(57)【要約】      （修正有）【課題】比較的単純な回路構成で迅速な制御系の切り替えを可能とし、確実にインバータを過電流から保護し得る電磁調理器を提供する。【解決手段】高周波電流を加熱コイルに供給するインバータと、その動作周波数を制御する制御回路１５とを備える電磁調理器１０であって、制御回路１５は、電力制御系１５ａと、補助制御系１５ｂ、１５ｃと、両制御系をそれらの出力電圧相互間の高低関係によって選択し、選択された前記制御系の出力電圧に応じた動作周波数信号をインバータのドライバ回路に出力する選択回路部１５ｄとを有し、両制御系の選択回路部への出力端子間には、電力制御系から補助制御系への切り替えの迅速化のために、一方の制御系の出力端の電圧が他方の制御系の出力端の電圧と所定値との和を超えるとき、一方の制御系の出力端から他方の制御系の出力端へ向けての電流を許し両出力端電圧差を所定値に保持する整流素子回路部３０を設ける。【選択図】図１
2005276463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
動作周波数に応じた高周波電流を加熱コイルに供給すべくドライバ回路により駆動されるインバータと、該インバータの動作周波数を制御すべく前記ドライバ回路の作動を制御する制御回路とを備える電磁調理器であって、
前記制御回路は、前記電磁調理器の消費電力が調整可能に設定された値を維持すべく前記インバータの動作周波数を制御するための電力制御系と、前記加熱コイルに流れる電流またはこの電流とその電圧との位相差が許容値を超えないように前記インバータの動作周波数を制御するための補助制御系と、前記両制御系を該両制御系の出力電圧相互間の高低関係によって選択し、選択された一方の前記制御系の出力電圧に応じた動作周波数信号を前記ドライバ回路に出力する選択回路部とを有し、
前記両制御系の前記選択回路部への出力端子間には、前記電力制御系から前記補助制御系への切り替えの迅速化のために、いずれか一方の前記制御系の前記出力端の電圧が他方の前記制御系の前記出力端の電圧と所定値との和を超えるとき、前記一方の制御系の前記出力端から前記他方の制御系の前記出力端へ向けての電流を許し前記両制御系の前記出力端電圧差を前記所定値に保持する整流素子回路部が設けられていることを特徴とする電磁調理器。
【請求項２】
さらに、前記消費電力を検出する第１の検出手段と、前記加熱コイルに流れる電流またはこの電流と電圧との位相差を検出する第２の検出手段とを備え、
前記電力制御系は、目標値と前記第１の検出手段による検出値との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する第１の帰還増幅回路部を有し、前記補助制御系は、前記第２の検出手段により検出される検出値についての最大許容値と当該検出値との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する第２の帰還増幅回路部とを有し、
前記選択回路部は、前記両制御系のうち前記出力端電圧の低い前記制御系を選択し、
前記整流素子回路部は、前記補助制御系の前記出力端子から前記電力制御系の前記出力端子へ向けての電流を許す整流素子であって該整流素子の端子間の印加電圧の値の如何に拘わらず両端子間に所定の電圧差を生じる整流素子を有する請求項１に記載の電磁調理器。
【請求項３】
第２の検出手段は、前記加熱コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記加熱コイルに流れる電流とその電圧との位相差を検出する位相検出手段とを有し、
前記補助制御系は、前記加熱コイルについての最大許容電流値と前記電流検出手段により検出される検出値との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する帰還増幅回路部を有する電流制御系と、前記位相差についての最大許容進み位相差と前記位相検出手段により検出される位相差との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する帰還増幅回路部を有する位相制御系とで構成され、
前記選択回路部は、前記帰還増幅回路部のうち、その出力電圧が最低の前記帰還増幅回路部の出力電圧を選択し、
前記電力制御系の前記帰還増幅回路部の前記出力端と前記電流制御系の前記帰還増幅回路部の出力端との間および前記電力制御系の前記帰還増幅回路部の前記出力端と前記位相制御系の前記帰還増幅回路部の出力端との間に、前記整流素子回路部がそれぞれ設けられている請求項２に記載の電磁調理器。
【請求項４】
前記整流素子は、順方向電流が流れたときにアノードおよびカソード間に接合障壁エネルギー差に基づく電位差を生じるダイオードである請求項２に記載の電磁調理器。
【請求項５】
動作周波数に応じた高周波電流を加熱コイルに供給すべくドライバ回路による駆動されるインバータと、該インバータの動作周波数を制御すべく前記ドライバ回路の作動を制御する制御回路とを備える電磁調理器であって、
前記制御回路は、第１のパラメータに基づいて前記インバータの動作周波数を制御するための第１の制御系と、第２のパラメータに基づいて前記インバータの動作周波数を制御するための第２の制御系と、前記両制御系を該両制御系の出力電圧相互間の高低関係によって選択し、選択された一方の前記制御系の出力電圧に応じた動作周波数信号を前記インバータに出力する選択回路部とを有し、
前記両制御系の前記選択回路部への出力端子間には、両制御系間の切り替えの迅速化のために、いずれか一方の前記制御系の前記出力端の電圧が他方の前記制御系の前記出力端の電圧と所定値との和を超えるとき、前記一方の制御系の前記出力端から前記他方の制御系の前記出力端へ向けての電流を許し前記両制御系の前記出力端電圧差を前記所定値に保持する整流素子回路部が設けられていることを特徴とする電磁調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電磁誘導作用を利用して加熱調理を行う電磁調理器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電磁調理器では、一般的に、商用電源の交流が整流回路で整流され、この整流回路で整流された電流がインバータで加熱条件に応じた周波数の高周波電流に変換されて加熱コイルに供給されている。加熱コイルが高周波電流の供給を受けると、この加熱コイルには、供給される高周波電流に応じた交番磁界が発生し、加熱コイル上に配置された例えば鉄鍋のような被加熱物内に交番磁界に応じた渦電流が生じ、この渦電流のジュール熱によって被加熱物が加熱される。
【０００３】
効率的な加熱のために、インバータには、加熱コイルと共に共振回路を構成するコンデンサが挿入されている。また、例えば温度調整に応じた適正な加熱が可能となるように、電磁調理器の消費電力を設定温度に応じて調整可能の目標値と比較し、その差分に応じて、目標値に対応する定電力を保持すべくインバータの動作周波数を制御する帰還（フィードバック制御）が採用されている。この帰還制御によって安定した加熱が可能となる。
【０００４】
しかしながら、加熱処理中に加熱コイル上から鍋を取り払い、またはその位置を大きく移動させると、あるいは加熱コイル上の鍋を材質の異なる鍋に取り替えると、共振回路に流れる電流すなわち加熱コイルに流れる電流が急激に増大し、あるいはその電流の位相が電圧の位相に比較して大きく進む。このような状況下では、インバータに過度の電流が流れ、インバータに損傷を生じる虞がある。
【０００５】
そのため、加熱コイルに流れる電流を検出しあるいはこの電流の位相の進みを検出し、この検出結果とそれぞれの許容値とを比較することにより、異常状態を検出することが提案されている（例えば特許文献１および２参照。）。
【０００６】
このような過度の電流あるいは位相の進みによる異常を検出したとき、その検出パラメータに応じた帰還制御によってインバータの動作周波数を調整し、インバータに過電流が流れることを防止することができる。
【０００７】
この場合、例えば、消費電力すなわち電磁調理器への入力電力に基づいてインバータの動作周波数の制御を行う定電力制御系を主制御系として、異常を検出したとき、主制御系から異常を検出した電流あるいは位相差をパラメータとする電流制御系あるいは位相制御系のような補助制御系に切り替えてインバータの動作周波数を制御することが望ましい。
【特許文献１】特開平４−２６９４８８号公報
【特許文献２】特開平１１−１２１１５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、各制御系に設定される時定数は、整流回路から出力される直流に残存する脈流の影響を受けることなく制御系の安定化を図り、これによりインバータの動作周波数を適正に変更するために、比較的大きな値に設定されている。そのため、電流あるいは位相の検出手段で異常を検出しても、実質的な制御系の切り替えが生じるまでに、その時定数に応じた時間の経過が必要となる。
【０００９】
このことから、制御系の安定化を損なうことなく、インバータをその過電流からより確実に保護するために、迅速な制御系の切り替えを比較的簡素な回路構成で実現することが望まれていた。
【００１０】
従って、本発明の目的は、比較的単純な回路構成で迅速な制御系の切り替えを可能とし、確実にインバータを過電流から保護し得る電磁調理器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、基本的には、動作周波数に応じた高周波電流を加熱コイルに供給すべくドライバ回路により駆動されるインバータと、該インバータの動作周波数を制御すべく前記ドライバ回路の作動を制御する制御回路とを備える電磁調理器であって、前記制御回路は、前記電磁調理器の消費電力が調整可能に設定された値を維持すべく前記インバータの動作周波数を制御するための電力制御系と、前記加熱コイルに流れる電流またはこの電流とその電圧との位相差が許容値を超えないように前記インバータの動作周波数を制御するための補助制御系と、前記両制御系を該両制御系の出力電圧相互間の高低関係によって選択し、選択された一方の前記制御系の出力電圧に応じた動作周波数信号を前記ドライバ回路に出力する選択回路部とを有する。
【００１２】
前記両制御系の前記選択回路部への出力端子間には、前記電力制御系から前記補助制御系への切り替えの迅速化のために、いずれか一方の前記制御系の前記出力端の電圧が他方の前記制御系の前記出力端の電圧と所定値との和を超えるとき、前記一方の制御系の前記出力端から前記他方の制御系の前記出力端へ向けての電流を許し前記両制御系の前記出力端電圧差を前記所定値に保持する整流素子回路部が設けられていることを特徴とする。
【００１３】
本発明に係る前記電磁調理器では、主制御系である電力制御系と補助制御系との切替えは、選択回路部によってなされ、該選択制御部は両制御系の出力端子間電圧の高低関係によってなされる。また、主制御系の制御による定電力供給下での定常運転状態では、例えば電力制御系の出力端電圧は補助系制御系の出力端電圧よりも高い値を示すように設定され、整流素子回路部は両制御系の出力端子間電圧を所定の電圧差に保持する。
【００１４】
この場合、電力制御系の前記出力端の電圧の上昇は目標値からのずれが大きくなることを示す。また補助制御系の前記出力端の電圧の上昇は、許容値からのずれが大きくなることを示す。従って、異常が検出されない定常状態では、補助制御系の前記出力端の電圧は電力制御系の前記出力端の電圧に比較して高い電圧値に保持される。
【００１５】
電力制御系の前記出力端と補助制御系の前記出力端との間に整流素子回路部が設けられていないと、異常が検出されない定常状態では、補助制御系の前記出力端の電圧は電力制御系の前記出力端の電圧に比較して極めて高い電圧値に保持される。
【００１６】
しかしながら、本発明に係る前記電磁調理器では、整流素子回路部が設けられていることから、両制御系の出力端電圧差がそのような大きな値になることはなく、両出力端間電圧差は小さな所定値に保持されている。また、この両端子間の電圧差は、前記他方の出力端圧の変動に拘わらず比較的小さな所定の値に維持される。
【００１７】
このとき、例えば前記加熱コイルに大きな異常電流が流れると、この異常電流を抑制すべく、補助制御系の出力電圧は、前記したように例えば電力制御系の出力電圧値よりも小さな値に向けて減少する。
【００１８】
この減少の度合いは、制御系の安定化のために補助制御系に設定された時定数に従って比較的緩やかに設定されている。しかしながら、本発明によれば、前記したように、整流素子回路部によって両制御系の出力端子間の電圧差は所定の小さな電圧差に保持されていることから、前記整流素子回路部によって設定された所定の電位差分への電圧降下によって、主制御系の出力電圧値と補助制御系の出力電圧値と高低関係が早期に反転し、これにより主制御系から補助制御系への切り替えが迅速になされる。
【００１９】
従って、各制御系の安定動作を損なうことなく比較的単純な構成によって電力制御系と補助制御系との切替えの迅速化が図られる。
【００２０】
電力制御系は、目標値と電磁調理器の消費電力である入力電力を検出する第１の検出手段による検出値との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する第１の帰還増幅回路部を主要素として構成することができる。また補助制御系は、加熱コイルに流れる電流またはこの電流と電圧との位相差を検出する第２の検出手段により検出される検出値についての最大許容値と当該検出値との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する第２の帰還増幅回路部を主要素として構成することができる。
【００２１】
前記選択回路部として、前記両制御系のうち前記出力端電圧の低い前記制御系を選択する選択回路部を採用することができ、この場合、整流素子回路部として、補助制御系の出力端子から電力制御系の前記出力端子へ向けての電流を許す整流素子であって該整流素子の端子間の印加電圧の増減に拘わらず両端子間に所定の電圧差を生じる整流素子を有する整流素子回路部を採用することができる。
【００２２】
第２の検出手段として、加熱コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、加熱コイルに流れる電流とその電圧との位相差を検出する位相検出手段の両者を併用することができる。この場合、補助制御系は、加熱コイルについての最大許容電流値と電流検出手段により検出される検出値との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する帰還増幅回路部を有する電流制御系と、前記位相差についての最大許容進み位相差と前記位相検出手段により検出される位相差との差分を求めかつ該差分に応じた信号を入力側に帰還させるべく所定の時定数で動作する帰還増幅回路部を有する位相制御系とで構成することができる。また、前記選択回路部には、前記帰還増幅回路部のうち、その出力が最小の前記帰還増幅回路部の出力電圧を選択する選択回路部を採用することができる。また、整流素子回路部は、電力制御系の帰還増幅回路部の前記出力端と電流制御系の帰還増幅回路部の出力端との間および電力制御系の帰還増幅回路部の出力端と位相制御系の帰還増幅回路部の出力端との間に、それぞれ設けることができる。
【００２３】
整流素子回路部の整流素子は、順方向電流が流れたときに接合障壁エネルギー差に基づく電位差をアノードおよびカソード間に生じるダイオードで構成することができる。
【００２４】
本発明は、前記した電力制御系を主制御系とした主制御系と補助制御系との切り替えに代えて、パラメータを異にする種々の第１および第２の制御系の切り替えに適用することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、補助制御系の出力端子と電力制御系の出力端子との間には、整流素子回路部によって設定された所定の電位差分の電圧差が与えられているに過ぎないことから、例えば加熱コイルに大きな異常電流が流れあるいは加熱コイルに電圧に対して大きな位相進角の電流が流れると、この異常電流を抑制すべく、例えば補助制御系の出力端子電圧は降下するが、制御系の安定化のために設定された時定数に拘わらず、主制御系の出力電圧値と補助制御系の出力電圧値と高低関係が早期に反転し、これにより主制御系から補助制御系への切り替えが迅速になされる。
【００２６】
従って、各制御系の安定動作を損なうことなく比較的単純な構成によって電力制御系と補助制御系との切替えを迅速に行うことができ、これによりインバータを過剰電流による損傷から確実に保護することができる。
【００２７】
また、本発明によれば、パラメータを異にする第１および第２の制御系の切替えを各制御系の安定動作を損なうことなく比較的単純な構成によって迅速に行うことができ、これによりインバータを過剰電流による損傷から確実に保護することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の特徴を図示の実施例に沿って詳細に説明する。
【実施例】
【００２９】
〈実施例１〉
図１は本発明に係る電磁調理器１０の要部を示すが、この図１に沿っての説明に先立ち、電磁調理器１０の全体を概略的に示す図２に沿って説明する。
【００３０】
本発明に係る電磁調理器１０は、図２に示すように、商用電源１１から電力の入力を受け、その交流電流を整流して直流に変換する整流回路１２と、該整流回路により得られた直流電流を所望の周波数の高周波電流に変換するインバータ１３と、該インバータから高周波電流の供給を受ける加熱コイル１４と、インバータ１３の動作を制御する制御回路１５とを備える。
【００３１】
加熱コイル１４は、インバータ１３のコンデンサ１６に直列に接続され、該コンデンサと共に共振回路を構成する。制御回路１５は、ドライバ回路１７からインバータ１３に供給される動作周波数信号を制御する。インバータ１３は、このドライバ回路１７から供給される動作周波数信号に応じた周波数の高周波電流を加熱コイル１４に供給すべく動作する。
【００３２】
この動作周波数の高周波電流が、前記共振回路のコンデンサ１６を経て加熱コイル１４に供給されると、加熱コイル１４は高周波電流に対応した交番磁界を発生し、加熱コイル１４が発するこの交番磁界の誘導作用により、加熱コイル１４上の図示しない例えば鉄鍋内に渦電流が発生し、この渦電流のジュール熱によって前記鍋が加熱される。
【００３３】
加熱コイル１４に供給される高周波電流の周波数が低下すると、加熱コイル１４への供給電力量は増大することから、加熱コイル１４による加熱温度は上昇する。また加熱コイル１４への高周波電流の周波数が上昇すると、加熱コイル１４の供給電力量が低減することから、加熱コイル１４による加熱温度は低下する。従って、制御回路１５からドライバ回路１７に供給される動作周波数信号の制御によって加熱温度および電磁調理器１０の運転状態を制御することができる。
【００３４】
この制御のために、電力検出手段１８、位相検出手段１９および電流検出手段２０が設けられており、また図１に示すように、整流素子回路部３０が設けられている。
【００３５】
電力検出手段１８は、図１に示す例では、整流回路１２（図２参照）への入力電流と入力電圧を積算する乗算器が用いられている。電力検出手段１８は、商用電源１１から整流回路１２に入力する電力すなわち電磁調理器１０の消費電力を検出し、検出した電力値信号を制御回路１５の電力制御系帰還増幅回路部１５ａに出力する。
【００３６】
位相検出手段１９は、図１に示す例では、加熱コイル１４への供給電力の電圧周期を決めるドライバ回路１７からの動作周波数信号と、加熱コイル１４への供給電流とから、該供給電流の電圧に対する位相進角を求める。位相検出手段１９は加熱コイル１４に供給される電流の電圧に対する位相差を検出し、検出した位相差信号を位相制御系帰還増幅回路部１５ｂに出力する。
【００３７】
電流検出手段２０は、図１に示す例では、加熱コイル１４に流れる電流値をその平均値で求める整流回路が用いられている。電流検出手段２０は、加熱コイル１４に供給される電流を検出し、検出した電流値信号を制御回路１５の電流制御系帰還増幅回路部１５ｃに出力する。
【００３８】
制御回路１５には、その各制御系帰還増幅回路部１５ａ〜１５ｃから出力された制御信号を選択的にドライバ回路１７に出力する選択回路部１５ｄ（図２参照）が設けられている。
【００３９】
制御回路１５の各制御系帰還増幅回路部１５ａ〜１５ｃは、図１に示すように、差動アンプ２１ａ〜２１ｃと、各差動アンプ２１ａ〜２１ｃの出力端３１ａ〜３１ｃおよびその反転入力端に接続された時定数設定回路２２ａ〜２２ｃとを有する。各時定数設定回路２２ａ〜２２ｃと並列的に抵抗２３ａ〜２３ｃが接続されている。各時定数設定回路２２ａ〜２２ｃは、図示の例では、ＲＣ直列回路で構成されている。また差動アンプ２１ａ〜２１ｃの非反転入力端は、抵抗２４ａ〜２４ｃを経て接地されている。
【００４０】
電力制御系帰還増幅回路部１５ａの差動アンプ２１ａの反転入力端には、電力検出手段１８の出力信号が抵抗２５ａを経て入力される。また、差動アンプ２１ａの非反転入力端には、抵抗２６ａを経て、設定温度に対応した入力電力設定値が調整可能な目標値として入力される。
【００４１】
差動アンプ２１ａは、設定温度に対応した入力電力設定値と電力検出手段１８から出力された差動アンプ２１ａへの入力電力値との差分を出力するが、その出力の一部が抵抗２３ａを経て差動アンプ２１ａの反転入力端子に帰還されることから、その出力端３１ａの電圧が目標値である入力電力設定値に近づくように動作する。この出力端３１ａの電圧は電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａに出力されることから、電力制御系帰還増幅回路部１５ａは、電力検出手段１８による検出電圧値が目標値である入力電力設定値に近づくように動作する負帰還増幅回路を構成する。
【００４２】
電力制御系帰還増幅回路部１５ａの差動アンプ２１ａの増幅率は抵抗２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａで決まる。また、電力検出手段１８により検出される電力には、整流回路１２による整流後に脈動が残留するので、この残留脈動による電力制御系帰還増幅回路部１５ａの不安定化を防止するために、時定数設定回路２２ａの時定数は、この残留脈動の影響を排除し得るに充分に大きな値に設定される。
【００４３】
電力制御系帰還増幅回路部１５ａによる電力制御が主制御系として用いられており、通常の使用状態では、差動アンプ２１ａの出力電圧すなわち電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧が例えば４Ｖで安定した定電力制御が行えるように、設定されている。
【００４４】
位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの差動アンプ２１ｂの反転入力端には、位相検出手段１９からの出力信号が抵抗２５ｂを経て入力される。また、差動アンプ２１ｂの非反転入力端には、抵抗２６ｂを経て、許容し得る進み位相差に対応する設定値が目標値として入力されることから、その出力端３１ｂの電圧が目標値である位相差設定値に近づくように動作する。この出力端３１ｂの電圧は位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端３２ｂに出力されることから、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂは、位相検出手段１９が検出した位相差が目標値である許容設定値に近づくように動作する負帰還増幅回路を構成する。また、時定数設定回路２２ｂにより設定される時定数は、電力制御系帰還増幅回路部１５ａにおけると同様である。
【００４５】
しかしながら、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの補助制御系として位相制御系帰還増幅回路部１５ｂを機能させるために、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの制御下での正常動作時に得られる所定の位相進角では、差動アンプ２１ｂの出力端電圧が該差動アンプの最大駆動電圧である例えば１２Ｖを維持するように設定されている。従って、この所定の位相角を超える大きな位相の進みが位相検出手段１９により検出されると、この位相の進みを目標設定値に近づけるように動作する。
【００４６】
電流制御系帰還増幅回路部１５ｃでは、その差動アンプ２１ｃの反転入力端には、電流検出手段２０からの出力信号が抵抗２５ｃを経て入力される。また、差動アンプ２１ｃの非反転入力端には、抵抗２６ｃを経て、許容し得る加熱コイル１４への出力電流値に対応する設定値が目標値として入力される。
【００４７】
従って、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃは、基本的には、電流検出手段２０が検出した電流値が目標値である許容設定値に近づくように動作する負帰還増幅回路を構成する。また、時定数設定回路２２ｃにより設定される時定数は電力制御系帰還増幅回路部１５ａにおけると同様である。
【００４８】
しかしながら、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂと異なり、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃと電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａとの間には、整流素子回路部３０の整流素子３０ａが接続されている。
【００４９】
整流素子３０ａは、例えばショットキーダイオードあるいは高速ダイオードのようなダイオードからなり、そのカソードが電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａに接続され、そのアノードが電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端子３２ｃに接続されている。ダイオードは、そのアノードおよびカソード間に順方向電圧が印加されたとき、アノードおよびカソード間には、その接合障壁エネルギー差に応じた所定の電位差が生じる。ダイオードがショットキー型ダイオードである場合、この電位差は約０．５Ｖであり、高速ダイオードの場合、約０．９Ｖである。
【００５０】
このようなダイオードによって、そのカソード側が出力端３２ａとなりアノード側が出力端子３２ｃとなるように、両出力端３２ａおよび３２ｃが接続されていることから、アノード側である出力端子３２ｃの電位がカソード側の出力端３２ａの電位よりも前記した障壁エネルギー差によって生じる所定の電位差よりも高くなると、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃ出力端３２ｃから電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａへ向けて電流が流れる。この電流の流れは、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの差動アンプ２１ｃの出力端３１ｃの電圧を電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧よりも前記した所定の電位差分の高さに保持しようとする。この電圧低下分を補償するために、差動アンプ２１ｃには、その出力端３２ｃとアンプ本体との間に、電圧補償用の抵抗３３ｃが挿入されている。従って、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃが、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧と、整流素子３０ａによって規定される前記電位差との和より高いとき、その出力端３２ｃの電圧が出力端３２ａの電圧と前記整流素子３０ａによって規定される前記電位差との和となるように、その出力端３２ｃの電圧が低下する。
【００５１】
電流制御系帰還増幅回路部１５ｃは、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂにおけると同様に、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの補助制御系として機能するように、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの制御下での正常動作時に電流検出手段２０で検出される所定の電流値では、その出力端３２ｃの電圧値が電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧よりも高くなるように設定されている。また、前記したように、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃに関連して、電圧補償用抵抗３３ｃおよび整流素子３０ａが設けられている。
【００５２】
従って、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの制御下での正常動作時に電流検出手段２０で検出される所定の電流値では、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃの電圧は、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧よりも整流素子３０ａによって規定される前記所定電圧値分、高い値を保持する。しかも、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの制御下での正常動作時では、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃの電圧は、整流素子３０ａのバイアス作用により、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧との間に前記所定の電圧値分の差をおいてこの出力端子３２ａの電圧値の変化に追従することから、出力端３２ｃの電圧は、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの変動に応じて、この出力端３２ａの電圧よりも前記所定電圧分高い電圧値を保持した状態で一体的に変動する。
【００５３】
また、電流検出手段２０が所定の電流値を超える大きな電流値を検出すると、この電流値を目標設定値に近づけるように出力端子３２ｃの電圧を低下させるように動作する。この制御動作によって電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃの電圧が整流素子３０ａにより規定される前記電圧値と電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧値との和よりも低下すると、整流素子３０ａには逆方向電圧が作用することから、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃは、出力端３２ａの電圧値よりも低い電圧に保持され、この低電圧が出力端３２ｃに出力される。
【００５４】
各帰還増幅回路部１５ａ〜１５ｃの出力端３２ａ〜３２ｃは、選択回路部１５ｄに接続されている。選択回路部１５ｄは、図示の例では３つのダイオード２７ａ〜２７ｃを有する従来よく知られたダイオードＯＲ回路で構成されている。ダイオード２７ａ〜２７ｃのカソードは、各制御系帰還増幅回路部１５ａ〜１５ｃの出力端３２ａ〜３２ｃにそれぞれ接続されている。また、ダイオード２７ａ〜２７ｃのアノードは、最大電力を規制すべくこの最大電力に対応した動作周波数についての最低周波数を規定する電圧回路２８の分圧点２８ａに接続されている。この分圧点２８ａの電圧よりも低い電圧がダイオード２７ａ〜２７ｃのカソード側に作用すると、分圧点２８ａの電圧は、各ダイオード２７ａ〜２７ｃのカソード電圧のうち、最も低いカソード電圧に等しくなる。そのため、分圧点２８ａには、各ダイオード２７ａ〜２７ｃのカソード電圧、すなわち各カソードに接続された各帰還増幅回路部１５ａ〜１５ｃの出力端３２ａ〜３２ｃの電圧のうち、最も低い電圧値が出力される。
【００５５】
従って、選択回路部１５ｄは、各帰還増幅回路部１５ａ〜１５ｃの出力のうち、その最も低い出力電圧を示すいずれか１つの帰還増幅回路部１５ａ、１５ｂまたは１５ｃを選択的に、分圧点２８ａに接続する。
【００５６】
分圧点２８ａに出力された電圧信号は、その電圧を駆動周波数信号に変換するコンバータ２９により駆動周波数信号に変換され、ドライバ回路１７に入力される。コンバータ２９は、入力電圧と周波数信号が示す周波数との間に、反比例的な関係の出力特性を示す。従って、分圧点２８ａの電圧が上昇すると、ドライバ回路１７に入力される駆動周波数信号の周波数は低下する。
【００５７】
このことから、分圧点２８ａの電圧が上昇すると、インバータ１３の駆動周波数は低下し、その結果、加熱コイル１４への供給電力が増大する。他方、分圧点２８ａの電圧が降下すると、インバータ１３の駆動周波数が上昇し、加熱コイル１４への供給電力が低下し、その結果、インバータ１３への負荷が軽減する。
【００５８】
従って、電磁調理器１０の正常な動作状態では、前記したように、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力電圧は補助制御系である位相制御系帰還増幅回路部１５ｂおよび電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの各出力端３２ｂ、３２ｃの電圧よりも低く（例えば４Ｖ）設定されていることから、この電力制御系帰還増幅回路部１５ａの負帰還制御が機能する。そのため、消費電力が目標値より上昇しようとすると、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの制御作用により、インバータ１３への駆動周波数が高められる。これとは逆に、消費電力が目標値より低下しようとすると、電力制御系帰還増幅回路部１５ａによりインバータ１３への駆動周波数が低減される。
【００５９】
この電力制御系帰還増幅回路部１５ａからなる主制御系による所定の時定数での適正な帰還制御により、電磁調理器１０によれば、電力設定値にほぼ沿った定電力制御が行われる。
【００６０】
また、例えば、位相制御系の位相検出手段１９が加熱コイル１４への電流の位相についての異常進角を検出し、その検出信号が差動アンプ２１ｂの反転入力端子に入力すると、差動アンプ２１ｂの出力電圧すなわち位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端３２ｂの電圧は、その時定数回路２２ｂにより設定された時定数に沿って、当該差動アンプの非反転入力端子に入力された目標値すなわち許容位相進角値を示す目標値に向けて降下する。他方、このような異常進角の検出状態では、主制御系である電力制御系帰還増幅回路部１５ａの差動アンプ２１ａの出力電圧すなわち電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧は上昇する。その結果、両制御系帰還増幅回路部１５ａおよび１５ｂの出力端３２ａおよび３２ｂの電圧値の大小関係に反転が生じると、選択回路部１５ｄの切り替え動作が生じる。
【００６１】
この切り替え動作のタイミングを概念的に示す図３のグラフに沿って説明する。図３に示すグラフの横軸は時間軸であり、その縦軸は電圧値を示す。
【００６２】
特性線３４ａは、時刻ｔ0で許容進角を超える異常電力が加熱コイル１４に供給されたときの電力制御系帰還増幅回路部１５ａの差動アンプ２１ａの出力端電圧である出力端３２ａの電圧値の変化を示す。異常が生じる時刻ｔ0迄の時間、入力電力制御によって適正な制御動作が保持され、従って、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの出力電圧が例えば約４Ｖの出力電圧値の近傍で保持されている。しかしながら、時刻ｔ0で異常が生じると、その許容進角を超える異常進角によって差動アンプ２１ａへの入力電圧が異常に上昇することから、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧は、最大駆動電圧値である例えば１２Ｖに向けて上昇する。
【００６３】
他方、特性線３４ｂは、その異常進角が時刻ｔ0で検出されたときの差動アンプ２１ｂの出力端電圧すなわち位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端３２ｂの電圧値の変化を示す。この異常が発生し、これが検出される時刻ｔ0迄は、差動アンプ２１ｂの出力電圧値すなわち位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端３２ｂの電圧は、最大駆動電圧である例えば約１２Ｖの出力電圧値に保持されているが、前記したように、異常進角検出信号が差動アンプ２１ｂに入力すると、その時定数設定回路２２ｂの時定数特性に沿って制御レベル電圧へ向けて降下する。
【００６４】
このとき、図３に示すように、時間ｔ2で両特性線３４ａおよび３４ｂは交差するが、異常が生じた時刻ｔ0から交差する時刻ｔ2迄の経過時間の後に、初めて制御系が電力制御系帰還増幅回路部１５ａによる電力制御系すなわち主制御系から位相制御系帰還増幅回路部１５ｂによる位相制御系である補助制御系に切り替わる。この切り替わり後、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの制御により、加熱コイル１４への給電は適正に行われる。
【００６５】
これに対し、例えば時刻ｔ0で許容電流を超える異常電流が加熱コイル１４に供給される場合には、前記した異常進角が生じた場合と同様に、時刻ｔ0迄は電力制御系の差動アンプ２１ａの出力が例えば約４Ｖの出力電圧値の近傍で保持されている。また、時刻ｔ0で異常が生じると、その許容電流を超える異常電流によって差動アンプ２１ａへの入力電圧が異常に上昇することから、この差動アンプ２１ａの出力電圧である電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａの電圧は、特性線３４ａで示すように、最大駆動電圧値である例えば１２Ｖに向けて上昇する。
【００６６】
このとき、補助制御系である電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの差動アンプ２１ｃの出力電圧値である出力端３２ｃの電圧値は、許容電流を超える異常電流によって、時定数設定回路２２ｃの時定数特性に沿って制御レベル電圧へ向けて降下する。すなわち、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端３２ｂの電圧値も、図３に示す特性線３４ｂと同様な時定数特性に沿って降下する。
【００６７】
しかしながら、前記したように、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃと選択回路部１５ｄとの間に挿入された整流素子回路部３０のバイアス作用により、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端３２ｃの電圧は、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａよりも整流素子３０ａにより規定される所定の電圧Ｖ１分よりも高い値になるように、負のバイアスを与えられることから、図３のグラフで示されているように、特性線３４ｂの下方でこれに並行する特性線３４ｃに沿って変化する。
【００６８】
その結果、異常検出時刻ｔ0から、時刻ｔ2よりも早期の時刻ｔ1で両特性線３４ａおよび３４ｃが交差することから、異常が検出されてから、電力制御系（１５ａ）より整流素子回路部３０が設けられていない位相制御系（１５ｂ）への切替えに比較して、早期に電流制御系帰還増幅回路部１５ｃへの切替えがなされる。
【００６９】
従って、この実施例１の電磁調理器１０によれば、電源回路を必要としない整流素子回路部３０を付加することにより、電力制御系（１５ａ）から位相制御系（１５ｂ）への異常進角の検出による切替え時に比較して、異常電流の検出による電流制御系（１５ｃ）への切替えを迅速に行うことができるので、比較的単純な回路構成によって、この電力制御系（１５ａ）から電流制御系（１５ｃ）への切替え時における加熱コイル１４への過大電流の供給を確実に防止することができる。
【００７０】
〈実施例２〉
図４に示す実施例２の電磁調理器１０に設けられる制御回路１５では、整流素子回路部３０が、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃと電力制御系帰還増幅回路部１５ａとの間に代えて、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃと位相制御系帰還増幅回路部１５ｂとの間に設けられている。
【００７１】
すなわち、図４の実施例２では、前記したと同様なダイオードからなる整流素子３０ｂのカソードが電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａ′に接続され、そのアノードが位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端子３２ｂに接続されている。
【００７２】
また、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの差動アンプ２１ｂの出力端３１ｂと当該差動アンプ本体との間には、前記したと同様な電圧補償用抵抗３３ｂが挿入されている。
【００７３】
この整流素子３０ｂおよび電圧補償用抵抗３３ｂからなる整流素子回路部３０は、位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端３２ｂの電圧が整流素子３０ｂの接合障壁エネルギー差に応じた所定の電位差と、電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａ′の電圧との和より高くなるとき、その出力端３２ｂの電圧が出力端３２ａ′の電圧と前記整流素子３０ｂによって規定される前記電位差との和となるように、その出力端３２ｂの電圧を降下させる。
【００７４】
従って、図４に示す実施例２によれば、電力制御系（１５ａ）から電流制御系（１５ｃ）への異常電流の検出による切替え時に比較して位相制御系（１５ｂ）への異常進角の検出による切替えを迅速に行うことができるので、この電力制御系（１５ａ）から位相制御系（１５ｂ）への切替え時における加熱コイル１４への過大電流の供給を確実に防止することができる。これにより、この電力制御系（１５ａ）から位相制御系（１５ｂ）への切替え時における加熱コイル１４への過大電流の供給を確実に防止することができる。
【００７５】
〈実施例３〉
図５に示す実施例３では、整流素子回路部３０が、電流制御系帰還増幅回路部１５ｃと電力制御系帰還増幅回路部１５ａとの間および電流制御系帰還増幅回路部１５ｃと位相制御系帰還増幅回路部１５ｂとの間の双方に設けられている。
【００７６】
図５に示すように、前記したと同様なダイオードからなる整流素子３０ａのカソードが電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａに接続され、そのアノードが電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの出力端子３２ｃに接続されている。また、整流素子３０ｂのカソードが電力制御系帰還増幅回路部１５ａの出力端３２ａ′に接続され、そのアノードが位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの出力端子３２ｂに接続されている。
【００７７】
電流制御系帰還増幅回路部１５ｃの差動アンプ２１ｃの出力端３１ｃと当該差動アンプ本体との間および位相制御系帰還増幅回路部１５ｂの差動アンプ２１ｂの出力端３１ｂと当該差動アンプ本体との間には、それぞれ前記したと同様な電圧補償用抵抗３３ｂ、３３ｃが挿入されている。
【００７８】
実施例３に示す電磁調理器１０によれば、電力制御系（１５ａ）から位相制御系（１５ｂ）への異常進角の検出による切替え時および電力制御系（１５ａ）から電流制御系（１５ｃ）への異常電流の検出による切り替え時の何れにおいても、第１の制御系である電力制御系（１５ａ）から第２の制御系である位相制御系（１５ｂ）または電流制御系（１５ｃ）への切替えを迅速に行うことができるので、比較的単純な回路構成によってこの電力制御系（１５ａ）から位相制御系（１５ｂ）および電流制御系（１５ｃ）への切替え時における加熱コイル１４への過大電流の供給を確実に防止することができる。
【００７９】
前記した各実施例では、選択回路部１５ｄが最低電圧を選択する例を示した。これに代えて、各帰還増幅回路部１５ａ、１５ｂ、１５ｃと選択回路部１５ｄとの間に、定電源回路と、該定電源回路の定電圧と各帰還増幅回路部１５ａ、１５ｂ、１５ｃの出力端３２ａ〜３２ｃ電圧との差分を求める演算回路部とを挿入し、該演算回路部の差分出力のうち、最も高い電圧を出力する制御系を選択回路部で選択することができる。
【００８０】
また、主制御系に電力制御系を採用し、補助制御系に位相制御系または電流制御系を採用した例を示したが、本発明は、これに限らず電磁調理器１０の種々の制御パラメータによる制御系の切り替えに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明に係る電磁調理器の実施例１の要部を示す電気回路図である。
【図２】本発明に係る電磁調理器の電気回路を概略的に示すブロック図である。
【図３】本発明に係る実施例１の制御系の切り替えタイミングを示すグラフである。
【図４】本発明に係る電磁調理器の実施例２を示す図１と同様な図面である。
【図５】本発明に係る電磁調理器の実施例３を示す図１と同様な図面である。
【符号の説明】
【００８２】
１０  電磁調理器
１３  インバータ
１４  加熱コイル
１５  制御回路
１５ａ  電力制御系帰還増幅回路部（主制御系、第１の制御系）
１５ｂ  位相制御系帰還増幅回路部（補助制御系、第２の制御系）
１５ｃ  電流制御系帰還増幅回路部（補助制御系、第２の制御系）
１５ｄ  選択回路部
１７  ドライバ回路
１８  電力検出手段（第１の検出手段）
１９  位相検出手段（第２の検出手段）
２０  電流検出手段（第２の検出手段）
３０（３０ａ、３３ｂ、３３ｃ）  整流素子回路部
３０ａ  整流素子（ダイオード）
３３ｂ、３３ｃ  電圧補償用抵抗
【図１】
2005276463.tif 000003
【図２】
2005276463.tif 000004
【図３】
2005276463.tif 000005
【図４】
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【図５】
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