(57)【要約】  【課題】直流リアクトルを大形化することなく、電流断続状態となる負荷範囲を少なくして直流出力の脈動を防止した三相降圧形整流器を提供する。  【解決手段】三相交流電源１と、整流回路と、その出力側に接続されたリアクトル５とを備え、電源１から整流回路、リアクトル５を介して負荷７へ直流電力を供給する第１の動作モードと、リアクトル５から負荷７に直流電力を供給する第２の動作モードとを切り換えながら実行する三相降圧形整流器に関する。リアクトル５の両端を短絡可能なスイッチング素子１２を備え、元の第２の動作モードの期間の一部を、スイッチング素子１２によりリアクトル５を短絡する第３の動作モードに置き換え、第３の動作モードの期間をリアクトル５に流れる電流が小さくなるほど長くする。【選択図】図１
2005143212.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源と、この電源に接続された整流回路と、この整流回路の出力側に接続された直流リアクトルとを備え、
前記電源から前記整流回路、前記直流リアクトルを介して負荷へ直流電力を供給する第１の動作モードと、前記電源を用いずに前記直流リアクトルから負荷に直流電力を供給する第２の動作モードとを切り換えながら実行し、前記電源によって決まる電圧よりも低い直流電圧を出力するようにした三相降圧形整流器において、
前記直流リアクトルの両端を短絡可能なスイッチを備え、元の第２の動作モードの期間の一部を、前記スイッチにより前記直流リアクトルを短絡する第３の動作モードに置き換え、この第３の動作モードの期間を、前記直流リアクトルを流れる電流が小さくなるほど長くしたことを特徴とする三相降圧形整流器。
【請求項２】
請求項１に記載した三相降圧形整流器において、
元の第２の動作モードの期間に対する第３の動作モードの期間の比率を、前記直流リアクトルを流れる電流が小さくなるほど大きくしたことを特徴とする三相降圧形整流器。
【請求項３】
請求項１または２に記載した三相降圧形整流器において、
前記直流リアクトルを流れる電流が所定値以下になった時にのみ第３の動作モードを用いることを特徴とする三相降圧形整流器。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した三相降圧形整流器において、
前記直流リアクトルの両端を短絡可能なスイッチとして、逆阻止形の半導体スイッチング素子を用いたことを特徴とする三相降圧形整流器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源を入力として電力変換を行い、電源電圧によって決まる電圧よりも低い直流電圧を出力する三相降圧形整流器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１０は、後述する特許文献１の第１図に示される電流形整流器を用い、三相交流電源から直流の電圧出力を得る三相降圧形整流器の従来技術を示している。このような整流器は、交流電源電圧によって決まる所定の電圧よりも低い直流電圧を可変で出力することが可能なため、降圧形整流器と呼ばれている。
【０００３】
図１０において、三相交流電源１の出力側にはリアクトル２ａとコンデンサ２ｂとから構成されるフィルタ２が接続され、その出力側にＩＧＢＴ等の６個のスイッチング素子３１〜３６からなる整流回路（ブリッジ回路）が接続されると共に、その直流出力側に直流リアクトル５及びコンデンサ６からなる直列回路とダイオード４とが並列に接続されている。そして、コンデンサ６の両端には直流の負荷７が接続されており、この負荷７に所定の直流電力を供給するようになっている。
【０００４】
三相各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の６個のスイッチング素子３１〜３６には、三相交流電源１から流れる三相の電流波形を正弦波状にし、基本波力率を１にすると共に、所定の大きさの直流電圧を出力するように、例えば図１１、図１２に示すようなスイッチング信号が与えられる。
【０００５】
図１１は電源１サイクルにおけるスイッチング素子３１〜３６のスイッチング信号Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ−，Ｓｖ−，Ｓｗ−、Ｕ，Ｖ，Ｗ相入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、直流リアクトル５の電流ｉＬを示す図であり、図１２は、図１１における区間Ａの拡大図である。
図１２に示すように、この整流器は２つの動作モードI，IIを切り換えて実行している。これらの２つの動作モードI，IIを、主回路に重ね合わせて図１３に示す。ここで、動作モードIは、三相のうち二相を選択して整流回路から直流リアクトル５を介して負荷７に直流電力を供給するモードであり、動作モードIIは、三相交流電源１を使用せずに、直流リアクトル５から負荷７に直流電力を供給するモードである。
【０００６】
図１３（ａ）に示す動作モードIでは、電源１から整流回路、直流リアクトル５を介して負荷７へ電力が供給され、直流リアクトル５やコンデンサ６にも電源からのエネルギーが蓄積されるモードである。実線の矢印で示す電流経路は、Ｕ相の上アームのスイッチング素子３１及びＶ相の下アームのスイッチング素子３４がオンしており、破線の矢印で示す電流経路は、Ｗ相の上アームのスイッチング素子３５及びＶ相の下アームのスイッチング素子３４がオンしている状態である。
すなわち動作モードIは、上アームと下アームとで別の相のスイッチング素子をオンさせるモードである。
【０００７】
同図（ｂ）に示す動作モードIIは、整流回路を構成する６個のスイッチング素子３１〜３６を全てオフし、実線の矢印で示すようにダイオード４によって直流リアクトル５を流れる電流を還流させるモードである。この場合、電源１からは電力が供給されず、直流リアクトル５に蓄積されたエネルギーをコンデンサ６や負荷７へ供給している。
なお、整流回路を構成する６個のスイッチング素子３１〜３６を全てオフするのでなく、破線の矢印で示す如く、少なくともＵ，Ｖ，Ｗ相の何れかの上下アームのスイッチング素子を同時にオンさせる場合にもこれと同じ動作となり、この場合には、特許文献１の第１図に示されるように、ダイオード４を省略することができる。
【０００８】
一方、単相降圧形整流器として、後述する特許文献２の図６に示されている図１４のような従来技術が知られている。
この回路は、単相交流電源８の出力側にリアクトル９ａとコンデンサ９ｂとからなるフィルタ９が接続され、その出力側に４個のスイッチング素子３１〜３４からなる整流回路が接続されると共に、その直流出力側に直流リアクトル５とコンデンサ６との直列回路が接続されている。また、直流リアクトル５と並列に、スイッチング素子１０とダイオード１１との直列回路が接続され、コンデンサ６の両端に接続された負荷７に所定の直流電力を供給するものである。
【０００９】
４個のスイッチング素子３１〜３４には、単相交流電源８から流れる単相の電流波形を正弦波状にし、基本波力率を１にすると共に、所定の直流電圧を出力するようにオン／オフ信号が与えられる。
【００１０】
図１５は、この整流器の３つの動作モードを示したもので、図１５（ａ）の動作モードIは、図１３（ａ）と同様に、単相交流電源８から整流回路、直流リアクトル５を介して負荷７へ電力が供給され、直流リアクトル５やコンデンサ６にも電源８からのエネルギーが蓄積されるモードである。この例では、Ｕ相の上アームのスイッチング素子３１とＶ相の下アームのスイッチング素子３４とをオンさせた場合を示したが、単相交流電源８の電圧位相や流れる電流などに応じて、Ｖ相の上アームのスイッチング素子３３とＵ相の下アームのスイッチング素子３２とをオンさせる場合もある。
【００１１】
図１５（ｂ）の動作モードIIは、整流回路を構成する４個のスイッチング素子３１〜３４うち、少なくともＵ，Ｖ相の何れかの上下アームのスイッチング素子を同時にオンさせる動作モードであり、図ではＶ相のスイッチング素子３３，３４を同時にオンさせている。
この場合、単相交流電源８からは電力が供給されず、直流リアクトル５に蓄積されたエネルギーをコンデンサ６や負荷７に供給しており、図１３（ｂ）と同じような動作となる。
【００１２】
更に、図１５（ｃ）の動作モードIIIは、４個のスイッチング素子３１〜３４を全てオフしてスイッチング素子１０をオンすることにより、直流リアクトル５を流れる電流をスイッチング素子１０、ダイオード１１を通して還流させている。この場合には、単相交流電源８から電力が供給されないと共に、直流リアクトル５に蓄積されたエネルギーをコンデンサ６や負荷７へ供給することもせず、負荷７へはコンデンサ６に蓄積されたエネルギーのみを供給している。
上述の如く、図１４に示した単相降圧形整流器では、直流リアクトル５と並列にスイッチング素子１０とダイオード１１との直列回路を接続することにより、図１３には存在しない図１５（ｃ）の新たな動作モードIIIを設けている。
【００１３】
このような単相入力形では、単相交流電源８から負荷７へ供給される電力が、電源周波数の２倍の周波数で大きく変動し、それに伴って負荷７の電圧や電流にも周波数の大きなリプルが発生する。
そこで、特許文献２では、図１５（ａ），（ｂ）の２つの動作モードI，IIの切換だけではリプル低減のために大きなインダクタンスの直流リアクトル５が必要になることに鑑み、スイッチング素子１０とダイオード１１との直列回路を直流リアクトル５に並列接続して図１５（ｃ）の動作モードIIIを設けている。
【００１４】
そして、図１５（ａ）の動作モードIの期間を、電源電流を所期の正弦波状にするために決定すると共に、図１５（ｂ）の動作モードIIは電源電流の正弦波化とは無関係であるため、この期間を使って、負荷７へ供給する電力の変動を抑えるように動作させている。すなわち、図１５（ｂ）の動作モードIIの期間の一部を、図１５（ｃ）の動作モードIIIに切り換えている。
【００１５】
この際、直流リアクトル５を流れる電流が大きい時には、図１５（ｂ）の動作モードIIを長く継続すると、直流リアクトル５に蓄積されたエネルギーの負荷７やコンデンサ６への供給が過剰となり、これらの電圧が上昇してしまう。そこで、直流リアクトル５に蓄積された電力を負荷７やコンデンサ６へ供給せずに還流させる図１５（ｃ）の動作モードIIIの期間を長くして動作モードIIの期間を短くするように、動作モードを切り換えている。
一方、直流リアクトル５を流れる電流が小さい時には、動作モードIIの期間を長く（動作モードIIIの期間を短く）して直流リアクトル５に蓄積したエネルギーを長期間、負荷７やコンデンサ６に供給し、これらの電圧の低下を防いでいる。
【００１６】
図１６は、直流リアクトル５の電流波形を動作モードIIIと共に示したものであり、特許文献２の図３に相当するものである。
この図１６からも、直流リアクトルを流れる電流が大きい場合には動作モードIIIの期間を長くし、上記電流が小さい場合には動作モードIIIの期間を短くするように動作させていることがわかる。このようにして、負荷７へ供給する電力の脈動を抑え、より小さなインダクタンスの直流リアクトル５を使用した場合にも負荷電力の変動を抑制できるように配慮している。
【００１７】
【特許文献１】特開昭５９−１３９８６８号公報（第１図）
【特許文献２】特開平９−１１７１４７号公報（図６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図１１，図１２の波形に示したように、図１０の従来技術の場合、直流リアクトル５を流れる電流にはモード切換に伴うリプルが含まれる。このため、負荷が軽く、電源から供給する電力が小さい場合には、直流リアクトル５を流れる平均電流も小さくなるので、直流リアクトル５を流れる電流が０まで減少し、一部期間で電流が０となる電流断続状態が生じる。
この電流断続状態では、電流が断続していない状態と異なって安定な制御が難しく、三相交流電源１から流れる交流電流の歪みも大きくなるという問題がある。
【００１９】
このため、通常は、接続される負荷７の変動範囲内では電流断続状態が起きないような値まで、直流リアクトル５のインダクタンスを大きくすることが行われているが、これによると直流リアクトルや整流器の大形化、重量の増加、リアクトルの損失増大による整流器の変換効率の低下を招く等の問題があった。
【００２０】
一方、図１４の従来技術では、スイッチング素子１０とダイオード１１との直列回路を直流リアクトル５に並列に接続すると共に、図１５（ｃ）の動作モードIIIを活用することにより、単相交流入力の場合の出力に発生する電源周波数の２倍周波数のリプルを抑制している。
三相入力の場合には、このような電源周波数に依存した周期性のある大きなリプルは発生しない。そして、この従来技術では、図１６に示した如く、動作モードIIIの期間を直流リアクトル５を流れる電流が大きい時に大きくし、この電流が小さい時に小さくしている。この動作では、周期的に変化する入力から出力電力を平準化することは可能であるが、負荷が軽い場合の電流断続状態のような動作に対しては十分な改善効果がなかった。
【００２１】
そこで本発明は、直流リアクトルを大形化することなく、電流断続状態となる負荷範囲を少なくして直流出力の脈動を防止するようにした三相降圧形整流器を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
三相降圧形整流器において、図１３（ｂ）の動作モードIIでは、直流リアクトル５にコンデンサ６の逆電圧が印加されるため、図１２から明らかなように電流ｉＬは次第に減少していく。ところが、仮に直流リアクトル５の両端をスイッチで短絡したとすると、コンデンサ６や負荷７へのエネルギーの放出がなくなり、直流リアクトル５や短絡するスイッチの小さな損失だけしか蓄積されたエネルギーは減らず、直流リアクトル５を流れる電流はほぼ一定のままになるはずである。
【００２３】
本発明は上記の点に着目してなされたものであり、請求項１に記載した発明は、三相交流電源と、この電源に接続された整流回路と、この整流回路の出力側に接続された直流リアクトルとを備え、前記電源から前記整流回路、前記直流リアクトルを介して負荷へ直流電力を供給する第１の動作モードと、前記電源を用いずに前記直流リアクトルから負荷に直流電力を供給する第２の動作モードとを切り換えながら実行し、前記電源によって決まる電圧よりも低い直流電圧を出力するようにした三相降圧形整流器において、前記直流リアクトルの両端を短絡可能なスイッチを備え、元の第２の動作モードの期間の一部を、前記スイッチにより前記直流リアクトルを短絡する第３の動作モードに置き換え、この第３の動作モードの期間を、前記直流リアクトルを流れる電流が小さくなるほど長くしたものである。
【００２４】
上述の如く、直流リアクトルの両端に短絡スイッチを設け、直流リアクトルを流れる電流を負荷やコンデンサを通じて還流させている第２の動作モードの期間の一部を、直流リアクトルを短絡させる第３の動作モードに移行させる。そして、直流リアクトルを流れる電流が減少するほど、この第３の動作モードの期間を長くする。
直流リアクトルの電流が減少していく第２の動作モードの期間の一部を第３の動作モードに移行させることにより、直流リアクトルを流れる電流の減少を抑えることができ、第３の動作モードに移行しない場合よりも直流リアクトルを流れる平均電流を増加させることができる。このため、直流リアクトルを流れる電流が断続状態となる負荷範囲を大幅に縮小し、直流リアクトルのインダクタンスを小さくして整流器の小形化、軽量化に寄与することができる。
【００２５】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した三相降圧形整流器において、元の第２の動作モードの期間に対する第３の動作モードの期間の比率を、直流リアクトルを流れる電流が小さくなるほど大きくしたものである。
この発明は、基本的に請求項１と同様の原理に基づくものであり、直流リアクトルを流れる電流の大きさに応じて元の第２の動作モードの期間に乗じる比率を変化させる。
【００２６】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した三相降圧形整流器において、前記直流リアクトルを流れる電流が所定値以下になった時にのみ第３の動作モードを用いるものである。
すなわち、直流リアクトルの電流が前記所定値を越えていて電流断続状態にならないと判断される場合には、直流リアクトルを短絡させるモードである上記第３の動作モードを用いないようにする。第３の動作モードでは、元の第２の動作モードに比べて直流リアクトルを流れる電流が増加するため、スイッチング素子等を流れる電流による発生損失が増加する。このため、直流リアクトルを流れる電流が大きく、電流断続状態とならない場合には第３の動作モードをなくすことにより、整流器の効率向上や利用効率向上が図れると共に、直流リアクトルを短絡するスイッチの電流定格を下げることもできる。
【００２７】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した三相降圧形整流器において、直流リアクトルの両端を短絡可能なスイッチとして、逆阻止形のＩＧＢＴやサイリスタ等の半導体スイッチング素子を用いたものである。
これにより、スイッチング素子に直列接続されるダイオード等を不要にし、これらの素子による損失を低減する。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、負荷変動範囲が広い場合でも電流断続状態となる負荷範囲を縮小することができ、インダクタンスの小さい直流リアクトルを使用可能として整流器の小形化、軽量化、低コスト化を達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す主回路構成図である。図１０と同様に、三相交流電源１の出力側にはリアクトル２ａ及びコンデンサ２ｂからなるフィルタ２が接続され、その出力側にＩＧＢＴ等の６個のスイッチング素子３１〜３６からなる整流回路が接続されると共に、その直流出力側に、直流リアクトル５とコンデンサ６との直列回路と、ダイオード４とが並列に接続されている。また、コンデンサ６の両端には負荷７が接続される。
ここで、本実施形態では、直流リアクトル５の短絡スイッチとして、直流リアクトル５の両端にＩＧＢＴ等からなる逆阻止形の半導体スイッチング素子１２が接続されている。
【００３０】
図２は、図１の実施形態の動作モードを示すものであり、図１３の従来技術と対比すると、図２（ｃ）の第３の動作モードIIIが追加されている。
なお、図２（ａ），（ｂ）に示す第１，第２の動作モードI，IIは、図１３（ａ），（ｂ）の動作モードI，IIと実質的に同様である。
ここで、第１の動作モードIは、三相のうち二相を選択して電源１から負荷７に直流電力を供給するモードであり、図２（ａ）ではＵ相の上アームのスイッチング素子３１をオンし（電流経路を実線の矢印で示す）、あるいはＷ相の上アームのスイッチング素子３５をオンし（電流経路を破線の矢印で示す）、かつ、Ｖ相の下アームのスイッチング素子３４をオンする場合を示している。また、第２の動作モードIIは、三相交流電源１を使用せずに（スイッチング素子３１〜３６を全オフとするか、一相の上下アームのスイッチング素子を両方ともオンさせて）、直流リアクトル５から負荷７に直流電力を供給するモードである。
【００３１】
図３は、スイッチング素子３１〜３６のスイッチング信号Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ−，Ｓｖ−，Ｓｗ−、Ｕ，Ｖ，Ｗ相入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、直流リアクトル５の電流波形、及び、直流リアクトル５の短絡スイッチ（スイッチング素子１２）の動作を示す図であり、従来技術の図１２に対応している。
図３と図１２との比較から明らかなように、本実施形態では、従来技術における第２の動作モードIIの期間の一部を第３の動作モードIIIに置き換えている。この動作モードIIIは、図２（ｃ）に示す如くスイッチング素子１２のオンによる短絡動作モードであり、このスイッチング素子１２の制御回路の第１実施例を図４に示す。
ここでは、図３のように、動作モードI，I，II，IIIを１つの制御周期τ（τ；一定期間）としてスイッチングパターンを発生する場合につき説明する。
【００３２】
図４において、１３はスイッチングパターン発生器であり、図３に示す如く従来技術（図１２）と同様のスイッチング素子３１〜３６に対するスイッチング信号Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ−，Ｓｖ−，Ｓｗ−を発生する。同時に、このスイッチングパターン発生器１３は、図３に時点Ｂとして示される制御周期τの開始点を基準タイミング信号として出力する。この基準タイミング信号は、カウンタ１４に入力されており、カウンタ１４は、基準タイミング信号発生時点（時点Ｂ）からの経過時間を計測する。
【００３３】
また、１５は、直流リアクトル５の電流ｉＬと動作モードIIIの期間τIIIとの関係を、関数として予め保存している期間演算器１７であり、この演算器１７に入力される電流ｉＬに応じた期間τIIIを出力するようになっている。
期間演算器１５から出力された期間τIIIは、加算器１６において制御周期τから減算され、この加算器１６の出力であるτ−τIIIが比較器１７においてカウンタ１４の出力（時点Ｂからの経過時間）と比較される。そして、カウンタ１４の出力がτ−τIIIより大きくなったら、比較器１７が“１”を出力する。
【００３４】
この比較器１７の出力と、スイッチングパターン発生器１３によりスイッチング素子３１〜３６を全てオフする場合の全オフ信号との論理積をＡＮＤ回路１８にて求め、直流リアクトル５の両端を短絡させるスイッチング素子１２のオン信号を得るものである。
上記の動作により、図３に示した如く、従来技術における元の動作モードIIの期間の一部を動作モードIIIに置き換えることができ、直流リアクトル５の電流ｉＬをスイッチング素子１２を介し還流させてその減少を抑制することができる。従って、直流リアクトル５の電流ｉＬが断続状態となる負荷範囲を大幅に縮小でき、インダクタンスの小さい直流リアクトル５を使用可能として整流器の小形化、軽量化を達成することができる。
【００３５】
なお、直流リアクトル５を流れる平均電流が増加した分は、前述の特許文献２などでも行っているように、直流リアクトル５の電流ｉＬに応じて動作モードＩの期間を狭めるようなスイッチングパターン発生器を用いればよい。
【００３６】
次に、図５は、直流リアクトル５を短絡するスイッチング素子１２の制御回路の第２実施例である。
図４との違いは、スイッチングパターン発生器１９が、全オフ信号を発生する代わりに動作モードIの期間を発生し、加算器２０で制御周期τから動作モードIの期間を引くことにより本来の動作モードIIの期間を求めている。また、直流リアクトル５の電流ｉＬと動作モードIIIの期間の比率ＲIIIとの関係を、関数として予め保存している比率演算器２１が設けられ、その出力である動作モードIIIの期間の比率ＲIIIと元の動作モードIIの期間とを乗算器２２により乗じて動作モードIIIの期間τIIIが求められる。なお、比率演算器２１における比率ＲIIIは、電流ｉＬが増加するほど減少するように設定されている。
【００３７】
上記期間τIIIは加算器２３において制御周期τから減算され、この加算器２３の出力であるτ−τIIIが比較器１７においてカウンタ１４の出力（時点Ｂからの経過時間）と比較される。そして、カウンタ１４の出力がτ−τIIIより大きくなったら比較器１７が“１”を出力して、スイッチング素子１２をオンさせるものである。
この実施例では、直流リアクトル５の電流ｉＬがどのような値であっても、比率演算器２１における比率ＲIIIを１より小さな値としておくことにより、図４に示したようなＡＮＤ回路１８による歯止めは不要となる。
【００３８】
次いで、図６はスイッチング素子１２の制御回路の第３実施例であり、図５に示した比率演算器２１に保存する関数例に関するものである。
この第３実施例の比率演算器２１には、直流リアクトル５の電流ｉＬの最大値ｉＬｍａｘからそれ以下の所定の電流ｉＬ０までは比率ＲIIIを０とし、ｉＬ０以下ではｉＬの減少に従って比率ＲIIIを増加させるような関数が保存されている。
【００３９】
すなわちこの実施例では、直流リアクトル５の電流ｉＬが電流断続状態にならない所定値ｉＬ０を越えている時には、比率ＲIIIを０として直流リアクトル５を短絡させる第３の動作モードIIIを用いず、電流ｉＬが所定値ｉＬ０以下になったら、比率ＲIIIを１以下の値で増加させて第３の動作モードIIIにより直流リアクトル５を短絡させる。
動作モードIIIを設けると、これを設けない場合に比べて直流リアクトル５の電流ｉＬが増加するため、スイッチング素子１２を流れる電流も増加し、その発生損失が増加する。このため、電流断続状態とならない、つまり直流リアクトル５の電流ｉＬがある程度大きい場合には動作モードIIIを用いないようにすれば、整流器の効率や利用効率を向上させることができる。また、直流リアクトル５を短絡するスイッチング素子１２の電流定格を下げることも可能になる。
【００４０】
なお、直流リアクトル５を短絡する回路として、図１４の従来技術のようにスイッチング素子１０とダイオード１１との直列回路を用いると、直流リアクトル５を短絡する動作モードIIIにおいて、スイッチング素子１０及びダイオード１１の両者で損失が発生する。
これに対し、図１に示したようにスイッチング素子１２として例えば逆阻止形ＩＧＢＴ等の逆阻止形スイッチング素子を用いれば、ダイオードが不要になる分だけ損失を低減することができる。
【００４１】
また、図１の実施形態では整流回路の全アームにオン／オフの制御が可能なスイッチング素子３１〜３６を用いているが、図７の第２実施形態のように、上または下の３つのアームをダイオードに置き換えた場合（図７では下アームをダイオード２４２，２４４，２４６に置き換えた例）や、図８の第３実施形態のように、整流回路の全素子をダイオード２４１〜２４６により構成し、その直流出力側の一端と直流リアクトル５との間にスイッチング素子２５を設けた場合にも、本発明は有効である。
【００４２】
更に、直流出力電圧の範囲が三相交流電源電圧から決まる所定値より低く、図３のスイッチングパターンのように、動作モードIIIの後は必ず動作モードＩに切り換える場合には、その切換の際に他のスイッチング素子をオンすることにより、常に直流リアクトル５を短絡するスイッチング素子に逆バイアスがかかるため、図９の第４実施形態のようにオンのみを制御可能な逆阻止形のサイリスタ２６を用いてもよい。
なお、図９は図１におけるスイッチング素子１２をサイリスタ２６に置き換えたものであるが、図７や図８の実施形態におけるスイッチング素子１２をサイリスタ２６に置き換えてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第１実施形態を示す主回路構成図である。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】図１におけるスイッチングパターン等を示す図である。
【図４】図１における直流リアクトル短絡スイッチの制御回路の第１実施例を示すブロック図である。
【図５】図１における直流リアクトル短絡スイッチの制御回路の第２実施例を示すブロック図である。
【図６】図１における直流リアクトル短絡スイッチの制御回路の第３実施例として、比率演算器の関数例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態を示す主回路構成図である。
【図８】本発明の第３実施形態を示す主回路構成図である。
【図９】本発明の第４実施形態を示す主回路構成図である。
【図１０】従来技術を示す回路構成図である。
【図１１】図１０におけるスイッチングパターン等を示す図である。
【図１２】図１１における区間Ａの拡大図である。
【図１３】図１０の動作説明図である。
【図１４】他の従来技術を示す回路構成図である。
【図１５】図１４の動作説明図である。
【図１６】図１４における直流リアクトルの電流波形図である。
【符号の説明】
【００４４】
１：三相交流電源
２：フィルタ
２ａ：リアクトル
２ｂ：コンデンサ
３１〜３６：スイッチング素子
４：ダイオード
５：直流リアクトル
６：コンデンサ
７：負荷
１２：スイッチング素子（直流リアクトル短絡スイッチ）
１３，１９：スイッチングパターン発生器
１４：カウンタ
１５：期間演算器
１６，２０，２３：加算器
１７：比較器
１８：ＡＮＤ回路
２１：比率演算器
２２：乗算器
２４１〜２４６：ダイオード
２５：スイッチング素子
２６：サイリスタ
【図１】
2005143212.tif 000003
【図２】
2005143212.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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