(57)【要約】【課題】  スイッチング電源装置においてノイズの低減及び軽負荷時の効率向上が困難であった。【解決手段】  スイッチング電源装置は、1次巻線１５と2次巻線１６と3次巻線１７を有するトランス2を備えている。1次巻線１５に直流電圧を断続して印加するためのスイッチ３が設けられている。2次巻線１６に出力段整流平滑回路5が接続されている。帰還制御信号形成回路８の出力に基づいて第１及び第２の帰還制御信号Ｖｆｂ1、Ｖｆｂ2が作成される。第１の帰還制御信号Ｖｆｂ1のレベルに基づいて負荷状態が判定される。第１の帰還制御信号Ｖｆｂ1のレベルが低い時には軽負荷状態と見なしてスイッチ３のオン・オフ動作を間欠的に生じさせる。第２の帰還制御信号Ｖｆｂ2でスイッチ３のオンを終了させるためパルスを形成する。スイッチ３のオン・オフを示す信号と負荷状態判定出力とに基づいて一定のオフ期間を設けた後にスイッチ３のオン開始を発生させる。【選択図】    図１
2005261128.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に直流電力を供給するためのスイッチング電源装置であって、
直流電圧を供給するための第１及び第２の直流電源端子と、
前記直流電圧を繰返してオン・オフするために前記第１の直流電源端子と前記第２の直流電源端子との間に接続され且つ制御端子を有しているスイッチと、
前記スイッチに対して直列に接続されたインダクタンス手段と、
前記インダクタンス手段に接続された整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧を示す信号に基づいて前記出力電圧を一定に制御するための帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成回路と、
前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスを形成するオン開始パルス形成回路と、
前記スイッチのオン状態の終了を示すパルスを形成するために前記帰還制御信号形成回路に接続されたオン終了パルス形成回路と、
前記オン開始パルスの発生時点から前記オン終了パルスの発生時点までの時間長を有するスイッチ制御パルスを形成し、このスイッチ制御パルスを前記スイッチの前記制御端子に供給するために前記オン開始パルス形成回路と前記オン終了パルス形成回路と前記スイッチとに接続されたスイッチ制御パルス形成回路と、
前記帰還制御信号形成回路から得られた帰還制御信号に基づいて前記負荷が第１の負荷状態とこの第１の負荷状態よりも軽い第２の負荷状態とのいずれの状態にあるかを判定するために前記帰還信号形成回路に接続された負荷状態判定回路と
を備え、
前記オン開始パルス形成回路は、前記オン終了パルス形成回路又は前記スイッチ制御パルス形成回路から得られた前記スイッチのオン状態の終了を示す信号に応答して前記スイッチのオン状態の終了時点から一定時間後に前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスを発生する機能と、前記負荷状態判定回路から前記第２の負荷状態を示す出力が得られている期間に前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスの発生を阻止し且つこの阻止の期間の終了時点から一定時間後に前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスを発生する機能とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記オン終了パルス形成回路は、
前記スイッチを流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段に接続された一方の入力端子と前記帰還制御信号形成回路に接続された他方の入力端子と前記帰還制御信号を前記電流検出手段の出力が横切った時にオン終了を示すパルスを出力する出力端子とを有するオン終了検出用比較器と
から成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記オン終了パルス形成回路は、
鋸波発生用コンデンサと、
前記鋸波発生用コンデンサに接続され且つ前記帰還制御信号形成回路の出力に応答して前記鋸波発生用コンデンサの充電電流を制御する手段を有している充電回路と、
前記鋸波発生用コンデンサに並列に接続され、且つ前記スイッチのオン期間を示す信号に応答してオフ状態となり、前記スイッチのオフ期間を示す信号に応答してオンになるように構成されている放電用スイッチと、
オン終了決定用基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記鋸波発生用コンデンサに接続された一方の入力端子と前記基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記鋸波発生用コンデンサの電圧が前記基準電圧を横切った時に前記スイッチのオン状態の終了を示すパルスを発生し、このパルスを前記スイッチ制御パルス形成回路に送る出力端子とを有する比較器と
から成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記オン開始パルス形成回路は、
タイマ用コンデンサと、
前記タイマ用コンデンサに接続された定電流充電回路と、
前記タイマ用コンデンサに並列に接続され且つ前記スイッチのオン期間を示す信号に応答してオンになるように前記スイッチ制御パルス形成回路に接続されていると共に前記第２の負荷状態を示す信号に応答してオンになるように前記負荷状態判定回路にも接続されている制御端子を有している放電用スイッチと、
オン開始用基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記タイマ用コンデンサに接続された一方の入力端子と前記基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記タイマ用コンデンサの電圧が前記オン開始用基準電圧を横切った時に前記スイッチのオン開始を示すパルスを出力する出力端子とを有する比較器と
から成ることを特徴とする請求項１又は２又は３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記オン開始パルス形成回路は、
前記スイッチ制御パルス形成回路と前記負荷状態判定回路とに接続されており且つ前記スイッチのオン期間の終了時及び前記第２の負荷状態の終了時にトリガパルスを発生するトリガ回路と、
前記トリガ回路に接続されており且つ前記トリガパルスに応答して一定時間を計測した時にパルスを出力するタイマと、
前記タイマと前記スイッチ制御パルス形成回路との間に接続されており、且つ前記負荷状態判定回路の前記第２の負荷状態を示す出力に応答してこの出力の発生期間のみ前記タイマの出力パルスの伝送を阻止するスイッチ手段と
から成ることを特徴とする請求項１又は２又は３記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記負荷状態判定回路は、
第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）と第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）とを選択的にとることができる可変基準電圧回路と、
前記帰還制御信号形成回路から得られた帰還制御信号と前記可変基準電圧回路の出力電圧とを比較する負荷状態判定用比較器と
を備え、前記帰還制御信号が前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）よりも高い値から前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）から前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）に切換え、前記帰還制御信号が前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）よりも低い値から前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）から前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）に切換えるように前記負荷状態判定用比較器の出力端子が前記可変基準電圧回路に接続され、
前記負荷状態判定用比較器の出力端子が前記オン開始パルス形成回路に接続されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記可変基準電圧回路は、前記第１及び第２の基準電圧（Ｖｒ1 、Ｖｒ2 ）のレベルを前記第１及び第２の直流電源端子間の電圧を示す信号のレベルの変化に応じて補正する基準電圧補正手段を有していることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記可変基準電圧回路は、
前記第１及び第２の直流電源端子間の電圧を示す信号を直接又は間接に検出する電源電圧検出回路と、
前記電源電圧検出回路で検出された前記電圧を示す信号によって前記第１及び第２の直流電圧源端子間の電圧のレベルの変化と逆の方向に変化する補正電圧を形成する補正電圧形成回路と、
前記補正電圧形成回路の出力端子とグランドとの間に接続され且つその分圧点が前記負荷状態検出用比較器の一方の入力端子に接続された分圧回路と、
前記分圧回路における分圧比を切換えるものであって、前記負荷状態判定用比較器の出力が前記第１の負荷状態を示している時に前記第１の基準電圧が得られ、前記負荷状態判定用比較器の出力が前記第２の負荷状態を示している時に前記第２の基準電圧が得られるように前記負荷状態判定用比較器の出力で制御される分圧比切換手段と
から成ることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記帰還制御信号形成回路は、前記整流平滑回路の出力電圧に対して反比例的に変化する第１の帰還制御信号を出力する第１の出力導体と、前記整流平滑回路の出力電圧に対して反比例的に変化し且つ前記第１の帰還制御信号の電圧レベルよりも低い値を有している第２の帰還制御信号を出力する第２の出力導体とを有し、
前記第１の出力導体は負荷状態判定回路に接続され且つ前記第２の出力導体は前記オン終了パルス形成回路に接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力電圧を帰還制御によって一定に制御する形式のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置として使用される典型的なＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、この一端と他端との間に接続されたトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路と、トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、帰還制御信号形成回路と、スイッチ電流検出回路と、帰還制御信号形成回路及び電流検出回路の出力に基づいてスイッチをオン・オフ制御するための制御回路とから成る。この種のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチによって直流電圧をオン・オフする周波数即ちスイッチング周波数が、負荷が軽くなった時に正常負荷と同一又はこれよりも高い値であると、負荷電力に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、効率が低下する。
この種の問題を解決するために、例えば、後記特許文献１及び２に開示されているように、軽負荷時にＤＣ−ＤＣコンバータを間欠的に動作させることが知られている。このようにＤＣ−ＤＣコンバータを間欠的に動作させると、出力電圧の安定性は低下するが、平均的に見て単位時間当りのスイッチング回数が少なくなるためにスイッチング損失が少なくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が向上する。
【０００３】
ところで、後記特許文献１及び２に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング周波数が固定されている。このため、スイッチによる直流電圧のオン・オフに基づいて生じるノイズ成分が特定の周波数範囲に多く分布し、ノイズが外部回路又は内部回路に悪影響を及ぼす恐れがある。
ＤＣ−ＤＣコンバータを含むスイッチング電源装置の別の問題として、上述の間欠動作を行うための負荷の大小の判断を正確に行うことができないという問題がある。前記特許文献１及び２においては、負荷の大小の判断を出力電圧の帰還制御信号に基づいて行っている。もし、ＤＣ−ＤＣコンバータの直流入力電圧が常に一定であれば、問題はないが、直流入力電圧は非安定である。また、ＤＣ−ＤＣコンバータは１００Ｖ系で使用する場合と２００Ｖ系で使用される場合がある。直流出力電圧を一定に制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて直流入力電圧が変化すると、帰還制御信号の電圧レベルも変化する。即ち、一般には、帰還制御信号の電圧レベルは、直流入力電圧に対して反比例的に変化する。このため、負荷の大小を帰還制御信号から正確に判定することが困難になる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータを含むスイッチング電源装置の構成を簡単にしてコストの低減を図ることが要求されている。
【特許文献１】特開２００２−  ５１５４９号公報
【特許文献２】特開２００２−１７１７６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、効率の向上が可能であると共にノイズの妨害を低減することができるスイッチング電源装置を提供することが困難なことである。また、本発明の別の課題は、効率の向上が可能であると共に、間欠動作を正確に行うことができるスイッチング電源装置を提供することが困難なことである。また、本発明の更に別の課題は、比較的簡単な回路で間欠動作を行うことができるスイッチング電源装置を提供することが困難なことである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するための本発明は、負荷に直流電力を供給するためのスイッチング電源装置であって、
直流電圧を供給するための第１及び第２の直流電源端子と、
前記直流電圧を繰返してオン・オフするために前記第１の直流電源端子と前記第２の直流電源端子との間に接続され且つ制御端子を有しているスイッチと、
前記スイッチに対して直列に接続されたインダクタンス手段と、
前記インダクタンス手段に接続された整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧を示す信号に基づいて前記出力電圧を一定に制御するための帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成回路と、
前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスを形成するオン開始パルス形成回路と、
前記スイッチのオン状態の終了を示すパルスを形成するために前記帰還制御信号形成回路に接続されたオン終了パルス形成回路と、
前記オン開始パルスの発生時点から前記オン終了パルスの発生時点までの時間長を有するスイッチ制御パルスを形成し、このスイッチ制御パルスを前記スイッチの前記制御端子に供給するために前記オン開始パルス形成回路と前記オン終了パルス形成回路と前記スイッチとに接続されたスイッチ制御パルス形成回路と、
前記帰還制御信号形成回路から得られた帰還制御信号に基づいて前記負荷が第１の負荷状態とこの第１の負荷状態よりも軽い第２の負荷状態とのいずれの状態にあるかを判定するために前記帰還信号形成回路に接続された負荷状態判定回路と
を備え、
前記オン開始パルス形成回路は、前記オン終了パルス形成回路又は前記スイッチ制御パルス形成回路から得られた前記スイッチのオン状態の終了を示す信号に応答して前記スイッチのオン状態の終了時点から一定時間後に前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスを発生する機能と、前記負荷状態判定回路から前記第２の負荷状態を示す出力が得られている期間に前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスの発生を阻止し且つこの阻止の期間の終了時点から一定時間後に前記スイッチのオン状態の開始を示すパルスを発生する機能とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものである。
【０００６】
なお、請求項２に示すように、前記オン終了パルス形成回路は、前記スイッチを流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段に接続された一方の入力端子と前記帰還制御信号形成回路に接続された他方の入力端子と前記帰還制御信号を前記電流検出手段の出力が横切った時にオン終了を示すパルスを出力する出力端子とを有するオン終了検出用比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記オン終了パルス形成回路は、鋸波発生用コンデンサと、前記鋸波発生用コンデンサに接続され且つ前記帰還制御信号形成回路の出力に応答して前記鋸波発生用コンデンサの充電電流を制御する手段を有している充電回路と、前記鋸波発生用コンデンサに並列に接続され且つ前記スイッチのオン期間を示す信号に応答してオフ状態となり、前記スイッチのオフ期間を示す信号に応答してオンになるように構成されている放電用スイッチと、オン終了決定用基準電圧を発生する基準電圧源と、前記鋸波発生用コンデンサに接続された一方の入力端子と前記基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記鋸波発生用コンデンサの電圧が前記基準電圧を横切った時に前記スイッチのオン状態の終了を示すパルスを発生し、このパルスを前記スイッチの制御パルス形成回路に送る出力端子とを有する比較器とで構成することができる。
また、請求項４に示すように、前記オン開始パルス形成回路は、タイマ用コンデンサと、前記タイマ用コンデンサに接続された定電流充電回路と、前記タイマ用コンデンサに並列に接続され且つ前記スイッチのオン期間を示す信号に応答してオンになるように前記スイッチ制御パルス形成回路に接続されていると共に前記第２の負荷状態を示す信号に応答してオンになるように前記負荷状態判定回路にも接続されている制御端子を有している放電用スイッチと、オン開始用基準電圧を発生する基準電圧源と、前記タイマ用コンデンサに接続された一方の入力端子と前記基準電圧源に接続された他方の入力端子と前記タイマ用コンデンサの電圧が前記オン開始用基準電圧を横切った時に前記スイッチのオン開始を示すパルスを出力する出力端子とを有する比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記オン開始パルス形成回路は、前記スイッチ制御パルス形成回路と前記負荷状態判定回路とに接続されており且つ前記スイッチのオン期間の終了時及び前記第２の負荷状態の終了時にトリガパルスを発生するトリガ回路と、前記トリガ回路に接続されており且つ前記トリガパルスに応答して一定時間を計測した時にパルスを出力するタイマと、前記タイマと前記スイッチ制御パルス形成回路との間に接続されており、且つ前記負荷状態判定回路の前記第２の負荷状態を示す出力に応答してこの出力の発生期間のみ前記タイマの出力パルスの伝送を阻止するスイッチ手段とで構成することができる。
また、請求項６に示すように、前記負荷状態判定回路は、第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）と第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）とを選択的にとることができる可変基準電圧回路と、前記帰還制御信号形成回路から得られた帰還制御信号と前記可変基準電圧回路の出力電圧とを比較する負荷状態判定用比較器とを備え、前記帰還制御信号が前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）よりも高い値から前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）から前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）に切換え、前記帰還制御信号が前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）よりも低い値から前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第２の基準電圧（Ｖｒ2 ）から前記第１の基準電圧（Ｖｒ1 ）に切換えるように前記負荷状態判定用比較器の出力端子が前記可変基準電圧回路に接続され、前記負荷状態判定用比較器の出力端子が前記オン開始パルス形成回路に接続されていることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記可変基準電圧回路は、前記第１及び第２の基準電圧（Ｖｒ1 、Ｖｒ2 ）のレベルを前記第１及び第２の直流電源端子間の電圧を示す信号、例えば直流電源端子間の検出信号又はこれに相当する電圧の検出信号のレベルの変化に応じて補正する基準電圧補正手段を有していることが望ましい。上記に相当する電圧の検出信号は例えばスイッチ３のオン時のトランスの巻線電圧の検出信号である。
また、請求項８に示すように、前記可変基準電圧回路は、前記第１及び第２の直流電源端子間の電圧を示す信号を直接又は間接的に検出する電源電圧検出回路と、前記電源電圧検出回路で検出された前記電圧を示す信号によって前記第１及び第２の直流電源端子間の電圧のレベルの変化と逆の方向に変化する補正電圧を形成する補正電圧形成回路と、前記補正電圧形成回路の出力端子とグランドとの間に接続され且つその分圧点が前記負荷状態検出用比較器の一方の入力端子に接続された分圧回路と、前記分圧回路における分圧比を切換えるものであって、前記負荷状態判定用比較器の出力が前記第１の負荷状態を示している時に前記第１の基準電圧が得られ、前記負荷状態判定用比較器の出力が前記第２の負荷状態を示している時に前記第２の基準電圧が得られるように前記負荷状態判定用較器の出力で制御される分圧比切換手段とから成ることが望ましい。  
また、請求項９に示すように、前記帰還制御信号形成回路は、前記整流平滑回路の出力電圧に対して反比例的に変化する第１の帰還制御信号を出力する第１の出力導体と、前記整流平滑回路の出力電圧に対して反比例的に変化し且つ前記第１の帰還制御信号の電圧レベルよりも低い値を有している第２の帰還制御信号を出力する第２の出力導体とを有し、前記第１の出力導体は負荷状態判定回路に接続され且つ前記第２の出力導体は前記オン終了パルス形成回路に接続されていることが望ましい。
なお、本願における接続は、電気的接続のみでなく例えば電磁気的結合伴った接続又は光学的結合を伴った接続等も意味している。
【発明の効果】
【０００７】
各請求項の発明によれば、負荷の変化に応じてスイッチのオン期間は変化するがオフ期間は一定に保たれる。即ち、スイッチング周波数は固定ではなく、変動する。しかし、第２の負荷状態（軽負荷状態）の時には間欠動作になり、且つスイッチのオフ期間の長さは第１の負荷（通常負荷）のオフ期間の長さと同一に保たれているので、スイッチング周波数の上昇が抑えられ、軽負荷時のスイッチング損失の増大が抑制される。
また、スイッチング周波数は第１及び第２の負荷状態のいずれにおいても非固定であるので、ノイズの周波数成分の分散が生じ、ノイズによる妨害が少なくなる。
また、請求項２及び３の発明によれば、オン終了パルス形成回路を簡単に構成することができる。
また、請求項４及び５の発明によれば、オン開始パルス形成回路を簡単に構成することができる。
また、請求項６の発明によれば、負荷状態判定回路を簡単に構成することができる。
また、請求項７及び８の発明によれば、第１及び第２の電源端子間の電圧の変動が生じても負荷状態を正確に判定できる。
また、請求項９の発明によれば、オン終了パルス形成と負荷状態判定との両方を正確且つ簡単に達成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に、図１〜図１４を参照して本発明の実施形態に従うＤＣ−ＤＣコンバータを含むスイッチング電源装置を説明する。
【実施例１】
【０００９】
先ず、図１〜図４を参照して実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを含むスイッチング電源装置を説明する。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置は、大別して入力段整流平滑回路１と、トランス２と、スイッチ３と、出力段整流平滑回路５と、制御電源用整流平滑回路６と、スイッチ制御回路７と、２次側帰還制御信号形成回路８と、受光素子９と、電流検出抵抗１０と、起動抵抗１１とから成る。
【００１０】
入力段整流平滑回路１は、交流電源に接続される第１及び第２の交流端子１２ａ、１２ｂとスイッチング電源装置の直流電源端子として機能する第１及び第２の直流端子１３ａ、１３ｂとを有し、周知のダイオード整流回路と平滑回路とを含んでいる。第２の直流端子１３ｂは共通端子であって、グランドに接続されている。なお、交流電源を３相交流電源とし、入力段整流平滑回路１を３相の整流平滑回路とすることもできる。また、入力段整流平滑回路１の代わりに力率改善機能を有する交流−直流変換回路を接続することができる。また、入力段整流平滑回路１を電池等の直流電源とすることもできる。第１及び第２の直流端子１３ａ、１３ｂ間には交流端子１２ａ、１２ｂ間の交流電圧の変化に応じて変化する直流入力電圧Ｖinが得られる。
【００１１】
トランス２は、磁気コア１４に巻回され且つ相互に電磁結合された１次巻線１５、２次巻線１６、及び３次巻線１７を有する。この実施形態では、図１で黒丸で示すように２次巻線１６及び３次巻線１７は１次巻線１５に対して逆の極性を有する。
【００１２】
出力段整流平滑回路５はダイオード１８と平滑コンデンサ１９とから成る。平滑コンデンサ１９はダイオード１８を介して２次巻線１６に並列に接続されている。ダイオード１８はスイッチ３のオフの期間に導通する方向性を有する。第１及び第２の直流出力端子２０、２１は平滑コンデンサ１９の両端に接続され、負荷２２は第１及び第２の直流出力端子２０、２１間に接続されている。
【００１３】
制御電源電圧Ｖccを供給するための制御電源用整流回路６は、ダイオード２３と平滑コンデンサ２４とから成る。平滑コンデンサ２４はダイオード２３を介して３次巻線１７に並列に接続されている。ダイオード２３はスイッチ３のオフの期間に導通する方向性を有する。
【００１４】
スイッチ３は絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成り、１次巻線１５に直列に接続されている。このスイッチ３は、第１の主端子としてのドレイン、第２の主端子としてのソースの他に制御端子としてのゲートを有する。スイッチ３は電界効果トランジスタに限ることなく、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、トランジスタ等の別の制御可能な電子スイッチとすることができる。
【００１５】
電流検出手段としての電流検出抵抗１０はスイッチ３に直列に接続されている。従って、第１及び第２の直流端子１３ａ、１３ｂ間に１次巻線１５とスイッチ３と電流検出抵抗１０との直列回路が接続されている。１次巻線１５はインダクタンスを有するので、インダクタとして機能する。このため、スイッチ３のオン期間に１次巻線１５を通って流れる電流は傾斜を有して立上り、スイッチ３のオン・オフの繰返しによって図４（Ｉ）に示す鋸波状電流Ｉ1 が電流検出抵抗１０に流れ、電流検出抵抗１０から図４（Ｄ）に示す鋸波状電流検出信号Ｖi が得られる。
【００１６】
スイッチ制御回路７はスイッチ３をオン・オフ制御するものであって、制御電源電圧入力端子２５と、スイッチ制御パルス出力端子２６と、電流検出信号入力端子２７と、受光素子接続端子２８と、共通端子即ちグランド端子２９とを有し、集積回路で構成されている。
【００１７】
制御電源電圧入力端子２５は制御電源用整流平滑回路６の平滑コンデンサ２４の一端に接続されている。制御電源用整流平滑回路６の平滑コンデンサ２４の一端は起動回路又は充電回路としての機能を有する起動抵抗１１を介して第１の直流端子１３ａに接続されている。従って、スイッチ３が正常にオン・オフ動作を開始する前に平滑コンデンサ２４が起動抵抗１１を介して充電される。
【００１８】
スイッチ制御パルス出力端子２６はスイッチ３の制御端子に接続されている。スイッチ制御パルス出力端子２６は図４（Ｈ）に示すスイッチ制御パルスＶg をスイッチ３に供給する。
【００１９】
電流検出信号入力端子２７はスイッチ３と電流検出抵抗１０との相互接続点に接続されている。従って、電流検出信号入力端子２７には、図４（Ｄ）に示す電流検出信号Ｖi が入力する。この電流検出信号Ｖi は、図４（Ｉ）の電流Ｉ1 に比例した電圧値を有する。
【００２０】
受光素子接続端子２８とグランド側の第２の直流端子１３ｂとの間にホトトランジスタから成る受光素子９が接続されている。この受光素子９はトランス２の２次側の帰還制御信号形成回路８に含まれている図３に示す発光素子４０に光結合され、トランス２の１次側の帰還制御信号形成回路を形成するために使用される。
グランド端子２９は第２の直流端子１３ｂに接続されている。
【００２１】
図２は図１のスイッチ制御回路７の内部構成を大別して示す。このスイッチ制御回路７は、帰還制御信号分圧回路３０と、オン終了パルス形成回路３１と、負荷状態判定回路３２と、オン開始パルス形成回路３３と、スイッチ制御パルス形成回路３４と、低電圧誤動作防止回路とも呼ぶことができる低電圧防止回路３５とから成る。
【００２２】
次に、図１の帰還制御信号形成回路８及び図２のスイッチ制御回路７の詳細を図３を参照して説明する。トランス２の２次側の帰還制御信号形成回路８は２つの出力電圧検出抵抗３６、３７と、基準電圧源３８と、誤差増幅器３９と、ＬＥＤから成る発光素子４０と、電流制限抵抗４１とから成る。２つの抵抗３６、３７の直列回路は導体２０ａ、２１ａによって図１の第１及び第２の直流出力端子２０、２１に接続されている。２つの抵抗３６、３７の相互接続点即ち分圧点は誤差増幅器３９の負入力端子に接続されている。誤差増幅器３９の正入力端子は基準電圧源３８に接続されている。出力電圧Ｖｏ が供給される導体２０ａと誤差増幅器３９の出力端子との間に電流制限抵抗４１を介して発光素子４０が接続されている。誤差増幅器３９は出力電圧検出抵抗３６、３７の分圧点の検出電圧と基準電圧源３８の基準電圧との差の信号を出力する。この誤差増幅器３９の出力電圧は対の導体２０ａ、２１ａ間の出力電圧Ｖo に対して反比例的に変化する。発光素子４０の光出力の強さは誤差増幅器３９の出力に反比例的に変化する。結局、この実施形態では、出力電圧Ｖo に対して比例的に変化する光出力が発光素子４０から得られる。負荷２２が通常負荷よりも軽い軽負荷になると、出力電圧Ｖo が上昇するので、この時の発光素子４０の光出力は通常負荷時の光出力よりも大きくなる。発光素子４０の光出力は帰還制御信号として機能する。
【００２３】
帰還制御信号分圧回路３０と受光素子９とは、トランス２の１次側の帰還制御形成回路として機能する。分圧回路３０は直流電源端子４２と第１、第２及び第３の抵抗４３、４４、４５とから成る。第１、第２及び第３の抵抗４３、４４、４５の直列回路は直流電源端子４２とグランド端子２９との間に接続されている。第１及び第２の抵抗４３、４４の相互間の第１の分圧点Ｐ1 は受光素子接続端子２８に接続され且つ第１の出力導体４６に接続されている。第２及び第３の抵抗４４、４５の相互間の第２の分圧点Ｐ2 は第２の出力導体４７に接続されている。発光素子４０に光結合された受光素子９は受光素子接続端子２８とグランド端子２９との間に接続されている。従って、受光素子９は第２及び第３の抵抗４４、４５の直列回路に対して並列に接続されている。受光素子９の抵抗値は発光素子４０の光出力に反比例的に変化する。
【００２４】
第１の分圧点Ｐ1 の電位は、第２及び第３の抵抗４４、４５の値と受光素子９の抵抗値との合成値と第１の抵抗４３の値との比によって決定される。出力電圧Ｖo が上昇した時には、発光素子４０の光出力が大きくなり、受光素子９の抵抗値が小さくなり、第１の分圧点Ｐ1 の電位が低くなる。出力電圧Ｖo が低下した時には上述の上昇時と逆に第１の分圧点Ｐ1 の電位が高くなる。
【００２５】
第２の分圧点Ｐ2 の電位は、第１の分圧点Ｐ1 の電位を第２及び第３の抵抗４４、４５で分圧した値になり、第１の分圧点Ｐ1 の電位よりも低い。
【００２６】
この実施例１では、発光素子４０を含むトランス２の２次側の帰還制御信号形成回路８と受光素子９を伴なった分圧回路３０から成るトランス２の１次側の帰還制御信号形成回路との組み合せによって帰還制御信号が形成されている。従って、２次側の帰還制御信号形成回路８を第１の帰還制御信号形成部分と呼び、分圧回路３０と受光素子９を第２の帰還制御信号形成部分と呼ぶこともできる。
【００２７】
帰還制御信号形成回路は、図３の構成に限定されるものではなく、例えば発光素子４０と受光素子９の光結合の代わりに誤差増幅器３９と分圧回路３０とを電気結合又は電磁結合させることができる。また、発光素子４０及び受光素子９の接続位置を変えること、及び誤差増幅器３９の対の入力端子の機能を逆にすることができる。例えば、誤差増幅器３９の正入力端子に抵抗３６、３７の分圧点を接続し、負入力端子に基準電圧源３８を接続することができる。この場合には発光素子４０の出力は出力電圧Ｖo に反比例的に変化する。このため、受光素子９を抵抗４３に直列又は並列に接続する。
【００２８】
帰還制御信号分圧回路３０の第１の分圧点Ｐ1 からは図４（Ｂ）に示す第１の帰還制御信号Ｖfb1 が得られ、第２の分圧点Ｐ2 に図４（Ｄ）に示す第２の帰還制御信号Ｖfb2 が得られる。第１及び第２の帰還制御信号Ｖfb1 、Ｖfb2 は出力電圧Ｖo に反比例的に変化する電圧信号である。
なお、この実施形態では、分圧回路３０からレベルの異なる第１及び第２の帰還制御信号Ｖfb1、Ｖfb2が出力されるが、もし、オン終了パルス形成回路３１と負荷状態判定回路３２とがレベルの異なる第１及び第２の帰還制御信号Ｖfb1、Ｖfb2を要求しない場合には、分圧回路３０から１つの帰還制御信号を得て、この１つの帰還制御信号をオン終了パルス形成回路３１と負荷状態判定回路３２との両方に供給することができる。
【００２９】
オン終了パルス形成回路３１は比較器４８とＯＲ回路４９とから成る。図示を簡単にするために図３ではこのオン終了パルス形成回路３１に図１の電流検出抵抗１０が含まれていないが、電流検出抵抗１０もオン終了パルス形成回路の一部と見なすことができる。比較器４８の正入力端子は電流検出信号入力端子２７に接続され、その負入力端子は帰還制御信号分圧回路３０の第２の出力導体４７に接続されている。従って、比較器４８は、図４（Ｄ）に示すように端子２７の電流検出信号Ｖi と第２の出力導体４７の第２の帰還制御信号Ｖfb2 とを比較し、電流検出信号Ｖi が第２の帰還制御信号Ｖfb2 を横切った時に図４（Ｆ）に示すオン終了パルスＶ31を出力する。ＯＲ回路４９の一方の入力端子は比較器４８に接続され、他方の入力端子は負荷状態判定回路３２の出力導体５０に接続されている。従って、負荷状態判定回路３２の出力信号Ｖ32が第２の負荷（軽負荷）状態を示す図４（Ｃ）のパルスもＯＲ回路を通過し、オン終了パルスとして使用される。
【００３０】
負荷状態判定回路３２は、可変基準電圧回路５１と比較器５２と反転回路５３とから成る。可変基準電圧回路５１は、基準電圧Ｖr として第１の基準電圧（Ｖr1）とこれよりも高い第２の基準電圧（Ｖr2）とを図４（Ｂ）に示すように選択的に出力するものであり、基準電源端子５４と、第１、第２及び第３の基準電圧用抵抗５５、５６、５７と、ＦＥＴから成るスイッチ５８とを有する。第１及び第２の基準電圧用抵抗５５、５６の直列回路は直流電源端子５４とグランド端子２９との間に接続されている。第３の基準電圧用抵抗５７はスイッチ５８を介して第２の基準電圧用抵抗５６に並列に接続されている。直流電源端子５４には、一定の直流電圧Ｖｓ又は図７に示すように直流入力電圧Ｖinに反比例的に変化するように補正された直流電圧が供給される。第１及び第２の基準電圧用抵抗５５、５６の相互接続点即ち分圧点５９は比較器５２の負入力端子に接続されている。比較器５２の正入力端子は帰還制御信号分圧回路３０の第１の出力導体４６に接続されている。スイッチ５８の制御端子は比較器５２の出力端子に接続されている。従って、比較器５２は帰還制御信号分圧回路３０から得られる第１の帰還制御信号Ｖfb1 と分圧点５９の基準電圧Ｖr 即ち第１の基準電圧Ｖr1又は第２の基準電圧Ｖr2とを図４（Ｂ）に示すように比較し、第１の帰還制御信号Ｖfb1 が基準電圧Ｖr よりも高くなった時に高レベル出力を発生し、第１の帰還制御信号Ｖfb1 が基準電圧Ｖr よりも低くなった時に低レベル出力を発生する。比較器５２の出力端子は反転回路５３を介して出力導体５０に接続されている。従って、負荷状態判定回路３２の出力信号Ｖ32は比較器５２に出力の反転信号となり、図４（Ｃ）に示す波形になる。
【００３１】
スイッチ５８は比較器５２の出力が高レベルの期間にオンになる。図４のｔ７ 時点以前の第１の負荷状態即ち通常負荷状態の期間ＴHにおいては、スイッチ５８がオンに保たれているので、分圧点５９に第１の基準電圧Ｖr1が得られる。負荷２２が通常負荷よりも軽い第２の負荷状態即ち軽負荷状態になると出力電圧Ｖo が上昇し、逆に第１の帰還制御信号Ｖfb1 の電圧レベルが低下し、図４（Ｂ）に示すようにｔ７ 時点で第１の帰還制御信号が第１の基準電圧Ｖr1を横切ると、比較器５２の出力は高レベルから低レベルに転換する。この結果、スイッチ５８がオフになり、分圧点５９に第２の基準電圧Ｖr2が得られる。図４（Ｂ）のｔ７〜ｔ８期間に示すように第２の基準電圧Ｖr2は第１の帰還制御信号Ｖfb1 よりも明らかに高くなるので、第１の帰還制御信号Ｖfb1 の多少の振動があっても、比較器５２の出力の変化が生じない。
【００３２】
図４においてｔ７〜ｔ1６の期間ＴL は第２の負荷状態即ち軽負荷状の動作を示している。この軽負荷期間ＴL 内においてｔ７〜ｔ８に示すスイッチ３のオン・オフ動作が停止すると、トランス２の２次側に対する電力の供給が停止するので、平滑コンデンサ１９の出力電圧Ｖo は徐々に低下する。このため、第１の帰還制御信号Ｖfb1 は図４（Ｂ）に示すように徐々に高くなり、ｔ８時点で第２の基準電圧Ｖr2を横切る。これにより、比較器５２の出力が低レベルから高レベルに転換し、スイッチ５８がオンになり、分圧点５９に再び第１の基準電圧Ｖr1が得られる。ｔ８時点の近傍では第１の帰還制御信号Ｖf1と第１の基準電圧Ｖr1との差が大きいので、比較器５２の出力は振動を伴なわずに高レベルに保たれる。後述から明らかになるように、比較器５２の出力が高レベルであり且つ負荷状態判定回路３２の出力Ｖ32が低レベルの期間、例えばｔ８〜ｔ1２ではスイッチ３のオン・オフ動作が生じる。これにより、図４のｔ８時点の直後のｔ９時点からトランス２の２次側への電力供給が開始すると、出力電圧Ｖo が上昇し、逆に第２の帰還制御信号Ｖfb1 が徐々に低下し、ｔ1２時点で第１の基準電圧Ｖr1を横切り、比較器５２の出力がｔ７時点の場合と同様に低レベルに転換し、ｔ1２〜ｔ1３期間においてｔ７〜ｔ８期間と同様な動作状態になる。図４のｔ７〜ｔ1６に示す軽負荷期間ＴL ではｔ７〜ｔ1２期間の動作の繰返しが生じる。
【００３３】
ｔ1６時点以後において通常負荷状態になると、第１の帰還制御信号Ｖfb1 が継続的に第１の基準電圧Ｖr1よりも高い値になり、図４（Ｃ）の負荷状態判定回路３２の出力Ｖ32は継続的に低レベルとなり、スイッチ３のオン・オフ動作が連続的に生じる。
【００３４】
基準電圧Ｖr が第１及び第２の基準電圧Ｖr1、Ｖr2とをとることによって比較器５２はヒステリシスを有し、第１の帰還制御信号Ｖfb1 と基準電圧Ｖr とを比較し、安定的に負荷状態を判定する。
【００３５】
オン開始パルス形成回路３３は、タイマ用コンデンサ６０と、直流電源端子６１と、定電流源６２と、放電用スイッチ６３と、タイマ用基準電圧源６４と、タイマ用比較器６５と、ＮＡＮＤ回路６６と、反転回路６７とから成る。タイマ用コンデンサ６０の一端P3は、定電流回路６２を介して直流電源端子６１に接続され、この他端はグランド端子２９に接続されている。
【００３６】
放電用スイッチ６３はタイマ用コンデンサ６０に並列に接続されている。この放電用スイッチ６３のオン期間にはタイマ用コンデンサ６０が放電状態に保たれ、タイマ用コンデンサ６０の電圧Ｖc は零ボルトに保たれる。放電用スイッチ６３のオフ期間にタイマ用コンデンサ６０は定電流源６２から供給される一定電流Ｉｃによって充電され、この電圧Ｖcは図４（Ａ）に示すように傾斜を有して立上る。
【００３７】
タイマ用比較器６５の正入力端子はタイマ用コンデンサ６０の一端P3に接続され、この負入力端子はタイマ用基準電圧源６４に接続されている。従って、図４（Ａ）に示すようにタイマ用コンデンサ６０の電圧Ｖc が基準電圧源６４の基準電圧Ｖ64に達すると、比較器６５の出力が高レベルに転換し、オン開始パルス形成回路３３から図４（Ｅ）に示すオン開始パルスＶ33が発生する。放電用スイッチ６３は図４のｔ0 〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ3 等のスイッチ３のオン期間にオンに保たれ、オン終了に同期してオフに転換する。従って、タイマ用コンデンサ６０はスイッチ３のオン終了時点即ちオフ開始時点ｔ1 、ｔ3 等から定電流充電され、この電圧Ｖc が傾斜を有して立上り、一定時間Ｔ1 後に再び零になる。タイマ用コンデンサ６０の充電開始から充電終了即ち放電開始までの時間Ｔ1 はｔ0〜ｔ７、ｔ８〜ｔ1２、ｔ1３〜ｔ1４、ｔ1５以後のスイッチ３のオン・オフ動作期間の全てにおいて同一である。
【００３８】
オン開始パルス形成回路３３に対して負荷状態判定回路３２及びスイッチ制御パルス形成回路３４を接続するために導体６８、６９、７０が設けられている。導体６８はオン開始パルスＶ33を伝送するためにタイマ用比較器６５とスイッチ制御パルス形成回路３４に含まれているＲＳフリップフロップ７１のセット入力端子Ｓとの間に接続されている。導体６９は、負荷状態判定回路３２から得られた図４（Ｃ）の負荷状態を示す出力Ｖ32を伝送するために負荷状態判定回路３２の反転回路５３とオン開始パルス形成回路３３の反転回路６７との間に接続されている。導体７０はスイッチ３のオン期間を示す信号を伝送するためにスイッチ制御パルス形成回路３４に含まれているＲＳフリップフロップ７１のＱバーで示す反転出力端子とオン開始パルス形成回路３３のＮＡＮＤ回路６６の一方の入力端子との間に接続されている。ＮＡＮＤ回路６６の他方の入力端子は反転回路６７に接続されている。ＮＡＮＤ回路６６の出力は、スイッチ３のオン期間と負荷状態判定回路３２の出力Ｖ32の高レベル期間の両方で高レベルになり、放電用スイッチ６３をオン制御する。
【００３９】
スイッチ制御パルス形成回路３４は前述したＲＳフリップフロップ７１と反転型駆動回路７２とから成る。ＲＳフリップフロップ７１のセット入力端子Ｓは導体６８によってタイマ用比較器６５に接続され、リセット端子Ｒはオン終了パルス形成回路３１のＯＲ回路４９に接続されているので、図４（Ｅ）のオン開始パルスＶ33に応答してセット状態となり、図４（Ｆ）のオン終了パルスＶ31に応答してリセット状態になる。ＲＳフリップフロップ７１の反転出力端子から得られる出力Ｖ71は、図４（Ｇ）に示すようにセット状態の時に低レベル、リセット状態の時に高レベルとなる。
【００４０】
反転型の駆動回路７２は、ＲＳフリップフロップ７１の反転出力端子とスイッチ制御パルス出力端子２６との間に接続され、図４（Ｇ）のＲＳフリップフロップ７１の出力Ｖ71を位相反転して図４（Ｈ）のスイッチ制御パルスＶg を作り、スイッチ制御パルス出力端子２６を介して図１のスイッチ３の制御端子に送る。図４（Ｈ）のスイッチ制御パルスＶg はｔ0 〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ3 、ｔ4 〜ｔ5 、ｔ6 〜ｔ7 、ｔ9 〜ｔ10等に発生する。図４（Ｃ）の負荷状態判定回路３２の出力Ｖ32が、第１の帰還制御信号Ｖfb1 が基準電圧Ｖr 即ち第２の基準電圧Ｖr2よりも低いことを示している期間ｔ7 〜ｔ8 、ｔ12〜ｔ13、ｔ14〜ｔ15においては、ＲＳフリップフロップ７１がリセット状態に保たれ、図４（Ｈ）のスイッチ制御パルスＶg は発生しない。
【００４１】
図３のスイッチ制御回路７に含まれている低電圧防止回路３５は、制御電源電圧入力端子２５の電圧が所定値よりも低い期間にスイッチ制御回路７内の各回路に所定値より低い制御電源電圧を供給することを禁止する。これにより、スイッチ制御回路７が低電圧で駆動されず、低電圧による誤動作が防止される。
【００４２】
上述から明らかなように実施例１のスイッチング電源装置は次の利点を有する。
（１）  スイッチ３のオン・オフ動作期間におけるスイッチング周期即ちオン期間とオフ期間との和は一定でない。即ち、オフ期間Ｔ1 は一定であるが、オン期間は図４（Ｄ）に示す電流検出信号Ｖi と第２の帰還制御信号との比較によって変化する。このため、スイッチ３のスイッチング周波数が固定されず、スイッチング周波数が分散される。このため、スペクトルの広がりが大きくなり、特定周波数成分（ノイズ成分）の単位時間当たりの電力量が下がる。この結果、スイッチング電源装置の内部及び外部に対するスイッチ３のオン・オフに基づくノイズの悪影響を低減することができる。
（２）  軽負荷期間ＴL において、スイッチ３のオン・オフ動作期間が図４のｔ8 〜ｔ12、ｔ13〜ｔ14に示すように間欠的に生じる。この間欠動作期間におけるスイッチ３のオフ期間は通常負荷時と同一のＴ1 であるので、軽負荷期間においてスイッチ３を安定的にオン・オフ制御することができる。
（３）  軽負荷期間ＴL において、ｔ7 〜ｔ8 、ｔ12〜ｔ13、ｔ14〜ｔ15に示すようにスイッチ３のオン・オフ動作の休止期間が設けられているので、軽負荷期間ＴL における平均的に見た単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、前記特許文献１及び２と同様に効率を向上させることができる。
（４）  負荷状態判定回路３２のための第１の帰還制御信号Ｖfb1 を得るための分圧点Ｐ1 と受光素子９の接続点とが同一であるので、分圧回路３０の構成が簡略化される。なお、負荷状態判定回路３２の基準電圧Ｖr は、受光素子９の十分な動作を確保できるように決定されている。
（５）  負荷状態判定回路３２は可変基準電圧回路５１の働きでヒステリシス動作するので、安定的に負荷状態を判定できる。
（６）  オン開始パルス形成回路３３は、負荷状態判定回路３２とスイッチ制御パルス形成回路３４の出力に応答してオン開始パルスを形成する。従って、正確且つ簡単にオン開始パルスを形成することができる。
（７）  低電圧防止回路３５が設けられているので、スイッチ制御回路７の低電圧による不安定的動作が禁止され、安定的動作が可能になる。
【実施例２】
【００４３】
次に、図５〜図７を参照して実施例２のスイッチング電源装置を説明する。但し、図５において図１及び図３と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、実施例２においても、必要に応じて図１〜図４を参照する。
【００４４】
実施例２のスイッチング電源装置は、変形された負荷状態判定回路３２ａを設け、この他は図１〜図３と同一に形成したものである。図５に示す変形された負荷状態判定回路３２ａは、電源電圧の変動による制御の乱れを防ぐことを目的とした補正電源回路８０を設け、これ以外は図３の負荷状態判定回路３２と同一に形成したものである。即ち、図５の負荷状態判定回路３２ａの可変基準電圧回路５１ａは、図３の可変基準電圧回路５１の電源端子５４に補正電源回路８０を接続することによって構成されている。従って、図５では電源端子５４に必ずしも一定の直流電圧が供給されず、整流平滑回路１の対の直流端子１３ａ、１３ｂ間の電圧Ｖinに対して反比例に変化する電圧Ｖs が印加される。
【００４５】
図５の負荷状態判定回路３２ａの比較器５２の正入力端子に供給される第１の帰還制御信号Ｖfb1 は、図３の回路と同様に出力電圧Ｖo に対して反比例的関係を有する。出力電圧Ｖo は対の直流端子１３ａ、１３ｂ間の入力電圧Ｖinに対して比例的に変化する。従って、負荷２２が一定であっても入力電圧Ｖinが変化すると第１の帰還制御信号Ｖfb1 が図７に示すように変化し、第２の帰還制御信号Ｖfb2 も同様に変化する。このため、図３の回路で電源端子５４に常に一定の電圧を供給し、分圧点５９から常に一定の第１又は第２の基準電圧Ｖr1、Ｖr2を得ると、負荷状態の正確な判定ができない。そこで、図５の第２の実施形態では、電源端子５４の電圧Ｖsを、入力電圧Ｖinの変化に反比例に変化させている。
【００４６】
補正電源回路８０は、入力電圧検出回路８１と補正電圧形成回路８２とから成る。入力電圧検出回路８１は、第１及び第２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の直列回路を対の直流端子１３ａ、１３ｂ間に接続し、第１及び第２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の相互接続点に出力ライン８１ａを接続することによって構成されており、入力電圧Ｖinを分圧した値を出力する。なお、入力電圧Vinを直接に検出する代わりに、入力電圧に比例する電圧を間接的に検出することができる。例えば、スイッチ３のオン期間に３次巻線１７から発生する電圧をダイオードを介して検出し、これを平滑することによって入力電圧Vinに比例した電圧即ち電圧Vinを示す信号を得ることができる。
【００４７】
図６は図５の補正電圧形成回路８２の１例を示す。この補正電圧形成回路８２は、所定の係数Ｋを発生する係数発生回路８３と第１及び第２の演算回路８４、８５と、オフセット電圧発生回路８６とから成る。第１の演算回路８４は乗除算回路から成り、定数回路８３及びライン８１ａに接続され、入力電圧検出回路８１から得られた検出電圧Ｖa に反比例した値１／Ｖa を求め、且つこの値１／Ｖa に所定の係数Ｋを乗算する。第２の演算回路８５は第１の演算回路８４及びオフセット電圧発生回路８６に接続され、第１の演算回路８４の出力Ｋ／Ｖa にオフセット電圧Ｖb を加算した値からなる補正電源電圧Ｖs ＝（Ｋ／Ｖa ）＋Ｖb を出力する。なお、係数Ｋは回路内部で決まる値である。補正電圧形成回路８２からは、入力電圧Ｖinに対して反比例に変化する補正電源電圧Ｖｓが得られ、抵抗５５、５６の直列回路に供給される。これにより、第１及び第２の基準電圧Ｖr1、Ｖr2が入力電圧Ｖinに対して反比例に変化する。
【００４８】
上述から明らかなように、図５では第１の帰還制御信号Ｖfb1 と分圧点５９の基準電圧Ｖr との両方が入力電圧Ｖinの変化に応じて変化するので、入力電圧Ｖinの変動に拘らず、負荷状態を正確に判定することができる。  
【実施例３】
【００４９】
次に、図８及び図９を参照して実施例３のスイッチング電源装置を説明する。但し、実施例３に従うスイッチング電源装置は、実施例２に従う図６の補正電圧形成回路８２を図８に変形し、この他は図１及び図５と同一に形成したものであるので、必要に応じて図１、図５も参照する。
【００５０】
図８に示す変形された補正電圧形成回路８２ａは、比較器９０と、基準電圧源９１と、第１及び第２の電圧源９２，９３と、切換スイッチ９４とから成る。比較器９０の一方の入力端子は図５の入力電圧検出回路８１の出力ライン８１ａに接続され、他方の入力端子は基準電圧源９１に接続されている。基準電圧源９１の電圧Ｖ１０は、入力電圧検出回路８１の出力電圧Ｖａの変化範囲の任意の中間値に設定されている。なお、この実施形態では、このＶ１０が図１の交流端子１２ａ、１２ｂ間の交流電圧Ｖａｃが１４０Vから１７０Ｖまでの間の値から選択された任意の値の時の入力電圧検出回路８１の出力電圧Ｖａに相当する値に設定されている。入力電圧検出回路８１の出力電圧Ｖａが基準電圧Ｖ１０よりも低い時には比較器９０の出力が第１の値（低レベル）となり、逆に出力電圧Ｖａが基準電圧Ｖ１０よりも高い時には比較器９０出力が第２の値（高レベル）となる。
【００５１】
第１及び第２の電圧源９２，９３は切換スイッチ９４の接点ａ，ｂを介して出力ライン９５に接続されている。出力ライン９５は図５の電源端子５４に接続される。切換スイッチ９４は比較器９０の第１の値の出力に応答して第１の接点ａがオンになり、比較器９０の第２の値の出力に応答して第２の接点ｂがオンになるように形成されている。図８には切換スイッチ９４が簡略化されて機械的スイッチで示されているが、実際には第１及び第２の電圧源９２，９３を出力ライン９５に選択的に接続する２つの電子スイッチから成る。第１及び第２の電圧源９２，９３は図９に第１及び第２の電圧Ｖ１１、Ｖ１２を発生する。この第１及び第２の電圧Ｖ11、Ｖ12は図５の電圧端子５４の電圧Ｖｓとなる。
実施例３の補正電圧形成回路８２ａにおいては、商用交流電源が１００Ｖ系の時に比較器９０の出力が第１の値となって切換スイッチ９４の第１の接点ａを介して第１の電圧Ｖ１１が出力され、商用交流電源が２００Ｖ系の時に比較器９０の出力が第２の値となって切換スイッチ９４の第２の接点ｂを介して第２の電圧Ｖ１２が出力される。図７から明らかなように入力電圧Ｖｉｎが高くなるに従って電圧Ｖｓを低くすることが望ましい。従って、交流電圧Ｖａｃが１００Ｖ系の値の時と２００Ｖ系の値の時とで基準電圧Ｖｒを形成するための電源電圧Ｖｓを図９のように階段状に切換えると、負荷２２の状態を正確に判定することができる。
【００５２】
図８の補正電圧形成回路８２ａにおける１個の比較器９０と１個の基準電圧源９１との代りに複数個の比較器とレベルの異なる複数の基準電圧源とを設けることができる。この場合には各比較器に入力電圧検出回路８１の出力電圧Ｖａを入力させ、各比較器によって互いに異なる基準電圧と入力電圧検出回路８１の出力電圧Ｖａとを比較し、入力電圧Ｖｉｎの変化を多段階に判定する。また、複数個の比較器に対比させて複数の電圧源を設け、複数個の比較器の出力の変化に応じて電圧源の電圧を変化させる。これにより、電圧Ｖｓを入力電圧Ｖｉｎの変化に応じて多段階に変化させることができ、図７の連続的に変化する電圧Ｖｓと実質的に同一に変化する段階状の電圧を得ることができる。
【実施例４】
【００５３】
図１０は実施例４に従うスイッチング電源装置の変形されたオン開始パルス形成回路３３ａを示す。この実施例４のスイッチング電源装置は、図３のオン開始パルス形成回路３３を図１０に変形した他は図１〜図３と同一に形成したものである。図１０のオン開始パルス形成回路３３ａは、トリガ回路１００と、タイマ１０１と、オン開始パルス出力用スイッチ１０２とから成る。トリガ回路１００には図３のＲＳフリップフロップ７１の反転出力を伝送する導体７０と負荷状態判定回路３２の出力を伝送する導体６９とが接続されている。導体７０からはトリガ回路１００に図１１（Ａ）に示すスイッチ３のオフ期間を示す図３のＲＳフリップフロップの反転出力Ｖ71が供給される。トリガ回路１００は、図１１（Ａ）のパルスの立上り時点ｔ0、ｔ2、ｔ4、ｔ8、ｔ10等に同期して図１１（Ｂ）に示すトリガパルスＶ100を出力する。また、トリガ回路１００は導体６９から入力する図１１（Ｄ）に示す負荷状態判定回路３２の出力Ｖ３２の立上り時点ｔ4と立下り時点ｔ6との両方に同期してトリガパルスを発生する。なお、図１１（D）に示す導体６９のパルスの立上り時点ｔ4は図１１（A）に示す導体７０のパルスの立上り時点に同期している。
【００５４】
トリガ回路１００に接続されたタイマ１０１は図１１（Ｂ）のトリガ回路１００から発生した図１１（Ｂ）のトリガパルスＶ100に応答して一定時間Ｔ1を計測し、一定時間後に図１１（Ｃ）に示す出力パルスＶ101を発生する。タイマ１０１の出力ラインに接続されたスイッチ１０２は、図１１（Ｄ）の負荷状態判定出力Ｖ32の高レベルに応答してｔ4〜ｔ6期間にオフになる。この結果、ｔ4〜ｔ6期間中のｔ5でタイマ１０１から発生するパルスの伝送は禁止される。ｔ6時点で負荷状態判定出力Ｖ32が低レベルになると、トリガ回路１００からトリガパルスが発生し、一定時間Ｔ1後のｔ7時点でタイマ１０１から出力パルスが発生し、これがスイッチ１０２を介して導体６８に送出される。
【００５５】
図１０のオン開始パルス形成回路３３ａの動作は図３のオン開始パルス形成回路３３の動作と実質的に同一であるので、実施例４によっても実施例１と同一の効果を得ることができる。
【実施例５】
【００５６】
図１２は実施例５に従うスイッチング電源装置のオン終了パルス形成回路３１ａを示す。この実施例５のスイッチング電源装置は、図１〜図３に示す電流検出抵抗１０及びオン終了パルス形成回路３１から成る部分の代りに図１２に示すオン終了パルス形成回路３１ａを設け、この他は図１〜図３と同一に構成したものである。
【００５７】
図１２のオン終了パルス形成回路３１ａは、鋸波発生用コンデンサ１１０と、図３の受光素子９と同様に発光素子４０に光結合されたホトトランジスタから成る受光素子１１１と、電流制限抵抗１１２と、直流電源端子１１３と、放電用スイッチ１１４と、比較器１１５と、基準電圧源１１６とから成る。
【００５８】
受光素子１１１と抵抗１１２と電源端子１１３とは、コンデンサ１１０の充電回路として機能する。この充電回路の受光素子１１１は、図３の発光素子４０の光出力から成る帰還制御信号に応答してコンデンサ１１０の充電速度を制御する。出力電圧Ｖｏが高くなり、発光素子４０の光出力が大きくなると、受光素子１１１の抵抗値が低下し、コンデンサ１１０の充電電流が大きくなり、図１３（Ａ）に示すようにコンデンサ１１０の電圧Ｖｔは実線から点線で示すように変化する。
【００５９】
放電用スイッチ１１４はコンデンサ１１０に並列に接続され、且つその制御端子は導体１１７によって図３のＲＳフリップフロップ７１の反転出力端子に接続されている。ＲＳフリッププロップ７１の反転出力Ｖ71の高レベルパルスは図１のスイッチ３のオフ期間を示しているので、スイッチ３のオフ期間Ｔ1には放電用スイッチ１１４がオンになり、コンデンサ１１０の電圧Ｖｔは零ボルトに保たれる。一定のオフ期間Ｔ1の終了後に放電用吸スイッチ１１４がオフになると、コンデンサ１１０の充電が開始し、この電圧Ｖｔが傾斜を有して立上る。
【００６０】
比較器１１５の正入力端子はコンデンサ１１０に接続され、負入力端子は基準電圧源１１６に接続されている。従って、図１３（Ａ）に示すようにコンデンサ１１０の鋸波電圧Ｖｔが基準電圧源１１６の電圧Ｖ116に達すると、比較器１１５から図１３（Ｂ）に示すパルスが発生し、図３のＯＲ回路４９を介してＲＳフリップフロップ７１のリセット端子Ｒに送られる。コンデンサ１１０の充電速度は出力電圧Ｖ0に比例するので、出力電圧Ｖｏの変化にとって基準電圧Ｖ116までに達する時間長が図１３で点線で示すように変化し、スイッチ３のオン時間幅が変化する。
【００６１】
実施例５はスイッチ３のオン終了時点の決定方法以外は実施例１と同一であるので、実施例１と同一の効果を得ることができる。
【実施例６】
【００６２】
図１４に示す実施例６のスイッチング電源装置は、図１のトランス２をリアクトル２ａとし、且つ図１の２次巻線１５に相当するものを省き、整流平滑回路５をスイッチ３と電流検出抵抗１０とに対して並列に接続し、この他は図１と同一に構成したものである。このスイッチング電源装置においては、スイッチ３のオン期間にリアクトルとしての巻線１５に蓄積されたエネルギはスイッチ３のオフ期間に負荷２２に供給される。図１４において、スイッチ３のオン期間には整流ダイオ−ド１８が逆バイアス状態となってリアクトル２ａに対するエネルギの蓄積動作が生じ、スイッチ３のオフ期間には整流ダイオ−ド１８が順バイアス状態となってリアクトル２ａの蓄積エネルギの放出動作が生じる。これにより、コンデンサ１９は、入力電圧Ｖｉｎと巻線１５の電圧との加算値で充電される。要するに、図１２のスイッチング電源装置は昇圧タイプのスイッチングレギュレ−タとして動作する。図１４のスイッチ制御回路７は実施例１と同一であるので、実施例１と同一の効果を得ることができる。
【００６３】
本発明は上述の実施形態に限定されるものででなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  トランス２の２次巻線１６及び3次巻線17の極性を1次巻線1５と同一とし、スイッチ３がオンの時にダイオ−ド１８、２３が導通するフォワ−ド型スイッチング電源装置とすることができる。
（２）  帰還制御信号形成回路8の一部又は全部をスイッチ回路７に含めることができる。
（３）  電流検出抵抗10の代りにホ−ル素子等による電流検出手段を設けることができる。
（４）  電流検出信号Ｖｉ及び帰還制御信号Ｖｆｂ1、Ｖｆｂ2の極性（変化方向）を逆にすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は出力電圧を帰還制御によって一定に制御する形式のスイッチング電源装置に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の実施例１に従うスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチ制御回路を示すブロック図である。
【図３】第１のスイッチ制御回路及び帰還制御信号形成回路を詳しく示すブロック図である。
【図４】図１及び図３の各部の状態を詳しく示すブロック図である。
【図５】本発明の実施例２のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図６】図5の補正電圧形成回路を詳しく示すブロック図である。
【図７】図５の入力電圧Ｖｉｎと帰還制御信号Ｖｆｂ1及び基準電圧用電源電圧Ｖｓとの関係を示す図である、
【図８】実施例３の電圧補正回路を示す回路図である。
【図９】図１の入力電圧Ｖｉｎと図８の出力電圧Ｖｓとの関係を示す図である。
【図１０】実施例４のオン開始パルス形成回路を示す回路図である。
【図１１】図１０の各部の状態を示す波形図である。
【図１２】本発明の実施例５のオン終了パルス形成回路を示す回路図である。
【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】本発明の実施例６のスイッチ３の電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６６】
１  入力段整流平滑回路
２  トランス
３  スイッチ
５  出力段整流平滑回路
６  制御電源用整流平滑回路
７  スイッチング制御回路
８  帰還制御信号形成回路
９  受光素子
１０  電流検出抵抗
３０  帰還制御信号分圧回路
３１  オン終了パルス形成回路
３２  負荷状態判定回路
３３  オン開始パルス形成回路
３４  スイッチ制御パルス形成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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