(57)【要約】【課題】過電流保護時のＩＧＢＴの過電圧破壊を防止した３レベルインバータを提供すること。【解決手段】本発明の電力変換装置は、３レベルインバータのアームを構成する各半導体スイッチング素子の過電流保護回路が動作する過電流レベルが、交流端子側半導体スイッチング素子の保護回路の値が、直流端子側半導体スイッチング素子の保護回路の値より大きいか、あるいは交流端子側半導体スイッチング素子の保護回路が、直流端子側半導体スイッチング素子の保護回路より遅れて動作する。【選択図】  図１
2005012913.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の直流端子と、
該一対の直流端子の電位の中間の電位を有する点と、
相数と同数の交流端子と、
前記直流端子の高電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した上アームと、
前記直流端子の低電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した下アームと、
前記アームの前記２個の並列回路の接続点と、前記一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオードと、
前記各半導体スイッチング素子の予め定められた電流値以上の主電流を抑制又は遮断する保護回路とを具備し、
前記交流端子に接続された半導体スイッチング素子の保護回路の予め定められた第１の電流値が、前記直流端子に接続された半導体スイッチング素子の保護回路の予め定められた第２の電流値よりも高いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記予め定められた第１の電流値と第２の電流値との差が、電力変換装置の正常動作時に前記交流端子から出力される最大の電流値より大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
一対の直流端子と、
該一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、
相数と同数の交流端子と、
前記直流端子の高電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した上アームと、
前記直流端子の低電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した下アームと、
前記アームの前記２個の並列回路の接続点と、前記一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオードと、
前記半導体スイッチング素子の駆動回路と、
前記半導体スイッチング素子の電流を検出し信号を出力する検出回路と、
該検出回路の信号が予め定められた値以上になった場合に前記駆動回路に前記半導体スイッチング素子の電流を制限もしくは遮断する信号を出す過電流保護回路とを具備し、
前記交流端子に接続された半導体スイッチング素子の過電流保護回路で予め定められた第１の値が、前記直流端子に接続された半導体スイッチング素子の過電流保護回路で予め定められた第２の値よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、前記予め定められた第１の値と第２の値との差が、電力変換装置の正常動作時に前記交流端子から出力される最大の電流値より大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
一対の直流端子と、
該一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、
相数と同数の交流端子と、
前記直流端子の高電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した上アームと、
前記直流端子の低電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した下アームと、
前記アームの前記２個の並列回路の接続点と、前記一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオードと、
前記半導体スイッチング素子の駆動回路と、
前記半導体スイッチング素子の両端の電圧を検出し信号を出力する検出回路と、
前記検出回路の信号が予め定められた値以上になった場合に、前記駆動回路に前記半導体スイッチング素子の電流を制限もしくは遮断する信号を出す過電流保護回路とを具備し、
前記交流端子に接続された半導体スイッチング素子の過電流保護回路の予め定められた第１の値が、前記直流端子に接続された半導体スイッチング素子の過電流保護回路の予め定められた第２の値よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置において、前記予め定められた第１の値と第２の値との差が、電力変換装置の正常動作時に前記交流端子から出力される最大の電流値より大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
一対の直流端子と、
該一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、
相数と同数の交流端子と、
前記直流端子の高電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した上アームと、
前記直流端子の低電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した下アームと、
前記アームの前記２個の並列回路の接続点と、前記一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオードと、
前記半導体スイッチング素子の予め定められた電流値以上の電流を抑制又は遮断する保護回路を具備し、
前記交流端子に接続された半導体スイッチング素子の保護回路が遅延回路を備えていて、前記直流端子に接続された半導体スイッチング素子の保護回路より遅れて保護動作することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７の何れか１項に記載の電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子が絶縁ゲート型半導体スイッチング素子であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電力を入力し、３レベルの電圧を出力する電力変換装置にかかり、特に過電流保護回路を有する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流を交流に変換するインバータには大きく分けて２レベルインバータと３レベルインバータの２種類がある。３レベルインバータは、２レベルインバータに比べて回路構成は複雑になるが、（１）高調波成分を低減できるためノイズが少ない、（２）モーター駆動時にモータートルクの脈動を小さくできる、（３）モーターの磁歪音が少ない、（４）スイッチング素子の耐圧を低くできる、等の利点があり、広く使われている。
【０００３】
図２に３レベルインバータの回路を示す。図２の符号で、１００１と１００２は直流入力端子、１００３は交流出力端子、１００４と１００５はフィルタコンデンサ、１００６と１００７はクランプダイオード、１００８〜１０１１はゲート駆動回路、１０１２〜１０１５は過電流保護回路、１０１６〜１０１９はＩＧＢＴ、１０２０〜１０２３はフリーホイーリィングダイオード、１０２４〜１０２７は電流検出回路である。
【０００４】
図２の回路動作を簡単に説明する。直流入力端子１００１にプラスの電圧を、直流入力端子１００２には１００１に印加した電圧とは同じ大きさで極牲が逆の直流電圧を印加する。ＩＧＢＴ１０１６とＩＧＢＴ１０１７を導通させて、ＩＧＢＴ１０１８とＩＧＢＴ１０１９を非導通にすると、交流出力端子１００３には直流入力端子１００１の正の電圧が出力される。次にＩＧＢＴ１０１６を非導通にして、ＩＧＢＴ１０１８を導通すると、交流出力端子１００３はクランプダイオード１００６，１００７によりアース電位に固定される。続いてＩＧＢＴｌ０１７を非導通にして１０１９を導通すると交流出力端子１００３には直流入カ端子１００２の負の電圧が出力される。これを繰り返すことにより、正、零、負の３つの電圧レベルを出力できる。
【０００５】
次に図２の過電流保護回路の動作を説明する。ゲート駆動回路の誤動作等により３個以上のＩＧＢＴが同時に導通すると、フィルタコンデンサ１００４、１００５がＩＧＢＴで短絡され、過大な電流が流れる。電流検出回路はＩＧＢＴに流れる電流に対応した大きさの信号を過電流保護回路に出力している。過大な電流が流れてこの信号が予め定められたレベルを超えると過電流保護回路がゲート駆動回路に保護信号を送信し、この信号を受けてゲート駆動回路はＩＧＢＴを非導通にさせて過電流を遮断、あるいはゲート電圧を制限して電流を低減する。この時、過電流保護回路の動作の順番が重要となる。交流出力端子１００３に近いＩＧＢＴ、すなわち１０１７と１０１８を先に遮断すると、ＩＧＢＴ１０１７、１０１８に過電圧が印加されて破壊してしまう。例として、全てのＩＧＢＴが誤動作により導通し過電流が流れており、１０１７を先に遮断した場合を考える。この場合、ＩＧＢＴ１０１６は導通しているのでＩＧＢＴ１０１７のコレクタには直流入力端子１００１の正の電圧が印加され、１０１８と１０１９も導通しているのでＩＧＢＴｌ０１７のエミッタには直流入力端子１００２の負の電圧が印加される。つまり先に遮断されたＩＧＢＴの両端に電源電圧が印加されるという問題が生じる。
【０００６】
この問題を回避するために、下記特許文献１では、短絡保護回路による遮断の順番を制御するロジック回路を設け、交流出力端子１００３に近いＩＧＢＴ、すなわち１０１７、１０１８が後から遮断されるように制御している。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１０−６６３４８号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記特許文献１の回路では、過電流を検出してから検出信号がロジック回路に伝わりそこで遮断の順番を決定してからゲート駆動回路に伝達されるために、過電流を検出してから実際にＩＧＢＴが遮断されるまでに時間遅れが生じる。上述したようなアーム短絡の場合には電流の増加率は５０００〜６０００Ａ／μｓにも達するために、わずかな時間遅れが生じても保護が間に合わなくなる恐れがあった。
【０００９】
また、新たにロジック回路を付加するために、回路が複雑になり、部品点数が増加し、装置が大型化したり、コストが増加したりする問題もあった。
【００１０】
本発明は上記問題点を解決し、過電流保護時のＩＧＢＴの過電圧破壊を防止した３レベルインバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力変換装置は、一対の直流端子と、該一対の直流端子の電位の中間の電位を有する点と、相数と同数の交流端子と、前記直流端子の高電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した上アームと、前記直流端子の低電位側と交流端子との間に、半導体スイッチング素子と逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列接続した下アームと、前記アームの前記２個の並列回路の接続点と、前記一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオードと、前記各半導体スイッチング素子を過電流から保護する保護回路とを具備し、保護回路が動作する過電流レベルが、交流端子側半導体スイッチング素子の保護回路の値と、直流端子側半導体スイッチング素子の保護回路の値とで異なる。
【００１２】
本発明の電力変換装置は、前記交流端子側半導体スイッチング素子の保護回路が、直流端子側半導体スイッチング素子の保護回路動作より遅れる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、絶縁ゲート型半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴを備えた電力変換装置を例にして、本発明の詳細を図面を用いながら説明する。
【００１４】
（実施例１）
図１に本発明による第１の実施例を示す。図１において図２と共通の構成要素には同一の符号を付けてある。図１において、１０３０、１０３１は保護動作する過電流レベルを高く設定した過電流保護回路である。本実施例では、交流出力端子側のＩＧＢＴ１０１７と１０１８（以下これを出力側のＩＧＢＴと呼ぶ）の過電流保護回路１０３０、１０３１の過電流判定レベルを、直流入力端子側のＩＧＢＴ１０１６、１０１９（以下これを入力側のＩＧＢＴと呼ぶ）の過電流保護回路の過電流検出レベルより高く設定した。
【００１５】
この構成によれば、３個以上のＩＧＢＴが同時に導通した場合に、入力側の過電流保護回路１０１２、１０１５が出力側の過電流保護回路１０３０、１０３１よりも先に過電流検出レベルに達するために、入力側の過電流保護回路１０１２、１０１５が先に保護動作を始める。このため、入力側のＩＧＢＴを先に遮断できるので、出力側のＩＧＢＴに電源電圧が印加されない。
【００１６】
また、本実施例では、保護の順番を判定するロジック回路等を経由しないで保護回路から信号が直接ゲート駆動回路に伝達されるために時間遅れが生じず、保護遅れによるＩＧＢＴの破壊を防止できる。
【００１７】
出力側の過電流保護回路の過電流検出レベルＩａと入力側の過電流保護回路の過電流検出レベルＩｂの差ΔＩｓは、通常動作時に出力側のＩＧＢＴに流れる電流の最大値を考慮して設定することが望ましい。このことについて図５を使って説明する。
【００１８】
図５はＩＧＢＴ１０１７とＩＧＢＴ１０１８が導通の状態で、ＩＧＢＴ１０１６が誤動作で導通した場合のＩＧＢＴ１０１７とＩＧＢＴ１０１６の電流波形を示す。図５の符号で、１０６０はＩＧＢＴ１０１７の電流波形、１０６１はＩＧＢＴ１０１６の電流波形である。時刻ｔ１でＩＧＢＴ１０１７が導通し、ＩＧＢＴ１０１７の電流が増加する。増加直後にピークが生じているのはフリーホイーリングダイオードのリカバリー電流が流れるためである。ピークを過ぎると電流は負荷のインダクタンスで決まる電流増加率で増加して行く。
【００１９】
時刻ｔ２でＩＧＢＴ１０１６が導通すると短絡状態となり、電流が急激に増加し始める。電流が時刻ｔ４でＩＧＢＴ１０１６の過電流レベルＩａに達すると保護回路が動作し、若干の時間遅れの後、時刻ｔ５で電流が減少し始める。
【００２０】
ここでＩＧＢＴ１０１７の過電流レベルをＩＧＢＴ１０１６と同じ過電流レベルＩａに設定していると、時刻ｔ３でＩＧＢＴ１０１７の方が先に保護動作が始まり遮断されてしまう。これを防ぐために図５に示すように、ＩＧＢＴ１０１７の過電流レベルＩｂを過電流レベルＩａよりもＩｎ以上大きくしておけば良い。このΔＩｓはインバータの動作状態により変わるＩｎに依存しているために、確実にＩＧＢＴ１０１６を先に遮断するためには、Ｉｎの最大値Ｉｎｍａｘ以上、すなわち、ΔＩｓ＞Ｉｎｍａｘとしてやればよい。実際には、素子の特性のばらつきなどを考慮して、ΔＩｓに更に５％程度のマージンを持って設定するとよい。
【００２１】
（実施例２）
図３に、本実施例を示す。図３において図１乃至図２と同一の構成要素には同じ符号を付けてある。図３の符号、１０４０、１０４１は遅延回路である。本実施例では、過電流保護回路１０１２〜１０１５の過電流検出レベルは全て同じレベルに設定しておき、出力側の保護回路の信号出力に遅延回路１０４０、１０４１を接続した。
【００２２】
この遅延回路の働きを説明する。過電流が流れると、過電流保護回路が過電流を検出しゲート駆動回路にＩＧＢＴの保護の指令を出す。この時、出力側の過電流保護回路の指令信号は遅延回路１０４０、１０４１を経てゲート駆動回路１００９、１０１０に入力されるため、入カ側のゲート駆動回路１００８、１０１１よりも保護動作が遅れる。これにより出力側のＩＧＢＴを入力側のＩＧＢＴよりも後に遮断することができ、出力側のＩＧＢＴが先に遮断されて電源電圧が印加される問題を解決できる。
【００２３】
また、入力側のＩＧＢＴの遮断動作はロジック回路等を通らずに信号が保護回路から直接ゲート駆動回路に到達するために保護動作の遅れが無く、保護遅れによる破壊を防止できる。
【００２４】
（実施例３）
図４に、本実施例を示す。図４において、図１乃至図３と同一の構成要素には同じ符号を付けてある。図４の符号、１０５０、１０５１、１０５２、１０５３はコレクタ電圧検出回路である。本実施例では、過電流保護回路が、過電流通電時のコレクタ電圧の増加を検出して、過電流保護の判定をする。
【００２５】
本実施例では出力側の過電流保護回路の過電流判定レベルを、入力側の過電流保護回路の過電流検出レベルより高く設定してあるので、出力側のＩＧＢＴが先に遮断されて電源電圧が印加される問題を解決できる。この時、過電流検出レベルの差は実施例１と同様に、通常状態で出力側のＩＧＢＴを通して負荷に流れる電流の最大値以上に設定することが望ましい。
【００２６】
以上、本発明の実施例をＩＧＢＴを使って説明してきたが、半導体スイッチング素子はＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴやＧＴＯなどの半導体電力スイッチング素子を使っても同様である。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば３レベルインバータの過電流の保護時に出力側のＩＧＢＴに電源電圧が印加されないので、高い信頼性の電力変換装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の回路の説明図である。
【図２】従来技術の回路の説明図である。
【図３】本発明の第２の実施例の回路の説明図である。
【図４】本発明の第３の実施例の回路の説明図である。
【図５】本発明の第１の実施例の動作波形である。
【符号の説明】
１００１，１００２…直流入力端子、１００３…交流出力端子、１００４，１００５…フィルタコンデンサ、１００６，１００７…クランプダイオード、１００８〜１０１１…駆動回路、１０１２〜１０１５…過電流保護回路、１０１６〜１０１９…ＩＧＢＴ、１０２０〜１０２３…フリーホイーリングダイオード、１０２４〜１０２７…電流検出回路、１０３０，１０３１…過電流保護回路、１０４０，１０４１…遅延回路、１０５０〜１０５３…電圧検出回路、１０６０…ＩＧＢＴ１０１７の電流波形、１０６１…ＩＧＢＴ１０１６の電流波形。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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