(57)【要約】  【課題】  製造コストの上昇や歩留まりの悪化を伴うことなく、ＦＳＫ変調幅を一定に保ったままで、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域を狭めることができるＦＳＫ変調回路を提供する。  【解決手段】  このＦＳＫ変調回路は、圧電振動子Ｘを駆動して発振動作を行う発振回路と、圧電振動子と直列に接続されたインダクタＬｓと、圧電振動子及びインダクタと直列に接続され、静電容量値が制御可能な可変容量部１と、圧電振動子の直列共振周波数に関する情報を格納する格納部３と、格納部に格納されている情報に基づいて、可変容量部がとり得る複数の静電容量値の内から１組の静電容量値を選択し、入力されるパルスに従って、可変容量部の静電容量値を、選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替えることにより、発振回路の発振周波数を偏移させる制御部２とを具備する。【選択図】  図１
2005286839.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振動子を駆動して発振動作を行う発振回路と、
前記振動子と直列に接続され、静電容量値が制御可能な可変容量手段と、
前記振動子の直列共振周波数に関する情報を格納する格納手段と、
前記格納手段に格納されている情報に基づいて、前記可変容量手段がとり得る複数の静電容量値の内から１組の静電容量値を選択し、入力されるパルスに従って、前記可変容量手段の静電容量値を、前記選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替えることにより、前記発振回路の発振周波数を偏移させる制御手段と、
を具備するＦＳＫ変調回路。
【請求項２】
前記振動子が、圧電振動子を含む、請求項１記載のＦＳＫ変調回路。
【請求項３】
前記可変容量手段が、異なる静電容量値を有する複数個のコンデンサと、前記複数個のコンデンサにそれぞれ直列に接続されたスイッチ回路とを含む、請求項１又は２記載のＦＳＫ変調回路。
【請求項４】
前記可変容量手段が、可変容量ダイオードを含む、請求項１又は２記載のＦＳＫ変調回路。
【請求項５】
前記格納手段が、前記振動子の直列共振周波数の製造誤差に関する情報を予め格納している、請求項１〜４のいずれか１項記載のＦＳＫ変調回路。
【請求項６】
静電容量値が制御可能な可変容量手段が直列に接続された振動子を駆動して発振動作を行う発振回路と、
前記振動子の直列共振周波数に関する情報を格納する格納手段と、
前記格納手段に格納されている情報に基づいて、前記可変容量手段がとり得る複数の静電容量値の内から１組の静電容量値を選択し、入力されるパルスに従って、前記可変容量手段の静電容量値を、前記選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替えることにより、前記発振回路の発振周波数を偏移させる制御手段と、
を具備する半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線データ通信等において、搬送波をＦＳＫ（Frequency Shift Keying：周波数偏移）変調するＦＳＫ変調回路に関する。さらに、本発明は、そのようなＦＳＫ変調回路を実現するための半導体集積回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ＦＳＫ変調方式は、自動車のドアを非接触で施錠・開錠するリモート・キーレス・エントリー等の無線データ通信の分野において用いられている。リモート・キーレス・エントリーの場合には、送信すべきデータの符号レベル（「ハイレベル」または「ローレベル」）に従って、搬送波の周波数を２つの異なる周波数の内のいずれかに切り替える２値ＦＳＫが採用されている。これら２つの異なる周波数の差は、ＦＳＫ変調幅と呼ばれている。
【０００３】
下記の特許文献１には、バイポーラトランジスタを用いたＦＳＫ変調回路が記載されている。図５に、これと同様の従来のＦＳＫ変調回路の回路図を示す。このＦＳＫ変調回路は、電圧制御型の圧電発振回路として知られているものであり、バイポーラトランジスタＱ１と、コンデンサＣ１及びＣ２とを用いて、圧電振動子Ｘを継続的に振動させるための負性抵抗を実現する構成となっている。このＦＳＫ変調回路は、圧電振動子Ｘの直列共振周波数にほぼ等しい周波数を有する出力信号を発生する。
【０００４】
図５に示すＦＳＫ変調回路において、抵抗器Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は、バイポーラトランジスタＱ１の直流動作点を決定するためのものである。また、圧電振動子Ｘと直列に、インダクタＬｓ及び可変容量ダイオードＣｖが接続されている。一般に、圧電振動子を含む直列共振回路においては、正の（誘導性の）リアクタンスが直列に接続されると、直列共振周波数が見かけ上低下し、負の（容量性の）リアクタンスが直列に接続されると、直列共振周波数が見かけ上増加するという性質を有している。
【０００５】
即ち、このＦＳＫ変調回路においては、インダクタＬｓによる正のリアクタンスと、可変容量ダイオードＣｖによる負のリアクタンスとによって、見かけ上の直列共振周波数を、圧電振動子Ｘの本来の直列共振周波数の近傍で増減させており、さらに、可変容量ダイオードＣｖの静電容量値を可変とすることによって負のリアクタンス量を調整できるので、見かけ上の直列共振周波数の増減量を外部から制御することができる。
【０００６】
可変容量ダイオードＣｖの両端には、抵抗器Ｒ１を介して入力パルスが印加される。これにより、可変容量ダイオードＣｖの端子間電圧が、入力パルスの電圧レベルに応じて変化する。ここで、入力パルスの電圧レベル（ハイレベルまたはローレベル）は、送信すべきデータの符号レベルに対応している。
【０００７】
可変容量ダイオードＣｖの静電容量値は、端子間電圧が高くなるにつれて低下する性質を有している。従って、入力パルスがハイレベルになると直列共振周波数は見かけ上増加し、一方、入力パルスがローレベルになると直列共振周波数は見かけ上低下する。このようにして、入力パルスの電圧レベルによって発振周波数が偏移するＦＳＫ変調出力信号を得ることができる。
【０００８】
なお、図５に示すＦＳＫ変調回路において、増幅素子としてバイポーラトランジスタが用いられている理由は、少ない消費電力で高周波まで動作できることや、個別部品として入手し易いことによるものであるが、本願発明者が検討したところによれば、ＭＯＳトランジスタを用いて回路を集積化した場合においても、回路構成によっては十分に消費電力を低減できることが判っている。下記の特許文献２には、その一例であるＭＯＳトランジスタを用いた圧電発振回路が記載されており、この圧電発振回路に多少手を加えることによって、ＦＳＫ変調回路として動作させることが可能となる。図６に、これと同様の従来の圧電発振回路の回路図を示す。
【０００９】
図６に示す圧電発振回路は、従続接続された反転増幅器Ａ１〜Ａ３と、コンデンサＣｇ及びＣｄとにより、圧電振動子Ｘを継続的に振動させるための負性抵抗を発生する。これらの反転増幅器Ａ１〜Ａ３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１〜Ｎ３とを、それぞれ相補的に組み合わせて構成されている。抵抗器Ｒｆは、反転増幅器Ａ１〜Ａ３の直流動作点を定めるものである。図６において、反転増幅器を１段のみにすると、一般的に良く知られたＣＭＯＳ構成の圧電発振回路と同一となるが、反転増幅器を３段接続することによって、低消費電力を実現しながら高い負性抵抗が得られる。
【特許文献１】特開平６−８５８５５号公報（第１頁、図２）
【特許文献２】特開昭５４−６１４４７号公報（第１頁、第３図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、近年の無線機器の急速な普及に伴って、近接する無線周波数との混信が問題となってきた。これを回避するために、受信部のフィルタの通過帯域を狭めることにより、妨害波を排除する必要性が生じている。その場合に、送信する電波の帯域を受信部のフィルタの通過帯域内に収めるために、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域を狭めることが要求されている。
【００１１】
従来のＦＳＫ変調回路においては、ＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域は、圧電振動子の直列共振周波数の製造誤差幅と、ＦＳＫ変調幅と、圧電振動子の温度依存性に伴う周波数変化幅とを加えたものとなる。この内、ＦＳＫ変調幅を狭めてしまうと、復調された信号のＳ／Ｎ比（シグナル対ノイズ比）が劣化して、受信信号から正しいデータを復元できなくなる。従って、ＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域を狭めるためには、圧電振動子の直列共振周波数の製造誤差幅を低減したり、圧電振動子の温度依存性に伴う周波数変化幅を低減することが考えられる。
【００１２】
しかしながら、圧電振動子の直列共振周波数の製造誤差幅を低減するためには、周波数の厳密な微調整を製造工程に盛り込んだり、製品出荷段階における良品選別を行う必要が生じ、製造コストの上昇や歩留まりの悪化は避けられない。一方、圧電振動子の温度依存性に伴う周波数変化幅は、圧電振動子の種類に応じて一意的に決定されてしまうので、回路的な工夫によって補正を加えることになるが、温度センサの付加等に伴う製造コストの上昇が避けられない上に、回路の設計難易度も高い。
【００１３】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、製造コストの上昇や歩留まりの悪化を伴うことなく、ＦＳＫ変調幅を一定に保ったままで、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域を狭めることができるＦＳＫ変調回路を提供することを目的とする。さらに、本発明は、そのようなＦＳＫ変調回路を実現するための半導体集積回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、本発明に係るＦＳＫ変調回路は、振動子を駆動して発振動作を行う発振回路と、振動子と直列に接続され、静電容量値が制御可能な可変容量手段と、振動子の直列共振周波数に関する情報を格納する格納手段と、格納手段に格納されている情報に基づいて、可変容量手段がとり得る複数の静電容量値の内から１組の静電容量値を選択し、入力されるパルスに従って、可変容量手段の静電容量値を、選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替えることにより、発振回路の発振周波数を偏移させる制御手段とを具備する。
【００１５】
ここで、振動子として、圧電振動子を用いても良い。また、可変容量手段は、異なる静電容量値を有する複数個のコンデンサと、これらのコンデンサにそれぞれ直列に接続されたスイッチ回路とを含むようにしても良いし、あるいは、可変容量ダイオードを含むようにしても良い。さらに、格納手段が、振動子の直列共振周波数の製造誤差に関する情報を予め格納していても良い。
【００１６】
また、本発明に係る半導体集積回路は、静電容量値が制御可能な可変容量手段が直列に接続された振動子を駆動して発振動作を行う発振回路と、振動子の直列共振周波数に関する情報を格納する格納手段と、格納手段に格納されている情報に基づいて、可変容量手段がとり得る複数の静電容量値の内から１組の静電容量値を選択し、入力されるパルスに従って、可変容量手段の静電容量値を、選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替えることにより、発振回路の発振周波数を偏移させる制御手段とを具備する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、格納手段に格納されている振動子の直列共振周波数に関する情報に基づいて可変容量手段の静電容量値を選択することにより、製造コストの上昇や歩留まりの悪化を伴うことなく、ＦＳＫ変調幅を一定に保ったままで、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域を狭めることができる。また、ＦＳＫ変調回路の主要部を半導体集積回路として製造することにより、より一層のコスト低減を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係るＦＳＫ変調回路の構成を示す図である。このＦＳＫ変調回路は、従続接続された反転増幅器Ａ１〜Ａ３と、コンデンサＣｇ及びＣｄとにより、圧電振動子Ｘを継続的に振動させるための負性抵抗を発生する。これらの反転増幅器Ａ１〜Ａ３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１〜Ｎ３とを、それぞれ相補的に組み合わせて構成されている。抵抗器Ｒｆは、反転増幅器Ａ１〜Ａ３の直流動作点を定めるものである。
【００１９】
圧電振動子Ｘとしては、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：表面弾性波）振動子やＡＴカット水晶振動子を用いることができる。図１に示すＦＳＫ変調回路は、圧電振動子Ｘの直列共振周波数とほぼ等しい周波数を有するＦＳＫ変調出力信号を発生する。ここで、圧電振動子Ｘは、誘導性のリアクタンスが直列に接続されると直列共振周波数が見かけ上低下し、容量性のリアクタンスが直列に接続されると直列共振周波数が見かけ上増加する性質を有している。
【００２０】
圧電振動子Ｘには、インダクタＬｓが直列に接続されており、これによって、直列共振周波数が見かけ上低くなる。さらに、圧電振動子Ｘ及びインダクタＬｓには、可変容量部１が直列に接続されており、これによって、直列共振周波数が見かけ上高くなる。その結果、見かけ上の直列共振周波数を、圧電振動子Ｘの本来の直列共振周波数の近傍で増減することができる。さらに、可変容量部１の静電容量値を複数段階に可変とすることによって負のリアクタンス量を調整できるので、直列共振周波数の増減量を入力パルスの電圧レベルに応じて制御することにより、入力パルスに基づいて変調されたＦＳＫ変調出力信号が得られる。可変容量部１の静電容量値を制御するために、制御部２が設けられている。
【００２１】
格納部３は、ＥＥＰＲＯＭやＦＬＡＳＨメモリ等の半導体メモリであっても良いし、スイッチやヒューズ等を用いた電位切替え手段であっても良い。格納部３は、圧電振動子Ｘの直列共振周波数の製造誤差に関する情報を予め格納している。可変容量部１の静電容量値は、入力パルスの電圧レベルに応じて制御されると共に、格納部３に格納されている情報に基づいて制御される。図１においては、一例として、製造誤差が３段階に区分されており、圧電振動子Ｘの直列共振周波数が低い値である場合にはＬＯＷ信号がハイレベルとされ、直列共振周波数が中間値である場合にはＭＩＤ信号がハイレベルとされ、直列共振周波数が高い値である場合にはＨＩＧＨ信号がハイレベルとされる。
【００２２】
図２に、図１に示す可変容量部及び制御部の具体的な構成例を示す。図２に示すように、可変容量部１は、異なる静電容量値を有するコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ６と、これらのコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ６にそれぞれ直列に接続されたトランスミッションゲート（アナログスイッチ回路）Ｔｇ１〜Ｔｇ６と、制御信号Ｓ１〜Ｓ６をそれぞれ反転するインバータＩｖ１〜Ｉｖ６とを含んでいる。
【００２３】
一般的には、Ｎ値ＦＳＫ変調回路において可変容量部の静電容量値をＫ段階に可変する場合には、（Ｎ×Ｋ）個のコンデンサと（Ｎ×Ｋ）個のスイッチ回路とを設ける。本実施形態においては、Ｎ＝２、Ｋ＝３として、６個のコンデンサと６個のトランスミッションゲートとを用いているが、例えば、２値ＦＳＫ変調回路において静電容量値を２段階のみに可変するようにすれば、最大で４個のコンデンサと４個のトランスミッションゲートとを用意すれば足りるし、逆に、静電容量値を４段階以上に可変するようにすれば、回路は複雑になるものの、ＦＳＫ変調幅を一定に保ったままで、ＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域をさらに狭くすることができる。
【００２４】
制御部２は、ＡＮＤ回路Ｌ１〜Ｌ６と、入力パルスを反転するインバータＩｖ７とを有している。制御部２は、格納部３から供給されるＬＯＷ信号、ＭＩＤ信号、ＨＩＧＨ信号に基づいて、可変容量部１がとり得る６種類の静電容量値の内から１組の静電容量値を選択し、入力パルスの電圧レベルに従って、可変容量部１の静電容量値を、選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替えるための制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。可変容量部１におけるトランスミッションゲートＴｇ１〜Ｔｇ６は、それぞれの制御信号Ｓ１〜Ｓ６がハイレベルとなったときにオンする。
【００２５】
次に、本実施形態に係るＦＳＫ変調回路の動作原理について説明する。ここでは、説明を簡単にするために、圧電振動子Ｘの温度依存性に伴う周波数変動はないものとする。
図３は、図１に示すＦＳＫ変調回路の動作原理を説明するための模式図である。図３の（ａ）は、圧電振動子Ｘの直列共振周波数の製造誤差範囲を示している。通常の圧電振動子の場合には、直列共振周波数の製造誤差は、標準品で±１００ｐｐｍ、高精度品でも±５０ｐｐｍ程度は生じてしまう。
【００２６】
例えば、直列共振周波数の基準値が３１５．００ＭＨｚである圧電振動子の場合には、±５０ｐｐｍの製造誤差が生じると、図３の（ａ）に示すように、最大±１５．７５ｋＨｚだけ直列共振周波数がばらつくことになる。この±１５．７５ｋＨｚの製造誤差範囲を３等分し、直列共振周波数が低い方から順に、３つの区分をＬＯＷ、ＭＩＤ、ＨＩＧＨと名付ける。本実施形態に係るＦＳＫ変調回路は、このようにして定められた製造誤差範囲の区分に従って、周波数偏移量を変えることを特徴としている。これについて、以下に詳しく説明する。なお、以下の説明においては、ＦＳＫ変調幅を３０ｋＨｚとする。
【００２７】
製造誤差がＬＯＷの区分に属するときには、圧電振動子の本来の直列共振周波数に対して、＋２５．５ｋＨｚと−４．５ｋＨｚの２種類の周波数偏移を与える。これにより、図３の（ｂ）に示すように、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域は、基準値に対して最大で±２０．２５ｋＨｚの範囲となる。
【００２８】
製造誤差がＭＩＤの区分に属するときには、圧電振動子の本来の直列共振周波数に対して、＋１５ｋＨｚと−１５ｋＨｚの２種類の周波数偏移を与える。これにより、図３の（ｃ）に示すように、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域は、基準値に対して最大で±２０．２５ｋＨｚの範囲となる。
【００２９】
製造誤差がＨＩＧＨの区分に属するときには、圧電振動子の本来の直列共振周波数に対して、＋４．５ｋＨｚと−２５．５ｋＨｚの２種類の周波数偏移を与える。これにより、図３の（ｄ）に示すように、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域は、基準値に対して最大で±２０．２５ｋＨｚの範囲となる。
【００３０】
このように、いずれの場合においても、周波数のばらつきを加味したＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域は、基準値に対して最大で±２０．２５ｋＨｚの範囲に収まっており、周波数帯域幅としては、４０．５ｋＨｚに抑えられている。従来のＦＳＫ変調回路においては、±１５．７５ｋＨｚの製造誤差範囲に対して３０ｋＨｚのＦＳＫ変調幅を加えた６１．５ｋＨｚが周波数帯域幅となってしまうので、本実施形態に係るＦＳＫ変調回路によれば、従来のＦＳＫ変調回路と比較して３４％も周波数帯域を狭めることができる。このような周波数帯域の低減を従来のＦＳＫ変調回路において達成するためには、圧電振動子の直列共振周波数の製造誤差を、±５０ｐｐｍの１／３である±１６．７ｐｐｍまで低減しなければならない。これは、現在の製造技術によっては実現が困難なレベルである。
【００３１】
次に、図２に示す可変容量部１において、上記のような周波数偏移を与えるための静電容量値の設定例について説明する。
図４は、直列共振周波数が３１５．００ＭＨｚである圧電振動子にインダクタＬｓと可変コンデンサＣｓを直列に接続して、可変コンデンサＣｓの静電容量値を変えたときの見かけ上のインピーダンスを計算し、その絶対値をプロットしたものである。なお、ＦＳＫ変調回路を組み上げる際には、回路の等価的な静電容量値Ｃｃが圧電振動子と直列に接続されると見なされるため、これによっても見かけ上の直列共振周波数に変化が生じる。ここでは、等価的な静電容量値Ｃｃが約２ｐＦであると見込んで、予め計算に含めている。
【００３２】
図４において、インピーダンスの絶対値が極小値となる周波数が、見かけ上の直列共振周波数とほぼ等しい。ここで、インダクタＬｓのインダクタンスは１５０ｎＨであり、可変コンデンサＣｓの静電容量値は、４．７ｐＦ、６．９ｐＦ、１０ｐＦ、１４ｐＦ、２３ｐＦ、４５ｐＦと変化させている。この結果、圧電振動子の本来の直列共振周波数からの偏移量は、Ｃｓ＝４．７ｐＦのときに＋２５．５ｋＨｚとなり、Ｃｓ＝６．９ｐＦのときに＋１５ｋＨｚとなり、Ｃｓ＝１０ｐＦのときに＋４．５ｋＨｚとなり、Ｃｓ＝１４ｐＦのときに−４．５ｋＨｚとなり、Ｃｓ＝２３ｐＦのときに−１５ｋＨｚとなり、Ｃｓ＝４５ｐＦのときに−２５．５ｋＨｚとなった。従って、これらの値を用いることにより、図２に示す可変容量部１において、コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ６の静電容量値が定められる。その結果、ＦＳＫ変調において、図３に示すようなＦＳＫ変調出力信号の周波数帯域を実現することができる。
【００３３】
再び図２を参照すると、コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ６の内のいずれを用いるかは、格納部３（図１）から供給されるＬＯＷ信号、ＭＩＤ信号、ＨＩＧＨ信号と、入力パルスとの組合せによって、制御部２の制御の下で切り替えられる。
【００３４】
ＬＯＷ信号がハイレベルである場合には、入力パルスがハイレベルになると、制御信号Ｓ１がハイレベルとなって、トランスミッションゲートＴｇ１がオンするので、コンデンサＣｓ１＝４．７ｐＦが選択される。その結果、ＦＳＫ変調出力信号の周波数偏移が＋２５．５ｋＨｚとなる。一方、入力パルスがローレベルになると、制御信号Ｓ４がハイレベルとなって、トランスミッションゲートＴｇ４がオンするので、コンデンサＣｓ４＝１４ｐＦが選択される。その結果、ＦＳＫ変調出力信号の周波数偏移が−４．５ｋＨｚとなる。従って、ＬＯＷ信号がハイレベルである場合には、図３の（ｂ）に示すＦＳＫ変調が行われる。
【００３５】
ＭＩＤ信号がハイレベルである場合には、入力パルスがハイレベルになると、制御信号Ｓ２がハイレベルとなって、トランスミッションゲートＴｇ２がオンするので、コンデンサＣｓ２＝６．９ｐＦが選択される。その結果、ＦＳＫ変調出力信号の周波数偏移が＋１５ｋＨｚとなる。一方、入力パルスがローレベルになると、制御信号Ｓ５がハイレベルとなって、トランスミッションゲートＴｇ５がオンするので、コンデンサＣｓ５＝２３ｐＦが選択される。その結果、ＦＳＫ変調出力信号の周波数偏移が−１５ｋＨｚとなる。従って、ＭＩＤ信号がハイレベルである場合には、図３の（ｃ）に示すＦＳＫ変調が行われる。
【００３６】
ＨＩＧＨ信号がハイレベルである場合には、入力パルスがハイレベルになると、制御信号Ｓ３がハイレベルとなって、トランスミッションゲートＴｇ３がオンするので、コンデンサＣｓ３＝１０ｐＦが選択される。その結果、ＦＳＫ変調出力信号の周波数偏移が＋４．５ｋＨｚとなる。一方、入力パルスがローレベルになると、制御信号Ｓ６がハイレベルとなって、トランスミッションゲートＴｇ６がオンするので、コンデンサＣｓ６＝４５ｐＦが選択される。その結果、ＦＳＫ変調出力信号の周波数偏移が−２５．５ｋＨｚとなる。従って、ＨＩＧＨ信号がハイレベルである場合には、図３の（ｄ）に示すＦＳＫ変調が行われる。
【００３７】
以上説明したように、図２に示す可変容量部１及び制御部２を用いることにより、圧電振動子Ｘの直列共振周波数の製造誤差に対応して、適切な１組の静電容量値が選択されると共に、入力パルスの電圧レベルに対応して、可変容量部１の静電容量値が、選択された１組の静電容量値の内のいずれか１つの静電容量値に切り替わる。
【００３８】
再び図１を参照すると、少なくとも、コンデンサを除く可変容量部１と、制御部２と、格納部３と、反転増幅器Ａ１〜Ａ３とは、半導体集積回路内に集積化することが可能である。さらに、抵抗器Ｒｆ、コンデンサＣｇ及びＣｄ、可変容量部１のコンデンサの内の１つ以上を半導体集積回路内に集積化するようにしても良いし、設計条件によってはインダクタＬｓも半導体集積回路内に集積化することが可能である。
【００３９】
なお、本実施形態においては、増幅素子としてＭＯＳトランジスタを用いているが、図５に示すように、増幅素子としてバイポーラトランジスタを用いても良い。その場合には、図５において、可変容量ダイオードＣｖを可変容量部１（図２）に置き替えると共に、図１に示す制御部２及び格納部３を追加する。あるいは、可変容量ダイオードＣｖをそのまま用いて、可変容量ダイオードＣｖに印加する電圧を複数段階（例えば６段階）に変化させるようにしても良い。
【００４０】
また、可変容量部１は、例えば０．１ｐＦ刻みで任意の静電容量値を出力できるように構成して、選択される静電容量値を外部より別途設定可能としても良い。このような構成によれば、製作したＦＳＫ変調回路の汎用性を高めることができる。
さらに、本実施形態においては、簡単のため２値ＦＳＫ変調回路を例に挙げたが、複数の入力パルスを同時に加えることによって、多値ＦＳＫ変調回路に拡張した場合であっても、本発明の適用が可能であることは自明である。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
本発明は、無線データ通信等において、搬送波をＦＳＫ変調するＦＳＫ変調回路において利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の一実施形態に係るＦＳＫ変調回路の構成を示す図。
【図２】図１に示す可変容量部及び制御部の具体的な構成例を示す回路図。
【図３】図１に示すＦＳＫ変調回路の動作原理を説明するための模式図。
【図４】圧電振動子を含む直列共振回路のインピーダンスの絶対値を示す図。
【図５】バイポーラトランジスタを用いた従来のＦＳＫ変調回路の回路図。
【図６】ＭＯＳトランジスタを用いた従来の圧電発振回路の回路図。
【符号の説明】
【００４３】
Ａ１〜Ａ３  反転増幅器、  Ｐ１〜Ｐ３  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、  Ｎ１〜Ｎ３  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、  Ｃｇ及びＣｄ  コンデンサ、  Ｒｆ  抵抗器、  Ｘ  圧電振動子、  Ｌｓ  インダクタ、  １  可変容量部、  ２  制御部、  ３  格納部、  Ｃｓ１〜Ｃｓ６  コンデンサ、  Ｔｇ１〜Ｔｇ６  トランスミッションゲート、  Ｉｖ１〜Ｉｖ７  インバータ、  Ｌ１〜Ｌ６  ＡＮＤ回路
【図１】
2005286839.tif 000003
【図２】
2005286839.tif 000004
【図３】
2005286839.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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