(57)【要約】      （修正有）【課題】高圧側の駆動電源となるブートストラップ用コンデンサの静電容量を大きくすることなく、上下アーム短絡の発生を確実に防止できるスイッチング素子の駆動方法を提供する。  【解決手段】1つの加熱コイルと、少なくとも1つの共振コンデンサと、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を直列接続したスイッチングアーム直列回路とを有する誘導加熱用インバータ主回路の制御方法において、 スイッチング周期の中で、スイッチングアーム直列回路の上下アームを構成するスイッチング素子が同時にオフする期間を可変制御することにより出力電力を調整する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
1つの加熱コイルと、少なくとも1つの共振コンデンサと、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を直列接続したスイッチングアーム直列回路とを有する誘導加熱用インバータ主回路の制御方法において、 
スイッチング周期の中で、スイッチングアーム直列回路の上下アームを構成するスイッチング素子が同時にオフする期間を可変制御することにより出力電力を調整することを特徴とした誘導加熱装置。
【請求項２】
請求項1に記載の請求範囲において、上アームのスイッチング素子がオフしてから下アームのスイッチング素子がオンするまでの期間と、下アームのスイッチング素子がオフしてから上アームのスイッチング素子がオンするまでの期間が異なるように制御することを特徴とした誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、 一般家庭やレストランなどで使用される誘導加熱調理器や、金属溶解、 シームレス溶接などに使用される産業用誘導加熱装置に関し、詳しくはスイッチング素子を用いて交流電源から高周波交流を作り出す電力変換回路の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
複数台の誘導加熱装置を近傍に設置して使用する場合、 それぞれの誘導加熱装置を異なるスイッチング周波数で動作させると干渉音が発生する問題がある。従って、 複数台の誘導加熱装置を近傍に設置して使用する場合には、 一般にスイッチング周波数を一定としスイッチング素子の導通期間を制御して電力を調整する方法が採用されている。
図６に1台当たりにおける誘導加熱装置の構成例を示す。図６に示す誘導加熱装置は、 主回路部、 ゲート駆動回路部、 制御回路部から構成されている。制御回路部で電力指令により決定される一定周波数で導通期間が可変のゲート指令を生成し、ゲート駆動回路部でスイッチング素子を駆動するためのゲート電圧に変換する。そしてゲート駆動回路から出力されたゲート電圧により主回路部のスイッチング素子を駆動し加熱コイルへ電流を供給し、被加熱物を加熱する。
【０００３】
次に、 主回路部の構成および動作を説明する。
主回路構成を図６(b)に示す。以下のような主回路の制御方法は特許文献１に記載されている通りである。主回路部は交流電源１にダイオードブリッジからなる整流回路2が接続され、 整流回路2の直流側には、直流平滑用コンデンサ3と、ダイオード６、７が逆並列接続されたスイッチング素子４、５からなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、 前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点とスイッチング素子５の低圧側接続点の間に加熱コイル８と共振コンデンサ９が接続された構成である。
上記構成において、 交流電源1の電圧はダイオードブリッジ整流回路2により整流され、 コンデンサ3の電圧は直流電圧となる。このような構成において、スイッチング素子4をオン、 スイッチング素子5をオフさせると直流平滑用コンデンサ3→スイッチング素子４→加熱コイル8→共振コンデンサ9→平滑用コンデンサ3の経路で電流を供給する。次に、 スイッチング素子4をオフ、 スイッチング素子5をオンさせると、 加熱コイル8を流れる電流は加熱コイル8→共振コンデンサ9→ダイオード7→加熱コイル8の経路に転流する。このとき加熱コイル８を流れる電流は加熱コイル8と共振コンデンサ9との共振現象により反転し、加熱コイル８→スイッチング素子５→共振コンデンサ９→加熱コイル８の経路となる。
【０００４】
この状態でスイッチング素子５をオフ、スイッチング素子４をオンさせると加熱コイル8の電流は加熱コイル8→ダイオード6→直流平滑用コンデンサ3→共振コンデンサ9→加熱コイル8の経路に転流する。このとき、 加熱コイル８を流れる電流は徐々に低下し、スイッチング素子4を通る経路に反転する。以上の動作を高周波で繰り返すことにより、加熱コイル8に高周波の電流を供給し被加熱物を加熱する。
上記の従来技術におけるスイッチング素子4とスイッチング素子5のスイッチングパターンの実施例を図７に示す。図７(I)は制御回路からのゲート指令信号G4、 G5であり、スイッチング周期T1を一定とし、 スイッチング素子4の導通期間T2を変化させることにより、供給する電力を調節することができる。このとき、 スイッチング素子5の導通期間T3は常にT1−T2を満たすように制御される。
【０００５】
図６(c)に駆動回路部の構成例を示す。図６(c)に示すようにスイッチングアーム直列回路の高圧側に接続されるスイッチング素子4を駆動するための駆動電源には、特許文献2に記載されているようなブートストラップ回路により構成する方法がよく用いられている。
図中のブートストラップ回路による駆動電源部の構成は、低圧側に接続されたスイッチング素子5の駆動用電源１０、 ブートストラップ用ダイオード１１、ブートストラップ用コンデンサ１２から構成される。スイッチング素子5がオンされると、 駆動用電源１０→ブートストラップ用ダイオード１１→ブートストラップ用コンデンサ１２→スイッチング素子５→駆動電源１０の経路で電流が流れ、ブートストラップ用コンデンサ１２を充電する。以上の経路で充電されたブートストラップ用コンデンサ１２を高圧側に接続されたスイッチング素子4のゲート駆動用電源として使用する。そして、 ゲート駆動回路にはスイッチング素子の入力容量放電用抵抗１３、１４が接続されるためにスイッチング素子４をオンしている期間にブートスラップ用コンデンサ１２は放電され、高圧側に接続されるスイッチング素子４のゲート電圧vG4は、 図７(II)に示すようにオン指令を与える期間に比例して低下する。
以上より、 スイッチング素子４、５のスイッチングによりブートストラップ用コンデンサ１２の充放電を繰り返すため、ブートストラップ用コンデンサ１２の電圧は電圧低下幅を考慮して常にスイッチング素子4を駆動できる電圧以上となるように容量を選択する必要がある。従って、ブートストラップ用コンデンサの充電電圧はスイッチング素子４を駆動する最も長い期間において、スイッチング素子４を駆動できる電圧を確保しなければならないため、比較的大きな静電容量が必要となる。
【０００６】
さらに、 スイッチング素子４、５が同時にオンするとコンデンサ3→スイッチング素子４→スイッチング素子５→コンデンサ３の経路で短絡し（以後、 「上下アーム短絡」と呼ぶ）スイッチング素子破壊につながるため、アーム短絡が発生しないようにスイッチング素子の特性に応じてデッドタイムを設定しなければならない。しかし、一般的にデッドタイムは電圧利用率の向上のため極力短くして駆動するように設計するのが望ましいが、この方式の場合、ブートストラップ用コンデンサの静電容量を十分大きくするか、デッドタイムを十分長く確保するなどの設計的考慮が必要となる。  
【特許文献１】特開平１−２６０７８５号公報（３頁、第１図、第２図）
【特許文献２】特開平４−１３８０６８号公報（６頁、第3図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
スイッチング周波数一定でスイッチング素子の導通期間を制御して電力を調節する誘導加熱装置において、ブートストラップ回路によりスイッチングアーム直列回路の高圧側に接続されるスイッチング素子の駆動用電源を構成する場合、 高圧側に接続されたスイッチング素子の駆動期間が大きいほど、静電容量の大きなブートストラップ用コンデンサが必要となる。また、 スイッチングアーム直列回路のデッドタイムは適用するスイッチング素子ごとに最適に設定する必要があり、 従来のように極小に設定した場合には、スイッチング素子のバラツキ等のために上下アーム短絡が発生し、 素子が壊れる可能性がある。従って、本発明の課題は、高圧側の駆動電源となるブートストラップ用コンデンサの静電容量を大きくすることなく、上下アーム短絡の発生を確実に防止できるスイッチング素子の駆動方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１の発明では、1つの加熱コイルと、少なくとも1つの共振コンデンサと、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を直列接続したスイッチングアーム直列回路と、を有する誘導加熱用インバータ主回路の制御方法において、 
スイッチング周期の中で、スイッチングアーム直列回路の上下アームを構成するスイッチング素子が同時にオフする期間を可変制御することにより出力電力を調整することを特徴とする。
請求項２の発明では、請求項1に記載の請求範囲において、上アームのスイッチング素子がオフしてから下アームのスイッチング素子がオンするまでの期間と、 下アームのスイッチング素子がオフしてから上アームのスイッチング素子がオンするまでの期間が異なるように制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
スイッチング周波数一定でスイッチング素子の導通期間を制御して電力を調節する誘導加熱装置において、ブートストラップ回路を用いてスイッチングアーム直列回路の高圧側に接続されるスイッチング素子の駆動用電源を構成する場合、 高圧側に接続されたスイッチング素子の駆動期間を短くすることにより、ブートストラップ用コンデンサの静電容量を低減でき、装置の小型化、低価格化を図ることができる。また、従来に比べ、大きなデッドタイムを確保することと等価になるため、静電容量を減らしてもインバータの上下アーム短絡発生を確実に防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
1つの加熱コイルと、少なくとも1つの共振コンデンサと、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を直列接続したスイッチングアーム直列回路とを有する誘導加熱用インバータ主回路の制御方法において、ブートストラップ回路によりスイッチングアーム直列回路の高圧側に接続されるスイッチング素子の駆動用電源を構成する場合、 高圧側に接続されたスイッチング素子の駆動期間を短くすることにより、ブートストラップ用コンデンサの放電電荷量を減らし、静電容量を小さくする。  
【実施例１】
【００１１】
図１は請求項1の発明に基づいた実施例である。図６(b)に示した誘導加熱装置の構成における主回路に、 図１(I)に示したスイッチング素子のゲート指令を与えて誘導加熱装置を動作させる。図１(I)は、 スイッチング素子4およびスイッチング素子5両方への制御回路からのゲート指令に、デッドタイムよりも十分大きな上下アームのスイッチング素子が同時にオフする期間を設け、ゲート指令を与える期間を図７に示す従来例より短くしている。従って、 スイッチングアーム直列回路の高圧側に接続されるスイッチング素子4を駆動するための駆動電源をブートストラップ回路により構成する場合、 図１(II)に示すように従来技術に比べスイッチング素子4のゲート電圧vG4低下幅を小さく抑制できる。
これにより、 スイッチング素子4を駆動する電圧の確保が容易に行える。すなわち、 ブートストラップ用コンデンサ１２は従来に比べ静電容量の小さなコンデンサを適用できる。なお、 このゲート指令を与えない期間をダイオード６、 またはダイオード７の導通期間内に設定することにより、従来技術で説明した回路動作には影響を与えず被加熱物を良好に加熱できる。
【００１２】
また、 上下アームを構成するスイッチング素子が同時にオフする期間は従来のデッドタイムよりも十分大きいため、上下アーム短絡発生を防止し、 スイッチング素子の損壊を防げる。
【実施例２】
【００１３】
図２は請求項2の発明に基づいた実施例である。図１と同様に図６(b)に示した誘導加熱装置の構成における主回路に、 図２(I)に示したスイッチング素子のゲート指令を与えて誘導加熱装置を動作させる。図２(I)はスイッチングアーム直列回路の高圧側に接続されたスイッチング素子５がオフしてからスイッチング素子４がオンするまでの期間のみデッドタイムよりも十分大きくなるように制御している。このようなゲート指令でも図２(II)に示すように従来技術に比べスイッチング素子４のゲート電圧vG4低下幅を小さく抑制できるため、 ブートストラップ用コンデンサ１２は従来に比べ静電容量の小さなコンデンサを適用できる。
また、 従来のデッドタイムよりも十分大きなゲート信号を与えない期間は、スイッチング素子５がオフしてからスイッチング素子４がオンの期間のみのため、 上下アーム短絡発生の確率を半減でき、スイッチング素子損壊の可能性を低減できる。
【実施例３】
【００１４】
図３は本発明を適用できる第2の主回路構成図である。主回路は２個のダイオード2a、 2bからなるダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサ9a、 9bからなるコンデンサ直列回路と、 ダイオード６、７が逆並列接続されたスイッチング素子４、５によりそれぞれ構成された２個のスイッチングアームからなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、かつ、 前記ダイオード直列回路の内部接続点に交流電源1の一端を、 前記コンデンサ直列回路の内部接続点に交流電源1の他端を接続するとともに、 加熱コイル８の一端を前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に、加熱コイル８の他端を前記コンデンサ直列回路の内部接続点にそれぞれ接続した構成である。
次にこの第２の主回路の動作を説明する。
交流電源電圧が正の期間では、 スイッチング素子4をオンさせると、 交流電源1→ダイオード2a→スイッチング素子4→加熱コイル8→交流電源1の経路で加熱コイル８の電流が増加する。ここで、 交流電源1にはダイオード2aを介して共振コンデンサ9aが並列に接続されているので、高周波的には、 共振コンデンサ9aから加熱コイル８に電流が供給される。
【００１５】
スイッチング素子4をオフさせると、 加熱コイル8の電流は加熱コイル8→共振コンデンサ9b→ダイオード７→加熱コイル８の経路に転流する。このダイオード７が導通している期間内にスイッチング素子5をオンさせると、 共振コンデンサ9bと加熱コイル８は共振回路を構成しているので、 加熱コイル８の電流はスイッチング素子５を通る経路に反転する。この状態で、 スイッチング素子５をオフさせると、加熱コイル８の電流は加熱コイル8→ダイオード6→共振コンデンサ9a→加熱コイル8の経路に転流する。このダイオード6が導通している期間内にスイッチング素子4をオンさせると、 加熱コイルの電流はスイッチング素子4を通る経路に反転する。
以上のような動作を高周波で繰り返すことにより、 加熱コイル8に高周波の電流を供給し被加熱物を加熱する。また、交流電源1が負の期間には、 スイッチング素子４、５の動作を交流電源1が正の期間の動作と逆にするだけで、 全体の動作は同様となる。
【００１６】
以上のように第2の主回路構成でもスイッチング素子４、５を第1図に示すスイッチングパターンで動作させることができ、 その効果は第6図の主回路構成の場合と同様であるので、 説明は省略する。
【実施例４】
【００１７】
図４は本発明を適用できる第3の主回路構成図である。この主回路は交流電源1にダイオードブリッジからなる整流回路2が接続され、 整流回路2の直流側にはコンデンサ3および2個の共振コンデンサ9a、 9bからなるコンデンサ直列回路と、ダイオード６、７が逆並列接続されたスイッチング素子４、５からなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、 前記コンデンサ直列回路の内部接続点と、 前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に加熱コイル8が接続された構成である。
次にこの第3の主回路の動作を説明する。
上記構成において、 交流電源1の電圧はダイオードブリッジ整流回路2により整流され、 コンデンサ3の電圧は常に正の直流電圧となる。スイッチング素子５をオフの状態でスイッチング素子４をオンすると、 共振コンデンサ9a→スイッチング素子4→加熱コイル8→共振コンデンサ9aの経路およびコンデンサ３→スイッチング素子４→加熱コイル８→共振コンデンサ9b→コンデンサ３の経路の２つの経路で加熱コイル８に電流を供給する。次に、スイッチング素子4をオフさせると、 加熱コイル8の電流は加熱コイル8→共振コンデンサ9b→ダイオード7→加熱コイル8の経路および加熱コイル８→共振コンデンサ9a→コンデンサ３→ダイオード７→加熱コイル８の経路の２つの経路に転流する。ダイオード7が導通している期間内に、スイッチング素子5をオンさせると、 電流はスイッチング素子5を通る経路に反転し、共振コンデンサ9bおよびコンデンサ３と共振コンデンサ9aの直列回路から加熱コイル8に電流が供給される。この状態でスイッチング素子5をオフさせると、 加熱コイル8の電流は加熱コイル8→ダイオード6→共振コンデンサ9a→加熱コイル8の経路および加熱コイル８→ダイオード６→コンデンサ３→共振コンデンサ9bの経路に転流する。この時、ダイオード6が導通している期間内に、 スイッチング素子4をオンさせると、 電流はスイッチング素子4を通る経路に反転する。
【００１８】
このような動作を高周波で繰り返すことにより、 加熱コイル8に高周波の電流を供給し被加熱物を加熱する。ここで、コンデンサ３の静電容量に比べ、共振コンデンサ9aおよび9bの静電容量は十分小さな値となるため、共振コンデンサとして働く静電容量はほぼ共振コンデンサ9aの静電容量と共振コンデンサ9bの静電容量との和となる。
以上のように第3の主回路構成でもスイッチング素子４、５を図１に示すスイッチングパターンで動作させることができ、 その効果は図６の主回路構成の場合と同様であるので、 説明は省略する。
図５は本発明を適用できる第4の主回路構成図である。この主回路は交流電源1にダイオードブリッジからなる整流回路2が接続され、 整流回路2の直流側にはコンデンサ3およびダイオード6a、 7aが逆並列接続されたスイッチング素子4a、 5aからなる第1のスイッチングアーム直列回路と、 ダイオード6b、 7bが逆並列接続されたスイッチング素子4b、 5bからなる第2のスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、 前記第1のスイッチングアーム直列回路の内部接続点と、前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に加熱コイル8と共振コンデンサ9の直列回路が接続された構成である。
【００１９】
次にこの第4の主回路の動作を説明する。
上記構成において、 交流電源1の電圧はダイオードブリッジ整流回路2により整流され、 コンデンサ3の電圧は常に正の直流電圧となる。スイッチング素子5a、5bがオフの状態でスイッチング素子4a、 4bを同時にオンさせると、 コンデンサ3→スイッチング素子4a→加熱コイル8→共振コンデンサ9→スイッチング素子4b→コンデンサ3の経路で加熱コイル８に電流を供給する。次に、 スイッチング素子4a、 4bを同時にオフさせると、 加熱コイル8の電流は加熱コイル8→共振コンデンサ9→ダイオード7b→コンデンサ3→ダイオード7a→加熱コイル8の経路に転流する。このダイオード7a、 7bが導通している期間内に、 スイッチング素子5a、 5bを同時にオンさせると、電流はスイッチング素子5a、 5bを通る経路に反転する。この状態でスイッチング素子5a、 5bを同時にオフさせると、 加熱コイル8の電流は加熱コイル8→ダイオード6a→コンデンサ3→ダイオード6b→共振コンデンサ9→加熱コイル8の経路に転流する。このダイオード6を導通する期間中に、 スイッチング素子4a、 4bをオンさせると、 電流はスイッチング素子4a、 4bを通る経路に反転する。
【００２０】
このような動作を高周波で繰り返すことにより、 加熱コイル8に高周波の電流を供給し被加熱物を加熱する。
以上のように第4の主回路構成でもスイッチング素子4a、 4b、 スイッチング素子5a、 5bをそれぞれ同時にオンオフさせることで、 図１に示すスイッチングパターンで動作させることができ、 その効果は図６の主回路の場合と同様となるので、説明は省略する。
【産業上の利用可能性】
【００２１】
本発明は、誘導加熱装置に限らず、共振動作によりトランスを用いて絶縁変換してトランスの二次側を整流して直流を出力するいわゆるスイッチング電源や高周波の交流電力を供給するインバータ式照明器具などに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に基づく第1の実施例を示す。
【図２】本発明に基づく第2の実施例を示す。
【図３】本発明が適用される第2の主回路構成図を示す。
【図４】本発明が適用される第3の主回路構成図を示す。
【図５】本発明が適用される第4の主回路構成図を示す。
【図６】従来例を示す誘導加熱装置の構成図を示す。
【図７】従来技術に基づく実施例を示す。
【符号の説明】
【００２３】
1・・・交流電源
2・・・整流回路
2a、 2b、 6、 6a、 6b、 7、 7a、 7b・・・ダイオード
3・・・直流平滑用コンデンサ
4、 4a、 4b、 5、 5a、 5b・・・スイッチング素子
8・・・加熱コイル
9、 9a、 9b ・・・共振コンデンサ
10・・・低圧側スイッチング素子駆動用電源
11・・・ブートストラップ用ダイオード
12・・・ブートストラップ用コンデンサ
13、 14・・・入力容量放電用抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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