(57)【要約】      （修正有）【課題】無線システム用の単純なフィードバックを用いた適応的送信ダイバーシティ方式の提供。【解決手段】無線通信システムは、送信機と受信機を備える。送信機は、複数の送信アンテナグループを含む。入力シンボルが生成され、次に、直交時空間ブロックが符号化されて、各送信アンテナグループのデータストリームが生成される。各データストリームは、適応的に線形空間符号化されて、各グループの各送信アンテナの符号化信号を、そのグループのフィードバック情報に従って生成する。受信機は、１本の受信アンテナと、各送信アンテナのチャネルインパルス応答の位相を測定するモジュールとを備える。フィードバック情報は、チャネルインパルス応答から、各送信アンテナグループについて別個に求められる。各送信アンテナグループのフィードバック情報は、送信機へ送られる。【選択図】図１
2005176325.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナを有する送信機と、１本の受信アンテナを有する受信機とを含む無線通信システムにおいて送信ダイバシティ利得を高める方法であって、
前記複数の送信アンテナを複数の送信アンテナグループに分割することと、
前記受信機において、各送信アンテナのチャネルインパルス応答の位相を測定することと、
前記チャネルインパルス応答から、各送信アンテナグループのフィードバック情報を別個に求めることと、
各送信アンテナグループの前記フィードバック情報を前記送信機へ送ることと、
各送信アンテナグループのデータストリームを生成するために、前記送信機において入力シンボルを直交時空間ブロック符号化することと、
各グループの各送信アンテナに対して符号化信号を生成するために、前記グループの前記フィードバック情報に従って各データストリームを適応的に線形空間符号化することと
を含む無線通信システムにおいて送信ダイバシティ利得を高める方法。
【請求項２】
前記求めることは、
前記チャネルインパルス応答のうちの１つを基準チャネルインパルス応答として選択することと、
正規化された位相が基準位相の象限位相セクタにあるように、前記基準チャネルインパルス応答の位相に従って前記測定した位相を正規化することと
をさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記基準チャネルインパルス応答は、最高電力を有する請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記象限位相セクタは、９０度の範囲にわたる請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記正規化は、前記位相を回転させ、前記フィードバック情報は、回転量を符号化する請求項２に記載の方法。
【請求項６】
４本の送信アンテナがあり、各グループは、２本の送信アンテナを有し、フィードバック情報は、各グループに対して１ビットである請求項１に記載の方法。
【請求項７】
複数の送信アンテナグループと、
入力シンボルを生成する手段と、
各送信アンテナグループのデータストリームを生成するように構成される直交時空間ブロックエンコーダと、
各グループのフィードバック情報に従って、該グループの前記データストリームから該グループの各送信アンテナに対する符号化信号を生成するように構成される適応的線形空間エンコーダと
を有する送信機と、
１本の受信アンテナと、
各送信アンテナのチャネルインパルス応答の位相を測定する手段と、
前記チャネルインパルス応答から、各送信アンテナグループの前記フィードバック情報を別個に求める手段と、
各送信アンテナグループの前記フィードバック情報を前記送信機へ送る手段と
を有する受信機と
を備える無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には無線通信ネットワークにおける送信ダイバシティ利得に関し、特に送信機において適応的にダイバシティ利得を最大化することに関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代の無線通信システムでは、高品質の音声サービス、ならびに現在の無線システムの限界を遥かに超えるデータレートを有する広帯域データサービスを提供することが必要とされている。例えば、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）システムの第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）規格によって承認された高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）は、ＥＤＧＥ（enhanced data rate for GSM evolution、いわゆる２．５Ｇの通信規格）がサポートする最大３８４Ｋｂｐｓに対し、ダウンリンクチャネルで最高１０Ｍｂｐｓ以上のデータレートを提供しようとするものである。３ＧＰＰについては、３ＧＰＰ  ＴＲ２５．８４８  ｖ４．０．０「3GPP technical report: Physical layer aspects of ultra high speed downlink packet access」（March 2001）およびＥＴＳＩ．ＧＳＭ  ０５．０５「Radio transmission and reception」（ETSI EN 300 910 V8.5.1, November 2000）を参照願いたい。
【０００３】
アンテナダイバシティによりデータレートを上げることができる。アンテナダイバシティは、受信機において送信信号の複数の複製を供給することによって、チャネルにおけるマルチパスフェージングの悪影響を効果的に抑制する。通常のエンドユーザデバイス（例えば、携帯電話やハンドヘルドコンピュータ）は、サイズとコストに制限があるため、ダウンリンク送信は、受信機ダイバシティよりも送信ダイバシティを優先させる。
【０００４】
最も一般的な送信ダイバシティ技法の１つは、時空間符号化である。Alamouti著「A simple transmit diversity technique for wireless communications」（IEEE J. Select. Area Commun., vol.16, pp.1451-1458, October 1998）、Tarokh等著「Space-time codes for high data rate wireless communication: performance criterion and code construction」（IEEE Trans. Info. Theory, vol.44, pp.744-765, March 1998）、Tarokh等著「Space-time block codes from orthogonal designs」（IEEE Trans. Info. Theory, vol.45, pp.1456-1467, July 1999）、およびXin等著「Space-time diversity systems based on linear constellation precoding」（IEEE Trans. Wireless Commun., vol.2, pp.294-309, March 2003）を参照願いたい。
【０００５】
時空間符号化を用いた場合、データシンボルは、時間領域（送信間隔）と空間領域（送信アンテナアレイ）の両方で符号化される。厳密に２本の送信アンテナを有するシステムについては、Alamouti等が直交時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）を記載している。全体のダイバシティ次数は、単純な代数演算により達成される。
【０００６】
時空間トレリス符号化は、システムのダイバシティ利得と符号化利得の両方を最大化しようと努めることによって、複数のアンテナの全潜在能力を利用する。比較的高い符号化および復号化の複雑度という代償を払うことにより、より良い性能が達成される。
【０００７】
上記の技法は、送信機にフェージングチャネルの知識がないという仮定の下で設計される。したがって、上記の技法は、開ループ送信ダイバシティを有するものとして分類することができる。
【０００８】
システムの性能は、受信機からのフィードバック情報からいくらかのチャネル情報が送信機において利用可能である場合に、さらに高めることができる。これらのシステムは、閉ループ送信ダイバシティを有するものとして分類される。フィードバック情報は、送信ダイバシティシステムにおいて、受信機における利得を最大化するために利用することができる。Jongren等著「Combining beamforming and orthogonal space-time block coding」（IEEE Trans. Info. Theory, vol.48, pp.611-627, March 2002）、Zhou等著「Optimal transmitter eigen-beamforming and space-time block coding based on channel mean feedback」（IEEE Trans. Signal Processing, vol.50, pp.2599-2613, October 2002）、Rohani等著「A comparison of base station transmit diversity methods for third generation cellular standards」（Proc. IEEE Veh. Techno. Conf. VTC '99 Spring, pp.351-355, May 1999）、Derryberry等著「Transmit diversity in 3G CDMA systems」（IEEE Commun. Mag., vol.40, pp.68-75, April 2002）、Lo著「Maximum ratio transmission」（IEEE Trans. Commun., vol.47, pp.1458-1461, October 1999）、Huawe著「STTD with adaptive transmitted power allocation」（TSGR1-02-0711, May, 2002）、およびHorng等著「Adaptive space-time transmit diversity for MIMO systems」（Proc. IEEE Veh. Techno. Conf. VTC '03 Spring, pp.1070-1073, April 2003）を参照願いたい。
【０００９】
時空間ブロック符号化は、線形の最適なビーム形成と組み合わせることができる。線形符号化行列は、フェージングチャネルのフィードバック情報に基づいて最適化することができる。送信アダプティブアレー（ＴｘＡＡ）は、送信されたシンボルが空間領域のみで符号化されるもう１つの閉ループ送信ダイバシティシステムである。フェージングチャネルのベクトルが送信機に既知であるならば、性能の向上を達成することができる。空間符号化送信ダイバシティの概念は、最大比送信（ＭＲＴ）として一般化することができる。
【００１０】
上記の全ての閉ループシステムでは、フィードバック情報がＭ×Ｎの複素数値の行列である必要があり、ここで、ＭおよびＮは、それぞれ送信機と受信機におけるアンテナの本数である。行列の要素は、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）、またはＣＩＲの統計値（例えば平均または共分散）のいずれかである。フィードバック行列は、２ＭＮ個の実数値スカラを含むため、受信機から送信機への逆方向リンクのフィードバック情報により相当な帯域幅が消費される。
【００１１】
この問題を克服するために、少ないフィードバック情報を用いる次善の方法が可能である。適応的時空間ブロック符号化（ＡＳＴＴＤ）は、フィードバック情報としてのフェージングチャネルの電力比からなる実数値ベクトルを用いる。この場合、フィードバック情報は、各送信アンテナの電力を調整するために用いられる。この技法は、依然として多数のビットを消費する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
したがって、送信機に送り返すビット数を低減する一方で、送信ダイバシティ利得を最大化することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、無線通信システム用の、単純なフィードバックを用いた適応的送信ダイバシティ方式を提供する。
【００１４】
本発明の目的は、従来の送信ダイバシティ方法よりも少ないフィードバック情報および少ない計算を用いて、より良いシステム性能を達成することである。
【００１５】
送信機と受信機の両方における単純な線形演算を用いて、本方法は、送信機に２本のアンテナ（Ｍ＝２）と受信機に１本のアンテナを有するシステムの場合に１ビットのフィードバック情報のみを必要とする。
【００１６】
送信機により多くのアンテナがある場合（Ｍ＞２）、フィードバックのビット数は、２（Ｍ−１）ビットとなる。これは依然として、ほとんどの従来の閉ループ送信ダイバシティ技法が必要とするビット数よりも著しく少ない。
【００１７】
上記の象限位相制約法を直交時空間ブロック符号と組み合わせた場合、フィードバック情報の量をさらに少なくすることができる。３本または４本の送信アンテナを有するシステムの場合、フィードバックの量は、それぞれ、わずかに１ビットおよび２ビットとすることができる。
【００１８】
本発明の方法の計算の複雑度は、同量のフィードバックを用いる最適量子化ＴｘＡＡ閉ループ技法と比べて遥かに低い。
【００１９】
さらに、本方法は、フィードバックチャネルにおいて、より多くの情報を送信するいくつかの閉ループ送信ダイバシティ技法よりも性能が優れている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図１は、本発明によるダイバシティシステム１００のベースバンド表現を示す。本システムは、送信機１０（例えば、基地局）にＭ本のアンテナ１０１と受信機２０（例えば、携帯電話）に１本のアンテナ１０２を有する。
【００２１】
時刻ｋにおいて、変調されたシンボルｓｋ１０３は、送信機において空間領域で、次式の空間符号化ベクトル１１１に従って線形符号化される（１１０）。
【００２２】
【数１】
2005176325.tif 000003
【００２３】
符号化された送信データ１１２は、次式となり、ｘｍ（ｋ）は、ｍ番目の送信アンテナ１０１において送信されるデータを示す。
【００２４】
【数２】
2005176325.tif 000004
【００２５】
本発明の適応的送信ダイバシティ方法では、送信機において、受信機における受信信号１０５の空間復号化１３０から求めたフィードバック情報１２１に従って、空間符号化ベクトルｐｋ１１１を求める（１２０）。
【００２６】
具体的には、フィードバック情報１２１は、フェージング送信チャネル１１５における受信信号対間の位相差に関連する。信号間の位相差を最小化して、受信機においてダイバシティ利得が最大化されるようにすることが望ましい。さらに、位相差を示すために必要なビット数を最小化することが望ましい。また、受信機２０におけるフィードバック情報の生成に伴う計算量を減らすことが望ましい。
【００２７】
受信信号は、チャネルインパルス応答の対象となる全ての送信アンテナからの伝播信号に、１次元につき分散Ｎ０／２を有する付加的な白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）１０４を加えた合計である。受信機において、受信信号Ｒｘのサンプルｒｋ１１３は、次式（１）により表すことができる。
【００２８】
【数３】
2005176325.tif 000005
【００２９】
ここで、Ｅｓは、全ての送信アンテナの送信エネルギーの合計であり、Ｍは、アンテナの本数であり、ｚｋは、付加雑音１０４である。各フェージングチャネルの時間関数であるチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）は、次のように表される。
【００３０】
【数４】
2005176325.tif 000006
【００３１】
ここで、ｈｍ（ｋ）は、ｍ番目の送信アンテナと受信アンテナとの間のフェージングチャネルのＣＩＲであり、（・）Ｔは、行列の転置を示す。
【００３２】
式（１）によって定義されるシステムモデルでは、出力ＳＮＲを最大化するのに最適な空間符号化ベクトルｐ（ハット）ｋは、次式（２）のように表される。
【００３３】
【数５】
2005176325.tif 000007
【００３４】
ここで、（・）Ｈは、エルミート行列の演算子を示す。この方式は、送信アダプティブアレー（ＴｘＡＡ）と呼ばれる。しかし、最適な空間符号化ベクトルを形成するためには、２Ｍ個の実数スカラ値を含むＣＩＲベクトルｈｋを完全に理解することが必要である。よって、フィードバックチャネルに割り当てられる資源が限られている実際のシステムでＴｘＡＡ方式を実施することは、非現実的である。
【００３５】
フィードバック情報の量を減らすために、ＴｘＡＡの最適量子化フィードバック方式を説明する。下式（３）のような徹底的な検索アルゴリズムから空間符号化ベクトルを得る。
【００３６】
【数６】
2005176325.tif 000008
【００３７】
ここで、Ｐは、全ての可能な量子化された空間符号化ベクトルのセットである。このセットは、ｂビットの量子化およびＭ本の送信アンテナを用いるシステムの場合に、２ｂ（Ｍ−１）個の可能なベクトルを含む。最適量子化フィードバックベクトルｐ（ハット）ｋを求めるために、受信機は、最適な符号化ベクトルを選択できるようになる以前に、全ての可能な２ｂ（Ｍ−１）個の符号化ベクトルについて、ｐｋｈｋｈｋＨｐｋＨの値を徹底的に求めなければならない。
【００３８】
コスト関数の各計算は、約Ｍ２回の複素乗算を伴う。したがって、フィードバック情報のみによって生じる計算の複雑度の総量は、およそＯ（２ｂ（Ｍ−１）×Ｍ２）であり、これは、送信アンテナの本数とともに指数関数的に増加し、アンテナの本数が３本以上である場合に極めて大きくなる。
【００３９】
システムの性能、フィードバック情報のサイズ、およびシステムの計算の複雑度のバランスをとるために、本発明による適応的送信ダイバシティ方法は、象限位相制約法を用いてフィードバック情報を求める。したがって、フィードバック量と計算の複雑度の両方を大幅に減らすことができる。
【００４０】
方法の説明
本発明の適応的送信ダイバシティ方法を、まず、２本の送信アンテナと１本の受信アンテナを有する最も単純なシステムについて説明する。この単純な場合には、空間符号化１１０によって用いられる空間符号化ベクトル１１１を生成するために、厳密に１ビットのフィードバック情報が必要となる。２本よりも多いＭ本の送信アンテナを有するシステム用の一般的な方法では、空間符号化ベクトル１１１を求める（１２０）ために、２（Ｍ−１）ビットのフィードバック情報が必要である。
【００４１】
２本の送信アンテナを有するシステム
２本の送信アンテナを有するシステムの場合、本発明の空間符号化ベクトル１１１を、次式（４）のように定義する。
【００４２】
【数７】
2005176325.tif 000009
【００４３】
ここで、ｂｋ∈｛０、１｝は、受信機から送出される量子化バイナリフィードバック情報１２１である。１つのフィードバックビットｂｋ（０または１）は、次式（５）のように、ＣＩＲ  ｈｋにおける推定位相シフトに基づく。
【００４４】
【数８】
2005176325.tif 000010
【００４５】
ここで、ｈｍ（ｋ）は、時間関数であるチャネルインパルス応答であり、（・）＊は、複素共役を示し、演算Ｒ（・）は、オペランドの実部を返す。言い換えれば、一方のチャネルのＣＩＲと他方のチャネルのＣＩＲとの複素共役の積が正である場合に、ビットはゼロとなり、そうでない場合は１となり、よって、空間符号化ベクトルｐ１１１は、それぞれ［１、１］または［１、−１］のいずれかとなる。
【００４６】
式（３）の空間符号化ベクトルｐｋの定義を用いると、送信信号ベクトル１１２は、ｘｋ＝［ｓｋ、（−１）ｂｋｓｋ］となる。式（１）中のベクトルｘｋを置き換えると、受信サンプルを次式（６）のように表すことができる。
【００４７】
【数９】
2005176325.tif 000011
【００４８】
コヒーレント検出を用いる受信機では、受信サンプルｒ（ｋ）に（ｐｋｈｋ）Ｈ＝ｈ１＊（ｋ）＋ｈ２＊（ｋ）（−１）ｂｋを掛けて、次式（７）の決定変数ｙ（ｋ）を形成する。
【００４９】
【数１０】
2005176325.tif 000012
【００５０】
ここで、ｖｋは、下式で表され、決定変数の雑音成分である。
【００５１】
【数１１】
2005176325.tif 000013
【００５２】
雑音成分ｖｋの分散は、次式（８）のように表される。
【００５３】
【数１２】
2005176325.tif 000014
【００５４】
式（５）から、次式（９）が成り立つことが分かる。
【００５５】
【数１３】
2005176325.tif 000015
【００５６】
よって、受信機における瞬間出力ＳＮＲγは、次式（１０）、（１１）のように書くことができる。
【００５７】
【数１４】
2005176325.tif 000016
【００５８】
ここで、γ０＝Ｅｓ／Ｎ０は、ダイバシティなしのＳＮＲである。従来のダイバシティ利得ｇｃおよびフィードバックダイバシティ利得ｇｂは、次式（１２）、（１３）のように定義することができる。
【００５９】
【数１５】
2005176325.tif 000017
【００６０】
従来のダイバシティ利得ｇｃは、直交時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）のダイバシティ利得と同じであるが、フィードバックダイバシティ利得ｇｂは、バイナリフィードバック情報１２１が貢献する追加のダイバシティ利得である。
【００６１】
上の式から、閉ループシステムにおいて、１ビットｂｋのフィードバック情報１２１のみを用いることで、送信信号は、空間領域でしか符号化しないにもかかわらず、フィードバックダイバシティ利得も考慮する本発明の送信ダイバシティ方式の出力ＳＮＲは、常に、開ループシステムにおいて直交ＳＴＢＣ利得のみを考慮した場合よりも良好であることが分かる。
【００６２】
３本以上の送信アンテナを有するシステム
上述のプロセスは、２本の送信アンテナを有するシステム用のものである。送信機に３本以上のアンテナがある場合（Ｍ＞２）、２（Ｍ−１）ビットのフィードバック情報を用いる修正された送信ダイバシティ方法を用いる。
【００６３】
２本よりも多いＭ本の送信アンテナを有するシステムについて、本発明では、空間符号化ベクトル１１１を次式（１４）のように定義する。
【００６４】
【数１６】
2005176325.tif 000018
【００６５】
ここで、ｉ２＝−１であり、ｑｍ（ｋ）∈｛０、１、２、３｝は、ｍ＝２、３、・・・、Ｍの場合の受信機からのフィードバック情報である。表現の一貫性のために、任意のｋについてｑ１（ｋ）＝０とする。
【００６６】
そのような定義により、各ｑｍ（ｋ）は、２ビットの情報を含み、空間符号化ベクトルｐｋを形成するために用いられるフィードバック情報は、合計で２（Ｍ−１）ビットとなる。式（１）および（１４）を組み合わせると、受信サンプルｒ（ｋ）を次式（１５）のように書くことができる。
【００６７】
【数１７】
2005176325.tif 000019
【００６８】
デコーダ１３０において、受信サンプルｒ（ｋ）に（ｐｋｈｋ）Ｈを掛けることによって、決定変数ｙ（ｋ）を得る。これは、次式（１６）のように書くことができる。
【００６９】
【数１８】
2005176325.tif 000020
【００７０】
ここで、ｖｋ＝（ｐｋｈｋ）Ｈ・ｚｋは、分散｜ｐｋｈｋ｜２・Ｎ０を有する雑音成分であり、従来のダイバシティ利得ｇｃおよびフィードバックダイバシティ利得ｇｂは、それぞれ次式（１７）、（１８）のように定義される。
【００７１】
【数１９】
2005176325.tif 000021
【００７２】
上の式において、従来のダイバシティ利得ｇｃは、一定の値のＭについて固定されているが、フィードバックダイバシティ利得は、ｑｍ（ｋ）に基づいてフィードバック情報を適切に選択することによって最大化される。
【００７３】
２（Ｍ−１）ビットの情報を用いて、ｇｂの全ての合計要素が正となるようにｑｍ（ｋ）を選択することによって、ｇｂを最大化することができる。ｇｂの合計要素の１つは、次式（１９）のように表すことができる。
【００７４】
【数２０】
2005176325.tif 000022
【００７５】
ここで、θｍ∈［０、２π）は、ｈｍ（ｋ）の位相である。
【００７６】
任意のｍ≠ｎに対して次式（２０）の条件が満たされる場合、式（１９）の項は、正となる。
【００７７】
【数２１】
2005176325.tif 000023
【００７８】
つまり、２つの信号の位相差の絶対値は、９０度未満である。
【００７９】
式（２０）のこの最大化条件を満たすために、全ての受信信号について、ｍ＝１、２、・・・、Ｍに対する位相θｍ＋｛ｑｍ（ｋ）／２｝・πが互いに９０度以内となるようにｑｍ（ｋ）を調整する。この方法を象限位相制約法と呼ぶ。
【００８０】
一般性を失うことなく、第１サブチャネルｈ１（ｋ）の信号の位相θ１を変更しないでおく。これを、基準信号の基準位相と呼ぶ。基準位相は、Ｍ本の送信アンテナのいずれか、または最高電力を有するＣＩＲから任意に選択することができる。
【００８１】
ここで、目標は、全ての信号間の位相差をπ／２未満にすること、あるいは全てのシフト位相を象限位相セクタ（すなわち９０度のセクタ）に制約することである。
【００８２】
したがって、全ての他のサブチャネルの信号の位相θｍは、送信機において反時計回りに｛ｑｍ（ｋ）／２｝・π回転させ、位相差の絶対値が９０度未満になるようにする必要がある。それにより、各ｑｍ（ｋ）を形成するために必要な情報は、２ビットのみとなる。
【００８３】
象限位相制約条件を満たすための一方法は、全ての位相を、基準位相と同じ座標象限に入れることである。図２に示すように、実数（Ｒｅ）および虚数（Ｉｍ）のデカルト座標系の４つの象限Ｉ〜ＩＶにラベルを付ける。任意の角度φ∈［０、２π）の象限数は次式で表され、この式中の記号は、最も近い整数に切り上げることを示す。
【００８４】
【数２２】
2005176325.tif 000024
【００８５】
上記の解析を用いて、受信機において、任意の受信信号対の位相差に基づいてｍ＝２、３、・・・、Ｍの場合のフィードバック情報ｑｍ（ｋ）を求める。
【００８６】
【数２３】
2005176325.tif 000025
【００８７】
図２の例２００は、θ１を象限ＩＩに、θｍを象限ＩＶに有する。式（２１）を用いて、ｑｍ（ｋ）＝−２を得る。これは、θｍを時計回りにπラジアン（１８０°）だけ回転させることに相当し、この場合、回転させた位相θｍ−｛ｑｍ（ｋ）／２｝・πは、象限ＩＩにある。
【００８８】
別法として、図３に示すように、全ての位相を、基準位相を中心とする９０度のセクタ３００に入れる。全ての位相を基準位相に関して、θ（チルダ）ｍ＝θｍ−θｌ＋２ｌπとなるように正規化する。ここで、整数ｌは、正規化された位相θ（チルダ）ｍが［０、２π）の範囲になるように選択される。正規化された位相θ（チルダ）ｍは、反時計回りにｑｍ・（π／２）の角度だけ回転され、図３に示すように、回転された角度θ（チルダ）ｍ＋ｑｍ・（π／２）が座標系の［−π／４、π／４］の象限位相セクタにあるようにする。上記の説明から、フィードバック情報ｑｍを次のように計算することができる。
【００８９】
【数２４】
2005176325.tif 000026
【００９０】
ここで、この式中の記号は、最も近い、より小さな整数を返すものである。一例を図３に示し、ここではθ（チルダ）ｍ＝９π／８である。
【００９１】
ｑｍ＝２であることを求めることができ、対応する回転された角度は、θ（チルダ）ｍ−ｑｍ・（π／２）＝π／８であり、これは、座標系の［−π／４、π／４］の象限位相セクタである。
【００９２】
全ての正規化された位相に対して同じ操作を１つずつ行うことによって、回転された位相は、同じ象限位相セクタに制限され、ダイバシティ利得ｇｂの各合計要素の非負性を保証することができる。
【００９３】
この方法は、１つの送信アンテナグループのＣＩＲの全ての回転された位相を、π／２の象限位相セクタに制約することによって得られるフィードバックダイバシティの非負性を実現する。したがって、これを象限位相制約法と呼ぶ。
【００９４】
ｑｍのフィードバック値は、送信アンテナ毎に別個に求められるため、従来技術の最適量子化法の指数関数的に増加する複雑度とは対照的に、本発明の方法の計算の複雑度は、送信アンテナの本数とともに線形増加する。
【００９５】
象限位相制約法から計算されたフィードバック情報は、式（１９）に記載した全ての要素が任意のｍ≠ｎの場合に正であることを保証し、このフィードバック情報が貢献する最大化されたフィードバックダイバシティ利得ｇｂは、次式（２２）のように書くことができる。
【００９６】
【数２５】
2005176325.tif 000027
【００９７】
式（１６）、（１７）および（２２）を組み合わせると、検出器の受信機における出力ＳＮＲγが、次式（２３）、（２４）のように得られる。
【００９８】
【数２６】
2005176325.tif 000028
【００９９】
ここで、γ０＝ＥＳ／Ｎ０は、ダイバシティなしのＳＮＲであり、ダイバシティ利得ｇｃおよびｇｂは、それぞれ式（１７）および（２２）で与えられる。
【０１００】
複雑度の解析
上述のように、本発明による方法は、各送信アンテナのフィードバック情報を別個に求める。したがって、計算の複雑度は、送信アンテナの本数とともに線形増加するに過ぎない。しかし、最適量子化フィードバックＴｘＡＡ方法の場合、計算の複雑度は、送信アンテナの本数とともに指数関数的に増加する。Ｍ＝４本の送信アンテナを有し、空間符号化ベクトルｐｋの各要素に２ビットの表現を用いるシステムの場合、ｐｋには、合計２２×（４−１）＝６４個の可能な値がある。これは、最適量子化フィードバックを使用する受信機は、ｐｋの６４個の可能なベクトル全てについてｐｋｈｋｈｋＨｐｋＨを計算してからでなければ、フィードバック情報を送ることができないことを意味し、コスト関数ｐｋｈｋｈｋＨｐｋＨの各計算は、約４２＝１６回の「複素」乗算を伴う。しかし、本発明の次善の方法は、全てのアンテナについてＭ−１＝３回の計算しか必要とせず、各操作は、約２回の「実数」乗算を伴う。したがって、本発明の方法の計算の複雑度は、Ｍ＝４本の送信アンテナを有するシステムの場合に、従来技術の最適量子化フィードバックＴｘＡＡのわずか（２×３）／（６４×１６×２）＝０．３％である。より多くの送信アンテナを有するシステムの場合、本発明の方法により、計算の複雑度のさらに大きな節減を達成することができる。
【０１０１】
直交ＳＴＢＣとグループの空間符号化の組み合わせ
上述の方法は、空間領域における符号化プロセスのみを伴う。フィードバックと計算の量をさらに減らすために、象限位相制約フィードバック方式を直交時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）と組み合わせる。この方法では、符号化プロセスにおいて時間領域も利用する。
【０１０２】
システムの構造を図４に示す。従来の手段によって入力シンボル４０１を生成し、変調する。シンボルは、直交ＳＴＢＣエンコーダ４１０に供給される。一般性を失うことなく、２つの連続するシンボル期間ｔ１およびｔ２において、ＳＴＢＣエンコーダへの入力は、それぞれｓ１およびｓ２であると仮定し、ここで、ｊ＝１、２の場合にｓｊ∈Ｓであり、Ｓは、変調シンボルセットである。
【０１０３】
変調シンボルのエネルギーは、Ｅ（｜ｓｊ｜２）＝ＥＳである。ＳＴＢＣエンコーダにおいて、入力データシンボルｓ１およびｓ２は、複数のデータストリーム（送信アンテナグループ毎に１つ）に復調される。ＳＴＢＣエンコーダ４１０のデータストリーム４１１は、次式（２５）によって表される。
【０１０４】
【数２７】
2005176325.tif 000029
【０１０５】
ここで、ｄｋは、ＳＴＢＣエンコーダのｋ番目の出力ストリームに対応し、ｄｋｊは、時刻ｔｊに送信され、（・）Ｔは、行列の転置を示す。
【０１０６】
Ｍ本の送信アンテナは、複数の送信アンテナグループ４２１〜４２２に分けられる。各グループは、ＳＴＢＣエンコーダ４１０によって生成されるデータストリームｄ１、ｄ２のうちの１つに対応する。ｋ番目のグループに含まれるアンテナの本数は、ｋ＝１、２の場合にＭｋ本であると仮定し、Ｍ１＋Ｍ２＝Ｍである。
【０１０７】
各送信アンテナグループについて、適応的線形空間エンコーダ４３１および４３２を各データストリーム４１１に適用する。空間エンコーダ４３１および４３２は、各グループのチャネルフィードバック情報４４０に従って、複数のデータストリーム４１１を送信アンテナグループにマッピングする。
【０１０８】
ｋ番目のグループの空間符号化ベクトルを、制約をｐ１ｐ１Ｈ＋ｐ２ｐ２Ｈ＝１として、ｋ＝１、２に対して、次式（２６）のように定義する。
【０１０９】
【数２８】
2005176325.tif 000030
【０１１０】
すると、ｋ番目のアンテナグループによって送信される符号化信号４３３は、ｋ＝１、２に対して、次式（２７）のような行列形式で表すことができる。
【０１１１】
【数２９】
2005176325.tif 000031
【０１１２】
Ｘｉの１列目のシンボルは、シンボル期間ｔ１に送信され、２列目のシンボルは、ｔ２に送信される。
【０１１３】
チャネルにおいて、受信信号４６１は、時変マルチパスフェージングとＡＷＧＮ４６２の両方によって汚染されている。
【０１１４】
受信機４５０は、時空間デコーダ４５１と、チャネル推定モジュール４５２と、各送信アンテナグループのフィードバック情報４４０を生成するフィードバック計算ユニット４５３とを含む。受信機４５０が受信する信号Ｒｘ４６１は、全ての送信アンテナからの伝播信号に雑音４６２を加えた合計である。受信信号は、次式（２８）によって表すことができる。
【０１１５】
【数３０】
2005176325.tif 000032
【０１１６】
ここで、ｒ＝［ｒ１、ｒ２］Ｔ、ｚ＝［ｚ１、ｚ２］Ｔは、それぞれ受信ベクトルおよびＡＷＧＮ雑音ベクトルであり、ｒｋおよびｚｋは、時刻ｔｋに対応し、ｈｋ∈ＣＭｋ×１は、ｋ＝１、２に対して、次式（２９）のように定義されるチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）である。
【０１１７】
【数３１】
2005176325.tif 000033
【０１１８】
要素ｈｋ、ｍは、ｍ＝１、２、…、Ｍｋの場合に、グループｋのｍ番目の送信アンテナと受信アンテナの間のＣＩＲである。
【０１１９】
式（１）および（５）を組み合わせると、ダイバシティシステムの入力−出力の関係を次式（３０）のように書き換えることができる。
【０１２０】
【数３２】
2005176325.tif 000034
【０１２１】
ここで、（・）＊は、複素共役を示し、ｓ＝［ｓ１  ｓ２］Ｔは、信号ベクトルであり、チャネル行列Ｈは、次式（３１）のように定義される。
【０１２２】
【数３３】
2005176325.tif 000035
【０１２３】
行列Ｈは、２×２の直交行列、すなわちＨＨＨ＝（｜ｈ１ｗ１｜２＋｜ｈ２ｗ２｜２）・Ｉ２であり、Ｉ２は、２×２の単位行列である。式（１１）および（１３）から、決定ベクトルｙ＝［ｙ１、ｙ２］Ｔを、次式（３２）のように求めることができる。
【０１２４】
【数３４】
2005176325.tif 000036
【０１２５】
ここで、ｖ＝ＨＨｚは、下式の共分散行列を有する雑音成分である。
【０１２６】
【数３５】
2005176325.tif 000037
【０１２７】
式（１４）において与えられる決定変数を用いて、受信機における信号対雑音比を、次式（３３）のように計算することができる。
【０１２８】
【数３６】
2005176325.tif 000038
【０１２９】
ここで、γ０＝Ｅｓ／Ｎ０は、ダイバシティなしのＳＮＲである。式（１５）から、ＳＮＲγは、空間符号化ベクトルｐ１、ｐ２およびＣＩＲベクトルｈ１、ｈ２の関数であることが分かる。
【０１３０】
フェージングチャネルの特性に基づいて適切な形のｐｋを選択することによって、少量のフィードバック情報４４０のみを用いて受信機のＳＮＲを高めることができる。
【０１３１】
本発明の方法では、グループの空間符号化ベクトルｐｋの設計に象限位相制約フィードバック法を適用して、計算の複雑度とフィードバック量の両方を節減する。これらの詳細を以下で説明する。
【０１３２】
空間符号化ベクトルの設計：一般的な場合
受信機において、最大ＳＮＲを達成するために、空間符号化ベクトルｗ１およびｗ２の最適な設計基準は、次式（３４）のようになる。
【０１３３】
【数３７】
2005176325.tif 000039
【０１３４】
ここで、Ｗは、制約をｐ１ｐ１Ｈ＋ｐ２ｐ２Ｈ＝１とする全ての可能な符号化ベクトル対のセットである。ｐ１およびｐ２の最適値は、Ｗの全ての要素の徹底的検索によって得ることができる。セットＷのサイズは、送信アンテナの本数とともに指数関数的に大きくなるため、この最適な空間符号化ベクトルの設計方法は、多数の送信アンテナを有するシステムには適さない。
【０１３５】
計算の複雑度を低減するため、ならびにフィードバック情報の量を減らすために、フィードバック情報の計算および適応的空間符号化ベクトルの定式化に象限位相制約法を適用する。
【０１３６】
Ｍ本の送信アンテナを有する一般的なシステムについて、Ｍが偶数である場合にＭ１＝Ｍ２＝Ｍ／２、Ｍが奇数である場合にＭ１＝（Ｍ＋１）／２、Ｍ２＝（Ｍ−１）／２とする。空間符号化ベクトルｐｋを、ｋ＝１、２に対して、次式（３５）のように定義する。
【０１３７】
【数３８】
2005176325.tif 000040
【０１３８】
ここで、ｉ２＝−１は、虚部のシンボルであり、ｑｋ、ｍ∈｛０、１、２、３｝は、ｍ＝２、３、・・・、Ｍｋ、かつｋ＝１、２の場合にフィードバック情報であり、各ｑｋ、ｍは、２ビットの情報を含む。Ｍ本の送信アンテナを有するシステムの場合、本発明の方法に必要なフィードバックビットの総数は、２Ｍ−４である。表現を簡便にするために、ｑ１、１＝ｑ２、１＝０とする。
【０１３９】
象限位相制約法を適用すると、フィードバック情報ｑｋ、ｍを次式（３６）のように計算することができる。
【０１４０】
【数３９】
2005176325.tif 000041
【０１４１】
ここで、上式中の記号は、最も近い、より小さな整数を返すものであり、θ（チルダ）ｋ、ｍは、次式（３７）である。
【０１４２】
【数４０】
2005176325.tif 000042
【０１４３】
整数ｌは、θ（チルダ）ｋ、ｍが［０、２π）の範囲になるように選択される。
【０１４４】
本明細書で説明する適応的ダイバシティアルゴリズムでは、Ｍ本の送信アンテナを有するシステムの場合に、空間符号化ベクトルを形成するために、２Ｍ−４ビットのフィードバック情報が必要である。次に、Ｍ＝４本またはＭ＝３本の送信アンテナを有するシステムの場合に、フィードバック情報の量をさらに減らすことができることを示す。これは、次世代通信システムに実用的な利益をもたらす。
【０１４５】
空間符号化ベクトルの設計：特殊な場合
Ｍ≦４本の送信アンテナを有するシステムの場合、各グループが有する送信アンテナは、多くて２本である。２本の送信アンテナを有するグループの場合、本発明の次善の設計基準は、１ビットのフィードバック情報のみで満たすことができる。
【０１４６】
Ｍ＝４本の送信アンテナを有するシステムの場合、各アンテナグループのアンテナ本数は、Ｍ１＝Ｍ２＝２である。空間符号化ベクトルを、ｋ＝１、２に対して、次式（３８）のように定義する。
【０１４７】
【数４１】
2005176325.tif 000043
【０１４８】
ここで、ｂｋ∈｛０、１｝は、ｋ番目のアンテナグループのフィードバック情報である。フィードバック情報は、次式（３９）によって定義することができる。
【０１４９】
【数４２】
2005176325.tif 000044
【０１５０】
受信機におけるＳＮＲは、次式（４０）によって表される。
【０１５１】
【数４３】
2005176325.tif 000045
【０１５２】
従来のダイバシティ利得ｇ４、ｃおよびフィードバックダイバシティ利得ｇ４、ｂは、次式（４１）、（４２）のように定義される。
【０１５３】
【数４４】
2005176325.tif 000046
【０１５４】
同様に、Ｍ＝３本のアンテナを有するシステムの場合、グループＭ１＝２およびＭ２＝１が得られる。２番目のグループには、アンテナが１つしかないため、ｐ２＝１／√３が得られる。
【０１５５】
２本の送信アンテナを有する１番目のグループの場合、空間符号化ベクトルｐ１を適用する。この符号化方式では、受信機のＳＮＲを、式（１５）から次式（４３）のように計算することができる。
【０１５６】
【数４５】
2005176325.tif 000047
【０１５７】
従来のダイバシティ利得ｇ３、ｃおよびフィードバックダイバシティ利得ｇ３、ｂは、次式（４４）、（４５）によって与えられる。
【０１５８】
【数４６】
2005176325.tif 000048
【０１５９】
システムに送信アンテナが２本しかない場合、ｗ１＝ｗ２＝１／√２が得られ、この方式は、上述の直交時空間ブロック符号化に還元される。
【０１６０】
本発明の方法を用いれば、Ｍ＝３本およびＭ＝４本の送信アンテナを有するシステムに必要なフィードバック情報は、それぞれ１ビットおよび２ビットのみになる。
【０１６１】
性能限界
受信機２０における出力信号１０５の統計学的な特性に基づいて、本発明のダイバシティ方式の理論的な性能限界を次式（４６）、（４７）のように表すことができる。
【０１６２】
【数４７】
2005176325.tif 000049
【０１６３】
ここで、ＰＵ（Ｅ）およびＰＬ（Ｅ）の偏差は、明確にするために省略する。式（４６）および（４７）で与えられる理論的な性能限界を用いると、本発明のダイバシティ方式の実際のエラー確率Ｐ（Ｅ）は、次式（４８）を満たす。
【０１６４】
【数４８】
2005176325.tif 000050
【０１６５】
式（４６）〜式（４８）は、本発明による方法を理論的に評価し、これらの式は、無線通信システムを設計するための指針として用いることができる。
【０１６６】
従来のフルレートＳＴＢＣならびに直交ＳＴＢＣに基づく閉ループ技法は、厳密に２本の送信アンテナを有するシステムにしか実施できないことに留意すべきである。
【０１６７】
対照的に、本発明による送信ダイバシティ方法は、任意数の送信アンテナを有するシステムに用いることができる。これは、複数の送信アンテナと１本の受信アンテナを用いたダウンリンクで高いデータスループットを保証するために、より高いダイバシティ次数が必要である次世代の無線通信システムの高速ダウンリンクデータ送信に非常に有用である。
【０１６８】
発明の効果
本発明による方法は、従来の直交ＳＴＢＣより最大２ｄＢ性能が優れている。２ビットのフィードバック情報を用いるバージョンの性能は、１ビットのフィードバック情報を用いるバージョンよりも約０．４ｄＢ良くなっている。
【０１６９】
従来技術のフルレートＳＴＴＤおよびＡＳＴＴＤシステムは、多くて２本の送信アンテナを有するシステムで実施することができる。対照的に、本発明の送信ダイバシティ方法は、任意数の送信アンテナを有するシステムに用いることができる。さらに、本方法の性能は、送信アンテナの本数の増加とともに実質的に線形的に向上する。
【０１７０】
本発明の方法は、従来技術の最適量子化法と比べて非常に計算効率が良い。本発明の方法は、４本の送信アンテナを有するシステムの場合に、従来技術の最適量子化フィードバックＴｘＡＡの０．３％の計算労力しか必要としない。この計算の節減は、通常は、電池式の携帯電話である受信機において顕著である。
【０１７１】
本発明を好ましい実施形態の例として説明してきたが、本発明の精神および範囲内で様々な他の適応および修正を行うことができることを理解すべきである。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神および範囲に入る変形および修正を全て網羅することである。
【図面の簡単な説明】
【０１７２】
【図１】本発明によるダイバシティ利得を有するシステムのブロック図である。
【図２】本発明による象限位相制約を示す座標系の４象限の図である。
【図３】本発明による、基準信号の位相が座標系のｘ軸上にある正規化された座標系の図である。
【図４】本発明による、直交時空間ブロック符号と象限位相制約を組み合わせたシステムのブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【外国語明細書】
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