(57)【要約】【課題】  周波数変調方式のスイッチングレギュレータについて、ノイズレベルの発生を更に抑制する。【解決手段】  周波数変調方式のスイッチングレギュレータ１において、電圧周波数変調ブロック３は、出力電圧が供給される負荷の動作状態を監視し、その動作状態が略一定であると判断するとその時点におけるスイッチング周波数を変化させるように制御する。その場合、出力電圧Ｖｍとして、誤差電圧Ｖerroに替えてその誤差電圧Ｖerroを中心に変動する電圧を出力する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子によってスイッチングを行う周波数を変化させることで所定の出力電圧を生成する、周波数変調方式のスイッチングレギュレータにおいて、
前記出力電圧が供給される負荷の動作状態を監視する動作状態監視手段と、
この動作状態監視手段によって監視される前記動作状態が略一定であると判断すると、その時点におけるスイッチング周波数を変化させるように制御する制御手段とを備えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
前記出力電圧と基準電圧との差に応じた誤差電圧を出力する誤差電圧出力手段を備え、
前記スイッチング素子は、前記誤差電圧に応じて設定される周波数に基づきスイッチング動作を行ない、
前記動作状態監視手段は、前記誤差電圧を監視し、
前記制御手段は、前記誤差電圧が略一定であると判断すると、前記誤差電圧に替えて、当該誤差電圧を中心として変動する変動電圧を出力することを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記制御手段は、
電源側に接続される第１定電流源と、
この第１定電流源よりも電流値が大きく設定され、前記電源側に接続される第２定電流源と、
これら第１，第２定電流源とグランドとの間に接続されるカレントミラー回路と、
このカレントミラー回路の第１定電流源側に並列に接続されるコンデンサと、
前記カレントミラー回路の第２定電流源側に並列に接続されるスイッチング素子と、
入力端子の一方が前記第１定電流源のグランド側に接続され、入力端子の他方に前記誤差電圧が与えられ、出力端子が前記スイッチング素子のスイッチング制御端子に接続されるコンパレータとで構成されることを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
スイッチング素子によってスイッチングを行う周波数を変化させることで所定の出力電圧を生成する、周波数変調方式のスイッチングレギュレータを制御する方法であって、
前記出力電圧が供給される負荷の動作状態を監視する動作状態を監視し、
前記動作状態が略一定であると判断すると、その時点におけるスイッチング周波数を変化させるように制御することを特徴とするスイッチングレギュレータの制御方法。
【請求項５】
前記出力電圧と基準電圧との差に応じた誤差電圧を出力し、
前記スイッチング素子が、前記誤差電圧に応じて設定される周波数に基づきスイッチング動作を行うように構成される場合、
前記誤差電圧を監視し、当該誤差電圧が略一定であると判断すると、前記誤差電圧に替えて、当該誤差電圧を中心として変動する変動電圧を出力することを特徴とする請求項４記載のスイッチングレギュレータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子によってスイッチングを行う周波数を変化させることで所定の出力電圧を生成する、周波数変調方式のスイッチングレギュレータ、及びスイッチングレギュレータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチングレギュレータは、スイッチング素子が連続的にスイッチング動作を行なって所定の出力電圧を生成する構成であることから、スイッチング動作に伴って発生する不要輻射ノイズのレベルが高い。そして、スイッチレギュレータの出力電圧が電源として供給される負荷の動作状態が略一定となる定常状態では、前記出力電圧が変動しなくなるため同一のスイッチングパターンが継続することになる。この場合、スイッチングレギュレータより発生するノイズ成分は、スイッチング周波数の整数倍の周波数に集中するため、ノイズレベルが一層上昇する。
【０００３】
斯様な問題を解決する技術として、特許文献１に開示されているものがある。この技術は、スイッチング周波数をランダムに変化させる構成を採用することでスイッチングノイズの周波数成分が特定の周波数に集中することを回避して、ノイズレベルの低減を図ったものである。
【特許文献１】特開２００３−１５３５２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところが、特許文献１に開示されている技術はパルス幅変調方式のスイッチングレギュレータを前提とするものであり、パルス幅変調回路に入力される搬送波周波数を変化させている。従って、周波数変調方式のスイッチングレギュレータには適用することができない。周波数変調方式のスイッチングレギュレータは、負荷の状態に応じてスイッチング周波数を変化させる構成であるから、パルス幅変調方式のスイッチングレギュレータに比較するとノイズを抑制するには有利な構成である。しかしながら、周波数変調方式においても、上述したように定常状態ではノイズ成分の集中が生じるため、更なるノイズの抑制を図るためにはこの問題を解決する必要がある。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、周波数変調方式のスイッチングレギュレータについて、発生するノイズレベルを更に抑制することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載のスイッチングレギュレータによれば、動作状態監視手段が、出力電圧が供給される負荷の動作状態を監視する。そして、制御手段は、監視される負荷の動作状態が略一定であると判断すると、その時点におけるスイッチング周波数を変化させるように制御する。
即ち、周波数変調方式においては、負荷の動作状態が変化している場合は、レギュレータより出力される電流が変動することにより出力電圧が変動するので、スイッチング周波数は出力電圧を維持するために変動している。そして、負荷の動作状態が略一定になるとスイッチング周波数もほぼ一定になるので、高調波ノイズのエネルギーが集中してノイズレベルが上昇する。そこで、その状態においてスイッチング周波数を敢えて変化させれば、高調波ノイズのエネルギーを分散させてノイズレベルを低減することができる。
【０００７】
請求項２記載のスイッチングレギュレータによれば、誤差電圧出力手段は、出力電圧と基準電圧との差に応じた誤差電圧を出力し、スイッチング素子は、その誤差電圧に応じて設定される周波数に基づきスイッチング動作を行なう。そして、動作状態監視手段によって誤差電圧を監視し、制御手段は、その誤差電圧が略一定であると判断すると、誤差電圧に替えて、当該誤差電圧を中心として変動する変動電圧を出力する。即ち、負荷の動作状態が略一定になると誤差電圧も略一定の値となるので、その場合に誤差電圧を中心として変動する電圧を出力すれば、その変動電圧に応じてスイッチング周波数を適切に変動させることができる。
【０００８】
請求項３記載のスイッチングレギュレータによれば、第２定電流源の出力電流値が、第１定電流源よりも大きくなるように設定する。カレントミラー回路の第２定電流源側に並列に接続されるスイッチング素子がオンしている場合、カレントミラー回路の第２定電流源側では当該スイッチング素子にも電流が流れ、ミラー回路の第１定電流源側ではコンデンサに充電が行われて、第１定電流源のグランド側電位はそのコンデンサの端子電圧が上昇するのに伴って上昇する。
【０００９】
また、前記スイッチング素子がオフしている場合は、カレントミラー回路の第２定電流源側には第１定電流源よりも大きな電流が流れるため、コンデンサの充電電荷は放電されて第１定電流源のグランド側電位は低下する。そして、コンパレータが、第１定電流源のグランド側電位と誤差電圧とを比較してスイッチング素子のオンオフを切替えれば、前記グランド電位は誤差電圧を中心として変動するように発振する。即ち、コンパレータは、ヒステリシス付きの比較特性を有して動作するようになるので、変動電圧を生成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明する。図１は、周波数変調方式のスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。スイッチングレギュレータ１は、エラーアンプ（誤差電圧出力手段）２，電圧周波数変調ブロック３，Ｖ−Ｉ変換部４，可変オフタイマ５，ゲート駆動部６，スイッチング動作部７で構成されている。尚、電圧周波数変調ブロック３が本実施例における新規な構成であり、それを除いた部分は従来のスイッチングレギュレータと同一である。
【００１１】
エラーアンプ２は、基準電圧REF1と出力電圧Ｖｏとの差を誤差電圧Ｖerroとして電圧周波数変調ブロック３に出力する。電圧周波数変調ブロック３は、誤差電圧Ｖerroを監視し、その監視状況に応じて誤差電圧Ｖerroと後述する変動電圧Ｖ１とを切替えたものを電圧Ｖｍとして出力する。
Ｖ／Ｉ変換部４は、電圧Ｖｍを電流に変換して出力し、可変オフタイマ５は、その電圧Ｖｍに応じてスイッチングのオフ時間を可変設定する。そして、ゲート駆動部６は、可変オフタイマ５より設定されたオンオフタイミングパルスにより、スイッチング動作部７を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）８のゲートを駆動してスイッチングさせる。
【００１２】
スイッチング動作部７は、入力電圧ＶINが一端に印加されるコイル９と、そのコイル９の他端とグランドとの間にソース，ドレインが接続されるＦＥＴ８と、前記ソースにアノードが接続され、カソードがコンデンサ１０を介してグランドに接続されるダイオード１１とで構成されている。そして、ダイオード１１のカソードより出力電圧Ｖｏが出力され、図１中では電流源で表している負荷に電源として供給する。
【００１３】
図２は、電圧周波数変調ブロック３の構成を示すものである。電圧周波数変調ブロック３は、誤差電圧監視部（動作状態監視手段，制御手段）１２，変動電圧生成部（制御手段）１３，マルチプレクサ（ＭＵＸ）１４によって構成されている。誤差電圧監視部１２は、誤差電圧ＶerroをＡ／Ｄ変換器１５によりＡ／Ｄ変換したデータＶｄを検出回路１６に与える。検出回路１６は、前回と今回のＡ／Ｄ変換データが一致するとその時点からタイマ１７により計時を開始し、Ａ／Ｄ変換データの一致が一定時間継続するとイネーブル信号Ｖenableをマルチプレクサ１４に出力するようになっている。マルチプレクサ１４は、イネーブル信号Ｖenableが与えられなければ誤差電圧Ｖerroを電圧Ｖｍとして出力し、イネーブル信号Ｖenableが与えられると、誤差電圧Ｖerroに替えて、変動電圧生成部１３より生成される変動電圧Ｖ１を電圧Ｖｍとして出力する。
【００１４】
次に、変動電圧生成部１３の構成について説明する。電源Ｖccには、第１定電流源１８，第２定電流源１９が接続されている。第１定電流源１８は、定電流Ｉ１を流すように設定されており、第２定電流源１９は、外部より与えられる制御電圧Ｖｃに応じて定電流Ｉ２を流すように構成されている。ここでは、Ｉ２＝２・Ｉ１となるように設定される。
これらの定電流源１８，１９とグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２０ａ，２０ｂで構成されるカレントミラー回路２０が接続されている。ＦＥＴ２０ａ，２０ｂのゲートは、ＦＥＴ２０ａ側のドレインに共通に接続されている。また、ＦＥＴ２０ａには、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）２１が並列に接続されており、ＦＥＴ２０ｂには、コンデンサ２２が並列に接続されている。尚、ＦＥＴ２１は、ＦＥＴ２０ａ，２０ｂと同一の特性を備えるものである。
【００１５】
コンパレータ２３の反転入力端子は、ＦＥＴ２０ｂのドレインに接続されており、非反転入力端子には、誤差電圧Ｖerroが与えられている。そして、コンパレータ２３の出力端子はＦＥＴ２１のゲート（スイッチング制御端子）に接続されており、コンパレータ２３の非反転入力端子の電位が変動電圧Ｖ１となる。
【００１６】
次に、本実施例の作用について図３も参照して説明する。変動電圧生成部１３は、以下のように動作する。誤差電圧Ｖerroより変動電圧Ｖ１の電位が低い場合、コンパレータ２３の出力電圧はハイレベルとなるので、ＦＥＴ２１はＯＮとなる。すると、ＦＥＴ２０ａ及び２１には、夫々電流がＩ２／２＝Ｉ１ずつ流れる。そして、ＦＥＴ２０ｂ側にも電流Ｉ１が流れるので、コンデンサ２２が放電した状態にあるとすれば、コンパレータ２３の反転入力端子の電位は、コンデンサ２２に充電が行われるのに応じて上昇する。
【００１７】
そして、反転入力端子の電位Ｖ１が誤差電圧Ｖerroよりも高くなると、コンパレータ２３の出力電圧はロウレベルに転じる。すると、ＦＥＴ２１はＯＦＦとなる。この場合、ＦＥＴ２０ａには電流Ｉ２が流れるが、ＦＥＴ２０ｂ側には、第１定電流源１８によってはその１／２の電流Ｉ１しか流せないため、コンデンサ２２が放電し、コンパレータ２３の反転入力端子の電位は、その放電に応じて低下する。
【００１８】
以上の動作を繰り返すことで、コンパレータ２３の反転入力端子の電位Ｖ１は三角波状に変動する。即ち、コンパレータ２３を含む変動電圧生成部１３は、ＦＥＴ２１のＯＮ，ＯＦＦが切替わることでヒステリシス付きのコンパレータのように動作する。Ｖ１の最大電圧をＶａ，最小電圧をＶｂとすれば、Ｖｈ＝Ｖａ−Ｖｂであり、電圧Ｖ１の変動周波数Ｆreq1は、Ｆreq1＝Ｉ１／（２・Ｃ１・Ｖｈ）となる。即ち、容量Ｃのコンデンサを電圧Ｖで充電する場合の電荷Ｑを表す一般式より、
Ｑ＝ΔＩ・ｔ＝ＣＶ
ｔ＝ＣＶ／ΔＩ
となり、周波数Ｆは、
Ｆ＝１／ｔ＝ΔＩ／ＣＶ
と表される。この場合、コンデンサ２２に流れる電流はＩ１／２であるとする。
【００１９】
そして、上述したように、誤差電圧監視部１２において誤差電圧Ｖerroが一定となったことが検出されると、マルチプレクサ１４を介して、Ｖｍ＝Ｖ１がＶ／Ｉ変換部４に出力される。従って、その期間におけるＦＥＴ８のスイッチング周波数は、電圧Ｖ１の変動に応じ変動することになる。
【００２０】
以上のように本実施例によれば、電圧周波数変調ブロック３は、出力電圧が供給される負荷の動作状態を監視し、その動作状態が略一定であると判断するとその時点におけるスイッチング周波数を変化させるように制御するので、周波数変調方式のスイッチングレギュレータ１においても更にノイズレベルの低減を図ることができる。
【００２１】
また、エラーアンプ２は、出力電圧Ｖｏと基準電圧との差に応じた誤差電圧を出力し、ＦＥＴ８は、その誤差電圧Ｖerroに応じて設定される周波数に基づきスイッチング動作を行なう。そして、誤差電圧監視部１２によって誤差電圧Ｖerroを監視し、その誤差電圧Ｖerroが略一定であると判断すると、誤差電圧Ｖerroに替えて変動電圧Ｖ１を出力するので、変動電圧Ｖ１に応じてスイッチング周波数を適切に変動させることができる。更に、コンパレータ２３に、第１定電流源１８，第２定電流源１９，カレントミラー回路２０,ＦＥＴ２１を加えて変動電圧生成部１３を構成したので、コンパレータ２３にヒステリシス付きの比較特性を付与して発振動作させ、誤差電圧Ｖerroを中心として変動する電圧Ｖ１を簡単に生成することができる。
【００２２】
本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
例えば、検出回路１６においては、Ａ／Ｄ変換データＶｄが前回のデータ値に完全に一致せずとも、前回のデータ値を中心として所定の範囲内にある場合に、負荷の動作状態が略一定であると判断して同様の制御を行っても良い。
【００２３】
第２定電流源１９の電流値Ｉ２は、必ずしも第１定電流源１８の電流値Ｉ１の２倍にする必要はなく、Ｉ２＞Ｉ１となるように設定すれば良い。
変動電圧生成部１３の構成はあくまでも一例であり、略一定となった誤差電圧Ｖerroを中心として変動する電圧を生成するものであれば、どのような構成であっても良い。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８に代えて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限ることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどでも良い。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の一実施例であり、周波数変調方式のスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図
【図２】電圧周波数変調ブロックの構成を示す図
【図３】変動電圧生成部の動作を示すタイミングチャート
【符号の説明】
【００２５】
図面中、１はスイッチングレギュレータ、２はエラーアンプ（誤差電圧出力手段）、３は電圧周波数変調ブロック、８はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、１２は誤差電圧監視部（動作状態監視手段，制御手段）、１３は変動電圧生成部（制御手段）、１８は第１定電流源、１９は第２定電流源、２０はカレントミラー回路、２１はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、２２はコンデンサ、２３はコンパレータを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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