(57)【要約】【課題】  本発明は、高耐圧に対応した比較的簡単な回路でトルク脈動を低減し、かつ回転速度や負荷が変わっても高効率にモータを駆動できる交流モータの制御装置および半導体装置を提供する。【解決手段】  モータの誘起電圧と相対位相が固定された第１の位相信号と、モータの電流極性信号とを検出し、両者の位相差を認識し、その位相差を、モータを高効率駆動できるゼロに近付けるように第２の位相信号を作成し、その第２の位相信号に基づいて擬似正弦波状あるいは台形波状の変調波信号を作成し、その変調波信号と搬送波信号とを比較してインバータをＰＷＭ制御する。【選択図】図１
2005261093.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の位相信号作成器により作成された第１の位相信号と、電流極性検出器により作成されたインバータにより駆動される交流モータの電流極性信号との位相差と、
前記交流モータの回転速度に応じた指令信号とに基づき前記位相差をゼロに近づけるように第２の位相信号を作成する第２の位相信号制御器と、
前記交流モータの回転速度に応じた指令信号と前記第２の位相信号とに基づき、複数の変調波信号を作成する変調波作成器と、
前記複数の変調波信号と搬送波信号とを比較して前記インバータをパルス幅変調制御するパルス幅変調器とを有する交流モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記第２の位相信号制御器は、前記位相差および前記指令信号とに基づいて位相差信号を作成する位相差認識器と、
前記位相差信号と前記第１の位相信号とに基づいて前記位相差をゼロに近付けるように第２の位相信号を作成する第２の位相信号作成器とを有することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記位相差認識器は、前記位相差および前記指令信号とに基づいて作成した位相差認識信号を積分し、
積分した値に基づいて位相差信号を作成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記第２の位相信号作成器は、前記位相差信号を積分してスロープ信号を作成し、
前記スロープ信号としきい値とに基づいて第２の位相信号を作成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項５】
請求項１において、
前記変調波作成器は、一周期の区間で少なくとも２つ以上の一定レベルを有する複数の台形波状波形信号を作成する台形波変調器を有する、交流モータの制御装置。
【請求項６】
請求項１において、
前記変調波作成器は、一周期の区間で少なくとも２つ以上の一定レベルを有する複数の台形波状波形信号を作成する台形波変調器と、
前記複数の台形波状波形信号の差から複数の擬似正弦波信号を作成する擬似正弦波変調器とを有する交流モータの制御装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記変調波作成器は、一周期の区間で少なくとも２つ以上の一定レベルを有する複数の台形波状波形信号を作成する台形波変調器と、
前記複数の台形波状波形信号の和から複数の擬似正弦波信号を作成する擬似正弦波変調器とを有する交流モータの制御装置。
【請求項８】
請求項１記載の交流モータの制御装置を有する第１の半導体チップと、
直流を入力として交流を出力するインバータを有する第２の半導体チップとを有することを特徴とする２チップインバータ。
【請求項９】
直流を入力として交流を出力するインバータと、
前記交流により駆動される交流モータの電流極性信号を作成する電流極性検出器と、
第１の位相信号作成器により作成された第１の位相信号と前記電流極性信号との位相差と、前記交流モータの回転速度に応じた指令信号とに基づき、
前記位相差をゼロに近づけるように第２の位相信号を制御する第２の位相信号制御器と、
前記指令信号と前記第２の位相信号とに基づき、複数の変調波信号を作成する変調波作成器と、
前記複数の変調波信号と搬送波信号とを比較して前記インバータをパルス幅変調制御するパルス幅変調器とを有する交流モータの制御装置とを有するワンチップインバータ。
【請求項１０】
負荷が接続された交流モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御する制御装置とを有するワンチップインバータにおいて、
前記制御装置はアナログ回路からなり、前記交流モータの誘起電圧と電流を同期させるようにすることを特徴とするワンチップインバータ。
【請求項１１】
請求項１０において、前記交流モータの誘起電圧と電流を同期させるようにするとは、モータのｄ軸電流値がゼロになるようにすることを特徴とするワンチップインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータを駆動するための制御装置，２チップインバータ及びワンチップインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、交流モータ、中でも永久磁石同期モータをインバータ駆動する方法が広まっている。そして家電などの分野では価格競争が激化し、安価なインバータ駆動装置の提供が望まれている。このため永久磁石同期モータの駆動装置において、回路構成が簡単で比較的モータ効率も高くできる、１２０度通電方式が用いられている。
【０００３】
１２０度通電方式によるモータ駆動装置においては、磁極位置検出器によってモータの回転子の磁極位置を検出し、回転子磁束と固定子の磁極が直交するようなタイミングで、インバータ装置の各スイッチング素子をオンオフ制御することで３相巻線のうち２つの巻線に電流を流しモータを駆動させる。
【０００４】
この１２０度通電方式では、通電する巻線の切り換え動作（転流）時に、トルク脈動が発生し、騒音をもたらすことが知られている。
【０００５】
また、モータ電流波形が高調波成分を多く含むと、一般的にモータトルクに脈動が発生しやすい。モータトルクは、モータ固有の誘起電圧とモータ電流との積からなるため、モータ電流波形への依存度が大きい。このトルク脈動によって、モータ自体が振動し、モータを取り付ける架台を振動させ、この振動が騒音となる。
【０００６】
低騒音化するための方法として、いわゆるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御によりモータ駆動電流を正弦波状にする方法がある。具体的には、回転子の位置に応じた正弦波状の変調波信号を作成し、この変調波信号と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を作成し、インバータよりＰＷＭ電圧を出力する。そして、この回転子の位置に応じた正弦波状の変調波信号を作成するためには、マイクロコンピュータを用いて、それに内蔵のＰＷＭタイマを利用することが行われるが、１２０度通電方式と比較すると、複雑かつ高価な装置となる。
【０００７】
これに対して、比較的簡単な回路で低騒音のモータ駆動回路を実現する方法として、正弦波状の変調波信号の作成にあたって、アナログ回路を用いて、３レベルの変調波形をフィルタ回路を用いて滑らかにすることにより、電流波形を滑らかにしてモータの騒音を低減する方法がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００８】
一方、モータを高効率に駆動させるためには、回転速度や負荷などに応じて、モータの電圧，電流，誘起電圧の位相関係を最適に制御することが望まれる。
【０００９】
これについては、モータの回転速度に比例した進角時間を設定し、アナログ回路を用いて回転速度に応じて電圧位相を進める方法がある（例えば、特許文献２参照）。
【００１０】
また、負荷に応じてモータ電圧の位相を制御し、各相コイルに発生する誘起電圧と各相電流との位相を一致させる方法がある（例えば、特許文献３参照）。
【００１１】
【特許文献１】特開２００１−２５１８８６号公報
【特許文献２】特開２００１−４５７８７号公報
【特許文献３】特開平９−２１５３７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
前記特開２００１−２５１８８６号公報に開示の方法では、変調波形がまだ歪み成分を多く含んでおり、低騒音化に対して十分でないと思われる。また、モータの電圧位相はモータの回転子位置検出信号と同期しており、負荷変化に対して高効率な制御ができないと思われる。
【００１３】
前記特開平２００１−４５７８７号公報に開示の方法では、ある負荷条件のもとで回転速度が変わった時にモータを高効率に駆動できるが、負荷条件が変わった時に、高効率な制御ができなくなると思われる。
【００１４】
前記特開平９−２１５３７５号公報に開示の方法では、正弦波状の電圧率データがあらかじめＲＯＭに記憶されており、かつデジタル回路にてモータの電圧位相を作成している。したがって制御部分とパワー素子との耐圧が合わず、両者を同一チップ上に実装する上で都合が悪いと思われる。
【００１５】
本発明は上記の点を考慮してなされたものであり、高耐圧に対応した比較的簡単な回路でトルク脈動を低減し、かつ回転速度や負荷が変わっても高効率にモータを駆動できる、交流モータの制御装置および半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の一つの特徴は、交流モータの制御装置において、第１の位相信号作成器により作成された第１の位相信号と、電流極性検出器により作成されたインバータにより駆動される交流モータの電流極性信号との位相差と、前記交流モータの回転速度に応じた指令信号とに基づき前記位相差をゼロに近づけるように第２の位相信号を作成する第２の位相信号制御器と、前記交流モータの回転速度に応じた指令信号と前記第２の位相信号とに基づき、複数の変調波信号を作成する変調波作成器と、前記複数の変調波信号と搬送波信号とを比較して前記インバータをパルス幅変調制御するパルス幅変調器とを持つことである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、比較的簡単な回路でモータの誘起電圧と電流の位相がほぼ同期することにより、高効率にモータを駆動することができる交流モータの制御装置，２チップインバータ及びワンチップインバータを提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の第１の実施例を図１から図１４を用いて説明する。
【実施例１】
【００１９】
図１において、１は商用電源、２は整流回路、１１はモノリシックＩＣからなるワンチップインバータ、４は３相永久磁石同期モータ（以下、モータと略記する）、８は速度制御演算処理手段、９はＦ／Ｖ変換器（周波数−電圧変換器）である。ワンチップインバータ１１は、インバータ３と、パルス幅変調器６，変調波作成器７，第２の位相信号制御器１３、及び電流極性検出器１４からなる制御回路１０から構成される。
【００２０】
商用電源１には、整流回路２が接続されて、この整流回路２を介して、直流電圧がインバータ３に供給され、このインバータ３により可変電圧可変周波数の交流がモータ４に供給される。
【００２１】
前記のモータ４は、回転子に永久磁石を有する交流モータであって、永久磁石の発生する磁束を検出して回転子磁極位置を検出する第１の位相信号作成器５を備える。この第１の位相信号作成器５は、各相に対応する３個のホールＩＣからなる磁極位置検出器であり、各相の電気角の位相差が１２０度になるように設置されていて、論理信号である第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗを出力する。
【００２２】
ワンチップインバータ１１は、モータ４の筐体内に実装されて、モータ４と第１の位相信号作成器５と共に、駆動回路内蔵モータ１２を構成する。
【００２３】
前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗはモータの回転速度の情報（例えばパルス信号の周期など）を持つので、例えば前記第１の位相信号ｈｗをＦ／Ｖ変換器９に入力し、実速度に対応した速度電圧信号を出力する。ここで、第１の位相信号ｈｗの代わりにｈｕまたはｈｖを用いてもよいし、第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗのうち複数の信号を用いてもよい。
【００２４】
速度制御演算処理手段８では、Ｆ／Ｖ変換器９の出力である速度電圧信号が入力されて、速度制御演算処理手段８内に設定されている速度指令を比較し、それらの偏差が略ゼロになるように、制御信号ＶＳＰが出力されて、前記の変調波作成器７および第２の位相信号制御器１３に入力される。
【００２５】
電流極性検出器１４は、インバータ３から得られる電流極性情報に基づいて、論理信号である電流極性信号Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗを出力する。
【００２６】
図２に、各相第１の位相信号と電流極性信号の位相関係を示す。本実施例では、図２
（ａ）〜図２（ｃ）に示すように、各相第１の位相信号の立ち上がりは各相誘起電圧が正から負へと横切るゼロクロス点と一致しており、立ち下がりは負から正へと横切るゼロクロス点と一致している。一方、図２（ｄ）〜図２（ｆ）に示すように、各相の電流極性信号の立ち上がりは、各相のモータ電流が正から負へと横切るゼロクロス点と一致しており、立ち下がりは負から正へと横切るゼロクロス点と一致している。
【００２７】
第２の位相信号制御器１３には、前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、前記の電流極性信号Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗと、前記の制御信号ＶＳＰが入力され、これらに基づいて、第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗを出力する。
【００２８】
また、変調波作成器７には、前記第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗと、前記の制御信号ＶＳＰが入力され、これらに基づいて、３相の変調波信号ｍｕ，ｍｖ，ｍｗを出力する。
【００２９】
更に、パルス幅変調器６は、上記の変調波信号ｍｕ，ｍｖ，ｍｗを入力として、内部で作られる搬送波信号と比較して、インバータ３を構成する前記６個のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号を出力する。
【００３０】
ワンチップインバータ１１を構成する前記インバータ３は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ，絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのスイッチング素子を６個組み合わせた回路であり、各スイッチング素子は、パルス幅変調器６からのＰＷＭ信号に従ってオンオフ制御される。
【００３１】
なお、本実施例で、第２の位相信号制御器１３に制御信号ＶＳＰを入力したのは、モータの回転速度の情報を、第２の位相信号の制御、すなわち電圧位相の制御に反映させるためである。ここで、制御信号ＶＳＰとは、モータの回転速度をコントロールする速度制御用電圧指令であり、モータの回転速度情報を有する。したがって、回転速度一定で運転する時など、電圧位相制御に回転速度情報を必要としない場合は、制御信号ＶＳＰは、第２の位相信号制御器１３に入力しなくてもよい。
【００３２】
次に、第１の実施例における第２の位相信号制御器１３内について、図３を用いて説明する。図３は、第２の位相信号制御器１３の構成を示している。第２の位相信号制御器
１３は、位相差認識器２１と第２の位相信号作成器２２から構成される。位相差認識器
２１には、前記の制御信号ＶＳＰと、前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、前記の電流極性信号Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗとが入力され、第１の位相信号と電流極性信号との位相ずれの大きさと、進み／遅れの関係、およびモータの回転速度情報を認識し、位相差信号ＶＣ＿ｌａｇを出力する。第２の位相信号作成器２２には、前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、位相差信号ＶＣ＿ｌａｇが入力され、位相差信号に基づいて、第１の位相信号と同位相あるいは進み位相とした第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗを出力する。
【００３３】
なお、本実施例では、制御信号ＶＳＰを位相差認識器２１に入力しているが、回転速度一定で運転する時など、電圧位相制御に回転速度情報を必要としない場合は、制御信号
ＶＳＰは、位相差認識器２１に入力しなくてもよい。
【００３４】
次に、第１の実施例における位相差認識器２１内について、図４，図５を用いて説明する。
【００３５】
図４は、位相差認識器２１の構成を示している。また、図５は、位相差認識器２１の動作波形の例を示している。
【００３６】
位相差認識器２１は、位相差検出器３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと、位相差認識信号作成器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗと、加算器３３と、位相差信号作成器３４と、コンデンサＣ１とから構成される。
【００３７】
第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、電流極性信号Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗは、各相の位相差検出器３１ｕ，３１ｖ，３１ｗにそれぞれ入力され、位相ずれ信号Ａｕ，Ａｖ，
Ａｗと、進み／遅れ信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗを出力する。ここで位相ずれ信号は、各相の第１の位相信号と電流極性信号の位相ずれを生じている期間だけ正の値を持つ。例えば図５（ａ）〜図５（ｃ）に示すように、第１の位相信号ｈｕと電流極性信号Ｉｐｕとの位相差が大きいほど、位相ずれ信号Ａｕが正の値を持つ期間が長くなる。
【００３８】
一方、進み／遅れ信号は、第１の位相信号の立ち上がり時の電流極性信号を反転した値を、第１の位相信号の次の立ち上がり時まで保持する。例えば図５（ｄ）に示すように、電流極性信号Ｉｐｕの位相が第１の位相信号ｈｕの位相より遅れている時は、進み／遅れ信号Ｂｕは正の値を持ち、逆に電流極性信号Ｉｐｕの位相が第１の位相信号ｈｕの位相より進んでいる場合は、進み／遅れ信号Ｂｕは負の値を持つ。
【００３９】
位相ずれ信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗと、進み／遅れ信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗ、及び制御信号
ＶＳＰは、位相差認識信号作成器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗに各相ごとに入力され、振幅が制御信号ＶＳＰに比例した位相差認識信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが出力される。
【００４０】
位相差認識信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗは加算器３３に入力され、位相差認識信号各相の総和Ｆが出力される。位相差認識信号各相の総和Ｆも、振幅が制御信号ＶＳＰに比例している。
【００４１】
位相差認識信号各相の総和Ｆは、位相差信号作成器３４に入力され、位相差信号作成器３４に接続したコンデンサＣ１を、位相差信号作成器３４の内部の定電流源（図示せず）から位相差認識信号各相の総和Ｆに基づいて充放電することにより積分し、位相差信号
ＶＣ＿ｌａｇを出力する。このように作成された位相差信号ＶＣ＿ｌａｇは、第１の位相信号と電流極性信号との位相差情報と、モータの回転速度情報を持つ。
【００４２】
なお、本実施例では、制御信号ＶＳＰは位相差認識信号作成器３２ｕ,３２ｖ,３２ｗに入力しているが、最終的にモータの回転速度情報を位相差信号ＶＣ＿ｌａｇに反映させればよい。したがって、制御信号ＶＳＰの入力先は、位相差認識信号作成器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗとせず、各相の位相差検出器３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ、あるいは加算器３３、あるいは位相差信号作成器３４としてもよい。
【００４３】
また、回転速度一定で運転する時など、電圧位相制御に回転速度情報を必要としない場合は、制御信号ＶＳＰは、図４に示した装置のいずれにも入力しなくてもよい。
【００４４】
また、本実施例では、各相の位相差認識信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを作成し、その総和をとって位相差信号を作成しているが、位相差認識信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのうちいずれかのみを使用して位相差信号としてもよいし、位相差認識信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのうちいずれか２つを使用して位相差信号を作成してもよい。その場合、使用しない相の第１の位相信号と電流極性信号は位相差認識器２１に入力する必要はなく、また、使用しない相の位相差検出器や位相差認識信号作成器などは削除できる。
【００４５】
次に、第１の実施例における第２の位相信号作成器２２内について、図６，図７を用いて説明する。
【００４６】
図６は、第２の位相信号作成器２２の構成を例示している。また、図７は、第２の位相信号作成器２２の動作波形の例を示している。
【００４７】
第２の位相信号作成器２２は、分配器４１と、充放電信号作成器４２と、スロープ信号作成器４３と、コンデンサＣ２と、各相のスロープ信号作成器４４ｕ，４４ｖ，４４ｗと、比較器４５ｕ，４５ｖ，４５ｗと、ゼロレベル設定器４６とから構成される。
【００４８】
第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗは、ゼロレベル設定器４６に入力され、図７（ａ）〜図７（ｃ）に示すように、中間値を新たなゼロレベルとする新第１の位相信号ｈｕ１，
ｈｖ１，ｈｗ１を出力する。
【００４９】
新第１の位相信号ｈｕ１，ｈｖ１，ｈｗ１は、分配器４１に入力され、分配器４１内部の加算器（図示せず）により、
Ｎｕ＝ｈｕ１＋ｈｖ１
Ｎｖ＝ｈｖ１＋ｈｗ１
Ｎｗ＝ｈｗ１＋ｈｕ１
という関係式に基づいて、図７（ｄ）〜図７（ｆ）に示すマスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗを出力する。
【００５０】
マスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと、位相差認識器２１から入力される位相差信号ＶＣ＿
ｌａｇは、充放電信号作成器４２に入力される。そして充放電信号作成器４２内部の加算器（図示せず）によりマスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの総和をとって、電気角６０度周期の方形波状の信号を作成し、その振幅をＶＣ＿ｌａｇに比例して与え、図７（ｇ）に示す充放電信号Ｇを出力する。
【００５１】
充放電信号Ｇは、スロープ信号作成器４３に入力され、スロープ信号作成器４３に接続したコンデンサＣ２を、スロープ信号作成器４３の内部の定電流源（図示せず）から充放電信号Ｇに基づいて充放電することにより積分し、図７（ｈ）に示すスロープ信号ＳＳのスロープ部分を作成して、その傾きを位相差信号ＶＣ＿ｌａｇに比例させる。一方、充放電信号Ｇが正から負、あるいは負から正に切り換わる時点では、コンデンサＣ２の電荷を瞬時にゼロレベルに放電することで、次のスロープをゼロレベルから始めるようにする。
【００５２】
スロープ信号ＳＳとマスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、各相のスロープ信号作成器４４ｕ，４４ｖ，４４ｗに入力され、スロープ信号ＳＳに対し、各相マスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，
Ｎｗのゼロレベルの間をマスクすることにより、各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する。
【００５３】
各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと新第１の位相信号ｈｕ１，ｈｖ１，ｈｗ１は、各相の比較器４５ｕ，４５ｖ,４５ｗにそれぞれ入力され、第２の位相信号ｈｓｕ,ｈｓｖ，ｈｓｗを出力する。
【００５４】
ここでＵ相を例にとり、第１の位相信号よりも第２の位相信号の位相が進む場合（ケース１）と、進まない場合（ケース２）についての動作を説明する。
【００５５】
Ｕ相新第１の位相信号とＵ相スロープ信号がそれぞれ図７（ａ），図７（ｉ）の場合、両波形を重ね合わせると図７（ｊ）に点線で示すようになり、黒丸で示した交点を持つ。その交点で新第１の位相信号を反転させれば、図７（ｊ）に実線で示すような第２の位相信号が作成され、ｔ１〜ｔ４に示すように新第１の位相信号よりも位相を進めることができる。すなわち、本実施例では、各相新第１の位相信号を、各相スロープ信号のしきい値として利用する。
【００５６】
一方、Ｕ相新第１の位相信号とＵ相スロープ信号がそれぞれ図７（ａ），図７（ｋ）の場合、両波形を重ね合わせると図７（ｌ）に点線で示すようになり、黒丸で示した交点を持つ。これらの交点は新第１の位相信号の反転する位相と一致しているため、図７（ｌ）に実線で示すように、第２の位相信号は新第１の位相信号と一致し、位相は進まない。
【００５７】
以上より、本実施例によれば、第２の位相信号は、第１の位相信号からみて、電気角で略０度〜略６０度の範囲で進ませることができる。
【００５８】
次に、本実施例で、制御信号ＶＳＰを第２の位相信号制御器１３に入力したのは、各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに、制御信号ＶＳＰの情報を反映させるためであるが、その理由を述べる。
【００５９】
制御信号ＶＳＰとは、前述したように、モータの回転速度をコントロールする速度制御用電圧指令であり、モータの回転速度情報を有する。ここで、図８に、回転速度が変わった時の、第２の位相信号作成器２２の動作波形の例を示す。破線はＵ相新第１の位相信号とＵ相スロープ信号を示し、実線はＵ相第２の位相信号を示す。
【００６０】
図８(ａ)に示すように、ある回転速度の時に、Ｕ相スロープ信号とＵ相新第１の位相信号によるしきい値とが交差し、位相を進めることができていたとする。ところが、例えば回転速度が急に２倍になった時、各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに制御信号ＶＳＰの情報を反映させていないと、図８（ｂ）に示すように、スロープの傾きは図８(ａ)と同じままで、すみやかに位相を進められない。そのため、各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに制御信号ＶＳＰの情報を反映させ、図８（ｃ）に示すように、回転速度に応じてスロープの傾きを瞬時に変えることで、位相をすみやかに進めることができる。本実施例では、回転速度情報として制御信号ＶＳＰを利用している。
【００６１】
なお、制御信号ＶＳＰの代わりに、前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗのパルス信号の周期などから回転速度情報を持つ信号を作成し、それを回転速度情報として用いてもよい。
【００６２】
変調波作成器７について、図９を用いて説明する。
【００６３】
図９は、変調波作成器７の構成を示している。変調波作成器７は、台形波変調器２３と擬似正弦波変調器２４とで構成される。
【００６４】
台形波変調器２３には、前記の制御信号ＶＳＰと、前記第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗが入力され、これらに基づいて、２つの一定となるレベルを有した３相の台形波信号ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗを作成する。本実施例では、この一定となる期間を電気角
３０度としている。
【００６５】
また、擬似正弦波変調器２４は、この台形波信号ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗを入力として第２の変調波信号である３相の擬似正弦波信号ｍｕ，ｍｖ，ｍｗを作成する。
【００６６】
次に変調波作成器７に関わる各部の波形について、図１０を用いて説明する。
【００６７】
図１０（ａ）〜図１０（ｃ）に示すように、第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗは、電気角１２０度の位相差を保った方形波信号であり、図１０（ｄ）〜図１０（ｆ）に示す台形波信号ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗは、電気角３０度の平坦部を有する台形波信号、また図１０（ｇ）〜図１０（ｉ）に示す擬似正弦波信号ｍｕ，ｍｖ，ｍｗは、折れ線近似された擬似正弦波信号である。
【００６８】
台形波信号ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗの位相は、第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗと相対位相が固定されている。例えば、台形波信号ｔｒｕの平坦部から傾斜を始める開始時点は、第２の位相信号ｈｓｖの立ち上がりもしくは立ち下がり時点である。また一方、台形波信号の振幅は、前記の制御信号ＶＳＰにより、決定される。
【００６９】
台形波変調器２３内について、図１１と図１２を用いて説明する。
【００７０】
図１１は、台形波変調器２３の構成を示している。この台形波変調器２３は、平坦部
３０度台形波形成器５１を中心に、２つのサンプルホールド回路５２，５３、３つのコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗから構成される。
【００７１】
速度制御演算処理手段８からの制御信号ＶＳＰおよび第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗは、平坦部３０度台形波形成器５１に入力される。
【００７２】
２つのサンプルホールド回路５２，５３は、台形波信号のある電圧レベルを保持するのに用いられ、３つのコンデンサは平坦部３０度台形波形成器５１内部の定電流源（図示せず）から充放電されて、平坦部３０度台形波状の変調波形を作るのに用いられる。
【００７３】
図１２は、上記の構成をもつ台形波変調器２３の各部波形であり、この図を用いて動作の説明をする。
【００７４】
平坦部３０度台形波形成器５１では、図１２に示すように、例えば第２の位相信号hsvの立ち上がりのタイミングＰＡでＵ相コンデンサＣｕを定電流源で充電開始することにより、Ｕ相台形波ｔｒｕの立ち上がりスロープ部分を形成する。そして第２の位相信号hswの立ち上がりのタイミングＰＣでＵ相コンデンサの電圧値をサンプルホールド回路Ａ(52)に取り込み、その値をｔｒｕＡとする。
【００７５】
ここに、理想的な平坦部３０度台形波における、台形波の上側平坦部の大きさである
ｔｒｕｍａｘと下側平坦部の大きさであるｔｒｕｍｉｎの中間の大きさをゼロレベルとする。その時、台形波の最大値である上限リミット値ｔｒｕｍａｘは、ｔｒｕｍａｘ＝
ｔｒｕＡ×５／３の関係で求められるため、ｔｒｕＡよりｔｒｕｍａｘを作成しておき、Ｕ相コンデンサの電圧がｔｒｕｍａｘとなった時点ＰＤで充電をやめて上限リミット値
ｔｒｕｍａｘを保持し、台形波の上側平坦部を形成する。
【００７６】
そして第２の位相信号ｈｓｖの立ち下がりのタイミングＰＥでＵ相コンデンサＣｕを定電流源で放電開始することにより、Ｕ相台形波ｔｒｕの立ち下がりスロープ部分を形成する。
【００７７】
次に第２の位相信号ｈｓｗの立ち下がりのタイミングＰＧでＵ相コンデンサの電圧値をサンプルホールド回路Ｂ（５３）に取り込み、その値をｔｒｕＢとする。理想的な平坦部
３０度台形波の場合、台形波の最小値である下限リミット値ｔｒｕｍｉｎは、trumin＝
ｔｒｕＢ×５／３の関係で求められるためｔｒｕＢよりｔｒｕｍｉｎを作成しておき、Ｕ相コンデンサＣｕの電圧がｔｒｕｍｉｎとなった時点ＰＨで放電をやめる。そして第２の位相信号ｈｓｖの立ち上がりのタイミングＰＩまで下限リミット値ｔｒｕｍｉｎを保持し、台形波の下側平坦部を形成する。
【００７８】
なお、コンデンサを充電あるいは放電する定電流源の電流の大きさは、制御信号ＶＳＰに比例して与える。それによって台形波のスロープの傾きが制御信号ＶＳＰに比例し、その結果、台形波の振幅も制御信号ＶＳＰに比例する。
【００７９】
Ｖ相とＷ相もＵ相と同様に平坦部３０度台形波を形成し、１２０度ずつ位相のずれた３相の台形波信号を形成する。
【００８０】
擬似正弦波変調器２４内について、図１３と図１４を用いて説明する。
【００８１】
図１３は擬似正弦波変調器２４の構成を示している。この擬似正弦波変調器２４は、各相毎に、減算器６１，増幅ゲインＫｇを持つ増幅器６２で構成される。
【００８２】
すなわち、平坦部３０度台形波信号ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗから、減算器６１と増幅器６２を用いて、擬似正弦波信号ｍｕ，ｍｖ，ｍｗが、
ｍｕ＝Ｋｇ×（ｔｒｕ−ｔｒｖ）
ｍｖ＝Ｋｇ×（ｔｒｖ−ｔｒｗ）
ｍｗ＝Ｋｇ×（ｔｒｗ−ｔｒｕ）
の関係式にて作成される。ここで、Ｋｇは擬似正弦波信号の振幅を決定するゲインである。
【００８３】
図１４に擬似正弦波変調器２４の主要部波形を例示する。ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗは３相の平坦部３０度台形波である。上述の式においてＫｇ＝１とするとｍｕ，ｍｖ，ｍｗは図１４に示すような擬似正弦波となる。
【００８４】
本実施例の動作例について、図１５と図１６を用いて説明する。
【００８５】
図１５には、第２の位相信号制御器１３を用いず、変調波作成器７に第１の位相信号
ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、制御信号ＶＳＰを入力し、これらに基づいて変調波信号ｍｕ，ｍｖ，ｍｗを作成してモータを駆動した場合の動作例を示す。また、図１６には、本実施例に従い、第２の位相信号制御器１３を用いてモータを駆動した場合の動作例を示す。いずれも、指令回転速度を５００ｒ／minで一定とし、時間１secの時点で負荷トルクを急変させた時の動作のシミュレーション結果である。
【００８６】
第２の位相信号制御器１３を用いない場合は、図１５（ｂ）に示すように、ｕｖｗ座標系のモータ電流をｄｑ座標系に変換した場合のｄ軸電流が負荷変化の前後で負の値から正の値に変化しているが、いずれもゼロから遠く、誘起電圧と電流の位相がずれていることがわかる。従って駆動効率は低下する。
【００８７】
一方、第２の位相信号制御器１３を用いた場合は、図１６（ｂ）に示すように、ｕｖｗ座標系のモータ電流をｄｑ座標系に変換した場合のｄ軸電流が負荷変化の直後に多少ゼロから離れるものの、定常的にはほぼゼロになっており、誘起電圧と電流の位相がほぼ一致するよう制御されていることがわかる。従って高効率で駆動できている。
【００８８】
本明細書中の実施例では、図１７上図に示すような１周期中に２つの一定となるレベルを有した３相の台形波を例に挙げた。この波形は折れ点が少ないため電圧波形が滑らかに変化し、折れ点に起因したトルク脈動を小さくできる。
【００８９】
また、台形波形状は１周期中に２つより多くの一定となるレベルを有した３相台形波でもよく、本発明は例えば図１７下図に示すような１周期中に４つの一定となるレベルを有した台形波なども含まれる。
【実施例２】
【００９０】
本発明の第２の実施例を図１８から図２０を用いて説明する。
【００９１】
第２の実施例は、第１の実施例における第２の位相信号制御器１３を、図１８に示す第２の位相信号制御器１３Ａに置き換えたもので、他は図１に示した構成と同様である。第２の実施例における第２の位相信号制御器１３Ａ内について、図１８を用いて説明する。
【００９２】
第２の位相信号制御器１３Ａは、位相差認識器２１Ａと第２の位相信号作成器２２Ａから構成される。第２の位相信号制御器１３との大きな相違点は、制御信号ＶＳＰを位相差認識器２１Ａに入力せず、第２の位相信号作成器２２Ａに入力した点である。
【００９３】
位相差認識器２１Ａには、前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、前記の電流極性信号Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗとが入力され、第１の位相信号と電流極性信号との位相ずれの大きさと、進み／遅れの関係を認識し、位相差信号ＶＣ＿ｌａｇを出力する。
【００９４】
第２の位相信号作成器２２Ａには、前記の制御信号ＶＳＰと、前記第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗと、位相差信号ＶＣ＿ｌａｇが入力され、モータの回転速度および位相差信号に基づいて、第１の位相信号と同位相あるいは進み位相とした第２の位相信号ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗを出力する。
【００９５】
次に、第２の実施例における位相差認識器２１Ａ内について、図１９を用いて説明する。図１９は、位相差認識器２１Ａの構成を示している。位相差認識器２１との相違点は、制御信号ＶＳＰの入力がないことである。したがって位相差認識器２１Ａより出力される位相差信号ＶＣ＿ｌａｇは、モータの回転速度情報を含まない。
【００９６】
さらに、第２の実施例における第２の位相信号作成器２２Ａ内について、図２０を用いて説明する。図２０は、第２の位相信号作成器２２Ａの構成を示している。第２の位相信号作成器２２との相違点は、制御信号ＶＳＰの入力がある点と、位相差／速度情報信号作成器４７がある点である。本実施例では、前述のように、位相差認識器２１Ａより出力される位相差信号ＶＣ＿ｌａｇは、モータの回転速度情報を含まないため、位相差／速度情報信号作成器４７で制御信号ＶＳＰと位相差信号ＶＣ＿ｌａｇとに基づいて、加算あるいは乗算によって回転速度情報も有する新たな位相差信号ＶＣ＿ｌａｇ１を作成する。
【００９７】
なお、本実施例では、制御信号ＶＳＰを位相差／速度情報信号作成器４７に入力しているが、分配器４１、または充放電信号作成器４２、またはスロープ信号作成器４３、または各相のスロープ信号作成器４４ｕ，４４ｖ，４４ｗなどに入力してもよい。つまり、最終的に各相のスロープ信号に制御信号ＶＳＰ、すなわちモータの回転速度情報を反映させればよい。
【００９８】
また、回転速度一定で運転する時など、電圧位相制御に回転速度情報を必要としない場合は、制御信号ＶＳＰは、図２０に示した装置のいずれにも入力しなくてもよい。
【実施例３】
【００９９】
本発明の第３の実施例を図２１と図２２を用いて説明する。
【０１００】
第３の実施例は、第１の実施例における第２の位相信号作成器２２を、図２１に示す第２の位相信号作成器２２Ｂに置き換えたもので、他は図１および図３に示した構成と同様である。
【０１０１】
第３の実施例における第２の位相信号作成器２２Ｂ内について、図２１と図２２を用いて説明する。
【０１０２】
図２１は、第２の位相信号作成器２２Ｂの構成を示している。第２の位相信号作成器
２２との相違点は、充放電信号作成器が２つ（４２Ａ，４２Ｂ）、スロープ信号作成器が２つ（４３Ａ，４３Ｂ）、そしてコンデンサが２つ（Ｃ３，Ｃ４）ある点と、しきい値設定器４８がある点である。
【０１０３】
また、図２２は、第２の位相信号作成器２２Ｂの動作波形の例を示している。
【０１０４】
第１の位相信号ｈｕ，ｈｖ，ｈｗは、ゼロレベル設定器４６に入力され、図２２（ａ）〜図２２（ｃ）に示すように、中間値を新たなゼロレベルとする新第１の位相信号ｈｕ１，ｈｖ１，ｈｗ１を出力する。
【０１０５】
新第１の位相信号ｈｕ１，ｈｖ１，ｈｗ１は、分配器４１Ａに入力され、分配器４１Ａ内部の減算器（図示せず）により、
Ｎｕ＝ｈｖ１−ｈｗ１
Ｎｖ＝ｈｗ１−ｈｕ１
Ｎｗ＝ｈｕ１−ｈｖ１
という関係式に基づいて、図２２（ｄ）〜図２２（ｆ）に示すマスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，
Ｎｗを出力する。
【０１０６】
マスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと、位相差認識器２１から入力される位相差信号ＶＣ＿
ｌａｇは、充放電信号作成器４２Ａ，４２Ｂに入力される。充放電信号作成器４２Ａ内では、マスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗが正の値となる相を順次切り換えながら、図２２（ｇ）に示すように、１２０度毎に不連続部分を持つ充放電信号Ｇ１を出力する。充放電信号作成器４２Ｂ内では、マスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗが負の値となる相を順次切り換えながら、図２２（ｈ）に示すように、１２０度毎に不連続部分を持つ充放電信号Ｇ２を出力する。充放電信号Ｇ１，Ｇ２とも、振幅はＶＣ＿ｌａｇに比例して与える。
【０１０７】
充放電信号Ｇ１はスロープ信号作成器１（４３Ａ）に入力され、スロープ信号作成器１（４３Ａ）に接続したコンデンサＣ３を、スロープ信号作成器１（４３Ａ）の内部の定電流源（図示せず）から充放電信号Ｇ１に基づいて正に充電することにより積分し、図２２（ｉ）に示す正のスロープ信号ＳＳ１のスロープ部分を作成して、その傾きを位相差信号ＶＣ＿ｌａｇに比例させる。一方、充放電信号Ｇ１の不連続部分では、コンデンサＣ３の電荷を瞬時にゼロレベルに放電することで、次のスロープをゼロレベルから始めるようにする。
【０１０８】
充放電信号Ｇ２も同様に、スロープ信号作成器２（４３Ｂ）に入力され、スロープ信号作成器２（４３Ｂ）に接続したコンデンサＣ４を、スロープ信号作成器２（４３Ｂ）の内部の定電流源（図示せず）から充放電信号Ｇ２に基づいて負に充電することにより積分し、図２２（ｊ）に示す負のスロープ信号ＳＳ２のスロープ部分を作成して、その傾きを位相差信号ＶＣ＿ｌａｇに比例させる。また、充放電信号Ｇ２の不連続部分では、コンデンサＣ４の電荷を瞬時にゼロレベルに放電することで、次のスロープをゼロレベルから始めるようにする。
【０１０９】
正および負のスロープ信号ＳＳ１，ＳＳ２、およびマスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、各相のスロープ信号作成器４４ｕ，４４ｖ，４４ｗに入力され、正および負のスロープ信号ＳＳ１，ＳＳ２に対し、各相マスク信号Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗのゼロレベルの間をマスクすることにより、各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する。
【０１１０】
各相のスロープ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと、しきい値設定器４８で作成されたしきい値信号ＴＨは、各相の比較器４５ｕ，４５ｖ，４５ｗにそれぞれ入力され、第２の位相信号
ｈｓｕ，ｈｓｖ，ｈｓｗを出力する。
【０１１１】
ここでＵ相を例にとり、第１の位相信号よりも第２の位相信号の位相が進む場合（ケース１）と、遅れる場合（ケース２）についての動作を説明する。
【０１１２】
Ｕ相スロープ信号が図２２（ｉ）の場合、しきい値と重ね合わせると図２２（ｊ）に黒丸で示した交点を持つ。その交点で信号を反転させれば、図２２（ｊ）に実線で示すような第２の位相信号が作成され、ｔ１〜ｔ４に示すように新第１の位相信号よりも位相を進めることができる。
【０１１３】
一方、Ｕ相スロープ信号が図２２（ｋ）の場合、しきい値と重ね合わせると図２２(ｊ)に黒丸で示した交点を持つ。その交点で信号を反転させれば、図２２（ｌ）に実線で示すような第２の位相信号が作成され、ｔ５〜ｔ７に示すように新第１の位相信号よりも位相を遅らせることができる。なお、本実施例では、しきい値ＴＨは任意の一定値としている。
【０１１４】
以上より、本実施例によれば、第２の位相信号は、第１の位相信号からみて、電気角で略０度〜略６０度の範囲で進ませる、あるいは略０度〜−略６０度の範囲で遅らせることができる。
【０１１５】
これまでの実施例では、しきい値として、新第１の位相信号ｈｕ１，ｈｖ１，ｈｗ１や、しきい値設定器の出力ＴＨを用いているが、そのレベルは固定値としていた。そのため、スロープ信号の傾きを、第１の位相信号と電流極性信号との位相差情報およびモータの回転速度情報に基づいて作成した、位相差信号ＶＣ＿ｌａｇに比例して変化させ、スロープ信号としきい値との交点の位相を前後に動かすことによって第２の位相信号ｈｓｕ，
ｈｓｖ，ｈｓｗを作成してきた。しかし、スロープ信号としきい値との関係は相対的であり、どちらを変化させてもよい。すなわち、これまでの実施例とは逆に、スロープ信号の傾きを固定し、しきい値のレベルを変化させて第２の位相信号を作成してもよい。その場合、しきい値のレベルは、第１の位相信号と電流極性信号との位相差情報およびモータの回転速度情報を持たせるために、位相差信号ＶＣ＿ｌａｇに比例して作成するとよい。
【０１１６】
また、これまでの実施例では、制御回路１０とインバータ３とをモノリシックＩＣ上にワンチップ構成しているが、そうすることによって制御回路とインバータとの間の配線が不要となり、外部からのノイズの影響を低減できる。また、制御回路とインバータがチップ１枚で済むため、モータ駆動システム（モータ＋インバータ＋制御回路）の構築が容易となる。
【０１１７】
また、これまでの実施例では、ＩＣ装置をモータに内蔵しているが、そうすることによってモータ駆動システム全体の小形化が可能となる。また、モータとインバータとの間の配線が短くなり、外部からのノイズの影響を低減できる。
【０１１８】
また、これまでの実施例では、制御回路１０とインバータ３とをモノリシックＩＣ上にワンチップ構成しているが、制御回路１０とインバータ３を個別にモノリシックＩＣ化した２チップ構成としてもよい。２チップ構成とすることにより、制御回路の規模を大きくしたり、あるいは制御回路にデジタル回路やマイクロコンピュータなどを使用し、より高度な制御機能や付加機能を持たせることができる。
【０１１９】
また、これまでの実施例ではコンデンサの充放電など、アナログ回路を使用した方法を記したが、デジタル回路やマイクロコンピュータなどを利用して、実施例と同様の動作をさせてもよい。
【０１２０】
次に、これまでの実施例で用いた変調波作成器７の代わりに、図２３に示す変調波作成器７Ａを使用してもよい。変調波作成器７Ａは、変調波作成器の回路規模を小さくするために、擬似正弦波変調器２４を削除し、台形波変調器２３のみで構成している。
【０１２１】
このために、台形波変調器２３の出力である台形波信号ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗを直接、パルス幅変調器６に入力して、搬送波と比較してＰＷＭ信号を作成する。
【０１２２】
一般にモータの巻線には線間電圧が印加されるため、各相に通電する波形が台形波であっても、実際には台形波を各相間で減算した擬似正弦波状の電圧が加わる。台形波３相をｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗとすると、その線間電圧はｔｒｕ−ｔｒｖ，ｔｒｖ−ｔｒｗ，
ｔｒｗ−ｔｒｕとなり、図１４に示すｍｕ，ｍｖ，ｍｗの擬似正弦波がモータに印加されることになる。したがって各相の変調波が台形波のままであっても、各相に擬似正弦波を通電した時とほぼ同等のトルク脈動低減効果が得られる。
【０１２３】
また、変調波作成器７において、擬似正弦波変調器２４を図２４に示す擬似正弦波変調器２４Ａに置き換えてもよい。擬似正弦波変調器２４Ａは、各相毎に、加算器６３，増幅ゲインＫｇを持つ増幅器６２で構成される。
【０１２４】
これは、以下の関係式を用いて、平坦部３０度台形波信号各相間の和信号を取って擬似正弦波信号を得るものである。
【０１２５】
ｍｕ＝Ｋｇ×（ｔｒｖ＋ｔｒｗ）
ｍｖ＝Ｋｇ×（ｔｒｗ＋ｔｒｕ）
ｍｗ＝Ｋｇ×（ｔｒｕ＋ｔｒｖ）
その場合の波形を図２５に示す。ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗは３相の平坦部３０度台形波である。上述の式においてＫｇ＝−１とするとｍｕ，ｍｖ，ｍｗは図２５に示すように、各相台形波と同位相で、各相台形波よりも振幅が小さく平坦部の長い擬似正弦波Ａとなる。
【０１２６】
実際には、前述のようにモータの巻線には線間電圧が印加されるため、図２５に示す
ｍｕ−ｍｖ，ｍｖ−ｍｗ，ｍｗ−ｍｕのような、平坦部の長い擬似正弦波Ａを各相間で減算した擬似正弦波状の電圧がモータに印加される。これらは図１４に示した擬似正弦波と一致する。このように平坦部３０度台形波信号各相間の和信号をとれば、同じ擬似正弦波を得るのに、各相台形波ｔｒｕ，ｔｒｖ，ｔｒｗよりも小さい振幅の擬似正弦波Ａ（ｍｕ，ｍｖ，ｍｗ）を搬送波信号と比較してＰＷＭ信号を作ることができる。したがって、直流電圧の利用率を高くできる、すなわち同じモータ電圧を得るのに直流電圧の大きさを小さくできる、という利点がある。
【０１２７】
さらに、これまでの実施例では、擬似正弦波変調器２４および擬似正弦波変調器２４Ａから出力した擬似正弦波信号や、台形波変調器２３から出力した台形波信号を、パルス幅変調器６の入力としたが、ＲＣフィルタなどのフィルタ回路を通して波形を滑らかにしてからパルス幅変調器６の入力としてもよい。あるいは、擬似正弦波や台形波ではなく、正弦波を用いてもよい。これによって波形ひずみ率をさらに低減できる。
【０１２８】
以上により本発明によれば、波形ひずみが極めて小さく、かつモータの回転速度や負荷が変わった時にも高効率にモータを駆動することができる。
【０１２９】
また、小電流で大トルクが出力できるため、モータの回転速度や負荷が変わった時に、速やかにそれらに追従することができる。
【０１３０】
また、インバータ素子と同一チップ上に実装できる程度の耐圧を持つアナログ回路を用いることにより、従来はマイクロコンピュータなどで行っていた位相制御を、インバータを形成するモノリシックＩＣに一体形成した制御回路で行うことができる。これにより、モータ駆動システム各種の制御あるいは状態監視などを行うマイクロコンピュータなどの演算処理装置の負荷が軽減される。したがって、小型あるいは安価な演算処理装置を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１３１】
【図１】本発明の第１の実施例構成図。
【図２】各相第１の位相信号と電流極性信号の位相関係。
【図３】第１の実施例における第２の位相信号制御器の構成図。
【図４】第１の実施例における位相差認識器の構成図。
【図５】第１の実施例における位相差認識器の動作波形の例。
【図６】第１の実施例における第２の位相信号作成器の構成図。
【図７】第１の実施例における第２の位相信号作成器の動作波形の例。
【図８】回転速度が変わった時の第２の位相信号作成器の動作波形の例。
【図９】変調波作成器の構成図。
【図１０】変調波作成器の動作波形の例。
【図１１】台形波変調器の構成図の例。
【図１２】台形波変調器の主要部波形の例
【図１３】擬似正弦波変調器の構成図の例。
【図１４】擬似正弦波変調器の主要部波形の例。
【図１５】第２の位相信号制御器を用いない場合の動作例。
【図１６】第２の位相信号制御器を用いた場合の動作例。
【図１７】台形波形状の説明図の例。
【図１８】第２の実施例における第２の位相信号制御器の構成図。
【図１９】第２の実施例における位相差認識器の構成図。
【図２０】第２の実施例における第２の位相信号作成器の構成図。
【図２１】第３の実施例における第２の位相信号作成器の構成図。
【図２２】第３の実施例における第２の位相信号作成器の動作波形の例。
【図２３】変調波作成器の他の例の構成図。
【図２４】擬似正弦波変調器の他の例の構成図。
【図２５】擬似正弦波変調器の他の例の主要部波形。
【符号の説明】
【０１３２】
１…商用電源、２…整流回路、３…インバータ、４…永久磁石同期モータ、５…第１の位相信号作成器、６…パルス幅変調器、７，７Ａ…変調波作成器、８…速度制御演算処理手段、９…Ｆ／Ｖ変換器、１０…制御回路、１１…ワンチップインバータ、１２…駆動回路内蔵モータ、１３，１３Ａ…第２の位相信号制御器、１４…電流極性検出器、２１，
２１Ａ…位相差認識器、２２，２２Ａ，２２Ｂ…第２の位相信号作成器、２３…台形波変調器、２４，２４Ａ…擬似正弦波変調器、３１…位相差検出器、３２…位相差認識信号作成器、３３，６３…加算器、３４…位相差信号作成器、４１，４１Ａ…分配器、４２，
４２Ａ，４２Ｂ…充放電信号作成器、４３，４３Ａ，４３Ｂ…スロープ信号作成器、４４…各相スロープ信号作成器、４５…比較器、４６…ゼロレベル設定器、４７…位相差／速度情報信号作成器、４８…しきい値設定器、５１…平坦部３０度台形波形成器、５２…サンプルホールド回路Ａ、５３…サンプルホールド回路Ｂ、６１…減算器、６２…増幅器。
【図１】
2005261093.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2005261093.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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