(57)【要約】【課題】    本発明は、ピークカレントモード用制御回路を用いて、トランスの偏励磁を防止する絶縁型コンバータを提供する。【解決手段】  一次・二次間をトランスＴ１で絶縁し、トランスＴ１の一次巻線ｎｐを正負に励磁する手段１と、トランスＴ１の二次巻線ｎｓ１，ｎｓ２を整流・平滑する手段３を備える絶縁型コンバータであって、トランスＴ１の任意の巻線電圧を積分する手段１０と、この積分手段１０により得られた励磁電流波形若しくはこれの反転波形を切り替えて出力する励磁電流波形切替手段２０と、トランスＴ１の任意の巻線電圧を全波整流して積分する積分手段３０と、励磁電流波形切替手段２０より得られた励磁電流波形若しくは励磁電流反転波形と、積分手段３０より得られた波形とを加算する手段とを備えてあることを特徴とする絶縁型コンバータ。【選択図】図１
2005287264.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次・二次間をトランスで絶縁し、前記トランスの一次巻線を正負に励磁する手段と、前記トランスの二次巻線を整流・平滑する手段を備える絶縁型コンバータであって、前記トランスの任意の巻線電圧を積分する手段と、この積分手段により得られた励磁電流波形若しくはこれの反転波形を切り替えて出力する励磁電流波形切替手段と、前記トランスの任意の巻線電圧を全波整流して積分する積分手段と、前記励磁電流波形切替手段より得られた励磁電流波形若しくは励磁電流反転波形と、前記積分手段より得られた波形とを加算する手段とを備えてあることを特徴とする絶縁型コンバータ。
【請求項２】
前記トランスの二次巻線を整流する手段としてセンタータップ整流回路を用い、前記トランスの任意の巻線電圧を全波整流して積分する積分手段として前記センタータップ整流回路の出力を積分する回路を用いた事を特徴とする請求項１の絶縁型コンバータ。
【請求項３】
前記センタータップ整流回路の出力を積分する回路として抵抗とコンデンサの直列回路を用いたことを特徴とする請求項２の絶縁型コンバータ。
【請求項４】
前記積分手段より得られた波形を定期的にリセットする手段を備えた事を特徴とする請求項１、請求項２もしくは請求項３の絶縁型コンバータ。
【請求項５】
前記加算手段により得られた波形のピーク値を制御する手段を備えた事を特徴とする請求項１、請求項２、請求項３もしくは請求項４の絶縁型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一次・二次間を絶縁するトランスの偏励磁を防止する絶縁型コンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の一次・二次間をトランスＴ１で絶縁し、トランスＴ１の一次巻線ｎｐを正負に励磁する手段と、トランスＴ１の二次巻線ｎｓを整流・平滑する手段とを備えてある絶縁型コンバータの一例を図３に示す。この絶縁型コンバータは、フルブリッジ型コンバータであり、一次側に励磁回路１を備え、二次側にセンタータップ整流回路３を備えてある。従来はトランスＴ１の一次巻線ｎｐと直列にコンデンサＣ１を接続し、トランスＴ１の偏励磁を防止するようにしていた（その他の例として特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００１−３７２２５公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、コンデンサＣ１は主回路電流を流すために大きなリップル電流を流す能力が必要である。また、静電容量が小さいとトランスＴ１に加わる電圧が小さくなってしまうためにある程度大きな静電容量が必要である。さらに、極性があるものは使えないことから、大型で高価な部品を使用せざるを得ない。従って、電源装置のサイズ、コストを増大させる原因になっていた。
【０００４】
また、他の従来技術として、トランスの一次巻線電流のピーク値を一定にする制御手段もある。しかし、二次巻線は励磁電流が表れないため、二次側制御の電源には使いにくい問題があった。
【０００５】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、ピークカレントモード用制御回路を用いて、トランスの偏励磁を防止する絶縁型コンバータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明に係る絶縁型コンバータは、一次・二次間をトランスで絶縁し、前記トランスの一次巻線を正負に励磁する手段と、前記トランスの二次巻線を整流・平滑する手段を備える絶縁型コンバータであって、前記トランスの任意の巻線電圧を積分する手段と、この積分手段により得られた励磁電流波形若しくはこれの反転波形を切り替えて出力する励磁電流波形切替手段と、前記トランスの任意の巻線電圧を全波整流して積分する積分手段と、前記励磁電流波形切替手段より得られた励磁電流波形若しくは励磁電流反転波形と、前記積分手段より得られた波形とを加算する手段とを備えてあることを特徴とする。
【０００７】
前記トランスの二次巻線を整流する手段としてセンタータップ整流回路を用い、前記トランスの任意の巻線電圧を全波整流して積分する積分手段として前記センタータップ整流回路の出力を積分する回路を用いた事を特徴とする。
【０００８】
前記センタータップ整流回路の出力を積分する回路として抵抗とコンデンサの直列回路を用いたことを特徴とする。
【０００９】
前記積分手段より得られた波形を定期的にリセットする手段を備えた事を特徴とする。
【００１０】
前記加算手段により得られた波形のピーク値を制御する手段を備えた事を特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、上記構成により、トランスの偏励磁を防止するために、ピークカレントモード用制御回路を使用することが可能になり、ディスクリート部品を使って回路を組む場合と比べて、部品点数が減り低コスト化を図ることができるとともに、小型化も可能であるという効果がある。
【００１２】
また、トランスの任意の巻線電圧を積分して得られた励磁電流波形若しくはこれの反転波形を切り替えて出力する励磁電流波形切替手段を設けたことにより、トランスが偏励磁して励磁電流がどちらかに偏ると、偏った側の励磁電流検出波形は大きくなるので、より加算量が増え、偏励磁を抑制できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
発明を実施するための最良の形態の回路図を図１に示す。図１図示の絶縁型コンバータはフルブリッジ型コンバータであり、トランスＴ１の一次巻線ｎｐには一次巻線ｎｐを正負に励磁する励磁回路１を接続し、トランスＴ１の二次巻線ｎｓには二次巻線ｎｓに発生する巻線電圧を整流・平滑する手段であるセンタータップ整流回路３を接続してある。
【００１４】
トランスＴ１は補助巻線ｎｓ３を備えており、この補助巻線ｎｓ３はアンプＡＭＰ１、コンデンサＣ１９及び抵抗Ｒ２４，Ｒ２５で構成してある積分回路１０に接続し、トランスＴ１の任意の巻線電圧を積分するようにしてある。
【００１５】
積分回路１０は励磁電流波形切換回路２０に接続してある。この励磁電流波形切替回路２０は、二つのスイッチＱ７，Ｑ８を備え、一方のスイッチＱ７の入力側にアンプＡＭＰ２と抵抗Ｒ２６，２７，２８とから構成する反転増幅回路２１を接続し、他方のスイッチＱ８の入力側に抵抗Ｒ２９を介して積分回路３０に接続し、二つのスイッチＱ７，Ｑ８の出力側はダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３を介して抵抗Ｒ３０に接続し、積分回路１０により得られた励磁電流波形若しくは励磁電流反転波形を切り替えて出力するように構成してある。
【００１６】
励磁電流波形切替回路２０の出力に接続する積分回路３０は、トランスＴ１の任意の巻線電圧を全波整流して積分する回路であり、抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ１５との直列回路で構成してある。トランスＴ１の二次巻線ｎｓ１，ｎｓ２，Ｑ５，Ｑ６で構成されるセンタータップ整流回路３の出力を積分回路３０を構成する抵抗Ｒ２０に接続して、トランスＴ１の任意の巻線電圧を全波整流して積分するようにしてある。また、この積分回路３０は励磁電流波形切替回路２０と接続してあるため、励磁電流波形若しくは励磁電流反転波形と、トランスＴ１の任意の巻線電圧を全波整流して積分して得られた波形とを加算する機能も有する。
【００１７】
積分回路３０はスイッチＱｃｓで構成したリセット手段を設けてある。このスイッチＱｃｓは定期的にオン・オフし、オンすることにより、積分回路３０から得られた加算波形をリセットして、電圧を０Ｖにするように構成してある。
【００１８】
また、積分回路３０は、励磁電流波形若しくは励磁電流反転波形と、トランスＴ１の任意の巻線電圧を全波整流して積分して得られた波形とを加算して得られた加算波形のピーク値を制御するピーク値制御回路４０を備えてある。このピーク値制御回路４０は、コンパレータＣＭＰ１と誤差増幅回路４１とからなり、誤差増幅回路４１は誤差増幅器で基準電圧と出力電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅波形と前記加算波形とをコンパレータＣＭＰ１で比較して、加算波形のピーク値を制御するように構成してある。
【００１９】
スイッチＱｃｓ並びにピーク値制御回路４０はパルス発生回路５０に接続し、このパルス発生回路５０はリセット波形やピーク値制御波形に基づいてパルスを発生させ、パルスの出力を励磁回路１の各スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４並びにセンタータップ整流回路３の各スイッチＱ５，Ｑ６の各制御端子に送信するように構成してある。
【００２０】
上記のように構成してある絶縁型コンバータは、以下のように作用する。なお、この絶縁型コンバータの負荷急変結果の波形図を図２に示す。先ず、主電源Ｖｉから励磁回路１を介して、トランスＴ１の一次巻線ｎｐに電圧が発生する。一次巻線ｎｐに電圧が発生すると二次巻線ｎｓ１，ｎｓ２及び補助巻線ｎｓ３にも巻数に比例して電圧が発生する。補助巻線ｎｓ３に巻線電圧が発生すると、積分回路１０により巻線電圧を積分する。
【００２１】
積分回路１０により得られた積分波形は励磁電流波形切替回路２０で励磁電流波形と、反転増幅回路２１より得た励磁電流反転波形とを、スイッチＱ７，Ｑ８が交互にオン・オフすることにより切り替える。励磁電流波形又は励磁電流反転波形は、ダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３を介して抵抗Ｒ３０に出力される。抵抗Ｒ３０で電流に変換されて積分回路３０のコンデンサＣ１５に出力される。
【００２２】
二次巻線ｎｓ１，ｎｓ２で発生した巻線電圧は、センタータップ整流回路３で全波整流される。全波整流された巻線電圧は、積分回路３０に出力され、積分回路３０により巻線電圧は積分される。積分回路３０では、励磁電流波形切替回路２０より出力された励磁電流波形若しくは励磁電流波形がコンデンサＣ１５に流れ、積分回路３０で積分された巻線電圧積分波形と、励磁電流波形若しくは励磁電流波形とが加算され、加算波形を生成する。この加算波形によりトランスが偏励磁して励磁電流がどちらかに偏ると、偏った側の励磁電流検出波形は大きくなり、より加算量が増え、オン幅が短くなり、図２に示すように、結果として偏励磁が抑制される。
【００２３】
リセット手段であるスイッチＱｃｓでは定期的にオン・オフし、オンすることにより、積分回路３０から得られた加算波形をリセットして、電圧を０Ｖにする。
【００２４】
また、積分回路３０で生成された加算波形は、ピーク値制御回路４０に出力されると、センタータップ整流回路３の出力電圧と基準電圧とを比較増幅回路４１で比較増幅して得た誤差増幅波形と、コンパレータＣＭＰ１で比較され、加算波形のピーク値を制御する。
【００２５】
以上のように、制御されたリセット波形並びにピーク値制御波形に基づいてパルス発生回路５０でパルスを発生させ、パルスの出力を励磁回路１の各スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４並びにセンタータップ整流回路３の各スイッチＱ５，Ｑ６の各制御端子に送信する。
【００２６】
以上の作用により、トランスＴ１の偏励磁を防止するために、ピークカレントモード用制御回路を使用することが可能になり、ディスクリート部品を使って回路を組む場合と比べて、部品点数が減り低コスト化を図ることができるとともに、小型化も可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
本発明によれば、トランスの偏励磁を防止するために、ピークカレントモード用制御回路を使用することが可能になり、ディスクリート部品を使って回路を組む場合と比べて、部品点数が減り低コスト化を図ることができるとともに、小型化も可能である。
【００２８】
また、トランスの任意の巻線電圧を積分して得られた励磁電流波形若しくはこれの反転波形を切り替えて出力する励磁電流波形切替手段を設けたことにより、トランスが偏励磁して励磁電流がどちらかに偏ると、偏った側の励磁電流検出波形は大きくなるので、より加算量が増え、偏励磁を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明に係る絶縁型コンバータにおける発明を実施するための最良の形態の回路図である。
【図２】図１図示実施形態に係る負荷急変結果の波形図である。
【図３】従来の絶縁型コンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
【００３０】
１  励磁回路
３  センタータップ整流回路
１０  積分回路
２０  励磁電流波形切替回路
２１  反転増幅回路
３０  積分回路
４０  ピーク値制御回路
４１  誤差増幅回路
５０  パルス生成回路
Ｔ１  トランス
ｎｐ  トランスＴ１の一次巻線
ｎｓ１，ｎｓ２  トランスＴ１の二次巻線
ｎｓ３  トランスＴ１の補助巻線
Ｑ  スイッチ
Ｃ  コンデンサ
Ｒ  抵抗
Ｌ  リアクトル
Ｄ  ダイオード
ＡＭＰ  アンプ
ＣＭＰ  コンパレータ 
【図１】
2005287264.tif 000003
【図２】
2005287264.tif 000004
【図３】
2005287264.tif 000005