(57)【要約】【課題】スイッチング素子の不具合時にも出力側の平滑用コンデンサ及び負荷に過大な電圧がかからない電力変換装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子４と環流用ダイオード５とを有する降圧チョッパ回路により直流電源である直流架線１からの入力を受けて負荷９に直流電力を供給する電力変換装置において、出力側に設けた単巻変圧器６の直列巻線６ａと分路巻線６ｂとを環流用ダイオード５に並列に接続し、分路巻線６ｂの中間端子にダイオード７のアノードを接続し、ダイオード７のカソードと分路巻線６ｂの他方の端子との間に平滑用コンデンサ８を接続し、平滑用コンデンサ８に並列に負荷９を接続するように構成した。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と環流用ダイオードとを有する降圧チョッパ回路により直流電源からの入力を受けて負荷に直流電力を供給する電力変換装置において、出力側に設けた単巻変圧器の直列巻線と分路巻線とを上記環流用ダイオードに並列に接続し、上記分路巻線の一方の端子である中間端子にダイオードのアノードを接続し、上記ダイオードのカソードと上記分路巻線の他方の端子との間に平滑用コンデンサを接続し、上記平滑用コンデンサに並列に上記負荷を接続するように構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、上記スイッチング素子のオン時間の最大値を限定する制御回路を備え、上記単巻変圧器が飽和するのを防止したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の電力変換装置において、初期電圧印加時に上記スイッチング素子に所定の最小オン時間を与える制御回路を備え、上記平滑用コンデンサが初期充電されるときに上記スイッチング素子に過大な電流が供給されるのを防止したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、車両用補助電源装置等に使用する降圧チョッパを用いた電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力変換装置としては、例えば、車両用の補助電源装置用として、チョッパ用スイッチング素子と入力用フィルタコンデンサ及び出力用フィルタコンデンサとを有し高圧直流電源から供給される電圧を降圧するチョッパ回路と、入力用フィルタコンデンサの両端の電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段で検出した検出電圧が所定値以上のときは入力用フィルタコンデンサの電荷を放電する放電手段を備えており、直流電源電圧が上昇した場合においても、入力側に設けた高速度遮断器を一旦オフすることなく、連続して運転することができる補助電源装置が示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平７−３１１３５号公報（第２−３頁、図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の電力変換装置は、直流入力電圧が上昇した場合のチョッパ回路の保護については示されているが、例えばＧＴＯで構成するチョッパ用スイッチング素子の駆動回路でのＯＦＦ制御遅れや不点弧などの不良動作発生時、またはスイッチング素子の短絡モードでの破損時に、スイッチング素子の出力側に設けたチョッパ用直流リアクトルが飽和するとチョッパ出力側負荷に直流入力電圧がそのまま印加される等の恐れがあった。このための保護装置としては、負荷と並列に過電圧保護用抵抗や過電圧保護用サイリスタを用いた保護回路を設け、出力電圧が所定レベルを超えた場合は、過電圧保護用サイリスタのゲートにＯＮ信号を入力し、負荷を短絡保護する構成が知られている。しかしながらそのような対策を施しても、上記のような不具合時には入力側電圧がそのまま負荷側に印加されるので、チョッパ出力側の機器絶縁設計レベルを入力直流電圧に合わせる必要があり、相当の絶縁寸法が必要となる。このため、出力用フィルタコンデンサや過電圧保護用の抵抗及びサイリスタの寸法が大きくなっていた。また、過電圧ストレスがかかると機器の絶縁信頼性が落ちる等の問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、スイッチング素子の不具合時にも出力用フィルタコンデンサ及び負荷の絶縁レベルを低減でき、過電圧保護用抵抗及び過電圧保護用サイリスタ等の保護回路を不要にできる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる電力変換装置は、スイッチング素子と環流用ダイオードとを有する降圧チョッパ回路により直流電源からの入力を受けて負荷に直流電力を供給する電力変換装置において、出力側に設けた単巻変圧器の直列巻線と分路巻線とを環流用ダイオードに並列に接続し、分路巻線の一方の端子である中間端子にダイオードのアノードを接続し、ダイオードのカソードと分路巻線の他方の端子との間に平滑用コンデンサを接続し、平滑用コンデンサに並列に負荷を接続するように構成したものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置を示す回路図であり、図２は図１の回路動作を示す電圧電流波形図、図３は図１のスイッチング素子がオフ動作時（図２のモード２）における等価回路図である。図１において、直流電力を供給する直流架線１からパンタグラフ２および高速遮断器３を介して直流電力を入力する。入力した直流電力を降圧して直流出力を得るため、例えばＧＴＯからなるスイッチング素子４と環流用ダイオード５とを有する降圧チョッパ回路を設け、スイッチング素子４をＯＮ／ＯＦＦ制御する。スイッチング素子４の出力側には単巻変圧器６を設け、この高圧側すなわち直列巻線６ａと分路巻線６ｂとを環流用ダイオード５に並列に接続している。低圧側すなわち分路巻線６ｂの一方の端子である中間端子６ｃにはダイオード７のアノード側を接続し、ダイオード７のカソード側と分路巻線６ｂの他方の端子との間には平滑用コンデンサ８を接続し、この平滑用コンデンサ８に並列に負荷９を接続するように構成されている。このような構成により、直流架線１から入力した直流電力を降圧チョッパ回路と単巻変圧器６により降圧して負荷９へ供給する。
【０００８】
始めに、降圧チョッパとしての動作について、図２の電圧電流波形図及び図３の等価回路図を参照しながら説明する。
直流出力を得るために、スイッチング素子４をＯＮ／ＯＦＦ制御したとき供給電流が断続電流となるモードの場合について説明すると、図２のｔ０時点での初期電流は零である。また、平滑用コンデンサ８の充電電圧Ｖｃの値は所定の電圧Ｖｏに充電され、負荷９は一定負荷を取っている状態とし、直流入力電圧ｅｉの値はＥｄで一定とする。
【０００９】
まず、モード１として、スイッチング素子４がオンであるｔｏｎ期間（ｔ０〜ｔ１）について説明する。
直流電源である直流架線１から単巻変圧器６の直列巻線６ａを通じ電流ｉ１が負荷９側に供給される。直列巻線６ａ及び分路巻線６ｂのそれぞれの巻数と漏れインダクタンスをＮ１，Ｌ１及びＮ２，Ｌ２とすると、単巻変圧器６の入力電圧ｅｏ＝Ｅｄ、負荷電圧Ｖｃ＝Ｖｏなので、ダイオード７での電圧降下を無視するとｔ秒後のｉ１は式１となる。
ｉ１＝｛（Ｅｄ−Ｖｏ）／Ｌ１｝×ｔ・・・・・・・・・（１）
【００１０】
一方、分路巻線６ｂからダイオード７→平滑用コンデンサ８及び負荷９→分路巻線６ｂの経路で電流ｉ２が流れる。この電流ｉ２は変圧器作用により等アンペアターンの法則が成り立つので、下記の式２で求められる。
ｉ２＝（Ｎ１／Ｎ２）×ｉ１  ・・・・・・・・・・・・・・・（２）
そして、出力電流ｉｏはｉ１とｉ２を合成したものなので式３で表される。
2005027460.tif 000003
また、直列巻線６ａと分路巻線６ｂの接続点である中間端子６ｃにおける出力電圧ｅＯＭは巻数比に比例するので、前述のように単巻変圧器６の入力電圧ｅｏ＝Ｅｄ（一定）とすると、次式４となる。
ｅＯＭ＝｛Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）｝×Ｅｄ・・・・・（４）
【００１１】
次に、モード２として、スイッチング素子４がオフであるｔｏｆｆ期間（ｔ１〜ｔ２）の場合について説明する。
負荷９は平滑用コンデンサ８に比べインピーダンスが大きく回路動作に影響をほとんど与えないものとして計算から省略する。ｔ１時点ではスイッチング素子４がオフとなるので直流架線１から供給される電流は０となり、電流ｉ１は、スイッチング素子４から環流用ダイオード５に転流することになる。この電流経路は、単巻変圧器６の直列巻線６ａ→ダイオード７→平滑用コンデンサ８及び負荷９→環流用ダイオード５→直列巻線６ａとなる。このとき、直列巻線６ａでの電磁エネルギーが平滑用コンデンサ８及び負荷９に供給される。
【００１２】
図３の等価回路において、ダイオード７、環流用ダイオード５での電圧降下を無視し、ｔ１時点を起点にして（すなわちｔ＝０とおき）単巻変圧器６の直列巻線６ａに流れる初期電流をＩｍ１、分路巻線６ｂに流れる初期電流をＩｍ２、平滑用コンデンサ８における充電電圧Ｖｃの初期充電電圧をＶｏとすると、この回路は下記の式５から式８のように表される。
【００１３】
【数１】
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【００１４】
この回路方程式を解くと、ｔ１時点からｔ秒後の電流ｉＯは、式９となる。
【００１５】
【数２】
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【００１６】
式９より、ｉＯ＝０となるのはβｔ＋α＝π／２のときであるので、その時刻ｔをＴｘとすれば、Ｔｘは式１０となる。
Ｔｘ＝｛（π／２）−α｝×（１／β）・・・・（１０）
そして、このときの平滑用コンデンサ８での電圧上昇分ΔＶは、式１１となる。
【００１７】
【数３】
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【００１８】
なお、Ｔｘ後は、ダイオード７がコンデンサ８の電圧により、逆バイアスされ、電流ｉ０＝０のままとなる。
【００１９】
モード１およびモード２の全区間についての各部の電圧電流波形を図２に示す。図２の（ａ）は中間端子６ｃの出力電圧ｅＯＭ、（ｂ）は出力電流ｉＯ、（ｃ）は直列巻線６ａに流れる電流ｉ１、（ｄ）は分路巻線６ｂに流れる電流ｉ２である。全区間における中間端子６ｃの出力電圧ｅＯＭの平均電圧Ｅａｖｅは式１２となる。
【００２０】
【数４】
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【００２１】
以上のように、ｔｏｎ期間とｔｏｆｆ期間を制御することにより、負荷９への供給電圧を制御することができる。
【００２２】
次に、不具合時の動作について説明する。スイッチング素子４の駆動回路のＯＦＦ制御遅れや不点弧等不良動作が発生した場合、またはスイッチング素子４の短絡モードでの破損等のような不具合が発生した場合、中間端子６ｃの電圧ｅＯＭは、前述の式４から分かるように、ｅＯＭ＝｛Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）｝×Ｅｄ以上にならないことが分かる。従って、上記不具合発生時もｅＯＭに異常過電圧が発生することはない。なお、この電圧が単巻変圧器６に印加され続けると単巻変圧器６が飽和するため、ｅＯＭ＝０となり、過大電流が直流電源よりパンタグラフ２を通じて流れるので、その場合は図示しない保護回路により高速遮断器３を作動させ回路を遮断して保護するように構成している。
【００２３】
本実施の形態の発明による各構成要素の具体設計例を下記に示す。
Ｅｄ＝１２００Ｖ、ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ＝２ｍｓ、ｔｏｎ＝１ｍｓ、Ｎ１＝Ｎ２、Ｌ１＝Ｌ２＝１２ｍＨ、Ｃ＝５０００μＦ、Ｖｃ＝６００Ｖ＝Ｖｏ（初期電圧）とすると、式２よりｉ１＝ｉ２、式１よりｉ１＝１００〔Ａ〕、またＩｍ１＝Ｉｍ２＝５０Ａ、Ｉｍ＝１００〔Ａ〕、式１０よりＴｘ＝０．９８５ｍｓ、また電圧上昇分は式１１をもとに電流の三角波形近似で計算するとΔＶ≒９．８５Ｖであり、この値はＶｃ＝６００Ｖに比べ無視できる程小さい。そして、式４よりｅＯＭの最大値は６００Ｖであり、式１２よりＥａｖｅ≒６００Ｖとなる。すなわち、平滑用コンデンサおよび負荷に印加される最大電圧は６００Ｖと、入力電圧１２００Ｖに対して低い値であり、そのぶん、絶縁が低減できることが分かる。
【００２４】
なお、上記の説明では、チョッパ動作として、出力電流ｉ０を断続モード（ｔ２時点でｉ０＝０）の場合について述べたが、連続モードでも同様の動作となる。
【００２５】
以上のように、本実施の形態による発明によれば、降圧チョッパ回路の出力側に単巻変圧器を設け、この単巻変圧器の分路巻線にダイオードを介し設けた平滑用コンデンサに並列に負荷を接続するようにしたので、スイッチング素子の駆動回路のＯＦＦ制御遅れ、不点弧等不良動作、また短絡モードでの破損等のような不具合が発生した場合でも、平滑用コンデンサおよび負荷に入力側の電圧がそのまま印加されることはないので、平滑用コンデンサおよび負荷の絶縁を低減することができる。
また、電圧変換に単巻変圧器を利用しているため、直列巻線と分路巻線の巻き数を選定することにより、負荷に適した電圧を容易に選定することができる。
更に、平滑用コンデンサおよび負荷に対する過電圧保護のための保護回路が不要になる。
【００２６】
なお、上述の電力変換装置では、スイッチング素子４のオン時間限界を規定していなかったが、オン時間が所定時間より長くなれば単巻変圧器６が飽和し、スイッチング素子４に過大電流が流れるので、図示しないスイッチング素子のオン／オフ制御回路において、オンパルス幅を出力する回路に最大オンパルス幅リミット設定手段を設け、オン時間に制限をつけるように構成すれば、単巻変圧器６が飽和するのを防止することができる。
【００２７】
更に、初期電圧印加時に、図示しないスイッチング素子４のオン／オフ制御回路において、オンパルス幅を出力する回路に、平滑用コンデンサ８の充電電圧ｖｃが所定の電圧であるＶｏ付近に立ち上がるまで、最小オンパルス幅リミット設定手段を設けて所定の最小オン期間ｔｏｎＬを与えるように構成すれば、平滑用コンデンサ８の初期充電時においてもスイッチング素子４に過大な電流が供給されるのを防止することができる。具体的には、ｔｏｎＬを次のように決めれば良い。すなわち、｛（Ｅｄ−Ｖｏ）／Ｌ１｝×ｔｏｎと（Ｅｄ／Ｌ１）×ｔｏｎＬが等しくなるようにすればｉｏの最大値が同じになるので、ｔｏｎＬは式１３のようになる。
ｔｏｎＬ＝｛（Ｅｄ−Ｖｏ）／Ｅｄ｝×ｔｏｎ  ・・・・（１３）
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明の電力変換装置によれば、降圧チョッパ回路の出力側に設けた単巻変圧器の直列巻線と分路巻線を環流用ダイオードに並列に接続し、分路巻線にダイオードを介して設けた平滑用コンデンサに並列に負荷を接続するように構成したので、スイッチング素子の駆動回路でのＯＦＦ制御遅れや不点弧などの不良動作発生、またはスイッチング素子の短絡モードでの破損等のような、スイッチング素子の不具合時でも平滑用コンデンサおよび負荷に入力側の電圧がそのまま印加されることはないので、平滑用コンデンサおよび負荷の絶縁を低減することができる。
また、平滑用コンデンサおよび負荷に対する過電圧保護のための保護回路が不要になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路図である。
【図２】図１の回路動作を示す電圧電流波形図である。
【図３】図１のモード２における等価回路図である。
【符号の説明】
１  直流架線                    ４  スイッチング素子
５  環流用ダイオード            ６  単巻変圧器
６ａ  直列巻線                  ６ｂ  分路巻線
６ｃ  中間端子                  ７  ダイオード
８  平滑用コンデンサ            ９  負荷。
【図１】
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【図２】
2005027460.tif 000009
【図３】
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