(57)【要約】【課題】アンテナスイッチの通過損失に関する周波数特性を向上できる高性能アンテナスイッチを提供する。【解決手段】高周波トランジスタスイッチＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  の使用に伴なって発生する通過損失の周波数特性に関する問題を解決するために、高周波トランジスタスイッチＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  と直列にインピーダンス調整回路４９を接続し、その調整用インダクタＬＴを調整して使用周波数帯の通過帯域内に生じた共振ディップをその通過帯域の上側又は下側に移すことにより、課題を解決する。【選択図】図５
2005027118.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線電話通信装置に使用されるアンテナスイッチにおいて、
アンテナ側伝送路へ共通接続された共通端子を有し、該無線電話通信装置の入力回路へ入力される入力信号又は出力回路から出力される出力信号からなる複数の高周波信号の通過をそれぞれ制御する複数の１／４波長分布定数線路と、前記１／４波長分布定数線路の他方の端子にそれぞれ接続され、使用周波数帯の選択に対応して導通／遮断を制御され、前記高周波信号をグランド方向に短絡する複数の高周波トランジスタ・スイッチと、前記高周波トランジスタ・スイッチとグランドに対し直列に接続され前記高周波信号をグランドに流す複数のインピーダンス調整回路と、前記高周波トランジスタ・スイッチと並列に接続され、且つ前記入力回路側をみた入力インピーダンスあるいは前記出力回路側をみた出力インピーダンスと等価なインピーダンスを有し、前記高周波信号を夫々の入力回路又は出力回路へ伝達する複数の信号伝達回路とを備え、
導通時における前記高周波トランジスタ・スイッチのインピーダンスと、前記インピーダンス調整回路のインピーダンスと、前記信号伝達回路のインピーダンスとにより共振系回路が形成され、該共振系回路のインピーダンスを１／４波長分布定数線路にてインピーダンス変換することにより通過する高周波信号が遮断されるようになっており、
さらに共振周波数を前記使用周波数帯に設けた通過帯域の上側若しくは下側に生じるように前記インピーダンス調整回路のインピーダンスを誘導性側又は容量性側に変化させる共振調整手段を有することを特徴とするアンテナスイッチ。
【請求項２】
前記インピーダンス調整回路がそのインピーダンスを変化させることにより、前記共振系回路の共振周波数を前記使用周波数帯域の通過帯域の高域側又は低域側に移動せしめる並列共振回路を有する請求項１記載のアンテナスイッチ。
【請求項３】
前記インピーダンス調整回路は、前記共振系回路の前記共振周波数が前記使用周波数帯域の通過帯域の高域側又は低域側に移るように調整したインピーダンスを有し、かつ前記高周波トランジスタ・スイッチを流れる直流をカットし前記高周波信号をグランドに短絡するキャパシタとこれに直列に接続された調整用インダクタとを有する請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項４】
前記１／４波長分布定数線路は、その中心周波数が、当該１／４波長分布定数線路の一端に接続された高周波トランジスタに割り当てられた前記使用周波数帯域の中央に位置して、前記高周波信号を伝送するようにその線路長を調整されてなる請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項５】
前記高周波トランジスタ・スイッチは、導通時の端子間の内部抵抗が前記アンテナ側伝送路の特性インピーダンスの１／２以下であり、かつ遮断時の端子間の容量が０．５ｐＦ以下である高周波特性を有する化合物半導体高周波トランジスタを使用した請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項６】
前記アンテナスイッチは、
複数の導体層と複数の誘電体層とを交互に積層し、かつ誘電体層を厚さ方向に貫通するビア導体によりそれら複数の導体層を互いに接続した構成とされる積層体基板を備え、前記無線電話通信装置のアンテナ並びに送信回路及び受信回路へ接続される複数の伝送路に接続される複数のスイッチ実装端子と、前記複数の高周波トランジスタ・スイッチとが前記積層体基板の表面に実装され、又前記複数の１／４波長分布定数線路と、前記複数のインピーダンス調整回路とが前記積層体基板の複数の導体層内に導体パターンとして形成されている請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項７】
前記インピーダンス調整回路において前記調整用インダクタは、前記高周波トランジスタ・スイッチと該高周波トランジスタ・スイッチが搭載された前記積層体基板上のパッドとを接続するワイヤボンディングと、前記ビア導体と、前記積層体基板にて前記パッドに導通する延長線路をなす導体パターンと、の少なくともいずれかにより構成される請求項６に記載のアンテナスイッチ。
【請求項８】
前記インピーダンス調整回路の延長線路は、ストリップライン、高インピーダンス線路、リボン状インダクタの、少なくともいずれか１つである導体パターンとして前記積層体基板の導体層に形成された請求項７に記載のアンテナスイッチ。
【請求項９】
前記高周波トランジスタ・スイッチは、複数の使用周波数帯域に対応して設けられ、使用周波数帯域の選定を行なう切替制御信号によって前記の高周波信号を導通させてグランド方向に短絡する複数のＧａＡｓＦＥＴであり、
前記１／４波長分布定数線路は、線路の一端が前記高周波トランジスタ・スイッチに接続され、他端を共通端子として前記アンテナ側伝送路に接続され，線路長が１／４波長に等しくかつ特性インピーダンスが前記アンテナ側伝送路のインピーダンスに合わせ込まれた１／４波長ストリップラインとして形成され、
前記高周波トランジスタ・スイッチを通過した高周波信号をグランドに短絡する板電極型キャパシタと、前記高周波トランジスタ・スイッチと前記板電極型キャパシタとの間に直列に接続された誘導性インピーダンスを有する調整用インダクタとを有するものであり、
前記信号伝達回路は、前記１／４波長ストリップラインのＧａＡｓＦＥＴへの接続側端子に接続され、前記高周波信号を前記無線電話通信装置の受信回路側又は送信回路側に予め定められた周波数特性をもって伝達するフィルタ回路を有するものとされた、請求項１ないし請求項８のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項１０】
前記１／４波長分布定数線路と、前記高周波トランジスタ・スイッチと、前記インピーダンス調整回路と、前記信号伝達回路と、で構成される複数の通信バンドスイッチが、前記アンテナ側伝送路に接続された分波回路の分波出力端に共通的に接続され、その分波された前記高周波信号を前記使用周波数帯に対応して導通／遮断の切替制御を行なうようにした請求項１ないし請求項９のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項１１】
同一の前記通信バンドスイッチの各構成要素に対して、前記インピーダンス調整回路の前記延長線路は、前記１／４波長分布定数線路が形成された前記導体層と別の前記導体層に形成された請求項１０に記載のアンテナスイッチ。
【請求項１２】
前記高周波トランジスタ・スイッチと前記インピーダンス調整回路とは直列共振回路を形成し、該直列共振回路が前記使用周波数帯域において直列共振することによりインピーダンスが最小とされる請求項１ないし請求項１１のいずれか一項に記載のアンテナスイッチ。
【請求項１３】
請求項１ないし請求項１２のいずれか一項に記載のアンテナスイッチと、
前記アンテナスイッチ接続にされるアンテナと、
前記アンテナスイッチ接続にされる前記受信回路と、
前記アンテナスイッチ接続にされる前記送信回路と、
を備えたことを特徴とする無線電話通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線電話端末に使用するアンテナスイッチとそれを用いた無線電話端末に関する。なお、本発明の適用対象となる無線電話端末は、無線電話回線網を利用して双方向通信を行なう装置全般を意味し、携帯電話機やＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｈａｎｄｙ  ｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ）などの一般的な意味での無線電話器はもちろん、端末機能を組み込んだ電話機や逆に電話回線接続機能を有した可搬型コンピュータなどの携帯型端末装置、無線電話回線接続用モデム、及び該モデムを組み込んだ可搬型コンピュータなども概念として包含する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２０００−２７８１６８号公報
【０００３】
このようなアンテナスイッチとして従来、ＰＩＮダイオードを用いたＰＩＮダイオードスイッチが用いられてきたが、バイアス回路が必要なため回路が複雑であり、モジュールの軽薄短小が求められる近年の傾向に逆行する問題がある。特に近年の無線電話端末においては、使用される国によって地域によって通信方式が異なる場合が多々あり、１台の電話機で通信方式の異なる、複数の通信バンドの送受信を取り扱うことのできる、マルチバンド電話機の需用が高まり、その電話機は市場において急速に普及しつつある。このようなマルチバンド電話機では、スイッチの複雑化及び大型化の影響が特に著しい。そこで特許文献１には、上記のごとく、ＰＩＮダイオードスイッチに代えてＧａＡｓ−ＦＥＴなどからなる高周波トランジスタ・スイッチを用いたアンテナスイッチが開示されている。従来、上記のアンテナスイッチをＰＩＮダイオードスイッチからＧａＡｓスイッチに置き換えると、スイッチのＯＮ／ＯＦＦのアイソレーションを向上すると共に、高レベルの送受信信号に対して、スイッチの直線性に伴なう伝送歪を低減できるというメリットがある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来多用されているスイッチモジュールにおいては、配線部分を小型の積層体基板（例えばセラミック積層基板）にて構成し、ダイオードや大形のコイルないしコンデンサなど、基板への内層が不能あるいは困難な素子類を基板上への面実装素子として配置した構成が採用されている。積層体基板には、上記の配線部分の他、電源用あるいはグランド用の面導体のほか、ＰＩＮダイオードスイッチのバイアス回路の一部などが内層される。また、マルチバンド電話機の場合、アンテナが受信する信号を低周波側の信号と高周波側の信号とに切り分けるダイプレクサも積層体基板内部に組み込まれる。このような構成のスイッチモジュールは、これに接続されるアンテナや送受信回路等との整合を考慮して、基板と面実装素子との複合インピーダンスを、標準値（例、伝送路の特性インピーダンス：５０Ω）に合わせ込む形で設計がなされる。特に積層基板側は上記ごとく構成要素が多いため、インピーダンス整合上考慮すべき因子も多岐にわたる。
【０００５】
上記のスイッチモジュールにおいて、ＰＩＮダイオードスイッチを高周波トランジスタ・スイッチで置き換えようとした場合、スイッチの主要な構成要素である高周波トランジスタ・スイッチを、積層体基板上への実装素子として取り扱う必要がある。この高周波トランジスタ・スイッチを採用する場合、適応周波数帯において、高周波トランジスタ・スイッチのインピーダンスと従来のＰＩＮダイオードスイッチのインピーダンスとが異なるため、この高周波トランジスタ・スイッチと積層体基板とのインピーダンス整合を新たに考慮する必要が生ずる。言い換えれば、無線電話通信装置の入出力回路で扱われる高周波信号に対して、アンテナと上記入出力回路の間に位置するアンテナスイッチのインピーダンスが、アンテナ側伝送路インピーダンスと送受信回路側伝送路インピーダンスとの相対的な関係，即ちインピーダンス環境の微妙な不調和に伴なって問題が生じる。これは上記の高周波トランジスタ・スイッチの採用他の多数の設計要因の重なりによって生じると考えられる。このインピーダンスの調和が最適分布から外れたときに、アンテナスイッチの高周波信号の伝達特性、即ちアンテナスイッチの通過損失の周波数特性（以後、この周波数特性をｆ特という）に関して、使用周波数帯の通過帯域内にディップを含む凹凸を生じることがある。この場合、アンテナスイッチを通る高周波信号のｆ特が変化して、アンテナから放射される送信電力あるいは受信回路側の受信感度が、前記通過帯域内で使用される周波数チャンネル（以後チャネルという）によって変動することになり、基本的な無線通信性能上の問題（通信距離／通信切断など）を引き起こす恐れがある。
【０００６】
このディップに伴なって、アンテナスイッチを通過した高周波信号の占有帯域内でｆ特に無視できないレベル変化を生じている場合には、受信回路において復調した際に、その高周波信号に重畳されている音声信号等の情報を検波・再生した復調信号に、復調歪を生じて無線電話通信装置で授受される通信品質を低下させる可能性もある。特にこのレベル変化は、チャネル当たりの占有周波数帯域が狭い従来のアナログ（変調）通信対して、その占有帯域が広い最近のデジタル（変調）通信に大きな復調歪を生じることが心配される。さらに、前記のディップが使用周波数帯の通過帯域の肩付近に生じた場合には、その通過帯域が広がったり、狭まったりすることによって、使用周波数の分離・選択を行なうフィルタ性能が悪化・低下して使用周波数帯を適切に切替制御できなくなる恐れも生じる。このような問題は、前記高周波トランジスタ・スイッチを含む周辺の回路網を適切に設定・調整することにより、アンテナスイッチ周辺のインピーダンス環境を旨く調和させて解決することができる。
本発明の課題は、アンテナスイッチ周辺のインピーダンス環境を最適領域に調和させて通過帯域内のｆ特を平坦にしたアンテナスイッチと、これを用いた無線電話通信装置とを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記問題を解決するために、本発明のアンテナスイッチは、無線電話通信装置に使用されるアンテナスイッチにおいて、
アンテナ側伝送路へ共通接続された共通端子を有し、該無線電話通信装置の入力回路へ入力される入力信号又は出力回路から出力される出力信号からなる複数の高周波信号の通過をそれぞれ制御する複数の１／４波長分布定数線路と、１／４波長分布定数線路の他方の端子にそれぞれ接続され、使用周波数帯の選択に対応して導通／遮断を制御され、高周波信号をグランド方向に短絡する複数の高周波トランジスタ・スイッチと、高周波トランジスタ・スイッチとグランドに対し直列に接続され高周波信号をグランドに流す複数のインピーダンス調整回路と、高周波トランジスタ・スイッチと並列に接続され、且つ入力回路側をみた入力インピーダンスあるいは力回路側をみた出力インピーダンスと等価なインピーダンスを有し、高周波信号を夫々の入力回路又は出力回路へ伝達する複数の信号伝達回路とを備え、
導通時における高周波トランジスタ・スイッチのインピーダンスと、インピーダンス調整回路のインピーダンスと、信号伝達回路のインピーダンスとにより共振系回路が形成され、該共振系回路のインピーダンスを１／４波長分布定数線路にてインピーダンス変換することにより通過する高周波信号が遮断されるようになっており、
さらに共振周波数を使用周波数帯に設けた通過帯域の上側若しくは下側に生じるようにインピーダンス調整回路のインピーダンスを誘導性側又は容量性側に変化させる共振調整手段を有することを特徴とする。
【０００８】
上記の構成によって、使用周波数帯の非選択時には導通状態にある高周波トランジスタ・スイッチと、それを通過した高周波信号をグランドに短絡するインピーダンス調整回路と、アンテナスイッチを通過する高周波信号をこのアンテナスイッチと入出力回路間で送受する信号伝達回路と、により構成される共振系回路のインピーダンスを、１／４波長分布定数線路の終端インピーダンスとする。この終端インピーダンスを１／４波長分布定数線路のインピーダンス変換作用の働きでその大小関係を反転させることにより、使用周波数帯の非選択時にはこの１／４波長分布定数線路の入力インピーダンスを高インピーダンスにしてそこを通過する高周波信号を遮断する。
【０００９】
この終端インピーダンスを与える共振系回路において、アンテナスイッチと、それに接続された入力回路あるいは出力回路との間で生じる、インピーダンスの関係において、複雑かつ微妙な相対的環境に因って、その共振周波数がアンテナスイッチの使用周波数帯の通過帯域に入り込むとき、その個所にｆ特のディップ等の凹凸が生じることがある。そこで本発明は、インピーダンス調整回路のインピーダンスを誘導性側あるいは容量性側に変化させて最適値に設定し、その共振周波数を通過帯域の下側若しくは上側に移動させることによりｆ特の凹凸を解消し、そこを通過する高周波信号に対するアンテナスイッチの通過特性を平坦にすると共にその通過損失を最小にしてアンテナスイッチのスイッチ性能を向上させることができる。
【００１０】
このことは、各使用周波数帯において、アンテナスイッチを通過する各チャネルの高周波信号を周波数特性について安定・良質にすることができ、無線電話通信装置の感度並びに授受する情報の通信品質（信号歪／データ誤り率など）を向上させることができる。併せて、アンテナスイッチあるいは送受信回路等で使用される多数の回路部品の電気的特性のバラツキとその微妙な組合わせによって生じた上記のようなｆ特の凹凸を、このインピーダンス調整法を適用した本発明のアンテナスイッチを採用することで、その製品並びに無線電話通信装置の生産性（歩留まり）を向上することもできる。尚、このようなｆ特の凹凸の類の複雑かつ微妙な事象は、一般的な設計事項として回路設計上の予期できる検討課題の対象となることは極めて稀で、その解決が難しい問題の１つであると考えられている。そのために、このアンテナスイッチが無線電話通信装置の入力回路と出力回路に接続されて使用される状況を鑑みて、各１／４波長分布定数線路の終端から入力回路側あるいは出力回路側をみた夫々のインピーダンスと等価なインピーダンスを持つ個別の信号伝達回路をアンテナスイッチ側に組み込むことによって、このアンテナスイッチを入力回路と出力回路から電気的に分離できて、１つの独立した回路網として取り扱えるようにした。
【００１１】
又、アンテナスイッチの基本構成単位として使用周波数帯に対応して個別に用意され、１／４波長分布定数線路と、高周波トランジスタ・スイッチと、インピーダンス調整回路と信号伝達回路とで構成され、使用周波数帯の選定に応じてＯＮ／ＯＦＦ制御される回路ブロックを通信バンドスイッチと定める。この通信バンドスイッチは左右から入力される高周波信号（入力信号はアンテナ側から受信回路側へ、例えば左側から通信バンドスイッチに入力され、送信信号は送信回路側からアンテナ側へ、右側から通信バンドスイッチに入力される）に対して同一のＯＮ／ＯＦＦ作用を果たすことができる一種の可逆作用回路であり、無線電話通信装置のように同一の伝送路を使用して互いに逆行する送信信号と受信信号の双方の通過をＯＮ／ＯＦＦを制御する場合には、同一の構成・配列の回路を適用できる。このため、アンテナスイッチは、全体の構成が簡素化されて小形軽量化に有利であると同時にその製品の設計開発期間の短縮、部品の調達並びに信頼性の評価等に関してこの利点は大きい。
【００１２】
又、インピーダンス調整回路は、そのインピーダンスを変化させることにより、共振系回路の共振周波数を使用周波数帯域の通過帯域の高域側又は低域側に移動させる並列共振回路を適用することができる。上記構成によると、その並列共振回路の主要構成をなすインピーダンス調整回路のインピーダンスを、誘導性側あるいは容量性側に変化させることにより、ｆ特の凹凸が発生する並列共振周波数を、通過帯域の高域側あるいは低域側へ容易に移動させるこで、その凹凸を解消できる。具体的には、共振系回路が並列共振回路で構成されるために、このアンテナスイッチに接続される入力回路あるいは出力回路の該当部分の入出力容量を求めるかあるいは設計仕様を規定をして、その入出力容量と並列に接続されるインピーダンス調整回路のインピーダンスを調整・設定することで、その並列共振周波数を簡単に定めることができる。従って、この凹凸を取り除くための、インピーダンス調整回路の最適条件を精度よくかつ、簡単に設定することができる。
【００１３】
さらには、インピーダンス調整回路は、共振系回路の共振周波数が使用周波数帯域の通過帯域の高域側又は低域側に移るように調整したインピーダンスを有し、かつ高周波トランジスタ・スイッチを流れる直流をカットし高周波信号をグランドに短絡するキャパシタとこれに直列に接続された調整用インダクタとを有するようにすることもできる。この構成によって、調整用インダクタのインダクタンスに比例させてそのインピーダンス容易に変化させられるため、インピーダンス調整回路のインピーダンスを簡単にかつ精度良く目標値に設定することができる。このため、共振系回路の共振周波数を旨く最適値に調整することができて、通過帯域の凹凸を円滑に取り除くことができる。この調整用インダクタは後述の積層体基板に一体形成あるいはディスクリート部品として面実装する場合に、小さな形状でそのインダクタンスの値を広範囲に選定することも可能であり、アンテナスイッチの軽薄短小に適している。
【００１４】
さらに、１／４波長分布定数線路は、その中心周波数が、当該１／４波長分布定数線路の一端に接続された高周波トランジスタに割り当てられた使用周波数帯域の中央に位置して、高周波信号を伝送するようにその線路長を調整することが好ましい。この設定によって、使用周波数帯の通過帯域の中央付近で、１／４波長分布定数線路のインピーダンス変換作用を最良に働かすことになって、アンテナスイッチの通過帯域全体に亙る通過損失を最小かつ平坦に実現することが可能となり、前記の受信感度向上や、情報品質の向上を達成できる。さらに、上記のインピーダンス変換作用の最適化に伴なって、使用周波数帯の周波数選択性、即ちＢＰＦのｆ特を最適形状に形成できる。
【００１５】
具体的には、１／４波長分布定数線路の中心周波数を通過帯域の中央周波数ｆ０に合わせた場合には、１／４波長分布定数線路のインピーダンス変換作用によるアンテナスイッチの電力通過損失１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）は（但し、電力通過損失は負の値で、Γはアンテナ伝送路に対するアンテナスイッチ２の反射係数を示す）その通過帯域内で概ね、１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）≒−１．１（π△ｆ／２ｆ０）２（ｄＢ）で与えられることを見出した。このため、電力通過損失の実質的許容限界値を−１．０ｄＢと考えれば通過帯域幅ＢＷ（２△ｆ＝ＢＷ）は中心周波数ｆ０に対する比帯域（ＢＷ／ｆ０）で約１．２となり十分な通過帯域を達成することができる。このように、使用周波数帯の通過帯域が広いために、現在使用中あるいは計画・検討中の各デジタル通信方式にこのアンテナスイッチを適用することが可能である。
【００１６】
また、高周波トランジスタでは、導通時の端子間の内部抵抗ｒｏｎがアンテナ側伝送路の特性インピーダンスＺ０の１／２以下であり、かつ遮断時の端子間の容量が０．５ｐＦ以下である高周波特性を有する化合物半導体高周波トランジスタを使用することが好ましい。これは、該当する高周波トランジスタ・スイッチがＯＮとなり１／４波長分布定数線路のインピーダンス変換作用でその１／４波長分布定数線路が遮断状態になったとき、アンテナスイッチの使用周波数帯に対する電力通過損失１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）が通過帯域の中心周波数ｆ０において、概ねＲＰ≒ｒｏｎとして１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）≒−４．３［（ｒｏｎ）／（２Ｚ０）］２（ｄＢ）で与えられることを見出した。このため、導通時の端子間の内部抵抗ｒｏｎを前記アンテナ側伝送路の特性インピーダンスＺ０の１／２以下にすれば、通過帯域の電力通過損失を約０．３ｄＢ以下に抑えることができ、これは実用限界値の１．０ｄＢを大幅に下回る優れた性能であり、アンテナスイッチのスイッチ性能を大幅に向上することができる。
【００１７】
高周波トランジスタ・スイッチにＧａＡｓ−ＭＥＳ−ＦＥＴ（ＧａＡｓ  Ｍｅｔａｌ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ］、ＨＥＭＴ［Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ］やＨＢＴ［Ｈｅｔｅｒｏ−Ｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ］の化合物半導体を使用した場合には、ＧＨｚ帯以上の高周波帯（以後マイクロ波帯という）においてその高周波特性（低雑音０．３−０．１ｄＢ／高ゲイン／高アイソレーション等）が際立って優れており、本発明のアンテナスイッチを通過するマイクロ波帯の高周波信号の損失低下、付加雑音の減少並びにスイッチ切替制御のＯＮ／ＯＦＦアイソレーションの向上など、従来のＰＩＮダイオードを使用したアンテナスイッチに比してスイッチ性能を大きく向上させることができる。上記の化合物半導体高周波トランジスタを使用した高周波トランジスタ・スイッチにおいて、導通時の内部抵抗ｒｏｎは概ねそのＤＣバイアス（ドレイン電流Ｉｄの最大値）における相互コンダクタンスｇｍに略反比例することが判っているので、高ゲインのＦＥＴあるいはＨＥＭＴを使用することで、その内部抵抗ｒｏｎを２５Ω以下に小さくすることは十分可能である。
【００１８】
又、この高周波トランジスタ・スイッチが、遮断時の端子間容量ＣＣが０．５ｐＦ以下である高周波特性を有することの必要性を以下に説明する。この使用周波数帯を通過させるために、高周波トランジスタ・スイッチが遮断され、それに接続された１／４波長分布定数線路が導通状態になってマイクロ波帯の高周波信号がそこを通過する。このとき、１／４波長分布定数線路の終端おいて、この高周波信号は遮断されている高周波トランジスタ・スイッチの端子間容量によってグランドに分流されることになる。今、高周波信号の周波数がｆ＝１ＧＨｚ場合（角周波数ω＝２πｆ）に、その端子間容量ＣＣのなすインピーダンスＺＣは｜ＺＣ｜＝１／（ωＣＣ）＝約３２０Ωとなる。このインピーダンスは、１／４波長分布定数線路のもつ特性インピーダンスＺ０＝５０Ωの６．４倍になっているため、グランドに分流される高周波信号は僅かとなり、この端子間容量ＣＣによる電力分流損失ＤＬ（ｄＢ）は、ＤＬ＝１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）≒−４．３  （Ｚ０ωＣＣ）２／｛（２Ｚ０ωＣＣ）２＋１｝＝約−０．１ｄＢとかなり小さい。従って本発明のアンテナスイッチは遮断時の高周波トランジスタ・スイッチによる損失の影響を殆ど受けない、優れたスイッチ性能を実現することが可能である。
【００１９】
ＰＩＮダイオードスイッチを使用した場合には、前記の直線性を向上しようとするとこの端子間容量ＣＣが１ｐＦ以上に増大して高調波歪の低減と損失低減を両立させられないという本質的な問題を抱えていた。
【００２０】
又、アンテナスイッチは、複数の導体層と複数の誘電体層とを交互に積層し、かつ誘電体層を厚さ方向に貫通するビア導体によりそれら複数の導体層を互いに接続した構成とされる積層体基板を備え、無線電話通信装置のアンテナ並びに送信回路及び受信回路へ接続される複数の伝送路に接続される複数のスイッチ実装端子と、複数の高周波トランジスタ・スイッチとが積層体基板の表面に実装され、又複数の１／４波長分布定数線路と、複数のインピーダンス調整回路とが積層体基板の複数の導体層内に導体パターンとして形成されされるようにすることもできる。このような構造・構成とすることにより、誘電体と導体を交互に積層した積層体基板にアンテナスイッチを形成することができ、小形でかつ使用周波数帯の通過帯域が平坦でかつ通過損失の少ないという性能の優れたアンテナスイッチを実現できる。
【００２１】
さらに，具体的には、高周波トランジスタ・スイッチである半導体をこの基板の表面に面状実装し、これを除く全ての構成要素を積層体基板の各導体層に導体パターンとして内層組込みされているので、コンパクトでかつソリッドな構造となり、振動・衝撃等の影響の少ない耐環境性に優れた、モジュールとしてアンテナスイッチを実現できる。高周波トランジスタ・スイッチの半導体を除いてディスクリートやチップの電子部品を必要としないため，部品調達のコスト・納期の観点から又、インダクタ、コンデンサ，抵抗等の個別部品を使用しないことによる低故障率の観点から、安価で高信頼性の優れた品質を提供できることが容易に理解される。最近注目を集めている電磁波ならびに静電気、サージあるいは電気設備による誘導ノイズなどのＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏ−ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）に対しても、１／４波長分布定数線路、インピーダンス調整回路など電磁的・電気的影響を受けやすい回路部分が積層体基板の導体層で覆われ・電磁的に密閉された構造になっているため、電磁的干渉に強く、優れたＥＭＣ性能をもっている。
【００２２】
又、インピーダンス調整回路において調整用インダクタは、高周波トランジスタ・スイッチとこの高周波トランジスタ・スイッチが搭載された積層体基板上のパッドとを接続するワイヤボンディングと、ビア導体と、積層体基板にてパッドに導通する延長線路をなす導体パターンと、の少なくともいずれかにより構成することができる。このようにして、この調整用インダクタを新たな付加的回路を設けずに実現することができる。具体的には、インピーダンス調整回路を、アンテナスイッチを構成する基板に一体的に形成することが可能となり、アンテナスイッチの構成を簡素化し、そのサイズを小形化することができる。調整用インダクタを実現するために、基板の組み立てに不可欠であるワイヤボンディング、ビア導体あるいは延長線路を活用することは新たなコストアップを必要とせずに、通過帯域の平坦な高性能のアンテナスイッチを達成することができることを表している。
【００２３】
又、インピーダンス調整回路の延長線路は、ストリップライン、高インピーダンス線路、リボン状インダクタの、少なくともいずれか１つである導体パターンとして積層体基板の導体層に形成してもよい。このようにして積層体基板の導体層に導体パターンとして組込み形成されるので、その形状を高い精度で製作（機械加工又はエッチング等で）することにより、調整用インダクタの誘導性インピーダンスを最適値に定め、インピーダンス調整回路のインピーダンスを調整することで通過損失が小さくｆ特の平坦なアンテナスイッチを高性能にかつ再現性良く実現できる。即ち、求める誘導性のインピーダンスの値とそのパターンサイズの関係から高インピーダンス線路、リボン状インダクタ、ストリップライン（ストリップラインは、マイクロストリップ線路を含む）を適切に選択することができる。詳細には、高Ｑで小インダクタンスの用途に対しては、高インピーダンス線路が、低Ｑで大インダクタンスの用途に対してはリボン状インダクタタが適している。その中間の中Ｑ，中インダクタンスの実現に際しては、ストリップラインが適している。
【００２４】
又、高周波トランジスタ・スイッチは、複数の使用周波数帯域に対応して設けられ、使用周波数帯域の選定を行なう切替制御信号によって高周波信号を導通させてグランド方向に短絡する複数のＧａＡｓＦＥＴであり、
１／４波長分布定数線路は、線路の一端が各の高周波トランジスタ・スイッチに接続され、他端を共通端子としてアンテナ側伝送路に接続され，線路長が１／４波長に等しくかつ特性インピーダンスがアンテナ側伝送路のインピーダンスに合わせ込まれた１／４波長ストリップラインとして形成され、
高周波トランジスタ・スイッチを通過した高周波信号をグランドに短絡する板電極型キャパシタと、高周波トランジスタ・スイッチと板電極型キャパシタとの間に直列に接続された誘導性インピーダンスを有する調整用インダクタとを有するものであり、
信号伝達回路は、前記１／４波長ストリップラインのＧａＡｓＦＥＴへの接続側端子に接続され、高周波信号を無線電話通信装置の受信回路側又は送信回路側に予め定められた周波数特性をもって伝達するフィルタ回路を有するように構成することもできる。
【００２５】
このように構成することにより、中心的構成要素である複数の１／４波長分布定数線路を平面回路であるストリップライン（以下、ストリップラインは、マイクロストリップ線路、サスペンデッド線路、コプレーナガイド、スロットラインを含む、平面状の導体パターンで形成された分布定数線路の総称とする）で形成し、インピーダンス調整回路を構成するキャパシタやインダクタも導体パターンで形成できる。このため、半導体である高周波トランジスタ・スイッチを除いたアンテナスイッチの全回路を平面回路として簡単に形成できると共にアンテナスイッチを小形・薄型に作製できる。又、ストリップラインを始めとする全ての導体パターンの形状は機械加工あるいはエッチング等で精度良く（その再現性・歩留まりを含めて）製作できるので関連する電気的特性を安定かつ高精度に実現することが可能である。これによって通過帯域のｆ特が平坦でかつ安定した高性能のアンテナスイッチを提供することができる。
【００２６】
又、アンテナスイッチの基本構成単位であって、この高周波トランジスタ・スイッチ、インピーダンス調整回路、１／４波長分布定数線路、信号伝達回路から構成される通信バンドスイッチ（これをインピーダンス変換並列スイッチ方式という）は他のアンテナスイッチ、例えば高周波トランジスタ・スイッチを高周波信号が通過する信号ラインに直列に挿入したもの（これを直列スイッチ方式という）に比べて、通過帯域の通過損失を低減し、そのＯＮ／ＯＦＦアイソレーションを向上できる。即ち、直列スイッチ方式では高周波トランジスタ・スイッチであるＧａＡｓＦＥＴの導通時の内部抵抗ｒｏｎと伝送路の特性インピーダンスＺＯ＝５０Ωで通過帯域の電力通過損失ＩＬ（ｄＢ）が次のように定まる。この内部抵抗をｒｏｎを前述のようにｒｏｎ＝２５Ωとすれば、電力通過損失ＩＬ（ｄＢ）は、ＩＬ＝１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）≒−４．３／｛（２Ｚ０／ｒｏｎ）＋１｝２＝約−０．２ｄＢとなる。
これに対してインピーダンス変換並列スイッチ方式は導通時の通過損失は前述の端子間容量ＣＣによるＤＬ＝約−０．１ｄＢであるから、１／４波長分布定数線路を使用した本発明のアンテナスイッチは他のアンテナスイッチに比べてその電力通過損失が半分以下と優れていることを示す。
【００２７】
又、１／４波長分布定数線路と、高周波トランジスタ・スイッチと、インピーダンス調整回路と、信号伝達回路と、で構成される複数の通信バンドスイッチが、アンテナ側伝送路に接続された分波回路の分波出力端に共通的に接続され、その分波された高周波信号を使用周波数帯に対応して導通／遮断の切替制御を行なうようにすることもできる。このように構成することにより、通信方式の異なる複数の通信バンド（使用周波数帯）を使うマルチバンド電話機にこのアンテナスイッチを適用することができる。より詳細にいえば、アンテナと無線電話通信装置の送受信回路を１つの伝送路で接続し、複数の通信バンドの切替制御を行なうためには、その通信バンドに応じた複数の通信バンドスイッチを有し、そこを通過する高周波信号を分波あるいは合波する分波器（マルチプレクサ）を備えた本発明のアンテナスイッチが必要になる。
【００２８】
さらに、同一の通信バンドスイッチの各構成要素に対して、インピーダンス調整回路の延長線路は、前記１／４波長分布定数線路が形成された導体層と別の導体層に形成してもよい。インピーダンス調整回路他で構成される共振系回路のインピーダンスとそのインピーダンスを変換する１／４波長分布定数線路がお互いの位置関係（クリアランス等）で微妙に結合する場合は、アンテナスイッチの通過特性に小さなウエーブや凹み，あるいは屈曲が生じる可能性がある。このような場合には、同一通信バンドスイッチの構成要素である１／４波長分布定数線路とこの共振系回路の配置を離すか、遮蔽分離することが有効である。このため、この両者を別の導体上に形成・配置すると両者の結合を解消できて、安定な通過特性（ｆ特）を達成できる。
【００２９】
さらに、高周波トランジスタ・スイッチとインピーダンス調整回路とは直列共振回路を形成し、この直列共振回路が使用周波数帯域において直列共振することによりそのインピーダンスが最小となるように設定することもできる。アンテナスイッチとそれに接続される入力回路側あるいは出力回路側をみたインピーダンス、即ち信号伝達回路のインピーダンスが使用周波数帯で虚数成分を持たず実数で表される場合、即ち抵抗で表示できる場合には、高周波トランジスタ・スイッチとインピーダンス調整回路は並列共振回路を形成せずに、１／４波長分布定数線路の終端インピーダンスである共振系回路は直列共振回路を形成する。この直列共振回路においてその直列共振周波数にて、インピーダンスが最小になり、アンテナスイッチの電圧反射率｜Γ｜は最小値｜Γ｜＝ｒｏｎ／２Ｚ０をとることを見出した。この結果から、その共振周波数を使用周波数帯の通過帯域の中央にくるようにインピーダンス調整回路の調整用インダクタを選定すると、電力通過損失１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）≒−４．３（ｒｏｎ／２Ｚ０）２ はｒｏｎ＝２５Ω、Ｚ０＝５０Ωとして、１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）＝約０．３ｄＢを得る。
【００３０】
また本発明では、上述のアンテナスイッチと、
アンテナスイッチ接続にされるアンテナと、
アンテナスイッチ接続にされる前記受信回路と、
アンテナスイッチ接続にされる前記送信回路と、
を備えたことを特徴とする無線電話通信装置も提供する。アンテナスイッチが、上記に説明されたように、小形でかつ高信頼性を有するため、無線電話通信装置をコンパクトにかつ、高性能に実現することができる。又、アンテナスイッチの使用周波数帯における通過帯域が平坦でかつその通過損失が少ないため、無線電話通信装置の、送信回路又は受信回路とアンテナ間における高周波信号の信号伝達性能を一層向上させることができる。これによって、無線電話通信装置の通信性能（例、受信感度並びに送信電力の向上など）が向上し、授受する情報の通信品質（音声の明瞭度向上あるいは符号化情報の誤り率の低減など）を高めることができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
【００３２】
図１は、複数の周波数帯域を扱う無線電話端末の一例である、クワッドバンド型（４通信バンド対応）デジタル携帯電話機（以下、単に携帯電話機ともいう）の電気的構成を示すブロック図である。携帯電話機１は、入出力インターフェース１１と、これに接続されるＣＰＵ１２、ＲＯＭ１３及びＲＡＭ１４等からなる主制御部としての制御用マイクロプロセッサ１０を有し、その入出力インターフェース１１には、テンキー型の周知のプッシュボタンで構成されたダイアル入力部５、携帯電話機１をオンフック状態とオフフック状態との間で切り替えるオンフック／オフフック切換スイッチ６、及び使用周波数帯を切り替えるバンド切換スイッチ７が接続される。本実施形態では、ＥＧＳＭ（第一方式）、ＧＳＭ８５０（第二方式）、ＰＣＳ（第三方式）及びＤＣＳ（第四方式）の４つの通信方式間にて切り替えが可能とされている。
【００３３】
受話器３はアンプ１５とＤ／Ａ変換器１６を介して、送話器４はアンプ１７とＡ／Ｄ変換器１８とを介して、さらに液晶モニタ（ＬＣＤ）１９がモニタ制御回路２０を介して、それぞれ入出力インターフェース１１に接続されている。この入出力インターフェース１１には電話接続回路９が接続されている。該電話接続回路９は、ＥＧＳＭ用の第一変調部３２Ａ、第一送信部３３Ａ、第一受信部３５Ａ及び第一復調部３６Ａ、ＧＳＭ８５０用の第二変調部３２Ｂ、第二送信部３３Ｂ、第一受信部３５Ｂ及び第一復調部３６Ｂ、ＰＣＳ用の第三変調部３２Ｃ、第三送信部３３Ｃ、第三受信部３５Ｃ及び第三復調部３６Ｃ、ＤＣＳ用の第四変調部３２Ｄ、第四送信部３３Ｄ、第四受信部３５Ｄ及び第四復調部３６Ｄ、通信搬送波を必要な周波数にて合成する周波数シンセサイザ３４、本発明の一実施形態をなす高周波信号処理回路２及びこれに接続されるアンテナ３９、アンテナスイッチ２に含まれる分波回路４４（図２：後述）を経て、各帯域に分波された分波受信信号から、各使用周波数帯における端末受信帯に属した受信信号を抽出する端末受信帯抽出用バンドパスフィルタ回路４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ，４０Ｄ等を含んで構成される。また、図示は省略しているが、電話接続回路９には、ハンドオーバー用の制御用電波発信部も含まれている。なお、上記の各変調部３２Ａ〜３２Ｄ、各送信部３３Ａ〜３３Ｄ及びパワーアンプ２１，２２を総合して出力回路、上記の各受信部３５Ａ〜３５Ｄ、各復調部３６Ａ〜３６Ｄ及びＢＰＦ４０Ａ〜４０Ｄを総合して入力回路と称する。なお、この入力回路と出力回路の総称を入出力回路とする。
【００３４】
アンテナスイッチ２以外の部分は、一般のデジタル携帯電話機と何ら変わりはなく周知のものと同様であるが、概略を述べれば以下の通りである。すなわち、送話器４から入力された音声はアンプ１７で増幅され、さらにＡ／Ｄ変換器１８によりデジタル変換された後、選択された使用周波数帯に対応する変調部（３２Ａ〜３２Ｄ）により変調され、さらに送信部（３３Ａ又は３３Ｂ）にて搬送波と合成・増幅されて送信信号となり、アンテナスッチ２でその通過を制御されてアンテナ３９から送信される。他方、受信電波はアンテナ３９で受信されて受信信号となり、アンテナスイッチ２で使用周波数帯に対応して切替制御され後、選択された受信部（３５Ａ〜３５ＤＢ）で受信され、搬送波成分が取り除かれた後、復調部（３６Ａ〜３６Ｄ）でデジタル音声信号に復調され、Ｄ／Ａ変換機１６及びアンプ１５を介して受話器３から出力される。
【００３５】
アンテナスイッチ２は、受信信号と送信信号とを、スイッチ制御用信号（ＶＣ１〜ＶＣ６：信号制御は制御用マイクロプロセッサ１０が行なう）を受けて、時分割方式で切り替える。他方、使用周波数帯の切り替えは、本実施形態ではバンド切換スイッチ７の操作により制御用マイクロプロセッサ１０が行なうようにしているが、周波数シンセサイザ３４を用いてバンドスキャンを行い、適合する周波数帯に自動切り替えを行なうようにしてもよい。なお、制御用マイクロプロセッサ１０が行なう切換処理は、主として、入出力インターフェース１１における変調部３２Ａ〜３２Ｄ及び復調部３６Ａ〜３６Ｄのポート切換処理、及び周波数シンセサイザ３４への指示周波数切換処理等である。
【００３６】
次に、図２は、アンテナスイッチ２の電気的構成を示すブロック図である。このアンテナスイッチ２は多層のセラミック積層体基板を基板とし、その基板にはアンテナスイッチに関連する多数の回路素子が一体的に実装されている。アンテナスイッチ２は前述の通りアンテナ３９に接続して使用される高周波回路であり、アンテナ受信信号とアンテナ送信信号との入出力に共用されるアンテナ側入出力端子ＡＮＴと、該アンテナ側入出力端子ＡＮＴにつながり、アンテナ３９を介して送受信する送受信信号を、低域側信号▲２▼と高域側信号▲４▼とに分離する分波回路４４を備えている。該ダイプレクサ４４により分波される低域側信号▲２▼と高域側信号▲４▼とは、双方がそれぞれ複数の使用周波数帯を含んだ分波信号とされている。本実施形態では、低域側信号▲２▼がＥＧＳＭ及びＧＳＭ８５０、高域側信号▲４▼がＤＣＳ及びＰＣＳとなっている。そして、各分波信号の出力側にそれぞれ低域側バンド切替回路４２Ａ及び高域側バンド切替回路４２Ｂが設けられている。
【００３７】
図２において、前記ダイプレクサ４４の働きとして、低域側信号▲２▼はローパスフィルタ４５により、高域側信号▲４▼はハイパスフィルタ４６により、それぞれ分波・抽出される。ローパスフィルタ４５及びハイパスフィルタ４６は、本実施形態ではいずれもアナログフィルタ（ここではＬＣパッシブフィルタ）にて構成されている。ダイプレクサ４４からの各端末受信帯の受信信号は、各送信部３３Ａ〜３３Ｄからアンテナ３９に向かう各端末送信帯の送信信号との間で、対応するバンド切替回路４２Ａ，４２Ｂにより切り替えられる。
【００３８】
図３は、アンテナスイッチ２の詳細を示す回路図である。ダイプレクサ４４において、ローパスフィルタ４５は、遮断高域信号に対して高インピーダンスとなる通過信号経路ＪＬ上のコイルＬ１０６と、これに並列挿入され、遮断高域信号を接地短絡させる低インピーダンスのコンデンサＣ１０７とが基本素子をなす。他方、ハイパスフィルタ４６は、遮断低域信号に対して高インピーダンスとなる通過信号経路ＪＨ上のコンデンサＣ２０７，Ｃ２０８と、これに並列挿入され、遮断低域信号を接地短絡させる低インピーダンスのコイルＬ２０６とが基本素子をなす。
【００３９】
本実施形態において、ダイプレクサ４４のローパスフィルタ４５とハイパスフィルタ４６とは、減衰特性を十分に急峻化させるために、ローパスフィルタ４５及びハイパスフィルタ４６のいずれについても、遮断信号域を接地短絡させる経路ＲＬ，ＲＨ上に、上記基本素子であるコンデンサＣ１０７又はコイルＬ２０６とともに直列ＬＣ共振回路を形成するコイルＬ１０７又はコンデンサＣ２０９が挿入されている。このような直列ＬＣ共振回路を挿入することにより、フィルタ減衰特性を急峻化することができる。その共振周波数は、切り分けすべき周波数境界付近に共振極の位置が合わせ込まれるよう、各直列共振回路のコンデンサＣ１０７／コイルＬ１０７、コンデンサＣ２０９／コイルＬ２０６のキャパシタンス及びインダクタンスの値により調整する必要がある。
【００４０】
また、本実施形態では、減衰特性をさらに急峻化するために、通過信号経路ＪＬ上に、コイルＬ１０６とともに高域遮断用の並列ＬＣ共振回路を構成するコンデンサＣ１０８が挿入されている。該並列ＬＣ共振回路は、フィルタ遷移域の通過帯域側に生ずる極（ポール）を鋭くする働きをなす。その共振周波数は、切り分けすべき周波数境界付近に上記の極の位置が合わせ込まれるよう、コンデンサＣ１０８とコイルＬ１０６とのキャパシタンス及びインダクタンスの夫々の値を最適化する。
【００４１】
バンド切替回路４２Ａ，４２Ｂは、いずれも送信入力端子がアンテナ側入出力端子ＡＮＴに接続された送信接続モードと、受信出力端子がアンテナ側入出力端子ＡＮＴに接続された受信接続モードとの間で相互切り替えを行なうものである。バンド切替回路４２Ａは低域側信号▲２▼の処理用であり、ＥＧＳＭ用の受信端子ＲＸ１、ＧＳＭ８５０用の受信端子ＲＸ２、及びＥＧＳＭとＧＳＭ８５０とで共用される送信端子ＴＸ１ＴＸ２を有する。また、バンド切替回路４２Ｂは高域側信号▲４▼の処理用であり、ＰＣＳ用の受信端子ＲＸ３、ＤＣＳ用の受信端子ＲＸ４及びＰＣＳとＤＣＳとで共用される送信端子ＴＸ３ＴＸ４とを備えている。
【００４２】
低域側のバンド切替回路４２Ａは、アンテナ側入出力端子ＡＮＴと、受信出力端子ＲＸ１、受信出力端子ＲＸ２及び送信入力端子ＴＸ１ＴＸ２とをつなぐ各信号ライン上に、又、高域側のバンド切替回路４２Ｂは、アンテナ側入出力端子ＡＮＴと、受信出力端子ＲＸ３、受信出力端子ＲＸ４及び送信入力端子ＴＸ３ＴＸ４とをつなぐ各信号ライン上に、その使用周波数帯に対応してＯＮ／ＯＦＦ制御がなされる、前述の夫々の通信バンドスイッチ４７ａ、４７ｂ、４７ｃ、４７ｄ、４７ｅ、４７ｆが接続されている。各通信バンドスイッチ４７からこのアンテナスイッチに接続される入力回路あるいは出力回路において、その入力回路側をみた入力インピーダンスあるいは出力回路側をみた出力インピーダンスを夫々ＺＴａ、ＺＴｂ、ＺＴｃ、ＺＴｄ、ＺＴｅ、ＺＴｆと定める。このインピーダンスと等価なインピーダンスを有する夫々の信号伝達回路４８（４８ａ，４８ｂ，４８ｃ，４８ｄ，４８ｅ，４８ｆ）を定義して、アンテナスイッチ２にはハードウェアとして存在せずに、電気的にその特性が規定された信号伝達回路４８を上記の各通信バンドスイッチ４７に夫々組み込む。これによって、アンテナスイッチ２を入力回路あるいは出力回路から電気的に分離し、アンテナスイッチ２を独立した回路網として取り扱えるようにできる。
【００４３】
上記の各通信バンドスイッチ４７（ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ）は、使用周波数帯の非選択時には導通状態にある高周波トランジスタ・スイッチ（ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  １，２，３，４，５，６）と、それを通過した高周波信号をグランドに短絡するインピーダンス調整回路４９（ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ）と、アンテナスイッチ２を通過する高周波信号をこのアンテナスイッチ２と入出力回路間で送受する前記の信号伝達回路４８（ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ）と、により構成される共振系回路を、１／４波長分布定数線路（λ／４  線路ともいう、ここでλは線路波長を示す）５０の終端インピーダンス：ＺＬ（詳細後述）とする。この終端インピーダンス：ＺＬを１／４波長分布定数線路１，２，３，４，５，６：５０（ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ）のインピーダンス変換作用の働きでその大小関係を反転させることにより、使用周波数帯の非選択時にはこの１／４波長分布定数線路５０の入力インピーダンス：ＺＳ／Ｚ０を高インピーダンス：１／（ＺＬ／Ｚ０）にして（（００８）式：付記１−１参照）、入力された高周波信号（アンテナ出力の受信信号）の通過を遮断（ＯＦＦ）する。他方、高周波トランジスタ・スイッチ（ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ）が遮断（ＯＦＦ）されているときは、その終端インピーダンス：ＺＬが１／４波長分布定数線路５０の特性インピーダンス：Ｚ０に略等しいので、この高周波信号は１／４波長分布定数線路５０を整合状態で殆ど損失なしに通過（ＯＮ）する。
【００４４】
次に、送信に関与する２つの通信バンドスイッチ４７ｃ，４７ｆについてそのＯＮ／ＯＦＦ制御の動作を説明する。出力回路の送信信号である高周波信号は、１／４波長分布定数線路５０ｃ、５０ｆの一端に接続されたＣａＡｓ  ＦＥＴ  ３又はＣａＡｓ  ＦＥＴ  ６がＯＦＦのときに、その１／４波長分布定数線路５０ｃ、５０ｆを通過して通信バンドスイッチ４７ｃ，４７ｆはＯＮになる。これと反対に、ＣａＡｓ  ＦＥＴ  ３又はＣａＡｓ  ＦＥＴ  ６がＯＮのときに、そこを通る高周波信号は導通状態のＣａＡｓ  ＦＥＴ  ３又はＣａＡｓ  ＦＥＴ  ６を流れてグランド（以後ＧＮＤという）に短絡され、その１／４波長分布定数線路５０ｃ、５０ｆを通過できない。そのため、通信バンドスイッチ４７ｃ，４７ｆはこのときにＯＦＦとなる。上記のように通信バンドスイッチ４７は、左側から来る受信信号（高周波信号）をＣａＡｓ  ＦＥＴ：ＯＮ時にその通過を遮断（ＯＦＦ）し、ＣａＡｓ  ＦＥＴ：ＯＦＦ時にその通過を導通（ＯＮ）する。又、通信バンドスイッチ４７は、右側から来る送信信号（高周波信号）をＣａＡｓ  ＦＥＴ：ＯＮ時にその通過を遮断（ＯＦＦ）し、ＣａＡｓ  ＦＥＴ：ＯＦＦ時にその通過を導通（ＯＮ）する。このように、通信バンドスイッチ４７は、そのＣａＡｓ  ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦによって、互いに逆行する高周波信号に対し、その導通／遮断を制御できるので、通信バンドスイッチ４７は可逆作用回路の働きをすることが分かる。
【００４５】
低域側のバンド切替回路４２Ａにおいて、上記の各通信バンドスイッチ４７（ａ，ｂ，ｃ）の１／４波長分布定数線路５０（ａ，ｂ，ｃ）の終端にそのドレインＤが接続されたＧａＡｓＦＥＴ（高周波トランジスタ・スイッチ：ＧａＡｓＦＥＴに代えて高周波特性がさらに優れているＨＥＭＴを用いてもよい）よりなるＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ１、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ２、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ３に対して、それらＧａＡｓ  ＦＥＴの夫々のゲートＧにスイッチ制御用信号ＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３が個別に入力される。ＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３はいずれも二値の制御信号であり、送信接続モードでは、送信入力端子ＴＸ１ＴＸ２に対応したＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ３のみがＯＦＦとなり、他はＯＮとなるようにＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３の入力状態が制御される。また、受信接続モードでは、受信出力端子ＲＸ１及び受信出力端子ＲＸ２のいずれか一方に対応したＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ１、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ２が選択的にＯＦＦとなり、他はＯＮとなるようにＶＣ１，ＶＣ２，ＶＣ３の入力状態が制御される。
【００４６】
高域側のバンド切替回路４２Ｂにおいて、上記の各通信バンドスイッチ４７（ｄ，ｅ，ｆ）の１／４波長分布定数線路５０（ｄ，ｅ，ｆ）の終端にそのドレインＤが接続されたＧａＡｓＦＥＴ（高周波トランジスタ・スイッチ：ＧａＡｓＦＥＴに代えて高周波特性がさらに優れているＨＥＭＴを用いてもよい）よりなるＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ４、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ５、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ６に対して、それらＧａＡｓ  ＦＥＴの夫々のゲートＧにスイッチ制御用信号ＶＣ４，ＶＣ５，ＶＣ６が個別に入力される。ＶＣ４，ＶＣ５，ＶＣ６はいずれも二値の制御信号であり、送信接続モードでは、送信入力端子ＴＸ３ＴＸ４に対応したＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ６のみがＯＦＦとなり、他はＯＮとなるようにＶＣ４，ＶＣ５，ＶＣ６の入力状態が制御される。また、受信接続モードでは、受信出力端子ＲＸ３及び受信出力端子ＲＸ４のいずれか一方に対応したＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ４、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  ５が選択的にＯＦＦとなり、他はＯＮとなるようにＶＣ４，ＶＣ５，ＶＣ６の入力状態が制御される。
【００４７】
なお、バンド切替回路４２Ａとバンド切替回路４２Ｂとが分担する４つの使用周波数帯（通信バンド：ＧＳＭ８５０、ＥＧＳＭ、ＰＣＳ、ＤＣＳ）の送受信は、どれか１つだけが選択されるので、送受信に関与しない通信バンドスイッチ４７は全てのＯＦＦ，即ちＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈはＯＮとなるようにスイッチ制御用信号の入力状態が制御される。ここで、上記のＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  １，２，３，４，５，６は集積化されてＧｓＡｓＩＣ：４２ＩＣとして形成され、アンテナスイッチ２の積層体基板に実装されている。
【００４８】
図２の、端末受信帯抽出用バンドパスフィルタ回路（ＢＰＦ）４０Ａ（ＥＧＳＭ用：通過帯域８８０〜９１５ＭＨｚ），４０Ｂ（ＧＳＭ８５０用：通過帯域８２４〜８５０ＭＨｚ），４０Ｃ（ＰＣＳ用：通過帯域１８５０〜１９１０ＭＨｚ），４０Ｄ（ＤＣＳ用：通過帯域１７１０〜１７８５ＭＨｚ）は、受信出力端子ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３、ＲＸ４に接続され、本実施形態ではいずれも弾性表面波共振器を含んで構成された狭帯域フィルタ回路（いわゆるＳＡＷフィルタ）として構成されている。
【００４９】
なお、図３のバンド切替回路４２Ａ，４２Ｂにおいて、ダイプレクサ４４の高域側信号▲４▼と低域側信号▲２▼との双方の出力側に設けられた送信入力端子ＴＸ１ＴＸ２及びＴＸ３ＴＸ４は、当該バンド切替回路４２Ａ，４２Ｂが取り扱う２つの使用周波数帯（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０、あるいはＤＣＳ／ＰＣＳ）において共用化される単一端子として夫々構成され、その２つの使用周波数帯の各送信信号は図１に示すように、高周波用パワーアンプ２１あるいは２２を介して時分割信号としてその端子に供給される。
【００５０】
図２のアンテナスイッチ２は、具体的には図４に示すように、導体層Ｍ１〜Ｍ１１と誘電体層Ｄ１〜Ｄ１１とが交互に積層された積層体基板１８０を有する。該積層体基板１８０は、導体層Ｍ１〜Ｍ１１により、アンテナスイッチの一部、具体的にはダイプレクサ４４の積層回路パターンを形成する。導体層Ｍ１〜Ｍ１１は、誘電体層Ｄ１〜Ｄ１１に形成されたビア導体ＶＡにより層厚方向に結合される。誘電体層は、例えばホウケイ酸塩鉛ガラスとアルミナからなるガラスセラミック等のセラミックで構成される。積層体基板１８０は、誘電体層の原料となるセラミックグリーンシート上に、導電性ペーストを用いて導体層Ｍ１〜Ｍ１１の回路パターンを厚膜印刷し、積層して焼成する方法により製造される。
【００５１】
積層体基板１８０は、最表面側誘電体層Ｄ１１の主表面の一部領域が、高周波回路の外付け部品４２ＩＣ用の実装スペースとして確保されている。本実施形態において、外付け部品４２ＩＣは、第一及び第二のバンド切替回路４２Ａ，４２Ｂの高周波トランジスタ・スイッチをなす、高周波用化合物半導体トランジスタ（ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ  １，２，３，４，５，６）を集積したＧａＡｓＩＣである（以下、ＩＣスイッチ４２ＩＣともいう）。最表面側誘電体層Ｄ１１の主表面において、ＩＣスイッチ４２ＩＣの実装スペースが、導体層Ｍ１１を構成する実装下地面導体ＭＧ１にて覆われてなり、該実装下地面導体ＭＧ１上に外付け部品であるＩＣスイッチ４２ＩＣが配置されている。
【００５２】
また、該最表面側誘電体層Ｄ１１の主表面には、実装下地面導体ＭＧ１とは別に、ＩＣスイッチ４２ＩＣ（外付け部品）側の端子を接続するための実装用パッドＰＤが、導体層Ｍ１１の一部をなす形で配置されてなる。本実施形態において実装用パッドＰＤは、上記主表面上において実装下地面導体ＭＧ１の外側に配置され、ＩＣスイッチ４２ＩＣ（外付け部品）側の端子ＴＭと該実装用パッドＰＤ（これらのパッドＰＤをスイッチ実装端子という）とが金ワイヤ１５０によりワイヤボンディングされている。なお、該積層体基板１８０の表面には、アンテナ側入出力端子ＡＮＴ及び送受信のための入出力端子（ＲＸ１、ＲＸ２、ＴＸ１ＴＸ２、ＲＸ３、ＲＸ４、ＴＸ３ＴＸ４）、複数のグランド端子ＧＮＤ、及びバンド切替回路４２Ａ，４２ＢのＯＮ／ＯＦＦ制御端子ＣＴＬ１，ＣＴＬ２，ＣＴＬ３（これらの入力状態の組み合わせにより、図２のＶＣ１〜ＶＣ６の必要な設定状態を作り出す）が形成されている。
【００５３】
次に前記の通信バンドスイッチ４７の積層体基板１８０における具体的構造と各構成要素のレイアウト並びに機能について図５を用いて説明する。先ず、高周波信号の流れと各構成要素における作用を説明する。アンテナ側スイッチ実装端子のパッド（以後Ｐａｄという）：ＰＤ１から入力した高周波信号はＶｉａ導体：ＶＡ１を通って１／４波長分布定数線路（λ／４  線路ともいう、ここでλは線路波長を示す）５０に入る。そこを高周波信号が通過するとき、λ／４  線路５０の終端インピーダンスＺＬをインピーダンス変換して導通／遮断の作用を受ける。このλ／４  線路５０を通過した高周波信号は、Ｖｉａ導体：ＶＡ２を経てワイヤボンディング  ：  １５０−１を通り、ＧａＡｓ  ＩＣ  ：  ４２ＩＣ  に集積化されているＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈに入る。ここで高周波信号は、ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈに導かれ、スイッチ制御用信号ＶＣの働きでその導通／遮断を制御され。このＧａＡｓ  ＩＣ  ：  ４２ＩＣ  を通過した高周波信号は、ワイヤボンディング  ：  １５０−２  を経て、Ｐａｄ  ：  ＰＤ３  から延長線路：ＥＬＩ  に入り、Ｖｉａ：ＶＡ３  を経て、板電極型キャパシタ：ＣＳにてＧＮＤに吸収される。
【００５４】
上記の３つのＰａｄ：ＰＤ１，ＰＤ２，ＰＤ３及び延長線路：ＥＬＩは一番上の誘電体層Ｄ１１の上面にある導体層Ｍ１１に形成され、λ／４  線路５０と板電極型キャパシタ：ＣＳの平面電極はその下にある誘電体層Ｄ１０の上面にある導体層Ｄ１０に形成されている（λ／４  線路５０と板電極型キャパシタ：ＣＳが形成される導体層は導体層Ｄ１０と別の導体層に形成されてもよい）。なお、板電極型キャパシタ：ＣＳの平面電極とこれに対向するＧＮＤ導体Ｍ９並びにその両者に挟まれた誘電体層Ｄ１０によってシャント・キャパシタＣＳが形成される。このように、前記のインピーダンス調整回路４９は、ワイヤボンディング１５０−１，  １５０−２とＶｉａ導体：ＶＡ２、Ｖｉａ：ＶＡ３及び延長線路：ＥＬＩで形成される調整用インダクタＬＴと、高周波信号をＧＮＤに短絡する板電極型キャパシタ：ＣＳで構成されることになる。上記延長線路：ＥＬＩはリボン状インダクタあるいは高インピーダンス線路で形成され、そのインダクタンスＬＥＬＩは次のように与えられる。
リボン状インダクタの場合：ＬＥＬＩ（ｎＨ）＝５．０８  ×１０−３×ｌｅ  ｛ｌｎ  ｌｅ／（Ｗ＋ｈ）＋１．１９３＋０．２２３５（Ｗ＋ｈ）／ｌｅ｝  −−−−−（１００１），但し、  Ｗ：インダクタの幅（導体の幅）、ｈ：インダクタの厚さ（導体の厚さ）、ｌｅ：インダクタの長さ（導体の長さ）
高インピーダンス線路の場合：ＬＥＬＩ（Ｈ）＝  （Ｚｈ  ｌｅ）／（λｇｆ）  −−−−−（１００２）、但し、ｌｅ：インダクタの長さ（導体の長さ）、Ｚｈ：線路の特性インピーダンス、ｆ：周波数（Ｈｚ）、λｇ：線路波長。
【００５５】
さらに、前記延長線路にストリップラインを使用した場合の通信バンドスイッチ４７の構造を図６に示す。図６の通信バンドスイッチ４７を図５の通信バンドスイッチ４７に比べたとき、その違いは、λ／４線路５０が形成されている導体層Ｍ１１に、インピーダンス調整回路４９の調整用インダクタＬＴの一部である延長線路ＥＬＳがストリップラインとして形成されている点である。この構成においては、延長線路ＥＬＳに対する寄生インピーダンスの影響が減少すると共にそのＱも向上する傾向にある。これによって、前記の信号伝達回路４８等と一緒に共振系回路を構成した際に、その共振インピーダンスが小さくなるので、アンテナスイッチ２の通過損失を低減し、かつ安定（ｆ特を滑らか）にする効果を生じる。この場合のインダクタンスＬＥＬＳは次のように与えられる。
ＬＥＬＳ（Ｈ）＝Ｚ０／（２πｆ）  ｔａｎ  ｛（２πｆ）／λｇ｝  −−−−−−−−−−−−（１００３）  但し、ｌｅ：インダクタの長さ（導体の長さ）、Ｚ０：線路の特性インピーダンス、ｆ：周波数（Ｈｚ）、λｇ：線路波長、ここで上記の延長線路ＥＬＩ，ＥＬＳの選択について纏めると次のようになる。即ち、高Ｑで小インダクタンスの用途に対しては、高インピーダンス線路が、低Ｑで大インダクタンスの用途に対してはリボン状インダクタタが適しており、その中間の中Ｑ，中インダクタンスの実現に際しては、ストリップラインが適している。
【００５６】
最後に、本発明のアンテナスイッチの開発過程において、新しい設計要点が見出されたことを以下に説明する。１／４波長分布定数線路の特性インピーダンスをＺ０、該１／４波長分布定数線路の終端回路である並列共振回路の並列容量をＣＰ、その並列抵抗をＲＰとしたときに、並列共振回路の並列容量ＣＰが共振角周波数ω０（共振周波数ｆ０）にて生じるインピーダンス１／ω０ＣＰが、所定の関係式  Ｚ０ω０ＣＰ＜（π／８）×（Ｚ０  ／ＲＰ  ）２を満たす場合に、使用周波数帯における通過帯域の周波数特性に生じる凹凸を解消することができる。具体的には、アンテナスイッチに対する電圧反射率｜Γ｜（Γは反射係数）は次の近似式で与えられることが判った。
｜Γ｜＝（１／２ｋ）｛［１−Ａ（π／２）ｘ２  ］２＋［ｋ（π／２）ｘ  ］２｝１／２  −−−−−（１００４）  但し、上式のパラメータは  ｘ＝△ω／ω０  −−−−−（１００５）  Ａ＝  ２  Ｚ０ω０ＣＰ   −−−−−（１００６）、ｋ＝Ｚ０  ／ＲＰ   −−−−−（１００７）、ここで、
△θ＝  （π／２）（△ω／ω０）＝（π／２）（△ｆ  ／  ｆ０）−−−−−（１００８）
△θ：△ω：△θ＞０の範囲（共振周波数  ｆ０より高域側）において、
前記のように  Ａ＜（π／４）ｋ２  −−−−−（１００９）  即ち、Ｚ０ω０ＣＰ＜（π／８）（Ｚ０  ／ＲＰ  ）２  −−−−−（１０１０）  の条件が成立する場合には、常に  ｄ｜Γ｜／ｄｘ  ＞０  −−−−−（１０１１）となって、反射率｜Γ｜は単調増加となり、通過帯域において凹凸（ディップ）を生じないことが調査結果（回路解析、回路シミュレーション等）から明らかになった。尚、｜Γ｜が単調増加となり凹凸を持たない場合（上記通過帯域で反射率反射率｜Γ｜が略平坦になる）には、  （１００５）式において△θ＝０、即ち  ｘ＝０とおいて、  共振周波数  ｆ０において最小値  ：｜Γ｜ｍｉｎ  ＝（１／２ｋ）  ＝（ＲＰ／２Ｚ０）−−−−−（１０１２）をとる。
上記の如く、本発明のアンテナスイッチは通過帯域の電力通過損失が極めて小さく（実用限度の１．０ｄＢに比して０．３ｄＢと優れている）、かつその通過帯域に凹凸が生じない（周波数特性が平坦な）優れたアンテナスイッチであることが分かる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のアンテナスイッチを使用した携帯電話機の全体構成を示すブロック図。
【図２】アンテナスイッチのブロック図。
【図３】アンテナスイッチの回路図。
【図４】アンテナスイッチに用いる積層体基板の一例を示す正面断面模式図。
【図５】使用周波数帯に対応する通信バンドスイッチ（１）を積層体基板に形成したとき、その構成要素の形状・配置を示す模式図。
【図６】使用周波数帯に対応する通信バンドスイッチ（２）を積層体基板に形成したとき、その構成要素の形状・配置を示す模式図。
【符号の説明】
１  無線電話端末（デジタル携帯電話機）
２  アンテナスイッチ
３３Ａ〜３３Ｄ  送信部（送信回路）
３５Ａ〜３５Ｄ  受信部（受信回路）
３９  アンテナ
４４  ダイプレクサ（分波回路）
４５  ダイプレクサのＬＰＦ
４６  ダイプレクサのＨＰＦ
４７  通信バンドスイッチ
４２Ａ  低域側バンド切替回路
４２Ｂ  高域側バンド切替回路
４２ＩＣ  ＧａＡｓ  ＩＣスイッチ（高周波トランジスタ）
１８０  積層体基板
１５０  ワイヤボンデイング（金ワイヤ：Ｗｉｒｅ  Ｂｏｎｄｉｎｇ）
４８  信号伝達回路（フィルタ回路：入出力回路側をみたインピーダンスと等価なインピーダンスを有する回路）
４９  インピーダンス調整回路
５０  １／４波長分布定数線路（λ／４線路、ストリップライン）
６０  スイッチ回路
ＶＡ  ビア導体（Ｖｉａ導体）
Ｄ１〜Ｄ１１  誘電体層
Ｍ１〜Ｍ１１  導体層
ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ１ＴＸ２，ＲＸ３，ＲＸ４，ＴＸ３ＴＸ４      入出力端子
ＰＤ  実装端子（パッド：Ｐａｄ）
ＦＬＩ、ＥＬＳ  延長配線（リボン状インダクタ、高インピーダンス線路、ストリップライン）
ＧａＡｓＦＥＴスイッチ（ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ、高周波トランジスタ・スイッチ）
ＬＬ  調整用インダクタ（調整用インダクタンス）
ＬＴ  総合調整用インダクタンス（総合調整用インダクタ）
ｒｏｎ  高周波トランジスタ（ＧａＡｓ  ＦＥＴ  ｓｗｉｔｃｈ）の導通時の内部抵抗
ＺＬ  １／４波長分布定数線路の終端インピーダンス（並列共振回路の合成インピーダンスあるいは直列共振回路の合成インピーダンス）
ＬＢＷ  ワイヤボンディングのインダクタンス
ＣＳ  シャント・キャパシタ（板電極型キャパシタ）
θ  １／４波長分布定数線路の位相
ω  各周波数
ｆ  周波数
Γ  アンテナスイッチの反射係数
｜Γ｜  アンテナスイッチの電圧反射率（反射率）
１−｜Γ｜  アンテナスイッチの電圧伝達率（伝達率）
１０ｌｏｇ１０（１−｜Γ｜２）アンテナスイッチの電力通過損失（通過損失）（ｄＢ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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