(57)【要約】【課題】  本発明の課題は、精度の高いキャリブレーションを実現するとともに装置構成の簡略化がアレーアンテナを用いた送信装置を提供することである。【解決手段】  上記課題は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを具備するアレーアンテナ送信装置において、送信信号の帯域幅を複数のブロックに分割するブロック分割手段と、前記分割したブロック内の送信信号で平均化することにより、該ブロック内の送信信号で共通のキャリブレーション値を算出する第１の送信キャリブレーション値算出手段と、前記算出した共通のキャリブレーション値に基づいて、前記複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられた送信回路のブランチ間に発生する振幅偏差と位相偏差を補正する補正手段と、を備えることを特徴とするアレーアンテナ送信装置にて達成される。【選択図】  図１
2005348236.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを具備するアレーアンテナ送信装置において、
送信信号の帯域幅を複数のブロックに分割するブロック分割手段と、
前記分割したブロック内の送信信号で平均化することにより、該ブロック内の送信信号で共通のキャリブレーション値を算出する第１の送信キャリブレーション値算出手段と、
前記算出した共通のキャリブレーション値に基づいて、前記複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられた送信回路のブランチ間に発生する振幅偏差と位相偏差を補正する補正手段と、
を備えることを特徴とするアレーアンテナ送信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のアレーアンテナ送信装置において、
前記送信信号がマルチキャリア信号であり、
前記第１の送信キャリブレーション値算出手段は、サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差を、前記分割したブロック内の複数のサブキャリアで平均化することにより、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出することを特徴とするアレーアンテナ送信装置。
【請求項３】
請求項２に記載のアレーアンテナ送信装置において、
前記ブロック分割手段により分割されたブロック内の任意のサブキャリアの振幅偏差と位相偏差を用いて、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出する第２の送信キャリブレーション値算出手段を備えることを特徴とするアレーアンテナ送信装置。
【請求項４】
請求項２又は３に記載のアレーアンテナ送信装置において、
前記ブロック分割手段は、前記サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差に基づいて、ブロック単位を決定することを特徴とするアレーアンテナ送信装置。
【請求項５】
複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを具備するアレーアンテナ受信装置において、
受信信号の帯域幅を複数のブロックに分割するブロック分割手段と、
既知の参照信号を用いて前記分割したブロック内の受信信号で平均化することにより、該ブロック内の受信信号で共通のキャリブレーション値を算出する第１の受信キャリブレーション値算出手段と、
前記算出した共通のキャリブレーション値に基づいて、前記複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられた受信回路のブランチ間に発生する振幅偏差と位相偏差を補正する補正手段と、
を備えることを特徴とするアレーアンテナ受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載のアレーアンテナ受信装置において、
前記受信信号がマルチキャリア信号であり、
前記第１の受信キャリブレーション値算出手段は、サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差を、既知の参照信号を用いて前記分割したブロック内の複数のサブキャリアで平均化することにより、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出することを特徴とするアレーアンテナ受信装置。
【請求項７】
請求項６に記載のアレーアンテナ受信装置において、
前記ブロック分割手段により分割されたブロック内の任意のサブキャリアでの振幅偏差と位相偏差を用いて、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を求める第２の受信キャリブレーション値算出手段を備えることを特徴とするアレーアンテナ受信装置。
【請求項８】
請求項６又は７に記載のアレーアンテナ受信装置において、
前記ブロック分割手段は、前記サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差に基づいて、ブロック単位を決定することを特徴とするアレーアンテナ受信装置。
【請求項９】
請求項５乃至８いずれかに記載のアレーアンテナ受信装置において、
前記共通のキャリブレーション値を求める際に用いる前記参照信号を所定のタイミングで発生させる参照信号発生制御手段を備えることを特徴とするアレーアンテナ受信装置。
【請求項１０】
複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを具備するアレーアンテナ無線通信装置における無線回路のキャリブレーション方法であって、
無線信号の帯域幅を複数のブロックに分割し、
前記分割したブロック内の無線信号で平均化することにより、該ブロック内の無線信号で共通のキャリブレーション値を算出し、
前記算出したキャリブレーション値に基づいて、前記無線回路のブランチ間に発生する振幅偏差と位相偏差を補正する、ことを特徴とするキャリブレーション方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレーアンテナ送信装置及び受信装置並びにキャリブレーション方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
第３世代移動通信からの発展としてさらなる高速伝送を想定し、そのサービスを実現するための重要技術にアダプティブアレーアンテナがある。このアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子を用い、受信信号を適切な重みづけの後、合成することによって所望信号の到来方向に主ビームを向け、干渉信号の到来方向に指向性の零点を形成する、指向性の制御が可能となっている。
【０００３】
上記のようなアダプティブアレーアンテナにおいて、希望波／干渉波信号の実際の信号到来方向に対して、高精度のメインビーム／ヌルを向けた送受信ビームを生成するためには、上りリンク／下りリンクにおいてアンテナ数分のＲＦ送信回路／受信回路のブランチ間に発生する位相／振幅偏差を補償するキャリブレーション（校正）を行う必要がある。ここで、ＲＦ送信回路におけるキャリブレーションをＲＦ送信回路キャリブレーションと、ＲＦ受信回路におけるキャリブレーションをＲＦ受信回路キャリブレーションと呼び、ＲＦ送信回路キャリブレーションとＲＦ受信回路キャリブレーションの総称をＲＦ無線回路キャリブレーションと呼ぶ。
【０００４】
図４は、アダプティブアレーアンテナを用いた従来のＲＦ無線送信回路の構成例を示すブロック図であり、図５は、アダプティブアレーアンテナを用いた従来のＲＦ無線受信回路の構成例を示すブロック図である。同図に示されるように、ＲＦ送信回路／受信回路は、アンテナブランチ数（Ｂ）分並列に備えられる。アンテナブランチ毎のＲＦ送信回路／受信回路は、同一構成であるので、ここでは、アンテナブランチ＃１用のＲＦ送信回路／受信回路を例にとり説明する。
【０００５】
図４に示されるように、ＲＦ送信回路＃１は、デジタル／アナログ信号変換処理部１０２と、直交変調部１０３と、ミキサ（乗算器）１０４と、高出力増幅器１０５と、から構成される。
【０００６】
デジタル／アナログ信号変換処理部１０２に入力された入力信号は、デジタル−アナログ変換され、直交変調部１０３で直交変調される。直交変調部１０３で直交変調された信号は、ローカル周波数と、非線形回路であるミキサ１０４によって周波数変換（アップコンバート）され、高出力増幅器１０５で増幅された後、アンテナを介して送信される。
【０００７】
一方、図５に示されるように、ＲＦ受信回路＃１は、低雑音増幅器２０２と、ミキサ（乗算器）２０３と、帯域制限通過フィルタ２０４と、自動利得制御部（ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路）２０５と、直交検波部２０６と、受信レベル測定部２０７と、アナログ／デジタル信号変換処理部２０８と、から構成される。
【０００８】
アンテナを介して受信されるＲＦ（Radio Frequency）受信信号は、低雑音増幅器２０２で増幅された後、ローカル周波数と、ミキサ２０３によって周波数変換（ダウンコンバート）され、帯域制限通過フィルタ２０４を通ってＡＧＣ回路２０５に入力される。ＡＧＣ回路２０５は直交検波後に測定される受信レベルが一定となるように増幅利得を制御する。ＡＧＣ回路２０５から出力される受信信号は、アナログ／デジタル信号変換処理部でアナログ−デジタル変換され出力信号として後段に出力される。
【０００９】
上記のようなＲＦ送信回路／受信回路に無線周波数（ＲＦ）信号が通過した場合、同回路を構成する増幅器やミキサ等の能動素子や部品の個体差による影響がアンテナブランチ間の振幅／位相偏差として現れるようになる。中でも、ＲＦ受信回路におけるＡＧＣ回路、ＲＦ送信回路における高出力増幅器の個体差の影響が顕著となって現れる。これらの影響はアダプティブアレーアンテナ特性の劣化を招き、期待される指向性と異なった指向性が形成されてしまうという問題が生じさせる。そこで、上記影響を防止するために、ＲＦ送信回路／受信回路の特性が同一になるようにキャリブレーション（校正）する必要がある。すなわち、キャリブレーション技術がアダプティブアレーアンテナ実現の上で不可欠となっている。
【００１０】
ところで、現在実用化が進められている第３世代移動通信(Ｗ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００)の次の世代の移動通信（第４世代移動通信）の有望技術として、マルチキャリア伝送方式の研究が進められている。マルチキャリア伝送方式は移動通信環境において信号の特性劣化の原因となるマルチパス信号に強い方式として知られており、例えば、マルチキャリア伝送方式の一つであるＯＦＤＭ方式は、デジタル地上波放送や高速無線ＬＡＮにおいての利用が検討されている。また、上記したアダプティブアレーアンテナをＯＦＤＭ、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア通信に適用する研究も行われている。
【００１１】
ここで、マルチキャリア信号伝送時におけるＲＦ無線回路のキャリブレーションの従来法について説明する。従来法では、サブキャリア毎にＲＦ送信回路／受信回路におけるキャリブレーション値を算出し、サブキャリア毎に算出したキャリブレーション値を各サブキャリアの送信信号／受信信号に反映する。これにより、ＲＦ送信回路／受信回路のブランチ間の振幅／位相偏差の補正を行っている。
【００１２】
また、アダプティブアレーアンテナのキャリブレーションにおいて、各アンテナブランチの送信信号間の相互相関が強い場合であっても、送信信号間の相互相関を除去した送信信号を振幅位相調整部に入力することにより、振幅位相調整部の収束性能を劣化させずに精度良くに振幅位相調整用のウェイトの推定を行うことが可能になる技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３ −２７３６３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
上述した従来のマルチキャリア信号伝送時におけるＲＦ無線回路のキャリブレーションでは、サブキャリア毎にキャリブレーション値を算出する必要があるため、サブキャリア毎にキャリブレーション値の保持が必要となり、必要なメモリ容量が増大してしまう。このため、精度の高いキャリブレーションを実現しようとするとハードウェア規模を増大させ、装置を大型化させてしまうという問題があった。
【００１４】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、精度の高いキャリブレーションを実現するとともに装置構成の簡略化がアレーアンテナ送信装置及び受信装置並びにキャリブレーション方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、本発明は、請求項１に記載されるように、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを具備しているアレーアンテナ送信装置において、送信信号の帯域幅を複数のブロックに分割するブロック分割手段と、前記分割したブロック内の送信信号で平均化することにより、該ブロック内の送信信号で共通のキャリブレーション値を算出する第１の送信キャリブレーション値算出手段と、前記算出した共通のキャリブレーション値に基づいて、前記複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられた送信回路のブランチ間に発生する振幅偏差と位相偏差を補正する補正手段と、を備えることを特徴としている。
【００１６】
また、本発明の請求項２によれば、前記アレーアンテナ送信装置において、前記送信信号がマルチキャリア信号であり、前記第１の送信キャリブレーション値算出手段は、サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差を、前記分割したブロック内の複数のサブキャリアで平均化することにより、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出することを特徴としている。
【００１７】
また、本発明の請求項３によれば、前記アレーアンテナ送信装置において、前記ブロック分割手段により分割されたブロック内の任意のサブキャリアの振幅偏差と位相偏差を用いて、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出する第２の送信キャリブレーション値算出手段を備えることを特徴としている。
【００１８】
また、本発明の請求項４によれば、前記アレーアンテナ送信装置において、前記ブロック分割手段は、前記サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差に基づいて、ブロック単位を決定することを特徴としている。
【００１９】
また、上記課題を解決するため、本発明は、請求項５に記載されるように、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを具備しているアレーアンテナ受信装置において、  受信信号の帯域幅を複数のブロックに分割するブロック分割手段と、既知の参照信号を用いて前記分割したブロック内の受信信号で平均化することにより、該ブロック内の受信信号で共通のキャリブレーション値を算出する第１の受信キャリブレーション値算出手段と、前記算出した共通のキャリブレーション値に基づいて、前記複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられた受信回路のブランチ間に発生する振幅偏差と位相偏差を補正する補正手段と、を備えることを特徴としている。
【００２０】
また、本発明の請求項６によれば、前記アレーアンテナ受信装置において、前記受信信号がマルチキャリア信号であり、前記第１の受信キャリブレーション値算出手段は、サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差を、既知の参照信号を用いて前記分割したブロック内の複数のサブキャリアで平均化することにより、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出することを特徴としている。
【００２１】
また、本発明の請求項７によれば、前記アレーアンテナ受信装置において、前記ブロック分割手段により分割されたブロック内の任意のサブキャリアでの振幅偏差と位相偏差を用いて、前記ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を求める第２の受信キャリブレーション値算出手段を備えることを特徴としている。
【００２２】
また、本発明の請求項８によれば、前記アレーアンテナ受信装置において、前記ブロック分割手段は、前記サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差に基づいて、ブロック単位を決定することを特徴としている。
【００２３】
また、本発明の請求項９によれば、前記アレーアンテナ受信装置において、前記共通のキャリブレーション値を求める際に用いる前記参照信号を所定のタイミングで発生させる参照信号発生制御手段を備えることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２４】
本願発明によれば、マルチキャリア信号の帯域幅を複数のブロックに分割して、分割したブロック内に存在する複数のサブキャリアで共通の送信回路及び受信回路キャリブレーション値を算出し、算出される共通のキャリブレーション値に基づいて、ブロック内の各サブキャリアの送信信号及び受信信号に対するキャリブレーションを実行することにより、キャリブレーション精度を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２６】
図１は、本発明の実施の形態におけるアレーアンテナ送信装置１の構成例を示すブロック図である。図１においては、例としてＢ本（＃１〜＃Ｂ）のアンテナ素子を用いるアレーアンテナ（例：アダプティブアレーアンテナ）送信装置の構成を示す。また、本実施形態におけるアレーアンテナ送信装置１では、マルチキャリア伝送方式、例えば、ＯＦＤＭ伝送方式が適用されるものとし、以下、説明を進める。
【００２７】
この図１に示すアレーアンテナ送信装置１は、Ｂ本のアンテナ素子１１−１〜１１−Ｂと、アンテナ素子１１−１〜１１−Ｂに対応して設けられたデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂと、ＲＦ送信部（送信回路）１３−１〜１３−Ｂと、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform））１４−１〜１４−Ｂと、測定ブランチ切替スイッチＡ１５と、キャリブレーション値乗算部１６−１〜１６−Ｂと、測定ブランチ切替スイッチＢ１７と、キャリブレーション用ＲＦ受信部（受信回路）１８と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））１９と、キャリブレーション値測定部２０と、から構成されている。
【００２８】
本アレーアンテナ送信装置１に入力される各サブキャリアのベースバンド送信信号（送信ウェイト乗算後）は、逆高速フーリエ変換部１４−１〜１４−Ｂにおいて逆フーリエ変換されてＲＦ送信部１３−１〜１３−Ｂに入力される。ＲＦ送信部１３−１〜１３−Ｂに入力された送信信号は、フィルタリング、ＲＦ帯への周波数変換等の処理が施されてデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂ、アンテナ１１−１〜１１−Ｂを介して各アンテナ（＃１〜＃Ｂ）１１−１〜１１−Ｂに供給される。
【００２９】
デュープレクサ１２−１〜１２−Ｂで分岐されるＲＦ帯の送信信号（以下、ＲＦ送信信号という）は、アンテナ素子１１−１〜１１−Ｂの直前でわずかな割合だけ分配されて、測定ブランチ切替スイッチＢ１７で測定ブランチ毎にスイッチが切替えられ、ブランチ毎のＲＦ送信信号がキャリブレーション用ＲＦ受信部１８に入力される。
【００３０】
キャリブレーション用ＲＦ受信部１８は、受信したＲＦ送信信号に対し、フィルタリング、ベースバンド帯への周波数変換等の処理を施し、高速フーリエ変換部１９に出力する。そして、高速フーリエ変換部１９で、入力信号に対する高速フーリエ変換処理が施されることにより、サブキャリア毎の受信信号が得られる。このようにして得られたサブキャリア毎の受信信号はキャリブレーション値測定部２０に入力される。
【００３１】
キャリブレーション値測定部２０は、マルチキャリア信号の帯域幅を複数のブロックに分割する機能と、サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差を、分割したブロック内の複数のサブキャリアで平均化することにより、ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を求める機能を備える。なお、ブロック分割機能の説明については後述する。したがって、ここでは、所定のブロック単位に分割されているものとして説明を進める。
【００３２】
キャリブレーション値測定部２０は、測定ブランチ切替スイッチＡ１５で切替えられて出力される逆フーリエ変換前の各サブキャリア・各ブランチの送信ベースバンド信号に対する、フーリエ変換後の各ブロック（サブキャリア）・各ブランチ・送信出力毎のキャリブレーション値を算出し、その結果をキャリブレーション値乗算部１６−１〜１６−Ｂに出力する。すなわち、キャリブレーション値測定部２０は、ＲＦ送信部１３−１〜１３−Ｂ通過前後のサブキャリア毎の送信ベースバンド信号を比較することにより、アンテナブランチ間の振幅／位相偏差を検出し、その結果に基づいてブロック内の各サブキャリアの送信信号に対するキャリブレーション値を算出する。
【００３３】
上記のようにして算出される各ブランチ・各ブロック（サブキャリア）・各送信出力でのキャリブレーション値は、キャリブレーション値乗算部１６−１〜１６−Ｂにおいて逆フーリエ変換前の各サブキャリアの送信ベースバンド信号と乗算される。これにより、ブロック内の各サブキャリアの送信信号に対する振幅／位相偏差の補正が行われる。
【００３４】
次に、キャリブレーション値測定部２０におけるキャリブレーション値の具体的な算出方法について説明する。
【００３５】
（算出法１）
キャリブレーション値測定部２０は、マルチキャリア信号伝送時におけるキャリブレーション値を求めるに際して、全周波数帯域幅を複数ブロックに分割して、分割した帯域内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出する。
【００３６】
具体的には、高速フーリエ変換部１９で高速フーリエ変換された各サブキャリアのベースバンド受信信号に対して、ＲＦ帯に周波数変換される前の各サブキャリアの送信信号の複素共役を乗算した値を、長時間同相加算平均を行うことにより得られるサブキャリア毎のキャリブレーション値を更にブロック内で平均化することにより、ブロック内で共通のキャリブレーション値を算出する。
【００３７】
例えば、下りリンクのＲＦ送信部通過後のブランチｂ（ｂ＝１，２，．．．，Ｂ）の送信信号をデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂで分配後、キャリブレーション用ＲＦ受信部１８を通過し、高速フーリエ変換後のサブキャリアｓ（ｓ＝１，２，．．．，Ｎｓｕｂ）のｊサンプル目のベースバンド受信信号をｕｂ，ｓ（ｊ）、ＲＦ送信部１３−１〜１３−Ｂ通過前であって逆高速フーリエ変換前の送信信号をｒｂ，ｓ（ｊ）とすると、ブロックｄ（ｄ＝１，２，．．．，Ｎｂｌｋ）のキャリブレーション値Ｃｂ，ｄは、下記式（１）に従って算出される。
【００３８】
【数１】
2005348236.tif 000003
ここで、ｋは定数、Ｎｃａｌは平均化サンプル数を表す。
【００３９】
このように本算出法１によれば、サブキャリア毎の振幅／位相偏差をブロック内の全サブキャリアで平均化した値を用いて、当該ブロックのキャリブレーション値を求める。このとき、隣接サブキャリア間における周波数応答の偏差が小さいことを利用して、ブロック内の隣接サブキャリア間で平均化するので、精度の高いキャリブレーション値を得ることができ、結果として、キャリブレーション精度を向上させることができる。
【００４０】
（算出法２）
キャリブレーション値測定部２０は、キャリブレーション用ＲＦ受信部１８を通過し、高速フーリエ変換された後の各サブキャリアのベースバンド受信信号のうち、各ブロック毎に選択したある一つのサブキャリアの受信信号に対して、下りリンクの逆高速フーリエ変換前の各サブキャリアの送信信号のうち、当該ブロックで選択されたサブキャリアでの信号の複素共役を乗算した値を、長時間同相加算平均を行うことにより得られるキャリブレーション値をブロック内で共通のキャリブレーション値として算出する。
【００４１】
例えば、下りリンクのＲＦ送信部１３−１〜１３−Ｂ通過後のブランチｂ（ｂ＝１，２，．．．，Ｂ）の送信信号をデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂで分配後、キャリブレーション用ＲＦ受信部１８を通過し、高速フーリエ変換後のサブキャリアｓ（ｓ＝１，２，．．．，Ｎｓｕｂ）のｊサンプル目のベースバンド受信信号をｕｂ，ｓ（ｊ）、逆高速フーリエ変換前の送信信号をｒｂ，ｓ（ｊ）とすると、ブロックｄ（ｄ＝１，２，．．．，Ｎｂｌｋ）のキャリブレーション値Ｃｂ，ｄは、下記式（２）に従って算出される。
【００４２】
【数２】
2005348236.tif 000004
ここで、ｋは定数、Ｎｃａｌは平均化サンプル数を表す。
【００４３】
また、上記式（２）では、各ブロックにおいて、ブロック内での中心のサブキャリアをあるサブキャリアとして選択した場合のキャリブレーション結果を示している。ここで、ブロック内の周波数によるサブキャリアの振幅／位相変動は、およそ線形的に変動するものと考えられることから、上記式（２）の例では、ブロック内での中心のサブキャリアをあるサブキャリアとして選択している。
【００４４】
このように本算出法２によれば、ブロック内のあるサブキャリアでの振幅／位相偏差を用いて、当該ブロックのキャリブレーション値を求めるので、上記した算出法１の場合と比して、アレーアンテナ送信装置の回路構成を簡略化できる効果を奏す。
【００４５】
図２は、本発明の実施の形態におけるアレーアンテナの受信装置２のキャリブレーション構成を示すブロック図である。なお、図１に示すアレーアンテナの送信装置における構成要素と共通に用いられる要素には同一の符号を付している。
【００４６】
同図において、このアレーアンテナの受信装置２は、Ｂ本のアンテナ素子１１−１〜１１−Ｂと、アンテナ素子に対応して設けられたデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂと、ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂと、測定ブランチ切替スイッチＡ３２と、キャリブレーション値乗算部３３−１〜３３−Ｂと、測定ブランチ切替スイッチＢ３４と、ゲイン調整部３５と、キャリブレーション用ＲＦ送信部３６と、キャリブレーション値測定部３７と、キャリブレーション用参照信号発生器３８と、から構成されている。
【００４７】
キャリブレーション用参照信号発生器３８で発生させられる各サブキャリア・各ブランチのキャリブレーション用参照信号（ベースバンド信号）は、キャリブレーション値測定部３７と、キャリブレーション用ＲＦ送信部３６にそれぞれ入力される。キャリブレーション用参照信号としては、例えば、ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂで実際に受信される受信信号と同等なスペクトラムを有する信号を用いるのが望ましい。
【００４８】
キャリブレーション用参照信号は、逆高速フーリエ変換（図示省略）により直交したサブキャリアに変換された後、キャリブレーション用ＲＦ送信部３６に入力され、同部３６においてフィルタリング、ＲＦ帯への周波数変換等の処理が施されてＲＦ送信信号に変換される。その後、ゲイン調整部３５でゲイン調整が施され、各ブランチからの送信出力として、デュープレクサ１２−１〜１２−Ｂで分配されてＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂへと入力される。その後、高速フーリエ変換（図示省略）されて、サブキャリア毎の受信ベースバンド信号となり、測定ブランチ切替スイッチＡ３２で測定ブランチ毎に出力が切替えられてキャリブレーション値測定部３７に入力される。
【００４９】
キャリブレーション値測定部３７は、マルチキャリア信号の帯域幅を複数のブロックに分割する機能と、サブキャリア毎の振幅偏差と位相偏差を、既知の参照信号を用いて分割したブロック内の複数のサブキャリアで平均化することにより、ブロック内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を求める機能を備える。なお、ブロック分割機能の説明については後述する。したがって、ここでは、所定のブロック単位に分割されているものとして説明を進める。
【００５０】
キャリブレーション値測定部３７は、ＲＦ帯からベースバンド帯に変換された各サブキャリア・各ブランチのキャリブレーション用参照信号を入力とし、この各サブキャリア・各ブランチのキャリブレーション用参照信号に対する各ブランチのＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂ通過後の各ブロック（サブキャリア）・各ブランチ・受信出力毎のキャリブレーション値を算出し、その結果をキャリブレーション値乗算部３３−１〜３３−Ｂに出力する。すなわち、キャリブレーション値測定部３７は、ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂ通過前後のキャリブレーション用参照信号を比較することにより、アンテナブランチ間の振幅／位相偏差を検出し、その結果に基づいてブロック内の各サブキャリアの受信信号に対するキャリブレーション値を算出する。
【００５１】
上記のようにして算出される各ブランチ・各ブロック（サブキャリア）でのキャリブレーション値は、キャリブレーション値乗算部３３−１〜３３−Ｂにおいて高速フーリエ変換後の各サブキャリアの送信ベースバンド信号と乗算される。これにより、ブロック内の各サブキャリアの受信信号に対する振幅／位相偏差の補正が行われる。
【００５２】
ここで、キャリブレーション用参照信号発生器３８で発生させられるキャリブレーション用参照信号の発生基準について説明する。キャリブレーション用参照信号の発生基準としては、例えば、以下の方法が考えられる。
【００５３】
（方法１）常時ＲＦ受信部に導入し、キャリブレーションを行う。方法１によれば、常時キャリブレーションが行われるのでキャリブレーションに必要な制御の処理の負担がかからない。このため装置構成を簡略化することができる。
【００５４】
（方法２）ある一定の時間Ｔｏ毎にキャリブレーション用参照信号をＴ１（Ｔ１＜Ｔ０）の間導入し、キャリブレーションを行う。システム運用中においては、ＲＦ受信部では、ＲＦ帯のキャリブレーション用参照信号とアンテナを介して受信されるユーザの無線信号が混在して受信されるので、ユーザ信号にとってキャリブレーション用参照信号が干渉となる場合がある。方法２では、このような干渉の影響を極力抑えるために、キャリブレーション用参照信号の発生を時間で制御する。これにより、キャリブレーション時におけるユーザ信号が被る干渉を極力抑えつつ、キャリブレーションを行うことが可能となる。
【００５５】
（方法３）ＲＦ受信部の温度をセンサで常時モニターしておき、前回キャリブレーションを行ったときの温度から、ΔＴ変化したときに、キャリブレーション用参照信号をＴ１の間導入し、キャリブレーションを行う。ＲＦ受信部における振幅／位相偏差は温度変動による影響が強い。方法３では、このような温度変動
を検出し、所定の温度変動があった場合のみキャリブレーション用参照信号を発生させる。これにより、温度変動に起因した振幅／位相偏差の補償を的確かつ効率良く行うことができる。
【００５６】
次に、上記キャリブレーション値測定部におけるキャリブレーション値の算出方法について説明する。
【００５７】
（算出法１）
本実施形態において、キャリブレーション値測定部３７は、上述したアレーアンテナ送信装置１の場合と同様、マルチキャリア信号伝送時におけるキャリブレーション値を求めるに際して、全周波数帯域幅を複数ブロックに分割して、分割した帯域内の複数サブキャリアで共通のキャリブレーション値を算出する。
【００５８】
具体的には、ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂを通過し、高速フーリエ変換された後の各サブキャリア受信信号に対して、各サブキャリアのキャリブレーション用参照信号信号の複素共役を乗算した値を、長時間同相加算平均を行うことにより得られるサブキャリア毎のキャリブレーション値を更にブロック内で平均化することによりブロック内で共通のキャリブレーション値を算出する。
【００５９】
例えば、ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂにおける当該ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂ通過後のブランチｂ（ｂ＝１，２，．．．，Ｂ）におけるサブキャリアｓ（ｓ＝１，２，．．．，Ｎｓｕｂ）のｊサンプル目のベースバンド受信信号（上りリンクの実際の受信信号とキャリブレーション用参照信号の合成）をｕｂ，ｓ（ｊ）、キャリブレーション用参照信号をｒｂ，ｓ（ｊ）とすると、ブロックｄ（ｄ＝１，２，．．．，Ｎｂｌｋ）のキャリブレーション値Ｃｂ，ｄは、上記式（１）と同様にして算出することができる。
【００６０】
本算出法１によれば、上述したアレーアンテナ送信装置１におけるキャリブレーションと同様の効果を得ることができる。  
（算出法２）
キャリブレーション値測定部３７は、ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂを通過し、高速フーリエ変換された後の各サブキャリア受信信号のうち、各ブロックで選択したある一つのサブキャリアの受信信号に対して、同サブキャリアのキャリブレーション用参照信号の複素共役を乗算した値を、長時間同相加算平均を行うことにより得られるキャリブレーション値をブロック内で共通のキャリブレーション値として算出する。ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂにおける当該ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂ通過後のブランチｂ（ｂ＝１，２，．．．，Ｂ）におけるサブキャリアｓ（ｓ＝１，２，．．．，Ｎｓｕｂ）のｊサンプル目のベースバンド受信信号（上りリンクの実際の受信信号とキャリブレーション用参照信号の合成）をｕｂ，ｓ（ｊ）、キャリブレーション用参照信号をｒｂ，ｓ（ｊ）とすると、ブロックｄ（ｄ＝１，２，．．．，Ｎｂｌｋ）のキャリブレーション値Ｃｂ，ｄは、上記式（２）と同様にして算出することができる。
【００６１】
本算出法２によれば、上述したアレーアンテナ送信装置におけるキャリブレーションと同様の効果を得ることができる。  
以上説明したように、本実施形態では、マルチキャリア信号の全体域幅を複数のブロックに分割して、分割した帯域内に存在する複数サブキャリアで共通のアレーアンテナ送信／受信装置のキャリブレーション値を算出する。
【００６２】
次に、上記ブロックの分割方法（ブロックサイズの決定方法）について図３を用いて説明する。同図（ａ）〜（ｃ）は、ブロックサイズの決定方法１〜３を示している。
【００６３】
ブロックサイズの決定方法１は、同図（ａ）に示されるように、全サブキャリアをＮｂｌｋブロックに等分割する方法である。この方法は、キャリブレーション値を更新する際にもブロックサイズは変更しない。
【００６４】
ブロックサイズの決定方法２は、同図（ｂ）に示されるように、アレーアンテナの送信／受信装置設置時に、各サブキャリアでの振幅/位相変動量を測定し、ブロック内でのサブキャリア間の振幅/位相の偏差が、ΔＡｍｐ、ΔＰｈａｓｅ(パラメータ)以下になるように、各ブロックでのサブキャリア数をＮｂｌｋに分割する(各ブロックでのサブキャリア数は必ずしも同数ではない)。また、キャリブレーション値を更新する際にも各ブロックでのサブキャリア数は変更しない。
【００６５】
ブロックサイズの決定方法３は、同図（ｃ）に示されるように、アレーアンテナの送信／受信装置設置時に、各サブキャリアでの振幅/位相変動量を測定し、ブロック内でのサブキャリア間の振幅/位相の偏差が、△Ａｍｐ、ΔＰｈａｓｅ(パラメータ)以下になるように、各ブロックでのサブキャリア数をＮｂｌｋに分割する(各ブロックでのサブキャリア数は必ずしも同数ではない)。また、キャリブレーション値を更新する際には、各サブキャリアでの振幅/位相変動量をもとに、ブロック内でのサブキャリア間の振幅／位相の偏差が、△Ａｍｐ、ΔＰｈａｓｅ(パラメータ)以下になるように、各ブロックでのサブキャリア数を適応的に変更する。
【００６６】
このようにブロック内でのサブキャリア間の振幅／位相の偏差に応じて、各ブロックでのサブキャリア数（ブロックサイズ）を変更することにより、経年変化、や温度変化によるアレーアンテナ送信／受信装置の振幅／位相偏差に対するキャリブレーションを精度よく行うことができる。
【００６７】
なお、上記実施形態では、一態様としてデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂを含んだキャリブレーションの方法について説明したが、本発明はこのような態様に限定されるものではない。例えば、デュープレクサ１２−１〜１２−Ｂを介さずに直接ＲＦ送信部１３−１〜１３−Ｂの送信出力をキャリブレーション用ＲＦ受信部１８に入力してキャリブレーションを行ってもよいし、キャリブレーション用ＲＦ送信部３６からの送信出力を直接ＲＦ受信部３１−１〜３１−Ｂに入力してキャリブレーションを行ってもよい。この場合、キャリブレーション値を求める際のデュープレクサ１２−１〜１２−Ｂの影響（通過損等）を考慮しなくて済むメリットがある。
【００６８】
また、上記実施形態では、マルチキャリア信号伝送を行う送信／受信装置について説明したが、本発明は、シングルキャリア伝送方式を用いた送信／受信装置、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ等の第３世代の移動通信システムにおいても適用することが可能である。
【００６９】
また、上記実施形態において、アレーアンテナ送信装置１におけるキャリブレーション値測定部２０の機能がブロック分割手段、第１の送信キャリブレーション値算出手段、第２の送信キャリブレーション値算出手段に、キャリブレーション値乗算部１６−１〜１６−Ｂの機能が補正手段に対応する。また、アレーアンテナ受信装置２におけるキャリブレーション値測定部３７の機能がブロック分割手段、第１の受信キャリブレーション値算出手段、第２の受信キャリブレーション値算出手段に、キャリブレーション値乗算部３３−１〜３３−Ｂの機能が補正手段に対応する。また、キャリブレーション用参照信号発生器３８の機能が参照信号発生制御手段に対応する。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の実施の形態におけるアレーアンテナ送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態におけるアレーアンテナ受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図３】ブロックサイズ（ブロック毎のサブキャリア数）の決定方法を説明するための図である。
【図４】アダプティブアレーアンテナを用いた従来のＲＦ無線送信回路の構成を示すブロック図である。
【図５】アダプティブアレーアンテナを用いた従来のＲＦ無線受信回路の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７１】
１  アレーアンテナ送信装置
２  アレーアンテナ受信装置
１１−１〜１１−Ｂ、１０１−１〜１０１−Ｂ  アンテナ素子
１２−１〜１２−Ｂ  デュープレクサ
１３−１〜１３−Ｂ  ＲＦ送信部
１４−１〜１４−Ｂ  逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
１５  測定ブランチ切替スイッチＡ
１６−１〜１６−Ｂ  キャリブレーション値乗算部
１７  測定ブランチ切替スイッチＢ
１８  キャリブレーション用ＲＦ受信部
１９  高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２０、３７  キャリブレーション値測定部
３１−１〜３１−Ｂ  ＲＦ受信部  
３２  測定ブランチ切替スイッチＡ
３３−１〜３３−Ｂ  キャリブレーション値乗算部
３４  測定ブランチ切替スイッチＢ
３５  ゲイン調整部
３６  キャリブレーション用ＲＦ送信部
３８  キャリブレーション用参照信号発生器
１０２  デジタル／アナログ信号変換処理部
１０３  直交変調部
１０４、２０３  ミキサ（乗算器）
１０５  高出力増幅器
２０２  低雑音増幅器
２０４  帯域制限通過フィルタ
２０５  自動利得制御部（ＡＧＣ回路）
２０６  直交検波部
２０７  受信レベル測定部
２０８  アナログ／デジタル信号変換処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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