(57)【要約】【課題】  負荷電流が変化したときの電圧の過渡的な変動幅が，温度による影響をあまり受けない安定化直流電源装置を提供すること。【解決手段】  パワートランジスタＱ１０のコレクタを出力電源ＶＤＤとし，その出力電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧したＮ７電圧とバンドギャップ電圧Ｖｂｇとによる差動回路の出力（Ｎ２）に基づいてパワートランジスタＱ１０をコントロールし，安定した出力を得る安定化直流電源装置である。ここにおいて，差動部のノードＮ４への電流源として，定電流源Ｉ２，Ｉ５を設け，このうちの定電流源Ｉ５はスイッチＳＷ１によりスイッチングされるようにした。そして低温検知部１を設け，定電流源Ｉ５による差動部への電流供給が低温時にのみ行われるようにした。【選択図】          図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧に基づく電圧信号を基準電圧と比較する差動回路と，前記差動回路の出力信号に応じて負荷への出力電圧を生成する出力素子とを有する安定化直流電源装置において，
温度に応じて前記差動回路の出力信号を調整する温度調整部を有することを特徴とする安定化直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の安定化直流電源装置において，
前記差動回路は，
電流受箇所と，
前記電流受箇所に接続されるとともに，出力電圧に基づく電圧信号に応じて前記電流受箇所からの電流を調節する第１の半導体素子と，
前記電流受箇所に接続されるとともに，基準電圧に応じて前記電流受箇所からの電流を調節する第２の半導体素子とを有し，
前記第２の半導体素子の出力側の電圧を前記出力素子への出力信号とするものであり，
前記温度調整部は，温度に応じて前記差動回路の電流受箇所への供給電流を調整する電流調整部であることを特徴とする安定化直流電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載の安定化直流電源装置において，前記電流調整部は，
温度が所定温度より低い場合には，温度が所定温度より高い場合の電流より大きい電流を前記差動回路の電流受箇所へ供給することを特徴とする安定化直流電源装置。
【請求項４】
請求項３に記載の安定化直流電源装置において，前記電流調整部は，
温度が所定温度より高い場合に第１の値を出力し，温度が所定温度より低いとき場合に第２の値を出力する温度検知部と，
前記温度検知部の出力値に基づいてスイッチングされるスイッチング部とを有することを特徴とする安定化直流電源装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４までのいずれか１つに記載の安定化直流電源装置において，
前記出力素子の出力端と前記差動回路の出力端との間に設けられたコンデンサを有することを特徴とする安定化直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，負荷に安定した直流電圧を供給する安定化直流電源装置に関する。さらに詳細には，温度にかかわらず，特に，低温下においても負荷の変化による過渡的な出力変動幅が大きくならない安定化直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から，種々の電気電子機器において，負荷に安定した直流電圧を供給するために安定化直流電源装置が使用されている。この種の安定化直流電源装置の構成は，概念的には図５に示される。すなわち，パワートランジスタの出力電圧を検出部で検出し，その出力電圧と基準電圧との差分を増幅してパワートランジスタのベースに入力するのである。これにより，負荷に変動があっても出力電圧があまり変わらないようにしている。このような安定化直流電源装置を開示した従来技術文献としては，例えば特許文献１が挙げられる。この文献に開示された安定化直流電源装置は，基準電圧を分圧して差動部に供給することにより，低い電圧を安定して負荷に供給できるように考えられたものである。
【特許文献１】特開２００１−２８２３７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら，前記した従来の安定化直流電源装置には問題点があった。その問題点を，図６に示した回路の場合を例に挙げて説明する。図６の回路は，この種の安定化直流電源装置を自動車の電気系に適用した典型例である。
【０００４】
この回路は，トランジスタＱ２１〜Ｑ３０，抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３，定電流源Ｉ２１〜Ｉ２４，ダイオードＤ２１〜Ｄ２３，コンデンサＣ２１，Ｃ２２により構成されている。このうち，トランジスタＱ２１〜Ｑ２６，抵抗Ｒ２１，定電流源Ｉ２１〜Ｉ２３が図５の差動部に相当し，内部サブ電源Ｐｉｓから電流の供給を受け，バンドギャップ電圧Ｖｂｇを基準電圧とする。トランジスタＱ２７〜Ｑ２９，定電流源Ｉ２４，ダイオードＤ２１〜Ｄ２３が図５の増幅部に相当する。抵抗Ｒ２２，Ｒ２３が図５の検出部に相当する。トランジスタＱ３０がパワートランジスタであり，エミッタがバッテリーのプラス端子Ｖｂｐに，ベースが増幅部に接続されている。そしてコレクタ出力が負荷への電源ＶＤＤである。コンデンサＣ２１，Ｃ２２はそれぞれ，位相補償用コンデンサ，パスコンデンサである。負荷としては，電源ＶＤＤに常時接続されている負荷ＲＬ２１と，スタンバイ信号ＳＴＢにより断続される負荷ＲＬ２２とがある。この回路の安定化直流電源装置は，電源ＶＤＤにより負荷ＲＬ２１，ＲＬ２２に対して５Ｖの電圧を印加するように設定されている。
【０００５】
図６の回路において，スタンバイ信号ＳＴＢが時間１０ｍｓまではローであり，それから時間３０ｍｓまではハイであり，その後再びローになった場合における，Ｎ２，Ｎ４，Ｎ７の各ノードの電圧および電源ＶＤＤの電圧を図３のグラフに示す。
【０００６】
スタンバイ信号ＳＴＢがローであるとき（時間１０ｍｓまで）は，電源ＶＤＤから負荷ＲＬ２１，ＲＬ２２の両方に電流が流れる。時間１０ｍｓにてスタンバイ信号ＳＴＢがハイになると，負荷ＲＬ２２が電源ＶＤＤから切り離される。これは電源ＶＤＤの側から見れば，負荷ＲＬ２２に流れていた分，電流が急に減ることを意味する。そのため，パワートランジスタＱ３０の駆動電流が追随できず，電源ＶＤＤの電圧が少し上昇することになる。これにより，抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の間のノードＮ７の電圧，すなわち検出電圧が上昇する。これにより，トランジスタＱ２６のエミッタ側のノードＮ５の電圧が上昇する。トランジスタＱ２６のベース−エミッタ間電圧は一定だからである。そしてこれにより，トランジスタＱ２５のエミッタ側のノードＮ４の電圧が上昇する。トランジスタＱ２５のベース−エミッタ間電圧も一定だからである。なお，時間１０ｍｓにおけるＮ７およびＮ４の電圧上昇の幅は，図３中ではごくわずかである。
【０００７】
ここで，トランジスタＱ２３のベースに接続されているノードＮ１の電圧は，上昇せず一定である。ノードＮ１の電圧は，バンドギャップ電圧Ｖｂｇ（約１．２２Ｖ）とトランジスタＱ２１のベース−エミッタ間電圧の合計として固定されているからである。このためトランジスタＱ２３が飽和領域で動作することとなり，そのコレクタ側のノードＮ２の電圧が次第に上昇してノードＮ４の電圧とほぼ同じ電圧にまで至る。
【０００８】
その後，時間３０ｍｓにてスタンバイ信号ＳＴＢが再びローになると，負荷電流が負荷ＲＬ２２に流れる分増加する。これにより，時間１０ｍｓのときと逆に，電源ＶＤＤの下降，Ｎ７電圧の下降，Ｎ５電圧の下降，Ｎ４電圧の下降が起こる。Ｎ４電圧の下降によりＮ２電圧も下降するが，ノードＮ２には位相補償用コンデンサＣ２１が接続されている。この容量が大きいため，Ｎ２電圧は急激には下降できない。図３中ではＮ２電圧が急峻に下降しているように見えるがこれでも遅いのである。このためトランジスタＱ２７がオンするのが遅れるので，電源ＶＤＤの電圧の落ち込み幅は図３中に示されるように大きなものとなる。
【０００９】
ここからが問題点である。図３中の時間３０ｍｓでの電源ＶＤＤの落ち込み幅には，温度依存性があるのである。その原因は，トランジスタＱ２６，Ｑ２５のベース−エミッタ間電圧の温度特性にある。一般にバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧には，約−２ｍＶ／Ｋの温度特性があるので，温度が低いほどベース−エミッタ間電圧は高いのである。このことは，温度が低いほどＮ４電圧が高いことを意味する。Ｎ４電圧は，「Ｎ７電圧」＋「トランジスタＱ２６のベース−エミッタ間電圧」＋「トランジスタＱ２５のベース−エミッタ間電圧」で決まるからである。そしてこのことは，温度が低いほど，時間３０ｍｓでのＮ２電圧の落ち込み幅が大きいことを意味する。このため，時間３０ｍｓでの電源ＶＤＤの落ち込み幅も，温度が低いほど大きいのである。図３中でのこの落ち込み幅は約１Ｖ程度であるが，これは温度が２５℃の場合である。温度が−４０℃である場合には，図７に示すように落ち込み幅は１．２Ｖ以上となる。一般的に電源ＶＤＤの電圧は監視されているので，これほどの落ち込みがあるとリセットレベルに掛かってしまう。
【００１０】
本発明は，前記した従来の安定化直流電源装置が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，負荷電流が変化したときの電圧の過渡的な変動幅が温度により受ける影響を軽減した安定化直流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この課題の解決を目的としてなされた本発明の安定化直流電源装置は，出力電圧に基づく電圧信号を基準電圧と比較する差動回路と，差動回路の出力信号に応じて負荷への出力電圧を生成する出力素子とを有するものであって，温度に応じて差動回路の出力信号を調整する温度調整部を有している。本発明の安定化直流電源装置では，負荷電流の変化により出力電圧が変化すると，差動回路における基準電圧との比較結果も変化する。このため差動回路の出力信号に基づく出力素子の動作状況も変化し，結果として出力電圧の安定化が図られる。このとき過渡的には出力電圧は変動する。ここで，本発明の安定化直流電源装置では，温度に応じて温度調整部により差動回路の出力信号が調整される。これにより，負荷電流変化時の出力電圧の過渡的な変動幅が，温度にあまり左右されないようにしている。
【００１２】
本発明の安定化直流電源装置における差動回路の典型例は，電流受箇所と，電流受箇所に接続されるとともに，出力電圧に基づく電圧信号により電流受箇所からの電流を変調する第１の半導体素子と，電流受箇所に接続されるとともに，基準電圧により電流受箇所からの電流を変調する第２の半導体素子とを有し，第２の半導体素子の出力側の電圧を出力素子への出力信号とするものである。この場合の温度調整部の一例として，温度に応じて差動回路の電流受箇所への供給電流を調整する電流調整部が挙げられる。差動回路への供給電流を増減することにより，差動回路の出力信号を調整できるからである。
【００１３】
さらに電流調整部は，温度が所定温度より低い場合には，温度が所定温度より高い場合の電流より大きい電流を差動回路の電流受箇所へ供給することが望ましい。前述の構成の差動回路の場合，電流受箇所の電圧は低温時に上昇する傾向がある。よって低温下では，出力電圧の変動により差動回路の出力信号電圧が下がる際の低下幅が大きいのである。そこで，差動回路の電流受箇所への供給電流を低温時に増加させることにより，その低下に要する時間が過大とならないようにすることが有益である。具体的には，電流調整部を温度が所定温度より高い場合に第１の値を出力し，温度が所定温度より低いとき場合に第２の値を出力する温度検知部と，温度検知部の出力値に基づいてスイッチングされるスイッチング部とにより構成すればよい。
【００１４】
本発明は，出力素子の出力端と差動回路の出力端との間にコンデンサを有する安定化直流電源装置に適用すると特に有意義である。そのコンデンサの容量による差動回路の出力端の電圧変化の遅れが，上記の問題を引き起こすからである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば，負荷電流が変化したときの電圧の過渡的な変動幅が温度によりあまり影響を受けない安定化直流電源装置が提供されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下，本発明を具体化した最良の形態について，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。本形態は，自動車の電気系に使用される安定化直流電源装置として本発明を具体化したものである。本形態に係る安定化直流電源装置は，図１の回路図に示すように構成されている。
【００１７】
この安定化直流電源装置は，トランジスタＱ１〜Ｑ１０，抵抗Ｒ１〜Ｒ３，定電流源Ｉ１〜Ｉ５，ダイオードＤ１〜Ｄ３，コンデンサＣ１，Ｃ２により構成されている。このうち，トランジスタＱ１〜Ｑ６，抵抗Ｒ１，定電流源Ｉ１〜Ｉ３，Ｉ５が図５の差動部に相当し，内部サブ電源Ｐｉｓから電流の供給を受け，バンドギャップ電圧Ｖｂｇを基準電圧とする。トランジスタＱ７〜Ｑ９，定電流源Ｉ４，ダイオードＤ１〜Ｄ３が図５の増幅部に相当する。抵抗Ｒ２，Ｒ３が図５の検出部に相当する。トランジスタＱ１０がパワートランジスタであり，エミッタがバッテリーのプラス端子Ｖｂｐに，ベースが増幅部に接続されている。そしてコレクタ出力が負荷への電源ＶＤＤである。コンデンサＣ１，Ｃ２はそれぞれ，位相補償用コンデンサ，パスコンデンサである。ここまでが安定化直流電源装置である。この安定化直流電源装置は，電源ＶＤＤにより負荷に対して５Ｖの電圧を印加するように設定されている。
【００１８】
負荷としては，負荷ＲＬ１と負荷ＲＬ２とがある。負荷ＲＬ１は電源ＶＤＤに常時接続されている。一方，負荷ＲＬ２は，スタンバイ信号ＳＴＢにより断続されるようになっている。すなわち電源ＶＤＤから見ると，負荷ＲＬ１のみに電流を流す状態（スタンバイ信号ＳＴＢがハイ）と，負荷ＲＬ１および負荷ＲＬ２に電流を流す状態（スタンバイ信号ＳＴＢがロー）とがある。
【００１９】
この安定化直流電源装置の差動部においては，トランジスタＱ２，Ｑ４がカレントミラーを構成している。そして，共通の電流受箇所であるノードＮ４から，トランジスタＱ３経由でトランジスタＱ２に接続され，トランジスタＱ５経由でトランジスタＱ４に接続されている。トランジスタＱ３のエミッタ−コレクタ間抵抗は，バンドギャップ電圧ＶｂｇによりトランジスタＱ１を介して調節されるようになっている。トランジスタＱ５のエミッタ−コレクタ間抵抗は，検出部の出力電圧によりトランジスタＱ６を介して調節されるようになっている。トランジスタＱ３，Ｑ２間のノードＮ２の電圧が，出力信号として増幅部に入力される。
【００２０】
そして，ノードＮ４への電流源として，定電流源Ｉ２と並列に定電流源Ｉ５が設けられている。ただし，定電流源Ｉ２は常時接続であるのに対して，定電流源Ｉ５はスイッチＳＷ１によりスイッチングされるようになっている。すなわち，この安定化直流電源装置の差動部においては，トランジスタＱ３，Ｑ２の列およびトランジスタＱ５，Ｑ４の列に対して，定電流源Ｉ２のみから電流が供給される状態と，定電流源Ｉ２および定電流源Ｉ５から電流が供給される状態とがある。これら２つの状態の切り替えを行うスイッチＳＷ１は，低温検知部１によりコントロールされている。すなわち，低温検知部１の出力がローであるときにはスイッチＳＷ１は開であり，低温検知部１の出力がハイであるときにはスイッチＳＷ１は閉である。
【００２１】
低温検知部１は，図２の回路図に示すように構成されている。図２の低温検知部１は，定電流源Ｉ７１と，ダイオードＤ７１，Ｄ７２，コンパレータＣＯ７１により構成されている。ダイオードＤ７１，Ｄ７２は定電流源Ｉ７１とともに直列に接続されており，ダイオードＤ７１のアノード側の電圧とレファレンス電圧ＶｒｅｆとをコンパレータＣＯ７１で比較するようになっている。レファレンス電圧Ｖｒｅｆとしては，温度特性が極めて小さいバンドギャップ電圧を適当に分圧して用いる。これがコンパレータＣＯ７１の負入力端子に入力される。これと比較される対象であるダイオードＤ７１のアノード側電圧は，ダイオードＤ７１，Ｄ７２のオン電圧の合計である。ダイオードのオン電圧は約−２ｍＶ／Ｋの温度特性を持つ。よって温度が低いほど電圧は高い。よって，コンパレータＣＯ７１の出力は，低温ではハイであり高温ではローである。すなわち図１中のスイッチＳＷ１は，低温では閉であり高温では開である。本形態では，−３０〜−４０℃の間にその閾値が設定されているものとする。
【００２２】
図１の安定化直流電源装置の増幅部においては，差動部の出力信号が，電界効果トランジスタであるトランジスタＱ７のゲート電極に印加されるようになっている。これにより差動部の出力信号を電流増幅し，トランジスタＱ７およびトランジスタＱ８を通じて流れるパワートランジスタＱ１０のベース電流を，差動部の出力信号に応じて調節するようになっている。この安定化直流電源装置の検出部においては，パワートランジスタＱ１０の出力電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧を，差動部のトランジスタＱ６のベースに印加するようになっている。
【００２３】
本形態の安定化直流電源装置の動作を説明する。まず，温度２５℃での動作を説明する。温度２５℃では，低温検知部１において，図２中のコンパレータＣＯ７１の出力がローである。このため差動部においてスイッチＳＷ１が開いており，内部サブ電源ＰｉｓからノードＮ４への電流供給は，定電流源Ｉ２のみによって行われている。この状態で，スタンバイ信号ＳＴＢが時間１０ｍｓまではローであり，それから時間３０ｍｓまではハイであり，その後再びローになった場合（図３）を考える。
【００２４】
スタンバイ信号ＳＴＢがローであるとき（時間１０ｍｓまで）は，電源ＶＤＤから負荷ＲＬ１，ＲＬ２の両方に電流が流れる。よって負荷電流は，ＬＩ１＋ＬＩ２である。
【００２５】
時間１０ｍｓにてスタンバイ信号ＳＴＢがハイになると，負荷ＲＬ２が電源ＶＤＤから切り離される。このため負荷電流は，ＬＩ１＋ＬＩ２からＬＩ１に急激に減少する。そのため，パワートランジスタＱ１０の駆動電流が追随できず，電源ＶＤＤの電圧が少し上昇することになる。これにより検出部において，抵抗Ｒ２，Ｒ３の間のノードＮ７の電圧，すなわち検出電圧が，図３中ではごくわずかながら上昇する。これは差動部において，トランジスタＱ６のベース電圧が上昇することを意味する。ここで，トランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧は一定なので，そのエミッタ側のノードＮ５の電圧が上昇する。これはトランジスタＱ５のベース電圧の上昇を意味するので，トランジスタＱ５のエミッタ側のノードＮ４の電圧が，図３中ではごくわずかながら上昇する。トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧も一定だからである。これは，トランジスタＱ３のエミッタ電圧が上昇することを意味する。
【００２６】
その一方で，トランジスタＱ３のベース電圧には変化はない。トランジスタＱ３のベースに接続されているノードＮ１の電圧は，バンドギャップ電圧Ｖｂｇ（約１．２２Ｖ）とトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧の合計として固定されているからである。よって，トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧が強制的に上昇させられるので，トランジスタＱ３は飽和領域で動作することとなる。このため，そのコレクタ側のノードＮ２の電圧が次第に上昇してノードＮ４の電圧とほぼ同じ電圧にまで至る。
【００２７】
その後，時間３０ｍｓにてスタンバイ信号ＳＴＢが再びローになると，負荷電流が，負荷ＲＬ２２に流れる分増加して，再びＬＩ１＋ＬＩ２となる。これにより，時間１０ｍｓのときと逆の現象が起こる。すなわち，パワートランジスタＱ１０の駆動電流が追随できず，電源ＶＤＤの電圧が一時的に低下することになる。これにより検出部において，抵抗Ｒ２，Ｒ３の間のノードＮ７の電圧，すなわち検出電圧が一時的に低下する。これは差動部ではトランジスタＱ６のベース電圧の低下を意味するので，トランジスタＱ６のエミッタ側のノードＮ５の電圧が低下する。つまり  トランジスタＱ５のベース電圧が低下する。これによりトランジスタＱ５のエミッタ側のノードＮ４の電圧が低下する。このためトランジスタＱ３が飽和状態でなくなり，ノードＮ２の電圧は元のレベルまで下がることになる。
【００２８】
この，ノードＮ２の電圧の低下により，増幅部を通じてパワートランジスタＱ１０が操作される。このため，時間３０ｍｓでの電源ＶＤＤの電圧低下は一時的なものにとどまり，その後は元のレベルに回復する。とはいえ，ノードＮ２には位相補償用コンデンサＣ１が接続されている。このためその容量により，ノードＮ２の電圧低下はあまり迅速ではない。図３中ではＮ２電圧が急峻に下降しているように見えるがこれでも遅いのである。このため，増幅部のトランジスタＱ７のオンも少し遅れる。このため，電源ＶＤＤの電圧の一時的な落ち込み幅は約１Ｖとなる。通常，電源ＶＤＤの電圧は監視されているが，この程度ではリセットレベルに掛からないようになっている。
【００２９】
次に，本形態の安定化直流電源装置の，温度−４０℃での動作を説明する。温度−４０℃では，低温検知部１において，図２中のコンパレータＣＯ７１の出力がハイである。このため差動部においてスイッチＳＷ１が閉じており，内部サブ電源ＰｉｓからノードＮ４への電流供給は，定電流源Ｉ２と定電流源Ｉ５の両方によって行われている。この状態で，前述と同様にスタンバイ信号ＳＴＢがローからハイになり，その後再びローになった場合（図３中の時間３０ｍｓ）を考える。
【００３０】
この場合図４に示すように，時間３０ｍｓにおけるノードＮ２の電圧の低下幅が，温度２５℃（図３）の場合より大きい。時間３０ｍｓの前におけるノードＮ２の電圧が，温度２５℃の場合より高いからである。その原因は，ノードＮ４の電圧が低温時には高温時より高いことにある。さらにその原因は，トランジスタＱ６，Ｑ５のベース−エミッタ間電圧の温度特性にある。一般にバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧には，約−２ｍＶ／Ｋの温度特性がある。ノードＮ４の電圧は，検出部のノードＮ７の電圧と，トランジスタＱ６およびＱ５のベース−エミッタ間電圧との合計であるため，温度が低いほど高いのである。よって温度−４０℃では，時間３０ｍｓでのノードＮ２の電圧の低下幅が，温度２５℃の場合と比較して０.２Ｖ近くも大きい。
【００３１】
にもかかわらず，ノードＮ２の電圧の低下に要する時間は，温度２５℃の場合とさほど変わらない。温度−４０℃では，前述のようにノードＮ４への電流供給量が大きいからである。このためトランジスタＱ２のコレクタ電流が大きいので，ノードＮ２の電圧が比較的速やかに低下するのである。その結果，増幅部のトランジスタＱ７のオンの遅れも温度２５℃の場合とほぼ同程度で済む。これにより，電源ＶＤＤの電圧の一時的な落ち込み幅も，温度２５℃の場合と同じく約１Ｖで済み，電圧監視によるリセットレベルに掛からないのである。
【００３２】
以上詳細に説明したように本形態に係る安定化直流電源装置では，内部サブ電源Ｐｉｓから差動部のノードＮ４へ電流を供給する電流源として，定電流源Ｉ２，Ｉ５の２つを有している。このうち定電流源Ｉ２を常時接続とするとともに，定電流源Ｉ５をスイッチＳＷ１によりスイッチングするようにしている。そして，低温検知部１によりスイッチＳＷ１をコントロールして，高温では開き低温では閉じるようにしている。これにより，低温ではより多くの電流が差動部に供給されるようにしている。このようにして，電源ＶＤＤからの負荷電流が増加したときにノードＮ２の電圧が，低温時でも速やかに低下するようにしている。かくして，低温時でも高温時とあまり変わらない過渡特性を持つ安定化直流電源装置が実現されている。
【００３３】
なお本発明は，前述の実施の形態に限らずその用紙を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。例えば，差動部や増幅部，低温検知部の具体的構成は，図示したとおりでなくてもよい。検出部は必ずしも必要ではなく，電源ＶＤＤの電圧をそのまま差動部に入力する構成もありうる。また増幅部も不可欠なものではなく，差動部の出力（図１中のノードＮ２）でそのままパワートランジスタをコントロールする構成もありうる。差動部への電流供給は，３段階以上であってもよい。また，前述の実施の形態とは逆に高温ほど電源ＶＤＤの電圧の過渡変動が大きいような電源装置に適用する場合には，高温ほど差動部への供給電流が大きくなるように構成するのがよい。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】実施の形態に係る安定化直流電源装置を含む電気系の回路図である。
【図２】低温検知部の構成を示す回路図である。
【図３】２５℃での各ノードの電圧変化を示すグラフである。
【図４】図１の安定化直流電源装置における−４０℃での各ノードの電圧変化を示すグラフである。
【図５】安定化直流電源装置の概念図である。
【図６】安定化直流電源装置の一使用例を示す回路図である。
【図７】図６の安定化直流電源装置における−４０℃での各ノードの電圧変化を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３５】
１          低温検知部
ＳＷ１      スイッチ
Ｑ１〜Ｑ６  差動部
Ｑ３        第２の半導体素子
Ｑ５        第１の半導体素子
Ｑ１０      パワートランジスタ
Ｎ４        電流受箇所
Ｃ１        位相補償用コンデンサ
【図１】
2005322141.tif 000003
【図２】
2005322141.tif 000004
【図３】
2005322141.tif 000005
【図４】
2005322141.tif 000006
【図５】
2005322141.tif 000007
【図６】
2005322141.tif 000008
【図７】
2005322141.tif 000009