(57)【要約】【課題】出力トランスの二次側から充電電力と制御器用電源電力を確保する場合に、制御器用電源電力を安定して供給できるようにする。【解決手段】出力トランスＴｒの二次側から電池ＣＥに至る充電経路の、例えばＴ１点の電位を分圧器ＶＤ２で分圧した電圧が、制御器ＣＴからの基準電圧設定値と一致するように調整する差動増幅器ＡＭ３の出力を、フォトカプラＰＣを介して一次側制御器にフィードバックすることでＴ１点の電位を一定となるよう制御する一方、電池充電電流の制御は検出電流値をその指令値通りに調整する差動増幅器ＡＭ１により、電流制御素子Ｐ１の導通量を制御することで実現する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ／ＤＣコンバータの出力トランス二次側の整流・平滑されたＤＣ電圧を、リチウムイオン電池の充電用および制御器用電源として用いるリチウムイオン電池の充電制御回路において、
前記ＤＣ電圧が充電対象電池の充電上限電圧に等しくなるよう前記出力トランス一次側の制御器にフィードバックするフィードバック手段を設けるとともに、そのフィードバックされた出力トランス二次側のＤＣ電圧とリチウムイオン電池との間に直列に電流制御素子を設け、検出される充電電流が指令値と等しくなるように前記電流制御素子の導通度を制御する信号を前記電流制御素子の制御信号とすることを特徴とするリチウムイオン電池の充電制御回路。
【請求項２】
前記電流制御素子を強制的にオン，オフさせる信号をそのコントロール端子に印加する信号印加手段を設け、リチウムイオン電池への充電電流の遮断機能を持たせたことを特徴とする請求項１に記載のリチウムイオン電池の充電制御回路。
【請求項３】
前記電流制御素子がｐチャンネルＦＥＴであることを特徴とする請求項１または２に記載のリチウムイオン電池の充電制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、各種携帯機器用電源として大量に使用されるに至っているリチウムイオン電池（単に、電池とも言う）の充電制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
リチウムイオン電池の充電制御は充電電流，電圧を監視して行なわれる。特に、過電圧の印加は電池を劣化させるため、充電時の電圧は充電時の電圧が４．２Ｖの電池で４．２Ｖ±３０ｍＶ（変動率にすると±０．７％）のように、高精度の電圧管理が要求される。電池を１本で使用する場合には、４．１Ｖまたは４．２Ｖとなる。
【０００３】
図５に電池充電用電源として一般的なＡＣ／ＤＣコンバータを用いる例を示す。これは、ＡＣ電源２４を両波整流し、平滑した電圧を高周波でスイッチングし、トランス２５を介して二次側に誘起する電圧を整流，平滑して電池充電用とするものである。ＡＣライン側と二次側の充電制御回路２２は、トランス２５およびフォトカプラ２３により絶縁されている。
二次側の電圧制御は、フォトカプラ２３を通して一次側の制御器２１に伝えることにより行なう。一次側の制御器２１はフォトカプラ２３から得られる光量に応じ、高周波でスイッチングしているパルス幅を変化（ＰＷＭ制御：電流の通流期間を変化）させて二次側の電圧を制御する。
【０００４】
つまり、二次側からの指令で発光量が多い時には出力電圧を低く、少ない時には出力電圧を高くするように一次側で制御する。起動時は二次側の制御電圧は０Ｖで、フォトカプラ２３によるフィードバックは無い（発光しない）ため、出力電圧を高める指令となる。その結果、二次側の制御器２２は動作電圧を得て制御を実行できるようになる。
【０００５】
図５の構成で、二次側の制御器２２の電源は、トランス二次側巻線からとるのが一番自然であるが、充電する電池の電圧に応じて二次巻線から得られる電圧は変動する。十分使い切った電池では、その電圧は２Ｖ程度となる。このとき、二次巻線から得られる電圧も同様の２Ｖ程度になる。この電圧を制御器が動作できる電圧にするには、直列に抵抗器を入れる等の対策が必要になるが、充電電流が大きくなる急速充電では１Ａ以上の電流が流れ、これによるロスを許容することはできない。このような事情から、制御器が通常必要とする電圧（４〜６Ｖ）をどのように確保するかが課題となる。
【０００６】
ところで、電池への充電時には二次側の電圧は電池電圧よりも多少高い（＝電池電圧＋０．１Ｖ〜０．５Ｖ：逆阻止ダイオード（ショットキーダイオード）Ｄの順方向電圧降下＋電流検出用抵抗Ｒでの電圧降下）程度である。特に放電し過ぎた電池を充電しようとすると、電池電圧は１Ｖ以下まで低下していることを考慮する必要がある。このような電圧の低い電池を充電する場合、２次側巻線の電圧を整流・平滑した電圧（以下充電電圧という）は１．１Ｖ[＝１Ｖ（電池電圧）＋０．１Ｖ（ダイオードＤの順方向電圧降下）とした]程度しか発生しない。電池の充電電圧は二次巻線の出力電圧、すなわちこの１．１Ｖになるが、この電圧では制御器の電源電圧として使用するには電圧が低すぎる。
【０００７】
通常のアナログ，ディジタル混在の制御器には３〜５Ｖの安定化した電圧が必要である。また、その電源を安定化するために＋１Ｖの電圧マージンを見込むと、４〜６Ｖの制御器（ＩＣ）用の電圧が必要になる。しかし、上記のように、充電する電池が１本の構成では、そのままの１．１Ｖ程度の電圧しか得られないため、制御器に必要な電圧（４〜６Ｖ）を確保することができない。
【０００８】
その対策として、制御用の電源を電池充電用電源から取らずに、別のルートから安定した電圧を確保する図６のような構成が考えられる。
これは、二次側の電圧制御を一次側で実施するのではなく、二次側の電圧を整流，平滑したＤＣ電圧をベースにステップダウン構成のスイッチングレギュレータ３２を設け、制御器用の電源には二次側の電圧を整流，平滑したＤＣ電圧を用いるか、別巻線を設けてその電圧を使用するようにする。
【０００９】
図６のようにすると、一次側の制御器は特に必要なくなり、商用電源周波数での電源トランス構成も考えられるが、トランスが大きく重いことから、この部分も高周波スイッチングが必須となる。その結果、一次・二次側に類似の回路を準備することになり、部品数の増大に伴うコストアップ，回路サイズの増大等の問題が発生する。なお、図６の符号３３は充電制御器、３４はリチウムイオン電池を示す。
【００１０】
また、図５の回路において電池充電電圧と制御器の電圧を二次側に設けた図示しない三次巻線から引き出そうとすると、二次巻線と三次巻線の巻線比での電圧設定ではかなり厳しい状況が発生する。すなわち、従来方法では電池電圧が０Ｖに近いときは充電電圧も０Ｖに近い値となり、このとき制御器用の電圧は二次巻線との巻線比で決まることから、この電圧を６Ｖと仮定して０．５Ｖの充電電圧が発生したとすると、実に１２倍（＝６／０．５）の巻数で電圧を確保する必要が生じる。この巻数を採用すると、異常（短絡）電池の場合は何とか制御電源を確保できるものの、正常電池の場合には電池電圧が４．２Ｖまで上昇してくるため、制御器用の電圧はなんと５０．４Ｖ（４．２×６／０．５）もの電圧が発生する計算になる。このような電圧では制御器の耐圧も不足するため、この電圧の上限を抑えるための素子が必要になる。この種の素子は通常熱を発生させ、そのロスで電圧を低下させるため、効率の良い電源とは言いがたい。
【００１１】
そこで、出願人は図７のような回路を提案をしている（特許文献１参照）。
これは、トランス二次側の整流・平滑部１の出力端Ｔｖとリチウムイオン電池９との間に、電界効果トランジスタ（ｐチャンネル（ｐｃｈ）ＦＥＴ）のような電流制御素子２を直列に接続し、そのコントロール（ゲート）端子を増幅器３からの出力により制御することで、制御器への電源供給端子Ｔｖを一定電圧に保つものである。
図８は図７の充電制御方式を説明するもので、図８（ａ）は図７の要部回路図、図８（ｂ）はその動作説明図である。すなわち、図８（ａ）に示す電流制御用増幅器８Ａおよび電圧制御用増幅器８Ｂにより、電流，電圧の検出値を指令値とそれぞれ比較し、出力電圧の低い方を選択してフォトカプラ１０の発光ダイオードＤへの通電電流が決まるように構成されている。
【００１２】
電池電圧の制御は図８（ｂ）のように、電池電圧が低い状態では点線で示すように定電流制御を行ない、電池電圧が一定値（例えば、電池１本の４．２Ｖ）になると定電圧充電に移行し、その充電電流が一定値（例えば、定電流充電時の１／１０）以下になったときに充電を終了する。定電流充電から定電圧充電へのモード切替は、各制御における制御電圧の低い方の電圧にしたがってフォトカプラ１０の発光量が制御される構成となっているため、この電圧の切り替わりを充電時の電池電圧が４．２Ｖになったとき、電圧制御用増幅器８Ｂの出力電圧が電流制御用増幅器８Ａの出力電圧よりも低くなるように設定しておけば、各増幅器の出力が制御切替用ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、そのＤ１，Ｄ２のアノードが共通に発光ダイオードＬＥＤのカソードに接続されていることにより、電流制御出力よりも低い電圧となる電圧制御を自動的に選択して実行することができる。
【００１３】
【特許文献１】特開２００１−３２７０９６号公報（第３頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ところで、上記特許文献１でリチウムイオン電池１本の充電を考えるとき、図７の整流・平滑部１の出力電圧値が電池９の満充電時の電圧４．２Ｖだとこの電圧を制御器の電源電圧とするには懸念があるため、充電電圧はこれより高い電圧６Ｖ以上にせざるを得ない。したがって、電池９の満充電時の電圧の４．２Ｖになって定電圧充電モードになっても、ｐチャンネルＦＥＴ２の両端の電圧差、すなわちＦＥＴ２において電力ロスが発生し、充電装置としての効率を上げることができない。
したがって、この発明はこのような課題を解決するためになされたもので、定電圧充電モードにおける電力ロスを抑制しつゝ、制御器用電源を安定して得られるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力トランス二次側の整流・平滑されたＤＣ電圧を、リチウムイオン電池の充電用および制御器用電源として用いるリチウムイオン電池の充電制御回路において、前記ＤＣ電圧が充電対象電池の充電上限電圧に等しくなるよう前記出力トランス一次側の制御器にフィードバックするフィードバック手段を設けるとともに、そのフィードバックされた出力トランス二次側のＤＣ電圧とリチウムイオン電池との間に直列に電流制御素子を設け、検出される充電電流が指令値と等しくなるように前記電流制御素子の導通度を制御する信号を前記電流制御素子の制御信号とすることを特徴とする。この請求項１の発明においては、前記電流制御素子を強制的にオン，オフさせる信号をそのコントロール端子に印加する信号印加手段を設け、リチウムイオン電池への充電電流の遮断機能を持たせることができる（請求項２の発明）。また、上記請求項１または２の発明においては、前記電流制御素子がｐチャンネルＦＥＴであることができる（請求項３の発明）。
【発明の効果】
【００１６】
上記のように出力トランス二次側のＤＣ電圧を一定にして、電池充電時のパワロスを極力少なくするのは、電流制御時に無駄な電力を消費することになるが、予備充電や急速充電期間は通常の電池であれば極めて短時間に終了するため問題は殆どなく、制御器用の電源を安定して得られるので、有効な方式といえる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。
図示のように、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧から電流検出抵抗Ｒを出た後（電流制御素子Ｐ１の前）の、例えばＴ１点の電圧を、電池充電の上限電圧である４．２Ｖとなるように制御する構成とする。すなわち、電流検出抵抗Ｒを出た後（電流制御素子Ｐ１の前）の例えばＴ１点の電位を、分圧器ＶＤ２により分圧した値と、分圧器ＶＤ３を経た制御器ＣＴからの電圧指令ＶＲＥＦとを一致させるように動作する差動増幅器ＡＭ３の出力によりフォトカプラＰＣを動作させ、その光量変化により一次側のＡＣ／ＤＣコンバータを例えばパルス幅（ＰＷＭ）制御することで、一定となるようにフィードバック制御する。
【００１８】
このとき、制御器ＣＴの電源電圧は、二次巻線の電池充電電圧よりも３〜４Ｖ高い三次巻線を設け、この巻線から得られる電圧を制御器用として利用する。二次巻線は電池充電電圧用の４．２Ｖに固定しているため、制御用電圧も電池電圧よりも３〜４Ｖ高い電圧（７．２〜８．２Ｖ）を常に安定して確保することができる。
また、Ｔ１点と電池ＣＥとの間にはｐチャンネルＦＥＴ等の電流制御素子Ｐ１が設けられ、これには電流検出抵抗Ｒの両端の電圧から充電電流を検出する差動増幅器ＡＭ２と、この差動増幅器ＡＭ２の出力と制御器ＣＴからの出力値ＶＲＥＦを分圧器ＶＤ１で分圧した電流指令相当値とを一致させるように動作する差動増幅器ＡＭ１とが設けられ、電流検出値が電流指令値と等しくなるように素子Ｐ１の導通度が制御されるようになっている。
【００１９】
図３はこの発明による充電動作説明図で、同（ａ）は充電電圧，同（ｂ）は充電電流を示す。
基本構成は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力トランスＴｒの二次巻線の直流出力電圧（充電電圧）を常に一定電圧＝電池充電終了電圧として、電池との電圧差をその間に設けたｐチャンネルＦＥＴである素子Ｐ１で吸収するように、Ｐ１のオン抵抗Ｒ１を通電電流指令値に合わせるように調整する構成にしている。
すなわち、電池がほぼ空の状態では予備充電を実施し、電池電圧が一定値以上に上昇すると、急速充電を経て定電圧充電となる。予備充電，急速充電の電流制御はｐチャンネルＦＥＴの導通度を制御して電流を調整するとともに、定電圧充電ではｐチャンネルＦＥＴをＯＮ状態に制御する。
【００２０】
このように、充電電圧を一定にして制御器ＣＴの電源を確保する構成のため、電池の電圧に関わらず制御器ＣＴには一定の最適な電圧が印加され、安定な動作が期待できる。なお、予備充電（１００ｍＡの定電流充電）時の制御用電圧は、その充電経路に直列に接続した素子Ｐ１が負担する。このときの発生ロスの最大値は、充電電圧３．１Ｖ以上で急速充電としたときを例にして、
予備充電時        １００ｍＡ×４．２Ｖ          ＝０．４２Ｗ
急速充電時        １．５Ａ×（４．２−３．１）Ｖ＝１．６５Ｗ
のようになる。
【００２１】
上記の値は少ない値ではないが、実際の充電動作ではこのロスの大きな状態は、あまり長時間継続しない。ちなみに、充電時間を１時間とすると、上記の予備および急速充電で電池電圧が３．１Ｖから充電上限電圧の４．２Ｖまで変化する期間は大体１０分程度であり、比率としては小さい（通常の充電時間は約１時間）。また、充電終了から、より満充電とするために、通常は充電終了後約１時間継続して定電圧充電することから合計２時間となり、そのうちの１０分となればその比率はさらに低下することになる。
これに対し、トランス二次側の誘起電圧をそのまま充電電圧とし、三次巻線から制御器の駆動電圧を得る方法は、充電経路でのロスは少ないが、制御器駆動時の電圧ロスが大きくなる期間の比率がこの発明の場合とは逆、例えば図４（ａ）の斜線部Ａで示すように、全充電時間の約２時間に対して１時間５０分程度となり、全体の効率が低下することになる。ここで、図４の（ａ）は充電電圧および制御器へ供給される駆動電圧、（ｂ）は充電電流についての説明図である。
【００２２】
また、この発明によれば、電圧，電流制御のために図８に示すようなダイオード突合せの方法を用いないため、下記のような利点もある。
（１）ダイオードが不要になる。ＩＣ化する場合に、ダイオードのサイズはＭＯＳに比べ      て小さくないので、省チップ面積にもつながる。
（２）ダイオードによる電圧降下（０．６Ｖ程度）がなくなって動作電圧範囲が広がり、      外部定数の変動もより広範囲な定数変動に対応できる。これにより、制御器の電源      電圧を低下させることができる。
さらに、次の利点もある。
（３）二次側の誘起電圧が電池の上限充電電圧に制御されるため、過電圧対策が容易に実      現できる
【００２３】
（４）充電用の電源電圧は、電池充電上限電圧として先に述べたように、０．７％程度の      精度で、制御用ＩＣ（集積回路）の内部的なトリミングを実施して４．２Ｖ±３０      ｍＶを達成している。
この精度を確保した電圧を他の回路部へ流用したい要望はあったものの（例えば、      制御器内の基準電圧，Ａ／Ｄ変換器の基準電圧など）、従来方式では予備，急速充      電時に上記Ｔ１点の電圧が変化するため利用できなかった。
しかし、この発明の方式によれば、この電圧は充電の初期から終了まで電池充電上      限電圧に固定されるため、これを利用することが可能となり、制御器内部回路の簡      略化，高精度化が実現できる。
【００２４】
図２は図１の変形例を示す回路図で、図１に示すものに対してｎチャンネルＦＥＴのＮ１と、充電ＯＮ／ＯＦＦスイッチとしてのｎチャンネルＦＥＴのＮ２を付加して構成される。なお、差動増幅器ＡＭ１の正負入力が、図１のものに対し逆転している。
いま、Ｎ２のゲートに“Ｌ”が入力されるとＮ２はＯＦＦし、このＮ２と差動増幅器ＡＭ１とで新たな差動増幅器が構成される。Ｎ１で信号の位相（論理）が逆転する形なので、差動増幅器ＡＭ１の正負入力の逆転がキャンセルされ、図１と同様の充電動作が行なわれる。
【００２５】
ここで、Ｎ１によりオープンドレインの差動増幅器となるため、プルアップ抵抗としてのＲ１は必須である。一方、Ｎ２のゲートに“Ｈ”が入力されると、Ｎ２はＯＮして、Ｎ１のゲートが“Ｌ”となり、Ｎ１がＯＦＦする。すると、Ｐ１のゲートはＲ１を介してＰ１のソースに接続されるので、Ｐ１のゲートとソースが同電位となりＰ１がＯＦＦする。これにより、電池の充電経路が遮断され、充電は停止される。そして、充電経路が遮断されることにより、電流検出抵抗Ｒ、電流制御素子Ｐ１およびダイオードＤによる損失をゼロとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】この発明の実施の形態を示す回路図
【図２】図１の変形例を示す回路図
【図３】図１の充電動作説明図
【図４】従来の充電動作例の説明図
【図５】ＡＣ／ＤＣコンバータによる従来の充電制御回路図
【図６】充電制御回路の別の従来例を示す回路図
【図７】特許文献１に開示された充電制御回路図
【図８】図７の充電制御方式を説明する説明図
【符号の説明】
【００２７】
ＣＴ…制御器、ＰＣ…フォトカプラ、ＡＭ１〜ＡＭ３…差動増幅器、ＶＤ１〜ＶＤ３…分圧器、Ｐ１…電流制御素子（ｐチャンネルＦＥＴ）、Ｎ１，Ｎ２…ｎチャンネルＦＥＴ、Ｔｒ…トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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