(57)【要約】【課題】スイッチングによって発生するノイズが入力電源電圧に波及することを抑制し、入力電源電圧によって動作する他の回路ブロック等へのスイッチングノイズによる悪影響を低減することができる電源装置を提供すること。【解決手段】スイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源回路に、一定電圧だけ電圧降下させるシリーズレギュレータを介して入力電圧を供給する。このシリーズレギュレータが可変抵抗を持つバッファの役割を果たす。これにより、スイッチング電源回路で発生するスイッチングノイズがシリーズレギュレータで減衰されて、電池などからの入力電源電圧におけるスイッチングノイズが低減される。【選択図】      図１
2005198433.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源電圧が入力され、前記入力電源電圧より低い第１出力電圧を出力するように動作するシリーズレギュレータと、
前記第１出力電源電圧が入力され、所定電圧値の第２出力電圧を出力するように動作するスイッチング電源回路と、を備え、
前記入力電源電圧と前記第２出力電圧を他の回路ブロックへ供給することを特徴とする、電源装置。
【請求項２】
前記入力電源電圧が入力される前記他の回路ブロックには、ノイズの影響を受け易い回路を有することを特徴とする、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング電源回路は、前記第１出力電圧より低い前記第２出力電圧を出力するように降圧動作を行う降圧型スイッチング電源回路であることを特徴とする、請求項１、２記載の電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング電源回路は、前記第１出力電圧より高い前記第２出力電圧を出力するように昇圧動作を行う昇圧型スイッチング電源回路であることを特徴とする、請求項１、２記載の電源装置。
【請求項５】
前記シリーズレギュレータは、
前記入力電源電圧を一端に受け、他端に前記第１出力電圧を出力するように設けられた制御トランジスタと、前記入力電源電圧より或る電圧だけ低い基準電圧を形成する基準電圧形成回路と、前記基準電圧と前記第１出力電圧に応じた帰還電圧とを入力し、それら基準電圧と帰還電圧とに基づいて前記制御トランジスタを制御する制御手段と、を有することを特徴とする、請求項１、２記載の電源装置。
【請求項６】
前記基準電圧形成回路は、前記入力電源電圧とグランド電圧間に直列に接続された抵抗と定電流源回路を有し、その直列接続点から前記基準電圧を得ることを特徴とする、請求項５記載の電源装置。
【請求項７】
電源電圧を発生する電池と、前記電源電圧を入力電源電圧とする請求項１乃至６記載の電源装置を用いたことを特徴とする、携帯機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング型直流−直流コンバータ（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ）を用いた電源装置、及びその電源装置を用いた携帯電話機、パソコン、ＰＤＡなどの携帯機器に関し、特に電池を電源とする電源装置及び携帯機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、電源装置としては、例えば、入力電圧をスイッチングし、その入力電圧を所定の出力電圧に変換して出力するスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータが広く使用されている。
【０００３】
このＤＣ−ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータに比べて電力の変換効率が高い。このために、電池を動作電源とする携帯電話機、パソコン、ＰＤＡなどの携帯機器において、電池電圧と異なる所定電圧を得るための電源装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられることが多い。
【０００４】
図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の使用状況を説明する図である。電池ＢＡＴからの入力電源電圧ＶｂａｔがＤＣ−ＤＣコンバータ４０で所定の出力電圧Ｖｏに変換されて出力される。この出力電圧Ｖｏの他、入力電源電圧Ｖｂａｔが携帯機器の色々な回路ブロック３１〜３ｎにそれぞれ供給される。
【０００５】
また、電池電圧をシリーズレギュレータで所定の第１電圧に変換し、この第１電圧を所要の回路ブロックに動作電源として供給するとともに、その第１電圧をスイッチング電源回路で所定の第２電圧にさらに変換して他の回路ブロックに供給することが特許文献１に示されている。
【特許文献１】特開平８ー３３１０３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来の特許文献１等のものでは、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作に起因したノイズがその電源側にも生じてしまう。このスイッチングノイズが重畳された電源電圧が他の回路ブロックに供給されると、その動作に悪影響を与える。
【０００７】
それらの回路ブロックはＤＣ−ＤＣコンバータとともにＩＣに作り込まれているから、スイッチングノイズによって、データ化け等を起こしたり、リニア特性に影響を与えたりして、ＩＣ全体の信頼性を低下させたり、特性を悪化させている。さらに、このＩＣを装備している携帯機器の動作にも影響が生じてしまう。
【０００８】
また、スイッチングノイズの影響を低減するために、抵抗とキャパシタのフィルタ回路を挿入すると、重負荷時に抵抗による損失が大きくなってしまう。
【０００９】
そこで、本発明は、電池などからの入力電源電圧によって動作するスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源回路を備える電源装置において、スイッチングによって発生するノイズが入力電源電圧に波及することを抑制し、入力電源電圧によって動作する他の回路ブロック等へのスイッチングノイズによる悪影響を低減することができる電源装置を提供することを目的とする。また、そのようなスイッチングノイズによる悪影響を低減することができる電源装置を備えて、動作特性の安定した携帯機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１の電源装置は、入力電源電圧Ｖｂａｔが入力され、前記入力電源電圧Ｖｂａｔより或る電圧Ｖｃだけ低い第１出力電圧Ｖｏ１を出力するように動作するシリーズレギュレータ１０と、
前記第１出力電源電圧Ｖｏ１が入力され、所定電圧値の第２出力電圧Ｖｏ２を出力するように動作するスイッチング電源回路２０と、を備え、
前記入力電源電圧と前記第２出力電圧を他の回路ブロックへ供給することを特徴とする。
【００１１】
請求項２の電源装置は、請求項１記載の電源装置において、前記入力電源電圧が入力される前記他の回路ブロック３１〜３ｎには、ノイズの影響を受け易い回路を有することを特徴とする。
【００１２】
請求項３の電源装置は、請求項１、２記載の電源装置において、前記スイッチング電源回路２０は、前記第１出力電圧Ｖｏ１より低い前記第２出力電圧Ｖｏ２を出力するように降圧動作を行う降圧型スイッチング電源回路であることを特徴とする。
【００１３】
請求項４の電源装置は、請求項１、２記載の電源装置において、前記スイッチング電源回路２０は、前記第１出力電圧Ｖｏ１より高い前記第２出力電圧Ｖｏ２を出力するように昇圧動作を行う昇圧型スイッチング電源回路であることを特徴とする。
【００１４】
請求項５の電源装置は、請求項１、２記載の電源装置において、前記シリーズレギュレータ１０は、
前記入力電源電圧Ｖｂａｔを一端に受け、他端に前記第１出力電圧Ｖｏ１を出力するように設けられた制御トランジスタ１１と、前記入力電源電圧Ｖｂａｔより或る電圧だけ低い基準電圧Ｖｒｅｆ１を形成する基準電圧形成回路１４、１５と、前記基準電圧Ｖｒｅｆ１と前記第１出力電圧Ｖｏ１に応じた帰還電圧Ｖｆｂ１とを入力し、それら基準電圧Ｖｒｅｆ１と帰還電圧Ｖｆｂ１とに基づいて前記制御トランジスタ１１を制御する制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１５】
請求項６の電源装置は、請求項５記載の電源装置において、前記基準電圧形成回路１４、１５は、前記入力電源電圧Ｖｂａｔとグランド電圧間に直列に接続された抵抗１４と定電流源回路Ｉｃを有し、その直列接続点から前記基準電圧Ｖｒｅｆ１を得ることを特徴とする。
【００１６】
請求項７の携帯機器は、電源電圧を発生する電池と、前記電源電圧を入力電源電圧とする請求項１乃至６記載の電源装置を用いたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、スイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源回路には、一定電圧だけ電圧降下させるシリーズレギュレータを介して入力電圧が供給されるから、シリーズレギュレータがバッファの役割を果たす。これにより、スイッチング電源回路で発生するスイッチングノイズがシリーズレギュレータで減衰されて、電池などからの入力電源電圧におけるスイッチングノイズが低減される。したがって、入力電源電圧により動作する他の回路ブロックへの悪影響を少なくすることができる。また、それらスイッチング電源回路や回路ブロック等が一緒に作り込まれているＩＣ全体の特性の悪化を抑制することができるし、このＩＣを装備している携帯機器の動作への悪影響も低減できる。
【００１８】
また、シリーズレギュレータの抵抗値が電流に反比例して変化するから、軽負荷時には抵抗値が大きくなり、重負荷時には抵抗値が小さくなる。したがって、シリーズレギュレータにおける損失率（＝損失／出力）はほぼ一定に維持される。よって、本発明において、シリーズレギュレータをバッファとして挿入しても、電源装置としての電力変換効率が大きく低下することはない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の電源装置及びそれを用いた携帯機器の実施例について、図を参照して説明する。図１は、本発明の実施例に係る電源装置及び携帯機器の構成を示す図である。
【００２０】
図１において、電池ＢＡＴから供給される入力電源電圧Ｖｂａｔを、入力電源電圧Ｖｂａｔより或る電圧Ｖｃだけ低い第１出力電圧Ｖｏ１を出力するように動作するシリーズレギュレータ１０を介して、第１出力電圧Ｖｏ１よりも低い所定電圧値の第２出力電圧Ｖｏ２を出力するように動作する降圧型のスイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給する。なお、或る電圧Ｖｃは、一定電圧であることが好ましい。
【００２１】
これらシリーズレギュレータ１０とＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、それらの外部より供給されるコントロール信号ＣＯＮＴによって、同時に動作され或いは停止される。なお、本発明において、電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準とした電圧である。
【００２２】
キャパシタ３０は、シリーズレギュレータ１０と協働してＲ・Ｃフィルタとして作用するキャパシタである。このキャパシタ３０は、構成要素として単独に設けてもよいし、或いは、ＩＣ内の浮遊キャパシタを利用するものであってもよい。
【００２３】
入力電源電圧Ｖｂａｔは、シリーズレギュレータ１０やＤＣ−ＤＣコンバータ２０と別に、他のレギュレータや、制御回路等の他の回路ブロック３１〜３ｎにも供給されている。これらの回路ブロック３１〜３ｎは、ノイズの影響を受け易い回路（例えば、発振回路等）を有しており、入力電源電圧Ｖｂａｔを電源として動作する。
【００２４】
次に、シリーズレギュレータ１０について詳しく説明する。シリーズレギュレータ１０は、入力電源電圧Ｖｂａｔが入力され、入力電源電圧Ｖｂａｔより一定電圧Ｖｃだけ低い第１出力電圧Ｖｏ１を出力するように動作する。一定電圧Ｖｃは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ１１が制御され得るだけの電圧であればよく、例えば０．３Ｖである。
【００２５】
入力電源電圧Ｖｂａｔとグランド間に、制御トランジスタであるＰ型ＭＯＳトランジスタ１１と高抵抗値の抵抗１２とが直列に接続される。この直列接続点から第１出力電圧Ｖｏ１が出力される。
【００２６】
また、入力電源電圧Ｖｂａｔとグランド間に、所定の抵抗値Ｒｃの抵抗１４と所定の定電流Ｉｃを流す定電流源回路１５とが直列に接続される。この直列接続点から第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が取り出される。この第１基準電圧Ｖｒｅｆ１は、入力電源電圧Ｖｂａｔより一定電圧Ｒｃ×Ｉｃ（＝Ｖｃ）だけ低い電圧である。
【００２７】
誤差増幅器１３は、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１と、第１出力電圧Ｖｏ１に応じた第１帰還電圧Ｖｆｂ１を入力し、その２入力の差に基づく誤差信号をＭＯＳトランジスタ１１に制御信号として供給する。これにより、第１帰還電圧Ｖｆｂ１が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に等しくなるように制御される。
【００２８】
この結果、シリーズレギュレータ１０からの第１出力電圧Ｖｏ１は、入力電源電圧Ｖｂａｔから一定電圧Ｖｃだけ低い電圧になるから、入力電源電圧Ｖｂａｔの変化に追従して変化する。
【００２９】
なお、抵抗１２は、シリーズレギュレータ１０からの出力電流が断続されても制御動作を安定して行うためのものであり、損失が少ないように高抵抗値に設定することがよい。
【００３０】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０について詳しく説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０において、入力される第１出力電圧Ｖｏ１とグランド間に、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２１とＮ型ＭＯＳトランジスタ２２とが直列に接続される。これらＭＯＳトランジスタ２１、２２の各ゲートにパルス幅が制御されたスイッチング制御信号（パルス幅変調信号）が供給される。
【００３１】
ＭＯＳトランジスタ２１、２２のスイッチングに応じたスイッチング電圧が、それらの直列接続点から出力され、平滑用コイルＬｏ、平滑用キャパシタＣｏで平滑されて第２出力電圧Ｖｏ２になる。平滑用コイルＬｏに流れる出力電流Ｉｏは、第２出力電圧Ｖｏ２が供給される回路ブロックなどの負荷の大きさによって定まる。
【００３２】
ＭＯＳトランジスタ２１、２２は、ともにオフしているデッドタイムを設けるように制御されることがよい。これにより、ＭＯＳトランジスタ２１、２２を通る貫通電流の発生を防止する。
【００３３】
また、抵抗２７、抵抗２８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の第２帰還電圧Ｖｆｂ２を形成するための分圧抵抗である。この分圧抵抗２７、２８には第２出力電圧Ｖｏ２が供給される。
【００３４】
誤差増幅器２３は第２基準電圧Ｖｒｅｆ２と第２帰還電圧Ｖｆｂ２が入力され、この２入力の差に応じた誤差信号ＦＢを出力する。
【００３５】
発振器（ＯＳＣ）２４は、ＰＷＭ比較のために所定周波数（例えば、約１ＭＨｚ）の三角波信号ＣＴを発生する。ＰＷＭ比較器２５は、誤差信号ＦＢと三角波信号ＣＴとを比較し、その比較結果に応じたパルス幅変調信号Ｐｗｍを発生する。
【００３６】
プリドライバ２６は、パルス幅変調信号Ｐｗｍを増幅し且つＭＯＳトランジスタ２１、２２を駆動するに必要な極性のスイッチング制御信号（パルス幅変調信号）を発生するものである。
【００３７】
このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から第２出力電圧Ｖｏ２が所要の回路ブロックに供給されるとともに、入力電源電圧Ｖｂａｔが他の回路ブロック３１〜３ｎに供給される。
【００３８】
なお、図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の平滑コイルＬｏ、平滑キャパシタＣｏ及び電池ＢＡＴ以外の構成部分は、１つのＩＣに作り込んで構成することができる。また、携帯機器としては、そのＩＣ及び平滑コイルＬｏ、平滑キャパシタＣｏ、電池ＢＡＴを始め、所要の構成要素を含んで構成される。
【００３９】
このような本発明の動作について、図を参照しつつ説明する。
【００４０】
まず、コントロール信号ＣＯＮＴをシリーズレギュレータ１０及びＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給して、それらをともに動作状態にセットする。
【００４１】
シリーズレギュレータ１０では、抵抗１４に定電流Ｉｃが流れて、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が誤差増幅器１３の−入力端子に入力される。一方、第１帰還電圧Ｖｆｂ１が、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に等しくなるようにＭＯＳトランジスタ１１の導通度が制御されて、ＭＯＳトランジスタ１１での電圧降下は略一定電圧Ｖｃに保たれる。したがって、第１出力電圧Ｖｏ１は、入力電源電圧Ｖｂａｔの変動に追従して入力電源電圧Ｖｂａｔから一定電圧Ｖｃだけ低くなるように変動する。
【００４２】
一定電圧Ｖｃは、ＭＯＳトランジスタ１１のソース−ドレイン間の抵抗値Ｒとそこに流れる電流Ｉとの積の降下電圧である。即ち、Ｖｃ＝Ｒ×Ｉ。したがって、電流Ｉが大きくなれば電圧降下が大きくなるので第１帰還電圧Ｖｆｂ１が低下し、ＭＯＳトランジスタ１１のゲート電圧がより低レベルになるので、オン抵抗が低下するように動作する。このように、電流Ｉが大きくなれば抵抗Ｒは小さくなり、逆に電流Ｉが小さくなれば抵抗Ｒは大きくなる。このＭＯＳトランジスタ１１の抵抗Ｒとキャパシタ３０の静電容量ＣとでＲ・Ｃフィルタが等価的に構成されることになる。この等価的なＲ・Ｃフィルタは、可変抵抗Ｒによる時定数可変のフィルタとして機能する。
【００４３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、第２帰還電圧Ｖｆｂ２が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２に等しくなるようにＭＯＳトランジスタ２１、２２がＰＷＭ制御されて、第２出力電圧Ｖｏ２が所定の電圧値に制御される。出力電流Ｉｏは、第２出力電圧Ｖｏ２が動作電圧として供給される回路ブロックの負荷量に応じた大きさになる。
【００４４】
ＭＯＳトランジスタ２１がオンしているときには、出力電流Ｉｏが入力電源電圧Ｖｂａｔからシリーズレギュレータ１０のＭＯＳトランジスタ１１を通って供給される。一方、ＭＯＳトランジスタ２１がオフしているときには、出力電流ＩｏはＭＯＳトランジスタ２２を通るから、ＭＯＳトランジスタ１１には流れない。
【００４５】
このＭＯＳトランジスタ２１、２２のオン・オフスイッチングによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力側電圧、即ち第１出力電圧Ｖｏ１にはスイッチングノイズが重畳される。
【００４６】
本発明では、シリーズレギュレータ１０のＭＯＳトランジスタ１１の抵抗Ｒと、キャパシタ３０の静電容量Ｃとによって、等価的にＲ・Ｃフィルタが形成されている。このＲ・Ｃフィルタによって、第１出力電圧Ｖｏ１に重畳されたスイッチングノイズは減衰されるから、入力電源電圧Ｖｂａｔに現れるスイッチングノイズは従来のものに比して著しく小さくなる。実験例では、入力電源電圧Ｖｂａｔに現れるスイッチングノイズは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から定格出力電流を発生している場合（重負荷時）において、本発明の電源装置では従来のものの場合に比して、約３分の１程度（例、６０ｍＶから２０ｍＶ）に、低減されることが確認されている。
【００４７】
これにより、入力電源電圧Ｖｂａｔが供給される他の回路ブロック３１〜３ｎへの悪影響が少なくなる。また、それらＤＣ−ＤＣコンバータ２０や回路ブロック３１〜３ｎ等が一緒に作り込まれているＩＣ全体の特性の悪化を抑制することができるし、このＩＣを装備している携帯機器の動作への悪影響も低減できる。
【００４８】
このＭＯＳトランジスタ１１の抵抗Ｒが電流Ｉに応じて変化するから、スイッチングノイズの低減作用は電流Ｉの大きさによって変わる。
【００４９】
軽負荷時には、電流Ｉが小さいから抵抗Ｒは大きくなり、ノイズ除去率はさらに高くなることになり、一層の効果が期待できる。重負荷時には、電流Ｉが大きいから抵抗Ｒは小さくなり、ノイズ除去率は軽負荷時に比してやや低くなる。
【００５０】
また、シリーズレギュレータ１０におけるＭＯＳトランジスタ１１での損失は、電流Ｉと一定電圧Ｖｃの積であるから電流Ｉに比例し、一方、シリーズレギュレータ１０からの出力は、電流Ｉと第１出力電圧Ｖｏ１との積である。第１出力電圧Ｖｏ１はほぼ一定と見なせるから、シリーズレギュレータ１０における損失率（＝損失（Ｉ×Ｉ×Ｒ）／出力（Ｉ×Ｖｏ１））はほぼ一定に維持される。よって、本発明において、シリーズレギュレータをバッファとして挿入しても、電源装置としての電力変換効率が大きく低下することはない。
【００５１】
また、スイッチング型ＤＣ−ＤＣコンバータとして、図２のような構成のコイルＬ１を用いた降圧型スイッチング電源回路２０Ａを用いることもできる。
【００５２】
この降圧型スイッチング電源回路２０Ａは、コイルＬ１の入力端側に、スイッチ素子としてＰ型ＭＯＳトランジスタ２１Ａを介して第１出力電圧Ｖｏ１を供給するとともに、その入力端側をダイオード（例えば、ショットキー・ダイオード）Ｄ２によりグランドに接続する。
【００５３】
コイルＬ１の他端は、ダイオード（例えば、ショットキー・ダイオード）Ｄ１を介して平滑キャパシタＣ１によりグランドに接続し、そのキャパシタＣ１の他端から第２出力電圧Ｖｏ２を出力する。
【００５４】
そして、第２出力電圧Ｖｏ２を抵抗２７Ａ、２８Ａにより分圧し、制御回路２９に帰還する。制御回路２９では、帰還された電圧が所定値になるようにＭＯＳトランジスタ２１ＡをＰＷＭ制御信号によりスイッチングして、所定の第２出力電圧Ｖｏ２を出力する。
【００５５】
この図２の例は、降圧型スイッチング電源回路２０Ａの例であるが、同様にコイルを用いた昇圧型スイッチング電源回路を用いた場合でも、本発明を同様に実施できる。また、第２出力電圧Ｖｏ２が直流の場合ばかりでなく、スイッチング電源回路であれば交流出力のものであってもよい。また、電池を用いないで、ＡＣ−ＤＣ変換された電圧を入力電源として用いたものでも良い。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の実施例に係る電源装置及び携帯機器の構成を示す図
【図２】本発明に用いる他のスイッチング電源回路の構成を示す図
【図３】従来の電源装置の構成を示す図
【符号の説明】
【００５７】
ＢＡＴ  電池
Ｖｂａｔ  入力電源電圧
１０  シリーズレギュレータ
１１  ＭＯＳトランジスタ
１２  抵抗
１３  誤差増幅器
１４  抵抗
１５  定電流源回路
Ｖｃ  一定電圧
Ｖｏ１  第１出力電圧
２０、２０Ａ  ＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング電源回路）
２１、２２，２１Ａ  ＭＯＳトランジスタ
２３  誤差増幅器
２４  発振器
２５  ＰＷＭ比較器
２６  プリドライバ
Ｌｏ、Ｌ１  コイル
Ｃｏ、Ｃ１  キャパシタ
Ｖｏ２  第２出力電圧
Ｉｏ  出力電流
３０  キャパシタ
３１〜３ｎ  回路ブロック
Ｄ１、Ｄ２  ダイオード
２９  制御回路
【図１】
2005198433.tif 000003
【図２】
2005198433.tif 000004
【図３】
2005198433.tif 000005