(57)【要約】【課題】  集積回路への集積化および小型化が可能な周波数変換回路、無線周波受信機、および無線周波トランシーバを提供する。【解決手段】  周波数ｆRFの無線周波信号が中間周波信号にダウンコンバートされるように、無線周波信号を周波数ｆLO1の第１局部発振信号２０５と混合する第１のミキサ２０４と、第１のミキサ２０４から出力された中間周波信号が互いに異なる位相を持つ２つのベースバンド信号２０９Ａ・２０９Ｂにダウンコンバートされるように、上記中間周波信号を、周波数ｆLO2で互いに異なる位相を持つ２つの第２局部発振信号２０８と混合するミキサ２０７Ａ・２０７Ｂとを設け、２つの第２局部発振信号２０８の位相をそれぞれ０°、２７０°とし、  ｆLO1＝ｋ×ｆRF（ｋ＞１）  ｆLO2＝ｆLO1／ｍ（ｍ＞１）  ｋ＝ｍ／（ｍ−１）の関係を満たす。【選択図】  図１
2005136830.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所望の周波数の無線周波信号を、互いに異なる位相を持つ２つのベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換回路であって、
無線周波信号が中間周波信号にダウンコンバートされるように、無線周波信号を第１局部発振信号と混合する第１のミキサと、
第１のミキサから出力された中間周波信号が、互いに異なる位相を持つ２つのベースバンド信号にダウンコンバートされるように、上記中間周波信号を、互いに異なる位相を持つ２つの第２局部発振信号と混合する第２のミキサとを備え、
２つの第２局部発振信号はそれぞれ、０°の位相と２７０°の位相とを持ち、
無線周波信号の周波数をｆRF、第１局部発振信号の周波数をｆLO1、第２局部発振信号の周波数をｆLO2とすると、
ｆLO1＝ｋ×ｆRF（ｋは、ｋ＞１を満たす任意の数）
ｆLO2＝ｆLO1／ｍ（ｍは、ｍ＞１を満たす任意の数）
ｋ＝ｍ／（ｍ−１）
の関係を有することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】
ｍが、
ｍ＝２n（ｎは正の整数）
を満たす整数であることを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項３】
第１のミキサの出力信号からイメージ信号を除去するためのイメージ信号除去フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項４】
第１局部発振信号を発生させる発振器と、
第１局部発振信号を１／ｍに分周することによって、位相が０°の第２局部発振信号と位相が２７０°の第２局部発振信号とを発生させる分周器とをさらに備えることを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項５】
所望の周波数の無線周波搬送波を受信するための受信機であって、
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の周波数変換回路とを備えることを特徴とする無線周波受信機。
【請求項６】
無線周波信号を受け取って、無線周波搬送波の周波数を含む帯域を通過させるバンドパスフィルタと、
上記バンドパスフィルタを通過した無線周波信号を増幅する低ノイズ増幅器とをさらに備えることを特徴とする請求項５記載の無線周波受信機。
【請求項７】
上記周波数変換回路で生成された２つの異なる位相を持つベースバンド信号を低域濾波するローパスフィルタと、
ベースバンド信号を増幅する増幅器とをさらに備えることを特徴とする請求項５記載の無線周波受信機。
【請求項８】
請求項５ないし７のいずれか１項に記載の無線周波受信機と、
無線周波数の搬送波を送信するための無線周波送信機とを備えることを特徴とする無線周波トランシーバ。
【請求項９】
上記無線周波送信機は、
ベースバンド信号を周波数ｆRFの無線周波信号へと直接的にアップコンバートするための直交変調器を含み、
上記直交変調器は、
ベースバンド信号の同相成分を、周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号と混合する第３のミキサと、
ベースバンド信号の直交成分を、周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号と混合する第４のミキサとを備えていることを特徴とする請求項８記載の無線周波トランシーバ。
【請求項１０】
第１局部発振信号を発生させる発振器と、
第１局部発振信号を１／ｍに分周することによって、位相が０°の第２局部発振信号と位相が２７０°の第２局部発振信号とを発生させる分周器と、
上記発振器で発生された第１局部発振信号と、上記分周器で発生された位相が０°の第２局部発振信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号を発生させる第５のミキサと、
上記発振器で発生された第１局部発振信号と、上記分周器で発生された位相が２７０°の第２局部発振信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号を発生させる第６のミキサとをさらに備えていることを特徴とする請求項９記載の無線周波トランシーバ。
【請求項１１】
上記無線周波送信機は、
送信すべきデジタル信号をアナログ変換してなるベースバンド信号の同相成分および直交成分の帯域幅を制限するためのローパスフィルタと、
上記直交変調器におけるアップコンバートにより得られた無線周波信号の電力を増大させる増幅器とをさらに含むことを特徴とする請求項９記載の無線周波トランシーバ。
【請求項１２】
第１局部発振信号および第２局部発振信号を発生して上記無線周波受信機内の周波数変換回路に送る信号発生器をさらに備え、
上記信号発生器は、上記無線周波送信機内でのアップコンバートに使用されるクロック信号を発生し、上記無線周波送信機に送るようになっていることを特徴とする請求項９記載の無線周波トランシーバ。
【請求項１３】
上記無線周波搬送波を受信するために、上記所望の周波数で効率よく動作するように設計されたアンテナと、
上記アンテナを上記無線周波受信機に接続する受信モードと、上記アンテナを上記無線周波送信機に接続する送信モードとを切り替えるための切替手段とをさらに備え、
受信モードの間、上記周波数合成器におけるクロック信号を発生する回路部分の動作が停止されるようになっていることを特徴とする請求項１２記載の無線周波トランシーバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交ミキサを使用することにより、同相信号および直交信号で符号化された信号を抽出することが可能であり、携帯電話やＰＨＳ（Personal Handyphone System）等の移動体通信システムや、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｘ規格で決められた無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）通信システム等のような無線データ通信システムに適用可能な無線周波（ＲＦ）受信機および無線周波トランシーバ、並びにそれらに好適に用いられる周波数変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の典型的な無線周波トランシーバを図１０に示す。無線周波トランシーバは、アンテナ１と、無線周波プリセレクト・フィルタ（バンドパスフィルタ（ＢＰＦ））２と、デュプレックス・スイッチ３と、受信経路および送信経路とからなる。デュプレックス・スイッチ３は、アンテナ１を、受信機１００４の経路あるいは送信機１００５の経路に接続する。無線周波トランシーバの目的は、ベースバンド（ＢＢ）データを無線周波に変換することである。信号エネルギー周波数の点では、ベースバンドデータの周波数は、一般には、直流（ＤＣ）から数十ＭＨｚまでである一方、無線周波搬送波の周波数は、ＧＨｚの領域である。より詳細には、１つの例としては、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）トランシーバは、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂ規格に適合しており、ベースバンドデータは、ＤＣから１１ＭＨｚまでの周波数を有している一方、無線周波搬送波は、選択チャンネルに依存して２４１２ＭＨｚ〜２４８４ＭＨｚの周波数を有している。
【０００３】
送信経路におけるベースバンドから無線周波数への周波数変換、および受信経路における無線周波数からベースバンドへの周波数変換は、何通りかの方法で実施することができる。これらの方法は全て、周波数のアップコンバージョンまたはダウンコンバージョンのためのミキサを１つあるいはそれ以上使用している。
【０００４】
図１１は、よく知られているヘテロダイン（あるいはスーパーヘテロダイン）方式を示している。この例では、受信経路における無線周波信号は、２段階でベースバンド信号へダウンコンバートされる。１段目のダウンコンバートでは、周波数ｆRFの搬送波上に乗せられた受信信号を、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）４によって増幅し、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路ＰＬＬ１および電圧制御発振器（ＶＣＯ）ＶＣＯ１から構成される第１局部発振器（ＬＯ）の出力信号（周波数ｆLO）と混合することで、周波数
ｆ1＝ｆRF−ｆLO
にダウンコンバートされた信号を第１のミキサ５の出力端に発生させる。無線周波トランシーバには、一般に、周波数ｆ1付近の周波数帯から干渉信号またはノイズを除去するために、バンドパスフィルタ６、あるいは、非特許文献１に記載されているようなＬＣ負荷が含まれている。典型的には、前記のＷＬＡＮ  ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂトランシーバの例では、周波数ｆ１は約３７４ＭＨｚである。
【０００５】
２段目のダウンコンバートでは、周波数ｆ1の新しい搬送波を、第２のミキサ７で位相ロックループ回路ＰＬＬ２および電圧制御発振器ＶＣＯ２から構成される第２局部発振器の出力信号（周波数ｆIF）と混合することでベースバンド信号を得る。この例では、第２局部発振器の出力信号の周波数ｆIFはｆIF＝３７４ＭＨｚである。第２のミキサ７から出力されたベースバンド信号（周波数ｆBB）は、その後、さらにローパスフィルタ８で濾波され、増幅器９で増幅され、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１０でデジタル信号に変換され、その後、デジタル処理される。
【０００６】
送信経路では、デジタルのベースバンド信号を、ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）１１でアナログに変換し、ローパスフィルタ１２で濾波することで、干渉を低減すると共に信号帯域幅を制御する。濾波の後、信号を、中間周波数（ＩＦ）ミキサ１３で第２局部発振器の出力信号と混合することにより、ベースバンドから周波数ｆ1へとアップコンバートし、バンドパスフィルタに通し、ミキサ１４で第１局部発振器の出力信号と混合することにより、再びアップコンバートする。アップコンバートされた信号を、電力増幅器（ＰＡ）１７によって増幅することで十分な電力を得てアンテナを駆動する。なお、ミキサ１４と電力増幅器１７との間には、バンドパスフィルタ１６が設けられている。
【０００７】
図１２は、ヘテロダイン方式のダウンコンバートによる周波数スペクトルの変化を示している。
【０００８】
しかしながら、第１のミキサ５における混合処理においては、第１局部発振器の出力信号の周波数から所望の無線周波信号の周波数と同じだけ離れた周波数を持つ信号は、所望の無線周波信号と同様、同じ周波数f1の信号にダウンコンバートされる。
【０００９】
これが、ヘテロダイン方式の良く知られている弱点である。図１２に示すように、所望の無線周波信号の周波数がｆRFであり、ｆRF＞ｆLOであると、周波数ｆIM（ただしｆIM＜ｆLO）の望ましくない信号が存在することになる。この周波数ｆIMの望ましくない信号は、専門用語で「イメージ信号」と呼ばれ、
ｆRF−ｆLO＝ｆLO−ｆIM
を満たすようになっており、同じ周波数ｆ1の信号にダウンコンバートされる。イメージ信号の周波数ｆIMは、「イメージ周波数」と呼ばれている。例えば、上記のＷＬＡＮ  ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂの例の場合、第１局部発振器の出力信号の周波数ｆLO＝２０３８ＭＨｚ、所望の無線周波信号の周波数ｆRF＝２４１２ＭＨｚと仮定すれば、イメージ周波数は、ｆIM＝１６６４ＭＨｚである。
【００１０】
イメージ信号の干渉を回避するために、図１３に示すようなダイレクトコンバージョン方式（ホモダイン方式とも呼ばれる）のトランシーバも使用されている。ダイレクトコンバージョン方式では、無線周波からベースバンドおよび、ベースバンドから無線周波への周波数変換が、単一の混合ステップで実施される。例えば、受信経路において、無線周波信号は、増幅され、ミキサ２１Ａ・２１Ｂで周波数ｆLO＝ｆRFの局部発振信号と混合されることによって、ベースバンド成分を含む信号にダウンコンバートされる。
【００１１】
ダイレクトコンバージョン方式であれば、イメージ信号の問題を回避することができる。
【００１２】
ヘテロダインの代替方式としての、いわゆるデュアルコンバージョン方式は、特許文献１に記載されている。このデュアルコンバージョン方式を図１４に示す。
【００１３】
デュアルコンバージョン方式とは、ヘテロダイン方式の一形態である。なぜなら、無線周波数の信号が、第１のミキサ１０６と、Ｉ／Ｑ（I：同相，Ｑ：直交）ミキサ１０８Ａ及び１０８Ｂとによって２段階でベースバンドの信号に変換されるからである。
【００１４】
デュアルコンバージョン方式もまた、周波数ｆIM＝２ｆLO−ｆRFのイメージ信号の影響を受けやすい。特許文献１の例では、ｆRF＝５．２ＧＨｚ、ｆLO＝４．２４ＧＨｚ、及びｆIM＝３．２８ＧＨｚで、イメージ周波数ｆIMは、低ノイズ増幅器１０５の帯域外となり、それゆえ、イメージ信号が大きく減衰される。
【００１５】
非特許文献２に、他のデュアルコンバージョン方式のトランシーバが記載されている。このデュアルコンバージョン方式のトランシーバの構成を図１５に示す。
【００１６】
特許文献２には、図１６に示す回路がダブルコンバージョン・チューナとして開示されている。
【００１７】
第１のミキサ４０２は、無線周波信号を、電圧制御発振器４０６からの周波数ｆLO1のクロック信号（局部発振信号）と混合することによってダウンコンバートする。第２のミキサ４０４は、無線周波信号をｆLO1でダウンコンバートした信号と、結晶制御発振器（ＸＣＯ）４１２からの周波数ｆLO2のクロック信号（局部発振信号）とを混合する。２つのクロック信号は、
ｆLO1＝ｆLO2×（Ｎ／Ｍ）
という関係を満たす。
【特許文献１】米国特許第６３５１５０２  Ｂ１号明細書（２００２年２月２６日公開）
【特許文献２】特開２０００−２９９６４６公報（２０００年１０月２４日公開）
【非特許文献１】K.L Fong, C.D. Hull and R.G. Meyer, “A Class AB Monolithic Mixer for 900-MHz Applications,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.32, pp.1166-1172, August 1997（１９９７年８月発行）
【非特許文献２】A. Zolfaghani and B. Razavi, “A Low-Power 2.4-GHz Transmitter/Receiver CMOS IC,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.38, pp. 176-183, February 2003（２００３年２月発行）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
従来の無線周波トランシーバは、集積回路（ＩＣ）あるいはＩＣチップ内への全面的な実装をする上での障害がある。
【００１９】
ヘテロダイン方式の無線周波トランシーバは、イメージ信号を抑制するための、かさ高いＩＣチップ外のフィルタ（表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ）を必要とする。そのため、集積回路内への全面的な実装ができない。また、低ノイズ増幅器によって増幅された後の無線周波信号を、ＩＣチップ外の表面弾性波フィルタを駆動するために、ＩＣチップ外に出力させなければならない。その結果、バッファ増幅器が必要となる。したがって、ＩＣの電力消費が増大する。
【００２０】
図１１に示すヘテロダイン方式のトランシーバに関して言うと、イメージ信号を減衰させるために、追加のバンドパスフィルタ１５が設けられている。良好なイメージ信号除去特性を得るために、バンドパスフィルタ１５は、かさ高く離散した部品群となっており、集積回路内への実装を妨げる。その結果、高コストになり、余分の電力消費が必要となる。
【００２１】
特許文献２も、チューナーに適用されたダブルコンバージョン・システムに関するものである。このシステムは、基本的にはヘテロダイン方式である。そのため、上述した問題点（集積回路内への全面的な実装ができず、また、ＩＣの電力消費が増大する）を有している。
【００２２】
特許文献２のシステムでは、第２のミキサ４０４で使用される第２の局部発振信号の周波数ｆLO2が、固定されており、第１のミキサ４０２で使用される第１の局部発振信号の周波数ｆLO1の変化に追従して変化しない。そのため、第１の局部発振信号の周波数ｆLO1が変化すると、第１の局部発振信号の周波数ｆLO1と第２の局部発振信号の周波数ｆLO2との比が、初期の設定値からずれてしまう。
【００２３】
また、特許文献２のシステムでは、
ｆLO1−ｆLO2＝１．０１０１×ｆRF
であるが、これは、特許文献２におけるダウンコンバージョンが、直流へのダウンコンバージョンでなく、むしろ第２の中間周波数（ＩＦ）帯域（２．０４８ＭＨｚ）へのダウンコンバージョンであることを意味している。したがって、特許文献２のダブルコンバージョン・チューナは、無線周波からベースバンド信号へのダウンコンバージョンを行うトランシーバに適用できない。
【００２４】
また、特許文献２のシステムでは、中間周波数ｆLO2＝８００ＭＨｚの場合には、結晶制御発振器の代わりに位相ロックループ回路で制御された電圧制御発振器が必要である。
【００２５】
また、ダイレクトコンバージョン方式では、イメージ周波数の問題は取り除かれるが、その代償として、感度が低下すると共に、局部発振器の信号が無線周波ポートへ漏出および自己混合する結果、ミキサの出力端に動的な直流オフセットが発生する。また、一般的に、低ノイズ増幅器のゲインを高くすることが必要であり、そのため、電力消費が増大する可能性がある。
【００２６】
図１４に示す特許文献１の従来のデュアルコンバージョン方式や、図１５に示す非特許文献２の従来のデュアルコンバージョン方式もまた、イメージ信号の影響を受けやすい。そのため、通常は、イメージ信号の干渉を抑制するためのかさ高いフィルタの一種が必要である。イメージ信号を除去するフィルタの大きさはイメージ信号の周波数が低くなるにつれて増大するので、無線周波の周波数が低くなる（≦２．４ＧＨｚ）ほど、この問題は悪化する。
【００２７】
非特許文献２のトランシーバでは、ＩＣチップ上のフィルタによる濾波でイメージ信号を除去することが必要である。そして、非特許文献２のトランシーバでは、無線周波信号の周波数ｆRF、１段目のダウンコンバージョンに用いる局部発振信号の周波数ｆLO、１段目のダウンコンバージョンにより得られる中間周波数信号の周波数ｆRFに対し、ｆRF＝２．４ＧＨｚ、ｆLO＝（２／３）ｆRFであるので、イメージ信号ｆIM＝ｆLO−ｆIFは、ｆIM＝８００ＭＨｚである。このようにイメージ信号の周波数が低い（ｆIM＝８００ＭＨｚ）ために、ＩＣチップ上のフィルタが、通常、広い領域を必要とする。
【００２８】
さらに、特許文献１には、第１の局部発振信号（特許文献１中の第１のミキサ１０６に入力されているＬＯ１０７）の周波数ｆLO1を無線周波信号の周波数ｆＲＦより高くなるように変更することが示唆されている。しかしながら、特許文献１のトランシーバは、第２のミキサ１０８Ａ・１０８Ｂに入力される局部発振器信号ＩおよびＱが０°および９０°の位相にあるので、適切に動作しない。すなわち、ｆＬＯ１＞ｆＲＦ  としたときに第２の局部発振信号ＬＯ２（ＩおよびＱ）として、０°と９０°の２つの位相の信号を使用すると、適切に動作しない。
【００２９】
以下、この点について説明する。まず、ｆLO1＜ｆRFとした場合の周波数スペクトル変化を考えると、側波帯に含まれるある周波数成分（搬送波よりも高い周波数の成分）は、１段目のダウンコンバート後もやはり搬送波よりも高い側の周波数にある。このまま２段目のダウンコンバートを０°と９０°の局部発振信号で行うと、ベースバンドとして取り出した時の電圧ベクトルは左回り（Ｉ（０°）からＱ（９０°）に向かう回転方向）となり、正常に復調できる。
【００３０】
次に、ここで、このままｆLO1＜ｆRFとした場合、１段目のダウンコンバートにおいて、注目している側波帯成分はよりも低い側の周波数となる。このまま２段目のダウンコンバートを０°と９０°の局部発振信号で行うと、ベースバンドとして取り出した時の電圧ベクトルは右回り（Ｑ（９０°）からＩ（０°）に向かう回転方向）となり、正常に復調できない。
【００３１】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、集積回路への集積化および小型化が可能な周波数変換回路、無線周波受信機、および無線周波トランシーバを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明の周波数変換回路は、上記の課題を解決するために、所望の周波数の無線周波信号を、互いに異なる位相を持つ２つのベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換回路であって、無線周波信号が中間周波信号にダウンコンバートされるように、無線周波信号を第１局部発振信号と混合する第１のミキサと、第１のミキサから出力された中間周波信号が、互いに異なる位相を持つ２つのベースバンド信号にダウンコンバートされるように、上記中間周波信号を、互いに異なる位相を持つ２つの第２局部発振信号と混合する第２のミキサ（直交ミキサ）とを備え、２つの第２局部発振信号はそれぞれ、０°の位相と２７０°の位相とを持ち、無線周波信号の周波数をｆRF、第１局部発振信号の周波数をｆLO1、第２局部発振信号の周波数をｆLO2とすると、
ｆLO1＝ｋ×ｆRF（ｋは、ｋ＞１を満たす任意の数）
ｆLO2＝ｆLO1／ｍ（ｍは、ｍ＞１を満たす任意の数）
ｋ＝ｍ／（ｍ−１）
の関係を有することを特徴としている。
【００３３】
上記の関係は、以下のように書き換えられる。
【００３４】
ｆLO1＞ｆRF＞０
ｆLO2＜ｆLO1
ｆLO2＝ｆLO1−ｆRF
すなわち、上記の関係は、（１）第１局部発振信号の周波数ｆLO1が無線周波信号の周波数ｆRFよりも高く（これにより、中間周波信号の周波数ｆ1は、ｆ1＝ｆLO1−ｆRFの関係を満たす）、（２）第２局部発振信号の周波数ｆLO2が中間周波信号の周波数ｆ1に等しい（これにより、第２局部発振信号の周波数ｆLO2は第１局部発振信号の周波数ｆLO1より低くなる）、と言い換えることができる。なお、上記の構成の周波数変換回路においては、一般には、１．１２５≦ｋ≦１．３５である。
【００３５】
また、上記周波数変換回路は、ｍが、
ｍ＝２n（ｎは正の整数）
を満たす整数である構成であることがより好ましい。
【００３６】
また、本発明の周波数変換回路は、第１のミキサの出力信号からイメージ信号を除去するためのイメージ信号除去フィルタをさらに備える構成であることがより好ましい。上記イメージ信号除去フィルタは、イメージ周波数ｆIM＝２ｆLO1−ｆRFあるいはそれ以上の周波数でイメージ信号を１０ｄＢ以上低減させるフィルタ回路であることがより好ましい。
【００３７】
また、本発明の周波数変換回路は、第１局部発振信号を発生させる発振器と、第１局部発振信号を１／ｍに分周することによって、位相が０°の第２局部発振信号と位相が２７０°の第２局部発振信号とを発生させる分周器とをさらに備える構成であることがより好ましい。
【００３８】
本発明の無線周波受信機は、上記の課題を解決するために、所望の周波数の無線周波搬送波を受信するための受信機であって、本発明の周波数変換回路とを備えることを特徴としている。
【００３９】
また、本発明の無線周波受信機は、無線周波信号を受け取って、無線周波搬送波の周波数を含む帯域を通過させるバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィルタを通過した無線周波信号を増幅する低ノイズ増幅器とをさらに備える構成であることがより好ましい。上記低ノイズ増幅器は、使用帯域に干渉するイメージ信号を実質的に消失するように減衰させるものであることが好ましい。
【００４０】
また、本発明の無線周波受信機は、上記周波数変換回路で生成された２つの異なる位相を持つベースバンド信号を低域濾波するローパスフィルタと、ベースバンド信号を増幅する増幅器とをさらに備える構成であることがより好ましい。
【００４１】
本発明の無線周波トランシーバは、上記の課題を解決するために、本発明の無線周波受信機と、無線周波数の搬送波を送信するための無線周波送信機とを備えることを特徴としている。
【００４２】
また、本発明の無線周波トランシーバは、上記無線周波送信機が、ベースバンド信号を周波数ｆRFの無線周波信号へと直接的にアップコンバートするための直交変調器を含み、上記直交変調器は、ベースバンド信号の同相成分を、周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号と混合する第３のミキサと、ベースバンド信号の直交成分を、周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号と混合する第４のミキサとを備えている構成であることがより好ましい。
【００４３】
また、本発明の無線周波トランシーバは、第１局部発振信号を発生させる発振器と、第１局部発振信号を１／ｍに分周することによって、位相が０°の第２局部発振信号と位相が２７０°の第２局部発振信号とを発生させる分周器と、上記発振器で発生された第１局部発振信号と、上記分周器で発生された位相が０°の第２局部発振信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号を発生させる第５のミキサと、上記発振器で発生された第１局部発振信号と、上記分周器で発生された位相が２７０°の第２局部発振信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号を発生させる第６のミキサとをさらに備えている構成であることがより好ましい。上記発振器は、第１局部発振信号の周波数ｆLO1で動作し、位相ロックループ回路によって制御され、かつ位相ロックループ回路内に組み込まれている電圧制御発振器であることが好ましい。
【００４４】
また、本発明の無線周波トランシーバは、上記無線周波送信機が、送信すべきデジタル信号をアナログ変換してなるベースバンド信号の同相成分および直交成分の帯域幅を制限するためのローパスフィルタと、上記直交変調器におけるアップコンバートにより得られた無線周波信号の電力を増大させる増幅器とをさらに含む構成であることがより好ましい。
【００４５】
また、本発明の無線周波トランシーバは、第１局部発振信号および第２局部発振信号を発生して上記無線周波受信機内の周波数変換回路に送る信号発生器をさらに備え、上記信号発生器は、上記無線周波送信機内でのアップコンバートに使用されるクロック信号（周波数ｆRFの無線周波信号）を発生し、上記無線周波送信機に送るようになっている構成であることがより好ましい。
【００４６】
また、本発明の無線周波トランシーバは、上記無線周波搬送波を受信するために、上記所望の周波数で効率よく動作するように設計されたアンテナと、上記アンテナを上記無線周波受信機に接続する受信モードと、上記アンテナを上記無線周波送信機に接続する送信モードとを切り替えるための切替手段とをさらに備え、受信モードの間、上記周波数合成器におけるクロック信号を発生する回路部分の動作が停止されるようになっている構成であることがより好ましい。上記構成では、受信モードの間、上記周波数合成器におけるクロック信号を発生する回路部分の動作が停止されるだけでなく、上記周波数合成器から無線周波送信機にクロック信号を送信する送信経路が遮断されることがより好ましい。
【発明の効果】
【００４７】
本発明によれば、第２局部発振信号の周波数ｆLO2が中間周波信号の周波数ｆ1に等しいので、第２のミキサで中間周波信号を直流のベースバンド信号（ＤＣ）に変換することができる。また、本発明の周波数変換回路によれば、無線周波信号を２段でダウンコンバートすることにより、高い選択性および感度を達成できる。
【００４８】
また、本発明によれば、第１局部発振信号の周波数ｆLO1が無線周波信号の周波数ｆRFよりも高いことから、使用帯域に干渉するイメージ信号を高周波数にシフトさせることができる。それゆえ、例えば第１局部発振信号の周波数ｆLO1を適切に選択することによって、イメージ信号を、干渉のない使用帯域外の周波数（例えば４ＧＨｚ）にシフトさせることが可能となる。その結果、かさ高いフィルタを集積回路外に設けることなく、使用帯域へのイメージ信号の干渉を防止できる。
【００４９】
さらに、本発明によれば、
ｆLO2＝ｆLO1／ｍ（ｍは、ｍ＞１を満たす任意の数）
の関係を満たすことによって、第１局部発振信号を分周することによって第２局部発振信号を発生できる。したがって、第１局部発振信号および第２局部発振信号の発生を１つの位相ロックループ回路だけで行うことが可能となり、構成を大いに簡素化できる。したがって、集積回路への集積化および小型化が可能となる。
【００５０】
また、本発明では、２段目のダウンコンバートを０°の位相と２７０°の位相とを持つ第２局部発振信号（０°の位相と９０°の位相とを持つ第２局部発振信号に対し、直交信号のみを反転したものに相当する）で行う。これにより、側波帯に含まれる無線搬送波の周波数よりも高い周波数の成分をベースバンド信号として取り出した時の電圧ベクトルが左回り（Ｉ（０°）からＱ（２７０°）に向かう回転方向）となる。したがって、側波帯に含まれる無線搬送波の周波数よりも高い周波数の成分を正常に復調できる。
【００５１】
さらに、本発明の周波数変換回路は、ｍが、
ｍ＝２n（ｎは正の整数）
を満たす整数である構成であれば、第１局部発振信号を分周することによる第２局部発振信号の発生を、デジタル回路により容易に実現することができる。
【００５２】
さらに、本発明の周波数変換回路は、第１のミキサの出力信号からイメージ信号を除去するためのイメージ信号除去フィルタをさらに備える構成であれば、第１のミキサによりイメージ信号を高周波数にシフトさせることができるので、イメージ信号除去フィルタによるイメージ信号の除去が平易になる。さらに、イメージ信号除去フィルタとしてＬＣフィルタを用いる場合、ＬＣフィルタを構成するコイルのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスを小さくすることができるので、ＬＣフィルタを小型化でき、集積回路内への実装が容易となる。
【００５３】
さらに、本発明の周波数変換回路は、第１局部発振信号を発生させる発振器と、第１局部発振信号を１／ｍに分周することによって、位相が０°の第２局部発振信号と位相が２７０°の第２局部発振信号とを発生させる分周器とをさらに備える構成であれば、局部発振信号発生部を集積化できる。また、上記構成によれば、デジタル回路による実現が可能となる。すなわち、上記分周器は、第１局部発振信号の周波数ｆLO1をｍで除算することによって周波数ｆLO2の第２局部発振信号を発生させるデジタル除算回路で実現できる。
【００５４】
さらに、本発明の無線周波トランシーバは、第１局部発振信号を発生させる発振器と、第１局部発振信号を１／ｍに分周することによって、位相が０°の第２局部発振信号と位相が２７０°の第２局部発振信号とを発生させる分周器と、上記発振器で発生された第１局部発振信号と、上記分周器で発生された位相が０°の第２局部発振信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号を発生させる第５のミキサと、上記発振器で発生された第１局部発振信号と、上記分周器で発生された位相が２７０°の第２局部発振信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号を発生させる第６のミキサとをさらに備えている構成であれば、ダウンコンバートのための２種類の局部発振信号と、アップコンバートのためのクロック信号とを、１つの発振器のみを用いて発生させることができるので、さらなる構成回路の集積化および小型化が実現できる。
【００５５】
さらに、本発明の無線周波トランシーバは、第１局部発振信号および第２局部発振信号を発生して上記無線周波受信機内の周波数変換回路に送る信号発生器をさらに備え、上記信号発生器は、上記無線周波送信機内でのアップコンバートに使用されるクロック信号（周波数ｆRFの無線周波信号）を発生し、上記無線周波送信機に送るようになっている構成であれば、ダウンコンバートのためのクロック信号（局部発振信号）を発生させる回路とアップコンバートのためのクロック信号を発生させる回路とを１つの回路にまとめることができるので、さらなる構成回路の集積化および小型化が実現できる。
【００５６】
さらに、本発明の無線周波トランシーバは、上記無線周波搬送波を受信するために、上記所望の周波数で効率よく動作するように設計されたアンテナと、上記アンテナを上記無線周波受信機に接続する受信モードと、上記アンテナを上記無線周波送信機に接続する送信モードとを切り替えるための切替手段とをさらに備え、受信モードの間、上記周波数合成器におけるクロック信号を発生する回路部分の動作が停止されるようになっている構成であれば、受信モードの間に上記周波数合成器におけるクロック信号を発生する回路部分（クロック信号発生回路）の動作を停止させることで、電力の浪費を削減すると共に、ノイズの発生を減少できる。
【００５７】
なお、特許文献１および非特許文献２に記載されているような、受信モードと送信モードとを切り替えるいわゆるアンテナスイッチ(特許文献１の「１０２」)は、それ自体で電力の浪費を削減するものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
本発明は、１ＧＨｚ以上の無線周波無線通信システムで使われる、ＩＣ化されたトランシーバ（無線周波トランシーバ）のアナログ信号処理部分に関わるものである。この無線通信システムは、携帯電話やＰＨＳ等の移動体通信システム、ＩＥＥＥ８０２．１１規格で規定された無線ＬＡＮ通信システム等に適用できるものである。
【００５９】
本発明を実施するための最良の形態に係るトランシーバでは、ベースバンド信号を、無線周波で変調（送信）及び復調（受信）するが、その手法に特長がある。即ち、本発明は、上記トランシーバの機能をＩＣチップに収め、かつ携帯機器へ搭載することを目的として、トランシーバの小型化を図るものである。
【００６０】
最良の形態に係るトランシーバの受信部では、２段の周波数変換が行われている。つまり、アンテナに入った無線周波信号は、増幅されてから第１のミキサで第１の局部発振信号と混合され、この混合出力がさらに第２のミキサで位相の異なる２種類の直交信号（第２局部発振信号）とそれぞれ混合されて、周波数の異なる２つの直交信号を得る。この２つの直交信号は、アナログ−ディジタル変換された後、デジタル処理部に伝送される。
【００６１】
そして、最良の形態に係るトランシーバでは、小型化を図るために、位相ロックループ回路を用いて、無線周波信号の周波数よりも高い周波数で局部発振させることにより第１局部発振信号を発生させ、第１局部発振信号を分周して互いに異なる位相（０°、２７０°）を持つ２つの第１直交信号（第２局部発振信号）を発生させる。
【００６２】
一方、最良の形態に係るトランシーバの送信部では、一段の周波数変換（ダイレクトコンバージョン）が行われる。つまり、デジタル処理部から送られたデジタル信号をデジタル−アナログ変換することにより得られた２つの直交信号が、それぞれ第１直交信号と周波数の異なる２つの第２直交信号とミキサで混合された後、一つに纏められて増幅されてからアンテナより送信される。そして、第１直交信号と周波数の異なる２つの第２直交信号は、上記分周により得られた２つの第１直交信号に第１の局部発振信号を混合することによって発生される。
【００６３】
このように、最良の形態に係るトランシーバは、ＩＣ化と小型化を念頭において開発された、従来のトランシーバと異なる回路構成を有することを特徴としている。即ち、最良の形態に係るトランシーバは、ＩＣ化と小型化を目的として、（１）受信部の第１のミキサで使用される第１の局部発振信号を分周することで、互いに位相の異なる２つの信号を得て、これら２つの信号を受信部の第２のミキサで使用する、（２）これら２つの信号のそれぞれに対して、第１の局部発振信号を混合させて、上記２つの信号とは周波数の異なる２つの直交信号を得て、これら２つの直交信号を送信部のミキサで使用するという特徴を備えている。
【００６４】
また、最良の形態に係るトランシーバは、ＩＣ化と小型化を目的として、局部発振信号との混合によってイメージ信号（偽信号）が局部発振周波数よりも高い周波数となるように局部発振信号の周波数を設定したという特徴も備えている。
【００６５】
トランシーバでは、一般的に、周波数変換に当たって局部発振信号と無線周波信号との混合を行うが、この混合時に、必然的に目的の周波数の信号と偽周波数（イメージ周波数）の信号（イメージ信号）とが発生する。
【００６６】
本発明では、局部発振信号の周波数を無線周波信号（目的信号）の周波数よりも高く設定しているので、このイメージ信号の周波数を非常に高い周波数にすることができる。その結果、トランジスタなどの回路構成部品自体が持つ周波数特性によって、このイメージ信号を簡単に低減することができる。したがって、トランシーバをＩＣチップで実現できる。その上、このイメージ信号を除去するためのフィルタを、トランジスタなどの回路構成部品とは別にトランシーバＩＣチップ上に設けた場合でも、そのフィルタを構成する部品（コイルやキャパシタ等）の定数を小さくすることができるので、フィルタを小型化できる。それゆえ、フィルタの専有面積を縮小化し、トランシーバＩＣチップ全体のサイズを小型化することができる。
【００６７】
本発明は、集積回路内への実装が平易な、ハーフ・デュプレックスに適用できる新規なトランシーバを提供するものである。本発明を実施するための最良の形態に係るトランシーバについて、以下、図面に基づいて説明する。図１は、本形態に係るトランシーバのブロック図を示す。
【００６８】
本形態に係るトランシーバの主要な特徴点は、以下の通りである。
【００６９】
ａ）受信用のダウンコンバートに、第１のミキサ２０４で無線周波搬送波の周波数ｆRFより高い周波数ｆLO1の局部発振信号を使用するデュアルコンバージョンが使用される。無線周波信号より高い周波数の局部発振信号を使用することにより、イメージ信号の周波数ｆIMは、高周波数にシフトする。これにより、ｆLO1＞ｆRFであると、ｆIM＝２ｆLO1−ｆRFかつｆIM＞ｆRFとなる。その結果、周波数ｆLO1を適切に選択することによって、イメージ信号の周波数ｆIMを、周波数スペクトル領域内における受信器の帯域幅外にシフトさせることができる。このシフトされたイメージ信号のエネルギーは、トランシーバの動作に影響を与えない。
【００７０】
ｂ）また、イメージ信号の周波数ｆIMを無線周波搬送波の周波数ｆRFよりも高い周波数とすることで、濾波によるイメージ信号の除去が、非常に平易になると共に、集積回路上の小型のフィルタで実現可能となる。
【００７１】
ｃ）送信信号は、受信経路に使用されるものと同一のクロック合成回路２１０を使用して、ダイレクトコンバージョン方式で無線周波搬送波の周波数へアップコンバートされる。
【００７２】
次に、本形態のトランシーバについて、図１に従って、主要ブロックおよびトランシーバとしての動作を説明する。ここでは、ＷＬＡＮのＩＥＥＥ  ８０２．１１ｂ規格に従ったハーフ・デュプレックス・トランシーバに本発明を適用した場合について説明する。
【００７３】
本形態のトランシーバは、無線周波トランシーバは、無線周波搬送波の送受のためのアンテナ２００と、無線周波バンドパスフィルタ２０１と、アンテナ２００から無線周波信号を受信する受信経路（無線周波受信機）と、無線周波信号をアンテナ２００に送信する送信経路（無線周波送信機）と、スイッチ２０２とを備えている。
【００７４】
アンテナ２００で受け取られる無線周波搬送波の周波数は、２４１２ＭＨｚ〜２４８４ＭＨｚの範囲であり、この周波数は、選択されたチャンネルに依存する。アンテナ２００は、所望の無線周波搬送波の周波数で効率よく動作するように設計されている。無線周波バンドパスフィルタ２０１は、無線周波信号（アンテナから受信経路、あるいは送信経路からアンテナに入力される無線周波信号）のバンド幅を制限する。無線周波バンドパスフィルタ２０１は、無線周波信号を受け取って、抽出しようとする無線周波搬送波の周波数を含む帯域を通過させる。スイッチ２０２は、アンテナ２００の接続先として(ＬＮＡ２０３を通る)受信経路、または(電力増幅器２２６を通る)送信経路を選択する。すなわち、スイッチ２０２は、アンテナ２００を受信経路に接続する受信モードと、アンテナ２００を送信経路に接続する送信モードとを切り替える切替手段としての機能を備えている。これらの点は、従来のトランシーバと同様である。
【００７５】
本形態のトランシーバは、受信経路および送信経路の周波数変換で使用されるクロック信号（局部発振信号）を発生して受信経路および送信経路に供給するためのクロック合成回路（信号発生器）２１０をさらに備えている。クロック合成回路２１０では、送信経路の周波数変換で使用される２つのクロック信号２２が無線周波搬送波の周波数ｆRFで発生される。これら２つの信号は、周波数および振幅は等しいが、位相は９０度異なる。
【００７６】
上記受信経路は、所望の周波数の無線周波信号を２段階でダウンコンバートするものであり、低ノイズ増幅器２０３と、１段目のダウンコンバートを行う第１のミキサ２０４と、キャパシタ２０６と、２つの第２局部発振信号２０８を使用して２段目のダウンコンバートを行う第２のミキサとしてのＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂと、ローパスフィルタ２１１と、増幅器２１２とを備えている。これらのうち、第１のミキサ２０４、キャパシタ２０６、およびＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂによって、周波数変換回路が構成されている。
【００７７】
低ノイズ増幅器２０３は、無線周波バンドパスフィルタ２０１を通過した無線周波信号を増幅し、帯域に干渉するイメージ信号を実質的に消失するように減衰させる。第１のミキサ２０４は、無線周波信号がその周波数より低い周波数を有する中間周波信号にダウンコンバートされるように、無線周波信号を第１局部発振信号と混合する。低ノイズ増幅器２０３には、第１のミキサ２０４の出力信号からイメージ信号を除去するためのイメージ信号除去フィルタを設けることができる。イメージ信号除去フィルタは、イメージ周波数ｆIM＝２ｆLO1−ｆRFあるいはそれ以上の周波数でイメージ信号を１０ｄＢ以上低減させるものであることが好ましい。イメージ信号除去フィルタは、後述するように、小さいサイズのＩＣチップ上ＬＣフィルタで実現できる。なお、イメージ信号除去フィルタは、第１のミキサ２０４とＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂとの間に設けてもよい。
【００７８】
Ｑミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂは、第１のミキサ２０４からキャパシタ２０６を介して入力された中間周波信号を、その周波数より低い周波数を有し、かつ互いに異なる位相を持つ２つのベースバンド信号２０９Ａ・２０９Ｂにダウンコンバートする。すなわち、Ｑミキサ２０７Ａは、中間周波信号が９０°の位相を持つベースバンド信号２０９Ａ（Ｑ信号）にダウンコンバートされるように、上記中間周波信号を２７０°の位相を持つ第２局部発振信号２０８と混合する。Ｉミキサ２０７Ｂは、中間周波信号が０°の位相を持つベースバンド信号２０９Ａ（Ｉ信号）にダウンコンバートされるように、上記中間周波信号を０°の位相を持つ第２局部発振信号２０８と混合する。
【００７９】
ローパスフィルタ２１１は、Ｑミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂで生成された２つの異なる位相を持つベースバンド信号（ベースバンドの同相信号および直交信号）を低域濾波する。増幅器２１２は、ローパスフィルタ２１１で低域濾波されたベースバンド信号を増幅する。
【００８０】
上記送信経路は、送信すべきデジタル信号をアナログ変換してなるベースバンド信号の同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）が入力されるようになっており、これらベースバンド信号の同相成分および直交成分の帯域幅を制限するためのローパスフィルタ２２１と、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ信号）２２０Ａおよび直交成分（Ｑ信号）２２０Ｂを周波数ｆRFの無線周波信号へと直接的にアップコンバートするための直交変調器と、上記直交変調器におけるアップコンバートにより得られた無線周波信号の電力を増大させる電力増幅器２２６とを含んでいる。上記直交変調器は、ベースバンド信号の同相成分２２２Ａを周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号２２４と混合するＩ／Ｑミキサ（第３のミキサ）２２３Ａと、ベースバンド信号の直交成分２２２Ｂを周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号２２４と混合するＩ／Ｑミキサ（第４のミキサ）２２３Ｂと、Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａの出力信号とＩ／Ｑミキサ２２３Ｂの出力信号とを結合する加算器２２５とを備えている。
【００８１】
第１のミキサ２０４で使用される第１局部発振信号（局部発振器からのクロック信号）２０５の周波数fLO1は、無線周波搬送波の周波数ｆRFに対して、
ｆLO1＝ｋ×ｆRF（ここでｋ＞１）
という関係を有する。ｋは、典型的には１．１５〜１．３５である。Ｑミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂで使用される２つの第２局部発振信号２０８は、周波数fLO2を有し、互いに異なる位相（０°および２７０°）を有している。周波数ｆLO2は、周波数ｆLO1に対して、
ｆLO2＝ｆLO1／ｍ
の関係を有する。ｍは、１より大きい数（好ましくは２以上の整数）であり、ｋおよびｍは、
ｋ＝ｍ／（ｍ−１），ｍ＞１
の関係を有する。周波数ｆLO2は、周波数ｆLO1のの変化に追従して変化するようになっている。
【００８２】
第１のミキサ２０４で無線周波搬送波の周波数ｆRFより高い周波数ｆLO1の局部発振信号を使用することには、次の利点がある。
【００８３】
（１）イメージ信号の周波数が非常に高い周波数、例えば、約４ＧＨｚであれば、イメージ信号の干渉を受ける無線通信システムは、ポイント・ツー・ポイント・マイクロ波接続システムや電波探知システムである。そのような非常に高い周波数のイメージ信号は、一般的には、通常のＷＬＡＮの利用には干渉しない。
【００８４】
（２）第１のミキサ２０４の出力信号を小さいサイズのＩＣチップ上のＬＣフィルタ（イメージ信号除去フィルタ）を用いて高周波数で濾波（フィルタリング）することにより、イメージ信号を除去することができる。
【００８５】
次に、トランシーバの動作について説明する。
【００８６】
まず、受信時の動作について説明する。アンテナ２００からスイッチ２０２を介して受信経路に入力された周波数fRFの無線周波信号は、低ノイズ増幅器２０３で増幅された後、第１のミキサ２０４で周波数f1=fLO1-fRFの信号（中間周波信号）にダウンコンバートされ、第１のミキサ２０４から出力される。
【００８７】
第１のミキサ２０４から出力された中間周波信号は、Ｑミキサ２０７Ａにより、周波数ｆLO2で２７０°の位相を持つクロック信号（直交信号Ｑ）と混合される。同様に、第１のミキサ２０４から出力された中間周波信号は、Ｉミキサ２０７Ｂにより、同じ周波数ｆLO2で０°の位相を持つクロック信号（信号Ｉ）と混合される。周波数ｆLO2が中間周波信号の中心周波数ｆ1と等しいため、ミキサ２０７Ａおよび２０７Ｂの出力は、ベースバンド信号成分を含む。
【００８８】
バンド周波数成分を除去するために、ミキサ２０７Ａから出力されたベースバンド信号２０９Ａ（ＶＱＰおよびＶＱＮ）とミキサ２０７Ｂから出力されたベースバンド信号２０９Ｂ（ＶＩＰおよびＶＩＮ）とは、ローパスフィルタ２１１に送られ、増幅器２１２で増幅される。これにより、ベースバンド信号は、アナログ／デジタル変換すれば受信信号の復元を完了する状態となる。
【００８９】
次に、送信時の動作について説明する。
【００９０】
送信モードでは、電力を節約するために受信経路の回路の動作が停止される。すでに複合Ｉ／Ｑ型のアナログ信号に変換されたベースバンド信号、すなわちベースバンド信号の同相成分２２０Ａおよび直交成分２２０Ｂは、送信規格で確立された規定にしたがって送信信号の帯域幅を制限するためにローパスフィルタ２２１に送られる。濾波された信号２２２Ａおよび２２２Ｂは、Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂに送られ、Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂで、周波数fRFの無線周波のクロック信号と混合される。次に、Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂの出力は、加算器２２５で結合され、電力増幅器２２６で増幅され、送信のためにアンテナ２００へと送られる。
【００９１】
ここで、ｍは、ｍ＝２n（ｎは正の整数）を満たす整数であることが好ましい。この条件を満たすｍおよびｋの可能な４つの組み合わせ（ｍ＝２1、２2、２3、２4）、各組み合わせにおいてｆRF＝２４００ＭＨｚの場合に使用される周波数ｆLO1およびｆLO2、各組み合わせにおいて発生しうるイメージ信号の周波数ｆIM、および無線周波搬送波の周波数ｆRFとイメージ信号の周波数ｆIMとの差ΔＩＭとを、表１に示す。
【００９２】
【表１】
2005136830.tif 000003
【００９３】
表１に示すように、例えば、ｍ＝４、ｋ＝４／３、およびｆLO1＝３２００ＭＨｚである場合、イメージ信号の周波数は、ｆIM＝４０００ＭＨｚとなり、無線周波信号から１６００ＭＨｚ離れる。
【００９４】
図３（ａ）および図３（ｂ）に、本形態のトランジスタにおいて、ｍ＝４、ｋ＝４／３、およびｆLO1＝３２００ＭＨｚである場合の、受信経路でのダウンコンバージョン、および送信経路でのアップコンバージョンによる信号周波数スペクトルの変化を示す。
【００９５】
図２は、図１に示すトランシーバのクロック合成回路２１０内の回路構成を示す図である。
【００９６】
クロック合成回路２１０は、図２に示すように、周波数ｆLO1＝ｋ×ｆRFで動作して発振することにより周波数ｆLO1の信号を発生して出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０１と、電圧制御発振器３０１の周波数を安定化および制御する位相ロックループ（ＰＬＬ）回路３００とによって実現される。電圧制御発振器３０１の出力信号は、第１局部発振信号として第１のミキサ２０４に供給されると共に、後述するミキサ（第５のミキサ）３０３Ａおよびミキサ（第６のミキサ）３０３Ｂに供給される。電圧制御発振器３０１の出力信号は、分周回路（分周器）３０２によって１／ｍに分周される。分周回路３０２は、この分周によって、周波数ｆLO2で位相が０°の信号３０５Ａ、および周波数ｆLO2で位相が２７０°の信号３０５Ｂを同時に発生する。信号３０５Ａおよび信号３０５Ｂはそれぞれ、第２局部発振信号としてＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂに供給されると共に、後述するミキサ３０３Ａおよびミキサ３０３Ｂに供給される。
【００９７】
ミキサ（第５のミキサ）３０３Ａは、周波数ｆLO1の電圧制御発振器３０１の出力信号と周波数ｆLO2で位相が０°の信号３０５Ａとを混合することにより、周波数ｆRFで位相が０°の無線周波信号３０４Ａを発生させクロック信号２２４としてＩ／Ｑミキサ２２３Ａに送出する。ミキサ（第６のミキサ）３０３Ｂは、周波数ｆLO1の電圧制御発振器３０１の出力信号と周波数ｆLO2で位相が２７０°の信号３０５Ｂとを混合することにより、周波数ｆRFで位相が９０°の無線周波信号３０４Ｂを発生させクロック信号２２４としてＩ／Ｑミキサ２２３Ｂに送出する。
【００９８】
電力を節約すると共にスイッチング装置によるノイズの発生を減少させるために、受信の間（すなわちスイッチ２０２によってトランシーバの動作モードが受信モードとされている間）、ミキサ３０３Ａ・３０３Ｂ（無線周波信号３０４Ａ・３０４Ｂを発生する回路部分）の動作が停止されると共に、ミキサ３０３Ａ・３０３ＢからＩ／Ｑミキサ２２３Ａ・２２３Ｂへの無線周波信号３０４Ａ・３０４Ｂの送信経路が遮断されるようになっている。
【００９９】
図４〜図７に、本形態のトランシーバ（フロントエンド無線周波トランシーバ）の各部の回路レベルの実施例を示す。
【０１００】
本発明は、無線通信のための、トランシーバのシステムレベルの実施を提供するものである。このトランシーバシステムは、ＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体）プロセス技術あるいはＢｉＣＭＯＳプロセス技術を使用した標準的な集積回路（ＩＣ）プロセスにおける実施を狙いとしている。
【０１０１】
本発明のトランシーバは、集積回路プロセスにおいて標準的な回路技術を使用することによって実施することができる。この実施例のトランシーバは、相補型金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）集積回路により実施したものである。しかしながら、このトランシーバは、他の集積回路、例えば、バイポーラＢｉＣＭＯＳなどでも実施できる。高周波動作(ＧＨｚレベル)での効率のために、金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）のような面積効率の高いキャパシタや、チップ上の誘導子のための厚い金属層を実現できる、高速トランジスタ用プロセスが好ましい。さらに、本形態のトランシーバは、集積回路による実施に限定されるものではなく、もちろん個別素子群を使用した実施にも適用可能である。
【０１０２】
図４に、低ノイズ増幅器２０３および第１のミキサ２０４の回路レベルの実施例を示す。
【０１０３】
低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２０３は、アンテナ２００およびスイッチ２０２からの信号を、ピン（入力端子）Vinで受信する。図４に示すように、トランジスタＭ１〜Ｍ４が、コイルＬｄによって装荷された低ノイズ増幅器２０３を形成している。このコイルＬｄは、キャパシタＣｃ１および次段の入力インピーダンスと合わせて、搬送波の無線周波数となるように調整される。ＤＣブロッキングキャパシタおよびインダクタＬｇ・Ｌｅが、入力インピーダンスを５０Ωに適合させるため、また、低ノイズ増幅器２０３の雑音指数を減少させるために使用されている。
【０１０４】
第１のミキサ２０４は、図４に示すように、当業者に良く知られているダブルバランスギルバート型ミキサである。第１のミキサ２０４は、図４に示すように、低ノイズ増幅器２０３からの無線周波信号を増幅する差動トランジスタＭ５・Ｍ６と、第１局部発振信号２０５によって周波数ｆLO1のクロックで動作するスイッチング四重トランジスタＭ８〜Ｍ１１、および電流源トランジスタＭ７によって実現される。第１のミキサ２０４は、インピーダンス素子Ｚｆによって装荷され、次段に容量結合されている。
【０１０５】
第１のミキサ２０４における信号の混合処理において、周波数ｆ2＝ｆRF＋ｆLO1の無線周波信号もまた発生する。この無線周波信号（ｆ2＞ｆRF およびｆ2＞ｆLO1）は、インピーダンス素子Ｚｆの周波数特性に影響される。それゆえ、実用的には、周波数ｆ1＝ｆLO1−ｆRFの差分信号のみが、第１のミキサ２０４からＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂへ通過する。第１局部発振信号２０５の周波数ｆLO1がｆLO1＝３２００ＭＨｚのとき、周波数ｆ1はｆ1＝８００ＭＨｚである。
【０１０６】
図５に、差動Ｉ／ＱミキサであるＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂの回路レベルの実施例を示す。
【０１０７】
Ｑミキサ２０７Ａは、トランジスタＭ１４・Ｍ１５・Ｍ１８〜Ｍ２１および負荷Ｍ２６・Ｍ２７によって形成されている。一方、Ｉミキサ２０７Ｂは、トランジスタＭ１６・Ｍ１７・Ｍ２２〜Ｍ２５によって形成され、Ｍ２８〜Ｍ２９を装荷している。第１のミキサ２０４から送られた、ダウンコンバートにより得られた周波数f1の信号、電圧Vopおよび電圧Vonは、入力差動対トランジスタＭ１４・Ｍ１５および入力差動対トランジスタＭ１６・Ｍ１７に供給される。
【０１０８】
Ｑミキサ２０７Ａのスイッチング四重トランジスタＭ１８〜Ｍ２１は、周波数ｆLO2で２７０°の位相を持つ直交信号Ｑ（ＱＮおよびＱＰ；ＱＰ＝ーＱＮ）でクロッキングされる。この実施例では、周波数ｆLO2は、ｆLO2＝ｆLO1／４である。同様に、Ｉミキサ２０７Ｂのスイッチング四重トランジスタＭ２２〜Ｍ２５は、同じ周波数ｆLO2で０°の位相を持つ信号Ｉ（ＩＮおよびＩＰ；ＩＰ＝ーＩＮ）でクロッキングされる。周波数ｆLO2がＱミキサ２０７ＡおよびＩミキサ２０７Ｂ周波数に入力される中間周波信号の中心周波数ｆ1と等しいため、ミキサ２０７Ａおよび２０７Ｂの出力は、ベースバンド信号成分を含む。
【０１０９】
図６に、送信用のＩ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂの回路レベルの実施例を示す。
【０１１０】
Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂには、２つのギルバート型ミキサが使用される。ローパスフィルタ２２１からのＩ信号２２２ＡおよびＱ信号２２２Ｂを、それぞれ、ＴｘＩ（ＴｘＩＰおよびＴｘＩＮ）およびＴｘＱ（ＴｘＱＰおよびＴｘＱＮ）と呼ぶ。これらの信号は、それぞれ、差動トランジスタＭ３０・Ｍ３１（ＴｘＩ）および差動トランジスタＭ３３・Ｍ３４（ＴｘＱ）によって増幅され、四重トランジスタＭ３６〜Ｍ３９および四重トランジスタＭ４０〜Ｍ４３で混合される。Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂの出力信号は、インピーダンス素子Ｚｈ（加算器２２５）で結合され、電力増幅器２２６へ進む。
【０１１１】
図７に、電力増幅器２２６の回路レベルの実施例を示す。
【０１１２】
この実施例では、電力増幅器２２６として２段の縦続増幅器が使用される。Ｉ／Ｑミキサ２２３Ａおよび２２３Ｂからの差分信号ＶＴＮおよびＶＴＰは、第１段のトランジスタのＭ４４〜Ｍ４８および第２段のトランジスタＭ４９〜Ｍ５３によって増幅される。最終段には、上記信号をシングルエンドの信号に変換し、アンテナを駆動するために、バラン負荷が使用されている。
【０１１３】
図８および図９に、無線周波搬送波ｆRFより高い周波数ｆLO1（ｆLO1＞ｆRF）の局部発振信号を使用したときの集積効率を示す。
【０１１４】
図８に、低ノイズ増幅器２０３および第１のミキサ２０４の回路レベルの他の実施例を示す。この実施例の低ノイズ増幅器２０は、前記の図４に示す実施例の低ノイズ増幅器２０３に対し、イメージ信号を除去するためのイメージトラップフィルタ（イメージ信号除去フィルタ）を追加したものである。周波数fIMのイメージ信号の影響を減少させるためのイメージトラップフィルタ（ノッチフィルタ）が、低ノイズ増幅器２０３のカソードノードに設けられている。このイメージトラップフィルタは、周波数fIMで非常に低いインピーダンスを有しており、イメージ周波数fIMにおける低ノイズ増幅器２０３のゲインＳ２１を減少させる。イメージトラップフィルタは、コイルＬｒとキャパシタＣｒおよびＣｓとによって形成された共鳴回路によって実現されている。この共鳴回路では、
ｆIM≒１／２√（ＬrＣr）
である。図８の低ノイズ増幅器２０３は、ｆRF＝２．４ＧＨｚで動作するように調整されている。
【０１１５】
図９は、イメージトラップフィルタを備える図８の低ノイズ増幅器における２通りのゲイン対周波数を示すグラフであり、（ａ）は、無線周波搬送波ｆRFより低い周波数ｆLO1（ｆLO1＜ｆRF）の局部発振信号を使用し、ｆIM＝１．５ＧＨｚである場合（比較例）、（ｂ）は、無線周波搬送波ｆRFより高い周波数ｆLO1（ｆLO1＞ｆRF）の局部発振信号を使用し、ｆIM＝４ＧＨｚである場合である。
【０１１６】
イメージトラップフィルタは、周波数ｆRFの所望の無線周波信号と比較して、イメージ信号を２０ｄＢ以上減少させる。
【０１１７】
コイルＬｒのインダクタンスＬｒおよびキャパシタＣｒ・ＣｓのキャパシタンスＣｒ・Ｃｓは、図９に示すように、無線周波搬送波ｆRFより低い周波数ｆLO1の局部発振信号を使用した場合にはＬｒ＝４．５ｎＨ、Ｃｒ＝２ｐＦ、Ｃｓ＝０．５ｐＦである。これに対し、無線周波搬送波ｆRFより高い周波数ｆLO1の局部発振信号を使用することにより、図９に示すように、Ｌｒ＝１．５ｎＨ、Ｃｒ＝１ｐＦ、Ｃｓ＝０．１ｐＦとなり、インダクタンスＬｒは１／３に減少し、キャパシタンスＣｒは１／２に減少する。したがって、イメージトラップフィルタをより小型の回路に集積することができる。
【０１１８】
以上のように、本発明は、集積回路技術の適用により、半導体基板内の集積レベルを増大させることができる、ハーフ・デュプレックスに適用可能なトランシーバを提供するものである。
【０１１９】
本形態のトランシーバでは、以下のことが可能となる。
【０１２０】
１）全てのフィルタの集積化により、消費電力、ＩＣチップ外の部品、及びコストが削減できる。
【０１２１】
２）受信経路におけるダウンコンバートが２段階で行なわれることで、高い選択性を達成できる。
【０１２２】
３）１段目のダウンコンバートを行う第１のミキサで、無線周波搬送波よりも高い周波数の局部発振信号を使用するので、イメージ信号の抑制が平易になる。また、イメージ信号の周波数が無線周波搬送波よりも高周波数となるので、イメージ除去フィルタがより小さくなり、集積回路内に実装可能となる。
【０１２３】
４）受信部に必要なクロック信号（局部発振信号）の全てが、単一の電圧制御発振器および位相ロックループ回路を使用することによって発生されるので、電力消費が低減できる。
【０１２４】
５）電圧制御発振器は、無線周波搬送波とは異なる周波数で動作し、周波数の引き寄せ効果を取り除く。
【０１２５】
本発明に係る無線周波トランシーバは、周波数ｆRFの無線周波（ＲＦ）搬送波で効率よく動作するように設計されたアンテナと、無線周波搬送波を含む通過帯域を有するバンドパスフィルタと、送信モードのための信号経路（送信経路）と受信モードのための信号経路（受信経路）とを切り替えるためのスイッチとを備え、上記受信経路は、受信した周波数ｆRFの信号を増幅し、帯域干渉信号が実質的に消失するように減衰させる低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）と、第１のミキサと、直交ミキサとを有し、上記第１のミキサは、無線周波信号と、無線周波搬送波の周波数よりも高い周波数fLO1を有する第１局部発振器（ＬＯ１）信号とを混合することで、受信信号をより低い周波数ｆ1＝ｆLO1−ｆRFを有する信号にダウンコンバートし、周波数ｆLO1は、ＲＦ周波数に対して、
ｆLO1＝ｋ×ｆRF（ここでｋ＞１）
の関係を満たし、ｋは一般に１．１２５〜１．３５であり、直交ミキサは、周波数ｆ1である第１のミキサの出力信号と、周波数ｆ1に等しい周波数ｆLO2を有し、かつ、０°の位相と２７０°の位相とを持つ第２局部発振器（ＬＯ２）信号とを混合することで、おおよそｆ1の周波数を有する信号を、ベースバンドにダウンコンバートし、周波数ｆLO2は、周波数ｆLO1に対して、
ｆLO2＝ｆLO1／ｍ
の関係を有し、係数ｋおよびｍは、
ｋ＝ｍ／（ｍ−１），ｍ＞１
の関係を有し、さらに、直交ミキサによって生成されたベースバンドの同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号は、低域濾波され、増幅され、上記送信経路は、送信される信号のアナログ変換された同相成分および直交成分のバンド幅を制限するためのローパスフィルタと、周波数ｆRFのＲＦ搬送波で、ベースバンド信号を無線周波信号へと直接的にアップコンバートするために、ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞれ混合する第１のミキサおよび第２のミキサより構成される直交変調器と、アンテナを駆動するために、アップコンバートされた信号の電力を実質的に増大させる増幅器とを含む無線周波フロントエンド・トランシーバであってもよい。
【０１２６】
また、上記無線周波フロントエンド・トランシーバは、上記無線周波搬送波の周波数が、第１局部発振器信号の周波数ｆLO1および第２局部発振器信号の周波数ｆLO2に対して、
ｆRF=ｆLO1−ｆLO2
および
ｆRF=ｆLO1×（ｍ−１）／ｍ
の関係を満たしていてもよい。
【０１２７】
また、上記無線周波フロントエンド・トランシーバは、第１局部発振器信号および第２局部発振器信号が、値ｍが２の累乗となるように、すなわち次式
ｍ＝２n（ｎ＝１，２，…）
を満たすように発生される構成であってもよい。
【０１２８】
また、上記無線周波フロントエンド・トランシーバは、受信モードの間、送信経路、および、周波数ｆRFの無線周波搬送波のためのクロック発生回路が停止される構成であっていてもよい。
【０１２９】
また、上記無線周波フロントエンド・トランシーバは、上記受信経路に、周波数ｆIM＝２ｆLO1−ｆRFあるいはそれ以上の周波数で信号を１０ｄＢ以上低減させるためのフィルタ回路が含まれている構成であってもよい。
【０１３０】
また、上記無線周波フロントエンド・トランシーバは、上記第１局部発振器信号、上記第２局部発振器信号、および周波数ｆRFのクロック信号が、（ａ）第１局部発振器信号の周波数ｆLO1で動作し、位相ロックループ回路によって制御され、かつ位相ロックループ回路内に組み込まれた電圧制御発振器（ＶＣＯ）、（ｂ）第１局部発振器信号の周波数ｆLO1をｍで除算することによって周波数ｆLO2の第２局部発振器信号を発生させる除算回路、（ｃ）第１局部発振器信号と、周波数がｆLO2でかつ位相が０°の第２局部発振器信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が０°のクロック信号を発生させる第１のミキサ、および（ｄ）第１局部発振器信号と、周波数がｆLO2でかつ位相が２７０°の第２局部発振器信号とを混合し、周波数がｆRFでかつ位相が９０°のクロック信号を発生させる第２のミキサを使用することによって発生される構成であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１３１】
本発明の周波数変換回路、無線周波受信機、および無線周波トランシーバは、携帯電話やＰＨＳ（Personal Handyphone System）等の移動体通信システムや、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｘ規格で決められた無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）通信システム等のような無線データ通信システムに利用できる。そして、本発明の構成は、小型であることから、特に携帯機器に内蔵するものとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１３２】
【図１】本発明の実施の一形態に係るトランシーバの構成を示すブロック図を示す。
【図２】上記トランシーバのクロック合成回路の構成を示すブロック図である。
【図３】上記トランシーバにおける、受信経路でのダウンコンバージョン、および送信経路でのアップコンバージョンによる信号周波数スペクトルの変化を示すグラフである。
【図４】上記トランシーバにおける低ノイズ増幅器および第１のミキサの回路レベルの実施例を示す回路図である。
【図５】上記トランシーバにおけるＱミキサおよびＩミキサの回路レベルの実施例を示す回路図である。
【図６】上記トランシーバにおける送信用のＩ／Ｑミキサの回路レベルの実施例を示す回路図である。
【図７】上記トランシーバにおける電力増幅器の回路レベルの実施例を示す回路図である。
【図８】上記トランシーバにおける低ノイズ増幅器２０３および第１のミキサ２０４の回路レベルの他の実施例を示す回路図である。
【図９】図８の低ノイズ増幅器におけるゲイン対周波数を示すグラフであり、（ａ）は無線周波搬送波より低い周波数の局部発振信号を使用した場合（比較例）、（ｂ）は無線周波搬送波より高い周波数の局部発振信号を使用した場合を示す。
【図１０】従来の典型的な無線周波トランシーバの構成を示すブロック図である。
【図１１】ヘテロダイン（あるいはスーパーヘテロダイン）方式のトランシーバの構成を示すブロック図である。
【図１２】ヘテロダイン方式のトランシーバにおけるダウンコンバートによる周波数スペクトルの変化を示すグラフである。
【図１３】ダイレクトコンバージョン方式のトランシーバの構成を示すブロック図である。
【図１４】特許文献１に記載されているデュアルコンバージョン方式のトランシーバの構成を示すブロック図である。
【図１５】非特許文献２に記載されているデュアルコンバージョン方式のトランシーバの構成を示すブロック図である。
【図１６】特許文献２に記載されているダブルコンバージョン・チューナの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１３３】
２０１    無線周波バンドパスフィルタ
２０２    スイッチ（切替手段））
２０３    低ノイズ増幅器
２０４    第１のミキサ
２０５    第１局部発振信号
２０６    キャパシタ
２０７Ａ  Ｑミキサ（第２のミキサ）
２０７Ｂ  Ｉミキサ（第２のミキサ）
２０８    第２局部発振信号
２０９Ａ・２０９Ｂ  ベースバンド信号
２１０    クロック合成回路（信号発生器）
２１１    ローパスフィルタ
２１２    増幅器
２２０Ａ  ベースバンド信号の同相成分
２２０Ｂ  ベースバンド信号の直交成分
２２１    ローパスフィルタ
２２２Ａ  ベースバンド信号の同相成分
２２２Ｂ  ベースバンド信号の直交成分
２２３Ａ  Ｉ／Ｑミキサ（第３のミキサ）
２２３Ｂ  Ｉ／Ｑミキサ（第４のミキサ）
２２４    クロック信号
２２５    加算器
２２６    電力増幅器
３００  位相ロックループ回路（発振器）
３０１  電圧制御発振器 （発振器）
３０２  分周回路（分周器）
３０３Ａ  ミキサ（第５のミキサ）
３０３Ｂ  ミキサ（第６のミキサ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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