(57)【要約】【課題】  差動伝送回路で駆動される信号伝送路における信号の非対称性を緩和し、コモンモード電流に起因する放射性ノイズを低減する。【解決手段】  差動伝送回路１００は、一対の信号伝送路ＶＨ、ＶＬを駆動するＰｃｈ及びＮｃｈトランジスタＰ２、Ｎ５と、双方の信号伝送路ＶＨ、ＶＬの信号電位差を検出する差分信号検出部４１と、定電流と電位差に比例する電流との差に比例する電流をレファレンス側電流とし、これを出力側折り返すカレントミラー回路４２と、カレントミラー回路４２の出力側電流をＰｃｈ及びＮｃｈトランジスタＰ２、Ｎ５のゲート電極の放電電流とする制御トランジスタＮ３、Ｎ４とを有する。【選択図】  図１
2005260799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の伝送路をそれぞれ駆動する第１導電型及び第２導電型トランジスタと、
相補信号の一方に応答して選択的に、高電位電源から前記第１導電型トランジスタのゲート電極を充電し又は前記第１導電型トランジスタのゲート電極から低電位電源に放電する第１導電型トランジスタ制御部と、
前記相補信号の他方に応答して選択的に、前記第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電し又は前記高電位電源から前記第２導電型トランジスタのゲート電極を充電する第２導電型トランジスタ制御部と、
前記第１の信号伝送路の電位の変化量と前記第２の信号伝送路の電位の変化量との間の差分値を検出し差分信号として出力する差分信号検出部と、
前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれが、対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電する際の電流値を前記差分信号に基づいて定めるように、フィードバック制御を行うフィードバック制御部とを備えることを特徴とする差動伝送回路。
【請求項２】
前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれは、前記高電位電源から対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極を充電する際の電流値を一定とすることを特徴とする、請求項１に記載の差動伝送回路。
【請求項３】
前記フィードバック制御部は、定電流を規定する定電流源と、前記定電流と前記差分値に比例する信号電流との差電流を生成する差電流生成部と、前記差電流に比例する電流を折り返して前記第１導電型及び第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電する電流を規定するカレントミラー回路とを備える、請求項１又は２に記載の差動伝送回路。
【請求項４】
第１及び第２の伝送路をそれぞれ駆動する第１導電型及び第２導電型トランジスタと、
相補信号の一方に応答して選択的に、高電位電源から前記第１導電型トランジスタのゲート電極を充電し又は前記第１導電型トランジスタのゲート電極から低電位電源に放電する第１導電型トランジスタ制御部と、
前記相補信号の他方に応答して選択的に、前記第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電し又は前記高電位電源から前記第２導電型トランジスタのゲート電極を充電する第２導電型トランジスタ制御部と、
前記第１の信号伝送路の電位の変化量と前記第２の信号伝送路の電位の変化量との間の差分値を検出し差分信号として出力する差分信号検出部と、
前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれが、対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極を前記高電位電源から充電する際の電流値を前記差分信号に基づいて定めるようにフィードバック制御するフィードバック制御部とを備えることをを特徴とする差動伝送回路。
【請求項５】
前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれは、対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極から低電位電源に放電する際の電流値を一定とすることを特徴とする、請求項４に記載の差動伝送回路。
【請求項６】
前記フィードバック制御部は、定電流を規定する定電流源と、前記定電流と前記差分値に比例する信号電流との差電流を生成する差電流生成部と、前記差電流に比例する電流を折り返して前記第１導電型及び第２導電型トランジスタのゲート電極に前記高電位電源から充電する電流を規定するカレントミラー回路とを備える、請求項４又は５に記載の差動伝送回路。
【請求項７】
前記第１導電型トランジスタ及び第２導電型トランジスタはそれぞれ、正極性パルス及び負極性パルスを出力する、請求項１〜６の何れか一に記載の差動伝送回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動伝送回路に関し、更に詳しくは、自動車のＬＡＮ等の駆動に特に好適に使用できる差動伝送回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のエンジンや、ランプ等の付属機器の制御信号の伝送のために、ＣＡＮ(Controller Area Network)、ＬＩＮ(Local Interconnect Network)と呼ばれるローカル・エリアネット・ワーク（Local Area Network:ＬＡＮ）が利用されている。特に高速性が要求されるエンジンや、ブレーキ、ステアリング等の制御信号の伝送には、差動信号を伝送するＣＡＮが利用される。各電子制御装置（ＥＣＵ）はトランシーバを介してケーブル（ＢＵＳ線）で接続されており、トランシーバはＢＵＳ線に向けて信号を送信するドライバ回路（差動伝送回路）と、ＢＵＳ線から信号を受信するレシーバ回路とを備えている。図３は、従来の差動伝送回路の構成を回路図で示している。
【０００３】
差動伝送回路１００Ａは、Ｐｃｈ出力トランジスタＰ２を有する正極性パルス出力部１０と、Ｎｃｈ出力トランジスタＮ５を有する負極性パルス出力部２０と、レセシブ期間中に双方の信号伝送路ＶＨ、ＶＬをＶＤＤ／２レベルに保持する抵抗分圧回路３０から成り、双方の信号出力部１０、２０は入力信号ＴＸによって駆動される。入力信号ＴＸがＨレベルとなるドミナント期間には、正極性パルス出力部１０では、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオンとなり、定電流源Ｉ７を経由してＰｃｈトランジスタＰ２のゲート電極からグランド（低電位電源）に向けて電荷が放電される。これによって、ドミナント期間には、ＰｃｈトランジスタＰ２がオンになり、一方の信号伝送路ＶＨを充電し、正極性パルスを出力する。同時に、負極性パルス出力部２０では、スイッチＳＷ３がオン、スイッチＳＷ４がオフとなり、ＶＤＤ電源（高電位電源）から定電流源Ｉ８を経由してＮｃｈトランジスタＮ５のゲート電極に向けて充電電流が流れるので、ＮｃｈトランジスタＮ５がオンとなる。これによって、他方の信号伝送路ＶＬからグランドに向けて放電し、負極性パルスが送信される。双方の信号伝送路ＶＨ及びＶＬに接続されたレシーバ（負荷）は、Ｈレベルの信号伝送路ＶＨとＬレベルの信号伝送路ＶＬとによって駆動され、その結果として入力信号ＴＸを受信する。
【０００４】
一方、入力信号ＴＸがＬレベルとなるレセシブ期間には、正極性パルス出力部１０では、スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオフとなり、定電流源Ｉ６を経由して電源ＶＤＤからＰｃｈトランジスタＰ２のゲート電極に充電電流が流れる。これによって、ＰｃｈトランジスタＰ２はオフになる。同時に、負極性パルス出力部２０では、スイッチＳＷ３がオフ、スイッチＳＷ４がオンとなり、定電流源Ｉ９を経由してＮｃｈトランジスタＮ５のゲート電極からグランドに向けて電荷が放電し、ＮｃｈトランジスタＮ５はオフとなる。双方のトランジスタＰ２、Ｎ５がオフになることによって、双方の信号伝送路ＶＨ、ＶＬは、抵抗分圧回路３０の作用によってＶＤＤ／２レベルの電位に移行し、次の入力信号ＴＸのＨレベルへの移行に向けて待機する。
【０００５】
上記差動伝送回路１００Ａでは、定電流源Ｉ６〜Ｉ９を利用してＰｃｈ及びＮｃｈトランジスタＰ２、Ｎ５のゲート電極の充放電を行い、双方のゲート電位の上昇速度と下降速度とが等しくなるように、ゲート電位のスルーレート制御を行っている。これは、信号伝送路ＶＨ及びＶＬの電位を対称的に上昇及び下降させることで、信号伝送路から周囲に向かって放射する放射ノイズを低減するためである。
【０００６】
しかし、トランジスタのゲート電位のスルーレート制御のみでは、信号伝送路の対称的な信号電位の移行は困難であり、信号伝送路からの放射ノイズを効果的に低減することは出来ない。図４を参照してこれを説明する。図４（ａ）は、信号伝送路における信号遷移時の理想的な信号電圧を示し、また、図４（ｂ）及び（ｃ）はそれぞれ、同図（ａ）のＡ部及Ｂ部においてそれぞれ信号遷移の際に実際に発生する非対称性の状況を示している。
【０００７】
図４（ａ）に示すように、入力信号ＴＸが「０」のときには、双方の信号伝送路の信号電位ＶＨ及びＶＬは何れもＶＤＤ／２に保持される。入力信号ＴＸが「１」になると、信号電位ＶＨはＶＤＤ／２レベルから上昇しＶＤＤレベルよりも幾分低い所定のＨレベルに移行し、また、信号電位ＶＬはＶＤＤ／２レベルから下降し、グランドレベルよりも幾分高い所定のＬレベルに移行する。入力信号ＴＸが再び「０」に移行すると、信号電位ＶＨはＨレベルからＶＤＤ／２レベルに移行し、また、信号電位ＶＬはＬレベルからＶＤＤ／２レベルに移行する。
【０００８】
図４（ｂ）には、入力信号ＴＸが「０」から「１」に移行する際の、図（ａ）に示したＡ部における信号遷移の非対称の詳細を示している。非対称の状態は、これらの図に示すように、以下の場合に発生する。
（Ｉ）トランジスタＰ２がトランジスタＮ５よりも先にオンする場合
（II）信号電位ＶＨのスルーレートが信号電位ＶＬのスルーレートよりも速い場合
（III）トランジスタＰ２がトランジスタＮ５よりも遅れてオンする場合
（IV）信号電位ＶＨのスルーレートが信号電位ＶＬのスルーレートよりも遅い場合
【０００９】
図４（ｃ）には、入力信号ＴＸが「１」から「０」に移行する際の、図（ａ）に示したＢ部における信号遷移の非対称の詳細を示している。非対称の状態は、これらの図に示すように、以下の場合に発生する。
（Ｖ）トランジスタＰ２がトランジスタＮ５よりも遅れてオフする場合
（VI）信号電位ＶＨのスルーレートが信号電位ＶＬのスルーレートよりも速い場合
（VII）トランジスタＰ２がトランジスタＮ５よりも先にオフする場合
（VIII）信号電位ＶＨのスルーレートが信号電位ＶＬのスルーレートよりも低い場合
【００１０】
上記非対称性は、多くは、双方のトランジスタの導電型の違いや製造時のばらつき等により発生する。また、仮に特定の条件で信号の対称性が得られるように双方のトランジスタの特性を合致させ得たとしても、双方のトランジスタにおける温度特性の相違等によって、前記特定の条件以外では双方の特性を完全には一致させることはできず、上記非対称の発生は不可避である。非対称な信号電圧が発生すると、双方の信号伝送路に流れる電流は完全な逆位相にはならず、双方の信号伝送路には、同相の電流成分（コモンモード電流）が流れ、放射性ノイズを発生させる。
【００１１】
特許文献１には、双方の信号伝送路が互いに逆位相で動作する差動型の出力バッファについて、上記放射ノイズを低減する技術が記載されている。該特許文献では、一方の信号伝送路がＨレベルからＬレベルに移行し、同時に他方の信号伝送路がＬレベルからＨレベルに移行する信号遷移時に、双方の信号伝送路が等しい電位になるクロスポイントが存在することに着目している。このクロスポイントとなる電圧を基準電圧と比較し、双方が一致する際の位相を調整することにより、双方の信号伝送路の信号タイミングを調整している。
【特許文献１】特開２００１−１７７３９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記特許文献に記載の差動型出力バッファの構成によると、双方の信号伝送路のクロスポイント電圧と基準電圧とを比較する構成を採用するので、双方の信号伝送路における信号変化が全信号変化の約１／２になった時点で始めてタイミングを調整するための信号が得られることになる。従って、図４に示した信号変化における初期の立上り時点又は立下りの時点では、信号電圧の非対称性を解消できず、コモンモード電流が流れる結果、得られる放射ノイズの低減効果も十分ではない。
【００１３】
本発明は、従来の差動信号を伝送する差動伝送回路を改良し、特に差動信号の変化の際に発生する放射ノイズを効果的に低減できる差動伝送回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明の第１の視点に係る差動伝送回路は、第１及び第２の伝送路をそれぞれ駆動する第１導電型及び第２導電型トランジスタと、
相補信号の一方に応答して選択的に、高電位電源から前記第１導電型トランジスタのゲート電極を充電し又は前記第１導電型トランジスタのゲート電極から低電位電源に放電する第１導電型トランジスタ制御部と、
前記相補信号の他方に応答して選択的に、前記第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電し又は前記高電位電源から前記第２導電型トランジスタのゲート電極を充電する第２導電型トランジスタ制御部と、
前記第１の信号伝送路の電位の変化量と前記第２の信号伝送路の電位の変化量との間の差分値を検出し差分信号として出力する差分信号検出部と、
前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれが、対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電する際の電流値を前記差分信号に基づいて定めるように、フィードバック制御を行うフィードバック制御部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の第２の視点に係る差動伝送回路は、第１及び第２の伝送路をそれぞれ駆動する第１導電型及び第２導電型トランジスタと、
相補信号の一方に応答して選択的に、高電位電源から前記第１導電型トランジスタのゲート電極を充電し又は前記第１導電型トランジスタのゲート電極から低電位電源に放電する第１導電型トランジスタ制御部と、
前記相補信号の他方に応答して選択的に、前記第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電し又は前記高電位電源から前記第２導電型トランジスタのゲート電極を充電する第２導電型トランジスタ制御部と、
前記第１の信号伝送路の電位の変化量と前記第２の信号伝送路の電位の変化量との間の差分値を検出し差分信号として出力する差分信号検出部と、
前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれが、対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極に前記高電位電源から充電する際の電流値を前記差分信号に基づいて定めるようにフィードバック制御するフィードバック制御部とを備えることをを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の第１及び第２の視点に係る差動伝送回路によると、双方の信号伝送路の電位差を検出し、その検出された電位差を第１導電型（例えば、Ｐｃｈ）及び第２導電型（例えば、Ｎｃｈ）トランジスタのゲート電極の充電電流又は放電電流の制御のためにフィードバックすることにより、双方の信号伝送路の立上り時点と立下り時点との間で発生する非対称性が補償できるので、良好な信号対称性が得られ、コモンモード電流が効果的に抑制でき、その結果、信号伝送路からの放射性ノイズが効果的に低減する。
【００１７】
本発明の好適な態様では、前記第１導電型トランジスタ制御部及び第２導電型トランジスタ制御部のそれぞれは、前記高電位電源から対応する第１導電型又は第２導電型トランジスタのゲート電極を充電する際、又は、これらゲート電極から低電位電源に放電する際の電流値を一定とする。スルーレート制御を行わない側のトランジスタのゲート電極の充電又は放電電流を一定に保つことで、信号伝送路における信号変化のスルーレートを安定に保つことが出来る。
【００１８】
また、前記フィードバック制御部が、定電流を規定する定電流源と、前記定電流と前記差分値に比例する信号電流との差電流を生成する差電流生成部と、前記該差電流に比例する電流を折り返して前記第１導電型及び第２導電型トランジスタのゲート電極から前記低電位電源に放電する放電電流、又は、高電位電源からこれらゲート電極へ充電する充電電流を規定するカレントミラー回路とを備えることも本発明の好ましい態様である。簡素な構成で上記機能が得られる。
【００１９】
本発明は、例えば、正極性パルス及び負極性パルスを出力する、図３に示した従来の差動伝送回路の改良のために特に好適に適用可能である。また、相補信号の態様で信号を伝送する信号伝送路の駆動に使用される差動伝送回路にも適用可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下に、添付図面を参照し、実施形態例を挙げて本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態例に係る差動伝送回路の構成を示す回路図である。差動伝送回路１００は、入力信号ＴＸがＨレベルとなるドミナント期間中に正極性パルスを発生する正極性パルス出力部１０と、ドミナント期間中に負極性パルスを発生する負極性パルス出力部２０と、抵抗Ｒ３及びＲ４（Ｒ３＝Ｒ４）を有し双方の信号伝送路ＶＨ、ＶＬをレセシブ期間にＶＤＤ／２の電位に保持する抵抗分圧回路３０と、双方の信号出力部１０、２０が発生する信号電圧の絶対値の差に基づいて、正極性パルス及び負極性パルスのスルーレートを制御するスルーレート制御回路（フィードバック制御部）４０とを備える。差動伝送用ドライブ回路１００は、一対の信号伝送路ＶＨ、ＶＬを経由して他の機器のレシーバ（負荷）ＲＣに差動信号を供給する。
【００２１】
正極性パルス出力部１０は、Ｐｃｈ出力トランジスタＰ２と、入力信号ＴＸに応答する選択スイッチＳＷ１、ＳＷ２と、レセシブ期間にスイッチＳＷ１によって選択されＶＤＤ電源からＰｃｈ出力トランジスタＰ２のゲート電極を充電する定電流源Ｉ６と、ドミナント期間にスイッチＳＷ２によって選択されＰｃｈ出力トランジスタＰ２のゲート電極からグランドに向けて放電するＮｃｈトランジスタＮ３とを有する。Ｐｃｈ出力トランジスタＰ２のドレインと信号伝送路ＶＨとの間にはダイオードＤ１が挿入される。
【００２２】
負極性パルス出力部２０は、Ｎｃｈ出力トランジスタＮ５と、入力信号ＴＸに応答する選択スイッチＳＷ３、ＳＷ４と、レセシブ期間にスイッチＳＷ４によって選択されてＮｃｈ出力トランジスタＮ５のゲート電極からグランドに放電するＮｃｈトランジスタＮ４と、ドミナント期間にスイッチＳＷ３によって選択されてＶＤＤ電源からＮｃｈトランジスタＮ５のゲート電極を充電する定電流源Ｉ８とを有する。Ｎｃｈ出力トランジスタＮ５のドレインと信号伝送路ＶＬとの間にはダイオードＤ２が挿入される。
【００２３】
スルーレート制御回路４０は、信号伝送路ＶＨ、ＶＬへの出力信号を受信し双方の信号伝送路ＶＨ、ＶＬの電位差を検出して電流信号Ｉ３として出力する差分信号検出部４１と、差分信号検出部４１から入力された電流信号Ｉ３と定電流Ｉ４との和電流Ｉ５をレファレンス側電流とし、これを折り返して正極性パルス出力部１０及び負極性パルス出力部２０に出力側電流として与えるカレントミラー回路４２とを備える。差分信号検出部４１は、信号伝送路ＶＨから信号電位（ＶＨ）を入力するオペアンプ（ボルテージフォロア）４３と、オペアンプ４３の出力によってゲート電極が制御されるＰｃｈトランジスタＰ１と、信号伝送路ＶＬから信号電位（ＶＬ）を入力するオペアンプ４４と、オペアンプ４４の出力によってゲート電極が制御されるＮｃｈトランジスタＮ１とを備える。ＰｃｈトランジスタＰ１のソースは抵抗Ｒ１を介してＶＤＤ電源に、ＮｃｈトランジスタＮ１のソースは抵抗Ｒ２を介してグランドにそれぞれ接続され、双方のトランジスタＰ１、Ｎ１のドレインは相互に接続される。抵抗Ｒ１の抵抗値は抵抗Ｒ２の抵抗値と等しい。
【００２４】
カレントミラー回路４２は、レファレンス側電流Ｉ５が流れるレファレンス側のトランジスタＮ２を備え、正極性パルス出力部１０のＮｃｈトランジスタＮ３及び負極性パルス出力部２０のＮｃｈトランジスタＮ４を、レファレンス側電流を折り返す出力側トランジスタとしている。トランジスタＮ２とトランジスタＮ３の電流比は１：Ａであり、トランジスタＮ２とトランジスタＮ４の電流比は１：Ｂである。例えば、Ａ＝Ｂ＝１としてもよい。
【００２５】
上記構成により、各部の電流値Ｉ１〜Ｉ５は以下のようになる。
Ｉ１＝（ＶＤＤ−ＶＨ）／Ｒ１
Ｉ２＝ＶＬ／Ｒ２
Ｉ３＝Ｉ１−Ｉ２
Ｉ４＝一定
Ｉ５＝Ｉ３＋Ｉ４
従って、カレントミラー回路４２の出力側トランジスタを構成するＮｃｈトランジスタＮ３及びＮ４の電流Ｉ７及びＩ９は、
Ｉ７＝Ａ×Ｉ５
Ｉ９＝Ｂ×Ｉ５
と表わされる。
【００２６】
本実施形態例の差動伝送回路１００は以下のように動作する。入力信号ＴＸがＨレベルとなるドミナント期間には、正極性パルス出力部１０では、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオンとなり、トランジスタＮ３を経由してＰｃｈトランジスタＰ２のゲート電極からグランドに向けて電流Ｉ７が流れる。これによって、ＰｃｈトランジスタＰ２がオンになり、一方の信号伝送路ＶＨを充電し信号伝送路ＶＨはＨレベルになる。同時に、負極性パルス出力部２０では、スイッチＳＷ３がオン、スイッチＳＷ４がオフとなり、定電流源Ｉ８を経由してＮｃｈトランジスタＮ５のゲート電極に向けて充電電流が流れるので、ＮｃｈトランジスタＮ５がオンとなる。これによって、他方の信号伝送路ＶＬから電荷が放電し信号伝送路ＶＬはＬレベルになる。双方の信号伝送路ＶＨ及びＶＬに両端が接続されたレシーバ（負荷）ＲＣは、Ｈレベルの信号伝送路ＶＨと、Ｌレベルの信号伝送路ＶＬとによって駆動され、その結果として入力信号ＴＸを受信する。
【００２７】
一方、入力信号ＴＸがＬレベルとなるレセシブ期間には、正極性パルス出力部１０では、スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオフとなり、定電流源Ｉ６を経由して電源ＶＤＤからＰｃｈトランジスタＰ２のゲート電極に向けて充電電流が流れる。これによって、ＰｃｈトランジスタＰ２はオフになる。同時に、負極性パルス出力部２０では、スイッチＳＷ３がオフ、スイッチＳＷ４がオンとなり、トランジスタＮ４を経由してＮｃｈトランジスタＮ５のゲート電極からグランドに向けて電流Ｉ９が流れ、ＮｃｈトランジスタＮ５はオフとなる。双方のトランジスタＰ２、Ｎ５がオフになることによって、信号伝送路ＶＨ、ＶＬは、抵抗分圧回路３０の作用によってＶＤＤ／２レベルの電位に移行し、次のドミナント期間の開始、つまり、入力信号ＴＸのＨレベルへの移行に向けて待機する。
【００２８】
図２は、トランジスタＰ２とＮ５でタイミングや駆動能力の関係が種々に異なる各場合について、信号伝送路ＶＨ、ＶＬの信号電圧の波形を示している。同図（ａ）は、トランジスタＰ２及びＮ５の間にタイミング上及び駆動能力上の差がなく、信号電圧の遷移が理想的に行われる場合を示し、その他の図は、トランジスタＰ２とＮ５の間にタイミング上又は駆動能力上の差があり、信号伝送路の信号電位ＶＨ、ＶＬに非対称（不均衡）が発生する場合を示している。詳しくは、同図（ｂ）は、トランジスタＰ２がトランジスタＮ５よりも早くオン及びオフする場合を、同図（ｃ）は、トランジスタＮ５がトランジスタＰ２よりも早くオン及びオフする場合を、同図（ｄ）は、正極性パルスが負極性パルスよりもスルーレートが大きい場合を、同図（ｅ）は、負極性パルスが正極性パルスよりもスルーレートが大きい場合を、それぞれ示している。各図に示した数字Ｉ〜ＶＩＩＩは、図４に示した各場合に対応している。このような信号伝送路の電位ＶＨ、ＶＬの非対称性は、コモンモード電流に起因する放射性ノイズを発生させるので、本実施形態例の差動伝送用ドライバ回路では、このような非対称性を除いている。
【００２９】
表１は、図２で示した各場合における、ドミナント期間からレセシブ期間への移行、及び、レセシブ期間からドミナント期間への移行の際のそれぞれについて、本実施形態例の差動伝送用ドライバ回路の作用を示している。表１における状態の欄に示した数字Ｉ〜ＶＩＩＩは、図２の各図に付記した数字に対応している。
【表１】
2005260799.tif 000003
図２（ａ）に示した理想的な状態では、電位ＶＨと電位ＶＬとが、
ＶＨ−（０．５×ＶＤＤ）＝（０．５×ＶＤＤ−ＶＬ
となり、ＶＤＤ／２を中心として対称性を持つ。つまり、表１の最上段に示すように、双方の信号伝送路間の不平衡電圧：
｛（ＶＨ−（０．５×ＶＤＤ））−｛（０．５×ＶＤＤ−ＶＬ）｝
が零になるので、電流Ｉ１と電流Ｉ２とが均衡し、電流Ｉ３が零になる。従って、Ｉ４＝Ｉ５となる。ここで、レセシブ期間からドミナント期間に移行する際には、Ｉ７＝Ａ×Ｉ４の一定電流でトランジスタＰ２のゲート電極からグランドに向けて電荷が放電し、トランジスタＮ５のゲート電極は定電流Ｉ８で充電される。また、レセシブ期間からドミナント期間に移行する際には、トランジスタＰ２のゲート電極の電荷は定電流Ｉ７で放電し、トランジスタＮ５のゲート電極は、Ｉ９＝Ｂ×Ｉ４の定電流で充電される。その結果、双方の信号伝送路の電位ＶＨ、ＶＬは、対称性が保たれる。
【００３０】
図２（ｂ）に示したようにトランジスタＰ２がＮ５よりも先にオンする場合（Ｉ）、及び、図（ｄ）に示したように信号電位ＶＨの立上りスルーレート（ＳＲ）が信号電位ＶＬの立下りスルーレートよりも速い場合（II）には、前記不平衡電圧が正になり、トランジスタＰ１を流れる電流Ｉ１が減少し、電流Ｉ３が負になるので、カレントミラー４２のレファレンス側電流Ｉ５が減少する。その結果、トランジスタＮ３を流れる電流Ｉ７が減少するので、トランジスタＰ２のゲート電極の電位降下が抑制され、トランジスタＰ２のオンが遅れ、正極性パルス伝送路のスルーレートを遅くする。従って、図２（ｂ）及び（ｄ）に示した波形は、同図（ａ）に示した波形に近づく。
【００３１】
トランジスタＰ２がＮ５よりも遅れてオンする場合（III）、及び、信号電位ＶＨの方が信号電位ＶＬよりもスルーレートが遅い場合（IV）には、同様に表１に示すように、電流Ｉ５が増加し、トランジスタＰ２を流れる電流Ｉ７が増加するので、トランジスタＰ２のオンが早くなり、信号電位ＶＨのスルーレートを速くする。トランジスタＮ５がＰ２よりも先にオフする場合（Ｖ）、及び、信号電位ＶＬの立上りスルーレートが、信号電位ＶＨの立下りスルーレートよりも速い場合（VＩ)には、同様にして、電流Ｉ５が減少し、トランジスタＮ５を流れる電流Ｉ９が減少するので、トランジスタＮ５のオフが遅れ、信号電位ＶＬの立上りスルーレートを遅くする。トランジスタＮ５がＰ２よりも遅れてオフする場合（VII）、及び、信号電位ＶＬの立上りスルーレートが信号電位ＶＨの立下りスルーレートよりも遅い場合(VIII)には、電流Ｉ５が増加し、トランジスタＮ５を流れる電流Ｉ９が増加するので、トランジスタＮ５のオフが速くなり、信号電位ＶＬの立上りスルーレートを速くする。このようにして、本実施形態例に係る差動伝送回路では、双方の信号の遷移時に生じた非対称性が緩和されるので、図２（ｂ）〜（ｅ）に示した信号波形は、その信号の立下り又は立上り時点から、同図（ａ）に示した信号波形に近づく。その結果、双方の信号電圧の対称性が向上し、双方の信号伝送路を流れる電流が逆位相になり、双方の信号伝送路の電流変化に起因する磁界変化が相殺されるので、放射性ノイズが低減できる。
【００３２】
上記実施形態例では、Ｐｃｈトランジスタ及びＮｃｈトランジスタのゲート電極の充電電流を一定とし、且つ、放電電流を双方の信号伝送路の電位差でフィードバック制御する構成を例示したが、逆に、放電電流を一定とし、且つ、充電電流をフィードバック制御する構成を採用することも出来る。この場合には、カレントミラー回路は、双方の信号の差分に比例する電流でそのまま充電電流を制御すればよい。
【００３３】
また、上記実施形態例では、本発明を正極性パルス及び負極性パルスを出力する差動伝送回路に適用した例を示した。しかし、本発明は、相補信号の態様で信号を伝送する信号伝送路に差動信号を伝送する差動伝送回路にも適用可能である。
【００３４】
以上、本発明をその好適な実施形態例に基づいて説明したが、本発明の差動伝送回路は、上記実施形態例の構成にのみ限定されるものではなく、上記実施形態例の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の一実施形態例に係る差動伝送回路の回路図。
【図２】図１の差動伝送回路における信号の非対称性の各場合を示すタイミングチャート。
【図３】従来の差動伝送回路の回路図。
【図４】従来の差動伝送回路における信号の非対称性を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
【００３６】
１００：差動伝送回路
１０：正極性パルス出力部
２０：負極性パルス出力部
３０：抵抗分圧回路
４０：スルーレート制御回路（フィードバック制御部）
４１：差分信号検出部
４２：カレントミラー回路
４３、４４：オペアンプ
Ｐ１、Ｐ２：Ｐｃｈトランジスタ
Ｎ１〜Ｎ５：Ｎｃｈトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４：抵抗
Ｄ１、Ｄ２：ダイオード
ＴＸ：入力信号
Ｉ４、Ｉ６、Ｉ８：定電流
Ｉ１〜Ｉ５、Ｉ７、Ｉ９：電流
ＶＨ：信号伝送路（信号伝送路の信号）
ＶＬ：信号伝送路（信号伝送路の信号）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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