(57)【要約】【課題】  電気機器または電源回路において中間電流値を負荷に流した場合、ノイズと効率の妥協点として最も望ましい４５度付近における効率の低下を防止する。【解決手段】  商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、商用電源からトランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路と、開閉回路のオン時間が商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、開閉回路のオン／オフともに商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備え、商用電源からインピーダンス回路を経由して配置された第２の整流回路が制御回路に電源を供給する省電力電源装置において、インピーダンス回路が商用電源の周波数において実質的に抵抗である構成とした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有するトランスと、当該トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源から前記トランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路と、前記開閉回路のオン時間が前記商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、前記開閉回路のオン／オフともに前記商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備え、前記商用電源からインピーダンス回路を経由して配置された第２の整流回路が前記制御回路に電源を供給する省電力電源装置において、
前記インピーダンス回路が前記商用電源の周波数において実質的に抵抗であることを特徴とする省電力電源装置。
【請求項２】
商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有するトランスと、当該トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源から前記トランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路と、前記開閉回路のオン時間が前記商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、前記開閉回路のオン／オフともに前記商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備え、前記商用電源から第１のインピーダンス回路と、第２のインピーダンス回路とを経由し、かつ、前記第１および第２のインピーダンス回路の間に配置された第２の整流回路の出力が前記制御回路に電源を供給する省電力電源装置において、
前記第１のインピーダンス回路と前記第２のインピーダンス回路の双方が前記商用電源の周波数において実質的に抵抗である、または、一方が前記商用電源の周波数において実質的に抵抗であり、他方がリアクタンス回路であることを特徴とする省電力電源装置。
【請求項３】
前記制御回路の位相制御はＤタイプＦＦを使用して行うことを特徴とする請求項１または請求項２記載の省電力電源装置。
【請求項４】
前記位相差が−２０度から＋８０度の範囲で任意に設定可能であることを特徴とする請求項１から請求項３記載の省電力電源装置。
【請求項５】
前記トランス２次側の負荷電流および／または負荷電圧の状態を絶縁素子を介してトランスの１次側に配置された前記制御回路に伝達して、前記開閉回路の間欠または連続動作を制御することを特徴とする請求項１から４記載の省電力電源装置。
【請求項６】
前記負荷電流が所定値より大きい場合は前記絶縁素子を構成するＬＥＤに流れる電流をバイパスまたは遮断させることで前記開閉回路を連続動作させ、前記負荷電流が前記所定値以下の場合は前記開閉回路を間欠動作をさせることを特徴とする請求項１から５記載の省電力電源装置。
【請求項７】
商用電源と、少なくとも１次巻線、２次巻線および３次巻線を有するトランスと、当該トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源から前記トランスの１次巻線への電流を開閉する双方向性の開閉回路と、前記開閉回路のオン時間が前記商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、前記開閉回路のオン／オフともに前記商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備えた省電力電源装置において、
前記トランスの３次巻線から第３の整流回路で整流し、前記制御回路に電源を供給することを特徴とする省電力電源装置。
【請求項８】
前記位相差の制御はＤタイプＦＦを使用して行うことを特徴とする請求項７記載の省電力電源装置。
【請求項９】
前記位相差が−２０度から＋８０度の範囲で任意に設定可能であることを特徴とする請求項７または請求項８記載の省電力電源装置。
【請求項１０】
前記トランス２次側の負荷電流および／または負荷電圧の状態を絶縁素子を介してトランスの１次側に配置された前記制御回路に伝達して、前記開閉回路の間欠または連続動作を制御することを特徴とする請求項７から９記載の省電力電源装置。
【請求項１１】
前記負荷電流が所定値より大きい場合は前記絶縁素子を構成するＬＥＤに流れる電流をバイパスまたは遮断させることで前記開閉回路を連続動作させ、前記負荷電流が前記所定値以下の場合は前記開閉回路を間欠動作させることを特徴とする請求項７から１０記載の省電力電源装置。
【請求項１２】
商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有する第１のトランスと、前記商用電源から前記第１のトランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路を備えた省電力電源装置において、
前記第１のトランスの２次巻線出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源を整流する第２の整流回路と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有する第２のトランスと、前記第２の整流回路の出力から前記第２のトランスの１次巻線へ流れる電流をスイッチングするスイッチング手段と、前記第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流する第３の整流回路とを備え、
前記第１の整流回路および第３の整流回路の出力は合成され、当該合成電流を検出する検出手段からの検出信号、および／または、負荷側から得た動作状態信号を、第１の絶縁素子を介して前記第１のトランスの１次側に配置された前記双方向性の開閉回路に伝達して、前記開閉回路をオンさせることを特徴とする省電力電源装置。
【請求項１３】
前記第１の整流回路の出力電圧が前記第３の整流回路の出力電圧より高めに設定されていることを特徴とする請求項１２記載の省電力電源装置。
【請求項１４】
前記第３の整流回路の出力電圧を検出する検出回路を設けることにより、当該検出回路から出力する検出信号が第２の絶縁素子を介して、前記スイッチング手段を制御し、前記第３の整流回路の出力電圧を制御する電源において、前記第１の整流回路の出力で前記第２の絶縁素子を構成するＬＥＤを点灯することを特徴とする請求項１２記載の省電力電源装置。
【請求項１５】
前記スイッチング手段が間欠発振制御であることを特徴とする請求項１２記載の省電力電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、テレビジョン受像機、映像機器、音響機器など遠隔操作が行えるように構成された電気機器、サブスイッチを設けて待機モードと動作モードを切り替え動作するように構成された電気機器、電話機、ファクシミリ装置、パーソナルコンピュータなど、使用しないときは常時待機モードにしておく必要のある電気機器、またはモデム、プリンタなどのＡＣアダプターを用いて駆動電力を得るように構成されている電気機器またはこれらの電源装置に好適に使用できる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
同類の技術としては本発明者による特許第３１９６１５７、あるいは別な特開２００１−７８４４６、さらに特開２００１−３５２５０１がある。いずれも商用の周波数で動作するトランスを間欠的な動作または場合に応じて連続的な動作をさせることで、待機電力を削減している。
【０００３】
以上に共通しているのは制御回路の駆動にコンデンサを流れる無効電流を利用することによって、待機電力を削減していた。効率を重視した特開２００１−７８４４６では積極的に９０度の位相でオン／オフさせている。また、特許第３１９６１５７ではノイズを嫌い、電圧０の点でオン、電流ゼロの点でオフといったように積極的に電圧ゼロ点もしくは電流ゼロ点で動作させていた。
【特許文献１】特許第３１９６１５７
【特許文献２】特開２００１−７８４４６
【特許文献３】特開２００１−３５２５０１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしその後の研究によれば、無負荷時の消費電力については従来の特許第３１９６１５７でも、ほぼ良かった。しかし、問題は中間電流値を負荷に流した場合に効率が低下し、この原因としてトランスに流れる電流の位相タイミングを検討した結果、ゼロクロスではなく、少し遅れてオン、オフさせた方が中間の電流においての効率は向上することが分かった。すなわち、切り替えのタイミングによるノイズ発生はゼロクロス点が好ましいが中間電流値における、効率は９０度付近が好ましい。ノイズと効率の妥協点である４５度付近が現実においては最も好ましいバランス点であった。以上のように妥協点として好ましい４５度付近でオン／オフを管理しようとした場合に弊害となるのが、前記３つの出願に共通した構成要素であるリアクタンスドロッパとしてのコンデンサである。コンデンサの弊害として位相遅れが生じ、オンしている位相が３６０度よりも長くなりやすくなる。これがトランスに残留磁気を残しやすくもなりトランスが持っている性質により、次のタイミングでオンした場合の突入電流を多くして効率の低下を招きやすくなる為、この効率の低下を防ぐ手段が必要となる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成すべく請求項１記載の省電力電源装置は、商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有するトランスと、当該トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源から前記トランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路と、前記開閉回路のオン時間が前記商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、前記開閉回路のオン／オフともに前記商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備え、前記商用電源からインピーダンス回路を経由して配置された第２の整流回路が前記制御回路に電源を供給する省電力電源装置において、前記インピーダンス回路が前記商用電源の周波数において実質的に抵抗であることを特徴とする。
【０００６】
上記目的を達成すべく請求項２記載の省電力電源装置は、商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有するトランスと、当該トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源から前記トランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路と、前記開閉回路のオン時間が前記商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、前記開閉回路のオン／オフともに前記商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備え、前記商用電源から第１のインピーダンス回路と、第２のインピーダンス回路とを経由し、かつ、前記第１および第２のインピーダンス回路の間に配置された第２の整流回路の出力が前記制御回路に電源を供給する省電力電源装置において、前記第１のインピーダンス回路と前記第２のインピーダンス回路の双方が前記商用電源の周波数において実質的に抵抗である、または、一方が前記商用電源の周波数において実質的に抵抗であり、他方がリアクタンス回路であることを特徴とする。
【０００７】
上記目的を達成すべく請求項３記載の省電力電源装置は、請求項１または２記載の省電力電源装置において、前記制御回路の位相制御はＤタイプＦＦを使用して行う。
【０００８】
上記目的を達成すべく請求項４記載の省電力電源装置は、請求項１から３記載の省電力電源装置において、前記位相差が−２０度から＋８０度の範囲で任意に設定可能であることを特徴とする。
【０００９】
上記目的を達成すべく請求項５記載の省電力電源装置は、請求項１から４記載の省電力電源装置において、前記トランス２次側の負荷電流および／または負荷電圧の状態を絶縁素子を介してトランスの１次側に配置された前記制御回路に伝達して、前記開閉回路の間欠または連続動作を制御する。
【００１０】
上記目的を達成すべく請求項６記載の省電力電源装置は、請求項１から５記載の省電力電源装置において、前記負荷電流が所定値より大きい場合に前記絶縁素子を構成するＬＥＤに流れる電流をバイパスまたは遮断させることで前記開閉回路を連続動作させ、前記負荷電流が前記所定値以下の場合は前記開閉回路を間欠動作をさせる
【００１１】
上記目的を達成すべく請求項７記載の省電力電源装置は、商用電源と、少なくとも１次巻線、２次巻線および３次巻線を有するトランスと、当該トランスの２次巻線の出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源から前記トランスの１次巻線への電流を開閉する双方向性の開閉回路と、前記開閉回路のオン時間が前記商用電源の電圧波形の一周期またはその整数倍であり、前記開閉回路のオン／オフともに前記商用電源の電圧波形に対して略等しい位相差のタイミングで制御する制御回路とを備えた省電力電源装置において、前記トランスの３次巻線から第３の整流回路で整流し、前記制御回路に電源を供給する。
【００１２】
上記目的を達成すべく請求項８記載の省電力電源装置は、請求項７記載の省電力電源装置において、前記位相差の制御はＤタイプＦＦを使用して行う。
【００１３】
上記目的を達成すべく請求項９記載の省電力電源装置は、請求項７または８記載の省電力電源装置において、前記位相差が−２０度から＋８０度の範囲で任意に設定可能であることを特徴とする。
【００１４】
上記目的を達成すべく請求項１０記載の省電力電源装置は、請求項７から９記載の省電力電源装置において、前記トランス２次側の負荷電流および／または負荷電圧の状態を絶縁素子を介してトランスの１次側に配置された前記制御回路に伝達して、前記開閉回路の間欠または連続動作を制御する。
【００１５】
上記目的を達成すべく請求項１１記載の省電力電源装置は、請求項７から１０記載の省電力電源装置において、前記負荷電流が所定値より大きい場合に前記絶縁素子を構成するＬＥＤに流れる電流をバイパスまたは遮断させることで前記開閉回路を連続動作させ、前記負荷電流が前記所定値以下の場合は前記開閉回路を間欠動作させる
【００１６】
上記目的を達成すべく請求項１２記載の省電力電源装置は、商用電源と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有する第１のトランスと、前記商用電源から前記第１のトランスの１次巻線へ流れる電流を開閉する双方向性の開閉回路を備えた省電力電源装置において、前記第１のトランスの２次巻線出力を整流する第１の整流回路と、前記商用電源を整流する第２の整流回路と、少なくとも１次巻線および２次巻線を有する第２のトランスと、前記第２の整流回路の出力から前記第２のトランスの１次巻線へ流れる電流をスイッチングするスイッチング手段と、前記第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流する第３の整流回路とを備え、前記第１の整流回路および第３の整流回路の出力は合成され、当該合成電流を検出する検出手段からの検出信号、および／または、負荷側から得た動作状態信号を、第１の絶縁素子を介して前記第１のトランスの１次側に配置された前記双方向性の開閉回路に伝達して、前記開閉回路をオンさせることを特徴とする。
【００１７】
上記目的を達成すべく請求項１３記載の省電力電源装置は、請求項１２記載の省電力電源装置において、前記第１の整流回路の出力電圧が前記第３の整流回路の出力電圧より高めに設定されていることを特徴とする。
【００１８】
上記目的を達成すべく請求項１４記載の省電力電源装置は、請求項１２記載の省電力電源装置において、前記第３の整流回路の出力電圧を検出する検出回路を設けることで、検出回路から出力される検出信号を第２の絶縁素子（図示せず）を介して、前記スイッチング手段を制御し、前記第３の整流回路の出力電圧を制御する電源が、前記第１の整流回路の出力で前記第２の絶縁素子を構成するＬＥＤを点灯することを特徴とする。
【００１９】
上記目的を達成すべく請求項１５記載の省電力電源装置は、請求項１２記載の省電力電源装置において、前記スイッチング手段が間欠発振制御であることを特徴とする。
【００２０】
本発明はリアクタンスドロッパとしてのコンデンサを抵抗に置き変えることで、位相の管理が非常にしやすく、オンしている区間が正確な３６０度、又はその整数倍となって、中間電流における効率の低下が起きにくくなる。ノイズと効率の妥協点である４５度付近にすれば、反面としてゼロクロス点から外れるのでノイズは原理的には増えるが、もともと本技術はノイズに対しては大きなマージンがあるので特に問題とはならない。また、コンデンサから抵抗に変えることで、このドロッパ部分の消費電力は増大するが、トランスの動作点が改善されるので、全体として待機電力はあまり変わらないか、むしろ改良されてもいる。また、コンデンサから抵抗に変更することでコストダウンにも寄与する。
【００２１】
なお特開２００１−７８４４６、特開２００１−３５２５０１においてコンデンサは必須であるが、これに直列に接続されている抵抗は主にコンデンサをショートした場合の安全確保用である。
【００２２】
つまり、オンとオフのタイミングが効率とノイズの妥協点である４５度付近の位相に設定し、しかもオン時間を３６０度の正確な整数倍とすることで、中間電流での効率低下を少なくした。このためにはリアクタンスドロッパつまり、コンデンサを排除し、抵抗に置き換えることが重要となる。
【００２３】
コンデンサの排除とは、第１のインピーダンス回路と第２のインピーダンス回路のうち、少なくとも一方のインピーダンスが純粋な抵抗か、入力の商用周波数において実質的に抵抗と見なせるような状態も含まれる。
【発明の効果】
【００２４】
請求項１または２の発明により、コンデンサを抵抗に置き変えることで、位相の管理が非常にしやすく、オンしている区間が正確な３６０度、又はその整数倍となって、中間電流における効率の低下が起きにくくなる。
【００２５】
請求項３の発明の制御回路の位相制御はＤタイプＦＦを使用して行うことにより、回路の簡素化、コストの低減が図れる。
【００２６】
請求項４の発明の位相差が−２０度から＋８０度の範囲で任意に設定可能であることにより、製品の目的に応じた効率およびノイズの設定が可能となる。
【００２７】
請求項５のトランス２次側の負荷電流および／または負荷電圧の状態を絶縁素子を介してトランスの１次側に配置された制御回路に伝達して、開閉回路の間欠または連続動作を制御することにより、２次側の出力電圧をある範囲に保つことができる。
【００２８】
請求項６の負荷電流が所定値より大きい場合に絶縁素子を構成するＬＥＤに流れる電流をバイパスまたは遮断させることで開閉回路を連続動作させ、負荷電流が所定値以下の場合は開閉回路をスイッチング動作をさせることで、入力電圧の高低を問わず、所定の電流で間欠動作と連続動作の臨界点を定めることができる。
【００２９】
請求項７の発明により、コンデンサを抵抗に置き変えることで、位相の管理が非常にしやすく、オンしている区間が正確な３６０度、又はその整数倍となって、中間電流における効率の低下が起きにくくなるとともに、トランスの３次巻線から制御回路に電流を供給することが可能になる。
【００３０】
請求項８の発明の制御回路の位相制御はＤタイプＦＦを使用して行うことにより、回路の簡素化、コストの低減が図れる。
【００３１】
請求項９の位相差が−２０度から＋８０度の範囲で任意に設定可能であることにより、製品の目的に応じた効率およびノイズの設定が可能となる。
【００３２】
請求項１０のトランス２次側の負荷電流および／または負荷電圧の状態を絶縁素子を介してトランスの１次側に配置された制御回路に伝達して、開閉回路の間欠または連続動作制御することにより、２次側の出力電圧をある範囲に保つことができる。
【００３３】
請求項１１の負荷電流が所定値より大きい場合に絶縁素子を構成するＬＥＤに流れる電流をバイパスまたは遮断させることで開閉回路を連続動作させ、負荷電流が所定値以下の場合は開閉回路をスイッチング動作をさせることで、入力電圧の高低を問わず、所定の電流で間欠動作と連続動作の臨界点を定めることができる。
【００３４】
請求項１２の発明により、軽負荷時には待機時消費電力の少ないスイッチング電源を働かせ、通常動作時は、ＥＭＩノイズの少ない電源を構成することが出来る。
【００３５】
請求項１３の発明により、第１の整流回路の出力電圧が第３の整流回路の出力電圧より高めに設定されているため、負荷電流に応じて確実に動作を切り替えることが出来る。
【００３６】
請求項１４の発明により、第３の整流回路の出力電圧を制御する制御信号を伝達する第２の絶縁素子を構成するＬＥＤを点灯するために、第１の整流回路の出力を用いることで、商用電源で動作するトランス１１４側の電源と高周波で動作するトランス２１４側の電源の切り替えを円滑に行うことが出来る。（図３）
【００３７】
請求項１５の発明により、スイッチング手段が間欠発振制御であることで、効率の良い動作が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
図１は本発明の第１の実施形態である。商用電源１００は１１２と１１２ｂで構成される交流スイッチを経由してトランス１１４の１次巻線１１４ａに印加される。一方、制御用の電源は商用電源１００から第１のインピーダンス回路１０１Ｒを経由し、雷サージなどの過電圧保護を兼ねたツェナーダイオード１０３とダイオード１０４とで整流され、第２のインピーダンス回路１０２Ｒを経由し商用電源１００に戻る。ダイオード１０４の出力はコンデンサ１０９で平滑され、コンデンサ１０９の＋側は制御ＩＣ１４０のＶｃｃに、−側はＶｓｓに接続され、制御用ＩＣであるＤタイプフリップフロップを動作させる電源となる。
【００３９】
ツェナーダイオード１０３とダイオード１０４の交点はほぼ方形波であるが、高周波ノイズフィルターと波形の遅延を兼ねた抵抗１０７とコンデンサ１０８によるＲＣフィルターを経由し、ＤタイプフリップフロップのＣＬＯＣＫ入力に入る。ＤＡＴＡ端子はＶｃｃから抵抗１１０を経由し接続されるとともに、フォトカプラ１５０のトランジスタ１１１のコレクタにも接続され、このトランジスタ１１１のエミッタはＶｓｓに接続されている。Ｑ端子は１１２と１１２ｂによる交流スイッチを駆動し、Ｑ端子がハイレベルの時、交流スイッチはオンになる。
【００４０】
トランス１１４の２次巻線１１４ｂは整流回路１１５ａで整流し、コンデンサ１１７で平滑し、さらに電流検出抵抗１２０を通ったものが出力となる。軽負荷時に出力電圧が上昇し、ツェナーダイオード１３０で設定された電圧以上になれば、ＬＥＤ１１９が光って１次側のトランジスタ１１１は、オンし、ＤＡＴＡ端子をローレベルにし、Ｑ端子もローレベルとなって開閉回路はオフになる。なお、抵抗１１８は電流制限用である。出力電圧が低下すると、ＬＥＤが暗くなって１次側のトランジスタ１１１が、オフし、ＤＡＴＡ端子をハイレベルにし、Ｑ端子もハイレベルになって開閉回路はオンとなり、再び、出力電圧は上昇する。この動作を繰り返すことで、出力電圧はある範囲を保つことになる。
【００４１】
入力電圧がＡＣ９０ＶでもＡＣ１１０Ｖでも連続モードと間欠モードの切り替え点（臨界電流）を安定にするため、電流検出抵抗１２０が設けられている。臨界電流以上になると、トランジスタ１２８はオンし、ＬＥＤ１１９の電流をバイパスするので、強制的に連続モードとなる。別なトランジスタ１２７は温度補償用で抵抗１２５と１２６はバイアス用である。
【００４２】
ここで使われている電流検出回路は一般的な定格電流をオーバーした場合に働く過電流保護回路ではなく、間欠動作と連続動作の臨界点を検出している臨界電流検出回路である。この回路を設けることにより、入力電圧が高い場合でも、低い場合でも安定して所定の電流でもって間欠動作と連続動作の臨界点を定めることが出来る。この動作は、臨界電流以上になると、フォトカプラ１５０のＬＥＤ１１９をショートすることにより、強制的に連続動作にするものである。
【００４３】
トランスに巻いた３次巻線１１４ｄとダイオード１４１は、制御回路用の電流が不足する場合に補助的に電流を供給するためのもので、必ずしも必要な訳ではない。
【００４４】
本発明は１つの装置内で構成しても良いし、２つ以上の別々の装置内に分割して構成しても良い。例として本発明のトランスおよびトランス１次側の回路をＡＣアダプタとして構成し、整流回路１１５ａを含むトランス２次側の回路を、ＡＣアダプタの出力を電源として用いる機器内に配置する構成などが考えられる。
【００４５】
図２は第２の実施の形態である。以下、変更点のみを説明する。第２のインピーダンス回路１０２Ｒに流れる電流もダイオード１０５と１０６で整流しているので、図１に比べて約半分の電流でこと足りるので、このインピーダンス回路の抵抗による消費電力を半減している。
交流スイッチはＦＥＴ１１２と１１３の２個を直列にしているが、動作は同じである。なお、ダイオード１１２ａと１１３ａはＦＥＴのボディーダイオードである。
【００４６】
２次側には過電流の制限回路が追加されているが、共通の電流検出抵抗１２０を利用する工夫がなされていて、そのため、臨界電流以上でトランジスタ１３１でもってＬＥＤ１１９に流れる電流を切り離すように構成されている。過電流以上になるとトランジスタ１２４による別ルートで再びＬＥＤ１１９に電流が流れるようになって過電流を制限する。なお、図１と図２ではインピーダンス回路が、第１と第２の２つに分かれているが、交流スイッチが絶縁されている素子の場合、たとえばフォトボルやフォトＭＯＳのような素子であるなら、インピーダンス回路は１個でも良い（１０２Ｒをショートした状態）。図１や図２に使用しているＭＯＳＦＥＴではソースを制御回路から絶縁できないため、インピーダンス回路を２つに分けることで、擬似的な絶縁を作り出している。
【００４７】
このようにインピーダンス回路を２つに分ける場合、回路によっては、片方のインピーダンス回路のみを抵抗にするだけでも、本発明の目的を達成できる。たとえば図１の場合、交流スイッチが配置されている１０２Ｒ側さえ抵抗であれば、１０１Ｒ側はコンデンサであっても必要な効果を得ることが出来る。
【００４８】
図３は第３の実施の形態である。商用周波数で動作するトランス１１４側の電源と、高周波で動作するスイッチングトランス２１４側で動作するスイッチング電源とが並列に接続されていて、負荷電流が少ない場合にはスイッチング電源側が動作し、負荷電流が多い場合にはトランス１１４側が支配的な動作をするように構成されている。商用周波数で動作するトランス１１４側の詳細な説明は省略する。
【００４９】
突入電流防止用の抵抗２０１を通った電流はブリッジダイオード２０２で整流され、さらに平滑コンデンサ２０３と２０４で平滑される。インダクタ２０５はスイッチングノイズの対策用である。
【００５０】
ここでの制御ＩＣ２１１はパワーインテグレーションズ社のリンクスイッチと呼ばれているものを例にしている。なお、間欠発振動作するスイッチング電源用の制御ＩＣで構成すれば、より良い効果を得ることができる。コンデンサ２０９、２１０、抵抗２０６、２０８、ダイオード２０７はこのＩＣを動作させるための外付け部品であり、これらとあいまって、スイッチングトランス２１４の１次巻線２１４ａに流れる電流をスイッチングしている。２次巻線２１４ｂはダイオード２１４で整流され、トランス１１４側の電源出力と並列になっている。ちなみに制御ＩＣ２１１は１次巻線２１４ａに発生する電圧から２次側の出力電圧を推察し、制御する機能を有しているので、２次側からのフィードバック回路が省略できる。
【００５１】
負荷電流が少ない場合にはこのスイッチング電源のみが働いている。負荷電流が増えると、抵抗１２０に発生する電圧によって、トランジスタ１２８がオンし、フォトボルと呼ばれるフォトカプラ１５０のＬＥＤ１１９を点灯する。トランジスタ１２７は温度補償用で抵抗１２５、１２６はバイアス用で、抵抗１１８は電流制限用である。フォトカプラ１５０の受光側のフォトダイオード２１２に電流が流れＦＥＴ１１２をオンさせてトランス１１４側の電源を動作させることになる。トランス１１４側電源の出力電圧はスイッチング電源側よりも少し高めに設定している。このため、トランス１１４側が動作すると、スイッチング電源側は出力電流を絞ることになって、トランス１１４側が支配的な動作となる。このように構成させることで、軽負荷時には待機時消費電力の少ないスイッチング電源を働かせ、通常動作時は、ＥＭＩノイズの少ない電源を構成することが出来る。なお、２１３はフォトダイオード２１２がオフになった場合にＦＥＴ１１２のゲート電荷を放電するためにある。
【００５２】
なお、一般的なスイッチング電源では、２次側電圧の制御用として、たとえばＴＬ４３１のような基準電圧素子（図示せず）とフォトカプラ（図示せず）をよく用いる。このような場合、トランス１１４側の電源が動作した場合に、たとえば、この基準電圧素子の検出端子に高い電圧を加える構成とすることで、スイッチング電源側を停止することが出来る。あるいは基準電圧素子が駆動するフォトカプラのＬＥＤをトランス１１４側の電源が動作した場合に、直接に点灯するような構成にしてもかまわない。ようするにトランス１１４側の電源が働いた場合にスイッチング電源側を２次側からフォトカプラのＬＥＤを介して停止させるようにさえ構成すれば良い。
【００５３】
負荷側で動作していることを知らせる制御信号がある場合、負荷が動作していることを負荷電流の検出抵抗１２０を用いて検出することなく、この制御信号を用いて負荷が動作している時にフォトカプラ１５０のＬＥＤ１１９を直接に点灯させる構成してもかまわない。
【００５４】
図４の従来回路は第１のインピーダンス回路１０１Ｃも第２のインピーダンス回路１０２Ｃもコンデンサである。オンの位相は０度、オフの位相は３０度遅れとなって１サイクル導通の場合は、現実には３９０度の動作をしている。このため次のサイクルでの突入電流のピーク電流は６８０ｍＡとなる(図７)。しかし、図１のように第１のインピーダンス回路も第２のインピーダンス回路も抵抗１０１Ｒと１０２Ｒに変えた場合は、オンの位相は４５度、オフの位相も４５度遅れで、導通している角度は３６０度となって対称性が向上し、残留磁束の発生が少なく、ピーク電流は２０４ｍＡと激減した(図７)。
【００５５】
このように、コンデンサを抵抗に変更するのは、回路的には僅かな変更のように思えるかもしれないが、中間電流における効率低下の原因がトランスの動作に起因していることをつきとめ、この対策を精査した結果生まれた発明である。しかも、この効果は図５、図６のデータグラフから分かるように見事に改善されているし、また、ゼロクロス点からずれたことによるノイズの増加は認められるものの、それでも十分に規格内に入っている。無効電流しか流れないコンデンサから、有効電力を消費する抵抗に変更すれば、消費電力が増すことが考えられるが、トランスの突入電流が低下するので、総合的な効率はむしろ向上している。コンデンサから抵抗に変更することで発明を簡単にするという安易なことにも使えるが、より高度なことにも使える。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の第１の実施形態である。
【図２】本発明の第２の実施形態である。
【図３】本発明の第３の実施形態である。
【図４】従来の回路である。
【図５】本発明のデータグラフである。
【図６】本発明のデータグラフである。
【図７】本発明のデータグラフである。
【符号の説明】
【００５７】
１００  商用電源
１０１  第１のインピーダンス回路
１０２  第２のインピーダンス回路
１０３  ダイオード
１０４  ダイオード
１０５  ダイオード
１０６  ダイオード
１０７  抵抗
１０８  コンデンサ
１０９  コンデンサ
１１０  抵抗
１１１  トランジスタ
１１２  交流スイッチ
１１３  交流スイッチ
１１４  トランス
１１５  整流回路
１１６  整流回路
１１７  コンデンサ
１１８  抵抗
１１９  ＬＥＤ
１２０  抵抗
１２１  抵抗
１２２  抵抗
１２３  トランジスタ
１２４  トランジスタ
１２５  抵抗
１２６  抵抗
１２７  トランジスタ
１２８  トランジスタ
１２９  抵抗
１３０  ダイオード
１３１  トランジスタ
１５０  絶縁素子
２１４  トランス
２１５  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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