(57)【要約】【課題】  送信すべき信号の出力仕様の異なる複数のベースバンドＩＣに対応可能な汎用性の高い高周波ＩＣを提供する。【解決手段】  送信する信号をアップコンバートする周波数変換回路（２１３）と、外部より入力された送信すべき信号を受けて上記周波数変換回路へ供給する入力回路（２１１）とを備えた通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、入力される信号のレベルを設定するためのレジスタ（ＲＥＧ）を設け、前記入力回路が外部より入力された送信すべき信号（Ｉ，Ｑ）のレベルを前記レジスタの設定値に応じて調整して前記周波数変換回路へ供給するように構成した。【選択図】図３
2005159716.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信すべき信号をより周波数の高い信号に変換する周波数変換回路と、外部より入力される送信すべき信号をレベル調整して上記周波数変換回路へ供給する入力回路と、入力される送信すべき信号に関する情報を設定するためのレジスタとを備え、該レジスタの設定値に応じて前記入力回路は送信すべき信号のレベルを調整して前記周波数変換回路へ供給するようにされていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
前記レジスタは前記送信すべき信号が電圧で入力されるか電流で入力されるかを指定可能なビットを有し、前記入力回路は送信すべき信号が電圧入力または電流入力のいずれの場合にも対応可能にされていることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項３】
前記入力回路は、差動増幅回路と、該差動増幅回路の反転入力端子と前記送信すべき信号が入力される外部端子との間に設けられた入力抵抗と、前記送信すべき信号を、前記入力抵抗を介して前記差動増幅回路の反転入力端子へ入力するか前記入力抵抗を介さないで前記差動増幅回路の反転入力端子へ入力するかを切替え可能な信号切替え手段と、前記差動増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に接続された帰還抵抗とを備えることを特徴とする請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項４】
前記入力回路は、複数の帰還抵抗と、該複数の帰還抵抗のいずれかを前記差動増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に選択的に接続する切替え手段を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記周波数変換回路は、下段差動トランジスタ対と、該下段差動トランジスタ対と電源電圧端子との間に縦積み接続された上段差動トランジスタ対とを備え、前記下段差動トランジスタ対に前記入力回路からの信号が入力され、前記上段差動トランジスタ対に発振信号が入力されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
前記入力回路は基本波に対し同相成分のＩ信号を受けてレベル調整して出力する第１入力回路および基本波に対し直交成分のＱ信号を受けてレベル調整して出力する第２入力回路を備え、前記周波数変換回路は、２つの下段差動トランジスタ対と、各下段差動トランジスタ対と電源電圧端子との間に縦積み接続された４つの上段差動トランジスタ対とを備え、前記下段差動トランジスタ対の一方に前記第１入力回路からのＩ信号が入力され、前記下段差動トランジスタ対の他方に前記第２入力回路からのＱ信号が入力され、前記上段差動トランジスタ対に同一周波数で互いに位相が異なる発振信号がそれぞれ入力されて、直交変調した信号を出力することを特徴とする請求項５に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項７】
前記下段差動トランジスタ対はＭＯＳトランジスタからなり、前記上段差動トランジスタ対はバイポーラ・トランジスタからなることを特徴とする請求項５または６に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項８】
前記周波数変換回路は送信すべき信号と前記発振信号とを合成して搬送波の周波数と同一の周波数の信号に変換することを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項９】
送信すべき信号と中間周波数の信号とを合成して搬送波の周波数よりも低い周波数の信号に変換する第１の周波数変換回路と、該第１の周波数変換回路の後段に設けられ周波数変換された信号を搬送波の周波数と同一の周波数の信号に変換する第２の周波数変換回路とを備えることを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかに記載の通信用半導体集積回路と、送信信号から不要波を除去するフィルタとが絶縁基板上に実装されていると共に、該絶縁基板には外部から供給される送信すべき信号が、電圧入力または電流入力いずれの形態の信号であっても入力可能な端子が設けられていることを特徴とする通信用電子部品。
【請求項１１】
前記レジスタは前記送信すべき信号が電圧で入力されるか電流で入力されるかを指定可能なビットを有し、前記入力回路は、上記ビットの指定に従って、信号を入力することを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）における送信回路さらには送信信号の入力回路に適用して有効な技術に関し、特に携帯電話機においてベースバンド部から供給されるI信号およびＱ信号を取り込む入力回路を内蔵した通信用半導体集積回路およびそれを搭載した電子部品（モジュール）に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の携帯電話機は、一般に、送信すべき音声信号やデータ信号を基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号に変換したり復調された受信Ｉ，Ｑ信号を音声信号やデータ信号に変換するなどのベースバンド処理を行なうベースバンド部（ベースバンドＩＣ）やベースバンド部からのＩ，Ｑ信号に対し直交変調やアップコンバートをしたり受信信号に対しダウンコンバートや直交復調をしたりする高周波ＩＣ、送信信号を電力増幅してアンテナより出力するパワーアンプ（パワーモジュール）、フィルタやインピーダンス整合回路、送受信切替えスイッチなどを含むフロントエンドモジュールなどにより構成されている。
【０００３】
また、送信用パワーアンプをフロントエンドに取り込んだモジュールの実用化も進んでいる。さらに、携帯電話機は小型、軽量化に対する要求が高いため、高周波部とパワーアンプを一体にしたモジュールの開発も進められている。ただし、ベースバンド部はデジタル信号処理が主な役割であり、高周波部への不要波や干渉の影響を避けるためベースバンド部と高周波部は一般に携帯電話機の基板上において互いに離れた位置に配置されることが多く、ワンチップ化やモジュール化は得策でないと考えられている。
【０００４】
従って、今後ともベースバンド部と高周波部とは別個のチップないしはモジュールの形態を取るものと予想される。ところで、従来の携帯電話機は、一般に、ベースバンド部から高周波ＩＣへ供給されるＩ，Ｑ信号は電圧信号として出力されるものが多く、一部には電流信号としてＩ，Ｑ信号を出力するベースバンドＩＣも提供されている。また、同じ電圧出力や電流出力のベースバンドＩＣであっても、メーカが異なると電圧値や電流値、振幅が若干異なっている。
【特許文献１】特開平１０−２８０７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の高周波ＩＣはＩ，Ｑ信号を電圧出力として受けるかまたは電流入力として受けるかいずれか一方にのみ対応するように構成されていたため、Ｉ，Ｑ信号の出力仕様が異なるベースバンドＩＣが開発されるとその仕様に適応した入力回路を有する高周波ＩＣを新たに開発せざるを得なかった。今後、ベースバンドＩＣの低電源電圧化などに伴いダイナミックレンジが小さくなるため、Ｉ，Ｑ信号が電流信号として出力されるものが多くなるとともに、電圧値や電流値、振幅がまちまちのベースバンドＩＣが開発されてくるものと予想される。そのため、ベースバンドＩＣの出力仕様に適応した入力回路を有する高周波ＩＣを新たに開発する方法では、高周波ＩＣの開発コストが高くなりチップ単価の上昇を招くという課題がある。
【０００６】
さらに、送信Ｉ，Ｑ信号を受ける入力回路の後段に直交変調器を備える高周波ＩＣの場合、入力Ｉ，Ｑ信号の振幅や直流電圧レベルが異なる場合にも単にＩ，Ｑ信号を受けて同一のゲインで増幅して直交変調器へ渡すような入力回路であったのでは、直交変調器の出力信号に歪みが発生したり希望波（送信搬送波）が所望のレベルに達しなくなってしまうという課題があることが明らかになった。
【０００７】
この発明の目的は、送信Ｉ，Ｑ信号の出力仕様の異なる複数のベースバンドＩＣに対応可能な汎用性の高い通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。
この発明の他の目的は、直交変調器を備える場合に入力Ｉ，Ｑ信号の振幅や直流電圧レベルが所望の値からずれていたとしても直交変調器の出力の歪みを小さくすることができる高性能の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。
この発明の他の目的は、システムの小型化が可能であるとともに汎用性の高い通信用電子部品（高周波モジュール）を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、送信する信号をアップコンバートする周波数変換回路と、外部より入力された送信すべき信号を受けて上記周波数変換回路へ供給する入力回路とを備えた通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、入力される信号のレベルを設定するためのレジスタを設け、前記入力回路が外部より入力された送信すべき信号のレベルを前記レジスタの設定値に応じて調整して前記周波数変換回路へ供給するように構成したものである。また、望ましくは、前記レジスタには送信すべき信号が電圧で入力されるのか電流で入力されるのかを指定可能なビットを設け、前記入力回路は送信すべき信号が電圧入力または電流入力のいずれの場合にも対応可能に構成しておく。
【０００９】
上記した手段によれば、ベースバンドＩＣなど送信すべき信号を出力する回路からの信号の振幅や直流電圧レベルなど出力仕様が異なる場合においても同一の高周波ＩＣを使用することができる。また、送信すべき信号が電圧入力または電流入力のいずれの場合にも対応することができるため、高周波ＩＣの汎用性が高くなる。
【００１０】
また、周波数変換回路が上段差動トランジスタ対と下段差動トランジスタ対とが縦積み接続されたギルバートセル型のミキサ回路からなる場合に、外部より入力された送信すべき信号の振幅や直流電圧レベルが所望の値からずれていたとしても、ミキサ回路には同一のレベルの信号に変換されて供給されるようになるため、ミキサ回路の出力の歪みを小さくすることができる
【００１１】
さらに、上記のような構成を有する通信用半導体集積回路と送信信号から不要波を除去するフィルタとを絶縁基板上に実装して通信用電子部品（高周波モジュール）を構成すると共に、上記絶縁基板には外部から供給される送信すべき信号を、電圧入力または電流入力いずれの形態でも入力可能な端子を設けておく。これにより、該モジュールを使用した携帯電話機等のシステムを小型化することができるようになる。
【発明の効果】
【００１２】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、送信すべき信号の出力仕様の異なる複数のベースバンドＩＣに対応可能な汎用性の高い通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を実現することができる。
【００１３】
また、周波数変換回路がギルバートセル型のミキサ回路からなる場合に、外部より入力された送信すべき信号の振幅や直流電圧レベルが所望の値からずれていたとしてもミキサ回路の出力の歪みを小さくすることができる高性能の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を実現することができる。
さらに、本発明に従うと、システムの小型化が可能であるとともに汎用性の高い通信用電子部品（高周波モジュール）を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１には、携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおけるＩ，Ｑ信号の入力部に適用して好適な入力回路の構成例が、また図２には該入力回路に好適な差動増幅回路（以下、オペアンプと称する）の具体的な回路例が示されている。図１の回路は、２種類の電流入力仕様と２種類の電圧入力仕様に対応可能な入力回路の例である。
【００１６】
図１に示されているように、この実施例の入力回路は、オペアンプＡＭＰと、信号の入力端子ＩＮとオペアンプＡＭＰの反転入力端子との間に接続された入力抵抗Ｒｉｎと、該抵抗Ｒｉｎと並列に接続されて信号の入力端子ＩＮとオペアンプＡＭＰの反転入力端子とを直結可能なオン／オフ・スイッチＳＷ１と、オペアンプＡＭＰの出力端子と反転入力端子との間に接続された帰還抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２と、帰還抵抗Ｒｆ１とＲｆ２とを選択的に接続する切替えスイッチＳＷ２とから構成されており、オペアンプＡＭＰの非反転入力端子には基準電圧発生回路ＶＲＧからの基準電圧Ｖrefが印加されている。
【００１７】
オペアンプＡＭＰは、特に制限されるものでないが、例えば図２に示されているように、ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４と定電流源ＣＣ１とからなる差動増幅段と、該差動増幅段の出力電位がゲートに印加されたＭＯＳトランジスタＱ５およびこれと直列の定電流源ＣＣ２とからなる中間増幅段と、該中間増幅段の出力がベースに印加されたバイポーラ・トランジスタＱ６およびこれと直列の定電流源ＣＣ３からなる出力段とにより構成されている。
【００１８】
上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のうちＳＷ１は電圧入力か電流入力かに応じてオンまたはオフ状態にされるスイッチで、ＳＷ２は入力振幅に応じて切り替えられるスイッチである。具体的には、スイッチＳＷ１は電流入力仕様時にオン状態にされて抵抗Ｒｉｎを介さずに入力電流ＩｉｎをオペアンプＡＭＰの入力端子に供給する。これにより、スイッチＳＷ１がオン状態の場合、入力回路は電流−電圧変換回路として動作する。
【００１９】
スイッチＳＷ１がオフ状態にされると入力回路は反転増幅回路として動作する。基準電圧発生回路ＶＲＧは、定電流ＣＣ０と該定電流源と直列に接続された抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２，Ｒｄ３と、これらの抵抗の接続ノードＮ１，Ｎ２とオペアンプＡＭＰの非反転入力端子との間に接続された切替えスイッチＳＷ３とから構成されており、スイッチＳＷ３を切り替えることでオペアンプＡＭＰに印加される基準電圧Ｖrefを変更して出力電圧を変えることができるように構成されている。
【００２０】
電流入力仕様時の図１の入力回路の出力振幅ΔＶは、入力信号の電流振幅をΔＩとおくと、ΔＶ＝ΔＩ×Ｒｆで表わされる。従って、スイッチＳＷ２で帰還抵抗ＲｆをＲｆ１またはＲｆ２に切り替えることで、出力振幅ΔＶを所望の値に設定できる。また、電流入力仕様時の図１の入力回路の出力の中心電位（振幅中心）Ｖｏは、入力信号の電流振幅中心をＩiqdcとおくと、Ｖｏ＝Ｖref−Ｉiqdc×Ｒｆで表わされる。従って、基準電圧発生回路ＶＲＧからオペアンプＡＭＰの非反転入力端子に印加する基準電圧Ｖrefと帰還抵抗Ｒｆを適宜設定することで、出力の振幅中心Ｖｏを所望の値にできることが分かる。
【００２１】
電圧入力仕様時の図１の入力回路の出力振幅ΔＶは、入力信号の電圧振幅をδＶとおくと、ΔＶ＝δＶ×Ｒｆ／Ｒｉｎで表わされる。従って、スイッチＳＷ２で帰還抵抗ＲｆをＲｆ１またはＲｆ２に切り替えることで、出力振幅ΔＶを所望の値に設定できる。また、電圧入力仕様時の図１の入力回路の出力の中心電位（振幅中心）Ｖｏは、入力信号の電圧振幅中心をＶiqdcとおくと、Ｖｏ＝｛Ｖref・（Ｒｉｎ＋Ｒｆ）−Ｖiqdc×Ｒｆ｝／Ｒｉｎで表わされる。従って、基準電圧発生回路ＶＲＧからオペアンプＡＭＰの非反転入力端子に印加する基準電圧Ｖrefと帰還抵抗Ｒｆを適宜設定することで、出力の振幅中心Ｖｏを所望の値にできることが分かる。
【００２２】
次の表１には、（１）入力振幅（最大値と最小値の差）が１００μＡp-pで振幅中心が５０μＡ、（２）入力振幅が２００μＡp-pで振幅中心が１００μＡ、（３）入力振幅が０．５Ｖp-pで振幅中心が１．０５Ｖ、（４）入力振幅が１．０Ｖp-pで振幅中心が１．２５Ｖである４つの異なる入力仕様が存在する場合に、いずれの入力仕様に対しても、振幅中心が４００ｍＶで振幅が０．５Ｖである同一の信号を入力回路から出力させるようにする場合の基準電圧Ｖrefと入力抵抗Ｒｉｎと帰還抵抗Ｒｆの設定値の例を示す。
【００２３】
【表１】
2005159716.tif 000003
【００２４】
ところで、表１を参照すると、上記のような４つの異なる入力仕様に対応できる入力回路においては、入力抵抗Ｒｉｎの値として２種類、帰還抵抗Ｒｆの値として３種類、さらに基準電圧Ｖrefとして３種類が必要であることが分かる。従って、帰還抵抗Ｒｆが２つである図１のような回路構成の入力回路ではこれらの条件をすべて満たすことはできない。図３には上記のような４つの異なる入力仕様に対応できる入力回路の構成例を、また表２には図３の入力回路内の各スイッチを２ビットの制御信号Ｃ１，Ｃ２で制御して上記４つの異なる入力仕様にそれぞれ対応する場合のスイッチの状態および基準電圧Ｖrefの値を示す。
【００２５】
さらに、図４には、図３の回路における各制御モードでのスイッチの状態を示す。このうち図４（Ａ）は制御信号Ｃ１，Ｃ２が"０，０"とされ入力仕様として電流入力（１）が指定された場合の状態、図４（Ｂ）は制御信号Ｃ１，Ｃ２が"０，１"とされ電流入力（２）が指定された場合の状態、図４（Ｃ）は制御信号Ｃ１，Ｃ２が"１，０"とされ電圧入力（１）が指定された場合の状態、図４（Ｄ）は制御信号Ｃ１，Ｃ２が"１，１"とされ電圧入力（２）が指定された場合の状態をそれぞれ示している。
【００２６】
【表２】
2005159716.tif 000004
【００２７】
表２において、制御ビットＣ１は電流入力か電圧入力かを指定するビット、Ｃ２はＲｆ／Ｒｉｎの値つまり入力回路のゲインを指定するビットとみなすことができる。図３の回路が図１の回路と異なる点は、（１）入力抵抗ＲｉｎとしてＲin1，Ｒin2の２つを設けると共に切替えスイッチＳＷ１と抵抗Ｒin2と並列のスイッチＳＷ２を設けている点と、（２）帰還抵抗Ｒｆとして３つの抵抗Ｒf1，Ｒf2，Ｒf3を設けると共にこれらの抵抗と直列のスイッチＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５を設けている点と、（３）基準電圧発生回路ＶＲＧが定電流ＣＣ０と該定電流源と直列に接続された４つの抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２，Ｒｄ３，Ｒｄ４とこれらの抵抗の接続ノードＮ１，Ｎ２，Ｎ３に接続された３つのスイッチＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８とから構成され、スイッチＳＷ６〜ＳＷ８のいずれかをオンさせることでオペアンプＡＭＰに印加される基準電圧Ｖrefを３段階に変更できるように構成されている点にある。
【００２８】
図５は、本発明の一実施例のＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式による送受信が可能な通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
図５の無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナ１００と、送受信を切り替えるスイッチ１１０と、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ１２０ａ〜１２０ｃと、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００と、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド部（ベースバンドＩＣ）３００と、高周波ＩＣ２００で変調および周波数変換がなされたＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００系の送信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタ１３１とＤＣＳとＰＣＳ系の送信信号差動の信号を単相の信号に変換するとともに不要波を抑制するバラン１３２と、該フィルタ１３１およびバラン１３２を通過した送信信号を電力増幅してアンテナへ出力する高周波電力増幅器（パワーアンプ）４００などから構成されている。
【００２９】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ（Digital Cellular System）１８００とＰＣＳ（Personal Communication System）１９００の通信方式による信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、この実施例の無線通信システムには、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ａと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｂと、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｃとが設けられている。
【００３０】
本実施例では、高周波ＩＣ２００は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。さらに、図５において、破線で囲まれている高周波ＩＣ２００と高周波フィルタ１２０ａ〜１２０ｃおよびバンドパスフィルタ１３１，バラン１３２は、配線パターンが形成されたセラミックなどの絶縁基板上にインピーダンス整合回路などと共に実装されてモジュールとして構成されている。モジュールを構成する絶縁基板は表面や内部にプリント配線が施され、基板に実装された複数の半導体チップや部品間が上記プリント配線やボンディングワイヤで電気的に結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成される。
【００３１】
かかるモジュールにおいては、インピーダンス整合回路は、伝送線路（プリント配線）と該伝送線路の所定の箇所と接地点との間に接続された容量素子とから構成することができる。また、容量素子は、基板が複数の誘電体板を積層したなる多層構造をなす場合、いずれかの誘電体板の表裏に形成された導電層を電極とする容量を用いて構成することができる。
【００３２】
また、本実施例では、特に制限されるものでないが、バンドパスフィルタ１３１は外付けのＳＡＷフィルタを用いる一方、バラン１３２はモジュール基板上に形成された配線パターンなどで構成されている。バランを用いているのは、ＤＣＳやＰＣＳの規格では希望波（送信搬送波）の周波数から２０ＭＨｚ離れた受信周波数帯への漏洩ノイズが−７１ｄＢｍ以下と規定されており、ＧＳＭ規格における−７９ｄＢｍ以下よりも条件が緩やかであるのでＳＡＷフィルタを用いるまでもないためである。これにより、コストを下げ実装密度を高めることができるという利点がある。
【００３３】
ベースバンド回路３００はマイクロプロセッサなどから構成される。高周波電力増幅器４００は、パワーアンプ４１１，４１２やそのバイアス回路、インピーダンス整合回路などがセラミック基板などの絶縁基板上に実装されてなるモジュール（パワーモジュール）として構成される。
【００３４】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、送信系回路２１０と、受信系回路２２０と、送受信系に共通の回路からなる制御系回路２３０とで構成される。特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、音声周波数帯の送信信号を直接最終搬送波の送信周波数の信号にアップコンバートするダイレクトコンバージョン方式が採用されている。図示しないが、受信系回路も受信信号を直接音声周波数帯の信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン方式とされている。
【００３５】
図５においては、このうち送信系回路２１０が詳しく示されている。制御系回路２３０には、チップ内部の制御信号を生成する制御回路２３１や局部発振回路２３２、分周回路２３３、９０°位相をシフトした信号を生成する移相回路２３４などが含まれる。局部発振回路２３２は、送信に必要な３２９６〜３８２０ＭＨｚの発振信号と受信に必要な３４７６〜３９８０ＭＨｚの発振信号φRFを生成可能なＶＣＯ（電圧制御発振回路）により構成され、送受信に共通の回路として設けられている。
【００３６】
送信系回路２１０は、ベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号をそれぞれ増幅する入力アンプ２１１Ａ，２１２Ｂからなる第１増幅部２１１と、増幅されたＩ信号およびＱ信号から高調波成分を除去するロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２からなるフィルタ部２１２と、フィルタリングされたＩ信号およびＱ信号と分周回路２３３および移相回路２３４からの互いに位相が９０°異なる直交信号とを合成して直交変調とアップコンバートを同時に行なうミキサからなる変調&周波数変換部２１３と、変調された信号を増幅する第２増幅部２１４などから構成される。
【００３７】
ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、Ｉ信号とＱ信号が入力アンプ２１１Ａ，２１２Ｂを通過する際に生じた歪み（高調波成分）や帯域外のノイズを除去するために設けられたもので、２次以上の高次フィルタを用いるのが望ましい。変調&周波数変換部２１３は、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳとでミキサを共用させることも可能であるが、本実施例の高周波ＩＣ２００では、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２とが、別個に設けられている。ミキサを別個に設けることにより、ミキサの回路設計が容易になるとともに、それぞれの周波数帯の信号に適した特性を与えることができ、それによってより精度の高い変調が可能となる。
【００３８】
さらに、本実施例の高周波ＩＣ２００では、特に制限されるものでないが、変調&周波数変換部２１３の後段の第２増幅部２１４に、ＧＭＳＫ変調を伴うＧＳＭモード用のリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２と、８−ＰＳＫ変調を伴うＥＤＧＥモード用の利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２とが設けられている。このうち、バッファＢＦＦ１と利得可変アンプＧＣＡ１はＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２に対応して、またバッファＢＦＦ２と利得可変アンプＧＣＡ２はＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２に対応して設けられている。
【００３９】
上記ミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２とＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２のいずれを選択するか、またバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２と利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２のいずれを選択するかの指定は、ベースバンドＬＳＩ３００からの指令に応じて制御回路２３１から出力される選択モードを示す制御信号Ｓ１と選択バンドを示す制御信号Ｓ２とによって行なわれる。特に制限されるものでないが、これらの制御信号Ｓ１，Ｓ２はパワーモジュール４００へも供給されて、パワーアンプのバイアス点等を設定するのにも使用される。
【００４０】
また、ベースバンドＬＳＩ３００からは高周波ＩＣ２００の利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２とパワーモジュール４００に対して、ゲインを制御する制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が供給される。ＧＳＭの規格では、送信信号の出力電力が、所定のタイムマスク内に収まらなければならないことが規定されている。従って、送信開始時には所定の時間内に出力レベルを所定のレベルまで立ち上げ、送信終了時には所定の時間内に出力レベルを所定のレベルまで立ち下げなくてはならない。
【００４１】
従来の無線通信システムでは、一般に、パワーアンプ４１１，４１２のゲインを制御することでタイムマスク内での出力レベルの立上げ、立下げを行なっていたものを、この実施例の無線通信システムでは、制御電圧Ｖｃ１で利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２のゲインを制御することでこれを実現するように構成されている。制御電圧Ｖｃ２は、この実施例では、パワーアンプ４１１，４１２に要求レベルに応じた固定バイアスを与える電圧とされている。ただし、制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を変化させて利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２とパワーアンプ４１１，４１２のゲインをそれぞれ制御することで出力レベルの立上げ、立下げを行なうように構成することも可能である。
【００４２】
なお、本実施例の高周波ＩＣ２００は、制御回路２３１にレジスタＲＥＧが設けられ、このレジスタＲＥＧはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれるように構成されている。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥとが供給されており、制御回路２３１は、ロードイネーブル信号ＬＥが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記レジスタＲＥＧにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＤＡＴＡはシリアルで伝送される。このレジスタＲＥＧには、コマンドコードを保持するコントロールレジスタと、後述の入力アンプ２１１Ａ，２１１Ｂ内のスイッチの状態を決定するための設定値を保持するデータレジスタがある。さらに、このデータレジスタに設定された値をデコードして前記入力回路内のスイッチの制御信号を生成するデコーダＤＥＣが第１増幅部２１１の側に設けられている。
【００４３】
受信系回路２２０は、図示しないが、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプや、該ロウノイズアンプで増幅された受信信号に分周回路２３３および移相回路２３４で生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路と、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部などから構成される。
【００４４】
図６には上記第１増幅部２１１の入力アンプ２１１Ａ，２１１Ｂの構成例が示されている。
図６に示されているように、Ｉ信号が入力される入力アンプ２１１Ａは正相のＩ信号が入力される入力回路２１１Ａａと逆相のＩ信号／Ｉが入力される入力回路２１１Ａｂとにより、また、Ｑ信号が入力される入力アンプ２１１Ｂは正相のＱ信号が入力される入力回路２１１Ｂａと逆相のＱ信号／Ｑが入力される入力回路２１１Ｂｂとにより構成されている。各入力回路２１１Ａａ〜２１１Ｂｂは同一構成であり、図３に示されているものと同様な回路が使用されている。入力回路２１１Ａａ〜２１１Ｂｂにおける各スイッチは、入力の仕様に応じて図４のいずれかの状態となるようにデコーダＤＥＣの出力信号によって設定される。設定の仕方については、表２を用いて既に説明したので省略する。
【実施例２】
【００４５】
図７には、携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおけるＩ，Ｑ信号の入力部に適用して好適な入力回路の他の構成例が示されている。
この実施例の入力回路は、抵抗値のばらつきによる信号のレベルのずれを補償できるようにしたものである。回路の基本的な構成は図３に示されているものと同様である。図３の回路との違いは、図３の回路よりも抵抗とスイッチの組の数を増加させて、より細かなレベル設定を行なえるように構成されている点にある。具体的には、オペアンプＡＭＰの帰還抵抗としてＲf1〜Ｒf3に加えて補正用の抵抗Ｒf4〜Ｒf7が設けられ、さらにこれらの各抵抗と直列にスイッチＳＷ９〜ＳＷ１２が設けられているとともに、基準電圧発生回路ＶＲＧにも分圧抵抗Ｒｄ４と並列に抵抗Ｒｄ５，Ｒｄ６が設けられ、さらにこれらの各抵抗と直列にスイッチＳＷ１３〜ＳＷ１５が設けられている。
【００４６】
また、この実施例では、スイッチの数が多いので制御信号のビット数は例えば４ビットとされる。この４ビットの制御信号Ｃ１〜Ｃ４を用いて抵抗の値が例えば＋１０％または−１０％程度ばらついたときに、抵抗と直列のスイッチＳＷ３〜ＳＷ１５のオン／オフ状態を適宜設定させることによって、抵抗ばらつきによってずれた信号を抵抗ばらつきのない場合の所望信号レベルに近づけてやることができる。表３に、一例として、入力が電流入力（１）の仕様である場合において、抵抗のばらつきがないときと、抵抗が−１０％ばらついたときと、抵抗が＋１０％ばらついたときの各スイッチＳＷ１〜ＳＷ１５の状態を示した。
【００４７】
【表３】
2005159716.tif 000005
【００４８】
表３において、制御信号のビットＣ４は抵抗ばらつきの有無を示すビット、Ｃ３はばらつきがあるときにそれが−１０％のばらつきであるのか＋１０％のばらつきであるのかを示すビットとされている。制御ビットＣ１とＣ２は第１実施例と同じ、つまり制御ビットＣ１は電流入力か電圧入力かを指定するビット、Ｃ２は入力回路のゲインを指定するビットである。表３には、制御ビットＣ１，Ｃ２が"０，０"つまり入力仕様が電流入力（１）の場合のみが示されているが、制御ビットＣ１，Ｃ２が"０，１"つまり入力仕様が電流入力（２）である場合や、入力仕様が電圧入力（１）あるいは電圧入力（２）である場合についても同様に、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ１５の状態を適宜設定してやることで抵抗ばらつきに伴う信号レベルのずれを補正してやることができる。
【００４９】
図８には、携帯電話機のような無線通信システムおいて第１増幅部（入力部）の後段に設けられ、送信信号をＩ，Ｑ信号を直交変調するとともにアップコンバートするミキサからなる変調&周波数変換回路２１３の回路例が示されている。なお、図８には、ＧＳＭ用とＤＣＳまたはＰＣＳ用のうち一方の変調&周波数変換回路のみ示す。
【００５０】
図８に示されているように、この実施例の変調&周波数変換回路は、ソース端子が接地点に接続されそれぞれのゲート端子にＩ信号と／Ｉ信号が入力された下段差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２と、これらのトランジスタＱ１１，Ｑ１２のドレイン端子にそれぞれ共通エミッタが接続されベース端子に局部発振回路２３２からの高周波の発振信号φRF1，／φRF1が入力された２組の上段差動トランジスタ対Ｑ２１，Ｑ２２およびＱ２３，Ｑ２４とからなり、Ｑ２１とＱ２３のコレクタ同士とＱ２２とＱ２４のコレクタ同士が結合されてなる第１ミキサＭＩＸａ１を備える。また、ソース端子が接地点に接続されそれぞれのゲート端子にＱ信号と／Ｑ信号が入力された下段差動トランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４と、これらのトランジスタＱ１３，Ｑ１４のドレイン端子にそれぞれ共通エミッタが接続されベース端子に局部発振回路２３２からの発振信号φRF1，／φRF1を移相回路２３４で９０°位相をシフトした信号φRF2，／φRF2が入力された２組の上段差動トランジスタ対Ｑ２５，Ｑ２６およびＱ２７，Ｑ２８とからなり、Ｑ２５とＱ２７のコレクタ同士とＱ２６とＱ２８のコレクタ同士が結合されてなる第２ミキサＭＩＸａ２を備える。
【００５１】
第１ミキサＭＩＸａ１は、下段差動部への入力信号であるＩ，／Ｉ信号と上段差動部への入力信号である発振信号φRF1，／φRF1とを掛け算してそれらの信号の周波数和と周波数差に相当する信号成分を含む信号を、トランジスタＱ２１とＱ２３の共通コレクタと、Ｑ２２とＱ２４の共通コレクタとから差動信号として出力する。また、第２ミキサＭＩＸａ２は、下段差動部への入力信号であるＱ，／Ｑ信号と上段差動部への入力信号である発振信号φRF2，／φRF2とを掛け算してそれらの信号の周波数和と周波数差に相当する信号成分を含む信号を、トランジスタＱ２５とＱ２７の共通コレクタと、Ｑ２６とＱ２８の共通コレクタとから差動信号として出力する。
【００５２】
さらに、この実施例の変調&周波数変換回路は、上記上段差動トランジスタＱ２２，Ｑ２４，Ｑ２６，Ｑ２８の各コレクタが共通の抵抗Ｒｃ１を介して電源電圧Ｖｃｃに、また上段差動トランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２５，Ｑ２７の各コレクタが共通の抵抗Ｒｃ２を介して電源電圧Ｖｃｃにそれぞれ接続されることにより、第１ミキサＭＩＸａ１の出力信号と第２ミキサＭＩＸａ２の出力信号とを合成した信号を出力する。なお、変調&周波数変換回路から出力される合成信号は、周波数差に相当する信号成分が減衰され周波数和に相当する信号成分が増幅されて送信される。
【００５３】
一般に、図８に示されているような１つの下段差動段と２つの上段差動段とからなるギルバートセル型のミキサ回路は、バイポーラ・トランジスタのみあるいはＭＯＳＦＥＴのみで構成されることが多い。本実施例のように９００ＭＨｚに近い高周波の発振信号φRF1，／φRF1，φRF2，／φRF2が入力されるミキサ回路は動作速度の点からバイポーラ・トランジスタで構成するのが良い。従って、一般には、かかる高周波の発振信号が入力されるミキサ回路は全体がバイポーラ・トランジスタで構成される。これに対し、図８の実施例の変調&周波数変換回路では、上段差動段に入力される発振信号φRF1，／φRF1，φRF2，／φRF2は周波数が高いのでバイポーラ・トランジスタで構成する必要がある一方、下段差動段に入力されるＩ，Ｑ信号は周波数が数１００ｋＨｚの音声周波数帯の信号であるので、バイポーラ・トランジスタで構成する必要はない。
【００５４】
そこで、本実施例の変調&周波数変換回路では、下段差動トランジスタ対Ｑ１１〜Ｑ１４をＭＯＳＦＥＴにより構成することとした。これにより、バイポーラ・トランジスタで構成されている場合に比べてノイズを低減することができるという利点がある。一般に、電流を充分に流すことができる場合や電源電圧が充分に高い場合にはバイポーラ・トランジスタの方がノイズは小さくなるが、本実施例の高周波ＩＣのように消費電流を減らしたいという要望がある一方、電源電圧はあまり高くできないＩＣにおいては下段差動トランジスタ対Ｑ１１〜Ｑ１４をＭＯＳＦＥＴにより構成した方がノイズを低減することができる。
（応用例）
【００５５】
前記実施例では、送信信号（Ｉ，Ｑ信号）を直接最終搬送波の周波数にアップコンバートするダイレクトコンバージョン方式の高周波ＩＣに適用したものを説明したが、本発明はＩ，Ｑ信号を中間周波数の発振信号（ＩＦ）で直交変調した後、送信用ＰＬＬ回路で搬送波の周波数にアップコンバートするいわゆるオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣに適用することができる。
【００５６】
図９には、オフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣの構成例を示す。なお、図９において、図５と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。また、特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００も、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の３つの通信方式による４つの周波数帯の信号の変復調が可能に構成されている。
【００５７】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、送信系回路２１０と、受信系回路２２０と、それ以外の制御回路やクロック生成回路など送受信系に共通の回路からなる制御系回路２３０とで構成される。  受信系回路２２０については、本発明と直接関係しないので図示および説明を省略する。
【００５８】
送信系回路２１０は、ベースバンド部３００から供給される送信Ｉ，Ｑ信号を取り込む前記実施例の入力回路２１１Ａ，２１１Ｂと、例えば６４０ＭＨｚのような中間周波数の発振信号φIFを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３５で生成された発振信号φIFを１／４分周して１６０ＭＨｚのような信号を生成する分周回路２３６で分周された信号をさらに分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２１５と、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかける変調回路２１３と、所定の周波数の送信信号φTXを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２１９と、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２１９から出力される送信信号φTXをカプラ２８０Ａ，２８０ｂ等で抽出したフィードバック信号と周波数変換用の発振信号を生成する局部発振回路としての高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された高周波発振信号φRFを分周した信号φRF’とをミキシングすることでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２１６と、該オフセットミキサ２１６の出力と前記変調回路２１３で変調・周波数変換された信号TXIFとを比較して位相差を検出する位相比較器２１７と、該位相検出回路２１７の出力に応じた電圧を生成するループフィルタ２１８などから構成されている。
【００５９】
送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２１９は、ＧＳＭ８５０とＧＭＳ９００の送信信号を生成する発振回路２１９ａと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の送信信号を生成する発振回路２１９ｂとからなる。このように発振回路を２つ設けているのは、送信用発振回路は、高周波発振回路２３２や中間周波数の発振回路２３５に比べて周波数の可変範囲が広く１つの発振回路ですべてカバーできる回路を設計するのは容易でないためである。
【００６０】
また、この実施例の高周波ＩＣ２００の制御部２３０には、レジスタＲＥＧを有する制御回路２３１と、前記高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２３２と共にＲＦ用ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２３７と、前記中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３５と共にＩＦ用ＰＬＬ回路を構成するＩＦシンセサイザ２３８と、これらのシンセサイザ２３７および２３８の基準信号となるクロック信号φrefを生成する基準発振回路（ＶＣＸＯ）２３９とが設けられている。シンセサイザ２３７および２３８は、それぞれ分周回路や位相比較回路、チャージポンプ、ループフィルタなどで構成される。図９において１／２，１／４などの分数が付記されているブロックはそれぞれ分周回路、符号ＢＦＦで示されているのはバッファ回路である。
【００６１】
この実施例では、位相検出回路２１７と、ループフィルタ２１８、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２１９ａ，２１９ｂおよびオフセットミキサ２１６とによって周波数変換を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸＰＬＬ）が構成される。本実施例では、中間周波用発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３５の発振周波数はＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳいずれの場合にも６４０ＭＨｚに設定され、これが分周回路２３６と分周移相回路２１５で１／８に分周されて８０ＭＨｚの搬送波（TXIF）が生成されて変調が行なわれる。
【００６２】
一方、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２３２の発振周波数は、受信モードと送信モードとで異なる値に設定される。送信モードでは、ＲＦＶＣＯ２３２の発振周波数ｆRFは、例えばＧＳＭ８５０の場合３６１６〜３７１６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３８４０〜３９８０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、これが分周回路でＧＳＭの場合は１／４に分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されてφRF’としてオフセットミキサ２１６に供給される。
【００６３】
オフセットミキサ２１６では、ＲＦＶＣＯ２３２からの発振信号φRF’と送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２１９からの送信用発振信号φTXの周波数の差（ｆRF’−ｆTX）に相当する信号が出力され、この差信号の周波数が変調信号TXIFの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２１９は、ＲＦＶＣＯ２３２からの発振信号φRF’の周波数（ｆRF／４）と変調信号TXIFの周波数（ｆTX）の差（オフセット）に相当する周波数で発振するように制御される。
【００６４】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、２種類の電流入力仕様と２種類の電圧入力仕様に対応可能な入力回路について説明したが、３種類以上の電流入力仕様と３種類以上の電圧入力仕様に対応可能な入力回路として構成するようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機のような無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮ用の高周波ＩＣその他、受信信号や送信信号と合成されて周波数変換や変復調を行なう高周波ＩＣに対しても本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおけるＩ，Ｑ信号の入力部に適用して好適な入力回路の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】実施例の入力回路に好適な差動増幅回路の具体例を示す回路図である。
【図３】４つの異なる入力仕様に対応できる入力回路の構成例を示す回路構成図である。
【図４】図３の回路における各制御モードでのスイッチの状態を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施例のＧＳＭ方式による送受信が可能な高周波ＩＣ及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図６】図５のシステムにおける入力部のアンプの構成例を示す回路図である。
【図７】携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおけるＩ，Ｑ信号の入力部に適用して好適な入力回路の他の実施例を示す回路構成図である。
【図８】携帯電話機のような無線通信システムおいて入力部の後段に設けられる変調&周波数変換回路の回路例を示す回路図である。
【図９】本発明を適用可能なオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣの構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６７】
１００  アンテナ
１１０  送受信切替えスイッチ
１２０ａ〜１２０ｃ  高周波フィルタ
１３１  バンドパスフィルタ
１３２  バラン
２００  高周波ＩＣ
２１１  第１増幅部
２１１Ａ，２１２Ｂ  入力アンプ
２１２  フィルタ部２１２
２１３  変調&周波数変換部（ミキサ）
２１４  第２増幅部
２１６  オフセットミキサ
２１９  送信用ＶＣＯ
２３１  制御回路
２３２  局部発振回路
２３３，２３６  分周回路
２１５，２３４  移相回路
３００  ベースバンド部（ベースバンドＩＣ）
４００  高周波電力増幅器
【図１】
2005159716.tif 000006
【図２】
2005159716.tif 000007
【図３】
2005159716.tif 000008
【図４】
2005159716.tif 000009
【図５】
2005159716.tif 000010
【図６】
2005159716.tif 000011
【図７】
2005159716.tif 000012
【図８】
2005159716.tif 000013
【図９】
2005159716.tif 000014