(57)【要約】【課題】  より効率の良い、スイッチング電源を提供することを目的とする。【解決手段】  本発明のスイッチング電源は、３巻線トランスの２次側の２本の巻線に誘起される互いに逆位相の第１及び第２交流電圧を、第１及び第２トランジスタスイッチを用いて整流する同期整流回路を用いるスイッチング電源であって、上記同期整流回路内において、上記第１及び第２トランジスタスイッチを、第１及び第２交流電圧によって交互にオンに切り換える制御回路であって、第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に印加される電圧が共にしきい値よりも低い値の時に、第１又は第２トランジスタスイッチをオフに切り換える制御回路を備えたことを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３巻線トランスの２次側の２本の巻線に誘起される互いに逆位相の第１及び第２交流電圧を、第１及び第２トランジスタスイッチを用いて整流する同期整流回路を用いるスイッチング電源であって、
上記同期整流回路内に、上記第１及び第２トランジスタスイッチを、第１及び第２交流電圧によって交互にオンに切り換える制御回路であって、第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に印加される電圧が共にしきい値よりも低い値の時に、第１又は第２トランジスタスイッチをオフに切り換える制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
上記制御回路は、上記第１及び第２交流電圧が、ベース電極及びコレクタ電極に互い違いに、かつ、所定の負荷を介して印加され、各コレクタ電極が上記第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に接続されているエミッタ接地の第１及び第２バイポーラトランジスタで構成され、
上記所定の負荷は、第１及び第２バイポーラトランジスタが、第１及び第２交流電圧によりコレクタ電極に印加される電圧が上記第１及び第２トランジスタスイッチのしきい値よりも低い値で遮断状態になるように設定されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
上記スイッチング電源が、電流共振型のスイッチング電源であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
スイッチング電源の制御方法であって、
上記スイッチング電源は、３巻線トランスの２次側の２本の巻線に誘起される互いに逆位相の第１及び第２交流電圧を、第１及び第２トランジスタスイッチを用いて整流する同期整流回路を用い、
上記同期整流回路内において、上記第１及び第２トランジスタスイッチを、第１及び第２交流電圧によって交互にオンに切り換える制御工程であって、第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に印加される電圧が共にしきい値よりも低い値の時に、第１又は第２トランジスタスイッチをオフに切り換える制御工程を備えたことを特徴とするスイッチング電源の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流間接変換を行うスイッチング電源及びその制御方法に関する。ここで直流間接変換とは、半導体スイッチを用いて直流電圧を一旦交流電圧に変換し、再び、極性、電圧値が異なる直流電圧とする直流電圧変換のことを言う。
【背景技術】
【０００２】
直流間接変換を行う電流共振型のスイッチング電源には、３巻線トランスの２次側に誘起される互いに逆位相の２つの交流電圧を直流電圧に変換する同期整流回路が用いられている。なお、上記３巻線トランスとは、１次側に１次巻線を備え、２次側に２個の２次巻線を備えるトランスであって、１次側の巻線に対する交流電圧の印加に対して、上記２次側の２個の２次巻線に、互いに逆位相の交流電圧を誘起するものをいう。
【０００３】
上記同期整流回路は、交互にオンに切り換えられる２個のスイッチを用いて、上記互いに逆位相の２つの交流電圧の全波整流を行う回路をいい、同期整流を行わずにダイオードのみで構成される整流回路と区別される。
【０００４】
図３は、同期整流型の電流共振型スイッチング電源２００の回路の一例を示す図である。当該スイッチング電源２００の同期整流回路を構成する２個のスイッチ回路は、半周期毎にオンに切り換えられるトランジスタスイッチ２０９，２１０と、当該トランジスタスイッチ２０９，２１０に逆接続されたダイオード２１１，２１２とで構成されている。なお、図には、各トランジスタスイッチ２０９，２１０の寄生容量２１３，２１４をコンデンサの記号で示してある。
【０００５】
スイッチング電源２００は、小型化を図るため、トランジスタスイッチ２０９及び２１０のオン／オフを、これらのトランジスタのゲート電極に印加する信号を発生する第１駆動装置（図示せず）を用いる代わりに、トランス２０３の２次側に追加した補助巻線２０５及び２０８に誘起される電圧を利用する。
【０００６】
図示しない第２駆動装置によってトランジスタスイッチ２０１及び２０２を交互にオンに切り換えることで、トランス２０３の１次巻線２０４に交流電圧Ｖ１が印加され、２次巻線２０６，２０７及び補助巻線２０５，２０８に、交流電圧Ｖ２〜Ｖ５が誘起される。トランジスタスイッチ２０９，２１０は、それぞれ補助巻線２０５，２０８に誘起する電圧Ｖ２，Ｖ５によりオン／オフに切り換わり、ダイオード２１１，２１２でのロスを低減させつつ、２次巻線２０６，２０７に誘起される交流電圧Ｖ３，Ｖ４を整流して出力Ｖｏｕｔを生成する。
【０００７】
なお、上記スイッチング電源２００は、例えば、以下の特許文献１に記載されている。
【特許文献１】特開平１１−３３２２３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述するように、トランジスタスイッチ２０９及び２１０は、それぞれトランス２０３の２次側に設けた補助巻線２０５及び２０８に誘起される電圧Ｖ２及びＶ５により交互に駆動される。例えば、交流電圧Ｖ３の低下に伴い、トランジスタスイッチ２０９をオフに切り換え、交流電圧Ｖ４の増加に伴いトランジスタスイッチ２１０をオンに切り換える場合を考察する。この場合、交流電圧Ｖ３と共に補助コイル２０５に誘起されている交流電圧Ｖ２の値も減少するが、トランジスタスイッチ２０９の寄生容量２１３の作用により、交流電圧Ｖ２の値がしきい値Ｖｔｈ以下になっているにもかかわらず、オンの状態を維持することがある。この場合、トランジスタスイッチ２０９及び２１０が共にオンの状態になり、２次側のコイル２０６，２０７に短絡電流が流れ、トランジスタスイッチ２０９，２１０が破損する恐れがある。その他、逆電流の発生による１次側回路の破損や、効率の低下等の恐れもある。
【０００９】
また、２次巻線に誘起されている電圧の反転時、ゲートの寄生容量により、トランジスタスイッチ２０９，２１０に逆電流が流れようとするが、この場合、スイッチング電源２００では、コイル２１５で生じる逆起電力により、上記逆電流が流れることを防いでいる。しかし、無負荷時には、コイル２１５に電流が流れないため上記逆起電力は発生せず、上述する逆電流が流れることを抑制することができない。
【００１０】
本発明は、より効率及び安定性の良い、直流間接変換を行うスイッチング電源及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のスイッチング電源（以下、第１のスイッチング電源という）は、上記第１及び第２トランジスタスイッチの寄生容量によるオフ時の時間遅れを防ぎ、制御の安定化を図ったものであり、３巻線トランスの２次側の２本の巻線に誘起される互いに逆位相の第１及び第２交流電圧を、第１及び第２トランジスタスイッチを用いて整流する同期整流回路を用いるスイッチング電源であって、上記同期整流回路内において、上記第１及び第２トランジスタスイッチを、第１及び第２交流電圧によって交互にオンに切り換える制御回路であって、第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に印加される電圧が共にしきい値よりも低い値の時に、第１又は第２トランジスタスイッチをオフに切り換える制御回路を備えたことを特徴とする。
【００１２】
上記３巻線トランスとは、通常、２次側に出力電圧を形成するための交流電圧を誘起する巻線を２本有するものをいう。しかし、当該構成のトランスに補助コイル等を追加し、見かけ上、２次側に３本以上の巻線を有するトランスも、３巻線トランスに含むものとする。
【００１３】
上記動作を行う制御回路は、第１及び第２交流電圧が、第１及び第２トランジスタスイッチのしきい値よりも低くなっているにも拘わらず、上記寄生容量により、オンしつづけてしまうモードを防ぐことができる。
【００１４】
本発明の上記とは別のスイッチング電源（以下、第２のスイッチング電源という）は、上記第１のスイッチング電源において、上記制御回路は、上記第１及び第２交流電圧が、ベース電極及びコレクタ電極に互い違いに、かつ、所定の負荷を介して印加され、各コレクタ電極が上記第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に接続されているエミッタ接地の第１及び第２バイポーラトランジスタで構成され、上記所定の負荷は、第１及び第２バイポーラトランジスタが、第１及び第２交流電圧によりコレクタ電極に印加される電圧が上記第１及び第２トランジスタスイッチのしきい値よりも低い値で遮断状態になるように設定されていることを特徴とする。
【００１５】
なお、上気第１及び第２のスイッチング電源は、電流共振型のスイッチング電源であることが好ましい。
【００１６】
本発明のスイッチング電源の制御方法は、上記スイッチング電源が、３巻線トランスの２次側の２本の巻線に誘起される互いに逆位相の第１及び第２交流電圧を、第１及び第２トランジスタスイッチを用いて整流する同期整流回路を用い、上記同期整流回路内において、上記第１及び第２トランジスタスイッチを、第１及び第２交流電圧によって交互にオンに切り換える制御工程であって、第１及び第２トランジスタスイッチのゲート電極に印加される電圧が共にしきい値よりも低い値の時に、第１又は第２トランジスタスイッチをオフに切り換える制御工程を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の上記第１のスイッチング電源、当該スイッチング電源が電流共振型のもの、及び上記スイッチング電源の制御方法を用いることで、一方のトランジスタスイッチを当該トランジスタスイッチのゲート電極に印加される上記交流電圧がしきい値電圧よりも低い値でオフに切り換えた後に、他方のトランジスタスイッチをオンの状態に切り換えることになる。これにより、両方のトランジスタスイッチが同時にオンに切り換わることを防止して、整流回路における整流動作の効率を向上することができる。
【００１８】
本発明の第２のスイッチング電源、又は、当該スイッチング電源が電流共振型のものを用いることで、オフに切り換えるトランジスタスイッチの寄生容量の電荷を効果的に放電して、当該寄生容量によって上記トランジスタがオンのままの状態を保つことを防止することができる。これにより、両方のトランジスタスイッチが同時にオンに切り換わることを防止して、整流回路における整流動作の効率を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は、実施の形態に係る電流共振型スイッチング電源１００の構成を示す回路図である。後に詳しく説明するが、スイッチング電源１００は、同期整流回路Ｃ２ａを構成する２個のトランジスタスイッチ１０８，１０９を交互にオンに切り換える制御回路であって、一方のトランジスタスイッチをオフに切り換えてから他方をオンに切り換えて、これら２個のトランジスタスイッチが同時にオンに切り換わることを排除する機能を備えた制御回路Ｃ２ｂとを採用したことを特徴とする。
【００２０】
スイッチング電源１００は、点線で囲んで示すように、３巻線トランス１０１の１次巻線１０２側の回路Ｃ１と、２次巻線１０３，１０４側の回路Ｃ２とで構成されている。
【００２１】
通常、３巻線トランスとは、２次側に出力電圧を形成するための交流電圧を誘起する主巻線を２本有するものをいう。本実施の形態には該当しないが、３巻線トランスに、補助コイル等を追加し、見かけ上、２次側に３本以上の巻線を有する場合であっても、２次側に出力電圧を形成するための交流電圧を誘起する主巻線を２本有するものである限りにおいて、３巻線トランスの概念に含むものとする。
【００２２】
回路Ｃ１は、交流電圧Ｖ１を生成して１次巻線１０２に印加する回路であり、周知の電流共振型スイッチング電源のトランスの１次側に備えるものと同じ回路（例えば、図３を参照）を採用する。
【００２３】
具体的には、回路Ｃ１は、直列に接続されたコンデンサ１０４と２個のトランジスタスイッチ１０５，１０６、及び、上記トランジスタスイッチ１０６に並列に接続された１次巻線１０２とコンデンサ１０７で構成される。２個のトランジスタスイッチ１０５，１０６を、図示しない駆動装置により交互にオンに切り換えることにより、コンデンサ１０７の充電と放電が繰り返し行われ、この結果、１次巻線１０２に交流電圧Ｖ１が印加される。
【００２４】
回路Ｃ２は、２次巻線１０３及び１０４に誘起する交流電圧Ｖ２，Ｖ３を整流して直流電圧を生成する整流回路Ｃ２ａと、上記整流回路Ｃ２ａの整流回路１１１及び１１２を構成する２個のトランジスタスイッチ１０８，１０９を交互に駆動する制御回路Ｃ２ｂとで構成されている。
【００２５】
整流回路Ｃ２ａは、３巻線トランス１０１の２次巻線１０３，１０４と、当該２本の巻線間よりのびる第１端子１１０、各巻線に誘起する交流電圧Ｖ２，Ｖ３を整流する整流回路１１１，１１２、各巻線に流れる電流が反転した際に現れる逆電流を抑制するためのコイル１１３，１１４、及び、平滑コンデンサ１１５で構成される。上記コイル１１３，１１４は、それぞれ２次巻線１０３，１０４と整流回路１１１，１１２の間に直列接続されている。上記整流回路１１１，１１２の出力端子は、互いに結線された後に第２端子１１６に接続されている。以下、第２端子１１６の電位をＧと表す。
【００２６】
整流回路１１１は、しきい値電圧がＶｔｈ３のトランジスタスイッチ（ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）１０８と、上記トランジスタスイッチ１０８のソース・ドレイン間に逆接続されたダイオード１３０とで構成される。なお、図には、トランジスタスイッチ１０８の寄生容量１３１をコンデンサの記号で明示してある。
【００２７】
整流回路１１２は、しきい値電圧がＶｔｈ２のトランジスタスイッチ（ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）１０９と、上記トランジスタスイッチ１０９のソース・ドレイン間に逆接続されたダイオード１３２とで構成される。なお、図には、トランジスタスイッチ１０９の寄生容量１３３をコンデンサの記号で明示してある。
【００２８】
制御回路Ｃ２ｂは、上記２個のトランジスタスイッチ１０８，１０９を、交互にオンに切り換えるものであり、特に、各トランジスタスイッチ１０８，１０９のゲート電極に印加される電圧が、共にしきい値よりも低い値の期間に、トランジスタスイッチ１０８又は１０９をオフに切り換えることを特徴とする。
【００２９】
当該制御を行うことで、トランジスタスイッチのゲートの寄生容量の作用によるオフへの切り換わりの遅延を防ぎ、当該トランジスタスイッチが完全にオフに切り換わってから、他方のトランジスタスイッチをオンの状態に切り換えることができる。これにより、トランジスタスイッチ１０８及び１０９が同時にオンの状態になることを防止すると共に、無負荷時に各トランジスタスイッチ１０８，１０９に逆電流が流れるのを防止することができる。
【００３０】
制御回路Ｃ２ｂは、より具体的には、上記２つの交流電圧Ｖ２，Ｖ３がベース電極及びコレクタ電極に互い違いに、かつ、所定の負荷（抵抗１２０，１２１，１２３及び１２４等）を介して印加され、互いのエミッタ電極が上記整流回路Ｃ２ａの端子１１６に接続されると共に、各コレクタ電極が上記２個のトランジスタスイッチ１０８，１０９のゲート電極に接続されている２個のバイポーラトランジスタ１２５，１２６で構成されている。上記所定の負荷は、バイポーラトランジスタ１２５，１２６が、コレクタ電極に印加される電圧が上記２個のトランジスタスイッチ１０８，１０９のしきい値Ｖｔｈ３，Ｖｔｈ２以下のときに、遮断状態になるように設定されている。
【００３１】
以下、制御回路Ｃ２ｂの構成について詳細に説明する。制御回路Ｃ２ｂは、抵抗１２０，１２１，１２３，１２４，１２７，１２８，１２９、及び、同一特性の２個のｎｐｎ型バイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタという）１２５，１２６で構成される。
【００３２】
なお、抵抗１２０と抵抗１２１とは１ｋΩ、抵抗１２３と抵抗１２４とは５６Ω、抵抗１２７は５．１ｋΩ、抵抗１２８は７．５Ω、抵抗１２９は５．１ｋΩである。
【００３３】
トランジスタ１２５のベース電極は、抵抗１２０を介して整流回路Ｃ２ａの点Ｐ１に接続されると共に、抵抗１２７を介して点Ｐ５に接続されている。上記構成において、トランジスタ１２５のベース電極には、点Ｐ１と点Ｐ５との間の電位差を、抵抗１２０及び抵抗１２７の抵抗値の比率で抵抗分割した電圧が印加される。
【００３４】
また、トランジスタ１２５のコレクタ電極は、整流回路１１１を構成するトランジスタスイッチ１０８のゲート電極に接続されると共に、抵抗１２３を介して整流回路Ｃ２ａの点Ｐ４に接続されている。トランジスタ１２５のエミッタ電極は、抵抗１２８を介して整流回路Ｃ２ａの第２端子１１６に接続されている。
【００３５】
一方、トランジスタ１２６のベース電極は、抵抗１２１を介して整流回路Ｃ２ａの点Ｐ２に接続されると共に、抵抗１２９を介して点Ｐ６に接続されている。上記構成において、トランジスタ１２６のベース電極は、点Ｐ２と点Ｐ６との間の電位差を、抵抗１２１及び抵抗１２９の抵抗値の比率で抵抗分割した電圧が印加される。
【００３６】
また、トランジスタ１２６のコレクタ電極は、整流回路１１２を構成するトランジスタスイッチ１０９のゲート電極に接続されると共に、抵抗１２４を介して整流回路Ｃ２ａの点Ｐ３に接続されている。トランジスタ１２６のエミッタ電極は、抵抗１２８を介して整流回路Ｃ２ａの第２端子１１６に接続されている。
【００３７】
以下、上記構成の制御回路Ｃ２ｂを備えた整流回路Ｃ２ａの動作について説明する。図２は、２次巻線１０３，１０４に誘起される交流電圧Ｖ２，Ｖ３の波形を示す図である。また、表１は、交流電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベル（Ｖ２）からＬｏｗレベル（Ｇ＝０ｖ）へと電位の降下を開始して、降下し終わるまでの期間Ｔ１、次の電位上昇開始までの期間Ｔ２、電位上昇開始から上昇し終わるまでの期間Ｔ３、次の電圧降下開始までの期間Ｔ４の各々の期間におけるトランジスタ１０８，１０９，１２５，１２６（表中、トランジスタをＴｒと表す）のオン／オフの状態変化を示す。交流電圧Ｖ２の電圧降下に伴い、点Ｐ１の電位が低下し、この結果、トランジスタ１２５のベース・コレクタ間における電荷の流れが停止する、いわゆる遮断（cut off）状態になる時の電圧Ｖ２の値を、Ｖｏｆｆ２と記す。同様に、トランジスタ１２６が遮断状態になるときの電圧Ｖ３の値を、Ｖｏｆｆ３と記す。本例では、Ｖｏｆｆ２＝Ｖｏｆｆ３である。
【表１】
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【００３８】
まず、期間Ｔ１について考察する。期間Ｔ１では、交流電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わり、代わりに、交流電圧Ｖ３がＬｏｗレベル（Ｇ＝０ｖ）からＨｉｇｈレベル（Ｖ３（但し、Ｖ３＝Ｖ２である））に切り換わる。電圧Ｖ２の電圧の減少により、Ｐ１、Ｐ３点の電位も下がるが、この際、Ｖｇ１の電圧降下は、トランジスタスイッチ１０９の寄生容量１３３の作用により遅くなる。
【００３９】
電圧Ｖ２＞電圧Ｖ３の関係を満たす期間中、トランジスタ１２５はオン、トランジスタ１２６はオフである。更に、電圧Ｖ２が減少し、Ｖ２≒Ｖ３の状態になり、Ｖｏｆｆ２以下になるとトランジスタスイッチ１２５，１２６は共にオフの状態になる。更に、電圧Ｖ２が減少して電圧Ｖ２＜電圧Ｖ３の状態になり、電圧Ｖ３の上昇値がＶｏｆｆ３を超えると、トランジスタスイッチ１２６がオンし始める。この際、Ｐ３点は、Ｐ２の減少によりＬｏｗレベルであるため、トランジスタスイッチ１２６のコレクタ電流Ｉｃは、抵抗１２４を介して供給されない。これにより、トランジスタスイッチ１０９の寄生容量１３３から、トランジスタ１２６のコレクタ電流Ｉｃが供給され、Ｖ３の上昇により、トランジスタスイッチ１０８のゲートがＶｔｈ３を超える前に、トランジスタ１０９の寄生容量１３３の放電が行われる。この結果、トランジスタスイッチ１０８，１０９のオン及びオフが速やかに行われるのである。
【００４０】
上記回路動作をより詳細に説明すると以下のとおりになる。交流電圧Ｖ２及びＶ３の変化に伴い、電圧Ｖ２がＶｏｆｆ２以下になると、トランジスタ１２５が遮断状態になる。上述したように、トランジスタ１２５のベース電極には、交流電圧Ｖ２が抵抗１２０及び抵抗１２７により抵抗分割された電圧が印加され、コレクタ電極には、交流電圧Ｖ３が抵抗１２３において電圧降下した値が印加される。
【００４１】
トランジスタ１２６のベース電極には、交流電圧Ｖ３が抵抗１２１及び抵抗１２９により抵抗分割された電圧が印加され、コレクタ電極には、交流電圧Ｖ２が抵抗１２４において電圧降下された値が印加される。
【００４２】
以上の説明より、期間Ｔ１において、交流電圧Ｖ２がＶｏｆｆ２の値以下になった後、交流電圧Ｖ３がＶｏｆｆ３以上の値になるまでの間は、トランジスタ１２５とトランジスタ１２６の両方が遮断状態になることが理解される。
【００４３】
整流回路１１１及び１１２を構成するトランジスタスイッチ１０８及び１０９は、ゲート電極に印加される電圧（トランジスタ１２５及び１２６のコレクタ電極の電圧と同じ）が、しきい値電圧Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３（但し、Ｖｔｈ２＞Ｖｏｆｆ２及びＶｔｈ３＞Ｖｏｆｆ３の関係を満たす）を超えた場合にオンに切り換わる。トランジスタスイッチ１０８及び１０９のゲート電極には、電圧Ｖ３及び電圧Ｖ２が、それぞれ抵抗１２３及び１２４による電圧降下を伴いながら、印加されている。
【００４４】
上述した制御回路Ｃ２ｂでは、トランジスタ１２５が完全にオフに切り換わった時点で、トランジスタ１０９のゲートの寄生容量により、トランジスタ１０９のゲート電極の電位Ｖｇ１は当該トランジスタ１０９をオンの状態を維持する（しきい値Ｖｔｈ２以上の）値を維持している。この後、トランジスタ１２６がオンに切り換わることで、電流Ｉｃが流れてゲート電圧Ｖｇ１を低下させると共に、トランジスタスイッチ１０９の寄生容量１３３に充電されている電荷を放電する。当該放電実行時、交流電圧Ｖ２、即ち点Ｐ３の電位は、既にトランジスタスイッチ１０９のしきい値電圧Ｖｔｈ２以下になっているため、両方のトランジスタスイッチがオンすることを、完全に排除することができる。
【００４５】
トランジスタ１２５がオフに切り換わることで、点Ｐ４の電位が抵抗１２３を介してトランジスタスイッチ１０８のゲート電極に印加されることになる。トランジスタスイッチ１０８は、交流電圧Ｖ３の上昇に伴いゲート電圧Ｖｇ２がしきい値電圧Ｖｔｈ３（但し、Ｖｔｈ３＞Ｖｏｆｆ３の関係を満たす）を超えるとオンに切り換わる。
【００４６】
整流回路Ｃ２ａでは、期間Ｔ１において、上記トランジスタスイッチ１０９をオフに切り換えるタイミングを、トランジスタスイッチ１０８のゲート電極に印加される電圧がしきい値Ｖｔｈ３を越えるタイミングの前に設定する。これにより、両方のトランジスタスイッチが同時にオンの状態になる期間を無くし、整流動作の効率を向上することができる。
【００４７】
期間Ｔ２においては、表１に示すように、トランジスタスイッチ１０８がオン、トランジスタスイッチ１０９がオフ、トランジスタ１２５がオフ、及び、トランジスタ１２６がオンの状態を維持する。
【００４８】
期間Ｔ３においては、トランジスタ１２５，１２６の動作とトランジスタ１０８，１０９の動作が入れ換わるだけで、期間Ｔ１において生じる現象と同様の現象が生じる。これにより、両方のトランジスタスイッチが同時にオンの状態になる期間を無くし、整流動作の効率を向上することができる。
【００４９】
期間Ｔ４においては、表１に示すように、トランジスタスイッチ１０８がオフ、トランジスタスイッチ１０９がオン、トランジスタ１２５がオン、及び、トランジスタ１２６がオフの状態を維持する。
【００５０】
整流回路Ｃ２ａは、制御回路Ｃ２ｂの働きにより、以上の期間Ｔ１〜Ｔ４における動作を繰り返す。
【００５１】
最後に、上記整流回路Ｃ２ａに設けたコイル１１３，１１４の奏する作用および効果について説明しておく。図３に示した従来のスイッチング電源２００のコイル２１５には全波整流後の電流が流れるのに対して、整流回路Ｃ２ａに設けたコイル１１３，１１４は、２本の２次巻線の各々に誘起する電圧Ｖ２，Ｖ３が整流される前の状態、即ち、半波分の電流が流れる。この場合、各コイルのリアクタンス成分が同じであるとしても、コイル２１５における消費電力Ｐに対し、コイル１１３，１１４で消費する電力はＰ／４、即ち、回路全体でみると消費電力は、Ｐ／２となる。このように、実施の形態に係るスイッチング電源１００では、逆電流の防止用のコイル１１３，１１４において消費される電力の合計を、図３に示したスイッチング電源２００のコイル２１５において消費される電力の半分に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】実施の形態に係る電流共振型スイッチング電源の回路図である。
【図２】２本の２次巻線に誘起される電位の推移遷移を示す図である。
【図３】従来の同期整流を採用した電流共振型スイッチング電源の回路図である。
【符号の説明】
【００５３】
１００，２００  同期整流を採用した電流共振型スイッチング電源、１１１，１１２  整流回路、１０８，１０９  Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ、１２５，１２６  ｎｐｎ型トランジスタ、Ｃ１  １次巻線側回路、Ｃ２  ２次巻線側回路、Ｃ２ａ  整流回路、Ｃ２ｂ  差動増幅器。
【図１】
2005176512.tif 000004
【図２】
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【図３】
2005176512.tif 000006