(57)【要約】  【課題】送信系、受信系を切り分ける高周波スイッチ回路ＳＷ２０、方向性結合器ＣＯＰ２０、出力整合回路、電力増幅回路などを構成する回路要素を一体化して作製した高周波モジュールにおいて、受信時に送信系回路を切り離して、受信特性の悪化を防ぐ。  【解決手段】高周波スイッチ回路ＳＷ２０における、送信信号を通過させるスイッチング素子の逆バイアス時の端子間容量が、０．３ｐF以下である。  【効果】受信系回路と送信系回路とのアイソレーションを高め、送信系回路で発生する共振の影響を軽減することができる。【選択図】図２Ａ
2005136886.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ端子に直接、又は通過帯域の異なる複数の送受信系を各送受信系に分ける分波回路を通して接続され、送信系と受信系とを切り替える高周波スイッチ回路と、所定の送信通過帯域の送信信号を増幅する電力増幅回路と、前記高周波スイッチ回路と電力増幅回路との間に挿入され前記電力増幅回路の出力インピーダンスを変換する出力整合回路とを基板に実装してなる高周波モジュールであって、
前記高周波スイッチ回路における、送信信号を通過させるスイッチング素子の端子間容量が、０．３ｐF以下であることを特徴とする高周波モジュール。
【請求項２】
前記高周波スイッチ回路と電力増幅回路との間のいずれかの位置にＤＣカット用コンデンサが挿入されている請求項１記載の高周波モジュール。
【請求項３】
前記出力整合回路が、送信信号を通過させるための分布定数線路及び接地との間に形成されたコンデンサを含む回路である請求項１又は請求項２記載の高周波モジュール。
【請求項４】
前記高周波スイッチ回路と電力増幅回路との間に、送信信号を通過させるための分布定数線路を含む方向性結合器がさらに挿入されている請求項１〜請求項３のいずれかに記載の高周波モジュール。
【請求項５】
受信周波数帯域が８００〜９００ＭＨｚ帯である請求項１〜請求項４のいずれかに記載の高周波モジュール。
【請求項６】
前記スイッチング素子がダイオード，ＦＥＴ又は機械式スイッチで構成されている請求項１〜請求項５のいずれかに記載の高周波モジュール。
【請求項７】
前記基板が、複数の誘電体層を積層してなる多層基板であり、前記高周波スイッチ回路から送信用電力増幅器までを構成する回路要素を多層基板の表面及び／又は内部に一体化して形成した請求項１〜請求項６のいずれかに記載の高周波モジュール。
【請求項８】
前記多層基板が、セラミック誘電体層を含む多層セラミック基板である請求項７記載の高周波モジュール。
【請求項９】
前記請求項１〜請求項８のいずれかに記載の高周波モジュールを搭載してなる無線通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信用電力増幅器、高周波スイッチ回路、カップラ（方向性結合器）、分波回路などにより構成される高周波モジュール、及びその高周波モジュールを搭載した携帯電話機などの無線通信機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、１台の携帯電話機内に、２つ以上の送受信系を搭載するマルチバンド方式を採用した携帯電話機が提案されている。マルチバンド方式の携帯電話機は、分波回路を用いて、地域性や使用目的等に合った送受信系を選択して送受信することができる利便性の高い機器として期待されている。
例えば、通信帯域の異なる複数の送受信系として、ＧＳＭ８５０系（８５０ＭＨｚ帯）／ＧＳＭ９００系（９００ＭＨｚ帯）、及びＤＣＳ系（１８００ＭＨｚ帯）／ＰＣＳ系（１９００ＭＨｚ帯）の２ないし４送受信系を搭載したマルチバンド方式の携帯電話機が提案されている。
【０００３】
マルチバンド方式の携帯電話機では各送受信系の構成に必要な回路を搭載する必要があるが、回路が複雑になっており、それぞれ個別の専用部品を用いて回路を構成すれば、機器の大型化、高コスト化を招来することとなる。そこで、共通可能な回路部分は、可及的に共通化するようにして機器の小型化、低コスト化を有利に展開することが要請されている。
【０００４】
そこで、電力増幅回路、出力整合回路、カップラ、高周波スイッチ回路などを一体化した送信用の高周波モジュールが検討されている。
【特許文献１】特開平１１−２２５０８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、高周波スイッチ回路、出力整合回路、電力増幅回路などを一体化した高周波モジュールにおいて、高周波スイッチ回路を受信側に切り替えて受信しているときに、送信系回路に受信信号が漏洩して共振を起こし、このため受信帯域に共振極が発生し、受信系回路の損失が悪化するという問題が生じている。
本発明は、かかる問題点を解消するためになされたもので、送信系、受信系を切り分ける高周波スイッチ回路、電力増幅回路などを構成する回路要素を一体化して作製した高周波モジュールにおいて、受信特性を悪化させない高周波モジュールを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の高周波モジュールは、アンテナ端子に直接又は分波回路を通して接続され、送信系と受信系とを切り替える高周波スイッチ回路と、所定の送信通過帯域の送信信号を増幅する電力増幅回路と、前記高周波スイッチ回路と電力増幅回路との間に挿入され電力増幅回路の出力インピーダンスを変換する出力整合回路とを基板に実装してなり、前記高周波スイッチ回路における、送信信号を通過させるスイッチング素子の端子間容量が、０．３ｐF以下であることを特徴とする。
【０００７】
前記の構成によれば、受信時に、前記高周波スイッチ回路の送信信号入力端子に接続される出力整合回路が、受信周波数帯域において共振極を形成して共振回路として働くことがある場合に、スイッチング素子の端子間容量を０．３ｐF以下に抑えることにより、送信側とのアイソレーションを高め、共振極の影響を軽減することができる。したがって、受信信号の損失を防ぎ、良好な受信特性を有する高周波モジュールを実現することができる。
【０００８】
前記高周波スイッチ回路と電力増幅回路との間のいずれかの位置にＤＣカット用コンデンサが挿入されている場合、受信周波数帯域に共振極が発生しやすいので、本発明の適用は効果的である。
前記出力整合回路が、送信信号を通過させるための分布定数線路及び接地との間に形成されたコンデンサを含む回路である場合、受信周波数帯域に共振極が発生しやすいので、本発明の適用は効果的である。
【０００９】
また、前記高周波スイッチ回路と電力増幅回路との間に、送信信号を通過させるための分布定数線路を含む方向性結合器が挿入されていることもあるが、この方向性結合器も、受信周波数帯域に共振極を発生させる要因になるので、本発明の適用は効果的である。
そして、以上のＤＣカット用コンデンサ、出力整合回路、方向性結合器の３つのケースのうち、いずれか２つ又は３つが組み合わさった場合に、受信周波数帯域に深い共振極を発生させるので、本発明の適用はさらに効果的になる。
【００１０】
受信周波数帯域は、典型的には８００〜９００ＭＨｚ帯であるが、必ずしもこの周波数帯に限定されるものではない。
前記スイッチング素子は、ダイオード、ＦＥＴ又は機械式スイッチで構成されているものがあげられる。
また、前記基板が、複数の誘電体層を積層してなる多層基板であり、前記高周波スイッチ回路から送信用電力増幅器までを構成する回路要素を多層基板の表面及び／又は内部に一体化して形成した高周波モジュールにおいては、送信系回路が共振を起こし、このため受信系回路の損失が悪化するという問題が発生しやすいので、送信系回路と受信系回路とのアイソレーションの確保はさらに重要であるので、本発明の適用が効果的である。
【００１１】
前記多層基板が、セラミック誘電体層を含む多層セラミック基板であれば、高周波モジュールをさらに小型集積化できるため、送信系回路と受信系回路とのアイソレーションの確保はさらにいっそう重要となる。
また本発明は、前記高周波モジュールを携帯電話機、ＰＤＡなどの無線通信機器に搭載することにより、小型化と通信性能の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本発明に係る高周波モジュールのブロック図である。本発明の高周波モジュールＲＦＭ１０は、ＤＣＳ方式（基本周波数１８００ＭＨｚ帯）の送受信系と、ＧＳＭ方式（基本周波数９００ＭＨｚ帯）の送受信系とから構成される。
高周波モジュールＲＦＭ１０は、通過帯域の異なる複数の送受信系ＤＣＳ、ＧＳＭを、送受信系ごとに分ける分波回路ＤＩＰ１０と、各送受信系ＤＣＳ、ＧＳＭを送信系ＴＸと受信系ＲＸとにそれぞれ時分割で切り替える高周波スイッチ回路ＳＷ１０、ＳＷ２０と、高周波スイッチ回路ＳＷ１０、ＳＷ２０の各送信系ＴＸ側に設けられ、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０、ＡＭＰ２０の出力をモニタするためのカップラ（方向性結合器）ＣＯＰ１０、ＣＯＰ２０と、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０、ＡＭＰ２０とで構成されている。送信用電力増幅器ＡＭＰ１０は、出力整合回路ＭＡＴ１０、電力増幅回路ＭＭＩＣ１０で構成され、送信用電力増幅器ＡＭＰ２０は、出力整合回路ＭＡＴ２０、電力増幅回路ＭＭＩＣ２０で構成されている。
【００１３】
アンテナＡＮＴから受信されたＤＣＳ方式の受信信号は分波回路ＤＩＰ１０を経てＤＣＳ側の送受信系へ導かれ、ＧＳＭ方式の受信信号は分波回路ＤＩＰ１０を経てＧＳＭ側の送受信系に導かれる。また、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０、ＡＭＰ２０から出力される送信信号は、高周波スイッチ回路ＳＷ１０、ＳＷ２０、分波回路ＤＩＰ１０を通ってアンテナＡＮＴから送信される。
【００１４】
電力増幅回路ＭＭＩＣ１０、ＭＭＩＣ２０は、入力信号を増幅する機能を持ち、小型化、高効率化を図るためにＧａＡｓＨＢＴ（ガリウム砒素ヘテロジャンクションバイポーラトランジスタ）構造を有した半導体素子で形成されている。なお、本実施例ではＧａＡｓＨＢＴ半導体素子を用いているが、Ｐ−ＨＥＭＴ構造のＧａＡｓ半導体素子やシリコントランジスタで形成された半導体素子を用いてもよい。
【００１５】
出力整合回路ＭＡＴ１０、ＭＡＴ２０は、それぞれ電力増幅回路ＭＭＩＣ１０、ＭＭＩＣ２０の出力インピーダンスを変換して電力増幅回路ＭＭＩＣ１０、ＭＭＩＣ２０の増幅性能を最大限まで引き出す機能を持っている。
カップラＣＯＰ１０は、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０、ＡＭＰ２０の出力信号を一部分岐して、モニタ回路（図示せず）に戻し、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０、ＡＭＰ２０のオートパワー制御を行うものである。
【００１６】
図２Ａ及び図２Ｂは、図１に示す高周波モジュールの詳細な回路図である。
ＤＣＳ側の回路構成について説明すると、高周波スイッチ回路ＳＷ１０の送信系ＴＸ側は、カップラＣＯＰ１０を介して、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０に接続されている。送信用電力増幅器ＡＭＰ１０は、３段アンプで構成された電力増幅回路ＭＭＩＣ１０と出力整合回路ＭＡＴ１０とから構成される。
【００１７】
出力整合回路ＭＡＴ１０は、分布定数線路ＳＴＬＤ４、ＳＴＬＤ５、ＳＴＬＤ６、ＳＴＬＤ７、チップ型のインダクタＬＤ３、チップ型のコンデンサＣＤ６、ＣＤ７、ＣＤ８、ＣＤ９を有している。
これらの素子のうち、分布定数線路ＳＴＬＤ４、ＳＴＬＤ５、インダクタＬＤ３、コンデンサＣＤ６、ＣＤ７によりローパスフィルタを構成している。このローパスフィルタは、電力増幅回路ＭＭＩＣ１０の出力インピーダンス（０．５〜２Ω程度）とカップラＣＯＰ１０の入力インピーダンス（３０〜５０Ω程度）とのインピーダンス整合を行うとともに、前記電力増幅回路ＭＭＩＣ１０から発生する不要信号を低減するという機能を有する。
【００１８】
また、分布定数線路ＳＴＬＤ６は、コンデンサＣＤ９とともにショートスタブを構成し、高調波成分の抑制、および電力増幅回路ＭＭＩＣ１０の増幅性能を最大限まで引き出す役割を担っている。
さらに、分布定数線路ＳＴＬＤ７などは、電力増幅回路ＭＭＩＣ１０の最終段アンプに電圧を供給するとともに、負荷インピーダンス整合を行なう役割を担っている。
【００１９】
コンデンサＣＤ８は、電力増幅回路ＭＭＩＣ１０の出力端子から電力増幅回路ＭＭＩＣ１０の最終段アンプへのフィードバック回路を形成しており、電力増幅回路ＭＭＩＣ１０の発振防止の役割を持つ。
なお、電力増幅回路ＭＭＩＣ１０には、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０、２０の出力を制御するためのＶａｐｃ回路、およびＧＳＭ側とＤＣＳ側の出力を切りかえるための回路も含まれている。なお、本機能は、電力増幅回路ＭＭＩＣ２０に含まれていてもかまわない。
【００２０】
カップラＣＯＰ１０と送信用電力増幅器ＡＭＰ１０とは、直流成分カット用コンデンサＣＤ５を介して接続されている。この直流成分カット用コンデンサＣＤ５を、カップラＣＯＰ１０と送信用電力増幅器ＡＭＰ１０との間に配置することで、ＤＣＳ側の制御端子Ｖｃ（後述）からＰＩＮダイオードＤＤ１を介して流れ込む制御電流が送信用電力増幅器ＡＭＰ１０に流れ込むのを防ぐことができ、さらに送信用電力増幅器ＡＭＰ１０を構成する電力増幅回路ＭＭＩＣ１０のコレクタ電流が出力整合回路ＭＡＴ１０、インダクタＬＤ２を介してＧＮＤに流れることを防ぐことができる。
【００２１】
また、前記直流成分カット用コンデンサＣＤ５により、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０と、分波回路ＤＩＰ１０、高周波スイッチ回路ＳＷ１０及びカップラＣＯＰ１０とを分離することができ、モジュールとしての電気的不具合をそれぞれチェックすることが可能となる。
なお、この直流成分カット用コンデンサＣＤ５は、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０とカップラＣＯＰ１０との間でなく、高周波スイッチ回路ＳＷ１０とカップラＣＯＰ１０との間に配置しても良く、この場合でも上述と同様の効果を得ることができる。さらに、カップラＣＯＰ１０と送信用電力増幅器ＡＭＰ１０との間、及び高周波スイッチ回路ＳＷ１０とカップラＣＯＰ１０との間の両方に直流成分カット用コンデンサを配置することもできる。
【００２２】
カップラＣＯＰ１０は、分布定数線路ＳＴＬＤ２およびこれに並列に接続されたコンデンサＣＤ１５からなるローパスフィルタを構成している。このローパスフィルタにより、前記送信用電力増幅器ＡＭＰ１０から発生する不要信号を低減することができる。なお、カップラＣＯＰ１０は、ローパスフィルタの機能を必ずしも持たせる必要はなく、コンデンサＣＤ１５を設けずＤＣＳ帯域の周波数を通過させるための分布定数線路ＳＴＬＤ２だけで構成しても良い。
【００２３】
また、分布定数線路ＳＴＬＤ２に結合線路ＳＴＬＤ３を近接させて、容量結合、及び磁気結合を形成している。結合線路ＳＴＬＤ３の高周波スイッチ回路ＳＷ１０側の端には、終端抵抗ＲＤ２が接続されている。この結合により、送信系回路ＴＸ側の電力増幅回路ＭＭＩＣ１０からの出力の一部を取り出してモニタレベルとしてＤＣＳMonitor端子に帰還させている。
【００２４】
高周波スイッチ回路ＳＷ１０は、ＰＩＮダイオードＤＤ１、ＤＤ２、チップ型のインダクタＬＤ２を備えている。詳しくいうと、カップラＣＯＰ１０の出力端は、ＰＩＮダイオードＤＤ１のカソードに接続されるとともに、高周波領域での通過特性を劣化させず、かつＰＩＮダイオードＤＤ１を駆動する直流電流をグラウンドに流すためのインダクタＬＤ２を介して接地されている。
【００２５】
さらに、ＰＩＮダイオードＤＤ１のアノードは、高周波スイッチ回路ＳＷ１０の分布定数線路ＳＴＬＤ１に接続される。分布定数線路ＳＴＬＤ１の他端は、直流成分カット用のコンデンサＣＤ４を介してＤＣＳ側のＲＸ端子に接続されている。なお、分布定数線路ＳＴＬＤ１は、チップ部品で構成してもよい。
分布定数線路ＳＴＬＤ１とコンデンサＣＤ４との接続点は、ＰＩＮダイオードＤＤ２のカソードに接続され、ＰＩＮダイオードＤＤ２のアノードはコンデンサＣＤ３を介して接地され、ＰＩＮダイオードＤＤ２のアノードとコンデンサＣＤ３との接続点は、ＰＩＮダイオードＤＤ２に流れる電流を制御するための制御抵抗ＲＤ１を介してＤＣＳ側の制御端子Ｖｃに接続されている。
【００２６】
分波回路ＤＩＰ１０は、ローパスフィルタＬＰＦ１０とコンデンサＣＤ１、ＣＤ２およびインダクタＬＤ１とから形成されている。ローパスフィルタＬＰＦ１０は、分布定数線路及び分布定数線路に平行に配置されたコンデンサ、その他のコンデンサにより構成されている。このローパスフィルタＬＰＦ１０は、送信用電力増幅器ＡＭＰ１０が発生する高調波成分を低減させるとともに、分波回路ＤＩＰ１０のインピーダンスの微調整を行うという機能を有する。インダクタＬＤ１はＥＳＤ対策のための機能を持つように設計されている。
【００２７】
ＧＳＭ側の回路構成も、前述したＤＣＳ側の回路構成とほぼ同様である。
異なるところは、ＧＳＭ側に接続される分波回路ＤＩＰ１０が、ローパスフィルタＬＰＦ２０と、コンデンサＣＧ１およびインダクタＬＧ１、ＬＧ３とから形成されている。このコンデンサＣＧ１およびインダクタＬＧ１、ＬＧ３によりローパスフィルタを形成している。これは、ＧＳＭ方式の周波数が、ＤＣＳ方式の周波数よりも低いからである。インダクタＬＧ３はＥＳＤ対策のための機能を持つように設計されている。
【００２８】
また、ＰＩＮダイオードＤＧ１と分波回路ＤＩＰ１０のローパスフィルタＬＰＦ２０との間に、直流成分カット用コンデンサＣＧ２が配置されている。さらに、出力整合回路ＭＡＴ２０には、１本の分布定数線路ＳＴＬＧ４、コンデンサＣＧ６、ＣＧ７によりローパスフィルタを構成している。
以上の高周波モジュールＲＦＭ１０は、セラミックなどからなる同一寸法形状の複数の誘電体層が積層された誘電体多層基板内に構成されている。
【００２９】
それぞれの誘電体層は、例えば、ガラスエポキシ樹脂などの有機系誘電体基板に対して、銅箔などの導体によって分布定数線路やコンデンサを構成する導体パターンを形成し、積層して熱硬化させたもの、又は、セラミック材料などの無機系誘電体層に種々の導体パターンを形成し、これらを積層後同時に焼成したものが用いられる。
特に、セラミック材料を用いれば、セラミック誘電体の比誘電率は通常９から２５と、樹脂基板に比べて高いので、誘電体層を薄くでき、誘電体層に内装された回路の素子のサイズを小さくでき、素子間距離も狭くすることができる。
【００３０】
とりわけ、ガラスセラミックスなどの低温で焼成が可能なセラミック材料を用いると、導体パターンを低抵抗の銅、銀などによって形成することができるので望ましい。また、ビアホール導体は、誘電体層に形成した貫通孔にメッキ処理するか、導体ペーストを充填するかして形成される。
ここで、前記高周波スイッチ回路ＳＷ１０又はＳＷ２０の送受信時の動作について説明する。
【００３１】
送信時は、制御電圧供給用端子ＤＣＳ−Ｖｃ、またはＧＳＭ−Ｖｃに制御電圧２．６Ｖを印加することにより、ＤＣＳ帯スイッチング素子ＤＤ１、ＤＤ２、またはＧＳＭ帯スイッチング素子ＤＧ１、ＤＧ２がオン状態となり、ＤＣＳ帯ではＡＭＰ１０からの送信信号がＣＯＰ１０、ＳＷ１０、ＤＩＰ１０を通り、またはＧＳＭ帯ではＡＭＰ２０からの送信信号がＣＯＰ２０、ＳＷ２０、ＤＩＰ１０を通り、ＡＮＴより送信される。
【００３２】
受信時は、制御電圧供給用端子ＤＣＳ−Ｖｃ、またはＧＳＭ−Ｖｃに制御電圧０．２Ｖを印加することで、ＤＣＳ帯スイッチング素子ＤＤ１、ＤＤ２、またはＧＳＭ帯スイッチング素子ＤＧ１、ＤＧ２がオフ状態となり、ＤＣＳ帯受信信号はＤＩＰ１０、ＳＷ１０を通り、ＤＣＳ−ＲＸ端子へ、ＧＳＭ受信信号はＤＩＰ１０、ＳＷ２０を通り、ＧＳＭ−ＲＸ端子へ流れこむ。
【００３３】
このように、受信時はＳＷ１０，ＳＷ２０を構成しているスイッチング素子ＤＤ１，ＤＧ１はオフ状態となる。そのため、ＤＤ１，ＤＧ１からＣＯＰ１０，ＣＯＰ２０に受信信号は流れ込まないと考えられる。しかし、次に示す結果より送信系回路があることで、受信特性が悪化するという現象が生じた。
図３にＣＯＰ２０とＡＭＰ２０間のコンデンサＣＧ５の有無に応じた、受信時の、図２Ａに示すＡＮＴ端子からＧＳＭ−ＲＸ端子への挿入損失特性Ｓ１２の周波数変化を示す。図３（a）がＣＧ５無しの場合の挿入損失、（ｂ）がＣＧ５有りの場合の挿入損失を示す。ＣＧ５が有る状態では、通過帯域の付近に極が発生し、挿入損失特性が約０．２ｄＢ悪化していることがわかる。
【００３４】
次に、出力整合回路ＭＡＴ２０と、カップラＣＯＰ２０と、高周波スイッチ回路ＳＷ２０とを１つの回路でシミュレートした。その等価回路を図４に示す。
図４において、Ｃ０は高周波スイッチ回路を構成するダイオードＤ１の逆バイアス時の容量、ＳＴＬ１はカップラを構成する分布定数線路、Ｃ１はカップラにローパスフィルタ機能を持たせるためのコンデンサを示す。
【００３５】
Ｃ２はＤＣカットコンデンサ、ＳＴＬ２は出力整合回路を構成する分布定数線路であり、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５とともにインピーダンス整合と高調波成分の抑制をする。分布定数線路ＳＴＬ３は、コンデンサＣ６とともにショートスタブを形成し、インピーダンス整合と高調波成分の抑制を担っている。
受信時には、電力増幅回路ＭＭＩＣはオフ状態であり高インピーダンスであると考えられ、ＭＭＩＣ接続端子Ｐ３はオープン状態とした。以上を受信時における送信側の等価回路とし、ポートＰ１からポートＰ２への通過特性のシミュレーションを行なった。
【００３６】
図５は、以上の等価回路のパターンで電磁界及び回路シミュレーションを行った場合のＳパラメータの透過損失Ｓ21のグラフを示す。
なお、シミュレーション条件として、特性インピーダンスは５０Ω、周波数は0.1ＧＨｚ〜8.1ＧＨｚ、基板の厚みは１００μｍ、比誘電率は１８．７、両面基板とした。
図５（ａ）は、ダイオードＤ１の端子間容量Ｃ０を０．３ｐＦとした場合の透過損失Ｓ２１を示すグラフであり、ＧＳＭの受信帯域（９２５〜９６０ＭＨｚ）付近の１０００ＭＨｚに極が存在することがわかる。９２５ＭＨｚでの透過損失Ｓ２１は、−０．１４１ｄＢであり、９６０ＭＨｚでの透過損失Ｓ２１は、−０．３３９ｄＢである。この極は、カップラや出力整合回路を形成するストリップラインのライン長、出力整合回路を形成するコンデンサの定数により位置が変動することがわかっている。
【００３７】
図５（ｂ）は、ダイオードＤ１の端子間容量Ｃ０を１ｐＦとした場合の透過損失Ｓ２１を示すグラフであり、ＧＳＭの受信帯域（９２５〜９６０ＭＨｚ）付近の１０００ＭＨｚに極が存在することがわかる。９２５ＭＨｚでの透過損失Ｓ２１は、−２．６４ｄＢであり、９６０ＭＨｚでの透過損失Ｓ２１は、−１．１３４ｄＢである。
図５（ａ）、図５（ｂ）の結果の比較により、ダイオードＤ１の端子間容量Ｃ０は小さい方が極が浅く、０．３ｐＦとした場合の９２５ＭＨｚにおける通過損失は、１ｐＦとした場合の−２．６４ｄＢから−０．１４ｄＢと、２．５ｄＢの改善が得られている。
【００３８】
次に、図６に、実験によるＣ２の容量値と極位置の関係図を示す。この結果よりＣ２の容量値を大きくしていくと、極位置は低域へシフトしていることがわかる。
これらのシミュレーション及び実験結果より、ダイオードＤ１以降のカップラ、出力整合回路により構成される送信系回路が、受信時に共振回路として作用し、共振極が発生し、挿入損失特性が悪化したのではないかと考えられる。
【００３９】
この課題の解決策として、主に２点挙げられる。１点目は、カップラ、出力整合回路を形成するストリップラインのライン長及び出力整合回路を形成するコンデンサの定数を設計制限し、受信帯域付近に極が存在しないようにする。２点目は、高周波スイッチ回路とカップラとを接続するダイオードの端子間容量を小さくし、受信時の送信系回路へのアイソレーション特性を高め、共振極の影響を軽減するということである。
【００４０】
出力整合回路のライン長やコンデンサの定数は、送信信号特性により決定される部分が大きく、受信特性を優先して出力整合回路の特性を制限することは、ＭＭＩＣの増幅性能を最大限まで引き出せないということが考えられ、１点目の解決策は実現困難であると考えられる。
よって、２点目の解決策である、ダイオードＤ１の端子間容量値Ｃ０を小さくすることで、共振回路へのアイソレーションが向上し、共振極の影響を軽減できるのではないかと考え、ダイオードＤ１の端子間容量変化の受信時の挿入損失特性への影響を検討した。
【００４１】
図７は、ダイオードＤ１の端子間容量Ｃ０を変化させたときの、挿入損失特性Ｓ２１の変化幅（端子間容量＝０．３ｐＦを基準とした）を示す。端子間容量を０．３ｐＦから０．２ｐＦにすることで、挿入損失はさらに約０．２ｄＢ改善されることがわかる。この結果より、ダイオードＤ１の端子間容量Ｃ０を、大きくても０．３ｐＦにすることが有効であり、これより小さくすれば、挿入損失特性の改善にさらに有効であるといえる。
【００４２】
通常、市販のＰＩＮダイオードの逆バイアス時の端子間容量は、公称値で０．３５ｐＦ〜０．４５ｐＦであり、０．３ｐＦ以下のものは少ないが、端子間容量改善品として，０．３ｐＦ以下のものが、今後各素子メーカより量産され，入手可能となると予想している．
したがって、高周波スイッチ回路とカップラ、電力増幅回路を接続するダイオードの端子間容量値として、所定の値よりも小さいものを用いることが、モジュール化する上で起こりうる受信特性の悪化を防ぎ、特性の良好な高周波モジュールが実現できるといえる。
【００４３】
本発明の高周波モジュールは、携帯電話機、ＰＤＦなど小型軽量が要求される無線通信機器内部のマザーボードに基板表面に好適に搭載されるものである。
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、上記の実施形態においてスイッチング素子として、ダイオードの他にＭＥＳＦＥＴや機械式スイッチを使用した場合でも本発明は適用可能である。また、上記の実施形態においてＤＣＳとＧＳＭの組み合わせによるデュアルバンド高周波モジュールを例にとって説明したが、ＰＣＳなど他の通信系との組み合わせにおいても適用できる。また、デュアルバンドに限らず、３系統以上の系統を有する場合においても、同様の効果が得られる。その他、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の高周波モジュールのブロック図である。
【図２Ａ】本発明の分波回路、出力整合回路を含む部分の高周波モジュールの回路図である。
【図２Ｂ】本発明の高周波モジュールのカップラ、出力整合回路を含む部分の回路図である。
【図３】本発明の高周波モジュールの受信特性を示すグラフである。（a）はカップラ、出力整合回路間にＤＣカット用コンデンサが無い場合、（ｂ）はカップラ、出力整合回路間のＤＣカット用コンデンサがある場合を示す。
【図４】受信時において送信側回路の影響を考慮した場合のシミュレーションを行なった等価回路図を示す。
【図５】図４の等価回路で電磁界及び回路シミュレーションを行った場合のＳパラメータの透過損失Ｓ21のグラフを示す。（ａ）はダイオードの端子間容量を０．３ｐＦとした時のグラフ、（ｂ）はダイオードの端子間容量を１ｐＦとした時のグラフである。
【図６】高周波モジュールのカップラ、出力整合回路間のコンデンサの容量値を変化させたときの、送信系回路に基づく極位置の変化を示すグラフである。
【図７】高周波モジュールの高周波スイッチ回路とカップラを接続するダイオードの端子間容量を変化させたときの、受信損失の変化幅を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４５】
ＡＭＰ１０、ＡＭＰ２０・・・送信用電力増幅器
ＡＮＴ・・・アンテナ端子
ＣＤ５，ＣＧ５・・・ＤＣカット用コンデンサ
ＣＤ６〜９，ＣＧ６〜９・・・コンデンサ
ＣＰＯ１０，ＣＯＰ２０・・・カップラ
ＤＩＰ１０・・・分波回路
ＤＤ１，ＤＧ１・・・ダイオード
ＭＡＴ１０、ＭＡＴ２０・・・出力整合回路
ＭＭＩＣ１０、ＭＭＩＣ２０・・・電力増幅回路
ＳＴＬＤ２〜７，ＳＴＬＧ２〜４，７・・・分布定数線路
ＳＷ１０、ＳＷ２０・・・高周波スイッチ回路
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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