(57)【要約】【課題】簡単な処理でより高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させる。【解決手段】電子制御導波器アレーアンテナの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて摂動の前後の各規範関数の値をそれぞれ計算し、２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について摂動の後の規範関数値が摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、摂動の後の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定し、２つの規範関数のうちの両方について摂動の後の規範関数値が摂動の前の規範関数値以下になる場合に、摂動の前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定することを反復する。【選択図】図３
2005203961.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記２つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を反復して実行する制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記２つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第１の制御手段と、
上記第２の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記２つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第２の制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第１の制御手段と、
上記第２の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記２つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第２の制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項４】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記二分後の各範囲の中央値に対応する各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記二分後の各範囲の中央値に対応する規範関数値のうちより増大する規範関数値に対応する各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第１の制御手段と、
上記第２の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記２つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第２の制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項５】
上記２つの規範関数は、
所定の期間における上記受信された無線信号の４乗値の平均値を上記受信された無線信号の２乗値の平均値の２乗値で除算してなる第１の規範関数と、
Ｍを２以上の整数とし、所定の期間における上記受信された無線信号のＭ乗値の平均値の絶対値の２乗値を上記受信された無線信号のＭ乗値の絶対値の２乗値の平均値で除算してなる第２の規範関数とを含むことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えて指向特性を変化させることができるアレーアンテナを所望波信号の方向に向けるためのアレーアンテナの制御装置に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna）を用いたアレーアンテナの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アダプティブアレーアンテナは、無線通信システムの性能を格段に高めるその能力によって大いに注目されている新しい技術である。しかしながら、最新のアダプティブアンテナ方式を使用して移動体無線端末装置を改良する方法に焦点を当てた研究はほとんどない。最近になって、電子制御導波器アレーアンテナ装置が、無線通信システムに適用される小型の適応ビーム形成用に提案されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２４４３１号公報。
【非特許文献１】T. Ohira, "Renaissance of Analog Beamforming Approach to Adaptive Array Antennas", ISSSE 2001, WE3-B1, July 2001。
【非特許文献２】J. Cheng et al., "Adaptive Beamforming of ESPAR Antenna Based on Steepest Gradient Algorithm", IEICE Transactions on Communications, Vol. E84-B, No. 7, July 2001。
【非特許文献３】J. Cheng et al., "Sequential Random Search Algorithm for Adaptive Beamforming of ESPAR Antenna", Technical Report of IEICE, A.P2001-107, RCS2001-146, October 2001。
【非特許文献４】R. Matzner et al., "SNR estimation and blind equalization (deconvolution) using the Kurtosis", Proceedings of IEEE IMS Workshop on Information Theory Statistics, Alexandria, Virginia, U.S.A., pp.68, October 1994。
【非特許文献５】T. Ohira, "Blind aerial beamforming based on a higher-order maximum moment criterion (part I: Theory)", Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2002, pp. 652-655, San Antonio, Texas, U.S.A., June 2002。
【非特許文献６】K. Takizawa et al., "Criterion Diversity: A New Blind Adaptive Beamforming Scheme for ESPAR Antennas", European Conference on Wireless Technology, European Microwave Week 2003 Conference Proceedings, pp. 245-248, October 2003。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１、非特許文献１乃至３及び非特許文献６などにおいて提案されている電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。しかしながら、この電子制御導波器アレーアンテナ装置では非励振素子上の信号は観測され得ないため、励振素子に接続された単一ポートの出力信号のみが測定され、リアクタンス値を適応制御するためのフィードバックとして処理される。従って、従来のアダプティブアレー用に作られた適応制御アルゴリズムのほとんどは、電子制御導波器アレーアンテナ装置にそのまま適用することができない。
【０００５】
これまでに提案された適応ビーム形成アルゴリズム及び規範のうちで、電子制御導波器アレーアンテナ装置のために適用可能なものがいくつか存在する。これらのアルゴリズムには、非特許文献２の最急勾配法のアルゴリズム（ＳＧＡ）、非特許文献３の順次ランダム探索法のアルゴリズム（ＳＲＡ）などがあり、規範には、非特許文献４の２次モーメント及び４次モーメント（Ｍ２Ｍ４）規範、非特許文献５の最大Ｍ次モーメント規範（Ｍは２以上の整数とする。以下、ＭＭＭＣという。）などが存在する。それにも拘わらず、高速な収束と安定性との間のトレードオフの問題を克服できるような、アルゴリズム及び規範の組み合わせは存在しなかった。非特許文献６では、Ｍ２Ｍ４、ＭＭＭＣ及び最大モーメント規範（ＭＭＣ）を用いた最急勾配法のアルゴリズムが開示されているが、この場合は適応ビーム形成のための計算処理が非常に複雑になってしまう。
【０００６】
以上説明したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを、所望波信号に対して主ビームを向けかつ干渉波信号にヌルを向けた状態に高速かつ安定に収束させる適応制御型アルゴリズムを開発することが望ましい。また、電子制御導波器アレーアンテナ装置のビームをステアリングさせ、当該アンテナのＳＩＲ（信号対干渉比）を自動的に可能な限り増大させる適応制御型アルゴリズムを開発することが望ましい。それと同時に、この適応制御型アルゴリズムは、従来と比較して処理が簡単化されていることが望ましい。
【０００７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させることができるアレーアンテナの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記２つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を反復して実行する制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。
【０００９】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記２つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第１の制御手段と、
上記第２の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記２つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第２の制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。
【００１０】
さらに、第３の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第１の制御手段と、
上記第２の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記２つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第２の制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。
【００１１】
またさらに、第４の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する２つの規範関数を用いて、上記二分後の各範囲の中央値に対応する各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記二分後の各範囲の中央値に対応する規範関数値のうちより増大する規範関数値に対応する各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第１の制御手段と、
上記第２の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記２つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第２の制御手段とを備え、
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。
【００１２】
上記のアレーアンテナの制御装置において、上記２つの規範関数は、好ましくは、
所定の期間における上記受信された無線信号の４乗値の平均値を上記受信された無線信号の２乗値の平均値の２乗値で除算してなる第１の規範関数と、
Ｍを２以上の整数とし、所定の期間における上記受信された無線信号のＭ乗値の平均値の絶対値の２乗値を上記受信された無線信号のＭ乗値の絶対値の２乗値の平均値で除算してなる第２の規範関数とを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
従って、本発明に係るアレーアンテナの制御装置によれば、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、同様の構成要素又はステップについては同一の符号を付与している。
【００１５】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、特許文献１において開示された、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えて構成されている電子制御導波器アレーアンテナ装置（以下、アレーアンテナ装置という。）１００と、復調器４と、適応制御型コントローラ２０とを備えている。適応制御型コントローラ２０は、例えばディジタル計算機で構成され、本実施形態では、図３及び図４に示すように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したとき（図３のステップＳ８）に、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づく２つの規範関数ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４及びρ（ｎ）ＭＭＭＣを用いて、上記摂動の前後の各規範関数の値ρ（ｎ−１）Ｍ２Ｍ４及びρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４と、ρ（ｎ−１）ＭＭＭＣ及びρ（ｎ）ＭＭＭＣとをそれぞれ計算し（図３のステップＳ１０及びＳ１２）、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大するならば、上記摂動の後の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記２つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になるならば、上記摂動の前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の設定値として設定する（図４のステップＳ１６）ステップを反復して実行し、それによって、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。
【００１６】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、本実施形態では０．２３λである。また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。接地導体１１は、図２に示すように、半径λ／２の円板形状の上面部と、上面部の外周縁端部から下に延在する長さλ／４の円筒形状のスカート部とから構成され、このスカート部を備えた構成により、主ビームの仰角を減少させることができる。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続される。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は、適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号によってそれぞれ設定される。
【００１７】
図２のアレーアンテナ装置１００の縦断面図において、励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、例えば、制御電圧（又はバイアス電圧）が印加されることによってそのリアクタンス値が変化する可変容量ダイオードであって、制御電圧は適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号を介して印加される。適応制御型コントローラ２０は、内蔵したテーブルメモリ（図示せず。）内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した６個のＤ／Ａ変換器（図示せず。）を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値を制御電圧信号としてアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加することにより、アレーアンテナ装置１００上で、対応する各指向性ビームパターンが形成される。
【００１８】
可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１９】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された無線信号である受信信号は、励振素子Ａ０に接続された同軸ケーブル５から出力される。出力された受信信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力され、低雑音増幅器１において増幅された受信信号はダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。さらに、適応制御型コントローラ２０は、図３及び図４に示すように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したとき（図３のステップＳ８）に、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づく２つの規範関数ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４及びρ（ｎ）ＭＭＭＣを用いて、上記摂動の前後の各規範関数の値ρ（ｎ−１）Ｍ２Ｍ４及びρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４と、ρ（ｎ−１）ＭＭＭＣ及びρ（ｎ）ＭＭＭＣとをそれぞれ計算し（図３のステップＳ１０及びＳ１２）、上記２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大するならば、上記摂動の後の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記２つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になるならば、上記摂動の前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の設定値として設定する（図４のステップＳ１６）ステップを反復して実行し、それによって、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。
【００２０】
以下、適応制御型コントローラ２０が実行する適応制御処理について詳細に説明する。最初に図１のアレーアンテナ装置１００の構造及び動作を定式化し、次いで適応制御処理の各ステップについて説明する。
【００２１】
アレーアンテナ装置１００の指向性パターンは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｍ，ｍ∈（１，…，６）を調整することによって変化されうる。このため、次式で示されるベクトルを、リアクタンスベクトルと呼ぶ。ここで、上付き添字Ｔはベクトルの転置である。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して（付与していない数式も存在する）用いることとする。
【００２２】
［数１］
ｘ＝［ｘ１，ｘ２，…，ｘ６］Ｔ      （１）
【００２３】
これで、アレーアンテナ装置１００の出力信号を簡単に定式化することが可能である。ｓｍ（ｔ）が、時刻ｔにおいて、ｍ番目のアンテナ素子Ａｍ（すなわち、励振素子Ａ０又は非励振素子Ａ１乃至Ａ６のいずれか）に入射するＲＦ信号であるとき、信号ベクトルｓ（ｔ）を次式で表す。
【００２４】
［数２］
ｓ（ｔ）＝［ｓ０（ｔ），ｓ１（ｔ），…，ｓ６（ｔ）］Ｔ      （２）
【００２５】
また、ｉｍがｍ番目のアンテナ素子Ａｍ上に現れるＲＦ電流であるとき、電流ベクトルｉを次式で表す。
【００２６】
［数３］
ｉ＝［ｉ０，ｉ１，…，ｉ６］Ｔ      （３）
【００２７】
よって、時刻ｔにおいて、このアレーアンテナ装置１００の単一ポートから出力される受信信号ｙ（ｔ）は、次式で定式化される。
【００２８】
［数４］
ｙ（ｔ）＝ｉＴｓ（ｔ）        （４）
【００２９】
アレーアンテナ装置１００に対して到来する無線信号の波面が、到来角（ＤＯＡ）θで入射するとき、アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルは次式で定義される。
【００３０】
【数１】
2005203961.tif 000003
【００３１】
ここで、φｍ＝２π（ｍ−１）／６，（ｍ＝０，１，…，６）であり、これらは、励振素子Ａ０に対して非励振素子Ａ１が位置する方位角を０度方向とするときに、各非励振素子Ａｍが位置する方位角をそれぞれ示す定数である。
【００３２】
これで、時刻ｔにおいて、異なるＤＯＡである方位角θｑ，（ｑ＝０，１，２，…，Ｑ）からアレーアンテナ装置１００に入射するＱ個の信号ｕｑ（ｔ）が存在するものと仮定する。ここで、ｓｍ（ｔ），（ｍ＝０，１，…，６）を、アレーアンテナ装置１００のｍ番目のアンテナ素子Ａｍに到来する信号とし、信号ベクトルｓ（ｔ）を、ｍ番目の成分にｓｍ（ｔ）を有する列ベクトルとすると、結果として、信号ベクトルｓ（ｔ）は次式のように表記される。
【００３３】
【数２】
2005203961.tif 000004
【００３４】
ゆえに、時刻ｔにおいて、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号ｙ（ｔ）は、次式で定義される。
【００３５】
【数３】
2005203961.tif 000005
【００３６】
式（７）では、受信信号を、時刻ｔにおいて適応制御型コントローラ２０で測定される受信信号ｙ（ｔ）として表記したが、以下では、適応制御型コントローラ２０が実行する適応制御処理の反復回数ｎをパラメータとし、ｎ回目の反復において適応制御型コントローラ２０で測定される受信信号をｙ（ｎ）として、この表記を用いて説明する。また、適応制御型コントローラ２０が実行する適応制御処理のｎ回目の反復において各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されるリアクタンスベクトルをｘ（ｎ）＝［ｘ１（ｎ），…，ｘ６（ｎ）］Ｔと表記する。従って、受信信号ｙ（ｎ）は、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）が各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されているときに、適応制御型コントローラ２０で測定される受信信号である。
【００３７】
また、電流ベクトルｉは、非特許文献１により、次式のように定式化できる。
【００３８】
［数５］
ｉ＝Ｖｓ（Ｚ＋Ｘ）−１ｕ０      （８）
【００３９】
ここで、Ｘ＝ｄｉａｇ［５０，ｊｘ１，…，ｊｘ６］はリアクタンス行列と呼ばれ、Ｚは、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６間のインピーダンスを成分とするインピーダンス行列であり、（６＋１）次元ベクトルｕ０は［１，０，…，０］Ｔとされ、Ｖｓは内部ソースＲＦ電圧である。
【００４０】
次いで、適応制御型アルゴリズムに適用される規範関数ダイバシティの概念について説明する。一般に、従来の適応制御型アルゴリズムでは、ただ１つの規範関数を使用してビーム形成が行われる。表１は、アレーアンテナ装置１００のブラインド適応ビーム形成のために使用可能な２つの規範関数とその特性とを示している。これらの規範関数はブラインドである。すなわち、送信側無線局と受信側無線局とで同一のトレーニングシンボル（又は学習シーケンス信号）を発生して受信側無線局のトレーニングシンボルと受信された送信側無線局のトレーニングシンボルとを比較することを必要とせず、受信側無線局で受信される無線信号のみを使用する。本実施形態で使用されるブラインドの規範関数は、Ｍ２Ｍ４とＭＭＭＣである。Ｍ２Ｍ４の規範関数は、所定の期間における受信信号ｙ（ｎ）の４乗値の平均値（すなわち４次のモーメント）を受信信号ｙ（ｎ）の２乗値の平均値（すなわち２次のモーメント）の２乗値で除算した関数である。また、ＭＭＭＣの規範関数は、Ｍを２以上の整数として、所定の期間における受信信号ｙ（ｎ）のＭ乗値の平均値の絶対値の２乗値を受信信号ｙ（ｎ）のＭ乗値の絶対値の２乗値の平均値で除算した関数である。
【００４１】
【表１】
2005203961.tif 000006
【００４２】
表１において、ρ（ｎ）は規範関数値を表し、ｎは、適応制御型コントローラ２０が実行する適応制御処理の反復回数を示し、Ｎｓは統計的モーメントのサンプル数を表す。従って、規範関数値ρ（ｎ）は、適応制御型コントローラ２０が実行する適応制御処理のｎ回目の反復において、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）が各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定されたときに、適応制御型コントローラ２０によって測定される受信信号ｙ（ｎ）に基づいて計算される。実際には、表１中の式からわかるように、規範関数値ρ（ｎ）は、アレーアンテナ装置１００から出力された受信信号ｙ（ｎ）のＮｓ個のサンプルｙ（ｎ）１乃至ｙ（ｎ）Ｎｓから計算される。本願明細書では、以下説明の簡単化のために、「受信信号ｙ（ｎ）」という表記によってＮｓ個のサンプルｙ（ｎ）１乃至ｙ（ｎ）Ｎｓを表すものとする。
【００４３】
以下、表１に記載のＭ２Ｍ４の規範関数をρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４と表記し、ＭＭＭＣの規範関数をρ（ｎ）ＭＭＭＣと表記する。
【００４４】
【数４】
2005203961.tif 000007
【数５】
2005203961.tif 000008
【００４５】
残念ながら、表１は、両方の規範関数がそれらの収束速度と安定性との間でトレードオフの問題点を有することを示している。
【００４６】
この問題点を克服し、より速く、より安定した収束によるブラインド適応ビーム形成を達成するために、適応制御型アルゴリズムにおいてこれらの規範関数の両方が使用されてもよい。このことが規範関数ダイバシティの基本原理である。この原理は、実際に、本発明に係る実施形態の適応制御処理において使用され、適応制御処理のループの反復毎に、どちらの規範が計算に最良であるかを決定している。
【００４７】
次いで、図３及び図４を参照して、図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理について説明する。順次ランダム探索法は、本実施形態の適応ビーム形成の主要なアルゴリズムの１つであり、これは、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分とするリアクタンスベクトルｘ（ｎ）をループの反復毎にランダムに変化させることを特徴とする。このアルゴリズムの基本原理によれば、処理は次のように進行する。
【００４８】
図３のステップＳ１において、反復回数ｎを０に初期化する。ステップＳ２において、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）の初期値ｘ（０）に対応する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。一般に、リアクタンスベクトルｘ（０）は、無指向性のアンテナパターンをもたらすゼロベクトルに設定される。ステップＳ３において、受信信号ｙ（ｎ）を測定する。ステップＳ４において、ステップＳ３で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（９）を用いてＭ２Ｍ４の規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４を計算し、ステップＳ５において、ステップＳ３で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（１０）を用いてＭＭＭＣの規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣを計算する。ステップＳ４及びＳ５を実行する順序は、逆又は同時であってもよい。次いで、ステップＳ６において、反復回数ｎを１だけインクリメントする。ステップＳ７において、ランダムに発生された６個の成分を有するランダムベクトルＲ（ｎ）を発生し、ステップＳ８において、ランダムベクトルＲ（ｎ）によって変化されたリアクタンスベクトルｘ（ｎ−１）＋Ｒ（ｎ）に対応する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ステップＳ９において、受信信号ｙ（ｎ）を測定する。ステップＳ１０において、ステップＳ９で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（９）を用いてＭ２Ｍ４の規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４を計算し、ステップＳ１１において、ランダムベクトルＲ（ｎ）によってリアクタンスベクトルが変化される前後のＭ２Ｍ４の規範関数値の差分値ＤｉｆｆＭ２Ｍ４を、変化後の規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４から変化前の規範関数値ρ（ｎ−１）Ｍ２Ｍ４を減算することによって計算する。次いで、ステップＳ１２において、ステップＳ９で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（１０）を用いてＭＭＭＣの規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣを計算し、ステップＳ１３において、ランダムベクトルＲ（ｎ）によってリアクタンスベクトルが変化される前後のＭＭＭＣの規範関数値の差分値ＤｉｆｆＭＭＭＣを、変化後の規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣから変化前の規範関数値ρ（ｎ−１）ＭＭＭＣを減算することによって計算する。ステップＳ１０及びＳ１１と、ステップＳ１２及びＳ１３とを実行する順序は、逆又は同時であってもよい。
【００４９】
次いで、図４のステップＳ１４及びＳ１５において、より大きな差分値をもたらす規範関数を参照することによって、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）の更新（すなわちランダムベクトルＲ（ｎ）による変化）が適切であったか否かを決定する。詳しくは、ステップＳ１４において、Ｍ２Ｍ４による差分値ＤｉｆｆＭ２Ｍ４がＭＭＭＣによる差分値ＤｉｆｆＭＭＭＣ以上でありかつ差分値ＤｉｆｆＭ２Ｍ４が正の値であるとき、又は、ステップＳ１５において、ＭＭＭＣによる差分値ＤｉｆｆＭＭＭＣがＭ２Ｍ４による差分値ＤｉｆｆＭ２Ｍ４よりも大きくかつ差分値ＤｉｆｆＭＭＭＣが正の値であるときには、ランダムベクトルＲ（ｎ）による変化が適切であったと判断され、ステップＳ１７に進む。ステップＳ１４及びＳ１５において、２つの規範関数を用いて計算される差分値ＤｉｆｆＭ２Ｍ４及びＤｉｆｆＭＭＭＣが両方とも負の値であれば、ランダムベクトルＲ（ｎ）による変化は却下され、次いで、ステップＳ１６において、前の反復におけるリアクタンスベクトルｘ（ｎ−１）に対応する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定し、ステップＳ１７に進む。
【００５０】
ステップＳ１４乃至Ｓ１６の処理において、実際には、Ｍ２Ｍ４とＭＭＭＣの規範関数のうちのどちらが参照されるかは、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）の更新に影響しない。従って、２つの規範関数のうちの少なくとも１つの規範関数について、ランダムベクトルＲ（ｎ）による摂動後の規範関数値が摂動前の規範関数値に対して増大する場合（ステップＳ１４又はＳ１５がＹＥＳのとき）に、摂動後の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、２つの規範関数のうちの両方について摂動後の規範関数値が摂動前の規範関数値以下になる場合（ステップＳ１４及びＳ１５がどちらもＮＯのとき）に、摂動前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の設定値として設定する（ステップＳ１６）。
【００５１】
ステップＳ１７において、反復回数ｎが、予め設定された最大の反復回数Ｎに達したか否かが決定され、ｎ＜Ｎの場合はステップＳ６に戻り、ｎ≧Ｎの場合は処理を終了する。
【００５２】
本実施形態では、規範関数ダイバシティを実現するために、Ｍ２Ｍ４とＭＭＭＣとの２つの規範関数を用いたが、３つ以上の規範関数を用いて適応制御処理を実行してもよい。それらの規範関数は、収束速度、安定性、及び／又は他の特性が互いに異なっていることが望ましい。
【００５３】
以上説明したように、本実施形態のアレーアンテナの制御方法及び制御装置によれば、収束速度と安定性とのトレードオフの問題を解決し、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させ、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することができる。
【００５４】
＜第２の実施形態＞
本実施形態は、アレーアンテナ装置１００の指向性を制御するために、順次ランダム探索法と最急勾配法との２つのアルゴリズムを用いるアルゴリズムダイバシティを採用し、それと同時に、これら２つのアルゴリズムはそれぞれ、Ｍ２Ｍ４の規範関数及びＭＭＭＣの規範関数を用いる規範関数ダイバシティを採用したことを特徴とする。詳しくは、本実施形態において、適応制御型コントローラ２０は、第１の実施形態の規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理と同様に実行される第１のステップと、第１のステップの処理を所定の回数だけ反復する第２のステップと、第２のステップの処理を実行した後で、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、２つの規範関数のうちの一方の規範関数に関連付けられた信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）の値を計算する第３のステップと、計算されたＳＮＲ値が所定のしきい値よりも低いとき、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づく２つの規範関数ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４及びρ（ｎ）ＭＭＭＣを用いて、各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトル∇ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４及び∇ρ（ｎ）ＭＭＭＣをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を更新することを反復する第４のステップと、計算されたＳＮＲ値が上記しきい値以上であるとき、第１のステップの処理を反復する第５のステップとを実行し、それによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。また、本実施形態では、図１の適応制御型コントローラ２０が実行する適応制御処理のみが第１の実施形態と異なり、本実施形態における他の構成要素は第１の実施形態と同様である。
【００５５】
最初に、規範関数ダイバシティを使用する２つの異なるアルゴリズムを比較する。ここでは、本発明の第１の実施形態として説明された規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理と、非特許文献６に記載の規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による適応制御処理とのそれぞれの優位点について論じる。
【００５６】
まず、後述される第１の実施形態に係るシミュレーション結果を参照すると、図１１の収束曲線は、規範関数ダイバシティを使用するアルゴリズムが、Ｍ２Ｍ４の規範関数のみ、又はＭＭＭＣの規範関数のみを用いたアルゴリズムに比較して、より優れたブラインド適応ビーム形成を実現することを示している。また、非特許文献６を参照して、Ｍ２Ｍ４とＭＭＭＣとの規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による適応制御処理を実行するものと仮定すると、電子制御導波器アレーアンテナ装置のための規範関数ダイバシティを用いた両方の適応ビーム形成アルゴリズムの特性を表２のように示すことができる。
【００５７】
【表２】
2005203961.tif 000009
【００５８】
実際のところ、本発明者らが行ったシミュレーションによれば、信号対雑音比（ＳＮＲ）の値が高い場合に（約２０ｄＢの場合）、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理を実行すると、所望波信号が存在する方向へビームを形成し、干渉波信号に向けて深いヌルを形成できるということがわかっている。反対にＳＮＲ値が低い値である場合には、順次ランダム探索法よりも最急勾配法のほうが格段に効率的になる。通常はＳＮＲ値を知ることができず、異なる状況では最急勾配法と順次ランダム探索法との両方が有効であるので、本実施形態では、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法及び規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法の両方のアルゴリズムによる適応制御処理を提案する。
【００５９】
さらに、処理の継続時間の問題に遭遇する場合がある。実際には、最急勾配法のアルゴリズムは順次ランダム探索法のアルゴリズムより複雑であるため、最急勾配法のアルゴリズムの計算処理には格段に長い時間がかかる。このことは、最急勾配法が、７素子のアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６についてそれぞれリアクタンス値を摂動させる毎に規範関数値を計算しなければならないという事実を以て説明することができる。最急勾配法は、ＳＮＲ値が高い場合にもアレーアンテナ装置１００の指向性パターンにビーム及びヌルの両方を形成することができるが、最急勾配法の処理の複雑さは順次ランダム探索法の処理を遙かに上回り、この理由により、ＳＮＲ値が高い場合には順次ランダム探索法を使用する方がよい。なお、最急勾配法は、所望波信号と干渉波信号とがほぼ同じパワーを有するような所定の条件下では順次ランダム探索法よりも効率的である。
【００６０】
次いで、図５乃至図９を参照して、適応制御型コントローラ２０が実行する、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理について説明する。この適応制御処理の主たる原理は、規範関数ダイバシティを用いる最急勾配法と、規範関数ダイバシティを用いる順次ランダム探索法とを組み合わせることにある。その結果、本実施形態の適応制御処理は、入射する信号の電力値及びＳＮＲ値がどのような値であっても、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンを改善する。
【００６１】
本実施形態の適応制御処理は、リアクタンス値を計算する途中で、受信信号のＳＮＲ値に応じて使用するアルゴリズムを切り換えることを特徴とする。本実施形態においてＳＮＲ値を計算するためには、非特許文献６に記載の原理より、式（９）及び式（１０）を用いて計算される規範関数値を基礎としている。
【００６２】
Ｍ２Ｍ４の規範関数ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４が、受信信号ｙ（ｎ）のＳＮＲ値と所定の関係を有していることを以下に説明する。ここでは、Ｅ［  ］を統計的期待値の演算子として、次のような一般化されたＭ２Ｍ４の規範関数ρ（ｎ）１を用いて説明する。
【００６３】
【数６】
2005203961.tif 000010
【００６４】
また、受信信号ｙ（ｎ）が、次式のように、送信信号σ（ｎ）と加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）ν（ｎ）との単純な和によってモデル化されると仮定する。
【００６５】
【数７】
2005203961.tif 000011
【００６６】
ここで、Ｓ及びＮはそれぞれ、信号と雑音信号のパワーである。干渉信号の個数が十分に大きいならば、干渉信号はＡＷＧＮの信号成分ν（ｎ）に含まれている。
【００６７】
式（１２）を式（１１）に代入すると、次式を得る。
【００６８】
【数８】
2005203961.tif 000012
【００６９】
ここで、γは、γ＝Ｓ／Ｎによって与えられる、信号のビット毎のＳＮＲ値であり、Ｋｓ及びＫｎはそれぞれ、送信信号σ（ｎ）と雑音信号ν（ｎ）の尖度を示す。これらの尖度は次式によって与えられる。
【００７０】
【数９】
2005203961.tif 000013
【数１０】
2005203961.tif 000014
【００７１】
送信信号の尖度Ｋｓは、送信信号σ（ｎ）の変調方式に従って異なる値をとるのに対して、雑音信号の尖度Ｋｎは、実又は複素ＡＧＷＮチャンネルにおいてそれぞれ３又は２となる。式（１３）より、ＳＮＲ値γが高くなるとき、規範関数値ρ（ｎ）１はＫｓに近づくことがわかる。従って、Ｍ２Ｍ４の規範関数ρ（ｎ）１に基づく適応制御処理は、適応型アルゴリズムを用いて規範関数値ρ（ｎ）１を最大化することによって達成される。
【００７２】
ここで、式（１３）をＳＮＲ値γについて解くことにより、次式のように、Ｍ２Ｍ４の規範関数値ρ（ｎ）１からＳＮＲ値γを計算するためのＭ２Ｍ４の計算関数を得ることができる。
【００７３】
［数６］
γ＝Ｆ１（ρ（ｎ）１）      （１６）
【００７４】
本実施形態の適応制御処理では、式（９）の規範関数と式（１６）の計算関数との組を信号対雑音比計算関数として用い、式（４）を用いて計算された規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４を数式６の規範関数値ρ（ｎ）１に代入することによって、受信信号ｙ（ｎ）のＳＮＲ値を計算する。
【００７５】
次に、ＭＭＭＣの規範関数ρ（ｎ）ＭＭＭＣもまた、受信信号ｙ（ｎ）のＳＮＲ値と所定の関係を有していることを以下に説明する。ここでは、Ｅ［  ］を統計的期待値の演算子として、次のような一般化されたＭＭＭＣの規範関数ρ（ｎ）２を用いて説明する。
【００７６】
【数１１】
2005203961.tif 000015
【００７７】
送信信号σ（ｎ）をＭ−ａｒｙのＰＳＫ信号とすると、各時刻における信号値のＭ乗は一意な複素数値となる。この事実に従って、式（１７）の分子及び分母はそれぞれ、上記一意な複素数値によって測定されたパワー及び分散を表す。
【００７８】
式（１１）を式（１７）に代入することによって、次式が得られる。
【００７９】
【数１２】
2005203961.tif 000016
【００８０】
式（１８）は、ＭＭＭＣの規範関数ρ（ｎ）２が、ＳＮＲ値γに関して単調に増大することを示している。従って、ＭＭＭＣの規範関数ρ（ｎ）２に基づく適応制御処理は、規範関数値ρ（ｎ）２を最大化することによって達成される。
【００８１】
さらに、式（１８）をＳＮＲ値γについて解くことにより、次式のように、ＭＭＭＣの規範関数値ρ（ｎ）２からＳＮＲ値γを計算するためのＭＭＭＣの計算関数を得ることができる。
【００８２】
［数７］
γ＝Ｆ２（ρ（ｎ）２）      （１９）
【００８３】
本実施形態の適応制御処理では、式（１０）の規範関数と式（１９）の計算関数との組を信号対雑音比計算関数として用い、式（１０）を用いて計算された規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣを式（１９）の規範関数値ρ（ｎ）２に代入することによって、受信信号ｙ（ｎ）のＳＮＲ値を計算する。
【００８４】
アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理は、基本的には次のように進行する。
【００８５】
図５のステップＳ１において反復回数ｎを０に初期化し、ステップＳ１ａにおいて規範関数フラグＣＦを０に設定する。規範関数フラグＣＦは、受信信号のＳＮＲ値を計算するときに使用する規範関数及び計算関数を指定するためのフラグであり、本実施形態では、ＣＦ＝０が、Ｍ２Ｍ４の規範関数及び計算関数を用いることを意味し、ＣＦ＝１が、ＭＭＭＣの規範関数及び計算関数を用いることを意味するが、フラグの意味はこの逆に設定されていてもよい。それに続くステップＳ２乃至Ｓ５は、第１の実施形態と同様である。次いで、ステップＳ２１において、順次ランダム探索法による初期適応制御処理を実行し、ステップＳ２２において反復回数ｎが所定の回数ＮＳＮＲに達したと判断されるまで、ステップＳ２１の処理を反復する。図６に、順次ランダム探索法による初期適応制御処理Ｓ２１に係るサブルーチンのフローチャートが図示されている。図６のステップＳ６乃至Ｓ１３は図３の各ステップと同様である。図６のステップＳ１４（図４のステップＳ１４と同様）がＹＥＳであるとき、ステップＳ１４ａにおいて規範関数フラグＣＦの値を０にし、図５のステップＳ２２に進む。ステップＳ１４がＮＯであってステップＳ１５（図４のステップＳ１５と同様）がＹＥＳであるとき、ステップＳ１５ａにおいて規範関数フラグＣＦの値を１にし、図５のステップＳ２２に進む。ステップＳ１４及びＳ１５がどちらもＮＯであるときは、ステップＳ１６（図４のステップＳ１６と同様）を実行し、図５のステップＳ２２に進む。図６のステップＳ６乃至Ｓ１６は、反復回数ｎが１乃至ＮＳＮＲである間に反復される。
【００８６】
ステップＳ２２において、ｎ≧ＮＳＮＲと判断されると、次いで、ステップＳ２３において受信信号ｙ（ｎ）を測定し、ステップＳ２４において、ステップＳ２３で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいてＳＮＲ値を計算する。ステップＳ２４でＳＮＲ値を計算するためには、規範関数フラグＣＦを参照して、ＣＦ＝０のときは式（９）のＭ２Ｍ４の規範関数と式（１６）の計算関数とを用い、ＣＦ＝１のときは式（８）のＭＭＭＣの規範関数と式（１９）の計算関数とを用いる。従って、ＳＮＲ値を計算するために用いる規範関数及び計算関数は、ステップＳ２１の処理における実質的に最後の更新（すなわち、図６のステップＳ１４及びＳ１５の一方がＹＥＳであった最後の更新）において、ステップＳ１４及びＳ１５のいずれがＹＥＳであったか、すなわち、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）はＭ２Ｍ４の規範関数とＭＭＭＣの規範関数とのどちらを参照して更新されたかということに基づいて、式（９）及び式（１６）の組又は式（１０）及び式（１９）の組に決定される。ステップＳ２５において、計算されたＳＮＲ値が１０ｄＢ（又は予め設定された所定のしきい値）より小さいと判断されると、ＮＳＮＲ＋１回目からＮ回目までの反復において、ステップＳ２６の最急勾配法による第１の適応制御処理を実行する。一方、ステップＳ２５において、計算されたＳＮＲ値が１０ｄＢ以上であると判断されると、ＮＳＮＲ＋１回目からＮ回目までの反復において、ステップＳ２６の順次ランダム探索法による第２の適応制御処理を実行する。
【００８７】
ここで、ステップＳ２６において実行される、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法について説明する。このステップにおける処理のアルゴリズムは、電子制御導波器アレーアンテナ装置のための、規範関数ダイバシティを使用しかつ規範関数の勾配を基礎とするアルゴリズムであり、非特許文献６に記載された技術が参照される。このアルゴリズムは、第１の実施形態における規範関数ダイアシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理と同様に、ダイバシティを実現するためにＭ２Ｍ４及びＭＭＭＣの両方のブラインド規範関数ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４及びρ（ｎ）ＭＭＭＣを使用する。簡単化のために、２つの規範関数に共通の説明をする場合には、規範関数をρ（ｎ）と表記する。
【００８８】
規範関数ρ（ｎ）の勾配ベクトルは、次式で表される。
【００８９】
【数１３】
2005203961.tif 000017
【００９０】
ここで、勾配ベクトル∇ρ（ｎ）は、規範関数ρ（ｎ）をリアクタンスベクトルｘ（ｎ）の各成分に関して偏微分することによって得られる。すなわち、勾配ベクトルの成分δρ（ｎ）／δｘｍは、次式のように計算される規範関数の偏微分係数である。
【００９１】
【数１４】
2005203961.tif 000018
【００９２】
ここで、規範関数の基準値ρ（ｎ）（０）は、適応制御処理のｎ回目の反復においてリアクタンスベクトルｘ（ｎ）＝［ｘ１（ｎ），…，ｘ６（ｎ）］がアレーアンテナ装置１００に設定されたときに計算される値であり、規範関数値ρ（ｎ）は、ｍ番目の成分を所定のリアクタンス値Δｘｍだけ摂動したリアクタンスベクトルｘ（ｎ）＝［ｘ１（ｎ），…，ｘｍ（ｎ）＋Δｘｍ，…，ｘ６（ｎ）］がアレーアンテナ装置１００に設定されたときに計算される値である。前述のように、式（２１）の規範関数ρ（ｎ）は、Ｍ２Ｍ４の規範関数ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４であるか、ＭＭＭＣの規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣであるかのいずれかである。
【００９３】
図７及び図８に、最急勾配法による第１の適応制御処理Ｓ２６に係るサブルーチンのフローチャートが図示されている。図７のステップＳ３１において、各アンテナ素子Ａ０乃至Ａ６に対応するパラメータｍを０に設定し、ステップＳ３２において、受信信号ｙ（ｎ）を測定する。ステップＳ３３において、ステップＳ３２で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（９）を用いてＭ２Ｍ４の規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４を計算し、これをＭ２Ｍ４の規範関数の基準値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４（０）とする。ステップＳ３４において、ステップＳ３２で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（１０）を用いてＭＭＭＣの規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣを計算し、これをＭＭＭＣの規範関数の基準値ρ（ｎ）ＭＭＭＣ（０）とする。ステップＳ３３及びＳ３４を実行する順序は、逆又は同時であってもよい。次いで、ステップＳ３５において、パラメータｍを１だけインクリメントする。ステップＳ３６において、ｍ番目の成分のみが所定のリアクタンス値＋Δｘｍだけ変化されたリアクタンスベクトルに対応する制御電圧信号を、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ステップＳ３７において、受信信号ｙ（ｎ）を測定する。ステップＳ３８において、ステップＳ３７で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（９）を用いて規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４を計算し、ステップＳ３９において、規範関数値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４と基準値ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４（０）とに基づいて、式（２１）を用いて規範関数の偏微分係数δρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４／δｘｍを計算する。次いで、ステップＳ４０において、ステップＳ３７で測定された受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、式（８）を用いて規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣを計算し、ステップＳ４１において、規範関数値ρ（ｎ）ＭＭＭＣと基準値ρ（ｎ）ＭＭＭＣ（０）とに基づいて、式（２１）を用いて規範関数の偏微分係数δρ（ｎ）ＭＭＭＣ／δｘｍを計算する。ステップＳ３８及びＳ３９と、ステップＳ４０及びＳ４１とを実行する順序は、逆又は同時であってもよい。ステップＳ４２において、ステップＳ３６で変化されたリアクタンスベクトルのｍ番目の成分を元に戻すために、ｍ番目の成分のみがリアクタンス値−Δｘｍだけ変化されたリアクタンスベクトルに対応する制御電圧信号を、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ステップＳ４３において、リアクタンスベクトルのすべての成分に関して規範関数の偏微分係数が計算されたと判断されたときは、ステップＳ４４に進み、そうでないときはステップＳ３５に戻る。
【００９４】
以下のステップでは、ステップＳ３９及びＳ４１において計算された偏微分係数を成分とする勾配ベクトルのノルムを参照して、当該ノルムがより大きくなるような規範関数を選定することにより、リアクタンスベクトルの次の設定値を計算する。図８のステップＳ４４において、ステップＳ３９において計算された偏微分係数を成分とするＭ２Ｍ４の規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４‖と、ステップＳ４１において計算された偏微分係数を成分とするＭＭＭＣの規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ（ｎ）ＭＭＭＣ‖とを比較する。Ｍ２Ｍ４の規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４‖が、ＭＭＭＣの規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ（ｎ）ＭＭＭＣ‖よりも大きいときは、ステップＳ４５に進んで、Ｍ２Ｍ４の規範関数の勾配ベクトルρ（ｎ）Ｍ２Ｍ４に基づいて次のリアクタンスベクトルｘ（ｎ＋１）を計算する。そうでないときはステップＳ４６に進んで、ＭＭＭＣの規範関数の勾配ベクトルρ（ｎ）ＭＭＭＣに基づいて次のリアクタンスベクトルｘ（ｎ＋１）を計算する。ここで、図８のステップＳ４５及びＳ４６に示された式のμは、最急勾配法の処理の収束速度を制御する正の定数である（非特許文献２を参照）。ステップＳ４５又はＳ４６では、さらに、計算されたリアクタンスベクトルｘ（ｎ＋１）に対応する制御電圧信号が、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定される。次いで、ステップＳ４７において反復回数ｎを１だけインクリメントし、ステップＳ４８において、反復回数ｎが、予め設定された最大の反復回数Ｎに達したか否かが決定され、ｎ＜Ｎの場合はステップＳ３１に戻り、ｎ≧Ｎの場合は処理を終了する。
【００９５】
この適応制御処理のアルゴリズムを制御する他の異なるパラメータとして、反復回数ＮＳＮＲとＳＮＲのしきい値との２つが存在する。
【００９６】
図９に、順次ランダム探索法による第２の適応制御処理Ｓ２７に係るサブルーチンのフローチャートが図示されている。ステップＳ３乃至ステップＳ１７は、図３に示された各ステップと同様であり、ステップＳ１７において反復回数ｎが予め決められた最大値Ｎに達したと判断されたときは、処理を終了する。
【００９７】
本実施形態では、Ｎ回の反復の後にＳＮＲ値が所定のしきい値より高ければ、適応制御処理は、結果的に、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法の場合と同程度に効率的になる。一方、処理をＮＳＮＲ回だけ反復した後にも未だＳＮＲ値がしきい値を下回っていれば、最急勾配法によるブラインド適応ビーム形成の方が順次ランダム探索法よりも優れていると判断され、これを根拠として、ステップＳ２５の後で、処理は、順次ランダム探索法による第２の適応制御処理から最急勾配法による第１の適応制御処理へ切り換えられる。
【００９８】
本実施形態では、規範関数ダイバシティを実現するために、Ｍ２Ｍ４とＭＭＭＣとの２つの規範関数を用いたが、３つ以上の規範関数を用いて適応制御処理を実行してもよい。それらの規範関数は、収束速度、安定性、及び／又は他の特性が互いに異なっていることが望ましい。また、アルゴリズムダイバシティを実現するために、順次ランダム探索法及び最急勾配法とは異なるアルゴリズムを用いてもよい。さらに、ステップＳ２４においてＳＮＲ値を計算するために、規範関数フラグＣＦを参照することによって式（９）のＭ２Ｍ４の規範関数及び式（１６）の計算関数の組と、式（１０）のＭＭＭＣの規範関数及び式（１２）の計算関数の組とのいずれかを選択して用いたが、常にいずれか一方の組を用いてＳＮＲ値を計算してもよい。
【００９９】
以上説明したように、本実施形態のアレーアンテナの制御方法及び制御装置によれば、収束速度と安定性とのトレードオフの問題を解決し、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させ、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することができる。
【実施例１】
【０１００】
以下、本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の性能を示すシミュレーション結果について説明する。
【０１０１】
図１０は、本発明の第１の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角０度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。アルゴリズムは順次ランダム探索法であり、ＳＮＲの初期値は１０ｄＢであり、所望波信号の到来角が０度であり、干渉波信号の到来角が４５度であるとした。このパターンから分かるように、規範関数ダイバシティは順次ランダム探索法のブラインド適応ビーム形成を改善する。また、非特許文献３のシミュレーション結果によれば、異なる分布を有するランダムベクトルＲ（ｎ）を使用した場合に、ガウス分布の方が一様分布よりも優れた結果をもたらすことが示されている。
【０１０２】
図１１は、本発明の第１の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数ｎに対するアレーアンテナの制御装置の出力ＳＩＲを示すグラフである。アルゴリズムは順次ランダム探索法であり、ＳＮＲの初期値は１０ｄＢであり、所望波信号の到来角が０度であり、干渉波信号の到来角が４５度であるとした。実際に、これは、順次ランダム探索法による処理の５０回目までの反復を１０００回だけ試行した平均値で出力ＳＩＲを比較している。このグラフの収束曲線は、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理が、Ｍ２Ｍ４又はＭＭＭＣのうちのただ１つの規範関数を使用するアルゴリズムよりも有効であることを示している。
【実施例２】
【０１０３】
さらに、本発明に係る第２の実施形態のアルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理の性能を評価する目的でシミュレーションが行われた。アレーアンテナ装置１００の指向性パターンのシミュレーションが、いくつかの到来角（ＤＯＡ）が存在し、ＳＮＲの初期値が異なる場合（０乃至２０ｄＢ）について行われた。シミュレーションでは、所望波信号がアレーアンテナ装置１００に入射され、さらに干渉波信号もまた追加された。
【０１０４】
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角０度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。シミュレーションは、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた第２の実施形態の適応制御処理と、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による（すなわちアルゴリズムダイバシティを用いない）第１の実施形態の適応制御処理と、Ｍ２Ｍ４及びＭＭＭＣの規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による（すなわちアルゴリズムダイバシティを用いない）非特許文献６の従来技術の適応制御処理とに対して実行された。シミュレーション結果は、ＳＮＲ値がいかなる値であるかに関わらず、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理によるブラインド適応ビーム形成が、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法又は順次ランダム探索法のいずれかの場合より優れていることを示した。図１２では、ＳＮＲの初期値が１０ｄＢであり、所望波信号の到来角が０度であり、干渉波信号の到来角が４５度である場合のシミュレーション結果が示されている。
【０１０５】
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数ｎに対するアレーアンテナの制御装置の出力ＳＩＲを示すグラフである。このグラフの収束曲線は、規範及びアルゴリズムの同時ダイバシティを、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法及び順次ランダム探索法に対して比較するためのものである。ＳＮＲの初期値は１０ｄＢであり、所望波信号の到来角は０度であり、干渉波信号の到来角は４５度であるとされた。このシミュレーションはＮ＝５０回目までの反復を１０００回試行して行われた。ステップＳ２２のパラメータである反復回数ＮＳＮＲは、２５に設定されている。図１３の結果は、最初のＮＳＮＲ回の反復の間は、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理の収束曲線と、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理の収束曲線とがほぼ同じであることを示している。しかし、実際には、試行においてＮＳＮＲ回目の反復におけるサンプルに関してＳＮＲ値がしきい値パラメータを下回る毎に、順次ランダム探索法（ステップＳ２７）の代わりに最急勾配法（ステップＳ２６）が使用される。
【０１０６】
図５のステップＳ２５のしきい値は１０ｄＢに設定されるため、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理で測定されるサンプルの中には、処理を、順次ランダム探索法から最急勾配法へ切り換えさせるものがある。この場合はリアクタンスベクトルを計算するために使用される各パラメータが初期化される。図１３のグラフにおいて、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理に係るＳＩＲ出力値が降下し、その後急速に収束して最急勾配法アルゴリズムのＳＩＲ出力値に到達するように見えるのはこのためである。
【０１０７】
最終的には、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理は、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による適応制御処理と同じ効率になる。このシミュレーションでは、最急勾配法の収束曲線の方が順次ランダム探索法の収束曲線より優れている。しかしながら、順次ランダム探索法は最急勾配法ほど複雑ではないことから、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理は、最急勾配法による適応制御処理ほど複雑ではなく、そのため、本発明に係る第２の実施形態のアルゴリズムは他のものより効率的である。
【０１０８】
以上の好ましい実施形態においては、規範関数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、規範関数の逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。
【０１０９】
以上の好ましい実施形態においては、図５のステップＳ２１において順次ランダム探索法による初期適応制御処理を実行しかつ図５のステップＳ２７において順次ランダム探索法による第２の適応制御処理を実行しているが、本発明はこれに限らず、これらの初期適応制御処理及び第２の適応制御処理において、以下に示す単純ランダム法又は高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
【０１１０】
なお、単純ランダム探索法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ii）次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（iii）計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。
（iv）計算された推定値における規範関数値が所定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯであれば、ステップ（ii）に戻って処理を繰り返す。
【０１１１】
また、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定して処理を開始する。
（ii）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。
（iii）この２つの平均値に対する規範関数値を計算し、規範関数値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。
（iv）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ii）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、規範関数値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【産業上の利用可能性】
【０１１２】
本発明においては、無線通信システムのためのスマートアンテナの展開について新たな解決法を提示している。まず、規範関数ダイバシティは、より速く指向性パターンを形成して、より安定的に収束する適応制御型アルゴリズムをもたらすことが示された。但し、最急勾配法及び順次ランダム探索法の両方のアルゴリズムの効率は、受信信号電力のＳＮＲ値の条件に依存する。このため、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを使用することが、電子制御導波器アレーアンテナ装置のためのブラインド適応ビーム形成における改善をもたらす。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態に係るアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】図１の適応制御型コントローラ２０が実行する、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理を示すフローチャートの第１の部分である。
【図４】図１の適応制御型コントローラ２０が実行する、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理を示すフローチャートの第２の部分である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置において、適応制御型コントローラ２０が実行する、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理を示すフローチャートである。
【図６】図５の順次ランダム探索法による初期適応制御処理Ｓ２１に係るサブルーチンを示すフローチャートである。
【図７】図５の最急勾配法による第１の適応制御処理Ｓ２６に係るサブルーチンを示すフローチャートの第１の部分である。
【図８】図５の最急勾配法による第１の適応制御処理Ｓ２６に係るサブルーチンを示すフローチャートの第２の部分である。
【図９】図５の順次ランダム探索法による第２の適応制御処理Ｓ２７に係るサブルーチンを示すフローチャートである。
【図１０】本発明の第１の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角０度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。
【図１１】本発明の第１の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数ｎに対するアレーアンテナの制御装置の出力ＳＩＲを示すグラフである。
【図１２】本発明の第２の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角０度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。
【図１３】本発明の第２の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数ｎに対するアレーアンテナの制御装置の出力ＳＩＲを示すグラフである。
【符号の説明】
【０１１４】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３…リアクタンス値テーブルメモリ、
２０…適応制御型コントローラ、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
2005203961.tif 000019
【図２】
2005203961.tif 000020
【図３】
2005203961.tif 000021
【図４】
2005203961.tif 000022
【図５】
2005203961.tif 000023
【図６】
2005203961.tif 000024
【図７】
2005203961.tif 000025
【図８】
2005203961.tif 000026
【図９】
2005203961.tif 000027
【図１０】
2005203961.tif 000028
【図１１】
2005203961.tif 000029
【図１２】
2005203961.tif 000030
【図１３】
2005203961.tif 000031