(57)【要約】【課題】本発明は定電圧電源装置等に並列接続されたコンデンサへの充電電流の制御に関するものであり、高効率で信頼性が極めて高いコンデンサ充電回路を実現することを目的とする。【解決手段】直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、前記第１のコンデンサに対して小容量の第２のコンデンサと電流検出手段とから成る直列回路を第１のコンデンサと並列に接続し、前記電流検出手段の出力電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御するように構成している。【選択図】図１
2005092391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、第２のコンデンサと電流検出手段とから成る直列回路を第１のコンデンサと並列に接続し、前記電流検出手段の出力電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御するコンデンサ充電回路。
【請求項２】
直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、前記第１のコンデンサに対して小容量の第２のコンデンサと抵抗からなる直列回路を第１のコンデンサと並列に接続し、前記第２のコンデンサと前記抵抗からなる時定数を第１のコンデンサの充電時間に対して小さく設定し、該抵抗の両端に発生する電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御するコンデンサ充電回路。
【請求項３】
第１のコンデンサと並列に電子機器装置を接続した請求項１または請求項２記載のコンデンサ充電回路。
【請求項４】
第１のコンデンサと並列に電子機器装置を接続し、制御素子の状態制御信号と前記第１のコンデンサの充電電圧とを論理演算した信号で前記電子機器装置の起動を行い、電子機器装置の起動後は電子機器装置と情報交換し、充電電流の設定値を制御する請求項１〜３のいずれかに記載のコンデンサ充電回路。
【請求項５】
直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、前記第１のコンデンサに対して小容量の第２のコンデンサとカレントミラー回路の入力端子とを直列に接続した回路を第１のコンデンサと並列に接続し、カレントミラー回路の出力端子に発生する電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御する請求項３または請求項４記載のコンデンサ充電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は定電圧電源装置等に並列接続されたコンデンサへの充電電流の制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種のコンデンサ充電回路は、一般的によく知られているように直流電源に直接コンデンサを接続し、コンデンサを充電しようとすると、巨大な充電電流がコンデンサに流れる。
【０００３】
この場合、直流電源の安定性が良くないと、充電電流によって直流電源の電圧が降下、あるいは振動し、直流電源に並列に接続されている他の電子機器に誤動作等の悪影響を及ぼすという不具合が発生していた。
【０００４】
この充電電流の大きさは、以下のように決まる。
【０００５】
すなわち、コンデンサの充電電荷ＱＣは、コンデンサの容量をＣとし、印加される電圧をＶとすればＱＣ＝Ｃ・Ｖで電圧と容量に比例する。一方で充電電流ＩＣはＩＣ（ｔ）＝ｄＱｃ／ｄｔ＝Ｃ・ｄＶ／ｄｔで表され、印加される電圧Ｖの変化速度とコンデンサの容量が大きい程、大電流がコンデンサに流入する。
【０００６】
この不都合を避ける為に、従来はコンデンサへの充電は直流電源から電流制限抵抗を介して行うのが一般的であったが、充電電流のピーク電流を減少させようとすると必然的に抵抗値を大きくせざるを得なくなる。
【０００７】
しかし、コンデンサの充電電圧の上昇はコンデンサの容量値と抵抗値が成す時定数で決まる指数曲線になり、コンデンサの充電電圧の立ち上がりが遅くなるので、コンデンサに接続された電子機器の動作開始が遅くなる、あるいは抵抗が継続時に接続されているので接続された電子機器に流れる電流によって継続的に損失が発生する、あるいは、ピーク電流が直流電源の電圧によって左右される、といった不都合を生じていた。
【０００８】
この不都合を避ける為に、従来例として例えば、特許文献１に記載のような回路がある。この回路動作について図９、１０を用いて説明する。
【０００９】
図９は、従来例の回路図、図１０（ａ）（ｂ）は図９の各部の電圧・電流波形である。Ｅ１で示されるのは、たとえば交流電圧を全波整流器などで整流して得られる直流電源や、バッテリーなどで構成される直流電源であって、その電圧は入力電圧Ｖｉｎとして入力端子２，３間に印加される。一方、出力端子４，５には負荷ＺＬが接続される。
【００１０】
端子２−４間には制御素子Ｑ１のソース、ドレインが直流電源Ｅ１と負荷電荷ＺＬとの間に直列に接続されている。
【００１１】
コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続による分圧回路とが出力端子４−５間に並列に接続されていて、コンデンサＣ１の電圧を分圧し、信号電圧Ｖｒ１として送出する。
【００１２】
オペアンプなどによって実現される比較回路６が入力された基準電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｒ１とを比較し、その差電圧（Ｖｒ１−Ｖｒｅｆ）に対応する出力を制御端子Ｑ１のゲートに与え、制御素子Ｑ１の導通状態を決定している。
【００１３】
ここで、充電電流Ｉｃを一定の値以下に抑えるためには、Ｉｃ（ｔ）＝Ｃ・ｄＶｏｕｔ／ｄｔであるのでｄＶｏｕｔ／ｄｔ、即ち、出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりを、入力電圧によらずに一定の傾きの立ち上がり速度で緩やかに立ち上がるようにすればよいことがわかる。
【００１４】
そのためには、比較回路６に与える基準電圧Ｖｒｅｆの立ち上がりを、入力電圧によらずに一定の傾きの立ち上がり速度で緩やかに立ち上がるものとすればよい。
【００１５】
同図のＸ１は、コンデンサＣｏを一定の傾斜で立ち上げる為の定電流回路であり、この結果、図１０（ａ）に示すように基準電圧Ｖｒｅｆは一定の傾きで立ち上がることとなる。
【００１６】
この結果、図１０（ｂ）に示すようにピーク電流を抑制できる。
【特許文献１】特開平１０−２９３６１７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、上記構成においては、コンデンサＣ１が一度充電されてしまうと（回路が動作を完了してしまうと）、その後に発生する直流電源Ｅ１の変化に対してはその電流抑制能力を停止してしまうものであった。
【００１８】
つまり、時刻ｔ０以後は制御素子Ｑ１は損失低減の為に飽和しなければならず、比較回路６は完全にＱ１を導通させる極性になっている。この状態において例えば負荷ＺＬが動作を停止した等の原因によって直流電源Ｅ１の電圧が急激に上昇したとすれば、この電圧変化はＱ１が飽和しているのでコンデンサＣ１を充電してしまう。
【００１９】
この時にも制御素子Ｑ１へ巨大な電流が流れるのでＱ１の損失や、信頼性の面で好ましいものではなく、最悪の場合は制御素子Ｑ１の定格電流を著しく超過し、破損にも及ぶ可能性もあった。
【００２０】
あるいは、この現象を避けるために、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比と、基準電圧Ｖｒｅｆの関係を検討し、時刻ｔ０以後も回路全体が所謂シリーズレギュレータとして動作するように調整すると継続的な損失が発生し、好ましいものではなかった。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決するために本発明の請求項１に記載のコンデンサ充電回路は、直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、前記第１のコンデンサに対して小容量の第２のコンデンサと電流検出手段とからなる直列回路を第１のコンデンサと並列に接続し、前記電流検出手段の出力電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御するようにしたものである。
【００２２】
上記構成により、コンデンサへの充電が完了した後もコンデンサ両端に電圧変化が生じ充電電流が流れようとすれば制御素子が直ちに動作し、制御素子に過大な電流が流れることはなくなる。
【００２３】
又、コンデンサへの充電電流を抑制する為の抵抗を直流電源との間に接続する必要がなくなるので損失を発生させることはなくなる。
【００２４】
また本発明の請求項２に記載のコンデンサ充電回路は、直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、前記第１のコンデンサに対して小容量の第２のコンデンサと抵抗からなる直列回路を第１のコンデンサと並列に接続し、前記第２のコンデンサと前記抵抗からなる時定数を第１のコンデンサの充電時間に対して小さく設定し、該抵抗の両端に発生する電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御するようにしたものであり、これにより、電流検出手段を抵抗で構成したのでより簡単な回路構成とすることが可能となる。
【００２５】
また本発明の請求項３に記載のコンデンサ充電回路は、第１のコンデンサと並列に電子機器装置を接続したものであり、これにより、電子機器の立ち上がり時間を一定にできるものである。
【００２６】
また本発明の請求項４に記載のコンデンサ充電回路は、第１のコンデンサと並列に電子機器装置を接続し、制御素子の状態制御信号と前記第１のコンデンサの充電電圧とを論理演算した信号で前記電子機器装置の起動を行い、電子機器装置の起動後は第１のコンデンサ電圧の信号で電子機器装置の停止を制御するようにしたものであり、これにより、コンデンサへの充電が完了し、なお且つ、コンデンサが所定の電圧まで充電された条件において電子機器装置を起動させるので、異常に低い電圧で電子機器装置が起動しようとして誤動作を起こすこともなく、又、Ｑ１が完全飽和した後に電子機器装置を起動させるので電子機器装置の起動電流による制御素子Ｑ１への損失もない。
【００２７】
また本発明の請求項５に記載の発明のコンデンサ充電回路は、直流電源と制御素子と第１のコンデンサを直列に接続し、前記第１のコンデンサに対して小容量の第２のコンデンサとカレントミラー回路の入力端子とを直列に接続した回路を第１のコンデンサと並列に接続し、カレントミラー回路の出力端子に発生する電圧と基準電圧とを比較・増幅した信号で前記制御素子の導通状態を決定し、充電電流を制御するようにしたものであり、これにより、カレントミラーのアーリー効果を利用できるので、高入力電圧時ほど充電電流が小さくなり、制御素子をより小型化できる。
【発明の効果】
【００２８】
以上のように本発明はコンデンサへの充電が完了した後もコンデンサ両端に電圧変化が生じ充電電流が流れようとすれば制御素子が直ちに動作し、制御素子に過大な電流が流れることを抑制し、コンデンサへの充電電流を抑制する為の抵抗を直流電源との間に接続する必要をなくしたものであり、この結果、高効率であり、信頼性が極めて高いコンデンサ充電回路を提供することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態について図を用いて説明する。なお、説明にあたっては従来技術と同一部分は同一番号を付し、説明を省略して説明する。
【００３０】
（実施の形態１）
図１は実施の形態１におけるコンデンサ充電回路の回路図、図２はその電圧・電流波形である。
【００３１】
Ｃ２は第２のコンデンサであり、ＳＷは電源投入用スイッチ、ＩＣは制御回路、Ｃｄｅｔ１は電流検出手段であり、そのインピーダンスは回路動作に影響しないほど小さい。Ｉｃ１，Ｉｃ２はコンデンサＣ１，Ｃ２への電流である。
【００３２】
次に動作について説明する。
【００３３】
今、スイッチＳＷが閉じられ、コンデンサＣ１へ充電電流Ｉｃ１が流れＣ１の充電が開始されると、Ｃ１の電圧変化に従ってＣ２→Ｃｄｅｔ１の直列回路にもＣ２への充電電流Ｉｃ２が流れる。Ｉｃ１は、
Ｉｃ１＝Ｃ１×ｄＶｏｕｔ／ｄｔ
ここでｄＶｏｕｔ／ｄｔはＣ１の両端の電圧時間変化率である。
【００３４】
一方この電圧変化ｄＶｏｕｔ／ｄｔによってＣ２に流れる充電電流Ｉｃ２は
Ｉｃ２＝Ｃ２×ｄＶｏｕｔ／ｄｔ
従って、
Ｉｃ２＝Ｉｃ１×Ｃ２／Ｃ１となる。
【００３５】
つまり、Ｉｃ１とＩｃ２はその容量比に応じた分流比となる。
【００３６】
ここでＩｃ２を電流検出手段Ｃｄｅｔ１で検出し、制御回路ＩＣの１つの入力端子に加え、制御回路ＩＣの他の入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆを加えているので制御素子Ｑ１はＣｄｅｔ１の信号が一定になるように、つまり、図２の波形のごとくＩｃ２が定電流になるように制御回路ＩＣによって制御される。
【００３７】
Ｉｃ２を定電流になるように制御しているので、その容量比倍のＩｃ１も定電流になり、Ｃ１への充電電流のピーク値を制限することができる。
【００３８】
本発明のコンデンサ充電回路の動作が完了後（コンデンサＣ１の充電完了後）に直流電源Ｅ１が従来例と同じく変動し、Ｃ１，Ｃ２へ充電電流が流れようとしても、常時Ｃ２への充電電流Ｉｃ２を制御しているので、いかなる時でも制御素子Ｑ１はＩｃ２を定電流にするように制御することが可能になり、その結果Ｃ１への充電電流Ｉｃ１も定電流に制御することができ、制御素子Ｑ１への過大な電流を抑制することができる。
【００３９】
又、いかなる時でもＣ１への充電電流Ｉｃ１を制御できるので定常時はＱ１を完全に飽和させておくことが可能になり、継続的な損失発生はなくなる。
【００４０】
又、定電流で充電するのでピーク電流が直流電源の電圧によって左右されることもない（図２のＩｃ１，Ｉｃ２，Ｖｏｕｔ波形）。
【００４１】
（実施の形態２）
図３は実施の形態２におけるコンデンサ充電回路の回路図であり、Ｒ２は電流検出用の抵抗であり、Ｃ２とＲ２で構成する時定数はＣ１の充電時間より小さく設定している。
【００４２】
Ｃ２を流れる電流Ｉｃ２は抵抗Ｒ２によって電圧信号になり、制御回路ＩＣの入力端子へ印加され、制御回路ＩＣの他の入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆを加えているので制御素子Ｑ１はＩｃ２が定電流になるように制御回路ＩＣによって制御される。
【００４３】
一方、電流検出抵抗Ｒ２に発生する信号電圧の周波数特性は「（Ｃ１とＣ２の直列接続時等価容量値）×Ｒ２の抵抗値」に左右される。Ｃ１とＣ２の容量比はＣ１に対してＣ２を小さく設定しているので（Ｃ１とＣ２の直列接続時等価容量値）はＣ２が左右する。
【００４４】
つまり、（Ｃ２の容量値×Ｒ２の抵抗値）が電流検出抵抗Ｒ２に発生する信号電圧の周波数特性を左右することになる。
【００４５】
Ｃ２とＲ２で構成する時定数はＣ１の充電時間より小さく設定しているのでＣ１の両端電圧Ｖｏｕｔが変化している期間中はＣ２にもＶｏｕｔの電圧変化に応じた電流を流すことが可能になる（Ｒ２に発生する信号電圧はＣ１が充電されつつある時には発生し、Ｃ１の充電完了後には速やかに消滅することができる。）。
【００４６】
従って、抵抗のみで電流検出手段が構成でき、簡素な構成により実施の形態１記載の特有の効果が得られるものである。
【００４７】
加えて、抵抗Ｒ２にはＣ１とＣ２の容量比に応じた電流しか流れないので、Ｃ２の容量をＣ１の容量に対して小さく選定すれば抵抗Ｒ２に流れる電流自体も少なくできるのでより小型な抵抗が使用でき、損失も減少させることが可能になる。
【００４８】
又、一般的に容量の大きいＣ１にはサイズ・価格の面でアルミ電解コンデンサ、及びその類似品が使われることが多いが、アルミ電解コンデンサにはその構成上ＥＳＲと呼ばれる残留抵抗成分が存在する。Ｃ２の容量とＲ２で成す時定数をＣ１の容量とＥＳＲで成す時定数に概略合わせれば電流検出手段の周波数特性が一致するのでより一層Ｉｃ１を精度良く制御することができる。
【００４９】
（実施の形態３）
図４は実施の形態３におけるコンデンサ充電回路である。ＰＳはＤＣ−ＤＣコンバータ等の電子機器装置である。
【００５０】
第１のコンデンサＣ１と電子機器装置ＰＳを並列に接続しており、又、Ｃ１の充電電圧Ｖｏｕｔは時間的に一定の割合で上昇する。従って、スイッチＳＷ投入後からＶｏｕｔがＰＳの起動開始電圧に達するまでの時間（起動遅れ時間）は直流電源Ｅ１の電圧によらず一定にすることができる。
【００５１】
尚、電流検出手段は請求項２記載の回路構成でもかまわない。
【００５２】
（実施の形態４）
図５は実施の形態４におけるコンデンサ充電回路の回路図である。
【００５３】
ＣＯＭ１は論理演算回路、Ｖｓｔは起動信号である。ＣＯＭ１は制御回路ＩＣの状態と、第１のコンデンサＣ１の充電電圧Ｖｏｕｔを検出し、論理積演算を行い、所定の条件を満たせば起動信号Ｖｓｔを電子機器装置ＰＳへ送出する。
【００５４】
起動信号Ｖｓｔを受けたＰＳは起動し、以後はコンデンサ充電回路と必要な情報を交換し、充電電流の設定値を制御する。
【００５５】
上記構成により、コンデンサへの充電が完了し、なお且つ、コンデンサが所定の電圧まで充電された条件において電子機器装置ＰＳを起動させるので、異常に低い電圧で電子機器装置ＰＳが起動しようとして誤動作を起こすこともなく、又、Ｑ１が完全飽和した後に電子機器装置ＰＳを起動させるので電子機器装置の起動電流による制御素子Ｑ１への熱的損失もない。
【００５６】
又、電子機器装置が起動した後は、コンデンサ充電回路と情報を交換し、充電電流の設定値を電子機器装置側から設定しているので、起動後に生じる直流電源Ｅ１の電圧変動によって生じる充電電流Ｉｃ１を機器に応じた設定値に制限することができ、起動時の設定電流に対して起動後は設定電流を小さくし、制御素子Ｑ１を安全動作領域のより内側で使用することが可能になり、コンデンサ充電回路の信頼性を向上させるとともに、Ｑ１に生じる損失を低減することが可能になる。
【００５７】
尚、論理演算回路ＣＯＭ１の演算は論理積に限定するものではなく、時間演算を追加しても良い。この場合には確実にＶｏｕｔが安定してから電子機器装置が起動することになり、電子機器装置の動作安定度はより一層高くなる。
【００５８】
（実施の形態５）
図６は実施の形態５におけるコンデンサ充電回路の回路図、図７はその電圧・電流波形であり、図８はトランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタ電圧・コレクタ電流曲線である。
【００５９】
Ｑ２，Ｑ３はトランジスタであり、カレントミラー回路ＣＭ１を構成し、Ｑ２のＢ−Ｅ端子が電流入力端子、Ｑ３のＣ−Ｅ端子が電流出力端子を構成している。ＩｃｍはトランジスタＱ３のコレクタ電流であり、カレントミラー回路ＣＭ１の出力電流となる。
【００６０】
図６においては電流検出手段をカレントミラー回路で構成したので、電流Ｉｃ１を第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２の容量比で分流することに加えてＱ２，Ｑ３のミラー比で分流することができるので抵抗Ｒ２へ流れる電流Ｉｃｍをより詳細に設定でき、前記Ｃ１への充電電流Ｉｃ１を詳細に設定できる。
【００６１】
加えて、後述するカレントミラー回路のアーリー効果によってＩｃｍは直流電源Ｅ１の電圧の影響を受け、高入力時ほどＩｃｍが増加する傾向となる。
【００６２】
従って、Ｉｃｍを一定に制御すれば、前記Ｉｃ１は高入力時ほど減少し、制御素子Ｑ１は安全動作領域のより内側で動作することが可能になり、信頼性の高いコンデンサ充電回路とすることができる。
【００６３】
次に図８を用いてアーリー効果について説明する。
【００６４】
カレントミラー回路の電流入力端子を構成するＱ２はそのベースとエミッタが接続されているのでＱ２にＩｃｅ１が流れた場合コレクタ〜エミッタ間電圧は図６のＶｃｅ１（約０．７Ｖ程度）となり、この関係を満たすベース電流がＱ２に注入される。
【００６５】
Ｑ３はベースとエミッタそれぞれがＱ２の同端子に接続されているのでＱ２のベース電流と同一のベース電流がＱ３にも流れることになる。
【００６６】
しかしながら、Ｑ３のコレクタ〜エミッタ間電圧は０．７Ｖではなく、直流電源Ｅ１の影響を受けて変動する。仮にＱ３のコレクタ〜エミッタ間電圧が同図のＶｃｅ２であったとすれば、ベース電流が一定でもＱ３のコレクタ電流はＩｃｅ１ではなくてＩｃｅ２まで増加する。これがアーリー効果である。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、高効率で信頼性が極めて高いコンデンサ充電回路を提供することが可能となり、定電圧電源装置等に並列に接続されたコンデンサへの充電電流の制御に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明のコンデンサ充電回路の実施の形態１における回路構成図
【図２】同実施の形態１における各部の電圧・電流の関係を示した特性図
【図３】本発明のコンデンサ充電回路の実施の形態２における回路構成図
【図４】本発明のコンデンサ充電回路の実施の形態３における回路構成図
【図５】本発明のコンデンサ充電回路の実施の形態４における回路構成図
【図６】本発明のコンデンサ充電回路の実施の形態５における回路構成図
【図７】同実施の形態５における各部の電圧・電流の関係を示した特性図
【図８】トランジスタのコレクタ電圧・コレクタ電流の関係を示す特性図
【図９】従来のコンデンサ充電回路を表わす回路構成図
【図１０】同従来例における各部の電圧・電流の関係を示す特性図
【符号の説明】
【００６９】
Ｅ１  直流電源
ＩＣ  制御回路
ＺＬ  負荷
Ｑ１  制御素子
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
Ｖｒｅｆ  基準電圧
Ｉｃ１，Ｉｃ２  コンデンサ充電電流
Ｖｏｕｔ  出力電圧
Ｃｄｅｔ１  電流検出手段
Ｒ２  抵抗
ＰＳ  電子機器装置
ＣＯＭ１  論理演算装置
Ｖｓｔ  起動信号
Ｑ２，Ｑ３  トランジスタ
ＣＭ１  カレントミラー回路
Ｉｃｍ  カレントミラー回路出力電流
【図１】
2005092391.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005092391.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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