(57)【要約】  【課題】  ２次側の出力を正確に１次側に出現させて、正確なスイッチング制御を行いうる装置を提供する。  【解決手段】  電源と、当該電源に接続されたトランスと、当該トランスの１次側コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチング手段を具え、前記トランスの１次側に発生したエネルギーを前記スイッチング手段の動作に基づいて２次側に送って出力する絶縁型のスイッチング電源において、  前記トランスの２次側の出力を変調する変調手段と、この変調手段の出力を１次側に伝達する伝達手段と、当該伝達手段で伝達されてきた出力を復調する復調手段と、前記スイッチング手段の動作を制御するスイッチング手段制御回路とを設け、前記復調回路の出力に基づいて前記スイッチング手段の動作を制御すると共に、前記スイッチング手段制御回路を１次側に設けるようにした。【選択図】        図２
2005198430.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と、当該電源に接続されたトランスと、当該トランスの１次側コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチング手段を具え、前記トランスの１次側に発生したエネルギーを前記スイッチング手段の動作に基づいて２次側に送って出力する絶縁型のスイッチング電源において、
前記トランスの２次側の出力をスイッチング周波数とは異なる周波数で変調する変調手段と、この変調手段の出力を前記トランスを通じて２次側から１次側に伝達する伝達手段と、当該伝達手段で伝達されてきた１次側の変調出力を復調する復調手段と、前記スイッチング手段の動作を制御するスイッチング手段制御回路とを具え、前記復調回路の出力に基づいて前記スイッチング手段の動作を制御すると共に、前記スイッチング手段制御回路が１次側に設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
電源と、当該電源に接続されたトランスと、当該トランスの１次側コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチング手段を具え、前記トランスの１次側に発生したエネルギーを前記スイッチング手段の動作に基づいて２次側に送る絶縁型のスイッチング電源において、
前記トランスの磁気エネルギーを３次巻き線から検出して、当該検出したエネルギーの変化量に基づいて前記スイッチング手段の動作を制御するスイッチング制御手段と、前記電源装置の入力電流を検出してこの検出した入力電流に基づいてロードレギュレーションを補正する補正手段と、を具える電源装置が、前記ロードレギュレーションを補正する手段における入力電流の検出を、前記スイッチング手段の時比率を検出して代用することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１のトランス構造が、少なくとも１次巻き線と２次巻き線と送信巻き線と受信巻き線で構成され、送信巻き線と受信巻き線の位置関係が、１次側Ｐと２次側Ｓの対向する面にそれぞれが出来るだけ近く、かつ最内周に送信コイルＴ１と受信コイルＲ１を対抗させて巻くかおよび／または最外周に送信コイルＴ２と受信コイルＲ２を対抗させたことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１ないし２のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、当該電源装置がソフトスイッチング動作をすることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１ないし２のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの２次側にＦＥＴを用いた同期整流手段を具えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし２のいずれかに記載のスイッチング手段の制御がＺＣＤ（Zero Current Detect）を検出し、所定の時間が経過したのちに、スイッチング手段をオンさせる方法において、ZCDの検出にコンデンサとダイオードでACカップリングしたことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項１ないし２のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、異常な過電圧がスイッチに加わるのを防止するよう、ダイオードと巻き線にてスイッチ電圧をクランプすることを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項１に記載の電源装置が、ＦＡ５５００コンパチブルのコントロールＩＣを使用し、復調信号出力を前記ＩＣの乗算器入力に注入することを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項１に記載の電源装置が、ＦＡ５５００コンパチブルのコントロールＩＣを使用し、ＶＣＣ電圧に応じた電圧をＦＢ端子に加え、過電圧保護をすることを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項１ないし２のいずれかに記載のスイッチング電源装置の前段にＰＦＣコンバータを挿入する場合において、そのＰＦＣコンバータがフライバックコンバータで構成されており、トランスの１次と２次巻き線のターン数が１：１でかつ、コンデンサを接続することで、１次巻き線と、２次巻き線が、交流的に並列となるように構成したことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側のエネルギーを２次側へ非接触で伝達するように構成された絶縁型のスイッチング電源装置に関するものであり、特に、シェーバ、携帯電話、ノートパソコン、コードレス電動器具等の機器のチャージャに好適に利用することができる電源装置に関する。
また、人体への漏洩電流が微小な必要がある医療機器用の電源、あるいは高圧部分への安定した供給が必要な電源装置や、蓄電装置たとえばバッテリーや電気２重層コンデンサと組み合わせることで冷蔵庫のドアや車のドアなどの開閉する部分への電源供給にも好適に使用することができる。
【背景技術】
【０００２】
図１は、このような電源装置の従来の構成を示す回路図である。図１を参照すると、電源１１１０の出力はトランス１１１１の１次側のコイルを通じてスイッチング素子１１１２でスイッチングされ、このスイッチング素子１１１２の動作に基づいて２次側に伝達される。トランス１１１１の２次側の出力は、ダイオード１１１３で整流された後、コンデンサ１１１４で平滑して出力される。なお、符号１１０１はスイッチング制御回路、１１０２はスイッチング素子１１１２のドライブ回路である。
【０００３】
ここで、コンデンサ１１１４の下流側に電圧検出回路１１０３を設けて、出力電圧を検出し、これを１次側に送り、この出力電圧に応じてスイッチング素子１１１２を制御するようにしている。すなわち、出力電圧が高いときにはスイッチング素子１１１２のオン時間を短くし、低いときには長くするように制御することによって、出力電圧を一定に保つようにしている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、２次側の電圧検出回路１１０３で検出した電圧を１次側に伝達する従来の伝達手段として、以下の３つの例が考えられる。
第１の例は、トランスにいわゆる３次巻き線を設けて、この３次巻き線の電圧を２次側の電圧と見なして、この電圧に応じてスイッチング制御を行うようにした例である。図１においては、３次巻き線１１１１ａに出現する電圧を２次側の電圧として、この３次巻き線１１１１ａの出力をダイオード１１１５とコンデンサ１１１６とで整流、平滑して、スイッチング制御回路１１０１に入力するルートである。
【０００５】
しかしながら、この構成では、２次側の電圧が３次巻き線１１１１ａに正確に反映されないと言う問題がある。
【０００６】
第２の例は、トランスの２次側にＰＷＭ制御回路またはＰＦＭ制御回路を設けて、この出力をスイッチングトランスとは別に設けた制御用トランスを介して１次側に送ってスイッチング素子を直接に制御する例である。図１においては、ＰＷＭまたはＰＦＭ制御回路１１０４にて電圧検出回路１１０３の出力を変調し、このパルス出力を、トランス１１１１とは別に設けたパルストランス１１１７を介して１次側のドライブ回路１１０２に送るようにしている。
【０００７】
この回路では、電源をオンしたときにスタートアップしないので、１次側にスタート用のパルス発生回路１１０６を設ける必要がある。また、負荷に過電流が発生するか、あるいは負荷がショートしてスイッチング動作が停止してしまったような場合に、速やかに再起動させる工夫が必要である。
【０００８】
第３の例として、２次側の出力をフォトカプラを介して１次側に送る構成がある。図１においては、電圧検出回路１１０３の出力をフォトカプラ１１０５にて１次側に送り、スイッチング制御回路１１０１に入力させるようにしている。しかし、この構成ではフォトカプラ１１０５に付着した汚れや、フォトカプラ１１０５自体の経時変化によって出力が変動してしまい、正確な制御を行うことができないと言う問題がある。
【０００９】
本発明は、このような従来の電源装置の欠点を克服するために成されたものであり、２次側の電圧を正確に１次側に反映させることができ、スタートアップ用の回路を設ける必要がなく、フォトカプラを利用して２次側出力を１次側に伝達する場合でも、このフォトカプラの汚れや経時変化の影響を受けることのないスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１０】
また、本発明は、トランスの磁気エネルギーを検出して、このエネルギーの変化量に基づいてスイッチング制御を行うような場合であっても、２次側の出力をより正確に反映させることのできるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本願第１発明のスイッチング電源装置は、電源と、当該電源に接続されたトランスと、当該トランスの１次側コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチング手段を具え、前記トランスの１次側に発生したエネルギーを前記スイッチング手段の動作に基づいて２次側に送って出力する絶縁型のスイッチング電源において、
前記トランスの２次側の出力をスイッチング周波数とは異なる周波数で変調する変調手段と、この変調手段の出力を前記トランスを通じて２次側から１次側に伝達する伝達手段と、当該伝達手段で伝達されてきた１次側の変調出力を復調する復調手段と、前記スイッチング手段の動作を制御するスイッチング手段制御回路とを具え、前記復調回路の出力に基づいて前記スイッチング手段の動作を制御すると共に、前記スイッチング手段制御回路が１次側に設けられていることを特徴とする。
【００１２】
このトランス構造は、少なくとも１次巻き線と２次巻き線と送信巻き線と受信巻き線で構成され、送信巻き線と受信巻き線の位置関係が、１次側Ｐと２次側Ｓの対向する面にそれぞれが出来るだけ近く、かつ最内周に送信コイルＴ１と受信コイルＲ１を対抗させて巻くかおよび／または最外周に送信コイルＴ２と受信コイルＲ２を対抗させるのが好ましい。
【００１３】
また、本願第２発明のスイッチング電源装置は、電源と、当該電源に接続されたトランスと、当該トランスの１次側コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチング手段を具え、前記トランスの１次側に発生したエネルギーを前記スイッチング手段の動作に基づいて２次側に送る絶縁型のスイッチング電源において、
前記トランスの磁気エネルギーを３次巻き線から検出して、当該検出したエネルギーの変化量に基づいて前記スイッチング手段の動作を制御するスイッチング制御手段と、前記電源装置の入力電流を検出してこの検出した入力電流に基づいてロードレギュレーションを補正する補正手段と、を具える電源装置が、前記ロードレギュレーションを補正する手段における入力電流の検出を、前記スイッチング手段の時比率を検出して代用することを特徴とする。請求項１ないし２のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、当該電源装置がソフトスイッチング動作をすることを特徴とするスイッチング電源装置。
【００１４】
上記第１及び第２発明のスイッチング電源装置においては、前記トランスの２次側にＦＥＴを用いた同期整流手段を具えることが好ましい。
【００１５】
また、上記第１及び第２発明のスイッチング電源装置においては、スイッチング手段の制御がＺＣＤ（Zero Current Detect）を検出し、所定の時間が経過したのちに、スイッチング手段をオンさせる方法において、ＺＣＤの検出にコンデンサとダイオードでACカップリングすることが好ましい。
【００１６】
更に、上記第１及び第２発明のスイッチング電源装置においては、異常な過電圧がスイッチに加わるのを防止するよう、ダイオードと巻き線にてスイッチ電圧をクランプすることが好ましい。
【００１７】
さらに、本願第１発明のスイッチング電源装置では、ＦＡ５５００コンパチブルのコントロールＩＣを使用し、復調信号出力を前記ＩＣの乗算器入力に注入することが好ましい。
【００１８】
さらに、本願第１発明のスイッチング電源装置では、ＦＡ５５００コンパチブルのコントロールＩＣを使用し、ＶＣＣ電圧に応じた電圧をＦＢ端子に加え、過電圧保護をすることが好ましい。
【００１９】
また、本願第１及び第２発明のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の前段にＰＦＣコンバータを挿入する場合において、そのＰＦＣコンバータがフライバックコンバータで構成されており、トランスの１次と２次巻き線のターン数が１：１でかつ、コンデンサを接続することで、１次巻き線と、２次巻き線が、交流的に並列となるように構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
上記に詳述したとおり、本発明によれば。１次側から２次側へ非接触にて電力を伝達するスイッチング電源において、精度の高いスイッチング制御を行うことができる。すなわち、２次側の出力を正確に１次側に出現させることができ、フォトカプラを用いて２次側出力を１次側に戻すようにした場合でも、その汚れや経時変化の影響を受けにくく、さらには、スタートアップ用の回路を特別に設ける必要もない。また、２次側で変調を行うことなくスイッチング制御を行うような場合でも、ラインレギュレーション、および／または、ロードレギュレーションの補正を適切に行うことにより、高精度にスイッチング制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下に、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
図２は、本発明にかかる電源装置の第１実施形態の構成を示す図である。  第１実施形態では、トランス１１１の２次側に変調回路２０１を設けて、電圧検出回路１０３の出力をここでスイッチング周波数とは異なる高周波で変調し、この変調信号を１次側へ伝達するようにしている。トランス１１１の１次側には、復調回路２０２が設けられており、変調回路２０１から送られてきた制御信号を復調して、スイッチング制御回路１０１にこの復調信号が入力される。
【００２２】
ここでは、２次側の変調回路２０１の出力を１次側に伝達する手段として、トランス１１１（第１ルート）とフォトカプラ（第２ルート）とが考えられる。第１ルートは、変調回路２０１の出力をトランス１１１の２次側コイルから１次側コイルへ注入し、１次側コイルの出力を復調回路２０２に入力するルートである。この信号は変調信号であるので、トランス１１１を１次側から２次側に流れるエネルギーの大きいスイッチング信号に妨害されにくく、従って、２次側の電圧を１次側に正確に出現させることができる。また、スイッチング素子１１２の制御回路１０１は１次側に配設されているので、スタート用のパルス発生器を設ける必要もない。
【００２３】
第２の伝達ルートとして、フォトカプラ１０５を利用する方法が考えられる。本発明では、２次側の変調回路２０１で変調したパルス出力を１次側に伝達するようにしているので、フォトカプラを介して伝達したとしても、その汚れや、経時変化による影響を受けにくい。当然ながら、後述の図５のように、インダクタとインダクタのカップリングでもよい。
【００２４】
図３は、本発明の第２実施形態の構成を示す回路図である。第２実施形態では、トランス１１１の１次側に共振コンデンサ３０３ｂを、及び／又は、スイッチング素子１１２に並列に共振コンデンサ３０３ａを設けて、フライバックタイプの電圧共振コンバータの構成にしたものである。
非接触電源はトランスのギャップが非常に広くなるため、漏れインダクタンスも非常に大きくなってしまう。ボビンを１次と２次に分割するためのフランジを設けた構造のトランスについても同様に漏れインダクタンスが大きくなってしまう。この漏れインダクタンスに溜まったエネルギーをコンデンサに回収し、再利用することができるソフトスイッチングコンバータは非接触電源にとって非常に好ましい。電圧共振コンバータはフライバックコンバータに共振用コンデンサを１個のみ追加するだけでもよいので、非常にシンプルにソフトスイッチングコンバータが構成できる。
【００２５】
第１実施形態と同様に、２次側に変調回路３０１、１次側に復調回路３０２を設けている。なお、ここでの変調回路３０１にはパルス時間差変調回路を、復調回路３０２にはパルス時間差復調回路３０２を用いた。パルス時間差変調回路３０１の出力は、トランス１１１の２次側コイルから１次側コイルへ注入し、復調回路３０２へ入力するようにした。
【００２６】
このコンバータは、スイッチ１１２のオフ期間の約半サイクル間だけ共振する電圧共振コンバータとして動作し、本例では、スイッチ１１２のオフ時間をほぼ固定にして、オン時間を変化させるようにした。
【００２７】
なお、この電圧共振コンバータでは、１次側から２次側に電力を伝達する際に、コアの隙間によって生じる漏れインダクタンス３０４に溜まったエネルギーを回生して再利用することができる。また、ソフトスイッチング方式をとるので、パルス時間差変調回路３０１から注入される変調信号が妨害されにくいという利点もある。
【００２８】
また、上述の例では、電圧共振フライバックコンバータの構成にしたが、１次側の構成はフォワードコンバータや、ハーフブリッジコンバータ、あるいはその他の構成でもかまわない。また、フォワードコンバータに副スイッチを設けて、アクティブクランプの構成にしたり、電圧電流複合共振型のソフトスイッチング電源装置としても良い。その他のソフトスイッチング電源装置として電流共振コンバータ、ＺＶＴ（Zero Voltage Transition）、フェーズシフトのとしても良い。
【００２９】
なお、変調は、連続するパルス群の時間幅で変調する方式、または、二つのパルスあるいは二つのパルス群の時間差で変調する方式、あるいは、２次側の整流ダイオード１１３のオン時間またはオフ時間とパルスまたはパルス群との間の時間差で変調するなど、２次側出力に対応した時間幅信号または時間差信号で変調するのであればどのような方式で行ってもよい。当然ながら、後述する他の変調方式を使っても良い。
【００３０】
図４は、本発明の電源装置の第３実施形態の構成を示す図である。第３実施形態では、２次側の整流手段であるダイオード４０４に並列にＦＥＴ４０３を設けて、同期整流させるようにした装置に本発明を適用した。すなわち、ＦＥＴ４０３の導通タイミングで、ＰＷＭ変調回路４０１の出力を１次側に送り返すようにしている。
【００３１】
ダイオード４０４はボディダイオードか、あるいは外部ダイオードである。ダイオード４０４の導通中に、所定のタイミングでＦＥＴ４０３にゲート電圧を印可して、この間にＰＷＭ変調回路４０１の出力を１次側に送るようにした。このＦＥＴ４０３のオンオフ動作によって、１次側に発生する電圧がわずかに変化するので、このわずかな変化をＰＷＭ復調回路で検出して復調し、スイッチング制御を行うようにした。つまり、通常のＰＷＭ変調はメインスイッチのオン時間やオフ時間を変調することで電源装置を制御するのに対し、図４は、ボディダイオードか外部ダイオードの導通期間についてＰＷＭ変調し、メインスイッチを制御するための信号を２次側から１次側へ送っていることになる。
【００３２】
なお、導通期間についてのＰＷＭ変調は、ＦＥＴ４０３のゲートがオンしている時間、または、ダイオード４０４がオンしてからＦＥＴ４０３のゲートがオンするまでの時間、または、ゲートがオフしてからダイオード４０４がオフするまでの時間を利用して行うことができる。同期整流は、単にトランス巻き線による駆動とし、効率アップのためだけに使うこともできる。
【００３３】
図５は、本発明の第４実施形態の構成を示すブロック図である。本実施形態では、スイッチング周波数と別の周波数を用いてスイッチング制御信号を変調している。
【００３４】
図５に示すとおり、第４実施形態では、２次側の出力を２重に変調してこの変調信号を１次側に送ると共に、１次側にて、この送られてきた変調信号を２重に復調するようにしている。すなわち、電圧検出回路１０３で検出した２次側電圧を第１変調回路５０１で例えば１５ｋＨｚ位の周波数でＡＭ変調し、さらにこの出力を第２変調回路５０２で約１０ＭＨｚ位の周波数でＦＭ変調する。この出力をフィルタ回路５０３、及びコンデンサ５０３ａを経由してトランス１１１の２次巻き線から１次巻き線へ注入する。
【００３５】
１次側では、この１次巻き線の出力をコンデンサ５０４ａ、ローパスフィルタ５０４を介して、第２の復調回路５０５でＦＭ復調して、更に第１の復調回路５０４でＡＭ復調して、スイッチング制御回路１０１に入力する。この入力は、２次側出力電圧に対応した電圧となり、スイッチング制御回路１０１はこの電圧に応じてスイッチング素子１１２のスイッチング動作をより正確に制御することができる。
【００３６】
なお、２次側のコンデンサ５０３ａの出力は、トランス１１１の２次側に３次巻き線を設けて、この３次巻き線を介して２次側から１次側に変調信号を注入して伝達するようにしても良い。また、トランス１１１の１次側に更に４次巻き線を設けて、この４次巻き線から変調信号を取り出すようにしても良い。また、本例では第１変調、第２変調と２重に変調を行っているが、図２〜図３に示す実施形態にあるように１回の変調−復調だけでもかまわない。
【００３７】
このように、２次側出力をスイッチング周波数とは別な高周波で変調すると、変調出力が電波の性質に近くなるので、変調回路と復調回路の距離が遠くても制御信号を伝達することができる。この場合、フィルタ回路５０３の出力側にマイクロインダク５０３ｂを、フィルタ回路５０４の入力側にマイクロインダク５０４ｂを設けて、これらのインダクタの間に生じる漏れ磁束を利用して変調出力を１次側に伝達するようにしても良い。この場合の変調周波数は、スイッチング周波数の約１０倍程度、またはこれ以上の周波数が好ましい。
【００３８】
なお、図５に示す実施形態において、インダクタ回路５０３ｂ、５０４ｂに替えて、図２に示すようにフォトカプラを用いて２次側出力を１次側に戻すようにしても良い。
【００３９】
図６は、本発明の第５実施形態の構成を示す図である。
本実施形態では、スイッチングトランス１１１とは別に第２のトランス１１７を設けて、このトランス１１７を介して２次側の変調信号を１次側に伝達するようにした。
【００４０】
より具体的には、トランス１１１の２次側に、変調回路６００ａとして波形成形回路６０１と、スイッチング回路６１０を設け、２次側出力に応じてパルス振幅変調信号を生成して、これを第２のトランス１１７を介して１次側に伝達し、１次側には、復調回路６００ｂとして整流回路６０２と平滑回路６１１を設けて第２のトランス１１７の出力を復調して、この復調信号にてスイッチング素子１１２の動作を制御する。
【００４１】
変調回路６００ａのスイッチング回路６１０は、トランス１１１の２次側直流出力電圧を電源としており、第２のトランス１１７の２次側（図面左側）の電圧を駆動する。スイッチング回路６１０のドライブ信号は、第１のトランス１１１の２次巻き線から波形成形回路６０１を介して供給され、この結果、第２のトランス１１７の２次側には、第１のトランス１１１の２次側出力電圧にほぼ比例したパルス電圧が供給される。このパルス電圧は、第２のトランスの１次巻き線側（図面左側）に送られ、整流回路６０２と平滑コンデンサ６１１で整流、平滑されて復調される。したがって、この復調信号も、第１のトランス１１１の直流出力電圧に比例したものとなる。
【００４２】
なお、要求されるスペックが甘い場合などは、波形成形回路６０１とスイッチング回路６１０を省略して、図６のＡ点とＢ点を直接接続させて、第１のトランス１１１の出力を直接に第２のトランス１１７に供給するようにしても良い。このように、第２のトランス１１７の１次側に設けた復調回路６００ｂ、すなわち整流回路６０２と平滑回路６１１による復調信号でも、おおまかな制御は可能である。
【００４３】
次いで、本願第２発明に関する第６実施形態を説明する。第６実施形態では、１次側にロードレギュレーション補正回路、および／または、ラインレギュレーション補正回路を加えて、更に高性能化を図るようにした。
【００４４】
まず、ロードレギュレーションの補正回路について述べる。負荷電流が増加すると出力電圧が低下するので、このような場合ロードレギュレーションの補正が必要となる。本実施形態では、電流検出回路６０７を設けて入力電流を検出し、加減算回路６０３にて、復調回路６００ｂの出力からこの電流を減算して、この加減算回路６０３の出力をオン時間制御回路６０５で変調して、発振器６０６を制御するようにした。このようにして、スイッチング素子１１２のオン時間を増やすことによってロードレギュレーションを補正することができる。
【００４５】
なお、ここでは、入力電源１１０とＧＮＤ間に設けた抵抗６１７に流れる電流を検出回路６０７で取り出して入力電流を検出するようにしているが、加減算回路６０３と発振器６０６の間に時比率検出回路６０８を設けて、発振器の出力の時比率を検出して、これを入力電流の代用とすることができる。発振器６０６の出力を例えば抵抗とコンデンサで平均化した信号も、入力電流と関連を持つので、電流検出器６０７の出力に替えて利用することができる。つまり、発振器６０６の出力を例えば抵抗とコンデンサで平均化した信号は入力電流にも、時比率にも関連するので、どちらの代用にも利用することができる。なお、抵抗６１７を、スイッチング素子１１２のソース側に挿入して、ここから入力電流を検出するようにしてもかまわない。
【００４６】
次いで、ラインレギュレーションの補正について説明する。入力電圧が高いと出力電圧も高くなるので、このような場合ラインレギュレーションの補正が必要となる。本実施形態では、入力電源の下流側に入力電圧検出回路６０９を設けて、加減算回路６０３にて復調回路６００ｂの出力とこの検出回路６０９の出力とを加算して、この出力をオフ時間制御回路６０４で変調して、スイッチ１１２の動作を制御するようにした。
【００４７】
入力電圧検出回路６０９にて入力電圧を直接検出する代わりに、例えば第１のトランス１１１の３次巻き線１１１ａをフォーワードモードで整流した電圧などを利用しても良い。この電圧の検出には、電源電圧が高くなった場合に、スイッチング素子１１２の時比率を下げる回路であればどのような回路でも利用することができる。
【００４８】
上記ロードレギュレーションの補正、およびラインレギュレーションの補正方法は、スイッチング素子のオフ時間の制御にも適応することができる。すなわち、電圧共振コンバータではスイッチング素子のオフ時間は一定になるが、実際は、負荷電流や入力電圧によって最適オフ時間が変化する。このため、この変化分について、上記と同様に入力電流、時比率、入力電圧に応じた補正をすることによって、広い負荷電流と広い入力電圧条件を得て、より適切な共振動作が得られる。
【００４９】
また、電圧共振コンバータとした場合、第１のトランス１１１の３次巻き線１１１ａ、すなわちＣ点の電圧を検出してスイッチング素子１１２の電圧が０になる時間を予測して、これをオフ時間の終端の信号として、オン時間を制御することもできる。また、この構成に前述した時比率を補正する回路を加えても良い。
【００５０】
なお、上述したロードレギュレーションの補正、および／または、ラインレギュレーションの補正を行うのであれば、図６における変調、復調回路６００ａ、６００ｂを設けることなく、トランス１１１の３次巻き線１１１ａにダイオード１１５およびコンデンサ１１６でなるスイッチング周波数の復調回路を接続し、この復調回路の出力にてスイッチング素子１１２を制御するようにしても、良好なスペックが得られる。なお、この構成では、２次側に変調回路が存在しないことになるが、スイッチング素子１１２の動作そのものが一種の変調であるので、ダイオード１１５とコンデンサ１１６でなる回路をここでは復調回路と称する。
【００５１】
上述した実施形態における変調回路、復調回路、および補正回路には、ＤＳＰ技術を利用することもできる。また、変調回路における変調方式には、振幅変調、周波数変調、位相変調、パルス幅変調、パルス周波数変調、パルス振幅変調、パルス時間変調、パルスコード変調、スペクトル拡散変調、直交変調、のうちのいずれか、あるいはこれらを複合した変調方式等どのような方式を用いてもかまわない。
【００５２】
従来、電圧共振コンバータはオフ時間固定、オン時間を制御ということになっていて、この電圧共振コンバータ専用に開発されたＩＣとしてＵＣ３８６１〜ＵＣ３８６４（ＴＩ）が用意されている。しかし、厳密には軽負荷時にはオフ時間を少し長く、重負荷時にはオフ時間を少し短くしなくては最適な制御とはならない。
【００５３】
本発明では、図７のように擬似共振モードで力率を改善するためのＩＣに工夫を凝らした使い方をすることで電圧共振コンバータにとって非常に適した使い方を提供するものである。一例としてＦＡ５５００    （ＦＵＪＩ  ｅｌｅｃｔｒｉｃ）を使っての説明をするが、類似のＩＣとしては以下のようなものがある。
ＮＪＭ２３７５  （ｎｅｗ  ＪＲＣ）
ＦＡＮ７５２７  （ＦＡＩＲＣＨＩＬＤ）
ＭＣ３４２６１  （ＯＮ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）
ＴＤＡ４８６２  （ＳＩＥＭＥＮＳ）
Ｌ６５６０      （ＳＴ  Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）
これらはピン番号も含め類似の動作をする。
これらのＩＣの本来の使用方法についての詳細な説明は省略するが、重要な点は、ＺＣＤ（Zero Current Detect）端子（５番ピン）がハイからローになって、所定の時間が経過したのちに、ＯＵＴ端子（７番ピン）がハイになる点である。勿論、擬似共振コンバータにおいてはこの動作で何ら問題は生じない。
このＺＣＤ端子に図７にあるＲＣＤのネットワーク回路（７０１ａ〜７０１ｄ）を挿入することでドレイン電圧が０Ｖレベルに非常に近くなったタイミングを検出している。仮に７０１ｃが２．４ＭΩで７０１ｄが１００ｋΩとすればＺＣＤ端子のスレショールド電圧である１．３３Ｖの２５倍である３３．２５ｖにドレイン電圧が下がったときにＺＣＤ信号が検出される。これにＺＣＤ端子への等価抵抗と内部キャパシタによる時定数回路のディレーに内部ＩＣのディレーの合計である少しの時間遅れが加わってＯＵＴ端子（７番ピン）をハイにする。
このことによって、オフ時間一定よりも、さらに適したＺＶＳ動作に近づき、結果的に軽負荷時にはオフ時間が少し長く、重負荷時はオフ時間が少し短くなり、全レンジにわたって優れた制御が行える。
【００５４】
この回路からコンデンサをショートし、ダイオードをオープンにしても同様の動作をしそうに思えるかも知れないが、この種のＩＣは起動時にＺＣＤ端子にスレショールド電圧以上の電圧が加わった状態では起動しない。そこで、コンデンサ７０１ａとダイオード７０１ｂが必要となる。ドレイン電圧を検出する回路形式と、このコンデンサとダイオードを挿入するのが第１の工夫である。
【００５５】
また、本来は制御信号をＦＢ端子（１番ピン）に入れるのであるが、こうするとゲインが大きすぎてフィードバックが不安定になり易い。そこで、ＦＢ端子の信号を増幅したアンプの出力であり、乗算器の入力でもある、本来なら応答を遅くするためのコンデンサを挿入する端子である２番ピンに強制的に制御信号を挿入している。これが第２の工夫である。なお、３番ピンは乗算器の入力なのでこの例では固定電圧を加えているが２番ピンと３番ピンは入れ替えても同様の動作をさせることができる。
【００５６】
何らかの理由で過電圧が生じた場合に７番ピンのＯＵＴ信号をストップする機能があったほうが好ましいが、本来ならフィードバックをかけるための１番ピンであるＦＢ端子にこの機能を当てている。１番ピンは２．５Ｖの１．０９倍以上の電圧が加わると出力が過電圧と判断し、出力信号を停止させる機能が備わっていて、この機能のみを使うことになる。すなわちＶＣＣ電圧を抵抗１０１ｅと１０１ｆで分圧したものをＦＢ端子に加えている。これは第３の工夫である。なお、１番ピンは０．３Ｖ以下であっても動作を停止するので、保護回路としてその他のバリエーションも適用可能である。また、図７のＶＣＣ巻き線はフォワードモードでの動作となっているが、当然ながらフライバックモードにすることも、また、両者を併用することもできる。
【００５７】
ダイオード１１２ａはこのカソードに接続されたトランス巻き線とのコンビでＦＥＴ１１２に過電圧が加わらないようクランプする回路であり、フォワードコンバータのリセット回路と似ているが、正常動作時は全く働かない。これは第４の工夫である。
【００５８】
以上のように本来は擬似共振コンバータ用に開発されたＩＣをいくつかの工夫を加えることによって、電圧共振コンバータにとって非常に好ましい動作とすることができる。ドレイン電圧が０Ｖに非常に近くなったタイミングを検出し、電圧共振をさせる動作が大きなポイントとなるので、当然ながら、ダイオード（図７、７０１ｂ）とキャパシタ（図７、７０１ａ）がなくても起動可能なＩＣを開発してもかまわない。すなわち、ＺＣＤ端子がハイであっても起動パルスを発生させるようにし、起動した後はＺＣＤ端子によって検出したタイミングでもって動作をする新たなＩＣである。そうすれば実質的に本発明と同等の優れた制御をダイオードとコンデンサが無くても達成することができる。
【００５９】
図８はＥＥコアの断面図のコイル位置を示した図であり、送信巻き線Ｔ１、Ｔ２と受信巻き線Ｒ１、Ｒ２を巻く位置は、１次側Ｐと２次側Ｓの対向する面にそれぞれが出来るだけ近く、かつ磁性体に近接した部分、つまり最内周に送信コイルＴ１と受信コイルＲ１を対抗させて巻くか、もしくは最外周に送信コイルＴ２と受信コイルＲ２を対抗させて巻く。このことにより送信コイルと受信コイル間の結合が良くなり、送信電力を少なく出来るので、ＥＭＩノイズへの影響が少なくなると同時に、消費電力、特に軽負荷時の消費電力も少なくすることが出来る。
【００６０】
また、非接触のように結合が悪くなる構造のトランスは、漏れ磁束が多くなる。この漏れた磁場に導体が存在すれば渦電流が流れる。そうなれば渦電流によるロスが発生する。そこで、この磁場にはリッツ線を巻くことで渦電流が流れにくくなって、渦電流によるロスを低減することが出来る。体積が多くなる１次巻き線Ｐと２次巻き線Ｓは特に重要である。
【００６１】
また、上述の実施形態は直流電源１１０を使用した例を説明しているが、本発明は交流出力を整流、平滑したＡＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。
入力電圧の範囲を広げ、高調波対策をするには図９のようなＰＦＣコンバータと組み合わせることで達成することができる。この回路はフライバックコンバータをベースにＰＦＣ動作をさせているもので、ブーストコンバータをベースにしたものに比べ出力電圧が高くならない特徴を持っている。そのため、後段のＤＣ−ＤＣコンバータには、６００Ｖ耐圧のオン抵抗が低いＦＥＴが使える。
【００６２】
さらにここではトランスの１次巻き線Ｎ１と２次巻き線Ｎ２の比を１：１にし、キャパシタ９０１を追加することで非常に効果的なサージ対策もしている。これは工夫である。
【００６３】
制御ＩＣはＦＡ５５００を擬似共振で動作させていて、基本的な動作の説明はマニュアルに書いてあるので省略するが、このＩＣは１番ピンが０．３Ｖ以上でないと起動しない。ブーストコンバータでは問題ないが、フライバックコンバータをベースにすると、そのままでは起動しない。そこで９０２と９０３の抵抗２本とダイオード９０４を追加することで起動時に０．３Ｖ以上にしている。起動後はダイオード９０４が逆バイアスになるような回路定数に設定しているので、起動後は追加部品９０２、９０３、９０４の影響が無くなる。これも工夫である。なお、当然ながら図７で説明した３つの工夫は従来の一般的なフォトカプラによる制御にも利用できるし、図９で説明した巻き線比とキャパシタを追加する工夫は通常のＰＷＭ制御やＰＦＭ制御でも利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】図１は、従来のスイッチング電源の構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明のスイッチング電源の第１実施形態の構成を示す図である。
【図３】図３は、本発明のスイッチング電源の第２実施形態の構成を示す図である。
【図４】図４は、本発明のスイッチング電源の第３実施形態の構成を示す図である。
【図５】図５は、本発明のスイッチング電源の第４実施形態の構成を示す図である。
【図６】図６は、本発明のスイッチング電源の第５実施形態、第６実施形態の構成を示す図である。
【図７】図７は、本発明に係るスイッチング電源の他の実施形態の構成を示す図である。
【図８】図８は、本発明のスイッチング電源に好適に用いられるトランスの構成を示す図である。
【図９】図９は。本発明に係るスイッチング電源の更なる実施形態の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００６５】
１１０    直流電源
１１１    スイッチングトランス
１１１ａ  ３次巻き線
１１２    スイッチング素子
１１３    ２次側整流回路
１１４    ２次側平滑回路
１０１    スイッチング制御回路
１０３    電圧検出回路
１０５    フォトカプラ
２０１、３０１、４０１、６００ａ    変調回路
２０２、３０２、４０２、６００ｂ    復調回路
４０３    ＦＥＴ
４０４    ダイオード
５０１    第１変調回路
５０２    第２変調回路
５０３、５０４    フィルタ回路
５０３ａ、５０４ａ  コンデンサ
５０３ｂ、５０４ｂ  インダクタ
５０５    第２復調回路
５０６    第１復調回路
６０１    波形成形回路
６０２    整流回路
６０３    加減算回路
６０４    オフ時間制御回路
６０５    オン時間制御回路
６０６    発振器
６０７    入力電流検出回路
６０８    時比率検出回路
６０９    入力電圧検出回路
６１０    スイッチング回路
６１１    平滑回路
６１７    抵抗
１１５    ダイオード
１１６    コンデンサ
１１７    第２トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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