(57)【要約】【課題】  出力電圧の基本波成分を正確に検出または制御できるインバータを提供する。【解決手段】  絶縁アンプＩnsＯＰ1およびＩnsＯＰ2は、入出力のグランドを分離して三相交流の線間電圧を増幅する。ローパスフィルタ３１１は、絶縁アンプＩnsＯＰ1およびＩnsＯＰ2の出力電圧の基本波成分を取り出す。Ａ／Ｄコンバータ３１８は基本波成分のＡ/Ｄ変換を行う。積分器３１３は被試験インバータの周波数指令信号を積分し位相値を算出する。補正信号発生器３１４は該位相値にローパスフィルタ３１１の逆の特性の信号を、加算器３１５にて加算し、三相／二相変換器３１２の基準の位相値θを得る。三相／二相変換器３１２は、位相値θを基準にして該三相交流電圧の基本波成分に座標変化を行い二相電圧に変換し、該二相電圧を乗算器３１６にて補正信号発生器３１４からの信号と乗算し特性補正をする。【選択図】        図１
2005176427.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧を検出する出力電圧検出手段を備えるインバータであって、
前記出力電圧検出手段が、
前記出力電圧を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段の出力電圧から基本波成分を取り出す第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタの出力信号を所定の位相値に基づいて三相／二相変換を行う第１の相変換手段と、
前記第１の相変換手段の基準となる位相値および前記第１の相変換手段の出力信号の振幅に対して前記第１のローパスフィルタの周波数特性の補正を行う特性補正手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
【請求項２】
前記特性補正手段が、
前記インバータの出力電圧位相信号を発生する位相信号発生手段と、
前記第１のローパスフィルタの振幅と位相の周波数特性の逆の特性の特性補正信号を出力する補正信号発生手段と、
前記位相信号発生手段からの出力と前記補正信号発生手段からの出力信号とを加算して、前記第１のローパスフィルタの周波数特性の補正をかけて、前記第１の相変換手段の基準の位相値として出力する第１の加算手段と、
前記第１の相変換手段から出力された電圧と前記補正信号発生手段からの出力信号とを乗算して、前記第１のローパスフィルタの周波数特性の補正をかけて電圧検出結果として出力する複数の乗算手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
【請求項３】
前記増幅手段が、入出力のグランドを分離して信号を伝達する、絶縁アンプであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ。
【請求項４】
出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
前記出力電圧検出手段の出力を受けて前記出力電圧の制御を行う出力電圧制御手段と、
を備えるインバータであって、
前記出力電圧検出手段が、
前記出力電圧を増幅する複数の増幅手段と、
前記増幅手段の出力信号から基本波成分を取り出す複数の第２のローパスフィルタと、
前記第２のローパスフィルタの振幅と位相の周波数特性を補正する特性補正手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
【請求項５】
前記増幅手段が、入出力のグランドを分離して信号を伝達する、絶縁アンプであること
を特徴とする請求項４に記載のインバータ。
【請求項６】
前記特性補正手段が、
前記インバータの出力電圧の基本波周波数において同一の特性を有し、各相電圧指令信号に対して信号処理を行う複数の第３のローパスフィルタと、
前記第３のローパスフィルタの出力から、前記第２のローパスフィルタの出力を減算し、特性の補正をかける複数の減算手段と、
前記加算手段からの出力を受けて偏差を補償する複数の第１の制御演算手段と、
を備えたことを特徴とする請求項４または請求項５に記載のインバータ。
【請求項７】
出力電圧を定義する電圧指令信号と前記出力電圧検出手段の出力とを加減算して出力する複数の第２の加算手段と、
前記加算手段の出力を受けて偏差を補償する複数の第１の制御演算手段と、
前記第１の制御演算手段の出力の二相／三相変換を行う第２の相変換手段と、
前記第２の相変換手段の出力に基づいて、前記インバータの出力電圧の制御を行うＰＷＭ制御手段と、
前記インバータの出力電圧の位相および振幅の過渡的な応答遅れを補償する複数の過渡応答補償手段と、
を有する出力電圧制御手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかの項に記載のインバータ。
【請求項８】
前記過渡応答補償手段が、
前記第１のローパスフィルタと同特性を有し、前記電圧指令信号から基本波成分を取り出して前記第２の加算手段に出力する第４のローパスフィルタと、
前記電圧指令信号に基づきフォワード補償値を演算する第２の制御演算手段と、
前記第１の制御演算手段の出力と前記第２の制御演算手段の出力とを加算して前記第２の相変換手段に出力する第３の加算手段と、
からなることを特徴とする請求項７に記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力電圧のＰＷＭ制御を行うインバータに係り、特に出力電圧の基本波成分を正確に検出する回路を設けたインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、出力電圧のＰＷＭ制御を行うインバータの応用例として、次のシステムが開発されている。すなわち、該システムは、モータを負荷とするインバータの試験を、実際にモータを接続せずに、擬似負荷を用いて行うインバータ試験装置であり、制御の自由度に制約があり、構成が複雑になりがちなＬ（インダクタ）、Ｒ（抵抗）並びにスイッチ群の組み合わせからなる擬似負荷に代えて、別のインバータを一系統設けて、別に設けられたインバータを疑似負荷として該インバータの出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態を作り出し、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータの試験を行うことができるシステムである（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。該システムは、被試験インバータの出力電圧を検出して、別に設けられたインバータの出力電圧を制御する。
【特許文献１】特開２００３−１５３５４６号公報
【特許文献２】特開２００３−１５３５４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
インバータを試験する際に、被試験インバータの出力電圧の基本波成分を正確に検出することが必要である。従来は、被試験インバータの出力電圧がＰＷＭ波形であるために、フィルタ等を用いて基本波成分のみを取り出し、フィルタを通した後の電圧とフィルタを流れる電流とを検出して、それらから、出力電圧値を算出している。具体的には、図１１に示す被試験インバータ１の出力電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwをフィルタ７に通した電圧Ｖu’ 、Ｖv’、Ｖw’を、出力電圧検出回路３１の入力端Ｉpu、Ｉpv、Ｉpwに入力し、出力電圧検出回路３１の出力端Ｏvdd、Ｏvqdから２軸の回転座標系（ｄ-ｑ座標系）のｄ軸、ｑ軸における電圧検出結果である二相電圧Ｖｄ、Ｖq をモータ模擬運転制御部１１ａの入力端Ｉvp1、Ｉvp2へ出力して、被試験インバータの出力電圧の検出を行っている。
しかしながら、この手法を用いて出力電圧の基本波成分を算出する際に、高い周波数においては電流検出の精度が悪くなり、また、フィルタ７のコイルのインダクタンスが周波数や温度や電流値によって変化し、正確に出力電圧の基本波成分を検出するのが難しいという問題があった。
【０００４】
また、上記の問題を解決する装置として、フィルタ７のインダクタンスの値を周波数、電流値、温度等に応じて補正をかけて制御を行う装置が考えられるが、現実には正確な補正が困難であるといった問題もあった。
【０００５】
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、出力電圧の基本波成分を正確に検出、または制御することができるインバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、この発明では、以下の手段を提案している。
請求項１に係る発明は、出力電圧を検出する出力電圧検出手段を備えるインバータであって、前記出力電圧検出手段が、前記出力電圧を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧から基本波成分を取り出す第１のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタの出力信号を所定の位相値に基づいて三相／二相変換を行う第１の相変換手段と、前記第１の相変換手段の基準となる位相値および前記第１の相変換手段の出力信号の振幅に対して前記第１のローパスフィルタの周波数特性の補正を行う特性補正手段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、インバータの出力電圧検出回路が、ローパスフィルタを介してインバータの出力電圧の基本波成分を検出し、そのフィルタの逆特性を有する信号処理にて特性の補正を行うので、インバータの出力電圧の基本波成分を正確に検出することができる。
【０００７】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載のインバータであって、前記特性補正手段が、前記インバータの出力電圧位相信号を発生する位相信号発生手段と、前記第１のローパスフィルタの振幅と位相の周波数特性の逆の特性の特性補正信号を出力する補正信号発生手段と、前記位相信号発生手段からの出力と前記補正信号発生手段からの出力信号とを加算して、前記第１のローパスフィルタの周波数特性の補正をかけて、前記第１の相変換手段の基準の位相値として出力する第１の加算手段と、前記第１の相変換手段から出力された電圧と前記補正信号発生手段からの出力信号とを乗算して、前記第１のローパスフィルタの周波数特性の補正をかけて電圧検出結果として出力する複数の乗算手段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、インバータの出力電圧検出回路が、インバータの出力電圧の基本波成分のローパスフィルタによる処理結果および出力電圧位相信号が示す位相情報を、周波数指令信号が規定する周波数におけるローパスフィルタの周波数特性の補正を行うので、インバータの出力電圧の基本波成分を正確に検出することができる。
【０００８】
請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載のインバータであって、前記増幅手段が、入出力のグランドを分離して信号を伝達する、絶縁アンプであることを特徴とする。
この発明によれば、インバータの出力電圧検出回路が、絶縁アンプによって、入出力のグランドを分離して信号を伝達するので、主回路系と制御系との相互干渉を回避することが可能になる。
【０００９】
請求項４に係る発明は、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記出力電圧検出手段の出力を受けて前記出力電圧の制御を行う出力電圧制御手段とを備えるインバータであって、前記出力電圧検出手段が、前記出力電圧を増幅する複数の増幅手段と、前記増幅手段の出力信号から基本波成分を取り出す複数の第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの振幅と位相の周波数特性を補正する特性補正手段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、インバータの出力電圧検出回路がローパスフィルタを介して出力電圧の基本波成分を取り出し、その検出結果に対して周波数特性の補正をするので、インバータの出力電圧の基本波成分を正確に検出することができる。
【００１０】
請求項５に係る発明は、請求項４に記載のインバータであって、前記増幅手段が、入出力のグランドを分離して信号を伝達する、絶縁アンプであることを特徴とする。
この発明によれば、インバータの出力電圧検出回路が、絶縁アンプによって、入出力のグランドを分離して信号を伝達するので、主回路系と制御系との相互干渉を回避することが可能になる。
【００１１】
請求項６に係る発明は、請求項４または請求項５に記載のインバータであって、前記特性補正手段が、前記インバータの出力電圧の基本波周波数において同一の特性を有し、各相電圧指令信号に対して信号処理を行う複数の第３のローパスフィルタと、前記第３のローパスフィルタの出力から、前記第２のローパスフィルタの出力を減算し、特性の補正をかける複数の減算手段と、前記加算手段からの出力を受けて偏差を補償する複数の第１の制御演算手段とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、インバータの出力電圧検出回路が、インバータの出力電圧から基本波成分を取り出すローパスフィルタを通した信号に、インバータの出力電圧を定義する各相電圧指令信号をインバータの出力周波数について上記のローパスフィルタと同一の特性を有するローパスフィルタを通して逆極性にて加算する構成としたため、上記のローパスフィルタの周波数特性を相殺することができる。
【００１２】
請求項７に係る発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかの項に記載のインバータであって、出力電圧を定義する電圧指令信号と前記出力電圧検出手段の出力とを加減算して出力する複数の第２の加算手段と、前記加算手段の出力を受けて偏差を補償する複数の第１の制御演算手段と、前記第１の制御演算手段の出力の二相／三相変換を行う第２の相変換手段と、前記第２の相変換手段の出力に基づいて、前記インバータの出力電圧の制御を行うＰＷＭ制御手段と、前記インバータの出力電圧の位相および振幅の過渡的な応答遅れを補償する複数の過渡応答補償手段とを有する出力電圧制御手段を備えたことを特徴とする。
この発明によれば、インバータが、出力電圧の位相および振幅の過渡的な応答遅れを補償する過渡応答補償手段を有する出力電圧制御手段を備えたため、出力電圧制御手段が、定常状態にて出力電圧の位相および振幅を補正できるが、過渡的な応答遅れを発生するという問題を回避することができる。
【００１３】
請求項８に係る発明は、請求項７に記載のインバータであって、前記過渡応答補償手段が、前記第１のローパスフィルタと同特性を有し、前記電圧指令信号から基本波成分を取り出して前記第２の加算手段に出力する第４のローパスフィルタと、前記電圧指令信号に基づきフォワード補償値を演算する第２の制御演算手段と、前記第１の制御演算手段の出力と前記第２の制御演算手段の出力とを加算して前記第２の相変換手段に出力する第３の加算手段とからなることを特徴とする。
この発明によれば、出力電圧制御手段が、電圧指令信号に出力電圧検出手段のローパスフィルタと同特性のローパスフィルタを挿入することにより、出力電圧制御手段および出力電圧検出手段の過渡応答特性が等しくなり、双方の過渡応答特性のズレが生ずるために第１の制御演算手段の一例である比例積分演算器が過電圧を出力する問題がなくなり、且つ、加算手段および第２の制御演算手段の一例であるフォワード補償器からなるフォワード補償系を追加することにより、上記ローパスフィルタを挿入することによって、出力電圧を定義する電圧指令信号の変化に対する出力電圧の追従性が悪化する問題を回避することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、インバータの出力電圧の基本波成分を正確に検出、または制御することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の第１の実施形態を図面を参照して説明する。
図３は本発明の第１の実施形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。この図において、インバータ試験装置は、被試験インバータ１（第１のインバータ）（以下、インバータ１と言う）と、疑似負荷用インバータ２（第２のインバータ）（以下、インバータ２と言う）を応用しモータを模擬する擬似負荷２１と、直流電源５と、チョッパ回路６とから構成される。インバータ１は、交流出力端子からＰＷＭ変調された矩形波電圧ＰＷＭ1 を出力し、負荷電流を制御する。直流電源５は、試験電圧調整用のチョッパ回路６に直流電圧Ｅ1を供給し、チョッパ回路６は入力された直流電圧を調整して直流電圧Ｅ2としてインバータ１に出力する。また、直流電源５は、インバータ２にも直流電圧Ｅ1を供給する。
【００１６】
擬似負荷２１は、インバータ２と、フィルタ７と、トランス８と、変流器１０と、モータ模擬運転制御部１１ａと、インバータ１の交流出力端に接続される出力電圧検出回路３１ａとから構成され、インバータ１に接続されて、実際のモータを模擬する。トランス８は、その巻数比によってインバータ１に対してモータ模擬を行うために必要な電圧を得ると同時に、インバータ１とインバータ２の中性点電位差による電流を防止する。尚、トランス８は、直流電圧Ｅ1と直流電圧Ｅ2が互いに絶縁され、制御に必要な電圧関係があれば不要となる。
【００１７】
次に、擬似負荷２１が実際のモータを模擬する原理を説明する。
インバータ１から出力された矩形波電圧ＰＷＭ1が、インダクタンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス８の１次側に加えられる。一方、インバータ２が、交流出力端子からＰＷＭ変調された矩形波電圧ＰＷＭ2を出力し、この矩形波電圧ＰＷＭ2は、トランス８の２次側に加えられる。これによりインバータ１とインバータ２がトランス８を介して接続されることとなり、インバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１から見たインピーダンスが変化し、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態とすることができる。つまり、電流制御されるインバータ１の出力電圧が実際のモータの端子電圧と同じになるようにインバータ２を制御し、これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うことができる。
尚、従来における擬似負荷２１においては、矩形波電圧ＰＷＭ2を、インダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ９を介して基本波の正弦波を取り出して、トランス８の２次側に加えていたが、電圧を正弦波状にするとフィルタ９の形状が大きくなり、且つ、電圧降下も大きくなるので、実用的には電圧を正弦波状にすることが困難であった。本実施形態においては、フィルタ９を使用せずにフィルタ７のみによって電圧制御が可能なため、フィルタ９を削除して低コスト化と小型化を実現している。
【００１８】
図１は、出力電圧検出回路３１ａの構成を示すブロック図である。出力電圧検出回路３１ａは、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2（増幅手段）と、ローパスフィルタ３１１（第１のローパスフィルタ）と、三相／二相変換器３１２（第１の相変換手段）と、積分器３１３（位相信号発生手段）と、補正信号発生器３１４（補正信号発生手段）と、加算器３１５（第１の加算手段）と、乗算器３１６（乗算手段）と(積分器３１３〜乗算器３１６は、特性補正手段)、Ａ／Ｄコンバータ３１８とから構成される。ローパスフィルタ３１１は図４（ａ）、（ｂ）に示すような周波数特性を有し、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2の出力信号から基本波成分を取り出して、Ａ／Ｄコンバータ３１８を介して、三相／二相変換器３１２に出力する。
尚、本実施形態における出力電圧検出回路３１ａの構成は、図１０に示す、従来における出力電圧検出回路３１に比して、三相／二相変換器３１２の出力を、積分器３１３、補正信号発生器３１４、加算器３１５および乗算器３１６を用いて、周波数指令信号Ｉcfrによって補正をかけるところが異なる。
【００１９】
インバータ１の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwは、それぞれ入力端Ｉｐu、Ｉｐv、Ｉｐwから、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2に入力される。具体的に、入力端Ｉｐuが絶縁アンプＩnsＯＰ1の一方の入力端に接続され、入力端Ｉｐwが絶縁アンプＩnsＯＰ2の一方の入力端に接続され、入力端Ｉｐvが絶縁アンプＩnsＯＰ1およびＩnsＯＰ2の他方の入力端に共通に接続されて、三相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖw を線間電圧に変換して、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2 に入力する構成としている。
【００２０】
尚、出力電圧検出回路３１においては三相電圧Ｖ’u、Ｖ’v、Ｖ’w の各相電圧を絶縁アンプＩnsＯＰ5、ＩnsＯＰ6 、ＩnsＯＰ7に入力しているが、三相／二相変換器３１２の処理は線間電圧、相電圧のどちらでも行えるため、この箇所に関しては基本的に差異はない。
【００２１】
絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2は、パワーエレクトロニクスの分野において、主回路系と制御系との相互干渉を防ぐため、入出力間のグランドを分離し、信号伝達を行うアンプである。本実施形態においては、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2は、インバータ１の中性点と出力電圧検出回路３１ａのグランドを分離して信号伝達を行う。具体的に、絶縁アンプ絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2の入力側のグランドがインバータ１の中性点と接続され、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2の出力側のグランドが出力電圧検出回路３１ａのグランドと接続される。
【００２２】
三相／二相変換器３１２は、ＤＳＰによって実現され、Ａ／Ｄコンバータ３１８から出力された三相電圧を、入力された位相値(座標基準)に基づいて三相／二相変換（ｄ−ｑ変換）し、二相電圧Ｖd、Ｖq を算出する。
【００２３】
ここで、三相／二相変換器３１２が三相／二相変換を行う際に基準となる位相値(座標基準)は、モータ模擬運転制御部１１ａにおいてモータの回転速度から決定される周波数指令信号を、積分器３１３が積分して得た値を用いるが、本実施形態においては、上述した位相値および三相／二相変換器３１２の出力信号の二相電圧Ｖd、Ｖqに、ローパスフィルタ３１１が有する振幅と位相の周波数特性が入っているので、次のように特性補正を行う。特性補正を行う部分（特性補正手段）は、積分器３１３と、補正信号発生器３１４と、加算器３１５と、複数の乗算器３１６とから構成される。
【００２４】
補正信号発生器３１４は、ローパスフィルタ３１１に比して振幅については図４(ｃ)に示すように、また、位相については図４（ｄ）に示すように、逆の周波数特性を有する補正信号を発生し、加算器３１５と乗算器３１６に出力する。積分器３１３は、モータの回転速度から決定される周波数指令信号を入力端Ｉcfrから入力され、該信号を積分して位相値を算出し、加算器３１５に出力する。加算器３１５は、積分器３１３から出力された該位相値と補正信号発生器３１４から出力された位相の補正信号とを加算し補正を行い、三相／二相変換器３１２に、変換の基準となる位相値θを出力する。
【００２５】
三相／二相変換器３１２は、上記の補正された位相値θを加算器３１５から入力され、それに基づいて三相／二相変換を行い、二相電圧Ｖd、Ｖqを乗算器３１６に出力する。乗算器３１６は、三相／二相変換器３１２から出力された二相電圧Ｖd、Ｖqと補正信号発生器３１４から出力された振幅の位相の補正信号とを乗算し補正を行い、出力端ＯvddおよびＯvqdから、インバータ１の出力電圧の検出結果として、補正後の二相電圧Ｖd’、Ｖq’をモータ模擬運転制御部１１ａの入力端Ｉpv1、Ｉpv2に出力する。
【００２６】
モータ模擬運転制御部１１ａは、インバータ１から出力される矩形波電圧ＰＷＭ1のＵ相及びＷ相について変流器１０によって検出された電流ｉu ，ｉwと、出力電圧検出回路３１ａから出力される二相電圧Ｖｄ’，Ｖq’と、オペレータによって、負荷としてのモータの運転条件およびモータ定数とが入力され、これらの定数に基づいてインバータ２を制御する。ここで、モータ運転条件とは、モータ負荷状態、またはモータ回転速度等である。このモータ運転条件およびモータ定数から模擬するモータの端子電圧を算出し、それを電圧指令信号とする。図２は、モータ模擬運転制御部１１ａの電圧指令信号関連の部分を示すブロック図である。モータ模擬運転制御部１１ａの電圧指令信号関連の部分は、複数の加算器４４（第２の加算手段）と、比例積分演算器（ＰＩ：Proportional Integral）４５（第１の制御演算手段）と、二相／三相変換器４６（第２の相変換手段）と、インバータ２を制御するＰＷＭ制御部４７（ＰＷＭ制御手段）とから構成されている。
【００２７】
加算器４４は、ユーザーによって入力されたモータ定数およびモータ運転条件から算出される電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq *が正入力端に入力され、また、出力電圧検出回路３１ａから二相電圧Ｖｄ’，Ｖq’が負入力端に入力される。加算器４４はこれらの信号の加算結果を比例積分演算器４５に出力する。比例積分演算器４５は、該信号について比例積分演算を行い、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)によって実現される二相／三相変換器４６に出力する。二相／三相変換器４６は、これら二相電圧Ｖd * ，Ｖq * が入力され、二相／三相変換を行い、相電圧指令信号Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* を得てＰＷＭ制御部４７に出力する。ＰＷＭ制御部４７は、この相電圧指令信号に基づいてインバータ２のゲート信号を生成し、出力端Ｏgtから出力してインバータ２の制御を行う。
【００２８】
また、モータ模擬運転制御部１１ａに、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。角度センサ模擬制御部１２は、インバータ１からセンサ駆動用信号Ｓeを入力し、模擬角度センサ信号Ｓθをインバータ１へ出力する。インバータ１は模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて電圧、電流の制御を行う。尚、インバータ１内のスイッチング素子のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｔｒ1〜Ｔｒ6の切換回路は、インバータ１内に含まれている。
【００２９】
次に、第１の実施形態の動作を図３を参照して説明する。
インバータ試験装置の各部の電源が投入され、試験がスタートすると、直流電源５が、チョッパ回路６に直流電圧Ｅ1を供給する。チョッパ回路６は直流電圧Ｅ1を調整して、インバータ１へ直流電圧Ｅ2を供給する。インバータ１は角度センサ模擬制御部１２へセンサ駆動用信号Ｓeを出力し、角度センサ模擬制御部１２は模擬角度センサ信号Ｓθをインバータ１へ出力する。インバータ１は模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて電圧、電流の制御を行い、フィルタ７を介して矩形波電圧ＰＷＭ1をトランス８に供給する。
【００３０】
一方、擬似負荷２１内部では、インバータ２が直流電源５から直流電圧Ｅ1を供給される。出力電圧検出回路３１ａは、インバータ１の出力電圧を検出し、二相電圧Ｖｄ ′，Ｖq ′を出力する。モータ模擬運転制御部１１ａは、モータ運転条件、モータ定数、二相電圧Ｖｄ ′，Ｖq ′、電流ｉu ，ｉwを受けて、インバータ２を制御するゲート信号を算出し、インバータ２を制御する。インバータ２は、上記定数によりモータを模擬するように制御され、矩形波電圧ＰＷＭ2を出力しトランス８に供給する。以上の動作により、実際のモータを模擬する動作を行う。
【００３１】
次に、この実施形態における出力電圧検出回路３１ａの動作を図１と図３を参照して説明する。
三相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖw が、線間電圧に変換されて、絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2 に入力される。絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2によって該線間電圧が増幅される。この絶縁アンプＩnsＯＰ1、ＩnsＯＰ2の出力が、ローパスフィルタ３１１およびＡ／Ｄコンバータ３１８を介して、三相／二相変換器３１２に入力される。
【００３２】
一方、モータ模擬運転制御部１１ａにおいて算出された周波数指令信号が積分器３１３に入力され、該信号を積分し算出した位相値が、補正信号発生器３１４からの補正信号と加算器３１５にて加算され、位相の周波数特性を補正され、三相／二相変換器３１２に、変換の基準となる位相値θとして入力される。三相／二相変換器３１２は、上述した位相値θを基準として、二相電圧Ｖd、Ｖqを得て、乗算器３１６に入力する。乗算器３１６は補正信号発生器３１４からの補正信号と乗算を行い、振幅の周波数特性の補正を行い、補正後の二相電圧Ｖd ′，Ｖq ′を得て、モータ模擬運転制御部１１ａへ出力する。
【００３３】
次に、この実施形態におけるモータ模擬運転制御部１１ａの動作を図２と図３を参照して説明する。
電圧指令信号Ｖd * 、Ｖq * と、出力電圧検出回路３１ａから出力された二相電圧Ｖｄ’，Ｖq’とが、加算器４４で突き合わされ、比例積分演算器４５で変換されて、二相／三相変換器４６によって、二相／三相変換されることにより、相電圧指令信号Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* が得られて、相電圧指令信号に基づいてＰＷＭ制御部４７によりインバータ２のゲート信号が生成される。モータ模擬運転制御部１１ａはこのゲート信号によって、インバータ２の制御を行う。
【００３４】
上記実施形態によれば、インバータ試験装置が、被試験インバータの出力電圧の基本波成分をローパスフィルタによって検出し、そのローパスフィルタの振幅と位相の周波数特性を補正する回路を備えたので、被試験インバータの出力電圧の基本波成分を正確に検出することができる。
【００３５】
尚、本実施形態においては、絶縁アンプＩnsＯＰ1並びＩnsＯＰ2の後にローパスフィルタ３１１を置く構成としたが、ローパスフィルタ３１１の次に絶縁アンプＩnsＯＰ1並びＩnsＯＰ2を置く構成としてもよい。
【００３６】
また、本実施形態においては、三相／二相変換器３１２の次に乗算器３１６を置く構成としたが、乗算器３１６の後に三相／二相変換器３１２を置く構成としてもよい。
【００３７】
次に、この発明の第２の実施形態について図５、図６、図７を参照して説明する。
第２の実施形態によるインバータ試験装置のブロック構成（図７）は図３と類似しているが、出力電圧検出回路３１ｂ並びにモータ模擬運転制御部１１ｂの構成および動作が第１の実施形態における出力電圧検出回路３１ａ並びにモータ模擬運転制御部１１ａと異なっている。図５は、第２の実施形態による出力電圧検出回路３１ｂの構成を示すブロック図である。図６は、第２の実施形態によるモータ模擬運転制御部１１ｂの電圧指令信号関連の部分の構成を示すブロック図である。図７は、同実施形態のインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。
以下、図に従ってこの実施形態の構成を説明する。
【００３８】
出力電圧検出回路３１ｂは、第１の実施形態による出力電圧検出回路３１ａと比較して、モータ模擬運転制御部１１ｂによって算出された相電圧指令信号Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*が入力され、出力電圧の検出結果として三相電圧を出力することが異なっている。また、それに対応して、モータ模擬運転制御部１１ｂは、モータ模擬運転制御部１１ａと比較して、出力電圧の検出結果として三相電圧を受けることが図２および図３と異なっている。
【００３９】
出力電圧検出回路３１ｂは、抵抗Ｒ321〜323と、絶縁アンプＩnsＯＰ3、ＩnsＯＰ4（増幅手段）と、ローパスフィルタ３２１（第２のローパスフィルタ）と、加算器３２２と、減算器３２３（減算手段）と、ローパスフィルタ３２４（第３のローパスフィルタ）と、比例積分演算器３２５と、Ａ／Ｄコンバータ３２６とから構成される。ローパスフィルタ３２１は、インバータ１の出力電圧から基本波成分を取り出してＡ／Ｄコンバータ３２６を介して、加算器３２２に出力する。加算器３２２は、平衡三相交流の性質より、二線によって扱っていた出力電圧を三線に扱うように復元する演算を行う。
【００４０】
インバータ１の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwは、それぞれ入力端Ｉｐu、Ｉｐv、Ｉｐwから、抵抗Ｒ321〜323の一方の端に入力される。また、相電圧Ｖu、Ｖwはそれぞれ絶縁アンプＩnsＯＰ3およびＩnsＯＰ4の一方の端に入力される。抵抗Ｒ321〜323の他方の端は共通に接続されると共に絶縁アンプＩnsＯＰ3およびＩnsＯＰ4の他方の端に接続される。絶縁アンプＩnsＯＰ3およびＩnsＯＰ4はローパスフィルタ３２１と接続される。ローパスフィルタ３２１はＡ／Ｄコンバータ３２６を介して、加算器３２２と接続される。
【００４１】
ここで、Ａ／Ｄコンバータ３２６の出力信号並びに加算器３２２が演算した結果の信号Ｖuu、Ｖvv、Ｖwwに、ローパスフィルタ３２１が有する振幅と位相の周波数特性が入っているので、次のように特性補正を行う。特性補正を行う部分（特性補正手段）は、３個の減算器３２３と、３個のローパスフィルタ３２４と、３個の比例積分演算器３２５とから構成される。
【００４２】
ローパスフィルタ３２４は、インバータ１の出力電圧の基本波の周波数付近において振幅と位相の周波数特性がローパスフィルタ３２１と同一の特性を有する。また、相電圧指令信号Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を入力端Ｉpcu、Ｉpcv、Ｉpcwから入力され、処理結果を減算器３２３に出力する。減算器３２３は、ローパスフィルタ３２４の出力信号から、三相交流電圧Ｖuu、Ｖvv、Ｖwwを減算し、比例積分制御器３２５に出力する。比例積分制御器３２５は、該信号について比例積分演算を行い、三相電圧Ｖ’uu、Ｖ’vv、Ｖ’wwを得て、出力端Ｏvuud、Ｏvvvd、Ｏvwwdからモータ模擬運転制御部１１ｂの入力端Ｉpv1、Ｉpv2、Ｉpv3に出力する。
【００４３】
モータ模擬運転制御部１１ｂの電圧指令信号関連の部分は、図６に示すように、インバータ２を制御するＰＷＭ制御部４７から構成されている。ＰＷＭ制御部４７は、入力端Ｉpv1、Ｉpv2、Ｉpv3から入力された三相電圧Ｖ’uu、Ｖ’vv、Ｖ’ww に基づいてインバータ２のゲート信号を生成し、出力端Ｏgtから出力してインバータ２の制御を行う。
【００４４】
次に、第２の実施形態の出力電圧検出回路３１ｂの動作を図５および図６並びに図７を参照して説明する。
インバータ１から出力された相電圧Ｖu、Ｖwが、絶縁アンプＩnsＯＰ3およびＩnsＯＰ4に増幅される。増幅された信号はローパスフィルタ３２１およびＡ／Ｄコンバータ３２６を介して加算器３２２に入力される。
【００４５】
ここで、加算器３２２が、平衡三相交流の性質より、二線によって扱っていた出力電圧を三線に扱うように復元する演算の原理の説明を行う。三相交流電圧Ｖuu、Ｖvv、Ｖwwの間に下記の関係がある。
Ｖuu＋Ｖvv＋Ｖww＝０    ・・・(式1)
(式1）を変形すると、
Ｖvv＝−Ｖuu−Ｖww    ・・・(式2)
となり、加算器３２２にＶuuおよびＶwwを逆極性にて入力し加算することにより、Ｖvvが算出される。
【００４６】
次に、モータ模擬運転制御部１１ｂから相電圧指令信号Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*がローパスフィルタ３２４に入力される。ローパスフィルタ３２４の出力信号から、上述した三相交流電圧Ｖuu、Ｖvv、Ｖwwが減算器３２３にて減算される。このとき、ローパスフィルタ３２１と同一の周波数特性を有するローパスフィルタ３２４を通した信号から、ローパスフィルタ３２１を通した三相交流電圧Ｖuu、Ｖvv、Ｖwwを減算するため、ローパスフィルタ３２１の振幅と位相の周波数特性が補正される。比例積分演算器３２５は該信号を変換し、三相電圧Ｖ’uu、Ｖ’vv、Ｖ’wwを得て、モータ模擬運転制御部１１ｂに出力する。モータ模擬運転制御部１１ｂは、この三相電圧Ｖ’uu、Ｖ’vv、Ｖ’wwに基づいてインバータ２のゲート信号を生成し、インバータ２の制御を行う。
【００４７】
上記実施形態によれば、インバータ試験装置が、被試験インバータの出力電圧の基本波成分をローパスフィルタによって検出し、出力電圧指令信号を前記ローパスフィルタと基本波周波数に対して同一の振幅と位相の周波数特性を有するローパスフィルタによって信号処理した信号を加減算し、この２つの信号の偏差をなくすように制御することによって振幅と位相の周波数特性を補正するようにしたので、被試験インバータの出力電圧の基本波成分を正確に制御することができる。
ここで、本実施形態における演算処理は加減減算処理と比例積分演算処理のみであり、第１の実施形態における座標変換の処理がないため、所要時間を要する演算処理を行うことなく、より簡単に出力電圧の制御を行うことができる。
【００４８】
尚、本実施形態においては、ローパスフィルタ３２１とローパスフィルタ３２４はインバータ１の出力電圧の基本周波数付近の周波数について同一の特性を有していれば、全く同一の特性を有するものでなくてもよい。
【００４９】
また、本実施例においては、加算器３２３の加算前の2つの信号に対して、インバータ１の出力電圧の基本波の周波数付近において同等の特性を有するローパスフィルタ３２１またはローパスフィルタ３２４が、それぞれ、信号処理を行う構成となっている。そこで、構成の簡略化のため、加算器３２３と比例積分演算器３２５との間にローパスフィルタ３２１または３２４と同等のローパスフィルタを介挿し、ローパスフィルタ３２１および３２４をこれに統合し、加算後の信号をそれによって処理することが考えられる。しかし、現実には、ローパスフィルタ３２１は、Ａ／Ｄコンバータ３２６のアンチエイリアスフィルタとして入力信号の帯域制限も行っているため、ローパスフィルタ３２１と３２４とを別々に設けて周波数特性の補正を実現している。
【００５０】
次に、この発明の第３の実施形態について図８および図９を参照して説明する。
第３の実施形態によるインバータ試験装置のブロック構成（図９）は図３と類似しているが、モータ模擬運転制御部１１ｃ（出力電圧制御手段）の構成および動作が第１の実施形態におけるモータ模擬運転制御部１１ａと異なっている。尚、出力電圧検出回路３１ａの構成および動作は、第１の実施形態における出力電圧検出回路３１ａと同様である。図８は、第３の実施形態による第３の実施形態によるモータ模擬運転制御部１１ｃの電圧指令信号関連の部分の構成を示すブロック図である。図９は、同実施形態のインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。
以下、図に従ってこの実施形態の構成を説明する。
【００５１】
モータ模擬運転制御部１１ｃの電圧指令信号関連の部分は、第１の実施形態によるモータ模擬運転制御部１１ａの電圧指令信号関連の部分と比較して、インバータ１の基本波周波数について、出力電圧検出回路３１ａにおけるローパスフィルタ３１１と同特性のローパスフィルタ４８（第４のローパスフィルタ）と、フォワード補償器４９（第２の制御演算手段）と、加算器５０（第３の加算手段）と（以上、過渡応答補償手段）が追加されていることが異なっている。ローパスフィルタ４８が、電圧指令信号の Ｖd*、Ｖq* の入力端と加算器４４との間に介挿され、加算器５０が、比例積分演算器４５と二相／三相変換器４６との間に介挿され、フォワード補償器４９が、電圧指令信号の Ｖd*、Ｖq* の入力端と加算器５０との間に介挿される。尚、加算器５０の入力端は、双方共に正入力である。フォワード補償器４９は比例演算を基本として、負荷電流iu、iwからトランス８、フィルタ７の電圧降下分を算出して加算したり、インバータアームの上下短絡防止期間による電圧誤差分を算出して加算する構成とすれば、なおよい。
【００５２】
次に、第３の実施形態のモータ模擬運転制御部１１ｃの電圧指令信号関連の部分の      動作を図８および図９を参照して説明する。先ず、フォワード補償器４９および加算器５０が介挿されない状態において説明する。
電圧指令信号 Ｖd*、Ｖq* が、ローパスフィルタ４８を介して、加算器４４の正入力端に入力される。以下の処理は、第１の実施形態におけるモータ模擬運転制御部１１ａと同じなので、説明を省略する。上述したローパスフィルタ４８は、インバータ１の基本波周波数について、出力電圧検出回路３１ａにおけるローパスフィルタ３１１と同特性なので、ローパスフィルタ４８を介挿することにより、出力電圧検出回路３１ａおよびモータ模擬運転制御部１１ｃにおける電圧指令信号の過渡応答特性が等しくなるため、比例積分演算器４５が出力信号検出回路３１ａの応答遅れのために過渡的に過電圧を出力することを回避できる。
【００５３】
しかし、ローパスフィルタ４８が介挿されることにより、比例積分演算器４５と直列にローパスフィルタが介挿されることと同じになり、電圧制御ループの補償器の応答が悪くなり、結果として電圧指令信号 Ｖd*、Ｖq* の変化に対する出力電圧の追従性が悪くなる。この問題を回避するために、前述した、フォワード補償器４９および加算器５０を介挿する。次に、フォワード補償器４９および加算器５０が介挿された回路について動作を説明する。
【００５４】
先ず、ステップ状の、電圧指令信号 Ｖd*、Ｖq* が、ローパスフィルタ４８とフォワード補償器４９とに分岐して入力される。該信号は、フォワード補償器４９にて比例演算されて、加算器５０にて比例積分演算器４５の出力と加算される。フォワード補償器４９および加算器５０からなるループには、信号を遅延させる効果がないので、比例積分演算器４５の出力電圧の立ち上がりが遅れることがない。よって、このローパスフィルタを追加することによって出力電圧制御の過渡応答を犠牲にすることを回避できる。
【００５５】
上記実施形態によれば、インバータ試験装置が、モータを模擬するインバータのゲート信号を生成する回路において、被試験用インバータの出力電圧を検出する回路中のローパスフィルタと同特性のローパスフィルタを備え、且つ、比例積分演算器の電圧制御の過渡応答を改善するためのフォワード補償器を設けた回路を備えたので、定常状態のみならず、過渡状態においても、応答遅れなく、振幅、位相共に補正して、被試験インバータの出力電圧の基本波成分を正確に制御することができる。
第１の実施形態および第２の実施形態においては、定常状態では、振幅、位相共に補正が可能であるが、過渡的な応答遅れが生ずるので、本実施形態においては、その問題を回避して、より、正確に出力電圧の制御を行うことができる。
【００５６】
尚、以上の各実施形態においては、被試験用インバータ自身の出力電圧を制御する代わりにモータを模擬するインバータの出力電圧を制御して被試験用インバータを試験するインバータ試験装置を想定したが、応用はこれに限定されない。例えば、ＰＷＭ制御されるインバータ自身の出力電圧を正確に制御するために、該インバータの出力電圧を正確に検出、または制御する必要のある応用に適用できる。また、第２の実施形態に対しても同様のフォワード補償をして電圧制御の過渡応答を改善することが可能である。
【００５７】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更も含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の第１の実施形態の構成における出力電圧検出回路３１ａの構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態のモータ模擬運転制御部１１ａの電圧指令信号関連の部分を示すブロック図である。
【図３】同実施形態のインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。
【図４】同実施形態のローパスフィルタ３１１の特性および逆特性を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態の構成における出力電圧検出回路３１ｂの構成を示すブロック図である。
【図６】同実施形態のモータ模擬運転制御部１１ｂの電圧指令信号関連の部分を示すブロック図である。
【図７】同実施形態のインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施形態の構成におけるモータ模擬運転制御部１１ｃの電圧指令信号関連の部分を示すブロック図である。
【図９】同実施形態のインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来のインバータ試験装置の出力電圧検出回路３１の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来のインバータ試験装置のブロック図である。
【符号の説明】
【００５９】
１  被試験インバータ（インバータ）
２  疑似負荷用インバータ（インバータ）
５  直流電源
６  チョッパ回路
７、９  フィルタ
８  トランス
１０  変流器
１１ａ、１１ｂ  モータ模擬運転制御部
１１ｃ  モータ模擬運転制御部（出力電圧制御手段）
１２  角度センサ模擬制御部
２１  擬似負荷
３１、３１ａ、３１ｂ  出力電圧検出回路（出力電圧検出手段）
４４、加算器（第２の加算手段）
４５，３２５  比例積分演算器（ＰＩ：Proportional Integral）（第１の制御演算手段）
４６  二相／三相変換器（第２の相変換手段）
４７  ＰＷＭ制御部（ＰＷＭ制御手段）
４８  ローパスフィルタ（第４のローパスフィルタ）
４９  フォワード補償器（第２の制御演算手段）
５０  加算器（第３の加算手段）
３１１  ローパスフィルタ（第１のローパスフィルタ）
３１２  三相／二相変換器（第１の相変換手段）
３１３  積分器（位相信号発生手段）
３１４  補正信号発生器（補正信号発生手段）
３１５  加算器（第１の加算手段）
３１６  乗算器（乗算手段）
３１８、３２６  Ａ／Ｄコンバータ
３２１  ローパスフィルタ（第２のローパスフィルタ）
３２２  加算器
３２３  減算器（減算手段）
３２４  ローパスフィルタ（第３のローパスフィルタ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005176427.tif 000009
【図８】
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【図９】
2005176427.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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