(57)【要約】【課題】未知局１０２からの電波を複数の受信装置１００で受信し、その受信時間の差から未知局１０２の測位を行う際、各受信装置１００内部の信号処理遅延時間差が測位誤差を産む。【解決手段】受信装置１００の内部にキャリブレーション機能を持たせる。この機能は、アンテナの出力とキャリブレーション信号をスイッチで切り換え、周波数変換回路にキャリブレーション信号を通す。ベースバンド化されたキャリブレーション信号をフーリエ変換し、周波数ごとの位相の歪みを取得し、周波数変換器による位相特性を周波数ごとに特定する。特定された位相特性を打ち消す補正係数を求め、これを実際に受信された電波のベースバンド信号をフーリエ変換した出力に掛ける。【選択図】図１
2005286928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波源が発した電波を受信して周波数変換を施し、ベースバンド信号を出力する周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号を周波数成分に展開するフーリエ変換手段と、
周波数変換手段にキャリブレーション信号を通過させることによって得られた補正量をもとに、フーリエ変換手段の出力に内在する位相特性をキャンセルする校正手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
電波源が発した電波の受信信号とキャリブレーション信号の一方を選択する選択手段と、
選択手段の出力に周波数変換を施し、同相成分と直交成分に分離されたベースバンド信号を出力する周波数変換手段と、
前記同相成分および直交成分にフーリエ変換を施し、１組の複素周波数成分に展開するフーリエ変換手段と、
フーリエ変換手段の出力に内在する位相特性をキャンセルするための補正量を算出および保持する補正量算出手段と、
算出および保持された補正量をフーリエ変換手段の出力に作用せしめる校正手段と、
を備え、補正量算出手段は、選択手段がキャリブレーション信号を選択しているときに補正量を算出および保持し、校正手段は、選択手段が電波の受信信号を選択しているときに補正量をフーリエ変換手段の出力に作用せしめることを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の装置において、所定のキャリア信号に矩形変調波を作用させて前記キャリブレーション信号を生成する手段をさらに備えることを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の装置において、前記位相特性は少なくとも前記周波数変換手段の内部特性によって生じるものであることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
受信処理系にキャリブレーション信号を通過させて得られた位相特性をもとに、その位相特性をキャンセルするための補正量を算出するステップと、
電波源が発した電波を受信してベースバンド信号に変換するステップと、
変換によって得られたベースバンド信号を周波数成分に展開するステップと、
展開された周波数成分に前記補正量を作用せしめるステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は受信技術、とくに電波源が発した電波を受信してベースバンド信号を生成する受信装置とこのベースバンド信号の周波数成分を求める受信方法に関する。この発明はまた、そうした受信技術にて利用されるキャリブレーション技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体その他の未知の電波源（以下「未知局」という）の位置を特定する技術は、保安や防犯の目的から必要な場合がある。特許文献１には、間隔をおいて複数の受信装置を配備し、各受信装置に到達する電波の時間差をもとに未知局の位置を推定する技術が提案されている。この技術では、各受信装置が電波を受信したとき、その変調波の周波数成分データを測位センタへ通知し、測位センタで受信時刻を比較して未知局の存在しうる位置を特定している。
【特許文献１】特開２００２−４０１２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
一般に受信装置では、内部のフィルタ等群遅延を有する素子の特性の固体差等により、受信処理系の遅延時間にばらつきが生じる。このばらつきは、受信装置の出力信号に影響し、未知局の位置の推定精度を悪化させる。未知局の位置を高い精度で推定するためには、複数の受信装置における同一電波のわずかな到達時間差を精度良く検出する必要があるため、受信処理系の遅延時間は可能なかぎりばらつきを抑えなければならない。
【０００４】
本発明はこうした課題の認識から生まれたものであり、その目的は、受信処理系の遅延時間差を低減した受信技術およびキャリブレーション技術の提供にある。本発明の別の目的は、そうした技術を比較的小さな回路規模で実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の受信装置は、電波源が発した電波を受信して周波数変換を施し、ベースバンド信号を出力する周波数変換手段と、前記ベースバンド信号を周波数成分に展開するフーリエ変換手段と、周波数変換手段にキャリブレーション信号を通過させることによって得られた補正量をもとに、フーリエ変換手段の出力に内在する位相特性をキャンセルする校正手段とを備える。
【０００６】
「周波数変換手段」は、たとえば無線周波数の電波を中間周波数へ落とす受信ユニットと、その中間周波数の信号をベースバンド信号へ落とす周波数変換ユニットの組合せなど、いろいろな形態が考えられる。
【０００７】
「位相特性」は受信処理系、とくに周波数変換手段において生じる特性であり、たとえばフィルタの群遅延特性などによって生じる。位相特性は、周波数に対する位相の歪みや回転の様子であり、受信装置に固有の特性となる。本発明によれば、予めキャリブレーション信号を通過させることにより、位相特性をキャンセルするための補正量が求められているため、受信装置に固有の遅延時間ばらつきを抑制できる。周波数ごとの遅延時間は位相特性に依存するためである。
【０００８】
本発明の別の態様も受信装置であり、電波源が発した電波の受信信号とキャリブレーション信号の一方を選択する選択手段と、選択手段の出力に周波数変換を施し、同相成分と直交成分に分離されたベースバンド信号を出力する周波数変換手段と、前記同相成分および直交成分にフーリエ変換を施し、１組の複素周波数成分に展開するフーリエ変換手段と、フーリエ変換手段の出力に内在する位相特性をキャンセルするための補正量を算出および保持する補正量算出手段と、算出および保持された補正量をフーリエ変換手段の出力に作用せしめる校正手段とを備える。補正量算出手段は、選択手段がキャリブレーション信号を選択しているときに補正量を算出および保持し、校正手段は、選択手段が電波の受信信号を選択しているときに補正量をフーリエ変換手段の出力に作用せしめる。この態様でも受信装置の遅延時間のばらつきを抑制できる。
【０００９】
これらの受信装置は、前記キャリブレーション信号を所定のキャリア信号に矩形変調波を作用させて生成する手段をさらに備えている。この場合、変調波成分の基本波と高調波は同一の位相をもつため、その高調波によって、想定される電波の周波数帯域をカバーすれば、それぞれの高調波の位相を基準位相として、キャリブレーション信号を用いた校正が可能となる。
【００１０】
本発明の別の態様は受信方法に関する。この方法は、受信処理系にキャリブレーション信号を通過させて得られた位相特性をもとに、その位相特性をキャンセルするための補正量を算出するステップと、電波源が発した電波を受信してベースバンド信号に変換するステップと、変換によって得られたベースバンド信号を周波数成分に展開するステップと、展開された周波数成分に前記補正量を作用せしめるステップとを備える。
【００１１】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、受信装置に固有な内部遅延時間を揃えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
実施の形態の概要
以下の説明の前提として理解すべき点は、「周波数に依存する遅延特性（以下単に「遅延特性」）は、周波数に依存する位相特性（以下単に「位相特性」）を周波数について微分したもの」という事実である。したがって、遅延特性は位相特性が求まれば求まる。以下特に必要がないかぎり、遅延特性を求めるときはそれ直接求めてもよいし、位相特性を求めてもよいという立場で説明する。
【００１４】
実施の形態に係る受信装置は、未知局が発した電波を受信し、その変調波の周波数成分を計測して測位センタへ通知するものである。測位センタは、複数の受信装置から受信信号の変調波の周波数成分の通知を受け、その位相特性の差から検出した時間差をもとに未知局の位置を特定する。その際、電波に含まれるいずれかの周波数に注目すれば足りるため、未知局がどのような変調方式を利用していても、原理的には位置の特定が可能である。
【００１５】
各受信装置で受信された電波はまず中間周波数へ落とされ、つぎにベースバンド信号へ落とされる。このとき、同相成分と直交成分が別々に生成される。同相成分と直交成分は、高速フーリエ変換（以下単にＦＦＴとよぶ）によって１組の周波数成分へ展開される。測位センタは任意の２つの受信装置からの周波数成分に注目し、後述の「到達時間差算出の原理」に基づき、特定の周波数についての２つの受信装置間での到達時間差を算出する。
【００１６】
しかし、電波を受けてこれを中間周波数の信号、さらにベースバンド信号へ落とす一連の受信処理系の遅延時間は、フィルタの群遅延特性等から周波数に依存するばらつきをもち、すなわち受信装置は固有の遅延特性をもつ。その結果、各受信装置において測定される受信信号の変調波の周波数成分に受信装置ごとに異なる誤差が混入し、測位センタで求める到達時間差にも当然誤差が混入する。
【００１７】
この問題を解決するために本実施の形態に係る受信装置は、キャリブレーション機能を有する。この機能は、キャリブレーション信号を用いて受信処理系内部の遅延特性を求め、つぎにその遅延特性が周波数によらず一定になるよう補正量を定める。補正量は、受信装置において出力する受信信号の変調波の周波数成分（複素数）の同相成分と直交成分に乗じられる数値であり、周波数ごとに同相成分と直交成分を有する。この補正量は、受信装置内部で発生されたキャリブレーション信号を利用するため、純粋に受信装置の内部特性に起因する遅延特性を打ち消すことができる。その結果、電波が有していた周波数成分とその到達時間が正確に判明し、測位センタで未知局の位置を精度よく特定することができる。
【００１８】
なお、受信装置の遅延特性のばらつき以外に、電波は伝搬中にマルチパス等によって位相特性をもつようになる。この位相特性も位置特定の誤差となるため、位相特性による無線周波数信号への影響は前述の「到達時間差算出の原理」において排除されるよう配慮されている。
【００１９】
キャリブレーション機能は、受信装置が受信することを想定する電波の周波数帯域（以下「対象帯域」という）内で正しく働く必要がある。このため、本実施の形態では所定のキャリア信号に矩形変調波を作用させてキャリブレーション信号を生成する。このキャリブレーション信号は矩形波の高調波を含み、基本周波数波と高調波で対象帯域をカバーする。逆にいえば、そのような要請を満たすようキャリア信号と矩形変調波の周波数が決められている。ただし、高調波は離散的にしか現れないため、キャリブレーション信号はそのままでは対象帯域全体をカバーできない。そこで、本実施の形態では受信装置内部の遅延特性を求める際、キャリブレーション信号の周波数を補間し、存在しない周波数についても遅延特性を求めている。
【００２０】
到達時間差算出の原理
受信装置は、電波を検出するセンサとして機能するため、以下「センサ局」とよぶことがある。各センサ局において、同相成分と直交成分（以下これらをＩ／Ｑ成分とも略す）による複素ベースバンドへの周波数変換を行い、ＧＰＳ（Global Positioning System）による基準時刻にあわせて高速フーリエ変換した信号を、有線または無線回線により、測位センタに伝送する。測位センタでは、各受信信号の周波数オフセットを補償した後に複素共役積を計算し、共役積の周波数軸方向における位相回転量からセンサ局間電波到達時間差を検出する。
【００２１】
未知局から発射された電波のキャリア周波数をｆｃとおく。送信信号のうち周波数ｆｃ＋ｆｋの周波数成分を式１で示す。
【数１】
2005286928.tif 000003
未知局から発射された信号は、センサ局１では、雑音を無視すると式２の信号として受信される。
【数２】
2005286928.tif 000004
【００２２】
ここで添字「１」はセンサ局の番号であり、τ１は未知の未知局からセンサ局１への伝搬遅延時間である。受信信号は、各センサ局でＩ／Ｑ成分に分けられ、複素ベースバンド信号に周波数変換される。センサ局１において、ベースバンド周波数ｆｋの信号を式３に示す。
【数３】
2005286928.tif 000005
【００２３】
ここで、無線周波数信号の位相Ψ１＝２πｆｃ（ｔ−τ１）である。式３をフーリエ変換して式４を得る。
【数４】
2005286928.tif 000006
センサ局２についても同様に、ベースバンド周波数ｆｋの信号をフーリエ変換して式５を得る。
【数５】
2005286928.tif 000007
【００２４】
つぎに、受信信号の検波を行うことなく無線周波数信号の位相Ψを除去する。式４、５の共役積を式６に示す。
【数６】
2005286928.tif 000008
式６と同様、ベースバンド周波数ｆｋのフーリエ変換出力について、式７のセンサ局間の共役積を得る。
【数７】
2005286928.tif 000009
式６、７から式８の共役積を求めることにより無線周波数信号の位相Ψを除去する。
【数８】
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電波到達時間差ｄ１２＝τ２−τ１は、式８の偏角を２π（ｆｋ’−ｆｋ）で除すことにより得られる。
【数９】
2005286928.tif 000011
【００２５】
以上の原理によれば、センサ局間の無線周波数位相差に依存することなく時間差検出を行うことができ、未知局の送信周波数および電波形式の適用範囲が限定されない。
【００２６】
実施の形態
図１は実施の形態に係る測位システム２００の全体構成を示す。測位システム２００は、センサ局である複数の受信装置１００と測位センタ１０４を含み、受信装置１００がそれぞれ測位センタ１０４と有線または無線回線によって接続されている。受信装置１００はそれぞれ未知局１０２からの電波を受信し、ベースバンド信号へ変換したのちＦＦＴを施し、その結果得られたデータを測位センタ１０４へ通知する。測位センタ１０４は通知されたデータと「到達時間差算出の原理」に基づき、未知局１０２の存在しうる位置を特定する。原理的には、３以上の受信装置１００からの通知を得れば、測位センタ１０４は未知局１０２の位置を一意に特定できる。
【００２７】
図２は、ひとつの受信装置１００の内部構成を示す。アンテナ１０は未知局１０２からの電波を受信する。受信電波はスイッチ１２の一端へ入力される。スイッチ１２の他端にはキャリブレーション信号ＣＡが入力されている。スイッチ１２はデジタル信号処理回路１８からの選択信号ＳＷによって選択動作を行う。
【００２８】
スイッチ１２によって選択された無線周波数の信号ＲＦは周波数変換器１４へ入力される。周波数変換器１４はこの信号を中間周波数の信号ＩＦへダウンコンバートし、Ａ／Ｄコンバータ１６へ出力する。Ａ／Ｄコンバータ１６はキャリア周波数ｆｃのナイキスト周波数より低いサンプリング周波数ｆｓでこの信号をアンダーサンプリングし、デジタル信号へ変換する。変換後の信号はデジタル信号処理回路１８へ入力される。デジタル信号処理回路１８へ入力された信号にはデジタル信号処理回路１８内でＦＦＴが施され、デジタル信号Ｄｏｕｔ（以下「最終信号Ｄｏｕｔ」ともいう）が出力される。最終信号Ｄｏｕｔが測位センタ１０４へ送るべき信号であり、その送信は図示しない通信ユニットによって行われる。デジタル信号処理回路１８は、キャリブレーション期間かそれ以外の通常期間（以下単に「通常期間」という）かに応じてスイッチ１２を制御する。
【００２９】
キャリブレーション信号生成器２０は、周波数がｆｃである所定のキャリア信号ｆｃを入力し、これを前述の対象帯域の信号へ変換してキャリブレーション信号ＣＡを生成する。
【００３０】
以上の構成において、周波数変換器１４、およびデジタル信号処理回路１８内の直交検波器（後述）は、ともに周波数を変換する機能を持つため、それらの一方または組合せを「周波数変換手段」と把握することができる。  
【００３１】
図３は、デジタル信号処理回路１８の内部構成を示す。デジタル信号処理回路１８は、直交検波器３０と、その出力にＦＦＴを施す高速フーリエ変換器４２と、キャリブレーション期間において高速フーリエ変換器４２の出力から位相特性を打ち消すための補正量を算出する補正量算出部４４と、算出された補正量を記録するメモリ４６と、通常期間においてメモリ４６から補正量を読み出し、乗算器５０にて高速フーリエ変換器４２の出力と掛け合わせる校正部４８とを備える。補正量算出部４４は選択信号ＳＷを生成する。その際、選択信号ＳＷがキャリブレーション期間にはスイッチ１２においてキャリブレーション信号ＣＡを選択し、通常期間ではアンテナ１０からの受信電波を選択するよう設計しておく。なお、高速フーリエ変換器４２以下の信号も実部と虚部をもつ複素数であるが、図上は便宜的に一本の信号線で示している。
【００３２】
直交検波器３０は、Ａ／Ｄコンバータ１６の出力をベースバンド化するとともにＩ／Ｑ成分化するもので、サンプリング周波数ｆｓを入力する複素数値制御発振器（以下ＮＣＯ）３２とその出力をπ／２だけ遅らせる移相器３４を有する。ＮＣＯ３２の出力はＡ／Ｄコンバータ１６の出力と乗算器３６で掛け合わされ、移相器３４の出力はＡ／Ｄコンバータ１６と別の乗算器３８で掛け合わされ、それぞれの乗算器の出力が同相成分Ｉと直交成分Ｑとして得られる。Ｉ／Ｑ成分は、ＣＩＣ（Cascaded Integrator-Comb：カスケード積分櫛型フィルタ）／ＦＩＲ４０へ入力される。ＣＩＣ／ＦＩＲフィルタ４０の前段のＣＩＣフィルタは、ベースバンド化されたＩ／Ｑ成分のデータレートを落とし、後段のＦＩＲフィルタはベースバンド化に必要な帯域のみを抽出するローパスフィルタである。
【００３３】
こうして必要な帯域処理がされたＩ／Ｑ成分（以下「ＦＦＴ前のＩ／Ｑ成分」ともいう）は高速フーリエ変換器４２へ投入される。ＦＦＴ前のＩ／Ｑ成分から、高速フーリエ変換器４２において各周波数成分に対する位相特性データＸ（以下単に「位相特性データＸ」ともいう）が得られる。補正量算出部４４はキャリブレーション期間中に入力された位相特性データＸをもとに、後述の方法で位相特性をゼロにするような補正量を求め、これをメモリ４６へ記録する。
【００３４】
図４（ａ）〜図４（ｃ）は、キャリブレーション信号生成器２０の内部構成例である。キャリブレーション信号生成器２０の内部は、キャリア信号ｆｃに、変調波基本周波数がｆｍである矩形変調波ＭＣＬＫを作用させ、キャリブレーション信号ＣＡを得る論理回路またはアナログ回路であり、図４（ａ）ではアッテネータ６０が利用される。アッテネータ６０は、キャリア信号ｆｃを矩形変調波ＭＣＬＫでＡＳＫ変調する。図４（ｂ）ではアンドゲート６２が利用される。アンドゲート６２は、キャリア信号ｆｃと矩形変調波ＭＣＬＫの論理積をとる。これによりＡＳＫ変調がなされる。図４（ｃ）ではＸＯＲ（エクスクルーシブ・オア）６４が利用される。ＸＯＲゲート６４は、キャリア信号ｆｃと矩形変調波ＭＣＬＫの排他的論理和をとる。これによりＰＳＫ変調がなされる。いずれの場合も、きわめて簡素な構成であり、装置へ組み込む際、コスト、実装面積の両面で有利である。
【００３５】
図５（ａ）は図４（ａ）または図４（ｂ）のキャリブレーション信号生成器２０によるＡＳＫ変調の結果現れる周波数スペクトラムの例、図５（ｂ）は図４（ｃ）のキャリブレーション信号生成器２０によるＰＳＫ変調の結果現れる周波数スペクトラムの例をそれぞれ示す。いずれの場合も、キャリア信号の周波数ｆｃを中心に、変調波基本周波数ｆｍとその高調波が分布する周波数成分をもつ。補正量算出部４４は、キャリブレーション信号ＣＡのもつ各周波数成分の位相特性を打ち消す補正量を求め、受信処理系、とくに周波数変換器１４の群遅延特性などに起因する対象帯域内の位相特性を解消する。
【００３６】
図６は補正量算出部４４へ投入される位相特性データＸを模式的に示す。ここでは対象帯域内の周波数に応じて位相θが回転している。同図でｎはＦＦＴの次数である。図７は補正量算出部４４が求めた補正量、ここでは補正係数Ｙを作用させた後の位相特性データＸＹを模式的に示す。同図のごとく、補正係数Ｙを作用させることにより、対象帯域内で位相の回転量がすべてゼロになっている。遅延特性は位相特性を周波数について微分したものであるから、位相特性がゼロであれば遅延特性もゼロとなり、受信装置１００間で遅延時間のばらつきをなくすことができる。その結果、未知局１０２の測位精度を高めることができる。
【００３７】
補正量算出部４４による補正係数Ｙの導出は以下の手順による。高速フーリエ変換器４２の出力は複素データであるから、各複素データをX(n)=a(n)+jb(n)で表すと、各nでの位相θ(n)および振幅A(n)は、以下の式により求められる。
【数１０】
2005286928.tif 000012
また、位相と振幅によりX(n)を表すと以下の関係がある。 
【数１１】
2005286928.tif 000013
【００３８】
この複素データX(n)について、その振幅A(n)はそのままで位相θ(n)をゼロに補正(A(n)+j0)するための位相補正係数Y(n)を考えるとX(n)Y(n)=A(n)より、
【数１２】
2005286928.tif 000014
Y(n)=c(n)+jd(n)とおくと
【数１３】
2005286928.tif 000015
【００３９】
キャリブレーション期間で取得された周波数領域複素データをXc(n) (位相θc(n), 振幅Ac(n))、その補正係数をYc(n)とする。通常期間において取得される任意の受信電波に対する周波数領域複素データXRF(n) (位相θRF(n),振幅ARF(n)) に補正係数Yc(n)を乗算した結果は、
【数１４】
2005286928.tif 000016
となり、受信電波に対する周波数領域複素データXRF(n)の位相θRF (n)からキャリブレーション信号入力のXc(n)の位相θc(n)を差し引いた位相を持つ周波数領域複素データとなる。
【００４０】
ここで位相θRF (n)も位相θc(n)も、ともに受信処理系、とくにＡ／Ｄコンバータ１６に入力されるまでに通過する、主にアナログ回路による固有の位相特性の影響を含んでおり、これを位相φRCV(n)とし、位相θRF (n)と位相θc(n)からこれを除いた受信処理系入力端換算の位相成分をそれぞれφRF (n), φc(n)とすると
【数１５】
2005286928.tif 000017
よって以下の式となる。
【数１６】
2005286928.tif 000018
【００４１】
この式から式１０は、
【数１７】
2005286928.tif 000019
となり、位相補正された周波数領域複素データXRF (n)Yc(n)からは受信処理系の固有位相特性φRCV(n)が消える。
【００４２】
φRF (n)およびφC(n)には、それぞれの入力信号のキャリア位相が含まれるが、前述の「到達時間差算出の原理」を用いれば、受信機間のキャリア位相の相違は時間差の検出には無視できる。以上から、補正量算出部４４ではキャリブレーション信号ＣＡを使用して補正係数Yc(n)を予め求めておき、校正部４８はこれを用いて高速フーリエ変換器４２の出力であるXRF (n)にYc(n)を掛ければ、受信装置１００固有の位相特性の影響を排除して正しい測位が実現する。なお、キャリブレーション信号ＣＡに含まれない周波数については、図６の破線で示すように、補正量算出部４４において既知の補間手法を用いて求めればよい。
【００４３】
以上の構成による動作は以下のとおりである。まず、キャリブレーション期間において、スイッチ１２はキャリブレーション信号ＣＡを選択する。この信号は周波数変換器１４、Ａ／Ｄコンバータ１６を経てデジタル信号処理回路１８へ入力される。この間、群遅延等により、受信装置１００固有の遅延特性が生じている。Ａ／Ｄコンバータ１６の出力はデジタル信号処理回路１８の直交検波器３０でベースバンド化され、Ｉ／Ｑ成分が出力される。高速フーリエ変換器４２はこのＩ／Ｑ成分にＦＦＴを施し、位相特性データＸを出力する。補正量算出部４４は前述の手順でこの位相特性を打ち消す補正量である補正係数Ｙを算出し、これをメモリ４６へ格納する。その後、補正量算出部４４は選択信号ＳＷを切り換える。
【００４４】
スイッチ１２は選択信号ＳＷの切換により、アンテナ１０で受信された電波を出力する。この電波は周波数変換器１４、Ａ／Ｄコンバータ１６を経てデジタル信号処理回路１８へ入力される。デジタル信号処理回路１８の直交検波器３０はＡ／Ｄコンバータ１６の出力をベースバンド化およびＩ／Ｑ成分化する。校正部４８はメモリ４６から補正係数Ｙを読み出し、これを乗算器５０へ出力している。そこへ高速フーリエ変換器４２の出力が入力され、最終信号Ｄｏｕｔが補正係数Ｙの作用を受け、受信装置１００固有の遅延特性がなくなった状態で出力される。この後、図示しない回路を経て最終信号Ｄｏｕｔが測位センタ１０４へ通知される。
【００４５】
この実施の形態によれば、以下の効果が得られる。まず、簡易な構成により、機器への組込みの容易なキャリブレーション機能が実現する。これは、キャリブレーション信号の各周波数成分に対して離散的に得られる位相特性データを補間したことから得られる効果である。さらに、実施の形態によれば、デジタル信号処理によって校正が行われるため、再現性と安定性が高い。しかも、受信装置１００固有の遅延特性が除去されるため、測位センタ１０４において非常に精度の高い測位が可能になる。
【００４６】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００４７】
一例として、実施の形態では位相特性をゼロにするよう補正係数Ｙを求めたが、必ずしもゼロにする必要はない。遅延特性は位相特性を周波数で微分したものであり、その遅延特性が一定であればよいことから、位相特性はａｆ＋ｂ（ただし、ａは一定、ｆは周波数、ｂは任意の定数）という形に補正されてもよい。すなわち、ＸＹ＝ａｆ＋ｂになるような補正係数Ｙを利用してもよい。
【００４８】
また、実施の形態ではフィルタの群遅延を問題としたが、必ずしも群遅延に限らず、電波が処理される任意の素子のばらつきを問題としてもよい。実施の形態では、実際にそうした影響も含め、校正をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】実施の形態に係る測位システムの全体構成を示す図である。
【図２】実施の形態に係る受信装置の構成を示す図である。
【図３】受信装置のデジタル信号処理回路の構成を示す図である。
【図４】図４（ａ）から図４（ｃ）は、それぞれ実施の形態に係るキャリブレーション信号生成器の構成を示す図である。
【図５】図５（ａ）、図５（ｂ）は、キャリブレーション信号の周波数スペクトラムの例をそれぞれ示す図である。
【図６】補正量算出部へ投入される位相特性データＸを模式的に示す図である。
【図７】補正量算出部が求めた補正係数Ｙを作用させた後の位相特性データＸＹを模式的に示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１２  スイッチ、  １４  周波数変換器、  １８  デジタル信号処理回路、２０  キャリブレーション信号生成器、  ３０  直交検波器、  ４２  高速フーリエ変換器、  ４４  補正量算出部、  ４８  校正部、  １００  受信装置、  １０４  測位センタ、  ２００  測位システム。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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