(57)【要約】【課題】オ−ディオ信号の増幅装置等の負荷の変動が大きいもののための電源回路装置を小型且つ低コストに製造することが困難あつた。【解決手段】交流電源端子１，２に第１及び第２の整流回路３，４を介して第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２を接続する。第  １及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２を直列に接続する。第１のコンデンサＣ１の一端を共通端子７に接続する。第１のコンデンサＣ１の他端及び第２のコンデンサＣ２の一端を第１の電源導体８にそれぞれ接続する。第１の電源導体８と直流出力端子６との間に逆流阻止ダイオ−ドＤ１を接続する。直流出力端子６と共通端子７との間に第３のコンデンサＣ３を接続する。第２のコンデンサＣ２の他端と直流出力端子６との間にスイッチＱ１を接続する。直流出力電圧よりも低いか否かを判定する比較器１５の出力に基づいてスイッチＱ１をオン・オフ制御する。【選択図】  図１
2005027455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変動負荷の一端が接続される直流出力端子と、
前記変動負荷の他端が接続される共通端子と、
第１の電圧を供給するための第１の直流電源導体と、
前記第１の電圧よりも高い第２の電圧を供給するための第２の直流電源導体と、
前記第１の直流電源導体と前記共通端子との間に接続された第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサに接続された第１の充電回路と、
前記第２の直流電源導体と前記第１の直流電源導体との間に接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサに接続された第２の充電回路と、
前記第１の直流電源導体と前記直流出力端子との間に接続された逆流阻止ダイオ−ドと、
前記直流出力端子と前記共通端子との間に接続された第３のコンデンサと、
前記第２の直流電源導体と前記直流出力端子との間に接続されたスイッチと、
前記直流出力端子と前記共通端子との間の電圧を検出する電圧検出手段と、
所定の基準電圧を与える基準電圧源と、
前記電圧検出手段及び前記基準電圧源と前記スイッチの制御端子との間に接続され且つ前記電圧検出手段から得られた検出電圧が前記基準電圧よりも低いか否かを判定し、前記検出電圧が前記基準電圧よりも低い時に前記スイッチをオン制御するスイッチ制御回路と、
を備えていることを特徴とする電源回路装置。
【請求項２】
変動負荷の一端が接続される直流出力端子と、
前記変動負荷の他端が接続される共通端子と、
第１の電圧を供給するための第１の直流電源導体と、
前記第１の電圧よりも高い第２の電圧を供給するための第２の直流電源導体と、
前記第１の直流電源導体と前記共通端子との間に接続された第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサに接続された第１の充電回路と、
前記第２の直流電源導体と前記共通端子との間に接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサに接続された第２の充電回路と、
前記第１の直流電源導体と前記直流出力端子との間に接続された逆流阻止ダイオ−ドと、
前記直流出力端子と前記共通端子との間に接続された第３のコンデンサと、
前記第２の直流電源導体と前記直流出力端子との間に接続されたスイッチと、
前記直流出力端子と前記共通端子との間の電圧を検出する電圧検出手段と、
所定の基準電圧を与える基準電圧源と、
前記電圧検出手段及び前記基準電圧源と前記スイッチの制御端子との間に接続され且つ前記電圧検出手段から得られた検出電圧が前記基準電圧よりも低いか否かを判定し、前記検出電圧が前記基準電圧よりも低い時に前記スイッチをオン制御するスイッチ制御回路と、
を備えていることを特徴とする電源回路装置。
【請求項３】
前記変動負荷は、オ−ディオ信号に応答して負荷電流が変化するオ−ディオ装置を含むものであることを特徴とする請求項１又は２記載の電源回路装置。
【請求項４】
更に、
前記オ−ディオ信号の振幅レベルを検出する振幅レベル検出手段と、
前記オ−ディオ信号の基準振幅レベルを示す振幅基準電圧を発生する振幅基準電圧源と、
前記振幅レベル検出手段と前記振幅基準電圧源とに接続され且つ前記振幅レベル検出手段で検出された検出振幅レベルが前記振幅基準電圧よりも大きい期間に前記電圧検出手段の検出電圧を下げるか又は前記基準電圧源の前記所定の基準電圧を上げる機能を有している制御手段と
を備えていることを特徴とする請求項３記載の電源回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばオ−ディオ装置のような変動する負荷に対して電力を供給するための電源回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開平１−１９８２３５号公報
従来の典型的な電源回路装置は、交流電源に接続された整流回路とこの出力段に接続された平滑コンデンサとの組合せによって構成されている。平滑コンデンサがある程度充電された後には、整流回路の入力交流電圧の振幅が平滑コンデンサの電圧よりも高くなった時にのみ平滑コンデンサの充電電流が流れる。
負荷に電力を供給する別の方式として、例えば、前記特許文献１に示すように、負荷を接続するための出力端子を主電源回路に接続すると共に、スイッチを介して補助電源回路に接続する方式が知られている。この種の電源方式では、主電源回路が遮断された時にスイッチがオン制御され、補助電源回路からスイッチを介して負荷に電力が供給される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述の典型的な電源回路装置及び前記特許文献１の電源回路装置においては、直流電源として機能する１つのコンデンサによって負荷が要求する全ての電力を供給しなければならない。
もし、負荷が一定であれば、電源回路用のトランス、ダイオ−ド、平滑コンデンサの大きさを一義的に決定できる。しかし、負荷が変動する場合には、最大負荷に対して耐えるように電源回路のトランス、ダイオ−ド、平滑コンデンサ等の容量を決定しなければならない。
ところで、オ−ディオアンプはオ−ディオ信号の振幅に比例した電力をスピ−カに供給する。オ−ディオ信号は、周知のように約２０〜２０ｋＨｚの周波数幅（約２０００倍）を有し、約１２０ｄＢ（約１，０００，０００倍）のダイナミックレンジを有する。従って、オ−ディオ装置は変動幅が極めて大きい負荷である。しかしながら、最も負荷として重いと考える低周波数で高振幅レベルのオ−ディオ信号の発生確率は必ずしも高くない。
従来の高級オ−ディオ装置の電源回路は、重い負荷にも耐え得る電源トランス、ダイオ−ド、平滑コンデンサ等を有するので、必然的に大型且つコスト高になった。中級又は低級オ−ディオ装置は、発生確率の低い低周波数で高振幅レベルのオ−ディオ信号に対する忠実度の低下は仕方ないとの設計思想で作られている。ごく一部のユ−ザは、交流−直流変換する従来の電源回路を使用したオ−ディオアンプに生じる高出力に対するリニアリテイの悪さを嫌い、リニアリテイの良い乾電池又は蓄電池でオ−ディオアンプを駆動している。しかし、電池でオ−ディオアンプを駆動する場合には、大出力に耐える大容量の電池を用意することが必要になり、必然的に電源が大型且つコスト高になる。
【０００４】
そこで、本発明の目的は、オ−ディオ装置又はこれに類似した装置のような変動する負荷に対する電力供給を比較的良好に行うことができ且つ小型及び低コスト化を図ることができる電源回路装置を提供することができる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、
変動負荷の一端が接続される直流出力端子と、
前記変動負荷の他端が接続される共通端子と、
第１の電圧を供給するための第１の直流電源導体と、
前記第１の電圧よりも高い第２の電圧を供給するための第２の直流電源導体と、
前記第１の直流電源導体と前記共通端子との間に接続された第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサに接続された第１の充電回路と、
前記第２の直流電源導体と前記第１の直流電源導体との間に接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサに接続された第２の充電回路と、
前記第１の直流電源導体と前記直流出力端子との間に接続された逆流阻止ダイオ−ドと、
前記直流出力端子と前記共通端子との間に接続された第３のコンデンサと、
前記第２の直流電源導体と前記直流出力端子との間に接続されたスイッチと、
前記直流出力端子と前記共通端子との間の電圧を検出する電圧検出手段と、
所定の基準電圧を与える基準電圧源と、
前記電圧検出手段及び前記基準電圧源と前記スイッチの制御端子との間に接続され且つ前記電圧検出手段から得られた検出電圧が前記基準電圧よりも低いか否かを判定し、前記検出電圧が前記基準電圧よりも低い時に前記スイッチをオン制御するスイッチ制御回路と、
を備えていることを特徴とする電源回路装置に係わるものである。
なお、本発明において、前記第１，第２及び第３のコンデンサは蓄電池も含むものとして記載されている。
【０００６】
なお。請求項２に示すように、第２のコンデンサを前記第２の直流電源導体と前記共通端子との間に接続することができる。
また、請求項３に示すように、前記変動負荷は、オ−ディオ信号に応答して負荷電流が変化するオ−ディオ装置を含むものであるこが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記オ−ディオ信号の振幅レベルを検出する振幅レベル検出手段と、
前記オ−ディオ信号の基準振幅レベルを示す振幅基準電圧を発生する振幅基準電圧源と、
前記振幅レベル検出手段と前記振幅基準電圧源とに接続され且つ前記振幅レベル検出手段で検出された検出振幅レベルが前記振幅基準電圧よりも大きい期間に前記電圧検出手段の検出電圧を下げるか又は前記基準電圧源の前記所定の基準電圧を上げる機能を有している制御手段とを有していることが望ましい。
【０００７】
【発明の効果】
各請求項の発明は次の効果を有する。
（１）  負荷が重くなって出力電圧が低下すると、スイッチがオンになり、第２のコンデンサからの電力が供給され、且つこの電力供給時の出力電圧が一定になるように帰還制御されているので、重負荷時であっても出力電圧を安定的に保つことができる。
（２）  第１の充電回路及び第１のコンデンサを、通常負荷又は軽負荷に耐える容量に設定し、第２の充電回路及び第２のコンデンサを重負荷と通常負荷との差に耐える容量に設定することができるので、重負荷に耐える単一の充電回路及びコンデンサを設ける場合に比べて、電源回路装置の小型且つ低コスト化を図ることができる。
請求項３及び４の発明によれば、オ−ディオ信号の増幅を良好に行うことができる。
【０００８】
【発明の実施形態】
次に、図１〜図５を参照して本発明の実施形態に従うオ−ディオ装置の電源回路装置を説明する。
【０００９】
【第１の実施形態】
図１に示す電源回路装置は、大別して、対の交流電源端子１、２と、第１及び第２の整流回路３，４と、第１、第２及び第３のコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３と、逆流阻止ダイオ−ドＤ１と、スイッチＱ１と、制御回路５と、直流出力端子６と、グランド端子即ち共通端子７と、第１及び第２の電源導体８、９とを有している。
【００１０】
対の交流電源端子１、２は図示されていない例えば５０Ｈｚ、１００Ｖの商用交流電源に接続され、図２（Ａ）に示す正弦波交流電圧Ｖａｃを供給する。
【００１１】
第１の整流回路３は、第１のコンデンサＣ１のための第１の充電回路と呼ぶことできるものであって、１次巻線Ｎ１１と２次巻線Ｎ２１とを有する第１のトランス１０と、２つの整流ダイオ−ドＤ１１、Ｄ１２とから成る。１次巻線Ｎ１１は対の交流端子１、２間に接続されている。２次巻線Ｎ２１の一端及び他端が整流ダイオ−ドＤ１１、Ｄ１２を介して第１の電源導体８に接続され、中間タップが共通端子７に接続されている。従って、第１の整流回路３はセンタタップ型全波整流回路に形成されている。
【００１２】
第１のコンデンサＣ１は平滑用コンデンサ又はリップル除去用コンデンサとして機能するものであって、第１の電源導体８と共通端子７との間に接続されている。従って、第１の整流回路３と第１のコンデンサＣ１とを合わせて第１の整流平滑回路又は第１の直流電源又は主電源部と呼ぶこともできる。５０Ｗ＋５０Ｗのステレオアンプを負荷とする場合には、第１の整流平滑回路の容量を例えば＋６０Ｖ、３Ａ程度に設定する。なお、第１のコンデンサＣ１を蓄電池に置き換えることができる。
【００１３】
第２の整流回路４は、第２のコンデンサＣ２のための第２の充電回路と呼ぶこともできるものであって、１次巻線Ｎ１２と２次巻線Ｎ２２とを有する第２のトランス１１と２つの整流ダイオ−ドＤ２１、Ｄ２２とから成る。１次巻線Ｎ１２には対の交流端子１、２間に接続されている。２次巻線Ｎ２２の一端及び他端は整流ダイオ−ドＤ２１、Ｄ２２を介して第２の電源導体９に接続され、センタタップは第１の電源導体８に接続されている。従って、第２の整流回路４はセンタタップ型全波整流回路に形成されている。
【００１４】
第２のコンデンサＣ２は、第２の整流回路４の対の出力端子間に相当する第１及び第２の電源導体８、９間に接続されており、平滑用コンデンサ又はリップル除去用コンデンサとして機能する。従って、第２の整流回路４と第２のコンデンサＣ２とを合せて第２の整流平滑回路又は第２の直流電源又は副電源部と呼ぶこともできる。前記第１の整流平滑回路の容量を＋６０Ｖ、３Ａ程度とし、出力電圧Ｖｏの変動幅が＋５Ｖ程度とすれば、第２の整流平滑回路の容量を、前記第１の整流平滑回路よりも小さい例えば＋８Ｖ、３Ａ程度に設定する。なお、第２のコンデンサＣ２を蓄電池に置き換えることができる。
【００１５】
逆流阻止ダイオ−ドＤ１は、第１の電源導体８と直流出力端子６との間に接続されており、第１の電源導体８から直流出力端子６に向って順方向電流が流れる方向性を有する。
【００１６】
第３のコンデンサＣ３は直流出力端子６と共通端子７との間に接続されており、直流電源としての機能を有する。
【００１７】
トランジスタから成るスイッチＱ１は第２の電源導体９と直流出力端子６との間に接続されている。スイッチＱ１としてのトランジスタはｐｎｐ型であって、このエミッタが第２の電源導体９に接続され、コレクタが直流出力端子６に接続されている。また、エミッタとベ−スとの間に抵抗Ｒｅｂが接続されている。
【００１８】
スイッチＱ１を帰還制御によってオン・オフ制御するための制御回路５は、出力電圧検出回路１２と、基準電圧源１３と、スイッチ制御回路１４とを有する。
【００１９】
出力電圧検出回路１２は、出力電圧Ｖｏを分圧するために直流出力端子６と共通端子７との間に接続された第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路から成り、第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の相互接続点から検出電圧を出力する。
【００２０】
基準電圧源１３は、直流出力端子６と共通端子７との間に第３の抵抗Ｒ３を介してツェナ−ダイオ−ド即ち定電圧ダイオ−ドＺＤを接続することによって構成されている。従って、定電圧ダイオ−ドＺＤから所定の基準電圧が得られる。なお、定電圧ダイオ−ドＺＤの代りに整流平滑回路又はピ−クホ−ルド回路によって所定の基準電圧を得ることができる。例えば、第１のトランス１０の２次巻線Ｎ２１の電圧をピ−クホ−ルドするピ−クホ−ルド回路を設け、このピ−クホ−ルド回路の出力電圧を分圧して基準電圧とすることができる。これにより、電源の交流電圧Ｖａｃの変動に応じて基準電圧のレベルを補正することができ、スイッチＱ１のオン・オフを正確に制御できる。
【００２１】
スイッチ制御回路１４は、比較及び制御回路とも呼ぶことができるものであり、２値出力を発生するコンパレ−タから成る比較器１５と、３つの抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６と、制御スイッチとしてのｎｐｎ型制御トランジスタＱ２とから成る。比較器１５の負入力端子は第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点に接続され、この正入力端子は基準電圧源としての定電圧ダイオ−ドＺＤに接続されている。従って、比較器１５は第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点から得られた検出電圧が定電流ダイオ−ドＺＤから得られた基準電圧よりも低い期間に高レベル電圧を出力し、逆に高い期間に低レベル電圧を出力する。比較器１５の出力端子は抵抗Ｒ４を介して制御トランジスタＱ２のベ−スに接続されている。制御トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ６を介してスイッチＱ１の制御端子としてのベ−スに接続され、エミッタは共通端子７に接続されている。また、抵抗Ｒ５は制御トランジスタＱ２のベ−スとエミッタとの間に接続されている。
【００２２】
【軽負荷時動作】
オ−ディオ信号の振幅が低レベルの時即ち軽負荷又無負荷時には、直流出力端子６と共通端子７との間の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に保たれているので、比較器１５の出力は低レベル状態に保たれ、制御トランジスタＱ２及びスイッチＱ１がオフ状態に保たれる。この結果、第１の整流回路３と第１のコンデンサＣ１及び第３のコンデンサＣ３から成る主電力供給回路によって出力電圧Ｖｏが供給される。
第２のコンデンサＣ２は、スイッチＱ１のオフ期間に第２の整流回路４の出力で充電される。オ−ディオ装置の場合、スイッチＱ１のオン期間に対するオフ期間の割合が長いので、第２のコンデンサＣ２を比較的長い時間をかけてゆっくり充電することができる。このため、第２の整流回路４の電力容量をさほど大きく設定する必要がない。
【００２３】
【重負荷時動作】
直流出力端子６に接続された負荷が前述の軽負荷状態よりも重い重負荷状態、例えば低周波数且つ大振幅のオ−ディオ信号がオ−ディオアンプに入力している期間であると共に図２（Ａ）に示す交流電圧Ｖａｃの振幅が低い時には、出力電圧Ｖｏを検出した第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点の電圧が定電圧ダイオ−ドＺＤの基準電圧よりも低くなる。これにより、比較器１５の出力電圧が高いレベルになり、制御トランジスタＱ２及び及びスイッチＱ１がオンになる。スイッチＱ１がオンになると、第２のコンデンサＣ２の放電によってスイッチＱ１を介して出力端子６に接続された負荷に電流が流れると共に第３のコンデンサＣ３に充電電流が流れる。これにより、第３のコンデンサＣ３の電圧即ち出力電圧Ｖｏが上昇し、第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点の検出電圧は基準電圧よりも高くなり、比較器１５の出力電圧が低レベルになり、制御トランジスタＱ２及びスイッチＱ１がオフになる。重負荷状態の継続中にスイッチＱ１がオフになると第３のコンデンサＣ３の電圧即ち出力電圧が再び低下し、比較器１５の出力が再び高レベルになり、制御トランジスタＱ２及びスイッチＱ１が再びオンになる。
交流電圧Ｖａｃの振幅は図２（Ａ）に示すように正弦波状に変化しているので、ｔ２、ｔ７、ｔ１１時点のように交流電圧Ｖａｃの振幅レベルが第３のコンデンサＣ３の電圧よりも高くなると、第１及び第３のコンデンサＣ１、Ｃ３に充電電流が流れ、ｔ３、ｔ８、ｔ１２時点で出力電圧Ｖｏの検出電圧が定電圧ダイオ−ドＺＤで与えられる基準電圧よりも高い値に保たれる。この結果、比較器１５の出力電圧Ｖｃｏｎｔは図２（Ｄ）に示すようにｔ３〜ｔ６、ｔ８〜ｔ１０期間で低レベルになり、制御トランジスタＱ２及びスイッチＱ１はオフに保たれる。なお、交流電圧Ｖａｃの振幅が徐々に低下すると、第３のコンデンサＣ３の電圧即ち出力電圧Ｖｏも徐々に低下し、図２（Ｄ）のｔ６、ｔ１０時点に示すようにスイッチＱ１のオン・オフ動作が再び開始する。第２（Ｄ）のｔ１〜ｔ３、ｔ６〜ｔ８、ｔ１０〜ｔ１２期間の比較器１５の出力Ｖｃｏｎｔの振動周波数は交流電圧Ｖａｃの周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い。この振動周波数は第３のコンデンサＣ３の容量に依存して決定される。これにより、出力電圧Ｖｏは図２（Ｃ）に示すように、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ８、ｔ１０〜ｔ１２期間において僅かなリップルを有してほぼ一定に保たれる。図２（Ｂ）は、比較のために示す従来の典型的な整流平滑回路のみの場合即ち図１から第２の整流回路４、第２及び第３のコンデンサＣ２、Ｃ３、スイッチＱ１を省いた回路の場合の出力電圧Ｖｏ´の変化を示す。図２（Ｃ）の本実施形態の出力電圧Ｖｏは図２（Ｂ）の従来の出力電圧Ｖｏ´よりも変動幅が小さい。従って、低周波数の高振幅のオ−ディオ信号の振幅を良好に保つことができる。
【００２４】
本実施形態によれば次の効果が得られる。
（１）  負荷が重くなって出力電圧Ｖｏが低下すると、スイッチＱ１がオンになり、第２のコンデンサＣ２からの電力が供給され、且つこの電力供給時の出力電圧Ｖｏが一定になるように帰還制御されているので、重負荷時であっても出力電圧Ｖｏを平坦性良く且つ安定的に保つことができる。
（２）  第１の整流回路３及び第１のコンデンサＣ１を、通常負荷又は軽負荷に耐える容量に設定し、第２の整流回路４及び第２のコンデンサＣ２を重負荷と通常負荷との差に耐える容量に設定することができるので、短時間の電流供給能力を同じとした時、従来の重負荷に耐える単一の充電回路及びコンデンサを設ける場合に比べて、電源回路装置の小型且つ低コスト化を図ることができる。
（３）  負荷に対する瞬間的な電流供給能力が大きくなる。特に負荷変動の大きな音楽信号を扱う場合に有利である。
（４）  第１の整流回路３のダイオ−ドＤ１１、Ｄ１２の導通角を大きくとる設計をしても電圧降下を小さくできるので、第１のコンデンサＣ１の充電時におけるダイオ−ドＤ１１、Ｄ１２から発生するノイズを下げることができる。
（５）  軽負荷時にスイッチング電源のようなノイズが発生しない。
【００２５】
【第２の実施形態】
次に、図３を参照して本発明の第２の実施形態の電源回路装置を説明する。但し、図２において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２６】
図３の回路は、接続箇所の変更された第２のコンデンサＣ２及び第２のコンデンサＣ２の充電回路４ａを除いて図１と同一に形成されている。図３では第２のコンデンサＣ２が第２の電源導体９と共通端子７との間に接続されている。
【００２７】
充電回路４ａは、第２のコンデンサＣ２を第１のコンデンサＣ１の電圧の２倍に充電するための回路であって、倍電圧用コンデンサＣ２２と第１及び第２の倍電圧用ダイオ−ドＤ１１、Ｄ１２とから成る。この充電回路４ａに交流電圧を供給するために整流回路３のトランス１０が兼用されている。図３では第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の充電のためにトランス１０が兼用されているが、第２のコンデンサＣ２の充電のための独立したトランスを図１と同様に設け、このトランスのセンタタップをトランス１０の２次巻線Ｎ２１のセンタタップに接続することもできる。倍電圧用コンデンサＣ２２の一端は２次巻線Ｎ２１の一端に接続されている。第１の倍電圧用ダイオ−ドＣＤ１１のアノ−ドは２次巻線Ｎ２１のセンタタップに接続され、このカソ−ドは倍電圧用コンデンサＣ２２の他端及び第２の倍電圧用ダイオ−ドＤ１２のアノ−ドに接続されている。第２の倍電圧用ダイオ−ドＤ１２のカソ−ドは第２の電源導体９に接続されている。
なお、充電回路４ａと第２のコンデンサＣ２とを倍電圧回路と呼ぶこともできる。第２のコンデンサＣ２は周知のように第１のコンデンサＣ１の２倍の電圧に充電される。従って、図３の共通端子７と第２の電源導体９との間の電圧は図１のこの電圧と同一である。従って、図３の実施形態によっても図１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００２８】
【第３の実施形態】
図４に示す第３の実施形態の電源回路装置は、図１にオ−ディオ信号レベル判定及び出力検出レベル変更回路３０を付加し、この他は図１と同一に形成しものである。図４では図１の電圧検出用の第２の抵抗Ｒ２が２つの抵抗Ｒ２ａ、Ｒ２ｂに分割され、下側の抵抗Ｒ２ｂがレベル変更に使用されている。
【００２９】
オ−ディオ信号レベル判定及び出力検出レベル変更回路３０は、オ−ディオ信号入力端子３１と、結合コンデンサ３２と、抵抗３４及びコンデンサから成るロ−パスフィルタ３３と、基準電圧源としての定電圧ダイオ−ド３６と、基準電圧用抵抗３７と、比較器３８と、抵抗３９と、ダイオ−ド４０と、出力検出レベル変更スイッチとしてのトランジスタ４１を有している。
【００３０】
オ−ディオ信号入力端子３１は、オ−ディオアンプの入力と同一のオ−ディオ信号が伝送されるラインに接続される。オ−ディオ信号入力端子３１と比較器３８の正入力端子との間に結合コンデンサ３２とロ−パスフィルタ３３とが接続されている。従って、オ−ディオ信号入力端子３１のオ−ディオ信号はロ−パスフィルタ３３で平滑された後に比較器３８の入力となる。比較器３８の負入力端子には定電圧ダイオ−ド３６が接続されている。定電圧ダイオ−ド３６は抵抗３７を介して直流出力端子６と共通端子７との間に接続されているので、所定の基準電圧を比較器３８に与える。比較器３８の出力端子は、抵抗３９を介してｎｐｎ型トランジスタ４１のベ−スに接続されている。トランジスタ４１のコレクタは、抵抗Ｒ２ａ、Ｒ２ｂの相互接続点に接続され、エミッタは共通端子７に接続されている。
【００３１】
オ−ディオ信号の振幅レベルの大きくなったためにロ−パスフィルタ３３の出力電圧が基準電圧よりも高くなると、比較器３８の出力電圧が定レベルから高レベルに転換する。これにより、トランジスタ４１がオンになり、抵抗Ｒ２ｂが短絡される。この結果、出力電圧検出回路１２の分圧点の電位が下がり、比較器１５の出力信号Ｖｃｏｎｔが低レベルから高レベルに転換し、図４の回路の制御トランジスタＱ２がオン状態になり、スイッチＱ１もオン状態となる。
【００３２】
上述から明らかなように図４及び図５の電源回路装置では、オ−ディオ信号から出力電圧Ｖｏの低下を推定してスイッチＱ１を迅速に制御するので、電源電圧の平坦性を良好に保つことができる。
【００３３】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  図３に示す実施形態の電源回路装置においても、点線で示すように図４と同様なオ−ディオ信号レベル判定及び出力電圧検出レベル変更回路３０を設けることができる。
（２）  スイッチＱ１、トランジスタＱ２を電界効果トランジスタ等の別の半導体スイッチとすることができる。
（３）  整流回路３、４をブリッジ型ダイオ−ド整流回路とすることができる。
（４）  図４及び図５の実施形態において、オ−ディオ信号レベル判定及び出力検出レベル変更回路３０で出力電圧検出回路１２を制御する代わりに、基準電圧源１３を制御することができる。この場合には、重負荷の時に基準電圧源１３の基準電圧を上げる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の電源回路装置を示す回路図である。
【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図３】第２の実施形態の電源回路装置を示す回路図である。
【図４】第３の実施形態の電源回路装置を示す回路図である。
【図５】図４のオ−ディオ信号レベル判定及び出力電圧検出レベル変更回路を詳しく示す回路図である。
【符号の説明】
１，２  交流電源端子
３，４  整流回路
５  制御回路
６  直流出力端子
７  共通端子
８，９  第１及び第２の電源導体
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  第１、第２及び第３のコンデンサ
Ｄ１  逆流阻止ダイオ−ド
【図１】
2005027455.tif 000003
【図２】
2005027455.tif 000004
【図３】
2005027455.tif 000005
【図４】
2005027455.tif 000006
【図５】
2005027455.tif 000007