年６月２５日に米国で出願された米国出願番号１０／８７３３２４の利点を主張するものであって、その開示がここに参照され取り込まれている。
【背景技術】
【０００３】
多重波長、即ち、数テラビット／秒の波長分割多重(ＷＤＭ)送信システムで使用できる送信帯域が満域になったとき、トラフィックは他のシステムに転換されるか、既存のシステムが高いレートのデータ送信を担うようにアップグレードされなければならなかった。
【０００４】
一つの可能な方法はスペクトル効率の増加を狙うものである（即ち、ＷＤＭチャネル間隔を減らすことである）。この場合、例えば、３５ＧＨｚかそれより小さい非常に狭いチャネル間隔のシステムに対して、隣接するチャネル間のチャネル間混線を弱めるために信号周波数は固定された周波数グリッド周辺の狭い範囲内に注意深く決定されなければならない。周波数制御グリッドは絶対グリッドとなり、即ち、国際電気通信連合（ＩＴＵ）規格に準拠し、又は、例えば１つかそれ以上のインターリービング・フィルタ若しくは単チャネルフィルタによって決められる相対グリッドとなる。
【０００５】
性能に基づいた周波数調整アルゴリズムは一般に狭い間隔のチャネルを位置決めするのに適していない。現在利用可能な１０Ｇｂ／ｓ中継器システムは、外部で変調された定波長分布帰還型（ＣＷ  ＤＦＢ）レーザダイオード光源からライン送信機の光チャネルを引き出している。中継器回路群に関連する費用を削減するために、公知のシステムにおけるライン送信機は、各々が２００ＧＨｚを超えて調整できるいくつかの符号がＣバンドを担うように設計されてきた。特定の２００ＧＨｚ調整範囲内のいずれの位置に対しても、各中継器は所与の５０ＧＨｚのＩＴＵチャネルに対して選択可能であり、又は、オフセット値の予測を有効活用する。
【０００６】
市販されている中継器とは違って、この特殊な設定において波長ロッカー周波数制御方式は各ライン送信機中に設計されていない。その代わりに、製造中に各伝送レーザがその独自の調整範囲と動作温度範囲で校正され、レーザが所望の動作点から±２０ｐｐｍ以内に設定されるようにする。
【０００７】
立ち上げ時にシステム性能を最適化する必要に適応するために、並びに、地上システム及び海底システム（即ち、乾燥と湿気の設備）の長時間の経時的な影響を吸収するために、遠端チャネルのＱ性能に基づいた調整アルゴリズムが時々稼動され、動作ＤＦＢレーザ周波数が徐々にかつ周期的に微調整される。この調整アルゴリズム方式は、遅い周波数の揺れのある実際のチャネル性能に基づいて実質的に波長ロッカーの設計要求を取り除いた。
【０００８】
この調整アルゴリズム方式は、チャネル間隔が約４０又は５０ＧＨｚより大きい限りはチャネル周波数を最適に制御することにある程度成功しているとされてきた。しかしながら、実際の実験から、この方式は狭いチャネル間隔での動作環境に置かれると全体性能に逆効果を与えることになることが分かる。
【０００９】
大西洋対岸間で行われた伝送実験において、２つの２５ＧＨｚで近接するチャネルの一方が他方の測定されたチャネルに約１５ｐｍで調整されたとき１ｄＢの劣化がもたらされることが判った。この場合、チャネル周波数の離調はチャンネル間隔の約７．５％に相当した。
【００１０】
従って、チャネル間隔が約５０ＧＨｚ以下に減少すると、信号相互の及びノイズに対する正確な制御と相対信号位置を得るために除去フィルタが必要となる。もちろん、現行のシステム、特に約３３ＧＨｚのチャネル間隔で全容量に達するとされているものに対して、正確な波長測定及び制御システムが望まれる。
【００１１】
そのようなシステムは、好ましくはＷＤＭ信号を相対又は絶対の高い精度で測定して位置決めしなければならない。チャネル周波数のための動作グリッドを確立するためには、精密波長モニタを用いるシステムがあれば望ましく、精密な基準と間隔に余裕のある端末構造も必要になる。
【００１２】
ＷＤＭや高密度ＷＤＭ（ＤＷＤＭ）信号及びネットワークのための光チャネルモニタ技術は商業化されていて、いくつかのグループに分類される。それらは、（１）スキャンフィルタによるハイエンド光スペクトル分析（ＯＳＡｓ）、例えば、調整可能な回折格子フィルタ、即ち、調整可能なフェブリーペローフィルタ、（２）ダイオードアレイを用いた光波長分波器による光チャネル性能モニタ、及び(３)マイケルソン干渉計による精密波長計である。精密一括チャネル波長モニタがあれば理想的である。
【００１３】
統合されたリターントゥゼロ（ＲＺ）及びチャーピングされたＲＺ（ＣＲＺ）入力信号のために、位置の測定を記録するためのある程度高い絶対精度と同様に信号位置決めするための高い差分精度があるのが望ましい。
【００１４】
さらに、周期的な再校正を必要とせず、実質上光電気通信システムの寿命にわたって連続的に稼動できる装置を導入したいという要望もある。不適切に配置されたチャネル周波数に起因する性能劣化を考慮しても、２５ＧＨｚチャネル間隔で実施するときに０．１ｄＢより小さい劣化とするためには、差分精度も絶対精度も±３ｐｍ未満でなくてはならない。特定の波長精度は１０℃から６５℃の間の周囲温度、大気圧及び湿度に対して影響がないようにすべきである。
【００１５】
現行の商用の製品や技術はそれらの要求に簡単には適合しない。ＯＳＡ技術にも光チャネル性能モニタにも充分な差動及び絶対精度がない。例えば、安藤電気製の最新のＯＳＡモデルＡＱ６３１９は約１０ｐｍ波長精度を有し、ベイスペック（BaySpec）社製のインテリガード（IntelliGuard（登録商標））光チャネルモニタは１５ｐｍ波長精度を有する。
【００１６】
マイケルソン干渉計による波長計の場合、６３３ｎｍヘリウム−ネオン基準レーザと６３３ｎｍと１５５０ｎｍ間の屈折率比の厳格な制御を用いてｐｍ以下の絶対精度が可能となる。しかしながら、ヘリウム−ネオンレーザ共振器の波長と屈折率比は気温によって変動する。従って、波長計は長期の実使用よりもむしろ実験用の条件での使用に適しているように見える。例えば、安藤電気製のＡＱ６１４１波長計は１０℃と３０℃の間の動作時のみ謳われている仕様に適合する。この狭い範囲は、全部でないにしても、多くの実施されるシステムにおいては存在しない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のいくつかの側面によると、リアルタイムに外部校正された波長可変レーザを用いたヘテロダイン式の検出装置からなる波長モニタシステムが提供される。好ましくは、波長可変レーザは実質的に波長の全範囲（Ｃバンド）にわたって掃引し、ビート信号は狭い帯域幅の電気的受信規器によって検出される。
【００１８】
さらに好ましくは、ビート信号の検出が入力信号が波長可変レーザの狭い周辺領域にあることを示している。
【００１９】
本発明の他の側面によると、光電気通信システムのための波長測定及び制御システムであって、周期的な波長基準を生成するために、局部発振器として使用するリアルタイムに外部校正された波長可変なレーザ光源を有するヘテロダイン検出装置からなる第１の部分、及び、光データ信号のリアルタイム波長校正のために第１の部分と協働する第２の部分からなるシステムが提供される。
【００２０】
好ましくは、第２の部分が周期的な波長基準とシアン化水素（ＨＣＮ）ガス基準セルとを組み合わせる。さらに好ましくは、周期的な波長基準がタイミングパルスで校正された波長のシーケンスを生成する。最も好ましくは、各パルスが約０．４ｐｍから５０ｐｍの間の波長増加分に対応する。
【００２１】
本発明の他の側面によると、光電気通信システムにおける波長の測定及び調整をする方法であって、２つの経路に分割される入力局部発振器を提供するステップ、第１の経路からの入力局部発振器を周期的な波長基準に結合するステップ、及び、該第２の経路からの入力局部発振器を、偏波依存性を最小にするとともに局部発振器の偏波を解消する偏波スクランブラに結合するステップ、からなり、周期的な波長基準が波長測定のためのリアルタイムの波長校正クロックを生成する方法が提供される。
【００２２】
好ましくは、クロックのエッジが、検出回路におけるトリガデータ取得に用いられる等間隔の光周波数間隔に対応する。また、局部発振器は３ｄＢ光カップラに測定される統合されたチャネル信号とともに混合される。さらに好ましくは、局部発振器が局部発振器と入力信号間のヘテロダインビート周波数が検出器の帯域幅内であるような周波数に調整された場合に、入力信号の光スペクトルがヘテロダインビート周波数によって決まるＩＦ周波数に変換される。さらに好ましくは、入力信号の強度変調を打ち消すために３ｄＢ光カップラに結合されたバランス型検出器が提供される。
【００２３】
最も好ましくは、３ｄＢカップラとバランス型検出器間に結合されたローパスフィルタが提供される。好ましくは、偏波スクランブラがＤＯＰを２００ｋＨｚ帯域幅に対して約１０％以下に減少させる。最も好ましくは、周期的な波長基準及びバランス型検出器の出力に結合されたＡ／Ｄコンバータが提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図面を参照すると、図１に示されるシステム構成１０が与えられる。なお、ここでは符号は要素を示すものとする。好ましくは、局部発振器（ＬＯ）として外部共振器型波長可変レーザ光源（ＴＬＳ）１６及びＬＯ波長校正のためのスイープメータ（Sweepmeter(登録商標)）１４を用いた光ヘテロダイン構成、並びに、検出サブシステムの２つの下位システムからなる。
【００２５】
多くの波長可変レーザはわずか１０から５０ｐｍ程度の絶対波長精度で直線的に比例してスキャンする。より好ましくは、比較的高い精度を得るためにプレシジョンフォトニクス(Precision Photonics)社によって開発されたスイープメータ(登録商標)をリアルタイム波長校正に使用する。
【００２６】
スイープメータ(登録商標) は周期的な波長基準をシアン化水素（ＨＣＮ）ガス基準セルと協働させることで動作する。周期的な波長基準はデジタルクロックのシーケンスを生成し、クロックの１刻みは約０．４ｐｍ波長増加分に相当する。クロック刻みは約０．４ｐｍから約５０ｐｍの範囲を持つ。ＨＣＮ吸収スペクトルは、周囲温度、湿度及び大気圧に依存せず（温度依存は約０．０１ｐｍ／℃だけである）、約０．５ｐｍの絶対精度を有する。
【００２７】
図１に示すように、経路１８を介してスイープメータ(登録商標)１４に入射する波長可変レーザ光源（ＴＬＳ）１６からの光は(図示されない)２つの経路に分かれる。第１の光経路は光を周期的な波長基準に結合し、第２の光経路は光をＮＩＳＴ（米国連邦標準・技術局）トレーサブルＨＣＮガス基準セルに結合し、両方ともスイープメータ(登録商標)内にある。
【００２８】
周期的な波長基準はリアルタイムクロックパルス２２を生成する。クロックパルス２２のエッジは検出回路におけるトリガデータ取得に使われる空間光周波数の間隔に対応する。ＴＬＳ１６がスイープすると、２つの校正数値がスイープメータ(登録商標)１４から与えられる。（１つは）第１の出力クロックトリガに対応する光周波数、及び（２つ目に）クロック出力間の光周波数の刻み幅である。従って、実効値１ｐｍ未満の精度、０．４ｐｍ（５０ＭＨｚ）までの分解能、及び、実効値０．２ｐｍ未満のスキャンからスキャンまでの再現精度の測定の光周波数軸が構築可能となる。上記の方法でＴＬＳ１６を校正することによって、０．４ｐｍの光周波数刻みで波長可変なＬＯができる。上述のように、これらの刻み幅は０．４ｐｍから５０ｐｍ間の大きさとなる。
【００２９】
図１に示すように、ＴＬＳは、測定されるべき統合チャネル信号に標準の３ｄＢ光カップラ２４において経路２０を介して混合される。ＴＬＳ（ＬＯ）が、ＴＬＳ（ＬＯ）と入力信号２６間のヘテロダインビート周波数が検出器の（ＬＰＦ２８によって決まる）帯域幅以内になるような周波数に調整された場合、入力信号２６の光スペクトルがヘテロダインビート周波数によって決まるＩＦ周波数に変換される。
【００３０】
ＩＦヘテロダインビート周波数に加えて、入力信号２６の強度変調及びショットノイズもまたＩＦ帯域に分類され、強度ノイズとして扱われる。
【００３１】
本発明の側面の好ましい実施例において、バランス型検出器３０を用いて入力信号２６の強度変調を打ち消すことで最大性能が得られる。この場合、支配的ノイズは局部発振器（ＬＯ）からのショットノイズである。さらに検出器の帯域幅を狭めることでＳＮＲもまた改善される。しかしながら、最小の電気的帯域幅は光周波数刻みの半分に制限されることになるのでビート信号は少なくとも１回のデータ取得クロックに現れる。
【００３２】
この手法の偏波面依存性を最小にするために、ＴＬＳ（ＬＯ）１６を、偏波スクランブラ３２を用いて偏波を解消するための方法が好ましくは用いられる。このスクランブラ３２はＤＯＰを２００ｋＨｚの帯域幅に対して１０％以下に減らすことができ、これはＴＬＳ１６と無作為に偏波された統合チャネルテスト信号間の偏波不一致に関連する好ましくない影響を除去するのには充分である。
【００３３】
図２Ａ−２Ｄに戻ると、ヘテロダイン検出器と図１の方法を用いたＲＺ変調信号の測定された光スペクトルが示される。各光スペクトルは異なる条件を示す。例えば、図２Ａは２＾２３ＰＲＢＳを１１Ｇｂ／ｓのレートで変調されたＲＺ信号を示し、約７ｄＢのキャリアと側波帯の比を持つ。残存の光スペクトルは、ＲＺ信号から３つの異なる間隔で隣接するＣＷ周波数を有して波長精度をテストするための３つの追加的な条件を表す。ＲＺ信号の中心周波数から、それぞれ、図２Ｂは約３７．８３ＧＨｚに位置するＣＷ周波数を示し、図２Ｃは約１４．０２ＧＨｚに位置するＣＷ周波数を示し、図２Ｄは約１．１１ＧＨｚに位置するＣＷ周波数を示すものである。ＣＷ周波数及びそれらの隣接するＲＺ信号の既知の影響にもかかわらず、３つの条件全てにおいて測定された光スペクトルからＲＺ信号は回復可能であることが明らかである。
【００３４】
適切なローパスフィルタ２８（２５から５０ＭＨｚ）が用いられることになる。代替案として、ＤＣ−１２５ＭＨｚ電気的帯域幅のニューフォーカス(New Focus)社製の Ｏ／Ｅ変換器を用いることもできる。この最適なＬＰＦは波長測定の分解能を小さくするが、干渉周波数はそれでも、図２ＤのＲＺキャリアから１．１１ＧＨｚ離れたところに現れ、スペクトル分解される。
【００３５】
図３はＲＺ信号キャリア周辺領域の拡大図である。それは不十分な分解能帯域幅のための線幅拡大の影響を示している。しかし、それでもＲＺ信号の中心周波数は測定データの対称な線の形から推定できる。
【００３６】
差分精度は２つの信号間の光周波数差の測定における誤差と定義される。ＲＺ信号のキャリアとＲＦ側波帯との間の光周波数差はＲＦクロック周波数に等しいので、差分精度測定のための便利な手法はキャリアと側波帯との周波数差測定を関与させる。図４は、例えば、ＣＷ干渉チャネルの存在下において図３が示すのと同じＲＺ信号を評価することによって得られる測定された差分精度を表している。 
【００３７】
図４は、ＲＦ側波帯とキャリア間の測定された光周波数差とＲＦクロック周波数とを比較することによって得られる測定された差分精度を示すものである。この特別な例において、クロック周波数は約１１ＧＨｚである。データから分かるように、干渉ＣＷ周波数が存在しないか、ＲＺ信号から遠く離れている場合(図４のＡ及びＢの場合）、差分精度は約０．１ＧＨｚである。
【００３８】
ＣＷ周波数がＲＺ信号の左の側波帯に近づいたとき、差分精度は０．２ＧＨｚに増加する（図４のＣの場合）。そして、Ｄの場合、ＣＷ周波数とＲＺキャリア間は約１ＧＨｚ離れている。この場合、差分精度は０．３ＧＨｚまで劣化する。近くで干渉するチャネルによる差分精度の劣化は所望の検出器帯域幅よりも大きく引き起こされる。検出器帯域幅を５０ＭＨｚに最適化することによって、いかなる干渉周波数の存在下でも均一な差分精度になるであろうことが予想される。
【００３９】
ここに記載されるヘテロダイン検出方法の絶対精度を推定するために、テスト周波数の測定された波長はバーレー(Burleigh)社製のＷＡ−７６００波長計から得られる波長と比較される。バーレー製ＷＡ−７６００波長計は０．３ｐｍの絶対及び差分精度、並びに、±０．２ｐｐｍの再現精度で規格されていて、正しく校正されるものと仮定する。バーレー製のＷＡ−７６００波長計は他の市販されている波長計と似たような仕様を持つ。図２(Ａ)から図２(Ｃ)の実験条件に対応する各場合において、どの技法を用いてもＲＺ信号の中心波長を２０回繰り返し測るものとしている。
【００４０】
図５は、（図２(Ａ)から図２(Ｃ)に対応する)各場合に対する２０個の測定値の平均値の比較を示す。隣接干渉チャネルに対して、バーレー製の波長計は非常に敏感であるが、ヘテロダイン検出法は実質的に感度がない。この結果は、バーレー製の干渉計による技法は約３０ｐｍより近付いた周波数を分解する能力がないということから説明がつく。
【００４１】
従って、バーレー製の絶対精度は近くにある干渉周波数の存在によって低下する。バーレー製の絶対精度の正確な推定は、周波数が約３７ＧＨｚより近くない場合に（図２(Ａ)と図２(Ｂ)に対応する)Ａの場合とＢの場合に対する平均値を比較することによってのみ得られる。これら２つの場合において、バーレー製の波長計は０．３ｐｍ絶対精度というその設計仕様に見合うものとなる。
【００４２】
図５において、ヘテロダイン検出法とバーレー製の波長計によって得られる平均値の差は（Ａの場合とＢの場合のみを比較する場合）約０．７ｐｍである。バーレー製の波長計自体の０．３ｐｍ絶対精度を考慮すれば、ヘテロダイン検出の絶対精度は平均で約１ｐｍである。
【００４３】
本発明のある側面の利点の間で、リアルタイムに外部校正された波長可変レーザを用いたヘテロダイン検出に基づいた波長モニタは、特にチャネル間隔が約３５ＧＨｚより小さい場合に光信号のさらに正確なモニタリングを提供する。方法及び装置は、ヘテロダイン検出によって与えられる高い波長分解能特性と（ＨＣＮガス基準セルを用いて）リアルタイムに校正された波長可変レーザによって与えられる高い波長精度とを組み合わせる。
【００４４】
本発明の側面は１ｐｍの絶対精度を得る一方、多くの市販されている波長計（３ＧＨｚ）に対して（ＬＰＦを約５０ＭＨｚと仮定すると）実際上有利な波長分解能を与える。他の重要な利点はこの技法が環境的要因、テストチャネル偏波及びスペクトルの中身に対して感度がないことに起因する。この技法は、長距離海底電気通信ネットワークの将来のアップグレードに必要な周波数制御装置における実施に有用なものとなる。
【００４５】
特定の実施例を参照して発明がここに記載されたが、これらの実施例は本発明の原理と応用例の単なる例示に過ぎないことが理解されるはずである。それゆえ、数値の変更は例として挙げた実施例に対して行うことができ、他の構成も請求項で規定される本発明の精神と範囲を逸脱することなく実施できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
本発明の側面を例示する目的で以下の図面が示されるが、強調される本発明の側面は示される構成及び手段に厳密に限定されるものではない。
【図１】図１は、本発明の一つの実施例による波長可変なレーザを用いた偏波解消ヘテロダイン検出に基づいた波長モニタ装置のシステム構成図である。
【図２】図２Ａから２Ｄは、本発明の一つの実施例による周波数干渉のないＲＺ信号の異なる間隔における光スペクトルのグラフを表す図である。
【図３】図３は、１２５ＭＨｚ電気帯域幅のＲＺ信号の線幅測定を示すプロット図である。
【図４】図４は、周波数干渉のないＲＺ信号の異なる間隔における差分精度のグラフを示す図である。
【図５】図５は、周波数干渉のないＲＺ信号の異なる間隔における絶対精度のグラフを示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
１４  スイープメータ（登録商標）
１６  波長可変レーザ光源（ＴＬＳ）
１８、２０  光経路
２２  トリガクロック
２４  ３ｄＢ光カップラ
２６  入力信号
２８  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３０  検出器
３２  偏波スクランブラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【外国語明細書】
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