(57)【要約】【課題】電力変換装置における検出器としては、電流検出器２個と交流電源の電圧検出器もしくは位相検出器が必要となり、検出器の個数が少なくとも３個以上となるため、装置の信頼性を低下させるという問題がある。【解決手段】交流電源１からリアクトル３を介して交流電力が供給され直流電力を負荷５へコンデンサ４を介して供給する電力変換装置において、入力側の位相を検出する位相検出手段３０、及び上記コンデンサ４の電圧を検出する電圧検出手段３１を設け、上記電圧検出手段３１の出力によりコンデンサ蓄積電力Ｗｏを導出し、この導出したコンデンサ蓄積電力Ｗｏ及び上記位相検出手段３０の出力により、スイッチング手段１１〜１６のスイッチングパタ−ンを決める電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを作成する電力変換装置【選択図】        図１
2005012862.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からリアクトルを介して交流電力が供給され直流電力を負荷へコンデンサを介して供給する電力変換装置において、入力側の位相を検出する位相検出手段、及び上記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段を設け、上記電圧検出手段の出力によりコンデンサ蓄積電力を導出し、この導出したコンデンサ蓄積電力及び上記位相検出手段の出力により、スイッチング手段のスイッチングパタ−ンを決める電力指令を作成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電源からリアクトルを介して交流電力が供給され直流電力を負荷へコンデンサを介して供給する電力変換装置において、上記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段、上記交流電源の位相を検出する位相検出手段、上記電圧検出手段の出力と上記コンデンサに蓄積すべきエネルギ−指令との減算を行う減算手段、上記減算手段の出力及び上記位相検出手段の出力を基に各相の電力指令を作成する電力指令発生手段、及び上記電力指令発生手段の出力に合うスイッチングパターンで電力変換器のスイッチング制御を行うスイッチングパターン発生手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
交流電源からリアクトルを介して交流電力が供給され直流電力を負荷へコンデンサを介して供給する電力変換装置において、上記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段、上記交流電源の位相を検出する位相検出手段、上記電圧検出手段の出力とコンデンサ電圧指令との減算を行う減算手段、上記減算手段の出力及び上記位相検出手段の出力を基に各相の電力指令を作成する電力指令発生手段、及び上記電力指令発生手段の出力に合うスイッチングパターンで電力変換器のスイッチング制御を行うスイッチングパターン発生手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２または請求項３に記載の電力変換装置において、上記スイッチングパターン発生手段は、スイッチングの転流回数を低減するパターンを発生する手段であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一に記載の電力変換装置において、上記スイッチングパターンを上記交流電源の推定電流により決めることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置において、上記推定電流を補正する補正手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源からリアクトルを介して交流電力を入力し直流電力を負荷へ平滑コンデンサを介して出力する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術の１つとして、例えば特許第２９２４５８９号公報（特許文献１）に開示された電力変換装置がある。この特許文献１の電力変換装置の制御装置は、２つの電流検出器と電源電圧検出器の各出力を入力して、電力変換器のスイッチング素子をスイッチング制御している。
【０００３】
また従来技術の他の例として、例えば特開平８−１８６９８６号公報（特許文献２）に開示された電力変換装置がある。この特許文献２の電力変換装置は、力行時には、ダイオ−ドにより交直変換して直流電力を負荷へ供給し、回生時には、平滑コンデンサの電圧とアイソレ−タで検出の電源線間電圧とにより歪んだ電流波形を小さくするものである。
【０００４】
【特許文献１】
特許第２９２４５８９号公報（図１、及び３〜４ペ−ジの説明）
【特許文献２】
特開平８−１８６９８６号公報（図１、及び３〜４ペ−ジの説明）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に記載の電力変換装置では、コンデンサ４の電圧を検出することなしに、上記電圧を推定するが、電流検出器は２個必要となる。すなわち電力変換装置における検出器としては、電流検出器２個と交流電源の電圧検出器もしくは位相検出器が必要となり、検出器の個数が少なくとも３個以上となるため、装置の信頼性を低下させるという問題がある。
【０００６】
また特許文献２は、負荷が力行のときにはダイオードで整流し、回生時には平滑コンデンサ電圧と電源線間電圧とにより歪んだ電流波形を小さくするものであり、交流電源１の電流の力率については考慮されていない。
【０００７】
この発明は、上述のような従来の実情に鑑みてなされたもので、検出器の個数を減らすことにより検出器の故障などによる電力変換装置の信頼性低下要因を削減することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
交流電源からリアクトルを介して交流電力が供給され直流電力を負荷へコンデンサを介して供給する電力変換装置において、入力側の位相を検出する位相検出手段、及び上記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段を設け、上記電圧検出手段の出力によりコンデンサ蓄積電力を導出し、この導出したコンデンサ蓄積電力及び上記位相検出手段の出力により、スイッチング手段のスイッチングパタ−ンを決める電力指令を作成するものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図１〜６により説明する。図１は電力変換装置の回路構成の一例を示す図、図２は電力変換装置の電圧・電流・電力波形の一例を示す図、図３は電力変換装置のコンデンサと抵抗からなるプラントの一例を示す図、図４は電力変換装置におけるコンデンサのパワー制御機能の一例を示す図、図５は電力変換装置のスイッチングパターン発生回路の一例を示す図、図６は電力変換装置の動作フローチャートの一例を示す図である。
【００１０】
図１において、交流電源１から配線抵抗２及びリアクトル３を介して交流電力が供給され直流電力をコンデンサ４を介して負荷５へ供給する電力変換器２７は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のスイッチング手段１１〜１６と、これらスイッチング手段の各々に逆並列接続されたダイオード２１〜２６とにより構成されている。なお、上記配線抵抗２は、上記交流電源１や上記リアクトル３に存在する配線抵抗で、その抵抗値はＲで示してある。
【００１１】
上記電力変換器２７は、マイコンなどの制御装置からなる変換器制御手段３７によりスイッチング制御される。
【００１２】
変換器制御手段３７は、上記交流電源１の位相を検出する位相検出手段３０と、上記コンデンサ４の電圧を検出する電圧検出器からなる電圧検出手段３１と、電力演算器からなる電力演算手段３２と、減算器からなる減算手段３３と、制御器からなる制御手段３４と、電力指令発生器からなる電力指令発生手段３５と、スイッチングパターン発生器からなるスイッチングパターン発生手段３６とを備えている。
【００１３】
次に動作につき説明する。上記交流電源１の各相の名称をａ，ｂ，ｃとするとき、一般的に以下の数式１が成り立つ。
【数１】
2005012862.tif 000003
【００１４】
また、上記ＩＧＢＴ等のスイッチング手段１１〜１６、及びダイオード２１〜２６による電力変換器２７の出力電圧は数式２のようになる。ただしｖｏｕ（ｔ）は電力変換器２７が出力するゼロ相電圧である。またＳｎ（ｎ＝ａ，ｂ，ｃ）  は各相のスイッチング関数である。
【数２】
2005012862.tif 000004
【００１５】
ここで、系統側が概ね三相平衡、すなわちｖａ（ｔ）＋ｖｂ（ｔ）＋ｖｃ（ｔ）＝０と仮定すると、数式３が成り立つ。
【数３】
2005012862.tif 000005
数式２と数式３から数式４が成り立つ。
【数４】
2005012862.tif 000006
【００１６】
数式１及び数式４より、行列・ベクトル表現では数式５のようになる。
【数５】
2005012862.tif 000007
数式５のラプラス変換は数式６のようになる。
【数６】
2005012862.tif 000008
電力変換器２７のスイッチング周期における系統電流は、上記リアクトル３により大きく変化しないと仮定すると、系統電流のラプラス変換対は数式６より数式７のようになる。
【数７】
2005012862.tif 000009
【００１７】
数式７を時間領域表現に適用するためには、上記交流電源１と上記コンデンサ４の電圧の値が必要となる。ここで電力変換器２７のスイッチング周期（検出のサンプリング周期）Ｔにおいて上記交流電源１と上記コンデンサ４の電圧の値の変化が無視できるものとする、すなわち数式８が成り立つとする。
【数８】
2005012862.tif 000010
【００１８】
数式７のラプラス変換は数式９のラプラス変換基本式を用いると数式１０のようになる。
【数９】
2005012862.tif 000011
【数１０】
2005012862.tif 000012
【００１９】
数式１０の逆ラプラス変換は数式１１のようになる。これが上記コンデンサ４の電圧ｖｏを検出して、系統電流を推定する式となる。すなわち電力変換器２７のスイッチングパターンより次のサンプリング周期における電流を推定することができる。
【数１１】
2005012862.tif 000013
【００２０】
上記コンデンサ４の電圧ｖｏを一定とすることは、平滑コンデンサのエネルギーＷｃを一定とすることでもある。すなわち、数式１２が常に一定となるような制御構成を得る必要がある。
【数１２】
2005012862.tif 000014
【００２１】
上記交流電源１を力率１に制御することにより、上記交流電源１の電圧と上記交流電源１の電流の位相が一致するときには、１相当りの入力電力は、図２に示すような電源周波数の２倍の周波数をもつ波形となり、負荷側の瞬時パワーに応じて変化する。図２において、（ａ）は交流電源１のａ相系統電圧ｅａ、（ｂ）は交流電源１に流れるａ相系統電流ｉａ、（ｃ）はａ相における系統からの入力電力Ｗａである。ｂ相、ｃ相も、図示してはないが、上記ａ相と同様に互いに位相が１２０度異なりつつ同様の波形となる。電圧制御のためには電力変換器２７のスイッチングベクトルを選択する必要があるが、ここではスイッチング毎（サンプリング毎）及び各相毎に瞬時パワーを推定し、推定値にあわせて電力変換器２７のスイッチングベクトルを選択する。推定した瞬時パワーの三相分と、上記コンデンサ４の電圧検出に基づくエネルギー過不足分より得るパワー指令とを比較して、負荷変動によるコンデンサ電圧の変動に対し上記コンデンサ４の電圧を一定に維持する方向に制御する。スイッチングの選択は２×２×２＝８通りあるため、スイッチングの状態によって８つのパワー値をとりうる。本発明の実施形態１では上述の図２に示した入力電力となるようパワー指令瞬時波形を得て、上記パワー指令瞬時波形に最も近いパワーを与えるスイッチングを８通りの中から選択する。
瞬時パワーの計算式は以下のようになる。
【数１３】
2005012862.tif 000015
【００２２】
上記配線抵抗２で発生する損失が無視できるとすると、入力パワーは平滑コンデンサの充電と負荷パワーに平衡する。
【数１４】
2005012862.tif 000016
数式１４は数式１５のように書き改められる。ここでＥｍは交流電源１の相電圧のピーク値、Ｉｍは交流電源１の相電流のピーク値である。
【数１５】
2005012862.tif 000017
数式１５についてパワーの時間関数をラプラス変換すると数式１６のようになる。
【数１６】
2005012862.tif 000018
従って伝達関数表現では数式１７のようになる。
【数１７】
2005012862.tif 000019
数式１７をブロック線図で表すと図３のようになる。図３において４０は上記コンデンサ４及び抵抗５からなるプラントを示す。また、上記コンデンサ４に蓄積されたエネルギーＷｃ（ｔ）が制御対象となるため、制御系のブロックは図４のようになる。図４において、３３は上記減算器、３４は上記制御器、４０は上記プラントである。上記制御器３４の出力Ｐ（ｔ）は交流電源電流の振幅に比例の関係にある。また、上記プラント４０の出力Ｗｃ（ｔ）は上記減算器３３にフィ−ドバックされる。
【００２３】
上述のことをまとめると、Ｐ（ｔ）を振幅とする電力指令（例えば図２（ｃ））に追従するように交流電源１の電流を流すようにして、上記コンデンサ４の電圧を所望の値に制御（例えば負荷変動時にもコンデンサ電圧を所定値に維持し、コンデンサ４のエネルギーを一定とする制御）する。また電流は電力変換器２７のスイッチングパターンにより数式１１で８通り推定され、８通りのうち最も電力指令に近いものを選択して周期Ｔにおけるスイッチングパターンとする。次の周期Ｔで再び同様の操作を行うことにより、常に電力指令に従ったスイッチングパターンを選択しながら、上記コンデンサ４の電圧を所望の値に制御する。
【００２４】
これらを実現するために、図１において上記位相検出器３０により上記交流電源１の位相を検出し、上記電圧検出手段３１により検出した電圧から、上記コンデンサ４に蓄積されたエネルギーを上記電力演算器３２で演算し（数式１２）、上記減算器３３で上記コンデンサ４に蓄積するべきエネルギー指令Ｗｒｅｆと上記電力演算器との差分を演算し、上記差分が上記制御器３４に入力され、上記電力指令発生器３５にて上記交流電源１の各相に対する電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを演算する。図５に詳細を示す上記スイッチングパターン発生器３６にて、演算開始信号（サンプリング信号）５２より演算開始指令が与えられると、電流推定器５０にて、８通りのスイッチングパターンによる各相の推定電流を演算する（数式１１）と共に、誤差演算最適ベクトル選択器５１にて、推定電流から求まる８通りの推定電力Ｗｎａ、Ｗｎｂ、Ｗｎｃ（ｎ＝１〜８）と上記電力指令Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃとの８通り誤差Ｗｎａ−Ｗａ、Ｗｎｂ−Ｗｂ、Ｗｎｃ−Ｗｃ（ｎ＝１〜８）を演算して、各相の誤差の絶対値をとり、それらの和が最も小さくなるようなスイッチングパターンを選択し、電力変換器２７の各スイッチング手段１１〜１６へのゲート信号とする。
【００２５】
図６に制御全体の動作フローチャートを示す。例えばマイコンなどからなる制御装置３７（図１参照）が、演算開始指令を出す（ステップ１）と、前スイッチング周期で推定した電流を参照し（ステップ２）、数式１１により８通りのスイッチングパターンによる推定電流を演算する（ステップ３）。次にコンデンサ４（図１参照）のエネルギーが一定となる制御が働き電力指令を演算する（ステップ４）。次に、８通りの推定電流から８通りの瞬時推定電力を演算し、上記電力指令に最も誤差が小さくなるスイッチングベクトルを選択する（ステップ５）。結果スイッチングベクトルに合わせて電力変換器２７（図１参照）が動作する（ステップ６）。
【００２６】
このように、この発明の実施の形態１においては、上記交流電源１の電流を数式１１で推定しながら、上記コンデンサ４の電圧を所望の値に制御することができるため、交流電源１の電流を検出するための電流検出器が不要となり、検出器の個数が減ることにより、電力変換装置の低コスト化、高信頼化が図れ、また、交流電源１における電流ｉａ（ｔ）を力率１に制御することにより、交流電源に流れる電流のピ−ク値を最小とすると共に、高調波電流を低減することができる。
【００２７】
なお、この発明の実施の形態１を、その構成の観点から整理すると、電力変換器２７及びその制御手段３７を有し交流電源１からリアクトル３を介して交流電力を入力し平滑コンデンサ４を介して直流を出力する電力変換装置において、上記コンデンサ４の電圧を検出する電圧検出手段３１と、上記交流電源１の位相を検出する位相検出手段３０と、上記コンデンサ４の電圧からコンデンサに蓄積された電力Ｗｏを演算する電力演算手段３２と、上記電力演算手段３２の出力Ｗｏと上記コンデンサに蓄積されるべき指令電力Ｗｒｅｆとの減算を行う減算手段３３と、上記減算手段３３の出力をもとに電力指令を出力する制御手段３４と、上記制御手段３４の出力及び位相検出手段３０の出力を基に交流電源１の各相電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを作成する電力指令発生手段３５と、任意の時間毎に上記電力指令発生手段の出力Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃと最も一致する上記電力変換器２７のスイッチングパターンを発生するスイッチングパターン発生手段３６とを備えた電力変換装置であり、また、上記スイッチングパターンを上記交流電源の推定電流により決めるものである。
【００２８】
また、更に上位概念で整理すると、交流電源１からリアクトル３を介して交流電力が供給され直流電力を負荷５へコンデンサ４を介して供給する電力変換装置において、入力側の位相を検出する位相検出手段３０、及び上記コンデンサ４の電圧を検出する電圧検出手段３１を設け、上記電圧検出手段３１の出力によりコンデンサ蓄積電力Ｗｏを導出し、この導出したコンデンサ蓄積電力Ｗｏ及び上記位相検出手段３０の出力により、スイッチング手段１１〜１６のスイッチングパタ−ンを決める電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを作成する電力変換装置であり、また、上記スイッチングパターンを上記交流電源の推定電流により決めるものである。
【００２９】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を図７〜図１１により説明する。図７は電力変換装置の回路構成の一例を示す図、図８は電力変換装置のスイッチングパターン発生回路の一例を示す図、図９はスイッチングベクトルの一例を示す図、図１０はベクトル選択方法の一例を説明するための図、図１１は電力変換装置の動作フローチャートの一例を示す図である。
【００３０】
図７において、３８はマイコンなどの制御装置からなる変換器制御手段であり、そのスイッチングパターン発生手段６０以外は上述の実施の形態１における変換器制御手段３７と同一であるため説明を省略する。スイッチングパターン発生手段６０については図８により説明する。
【００３１】
スイッチングパターン発生回路からなるスイッチングパターン発生手段６０の詳細を示す図８において、６１は誤差演算最適ベクトル選択器であり、ＩＧＢＴ等のスイッチング手段の転流回数が少なくなるようにベクトルが選択される。図９に８つのスイッチングベクトルを示す。１〜８までの各ベクトルには、電力変換器２７の各スイッチング手段１１〜１６に対するスイッチングパターンが割り当てられており、図では電力変換器２７の上側の各スイッチング手段１１，１３，１５のスイッチングパターンが３桁で表示され、各々が電力変換器２７のａ相、ｂ相、ｃ相のスイッチングパターンに相当する。
【００３２】
このときベクトル２〜７までは唯１つのベクトルにより構成されるが、ベクトルのゼロ点に存在するゼロベクトル１及び８は、いずれを選択してもベクトルは等しくなる。よって例えばベクトル２からゼロベクトルに移るときは、ゼロベクトルとしてベクトル１を選択することにより、ａ相の転流のみでよいが、ゼロベクトルとしてベクトル８を選択するとｂ、ｃ相の転流が発生するため、スイッチングによる損失が増加する。従って、ゼロベクトルを選択するときには、ゼロベクトルに遷移する前のベクトルをもとに転流回数が少なくなるゼロベクトルを選択する。図１０に転流パターンをまとめた例を示してある。
【００３３】
また、図１１に制御全体の動作フローチャートを示す。例えばマイコンなどからなる変換器制御手段３８が、演算開始指令を出す（ステップ１）と、前スイッチング周期で推定した電流を参照し（ステップ２）、数式１１により８通りのスイッチングパターンによる推定電流を演算する（ステップ３）。次にコンデンサ４のエネルギーが一定となる制御が働き電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを演算する（ステップ４）。次に、８通りの推定電流から８通りの瞬時推定電力を演算し、上記電力指令に最も誤差が小さくなると共に転流回数が最小となるスイッチングベクトルを選択する（ステップ５）。ステップ５でスイッチングベクトルを選択した結果、当該スイッチングベクトルに合わせて電力変換器２７が動作する（ステップ６）。
【００３４】
このように、この発明の実施の形態２においては、上記交流電源１の電流を数式１１で推定しながら、上記コンデンサ４の電圧を所望の値に制御することができるため、交流電源１の電流を検出するための電流検出器が不要となり、電力変換装置の低コスト化、高信頼化が図れ、またゼロベクトルを選択するときに転流回数の少ないベクトルを選択するようにしたので、スイッチングロスやスイッチングに伴う電磁ノイズを低減でき、また、交流電源１における電流ｉａ（ｔ）を力率１に制御することにより、交流電源に流れる電流のピ−ク値を最小とすると共に、高調波電流を低減することができる。
【００３５】
なお、この発明の実施の形態２を、その構成の観点から整理すると、電力変換器２７及びその制御手段３８を有し交流電源１からリアクトル３を介して交流電力を入力し平滑コンデンサ４を介して直流を出力する電力変換装置において、上記コンデンサ４の電圧を検出する電圧検出手段３１と、上記交流電源１の位相を検出する位相検出手段３０と、上記コンデンサ４の電圧からコンデンサに蓄積された電力Ｗｏを演算する電力演算手段３２と、上記電力演算手段３２の出力Ｗｏと上記コンデンサに蓄積されるべき指令電力Ｗｒｅｆとの減算を行う減算手段３３と、上記減算手段３３の出力をもとに電力指令を出力する制御手段３４と、上記制御手段３４の出力及び位相検出手段３０の出力を基に交流電源１の各相電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを作成する電力指令発生手段３５と、任意の時間毎に上記電力指令発生手段の出力Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃと最も一致する上記電力変換器のスイッチングパターンを発生するスイッチングパターン発生手段６０とを備えた電力変換装置であり、また、上記スイッチングパターンを上記交流電源の推定電流により決めるものであり、しかも上記スイッチングパターン発生手段６０は、スイッチングの転流回数を低減するパターンを発生する手段である。
【００３６】
実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３を図１２〜図１６により説明する。図１２は電力変換装置の回路構成の一例を示す図、図１３は電力変換装置の推定電流と実電流を説明するための図、図１４は電力変換装置のベクトル関係の一例を説明するための図、図１５は電力変換装置のスイッチングパターン発生回路の一例を示す図、図１６は電力変換装置の動作フローチャートの一例を示す図である。
【００３７】
図１２において、３９はマイコンなどの制御装置からなる変換器制御手段あり、そのスイッチングパターン発生手段７０以外は上述の実施の形態１における変換器制御手段３７と同一であるため説明を省略する。スイッチングパターン発生手段７０については図１５により説明する。
【００３８】
ところで、上述の数式１１により推定される電流は２つの不確定要素をもつ。先ず、抵抗２、リアクトル３の設定値が実際のものと異なる可能性がある。数式１１ではコンデンサ４の電圧と交流電源１の電流がスイッチング周期の間変化しないものと仮定しているため、実電流と推定電流との誤差が発生する可能性がある。すなわち、数式１８が成立する可能性がある。
【数１８】
2005012862.tif 000020
2005012862.tif 000021
【数１９】
2005012862.tif 000022
数式１９はいずれも、抵抗２及びリアクトル３の設定値と実際のシステムとの誤差に影響される。これらの式から数式２０が得られる。
【数２０】
2005012862.tif 000023
数式２０はサンプリング期間毎での空間ベクトル補正項を表す。この補正項は系統電圧やコンバータ出力電圧に影響されず、またこれらの電圧はスイッチング周期にて一定であると仮定する。
【００３９】
2005012862.tif 000024
【数２１】
2005012862.tif 000025
【数２２】
2005012862.tif 000026
【００４０】
数式２０に数式２２を代入して、数式２３が得られる。
【数２３】
2005012862.tif 000027
【００４１】
実軸成分と虚軸成分に分解すると、数式２４が得られる。
【数２４】
2005012862.tif 000028
【００４２】
更に数式２５に示す状態方程式の形に書き改めると数式２６のようになる。
【数２５】
2005012862.tif 000029
【数２６】
2005012862.tif 000030
【００４３】
2005012862.tif 000031
【００４４】
上記演算を実現するために、図１５に示すように、スイッチングパターン発生回路７０では電流推定誤差補正器からなる補正手段７１が接続され、上記数式１８、数式２２、数式２６が演算されて、電流推定器５０が推定する電流を実際の電流に近づけるように補正される。
【００４５】
また、図１６に制御全体の動作フローチャートを示す。例えばマイコンなどからなる変換器制御手段３９が、演算開始指令を出す（ステップ１）と、前スイッチング周期で推定した電流を参照し（ステップ２）、数式１１により８通りのスイッチングパターンによる推定電流を演算し（ステップ３）、推定した電流の誤差を数１８、２２、２６により補正する（ステップ４）。次にコンデンサ４のエネルギーが一定となる制御が働き電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを演算する（ステップ５）。次に、８通りの推定電流から８通りの瞬時推定電力を演算し、上記電力指令に最も誤差が小さくなるスイッチングベクトルを選択する（ステップ６）。ステップ６でスイッチングベクトルを選択した結果、当該スイッチングベクトルに合わせて電力変換器２７が動作する（ステップ７）。
【００４６】
このように、この発明の実施の形態３においては、上記交流電源１の電流を数式１１で推定しながら、上記コンデンサ４の電圧を所望の値に制御することができるため、交流電源１の電流を検出するための電流検出器が不要となり、電力変換装置の低コスト化、高信頼化が図れ、また推定した電流が実際の電流に近づくように補正する電流推定誤差補正器を接続することにより、推定電流をより実際の電流に近づけることにより電力変換器の安定度を向上することができ、また、交流電源１における電流ｉａ（ｔ）を力率１に制御することにより、交流電源に流れる電流のピ−ク値を最小とすると共に、高調波電流を低減することができる。
【００４７】
またこの発明の実施の形態３において、上述のこの発明の実施の形態２で示したような転流回数最小ベクトル選択を併用してもよいことは言うまでもなく、その場合、ゼロベクトルを選択するときに転流回数の少ないベクトルを選択するようにして、スイッチングロスやスイッチングに伴う電磁ノイズを低減できる。
【００４８】
なお、この発明の実施の形態３を、その構成の観点から整理すると、電力変換器２７及びその制御手段３９を有し交流電源１からリアクトル３を介して交流電力を入力し平滑コンデンサ４を介して直流を出力する電力変換装置において、上記コンデンサ４の電圧を検出する電圧検出手段３１と、上記交流電源１の位相を検出する位相検出手段３０と、上記コンデンサ４の電圧からコンデンサに蓄積された電力Ｗｏを演算する電力演算手段３２と、上記電力演算手段３２の出力Ｗｏと上記コンデンサに蓄積されるべき指令電力Ｗｒｅｆとの減算を行う減算手段３３と、上記減算手段３３の出力をもとに電力指令を出力する制御手段３４と、上記制御手段３４の出力及び位相検出手段３０の出力を基に交流電源１の各相電力指令Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃを作成する電力指令発生手段３５と、任意の時間毎に上記電力指令発生手段の出力Ｗａ，Ｗｂ，Ｗｃと最も一致する上記電力変換器のスイッチングパターンを発生するスイッチングパターン発生手段７０とを備えた電力変換装置であり、また、上記スイッチングパターンを上記交流電源の推定電流により決めるものであり、しかも上記推定電流を補正する補正手段７１を設けたものである。
【００４９】
実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４を図１７により説明する。上述のこの発明の実施の形態１〜３まではコンデンサ４に蓄積された電力を指令値Ｗｒｅｆに一致するように制御したが、図１７に示すようにコンデンサ４の電圧Ｖを電圧指令値Ｖｒｅｆに一致するように制御しても同様の動作が得られる。図１７において、マイコンなどからなる変換器制御手段８０は、電圧検出手段３１の出力Ｖと指令値Ｖｒｅｆとを比較して、コンデンサ４の電圧がＶｒｅｆとなるように構成している。その他の構成や機能は、上述のこの発明の実施の形態１〜３と同じであるので説明は省略する。
【００５０】
このように、この発明の実施の形態４においては、上記交流電源１の電流を数式１１で推定しながら、上記コンデンサ４の電圧を所望の値に制御することができるため、交流電源１の電流を検出するための電流検出器が不要となり、電力変換装置の低コスト化、高信頼化が図れ、また、交流電源１における電流ｉａ（ｔ）を力率１に制御することにより、交流電源に流れる電流のピ−ク値を最小とすると共に、高調波電流を低減することができる。
【００５１】
なお、この発明の実施の形態４を、その構成の観点から整理すると、交流電源１からリアクトル３を介して交流電力が供給され直流電力を負荷５へコンデンサ４を介して供給する電力変換装置において、上記コンデンサ４の電圧Ｖを検出する電圧検出手段３１、上記交流電源１の位相を検出する位相検出手段３０、上記電圧検出手段の出力と上記コンデンサの指令電圧との減算を行う減算手段、上記減算手段の出力及び上記位相検出手段の出力を基に各相の電力指令を作成する電力指令発生手段、及び上記電力指令発生手段の出力に合うスイッチングパターンで上記電力変換器のスイッチング制御を行うスイッチングパターン発生手段を備えた電力変換装置である。
【００５２】
なお、上述のこの発明の実施の形態１〜４では三相の交流電源の場合を例示したが、単相の交流電源でも同様の構成で同様な効果が奏するように実現できることは言うまでもない。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように、この発明は、交流電源からリアクトルを介して交流電力が供給され直流電力を負荷へコンデンサを介して供給する電力変換装置において、入力側の位相を検出する位相検出手段、及び上記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段を設け、上記電圧検出手段の出力によりコンデンサ蓄積電力を導出し、この導出したコンデンサ蓄積電力及び上記位相検出手段の出力により、スイッチング手段のスイッチングパタ−ンを決める電力指令を作成するようにすることで、上記コンデンサの電圧を所望の値に制御することができるため、交流電源の電流を検出するための電流検出器が不要となり、電力変換装置の低コスト化、高信頼化が図れるという効果がある。また、交流電源における電流を力率１に制御することにより、交流電源に流れる電流のピ−ク値を最小とすると共に、高調波電流を低減することができ、またゼロベクトルを選択するときに転流回数の少ないベクトルを選択するようにすれば、スイッチングロスやスイッチングに伴う電磁ノイズを低減でき、また推定した電流が実際の電流に近づくように補正して推定電流をより実際の電流に近づけるようにすれば、電力変換器の安定度を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１を示す図で、電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１を示す図で、電力変換装置の電圧・電流・電力波形の一例を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１を示す図で、電力変換装置のコンデンサと抵抗からなるプラントの一例を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１を示す図で、電力変換装置におけるコンデンサのパワー制御機能の一例を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１を示す図で、電力変換装置のスイッチングパターン発生回路の一例を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１を示す図で、電力変換装置の動作フローチャートの一例を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態２を示す図で、電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態２を示す図で、電力変換装置のスイッチングパターン発生回路の一例を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態２を示す図で、スイッチングベクトルの一例を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態２を示す図で、ベクトル選択方法の一例を説明するための図である。
【図１１】この発明の実施の形態２を示す図で、電力変換装置の動作フローチャートの一例を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態３を示す図で、電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態３を示す図で、電力変換装置の推定電流と実電流を説明するための図である。
【図１４】この発明の実施の形態３を示す図で、電力変換装置のベクトル関係の一例を説明するための図である。
【図１５】この発明の実施の形態３を示す図で、電力変換装置のスイッチングパターン発生回路の一例を示す図である。
【図１６】この発明の実施の形態３を示す図で、電力変換装置の動作フローチャートの一例を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態４を示す図で、電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。
【符号の説明】
１  交流電源、                    ２  配線抵抗、
３  リアクトル、                    ４  コンデンサ、
５  抵抗、                          １１〜１６  スイッチング手段、
２１〜２６  ダイオード、            ２７  電力変換器、
３０  位相検出手段、                ３１  電圧検出手段、
３２  電力演算手段、                ３３  減算手段、
３４  制御手段、                    ３５  電力指令発生手段、
３６，６０，７０  スイッチングパターン発生手段、
３７，３８，３９，８０  変換器制御手段、
４０  プラント、                    ５０  電流推定手段、
５１，６１  誤差演算最適ベクトル選択手段、
５２  演算開始信号発生手段、        ７１  補正手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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