(57)【要約】【課題】  電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、しかも電源制御回路自身の待機時又は軽負荷時の電力消費を大きく低減できる電源制御回路を提供する。【解決手段】  整流回路と、該整流回路の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成され、前記制御回路にはＣＰＵを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて時計表示および／又はサイクル制御・位相制御等の電力制御を行わせるようにした。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流回路と、該整流回路の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成されることを特徴とする電源制御回路。
【請求項２】
前記制御回路にはＣＰＵを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて時計表示および／又はサイクル制御若しくは位相制御を行わせることを特徴とする請求項１記載の電源制御回路。
【請求項３】
前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路は半波整流回路と該半波整流回路の出力側に並列接続される平滑コンデンサと該平滑コンデンサの電位によりオン・オフするスイッチング素子を含むことを特徴とする請求項２記載の電源制御回路。
【請求項４】
前記整流回路は交流半波又は交流全波するものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の電源制御回路。
【請求項５】
前記スイッチング素子に並列にホトカプラを接続したことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載の電源制御回路。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項記載の電源制御回路を備えたことを特徴とする交流電源周波数に同期した信号を利用する家電機器。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれか１項記載の電源制御回路を備えたことを特徴とする高周波加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は商用電源等の交流電源を用い、その交流電源の周波数に同期した信号を必要とする高周波加熱調理器等の家電機器に組み込まれる電源制御回路に関するもので、特に少ない待機電力の電源制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイコンを備えた制御回路で制御される高周波加熱装置は、従来装置では加熱調理を行なっていない時でも、キー入力の検出や時計動作等のために、常に制御回路に電源が供給されていた。しかし一日の使用時間が大変短い装置にあってその制御回路に常に電力を供給し続けるのは、たとえ消費される電力が１Ｗといった小さいものであっても、長い時間に亘れば膨大なエネルギーロスとなった。
【０００３】
そこで最近、電子レンジ等の家電機器において待機電力を少なくしようという要求が出てきている。そのための具体的な回路として、商用電源とその電源回路との間にドアスイッチを介設して、ドアの開成でドアスイッチがＯＮ動作し、ドアの閉成でＯＦＦ動作し自己保持する高周波加熱装置がある（特許文献１）。
【０００４】
特許文献１記載の高周波加熱装置によると、ドアが閉まっているときは、負荷を商用電源に接続し、制御回路への電力の供給は遮断しているが、ドアを開けると負荷と商用電源の接続を切り離し、制御回路へ電力を供給し、制御回路へ電力を供給すると制御回路の動作に必要な直流電流が作られるというものである。
そこで、食品を加熱室に入れるためにドアを開けると、制御回路の電源回路に電力が供給され、マイコンは一定のタイマ時間を設定する。そしてドアが閉められた後タイマ時間の減算を開始し、その間にキー入力信号またはドアスイッチ回路からのドア開閉信号が入力されない場合、残り時間がゼロになった時点で制御回路への電力の供給を遮断するようにしている。なお、残り時間がゼロになる前にキー入力やドアスイッチ回路からの信号が入力されると、タイマ時間は再設定され、制御回路への電力遮断は延期される。このタイマの時間値については、調理者がキー入力で調理メニューを設定したり、または調理が終了したことを表示回路で確認するのに十分な長さにしてある。また、調理者が食品を加熱室内に入れてドアを閉め、キー入力をした後で、加熱を開始させた時には、マイコンはタイマ減算状態から調理状態となる。そしてマイコンは調理終了後にタイマを再設定して減算を始める。なお、調理プログラムに沿ってドアが開閉されるときには、ドアが開けられてから再び閉められても電子レンジの不使用状態が始まったとは判断しないようにしてあり、あくまでも調理プログラムが完遂された後、ないし調理プログラムが取り消された後の所定のタイマ時間内にドア開閉やキー入力がなかった時にのみ制御回路への電力の供給を遮断するようにしている。そして、制御回路への電力の供給を遮断した後に、ドアが開けられると、制御回路への通電が再開される。
【０００５】
このようにして、調理器として使用されていないときに制御回路への通電が行なわれないようにして無駄な電力を消費しないようにするものである。
しかしながら、この電子レンジでは、ドアを閉じなければ従来通りの電力を消費してしまい、待機電力をＯＦＦするためには、必ずドアを閉じておかねばならないという欠点を有していた。電子レンジは調理終了後オーブン庫内が非常に熱くなっているため、ドアを開けた状態で冷却する人も多く、場合によってはドアを開けっ放しにしている人もいるのが実状であるが、この場合は全く省電力にはならなかった。
また、調理の設定及び調理中以外は制御回路に通電する必要はないにもかかわらず、ここでは食品を電子レンジの庫内に入れた後のドアが閉じられた時点でもう通電を開始するので、無駄な電力が消費されることとなった。
さらに、制御回路への電力の供給を行うのに、商用電源との間にトランスを介しているので、不使用時であってもトランスの無負荷損（銅損、鉄損）が２５０ｍＷ程度発生し、省エネルギ上問題があった。
【０００６】
この欠点を解決するものとして、ドアの開閉状態に関わらず、非使用時の電力を低減した家電機器が提案された（特許文献２ ）。
【特許文献１】特開平７−２１７９０６号公報
【特許文献２】特開２００２−２２１８１号公報
【特許文献３】特開平６−１２４１２９
【特許文献４】実開昭６０−１３２１８９
【０００７】
特許文献２記載の発明によれば、ドアの開成／閉成があったことを微分で検知したら制御回路を自己保持させ、その後、所定時間経過しても新たにドアの開成／閉成がないとき、または入力がないときは、制御回路への電力供給をＯＦＦさせるようにしている。
このようにすれば、ドアの開成及び閉成の如何に関わらず、ドアを操作して初めて電力開閉手段がＯＮし、マイコン及び周辺回路といった制御手段に電力が供給され、所定時間中に動作が遷移しない場合は、ドアの開成及び閉成の如何に関わらず、制御手段への電力の供給をＯＦＦすることができるようになった。
このようにすれば、ドアを開けっ放しにしていてもやがて制御手段への電力の供給がＯＦＦされるので、省エネルギとなった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
商用電源等の交流電源を用い、これを位相制御して電力制御する場合に位相制御開始の基準となる信号が必要であり、そのために交流電源の周波数に同期した信号を得ることが必要であった。ところが、上記特許文献１および２記載のものは、従来技術による電源同期信号検出方法を採用していた。電源同期信号検出の従来方法には多種のものがあるが、ここでは典型的な２つの方法を説明する。
第１従来技術（ホトカプラ法）は、電源制御回路とは別に商用電源に接続したホトカプラを用いて商用電源の同期信号を検出するようにしている（例えば、特許文献３参照）。
このホトカプラ法によれば、位相制御開始の基準となる信号が簡単かつ確実に得られるものの、ホトカプラの発光回路中の抵抗だけですでに２００ｍＷ程度消費されるので、全体として省エネルギー的には大きな問題があった。
【０００９】
また、商用電源の同期信号を検出する第２従来技術としてリップル法がある（例えば、特許文献４参照）。リップル法は、一次側と二次側が電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の出力電圧のリップルを用いて電源同期信号を取り出すものである。
【００１０】
図５は特許文献４に記載されたリップル法の電源システムを示し、図６はその電源システムの作用説明図を示すものである。
図において、５１はＤＣ−ＤＣコンバータ、５２は電流電源のリップルを含む直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ５１に印加する半波回路、５３はＤＣ−ＤＣコンバータ５１の二次側の高周波成分を整流して得られるリップルから電源同期信号を取り出す同期信号検出回路である。
【００１１】
特許文献４記載の電源システムの電力制御は次のように行われる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５１内では、検出器が直流出力電圧を検出し、検出値の大小をホトカプラで電気信号絶縁してスイッチング回路の制御回路に送り、制御回路では検出値の大小によりスイッチング回路のスイッチング素子の位相制御を行うようにしている。
【００１２】
また、上記電源システムの電源同期信号は次のようにして得られる。
図５の端子Ａ間に、図６（Ａ）のような波形の商用電源の交流が印加される。
図５の端子Ｂは、最初は前の正の半サイクルで充電されていた直流電圧となっており、次に商用電源の交流電圧がコンデンサ電圧を超えるとその交流電圧となる。その結果、図（Ｂ）のような直流リップル波形になる。
図（Ｂ）の直流リップル波形をスイッチング回路で高周波チョッピングし、これを絶縁トランスを介して二次側に伝えると、図５の端子Ｃには図（Ｃ）のような高周波リップル波形が得られる。
これを整流し（図６Ｄ）、コンデンサで微分し（図６Ｅ）、リミット回路を通して、反転器で反転させると、端子Ｆには図６（Ｆ）のような、交流電圧のゼロクロス点で出力ゼロとなる電源同期信号が得られる。
【００１３】
このように、リップル法は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成において、二次側の高周波成分を整流して得られるリップルから電源同期信号を取り出す方法なので、電源同期信号を取り出す回路が複雑になるという課題と、図６（Ｄ）のリップルから図６（Ｅ）の電源同期信号を取り出しているため、交流波形の０Ｖポイントを検出することが難しいという課題を有していた。
【００１４】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータが二次側直流電圧の変動をホトカプラを介してフィードバックし二次側の電圧を予め設定された電圧なるように制御する制御方式の場合には、二次側の電圧のリップルが抑えられるため、電源同期信号を取り出すのがさらに困難になるという課題も有していた。
【００１５】
また、最近では、電源機器の待機電力は１Ｗ以下に抑えることが一般的な要求となり、さらにある電源機器によっては待機電力を１００ｍＷ以下にすることが要求されるなど、待機電力を限りなく０に近づける取り組みがなされている。
こうした状況において、銅損の多量に発生する従来のトランスを用いた制御方式では限界にきており、電源をトランス方式からＤＣ−ＤＣコンバータ方式に変えて待機時の電源システムの電力消費を低減している。
【００１６】
こうしたなか、電源同期信号を検出するため上記にホトカプラを用いる方法では、ホトカプラの発光側のダイオードに電流を流す回路での電力消費だけで、約２５０ｍＷ程度（ＡＣ１００Ｖの場合）にもなり、省エネルギ的にはＤＣ−ＤＣコンバータに置き換えた効果が薄れてしまうという課題も有していた。
【００１７】
本発明は、このような課題を解決するもので、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源制御回路において、電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、しかも電源制御回路自身の待機時又は軽負荷時の電力消費を大きく低減できる電源制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記課題を解決するために、請求項１記載の電源制御回路の発明によれば、整流回路と、該整流回路の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成されることを特徴とする。
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の電源制御回路において、前記制御回路にはＣＰＵを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて時計表示および／又はサイクル制御若しくは位相制御を行わせることを特徴とする。
請求項３記載の発明によれば、請求項２記載の電源制御回路において、前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路は半波整流回路と該半波整流回路の出力側に並列接続される平滑コンデンサと該平滑コンデンサの電位によりオン・オフするスイッチング素子を含むことを特徴とする。
請求項４記載の発明によれば、請求項１〜３のいずれか１項記載の電源制御回路において、前記整流回路が交流半波又は交流全波するものであることを特徴とする。
請求項５記載の発明によれば、請求項１〜４のいずれか１項記載の電源制御回路において、前記スイッチング素子に並列にホトカプラを接続したことを特徴とする。
【００１９】
請求項６記載の家電機器の発明によれば、交流電源周波数に同期した信号を利用するものであり、そのために請求項１〜５のいずれか１項記載の電源制御回路を備えたことを特徴とする。
請求項７記載の高周波加熱調理器の発明によれば、請求項１〜５のいずれか１項記載の電源制御回路を備えたことを特徴とする。
以上のように構成することによって、交流電源に同期した出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に形成することができるため、二次側の出力電圧波形を容易に電源同期信号を形成することが出来るようになる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る電源制御回路によれば、電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、しかも電源システム自身の待機時又は軽負荷時の電力消費を大幅に低減することができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電源システムの回路図を示すものである。  図２は、本発明の実施の形態１における電源システムの作用説明図を示すものである。
図１において、本発明の第１の実施の形態における電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、その入力側の変換回路２および交流電源６と、その出力側の出力回路４および電源同期検出回路５とで構成されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、トランス７とホトカプラ８でそれぞれ一次側と二次側とを電気的に絶縁されている。
変換回路２は、交流電源６の交流波形をＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の一次側に印加できる半波整流の波形に変換している。
出力回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の二次側電圧をダイオード９で整流した後、コンデンサ１０で直流電圧を形成している。
電源同期検出回路５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の二次側の高周波電圧を交流電源６の周波数に同期した信号に変換している。
【００２２】
以上のように構成された電源システムについて、以下、その動作および作用を図２を用いて説明する。
まず、図２において、図（Ａ）の波形ａは商用電源６の端子Ａの交流波形を表している。
変換回路２では、ダイオード１１の働きにより商用電源６の交流波形を半波整流している。図１の端子Ｂは、変換回路２により半波整流され、交流の１周期のうちの正の１／２周期のみＤＣ−ＤＣコンバータ１に正の交流波形ｂ（図２（Ｂ））を印加している。交流波形ｂの期間だけ後述のスイッチングトランジスタがＯＮ・ＯＦＦする。
１２は制御ＩＣ（集積回路）で、内部にあるスイッチングトランジスタを高速にＯＮ・ＯＦＦスイッチングすることでトランス７を介して二次側に高周波電力を伝搬している。スイッチングトランジスタは、図（Ａ）の波形ａの正の１／２周期の間に高速で（例えば、１００ｋＨｚ）正の交流波形ｂ（図（Ｂ））をチョッピングしている。
【００２３】
この正の交流波形ｂのチョッピング電圧がトランス７の一次側に印加されると、
トランスＴの一次側巻線ではＯＮ時の電流の増加時にそれを阻止する方向に起電力が発生し、ＯＦＦ時の電流の減少時にそれを流し続ける方向に起電力が発生するので、スイッチングトランジスタの１回のＯＮ・ＯＦＦでトランスＴの一次側巻線にはプラス方向とマイナス方向の起電力が発生することになる。したがって二次巻線には図（Ｃ）の波形ｃ１のようなスイッチングトランジスタがＯＦＦしている期間に発生するプラス方向とｃ２のようなスイッチングトランジスタがＯＮしている期間に発生するマイナス方向にチョッピングされた電圧が発生する。なお、図でプラス側が一定となっているのは、制御ＩＣ１２が出力電圧を一定に保つようにスイッチングトランジスタのＯＮの期間を可変制御しているからである。また、ツェナダイオード１３とダイオード１４でスナバ回路を構成し、スイッチング時に発生する急峻なノイズを吸収して、制御ＩＣの耐圧を超えないようにドレイン電圧を抑えて、制御ＩＣ１２の破壊を防ぐようにしている。もちろん、制御ＩＣ１２の耐圧が高い場合は、このスナバ回路は不要となる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側の出力電圧は、ダイオード９とコンデンサ１０により直流のリップル電圧に変換される。
【００２４】
この直流リップル電圧の変動は、所定電圧を超えた分がツェナダイオード１５に流れ、抵抗１６の両端に発生する電位差がホトカプラ８の発光ダイオード８ａを発光させる。ホトカプラ８の発光トランジスタ（ＣｄＳ）８ｂがこの光を受光すると電圧を発生しこれをモニターし、ホトカプラ８のトランジスタ８ｂのＯＮ・ＯＦＦ信号を基に１２の制御ＩＣが、スイッチング動作をコントロールし、二次側の出力電圧を一定にするように制御している（例えば、直流リップル電圧が基準よりも高ければ、ホトカプラ８は１２の制御ＩＣのスイッチングトランジスタのＯＮ・ＯＦＦ制御中（例えば、図２（Ｂ）のｂの間のＯＮ・ＯＦＦ回数１０００回であったが、これを７００回にするとか、又はＯＮ・ＯＦＦ時間の割合が５０％であったのを３５％にする等）動作をコントロールし、二次側の出力電圧を一定にするように制御している。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一次側の電圧が印加されていない１／２周期は、１２の制御ＩＣは動作を停止しており、その間は、トランス７の二次側には出力波形Ｃの高周波成分がない状態となっている。
【００２５】
なお、上記では、交流の正の半サイクルのゼロ点から高速で所定回数ＯＮ・ＯＦＦを繰り返す（例えば、１０００回）、いわゆる「ＯＮ・０ＦＦ制御」であったが、交流の正の各半サイクル毎において所定の位相でＯＮにして自然にターオフするまでＯＦＦさせない、いわゆる「位相制御」であってもかまわない。さらに、交流の正の半サイクル単位でＯＮかＯＦＦにする、いわゆる「サイクル制御」（この方法だと、必ずゼロ点でＯＮしゼロ点でＯＦＦするのでノイズの発生がない。）であってもかまわない。
【００２６】
次に、電源同期検出回路５の動作について説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側に発生する図２の図（Ｃ）をダイオード１７で半波整流し、コンデンサ１８で平滑すると、高周波チョッピングされた高周波が均され、電源周波数に同期した図（Ｄ）の波形ｄを形成する。
そして、波形ｄをトランジスタ１９のエミッタ・ベース間に与えることにより、トランジスタ１９はＯＮ（導通）し、端子電圧Ｅは機器が認識できる電圧ＶｃｃレベルからＧＮＤに引き下げられる。逆に、波形ｄのない期間はトランジスタ１９はＯＦＦとなり、端子電圧Ｅは電圧Ｖｃｃとなる。図（Ｅ）の波形ｅはこの状態を表している。図（Ｅ）の波形ｅのようになり、立ち上がり・立ち下がり時点は、図（Ａ）の電源波形ａのゼロクロス時点と一致していることがわかる。
したがって、この図（Ｅ）の波形ｅの立ち上がり・立ち下がり時点を用いれば、サイクル制御、位相制御、オン・オフ制御の各電力制御のほか、時計表示や、タイマ表示を簡単に、コスト安に、かつ省エネルギで行わせることができるようになる。
【００２７】
以上のように、本実施の形態においては、変換回路２を構成するダイオード１１を用い交流電源６を半波整流することで周波数に同期した電圧を１周期ごとに１／２周期の間ＤＣ−ＤＣコンバータ１に印加することにより、電源周波数の１周期毎に二次側に１／２周期に高周波の波形を形成することが出来るようになり、この高周波波形を平滑し形成することで、電源同期信号を容易に形成することができる。
また、本実施の形態では電源同期検出回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングがオフしている期間に発生する高周波成分を整流して得られる直流電圧成分で同期信号を取り出すようにしたことにより、交流電源の０Ｖに近いタイミングで電源同期信号の立ち上がり、或いは立ち下がり波形を形成できるようになり、本電源システムを組み込んだ家電機器を制御するマイクロコンピュータ等で一次側に構成されたトライアック等の回路を用いたシステムの位相制御をすることもできる。
【００２８】
（実施の形態２）
図３は、本発明の第２の実施の形態における電源システムの回路図を示すものである。  図４は、本発明の実施の形態２における電源システムの作用説明図を示すものである。
図３において、本発明の第２の実施の形態における電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、その入力側の変換回路２’および交流電源６と、その出力側の出力回路４および電源同期検出回路５’とで構成されている。
変換回路２’は、ダイオードをブリッジ構成してなる全波整流回路２３によって、交流電源６をＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の一次側に印加できる全波整流の電圧に変換している。
電源同期検出回路５’は第１の実施の形態（図１）の電源同期検出回路５にツェナダイオード２４を追加した点で、第１の実施の形態（図１）の電源同期検出回路５とは異なっている。
出力回路４、交流電源６は、第１の実施の形態（図１）と同じなので、重複説明は省略する。
【００２９】
以上のように構成された電源システムについて、以下、その動作および作用を図４を用いて説明する。
まず、図４において、図（Ａ）の波形ａは商用電源６の端子Ａの交流波形を表している。変換回路２’では、ダイオードブリッジの全波整流回路２３の働きにより商用電源６の交流波形を全波整流している。図３の端子Ｂは、変換回路２’により全波整流され、交流の１周期のうちの負の１／２周期の電圧が反転して正の１／２周期とともに連なった正の交流波形ｂ（図４（Ｂ））をＤＣ−ＤＣコンバータ１に印加している。交流波形ｂ（図（Ｂ））の期間だけスイッチングトランジスタ（図３の１２）がＯＮ・ＯＦＦする。
【００３０】
図３の１２は制御ＩＣ（集積回路）で、内部にあるスイッチングトランジスタを高速にＯＮ・ＯＦＦスイッチングすることでトランス７を介して二次側に高周波電力を伝搬している。スイッチングトランジスタは、図（Ａ）の正の１／２周期の間に高速で（例えば、１００ｋＨｚ）正の交流波形ｂをチョッピングしている。この正の交流波形ｂのチョッピング電圧がトランス７の一次側に印加されると、トランスＴの一次側巻線ではＯＮ時の電流の増加時にそれを阻止する方向に起電力が発生し、ＯＦＦ時の電流の減少時にそれを流し続ける方向に起電力が発生するので、スイッチングトランジスタの１回のＯＮ・ＯＦＦでトランスＴの一次側巻線にはプラス方向とマイナス方向の起電力が発生することになる。したがってトランス７の二次巻線には図（Ｃ）の波形ｃ１のようなスイッチングトランジスタがＯＦＦしている期間に発生するプラス方向とｃ２のようなスイッチングトランジスタがＯＮしている期間に発生するマイナス方向にチョッピングされた電圧が発生する。
【００３１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１を制御している制御ＩＣ１２は、一次側の印加電圧が制御ＩＣ１２の動作電圧以下の期間は動作を停止しており、その間は、トランス７の二次側には出力波形Ｃのように高周波成分がなくなる期間ｔが発生する。
ツェナダイオード１３とダイオード１４でスナバ回路を構成し、制御ＩＣの耐圧を超えないようにドレイン電圧を抑える働きをしている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側の出力電圧は、ダイオード９とコンデンサ１０により直流のリップル電圧に変換される。
この直流リップル電圧の変動は、所定電圧を超えた分がツェナダイオード１５に流れ、抵抗１６の両端に発生する電位差がホトカプラ８の発光ダイオード８ａを発光させる。ホトカプラ８の発光トランジスタ（ＣｄＳ）８ｂがこの光を受光すると電圧を発生しこれをモニターし、ホトカプラ８のトランジスタ８ｂのＯＮ・ＯＦＦ信号を基に１２の制御ＩＣが、スイッチング動作をコントロールし、二次側の出力電圧を一定にするように制御している。
なお、上記ではサイクル制御の例で説明したが、位相制御であってもオン・オフ制御であってもかまわない。
【００３２】
次に、電源同期検出回路５’の動作について説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側に発生する図４（Ｃ）の波形ｃ１をダイオード１７で整流し、コンデンサ１８で平滑し、電源周波数に同期した図４（Ｄ）の波形ｄを形成する。そして、ツェナダイオード２４を追加することによりツェナ電圧Ｖｚｄとトランジスタ１９のペース−エミッタ電圧Ｖｂｅとの和の電圧値（Ｖｚｄ＋Ｖｂｅ）がトランジスタ１９のオン／オフ動作を左右する基準電圧を設定することにより、図４（Ｅ）の一定期間のＧＮＤレベルを有した矩形波ｅを形成している。
以上のように、本実施の形態においては、変換回路２を構成するダイオードブリッジ２３により交流電源６を全波整流することで交流電源の周期の２倍の周期の整流波形をＤＣ−ＤＣコンバータ１に印加することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が同じ周期で起動・停止を繰り返し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側に交流電源の周期の２倍の周期で高周波の波形ｃ１を形成することが出来るようになり、この高周波波形ｃ１を平滑し形成することで、電源同期信号Ｅを容易に形成することができる。
【００３３】
以上のように、本発明にかかる電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、且つ、電源システム自身の待機時或いは、軽負荷時の電力消費の低減が可能となるので、商用電源の電源同期信号を必要とする電気製品の電源システムの待機時の消費電力低減の用途にも適用できる。
【００３４】
以上の例は、一般的な家電製品のついて説明したが、本発明は特に電子レンジに対して有効である。電子レンジにおいては、一般的な待機電力値（５０ｍＷ以下あるいは２５０ｍＷ以下）を満足させることが求められており、従来のホトカプラ等を使用した電源電圧ゼロクロスポイント検出回路は、待機時はリレーでＯＦＦさせるのが通常であるが、本発明では、リレーなしで待機時電力を所定値以内に満足できるのが特徴である。また待機時においても、ゼロクロスポイント検出回路が動作可能であるので時計表示、時間計測等にも利用ができる。これにより、例えば、台所にデジタル式のカウントダウンタイマーや時間計測する時計などがあれば、ガステーブルでパスタを茹でるのに時間計測に便利であることもありユーザーのニーズも高いが、使わないとき表示が付いていると電気代がかかっていることもあり時計表示をなくした商品が多くなったのが現在である。しかし、本発明では、待機電力値を最大限に少なくすることで、他の調理器具を使用する際の時間目安に利用が可能である。
【００３５】
以上、本発明によれば、交流電源と電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータと、交流電源をＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に印加できる電圧に変換する変換回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側から整流された直流電圧を出力する出力回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の高周波成分を交流電源の周波数に同期した信号に変換する電源同期検出回路とを備え、変換回路は、交流電源の周波数に同期した電圧をＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に印加するようにしたことにより、交流電源に同期した出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に形成することができるようになり、電源同期検出回路を安価で容易に形成することができる。
【００３６】
特に、前記変換回路をダイオードにより半波整流する回路とすることにより、交流電源の周波数に同期した電圧を形成できるようになり、安価で容易に構成することができる。
また、変換回路をダイオードブリッジにより全波整流回路とすることにより、交流電源の周波数に同期した電圧を安価で容易に形成できるようになり、しかも半波整流と比べてパワーアップさせることができる。
さらに、電源同期検出回路を高周波成分を整流して得られる直流電圧成分で同期信号を取り出すようにすることにより、電源同期信号が電源周波数に比例した矩形波を形成し易くなり本電源システムを組み込んだ家電機器を制御するマイクロコンピュータ等での処理を単純にすることができる。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータをフライバック方式とし、かつ、電源同期検出回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングがオフしている期間に発生する高周波成分を整流して得られる直流電圧成分で同期信号を取り出すようにすることにより、交流電源の０Vに近いタイミングで立ち上がり、或いは、立ち下がり波形を有する電源同期信号を形成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施の形態１における電源システムの回路図である。
【図２】図１の電源システムの作用説明図である。
【図３】本発明の実施の形態２における電源システムの回路図である。
【図４】図３の電源システムの作用説明図である。
【図５】リップル法を採用した従来の電源システムの回路図である。
【図６】図５の電源システムの作用説明図である。
【符号の説明】
【００３８】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２、２’  変換回路
４  出力回路
５、５’  電源同期検出回路
６  交流電源
７  トランス
８  ホトカプラ
９，１１，１４，１７  ダイオード
１０，１８  コンデンサ
１２  制御ＩＣ
１３，１５  ツェナダイオード
１６，２０，２１，２２  抵抗
１９  トランジスタ
【図１】
2005176478.tif 000003
【図２】
2005176478.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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