(57)【要約】【課題】  ＰＷＭパルスによるスイッチングノイズに対して、大電流用の多相多重チョッパ回路を、安定して制御するディジタル式直流電源制御装置を提供する。【解決手段】  多重チョッパを用い、直流電流制御系をディジタル式で実施する場合に、ＰＷＭ指令値（変調波）９１が所定のＡ領域にあるとき、Ａ／Ｄ変換器９３の動作タイミングをずらし、半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦに伴うノイズ発生タイミングとの重なりによる制御の不安定化を防止する。【効果】  フィードバック信号用のＡ／Ｄ変換動作が、ノイズ重畳により不適切値となる現象を、比較的簡単な仕組みで改善することができ、制御性能を確保すると同時に、ディジタル制御の長所を生かした小型化、保守性及び操作性の改善が可能となる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの直流を位相差をもってスイッチングする複数のチョッパと、これらの複数のチョッパの合成出力を平滑し負荷に供給するフィルタと、搬送波を発生する搬送波発生部と、制御偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）を発生する制御部と、前記搬送波と前記ＰＷＭ指令値を比較して得られるタイミングで前記チョッパをスイッチング制御するＰＷＭ制御部とを備えた直流電源制御装置において、前記搬送波の第１の位相でアナログの制御量検出値をディジタル検出信号に変換するとともに、前記ＰＷＭ指令値が所定の大きさの範囲にあるとき、前記搬送波の第２の位相でアナログの制御量検出値をディジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このディジタル検出信号に基き前記制御量を制御するディジタル式制御部を備えたことを特徴とするディジタル式直流電源制御装置。
【請求項２】
直流電源からの直流を位相差をもってスイッチングする複数のチョッパと、これらの複数のチョッパの合成出力を平滑し負荷に供給するフィルタと、搬送波を発生する搬送波発生部と、制御偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）を発生する制御部と、前記搬送波と前記ＰＷＭ指令値を比較して得られるタイミングで前記チョッパをスイッチング制御するＰＷＭ制御部とを備えた直流電源制御装置において、ディジタルの制御指令信号を発生する制御指令部と、出力制御量を検出しアナログ信号を出力する制御量検出部と、このアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記搬送波の予定の第１の位相で前記Ａ／Ｄ変換部のディジタル出力信号を取り込むとともに、前記ＰＷＭ指令値が所定の大きさの範囲にあるとき、前記搬送波の予定の第２の位相で前記Ａ／Ｄ変換部のディジタル出力信号を取り込むタイミング信号を出力するタイミング調整部と、前記ディジタルの制御指令信号と前記タイミング信号によって取り込んだディジタルの制御量検出信号を比較して、前記ＰＷＭ指令値を出力するディジタル制御部を備えたことを特徴とするディジタル式直流電源制御装置。
【請求項３】
直流電源からの直流を位相差をもってスイッチングする複数のチョッパと、これらの複数のチョッパの合成出力を平滑し負荷に供給するフィルタと、搬送波を発生する搬送波発生部と、電流偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）を発生する電流制御部と、前記搬送波と前記ＰＷＭ指令値を比較して得られるタイミングで前記チョッパをスイッチング制御するＰＷＭ制御部とを備えた直流電源制御装置において、ディジタルの電流指令信号を発生する電流指令部と、負荷電流を検出しアナログの電流検出信号を出力する電流検出部と、このアナログの電流検出信号をディジタルの電流検出信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記搬送波の予定の第１の位相で前記ディジタルの電流検出信号を取り込むとともに、前記ＰＷＭ指令値が所定の大きさの範囲にあるとき、前記搬送波の予定の第２の位相で前記ディジタルの電流検出信号を取り込むタイミング調整部と、前記ディジタルの電流指令信号と取り込んだ前記ディジタルの電流検出信号を比較して、前記ＰＷＭ指令値を出力するディジタル電流制御部を備えたことを特徴とするディジタル式直流電源制御装置。
【請求項４】
直流電源からの直流を位相差をもってスイッチングする複数のチョッパと、これらの複数のチョッパの合成出力を平滑し負荷に供給するフィルタと、複数の搬送波を発生する搬送波発生部と、制御偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）を発生する制御部と、前記複数の搬送波と前記ＰＷＭ指令値を比較して得られるタイミングでそれぞれ前記複数のチョッパをスイッチング制御するＰＷＭ制御部とを備えた直流電源制御装置において、ディジタルの制御指令信号を発生する制御指令部と、制御量を検出しアナログ検出信号を出力する制御量検出部と、このアナログ検出信号をディジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記複数の搬送波のうち第１の搬送波の予定の位相で前記ディジタル検出信号を取り込むとともに、前記ＰＷＭ指令値が所定の大きさの範囲にあるとき、前記複数の搬送波のうち第２の搬送波の予定の位相で前記ディジタル検出信号を取り込むタイミング調整部と、前記ディジタルの制御指令信号と前記タイミング調整部によって取り込んだディジタル検出信号を比較して、前記ＰＷＭ指令値を出力するディジタル制御部を備えたことを特徴とするディジタル式直流電源制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記搬送波発生部は、複数の左右対称三角波を発生し、前記第１及び第２の位相は、前記複数の三角波のうち異なる２つの三角波の頂点の位相としたことを特徴とするディジタル式直流電源制御装置。
【請求項６】
直流電源からの直流を位相差をもってスイッチングする複数の単位チョッパを含む降圧チョッパと、このチョッパの出力を平滑し負荷に供給するフィルタと、複数の搬送波を発生する搬送波発生部と、電流偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）を発生する電流制御部と、前記複数の搬送波と前記ＰＷＭ指令値を比較して得られるタイミングでそれぞれ前記複数の単位チョッパをスイッチング制御するＰＷＭ制御部とを備えた直流電源制御装置において、ディジタルの電流指令信号を発生する電流指令部と、負荷電流を検出しアナログ電流検出信号を出力する電流検出部と、このアナログ電流検出信号をディジタル電流検出信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記複数の搬送波のうち第１の搬送波の予定の位相で前記ディジタル電流検出信号を取り込むとともに、前記ＰＷＭ指令値が所定の大きさの範囲にあるとき、前記複数の搬送波のうち第２の搬送波の予定の位相で前記ディジタル電流検出信号を取り込むタイミング信号を出力するタイミング調整部と、前記ディジタルの電流指令信号と前記タイミング信号によって取り込んだディジタル電流検出信号を比較して、前記ＰＷＭ指令値を出力するディジタル電流制御部を備えたことを特徴とするディジタル式直流電源制御装置。
【請求項７】
直流を複数のチョッパにより互いに位相差をもってスイッチングし、これらチョッパの合成出力を平滑し負荷に供給し、複数の搬送波を発生し、制御偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）を発生し、前記複数の搬送波と前記ＰＷＭ指令値を比較して得られるタイミングでそれぞれ前記複数のチョッパをスイッチング制御する直流電源の制御方法であって、ディジタルの制御指令信号を発生するステップと、制御量を検出しアナログ検出信号を出力するステップと、このアナログ検出信号をディジタル検出信号に変換するステップと、前記搬送波の第１の位相で前記ディジタル検出信号を取り込むとともに、前記ＰＷＭ指令値が所定の大きさの範囲にあるとき、前記搬送波の第２の位相で前記ディジタル検出信号を取り込むステップと、前記ディジタルの制御指令信号と取り込んだ前記ディジタル検出信号を比較して、前記ＰＷＭ指令値を出力するステップを備えたことを特徴とするディジタル式直流電源制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル式直流電源制御装置及び方法に係り、特に、多相多重チョッパを備えたディジタル式直流電源の制御装置及び制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
リプルが少なく、安定度の良い直流電流を半導体電力変換装置で供給する場合、シリーズドロッパ式やスイッチング電源式が主に採用されている。大電流用の直流電源装置では電力変換効率を改善することや、半導体冷却装置の小型化を図るためにスイッチング電源式を用いることが多い。一例として、加速器の電磁石電源等が挙げられる。
【０００３】
特許文献１及び非特許文献１には、スイッチング電源式で大電流電源を構成する多相多重チョッパ回路が開示されている。これは降圧チョッパをＮ個並列接続したもので、このチョッパ部は周期ＴをＮ等分し、Ｔ／Ｎずつ位相をずらせて動作させる。この場合、比較的回路が複雑になるが、出力リプルの低減や、平滑リアクトルの小型化という大きなメリットがあり、大型の電源で採用され易い方式である。
【０００４】
この直流電源装置は、アナログ式であるため、高速・高精度の電流制御が可能であり、仕組みもシンプルである。しかし、実際の装置で求められる調整機能やオプション機能を組み込んだ場合は、回路が大型化し、調整や保守点検が複雑で、部品を多数使用することで高価格化に繋がる。そこで、小型化，操作性，保守性の向上を得ると同時に、アナログ式と同等の制御性能を有するディジタル式直流電源制御装置が望まれている。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−５９９９０号公報（全体）
【０００６】
【非特許文献１】第６回電気学会東京支部茨城支所研究発表会講演予稿集：平成１０年１１月１６３〜１６４頁（全体）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ディジタル式制御装置では、電流，電圧などの検出にアナログ量をディジタル量に変換するＡ／Ｄ変換器を使用することが一般的である。しかし、ここで問題となるのが、スイッチング電源特有のスイッチングノイズである。半導体スイッチの反応速度は速く、スイッチ両端の印加電圧×通流電流で示されるスイッチング損失は小さいが、急激な電流変化に伴い電磁ノイズが発生する。このノイズは、一般的なスナバで緩和できるが、完全に抑制することはできない上、対策を強化すればコスト上昇を招く。
【０００８】
ここで、ディジタル式制御装置の場合を考えると、発生するノイズとＡ／Ｄ変換器の動作タイミングが重なった場合、ノイズのために正しいデータの読み込みができなくなり、制御性能が大きく低下する。
【０００９】
本発明の目的は、多重チョッパ回路において、スイッチングノイズによりＡ／Ｄ変換データが不適切な値となってしまう現象を回避し、安定な制御が可能なディジタル式直流電源制御装置又は方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、搬送波と変調波を比較して得られるタイミングでチョッパをスイッチング制御する直流電源制御装置において、搬送波の第１の位相でアナログの制御量検出値をディジタル検出信号に変換するとともに、変調波が所定の大きさの範囲にあるとき、搬送波の第２の位相でアナログの制御量検出値をディジタル検出信号に変換することを特徴とする。
【００１１】
本発明の望ましい一実施形態においては、搬送波に左右対称三角波を用い、複数の搬送波のうち特定の搬送三角波の頂点すなわちパルスの中心でＡ／Ｄ変換動作を実施することを基本とする。そして、Ａ／Ｄ変換動作とノイズの発生タイミングが重なる制御指令領域では、異なる（他の）搬送三角波の頂点の位相でＡ／Ｄ変換動作を実施するように切替える。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、多相多重チョッパのディジタル式制御において、ノイズの発生タイミングからＡ／Ｄ変換の動作タイミングを外し、安定した制御性能を得るディジタル式直流電源制御装置を提供することができる。
【００１３】
本発明のその他の目的及び特徴は、以下に述べる実施形態において明らかにする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１５】
図１は本発明の一実施形態を示すディジタル式直流電源制御装置の全体構成図であり、Ｎ相Ｎ多重チョッパを用いた直流電源装置の例を示す。まず、交流電源１からの交流を整流器２で直流に変換する。したがって、これら１と２で直流電源を構成し、その直流出力電圧は、降圧チョッパ３に加えられ、スイッチングされる。チョッパ変換器３は、出力リプルを低減するため、Ｎ台の単位チョッパから成り、Ｎ相Ｎ多重チョッパ変換器として構成されている。チョッパ変換器３は、良く知られているように、ＩＧＢＴなどの高速スイッチング素子、フリーホイールダイオードを備え、その出力は、直流フィルタ４で平滑される。直流フィルタ４は、直流リアクトル４１（４１１〜４１Ｎ）と、出力パッシブフィルタコンデンサ４２を備えており、フィルタコンデンサ４２の両端が負荷５に接続されている。
【００１６】
チョッパ変換器３の高速スイッチング素子は、ゲート回路６を介して、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御部７によってスイッチング制御される。ＰＷＭ制御部７は、搬送波発生部８からＮ個の位相をずらした搬送波８１〜８Ｎを入力し、他方、ディジタル式制御装置９から変調波すなわちＰＷＭ指令値９１を受取る。ＰＷＭ制御部７は、これらの搬送波８１〜８Ｎと変調波（ＰＷＭ指令値）９１に基いて、スイッチングパルスを作成し、ゲート回路６へ伝達する。
【００１７】
ディジタル式制御装置９は、基本的に電流制御系を構成している。電流指令部９２は、ディジタルの電流指令Ｉｄ＊を出力する。主回路の負荷電流Ｉは、電流検出器１０で検出され、フィルタ１１で平滑され、アナログの電流検出信号Ｉａが得られる。このアナログの電流検出信号Ｉａは、アナログ／ディジタル変換器９３で、ディジタルの電流検出信号Ｉｄに変換される。この変換タイミングは、タイミング調整部１２から与えられるタイミング信号１２１によって定められる。電流制御系は、比較部９４により、ディジタルの電流指令Ｉｄ＊とディジタルの電流検出信号Ｉｄを比較し、その電流偏差を電流制御部（ＡＣＲ）９５に伝達する。この電流制御部（ＡＣＲ）９５の出力がＰＷＭ指令値（変調波）９１となる。
【００１８】
タイミング調整部１２は、４個の比較基準電圧源１２２〜１２５及び取り込みタイミング調整回路１２６からなり、後述するように、ノイズと重ならないタイミングでのＡ／Ｄ変換動作を司る。
【００１９】
特許文献１に記載されているように、電流制御系（ＡＣＲ）の内側に、マイナーＡＶＲと呼ばれる電圧制御系を備えることが望ましいが、ここでは、煩雑さを避けるために図示を省略している。
【００２０】
ここで、チョッパにおける制御量検出値のＡ／Ｄ変換タイミング又はＡ／Ｄ変換データの取り込みタイミングとスイッチングノイズの関係について説明する。
【００２１】
図２は、１相１多重のチョッパにおけるＡ／Ｄ変換器のデータ取り込と、ＰＷＭ制御動作のタイミング関係を示す波形図である。最小個数（１個）のＡ／Ｄ変換器で、検出対象のデータを取り込む場合、パルスのＯＮ／ＯＦＦ時に発生するノイズを回避することと、指令値が小さくパルス幅が細くなって出力電流がゼロになる電流断続区間での電流値取り込を回避しなければならない。このため、図示するように、左右対称の三角波である搬送波の谷底の位相で、Ａ／Ｄ変換タイミング信号を発生させ、Ａ／Ｄ変換を実行している。このようにすれば、通常のＰＷＭ指令値２１に対して、ＰＷＭパルスの中間部のタイミングでＡ／Ｄ変換でき、ノイズの影響を受ける惧れは無い。図示するＰＷＭ最小指令値２２の場合には、ＰＷＭパルス幅が非常に狭くなり、Ａ／Ｄ変換タイミング信号とＰＷＭパルスのエッジで発生するスイッチングノイズが重なって、正確なデータの読み取りが不可能となることが考えられる。しかし、この場合は元々出力電流が微小で、発生するノイズのエネルギーも小さいので、Ａ／Ｄ変換器の前段に、簡単なフィルタ回路を設けて除去することができる。
【００２２】
図３は、２相２重チョッパ回路におけるＡ／Ｄ変換と、ＰＷＭ制御の動作タイミング波形図である。２相２重チョッパでも同様で、図示するように、左右対称の三角波である搬送波の谷底の位相で、Ａ／Ｄ変換タイミング信号を発生させ、Ａ／Ｄ変換を実行している。このようにすれば、通常のＰＷＭ指令値２１に対して、ＰＷＭパルスの中間部のタイミングでＡ／Ｄ変換でき、ノイズの影響を受ける惧れは無い。ＰＷＭ最小指令値２２の場合には、微小電流であり、１相１重と同じに解決できる。さらに、ＰＷＭ最大指令値２３付近でもノイズと重なるタイミングとなるが、半導体スイッチング素子の最小ＯＦＦ時間の制約から、通常このような大きな通流率では使用されず、指令値はこれより下の範囲で可変するのが一般的である。従って、通常使用される最大指令値の場合も、Ａ／Ｄ変換タイミング信号が、スイッチングノイズと重なることは無い。
【００２３】
図４は、３相３重チョッパ回路におけるＡ／Ｄ変換とＰＷＭ制御の動作タイミング波形図である。ＰＷＭ指令値が、搬送波８１〜８３の振幅に対して２／３程度になった場合にＡ／Ｄ変換とノイズのタイミングが重なってしまう。図において、ＰＷＭ指令値２１の値は、搬送波の振幅に対して２／３程度の領域Ａを外れており、時点Ｔ２１で明らかなように、これまでの図２や図３と同様に、ノイズとの重なりの問題は無い。しかし、ＰＷＭ指令値が２４で示す値になると、時点Ｔ２４から明らかなように、Ａ／Ｄ変換タイミング信号と電流に現れるスイッチングノイズが重なってしまう。
【００２４】
この場合、図２や図３における微小電流の場合と異なり、スイッチング電流そのものが大きく、制御回路用電源を含む制御回路全体にノイズが加わる惧れがあり、信号のフィルタを改善しただけでは適正なデータ取り込が困難となる惧れがある。直流電源の場合、インバータ等交流電源の動作と異なり、一度指令値が決まってしまうと、ＰＷＭ指令値２４が一定範囲に固定されてしまう。このとき、Ａ／Ｄ変換器の動作タイミング信号とＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦエッジが重なってしまうケースでは、Ａ／Ｄ変換器による適切なデータ取得ができなくなり動作が不安定となる。
【００２５】
この問題は、電源回路の耐ノイズ性の強化と、Ａ／Ｄ変換の頻度を上げる、あるいは、Ａ／Ｄ変換器の個数を増加してサンプリング点数を多くすれば、制御性能の低下を回避できる。しかし、部品点数を大幅に増加させるので、先に述べたディジタル化のメリットを失うことになる。
【００２６】
また図２、図３の例では、出力電流にリプルが多く含まれていても、出力電流の平均値を取り込むことができる点にも注目する必要がある。３相３多重以上の多重チョッパ回路においても、図４から明らかなように、出力電流には当然リプルが含まれているため、単に、ノイズ発生の直後を狙ってＡ／Ｄ変換を実施しても、平均値は得られず、適切なデータ取り込みにはならない。
【００２７】
このように、ノイズが重畳して問題を引き起こすＰＷＭ指令値の範囲は、予めはっきりしているので、この範囲に入ったら、Ａ／Ｄ変換するタイミングを切替えればよい。図４において、ＰＷＭ指令値の大きさが、搬送波８１〜８３の振幅に対して２／３付近となり、領域Ａ内に入った場合、第１相搬送波８１の谷底でのＡ／Ｄ変換タイミングは、ノイズと重畳する。しかし、図４から、Ａ／Ｄ変換タイミングを、第２又は第３相搬送波８２又は８３の頂上に切替えれば、適正値あるいは近似値を取得できることが分る。
【００２８】
図５は、本発明の一実施例によるタイミング調整部１２とその周辺の具体的回路例である。図１におけるタイミング調整部１２は、４つの比較基準電圧源１２２〜１２５と、取り込みタイミング調整回路１２６から構成され、また、タイミング調整回路１２６は、比較部５１〜５４、ナンドゲート５８，５９及びオアゲート６０を備えている。
【００２９】
図６は、本発明の一実施例による３相３多重チョッパのＡ／Ｄ変換とＰＷＭ制御の動作タイミング波形図である。
【００３０】
以下、図５と図６を参照して、この実施例の動作を説明する。まず、通常時のＡ／Ｄ変換タイミングを決定するために、比較部５１にて第１相搬送波８１と比較基準値１２２を比較し、通常時の第１の位相のタイミング信号５５を発生する。また、切替え時のＡ／Ｄ変換タイミングを決定するために、比較部５２にて第２相搬送波８２と比較基準値１２５を比較し、切替え時の第２の位相のタイミング信号５６を用意する。一方、比較部５３と５４は、ＰＷＭ指令値９１を比較基準値１２３及び１２４と比較し、ＰＷＭ指令値９１が領域Ａの外か内かを判断し、Ａ領域信号５７を出力する。これにより、Ａ／Ｄ変換タイミングがＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦと重なるか否かを判定し、重ならない場合には信号５５を、重なる場合には信号５６を、Ａ／Ｄ変換タイミング信号１２１として出力する。すなわち、図６に示すように、ＰＷＭ指令値９１が領域Ａの外にあれば、時点Ｔ５５のように第１相搬送波８１の谷底でＡ／Ｄ変換を行い、ＰＷＭ指令値９１が領域Ａ内にあれば、時点Ｔ５６のように第２相搬送波８２の頂上でＡ／Ｄ変換を行うのである。
【００３１】
このタイミング調整部１２により、Ａ／Ｄ変換のタイミングとスイッチングノイズの重なりが回避され、出力電流リプルの振幅中心付近で適切なＡ／Ｄ変換値が得られることにより、安定な制御が可能となる。
【００３２】
この実施例を要約すると次の通りである。まず、主回路として、直流電源１，２からの直流を位相差をもってスイッチングする複数の単位チョッパ３１〜３Ｎを含む降圧チョッパ３と、このチョッパの出力を平滑し負荷５に供給するフィルタ４を備えている。制御系としては、まず、複数の搬送波８１〜８Ｎを発生する搬送波発生部８と、電流偏差に応じたＰＷＭ指令値（変調波）９１を発生する電流制御部９５を備える。そして、複数の搬送波８１〜８ＮとＰＷＭ指令値９１を比較して得られるタイミングでそれぞれ複数の単位チョッパ３１〜３Ｎをスイッチング制御するＰＷＭ制御部７を備えた直流電源制御装置を前提としている。ここで、ディジタルの電流指令信号Ｉｄ＊を発生する電流指令部９２と、負荷電流Ｉを検出しアナログ電流検出信号Ｉａを出力する電流検出部１０，１１と、このアナログ電流検出信号をディジタル電流検出信号Ｉｄに変換するアナログ／ディジタル変換部９３を備える。通常、複数の搬送波のうち第１の搬送波８１の谷底でディジタル電流検出信号Ｉｄを取り込むとともに、ＰＷＭ指令値９１が所定の大きさの範囲Ａにあるとき、第２の搬送波８２の頂上でディジタル電流検出信号Ｉｄを取り込むタイミング信号１２１を出力する。このタイミング信号１２１はタイミング調整部１２で作成され、ディジタルの電流指令信号Ｉｄ＊と取り込んだディジタル電流検出信号Ｉｄを比較して、前記ＰＷＭ指令値９１を出力するディジタル電流制御部９４，９５を備えている。
【００３３】
この実施例によれば、多相多重チョッパをディジタル式制御装置を用いて制御する場合に問題となる、フィードバック信号のＡ／Ｄ変換動作がノイズ重畳により不適切値となる現象を、比較的簡単な仕組みで改善することができる。このため、アナログ式制御と同等の制御性能を確保できると同時に、ディジタル制御の長所を生かした制御ユニットの小型化や、保守性及び操作性の改善が可能となる。
【００３４】
以上の実施例では、パルス途中でのＡ／Ｄ変換タイミングを、設定が容易な搬送波の頂点（谷底又は頂上）としたが、パルス中心付近でのＡ／Ｄ変換は４相４重以上になると必ずしも有効ではなく、適切な搬送波と位相を選択すべきである。
【００３５】
本実施形態では、３相３多重の降圧型チョッパ回路での改善方法を説明したが、Ｎが４以上の場合でも、切替える搬送波を適切に選ぶことによって、搬送波の頂点（谷底又は頂上）で、同様にＡ／Ｄ変換できる。また、昇圧型のチョッパ回路にも、同様に適用可能である。さらに、Ａ／Ｄ変換動作自体の実行タイミングを切替えるように述べたが、Ａ／Ｄ変換器は常時動作させ、その出力の取り込みタイミングを切替えることも含めた意味であることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の一実施形態を示すディジタル式直流電源装置の全体構成図。
【図２】１相１多重チョッパのＡ／Ｄ変換とＰＷＭ制御の動作タイミング波形図。
【図３】２相２多重チョッパのＡ／Ｄ変換とＰＷＭ制御の動作タイミング波形図。
【図４】３相３多重チョッパのＡ／Ｄ変換とＰＷＭ制御の動作タイミング波形図。
【図５】本発明の一実施例によるタイミング調整装置の具体的回路例。
【図６】本発明の一実施例による３相３多重チョッパのＡ／Ｄ変換とＰＷＭ制御の動作タイミング波形図。
【符号の説明】
【００３７】
１…交流電源、２…整流（順変換）器、３…降圧チョッパ、３１〜３Ｎ…単位チョッパ、４…フィルタ、４１（４１１〜４１Ｎ）…直流リアクトル、４２…出力パッシブフィルタコンデンサ、５…負荷、６…ゲート回路、７…パルス幅変調（ＰＷＭ）制御部、８…搬送波発生部、８１〜８Ｎ…搬送波、９…ディジタル式制御装置、９１…ＰＷＭ指令値（変調波）、９２…ディジタルの電流指令部、９３…アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器、９４…比較部、９５…電流制御部（ＡＣＲ）、１０…電流検出器、１１…フィルタ、１２…タイミング調整部、１２１…Ａ／Ｄ変換又はＡ／Ｄ変換信号取り込み用のタイミング信号、１２２〜１２５…比較基準電圧源、１２６…取り込みタイミング調整回路、２１〜２５…ＰＷＭ指令値、５１〜５４…比較部、５５…第１位相のタイミング信号、５６…第２位相のタイミング信号、５７…Ａ領域信号、５８，５９…ナンドゲート、６０…オアゲート。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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