(57)【要約】【課題】  デジタル無線受信機の実使用中においても、受信信号を用いて同相成分と直交成分を増幅する２つの増幅器により生じた振幅偏差を補正する。【解決手段】  同相成分を増幅する第１の可変増幅器６と直交成分を増幅する第２の可変増幅器７により受信信号を増幅してデジタル信号処理部１０に入力するデジタル無線受信機であって、増幅された受信信号の同相成分と直交成分とをＦＦＴ部１１に入力して高速フーリエ変換する一方、増幅された受信信号の同相成分と直交成分との電力平均値を電力平均値算出部１２、１３で算出し、フーリエ変換処理結果と電力平均値に基づいて、振幅偏差補正係数算出部１４が第１の可変増幅器と第２の可変増幅器の増幅率Ａ、Ｂとを制御する補正係数ａ、ｂを算出して可変増幅器６、７を制御し、デジタル信号処理部１０に入力される同相成分と直交成分の振幅偏差を実使用中において補正する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相成分を増幅する第１の可変増幅器と直交成分を増幅する第２の可変増幅器により受信信号を増幅して、受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力するデジタル無線受信機において、
増幅された受信信号の同相成分と直交成分とを高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、
増幅された受信信号の同相成分と直交成分との電力平均値を算出する電力平均値算出部と、
フーリエ変換部による変換処理結果と電力平均値算出部による電力平均値に基づいて、第１の可変増幅器の増幅率と第２の可変増幅器の増幅率とを制御する係数を算出する振幅偏差補正係数算出部と、を備え、
増幅された受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力される同相成分と直交成分の振幅偏差を実使用中において補正することを特徴とするデジタル無線受信機。
【請求項２】
同相成分を増幅する第１の増幅器と直交成分を増幅する第２の増幅器により受信信号を増幅して、受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力するデジタル無線受信機において、
増幅された受信信号の同相成分に第１の係数を乗じてデジタル信号処理部へ出力する第１の乗算器と、
増幅された受信信号の直交成分に第２の係数を乗じてデジタル信号処理部へ出力する第２の乗算器と、
第１の乗算器と第２の乗算器との出力を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、
第１の乗算器と第２の乗算器との出力の電力平均値を算出する電力平均値算出部と、
フーリエ変換部による変換処理結果と電力平均値算出部による電力平均値に基づいて、第１の係数と第２の係数とを算出する振幅偏差補正係数算出部と、を備え、
増幅された受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力される同相成分と直交成分の振幅偏差を実使用中において補正することを特徴とするデジタル無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交検波器をアナログ処理部側に備えたデジタル無線機の受信機に関し、特に、直交検波器の後段に設けられる増幅器による振幅偏差を補正する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル無線通信システムは、携帯電話等といった移動局との無線通信のみならず、固定的な端末局との無線通信にも広く利用されている（非特許文献１参照。）。
このようなデジタル無線通信システムでは、受信信号を増幅することにより生ずる振幅偏差を補正することが優れた通信品質を実現するための重要な課題の１つとなっており、種々な発明が提案されている（特許文献１参照。）。
【０００３】
図３を参照して、従来のデジタル無線システムにおける受信機の振幅偏差補正回路の一例について説明する。
同図に示すように、デジタル無線機の受信機は、同相成分と直交成分のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）５８、５９を境として、前段側のアナログ部と後段側のデジタル部を備えている。アナログ部には、アンテナ５１と、高周波部５２と、直交検波器５３と、同相成分と直交成分の低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）５４、５５と、同相成分と直交成分の可変増幅器５６、５７とが備えられている。デジタル部には、デジタル信号処理部６０と、同相成分と直交成分の電力平均値算出部６１、６２と、振幅偏差補正係数算出部６３と、同相成分と直交成分の乗算器６４、６５と、同相成分と直交成分のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）６６、６７と、同相成分と直交成分の遅延器６８、６９とが備えられている。なお、可変増幅器５６と５７との増幅率はそれぞれＡとＢであり、ＡとＢは共に正の実数である。
【０００４】
振幅偏差補正のための “０”、“１”、“１００１”等の既知の信号パターンの変調波を受信信号としてアンテナ５１で受信すると、この受信信号は、高周波部５２、直交検波器５３、およびＬＰＦ５４、５５を介して、ベースバンド帯域の同相成分ｘＩ（ｔ）と直交成分ｘＱ（ｔ）になる。なお、ｔは時刻である。
出力された同相成分ｘＩ（ｔ）は、可変増幅器５６において増幅率Ａで増幅されてＡｘＩ（ｔ）となり、直交成分ｘＱ（ｔ）は、可変増幅器５７において増幅率Ｂで増幅されてＢｘＱ（ｔ）となり、それぞれＡＤＣ５８、５９を介して、ｎｓ倍（ｎｓ≧２の整数）にオーバーサンプルされてデジタル信号ＡｘＩ（ｎ）とＢｘＱ（ｎ）となり、デジタル信号処理部６０と、電力の平均値算出部６１、６２へ入力される。ここで、ｎはサンプル番号であり、ｎ≧０の整数である。
【０００５】
電力平均値算出部６１と６２では、入力信号ＡｘＩ（ｎ）とＢｘＱ（ｎ）のそれぞれの平均電力＜PＩ（ｎ）＞と＜ＰＱ（ｎ）＞を算出して、振幅偏差補正係数算出部６３へ入力する。なお、＜・＞は平均値を示す。
振幅偏差補正係数算出部６３では、平均電力＜PＩ（ｎ）＞と＜ＰＱ（ｎ）＞の平方根をとり、（式１）及び（式２）に示すようにして同相成分と直交成分の補正係数ａとｂを算出して、それぞれを乗算器６４と６５へ入力する。
【０００６】
【数１】
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【０００７】
【数２】
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【０００８】
乗算器６４では、遅延器６８の出力である増幅率Ａ（ｎ−１）に振幅補正係数ａを乗算してＡ（ｎ）＝ａＡ（ｎ−１）とし、ＤＡＣ６６によりデジタル信号からアナログ信号へ変換して新たな増幅率Ａを同相成分の可変増幅器５６を制御するために出力する。同様に、乗算器６５では、遅延器６９の出力である増幅率Ｂに振幅補正係数ｂを乗算してＢ（ｎ）＝ａＢ（ｎ−１）とし、ＤＡＣ６７によりデジタル信号からアナログ信号へ変換して新たな増幅率Ｂを直交成分の可変増幅器５７を制御するために出力する。
これにより、可変増幅器５６と５７の増幅率ＡとＢを調節し、出力信号ＡｘＩ（ｔ）とＢｘＱ（ｔ）の振幅を一定に保つよう動作している。
なお、増幅率ＡとＢを算出するためには、“０”、“１”または“１００１”等の既知信号を用いるので、実際の使用において既知の受信信号を長時間受信することが困難な場合には、あらかじめ上記方法により増幅率ＡとＢを算出して受信機毎に調節し、実使用中は増幅率ＡとＢを固定値としている。
【０００９】
次に、“０”、“１”または“１００１”等の既知信号として上記の補正用に用いられるプリアンブル信号の持つ特性について、図４および図６を参照して説明する。図４はプリアンブル信号のマッピングの一例を示し、図６はフレームパターンの一例を示している。
プリアンブル信号とは、“１”または“０”、“１００１”等のように周期性を持ったビット系列の繰り返し信号である。以下、ＦＤＭＡ（ＦＤＭＡ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式のデジタル無線システムを一例として説明し、図６は、ＦＤＭＡデジタル無線における同期バーストのフレームフォーマットを示している。
ＦＤＭＡデジタル無線システムで用いられるプリアンブルパターンは、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ６１に基づいた “１００１”の繰り返しであり、変調方式をπ／４シフトＱＰＳＫ、振幅を１、伝播路等で生じる位相差φ=０とすると、図４に示す８点にマッピングされる。
【００１０】
また、図３に示す可変増幅器５６と５７の増幅率ＡとＢにより生じる振幅偏差による問題点について、図５を参照して説明する。図５において、（ａ）は増幅率Ａ：増幅率Ｂ＝１：１の場合、（ｂ）は増幅率Ａ：増幅率Ｂ＝１：２の場合、（ｃ）は（ｂ）の場合において位相に注目した問題点を示す。
増幅器５６と５７の増幅率ＡとＢの関係がＡ：Ｂ＝１：２の場合、図５（ａ）のシンボル点Ｓ０は図５（ｂ）のシンボル点Ｓ１となり、その位相は図５（ｃ）のようにθ０からθ１に変化してしまう。このため、周波数偏差を持ったままのベースバンド信号をデジタル信号処理部６０へ入力すると、周波数偏差の検出を誤検出する場合がある。また、シンボル点の振幅も変化しているために、例えば同期ワード相関を用いてタイミングを検出するような場合にはタイミングを誤検出する可能性がある。したがって、上記のような振幅偏差の補正が必要となる。
【特許文献１】特開平９―１８６７２９号公報
【非特許文献１】財団法人電波産業会“ＡＲＩＢ―ＳＴＤ―Ｔ６１”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記のように、従来にあっては、“０”、“１”、“１００１”等の既知の信号パターンからなるビット列の変調波を受信機で受信し、図３に示すＡＤＣ５８と５９から出力されたデジタル信号ＡｘＩ（ｎ）とＢｘＱ（ｎ）の電力の平均値から算出した振幅偏差補正係数ａとｂにより、増幅率ＡとＢを算出して振幅偏差の補正をしていた。
一般に、受信信号は、図６に一例を示すようなフレームファーマットで構成されるため、従来のように、“０”、“１”、“１００１”の繰り返しといった既知信号を長時間受信することは困難である。そのため、受信機毎にあらかじめ増幅率ＡとＢを設定しておくようにしており、これによって、温度変化等の使用中の外的要因で生じる増幅器の固有のばらつきを原因とする振幅偏差を補正できないという課題があった。
【００１２】
本発明は、上記従来の事情に鑑みなされたもので、実使用中において振幅偏差を随時補正することができるデジタル無線受信機を提供することを目的としている。
なお、本発明の更なる目的は、以下に説明するとことにより明らかである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、同相成分を増幅する第１の可変増幅器と直交成分を増幅する第２の可変増幅器により受信信号を増幅して、受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力するデジタル無線受信機であって、増幅された受信信号の同相成分と直交成分とを高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、増幅された受信信号の同相成分と直交成分との電力平均値を算出する電力平均値算出部と、フーリエ変換部による変換処理結果と電力平均値算出部による電力平均値に基づいて、第１の可変増幅器の増幅率と第２の可変増幅器の増幅率とを制御する係数を算出する振幅偏差補正係数算出部と、を備え、増幅された受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力される同相成分と直交成分の振幅偏差を実使用中において補正する。
【００１４】
また、本発明は、同相成分を増幅する第１の増幅器と直交成分を増幅する第２の増幅器により受信信号を増幅して、受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力するデジタル無線受信機であって、増幅された受信信号の同相成分に第１の係数を乗じてデジタル信号処理部へ出力する第１の乗算器と、増幅された受信信号の直交成分に第２の係数を乗じてデジタル信号処理部へ出力する第２の乗算器と、第１の乗算器と第２の乗算器との出力を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、第１の乗算器と第２の乗算器との出力の電力平均値を算出する電力平均値算出部と、フーリエ変換部による変換処理結果と電力平均値算出部による電力平均値に基づいて、第１の係数と第２の係数とを算出する振幅偏差補正係数算出部と、を備え、増幅された受信信号を処理するデジタル信号処理部に入力される同相成分と直交成分の振幅偏差を実使用中において補正する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によると、デジタル無線受信機の実使用中においても、受信信号のプリアンブル信号等を用いて同相成分と直交成分を増幅する２つの増幅器により生じた振幅偏差を補正することができ、無線通信品質を良好に維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の実施形態に基づいて具体的に説明する。
図１には、本発明の一実施形態に係るデジタル無線受信機の振幅偏差補正回路の構成を示してある。
本実施形態は、図３に示した構成と略同様な構成であるが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１と、同相成分と直交成分の１／ｎｓサンリング器１９と２０とを付加した特徴を有している。すなわち、アナログ部には、アンテナ１と、高周波部２と、直交検波器３と、同相成分と直交成分のＬＰＦ４と５と、同相成分と直交成分の可変増幅器６と７と、同相成分と直交成分のＡＤＣ８と９とが備えられている。また、デジタル部には、デジタル信号処理部１０と、ＦＦＴ部１１と、同相成分と直交成分の電力平均値算出部１２と１３と、振幅偏差補正係数算出部１４と、同相成分と直交成分の乗算器１５と１６と、同相成分と直交成分のＤＡＣ１７と１８と、同相成分と直交成分の１／ｎｓサンリング器１９と２０と、同相成分と直交成分の遅延器２１と２２とが備えられている。
なお、受信フレームに含まれるプリアンブルパターンは“１００１”の繰り返し、直交検波器３の出力時の同相成分と直交成分の振幅比は１とする。
【００１７】
受信信号は、アンテナ１、高周波部２、直交検波器３、ＬＰＦ４と５を介して、同相成分ｘＩ（ｔ）と直交成分ｘＱ（ｔ）となる。
同相成分ｘＩ（ｔ）は、増幅率Ａの可変増幅器６によりＡｘＩ（ｔ）へ増幅され、ＡＤＣ８でｎｓ倍にサンプリングされて、デジタル信号処理部１０へ入力される一方で、１／ｎｓサンプリング器１９を介してＡｘＩ（ｎ）となり、ＦＦＴ部１１と電力平均値算出部１２へ入力される。同様に、直交成分ｘＱ（ｔ）は、増幅率Ｂの可変増幅器７によりＡｘＱ（ｔ）へ増幅され、ＡＤＣ９でｎｓ倍にサンプリングされて、デジタル信号処理部１０へ入力される一方で、１／ｎｓサンプリング器２０を介してＡｘＱ（ｎ）となり、ＦＦＴ部１１と電力平均値算出部１３へ入力される。
【００１８】
ここで、前記のように、プリアンブルパターン “１００１”の繰り返しを、変調方式π／４シフトＱＰＳＫ、振幅１、伝播路等で生じる位相差φ=０とすると、図４に示すような８点にマッピングされる。この８点について、ＦＦＴを行なうと（式３）となり、プリアンブル信号はＸ（１）とＸ（５）に大きさ４sqrt（２）の周波数成分を持っている。ここに、sqrt（＊）は値＊の平方根を示す。
【００１９】
【数３】
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【００２０】
ここで、一般的には、増幅器６と７への入力までに、伝播路等により位相差φが生じているため、これを考慮してプリアンブル信号が“１００１”のビット系列の繰り返し、変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ、振幅１について、８点ＦＦＴを行なうと（式４）となる。
なお、（式４）において、ｅｘｐ｛ｊ（φ―π／４）｝、ｅｘｐ｛−ｊ（φ＋π／４）｝、ｅｘｐ｛ｊ（φ＋π／４）｝、ｅｘｐ｛−ｊ（φ―π／４）は大きさが１なのは明らかである。
【００２１】
【数４】
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【００２２】
更に、ここで、デジタル受信機における振幅偏差補正のために用いられるプリアンブル信号に含まれる周波数成分を用いた振幅偏差補正係数の算出方法について説明する。
（式４）において、ｅｘｐ｛ｊ（φ―π／４）｝とｅｘｐ｛−ｊ（φ＋π／４）｝の大きさは１であるから、Ｘ（１）とＸ（３）の振幅は、ＡとＢの関係がＡ≧Ｂの場合には（式５）、Ａ＜Ｂの場合には（式６）となる。
そして、（式５）より増幅率ＡとＢを算出すると式（７）となり、（式６）より増幅率ＡとＢを算出すると（式８）となる。
この（式７）と（式８）は、図１の電力平均値算出部１２、１３（図２では、電力平均値算出部６１、６２）で求められた平均電力の平方根を取ったものとなる。これより、振幅偏差補正係数ａとｂは、ａ＝１／Ａ、ｂ＝１／Ｂとなる。
【００２３】
【数５】
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【００２４】
【数６】
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【００２５】
【数７】
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【００２６】
【数８】
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【００２７】
すなわち、上記のようにＦＦＴ部１１へ入力された同相成分ＡｘＩ（ｎ）と直交成分ＢｘＱ（ｔ）は、ＦＦＴのポイント数を８点とした場合、Ｘ（０）、Ｘ（１）、・・・、Ｘ（７）となり、振幅偏差補正係数算出部１４へ入力される。また、電力の平均値算出部１２と１３では、それぞれの電力の平均値＜ＰＩ（ｎ）＞と＜ＰＱ（ｎ）＞を算出して、振幅偏差補正係数算出部１４へ入力する。
振幅偏差補正係数の算出部１４では、同相成分の電力平均値＜ＰＩ（ｎ）＞と直交成分の電力平均値＜ＰＱ（ｎ）＞を比較して、（＜ＰＩ（ｎ）＞）≧（＜ＰＱ（ｎ）＞）ならば、増幅器６と増幅器７それぞれの振幅偏差補正係数ａとｂは（式９）により算出し、（＜ＰＩ（ｎ）＞）＜（＜ＰＱ（ｎ）＞）ならば、増幅器６と増幅器７の振幅偏差補正係数ａとｂは（式１０）により算出する。
【００２８】
【数９】
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【００２９】
【数１０】
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【００３０】
このようにして、振幅偏差補正係数算出部１４から出力された振幅偏差補正係数ａは、乗算器１５に入力されて遅延器２１の出力Ａ（ｎ−１）と乗算されてＡ（ｎ）＝ａＡ（ｎ−１）となり、ＤＡＣ１７を介して可変増幅器６の増幅率Ａとして出力される。同様に、振幅偏差補正係数算出部１４から出力された振幅偏差補正係数ｂは、乗算器１６に入力されて遅延器２２の出力Ｂ（ｎ−１）と乗算されてＢ（ｎ）＝ｂＢ（ｎ−１）となり、ＤＡＣ１８を介して可変増幅器７の増幅率Ｂとして出力される。
これにより、可変増幅器６と７の振幅が一定になるよう制御されて、実使用中に温度変化等で生じた増幅器の固有のばらつきを原因とする振幅偏差が補正される。
【００３１】
図２には、本発明の他の一実施形態に係るデジタル無線受信機の振幅偏差補正回路の構成を示してある。
本実施形態は、可変式でない固定式の増幅器でも構成可能とし、また、算出された振幅偏差組成係数をデジタル部の乗算器に入力して乗算係数を調節することにより増幅器の振幅偏差を補正している。
図２において、３１はアンテナ、３２は高周波部、３３は直交検波器、３４と３５はＬＰＦ、３６と３７は増幅器、３８と３９はＡＤＣ、４０と４１は乗算器、４２はデジタル信号処理部、４３はＦＦＴ部、４４と４５は電力の平均値算出部、４６は振幅偏差補正係数算出部、４７と４８は１／ｎｓサンリング器である。
なお、本例でも、フレームに含まれるプリアンブルパターンは“１００１”の繰り返し、直交検波器３３の出力時の同相成分と直交成分の振幅比は１とする。
【００３２】
受信信号は、アンテナ３１、高周波部３２、直交検波器３３、ＬＰＦ３４と３５を介して、同相成分ｘＩ（ｔ）と直交成分ｘＱ（ｔ）となる。
同相成分ｘＩ（ｔ）は、増幅率Ａの増幅器３６によりＡｘＩ（ｔ）へ増幅され、ＡＤＣ３８でｎｓ倍にサンプリングされた後、乗算器４０でａ倍に乗算されてデジタル信号処理部４２へ入力される一方、１／ｎｓサンプリング器４７を介してＡｘＩ（ｎ）となりＦＦＴ部４３と電力の平均値算出部４４へ入力される。同様に、直交成分ｘＱ（ｔ）は、増幅率Ｂの増幅器３７によりＡｘＱ（ｔ）へ増幅され、ＡＤＣ３９でｎｓ倍にサンプリングされた後、乗算器４１でｂ倍に乗算されてデジタル信号処理部４２へ入力される一方、１／ｎｓサンプリング器４８を介してＡｘＱ（ｎ）となりＦＦＴ部４３と電力の平均値算出部４５へ入力される。
【００３３】
ＦＦＴ部４３へ入力された同相成分ＡｘＩ（ｎ）と直交成分ＢｘＱ（ｎ）は、例えばＦＦＴのポイント数を８点とした場合、Ｘ（０）、Ｘ（１）、・・・、Ｘ（７）となり、振幅偏差補正係数算出部４６へ入力される。また、電力の平均値算出部４４と４５では、それぞれの電力の平均値＜ＰＩ（ｎ）＞と＜ＰＱ（ｎ）＞を算出して、振幅偏差補正係数算出部４６へ入力する。
周波数偏差補正係数算出部４６では、同相成分の電力平均値＜ＰＩ（ｎ）＞と直交成分の電力平均値＜ＰＱ（ｎ）＞を比較して、（＜ＰＩ（ｎ）＞）≧（＜ＰＱ（ｎ）＞）ならば、係数ａとｂを（式９）に従って算出し、（＜ＰＩ（ｎ）＞）＜（＜ＰＱ（ｎ）＞）ならば、係数ａとｂを（式１０）に従って算出する。
【００３４】
振幅偏差補正係数算出部４６から出力された振幅偏差補正係数ａは、乗算器４０に入力されてＡＤＣ３８の出力信号ＡＩ（ｎ）を制御し、振幅偏差補正係数ｂは乗算器４１に入力されてＡＤＣ３９の出力信号ＡＱ（ｎ）を制御する。
これにより、デジタル信号処理部４２への入力信号の振幅が一定に保たれ、増幅器３６と３７の増幅率を制御しなくても、実使用中に温度変化等で生じた増幅器の固有のばらつきを原因とする振幅偏差の補正がなされる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の一実施形態に係るデジタル無線受信機の振幅偏差補正回路の構成図である。
【図２】本発明の他の一実施形態に係るデジタル無線受信機の振幅偏差補正回路の構成図である。
【図３】従来のデジタル無線受信機の振幅偏差補正回路の構成例を示す図である。
【図４】プリアンブル信号のコンスタレーションと時間波形を示す図である。
【図５】振幅偏差による位相変化を説明する図である。
【図６】フレームパターンの一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３６】
３、３３：直交検波器、
６、７：可変増幅器、
１０、４２：デジタル信号処理部、
１１、４３：ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）、
１２、１３、４４、  ４５：電力平均値算出部、
１４、４６：振幅偏差補正係数算出部、
４０、４１：乗算器、
【図１】
2005159940.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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