(57)【要約】【課題】  受信機側でクロストークを増幅することなく、隣接線路に混入していくクロストークが小さくなるように送信信号を整形できる信号伝送システムを提供する。【解決手段】  多値数Ｍ、信号点間隔Ｄの振幅変調データ信号１aがマッピング装置２に入力し、マッピング装置２は隣接線路へのクロストーク伝達特性を模擬したクロストーク推定器１１を用いてクロストーク混入量を推定し、その推定値が小さくなるようにデータ信号に符号信号９aを加算する。全ての符号信号に対してデータ信号との加算信号１０aをクロストーク推定器１１に入力し、それらの推定値１１aを比較器１２で比較し、最小となる符号信号を検出しデータ信号に加えて送信信号２aとする。受信機側では、受信信号をＭＤで割り、その剰余からデータ信号を復号する。この復号処理は、クロストーク量がある閾値以下の場合にはクロストークに対してなんら影響を及ぼさない。【選択図】      図５
2005286480.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する信号伝送システムにおける送信データ信号のプリコーディング方法において、
前記信号伝送システムにおけるクロストーク量が最も小さくなるクロストーク最小化符号信号を決定し、
前記クロストーク最小化符号信号を用いて前記送信データ信号をコーディングすることで周波数スペクトル整形されたプリコード化信号を生成する、
ことを特徴とするプリコーディング方法。
【請求項２】
前記クロストーク最小化符号信号は、
互いに異なる複数の符号信号を生成し、
前記複数の符号信号の各々に基づいてクロストーク量を推定し、
前記推定クロストーク量が最も小さくなる符号信号を選択する、
ことにより決定されることを特徴とする請求項１に記載のプリコーディング方法。
【請求項３】
複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する信号伝送システムにおける送信データ信号をプリコーディングする装置において、
互いに異なる複数の符号信号を生成する符号生成手段と、
前記複数の符号信号の各々に基づいて前記信号伝送システムにおけるクロストーク量を推定するクロストーク推定手段と、
前記推定されたクロストーク量を比較することで最小クロストーク量を示す符号信号を決定する比較手段と、
前記決定された符号信号を前記送信データ信号に加算してプリコード化信号を生成する加算手段と、
を有することを特徴とするプリコーディング装置。
【請求項４】
前記符号生成手段は前記複数の符号信号を順次生成し、前記クロストーク推定手段は順次生成された符号信号に基づいてクロストーク量を逐次処理により推定する、ことを特徴とする請求項３に記載のプリコーディング装置。
【請求項５】
前記符号生成手段は前記複数の符号信号を同時に生成し、前記クロストーク推定手段は生成された前記複数の符号信号に基づいてクロストーク量を並列処理により推定する、ことを特徴とする請求項３に記載のプリコーディング装置。
【請求項６】
複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する送受信端装置を含む信号伝送システムにおいて、
前記送受信端装置は、
多値数Ｍ、信号点間隔Ｄのパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を生成するマッピング手段と、
受信信号を前記多値数Ｍと前記信号点間隔Ｄとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段と、
を含み、
前記マッピング手段は、
前記符号信号と前記データ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、
符号信号系列を発生する符号発生手段と、
前記符号信号系列を用いてクロストーク混入量を推定するクロストーク推定手段と、
クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号を検出する比較手段と、
前記推定値を最小化する符号信号を前記符号信号として出力するように前記符号発生手段を制御する制御手段と、
を有することを特徴とする信号伝送システム。
【請求項７】
前記マッピング手段は、クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号の算出を繰り返し処理によって行うことを特徴とする請求項６に記載の信号伝送システム。
【請求項８】
複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する送受信端装置を含む信号伝送システムにおいて、
前記送受信端装置は、
多値数Ｍ、信号点間隔Ｄのパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を生成するマッピング手段と、
受信信号を前記多値数Ｍと前記信号点間隔Ｄとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段と、
を含み、
前記マッピング手段は、
符号信号を並列に出力する信号発生手段と、
各符号信号とデータ信号の加算信号を生成する複数の加算手段と、
クロストーク混入量を推定する複数のクロストーク推定手段と、
クロストーク混入量の推定値を最小化する最適な符号信号を検出する比較手段と、
前記最適な符号信号を出力する符号発生手段と、
最適な符号信号とデータ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、
を有することを特徴とする信号伝送システム。
【請求項９】
前記マッピング手段は、クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号の算出を並列処理によって行うことを特徴とする請求項８に記載の信号伝送システム。
【請求項１０】
前記符号発生手段から出力される符号信号はＮ種類あり、それらの振幅が前記多値数Ｍと前記信号点間隔Ｄとの積の整数倍となっていることを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１１】
前記クロストーク推定手段は、クロストーク伝達特性と等しい特性のフィルタであることを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１２】
前記クロストーク推定手段は、複数のクロストーク伝達特性の平均値と等しい特性のフィルタであることを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１３】
前記クロストーク推定手段は、スタートアップモード時において、受信機に混入してくるクロストークの周波数スペクトルを測定し、その周波数スペクトルに合致するように、そのフィルタ特性を適応調整することを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１４】
さらに、前記復号手段の前に当該伝送路の符号間干渉を補償するための線形等化手段を設けたことを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１５】
さらに、前記マッピング手段に当該伝送路の符号間干渉を補償するためのフィードバックフィルタ手段を設け、
前記復号手段の前に当該伝送路の符号間干渉を補償するための線形等化手段を設けたことを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１６】
さらに、前記マッピング手段に当該伝送路の符号間干渉を補償するためのフィードバックフィルタ手段を設け、
前記復号手段の前に線形等化手段および判定帰還型等化手段を設けたことを特徴とする請求項６または８に記載の信号伝送システム。
【請求項１７】
前記線形等化手段は、出力信号に含まれる符号間干渉が最小になるように最適化される適応等化器であることを特徴とする請求項１４ないし１６の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項１８】
前記判定帰還型等化手段は、出力信号に含まれる符号間干渉が最小になるように最適化される適応等化器であることを特徴とする請求項１４ないし１６の何れか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項１９】
前記フィードバックフィルタ手段は、伝送路のポストカーサ成分と合致するように、そのフィルタ特性を適応調整することを特徴とする請求項１５または１６に記載の信号伝送システム。
【請求項２０】
複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する送受信端装置を含む信号伝送システムにおける送受信端装置において、
多値数Ｍ、信号点間隔Ｄのパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を生成するマッピング手段と、
受信信号を前記多値数Ｍと前記信号点間隔Ｄとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段と、
を含み、
前記マッピング手段は、
符号信号を並列に出力する信号発生手段と、
各符号信号とデータ信号の加算信号を生成する複数の加算手段と、
クロストーク混入量を推定する複数のクロストーク推定手段と、
クロストーク混入量の推定値を最小化する最適な符号信号を検出する比較手段と、
前記最適な符号信号を出力する符号発生手段と、
最適な符号信号とデータ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、
を有することを特徴とする送受信端装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は伝送路を通して信号の送受信を行う信号伝送システムに係り、特にプリコーディング方式によるクロストーク抑圧技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ツイストペアケーブルや同軸ケーブルなどの伝送路を介して送信機から受信機へ伝送されたデータ信号は、伝送路伝搬中に隣接線路から混入してくるクロストークの影響を受け誤りが発生する場合がある。ツイストペアケーブルで問題となるクロストークには、例えば近端漏話（NEXT：Near End Cross Talk）やエイリアン近端漏話（ANEXT：Alien Near End Cross Talk）などがある。
【０００３】
図１は、NEXTおよびANEXT の発生を説明するためのツイストペアケーブルの断面図である。NEXTは、同じツイストペアケーブルに接続されている送信機が発生源となっているクロストークである。図１のように、ツイストペアケーブル中には４対の伝送路があるので、NEXT発生源は３つ存在する。これに対して、ANEXTは、近隣の異なるツイストペアケーブルに接続されている送信機が発生源となっているクロストークである。このため、多数のツイストペアケーブルが密集して配置されているような敷設状態では、非常に多くのANEXT発生源が存在する。
【０００４】
また、ツイストペアケーブルの配置が変更されたり、新たなツイストペアケーブルが導入されたりして全く未知の通信環境に移された場合には、隣接の送信機が不明になるので、ANEXT発生源を特定するのは難しい。
【０００５】
図２は、NEXT／ANEXTが受信機に混入してくる様子を示す信号伝送システムの概略的構成図である。ここでは上り方向の伝送路と下り方向の伝送路とが近接は位置されているものとする。
【０００６】
双方の送信機から出力された信号は、それぞれ伝送路の損失を受けたあと、対向する受信機に到達する。図中の記号ｂおよびｅは、上り信号および下り信号の周波数スペクトルを示す。これら２つの伝送路は近接しているため、送信機から出力された信号は、隣接の受信機にも混入していく。図中の記号ｃおよびｆは受信機入力におけるNEXTの周波数スペクトルを示す。このために、受信機で観測される周波数スペクトルは記号gおよびhで示すのようになり、信号対雑音比（SNR：Signal to Noise Ratio）が大きく劣化してしまう。受信機にANEXTが混入してくる場合も、同様にSNRの劣化が起きる。その動作は、上述したNEXTの場合と同じであるため説明を省略する。
【０００７】
これらのクロストークを抑圧して誤りのない高品質な情報伝送を行うための技術がいくつか提案されている。たとえばNEXTの抑圧方法は、特開平６-１５２４７６号公報（特許文献１）および特表２００２-５０７０７６号公報（特許文献２）に開示されている。これらの方法では、クロストーク発生源の送信信号を適応等化器に入力して擬似NEXTを生成し、この擬似NEXTを受信信号から減算することで、NEXTが打ち消される。
【０００８】
これに対して、ANEXTは、ツイストペアケーブルの敷設状態によってその発生源が変化するので、クロストーク発生源を特定することが非常に難しい。したがって、クロストーク発生源の送信信号が必要となる従来のクロストーク抑圧方法をANEXTに適用することはできない。
【０００９】
このようなクロストーク発生源の特定が難しいANEXTに対しては、隣接の受信機に混入していくANEXTを送信機側の処理によってあらかじめ抑圧しておくというアプローチが有効である。
【００１０】
図３は、ANEXTの伝達特性を示すグラフである。ANEXTは、図３に示すように、信号周波数が低ければ低いほどクロストーク伝達特性が小さくなるので、送信信号の高周波成分を小さくできれば、隣接の受信器に混入していくANEXTを低減できる。このような送信機側の処理によってANEXTを抑圧できれば、クロストーク発生源を特定する必要がなくなり、従来の問題点を解決できる。このクロストーク抑圧原理を実現する最も簡単な方法は、送信機側に低域通過フィルタを設けることである。
【００１１】
【特許文献１】特開平６-１５２４７６号公報（明細書段落０００７、図１参照）
【特許文献２】特表２００２-５０７０７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、低域通過フィルタは送信信号の高周波成分を効果的に抑圧できる反面、低域通過フィルタによるスペクトル整形操作によって過度の信号波形歪みが発生するという問題が生じる。この波形歪みを補償するには、受信器側に高域増幅器を設ける必要があるが、高域増幅器は受信機に混入してきたクロストークを大きく増幅してしまうため、送信機側のANEXT抑圧効果を相殺してしまう。したがって、低域通過フィルタを用いた方法では、クロストークを十分抑圧することができない。
【００１３】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、受信機側に高域増幅器を設けることなく、クロストークが小さくなるように送信信号の周波数スペクトルを整形できるプリコーディング方法、装置および信号伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明による送信データ信号のプリコーディング方法は、信号伝送システムにおけるクロストーク量が最も小さくなるクロストーク最小化符号信号を決定し、前記クロストーク最小化符号信号を用いて前記送信データ信号をコーディングすることで周波数スペクトル整形されたプリコード化信号を生成する、ことを特徴とする。
前記クロストーク最小化符号信号は、互いに異なる複数の符号信号を生成し、前記複数の符号信号の各々に基づいてクロストーク量を推定し、前記推定クロストーク量が最も小さくなる符号信号を選択することにより決定されうる。
本発明による送信データ信号をプリコーディングする装置は、互いに異なる複数の符号信号を生成する符号生成手段と、前記複数の符号信号の各々に基づいて前記信号伝送システムにおけるクロストーク量を推定するクロストーク推定手段と、前記推定されたクロストーク量を比較することで最小クロストーク量を示す符号信号を決定する比較手段と、前記決定された符号信号を前記送信データ信号に加算してプリコード化信号を生成する加算手段と、を有することを特徴とする。
本発明の一実施形態によれば、前記符号生成手段は前記複数の符号信号を順次生成し、前記クロストーク推定手段は順次生成された符号信号に基づいてクロストーク量を逐次処理により推定する。
【００１５】
本発明の他の実施形態によれば、前記符号生成手段は前記複数の符号信号を同時に生成し、前記クロストーク推定手段は生成された前記複数の符号信号に基づいてクロストーク量を並列処理により推定する。
【００１６】
本発明による信号伝送システムの一実施形態によれば、隣接線路に混入していくクロストーク量が小さくなるように、多値数がＭで信号点間隔がＤであるパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加え送信信号のスペクトル整形を行うマッピング手段と、受信信号をＭとＤとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段とを含み、前記マッピング手段は、前記符号信号と前記データ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、符号信号系列を発生する符号発生手段と、前記符号信号系列を用いてクロストーク混入量を推定するクロストーク推定手段と、クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号を検出する比較手段と、前記推定値を最小化する符号信号を前記符号信号として出力するように前記符号発生手段を制御する制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明による信号伝送システムの他の実施形態によれば、前記マッピング手段は、符号信号を並列に出力する信号発生手段と、各符号信号とデータ信号の加算信号を生成する複数の加算手段と、クロストーク混入量を推定する複数のクロストーク推定手段と、クロストーク混入量の推定値を最小化する最適な符号信号を検出する比較手段と、前記最適な符号信号を出力する符号発生手段と、最適な符号信号とデータ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、受信機側に高域増幅器を置くことなく、送信信号の周波数スペクトルを整形できるプリコーディング方法を実現できる。この理由は以下の通りである。クロストーク推定手段の出力信号は隣接線路に混入していくクロストーク量の推定値となっているが、マッピング手段では、この推定値が小さくなるようにデータ信号に符号信号を加え、送信信号の周波数スペクトルを整形する。したがって、隣接の受信機に混入していくクロストーク量を低減することが可能である。
【００１９】
一方、受信機側では、マッピング手段によって加えられた符号信号を除去して元のデータ信号を復元する復号処理を行う。この復号処理は、クロストーク量がある閾値以下の場合には、クロストークに対してなんら影響を及ぼすものではないことが以下の実施形態において説明される。したがって、本発明により、受信機側に高域増幅器を置く必要がなくなり、クロストークが小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
１．第１実施形態
１．１）構成
図４は、本発明の第１実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第１実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調（PAM: Pulse Amplitude modulation）されたデータ信号を出力する信号発生器１、４と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置２、５と、プリコード化信号を伝送する伝送路３、６と、伝送路の特性を補償する線形等化器７と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器８とを含む。なお、伝送路３側の受信部は省略している。
【００２１】
図５は、本実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。マッピング装置２は、図５に示すように、符号発生器９と、クロストーク推定器１１と、比較器１２と、加算器１０と、制御器１６と、を含んでいる。符号発生器９から出力された符号信号９aは加算器１０において、データ信号１aと足し合わされる。その加算信号１０aは、クロストーク推定器１１に入力される。
【００２２】
クロストーク推定器１１は、符号発生器の全ての符号信号に対して、クロストーク推定器の出力１１aを算出し、比較器１２のメモリに保存する。比較器１２では、後述するように、メモリに保存されている値を評価尺度として最適な符号信号を選び、制御器１６に通知する。制御器１６は、この最適な符号信号を出力するように符号発生器９に命令を送る。最後に、マッピング装置は、この最適な符号信号とデータ信号の加算信号をプリコード化信号２aとして出力する。
【００２３】
図６は、図５のマッピング装置におけるクロストーク推定器の構成を示すブロック図である。クロストーク推定器１１は、図６に示すように、トランスバーサルフィルタで構成されており、シフトレジスタ１３と、タップ係数１４_1〜１４_L+1と、加算器１５と、を含んでいる。
【００２４】
１．２）送信側の動作
まず、送信器側の動作について説明する。図４において、信号発生器１は多値数がMで信号点間隔がDであるパルス振幅変調を施されたデータ信号１a（d[k]）を出力する。ここで、kは時間を表す。データ信号d[k]がとりうる振幅値は、Mが偶数のとき、±D/2、±3D/2、・・・、±(M-1）D/2であり、Mが奇数のとき、0、±D/2、±3D/2、・・・、±(M-1）D/2である。データ信号d[k]はマッピング装置２へ出力される。マッピング装置２における処理手順を図５〜図７を用いて詳細に説明する。
【００２５】
図７は、第１実施形態におけるマッピング装置２のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。マッピング装置２は、まずｎに−Ｎを代入する（ステップＡ１）。
【００２６】
続いて、データ信号d[k]に振幅−ＭＤＮの符号信号を加え、加算信号１０a（f[-N]）を生成する（ステップＡ２）。この加算信号１０aはクロストーク推定器１１へ出力される（ステップＡ３）。
【００２７】
図６に示すように、クロストーク推定器１１のシフトレジスタ１３には、過去Ｌシンボル分のプリコード化信号x[k], x[k-1], x[k-2], …, x[k-(L-1)]が保存されている（ここでLは任意の整数である）。クロストーク推定器１１は、信号１０aとシフトレジスタ１３に保存されているプリコード化信号x[k], x[k-1], x[k-2], …, x[k-(L-1)]とをタップ係数１４_1〜１４_L+1でそれぞれ重み付けした後、その結果を加算器１５で加算し信号１１a（s[-N]）を出力する。
【００２８】
クロストーク推定器１１の出力値１１aは、比較器１２のメモリに保存される（ステップＡ４）。そして、nの値を１だけ増加させ（ステップＡ５）、ｎ≦Ｎであるか否かを判断する（捨て婦Ａ６）。ｎがＮ以下である場合には（ステップＡ６のイエス）、ステップＡ２にもどり、上述したステップＡ２〜Ａ６を繰り返す。ｎが（Ｎ＋１）以上になると（ステップＡ６のノー）、比較器１２に保存されているクロストーク推定器出力s[n]を比較し、このs[n]の大きさが最小となるn'[k]を見つける（ステップＡ７）。そして、下記の式（１）に示すように、データ信号d[k]に符号信号MDn'[k]を加えた加算信号f[n']を生成し（ステップＡ８）、加算信号f[n']をマッピング装置２からプリコード化信号x[k]、すなわち信号２ａ、として出力する（ステップＡ９）。そして、プリコード化信号x(k)を、図６に示すクロストーク推定器１１のシフトレジスタ１３に保存する（ステップＡ１０）。
【００２９】
【数１】
2005286480.tif 000003
【００３０】
図８は、１０値のPAM信号をマッピング装置２に実際に入力したときのプリコード化信号の周波数スペクトルを示すグラフである。この数値計算で用いたパラメータ緒言を、図８の凡例に示す。図９は、図８の数値計算で用いたクロストーク推定器の周波数伝達特性を示すグラフである。
【００３１】
データ信号とプリコード化信号の高周波成分の信号パワーを比較するために、図８の周波数スペクトルを３００ＭＨｚから６５０ＭＨｚまで積分してみると、プリコード化信号の方がデータ信号よりも５.６ｄＢ程度信号パワーが小さい。したがって、本発明によるプリコーディング方法を用いれば、送信信号の高周波成分を抑圧することができ、隣接の受信機に混入していくクロストーク量を低減できる。また、隣接の全ての送信機がこのようなプリコーディング方法を行うことにより、クロストークのない高品質な通信システムを構築できる。
【００３２】
１．３）受信側の動作
次に受信器側の動作について説明する。図４において、受信信号６a(r[k])には、対向の送信機から送られてきた信号の他に、隣接の送信機から混入してくるクロストーク成分 が存在する。ここで、h[k]は伝送路６のインパルス応答、h'[k]はクロストーク伝達特性のインパルス応答を表す。この場合、受信信号r[k]は次式（２）で表すことができる。
【００３３】
【数２】
2005286480.tif 000004
この式をＺ変換することで、
【００３４】
【数３】
2005286480.tif 000005
を得る。
【００３５】
受信機側では、まず伝送路６のインパルス応答を補償するために、１/h[z]の特性をもつ線形等化器７に受信信号r[z]を入力する。このような線形等化器７はトランスバーサルフィルタによって実現できる。線形等化器の出力信号e[z]は、
【００３６】
【数４】
2005286480.tif 000006
のように表せる。
【００３７】
次に、信号e[z]中に残留している符号信号MDn'[z]を除去するために、復号器８ではe[z]に対してモジュロMDの演算を行う。ここで、モジュロMDの演算とは、Ｍ×Ｄで割ったときの剰余を求める演算のことである。ただし、そのときの商は整数値に限られる。
【００３８】
ここで、次のように仮定する。すなわち、送信機側のプリコーディング処理によって、混入してくるクロストークは十分抑圧されているとし、
【００３９】
【数５】
2005286480.tif 000007
が成り立つとする。
【００４０】
このとき、上述したようにd[z]≦(M-1)D/2であるので、
【００４１】
【数６】
2005286480.tif 000008
が成り立つ。このような条件のもと、e[z]に対してモジュロMDの演算を行うと、符号信号のみを除去することができ、復号器８の出力信号８ａは
【００４２】
【数７】
2005286480.tif 000009
となる。
【００４３】
上記式（４）と式（７）とを比較すると分かるように、復号処理を行っても、クロストーク成分の大きさは変化していない。したがって、本発明のプリコーディング方法を用いることで、受信機側でクロストークを増幅することなくデータ信号を抽出することができる。
【００４４】
１．４）変形例
上述したように、第１実施形態において、クロストーク推定器１１の特性が、抑圧対象としているクロストークの伝達特性と一致していることが望ましい。この理由は以下の通りである。この条件が成立する場合、クロストーク推定器１１の出力信号１１ａは隣接の受信機に混入していくクロストーク量と一致する。したがって、クロストーク混入量が最小になるように、送信信号に最適なスペクトル整形をマッピング装置２で施せるようになる。
【００４５】
また、第１実施形態において、受信機に混入してくるクロストークの種類が複数ある場合には、クロストーク推定器１１の特性が、それらのクロストークの伝達特性の平均値と一致していることが望ましい。この理由は以下の通りである。この条件が成立する場合、クロストーク推定器１１の出力信号１１ａは受信機に混入していく実効的なクロストーク量と一致する。したがって、クロストーク混入量が最小になるように、送信信号に最適なスペクトル整形をマッピング装置２で施せるようになる。
【００４６】
さらに、第１実施形態において、クロストーク推定器１１の特性をクロストークの伝達特性と一致させるために、スタートアップモード時などにクロストーク推定器１１を適応調整することが望ましい。クロストーク推定器１１を適応調整することにより、全く未知の通信環境に移された場合でも、隣接の受信機に混入していくクロストークを抑圧することができ、高品質な通信システムを常に実現できる。この設定動作は以下の通りである。まず、スタートアップモード時などにおいて、受信機に混入してくるクロストークの周波数スペクトルを測定し、クロストークの伝達特性を得る。そして、このクロストークの伝達特性に一致するように、クロストーク推定器１１のタップ係数１４_1〜１４_L+1を適応調整する。
【００４７】
また、第１実施形態におけるクロストーク推定器１１の構成は、図６のような有限インパルス応答フィルタを用いたものだけでなく、フィードバックパスを有する無限インパルス応答フィルタを適用することも可能である。
【００４８】
また、第１実施形態において、線形等化器７の特性を伝送路の特性に合わせて最適化できるようにフィルタ係数を適応調整する構成であってもよい。フィルタ係数の適応アルゴリズムとしては、たとえば、ジョン・Ｇ・プロアキス著「ディジタル・コミュニケーション」（科学技術出版、１９９９年１１月２５日発行、pp.７３７〜pp７５２）に示すように、最小二乗平均アルゴリズム（Least Mean Square：LMS）を適用することができる。このようにフィルタ係数を適応調整することにより、伝送路の特性が時間変動するような場合でも、発生する符号間干渉を十分抑圧することができる。
【００４９】
２．第２実施形態
２．１）構成
図１０は、本発明の第２実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。本実施形態におけるマッピング装置１７は、最適な符号信号の算出を並列処理によって行う点で図５に示す第１実施形態と相違する。他の構成要素は図５と同じため、説明を省略する。
【００５０】
マッピング装置１７は、２Ｎ+１個の符号信号を同時に発生する信号源１８と、２Ｎ+１個の加算器１９_1〜１９_2N+1と、２Ｎ+１個のクロストーク推定器２０_1〜２０_2N+1と、比較器２１と、符号発生器２２と、加算器２３と、を含んでいる。
【００５１】
マッピング装置１７に入力したデータ信号１ａは２Ｎ+１分岐され、信号源１８から出力される２Ｎ+１個の符号信号と加算器１９_1〜１９_2N+1によってそれぞれ加算される。これらの加算信号は、クロストーク推定器２０_1〜２０_2N+1にそれぞれ出力される。クロストーク推定器２０_1〜２０_2N+1には、マッピング装置１７の出力であるプリコード化信号x[k]が入力し、上述したように推定出力値s[-N]〜s[N]を生成し、比較器２１のメモリにそれぞれ保存される。なお、クロストーク推定器２０_1〜２０_2N+1は、基本的に図６に示す構成を同じである。
【００５２】
比較器２１では、メモリに保存されている値を評価尺度として、最適な符号信号を選ぶ。選択された最適な符号信号は符号発生器２２から加算器２３へ出力され、入力データ信号１ａと加算され、加算信号２ａを生成する。マッピング装置１７は、この加算信号２aをプリコード化信号x[k]として出力する。
【００５３】
２．２）動作
第２実施形態の動作で第１実施形態と異なるのはマッピング装置１７の動作だけあり、その他の動作は基本的に同じである。
【００５４】
図１１は、第２実施形態におけるマッピング装置１７のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。まず、２Ｎ+１分岐された入力データ信号１ａは、それぞれ加算器１９_1〜１９_2N+1に入力する。加算器１９_1〜１９_2N+1は、信号源１８の各符号信号MDn（n=-N、-N+１、・・・、０、・・・、N-１、N）とデータ信号d[k]とをそれぞれ加算したあと、それらの加算信号f[n]をクロストーク推定器２０_1〜２０_2N+1へそれぞれ出力する（ステップＢ１、Ｂ２）。
【００５５】
各クロストーク推定器は、図７で説明したように、過去Ｌシンボル分のプリコード化信号x[k], x[k-1], x[k-2], …, x[k-(L-1)]が保存された状態になっており、加算信号f[n]が入力されると、出力値s[n]を計算し、その値を比較器２１に出力する（ステップＢ３）。比較器２１は、これらの値を比較してs(n)が最小となる符号番号n'を選択する（ステップＢ４）。比較器２１により選択された最適な符号番号n'は符号発生器２２へ出力される。
【００５６】
最適な符号番号n'を受け取った符号発生器２２は、符号信号MDn'を加算器２３へ出力する。加算器２３は、MDn'とデータ信号d(k)とを加算し、マッピング装置１７から出力するプリコード化信号２a（x[k]）を生成する（ステップＢ５）。最後に、プリコード化信号x[k]を各クロストーク推定器のシフトレジスタ（図６の参照番号１３）に保存する（ステップＢ６）。
【００５７】
上述したように第２実施形態によれば、最適な符号信号の算出を並列処理によって実行しているので、第１実施形態に比べて計算時間を大幅に削減できる。
【００５８】
２．３）変形例
図１２は、本発明の第２実施形態の変形例によるマッピング装置の構成を示すブロック図である。この変形例では、図１０のマッピング装置１７における２Ｎ+１個のクロストーク推定器２０_1〜２０_2N+1を合成クロストーク推定器２７に置き換えることで、クロストーク推定器に必要な回路規模を削減する。
【００５９】
なお、他の構成要素、すなわち２Ｎ+１個の符号信号を同時に発生する信号源２５、２Ｎ+１個の加算器２６_1〜２６_2N+1、比較器２８、符号発生器２９、および、加算器３０は、図１０の信号源１８、加算器１９_1〜１９_2N+1、比較器２１、符号発生器２２、および、加算器２３とそれぞれ同じあるから説明を省略する。
【００６０】
図１３は、本変形例による合成クロストーク推定器の構成を示すブロック図である。なお、合成クロストーク推定器２７のトランスバーサルフィルタを構成するシフトレジスタ２８、タップ係数２９_1〜２９_L+1、および、加算器３０は、図６に示すシフトレジスタ１３、タップ係数１４_1〜１４_L+1、および、加算器１５にそれぞれ対応しており、同じ構成を有する。
【００６１】
本変形例における合成クロストーク推定器２７では、トランスバーサルフィルタの出力３０ａが、全ての入力信号３１ａ_1〜３１ａ_2N+1へ共通に供給されている。図１０に示す構成では、このトランスバーサルフィルタ部分が各クロストーク推定器で重複しているが、このような共通化できる部分を統合することにより、クロストーク推定器の回路規模を削減することができる。したがって、図１２に示す本変形例の構成は、図１０の構成に比べて、トランスバーサルフィルタの回路規模を（２Ｎ+１）分の１に削減できる。
【００６２】
３．第３実施形態
３．１）構成
上述した第１及び第２実施形態では、伝送路で発生する符号間干渉を線形等化器７で補償する構成を採用したが、当業者に周知なように、線形等化器は受信機に混入してきたノイズやクロストークを増幅させてしまい、プリコーディングによるクロストーク抑圧効果を減少させるという面もある。
【００６３】
そこで、本発明の第３実施形態では、線形等化器と判定帰還型等化器とを組み合わせて符号間干渉を補償する構成としている。
【００６４】
図１４は、本発明の第３実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第３実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調されたデータ信号を出力する信号発生器３３、３６と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置３４、３７と、プリコード化信号を伝送する伝送路３５、３８と、伝送路の特性を補償する線形等化器３９および判定帰還型等化器４０と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器７２とを含む。なお、伝送路３５側の受信部は省略している。
【００６５】
図１４を参照すると、本発明の第３実施形態は、伝送路のインパルス応答のポストカーサ成分による符号間干渉を補償する判定帰還型等化器４０を備えている点で、第１実施形態と異なる。
【００６６】
図１５は、第３実施形態における判定帰還型等化器の構成を示すブロック図である。判定帰還型等化器４０は、判定器４２、フィードバックフィルタ４３、および、減算器４１を含んでいる。判定器４２は、減算器４１の出力信号４１aを入力し、この信号４１aとユークリッド距離が最も近いＰＡＭ信号点に量子化し、量子化信号４０aとして出力する。量子化信号４０aはフィードバックフィルタ４３に入力し、フィードバックフィルタ４３はポストカーサ成分による符号間干渉の推定値４３aを減算器４１へ出力する。減算器４１において、受信信号３９aからこの符号間干渉の推定値４３aを差し引くことにより、過去のシンボルによる符号間干渉を除去する。
【００６７】
３．２）動作
本実施形態の送信側の動作は第１実施形態と同じであるので説明を省略し、受信側の動作を説明する。
【００６８】
図１６は伝送路のインパルス応答を示す図である。まず、プリカーサ成分によって受信信号に発生している符号間干渉を補償するために、受信信号３８ａを線形等化器３９に入力する。第１実施形態の線形等化器７はインパルス応答全体を補償していたが、本実施形態の線形等化器３９は、その一部分であるプリカーサ成分による符号間干渉を補償する。
【００６９】
次に、残るポストカーサ成分による符号間干渉を補償するために、線形等化器３の出力信号３９ａを判定帰還型等化器４０に入力する。判定帰還型等化器４０は、判定器４２における動作を除いて、通常使用される判定帰還型等化器（たとえば、ジョン・Ｇ・プロアキス著「ディジタル・コミュニケーション」科学技術出版、１９９９年１１月２５日発行、pp.７１９〜pp７２８を参照）の動作と全く同一であるので、説明は判定器４２に限定する。
【００７０】
判定器４２の入力信号４１a中には、データ信号や符号信号だけでなく、残留クロストーク成分も含まれている。この残留クロストーク成分を除去するために、判定器４２は、入力信号４１aを、入力信号４１aとユークリッド距離が最も近いＰＡＭ信号点に量子化する。この量子化を行う際、判定器４２は、ＰＡＭ信号点配置として、信号点間隔Ｄ、その多値数(２Ｎ＋１)Ｍとなっている信号点配置を用いる。ここで、ＤおよびＭはＰＡＭ信号３３aの信号点間隔及び多値数であり、２Ｎ＋１はマッピング装置３４で加算される符号信号の種類である。これに対して、一般的な判定器は多値数Ｍの信号点配置を用いている点で本実施形態の判定器４２と異なる。
【００７１】
このように、入力信号４１aを量子化することにより、入力信号４１aに残留していたノイズやクロストーク成分を除去できる。判定器４２から出力されるノイズフリーになった信号４０ａはフィードバックフィルタ４３に入力する。
【００７２】
３．３）効果
本実施形態における判定帰還型等化器４０では、クロストークやノイズが完全に除去された信号をフィードバックフィルタ４３に入力するので、フィードバックフィルタ４３においてノイズやクロストークが増幅されることがない。したがって、線形等化器３９よりも優れた性能を達成でき、クロストークを増加させずにポストカーサ成分による符号間干渉を除去できる。
【００７３】
本実施形態では、判定器４２の入出力信号の差分信号を誤差信号に用いて、判定帰還型等化器４０のフィードバックフィルタ４３のタップ係数を適応調整しても良い。タップ係数の適応アルゴリズムとしては、たとえばジョン・Ｇ・プロアキス著「ディジタル・コミュニケーション」科学技術出版、１９９９年１１月２５日発行、pp.７３７〜pp７８４に示されているように、最小二乗平均アルゴリズム（Least Mean Square：LMS）を適用することができる。このようにフィードバックフィルタ４３のタップ係数を適応調整することにより、伝送路の特性が時間変動するような場合でも、発生する符号間干渉を十分抑圧することができる。
【００７４】
４．第４実施形態
４．１）構成
本発明の第４実施形態では、フィードバックフィルタを送信機側に設けている。この構成は、HarashimaおよびMiyakawaによる"Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference" (IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS、Vol. COM-20, No.4, August 1972, pp.774-780) に記載されているように、トムリンソン・原島プリコーディング法として当業者に周知の技術であるが、本実施形態はトムリンソン・原島プリコーディング法とはマッピング装置の構成、動作及びその効果において異なる。
【００７５】
図１７は、本発明の第４実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第４実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調されたデータ信号を出力する信号発生器４８、５３と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置５０、５１と、ポストカーサ成分による符号間干渉を補償するフィードバックフィルタ５１、５６と、プリコード化信号を伝送する伝送路５２、５７と、伝送路の特性を補償する線形等化器５８と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器５９とを含む。なお、伝送路５２側の受信部は省略している。
【００７６】
図１７に示すように、本発明の第４実施形態は、ポストカーサ成分による符号間干渉を補償するフィードバックフィルタ５１、５６を送信機側に備えている点で、図４の第１実施形態と異なる。フィードバックフィルタ５１、５６は、ポストカーサ成分による符号間干渉の推定値を減算器４９、５４へそれぞれ出力し、データ信号４８a、５３aからこの符号間干渉の推定値を差し引くことにより、送信機側であらかじめポストカーサによる符号間干渉を除去しておくことができる。
【００７７】
本発明の第４実施形態の動作は、マッピング装置５０の動作を除いて、トムリンソン・原島プリコーディング法と同一であるので、概略だけを簡単に説明する。
【００７８】
４．２）送信側の動作
信号発生器４８は多値数Ｍのデータ信号４８ａを減算器４９に出力し、減算器４９はデータ信号４８ａからフィードバックフィルタ５１の出力信号５１ａを差し引いて、その結果である信号４９ａをマッピング装置５０へ出力する。
【００７９】
フィードバックフィルタ５１の各タップ係数は、伝送路５２のインパルス応答のポストカーサ成分と一致しており、その出力信号５１aはポストカーサ成分による符号間干渉の推定値になる。したがって、減算器４９において、データ信号４８aから出力信号５１aを差し引くことにより、ポストカーサ成分が誘引する符号間干渉をあらかじめ送信機側で補償しておくことができる。
【００８０】
減算器４９から信号４９aを入力するマッピング装置５０の動作は第１実施形態のマッピング装置２と同じである。すなわち、図５および図６に示すように、クロストーク推定器１１の出力信号１１ａが小さくなるように減算器４９の出力信号４９ａに符号信号ＭＤｎを加え、プリコード化信号５０aを生成する。マッピング装置５０で生成されたプリコード化信号５０ａは、伝送路５２及びフィードバックフィルタ５１に入力する。
【００８１】
これに対して、上述したトムリンソン・原島プリコーディング法のマッピング装置は、プリコード化信号の振幅が−ＭからＭの間に収まるように減算器の出力信号に符号信号を加え、アナログ機器に大きな信号パワーが入力されないようにしている。このように、本実施形態のマッピング装置は、トムリンソン・原島プリコーディング法のマッピング装置と大きく異なっている。
【００８２】
４．３）受信側の動作
受信側では、線形等化器５８がプリカーサ成分による符号間干渉を補償する点を除いて、第１実施形態と同じであるため、説明を省略する。
【００８３】
４．４）効果
第４実施形態では、送信機側にフィードバックフィルタを設けることにより、第３実施形態の判定帰還型等化器４０（図１５参照）のようにフィードバックフィルタのループ内に判定器を置く必要がないので、誤った判定信号をフィードバックフィルタに入力することがなく、誤りの伝搬現象の発生を防ぐことができる。
【００８４】
また、第４実施形態では、フィードバックフィルタのタップ係数を適応調整してもよい。具体的には、受信機側で抽出したインパルス応答のポストカーサ成分情報を、スタートアップモード時などに送信機側に転送し、フィードバックフィルタのタップ係数設定に用いる。このようにフィードバックフィルタのタップ係数を適応調整してやることにより、伝送路の温度などによって伝送路の特性が時間変動するような場合でも、発生する符号間干渉を十分に抑圧することができる。
【００８５】
５．第５実施形態
５．１）構成
図１８は、本発明の第５実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第５実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調されたデータ信号を出力する信号発生器６０、６５と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置６２、６７と、ポストカーサ成分による符号間干渉を補償するフィードバックフィルタ６３、６８と、プリコード化信号を伝送する伝送路６４、６９と、伝送路の特性を補償する線形等化器７０およびおよび判定帰還型等化器７１と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器７３とを含む。なお、伝送路６４側の受信部は省略している。
【００８６】
本発明の第５実施形態では、送信機側にフィードバックフィルタ６３、６８を設けるだけでなく、受信機側にも判定帰還型等化器７１を設けている。判定帰還型等化器７１の構成およびその他の構成要素は、図１４および図１５に示す第３実施形態と同じであるので説明を省略する。
【００８７】
本実施形態は、送信機側のフィードバックフィルタでポストカーサによる符号間干渉をラフに補償しておき、残留している符号間干渉については、受信機側の判定帰還型等化器で完全に除去するものである。
【００８８】
５．２）動作
図１９は、第５実施形態の動作説明のための伝送路インパルス応答のポストカーサ成分を示すグラフである。
【００８９】
第５実施形態の送信側動作は、フィーバックフィルタのタップ係数の設定動作を除いて、第４実施形態と同じである。送信機側のフィードバックフィルタ６３、６５のタップ係数は、伝送路６４、６９のインパルス応答のポストカーサ成分と完全に一致している必要はなく、図１９の斜線で示しているように、その主要成分をラフに近似したもので十分である。例えば、図１９のようなタップ係数を用いた場合、符号間干渉を約１０ｄＢ抑圧することができる。
【００９０】
このように、送信機側である程度符号間干渉を補正しておくと、受信信号に存在する符号間干渉量を小さくできる。受信機側の判定帰還型等化器７１は、この残留している符号間干渉を除去する。除去すべき符号間干渉量が元々小さく抑えられているので、十分な精度で過去のシンボルを識別判定できているという仮定が成立する。このため、誤り伝播を起こさずに、現在の受信シンボルに残留している符号間干渉を除去できる。
【００９１】
第５実施形態は、送信機側のフィードバックフィルタ６３、６８のタップ係数を正確に調整する必要がなく、タップ係数の制御情報を転送せずに済むというメリットがある。また、符号間干渉の主要成分が送信機側であらかじめ補正されているので、受信信号に残留している符号間干渉は軽微であり、誤り伝搬を心配することなく判定帰還型等化器を適用できるというメリットがある。
【００９２】
また、第５実施形態では、送信機側のフィードバックフィルタのタップ係数を、プリコーディング装置の製造段階で、ある固定値に設定してもよい。この固定値には、対象とする伝送路のポストカーサ成分の平均値などを用いることが考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】NEXTおよびANEXT の発生を説明するためのツイストペアケーブルの断面図である。
【図２】NEXT／ANEXTが受信機に混入してくる様子を示す信号伝送システムの概略的構成図である。
【図３】ANEXTの伝達特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第１実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。
【図５】本実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のマッピング装置におけるクロストーク推定器の構成を示すブロック図である。
【図７】第１実施形態におけるマッピング装置２のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。
【図８】１０値のPAM信号をマッピング装置２に実際に入力したときのプリコード化信号の周波数スペクトルを示すグラフである。
【図９】図８の数値計算で用いたクロストーク推定器の周波数伝達特性を示すグラフである。
【図１０】本発明の第２実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】第２実施形態におけるマッピング装置１７のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】本発明の第２実施形態の変形例によるマッピング装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】本変形例による合成クロストーク推定器の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第３実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。
【図１５】第３実施形態における判定帰還型等化器の構成を示すブロック図である。
【図１６】伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１７】本発明の第４実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。
【図１８】本発明の第５実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。
【図１９】第５実施形態の動作説明のための伝送路インパルス応答のポストカーサ成分を示すグラフである。
【符号の説明】
【００９４】
１、４、３３、３６、４８、５３、６０、６５：信号発生器
２、５、３４、３７、５０、５５、６２、６７：マッピング装置
３、６、３５、３８、５２、５７、６４、６９：伝送路
７、３９、５８、７０：線形等化器
８、５９、７２、７３：復号器
９、２２、２９：符号発生器
１０、１５、１９_１〜１９-_２N+１、２３、２６_１〜２６_２N+１、３０、３２_１〜３２_２N+１：加算器
１１：クロストーク推定器
１２、２１、２８：比較器
１６：制御器
１３、２８：シフトレジスタ
１４_１〜１４_L+１、２９_１〜２９_L、３１_１〜３１_２N+１：タップ係数
１８、２５：信号源
２７：合成クロストーク推定器
４０、７１：判定帰還型等化器
４１、４９、５４、６１、６６：減算器
４２：判定器
４３、５１、５６、６３、６８：フィードバックフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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