(57)【要約】【課題】制御器の設計が容易であり、安定性が得られ易い回転子位置推定方法を提供する。【解決手段】永久磁石モータ２０の回転子位置θを推定する回転子位置推定方法であって、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する。前記磁束誤差は、前記回転座標軸であるｑ軸と前記回転座標軸の推定軸であるδ軸との磁束誤差であることが好ましい。前記磁束誤差は、モータ印加電圧Ｖγから電流における電圧降下Ｒｉγの差を積分してなる磁束と、モータ巻線のインダクタンスＬｑと電流ｉδの積による磁束φδを推定し、前記推定された磁束に基づいて、求められる。永久磁石モータの電圧方程式を回転子の角速度ωで除算してなる磁束方程式に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する。【選択図】        図１
2005261138.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、
回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項２】
突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、
モータ印加電圧から電流における電圧降下の差を積分してなる磁束と、
モータ巻線のインダクタンスと電流の積による磁束を推定し、
前記推定された磁束に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項３】
突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、
前記永久磁石モータの電圧方程式を回転子の角速度ωで除算してなる磁束方程式に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法において、
前記磁束誤差は、前記回転座標軸であるｑ軸と前記回転座標軸の推定軸であるδ軸との磁束誤差である
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項５】
突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、
前記永久磁石モータの電圧方程式と、
実モータとモータモデルの回転子位置角の差Δθ≒ｓｉｎΔθの近似式を
用いるとともに、
前記電圧方程式から展開したΔθ＝ｔａｎ-1の形の式を用いることなく、
回転子の角速度ωに依存しないΔθを求め、
前記求めたΔθから回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法において、
前記磁束誤差は、下記式［数１］により求められる
【数１】
2005261138.tif 000021
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項７】
請求項１から４のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法において、
前記磁束誤差は、下記式［数２］により求められる
【数２】
2005261138.tif 000022
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項８】
請求項２、６及び７のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法において、
前記インダクタンスは、電流及び回転数の少なくともいずれか一方に依存する関数である
ことを特徴とする回転子位置推定方法。
【請求項９】
請求項１〜４、及び６〜８のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法により求められた前記磁束誤差に対応する前記回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との位置誤差に対応する回転子の角速度の推定値を求め、
前記回転子の角速度の推定値をローパスフィルタに入力し、
前記ローパスフィルタからの出力値に基づいて、前記永久磁石モータの速度に関するフィードバック制御が行われる
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１０】
請求項１〜４、及び６〜８のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法が適用されるモータの制御方法であって、
電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値と指令値の誤差をゼロにするための電流制御器の出力である位相指令値をローパスフィルタに入力し、
前記ローパスフィルタからの出力値と、前記推定された回転子位置とに基づいて、電圧指令の位相を示す信号を生成する
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１１】
請求項１〜４、及び６〜８のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法が適用されるモータの制御方法であって、
電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値をローパスフィルタに入力し、
前記ローパスフィルタからの出力値と、前記電機子電流の回転座標軸の推定軸成分の指令値の偏差に基づいて、電圧位相の指令値を生成する
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１２】
突極性をもつ永久磁石モータを制御するモータの制御方法であって、
回転座標軸であるｑ軸の推定軸であるδ軸の磁束量を求め、
前記δ軸の磁束量をゼロに収束させるように制御する
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１３】
請求項１２記載のモータの制御方法であって、
前記δ軸の磁束量は、
モータ印加電圧の推定値Ｖγ＾から抵抗Ｒと電流Ｉγの電圧降下の差を角速度ωｒｅ＾で除算することにより算出される磁束と、
インダクタンスＬｑと電流Ｉδの積により得られる磁束との和として求められる
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１４】
請求項１２記載のモータの制御方法であって、
前記δ軸の磁束量は、
モータ印加電圧の推定値Ｖγ＾から、抵抗Ｒと電流Ｉγの電圧降下と、インダクタンスＬｄと電流Ｉγの時間的変化による電圧降下との差を、角速度ωｒｅ＾で除算することにより算出される磁束と、
インダクタンスＬｑと電流Ｉδの積により得られる磁束との和として求められる
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１５】
請求項１２記載のモータの制御方法であって、
前記δ軸の磁束量は、
モータ印加電圧の推定値Ｖγ＾から、抵抗Ｒと電流Ｉγの電圧降下と、正のゲイン定数Ｋ”と電流Ｉγの時間的変化の積による電圧降下との差を、角速度ωｒｅ＾で除算することにより算出される磁束と、
インダクタンスＬｑと電流Ｉδの積により得られる磁束との和として求められる
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１６】
永久磁石モータをセンサレス駆動するモータの制御方法であって、
磁束誤差を演算し、前記演算された磁束誤差をゼロに収束させるように前記永久磁石モータの回転数を調整し、前記演算された磁束誤差がゼロになるように求められた速度推定値を積分することによって前記永久磁石モータの回転子の位置を算出する
ことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１７】
磁束誤差が演算され、前記演算された磁束誤差がゼロに収束するように制御されることによって、位置センサレス正弦波駆動が行われるコンプレッサモータを備えた
ことを特徴とするコンプレッサ。
【請求項１８】
請求項１から８のいずれか１項に記載の回転子位置推定方法の各ステップをコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１９】
突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定装置であって、
回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石モータの回転子位置推定方法及び装置、モータの制御方法、コンプレッサ、並びにプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
突極性を有する永久磁石モータ（ＤＣブラシレスモータ、ＩＰＭモータ）では、駆動インバータ側で得られる電圧、電流情報などから回転子位置を演算し、物理的な位置センサ、速度センサを用いずにモータを制御する、いわゆるセンサレス制御技術が用いられている。
【０００３】
センサレス制御法としては、矩形波センサレス制御法と、正弦波センサレス制御法が知られている。矩形波センサレス制御法は、誘起電圧を検出する方法であり、すでに技術確立がなされているが、この方法では、駆動波形が１２０°駆動を中心とした矩形波駆動に制限される。
【０００４】
低騒音化や高効率化を目指して、ＩＰＭモータの駆動波形を正弦波にし、また、位置センサレス駆動にて、信頼性を確保し、コストも低減したいというニーズも大きい。正弦波センサレス制御法は、電流を検出し、誘起電圧を演算することによって位置を推定するものである。
【０００５】
１８０°正弦波センサレス制御においては、永久磁石回転子の磁束方向の位置であるｄ軸と、ｄ軸から回転方向に直交する方向のｑ軸からなるｄ−ｑ軸座標系を用いる。このｄ−ｑ軸実回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式を下記［数１］に示す。
【数１】
2005261138.tif 000003
ｋEは、誘起電圧定数である。
【０００６】
ｄ軸成分のモータ等価回路方程式は、位置センサがない場合には、位置ずれが生じていると考え、以下のように誘起電圧分をＥｄを考慮して、下記式［数２］のようになる。
【数２】
2005261138.tif 000004
【０００７】
上記式［数２］より、誘起電圧Ｅｄは、下記式［数３］のように表される。
【数３】
2005261138.tif 000005
【０００８】
社団法人日本能率協会主催のテクノフロンティアシンポジウム２００３  セッションＣ−５  モータ技術シンポジウムにおける（株）東芝  生産技術センター  関原氏による「エアコンにおける高性能モータ技術」と題する資料のＣ５−１−５頁（非特許文献１）には、ロータ位置の推定誤差に相当する誘起電圧Ｅｄ＝０になるように角速度（モータ回転数）を決定し、この値を積分して角度（ロータ位置）を推定する旨が記載されている。
【０００９】
【非特許文献１】（株）東芝  関原聡一氏  「エアコンにおける高性能モータ技術」と題する資料  社団法人日本能率協会主催のテクノフロンティアシンポジウム２００３  セッションＣ−５  モータ技術シンポジウム  ２００３年４月１８日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、誘起電圧Ｅｄは、角速度ω（回転数）に比例する値である。即ち、誘起電圧Ｅｄは、位置の推定誤差と回転数の関数になっているため、軸ずれ調整器のような制御器の設計が複雑になり、広い運転範囲において、安定性がなかなか得られにくいという課題がある。特に、低速域においては、計算精度等により、位置推定精度が悪いものとなる。
【００１１】
本発明の目的は、制御器の設計が容易であり、安定性が得られ易い回転子位置推定方法及び装置、モータの制御方法、コンプレッサ、並びにプログラムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の回転子位置推定方法は、永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。
【００１３】
本発明の回転子位置推定方法は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、モータ印加電圧から電流における電圧降下の差を積分してなる磁束と、モータ巻線のインダクタンスと電流の積による磁束を推定し、前記推定された磁束に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。
【００１４】
本発明の回転子位置推定方法は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、前記永久磁石モータの電圧方程式を回転子の角速度ωで除算してなる磁束方程式に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。
【００１５】
本発明の回転子位置推定方法において、前記磁束誤差は、前記回転座標軸であるｑ軸と前記回転座標軸の推定軸であるδ軸との磁束誤差であることを特徴としている。
【００１６】
本発明の回転子位置推定方法は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、前記永久磁石モータの電圧方程式と、実モータとモータモデルの回転子位置角の差Δθ≒ｓｉｎΔθの近似式を用いるとともに、前記電圧方程式から展開したΔθ＝ｔａｎ-1の形の式を用いることなく、回転子の角速度ωに依存しないΔθを求め、前記求めたΔθから回転子位置を推定することを特徴としている。
Δθ＝ｔａｎ-1の形の式の分母・分子をそのまま演算すると演算量が多く、Δθ≒０とする制御をリアルタイムで行うには好ましくない。上記本発明によれば、相対的に計算に要する時間が少なくて済む。
【００１７】
本発明の回転子位置推定方法において、前記磁束誤差は、下記式［数４］により求められることを特徴としている。
【数４】
2005261138.tif 000006
【００１８】
本発明の回転子位置推定方法において、前記磁束誤差は、下記式［数５］により求められることを特徴としている。
【数５】
2005261138.tif 000007
【００１９】
本発明の回転子位置推定方法において、前記インダクタンスは、電流及び回転数の少なくともいずれか一方に依存する関数であることを特徴としている。
【００２０】
本発明のモータの制御方法は、上記本発明の回転子位置推定方法により求められた前記磁束誤差に対応する前記回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との位置誤差に対応する回転子の角速度の推定値を求め、前記回転子の角速度の推定値をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタからの出力値に基づいて、前記永久磁石モータの速度に関するフィードバック制御が行われることを特徴としている。
【００２１】
本発明のモータの制御方法は、上記本発明の回転子位置推定方法が適用されるモータの制御方法であって、電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値と指令値の誤差をゼロにするための電流制御器の出力である位相指令値をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタからの出力値と、前記推定された回転子位置とに基づいて、電圧指令の位相を示す信号を生成することを特徴としている。
【００２２】
本発明のモータの制御方法は、上記本発明の回転子位置推定方法が適用されるモータの制御方法であって、電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタからの出力値と、前記電機子電流の回転座標軸の推定軸成分の指令値の偏差に基づいて、電圧位相の指令値を生成することを特徴としている。
【００２３】
本発明のモータの制御方法は、突極性をもつ永久磁石モータを制御するモータの制御方法であって、回転座標軸であるｑ軸の推定軸であるδ軸の磁束量を求め、前記δ軸の磁束量をゼロに収束させるように制御することを特徴としている。
【００２４】
本発明のモータの制御方法であって、前記δ軸の磁束量は、モータ印加電圧の推定値Ｖγ＾から抵抗Ｒと電流Ｉγの電圧降下の差を角速度ωｒｅ＾で除算することにより算出される磁束と、インダクタンスＬｑと電流Ｉδの積により得られる磁束との和として求められることを特徴としている。
【００２５】
本発明のモータの制御方法であって、前記δ軸の磁束量は、モータ印加電圧の推定値Ｖγ＾から、抵抗Ｒと電流Ｉγの電圧降下と、インダクタンスＬｄと電流Ｉγの時間的変化による電圧降下との差を、角速度ωｒｅ＾で除算することにより算出される磁束と、インダクタンスＬｑと電流Ｉδの積により得られる磁束との和として求められることを特徴としている。本発明によれば、応答性を向上させることができる。
【００２６】
本発明のモータの制御方法であって、前記δ軸の磁束量は、モータ印加電圧の推定値Ｖγ＾から、抵抗Ｒと電流Ｉγの電圧降下と、正のゲイン定数Ｋ”と電流Ｉγの時間的変化の積による電圧降下との差を、角速度ωｒｅ＾で除算することにより算出される磁束と、インダクタンスＬｑと電流Ｉδの積により得られる磁束との和として求められることを特徴としている。本発明によれば、Ｌｄのようなモータ定数を使わないことによってシステム構成が簡単になる。また、Ｋ”がゼロの場合には、上記発明と同じになる。
【００２７】
本発明のモータの制御方法は、永久磁石モータをセンサレス駆動するモータの制御方法であって、磁束誤差を演算し、前記演算された磁束誤差をゼロに収束させるように前記永久磁石モータの回転数を調整し、前記演算された磁束誤差がゼロになるように求められた速度推定値を積分することによって前記永久磁石モータの回転子の位置を算出することを特徴としている。
【００２８】
上記本発明の回転子位置推定方法を用いて前記回転子位置が推定される前記永久磁石モータは、コンプレッサのコンプレッサモータとして好適に適用可能である。上記コンプレッサは、空気調和機に対して好適に適用可能である。
【００２９】
上記本発明のモータの制御方法によって制御される前記永久磁石モータは、コンプレッサのコンプレッサモータとして好適に適用可能である。上記コンプレッサは、空気調和機に対して好適に適用可能である。
【００３０】
本発明のコンプレッサは、磁束誤差が演算され、前記演算された磁束誤差がゼロに収束するように制御されることによって、位置センサレス正弦波駆動が行われるコンプレッサモータを備えたことを特徴としている。
【００３１】
上記本発明のコンプレッサは、空気調和機に対して好適に適用可能である。
【００３２】
本発明のプログラムは、上記本発明の回転子位置推定方法の各ステップをコンピュータに実行させるためのプログラムである。
【００３３】
本発明の回転子位置推定装置は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定装置であって、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、制御器の設計が容易であり、安定性が得られ易い。また、低速域での位置推定精度が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の回転子位置推定方法の一実施形態につき図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３６】
本実施形態は、突極性を有する永久磁石モータ（ＤＣブラシレスモータ、ＩＰＭモータ）の１８０°正弦波センサレス制御に関するものである。図６に示すように、１８０°正弦波センサレス制御においては、永久磁石回転子の磁束方向の位置であるｄ軸と、ｄ軸から回転方向に９０°進んだｑ軸からなるｄ−ｑ軸実回転座標系と、制御上の仮想回転子位置γ軸と、γ軸から回転方向に９０°進んだδ軸からなるγ−δ軸間の軸ずれΔθを求め、そのΔθをゼロにするように制御する。
【００３７】
回転子の角度θ（回転子位置）は、回転子の角速度ωを積分したものであるので、位置ずれ（Δθ）をゼロにする制御に際しては、Δθに基づいて、Δθがゼロになるようなωを求め（後述する図３の速度推定器２４）、そのωに基づいてモータが制御される。
【００３８】
本実施形態では、後述するように、推定した磁束誤差から、ｑ軸とδ軸の位置ずれΔθを算出し、δ軸の位相が進み位相である場合には、δ軸上の推定角速度を小さくし、δ軸上の位相が遅れ位相である場合には、δ軸上の推定角速度を大きくし、そのΔθの積分値に対応する位置θをｑ軸に一致させる。
【００３９】
ここで、Δθがωに比例（依存）する値として求められた場合には、Δθが入力される後段側の制御器の設計が難しくなる。制御器のゲイン設計などにおいて、回転数（ω）の依存性が強くなる傾向にあり、ゲインの調整が難しくなる問題があり、Δθの推定値の収束状況が速度に依存する。また、この調整には、実験による合わせ込みも必要であり、複雑さが増える。このことから、Δθがωに依存する値として求められた場合には、安定性の確保が難しく、また、制御誤差を生じるおそれがある。
【００４０】
これに対して、本実施形態の位置誤差推定器（図３の符号２１参照）では、後述するように、誘起電圧ベクトルを利用するのではなく、磁束ベクトルを利用するので、Δθをωに依存しない値として求めることができる。これにより、本実施形態では、Δθが入力される制御器（速度推定器２４）の設計が容易であり（通常一般のＰＩ制御器を使用可能）であり、十分な安定性が確保でき、また、制御誤差の発生が抑制される。
【００４１】
誘起電圧を時間積分したのが永久磁石の磁束であるので、磁束ベクトルの推定に関しては、誘起電圧ベクトルから９０°遅れた位置であり、また、大きさは永久磁石を中心とした磁束量（物理量）になる。したがって、回転数により変化しない物理量の磁束ベクトルを用いて、電気的な絶対位置を推定することによって、ｑ軸を直接推定することが可能となる。その結果、推定速度を算出する推定器の設計が回転数に依存しない磁束誤差を基準とするので、パラメータの調整が容易になり、その結果、速度制御器の出力、及び推定位置の算出において、安定性が向上し、モータ駆動の安定化が容易に図れる。
【００４２】
図３を参照して、本実施形態の回転子位置推定方法が適用されたモータ制御装置について説明する。
【００４３】
図３において、モータ制御装置１０は、突極性を有する永久磁石モータ２０をセンサレス駆動する。モータ制御装置１０は、ＰＷＭインバータ１７と、電流検出器（図示せず）と、座標変換演算部２７，２８と、位置誤差推定器２１と、速度推定器２４と、積分器２６と、速度制御器１２と、電流制御器１４と、電圧生成部１５と、電圧補償器１６とを備えている。
【００４４】
ＰＷＭインバータ１７は、直流電圧を三相交流電圧に変換する。
電流検出器（図示せず）は、モータ２０の電流ｉ（ｕ、ｗ）を検出する。
座標変換演算部２７は、その検出された電流ｉ（ｕ、ｗ）を回転座標上に変換する。
位置誤差推定器２１は、回転子の位置誤差Δθ＾を推定する。
速度推定器２４は、その推定された位置誤差Δθ＾がゼロになるような角速度ωｒｅ＾を推定する。
積分器２６は、その速度推定器２４の出力ωｒｅ＾を積分して、回転子の位置θ（γ、δ）＾を算出する。
【００４５】
速度制御器１２は、回転子位置を推定し、速度指令値ωｒｅ*と、速度推定器２４の出力ωｒｅ＾の誤差をゼロにするために用いられる。
電流制御器１４は、γ軸（ｄ軸）電流の指令値ｉγ*と、実際に検出された電流情報から求められたγ軸電流ｉγとの誤差をゼロにするために用いられる。
速度制御器１２の出力の電圧指令値Ｖ（ｍ）*と、電流制御器１４の出力の位相指令値Ｖβ*とに基づいて、ＰＷＭ出力値Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）*が算出される。
電圧生成部１５は、速度制御器１２から出力される電圧振幅指令Ｖ（ｍ）*と、加算器１８から出力される電圧指令の位相Ｖ（θ）*とに基づいて、ＰＷＭインバータ１７に出力される電圧指令Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）を生成する。
電圧補償器１６は、電圧生成器１５によって生成されたＰＷＭインバータ１７への電圧指令値Ｖ（ｕ，ｖ）*を入力し、その値Ｖ（ｕ，ｖ）*に対して位相、振幅を補正した電圧推定値Ｖｍｄ（ｕ，ｖ）＾を出力する。
座標変換演算部２８は、電圧補償器１６から出力された電圧推定値Ｖｍｄ（ｕ，ｖ）＾を回転座標上に変換する。
【００４６】
図３から図５は、本実施形態のモータ制御装置１０の異なる構成例を示している。図３、図４、図５の違いは、どの出力の安定性を向上させるかにより異なり、安定化させたい制御出力にローパスフィルタ（ＬＰＦ）を挿入している。ＬＰＦの挿入により、応答性がやや低下することもあるが、安定性の確保が優先する場合には、ＬＰＦが挿入される。図３〜図５のいずれの構成を採用するかは、モータの特徴や負荷の特徴により異なる。そのＬＰＦに関する構成以外は、共通のシステム構成である。以下では、図３を参照して、モータ制御装置１０の構成を説明することとし、必要に応じて図４又は図５を参照するものとする。
【００４７】
モータ制御装置１０に対する指令値は、角速度ωｒｅ*とγ軸電流Ｉγ*である。
加算器１１では、角速度指令値ωｒｅ*と、角速度推定値ωｒｅ＾の偏差が算出される。その偏差は、ＰＩ（比例積分）制御器により構成される速度制御器１２に入力される。速度制御器１２から出力される出力指令は、電圧振幅指令Ｖ（ｍ）*になる。この電圧振幅指令Ｖ（ｍ）*は、モータ２０の三相指令電圧の振幅指令である。
【００４８】
加算器１３では、γ軸電流指令値Ｉγ*と、モータ電流より検出、演算されたＩγの偏差が演算される。その偏差は、ＰＩ制御器により構成される電流制御器１４に入力される。電流制御器１４から出力される出力指令は、電圧位相の指令値Ｖβ*となる。この電圧位相の指令値Ｖβ*は、モータ２０の三相指令電圧の位相指令である。図５に示すように、モータ２０の運転を安定化させるために、この電圧位相の指令値Ｖβ*の出力をディジタルのＬＰＦ３１を通過させ、振動成分などを低減し、指令電圧位相を安定化させてもよい。
【００４９】
加算器１８では、電圧の位相指令Ｖβ*と、推定された回転子の位置θ（γδ）＾との和が、電圧指令の位相Ｖ（θ）*として求められる。その電圧指令の位相Ｖ（θ）*は、電圧生成部１５に入力される。この電圧生成部１５において、例えば、次のような指令電圧波形が生成される。
【数６】
2005261138.tif 000008
【００５０】
このような電圧指令Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）がＰＷＭインバータ１７に出力される。ＰＷＭインバータ１７は、インバータ回路などにより構成され、ＰＷＭの波形を生成する。このＰＷＭインバータ１７としては、従来からよく用いられた一般のＰＷＭインバータが使用されるため、その説明は省略する。
【００５１】
ＰＷＭインバータ１７により実際にＩＰＭモータ２０が駆動されているときに、モータ２０の相電流が検出される。この検出回路は、ＣＴなどを用い、ＣＴの２次側にオペアンプによる増幅回路を構成すれば、容易に相電流を電圧信号に変換した値（波形）が得られる。このモータ相電流の波形は、アナログ値なので、これをＡＤコンバータなどにより、ディジタル値に変換し、演算できる値に変換する。
【００５２】
また、このモータの相電流ｉｕ、ｉｗは、静止座標系からみた電流なので、これを座標変換演算部２７にて、推定回転座標系に座標変換する。この変換行列は、次のような行列である。
【数７】
2005261138.tif 000009
【００５３】
この演算された電流ｉγ、ｉδは、モータ２０に起因する高調波成分やノイズが重畳されているので、この演算結果はディジタルのＬＰＦ３２（図５）を通過させ、高調波成分やノイズなどを低減することができる。モータ２０の特性やインバータ装置１７などの特性により、このＬＰＦ３２を省略することも可能である。
【００５４】
加算器１３において、電流ｉγとγ軸電流指令値ｉγ*との偏差が算出され、その偏差が電流制御器１４に入力される。また、電流ｉγは、位置誤差推定器２１における演算や、インダクタンス補償器２２における演算に用いられる。一方、電流ｉδは、位置誤差推定器２１における演算や、インダクタンス補償器２２における演算に用いられる。
【００５５】
インダクタンス補償器２２におけるインダクタンス補償は、インダクタンスの飽和やモデル化誤差などを補償する構成とする。このインダクタンス補償は、少なくとも、電流（ｉγ、ｉδ）や回転数の一つ以上の変数の関数になるように構成される。この補償は、近似式やテーブルなどを用いればよい。
【００５６】
電圧補償器１６は、電圧生成器１５によって生成されたＰＷＭインバータ１７への電圧指令値Ｖ（ｕ，ｖ）*を入力し、その値Ｖ（ｕ，ｖ）*に対して位相、振幅を補正した電圧推定値Ｖｍｄ（ｕ，ｖ）＾を出力する。この電圧補償器１６で行われる補正は、ＰＷＭインバータ１７における入出力の非線形性を考慮したものであり、ＰＷＭインバータ１７からモータ２０への出力に対応するように行われる。
【００５７】
以下に、位置誤差推定器２１における演算について詳細に説明する。
【００５８】
ｄ−ｑ軸実回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式を下記式［数８］に示す。
【数８】
2005261138.tif 000010
ｋEは、誘起電圧定数である。
【００５９】
γ−δ軸推定回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式は、下記式［数９］で表される。
【数９】
2005261138.tif 000011
【００６０】
ここで、インダクタンスＬのそれぞれのパラメータは、下記式［数１０］で表される。
【数１０】
2005261138.tif 000012
【００６１】
ここで、Δθがゼロになるように制御していることから、Δθ≒０であり、よって、
ｓｉｎΔθ≒０、ｃｏｓΔθ≒１である。この近似を用いると、Δθについて、下記式［数１１］が得られる。
【数１１】
2005261138.tif 000013
【００６２】
ここで、誘起電圧Ｖは、磁束φを微分したものであるので、磁束量についての関係式として下記式［数１２］が得られる。即ち、上記［数１１］の電圧方程式を角速度ωｒｅで除算することにより、下記［数１２］の磁束方程式が得られる。
【数１２】
2005261138.tif 000014
【００６３】
Δθｒｅ≒ｓｉｎΔθｒｅの近似を使うと、下記式［数１３］が得られる。
【数１３】
2005261138.tif 000015
ここで、電流の過渡項は無視し、ｐ（ｉ）≒０とした。また、Ｋ’は、誘起電圧定数の逆数に相当し、Ｋ’＞０を満たす任意の定数または、関数のように可変にさせてもよい。
【００６４】
ＤＣモータが回転するために、Ｖはωに比例した値となることから、上記［数１３］の式において、Ｖγは、ωに比例した値である。よって、上記［数１３］式の（Ｖγ―Ｒｉγ）／ωｒｅの項は、ωに依存した値とはならない。このことから、上記［数１３］式からΔθｒｅを求め、そのΔθｒｅをゼロにする制御を行えば、安定的な制御が行える。
【００６５】
さらに、ｐ（ｉ）≠０とし、過渡項を考慮すると、下記式［数１４］のようになる。
【数１４】
2005261138.tif 000016
Ｋ”はＫ”＞０を満たす任意の定数または関数として制御可能である。応答性を重視する場合には、Ｋ”を大きな値とし、応答性よりも安定性を重視したい場合には、Ｋ”＝０とする。この場合には、上記［数１３］と同じ式となる。
【００６６】
図１は、上記式［数１３］を用いて位置誤差推定を行う位置誤差推定器２１の構成を示すブロック図である。図２は、上記式［数１４］を用いて位置誤差推定を行う位置誤差推定器２１の構成を示すブロック図である。図２において、過渡項とは、（Δｉγ／ωｒｅ）に対応している。図１及び図２に示すように、位置誤差推定器２１は、磁束φδを推定する磁束演算部と、その推定された磁束φδに基づいて位置誤差Δθを推定する位置誤差演算部を備えている。図１及び図３において、Ｒは、モータの巻線抵抗である。ｑ軸インダクタンスＬｑ*は、インダクタンス補償器２２により求められる。ｑ軸インダクタンスＬｑ*は、予めセンサ付のモータで実験により求められたｉγ、ｉδ、ωｒｅの関数である。
【００６７】
図１において、位置誤差推定器２１の磁束演算部は、モータ印加電圧Ｖγから電流における電圧降下Ｒ・Ｉγの差（Ｖγ−Ｒ・Ｉγ）を積分してなる磁束（（Ｖγ−Ｒ・Ｉγ）／ωｒｅ）と、モータ巻線のインダクタンスＬｑと電流ｉδの積による磁束（Ｌｑ・ｉδ）を推定し、その推定された磁束（（Ｖγ−Ｒ・Ｉγ）／ωｒｅ＋Ｌｑ・ｉδ）に基づいて、回転座標軸（ｑ軸）とその回転座標軸の推定軸（δ軸）との磁束誤差φδを求め、位置誤差推定器２１の位置誤差演算部は、その磁束誤差φδに基づいて、回転子位置Δθを推定する。
【００６８】
また、図２において、位置誤差推定器２１の磁束演算部は、モータ印加電圧Ｖγから電流における電圧降下（（Ｒ＋ｐＬｄ）・Ｉγ）の差（Ｖγ−（Ｒ＋ｐＬｄ）・Ｉγ）を積分してなる磁束（（Ｖγ−（Ｒ＋ｐＬｄ）・Ｉγ）／ωｒｅ）と、モータ巻線のインダクタンスＬｑと電流ｉδの積による磁束（Ｌｑ・ｉδ）を推定し、その推定された磁束（（Ｖγ−（Ｒ＋ｐＬｄ）・Ｉγ）／ωｒｅ＋Ｌｑ・ｉδ）に基づいて、回転座標軸（ｑ軸）とその回転座標軸の推定軸（δ軸）との磁束誤差φδを求め、位置誤差推定器２１の位置誤差演算部は、その磁束誤差φδに基づいて、回転子位置Δθを推定する。
図３に示すように、位置誤差推定器２１により求められた位置誤差Δθｒｅ（Δθ＾）は、速度推定器２４に出力される。
【００６９】
位置誤差推定器２１にて算出された位置誤差Δθ＾は、ＰＩ制御器により構成された速度推定器２４に入力される。速度推定器２４は、そのΔθ＾がゼロになるような角速度推定値ωｒｅ＾を算出する。ここで、速度推定器２４としては、通常一般のＰＩ制御器が使用される。速度推定器２４における演算式は、下記式［数１５］に示す通りである。
【数１５】
2005261138.tif 000017
【００７０】
速度推定器２４により求められた角速度推定値ωｒｅ＾は、加算器１１に出力され、上述したように、速度のフィードバック制御に用いられる。その速度フィードバック制御によって、電圧振幅指令Ｖ（ｍ）*が生成される。また、角速度推定値ωｒｅ＾を積分器２６で積分して、回転子の位置推定値θｒｅ（γδ）＾を算出する。その算出された位置推定値θｒｅ（γδ）＾は、電圧位相指令の加算器１８及び座標変換器２７、２８のそれぞれに入力される。
【００７１】
加算器１８では、位置推定値θｒｅ（γδ）＾に基づいて、電圧生成部１５に入力される電圧位相指令Ｖ（θ）*が生成される。このように、位置誤差推定器２１により推定されたΔθ＾の位置ずれが電圧位相指令Ｖ（θ）*に反映されることで、Δθ＾の位置ずれがモータ２０に反映される。
【００７２】
モータ２０の実際の位置が推定値と一致するように、角速度推定値ωｒｅ＾の調整を行い、その積分値である推定座標系上の位置θｒｅ（γδ）＾を求め、そのｄ−ｑ軸とγ−δ軸の位置が一致するようにフィードバック制御が行われる。また、その角速度推定値ωｒｅ＾を速度フィードバック制御に用いる場合には、安定化させるためにＬＰＦ３３（図４）を通過させてもよい。
【００７３】
上記のように、本実施形態のモータ制御装置１０では、電流値としては、センサにより検出された値が使用されるが、電圧値としては、指令値又は推定値が使用される（電圧センサは使用されていない）。突極性をもつモータ（ＩＰＭモータ）の運転に際して重要な要素であるインダクタンスについては、インダクタンス推定値（指令値）が、インダクタンス補償器２２によって求められる。角速度ωに関しては、本実施形態では、過渡的なものが表されることを考慮して推定値が使用されるが、指令値が使用されることも可能である。
【００７４】
上述したように、本実施形態によれば、磁束を用いて位置推定を行うことにより、ωｒｅに無関係な物理量が得られる。［数１３］または［数１４］の式を用いることにより、ゲイン調整が容易になり、簡単かつ短時間での演算で安定性が向上したモータ制御を実現することができる。本実施形態の回転子位置推定方法が適用されたモータ制御装置によってモータを制御すれば、安定したモータの運転が可能になる。本実施形態の回転子位置推定方法が適用されたモータ制御装置によって制御されるモータをコンプレッサモータとして用いれば、高効率、低騒音のコンプレッサ（図示せず）を提供することができる。また、そのコンプレッサを空気調和機（図示せず）に適用すれば、空気調和機の消費電力の低減に寄与することができる。
【００７５】
上記非特許文献１に記載された技術と対比すると、誘起電圧が回転数（ω）に比例する値であるため、誘起電圧に基づいて推定された位置誤差Δθは、ωに依存する値となり、真値から大きくずれている可能性が高いのに対し、永久磁石の磁束は、ωに依存しない物質固有の値であることから、磁束に基づいて推定された位置誤差Δθは、真値又は真値に近い値である。よって、磁束は、位置推定（位置誤差推定）に使用するのに好適である。
【００７６】
なお、Δθｒｅを求めるに際して、上記［数１１］の式より下記式［数１６］及び［数１７］のように展開することができる。
【数１６】
2005261138.tif 000018
【数１７】
2005261138.tif 000019
【００７７】
ここで、Δθ≒０とする制御を行うために、実際上は上式［数１７］の分母まで考慮しなくても、分子だけを考慮した以下の式［数１８］により制御を行うことがある。
【数１８】
2005261138.tif 000020
【００７８】
Δθ≒０とする制御をリアルタイムで行うために、演算量を少なくすべく、上記［数１７］の式ではなく、上記［数１８］の式のようにｓｉｎで近似した式からΔθを求めることがある。
【００７９】
しかしながら、［数１７］の式のΔθ＝ｔａｎ-1（    ）の中は、ω依存性がうまく相殺される（分母と分子にωに依存する項があるため両者で相殺でき、ω依存性がない）のに対し、［数１８］の式を計算する場合には、Δθがωに依存する値となってしまう。
【００８０】
これは、［数１８］の式では、誘起電圧を算出していることから、回転数に比例する特徴量となり、上述した［数３］の式を用いた場合（上記非特許文献１の技術）と同じ問題を有することになる。即ち、Δθの０への収束性は悪いものとなり、また、軸ずれ調整器のゲイン調整においては、モータ２０の回転速度によって異なるゲイン調整が必要となり、制御構成上複雑になる。これに対して、本実施形態によれば、上述したように、磁束を用いて位置推定を行うことにより、ωに無関係なΔθを推定することができる。
【００８１】
なお、本実施形態のモータ制御装置１０では、ｑ軸とδ軸との間でΔθ（磁束誤差）を求めたほうが好ましい。ｄ軸には永久磁石による磁束φが存在し、ｄ軸に直交するｑ軸ではφ＝０である。ｑ軸とδ軸との間でΔθを求めた場合には、φ＝０（ｑ軸）にフィードバック制御すればよい。これは、ｄ軸とγ軸との間でΔθを求めて、φ（ｄ軸）にフィードバック制御する場合に比べて、制御が行いやすい。ｄ軸とγ軸との間でΔθを求めて、磁束φにフィードバック制御しようとすると、磁束φは、永久磁石の物質に固有の値であるため、永久磁石の強さ等よって変わるφの値に応じて、モータごとに指令値を変えなくてはならないためである。一方、上記に代えて、本実施形態においても、ｄ軸とγ軸との間でΔθを求めることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の回転子位置推定方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の位置誤差推定器における、過渡項が無い場合の演算のブロック図である。
【図２】本発明の回転子位置推定方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の位置誤差推定器における、過渡項が有る場合の演算のブロック図である。
【図３】本発明の回転子位置推定方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の回転子位置推定方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の他の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の回転子位置推定方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の更に他の構成を示すブロック図である。
【図６】センサレス制御のためのモデルを示す図である。
【符号の説明】
【００８３】
１０  モータ制御装置
１１  加算器
１２  速度制御器
１３  加算器
１４  電流制御器
１５  電圧生成部
１６  電圧補償器
１７  ＰＷＭインバータ
２１  位置誤差推定器
２２  インダクタンス補償器
２４  速度推定器
２６  積分器
２７  座標変換演算部
２８  座標変換演算部
３１  ＬＰＦ
３２  ＬＰＦ
３３  ＬＰＦ
【図１】
2005261138.tif 000023
【図２】
2005261138.tif 000024
【図３】
2005261138.tif 000025
【図４】
2005261138.tif 000026
【図５】
2005261138.tif 000027
【図６】
2005261138.tif 000028