(57)【要約】【課題】効率及び電力制御の線形性を改善する。【解決手段】インバータ装置Ａは、スイッチングブロックＱ１、Ｑ２を有する駆動回路１０と制御回路２０を備える。制御回路２０は、電力注入期間と電力非注入期間との割合を負荷投入電力に応じて調整し、電力注入期間において制御パルスＰ１、Ｐ２を出力する。また、制御回路２０は、電力注入期間から電力非注入期間へ遷移するタイミング及び電力非注入期間から電力注入期間へ遷移するタイミングを交流電圧Ｖがゼロクロスするタイミングと一致させるように制御する。【選択図】      図１
2005006463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源から交流電圧が供給される入力端子と、負荷へ高周波電圧を出力する出力端子とを備えたインバータ装置において、
前記交流電圧よりも高い周波数の高周波パルスを発生する高周波パルス発生手段と、
電力注入期間と電力非注入期間との割合を負荷投入電力に応じて調整し、前記電力注入期間と前記電力非注入期間とを識別する制御信号を生成し、前記制御信号に基づいて前記高周波パルスをゲートして制御パルスを生成すると共に、前記電力注入期間から前記電力非注入期間へ遷移するタイミング又は前記電力非注入期間から前記電力注入期間へ遷移するタイミングのうち少なくとも一方を前記交流電圧がゼロクロスするタイミングと一致させるように制御する制御手段と、
前記入力端子から前記出力端子までの所定の経路に設けられ、前記制御パルスに応じてオン・オフが制御されるスイッチング手段と、
を備えたインバータ装置。
【請求項２】
前記高周波パルス発生手段は、前記商用電源からの前記交流電圧の周波数をｆとしたとき、前記高周波パルスの周波数がｋ・ｆ（ｋは２以上の整数）となるように前記高周波パルスを発生し、
前記制御手段は、電力制御周期である前記制御信号の１周期をｎ／ｆ（ｎは２以上の整数）とし、前記電力注入期間をｍ／ｆ（ｍは整数）とし、前記電力非注入期間を（ｎ−ｍ）／ｆとする
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記交流電圧がゼロクロスするタイミングを検出して検出信号を出力する検出手段と、
前記検出信号に同期して前記制御信号を生成し、前記制御信号に基づいて前記高周波パルスをゲートして前記制御パルスを生成する負荷投入電力調整手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記負荷投入電力調整手段は、前記負荷投入電力に応じて前記電力注入期間と前記電力非注入期間との割合を前記検出信号の１周期単位で調整して前記制御信号を生成することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記入力端子は、第１入力端子と第２入力端子とを備え、
前記出力端子は、第１出力端子と第２出力端子とを備え、
前記スイッチング手段は、前記第１出力端子と接続される第１スイッチング手段及び第２スイッチング手段とを有し、
一方の端子が前記第１スイッチング手段及び第２スッチング手段と直列に各々接続される第１インダクタ及び第２インダクタと、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタの他方の端子間に直列に接続される第１キャパシタ及び第２キャパシタと、
前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタと並列に接続される第１ダイオード及び第２ダイオードと、
前記第１ダイオード及び前記第２ダイオードの接続点と前記第１入力端子との間に設けられた第３インダクタとを備え、
前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタの接続点と、前記第２入力端子、並びに前記第２出力端子は接続されている
ことを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のうちいずれか１項に記載されたインバータ装置と、
前記負荷としての加熱用誘導コイルと
を備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項７】
加熱ユニットで加熱した熱媒体液を放熱器に循環させる床暖房システムにおいて、
前記加熱ユニットは、
請求項６に記載した誘導加熱装置と、
前記加熱用誘導コイルが周囲に設けられ、絶縁体よりなる管体と、
前記管体の内部に設けられ、前記加熱用誘導コイルによって誘導加熱される金属管とを備え、
前記管体内部で前記熱媒体液を加熱することを特徴とする床暖房システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置、誘導加熱装置及び床暖房システムの技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、誘導加熱（Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｈｅａｔｉｎｇ：以下、ＩＨと称する）を熱源に用いる多くのアプリケーションは、ＩＨクッキングヒータをはじめとして、温水発生、低温・高温の過熱水蒸気（熱放射性蒸発流体）発生装置、複写機トナー定着用の熱転写ＩＨローラドラム、誘導プラズマなど多岐にわたっている。なかでもＩＨ床暖房の応用開発が新たに注目されつつある。現在の床暖房の温水加熱手法としてガス燃焼方式とシーズヒータ方式があるがこれらの熱変換効率は約７０％程度であり、さらなる高効率化が求められている。誘導加熱は安全・高効率・急速加熱・温度制御容易・クリーンなど優れた特徴を持つため、ＩＨ方式温水加熱用に適したローコスト・高効率な高周波インバータの電源回路開発も望まれているところである。
【０００３】
誘導加熱用高周波電源として直列負荷共振を利用した電流共振型高周波ＺＣＳインバータは家電・業務民生用から産業用に至るまで幅広く利用されている。このインバータでは、パルス密度変調（以下、ＰＤＭと称する）と呼ばれる制御方式が知られている（例えば、非特許文献１）
【０００４】
ＰＤＭ方式は１０〜２０周期の動作を一つの電力制御周期としてとらえている。この電力制御周期内でパワー半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）に加えるゲートパルス列のパルスを間引く手段でパルス密度を定義しており、この密度を変調することでダイレクト高周波インバータの出力実効電力を調整している。このゲートパルスが入力されている期間を電力注入期間、ゲートパルスが入力されない期間を電力非注入期間と呼び、電力制御周期内での電力注入期間の割合を増やせば負荷に供給される電力量が多くなり、時間平均での負荷投入電力が大きくなる。ＰＤＭ方式は電力制御の線形性を持つなど多くの利点を持っている。
【０００５】
一般に図１２のような高周波共振型インバータ応用システム構成では、整流回路部に設けられる平滑を目的としないローパスフィルタで高周波インバータの動作周波数に依存する高調波電流成分をカットしている。
【０００６】
【非特許文献１】
馮越路，王越翔，白井秀典，中岡睦雄，「新概念誘導加熱高周波ゼロ電流ソフトスイッチングＰＤＭインバータ」，電気関係学会関西支部連合大会講演論文集，２０００年１１月発行，Ｇ１３６
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＤＭの電力制御時に発生する電力制御周期に依存する比較的低周波の高調波電流成分に対してはフィルタキャパシタの電圧が大きく変動し、電力系統側へ高調波電流が流出してしまう。電力系統側へ流出する高調波電流は、負荷に供給されないから、ＰＤＭ制御方式が本来持つパルス変調度に対する時間平均出力電流の高い線形性は、図１２のようなシステム構成の場合には十分に発揮されにくく、電力の推定は難しい。
【０００８】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、高効率で負荷を駆動すること及び電力制御の線形性を改善すること等を解決課題の一例とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
以下、本発明について説明する。なお、本発明の理解を容易にするために添付図面の参照符号を括弧書きにて付記するが、それにより本発明が図示の形態に限定されるものではない。
【００１０】
本発明に係るインバータ装置は、商用電源から交流電圧（Ｖ）が供給される入力端子（Ｔ１、Ｔ２）と、負荷（Ｂ）へ高周波電流を出力する出力端子（Ｔ３、Ｔ４）とを備えたインバータ装置（Ａ）において、前記交流電圧（Ｖ）よりも高い周波数の高周波パルス（Ｐ）を発生する高周波パルス発生手段（２２）と、電力注入期間（Ｔｏｎ）と電力非注入期間（Ｔｏｆｆ）との割合を負荷投入電力に応じて調整し、前記電力注入期間（Ｔｏｎ）と前記電力非注入期間（Ｔｏｆｆ）とを識別する制御信号（ＣＴＬ）を生成し、前記制御信号（ＣＴＬ）に基づいて前記高周波パルス（Ｐ）をゲートして制御パルスを生成する共に、前記電力注入期間（Ｔｏｎ）から前記電力非注入期間（Ｔｏｆｆ）へ遷移するタイミング又は前記電力非注入期間（Ｔｏｆｆ）から前記電力注入期間（Ｔｏｎ）へ遷移するタイミングを前記交流電圧（Ｖ）がゼロクロスするタイミングの少なくとも一方と一致させるように制御する制御手段（２１，２３）と、前記入力端子（Ｔ１，Ｔ２）から前記出力端子（Ｔ３，Ｔ４）までの所定の経路に設けられ、前記制御パルス（Ｐ１，Ｐ２）に応じてオン・オフが制御されるスイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）と、を備えることにより、上述した課題を解決する。
【００１１】
スイッチング手段は制御パルスに従ってオン・オフを繰り返して交流電圧をスイッチングする。制御パルスは電力注入期間に発生するから、スイッチング動作に伴って、電力注入期間の周期、即ち、電力制御周期に応じた周波数成分が発生する。この周波数成分は高調波成分を含むが、この発明によれば、電力注入期間から電力非注入期間へ遷移するタイミング及び電力非注入期間から電力注入期間へ遷移するタイミングは、交流電圧のゼロクロスと一致する。従って、高調波成分が低減され、商用電源側へ流れ出る高調波電流を大幅に削減することが可能となる。この結果、高効率で負荷を駆動することができ、かつ、電力制御の線形性を大幅に改善することができる。なお、交流電圧のゼロクロスとは、その振幅中心電圧を意味する。
【００１２】
前記高周波パルス発生手段（２２）は、前記商用電源からの前記交流電圧（Ｖ）の周波数をｆとしたとき、前記高周波パルス（Ｐ）の周波数がｋ・ｆ（ｋは２以上の整数）となるように前記高周波パルス（Ｐ）を発生し、前記制御手段（２１、２３）は、電力制御周期である前記制御信号（ＣＴＬ）の１周期をｎ／ｆ（ｎは２以上の整数）とし、前記電力注入期間をｍ／ｆ（ｍは整数）とし、前記電力非注入期間を（ｎ−ｍ）／ｆとすることが好ましい。この場合には、電力制御周期が高周波パルスの周期の整数倍になるので、商用電源側へ流れ出る高調波電流をより一層削減することが可能となる。
【００１３】
また、前記制御手段（２１、２３）は、前記交流電圧（Ｖ）がゼロクロスするタイミングを検出して検出信号（２１ａ）を出力する検出手段（２１）と、前記検出信号（２１ａ）に同期して前記制御信号（ＣＴＬ）を生成し、前記制御信号（ＣＴＬ）に基づいて前記高周波パルス（Ｐ）をゲートして前記制御パルス（Ｐ１、Ｐ２）を生成する負荷投入電力調整手段（２３）と、を備えることが好ましい。
【００１４】
この場合には、制御信号に基づいて制御パルスが生成されるが、制御信号は交流電圧のゼロクロスを示す検出信号に基づいて生成されるので、上述したように電力注入期間及び電力非注入期間の境界のタイミングはいずれも交流電圧のゼロクスに一致する。従って、負荷の駆動効率が向上し、しかも電力制御の線形性を改善することができる。
【００１５】
さらに、前記負荷投入電力調整手段（２３）は、前記負荷投入電力に応じて前記電力注入期間（Ｔｏｎ）と前記電力非注入期間（Ｔｏｆｆ）との割合を前記検出信号（２１ａ）の１周期単位で調整して前記制御信号（ＣＴＬ）を生成することが好ましい。この場合には、交流電圧の１周期単位で電力制御周期を構成する電力注入期間と電力非注入期間との割合を変更することが可能となる。
【００１６】
上述したインバータ装置において、前記入力端子（Ｔ１、Ｔ２）は、第１入力端子（Ｔ１）と第２入力端子（Ｔ２）とを備え、前記出力端子（Ｔ３，Ｔ４）は、第１出力端子（Ｔ３）と第２出力端子（Ｔ４）とを備え、前記スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）は、前記第１出力端子（Ｔ３）と接続される第１スイッチング手段（Ｑ１）及び第２スイッチング手段（Ｑ２）とを有し、一方の端子が前記第１スイッチング手段（Ｑ１）及び第２スッチング手段（Ｑ２）と直列に各々接続される第１インダクタ（Ｌｓ１）及び第２インダクタ（Ｌｓ２）と、前記第１インダクタ（Ｌｓ１）及び前記第２インダクタ（Ｌｓ２）の他方の端子間に直列に接続される第１キャパシタ（Ｃ１）及び第２キャパシタ（Ｃ２）と、前記第１キャパシタ（Ｃ１）及び前記第２キャパシタ（Ｃ２）と並列に接続される第１ダイオード（Ｄｂ１）及び第２ダイオード（Ｄｂ２）と、前記第１ダイオード（Ｄｂ１）及び前記第２ダイオード（Ｄｂ２）の接続点と前記第１入力端子（Ｔ１）の間に設けられた第３インダクタ（Ｌｆ）とを備え、前記第１キャパシタ（Ｃ１）及び前記第２キャパシタ（Ｃ２）の接続点と、前記第２入力端子（Ｔ２）、並びに前記第２出力端子（Ｔ４）は接続されていることが好ましい。
【００１７】
この場合、第３インダクタは、入力フィルタインダクタとして作用し、第１及び第２ダイオードは、交流電圧を整流する整流ダイオードとして作用する。また、第１及び第２キャパシタは、入力フィルタ兼共振キャパシタとして作用し、第１及び第２インダクタは、ＺＣＳ促進インダクタスナバとして作用する。
【００１８】
次に、本発明に係る誘導加熱装置は、上述したインバータ装置（Ａ）と、前記負荷（Ｂ）としての加熱用誘導コイル（Ｌ０）とを備えることを特徴とする。この発明によれば、高い電源効率で被加熱体を加熱することができる。このような誘導加熱装置としては、例えば、ＩＨクッキングヒータ、温水発生、低温・高温の過熱水蒸気（熱放射性蒸発流体）発生装置、複写機トナー定着用の熱転写ＩＨローラドラム、及び誘導プラズマの他、床暖房設備の熱源装置が含まれる。
【００１９】
次に、本発明に係る床暖房システムは、加熱ユニット（１００）で加熱した熱媒体液を放熱器に循環させる床暖房システムにおいて、前記加熱ユニット（１００）は、上述した誘導加熱装置と、前記加熱用誘導コイル（Ｌ０）が周囲に設けられ、絶縁体よりなる管体と、前記管体の内部に設けられ、前記加熱用誘導コイルによって誘導加熱される金属管とを備え、前記管体内部で前記熱媒体液を加熱することを特徴とする。この発明によれば、消費電力を削減することができ、また、温度制御が容易となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態に係る誘導加熱装置を説明する。図１は誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。誘導加熱装置は、インバータ装置Ａと誘導負荷Ｂとを備える。インバータ装置Ａは１００Ｖ／６０Ｈｚの商用電源から交流電圧Ｖの給電を受けて、誘導コイルＢに高周波電流を供給する。この例のインバータ装置ＡはＺＣＳ−ＰＤＭ制御高周波サイクロコンバータ回路として構成される。誘導負荷Ｂは、ワークコイル及び被加熱物体からなる。誘導負荷Ｂは、等価的にインダクタンス成分Ｌ０と抵抗成分Ｒ０とを直列に接続したモデルで表すことができる。
【００２１】
インバータ装置Ａは、駆動回路１０と制御回路２０とを備える。駆動回路１０の入力端子Ｔ１及びＴ２は商用電源に接続され、その出力端子Ｔ３及びＴ４は誘導負荷Ｂに接続される。入力端子Ｔ１は、入力フィルタインダクタＬｆを介して整流ダイオードＤｂ１及びＤｂ２の接続点に接続されている。また、整流ダイオードＤｂ１及びＤｂ２と並列にフィルタ兼共振キャパシタＣ１及びＣ２が設けられている。フィルタ兼共振キャパシタＣ１及びＣ２の中点は、入力端子Ｔ２及び出力端子Ｔ４に接続されている。フィルタ兼共振キャパシタＣ１及びＣ２は、入力フィルタインダクタＬｆと共に入力フィルタを構成する。
【００２２】
スイッチングブロックＱ１及びＱ２の接続点は出力端子Ｔ３と接続されている。スイッチングブロックＱ１は、スイッチング素子ＳＷ１及び逆並列ダイオードＤ１を備え、スイッチングブロックＱ２は、スイッチング素子ＳＷ２及び逆並列ダイオードＤ２を備える。スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２は、制御信号に応じてオン・オフを切り換えることが可能な半導体デバイスであれば、原理的にどのような素子を用いてもよいが、本実施形態においてはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いる。逆並列ダイオードＤ１及びＤ２は、フライホールダイオードとも呼ばれ、スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２のオン・オフに伴うサージ電圧を吸収する作用がある。
【００２３】
また、ＺＣＳ促進インダクタスナバＬｓ１及びＬｓ２がそれぞれスイッチングブロックＱ１及びＱ２に直列接続されている。ＺＣＳ促進インダクタスナバＬｓ１及びＬｓ２はフィルタ兼共振キャパシタＣ１及びＣ２と共に共振回路を構成する。
【００２４】
駆動回路１０においてスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２は、入力端子Ｔ１及びＴ２と出力端子Ｔ３及びＴ４との間の経路に設けられ、オン・オフの制御が可能なスイッチング手段として機能する。このスッチング手段のオン・オフを制御することによって、誘導負荷Ｂに高周波電流を供給することが可能となる。
【００２５】
次に、制御回路２０は、ゼロクロス検出回路２１、高周波パルス発生回路２２、及び負荷投入電力調整回路２３を備える。ゼロクロス検出回路２１は、コンパレータ等で構成され、交流電圧Ｖが振幅中心電圧をよぎるタイミングを検出して検出信号２１ａを生成する。高周波パルス発生回路２２は、高周波パルスＰを生成する。高周波パルスＰの周波数は交流電圧の周波数よりも高く、誘導負荷Ｂの駆動条件に応じて定められる。この例では、高周波パルスＰの周波数を２０ＫＨｚとする。
【００２６】
負荷投入電力調整回路２３は、負荷投入電力に応じて高周波パルスＰをゲートした制御パルスＰ１及びＰ２を生成する。負荷投入電力の調整は、交流電圧Ｖの所定周期を電力制御周期Ｔとし、この電力制御周期Ｔを電力注入期間Ｔｏｎと電力非注入期間Ｔｏｆｆとに分けて、それらの時間の割合を負荷投入電力に応じて調整することによって行われる。負荷投入電力調整回路２３は、その内部で制御信号ＣＴＬを生成し、制御信号ＣＴＬを用いて高周波パルスＰをゲートして制御パルスＰ１及びＰ２を生成する。制御信号ＣＴＬは電力注入期間Ｔｏｎにおいてハイレベルとなる一方、電力注入期間Ｔｏｆｆにおいてローレベルとなる。
【００２７】
図２は、制御回路２０の動作を示すタイミングチャートである。この例では、交流電圧Ｖの１０周期を電力制御周期Ｔとし、パルス密度変調時比率Ｄｐを０．８としている。パルス密度変調時比率Ｄｐは、以下に示すの式（１）で与えられる。Ｄｐ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）……（１）
【００２８】
すなわち、電力制御周期Ｔを交流電圧Ｖの周波数に同期させ、交流電圧Ｖの１周期を単位として、電力注入期間Ｔｏｎと電力非注入期間Ｔｏｆｆとの割合を調整している。この制御方式を商用周波数パスル密度変調（ＣＦＰＤＭ：Ｃｏｍｍｅｒｃｉａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｐｕｌｓｅ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ぶことにする。従来のＰＤＭ方式では高周波インバータの１０〜２０周期の動作を一つの電力制御周期としてとらえていたが、ＣＦＰＤＭでは、この電力制御周期Ｔを商用周波数に同期させており、商用系統電圧の一周期（５０／６０Ｈｚ）を一つの商用周波数パスルとしてとらえ、従来のＰＤＭより更に長い周期を電力制御周期として投入電力の制御を行う。
【００２９】
ＣＦＰＤＭ方式では、交流電圧の一周期を従来のＰＤＭ方式の一周期とみなし、電力非注入期間Ｔｏｆｆから電力注入期間Ｔｏｎへ遷移するタイミング（図２示す時刻ｔ２）及び電力注入期間Ｔｏｎから電力非注入期間Ｔｏｆｆへ遷移するタイミング（図２示す時刻ｔ１）を、交流電圧Ｖのゼロクロス点とする。このため従来のＰＤＭ方式では電力制御時に発生した電力制御周期Ｔに依存する高調波電流成分が、ＣＦＰＤＭ方式では発生せず、入力電流のひずみ率が小さくしかも入力総合力率が高い動作が実現できる。
【００３０】
このように従来のＰＤＭ方式の弱点をカバーする一方で、電力制御状態にかかわらず常に高効率で動作することが可能であること、また高周波交流電力のマイコンやＤＳＰによるデジタル制御が容易であり、出力電力の推定が可能であるといったＰＤＭ本来の特徴を全て活かしていることもＣＦＰＤＭ方式の大きな特徴といえる。
【００３１】
また、商用電源からの交流電圧Ｖの周波数をｆとしたとき、高周波パルスＰの周波数はｋ・ｆ（ｋは２以上の整数）とすることが好ましい。この場合、高周波パルスＰの周波数ｆを、商用電源周波数５０／６０Ｈｚの公倍数に設定すると、商用電源周波数毎に高周波パルスＰの周波数を切り換える必要がないのでインバータ装置Ａの汎用性を高めることができる。例えば、高周波パルスＰの周波数を２１ＫＨｚに設定すれば、周波数ｆが５０Ｈｚである場合にｋ＝４２０となり、周波数ｆが６０Ｈｚである場合にｋ＝３５０となる。
【００３２】
また、電力制御周期Ｔである制御信号ＣＴＬの１周期をｎ／ｆ（ｎは２以上の整数）とし、電力注入期間Ｔｏｎをｍ／ｆ（ｍは整数）とし、電力非注入期間Ｔｏｆｆを（ｎ−ｍ）／ｆとすればよい。例えば、電力制御周期Ｔが交流電圧Ｖの１周期（１／ｆ）の１０倍である場合には、ｎ＝１０となる。ここで、Ｄｐ＝０．７とすれば、ｍ＝７となり、電力注入期間Ｔｏｎは、７／ｆ、即ち、交流電圧Ｖの７周期となる。一方、電力非注入期間Ｔｏｆｆは、３／ｆ、即ち、交流電圧Ｖの３周期となる。
【００３３】
次に、駆動回路１０の動作について説明する。図１に示す駆動回路１０では、交流電圧Ｖ＞０の期間において、Ｃ１がフィルタキャパシタとして、Ｃ２が共振キャパシタとして動作する。同様に、Ｖ＜０の期間ではＣ２がフィルタキャパシタとなり、Ｃ１が共振キャパシタとして動作する。Ｖ＞０におけるモード遷移を図３に示し、図４にスッチンググブロックＱ１及びＱ２の電流電圧波形をモードと対応付けて示す。
【００３４】
（１）モード１：電力消費＆共振モード
モード１では、ｔ＝ｔ０でスイッチング素子ＳＷ１がオンする一方、スイッチング素子ＳＷ２はオフしている。この時、誘導負荷Ｂ、フィルタ兼共振キャパシタＣ１、及びＺＣＳ促進インダクタＬｓ１によって、正弦波減衰振動が起こる。この結果、誘導負荷Ｂのワークコイルには、正弦波が減衰する波形の負荷電流ｉＬが流れる。
【００３５】
（２）モード２：電力消費＆共振モード
モード２では、ｔ＝ｔ１で負荷電流ｉＬはゼロクロスする。すると、スイッチングブロックＱ１の逆並列ダイオードＤ１がオン状態となって自然転流が起こる。逆並列ダイオードＤ１が導通する期間にスイッチング素子ＳＷ１をターンオフすることでスイッチングブロックＱ１ではＺＶＳ＆ＺＣＳターンオフが実現される
【００３６】
（３）モード３：電力消費＆電流重なりモード
モード３では、ｔ＝ｔ２で逆並列ダイオードＤ１が導通している期間にスイッチング素子ＳＷ２をオンすると、逆並列ダイオードＤ１に流れている電流がスイッチング素子ＳＷ２に転流する。ＺＣＳ促進インダクタスナバＬｓ２を設置することにより、スイッチング素子ＳＷ２のｄｉ／ｄｔは軽減されＺＣＳターンオンが実現される。
【００３７】
（４）モード４：電力消費＆共振モード
モード４ではｔ＝ｔ４でスイッチング素子ＳＷ２がオンしている。この場合、誘導負荷Ｂ、フィルタ兼共振キャパシタＣ２、及びＺＣＳ促進インダクタＬｓ２により正弦波減衰振動が起こる。この結果、誘導負荷Ｂのワークコイルに流れる負荷電流ｉＬは、正弦波が減衰する波形となる。
【００３８】
（５）モード５：電力消費＆共振モード
モード５ではｔ＝ｔ５では負荷電流ｉＬはゼロクロスし、スイッチングブロックＱ２の逆並列ダイオードＤ２がオン状態となって自然転流が起こる。逆並列ダイオードＤ１に導通する期間にスイッチング素子ＳＷ２をターンオフすることでスイッチングブロックＱ２ではＺＶＳ＆ＺＣＳターンオフが実現される。
【００３９】
（６）モード６：電力消費＆電流重なりモード
モード６では逆並列ダイオードＤ２が導通している期間にスイッチング素子ＳＷ１をオンすると、逆並列ダイオードＤ２に流れている電流がスイッチング素子ＳＷ１に転流する。ＺＣＳ促進インダクタスナバＬｓ１を設置することによりスイッチング素子ＳＷ１のｄｉ／ｄｔは軽減されＺＣＳターンオンが実現される。
【００４０】
以上、Ｖ＞０の正半波に対してのモード遷移について述べたが、Ｖ＜０の負半波に対しても全く同じ動作を行う。以後回路動作が順次周期的に繰り返される。
【００４１】
次に、上述した加熱誘導装置の試作実験結果について説明する。この試作実験においては、交流電圧ＶをＡＣ１００［Ｖ］、フィルタインダクタＬｆを１．２［ｍＨ］、フィルタ兼共振キャパシタＣ１及びＣ２を１．１８［ｍＦ］、ＺＣＳ促進インダクタＬｓ１及びＬｓ２を２．０３［ｍＨ］、誘導負荷Ｂのインダクタ成分Ｌ０を２１．９［ｍＨ］、その抵抗成分Ｒ０を０．６３［Ω］、スイッチング周波数ｆｓｗを２０．０［ｋＨｚ］とし、定格で１．５ｋＷとなるように回路設計を行っている。実験器で使用したパワー半導体スイッチングデバイスはＩＧＢＴ（三菱電機社製  ＣＭ７５ＤＵ−２４Ｆ  １２００Ｖ−７５Ａ）を用いている。
【００４２】
パルス密度変調時比率Ｄｐを０．２、０．８に設定した時、駆動回路１０の出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏの実測波形を図５に示す。図５から明らかなようにパルス密度変調時比率Ｄｐに応じて出力電圧Ｖ及び出力電流ｉｏが誘導負荷Ｂに供給されることがわかる。
【００４３】
また、定常時におけるスイッチングブロックＱ１及びＱ２の電圧電流波形を図６に示す。電流波形は理想的な波形に近い。電圧波形にはＩＧＢＴの逆導通ダイオードのリカバリー電流による電圧サージが若干認められるが、全体周期を見ると概ね理想波形に近い。
【００４４】
次に、電力注入開始時のスイッチングブロックＱ１及びＱ２の電圧電流波形を図７に示す。図７より全パルス密度変調制御域に対してスイッチングブロックＱ１はロスレスインダクタスナバ効果によってＦＰＤＭ制御率にかかわらす完全なＺＣＳ動作が行われていることがわかる。スイッチングブロックＱ２において、逆並列ダイオードＤ２のリカバリー電流の影響によりスイッチング素子ＳＷ２に電圧サージが発生しているが、ＩＧＢＴの逆導通ダイオードにソフトリカバリー高速ダイオードを使用することでリカバリー電流をなくすことが可能である。図７により休止期間に共振キャパシタに充電された電圧によって、スタート時にピーク値の高い電流電圧が発生していることが認められるが、交流電圧Ｖがピーク値を取るときにスイッチに流れる電流ピークよりも十分に低く、問題ないことがわかる。
【００４５】
図８はインバータ装置Ａにおいて、ＺＣＳ条件下でのＣＦＰＤＭ制御時の電力特性を示している。同図から、パルス密度変調時比率Ｄｐを変化させることによりインバータの入力電力を線形的に調整できることがわかる。
【００４６】
図９にＤｐ＝０．５において商用電源からみた入力電圧及び入力電流の波形を示し、図１０にＤｐ＝０．５において商用電源からみた入力電流のＦＦＴ解析結果を示す。図９に示すように入力電圧・電流ともほぼ正弦波となっている。通常のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換インバータでは、インバータの電源部を完全平滑また非平滑にして直流に一度変換するため、低電力領域では平滑用キャパシタにエネルギーが蓄積されたままとなるので、電流にはひずみが生じる。
【００４７】
しかし、本実施形態に係るインバータ装置Ａでは、全く平滑せずに交流電源を直接目的の高周波交流に変換するため、入力電流が低電力領域から定格入力まで広い範囲ひずまない電流波形となる。また、入力電流波形がほぼ正弦波に近いことから高調波電流成分も低減できている（図１０参照）。
【００４８】
さらに、ＣＦＰＤＭ方式を用いることで従来のＰＤＭ方式では流出していた高調波電流がほとんど見られないことがわかる。また電力注入期間での総合力率（ＰＦ）は各周期によってわずかに異なるが、Ｄｐ＝０．５におけるＰＦは０．９８３と非常に高い力率を実現している。
【００４９】
次に、上述した誘導加熱装置を床暖房システムに適用した応用例について説明する。図１１は床暖房システムの構成を示すブロック図である。この図に示すように床暖房システムは、ボイラー本体１００と壁コントローラ２００を備える。壁コントローラ２００は、ユーザーの操作に応じた信号を出力する操作パネル（図示せず）を備える。ユーザーは、操作パネルを操作して、運転開始、運転停止、設定温度、タイマー予約などシステムの運転条件を入力できる。ＭＣＵ２１０は、操作パネルからの信号を検知して、運転状態をＬＣＤ表示部に表示させると共に、各種の制御指令を通信部２３０を介してボイラー本体１００へ送信する。
【００５０】
ボイラー本体１００は、上述したインバータ装置Ａ、ＩＦ基板１１０、加熱循環ブロック１２０及びブレーカー１３０を備える。この例の商用電源は交流電圧Ｖの値は２００Ｖでその周波数が５０Ｈｚ／６０Ｈｚである。交流電圧Ｖはブレーカー１３０を介してインバータ装置Ａ及びＩＦ基板１１０に供給される。
【００５１】
ＩＦ基板１１０には、ＡＣ／ＤＣ変換回路１１１が設けられており、交流電圧Ｖを直流に変換してボイラー本体１００の各構成部分に供給する。また、ＩＦ基板１１０の通信部１１２は、ＭＣＵ１１３及び壁コントローラ２００との間で通信を行う。これにより、ＩＦ基板１１０のＭＣＵ１１３と壁コントローラ２００のＭＣＵ２１０との間で通信が実行される。ＭＣＵ１１３は、後述する加熱循環ブロック１２０に設けられたセンサからの信号に基づいて、温水の温度等を検知し、これをＭＣＵ２１０へ送信する。また、ＭＣＵ１１３は各種センサからの信号に基づいて異常を検知して、これをＭＣＵ２１０に送信する。ＭＣＵ２１０はこれらの情報を受信すると、受信した情報に応じて、ＬＣＤ表示部２２０に運転状況を表示させる。一方、ＭＣＵ２１０からの制御指令をＭＣＵ１１３が受信すると、ＭＣＵ１１３は制御信号を生成して、インバータ装置Ａの制御回路２０へ送信する。
【００５２】
次に、加熱制御ブロック１２０は、ポンプ１２２とＩＨセルヒーター１２２を備える。ＩＨセルヒーター１２２は、例えば、絶縁体よりなる管体と、絶縁体の周囲に設けられた高周波誘導加熱コイルと、管体の内部に高周波誘導加熱コイルにより誘導加熱される金属管とから構成することができる。高周波誘導加熱コイルは、上述した誘導負荷Ｂに相当する。管体は、熱媒体液（この例では、水）を加熱するための本体である。金属管は、高周波誘導電流により内部に渦電流損を発生し、その損失エネルギーにより発熱する。
【００５３】
ポンプ１２１は温水を循環させる機器であって、ＩＨセルヒーターで加熱した温水を配管を介して床下に導く。温水は熱媒体として作用し、床下で熱エネルギーが奪われてポンプ１２１へ戻る。この循環を繰り返すことにより、床の温度が上昇し、ひいては部屋全体の温度が上昇する。
【００５４】
このように床暖房システムに上述した誘導加熱装置を適用すると、以下の利点がある。上述したように誘導加熱装置は、電源効率は優れているので、消費電力を低減することができ、また、インバータ装置Ａ及びＩＨセルヒーター１２２小型化することができる。さらに、誘導加熱装置は、電力制御の線形性が向上しているので、ＭＣＵ１１３等で温度制御を容易に実行することができる。例えば、３０分後に床の温度を２５度にするといった目標が与えられた場合、インバータ装置ＡがＩＨセルヒーター１２２に投入する電力を正確に見積もることができるので、簡単な演算で温度制御を実行することが可能となる。
【００５５】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、電力注入期間から電力非注入期間へ遷移するタイミング及び電力非注入期間から電力注入期間へ遷移するタイミングは、交流電圧のゼロクロスと一致する。従って、スイッチングに伴う高調波成分が低減され、商用電源側へ流れ出る高調波電流を大幅に削減することが可能となる。この結果、高効率で負荷を駆動することができ、かつ、電力制御の線形性を大幅に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】同装置に用いられる制御回路２０の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】同装置に用いられる駆動回路１０のモード遷移を示す説明図である。
【図４】同回路のスッチンググブロックＱ１及びＱ２の電流電圧波形をモードと対応付けて示す説明図である。
【図５】パルス密度変調時比率Ｄｐを０．２、０．８に設定した時、駆動回路１０の出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏの実測波形を示す波形図である。
【図６】定常時におけるスイッチングブロックＱ１及びＱ２の電圧電流波形を示す波形図である。
【図７】電力注入開始時のスイッチングブロックＱ１及びＱ２の電圧電流波形を示す波形図である。
【図８】インバータ装置Ａにおいて、ＺＣＳ条件下でのＣＦＰＤＭ制御時の電力特性を示すグラフである。
【図９】Ｄｐ＝０．５において商用電源からみた入力電圧及び入力電流の波形を示す波形図である。
【図１０】Ｄｐ＝０．５において商用電源からみた入力電流のＦＦＴ解析結果を示すグラフである。
【図１１】誘導加熱装置を床暖房システムに適用した応用例の構成を示すブロック図である。
【図１２】高周波共振型インバータ応用システムの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０  駆動回路
２０  制御回路
２１  ゼロクロス検出回路
２２  高周波パルス発生回路
２３  負荷投入電力調整回路
Ａ  インバータ装置
Ｂ  誘導負荷
Ｐ  高周波パルス
Ｖ  交流電圧
Ｔ１、Ｔ２  入力端子
Ｔ３、Ｔ４  出力端子
ＣＴＬ  制御信号
Ｔｏｎ  電力注入期間
Ｔｏｆｆ  電力非注入期間
Ｐ１、Ｐ２  制御パルス
Ｑ１、Ｑ２  スイッチングブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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