(57)【要約】【課題】周波数通過帯域の変更可能なフィルタを用いる場合であれ、制御上の矛盾を生じることのないより信頼性の高いモータの回転情報を検出することのできるモータ回転情報検出装置を提供する。【解決手段】モータ電流検出部４で検出されたモータ電流ｉから、スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）７を用いてリップル成分を抽出し、この電流のリップル成分を比較器８による２値化処理を通じてパルス信号化する。また、モータ端子間電圧検出部３で検出されたモータＭの端子間電圧Ｖｍとモータ電流検出部４で検出されたモータ電流ｉとに基づき、逆起電圧推定部５で逆起電圧Ｖｇを推定する。そして、この逆起電圧ＶｇとモータＭの回転速度との比例関係を利用して、逆起電圧Ｖｇに基づきスイッチトキャパシタフィルタ７の周波数通過帯域をモータＭの回転速度に応じて可変制御する。【選択図】      図１
2005261134.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流ブラシモータのモータ駆動波形から周波数通過帯域の変更可能なフィルタによってその周期成分波形を抽出し、この抽出した周期成分波形に基づいて前記モータの回転情報を検出するモータ回転情報検出装置において、
前記モータの端子間電圧を検出するモータの端子間電圧検出部と、同モータに流れる電流を検出するモータ電流検出部と、これら検出される端子間電圧及び電流に基づいて前記モータに発生する逆起電圧を推定する逆起電圧推定部とを備え、前記推定される逆起電圧に基づいて前記フィルタの周波数通過帯域を変更する
ことを特徴とするモータ回転情報検出装置。
【請求項２】
前記フィルタは、印加されるクロックの周波数に基づいてその周波数通過帯域が可変とされるスイッチトキャパシタフィルタであり、前記印加されるクロックの周波数が前記逆起電圧推定部を通じて推定される逆起電圧に基づいて決定される
請求項１に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項３】
前記スイッチトキャパシタフィルタは、前記モータ駆動波形からその周期成分波形としてリップル成分波形及びサージ成分波形の一方を抽出するものである
請求項１または２に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項４】
前記モータ電流検出部は、前記モータを駆動するモータ駆動トランジスタと並列接続されたカレントミラー構成の電流センストランジスタを有し、該電流センストランジスタに流れる電流に基づいて前記モータに流れる電流を検出する
請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項５】
前記逆起電圧推定部は、前記検出されるモータの端子間電圧をＶｍ、同モータに流れる電流をｉ、前記モータに固有の内部抵抗をｒ、同じく前記モータに固有の内部インダクタンスをＬとし、前記逆起電圧をＶｇとするとき、次式の微分方程式
Ｖｇ＝Ｖｍ−ｒ・ｉ−Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）
の解として前記逆起電圧Ｖｇを推定する
請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項６】
前記逆起電圧推定部は、前記検出されるモータの端子間電圧をＶｍ、同モータに流れる電流をｉ、前記モータに固有の内部抵抗をｒ、前記逆起電圧をＶｇとするとき、演算
Ｖｇ＝Ｖｍ−ｒ・ｉ
を実行して前記逆起電圧Ｖｇを推定する
請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項７】
請求項６に記載のモータ回転情報検出装置において、
前記モータに固有の内部抵抗ｒは、前記モータが回転し得ない程度にその端子間電圧が小さい状態での前記端子間電圧Ｖｍと前記モータ電流ｉとに基づき、演算
ｒ＝Ｖｍ／ｉ
を実行して得られる値である
ことを特徴とするモータ回転情報検出装置。
【請求項８】
請求項６に記載のモータ回転情報検出装置において、
前記モータに固有の内部抵抗ｒは、前記モータの回転を機械的に停止させた状態での前記端子間電圧Ｖｍと前記モータ電流ｉとに基づき、演算
ｒ＝Ｖｍ／ｉ
を実行して得られる値である
ことを特徴とするモータ回転情報検出装置。
【請求項９】
請求項６に記載のモータ回転情報検出装置において、
前記モータに固有の内部抵抗ｒは、前記検出されるモータの定常回転時での端子間電圧をＶｍ１、同じくそのときモータに流れる電流をｉ１とするとともに、前記検出されるモータの制動運転時への切り替え直後における端子間電圧をＶｍ２、同じくそのときモータに流れる電流をｉ２とするとき、次式の連立方程式
Ｖｇ＝Ｖｍ１−ｒ・ｉ１
Ｖｇ＝Ｖｍ２−ｒ・ｉ２
の解として得られる値である
ことを特徴とするモータ回転情報検出装置。
【請求項１０】
前記逆起電圧推定部は、前記モータ電流検出部にて検出される電流に対して前記モータの内部抵抗と同等の電圧降下を生じさせる固定抵抗部と、該固定抵抗部に直列に接続されて、前記モータの定常回転に伴いその端子間に生じる電圧と前記固定抵抗部の端子間電圧との和が前記モータの端子間電圧検出部にて検出される電圧と等しくなるように抵抗値が可変制御される可変抵抗部とを備え、前記可変抵抗部の端子間に生じる電圧に基づいて前記逆起電圧を推定する
請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１１】
前記逆起電圧推定部を構成する前記固定抵抗部と前記可変抵抗部との直列回路は、前記モータの駆動回路に対し所定のカレントミラー比を有してカレントミラー接続されるとともに、前記固定抵抗部の抵抗値は前記モータの内部抵抗に前記カレントミラー比を乗じた値に設定され、これらカレントミラー構成される前記固定抵抗部と前記可変抵抗部との直列回路の端子間電圧と前記モータの端子間電圧とは、前記固定抵抗部と前記可変抵抗部との直列回路の端子電圧と前記モータの端子電圧とがそれぞれ入力される演算増幅器の仮想接地を利用して等しい電圧とされる
請求項１０に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１２】
前記可変抵抗部は電界効果トランジスタを有して構成され、前記仮想接地される演算増幅器の出力が前記電界効果トランジスタのゲート端子に印加されることに基づいてそのソース・ドレイン端子間の抵抗値が可変制御される
請求項１１に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１３】
前記逆起電圧推定部は、前記モータ電流検出部にて検出される電流に対して前記モータの内部抵抗と同等の電圧降下を生じさせる固定抵抗部と、該固定抵抗部に直列に接続されて、前記モータの制動運転に伴いその端子間に生じる電圧が前記モータの端子間電圧検出部にて検出される電圧と等しくなるように抵抗値が可変制御される可変抵抗部とを備え、これら固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路の端子間に生じる電圧に基づいて前記逆起電圧を推定する
請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１４】
前記逆起電圧推定部を構成する前記固定抵抗部と前記可変抵抗部との直列回路は前記モータの駆動回路に対し所定のカレントミラー比を有してカレントミラー接続されるとともに、前記固定抵抗部の抵抗値は前記モータの内部抵抗に前記カレントミラー比を乗じた値に設定され、これらカレントミラー構成される前記可変抵抗部の端子間電圧と前記モータの端子間電圧とは、前記可変抵抗部の端子電圧と前記モータの端子電圧とがそれぞれ入力される演算増幅器の仮想接地を利用して等しい電圧とされる
請求項１３に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１５】
前記可変抵抗部は電界効果トランジスタを有して構成され、この電解効果トランジスタのドレイン電圧をＶｄ、同電界効果トランジスタのソース電圧をＶｓ、前記モータの端子間電圧をＶｍとするとき、演算増幅器によるＶｄ−（Ｖｓ−Ｖｍ）なる出力が前記電界効果トランジスタのゲート端子に印加されることに基づいてそのソース・ドレイン端子間の抵抗値が可変制御される
請求項１４に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１６】
前記周波数通過帯域の変更可能なフィルタによって抽出される前記電流の周期成分波形は、比較器による２値化処理を通じてパルス化される
請求項１〜１５のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１７】
前記直流ブラシモータのモータ駆動波形が、同直流ブラシモータに流れる電流の波形である
請求項１〜１６のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【請求項１８】
前記直流ブラシモータのモータ駆動波形が、同直流ブラシモータの端子間電圧の波形である
請求項１〜１６のいずれか一項に記載のモータ回転情報検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ回転情報検出装置に関し、詳しくはブラシを有する直流モータにあって、該モータに流れる電流、又は該モータの端子間電圧などのモータ駆動波形に基づきその回転情報を検出する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車には、快適性や利便性のために、直流ブラシモータを使ったシステムが数多く搭載されている。例えば、空調装置には、吹き出し口やエアミックス量を変えるためのドアを動かす直流モータが幾つか搭載されている。また、ドアミラーの位置やシートの位置の操作、パワーウインドシステムにあっては窓の位置の操作などにも、そのアクチュエータとして直流モータが使われている。さらには、ヘッドライトの光軸をステアリングの切れ角に応じて変更するシステムなど、今後もこうした直流モータが使われる用途は拡大されつつある。
【０００３】
このように、これらのシステムでは、ドアの位置、ミラーの位置、シートの位置、窓の位置、ヘッドライトの位置と、それら駆動対象の位置を直流モータによって制御する。このため、何らかの手法で駆動対象の位置、すなわちモータの回転情報を検出することが重要である。
【０００４】
ここで従来、上記駆動対象の位置（モータの回転情報）を検出する方法としては、例えば特許文献１に記載されているように、ホールセンサ等を用いてモータの回転量を計測することによって位置を特定する方法や、ポテンショメータにより位置を特定する方法が知られている。しかし、このような方法では、上記ホールセンサやポテンショメータ等のセンサを必要とするため、センサ自身及びセンサの取り付けによるコストの増大や信号線数の増加、さらにはセンサの寿命による信頼性の低下等が無視できないものとなる。
【０００５】
そこで従来は、こうしたセンサを不要として、具体的にはモータに流れる電流に含まれるリップル成分を抽出し、この抽出したリップル成分に基づいてモータの回転情報を得る方法なども提案されている（例えば特許文献２参照）。図１１及び図１２に、こうしてモータの回転情報を検出するための構成、並びにその検出態様について例示する。
【０００６】
すなわち、上記態様でモータの回転情報を得るためには、図１１に示すように、モータＭへの給電回路中にモータＭと直列に抵抗Ｒｏを介挿し、この介挿した抵抗Ｒｏの端子間電圧を抽出することで、モータＭに流れるモータ電流ｉを検出する。このとき、この検出されるモータ電流ｉは、図１２（ａ）に示されるように、所定周期のリップル成分に対して、ブラシと整流子の各セグメントとが切り替わる際の不連続性に起因するサージ成分が加わったものとなる。そして、このモータに流れるモータ電流ｉを上記リップル成分の周期（周波数域）に対応したバンドパスフィルタＢＰＦに通すことにより、そのフィルタ出力ＢＰＦｏとして、図１２（ｂ）に示されるように、上記サージ成分やその他のノイズ成分が除去された信号を得る。すなわち、モータＭに流れるモータ電流ｉのリップル成分に対応した信号を得る。さらに、このモータ電流ｉのリップル成分に対応した信号ＢＰＦｏを比較器ＣＰを通じて所定のしきい値電圧Ｖｔｈのもとに２値化することにより、図１２（ｃ）に示される態様でモータの回転角度に対応したパルス信号ＣＰｏが得られる。そして、このパルス信号ＣＰｏの数を数えることで、モータＭの回転数（回転速度）や回転角度等の回転情報が検出されるようになる。このように、モータＭに流れるモータ電流ｉに含まれるリップル成分を抽出することができれば、これに基づいてモータの回転情報が得られるようになる。
【０００７】
しかし一方、この方法の場合には上述のように、バンドパスフィルタＢＰＦを用いてモータ電流ｉのリップル成分を抽出する際に、その周波数域に応じてバンドパスフィルタＢＰＦの周波数通過帯域を設定する必要がある。すなわち、モータ電流ｉのリップル成分の周波数はモータＭの回転数に比例するため、モータＭの回転開始時や回転停止直前などの低回転域と、定常回転時などの高回転域とでは、上記リップル成分の周波数も自ずと異なったものとなる。そして通常、バンドパスフィルタＢＰＦとしての十分なフィルタ特性を得るためにはその周波数通過帯域をある程度狭く設定することが望ましいため、同通過帯域をモータＭの低速回転時の周波数に合わせると、モータＭの高速回転時のリップル成分が抽出できなくなる。逆に、同通過帯域をモータＭの高速回転時の周波数通過帯域に合わせると、今度はその低速回転時のリップル成分が抽出できなくなる。他方、このようなバンドパスフィルタＢＰＦによってモータＭの低速回転時の周波数から高速回転時の周波数までカバーしようとすると、フィルタ自体の減衰特性が低下し、サージ成分を十分に減衰することができなくなる。すなわち、フィルタ出力ＢＰＦｏを上記比較器ＣＰにより２値化した場合、その出力ＣＰｏとして余分なパルスが観測されるなど、誤った回転情報となりかねない。
【０００８】
そこで、従来はさらに、このような不都合を回避するために、モータの回転数（回転速度）に応じて周波数通過帯域を変更可能なスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）を用いてモータに流れる電流の波形を整形し、そのリップル成分を抽出する装置なども提案されるに至っている（例えば特許文献３参照）。
【特許文献１】特開２００３−０４９５８６号公報
【特許文献２】特開２００２−０１０６６７号公報
【特許文献３】特開２０００−１１４９６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
このように、モータの回転数に応じてフィルタとしての周波数通過帯域を可変とすることができれば、基本的に、モータの全ての運転領域においてそのリップル成分を正確に抽出することが可能となり、ひいてはこうしたリップル成分に基づくモータの回転情報の取得も容易となる。しかし、上記特許文献３に記載の装置はあくまで、抽出された電流のリップル成分の周波数とモータの回転数とが比例関係にあることを利用して、抽出されたリップル成分の周波数からスイッチトキャパシタフィルタのクロック周波数を決定する構成である。このため、新たに次のような不都合も招きかねない。すなわち、この構成では、上記リップル成分が抽出できなければスイッチトキャパシタフィルタのクロック周波数も決まらないため、初期値としてのリップルの抽出がより困難になる。このため、何らかの原因でスイッチトキャパシタフィルタの周波数特性自体が誤パルスを生じる特性になってしまうと、このような特性からスイッチトキャパシタフィルタとしてのフィルタ特性の制御が開始され、こうして誤パルスが生じる状態に収束したり、あるいは発散したりするなど、制御上の矛盾を招きかねない。そしてこのような場合には、検出されるモータ回転情報の信頼性自体が大きく低下してしまうことになる。
【００１０】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、周波数通過帯域の変更可能なフィルタを用いる場合であれ、制御上の矛盾を生じることのないより信頼性の高いモータの回転情報を検出することのできるモータ回転情報検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
こうした目的を達成するため、請求項１に記載のモータ回転情報検出装置では、直流ブラシモータのモータ駆動波形から周波数通過帯域の変更可能なフィルタによってその周期成分波形を抽出し、この抽出した周期成分波形に基づいて前記モータの回転情報を検出するモータ回転情報検出装置として、前記モータの端子間電圧を検出するモータの端子間電圧検出部と、同モータに流れる電流を検出するモータ電流検出部と、これら検出される端子間電圧及び電流に基づいて前記モータに発生する逆起電圧を推定する逆起電圧推定部とを備え、前記推定される逆起電圧に基づいて前記フィルタの周波数通過帯域を変更するものとして構成する。
【００１２】
通常、逆起電圧はモータの回転数に比例する。このため、この逆起電圧に基づいて上記フィルタの周波数通過帯域を変更するようにすれば、モータの低速回転域から高速回転域までの全回転域において、モータ電流から周期成分波形を精度よく抽出することができるようになる。
【００１３】
したがって、このような構成によれば、フィルタによって抽出された周期成分波形から推定されたモータの回転数をフィルタにフィードバックして、その周波数通過帯域を変更する従来の構成と比較して、制御上の矛盾を生じることがなく、より信頼性の高いモータ回転情報を検出することができるようになる。
【００１４】
また、請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明の構成において、前記フィルタを、印加されるクロックの周波数に基づいてその周波数通過帯域が可変とされるスイッチトキャパシタフィルタとするとともに、前記印加されるクロックの周波数が前記逆起電圧推定部を通じて推定される逆起電圧に基づいて決定されるものとして構成する。
【００１５】
このような態様で、スイッチトキャパシタフィルタのクロック周波数を制御することで、フィルタの周波数通過帯域をモータの回転速度に応じて容易に変更することができるようになる。
【００１６】
ここで、モータの回転情報を検出するためにモータ駆動波形から抽出する周期成分波形としては、請求項３に記載の発明によるように、モータ駆動波形に含まれるリップル成分波形及びサージ成分波形の一方が有効である。
【００１７】
また、請求項４に記載の発明では、請求項１〜３のいずれか一項に記載の発明の構成において、前記モータ電流検出部としてこれを、前記モータを駆動するモータ駆動トランジスタと並列接続されたカレントミラー構成の電流センストランジスタを有し、該電流センストランジスタに流れる電流に基づいて前記モータに流れる電流を検出するものとして構成する。
【００１８】
モータ電流検出部としてのこのような構成によれば、モータに流れる電流は適切なカレントミラー比で縮小されるかたちで検出されるようになる。このため、従来採用されていた抵抗などの電流検出用回路素子による発熱が大幅に低減され、上記各回路素子をＩＣチップ化することが可能になる。すなわち、外付け部品が減少され、よりコンパクトな回路設計が期待できるようになる。
【００１９】
また、請求項５に記載の発明では、請求項１〜４のいずれか一項に記載の発明の構成において、前記逆起電圧推定部としてこれを、前記検出されるモータの端子間電圧をＶｍ、同モータに流れる電流をｉ、前記モータに固有の内部抵抗をｒ、同じく前記モータに固有の内部インダクタンスをＬとし、前記逆起電圧をＶｇとするとき、次式の微分方程式
Ｖｇ＝Ｖｍ−ｒ・ｉ−Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）
の解として前記逆起電圧Ｖｇを推定するものとして構成する。
【００２０】
逆起電圧推定部としてのこのような構成によれば、例えばＣＰＵ等の演算装置を用いて逆起電圧Ｖｇを推定することができるため、抵抗等の回路素子の部品数が低減されるとともに、より柔軟性の高い設計が実現可能となる。
【００２１】
なお、上記微分方程式において、モータの内部インダクタンスＬによる電圧降下は十分に小さいため、これを無視することもできる。そこで、請求項６に記載の発明によるように、より簡略化された次式
Ｖｇ＝Ｖｍ−ｒ・ｉ
の解として逆起電圧Ｖｇを求めることもできる。
【００２２】
ここで、上記モータの内部抵抗ｒは一定の抵抗値を持つものとして扱っているが、実際には、製造ばらつきや温度特性などの影響によって、その抵抗値が変化する可能性がある。
【００２３】
そこで、特に請求項６に記載の発明に関しては、モータの内部抵抗ｒのばらつきの影響を回避するために、例えば請求項７に記載の発明によるように、
（イ）モータが回転し得ない程度にその端子間電圧が小さい状態。
あるいは請求項８に記載の発明によるように、
（ロ）モータの回転を機械的に停止させた状態。
で、次の演算
ｒ＝Ｖｍ／ｉ
を実行して、モータの内部抵抗ｒを求めることが有効である。
【００２４】
また、上記請求項６に記載の発明に関してはこれらの他、例えば請求項９に記載の発明によるように、モータの定常回転時での端子間電圧Ｖｍ１及びモータ電流ｉ１と、モータの制動運転への切り替え直後における端子間電圧Ｖｍ２及びモータ電流ｉ２とをそれぞれ求めて、次式の連立方程式
Ｖｇ＝Ｖｍ１−ｒ・ｉ１
Ｖｇ＝Ｖｍ２−ｒ・ｉ２
の解としてモータの内部抵抗ｒを求めてもよい。
【００２５】
これらいずれの手法であれ、モータの内部抵抗ｒについての抵抗値のばらつきによる影響を好適に回避して、より正確に逆起電圧Ｖｇを求めることができるようになる。
一方、請求項１０に記載の発明では、請求項１〜４のいずれか一項に記載の発明の構成において、前記逆起電圧推定部としてこれを、前記モータ電流検出部にて検出される電流に対して前記モータの内部抵抗と同等の電圧降下を生じさせる固定抵抗部と、該固定抵抗部に直列に接続されて、前記モータの定常回転に伴いその端子間に生じる電圧と前記固定抵抗部の端子間電圧との和が前記モータの端子間電圧検出部にて検出される電圧と等しくなるように抵抗値が可変制御される可変抵抗部とを備え、前記可変抵抗部の端子間に生じる電圧に基づいて前記逆起電圧を推定するものとして構成する。
【００２６】
すなわちここでは、逆起電圧推定部が、上記固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路からなり、モータの定常運転時において、
（ａ）固定抵抗部に生じる電圧降下がモータの内部抵抗に生じる電圧降下とが等しくなる。且つ、
（ｂ）固定抵抗部に生じる電圧降下と可変抵抗部に生じる電圧降下との和（固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路の端子間電圧）がモータの端子間電圧と等しくなる。
といった条件が満たされる態様で、上記可変抵抗部の抵抗値が制御される。そして、このように制御される可変抵抗部の端子間に生じる電圧に基づいて逆起電圧が推定される。モータの定常運転時には、このような回路を採用することにより、同逆起電圧推定部として上記ＣＰＵ等の演算装置を用いずとも、上記逆起電圧についての精度の高い推定が可能となる。
【００２７】
そして、このためには、請求項１１に記載の発明によるように、逆起電圧推定部を構成する上記固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路をモータの駆動回路に対し所定のカレントミラー比を有してカレントミラー接続するとともに、上記固定抵抗部の抵抗値はモータの内部抵抗にこのカレントミラー比を乗じた値に設定することで上記（ａ）の条件を満たす。さらには、これらカレントミラー構成される固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路の端子電圧とモータの端子電圧とをそれぞれ演算増幅器に入力し、この演算増幅器による仮想接地を利用して上記（ｂ）の条件を満たす構成が、やはりこれら各回路をＩＣチップ化する上で有利である。
【００２８】
またこのときには、請求項１２に記載の発明によるように、上記可変抵抗部が電界効果トランジスタを有する構成とし、上記仮想接地される演算増幅器の出力をこの電界効果トランジスタのゲート端子に印加するようにすることで、そのソース・ドレイン間の抵抗値を通じた同可変抵抗部としての抵抗値制御も容易に実現されるようになる。
【００２９】
また一方、請求項１３に記載の発明では、請求項１〜４のいずれか一項に記載の発明の構成において、前記逆起電圧推定部としてこれを、前記モータ電流検出部にて検出される電流に対して前記モータの内部抵抗と同等の電圧降下を生じさせる固定抵抗部と、該固定抵抗部に直列に接続されて、前記モータの制動運転に伴いその端子間に生じる電圧が前記モータの端子間電圧検出部にて検出される電圧と等しくなるように抵抗値が可変制御される可変抵抗部とを備え、これら固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路の端子間に生じる電圧に基づいて前記逆起電圧を推定するものとして構成する。
【００３０】
すなわちここでは、逆起電圧推定部が、上記固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路からなり、モータの制動運転状態において、
（ａ）固定抵抗部に生じる電圧降下がモータの内部抵抗に生じる電圧降下とが等しくなる。且つ、
（ｂ）可変抵抗部の端子間に生じる電圧降下がモータの端子間電圧と等しくなる。
といった条件が満たされる態様で上記可変抵抗部の抵抗値が制御される。そして、上記固定抵抗部とこのように制御される可変抵抗部との直列回路の端子間に生じる電圧に基づいて逆起電圧が推定される。モータの制動運転時には、このような回路を採用することにより、同逆起電圧推定部として上記ＣＰＵ等の演算装置を用いずとも上記逆起電圧についての精度の高い推定が可能となる。
【００３１】
そしてこの場合も、請求項１４に記載の発明によるように、逆起電圧推定部を構成する上記固定抵抗部と可変抵抗部との直列回路をモータの駆動回路に対し所定のカレントミラー比を有してカレントミラー接続するとともに、上記固定抵抗部の抵抗値はモータの内部抵抗にこのカレントミラー比を乗じた値に設定することで上記（ａ）の条件を満たす。さらには、これらカレントミラー構成される可変抵抗部の端子電圧とモータの端子電圧とをそれぞれ演算増幅器に入力し、この演算増幅器による仮想接地を利用して上記（ｂ）の条件を満たす構成が、上述と同様、これら各回路をＩＣチップ化する上で有利である。
【００３２】
またこのときも、請求項１５に記載の発明によるように、上記可変抵抗部が電界効果トランジスタを有する構成とし、該電界効果トランジスタのドレイン電圧をＶｄ、ソース電圧をＶｓ、モータの端子間電圧をＶｍとするとき、演算増幅器によるＶｄ−（Ｖｓ−Ｖｍ）なる出力をこの電界効果トランジスタのゲート端子に印加するようにすることで、そのドレイン・ソース間の抵抗値を通じた同可変抵抗部としての抵抗値制御も容易に実現されるようになる。
【００３３】
他方、請求項１６に記載の発明では、請求項１〜１５のいずれか一項に記載の発明の構成において、前記周波数通過帯域の変更可能なフィルタによって抽出される前記電流の周期成分波形が、比較器による２値化処理を通じてパルス化される構成とする。
【００３４】
このように、フィルタによって抽出される電流の周期成分波形を、比較器による２値化処理を通じてパルス信号化することで、モータ回転情報の検出もより容易となる。
なお、以上の各発明において、上述した直流ブラシモータのモータ駆動波形としては、例えば請求項１７に記載の発明のように、
・同直流ブラシモータに流れる電流の波形。
あるいは請求項１８に記載の発明のように、
・直流ブラシモータの端子間電圧の波形。
などがある。これらいずれも上述した周期成分波形を抽出する上で有効である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
（第１の実施の形態）
以下、本発明に係るモータ回転情報検出装置を具体化した第１の実施の形態について、図１〜図４に基づき説明する。
【００３６】
図１は、この実施の形態のモータ回転情報検出装置の構成の概略を示すブロック図である。
同図１に示すように、直流モータＭは、一対のブラシ２を介してモータ駆動電源Ｅ１に接続され、このモータ駆動電源Ｅ１によって給電されている。そしてこのモータＭには、これと並列にモータの端子間電圧Ｖｍを検出するモータ端子間電圧検出部３が接続されるとともに、同モータＭと直列に、モータＭに流れる電流ｉを検出するモータ電流検出部４が接続されている。
【００３７】
本実施の形態では、モータ端子間電圧検出部３で検出されるモータの端子間電圧Ｖｍとモータ電流検出部４で検出されるモータ電流ｉとは、ともに逆起電圧推定部５に取り込まれ、この逆起電圧推定部５によって、モータＭに発生する逆起電圧Ｖｇを算出するようになっている。
【００３８】
一般に、モータの逆起電圧Ｖｇを検出する方法としては、図２に示すように、モータＭと図示するような抵抗値を持つ抵抗とでブリッジ回路を構成し、このブリッジ回路の出力端子間の電圧を検出することで逆起電圧Ｖｇを検出する方法がある。この回路では、モータＭが回転していない状態では、ブリッジを構成する両辺の抵抗の分圧値がつり合うため、出力端子間の電圧がゼロになるが、モータＭが回転すると逆起電圧Ｖｇが生じるようになるため、ブリッジが不平衡となり、出力端子間にこの逆起電圧Ｖｇに対応した電圧が生じるようになる。すなわち、この出力端子間の電圧からモータの逆起電圧Ｖｇが求められる。
【００３９】
ところが、このようにブリッジ回路を構成して逆起電圧Ｖｇを求める場合、少なくともモータ側の抵抗には大電流が流れて、発熱するようになる。このため、このような抵抗はＩＣチップに内蔵することができず、結局は外付け部品数が増加してしまう。
【００４０】
そこで、本実施の形態では、逆起電圧Ｖｇの検出方法として、図１に示したように、モータの端子間電圧Ｖｍとモータに流れるモータ電流ｉとに基づき、ＣＰＵなどの演算装置を用いて逆起電圧Ｖｇを求めるようにしている。なお、モータの端子間電圧Ｖｍ、モータに流れるモータ電流ｉ、そして逆起電圧Ｖｇとは、図３に示すモータＭの等価回路から、次式の関係が成り立つ。
Ｖｍ＝Ｖｇ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＋ｒ・ｉ      …（１）
ここで、Ｌはモータの内部インダクタンス、ｒはモータの内部抵抗である。したがって、上記モータの端子間電圧Ｖｍ及びモータ電流ｉが検出されれば、この微分方程式の解として上記逆起電圧Ｖｇを算出（推定）することができるようになる。
【００４１】
本実施の形態（図１）では、こうして逆起電圧推定部５で逆起電圧Ｖｇが推定されると、その結果がクロック周波数設定部６に出力される。逆起電圧ＶｇはモータＭの回転数に比例するため、このクロック周波数設定部６では、上記推定された逆起電圧Ｖｇの値からモータＭの回転数を求め、さらにこの求めたモータＭの回転数に基づいてクロック周波数ｆを設定する。そして、この設定したクロック周波数ｆに基づいてスイッチトキャパシタフィルタ７の周波数通過帯域を制御する。
【００４２】
一方、先のモータ電流検出部４で検出されたモータ電流ｉは、上記スイッチトキャパシタフィルタ７にも入力され、このスイッチトキャパシタフィルタ７によって、その周期成分波形が抽出される。本実施の形態では、このモータ電流ｉの周期成分波形として、モータＭの回転速度に比例して同電流波形に重畳されるリップル成分（図１２参照）を抽出するようにしている。
【００４３】
なお、モータ回転速度が変化すると、上記逆起電圧Ｖｇと共々、モータ電流ｉに含まれるリップル成分の周期（周波数）も変化する。このため、モータ回転速度に応じてスイッチトキャパシタフィルタ７の周波数通過帯域を変更するべく、上記クロック周波数設定部６からこのスイッチトキャパシタフィルタ７に対して、その時々の逆起電圧Ｖｇに対応した周波数ｆなるクロックが印加されるようにしている。これにより、スイッチトキャパシタフィルタ７の周波数通過帯域は、常にモータＭの回転速度に応じた帯域として設定される。
【００４４】
こうしてスイッチトキャパシタフィルタ７により抽出されたモータ電流ｉのリップル成分は比較器８に取り込まれ、この比較器８によって所定のしきい値電圧Ｖｔｈのもとに２値化されることで、上記リップル成分と同一の周波数を有するパルス信号となる。なお、上述したように、モータ電流ｉに含まれるリップル成分はモータＭの回転速度に比例するため、このパルス信号の周波数もモータＭの回転速度に比例したものとなる。
【００４５】
また、こうして比較器８を通じて生成されたパルス信号は回転量算出部９に入力される。この回転量算出部９では、パルス信号の数やその周期時間等に基づいて、モータＭの回転速度や回転角度（回転位置）等の回転情報を得る。そして、この回転量算出部９で求められたモータＭの回転情報と同モータＭの制御目標値とが一致するように、モータ回転制御部１０を通じてモータＭに対する制御指令が与えられる。
【００４６】
図４は、図１に示した本実施の形態のモータ回転情報検出装置の構成をさらに詳細に示したブロック図である。本実施の形態では、スイッチング素子としての４つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４を用いて、モータＭの駆動回路としてのブリッジ回路（Ｈブリッジ）を形成している。これらトランジスタＭ１〜Ｍ４の各々は、ゲート駆動回路１０Ｂを通じてその導通状態（オンまたはオフ）が制御される。
【００４７】
すなわちここでは、ゲート駆動回路１０Ｂを通じて、トランジスタＭ２とＭ３とがオン、そしてトランジスタＭ１とＭ４とがオフとされたとき、モータＭが正転し、またトランジスタＭ２とＭ３とがオフ、トランジスタＭ１とＭ４とがオンとされたとき、モータＭが逆転するものとする。また、モータＭの定常運転状態から、トランジスタＭ１とＭ２とがオフ、Ｍ３とＭ４とがオンにされることによって、モータＭは制動運転状態となる。
【００４８】
次に、この図４に示すモータ電流検出部４について詳細に説明する。
本実施の形態で採用するモータ電流検出部４は、カレントミラーＣ１、Ｃ２を利用してモータ電流ｉを検出するように構成されている。すなわち同図４に示すように、モータ駆動回路に設けられてモータＭを駆動するトランジスタＭ３に対しては、ゲート駆動電圧とソース電圧とがそれぞれ共通化されたセンストランジスタＭ５が設けられ、このトランジスタＭ５のドレイン側に抵抗Ｒ１が接続されている。また同様に、トランジスタＭ４に対しても、ゲート駆動電圧とソース電圧とが共通化されたセンストランジスタＭ６が設けられ、このトランジスタＭ６のドレイン側に抵抗Ｒ２が接続されている。
【００４９】
このように、トランジスタＭ３とＭ５とでカレントミラーＣ１が形成され、トランジスタＭ４とＭ６とでカレントミラーＣ２が形成される。そして、これらのカレントミラーＣ１及びＣ２によって、モータ電流ｉが所定のカレントミラー比（例えば１：ｍ）で減少される。例えば、モータＭが正回転している状態では、モータ電流ｉはトランジスタＭ３のドレイン電流となり、このＭ３のドレイン電流に対し、トランジスタＭ５のドレイン電流は「ｉ／ｍ」となる。また同様に、モータＭが逆回転している状態では、モータ電流ｉはトランジスタＭ４のドレイン電流となり、このトランジスタＭ４のドレイン電流に対し、トランジスタＭ６のドレイン電流は「ｉ／ｍ」となる。
【００５０】
すなわち、上記抵抗Ｒ１またはＲ２の両端の電圧を検出することによって、トランジスタＭ５またはＭ６のドレイン電流が検出され、その電流のｍ倍としてモータ電流ｉが検出されるようになる。なお、カレントミラー比は抵抗Ｒ１またはＲ２を流れる電流が十分に小さければ、適宜任意の値に設定することができる。
【００５１】
本実施の形態ではこのように、カレントミラーＣ１、Ｃ２を利用してモータ電流ｉを検出しているため、抵抗Ｒ１、Ｒ２での発熱が大幅に低減され、これら抵抗Ｒ１、Ｒ２をＩＣチップに内蔵することも可能となる。
【００５２】
こうして上記抵抗Ｒ１及びＲ２を用いて検出されたモータ電流ｉは、演算増幅器Ａ３（モータＭの正転時）及びＡ２（モータＭの逆転時）によって差動増幅されて、それぞれＡＤ変換器５１及びマルチプレクサ４１に取り込まれる。
【００５３】
ここで、マルチプレクサ４１は、回転制御部１０Ａを通じて認識されるモータＭの回転方向に応じて演算増幅器Ａ２またはＡ３からの出力信号を選択的にスイッチトキャパシタフィルタ７に出力する。すなわち、モータＭが正転している場合は、演算増幅器Ａ３とスイッチトキャパシタフィルタ７とが接続され、モータＭが逆転している場合は、演算増幅器Ａ２とスイッチトキャパシタフィルタ７とが接続されるようになる。
【００５４】
一方、演算増幅器Ａ２、Ａ３によって出力されるモータ電流ｉは、演算増幅器Ａ１を通じて検出されるモータＭの端子間電圧Ｖｍとともに、ＡＤ変換器５１に取り込まれ、デジタル信号に変換される。そして、このデジタル信号に基づき逆起電圧算出部５２で上述の逆起電圧Ｖｇが算出される。なお、これらＡＤ変換器５１及び逆起電圧算出部５２によって、先の逆起電圧推定部５（図１）が構成されている。
【００５５】
また、この逆起電圧算出部５２によって算出された逆起電圧Ｖｇは分周数設定部６１と可変分周器６２とを備えるクロック周波数設定部６に入力される。このうち、分周数設定部６１では、上記逆起電圧Ｖｇに基づいて分周数が設定される。また、可変分周器６２では、別途入力される基準クロックをこの設定された分周数に基づき分周して、モータＭの回転速度に応じた周波数ｆを有するクロックを生成する。そして、こうして生成されるクロックによってスイッチトキャパシタフィルタ７の周波数通過帯域がモータＭの回転速度に対応した帯域となるように変更される。
【００５６】
なお、このスイッチトキャパシタフィルタ７によってモータ電流検出部４で検出されたモータ電流ｉに含まれるリップル成分が抽出されること、またこの抽出されたリップル成分が比較器８を通じて２値化されて、パルス信号となることは上述した通りである。そして、このパルス信号がＣＰＵによって実現される上記回転量算出部９に取り込まれて、モータＭの回転情報が検出されるようになる。
【００５７】
また、この図４において、先のモータ回転制御部１０（図１）は、それぞれ上述した回転制御部１０Ａとゲート駆動回路１０Ｂとによって構成されている。このうち、回転制御部１０Ａは、上記検出されるモータＭの回転情報に基づきゲート駆動回路１０Ｂに対してモータＭの回転・停止、または正転・逆転等の指令を与える部分である。ゲート駆動回路１０Ｂでは、この与えられた指令に基づいて上述した各トランジスタに対するゲート駆動信号を生成出力することとなる。また、回転制御部１０Ａでは、上記マルチプレクサ４１に対しても、モータＭの回転方向に応じて、上記演算増幅器Ａ２またはＡ３のいずれの出力を選択すべきかを指令をする。
【００５８】
以上説明したように、本実施の形態によれば、以下のような効果が得られるようになる。
（１）スイッチトキャパシタフィルタ７を用いてモータ電流ｉのリップル成分を抽出し、この電流のリップル成分に基づきモータＭの回転情報を検出するに際し、モータＭの回転速度に比例する逆起電圧Ｖｇを利用してスイッチトキャパシタフィルタ７の周波数通過帯域を変更することとした。このため、制御上の矛盾がなく、モータ電流ｉのリップル成分を精度よく抽出することができるようになり、ひいてはより信頼性の高いモータ回転情報を検出することができるようになる。
【００５９】
（２）上記モータ電流ｉについてはこれを、カレントミラーＣ１及びＣ２を用いて抽出するようにした。これにより、電流検出用の抵抗Ｒ１及びＲ２がＩＣチップに内蔵できるようになり、モータ電流検出部４、ひいてはモータ回転情報検出装置全体としての設計のコンパクト化が図られるようになる。
【００６０】
（３）しかも、上記逆起電圧Ｖｇについてはこれを、モータの端子間電圧Ｖｍとモータ電流ｉとから、ＣＰＵなどの演算装置を用いて推定するようにした。このため、従来のように外付けの抵抗などを使う必要がなくなり、この点でも、よりコンパクトな装置設計が実現されるようになる。
【００６１】
なお、上記実施の形態は、例えば次のような形態として実施することもできる。
・上記実施の形態では、逆起電圧Ｖｇを算出する際に、モータＭの内部抵抗ｒと内部インダクタンスＬとの両方を考慮することとしたが、モータＭの内部インダクタンスＬによる電圧降下は一般に小さい。このため、上記式（１）においてこの項を省略するようにしてもよい。すなわち、次式（２）
Ｖｇ＝Ｖｍ−ｒ・ｉ      …（２）
を実行して逆起電圧Ｖｇを推定するようにしてもよい。これにより、上記逆起電圧Ｖｇの推定もさらに簡略化されるようになる。
【００６２】
・上記実施の形態では、モータＭの内部抵抗ｒが既知で固定の値として用いることとしたが、実際には、製造のばらつきや抵抗の温度特性等の影響によって、その抵抗値が変動する可能性もある。したがって、こうした抵抗値のばらつきを補正すべく、特に上記式（２）を採用する場合には、この内部抵抗ｒを個別に求めるようにしてもよい。その具体的な方法としては、
（イ）モータＭが回転し得ない程度にその端子間電圧Ｖｍを小さくした状態。あるいは、
（ロ）モータＭの回転を機械的に停止させた状態。
で、演算
ｒ＝Ｖｍ／ｉ      …（３）
を実行して上記内部抵抗ｒを求めるようにする。また、モータの定常回転時での端子間電圧Ｖｍ１及びモータ電流ｉ１と、モータの制動運転への切り替え直後における端子間電圧Ｖｍ２及びモータ電流ｉ２とをそれぞれ求めて、次式の連立方程式
Ｖｇ＝Ｖｍ１−ｒ・ｉ１
Ｖｇ＝Ｖｍ２−ｒ・ｉ２      …（４）
の解としてモータの内部抵抗ｒを求めるようにしてもよい。これらにより、同内部抵抗ｒの抵抗値のばらつきの影響が好適に抑制され、より正確に逆起電圧Ｖｇを求めることができるようになる。しかも、こうしてモータＭの内部抵抗ｒを求めるようにすれば、同一の回転情報検出装置を別のモータにも応用することができるようになる。
【００６３】
・上記実施の形態では、モータＭの定常運転時において、上記式（１）、あるいは式（２）の解として逆起電圧Ｖｇを推定したが、モータＭが定常運転状態にある場合に限らず、制動運転状態にある場合であっても、これらの式を用いて逆起電圧Ｖｇを求めるようにしてもよい。このようなモータＭの制動運転時には、図５に示すように、モータに流れる電流ｉの方向が図中の実線矢印の方向から破線矢印の方向に変化するが、このときには抵抗Ｒ１で検出される電流も負の値となるため、上記と同様、式（１）、あるいは式（２）を用いて逆起電圧Ｖｇを算出することができる。
【００６４】
（第２の実施の形態）
次に、本発明に係るモータ回転情報検出装置を具体化した第２の実施の形態について、図６〜図１０を参照して詳細に説明する。
【００６５】
本実施の形態のモータ回転検出装置は、先の第１の実施の形態のようにＣＰＵなどの演算装置を用いずに、純粋にハードウェアを用いて、具体的にはアナログ回路を用いて逆起電圧Ｖｇを求めるように構成されている。
【００６６】
まず、図６は、モータＭが正回転している状態で逆起電圧Ｖｇを推定する回路の概略を示している。
同図６に示すように、本実施の形態で採用する逆起電圧推定部１０５は、可変抵抗部ＶＲ１と固定抵抗部Ｒ３との直列回路として構成されている。また、本実施の形態においては、これも同図６に示すように、モータＭが等価的に逆起電圧Ｖｇと内部抵抗ｒとによって表されるものとしている。そして、これらモータＭと逆起電圧推定部１０５とは、モータ駆動用のトランジスタＭ３及びセンストランジスタＭ７によってカレントミラー接続されている。このように、カレントミラー接続されることによって逆起電圧推定部１０５には、該カレントミラーのカレントミラー比（１：ｍ）に応じてモータ電流ｉの「１／ｍ」の電流が流れるようになる。
【００６７】
またここで、上記固定抵抗部Ｒ３の抵抗値は、モータの内部抵抗ｒに上記カレントミラー比を乗じた値、すなわち「ｍｒ」に設定されている。このため、固定抵抗部Ｒ３に生じる電圧降下「ｍｒ・ｉ／ｍ＝ｒ・ｉ」はモータの内部抵抗ｒに生じる電圧降下「ｒ・ｉ」と等しくなっている。
【００６８】
一方、本実施の形態では、以下に説明する演算増幅器の仮想接地を利用して、逆起電圧推定部１０５の端子間電圧（Ｔ１−Ｔ２間電圧）とモータＭの端子間電圧Ｖｍ（Ｔ３−Ｔ４間電圧）とが等しくなるように保持されている。
【００６９】
このような回路によれば、逆起電圧推定部１０５の可変抵抗部ＶＲ１に生じる電圧降下がモータの逆起電圧Ｖｇと等しくなるため、この可変抵抗部ＶＲ１に生じる電圧を検出すれば、モータの逆起電圧Ｖｇを求める（推定する）ことができるようになる。
【００７０】
図７は、図６にその概要を示したモータＭが正回転（定常回転）している状態で上記逆起電圧Ｖｇを推定する回路をより具体的に示したものである。
同図７に示すように、この回路では、モータＭの駆動回路中にあるトランジスタＭ２とＭ３とに対して、それぞれカレントミラー接続されるトランジスタＭ９とＭ７とが設けられている。そして、上記逆起電圧推定部１０５は、これらトランジスタＭ９のソース端子とトランジスタＭ７のドレイン端子との間に接続されている。
【００７１】
また、逆起電圧推定部１０５の端子Ｔ１とモータＭの端子Ｔ３とはそれぞれ演算増幅器（差動増幅器）Ａ４に入力され、この演算増幅器Ａ４の仮想接地を利用して上記端子Ｔ１とＴ３との端子電圧が等しい電圧とされる。また、トランジスタＭ３とＭ７とによるカレントミラー構成によって、これらトランジスタＭ３とＭ７とのドレイン電圧、すなわち逆起電圧推定部１０５の端子Ｔ２の電圧とモータＭの端子Ｔ４の電圧とも等しい電圧となる。このようにして、逆起電圧推定部１０５の端子間電圧とモータＭの端子間電圧とはそれぞれ等しい電圧とされる。
【００７２】
また、同図７に示すように、本実施の形態において、上記可変抵抗部ＶＲ１としては電界効果トランジスタＭ１１が用いられている。すなわちこの可変抵抗部ＶＲ１では、トランジスタＭ１１のゲート端子に上記演算増幅器Ａ４の出力電圧（差動電圧）が印加されるようにしており、この印加される差動電圧に基づいてトランジスタＭ１１のドレイン・ソース間の抵抗値が可変制御される。例えば、モータＭの回転速度が負荷変動などの何らかの要因で変化する場合、この回転速度に比例して逆起電圧Ｖｇも変化し、これと連動してモータＭの端子Ｔ３の電圧も変化する。そしていま、モータＭの回転速度が例えば上昇する方向に変化したとすると、これに伴って演算増幅器Ａ４の出力電圧は負側に大きくなる。そしてこのときには、上記可変抵抗部ＶＲ１を構成するトランジスタＭ１１も、そのドレイン・ソース間の抵抗値が大きくなるため、同トランジスタＭ１１のドレイン・ソース間の電圧降下が増大することとなって、逆起電圧推定部１０５の端子Ｔ１の電圧が再びモータＭの端子Ｔ３の電圧に等しくなる。
【００７３】
図７に例示する回路にあってはこの、モータＭの回転速度の変化による逆起電圧Ｖｇの変化に追従するように可変抵抗部ＶＲ１の抵抗値が可変制御される。そして上述のように、この可変抵抗部ＶＲ１に生じる電圧降下、すなわちトランジスタＭ１１のドレイン・ソース間電圧を検出するようにすれば、モータＭのその都度の逆起電圧Ｖｇを求める（推定する）ことができるようになる。
【００７４】
なお、図６及び図７に例示した回路は、モータＭが正回転する場合に適用されるものであって、モータＭが定常回転とはいえ逆回転する場合には、モータＭの駆動回路に対して、上記回路と対称となる回路を別途に設ける必要がある。しかし、この場合でも、逆起電圧Ｖｇの検出原理は上述した原理と基本的に同様であるため、その詳細な説明については割愛する。
【００７５】
次に、モータＭが上述した定常回転状態から制動運転状態となった場合において、上記逆起電圧Ｖｇを推定する回路について説明する。
モータＭの定常運転（定常回転）状態では、モータの端子間電圧Ｖｍと逆起電圧Ｖｇとの関係は、先の式（２）の通りとなるが、モータＭが定常運転状態から制動運転状態に移行した場合は、モータ電流ｉの方向が反転するため、モータの端子間電圧Ｖｍと逆起電圧Ｖｇとの関係は、
Ｖｍ＝Ｖｇ−ｒ・ｉ      …（５）
となる。このためこの場合には、図６及び図７に例示した回路とは異なる逆起電圧Ｖｇの推定回路が必要となる。
【００７６】
図８は、モータＭが定常運転状態から制動運転状態に移行した場合において、逆起電圧Ｖｇを推定する回路の概要を示すものである。
モータＭの制動運転状態では、先の図７に示した回路でいえば、トランジスタＭ１とＭ２とがオフ、トランジスタＭ３とＭ４とがオンされることになる。そこでこの場合、本実施の形態では、図８に示すように、上記トランジスタＭ４に対し、所定のカレントミラー比（１：ｍ）をもってカレントミラー接続されるセンストランジスタＭ８を設け、このトランジスタＭ８のドレイン側に逆起電圧推定部２０５を接続するようにしている。このようなカレントミラー構成により、逆起電圧推定部２０５には、カレントミラー比「１：ｍ」に応じてモータ電流ｉの「１／ｍ」の電流が流れるようになる。
【００７７】
またここでも、逆起電圧推定部２０５は固定抵抗部Ｒ４と可変抵抗部ＶＲ２との直列回路として構成されている。そして、上記固定抵抗部Ｒ４の抵抗値は、モータの内部抵抗ｒに上記カレントミラー比を乗じた値、すなわち「ｍｒ」に設定されている。このため、固定抵抗部Ｒ４に生じる電圧降下「ｍｒ・ｉ／ｍ＝ｉ・ｒ」は、モータの内部抵抗ｒに生じる電圧降下「ｉ・ｒ」と等しくなっている。
【００７８】
そして上述のように、モータＭが定常運転状態から制動運転状態に移行した場合には、モータ電流ｉの方向が反転するため、逆起電圧Ｖｇは上記式（５）に基づいて求められるようになる。しかもここで、逆起電圧推定部２０５の上記固定抵抗部Ｒ４に生じる電圧降下はモータ内部抵抗ｒに生じる電圧降下と等しいため、上記可変抵抗部ＶＲ２に生じる電圧降下とモータの端子間電圧Ｖｍとが等しくなるように回路を構成するようにすれば、逆起電圧推定部２０５の端子間電圧としてモータＭの逆起電圧Ｖｇを求めることができるようになる。
【００７９】
図９は、図８にその概要を示したモータＭが制動運転状態にあるときに上記逆起電圧Ｖｇを推定する回路をより具体的に示したものである。
同図９に示すように、この回路では、上記トランジスタＭ４に対してカレントミラー接続されるセンストランジスタＭ８のドレイン端子に、可変抵抗として機能するトランジスタＭ１２と上記逆起電圧推定部２０５とが直列に接続されている。このうち、トランジスタＭ１２のゲート端子には、演算増幅器Ａ５の出力端子が接続され、この演算増幅器Ａ５の非反転入力端子及び反転入力端子には、それぞれトランジスタＭ４のドレイン端子（モータＭの端子Ｔ３）及びトランジスタＭ８のドレイン端子が接続されている。すなわちここでは、この演算増幅器Ａ５の仮想接地を利用して、トランジスタＭ８とＭ４との各ドレイン電圧が等しい電圧となるように維持される。またこれにより、トランジスタＭ４とＭ８とによって構成されるカレントミラー回路としてのカレントミラー比も一定に維持される。
【００８０】
一方、この回路では、同図９に示すように、上記可変抵抗部ＶＲ２としてＰチャンネル型のトランジスタＭ１０が設けられている。このトランジスタＭ１０のソース端子は、モータＭの駆動電源Ｅ１に直接接続されている。そして、モータＭの端子Ｔ３の電圧が演算増幅器Ａ６の反転入力端子に入力され、またモータＭの端子Ｔ４の電圧と上記トランジスタＭ１０のソース電圧Ｖｓ（モータＭの駆動電源Ｅ１）とが同演算増幅器Ａ６の非反転入力端子に入力されている。このため、演算増幅器Ａ６の出力端子には、その出力電圧（差動電圧）として「Ｖｓ−Ｖｍ」が出力され、この演算増幅器Ａ６の出力電圧（差動電圧）がさらに演算増幅器Ａ７の反転入力端子に入力される。また、この演算増幅器Ａ７の非反転入力端子には、上記トランジスタＭ１０のドレイン端子が接続されており、この演算増幅器Ａ７の出力端子が上記トランジスタＭ１０のゲート端子に接続されている。このため、可変抵抗部ＶＲ２では、この演算増幅器Ａ７の仮想接地によって、トランジスタＭ１０のドレイン電圧Ｖｄが、上記演算増幅器Ａ６の出力電圧「ＶＳ−Ｖｍ」と等しくなるように制御される。すなわち、トランジスタＭ１０のドレイン・ソース端子間の電圧「Ｖｄ−Ｖｓ」がモータＭの端子間電圧Ｖｍに相当する電圧となる。
【００８１】
図９に示す回路にあってはこのように、固定抵抗部Ｒ４と可変抵抗部ＶＲ２とに生じる電圧降下は、それぞれ「ｒ・ｉ」と「Ｖｍ」となり、上記逆起電圧推定部２０５を構成するこれら固定抵抗部Ｒ４と可変抵抗部ＶＲ２との直列回路の端子間電圧が逆起電圧Ｖｇ（Ｖｇ＝Ｖｍ＋ｒ・ｉ）となる。
【００８２】
次に、この回路において上記可変抵抗部ＶＲ２を構成するトランジスタＭ１０の抵抗値制御について説明する。
制動運転状態とはいえ、モータＭの回転速度が負荷変動などの何らかの要因で変化する場合には、前述と同様、この回転速度に比例して逆起電圧Ｖｇも変化し、これと連動してモータＭの端子Ｔ３の電圧も変化する。例えば、負荷の低減などに起因してモータＭの回転速度が上昇したときには、それに伴って逆起電圧Ｖｇが高くなり、モータＭの端子Ｔ３の電圧は上昇する。そしてこのとき、演算増幅器Ａ６の出力電圧は低下し、逆に演算増幅器Ａ７の出力、すなわちトランジスタＭ１０のゲート端子の電圧は増大するようになる。ここで、トランジスタＭ１０は上述のように、Ｐチャンネル型のトランジスタであるため、ゲート電圧が高くなると、ソース・ドレイン間の抵抗値が増大する。このため、トランジスタＭ１０のソース・ドレイン間の電圧降下も上記逆起電圧Ｖｇの変化に追従して増大するようになる。
【００８３】
なお、図８及び図９に例示した回路は、モータＭが定常回転のうちの正回転状態から制動運転状態に移行した場合に適用されるものであって、モータＭが同じく定常回転とはいえ逆回転状態から制動運転状態に移行した場合には、モータＭの駆動回路に対して上記回路と対称となる回路を別途に設ける必要がある。しかし、この場合でも、逆起電圧Ｖｇの検出原理は上述した原理と基本的に同様であるため、その詳細な説明については割愛する。
【００８４】
ただし、図１０に、上述した定常回転状態での逆起電圧Ｖｇを求める（推定する）回路も含めて、それぞれ上記対称となる回路をも含めた全体の回路を示す。その構成や動作はすべて上記に準ずるため、ここでの重複する説明は割愛するが、同図１０においては、図７及び図９に示した各回路素子と対称となる素子にはそれぞれ同一の符号を付すとともに、それら符号に「’」を付すことで、その対応付けを図っている。
【００８５】
また、本実施の形態においては、図７、図９及び図１０に示すゲート駆動回路１０Ｂを制御する部分をはじめ、次の部分、すなわち
・上記求めた（推定した）逆起電圧Ｖｇに基づき先の図４に示した可変分周器６２の分周数を設定する部分。
・比較器８を通じて得られたモータＭの回転情報からその回転量等を算出する部分。
等についても、ＣＰＵ等の演算装置を用いないハードウェアにて構成するものとする。
【００８６】
例えば、上記分周数を設定する部分については、上記求められた逆起電圧ＶｇをＡＤ変換した後、その変換したデジタルコードに基づいてその必要とされる分周数をテーブル変換する回路などが採用可能である。また、上記回転量等を算出する部分としては、比較器８から出力されるパルス信号をカウントするカウンタ回路などが採用可能である。そして、上記ゲート駆動回路１０Ｂを制御する部分としても、例えば上記カウンタ回路のカウント値を各々所望とされる値とを比較するデジタルコンパレータ等を備え、それら比較結果に基づいてモータＭの正転や逆転、あるいは制動指令を出力する回路等が採用可能である。もっとも、これらの部分は、当該モータ回転情報検出装置として望まれる仕様に応じて柔軟に回路設計される部分であり、それら望まれる仕様に応じたカスタムＬＳＩとして、それら機能が適宜に実現されることとなる。
【００８７】
以上のように、本実施の形態によっても、先の第１の実施の形態の前記（１）や（２）の効果と同様な効果を得ることができる。さらに、ＣＰＵ等の演算装置を使用しないことで、より簡易なシステムとしてこのモータ回転情報検出装置を実現することも可能となる。
【００８８】
（その他の実施の形態）
なお、上記各実施の形態は、それぞれ以下のように変更して実施することもできる。
・上記各実施の形態では、モータ電流ｉから抽出されたリップル成分に基づいてモータ回転情報を検出することとしたが、このリップル成分に限らず、サージ成分など、他の周期成分に基づいてモータ回転情報を検出するようにしてもよい。
【００８９】
・上記各実施の形態では、モータ電流ｉから抽出した上記周期成分の波形を比較器を通じて２値化（パルス信号化）することとしたが、アナログ回路等にあって、それら周期成分波形に基づきモータの回転情報を直接把握することができる場合には、上記比較器等の配設を割愛することもできる。もっとも、こうした回転情報をコンピュータ処理する場合や、デジタル処理する場合には、上記２値化を行うことによって、同回転情報の検出もより容易となる。
【００９０】
・上記各実施の形態では、モータに流れる電流の波形からリップル成分を抽出し、モータ回転情報を検出することとしたが、これに限らず、モータの端子間電圧など他のモータ駆動波形からリップル成分やサージ成分などの周期成分を抽出してモータ回転情報を検出するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明にかかるモータ回転情報検出装置の第１の実施の形態についてその構成の概略を示すブロック図。
【図２】逆起電圧を検出するブリッジ回路例を示す回路図。
【図３】第１の実施の形態の装置において回転情報の検出対象とするモータの等価回路を示す回路図。
【図４】同第１の実施の形態のモータ回転情報検出装置の構成をより詳細に示すブロック図。
【図５】同第１の実施の形態のモータ回転情報検出装置の主にモータ電流検出部についてその構成を示す回路図。
【図６】本発明にかかるモータ回転情報検出装置の第２の実施の形態において、モータの定常運転（定常回転）時の逆起電圧を検出する回路の概要を示す回路図。
【図７】図６に示した回路の具体例を示す回路図。
【図８】本発明にかかるモータ回転情報検出装置の第２の実施の形態において、モータの制動運転時の逆起電圧を検出する回路の概要を示す回路図。
【図９】図８に示した回路の具体例を示す回路図。
【図１０】第２の実施の形態のモータ回転情報検出装置について、モータの逆起電圧を推定する部分の全体の構成を示す回路図。
【図１１】モータ電流からその周期成分を抽出する従来の方法について、その一例を示す回路図。
【図１２】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、図１１に例示した回路によるモータ電流からの周期成分の抽出態様を示すタイムチャート。
【符号の説明】
【００９２】
Ｍ…モータ、２…ブラシ、３…モータ端子間電圧検出部、４…モータ電流検出部、４１…マルチプレクサ、５，１０５，２０５…逆起電圧推定部、５１…ＡＤ変換器、５２…逆起電圧算出部、６…クロック周波数設定部、６１…分周数設定部、６２…可変分周器、７…スイッチトキャパシタフィルタ、８…比較器、９…回転量算出部、１０…モータ回転制御部、１０Ａ…回転制御部、１０Ｂ…ゲート駆動回路、Ｍ１〜Ｍ１２…トランジスタ（電界効果トランジスタ）、Ｃ１，Ｃ２…カレントミラー回路、Ａ１〜Ａ７…演算増幅器、ＶＲ１，ＶＲ２…可変抵抗部、Ｒ３，Ｒ４…固定抵抗部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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