(57)【要約】【課題】  安価な構成としながら、一つの素子の破壊時等において他の素子への事故波及を防止することが出来るパワー半導体ブリッジを提供すること。【解決手段】  バッテリ４（直流電源）と両モータジェネレータMG1,MG2（多相交流電源）との間のエネルギー授受を行うために、バッテリ４と両モータジェネレータMG1,MG2との間に接続されるパワー半導体ブリッジ３０であって、逆方向ブリッジには自分でON/OFFを行うことの出来る自己消弧素子34U,34V,34Wを用い、順方向ブリッジには逆並列サイリスタ34U,34V,34Wを用いた。【選択図】        図６
2005143242.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と多相交流電源との間のエネルギー授受を行うために、直流電源と多相交流電源との間に接続されるパワー半導体ブリッジであって、逆方向ブリッジには自分でON/OFFを行うことの出来るパワー半導体スイッチを用い、順方向ブリッジにはサイリスタを用いたことを特徴とするパワー半導体ブリッジ。
【請求項２】
請求項１に記載されたパワー半導体ブリッジにおいて、
前記直流電源の直流電流を計測する直流電流計測手段と、
前記多相交流電源の交流電流を計測する交流電流計測手段と、
直流電流計測値と交流電流計測値から負荷短絡または素子異常を判定する異常電流判定手段と、
前記異常電流判定手段にて正常と判定された場合は、前記順方向ブリッジのサイリスタをONとして用い、前記異常電流判定手段にて異常と判定された場合は、順方向ブリッジのサイリスタをOFFとする順方向ブリッジゲート信号を作成する順方向ブリッジゲート信号作成手段と、
を有することを特徴とするパワー半導体ブリッジ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧源と交流電圧源との間のパワーを制御するためのパワー半導体電力変換器のパワー半導体ブリッジに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電圧源と交流電圧源との間のパワーフローを、電流の正負・電圧の正負にかかわらず行うことの出来る、いわゆる「四象限運転」の出来るパワー半導体電力変換器のパワー半導体ブリッジの構成としては、次の二つが知られている。
【０００３】
一つは、順方向ブリッジと逆方向ブリッジとの間に直流リアクトルが挿入された循環型ブリッジである（特許文献１を参照）。二つ目は、ブリッジ形式での問題点を中・小容量で解決しようとしたのが、現在広く用いられている、逆並列フライホイールダイオードつきの自己消弧素子を用いたインバータブリッジである（特許文献２を参照）。
【特許文献１】特開平６−１５３４０１号公報
【特許文献２】特開平８−８８９８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特開平６−１５３４０１号公報に記載された従来技術にあっては、四象限運転しようとして全ての素子をON/OFF可能な素子とすると装置が高価になる、という問題がある。
【０００５】
また、特開平８−８８９８２号公報に記載された従来技術にあっては、半分の素子をON/OFF素子、残り半分をダイオードとすると、一つの素子の破壊時に他の素子まで全て破壊されてしまう、という問題がある。
【０００６】
本発明は、上記問題に着目してなされたもので、安価な構成としながら、一つの素子の破壊時等において他の素子への事故波及を防止することが出来るパワー半導体ブリッジを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明のパワー半導体ブリッジでは、直流電源と多相交流電源との間のエネルギー授受を行うために、直流電源と多相交流電源との間に接続されるパワー半導体ブリッジであって、逆方向には自分でON/OFFを行うことの出来るパワー半導体スイッチを用い、順方向にはサイリスタを用いた。
【発明の効果】
【０００８】
よって、本発明のパワー半導体ブリッジにあっては、例えば、一つの素子破壊時に短絡電流を検出し、検出結果に基づき順方向ブリッジのサイリスタのゲート信号（点弧信号）を止めることにより、交流電源→破壊した素子→サイリスタを経由して流れる交流短絡電流を遮断し、もって他相のパワー半導体素子の破壊を防ぐことが出来る。このとき、サイリスタは逆方向ブリッジに用いられている自己消弧素子より安価であること、また、サイリスタが自己消弧素子より熱耐量は大きいことから、短絡電流通電時にも破壊しにくいため、安価な構成としながら、一つの素子の破壊時等において他の素子への事故波及を防止することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明のパワー半導体ブリッジを実現する最良の形態を、図面に示す実施例１に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１０】
まず、構成を説明する。
［ハイブリッド変速機の駆動系］
図１は実施例１のパワー半導体ブリッジを持つインバータが適用されたハイブリッド変速機を示す全体システム図である。ハイブリッド変速機の駆動系は、図１に示すように、動力源として、エンジンＥと、第１モータジェネレータMG1と、第２モータジェネレータMG2と、を有する。これらの動力源Ｅ,MG1,MG2と出力軸OUTとが連結される差動装置は、第１遊星歯車PG1と、第２遊星歯車PG2と、第３遊星歯車PG3と、エンジンクラッチECと、ローブレーキLBと、ハイクラッチHCと、ハイローブレーキHLBと、を有する。
【００１１】
前記差動装置を構成する第１遊星歯車PG1と第２遊星歯車PG2と第３遊星歯車PG3は、何れもシングルピニオン型遊星歯車である。前記第１遊星歯車PG1は、第１サンギアS1と、第１ピニオンP1を支持する第１ピニオンキャリアPC1と、第１ピニオンP1に噛み合う第１リングギアR1と、によって構成されている。前記第２遊星歯車PG2は、第２サンギアS2と、第２ピニオンP2を支持する第２ピニオンキャリアPC2と、第２ピニオンP2に噛み合う第２リングギアR2と、によって構成されている。前記第３遊星歯車PG3は、第３サンギアS3と、第３ピニオンP3を支持する第３ピニオンキャリアPC3と、第３ピニオンP3に噛み合う第３リングギアR3と、によって構成されている。
【００１２】
前記第１サンギアS1と前記第２サンギアS2とは第１回転メンバM1により直結され、前記第１リングギアR1と第３サンギアS3とは第２回転メンバM2により直結され、前記第２ピニオンキャリアPC2と前記第３リングギアR3とは第３回転メンバM3により直結される。したがって、３組の遊星歯車PG1,PG2,PG3は、第１回転メンバM1と第２回転メンバM2と第３回転メンバM3と第１ピニオンキャリアPC1と第２リングギアR2と第３ピニオンキャリアPC3との６つの回転要素を有する。
【００１３】
前記差動装置の６つの回転要素に対する動力源Ｅ,MG1,MG2と出力軸OUTとエンジンクラッチECと各係合要素LB,HC,HLBの連結関係について説明する。なお、第２回転メンバM2については、これらの何れにも連結されないフリーの状態であり、残りの５つの回転要素が、下記のように連結される。
【００１４】
前記エンジンＥのエンジン出力軸は、エンジンクラッチECを介して第３回転メンバM3に連結される。つまり、エンジンクラッチECの締結時には、第３回転メンバM3を介して第２ピニオンキャリアPC2と第３リングギアR3をエンジン回転数にする。
【００１５】
前記第１モータジェネレータMG1の第１モータジェネレータ出力軸は、第２リングギアR2に直結される。また、第１モータジェネレータ出力軸と変速機ケースTCとの間には、ハイローブレーキHLBが介装される。つまり、ハイローブレーキHLBの解放時には、第２リングギアR2を第１モータジェネレータMG1の回転数にする。また、ハイローブレーキHLBの締結時には、第２リングギアR2と第１モータジェネレータMG1の回転を停止する。
【００１６】
前記第２モータジェネレータMG2の第２モータジェネレータ出力軸は、第１回転メンバM1に直結される。また、第２モータジェネレータ出力軸と第１ピニオンキャリアPC1との間には、ハイクラッチHCが介装され、第１ピニオンキャリアPC1と変速機ケースTCとの間には、ローブレーキLBが介装される。つまり、ローブレーキLBのみの締結時には、第１ピニオンキャリアPC1を停止し、ハイクラッチHCのみの締結時には、第１サンギアS1と第２サンギアS2と第１ピニオンキャリアPC1とを第２モータジェネレータMG2の回転数にする。さらに、ローブレーキLBとハイクラッチHCの締結時には、第１サンギアS1と第２サンギアS2と第１ピニオンキャリアPC1とを停止する。
【００１７】
前記出力軸OUTは、第３ピニオンキャリアPC3に直結されている。なお、出力軸OUTからは、図外のプロペラシャフトやディファレンシャルやドライブシャフトを介して左右の駆動輪に駆動力が伝達される。
【００１８】
これにより、図４及び図５に示すように、共線図上において、第１モータジェネレータMG1(R2)、エンジンＥ(PC2,R3)、出力軸OUT(PC3)、第２モータジェネレータMG2(S1,S2)の順に配列され、遊星歯車列の動的な動作を簡易的に表せる剛体レバーモデルを導入することができる。
【００１９】
ここで、「共線図」とは、差動歯車のギア比を考える場合、式により求める方法に代え、より簡単で分かりやすい作図により求める方法で用いられる速度線図であり、縦軸に各回転要素の回転数（回転速度）をとり、横軸にリングギア、キャリア、サンギア等の各回転要素をとり、各回転要素の間隔をサンギアとリングギアの歯数比に基づいて、共線図レバー比（α、β、δ）になるように配置したものである。ちなみに、図４(a)及び図５(a)に示す(1)は第１遊星歯車PG1の共線図であり、(2)は第２遊星歯車PG2の共線図であり、(3)は第３遊星歯車PG3の共線図である。
【００２０】
前記エンジンクラッチECは、油圧により締結される多板摩擦クラッチであり、図４及び図５の共線図上において、エンジンＥとの回転速度軸と一致する位置に配置され、締結によりエンジンＥの回転とトルクを差動装置のエンジン入力回転要素である第３回転メンバM3に入力する。
【００２１】
前記ローブレーキLBは、油圧により締結される多板摩擦ブレーキであり、図４及び図５の共線図上において、第２モータジェネレータMG2の回転速度軸より外側位置に配置され、締結により図４の(a),(b)及び図５の(a),(b)に示すようにロー側変速比を分担するロー側変速比モードを実現すると共に、変速比をロー変速比に固定する。
【００２２】
前記ハイクラッチHCは、油圧により締結される多板摩擦クラッチであり、図４及び図５の共線図上において、第２モータジェネレータMG2の回転速度軸と一致する位置に配置され、締結により図４の(d),(e)及び図５の(d),(e)に示すようにハイ側変速比を分担するハイ側変速比モードを実現する。
【００２３】
前記ハイローブレーキHLBは、油圧により締結される多板摩擦ブレーキであり、図３及び図４の共線図上において、第１モータジェネレータMG1の回転速度軸と一致する位置に配置され、ローブレーキLBと共に締結することにより変速比をアンダードライブ側のロー変速比に固定し、ハイクラッチHCと共に締結することにより変速比をオーバードライブ側のハイ変速比に固定する。
【００２４】
［ハイブリッド変速機の制御系］
ハイブリッド変速機における制御系は、図１に示すように、エンジンコントローラ１と、モータコントローラ２と、インバータ３と、バッテリ４と、油圧制御装置５と、統合コントローラ６と、アクセル開度センサ７と、車速センサ８と、エンジン回転数センサ９と、第１モータジェネレータ回転数センサ１０と、第２モータジェネレータ回転数センサ１１と、第３リングギア回転数センサ１２と、を有して構成されている。
【００２５】
前記エンジンコントローラ１は、アクセル開度センサ７からのアクセル開度APとエンジン回転数センサ９からのエンジン回転数Neを入力する統合コントローラ６からの目標エンジントルク指令等に応じ、エンジン動作点（Ne,Te）を制御する指令を、例えば、図外のスロットルバルブアクチュエータへ出力する。
【００２６】
前記モータコントローラ２は、レゾルバによる両モータジェネレータ回転数センサ１０、１１からのモータジェネレータ回転数N1,N2を入力する統合コントローラ６からの目標モータジェネレータトルク指令等に応じ、第１モータジェネレータMG1のモータ動作点（N1,T1）と、第２モータジェネレータMG2のモータ動作点（N2,T2）と、をそれぞれ独立に制御する指令をインバータ３へ出力する。なお、このモータコントローラ２からは、バッテリ４の充電状態をあらわすバッテリS.O.Cの情報が統合コントローラ６に対して出力される。
【００２７】
前記インバータ３は、前記第１モータジェネレータMG1と第２モータジェネレータMG2とで共通のステータＳのステータコイルに接続され、モータコントローラ２からの指令により複合電流を作り出す。このインバータ３には、力行時に放電し回生時に充電するバッテリ４が接続されている。
【００２８】
前記油圧制御装置５は、統合コントローラ６からの油圧指令を受け、エンジンクラッチECと、ローブレーキLBと、ハイクラッチHCと、ハイローブレーキHLBと、の締結油圧制御及び解放油圧制御を行う。この締結油圧制御及び解放油圧制御には、滑り締結制御や滑り解放制御による半クラッチ制御も含む。
【００２９】
前記統合コントローラ６は、アクセル開度センサ７からのアクセル開度APと、車速センサ８からの車速VSPと、エンジン回転数センサ９からのエンジン回転数Neと、第１モータジェネレータ回転数センサ１０からの第１モータジェネレータ回転数N1と、第２モータジェネレータ回転数センサ１１からの第２モータジェネレータ回転数N2と、第３リングギア回転数センサ１２からのエンジン入力回転速度ωin等の情報を入力し、所定の演算処理を行う。そして、エンジンコントローラ１、モータコントローラ２、油圧制御装置５に対し演算処理結果にしたがって制御指令を出力する。
【００３０】
なお、統合コントローラ６とエンジンコントローラ１、および、統合コントローラ６とモータコントローラ２とは、情報交換のためにそれぞれ双方向通信線１４、１５により接続されている。
【００３１】
［走行モード］
実施例１のハイブリッド変速機は、変速機の出力軸OUTをエンジン出力軸と同軸上に一致させることができることから、ＦＦ車（フロントエンジン・フロントドライブ車）に限らず、ＦＲ車（フロントエンジン・リヤドライブ車）に搭載でき、また、無段変速比モードとして１つの走行モードで常用変速比域をカバーするのではなく、ロー側無段変速比モードとハイ側無段変速比モードとに分担して常用変速比域をカバーするようにしているため、２つのモータジェネレータMG1,MG2による出力分担率は、エンジンＥが発生する出力の約２０％以下に抑えることができるという特徴を持つ。
【００３２】
走行モードとしては、図２に示すように、ロー固定変速比モード（以下、「Lowモード」という。）と、ロー側無段変速比モード（以下、「Low-iVTモード」という。）と、２速固定モード（以下、「2ndモード」という。）と、ハイ側無段変速比モード（以下、「High-iVTモード」という。）と、ハイ固定変速比モード（以下、「Highモード」という。）と、の５つの走行モードを有する。
【００３３】
そして、図２に示すように、前記Lowモードは、ローブレーキLBを締結し、ハイクラッチHCを解放し、ハイローブレーキHLBを締結することで得られる。前記Low-iVTモードは、ローブレーキLBを締結し、ハイクラッチHCを解放し、ハイローブレーキHLBを解放することで得られる。前記2ndモードは、ローブレーキLBを締結し、ハイクラッチHCを締結し、ハイローブレーキHLBを解放することで得られる。前記High-iVTモードは、ローブレーキLBを解放し、ハイクラッチHCを締結し、ハイローブレーキHLBを解放することで得られる。前記Highモードは、ローブレーキLBを解放し、ハイクラッチHCを締結し、ハイローブレーキHLBを締結することで得られる。
【００３４】
これら５つの走行モードについては、エンジンＥを用いないで両モータージェネレータMG1,MG2のみで走行する電動車モード（以下、「EVモード」という。）と、エンジンＥと両モータージェネレータMG1,MG2を用いて走行するハイブリッド車モード（以下、「HEVモード」という。）とに分けられる。よって、図３に示すように、EVモードとHEVモードとを合わせると「１０の走行モード」が実現されることになる。図４にEVモード関連のEV-Lowモードの共線図、EV-Low-iVTモードの共線図、EV-2ndモードの共線図、EV-High-iVTモードの共線図、EV-Highモードの共線図をそれぞれ示す。図５にHEVモード関連のHEV-Lowモードの共線図、HEV-Low-iVTモードの共線図、HEV-2ndモードの共線図、HEV-High-iVTモードの共線図、HEV-Highモードの共線図をそれぞれ示す。
【００３５】
ここで、統合コントローラ６には、アクセル開度APと車速VSPとバッテリS.O.Cによる三次元空間に、前記「１０の走行モード」を割り振った走行モードマップが予め設定されていて、車両の停止時や走行時には、アクセル開度APと車速VSPとバッテリS.O.Cの検出値により走行モードマップが検索され、アクセル開度APと車速VSPにより決まる車両動作点やバッテリ充電量に応じた最適な走行モードが選択される。
【００３６】
前記走行モードマップの選択により、「EVモード」と「HEVモード」との間においてモード遷移を行う場合には、エンジン始動やエンジン停止を要することに伴い、エンジンクラッチECの締結制御やエンジンクラッチECの解放制御、あるいは、これに加え、クラッチ・ブレーキ等の係合要素の締結・解放制御が実行される。また、「EVモード」の５つのモード間でのモード遷移や「HEVモード」の５つのモード間でのモード遷移を行う場合には、クラッチ・ブレーキ等の係合要素の締結・解放制御が実行される。これらのモード遷移制御は、エンジン動作点やモータ動作点の受け渡しが円滑に行われるように、決められた手順にしたがったシーケンス制御により行われる。
【００３７】
［パワー半導体ブリッジの構成］
以下、上記インバータ３のインバータ回路に採用された実施例１のパワー半導体ブリッジの具体的構成について説明する。
図６は、実施例１のパワー半導体ブリッジを示すインバータ回路図である。
【００３８】
前記インバータ３は、直流電源であるバッテリ４と多相交流電源である両モータジェネレータMG1,MG2との間のエネルギー授受を行うために、前記バッテリ４と両モータジェネレータMG1,MG2との間に接続されている。
【００３９】
前記インバータ３内には、直流電圧と三相交流電圧とを互いに変換するインバータ回路としてのパワー半導体ブリッジ３０と、直流電流計測手段３１と、交流電流計測手段３２と、制御回路３３と、を有する。
【００４０】
実施例１に係るパワー半導体ブリッジ３０（＝インバータブリッジ）は、逆方向には自分でON/OFFを行うことの出来る自己消弧素子34U,34V,34W（パワー半導体スイッチ）を用い、順方向には逆並列サイリスタ35U,35V,35W（サイリスタ）を用いた回路としている。
ここで、「自己消弧素子」とは、ゲートに逆電流を流すことによってOFF制御を行うことが出来、ON-OFF制御が出来る素子を総称していい、自己消弧素子としては、例えば、パワートランジスタ、GTOサイリスタ（ゲート・ターン・オフ・サイリスタ）、ＩＧＢＴ（The Insulated Gate Bipolar Transistor）等がある。
また、「サイリスタ」とは、三つ異常のｐｎ結合を持ち、電流を流さないOFF状態と電流を流すON状態の二つの安定した状態があって、ONからOFF、または、OFFからONに制御できる半導体素子をいい、単に「サイリスタ」といえば、逆阻止３端子サイリスタのことをいう。
【００４１】
図７は、実施例１のパワー半導体ブリッジ３０の制御系を示すブロック図である。
実施例１のパワー半導体ブリッジ３０の制御系には、前記バッテリ４の直流電流を計測する直流電流計測手段３１と、両モータジェネレータMG1,MG2の交流電流を計測する交流電流計測手段３２と、各電流計測値と前記モータコントローラ２からのデバイス制御信号による各相電圧指令値を入力し、順方向ブリッジゲート信号と逆方向ブリッジゲート信号を前記パワー半導体ブリッジ３０に出力する制御回路３３と、を有する。
【００４２】
前記制御回路３３は、直流電流計測値と交流電流計測値から負荷短絡または素子異常を判定する異常電流判定手段３３ａと、前記異常電流判定手段３３ａからの異常信号に基づき順方向ブリッジゲート信号を作成し、各逆並列サイリスタ35U,35V,35Wに出力する順方向ブリッジゲート信号作成手段３３ｂと、前記異常電流判定手段３３ａからの異常信号と各相電圧指令値に基づき逆方向ブリッジゲート信号を作成し、各自己消弧素子34U,34V,34Wに出力する逆方向ブリッジゲート信号作成手段３３ｃと、を有する。
【００４３】
前記順方向ブリッジゲート信号作成手段３３ｂは、前記異常電流判定手段３３ａにて正常と判定された場合は、順方向ブリッジの逆並列サイリスタ35U,35V,35WをONとして用い、前記異常電流判定手段３３ａにて異常と判定された場合は、順方向ブリッジの逆並列サイリスタ35U,35V,35WをOFFとする。
【００４４】
次に、作用を説明する。
［パワー半導体ブリッジゲート信号制御処理］
図８は、実施例１の制御回路３３にて実行されるパワー半導体ブリッジ３０のゲート信号制御処理の流れを示すフローチャートで、以下、各ステップについて説明する。
【００４５】
ステップＳ１では、前記バッテリ４の直流電流を計測する直流電流計測手段３１と、両モータジェネレータMG1,MG2の交流電流を計測する交流電流計測手段３２と、からの電流計測値が取り込まれ、ステップＳ２へ移行する。
【００４６】
ステップＳ２では、ステップＳ１で取り込まれた直流電流計測値と交流電流計測値とが過大電流かどうかによりにより、負荷短絡または素子異常か否かが判定され、異常と判定されるとステップＳ６へ移行し、正常と判定されるとステップＳ３へ移行する。
【００４７】
ステップＳ３では、ステップＳ２での正常判定に基づき、各相電圧指令値を取り込み、ステップＳ４へ移行する。
【００４８】
ステップＳ４では、ステップＳ３で取り込まれた各相電圧指令値に基づき、逆方向ブリッジゲート信号を作成（例えば、三角波キャリアとの比較によりＰＷＭ信号を作成）し、ステップＳ５へ移行する。なお、図９に逆方向ブリッジゲート信号の一例を示す。
【００４９】
ステップＳ５では、ステップＳ４で作成された逆方向ブリッジゲート信号を自己消弧素子34U,34V,34Wに出力し、ON信号による順方向ブリッジゲート信号を逆並列サイリスタ35U,35V,35Wに出力する。
【００５０】
ステップＳ６では、ステップＳ２での異常判定に基づき、通常のインバータ装置で行われているように、逆方向ブリッジゲート信号をOFF（ゲートブロック）とすると共に、順方向ブリッジゲート信号もOFF（ゲートブロック）する。
【００５１】
［パワー半導体ブリッジの背景技術］
従来、直流電圧源と交流電圧源との間のパワーフローを、電流の正負・電圧の正負にかかわらず行うことの出来る、いわゆる「四象限運転」の出来るパワー半導体電力変換器のパワー半導体ブリッジ構成としては、次の二つが知られている。
【００５２】
一つは、直流電動機の正逆回転および力行回生運転、つまり四象限運転を行う、サイリスタレオナードと呼ばれるブリッジである。このうち非循環型と呼ばれるものについては、例えば、特開平１０−１１４４７３号公報に記載のものが挙げられる（図１０）。図１０において、順方向ブリッジと逆方向ブリッジ（インバータ）と呼ばれているものであり、トランジスタとダイオードとの直列により一素子を構成しているが、通常はトランジスタやＩＧＢＴのみ、または、サイリスタのみで構成する。順方向ブリッジと逆方向ブリッジに全てトランジスタやＩＧＢＴまたはサイリスタを適用するため、装置が高価になるという欠点があった。また、上記の非循環型では順方向ブリッジと逆方向ブリッジとは電流の方向により使い分けるが、順方向ブリッジの素子と逆方向ブリッジの素子とが一瞬でも同時にONされると、交流側の電源を通して短絡する（交流短絡）ため、電流方向の検出および順方向ブリッジと逆方向ブリッジの切り換えには高度な制御が必要であった。また、上記は非循環型と呼ばれるものであったが、循環型と呼ばれる順方向ブリッジと逆方向ブリッジとの間に直流リアクトルが挿入され、順方向ブリッジと逆方向ブリッジとが同時に運転する形式として、例えば、特開平６−１５３４０１号公報に記載のものが挙げられる（図１１）。この図１１に示す順方向・逆方向が縦列となっているタイプでは、順方向ブリッジと逆方向ブリッジとの間を循環する電流が、直流電源（負荷）を流れる電流のほかに必要となる。これ以外に、順方向ブリッジと逆方向ブリッジとが独立に絶縁された交流電源（本例では相別の二次巻き線をもつ変圧器）を持たねばならず、これが装置自体の力率・効率の悪化や大型化・高価化を引き起こす、という問題点を持っていた。また、素子がサイリスタである場合は自己消弧出来ないことからくる周波数変換上の制限があった。
【００５３】
二つ目は、これらのブリッジ形式での問題点を中・小容量で解決しようとしたのが、現在広く用いられている、逆並列フライホイールダイオードつきの自己消弧素子をもちいたインバータブリッジであり、例えば、特開平８−８８９８２号公報に記載のものが挙げられる（図１２）。このパワー半導体ブリッジでは、自己消弧素子の消弧に伴い、図１３に示すように、同相逆側の逆並列ダイオードに電流が転流するため、順方向ブリッジが自己消弧素子であれば、逆方向ブリッジはダイオード、すなわち無制御半導体素子で構成してよい。中・小容量であるのは、自己消弧素子自体が中・小容量のものしか製造できないことによる。
【００５４】
ところで、上記特開平８−８８９８２号公報の技術説明で言及されているとおり、半導体素子の故障・破壊に伴う各種短絡現象への対処は、パワー半導体電力変換装置の運用上重要である。半導体素子自体は外部からのサージ過電圧や過負荷による過電流にさらされており、これらの要因により一発破壊または劣化が進行し経年破壊する。あるいは、周辺ノイズにより、本来ONしてはならない素子がONしてしまうことにより、各種短絡現象が発生する。このため、これにともなう異常現象を検出し、最もダメージの少ない方法により処理することが必要となる。上記特開平８−８８９８２号公報に記載の技術では、このうち直流短絡（アーム短絡）と呼ばれる現象の結果である過電流を検出し、直流短絡を起こしたアーム（同じ交流端子から直流側プラス極・マイナス極に接続されたパワー半導体素子およびその逆並列ダイオードのペア）の素子を的確にOFFすることにより、他のアームへの事故波及を防止しようとしている。
【００５５】
しかしながら、上記特開平８−８８９８２号公報に記載の異常対策方法は、最初に破壊される素子が破壊により導通状態になってしまった場合には、ほとんど効果がない。すなわち、特開平８―８８９７３号公報に示されているように（図１４）、導通状態になってしまった素子と逆導通フライホイールダイオードを経由して事故電流が流れる。上記従来公報には、負荷側での事故により負荷短絡の過電流が流れた場合に、自己消弧素子を用いて遮断する制御方法が示されているが、この自己消弧素子自体が破壊により短絡導通してしまった場合には、同様の経路により交流電源の短絡が発生し、図１４においては素子に直列のフューズが焼損し、設置されていない場合はダイオードの焼損に至る。
【００５６】
近年のＩＰＭ(Intelligent Power Module)においては、プラス側・マイナス側の素子が同一パッケージ内に実装されていることも多く、その場合は三相全相のモジュールが破損に至ることになる。
【００５７】
［パワー半導体ブリッジ制御作用］
本発明の実施例１のパワー半導体ブリッジ３０においては、上記の「四象限運転しようとして全ての素子をON/OFF可能な素子とすると装置が高価になる」という問題点、「半分の素子をON/OFF素子、残り半分をダイオードとすると、一つの素子の破壊時に他の素子まで全て破壊されてしまう」という問題点を解決する。
【００５８】
すなわち、実施例１では、パワー半導体ブリッジ３０が負荷短絡または素子異常である場合には、図８のフローチャートにおいて、ステップＳ１→ステップＳ２→ステップＳ６へと進む流れとなり、逆方向ブリッジゲート信号がOFF（ゲートブロック）にされると共に、順方向ブリッジゲート信号もOFF（ゲートブロック）にされるため、両モータジェネレータMG1,MG2→破壊した素子→逆並列サイリスタ35U,35V,35Wを経由して流れる交流短絡電流を遮断し、もって他相のパワー半導体素子の破壊を防ぐことが出来る。
【００５９】
このとき、逆並列サイリスタ35U,35V,35Wは、逆方向ブリッジに用いられている自己消弧素子34U,34V,34Wより安価であること、また、逆並列サイリスタ35U,35V,35Wが自己消弧素子34U,34V,34Wより熱耐量は大きいことから短絡電流通電時にも破壊しにくいため、安価なパワー半導体ブリッジ３０の構成によって、事故波及の悪影響防止を飛躍的に高めることが可能となる。
【００６０】
次に、効果を説明する。
実施例１のパワー半導体ブリッジ３０にあっては、下記に列挙する効果を得ることが出来る。
【００６１】
(1) バッテリ４と両モータジェネレータMG1,MG2との間のエネルギー授受を行うために、バッテリ４と両モータジェネレータMG1,MG2との間に接続されるパワー半導体ブリッジ３０であって、逆方向ブリッジには自分でON/OFFを行うことの出来る自己消弧素子34U,34V,34Wを用い、順方向ブリッジには逆並列サイリスタ34U,34V,34Wを用いたため、安価な構成としながら、一つの素子の破壊時等において他の素子への事故波及を防止することが出来る。
【００６２】
(2) 前記直流電源の直流電流を計測する直流電流計測手段３１と、前記多相交流電源の交流電流を計測する交流電流計測手段３２と、直流電流計測値と交流電流計測値から負荷短絡または素子異常を判定する異常電流判定手段３３ａと、前記異常電流判定手段３３ａにて正常と判定された場合は、前記順方向ブリッジの逆並列サイリスタ34U,34V,34WをONとして用い、前記異常電流判定手段３３ａにて異常と判定された場合は、順方向ブリッジの逆並列サイリスタ34U,34V,34WをOFFとする順方向ブリッジゲート信号を作成する順方向ブリッジゲート信号作成手段３３ｂと、を有するため、交流電源→破壊した素子→サイリスタを経由して流れる交流短絡電流を遮断し、もって他相のパワー半導体素子の破壊を防ぐことが出来る。
【００６３】
以上、本発明のパワー半導体ブリッジを実施例１に基づき説明してきたが、具体的な構成については、この実施例１に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【００６４】
例えば、実施例１では、便宜上、交流電源が三相のみとなっているが、複合電流を作る関係から三相と六相に対するパワー半導体ブリッジの構成を有するものとする。そして、交流電源の相数に関しては、二相以上の交流であれば同じ効果が得られる。
【００６５】
また、逆方向ブリッジゲート信号については、三角波キャリアとの比較によるＰＷＭ信号とする例を示したが、ＰＷＭ信号をはじめとする通常のインバータの各種作成法があり、他の作成法を採用しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明のパワー半導体ブリッジは、実施例１に示すようなハイブリッド変速機のモータジェネレータを駆動するインバータとしての適用例に限らず、直流電源と多相交流電源との間のエネルギー授受を行うために、直流電源と多相交流電源との間に接続されるパワー半導体ブリッジであれば、勿論、他の機器類にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】実施例１のパワー半導体ブリッジを有するインバータが適用されたハイブリッド変速機を示す全体システム図である。
【図２】ハイブリッド変速機において各走行モードでの３つの係合要素の締結・解放状態を示す図である。
【図３】ハイブリッド変速機において電気自動車モードでの５つの走行モードとハイブリッド車モードでの５つの走行モードでのエンジン・エンジンクラッチ・モータジェネレータ・ローブレーキ・ハイクラッチ・ハイローブレーキの各作動表を示す図である。
【図４】ハイブリッド変速機において電気自動車モードでの５つの走行モードを示す共線図である。
【図５】ハイブリッド変速機においてハイブリッド車モードでの５つの走行モードを示す共線図である。
【図６】本発明の実施例１に係るパワー半導体ブリッジを示すインバータ回路図である。
【図７】本発明の実施例１に係るパワー半導体ブリッジの制御系を示すブロック図である。
【図８】実施例１の制御回路３３にて実行されるパワー半導体ブリッジ３０のゲート信号制御処理の流れを示すフローチャートである。
【図９】逆方向ブリッジゲート信号の一例を示す図である。
【図１０】従来例１に係るパワー半導体ブリッジを有する非循環型回路図である。
【図１１】従来例２に係るパワー半導体ブリッジを有する循環型回路図である。
【図１２】従来例３に係る自己消弧素子を用いたパワー半導体ブリッジを有する回路図である。
【図１３】従来例３において消弧による逆並列ダイオードへの転流（一相分）を示す作用説明図である。
【図１４】従来例４に係るフライホイールダイオードによる交流短絡が生じるパワー半導体ブリッジを有する回路図である。
【符号の説明】
【００６８】
Ｅ  エンジン
MG1  第１モータジェネレータ（多相交流電源）
MG2  第２モータジェネレータ（多相交流電源）
OUT  出力軸
PG1  第１遊星歯車
PG2  第２遊星歯車
PG3  第３遊星歯車
EC  エンジンクラッチ
LB  ローブレーキ
HC  ハイクラッチ
HLB  ハイローブレーキ
３  インバータ
４  バッテリ（直流電源）
３０  パワー半導体ブリッジ
３１  直流電流計測手段
３２  交流電流計測手段
３３  制御回路
３３ａ  異常電流判定手段
３３ｂ  順方向ブリッジゲート信号作成手段
３３ｃ  逆方向ブリッジゲート信号作成手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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