(57)【要約】  【課題】ジャック、クランプ端子および両者の端子を電気的に結合する回路基板等から構成される多対多芯の通信用モジュラージャックにおいて、対間の近端漏話減衰量および遠端漏話減衰量を所定値以上に確保せしめる手段を提供すること。  【解決手段】上記モジュラージャックにおける線路インピーダンスをZ0、周波数をf 、近端漏話減衰量および遠端漏話減衰量の最低所要値をNEXTおよびFEXTとしたとき、線路対間の相互インダクタンスM k および結合容量C k を数式｜M k /Ck ｜＝(Z0 / ２)2および2 πf ｜M k ｜/Z0 ≦10-FEXT/20  を満足するよう設定する。  【選択図】図14
2005259390.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各往復線路対の特性インピーダンスがZ0である多チャンネル通信伝送系において、信号角周波数ω時のチャンネル間近端漏話減衰量および遠端漏話減衰量の最小値をそれぞれNEXTおよびFEXTとしたとき、チャンネル対間結合容量C k と結合相互インダクタンスM k をそれぞれ
C k M k ＜0 
かつ
｜C k ｜≦4(10-NEXT/20−10-FEXT/20)/2 ω
｜M k ｜≧Z0(10 -NEXT/20＋10-FEXT/20)/ω
を満足すべく設定したことを特徴とする通信用ケーブル、あるいは通信用モジュラージャック、クランプ端子もしくは両者を含む通信用モジュラーローゼット。
【請求項２】
モジュラージャックやクランプ端子、もしくはこれらを電気的に結合する回路基板など、２種以上の構成要素から成り、かつ近端漏話減衰量が遠端漏話減衰量より大なることを要する多チャンネル通信伝送系において、チャンネル対間の結合容量C k と結合相互インダクタンスM k を
Ck ＝−4Mk /Z02
なる関係式を満たし、かつ、所定の周波数f における遠端漏話減衰量の所要値FEXTに対して
2 πf ｜M k ｜/Z0 ≦10-FEXT/20
なる不等式が成り立つように設定したことを特徴とする通信用ケーブル、あるいは通信用モジュラージャック、クランプ端子もしくは両者を含む通信用モジュラーローゼット。
【請求項３】
モジュラージャックにおけるチャンネル対間結合相互インダクタンスと対応するクランプ端子のチャンネル間結合相互インダクタンスが逆極性で相互に相殺しあうような端子配列を選定したことを特徴とする多チャンネル通信用モジュラーローゼット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声ないしデータを対象とした多チャンネル伝送系、より詳細には対間漏話を問題とする配線システムを構成するUTP ケーブル、接続用のモジュラージャック、クランプ端子、もしくはそれら両者を含むモジュラーローゼットに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
LAN に代表される情報配線システムでは、多線条多対の往復伝送路が用いられる。伝送媒体としてはメタリックのUTP(Unshielded Twisted Pair)ケーブルが一般的である。接続用のコネクタとしては、モジュラージャックとクランプ端子および両者を電気的に結ぶ線路もしくはプリント配線基板（以下PCB(Printed Circuit Board)と略す）を加えたものを構成要素とするモジュラーローゼットが用いられる。
【０００３】
図１に室内の任意の場所に設置する露出型モジュラーローゼットのユニット部の外観を示す。図２は同ローゼットの構成である。同ローゼットはプラグ付きケーブルを終端するモジュラージャック１、ケーブル芯線をクランプする端子を収納したクランプケース２、クランプしたケーブルを開放するケーブル芯線解除ボタン３、上記部品を搭載する基板４、その基板を搭載するベース５およびカバー６からなる。
【０００４】
図３，４に壁面に設置される埋込型モジュラーローゼットの外観を示す。図３は同ローゼットをモジュラージャック側から見た斜視図、図４はクランプ端子側から見た斜視図である。図５に埋込型モジュラーローゼットの構成を示す。プラグ付きケーブルを終端するモジュラージャック７、ケーブル芯線をクランプするクランプ端子８、クランプしたケーブルを開放するケーブル芯線解除ボタン９、上記部品を搭載する基板10、その基板を搭載するベース11およびカバー12からなる。
【０００５】
なお、これらの露出型および埋込型モジュラーローゼットのクランプ端子は逆止作用をもつS バネ式のクランプ端子（特許文献１記載の日本電信電話株式会社型番NMJ-8 およびWUK-8 などに採用されている端子）である。
【０００６】
配線システムを構成するケーブルやモジュラーローゼットあるいはモジュラージャックやクランプ端子など多線条多対の伝送要素（以下多線条要素と呼ぶ）においては、対間の漏話を所定以上の減衰量に抑制しなくてはならない。なぜなら対間の漏話は伝送信号にとって符号誤りをひきおこす大きな要因となるからである。
【０００７】
多線条要素における漏話制御は一般に簡単ではない。とくに伝送速度が高速になると、漏話減衰量に対する要求が飛躍的に厳しくなる。例えばLAN 配線系の国際規格TIA/EIA-568-B.2 （非特許文献１）で規定されるモジュラーローゼットの近端および遠端漏話減衰量はエンハンストカテゴリー5 （Cat.5eと記す）では100MHzにおいて43dBおよび35.1dBであるが、最高250MHzまで用いるカテゴリー6 （Cat.6 と記す）では、これが54dBおよび43.1dBと、大幅に強化されている。
【０００８】
最高信号周波数100MHzまでのCat.5eにおいて、モジュラージャック14としてRJ−45、クランプ端子15として110 型と呼ばれるU スリットを用いたモジュラーローゼット（図6 ）では、対間結合容量を極小化するだけで、所定の漏話減衰量を実現することが可能であった。逆止作用をもつS バネ式のクランプ端子でも図２の露出型のように端子間隔が開いたタイプでは結合容量だけに着目するだけでよかったが、S バネ式でも図5 埋込型のように対向面積の広い金属バネホルダが狭い間隔で並ぶタイプでは、対間の結合容量だけではなく、相互インダクタンスの影響をも考慮しなければCat.5eでも十分な特性マージンを得ることは難しい。
【０００９】
従来、所定以上に漏話制御されたモジュラーローゼットの実現手段には統一的定量的手法というものはなく、各製造メーカごとに独自のノウハウで設計されてきた。一般にはモジュラージャックピンとクランプ端子を結ぶ線路もしくはPCB のパタンを漏話量を測定しながらカット・アンド・トライで形成する方法が採られている。試作基板の種類が１００種以上にのぼることもけっして珍しくない。
【００１０】
さらにCat.6 対応のモジュラージャックは現在市場に何種類か流通しているものの、配線システムにおいて最も重要な近端漏話減衰量（以下NEXTと略記する）もしくは遠端漏話減衰量（以下FEXTと略記する）においてすら規格割れしているものも少なくないのが現状である。当該分野の大きな問題である。
【特許文献１】実公平7-43963 号公報
【非特許文献１】TIA/EIA-568-B.2 “Commercial Building Telecommunications CablingStandard, Part 2 : Balanced Twisted-Pair Cabling Components ”May 2001
【非特許文献２】竹山説三著「電磁気学現象理論」、丸善昭和18年
【非特許文献３】電子情報通信学会平成15年9 月  ソサエティ大会予稿集C-5-1 「多線条伝送路の漏話補償に関する一考察」
【非特許文献４】電子情報通信学会平成15年9 月  ソサエティ大会予稿集C-5-2 「電話用埋込型ローゼットのCat.5e化」
【非特許文献５】電子情報通信学会EMD 技報EMD2003-98「LAN9ネクタ の漏話制御に関する考察」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上述の状況に鑑み、カット・ アンド・ トライにたよってきた高速LAN 用モジュラーローゼットの開発設計において、確実な漏話特性の実現と開発工数縮減の手段を確立することが本発明の目的である。そのためには、まず対象とする複数対線路の等価モデルを設定し、制御可能なパラメータによってNEXTおよびFEXTを解析表現しなければならない。その上でNEXTおよびFEXTを所定値以上とするための数値的具体条件を明らかにし、以って所定の漏話特性を実現することが本発明の課題である。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題解決のため、本発明では図７および図8 のような漏話モデルを想定する。前者は電磁結合、後者は静電結合に対応する。両図において線路1/2 を誘導対、線路3/4 を被誘導対とする。2 組の往復線路間には浮遊容量と相互インダクタンスが存在する。それぞれをM ijおよびC ijとする。添字i,j は線路1 〜4 に相当する。誘導対に実線方向に信号電流が流れると、M ijおよびC ijのアンバランスによって、被誘導対にはそれぞれ点線方向に漏話電流が流れる。
【００１３】
図７および図８のブリッジ等価回路を図９と図１０に示す。ここで両ブリッジのバランスがほぼ保たれていると仮定すると、両線路対間のアンバランスすなわち相互インダクタンスM k および結合容量C k はよい近似で次式であたえられる。
（数式1 ）
M k ＝ M13＋M24 −M14 −M23 →0 
（数式２）
C k ＝ C13＋C24 −C14 −C23 →0 
【００１４】
これらは2 組の往復線路間の電磁結合および静電結合による漏話電流を規定するもので、それらをI Mk、I Ckで表すと、
（数式３）
I Mk＝j ω(Mk /2Z0)I0 
（数式４）
I Ck＝j ω(Ck Z0/8)I0 
であたえられる。
【００１５】
等価回路をさらに簡単化すると図11および図12のように表すことができる。ここで漏話電流の方向に注意しなくてはならない。すなわち図11の電磁結合の場合には近端と遠端で漏話電流の向きが逆になるのに対し、図12の静電結合の場合には同じ向きとなる。よって両端における漏話電流I NE、I NEは数式３，４より次式であたえられる。
（数式５）
I NE＝I Ck＋I Mk＝j ω(Ck Z0/8＋M k /2Z0) 
（数式６）
I FE＝I Ck−I Mk＝j ω(Ck Z0/8−M k /2Z0) 
【００１６】
数式５，６より近端および遠端における漏話電流にはトレードオフ関係にあることが了解されよう。これはコネクタの調整段階で日常経験することで、近端漏話減衰量（NEXT）を大きくすれば遠端漏話減衰量（FEXT）が小さくなるいっぽう、逆の現象もおこるということである。
【００１７】
TIA の規格では、表1 のようにFEXTよりもNEXTのほうが重視されている。
（表１）
┌────────┬───┬──┬─────────┬────────┐
│    項目        │記号  │単位│   Cat.5e 規格    │   Cat.6規格    │
│                │      │    │（周波数100MHz）  │（周波数100MHz）│
├────────┼───┼──┼─────────┼────────┤
│近端漏話減衰量  │NEXT  │ｄB │     43.0min      │    54.0min     │
├────────┼───┼──┼─────────┼────────┤
│近端漏話減衰量  │FEXT  │ｄB │     35.1min      │    43.1min     │
├────────┼───┼──┼─────────┼────────┤
│  反射減衰量    │ RL   │ｄB │     20.0min      │    25.0min     │
├────────┼───┼──┼─────────┼────────┤
│  挿入損失      │ IL   │ｄB │     0.4max       │    0.2max      │
└────────┴───┴──┴─────────┴────────┘
【００１８】
ひとまずI NE＝0 、すなわちNEXT→∞とおいてみると、数式５よりかんたんに
（数式７）
｜M k /Ck ｜＝(Z0 / ２)2
なる条件式が得られる。
【００１９】
すなわち結合容量と結合相互インダクタンスの比の平方根が線路インピーダンスの半分になったとき、近端漏話がゼロ（NEXT→∞）となることがわかる。これが本発明において見出されたNEXT最大化の具体的条件である。
【００２０】
このときのFEXT値を求めると、FEXT = 20log｜I0 / IFE｜であるから、数式７を数式6 に反映させることによって次式のように求めることができる。
（数式8 ）
FEXT＝−20log10 ｛ω｜M k ｜/Z0 ｝
【００２１】
上式より所定の周波数f におけるFEXT所要値を確保するためのM k の条件を求めると、
（数式9 ）
2 πf ｜M k ｜/Z0 ≦10-FEXT/20 
となる。すなわち数式７および数式９が満足される場合には、NEXTが無限大かつFEXT値が所定値以上に確保されることが了解されるであろう。ただしNEXTが無限大になるとはいっても、線路内の直列インダクタンスの影響などにより、じっさいには多少NEXT値がなまるが、設計上狙うべき条件は上記のとおりである。
【００２２】
ここで一般的な場合における近端漏話減衰量NEXTおよび遠端漏話減衰量FEXTを求めておくと、数式５，６から、
（数式１０）
NEXT＝−20log10 ｛ω(Ck Z0/8＋ Mk /2Z0 )｝
（数式１１）
FEXT＝−20log10 ｛ω(Ck Z0/8− Mk /2Z0 )｝
なる式が得られる。図13はZ0＝100 Ω、f ＝100MHzとしてグラフ化したものである。横軸を結合容量C k 、縦軸を漏話減衰量とし、結合相互インダクタンスM k をパラメータにとった。同図によれば、C k が小さいときはNEXT、FEXTともに一定値をとる。C k の増大とともにNEXTは上昇、数式７を満たすC k 値に至って無限大となる。その後はオクターブ6dB の傾斜で減少する。FEXTはC k の増加とともに漸減、NEXT無限大後はオクターブ6dB 傾斜で減少する。
【００２３】
パラメータのM k でみると、M k が小さいほどNEXT、FEXTともに大きくなることがわかる。逆にいえば、M k が決まるとNEXTはC k によって無限大にすることができるが、FEXTは一定値以上に伸ばすことができない。トレードオフのゆえんである。
【００２４】
数11、12を別の表現でグラフ化したものが図14である。横軸縦軸にNEXT、FEXTをとり、グラフ内にM k とC k を目盛った。これにより、NEXTとFEXTをあたえれば所定のM k 、C k が求まり、逆にM k とC k がわかればそのときのNEXT、FEXTを読み取ることができる。これをクロストークチャートと命名する。
【００２５】
以上所定のNEXT、FEXT値を実現するための相互インダクタンスM k および結合容量
C k が満たすべき数値的具体要件があきらかとなった。後述するように、基板上の線路間では、相互インダクタンスよりも結合容量を制御するほうが自由度があって容易である。従って、コネクタの設計にあたっては、まず基板上にジャックとクランプ端子間の信号パスをM k が最小となるように引きまわし、しかる後対間の結合容量を所定値に制御するという手順になる。
【００２６】
漏話補償の対象とする対間の相互インダクタンスMkを小さく抑えるには、基板上で新たにM ｋを創出することも有効であるが、それ以前に他のデバイスであるジャックと端子それぞれのMkを評価し、両者が逆特性で互いに相殺しあうような端子配列を選ぶことはさらに有効な手段である。
【００２７】
具体の実施例に先立ち基板上の線路間で相互インダクタンスと結合容量を制御する方法について述べる。
【００２８】
往復線路間の相互インダクタンスは線路閉回路によって発生する磁束の鎖交割合から求めることができる（竹山説三著「電磁気学現象理論」第15章、丸善昭和18年）。図15のような(1)(2)および(3)(4)のような2 対の往復線路があるとすると、対間の相互インダクタンスM k は次式であたえられる。
（数式１２）
Mk＝（μ0l /2 π）log e ｛（１＋α）（1 −α）｝(H) 
ここに
（数式１３）
α＝a/b 
ａは線路間隔、b は対間隔、l は線路長、μ0 は真空透磁率である。数式１２，１３からも分かるとおり、いずれかの往復線路の往路と復路を入れ替えることによってM k の極性を逆転させることができる。図16テストピースによる実験検証結果を示す。計算値と実測値がよく一致している。以上により基板上のM k は線路間隔、線路対間距離および線路長などによって制御できることが了解されるであろう。
【００２９】
つぎに結合容量C k の制御について述べる。C k 制御は所定の線路間に容量付加することによって比較的容易に行うことができる。付加容量の形式は基板を挟むプレート型でも可能だが、同一面内で構成できるインターディジタル型のほうが調整が容易である。図17はテストピースによってディジタル段数と容量値を実験的に求めた結果である。数pFオーダの容量制御が可能である。
【００３０】
図18はテストピースを作成して検証した漏話モデルの特性である。実線はM k 、C k の測定値から求めた漏話減衰量の計算値、プロットが実測値である。両者が比較的よい一致を示していることから、上述してきた漏話解析と設計要件が正当なものであることが了解される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
実際例として、図3 ，4 に示すような従来の埋込み型電話用ローゼットを回路基板の変更のみによってCat.5e化した結果について説明する。本コネクタは通常のLAN コネクタ（図６）と異なり、クランプ端子にリリース機構をもつ前述のS 型スプリングを採用、成端後のリトライが可能であるという点で独自性をもつものであるが、図５のように金属製のスプリングホルダが1mm 間隔で10mm2 以上の面積で対向していることから、電磁気的境界条件が複雑であることが予想された。実際、IDC 端子を用いたものでは容量バランスだけで特性を出すことが容易であったが、本コネクタでは本発明のように相互インダクタンスをも考慮した回路設計が必要である。
【００３２】
LAN コネクタにおいては8 極8 芯のうち端子12、36、54および78が対をなしている。プラグおよびジャック部では端子番号が1 から8 まで順番に並ぶことから、対54を対36が跨ぐ形となる。このため36/54 対間のアドミタンスバランスがもっとも悪く、漏話補償上最大のネックとなることはよく知られているとおりである。したがって説明の簡単のため、以下36/54 間の漏話補償について説明する。
【００３３】
図19，20に実施例における基板回路パタンを示す。36/54 間の結合相互インダクタンスMkは0.57nHであった。上述の設計要件による結合容量の最適値は特性インピーダンスZ0＝100 Ωとして数式７より計算されるごとく-0.23pF である。各線間にインターディジタルコンデンサを付加することによって結合容量を上記の値近くに設定した上でNEXTが最大化されるように付加容量の微調整をはかった。その結果100MHzにおけるNEXT値は63dBとなった。そのときのC k 値は-0.60pF であった。M k とC k から求めたNEXT、FEXTの計算値（51dB、44dB）と実測値（63dB、54dB）は比較的よく一致している。
【００３４】
Ckの最適値やNEXT、FEXTには計算値と実測値に０．数ｐF もしくは１０ｄB 程度のずれがあるがこれはM ｋ、Ckの測定精度や特性インピーダンスの不整合等によるものであって、100MHzオーダの高周波域にあっては良い対応と見なすことができる。
【００３５】
また36/54 以外の端子においても、モジュラージャックにおけるMkとクランプ端子のMkが逆極性で相互に相殺しあうような端子配列を選定しているため、Mkは最大でも1nＨと低く押さえることができた。その結果全ペア間のNEXT，FEXTの周波数特性はそれぞれ図21、22のようになり、１MHz 〜100MHzの全周波数範囲における最悪値マージンはCat.5e規格に対して、NEXT，FEXTとも5 ｄB 程度確保できている。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】従来の露出型LAN コネクタのユニット部の斜視図
【図２】同上、分解斜視図
【図３】従来の埋込型LAN コネクタをモジュラージャック側から観察した斜視図
【図４】同上、クランプ端子側から観察した斜視図
【図５】同上、分解斜視図
【図６】従来の110 型LAN コネクタの斜視図
【図７】本発明の課題解決手段に関する電磁結合による漏話モデル
【図８】同上、浮遊容量による漏話モデル
【図９】同上、電磁結合による漏話モデルの等価回路表現
【図１０】同上、浮遊容量による漏話モデルのブリッジ等価回路表現
【図１１】同上、電磁結合による漏話モデルを簡略化した等価回路
【図１２】同上、浮遊容量による漏話モデルを簡略化した等価回路
【図１３】同上、結合相互インダクタンスをパラメータとしたときの結合容量−漏話特性計算値を示すグラフ
【図１４】同上、クロストークチャート
【図１５】同上、テストピース例を示す図
【図１６】同上、線路長−結合インダクタンス特性を示すグラフ
【図１７】同上、インタデジタルキャパシタ段数−容量特性を示すグラフ
【図１８】同上、結合容量−漏話特性測定値（結合相互インダクタンス一定）の図
【図１９】本発明実施例における、埋込型電話用ローゼットの基板の部品面パタン図
【図２０】同上、埋込型電話用ローゼットの基板の半田面パタン図
【図２１】同上、埋込型電話用ローゼットのNEXT特性を示すグラフ
【図２２】同上、埋込型電話用ローゼットのFEXT特性を示すグラフ
【符号の説明】
【００３７】
１  露出型のモジュラージャック
２  同上、クランプケース
３  同上、ケーブル芯線解除ボタン、
４  同上、基板
５  同上、ベース
６  同上、カバー
７  埋込型ローゼットのモジュラージャック
８  同上、クランプ端子
９  同上、ケーブル芯線解除ボタン
１０  同上、基板
１１  同上、ベース
１２  同上、カバー
１３  １１０型LAN コネクタ
１４  １１０型LAN コネクタのモジュラージャック
１５  １１０型クランプ端子
【図１】
2005259390.tif 000003
【図２】
2005259390.tif 000004
【図３】
2005259390.tif 000005
【図４】
2005259390.tif 000006
【図５】
2005259390.tif 000007
【図６】
2005259390.tif 000008
【図１３】
2005259390.tif 000009
【図７】
2005259390.tif 000010
【図８】
2005259390.tif 000011
【図９】
2005259390.tif 000012
【図１０】
2005259390.tif 000013
【図１１】
2005259390.tif 000014
【図１２】
2005259390.tif 000015
【図１４】
2005259390.tif 000016
【図１５】
2005259390.tif 000017
【図１６】
2005259390.tif 000018
【図１７】
2005259390.tif 000019
【図１８】
2005259390.tif 000020
【図１９】
2005259390.tif 000021
【図２０】
2005259390.tif 000022
【図２１】
2005259390.tif 000023
【図２２】
2005259390.tif 000024