(57)【要約】【課題】  自動車の前照灯等に使用される水銀レス放電灯等のメタルハライドランプのチラツキや立ち消えを防止し、安定点灯を確保する。【解決手段】  矩形波交流の正負極性切換時の近傍以外の期間では、放電灯４へ定常電力を供給する、正負極性切換時の近傍においては、ＣＰＵ５３が出力する電力増加設定信号Ｓｇをもとに、放電灯４へ供給する電力を増加するように設定する。【選択図】        図１
2005276594.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を発生する直流電源回路を有し、発生した直流電圧を矩形波交流に変換し、この矩形波交流をもとに、放電灯をグロー放電による起動時の放電からアーク放電による定常点灯へ移行させ、この定常点灯を持続させるように放電灯へ電力を供給する放電灯点灯部と、
前記放電灯点灯部による電力供給により放電灯へ流れる電流を検出する電流検出部と、
前記矩形波交流への変換を制御する一方、前記電流検出部より電流検出信号を入力し、前記矩形波交流の正負極性切換時の近傍以外の期間では前記電流検出信号をもとに、前記放電灯へ定常電力を供給するように前記放電灯点灯部の直流電源回路における出力電力を制御し、前記矩形波交流の正負極性切換時の近傍においては、前記放電灯へ供給する電力を前記定常電力より増加するように前記直流電源回路における出力電力を制御する電力制御部とを備えた放電灯点灯装置。
【請求項２】
電力制御部は、放電灯が点灯直後から定常点灯へ移行する過程及び定常点灯時に、矩形波交流の正負極性切換時の近傍において放電灯へ供給する電力を増加するように制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
電力制御部は、矩形波交流の正負極性切換時の近傍における放電灯への供給電力の増加を制限する電力増加制限手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は自動車の前照灯等に使用されるメタルハライドランプ等の放電灯の点灯を制御する放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高圧放電灯の矩形波交流点灯においては、その調光点灯中（定格電力以下における点灯）における矩形波交流の正負極性切換（反転）時に放電灯への電流が瞬間的に途切れる（休止）現象が見られることがあり、この現象はチラツキや立ち消えの原因となる。このような現象の改善を図った従来の放電灯点灯装置として例えば以下のものがある。
【０００３】
従来例その１として、所定の直流電圧Ｖ１を出力する電源回路と、この電源回路が出力する直流電圧Ｖ１を電源として直流電圧Ｖ２を出力し、放電灯に所望の電力を供給する電力変換回路と、この電力変換回路が出力した直流電圧Ｖ２を数１０〜数１００Ｈｚの低周波の矩形波電圧に変換して放電灯に印加する極性反転回路と、外部より目標とする調光電力を設定する調光信号を出力する調光器とから構成され、極性反転回路が出力する矩形波の極性反転動作時に電力変換回路の目標出力を増加させることによって、放電灯の再点弧が容易となり、放電灯電流の休止区間を短縮し、放電灯を安定に調光点灯させて立ち消えを防止するようにしたものがある。さらに、放電灯を始動させるための放電灯始動回路を極性反転時の電流休止期間に動作させることにより、上記同様の機能を実現するようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
従来例その２として、調光器によるランプ（放電灯）電力の目標値、電圧検出回路による直流電圧の電圧検出信号、及び電流検出回路によるインダクタ電流の電流検出信号が入力される制御回路は、電圧検出信号に応じて、目標とするランプ電力になるようなインダクタ電流のピーク値の目標値を設定し、電流検出回路が検出した電流検出信号がその目標値に達するまでスイッチング素子をオンするように制御することにより、調光点灯時に、放電灯に流すランプ電流を所望の値として、極性反転時におけるランプ電流の休止区間を抑え、立ち消えを起こさないようにしたものがある（例えば、特許文献２参照）。
【０００５】
上記の他、調光点灯時における極性反転時に、放電灯に対する出力電圧を増加することにより放電灯電流の休止区間を短縮し、放電灯を安定に調光点灯させるようにした従来例として下記の特許文献３がある。
【０００６】
【特許文献１】特開２００２−２８９３９１号公報
【特許文献２】特開２００３−１０９７８８号公報
【特許文献３】特開２００３−１３３０９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているが、これら従来例は水銀入りの高圧放電灯の調光点灯を目的としたものである。
しかし、高圧放電灯には自動車の前照灯等に使用される水銀レスのメタルハライドランプ等の放電灯のように、矩形波交流点灯における正負極性切換（反転）時に、アーク放電が途絶え、再度定格電圧になるアーク放電が発生する前に定格電流に満たない電流が流れるという放電灯がある。また、一般に、水銀レスの放電灯においては、水銀に代替してメタルハライド（固体）を多く封入するため、ヨウ素の濃度が高く、この濃度が高いことから水銀を使う放電灯より電流が流れ難く、この結果、放電灯電流の休止が生じ易いという性質を有している。、
即ち、上記のような水銀レス放電灯では、調光点灯時以外の点灯開始から定常点灯に至る過程および定常電力点灯においても、正負極性切換時の通常の電流休止期間に加え、定格電流に満たない電流が流れる特異な電流休止期間が発生するという前記従来例の構成では対処できない問題があった。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、調光点灯時以外の点灯開始から定常点灯に至る過程および定常電力点灯においても、正負極性切換時の通常の電流休止期間に加え、定格電流に満たない電流が流れる特異な電流休止期間が発生するという性質を有する水銀レス等の放電灯において、この電流休止期間の発生を防止または短縮し、また、定格電流に満たない電流が流れた場合にも再度アーク放電（再点弧）が発生するまでの時間を短縮し、チラツキや立ち消えを生じない安定な点灯を図った放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源回路を有し、発生した直流電圧から変換した矩形波交流をもとに、放電灯をコールド点灯から定常点灯へ移行させるように放電灯へ電力を供給する放電灯点灯部と、放電灯へ流れる電流を検出する電流検出部と、矩形波交流の正負極性切換時の近傍以外の期間では、電流検出信号をもとに放電灯へ定常電力を供給するように直流電源回路を制御し、正負極性切換時の近傍においては、この定常電力を増加するように直流電源回路を制御する電力制御部とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、矩形波交流の正負極性切換時の近傍以外の期間では、放電灯へ定常電力を供給し、正負極性切換時の近傍においては、この供給する電力を増加するように制御する構成としたので、調光点灯時以外の点灯開始から定常点灯に至る過程および定常電力点灯においても正負極性切換時に電流休止期間が発生する性質を有する一方、アーク放電が途絶え、再度アーク放電が発生する前に定格電流に満たない電流が流れるという性質を有する水銀レス等の放電灯において、この電流休止期間の発生を防止または短縮し、また、定格電流に満たない電流が流れた場合にも再度アーク放電が発生するまでの時間を短縮し、これにより、チラツキや立ち消えが防止され、放電灯の点灯を安定化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の基本構成を示す基本回路図である。
図１において、この放電灯点灯装置は、電源１、放電灯点灯部２、電流検出部３、高圧放電灯（以下、「放電灯」とする）４および電力制御部５とで構成される。
【００１２】
上記構成において、電源１は所定の直流電圧Ｖｏを発生する。
放電灯点灯部２は、電源１からの直流電圧Ｖｏをもとに所定の直流電圧Ｖ１を発生する直流電源回路を有し、この発生した直流電圧Ｖ１を矩形波交流に変換し、この矩形波交流をもとに、放電灯４をグロー放電による起動時の放電からアーク放電による定常点灯へ移行させるように放電灯へ電力を供給する。
【００１３】
電流検出部３は放電灯点灯部２の電力供給により放電灯４へ流れる電流を検出し、電流検出信号を出力する。
【００１４】
放電灯４は、例えば自動車の前照灯等に使用される水銀レスのメタルハライドランプ等のように、調光点灯時以外の点灯開始から定常点灯に至る過程および定常電力点灯においても、矩形波交流点灯における正負極性切換（反転）時の通常の電流休止期間に加え、アーク放電が途絶え、再度定格電圧になるアーク放電が発生する前に定格電流に満たない電流が流れる特異な電流休止期間が発生するという性質を有する放電灯を意味する。
【００１５】
電力制御部５は前記放電灯点灯部２における矩形波交流への変換を制御する一方、前記電流検出部３からの電流検出信号を入力し、前記矩形波交流への変換制御における正負極性切換時の近傍以外の期間では電流検出信号をもとに、放電灯４へ定常電力を供給するように放電灯点灯部２の直流電源回路を制御し、矩形波交流の正負極性切換時の近傍においては、放電灯４へ供給する電力を前記定常電力より増加するように放電灯点灯部２の直流電源回路を制御する。
この電力制御部５は誤差増幅器５１、比較器５２およびＣＰＵ５３等を備えている。
【００１６】
次に、放電灯点灯部２の内部構成について図２で説明する。
図２は放電灯点灯部２の内部構成図である。
図２において、この放電灯点灯部２は直流電源回路（以下、「ＤＣ／ＤＣコンバータ」とする）２１、Ｈ形ブリッジ回路２２、イグナイタ２３およびテイクオーバー回路２４を備えている。
【００１７】
この構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は昇圧用のトランス（フライバックトランス）２１ａと、このトランス２１ａの２次巻線側に発生する交流電力を直流に整流および平滑する整流ダイオード２１ｂおよび平滑コンデンサ２１ｃと、電力制御部５から出力される電力制御信号Ｓａに応じてスイッチング動作し、トランス２１ａの１次巻線に流れる電流を制御するパワーＭＯＳ形のＦＥＴ２１ｄとを備え、前記のように、電源１からの直流電圧Ｖｏをもとに所定の直流電圧Ｖ１を発生し出力する。
上記電力制御信号Ｓａは幅可変のパルス信号であり、このパルス幅が広いほど直流電圧Ｖ１が高くなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１としての出力電力は増大する。
【００１８】
Ｈ形ブリッジ回路２２は直流電源回路２１で発生した直流電圧Ｖ１を矩形波交流に変換する。この矩形波交流への変換は電力制御部５のＣＰＵ５３から出力される矩形波制御信号Ｓｂに従い処理される。
イグナイタ２３はＨ形ブリッジ回路２２で変換した矩形波交流に高電圧パルスを重畳し、この高電圧パルスを放電灯４の電極間に印加してブレイクダウンさせ、電極間にグロー放電を発生させる。
テイクオーバー回路２４は放電灯４をグロー放電による起動時の放電からアーク放電による定常点灯へ移行させる。
【００１９】
次に、図１の基本動作について図２を併用して説明する。
放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１には、放電灯４に目標電流を流すために必要な電力となる直流電圧Ｖ１を出力するように電力制御部５より電力制御信号Ｓａが設定される。
放電灯点灯部２は上記設定に従い、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１において電源１からの直流電圧Ｖｏをもとに所定の直流電圧Ｖ１を発生し、Ｈ形ブリッジ回路２２において、この直流電圧Ｖ１を電力制御部５から出力される矩形波制御信号Ｓｂに従い矩形波交流に変換する。この矩形波交流にイグナイタ２３は高電圧パルスを重畳し、この高電圧パルスを放電灯４に印加してグロー放電を発生させる。テイクオーバー回路２４は放電灯４をこのグロー放電による起動時の放電からアーク放電による定常点灯へ移行させる。
【００２０】
上記動作において、放電灯点灯部２から供給される電力により放電灯４に流れる電流は電流検出部３で検出され、電流検出信号Ｓｃが電力制御部５の誤差増幅器５１の逆相入力端子（−）へ帰還される。この誤差増幅器５１の正相入力端子（＋）には抵抗５４を介し、放電灯４に流す目標電流値を設定する目標電流設定信号ＳｄがＣＰＵ５３から印加されている。
誤差増幅器５１は目標電流設定信号Ｓｄに対する電流検出信号Ｓｃの誤差（差異）を検出し増幅して電力制御誤差信号Ｓｅに変換する。この電力制御誤差信号Ｓｅは抵抗５５を介して比較器５２の正相入力端子（＋）に入力する。この比較器５２の逆相入力端子（−）には三角波信号Ｓｆが入力している。
また、比較器５２の正相入力端子（＋）にはＣＰＵ５３から出力される電力増加設定信号Ｓｇが抵抗５６を介し入力する。これにより、比較器５２の正相入力端子（＋）には電力制御誤差信号Ｓｅと電力増加設定信号Ｓｇの２系統からの信号が印加される。
【００２１】
これら電力制御誤差信号Ｓｅと電力増加設定信号Ｓｇの相違点は以下の通りである。
電力制御誤差信号Ｓｅは目標電流値に対する電流検出部３で検出される電流値との差異を表す信号であり、この差異を無くし、電流検出部３で検出される電流値を目標電流値に
し、放電灯４に供給する電力を定常電力に設定するために使用する信号である。
これに対し、電力増加設定信号Ｓｇは放電灯４に流れる矩形波電流の正負極性切換時の近傍において目標電流値を増加し、これにより放電灯４に供給する電力を増加する設定に使用する信号である。
【００２２】
以上説明の電力制御誤差信号Ｓｅと電力増加設定信号Ｓｇの２系統の信号を使用する理由を図３および図４で説明する。
図３は電力増加設定信号Ｓｇを除外した電力制御誤差信号Ｓｅのみとした場合の放電灯４の電圧（ａ）および放電灯４の電流（ｂ）を示す波形図である。
これに対し、図４は電力制御誤差信号Ｓｅと電力増加設定信号Ｓｇの２系統の信号を使用した場合の放電灯４の電圧（ａ）、放電灯４の電流（ｂ）および目標電流設定（ｃ）を示す波形図である。
図３において、期間Ｔ１では放電灯４の電圧および電流は正常な矩形波形を示しており、矩形波電流（ｂ）の正負極性切換時において電流の途切れは発生していない。
【００２３】
これに対し、期間Ｔ２では矩形波電流（ｂ）の正負極性切換時において電流が瞬間的に途切れている。この電流の途切れが発生すると、矩形波電圧（ａ）はｅ１で示すように、電圧が上昇するが再点弧（アーク放電）すると通常の電圧に戻る。このように電圧が上昇する理由は、放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１が放電灯４へ供給する電力を一定に保つように制御されるため、電流が流れなくなると放電灯４への印加電圧が鋭く上昇することによる。
期間Ｔ３では矩形波電流（ｂ）の正負極性切換時において期間Ｔ２より更に長い電流の途切れが生じていることを示す。
また、期間Ｔ４では矩形波電流（ｂ）の正負極性切換時において電流が瞬間的に途切れた後、再点弧前に通常の電流（定格電流）の半分以下の電流が流れていることを示す。
【００２４】
この期間Ｔ４のような現象の場合、矩形波電圧（ａ）はｅ２で示すように、放電灯４に定格電流以下であっても電流が流れるために再点弧に必要な電圧に達するまでの時間が増加することとなる。この時間が増加する理由は、前述のようにＤＣ／ＤＣコンバータ２１が放電灯４へ供給する電力を一定に保つように制御されるため、少量であっても電流が流れると電圧はその電流値に合わせて略一定値になり、電圧の上昇が滞ることによる。従って、この電圧の上昇が滞るほど再点弧までの時間は遅れることとなる。
上記の期間Ｔ４のような現象は水銀レスの放電灯４に顕著に発生する現象であり、水銀レスの放電灯４に顕著に発生する電流休止期間と云えるものである。
また、期間Ｔ２、Ｔ３のような現象は水銀入りの高圧放電灯の調光点灯時に発生する現象と類似であり、この点において前述の電流休止期間と区別される通常の電流休止期間と云えるものである。ただし、通常の電流休止期間であっても、水銀レスの放電灯４では調光点灯時以外の点灯開始から定常点灯に至る過程および定常電力点灯においても正負極性切換時に顕著に発生するという点において相違する。
【００２５】
次に、図４において、期間Ｔ１および期間Ｔ２については図３の状態と同じであり、図３の期間Ｔ３に対応する期間Ｔ５および図３の期間Ｔ４に対応する期間Ｔ６については矩形波電流（ｂ）の正負極性切換時における電流の途切れが改善されていることを示す。この改善を果たしているのが電力増加設定信号Ｓｇであり、この電力増加設定信号Ｓｇは図４（ｃ）に示すように、矩形波電流（ｂ）の正負極性切換時の近傍の期間Ｔｗでは、電力制御誤差信号Ｓｅにより設定される目標電流を増加するように作用している。
この電力増加設定信号Ｓｇの作用により、放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１は放電灯４へ供給する電力を前記期間Ｔｗでは増加するように制御され、この供給電力の増加により、電力増加期間Ｔｗ内で電流の途切れまたは定格電流に満たない少量の電流が流れる状態であっても速やかに電圧が上昇し、再点弧までの時間が短縮される。
【００２６】
例えば電流が途切れる期間Ｔ５に対する矩形波電圧（ａ）はｅ３で示すように、電圧の上昇が早まり、再点弧性が改善されている。
また、期間Ｔ６の矩形波電流（ｂ）においては、再点弧前に流れる電流も電圧が上昇し続けることで増大し、安定した再点弧へつなげており、矩形波電圧（ａ）においてはｅ４で示すように、供給電力の増加により、少量の電流が流れても電圧上昇を持続させ、再点弧を確保している。
【００２７】
次に、前記図４（ｃ）に示した目標電流増加の具体的方策について図５で説明する。
図５は矩形波正負極性切換時近傍の放電灯４の電圧（ａ）、放電灯４の電流（ｂ）、比較器５２の入力（ｃ）および比較器５２の出力（ｄ）を示す波形図である。
図５において、放電灯４の電圧（ａ）および電流（ｂ）の期間Ｔ６は前記図４のＴ６を拡大したものであり、再点弧前に定格電流に満たない少量の電流が流れても電圧上昇の持続により電流も増大し、再点弧を確保していることを示している。
このような再点弧を確保するための比較器５２の入力は、図１および図４（ｃ）に示すように、正相入力端子（＋）には、正負極性切換時近傍の期間Ｔｗでは電力制御誤差信号Ｓｅに電力増加設定信号Ｓｇが加算された信号（Ｓｅ＋Ｓｇ）が入力し、期間Ｔｗ以外の期間では電力制御誤差信号Ｓｅのみが入力し、逆相入力端子（−）には三角波信号Ｓｆが入力している。
【００２８】
このような入力に対し比較器５２は、図５（ｃ）および（ｄ）に示すように、信号Ｓｅまたは信号（Ｓｅ＋Ｓｇ）のレベル以下の三角波信号Ｓｆの期間をパルス幅とするパルス信号を出力する（図５（ｄ））。従って、レベルの低い信号Ｓｅに対してはパルス幅Ｔｅとなり、レベルが加算された信号（Ｓｅ＋Ｓｇ）に対してはパルス幅Ｔｇとなる。図より理解できるように、「パルス幅Ｔｇ＞パルス幅Ｔｅ」である。
このように比較器５２からは正負極性切換時近傍の期間Ｔｗでパルス幅を広くしたパルス信号が出力され、この出力信号が前述の電力制御信号Ｓａとして放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１を構成するＦＥＴ２１ｄ（図２）へ印加される。
【００２９】
上記電力制御信号Ｓａが印加されるＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、パルス幅が広い信号時にはパルス幅が狭い信号時に比し、スイッチング素子としてのＦＥＴ２１ｄのオン期間（オンデューティー）が増加するため、出力電圧Ｖ１を上げて出力電力を増加する動作となる。これにより、矩形波の正負極性切換時近傍の期間Ｔｗでは放電灯４への供給電力の増加により電圧上昇が持続し、前記図４で説明した効果が得られることとなる。
なお、以上説明の図５（ｃ）（ｄ）から理解できるように、電力制御誤差信号Ｓｅに電力増加設定信号Ｓｇを加算した信号のレベルが三角波信号Ｓｆの尖頭値を超えてしまうとスイッチング素子としてのＦＥＴ２１ｄは常時オン状態となってスイッチングしなくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能しなくなる。
従って、電力制御誤差信号Ｓｅに電力増加設定信号Ｓｇを加算した信号のレベルは常に三角波信号Ｓｆの尖頭値内に設定する必要がある。
【００３０】
次に、放電灯４の点灯過程との関係における前記期間Ｔｗの設定期間については、放電灯４の特性等を考慮してＣＰＵ５３に予め設定しておく。例えば、長時間の消灯後の大電流によるコールド点灯から定常点灯へ移行するときに期間Ｔｗを設定し、放電灯４への供給電力の増加する。
ここで、上記コールド点灯から定常点灯へ移行する状態は放電灯４ごとにほぼ定まっており、ＣＰＵ５３に予め設定しておくことは可能である。
または、定常点灯時においても期間Ｔｗを設定し、放電灯４への供給電力の増加するようにしてもよい。この場合も前記同様に、放電灯４の特性等を考慮してＣＰＵ５３に予め設定しておく。
【００３１】
また、矩形波の正負極性切換時の近傍に設定する期間Ｔｗの具体的期間についても放電灯４の特性等を考慮して、ＣＰＵ５３に予め設定しておく。例えば期間Ｔｗの開始点を、正負極性切換の直前、直後または同時にし、期間Ｔｗの終了点は適宜設定する。
ただし、この期間Ｔｗは少なくとも、前述の特異な電流休止期間を考慮し、定格電流に満たない電流から定格電流まで増大する期間よりは長い期間とする。
ここで、ＣＰＵ５３は図２で説明したように、放電灯点灯部２のＨ形ブリッジ回路２２による矩形波交流への変換を矩形波制御信号Ｓｂにより制御しているので、矩形波の正負極性切換のタイミングは保有しており、上記期間Ｔｗの設定は可能である。
【００３２】
以上のように、この実施の形態１によれば、電力制御部５は、矩形波交流の正負極性切換時の近傍以外の期間では、電流検出部３からの電流検出信号をもとに放電灯４へ定常電力を供給するように放電灯点灯部２の直流電源回路２１を制御し、正負極性切換時の近傍においては、この定常電力を増加するように直流電源回路２１を制御する構成としたので、自動車の前照灯等に使用される水銀レスのメタルハライドランプ等の放電灯のように、調光点灯時以外の点灯開始から定常点灯に至る過程および定常電力点灯においても正負極性切換時に電流休止期間が発生する性質を有する一方、アーク放電が途絶え、再度アーク放電が発生する前に定格電流に満たない電流が流れるという特異な性質を有する放電灯において、この電流休止期間の発生を防止または短縮し、また、定格電流に満たない電流が流れた場合にも再度アーク放電が発生するまでの時間を短縮し、これにより、チラツキや立ち消えが防止され、上記放電灯の点灯を安定化することができる。
【００３３】
実施の形態２．
図６はこの発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
図６において、図１と同一のものについては同一符号を付してあり、それらの説明は省略する。
図６の構成が実施の形態１（図１）の構成に対し基本的に異なる点は、電力制御部５ａの電力増加設定信号ＳｇのラインにＮＰＮ形のトランジスタ５７を使用した回路を設けた点であり、その他の回路については回路構成としては異なっているが基本的には図１と同一である。また、電力制御部５ａとしての機能についても図１の電力制御部５と同じである。
【００３４】
次に動作について図１の電力制御部５と異なる点を中心に説明する。
図１の構成では、ＣＰＵ５３が電力増加期間Ｔｗに出力する電力増加設定信号Ｓｇは抵抗５６を介し、比較器５２の正相入力端子（＋）に入力していた。
これに対し、図６に示す電力制御部５ａのＣＰＵ５３ａは電力増加期間ＴｗにＨｉ（ハイ〜例えば５Ｖ）を電力増加設定信号Ｓｇとして出力する。また、期間Ｔｗ以外の期間ではＣＰＵ５３ａはＬｏ（ロー〜例えば０Ｖ）を維持する。
出力されたＨｉの電力増加設定信号Ｓｇは抵抗５８およびダイオード５９を介し、トランジスタ５７のベース（Ｂ）へ印加される。これにより、トランジスタ５７のコレクタ（Ｃ）とエミッタ（Ｅ）間がオンし、抵抗６０を介して直流電源Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）からの電圧が電力増加設定信号Ｓｇ’として比較器５２の正相入力端子（＋）に印加される。
【００３５】
この電力増加設定信号Ｓｇ’は、トランジスタ５７のエミッタ（Ｅ）電圧であり、このエミッタ（Ｅ）電圧は、ＣＰＵ５３ａが電力増加期間Ｔｗに出力するＨｉの電力増加設定信号Ｓｇを５Ｖとした場合、トランジスタ５７のＢ−Ｅ間電圧（Ｖｂｅ：通常０．７Ｖ）およびダイオード５９のアノード（Ａ）―カソード（Ｋ）間順方向電圧（通常０．７Ｖ）とにより「５Ｖ−（０．７Ｖ×２）＝３．６Ｖ」となり、Ｈｉ＝５Ｖが上昇しない限り３．６Ｖ以下にクリップされる。
従って、トランジスタ５７のコレクタ電流が何らかの原因で増加しようとしてもこのトランジスタ５７のエミッタ（Ｅ）電圧が上記３．６Ｖを超えることはなく、無用な電力増加が防止される。
【００３６】
また、ＣＰＵ５３ａのＬｏ出力期間では、誤差増幅器５１、ダイオード６１および抵抗６２，６３で生成される電力制御誤差信号Ｓｅが抵抗６４を介し比較器５２の正相入力端子（＋）に印加される。この電力制御誤差信号Ｓｅは実施の形態１と同様に、定常電力出力時の設定に使用するものである。
【００３７】
前記電力増加設定信号Ｓｇ’および電力制御誤差信号Ｓｅが入力される比較器５２の入力側について図７で説明する。この図７は比較器５２の入力波形図である。
図７に示すように、比較器５２の逆相入力端子（−）に入力している三角波信号Ｓｆに対し、正相入力端子（＋）は、電力増加期間Ｔｗでは電力増加設定信号Ｓｇ’の３．６Ｖに設定され、期間Ｔｗ以外の期間では誤差増幅器５１等で生成された電力制御誤差信号Ｓｅに設定される。
これにより、期間Ｔｗ以外の期間では電力制御誤差信号Ｓｅにより放電灯４に対し、定常電力が供給され、期間Ｔｗでは電力増加設定信号Ｓｇ’の３．６Ｖにより放電灯４に対し、定常電力を増加した電力が供給される。
また、電力増加設定信号Ｓｇ’が前記のように３．６Ｖにクリップされることにより、この電力増加設定信号Ｓｇ’が三角波信号Ｓｆの尖頭値（４Ｖ）内に常に設定され、図５で説明した放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１の機能停止を防止している。
以降の動作については図５（ｃ）（ｄ）で説明した通りであり、その説明は省略する。
【００３８】
以上のように、この実施の形態２によれば、電力制御部５ａの電力増加設定信号Ｓｇのラインにダイオード５９およびトランジスタ５７等を使用した回路を設け、ＣＰＵ５３ａは、矩形波交流の正負極性切換時の近傍ではＨｉを出力してトランジスタ５７をオンさせ、正負極性切換時の近傍以外ではＬｏを出力してトランジスタ５７をオフさせ、このオン時に放電灯４への供給電力を増加し、オフ時に定常電力を供給するように構成したので、実施の形態１と同様の効果、即ち、正負極性切換時における電流休止期間の発生を防止又は短縮し、また、アーク放電が途絶え、再度アーク放電が発生する前に定格電流に満たない電流が流れた場合にも再度アーク放電が発生するまでの時間を短縮し、これにより、チラツキや立ち消えが防止され、水銀レスの放電灯４の点灯を安定化することができる。
【００３９】
また、トランジスタ５７のＢ−Ｅ間電圧（Ｖｂｅ）およびダイオード５９の順方向電圧とによりトランジスタ５７のエミッタ（Ｅ）電圧、即ち、電力増加設定信号Ｓｇ’が一定値（例えば３．６Ｖ）以下にクリップされ、これにより、トランジスタ５７のコレクタ電流が増加しようとしてもこのエミッタ（Ｅ）電圧の上昇を抑止でき、無用な電力増加を防することができる。
【００４０】
また、電力増加設定信号Ｓｇ’がクリップされることにより、この電力増加設定信号Ｓｇ’が三角波信号Ｓｆの尖頭値内に常に設定され、放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１の機能停止を防止することができる。
【００４１】
実施の形態３．
図８はこの発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
図８において、図１または図６と同一のものについては同一符号を付してあり、それらの説明は省略する。
図８に示すこの実施の形態３における構成は、電力制御部５ｂにおいて、図６（実施の形態２）の電力制御部５ａの構成に対しＰＮＰ形のトランジスタ６５を設けた点である。このトランジスタ６５の目的は電力増加設定信号Ｓｇ’の必要以上の上昇（増加）を抑え、放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１による放電灯４への供給電力を抑制することにある。即ち、このトランジスタ６５は放電灯４への供給する電力の増加を制限する電力増加制限手段となるものである。
【００４２】
図６で説明したように、ＣＰＵ５３ａが電力増加期間ＴｗにＨｉ（例えば５Ｖ）を出力するとトランジスタ５７はオンとなる。このオンによるトランジスタ５７のエミッタ（Ｅ）電圧をＶｅとした場合、このＶｅはトランジスタ６５の順方向バイアスとなってトランジスタ６５はオンし、このオンにより、トランジスタ５７のコレクタ電流Ｉｃは、トランジスタ６５のエミッタ（Ｅ）から接地されたコレクタ（Ｃ）へ流れる電流Ｉｅと、抵抗６４側へ流れる電流Ｉａとに分流することとなる。なお、トランジスタ５７のコレクタ（Ｃ）に設けている抵抗６０はトランジスタ６５のオンにより直流電源Ｖｃｃが接地されることを防止している。
上記状態におけるトランジスタ６５のベース（Ｂ）電圧をＶｂとすれば、トランジスタ６５のエミッタ（Ｅ）電圧でもあるＶｅ間との電位差はトランジスタ６５のＢ―Ｅ間電圧（通常０．７Ｖ）として常に一定であり、Ｖｂ＜Ｖｅである。
【００４３】
ここで、上記トランジスタ６５のベース電圧Ｖｂは誤差増幅器５１等で生成される電力制御誤差信号Ｓｅを意味し、また、トランジスタ５７（またはトランジスタ６５）のエミッタ電圧Ｖｅは電力増加設定信号Ｓｇ’であり、この電力増加設定信号Ｓｇ’は上記より電力制御誤差信号Ｓｅに対し常にトランジスタ６５のＢ―Ｅ間電圧（０．７Ｖ）が加算された電圧にクリップされ、この電圧以上への上昇が抑制される。これにより、放電灯４へ供給される電力が制限され、必要以上の電力供給が回避される。
【００４４】
前記電力増加設定信号Ｓｇ’および電力制御誤差信号Ｓｅが入力される比較器５２の入力側について図９で説明する。この図９は比較器５２の入力波形図である。
図９に示すように、比較器５２の逆相入力端子（−）に入力している三角波信号Ｓｆに対し、正相入力端子（＋）は、電力増加期間Ｔｗ以外の期間では誤差増幅器５１等で生成された電力制御誤差信号Ｓｅに設定され、電力増加期間Ｔｗでは電力増加設定信号Ｓｇ’は電力制御誤差信号Ｓｅにトランジスタ６５のＢ―Ｅ間電圧（０．７Ｖ）が加算された電圧にクリップされる。
これにより、期間Ｔｗ以外の期間では電力制御誤差信号Ｓｅにより放電灯４に対し、定常電力が供給され、期間Ｔｗでは電力制御誤差信号Ｓｅにトランジスタ６５のＢ―Ｅ間電圧（０．７Ｖ）が加算された電力増加設定信号Ｓｇ’により放電灯４に対し、定常電力を増加した電力が供給される。
【００４５】
以上説明のトランジスタ６５による電力増加制限の設定方法として、例えば、通常、電力制御値信号Ｓｅによる定常電力は放電灯４の定格電力に設定するが、この定常電力を定格電力より低く設定し、電力増加期間Ｔｗで電力増加設定信号Ｓｇ’により設定した増加後の電力とこの定常電力との平均値が放電灯４の定格電力になるようにし、過剰の電力供給を防止する。
以降の動作については実施の形態１または実施の形態２で説明した通りであり、その説明は省略する。
【００４６】
以上のように、この実施の形態３によれば、実施の形態２の構成に対し、トランジスタ６５による電力増加制限手段を設けた構成としたので、放電灯４への無用な電力供給を抑制し、必要且つ十分な電力を供給することができる。
【００４７】
実施の形態４．
図１０はこの発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
図１０において、図１、図６または図８と同一のものについては同一符号を付してあり、それらの説明は省略する。
実施の形態２（図６）または実施の形態３（図８では）では電力増加期間Ｔｗでオンさせるトランジスタ５７を設けていた。
これに対し、図１０に示すこの実施の形態４における構成は、電力制御部５ｃに電力増加期間ＴｗでオフさせるＮＰＮ形のトランジスタ６６を図１０に示すように設けた点である。
【００４８】
また、このトランジスタ６６のコレクタ（Ｃ）とエミッタ（Ｅ）間にはダイオード６７を図示の方向で設け、このダイオード６７のカソード（Ｋ）とトランジスタ６６のエミッタ（Ｅ）との接続点には誤差増幅器５１の出力端が接続されており、トランジスタ６６のベース（Ｂ）には抵抗６８，６９を設けている。この抵抗６８を介しＣＰＵ５３ｂより電力増加設定信号Ｓｇがトランジスタ６６のベース（Ｂ）へ印加される。
また、比較器５２の正相入力端子（＋）とトランジスタ６６のコレクタ（Ｃ）およびダイオード６７のアノード（Ａ）との接続点には、直流電源Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）を抵抗６２と抵抗６３とで分圧した直流電圧が印加されている。
【００４９】
ここで、電力増加期間Ｔｗ以外の定常電力期間では、ＣＰＵ５３ｂはトランジスタ６６をオンさせるように制御している。このオン状態時に比較器５２の正相入力端子（＋）に印加される電力制御誤差信号Ｓｅは、トランジスタ６６がオンであることから誤差増幅器５１の出力信号となる。例えば誤差増幅器５１の出力信号が「３Ｖ」であれば比較器５２の正相入力端子（＋）に印加される電力制御値信号Ｓｅはこの「３Ｖ」となる。この電力制御誤差信号Ｓｅは直流電源Ｖｃｃを抵抗６２と抵抗６３とで分圧した直流電圧より低い電圧となる。これは、トランジスタ６６のオンにより、抵抗６３の両端電圧が誤差増幅器５１の出力信号へ引き込まれることによる。
上記電力制御誤差信号Ｓｅにより、比較器５２は放電灯４に対する供給電力が定常電力状態となるように放電灯点灯部２のＤＣ／ＤＣコンバータ２１を設定する。
【００５０】
次に、電力増加期間ＴｗではＣＰＵ５３ｂはトランジスタ６６をオフさせる。このトランジスタ６６のオフにより、比較器５２の正相入力端子（＋）と誤差増幅器５１の出力端とはダイオード６７を介した接続状態となる。このダイオード６７のアノード（Ａ）―カソード（Ｋ）の順方向電圧は通常「０．７Ｖ」である。従って、例えば誤差増幅器５１の出力信号が「３Ｖ」であればダイオード６７のアノード（Ａ）側、即ち、比較器５２の正相入力端子（＋）に印加される電力増加期間Ｔｗにおける電力制御値信号Ｓｇ’は誤差増幅器５１の出力信号・「３Ｖ」に順方向電圧（０．７Ｖ）を加算した「３．７Ｖ」となる。
この加算されるダイオード６７の順方向電圧は一定であるので、電力増加期間Ｔｗの電力増加設定信号Ｓｇ’は、電力増加期間Ｔｗ以外（定常電力期間）の電力制御誤差信号Ｓｅに対し常にこの順方向電圧が加算された電圧にクリップされ、この電圧以上への上昇が抑制される。これにより、放電灯４へ供給される電力が制限され、必要以上の電力供給が回避される。このことより、ダイオード６７は放電灯４への供給する電力の増加を制限する電力増加制限手段となっている。
【００５１】
以上のように、この実施の形態４によれば、電力増加期間Ｔｗでトランジスタ５７をオンさせる実施の形態２または実施の形態３の構成に対し、電力増加期間Ｔｗでトランジスタ６６をオフさせる構成としたので、この構成によっても実施の形態１と同様の効果、即ち、正負極性切換時における電流休止期間の発生を防止又は短縮し、また、アーク放電が途絶え、再度アーク放電が発生する前に定格電流に満たない電流が流れた場合にも再度アーク放電が発生するまでの時間を短縮し、これにより、チラツキや立ち消えが防止され、水銀レスの放電灯４の点灯を安定化することができる。
【００５２】
また、トランジスタ６６のコレクタ（Ｃ）とエミッタ（Ｅ）間に設けたダイオード６７による電力増加制限手段を設けた構成としたので、放電灯４への無用な電力供給を抑制し、必要且つ十分な電力を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の基本構成を示す基本回路図である。
【図２】図１における放電灯点灯部の内部構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を説明するための放電灯の電圧（ａ）および電流（ｂ）を示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を説明するための放電灯の電圧（ａ）、電流（ｂ）および目標電流設定（ｃ）を示す波形図である。
【図５】この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を説明するための、矩形波正負極性切換時近傍の放電灯の電圧（ａ）、電流（ｂ）、比較器の入力（ｃ）および比較器の出力（ｄ）を示す波形図である。
【図６】この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
【図７】この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置を説明するための比較器の入力波形図である。
【図８】この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
【図９】この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置を説明するための比較器の入力波形図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５４】
１  電源、２  放電灯点灯部、３  電流検出部、４  高圧放電灯、５，５ａ，５ｂ，５ｃ  電力制御部、２１  ＤＣ／ＤＣコンバータ、２２  Ｈ形ブリッジ回路、２３  イグナイタ、２４  テイクオーバー回路、５１  誤差増幅器、５２  比較器、５３，５３ａ，５３ｂ  ＣＰＵ、５７，６５，６６  トランジスタ、５９，６１，６７  ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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