(57)【要約】【課題】引き込み範囲を狭めない可変周波数発振器の温度補償。【解決手段】各々がそれぞれの同調サブ回路に接続された複数の独立した制御入力を有する可変周波数発振器。同調サブ回路は互いに並列接続になっていると共に共振器モジュールとも並列接続になっている。共振器モジュールは水晶振動子、インダクタ、或いはその他のリアクタンスコンポーネントで構わない。各同調サブ回路は２個のバラクタから構成され、そのそれぞれの陰極は相互接続されると共に対応する周波数制御入力にも接続されている。同調サブ回路が共振器に並列接続されていることで、各周波数制御入力の周波数引き込み範囲全域が他の周波数制御入力の起動に影響されずにいられる。少なくとも１個の周波数制御入力は可変発振器を温度変化に敏感に反応しないように維持することができ、その他の周波数制御入力は機能周波数制御できるのが好ましい。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変周波数発振器であって、
温度補償入力ノードと、
周波数制御入力ノードと、
共振回路とからなり、共振回路には、
前記共振回路の共振周波数を修正するように前記温度補償入力ノードに応答する第１同調可能サブ回路と、
前記共振回路の共振周波数を修正するように前記周波数制御入力ノードに応答する第２同調可能サブ回路とが備わっており、
通常の使用において、前記第１同調可能サブ回路は温度変化に起因した前記共振回路の共振ドリフトを補償するために前記周波数制御入力ノードに連続的に応答するのに対し、前記共振サブ回路は前記周波数制御入力ノードで変化する周波数修正信号に連続的に応答する、可変周波数発振器。
【請求項２】
前記第１同調可能サブ回路は前記第２同調可能サブ回路に依存していない、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項３】
前記第１同調可能サブ回路は前記第２同調可能サブ回路に並列接続されている、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項４】
温度補償入力ノードは前記周波数制御入力ノードが周波数制御信号を受け取るのとは無関係に温度補償信号を受け取ることができる、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項５】
温度変化に応じて前記温度補償信号を連続的に生成するために温度補償回路をさらに備える、請求項４に記載の可変周波数発振器。
【請求項６】
前記温度補償回路には、
温度変化により感知電圧を生成することのできる温度感知ダイオードと、
前記感知電圧をデジタル温度値に変換するためのアナログ・デジタル変換器と、
複数の温度値データに一対一で対応する複数の補償電圧値を記憶するためのメモリとが備わっており、当該メモリは前記アナログ・デジタル変換器に応答し、前記デジタル温度値を前記複数の温度値データのうちの一つに相関すると共にその対応する補償電圧値を出力することができるものであり、前記温度補償回路にはさらに、
前記メモリに応答し、前記メモリが出力した補償電圧値を対応するアナログ電圧に変換することができるデジタル・アナログ変換器が備わっており、当該対応するアナログ電圧は前記温度補償信号である、請求項５に記載の可変周波数発振器。
【請求項７】
前記周波数制御信号は予め定められた動作範囲を特徴とし、前記温度補償回路は前記周波数制御信号がその予め定められた動作範囲の中間点にあるとき前記可変周波数発振器の動作周波数を温度とは無関係に維持することができるものである、請求項５に記載の可変周波数発振器。
【請求項８】
前記第１同調可能サブ回路には前記温度補償入力ノードに応答する第１可変インピーダンスコンポーネントがあり、前記第２同調可能サブ回路には前記周波数制御入力ノードに応答する第２可変インピーダンスコンポーネントがある、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項９】
前記第１及び第２可変インピーダンスコンポーネントはそれぞれ第１及び第２バラクタである、請求項８に記載の可変周波数発振器。
【請求項１０】
前記第１同調可能サブ回路には、それぞれの陰極は前記温度補償入力ノードに接続されている第１及び第２バラクタがあり、
前記第２同調可能サブ回路には、そのそれぞれの陰極は前記周波数制御入力ノードに接続されている第３及び第４バラクタがあり、
前記第１バラクタの陽極は前記第３バラクタの陽極に接続され、
前記第２バラクタの陽極は前記第４バラクタの陽極に接続されている、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１１】
前記共振回路の周囲に帰還経路を形成している増幅回路をさらに備える、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１２】
前記増幅回路には位相シフトネットワークと直列で増幅器がある、請求項１１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１３】
前記増幅回路には第１インバータがある、請求項１１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１４】
前記増幅回路には第２インバータがあり、前記第１及び第２インバータは前記第１インバータの出力が前記第２インバータの入力に接続され、前記第２インバータの出力が前記第１インバータの入力に接続されることで定義されるクロス接続ネットワークを形成し、
前記クロス接続ネットワークは前記共振回路に並列接続されている、請求項１３に記載の可変周波数発振器。
【請求項１５】
前記共振回路にはさらに水晶共振器があり、
前記第１同調可能サブ回路、前記第２同調可能サブ回路、及び前記水晶共振器は並列接続になっている、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１６】
前記共振回路にはさらに誘導性コンポーネントがあり、
前記第１同調可能サブ回路、前記第２同調可能サブ回路、及び前記誘導性コンポーネントは並列接続になっている、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１７】
前記誘導性コンポーネントはインダクタである、請求項１６に記載の可変周波数発振器。
【請求項１８】
さらに、温度補償回路が前記温度補償入力に接続されており、温度補償回路は温度変化に応じて温度補償信号を連続的に生成することができるものであり、前記温度補償回路は、
温度に正比例した各第１信号を各々生成することのできる複数の第１モジュールと、
温度に反比例した各第２信号を各々生成することのできる複数の第２モジュールと、
前記第１及び第２信号を加算してその結果として生じる和信号を生成する第１加算ノードとを有する、請求項１に記載の可変周波数発振器。
【請求項１９】
前記複数の第１モジュールの各第１信号の強度は個々に選択可能で、
前記複数の第２モジュールの各第２信号の強度は個々に選択可能である、請求項１８に記載の可変周波数発振器。
【請求項２０】
前記複数の第１モジュールには各々オプションで割り当てられた第１温度オフセットがあり、前記複数の第１モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第１温度オフセットよりも低いときそれぞれの第１信号を出力できないようになっている、請求項１８に記載の可変周波数発振器。
【請求項２１】
前記複数の第２モジュールには各々オプションで割り当てられた第２温度オフセットがあり、前記複数の第２モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第２温度オフセットよりも低いときそれぞれの第２信号を出力できないようになっている、請求項１８に記載の可変周波数発振器。
【請求項２２】
前記複数の第１モジュールには各々オプションが割り当てられた第１温度オフセットがあり、前記複数の第１モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第１温度オフセットよりも低いときそれぞれの第１信号を出力できないようになっており、
前記複数の第２モジュールには各々オプションで割り当てられた第２温度オフセットがあり、前記複数の第２モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第２温度オフセットよりも低いときそれぞれの第２信号を出力できないようになっている、請求項１８に記載の可変周波数発振器。
【請求項２３】
前記複数の第１モジュールの各々及び前記複数の第２モジュールの各々には第１ＣＴＡＴ信号源がある、請求項１８に記載の可変周波数発振器。
【請求項２４】
前記複数の第１モジュールのうちの少なくとも１個にはさらに、
ＣＴＡＴ信号源と、
ＰＴＡＴ信号源と、
前記ＣＴＡＴ信号源と前記ＰＴＡＴ信号源との信号の大きさの差に基づいて差信号を発生させるための第２加算ノードと、
前記差信号に依存する中間信号を生成するための第１依存性信号生成器とが備わっている、請求項２３に記載の可変周波数発振器。
【請求項２５】
前記依存性信号生成器は、前記差信号が所定のしきい値より大きくなった場合に限り、前記中間信号を生成する、請求項２４に記載の可変周波数発振器。
【請求項２６】
前記差信号は温度オフセットの尺度であって、温度が前記温度オフセットよりも低いとき前記複数の第１モジュールのうちの前記少なくとも１個は実質的に信号を生成しない、請求項２４に記載の可変周波数発振器。
【請求項２７】
温度が予め定められた遷移温度よりも低いとき前記ＣＴＡＴ信号源の大きさ（magnitude）は前記ＰＴＡＴ信号源よりも大きく、
温度が予め定められた遷移温度よりも高いとき前記ＰＴＡＴ信号源の大きさは前記ＣＴＡＴ信号源よりも大きい、請求項２４に記載の可変周波数発振器。
【請求項２８】
請求項１に記載の温度補償回路を備える電子デバイス。
【請求項２９】
可変周波数発振器であって、
第１インバータの出力が第２インバータの入力に接続され、第２インバータの出力が第１インバータの入力に接続されることで定義されるクロス接続ネットワークを形成している第１インバータ及び第２インバータと、
共振回路とからなり、共振回路には、
共振器と、
温度変化に応じて前記共振回路の共振周波数を修正できるように温度補償入力ノードに応答する第１同調可能サブ回路と、
前記共振回路の共振周波数を修正できるように周波数制御入力ノードに応答する第２同調可能サブ回路とが備わっており、
前記共振器、第１同調可能サブ回路、及び第２同調可能サブ回路は並列接続になっており、
前記共振回路は前記クロス接続ネットワークに並列接続されている、可変周波数発振器。
【請求項３０】
前記共振器はインダクタである、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３１】
前記共振器はタンク回路である、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３２】
前記共振器は水晶共振器である、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３３】
前記第１同調可能サブ回路には前記温度補償入力ノードに応答する第１可変インピーダンスコンポーネントがあり、前記第２同調可能サブ回路には前記周波数制御入力ノードに応答する第２可変インピーダンスコンポーネントがある、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３４】
前記第１及び第２可変インピーダンスコンポーネントはそれぞれ第１及び第２バラクタである、請求項３３に記載の可変周波数発振器。
【請求項３５】
前記第１同調可能サブ回路には、それぞれの陰極は前記温度補償入力ノードに接続されている第１及び第２バラクタがあり、
前記第２同調可能サブ回路には、それぞれの陰極は前記周波数制御入力ノードに接続されている第３及び第４バラクタがあり、
前記第１バラクタの陽極は前記第３バラクタの陽極に接続され、
前記第２バラクタの陽極は前記第４バラクタの陽極に接続されている、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３６】
さらに電流源を備えており、前記第１及び第２インバータを通るスイッチング電流が当該電流源によって制限される、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３７】
第１パワーレールと、
第２パワーレールと、
出力ノードが前記第２パワーレールに接続されている電流源とをさらに有し、
前記第１インバータにはそれぞれのドレイン電極が相互接続されている第１ＰＭＯＳトランジスタと第１ＮＭＯＳトランジスタとがあり、前記第２インバータにはそれぞれのドレイン電極が相互接続されている第２ＰＭＯＳトランジスタと第２ＮＭＯＳトランジスタとがあり、前記第１及び第２ＰＭＯＳトランジスタのソース電極は前記第１パワーレールに接続され、前記第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタのソース電極は前記電流源の入力ノードに接続されており、
前記第１同調可能サブ回路は前記第１及び第２ＰＭＯＳトランジスタのドレイン電極に接続され、
前記第２同調可能サブ回路は前記第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタのドレイン電極に接続されている、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項３８】
前記第１同調可能サブ回路には前記温度補償入力ノードに応答する第１可変インピーダンスコンポーネントがあり、前記２同調可能サブ回路には前記周波数制御入力ノードに応答する第２可変インピーダンスコンポーネントがある、請求項３７に記載の可変周波数発振器。
【請求項３９】
前記第１及び第２可変インビーダンスコンポーネントはそれぞれ第１及び第２バラクタである、請求項３８に記載の可変周波数発振器。
【請求項４０】
前記第１同調可能サブ回路には第１及び第２バラクタがあり、そのそれぞれの陰極は前記温度補償入力ノードに接続され、前記第１バラクタの陽極は前記第１ＰＭＯＳトランジスタのドレイン電極に接続され、前記第２バラクタの陽極は前記第２ＰＭＯＳトランジスタのドレイン電極に接続されており、
前記第２同調可能サブ回路には第３及び第４バラクタがあり、そのそれぞれの陰極は前記周波数制御入力ノードに接続され、前記第３バラクタの陽極は前記第１ＮＭＯＳトランジスタのドレイン電極に接続され、前記第４バラクタの陽極は前記第２ＮＭＯＳトランジスタのドレイン電極に接続されている、請求項３７に記載の可変周波数発振器。
【請求項４１】
前記共振器は誘導性コンポーネントである、請求項４０に記載の可変周波数発振器。
【請求項４２】
前記共振器はインダクタである、請求項４０に記載の可変周波数発振器。
【請求項４３】
前記第１ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳトランジスタの制御ゲートは相互接続され、前記周波数発振器の真の出力をなし、
前記第２ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳトランジスタの制御ゲートは相互接続され、前記周波数発振器の相補出力をなす、請求項４０に記載の可変周波数発振器。
【請求項４４】
前記温度補償入力ノードは、前記周波数制御入力ノードが周波数制御信号を受け取るのとは無関係に温度補償信号を受け取ることができる、請求項２９に記載の可変周波数発振器。
【請求項４５】
温度変化に応じて前記温度補償信号を連続的に生成するための温度補償回路をさらに有する、請求項４４に記載の可変周波数発振器。
【請求項４６】
前記温度補償回路には、
温度変化により感知電圧を生成することのできる温度感知ダイオードと、
前記感知電圧をデジタル温度値に変換するためのアナログ・デジタル変換器と、
複数の温度値データと一対一で対応する複数の補償電圧値を記憶するメモリとがあり、当該メモリは前記アナログ・デジタル変換器に応答し、前記デジタル温度値を前記複数のデジタル温度値に相関すると共にその対応する補償電圧値を出力することができるものであり、前記温度補償回路にはさらに、
前記メモリに応答し、前記メモリが出力する補償電圧値を対応するアナログ電圧に変換することができるデジタル・アナログ変換器があり、前記対応するアナログ電圧は前記温度補償信号である、請求項４５に記載の可変周波数発振器。
【請求項４７】
前記温度補償回路には、
温度に正比例したそれぞれの第１信号を各々生成できる複数の第１モジュールと、
温度に反比例したそれぞれの第２信号を各々生成できる複数の第２モジュールと、
前記第１及び第２信号を全て加算してその結果として生じる和信号を生成するための第１加算モードとをある、請求項４５に記載の可変周波数発振器。
【請求項４８】
前記複数の第１モジュールの各第１信号の強度は個々に選択可能で、
前記複数の第２モジュールの各第２信号の強度は個々に選択可能である、請求項４７に記載の可変周波数発振器。
【請求項４９】
前記複数の第１モジュールには各々、オプションで割り当てられた第１温度オフセットがあり、前記複数の第１モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第１温度オフセットよりも低いときそれぞれの第１信号を出力できないようになっている、請求項４７に記載の可変周波数発振器。
【請求項５０】
前記複数の第２モジュールには各々、オプションで割り当てられた第２温度オフセットがあり、前記複数の第２モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第２温度オフセットよりも低いときそれぞれの第２信号を出力できないようになっている、請求項４７に記載の可変周波数発振器。
【請求項５１】
前記複数の第１モジュールには各々、オプションが割り当てられた第１温度オフセットがあり、前記複数の第１モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第１温度オフセットよりも低いときそれぞれの第１信号を出力できないようになっており、
前記複数の第２モジュールには各々、オプションで割り当てられた第２温度オフセットがあり、前記複数の第２モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第２温度オフセットよりも低いときそれぞれの第２信号を出力できないようになっている、請求項４７に記載の可変周波数発振器。
【請求項５２】
前記複数の第１モジュールの各々及び前記複数の第２モジュールの各々には第１ＣＴＡＴ信号源がある、請求項４７に記載の可変周波数発振器。
【請求項５３】
前記複数の第１モジュールのうちの少なくとも１個にはさらに、
ＣＴＡＴ信号源と、
ＰＴＡＴ信号源と、
前記ＣＴＡＴ信号源と前記ＰＴＡＴ信号源との信号の大きさの差に基づいて差信号を発生させるための第２加算ノードと、
前記差信号に依存する中間信号を生成するための第１依存性信号生成器とが備わっている、請求項５２に記載の可変周波数発振器。
【請求項５４】
前記依存性信号生成器は、前記差信号が所定のしきい値より大きくなった場合に限り、前記中間信号を生成する、請求項５３に記載の可変周波数発振器。
【請求項５５】
前記差信号は温度オフセットの尺度であって、前記複数の第１モジュールのうちの前記少なくとも１個は温度が前記温度オフセットよりも低いとき実質的に信号を生成しない、請求項５３に記載の可変周波数発振器。
【請求項５６】
温度が予め定められた遷移温度よりも低いとき前記ＣＴＡＴ信号源の大きさ（magnitude）は前記ＰＴＡＴ信号源よりも大きく、
温度が予め定められた遷移温度よりも高いとき前記ＰＴＡＴ信号源の大きさは前記ＣＴＡＴ信号源よりも大きい、請求項５３に記載の可変周波数発振器。
【請求項５７】
請求項２９に記載の温度補償回路を有する電子デバイス。
【請求項５８】
可変周波数発振器であって、
利得ステージと、
位相シフトステージと、
共振回路とからなり、当該共振回路には、
共振器モジュールと、
複数の同調可能サブ回路とが備わっており、複数の同調可能サブ回路は各々前記共振器モジュールに並列接続され、対応する周波数制御入力に応答する、可変周波数発振器。
【請求項５９】
前記複数の同調可能サブ回路は各々互いに依存し合っていない、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６０】
前記共振回路、前記利得ステージ、及び前記位相シフトステージで閉ループを形成している、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６１】
前記複数の同調可能サブ回路には各々、対応する周波数制御入力に応答する可変インピーダンスコンポーネントがある、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６２】
前記可変インピーダンスコンポーネントはバラクタである、請求項６１に記載の可変周波数発振器。
【請求項６３】
前記複数の同調可能サブ回路には各々、そのそれぞれの陰極が対応する周波数制御入力に接続されている第１及び第２バラクタがある、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６４】
前記利得ステージには第１インバータがある、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６５】
前記第２利得ステージにはさらに第２インバータがあり、前記第１及び第２インバータは、前記第１インバータの出力が前記第２インバータの入力に接続され、前記第２インバータの出力が前記第１インバータの入力に接続されることで定義されるクロス接続ネットワークを形成し、
前記クロス接続ネットワークは前記共振回路に並列接続されている、請求項６４に記載の可変周波数発振器。
【請求項６６】
前記共振器モジュールは水晶共振器である、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６７】
前記共振器モジュールは誘導性コンポーネントである、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項６８】
前記誘導性コンポーネントはインダクタである、請求項６７に記載の可変周波数発振器。
【請求項６９】
前記複数の同調可能サブ回路のうちの少なくとも１個は、その残りの前記複数の同調可能回路とは無関係に温度補償信号を受け取ることのできる温度補償入力に応答する、請求項５８に記載の可変周波数発振器。
【請求項７０】
温度変化に応じて前記温度補償信号を連続的に生成するための温度補償回路をさらに備える、請求項６９に記載の可変周波数発振器。
【請求項７１】
前記温度補償回路には、
温度変化により感知電圧を生成することのできる温度感知ダイオードと、
前記感知電圧をデジタル温度値に変換するためのアナログ・デジタル変換器と、
複数の温度値データに一対一で対応する複数の補償電圧値を記憶するためのメモリとが備わっており、当該メモリは前記アナログ・デジタル変換器に応答し、前記デジタル温度値を前記複数の温度値データのうちの一つに相関すると共にその対応する補償電圧値を出力することのできるものであり、前記温度補償回路にはさらに、
前記メモリに応答し、前記メモリが出力した補償電圧値を対応するアナログ電圧に変換することのできるデジタル・アナログ変換器が備わっており、当該対応するアナログ電圧は前記温度補償信号である、請求項７０に記載の可変周波数発振器。
【請求項７２】
前記温度補償回路には、
温度に正比例したそれぞれの第１信号を各々生成することのできる複数の第１モジュールと、
温度に反比例したそれぞれの第２信号を各々生成することのできる複数の第２モジュールと、
前記第１及び第２信号を全て加算してその結果生じる和信号を生成するための第１加算ノードとがある、請求項７０に記載の可変周波数発振器。
【請求項７３】
前記複数の第１モジュールの各第１信号の強度は個々に選択可能で、
前記複数の第２モジュールの各第２信号の強度は個々に選択可能である、請求項７２に記載の可変周波数発振器。
【請求項７４】
前記複数の第１モジュールには各々、オプションで割り当てられた第１温度オフセットがあり、前記複数の第１モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第１温度オフセットよりも低いときそれぞれの第１信号を出力できないようになっている、請求項７２に記載の可変周波数発振器。
【請求項７５】
前記複数の第２モジュールには各々、オプションで割り当てられた第２温度オフセットがあり、前記複数の第２モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第２温度オフセットよりも低いときそれぞれの第２信号を出力できないようになっている、請求項７２に記載の可変周波数発振器。
【請求項７６】
前記複数の第１モジュールには各々、オプションが割り当てられた第１温度オフセットがあり、前記複数の第１モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第１温度オフセットよりも低いときそれぞれの第１信号を出力できないようになっており、
前記複数の第２モジュールには各々、オプションで割り当てられた第２温度オフセットがあり、前記複数の第２モジュールは各々、温度がそれぞれ割り当てられた第２温度オフセットよりも低いときそれぞれの第２信号を出力できないようになっている、請求項７２に記載の可変周波数発振器。
【請求項７７】
前記複数の第１モジュールの各々及び前記複数の第２モジュールの各々には第１ＣＴＡＴ信号源がある、請求項７２に記載の可変周波数発振器。
【請求項７８】
前記複数の第１モジュールのうちの少なくとも１個にはさらに、
ＣＴＡＴ信号源と、
ＰＴＡＴ信号源と、
前記ＣＴＡＴ信号源と前記ＰＴＡＴ信号源との信号の大きさの差に基づいて差信号を発生させるための第２加算ノードと、
前記差信号に依存する中間信号を生成するための第１依存性信号生成器とが備わっている、請求項７７に記載の可変周波数発振器。
【請求項７９】
前記依存性信号生成器は、前記差信号が所定のしきい値より大きくなった場合に限り、前記中間信号を生成する、請求項７８に記載の可変周波数発振器。
【請求項８０】
前記差信号は温度オフセットの尺度であって、前記複数の第１モジュールのうちの前記少なくとも１個は温度が前記温度オフセットよりも低いとき実質的に信号を生成しない、請求項７８に記載の可変周波数発振器。
【請求項８１】
温度が予め定められた遷移温度よりも低いとき前記ＣＴＡＴ信号源の大きさは前記ＰＴＡＴ信号源よりも大きく、
温度が予め定められた遷移温度よりも高いとき前記ＰＴＡＴ信号源の大きさは前記ＣＴＡＴ信号源よりも大きい、請求項７８に記載の可変周波数発振器。
【請求項８２】
請求項５８に記載の温度補償回路を備える電子デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概して可変周波数発振器に関し、具体的には温度変化にかかわらずある特定の発振周波数を維持しなければならない可変周波数発振器に関する発明である。本発明はさらに、通常の回路動作より周波数補償回路機構並びに周波数補正信号に応答するのに十分な周波数引き込み範囲（frequency pull range）を提供しなければならない発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタルシステムの精度の高いクロック生成器に電圧又は電流制御可変周波数発振器がよく使用される。そうした可変発振器には周波数制御信号に従って発振器の周波数を修正可能な周波数制御入力がある。しかしながら、周波数制御信号に応答できる発振器の動作範囲は、発振器の特定の設計によってでなければ回路自体の物理的限界によって、限定される。例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）には結局のところ制御電圧範囲が電源電圧によって限定される周波数制御入力がある。さらに、周波数制御信号の動作範囲は発振器の周波数制御を必要とする全てのメカニズムに共通している。
【０００３】
例えば、通常の周波数選択入力制御とは別に、精度の高い発振器は、電圧変動など通常の回路変動を補償する必要があるかもしれない。これは一般的には出力周波数をモニタして、周波数変動が観察されるとそれを相殺するしかるべき周波数補償信号を印加することによって自動周波数制御（ＡＦＣ）する帰還経路で行なわれる。
【０００４】
さらに、精度の高い発振器は温度変化を補償する温度補償周波数制御も必要とするのが普通である。これらのシステムでは、温度センサが温度変化をモニタして、温度変化による自然周波数ドリフトが発振器に及ぼす影響を相殺するために可変発振器に周波数補償信号を印加する。
【０００５】
上述の周波数補償技法では、発振器の周波数制御入力範囲（つまり、ＶＣＯの制御電圧範囲）をＡＦＣ及び／又は温度補償制御メカニズムの周波数制御要件の追加に対応できる程度に大きくすることが重要である。従って、温度補償制御可能な発振器は、通常のシステム周波数の変化を補償するのに要する機能制御範囲とは別にさらに、温度補償信号に応答するのに十分な周波数引き込み範囲がその使用可能な周波数補償入力範囲全域の一部でなければならない。
【０００６】
しかしながら、全制御範囲が電源電圧によって限定されるから、必要な温度補償の要件により発振器の機能周波数引き込み範囲がどうしても狭くなる。これにより発振器の機能的動作にもっと厳しい要件が課せられる。
【０００７】
従って、精度の高い発振器は時として、温度補償回路の付いていない自動周波数制御（ＡＦＣ）メカニズムを有するか（その場合、発振器はどうしても温度に敏感に反応しない高価な部品から作られる）、或いはもっと厳しい環境動作条件に限定するか、いずれになる。代わって、発振器は温度補償回路を有するが、通常の回路の変化に対応できる周波数補償制御に限定されることになる。その場合、発振器を非常に厳しい通常動作要件に合わせて作らなければならない。
【０００８】
温度並びに回路の変動周波数制御の限定使用に対する更なる理由は、ＡＦＣは出力周波数を観察し、周波数変化が観察されたらそれを補正しようとして機能するから、ＡＦＣは回路変動による意図しなかった周波数の変化に反応すると共に温度補償回路から意図的に加えられた周波数補償補正に反応する傾向がある。事実上、ＡＦＣは温度補償の効果を軽減しようとする。
【０００９】
この問題に対処する一つの手法は、Tsumuraに付与された米国特許5,977,839に明らかにされており、この場合、温度補償制御並びにＡＦＣ制御を有する発振器が表示されている。この特許で、Tsumuraは温度補償信号とＡＦＣ制御信号を加算して発振器の周波数制御入力に印加される１つの合成制御信号を形成している。温度補償制御動作とＡＦＣ動作の干渉の量を減らすために、Tsumuraは温度補償回路とＡＦＣ制御回路が交替で別々に発振器の動作を観察及び修正するシステムを採用している。すなわち、Tsumuraのシステムは先ず温度補償回路が動作している間ＡＦＣ回路定数（AFC circuit constant）の出力を保持し、その次にＡＦＣ回路が動作している間温度補償回路定数の出力を保持する。しかしながら、結果として、Tsumuraは、温度補償回路からの制御信号とＡＦＣ回路からの制御信号をデジタルラッチに保持すると共により簡単に加算できるように、それぞれの制御信号をデジタル形式に変換することを示唆している。これには、言うまでもなく、合成（つまり、和の）デジタル制御信号のアナログ表現を発振器の周波数制御入力に印加するために、デジタル・アナログ変換器がなければならない。
【００１０】
しかしながら、Tsumuraの手法は、温度補償回路及びＡＦＣ回路は発振器に対して独立でしかもコンカレントな制御はできないから、部分的なソリューションを提供しているにすぎない。さらに、温度補償回路並びにＡＦＣ回路の補正引き込み動作に対応できなければならないために周波数引き込み範囲が狭くなるという問題を考慮していない。
【００１１】
後で通常の使用時にかなりのチューニングをしなければならない必要性を減らすために発振器の精度を改善する方法は、出荷前に製造段階で発振器の動作条件を微調整することである。Andrewsに付与された米国特許6,323,739は、基準信号、アナログ・デジタル変換器、ＲＯＭ、デジタル・アナログ変換器を用いて製造段階で発振器を微調整するシステムを明らかにしている。すなわち、所望の目標周波数に達するまで発振器の周波数を引き込む適正バイアスレベルを選ぶには、発振器を起動し、その性能を基準信号を用いて製造段階で微調整する。適正バイアスレベルはＲＯＭに記憶されるので、出荷前に精度の高い動作に適した最適バイアス条件が発振器の中にしっかり覚えられている。
【００１２】
Andrewsは、製造段階で発振器の周波数を変えるのに負荷プリングを用いている。負荷プリングは一般的にチューニング範囲が非常に小さい、そのため、Andrewsは、発振器を目標周波数に微調整するのに製造段階でしかこの負荷プリング技法を用いず、顧客による通常の使用は負荷プリングに頼っていない。このことは、Andrewsは完全なシステムにもっと伝統的なチューニング技法を用いていることから実証される。Andrewsの完全なシステムにおいては、機能調整電圧（functional tuning voltage）と補正電圧を加算し、その和をこの発振器の単一入力に印加して発振同調を行なっている。こうすることにより、Andrewsは負荷プリングで可能な範囲より大きな補正範囲を得ることができるが、先に説明したように、機能調整電圧と補正電圧が加算されるから、機能調整範囲が狭くなるという限界の問題がある。従って、Andrewsの手法は後で顧客が通常に使用する際のチューニング量を減らすかもしれないが、発振器の周波数制御入力のチューニング範囲が限定され有限であることを前提とすれば、それぞれに対して十分な制御範囲を有する複数の周波数制御メカニズムをどのようにして提供するかという課題に対処していない。基本的に、Andrewsは、例えば、発振器の周波数制御入力の限定範囲内でどのようにして十分な温度補償制御及び機能周波数制御を達成できるのか明らかにしていない。
【００１３】
必要なのは、通常機能周波数制御に使用可能な発振器の周波数同調範囲（つまり、周波数制御用の電圧範囲）を狭めずに温度補償制御できる手段である。
【００１４】
【特許文献１】米国特許第5740525号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明の一つの目的は、複数の独立した周波数制御入力を有する可変周波数発振器を提供することである。
【００１６】
本発明のもう一つの目的は、機能周波数引き込み範囲を狭めずに、複数の二次周波数制御を可変発振器の中に導入するための一般的な方法を提供することである。
【００１７】
本発明のまたもう一つの目的は、独立且つコンカレントな温度補償制御及び機能周波数制御を有する発振器を提供することである。
【００１８】
本発明の更なる目的は、通常の機能引き込み制御に使用可能な引き込み範囲を狭めずに温度補償制御並びに通常機能周波数引き込み制御を有する発振器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本願の目的を温度補償電圧又は電流を生成するメカニズムを有すると共に、機能周波数引き込み制御対応電圧範囲を狭くすることなく温度対周波数特性に合うように発振器を逆同調するために温度補償電圧又は電流を発振器に導入する個別の手段を有する発振器として達成する。
【００２０】
複数の周波数制御信号を可変周波数発振器に導入する方法を開示している。発明の一つの態様によれば、入力制御電圧を発振周波数差に変換するのに使用するバラクタダイオードが２セット配置され、１セットは従来の周波数制御に使用され、第２セットは温度ベースの制御に使用される。発明のもう一つの態様において、温度ベースの制御電圧を生成する方法を例をあげて説明する。
【００２１】
概して、可変発振器は共振回路と、ゲインステージと、位相シフトネットワークとから構成されている。ゲインステージと位相シフトネットワークを組み合わせたければそうしても構わない。共振回路には、水晶振動子など共振器、インダクタ、コンデンサ、又はタンク回路があり、さらに複数の独立した同調回路を備えているのが好ましい。同調回路は、印加された制御入力に応じてリアクタンス値を変えても構わない。同調回路のリアクタンス値を調整すると共振器に周波数引き込みの影響を及ぼすように同調回路は互いに並列接続されていると共に共振器にも並列接続されている。
【００２２】
同調回路は各々２個のバラクタダイオードから構成され、それぞれの陰極電極が相互接続されると共にそれぞれの対応する制御入力にも接続されているのが好ましい。同調回路は各々が共振器に並列接続されているから、一方の同調回路の周波数引き込み範囲は他方の同調回路の引き込み範囲によって制限されない。従って、残りの機能周波数制御用同調回路の引き込み範囲を狭くしないで、ｌ個の同調回路を周波数補償制御専用にすることができる。
【００２３】
温度補償回路は温度補償信号を供給するために共振回路に接続されている。温度補償回路はデジタルで構わない。その場合、温度感知ダイオードをモニタするＡＤＣと、ＡＤＣからの出力を受け取ると共に対応する補正電圧値を識別するための不揮発性メモリと、不揮発性メモリからの出力を共振回路に印加されるアナログ制御入力に変換するためのＤＡＣとから作られているのが好ましい。
【００２４】
代わって、温度補償回路を複数の第１及び第２モジュールを用いるアナログベースにしてもいい。第１モジュールは温度に正比例する温度感受性信号（temperature sensitive signals）を供給し、第２モジュールは温度に反比例する温度感受性ブ信号を提供するのが好ましい。第１及び第２モジュールの出力を組み合わせて、つまり、加算して、合成温度感受性信号を作る。各モジュールはその信号強度が調整され、温度オフセットを割り当てられるのがさらに好ましい。温度オフセットにより、割り当てられた温度オフセットに達するまでモジュールが温度感受性信号を出力しないようにすることができる。第１及び第２モジュール数を正しく決め、信号強度及び温度オフセット値を正しく割り当てることにより、合成温度感受性信号を発振器の周波数対温度特性波形の反形（inverse）である形状を有するように構築することができる。
【００２５】
添付の図面と共に以下に述べる説明並びに特許請求の範囲を読めば、発明をよりよく理解すると共に発明の他の目的及び成果が明白になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００２７】
本発明の好適な実施例を添付図面を参照しながら以下に説明する。図面において、類似した要素は共通の参照文字で示してある。
【００２８】
図１において、本発明による可変発振器６には、複数の周波数制御入力VTEMP及びVCTL〜VCTL_nを有する共振回路１がある。発振器は普通そうであるように、発振器６は共振回路１の周りを巡る帰還ループ内に増幅ステージ３及び位相シフトネットワークを有しているのが好ましい。
【００２９】
この場合、共振回路１は単一の温度補償制御入力VTEMPと複数の機能周波数制御入力VCTL〜VCTL_nを有している。各周波数制御入力VTEMP及びVCTL〜VCTL_nは互いに独立しているので、全てがコンカレントに能動的周波数制御することができるし、各々が独立した制御範囲を有するので、一つの制御入力の制御範囲が他の制御入力の動作によって狭くなることはない。例えば、発振器６は周波数制御範囲がパワーレールの電圧差によって定義される電圧範囲V_rangeに最終的に限定される電圧制御発振器であるとしたら、周波数制御入力VTEMP及びVCTL〜VCTL_nは各々同じ最大機能制御範囲V_rangeを有する。
【００３０】
簡単に例証するために、以下の説明では、共振回路１に対して２個の独立した周波数制御入力VTEMP及びVCTLだけがあると仮定する。追加の独立した周波数制御入力をVTEMP及びVCTLのインプリメンテーションに関して以下に開示したのと同じような方法／構造で実現しても構わないことを理解すべきである。
【００３１】
そこで、図２に、２個の独立した周波数制御入力VTEMP及びVCTLだけを有する共振回路１を示す。共振回路１の簡易ブロック構造は複数の同調回路１１及び１３と並列になった共振器９から構築されることを表示している。各同調回路１１及び１３はそれぞれの制御入力VTEMP及びVCTLによって独立制御される。この構造において、共振回路１は制御入力ごとに１個の個別の同調回路を有し、同調回路はすべて互いに並列接続されると共に共振器９と並列接続されている。
【００３２】
同調回路１１及び１３は並列接続されているから、それぞれの制御範囲に影響を及ぼさない。例えば、制御範囲が帰還線７及び接地間の電圧電位によって限定される場合、同調回路１１及び１３は各々帰還線７と接地との全電圧差にアクセスできる。というのは、全電圧差は同調回路１１並びに１３に別々に印加されるから。さらに、同調回路１１及び１３は共振器９と並列接続になっているから、同調回路１１及び１３は各々共振器９のチューニングに別々に影響を及ぼす。基本的に、温度補償入力VTEMPにより、VCTL入力（つまり、VCTLが範囲の中間点にあるときの発振周波数）が予め定義された温度範囲全域で一定のままであることが保証される。従って、可変発振器６の引き込み範囲は温度と無関係で、VTEMP電圧が何であるかにかかわらず完全対称を保持する。
【００３３】
共振器９は、水晶共振器、タンク回路、容量性又は誘導性回路など、どんなタイプの可変インピーダンス共振回路又はデバイスで構わないことを理解すべきである。さらに、共振器９を主として容量性回路としてインプリメントする場合、共振器９を有するタンク回路を形成するために同調回路１１及び１３のうちの少なくとも一方を可変誘導性回路としてインプリメントして構わない。同様に、共振器９を主として誘導性回路／素子でインプリメントする場合、共振器９を有するタンク回路を形成するために同調回路１１及び１３のうちの少なくとも一方を可変容量性回路／素子としてインプリメントして構わない。
【００３４】
図３に示すように、温度補償制御入力VTEMPは一般的に温度制御回路１９から供給されるが、温度補償回路１９はオプションで発振器６の一部分としてもいい。機能周波数制御入力VCTLは自動周波数制御回路（ＡＦＣ）１５から供給されるようにしてもいい。この場合、ＡＦＣ１５は増幅器３からの周波数出力７ａをモニタし、周波数に変化が観察されるとそれを補償するために制御入力VCTLを調整する。ＡＦＣ１５は帰還線７上の周波数変化を観察するなど、発振器６の帰還ループ内の任意の点で周波数を観察することができる。さらに、ＡＦＣ１５のチューニング機能は温度制御回路１９のチューニング機能とは無関係だから、温度制御回路１９の動作はＡＦＣ１５の動作を干渉しない。
【００３５】
図４において、VCTLは、オプションで、発振器６の動作周波数を選択する、つまり、同調する周波数選択回路２１によって制御されるようにしてもいい。この場合、周波数選択回路２１には発振器６の出力からの帰還経路がない。本発明による発振器は周波数選択回路２１並びに図３のＡＦＣ１５を備えていて構わないことを理解すべきである。この場合、一方が周波数選択回路２１及びＡＦＣ１５各々に対して共振器１９と並列接続された個別の同調回路を提供する。図１〜３に示したものと類似した図４及びその他の図に示した全ての素子は類似した参照文字で識別し、先に説明したとおりである。
【００３６】
温度補償回路１９はいろいろな方法でインプリメントすることができるが、目的の機能は発振器６の動作周波数が温度変化に敏感に反応しないようにすることである。例えば、機能周波数制御入力VCTLは予め定められた動作範囲を特徴とし、周波数制御入力VCTLがその予め定められた動作範囲の中間点にあるとき温度補償回路１９は発振器６の動作周波数を温度に無関係に維持することができる。言い換えれば、発振器６は、発振器６の周波数が温度の変化に伴ってどれだけシフトするかを指定する周波数対温度特性曲線を特徴とし、温度補償回路１９の目的は、機能周波数引き込み制御のための制御範囲を狭めずにその温度対周波数特性に合わせて発振器６を逆同調することである。温度補償回路１９の２つのインプリメンテーションを以下に示す。
【００３７】
図５において、温度補償回路１９の第１インプリメンテーションにはアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）２５に接続された温度感知ダイオード２３がある。ＡＤＣ２５はダイオードにバイアスをかけて導通状態にし、ダイオード２３のVbe電圧をパラレルバスb1上でデジタル信号に変換する。バスb1上のVbe電圧値は読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）２７のアドレス入力に印加される。ＲＯＭ２７は、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、又はフラッシュメモリなど、どんな形の不揮発性メモリでも構わないことを理解すべきである。ＲＯＭ２７は様々な温度に対応する複数の補償電圧値を格納しているのが好ましい。従って、バスb1上のVb1電圧はＲＯＭ２７内の対応する補正電圧値に一致しており、第２バスb2上に出力される。図１〜４に示すように、第２バスb2上の補正電圧値はデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２９に印加され、ＤＡＣ２９は発振器６で周波数制御入力VTEMPを生成するべく第２バスb2上のデジタル電圧値をアナログ温度補償信号に変換する。
【００３８】
温度補償回路１９に別のインプリメンテーションを図６に示す。このインプリメンテーションはＡＤＣ、ＤＡＣ，ＲＯＭ、又はデジタルバスを必要としない。本発明による温度補償回路１９のこの好適な回路構造の大まかなブロック図にはいくつかの個々に修正可能なモジュールＭ〜Ｎ及びＲ〜Ｓがある。各回路モジュールＭ〜Ｎ及びＲ〜Ｓのターンオン温度点及び信号強度は調整可能で、ある所与の温度範囲にわたってとりわけ望ましい曲率をもつ合成温度補償信号として周波数制御入力VTEMPを生成するためにモジュールからの信号が加算されるのが好ましい。入力VTEMP及びVCTLが可変発振器６に印加される。
【００３９】
Ｍ〜Ｎ及びＲ〜Ｓは温度依存性信号生成モジュールで、その出力は合成補償出力を生成するために、つまり、VTEMPを生成するために加算ノード２で加算される。VTEMPは可変発振器６の温度補償入力となる。信号モジュールＭ〜Ｎ及びＲ〜Ｓは各々、温度に正比例する（つまり、モジュールＭ〜Ｎ）か、反比例する（つまり、モジュールＲ〜Ｓ）かいずれかの温度依存性信号を生成し、その大きさは温度補償入力VTEMPに適した望ましい形状になるように重みを付けられる（つまり、正又は負の増幅が行なわれる）のが好ましい。さらに、各モジュールはオプションで予め割り当てられた温度オフセットに達するまでその出力を禁止する（つまり、出力を生成しない）ことができる。各モジュール及びＲ〜Ｓはオプションで、温度オフセットによって指定される通りに、温度のその特性温度曲線を上下にシフトするようになっているとさらに好ましい。
【００４０】
これを達成するために、各モジュールＭ〜Ｎ及びＲ〜Ｓは、特性温度依存性曲線を各々もつ温度依存性信号生成器（SGm〜SGn及びSGr〜SGs）を含んで表示されている。各モジュールはさらに、所望の温度オフセットを設定できるようにオプションで温度オフセットインジケータ（Toffset_m〜Toffset_n及びToffset_r〜Toffset_s）を有していてもいい。各温度オフセットインジケータは、対応する信号生成器の出力を予め定められた温度に達するまで禁止する役目を果たすことができるし、もしくは対応する信号生成器の特性温度曲線を予め定められた温度オフセットだけシフトさせる役目を果たすこともできる。
【００４１】
例えば、モジュールＭ〜Ｎにはそれぞれの信号生成器SGm〜SGnがあり、大きさが温度に正比例する（つまり、αT）温度依存性信号を各々生成する。モジュールＭ〜Ｎはさらに、どの温度で対応する信号生成器SGm〜SGnが温度依存性信号を出力開始するか判定する温度オフセット回路Toffset_m〜Toffset_n（すなわち、各温度オフセット回路はそれぞれのモジュールの最低動作（つまり、ターンオン）温度をセットする）をそれぞれ有しているのが好ましい。ある特定のモジュールに対して望ましい温度オフセットが特になければ、対応する信号生成器が温度オフセットなしに機能できるようにモジュールの対応する温度オフセット回路を削除して構わないことを理解するべきである。これは、温度オフセット回路が温度オフセットがないことを示す信号を対応する信号生成器に印加するのに似ている。さらに、各モジュールの信号生成器及び温度オフセット回路は別々に表示されているが、組み合わせて割り当て型、但し不可欠な、温度オフセット回路を備える信号生成器を有する単一回路構造にしても構わないことを理解するべきである。
【００４２】
同様に、モジュールＲ〜Ｓにはそれぞれ信号生成器SGr〜SGsがあり、大きさが温度に逆比例する（つまり、α（1/T））温度依存性信号を各々生成する。各モジュールＲ〜Ｓはさらに、対応する信号生成器SGr〜SGsがどの温度で温度依存性信号を出力開始するか判定（つまり、ターンオン温度を設定）する温度オフセット回路Toffset_r〜Toffset_sをオプションで有することができる。ある特定の信号生成器に対して望ましい温度オフセットが特になければ、対応する温度オフセット回路を削除して構わないことを理解するべきである。代わって、温度オフセット回路を信号生成器の中に一体化して構築してもいい。
【００４３】
温度に正比例した信号生成器の個数（SGm〜SGn）を正しく選び、温度に反比例した信号生成器の個数（SGr〜SGs）を正しく選び、相対的信号強度を正しく割り当て（正又は負）、そして温度オフセットを正しく選ぶことにより、発振器のタイプに関係なく、合成温度補償入力VTEMPが発振器６の周波数対温度特性曲線の反形である形状を有するようにすることができる。
【００４４】
すなわち、発振器はタイプが異なると周波数対温度特性曲線の形状が異なるので、十分な精度を有する逆温度補正信号を生成するようにモジュールＭ〜Ｎ及びＳ〜Ｒの個数及び強度を選ばなければならない。例えば、水晶ベースの発振器の周波数対温度特性曲線は使用する水晶のタイプによって変わる。ＡＴカット水晶は一般的にＳ字形の周波数対温度特性曲線をもつ。このタイプの発振器の周波数は、第１点まで温度が上昇するのに伴って当初高くなり、その後第２点まで温度が上昇するとそれに伴って低くなった後、第２点を越えて温度が上昇すると再び高くなる傾向がある。しかしながら、例をあげて説明するために、温度補償回路１９についての説明は、可変発振器６は表面弾性波（ＳＡＷ）共振器で、その周波数対温度特性曲線は、図７に示すように、概して上に凸(concave-down)の曲線形状を有するという前提にたっている。
【００４５】
図７において、温度補償機能のない表面弾性波共振器の周波数対温度特性曲線の定性的形状は一般的に曲線形状である。補償されていない周波数は当初温度の上昇に伴って高くなり、その後横ばいになり始める。中心温度Tcで、周波数はピークに達し（点Pで示す）、その後温度の上昇と共に低下し始まる。これは、問題の動作温度範囲（つまり、TminからTmaxまで）の大体中間である、温度Tcで補償されていないピーク周波数をもつ概して上に凸のＳＡＷ共振器周波数対温度特性曲線になる。観察から、模式的ＳＡＷ共振器には問題の温度範囲にわたっておよそ１００ｐｐｍ以上の周波数変化が発生することがさらに明らかになった。
【００４６】
発振周波数におけるこのドリフトをオフセットするために、温度補償回路は、補償されていない発振器の周波数対温度特性曲線の反形である形状をもつ温度補償信号を提供できるのが理想的である。すなわち、温度変化が原因で発振器の補償されていない周波数が高くなりがちなとき、温度補償信号がその出力周波数を下げて周波数を安定した状態に維持するように発振器に命令するようにするべきである。同様に、温度変化が原因で発振器の補償されていない周波数が低くなりがちなとき、温度補償信号がその出力周波数を高くして周波数を安定状態に維持するように発振器に命令するようにするべきである。
【００４７】
従って、この場合、好適な補償回路はTminからTmaxの温度範囲にわたって下に凸の曲率(concave-up curvature)を有すると共に、Tcでその最小値、つまり、発振器の補償されていない最高周波数が発生する点Pに対応する温度を有する補償信号を生成するべきである。補償信号は電圧信号又は電流信号で構わないし、発振器は電圧制御発振器（ＶＣＯ）又は電流制御発振器（ＣＣＯ）で構わない。前述の説明で、可変発振器６は電圧制御発振器であることを前提にしている。
【００４８】
適正なモジュール数Ｍ〜Ｎ及びＲ〜Ｓの使用と利得及び温度オフセットの適正割り当てとにより曲率が図７の周波数対温度特性曲線と全く反形である温度補償信号を実現できるが、多くの実際の用途では温度補償信号が周波数対温度特性曲線の全くの反形である必要はない。補償信号が概して反形で、そのピークが周波数対温度特性曲線上の選択されたピークと一致するように確実にすることによって、満足な性能を得られることが多い。こうすることで、本発明通りに簡素化された補償回路の構築を可能にする。
【００４９】
図８において、現時点で好適な温度補償回路１９の実施例は、図７に示した周波数対温度特性曲線の実質的に反形である形状を有する温度補償信号を生成するためのインプリメンテーションを簡素化するためにモジュールを２個（ＭとＲ）だけ使用する。第１モジュールＭは線１４上に温度に正比例する出力サブ信号DPTを生成し、第２モジュールＲは温度に反比例する出力サブ信号IPTを線１２上に生成する。サブ信号DPT及びIPTは加算ノード２で結合され、その結果生じる温度補償入力VTEMPが可変発振器６に直接印加される。
【００５０】
代わって、可変発振器６に印加する前に正又は負のＤＣオフセットを温度補償入力VTEMPに加算するために、温度補償入力VTEMPをオプションのＤＣオフセット２０（点線の四角で示す）を介して可変発振器６に接続するようにしても構わない。こうすると、必要ならば、可変発振器６の温度補償をさらに調整できるようになる。
【００５１】
第１モジュールＭには第１オフセット温度T1を設定するための温度オフセット回路Toffset_mと、出力が温度と正比例する信号生成器SGmとが備わっている。信号生成器SGmは温度オフセット回路Toffset_mに応答する。第２モジュールＲには出力が温度に反比例する信号生成器SGrがあり、オプションで第２オフセット温度T2を設定するための温度オフセット回路Toffset_rを備えてもいい。信号生成器SGrは温度オフセット回路Toffset_rに応答する。但し、このインプリメンテーションでは、温度オフセットT2を零オフセットにするのが好ましいので、オプションの温度オフセット回路Toffset_rを削除して構わない。
【００５２】
現時点で好適な実施例において、温度補償入力VTEMPが下に凸形(concave-up shape)になるようにするのに信号生成器SGrは温度オフセットT2を有してる必要はないから、本発明の以下に説明する実施例では温度オフセット回路Toffset_rを使用していない。
【００５３】
この実施例で発振器６はＳＡＷ共振器としてインプリメントされるから、発振器６の周波数対温度特性曲線は図７に示した上に凸の曲線(concave-down curve)を特徴とすることを前提としている。従って、加算ノード２からの温度補償入力VTEMPは、図７に示した上に凸の曲線(concave-down curve)の反形(inverse)である形状を有していると好ましい。
【００５４】
図９に、温度補償入力VTEMPが概して図７に示した、上に凸の周波数対温度特性曲線の反形である特性を有する下に凸の曲線であることを示している。上述のごとく、温度補償入力VTEMPはオプションのＤＣオフセット２０により上下にシフトしても、或いは信号発生器SGm及び／又はSGRの増幅利得を調整することによって任意の所要ＤＣオフセットを得てもいい。。
【００５５】
図９に、信号生成器SGrのサブ信号IPTを点線で示すと共に、信号生成器SGmのサブ信号DPTを破線で示した。サブ信号IPT及びDPTは、温度補償入力VTEMPを生成するために加算ノード２で加算される。VTEMPの温度範囲Tmin〜Tmaxの表現を実線で示した。
【００５６】
サブ信号IPTには温度オフセットがなく、サブ信号IPTは温度を相補する（つまり、逆関係にある）特性曲線を示している。しかしながら、サブ信号DPTは起動温度T1に達する（つまり、信号生成器SGmの入力がT1だけオフセットされる）まで停止される。そのために、温度補償入力VTEMPは、当初、温度T1に達してサブ信号DPTが起動されるまで、サブ信号IPTに従う。T1で、サブ信号DPTが温度の上昇と共に上昇し始める。サブ信号IPT及びDPTは共に指数曲線の形状をたどるのが好ましいが、これは以下に説明する信号生成器SGm及びSGrの好適な回路インプリメンテーションの性質によるものであり、その他の温度に正比例する及び反比例する特性曲線を使用しても構わない。
【００５７】
表示されているように、サブ信号DPTが起動されると、温度補償入力VTEMPがサブ信号IPTから離れ始める。温度補償入力VTEMPはそれからサブ信号DPTとして上向きに曲がり始め、サブ信号IPTは温度と共に下がる。温度が高くなるにつれて、サブ信号IPTは零に近くなっていくがサブ信号DPTは上昇し続け、温度補償入力VTEMPはサブ信号IPTがますます小さくなるにつれてDPT曲線をたどり始める。このために、図７の周波数対温度特性曲線を補正するのに望ましい、下に凸形を有する温度補償入力VTEMPになる。サブ信号IPT及びDPTの相対強度を正しく選択すると共に、温度オフセットT1を正しく選択することによって、図７の周波数対温度特性曲線の最高点Pと一致するように温度補償入力VTEMPを温度Tcで最低点P'をもつようにすることができる。
【００５８】
図１０において、本発明の温度補償回路１９の電流ベースのインプリメンテーションは、温度オフセットToffset_mと図８の信号生成器SGmとを組み合わせてモジュールＭ内で単一回路にするのが好ましい。さらに、温度オフセットToffset_rはモジュールＲから削除されるのが好ましい。
【００５９】
モジュールＭは、ソース電流I1を有する電流源６１と、ドレイン電流I2を有するカレントシンク６３と、依存性電流源６５とを用いてインプリメントされる。依存性電流源６５からの出力は、電流計６７で象徴的に表した、I1とI2との差に依存する。事実上、電流計６７と依存性電流源６５とで、ノード６２の差電流を反映する第１カレントミラー８３を形成している。
【００６０】
モジュールＲには第２カレントシンク７１と第２依存性電流源７３が備わっている。第２依存性電流源７３からの出力は、第２電流計７５で象徴的に表わした、カレントシンク７１を通る電流に依存する。従って、電流計７５と依存性電流源７３とで、カレントシンク７１を通る電流を反映する第２カレントミラー８６を形成する。カレントシンク７１は、本発明から逸脱することなく、電流源で置き換えられることを理解するべきである。
【００６１】
図１０はモジュールＭ及びＲの電流ベースのインプリメンテーションを表示しているが、可変発振器６は電圧制御発振器（ＶＣＯ）としてインプリメントされるのが好ましいから、加算ノード２からの出力は加算ノード２からの出力電流信号を温度制御入力VTEMP用の対応する電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅器３３に接続された状態で表示されている。
【００６２】
第２カレントシンク７１は大きさが温度に反比例する電流を生成するので、第２依存性電流源７３も同様に温度に反比例する電流を生成する。
【００６３】
ここで要約すると、モジュールＭにおいて、理想電流源６１のソース電流I1は、温度Tが予め定められた遷移温度TTRNSITN以下のとき理想カレントシング６３のドレイン電流I2と同じかそれ以上が好ましい。
【００６４】
T ≦TTRNSITNのとき|I1| ≧|I2|
【００６５】
ここで要約すると、温度Tが予め定められた遷移温度TTRNSITNよりも高いとき電流源６１の大きさをカレントシンク６３の大きさよりも小さくする。
【００６６】
T ＜ TTRNSITNのとき|I1| ＜ |I2|
【００６７】
これらの状態に達するように、第１電流源６１の電流I1は温度に反比例（α（1/T））するのが好ましく、第１ヒートシンク６３の電流I2は温度に正比例（αT）するのが好ましい。このようにすると、温度が低いときは信号I1がI2よりも大きく、温度が高いときはI2がI1よりも大きくなる。カレントシンク６３の温度依存性特性は、I1からI2への大きさの優越性の遷移が温度TTRNSITNで発生するような特性である。
【００６８】
I1とI2の差をノード６２でとり、電流計６７が象徴的に表示する差電流I3によって依存性電流源６７からの出力電流が決まる。しかしながら、依存性電流源はI2とI1との差（つまり、|I2| - |I1|）が正のときにだけ信号DPTを出力し、I2とI1との差が負のときは信号を生成しないのが好ましい。
【００６９】
電流I1の大きさは低温度で高く、温度Tが上昇するにつれて低くなる。逆に、電流I2の大きさは低温度で低く、温度が上昇するに伴って指数的に増大する。I1がI2よりも大きい間は依存性電流源６５の出力DPTは低いまま留まり、つまり、出力信号を生成せず、I2がI1よりも大きくなってはじめて流れ始めるのが理想的である。電流信号DPTはI1よりも１しきい値だけ高くなってはじめて流れ始めるのがさらに理想的である。温度がはるかに高くなりI1が十分に減少すると、信号DPTは指数曲率を示すようにI2に従い始める。
【００７０】
図１０についての説明は、理想電流源が明らかにすると共に、温度オフセットT1に達して信号DPTに対する望ましい電流曲線を実現するためにI1がI2よりも大きければ依存性電流源６５は出力しないという限定を設けている。しかしながら、こうした出力の限定は、図１０に示した構造の実際の回路インプリメンテーションの構築に用いる物理的回路部品に本来備わっているので、構築に何ら更なる負担を掛けるものではない。
【００７１】
図１１において、この温度補償回路１９の好適な回路インプリメンテーションはＭＯＳ技術を採用するのが好ましい。ＢＪＴ又はＮＦＥＴといった他の技術を用いても構わないことを理解するべきである。第１電流源６１及びカレントシンク７１を非理想（つまり、実用的）ＣＴＡＴ（絶対温度を相補する）基準回路を用いてインプリメントするとさらに好ましく、カレントシンク６３を非理想ＰＴＡＴ（絶対温度に比例する）基準回路を用いてインプリメントするのが好ましい。ＣＴＡＴ基準回路及びＰＴＡＴ基準回路はよく知られた技術であり、ここで詳細に説明しない。
【００７２】
電流計６７及び７５をそれぞれダイオード接続ＰＭＯＳトランジスタとしてインプリメントしている。また、依存性電流源６５及び７３をＰＭＯＳトランジスタ８３及び８５としてそれぞれインプリメントしている。ダイオード接続トランジスタ８１及び８９の制御ゲートで電位がそれぞれのソース・ドレイン電流と共に変動するので、それぞれの制御ゲートでの電位がそれぞれのソース・ドレイン電流の尺度となる。ＰＭＯＳトランジスタ８２の制御ゲートはダイオード接続トランジスタ８１の制御ゲートに接続されているから、ＰＭＯＳトランジスタ８２のソース・ドレイン電流の変動はダイオード接続トランジスタ８１の電流の変動を反映するようになっている。言い換えれば、ダイオード接続トランジスタ８１とＰＭＯＳトランジスタ８２とでカレントミラー８３をなし、加算ノード６２の差電流を反映する。同様に、ダイオード接続トランジスタ８９とＰＭＯＳトランジスタ８５とでカレントミラー８６を形成し、カレントシンク７１を通る電流を反映する。
【００７３】
ＣＴＡＴ基準回路及びＰＴＡＴ基準回路の非理想動作は回路で無限又は負の電圧が生成されないことを暗に示している。こうした電圧は故意でなくダイオード接続トランジスタ８１を強制的にオンにすることがある。言い換えれば、ＣＴＡＴベースの電流源６１がＰＴＡＴベースのカレントシンク６３よりも大きいとき（つまり、低温度で）、カレントシンク６３を通る全ての電流は電流源６１から供給されるので、加算ノード６２を通る電流はカレントシンク６３の低量（lower magnitude）によって制限される。そのために、ノード６２での電圧電位が上段（upper）パワーレール（Vcc）寄りに上昇する。従って、ドレイン電極とダイオード接続トランジスタ８１の制御ゲート電極での電圧電位もVcc寄りに上昇して、ダイオード接続トランジスタ８１がオフになる。ＰＭＯＳトランジスタ８２とダイオード接続トランジスタ８１は同じ制御ゲート接続を共用しているから、ＰＭＯＳトランジスタ８２もオフになる。従って、電流源６１がカレントシンク６３よりも強力な間はＰＭＯＳトランジスタ８２が加算ノード２に信号を送らないので、加算ノード２はトランジスタ８５が供給する電流だけを出力する。
【００７４】
その一方、ＰＴＡＴベースのカレントシンク６３の電流がＣＴＡＴベースの電流源６１の電流よりも大きいとき（つまり、高温度で）、電流源６１はカレントシンク６３によって引き込まれた全ての電流を供給できないので、ノード６２での電位が接地、つまり、下段（lower）パワーレール寄りに、引っ張られる。その結果、ダイオード接続トランジスタ８１がオンになり、ソース・ドレイン電流を生成し始める。ダイオード接続トランジスタ８１を通る電流は、オプションで増幅利得を有するＰＭＯＳトランジスタ８２によって反映される。同時に、ＣＴＡＴベースのカレントシンク７１からの電流はカレントミラー８６に反映される。よって、ＰＭＯＳトランジスタ８２及び８５からの電流は加算ノード２で結合され、トランスインピーダンス増幅器３３に転送される。
【００７５】
トランスインピーダンス増幅器３３は、ダイオード接続ＮＭＯＳトランジスタ９１と電圧増幅器９２とから構成されるのが好ましい。ダイオード接続ＮＭＯＳトランジスタ９１は加算ノード２からの電流をそれに対応するドレイン電極での電圧電位に変換する。ＮＭＯＳトランジスタ９１のドレイン電ツは電圧増幅器９２に接続されており、その出力が温度保守入力VTEMPである。
【００７６】
ＣＴＡＴ回路は、カレントミラー８６に代わって機能できるカレントミラーを備えているのが一般的である。従って、図１２に示すように、（カレントミラー８６の）トランジスタ８９とカレントシンク７１はＣＴＡＴソース９９の中に組み込まれているのが好ましい。トランジスタ８５のサイズを調整することによって、トランジスタ８５から加算ノード２への信号の重み、つまり、相対的増幅を調整できる。
【００７７】
さらに図１２に示すように、電流源６１においてＣＴＡＴ基準回路９７がＰＭＯＳトランジスタ１２５を通る電流を制御するように接続され、カレントシンク６３においてはＰＴＡＴ基準回路９６がＮＭＯＳトランジスタ１２７を通る電流を制御するように接続されているのが好ましい。ＣＴＡＴ９９の場合と同様に、ＣＴＡＴ９７からの信号の重みを調整するのにＰＭＯＳトランジスタ１２５が使用され、ＰＴＡＴ９６からの信号の重みを調整するのにＮＭＯＳトランジスタ１２７が使用される。
【００７８】
さらに、増幅器９２を、説明上、ダイオード接続トランジスタ９１を通る電流に対応する増幅電圧表現を生成するように電圧フォロワ構成に接続されたＭＯＳトランジスタ９３及び抵抗器９５としてインプリメントしている。ＭＯＳトランジスタ９３の動作点に正しくバイアスを掛けるのに必要な追加の回路要素は未表示であることを理解するべきである。
【００７９】
図１３に、この温度補償回路１９のトランジスタレベルのインプリメンテーションを示す。図１０〜１２に類似した要素には全て類似の参照文字をつけ、そうした要素については先に説明した。この技術分野で知られているように、ＣＴＡＴ及びＰＴＡＴ基準回路はＭＯＳのｎウェルプロセスで使われる寄生ＰＮＰトランジスタを利用する。一般的に、エミッタがP+インプラントによって定義され、ベースはｎウェルからなり、コレクタはｐタイプの基板によって形成される。典型的な構成では、寄生トランジスタのベースは基板に接続されて、コレクタとしての役目を果たす。このコレクタはVssに接続される。こうすると、寄生ＰＮＰトランジスタがダイオード接続状態になる。模式的ＣＴＡＴ基準ソース９７及び模式的ＰＴＡＴ基準ソース９６は、このタイプの寄生ＰＮＰトランジスタに基づいた典型的回路構造を用いているのが好ましい。
【００８０】
バイポーラトランジスタＰＮＰ１０１は、ＭＯＳトランジスタ１０３、１０５、１０７と共にＣＴＡＴ基準ソース９７を形成する。ＣＴＡＴ電流源９９はＣＴＡＴ９７に類似しており、ＣＴＡＴ９９でＣＴＡＴ９７の要素に類似した全ての要素はプライム記号（つまり、１０１´、１０３´、１０５´）で識別され、ＣＴＡＴ９７の要素と類似した機能を果たす。ＣＴＡＴ回路９７及び９９は、絶対温度を相補する信号（つまり、ＣＴＡＴ信号）を生成するためにＰＮＰトランジスタ１０１及び１０１´のVBEパラメータの負の温度係数をそれぞれ利用する。当技術分野で知られているように、この信号は純粋なＣＴＡＴではなく（つまり、線形ではない）、どちらかというと曲線状である。但し、先に説明したように、本発明は、発明の目的を達成するのにこの曲率を利用する。
【００８１】
ＰＭＯＳトランジスタ１０７はＰＭＯＳトランジスタにカレントミラー接続になっている。同様に、ＰＭＯＳトランジスタ１０７´はトランジスタ８５にカレントミラー接続になっている。ＰＭＯＳトランジスタ１０７のドレインでの電圧はトランジスタ１２５において電流I1を生成するのに使用され、ＰＭＯＳトランジスタ１０７´のドレインでの電圧はトランジスタ８５において電流IPTを生成するのに使用される。
【００８２】
ＰＴＡＴ基準ソース９６は、ＰＮＰトランジスタ１１１及び１１２と、ＭＯＳトランジスタ１１３、１１５、１１７、１１９、及び抵抗器１２０から構成されている。
【００８３】
ＰＴＡＴ９６は、絶対温度に比例する信号（つまり、ＰＴＡＴ信号）を生成するのに、物理的面積が異なり、そのために電流密度が異なるＰＮＰトランジスタ１１１と１１２のVBEの差を用いる。前と同様に、結果として生じる信号は線形ではなく曲線状になっているが、本発明は発明の目的を達成するのにこの曲線信号を活用する。トランジスタ１２１及び１２２は増幅器１２３をなし、ＮＭＯＳトランジスタ１２７と共に電流I2を生成するのに適した重みを提供する。
【００８４】
上記の説明から明らかなように、ＣＴＡＴ９７の回路及びＣＴＡＴ９９の回路は類似しているので、温度補償回路をさらに簡素化して、図１４ではＣＴＡＴ９９を削除して示している。代わって、ＣＴＡＴ９７の出力はトランジスタ１２７並びにトランジスタ８５を駆動するように接続されている。電流信号I1とIPTに適した信号の重みをトランジスタ１２７及び８５に適したサイズにすることにより実現できる。図１３に示した要素に類似した図１４の要素には全て類似の参照文字をつけ、そうした要素については先に説明した。
【００８５】
ここで、可変発振器６の構造の説明に戻ると、図１５に共振回路１の好適な構造についてさらに詳細に示している。第１同調回路は、それぞれの陰極が相互接続されると共に温度補償入力VTEMPにも接続された第１及び第２バラクタV1及びV2から構成されるのが好ましい。同様に、第２同調回路は、それぞれの陰極が相互接続されると共に機能周波数制御入力VCTLにも接続された第３及び第４バラクタV3及びV4から構成されているのが好ましい。バラクタV1及びV3の陽極は相互接続されると共に共振器９の一端にも接続されている。同様に、バラクタV2及びV4の陽極は相互接続されると共に共振器９の他端にも接続されて、バラクタ対V1/V2、バラクタ対V3/V4、及び共振器９が並列接続になっている。当技術分野で知られているように、バラクタは、そこに印加される電圧によってキャパシタンス値が変調される可変ダイオードである。従って、VTEMP及び／又はVCTLの電圧電位を調整することによって、それぞれの同調回路１１及び１３の容量値、つまり、リアクタンスを調整できる。そうすることによって、共振器９の共振周波数を引き込み、それにより同調発振器６を引き込むことができる。この場合、バラクタは、表示しているように、発振器６の動作からVTEMP及びVCTLのＤＣ制御電圧を隔離するように接続されている。
【００８６】
図１６は、このコンセプトを水晶発振器にどのように応用できるか示している。この場合、共振器９は、水晶振動子など圧電振動子としてインプリメントされる。発振器６は同じ２組のバラクタ対V1/V2及びV3/V4を有し、振動子３１を引き込む。前と同様に、利得ステージ３と位相シフトネットワーク５とで振動子３１の発振に必要な利得及び位相特性を実現できる。この２組のバラクタ対の中心原理は先に説明したのと同じである。
【００８７】
図１７において、本発明による可変発振器６の別の実施例は共振回路１の周りを巡る帰還経路を表示している。この帰還経路はクロス接続された１対のインバータINV1及びINV2を通る。クロス接続インバータINV1及びINV2は、少なくとも部分利得ステージ並びに部分位相シフトステージを提供する。INV1の出力はINV2の入力に接続され、INV2の出力はINV1の入力に接続されている。この回路はさらにINV2の入力で真の出力OUTを提供すると共にINV1の入力で補数（complement）出力OUT_Cを提供する。適切な動作バイアス状態を保証するために、クロス接続インバータINV1/INV2を通り、共振器１を通る電流は電流源によって生成される（図１９参照）のが好ましい。ここでも、バラクタは、表示されているように、VTEMP及びVCTLのＤＣ制御電圧をインバータINV1及びINV2のバイアス電圧から隔離するように接続されている。
【００８８】
図１８に、この原理をデジタルＬＣタンクＶＣＯにどのように応用できるか示している。この場合、共振器８はインダクタ３５としてインプリメントされ、ＬＣタンクはインダクタ３５とバラクタ対V1/V2及びV3/V4のキャパシタンス動作との並列の組合せによって形成されている。共振周波数はインダクタ３５と２組のバラクタ対V1/V2及びV3/V4の並列の組合せによって決められる。温度制御入力VTEMPは、入力VCTLの中心周波数が温度範囲全域にわたって一定のままであることを保証する。従って、可変発振器６の引き込み範囲は温度とは無関係になり、VTEMPの値にかかわりなく完全な対称を保持する。
【００８９】
図１９に、図１８に示した回路のトランジスタレベルのインプリメンテーションを示している。インバータINV1はＰＭＯＳトランジスタ４１及びＮＭＯＳトランジスタ４３から構成されている。インバータINV2はＰＭＯＳトランジスタ４５及びトランジスタ４６から構成されている。ＰＭＯＳトランジスタ４１及び４５のソース電極は上段パワーレールVccに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ４６及び４３のソース電極はテール電流源３７を経由して下段パワーレール（接地）に接続されている。テール電流源３７は２個のクロス接続インバータINV1及びINV2間の流れると共に共振回路を通って流れる電流を供給し、共振回路はバラクタ対V1/V2及びV3/V4とインダクタ３５とから構成されている。トランジスタ４５及び４６の制御ゲートは相互接続されて発振器６の真の出力としてタップ接続（tapped）され、トランジスタ４１及び４３の制御ゲートは相互接続されて発振器６の補数出力としてタップ接続されている。トランジスタ４５及び４６のドレイン電極は相互接続されると共にトランジスタ４１及び４３の制御ゲートにも接続されている。同様に、トランジスタ４１及び４３のドレイン電極は相互接続されると共にトランジスタ４５及び４６の制御ゲートにも接続されている。バラクタ対V1/V2及びV3/V4はインダクタ３５と共にインバータINV1及びINV2の出力に並列で接続されている。前と同様に、温度補償入力VTEMPはバラクタV1及びV2間の接合ノードに接続され、機能周波数制御入力VCTLはバラクタV3及びV4間の接合ノードに接続されている。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
図１〜１９に示した上述の可変発振器６は様々な精度の高い周波数装置で使用するのに適している。例えば、高周波数機器及び／又は高周波数通信装置におけるシステムクロックといった内部クロックを生成するために上述の可変発振器６を使用することができる。この可変発振器の典型的な用途は、携帯電話などワイヤレス通信装置である。
【００９１】
本発明を、添付の図面を参照しながら、様々な好適な実施例との関連において説明してきたが、当業者ならば上記の説明に基づいて様々な変更及び修正が明白であろう。そうした変更並びに修正は添付の請求項の範囲から逸脱しない限りにおいて本発明の範囲内に含まれるものと考える。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明による可変発振器のブロック図。
【図２】図１に示した共振回路の内部ブロック構造を示す図。
【図３】図２に示した構造に温度補償回路及び自動周波数制御ユニットを組み入れた図。
【図４】図２に示した構造に温度補償回路及び動作周波数セレクタ回路を組み入れた図。
【図５】本発明による温度補償回路の第１実施例。
【図６】本発明による温度補償回路の第２実施例。
【図７】ＳＡＷ共振器の模式的周波数対温度特性曲線。
【図８】本発明の好適な実施例に基づく周波数補償回路のブロック図。
【図９】図８に示した実施例に基づく模式的周波数補償曲線VTEMP。
【図１０】図８に示したモジュールＭ及びＲの象徴的な電流ベースのインプリメンテーション。
【図１１】図１０に示した構造の部分的な回路インプリメンテーション。
【図１２】図１１に示した構造の好適なインプリメンテーションの回路レベル及びブロックレベルの組合せ図。
【図１３】図１２に示した構造の第１の回路レベルのインプリメンテーション。
【図１４】図１２に示した構造の第２の回路レベルのインプリメンテーション。
【図１５】本発明による同調回路の模式的インプリメンテーション。
【図１６】本発明の共振回路を実現するために水晶を使用することを示す図。
【図１７】本発明による可変発振器の別の実施例。
【図１８】本発明の共振器を実現するためにインダクタを使用することを示す図。
【図１９】図１８に示した構造の部分的なトランジスタレベルのインプリメンテーション。
【符号の説明】
【００９３】
１・・・共振回路
２・・・加算ノード
３・・・増幅ステージ
５・・・位相シフトネットワーク
６・・・可変発振器
７・・・帰還線
９・・・共振器
１１・・・１３同調回路
１３・・・同調回路
１５・・・自動周波数制御回路（ＡＦＣ）
１９・・・温度制御回路
２１・・・周波数選択回路
２３・・・温度感知ダイオード
２５・・・アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）
２７・・・読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）
２９・・・デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）
VTEMP・・・温度補償制御入力
VCTL〜VCTL_n・・・機能周波数制御入力
V_range・・・最大機能制御範囲
SGm〜SGn・・・温度依存性信号生成器
SGr〜SGs・・・温度依存性信号生成器
Toffset_m〜Toffset_n・・・温度オフセット回路
Toffset_r〜Toffset_s・・・温度オフセット回路
SGm〜SGn・・・信号生成器
SGr〜SGs・・・信号生成器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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