(57)【要約】【課題】パイロットビットに割り当てる電力が小さくなって測定ＳＩＲの誤差が発生しても、基地局からの送信電力が大きくなりすぎるのを防止する。【解決手段】パイロット信号への割当て電力が少なくとも第１と第２で可変な無線通信システムの送信電力制御方法であり、第１、第２のうち割当て電力が大きい方について受信品質を測定する際、受信パイロット信号の電力と干渉信号の電力とを用いて受信品質を測定し、第１、第２のうち割当て電力が小さい方について受信品質を測定する際、受信パイロット信号の電力と総受信電力とを用いて受信品質を測定し、測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロット信号への割当て電力が少なくとも第１電力と第２電力で可変な無線通信システムの送信電力制御方法において、
前記第１電力、第２電力のうちパイロット信号への割当て電力が大きい方について受信品質を測定する際、受信パイロット信号の電力とその干渉信号の電力とを用いて受信品質を測定し、
前記第１電力、第２電力のうち割当て電力が小さい方について受信品質を測定する際、受信パイロット信号の電力と、パイロット信号に加えて少なくとも他の信号部分を含めた受信電力とを用いて受信品質を測定し、
測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出する、
ことを特徴とする送信電力制御方法。
【請求項２】
測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法において、
受信信号の拡散率が大きい時、受信パイロット信号の電力と干渉信号の電力とを用いて受信品質を測定し、
受信信号の拡散率が小さい時、受信パイロット信号の電力と総受信電力とを用いて受信品質を測定し、
測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出する、
ことを特徴とする送信電力制御方法。
【請求項３】
測定品質が目標品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法において、
高品質サービス呼であれば、初期引き込み特性を満足するように目標品質を収束値より大きく設定し、誤り検出チェック毎に誤りが検出されなければ該目標品質を所定量減少し、誤りが検出された時、以後、サービス品質に応じた目標品質更新周期でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新し、
低品質サービス呼であれば、目標品質を、個別制御チャネルを正しく復号できる値より大き目に設定し、サービス品質に応じた目標品質更新周期でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新し、
目標品質の更新制御と並行して、受信信号の品質を測定し、該測定品質が前記目標品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出する、
ことを特徴とする送信電力制御方法。
【請求項４】
測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新し、測定品質が該目標品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法において、
受信信号の品質劣化が連続していることを検出し、
前記品質劣化の検出後に、測定品質が高品質である状態が連続することを検出し、
前記連続して高品質が検出された時、目標受信品質を初期値に設定する、
ことを特徴とする送信電力制御方法。
【請求項５】
誤り検出チェック毎に誤りが検出されなければ初期値より目標品質を所定量減少し、誤りが検出された時、以後、サービス品質に応じた目標品質更新周期でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新する、
ことを特徴とする請求項４記載の送信電力制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信電力制御方法に係わり、特に、測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ｗ−ＣＤＭＡ移動通信では、各チャネルに割り当てる拡散コードによってチャネルを区別することにより、複数のチャネルが一つの周波数帯域を共有して通信を行う。しかし、実際の移動通信環境においては、マルチパスフェージングによる遅延波や他セルからの電波により、受信信号は自チャネル及び他チャネルから干渉を受け、該干渉がチャネル分離に悪影響を与える。また、マルチパスフェージングによる受信電力の瞬時変動や、同時に通話しているユーザ数の変化によって、受信信号が受ける干渉量は時間的に変化する。このように、時間的に変動する干渉を受けるような環境下では、基地局に接続した移動局における受信信号の品質を、所望の品質に安定して保つことは困難である。
このような干渉ユーザ数の変化やマルチパスフェージングによる瞬時値変動に追従するために、受信側で信号対干渉電力比（ＳＩＲ）を測定し、その測定ＳＩＲと目標ＳＩＲを比較することにより、受信側のＳＩＲが目標ＳＩＲに近づくように制御するインナーループ送信電力制御（ｉｎｎｅｒ−ｌｏｏｐ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）が行われる。
【０００３】
・インナーループ送信電力制御
図９はインナーループ送信電力制御の説明図であり、１チャネル分のみ示している。基地局１の拡散変調部１ａは指定されたチャネルに応じた拡散コードを用いて送信データを拡散変調し、電力増幅器１ｂは、拡散変調後に直交変調、周波数変換などの処理を施されて入力した信号を増幅してアンテナより移動局２に向けて送信する。移動局の受信部の逆拡散部２ａは受信信号に逆拡散処理を施し、復調部２ｂは受信データを復調する。ＳＩＲ測定部２ｃは受信信号と干渉信号との電力比を測定する。比較部２ｄは目標ＳＩＲと測定ＳＩＲを比較し、測定ＳＩＲが目標ＳＩＲより大きければＴＰＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）ビットで送信電力を下げるコマンドを作成し、測定ＳＩＲが目標ＳＩＲより小さければＴＰＣビットで送信電力をあげるコマンドを作成する。目標ＳＩＲは例えば、１０−３（１０００回に１回の割合でエラー発生）を得るために必要なＳＩＲ値であり、目標ＳＩＲ設定部２ｅより比較部２ｄに入力される。拡散変調部２ｆは送信データ及びＴＰＣビットを拡散変調する。拡散変調後、移動局２はＤＡ変換、直交変調、周波数変換、電力増幅などの処理を施してアンテナより基地局１に向けて送信する。基地局側の逆拡散部１ｃは、移動局２から受信した信号に逆拡散処理を施し、復調部１ｄは受信データ、ＴＰＣビットを復調し、該ＴＰＣビットで指示されたコマンドにしたがって電力増幅器１の送信電力を制御する。
【０００４】
図１０は３ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ（以下３ＧＰＰと称す）で標準化されている上りリンク（ｕｐｌｉｎｋ）の個別物理チャネルＤＰＣＨ（ＤｅｄｉｃａｔｅｄＰｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）フレームの構成図で、送信データのみが送信されるＤＰＤＣＨチャネル  （Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄａｔａ  Ｃｈａｎｎｅｌ）と、Ｐｉｌｏｔや図９で説明したＴＰＣビット情報等の制御データが多重されて送信されるＤＰＣＣＨチャネル（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を有し、それぞれ直交符号により拡散されたあと、実数軸および虚数軸にマッピングされて多重される。上りリンクの１フレームは１０ｍｓｅｃで、１５スロット（ｓｌｏｔ＃０〜ｓｌｏｔ＃１４）で構成されている。ＤＰＤＣＨチャネルは直交するＩチャンネルにマッピングされ、ＤＰＣＣＨチャネルは直交するＱチャンネルにマッピングされる。ＤＰＤＣＨチャネルの各スロットはｎビットで構成され、ｎはシンボル速度に応じて変化する。制御データを送信するＤＰＣＣＨチャネルの各スロットは１０ビットで構成され、シンボル速度は１５ｋｓｐｓ一定であり、パイロットＰＩＬＯＴ、送信電力制御データＴＰＣ、トランスポート・フォーマット・コンビネーション・インジケータＴＦＣＩ、フィードバック情報ＦＢＩを送信する。
【０００５】
・アウターループ送信電力制御
ところで、通信中の移動速度の変化や移動による伝搬環境の変化により、所望の品質（ブロックエラーレート＝ＢＬＥＲ：Ｂｌｏｃｋ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）を得るために必要なＳＩＲは一定ではない。なお、ＢＬＥＲとは一定期間におけるトランスポートブロック（ＴｒＢｋ  ）の総数とＣＲＣ  エラーとなったＴｒＢｋ  数の比率である。
これらの変化に対応するために、ＢＬＥＲを観測し、観測値が目標ＢＬＥＲよりも悪ければ目標ＳＩＲを増加させ、良ければ目標ＳＩＲを減少させる制御が行われる。このように所望品質を実現するために目標ＳＩＲを適応的に変更する制御は、アウターループ送信電力制御（ｏｕｔｅｒ−ｌｏｏｐ  ＴＰＣ）として周知である。
【０００６】
図１１は周知のアウターループ制御のブロック図である。この方式では、基地局１から送信された信号は復調器２ｂで復調されたあと、誤り訂正復号器４ａで復号される。そのあとＣＲＣ検出器４ｂにおいて、トランスポートブロックＴｒＢｋに分割された後、各ＴｒＢｋ毎にＣＲＣ誤り検出が行われる。各トランスポートブロックＴｒＢｋの誤り検出結果は目標ＳＩＲ制御部４ｃへ伝えられる。
現在標準化が行われているＷ−ＣＤＭＡでは送信側において図１２に示すように符号化を行っている。すなわち、単位伝送時間（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ＴＴＩ）内にトランスポートブロックＴｒＢｋが複数個（Ｎ個）存在すれば、送信側のＣＲＣ付加回路はトランスポートブロックＴｒＢｋ毎にＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｏｄｅ）誤り検出符号を生成して送信データに付加し、符号器はＮ個のＣＲＣ付きのトランスポートブロックＴｒＢｋを結合して畳み込み符号やターボ符号などの誤り訂正符号により符号化する。受信側では、誤り訂正復号器４ａが受信データに誤り訂正復号化処理を施して復号結果をＣＲＣ検出器４ｂに入力する。ＣＲＣ検出器４ｂは、復号結果を構成するトランスポートブロックＴｒＢｋ毎にＣＲＣ誤り検出を行って誤り検出結果を目標ＳＩＲ制御部４ｃに入力する。
【０００７】
目標ＳＩＲ制御部４ｃには、個別チャネルＤＣＨ  （Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  ＣＨ）呼が張られて直後、上位アプリケーションから、音声、パケット、非制限デジタルなどのＤＣＨ  のサービス種別に応じた所要ＢＬＥＲ  が指定される。アウターループ制御では、この所要ＢＬＥＲ  をＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  、ＢＬＥＲ  を測定するＴｒＢｋ  数をＴｍａｘ、測定ＢＬＥＲ  が所要ＢＬＥＲ  より悪い場合に目標ＳＩＲ  を上げる更新量をＳｉｎｃ（ｄＢ）、測定ＢＬＥＲ  が所要ＢＬＥＲ  よりよい場合に目標ＳＩＲ  を下げる更新量をＳｄｅｃ（ｄＢ）とした場合、Ｔｍａｘ個のＢＬＥＲ  測定期間においてＣＲＣ  ＮＧ（ＣＲＣエラー）が１  つでもあれば、目標ＳＩＲ  の更新をＳｉｎｃ  で行い、全てＣＲＣ  ＯＫ  ならば目標ＳＩＲ  の更新をＳｄｅｃ  で行ない、トータルで見た場合に目標ＳＩＲ  が一定のレベルにおちつくことを基本概念としている。かかる概念では、下式
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を満たすように、Ｓｉｎｃ，Ｓｄｅｃ，Ｔｍａｘ  値を決定する。なお、（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）Ｔｍａｘは、Ｔｍａｘ  回連続でＣＲＣチェックが正しい確率を示し、
（１−（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）Ｔｍａｘ  ）は、Ｔｍａｘ  回のうちにＣＲＣチェックの誤りが一つでもある確率を示す。
【０００８】
すなわち、Ｔｍａｘ  個のＴｒＢｋ  に対して、ＢＬＥＲ  測定を行い、全てのＴｒＢｋ  がＣＲＣ  ＯＫの場合は、目標ＳＩＲ  をＳｄｅｃだけ更新し、ＣＲＣ  ＮＧ（ＣＲＣエラー）が１  つでもあれば、目標ＳＩＲ  をＳｉｎｃだけ更新する処理を行う。Ｓｉｎｃ，Ｓｄｅｃ，Ｔｍａｘ  値は、各サービスの所要ＢＬＥＲ  で一意に決まる値である。
【０００９】
・サービス品質とＳＩＲ更新間隔の関係
式（１）を変形すると次式
Ｔｍａｘ  ＝  ｌｏｇ（１／（１＋（Ｓｄｅｃ／Ｓｉｎｃ）））  ／  ｌｏｇ（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  ）      （２）
が成り立つ。
ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  値は０  ＜  ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  ＜  １  であり、式（２）より、右辺の分子は常に負の値であり、右辺の分母も常に負の値となるため、ＢＬＥＲ  の所要品質が高品質、つまり、ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  値が小さいほどＴｍａｘ  値が大きくなる。例えば、Ｓｉｎｃ＝０．１ｄＢ  、Ｓｄｅｃ＝−０．３ｄＢ  と仮定した場合、ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ＝５×１０−２  の時はＴｍａｘ＝２７０  となり、ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ＝５×１０−５  の時はＴｍａｘ＝２７７２２４  となり、ＢＬＥＲ  の所要品質が高品質ほどＴｍａｘ  値が大きくなる。
【００１０】
・目標ＳＩＲの制御
目標ＳＩＲの初期値は全ベアラ（全サービス）共通で、図１３に示すように収束ポイント（収束目標ＳＩＲ）よりも確実に上になるポイントを初期目標ＳＩＲとして設定しておき、呼接続後、受信信号のＣＲＣ  結果が出た時点で、その結果に基づいて更新を行なう。すなわち、ＣＲＣチェック毎に誤りが検出されなければ初期目標ＳＩＲから始めて目標ＳＩＲを所定値づつ減少し、誤りが検出された時、以後、サービスに応じた目標ＳＩＲ更新周期Ｔでエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標ＳＩＲを更新する。例えば、ＴＴＩ＝１０ｍｓ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）のＴｒＣＨ  の場合、１０ｍｓ  毎にＣＲＣ  結果が分かり、目標ＳＩＲ  更新周期は１０ｍｓ  となる。更新幅は早めにＣＲＣ  ＮＧ  を検出するように大き目の例えば通常の１０  倍程度の値である−１ｄＢ  程度の値にする。以上の目標ＳＩＲ  初期値からＣＲＣ  ＮＧ  検出するまでのＯｕｔｅｒＬｏｏｐ  電力制御を初期状態と呼ぶ。
【００１１】
ＣＲＣ  ＮＧ  検出後、上位アプリケーションより指定される所要ＢＬＥＲ  （＝ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）  より（２）式を用いて、Ｓｉｎｃ，  Ｓｄｅｃ，  Ｔｍａｘ  値を算出し、Ｔ（＝Ｔｍａｘ×ＴｒＢｋ周期）で目標ＳＩＲの更新を行なう。例えば、ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ＝５×１０−２  であり、Ｓｉｎｃ＝０．１ｄＢ  、Ｓｄｅｃ＝｜−０．３｜ｄＢ＝０．３ｄＢ、Ｔｍａｘ＝２７０  とし、ＴｒＢＬＫを２７０  個カウントしてそれまでのＣＲＣ  結果が全てＯＫ  であれば目標ＳＩＲを−０．３ｄＢ  更新し、１ＴｒＢＬＫ  でもＣＲＣ  結果がＮＧ  であれば０．１ｄＢ  更新を行なう。以上の目標ＳＩＲ  更新制御を定常状態と呼ぶ。
【００１２】
・測定ＳＩＲの算出法
拡散した受信シンボルデータのうち、自局のＤＰＣＨ  （Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃａｎｎｅｌ）の電力が希望波電力であり、ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ  （ＲＳＣＰ：Ｒｅｃｅｉｖｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｃｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ（ｄＢｍ））と定義する。また自局のＤＰＣＨと直交しない他局の共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ：Ｃｏｍｍｏｎ  Ｐｉｌｏｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）及び他局のＤＰＣＨ ＲＳＣＰなどの干渉波をＩＳＣＰ（ＩＳＣＰ：Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｃｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ（ｄＢｍ））と定義する。さらに、自局／他局の共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）及び個別物理チャネル（ＤＰＣＨ）を逆拡散して得られるすべての受信信号に対するトータルの電力（総受信電力という）をＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）と定義する。
測定ＳＩＲは次式
ＳＩＲ＝（ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ−ＩＳＣＰ）×ＳＦ（ｄＢ）    （３）
により計算する。ここで、ＳＦはＳｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｆａｃｔｏｒ：コードの拡散率のことであり４〜５１２の値である。尚、（３）式は対数表現であるから、
ＳＩＲ＝（ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ／ＩＳＣＰ）×ＳＦ（ｄＢ）    （３）′
と表現することもできる。
【００１３】
Ｄｏｗｎｌｉｎｋ（基地局から移動局への下りリンク）のＤＰＣＨフレームは図１４に示すように、フレーム周期は１０ｍｓであり、この１０ｍｓが１５のスロットに分割される。各スロットは２５６０チップであり、さらに、１スロットあたりのビット数は下式になる。
Ｔｓｌｏｔ＝１０×２ｋ  ｂｉｔｓ  （ｋ＝０，１，２…，７）        （４）
また、拡散率ＳＦとｋとは以下の関係になる。
ＳＦ＝５１２／２ｋ    （５）
単位時間１０ｍｓ当りに高ビットレートで信号を受信する場合には（ｋは大）、１ビット当りのチップ数が少なくなり、拡散率ＳＦが小さくなり、逆に低いビットレートで信号を受信する場合は、１ビットあたりのチップ数が多くなり拡散率ＳＦが大きくなる。
【００１４】
（３）式の拡散率ＳＦは呼接続から呼が終了するまでの間は、値が一定である。測定ＳＩＲはＤＰＣＨ ＲＳＣＰ値及びＩＳＣＰ値を測定し、（３）式より計算する。
この測定ＳＩＲ値と目標ＳＩＲ  値とを比較し、測定ＳＩＲ  が目標ＳＩＲ  より高い場合は、移動局から基地局へのＤＰＣＣＨ  の所定位置（ＴＰＣビット）に  送信電力を下げる旨の送信電力制御情報を挿入、逆に、測定ＳＩＲ  が目標ＳＩＲ  より低い場合は送信電力を上げる旨の送信電力制御情報を挿入し、下り方向の送信電力制御を行なう。
【００１５】
・その他の従来技術
送信電力制御では、受信信号のＳＩＲを正しく測定する必要がある。このため、パス毎の干渉電力に重み付けを行うことによって、精度良く干渉波電力を測定して高精度なＳＩＲ測定を行う技術（特許文献１）が提案されている。
また、伝搬環境の変動に応じて目標値の更新量を適応的に変化させ、これにより伝搬環境の変動の大きさにかかわらず受信品質を所望の品質に保つ技術（特許文献２）が提案されている。
また、ダウンリンク送信電力制御が行われたときに、送信電力開始後収束するまでの時間を短くする技術（特許文献３）が提案されている。
【特許文献１】特開平２００３−３２１６８号
【特許文献２】特開平２００３−１８０８９号
【特許文献３】特開平２００３−７８４８４号
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
・Ｐｉｌｏｔ  ビットに割り当てる電力低下時の問題点
式（３）の演算で使用するＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ値は自局受信信号ＤＰＣＨ  Ｐｉｌｏｔ  ビット部分の電力値であり、ＩＳＣＰ  値は他局などの干渉電力値を示す。他局干渉が少なくＩＳＣＰ  値が比較的低い伝播環境を考えると、ＳＩＲ  測定値はＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ  値が支配的になる。
図１５はＤｏｗｎｌｉｎｋ  ＤＰＣＨのスロットフォーマット説明図表であり、スロットフォーマット番号で特定されるスロットフォーマット毎に、拡散率ＳＦ  とスロットあたりのＤａｔａ，  ＴＰＣ，  ＴＦＣＩ，  Ｐｉｌｏｔ  ｂｉｔ数、Ｐｉｌｏｔ  ｂｉｔ  数の占める割合の関係を示している。拡散率ＳＦ  が小さいほど１  スロット中に占めるＰｉｌｏｔ  ｂｉｔ  の比率が小さくなり、例えば、ＳＦ＝３２  を境にそれまでＰｉｌｏｔ  比率が１０〜４０％だったものが、ＳＦ＝３２  以下になると５％  以下になる。
【００１７】
Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  電力（基地局の送信電力）は、スロット毎に移動局側のＴＰＣ  制御により可変であるが、その影響を排除して考える。また、Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  電力の初期値は拡散率ＳＦ  が異なる場合でも一定であるとし、さらに、ＤＰＤＣＨ  電力に対するＤＰＣＣＨ（ＴＰＣ，ＴＦＣＩ，Ｐｉｌｏｔ）電力のパワーオフセットがないものとする。かかる場合、１  スロットあたりのＤｏｗｎｌｉｎｋ  電力は拡散率ＳＦ  が異なる場合でも一定であるので、Ｐｉｌｏｔ  ｂｉｔ  に割り当てられる電力はＰｉｌｏｔ  比率に比例する。
例えば、１  スロットの電力をＰｓｌｏｔ  とおくと、ＳＦ＝５１２  の場合Ｐｉｌｏｔ  比率が４０％なので、Ｐｉｌｏｔ  ｂｉｔ  電力は０．４×Ｐｓｌｏｔ  となるが、ＳＦ＝４  の場合Ｐｉｌｏｔ  比率が１．２５％なので０．０１２５×Ｐｓｌｏｔ  となる。
この場合、ＳＦ＝４  のＰｉｌｏｔ  ｂｉｔ  電力は、ＳＦ＝５１２  に比べて１０ｌｏｇ１０（０．０１２５×Ｐｔ）−１０ｌｏｇ１０（０．４×Ｐｔ）  ＝  −１５ｄＢ  の差分が生じる。
【００１８】
実際にはＤＰＤＣＨ  にデータがつまっている状態と、データがない部分が存在する状態（ＤＴＸ；  Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）の場合とで異なるが、拡散率ＳＦ  が小さくなるとＰｉｌｏｔ  ｂｉｔ  に割り当てられる電力は小さくなる傾向がある。Ｐｉｌｏｔ  ｂｉｔ  に割り当てられる電力が小さい場合、それだけＤＰＣＣＨ  Ｐｉｌｏｔ  部分の電力値に誤差が生じることになり、その要因のためにＳＩＲ  測定値に誤差が生じることになる。例えば、式（３）においてＩＳＣＰ  値を一定と仮定すると、Ｄａｔａ  部分のＤＴＸ  がないという仮定だとＳＦ＝４  の受信信号はＳＦ＝５１２  に比べてＳＩＲ  の測定誤差が１５ｄＢ  生じる（ＳＩＲ分散）。
【００１９】
このＳＩＲ分散が生じた際のｄｏｗｎｌｉｎｋ  電力を考察する。
測定期間をＴ  とおき、その期間での所要ＢＬＥＲ  をＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ、測定期間Ｔでの＋側更新値総計をＳｉｎｃ＃ｔｏｔａｌ、−側更新値総計をＳｄｅｃ＃ｔｏｔａｌ  とおくと、Ｓｉｎｃ，  Ｓｄｅｃ  はそれぞれ１  回あたりの更新量、（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）Ｔ  は期間Ｔ  の間にＣＲＣ  ＮＧ  が全く出ない確率、１−（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）Ｔ  は期間Ｔ  の間に１  回以上ＣＲＣ  ＮＧ  が出る確率であるから、（４）式が成り立つ。（−側更新値のＳｄｅｃ  は実際の下げ幅の絶対値を表す。例えば、−０．１ｄＢ  の場合はＳｄｅｃ＝｜−０．１｜＝０．１  となる。）
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測定期間Ｔ  においてＢＬＥＲ測定値を所要ＢＬＥＲ（＝ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）に一致させる制御を行ない、ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  は０  ＜  ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  ＜  １  の値をとる。このため、式（４）の（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）Ｔ  のベキ乗の中身は１  より小さい値となるため、Ｔ  が大きくなるほど（１−ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ）Ｔ  は小さくなる。
よって、Ｔ  が大きいとＳｄｅｃ＃ｔｏｔａｌ／Ｓｉｎｃ＃ｔｏｔａｌ  値は小さくなり、逆にＴ  が小さいとＳｄｅｃ＃ｔｏｔａｌ／Ｓｉｎｃ＃ｔｏｔａｌ  値は大きくなる。すなわち、パイロットビットに割り当てる電力が小さくなってＳＩＲの分散が発生すると、Ｔが小さいほどＳｄｅｃ＃ｔｏｔａｌが大きくなる。
【００２０】
Ｔ  が小さいということは、ＢＬＥＲ  の観測周期が短いこと、つまり、ＳＩＲ  分散が多い時に所要ＢＬＥＲを出すために頻度多くターゲットＳＩＲ更新を行なうこと、に該当し、その場合、Ｓｄｅｃ＃ｔｏｔａｌ／Ｓｉｎｃ＃ｔｏｔａｌ  値が大きくなる。すなわち、−側の下げ更新トータル値の方が＋側の上げ更新トータル値よりも多くなる。これは、ｄｏｗｎｌｉｎｋ  パワーが過剰品質のため測定ＢＬＥＲ値は所要ＢＬＥＲよりも高品質になってより多くの下げ更新を行なうこと、に該当する。
以上より、ＳＩＲ測定誤差による分散（ＳＩＲ分散）が多くなると、ｄｏｗｎｋｉｎｋ  パワー（送信電力）が大きくなりすぎて過剰品質になる問題がある。この傾向は、式（４）より、ＢＬＥＲｑｕａｌｉｔｙ  値が小さいベアラ（サービス）、つまり、高品質なベアラ（サービス）ほど顕著になる。……第１の問題点
【００２１】
・従来アウターループ電力制御の問題点
呼接続直後、ユーザが通信を行なうために移動局と基地局間で必要な制御データの送受が頻繁に行なわれる。具体的には、呼接続を行なう旨の制御情報がＤＣＣＨ  （Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）にて基地局側から移動局側に送信される。このＤＣＣＨ  は呼接続のための情報量にもよるが複数ＴＴＩ（ＴＴＩ＝４０ｍｓ）  に渡る。
【００２２】
しかし、呼接続直後のアウターループ初期状態では、図１３に示すように急速に目標ＳＩＲの−側への更新を行ってＣＲＣ  ＮＧ  を出現させて定常状態にする制御が行われる。このとき、ＤＣＣＨ制御データはビタビ符号化されて単発、ＤＴＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｔｒａｆｆｉｃ  Ｃｈａｎｎｅｌ）データはターボ符号化されて連続である。ＤＴＣＨデータにはＵＤＩ（非制限デジタル信号）、パケットなどがある。このため、目標ＳＩＲは、データが単発のＤＣＣＨ  のＣＲＣ  ＮＧ発生レベルＬＣを越えて、データが連続するＤＴＣＨ  でＣＲＣ  ＮＧが発生するレベルＬＤに到って定常状態になる。初期状態時、ＤＣＣＨ制御データを送受するため、目標ＳＩＲがＬＣ以下の領域において通信ベアラ（サービス）によっては必要な制御データを取りこぼす可能性がある。……第２の問題点
【００２３】
・従来アウターループ電力制御の別の問題点
環境変化が激しく、まれにシャドーウィング状態などで測定ＳＩＲ  が低下し、測定ＢＬＥＲ  が急激に劣化する状態が発生する環境下で通信を行なった場合を考察する。図１６（Ａ）示すようにビルＢＬにより電波が遮断されたシャドーウィング状態では、目標ＳＩＲが急激に大きくなり、ビルを通過すると理想的には目標ＳＩＲが急激に小さくなる。しかし、実際には、目標ＳＩＲは定常時、更新期間Ｔ毎に更新されるため、Ｔが短い低品質ベアラ（サービス）では比較的短時間で目標ＳＩＲが小さくなるが、Ｔが長い高品質サービスでは図１６（Ｂ）の斜線で示すように目標ＳＩＲが小さくなるのに長時間を要し、この間、過剰にｄｏｗｎｌｉｎｋ  電力（送信電力）の要求を行なう問題がある。……第３の問題点
【００２４】
従来技術は、上記第１￣第３の問題点を解決することは行っていない。
以上から本発明の第１の目的は、パイロットビットに割り当てる電力が小さくなって測定ＳＩＲの誤差が発生しても、基地局からの送信電力が過剰になるのを防止することである。
本発明の第２の目的は、呼接続後のＤＰＣＣＨ制御データの取りこぼしをなくし、かつ、基地局からの送信電力が過剰になるのを防止することである。
本発明の第３の目的は、シャドーウィング状態から抜けた時、速やかに目標ＳＩＲを低下させて基地局からの送信電力が過剰になるのを防止することである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様は、パイロット信号への割当て電力が少なくとも第１電力と第２電力で可変な無線通信システムの送信電力制御方法であり、前記第１電力、第２電力のうちパイロット信号への割当て電力が大きい方について受信品質を測定する際、受信パイロット信号の電力とその干渉信号の電力とを用いて受信品質を測定するステップ、前記第１電力、第２電力のうち割当て電力が小さい方について受信品質を測定する際、受信パイロット信号の電力と、パイロット信号に加えて少なくとも他の信号部分を含めた受信電力とを用いて受信品質を測定するステップ、測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出するステップを有している。
【００２６】
本発明の第２の態様は、測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法であり、受信信号の拡散率が大きい時、受信パイロット信号の電力と干渉信号の電力とを用いて受信品質を測定するステップ、受信信号の拡散率が小さい時、受信パイロット信号の電力と総受信電力とを用いて受信品質を測定するステップ、測定受信品質が目標受信品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出するステップを有している。
第１、第２の態様によれば、第１、第２の２つの受信品質算出法を用意し、パイロットビットに割り当てる電力が小さくなって第１の算出法における受信品質の測定誤差が大きくなる場合には、第２の算出法を用いて受信品質の測定誤差を小さくしたから、基地局からの下り送信電力が過剰になるのを防止することができる。すなわち、下りの要求過剰電力を小さくすることができる。
【００２７】
本発明の第３の態様は、測定品質が目標品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法であり、▲１▼高品質サービス呼であれば、初期引き込み特性を満足するように目標品質を収束値より大きくに設定し、誤り検出チェック毎に誤りが検出されなければ該目標品質を所定量減少し、誤りが検出された時、以後、サービス品質に応じた目標品質更新周期でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新するステップ、▲２▼低品質サービス呼であれば、目標品質を、個別制御チャネルを正しく復号できる値より大き目に設定し、サービス品質に応じた目標品質更新周期でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新するステップ、▲３▼目標品質の更新制御と並行して、受信信号の品質を測定し、該測定品質が前記目標品質と一致するように送信側に送信電力制御信号を送出するステップを有している。
【００２８】
第３の態様によれば、▲２▼の制御により低品質サービス呼について、呼接続後のＤＣＣＨ制御データの取りこぼしをなくせ、かつ、▲１▼の制御により高品質サービス呼について、基地局からの下り送信電力が過剰になるのを防止することができる。
本発明の第４の態様は、測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新し、測定品質が該目標品質と一致するように送信側の送信電力を制御する無線通信システムの送信電力制御方法であり、受信信号の品質劣化が連続していることを検出するステップ、前記品質劣化の検出後に、測定品質が高品質である状態が連続することを検出するステップ、前記連続して高品質が検出された時、目標品質を初期値に設定するステップを有している。そして、初期値設定後、▲４▼誤り検出チェック毎に誤りが検出されなければ初期値より目標品質を所定量減少し、誤りが検出された時、以後、サービス品質に応じた目標品質更新周期でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標品質を更新するステップを有している。
第４の態様によれば、シャドーウィング状態から抜けた時、速やかに目標品質を低下させて基地局からの下り送信電力が過剰になるのを防止することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（Ａ）第１実施例
ＤＰＣＣＨ  Ｐｉｌｏｔビット数比率が小さい場合、その測定誤差のためにＳＩＲ測定値に誤差（分散）が生じる（第１の問題点）。第１実施例はこれを防止するために、Ｐｉｌｏｔビット数比率が小さい時、ＳＩＲ演算方法において（３）式のＩＳＣＰ値を使用せず、次式のＲＳＳＩ値を使用する。すなわち、次式
ＳＩＲ＝（ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ−ＲＳＳＩ）×ＳＦ  （ｄＢ）                （７）
に基づいて測定ＳＩＲを算出する。ＲＳＳＩ値は、自局／他局のＣＰＩＣＨ（共通パイロットチャネル）及びＤＰＣＨ（個別物理チャネル）を逆拡散して得られるすべての受信信号に対するトータルの電力（総受信電力）である。
ＲＳＳＩ値と（３）式のＩＳＣＰ値を比較すると、ＲＳＳＩ値はＣＰＩＣＨ電力、ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ、干渉電力が重畳されたトータルの電力となるため、ある一因子の値の変動が大きくても変動量が少ない。たとえば、パイロットビットに割り当てた電力が小さくなってＤＰＣＨ ＲＳＣＰの測定誤差が発生してもＲＳＳＩ値の変動はわずかである。また、ＲＳＳＩ値が（６）式において分母となっているため、（３）式と比較して分母の絶対値が大きくなり、ＤＰＣＨ ＲＳＣＰの変動が大きくてもＳＩＲ値の変動は小さくなる。
【００３０】
拡散率ＳＦが小さい受信信号のＰｉｌｏｔビット長比率は小さいため、
ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ値の測定誤差が大きくなって（３）式より得られるＳＩＲ分散が大きくなる。一方、拡散率ＳＦが大きい受信信号のＰｉｌｏｔビット長比率は大きいため、ＤＰＣＨ ＲＳＣＰ値の測定誤差が小さいために比較的ＳＩＲ分散が小さい。そこで、第１実施例では、拡散率ＳＦが大きい場合、（３）式を用いてＳＩＲを測定し、拡散率ＳＦが小さい場合には、（６）式を用いてＳＩＲを測定する。
なお、（３）式を採用する理由は、（３）式の方が（６）式に比べてＤＰＣＨ ＲＳＣＰ、ＩＳＣＰの変化に対して敏感であり、これらの値の誤差が小さければ（３）式により正確にＳＩＲを測定できるからである。
【００３１】
図１は第１実施例の送信電力制御装置の構成図である。
移動局の無線部１１は基地局からの信号を受信し、周波数変換、直交復調してべースバンド信号にして逆拡散部１２に入力する。逆拡散部１２は受信信号に逆拡散処理を施して拡散を解き、シンボルデータにする。すなわち、逆拡散部１２は、ＣＰＩＣＨ、ＤＰＣＨ  に対して基地局毎に違うスクランブリングコード（Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ  Ｃｏｄｅ）とユーザ毎に違うチャネライゼーションコード（Ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｏｄｅ）を用いて逆拡散してＩ／Ｑ  複素シンボルデータを出力する。逆拡散する受信データは自局／他局のＣＰＩＣＨ、自局のＤＰＣＨ  である。同期検波部１３は、逆拡散されたシンボルデータより各スロットにおけるＤａｔａ，  ＴＰＣ，  ＴＦＣＩ，  Ｐｉｌｏｔ  を抽出するとともに、各スロット内でのパイロットシンボルの平均化処理及び複素乗算による電力値演算を行ないＣＰＩＣＨ＃ＲＳＣＰ  値、ＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ  値及びＩＳＣＰ  値を算出してＳＩＲ測定部１４に入力する。
【００３２】
なお、セル移行に伴うＣＰＩＣＨ  変更のために、移動局は各セルのＣＰＩＣＨを常に逆拡散、モニタしており、各ＣＰＩＣＨ  のＩ，Ｑ  信号の複素乗算演算で、各ＣＰＩＣＨ＃ＲＳＣＰ  値を求める。また、移動局側からの発信動作、もしくは、基地局側からの着信動作時に在圏セルを認識し、在圏セルのＣＰＩＣＨ  情報を元にＤＰＣＨ  の逆拡散を行い、そのＤＰＣＨ  に対して複素乗算演算による電力演算を行いＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ  値を求める。また、ＤＰＣＨ  のＩ，Ｑ  信号コンスタレーションでの定点からの分散度合いが他局からのＣＰＩＣＨ  もしくはＤＰＣＨ  などの非直交信号に対する干渉電力であり、その値をＩＳＣＰ  値とおく。図２はＩＳＣＰ  値の算出法の説明図であり、希望波を逆拡散して得られる受信パイロットシンボルをＩ，Ｑ複素平面に表したとき第１象現のベクトルＡ１となったとする。本来は４５度の角度上にベクトルが現れるが、干渉などの理由により４５度方向からずれている。かかる場合、希望波の電力ＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ値はベクトルＡ１の長さとなり、干渉波の電力ＩＳＣＰはベクトルＢ１の部分の長さになる。
【００３３】
ＳＩＲ測定部１４は、上位レイヤアプリケーション部１５から入力されているＤＰＣＨのスロットフォーマット番号に基づいて拡散率ＳＦを求め、該拡散率が設定値（たとえばＳＦ＝３２）以上であるか、以下であるかを判断する。拡散率ＳＦが設定値より大きければ、ＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ  値とＩＳＣＰ  値とから（３）式に従ってＳＩＲ  値を演算して測定ＳＩＲ  とし、拡散率ＳＦが設定値以下であればＤＰＣＨ＃ＲＳＣＰ  値とＲＳＳＩ値とから（６）式に従ってＳＩＲ  値を演算して測定ＳＩＲ  とする。なお、スロットフォーマットは通信が終わるまで固定であり、呼が接続されると（３）式、（６）式のいずれの方法で測定ＳＩＲを算出するかが決定される。
【００３４】
比較部１６は目標ＳＩＲ（＝ＳＩＲＴＧＴ）と測定ＳＩＲを比較し、ＴＰＣビット生成部１７は測定ＳＩＲが目標ＳＩＲより大きければＴＰＣビットで送信電力を下げるコマンドを作成し、測定ＳＩＲが目標ＳＩＲより小さければＴＰＣビットで送信電力をあげるコマンドを作成する。拡散変調部１８は、符号部１９で符号化された送信データ（音声，ＵＤＩ，パケットデータなど）及び制御データ（ＴＰＣ、ＴＦＣＩ、Ｐｉｌｏｔ、ＦＢＩ）をそれぞれＩ／Ｑ  信号として拡散変調する。無線部１９は拡散変調された信号に直交変調、周波数変換、電力増幅などの処理を施してアンテナより基地局に向けて送信する。基地局は、移動局から受信した信号に逆拡散処理を施し、受信データ、ＴＰＣビットを復調し、該ＴＰＣビットで指示されたコマンドにしたがって送信電力増幅器の送信電力を制御する。以上はインナー制御であり、スロット周期で実行される。
【００３５】
インナー制御と並行して、復号部２１は、復調データ（軟判定ビット幅を有するシンボルデータ）にデインタリーブ処理、ビタビ復号もしくはターボ復号による誤り訂正復号化処理を施し、さらにレートマッチング処理によりレピテションもしくはパンクチュアされているビットを元に戻し、復号結果をＣＲＣチェッカー（ＣＲＣ検出器）２２に入力する。
ＣＲＣ検出器２２は、復号結果を構成するトランスポートブロックＴｒＢｋ毎にＣＲＣ誤り検出を行って誤り検出結果をＢＬＥＲ測定部２３に入力する。ＢＬＥＲ測定部２３は、所定時間Ｔ内におけるエラーレート（測定ＢＬＥＲ＝誤りブロック数／総ブロック数）を測定して目標ＳＩＲ更新制御部２４に入力する。
【００３６】
目標ＳＩＲ更新制御部２４は、上位レイヤアプリケーション部１５より入力されている所要ＢＬＥＲと測定ＢＬＥＲを比較し、その大小に基づいて目標ＳＩＲを増減する。すなわち、測定ＢＬＥＲが目標ＢＬＥＲよりも悪ければ目標ＳＩＲを所定量増加させ、良ければ目標ＳＩＲを所定量減少させる制御を行う。以上はアウター制御であり、スロット周期より大きな所定時間Ｔの周期で実行される。。
アウター制御により、目標ＳＩＲが更新されれば、比較部１６は更新後の目標ＳＩＲ（＝ＳＩＲＴＧＴ）と測定ＳＩＲを比較し、その大小に基づいてＴＰＣビット作成部１７はＴＰＣビットを作成する。
以上により、第１実施例によれば、第１、第２の測定ＳＩＲ算出法を用意し、パイロットビットに割り当てる電力が小さくなって第１測定ＳＩＲ算出法におけるＳＩＲの測定誤差が大きくなる場合には、第２の測定ＳＩＲ算出法を用いて測定誤差を小さくしたから、基地局からの下り送信電力が過剰に供給されるのを防止することができる。
なお、以上では拡散率ＳＦの大小に基づいて（３）、（６）式に従って測定ＳＩＲを算出しているが、パイロットビットに割り当てる電力の大小に基づいて（３）、（６）式に従って測定ＳＩＲを算出するように構成することができる。
【００３７】
（Ｂ）第２実施例
従来技術  （図１３参照）  では、呼接続時に初期状態で必ずＣＲＣ  ＮＧ  を検出するまで目標ＳＩＲ  の更新制御を行なうため、初期状態時に制御データ（ＤＰＣＣＨ制御データ）を取りこぼす可能性が高くなる。そこで、第２実施例では図３に示すように、予めＳＩＲ収束点を実験データにて取得しておき、個別制御チャネルＤＰＣＣＨを正しく復号できる値（＝Ｌｃ）より大き目に目標ＳＩＲの初期値を設定し、ベアラ（サービス）に応じた目標ＳＩＲ更新周期（＝Ｔ）でエラーレートを測定し、該測定エラーレートと所要エラーレートを比較して目標ＳＩＲを更新する。このように、呼接続時に最初から更新周期が長い緩やかな制御を行なうことにより（初期状態制御を行なわない）、呼接続時にＣＲＣ  ＮＧ  を検出することはなくなり、ＤＣＣＨ制御データ受信精度が向上する。
【００３８】
ところで、所要ＢＬＥＲ  が低品質なベアラ（サービス）の場合、目標ＳＩＲ  更新周期Ｔ１が比較的短いため、図３の実線で示すように短時間で目標ＳＩＲは小さくなって収束する。しかし、所要ＢＬＥＲ  が高品質なベアラの場合、目標ＳＩＲ  更新周期Ｔ２が長いため、点線で示すように長時間の間、目標ＳＩＲは収束ＳＩＲより大きくなっている。目標ＳＩＲが収束ＳＩＲより大きいということは、下り方向電力（基地局送信電力）を過剰要求していることを意味している。このため、所要ＢＬＥＲ  が高品質なベアラの場合、斜線で示す過剰電力を要求していることになる。
そこで、第２実施例では、低品質なベアラに関しては従来の初期状態をなくして更新周期が緩やかな定常状態からアウターループ制御を行ない（図３）、高品質なベアラに関しては従来どおりの初期状態から定常状態に移行する制御を行なう（図１３）。
【００３９】
図４は第２実施例の送信電力制御装置の構成図、図５は第２実施例の処理フローである。図４において、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例と異なる点は、▲１▼ＳＩＲ測定部１４が（３）式のみに基づいて測定ＳＩＲを算出している点、▲２▼目標ＳＩＲ更新制御部２４が図５のフローに従って目標ＳＩＲを更新する点である。
【００４０】
以下、図５のフローに従って目標ＳＩＲの更新制御を説明する。なお、目標ＳＩＲ  更新制御は、初期状態制御と定常状態制御の二通りがあり、これらの状態はフラグ操作により管理され、初期状態制御時がフラグオフ、定常状態制御時がオン  で示される。
制御の概略は、呼接続後のアウターループ制御開始時における状態フラグ初期値をオフとし（ステップ１０１）、アウターループ制御中、定期的にステップ１０２以降の処理を実行し、呼切断（ステップ１０６）などを契機に処理からブレークする。以下、詳細に説明する。
目標ＳＩＲ更新制御部２４は、アウターループ制御開始が指示されると、状態フラグがオフかチェックする（ステップ１０２）。初期時、状態フラグ＝オフであるから、次に、所要品質が高いか、あるいは、高品質サービスであるかチェックする（ステップ１０３）。所要品質が高品質であれば、図１３に従った目標ＳＩＲの制御を実行し、所要品質が低品質であれば、図３に従った目標ＳＩＲの制御を実行する。
【００４１】
すなわち、所要品質が高品質であれば、初期状態制御により目標ＳＩＲの更新を行う（ステップ１０４）。ついで、初期状態制御が終了したか、すなわち、ＣＲＣ  ＮＧが発生したかチェックし（ステップ１０５）、ＣＲＣ  ＮＧが発生してなければ、呼が切断したかチェックし（ステップ１０６）、呼切断してなければ、ステップ１０２〜１０６の処理を繰返す。
そして、ステップ１０５においてＣＲＣ  ＮＧが発生すれば、初期状態制御を終了し、状態フラグをオンする（ステップ１０７）。ついで、呼が切断したかチェックし（ステップ１０６）、呼切断してなければ、ステップ１０２に戻る。今度は、状態フラグがオンしている、以後、定常状態制御により目標ＳＩＲを制御する（ステップ１０８）。ついで、呼が切断したかチェックし（ステップ１０６）、呼が切断してなければ、ステップ１０２→ステップ１０８により目標ＳＩＲの定常状態制御を継続する。
【００４２】
一方、ステップ１０３において、所要品質が低品質であれば、状態フラグをオンし（ステップ１０９）、以後、定常状態制御により目標ＳＩＲを制御する（ステップ１０８）。ついで、呼が切断したかチェックし（ステップ１０６）、呼が切断してなければ、ステップ１０２→ステップ１０８により目標ＳＩＲの定常状態制御を継続する。
ステップ１０６により呼が切断すれば、目標ＳＩＲの更新制御を終了し、次の呼接続の発生を待つ。
要約すれば、第２実施例は、所要品質の高低分別により、高品質と判断された場合、従来通り初期状態から制御を開始する。また、低品質と判断された場合は、従来の技術とは異なり定常状態から制御を開始する。
【００４３】
所要品質の判断について、例えば図６のように運用されている例の場合、ＡＭＲ  （適応マルチレート音声データ）とＵＤＩ（非制限デジタルデータ）  とでＴｍａｘ  が大きく異なるため、例えば、ＢＬＥＲ＝０．１％  を境に所要品質が０．１％より悪いベアラ（ＡＭＲ、パケットＰＫＴ）は定常状態からアウターループ制御を開始し、良いベアラ（ＵＤＩ）は初期状態からアウターループ制御を開始する。また、判断基準対象としてＴｍａｘ  値を使用する方法も考えられる。
第２実施例によれば、図３に従って目標ＳＩＲの制御をすることにより低品質サービス呼について、呼接続後のＤＰＣＨ制御データの取りこぼしをなくせ、かつ、図１３に示す目標ＳＩＲの制御をすることにより高品質サービス呼について、下り過剰送信電力を小さくできる。すなわち、送信電力を過剰に要求するのを防止することができる。
【００４４】
（Ｃ）第３実施例
第３実施例は、測定ＢＬＥＲに基づいて品質を常に監視し、下り電力過剰要求を検知したら再度初期状態に遷移させて急速にＳＩＲ  収束点まで落とす制御を行なって下り送信電力が過剰になるのを、すなわち、下り送信電力の過剰要求を防止する。具体的には、高品質ベアラ通信中に、シャドーイングを抜けたことを速やかに検知して目標ＳＩＲを低下させる。
【００４５】
図７は高品質ベアラでの通信中における第３実施例の処理フローであり、ハードウェア構成は図４と同じである。この図７の処理フローは図５の定常状態制御ステップ１０８において、目標ＳＩＲ更新制御部２４の制御で行なわれる。
まず一定期間のＢＬＥＲ  測定を行い、品質劣化が連続しているかどうかを判断する（ステップ２０１）。すなわち、シャドーウィング環境に入ったか監視する。
信号受信時、常にある一定区間のＢＬＥＲ  を測定し、その間での測定ＢＬＥＲが所定の条件にあてはまったら品質劣化していると判断する。例えば、高品質ベアラであるＵＤＩ  に適用するものとすれば、一定区間値を１  秒間、ＣＲＣ  ＮＧ  数カウントを５０  ＴｒＢｋ  とする。
ＵＤＩ  はＴＴＩ＝４０ｍｓ  で１ＴＴＩ  に４ＴｒＢｋ存在するので、５０ＴｒＢｋ  でＣＲＣ  ＮＧ  がある場合の１  秒間でのＢＬＥＲ  は（５０／（（１０００ｍｓ／４０ｍｓ）×４））×１００＝５０％となる。このようなＢＬＥＲ  は通常使用時は発生しないが、急激なシャドーウィング環境に入った場合に発生する可能性があり、その際、目標ＳＩＲ  の急激な＋側更新を行い、基地局からの下り電力が増大する。
【００４６】
ステップ２０１において、品質劣化が連続してなければ、始めに戻り、品質劣化の監視を継続する。
一方、品質劣化が連続して発生すれば、次に高品質が連続して発生しているかどうかを判断する（ステップ２０２）。すなわち、シャドーイングから抜けたか監視する。ステップ２０１で品質劣化が判断された後、同様に一定区間ＢＬＥＲを測定し、受信信号がその間全てＣＲＣ  ＯＫ  ならば高品質が連続していると判断する。
ステップ２０１で連続品質劣化を検知し、ついで、ステップ２０２において、連続高品質を検知したら初期状態に遷移させ、図１３に示す目標ＳＩＲの更新制御を行って急激に目標ＳＩＲを低下させる（ステップ２０３）。
【００４７】
以上の制御を所要ＢＬＥＲ  が高品質な例えばＵＤＩ  などのベアラに適用すると、急激なシャドーウィングに入り、下りの過剰なパワー要求を行なっている際に、そのシャドーウィング状態を抜けて高品質な状態に入った際、瞬時に下りパワーの適正化を図ることが可能となる。
図８（Ａ）に従来技術による目標ＳＩＲの変動例を示し、図８（Ｂ）に第３実施例による目標ＳＩＲの変動例を示す。（Ａ），（Ｂ）において点線は理想的な目標ＳＩＲを示し、実線は従来技術による実際の目標ＳＩＲ（図８（Ａ））及び第３実施例による実際の目標ＳＩＲ（図８（Ｂ））を示す。
【００４８】
図８（Ａ）において、時刻ｔ１でシャドウィーングなどの環境変化によりＢＬＥＲ  の急激劣化が発生し、これにより、目標ＳＩＲ  は急激に上昇し、目標ＳＩＲは大きくなる。従来技術では、シャドウィーング環境を抜け出しても、品質のよいベアラでの通信中の場合には目標ＳＩＲの−側更新制御周期が非常に長いため、大きな目標ＳＩＲ  はなかなか減少しない。結果的に下り方向パワーが下がらず、過剰電力で送信している状態が長くなる（図８（Ａ）の斜線部）。
図８（Ｂ）において、（Ａ）と同一環境変化により、目標ＳＩＲ  が急激に上昇し、目標ＳＩＲは大きくなる。しかし、図７の制御で初期状態遷移が行なわれ、目標ＳＩＲが急激に−側に更新され、結果的に下り方向パワーが急激に減少する。（Ａ），（Ｂ）を比べると、第３実施例によれば、下り過剰送信電力を従来技術に比べて小さくできる。すなわち、下り過剰電力要求を小さくできる。
【００４９】
【発明の効果】
以上本発明によれば、第１、第２の態様によれば、第１、第２の２つの受信品質算出法を用意し、パイロットビットに割り当てる電力が小さくなって第１の算出法における受信品質の測定誤差が大きくなる場合には、第２の算出法を用いて受信品質の測定誤差を小さくしたから、基地局からの下り過剰送信電力を小さくできる。すなわち、下り過剰電力要求を小さくできる。また、基地局からの下り方向送信パワーの低減による同一セル内の他移動局に対する干渉波削減効果があり、システムとしてトラフィック量を増加できる効果がある。
本発明によれば、低品質サービス呼について、呼接続後のＤＣＣＨ制御データの取りこぼしをなくせ、かつ、高品質サービス呼について、基地局からの下り過剰送信電力を小さくできる。これにより、本発明によれば、低品質サービス呼について、呼接続直後の呼確立制御情報用ＤＣＣＨ制御データ  の未受信確率が減少し、呼接続成功確率が高くなり品質が増す効果がある。
本発明によれば、シャドーウィング状態から抜けた時、速やかに目標ＳＩＲを低下させて下り過剰送信電力を小さくできる。すなわち、下り過剰電力要求を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例の送信電力制御装置の構成図である。
【図２】ＩＳＣＰ  値の算出法の説明図である。
【図３】第２実施例の説明図である。
【図４】第２実施例の送信電力制御装置の構成図である。
【図５】第２実施例の処理フローである。
【図６】ベアラと所要品質等のの関係図表である。
【図７】高品質ベアラでの通信中における下り電力過剰要求に対する第３実施例の処理フローである。
【図８】第３実施例による実際の目標ＳＩＲの制御例である。
【図９】インナーループ送信電力制御の説明図である。
【図１０】上りリンクの個別物理チャネルＤＰＣＨフレームの構成図である。
【図１１】周知のアウターループ制御のブロック図である。
【図１２】Ｗ−ＣＤＭＡにおける符号化説明図である。
【図１３】従来技術による目標ＳＩＲの制御説明図である。
【図１４】基地局から移動局への下りリンクのＤＰＣＨフレームである。
【図１５】下りＤＰＣＨのスロットフォーマット説明図表である。
【図１６】シャドーウィングにおける従来の問題点説明図である。
【符号の説明】
１１  無線部
１２  逆拡散部
１３  同期検波部
１４  ＳＩＲ測定部
１５  上位レイヤアプリケーション部
１６  比較部
１７  ＴＰＣビット生成部
１８  拡散変調部
１９  符号部
２０  無線部
２１  復号部
２２  ＣＲＣ検出器
２３  ＢＬＥＲ測定部
２４  目標ＳＩＲ更新制御部
【図１】
2005006190.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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