(57)【要約】【課題】  小信号入力時にノイズ発生の削減と電力消費の削減を実現するＰＷＭ変調方式に基づくスイッチング増幅回路を提供する。【解決手段】  入力信号１０１とランプ波形１２３を比較することにより整形されたスイッチング用のＰＷＭ信号１３２及び１３３と、基準位相信号１２１との間で位相を比較し、入力信号の振幅に対応した位相差に応じたパルス信号６１２ａ、６１２ｂ、６１３ａ及び６１３ｂを生成する回路６１０及び６１１が設けられている。この位相差に応じたパルス信号は、スピーカーなどの負荷を駆動するブリッジ回路１４０及び１４１へ通常のスイッチング用のＰＷＭ信号の代わりに供給される。【選択図】          図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、
生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成するパルス信号生成手段と、
生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる駆動用回路と、
を有し、
前記基準位相信号は、前記入力信号の振幅が小さくなるにつれて前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である、
スイッチング増幅回路。
【請求項２】
前記基準位相信号は、前記パルス幅変調信号と該基準位相信号の位相差が前記入力信号の振幅に比例する位相信号である、請求項１記載のスイッチング増幅回路。
【請求項３】
前記パルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号を受ける第１の入力と前記基準位相信号を受ける第２の入力を具備する位相比較器を含む、請求項１記載のスイッチング増幅回路。
【請求項４】
スイッチング用発振器と、
前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、
を更に有し、
前記スイッチング用発振器の出力は前記基準位相信号として前記パルス信号生成手段に供給される、
請求項１記載のスイッチング増幅回路。
【請求項５】
前記ランプ波形信号を受ける第１の入力及び基準ＤＣ電圧信号を受ける第２の入力を具備し、前記ランプ波形信号と前記基準ＤＣ電圧信号を比較して前記基準位相信号を生成するコンパレータを更に有する、
請求項１記載のスイッチング増幅回路。
【請求項６】
入力信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成する正側と負側の一対のパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、
生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成する正側と負側の一対のパルス信号生成手段と、
生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる正側と負側の一対の駆動用回路と、
を有し、
前記基準位相信号は、前記入力信号の振幅が小さくなるにつれて前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である、
スイッチング増幅回路。
【請求項７】
前記基準位相信号は、前記パルス幅変調信号と該基準位相信号の位相差が前記入力信号の振幅に比例する位相信号である、請求項６記載のスイッチング増幅回路。
【請求項８】
前記パルス信号生成手段の各々は、前記パルス幅変調信号を受ける第１の入力と前記基準位相信号を受ける第２の入力を具備する位相比較器を含む、請求項６記載のスイッチング増幅回路。
【請求項９】
スイッチング用発振器と、
前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、
を更に有し、
前記スイッチング用発振器の出力は前記基準位相信号として前記正側と負側の一対のパルス信号生成手段に供給される、
請求項６記載のスイッチング増幅回路。
【請求項１０】
前記ランプ波形信号を受ける第１の入力及び基準ＤＣ電圧信号を受ける第２の入力を具備し、前記ランプ波形信号と前記基準ＤＣ電圧信号を比較して前記基準位相信号を生成するコンパレータを更に有する、
請求項６記載のスイッチング増幅回路。
【請求項１１】
スイッチング用発振器と、
前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号として正と負の一対のランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、
を更に有し、
前記正側のパルス幅変調スイッチング手段は、前記正と負の一対のランプ波形信号のうちの一方を受け、第１のパルス幅変調信号を生成し、
前記負側のパルス幅変調スイッチング手段は、前記正と負の一対のランプ波形信号のうちのもう一方を受け、前記第１のパルス幅変調信号に対して相補的な第２のパルス幅変調信号を生成し、
前記正側のパルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号として前記第１のパルス幅変調信号を受け、前記基準位相信号として前記第２のパルス幅変調信号を受け、
前記負側のパルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号として前記第２のパルス幅変調信号を受け、前記基準位相信号として前記第１のパルス幅変調信号を受ける、
請求項６記載のスイッチング増幅回路。
【請求項１２】
増幅されたオーディオ信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成する正側と負側の一対のパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、
生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成する正側と負側の一対のパルス信号生成手段と、
生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる正側と負側の一対の駆動用回路と、
スピーカーの正側端子と負側端子に供給される信号を発生するため、上記正側と負側の一対の駆動用回路にそれぞれ接続され、電力増幅された信号の高周波成分を除去する正側と負側の一対のフィルタ回路と、
を有し、
前記基準位相信号は、前記オーディオ信号の振幅が小さくなるにつれて前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である、
オーディオ機器用のＤ級増幅装置。
【請求項１３】
前記基準位相信号は、前記パルス幅変調信号と該基準位相信号の位相差が前記入力信号の振幅に比例する位相信号である、請求項１２記載のＤ級増幅装置。
【請求項１４】
前記パルス信号生成手段の各々は、前記パルス幅変調信号を受ける第１の入力と前記基準位相信号を受ける第２の入力を具備する位相比較器を含む、請求項１２記載のＤ級増幅装置。
【請求項１５】
スイッチング用発振器と、
前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、
を更に有し、
前記スイッチング用発振器の出力は前記基準位相信号として前記正側と負側の一対のパルス信号生成手段に供給される、
請求項１２記載のＤ級増幅装置。
【請求項１６】
前記ランプ波形信号を受ける第１の入力及び基準ＤＣ電圧信号を受ける第２の入力を具備し、前記ランプ波形信号と前記基準ＤＣ電圧信号を比較して前記基準位相信号を生成するコンパレータを更に有する、
請求項１２記載のＤ級増幅装置。
【請求項１７】
スイッチング用発振器と、
前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号として正と負の一対のランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、
を更に有し、
前記正側のパルス幅変調スイッチング手段は、前記正と負の一対のランプ波形信号のうちの一方を受け、第１のパルス幅変調信号を生成し、
前記負側のパルス幅変調スイッチング手段は、前記正と負の一対のランプ波形信号のうちのもう一方を受け、前記第１のパルス幅変調信号に対して相補的な第２のパルス幅変調信号を生成し、
前記正側のパルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号として前記第１のパルス幅変調信号を受け、前記基準位相信号として前記第２のパルス幅変調信号を受け、
前記負側のパルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号として前記第２のパルス幅変調信号を受け、前記基準位相信号として前記第１のパルス幅変調信号を受ける、
請求項１２記載のＤ級増幅装置。
【請求項１８】
第１のＤ級増幅装置及び第２のＤ級増幅装置を含むステレオ・オーディオ機器用のＤ級増幅装置であって、
前記第１のＤ級増幅装置及び前記第２のＤ級増幅装置は、それぞれ、
増幅されたオーディオ信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成する正側と負側の一対のパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、
生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成する正側と負側の一対のパルス信号生成手段と、
生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる正側と負側の一対の駆動用回路と、
スピーカーの正側端子と負側端子に供給される信号を発生するため、上記正側と負側の一対の駆動用回路にそれぞれ接続され、電力増幅された信号の高周波成分を除去する正側と負側の一対のフィルタ回路と、
を有し、
前記基準位相信号は、前記オーディオ信号の振幅が小さくなるにつれて前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である、
Ｄ級増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス幅変調方式に基づくスイッチング増幅回路に係り、特に、携帯オーディオ機器などのように低消費電力特性が求められる機器で使用されるＤ級増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般にＤ級増幅装置（class-D amplifiers）と呼ばれているスイッチング増幅回路は、信号周波数よりも十分に高い周波数で変調されたパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を使用する。例えば、Ｄ級増幅装置では、一般にオーディオ帯域の上限周波数は20KHzであるのに対して、それよりも十分に高い250KHz以上のスイッチング周波数の変調用信号を用いてスイッチング動作をさせることにより信号が増幅される。Ｄ級増幅装置では、このように高い周波数でスイッチング動作をさせることにより、一般的なオーディオアンプに使用されているリニアアンプよりも高い電力効率を達成することが可能になる。このように高い電力効率が得られるＤ級増幅装置を携帯オーディオ機器などのような携帯型機器に採用することによって、動作温度の低減、電池寿命の延長、並びに、小型電源の採用による機器の大きさや重さの軽減等の様々な実用上及び応用上の利便性が得られる。そのため、従来、種々のＤ級増幅装置が提案されている。しかし、Ｄ級増幅装置は、スイッチング動作に伴ってノイズを発生することが欠点である。
【０００３】
最も単純な構成によるＤ級増幅装置では、その出力状態は２値である。このため、特に、レベルの小さい信号が入力に供給された場合、信号対雑音比（ＳＮＲ）が悪化する。また、Ｄ級増幅装置に振幅の小さい入力信号が供給された場合には、本来、出力として大きな電力が必要とされないにもかかわらず、Ｄ級増幅装置は２値の出力状態しか持たないので、大きな振幅の入力信号が供給されたときと同じ電力消費が必要になる、という欠点もある。
【０００４】
これらの欠点に関しては、Ｄ級増幅装置に時間遅延を導入することによってチャネルにクロストークが生じる可能性を低減することが提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
【０００５】
また、Ｄ級増幅装置のスイッチング動作に伴うノイズの発生を低減するために、スイッチング方式としてＰＷＭ変調以外のデルタシグマ変調回路を採用してパルス密度変調（ＰＤＭ）信号で駆動する方式が提案されている（例えば、特許文献２を参照）。この方式では、オーバーサンプリングとＰＤＭ信号による駆動とを組み合わせることにより、スイッチング動作に伴うノイズを低減している。
【０００６】
【特許文献１】米国特許第６，２６２，６３２号明細書
【特許文献２】米国特許第５，７７７，５１２号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来のＰＷＭ変調方式に基づくスイッチング増幅回路では、小信号入力時のノイズ発生は低減できるものの、電力消費が大きいという問題点を有する。具体的には、入力の信号振幅が小さくなる程、スイッチング用ＰＷＭ信号のパルス幅のデューティ比（パルス幅とパルス繰り返し周期の比）が５０％に近づく。つまり、２値の出力状態の電力を相殺することにより見かけ上の出力振幅が小さくなり、信号振幅の小さい出力動作が行われる。その結果として、入力の信号振幅が小さいにもかかわらず、出力駆動回路では一定の消費電力が生じてしまう。
【０００８】
そこで、本発明は、上述のパルス幅変調方式に基づくスイッチング増幅回路の問題点に鑑みて、従来提案されている方式とは異なる新しい概念に基づいて、小信号入力時にノイズ発生の削減と電力消費の削減を実現するスイッチング増幅回路を提供することを主要な目的とする。
【０００９】
特に、本発明は、低消費電力特性が求められる携帯オーディオ機器用のＤ級増幅装置において、小信号入力時にノイズの発生の削減及び電力消費の削減を実現するＤ級増幅装置の提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１記載の本発明のスイッチング増幅装置は、入力信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成するパルス信号生成手段と、生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる駆動用回路と、を有する。前記基準位相信号は、前記入力信号の振幅が小さくなるにつれて前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である。これにより、小信号入力時には、パルス幅信号のパルス幅が狭くなり、スイッチングノイズの発生が削減され、同時に電力消費も削減できる。
【００１１】
請求項２に係る発明によれば、前記基準位相信号は、前記パルス幅変調信号と該基準位相信号の位相差が前記入力信号の振幅に比例するように調整される。これにより、入力信号の振幅に応じたパワーを出力することができる。
【００１２】
請求項３に係る発明によれば、前記パルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号を受ける第１の入力と前記基準位相信号を受ける第２の入力を具備する位相比較器を含む。位相比較器を用いることによりパルス信号生成手段を容易に実現することができる。
【００１３】
請求項４に係る発明によれば、請求項１記載のスイッチング増幅回路は、スイッチング用発振器と、前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、を更に有し、前記スイッチング用発振器の出力は前記基準位相信号として前記パルス信号生成手段に供給される。これにより、ランプ波形信号生成に使用されるスイッチング用発振器を基準位相信号の生成用に共用できるので、回路構成が簡単化できる。
【００１４】
請求項５に係る発明によれば、請求項１記載のスイッチング増幅回路は、前記ランプ波形信号を受ける第１の入力及び基準ＤＣ電圧信号を受ける第２の入力を具備し、前記ランプ波形信号と前記基準ＤＣ電圧信号を比較して前記基準位相信号を生成するコンパレータを更に有する。これにより、基準ＤＣ電圧信号の電圧レベルを調整することによって基準位相信号の位相を容易かつ精細に調整することができるようになる。
【００１５】
請求項６記載のスイッチング増幅回路は、特に、正側のパスと負側の一対のパスが設けられ、正側と負側の一対の駆動信号を出力することができるように構成されている。そのため、請求項６に係る発明によれば、スイッチング増幅回路は、入力信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成する正側と負側の一対のパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成する正側と負側の一対のパルス信号生成手段と、生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる正側と負側の一対の駆動用回路と、を有し、前記基準位相信号は、前記入力信号の振幅が小さくなるにつれて前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である。
【００１６】
このように、スイッチング増幅回路に正側と負側の一対のパスを設けることにより、特に、基準位相信号として、スイッチング用発振器の出力、又は、基準ＤＣ電圧信号の他に、相補パルス幅変調信号を利用して、基準位相信号の位相を微調整することが可能になる。そのため、請求項１１に係る発明によれば、スイッチング増幅回路は、スイッチング用発振器と、前記スイッチング用発振器の出力を受け、前記ランプ波形信号として正と負の一対のランプ波形信号を生成するランプ波形発生器と、を更に有する。そして、前記正側のパルス幅変調スイッチング手段は、前記正と負の一対のランプ波形信号のうちの一方を受け、第１のパルス幅変調信号を生成し、前記負側のパルス幅変調スイッチング手段は、前記正と負の一対のランプ波形信号のうちのもう一方を受け、前記第１のパルス幅変調信号に対して相補的な第２のパルス幅変調信号を生成し、前記正側のパルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号として前記第１のパルス幅変調信号を受け、前記基準位相信号として前記第２のパルス幅変調信号を受け、前記負側のパルス信号生成手段は、前記パルス幅変調信号として前記第２のパルス幅変調信号を受け、前記基準位相信号として前記第１のパルス幅変調信号を受ける。
【００１７】
更に、スイッチング増幅回路において、入力信号の振幅に対応した位相差に応じたパルス信号を生成する回路を設けることにより、小信号入力時にスイッチングノイズの発生と電力消費を削減するというアイデアは、オーディオ機器用のＤ級増幅器において具現化することができる。そのため、請求項１２記載されたオーディオ機器用のＤ級増幅器は、増幅されたオーディオ信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成する正側と負側の一対のパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成する正側と負側の一対のパルス信号生成手段と、生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる正側と負側の一対の駆動用回路と、スピーカーの正側端子と負側端子に供給される信号を発生するため、上記正側と負側の一対の駆動用回路にそれぞれ接続され、電力増幅された信号の高周波成分を除去する正側と負側の一対のフィルタ回路と、を有し、前記基準位相信号は、前記入力信号の振幅が小さいときに前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である。
【００１８】
また、請求項１２記載のオーディオ機器用のＤ級増幅装置を二つ以上組み合わせることにより、ステレオ・オーディオ機器用のＤ級増幅装置を構成することが可能である。そこで、請求項１８に係る発明は、第１のＤ級増幅装置及び第２のＤ級増幅装置を含むステレオ・オーディオ機器用のＤ級増幅装置であって、前記第１のＤ級増幅装置及び前記第２のＤ級増幅装置は、それぞれ、増幅されたオーディオ信号とランプ波形信号を比較し、パルス幅変調信号を生成する正側と負側の一対のパルス幅変調スイッチング信号生成手段と、生成された前記パルス幅変調信号の位相と基準位相信号の位相を比較し、位相差に応じたパルス幅信号を生成する正側と負側の一対のパルス信号生成手段と、生成された前記パルス幅信号を電力増幅させる正側と負側の一対の駆動用回路と、スピーカーの正側端子と負側端子に供給される信号を発生するため、上記正側と負側の一対の駆動用回路にそれぞれ接続され、電力増幅された信号の高周波成分を除去する正側と負側の一対のフィルタ回路と、を有し、前記基準位相信号は、前記オーディオ信号の振幅が小さいときに前記パルス幅変調信号との前記位相差が小さくなる位相信号である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、オーディオ機器用のＤ級増幅装置のようなＰＷＭ変調方式に基づくスイッチング増幅回路において、小信号入力時のスイッチングノイズの発生を低減することができるとともに、電力消費を削減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態を図面と共に詳細に説明する。尚、添付図面を通じて、同じ構成要素若しくは機能には、同じ参照番号が付されている。
【実施例１】
【００２１】
［本発明の原理の説明］
最初に、入力の信号振幅に応じたパルスを位相比較器で発生するという本発明の原理の説明するための前提となる従来の代表的なオーディオ機器用のＤ級増幅装置について説明する。
【００２２】
図１は、従来の代表的なオーディオ機器用のＤ級増幅装置１００のブロック図である。一般に、Ｄ級増幅装置１００は、スイッチング用発振器１２０と、スイッチング用発振器１２０の出力１２１が供給されるランプ波形発生器１２２とを内蔵している。コンプリメンタリー・プッシュプル型のＤ級増幅装置１００に入力されたオーディオ信号１０１は、一方のフィードバック増幅装置（積分アンプ）１１０で増幅された後に、コンパレータ１３０へ供給される。コンパレータ１３０は、増幅されたオーディオ信号をランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と比較し、ＰＷＭスイッチング信号１３２を生成する。ＰＷＭスイッチング信号１３２は、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４０へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４０で電力増幅されて、正側のスピーカー用出力１５１へ供給される。同様に、オーディオ信号１０１は、もう一方のフィードバック増幅装置１１１で増幅され、コンパレータ１３１へ供給される。コンパレータ１３１は、増幅されたオーディオ信号をランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と比較し、ＰＷＭスイッチング信号１３３を生成する。ＰＷＭスイッチング信号１３３はＰＷＭスイッチング信号１３３に対して相補的なＰＷＭ信号である。ＰＷＭスイッチング信号１３３は、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４１へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４１で電力増幅されて、負側のスピーカー用出力１５２へ供給される。ハーフＨブリッジ回路１４０及び１４１とスピーカー用出力１５１及び１５２の間には、高周波成分を除去するフィルタを設けてもよい。
【００２３】
図２は、従来の代表的なオーディオ機器用のＤ級増幅装置１００の主要な信号のタイミング図である。図２には、スイッチング用発振器１２０の出力１２１と、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と、振幅の小さいオーディオ信号１０１の関係、並びに、コンパレータ１３０及び１３１で比較された後のＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３のタイミングの関係が示されている。例えば、ＰＷＭスイッチング信号１３２の立ち下がりは、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３がオーディオ信号１０１を下から上へ横切る時点と一致し、ＰＷＭスイッチング信号１３２の立ち上がりは、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３がオーディオ信号１０１を上から下へ横切る時点と一致する。同図から分かるように、入力されたオーディオ信号１０１の振幅は小さいにもかかわらず、生成されるＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３は、パルス幅の広い信号であり、出力駆動回路では一定の電力消費が生じる。出力駆動回路へ供給される信号のパルス幅が広くなると、出力駆動回路での電力消費が増大する。
【００２４】
図３は、オーディオ信号１０１として０Ｖの直流信号が入力された場合に、オーディオ信号１０１とランプ波形発生器１２２の出力信号１２３の関係、並びに、ランプ発生用のスイッチング用発振器１２０の出力１２１とＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３のタイミング関係を示す図である。同図から分かるように、オーディオ信号１０１として０Ｖの直流信号が入力された場合、発振器１２０の出力１２１とＰＷＭスイッチング信号１３２は位相差が０度の位相関係になり、発振器１２０の出力１２１とＰＷＭスイッチング信号１３３は位相差が１８０度の位相関係になる。
【００２５】
図４Ａは、オーディオ信号１０１として振幅αＶの直流信号が入力された場合に、オーディオ信号１０１とランプ波形発生器１２２の出力信号１２３の関係、並びに、ランプ発生用のスイッチング用発振器１２０の出力１２１とＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３のタイミング関係を示す図である。図４Ｂは、オーディオ信号１０１として振幅−αＶの直流信号が入力された場合に、オーディオ信号１０１とランプ波形発生器１２２の出力信号１２３の関係、並びに、ランプ発生用のスイッチング用発振器１２０の出力１２１とＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３のタイミング関係を示す図である。
【００２６】
図４Ａには、入力されたオーディオ信号１０１の振幅αに応じて、ＰＷＭスイッチング信号１３２の位相がφだけ進む様子が示されている。ＰＷＭスイッチング信号１３２は、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３がオーディオ信号１０１（振幅αＶ）を下から上へ横切る時点で立ち下がり、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３がオーディオ信号１０１を上から下へ横切る時点で立ち上がる。その結果として、ＰＷＭスイッチング信号１３２の位相は、スイッチング用発振器１２０の出力１２１よりもφだけ進むことになる。
【００２７】
同様に、図４Ｂには、入力されたオーディオ信号１０１の振幅−αに応じて、ＰＷＭスイッチング信号１３２の位相が−φだけ遅れる様子が示されている。ＰＷＭスイッチング信号１３２は、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３がオーディオ信号１０１（振幅−αＶ）を上から下へ横切る時点で立ち上がり、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３がオーディオ信号１０１を下から上へ横切る時点で立ち下がる。その結果として、ＰＷＭスイッチング信号１３２の位相は、スイッチング用発振器１２０の出力１２１よりも−φだけ遅れることになる。
【００２８】
よって、図４Ａに示されたＰＷＭスイッチング信号１３２の位相は、振幅αに応じて発振器１２０の出力の位相よりもφだけ進み、図４Ｂに示されたＰＷＭスイッチング信号１３２の位相は、振幅−αに応じて発振器１２０の出力の位相よりも−φだけ遅れる。そして、入力信号の振幅を−αから＋αまで変化させると、ＰＷＭスイッチング信号１３２の位相と発振器１２０の出力の位相の間の位相差は、振幅の一次関数として−φから＋φまで変化することが分かる。このように、発振器１２０の出力１２１とＰＷＭスイッチング信号１３２の位相関係は、両者の位相差が入力されるオーディオ信号１０１の振幅の一次関数として表されるような関係である。発振器１２０の出力１２１と相補的なＰＷＭスイッチング信号１３３との間にも同様の位相関係が存在することは明らかであろう。
【００２９】
本発明は、ＰＷＭスイッチング信号に対して発振器１２０の出力１２１のような位相関係を有する基準位相信号を採用し、位相比較器を使用して、この基準位相信号とＰＷＭスイッチング信号の位相を比較することにより、入力されたオーディオ信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生することが可能である、という原理に基づいている。
【００３０】
［実施例１の作用効果］
本発明の実施例１では、位相比較器を用いて、発振器１２０の出力、即ち、ランプ波形発生器１２２に与えられる基準位相信号１２１と、ＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３の位相を比較し、入力されたオーディオ信号の振幅αに応じたパルス幅のパルス信号を発生し、発生されたパルス信号で出力駆動回路、例えば、ハーフＨブリッジ回路１４０及び１４１を駆動することにより、
（１）入力されたオーディオ信号１０１の振幅が小さい場合に、パルス幅を小さくするように制御することが可能であり、出力駆動回路において信号入力の振幅に従った電力消費の削減が可能になり、
（２）小信号入力時のスイッチングノイズの低減が可能であり、信号対雑音比の低減が期待できる。
【００３１】
［実施例１と従来技術の対比］
既に説明したように、スイッチングノイズをクロストークの問題として取り扱い、スイッチングノイズを低減することが米国特許第６，２６２，６３２号明細書に記載されている。ここでは、この米国特許第６，２６２，６３２号明細書に記載されたＤ級増幅装置と、本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路の相違を説明する。
【００３２】
図５は、米国特許第６，２６２，６３２号で提案されている従来のＤ級増幅装置５００のブロック図である。図５に記載されたＤ級増幅装置５００は、図１に記載された従来の代表的なオーディオ機器用のＤ級増幅器１００と類似しているが、ランプ波形発生器１２２の出力には、相補出力信号１２３及び１２４が得られ、コンパレータ１３０とコンパレータ１３１に相補出力信号が供給される点で相違している。また、米国特許第６，２６２，６３２号明細書には、一方のコンパレータへのランプ出力に遅延を導入すること、或いは、コンパレータ４０と４２で遅延を生じさせるためにオフセットスイッチングを使用すること、が記載されている。しかし、米国特許第６，２６２，６３２号に記載された種々のＤ級増幅装置は、上述の本発明の実施例１の構成、即ち、発振器１２０の出力１２１と、ＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３の位相を比較し、入力されたオーディオ信号の振幅αに応じたパルス幅のパルス信号を発生し、発生されたパルス信号でハーフＨブリッジ回路１４０及び１４１を駆動する、という構成を具備していない。
【００３３】
［実施例１の構成］
図６は、本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路６００のブロック図である。本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路６００は、上述のように、発振器の出力とＰＷＭスイッチング信号の位相関係に着目し、位相比較器を使用して、発振器の出力とＰＷＭスイッチング信号の位相を比較することにより、入力信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生することが可能になる、というアイデアに基づいて構成されている。スイッチング増幅回路６００は、スイッチング用発振器１２０と、スイッチング用発振器１２０の出力１２１が供給されるランプ波形発生器１２２とを含む。スイッチング増幅器６００に入力されたダイナミックレンジの広い信号、例えば、低周波信号であるオーディオ信号１０１は、一方のフィードバック増幅装置（積分アンプ）１１０で増幅された後に、コンパレータ１３０の非反転入力へ供給される。コンパレータ１３０は、増幅されたオーディオ信号を、反転入力へ供給されたランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と比較し、ＰＷＭスイッチング信号１３２を生成する。同様に、オーディオ信号１０１は、もう一方のフィードバック増幅装置１１１で増幅され、コンパレータ１３１の反転入力へ供給される。コンパレータ１３１は、増幅されたオーディオ信号を、非反転入力へ供給されたランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と比較し、ＰＷＭスイッチング信号１３３を生成する。ＰＷＭスイッチング信号１３３はＰＷＭスイッチング信号１３２に対して相補的なＰＷＭ信号である。
【００３４】
スイッチング増幅回路６００は、発振器１２０の出力とＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３の位相を比較することにより、入力信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生する位相比較器６１０及び６１１を含む。位相比較器６１０は、ＰＷＭスイッチング信号１３２と、スイッチング用発振器１２０の出力１２１の位相を比較し、位相差に比例したパルス幅の信号６１２ａ及び６１２ｂを発生する。上述のように、この位相差に比例したパルス幅は、スイッチング増幅回路６００の入力の信号振幅に比例していることに注意する必要がある。信号６１２ａ及び６１２ｂは、例えば、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４０へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４０で電力増幅されて、出力１５１へ供給される。同様に位相比較器６１１は、ＰＷＭスイッチング信号１３３と、スイッチング用発振器１２０の出力１２１の位相を比較し、位相差、即ち、スイッチング増幅回路６００の入力の信号振幅に比例したパルス幅の信号６１３ａ及び６１３ｂを発生する。信号６１３ａ及び６１３ｂは、例えば、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４１へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４１で電力増幅されて、出力１５２へ供給される。
【００３５】
図７は、本発明の実施例１で使用される位相比較器の一例の回路図である。同図では、図６の位相比較器６１０及び６１１は、共に位相比較器７００として示されている。位相比較器７００で位相を比較される第１の信号Φx７１０及び第２の信号Φy７１１は、それぞれ、入力が電源に接続されたリセット付きのＤタイプフリップフロップ７２０及び７２１のクロック端子に供給される。各Ｄタイプフリップフロップ７２０及び７２１の出力Ｑ７４０及び７４１は、ＮＡＮＤ論理演算部７３０に供給され、ＮＡＮＤ論理演算の結果が各Ｄタイプフリップフロップ７２０及び７２１のリセット端子Ｒに供給される。本発明の実施例１では、位相比較器７００の第１の信号Φxはコンパレータからのスイッチング信号である。また、位相比較器７００への基準位相信号である第２の信号Φy７１１は、本例では、スイッチング用発振器１２０からの出力１２１である。図６の位相比較器６１０に対応する位相比較器７００の二つの出力ＯＵＴａ及びＯＵＴｂは、図６のスイッチング増幅装置６００内の後段のハーフＨブリッジ回路１４０へ信号６１２ａ及び６１２ｂとして供給される。同様に、図６の位相比較器６１１に対応する位相比較器７００の二つの出力ＯＵＴａ及びＯＵＴｂは、図６のスイッチング増幅装置６００内の後段のハーフＨブリッジ回路１４１へ信号６１３ａ及び６１３ｂとして供給される。尚、位相比較器７００は、本発明の種々の実施例で使用できる位相比較器の一例にすぎず、本発明を限定するものではない。
【００３６】
図８Ａ及び８Ｂは、本発明の実施例１において、位相比較器の出力６１２ａ及び６１２ｂと、入力信号１０１と、ＰＷＭスイッチング信号１３２及び１３３と、基準位相信号１２１の関係を表すタイミングチャートである。図８Ａは、入力信号の大きさが０Ｖの場合のこれらの信号の関係を表し、図８Ｂは、入力信号の大きさが＋αＶである場合のこれらの信号の関係を表す。
【００３７】
図８Ａから分かるように、スイッチング増幅回路６００に入力された信号の振幅が小さい場合（０Ｖである場合）、基準位相信号１２１とＰＷＭスイッチング信号１３２との間には位相差が無いので、位相比較器６１０の出力６１２ａ及び６１２ｂのレベルは小さくなり、スイッチングノイズの発生が回避され、負荷での電力消費量も低減される（０になる）ことが分かる。
【００３８】
一方、図８Ｂに示されるように、スイッチング増幅回路６００に入力された信号の振幅が大きい場合（＋αＶである場合）、ＰＷＭスイッチング信号１３２は、基準位相信号１２１よりも位相がφだけ進んでいるので、位相比較器６１０の出力６１２ａには、位相差に対応した出力が発生し、この出力をハーフＨブリッジ回路１４０に供給することによって負荷で大きな出力を得ることができる。
【００３９】
図９は、本発明の実施例１で使用されるランプ波形発生器の一例の回路図である。同図では、図６のランプ波形発生器１２２は、全体としてランプ波形発生器９００として示されている。ランプ波形発生器９００は、クロック信号ＣＬＫに従って、充電側電流源９０１又は放電側電流源９０２と充放電用容量９０４を接続して、ランプ波形を発生する。ここで、充電側電流源９０１又は放電側電流減９０２への切り替えは、スイッチ９０３により行われる。そして、ランプ波形の出力は、電圧フォロワ接続された出力アンプ９０５により行われる。なお、ランプ波形発生器９００は、本発明の種々の実施例で使用できるランプ波形発生器の一例にすぎず、本発明を限定するものではない。
【００４０】
尚、以上で説明した実施例１は本発明を実施するための最良の形態の一つにすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【実施例２】
【００４１】
次に、本発明の実施例２によるスイッチング増幅回路を説明する。図１０は、本発明の実施例２によるスイッチング増幅回路１０００の構成図である。本発明の実施例２によるスイッチング増幅回路１０００は、上述のように、基準位相信号とＰＷＭスイッチング信号の位相関係に着目し、位相比較器を使用して、基準位相信号とＰＷＭスイッチング信号の位相を比較することにより、入力信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生する。但し、この実施例２によれば、基準位相信号として、コンパレータ１０１０において、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と基準ＤＣ電圧源７１１からの出力電位Ｖｘを比較して得られた基準位相信号１０１２を利用する点で、上述の実施例１と相違している。
【００４２】
実施例２によるスイッチング増幅回路１０００は、実施例１によるスイッチング増幅回路６００と同様に、スイッチング用発振器１２０と、スイッチング用発振器１２０の出力１２１が供給されるランプ波形発生器１２２とを含む。スイッチング増幅回路１０００に入力されたダイナミックレンジの広い信号、例えば、低周波信号であるオーディオ信号１０１は、一方のフィードバック増幅装置（積分アンプ）１１０で増幅された後に、コンパレータ１３０の非反転入力へ供給される。コンパレータ１３０は、増幅されたオーディオ信号を、反転入力へ供給されたランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と比較し、ＰＷＭスイッチング信号１３２を生成する。同様に、オーディオ信号１０１は、もう一方のフィードバック増幅装置１１１で増幅され、コンパレータ１３１の反転入力へ供給される。コンパレータ１３１は、増幅されたオーディオ信号を、非反転入力へ供給されたランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と比較し、ＰＷＭスイッチング信号１３３を生成する。ＰＷＭスイッチング信号１３３はＰＷＭスイッチング信号１３２に対して相補的なＰＷＭ信号である。
【００４３】
本発明の実施例２によるスイッチング増幅回路１０００は、ランプ波形発生器１２２の出力信号１２３と基準ＤＣ電圧源１０１１からの出力電位Ｖｘを比較して基準位相信号１０１２を生成するコンパレータ１０１０を更に含む。即ち、基準位相信号は、ランプ波形が基準ＤＣ電圧源１０１１の出力電位Ｖｘを横切る電圧で、矩形波の基準位相信号１０１２として作り直される。位相比較器６１０は、ＰＷＭスイッチング信号１３２と基準位相信号１０１２の位相を比較し、位相差に比例したパルス幅の信号６１２ａ及び６１２ｂを発生する。上述のように、基準位相信号１０１２は、この位相差に比例したパルス幅がスイッチング増幅回路１０００の入力の信号振幅に比例するように設定される。信号６１２ａ及び６１２ｂは、例えば、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４０へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４０で電力増幅されて、出力１５１へ供給される。同様に位相比較器６１１は、ＰＷＭスイッチング信号１３３と基準位相信号１０１２の位相を比較し、位相差、即ち、スイッチング増幅回路１０００の入力の信号振幅に比例したパルス幅の信号６１３ａ及び６１３ｂを発生する。信号６１３ａ及び６１３ｂは、例えば、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４１へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４１で電力増幅されて、出力１５２へ供給される。
【００４４】
本発明の実施例２では、基準ＤＣ電圧源１０１１の出力電位Ｖｘを変化させることによって、基準ＤＣ電圧源１０１１の出力電位Ｖｘをランプ信号１２３と比較して得られる基準位相信号１０１２の位相を容易に変化させることができるようになる。これにより、入力の信号振幅に比例したパルス幅をもつ信号６１２及び６１３の振幅をアナログ的に微調整することが可能になるので、本発明の第２実施例によれば、オーディオ等で要求される微妙な音色の調整を行える。
【００４５】
本発明の実施例２のスイッチング増幅回路１０００で使用される位相比較器６１０及び６１１は、図７を参照して説明した本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路で使用される位相比較器によって実現できるが、その例に限定されるものではない。また、スイッチング増幅回路１０００で使用されるランプ波形発生器１２２は、図９を参照して説明した本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路で使用されるランプ波形発生器によって実現できるが、その例に限定されるものではない。
【００４６】
尚、以上で説明した実施例２は本発明を実施するための最良の形態の一つにすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【実施例３】
【００４７】
次に、本発明の実施例３によるスイッチング増幅回路を説明する。図１１は、本発明の実施例３によるスイッチング増幅回路１１００の構成図である。本発明の実施例３によるスイッチング増幅回路１１００は、上述のように、基準位相信号とＰＷＭスイッチング信号の位相関係に着目し、位相比較器を使用して、基準位相信号とＰＷＭスイッチング信号の位相を比較することにより、入力信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生する。但し、この実施例３によれば、コンパレータ１３０に供給されるランプ波形信号とコンパレータ１３１に供給されるランプ波形信号は相互に反転の関係にあり、かつ、位相比較器６１０の基準位相信号としてコンパレータ１３１から出力されたＰＷＭスイッチング信号１１３３が供給され、位相比較器６１１の基準位相信号としてコンパレータ１３０から出力されたＰＷＭスイッチング信号１１３２が供給される点で、上述の実施例１と相違している。
【００４８】
ダイナミックレンジの広い低周波信号、例えば、オーディオ信号１０１は、フィードバック増幅装置１１０で増幅された後にコンパレータ１３０の非反転入力へ供給されると共に、フィードバック増幅装置１１１で増幅された後にコンパレータ１３１の反転入力へ供給される。ランプ波形発生器１１２２は、スイッチング用発振器１２０からの出力１２１に基づいて、相補的なランプ波形信号１１２３及びランプ波形信号１１２４を生成する。コンパレータ１３０は、増幅されたオーディオ信号とランプ波形信号１１２３を比較し、ＰＷＭスイッチング信号１１３２を生成する。コンパレータ１３１は、増幅されたオーディオ信号とランプ波形信号１１２４を比較し、ＰＷＭスイッチング信号１１３３を生成する。
【００４９】
位相比較器６１０は、相補的なＰＷＭスイッチング信号１１３２と１１３３の相互の位相を比較し、入力されたオーディオ信号１０１の信号振幅に比例したパルス幅の信号６１２ａ及び６１２ｂを発生する。同様に、位相比較器６１１は、相補的なＰＷＭスイッチング信号１１３３と１１３２の相互の位相を比較し、入力されたオーディオ信号１０１の信号振幅に比例したパルス幅の信号６１３ａ及び６１３ｂを発生する。相補ランプ波形信号１１２３及び１１２４は、位相比較器６１０及び６１１の出力信号のパルス幅がオーディオ信号１０１の信号振幅に比例するように調整される。
【００５０】
信号６１２ａ及び６１２ｂは、例えば、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４０へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４０で電力増幅されて、出力１５１へ供給される。同様に、信号６１３ａ及び６１３ｂは、例えば、スピーカー駆動用のハーフＨブリッジ回路１４１へ供給され、ハーフＨブリッジ回路１４１で電力増幅されて、出力１５２へ供給される。
【００５１】
この実施例３では、ＰＷＭスイッチング信号１１３２及び１１３３は、増幅されたオーディオ信号と、ランプ波形発生器１１２２の相補出力信号１１２３及び１１２４との比較によって生成される。したがって、ランプ波形発生器１１２２の相補出力信号１１２３及び１１２４の振幅と位相を独立に制御することによって、入力の信号振幅に比例したパルス幅の信号６１２ａ及び６１２ｂと６１３ａ及び６１３ｂの振幅を独立に制御できるようになるので、オーディオ等で要求される微妙な音色の調整を行える。
【００５２】
図１２Ａ及び１２ｂは、本発明の実施例３の動作を説明する図であり、図１２Ａには、入力信号がαＶである場合に、入力された振幅αに応じて相補ＰＷＭスイッチング信号に位相差φが生じる様子が示され、図１２Ｂには、入力信号が０Ｖである場合に、入力された０Ｖ振幅に応じて相補ＰＷＭスイッチング信号の位相差が０になる様子が示されている。
【００５３】
図１２Ａでは、振幅がαＶの入力信号１０１と、ランプ波形信号１１２３及び１１２４を比較すると、入力信号１０１がランプ波形信号１１２３よりも大きくなる期間とＰＷＭスイッチング信号１１３２のパルス幅が対応し、入力信号１０１がランプ波形信号１１２４よりも小さくなる期間とＰＷＭスイッチング信号１１３３のパルス幅が対応する。同図から分かるように、ＰＷＭスイッチング信号１１３２の位相はＰＷＭスイッチング信号１１３３の位相よりもφだけ進んでいる。
【００５４】
同様に、図１２Ｂでは、振幅が０Ｖの入力信号１０１と、ランプ波形信号１１２３及び１１２４を比較すると、入力信号１０１がランプ波形信号１１２３よりも大きくなる期間とＰＷＭスイッチング信号１１３２のパルス幅が対応し、入力信号１０１がランプ波形信号１１２４よりも小さくなる期間とＰＷＭスイッチング信号１１３３のパルス幅が対応する。同図から分かるように、ＰＷＭスイッチング信号１１３２の位相とＰＷＭスイッチング信号１１３３の位相の位相差φは０である。
【００５５】
入力信号１０１の振幅を−αＶから０Ｖを経由して＋αＶまで変化させると、ＰＷＭスイッチング信号１１３２とＰＷＭスイッチング信号１１３３の位相関係は、位相差が振幅の一次関数として−φから＋φまで変化するような関係にあることが分かる。従って、本発明の実施例３のスイッチング増幅回路１１００によれば、位相比較器６１０及び６１１を用いて、相補ＰＷＭスイッチング信号１１３２と１１３３の位相を相互に比較することにより入力信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生することができる。
【００５６】
本発明の実施例３のスイッチング増幅回路１１００で使用される位相比較器６１０及び６１１は、図７を参照して説明した本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路で使用される位相比較器によって実現できるが、その例に限定されるものではない。また、スイッチング増幅回路１１００で使用されるランプ波形発生器１１２２は、図９を参照して説明した本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路で使用されるランプ波形発生器によって実現できるが、その例に限定されるものではない。
【００５７】
尚、以上で説明した実施例３は本発明を実施するための最良の形態の一つにすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【実施例４】
【００５８】
実施例１〜３では、ダイナミックレンジの広い低周波信号のためのスイッチング増幅回路について説明したが、以下では、このスイッチング増幅回路をオーディオ機器に適用したオーディオ機器用のＤ級増幅装置の実施例を説明する。
【００５９】
図１３Ａは、従来の代表的なオーディオ機器用Ｄ級増幅装置の基本構成要素を示す図であり、図１３Ｂは、本発明の実施例４によるオーディオ機器用Ｄ級増幅装置の基本構成要素を示す図である。
【００６０】
図１３Ａに示されるように、オーディオ機器用Ｄ級増幅装置は、入力されたオーディオ信号とランプ信号を合成器１３０１で合成した後、比較器１３０２でＰＷＭ信号を取得する手段と、取得されたＰＷＭ信号の電力を増幅する出力ドライブ回路１３０３と、高周波成分を除去するフィルタ１３０４と、を含む。フィルタ１３０４の出力はスピーカー１３０５に供給される。このような従来技術の構成によると、小信号入力時であってもスイッチングノイズが発生し、電力消費も大きい。
【００６１】
これに対して、本発明の実施例４によるオーディオ機器用Ｄ級増幅装置は、入力されたオーディオ信号とランプ信号を合成器１３０１で合成した後、比較器１３０２でＰＷＭ信号を取得するＰＷＭスイッチ信号発生部と、ＰＷＭ信号と基準クロック信号を比較し、入力されたオーディオ信号の振幅に応じたパルス幅の信号を発生する位相比較回路１３０６と、位相比較回路１３０６から発生された信号の電力を増幅する出力ドライブ回路１３０３と、高周波成分を除去するフィルタ１３０４と、を含む。
【００６２】
出力ドライブ回路１３０３は、本発明の実施例１から実施例３で使用されている通常のハーフＨブリッジ回路１４０及び１４１により構成される。図１４は、ハーフＨブリッジ回路１４０とハーフＨブリッジ回路１４１を組み合わせたスピーカー駆動用ブリッジ回路の一例の構成図である。正側のハーフＨブリッジ回路１４０には、位相比較回路からの位相差に比例したパルス幅の信号６１２ａ及び６１２ｂが供給され、正側のスピーカー用出力１５１が発生される。負側のハーフＨブリッジ回路１４１には、位相比較回路からの位相差に比例したパルス幅の信号６１３ａ及び６１３ｂが供給され、負側のスピーカー用出力１５２が発生される。
【００６３】
尚、上記説明において、実施例１から３の何れかと同一の構成には同一の符号を付して説明を省略している。また、以上で説明した実施例４は本発明を実施するための最良の形態の一つにすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【実施例５】
【００６４】
以上の実施例１〜４の説明では、１台のスピーカーを駆動するために利用できるスイッチング増幅器回路又はＤ級増幅装置について説明しているが、実施例１〜４で説明されているスイッチング増幅器回路又はＤ級増幅装置を、ステレオ・オーディオ信号の左右のチャネル毎に設けることによって、本発明をステレオ・オーディオ機器に適用することも可能である。図１５は、本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路６００をステレオ・オーディオ機器用に適用した本発明の実施例５によるステレオ・オーディオ機器用Ｄ級増幅装置の構成図である。同図に示されるように、ステレオの左右のチャネルに別系統のスイッチング増幅回路を設けることによって、ステレオ・オーディオ機器の左右の両チャネルのスピーカーを容易に駆動することができる。同図では、簡単のため、左チャネルと右チャネルが完全に分離された構成が示されているが、スイッチング増幅回路６００のスイッチング用発振器１２０と、スイッチング用発振器１２０の出力１２１が供給されるランプ波形発生器１２２は、左右のチャネルで共用するように構成することができる。
【００６５】
尚、以上で説明した実施例５は本発明を実施するための最良の形態の一つにすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】従来の代表的なオーディオ機器用のＤ級増幅装置のブロック図である。
【図２】従来の代表的なオーディオ機器用のＤ級増幅装置の主要な信号のタイミング図である。
【図３】オーディオ信号として振幅０Ｖの直流信号が入力された場合に、オーディオ信号とランプ波形発生器の出力信号の関係、並びに、ランプ発生用のスイッチング用発振器の出力とＰＷＭスイッチング信号のタイミング関係を示す図である。
【図４Ａ】オーディオ信号として振幅αＶの直流信号が入力された場合に、オーディオ信号とランプ波形発生器の出力信号の関係、並びに、ランプ発生用のスイッチング用発振器の出力とＰＷＭスイッチング信号のタイミング関係を示す図である。
【図４Ｂ】オーディオ信号として振幅−αＶの直流信号が入力された場合に、オーディオ信号とランプ波形発生器の出力信号の関係、並びに、ランプ発生用のスイッチング用発振器の出力とＰＷＭスイッチング信号のタイミング関係を示す図である。
【図５】従来のＤ級増幅装置のブロック図である。
【図６】本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路のブロック図である。
【図７】本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路で使用される位相比較器の回路図である。
【図８Ａ】入力信号が０Ｖである場合に、位相比較器の出力、入力信号、ＰＷＭスイッチング信号、及び、基準位相信号の関係を表すタイミングチャートである。
【図８Ｂ】入力信号がαＶである場合に、位相比較器の出力、入力信号、ＰＷＭスイッチング信号、及び、基準位相信号の関係を表すタイミングチャートである。
【図９】本発明の実施例１によるスイッチング増幅回路で使用されるランプ波形発生器の回路図である。
【図１０】本発明の実施例２によるスイッチング増幅回路のブロック図である。
【図１１】本発明の実施例３によるスイッチング増幅回路のブロック図である。
【図１２Ａ】本発明の実施例３において、入力信号がαＶである場合に、入力された振幅αに応じて位相差φが生じる様子を説明する図である。
【図１２Ｂ】本発明の実施例３において、入力信号が０Ｖである場合に、入力された０Ｖ振幅に応じて位相差が０になる様子を説明する図である。
【図１３Ａ】従来の代表的なオーディオ機器用Ｄ級増幅装置の基本構成要素を示す図である。
【図１３Ｂ】本発明の実施例４によるオーディオ機器用Ｄ級増幅装置の基本構成要素を示す図である。
【図１４】本発明の実施例４におけるスピーカー駆動用ブリッジ回路の一例の構成図である。
【図１５】本発明の実施例５によるステレオ・オーディオ機器用Ｄ級増幅装置の構成図である。
【符号の説明】
【００６７】
１１０，１１１・・・フィードバック増幅装置
１２０・・・スイッチング用発振器
１２２・・・ランプ波形発生器
１３０，１３１・・・コンパレータ
１４０，１４１・・・ハーフＨブリッジ回路
６００・・・スイッチング増幅回路
６１０，６１１・・・位相比較器
【図１】
2005109590.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４】
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【図１５】
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