(57)【要約】【課題】  本発明は、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づく動作制御が可能な小型のスイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。【解決手段】  ダイオードブリッジ１０及び平滑コンデンサ１２と、高調波電流抑制用のコイル２１と、複合共振型のコンバータ回路３０と、コンバータ回路３０の出力電流を監視し、制御信号を出力する監視回路６０と、コイル２１に磁気結合されたコイル５１からなり、監視回路６０へ電源を供給する監視用給電回路５０とを備える。上記コンバータ回路３０は、フォトカプラ１３を介して監視回路６０から受信した制御信号に基づいて出力電力を低下させる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流回路、及び、この整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサからなる第１整流平滑回路と、
上記第１整流平滑回路に電気的に接続されたトランスの１次側に対し、印加される電圧及び電流の少なくとも一方をスイッチング動作により制御するスイッチング回路、及び、上記トランスの２次側に接続された第２整流平滑回路からなるＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記整流回路及び上記平滑コンデンサ間に接続され、高調波電流を抑制するための第１コイルを有する高調波抑制回路と、
上記第１コイルに絶縁状態で磁気結合され、上記第１コイルから電力を受ける第２コイルと、
上記第２コイルから供給される電力により駆動され、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視する監視回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
上記監視回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づいて制御信号を生成し、
上記スイッチング回路は、光学式絶縁回路を介して監視回路から受信した制御信号に基づいて、スイッチング動作を行うことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの１次側に共振コンデンサを直列接続した共振回路を備え、
上記スイッチング回路が、上記共振回路に印加される電圧及び電流の少なくとも一方を制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
上記監視回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に基づいて制御信号を生成し、
上記スイッチング回路は、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
上記監視回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値を超えた場合と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が所定値を超えた場合に制御信号を生成し、
上記スイッチング回路は、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に係り、更に詳しくは、高調波抑制回路を備えたスイッチング電源装置における出力監視及び出力制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、所望の直流電源を得るために、スイッチング回路を用いて入力直流電源をスイッチングし、整流平滑回路を用いて再び直流電源に変換するＤＣ／ＤＣコンバータからなる安定化電源装置である。交流電源が入力される場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に整流平滑回路が更に設けられている。この様なＤＣ／ＤＣコンバータについて、従来から様々な回路方式が提案されている。
【０００３】
スイッチイング回路に共振回路が設けられた共振型のＤＣ／ＤＣコンバータは、正弦波状の滑らかなスイッチング波形が得られることから、ソフトスイッチング方式と呼ばれている。これに対し、ハードスイッチング方式と呼ばれるＤＣ／ＤＣコンバータ、例えば、フライバック方式、フォワード方式の場合には、スイッチング波形が三角波、矩形波、鋸波等の変化の急峻な波形に近くなる。このため、共振型スイッチング電源装置はハードスイッチング方式に比べて高効率であり、高出力タイプの電源装置に適している。
【０００４】
図９は、従来のスイッチング電源装置の一例を示した図であり、ソフトスイッチング方式に属する複合共振型コンバータを備えたスイッチング電源装置が示されている。入力交流電源は、ダイオードブリッジ１０により全波整流され、平滑コンデンサ１２によって平滑化され、直流電源に変換される。高調波抑制回路２０は、高調波電流を抑制するための回路であり、パワーサーミスタ１１は、突入電流を阻止するための回路である。
【０００５】
コンバータ回路３０は、スイッチング素子３１，３２からなるスイッチング回路に共振コンデンサ３３及びトランス３４の１次巻線Ｐ１からなる共振回路が接続された複合共振型コンバータである。スイッチング素子３１，３２は、スイッチング制御回路３８によって交互にオンされ、平滑コンデンサ１２の電圧をスイッチングしている。このスイッチング出力が共振回路に印加され、１次巻線Ｐ１に共振電流が流れる。トランス３４の２次巻線Ｓ１，Ｓ２の出力は、ダイオード３５，３６により整流され、平滑コンデンサ３７により平滑化されて、再び直流電圧に変換される。
【０００６】
電圧検出回路４０は、コンバータ回路３０の出力電圧を監視し、スイッチング制御回路３８へ電圧検出信号を出力している。コンバータ回路３０の出力電圧は、抵抗４２，４３により分圧され、シャントレギュレータ４１のリファレンス端子に入力されている。このため、分圧された電圧がシャントレギュレータ４１の基準電圧を超えると、シャントレギュレータ４１のカソード端子及びアノード端子間が導通し、フォトカプラ１３の発光素子が発光する。つまり、出力電圧が所定値を超えると、スイッチング制御回路３８へ制御信号が出力される。
【０００７】
コンバータ回路３０は、スイッチング素子３１，３２のオン期間を制御することによって出力電力を制御することができる。このため、コンバータ回路３０の出力電圧が所望の電圧に保たれるように、スイッチング制御回路３８は、電圧検出回路４０からの制御信号に基づいて、スイッチング素子３１，３２を制御している。
【特許文献１】特開平１０−２２５１１９号
【特許文献２】特開平８−１０３０８０号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１０は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性を比較して示した図であり、横軸に出力電流、縦軸に出力電圧が示されている。また、図中の（ａ）にはフライバック方式、（ｂ）にはフォワード方式、（ｃ）には複合共振方式の場合が示されている。
【０００９】
フライバック方式とは、スイッチング素子のオン期間にコイルに電磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ期間に、蓄積されたエネルギーを負荷に供給する回路方式である。フライバック方式を採用したスイッチング電源装置の場合、図中の（ａ）に示した通り、出力電流が定格値を超えると出力電圧が低下しはじめ、更に負荷を重くすれば電圧及び電流の両方が低下する。そして、負荷がより一層重くなればハンチングを引き起こす。この場合、負荷が破線で示したＶ−Ｉ特性を有すると、交点Ｐを超えて立ち上がることができない。この様な出力特性はフの字型垂下特性と呼ばれている。
【００１０】
フォワード方式とは、スイッチング素子のオン期間に絶縁トランスを通して電力を出力側へ供給する回路方式である。フォワード方式を採用したスイッチング電源装置の場合、図中の（ｂ）に示した通り、出力電流が定格電流になると、電圧が急峻に低下する。この様な出力特性は定電流垂下特性と呼ばれ、負荷を特定しない電源装置としては理想的な出力特性である。
【００１１】
一方、複合共振方式では、共振コンデンサに静電エネルギーを蓄積し、蓄積されたエネルギーを負荷に供給している。このため、複合共振方式の場合、図中の（ｃ）に示した通り、出力電流が定格を超えれば、出力電力が一定のままで出力電圧が低下し、出力電流は更に増大していく特性、いわゆる定電力垂下特性となる。定電力垂下特性の場合、出力端子が短絡された場合や、出力端子に大きな容量性負荷が接続された場合には過大な電流が流れることから、何らかの対策が必要になる。
【００１２】
過電流対策としては、ラッチ式の過電流保護回路を設けて、過電流状態が一定時間継続した場合には出力を停止させ、その後に解除操作が行われるまでは、停止状態を維持させるという方法がある。複合共振方式を採用している多くのスイッチング電源装置は、この様なラッチ式の過電流保護回路を採用している。しかしながら、この方法を採用した場合、その後に負荷状況が改善されたとしても自動復帰させることはできないという問題があった。特に、様々な負荷が接続され得るＦＡ（Factory Automation）用の電源装置の場合には、自動復帰できなければ使い勝手が悪い。
【００１３】
また、他の過電流対策としては、複合共振型コンバータの出力を監視するための監視回路を設けて、定電流垂下特性となるように出力制御を行うことが考えられる。ところが、この監視回路の電源として複合共振型コンバータの出力を用いた場合には、出力電圧が低下すれば、当該監視回路が機能しなくなる。このため、その後は、やはり定電力垂下特性となってしまうという問題があった。
【００１４】
つまり、共振型コンバータにおいて、定電流垂下特性を実現するためには、出力電圧が０Ｖになるまで監視回路を動作させる必要がある。ところが、電源装置は、通常、トランスの１次側と２次側を電気的に分離しておく必要があり、トランスの１次側から監視回路へ、直接、電源供給することは望ましくない。このため、監視回路のための補助電源が必要となり、高コストになるとともに、装置サイズが大きくなるという問題が生ずる。
【００１５】
なお、監視回路に関するこのような課題は、他の方式のＤＣ／ＤＣコンバータについても当てはまる。すなわち、トランスの２次側に何らかの付加的回路、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視する監視回路を設け、出力電圧の低下時にも当該回路を動作させようとする場合にも全く同様の問題が生ずる。例えば、トランスの１次側において過電流対策を行った場合には制限のかかる電流値が大きくばらついてしまうため、２次側に監視回路を設けて精度の高い過電流対策を行おうとする場合が挙げられる。
【００１６】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視可能な監視回路を有するスイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。また、この様な監視回路を有する小型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１７】
また、本発明は、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づく動作制御が可能なスイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。また、この様なスイッチング電源装置を小型化することを目的とする。
【００１８】
さらに、本発明は、自動復帰可能に過電流出力を抑制することができる小型の共振型スイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。特に、定電流垂下特性を有する共振型スイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明によるスイッチング電源装置は、交流電源入力を整流する整流回路、及び、この整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサからなる第１整流平滑回路と、上記第１整流平滑回路に電気的に接続されたトランスの１次側に対し、印加される電圧及び電流の少なくとも一方をスイッチング動作により制御するスイッチング回路、及び、上記トランスの２次側に接続された第２整流平滑回路からなるＤＣ／ＤＣコンバータと、上記整流回路及び上記平滑コンデンサ間に接続され、高調波電流の発生を抑制するための第１コイルを有する高調波抑制回路と、上記第１コイルに絶縁状態で磁気結合され、上記第１コイルから電力を受ける第２コイルと、上記第２コイルから供給される電力により駆動され、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視する監視回路とを備えて構成される。
【００２０】
高調波電流を抑制するための第１コイルに磁気結合された第２コイルを設け、第２コイルから監視回路へ電力を供給することにより、装置を大型化させることなく、また、コストを顕著に増大させることなく、監視回路にトランスの１次側から電源供給することができる。このため、監視回路は、出力電圧が低下した場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視することができる。
【００２１】
また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記監視回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づいて制御信号を生成し、上記スイッチング回路が、光学式絶縁回路を介して監視回路から受信した制御信号に基づいて、スイッチング動作を行うように構成される。この様な構成により、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づいて、スイッチング動作を制御することができ、任意の出力特性が得られるように出力制御を行うことができる。
【００２２】
また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータが、トランスの１次側に共振コンデンサを直列接続した共振回路を備え、上記スイッチング回路が、上記共振回路に印加される電圧及び電流の少なくとも一方を制御するように構成される。この様な構成により、共振型コンバータを備えたスイッチング電源装置において、自動復帰可能に過電流出力を抑制することができる。従って、定電流垂下特性を有する共振型のスイッチング電源装置を実現することもできる。
【００２３】
また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記監視回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に基づいて制御信号を生成し、上記スイッチング回路が、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させるように構成される。この様な構成により、共振型のスイッチング電源装置の出力電流に基づいて、過電流出力を抑制することができる。
【００２４】
また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記監視回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値を超えた場合と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が所定値を超えた場合に制御信号を生成し、上記スイッチング回路が、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させるように構成される。このような構成により、ＤＣ／ＤＣコンバータは、１つの制御信号に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧及び出力電流をともに制御することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視可能な監視回路を有するスイッチング電源装置を安価に提供することができる。また、この様な監視回路を有する小型のスイッチング電源装置を提供することができる。
【００２６】
また、本発明によれば、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づく動作制御が可能なスイッチング電源装置を安価に提供することができる。また、この様なスイッチング電源装置を小型化することができる。
【００２７】
さらに、本発明によれば、自動復帰可能に過電流出力を抑制することができる小型の共振型スイッチング電源装置を安価に提供することができる。特に、低電流垂下特性を有する共振型スイッチング電源装置を安価に提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１は、本発明によるスイッチング電源装置の一構成例を示した図である。ダイオードブリッジ１０は、４個のダイオードにより構成され、入力された交流電源（ＡＣ入力）を全波整流する整流回路である。平滑コンデンサ１２は、整流後の電圧波形を平滑化するための容量素子である。つまり、ダイオードブリッジ１０及び平滑コンデンサ１２は、入力された交流電源を直流電源に変換する第１整流平滑回路を構成している。
【００２９】
パワーサーミスタ１１は、負の温度特性を持つ感熱抵抗素子であり、起動直後のスイッチング電源装置に流れる突入電流を阻止している。大容量の平滑コンデンサ１２は、初期状態の電荷がゼロに近く、高調波抑制回路２０は抵抗成分を有していない。このため、交流電圧が印加された瞬間に突入電流と呼ばれる定格の数十倍から数百倍の大きな充電電流が流れる場合がある。パワーサーミスタ１１は起動直後の抵抗値が高いため、ダイオードブリッジ１０及び平滑コンデンサ１２間に直列接続すれば、起動時の突入電流を阻止することができる。パワーサーミスタ１１の抵抗値は、その後の温度上昇によって低下するため、電源装置の効率を顕著に低下させることはない。
【００３０】
高調波抑制回路２０は、力率を改善するためのＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路であり、力率改善にともなって高調波電流の発生も抑制することができる。この高調波抑制回路２０は、コイル２１、ダイオード２２及びスイッチング素子２３からなる昇圧型のアクティブフィルタにより構成される。コイル２１は、一端がダイオードブリッジ１０の正極出力端子に接続され、他端がダイオード２２のアノード端子に接続されている。ダイオード２２のカソード端子は、パワーサーミスタ１１を介して平滑コンデンサ１２の一端に接続されている。
【００３１】
また、スイッチング素子２３は、コイル２１及びダイオード２２の接続点と、ダイオードブリッジ１の負極出力端子とを主回路により接続するパワーＭＯＳＦＥＴであり、高調波抑制制御回路２４により制御される。高調波抑制制御回路２４は、スイッチング素子２３の制御端子に対し、交流電源よりも十分に周波数の高いＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）変調信号を供給し、入力電流の波形及び位相を入力電圧に一致させて、力率を改善している。
【００３２】
コンバータ回路３０は、２つのスイッチング素子３１，３２と、共振コンデンサ３３と、トランス３４と、ダイオード３５，３６と、平滑コンデンサ３７と、スイッチング制御回路３８により構成される複合共振型のＤＣ／ＤＣコンバータである。スイッチング素子３１，３２は、スイッチング制御回路３８により制御され、デッドタイムを持たせて交互にオンオフされるパワーＭＯＳＦＥＴであり、これらの主回路を接続した直列回路が平滑コンデンサ１２に並列接続されている。
【００３３】
共振コンデンサ３３は、トランス３４の１次巻線Ｐ１と直列接続されている。トランス３４は、１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１，Ｓ２を疎結合とし、比較的大きめの漏れインダクタンスを有している。このため、この漏れインダクタンスと、共振コンデンサ３３により共振回路が構成される。この共振回路は、スイッチング素子３１の主回路に並列接続されており、スイッチング素子３１のオン時には短絡され、スイッチング素子３２のオン時には平滑コンデンサ１２の端子間電圧が印加される。なお、上記共振回路はインダクタを更に直列接続して構成してもよい。
【００３４】
トランス３４の２次側は、センタータップにより分割された２次巻線Ｓ１，Ｓ２からなる。２次巻線Ｓ１，Ｓ２の一端は、ダイオード３５，３６のアノード端子にそれぞれ接続されている。これらのダイオード３５，３６のカソード端子は、ともに平滑コンデンサ３７の一端に接続されている。また、平滑コンデンサ３７の他端は、トランス３４のセンタータップに接続されている。つまり、ダイオード３５，３６及び平滑コンデンサ３７により第２整流平滑回路を構成し、トランス３４の２次側電圧は、ダイオード３５，３６により全波整流され、整流された電圧波形が平滑コンデンサ３７によって平滑化され、コンバータ回路３０の出力電圧、つまり、スイッチング電源装置の出力電圧となる。
【００３５】
監視回路６０は、コンバータ回路３０の出力を監視しており、出力電圧及び出力電流に基づいて制御信号を生成している。コンバータ回路３０の一方の出力端子には、電流検出抵抗１４が直列接続されており、監視回路６０による出力電流の監視は、電流検出抵抗１４の端子間電圧に基づいて行われる。なお、コンデンサ１５は、監視回路６０で発生したノイズを抑圧するための手段である。監視回路６０の制御信号は、フォトカプラ１３を介して、スイッチング制御回路３８へ出力される。
【００３６】
フォトカプラ１３は、発光素子及び光電変換素子を光学結合させた信号伝送用の絶縁回路であり、監視回路６０及びスイッチング制御回路３８をフォトカプラ１３を用いて接続することによって、トランス３４の１次側に接続されたスイッチング制御回路３８、２次側に接続された監視回路６０間における電気的絶縁が確保されている。
【００３７】
監視用給電回路５０は、トランス３４の１次側から監視回路６０へ電源供給を行う回路であり、コイル５１、ダイオード５２及び平滑コンデンサ５３からなる。コイル５１は、コイル２１に設けられた副巻線であり、コイル２１と磁気的に結合され、電気的には絶縁されている。コイル５１の誘導電圧は、ダイオード５２により半波整流され、整流された電圧波形が平滑コンデンサ５３によって平滑化され、監視回路６０に供給される。すなわち、監視用給電回路５０の負極出力端子は、コンバータ回路３０の負極出力端子に接続され、正極出力端子は監視回路６０に接続されている。
【００３８】
コイル２１は、コンバータ回路３０よりも入力側に設けられており、コンバータ回路３０の出力とは独立して動作している。このため、監視用給電回路５０は、コンバータ回路３０の出力電圧が０Ｖになった場合であっても、監視回路６０へ電源供給を行うことができる。
【００３９】
しかも、コイル２１は、高調波電流を抑制するために必要とされるインダクタであることから、コイル５１と、整流平滑回路とを新たに設けるだけで、トランス３４の１次側及び２次側の電気的絶縁を保持しつつ、監視回路６０に電源を供給することができる。つまり、トランスを含む補助電源を新たに設ける場合に比べて、省スペース及び低コストで実現することができる。
【００４０】
図２は、図１の高調波抑制回路２０の詳細構成例を示した回路図であり、図１に示した回路素子には同一の符号を付している。抵抗Ｒ１は、スイッチング素子２３の主回路に直列接続され、スイッチング素子２３の電流を検出する電流検出手段である。コイルＬ１は、コイル２１に磁気結合され、コイル２１の電圧を検出する電圧検出手段である。高調波抑制制御回路２４は、スイッチング素子２３の電流、コイル２１の電圧及び平滑コンデンサ１２の電圧に基づいて、コイル２１の電流波形を制御している。
【００４１】
図３は、全波整流回路及び平滑コンデンサのみからなる整流平滑回路の特性を示した図である。図中の（ａ）には全波整流後の電圧波形、（ｂ）には平滑コンデンサの電圧波形、（ｃ）には電流波形が示されている。平滑コンデンサへの充電電流は、図示した通り、電圧波形のピーク付近において導通角の狭いパルス状の電流となる。このため、力率が低下するとともに高調波電流を発生させ、交流電源の送電設備に過大な負担をかけるとともに、同じ交流電源を使用する他の機器にも悪影響を及ぼすおそれがある。従って、高出力タイプのスイッチング電源装置は、多くの場合、高調波抑制回路２０が設けられている。
【００４２】
図４は、図２の高調波抑制回路２０の動作の一例を示した図である。図中の（ａ）には、高調波抑制制御回路２４により生成されるＰＷＭ変調信号が示され、（ｂ）には、ダイオードブリッジ１０の出力電圧及び出力電流が示されている。スイッチング素子２３のオン期間Ｔｏｎには、コイル２１にダイオードブリッジ１０による全波整流電圧が印加されて出力電流が増大する一方、オフ期間Ｔｏｆｆには出力電流が減少し、出力電流は三角波となる。なお、ダイオード２２は、オン期間Ｔｏｎにスイッチング素子２３を介して平滑コンデンサ１２が放電されるのを防止している。
【００４３】
高調波抑制制御回路２４は、ダイオードブリッジ１０の電流波形の頂点の包絡線をダイオードブリッジ１０の出力電圧波形に一致させるように、ＰＷＭ変調信号のパルス幅を変化させ、スイッチング素子２３のＴｏｎ期間を制御している。このため、電流波形と電圧波形を一致させて力率を改善することができ、高調波電流の発生を抑制することができる。なお、図４では、電流連続型の動作を行わせる場合の例を示したが、高調波抑制制御回路２４は、臨界動作型の動作を行うものであってもよい。
【００４４】
図５は、図１のコンバータ回路３０の詳細構成例を示した回路図であり、図１に示した回路素子には同一の符号を付している。なお、図１では、スイッチング素子３１及び３２をともに他励発振させる回路を一例として示したが、図５では、他の例として、スイッチング素子３２を他励発振させ、スイッチング素子３１を自励発振させる回路の詳細構成が示されている。
【００４５】
トランス３４は、３つの１次巻線Ｐ１〜Ｐ３を備えている。１次巻線Ｐ１は２次側への電力供給用、１次巻線Ｐ２はスイッチング素子３１の制御用、１次巻線Ｐ３はスイッチング制御回路３８の駆動及び制御用である。
【００４６】
スイッチング素子３１の制御端子には、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びダイオードＤ１を介して、１次巻線Ｐ２の電圧が印加されている。すなわち、１次巻線Ｐ１の電圧に基づいて、スイッチング素子３１のスイッチング制御が行われる。抵抗Ｒ２及びＲ３は並列接続され、抵抗Ｒ２側にはダイオードＤ１が直列接続されている。このため、電流の向きに応じて合成抵抗値を異ならせ、１次巻線Ｐ１の電圧の立ち上がり時におけるスイッチング素子３１のオン動作を遅らせて、デッドタイムを確保している。
【００４７】
抵抗Ｒ４は、スイッチング素子３２の電流を検出するための電流検出手段であり、その端子間電圧が、スイッチング制御回路３８に入力されている。１次巻線Ｐ３の電圧は、ダイオードＤ３により半波整流され、コンデンサＣ１により平滑化され、スイッチング制御回路３８に電源として供給される。また、１次巻線Ｐ３の電圧は、抵抗Ｒ５及びＲ６により分圧され、スイッチング制御回路３８に入力される。さらに、スイッチング制御回路３８には、フォトカプラ１３を介して監視回路６０からの制御信号が入力されている。なお、ダイオードＤ２，Ｄ４は、スイッチング制御回路３８の保護回路である。
【００４８】
図６は、図５のコンバータ回路３０の動作例を示した波形図である。図中のＶＧ，Ｖ３２，Ｉ３２は、スイッチング素子３２の制御電圧、主回路の電圧、電流であり、Ｖ３１，Ｉ３１は、スイッチング素子３１の主回路の電圧、電流である。また、ＶＰ１は１次巻線Ｐ１の電圧であり、Ｉ３５，Ｉ３６は、ダイオード３５，３６の電流である。
【００４９】
スイッチング素子３１がオフ状態のときにスイッチング素子３２をオンすると、共振コンデンサ３３及び１次巻線Ｐ１からなる共振回路に正弦波状の共振電流が流れ、コンデンサ３３に静電エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子３２をオフした後、貫通電流を防止するためのデッドタイムを設けてスイッチング素子３１をオンすれば、共振コンデンサ３３の静電エネルギーが放出され、共振回路には正弦波状の共振電流が逆方向に流れる。その後は、同様にして、スイッチング素子３２をオフし、デッドタイムを設けてスイッチング素子３１が再びオンされる。この様な動作が繰り返され、共振電流のエネルギーがトランス３４の２次側へ伝達される。
【００５０】
従って、コンバータ回路３０の出力電力は、共振電流に基づくエネルギーで決まり、スイッチング制御回路３８がスイッチング素子３１のオン期間を調整することにより出力電力が制御される。スイッチング素子３２のオン期間は、監視回路６０からの制御信号に基づいて決定される。すなわち、コンバータ回路３０の出力電圧が一定値を超えた場合、あるいは、出力電流が一定値を超えた場合にスイッチング素子３２のオン期間を短かくして、出力電圧及び出力電流がともに定格値を超えないように制御している。
【００５１】
また、スイッチング素子３１，３２は、ともに主回路の端子間電圧がゼロ電圧の場合にスイッチングさせている。スイッチング素子３１，３２は、主回路に並列の寄生ダイオード（不図示）を有しており、一方がオフされた直後は、他方の寄生ダイオードを介して電流が流れる。この転流期間に他方をオンさせれば、ゼロ電圧でスイッチングすることができる。このため、スイッチング制御回路３８は、スイッチング素子３２の電流及び１次巻線Ｐ３の電圧に基づいて、スイッチング素子３２のオン動作のタイミングを決定している。
【００５２】
図７は、図１の監視回路６０の詳細構成例を示した回路図である。この監視回路６０は、コンバータ回路３０の出力電圧及び出力電流を監視し、出力電圧が定格値を超えた場合と、出力電流が定格値を超えた場合に、フォトカプラ１３を介して、スイッチング制御回路３８へ制御信号を出力する。
【００５３】
監視回路６０は、逆流防止用のダイオードＤ５，Ｄ６を介して、監視用給電回路５０及びコンバータ回路３０から電源が供給される。ダイオードＤ５，Ｄ６のアノード端子は、それぞれ監視用給電回路５０，コンバータ回路３０の正極出力端子に接続され、カソード端子は互いに接続されている。このため、監視回路６０は、監視用給電回路５０及びコンバータ回路３０のうち、出力電圧の高い方から電源供給されるとともに、両回路３０，５０の一方の出力電圧が他方の出力電圧に影響を与えないように構成されている。
【００５４】
オペアンプＯＰ１は出力電圧検出手段であり、コンバータ回路３０の出力電圧が所定値を超えた場合に出力レベルを低下させ、フォトカプラ１３の発光素子を点灯させる。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、シャントレギュレータＳＲにより生成される基準電圧が入力され、反転入力端子には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧されたコンバータ回路３０の出力電圧が入力されている。従って、この分圧電圧が基準電圧以下になれば、フォトカプラ１３の入力側が通電し、コンバータ回路３０へ制御信号が出力される。
【００５５】
オペアンプＯＰ２は出力電流検出手段であり、コンバータ回路３０の出力電流が所定値を超えた場合に出力レベルを低下させ、フォトカプラ１３の発光素子を点灯させる。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には、上記基準電圧に対する電流検出抵抗１４の一端（コンバータ回路３０側）の電圧が抵抗Ｒ１３，Ｒ１６により分圧されて入力されている。反転入力端子には、上記基準電圧に対する電流検出抵抗１４の他端（負荷側）の電圧が抵抗Ｒ１４，Ｒ１５により分圧されて入力されている。従って、電流検出抵抗１４における電圧降下が所定値以上になれば、フォトカプラ１３の入力側が通電し、コンバータ回路３０へ制御信号が出力される。
【００５６】
ダイオードＤ７，Ｄ８は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２のいずれかが低レベルを出力すれば、フォトカプラ１３の発光素子を点灯させるアンド回路（負論理のオア回路）である。つまり、監視回路６０は、出力電圧が定格値を超えた場合と、出力電流が定格値を超えた場合に制御信号を生成し、スイッチング制御回路３８は、この制御信号に基づいて出力電力を低下させる。このため、１個のフォトカプラ１３を介して、監視回路６０及びスイッチング制御回路３８を接続し、１つの制御信号を伝送するだけで、電圧制御と電流制御を同時に実現することができる。
【００５７】
図８は、図１のコイル２１及びコイル５１の一構成例を示した断面図である。コイル２１はトランス３４の１次側に接続され、コイル５１は２次側に接続されている。このため安全性確保の観点から、電源装置ではトランス３４の１次側及び２次側に十分な絶縁耐圧を確保しておく必要があり、コイル２１及びコイル５１は、通常のトランスと同様の絶縁対策を実施しておく必要がある。
【００５８】
コイル２１と、その副巻線であるコイル５１は、ともにコアが装着されたボビン７１に巻き付けられている。コイル２１，５１の巻線間には、層間テープ７２が配置され、それぞれの巻幅方向の両端部には、バリアテープ７３が配置されている。層間テープ７２及びバリアテープ７３は、いずれも絶縁性素材からなり、コイル２１，５１間に、例えば漏れ電流が流れないようにするなど、所定の絶縁性能が得られるように電気的に絶縁されている。ただし、コイル２１，５１のいずれか一方に、３層絶縁線を用いれば、層間テープ７２及びバリアテープ７３を用いなくても、電気的絶縁を確保することができる。
【００５９】
本実施の形態によれば、高調波抑制回路２０のコイル２１に磁気結合させたコイル５１からなる監視用給電回路６０を設け、コンバータ回路３０の出力を監視する監視回路６０へ電源供給を行っている。つまり、コンバータ回路３０内のトランスよりも前段から電源供給を行っているため、監視回路５０は、出力電圧が低下した場合でも動作させることができる。しかも、高調波抑制回路２０に必要なコイル２１を利用して電源供給するため、新たに補助電源を設ける場合に比べて、装置を小型化することができ、また、製造コストも低減することができる。
【００６０】
また、本実施の形態によれば、監視回路６０が、定電流垂下特性を有する共振型コンバータ３０の出力電流を監視し、定格値を超えれば制御信号を出力し、スイッチング制御回路３８が、この制御信号に基づいて出力電力を低下させている。このため、高効率の共振型コンバータ３０を採用したスイッチング電源装置において、自動復帰可能に定格値を超える過電流出力を抑制することができる。また、定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置を実現することができる。
【００６１】
なお、本実施の形態では、コンバータ回路３０について具体的な回路構成を例示して説明したが、本発明は、例示した具体的な回路構成を有するスイッチング電源装置には限定されない。すなわち、定電力垂下型の出力特性を有するＤＣ／ＤＣコンバータ、特に、共振型コンバータに適用することが好適であるが、その他の出力特性を有するＤＣ／ＤＣコンバータ、つまり、スイッチング回路を用いてトランスの１次側へ印加される電圧及び電流の少なくとも一方をスイッチング動作により制御する様々なＤＣ／ＤＣコンバータに適用することができる。
【００６２】
また、本実施の形態では、高調波抑制回路について具体的な回路構成を例示して説明したが、本発明は、例示した具体的な回路構成からなるスイッチング電源装置には限定されない。すなわち、コイルを有する高調波抑制回路であれば、異なる回路構成を採用している場合にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の一構成例を示した図である。
【図２】図１の高調波抑制回路２０の詳細構成例を示した回路図である。
【図３】全波整流回路及び平滑コンデンサのみからなる整流平滑回路の特性を示した図である。
【図４】図２の高調波抑制回路２０の動作の一例を示した図である。
【図５】図１のコンバータ回路３０の詳細構成例を示した回路図である。
【図６】図５のコンバータ回路３０の動作例を示した波形図である。
【図７】図１の監視回路６０の詳細構成例を示した回路図である。
【図８】図１のコイル２１及びコイル５１の一構成例を示した断面図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の一例を示した図である。
【図１０】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性を比較して示した図である。
【符号の説明】
【００６４】
１０  ダイオードブリッジ
１１  パワーサーミスタ
１２  平滑コンデンサ
１３  フォトカプラ
１４  電流検出抵抗
２０  高調波抑制回路
２１  コイル
２２  ダイオード
２３  スイッチング素子
２４  高調波抑制制御回路
３０  複合共振型コンバータ
３１，３２  スイッチング素子
３３  共振コンデンサ
３４  トランス
３５，３６  ダイオード
３７  平滑コンデンサ
３８  スイッチング制御回路
５０  監視用給電回路
５１  コイル
５２  ダイオード
５３  平滑コンデンサ
６０  監視回路
Ｐ１〜Ｐ３  １次巻線
Ｓ１，Ｓ２  ２次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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