(57)【要約】【課題】処理すべき信号が１０Ｇｂｉｔ／ｓを越える高速信号にも適用可能な偏波分散補償回路を提供すること。【解決手段】印加電圧に反比例する容量値を呈する電圧可変容量を伝送線路下に分布的に配置した非線形線路の―端から信号を入力し、他端を信号ピーク検出器およびパラメータ生成器と適合型遅延制御器に接続し、該適合型遅延制御器より信号出力を得ることを特徴とする。【選択図】        図１
2005006225.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
印加電圧に反比例する容量値を呈する電圧可変容量を伝送線路下に分布的に配置した非線形線路の―端から信号を入力し、他端を信号ピーク検出器およびパラメータ生成器と適合型遅延制御器に接続し、該適合型遅延制御器より信号出力を得ることを特徴とする偏波分散補償回路。
【請求項２】
所定のしきい値電圧以上で印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では一定値をとる電圧可変容量を伝送線路上に分布的に配置した非線形線路の―端から信号を入力し、他端を信号ピーク検出器およびパラメータ生成器と適合型遅延制御器に接続し、該適合型遅延制御器より信号出力を得ることを特徴とする偏波分散補償回路。
【請求項３】
所定のしきい値電圧以上で印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では―定値をとる電圧可変容量として、ヘテ口接合電界効果トランジスタのゲート容量を用いることを特徴とする請求項２記載の偏波分散補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、高速ディジタル信号制御技術に関する。とくにディジタル光通信系においてその高速化とともに顕在化している偏波分散による信号波形劣化を補償する偏波分散補償回路に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開平２０００−３１９０３号公報
「偏波分散補償装置および偏波分散補償方法」
【特許文献２】
特開平２０００−３１５９８１号公報
「光ファイバの偏波分散補償方法および光アンプモジュール」
【特許文献３】
特開平２００１−４２２７２号公報
「偏波分散補償回路」
【特許文献４】
特開平２００１−２３０７２８号公報
「光伝送システムにおける偏波分散補償装置」
【特許文献５】
特開平８−８６９１号公報
「アダプティブ・フィルタ適応化法及び装置」
【０００３】
図１３として光伝送系において問題視される偏波分散による波形劣化のしくみを示す。伝送中に光信号の偏波が割れ、それぞれの伝搬速度が異なることによって生ずる波形劣化が特に伝送データのビットレートの向上とともに顕在化する。図１３に示すところでは、当初きれいな矩形波をなしているものがこれによって乱される様を表した。
【０００４】
これを補償するために光波処理を用いることがなさる（
【特許文献１】〜
【特許文献４】）。しかし、光波処理を用いる技術では、十分な特性を与えるには至っていない。その主たる所以は偏波分散の特徴的な時間スケールがミリ秒以下程度にあって光波処理で―般的に用いられる手法では速度的にこれに追随しないことにある。
【０００５】
一方、偏波分散によって歪んだ光信号を光電気変換素子によって電気信号とし整形回路によって補償する手法として、アダプティブ・フィルタを用いるもの、が知られている（
【特許文献５】。適合的に処理を行うタップ係数の生成法が多く知られるところであるが、この適合化アルゴリズムが複雑であり回路規模が大きくなり、モノリシック集積が困難であり、十分な信頼性をもって製作することが難しい状況にある。一方、また、使用されるトランジスタの動作速度制限によって、処理すべき信号が１０Ｇｂｉｔ／ｓを越える程度に至ると十分な補償が困難となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、処理すべき信号が１０Ｇｂｉｔ／ｓを越える高速信号にも適用可能な偏波分散補償回路を提供することを目的とする。特に電気制御による高速帰還回路に基づくことで速度ネックを排除した補償を行う偏波分散補償回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、印加電圧に反比例する容量値を呈する電圧可変容量を伝送線路下に分布的に配置した非線形線路の―端から信号を入力し、他端を信号ピーク検出器およびパラメータ生成器と適合型遅延制御器に接続し、該適合型遅延制御器より信号出力を得ることを特徴とする。
【０００８】
請求項２に係る発明は、所定のしきい値電圧以上で印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では一定値をとる電圧可変容量を伝送線路上に分布的に配置した非線形線路の―端から信号を入力し、他端を信号ピーク検出器およびパラメータ生成器と適合型遅延制御器に接続し、該適合型遅延制御器より信号出力を得ることを特徴とする。
【０００９】
請求項３に係る発明は、請求項２に係る発明において、所定のしきい値電圧以上で印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では一定値をとる電圧可変容量としてヘテロ接合電界効果トランジスタのゲート容量を用いることを特徴とする。
【００１０】
【実施例】
（実施例１）
本例は、請求項１に係る発明の実施例である。
【００１１】
図１に本例のブロック図を示す。データ信号は非線形線路（以下、これをＮＬＴＬという）の入力端に与えられる。信号はＮＬＴＬを伝搬した後に二つに分けられ、一方はパルス・ピークを検出するピーク値検出回路に至り、一方は適合型遅延制御器に与えられる。該適合型遅延制御器に与えられる制御信号は、パルス・ピーク値を元にして、パラメータ生成器により生成される。
【００１２】
ＮＬＴＬの説明をまず行う。図２にＮＬＴＬの回路図を示す。図２においてＬｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は線路インダクタを表し、Ｃｉ（Ｖ）は線路容量を表す。後者は印加電圧依存性を有し、その依存性は次の式で与えられる。
【００１３】
Ｃｉ（Ｖ）＝Ｑ０／（Ｖ０＋Ｖ）            （１）
よく知られるように、このＮＬＴＬ上の信号伝達は戸田方程式で記述され、信号がソリトンとしてふるまう。戸田方程式は次式である。
【００１４】
（ｄ２／ｄｔ２）ｌｎ（１−（Ｖｎ／Ｖ０）＝−（Ｖｎ−１−２Ｖｎ＋Ｖｎ＋１）／ＬＱ０  （２）
ここでＶｎおよびＬは第ｎ番目ノードの電圧と線路インタクタンスとをそれぞれ表しているこの方程式の解である戸田ソリトンは次の形をしている。
【００１５】
Ｖｎ＝−Ｖ０ｓｉｎｈ２ｋｓｅｃｈ２（ｋｎ−ωｔ）      （３）
ω＝±（Ｖ０／ＬＱ０）１／２ｓｉｎｈｋ                （４）
一見してわかるように、戸田ソリトンのパルス幅、振幅および速度はそれぞれｋ−１，Ｖ０ｓｉｎｈ２ｋ，（Ｖ０／ＬＱ０）１／２（ｓｉｎｈｋ）／ｋと書かれ、ただ一つのパラメータで記述されている。
【００１６】
ソリトンのパルス幅がＮＬＴＬの単位セクション長さに対して十分大きいとして以下議論する。長波長近似として知られるこの仮定を用いると、戸田方程式はＫｄＶ方程式へと還元される。
【００１７】
離散座標ｎは連続座標ｘで表し、第ｎノードの電圧Ｖｎを次のように展開する。
【００１８】
Ｖｎ＝Σεｉψ（ｉ）（ｘ）                  （５）
ここで  ε≡ｋ２≪１とし、次の座標変換を行う。
【００１９】
ξ＝２１／２ε１／２｛ｘ−（Ｖ０／ＬＱ０）１／２ｔ｝        （６）
τ＝（２１／２／１２）（Ｖ０／ＬＱ０）１／２ε３／２ｔ          （７）
戸田方程式にこれらの処理を行うとＯ（ε３）項として次のＫｄＶ方程式が与えられる。
【００２０】
【式１】
2005006225.tif 000003
（８）
【００２１】
非線形方程式の初期値問題は一般に解くことが難しいとされているが、ＫｄＶ方程式については厳密に解くことができる。初期波形をポテンシャル項として持つシュレディンガー方程式の固有値問題をまず解く。その離散固有値の値を２倍するならば、それがその初期波形の時間発展の後に現れるソリトンの振幅と合致する。
【００２２】
従って、もしも離散固有値の数が一つに限定されていれば、その初期波形から時間発展した後に現れるソリトンの数は一つに限られることとなる。初期波形の形を連続的に変形していくことを考える。その変形に際して離散固有値の値も連続的に変化していくことになる。例えば、ある初期波形の変形に対して離散固有値が一つに留まり、かつその値の変化が顕著でないとするとき、その初期波形全ては、ほぼ同一の形状をしたただ一つのソリトンに至ることが分かる。
【００２３】
いま、この初期波形の変形として偏波分散による波形歪みをよく表現する次のものを与える。
【００２４】
Ｖｉｎｉｔ（ξ；γ，ξ０）＝γΡ（ξ）＋（１−γ）Ρ（ξ−ξ０）      （９）
ここでγ、ξ０、Ｐ（ξ）は垂直、水平偏波への分裂比、空間的な遅延および歪みを受けていない場合の波形をそれぞれ示す。これをポテンシャル項として持つシュレディンガー方程式：
ｄ２ψ／ｄξ２＋（λ−Ｖｉｎｉｔ（ξ；γ，ξ０））ψ＝０      （１０）
の固有値問題を解くならば、時間発展の後に得られるソリトンの個数とその波形とが予言されることになる。
【００２５】
図３にこの固有値問題を解いた数値計算結果を示す。図３（ａ）には初期波形を示した。ここに示したパラメータξ０とγについて、いくつかの値を振った際の離散固有値の変化を図３（ｂ）に示した。固有値問題のためには標準的なヤコビ法を用いており、十分に信頼できるものであるとして４，８，１２，１６，２０，２４の６つを、また、γとして０．１，０．２，０．３，０．４，０．５の５つをとった。全てについて離散固有値の数は唯一である。ＫｄＶソリトンにも戸田ソリトンと同様の性質があり、そのパルス幅は振幅の平方根の逆数で―意に与えられる。計算に従えば離散固有値の変化はせいぜい３０％程度に留まっている。そしてγξ０に対してソリトンのパルス幅はより小さな変化を伴うに過ぎないことが知れる。このことによって偏波分散により歪みを受けた波形をＮＬＴＬに入力するならば、それは広い範囲のξ０およびγに対してただ一つのほぼ同じ形状をしたソリトンとして出力されることがわかる。これは、ＮＬＴＬがよい波形等化器として作用していることを意味している。
【００２６】
ＮＬＴＬはこのようにして，波形をそろえる機能には長けるものの、一方で、その振幅については入力に応じた変化を与えてしまう。具合の悪いことに，ソリトンの速度は振幅が大であるほど大きくなるため、異なる振幅を備えたソリトンでは出力端に到達するまでの伝搬遅延が異なることになる。これによって、副次的なタイミンダ・ジッタが生じてしまうことになる。このジッタと振幅の揺らぎを補正するために、ピーク値検出器と適合型遅延制御器および制御パラメータ生成器とが設けられる。
【００２７】
図４には本例の回路内部での波形変化を示している。図４（ａ），（ｂ）そして（ｃ）はＮＬＴＬへの入力、ＮＬＴＬからの出力、そして適合型遅延制御器からの出力での波形をそれぞれ示している。入力として異なる偏波分散遅延を伴った場合の三つを並列に記述している。同色の波形がそれぞれ対応している。ＮＬＴＬの出力ではそれそれのパルスは唯―のソリトンに至っており、そのパルス幅はほぼ等しい。例えば図４（ｂ）中で、Ｗ１〜Ｗ２である。しかし、その振幅には応分の開きがある。同図でたとえばＡ２＞Ａ１となっている。ＫｄＶソリトンの速度は振幅に比例するために双方には伝搬遅延差が生じている様子を併せて記載した。
【００２８】
しかし、実際には、」この伝搬遅延のパルス振幅には１対１の対応づけがなされている。この性質を用いれば、まずピーク検出を行い、それを元にして遅延制御信号を生成し、適合型遅延制御器を駆動することによって伝搬遅延を補正し、この遅延を取り除くことができる。同時に振幅を規格化することも可能である。結果として同図（ｃ）に示す完全な波形等化処理に成功する。以下、ピーク値検出器、適合型遅延制御器、および遅延制御パラメータ生成器の機能について言及する。
【００２９】
図５（ａ）にはＮＬＴＬ出力端での典型的な波形を三つ示している。それぞれは異なる初期波形から与えられたもので、伝搬遅延の最も小さいものから順に振幅がＡ１，Ａ２そしてＡ３となっており、このピーク値を検出する機能をピーク検出器が果たす。典型的なピーク検出回路を図５（ｂ）に示す。今の場合では、図５（ａ）に示す三つの波形に対して、それぞれＡ１，Ａ２そしてＡ３が出力されることになる。
【００３０】
遅延制御パラメータ生成器は後段の適合型遅延制御器の制約信号を生成する。ここでは適合型遅延制御生成器として、適合型トランスバーサルフィルタを考える。詳細は後述するものとするが、該回路の制御信号はタップ係数と呼ばれるいくつかのパラメータで与えられる。この場合の遅延制御パラメータ生成器の機能を図５（ｃ）に示す。適合型トランスバーサルフィルタはシリーズゲート構造をとる。単位セクションの個数をいまＮとしよう。遅延制御パラメータ生成器はこのとき、Ｎ個のパラメータＴｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を生成する。例えば、これを次の関数として与えることがその機能である。
【００３１】
Ｔ１＝θ（Ｖ１−Ｖ）
Ｔｊ＝θ（Ｖ−Ｖｊ−１）×θ（Ｖｊ−Ｖ）        （１１）
ＴＮ＝θ（Ｖ−ＶＮ）
【００３２】
ここでＶは入力される電圧レベルであり、Ｖｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は回路が先験的に備えておく  ことのできるしきい値電圧である。ここでθ（ｘ）はへピサイド関数を表している。以上を図５（ｃ）を用いて視覚化して議論する。たとえば、Ａ１は（Ｖ１，Ｖ２）に包含されている。この結果、Ｔｉ＝δｉ，２である。同様にＡ２  およびＡ３，に対して、Ｔｉはそれぞれδｉ，Ｎ−１およびδｉ，Ｎ  となる。δαβはクロネッカーのデルタである。Ｔｉは後段の適合型トランスバーサルフィルタのタツプ係数を与えた。他方、ＮＬＴＬ上でのパルス振幅と伝搬遅延には１対１の対応が与えられていた。そしてそれは後段回路に先験的に与えておくことのできる情報である。すなわち、後段回路には振幅を与えるのみで、どれだけの遅延を与えるべきか設計することが可能であることになる。
【００３３】
図６（ｄ）には適合型トランスバーサルフィルタの―例を示した。図においてＬｇ，ｉおよびＬｄ，ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）はそこを信号が伝搬する伝送線路を表す。最後段の伝送線路Ｌｇ，ＮおよびＬｄ，Ｎは整合終端回路ＴｒｍＧおよびＴｒｍＤ  にそれぞれ接続される。トランジスタを表現する電圧可変電流源をＩｉ（ｉ＝１〜Ｎ）と書き、これをノードＤｉ（ｉ＝１〜Ｎ）に接続する。Ｉｉで生成される電流値がＴｉ×υ（Ｇｉ）で与えられる。ここでＴｉは上述のタップ係数であり、υ（Ｇｉ）はノードＧｉでの電圧値を意味している。いま，ＮＬＴＬ  出力端でのパルス振幅値をＡ１とする。このとき、Ｔｉ＝δｉ，２であった。結果として、Ｉ２のみが有限の電流を生ぜしめる。適合型トランスバーサルフィルタに入力された信号はこのとき、Ｌｇ，１，Ｌｇ，２，  Ｌｄ２そして  Ｌｄ１を伝搬して出力に至ることになる。これに対して、パルス振幅値がＡ２であるときにはＴｉ＝δｉ，Ｎ−１となった。結果、ＩＮ−１が唯一有限の電流を生ぜしめる。この時には、適合型トランスバーサルフィルタに入力された信号は、Ｌｇ，１，Ｌｇ，２…，Ｌｇ，Ｎ−１，Ｌｄ，Ｎ−１  …，Ｌｄ２  そしてＬｄ１を伝搬して出力に到達することになる。もとよりパルス振幅がＡ２であるパルスはＡ１であるパルスに対してＮＬＴＬ上の伝搬遅延が小さい。適合型トランスバーサルフィルタ内での信号遅延はこれと逆センスに構築されているために、線路長を適切に設計することによって実効的に無視できる程度にまで、遅延補償が可能であることが知られた。
【００３４】
従来知られる偏波分散補償電気回路では、適合型トランスバーサルフィルタの適合処理に複雑なアルゴリズムが用いられている。最もよく使われるアルゴリスムは最小二乗法である。これは、テンプレートとして用意したアイパターンと入力信号のアイパターンの残差を計算し、それを最小とするタツプ係数を変分法により与えるものである。テンプレートを用意するためのメモリおよび変分計算を行うためのＣＰＵとを備える必要があり、大変に大規模なものとならざるを得ない。さらにタップ係数は連続数をとる。良好なアイ開口を得るために同時に複数のＩｊに有限の電流を生ぜしめる必要があるためである。本例ではタップ係数はいずれか一つのみが１で他はすべからく０をとる。ＮＬＴＬを用いることによって波形の等化がなされ、適合型トランスバーサルフィルタの果たす機能は遅延制御のみに緩和されているためである。タップ係数の生成もしきい値動作を実現する単純な論理回路で構成することが可能であり、適合化処理の負荷が著しく軽減される。これによって高速な適合処理が実現され、また、ＮＬＴＬの広帯域性を拾って、高ピットレート信号を扱うことに秀でる。
【００３５】
以下、本例の有効性を数値計算を用いて示すことにする。ＮＬＴＬはＬＣはしご回路で表現する。与えたパラメータはＬ，Ｑ０そしてＶ０がそれぞれ０．２ｎＨ、０．２ｐＣそして１．０Ｖである。ＮＬＴＬへの入力波形は、
【００３６】
ＶＩＮ（ｔ）＝γΡ（ｔ）＋（１−γ）Ρ（ｔ−ｔ０）            （１２）
として与えた。従来回路では達成が困難な１００Ｇｂｉｔ／ｓデータ信号の補償をみるべく、Ｐ（ｔ）の立ち上がり時間、立ち下がり時間、パルス幅を、それぞれ２．５ｐｓ，２．５ｐｓ，５．０ｐｓとし、振幅は２．０Ｖとした。そして、ｔ０を０．０ｐｓから７．０ｐｓまで１．０ｐｓ刻みに変化させ、各波形の等化処理を見ることにする。なお、γは０．５に固定した。
【００３７】
図６にはｔ０に対するパルスピーク値および伝搬遅延の依存性を表した。前者を同図（ａ）とし，後者を同図（ｂ）としている。入力端から２０、４０、６０セクション目にあたる三つの異なるノードでの依存性を示している。ソリトンの性質を拾って振幅は場所によらず同一の依存性が確認される。一方、伝搬遅延には伝撤距離に応じてより顕著な依存性がもたらされるｔ０の増加とともに、ピーク値は単調に減少し、一方、伝搬遅延は単調に増大している。この両者の間の１対１の対応が後段での適合型遅延制御器の遅延量の設計に決定的であった。そこで図７（ｃ）としてこの対応を示した。良い線形な対応がついており、遅延設計が容易に行いうることが知られた。ＮＬＴＬ内での伝搬遅延のｔ０依存牲は伝搬距離の増大とともに拡大されている。したがって，適合型遅延制御器の遅延制御の程度に応じてＮＬＴＬの線路長を与えることで、つじつまの合った設計が可能ともなっている。
【００３８】
図７には過渡解析の結果を示している。図７（ａ）、（ｂ）そして（ｃ）はそれぞれＮＬＴＬの入力端、ＮＬＴＬの出力端そして適合型遅延制御器の出力での波形を示している。図７（ｂ）では、ｔ０の増加に伴った振幅の減少と、伝搬遅延の増大が確認できる。さらにパルス幅のｔ０依持性が顕善でないことも併せて確認できる。適合的な遅延制御を経た波形である図７（ｃ）ではｔ０を異にする波形の等化が実現され良好なアイ開口が得られている。
【００３９】
（実施例２）
次に実施例２について説明する。本例は請求項２に係る発明の実施例である。
ＮＬＴＬは単―パルスの波形等化には成功するものの、パルス列を処理するにあたっては欠点を持っている。よく知られているように線形線路では、線路の特性インピーダンス（Ｌ／Ｃ）０．５（Ｌ：線路インダクタンス、Ｃ：線路容量）と整合を図った終端回路によって境界での無反射信号伝達が可能である。ＮＬＴＬの場合には、線路容量が―定に定まらないために、完全な整合終端を行うことが原理的に難しく、境界で有限の信号反射が生じてしまう。反射信号は再びＫＬＴＬ上を非線形波動として伝搬することとなり、入力側との間に生ずる多重反射はこうした反射波の重畳を誘発し、回路特性に大きく影響してしまう恐れを持っているのである。実施例１は、実効的な特性インピーダンスをもってこの問題を回避することが可能であるが、本質的にこうした反射波の影響をもたない素子を与えることが一方でまた重要である。本例は、かかる課題を解決するものである。
【００４０】
図８（ａ）は本例に係る非線形線路の回路図である。Ｌｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は線路インダクタンスをＣｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は線路容量をそれぞれ表す。図８（ｂ）に線路容量の電圧依存性を示す。線路電圧ＶがＶ＞Ｖｔｈである時に、
Ｃｉ（Ｖ）＝Ｑ０／（Ｖ−Ｖｔｈ＋Ｖ０）              （１３）
なる電圧依存性を呈し、一方、Ｖ＜ＶｔｈではＣｉ（Ｖ）は―定値Ｃｄｉｓｐをとる。
【００４１】
今、信号が図８（ｃ）に示すような電圧レベルで与えられると、パルスのピーク近傍は線路容量の非線形領域にあり、ソリトン的な振舞いをする。一方、パルス裾野近傍は線形領域にあって、分散性波動として振舞うことになる。この場合、Ｖｔｈがパルス振幅の半分の程度にいたってもパルスのソリトン的振る舞いが残リ、振幅と伝搬速度との１対１対応もＮＬＴＬの場合と同様に保たれる。
【００４２】
パルスの電圧レベルがＶｔｈを下回る時には，線路容量はのＣｄｉｓｐに留まるため本例に係る非線形線路は、線形線路として振舞うことがわかる。このとき、線路端をこの線形線路の特性インピーダンスＺｄｉｓｐ≡（Ｌ／Ｃｄｉｓｐ）１／２を用いて終端すれば、無反射での信号伝達が実現される。電圧依存性を持つ領域での容量値はＣｄｉｓｐよりも大きい。したがって、Ｚｄｉｓｐによる終端によってはソリトン的な部分は逆位相での反射を引き起こす。逆位相の反射パルスは須らく線形領域に包含されるために、入力側をやはりＺｄｉｓｐで終端することによって，入力端での無反射境界条件を与えることができ、信号の多重反射も抑止することができる。
【００４３】
さらにまた、本例では図９に示すようなメリットも与えられる。図９（ａ）がＮＬＴＬの場合の、そして図９（ｂ）が本例で用いられる非線形線路のパルス伝搬特性の一例をそれぞれ示している。両者には全く同一のパルスが加えられている。偏波分散による波形歪みが相当に顕著である場合には、対応するシュレディンガー方程式の離散固有値の数が２以上となる。言い換えれば、ＮＬＴＬを伝搬するとともに、２以上に分離してソリトンが励起されることになる。図１０（ａ）ではまさにこのような場合が示されている。入力から６０セクション目のノードにおいて、第二のソリトンが確認できる。図１０（ｂ）ではＶｔｈを２．０Ｖとした。第二のソリトンの振幅がＶｔｈを下回っているために、線形分散波として線路伝搬とともし劣化し、６０セクシヨンのノードにおいては第二ソリトンは全く消失している。すなわち、ＮＬＴＬでは複数のソリトンに分離してしまうような高度に歪みを受けた波形についても等化処理が実現されるという特質を本例では兼ね備えることが可能なのである。
【００４４】
図１０には本例の偏波分散補償回路についての過渡解析結果をまとめて示した。計算の仮定は図８を得た場合と同様であるが、Ｖｔｈは１．０Ｖとしている。図１０（ａ）および図１０（ｂ）はｔ０を振った波形について、非線形線路の出力端と適合型遅延制御器の出力端でのものをそれそれプロットした。ＮＬＴＬを用いた場合と同様に良好なアイ開口が得られている。図１０（ｃ）にはピーク値と伝搬遅延の間の対応を示した。両者の間の線形性はＮＬＴＬを用いた場合と同様に確保されており、適合的制御系の設計の容易さは請求項１に遜色ない。
【００４５】
（実施例３）
本例は、実施例２において、所定のしきい値電圧以上で印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では―定値をとる電圧可変容量として、ヘテ口接合電解効果トランジスタ（ＨＦＥＴ―Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のゲート容量を用いた例である。
【００４６】
ここでは、ｌｎＡｌＡｓ／ＩｎＧａＡｓ／ＩｎＰ  ＨＦＥＴを構成するために用いられるエピタキシャル構造をもつ半導体ウエハ上に構築したショットキ接合線路の短パルス伝搬特性を実験的に検証した結果を示す。このショツトキ線路が、所定のしきい値電圧以上で印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では一定値をとる電圧可変容量を装荷した線路として動作することを示すことで、原理的な有効性を実験的に示すことで、その実施例とする。
【００４７】
試作したＨＦＥＴエピ構造上のショットキ線路のレイアウトパターンを図１１（ａ）に示す。試作サンプルは２．０ｍｍの長さを持ち，線路幅が１６μｍ、グラウンドとの間隔が４μｍのコプレーナ線路の形状をもっている。図１１（ａ）に示すように、線路両端にポートを設け、―方からパルス幅が３ｐｓ程度の電気短パルスを入力し、その伝搬の様子を、電気光学サンプリングによるポンプ・アンド・プロープ法による計測により、得る。線路他端には直流電圧を印加する。その電圧値を変化させた時のパルス伝搬待性の別を持って、可変容量の変化を見ることにする。
【００４８】
図１１（ｂ）が得られたパルス伝搬の様子である。図にしめしたパルス波形は、図１１（ａ）にＡからＧと示した点で計測した波形を直流バイアス値Ｖｇが−１．５Ｖである場合と、Ｖｇが−０．２Ｖである場合について示したものである。パルス立ち上がりの遅延時間に注目する。明らかにＶｇ＝−１．５Ｖである場合にはＡ点での立ち上がり時間にＶが−１．５Ｖである場合に対して遅れが生じており、さらにＡ点からＧ点に至るまでに、やはり遅延が大である。Ｖｇの違いによる遅延差は、線路下にある電圧可変容量の値の違いにより生じているものと考えることができ、Ｖｇが−１．５Ｖである場合に対して、Ｖｇ＝−０．２Ｖである場合に、より容量値が大であることが主張される。
【００４９】
同様の計測をＶｇ＝−１．６ＶからＶｇ＝−０．２Ｖに至るまで行い、Ｖｇ＝−１．６Ｖである場合に対する相対遅延をプロツトしたものが、図１２である。電圧に対する依存牲は、Ｖｇが−０．４Ｖに至るまで顕著であるが、それ以上では飽和する。
【００５０】
以上の計測結果から、ＨＦＥＴエピ構造上のショットキ線路によって，所定のしきい値電圧以よで印加電圧に反比例する容量値を呈し、該しきい値電圧以下では―定値をとる電圧可変容量を装荷した線路が具現化されることが示される。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によれば、光ファイバ中の偏波分散によって歪みを受けた信号を整形し、従来困難であった高ビットレート信号のミリ秒以下程度の高速補償機能を実現するという顕著な効果を達成する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のブロック図。
【図２】請求頂１で用いられる非線形線路図。
【図３】偏波分散により歪みを受けた波形のＮＬＴＬによる等化処理。（ａ）偏波分散による歪み波形。（ｂ）離散的固有値の初期波形依存性を示すグラフ。
【図４】実施例１での波形変化を示すグラフ。（ａ）ＮＬＴＬの入力端。（ｂ）ＮＬＴＬの出力端。（ｃ）適合型遅延制御器の出力端。
【図５】実施例１で用いられる遅延制御方法を示す概念図。（ａ）ＮＬＴＬの出力波形。（ｂ）典型的なピーク・ホールド回路。（ｃ）適合型遅延回路の制御信号生成機構。（ｄ）適合型遅延回路の具体例。
【図６】実施例の動作原理を表現する数値解析結果。（ａ）ピーク振幅の入力波形依存性。（ｂ）伝搬遅延の入力波形依存性。（ｃ）ピーク値と伝搬遅延の対応。
【図７】実施例１における過渡解析結果を示すグラフ。（ａ）ＮＬＴＬの入力端。（ｂ）ＮＬＴＬの出力端，（Ｃ）適合型遅延制御器の出力端。
【図８】実施例２で用いられる非線形線路のグラフ。（ａ）回路図。（ｂ）線路容量の電圧依存性。（Ｃ）入力されるパルスの属性。
【図９】ＮＬＴＬと実施例２で用いられる非線形線路の波動伝達特性を示すグラフ。（ａ）ＮＬＴＴＬの場合。（ｂ）請求項２で用いられる非線形線路の場合。
【図１０】実施例２においての過渡解析結果を示すグラフ。（ａ）非線形線路の出力端。（ｂ）適合型遅延制御器の出力端。（ｃ）  ピーク値と伝搬遅延の対応。
【図１１】実施例３における実験結果を示すグラフ。（ａ）実験に用いた試作サンプルのレイアウト・パターン。（ｂ）電気光学サンプリングを用いて得られたパルス応答波形。
【図１２】試作サンプルにみるパルス伝搬遅延のバイアス依存性を示すグラフ。
【図１３】光ファイバ中の偏波分散による波形歪み。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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