(57)【要約】【課題】入力電圧の大小に依存せず、かつ、ピーク電流変動の少ない過電流特性を有する保護回路を備えた電源回路を提供する。【解決手段】１次側（入力側）において、１次巻線Ｔ１に流れる電流を制御するスイッチング素子としてのトランジスタＱ１を制御するためのスイッチング制御回路１０を有し、スイッチング制御回路１０は、トランジスタＱ１のスイッチングを直接制御するためのトランジスタと、入力電圧にかかわらず、そのトランジスタの制御電流を一定にするための基準電源を設ける。【選択図】図１
2005176438.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側に配設された１次巻線、及び、出力側に配設された２次巻線より構成された変圧器と、
前記変圧器に配設され、前記入力側の入力電圧に応じた電圧を誘起する制御巻線と、
前記１次巻線と直列に接続され、前記制御巻線に誘起される電圧に基づいて、前記１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子のスイッチングを制御するための第２のスイッチング素子を含み、前記制御巻線に誘起される電圧に基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電流を制御するスイッチング制御回路と
を有する電源装置であって、
前記スイッチング制御回路は、
前記第２のスイッチング素子の制御端子に対し、前記第２のスイッチング素子が動作するための基準電源を設定した
電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御回路は、前記基準電源を複数のダイオードにより構成する
請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御回路は、前記制御巻線と前記第２のスイッチング素子の制御端子間に接続される調整回路を有し、
前記調整回路は、
前記制御巻線に対して直列に接続される第１の抵抗および定電圧ダイオードと、
前記定電圧ダイオードに対して並列に接続される第２の抵抗と
を含み、前記第１の抵抗と、第２の抵抗と、定電圧ダイオードとに基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する
請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング制御回路は、前記制御巻線と前記第２のスイッチング素子の制御端子間に接続される調整回路を有し、
前記調整回路は、
前記制御巻線に対して直列に接続される抵抗を含み、前記抵抗に基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する
請求項２記載の電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御回路は、前記制御巻線と前記第２のスイッチング素子の制御端子間にあって、前記調整回路が前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する第２の調整回路をさらに有し、
前記第２の調整回路は、
１または複数の抵抗を含み、前記１または複数の抵抗に基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する
請求項３または４記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流保護回路を備えたスイッチング電源等の電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電源装置としてのスイッチング電源は、変圧器の１次側の電圧をオン・オフするスイッチング素子のデューティ比率を変化させることにより変圧器の２次側に誘起され、平滑化した電圧の大きさを制御する。そして、かかるスイッチング電源には、過大電流の発生を防止するため、過電流保護回路が設けられている。
たとえば、過電流保護回路は、出力側を流れる電流を検出し、検出した電流が過大なときに、スイッチング素子をオフ状態にする。
【０００３】
過電流保護回路の性能を評価するための指標としては、一般に垂下特性が知られている。すなわち、入力電圧を一定にして、電源装置の出力端の負荷を低減させていった場合の出力電圧と出力電流の関係を表す出力電圧電流特性において、図５（ａ）の曲線ｃｖａ１が例示するように、一旦ピーク電流を越えると、出力電力が低減する垂下特性（出力電圧、出力電流ともに減少する特性）が知られている。
電源装置の過電流保護回路が示す垂下特性は、電源装置の出力側に対して接続可能な負荷の仕様を決定付けるため、電源装置の性能を決定するうえで非常に重要なファクターである。
【０００４】
図５（ａ）は、従来のスイッチング電源の過電流特性曲線を示したものであり、曲線ｃｖａ１は、変圧器の１次側へ高電圧を入力した時の特性を、曲線ｃｖｂ１は、変圧器の１次側への低電圧を入力した時の特性を、それぞれ示している。また、点Ｐａ１およびＰｂ１は、それぞれ高電圧および低電圧入力時の特性におけるピーク電流を示し、ＩＧ１は、垂下特性における電流変動の大きさを示す。
図５（ａ）から明らかなように、従来の垂下特性（過電流特性曲線）においては、１次側の入力電圧の大小によって垂下曲線が大きく異なり、また、ピーク電流付近の曲線の振れ幅が大きい。したがって、従来の電源装置においては、入力電圧の大小に関わらずに安定して使用可能な電流の幅が制限されるため、電源装置の出力側に接続可能な負荷が限定される。
そこで、上述した電源装置の過電流特性曲線を改善する技術として、様々な技術が提案されている。たとえば、下記特許文献１では、入力電圧が変動した場合にピーク電流を補正するための回路を設け、入力電圧変動に対して、過電流保護回路の動作点をほぼ一定とする技術が提案されている。
【特許文献１】特開２００３−２２４９７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来提案されている電源装置の過電流特性曲線には、未だ改善の余地がある。すなわち、入力電圧の大小に関わらず、過電流時のピーク電流が垂下曲線の垂下時において一定となることが理想的な過電流特性曲線であり、しかも、大きなコストの増加がなく、この理想的な過電流特性曲線に極力近い特性とすることが望まれる。
【０００６】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電圧の大小に依存せず、かつ、ピーク電流変動の少ない過電流特性を有する保護回路を備えた電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明は、入力側に配設された１次巻線、及び、出力側に配設され２次巻線より構成された変圧器と、前記変圧器に配設され、前記入力側の入力電圧ＶＩＮに応じた電圧を誘起する制御巻線と、前記１次巻線と直列に接続され、前記制御巻線に誘起される電圧に基づいて、前記１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子のスイッチングを制御するための第２のスイッチング素子を含み、前記制御巻線に誘起される電圧に基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電流を制御するスイッチング制御回路とを有する電源装置であって、前記スイッチング制御回路は、前記第２のスイッチング素子の制御端子に対し、前記第２のスイッチング素子が動作するための基準電源を設定した。
【０００８】
好適には、前記スイッチング制御回路は、前記基準電源を複数のダイオードにより構成する。
【０００９】
好適には、前記スイッチング制御回路は、前記制御巻線と前記第２のスイッチング素子の制御端子間に接続される調整回路を有し、前記調整回路は、前記制御巻線に対して直列に接続される第１の抵抗および定電圧ダイオードと、前記定電圧ダイオードに対して並列に接続される第２の抵抗とを含み、前記第１の抵抗と、第２の抵抗と、定電圧ダイオードとに基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する。
【００１０】
好適には、前記スイッチング制御回路は、前記制御巻線と前記第２のスイッチング素子の制御端子間に接続される調整回路を有し、前記調整回路は、前記制御巻線に対して直列に接続される抵抗を含み、前記抵抗に基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する。
【００１１】
好適には、前記スイッチング制御回路は、前記制御巻線と前記第２のスイッチング素子の制御端子間にあって、前記調整回路が前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する第２の調整回路をさらに有し、前記第２の調整回路は、１または複数の抵抗を含み、前記１または複数の抵抗に基づいて、前記第２のスイッチング素子の制御端子に供給する電気信号を調整する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の電源回路によれば、入力電圧ＶＩＮの大小に依存せず、かつ、ピーク電流変動の少ない過電流特性を有する保護回路を備えているので、全電圧域において常にピーク電流付近まで使用することができ、電源回路としての性能向上が図れるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
第１の実施形態
以下、本発明に係る電源装置の第１の実施形態について、添付図面に関連付けて説明する。
図１および図２は、スイッチング電源としての本実施形態に係る電源装置１の回路図の１例を図示したものであり、図１は電源装置１の全体回路図の１例を、図２は電源装置１のスイッチング制御回路１０の回路図の１例を、それぞれ示す。
【００１４】
図１に示すように、電源装置１の１次側（入力側）には、ＤＣ電圧ＶＩＮを入力するＤＣ入力端子４０ａ，４０ｂと、変圧器を構成する１次巻線Ｔ１と、変圧器に設けられる制御巻線Ｔ３と、１次巻線Ｔ１に直列に接続され、１次巻線Ｔ１に流れる電流を制御するスイッチング素子としてのＮＭＯＳトランジスタＱ１と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１に並列に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ１の保護用ダイオードＤ１と、電源装置１の起動抵抗を形成する抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１に対して電圧を微分したパルス状の制御電圧を供給し、微分回路を構成するコンデンサＣ１および抵抗Ｒ３と、過電流時にＮＭＯＳトランジスタＱ１を制御するためのスイッチング制御回路１０と、が備えられる。
【００１５】
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は、電源装置１の起動抵抗を構成する。すなわち、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２により分圧される入力電圧ＶＩＮを、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に供給することにより、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態となり、電源装置１の１次側が動作を開始する。
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で構成される微分回路により、変圧器Ｔの制御巻線Ｔ３に誘起された電圧に基づいて、パルス電圧をＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に供給して、スイッチング制御を行う。
１次巻線Ｔ１と２次巻線Ｔ２により構成される変圧器に対して、制御巻線Ｔ３が設けられ、上記変圧器により誘導された電圧を検出する。すなわち、入力電圧ＶＩＮの大きさに比例した電圧が、巻線比に応じて制御巻線Ｔ３に誘起される。
【００１６】
スイッチング制御回路１０は、後述するように、上記ＮＭＯＳトランジスタＱ１を制御するためのトランジスタを含み、制御巻線Ｔ３に誘起される電圧に基づいて、当該トランジスタを制御することにより、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子（制御端子）に供給する電圧を制御する。これにより、電源装置１の出力電流を制御することが可能となる。
【００１７】
図１に示すように、電源装置１の２次側（出力側）には、変圧器を構成する２次巻線Ｔ２と、２次巻線Ｔ２に誘導された電圧を整流平滑する整流平滑回路を構成するダイオードＤ２およびコンデンサＣ２と、入力電圧ＶＩＮの変動等に対して安定した直流定電圧を生成する定電圧回路２０と、ＤＣ出力端子５０ａ，５０ｂと、定電圧回路２０が生成する電圧を検出し、１次側のスイッチング制御回路１０にフィードバックするためのフォトカプラＰＣと、が備えられる。
【００１８】
定電圧回路２０は、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２で構成される整流平滑回路により整流平滑された電圧に基づいて、後述する制御方式により安定化された直流電圧を生成する。
たとえば、定電圧回路２０は、電流帰還用オペアンプや制御用トランジスタ等から構成され、入力電圧ＶＩＮの変動や負荷電流の変化等に対しても出力電圧を自動的に一定となるように制御する。
定電圧回路２０のノード２０１および２０３は、それぞれＤＣ出力端子５０ａおよび５０ｂに接続される。ノード２０２は、出力電圧ＶＯＵＴを調整する基準となる端子であって、出力電圧ＶＯＵＴに応じた電流がフォトカプラＰＣのフォトダイオードを流れる。
【００１９】
フォトカプラＰＣは、電源装置１の過電圧保護機能のための出力電圧検出部を構成する。出力電圧ＶＯＵＴが所定の制限電圧を越えた場合には、定電圧回路２０のノード２０２からの電流により、フォトカプラＰＣのフォトダイオードが発光し、フォトトランジスタがオン状態となる結果、後述するように、スイッチング制御回路１０がＮＭＯＳトランジスタＱ１をオフ状態とするように動作するので、電源装置１の出力電圧ＶＯＵＴが所定の電圧に制限される。
【００２０】
次に、本実施形態における電源装置１のスイッチング制御回路１０について、図２に関連付けて説明する。
図２に示すように、スイッチング制御回路１０は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１を制御するためのスイッチング素子であるＮＰＮトランジスタＴｒ１と、過電流保護時の調整回路である調整回路Ａと、過電圧保護のためのフォトカプラＰＣに直列に接続され、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流制限抵抗である抵抗Ｒ５と、制御巻線Ｔ３に誘起される電圧をコンデンサＣ４に導くダイオードＤ５および抵抗Ｒ１０と、ノイズフィルタとしてのコンデンサＣ３と、を備えて構成される。
【００２１】
調整回路Ａは、高電圧入力時における過電流保護のための調整回路であって、図２に示すように、互いに並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ７、および、抵抗Ｒ６とから構成される。
調整回路Ａは、抵抗Ｒ５を介して、制御巻線Ｔ３とＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース端子の間に接続される。入力電圧ＶＩＮの変動に応じて、制御巻線Ｔ３に誘起される電圧が変動し、調整回路Ａがノード１０６を介して入力する制御巻線Ｔ３に誘起される電圧に応じて、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース端子に供給する電流が変動する。
すなわち、入力電圧ＶＩＮの増加に伴い、制御巻線Ｔ３に誘起される電圧が増大すると、抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ６を介して流れる電流が増大する。
さらに、抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ６を介して流れる電流が増大すると、抵抗Ｒ７の電圧降下がツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧に達した時点で、ツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧と抵抗Ｒ６に応じた電流がＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース端子に供給され、ＮＰＮトランジスタＴｒ１をさらに動作させる。
【００２２】
また、スイッチング制御回路１０は、フォトカプラＰＣとノード１０４，１０５を介して接続され、過電圧保護回路の一部を構成している。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴが所定の制限電圧を越えた場合には、フォトカプラＰＣのフォトダイオードが発光し、フォトトランジスタがオン状態となる結果、スイッチング制御回路１０のノード１０４および１０５が導通し、制御巻線Ｔ３に誘導された電圧がダイオードＤ５および抵抗Ｒ１０，Ｒ５を介して、ＮＰＮトランジスタＴｒ１をオン状態とするので、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態となり、出力電圧ＶＯＵＴが所定の電圧に制限される。
【００２３】
次に、本実施形態における電源装置１のスイッチング制御回路１０の動作を、過電流特性曲線を示す図５と関連付けて、説明する。
図５（ａ）は、図示しない従来の電源装置（図２の調整回路Ａがない場合）の過電流特性曲線を、図５（ｂ）は、本実施形態の電源装置１の過電流特性曲線を、それぞれ一例として示す。
図５において、曲線ｃｖａ１，ｃｖａ２は、１次側の入力電圧が高電圧の時の特性を、曲線ｃｖｂ１，ｃｖｂ２は、１次側の入力電圧が低電圧の時の特性を、それぞれ示す。また、点Ｐａ１，Ｐａ２および点Ｐｂ１，Ｐｂ２は、それぞれ入力電圧が高電圧および低電圧の時の垂下特性におけるピーク電流を示し、ＩＧ１，ＩＧ２は、垂下特性における電流変動の大きさを示す。
【００２４】
図５（ａ）に見られるように、図２の調整回路Ａがない従来の電源装置において、高電圧入力時のピーク電流Ｐａ１と低電圧入力時のピーク電流Ｐｂ１とでは、大きく異なっているため、電源装置を使用可能な電流領域が低電圧の特性により制限される。
これは、図１に示す制御巻線Ｔ３に発生する電圧が入力電圧ＶＩＮに応じて変動するため、図２における調整回路Ａが存在しない場合には、入力電圧ＶＩＮが高い場合と低い場合で、抵抗Ｒ５を流れるＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流が大きく異なり、したがって、ＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点が大きく異なるためである。
【００２５】
一方、図５（ｂ）に見られるように、本実施形態の電源装置１において、高電圧入力時のピーク電流Ｐａ２と低電圧入力時のピーク電流Ｐｂ２をほぼ一定として、電源装置を使用可能な電流領域が拡大する。
これは、入力電圧ＶＩＮが低い時には、抵抗Ｒ６および抵抗Ｒ７に応じた電流がＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース端子に供給され、入力電圧ＶＩＮが所定レベル以上になると、ツェナーダイオードＺＤ１が導通し、ツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧および抵抗Ｒ６に応じた電流がＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース端子に供給されることになるので、高電圧時におけるＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点を低くすることができるためである。
なお、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の値を適切に選択することにより、ツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧を境にしてＮＰＮトランジスタＴｒ１に供給する電流を任意に非線形に設定することができるので、電源装置１の周辺回路に応じた最適な構成とすることができる。
【００２６】
以上説明したように、本実施形態に係る電源装置１によれば、１次側（入力側）において、１次巻線Ｔ１に流れる電流を制御するＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングを制御するためのスイッチング制御回路１０を有し、当該スイッチング制御回路１０は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングを直接制御するためのＮＰＮトランジスタＴｒ１と、入力電圧ＶＩＮが高圧時における過電流保護の調整回路Ａ、すなわち、ツェナーダイオードＺＤ１と並列に接続された抵抗Ｒ７を含む調整回路、を有する構成としたので、ツェナーダイオードＺＤ１および抵抗Ｒ６，７を所定の値に設定することにより、過電流特性曲線（出力電圧電流特性）のピーク電流を入力電圧ＶＩＮによらず，ＩＧ１を変えずにほぼ一定にすることができ、電源装置１の使用可能電流域が拡大できるという利点がある。
【００２７】
第２の実施形態
次に、第２の実施形態における電源装置１ａについて、図３に関連付けて説明する。
第２の実施形態における電源装置１ａは、その過電流特性曲線を、第１の実施形態における電源装置１の過電流特性曲線と比較して、入力電圧ＶＩＮが高い場合と低い場合の振れ幅を低減することを企図している。すなわち、第１の実施形態で説明した図５（ｂ）に示す過電流特性曲線において、入力電圧が高電圧時の曲線ｃｖａ２と低電圧時の曲線ｃｖｂ２の振れ幅（ＩＧ２）の変動を少なくすることを目的としている。
【００２８】
そのために、図３に示すように、本実施形態における電源装置１ａのスイッチング制御回路１０ａは、第１の実施形態におけるスイッチング制御回路１０と比較して、さらに調整回路Ｂを備える点で異なる。
調整回路Ｂは、第１の実施形態で述べた調整回路Ａと異なり、低電圧入力時における過電流保護時の調整回路であって、図３に示すように、抵抗Ｒ８および抵抗Ｒ９から構成される。
調整回路Ｂは、制御巻線Ｔ３により誘起される電圧を抵抗Ｒ８および抵抗Ｒ９により分圧し、その分圧レベルに応じて、調整回路Ａにより供給されるＮＰＮトランジスタＴｒ１へのベース電流を抵抗Ｒ８へ引き込み、ＮＰＮトランジスタＴｒ１をオフ状態とする方向に動作する。
【００２９】
なお、入力電圧ＶＩＮに対し、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流をどの程度抵抗Ｒ８へ引き込むかについては、調整回路Ａおよび調整回路Ｂの各素子の値によって調整することが可能である。
本実施形態においては、入力電圧ＶＩＮが高い場合には、第１の実施形態同様に調整回路Ａが優先的に作用してＮＰＮトランジスタＴｒ１に対するベース電流を供給するが、その場合でも、調整回路ＢがＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点を引き上げる方向に作用するので、入力電圧ＶＩＮが高い場合と入力電圧ＶＩＮが低い場合とで、ＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点が近づく方向となる。
したがって、入力電圧ＶＩＮが高い場合と入力電圧ＶＩＮが低い場合とで、ＮＭＯＳトランジスタＱ１をオフ状態とする動作点が近づくことになるので、図５（ｂ）に示す過電流特性曲線において、入力電圧が高電圧時の曲線ｃｖａ２と低電圧時の曲線ｃｖｂ２の振れ幅（ＩＧ２）の変動が低減する。
【００３０】
以上説明したように、本実施形態のスイッチング制御回路１０ａによれば、第１の実施形態に係るスイッチング制御回路１０と比較して、調整回路Ｂを備え、当該調整回路Ｂは、制御巻線Ｔ３により誘起される電圧を抵抗Ｒ８および抵抗Ｒ９により分圧し、その分圧レベルに応じて、抵抗Ｒ６を介して供給されるＮＰＮトランジスタＴｒ１へのベース電流を抵抗Ｒ８へ引き込み、ＮＰＮトランジスタＴｒ１をオフ状態とする方向に動作するので、入力電圧ＶＩＮの変動に対する出力電流の変動が低減する。すなわち、過電流特性曲線において、入力電圧ＶＩＮが高い場合と低い場合の振れ幅を低減させることが可能となる。
【００３１】
第３の実施形態
次に、第３の実施形態における電源装置１ｂについて、図４に関連付けて説明する。
第３の実施形態における電源装置１ｂは、その過電流特性曲線を、第２の実施形態における電源装置１ａの過電流特性曲線と比較し、垂下特性のピーク電流値をほぼ垂直とすることを企図している。すなわち、図５（ｃ）に示す過電流特性曲線に示すように、入力電圧が高電圧時の曲線ｃｖａ３と低電圧時の曲線ｃｖｂ３の振れ幅（ＩＧ３）の変動を無くすことを目的としている。
【００３２】
そのために、図４に示すように、本実施形態における電源装置１ｂのスイッチング制御回路１０ｂは、第２の実施形態におけるスイッチング制御回路１０ａと比較して、さらに調整回路Ｃを備える点で異なる。
調整回路Ｃは、過電流時の過電流特性曲線をさらに改善するための調整回路であって、図４に示すように、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４から構成される。ダイオードＤ３およびダイオードＤ４に電流が流れる場合には、約１．４Ｖ（それぞれ、約０．７Ｖ）の電圧降下が発生するので、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースエミッタ間に対して常に順方向の一定のバイアス電圧がかかり、ＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点が安定することになる。
したがって、本実施形態においては、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース端子に対して、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースエミッタ間電圧（約０．２〜０．７Ｖ）より大きい基準電圧（約１．４Ｖ）を設定する点に特徴がある。
【００３３】
第２の実施形態において説明したスイッチング制御回路においては、図３に示すように、入力電圧ＶＩＮが増加すればするほど、それに応じて制御巻線Ｔ３に誘起される電圧が増加し、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流が増加することとなる。
本実施形態におけるスイッチング制御回路１０ｂにおいては、かかるベース電流の増加が、新たに付加された調整回路Ｃ部のダイオードＤ３，Ｄ４に引き込まれる結果、入力電圧ＶＩＮの増減にかかわらず、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流が一定となるので、ＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点が変動しない。
すなわち、調整回路Ｃは、調整回路Ａおよび調整回路Ｂにより調整されるベース電流を引き込む場合、常に、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースエミッタ間電圧分より大きいダイオード２個分の電圧降下（約０．７Ｖ×２＝１．４Ｖ）を発生させるため、このダイオードの電圧降下分と抵抗Ｒ５により、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流が決定される。
【００３４】
以上説明したように、本実施形態においては、ダイオードＤ３およびＤ４から構成される調整回路Ｃを、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電流を引き込むように設けたので、ＮＰＮトランジスタＴｒ１を制御する際の動作点が入力電圧ＶＩＮに依存せず一定となり、その結果、図５（ｃ）に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＱ１をオフ状態とする出力電流が入力電圧ＶＩＮによらず一定となる。
これにより、使用可能な出力電流域が、入力電圧ＶＩＮに依存せず広範囲なものとなり、電源装置に接続する負荷を幅広く設定することができるので、電源装置の性能が向上する。
また、調整回路Ｃは、少なくとも２個分のダイオードがあれば構成可能であるので、極めて安価に上述した性能向上を実現できる。
【００３５】
また、調整回路Ｃを構成するダイオードＤ３およびＤ４の代わりに、基準電圧としてのツェナーダイオードを適用してもよい。
しかし、基準電圧としてダイオードＤ３，Ｄ４を適用した場合には、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースエミッタ間とほぼ同一の温度特性が期待できるので、ＮＰＮトランジスタＴｒ１に対する調整回路Ｃの制御が温度の影響を受けず安定する利点がある。すなわち、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のＶダイオードＤ３，Ｄ４の接合温度特性が同等のものを選択して適用すれば、温度特性の差に影響を受けず、ＮＰＮトランジスタＴｒ１の動作点がさらに安定する利点がある。
【００３６】
なお、第１乃至第３の実施形態は、上述した内容に拘泥せず、様々な改変が可能である。たとえば、ＮＰＮトランジスタＴｒ１は、ＰＮＰ型として構成することもでき、また、ＮＭＯＳトランジスタＱ１は、ＰＭＯＳ型として構成できることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明に係る実施形態の電源装置の回路図の１例を示した図である。
【図２】第１の実施形態における電源装置のスイッチング制御回路の回路図の１例を示した図である。
【図３】第２の実施形態における電源装置のスイッチング制御回路の回路図の１例を示した図である。
【図４】第３の実施形態における電源装置のスイッチング制御回路の回路図の１例を示した図である。
【図５】電源装置の過電流特性曲線について図示したものであり、（ａ）は、図示しない従来の電源装置の過電流特性曲線を、（ｂ）は、第１の実施形態における電源装置の過電流特性曲線を、（ｃ）第３の実施形態における電源装置の過電流特性曲線を、それぞれ示す。
【符号の説明】
【００３８】
１，１ａ，１ｂ…電源装置、１０，１０ａ，１０ｂ…スイッチング制御回路、２０…定電圧回路、４０ａ，４０ｂ…ＤＣ入力端子、５０ａ，５０ｂ…ＤＣ出力端子、ＰＣ…フォトカプラ。
【図１】
2005176438.tif 000003
【図２】
2005176438.tif 000004
【図３】
2005176438.tif 000005
【図４】
2005176438.tif 000006
【図５】
2005176438.tif 000007