(57)【要約】【課題】超広帯域（Ultra Wideband; UWB）無線通信において使用される、パルス変調器および復調判定回路を提供する。【解決手段】  入力パルスを遅延させる高周波遅延器d1〜dn-1と、遅延されたパルスを増幅する可変利得器a1〜anと、増幅されたパルスを加算する加算器32とによりパルス変調器10を構成する。また、受信した信号を絶対値変換する絶対値変換部56と、絶対値変換された信号を個別に積分する積分回路60A、60Bと、積分された信号を比較する比較判定部70とによりPPM復調判定回路50を構成する。【選択図】図２
2005198236.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超広帯域（Ultra Wideband; UWB）の通過帯域幅にわたる遅延特性によって入力パルスを遅延させる、１つ以上の直列に接続された遅延手段と、
各遅延手段の出力パルスを可変利得によって増幅する増幅手段と、
各増幅手段の出力パルスを加算して出力する加算手段とを含み、
これによって、任意のパルス波形を生成することを特徴とするパルス変調器。
【請求項２】
入力パルスを微分して波形を変化させる微分手段と、
超広帯域の通過帯域幅にわたる遅延特性によって前記微分手段の出力パルスを遅延させる、１つ以上の直列に接続された遅延手段と、
各遅延手段の出力パルスを可変利得によって増幅する増幅手段と、
各増幅手段の出力パルスを加算して出力する加算手段とを含み、
これによって、任意のパルス波形を生成することを特徴とするパルス変調器。
【請求項３】
請求項１または２に記載のパルス変調器において、各遅延手段から前記加算手段までの線路長は、各遅延手段への入力から前記加算手段の出力までに生じる遅延時間が実質的に一定となるよう、調節されていることを特徴とするパルス変調器。
【請求項４】
請求項３に記載のパルス変調器において、前記実質的に一定の遅延時間は、前記超広帯域の通過帯域幅で最も高い周波数を有するパルスの時間幅の1/2未満とすることを特徴とするパルス変調器。
【請求項５】
請求項１または２に記載のパルス変調器において、該パルス変調器はさらに、
各増幅手段に個別に利得値を設定する利得調整手段を含むことを特徴とするパルス変調器。
【請求項６】
請求項１または２に記載のパルス変調器において、該パルス変調器はさらに、パルス発生手段を含み、該パルス発生手段は、伝送符号または拡散符号から前記入力パルスを生成することを特徴とするパルス変調器。
【請求項７】
請求項１または２に記載のパルス変調器において、前記超広帯域の通過帯域幅は、１GHz以下、または３GHzから10GHzの間の周波数帯域であることを特徴とするパルス変調器。
【請求項８】
パルス位置変調（Pulse Position Modulation; PPM）がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を絶対値変換する絶対値変換手段と、
該絶対値変換手段の出力信号を個別の積分時間について積分して復調する、１つ以上の並列に接続された積分手段と、
各積分手段の出力信号を比較していずれの出力信号に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項９】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を絶対値変換する絶対値変換手段と、
該絶対値変換手段の出力信号を所定の積分時間について積分し該積分した値をその後の放電時間において放電する工程を複数回繰り返す積分手段と、
該複数回のうち最終回の工程を除く工程にそれぞれ対応した１つ以上の積分値保存手段であって、該対応する工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミングで前記積分手段の出力信号を保存する積分値保存手段と、
前記最終回の工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミングで前記積分手段の出力信号および各積分値保存手段の出力信号を比較していずれの出力信号に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１０】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を絶対値変換する絶対値変換手段と、
該絶対値変換手段の出力信号を所定の積分時間について積分し該積分した値をその後の放電時間において放電する工程を複数回繰り返す積分手段と、
該複数回の工程にそれぞれ対応した複数の積分値保存手段であって、該対応する工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミングで前記積分手段の出力信号を保存する積分値保存手段と、
各積分値保存手段の出力信号を比較していずれの出力信号に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１１】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を絶対値変換する絶対値変換手段と、
該絶対値変換手段の出力信号を所定の積分時間について積分し該積分した値をその後の放電時間において放電する工程を複数回繰り返す積分手段と、
各工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミングで前記積分手段の出力信号をデジタル信号として記憶する記憶手段と、
該記憶手段に記憶されたデジタル信号を比較していずれのデジタル信号に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１２】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を第１の時間帯では絶対値変換し、第１の時間帯以外の第２の時間帯では該絶対値変換した信号を反転させる絶対値変換手段と、
該絶対値変換手段の出力信号を、第１の時間帯に属する第１の積分時間および第２の時間帯に属する第２の積分時間について積分する積分手段と、
該積分手段の出力信号の極性に基づき、第１または第２のいずれの積分時間に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１３】
請求項８ないし12のいずれかに記載のPPM復調判定回路において、前記絶対値変換手段は、与えられた閾値をゼロレベルとみなして絶対値変換を行なうことを特徴とするPPM復調判定回路。
【請求項１４】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を半波整流する半波整流手段と、
該半波整流手段の出力信号を個別の積分時間について積分して復調する、１つ以上の並列に接続された積分手段と、
各積分手段の出力信号を比較していずれの出力信号に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１５】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を半波整流する半波整流手段と、
前記受信した信号を反転させて半波整流する反転半波整流手段と、
前記半波整流手段の出力信号を個別の積分時間について積分して復調する、１つ以上の並列に接続された半波積分手段と、
前記反転半波整流手段の出力信号を個別の積分時間について積分して復調する、１つ以上の並列に接続された反転半波積分手段と、
各半波積分手段の出力信号を加算して出力する第１の加算手段と、
各反転半波積分手段の出力信号を加算して出力する第２の加算手段と、
第１および第２の加算手段の出力信号を比較していずれの出力信号に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１６】
パルス位置変調がなされた信号を受信して復調するPPM復調判定回路において、該回路は、
前記受信した信号を半波整流する半波整流手段と、
前記受信した信号を反転させて半波整流する反転半波整流手段と、
第１の時間帯では前記半波整流手段の出力信号を選択して出力し、第１の時間帯以外の第２の時間帯では前記反転半端整流手段の出力信号を選択し該信号を反転させて出力する選択切替手段と、
該選択切替手段の出力信号を、第１の時間帯に属する第１の積分時間および第２の時間帯に属する第２の積分時間について積分する積分手段と、
該積分手段の出力信号の極性に基づき、第１または第２のいずれの積分時間に前記パルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含むPPM復調判定回路。
【請求項１７】
請求項14ないし16のいずれかに記載のPPM復調判定回路において、すべての整流手段は、与えられた閾値をゼロレベルとみなして整流を行なうことを特徴とするPPM復調判定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超広帯域（Ultra Wideband; UWB）無線通信において、任意な形状の送信パルスを生成可能とするパルス変調器に関するものである。
【０００２】
また本発明は、超広帯域無線通信において、送信側でパルス位置変調（Pulse Position Modulation; PPM）された変調パルスを基に復調を行なう復調判定回路に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
従来の無線通信方式、もしくは従来技術を使用した超広帯域（Ultra Wideband; UWB）無線通信方式では、伝送符号もしくは拡散符号の速度に比例し占有帯域幅等の送信出力周波数特性が決定される。これは伝送符号もしくは拡散符号の周波数成分を帯域制限フィルタにより減衰させているためである（例えば特許文献１または２）。従来の無線通信は、このような変調信号を用いて通信している。
【０００４】
従来の無線通信方式、もしくは従来技術を使用した超広帯域無線通信方式では、送信側で搬送波周波数に変調成分を掛け合わせ送信出力とし、受信側で送信側の搬送波周波数と同等の周波数により受信入力を掛け合わせ変調成分を抽出している（例えば非特許文献１）。
【特許文献１】特開平１０−６５５７４号公報
【特許文献２】特開平９−２７０７３３号公報
【非特許文献１】「日経エレクトロニクス」、日経ＢＰ社、平成１５年２月１７日、第８４１号、ｐ．１０８−１０９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
超広帯域無線通信では、通信帯域を有効に使用し送信電力を確保するため、送信出力波形をパルス状のものとする方法が検討されている。したがって、従来の伝送符号もしくは拡散符号の速度等にて周波数特性が決定されるのではなく、1つの送信出力単位であるパルスそのものにより周波数特性が決定されることとなる。
【０００６】
そのため、送信側の課題として、従来のような伝送符号もしくは拡散符号を直接帯域制限フィルタに通すのではなく、伝送符号もしくは拡散符号に対応するパルス形状を生成する機構が必要となる。従来の変調回路ではこのパルス状の信号を生成することができない。
【０００７】
一方、受信側の課題として、超広帯域無線通信の代表的な変調方式である、情報源に応じてパルスの発生位置をずらすことで変調を行うパルス位置変調方式の復調がある。パルス位置変調では送信出力であるパルスを電力として捉え、その電力が所望の位置にあるか否かでデータを判定することも可能である。しかし従来の受信方式を採用する場合、受信側で搬送波周波数と同等の周波数による掛け合わせにてベースバンド信号に変換し、パルスを判定するための高分解能なサンプリングでの処理系やマルチパスによる到来波の時間遅延を吸収するレイク（Rake）受信系による復調を行う為、回路規模の大きい受信装置になってしまう。
【０００８】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、超広帯域無線通信において、任意な形状の出カパルスを生成可能とするパルス変調器と、パルス位置変調がなされた信号を受信して、回路規模を大きくすることなく復調するPPM復調判定回路PPM復調判定回路とを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は上述の課題を解決するために、送信側のパルス変調器において、超広帯域の通過帯域幅にわたる遅延特性によって入力パルスを遅延させる、１つ以上の直列に接続された遅延手段と、各遅延手段の出力パルスを可変利得によって増幅する増幅手段と、各増幅手段の出力パルスを加算して出力する加算手段とを含み、これによって、任意のパルス波形を生成する。
【００１０】
また本発明は上述の課題を解決するために、パルス位置変調がなされた信号を受信するPPM復調判定回路において、受信した信号を絶対値変換する絶対値変換手段と、絶対値変換手段の出力信号を個別の積分時間について積分して復調する、１つ以上の並列に接続された積分手段と、各積分手段の出力信号を比較していずれの出力信号にパルス位置変調された信号が存在するかを判定する比較判定手段とを含む。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、超広帯域無線通信の送信側において、入力信号である伝送符号もしくは拡散符号に対応した任意のパルス波形を生成可能となる。
【００１２】
本発明によれば、超広帯域無線通信の受信側においてPPMを用いて変調されたパルスを受信した場合、従来の受信側で搬送波周波数と同等の周波数回路である局部発振器と、その周波数を掛け合わせる回路であるミキサとが不要になる。またパルスを判定するための高分解能なサンプリング処理も不要であり、さらにマルチパスによる到来波の時聞遅延を吸収するレイク（Rake）受信構成も不要になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
次に添付図面を参照して本発明によるパルス変調器およびPPM復調判定回路の実施例を詳細に説明する。以下、本発明に直接関係のない要素については省略し、同様の要素は同一の参照符号で示す。また、信号はそれが表れる信号線の符号によって表示する。
【００１４】
まず、本発明によるパルス変調器の実施例から説明する。図１は遅延器を用いた変調器の第１の例のブロック図である。変調器10は、パルス発生器12と、遅延器フィルタ14とで構成される。パルス発生器12は、送信すべきベースバンド信号として、伝送符号もしくは拡散符号16を受信して、時間幅が１ps（picosecond; ピコ秒）程度のパルス18を生成する。このパルス波には極めて広範な周波数成分が含まれているため、周波数軸上で見ると、数GHz幅という非常に広い帯域を占有する。超広帯域（Ultra Wideband; UWB）無線通信ではこのパルス波の時間軸上の位置や波形、位相を変化させることで、情報を付加する。遅延器フィルタ14は、パルス発生器12から出力されるパルス18を受信して、任意形状のパルス22を出力する。すなわち、遅延器フィルタ14によって、上述の情報を付加する工程が行なわれる。任意形状のパルス22は、アンテナ24によって送信される。
【００１５】
図２は図１に示す遅延器フィルタの第１の実施例を示すブロック図である。遅延器フィルタ14は１つ以上の高周波遅延器d1〜dn-1（nは２以上の自然数）、すなわちn-1個の高周波遅延器を含み、これらは直列に接続されている。高周波遅延器d1〜dn-1はパルス発生器12からのパルス18を入力として受け取る。高周波遅延器d1〜dn-1は、超広帯域の通過帯域幅にわたる遅延特性を有するアナログ回路である。この超広帯域の通過帯域幅は、例えば１GHz以下、または３GHzから10GHzの間の周波数帯域としてよい。パルス18は既に述べたように、数GHz幅という非常に広い帯域を占有していて、高周波遅延器d1〜dn-1によって、順次、遅延させられる。
【００１６】
遅延器フィルタ14は、直列に接続されたn-1個の高周波遅延器d1〜dn-1の入出力端子に接続されている、n個の可変利得器a1〜an（nは２以上の自然数）を含む。可変利得器a1〜anは、それ自体に可変に設定された利得値によって受信した信号を増幅する。遅延器フィルタ14は、n個の可変利得器a1〜anに個別に利得値を設定する利得調整部30を含む。また遅延器フィルタ14は、n個の可変利得器a1〜anの出力端子に接続され、それら可変利得器a1〜anの出力パルスを加算して出力する加算器32を含む。
【００１７】
ここで、遅延器d1〜dn-1によるパルス18の遅延時間が満たすべき条件について説明する。遅延時間が以下の条件を満たさなくても、本実施例の効果はある程度得られるが、十分な効果を得るためには以下の条件１および条件２を満たすのが望ましい。
【００１８】
条件１：各遅延器d1〜dn-1によって得られる信号の遅延時間の定義は、遅延器出力から可変利得器a1〜anを通り加算器の出力22に達するまでの時間遅延も考慮して、各遅延器への入力から加算器の出力22までに生じる遅延時間とする。この遅延時間は実質的に一定とする。すなわち、遅延時間が一定となるよう、各遅延器d1〜dn-1から加算器32までの接続線路長を調節する。
【００１９】
条件２：上記の一定の遅延時間は、使用する超広帯域通信周波数帯で最も高い周波数を有するパルスの時間幅の1/2未満とする。
【００２０】
図３は図２に示す利得調整部30によって可変利得器a1〜anにそれぞれ設定された利得値の例であり、可変利得器a1〜anにそれぞれ利得値g1〜gnが設定される。図３に例示するように、遅延器フィルタ14の可変利得器a1〜anへの利得値は、所望のインパルス応答特性に近い値を設定するとよい。このように利得値を任意に調整することによって、任意の波形を有するパルス22が得られることとなる。
【００２１】
以上の構成を有する、本発明によるパルス変調器の実施例は、以下のように動作する。図４は図２に示す遅延器フィルタの入出力信号の例である。入力信号18が図４に示すパルスである場合、このパルスは各遅延器d1〜dn-1により、実質的に一定の時間ずつ、順次遅延する。順次遅延したパルスは、それぞれの可変利得器a1〜anに設定された利得値g1〜gnによって増幅される。その結果、可変利得器a1〜anからの出力は、図４に示すようになる。そしてこれら可変利得器a1〜anからのn個の出力は、加算器32によりすべて加算され、図４に示す出力信号22となる。これにより、入力信号に所望のインパルス応答特性を与えた出力信号が得られる。
【００２２】
現実には、各遅延器d1〜dn-1の通過周波数特性を、理想的な均一状態とすることは困難である。そのため、通過する周波数成分によって遅延時間が異なり、遅延器を多く通過した可変利得器からの出力ほど、波形が歪むことが想定される。そのため、可変利得器a1〜anに与える利得値は、周波数成分により遅延時間が異なることを考慮した値とするとよい。具体的には、図２に示す利得調整部30に、予め利得値の修正機能を用意しておき、可変利得器a1〜anの利得値を修正するとよい。このように、所定のインパルス応答特性による利得値g1〜gnと、利得調整部30による利得値の調整とを組み合わせることにより、入力信号である伝送符号もしくは拡散符号に対応したパルス波形を生成することができる。
【００２３】
図５は本発明による遅延器を用いた変調器の第２の例のブロック図である。図５に示す変調器40が図１の変調器10と異なる点は、パルス発生器12と遅延器フィルタ14との間に、微分回路42を設けた点である。パルス発生器12および遅延器フィルタ14の構成は、図１のものと同様である。
【００２４】
微分回路42は、パルス発生器12の出力パルス18を微分して波形を変化させるアナログ回路である。微分回路42により、パルス発生器12の出力変移だけを抽出することができる。図６は図５に示す微分回路の入出力信号の例である。図６に示すように、入力信号18が微分回路42に入力されると、微分曲線である出力信号44が微分回路42から出力される。この後は得られた微分曲線44に対して、遅延器フィルタ14による変調が行なわれる。すなわち、微分曲線44は順次遅延させられたn個の信号となり、所定の利得値で増幅された後に加算される。これにより、入力信号である伝送符号もしくは拡散符号16に対応したパルス波形46が生成される。
【００２５】
次に、本発明によるPPM復調判定回路の実施例を説明する。図７は本発明によるPPM復調判定回路の第１の例のブロック図である。PPM復調判定回路50は、PPM（Pulse Position Modulation：パルス位置変調）によって送信局で変調され、アンテナ51を経て入力された入力信号52を受信し、復調データ54として出力する回路である。PPM復調判定回路50は入力信号52を絶対値変換し絶対値58に変換する絶対値変換部56を含む。
【００２６】
図８は図７に示す絶対値変換部56の入出力例である。絶対値変換は、入力信号52の負の極性を正の極性に変換し、出力信号58のように変換するものである。また、あらかじめ固定の閾値を絶対値変換部56の内部に有していた場合は、与えられた閾値をゼロレベルとみなして絶対値変換を行なう。すなわち、入力信号と閾値とを比較し、閾値以下の振幅値となる入力信号成分を反転させて出力信号とするものである。
【００２７】
図７のPPM復調判定回路50は、並列に接続された２つの積分回路60A、60Bを含む。なお積分回路は３個以上としてもよい。積分回路60A、60Bは、絶対値変換された出力信号58を個別の積分時間について積分して復調するアナログ回路である。PPM復調判定回路50はまた、タイミングジェネレータ61を含み、これは、積分回路60A、60Bにそれぞれ、積分時間制御信号62A、62Bを与えて、絶対値変換された信号58のうち積分を行なう積分時間を個別に決定可能である。またタイミングジェネレータ61は、積分回路60A、60Bにそれぞれ、放電制御信号64A、64Bを与えて、積分によって得られた信号成分を放電する放電時間を個別に決定可能である。
【００２８】
またPPM復調判定回路50は、積分回路60A、60Bの出力信号66A、66Bを比較し、どちらの出力信号の値が大きいかにより、復調データ54を出力する比較判定部70を含む。比較判定部70は、積分回路60A、60Bの出力信号66A、66Bのうち、所定の積分時間における積分が完了してから、所定の放電時間における積分値の放電が開始されるまでの間の、出力信号66A、66Bの振幅を比較する。これにより、どちらの積分時間に、パルス位置変調された信号が存在するかを判定する。比較のタイミングは、タイミングジェネレータ61から判定タイミング信号72によって比較判定部70に与えられる。
【００２９】
以上の構成を有する、本発明によるPPM復調判定回路の実施例は、以下のように動作する。図９は図７に示す積分回路の入出力信号の例である。積分回路60A、60Bは、図９に示すように、それぞれに与えられる積分時間制御信号62A、62Bにより決定される積分時間80A、80Bのみ入力信号58を積分していく。また、それぞれに対応する放電制御信号64A、64Bにより決定される放電時間82A、82Bのみ積分された信号成分を放電する。図９では、積分時間80A、80Bを別の時間位置とし、放電時間82A、82Bを同一の時間位置とした場合を示す。
【００３０】
入力信号58は絶対値変換されたものであるため、ある一方の極性のみの振幅を有する。かかる入力信号58を積分することにより、負極性成分入力による積分値の減少が生じない。言い換えれば、積分時間長より短い波長を有する周波数成分を積分しても、一方の極性のみの振幅となっているため、元の周波数成分の正極と負極による打消しが生じず、積分値として抽出することができる。これにより、超広帯域無線通信においてPPMを用いて変調されたパルスを受信した場合、従来の受信側で搬送波周波数と同等の周波数回路である局部発振器と、その周波数を掛け合わせる回路であるミキサとが不要になる。またパルスを判定するための高分解能なサンプリング処理も不要である。
【００３１】
さらにマルチパスによる到来波の時聞遅延を吸収するレイク（Rake）受信構成も不要になる。送信側から送出された送信波は、伝搬環境により異なった伝搬路を通り受信側に達することで、異なる遅延時闇を持った信号が重なり合った受信信号となる。従来ではこれら複数の遅延時間を推定し、それぞれ別々に受信信号の相関を取り、そのそれぞれの相関値を有効に合成することで受信特性を向上させるレイク受信が行なわれていた。しかし本発明の実施例では、積分時間中にいかなる遅延時間を有する信号が重ね合わされていたとしても、それらはすべて正極に絶対値変換されて積分されるため、レイク受信のような複雑な回路構成は不要となる。
【００３２】
図９に示す積分回路60A、60Bのそれぞれの出力信号66A、66Bが得られた場合、比較判定部70は、それぞれの積分時間80A、80Bの終了後、それぞれの放電時間82A、82Bが開始されるまでの間に、出力信号66A、66Bの振幅を比較する。これによって、どちらの積分時間にパルス信号が存在したかを判定する。振幅の比較のタイミングt1は、判定タイミング信号72によって比較判定部70に与えられる。比較判定部70は、図９に示す出力信号66A、66Bの振幅90A、90Bを比較し判定を行なう。
【００３３】
図10は本発明によるPPM復調判定回路の第２の例のブロック図である。図10のPPM復調判定回路95が図７に示す第１の例と異なる点は、絶対値変換部56Bに閾値信号100を与える点のみであり、その他の構成は第１の例と同様である。閾値信号100とは、所定の閾値を中心として負極側に存在する入力信号を正極側に折り返す閾値を絶対値変換部56Bに与えるものである。
【００３４】
図11は図10に示す閾値信号を用いた絶対値変換部56Bの入出力例である。このように、図10における絶対値変換部56Bの絶対値変換は、閾値信号100により決定される閾値レベル102を中心として入力信号52の振幅差を一方向の極性に折り返し、出力信号58Bとするものである。入力信号52の中心レベル値がゼロでなくとも、閾値レベル102を基準とした絶対値変換同様のふるまいをするものである。
【００３５】
図10に示す実施例の構成や動作は、閾値信号100を与えること以外、図７に示す実施例と同様であるから、説明は省略する。
【００３６】
図12は本発明によるPPM復調判定回路の第３の例のブロック図である。図12のPPM復調判定回路110が図７に示す第１の例と異なる点は、絶対値変換部56に代えて、半波整流部120を有する点のみであり、その他の構成は第１の例と同様である。半波整流部120は、入力信号52を半端整流する。すなわち、一方の極性の成分だけを出力する。あるいは、図12では図示を省略しているが、半波整流部120に閾値信号を与え、閾値以上または閾値以下の入力信号成分を出力することとしてもよい。その場合、与えられた閾値をゼロレベルとみなして半波整流が行なわれる。
【００３７】
図13は図12に示す半波整流部120の入出力例である。入力信号52のうち、レベル値がゼロ以下の信号成分を除いたものが、出力信号58Cとして出力される。
【００３８】
図12に示す実施例では、このように半端整流された信号が積分されて出力信号66C、66Dとなって得られる。比較判定部以降70の構成や動作は、図７に示す実施例と同様であるから、説明は省略する。
【００３９】
図14は本発明によるPPM復調判定回路の第４の例のブロック図である。これを図12の第３の例と比較すると、PPM復調判定回路125は、まず、正極半波整流部120Aおよび負極半波整流部120Bという２つの半波整流部を有する点が異なる。正極半波整流部120Aは図12に示す半波整流部120と同様の整流回路である。すなわち、入力信号52の正極成分だけ、もしくは、図示しないが閾値信号を整流部120Aに与えた場合は、閾値をゼロレベルとみなして正極成分だけを出力する。負極半波整流部120Bは、逆に、入力信号52の負極成分だけ、もしくは、閾値信号を整流部120Aに与えた場合は、閾値をゼロレベルとみなして負極成分だけを出力する。負極半波整流部120Bは、言い換えれば、入力信号52を反転させてから通常の半波整流を行なう。
【００４０】
図15は図14に示す正極・負極半波整流部120A、120Bの入出力例である。入力信号52のうち、レベル値がゼロ以上の信号成分は正極半波整流部120Aの出力信号130Aとなり、レベル値がゼロ以下の信号成分は負極半波整流部120Bの出力信号130Bとなる。なお、図15では、信号130Bは負極側に信号が現れているが、これは図示の便宜上であり、実際は入力信号52を反転させて整流しているため、正極側に同様の絶対値を有する信号が現れる。
【００４１】
正極・負極整流部120A、120Bからの出力信号130A、130Bは、それぞれ、図12に示す第３の例と同様に、２つずつの積分回路60A、60Bおよび60C、60Dによって積分される。積分時間制御信号62A、62Bおよび放電制御信号64A、64Bがこれらの積分回路にタイミングジェネレータ61から与えられる点も、第３の例と同様である。
【００４２】
PPM復調判定回路125はさらに、積分回路60A、60Cの出力信号を加算する加算器140Aと、積分回路60B、60Dの出力信号を加算する加算器140Bとを含む。したがって、図14の加算器140A、140Bから得られるのは、図７で得られる出力信号66A、66Bと同じであり、最終的に得られる復調データ54も、図７で得られるものと同じになる。図14における比較判定部70以降の構成および動作は、図７に示す実施例と同様であるから、説明は省略する。
【００４３】
図16は本発明によるPPM復調判定回路の第５の例のブロック図である。このPPM復調判定回路150は、図７に示したPPM復調判定回路の一方の積分回路を、積分値保存回路152に置換したものである。積分値保存回路152は、積分回路60Aからの出力値を一時的に保存する回路である。積分回路60Aからの出力値は、積分が行なわれると時々刻々と変化するが、積分値保存回路152は、タイミングジェネレータ61から与えられる保存制御信号154（ON/OFF）により、保存性制御信号154がONになった時点の出力値を保存することができる。そして、保存制御信号154がOFFになった時点で、保存していた積分値を放電する。
【００４４】
以上の構成を有する、本発明によるPPM復調判定回路の実施例は、以下のように動作する。図17は図16に示す積分回路の入出力信号の例である。積分回路60Aは、図17に示すように、タイミングジェネレータ61から与えられた積分時間制御信号62Cにより決定される積分時間80C、80Dに入力信号58を積分し、放電制御信号64Cにより決定される放電時間82C、82Dに、上記積分された信号成分を放電する。このように、図16の実施例では、図７において２個の積分回路でそれぞれ行なっていた積分・放電を、１個の積分回路60Aで行なうこととなる。
【００４５】
一方、積分値保存回路152は、最初の積分時間80Cの終了後、最初の放電時間82Cが開始されるまでの間のタイミングt2に、保存制御信号154がONになるため、積分回路60Aからの出力信号156、すなわち振幅90Cを保存する。この振幅90Cは、保存制御信号154がOFFになるまでの任意の時間、積分値保存回路152の出力信号158として保存される。
【００４６】
比較判定部70は、積分値保存回路152における２回目の積分時間80Dの終了後、２回目の放電時間82Dが開始されるまでの間に、出力信号156、158の振幅を比較する。これによって、どちらの積分時間にパルス信号が存在したかを判定する。振幅の比較のタイミングt3は、判定タイミング信号72によって比較判定部70に与えられる。比較判定部70は、図17に示す出力信号156、158の振幅90D、90Cを比較し判定を行なう。このように、本実施例では、積分回路60Aで最初に積分した値を積分値保存回路152に保持しておき、積分回路60Aで後に積分した値と比較することによって、第１の実施例と同様の効果が得られる。
【００４７】
なお図17では、積分・放電の工程を２回しか繰り返していないが、積分値保存回路の数を増やすことで、上記工程を３回以上繰り返してもよい。その場合、複数回の工程のうち、最終回の工程を除く工程にそれぞれ対応した１つ以上の積分値保存回路を設け、対応する工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミングで積分回路の出力信号を保存すればよい。そして比較判定部70は、最終回の工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミング（図17におけるタイミングt3に相当）で、積分回路60Aの出力信号および各積分値保存回路の出力信号を比較し、いずれの出力信号にパルス位置変調された信号が存在するかを判定すればよい。
【００４８】
図18は本発明によるPPM復調判定回路の第６の例のブロック図である。このPPM復調判定回路160を図16に示した実施例と比較すると、積分回路の出力値を一時的に保存する積分値保存回路を２個設けた点が異なる。これら２個の積分値保存回路162A、162Bは、積分回路60Aの出力端子156に接続されている。そして２個の積分値保存回路162A、162Bからの出力端子168A、168Bは、比較判定部70に接続されている。
【００４９】
以上の構成を有する、本発明によるPPM復調判定回路の実施例は、以下のように動作する。図16に示した実施例と同様に、１個の積分回路60Aにより積分・放電を２回行う。そして、図16に示した実施例と異なるのは、１回目の積分値を積分値保存回路162Aに保存するだけでなく、２回目の積分値も、積分値保存回路162Bに保存することである。そして比較判定部70は、２個の積分値保存回路162A、162Bのそれぞれの出力168A、168Bから得られる積分値を比較することによって、判定を行う。このようにして、本実施例では、第１の実施例と同様の効果が得られる。
【００５０】
本実施例を図16に示した実施例と比較すると、図16では、積分値の比較を、積分回路の出力と積分値保存回路の出力とで行なっていたため、積分値保存回路は、積分回路から到来する積分値を保存し、そのまま同一の値を出力しなければならない。しかし本実施例では、積分値保存回路162A、162Bにそれぞれ個別のタイミングで入力された２つの入力信号156の値は、そのまま出力する必要はなく、回路162A、162Bで同一の定数を乗じた値を出力してよい。すなわち、比較判定に用いるのは入力信号の比でよい。
【００５１】
なお、本実施例では、２回の積分の結果を比較するため、２個の積分値保存回路162A、162Bを設けたが、３回以上の積分の結果を比較するPPM方式に用いる場合は、積分値保存回路を３個以上に増加させてよい。その場合、複数の積分値保存回路は、複数回の積分・放電工程にそれぞれ対応している。そして、対応する工程の積分時間から放電時間までの間で決定したタイミングで積分回路の出力信号を保存すればよい。比較判定部70は、各積分値保存回路の出力信号を比較していずれの出力信号にパルス位置変調された信号が存在するかを判定する。
【００５２】
図19は本発明によるPPM復調判定回路の第７の例のブロック図である。このPPM復調判定回路170は、図16に示した実施例の積分値保存回路を、A/D（Analogue-Digital）コンバータおよびメモリに置換したものである。A/Dコンバータ172は、
積分回路60Aの出力端子156に接続されていて、積分回路60Aの出力値を所望の時点にてサンプリングし、デジタル信号に変換する回路である。サンプリングのタイミングは、タイミングジェネレータ61から与えられるサンプリング信号174によって決定され、具体的には、積分回路60Aで行なわれる各々の積分・放電工程の積分時間から放電時間までの間にサンプリングが行なわれる。メモリ177は、A/Dコンバータ172によりサンプリングされた値176を、デジタル信号として保存することが可能であり、複数回のサンプリングが行なわれれば、メモリ177には複数の積分値が保存される。
【００５３】
以上の構成を有する、本発明によるPPM復調判定回路の実施例は、以下のように動作する。図16または図18に示した実施例と同様に、１個の積分回路60Aにより積分・放電を２回行う。そして、１回目の積分が終了した時点で、A/Dコンバータ172にはサンプリング信号174が与えられ、A/Dコンバータ172は積分値をA/D変換してメモリ177に保存する。積分回路60Aの放電後、２回目の積分が終了した時点で、再びサンプリングが行なわれ、積分値がメモリ177に保存される。そして比較判定部70は、メモリ177に保存された２個のデジタル積分値を比較することによって、判定を行う。このようにして、本実施例では、第１の実施例と同様の効果が得られる。
【００５４】
本実施例の特徴は、他の実施例と異なり、デジタル信号に変換された積分値を用いて比較判定を行なうことである。また本実施例では、A/Dコンバータ172にサンプリング信号174を与えることにより、何度でも積分値のサンプリング・保存が可能である。したがって、図18に示すようなアナログ信号を保存する積分値保存回路の数を増やさなくとも、デジタル信号を保存可能な１個のメモリ177で３回以上の積分に対応できるという利点がある。
【００５５】
図20は本発明によるPPM復調判定回路の第８の例のブロック図である。このPPM復調判定回路180は、１個の積分回路60Aを有する以外、他の積分回路、積分値保存回路、A/Dコンバータ、メモリといった要素を有しない。しかし、積分回路60Aには、その出力極性方向を制御可能な極性制御信号182がタイミングジェネレータ61から入力される。極性制御信号182（ON/OFF）は、絶対値変換された信号の極性を反転させる信号である。通常、すなわち極性制御信号182がOFFになっている間は、絶対値変換部56から出力される信号はすべて正の極性を有するが、極性制御信号182がONになっている間は、負の極性に反転された信号が出力されることとなる。
【００５６】
以上の構成を有する、本発明によるPPM復調判定回路の実施例は、以下のように動作する。図21は図20に示す積分回路の入出力信号の例である。積分回路60Aは、図20に示すように、タイミングジェネレータ61から与えられた積分時間制御信号62Dにより決定される積分時間80Eに、まず１回目の積分を行なう。本実施例では、１回目の積分の後、積分回路60Aは放電を行なわずに、積分時間80Fに２回目の積分を行なう。そして２回目の積分の後、積分回路60Aは初めて、放電制御信号64Dにより決定される放電時間82Eに、上記積分された信号成分を放電する。このとき、少なくとも２回目の積分時間80F中、極性制御信号182はONになり信号184の極性が負となるため、１回目の積分の結果得られた振幅90Eは、２回目の積分の結果、振幅90Fまで小さくなる。
【００５７】
そして比較判定部70は、タイミングt5において、積分回路60Aからの出力186として、振幅90Fを受信する。振幅90Fは正の値を有するため、極性が正であった１回目の積分値の方が、極性が負であった２回目の積分値より大きかったことが分かる。仮に振幅90Fが負の値を有していた場合には、極性が負であった２回目の積分値の方が大きかったことが分かる。かかる判定後、積分回路60Aは放電制御信号64Dにより放電時間82Eにおいて放電を行なう。
【００５８】
このように、本実施例では、１回目と２回目の積分値の差を積分回路から出力し、その差の極性に基づき、どちらの積分時間にパルス信号が存在したかを判定する。絶対値変換部56において極性を反転させるのは、１回目と２回目のいずれの信号であってもよい。本実施例では、単一の積分回路を用いて連続的に積分し続けることで、比較判定まで可能となり、実施例１と同様の効果が得られる。
【００５９】
図22は本発明によるPPM復調判定回路の第９の例のブロック図である。このPPM復調判定回路190は、図14と同様に、２個の半波整流部120A、120Bを含む。図14と異なるのは、これらの半波整流部120A、120Bの出力端子130A、130Bに接続され、いずれかの出力を選択する、選択切替部192を有する点である。選択切替部192はタイミングジェネレータ61に接続され、タイミングジェネレータ61から極性制御信号194（ON/OFF）を受信する。
【００６０】
極性制御信号194は、図20について説明したように、信号の極性を反転させる信号である。ただし本実施例における極性制御信号194は、信号の極性を反転させるだけでなく、選択切替のトリガともなっている。すなわち、選択切替部192は、極性制御信号194がOFFになっている間は正極半波整流部120Aの出力を選択する。このとき、極性制御信号194がOFFであるため、同回路120Aの出力は反転されず、正の極性のまま出力され、積分回路60Aにて積分される。一方、選択切替部192は、極性制御信号194がONになっている間は負極半波整流部120Bの出力を選択する。このとき、極性制御信号194がONであるため、同整流部120Bの出力は負の極性に反転されて出力され、積分回路60Aにて積分される。なお図示しないが、閾値信号を整流部120A、120Bに与え、閾値をゼロレベルとみなして整流を行なってもよい。
【００６１】
以上の構成を有する、本発明によるPPM復調判定回路の実施例は、以下のように動作する。図23は図22に示す正極・負極半波整流部120A、120B、および選択切替部192の出力信号の例である。正極・負極半波整流部120A、120Bのそれぞれの出力信号130A、130Bは図示のようになる。図15についても説明したように、信号130Bは負極側に信号が現れているが、これは図示の便宜上そのように示されているにすぎないものであり、実際は入力信号52を反転させて整流しているため、正極側に同様の絶対値を有する信号が現れる。
【００６２】
図23の前半では、極性制御信号194がOFFであるから、選択切替部192は整流部120Aの出力信号130Aを選択する。一方、図23の後半では、極性制御信号194がONであるから、選択切替部192は整流部120Bの出力信号130Bを選択する。そして極性制御信号194がONの間は、正の極性を有する信号130Bが反転されて負の極性を有することとなる。その結果、選択切替信号196に示すように、前半は信号130Aが正の極性のまま現れ、後半は信号130Bが負の極性に反転されて現れ、この信号196が積分回路60Aで積分される。
【００６３】
積分回路60Aでは、１回目の積分として、極性制御信号194がOFFになっている時間帯に属する積分時間80Gに、正の極性を有する信号130Aを積分する。その後、図20の実施例と同様に、積分回路60Aは放電を行なわずに、２回目の積分を積分時間80Hで行なう。少なくとも２回目の積分時間80H中、極性制御信号194はONになっていて信号130Bの極性が負となるため、図21の出力信号186と同様に、１回目の積分の結果得られた振幅は、２回目の積分の結果、小さくなる。
【００６４】
そして比較判定部70は、本実施例でも図20の実施例と同様に、１回目と２回目の積分値の差を積分回路から出力し、その差の極性に基づき、どちらの積分時間にパルス信号が存在したかを判定する。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明によるパルス変調器の第１の例のブロック図である。
【図２】図１に示す遅延器フィルタの実施例を示すブロック図である。
【図３】図２に示す利得調整部によって可変利得器にそれぞれ設定された利得値の例である。
【図４】図２に示す遅延器フィルタの入出力信号の例である。
【図５】本発明によるパルス変調器の第２の例のブロック図である。
【図６】図５に示す微分回路の入出力信号の例である。
【図７】本発明によるPPM復調判定回路の第１の例のブロック図である。
【図８】図７に示す絶対値変換部の入出力例である。
【図９】図７に示す積分回路の入出力信号の例である。
【図１０】本発明によるPPM復調判定回路の第２の例のブロック図である。
【図１１】図10に示す絶対値変換部の入出力例である。
【図１２】本発明によるPPM復調判定回路の第３の例のブロック図である。
【図１３】図12に示す半波整流部の入出力例である。
【図１４】本発明によるPPM復調判定回路の第４の例のブロック図である。
【図１５】図14に示す正極・負極半波整流部の入出力例である。
【図１６】本発明によるPPM復調判定回路の第５の例のブロック図である。
【図１７】図16に示す積分回路の入出力信号の例である。
【図１８】本発明によるPPM復調判定回路の第６の例のブロック図である。
【図１９】本発明によるPPM復調判定回路の第７の例のブロック図である。
【図２０】本発明によるPPM復調判定回路の第８の例のブロック図である。
【図２１】図20に示す積分回路の入出力信号の例である。
【図２２】本発明によるPPM復調判定回路の第９の例のブロック図である。
【図２３】図22に示す正極・負極半波整流部および選択切替部の出力信号の例である。
【符号の説明】
【００６６】
10、40  パルス変調器
12  パルス発生器
14  遅延器フィルタ
30  利得調整部
42  微分回路
50、95、110、125、150、160、170、180、190  PPM復調判定回路
56、56B  絶対値変換部
60A〜60D  積分回路
70  比較判定部
120、120A、120B  半波整流部
a1〜an  可変利得器
d1〜dn-1  高周波遅延器
【図１】
2005198236.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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