(57)【要約】【課題】１８５ＭＨｚ帯の水晶発振回路の出力周波数を段間のインピーダンスマッチングのためのコレクタ接地増幅回路とバッファ回路とで構成される増幅回路で多段逓倍増幅して７００ＭＨｚ帯の高周波発振出力を得ようとすると、目標の−４０ｄＢ以下のスプリアス特性が得られない。【解決手段】ハイパスフィルタ２０１とローパスフィルタ２０２の直列回路で構成され、合成されたπ型インピーダンス整合回路１０８ａを、従来回路のインピーダンス変換回路１０９に付加接続し、前記π型インピーダンス整合回路１０８ａのコンデンサＣ２１とインピーダンス変換回路１０９の出力回路コンデンサＣ１８とを合成したインピーダンス整合回路１０８を高周波逓倍増幅回路の出力回路とする。【選択図】図２
2005101964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数段の逓倍増幅回路によって所望の周波数の高周波出力信号を得る高周波逓倍発振回路であって、
出力部にハイパスフィルタ回路とローパスフィルタ回路の直列回路を付加することにより、前記高周波逓倍発振回路と負荷回路間のインピーダンスのマッチングをとりスプリアス特性の改善を図ったことを特徴とする高周波逓倍発振回路。
【請求項２】
前記高周波逓倍発振回路が、共振周波数が１８０ＭＨｚ帯の圧電振動子を用いた発振段と段間のインピーダンスマッチングのためのコレクタ接地増幅回路とバッファ回路とで構成され、前記発振段出力を４逓倍して７００ＭＨｚ帯の出力周波数の信号を出力する高周波逓倍発振回路であることを特徴とする請求項１に記載の高周波逓倍発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路に関し、特に優れたスプリアス特性を有する高周波逓倍発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
情報通信インフラの伝送速度の高速化に伴い、クロック周波数源である発振器に対する高周波化の要求は増々強くなっている。周波数安定度の高い水晶発振器において200ＭＨｚ以上の高周波発振出力を得るには、ＰＬＬ発振回路、オーバートーン発振回路あるいは逓倍回路等を用いるのが一般的である。
これら各種発振回路のうち、電圧制御型発握器（以下ＶＣＯと称す）を用いたＰＬＬ発振回路は、所望の高周波領域にて発振するＶＣＯの出力信号をフイードバックし、周波数安定度の高い内部基準信号（水晶発振器等）との位相比較を行うことにより、高周波出力の安定度を保っている。
この内部に設けた位相比較器の出力信号は交流成分を多く含むので、不要な領域の周波数成分を除去するためにループフィルターを必要としているが、このループフィルターの帯域外においてはＰＬＬ発振回路の位相雑音特性が劣化するという特徴をもっている。
一方、オーバートーン発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器（以下、ＶＣＸＯという）の場合は、そのオーバートーン次数の二乗に比例して周波数の可変感度が劣化するため、周波数制御範囲を広くすることが困難となる。
【０００３】
したがって、周波数制御範囲を広くし、かつ良好な位相雑音特性を得るためには、逓倍方式を用いたＶＣＸＯが最も適していると言える。逓倍方式のＶＣＸＯにおいては、所望の高周波成分を選択するための周波数選択手段として近年ではＳＡＷフィルタを用いたものも提案きれているが、設計変更の自由度や、コスト面を考慮すると、ＳＡＷフィルタよりもコイルとコンテンサによる周波数選択回路を採用した方が有利である。
【０００４】
周波数選択回路としてコイルとコンデンサを用いた逓倍方式によるＶＣＸＯの従来例とし、本出願人が特願2003-111156号において開示したＶＣＸＯがある。
図４は、同号に開示されたＶＣＸＯを再掲した電気回路図である。同図に示すように、本ＶＣＸＯは、コルピッツ型水晶発振回路１０１の出力信号よりインダクタＬ１とコンデンサＣ３の共振回路である周波数選択回路１０２、及びインダクタＬ２とコンデンサＣ５の共振回路である周波数選択回路１０３によって所望の周波数のみを取出し、次段のコレクタ接地増幅回路１０４でインピーダンスのマッチングをとり、次のエミッタ接地増幅回路１０５によって出力レベルを大きくして、さらに、インダクタＬ３とコンデンサＣ９の共振回路である周波数選択回路１０６及びインダクタＬ４とコンデンサＣ１１の共振回路である周波数選択回路１０７により取出した所望の周波数をインピーダンス変換回路１０９を介してＯＵＴ端子より出力するものである。
【０００５】
前記コルピッツ型水晶発振回路１０１は、発振用トランジスタＱｌのベースに抵抗Ｒ１、Ｒ２から成るベースバイアス回路を接続すると共に、ベースと接地との間に負椅容量の一部を構成する固定コンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を接続し、更に、この直列回路の接続中点とトランジスタＱ１のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ３を接続する。
また、水晶振動子Ｙ１の一端にはトランジスタＱ１のベースを接続し、他端は接地している。
【０００６】
前記コレクタ接地増幅回路１０４は、トランジスタＱ２のベースに抵抗Ｒ４、Ｒ５から成るベースバイアス回路を接続すると共に、エミッタと接地との間にエミッタ抵抗Ｒ６を接続したものであり、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有するインピーダンスマッチング回路を形成している。
【０００７】
前記エミッタ接地増幅回路１０５は、増幅用トランジスタＱ３のベースに抵抗Ｒ７、Ｒ８から成るベースバイアス回路を接続すると共に、トランジスタＱ３のエミッタと接地との間にバイアス抵抗Ｒ９とバイパスコンデンサＣ８が接続されて高周波的に接地されており、所謂バッファ回路として機能している。
【０００８】
前記インピーダンス変換回路１０９は、インダクタＬ５と並列に固定コンデンサＣ１７、Ｃ１８の直列回路が接続されており、この直列回路の接続中点より出力を取出すことによって、所望の周波数において出力端側とのインピーダンスマッチングが取れるよう調整している。
【０００９】
コンデンサＣ４、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ１０及びＣｌ２は結合コンデンサであり、小さな値とすることにより各回路間を疎結合にして所望の高周波数帯における各回路間の影響を極力抑えるようにしている。電源Ｖｃｃは固定コンデンサＣ１６により高周波的に接地されている。
【特許文献１】特願２００３−１１１５６号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図４に示される回路は、６００ＭＨｚ帯の発振出力に対応した回路構成あり、発振器に対する更なる高周波化の要求に応ずべく、同じ回路構成おいて、発振段に１８５ＭＨｚの水晶振動子を用い、この発振周波数を４逓倍して７４０ＭＨｚの出力周波数を出力する発振回路を、図５の回路定数表に示される回路部品で構成し、そのスプリアス特性を計測した。
その結果は、図６のスプリアス特性図に示すように、−３２ｄＢであった。即ち、図４に示される回路構成においては、７００ＭＨｚ帯の発振回路であってスプリアス除去率が−４０ｄＢ以下の目標の発振回路を構成するのは困難であるという問題があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、簡単な回路構成で優れたスプリアス特性が得られる高周波逓倍発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、請求項１においては、複数段の逓倍増幅回路によって所望の周波数の高周波出力信号を得る高周波逓倍発振回路であって、出力部にハイパスフィルタ回路とローパスフィルタ回路の直列回路を付加することにより、前記高周波逓倍発振回路と負荷回路間のインピーダンスのマッチングをとりスプリアス特性の改善を図ったことを特徴とする。
また、請求項２においては、請求項１に記載の高周波逓倍発振回路において、前記高周波逓倍発振回路が、共振周波数が１８０ＭＨｚ帯の圧電振動子を用いた発振段と段間のインピーダンスマッチングのためのコレクタ接地増幅回路とバッファ回路とで構成され、前記発振段出力を４逓倍して７００ＭＨｚ帯の出力周波数の信号を出力する高周波逓倍発振回路あることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の水晶発振回路においては、従来の高周波逓倍発振回路の出力部にハイパスフィルタ回路とローパスフィルタ回路の直列回路で構成されたインピーダンス整合回路を付加することにより、該高周波逓倍発振回路と負荷回路間のインピーダンスマッチングを精度高くとる構成にしたので、例えば、１８５ＭＨｚの発振回路出力を４逓倍して７４０ＭＨｚの発振出力を得る発振回路において、−４０ｄＢのスプリアス除去特性が得られ、従来回路より８ｄＢの改善結果が得られた。
この結果、本発振回路は、ますます高周波化する水晶発振器に対して、簡単な回路で所定のスプリアス特性を持つ発振器を提供する上で大いに効果を表す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明を図面に示した実施の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる４７０ＭＨｚ高周波逓倍発振回路の実施の一形態例を示す図で、（ａ）は電気回路図、（ｂ）は同回路の回路定数表である。
同図（ａ）に示すように、本発振回路は、コルピッツ型水晶発振回路１０１と、周波数選択回路１０２、１０３と、コレクタ接地増幅回路１０４と、エミッタ接地増幅回路１０５と、周波数選択回路１０６、１０７と、インピーダンス整合回路１０８とで構成される。
本発振回路の前記コルピッツ型水晶発振回路１０１と周波数選択回路１０２、１０３とコレクタ接地増幅回路１０４とエミッタ接地増幅回路１０５と周波数選択回路１０６、１０７の機能動作は、図４に示す従来の発振回路の同一符号の各構成部位の機能動作と同一である。そして、前記インピーダンス整合回路１０８は、本発明の発振回路の特徴として、以下に述べるように構成される。
したがって、図４と共通部分の説明を省略して、主としてインピーダンス整合回路１０８の機能動作について説明する。
【００１４】
図２は、前記インピーダンス整合回路１０８の構成を説明する回路図である。
同図（ａ）に示すように、前記インピーダンス整合回路１０８の基本構成は、図４のインピーダンス変換回路１０９に、コンデンサＣ２１とインダクタＬ２１とから成るハイパスフィルタ２０１と、インダクタＬ２２とコンデンサＣ２２とから成るローパスフィルタ２０２との直列回路で構成されるインピーダンス整合回路１０８ａを接続した回路構成とする。
このハイパスフィルタ２０１は、図４の出力（ＯＵＴ）端における出力インピーダンスと基準のインピーダンスとの間でインピーダンス整合がとれた整合回路を形成し、ローパスフィルタ２０２は、前記基準のインピーダンスと本発振回路の負荷インピーダンスとの間でインピーダンス整合がとれた整合回路を形成する。
そして、前記ハイパスフィルタ２０１とローパスフィルタ２０２とはインダクタＬ２１及びＬ２２とを合成することによって、図２（ｂ）に示す所定の周波数帯のみが通過するコンデンサＣ２１，２２、インダクタＬ２３で構成されるπ型のインピーダンス整合回路１０８ａに変換できる。
【００１５】
前記インピーダンス整合回路１０８ａを図４（ａ）のインピーダンス変換回路１０９の出力端に接続し、該インピーダンス変換回路１０９のコンデンサＣ１８と前記付加接続したインピーダンス整合回路１０８ａのコンデンサＣ２１とを合成して得られた回路が図１のインピーダンス整合回路１０８である。
上記構成とすることによって本発振回路と負荷との間のインピーダンス整合が精度よく行われると共に、スプリアスをより確実に除去することができる。
【００１６】
図３は、共振周波数が１８５ＭＨｚの水晶振動子を用いて、その発振回路出力を４逓倍して７４０ＭＨｚの発振出力を得る高周波逓倍発振回路を、図１（ｂ）のスプリアス特性図である。
同図に示すように、−４０.８ｄＢのスプリアス除去特性が得られ、従来回路のスプリアス特性図（スプリアス除去率−３２ｄＢ）と比べて約９ｄＢの改善結果が得られた。
したがって、π型のインピーダンス整合回路１０８ａをもとに構成した図１のインピーダンス整合回路１０８は、高周波逓倍回路においてスプリアス除去効果が極めて優れていることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係わる高周波逓倍発振回路の実施の一形態例を示す図で、（ａ）は電気回路図、（ｂ）は同回路の回路定数表。
【図２】インピーダンス変換回路１０８の構成を説明する回路図。
【図３】本発明に係わる高周波逓倍発振回路におけるスプリアス特性図。
【図４】従来例としての特願2003-111156号に開示されたＶＣＸＯを再掲した電気回路図。
【図５】図４の回路構成による７４０ＭＨｚ発振回路の回路定数表。
【図６】従来例の回路構成による７４０ＭＨｚＶＣＸＯにおけるスプリアス特性図。
【符号の説明】
【００１８】
１０１・・コルピッツ型水晶発振回路、    １０２、１０３・・周波数選択回路、
１０４・・コレクタ接地増幅回路、        １０５・・エミッタ接地増幅回路、
１０６、１０７・・周波数選択回路、      １０８、１０８ａ・・インピーダンス整合回路、
１０９・・インピーダンス変換回路、
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８、Ｃ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５、Ｃ１６、Ｃ１７、Ｃ１８、Ｃ２１、Ｃ２２・・コンデンサ、    
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３・・インダクタ、
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３・・トランジスタ、
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９・・抵抗、  Ｙ１・・水晶振動子 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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