(57)【要約】【課題】  ＥＥＲ方式の処理の一部にディジタル信号処理を用いても、ＥＥＲ方式の高い電力効率を損なわないディジタル周波数コンバータを提供する。【解決手段】  入力された変調信号を位相検波器２２、振幅検波器２３により極座標形式の位相情報と振幅情報に変換し、振幅情報はディジタル周波数コンバータ２の振幅情報出力とする。一方、累算器２７の出力する周波数変換用位相データＰＤの下位Ｑ桁に対応する周波数ｆ２の位相変化を、加算器２４を用いて位相情報に加算する。また、加算器２４が出力する位相情報のサンプリング周波数をインタポレータ２８によりアップサンプリングすると共に、累算器３０の出力する周波数変換用位相データＰＤの上位（Ｐ−Ｑ）桁に対応する周波数ｆ３の位相変化を、加算器２９を用いてアップサンプリング後の位相情報に加算し、更に直交座標形式の位相変調信号へ変換してディジタル周波数コンバータ２の位相情報出力とする。【選択図】  図３
2005159968.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段と、
前記変調信号変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、
前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段とを備え、
前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力する
ことを特徴とするディジタル周波数コンバータ。
【請求項２】
入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段と、
希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する位相算出手段と、
前記変調信号変換手段が出力する位相情報に前記位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に周波数変換を施した時の位相情報を生成する位相変換手段と、
前記位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、
前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段とを備え、
前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力する
ことを特徴とするディジタル周波数コンバータ。
【請求項３】
入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段と、
希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する位相算出手段と、
前記変調信号変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、
前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に前記位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に周波数変換を施した時の位相情報を生成する位相変換手段と、
前記位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段とを備え、
前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力する
ことを特徴とするディジタル周波数コンバータ。
【請求項４】
入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段と、
希望の変換周波数に応じたＰ桁（但しＰは正の整数）の位相データの内の下位Ｑ桁（但しＱは正の整数）の位相データを累加算する第１の位相算出手段と、
希望の変換周波数に応じた前記Ｐ桁の位相データの内の上位（Ｐ−Ｑ）桁の位相データを累加算する第２の位相算出手段と、
前記変調信号変換手段が出力する位相情報に、前記第１の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記下位Ｑ桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第１の位相変換手段と、
前記第１の位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、
前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に、前記第２の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記Ｐ桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第２の位相変換手段と、
前記第２の位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段とを備え、
前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力する
ことを特徴とするディジタル周波数コンバータ。
【請求項５】
前記第２の位相変換手段が、前記サンプリング周波数変換手段の出力信号の上位（Ｐ−Ｑ）桁の信号に、前記第２の位相算出手段の出力信号を加減算する
ことを特徴とする請求項４に記載のディジタル周波数コンバータ。
【請求項６】
入力された前記変調信号のサンプリング周波数を変換する入力サンプリング周波数変換手段を備え、
前記変調信号のサンプリング周波数を変換してから、前記変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載のディジタル周波数コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号処理を用いて信号の周波数を変換するディジタル周波数コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えばＳＳＢ（Single Side Band）変調信号などの線形変調信号の送信処理の効率化と低消費電力化を目的として、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式と呼ばれる処理方式がある（例えば、特許文献１参照。）。この方式は、線形変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換して独立に処理するため、方式上は低歪みで効率の良い効果的な送信方式として扱われてはいるものの、アナログ信号処理では、線形変調信号を極座標信号に変換する際の処理誤差が大きい、あるいは位相情報と振幅情報とを合成する際に電力効率の良い合成ができない等の問題から、実用化は困難とされてきた。
【０００３】
しかし、近年ディジタル信号処理の発展に伴い高速なディジタル信号処理を実行することが可能になったことから、誤差の小さい正確な処理で線形変調信号を極座標信号に変換できるようになり、更にＤ級、Ｅ級、Ｆ級の電力効率の良い増幅器が開発されたことにより、低歪特性と高電力効率特性とを実現させたＥＥＲ方式を実用化することが可能になった（例えば、特許文献２参照。）。
また、ＥＥＲ方式の一部をディジタル信号処理で実行するために、Ａ／Ｄ変換により量子化された直交座標信号を極座標信号に変換する場合、帯域制限された直交座標信号に対して変換後の極座標信号は帯域が広がるため、変換後の極座標信号においてエイリアシングが発生しないように高いサンプリング周波数が必要となることから、極座標信号に変換する前に、直交座標信号をインタポレーションしてサンプリング周波数を高いサンプリング周波数へ変換するものもある（例えば、特許文献３参照。）。
【０００４】
更に、特許文献３に記載された技術では位相変調器（ＰＨＡＳＥ  ＭＯＤＵＬＡＴＯＲ６３）においてアナログ信号処理により周波数変換を実行するのに対し、例えば図９に示すように、ディジタル信号処理による複素処理を用いて周波数変換を実行するものもある。具体的には、図９はディジタル信号処理による複素処理を用いて周波数変換を実行するディジタル周波数コンバータであって、フィルタ５１を介して入力された変調信号（ＭＯＤ＿Ｉ、ＭＯＤ＿Ｑ）から、位相検波器５２により位相情報を抽出し、抽出された位相情報を利用してＮＣＯ（数値制御発振器）５３を制御することにより直交座標形式の位相変調信号を生成する。
【０００５】
そして、インタポレータ５４によりＮｐ倍のアップサンプリングを施した後に、希望の周波数データに基づいてＮＣＯ（数値制御発振器）５５が出力する信号により、複素ミキサ５６において周波数変換を実行し、希望の周波数による直交座標形式の位相変調信号（Ｐｈａｓｅ＿Ｉ、Ｐｈａｓｅ＿Ｑ）を出力する。なお、振幅情報Ａｍｐは、フィルタ５１を介して入力された変調信号（ＭＯＤ＿Ｉ、ＭＯＤ＿Ｑ）から、振幅検波器５７により振幅情報を抽出して出力する。
【特許文献１】米国特許第４１７６３１９号明細書
【特許文献２】米国特許第５７０５９５９号明細書
【特許文献３】米国特許第４９７２４４０号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、特許文献３に記載された技術のように、インタポレーションにより、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）のサンプリング周波数まで信号のサンプリング周波数を上げてしまうと、極座標信号への変換に伴う消費電力が増大するという問題が発生する。具体的には、たとえ特許文献３に記載された技術のように、ＲＯＭ（Read Only Memory）を利用して振幅情報や位相情報の変換処理を実行したとしても、高速なサンプリング周波数で処理を実行することに伴う消費電力の増大は無視できないという問題がある。更に、位相情報を高いＩＦ周波数あるいはＲＦ周波数で出力する場合、更に高いサンプリング周波数が要求されるため、大きく消費電力が増大するという問題がある。
【０００７】
また、図９に示すように、ディジタル信号処理による複素処理を用いて周波数変換を実行する場合、実数軸信号同士、虚枢軸信号同士、及び実数軸信号と虚枢軸信号とを乗算するための乗算器が合計４個と、乗算器の出力を合成するための加算器や減算器が必要であるため、回路規模や消費電力の増大を招くという問題がある。そして、回路規模や消費電力の増大は、ＥＥＲの高い電力効率を低下させ、相殺するという問題がある。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、ＥＥＲ方式の処理の一部にディジタル信号処理を用いても小型化、及び低消費電力化が可能なディジタル周波数コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段（例えば後述する実施例の位相検波器２２及び振幅検波器２３）と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段（例えば後述する実施例のインタポレータ２８）と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段（例えば後述する実施例のラップ回路３１、及びＣＯＳ＿ＲＯＭ３２、ＳＩＮ＿ＲＯＭ３３）とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
【００１０】
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、サンプリング周波数変換手段により極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換し、サンプリング周波数を変換した後に、該極座標形式の位相情報を位相信号変換手段により位相変調信号に変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。
【００１１】
請求項２の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段（例えば後述する実施例の位相検波器２２及び振幅検波器２３）と、希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する位相算出手段（例えば後述する実施例の累算器２７）と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報に前記位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に周波数変換を施した時の位相情報を生成する位相変換手段（例えば後述する実施例の加算器２４）と、前記位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段（例えば後述する実施例のインタポレータ２８）と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段（例えば後述する実施例のラップ回路３１、及びＣＯＳ＿ＲＯＭ３２、ＳＩＮ＿ＲＯＭ３３）とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
【００１２】
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、変換された位相情報に、位相算出手段の出力する希望の変換周波数に応じた位相データの累加算値を、位相変換手段を用いて加減算することで、入力された変調信号の位相情報に周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合に必要な乗算器を利用せずに、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。
【００１３】
更に、サンプリング周波数変換手段により極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換し、サンプリング周波数を変換した後に、該極座標形式の位相情報を位相変調信号生成手段により位相変調信号に変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。更に、サンプリング周波数を変換する前に位相変換手段により位相情報の周波数変換を実行するので、エイリアシングが発生しないような周波数関係であれば、位相変換手段の動作周波数を必要以上に高くすることなく位相情報の周波数変換を実行できる。
【００１４】
請求項３の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段（例えば後述する実施例の位相検波器２２及び振幅検波器２３）と、希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する位相算出手段（例えば後述する実施例の累算器３０）と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段（例えば後述する実施例のインタポレータ２８）と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に前記位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に周波数変換を施した時の位相情報を生成する位相変換手段（例えば後述する実施例の加算器２９）と、前記位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段（例えば後述する実施例のラップ回路３１、及びＣＯＳ＿ＲＯＭ３２、ＳＩＮ＿ＲＯＭ３３）とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
【００１５】
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、サンプリング周波数変換手段により極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。また、サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に、位相算出手段の出力する希望の変換周波数に応じた位相データの累加算値を、位相変換手段を用いて加減算することで、入力された変調信号の位相情報に周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合に必要な乗算器を利用せずに、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。
【００１６】
請求項４の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段（例えば後述する実施例の位相検波器２２及び振幅検波器２３）と、希望の変換周波数に応じたＰ桁（但しＰは正の整数）の位相データの内の下位Ｑ桁（但しＱは正の整数）の位相データを累加算する第１の位相算出手段（例えば後述する実施例の累算器２７）と、希望の変換周波数に応じた前記Ｐ桁の位相データの内の上位（Ｐ−Ｑ）桁の位相データを累加算する第２の位相算出手段（例えば後述する実施例の累算器３０）と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報に、前記第１の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記下位Ｑ桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第１の位相変換手段（例えば後述する実施例の加算器２４）と、前記第１の位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段（例えば後述する実施例のインタポレータ２８）と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に、前記第２の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記Ｐ桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第２の位相変換手段（例えば後述する実施例の加算器２９）と、前記第２の位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段（例えば後述する実施例のラップ回路３１、及びＣＯＳ＿ＲＯＭ３２、ＳＩＮ＿ＲＯＭ３３）とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
【００１７】
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、希望の変換周波数に応じたＰ桁の位相データの内の下位Ｑ桁の位相データを第１の位相算出手段により累加算することで得られる信号を、第１の位相変換手段を用いて位相情報に加減算することで、希望の変換周波数より低い、Ｐ桁の位相データの内の下位Ｑ桁の位相データに対応した周波数変換を実行する。一方、第１の位相変換手段の出力信号のサンプリング周波数をサンプリング周波数変換手段によりアップサンプリングすると共に、希望の変換周波数に応じたＰ桁の位相データの内の上位（Ｐ−Ｑ）桁の位相データを第２の位相算出手段により累加算することで得られる信号を、第２の位相変換手段を用いて該アップサンプリングされた信号に加減算することで、第１の位相変換手段で変換しきれない、Ｐ桁の位相データの内の上位（Ｐ−Ｑ）桁の位相データに対応した、希望の変換周波数に対する残りの周波数変換を実行し、変調信号にＰ桁の位相データに基づく周波数変換を実行する。
【００１８】
これにより、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、２段階に分けて行う周波数変換において、第１の位相変換手段を用いた位相情報に対する変換周波数が希望の変換周波数より低い周波数であるので、第１の位相変換手段の出力信号のサンプリング周波数を、第１の位相変換手段による変換周波数に基づいて低く設定することで、変調信号変換手段や第１の位相算出手段、更には第１の位相変換手段における動作周波数を第１の位相変換手段の出力信号のサンプリング周波数に基づいて低い周波数にすることができる。
【００１９】
請求項５の発明に係るディジタル周波数コンバータは、請求項４に記載のディジタル周波数コンバータにおいて、前記第２の位相変換手段が、前記サンプリング周波数変換手段の出力信号の上位（Ｐ−Ｑ）桁の信号に、前記第２の位相算出手段の出力信号を加減算することを特徴とする。
【００２０】
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、第２の位相変換手段において、サンプリング周波数変換手段の出力信号の上位（Ｐ−Ｑ）桁の信号に、第２の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、サンプリング周波数が高くならざるを得ないサンプリング周波数変換後の信号に対する演算器の演算語長を少なくすることができる。
【００２１】
請求項６の発明に係るディジタル周波数コンバータは、請求項１から請求項５のいずれかに記載のディジタル周波数コンバータにおいて、入力された前記変調信号のサンプリング周波数を変換する入力サンプリング周波数変換手段（例えば後述する実施例のインタポレータ２１）を備え、前記変調信号のサンプリング周波数を変換してから、前記変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換することを特徴とする。
【００２２】
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、入力サンプリング周波数変換手段によりアップサンプリングしてから、変調信号変換手段によって極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換することで、変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する際に、変調信号変換手段の出力において、変換された極座標形式の位相情報と振幅情報の周波数帯域幅が入力された変調信号の周波数帯域幅より広がっても、極座標形式の位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生するのを防止することができる。
【発明の効果】
【００２３】
請求項１に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。
従って、サンプリング周波数変換の処理を削減することができた結果、入力された変調信号に対するサンプリング周波数変換に必要な演算量が軽減されることにより、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００２４】
請求項２及び請求項３に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報に周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合に必要な乗算器を利用せずに、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。また、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。特に、請求項２に記載のディジタル周波数コンバータによれば、サンプリング周波数を変換する前に位相変換手段により位相情報の周波数変換を実行するので、エイリアシングが発生しないような周波数関係であれば、位相変換手段の動作周波数を必要以上に高くすることなく位相情報の周波数変換を実行できる。
【００２５】
従って、乗算器を必要としない処理で位相情報に対する周波数変換を実行する構成とした結果、周波数変換に必要な演算量が軽減されることにより、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。また、位相情報を周波数変換する処理の動作周波数を落とすことができれば、更にディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。また、サンプリング周波数変換の処理を削減することができた結果、入力された変調信号に対するサンプリング周波数変換に必要な演算量が軽減されることによっても、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００２６】
請求項４に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、第１の位相算出手段、及び第１の位相変換手段における動作周波数を、出力する信号のサンプリング周波数に合わせて可能な限り低い周波数にすることができる。
従って、一部の処理でも動作周波数を落として処理を実行する構成とした結果、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００２７】
請求項５に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、サンプリング周波数が高くならざるを得ないサンプリング周波数変換後の信号に対する演算器の演算語長を少なくすることができる。
従って、一部でも演算器の演算語長を削減して周波数変換及びサンプリング周波数変換の処理を実行する構成とした結果、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００２８】
請求項６に記載のディジタル周波数コンバータによれば、変換された極座標形式の位相情報と振幅情報の周波数帯域幅が入力された変調信号の周波数帯域幅より広がっても、極座標形式の位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生するのを防止することができる。
従って、回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減したディジタル周波数コンバータであっても、変換誤差や雑音等の特性劣化の少ない出力を得ることができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【実施例】
【００３０】
（送信機の構成）
図１は、本発明の一実施例のディジタル周波数コンバータを備えたＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式の送信機の構成を示すブロック図である。
図１において、例えば図２に示すようなπ／４シフトＱＰＳＫ信号等の信号を生成する変調器１から出力される量子化された状態の変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ（ｔ）」は、本実施例のディジタル周波数コンバータ２へ入力されて希望のＩＦ周波数信号への周波数変換が施されると共に、振幅情報「Ａｍｐ（ｔ）」と直交座標形式の位相変調信号「Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）、Ｐｈａｓｅ＿Ｑ（ｔ）」とに分離される。なお、図２は、８倍サンプリングで表された変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ（ｔ）」（π／４シフトＱＰＳＫ信号）のスペクトルを、横軸：周波数［ＭＨｚ］、縦軸：大きさ［ｄＢ］として示した図である。
【００３１】
また、分離された振幅情報「Ａｍｐ（ｔ）」は、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）３によりアナログ信号化された後、コイルやコンデンサ等で構成される簡単なＬＣローパスフィルタ４により周波数帯域制限が施される。そして、入出力特性が線形の線形パワーアンプ５により増幅されて送信機の出力信号における振幅情報が生成される。
【００３２】
一方、位相変調信号「Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）、Ｐｈａｓｅ＿Ｑ（ｔ）」は、それぞれＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）６、７によりアナログ信号化された後、コイルやコンデンサ等で構成される簡単なＬＣバンドパスフィルタ８、９により周波数帯域制限が施される。そして、ミキサ１０ａ、１０ｂ及び加算器１０ｃを備えた直交変調器１０により、ＰＬＬ発振器１１が出力する「ＣＯＳ波」、及び「ＣＯＳ波」より９０［度］位相の進んだ「−ＳＩＮ波」による直交変調が施されることにより、実数軸信号で表された送信周波数（ＲＦ周波数）の位相変調信号に変換され、入出力特性が非線形の非線形パワーアンプ１２に入力される。
また、非線形パワーアンプ１２では、線形パワーアンプ５が出力する送信機の出力信号における振幅情報に基づいて、直交変調器１０が出力する実数軸信号で表された送信周波数の位相変調信号に振幅情報を与える振幅変調を行い、これにより送信信号を生成してアンテナ１３から送信する。
【００３３】
（ディジタル周波数コンバータの構成）
次に、図面を参照して、本実施例のディジタル周波数コンバータ２の構成について説明する。図３は、本実施例のディジタル周波数コンバータ２の詳細を示すブロック図であって、一例としてディジタル周波数コンバータ２の入出力間において、入力された変調信号の位相情報に、希望の変換周波数ｆ１の周波数変換とサンプリング周波数のアップサンプリングを施す場合の例について説明する。
図３において、変調器１から出力されたシンボルレートＦｓ１でＭＣ１＝２倍サンプリングされた、サンプリング周波数Ｆｓ２（但しＦｓ２＝Ｆｓ１×ＭＣ１）の変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ（ｔ）」は、信号のサンプリング周波数をＭＣ２倍にアップサンプリングするインタポレータ２１により、サンプリング周波数Ｆｓ３（但しＦｓ３＝Ｆｓ２×ＭＣ２）の変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」に変換され、位相検波器２２と振幅検波器２３とにそれぞれ入力される。
【００３４】
ここで、ディジタル周波数コンバータ２の入力信号に対して信号のサンプリング周波数をＭＣ２倍にアップサンプリングするのは、後段の位相検波器２２と振幅検波器２３とにおいてそれぞれ位相情報と振幅情報が検波された際、検波された位相情報と振幅情報の帯域幅が、入力された信号より広がるため、そのままだと位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生してしまう可能性があるためである。
【００３５】
一方、位相検波器２２では、下記（１）式に基づいて、複素平面上で変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の実数軸信号と虚数軸信号とが形成するベクトルのアークタンジェントを求めることで位相情報θ１（ｔ）が算出される。なお、図４は、１６倍サンプリングで表された位相情報θ１（ｔ）のスペクトルを、横軸：位相［π］、縦軸：大きさ［ｄＢ］として示した図である。位相情報θ１（ｔ）のスペクトルは、サンプリング周波数の１／４、すなわち位相の０．５［π］付近では、スペクトルは減衰はしているものの、信号成分を持っており、サンプリング周波数が低いとエイリアシングによる信号の歪みやフィルタによる不要周波数帯域信号の抑圧不足が生じる可能性がある。
【００３６】
また、位相検波器２２では、下記（１）式に基づいて算出された位相情報θ１（ｔ）が０〜２πまでの角度で表された不連続の位相情報であるため、これを一度アンラップ処理することにより、位相情報θ１（ｔ）を連続した位相情報θ２（ｔ）へ変換する。なお、位相検波器２２における量子化ビット数により、位相情報θ２（ｔ）が不連続の位相情報とならないように、位相検波器２２における量子化ビット数は、入力される変調信号の種類や内容に基づいて決定するものとする。
【００３７】
【数１】
2005159968.tif 000003
【００３８】
また、振幅検波器２３では、下記（２）式に基づいて、変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の実数軸信号と虚数軸信号とをそれぞれ２乗して加算すると共に、加算結果の平方根を求めることで振幅情報Ａｍｐ（ｔ）が算出され、算出された振幅情報Ａｍｐ（ｔ）は、ディジタル周波数コンバータ２の振幅情報出力として、前述の送信機のＤ／Ａ変換器３へ入力される。なお、振幅情報Ａｍｐ（ｔ）は、サンプリング周波数を変更してから振幅情報出力としても良い。また、図５は、１６倍サンプリングで表された振幅情報Ａｍｐ（ｔ）のスペクトルを、横軸：周波数［ＭＨｚ］、縦軸：大きさ［ｄＢ］として示した図である。振幅情報Ａｍｐ（ｔ）も位相情報θ１（ｔ）と同様で、サンプリング周波数が低いとエイリアシングによる信号の歪みやフィルタによる不要周波数帯域信号の抑圧不足が生じる可能性がある。
【００３９】
【数２】
2005159968.tif 000004
【００４０】
一方、位相検波器２２において算出された位相情報θ２（ｔ）は、加算器２４に入力されて、希望の変換周波数ｆ１に応じた周波数変換用位相データＰＤに基づく位相変化が付与されることで、サンプリング周波数Ｆｓ２の変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」に対する希望の変換周波数ｆ１による周波数変換が、位相情報θ２（ｔ）に対する位相変化の付与（加減算）という形で実行される。
【００４１】
具体的には、周波数変換用位相データＰＤは、希望の変換周波数ｆ１に応じた信号の位相変化を、ディジタル周波数コンバータ２が出力する信号の１サンプリングデータ毎の位相変化幅として数値化したものであって、希望の変換周波数ｆ１に応じた角周波数２πｆ１をディジタル周波数コンバータ２が出力する信号のサンプリング周波数Ｆｓ３ｐでサンプリングすることで得られる。なお、周波数変換用位相データＰＤは、２のべき乗で表される数字とする。
【００４２】
但し、希望の変換周波数ｆ１による周波数変換は、細かい周波数ステップで周波数設定が可能な変換周波数ｆ２（但し、変換周波数ｆ２＜変換周波数ｆ１）による周波数変換と、残りの変換周波数ｆ３（但し、変換周波数ｆ３＝変換周波数ｆ１−変換周波数ｆ２）による周波数変換との２段階の周波数変換により実現する。
すなわち、希望の変換周波数ｆ１による周波数変換後の信号は、変換周波数ｆ１に対応する高いサンプリング周波数が必要であるが、変換周波数ｆ２による周波数変換後の信号は、変換周波数ｆ１による周波数変換後の信号より周波数が低いので、２段階に周波数変換を分割して実行することで、扱う信号の周波数が低い部分では、サンプリング周波数を低くすることができる。従って、サンプリング周波数を低くした部分では回路規模や消費電力を削減することができる。
【００４３】
従って、加算器２４においては、まず細かい周波数ステップで周波数設定が可能な変換周波数ｆ２による周波数変換を実現するための位相変化が付与される。なお、ここでは加算器２４の出力する信号のサンプリング周波数Ｆｓ２は、ディジタル周波数コンバータ２の出力する信号のサンプリング周波数Ｆｓ３ｐの（１／ＭＰ１）倍であるとする。
そこで、希望の変換周波数ｆ１に応じたＰ桁（ビット）（但しＰは正の整数）の周波数変換用位相データＰＤが、ディジタル周波数コンバータ２の出力する信号のサンプリング周波数Ｆｓ３ｐに基づいて算出されている場合、この周波数変換用位相データＰＤの内の下位Ｑ桁（ビット）（但しＱは正の整数）の位相データをＭＰ１倍したものを、位相検波器２２が出力する信号の１サンプリング毎の位相変化幅とする。
【００４４】
具体的には、この周波数変換用位相データＰＤから、データ分離部２５において下位Ｑ桁（ビット）の位相データを分離すると共に、下位Ｑ桁（ビット）の位相データを、データ増幅部２６においてＭＰ１倍する。そして、これをレジスタ２７ａと加算器２７ｂとを備えてサンプリング周波数Ｆｓ２で動作する累算器２７において累加算することで、「変換周波数ｆ１／（２のＰ乗）」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データＰＤの下位Ｑ桁（ビット）に対応する変換周波数ｆ２の周波数変換における位相変化を算出することができる。
【００４５】
そして、サンプリング周波数Ｆｓ２で動作する加算器２４において、算出された変換周波数ｆ２の周波数変換における位相変化を、位相検波器２２から出力される位相情報θ２（ｔ）に１サンプルデータ毎に加算することで位相情報θ３（ｔ）を生成する。
これにより、変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の周波数を変換周波数ｆ２だけ上げた場合の信号の位相情報を、加算器２４が出力する位相情報θ３（ｔ）として得ることができる。なお、変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の周波数を下げた場合の信号の位相情報は、加算器２４を減算器に変更し、位相検波器２２において算出された位相情報θ２（ｔ）から累算器２７の出力する位相変化データを減算することで得ることができる。
【００４６】
また、加算器２４が出力する位相情報θ３（ｔ）は、次に、信号のサンプリング周波数をＭＰ１倍にアップサンプリングするインタポレータ２８により、サンプリング周波数Ｆｓ３ｐ（但しＦｓ３ｐ＝Ｆｓ２×ＭＰ１）の位相情報θ４（ｔ）に変換され、加算器２９へ入力される。
加算器２９では、加算器２４において実行された変換周波数ｆ２の周波数変換に対し、残りの変換周波数ｆ３による周波数変換を実現するための位相変化が付与される。
【００４７】
すなわち、希望の変換周波数ｆ１に応じたＰ桁（ビット）（但しＰは正の整数）の周波数変換用位相データＰＤの内の上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）の位相データを、インタポレータ２８が出力する信号の１サンプリング毎の位相変化幅とする。そこで、この周波数変換用位相データＰＤから、データ分離部２５において上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）の位相データを分離する。
そして、これをレジスタ３０ａと加算器３０ｂとを備えてサンプリング周波数Ｆｓ３ｐで動作する累算器３０において累加算することで、「変換周波数ｆ１／｛２の（Ｐ−Ｑ）乗｝」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データＰＤの上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）に対応する変換周波数ｆ３の周波数変換における位相変化を算出することができる。
【００４８】
そして、サンプリング周波数Ｆｓ３ｐで動作する加算器２９において、算出された変換周波数ｆ３の周波数変換における位相変化を、インタポレータ２８から出力される位相情報θ４（ｔ）に１サンプルデータ毎に加算することで位相情報θ５（ｔ）を生成する。なお、累算器３０が出力する変換周波数ｆ３の周波数変換における位相変化が、インタポレータ２８から出力される位相情報θ４（ｔ）の上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）の信号に対応する信号であるので、加算器２９における加算は、インタポレータ２８から出力される位相情報θ４（ｔ）の上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）の信号に、累算器３０が出力する（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）の位相変化を加算する処理とする。
【００４９】
これにより、変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の周波数を変換周波数ｆ１（＝ｆ２＋ｆ３）だけ上げた場合の、周波数変換後の信号の位相情報を、加算器２９が出力する位相情報θ５（ｔ）として得ることができる。なお、変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の周波数を下げた場合の信号の位相情報は、前述のように加算器２９を減算器に変更し、インタポレータ２８において算出された位相情報θ４（ｔ）から累算器３０の出力する位相変化データを減算することで得ることができる。
【００５０】
そして、変調信号「ＭＯＤ＿Ｉ２（ｔ）、ＭＯＤ＿Ｑ２（ｔ）」の周波数を変換周波数ｆ１（＝ｆ２＋ｆ３）だけ上げた場合の信号の位相情報θ５（ｔ）を、ラップ回路３１によりラップ処理を施し、０〜２πまでの角度で表された不連続の位相情報θ６（ｔ）へ変換すると共に、０〜２πまでの角度で表された位相情報θ（ｔ）に対するＣＯＳ｛θ（ｔ）｝とＳＩＮ｛θ（ｔ）｝をそれぞれ記憶したＣＯＳ＿ＲＯＭ３２、及びＳＩＮ＿ＲＯＭ３３へ位相情報θ６（ｔ）を入力することで、直交座標形式の位相変調信号Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）＝ＣＯＳ｛θ６（ｔ）｝、及びＰｈａｓｅ＿Ｑ（ｔ）＝ＳＩＮ｛θ６（ｔ）｝とを生成する。
【００５１】
なお、生成された位相変調信号「Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）、Ｐｈａｓｅ＿Ｑ（ｔ）」は、ディジタル周波数コンバータ２の位相情報出力として、前述の送信機のＤ／Ａ変換器６、７へそれぞれ入力される。また、もし前述の送信機以外の複素信号を用いない送信機を利用する場合は、直交座標形式の位相変調信号の内、Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）＝ＣＯＳ｛θ６（ｔ）｝のみを出力すれば良い。
【００５２】
また、累算器２７のように固定値を累加算していくと、位相スペクトル上では位相０付近に大きなピークを持つスペクトルとなる。このピークは、累加算する固定値、すなわち周波数変換用位相データの大きさに比例して大きくなる。例えば、図６は、図４に示す位相情報θ１（ｔ）に対して、サンプリング周波数を１として、正規化周波数０．４０２６６２４８９の周波数変換を行った後の位相情報θ３（ｔ）のスペクトルを、横軸：位相［π］、縦軸：大きさ［ｄＢ］として示した図である。図６に示すスペクトルは、図４に示すスペクトルと異なり、位相０付近において大きなピークを持っている。
【００５３】
このようにスペクトルに大きなピークを持つと、インタポレータ２８において位相情報θ３（ｔ）のサンプリング周波数変換を行う際に必要となる演算語長が長くなり、インタポレータ２８の消費電力が増大する。また、インタポレータ２８においてアップサンプリング後の不要周波数帯域を抑圧するためのフィルタに非常に大きな阻止帯域減衰量が要求されるので、高い次数のフィルタが必要となり、更に消費電力が増大する。
従って、変換周波数ｆ２は、スペクトルのピークが、加算器２４と累算器２７とで行う変換周波数ｆ２の周波数変換のための位相の処理によって大きくならず、インタポレータ２８における演算語長やフィルタ次数が、位相の処理をする場合としない場合とで大きく変わらない程度の数値としなければならない。
【００５４】
なお、上述の実施例において、ディジタル周波数コンバータ２へ、変調器１からロールオフフィルタリングされていない変調信号が入力されるような場合は、インタポレータ２１の後段にロールオフフィルタを設け、入力された変調信号の波形整形をロールオフフィルタにより行ってから、位相検波器２２と振幅検波器２３とにおいてそれぞれ位相情報と振幅情報を検波するようにしても良い。
【００５５】
また、上述の実施例において、ディジタル周波数コンバータ２へ、変調器１からＱＰＳＫ信号が入力されるような場合、ＱＰＳＫ信号の位相情報は、図７に示すように減衰は早いが大きく減衰はせず、ＱＰＳＫ信号の振幅情報は、図８に示すようにサンプリング周波数の半分になっても信号が減衰しないので、π／４シフトＱＰＳＫ信号が入力される時よりもインタポレータ２１によるサンプリング周波数の変換比を大きくするか、変調特性の劣化を承知でサンプリング周波数の半分付近のスプリアスを抑圧するフィルタを、ディジタル周波数コンバータ２の入力段に設ける必要がある。なお、図７は、１６倍サンプリングで表されたＱＰＳＫ信号の位相情報のスペクトルを、横軸：位相［π］、縦軸：大きさ［ｄＢ］として示した図である。また、図８は、１６倍サンプリングで表されたＱＰＳＫ信号の振幅情報のスペクトルを、横軸：周波数［ＭＨｚ］、縦軸：大きさ［ｄＢ］として示した図である。
【００５６】
更に、上述の実施例においては、インタポレータ２８の前後において、加算器２４において実行される変換周波数ｆ２の周波数変換に対応した位相変換と、加算器２９において実行される変換周波数ｆ３の周波数変換に対応した位相変換との２回に分けて、希望の変換周波数ｆ１による周波数変換に対応した位相変換を実行したが、どちらか一方の処理によって希望の変換周波数ｆ１による周波数変換に対応した位相変換を実現しても良い。
【００５７】
以上説明したように、本実施例のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号のサンプリング周波数を、インタポレータ２１によりアップサンプリングすると共に、位相検波器２２及び振幅検波器２３により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換し、振幅情報はディジタル周波数コンバータの振幅情報出力とする。一方、累算器２７の出力する位相変化を、位相検波器２２が出力する位相情報に加算器２４を用いて加算することにより、「変換周波数ｆ１／（２のＰ乗）」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データＰＤの下位Ｑ桁（ビット）に対応する変換周波数ｆ２の周波数変換における位相変化を、位相検波器２２が出力する位相情報に加算する。
【００５８】
また、加算器２４が出力する位相情報のサンプリング周波数を、インタポレータ２８によりアップサンプリングすると共に、累算器３０の出力する位相変化を、インタポレータ２８が出力する位相情報に加算器２９を用いて加算することにより、「変換周波数ｆ１／｛２の（Ｐ−Ｑ）乗｝」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データＰＤの上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）に対応する変換周波数ｆ３の周波数変換における位相変化を、インタポレータ２８が出力する位相情報に加算する。そして、加算器２９が出力する位相情報を、ラップ回路３１により０〜２πまでの角度で表された不連続の位相情報へ変換すると共に、ＣＯＳ＿ＲＯＭ３２、及びＳＩＮ＿ＲＯＭ３３を用いて、直交座標形式の位相変調信号Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）、及びＰｈａｓｅ＿Ｑ（ｔ）とを生成し、ディジタル周波数コンバータの位相情報出力とする。
【００５９】
これにより、本実施例のディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号の周波数を変換周波数ｆ１（＝ｆ２＋ｆ３）だけ上げた場合の、周波数変換後の信号の位相情報を、加算器２９が出力する位相情報として得ると共に、これを、直交座標形式の位相変調信号Ｐｈａｓｅ＿Ｉ（ｔ）、及びＰｈａｓｅ＿Ｑ（ｔ）として、ディジタル周波数コンバータから出力することができる。なお、入力された変調信号の周波数を下げた場合の、周波数変換後の信号の位相情報を得るには、加算器２４と加算器２９を減算器とし、変換周波数ｆ２の周波数変換における位相変化あるいは変換周波数ｆ３の周波数変換における位相変化を、位相情報から減算するようにすれば良い。
【００６０】
このように、本実施例のディジタル周波数コンバータは、乗算器を利用せずに簡単な加減算器を利用するのみで、入力された変調信号の位相情報に容易に周波数変換を施すことができる。具体的には、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合には合計４個の乗算器と加算器及び減算器が必要なのに対し、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。従って、乗算器を削減することができた結果、入力された変調信号の位相情報に対する周波数変換に必要な演算量が軽減されることにより、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００６１】
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、サンプリング周波数をＭＰ１倍にアップサンプリングするインタポレータ２８の前後において２回に分けて周波数変換を施すことで、インタポレータ２８より前段の回路の動作周波数を、サンプリング周波数に合わせて低くすることができる。具体的には、周波数を上げる周波数変換を１度に実行する場合には、周波数変換後の信号に合わせてサンプリング周波数を決定しなければならないため、自ずと信号のサンプリング周波数は高くなり、周波数変換器の動作周波数もサンプリング周波数に合わせて高くなるが、インタポレータ２８の前後において２回に分けて周波数変換を施す場合は、加算器２４及び累算器２７の動作周波数を１／ＭＰ１にすることができる。
【００６２】
また、希望の変換周波数ｆ１に応じたＰ桁（ビット）（但しＰは正の整数）の周波数変換用位相データＰＤがディジタル周波数コンバータの出力する信号のサンプリング周波数Ｆｓ３ｐに基づいて算出されている場合、この周波数変換用位相データＰＤからデータ分離部２５において下位Ｑ桁（ビット）の位相データを分離すると共に、下位Ｑ桁（ビット）の位相データを、データ増幅部２６においてＭＰ１倍するので、累算器２７において２倍あたり１桁（ビット）の割合で演算語長を少なくすることができる。
従って、動作周波数と演算語長の低減により、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００６３】
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、インタポレータ２８により、極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換した後に、該極座標形式の位相情報を直交座標形式の位相変調信号に変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。具体的には、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合には、サンプリング周波数を変換する際に必要な不要周波数帯域を抑圧するためのフィルタが、ベースバンドの信号を処理する場合でも実数軸信号と虚枢軸信号の処理のために２個必要であるし、更にＩＦ周波数の信号を処理する場合ではフィルタが４個必要になる。
【００６４】
これに対して、極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換する場合には、ベースバンドの信号を処理する場合でも、ＩＦ周波数の信号を処理する場合でも、処理するのは実数軸信号の位相情報のみであるので、サンプリング周波数を変換する場合に必要な不要周波数帯域を抑圧するためのフィルタは１個で良い。
従って、ＩＦ周波数の信号を処理する場合ではフィルタの演算量が直交座標形式で処理された場合の１／４、ベースバンドの信号を処理する場合でもフィルタの演算量が直交座標形式で処理された場合の１／２で済むことになり、演算量の低減により、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００６５】
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、加算器２９において、インタポレータ２８の出力信号の上位（Ｐ−Ｑ）桁（ビット）の信号に、累算器３０の出力信号を加算することにより、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、サンプリング周波数が高くならざるを得ないサンプリング周波数変換後の信号に対する加算器２９の演算語長を少なくすることができる。
従って、演算語長の低減により、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
【００６６】
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号のサンプリング周波数を、インタポレータ２１によりアップサンプリングすることで、位相検波器２２及び振幅検波器２３により変換された極座標形式の位相情報と振幅情報の周波数帯域幅が入力された変調信号の周波数帯域幅より広がっても、極座標形式の位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生するのを防止することができる。
従って、回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減したディジタル周波数コンバータであっても、変換誤差や雑音等の特性劣化の少ない出力を得ることができるという効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本実施例のディジタル周波数コンバータは、アナログ方式を含むどのような変調方式に対しても利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の一実施例のディジタル周波数コンバータを備えたＥＥＲ方式の送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】８倍サンプリングで表された同実施例のディジタル周波数コンバータに入力されるπ／４シフトＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。
【図３】同実施例のディジタル周波数コンバータの詳細を示すブロック図である。
【図４】１６倍サンプリングで表された位相情報θ１（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図５】１６倍サンプリングで表された振幅情報Ａｍｐ（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図６】図４に示す位相情報θ１（ｔ）に対して周波数変換を行った後の位相情報θ３（ｔ）のスペクトルを示す図である。
【図７】１６倍サンプリングで表されたＱＰＳＫ信号の位相情報のスペクトルを示す図である。
【図８】１６倍サンプリングで表されたＱＰＳＫ信号の振幅情報のスペクトルを示す図である。
【図９】従来例のディジタル周波数コンバータを示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６９】
１    変調器
２    ディジタル周波数コンバータ
３、６、７    Ｄ／Ａ変換器
４    ＬＣローパスフィルタ
８、９    ＬＣバンドパスフィルタ
５    線形パワーアンプ
１０    直交変調器
１０ａ、１０ｂ    ミキサ
１０ｃ    加算器
１１    ＰＬＬ発振器
１２    非線形パワーアンプ
１３    アンテナ
２１    インタポレータ（入力サンプリング周波数変換手段）
２２    位相検波器（変調信号変換手段）
２３    振幅検波器（変調信号変換手段）
２４    加算器（位相変換手段、第１の位相変換手段）
２５    データ分離部
２６    データ増幅部
２７    累算器（位相算出手段、第１の位相算出手段）
２７ａ    レジスタ
２７ｂ    加算器
２８    インタポレータ（サンプリング周波数変換手段）
２９    加算器（位相変換手段、第２の位相変換手段）
３０    累算器（位相算出手段、第２の位相算出手段）
３０ａ    レジスタ
３０ｂ    加算器
３１    ラップ回路（位相信号変換手段）
３２    ＣＯＳ＿ＲＯＭ（位相信号変換手段）
３３    ＳＩＮ＿ＲＯＭ（位相信号変換手段）
【図１】
2005159968.tif 000005
【図２】
2005159968.tif 000006
【図３】
2005159968.tif 000007
【図４】
2005159968.tif 000008
【図５】
2005159968.tif 000009
【図６】
2005159968.tif 000010
【図７】
2005159968.tif 000011
【図８】
2005159968.tif 000012
【図９】
2005159968.tif 000013