(57)【要約】【課題】  急な加減速にも対応できるアナログ方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供する。【解決手段】  ＯＰアンプ13にコンデンサ回路14が並列に接続された積分回路10u,10v,10wおよび比較回路11u,11v,11wを用いて３相の相電圧Ｖu,Ｖv,Ｖwからアナログ方式で各相に対する回転位置推定信号Ｈu,Ｈv,Ｈwを生成し、各相の回転位置推定信号に基づいて直流電源から３相への通電を制御することにより、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する。回転速度に基づいてコンデンサ回路14の容量値を切り替える。【選択図】    図２
2005261143.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＰアンプにコンデンサ回路が並列に接続された積分回路および比較回路を用いて３相の相電圧からアナログ方式で各相に対する回転位置推定信号を生成し、各相の回転位置推定信号に基づいて直流電源から３相への通電を制御することにより、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する方法であって、
回転速度に基づいて上記コンデンサ回路の容量値を切り替えることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御方法。
【請求項２】
ＯＰアンプにコンデンサ回路が並列に接続された積分回路および比較回路を用いて３相の相電圧からアナログ方式で各相に対する回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段と、各相の回転位置推定信号に基づいて直流電源から３相への通電を制御する通電制御手段とを備え、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する装置であって、
上記コンデンサ回路が、並列に配置された複数のコンデンサと、所定のコンデンサに直列に接続されたスイッチとを備えており、
回転位置推定信号生成手段が、回転速度に基づいて上記スイッチをオン・オフ制御することにより上記コンデンサ回路の容量値を切り替える切り替え手段を備えていることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置に関し、さらに詳しくは、たとえば、自動車に搭載されて油圧ポンプの駆動などに使用されるブラシレスＤＣモータなど、直流電源を用いて駆動される永久磁石を用いたブラシレスモータを、ホール素子などの回転位置検出センサを用いずに制御する方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車に搭載されて油圧ポンプや操舵装置などを駆動する電動モータとして、従来、ブラシ付きのＤＣモータが用いられてきたが、ブラシの耐久性からくる信頼性の問題があり、ブラシレスモータを用いることが望まれている。
【０００３】
ブラシレスモータの代表的なものとして、ブラシレスＤＣモータなど、直流電源を用いて駆動される永久磁石モータが知られており、従来のブラシレスＤＣモータでは、３個のセンサからの回転位置信号に基づいてＰＷＭ方式でＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相への通電を制御することにより、ロータを回転駆動している。各相への通電は、通常、電気角１８０度のうち１２０度区間だけ通電を行なういわゆる１２０度通電が行なわれる。また、各相の回転位置信号は、その相の誘起電圧に対して３０度位相が遅れている。
【０００４】
このように、従来のブラシレスＤＣモータの駆動には３個の回転位置検出センサが必要であるが、モータを高温のエンジンルーム内に搭載する場合には、センサの耐熱性の問題があり、回転位置検出センサを用いずにモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動が必要になる。
【０００５】
ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動は、非特許文献１に記載されているように、家電用モータでは既に実用化されている。ブラシレスＤＣモータをセンサレス駆動するためには、ロータの回転位置を推定して従来の回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号を生成する必要があり、一般に、回転位置推定信号の生成は、３相の誘起電圧を用いて行なわれている。
【０００６】
回転位置推定信号の生成には、アナログ方式とディジタル方式がある。
【０００７】
アナログ方式は、９０度位相遅れフィルタ、コンパレータ（比較回路）および論理回路から構成され、フィルタとコンパレータにより各相の端子電圧を波形整形して回転位置推定信号を得るようになっている。
【０００８】
ディジタル方式のセンサレス駆動の場合、各相の上アームと下アームのいずれか一方のみＰＷＭ駆動を行なういわゆる片側ＰＷＭ駆動が行なわれる。ディジタル方式は、各相の端子電圧と基準電圧を比較するコンパレータ、位相シフトを行なう２種の高速カウンタおよび論理回路から構成されている。１２０度通電を行なうと、各相１周期２回の通電区間外の６０度の区間には、各相の誘導起電力が露出している。この区間において、コンパレータで端子電圧と基準電圧を比較することにより、誘起電圧のゼロクロスのタイミングすなわちゼロクロス点が検出される。そして、２種のカウンタを用いて３０度の位相シフトを行なうことにより、回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号が得られる。
【０００９】
ディジタル方式によれば、後述するアナログ方式の問題は解決されるが、２種の高速カウンタが必要で回路が複雑になるという問題がある。
【００１０】
アナログ方式は、回路の構成が簡単で、ＰＷＭ制御との相性が良いなどの利点を有する。しかし、９０度位相遅れフィルタを用いるため、その周波数特性により、回転域が制限され、急激な加減速に対応できないという問題がある。とくに、負荷トルクが大きい場合、９０度位相遅れフィルタを構成するコンデンサの容量値が小さいと、脱調を起こしやすい。
【非特許文献１】長竹和夫著「モータ実用ポケットブック  家電用モータ・インバータ技術」日刊工業新聞社  ２０００年４月２８日初版第１刷発行
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
この発明の目的は、回転域が広くて、急な加減速にも対応できるアナログ方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御方法は、ＯＰアンプにコンデンサ回路が並列に接続された積分回路および比較回路を用いて３相の相電圧からアナログ方式で各相に対する回転位置推定信号を生成し、各相の回転位置推定信号に基づいて直流電源から３相への通電を制御することにより、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する方法であって、回転速度に基づいて上記コンデンサ回路の容量値を切り替えることを特徴とするものである。
【００１３】
この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置は、ＯＰアンプにコンデンサ回路が並列に接続された積分回路および比較回路を用いて３相の相電圧からアナログ方式で各相に対する回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段と、各相の回転位置推定信号に基づいて直流電源から３相への通電を制御する通電制御手段とを備え、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する装置であって、上記コンデンサ回路が、並列に配置された複数のコンデンサと、所定のコンデンサに直列に接続されたスイッチとを備えており、回転位置推定信号生成手段が、回転速度に基づいて上記スイッチをオン・オフ制御することにより上記コンデンサ回路の容量値を切り替える切り替え手段を備えていることを特徴とするものである。
【００１４】
この発明による方法および装置において、回転位置推定信号は、前記の従来の回転位置センサからの回転位置信号に進み角制御における進み角が加わったものである。
【００１５】
積分回路および比較回路は、各相ごとに設けられる。
【００１６】
積分回路のＯＰアンプには、相電圧と相電圧の中間電圧値が入力し、ＯＰアンプの出力が比較回路で所定の基準電圧値と比較され、比較回路の出力が回転位置推定信号となる。
【００１７】
ＯＰアンプの出力は、相電圧が第１ゼロクロス点において中間電圧値を上回ると、下限値から直線的に増加し、やがて上限値に飽和した後、相電圧が第２ゼロクロス点において中間電圧値を下回ると、上限値から直線的に減少し、やがて下限値に飽和して後、第１ゼロクロス点において再び直線的に増加する。ＯＰアンプの出力の増加率および減少率は、コンデンサ回路の容量値が大きくなるにつれて大きくなる。また、ＯＰアンプの出力の上限値と下限値の中間電圧値は、相電圧の中間電圧値に等しい。
【００１８】
比較回路に入力する基準電圧値は、相電圧の中間電圧値に等しい。そして、比較回路の出力である回転位置推定信号は、ＯＰアンプの出力が基準電圧値より大きいときはオン、それ以外のときはオフとなる。
【００１９】
上記の結果、相電圧より位相の遅れた回転位置推定信号が得られる。上記のように、コンデンサ回路の容量値が大きくなるにつれてＯＰアンプの出力の増加率および減少率が大きくなるので、相電圧に対する回転位置推定信号の位相遅れ角は、積分回路のコンデンサ回路の容量値が大きくなるにつれて小さくなる。したがって、回転位置推定信号に含まれる進み角は、フィルタのコンデンサ回路の容量値が大きくなるにつれて大きくなる。
【００２０】
回転速度が最も低速のときは、コンデンサ回路の容量値を最小にし、回転速度が高速になるにつれてコンデンサ回路の容量値を大きくする。通常、コンデンサ回路の容量値が最小のときに進み角が０となって、相電圧に対する回転位置推定信号の位相遅れ角が３０度となるよう、すなわち、回転位置推定信号が従来の回転位置信号と同じになるようにする。
【００２１】
このようにすれば、低速時には、進み角が０かまたは小さい回転位置推定信号に基づいてモータが駆動され、高速時には、大きな進み角による進み角制御が行なわれる。このため、低速から高速までの広範囲においてモータを駆動することができ、急激な加減速に対応できる。また、負荷トルクが大きくても、脱調を起こすおそれがない。
【発明の効果】
【００２２】
この発明の方法および装置によれば、回転域が広くて、急な加減速にも対応でき、脱調を起こすおそれもない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図面を参照して、この発明を車載用のブラシレスＤＣモータのセンサレス制御に適用した実施形態について説明する。
【００２４】
図１は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御装置の構成の１例を示している。
【００２５】
このセンサレス制御装置は、自動車に搭載されて油圧ポンプなどを駆動するブラシレスＤＣモータ(1)を、自動車に搭載されたバッテリよりなる直流電源(2)を用いて駆動するものであり、３相の相電圧に基づいてアナログ方式で各相の回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段である回転位置推定信号生成装置(3)と、各相の回転位置推定信号に基づいて電源(2)から３相への通電を制御する通電制御手段である通電制御装置(4)とから構成されている。直流電源(2)の直流電圧をＥとする。３相の相電圧は、それぞれ、Ｖu、Ｖv、Ｖwとし、Ｖで総称する。３相の回転位置推定信号は、それぞれ、Ｈu、Ｈv、Ｈwとし、Ｈで総称する。
【００２６】
通電制御装置(4)は、従来と同様のものであり、論理回路(5)と、ゲートドライブ回路(6)と、スイッチング回路(7)とから構成されている。
【００２７】
スイッチング回路(7)は、電源(2)からモータ(1)へのＵ相の通電を制御する上アームスイッチング素子(8u+)および下アームスイッチング素子(8u-)、Ｖ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(8v+)および下アームスイッチング素子(8v-)、ならびにＷ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(8w+)および下アームスイッチング素子(8w-)を備えている。スイッチング素子は、符号(8)で総称する。
【００２８】
論理回路(5)は、後述するように回転位置推定信号生成装置(3)により生成される回転位置推定信号Ｈに基づいて、公知の方法により、各スイッチング素子(8)に対するスイッチング素子制御信号Ｄu＋、Ｄu-、Ｄv+、Ｄv-、Ｄw+、Ｄw-を生成し、出力する。スイッチング素子制御信号は、Ｄで総称する。
【００２９】
ゲートドライブ回路(6)は、スイッチング素子制御信号Ｄに基づいて、各素子(8)をオン・オフ駆動するものである。
【００３０】
通電制御装置(4)は、たとえば、ＰＷＭ方式によって各スイッチング素子の通電を制御するものである。
【００３１】
回転位置推定信号生成装置(3)は、図２に示すように、Ｕ相用の積分回路（第１積分回路）(10u)および比較回路（第１比較回路）(11u)、Ｖ相用の積分回路（第２積分回路）(10v)および比較回路（第２比較回路)(11v)、Ｗ相用の積分回路（第３積分回路)(10w)および比較回路（第３比較回路)(11w)、ならびに切り替え手段である切り替え装置(12)を備えている。積分回路は符号(10)で、比較回路は符号(11)で総称する。
【００３２】
３相の積分回路(10)および比較回路(11)は、それぞれ、互いに同じものである。
【００３３】
各積分回路(10)は、ＯＰアンプ(13)にコンデンサ回路(14)が並列に接続されたものである。
【００３４】
ＯＰアンプ(13)には、対応する相電圧Ｖと、所定の基準電圧Ｙcとが入力し、比較回路(11)には、対応する積分回路(10)の出力Ｙu、Ｙv、Ｙwと上記基準電圧Ｙcとが入力する。そして、各比較回路(11)の出力が各相の回転位置推定信号Ｈとなる。積分回路(10)の出力は、Ｙで総称する。基準電圧Ｙcは、電源電圧Ｅの半分の値、すなわち、相電圧Ｖの中間電圧値（＝Ｅ／２）である。
【００３５】
各コンデンサ回路(14)は、ＯＰアンプ(13)の入力である相電圧ＶとＯＰアンプ(13)の出力Ｙとの間に設けられており、並列に接続された複数個（この例では３個）のコンデンサすなわち第１、第２および第３コンデンサ(15a)(15b)(15c)を備えている。コンデンサは符号(15)で総称する。第２および第３コンデンサ(15b)(15c)には、それぞれ、スイッチ(16b)(16c)が直列に接続されている。たとえば、各コンデンサ(15)の容量値は、第１および第２コンデンサ(15a)(15b)が１μＦ、第３コンデンサ(15c)が３．３μＦである。この場合、コンデンサ回路(14)の容量値は、２つのスイッチ(16b)(16c)が両方ともオフ（非接続状態）のときは１μＦ、第２スイッチ(16b)だけがオン（接続状態）のときは２μＦ、第３スイッチ(16c)だけがオンのときは４．３μＦ、２つのスイッチ(16b)(16c)が両方ともオンのときは５．３μＦとなる。
【００３６】
切り替え装置(12)は、図示しない回転速度センサにより検出されたモータ(1)のロータの回転速度検出値に基づいて、各積分回路(10)のスイッチ(16b)(16c)をオン・オフ制御するものであり、これにより、回転速度に基づいて各積分回路(10)のコンデンサ回路(14)の容量値が切り替えられる。さらに詳しくは、モータ(1)の全回転域を低速側から順に第１、第２、第３および第４の４つの範囲に分け、最低速側の第１領域では、２つのスイッチ(16b)(16c)を両方ともオフにし、次の第２領域では、第２スイッチ(16b)だけをオンにし、次の第３領域では、第３スイッチ(16c)だけをオンにし、最高速側の第４領域では、２つのスイッチ(16b)(16c)を両方ともオンにする。このようにすることにより、コンデンサ回路(14)の容量値が、第１、第２、第３および第４領域において、それぞれ、１μＦ、２μＦ、４．３μＦおよび５．３μＦとなり、回転速度が大きくなるにしたがってコンデンサ回路(14)の容量値が大きくなるように切り替えられる。
【００３７】
図３は、３相の積分回路(10)のＯＰアンプ(13)に入力する３相の相電圧Ｖと３相の比較回路(11)の出力である回転位置推定信号Ｈの関係を示すタイムチャートである。
【００３８】
図３に示すように、Ｖ相の相電圧Ｖvは、Ｕ相の相電圧Ｖuに対して１２０度遅れており、Ｗ相の相電圧Ｖwは、さらにＶ相の相電圧Ｖvに対して１２０度遅れている。回転位置推定信号Ｈは、０（オフ）と１（オン）で表わされ、１８０度ごとに極性が反転する。そして、相電圧Ｖと同様に、Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvは、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuに対して１２０度遅れており、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwは、さらにＶ相の回転位置推定信号Ｈvに対して１２０度遅れている。また、各相の回転位置推定信号Ｈは、相電圧Ｖに対して電気角φ分位相が遅れている。図３は、回転速度が第１領域にあって、コンデンサ回路(14)の容量値が最小（この例では１μＦ）の場合を示しており、この場合にφが３０度となるよう、すなわち、回転位置推定信号Ｈが従来の回転位置信号と同じになるように積分回路(10)が設定されている。コンデンサ回路(14)の容量値が大きくなると、図３に鎖線で示すように、位相遅れ角φは３０度より小さくなり、進み角制御が行なわれる。
【００３９】
次に、図４を参照して、回転位置推定信号生成装置(3)におけるＵ相の回転位置推定信号Ｈuの生成について、さらに詳しく説明する。
【００４０】
図４は、回転位置推定信号生成装置(3)におけるＵ相の相電圧Ｖu、積分回路(10u)の出力Ｙuおよび比較回路(11u)の出力である回転位置推定信号Ｈuの関係を示している。なお、図３において、実線はコンデンサ回路(14u)の容量値が最小の場合を、鎖線は同容量値が大きい場合を表わしている。
【００４１】
図４に示すように、積分回路(10u)の出力Ｙuは、相電圧Ｖuの負から正へのゼロクロス点（第１ゼロクロス点＝図４の０°の時点）において、下限値Ｙminから直線的に増加し、やがて上限値Ｙmaxとなって飽和した後、相電圧Ｖuの正から負へのゼロクロス点（第２ゼロクロス点＝図４の１８０°の時点）において、上限値Ｙmaxから直線的に減少し、やがて下限値Ｙminとなって飽和した後、第１ゼロクロス点において、再び下限値Ｙminから直線的に増加する。
【００４２】
比較回路(11u)では、積分回路(10u)の出力Ｙuと基準電圧Ｙcが比較され、比較回路(11u)の出力である回転位置推定信号Ｈuは、出力Ｙuが基準電圧Ｙcより大きいときはオン（“１”）で、それ以外のときはオフ（“０”）となる。その結果、相電圧Ｖuに対して電気角φ分位相の遅れた回転位置推定信号Ｈuが得られる。
【００４３】
図４に鎖線で示すように、積分回路(10u)の出力Ｙuの増加率および減少率は、コンデンサ回路(14)の容量値が大きくなるにつれて大きくなる。このため、相電圧Ｖuに対する回転位置推定信号Ｈuの位相遅れ角φは、コンデンサ回路(14)の容量値が大きくなるにつれて小さくなる。したがって、回転位置推定信号Ｈuに含まれる進み角は、フィルタのコンデンサ回路の容量値が大きくなるにつれて大きくなる。
【００４４】
上記の回転位置推定信号生成装置(3)では、回転速度が最低速側の第１領域にあってコンデンサ回路(14)の容量値が最小のときに、進み角が０となって、相電圧Ｖuに対する回転位置推定信号Ｈuの位相遅れ角φが３０度となるよう、すなわち、回転位置推定信号Ｈuが従来の回転位置信号と等しくなるように、積分回路(10u)が設定されている。そして、前記のように、高速領域ではコンデンサ回路(14)の容量値が大きくなるので、低速時には、進み角が０かまたは小さい回転位置推定信号に基づいてモータが駆動され、高速時には、大きな進み角による進み角制御が行なわれる。このため、低速から高速までの広範囲においてモータを駆動することができ、急激な加減速に対応できる。また、負荷トルクが大きくても、脱調を起こすおそれがない。
【００４５】
図５は、積分回路(10)のコンデンサ回路(14)の容量値を固定した場合と、この実施形態のように積分値を可変にした場合とについて、回転速度とトルクの関係を概念的に示したものである。
【００４６】
図５において、実線Ａは容量値を可変にした場合、破線Ｂは容量値を小さい値に固定した場合、破線Ｃは容量値を大きい値に固定した場合をそれぞれ示している。Ｂのように容量値を小さい値に固定した場合、高速低トルク時の特性が悪く、円滑な高速回転ができない。Ｃのように容量値を大きい値に固定した場合、低速高トルク時の特性が悪く、円滑な低速回転ができない。これに対し、Ａのように容量値を可変にした場合は、低速高トルク時および高速低トルク時の両方の特性が改善され、低速域および高速域のいずれにおいても円滑な回転が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】図１は、この発明の実施形態を示すブラシレスＤＣモータのセンサレス制御装置のブロック図である。
【図２】図２は、図１の回転位置推定信号生成装置の構成の１例を示すブロック図である。
【図３】図３は、センサレス制御装置の各部の信号の１例を示すタイムチャートである。
【図４】図４は、センサレス制御装置の各部の信号の１例を示すタイムチャートである。
【図５】図５は、ブラシレスＤＣモータの回転速度とトルクの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４８】
(1)     ブラシレスＤＣモータ
(2)     直流電源
(3)     回転位置推定信号生成装置
(4)     通電制御装置
(10u)(10v)(10w)     積分回路
(11u)(11v)(11w)     比較回路
(12)    切り替え装置
(13)    ＯＰアンプ
(14)    コンデンサ回路
(15a)(15b)(15c)     コンデンサ
(16b)(16c)    スイッチ
【図１】
2005261143.tif 000003
【図２】
2005261143.tif 000004
【図３】
2005261143.tif 000005
【図４】
2005261143.tif 000006
【図５】
2005261143.tif 000007