(57)【要約】【課題】  周波数選択的フェージングチャンネル環境を考慮した信号を受信する装置及び方法を提供すること。【解決手段】  信号受信方法において、複数の受信アンテナを通して受信される第１の受信信号は第１の方式にて等化され、等化された送信アンテナ信号のそれぞれは、送信器で使用した複数の拡散コードで逆拡散される。最大の送信アンテナ信号は、逆拡散された送信アンテナ信号の中から検出され、エラーの検証のために、第２の方式にてデコーディングされる。検証された最大の送信アンテナ信号は、干渉信号として再生される。第２の受信信号は、第１の受信信号から干渉信号を減算することによって生成され、第１の方式にて等化される。このような動作は、最大の送信アンテナ信号を除外した等化された送信アンテナ信号に対して反復される。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信器が複数の送信アンテナを備え、受信器が複数の受信アンテナを備える多重入力多重出力通信システムにおいて、前記送信器が前記送信アンテナを介して送信した信号を前記受信器が受信する方法であって、
前記複数の受信アンテナのそれぞれを通して受信される第１の受信信号を所定の第１の方式にて等化し、前記等化された信号を前記複数の送信アンテナ信号のそれぞれに分類する第１のステップと、
前記等化された送信アンテナ信号のそれぞれを前記送信器で使用した複数の拡散コードで逆拡散する第２のステップと、
前記逆拡散された送信アンテナ信号のうち、最大の大きさを有する送信アンテナ信号を検出し、この最大の大きさを有する送信アンテナ信号を所定の第２の方式にてデコーディングしてエラーを検証する第３のステップと、
前記検証された最大の大きさを有する送信アンテナ信号を干渉信号として再生する第４のステップと、
前記干渉信号を前記第１の受信信号から減算して第２の受信信号を生成する第５のステップと、
前記第２の受信信号を前記所定の第１の方式にて等化し、前記等化された信号を、前記最大の大きさを有する送信アンテナ信号を除いた残りの送信アンテナ信号のそれぞれに分類する第６のステップと、
前記受信信号のすべてが等化されるときまで前記第２のステップ乃至前記第６のステップを反復する第７のステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記最大の大きさを有する送信アンテナ信号は、
最大信号対雑音比を有する送信アンテナ信号であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記第１の方式は、最小平均自乗エラー方式であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記第２の方式は、最大尤度方式であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
送信器が複数の送信アンテナを備え、受信器が複数の受信アンテナを備える多重入力多重出力通信システムにおいて、前記送信器が前記送信アンテナを介して送信した信号を前記受信器が受信する装置であって、
前記複数の受信アンテナのそれぞれを通して受信される第１の受信信号を所定の第１の方式にて等化し、前記等化された信号を前記複数の送信アンテナ信号のそれぞれに分類し、前記第１の方式にて、所定の制御の下に生成された第２の受信信号を等化し、前記等化された信号を前記最大の大きさを有する送信アンテナ信号を除いた残りの送信アンテナ信号のそれぞれに分類する受信器と、
前記送信アンテナ信号のそれぞれを、前記送信器で使用した複数の拡散コードで逆拡散する複数の逆拡散器と、
前記逆拡散された送信アンテナ信号のうち最大の大きさを有する送信アンテナ信号を検出し、所定の第２の方式にて、前記最大の大きさを有する送信アンテナ信号をデコーディングしてエラーを検証するエラー検証器と、
前記検証された最大の大きさを有する送信アンテナ信号を干渉信号として再生する信号再生器と、
前記干渉信号を前記第１の受信信号から減算することによって、前記第２の受信信号を生成する複数の減算器と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項６】
前記最大の大きさを有する送信アンテナ信号は、最大信号対雑音比を有する送信アンテナ信号であることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項７】
前記第１の方式は、最小平均自乗エラー方式であることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項８】
前記第２の方式は、最大尤度方式であることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項９】
前記装置は、前記逆拡散器から受信された前記逆拡散信号を多重化した後、前記多重化された信号を前記エラー検証器へ出力する多重化器をさらに含むことを特徴とする請求項５記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムに関し、特に、多重入力多重出力方式を使用する通信システムにおける信号を受信する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、移動通信システムに存在する無線チャンネル環境では、有線チャンネル環境とは異なって、多重経路干渉（multi-path interference）、シャドーイング（shadowing）、伝播減衰、時間的に変動するノイズ、及び干渉などを含む要因の変化によって実際の送信信号が歪曲されて受信される。ここで、この多重経路干渉によるフェージングは、反射体または使用者、すなわち、使用者端末の移動性に密接な関連を有し、実際の送信信号と干渉信号とが混在された形態で受信される。従って、この受信信号は、ひどい歪曲を有する送信信号であり、全体的な移動通信システムの性能を劣化させる。結果的に、このフェージング現象は、受信信号の振幅（amplitude）及び位相（phase）を歪曲させることがあるので、無線チャンネル環境で高速のデータ通信を妨害する主な原因になる。そこで、このフェージング現象を解決するための多くの研究が進められている。結果的に、移動通信システムにおいて、データを高速に伝送するためには、フェージング現象のような移動通信チャンネルの特性に伴う損失及び使用者間の干渉を最小化しなければならない。このフェージング現象によって通信が不安定になることを防止するための方式としては、ダイバーシティ方式を使用する。このような多くのダイバーシティ方式のうちの１つである空間ダイバーシティ(space diversity)方式は、多重アンテナ（multiple antenna）を使用する。ここで、この空間ダイバーシティ方式は、受信アンテナダイバーシティ方式、送信アンテナダイバーシティ方式、及び多重入力多重出力（Multiple Input Multiple Output；以下、‘ＭＩＭＯ’と称する。）方式に分類される。受信アンテナダイバーシティ方式は、複数の受信アンテナを使用してなされ、送信アンテナダイバーシティ方式は、複数の送信アンテナを使用してなされる。ＭＩＭＯは、複数の受信アンテナ及び複数の送信アンテナを使用する方式である。
【０００３】
ここで、このＭＩＭＯ方式を使用する通信システム(以下、‘ＭＩＭＯ通信システム’と称する。)について説明する。
ＭＩＭＯ通信システムは、送信側、例えば、基地局（Ｎｏｄｅ Ｂ）と、受信側、例えば、使用者端末（User Equipment；ＵＥ）のそれぞれに、多重アンテナを使用する。ＭＩＭＯ方式は、次世代移動通信システムにおける大容量のデータの伝送に適合するので、研究が活発に進められている。この送信アンテナとこの受信アンテナとの間のチャンネルがＩＩＤ（independent identically distributed）であり、この送信アンテナの個数と受信アンテナの個数とがＭ個で同一であり、帯域幅（bandwidth）及び送信電力（transmission power）が一定であれば、ＭＩＭＯ方式の平均チャンネル容量（average channel capacity）は、単一入力単一出力（Single Input Single Output；以下、‘ＳＩＳＯ’と称する。）方式に比べて約Ｍ倍に増加して、チャンネル容量の側面で大きい利得がある。また、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、同一の拡散コード（spreading code）を相互に異なる送信アンテナのそれぞれに対して反復的に使用するように制御することによって、コードの再使用（code reuse）を可能にし、従って、このＳＩＳＯ方式に比べてデータ伝送率面で利得がある。
【０００４】
ＭＩＭＯ通信システムの代表的な例としては、アンテナ別の伝送率の制御（Per-Antenna Rate Control；以下、‘ＰＡＲＣ’と称する。）方式を使用する通信システム（以下、‘ＰＡＲＣ通信システム’と称する。)があり、図１及び図２を参照して、ＰＡＲＣ通信システムについて説明する。
【０００５】
図１は、一般的なＰＡＲＣ通信システムにおける送信器の構造を概略的に示すブロック図である。
図１を説明する前に、送信器は、Ｍ個の送信アンテナとＪ個の拡散コードとを使用すると仮定する。ここで、Ｍ及びＪは、整数である。従って、送信器は、ＭｘＪ個のユーザデータストリーム（user data stream）を伝送することができる。
【０００６】
図１を参照すると、まず、この送信器で送信するユーザデータストリームは、逆多重化器（demultiplexer；ＤＥＭＵＸ）１００に供給される。逆多重化器１００は、このユーザデータストリームをこの送信アンテナの個数であるＭに相当するように逆多重化した後、すなわち、このユーザデータストリームをこのＭ個に分割した後、この逆多重化されたユーザデータストリームのそれぞれを信号処理器(signal processor)、すなわち、第１の信号処理器１１０〜第Ｍの信号処理器１１４のそれぞれに供給する。
【０００７】
この分割されたＭ個のユーザデータストリームが、一番目のユーザデータストリームである第１のユーザデータストリームから順次的に第１の信号処理器１１０に入力され、このような方式にて、最後のユーザデータストリームであるＭ番目のユーザデータストリームが第Ｍの信号処理器１１４に入力される。
【０００８】
第１の信号処理器１１０〜第Ｍの信号処理器１１４のそれぞれは、エンコーダ（encoder）、インターリーバ（interleaver）、変調器（modulator）を含み、所定のコーディング方式にてこの入力ユーザデータストリームをコーディングし、このコーディングされたデータを所定のインターリービング方式にてインターリービングした後、このインターリービングされたデータを所定の変調方式にて変調する。第１の信号処理器１１０〜第Ｍの信号処理器１１４の各々の出力は、第１の拡散部１２０〜第Ｊの拡散部１２４の該当拡散器（spreader）に供給される。ここで、拡散部のそれぞれは、Ｍ個の拡散器を含み、第１の信号処理器１１０〜第Ｍの信号処理器１１４の各々から信号を受信し、この受信された信号に第１の拡散コード（ＳＣ１）を乗じ、この乗算値を第１の加算器１３０〜第Ｍの加算器１３４の各々に供給する。このような方式にて、第Ｊの拡散部１２４は、Ｍ個の拡散器を含み、第１の信号処理器１１０〜第Ｍの信号処理器１１４の各々から信号を受信し、この受信された信号に第Ｊの拡散コード（ＳＣＪ）を乗じ、この乗算値を第１の加算器１３０〜第Ｍの加算器１３４の各々に供給する。結果的に、同一の信号処理器で処理された拡散信号は、同一の加算器に出力される。
【０００９】
第１の加算器１３０〜第Ｍの加算器１３４のそれぞれは、この受信された信号を加算し、第１の送信アンテナ(Ｔｘ．ＡＮＴ１)１４０〜第Ｍの送信アンテナ(Ｔｘ．ＡＮＴＭ)１４４の各々に出力する。
【００１０】
また、図１に示していないが、第１の加算器１３０〜第Ｍの加算器１３４の各々から出力された信号は、スクランブリング（scrambling）、デジタル／アナログ変換（digital to analog converting）、フィルタリング（filtering）の追加信号処理を通じて実際の空中(air)を伝送可能であるように処理された後、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれを通じて空中に伝送される。ここで、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれを通じて伝送される信号は、ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）、．．．、ｓＭ（ｔ）で示される。
【００１１】
上述したように、ＰＡＲＣ通信システムは、複数の拡散コードを使用してユーザデータストリームを拡散した後、送信アンテナを介して伝送する。このとき、この複数の拡散コードのそれぞれは、送信アンテナのそれぞれに共通に適用されるので、効率的なコードの再使用が可能であり、資源の効率性を増加させる。
【００１２】
一方、現在、ＭＩＭＯ通信システムについての研究は、フラット（flat）フェージングチャンネル環境のみを考慮して進められている。従って、多様なＰＡＲＣ受信器の構造は、このフラットフェージングチャンネル環境のみを考慮して提案されている。この提案されたＰＡＲＣ受信器の構造は、最小平均自乗エラー（Minimum Mean Square Error；以下、‘ＭＭＳＥ’と称する。）方式と、順次的干渉除去（Successive Interference Cancellation；以下、‘ＳＩＣ’と称する。）方式が結合された形態の方式（以下、‘ＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式’と称する。）とが存在する。
【００１３】
ここで、ＳＩＣ方式について説明する。
一般的に、干渉除去（Interference Cancellation；以下、‘ＩＣ’と称する。）方式は、受信器で干渉信号を生成し、この生成された干渉信号を除去する。ここで、受信信号で検出しようとする所望の信号を除いた残りの信号を干渉信号として見なす。
【００１４】
ＩＣ方式は、ＳＩＣ方式と同時干渉除去（Parallel Interference Cancellation；以下、‘ＰＩＣ’と称する。）方式とに分類されることができる。ＳＩＣ方式は、決定フィードバック(decision-feedback)方式及びＢＬＡＳＴ(Bell Labs Layered Space-Time)方式が存在する。ＳＩＣ方式において、受信信号から信号強度が大きい順に信号を検出する。一番大きい強度を有する信号、すなわち、一番大きい干渉信号は、硬判定(hard-decision)された結果の値を使用してこの受信信号から除去されると、その次に大きい干渉信号は、硬判定(hard-decision)された結果の値を使用して残りの信号から除去される。このような手順を反復することによって、所望の信号を最終的に検出する。
【００１５】
上述したように、ＳＩＣ方式は、以前のステップで検出した推定値に対する依存度が高いので、この以前のステップで検出した推定値にエラーが存在する場合、干渉成分が大きく増加し、性能が劣化する、という問題点がある。すなわち、信号強度が大きい信号の推定値にエラーが発生するほど、その性能劣化が非常に深刻になる。
【００１６】
このような問題点を解決するために多様な方式が提案される。この提案された方式には、部分順次的干渉除去（Partial ＳＩＣ；以下、‘ＰＳＩＣ’と称する。）方式と、同時検出（parallel detection）方式と、球形(sphere)検出方式とがある。このＰＳＩＣ方式は、一番大きい強度を有する信号の推定値の比率を１であると仮定した後、この一番大きい強度を有する信号の推定値を受信信号からすべて除去せず、０よりは大きく、１よりは小さい比率で部分的に除去する方式である。この同時検出方式は、この一番大きい強度を有する信号を送信した送信アンテナのみに最大尤度（Maximum Likelihood；ＭＬ）方式を適用し、これによって、この一番大きい強度を有する信号の信頼度を向上させる。この球形検出方式は、コンステレーション（constellation）内で確率的に一番近接するポイントを基準にして適正半径を有する球を生成し、この生成された球の内でＭＬ検出方式にてシンボルを推定する。
【００１７】
一方、ＰＡＲＣ受信器に適用する場合、ＭＭＳＥ方式に比べてＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式が優れた性能を示す。ここで、図２を参照して一般的なＰＡＲＣ受信器の構造について説明する。
図２は、一般的なＰＡＲＣ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【００１８】
図２を説明するに先立って、受信器は、Ｎ個の受信アンテナとＪ個の拡散コードを使用すると仮定する。ＰＡＲＣ通信システムでの送信器が使用する送信アンテナの個数と受信器が使用する受信アンテナの個数とが同一であってもよいが、図２に示すように、この送信アンテナの個数と受信アンテナの個数とが相互に異なると仮定する。図２を参照すると、第１の受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ１）２００〜第Ｎの受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴＮ）２０４のそれぞれは、図１に示すような第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれを介して伝送される信号を受信する。
【００１９】
第１の受信アンテナ２００〜第Ｎの受信アンテナ２０４のそれぞれは、この受信された信号を該当逆拡散器２２０〜２２８に供給する。すなわち、第１の受信アンテナ２００は、受信信号を（１−１）番目の逆拡散器２２０から（１−Ｊ）番目の逆拡散器２２２に出力し、第２の受信アンテナ２０２は、受信信号を（２−１）番目の逆拡散器２２３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器２２５に出力し、このような方式にて、最後の受信アンテナであるＮ番目の受信アンテナ２０４は、受信信号を（Ｎ，１）番目の逆拡散器２２６〜（Ｎ，Ｊ）番目の逆拡散器２２８のそれぞれに出力する。
【００２０】
（１−１）番目の逆拡散器２２０〜（１−Ｊ）番目の逆拡散器２２２のそれぞれは、第１の受信アンテナ２００から受信された信号を送信器で使用したＪ個の拡散コードと同一の拡散コードで逆拡散した後、第１のＭＭＳＥ受信器２３０に出力する。すなわち、（１−１）番目の逆拡散器２２０は、この受信された信号をＳＣ１で逆拡散し、この逆拡散された信号を第１のＭＭＳＥ受信器２３０に出力し、（１−２）番目の逆拡散器２２１は、受信信号をＳＣ２で逆拡散した後、第２のＭＭＳＥ受信器２３２に出力する。このような方式にて、（１−Ｊ）番目の逆拡散器２２２は、この受信信号をＳＣＪで逆拡散した後、第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４に出力する。
【００２１】
また、（２−１）番目の逆拡散器２２３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器２２５のそれぞれは、第２の受信アンテナ２０２から受信された信号を送信器で使用したＪ個の拡散コードと同一の拡散コードを適用して逆拡散した後、第１のＭＭＳＥ受信器２３０〜第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４のそれぞれに出力する。すなわち、（２−１）番目の逆拡散器２２３は、この受信信号を第１の拡散コードＳＣ１で逆拡散した後、第１のＭＭＳＥ受信器２３０に出力し、（２−２）番目の逆拡散器２２４は、この受信信号を第２の拡散コードＳＣ２で逆拡散した後、第２のＭＭＳＥ受信器２３２に出力する。このような方式にて、（２−Ｊ）番目の逆拡散器２２５は、この受信信号を第Ｊの拡散コードＳＣＪで逆拡散した後、第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４に出力する。
【００２２】
このような方式にて、（Ｎ−１）番目の逆拡散器２２６〜（Ｎ−Ｊ）番目の逆拡散器２２８のそれぞれは、Ｎ番目の受信アンテナ２０４から受信された信号を送信器で使用したＪ個の拡散コードと同一の拡散コードを適用して逆拡散した後、第１のＭＭＳＥ受信器２３０〜第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４のそれぞれに出力する。すなわち、（Ｎ，１）番目の逆拡散器２２６は、この受信信号を第１の拡散コードＳＣ１で逆拡散した後、第１のＭＭＳＥ受信器２３０に出力し、（Ｎ−２）番目の逆拡散器２２７は、この受信信号を第２の拡散コードＳＣ２で逆拡散した後、第２のＭＭＳＥ受信器２３２に出力する。このような方式にて、（Ｎ−Ｊ）番目の逆拡散器２２８は、この受信信号を第Ｊの拡散コードＳＣＪで逆拡散した後、第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４に出力する。
【００２３】
第１のＭＭＳＥ受信器２３０〜第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４のそれぞれは、ＭＭＳＥ方式にて、この受信信号から該当ユーザデータストリームを検出する。すなわち、第１のＭＭＳＥ受信器２３０は、ＭＭＳＥ方式にて、（１−１）番目の逆拡散器２２０、（２−１）番目の逆拡散器２２３、及び（Ｎ−１）番目の逆拡散器２２６から受信された信号からユーザデータストリームを検出し、第２のＭＭＳＥ受信器２３２は、ＭＭＳＥ方式にて、（１−２）番目の逆拡散器２２１、（２−２）番目の逆拡散器２２４、及び（Ｎ−２）番目の逆拡散器２２７から受信された信号からユーザデータストリームを検出し、同様に、Ｊ番目のＭＭＳＥ受信器２３４は、ＭＭＳＥ方式にて、（１−Ｊ）番目の逆拡散器２２２、（２−Ｊ）番目の逆拡散器２２５、及び（Ｎ−Ｊ）番目の逆拡散器２２８から受信された信号からユーザデータストリームを検出する。結果的に、第１のＭＭＳＥ受信器２３０〜第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４のそれぞれは、同一の拡散コードを使用して逆拡散された信号を受信する。
【００２４】
多重化器２４０は、第１のＭＭＳＥ受信器２３０〜第ＪのＭＭＳＥ受信器２３４のそれぞれから受信された信号を多重化する。信号処理器２５０は、デコーダ（decoder）、デインターリーバ（deinterleaver）、及び復調器（demodulator）を含み、この多重化された信号をコーディング方式に相当するデコーディング方式にてデコーディングし、このデコーディングされた信号をインターリービング方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングし、このデインターリービングされた信号を送信器で適用した変調方式に相当する復調方式にて復調する信号処理動作を遂行する。ここで、信号処理器２５０は、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４から送信したユーザデータストリームを順次的に検出すると仮定する。信号処理器２５０は、このユーザデータストリームのうち一番大きい大きさを有するユーザデータストリームを信号再生器２６０に出力する。ここで、このユーザデータストリームの大きさは、信号対干渉雑音比(Signal to Interference and Noise Ratio；以下、‘ＳＩＮＲ’と称する。)を使用して測定することができ、説明の便宜上、第１の送信アンテナ１４０で伝送したユーザデータストリームの強度が一番大きく、第２の送信アンテナ１４２で伝送したユーザデータストリームの強度が二番に大きく、このような方式にて、第Ｍの送信アンテナ１４４で伝送したユーザデータストリームの強度が一番小さいと仮定する。
【００２５】
信号再生器２６０は、信号処理器２５０からの信号を処理することによって、オリジナルの送信信号、すなわち、送信器で処理する信号の方式にて第１の送信アンテナ１４０で伝送されたユーザデータストリームを再生し、第１の減算器２１０〜第Ｎの減算器２１４のそれぞれに出力する。ここで、信号再生器２６０は、エンコーダ、インターリーバ、変調器の構成を含み、この受信信号を所定のコーディング方式にてコーディングし、このコーディングされた信号を所定のインターリービング方式にてインターリービングした後、このインターリービングされた信号を送信器の変調方式にて変調する。
【００２６】
第１の減算器２１０は、第１の受信アンテナ２００を介して受信された信号からこの再生された信号を減算した後、（１−１）番目の逆拡散器２２０〜（１−Ｊ）番目の逆拡散器２２２に出力する。第２の減算器２１２は、第２の受信アンテナ２０２を介して受信された信号からこの再生信号を減算した後、（２−１）番目の逆拡散器２２３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器２２５に出力する。このような方式にて、第Ｎの減算器２１４は、第Ｎの受信アンテナ２０４を介して受信された信号からこの再生信号を減算した後、（Ｎ−１）番目の逆拡散器２２６〜（Ｎ−Ｊ）番目の逆拡散器２２８に出力する。
【００２７】
上述したような動作をこの一番大きいユーザデータストリームから一番小さいユーザデータストリームまで反復して遂行することによって、受信器は、ＰＡＲＣ通信システムでの複数の送信アンテナに対する影響を順次に減少させつつ、送信器で送信したユーザデータストリームを正確に検出する。
【００２８】
一方、実際の無線チャンネル環境は、周波数選択的フェージング(frequency selective fading)チャンネル環境と類似しており、また、ＭＩＭＯ通信システムで考慮している空間チャンネルモデル(Spatial Channel Model；ＳＣＭ)も６個の多重経路(multipath)を考慮している。しかしながら、上述したように、現在ＭＩＭＯ通信システムについての研究は、フェージングチャンネル環境のみを考慮して進められており、周波数選択的フェージングチャンネル環境のような実際の無線チャンネル環境を考慮したＭＩＭＯ通信システムが要求されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、周波数選択的フェージングチャンネル環境を考慮した信号を受信する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式を使用した信号受信装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
このような目的を達成するために、本発明は、送信器が複数の送信アンテナを備え、受信器が複数の受信アンテナを備える多重入力多重出力通信システムにおいて、この送信器がこの送信アンテナを介して送信した信号をこの受信器が受信する方法であって、この複数の受信アンテナのそれぞれを通して受信される第１の受信信号を所定の第１の方式にて等化し、この等化された信号をこの複数の送信アンテナ信号のそれぞれに分類する第１のステップと、この等化された送信アンテナ信号のそれぞれをこの送信器で使用した複数の拡散コードで逆拡散する第２のステップと、この逆拡散された送信アンテナ信号のうち、最大の大きさを有する送信アンテナ信号を検出し、この最大の大きさを有する送信アンテナ信号を所定の第２の方式にてデコーディングしてエラーを検証する第３のステップと、この検証された最大の大きさを有する送信アンテナ信号を干渉信号として再生する第４のステップと、この干渉信号をこの第１の受信信号から減算して第２の受信信号を生成する第５のステップと、この第２の受信信号をこの所定の第１の方式にて等化し、この等化された信号をこの最大の大きさを有する送信アンテナ信号を除いた残りの送信アンテナ信号のそれぞれに分類する第６のステップと、この受信信号のすべてが等化されるときまでこの第２のステップ乃至この第６のステップを反復する第７のステップと、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
本発明は、ＭＩＭＯ通信システムにおける受信器は、ＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式を適用するとき、干渉信号として除去される送信アンテナ信号に対してエラー検証を遂行することによって、受信信号の復調信頼性を向上させることができる。すなわち、最大のＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号の信頼性を保証した後、干渉信号として除去する。従って、一般的なＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式のエラー発生確率を最小化し、従って、信頼性ある信号の送受信を可能にする、という効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、本発明の好適な一実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００３３】
本発明で提案する多重入力多重出力（Multiple Input Multiple Output；以下、‘ＭＩＭＯ’と称する。）方式を使用する通信システム（以下、‘ＭＩＭＯ通信システム’と称する。）は、図１に示した従来のアンテナ別伝送率の制御（Per-Antenna Rate Control；以下、‘ＰＡＲＣ’と称する。）送信器と同一の方式で構成された送信器を有すると仮定する。すなわち、送信器は、Ｍ個の送信アンテナとＪ個の拡散コードを使用してユーザデータストリームを伝送する。
【００３４】
上述したように、現在ＭＩＭＯ通信システムについての研究は、フェージングチャンネル環境のみを考慮して進められている。しかしながら、実際の無線チャンネル環境は、周波数選択的フェージング(frequency selective fading)チャンネル環境と類似しており、また、ＭＩＭＯ通信システムで考慮している空間チャンネルモデル(Spatial Channel Model；ＳＣＭ)も６個の多重経路(multipath)を考慮している。従って、本発明の実施形態では、ＭＩＭＯ通信システムにおける送信器から送信した信号が周波数選択的フェージングチャンネル環境を経験(experience)すると仮定する。結果的に、ＭＩＭＯ通信システムの受信器もＭＩＭＯ通信システムでの周波数選択的フェージングチャンネル環境を経験した信号を受信するように新たに提案される。
【００３５】
まず、図１に示した従来のＰＡＲＣ通信システムの送信器、すなわち、ＭＩＭＯ通信システムの送信器が送信する信号について説明する。
図１を参照して上述したように、ＭＩＭＯ通信システムの送信器は、送信するユーザデータストリームをデータ伝送率(data rate)に従って逆多重化する。この逆多重化されたユーザデータストリームは、所定のコーディング方式にてコーディングされ、所定のインターリービング方式にてインターリービングされた後、所定の変調方式にて変調される信号処理ステップが遂行される。このように遂行された信号は、Ｊ個の拡散コードで拡散された後、このデータ伝送率でＭ個の送信アンテナを介して伝送される。ここで、このデータ伝送率、コーディング方式、及び変調方式は、受信器からフィードバックされたチャンネル品質情報（channel quality information；ＣＱＩ）に基づいて決定される。例えば、このＣＱＩは、Ｍ個の送信アンテナのそれぞれの信号対干渉雑音比（Signal to Interference and Noise Ratio；以下、‘ＳＩＮＲ’と称する。）になることができる。また、Ｊ個の拡散コードのそれぞれは、Ｍ個の送信アンテナのそれぞれに共通に適用されるので、コードの再使用(code reuse)により資源の効率性が増加する。
【００３６】
このＭ個の送信アンテナを通して送信される信号をｓ(ｔ)と定義し、この送信信号ｓ(ｔ)は、第１の送信アンテナ〜第Ｍの送信アンテナのそれぞれを通して送信される信号、すなわち、ｓ１(ｔ)、ｓ２(ｔ)、．．．、ｓＭ(ｔ)が結合された形態であり、下記式１の通りである。
【００３７】
【数１】
2005223913.tif 000003
【００３８】
ここで、Ｔは、行列転置演算子（matrix transpose operator）を示す。
一方、Ｊ個の拡散コードは、拡散係数(Spreading Factor)がＳＦであると仮定し、任意のｊ番目の拡散コードｃｊ[ｋ](ここで、ｋ＝１、２、．．．、ＳＦ)は、他の任意の拡散コードと相互直交性を有し、正規化されていると仮定する。
【００３９】
上述したように、ＭＩＭＯ通信システムの送信器は、１つのシンボルの周期で、ＭｘＪ個のユーザデータストリームを伝送することができ、Ｍ個の送信アンテナのうちの任意のＭ番目の送信アンテナ、すなわち、Ｍ番目の送信アンテナを通して送信される任意のｊ番目のシンボル、すなわち、ｊ番目のシンボルをｂｊｍ（ここで、ｍ＝１、２、．．．、Ｍ及びｊ＝１、２、．．．、Ｊ）で示す。また、上述したように、相互直交性を有し、正規化された拡散係数がＳＦであるＪ個の拡散コードをＣ＝［ｃ１ｃ２ ．．．ｃＪ］で示す。この拡散コードを使用して、このユーザデータストリームは、チップレベル信号に変換される。従って、Ｍ番目の送信アンテナからのｋ番目のチップ信号ｓｍ(ｋ)は、下記式２の通りである。
【００４０】
【数２】
2005223913.tif 000004
【００４１】
また、この周波数選択的フェージングチャンネル環境を考慮して、チップ単位で示される等化器(equalizer)の長さをＥであると仮定すると、式２は、下記式３の通りである。
【００４２】
【数３】
2005223913.tif 000005
【００４３】
ここで、Ｌは、信号経路の数を示す。
以下、図３を参照して、本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムでの受信器の構造を説明する。
図３は、本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【００４４】
図３を説明する前に、ＭＩＭＯ通信システムの受信器は、Ｎ個の受信アンテナとＪ個の拡散コードを使用すると仮定する。ＭＩＭＯ通信システムの送信器が使用する送信アンテナの個数と受信器が使用する受信アンテナの個数とが同一であってもよいが、この送信アンテナの個数と受信アンテナの個数とが異なる場合を仮定する。
【００４５】
図３を参照すると、第１の受信アンテナ(Ｒｘ．ＡＮＴ１)３００〜第Ｎの受信アンテナ(Ｒｘ．ＡＮＴＮ)３０４のそれぞれは、図１に示したように、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれを通して伝送される信号を受信する。
【００４６】
第１の受信アンテナ３００〜第Ｎの受信アンテナ３０４のそれぞれは、この受信された信号をＭＭＳＥ受信器３２０へ供給する。最初は、この信号が第１の減算器３１０〜第Ｎの減算器３１４をバイパス(bypass)するが、次には、第１の減算器３１０〜第Ｎの減算器３１４から出力された信号は、ＭＭＳＥ受信器３２０へ供給される。具体的に、最初は、第１の受信アンテナ３００〜第Ｎの受信アンテナ３０４で受信した信号は、ＭＭＳＥ受信器３２０へそのままに入力され、次には、この受信信号は、第１の減算器３１０〜第Ｎの減算器３１４のそれぞれに供給される。第１の減算器３１０〜第Ｎの減算器３１４のそれぞれは、この受信信号から信号再生器３７０から受信された再生信号を減算した後、ＭＭＳＥ受信器３２０に供給する。ここで、任意のｎ番目の受信アンテナを通して受信された任意のｋ番目のチップ信号をｒｎ(ｋ)で示す。
【００４７】
以下、ＭＩＭＯ通信システムにおける受信器で受信した信号について説明する。
送信器と受信器との間の無線チャンネルは、周波数選択的フェージングチャンネルであり、周波数選択的フェージングチャンネルのチャンネル特性は、Ｈで表される。この周波数選択的フェージングチャンネルを通してＮ個の受信アンテナのそれぞれを通して受信されたチップレベル(chip level)受信信号は、下記式４の通りに示される。
【００４８】
【数４】
2005223913.tif 000006
【００４９】
ここで、ｒ(ｋ)は、受信器の全体の受信信号のｋ番目のチップ信号であり、ｓｍ(ｋ)は、Ｍ番目の送信アンテナを通して送信したｋ番目の送信信号であり、ｎ(ｋ)は、ｋ番目のチップ信号に加算される雑音ベクトル(noise vector)であり、Ｈ(；ｍ)は、Ｍ番目の送信アンテナから送信した信号が任意のｎ番目の受信アンテナを通して受信されるときまで経験(experience)するチャンネル特性である。このとき、Ｈ（；ｍ）＝［Ｈ１ｍ Ｈ２ｍ . . . ＨＮｍ］Ｔである。Ｍ番目の送信アンテナから送信した信号がＮ番目の受信アンテナを通して受信されるときまで経験するチャンネル特性を示すチャンネルマトリックスＨＮＭは、下記式５の通りに示される。
【００５０】
【数５】
2005223913.tif 000007
【００５１】
ここで、Ｈ（ＮＭ）は、このチャンネルマトリックスＨＮＭを構成するエレメントマトリックスであり、下記式６の通りに示される。
【００５２】
【数６】
2005223913.tif 000008
【００５３】
ここで、Ｐは、チップ当たりのオーバーサンプル(over sample)の数を示す。
また、この受信信号ｒｎ(ｋ)は、下記式７の通りに示される。
【００５４】
【数７】
2005223913.tif 000009
【００５５】
一方、この雑音ベクトルｎ(ｋ)は、平均(mean)が０であり、分散が
【００５６】
【数８】
2005223913.tif 000010
【００５７】
である複素ガウシアンランダム変数(complex Gaussian random variable)であって、下記式８の通りに示される。
【００５８】
【数９】
2005223913.tif 000011
【００５９】
一方、ＭＭＳＥ受信器３２０は、ＭＭＳＥ方式にて、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４の加重値(weight)を計算した後、この計算された加重値を適用して、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれを通して受信された信号を等化する。すなわち、ＭＭＳＥ受信器３２０は、第１の送信アンテナ信号に第１の送信アンテナ１４０に対して計算した加重値を適用し、その結果信号を（１−１）番目の逆拡散器３３０〜（１−Ｊ）番目の逆拡散器３３２のそれぞれに供給し、第２の送信アンテナ信号に第２の送信アンテナ１４２に対して計算した加重値を適用し、その結果信号を（２−１）番目の逆拡散器３３３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器３３５のそれぞれに供給する。このような方式にて、ＭＭＳＥ受信器３２０は、Ｍ番目の送信アンテナ信号にＭ番目の送信アンテナ１４４に対して計算した加重値を適用し、その結果信号を（Ｍ−１）番目の逆拡散器３３６〜（Ｍ−Ｊ）番目の逆拡散器３３８のそれぞれに供給する。
従って、ＭＭＳＥ受信器３２０の出力信号は、下記式９の通りに示される。
【００６０】
【数１０】
2005223913.tif 000012
【００６１】
ここで、ＷＭＭＳＥは、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれに適用される、ＭＭＳＥ方式によって計算された加重値を示す。ＷＭＭＳＥ＝［ｗ１ ｗ２ . . . ｗＭ］Ｔである。ｗ１は、第１の送信アンテナ１４０に適用される加重値を示し、ｗ２は、第２の送信アンテナ１４２に適用される加重値を示し、このような方式にて、ｗＭは、第Ｍの送信アンテナ１４４に適用される加重値を示す。
本発明の実施形態では、等化方式としてＭＭＳＥ方式を使用したが、ＭＭＳＥ方式の代わりに、ゼロフォーシング（Zero Forcing；以下、‘ＺＦ’と称する。）方式を使用することもできる。ＺＦ方式を使用する場合、ｒ(ｋ)が等化された信号は、下記式１０の通りに示される。
【００６２】
【数１１】
2005223913.tif 000013
【００６３】
ここで、ｗＺＦは、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４のそれぞれに対してこのＺＦ方式を使用して計算された加重値を示す。式１０において、ＷＺＦ＝［ｗ１ ｗ２ . . . ｗＭ］Ｔである。ここで、ｗ１は、第１の送信アンテナ１４０に適用される加重値であり、ｗ２は、第２の送信アンテナ１４２に適用される加重値であり、ｗＭは、第Ｍの送信アンテナ１４４に適用される加重値である。
【００６４】
（１−１）番目の逆拡散器３３０〜（１−Ｊ）番目の逆拡散器３３２のそれぞれは、ＭＭＳＥ受信器３２０から受信された信号を送信器で使用したＪ個の拡散コードと同一の拡散コードで逆拡散した後、第１の多重化器（ＭＵＸ）３４０へ出力する。（２−１）番目の逆拡散器３３３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器３３５のそれぞれは、ＭＭＳＥ受信器３２０から受信された信号を送信器で使用したＪ個の拡散コードと同一の拡散コードで逆拡散した後、第２の多重化器３４２へ出力する。このような方式にて、（Ｍ−１）番目の逆拡散器３３６〜（Ｍ−Ｊ）番目の逆拡散器３３８のそれぞれは、ＭＭＳＥ受信器３２０から受信された信号を送信器で使用したＪ個の拡散コードと同一の拡散コードで逆拡散した後、第Ｍの多重化器３４４へ出力する。逆拡散を遂行した後、チップレベル信号は、シンボルレベル(symbol level)信号に変換される。
【００６５】
第１の多重化器３４０は、（１−１）番目の逆拡散器３３０〜（１−Ｊ）番目の逆拡散器３３２のそれぞれから受信された信号を多重化した後、第２の多重化器３４２は、（２−１）番目の逆拡散器３３３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器３３５のそれぞれから受信された信号を多重化し、このような方式にて、最後の第Ｍの多重化器３４４は、（Ｍ−１）番目の逆拡散器３３６〜（Ｍ−Ｊ）番目の逆拡散器３３８のそれぞれから受信された信号を多重化する。
【００６６】
第１の信号処理器３５０〜第Ｍの信号処理器３５４のそれぞれは、デコーダ、デインターリーバ(deinterleaver)、及び復調器(demodulator)を有する。第１の信号処理器３５０は、第１の多重化器３４０から受信された信号を送信器のコーディング方式、インターリービング方式、及び変調方式のそれぞれに相当するデコーディング方式、デインターリービング方式、及び復調方式にてデコーディング動作、デインターリービング動作、及び復調動作を遂行する。また、第２の信号処理器３５２は、第２の多重化器３４２から受信された信号をデコーディング方式、デインターリービング方式、及び復調方式にてデコーディング動作、デインターリービング動作、及び復調動作を遂行する。このような方式にて、第Ｍの信号処理器３５４は、第Ｍの多重化器３４４から受信された信号をデコーディング方式、デインターリービング方式、及び復調方式にてデコーディング動作、デインターリービング動作、及び復調動作を遂行する。エラー検証器３６０は、この処理された信号を第１の信号処理器３５０〜第Ｍの信号処理器３５５から受信する。
【００６７】
すなわち、エラー検証器３６０に入力される信号は、送信器で送信したシンボルｂｊｍを推定した推定送信シンボル
【００６８】
【数１２】
2005223913.tif 000014
【００６９】
になる。
上述したように、本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムでの受信器は、ＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式を使用する。ＳＩＣ方式は、まず、一番大きい強度を有する信号を除去する。すなわち、受信信号から一番大きい強度を有する信号の硬判定（hard-decision）された結果値を使用して該当送信信号を検出して干渉（interference）信号として生成し、この生成された干渉信号をこの受信信号から除去し、また、残りの信号から一番大きい強度を有する信号に対してこのような過程を反復することによって、最終的に所望の信号を検出する方式である。ここで、信号強度は、ＳＩＮＲで示されることができ、ＳＩＣ方式を使用するので、干渉信号は、ＳＩＮＲが大きい手順にて生成され、これは、受信信号から除去される。ＳＩＮＲは、式９に示したようなＭＭＳＥ受信器３２０の等化器行列とチャンネル行列とを使用して、式１１によって計算されることができる。
【００７０】
【数１３】
2005223913.tif 000015
【００７１】
ここで、
【００７２】
【数１４】
2005223913.tif 000016
【００７３】
であり、Ｒｎは、雑音ベクトルに対する相関行列を示し、ＳＩＮＲｍは、Ｍ番目の送信アンテナ信号のＳＩＮＲを示す。
【００７４】
図３では、第１の送信アンテナ１４０で送信した信号のＳＩＮＲが一番大きく、その次には、第２の送信アンテナ１４２で送信した信号のＳＩＮＲが大きく、第Ｍの送信アンテナ１４４で送信した信号のＳＩＮＲが一番小さいと仮定する（ＳＩＮＲ１≧ＳＩＮＲ２≧ . . . ≧ＳＩＮＲＭ）。
【００７５】
すなわち、第１の送信アンテナ１４０からの信号が一番先に除去され、その後に、第２の送信アンテナ１４２からの信号が除去される。しかしながら、従来技術でも説明したように、ＳＩＣ方式は、以前の過程で検出した推定値にさらに大きく依存するので、以前のステップで検出した推定値にエラーが存在する場合、干渉成分が非常に増加され、これによって、性能劣化をもたらす、という問題点がある。
【００７６】
本発明の実施形態によると、ＳＩＣ方式の性能劣化を除去するためには、この干渉信号を除去する前に、この干渉信号の信頼度を向上させる。エラー検証器３６０は、究極的にこの干渉信号に対する信頼度を向上させる動作を遂行する。ここで、この干渉信号に対する信頼度の向上は、結果的に、最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号の信頼度を向上させることになる。
【００７７】
また、最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号のシンボルインデックスｊを（ｊ＝１，２，．．．，Ｊ）の手順にて、ＭＬ（Maximum Likelihood）方式にて計算して、すべてのコンステレーション（constellation）、すなわち、Φ={ｖ１, ｖ２，．．．，ｖＱ} に対して適用することによって、干渉除去過程を経た後、最小エラーノーム（error norm）を示すコンステレーションをＭＭＳＥ方式にて計算したシンボル推定値であると仮定する。これらの推定されたシンボルは、エラー検証器３６０に入力される。第１の信号処理器３５０〜第Ｍの信号処理器３５４から出力されたチップレベル信号、すなわち、エラー検証器３６０に入力された最終信号は、下記式１２の通りに示される。
【００７８】
【数１５】
2005223913.tif 000017
【００７９】
ここで、
【００８０】
【数１６】
2005223913.tif 000018
【００８１】
は、第１の送信アンテナ１４０〜第Ｍの送信アンテナ１４４から送信された推定シンボルを示し、
【００８２】
【数１７】
2005223913.tif 000019
【００８３】
は、第ｍの送信アンテナから送信されたｊ番目のシンボルの推定値を示す。
また、ＭＩＭＯ通信システムの送信器において、このＪ個の拡散コードのそれぞれがコンステレーションポイント（constellation point）がＱである変調方式を使用すると仮定する。そして、受信器が受信した信号の推定値は、逆拡散した信号とこの変調方式を使用して送信器が送信した送信信号との差異が最小であるコンステレーションポイントであると仮定する。そうすると、Ｍ個の送信アンテナを通して送信した送信アンテナシンボルを下記式１３の通りに示すことができる。
【００８４】
【数１８】
2005223913.tif 000020
【００８５】
そして、式１３に示すように、ＭＩＭＯ通信システムの送信器がＭ個の送信アンテナを通して送信した送信アンテナシンボルに対して、ＭＬデコーディングを適用すると、下記式１４の通りに示すことができる。
【００８６】
【数１９】
2005223913.tif 000021
【００８７】
すなわち、式１４は、すべてのＭ個の送信アンテナのシンボルに対してＭＬ方式を適用してデコーディングした場合を示す。
しかしながら、本発明において、受信信号のうち最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナシンボルに対してのみ、ＭＬ方式を適用してデコーディングし、これによって、ＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式を適用することによって生成される干渉信号である最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナシンボルの信頼性を向上させる。
【００８８】
例えば、送信アンテナの個数がＭ＝４であり、拡散コードの個数がＪ＝８であり、ｍ＝１，２，３，４の手順にてＳＩＣ過程が遂行されると仮定すると、受信信号の推定されたシンボルは、下記式１５の通りに示される。
【００８９】
【数２０】
2005223913.tif 000022
【００９０】
最初には、第１の行(row)に存在する第１の送信アンテナシンボルのＳＩＮＲが最大値を有するので、第１の送信アンテナシンボルに対してＭＬ方式にてデコーディングを遂行する。順次的に、第４の行に存在する第４の送信アンテナシンボルに対してＭＬ方式にてデコーディングを遂行する。
そうすると、エラー検証器３６０は、式１２に示したような
【００９１】
【数２１】
2005223913.tif 000023
【００９２】
を使用してエラー検証を遂行する過程は、下記式１６乃至式１８の通りである。
【００９３】
【数２２】
2005223913.tif 000024
【００９４】
【数２３】
2005223913.tif 000025
【００９５】
【数２４】
2005223913.tif 000026
【００９６】
上述したような方式にて、エラー検証器３６０は、最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナシンボル（第１の送信アンテナシンボル）に対してＭＬ方式にてデコーディングしてエラー検証過程を遂行する。信号再生器３７０は、ＭＩＭＯ通信システムの送信器で適用した信号処理ステップをそのまま適用して、そのエラーが検証されたシンボルを処理することによって送信信号を再生し、この再生された信号を第１の減算器３１０〜第Ｎの減算器３１４のそれぞれに供給する。信号再生器３７０は、エンコーダ、インターリーバ、及び変調器を含む。従って、送信器で使用したエンコーディング方式、インターリービング方式、及び変調方式にて、この検証されたシンボルに対して、エンコーディング動作、インターリービング動作、及び変調動作を遂行する。
【００９７】
第１の減算器３１０は、第１の受信アンテナ３００を通して受信された信号からこの再生された信号を減算した後、（１−１）番目の逆拡散器３３０〜（１−Ｊ）番目の逆拡散器３３２に供給する。第２の減算器３１２は、第２の受信アンテナ３０２を介して受信された信号からこの再生された信号を減算した後、（２−１）番目の逆拡散器３３３〜（２−Ｊ）番目の逆拡散器３３５のそれぞれに供給する。このような方式にて、第Ｎの減算器３１４は、第Ｎの受信アンテナ３０４を介して受信された信号からこの再生された信号を減算した後、（Ｍ−１）番目の逆拡散器３３６〜（Ｍ−Ｊ）番目の逆拡散器３３８のそれぞれに供給する。
【００９８】
上述したような動作を、最大ＳＩＮＲを有するユーザデータストリームから最小ＳＩＮＲを有するユーザデータストリームまで反復して遂行することによって、受信器は、複数の送信アンテナに対する影響を順次的に減少させつつ、送信器で送信したユーザデータストリームを正確に検出する。
【００９９】
以下、この干渉信号除去過程を要約すると、次の通りである。
ステップ１：受信信号から最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号を検出して除去する。
まず、ｒ（１）(ｋ)＝ｒ(ｋ)、Ｈ（１）＝Ｈ、Ｗ（１）＝ＷＭＭＳＥを満足する場合、エラー検証過程を経た推定シンボルを
【０１００】
【数２５】
2005223913.tif 000027
【０１０１】
と仮定する。この推定シンボル
【０１０２】
【数２６】
2005223913.tif 000028
【０１０３】
から最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナシンボルを検出して再生する。この再生されたシンボルは、ｒ（１）(ｋ)から除去される。ここで、このｒ（１）(ｋ)から再生された信号をｒ（２）(ｋ)と仮定し、これは、下記式１９の通りに示される。
【０１０４】
【数２７】
2005223913.tif 000029
【０１０５】
ステップ２：二番目に強度が大きいＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号を検出して除去する。
この受信信号から最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号が除去されるので、すなわち、このチャンネル行列Ｈ（１）から最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号が経験するチャンネル成分が除去されるので、残りの信号に対するチャンネル行列Ｈ（２）＝[Ｈ(；２)Ｈ(；３)．．．Ｈ(；Ｍ))は、（Ｍ−１）個のチャンネル成分を有する。このステップ１と同一の方式にて、ｒ（２）(ｋ)に対してＭＭＳＥ方式を適用すると、下記式２０及び式２１のような関係が成立する。
【０１０６】
【数２８】
2005223913.tif 000030
【０１０７】
【数２９】
2005223913.tif 000031
【０１０８】
シンボルベクトル
【０１０９】
【数３０】
2005223913.tif 000032
【０１１０】
は、ＭＭＳＥ方式にて等化された信号Ｚ（２）をすべての拡散コード（ｊ＝１，２，．．．，Ｊ）に対して逆拡散することによって計算される。そうすると、二番目のチップレベル送信アンテナ信号
【０１１１】
【数３１】
2005223913.tif 000033
【０１１２】
は、
【０１１３】
【数３２】
2005223913.tif 000034
【０１１４】
から再生された後ｒ（２）(ｋ)から除去され、下記式２２の通りに示される。
【０１１５】
【数３３】
2005223913.tif 000035
【０１１６】
ステップ１及びステップ２は、最後の送信アンテナ信号に対しても遂行され、これによって、すべての送信アンテナ信号を検出する。このような動作を一般化させて示すと、下記式２３の通りである。
【０１１７】
【数３４】
2005223913.tif 000036
【０１１８】
本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムでの受信器の構造を説明した。次には、図４を参照して、ＭＩＭＯ通信システムでの信号受信過程について説明する。
図４は、本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムにおける受信器の信号受信を示すフローチャートである。
【０１１９】
図４を参照すると、まず、ステップ４１１で、受信器は、送信アンテナの送信信号の検索回数を示すｉを初期値に設定し、送信アンテナの個数Ｍを設定し、ステップ４１３に進行する。ステップ４１３で、受信器は、送信器のＭ個の送信アンテナから信号を受信し、ステップ４１５に進行する。ステップ４１５で、受信器は、すべての送信アンテナに対する使用者データを検出したか否かを検査する。この検査の結果、すべての送信アンテナに対する使用者データの検出が完了した場合、受信器は、現在までの過程を終了する。この検査の結果、すべての送信アンテナに対する使用者データの検出が完了しない場合、受信器は、ステップ４１７に進行する。
【０１２０】
ステップ４１７で、受信器は、この受信信号をＭＭＳＥ方式にて等化した後、ステップ４１９に進行する。ステップ４１９で、受信器は、この等化された信号をＪ個の拡散コードを使用して逆拡散した後、ステップ４２１に進行する。ステップ４２１で、受信器は、この送信アンテナ信号のそれぞれに対してＳＩＮＲを測定する。ステップ４２３で、受信器は、最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号を選択した後、ステップ４２５に進行する。ステップ４２５で、受信器は、この送信信号の検索回数ｉを１（ｉ＝ｉ＋１）に増加させた後、ステップ４２７に進行する。
【０１２１】
ステップ４２７で、受信器は、このｉがＭを超過するか否かを検査する。この検査の結果、ｉがＭを超過する場合、受信器は、ステップ４３１に進行する。この検査の結果、ｉがＭを超過しない場合、受信器は、ステップ４２９に進行する。ステップ４２９で、受信器は、最大ＳＩＮＲを有する送信アンテナ信号をＭＬ方式にてエラー検証を遂行した後、ステップ４３１に進行する。ステップ４３１で、受信器は、この検証された送信アンテナ信号から使用者データを抽出した後、ステップ４３３で、受信器は、この抽出された使用者データから送信信号を再生する。そうすると、ステップ４３５で、受信器は、この再生信号をこの受信信号から除去した後、ステップ４１５へ戻る。
【０１２２】
以下、図５及び図６を参照して、本発明の実施形態による信号受信方式と従来の信号受信方式との性能を比較して説明する。
図５は、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)方式を適用した場合の従来の信号受信方式と本発明の実施形態による信号受信方式との性能を示すグラフである。
【０１２３】
図５を参照すると、まず、この性能は、ビットエラーレート（Bit Error Rate；ＢＥＲ）を基準にして比較し、チャンネル環境は、４つの多重経路数（Ｌ＝４）を有する周波数選択的フェージングチャンネル環境であると仮定する。また、送信アンテナの個数及び受信アンテナの個数がすべてＮ個であると仮定し、拡散コードの拡散係数は１６（ＳＦ＝１６）、チップ当たりのオーバーサンプルの数は２（Ｐ＝２）、拡散コードの個数は８（Ｊ＝８）であると仮定する。
【０１２４】
図５に示したように、本発明の実施形態による向上したＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式は、最高のＢＥＲ性能を有し、一般的なＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式、ＭＭＳＥ方式、ＳＦ方式の順に良いＢＥＲ性能を示す。
【０１２５】
図６は、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式を適用した場合の従来の信号受信方式と本発明の実施形態による信号受信方式との性能を示すグラフである。
図６を参照すると、この性能は、ビットエラーレートを基準にして比較し、チャンネル環境は、４つの多重経路数（Ｌ＝４）を有する周波数選択的フェージングチャンネル環境であると仮定する。また、送信アンテナの個数及び受信アンテナの個数がすべてＮ個であると仮定し、拡散コードの拡散係数は１６（ＳＦ＝１６）、チップ当たりのオーバーサンプルの数は、２（Ｐ＝２）、拡散コードの個数は、８（Ｊ＝８）であると仮定する。
【０１２６】
図６に示したように、本発明の実施形態による向上したＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式は、最高のＢＥＲ性能を有し、一般的なＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式、ＭＭＳＥ方式、ＳＦ方式の順に良いＢＥＲ性能を示す。
【０１２７】
以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と均等なものにより定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１２８】
【図１】一般的なＰＡＲＣ通信システムにおける送信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図２】一般的なＰＡＲＣ通信システムにおける受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムにおける受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態によるＭＩＭＯ通信システムの受信器で信号を受信するステップを示すフローチャートである。
【図５】ＢＰＳＫ方式を適用した場合の従来の信号受信方式と本発明の実施形態による信号受信方式との性能を比較するグラフである。
【図６】ＱＰＳＫ方式を適用した場合の従来の信号受信方式と本発明の実施形態による信号受信方式との性能を比較するグラフである。
【符号の説明】
【０１２９】
３００、３０２，３０４  受信アンテナ
３１０，３１２，３１４  減算器
３２０  ＭＭＳＥ受信器
３３０〜３３８  逆拡散器
３４０，３４２，３４４  多重化器
３５０，３５２，３５４  信号処理器
３６０  エラー検証器
３７０  信号再生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【外国語明細書】
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