(57)【要約】【課題】  基板上で並列接続された複数の半導体スイッチング素子と、この基板に対して立体的に配置された電極板（バスバー）とが備えられた構造の半導体装置において、半導体スイッチング素子間での不均衡かつ過大なピーク電流の発生を防止する。【解決手段】  バスバーを立体的に配置する構造では、バスバーと平面的に見て重なり合う半導体スイッチング素子１８１と、バスバと平面的に見て重なり合わない半導体スイッチング素子１８２との間で、相互インダクタンス効果によって電流経路のインダクタンス値に差異が生じる。インダクタンス値の差異によって生じるターンオンおよびターンオフ時でのピーク電流の差を相殺するように、バスバーと重なる半導体スイッチング素子１８１に対応のゲート抵抗は、バスバーと重ならない半導体スイッチング素子１８２に対応のゲート抵抗よりも高い抵抗値に設計される。【選択図】        図５
2005261035.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御電極への電気的入力に応答してオンおよびオフが制御される複数の半導体スイッチング素子と、
所定電圧を前記複数の半導体スイッチング素子へ供給するためのバスバーと、
前記複数の半導体スイッチング素子の各々に対応して設けられ、対応の半導体スイッチング素子のオンおよびオフを指示する制御信号に応答した前記電気的入力を生成して前記制御電極へ与える駆動回路とを備え、
前記バスバーは、前記複数の半導体スイッチング素子が搭載された基板に対して、基板表面から垂直方向に離間し、かつ、前記基板表面の一部と面して配策され、
前記複数の半導体スイッチング素子は、前記基板平面に対して垂直方向から見て、前記バスバーと重なる領域に配置された第１の半導体スイッチング素子と、前記バスバーと重ならない領域に配置された第２の半導体スイッチング素子とを含み、
前記駆動回路において、前記電気的入力が前記第１の半導体スイッチング素子の制御電極へ伝達される伝達経路のインピーダンスは、前記電気的入力が前記第２の半導体スイッチング素子の制御電極へ伝達される伝達経路のインピーダンスよりも大きい、半導体装置。
【請求項２】
前記伝達経路は、少なくとも１つの電気回路素子を含み、
前記第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ対応する前記駆動回路の間では、前記電気回路素子によって与えられるインピーダンスが異なる、請求項１に記載の半導体装置。
【請求項３】
前記電気回路素子は、前記伝達経路に直列接続された制御電極抵抗を含み、
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路中の前記制御電極抵抗は、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路中の前記制御電極抵抗よりも抵抗値が大きい、請求項２に記載の半導体装置。
【請求項４】
前記電気回路素子は、前記伝達経路に直列接続された制御電極抵抗を含み、
前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路における、前記制御電極抵抗と並列に接続された容量成分は、前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路における当該容量成分よりも大きい、請求項２に記載の半導体装置。
【請求項５】
前記電気回路素子は、前記伝達経路に電極の一方のみが接続されるように配置された容量成分を含み、
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路における前記容量成分の容量値は、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路における当該容量成分の容量値よりも大きい、請求項２に記載の半導体装置。
【請求項６】
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路中の前記伝達経路の配線経路長は、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記駆動回路中の前記伝達経路の配線経路長よりも長い、請求項１に記載の半導体装置。
【請求項７】
制御電極への電気的入力に応答してオンおよびオフが制御される複数の半導体スイッチング素子と、
所定電圧を前記複数の半導体スイッチング素子へ供給するためのバスバーと、
前記複数の半導体スイッチ素子と前記バスバーとの間をそれぞれ接続するための複数のボンディングワイヤとを備え、
前記バスバーは、前記複数の半導体スイッチング素子が搭載された基板に対して、基板表面から垂直方向に離間し、かつ、前記基板表面の一部と面して配策され、
前記複数の半導体スイッチング素子は、前記基板平面に対して垂直方向から見て、前記バスバーと重なる領域に配置された第１の半導体スイッチング素子と、前記バスバーと重ならない領域に配置された第２の半導体スイッチング素子とを含み、
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記ボンディングワイヤによる接続部分のインピーダンスは、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記ボンディングワイヤによる接続部分のインピーダンスよりも大きい、半導体装置。
【請求項８】
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記接続部分のワイヤ長は、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記接続部分のワイヤ長よりも長い、請求項７に記載の半導体装置。
【請求項９】
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記ボンディングワイヤの本数は、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記ボンディングワイヤの本数よりも少ない、請求項６に記載の半導体装置。
【請求項１０】
前記第１の半導体スイッチング素子に対応する前記ボンディングワイヤの断面積は、前記第２の半導体スイッチング素子に対応する前記ボンディングワイヤの断面積よりも小さい、請求項７に記載の半導体装置。
【請求項１１】
前記複数の半導体スイッチング素子のオンおよびオフは、共通の前記制御信号に応答して制御される、請求項１または７記載の半導体装置。
【請求項１２】
前記複数の半導体スイッチング素子は同一の定格を有する、請求項１１記載の半導体装置。
【請求項１３】
前記半導体装置は、車両に電力変換器として搭載される、請求項１から１２のいずれか１項に記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、半導体装置に関し、より特定的には、基板上に搭載される半導体スイッチング素子と当該基板に対して三次元的に配置された電極板（バスバー）とを備えた半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置に用いられる半導体モジュール（半導体装置）について、主回路配線の低インダクタンス実装により、半導体モジュール内部の配線インダクタンスの影響が大きくなっている。たとえば、三相インバータに用いられる半導体モジュール内のＵＶＷ相間での配線インダクタンスの違いに対応して、出力電圧が相間がばらつくことが問題となっている。
【０００３】
このため、２対以上のＰ端子とＮ端子を持つ半導体モジュールにおいて、＋側端子間を接続する平板導体と−側端子間を接続する平板導体とを用い、これら２枚の平板導体で絶縁導体を挟み込んだ積層構造配線とすることにより、Ｐ端子とＮ端子側から見た三相出力端子までの配線インダクタンスを平滑化かつ低減し、スイッチング時の跳ね上がり電圧波形のばらつきを抑制する構造が提案されている（たとえば特許文献１）。
【０００４】
また、略同電位のゲート信号によりスイッチングされる複数のパワーデバイスが並列配置されたパワーモジュールにおいて、エミッタ電極の接続手段のインダクタンス成分を調整することによって、スイッチングのタイミングを略同時にする技術が提案されている（たとえば特許文献２）。
【特許文献１】特開２００１−１２８４６７号公報
【特許文献２】特開２００３−６０１５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、近年では、搭載効率を向上するために、電源電圧を供給するバスバー（ＰバスバーあるいはＮバスバー）を、半導体スイッチング素子が搭載された基板に対して立体的に配置する構造が採用されることがある。
【０００６】
このような構造では、並列接続された複数の半導体スイッチング素子間に当該バスバーと平面的に見て重なるものと重ならないものとが存在するようになり、これらの間で相互インダクタンスの影響によりインダクタンス値が変わってくるという問題点が生じる。
【０００７】
このインダクタンス差を放置すれば、ターンオンまたはターンオフ時において、一部の半導体スイッチング素子に過渡的な過大ピーク電流が発生することになるため、素子保護上問題が生じる。
【０００８】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、基板上で並列接続された複数の半導体スイッチング素子と、当該基板に対して立体的に配置された電極板（バスバー）とが備えられた構造の半導体装置において、半導体スイッチング素子間での不均衡かつ過大なピーク電流の発生を防止することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明による半導体装置は、複数の半導体スイッチング素子と、バスバーと、駆動回路とを備える。複数の半導体スイッチング素子は、制御電極への電気的入力に応答してオンおよびオフが制御される。バスバーは、所定電圧を複数の半導体スイッチング素子へ供給するために設けられる。バスバーは、複数の半導体スイッチング素子が搭載された基板に対して、基板表面から垂直方向に離間し、かつ、基板表面の一部と面して配策される。駆動回路は、複数の半導体スイッチング素子の各々に対応して設けられ、対応の半導体スイッチング素子のオンおよびオフを指示する制御信号に応答した電気的入力を生成して制御電極へ与える。複数の半導体スイッチング素子は、基板平面に対して垂直方向から見て、バスバーと重なる領域に配置された第１の半導体スイッチング素子と、バスバーと重ならない領域に配置された第２の半導体スイッチング素子とを含み、駆動回路において、電気的入力が前記第１の半導体スイッチング素子の制御電極へ伝達される伝達経路のインピーダンスは、電気的入力が前記第２の半導体スイッチング素子の制御電極へ伝達される伝達経路のインピーダンスよりも大きい。
【００１０】
好ましくは、伝達経路は、少なくとも１つの電気回路素子を含み、第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ対応する駆動回路の間では、電気回路素子によって与えられるインピーダンスが異なる。
【００１１】
さらに好ましくは、電気回路素子は、上記伝達経路に直列接続された制御電極抵抗を含み、第１の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路中の制御電極抵抗は、第２の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路中の制御電極抵抗よりも抵抗値が大きい。
【００１２】
また、さらに好ましくは、電気回路素子は、上記伝達経路に直列接続された制御電極抵抗を含み、第２の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路における、制御電極抵抗と並列に接続された容量成分は、第１の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路における当該容量成分よりも大きい。
【００１３】
あるいは、さらに好ましくは、電気回路素子は、上記伝達経路に電極の一方のみが接続されるように配置された容量成分を含み、第１の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路における容量成分の容量値は、第２の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路における容量成分の容量値よりも大きい。
【００１４】
また好ましくは、第１の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路中の伝達経路の配線経路長は、第２の半導体スイッチング素子に対応する駆動回路中の伝達経路の配線経路長よりも長い。
【００１５】
この発明による半導体装置は、複数の半導体スイッチング素子と、バスバーと、複数のボンディングワイヤとを備える。複数の半導体スイッチング素子は、制御電極への電気的入力に応答してオンおよびオフが制御される。バスバーは、所定電圧を複数の半導体スイッチング素子へ供給するために設けられる。バスバーは、複数の半導体スイッチング素子が搭載された基板に対して、基板表面から垂直方向に離間し、かつ、基板表面の一部と面して配策される。複数のボンディングワイヤは、複数の半導体スイッチ素子とバスバーとの間をそれぞれ接続する。複数の半導体スイッチング素子は、基板平面に対して垂直方向から見て、バスバーと重なる領域に配置された第１の半導体スイッチング素子と、バスバーと重ならない領域に配置された第２の半導体スイッチング素子とを含み、第１の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤによる接続部分のインピーダンスは、第２の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤによる接続部分のインピーダンスよりも大きい。
【００１６】
好ましくは、第１の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤによる接続部分は、第２の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤによる接続部分よりも長い。
【００１７】
また好ましくは、第１の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤの本数は、第２の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤの本数よりも少ない。
【００１８】
あるいは好ましくは、第１の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤの断面積は、第２の半導体スイッチング素子に対応するボンディングワイヤの断面積よりも小さい。
【００１９】
またこの発明による半導体装置装置においては、好ましくは、複数の半導体スイッチング素子のオンおよびオフは、共通の制御信号に応答して制御される。
【００２０】
また好ましくは、複数の半導体スイッチング素子は同一の定格を有する。
【００２１】
さらに好ましくは、半導体装置は、車両に電力変換器として搭載される。
【発明の効果】
【００２２】
この発明による半導体装置は、複数の半導体スイッチング素子が搭載された基板に対して、バスバーが立体的に、すなわち、基板表面から垂直方向に離間し、かつ、基板表面の一部と面して配策された小型化に適した構造を備える。さらに、基板平面に対して垂直方向から見て、バスバーと重なる領域に配置されて相互インダクタンス効果によってインダクタンス値が相対的に小さくなる第１の半導体スイッチング素子と、バスバーと重ならない領域に配置されてインダクタンス値が相対的に大きい第２の半導体スイッチング素子との間で、対応の駆動回路における制御電極へのオン・オフ用の電気的入力の伝達経路のインピーダンスが、第１の半導体スイッチング素子において第２のスイッチング素子よりも相対的に大きくなるように設計する。
【００２３】
これにより、バスバーと半導体スイッチング素子との間での相互インダクタンス効果の有無に起因するインダクタンス差によって生じるターンオン時およびターンオフ時でのピーク電流の差を相殺できるので、複数の半導体スイッチング素子間でのターンオン時およびターンオフ時における電流不均衡の発生を抑制して、特定の半導体スイッチング素子に過大なピーク電流が流れることを防止できる。
【００２４】
このようなインピーダンス差は、上記伝達経路を構成する電気回路素子によって与えられるインピーダンス間に差を設ける回路設計によって簡易に実現できる。具体的には、制御電極抵抗（ゲート抵抗）の抵抗値や、制御電極抵抗に並列接続された容量成分（スピードアップコンデンサ）の容量値、あるいは、上記伝達経路に接続された遅延コンデンサの容量値の設計によって、大幅な回路設計変更を伴うことなく、特定の半導体スイッチング素子への過大なピーク電流発生を回避するための所望のインピーダンス差を実現することができる。
【００２５】
あるいは、駆動回路間で上記伝達経路の配線経路長がなるように設計しても、大幅な回路設計変更を伴うことなく、特定の半導体スイッチング素子への過大なピーク電流発生を回避するための所望のインピーダンス差を実現することができる。
【００２６】
この発明による半導体装置では、上記のようにバスバーが立体的に配策された小型化に適した構造において、バスバーと重なる領域に配置された第１の半導体スイッチング素子と、バスバーと重ならない領域に配置された第２の半導体スイッチング素子との間で、半導体スイッチング素子とバスバーとを接続するボンディングワイヤによる接続部分のインピーダンスが、第１の半導体スイッチング素子において第２のスイッチング素子よりも相対的に大きくなるように設計する。
【００２７】
これにより、バスバーと半導体スイッチング素子との間での相互インダクタンス効果の有無に起因するインダクタンス差によって生じるターンオン時およびターンオフ時でのピーク電流の差を相殺できるので、複数の半導体スイッチング素子間でのターンオン時およびターンオフ時における電流不均衡の発生を抑制して、特定の半導体スイッチング素子に過大なピーク電流が流れることを防止できる。
【００２８】
このようなインピーダンス差は、ボンディングワイヤのワイヤ長、ワイヤ本数あるいはワイヤ断面積（ワイヤ径）に差異を設けることにより、簡易に実現できる。
【００２９】
また、この発明による半導体装置では、並列接続された複数の半導体スイッチング素子が共通の制御信号に応答してオン・オフされる構成とした場合に、同一の電力スイッチを構成するように並列接続された複数の半導体スイッチング素子間において、ターンオン時およびターンオフ時での分流バランスの乱れを抑制して素子保護を確実化することができる。
【００３０】
さらに、各半導体スイッチング素子を同一定格とすることにより、共通化された半導体スイッチング素子の並列接続個数を変えることにより、電力スイッチ間での電流容量差に対応できる。すなわち、電力スイッチの設計そのものを都度変更する必要がないので、製造コストを低減できる。
【００３１】
特に、この発明による半導体装置は、半導体スイッチング素子の搭載基板に対してバスバーを立体的に配置することによって小型化が可能であるので、実装時のスペース制約が厳しい車両への搭載に適しており、当該立体化構造によって新たに生じる可能性がある複数の半導体スイッチング素子間でのターンオン時およびターンオフ時における電流不均衡の問題を効果的に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下において、この発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお同一または相当部分には同一符号を付しその説明は原則的には繰返さないものとする。
【００３３】
［実施の形態１］
図１は、この発明に従う半導体装置の搭載例として示されるハイブリッド自動車の全体構成を示す概略ブロック図である。
【００３４】
図１を参照して、ハイブリッド自動車５は、バッテリ１０と、ＰＣＵ（Power Control Unit）２０と、動力出力装置３０と、ディファレンシャルギア（ＤＧ：Differential Gear）４０と、前輪５０Ｌ，５０Ｒと、後輪６０Ｌ，６０Ｒと、フロントシート７０Ｌ，７０Ｒと、リアシート８０とを備える。
【００３５】
バッテリ１０は、リアシート８０の後方部に配置される。そして、バッテリ１０は、ＰＣＵ２０に電気的に接続される。ＰＣＵ２０は、たとえば、フロントシート７０Ｌ，７０Ｒの下部領域、すなわちフロア下領域を利用して配置される。動力出力装置３０は、ダッシュボード９０よりも前側のエンジンルームに配置される。ＰＣＵ２０は、動力出力装置３０と電気的に接続される。動力出力装置３０は、ＤＧ４０と連結される。
【００３６】
直流電源であるバッテリ１０は、たとえば、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成り、直流電圧をＰＣＵ２０へ供給するとともに、ＰＣＵ２０からの直流電圧によって充電される。
【００３７】
ＰＣＵ２０は、バッテリ１０からの直流電圧を昇圧し、その昇圧した直流電圧を交流電圧に変換して動力出力装置３０に含まれるモータジェネレータを駆動制御する。また、ＰＣＵ２０は、動力出力装置３０に含まれるモータジェネレータが発電した交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ１０を充電する。
【００３８】
動力出力装置３０は、エンジンおよび／またはモータジェネレータによる動力をＤＧ４０を介して前輪５０Ｌ，５０Ｒに伝達して前輪５０Ｌ，５０Ｒを駆動する。また、動力出力装置３０は、前輪５０Ｌ，５０Ｒの回転力によって発電し、その発電した電力をＰＣＵ２０へ供給する。
【００３９】
ＤＧ４０は、動力出力装置３０からの動力を前輪５０Ｌ，５０Ｒに伝達するとともに、前輪５０Ｌ，５０Ｒの回転力を動力出力装置３０へ伝達する。
【００４０】
図２は、図１に示されたＰＣＵ２０の主要部を示す電気回路図である。
【００４１】
図２を参照して、ＰＣＵ２０は、昇圧コンバータ１００と、コンデンサ１４０と、インバータモジュール１５０とを含む。
【００４２】
非絶縁型の昇圧チョッパを構成する昇圧コンバータ１００は、リアクトル１２０および昇圧パワーモジュール１３０を含む。昇圧パワーモジュール１３０は、電力スイッチＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。この実施の形態において、電力スイッチとしては、代表的にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用される。
【００４３】
電力スイッチＱ１，Ｑ２は、電源ライン１０３とアースライン１０２との間に直列に接続される。電力スイッチＱ１は、コレクタが電源ライン１０３に接続され、エミッタが電力スイッチＱ２のコレクタに接続される。また、電力スイッチＱ２のエミッタはアースライン１０２に接続される。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、各電力スイッチＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードとして設けられる。
【００４４】
リアクトル１２０は、一方端が電源ライン１０１に接続され、他方端が各電力スイッチＱ１およびＱ２の接続ノードに接続される。コンデンサ１４０は、電源ライン１０３とアースライン１０２との間に接続される。
【００４５】
インバータモジュール１５０は、２つのインバータ１５１，１５２から構成される。インバータ１５１は、Ｕ相アーム１５３、Ｖ相アーム１５４およびＷ相アーム１５５からなる。Ｕ相アーム１５３、Ｖ相アーム１５４およびＷ相アーム１５５は、電源ライン１０３とアースライン１０２との間に並列に接続される。
【００４６】
Ｕ相アーム１５３は、直列に接続された電力スイッチＱ３，Ｑ４からなり、Ｖ相アーム１５４は、直列に接続された電力スイッチＱ５，Ｑ６からなり、Ｗ相アーム１５５は、直列に接続された電力スイッチＱ７，Ｑ８からなる。また、各電力スイッチＱ３〜Ｑ８には、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００４７】
各相アームの中間点に相当する出力導体１６０ｕ，１６０ｖ，１６０ｗは、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端が出力導体１６０ｕに、Ｖ相コイルの他端が出力導体１６０ｖに、Ｗ相コイルの他端が出力導体１６０ｗにそれぞれ接続されている。
【００４８】
インバータ１５２は、インバータ１５１と同じ構成からなる。そして、インバータ１５２の各相アームの中間点に相当する出力導体１６５ｕ，１６５ｖ，１６５ｗは、は、モータジェネレータＭＧ２の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ２も、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端が出力導体１６５ｕに、Ｖ相コイルの他端が出力導体１６５ｖに、Ｗ相コイルの他端が出力導体１６５ｗにそれぞれ接続されている。
【００４９】
昇圧コンバータ１００は、電源ライン１０１とアースライン１０２との間にバッテリ１０から供給された直流電圧を受け、電力スイッチＱ１，Ｑ２がスイッチング制御されることにより直流電圧を昇圧してコンデンサ１４０に供給する。
【００５０】
コンデンサ１４０は、昇圧コンバータ１００からの直流電圧を平滑化してインバータ１５１，１５２へ供給する。インバータ１５１は、コンデンサ１４０からの直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ１を駆動する。インバータ１５２は、コンデンサ１４０からの直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ２を駆動する。
【００５１】
また、インバータ１５１は、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ１４０に供給する。インバータ１５２は、モータジェネレータＭＧ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ１４０に供給する。
【００５２】
コンデンサ１４０は、モータジェネレータＭＧ１またはＭＧ２からの直流電圧を平滑化して昇圧コンバータ１００へ供給する。昇圧コンバータ１００は、コンデンサ１４０からの直流電圧を降圧してバッテリ１０または図示しないＤＣ／ＤＣコンバータへ供給する。
【００５３】
電力スイッチで構成される半導体モジュールである昇圧パワーモジュール１３０およびインバータモジュール１５０について、以下に説明するこの発明による半導体装置を適用することができる。
【００５４】
図３は、この発明による半導体装置の代表例であるインバータモジュール１５０のレイアウト図である。
【００５５】
図３を参照して、インバータモジュール１５０では、インバータ１５１および１５２を構成する電力スイッチＱ３〜Ｑ８およびダイオードＤ３〜Ｄ８が規則的に配列される。
【００５６】
インバータ１５１の各電力スイッチＱ３〜Ｑ８および各ダイオードＤ３〜Ｄ８は、２個ずつの半導体スイッチング素子およびダイオード素子の並列接続によって構成される。なお、この実施の形態では、電力スイッチとしてＩＧＢＴが適用されるので、各半導体スイッチング素子をＩＧＢＴ素子とも称する。
【００５７】
たとえば、Ｖ相上アームの電力スイッチＱ５は、２つのＩＧＢＴ素子１８１および１８２の並列接続によって構成され、ダイオードＤ５は、ダイオード素子１９１および１９２の並列接続によって構成されている。
【００５８】
一方、インバータ１５２の各電力スイッチＱ３〜Ｑ８および各ダイオードＤ３〜Ｄ８は、３個ずつのＩＧＢＴ素子およびダイオード素子の並列接続によって構成される。たとえば、Ｖ相上アームの電力スイッチＱ５は、３つのＩＧＢＴ素子１８３〜１８５の並列接続によって構成され、ダイオードＤ５は、ダイオード素子１９３〜１９５の並列接続によって構成されている。
【００５９】
モータジェネレータＭＧ１は主に発電用途に用いられ、モータジェネレータＭＧ２は主に車輪駆動力発生用に用いられるため、インバータ１５１を構成する各電力スイッチは、インバータ１５２を構成する各電力スイッチよりも、その電流容量が大きく設定される。図３に示したインバータモジュール（半導体モジュール）では、共通化された同一定格の半導体スイッチング素子の並列接続個数を変えることにより、各電力スイッチの電流容量の違いを実現している。このようなモジュール構成とすることにより、電力スイッチの設計そのものを都度変更する必要がないので、製造コストを低減できる。
【００６０】
これらのＩＧＢＴ素子およびダイオード素子は、絶縁基板２１０上に搭載される。絶縁基板２１０上には、金属電極２２０，２３０，２４０が形成される。
【００６１】
金属電極２２０は、図２における電源ライン１０３に対応するＰ電極であり、金属電極２３０は、図２におけるアースライン１０２に相当するＮ電極である。また、金属電極２４０は、図２に示した出力導体１６０ｕ〜１６０ｖ，１６５ｕ〜１６５ｖとそれぞれ電気的に接続される出力電極である。これらのＰ電極２２０、Ｎ電極２３０および出力電極２４０は、インバータ１５１および１５２の各々について、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相にそれぞれ対応して３個ずつ繰返し配置されている。
【００６２】
各ＩＧＢＴ素子およびダイオード素子は、図２に示した電気的接続を実現するように、Ｐ電極２２０、Ｎ電極２３０および出力電極２４０と、ワイヤボンディング等によって電気的に接続される。絶縁基板２１０は、下部アルミ電極（図示せず）を介して放熱板２００へはんだ付けされる。
【００６３】
たとえば、インバータ１５２の電力スイッチＱ５を構成するＩＧＢＴ素子１８３〜１８５は、出力導体１６５ｖへ接続される出力電極２４０とＰ電極２２０との間に、ワイヤボンディングによって並列接続されている。
【００６４】
図４は、電力スイッチに電源電圧を供給するための電極板、すなわちバスバーの外形図である。
【００６５】
図４（ａ）には、電源ライン１０３に対応するＰバスバー２５０が示され、図４（ｂ）には、アースライン１０２に対応するＮバスバー２６０が接続される。Ｐバスバー２５０には、図３に示した６個のＰ電極２２０とそれぞれ電気的に接続される接続端子２５５が設けられる。同様に、Ｎバスバー２６０には、図３に示した６個のＮ電極２３０とそれぞれ電気的に接続される接続端子２６５が設けられる。Ｐバスバー２５０およびＮバスバー２６０は、接続端子２５５および２６５以外は同一形状を有する。
【００６６】
図５は、ＰバスバーおよびＮバスバーが実装された状態でのインバータモジュールのレイアウト図である。また図６は、図５におけるＶＩ−ＶＩ断面図である。
【００６７】
図５を参照して、半導体モジュール１５０の底面積を削減するために、Ｐバスバー２５０およびＮバスバー２６０は、電力スイッチを構成するＩＧＢＴ素子およびダイオード素子が搭載された絶縁基板２１０に対して三次元的に立体配置される。具体的には、Ｐバスバ２５０およびＮバスバ２６０は、絶縁基板２１０に対して、基板表面から垂直方向に離間し、かつ、基板表面の一部と面するように配策される。さらに、同一形状のＰバスバー２５０およびＮバスバー２６０は、図示しない絶縁体を介して上下に重なり合うように配置される。Ｐバスバー２５０は、接続端子２５５によって各Ｐ電極２２０と溶接等によって接続され、Ｎバスバー２６０は、接続端子２６５によって各Ｎ電極２３０と溶接等によって接続される。
【００６８】
図６を参照して、バスバーのくびれ部分においては、モータジェネレータＭＧ１およびモータジェネレータＭＧ２に対応する信号端子基板２７０が設けられる。信号端子基板２７０および制御基板２８０の間では、信号端子２７５を介して電気信号の授受が可能である。制御基板２８０上には、各ＩＧＢＴ素子の駆動回路３００が配置されている。
【００６９】
このように、Ｐバスバー、Ｎバスバーにくびれ部分を設けることにより、信号端子２７５を避けて、実装時にＰバスバー２５０およびＮバスバー２６０の位置決めが簡単にできるようになっている。
【００７０】
このように、Ｐバスバー２５０およびＮバスバー２６０を立体的に設けることにより、同一の電力スイッチを構成するために並列接続された複数のＩＧＢＴ素子（半導体スイッチング素子）間で、バスバーに覆われるものと覆われないものとが出てくる。
【００７１】
たとえば、インバータ１５１の電力スイッチＱ５については、絶縁基板１２０の表面に対して垂直方向に見て、すなわち平面的に見て、ＩＧＢＴ素子１８１がバスバーと重なる領域に配置されるのに対し、ＩＧＢＴ素子１８２は、平面的に見てバスバーと重ならない領域に配置され、バスバーで覆われない。
【００７２】
同様に、インバータ１５２の電力スイッチＱ５については、ＩＧＢＴ素子１８３がバスバーで覆われるのに対し、ＩＧＢＴ素子１８４および１８５はバスバーで覆われない。
【００７３】
バスバーによって覆われるＩＧＢＴ素子では、相互インダクタンス効果によって、オン時に形成される電流経路のインダクタンス値が低下する。この結果、バスバーに覆われるＩＧＢＴ素子と、バスバーに覆われないＩＧＢＴ素子と間では、電流経路のインダクタンス値が変わってくる。これにより、同一電力スイッチを構成するＩＧＢＴ素子間で、ターンオン時およびターンオフ時での電流の分流バランスが崩れてしまい、素子保護上問題が生じることがある。
【００７４】
図７は、この発明の実施の形態１による各ＩＧＢＴ素子（半導体スイッチング素子）の駆動回路の第１の構成例を示す回路図である。
【００７５】
図７には一例として、インバータ１５１のスイッチング素子Ｑ５を構成するＩＧＢＴ素子１８１および１８２にそれぞれ対応する駆動回路３００ａおよび３００ｂの構成が代表的に示される。
【００７６】
ＩＧＢＴ素子１８１および１８２は、電源ライン１０３（すなわちＰバスバー２５０）および出力導体１６０ｖの間に並列に接続される。ＩＧＢＴ素子１８１および１８２には、逆並列ダイオードを構成するダイオード素子１９１および１９２が接続されている。
【００７７】
図５に示したように、ＩＧＢＴ素子１８１がバスバーに覆われる一方で、ＩＧＢＴ素子１８２はバスバーによって覆われていない。このため、ＩＧＢＴ素子１８１の電流経路インダクタンス値Ｌ１は、ＩＧＢＴ素子１８２の電流経路インダクタンス値Ｌ２よりも小さくなる（Ｌ１＜Ｌ２）。
【００７８】
このため、共通の駆動信号がＩＧＢＴ素子１８１および１８２の「制御電極」であるゲートに与えられると、インダクタンス値Ｌ１およびＬ２の相違に従って、ターンオン時には、インダクタンス値が小さいＩＧＢＴ素子１８１側に大きなピーク電流が過渡的に流れてしまう。定常状態では、ＩＧＢＴ素子１８１および１８２の電流は等しくなるものの、ターンオフ時には、インダクタンス値が大きいＩＧＢＴ素子１８２側に大きなピーク電流が過渡的に流れてしまう。このように、相互インダクタンス効果の有無に起因する半導体スイッチング素子間でのインダクタンス値の違いによって、一部の半導体スイッチング素子に大きなピーク電流が流れ、素子保護に問題が生じてしまう。
【００７９】
ＩＧＢＴ素子１８１に対応する駆動回路３００ａおよびＩＧＢＴ素子１８２に対応する駆動回路３００ｂは、共通のゲート制御信号ＧＳ５に応答して、対応のＩＧＢＴ素子１８１，１８２のゲートへ、当該ＩＧＢＴ素子をオンまたはオフさせるための「電気的入力」を与える。ＩＧＢＴ素子は電圧駆動型素子であるため、当該電気的入力は、オン電圧Ｖｃｃまたはオフ電圧Ｖｎｎとなる。
【００８０】
駆動回路３００ａは、オン電圧Ｖｃｃの供給ノードおよびオフ電圧Ｖｎｎの供給ノードの間に直列接続された、ｐＭＯＳトランジスタ３０２およびｎＭＯＳトランジスタ３０４、ならびにゲート抵抗３０５を有する。
【００８１】
ｐＭＯＳトランジスタ３０２およびｎＭＯＳトランジスタ３０２のゲートには、ゲート制御信号ＧＳ５が共通に入力される。ゲート抵抗３０５は、ｐＭＯＳトランジスタ３０２およびｎＭＯＳトランジスタ３０４の接続ノードと、ＩＧＢＴ素子１８１のゲート（制御電極）との間に接続される。すなわち、ゲート抵抗３０５は、オン電圧Ｖｃｃまたはオフ電圧Ｖｎｎがゲート（制御電極）へ伝達される伝達経路３０１に直列接続された「制御電極抵抗」に相当する。
【００８２】
駆動回路３００ｂは、駆動回路３００ａと同様に構成され、ｐＭＯＳトランジスタ３１２、ｎＭＯＳトランジスタ３１４およびゲート抵抗３１５を有する。駆動回路３００ｂは、駆動回路３００ａと共通のゲート制御信号ＧＳ５に応答して、対応のＩＧＢＴ素子１８２のゲート（制御電極）へオン電圧Ｖｃｃまたはオフ電圧Ｖｎｎを与える。ゲート抵抗３１５は、オン電圧Ｖｃｃまたはオフ電圧Ｖｎｎがゲート（制御電極）へ伝達される伝達経路３１１に直列接続された「制御電極抵抗」に相当する。
【００８３】
実施の形態１による半導体装置では、バスバーに覆われるＩＧＢＴ素子に対応する駆動回路３００ａと、バスバーに覆われないＩＧＢＴ素子に対応する駆動回路３００ｂとの間で、伝達経路３０１のインピーダンスが伝達経路３１１のインピーダンスよりも大きくなるように設計することにより、ターンオン時およびターンオフ時における不均衡な電流ピークの発生を抑制する。
【００８４】
このような伝達経路のインピーダンス差の影響により、ターンオン時のピーク電流は、当該伝達経路のインピーダンスが小さいＩＧＢＴ素子で相対的に大きくなり、インピーダンスが大きいＩＧＢＴ素子で相対的に小さくなる。反対に、ターンオフ時のピーク電流は、当該伝達経路のインピーダンスが大きいＩＧＢＴ素子で大きくなり、インピーダンスが小さいＩＧＢＴ素子で相対的に小さくなる。
【００８５】
このように、伝達経路３０１，３１１のインピーダンス差と、ターンオン時およびターンオフ時のピーク電流との大小関係は、ＩＧＢＴ素子のインダクタンス値とターンオン時およびターンオフ時のピーク電流の関係とは逆の極性を有することになる。
【００８６】
したがって、上記のような伝達経路のインピーダンス差を設けることにより、共通にオン・オフ制御されるように並列接続された複数のＩＧＢＴ素子（半導体スイッチング素子）間でのターンオン時およびターンオフ時における電流不均衡の発生を抑制して、特定のＩＧＢＴ素子に過大なピーク電流が流れることを防止できる。
【００８７】
伝達経路３１０，３１１の各々は、電気回路素子および配線経路から構成される。このため、電気回路素子によって与えられるインピーダンスと、配線経路によって与えられるインピーダンスとの少なくとも一方に差が生じるように設計することにより、上記のような伝達経路３０１，３１１のインピーダンス差を実現することができる。
【００８８】
たとえば、図７に示した駆動回路の構成例では、伝達経路３０１を構成する「電気回路素子」であるゲート抵抗３０５の抵抗値と、伝達経路３１１を構成する「電気回路素子」であるゲート抵抗３１５の抵抗値とに差を設けることによって、伝達経路３０１，３１１の間に上記のインピーダンス差を実現する。
【００８９】
具体的には、バスバーと平面的に重なり合うように配置されたインダクタンス値の小さいＩＧＢＴ素子においては、対応のゲート抵抗３０５の抵抗値を相対的に大きく設計し、反対に、バスバーと平面的に重なり合わないように配置されたインダクタンス値の大きいＩＧＢＴ素子においては、対応のゲート抵抗３１５の抵抗値を相対的に小さく設計することにより、ＩＧＢＴ素子１８１および１８２の間でターンオン時およびターンオフ時における電流ピークを均衡させることができる。
【００９０】
なお、電気回路素子によるインピーダンス差は、図７に示した駆動回路の構成例に限定されることなく実現することができる。
【００９１】
たとえば、図８および図９に示されるように、駆動回路３００ａおよび３００ｂの間で、ゲート抵抗３１５と並列接続される容量成分が、ゲート抵抗３０５と並列接続された容量成分よりもその容量値が大きくなるような構成とすることで、伝達回路３０１および３１１の間に同様のインピーダンス差を設けることができる。
【００９２】
このような構成は、図８に示されるように、バスバーに覆われないＩＧＢＴ素子に対応する駆動回路３００ｂでは、ゲート抵抗３１５と並列にスピードアップコンデンサ３１６を接続する一方で、バスバーに覆われるＩＧＢＴ素子に対応する駆動回路３００ａではこのようなスピードアップコンデンサを設けない構成とすることで実現される。
【００９３】
あるいは、図９に示されるように、駆動回路３００ａおよび３００ｂのそれぞれで、ゲート抵抗３０５および３１５と並列にスピードアップコンデンサ３０６および３１６をそれぞれ接続する構成として、かつ、コンデンサ３１６の容量値をコンデンサ３０６の容量値よりも大きくしても、同様の構成を実現できる。
【００９４】
また、図１０に示されたコンデンサ３０７は、ゲート抵抗３０５，３１５と並列に接続された、すなわち両方の電極が当該伝達経路と接続されたスピードアップコンデンサ３０６，３１６とは異なり、ゲートへの信号伝達を遅延させるように作用する。したがって、電極の一方のみが伝達経路３０１，３１１と接続されるように配置された容量成分が、伝達経路３０１において伝達経路３１１よりもその容量値が大きくなるような構成とすることで、伝達回路３０１および３１１の間に同様のインピーダンス差を設けることができる。
【００９５】
このような構成を実現するためには、図１０に示すように、伝達経路３０１に対してのみ遅延コンデンサ３１７を配置する構成としてもよいし、あるいは、図示しないが、伝達経路３０１および３１１のそれぞれに対して遅延コンデンサを配置し、その容量値が伝達経路３０１において相対的に大きくなるように設計してもよい。
【００９６】
すなわち、図８から図１０に示した構成例では、コンデンサ３０６，３０７，３１６等の容量成分が、この発明における「電気回路素子」に相当する。図７〜図１０に示された駆動回路の構成例では、電気回路素子によって与えられるインピーダンスに差が生じるように設計することにより、伝達経路３０１，３１１間の所望のインピーダンス差を実現することができる。
【００９７】
一方、図１１に示されるように、伝達経路３０１において、ゲートへの信号伝達を遅延させるための配線延長部３１８を設ける構成として、伝達経路３０１の配線経路長を、伝達経路３１１の配線経路長より長く設計しても、伝達回路３０１および３１１の間に同様のインピーダンス差を設けることができる。
【００９８】
この場合には、駆動回路３００ａ，３００ｂの間で「電気回路素子」による回路構成および抵抗値・キャパシタンス値・インダクタンス値を同様に設計して、電気回路素子によって与えられるインピーダンスを同様としても、伝達回路３０１および３１１の間に所望のインピーダンス差を設けて、ＩＧＢＴ素子１８１および１８２の間でターンオン時およびターンオフ時における電流ピークを均衡させることができる。
【００９９】
なお、図示は省略するが、伝達回路３０１および３１１の両方に配線延長部を設けて、その延長量を伝達回路３０１において相対的に大きく設計しても、図１０の構成と同様の効果を得ることができる。
【０１００】
［実施の形態２］
あるいは、実施の形態１のように駆動回路中のゲート抵抗に差を設けるのではなく、ＩＧＢＴ素子（半導体スイッチング素子）とバスバーとの間を接続するボンディングワイヤの設定によって、相互インダクタンスの影響によるインダクタンス差を相殺する構成としてもよい。
【０１０１】
図１２は、この発明の実施の形態２によるボンディングワイヤ設定を説明する図である。
【０１０２】
図１２を参照して、ＩＧＢＴ素子１８２のコレクタ電極３３０は、ボンディングワイヤ３３５によってＰバスバー２５０と電気的に接続される。同様に、ＩＧＢＴ素子１８１のコレクタ電極３４０は、ボンディングワイヤ３４５によってＰバスバー２５０と電気的に接続される。
【０１０３】
この際に、バスバーとの間の相互インダクタンス効果によって、インダクタンス値が相対的に小さくなるＩＧＢＴ素子１８１においては、ボンディングワイヤ３４５の接続部分のインピーダンスが相対的に大きくなるように設計する。これに対して、バスバーとの間の相互インダクタンス効果の影響を受けることなく、インダクタンス値が相対的に大きいＩＧＢＴ素子１８２において、ボンディングワイヤ３３５の接続部分のインピーダンスが相対的に小さくなるように設計する。
【０１０４】
たとえば、ワイヤボンダによるボンディング作業での設定ループ量を変更して、図１２に示すようにボンディングワイヤの長さに差異を持たせることで上述のインピーダンス差は実現できる。
【０１０５】
このようなインピーダンス差を設けることにより、相互インダクタンス効果によるインダクタンス値を相殺することができる。すなわち、ボンディングワイヤのループ量差を適切に調整すれば、同一の電力スイッチを構成するように並列接続された複数のＩＧＢＴ素子（半導体スイッチング素子）間でインダクタンス値のばらつきを抑制することが可能である。
【０１０６】
これにより、各駆動回路中のゲート抵抗値を同一値に設計しても、共通にオン・オフ制御されるように並列接続された複数のＩＧＢＴ素子間でのターンオン時およびターンオフ時における電流不均衡の発生を抑制して、特定のＩＧＢＴ素子に過大なピーク電流が流れることを防止できる。
【０１０７】
なお、上記のようなボンディングワイヤによる接続部分のインピーダンス差は、図１２に示した例に限定されることなく実現することができる。
【０１０８】
たとえば、図１３に示されるように、ＩＧＢＴ素子１８１（インダクタンス小）に対応するボンディングワイヤ３４５の本数を、ＩＧＢＴ素子１８２（インダクタンス大）に対応するボンディングワイヤ３３５の本数よりも少なくしても、ボンディングワイヤによる接続部分について同様のインピーダンス差を実現できる。
【０１０９】
あるいは、図１４に示されるように、ボンディングワイヤ３４５をボンディングワイヤ３３５よりも細いワイヤで構成して、ＩＧＢＴ素子１８１（インダクタンス小）に対応するボンディングワイヤ３４５の断面積を、ＩＧＢＴ素子１８２（インダクタンス大）に対応するボンディングワイヤ３３５の断面積よりも小さくしても、ボンディングワイヤによる接続部分について同様のインピーダンス差を実現できる。
【０１１０】
上述のように、この実施の形態では、実装時のスペース制約から半導体モジュールの小型化要求が強い用途の代表例として、ハイブリッド自動車の電源装置（ＰＣＵ）にこの発明による半導体装置が用いられる構成例を説明した。しかしながら、この発明の適用はこのような構成に限定されるものではなく、同一の電力スイッチを構成するように並列接続された複数の半導体スイッチング素子と、これらの半導体スイッチング素子の一部のみを覆うように立体的に設けられた電極板（バスバー）とが備えられた構造の半導体装置において、この発明を共通に適用することが可能である。
【０１１１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】この発明に従う半導体装置の搭載例として示されるハイブリッド自動車の全体構成を示す概略ブロック図である。
【図２】図１に示されたＰＣＵの主要部を示す電気回路図である。
【図３】図２に示されたインバータモジュールのバスバー実装前におけるレイアウト図である。
【図４】バスバーの外形図である。
【図５】ＰバスバーおよびＮバスバーが実装された状態でのインバータモジュールのレイアウト図である。
【図６】図５におけるＶＩ−ＶＩ断面図である。
【図７】実施の形態１による各ＩＧＢＴモジュール（半導体スイッチング素子）の駆動回路の第１の構成例を示す回路図である。
【図８】実施の形態１による駆動回路の第２の構成例を示す回路図である。
【図９】実施の形態１による駆動回路の第３の構成例を示す回路図である。
【図１０】実施の形態１による駆動回路の第４の構成例を示す回路図である。
【図１１】実施の形態１による駆動回路の第５の構成例を示す回路図である。
【図１２】この発明の実施の形態２によるボンディングワイヤの第１の設定例を説明する図である。
【図１３】この発明の実施の形態２によるボンディングワイヤの第２の設定例を説明する図である。
【図１４】この発明の実施の形態２によるボンディングワイヤの第３の設定例を説明する図である。
【符号の説明】
【０１１３】
５  ハイブリッド自動車、１００  昇圧コンバータ、１０１，１０３  電源ライン、１０２  アースライン、１３０  昇圧パワーモジュール、１５０  インバータモジュール、１５１，１５２  インバータ、１６０ｕ，１６０ｖ，１６０ｗ，１６５ｕ，１６５ｖ，１６５ｗ  出力導体、１８１〜１８５  ＩＧＢＴ素子（半導体スイッチング素子）、１９１〜１９５  ダイオード素子、２１０  絶縁基板、２２０  金属電極（Ｐ電極）、２３０  金属電極（Ｎ電極）、２４０  金属電極（出力電極）、２５０  Ｐバスバー、２５５  接続端子（Ｐバスバー）、２６０  Ｎバスバー、２６５  接続端子（Ｎバスバー）、３００，３００ａ，３００ｂ  駆動回路、３０５，３１５  ゲート抵抗、３０６，３１６  スピードアップコンデンサ、３１７  遅延コンデンサ、３１８  配線延長部、３３５，３４５  ボンディングワイヤ、ＧＳ５  ゲート制御信号、ＭＧ１，ＭＧ２  モータジェネレータ、Ｑ１〜Ｑ８  電力スイッチ、Ｖｃｃ  オン電圧、Ｖｎｎ  オフ電圧。
【図１】
2005261035.tif 000003
【図２】
2005261035.tif 000004
【図３】
2005261035.tif 000005
【図４】
2005261035.tif 000006
【図５】
2005261035.tif 000007
【図６】
2005261035.tif 000008
【図７】
2005261035.tif 000009
【図８】
2005261035.tif 000010
【図９】
2005261035.tif 000011
【図１０】
2005261035.tif 000012
【図１１】
2005261035.tif 000013
【図１２】
2005261035.tif 000014
【図１３】
2005261035.tif 000015
【図１４】
2005261035.tif 000016