(57)【要約】【課題】１つのロータ磁極位置検出回路にて、広い回転数範囲をカバー可能とし最大回転数のアップと定格効率の増大を実現する。【解決手段】センサレスの永久磁石電動機の制御方法において、ステータ巻線と並列に接続された抵抗より得られる仮想中性点電位とステータ巻線のモータ中性点電位との差電圧を得るとともに、この差電圧の信号の３次高調波成分以外の信号を低減した位置検出信号を出力する位置検出回路１０を有し、制御回路１１は、位置検出回路１０からの位置検出信号に基づいてステータ巻線の通電切り替えタイミングを制御するとともに、ＰＷＭ通電パターンを運転状態に応じて正弦波駆動から矩形波駆動に切り替える。【選択図】    図１
2005027395.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータの磁極位置をセンサレスで検出し、その位置検出信号に基づいてステータ巻線の通電を切り替えて上記ロータの回転数を制御する永久磁石電動機の制御装置において、
上記ステータ巻線の端子にそれぞれ接続された抵抗を介して得られる仮想中性点電位と上記ステータ巻線の中性点電位との差電圧信号をフィルタに通して３次高調波成分以外の信号を低減し、主として上記３次高調波成分を含む位置検出信号を出力する位置検出手段を備え、
上記位置検出手段からの位置検出信号に基づいて上記ステータ巻線の通電切り替えタイミングを制御するとともに、ＰＷＭ通電パターンを運転状態に応じて正弦波駆動から矩形波駆動に切り替えることを特徴とする永久磁石電動機の制御装置。
【請求項２】
運転起動時およびＰＷＭ波形の変調率が１になるまでの回転数領域では正弦波駆動方式を採用し、ＰＷＭ波形の変調率が１になったときで回転数をそれ以上高める場合には矩形波駆動方式に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石電動機の制御装置。
【請求項３】
上記正弦波駆動方式から上記矩形波駆動方式に切り替え直後は１２０度通電により駆動し、さらに回転数を高める場合には、あらかじめ決められた通電角と点弧位相とにより駆動することを特徴とする請求項２に記載の永久磁石電動機の制御装置。
【請求項４】
上記フィルタは、２次のバンドパスフィルタまたは２次のハイパスフィルタと２次のローパスフィルタとを組み合わせたバンドパスフィルタからなる請求項１ないし３のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
【請求項５】
上記フィルタは、１次のハイパスフィルタ，１次のローパスフィルタ，２次のハイパスフィルタ，２次のローパスフィルタのうちの少なくとも１つのフィルタを備えている請求項１ないし３のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
【請求項６】
負荷条件により、あらかじめ決められる通電角と点弧位相のパターンをテーブル化し、あるいはそのパターンを近似式で得て、運転モードに応じて最適条件で駆動する請求項１ないし５のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
【請求項７】
上記永久磁石電動機の用途が空気調和機あるいは電気冷蔵庫のコンプレッサモータやファンモータである請求項１ないし６のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサレスの永久磁石電動機（ブラシレスＤＣモータ）の制御装置に関し、さらに詳しく言えば、最大回転数をより高めることができる特に空気調和機や電気冷蔵庫などのコンプレッサモータやファンモータに好適な永久磁石電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石電動機の回転数を制御する場合、古くはセンサを用いてロータの磁極位置を検出しながら最適な位相関係をもとにして制御していたが、エアコンや電気冷蔵庫などの家電製品用途の場合、低コスト化の要求により価格の高いセンサは敬遠され、また、コンプレッサモータに関しては高温・高圧の厳しい環境のもとで使用されるため、例えばホール素子などのセンサは特性劣化や破損などを生じやすいことから内蔵することが難しい。
【０００３】
そこで現在では、センサを用いずにモータの電気的特性を利用してロータの磁極位置を検出・推定してモータを最適制御するセンサレス方式が主流になっており、そのセンサレス方式によるブラシレスＤＣモータモータの制御装置の一例を図１０に示す。
【０００４】
この制御装置は、所定の直流電源１の電圧Ｖｄｃを例えば６素子ブリッジ回路からなるインバータ回路２で任意の交流電圧に変換して永久磁石電動機３に印加するインバータ駆動制御装置で、ロータの磁極位置を検出してステータの巻線電流を切り替えるための位置検出回路４を備えている。
【０００５】
位置検出回路４は、図示しない抵抗スター結線による仮想中性点電位に含まれる誘起電圧波形のゼロクロス点を検出し、その検出点を含む位置検出信号を制御回路（マイクロコンピュータ）５に出力する。
【０００６】
制御回路５は、その位置検出信号によりロータの磁極位置を推定してインバータ回路２の所定スイッチング素子を駆動するために、その駆動信号をドライバ回路６を介してインバータ回路２に出力して、ステータ巻線の通電を切り替えるとともに、ＰＷＭデューティを調整して回転数を目標回転数に制御する。
【０００７】
しかしながら、モータの回転数が高速領域になると誘起電圧のゼロクロスを正確に検出することが困難となるため、最大回転数に制限がある。この点を解決するため、２つの磁極位置検出回路を備えた発明が特許文献１として提案されている。
【０００８】
すなわち、特許文献１においては、第１および第２の磁極位置検出回路を併用し、通電角の大小あるいは回転数の大小などにより、第１磁極位置検出回路と第２磁極位置検出回路の一方を選択し、この選択した磁極位置検出回路からの信号をもとにしてロータの磁極位置を検出する。
【０００９】
第１磁極位置検出回路は非通電相に発生する誘起電圧を検出し、この誘起電圧波形を互いに比較して電気回転速度の３倍の周波数の信号を得、この信号からロータ磁極位置を検出する。第２磁極位置検出回路はモータ巻線と並列に接続した抵抗素子（Ｙスター結線）の中間点（仮想中性点電圧）とモータ巻線の中性点（モータ中性点電圧）との差（電位差変動）を検出してこの電位差変動によりロータ磁極位置を検出する。
【００１０】
モータを通電角１２０゜で運転しているときには、第１磁極位置検出回路によってロータ磁極位置を検出する。その通電角が１２０°より広角であるときには、第１磁極位置検出回路による磁極位置検出が困難になることから、第２磁極位置検出回路によって磁極位置を検出する。
【００１１】
このように、特許文献１によれば、低回転領域から高回転領域においてロータ磁極位置が適格に検出され、通電角が１２０゜から１８０°まで利用されるようになり、電源電圧を有効に利用して高速回転化が図れる。
【００１２】
【特許文献１】
特開２００２−１８６２７４号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献１の発明にあっては、低回転領域用と高回転領域用の２つの磁極位置検出回路を必要とするため、コスト的に好ましくない。したがって、本発明の課題は、１つの磁極位置検出回路を用いて最大回転数のアップと定格効率の向上とを実現することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、ロータの磁極位置をセンサレスで検出し、その位置検出信号に基づいてステータ巻線の通電を切り替えて上記ロータの回転数を制御する永久磁石電動機の制御装置において、上記ステータ巻線の端子にそれぞれ接続された抵抗を介して得られる仮想中性点電位と上記ステータ巻線の中性点電位との差電圧信号をフィルタに通して３次高調波成分以外の信号を低減し、主として上記３次高調波成分を含む位置検出信号を出力する位置検出手段を備え、上記位置検出手段からの位置検出信号に基づいて上記ステータ巻線の通電切り替えタイミングを制御するとともに、ＰＷＭ通電パターンを運転状態に応じて正弦波駆動から矩形波駆動に切り替えることを特徴としている。
【００１５】
上記ＰＷＭ通電パターンの切り替えは、運転起動時およびＰＷＭ波形の変調率が１になるまでの回転数領域では正弦波駆動方式を採用し、ＰＷＭ波形の変調率が１になったときで回転数をそれ以上高める場合には矩形波駆動方式に切り替えることが好ましい。
【００１６】
また、上記正弦波駆動方式から上記矩形波駆動方式に切り替え直後は１２０度通電により駆動し、さらに回転数を高める場合には、あらかじめ決められた通電角と点弧位相とにより駆動することが好ましい。
【００１７】
本発明において、上記フィルタには、２次のバンドパスフィルタまたは２次のハイパスフィルタと２次のローパスフィルタとを組み合わせたバンドパスフィルタを採用できる。また、上記フィルタは、１次のハイパスフィルタ，１次のローパスフィルタ，２次のハイパスフィルタ，２次のローパスフィルタのうちの少なくとも１つのフィルタを備えていればよく、いずれにしても既存の回路で安価に対応できる。
【００１８】
また、負荷条件により、あらかじめ決められる通電角と点弧位相のパターンをテーブル化し、あるいはそのパターンを近似式で得て、運転モードに応じて最適条件で駆動することが好ましい。本発明は、モータの運転範囲を広くでき、また、定格効率の向上を図れることから、特に空気調和機あるいは電気冷蔵庫のコンプレッサモータやファンモータの制御装置として好適である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図１ないし図９を参照して詳しく説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。なお、図１中のインバータ回路２およびそのドライバ回路６は先に説明した図１０の従来技術と同じであってよい。
【００２０】
図１において、本発明の制御装置は、モータ巻線端子にそれぞれ抵抗をブリッジに挿入して得られる仮想中性点電位とモータ中性点電位との差電圧を検出し、この差電圧信号をフィルタに通して３次高調波成分以外の周波数成分を低減し、この３次高調波成分によるロータの位置検出信号を出力する位置検出回路１０と、この位置検出回路１０からの位置検出信号によりロータ磁極位置を検出・推定して通電切り替えタイミングを得る一方、永久磁石電動機３をＰＷＭ制御し、その永久磁石電動機３の運転途中でＰＷＭ通電パターンを運転状態に応じて正弦波駆動から矩形波駆動に切り替える制御回路（マイクロコンピュータ）１１とを備えている。
【００２１】
図２に示すように、位置検出回路１０は、永久磁石電動機の各巻線端子にそれぞれ一端を接続した抵抗ＲａをＹ結線（スター結線）してなる抵抗ブリッジ回路１０ａと、この抵抗ブリッジ回路１０ａによって得た仮想中性点電位とモータ中性点電位との差電圧をとり、少なくともその差電圧に含まれたサージ電圧を抑制する所定容量のコンデンサ１０ｂと、このサージ電圧を抑制した差電圧の信号を低インピーダンスとするオペンアンプを用いたボルテージフォロワ回路１０ｃと、このボルテージフォロワ回路１０ｃを介した差電圧の信号のうち、磁極位置検出に不必要な信号（高次高調波、基本波）を除去し、必要な信号成分（３次高調波成分）を得るためのフィルタ回路１０ｄと、このフィルタ回路１０ｄによる３次高調波成分の信号と基準値Ｍとの比較によりゼロクロス点を検出して位置検出信号を出力するコンパレータ１０ｅとから構成される。
【００２２】
フィルタ回路１０ｄは、例えば図３に示すように、２次のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）回路２０で構成とするとよい。ＢＰＦ回路２０には、単一増幅器で実現するためにオペアンプ２０ａ，抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３および静電容量の等しいコンデンサＣ１，Ｃ２からなる２次の多重帰還型帯域通過フィルタを用いることができる。
【００２３】
例えば、帯域通過利得Ｈｏ，Ｑおよび中心周波数（３次高調波）ωｏ＝２πｆが与えられると、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、Ｒ１＝Ｑ／（Ｈｏ・ωｏ・Ｃ）、Ｒ２＝Ｑ／（２・（Ｑの２乗）−Ｈｏ）・ωｏ・Ｃ）、Ｒ３＝２・Ｑ／ωｏ・Ｃで決められる。その通過帯域については、少なくとも３次高調波（基本波の３倍の高調波）付近の周波数帯域であり、３次高調波よりも低い周波数と３次高調波よりも高い周波数をカットする。
【００２４】
また、上記ＢＰＦ回路２０に代えて、図４に示す２次のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２１と、図５に示す２次のローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２２とを組み合わせたフィルタを用いてもよい。
【００２５】
ＨＰＦ回路２１は反転オペアンプ２１ａ、抵抗Ｒ４，Ｒ５およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５によるハイパス・アクティブフィルタで、ＬＰＦ回路２２は非反転オペアンプ２２ａ，２２ｂ、抵抗Ｒ６，Ｒ７およびコンデンサＣ６，Ｃ７による２次のＶＣＶＳ（電圧制御源）型フィルタである。
【００２６】
なお、ＨＰＦ回路２１およびＬＰＦ回路２２およびは、ＢＰＦ回路２０と同じ機能となるように、各抵抗Ｒ４，Ｒ５およびＣ３，Ｃ４，Ｃ５を決定し、また各抵抗Ｒ６，Ｒ７およびコンデンサＣ６，Ｃ７を決定する。その決定に際し、高領域のカットについては当然従来のローパスフィルタと同じとし、低領域のカットについては少なくとも３次高調波（基本波の３倍の高調波）よりも低い周波数とすることを考慮する。
【００２７】
例えば、ＨＰＦ回路２１については、Ｈｏ，Ｑおよびωｃ＝２πｆが与えられたときの、Ｒ４，Ｒ５，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の値を決定する。便宜的にＣ３＝Ｃ４とすると、抵抗Ｒ４，Ｒ５はＲ４＝１／（Ｑ・ωｃ・Ｃ１（２Ｈｏ＋１）で、Ｒ５＝（Ｑ／ωｃ・Ｃ１）・（２Ｈｏ＋１）で決められ、コンデンサＣ５はＣ５＝Ｃ４／Ｈｏ）で決められる。
【００２８】
さらに、上記の２次のＨＰＦ回路２１およびＬＰＦ回路２２に代えて、図６に示す低コストの１次のＨＰＦ回路２３および図７に示す１次のＬＰＦ回路２４を用いてもよい。ＨＰＦ回路２３はコンデンサＣ８および抵抗Ｒ８による回路からなり、ＬＰＦ回路２４は抵抗Ｒ９およびコンデンサＣ９によるＣＲ回路からなる。なお、上記ＨＰＦ回路２１，２３やＬＰＦ回路２２，２４のいずれか１つのフィルタ回路だけとしてもよく、つまり３次高調波成分より低い周波数成分をカットし、あるいは３次高調波成分よりも高い周波数成分をカットするだけもよい。
【００２９】
上記フィルタにより、仮想中性点電位とモータ中性点電位との差電圧の信号は３次高調波より高い領域の信号等が除去され、それよりも低い領域の信号等が除去される。すなわち、ステータ巻線のインダクタンスの非線形による高調波成分および基本波成分が大きく低減され、少なくとも必要とする３次高調波成分の信号が得られる。このように、必要とする３次高調波成分が抽出されるため、位置検出の精度が向上し、広い運転範囲での位置検出が可能となる。
【００３０】
上記制御回路１１は、永久磁石電動機３のＰＷＭ通電パターンを切り替えるが、その起動時およびＰＷＭのデューティがフルデューティ（ＰＷＭ波形の変調率１）に達するまでの回転数領域では正弦波駆動方式を採用し、ＰＷＭ波形の変調率が１に達したときには回転数をアップするためにＰＷＭパターンを矩形波駆動方式に切り替えて回転数アップを可能としている。
【００３１】
この制御装置の動作を図８および図９を参照して説明すると、制御回路１１は、永久磁石電動機３を起動し、しかる後１８０度の正弦波駆動方式（正弦波ＰＷＭ駆動）を適用して回転制御する（図８の実線矢印Ａ参照）。なお、永久磁石電動機３の起動時には１８０度の正弦波駆動を行うが、予め設定したＰＷＭ波形を用いてインバータ回路２にモータ印加電圧を発生させる。
【００３２】
このときの位置情報に関しては、位置検出回路１０からの位置検出信号が入力することから、モータ磁極位置を適切に検出することができる。そのモータ磁極位置が適切に検出され、言い換えると細かな位置情報が得られることから、正弦波ＰＷＭ駆動においてはＰＷＭデューティを調節し、つまりＰＷＭ波形の変調率を順次調整してモータ印加電圧を正弦波化させる。
【００３３】
この正弦波ＰＷＭ駆動により永久磁石電動機３の回転数を目標回転数になるように上昇させる。ＰＷＭ波形がフルデューティ（ＰＷＭ波形の変調率１）になるまで、正弦波ＰＷＭ駆動により制御が可能であることから、永久磁石電動機３の回転数を通常のモータ定格を超えてｆ１にまで上昇することが可能である。
【００３４】
目標回転数がｆ１よりも高く、ＰＷＭ波形の変調率が１になっても、永久磁石電動機３の回転数が目標回転数に達しなければ、モータのＰＷＭパターンを矩形波駆動（１２０度〜１８０度通電）に切り替える（図８の実線矢印Ｂ参照）。
【００３５】
正弦波駆動から矩形波駆動に切り替えた直後は、１２０度通電方式としたＰＷＭ矩形波によってモータ電圧を上昇させ、永久磁石電動機３の回転数が目標回転数になるように上昇させる。この１２０度通電の矩形波駆動において、ＰＷＭデューティが１００％になっても、その回転数が目標回転数に達せず、例えば図８に示す回転数ｆ２（＜目標回転数）であれば、予め決めている通電角（広角；１２０度〜１８０度矩形波）と点弧位相のパターンを用い永久磁石電動機３を駆動する（同図の実線矢印Ｃ参照）。
【００３６】
なお、通電角を広角にすることによりモータ電圧は上昇し、また点弧位相とは進み位相であり、弱め界磁制御を行うためのものである。上記通電角と点弧位相のパターンとしては、例えば図９に示すパターンとする。同図の実線矢印Ｄに示すパターンは通電角をあまり広げることなく、進み位相角を大きくするパターンであり、つまり弱め界磁制御を強調する。
【００３７】
同図の波線矢印Ｅに示すパターンは通電角を広げるとともに、進み位相角を大きくするパターンであり、ＰＷＭ矩形波駆動と弱め界磁制御を併用する。同図の点線矢印Ｆに示すパターンは位相をあまり進めず、通電角を大きくするパターンであり、ＰＷＭ矩形波駆動を強調する。
【００３８】
ここに、位置検出回路１０において、仮想中性点電位とモータ中性点電位の差電圧によって得られた位置検出信号からロータ磁極位置を確実に検出することができるために、進み位相による弱め界磁制御、通電角の広角制御が可能となる。これら弱め界磁制御、通電角の広角制により、永久磁石電動機３の回転数がさらにアップし、また定格効率がアップされる。
【００３９】
このように、位置検出手段として１つの位置検出回路１１で済ませられることから、低コスト化が図れる。また、永久磁石電動機３の定格時には正弦波駆動方式を採用し、その定格以上のポイントでは矩形波駆動方式および進み位相制御方式を採用するためめ高速化が可能であり、最大回転数のアップ、定格効率のアップによってモータ能力を最大限に生かせるようになる。
【００４０】
なお、例えば空気調和機のコンプレッサモータに適用するにあたっては、暖房運転や冷房運転などの各種モードに応じた負荷パターンを想定し、ロータ位置を基準として（例えば真のロータ位置位相を基準として）、その負荷パターンに応じて最適な点弧位相角および通電角（図９に相当するデータ）を経験的に求め、これら点弧位相角および通電角のパターンをテーブル化するとよい。
【００４１】
図９に示すパターンに含まれる点弧位相角および通電角のパターンは、それぞれ近似式で表し例えばロータ磁極位置の検出ごとに進み位相や通電角をその近似式から算出するようにしてもよい。そのテーブルや近似式は図９の実線矢印Ｄあるいは波線矢印Ｅもしくは点線矢印Ｆに対応した形でメモリに記憶しておけばよい。
【００４２】
そして、各負荷パターンに応じて所定テーブルを参照して進んだ点弧位相角を得、ロータ磁極位置検出ごとにその点弧位相角にしたがうＰＷＭの電圧信号を与える。また、そのＰＷＭの電圧信号には通電角についても加味することにより、進み位相角や通電角を制御してモータ電圧が制限された条件下（ＰＷＭデューティ１００％）でも、さらに回転数のアップ、定格アップが実現される。これにより、空気調和機や電気冷蔵庫などのコンプレッサモータ、ファンモータの低コスト化、最大回転数の増大および空気調和機や冷蔵庫の定格効率の向上が図れる。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＰＷＭ制御方式を採用して永久磁石電動機をインバータ制御する永久磁石電動機の制御装置において、ステータ巻線と並列に接続した抵抗より得られる仮想中性点電位とモータ中性点電位との差電圧を得るとともに、この差電圧信号の３次高調波成分以外を低減して３次高調波成分の位置検出信号を得る位置検出手段を有しており、その位置検出手段からの位置検出信号をもとにしてステータ巻線の通電を切り替える一方、ＰＷＭ通電パターンをモータ運転状態に応じて正弦波駆動から矩形波駆動に切り替えるようにしていることから、低回転領域から高回転領域までロータ磁極位置検出を１つの位置検出回路で行え、モータの最大回転数および定格効率のアップをコスト増なしに実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御装置を示す概略的ブロック線図。
【図２】上記制御装置の位置検出回路を示す回路図。
【図３】上記位置検出回路に用いられるフィルタの回路図。
【図４】上記フィルタとして好適に使用されるフィルタの回路図。
【図５】上記フィルタとして好適に使用されるフィルタの回路図。
【図６】上記フィルタとして好適に使用されるフィルタの回路図。
【図７】上記フィルタとして好適に使用されるフィルタの回路図。
【図８】本発明の動作を説明する概略的なグラフ。
【図９】本発明の動作を説明する概略的なグラフ。
【図１０】従来のモータの制御装置を示す概略的なブロック線図。
【符号の説明】
１  直流電源
２  インバータ回路
３  永久磁石電動機
１０  位置検出回路
１０ａ  抵抗ブリッジ回路
１０ｂ  コンデンサ（サージ電圧抑制回路）
１０ｃ  ボルテージフォロワ回路
１０ｄ  フィルタ回路
１０ｅ  コンパレータ部
１１  制御回路
２０ａ  ２次のバンドパスフィルタ
２０ａ，２１ａ，２２ａ，２２ｂ  オペアンプ
２１  ２次のハイパスフィルタ
２２  ２次のローパスフィルタ
２３  １次のハイパスフィルタ
２４  １次のローパスフィルタ
【図１】
2005027395.tif 000003
【図２】
2005027395.tif 000004
【図３】
2005027395.tif 000005
【図４】
2005027395.tif 000006
【図５】
2005027395.tif 000007
【図６】
2005027395.tif 000008
【図７】
2005027395.tif 000009
【図８】
2005027395.tif 000010
【図９】
2005027395.tif 000011
【図１０】
2005027395.tif 000012