(57)【要約】【課題】安価な回路構成で、ランプ不点灯時の負荷回路の過大な共振を抑制できると共に、特性バラツキが小さく、量産性もよい放電灯点灯装置を得る。【解決手段】バイポーラトランジスタＱ１を有する自励一石式のインバータＩＶ、このインバータＩＶにランプＬＡを介して接続されるカップリングコンデンサＣ２、バラストチョークＴ２の直列回路及び放電ランプＬＡに並列接続された始動コンデンサＣ３を有する負荷回路ＬＡＣ、バラストチョークＴ２に配設され、負荷回路ＬＡＣに流れる負荷電流を上記バイポーラトランジスタＱ１のベース電流として帰還させバイポーラトランジスタＱ１をオンさせる帰還巻線Ｎ２２、バイポーラトランジスタＱ１をターンオフさせるチョークコイルＴ３及びコンデンサＣ４の直列共振回路及びバイポーラトランジスタＱ１のエミッタと直流電源Ｅ間に接続された共振抑制ダイオードＤ２を備える。【選択図】図１
2005310440.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
この直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するバイポーラトランジスタを有する自励一石式のインバータと、
このインバータに放電ランプを介して接続されるカップリングコンデンサ、上記放電ランプに流れる電流を制限するバラストチョークの直列回路及び上記放電ランプに並列接続された始動コンデンサを有し、上記インバータからの高周波電圧で上記放電ランプを点灯させる負荷回路と、
上記バラストチョークに配設され、上記負荷回路に流れる負荷電流を上記バイポーラトランジスタのベース電流として帰還させ上記バイポーラトランジスタをオンさせる帰還巻線と、
この帰還巻線と上記直流電源間に接続され、上記バイポーラトランジスタをターンオフさせるチョークコイル及びコンデンサの直列共振回路と、
上記バイポーラトランジスタのエミッタと上記直流電源間に接続され、上記バイポーラトランジスタのオン期間を抑制し上記負荷回路の共振を抑制する共振抑制ダイオードと、
を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
共振抑制ダイオードは、ショットキーバリアダイオードであることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータによって生成された高周波電圧によりランプを点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の放電灯点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータの出力に接続された放電ランプとバラストチョークの直列回路から成る負荷回路と、この負荷回路の負荷電流を主トランジスタの入力部に帰還するカレントトランスを備え、バラストチョークと放電ランプに並列接続された始動コンデンサのＬＣ直列共振を利用して放電ランプを始動させている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】実公平６−２４１５９号公報（２〜５頁、第２図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のような従来の放電灯点灯装置では、カレントトランスの磁気飽和特性によって放電ランプ始動時のＬＣ直列共振が過大となることを抑制することができる利点があるが、反面、カレントトランスの磁気特性の個体バラツキや温度特性変化が大きいため、各負荷モードにおけるインバータの発振周波数のバラツキが大きく、この発振周波数に依存するランプ始動時の始動電圧や放電ランプ点灯後の放電ランプ電力のバラツキが大きく、量産性も悪い問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、カレントトランスを用いない構成で、放電ランプ不点灯時の負荷回路の過大な共振を抑制できると共に、安価で特性バラツキが小さく量産性がよい放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係わる放電灯点灯装置は、直流電源と、この直流電源の直流電圧を高周波電圧に変換するバイポーラトランジスタ（以下、主トランジスタと称す）を有する自励一石式のインバータと、このインバータに上記放電ランプ（以下、ランプと称す）を介して接続されるカップリングコンデンサ、上記ランプに流れる電流を制限するバラストチョークの直列回路及び上記ランプに並列接続された始動コンデンサを有し、上記インバータからの高周波電圧でランプを点灯させる負荷回路と、上記バラストチョークに配設され、上記負荷回路に流れる負荷電流を上記バイポーラトランジスタのベース電流として帰還させ上記バイポーラトランジスタをオンさせる帰還巻線と、この帰還巻線と上記直流電源間に接続され、上記バイポーラトランジスタをターンオフさせるチョークコイル及びコンデンサの直列共振回路と、上記主トランジスタのエミッタと上記直流電源間に接続され、上記主トランジスタのオン期間を抑制し上記負荷回路の共振を抑制する共振抑制ダイオードと、を備えたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明は、バラストチョークに配設され、上記負荷回路に流れる負荷電流を上記バイポーラトランジスタのベース電流として帰還させ上記バイポーラトランジスタをオンさせる帰還巻線と、この帰還巻線と上記直流電源間に接続され、上記バイポーラトランジスタをターンオフさせるチョークコイル及びコンデンサの直列共振回路と、上記主トランジスタのエミッタと上記直流電源間に接続され、上記主トランジスタのオン期間を抑制し上記負荷回路の共振を抑制する共振抑制ダイオードと、を備えたので、ランプ不点灯時の負荷回路の過大な共振を抑制できると共に、安価な回路構成で特性バラツキが小さく量産性もよくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図１はこの発明の実施の形態を示す放電灯点灯装置の回路図、図２は図１の回路動作における主トランジスタＱ１の波形図、図３は図１の負荷回路の共振カーブである。
図１において、負荷電流帰還形自励一石式のインバータＩＶは、入力端子に直流電源Ｅが接続され、出力端子には負荷回路ＬＡＣが接続されている。負荷回路ＬＡＣは、フィラメントＦ１とＦ２を有するランプＬＡを介してインバータＩＶの出力端子に接続されたカップリングコンデンサＣ２およびランプ電流を制限するバラストチョークＴ２の直列回路と、ランプＬＡの両端に接続された始動コンデンサＣ３とから構成され、バラストチョークＴ２には主巻線Ｎ２１と帰還巻線Ｎ２２が設けられている。
【０００９】
インバータＩＶは、出力トランスＴ１と共振コンデンサＣ１が並列接続されたタンク回路と、数十ｋＨｚの高周波でスイッチングする主トランジスタＱ１と共振抑制ダイオードＤ２との直列回路が直流電源Ｅに接続され、出力トランスＴ１の両端に負荷回路ＬＡＣが接続されている。また、直流電源Ｅの正極と主トランジスタＱ１のベース間に発振起動抵抗Ｒ１が接続されている。
また、主トランジスタＱ１のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ２とダイオードＤ１の直列回路と、帰還巻線Ｎ２２とチョークコイルＴ３とコンデンサＣ４と共振抑制ダイオードＤ２との直列回路が接続されている。
【００１０】
次に、以上のように構成された放電灯点灯装置の動作を図１〜３により説明する。
図２は、回路動作における主トランジスタＱ１の波形図で、Ｉｃはコレクタ電流、ＶＣＥはコレクタ・エミッタ電圧、更に（ａ）はランプ点灯時、（ｂ）はランプ不点灯時、（ｃ）はこの発明と比較するための従来装置のランプ不点灯時の各負荷モードを示している。また、ＴｏｆｆとＴｏｎは各負荷モードの高周波の１サイクルにおける主トランジスタＱ１のそれぞれオフとオン期間を示している。
図３は負荷回路ＬＡＣの共振カーブで、（ａ）と（ｂ）はそれぞれランプＬＡが点灯時と不点灯時を示しており、ランプＬＡのインピーダンスは、点灯時は数百Ωと低く、不点灯時は数百ＭΩと高いことにより（ａ）の共振は（ｂ）より弱く、（ａ）の共振周波数ｆ０２は（ｂ）のｆ０１よりも低くなっている。
【００１１】
まず、直流電源Ｅを投入すると直流電源Ｅから発振起動抵抗Ｒ１を介して主トランジスタＱ１にベース電流が供給され、主トランジスタＱ１がオン状態に移行し始める。これにより直流電源Ｅ→フィラメントＦ１→始動コンデンサＣ３→フィラメントＦ２→カップリングコンデンサＣ２主巻線Ｎ２１→主トランジスタＱ１→直流電源Ｅの閉ループで負荷電流が流れる。この負荷電流が帰還巻線Ｎ２２を介して主トランジスタＱ１の入力に正帰還され、帰還巻線Ｎ２２→主トランジスタＱ１のベース・エミッタ→共振抑制ダイオードＤ２→コンデンサＣ４→チョークコイルＴ３→帰還巻線Ｎ２２の閉ループで流れる帰還電流が主トランジスタＱ１のベース電流として正帰還され、主トランジスタＱ１が更にオン状態に移行する。しばらくＱ１がオン状態の後、この帰還電流は主にチョークコイルＴ３とコンデンサＣ４のＬＣ直列共振による振動性波形のため、帰還巻線Ｎ２２→チョークコイルＴ３→コンデンサＣ４→共振抑制ダイオードＤ２→主トランジスタＱ１のエミッタ・ベース→帰還巻線Ｎ２２の閉ループで逆方向に流れるようになり、主トランジスタＱ１が急速にターンオフする。この後、帰還電流は帰還巻線Ｎ２２→チョークコイルＴ３→コンデンサＣ４→ダイオードＤ１→抵抗Ｒ２→帰還巻線Ｎ２２の閉ループで流れるようになり、主トランジスタＱ１がオフ状態を保つ。
【００１２】
一方、主トランジスタがオフした時点から共振コンデンサＣ１の電荷が主に、共振コンデンサＣ１→フィラメントＦ１→始動コンデンサＣ３→フィラメントＦ２→カップリングコンデンサＣ２→バラストチョークＴ２→共振コンデンサＣ１の閉ループで放電することにより振動性の負荷電流が流れ、この負荷電流が上記のように帰還巻線Ｎ２２の帰還作用により再び主トランジスタＱ１にベース電流が流れるようになり、再び主トランジスタＱ１がターンオンする。以上の動作を繰り返すことによりインバータＩＶが高周波（周波数ｆｂ（図３））で発振動作する。
【００１３】
周波数ｆｂを始動コンデンサＣ３とバラストチョークＴ２の共振周波数ｆ０１に近くなるように設定してあるので、ランプＬＡのフィラメントＦ１、Ｆ２に高周波の共振的なフィラメント予熱電流が流れると同時に始動コンデンサＣ３の両端に共振的な高電圧が生じ、この高電圧によってランプＬＡが点灯する。ランプＬＡが点灯した後は始動コンデンサＣ３と並列にランプＬＡのインピーダンスが接続された形となり、この並列回路を負荷回路として上記と同様にインバータＩＶが発振動作を継続し、ランプＬＡにバラストチョークＴ２で制限される高周波電流が流れる。
【００１４】
ここで、図２の（ａ）と（ｂ）の波形を比較すると、オン期間Ｔｏｎは、ほぼ同じ（Ｔｏｎ・ａ≒Ｔｏｎ・ｂ）であるが、図３の共振カーブの違いによりオフ期間Ｔｏｆｆは（ａ）の方が長く（Ｔｏｆｆ・ａ＞Ｔｏｆｆ・ｂ）、従ってインバータＩＶの発振周波数も（ａ）の方が低い（ｆａ＜ｆｂ）。ただし、（ｂ）の方が共振が強いため主トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃのピーク値は（ｂ）の方が高く（Ｉｃ・ａ＜Ｉｃ・ｂ）、コレクタ・エミッタ電圧のピーク値も（ｂ）の方が高い（ＶＣＥ・ａ＜ＶＣＥ・ｂ）。
【００１５】
一方、図２の（ｃ）は図１の回路図における共振抑制ダイオードＤ２が挿入されていないときのランプ不点灯時を示しており、（ｂ）と比較するとオン期間Ｔｏｎが長い（Ｔｏｎ・ｂ＜Ｔｏｎ・ｃ）。これについて説明すると、負荷電流をカレントトランスで帰還する従来装置では、ランプＬＡが点灯する前の負荷電流の過大な共振をカレントトランスの磁気飽和特性により抑制できるのに対し、本実施の形態では、図１で示したバラストチョークＴ２の帰還巻線Ｎ２２で負荷電流を帰還させる方式の場合、磁気飽和させないように設計することが要求されるバラストチョークＴ２には過大な負荷電流の帰還を抑制する機能がない。このため、主トランジスタＱ１をオンさせるために主トランジスタＱ１のベース・エミッタ間の等価ダイオードに順方向のベース電流が流れるとき、ベース電流が過大になる。電流が過大になると、今度は、逆方向のベース電流が流れるようになっても等価ダイオードがオフする時間がかなり延びる（ストレージタイム延長）ので、オン期間Ｔｏｎが延長するからである。
【００１６】
そして、オン期間Ｔｏｎが長くなると、図３に示すように発振周波数も（ｃ）の方が低くなる（ｆｂ＞ｆｃ）。これにより発振周波数は（ｃ）の方が図３の共振カーブの共振周波数ｆ０１に近づくために更に共振が強くなり、コレクタ電流Ｉｃのピーク値が高く（Ｉｃ・ｂ＜Ｉｃ・ｃ）、コレクタ・エミッタ電圧のピーク値も高く（ＶｃＥ・ｂ＜ＶｃＥ・ｃ）なっている。
これを改善するため、この発明の実施の形態では、図１で示したように主トランジスタＱ１のエミッタに等価ダイオードと直列で同じ方向にターンオフが速い共振抑制ダイオードＤ２を挿入することで主トランジスタＱ１のストレージタイム延長を抑制することができ、負荷回路ＬＡＣの共振を抑制することができる。
一方、共振抑制ダイオードＤ２には主トランジスタＱ１の主電流が流れるため共振抑制ダイオードＤ２の損失を極力抑えるため順方向電圧ＶF が低いものが有効である。
【００１７】
上述のように、共振抑制ダイオードＤ２としては、高周波の負荷電流が流れるため逆回復時間が短く、また、損失の点では順方向電圧が低い特性のものが有利となるが、この２つの特性を合せ持つショットキーバリアダイオードが適している。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】この発明の実施の形態を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図２】図１の主トランジスタの波形図である。
【図３】図１の負荷回路の共振カーブである。
【符号の説明】
【００１９】
Ｃ１  共振コンデンサ、Ｃ３  始動コンデンサ、Ｄ２  共振抑制ダイオード、Ｅ  直流電源、ＩＶ  インバータ、ＬＡ  ランプ、ＬＡＣ  負荷回路、Ｎ２２  帰還巻線、Ｑ１  主トランジスタ、Ｔ２  バラストチョーク、Ｔ３  チョークコイル。
【図１】
2005310440.tif 000003
【図２】
2005310440.tif 000004
【図３】
2005310440.tif 000005