(57)【要約】【課題】  出力レベルを検出して電力増幅器の前段の可変利得アンプのゲインを制御して電力増幅器に入力される高周波の送信信号の振幅を変化させて所望の出力レベルとなるようにフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、出力レベルの低い領域における出力電力検出回路の検出感度を上げ、高精度でフィードバック制御することができる高周波電力増幅用電子部品（パワーモジュール）を提供する。【解決手段】  高周波の送信信号を増幅する電力増幅器の後段に設けられ出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を行なう出力電力検出回路（２０）を、出力レベルを検出し入力に比例した電流を出力する第１の検出回路（２１）と出力レベルを検出し入力を２乗根変換した電流を出力する第２の検出回路（２２）とで構成し、これらの検出回路の出力を合成して検出信号として出力するようにした。【選択図】  図１
2005348312.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波の送信信号を増幅する電力増幅回路と、該電力増幅回路の出力電力を検出する第１の検出回路と、低出力レベルの領域において前記第１の検出回路の検出感度よりも高い検出感度を有し前記電力増幅回路の出力電力を検出する第２の検出回路とを備え、前記第１の検出回路の出力と第２の検出回路の出力とを合成した結果を検出出力として出力することを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項２】
前記第１の検出回路は前記電力増幅回路の出力電力に比例した電流を出力する第１検波手段を備え、前記第２の検出回路は前記第１検波手段と同一もしくは類似の構成を有し前記電力増幅回路の出力電力に比例した電流を出力する第２検波手段および該第２検波手段の出力電流を２乗根した電流に変換する２乗根変換回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項３】
前記２乗根変換回路は、
前記第２検波手段の出力電流Isinが流される第１整流素子と、
温度依存性の小さな基準電流Irefが流される第２整流素子と、
所定の特性を有する電流Ioutが流される第３整流素子と、
負帰還制御されることにより前記第１整流素子の順方向電圧ＶF (Iref)と前記第２整流素子の順方向電圧ＶF (Isin)と前記第３整流素子の順方向電圧ＶF (Iout)との間に、次式
ＶF (Iout)＝ＶF (Iref)／２＋ＶF（Isin）／２
で表わされる関係が成立するように前記第２整流素子および第３整流素子に流す電流を制御する演算増幅回路を含むバイアス電流生成回路と、
を備え、Iout＝√（Ｉsin×Ｉref）で表わされる電流を生成し出力することを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項４】
前記第１検波手段の出力電流と前記２乗根変換回路の出力電流を合成した電流を電圧に変換して出力する電流−電圧変換手段を備えることを特徴とする請求項２または３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項５】
前記第１の検出回路には、前記第２の検出回路に前記電力増幅回路の出力電力の交流成分を入力する入力手段よりも減衰量の大きな入力手段を介して前記電力増幅回路の出力電力の交流成分が入力されるようにされていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項６】
送信信号を増幅する電力増幅回路と、該電力増幅回路の出力電力を検出する第１の検出回路と、前記電力増幅回路の出力電力を検出する第２の検出回路と、前記第１の検出回路の検出電流と第２の検出回路の検出電流とを合成した電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とを備え、該電流−電圧変換手段により変換された電圧を検出出力として出力する高周波電力増幅用電子部品であって、
前記第１の検出回路は、前記電力増幅回路の出力電力に比例した電流を出力する第１検波手段を備え、
前記第２の検出回路は、前記電力増幅回路の出力電力に比例した電流を出力する第２検波手段と、該第２検波手段の出力電流を２乗根した電流に変換する２乗根変換回路とを備えることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項７】
前記第２検波手段は電圧入力−電流出力型の増幅回路を備え、該増幅回路の出力電流が前記２乗根変換回路に供給されることを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項８】
前記電流−電圧変換手段は、前記第１の検出回路の検出電流と第２の検出回路の検出電流とを合成した電流が流される抵抗素子であることを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項９】
前記第１検波手段は出力部に電圧入力−電流出力型の第２増幅回路を備え、該第２増幅回路の出力電流と前記２乗根変換回路の出力電流とが合成されて前記電流−電圧変換手段としての抵抗素子に流されて電圧に変換されることを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１０】
前記第１の検出回路と前記第２の検出回路は同一の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項６〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１１】
高周波の送信信号を増幅する電力増幅回路と、該電力増幅回路の出力電力を検出する第１の検出回路と、低出力レベルの領域において前記第１の検出回路の検出感度よりも高い検出感度を有し前記電力増幅回路の出力電力を検出する第２の検出回路と、前記第１の検出回路の検出電流と第２の検出回路の検出電流とを合成した電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とを備え、該電流−電圧変換手段により変換された電圧を検出出力として出力する高周波電力増幅用電子部品であって、
前記第１の検出回路は、電圧入力電流出力型の増幅回路を有し前記電力増幅回路の出力電力に比例した電流を出力する第１検波手段を備え、
前記第２の検出回路は、電圧入力電流出力型の増幅回路を有し前記電力増幅回路の出力電力に比例した電流を出力する第２検波手段および該第２検波手段の出力電流を２乗根した電流に変換する２乗根変換回路を備えることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１２】
前記第１の検出回路には、前記第２の検出回路に出力電力の交流成分を入力する入力手段よりも減衰量の大きな入力手段を介して出力電力の交流成分が入力されるようにされていることを特徴とする請求項１１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品と、送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え回路を備えた第２電子部品と、送信する信号を変調して前記高周波電力増幅用電子部品へ入力する第３電子部品とを備え、前記検出出力は前記高周波電力増幅用電子部品から前記第３電子部品に対して供給され、該第３電子部品は供給された検出出力と要求出力レベルを示す信号とに基づいて前記高周波電力増幅用電子部品へ入力する送信信号の振幅を制御して出力することを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波の送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路を組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を行なう出力電力検出回路において出力電力の低いレベルの領域における検出感度を向上させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の信号を増幅する高周波電力増幅回路が組み込まれており、従来の無線通信装置には、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路から要求される送信レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力レベルを検出して帰還をかけることが行なわれている（例えば、特許文献１参照）。そして、出力レベルの検出は、従来は一般に、カプラや検波回路などを使用して行なっており、検波回路は高周波電力増幅回路とは別個の半導体集積回路として構成されることが多い。
【０００３】
従来の高周波電力増幅回路の出力電力検出方式は、高周波電力増幅回路とは別の半導体集積回路や電子部品を数多く使用しているため、モジュールの小型化を困難にする。さらに、カプラを使用する場合には、検出感度を向上させるためカプラの一端に基準電圧を印加することが行なわれることがあり、その場合、基準電圧の最適設定および部品のばらつきに応じた電圧等の調整が必要になるため、セットメーカの負担が大きくなるという不具合がある。また、カプラを使用すると、電力損失も生じるという不具合がある。
【０００４】
さらに、近年の携帯電話機においては、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式で行ない８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式の他に例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）のような方式の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機が提案されている。かかる携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路では、出力パワーアンプも各バンドに応じて設けられるため、その出力レベルを検出するカプラも各バンドに応じてそれぞれ必要になるので、一層小型化が困難になる。
【０００５】
そこで、本出願人は、高周波の送信信号を増幅する電力増幅用トランジスタの入力信号を受け電力増幅用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す出力検出用トランジスタおよび該トランジスタの電流を転写するカレントミラー回路を設け、カレントミラー回路の転写先の電流を電圧に変換して出力レベルの検出信号とし、該検出信号とベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号とを比較して入力電位差に応じた出力制御電圧Ｖapcを生成して電力増幅用トランジスタのバイアスを制御し、出力レベルの制御を行なう電流検出方式の無線通信システムに関する発明をなし、出願を行なった（特願２０００−５２３７５７号）。
【特許文献１】特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】特開２００１−０１６１１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明者等は、本出願人が開発した電流検出方式の高周波電力増幅回路における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を検討した。その結果、出力レベルの低い領域における制御感度が高く、僅かな出力レベル指示信号の変化で出力電力Ｐoutが大きく変化することが明らかになった。そこで、電流検出回路に、その出力が入力に対してｎ乗根もしくは対数関数的に変化するような特性を持たせることにより上記課題を解決した発明をなし出願した（特願２００２−３０２０２１号）。
【０００７】
上記先願発明は、出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路からの検出出力とに基づいて電力増幅器のゲインを制御する出力制御電圧Ｖapcを生成するシステムには有効な技術であった。ところが、近年のＧＳＭ方式等の携帯電話機においては、ＧＭＳＫ変調モードの他に、搬送波の位相成分と振幅成分を変調する３π／８rotating８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調モードを有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）と呼ばれるモードを備え、モードを切り替えて通信を行なえるようにしたシステムが実用化されつつある。そして、このＥＤＧＥ方式のＰＳＫ変調を実現する技術として、位相変調を電力増幅器の前段で行ない振幅変調を電力増幅器で行なう方式（ポーラーループ方式）と、位相変調と振幅変調を電力増幅器の前段で行なう方式（Ｐｉｎ制御方式）とがある。
【０００８】
このうち、Ｐｉｎ制御方式では、出力レベルの制御も電力増幅器の前段で行ない、要求出力レベルが高いときは電力増幅器の入力信号の振幅を大きくし、要求出力レベルが低いときは電力増幅器の入力信号の振幅を小さくするように制御される。かかるＰｉｎ制御方式のシステムにおいて、出力レベルのフィードバック制御のための出力電力検出を上述の電流検出方式の検出回路で行なうと、前記先願（特願２００４−３０２０２１号）の技術を適用したとしても低出力レベルの領域における検出感度が低く、十分な検出電圧が得られないため、所望のパワー制御が行なえないという課題があることが明らかになった。
【０００９】
なお、ＧＭＳＫ変調モードのみのＧＳＭシステムにおいては、低出力レベルの領域における検出感度不足を補うため、低出力レベルの領域では出力制御電圧Ｖapcに基づいて検出回路に検出感度を向上させる電流を流し込むようにした発明が提案されている（特願２００４−０００１７０号）。しかし、ＥＤＧＥモードを有するシステムで、位相変調と振幅変調を電力増幅器の前段で行なうＰｉｎ制御方式を採用した場合には、出力レベル指示信号Ｖrampが高周波電力増幅回路に供給されずそれに基づく出力制御電圧Ｖapcも生成されないため、この先願発明を適用することができない。
【００１０】
また、本発明の実施例に類似する先願発明として特許文献２に開示されている発明があるが、この先願発明は検出電圧と出力レベルを指示する信号（送信ランプ信号）とを比較して電力増幅器にフィードバックをかけて出力レベルを制御する無線通信システムに関するものであり、電力増幅器の前段の可変利得アンプのゲインを制御して電力増幅器に入力される送信信号の振幅を変化させて所望の出力レベルとなるようにフィードバック制御を行なう無線通信システムに関する本発明とは対象が異なり、そのまま適用できるものではない。
【００１１】
本発明の目的は、出力レベルを検出して出力電力のフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、出力レベルの低い領域における出力電力検出回路の検出感度を上げ、高精度で出力電力をフィードバック制御することができる高周波電力増幅用電子部品（パワーモジュール）を提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、出力レベルを検出して電力増幅器の前段の可変利得アンプのゲインを制御して電力増幅器に入力される高周波信号の振幅を変化させて所望の出力レベルとなるようにフィードバック制御を行なう無線通信システムに好適な出力電力検出回路を備えた高周波電力増幅用電子部品（パワーモジュール）を提供することにある。
【００１３】
さらに、本発明の他の目的は、温度が変化しても出力電力の制御性が良好な信頼性の高い高周波電力増幅用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、高周波の送信信号を増幅する電力増幅器の後段に設けられ出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を行なう出力電力検出回路を、出力レベルを検出し入力に比例した電流を出力する第１の検出回路と出力レベルを検出し入力を２乗根変換した電流を出力する第２の検出回路とで構成し、これらの検出回路の出力を合成して検出信号として出力するようにしたものである。
【００１５】
上記した手段によれば、出力レベルの低い領域においては第１の検出回路から出力される検出電流が低いが、それを補う検出電流が第２の検出回路から出力されるため、出力レベルが低い領域での出力電力検出回路の感度を向上させ、制御範囲全体に亘って高い精度で出力レベルを制御することができるようになる。
【００１６】
また、望ましくは、上記第１と第２の検出回路に電力増幅器の出力の交流成分を入力させる手段の減衰量すなわち入力インピーダンスを異ならせ、第２の検出回路側の入力部の入力インピーダンスを第１の検出回路側よりも低くして入力交流信号の減衰量を小さくする。これにより、出力レベルが低い領域での第２の検出回路の感度を高くし第１の検出回路の感度を低くすることができる。
【００１７】
さらに、望ましくは、第２の検出回路には例えば出力電力が０ｄＢのような所定のレベル以上になった場合に第２の検出回路の出力をクランプするクランプ手段を設けるようにする。第２の検出回路にクランプ手段を設けることにより、出力レベルが高い領域で出力電力検出回路の感度が高くなりすぎるのを回避することができるようになる。
【００１８】
さらに、高周波の送信信号を増幅する電力増幅器の出力の交流成分を取り出す手段としては、電力増幅器の出力端子に接続される出力線もしくは後段のインピーダンス整合回路を構成するマイクロストリップラインと平行に配設したマイクロストリップラインとの間に形成される容量を利用した形態とするのが望ましい。
【発明の効果】
【００１９】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、出力レベルを検出して出力電力のフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、出力レベルの低い領域における出力電力検出回路の検出感度を上げ、高精度で出力電力をフィードバック制御することができる高周波電力増幅用電子部品（パワーモジュール）を実現することができる。
【００２０】
また、本発明に従うと、出力レベルを検出して電力増幅器の前段の可変利得アンプのゲインを制御して電力増幅器に入力される高周波の送信信号の振幅を変化させて所望の出力レベルとなるようにフィードバック制御を行なう無線通信システムに好適な出力電力検出回路を備えた高周波電力増幅用電子部品（パワーモジュール）を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した無線通信システムにおける出力電力検出回路の第１の実施例の概略構成を示したものである。
図１において、１０は高周波の送信信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅器（パワーアンプ）、２０は電力増幅器１０の後段に設けられフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を行なう出力電力検出回路である。本実施例では、出力電力検出回路２０は、電力増幅器１０の後段に設けられたマイクロカプラ３０により取り出された出力の交流成分から入力に比例した電流を出力する第１の検出回路２１と、入力を２乗根変換した電流を出力する第２の検出回路２２と、これらの検出回路２１，２２の出力電流を加算し電圧に変換して検出電圧Ｖdetとして出力するための電流加算手段２３および電流−電圧変換用抵抗Ｒｓとから構成されている。
【００２２】
特に制限されるものでないが、この実施例では、上記電力増幅器１０は複数個の増幅用トランジスタが多段接続されてなり、電力増幅器１０を構成する増幅用トランジスタとそれらの制御端子（ゲート端子またはベース端子）に印加されるバイアス電圧を生成するバイアス回路と出力電力検出回路２０とが、公知の半導体製造技術により単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成され、該半導体集積回路が外付けの容量素子や抵抗素子などと共にセラミック基板のような絶縁基板に実装されて高周波電力増幅器（以下、パワーモジュールと称する）として構成されている。そして、この絶縁基板上には、電力増幅器１０の後段に設けられて出力端でのインピーダンスの調整を行なうインピーダンス整合回路を構成するマイクロストリップラインが形成されている。
【００２３】
上記マイクロカプラ３０は、電力増幅器１０の出力端子に接続される絶縁基板上のマイクロストリップラインからなる出力線と平行に配設した比較的短いマイクロストリップラインとの間に形成される容量を利用するものである。電力増幅器１０の後段に設けられるインピーダンス整合回路を設ける場合、電力増幅器１０のマイクロストリップラインからなる出力線はインピーダンス整合回路を構成するマイクロストリップラインとみなすことができる。この場合、上記マイクロカプラ３０は、電力増幅器１０の後段に設けられるインピーダンス整合回路を構成するマイクロストリップラインと平行に配設したマイクロストリップラインとの間に形成される容量から構成されているとみることができる。
【００２４】
さらに、本実施例においては、上記マイクロカプラ３０を介して上記第１の検出回路２１と第２の検出回路２２に電力増幅器１０の出力の交流成分を入力させる手段として容量素子が使用されている。しかも、それらの容量素子は、第２の検出回路２２側の入力部の入力インピーダンスの方が第１の検出回路２１側の入力部の入力インピーダンスよりも低くされることにより、第２の検出回路２２側の入力交流信号の減衰量の方が小さくなるように設定されている。
【００２５】
具体的には、第１の検出回路２１側には抵抗素子Ｒｉと容量素子Ｃ１１とを直列に接続したものが用いられ、第２の検出回路２２側には１個の容量素子Ｃ１０が用いられている。これにより、出力レベルが低い領域での第２の検出回路２２の感度が高くなり第１の検出回路２１の感度は低くなる。第１の検出回路２１側に抵抗素子Ｒｉと容量素子Ｃ１１とを直列に接続したものを用いる代わりに、第２の検出回路２２側の容量素子Ｃ１０の容量値よりも小さな容量値を有する複数の容量素子を直列形態に接続したものを用いるようにしても良い。
【００２６】
なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。また、本実施例では、第２の検出回路２２は２乗根変換回路を含む構成とされているが、２乗根変換回路の代わりに対数変換回路を用いても良い。
【００２７】
図３には、本実施例で用いられている電力増幅器１０の構成例が示されている。図３に示されているように、この実施例の電力増幅器１０は、３個の増幅用トランジスタ１１、１２、１３を備え、このうち後段のトランジスタ１２，１３はそれぞれ前段の増幅用トランジスタ１１，１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。増幅用トランジスタ１１〜１３は、この実施例ではＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）が使用されているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることも可能である。
【００２８】
各段の増幅用トランジスタ１１，１２，１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段の増幅用トランジスタ１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路ＭＮ１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波の入力信号Ｐｉｎが増幅用トランジスタ１１のゲート端子に入力される。
【００２９】
初段の増幅用トランジスタ１１のドレイン端子と２段目の増幅用トランジスタ１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路ＭＮ２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目の増幅用トランジスタ１２のドレイン端子と最終段の増幅用トランジスタ１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路ＭＮ３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段の増幅用トランジスタ１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路ＭＮ４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波の入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。
【００３０】
また、各増幅用トランジスタ１１，１２，１３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３が設けられ、外部から供給される定電流Ｉｃを基準電流としてＭＯＳトランジスタＱ４０〜Ｑ４３からなるカレントミラー回路４０でトランジスタのサイズ比に応じた電流を生成して流すように構成されている。この実施例では、カレントミラー回路４０とバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とによりバイアス回路が構成されているとみなすことができる。外部から供給される１つの定電圧に基づいて増幅用トランジスタ１１，１２，１３のゲート端子に異なるバイアス電圧を与えるシステムでは、定電圧を分圧する抵抗分圧回路によりバイアス回路を構成することができる。
【００３１】
図２には、本実施例の出力電力検出回路２０の構成例が示されている。
この実施例の出力電力検出回路２０は、電力増幅器１０の後段に設けられたマイクロカプラ３０により取り出された出力の交流成分が前記直列形態の容量Ｃ１１〜Ｃ１５を介してゲートに入力されるようにされたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１、該トランジスタＱ１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ２、該トランジスタＱ２とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ３、該トランジスタＱ３と直列に接続された電流−電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ４からなる第１検波部２２１と、Ｑ４により変換された電圧をインピーダンス変換して次段に供給する電圧入力−電流出力型のｇｍアンプ２２２と、マイクロカプラ３０により取り出された出力の交流成分が前記容量Ｃ１０を介してゲートに入力されるようにされたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ５、該トランジスタＱ５と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ６、該トランジスタＱ６とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ７、該トランジスタＱ８と直列に接続された電流−電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ８からなる第２検波部２２３と、Ｑ８により変換された電圧をインピーダンス変換して次段に供給する電圧入力−電流出力型のｇｍアンプ２２４と、該ｇｍアンプ２２４の出力を２乗根変換した電流を出力する２乗根変換回路２２５と、上記ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ５にゲートバイアス電圧を与えるバイアス生成回路２２６とから構成されている。
【００３２】
この実施例では、上記ｇｍアンプ２２２で生成された出力電流と２乗根変換回路２２５で生成された出力電流とが合流されて電流−電圧変換用の抵抗Ｒｓに流されて電圧に変換され、これが検出電圧Ｖdetとして出力される。
【００３３】
また、この実施例では、上記マイクロカプラ３０は、電力増幅器１０の後段に設けられたインピーダンス整合回路ＭＮ４を構成するマイクロストリップラインＭＳＬ０と平行に配設した比較的短いマイクロストリップラインＭＳＬ１との間に形成される容量から構成されたものが使用されている。マイクロストリップラインＭＳＬ１の一方の端には５０Ωの終端抵抗Ｒｅが接続されている。
【００３４】
さらに、この実施例では、出力の交流成分の入力手段として、第１の検出回路２１側には１ｐＦの容量値を有する５個の容量素子Ｃ１１〜Ｃ１５が直列形態に接続されたものが用いられ、第２の検出回路２２側には５ｐＦの容量値を有する１個の容量素子Ｃ１０が用いられている。これにより、第２の検出回路２２の方が第１の検出回路２１よりも入力インピーダンスが小さくなるつまり信号の減衰量が少なくなり、出力レベルが低い領域では第２の検出回路２２の感度が高くなり第１の検出回路２１の感度は低くなるようにされている。
【００３５】
上記バイアス生成回路２２６は、外部から供給される電圧Ｖtxbが印加された電源端子と接地点との間に直列に接続された定電流源ＣＣ１およびＭＯＳトランジスタＱ９と、該ＭＯＳトランジスタＱ９のゲート端子と上記出力検出用ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ５のゲート端子との間に接続された抵抗Ｒ１,Ｒ２と、前記ＭＯＳトランジスタＱ９のゲート端子と接地点との間に接続された容量Ｃ０とからなる。上記定電流源ＣＣ１は、バンドギャップリファランス回路のような温度依存性の少ない定電圧を発生する定電圧回路と、生成された定電圧を電流に変換するトランジスタと、このトランジスタに流れる電流に比例した電流を流すカレントミラー回路などで構成することができる。
【００３６】
上記定電流源ＣＣ１と直列に設けられたＭＯＳトランジスタＱ９は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されてダイオードとして作用するように構成され、トランジスタＱ９に流れるバイアス電流Ibiasによってドレイン電圧を決定しており、この電圧が抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して出力検出用ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ５のゲート端子に動作点を与えるバイアス電圧として付与される。
【００３７】
本実施例では、このバイアス電圧の値として、上記出力検出用ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ５をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ１，Ｑ５のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ５には、容量Ｃ１０またはＣ１１〜Ｃ１５を介して入力される交流波形に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ１，Ｑ５のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。
【００３８】
第１検出回路２１では、このトランジスタＱ１のドレイン電流ＩｄがＱ２とＱ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、ダイオード接続のトランジスタＱ４によって電圧に変換される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ４およびＱ２とＱ３は、それぞれ所定のサイズ比になるように設定されている。これにより、例えば製造バラツキでＭＯＳトランジスタＱ１とＱ２の特性（特にしきい値電圧）がばらつくと、これらと対を成すＭＯＳトランジスタＱ４とＱ３の特性も同じようにばらつく。その結果、特性ばらつきによる影響が相殺され、ＭＯＳトランジスタＱ４のドレイン端子にはＭＯＳトランジスタのばらつきの影響を受けない検出電圧が現われるようになる。トランジスタＱ５〜Ｑ８からなる第２検出回路２２においても同様である。
【００３９】
また、この実施例においては、上記出力検出用ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ５のゲート端子とバイアス生成回路２２６のＭＯＳトランジスタＱ９のゲート端子との間に抵抗Ｒ１，Ｒ２が、またこの抵抗Ｒ１とＱ９のゲート端子との接続ノードＮ０と接地点との間には容量Ｃ０が接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２と容量Ｃ０は、容量Ｃ１０，Ｃ１１〜Ｃ１５より入力された出力電力の交流成分がバイアス生成回路２２６に回り込んでＱ９に流れるバイアス電流Ibiasが変動するのを防止するロウパスフィルタとして働く。
【００４０】
図４には、本実施例の出力電力検出回路２０における出力電力Ｐoutと検出電圧Ｖdetとの関係が示されている。また、図５には、本実施例の出力電力検出回路２０における出力電力Ｐoutと検波感度（Ｓｌｏｐｅ）との関係が示されている。
【００４１】
図４において、△印は第１検出回路２１による出力電力Ｐoutと検出電圧Ｖdetとの関係をプロットしたもの、×印は第２検出回路２２による出力電力Ｐoutと検出電圧Ｖdetとの関係をプロットしたもの、□印は第１検出回路２１の出力と第２検出回路２２の出力を合成する実施例の回路による出力電力Ｐoutと検出電圧Ｖdetとの関係をプロットしたものである。
【００４２】
また、図５において、◆印は第１検出回路２１による出力電力Ｐoutと検波感度（Ｓｌｏｐｅ）との関係をプロットしたもの、□印は第１検出回路２１の出力と第２検出回路２２の出力を合成する実施例の回路による出力電力Ｐoutと検波感度（Ｓｌｏｐｅ）との関係をプロットしたものである。
【００４３】
図４および図５より、本実施例を適用することにより、出力電力Ｐoutのレベルの低い領域における出力電力検出回路２０の検波感度が向上することが分かる。そして、このような特性の出力電力検出回路２０により検出された電圧Ｖdetがベースバンド回路などに供給されて、図１の電力増幅器１０に入力される送信信号の振幅が制御されることによって、出力電力Ｐoutのレベルの低い領域から高い領域まで全体に亘って精度良く出力電力を制御することができ、第１検出回路２１のみを使用するシステムに比べて電力増幅器１０の低レベル側のダイナミックレンジが広くなる。
【００４４】
図６は前記第１および第２検出回路２１，２２を構成するｇｍアンプ２２２，２２４および２乗根変換回路２２５の具体的な回路例を示す。なお、図６のｇｍアンプや２乗根変換回路は一例であって、これに限定されるものではない。２乗根変換回路に関しては、例えば特願２００２−３０２０２１号においても具体的な回路が開示されており、本発明においてはそのよう２乗根変換回路を用いることができる。ただし、本実施例の２乗根変換回路は前記先願において開示されている２乗根変換回路よりも電源マージンが大きいという利点がある。
【００４５】
図６から分かるように、本実施例に用いられているｇｍアンプ２２２，２２４は、差動入力段とソースフォロワ型の出力ＭＯＳトランジスタとからなる一般的な回路であるので、説明は省略する。２乗根変換回路２２５は、第２検波部２２３の後段のｇｍアンプ２２４より出力された検出電流Ｉsinが流され電圧に変換するダイオードＤ１と、変換された電圧を反転入力端子に受けるオペアンプ（演算増幅回路）ＡＭＰ１と、該アンプの出力をゲート端子に受けるＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、Ｑ１１と直列に接続された抵抗Ｒ１１とを備え、Ｑ１１とＲ１１の接続ノードＮ１の電位がオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子にフィードバックされている。これにより、オペアンプＡＭＰ１はノードＮ１の電位をダイオードＤ１のアノード電位（順方向電圧ＶF(Isin)と等しい）と一致させるようにトランジスタＱ１１を動作させる。
【００４６】
また、トランジスタＱ１１とＱ１２は同一サイズとされ、Ｑ１２にはＱ１１のドレイン電流と同一のドレイン電流が流されるとともに、抵抗Ｒ１３の抵抗値はＲ１１の抵抗値の１／２に設定されており、Ｑ１２のドレイン電流が抵抗Ｒ１３に流されることで、Ｑ１２のドレイン電圧はＶF(Isin)／２とされる。抵抗Ｒ１３の抵抗値をＲ１１の抵抗値の１／２に設定する代わりに、トランジスタＱ１１とＱ１２のサイズ比を２：１とし、Ｑ１２にはＱ１１のドレイン電流の１／２のドレイン電流が流されるようにしても良い。
【００４７】
また、この実施例の２乗根回路は、温度依存性の小さな基準電流Ｉrefを流す定電流源ＣＣ２と、該定電流源ＣＣ２の電流ＩrefをＭＯＳトランジスタＱ１３，Ｑ１４からなるカレントミラーでコピーした同一電流値の電流Ｉrefが流されるダイオードＤ２と、Ｄ２で変換された電圧を反転入力端子に受けるオペアンプＡＭＰ２と、該アンプの出力をゲート端子に受けるＭＯＳトランジスタＱ１５，Ｑ１６と、Ｑ１５と直列に接続された抵抗Ｒ１２とを備え、Ｑ１５とＲ１２の接続ノードＮ２の電位がオペアンプＡＭＰ２の非反転入力端子にフィードバックされている。
【００４８】
これにより、オペアンプＡＭＰ２はノードＮ２の電位をダイオードＤ２のアノード電位（順方向電圧ＶF(Iref)と等しい）と一致させるようにトランジスタＱ１５を動作させる。また、トランジスタＱ１５とＱ１６は同一サイズとされ、Ｑ１６にはＱ１５のドレイン電流と同一のドレイン電流が流されるとともに、抵抗Ｒ１２の抵抗値はＲ１３の抵抗値の２倍に設定されており、Ｑ１６のドレイン電流が抵抗Ｒ１３に流されることで、Ｑ１６のドレイン電圧はＶF(Isin)／２とされる。抵抗Ｒ１２の抵抗値をＲ１３の抵抗値の２倍に設定する代わりに、トランジスタＱ１５とＱ１６のサイズ比を２：１とし、Ｑ１６にはＱ１５のドレイン電流の１／２のドレイン電流が流されるようにしても良い。
【００４９】
さらに、本実施例の２乗根変換回路２２５は、上記トランジスタＱ１６と抵抗Ｒ１３との接続ノードＮ３の電位を反転入力端子に受けるオペアンプＡＭＰ３と、該アンプの出力をゲート端子に受けるＭＯＳトランジスタＱ１７，Ｑ１８と、Ｑ１７と直列に接続されたダイオードＤ３とを備え、Ｑ１７とＤ３の接続ノードＮ４の電位がオペアンプＡＭＰ４の非反転入力端子にフィードバックされている。
【００５０】
これにより、オペアンプＡＭＰ４はノードＮ４の電位をトランジスタＱ１６と抵抗Ｒ１３との接続ノードＮ３の電位と一致させるようにトランジスタＱ１７を動作させる。トランジスタＱ１７とＱ１８のサイズは同一である。ダイオードＤ３に流れる電流をIout、ＰＮ接合の逆方向飽和電流をIssとおくと、ダイオードＤ３のアノード電位ＶF(Iout)は、次式、
ＶF(Iout)＝ＶF(Isin)／２＋ＶF(Iref)／２
で表わされる。
【００５１】
上記式より、
(KT/q)・ln(Iout／Iss)
＝(1/2)・(KT/q)・ln(Isin／Iss)＋(1/2)・(KT/q)・ln(Iref／Iss)
が得られる。ここで、Ｋはボルツマン定数、ｑは電気素量、Ｔは絶対温度である。上式を変形すると、
ln(Iout)＝ln√(Isin)＋ln√(Iref)
＝ln√(Isin・Iref)
Iout＝√(Isin・Iref)
となり、これより、本実施例の２乗根変換回路の出力電流Ioutは入力電流Isinの２乗根で表わされることが分かる。
【００５２】
この電流Ioutが第２検出回路２２の出力電流Ｉdet2とされ、これと第１検出回路２１の出力電流Ｉdet1とが合流されて電流−電圧変換用抵抗Ｒｓに流され、電圧に変換され検出電圧Ｖdetとして出力される。上記式より、Ioutには温度Ｔの項が含まれていないので、本実施例の２乗根変換回路の出力電流Ioutは、温度依存性がないという利点があることが分かる。また、第２検出回路２２に２乗根変換回路２２５を設けたことにより、第２検出回路２２側の検出電圧はクランプをかけたのと同じような擬似クランプ特性を有するようになる。その結果、第２検出回路２２の高レベル領域での検波感度を下げることができる。
【００５３】
なお、本実施例では、２乗根変換回路に含まれるダイオードＤ１〜Ｄ３として、公知のＣＭＯＳプロセスでＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン領域となる拡散層やウェル領域と同時に形成されるＰ型領域およびＮ型領域とＰ型基板との間に寄生するＰＮＰバイポーラ・トランジスタのＰＮ接合を利用したものが使用される。寄生バイポーラ・トランジスタのＰＮ接合を利用する代わりにゲートとドレインが結合されたいわゆるダイオード接続のＭＯＳトランジスタを用いるようにしても良い。
【００５４】
また、基準電流Ｉrefを流す上記定電流源ＣＣ２は、バンドギャップリファランス回路のような温度依存性の少ない定電圧を発生する定電圧回路と、生成された定電圧を電流に変換するトランジスタと、このトランジスタに流れる電流に比例した電流を流すカレントミラー回路などで構成することができる。この場合、バイアス生成回路２２６を構成する前記定電流源ＣＣ１のバンドギャップリファランス回路とカレントミラー回路を共用させることができる。
【００５５】
図７は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
【００５６】
図７において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変復調やＥＤＧＥモードのＰＳＫ変復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する半導体集積回路化された高周波信号処理回路（以下、ベースバンドＩＣと称する）１１０、受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。ロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２は、ベースバンドＩＣ１１０に内蔵させることも可能である。
【００５７】
ベースバンドＩＣ１１０には、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれアップンコンバートするミキサTx‐MIX1，Tx-MIX2、ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をそれぞれダウンコンバートするミキサRx‐MIX1，Rx-MIX2、これらのミキサで送信信号や受信信号とミキシングされる発振信号を発生する発振器ＶＣＯ１〜ＶＣＯ４、ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をそれぞれ増幅する可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＡＣ２、これらのアンプの利得を制御して所望の振幅の信号を出力させる利得制御回路１１１が設けられている。
【００５８】
また、図７において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波の送信信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。パワーモジュール２００には、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路１０ａとＤＣＳ用の高周波電力増幅回路１０ｂとが設けられている。
【００５９】
図７に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０から高周波電力増幅回路１０ａ，１０ｂのバイアス回路５０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDと、定電流Ｉｃが供給され、バイアス回路５０はこの制御信号ＶBANDと定電流Ｉｃに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成しパワーアンプ１０ａと１０ｂのいずれかに供給する。バイアス回路５０は、図３のカレントミラー回路４０とバイアス用トランジスタＱｂ１〜Ｑｂ３をＧＳＭ用とＤＣＳ用にそれぞれ備えるとともに、選択回路などを付加した回路である。
【００６０】
また、この実施例では、パワーモジュール２００内の出力電力検出回路２０により出力された検出電圧ＶdetがベースバンドＩＣ１１０の利得制御回路１１１に供給され、利得制御回路１１１は出力検出電圧Ｖdetと内部の出力レベル指示信号Ｖrampとを比較して可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に対するパワー制御信号ＰＣＳを生成してそれらのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ１０ａ，１０ｂに入力される高周波信号の振幅が制御されるようになっている。
【００６１】
なお、上記のようなＧＳＭとＤＣＳのデュアルバンド通信システムにおいては、ＧＳＭ側のパワーアンプ１０ａの出力電力とＤＣＳ側のパワーアンプ１０ｂの出力電力の最大レベルはそれぞれ規格によって規定されていて異なっている。そのため、図７には示されていないが、出力電力検出回路２０には、図２に示されているような構成を有する検出回路がＧＳＭ用とＤＣＳ用にそれぞれ設けられており、トランジスタＱ９のゲート端子と接地点との間に設けられたトランジスタ（図示省略）を、制御信号ＶBANDに応じて選択的にオン状態にさせて検出用トランジスタＱ１またはＱ５のゲート電圧を接地電位に下げることによって、使用しない側の検出回路を非動作状態にさせることができるように構成されている。
【００６２】
ただし、例えば第１検出回路２１の出力電流Ｉdet1と第２検出回路２２の出力電流Ｉdet2を合成した電流を流す抵抗ＲｓをＧＳＭ用とＤＣＳ用にそれぞれ別個に設けておくとともに、それらの抵抗をＧＳＭかＤＣＳかに応じて切り替えるスイッチを設けることにより、２乗根変換回路２２５をＧＳＭとＤＣＳで共用させるように構成しても良い。また、ＲＦデバイス１００やパワーモジュール２００以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号Ｖrampを生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。
【００６３】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、第２検波回路に２乗根変換回路を設けた場合を説明したが、２乗根変換回路の代わりに３乗根変換回路や４乗根変換などｎ乗根変換回路を使用しても良い。また、２乗根変換回路の代わりに対数変換回路を用いても良い。対数変換回路は、ダイオードの対数特性を利用したものやバイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ間電圧とコレクタ電流との関係を利用した公知の対数増幅器を利用することが可能である。
【００６４】
さらに、第２検出回路２２に２乗根変換回路２２５を設けずに、入力手段の減衰量の異なる２つの検波回路を設けるようにしても良い。ただし、その場合には、図２の第２検波部２２３のＭＯＳトランジスタＱ７に相当する素子として飽和し易い特性を有する素子を用い、トランジスタＱ８によって変換された検波電圧が擬似クランプされるように構成するのが望ましい。
【００６５】
また、前記実施例では、マイクロカプラ３０により取り出された出力信号の交流成分を、入力と出力がリニアな関係になる第１検出回路２１と低レベル領域で高い感度を有する第２検出回路２２に入力して出力レベルを検出しているが、電力増幅器１０の最終段の増幅用トランジスタ１３のゲート端子に入力される信号を直接あるいは抵抗素子や容量素子を介して第１検出回路２１と第２検出回路２２の検出用トランジスタＱ１，Ｑ５のゲート端子に入力させて出力レベルを検出するように構成しても良い。  
【産業上の利用可能性】
【００６６】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＰＳＫ変調モードを有するＥＤＧＥ方式による送受信が可能な無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）など高周波電力増幅回路のゲインを固定して高周波電力増幅回路の前段で送信信号の振幅を所望の出力レベルに応じて制御する通信方式の携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明を適用した無線通信システムにおける出力電力検出回路の第１の実施例の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本実施例の出力電力検出回路の構成例を示す回路構成図である。
【図３】本実施例で用いられる電力増幅器の構成例を示す回路図である。
【図４】本実施例の出力電力検出回路を用いたときと第１検出回路および第２検出回路のみとしたときの出力電力Ｐoutと検出電圧Ｖdetとの関係を示すグラフである。
【図５】本実施例の出力電力検出回路を用いたときと第１検出回路のみとしたときの出力電力Ｐoutと検波感度（Ｓｌｏｐｅ）との関係を示すグラフである。
【図６】第２検波回路を構成する２乗根変換回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図７】本発明に係る高周波電力増幅回路（パワーモジュール）を適用して好適な無線通信システムの一例の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６８】
ＡＮＴ  送受信用アンテナ
ＭＮ    インピーダンス整合回路
ＬＰＦ  ロウパスフィルタ
ＬＮＡ  ロウノイズ・アンプ
Ｒｓ    電流−電圧変換手段（センス抵抗）
１０    電力増幅器
２０    出力電力検出回路
２１    第１の検出回路
２２    第２の検出回路
２２１  第１検波部
２２３  第２検波部
２２２，２２４  ｇｍアンプ
２２５  ２乗根変換回路
１００  ＲＦモジュール
１１０  ベースバンド回路（ＩＣ）
２００  パワーモジュール
３００  フロントエンド・モジュール
【図１】
2005348312.tif 000003
【図２】
2005348312.tif 000004
【図３】
2005348312.tif 000005
【図４】
2005348312.tif 000006
【図５】
2005348312.tif 000007
【図６】
2005348312.tif 000008
【図７】
2005348312.tif 000009