(57)【要約】【課題】レゾルバやインクリメンタルエンコーダ等の高価で大型のセンサを設けることなく、また、位相同期回路（ＰＬＬ回路）のような回路規模が大きい、高価で大型の回路を備えることなく、３相ブラシレスＤＣモータを滑らかに回転し、しかも、その起動、停止を安定かつ速やかに行う。【解決手段】３相ブラシレスＤＣモータＭの回転にしたがって正弦波状に変化する回転検出部１の位置検出信号Ｖ２１〜Ｖ２３それぞれのピークレベルに基づいて各相の上限変調率を設定し、信号Ｖ２１〜Ｖ２３それぞれのレベル変化にしたがってパルス幅が正弦波形状に変化する３相のＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３をＰＷＭ変調部６から出力し、信号Ｖ９１〜Ｖ９３に基づく駆動部５の駆動ゲート信号Ｖ４１〜Ｖ４３によりモータＭの各相の通電を制御する。【選択図】図１
2005287196.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相ブラシレスＤＣモータの回転子の周囲に一定間隔で配置された３個の位置検出センサを有し、前記回転子の回転にしたがって正弦波状に変化する３相の位置検出信号を出力する回転検出部と、
前記各位置検出信号それぞれのピークレベルに基づいて各相の上限変調率が設定され、前記各位置検出信号それぞれのレベル変化にしたがってパルス幅が正弦波形状に変化する３相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ変調部と、
前記各ＰＷＭ信号に基づく３相の駆動ゲート信号により前記３相ブラシレスＤＣモータの各相の通電を制御す３相インバータ回路構成の駆動部とを備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【請求項２】
駆動部に、各相の駆動ゲート信号の正又は負の半サイクルを各相のＰＷＭ信号により形成する駆動ゲート部を設けたことを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【請求項３】
ＰＷＭ変調部に、Ｕ相、Ｖ相の位置検出信号の誤差、Ｖ相、Ｗ相の位置検出信号の誤差、Ｗ相、Ｕ相の位置検出信号の誤差を演算し、各相の位置検出信号の位相の３相ブラシレスＤＣモータの通電位相とのずれを移相調整する演算回路部を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【請求項４】
各相の上限変調率が各位置検出信号のピークレベルに対応した１００％の変調率に設定されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【請求項５】
ＰＷＭ変調部に、各位置検出信号をレベル可変した各相の補正検出信号のピークレベルにしたがって、上限変調率を、前記各位置検出信号のピークレベルに対応した１００％の変調率から可変する信号レベル調整手段を設けたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【請求項６】
ＰＷＭ変調部に、各相の位置検出信号をピークホールドするピークホールド部と、該ピークホールド部にホールドされた各相のピークレベルの信号に基づく充放電のくり返しにより、上限変調率のレベルから下限変調率のレベルの範囲で鋸歯波形状又は三角波形状にレベル変化する各相の周波数信号を形成し、前記各位置検出信号が前記各周波数信号以上のレベルになる期間に相当するパルス幅の各相のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ回路部とを設けたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【請求項７】
ＰＷＭ変調部に、各相の位置検出信号をピークホールドするピークホールド部と、該ピークホールド部にホールドされた各相のピークレベルの信号に基づき、ＰＷＭ制御の位相角範囲を設定する各相の２位相角のレベルの変調率設定信号を形成し、各相の前記両変調率設定信号の差信号に基づく充放電のくり返しにより、前記両変調率設定信号の変調率の範囲で鋸歯波形状又は三角波形状に変化する各相の周波数信号を形成し、前記各位置検出信号が前記各周波数信号以上のレベルになる期間のパルス幅の各相のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ回路部とを設けたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相ブラシレスＤＣモータを駆動するブラシレスＤＣモータ駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、３相ブラシレスＤＣモータを駆動する場合、その回転子の回転位置（回転角）を検出するため、ホール素子に代表される位置検出センサが用いられる（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
この位置検出センサを用いた従来のモータ駆動回路はほぼ図１０に示すように構成され、３相ブラシレスＤＣモータＭの回転子の周囲に例えば１２０度又は６０度間隔で配置された３個のホール素子１１、１２、１３が、図１１の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、回転子回転に伴う磁界変化にしたがって正弦波形変化する信号Ｖ１１ａ、Ｖ１２ａ、Ｖ１３ａと、それらの逆相の負の信号Ｖ１１ｂ、Ｖ１２ｂ、Ｖ１３ｂを出力する。
【０００４】
そして、各ホール素子１１〜１３の正の信号Ｖ１１ａ〜Ｖ１３ａと負の信号Ｖ１１ｂ〜Ｖ１３ｂとが誤差増幅器２１、２２、２３に入力され、各誤差増幅器２１〜２３は、Ｖ１１ａ−Ｖ１１ｂ、Ｖ１２ａ−Ｖ１２ｂ、Ｖ１３ａ−Ｖ１３ｂを演算し、それらの誤差出力の二値信号は、図１１の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示す１２０度ずつずれた矩形波形の３相の信号Ｖ２１＊、Ｖ２２＊、Ｖ２３＊になり、各信号Ｖ２１＊〜Ｖ２３＊及び、各信号Ｖ２１＊〜Ｖ２３＊を信号反転器（インバータゲート）３１、３２、３３により反転した信号Ｖ３１、Ｖ３２、Ｖ３３が、駆動ゲート部４＊に供給される。
【０００５】
この駆動ゲート部４＊は、後段の３相フルブリッジインバータ構成の駆動部５の各アーム５１、５２、５３の直列接続の上側のスイッチング素子５１ａ、５２ａ、５３ａ及び、下側のスイッチング素子５１ｂ、５２ｂ、５３ｂのスイッチングを制御するため、スイッチング素子５１ａ、５１ｂに図１１の（ｇ）、（ｈ）のゲート信号Ｖ４１ａ、Ｖ４１ｂを供給するアンドゲート４１ａ、４１ｂ、スイッチング素子５２ａ、５２ｂに図１１の（ｉ）、（ｊ）のゲート信号Ｖ４２ａ、Ｖ４２ｂを供給するアンドゲート４２ａ、４２ｂ、スイッチング素子５３ａ、５３ａに図１１の（ｋ）、（ｌ）のゲート信号Ｖ４３ａ、Ｖ４３ｂを供給するアンドゲート４３ａ、４３ｂを有する。
【０００６】
なお、通電電流スイッチとしての各スイッチング素子５１ａ〜５３ｂは、それぞれＩＧＢＴ、電力用のＦＥＴ等の半導体スイッチからなる。また、図中の＋Ｖは正電圧の電源端子である。
【０００７】
また、ゲート信号Ｖ４１ａ、４２ａ、４３ａは１２０度ずつずれた１２０度通電の矩形波信号であり、ゲート信号Ｖ４１ａ、４２ａ、４３ａから１８０度遅れたゲート信号Ｖ４１ｂ、４２ｂ、４３ｂも１２０度ずつずれた１２０度通電の矩形波信号である。
【０００８】
そして、各スイッチング素子５１ａ〜５３ｂのスイッチングにより、モータＭのＵ、Ｖ、Ｗの各相に図１１の（ｍ）、（ｎ）、（ｏ）に示す各相の矩形波状の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れ、Ｙ結線のモータＭが１２０度通電の矩形波駆動方式で駆動されて回転する。
【０００９】
なお、駆動ゲート部４＊の論理ゲートの変更等に基き、信号Ｖ４１ａ〜Ｖ４３ｂに基くスイッチング素子５１ａ〜５３ｂのスイッチングにより、モータＭを１８０度通電で駆動することも行なわれている。
【００１０】
ところで、図１０のモータ駆動装置の場合、駆動ゲート部４＊の各信号４１ａ〜４３ｂは１２０度の通電期間中連続的にオンレベルになる矩形波の信号であり、これらの矩形波の信号に基く矩形波駆動方式でモータＭを駆動するため、通電の始、終端でのモータＭの各相の通電切り替えが大きな駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのまま急峻に行われ、その結果、モータＭの回転時の騒音が大きくなるとともに、回転トルクの変動等が発生して回転のむらが発生する。
【００１１】
これらの不都合を解消し、モータＭを静粛に滑らかに回転して駆動するため、この種のブラシレスＤＣモータ駆動装置においては、前記の矩形波駆動方式に代えて、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを正弦波形状に変化させる正弦波駆動方式を採用することが行われている（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１２】
また、各相の通電の切り替え前後の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを正弦波形状になだらかに増減可変する台形波駆動方式（ソフトスイッチング方式）を採用することも行なわれている。
【００１３】
【特許文献１】特開昭６１−２７７３９６号公報（段落［０００２］第２頁、第１図）
【非特許文献１】見城尚志、永守重信  著「新・ブラシレスモータ」総合電子出版社、２００１年６月１日、Ｐ．６３−６４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
前記の正弦波駆動方式や台形波駆動方式等の従来の静音化駆動方式でモータＭ等の３相ブラシレスＤＣモータを駆動する場合、回転子の回転位置（位相角）を高分解能で正確に検出する必要があり、前記非特許文献１のＰ．６７、Ｐ７５−７６等にも記載されているように、図１０の３個のホール素子１１〜１３の６ステップの位置検出では不十分で検出困難であるため、電磁式のレゾルバや光学式、磁気式のインクリメンタルエンコーダ等の高分解能の位置センサを設ける必要がある。
【００１５】
この場合、前記のレゾルバやインクリメンタルエンコーダ等は高価で大型であり、装置の低価格化、小型化を図ることができない問題がある。
【００１６】
また、位相同期回路（ＰＬＬ回路）を設け、駆動中の位相同期をとることで３相ブラシレスＤＣモータの静音化を図ることが考えられるが、この場合は、モータの定速回転時以外は検出の位相同期が安定するまでに時間がかかり、モータの起動時、停止時等には制御困難で十分な静粛化を図ることができず、しかも、ＰＬＬ回路構成であるため回路規模が膨大になり、高価で大型になる。
【００１７】
本発明は、上記の諸点に留意してなされたものであり、前記のレゾルバやインクリメンタルエンコーダ等の高価で大型のセンサを設けることなく、また、前記の位相同期回路（ＰＬＬ回路）のような回路規模が大きい、高価で大型の回路を備えることなく、３相ブラシレスＤＣモータを滑らかに回転して十分な静粛性が得られるようにし、しかも、その起動、停止が安定かつ速やかに行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記した課題を解決するために、本発明のブラシレスＤＣモータ駆動装置は、３相ブラシレスＤＣモータの回転子の周囲に一定間隔で配置された３個の位置検出センサを有し、前記回転子の回転にしたがって正弦波状に変化する３相の位置検出信号を出力する回転検出部と、前記各位置検出信号それぞれのピークレベルに基づいて各相の上限変調率が設定され、前記各位置検出信号それぞれのレベル変化にしたがってパルス幅が正弦波形状に変化する３相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ変調部と、前記各ＰＷＭ信号に基づく３相の駆動ゲート信号により前記３相ブラシレスＤＣモータの各相の通電を制御する３相インバータ回路構成の駆動部とを備えたことを特徴としている（請求項１）。
【００１９】
また、本発明のブラシレスＤＣモータ駆動装置は、駆動部に、各相の駆動ゲート信号の正又は負の半サイクルを各相のＰＷＭ信号により形成する駆動ゲート部を設けたことを特徴とし（請求項２）、ＰＷＭ変調部に、Ｕ相、Ｖ相の位置検出信号の誤差、Ｖ相、Ｗ相の位置検出信号の誤差、Ｗ相、Ｕ相の位置検出信号の誤差を演算し、各相の位置検出信号の位相の３相ブラシレスＤＣモータの通電位相とのずれを移相調整する演算回路部を設けたことも特徴とし（請求項３）、各相の上限変調率が各位置検出信号のピークレベルに対応した１００％の変調率に設定されることも特徴とし（請求項４）、ＰＷＭ変調部に、各位置検出信号をレベル可変した各相の補正検出信号のピークレベルにしたがって、上限変調率を、前記各位置検出信号のピークレベルに対応した１００％の変調率から可変する信号レベル調整手段を設けたことも特徴としている（請求項５）。
【００２０】
さらに、本発明のブラシレスＤＣモータ駆動装置は、ＰＷＭ変調部に、各相の位置検出信号をピークホールドするピークホールド部と、該ピークホールド部にホールドされた各相のピークレベルの信号に基づく充放電のくり返しにより、上限変調率のレベルから下限変調率のレベルの範囲で鋸歯波形状又は三角波形状にレベル変化する各相の周波数信号を形成し、前記各位置検出信号が前記各周波数信号以上のレベルになる期間に相当するパルス幅の各相のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ回路部とを設けたことを特徴としている（請求項６）、また、ＰＷＭ変調部に、各相の位置検出信号をピークホールドするピークホールド部と、該ピークホールド部にホールドされた各相のピークレベルの信号に基づき、ＰＷＭ制御の位相角範囲を設定する各相の２位相角のレベルの変調率設定信号を形成し、各相の前記両変調率設定信号の差信号に基づく充放電のくり返しにより、前記両変調率設定信号の変調率の範囲で鋸歯波形状又は三角波形状に変化する各相の周波数信号を形成し、前記各位置検出信号が前記各周波数信号以上のレベルになる期間のパルス幅の各相のＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ回路部とを設けたことも特徴としている（請求項７）。
【発明の効果】
【００２１】
まず、請求項１の構成によれば、３相ブラシレスＤＣモータの回転子の周囲に配置された３個の位置検出センサを有する回転検出部のモータの回転にしたがって正弦波形状に変化する３相の位置検出信号に基づき、大型で高価なレゾルバやインクリメンタルエンコーダ等を設けることなく、ＰＷＭ変調部から、３相ブラシレスＤＣモータの回転に即してパルス幅が正弦波形状に変化する３相のＰＷＭ信号が出力され、各ＰＷＭ信号に基く３相の駆動ゲート信号により駆動部の各相の通電を制御し、正弦波駆動方式で３相ブラシレスＤＣモータを滑らかに回転し、十分な静粛性を得ることができる。
【００２２】
さらに、回転検出部の３相の位置検出信号が３相ブラシレスＤＣモータの回転にしたがって正弦波形状に変化するため、回路規模が膨大で高価、大型の位相同期回路は不要であり、前記の３相の位置検出信号に基き、３相ブラシレスＤＣモータの起動時、停止時にもモータの回転位置に応じた３相のＰＷＭ信号が出力され、十分な静粛性で安定かつ速やかに３相ブラシレスＤＣモータの起動、停止が行える。
【００２３】
したがって、レゾルバやインクリメンタルエンコーダ等の高価で大型のセンサを設けることなく、また、位相同期回路のような回路規模が大きい、高価で大型の回路を備えることなく、３相ブラシレスＤＣモータを滑らかに回転し、十分な静粛性を得ることができ、しかも、そのモータの起動、停止を十分な静粛性で安定かつ速やかに行なうことができる。
【００２４】
また、請求項２の構成によれば、駆動ゲート部により各相の駆動ゲート信号の正又は負の半サイクルをＰＷＭ信号としたため、駆動部の３相インバータの各アームを半サイクルずつＰＷＭ制御して３相ブラシレスＤＣモータの各相の通電を正弦波形状に制御することができ、各相の駆動ゲート信号の正、負の両サイクルをＰＷＭ信号にする場合より、構成及び制御を簡素化して請求項１の効果を奏することができる。
【００２５】
さらに、請求項３の構成によれば、各位置検出センサの配置に基づく各相の位置検出信号の位相と３相ブラシレスＤＣモータの通電位相とのずれを、演算回路部の移相調整により容易に補正することができ、請求項４の構成によれば、各相のＰＷＭ信号の変調率の範囲を０〜１００％にして請求項１の効果を奏することができ、請求項５の構成によれば、各位置検出信号のレベルを可変することにより、各相のＰＷＭ信号の上限変調率を１００％から自在に可変設定し、３相ブラシレスＤＣモータの速度制御等を容易に行なうことができる利点もある。
【００２６】
つぎに、請求項６の構成によれば、ピークホールド部、ＰＷＭ回路部を設けたＰＷＭ変調部の具体的な構成を提供することができる。
【００２７】
また、請求項７の構成によれば、ＰＷＭ回路部の各相のＰＷＭ信号が、各相の設定された２位相角の回転位置の間にのみ形成されるため、３相ブラシレスＤＣモータの各相の通電が、各相の２位相角の設定に基き、例えば通電相の切り替え前後の間のみ正弦波形状に増減し、台形波駆動方式で請求項１等と同様の効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明の実施形態について、図１〜図９を参照して説明する。
【００２９】
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態について、図１のブロック図及び図２のフローチャートを参照して説明する。
【００３０】
図１において、図１０と同一符号は同一のものを示し、回転検出部１は位置検出センサとしてのホール素子１１〜１３、誤差増幅器２１〜２３からなり、ホール素子１１〜１３の配置とモータＭの通電位相との３０°のずれを位相調整して補正するため、誤差増幅器２１〜２３の図２の（ａ）に示すＵ、Ｖ、Ｗの３相の位置検出信号Ｖ２１、Ｖ２２、Ｖ２３を、二値化することなく、変調回路部６に設けられた演算回路部７の各相の演算回路７１、７２、７３の非反転入力端子（＋）、演算回路７２、７３、７１の反転入力端子（−）に供給する。
【００３１】
そして、演算回路７１は、図２の（ｂ）に示すＵ相の正弦波形状の信号Ｖ７１（＝Ｖ２１−Ｖ２２）、その逆相の信号Ｖ７１ｎを出力し、演算回路７２は、同様のＶ相の正弦波形状の信号Ｖ７２（＝Ｖ２２−Ｖ２３）、その逆相の信号Ｖ７２ｎを出力し、演算回路７３はＷ相の信号Ｖ７３（＝Ｖ２３−Ｖ２１）、その逆相の信号Ｖ６３ｎを出力する。このとき、差分をとることによって奇数次特に３次高調波が除去される利点もある。
【００３２】
そして、これら３相の信号Ｖ７１〜Ｖ７３をピークホールド部８の各相のピークホールド回路８１、８２、８３に入力して信号Ｖ７１〜Ｖ７３のピークレベルを検出し、図２の（ｂ）に示す信号Ｖ７１のピークレベルのホールド信号Ｖ８１、同様の信号Ｖ７２、Ｖ７３のピークレベルのホールド信号Ｖ８２、Ｖ８３を形成する。
【００３３】
さらに、モータＭの正弦波駆動が、駆動部５の各アーム５１〜５３の２個のスイッチング素子５１ａ〜５３ｂの両方をＰＷＭ制御しなくても、各２個のスイッチング素子５１ａ〜５３ｂのいずれか一方のＰＷＭ制御でも行えることから、この実施形態にあっては、部品数の低減、制御の簡素化等を図るため、各アーム５１〜５３の上側のスイッチング素子５１ａ、５２ａ、５３ａをＰＷＭ制御でスイッチングし、各アーム５１〜５３の下側のスイッチング素子５１ｂ、５２ｂ、５３ｂは、従来と同様、各相の正、負によって、半サイクル毎にスイッチングする。
【００３４】
すなわち、３相の信号Ｖ７１〜Ｖ７３、ピークレベルのホールド信号Ｖ８１〜Ｖ８３に基づき、ＰＷＭ回路部９の各相のＰＷＭ回路８１、８２、８３により、上限変調率を１００％に設定し、信号Ｖ８１〜Ｖ８３のピークレベルを１００％変調レベルとする３相のＰＷＭ信号Ｖ９１、Ｖ９２、Ｖ９３を形成する。
【００３５】
このとき、ＰＷＭ信号Ｖ９１は図２の（ｃ）に示すように、０〜１００％の変調率の範囲でパルス幅が正弦波形状に変化するＰＷＭ波形の信号であり、ＰＷＭ信号Ｖ９２、９３も同様のＰＷＭ波形の信号である。
【００３６】
ところで、ＰＷＭ回路９１〜９３は、図３のＰＷＭ回路９１に示すように、定電流源回路ＣＣＳ、比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、時定数用のコンデンサＣ、放電制御用のスイッチング素子ＳＷにより同一回路構成に形成される。
【００３７】
そして、図３の各部の波形を示した図４を参照して図３のＰＷＭ回路９１の動作を説明すると、ピークレベルの信号Ｖ８１のレベル（電圧）により定電流源回路ＣＣＳの電流を可変し、定電流源回路ＣＣＳの電流によりコンデンサＣを充電する。
【００３８】
さらに、比較器ＣＭＰ１により、コンデンサＣの充電電圧Ｖａと信号Ｖ８１の電圧とを比較し、充電電圧Ｖａが信号Ｖ８１の電圧（ピークレベルの電圧）に達する毎に放電制御のパルス信号Ｖｂを発生し、この信号によってスイッチング素子ＳＷを瞬時オンし、コンデンサＣを放電して充電電圧Ｖａを０にリセットする。
【００３９】
このコンデンサＣの充電と放電のくり返しにより充電電圧Ｖａを鋸歯波形状に可変し、信号Ｖ８１のレベルに応じた振幅値の鋸歯波形状の周波数信号を形成し、この周波数信号と信号Ｖ７１とのレベル（電圧）を比較し、信号Ｖ７１を充電電圧Ｖａの周波数信号によって変調し、Ｖ７１≧Ｖａの期間のパルス幅、前記周波数信号の周期のＰＷＭ信号Ｖ９１を形成する。
【００４０】
このＰＷＭ信号Ｖ９１は、信号Ｖ８１の電圧（ピークレベルの電圧）を１００％変調レベル、信号Ｖ８１の基準電位である例えば０Ｖを０％変調レベルとするＰＷＭ波形の信号であり、信号Ｖ７１がピークレベルになる電気角１２０度の回転位置でパルス幅が最も大きくなる正弦波形状である。
【００４１】
そして、ＰＷＭ回路９２、９３によっても、同様にしてＰＷＭ信号Ｖ９２、Ｖ９３を形成し、ＰＷＭ信号Ｖ９１、Ｖ９２、Ｖ９３と、アナログレベル・デジタルレベル整合用のレベル調整器１００ａ、１０１ａ、１０２ａを介した３相の信号Ｖ７１〜Ｖ７３とを駆動ゲート部４のアンドゲート４１、４２、４３に入力する。
【００４２】
そして、アンドゲート４１〜４３の駆動ゲート信号Ｖ４１〜Ｖ４３は、例えば図２の（ｄ）に示すように変化し、信号Ｖ７１の正の半サイクルに、アンドゲート４１からスイッチング素子５１ａにＰＷＭ信号Ｖ９１を出力し、ＰＷＭ信号Ｖ９１にしたがってスイッチング素子５１ａをスイッチングし、信号Ｖ７２の正の半サイクルに、アンドゲート４２からスイッチング素子５２ａにＰＷＭ信号Ｖ９２を出力し、ＰＷＭ信号Ｖ９２にしたがってスイッチング素子５２ａをスイッチングし、信号Ｖ７３の正の半サイクルにアンドゲート４３からスイッチング素子５３ａにＰＷＭ信号Ｖ９３を出力し、ＰＷＭ信号Ｖ９３にしたがってスイッチング素子５３ａをスイッチングする。
【００４３】
また、レベル調整器１００ｂ、１０１ｂ、１０２ｂを介した３相の信号Ｖ７１ｎ〜Ｖ７３ｎを各アーム５１，５２、５３の下側のスイッチング素子５１ｂ、５２ｂ、５３ｂに出力し、Ｕ相の負の半サイクルにスイッチング素子５１ｂをオンし、Ｖ相の負の半サイクルにスイッチング素子５２ｂをオンし、Ｗ相の負の半サイクルにスイッチング素子５３ｂをオンする。
【００４４】
そして、電気角で１２０度ずつずれた３相の各正の半サイクルに、スイッチング素子５１ｂ〜５３ｂがＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３にしたがってスイッチングし、３相の各負の半サイクルにスイッチング素子５１ｂ〜５３ｂがオンすることにより、図２の（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがモータＭのＵ、Ｖ、Ｗの各相を流れる。
【００４５】
このとき、ＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３の切り替え周期が短くなる程、モータＭのＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、モータＭの回転に応じた正弦波形の信号になり、１８０度通電駆動でモータＭが滑らか回転する。
【００４６】
そして、回転検出部１のモータ回転にしたがって正弦波形状に変化する３相の位置検出信号Ｖ２１〜Ｖ２３に基づき、大型で高価なレゾルバやインクリメンタルエンコーダ等を設けることなく、ＰＷＭ変調部６から、３相ブラシレスＤＣモータＭの回転に即してパルス幅が正弦波形状に変化する３相のＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３が出力され、各ＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３に基く３相の駆動ゲート信号Ｖ４１〜Ｖ４３により駆動部５の各相の通電を制御し、正弦波駆動方式でモータＭを滑らかに回転し、十分な静粛性を得ることができる。
【００４７】
また、回路規模が膨大で高価、大型の位相同期回路は不要であり、回転検出部１の３相の位置検出信号Ｖ２１〜Ｖ２３がモータＭの回転にしたがって正弦波形状に変化するため、位置検出信号Ｖ２１〜Ｖ２３に基き、モータＭの起動時、停止時にもモータＭの回転位置に応じた３相のＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３が出力され、安定かつ速やかにモータＭの起動、停止が行える。
【００４８】
したがって、レゾルバやインクリメンタルエンコーダ等の高価で大型のセンサを設けることなく、また、位相同期回路のような回路規模が大きい、高価で大型の回路を備えることなく、３相ブラシレスＤＣモータＭを滑らかに回転し、十分な静粛性を得ることができ、しかも、そのモータＭの起動、停止を十分な静粛性で迅速に行なうことができる。
【００４９】
さらに、この実施形態の場合、ＰＷＭ変調部６の演算回路部７により各相の位置検出信号Ｖ２１〜Ｖ２３の位相とモータＭの通電位相とのずれを移相調整して容易に補正し、１８０度通電の駆動制御が行なえる利点がある。
【００５０】
また、駆動ゲート部４により、各相の駆動ゲート信号Ｖ４１〜Ｖ４３の正の半サイクルをＰＷＭ信号としたため、駆動部５の３相インバータの各アーム５１〜５３を正の半サイクルずつＰＷＭ制御してモータＭの各相の通電を０〜１００％の変調率で正弦波形状に制御することができ、各相の駆動ゲート信号Ｖ４１〜Ｖ４３の正、負の両サイクルをＰＷＭ信号にする場合より、駆動ゲート部４等の構成及び制御を簡素化することができる。
【００５１】
（第２の実施形態）
つぎに、第２の実施形態について、図５、図６を参照して説明する。
【００５２】
図５は図１、図３のＰＷＭ回路９１に代わるＰＷＭ回路９１αのブロック図、図６はその動作説明用の波形図であり、それらの図面において、図３、図４と同一符号は同一のものを示す。
【００５３】
そして、この実施形態にあっては、ＰＷＭ回路部９に、ＰＷＭ回路９１〜９３に代えて図５の構成のＰＷＭ回路９１α、９２α、９３αを設け、モータＭの速度制御等に基いてＰＷＭ変調の上限変調率を可変設定する。
【００５４】
そのため、例えば図５のＰＷＭ回路９１αにおいては、演算回路７１の信号Ｖ７１を信号レベル調整手段としての利得可変増幅器ＶＧＡを介して比較器ＣＭＰ１に供給し、増幅器ＶＧＡの利得を、例えばモータＭの速度制御に基いてレベル変化する制御端子Ｇｉｎの利得制御信号（減衰量制御信号）Ｖｃｎｔにしたがって可変し、モータＭの制御速度に比例して信号Ｖ７１のピークレベルを増減補正した信号（補正検出信号）Ｖ７１αを形成する。
【００５５】
そして、信号Ｖ７１に代えて信号Ｖ７１αを比較器ＣＭＰ１に供給し、Ｖ７１α≧充電電圧Ｖａの期間のパルス幅のＰＷＭ信号Ｖ９１を比較器ＣＭＰ１から出力する。
【００５６】
この場合、ＰＷＭ信号Ｖ９１の上限変調率は、図６からも明らかなように、信号Ｖ８１のピークレベルの１００％に固定されるのでなく、信号Ｖ７１αのピークレベルの変化に基き、例えばモータＭの速度制御にしたがった任意の変調率に設定される。
【００５７】
そして、図示省略したＰＷＭ回路９２α、９３αについても、ＰＷＭ回路９１αと同様にして、ＰＷＭ信号Ｖ９２、９３の上限変調率が、信号Ｖ７１αに相当する信号Ｖ７２α、Ｖ７３αのピークレベルの変化に基き、例えばモータＭの速度制御にしたがった任意の変調率に設定される。
【００５８】
したがって、この実施形態の場合、ＰＷＭ信号Ｖ９１〜Ｖ９３の上限変調率を例えばモータＭの速度制御にしたがて可変し、モータＭの制御速度等に応じた任意の上限変調率のＰＷＭ制御でモータＭを駆動することができ、モータＭを正弦波駆動するとともに、その平均駆動電流を制御し、例えば、その速度制御に応じた速度で滑らかに回転することができる。
【００５９】
（第３の実施形態）
つぎに、第３の実施形態について、図７、図８を参照して説明する。
【００６０】
図７は図１、図３のＰＷＭ回路９１に代わるＰＷＭ回路９１βのブロック図、図８はその動作説明用の波形図であり、それらの図面において、図３、図４と同一符号は同一もしくは相当するものを示す。
【００６１】
そして、この実施形態にあっては、図１のＰＷＭ回路部９にＰＷＭ回路９１〜９３に代えて図７の構成のＰＷＭ回路９１β、９２β、９３Ββを設け、モータＭが設定された位相角（電気角）の範囲のときにのみ、ＰＷＭ制御に切り替えて従来の台形波制御相当の制御を行なう。
【００６２】
そのため、例えば図５のＰＷＭ回路９１βにおいては、例えばメモリ（図示せず）に予め設定されの正弦波駆動の各位相角における正弦波値のデータから、制御条件の設定等に基いて、手動操作又は自動制御により選択された小さいほうから順の２位相角Φ１、Φ２のデータＤ（Φ１）、Ｄ（Φ２）が位相角データ端子Ｄ１ｉｎ、Ｄ２ｉｎに与えられ、これらのデータＤ（Φ１）、Ｄ（Φ２）をデジタル／アナログ変換器ＤＡＣ１、ＤＡＣ２により、アナログレベル（電圧）に変換した後、両変換器ＤＡＣ１、ＤＡＣ２の基準端子ｒｅｆに供給された信号（ピークレベルの信号）Ｖ８１を乗算し、正弦波駆動の２位相角Φ１、Φ２のレベルの変調率設定信号、すなわち、２位相角Φ１、Φ２の制御電圧Ｖｄｃａ１、Ｖｄｃａ２（Ｖｄｃａ１＜Ｖｄｃａ２）の信号を形成する。
【００６３】
さらに、比較器ＣＭＰ３により、両制御電圧Ｖｄｃａ１、Ｖｄｃａ２の差信号Ｖｄｉｆ（＝Ｖｄｃａ２−Ｖｄｃａ１）を演算し、この差信号Ｖｄｉｆと制御電圧Ｖｄｃａ１の基準レベルとにより、定電流制御回路ＣＣＳの電流を制御してコンデンサＣの充電電圧Ｖａβを回転位相角Φ１、Φ２の差に応じた電圧に制御する。
【００６４】
そして、比較器ＣＭＰ２により、ＰＷＭ制御のピーク電圧としての電圧Ｖｄｃ２と充電電圧Ｖａβとを比較し、例えば１０度毎のリセットの信号Ｖｂβを形成し、信号ｂβによってコンデンサＣを瞬時放電リセットし、このコンデンサＣの充電と放電とのくり返しにより、図８に示す電圧Ｖｄｃａ１〜電圧Ｖｄｃａ２の範囲で鋸歯状に変化する周波数信号Ｖｂβを形成する。
【００６５】
さらに、比較器ＣＭＰ１により信号Ｖ７１、Ｖｂβを比較し、信号Ｖ７１が周波数信号Ｖｂβ以上になる期間のパルス幅のＰＷＭ駆信号をＰＷＭ信号Ｖ９１として形成する。
【００６６】
このとき、図８からも明らかなように、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｖ９１は、位相角（電気角）０度〜９０度の期間に変調率が０〜１００％に変化し、それ以外の期間は１００％変調状態に保持される。
【００６７】
なお、差信号Ｖｄｉｆによって定電流制御回路ＣＣＳの電流を制御するため、ＰＷＭ制御の周期は、電圧Ｖｄｃａ１、Ｖｄｃａ２よらず、一定になる。
【００６８】
そして、図示省略したＰＷＭ回路９２β、９３βもＰＷＭ回路９１βと同様動作し、その結果、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｖ９２、９３は、Ｕ相の０度〜９度に相当する回転位相角（電気角）１２０度〜２１０度、２４０度〜３３０度の期間に変調率が０〜１００％に変化し、それ以外の期間は１００％変調状態に保持される。
【００６９】
したがって、この実施形態の場合は、いわゆる台形波駆動相当の駆動制御により、モータＭを滑らかに回転して駆動して、前記第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７０】
なお、この第３の実施形態においては、上限変調率を１００％に固定したが、上限変調率を任意の変調率に設定してもよく、また、前記第２の実施形態と同様に、上限変調率を例えばモータＭの回転速度に応じて可変設定するようにしてもよい。
【００７１】
そして、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能であり、例えば図１の信号Ｖ７１ｎ〜Ｖ７３ｎをピークホールド回路８１〜８３、ＰＷＭ回路９１〜９３に供給し、３相の負の半サイクルに、駆動ゲート部４の各アンドゲート４１〜４３から図２、図４、図６、図８のＰＷＭ信号と同様のＰＷＭ信号を出力し、駆動部５の各アーム５１、５２、５３の下側のスイッチング素子５１ｂ、５２ｂ、５３ｂをＰＷＭ制御でスイッチングするようにしてもよく、また、場合によっては、例えば、第４の実施形態のブロック図である図９に示すように、図１の構成に絶対値回路１１０、１１１、１１２及びアンドゲート４１ｎ、４２ｎ、４３ｎを追加し、絶対値回路１１０〜１１２により、信号Ｖ７１〜Ｖ７３の絶対値波形の信号を形成し、駆動ゲート信号Ｖ４１〜Ｖ４３、Ｖ４１ｎ〜Ｖ４３ｎにより、駆動部５の各アーム５１、５２、５３の上、下側のスイッチング素子５１ａ、５１ｂ、５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂを、共にＰＷＭ制御でスイッチングするようにしてもよい。
【００７２】
つぎに、例えば図１においては、ホール素子１１〜１３の取り付け位置に起因する３０度のずれを補正して１８０度通電駆動を行なうため、演算回路６１〜６３を設けたが、この補正が不要な場合は演算回路６１〜６３を省くことができる。
【００７３】
つぎに、各実施形態において、モータＭの起動時、少なくともピークホールド回路７１〜７３が最初にピーク値を検出して信号Ｖ７１〜Ｖ７３を出力するまではＰＷＭ制御の駆動を禁止し、その間、例えば１００％変調相当の定電流駆動を行うことにより、起動初期の不要な制御を防止して一層滑らかな回転を実現するようにしてもよい。
【００７４】
そして、位置検出センサはホール素子に限られるものでなく、位置検出センサの配置間隔は１２０度、６０度に限られるものではない。
【００７５】
また、ＰＷＭ回路部９の各ＰＷＭ回路９１〜９３において、鋸歯波形状の周波数信号に代えて三角波形状の周波数信号を形成するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】この発明の第１の実施形態のブロック図である。
【図２】図１の動作説明用の波形図である。
【図３】図１の一部の詳細なブロック図である。
【図４】図３の動作説明用の波形図である。
【図５】この発明の第２の実施形態のブロック図である。
【図６】図５の動作説明用の波形図である。
【図７】この発明の第３の実施形態のブロック図である。
【図８】図７の動作説明用の波形図である。
【図９】この発明の第４の実施形態のブロック図である。
【図１０】従来例のブロック図である。
【図１１】図１０の動作説明用の波形図である。
【符号の説明】
【００７７】
１    回転検出部
１１、１２、１３  ホール素子
５  駆動部
６  ＰＷＭ変調部
７  演算回路部
８  ピークホールド部
９  ＰＷＭ回路部
Ｍ  ３相ブラシレスＤＣモータ
Ｖ２１〜Ｖ２３  位置検出信号
Ｖ４１〜Ｖ４３、Ｖ４１ｎ〜Ｖ４３ｎ  駆動ゲート信号
Ｖ９１〜Ｖ９３  ＰＷＭ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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