(57)【要約】【課題】 バラン回路の振幅アンバランス度と位相アンバランス度を小さくし、バラン回路をシングルエンド型のフィルタの出力端に接続し、振幅及び位相アンバランス度の小さい平衡出力フィルタを得て、平衡出力フィルタを高周波無線通信機器に適用し、機器の小サイズ化を図る。【解決手段】バラン回路100の第一の出力端子6に接続する回路を90度位相を遅らせる分布定数線路とし、LTCC多層基板内に内層して、バラン回路100の第二の出力端子7を90度位相を進ませる回路とし直列腕キャパシタンス2と並列腕インダクタンス3で構成する。【選択図】  図１
2005109880.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所望の周波数において略90度位相を遅らせる90度移相線路と、所望の周波数において略90度位相を進ませる90度移相回路とを有し、
前記90度移相線路の入力端と90度移相回路の入力端を接続して、その接続点を入力端子とし、
前記90度移相線路の出力端を第１の出力端子とし、前記90度移相回路の出力端を第２の出力端子としたことを特徴とするバラン回路。
【請求項２】
請求項１記載のバラン回路において、前記90度移相回路を少なくとも1つの直列腕キャパシタンスと並列腕インダクタンスにより構成したことを特徴とするバラン回路。
【請求項３】
請求項１記載のバラン回路において、前記90度移相線路を多層構造の低音焼成セラミックス基板内に構成したことを特徴とするバラン回路。
【請求項４】
請求項２記載のバラン回路において、前記90度移相回路を構成する直列腕キャパシタンス及び並列腕インダクタンスのうちの少なくとも１つを基板外部にチップ素子あるいは空芯コイルで構成したことを特徴とするバラン回路。
【請求項５】
請求項１記載のバラン回路において、前記90度移相線路端と出力端子の接続部に並列腕キャパシタンスを有することを特徴とするバラン回路。
【請求項６】
請求項１記載のバラン回路において、そのバラン回路の入力端と前記90度移相線路の入力端の間に直列腕インダクタンスを有することを特徴とするバラン回路。
【請求項７】
弾性表面波フィルタあるいはフィルムバルク共振器をラダー接続して構成したフィルタのシングルエンドの出力端子あるいは入力端子に、請求項1〜６記載のバラン回路を接続し、差動出力あるいは差動入力としたことを特徴とする高周波フィルタ。
【請求項８】
受信回路あるいは送信回路の少なくともいずれか一方の回路に高周波フィルタを備え、その高周波フィルタが請求項７記載の高周波フィルタであることを特徴とする高周波回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルエンド型の弾性表面波（Surface Acoustic Wave、以下、SAWと略す）フィルタやフィルムバルク共振器（Film Bulk Acoustic Resonator、以下、FBARと略す）フィルタ等の移動体無線通信機器の小型化に適した高周波フィルタを具備した高周波回路、および、その高周波回路を用いたアンテナ共用器等において、LTCC（Low Temperature Co-fired Ceramics = 低温焼成多層セラミック）やHTCC（High Temperature Co-fired Ceramics =高温焼成多層セラミック）等、誘電体多層基板を使用したバラン回路、高周波フィルタ及びそれらを用いた高周波回路装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動無線端末では、複数のバンドを変復調する機能を備えることが一般的になってきており、高周波回路構成の簡略化のため、ダイレクトコンバージョン復調方式や低中間集波数復調方式が採用されてきている。前記ダイレクトコンバージョン復調方式や低中間集波数復調方式では、一般に、差動型の低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、以下、LNAと略す）や差動型のミキサが用いられるため、それらの前段にあるアンテナ共用器の受信系出力は差動型である必要がある。
【０００３】
そのため従来より、下記特許文献１に示されているように、シングルエンドのアンテナ共用器の出力をバランス出力化する回路が提案されている。即ち、図９に示すように、SAWフィルタ1の出力端子から直列腕インダクタンス2とアースに対する並列腕キャパシタンス3を介して、アンテナ共用器の第１の受信系出力端子6とする。また、同じ出力端子から直列腕キャパシタンス4とアースに対する並列腕インダクタンス5を介して、アンテナ共用器の第２の受信系出力端子7とする。
【０００４】
また、後段の差動形ＬＮＡまたは差動形ミキサの入力インピーダンスとラダー形共振器フィルタの出力インピーダンスを基に前記直列腕インダクタンス2、並列腕インダクタンス5、直列腕キャパシタンス4、及び並列腕キャパシタンス3の値を特定の値に定める。即ち、前記第１、第2の受信系出力端子に接続されたインダクタンスと容量は、バラン回路を構成する。
【０００５】
以上の構成によれば、シングルエンドのアンテナ共用器の受信系出力をバランス出力化でき、アンテナ共用器とLNA、あるいはミキサとの間の整合回路を削除し、直接接続することが可能となり、小サイズで実現できるという特長を有している。
【特許文献１】特開２００２−３５９５４２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし前記回路は、バラン回路を構成する第1及び第2の出力端子に接続されたインダクタンスとキャパシタンスのカットオフ周波数が、バラン回路の動作周波数の近傍となり、周波数振幅特性に傾きが生じるため、第１及び第２の受信系出力端子の出力信号の振幅偏差、即ち、バランの入力端から第1の出力端子間の振幅とバランの入力端から第２の出力端子間の振幅の差（以下、振幅アンバランス度と記す）が、本質的に大きい。
【０００７】
また、回路に使用する素子値のばらつきにより、振幅アンバランス度、及び、位相偏差、即ち、バランの入力端から第1の出力端子間の位相差とバランの入力端から第２の出力端子間の位相差の差（以下、振幅アンバランス度と記す）が、本質的に大きい。さらに、回路に使用する素子値（以下、位相アンバランス度と記す）が敏感に劣化するという問題がある。
【０００８】
一方、将来、現在の移動体通信の主方式であるGSM(Global System for Mobile Communications)方式を進化させた高速データ伝送システムであるEDGE（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）では、アンテナ共用器のバランス出力信号に対しては、非常に小さな振幅アンバランス度と位相アンバランス度が要求される。
【０００９】
本発明の目的は、このような背景技術に鑑み、アンテナ共用器の受信系出力の小振幅アンバランス度化、及び小位相アンバランス度化を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成するために、本発明は、SAWフィルタあるいはFBARフィルタの出力端子に分布定数回路で構成する９０度移相線路を接続して第１の出力端子とする。さらに、同じ出力端子から直列腕キャパシタンスとアースに対する並列腕インダクタンスと直列腕キャパシタンスを介してアンテナ共用器の第２の受信系出力端子とする。
【００１１】
この第１，第2の端子に接続された９０度移相線路、及びインダクタンス、キャパシタンスによりバラン回路を構成する。さらに前記90度移相線路とインダクタンス、キャパシタンスを適宜選択してLTCCやHTCC内に内層構成することにより、機器の小サイズ化が実現される。
【００１２】
具体的には本発明の第１の手段は、所望の周波数において略90度位相を遅らせる90度移相線路と、所望の周波数において略90度位相を進ませる90度移相回路とを有し、前記90度移相線路の入力端と90度移相回路の入力端を接続して、その接続点を入力端子とし、前記90度移相線路の出力端を第１の出力端子とし、前記90度移相回路の出力端を第２の出力端子としたことを特徴とするものである。
【００１３】
第２の手段は前記第１の手段において、前記90度移相回路を少なくとも1つの直列腕キャパシタンスと並列腕インダクタンスにより構成したことを特徴とするものである。
【００１４】
第３の手段は前記第１の手段において、前記90度移相線路を多層構造の低温焼成セラミックス基板内に構成したことを特徴とするものである。
【００１５】
第４の手段は前記第２の手段において、前記90度移相回路を構成する直列腕キャパシタンス及び並列腕インダクタンスのうちの少なくとも１つを基板外部にチップ素子あるいは空芯コイルで構成したことを特徴とするものである。
【００１６】
第５の手段は前記第１の手段において、前記90度移相線路端と出力端子の接続部に並列腕キャパシタンスを有することを特徴とするものである。
【００１７】
第６の手段は前記第１の手段において、そのバラン回路の入力端と前記90度移相線路の入力端の間に直列腕インダクタンスを有することを特徴とするものである。
【００１８】
第７の手段は、弾性表面波フィルタあるいはフィルムバルク共振器をラダー接続して構成したフィルタのシングルエンドの出力端子あるいは入力端子に、前記第1〜６の手段のバラン回路を接続し、差動出力あるいは差動入力としたことを特徴とするものである。
【００１９】
第８の手段は、受信回路あるいは送信回路の少なくともいずれか一方の回路に高周波フィルタを備え、その高周波フィルタが前記第７の手段の高周波フィルタであることを特徴とするものである。
【００２０】
本発明のバラン回路によれば、第1の出力端子はカットオフ特性の影響が小さい線路で構成されているため、非常に小さい振幅アンバランス度と位相アンバランス度を実現することができる。また、少なくとも、第1の出力端子に接続された線路を、LTCCやHTCCなどの誘電体多層基板に内臓することにより、バラン回路の大幅な小型化が可能となる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明を用いれば、バラン回路の第一の端子に接続する回路を広周波数範囲に渡り低ロスである90度移相線路とすることにより、バラン回路の振幅アンバランス度と位相アンバランス度を小さくすることができる。また、本発明のバラン回路をSAWフィルタやFBARフィルタ、誘電体フィルタなどのシングルエンド型のフィルタと接続すれば、フィルタの出力をバランス度に優れた平衡出力にすることが可能で、特に、ダイレクトコンバージョン方式を採用した移動体無線通信端末においては、差動型LNAと直接接続することが可能となり、端末の小型・高性能化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態を図を用いて説明する。図１は、本発明の第一の実施例であるバラン回路100の回路図を示す。
【００２３】
SAWフィルタ1のシングルエンド出力信号は、90度移相線路8を介して第1の出力端子12に、また、直列腕キャパシタンス9、アースに対する並列腕インダクタンス10、直列腕キャパシタンス11を介して第2の出力端子13へ出力する。
【００２４】
本構成のバラン回路100によれば、第1の出力端子12は位相が90度遅れ、第2の出力端子13は位相が90度進むため、両端子間の位相差は180度となり差動出力となる。また、このとき、第1の出力端子12側の90度移相線路8は、損失の小さいLTCC内に内層されるため、挿入損失が小さく、また、カットオフ周波数がバランの動作周波数よりも遥かに高いため、バラン回路100の振幅アンバランス度、位相アンバランス度を小さくすることができる。また、90度移相線路8は、分布定数回路としてLTCC内部に内層されているため、特性のばらつきが小さい。
【００２５】
このように本実施例によれば、振幅アンバランス度、位相アンバランス度が良好、且つ、特性のばらつきの小さい、バラン回路が得られる。
【００２６】
図２は、本発明の第一の実施例であるバラン回路100を構成するLTCC多層基板の各層のパターンレイアウトを示す。なお、本実施例で使用したLTCC基板の比誘電率は8である。
【００２７】
SAWフィルタ1の出力信号は、LTCC上の入力端子14に入力する。入力端子14は、ビアホール30を介して90度移相線路8を構成する線路20に接続される。即ち、90度移相線路8は、ビアホール30の受けランド30gを始点として、線路20、22、24、18、25、23、21が、それぞれビアホール39、37、44、43、36、38を介して接続されている。更に、90度移相線路8の終点からビアホール40により第１の出力端子12に接続されている。
【００２８】
一方、入力端子14は、ビアホール30を介して電極パターン19cに接続され、電極パターン19cは、電極パターン19bと対向し、直列キャパシタンス9を構成する。また、電極パターン19bは、ビアホール31を介し、並列腕インダクタンス10を構成する電極パターン15に接続している。即ち、並列腕インダクタンス10は、電極パターン15、16、17がビアホール32、33により接続され螺旋構造を形成し、螺旋構造の終点はビアホール34により接地電極パターン27に接続されている。
【００２９】
さらに、電極パターン19bは、電極パターン19aと対向し、直列キャパシタンス11を構成し、電極パターン19に接続されたビアホール35を介して第２の出力端子13に接続されている。
【００３０】
なお、30a、30b、30c、30d、30e、30f、30gはビアホール30の受けランド、31a、31b、31c、31d、31eはビアホール31の受けランド、32a、33a、36a、37a、38a、39a、40a、43a、44aは、それぞれビアホール32、33、36、37、38、39、40、43、44の受けランド、34a、34b、34c、34d、34eはビアホール34の受けランド、35a、35b、35cはビアホール35の受けランドである。以上説明したようにバラン回路100はLTCC多層基板にレイアウトされる。
【００３１】
図３は、この実施例であるバラン回路を用いて、DCS(Digital Communication System)の受信に適用したバラン回路の振幅アンバランス度、位相アンバランス度を示す。本実施例において、線路を構成する誘電体の比誘電率は8、線路幅は50ミクロンである。また、２つの直列腕キャパシタンスの値はともに、1.2ピコファラド、並列腕インダクタンスの値は6.7ナノヘンリーである。
【００３２】
通常、EDGE伝送システムを用いた移動体無線端末に用いられるアンテナ共用器に求められる受信信号の平衡出力のバランス度は、振幅アンバランス度1.0dB、位相アンバランス度5度である。本図に示したように、本バラン回路は、振幅アンバランス度0.29dB、位相アンバランス度0.6度と良好な特性を得ており、バランス度に対する要求仕様の厳しいEDGE伝送システムに対しても十分適用できる。
【００３３】
図４は、本発明の第二の実施例であるバラン回路100を構成するLTCC多層基板の各層のパターンレイアウトを示す。
【００３４】
本実施例は、本発明第一の実施例で示したインダクタンス10を空芯ソレノイドコイル45として、LTCC基板の上部に配置したものである。即ち、空芯ソレノイドコイル45はLTCC上面のランド28、29上に、半田により接続される。空芯ソレノイドコイル45の一端はビアホール46により、直列キャパシタンス11を構成する電極パターン19cに接続している。また、空芯ソレノイドコイル45の他端は、ビアホール47を介して接地される。それ以外の構成は、図２に示した本発明の第一の実施例のパターンレイアウトと同一である。
【００３５】
本実施例によれば、本発明のバラン回路の特性に敏感に作用するインダクタンス10を、ばらつきの小さい空芯コイルで構成することにより、バラン回路の特性のばらつきをさらに小さく抑えることができる。なお本実施例では示さなかったが、インダクタンス10のほか、90度移相線路8以外の素子、即ち、キャパシタンス9、11に関しても、適宜LTCC基板上面にチップ部品として配置することによっても、本バラン回路100を構成することができる。
【００３６】
図５は、本発明の第三の実施例であるバラン回路を用いた、EGSM(Extended GSM)、及び、DCSのデュアルバンドアンテナ共用器のブロック図である。本アンテナ共用器は、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタにより構成されるダイプレクサ回路により、880〜960MHz帯のEGSMバンドと1710〜1880MHz帯のDCSバンドの信号が分離し、単一のアンテナで複数のバンドの送受信を可能にしている。
【００３７】
なお、EGSMの送信帯域、及び受信帯域は、それぞれ880〜915MHz、及び、925〜960MHz、DCSの送信帯域、及び受信帯域は、それぞれ1710〜1785MHz、及び1805〜1880MHzである。ここで、EGSMバンドは、EGSMスイッチ回路により、またDCSバンドは、DCSスイッチ回路により、それぞれ送信と受信を切り替えている。即ち、EGSM側では、コントロール端子Vcont(EGSM)がonの時、送信モードとなり、Vcont(EGSM)がoffの時受信モードとなる。同様にDCS側では、Vcont(DCS)がonの時送信モードとなり、Vcont(DCS)がoffの時受信モードとなる。
【００３８】
ここでEGSM用シングルエンドフィルタ50のシングルエンド出力は、90度移相線路8aと接続し、第一の出力端子へ、また直列腕キャパシタンス9a、並列腕インダクタンス10a、直列腕キャパシタンス11aで構成される90度移相回路と接続し、第二の出力端子へ、それぞれ出力される。即ち、シングルエンドの出力信号は、8a、9a、10a、11aで構成された900MHz帯のバラン回路により差動出力信号に変換され出力される。DCS側についても同様に、DCS用シングルエンドフィルタ60のシングルエンド出力は、90度移相線路8bと接続し、第一の出力端子へ、また直列腕キャパシタンス9b、並列腕インダクタンス10b、直列腕キャパシタンス11bで構成される 90度移相回路と接続し、第二の出力端子へ、それぞれ出力される。即ち、シングルエンドの出力信号は、8b、9b、10b、11bで構成された1800MHz帯のバラン回路により差動出力信号に変換され出力される。
【００３９】
ここで、8a、9a、10a、及び、8b、9b、10bの素子値と、線路8a、8bのインピーダンスは、本アンテナ共用器の後段の差動形ＬＮＡの入力インピーダンスにより、適宜、決定される。
【００４０】
図６は、本発明の第四実施例の差動出力高周波フィルタを示す。本実施例においては、本発明のバラン回路100aは、925〜960MHzに帯域を有するEGSM用シングルエンドフィルタの出力と824〜894MHz帯のGSMバンド（以下、GSM850と略す）として使用される、869〜894MHzに帯域を有するGSM850用シングルエンドフィルタの出力がスイッチ回路51を介し、共通のバラン回路100aに接続されている。即ちVcont(GSM850)がonの時は、GSM850の差動出力が、また、Vcont(GSM850)がoffの時は、EGSMの差動出力が得られる。
【００４１】
ここで本発明のバラン回路100aは、振幅アンバランスと位相アンバランス度が、869MHzから960MHzの広帯域にわたり良好であるため、単一のバラン回路で、差動出力変換を実現することが可能となったものである。本回路構成によれば、EGSMとGSM850の受信出力端子を共通化し、後段の差動LNAも共通化できるため、機器の大幅な簡略化、小型化が可能となる。
【００４２】
図７は、本発明の第五の実施例であるバラン回路100bの回路図を示す。本実施例では移相線路8cと第1の出力端子12の接続部に、並列腕キャパシタンス48が接続されている。即ち、本実施例では、移相線路8cと並列腕キャパシタンス48の双方の位相回転量の総和が、90度となるように調整している。本実施例によれば、バラン回路の微小なインピーダンスと位相特性の調整を移相線路8cと並列腕キャパシタンス48の両方で行うことができるため、設計の自由度が増す。
【００４３】
図８は、本発明の第六の実施例であるバラン回路100cの回路図を示す。本実施例では移相線路8dとシングルエンドのSAWフィルタの出力の間に、直列腕インダクタンス49が接続されている。即ち、本実施例では、移相線路8cと直列腕インダクタンス49の双方の位相回転量の総和が、90度となるように調整している。
【００４４】
本実施例によれば、バラン回路の微小なインピーダンスと位相特性の調整を移相線路8dと直列腕インダクタンス49の両方で行うことができるため、設計の自由度が増す。なお、前記、本発明の第４の実施例で用いた並列腕キャパシタンス48と本実施例で用いた直列腕インダクタンス49を適宜組み合わせて使用することも可能である。
【００４５】
上記、実施例で使用した受信用シングルエンドフィルタは、SAWフィルタや、FBAR共振子をラダー接続したFBARフィルタのほか、誘電体フィルタ等、あらゆる方式によるフィルタが適用でき、また、フィルタの機能もRxのみに制限されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の第一の実施例であるバラン回路の回路図である。
【図２】本発明の第一の実施例であるバラン回路を構成するLTCC多層基板の各層のパターンレイアウトを示す図である。
【図３】本発明の第一の実施例であるバラン回路の振幅アンバランス度と位相アンバランス度を示す特性図である。
【図４】本発明の第二の実施例であるバラン回路を構成するLTCC多層基板の各層のパターンレイアウトを示す図である。
【図５】本発明の第三の実施例であるバラン回路を用いたEGSM及びDCSのデュアルバンドアンテナ共用器のブロック図である。
【図６】本発明第四実施例の差動出力高周波フィルタのブロック図である。
【図７】本発明の第五の実施例であるバラン回路の回路図である。
【図８】本発明の第六の実施例であるバラン回路の回路図である。
【図９】従来例のバラン回路の回路図である。
【符号の説明】
【００４７】
１：弾性表面波フィルタ、2、49：直列腕インダクタンス、3、48：並列腕キャパシタンス、8、8a、8b：90度移相線路、8c、8d：相線路、4、9、9a、9b、11、11a、11b：直列腕キャパシタンス、5、2、10、10a、10b：並列腕インダクタンス、6、12：第1の出力端子、7、13：第２の出力端子、14：入力端子、15、16、17、19a、19b、19c、27：電極パターン、18、20、21、22、23、24、25：線路、30a、30b、30c、30d、30e、30f、30g、31a、31b、31c、31d、31e、32a、33a、36a、37a、38a、39a、40a、43a、44a、34a、34b、34c、34d、34e、35a、35b、35c：受けランド、30、31、32、33、34、35、36、37、38、39、40、43、44、43、36、38、46、47：ビアホール、45：空芯ソレノイドコイル、28、29：ランド、50：EGSM用シングルエンドフィルタ、51：スイッチ回路、60：DCS用シングルエンドフィルタ、100、100a 、100b、100c：バラン回路。
【図１】
2005109880.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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