(57)【要約】【課題】ｇｍＣフィルタのｇｍを自動的に調整して周波数精度の高いフィルタを実現することである。【解決手段】周波数自動調整回路１１は、ＭＯＳトランジスタＱ３１とＱ３２と、電源ＶｄｄとＱ３１，Ｑ３２との間に接続されるＭＯＳトランジスタＱ３３，Ｑ３４と、Ｑ３１のソースに接続されたスイッチトキャパシタ回路１３と、スイッチトキャパシタ回路１３の他端とＭＯＳトランジスタＱ３２のソースに接続されたトランジスタＱ４２等からなり、Ｑ４２のゲートには制御電圧ＶＧＭが与えられている。この制御電圧ＶＧＭを相互コンダクタンス増幅器の電流源に供給することでｇｍを一定値に自動的に調整する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一の基準電圧がゲートに与えられる第１及び第２の電界効果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタのソースに一端が接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の他端と前記第２の電界効果トランジスタのソースに接続された第１の可変電流源と、電源と前記第１及び第２の電界効果トランジスタとの間に接続された第３及び第４の電界効果トランジスタとを有し、前記第１の電界効果トランジスタのチャネル幅Ｗ１とチャネル長Ｌ１の比Ｗ１／Ｌ１と、前記第２の電界効果トランジスタのチャネル幅Ｗ２とチャネル長Ｌ２との比Ｗ２／Ｌ２とを、Ｗ１／Ｌ１＝α・（Ｗ２／Ｌ２）となるように設定した増幅回路と、
前記第１及び第２の電界効果トランジスタのドレイン電圧の電圧差に応じた制御電圧を、前記増幅回路の第１の可変電流源と相互コンダクタンス増幅器の可変電流源に供給し、前記相互コンダクタンス増幅器のｇｍを自動調整する電圧制御回路とを備えるｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路。
【請求項２】
前記第１の増幅回路のｇｍがスイッチトキャパシタ回路のスイッチング周波数とコンデンサＣｓｃの容量とで決まるようにし、相互コンダクタンス増幅器とコンデンサＣとからなるｇｍＣフィルタの周波数が、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチング周波数と、コンデンサＣｓｃとコンデンサＣの容量比Ｃｓｃ／Ｃとにより定まるようにした請求項１記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路。
【請求項３】
前記増幅回路は、前記第１の可変電流源を構成する第７のＭＯＳトランジスタを有し、
前記電圧制御回路は、前記第１及び第２の電界効果トランジスタのドレイン電圧がそれぞれゲートに与えられる第５及び第６のＭＯＳトランジスタと、電源と前記第５及び第６のＭＯＳトランジスタとの間に接続される第８及び第９のＭＯＳトランジスタと、第２の可変電流源を構成する第１０のＭＯＳトランジスタと、前記第８のＭＯＳトランジスタとカレントミラー回路を構成する第１１のＭＯＳトランジスタと、前記第１１のＭＯＳトランジスタとドレイン及びゲートが接続され、ゲート電圧を制御電圧として出力する第１２のＭＯＳトランジスタとを有する請求項１または２記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路。
【請求項４】
前記電圧制御回路の第１２のＭＯＳトランジスタは、前記増幅回路の第７のＭＯＳトランジスタのゲートと、前記第１０のＭＯＳトランジスタのゲートと、前記相互コンダクタンス増幅器の可変電流源の制御端子に制御電圧を供給する請求項３記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路。
【請求項５】
前記第１及び第２の電界効果トランジスタの出力電圧がゲートに入力し、互いのソース間に少なくとも２個の抵抗が直列に接続された第１３及び第１４のＭＯＳトランジスタと、前記２個の抵抗の中点の電圧に対応した電圧と前記基準電圧に対応した電圧とを比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御して前記第１及び第２の電界効果トランジスタの同相出力電圧を一定値に制御するカレントミラー回路とからなるコモンモードフィードバック回路を有する請求項１、２、３または４記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路。
【請求項６】
前記スイッチトキャパシタ回路は、一端が前記第１の電界効果トランジスタのソースに接続され、他端が第２のトランスファーゲートに接続された第１のトランスファーゲートと、前記第１のトランスファーゲートと第２のトランスファーゲートの接続点に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、一端が前記コンデンサと前記第１のトランスファーゲートに接続され、他端が前記第２の電界効果トランジスタのソースと接続された第２のトランスファーゲートとからなる請求項１乃至５の何れか１項に記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路。
【請求項７】
同一の基準電圧がゲートに与えられる第１及び第２の電界効果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタのソースに接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の他端と前記第２の電界効果トランジスタのソースに接続された第１の可変電流源と、電源と前記第１及び第２の電界効果トランジスタとの間に接続された第３及び第４の電界効果トランジスタとを有し、前記第１の電界効果トランジスタのチャネル幅Ｗ１とチャネル長Ｌ１の比Ｗ１／Ｌ１と、前記第２の電界効果トランジスタのチャネル幅Ｗ２とチャネル長Ｌ２との比Ｗ２／Ｌ２と、Ｗ１／Ｌ１＝α・（Ｗ２／Ｌ２）となるように設定した増幅回路と、前記第１及び第２の電界効果トランジスタのドレイン電圧の電圧差に応じた制御電圧を、前記増幅回路の第１の可変電流源と相互コンダクタンス増幅器の可変電流源に供給し、前記相互コンダクタンス増幅器のｇｍを自動調整する電圧制御回路とを備える相互コンダクタンス増幅器のｇｍ自動調整回路。
【請求項８】
同一の基準電圧がゲートに与えられる第１及び第２のＭＯＳトランジスタと、前記第１のＭＯＳトランジスタのソースに一端が接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の他端と前記第２のＭＯＳトランジスタのソースに接続された第１の電流源と、電源と前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタとの間に接続された第３及び第４のＭＯＳトランジスタとを有し、前記第１のＭＯＳトランジスタのチャネル幅Ｗ１とチャネル長Ｌ１の比Ｗ１／Ｌ１と、前記第２のＭＯＳトランジスタのチャネル幅Ｗ２とチャネル長Ｌ２の比Ｗ２／Ｌ２を、Ｗ１／Ｌ１＝α・（Ｗ２／Ｌ２）となるように設定した増幅回路と、
前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電圧の差電圧に応じた制御電圧を、前記増幅回路の第１の可変電流源と相互コンダクタンス増幅器の可変電流源に供給し、前記相互コンダクタンス増幅器のｇｍを自動調整する電圧制御回路とを備えるｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路を搭載したＭＯＳ集積回路。
【請求項９】
前記増幅回路は、第１の可変電流源を構成する第７のＭＯＳトランジスタを有し、
前記電圧制御回路は、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電圧がそれぞれのゲートに与えられる第５及び第６のＭＯＳトランジスタと、電源と前記第５及び第６のＭＯＳトランジスタとの間に接続される第８及び第９のＭＯＳトランジスタと、第２の可変電流源を構成する第１０のＭＯＳトランジスタと、前記第８のＭＯＳトランジスタとカレントミラー回路を構成する第１１のＭＯＳトランジスタと、前記第１１のＭＯＳトランジスタとドレイン及びゲートが接続され、ゲート電圧を制御電圧として出力する第１２のＭＯＳトランジスタとを有する請求項８記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路を搭載したＭＯＳ集積回路。
【請求項１０】
前記相互コンダクタンス増幅器のコモンモードフィードバックと相似な回路であって、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタの出力電圧がゲートに入力し、互いのソース間に少なくとも２個の抵抗が直列に接続された第１３及び第１４のＭＯＳトランジスタと、前記２個の抵抗の中点の電圧に対応した電圧と所定の基準電圧に対応した電圧とを比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御して前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタの同相出力電圧を一定値に制御するカレントミラー回路とからなるコモンモードフィードバック回路を有する請求項８または９記載のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路を搭載したＭＯＳ集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路、相互コンダクタンス増幅器のｇｍ自動調整回路及びそのＭＯＳ集積回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信機では、ＩＦ信号を取り出すためにバンドパスフィルタ等が用いられる。従来、これらのフィルタはコイルやコンデンサ等の受動素子で構成されているのでＩＣ（集積回路）の外付け部品として実装する必要があった。これらのフィルタをｇｍＣフィルタ等の能動フィルタで構成し、半導体集積回路基板上に形成することも可能であるが、集積回路基板上に形成するトランジスタの特性のバラツキによりフィルタの周波数精度を高めることが難しかたった。
【０００３】
特許文献１には、差動増幅器の入力のダイナミックレンジが小さいという欠点を解消するために、減衰回路で減衰させた入力信号を増幅するｇｍ可変の伝達コンダクタンス増幅器と、ｇｍ可変の伝達コンダクタンス増幅器より大きなダイナミックレンジを有する伝達コンダクタンス増幅器とを用いて受信信号を増幅し、両者の出力信号を加算することが記載されている。
【０００４】
また、特許文献２には、平衡型ｇｍＣフィルタを用いて電源ノイズや外来ノイズに強いフィルタ回路を実現することが記載されている。
【特許文献１】特開平１０−２５６８５２号公報
【特許文献２】特開２００１−１８９６４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したように、相互コンダクタンス増幅器を用いてｇｍＣフィルタを構成する場合、ＭＯＳトランジスタの相互コンダクタンスｇｍは、半導体の製造プロセスや電源電圧等の変動により変化するので設計値通りの周波数特性のフィルタを得ることが難しいという問題点があった。
本発明の課題は、ｇｍＣフィルタのｇｍを自動的に調整して周波数精度の高いフィルタを実現することである。他の課題は、相互コンダクタンス増幅器のｇｍを目的とする値に自動的に調整できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路は、同一の基準電圧がゲートに与えられる第１及び第２の電界効果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタのソースに一端が接続されたスイッチトキャパシタ回路と、前記スイッチトキャパシタ回路の他端と前記第２の電界効果トランジスタのソースに接続された第１の可変電流源と、電源と前記第１及び第２の電界効果トランジスタとの間に接続された第３及び第４の電界効果トランジスタとを有し、前記第１の電界効果トランジスタのチャネル幅Ｗ１とチャネル長Ｌ１の比Ｗ１／Ｌ１と、前記第２の電界効果トランジスタのチャネル幅Ｗ２とチャネル長Ｌ２の比Ｗ２／Ｌ２を、Ｗ１／Ｌ１＝α・（Ｗ２／Ｌ２）となるように設定した増幅回路と、前記第１及び第２の電界効果トランジスタのドレイン電圧の差電圧に応じた制御電圧を、前記増幅回路の第１の可変電流源と相互コンダクタンス増幅器の可変電流源に供給し、前記相互コンダクタンス増幅器のｇｍを自動調整する電圧制御回路とを備える。
【０００７】
この発明によれば、相互コンダクタンス増幅器のｇｍを第１の増幅回路のｇｍとほぼ等しくなるように調整することでｇｍＣフィルタの周波数を目的とする周波数に自動調整することができる。さらに、ｇｍＣフィルタの通過、あるいは阻止周波数をスイッチング周波数とコンデンサの容量比とにより決めることができるので、スイッチング周波数の周波数精度と容量比の精度とによりｇｍＣフィルタの周波数精度を決定することができる。例えば、半導体集積回路では、同一回路基板上でのコンデンサの容量比の誤差を小さくできるので、周波数精度の高い発振器を用いてスイッチング周波数を決めることによりｇｍＣフィルタの周波数精度を高めることができる。
【０００８】
例えば、増幅回路の第１及び第２の電界効果トランジスタは、図１のＭＯＳトランジスタＱ３１及びＱ３２に対応し、スイッチトキャパシタ回路は、ＳＷ１、ＳＷ２及びコンデンサＣｓｃに対応し、第１の可変電流源はＭＯＳトランジスタＱ４２に対応し、第３及び第４の電界効果トランジスタは、ＭＯＳトランジスタＱ３３及びＱ３４に対応する。
本発明のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路の他の態様は、前記増幅回路の第１及び第２の電界効果トランジスタのｇｍをスイッチトキャパシタ回路のスイッチング周波数とコンデンサＣｓｃの容量とで決まるようにし、前記相互コンダクタンス増幅器とコンデンサＣとからなるｇｍＣフィルタの周波数を、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチング周波数と、コンデンサＣｓｃ、Ｃの容量比Ｃｓｃ／Ｃで定まるようにする。
【０００９】
このように構成することで、ｇｍＣフィルタの周波数精度がスイッチング周波数の精度と容量比の精度で決まることになるので、スイッチング周波数の周波数精度を高めることでｇｍＣフィルタの周波数精度を高くできる。
本発明のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路の他の態様は、前記増幅回路は、第１の可変電流源を構成する第７のＭＯＳトランジスタを有し、前記電圧制御回路は、前記第１及び第２の電界効果トランジスタのドレイン電圧がそれぞれゲートに与えられる第５及び第６のＭＯＳトランジスタと、電源と前記第５及び第６のＭＯＳトランジスタとの間に接続される第８及び第９のＭＯＳトランジスタと、第２の可変電流源を構成する第１０のＭＯＳトランジスタと、前記第８のＭＯＳトランジスタとカレントミラー回路を構成する第１１のＭＯＳトランジスタと、前記第１１のＭＯＳトランジスタとドレイン及びゲートが接続され、ゲート電圧を制御電圧として出力する第１２のＭＯＳトランジスタとを有する。
【００１０】
このように構成することで、増幅回路の電界効果トランジスタのｇｍの値が、スイッチトキャパシタ回路のスイッチング周波数と容量Ｃｓｃとにより決まるようにできる。そして、増幅回路の第１の可変電流源に供給する制御電圧を相互コンダクタンス増幅器に供給することで相互コンダクタンス増幅器のｇｍを増幅回路のｇｍとほぼ同じ値にすることができる。これにより、相互コンダクタンス増幅器を用いたｇｍＣフィルタの周波数を目的とする周波数に一致するように自動調整することができる。このとき、ｇｍＣフィルタの周波数は、スイッチング周波数と、コンデンサＣｓｃの容量ＣｓｃとｇｍＣフィルタの容量Ｃの容量比Ｃｓｃ／Ｃとにより決まるので、スイッチング周波数の精度と容量比の精度を高めることでｇｍＣフィルタの周波数精度を高めることができる。
【００１１】
例えば、増幅回路の第７のＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳトランジスタＱ４２に対応する。また、電圧制御回路の第５及び第６のＭＯＳトランジスタは、図１のＭＯＳトランジスタＱ３５，Ｑ３６に対応し、第８及び第９のＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳトランジスタＱ３７，Ｑ３８に対応し、第１０のＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳトランジスタＱ４１に対応する。さらに、第１１のＭＯＳトランジスタは、図１のＭＯＳトランジスタＱ３９に対応し、第１２のＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳトランジスタＱ４０に対応する。
【００１２】
本発明のｇｍＣフィルタの自動調整回路の他の態様は、前記第１及び第２の電界効果トランジスタの出力電圧がゲートに入力し、互いのソース間に少なくとも２個の抵抗が直列に接続された第１３及び第１４のＭＯＳトランジスタと、前記２個の抵抗の中点の電圧に対応した電圧と前記基準電圧に対応した電圧を比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御して前記第１及び第２の電界効果トランジスタの同相出力電圧を一定値に制御するカレントミラー回路とからなるコモンモードフィードバック回路を有する。
【００１３】
このように構成することで、第１及び第２の電界効果トランジスタの直流の同相電圧を一定値に保つことができる。このとき、第１及び第２の電界効果トランジスタのドレインに同相電圧を検出するための抵抗が直接接続されていないので、増幅回路の増幅度が低下しない。また、例えば、相互コンダクタンス増幅器のコモンモードフィードバック回路と同じ基準電圧を用いることで、自動周波数調整回路の第１及び第２の電界効果トランジスタのドレイン電圧を、相互コンダクタンス増幅器の差動増幅器のドレイン電圧とほぼ等しくできる。
【００１４】
本発明のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路の他の態様は、前記スイッチトキャパシタ回路は、一端が前記第１の電界効果トランジスタのソースに接続され、他端が第２のトランスファーゲートに接続された第１のトランスファーゲートと、前記第１のトランスファーゲートと第２のトランスファーゲートの接続点に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサと、一端が前記コンデンサと第１のトランスファーゲートに接続され、他端が前記第２の電界効果トランジスタのソースと接続された第２のトランスファーゲートとからなる。
【００１５】
このように構成することで、スイッチトキャパシタ回路の等価抵抗をスイッチング周波数とコンデンサの容量とにより決めることができるので抵抗値のバラツキによるｇｍの誤差を減らすことができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、相互コンダクタンス増幅器のｇｍを目的とする値に自動的に調整することができるので、ｇｍＣフィルタの周波数を自動調整することができる。さらに、ｇｍＣフィルタの通過、あるいは阻止周波数をスイッチング周波数とコンデンサの容量比とにより決めることができるので、スイッチング周波数の精度と容量比の精度を高めることでｇｍＣフィルタの周波数精度を向上できる。例えば、同一の半導体集積回路基板上においては、容量比の誤差を小さくできるので、スイッチング周波数の周波数精度を高めることでｇｍＣフィルタの周波数精度を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路１１の回路図である。
以下に述べる周波数自動調整回路１１、相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１等は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタとｎチャネルＭＯＳトランジスタを形成できるＣＭＯＳプロセスにより製造される半導体集積回路、例えば、ＦＭ、ＡＭラジオ受信機用ＭＯＳ集積回路基板上に搭載される。
【００１８】
図１の周波数自動調整回路１１は、図２に示す相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の相互コンダクタンスｇｍを所望の値に自動調整する回路である。相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１のｇｍを自動調整することにより、図３に示すｇｍＣフィルタの通過または阻止周波数を設計値通りの値にすることができる。
図１において、増幅回路１２は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタという）Ｑ３１とＱ３２と、電源ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２との間に接続されるｐチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタという）Ｑ３３，Ｑ３４と、ＭＯＳトランジスタＱ３１のソースに一端が接続されたスイッチトキャパシタ回路１３と、スイッチトキャパシタ回路１３の他端とＭＯＳトランジスタＱ３２のソースに接続されたｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ４２とからなる。
【００１９】
なお、増幅回路１２は、図２の相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の差動増幅回路２１のトランジスタ構成と同一に設計してある。
ＭＯＳトランジスタＱ３１のチャネル幅Ｗ１とチャネル長Ｌ１の比Ｗ１／Ｌ１と、ＭＯＳトランジスタＱ３２のチャネル幅Ｗ２とチャネル長Ｌ２の比Ｗ２／Ｌ２は、Ｗ１／Ｌ１＝α・（Ｗ２／Ｌ２）となるように設計されている。ＭＯＳトランジスタＱ３１とＱ３２のゲートには、コモンモードフィードバック回路２２の基準電圧Ｖｒｅｆと同じ電圧が与えられ、ＭＯＳトランジスタＱ３３，Ｑ３４のゲートには、コモンモードフィードバック回路２２の制御電圧が与えられている。
【００２０】
なお、αの値は、ＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート幅及びゲート長の比Ｗ２／Ｌ２を相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２（後述する）のゲート幅及びゲート長の比Ｗ／Ｌと同じにし、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１と、後述するスイッチトキャパシタ回路１３の等価抵抗Ｒｓの両端の電圧を合計した電圧が、ＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２と等しくなるように設定する。
【００２１】
スイッチトキャパシタ回路１３は、スイッチＳＷ１とコンデンサＣｓｃとＳＷ２とからなる。スイッチＳＷ１は、一端がＭＯＳトランジスタＱ３１のソースに接続され、他端がスイッチＳＷ２に接続されている。コンデンサＣｓｃは、一端がスイッチＳＷ１とＳＷ２の接続点に接続され、他端が接地されている。また、スイッチＳＷ２は、一端がコンデンサＣｓｃとスイッチＳＷ１の接続点に接続され、他端がＭＯＳトランジスタＱ３２のソースに接続されている。
【００２２】
スイッチトキャパシタ回路１３の他端（スイッチＳＷ２の他端）とＭＯＳトランジスタＱ３２のソースにはＭＯＳトランジスタＱ４２のドレインが接続され、ＭＯＳトランジスタＱ４２のソースは接地されている。
スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、例えば、ｐチャネルＭＯＳトランジスタとｎチャネルＭＯＳトランジスタを並列に接続したトランスファーゲート等で構成される。スイッチＳＷ１，ＳＷ２の制御端子に水晶発振器等の周波数精度の高い発振器から供給される所定のスイッチング周波数ｆｓの信号が供給され、そのスイッチング周波数ｆｓでスイッチＳＷ１，ＳＷ２が交互にオン、オフする。
【００２３】
スイッチトキャパシタ回路１３は抵抗と等価であり、その抵抗値Ｒｓは、スイッチング周波数ｆｓとコンデンサＣｓｃの容量をＣｓｃとすると、Ｒｓ＝１／（ｆｓ・Ｃｓｃ）で表せる。
図１の周波数自動調整回路１１は、ＭＯＳトランジスタのｇｍを、プロセスの変動、電源電圧の変動等に依存しないように設計した回路であり、ＭＯＳトランジスタＱ３１のソースに接続するスイッチトキャパシタ回路１３の等価抵抗をＲｓとすると、ＭＯＳトランジスタＱ３１のｇｍは以下の式で表せる。
【００２４】
ｇｍ＝（２／Ｒｓ）・（１−Ｋ-1/2）      （１）    （Ｋ：定数）
従って、スイッチング周波数ｆｓとコンデンサの容量Ｃｓｃを適宜の値を選ぶことにより、ＭＯＳトランジスタＱ３２のｇｍを所望の値に設定することができる。
ＭＯＳトランジスタＱ３５，Ｑ３６のゲートには、それぞれＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２のドレイン電圧が与えられ、電源ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＱ３５，Ｑ３６のドレインとの間には、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ３７，Ｑ３８が接続され、ＭＯＳトランジスタＱ３７，Ｑ３８のゲートはドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ３５，Ｑ３６のソースは共通接続され、そのソースにはＭＯＳトランジスタＱ４１が接続され、ＭＯＳトランジスタＱ４１のソースは接地されている。
【００２５】
ｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ３９のゲートは、ＭＯＳトランジスタＱ３７のゲートに接続されてカレントミラー回路を構成している。
ＭＯＳトランジスタＱ３９のドレインは、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ４０のドレインと接続され、ＭＯＳトランジスタ４０のゲートはドレインと接続され、ソースは接地されている。このＭＯＳトランジスタＱ４０のゲート電圧は、ＭＯＳトランジスタＱ４１、Ｑ４２及び図２の相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の可変電流源を構成するＭＯＳトランジスタに制御電圧ＶＧＭとして供給される。
【００２６】
なお、図１のコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ）２２は、図２のコモンモードフィードバック回路２２と同一（または相似）の回路であり、このコモンモードフィードバック回路２２については図２の説明において詳しく説明する。
次に、以上のような構成のｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路１１の動作を説明する。
【００２７】
今、トランジスタのデバイスパラメータのバラツキ、あるいは電源電圧の変動等により、増幅回路１２のＭＯＳトランジスタＱ３１のドレイン電圧が設計値より上昇すると、ＭＯＳトランジスタＱ３５のゲート電圧が上昇し、ＭＯＳトランジスタ３５に流れる電流が増加する。
ＭＯＳトランジスタＱ３５の電流が増加すると、ＭＯＳトランジスタＱ３７に流れる電流も増加するので、カレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ３９にもその電流に比例した電流が流れる。
【００２８】
ＭＯＳトランジスタＱ３９の電流が増加すると、ＭＯＳトランジスタＱ４０のゲート電圧がそれに応じて上昇し、そのゲート電圧が制御電圧ＶＧＭとしてＭＯＳトランジスタＱ４１及びＱ４２と、相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１のＭＯＳトランジスタＱ１６〜Ｑ２０（図２参照）に供給される。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ３１のドレイン電圧を下げる方向にフィードバックがかかる。
【００２９】
また、増幅回路１２のＭＯＳトランジスタＱ３１のドレイン電圧が下降すると、ＭＯＳトランジスタＱ３５のゲート電圧が下降し、ＭＯＳトランジスタＱ３５に流れる電流が減少する。その結果、トランジスタＱ３９に流れる電流も減少し、ＭＯＳトランジスタＱ４０のゲート電圧、すなわち、ＭＯＳトランジスタＱ４１，Ｑ４２並びに相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１のＭＯＳトランジスタＱ１６〜Ｑ２０のゲートに供給される制御電圧ＶＧＭが下降する。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ３１のドレイン電圧を上昇させる方向にフィードバックがかかる。
【００３０】
さらに、ＭＯＳトランジスタＱ３１とＭＯＳトランジスタＱ３２のドレイン電圧に差がある場合、例えば、ＭＯＳトランジスタＱ３２のドレイン電圧の方が高い場合には、ＭＯＳトランジスタＱ３６に流れる電流が増加し、ＭＯＳトランジスタＱ３５とＱ３７に流れる電流が減少する。その結果、制御電圧ＶＧＭが減少し、ＭＯＳトランジスタ３１に流れる電流が減少して、ＭＯＳトランジスタＱ３１とＱ３２のドレイン電圧が等しくなる方向にフィードバックがかかる。
【００３１】
他方、ＭＯＳトランジスタＱ３１のドレイン電圧の方がＭＯＳトランジスタＱ３２のドレイン電圧より高い場合には、ＭＯＳトランジスタＱ３５とＱ３９に流れる電流が増加する。その結果、制御電圧ＶＧＭが増大し、ＭＯＳトランジスタＱ３１に流れる電流が増加し、ＭＯＳトランジスタＱ３１とＱ３２のドレイン電圧が等しくなる方向にフィードバックがかかる。
【００３２】
前述したように、ＭＯＳトランジスタＱ３２のｇｍは、（１）式から、ｇｍ＝（２／Ｒｓ）・（１−Ｋ-1/2）と表せる。ここで、Ｋ’＝２（１−Ｋ-1/2）とすると、
ｇｍ＝Ｋ’／Ｒｓとなる。
上記の周波数自動調整回路１１においては、制御電圧ＶＧＭにより、ＭＯＳトランジスタ３１のｇｍが、等価抵抗値Ｒｓ＝１／（ｆｓ・Ｃｓｃ）と、上記の式により定まる値となるので、その制御電圧ＶＧＭを、同じ回路構成を有する相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の差動増幅回路２１に供給することで相互コンダクタンス増幅器のｇｍを同じ値に自動調整することができる。このとき、ｇｍの精度は、スイッチトキャパシタ回路１３のスイッチング周波数ｆｓの周波数精度と容量Ｃｓｃの精度に依存する。スイッチング周波数ｆｓは水晶発振器等の周波数精度の高い信号を使用することで周波数精度を向上させることができる。
【００３３】
次に、図３のｇｍＣフィルタに用いられる相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の回路構成を図２を参照して説明する。
図２の相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１は、ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４と電流源を構成するＭＯＳトランジスタＱ１６で構成される差動増幅回路２１と、差動増幅回路２１へのバイアスを制御するためのコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ：Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｆｅｅｄ  Ｂａｃｋ）２２とで構成される。
【００３４】
コモンモードフィードバック回路２２は、ＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６で構成されるバッファ回路２３と、ＭＯＳトランジスタＱ８，Ｑ９からなるソースフォロア２４と、ＭＯＳトランジスタＱ１０〜Ｑ１３からなる比較回路２５とで構成される。
ＭＯＳトランジスタＱ５とＱ６のソース間には、抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続され、その中点の電圧が、ソースフォロア２４のＭＯＳトランジスタＱ９のゲートに入力している。また、ＭＯＳトランジスタＱ７から出力されるリファレンス電圧（基準電圧）Ｖｒｅｆに応じた電圧が、ソースフォロア２４のＭＯＳトランジスタＱ８のゲートに入力している。
【００３５】
ソースフォロア２４の２つの出力電圧は、比較回路２５のＭＯＳトランジスタＱ１０及びＱ１１のゲートにそれぞれ入力し、それらの出力電圧が、ＭＯＳトランジスタＱ１２，Ｑ１３のゲート電圧として与えられる。なお、比較回路２５のＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインと、ソースフォロワ２４のＭＯＳトランジスタＱ９のゲートの間には、位相補償用のコンデンサＣ１が接続されている。
【００３６】
差動増幅回路２１では、入力電圧Ｖｉｎ、ＶｉｐがＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２のそれぞれのゲートに印加されると、印加電圧に応じた電圧が出力端子に出力電圧Ｖｏｐ、Ｖｏｎとして出力される。
出力電圧Ｖｏｐ、Ｖｏｎは、ＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６で構成されるバッファ回路２３を介してそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２に入力され、それらの中点電圧Ｖｍが取り出される。抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値とは同じ値に設定されているので、抵抗Ｒ１とＲ２との中点から出力信号をとることによってＭＯＳトランジスタＱ５のソース電圧とＱ６のソース電圧との中点電圧Ｖｍを得ている。
【００３７】
バッファ回路２３を介して入力される中点電圧Ｖｍとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとは、ソースフォロア２４を介してバッファ回路２３による電圧降下分の補償を行った後にそれぞれ比較回路２５を構成するＭＯＳトランジスタＱ１０及びＱ１１のゲートに入力される。
ここで、ＭＯＳトランジスタＱ３とＱ４とＱ１２とはカレントミラー回路で構成される電流源であるので、比較回路２５による比較結果に応じた電圧の変化はＭＯＳトランジスタＱ１２を介してＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４に伝達される。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４のゲート電圧が変化するのでＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２に流れる電流が変化して相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の直流バイアス電圧（直流出力電圧）がリファレンス電圧Ｖｒｅｆと同じになるように調整される。
【００３８】
例えば、出力電圧Ｖｏｐ、Ｖｏｎの電位が上昇すると、差動増幅回路２１の出力端にバッファ回路２３を介して接続されている抵抗Ｒ１及びＲ２の中点電圧Ｖｍも上昇する。中点電圧Ｖｍが上昇することによってＭＯＳトランジスタＱ９のゲート電圧が上昇するので、比較回路２５を構成するＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧が上昇し、ＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン−ソース間の電流が増加する。
【００３９】
比較回路２５を構成するＭＯＳトランジスタＱ１０及びＱ１１は、ソース側に電流源を構成するＭＯＳトランジスタＱ１７が共通接続されているので、ＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン−ソース間の電流が増加すると、それに応じてＭＯＳトランジスタＱ１０のドレイン−ソース間の電流が減少し、ＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン電圧が上昇する。
【００４０】
ＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン電圧の上昇に応じて、差動増幅回路２１を構成するＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４のゲート電圧が上昇するので、ソース−ドレイン間の抵抗が大きくなり、ＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４のソース・ドレイン間の電圧降下が大きくなる。その結果、差動増幅回路２１の出力電圧が下降し、中点電圧Ｖｍとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとが同じになるように調整されることとなる。
【００４１】
以上に述べたように、差動増幅回路２１からの出力電圧の直流バイアス電圧は、ＭＯＳトランジスタＱ７のゲートに入力されるリファレンス電圧Ｖｒｅｆと比較回路２５で比較され、直流バイアスの変動に応じてその変動分を打ち消すように差動増幅回路２１にフィードバックされるので直流バイアス電圧が一定となる。
ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４で構成された差動増幅回路２１の電流源は、一般にハイインピーダンスであるため、差動増幅回路２１の出力端に抵抗Ｒ１及びＲ２を直接接続すると、差動増幅回路２１のゲインが低下してしまう。
【００４２】
実施の形態のコモンモードフィードバック回路２２においては、差動増幅回路２１の出力側にバッファ回路２３を介して抵抗Ｒ１及びＲ２を接続しているので、出力インピーダンスを高くしゲインの低下を防止できる。これにより、相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１を用いて、例えばＢＰＦを構成した場合には、ＢＰＦの通過帯域のゲインが低下するのを防止できる。
【００４３】
また、ソースフォロア２４の入力端であるＭＯＳトランジスタＱ９のゲートと比較回路２５の出力端であるＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインとをコンデンサＣ１を介して接続して位相補償を行っているので回路を安定に動作させることができる。
図３は、上述した相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１とコンデンサＣを複数縦続に接続したｇｍＣフィルタの一例を示す図である。
【００４４】
図３のｇｍＣフィルタの周波数は、各相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１〜ｇｍｎのｇｍとコンデンサの容量Ｃとの比ｇｍ／Ｃにより定まる。
従って、相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１〜ｇｍｎのｇｍを、周波数自動調整回路１１から出力される制御電圧ＶＧＭにより自動制御することで、ｇｍＣフィルタのｇｍの変動の影響を除去し、ｇｍＣフィルタの周波数誤差を少なくできる。
【００４５】
上述した実施の形態によれば、周波数自動調整回路１１の増幅回路１２のトランジスタ構成と図２の相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１の差動増幅器２１のトランジスタ構成を同一にし、周波数自動調整回路１１の増幅回路１１のｇｍがプロセス、あるいは電源電圧の変動に依存しないような回路にし、増幅回路１１のｇｍを一定に制御する制御電圧ＶＧＭを、相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１〜ｇｍｎの差動増幅回路２１のＭＯＳトランジスタＱ１６（及びＱ１７〜Ｑ２０）のゲートに供給することで、差動増幅回路２１のｇｍをプロセスあるいは電源電圧の変動等の影響を受けない一定の値に自動調整することができる。
【００４６】
さらに、図２の相互コンダクタンス増幅器ｇｍ１とコンデンサＣとを用いてｇｍＣフィルタを構成した場合に、ｇｍＣフィルタの周波数は、ｇｍ／Ｃで求めることができる。一方、周波数自動調整回路１１のＭＯＳトランジスタＱ３１のｇｍは、ｇｍ＝Ｋ’／Ｒｓ＝K’・ｆｓ・Ｃｓｃから求めることができ、差動増幅回路２１のｇｍも同じ値に自動調整することができる。従って、ｇｍＣフィルタの周波数ｆは、ｆ＝ｇｍ／Ｃ＝Ｋ’・ｆｓ・Ｃｓｃ／Ｃにより定まる値となる。
【００４７】
よってスイッチング周波数ｆｓの周波数精度を高めれば、フィルタの周波数精度を向上させることができる。従って、スイッチトキャパシタ回路１３に水晶発振器等で生成した周波数精度の高いクロック信号を供給してスイッチング周波数ｆｓの周波数精度を高めることでｇｍＣフィルタの通過、あるいは阻止周波数を目標の周波数に自動制御して周波数精度を向上させることができる。
【００４８】
本発明は、上述した実施の形態に限らず、例えば、以下のように構成しても良い。
（１）周波数自動調整回路１１のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２のドレイン電圧を増幅する回路は、実施の形態に示したトランジスタＱ３５〜Ｑ３８からなる差動増幅回路とカレントミラー回路を使用したものに限らず、他の構成の増幅回路でもよい。またカレントミラー回路と異なる回路で実現しても良い。
（２）コモンモードフィードバック回路２２も図２に示した回路に限らず、他の構成の回路でも良い。
（３）ｇｍＣフィルタは、図３に示した回路に限らず、公知の他の構成のフィルタにも適用できる。
（４）本発明は、ラジオ用の回路及びその半導体集積回路に限らず、通信装置及びその他の装置に用いられるｇｍＣフィルタの周波数自動調整回路、相互コンダクタンス増幅器のｇｍの自動調整回路に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】実施の形態の周波数自動調整回路の回路図である。
【図２】相互コンダクタンス増幅器の回路図である。
【図３】ｇｍＣフィルタの一例を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１１        周波数自動調整回路
１２        増幅回路
１３        スイッチトキャパシタ回路
２１        差動増幅回路
２２        コモンモードフィードバック回路
２３        バッファ回路
２４        ソースフォロア
２５        比較回路
ｇｍ１      相互コンダクタンス増幅器
【図１】
2005348109.tif 000003
【図２】
2005348109.tif 000004
【図３】
2005348109.tif 000005