(57)【要約】【課題】  本発明は、新しいマルチユーザ受信機の構成技術を提供することにより、上記干渉キャンセラ、デコリレータ、最小２乗誤差検出などのマルチユーザ受信機のユーザ信号分離機能のもつ弱点を解決し、ＣＤＭＡ方式の方式評価尺度である１ビット伝送に必要な電力帯域幅積の点で、上述の諸方式よりはるかに優れた性能を実現する符号分割多重信号の相関分離識別方式を提供する。【解決手段】  順次検出形最小２乗誤差検出方式（ＳＤ−ＭＭＳＥ）のブロック図で点線枠で示す従来の最小２乗誤差形検出器ＭＭＳＥ−Ｄに、最良ユーザを順次判定する機能を付加してある。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したマルチユーザ信号を最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は予め前記各ユーザの送信拡散系列とチャネル利得特性からなるパイロット応答を求め、該パイロット応答を用いて、パイロット応答行列Ｐを生成し、該行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から作成したユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、及び受信シンボルベクトルｒを構成要素として最小２乗誤差形第１相関分離方程式を生成し、前記ユーザ分離行列Ｕの逆行列を用いて生成した雑音評価行列Ｃの各ユーザ対応雑音評価ベクトルの分散を正解尺度として求め、該正解尺度が最小値をとるユーザを最良の第１ユーザｕｋ′とし、前記第１相関分離方程式を解いて求めた送信データベクトルの軟出力ベクトル
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ｕｋ′に対応する成分を、前記第１相関分離方程式から取り除くことにより第２相関分離方程式を生成し、前記第１相関分離方程式に適用した方法と同じ方法を前記第２相関分離方程式に適用して最良の第２ユーザｕｋ″を求める方法を順次繰返し施すことにより、すべてのユーザの送信データの判定値を求めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項２】
請求項１の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、最良ユーザを決定するために、前記第１相関分離方程式を解いて求めた前記軟出力ベクトル、前記雑音評価ベクトルの分散、及び受信雑音電力推定値から各ユーザ対応の事後正解確率を評価尺度として求め、該評価尺度が最大値をとるユーザを最良ユーザｕｋ′とし、前記第１相関分離方程式を解
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関分離方程式から取り除くことにより第２相関分離方程式を生成し、前記第１相関分離方程式に適用した方法と同じ方法を前記第２相関分離方程式に適用して最良の第２ユーザｕｋ″を求める方法を順次繰返し施すことにより、すべてのユーザの送信データの判定値を求めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項３】
符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したシンボルを最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は予め前記各ユーザの送信拡散系列とチャネル利得特性からなるパイロット応答を求め、該パイロット応答を用いて、パイロット応答行列Ｐを生成し、該行列Ｐと、受信雑音電力を係数とするユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、受信シンボルベクトルｒを構成要素とする最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、該最小２乗誤差形相関分離方程式を送信データベクトルに関して解くことにより、送信データベクトルの推定値として０段目軟出力
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た符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項４】
請求項３の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、前記単位行列の振幅を増大する係数λＮを乗じて生成した前記ユーザ分離行列Ｕを用いて前記最小２乗誤差方程式を
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ユーザ分離行列Ｕの逆行列を乗じて０段目干渉補正出力ｃ０を生成し、該０段目干渉補正出
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ることにより、送信データの判定値を求めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項５】
符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したシンボルを最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は前記各ユーザから受信生成したパイロット応答ベクトルを用いて、対象シンボル周期に含まれる現パイロットシンボルの主応答と前記対象シンボル周期に含まれる先行パイロットシンボルの遅延波応答に、送信データ値のすべての組合に対応できるような組合値を乗じて加算することにより各ユーザに対する合成パイロット応答の組を生成し、すべてのユーザの合成パイロット応答の組を成分ベクトルとするパイロット応答行列Ｐを生成し、該パイロット応答行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から作成したユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、及び受信シンボルベクトルｒを構成要素とする最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、該最小２乗誤差形相関分離方程式を解いて前記対象シンボルをベースとする送信データベクトルの軟出力ベクトルを求め、同様な手段により隣接シンボルをベースとする送信データベクトルの軟出力ベクトルを求め、これらの軟出力ベクトルの中の同一ユーザの送信した同一シンボル成分を含む軟出力成分の加算を行うことにより合成軟出力成分を得、該合成軟出力成分を硬判定することにより送信データの判定値を求める手段を有することを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項６】
符号分割多重アクセス通信方式の送受信機が複数のアンテナを設置した多入出力方式を構成して通信するシステムにおいて、各ユーザの送信機は複数（Ｎｄ）個の送信データを、複数（Ｎτ）個のタイムスロットと複数（Ｎ）個の送信アンテナにより構成される空間時間軸上のＮτＮ個のシンボルに割当てて、前記送信アンテナからＮ個宛のシンボルをＮτ回に亘り順次送信し、受信機は、複数（Ｍ）個のアンテナを介して受信し、予めｋ（＝１，２，．．．，Ｋ）番目のユーザがｄ番目の送信データを運ぶτ番目のタイムスロットを用いてｎ番目の送信アンテナから送信し、ｍ番目の受信アンテナを介して受信したパイロットシンボルのパイロッ
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生成し、これらを要素とするパイロット応答行列Ｐを生成し、Ｎτ個のタイムスロット上に受信したＭ個宛の受信シンボルベクトルを順次配列した結合受信ベクトルｒを生成し、前記パイロット応答行列Ｐ、該パイロット応答行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から生成したユーザ分離行列Ｕ、前記結合受信ベクトルｒ及び送信データベクトルｂを用いてＭＭＳＥ形相関分離方程式を生成し、これを解くことにより送信データベクトルの軟出
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めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項７】
請求項６の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、各ユーザは同時に送信する送信アンテナ個数（Ｎ）分の送信シンボルセットの系列に対し、予めインタリーブを施し、インタリーブ出力シンボルセットを対応する複数Ｎ個の送信アンテナから順次Ｎτ回に亘り送信し、受信機は、受信した受信アンテナ個数（Ｍ）の受信シンボルセットにデインタリーブを施し、出インタリーブ出力のＮτ個のシンボルセットを用いて最小２乗誤差形相関
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とを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項８】
符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したシンボルを最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、ｋ番目ユーザの送信機はコア拡散系列の両側にガード系列を付加した包装巡回拡散系列を用いてパイロットシンボル及びデータシンボルを生成し、前記コア拡散系列として１対の完全相補拡散系列のｋシフト系列またはゼロ相関領域形拡散系列のｋシフト系列を用いて送信シンボルを生成し、その送信タイミングを、対応する受信シンボルの受信タイミングが、他ユーザから受信した同様な受信シンボルの受信タイミングと準同期の条件に適合するように制御する手段を備え、受信機は、受信シンボルの中のコア周期部分を抽出してコア受信シンボルとし、ｋ番目ユーザから受信したパイロットシンボルからチャネル利得特性を求めて記憶し、前記拡散系列と該チャネル利得特性から生成したパイロット応答ベクトルを要素とするパイロット応答行列Ｐを生成し、該パイロット応答行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から生成したユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、及び受信ベクトルｒを構成要素とする最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、これを解くことにより送信データ
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、送信データの判定値を求めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか一項記載の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、ｋ番目ユーザの送信機はガード区間を付加した拡散系列を用いてパイロットシンボルを生成し、Ｎ個の該パイロットシンボルからなるパイロットシンボル系列に、前記ユーザに割当てられた符号長Ｎの直交符号の中のｋ番目の符号語を乗算することによりＮ個のシンボルからなる変調パイロットシンボル系列を生成する方法により、すべてのユーザが同様な変調パイロットシンボル系列を生成し、これらの系列が同期または準同期条件下で受信機に到着するように、各ユーザ送信機がこれらのパイロットシンボル系列を送信し、受信機は、受信した変調パイロットシンボル系列に対し前記直交符号のｋ番目の中の符号語を乗算し、その乗算出力を、シンボル単位でチップ毎に積分することによりｋ番目ユーザのパイロット応答ベクトルを生成し、全ユーザに対する同様なパイロット応答を用いて相関分離方程式を生成し、該相関分離方程式を解くことにより送信データの判定値を求めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項１０】
請求項１、２または請求項５〜８における最小２乗誤差形相関分離方程式において、単位行列Ｉを除くことによりデコリレータ形相関分離方程式を生成し、最小２乗誤差形相関分離方程式を解く代りにデコリレータ形相関分離方程式を解くことにより、請求項１、２または請求項５〜８記載の処理を行うことを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項１１】
請求項１〜５、又は請求項８における最小２乗誤差形相関分離方程式において、送受信機に複数Ｎ個、Ｍ個宛のアンテナを設置した多入出力方式を構成し、受信機の各アンテナ出力を用いて得られる各ユーザ当り複数のパイロット応答ベクトルを求め、前記複数のパイロット応答ベクトルを連結することにより原送信系列長のＭ倍の系列長の拡大パイロット応答ベクトルを生成し、該拡大パイロット応答ベクトルを要素とするパイロット応答行列Ｐを生成し、同様な方法により原送信系列長のＭ倍の系列長の拡大受信ベクトルｒを生成し、前記パイロット応答行列Ｐと受信ベクトルｒを構成要素とする相関分離方程式を生成し、請求項１〜５、又は請求項８記載の手段により送信データの判定値を求めることを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【請求項１２】
請求項５の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、各ユーザの送信機は、そのコア拡散系列に、模造遅延波系列が該コア拡散系列の送信シンボル周期の後尾外側に配置されるように、前記模造遅延波系列を付加した拡大系列を用いて、データ及びパイロットシンボルを生成し、該模造遅延波に対応する成分が、後続シンボルの前部と重複した時間位置をとるようにこれらを送信し、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は請求項５記載の処理を行うことにより合成軟出力成分を得、該合成軟出力成分を硬判定することにより送信データの判定値を求める手段を有することを特徴とした符号分割多重信号の相関分離識別方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、伝送過程において混入した白色雑音と、受信機がマルチユーザの信号分離過程で発生する干渉雑音を軽減できる上に、周波数利用効率を高め電力帯域幅積を減少しうる、スペクトル拡散変調を用いた符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）に関する。ここでは、ＢＰＳＫ信号にスペクトル拡散変調を施す移動通信方式の送受信機変復調技術を例にとり、マルチユーザ受信機のユーザ分離技術の説明を行う。
【背景技術】
【０００２】  スペクトル拡散通信は、送信データにより拡散系列を変調する拡散変調技術を用いる方式である。この拡散変調により前記データのもつ比較的狭い帯域幅のスペクトルは、広い周波数帯域に拡散され、この拡散された信号が送信される。そして、１個の基地局（ＢＳ）が通信サービスを供給する地域（セルまたはセクター）内には、複数局のユーザが存在する。この方式は単位周波数当たりの伝送電力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベルにすることができると共に、伝送過程において混入する白色雑音（ＡＷＧＮ）と、希望局以外の他のユーザである移動局−干渉局から入来する局間干渉雑音に対し、耐性を有する特徴をもつ優れた通信方式である。しかし、多数の局からの通信が同一時間帯と同一周波数帯域を共用するので、局間干渉雑音による妨害により、単位帯域当り収容できるユーザ数の増大が困難になるという問題点が存在する。すなわち、このような雑音による妨害が周波数利用効率の低下、必要な送信電力の増大を招いている。
図１６は無線通信路を介して直接拡散形のスペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ）を行う移動通信システムの一般的な構成を示すブロック図であって、ユーザｕｋ（ｋ＝１，２，．．．Ｋ）の送信機ＴＸｋは送信２値データｂｋを変調して２値位相変調（ＢＰＳＫ）出力ｓｋＢＰを得、ｓｋＢＰにより拡散系列ｇｋを変調することによって、ＢＰＳＫ信号をスペクトル拡散した後、出力ｓｋを無線通信路を介して送出する。なお、ユーザのアドレスを識別するために、ｇｋとしては他ユーザと異なる疑似雑音（ＰＮ）系列が用いられている。
受信機ＲＸは全ユーザから受信したスペクトル拡散変調信号を成分とする受信信号ｒを
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得、このベースバンド出力を拡散系列ｇｋに整合した整合フィルタＭＦｋに加えることによ
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相関復調）。この検出データを同期検波器ＳＹＮＣに加え、受信信号ｒの中の送信信号ｓｋの成分と位相が同期するように拡散系列の発生タイミングを制御する。なお、図１６のＴ
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われるが、全体の復調機能は同一であり、何れの構成を用いてもよい。
上述の受信機は、各ユーザ信号を検出するための別々の整合フィルタを並列配置した受信方式を用いている。この方式では、希望局に割当てた系列ｇｋと他の移動局に割当てた種類の異なる系列ｇｋ′（ｋ≠ｋ′）の相互間に存在する相互相関値を、ユーザ数Ｋを増大すると、十分小さく保つように設計することはできない。送受信機間のマルチパスチャネル利得の影響を受けたパイロット応答ｐｋのユーザ間相互相関値は、拡散系列相互間の値よりさらに増大する。また、上記マルチパス遅延波は、隣接シンボルによるシンボル間干渉を発生する。その結果ユーザ局数Ｋを増大できず、周波数利用効率を高め得ない。
上述の干渉雑音による妨害を抑圧するために，相関分離方程式によりユーザ分離、隣接シンボル分離を行うマルチユーザ受信機に関する多くの方法が研究されてきたが、十分な雑音抑圧効果は得られていない。ここでは、本発明と密接な関係にある７つの非特許文献の技術について説明する。【０００３】  非特許文献１は、図１６で説明した方式において、ｋ番目のユーザｕｋのデータを検出するための整合フィルタＭＦｋの機能を高度化した方式で、図１７に示す干渉相殺方式の受信機を用いている。１段目の干渉キャンセラＩＣ−１において、受信入力ｒ１とＰＲＭから供給されるパイロット応答を用いて、整合フィルタバンクＭＦＢはｋ１番目以外の全ユーザの
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おいて対応する擬似入力Φｋ１を生成する。次にキャンセラＩＣ−２において、受信入力ｒ１からΦｋ１を差引き、２段目の入力ｒ２を生成する。ＩＣ−２は同様な操作をｒ２に対して繰返す。この方法は、各ユーザのパイロット応答相互間に大きな相互相関が存在するために、上記の軟出力に大きな干渉成分が残るので、誤り率を十分低下し得ない。
図１８にマルチユーザ受信機の機能ブロック図を示す。（ａ）は相関分離検出器（ＤＤ，Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）で非特許文献２に対応する。ここでは、各ユーザの送信機は、他ユーザからの干渉波の妨害を受けないように、パイロットフレームを送信する。受信機は、これらのパイロットフレームを受信し、すべてのユーザからの高精度パイロット応答を常ＰＲＭに準備する。各ユーザ送信機は、そのユーザに割当てられた系列を用い、ユーザ共通の搬送波を用いて送信データシンボルを生成し、これを送信する。すなわち、非特許文献２に記載された方式は、パイロット信号を各ユーザが基地局（ＢＳ）に送信することにより、ＢＳは各ユーザから基地局への伝送路特性（チャンネル）を正確に把握できるようにした方式である。すなわちＢＳはｋ（＝１，２，．．．，Ｋ）番目ユーザｕｋからの伝送路のパイロット応答（チャンネル利得特性）ｐｋを得ることができる。受信シンボルｒは、ｕｋの送信データをｂｋとすれば、
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で与えられる。ｘは、ｒに含まれる白色雑音（ＡＷＧＮ）である。すべてのユーザのパイロット応答ｐｋからなる行列ｐを用いて、式（（Ａ−１））を図１８（ａ）のデコリレータ
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る。この方式は、干渉波の影響をほぼ完全に除くことができる利点をもつ。
しかし、非特許文献２においてパイロット応答行列Ｐはチャネル利得に依存するので、その正則性はしばしば低下し、前記ＡＷＧＮ成分は式を解く過程で増幅されて軟出力の中の誤差Δｂｋになる。その結果、ユーザ数Ｋに対し、拡散系列長Ｌに対しては、Ｋ＜＜Ｌの関係が必要となる。すなわち、収容できるユーザ数は制限され、周波数利用効率を十分高め得ないという問題点がある。【０００４】  非特許文献３、４は、図１８（ｂ）、（ｃ）に示す最小２乗誤差検出器（ＭＭＳＥ−ＤＭｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を用いた方式である。これは上述のＤＤ方式とほぼ同様に分離方程式を生成し、送信データ推定値を検出する方法である。ＭＭＳＥ−Ｄ方式は、行列Ｐの正則性を高めるために、Ｐに付加項を加えるが、この付加項のために、干渉雑音が発生し、この雑音は受信ベクトル中の信号成分を減少させるので、その特性が劣化する。非特許文献４は上記ＭＭＳＥ−Ｄの欠点を補う方式であり、ｋ番目のユーザｕｋを対象としたとき、まず、通常のＭＭＳＥにより全ユーザの軟出力ベクトルを求め、ｕｋ対応
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ャネル利得を要素とするチャネル行列Ｈからｕｋ以外から受信した推定受信入力Φ［ｋ］を求め、第１段目の入力ｒ１から、ｕｋにとり干渉成分であるΦ［ｋ］を差引いて次段の入力ｒｋを求
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でｂｋが発生する干渉分を除去できない。それ故、推定受信入力Φ［ｋ］が大きな干渉雑音を含むので、十分な改善効果が得られない、
非特許文献５は、多入出力（ＭＩＭＯ，Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）方式の上で空間時間符号化伝送を行うシングルユーザ方式である。空間軸として複数Ｎ個の送信アンテナを用い、時間軸として複数Ｎτ個のシンボルスロットを用いて、ＮＮτ個のシンボル上にＮ個のデータを送信することにより、高度な空間時間ダイバーシィティ効果を得る方式である。送信機は同時伝送するＮ個１組のシンボル列相互間が直交特性をもつように、各組の送信シンボルに直交系列の要素を乗積し、受信機が上記Ｎ個のデータを分離し易くする技術である。本方式をマルチユーザ受信機に適用する有効な技術はまだ確立されていない。また、本方式はＮτ個のシンボル伝送時間内のチャネル特性を不変としているので、十分な時間軸上のダイバーシィティ効果を得ることができない。【０００５】  非特許文献６は、相補系列がすべてのシフト位置で直交特性を有する特徴を利用し、ユーザは複数の送信データを、１チップシフトした相補系列に乗算し、これを１チップ間隔に配置して加算送信する方式である。この方式は、短い時間幅を用いて多数の送信データを送信できるので周波数利用効率は高くなる。また、受信機はシフト系列相互の直交性の故に、容易にデータの分離識別ができる。しかし、シフト系列加算により、多数のシンボルの和を送信するために、送信電力が著しく増大する問題点を有している。
非特許文献７は、各ユーザがデータシンボルと同時にパイロットシンボルを伝送するパイロット伝送方式で、３Ｇシステムに用いられている。受信機がデータとパイロットを分離するために、本方式はデータを実数（ｂ∈±１）、パイロットを虚数（ｐ＝ｊ）とし、同一拡散系列を（ｂ＋ｐ）により変調して伝送する。すなわち、ＱＰＳＫ（４相位相変調）により２ビット／シンボルの伝送が可能な時間と帯域を使って、１ビット／シンボルのデータとパイロットを伝送するので、パイロットが使用するシステムの資源はデータと同等となり著しく大きい。さらに、伝送チャネルの持つマルチパス特性により、同一ユーザ内のデータ及び他のユーザのデータとパイロットシンボルからの干渉を受けるので、正確なパイロット応答を生成し難いという問題点もある。
【非特許文献１】  パイロット支援形多段干渉キャンセラ受信方式［Ｍａｍｏｒｕ  Ｓａｗａｈａｓｈｉ，Ｙｏｓｈｉｎｏｒｉ  Ｍｉｋｉ，Ｈｉｄｅｈｉｒｏ  Ａｎｄｏｈ，ａｎｄ  Ｋｅｎｉｃｈｉ  Ｈｉｇｕｃｈｉ，“Ｐｉｌｏｔ  Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｓｓｉｓｔｅｄ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ  Ｕｓｉｎｇ  Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ”ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．Ｅ７９−Ｂ，Ｎｏ．９，ｐｐ．１２６２−１２７０，（１９９６−０９．）］
【非特許文献２】  パイロット支援形デコリレータ受信方式［Ｍｉｔｓｕｈｉｒｏ  Ｔｏｍｉｔａ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ  Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｓａｔｏｒｕ  Ｏｚａｗａ，Ｎａｏｋｉ  Ｓｕｅｈｉｒｏ，“Ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ  ｆｏｒ  ａ  ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ  ＣＤＭＡ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｂｙ  ｉｎｔｒｏｄｕｃｉｎｇ  ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ  ｄｕｍｍｙ  ｐｉｌｏｔ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ”，ＰＩＭＲＣ’０２，Ｌｉｓｂｏｎ（２００２−０９）］
【非特許文献３】  最小２乗誤差形（ＭＭＳＥ）マルチユーザ受信方式［Ｄ．Ｋｏｕｌａｋｉｏｔｉｓ  ａｎｄ  Ａ．Ｈ．Ａｇｈｖａｍｉ，ＣＴＲ，Ｋｉｎｇ’ｓ  Ｃｏｌｌｅｇｅ，Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｆ  Ｌｏｎｄｏｎ“Ｄａｔａ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｓｙｓｔｅｍｓ：Ａ  Ｒｅｖｉｅｗ”，ＩＥＥＥ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍ．，ｐｐ．２４−３４，Ｊｕｎｅ２０００］
【非特許文献４】  干渉雑音相殺機能を付加したＭＭＳＥ受信方式［Ｔ．Ａｂｅ  ａｎｄ  Ｔ．Ｍａｔｓｕｍｏｔｏ，“Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｔｕｒｂｏ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ＭＩＭＯ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  Ｕｎｋｎｏｗｎ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ”，Ｐｒｏｃ．ＷＰＭＣ’０１，Ａａｌｂｏｒｇ  Ｄｅｎｍａｒｋ（２００１−０９）］
【非特許文献５】  空間時間軸シンボルセットの直交符号化伝送方式［Ｓｉａｖａｓｈ  Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ  “Ａ  Ｓｉｍｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”ＩＥＥＥ  ＪＳＡＣ，Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．８，（１９９８−１０）］
【非特許文献６】  １チップシフト直交系列加算シンボルの送信方式［Ｎａｏｋｉ  Ｓｅｕｈｉｒｏ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ  Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｔｏｓｈｉａｋｉ  Ｉｍｏｔｏ，Ｓｈｉｎｙａ  Ｍａｔｓｕｆｕｊｉ，“Ｖｅｒｙ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｕｓａｇｅ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｕｓｉｎｇ  Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｔｉｍｅ  Ｓｉｇｎａｌｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｃｏｍｐｌｅｔｅ  Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｃｏｄｅ”，ＰＩＭＲＣ’２０００，（２０００−０９）］
【非特許文献７】  データ・パイロット混在シンボルによるチャネル推定方式［Ｊｉａｎｇｚｈｏｕ  Ｗａｎｇ  ａｎｄ  Ｊｕｎ  Ｃｈｅｎ“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ＣＤＭＡ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ａｎｄ  Ｉｍｐｅｒｆｅｃｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”ＩＥＥＥ  ＪＳＡＣ  Ｖｉｌ．１９，Ｎｏ．１，（２００１−０１）］
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】  本発明は、新しいマルチユーザ受信機の構成技術を提供することにより、上記干渉キャンセラ、デコリレータ、最小２乗誤差検出などのマルチユーザ受信機のユーザ信号分離機能のもつ弱点を解決し、ＣＤＭＡ方式の方式評価尺度である１ビット伝送に必要な電力帯域幅積の点で、上述の諸方式よりはるかに優れた性能を実現するためになされたものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】  上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したマルチユーザ信号を最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は予め前記各ユーザの送信拡散系列とチャネル利得特性からなるパイロット応答を求め、該パイロット応答を用いて、パイロット応答行列Ｐを生成し、該行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から作成したユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、及び受信シンボルベクトルｒを構成要素として最小２乗誤差形第１相関分離方程式を生成し、前記ユーザ分離行列Ｕの逆行列を用いて生成した雑音評価行列Ｃの各ユーザ対応雑音評価ベクトルの分散を正解尺度として求め、該正解尺度が最小値をとるユーザを最良の第１ユーザｕｋ′とし、前記第１相関分離方程式
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関分離方程式から取り除くことにより第２相関分離方程式を生成し、前記第１相関分離方程式に適用した方法と同じ方法を前記第２相関分離方程式に適用して最良の第２ユーザｕｋ″を求める方法を順次繰返し施すことにより、すべてのユーザの送信データの判定値を求めることを特徴とした。
請求項２記載の発明は、請求項１の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、最良ユーザを決定するために、前記第１相関分離方程式を解いて求めた前記軟出力ベクトル、前記雑音評価ベクトルの分散、及び受信雑音電力推定値から各ユーザ対応の事後正解確率を評価尺度として求め、該評価尺度が最大値をとるユーザを最良ユーザｕｋ′とし、前記
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る成分を、前記第１相関分離方程式から取り除くことにより第２相関分離方程式を生成し、前記第１相関分離方程式に適用した方法と同じ方法を前記第２相関分離方程式に適用して最良の第２ユーザｕｋ″を求める方法を順次繰返し施すことにより、すべてのユーザの送信データの判定値を求めることを特徴とした。
請求項３記載の発明は、符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したシンボルを最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は予め前記各ユーザの送信拡散系列とチャネル利得特性からなるパイロット応答を求め、該パイロット応答を用いて、パイロット応答行列Ｐを生成し、該行列Ｐと、受信雑音電力を係数とするユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、受信シンボルベクトルｒを構成要素とする最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、該最小２乗誤差形相関分離方程式を送信データベクトルに関して解くことにより、送信データベクトルの推
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求めることを特徴とした。【０００８】  請求項４記載の発明は、請求項３の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、前記単位行列の振幅を増大する係数λＮを乗じて生成した前記ユーザ分離行列Ｕを用いて前
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振幅を制限した値に前記ユーザ分離行列Ｕの逆行列を乗じて０段目干渉補正出力ｃ０を生成し、該０段目干渉補正出力ｃ０に、干渉電力推定係数θを乗じた値を前記０段目軟出力ベク
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請求項５記載の発明は、符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したシンボルを最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は前記各ユーザから受信生成したパイロット応答ベクトルを用いて、対象シンボル周期に含まれる現パイロットシンボルの主応答と前記対象シンボル周期に含まれる先行パイロットシンボルの遅延波応答に、送信データ値のすべての組合に対応できるような組合値を乗じて加算することにより各ユーザに対する合成パイロット応答の組を生成し、すべてのユーザの合成パイロット応答の組を成分ベクトルとするパイロット応答行列Ｐを生成し、該パイロット応答行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から作成したユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、及び受信シンボルベクトルｒを構成要素とする最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、該最小２乗誤差形相関分離方程式を解いて前記対象シンボルをベースとする送信データベクトルの軟出力ベクトルを求め、同様な手段により隣接シンボルをベースとする送信データベクトルの軟出力ベクトルを求め、これらの軟出力ベクトルの中の同一ユーザの送信した同一シンボル成分を含む軟出力成分の加算を行うことにより合成軟出力成分を得、該合成軟出力成分を硬判定することにより送信データの判定値を求める手段を有することを特徴とした。
請求項６記載の発明は、符号分割多重アクセス通信方式の送受信機が複数のアンテナを設置した多人出力方式を構成して通信するシステムにおいて、各ユーザの送信機は複数（Ｎｄ）個の送信データを、複数（Ｎτ）個のタイムスロットと複数（Ｎ）個の送信アンテナにより構成される空間時間軸上のＮτＮ個のシンボルに割当てて、前記送信アンテナからＮ個宛のシンボルをＮτ回に亘り順次送信し、受信機は、複数（Ｍ）個のアンテナを介して受信し、予めｋ（＝１，２，．．．，Ｋ）番目のユーザがｄ番目の送信データを運ぶτ番目のタイムスロットを用いてｎ番目の送信アンテナから送信し、ｍ番目の受信アンテナを介して受信したパイ
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Ｎτ個のタイムスロット上に受信したＭ個宛の受信シンボルベクトルを順次配列した結合受信ベクトルｒを生成し、前記パイロット応答行列Ｐ、該パイロット応答行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から生成したユーザ分離行列Ｕ、前記結合受信ベクトルｒ及び送信データベクトルｂを用いてＭＭＳＥ形相関分離方程式を生成し、これを解くことにより
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、送信データの判定値を求めることを特徴とした。【０００９】  請求項７記載の発明は、請求項６の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、各ユーザは同時に送信する送信アンテナ個数（Ｎ）分の送信シンボルセットの系列に対し、予めインタリーブを施し、インタリーブ出力シンボルセットを対応する複数Ｎ個の送信アンテナから順次Ｎτ回に亘り送信し、受信機は、受信した受信アンテナ個数（Ｍ）の受信シンボルセットにデインタリーブを施し、出インタリーブ出力のＮτ個のシンボルセットを用いて最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、これを解くことにより送信データベクトル
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ータの判定値を求めることを特徴とした。
請求項８記載の発明は、符号分割多重アクセス通信方式の受信機が受信したシンボルを最小２乗誤差検出器によりすべてのユーザ信号を分離識別するマルチユーザ受信方式において、ｋ番目ユーザの送信機はコア拡散系列の両側にガード系列を付加した包装巡回拡散系列を用いてパイロットシンボル及びデータシンボルを生成し、前記コア拡散系列として１対の完全相補拡散系列のｋシフト系列またはゼロ相関領域形拡散系列のｋシフト系列を用いて送信シンボルを生成し、その送信タイミングを、対応する受信シンボルの受信タイミングが、他ユーザから受信した同様な受信シンボルの受信タイミングと準同期の条件に適合するように制御する手段を備え、受信機は、受信シンボルの中のコア周期部分を抽出してコア受信シンボルとし、ｋ番目ユーザから受信したパイロットシンボルからチャネル利得特性を求めて記憶し、前記拡散系列と該チャネル利得特性から生成したパイロット応答ベクトルを要素とするパイロット応答行列Ｐを生成し、該パイロット応答行列Ｐと受信雑音電力を係数とする単位行列から生成したユーザ分離行列Ｕ、送信データベクトルｂ、及び受信ベクトルｒを構成要素とする最小２乗誤差形相関分離方程式を生成し、これを解
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を硬判定することにより、送信データの判定値を求めることを特徴とした。
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか一項記載の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、ｋ番目ユーザの送信機はガード区間を付加した拡散系列を用いてパイロットシンボルを生成し、Ｎ個の該パイロットシンボルからなるパイロットシンボル系列に、前記ユーザに割当てられた符号長Ｎの直交符号の中のｋ番目の符号語を乗算することによりＮ個のシンボルからなる変調パイロットシンボル系列を生成する方法により、すべてのユーザが同様な変調パイロットシンボル系列を生成し、これらの系列が同期または準同期条件下で受信機に到着するように、各ユーザ送信機がこれらのパイロットシンボル系列を送信し、受信機は、受信した変調パイロットシンボル系列に対し前記直交符号のｋ番目の中の符号語を乗算し、その乗算出力を、シンボル単位でチップ毎に積分することによりｋ番目ユーザのパイロット応答ベクトルを生成し、全ユーザに対する同様なパイロット応答を用いて相関分離方程式を生成し、該相関分離方程式を解くことにより送信データの判定値を求めることを特徴とした。【００１０】  請求項１０記載の発明は、請求項１、２または請求項５〜８における最小２乗誤差形相関分離方程式において、単位行列Ｉを除くことによりデコリルータ形相関分離方程式を生成し、最小２乗誤差形相関分離方程式を解く代りにデコリレータ形相関分離方程式を解くことにより、請求項１、２または請求項５〜８記載の処理を行うことを特徴とした。
請求項１１記載の発明は、請求項１〜５、又は請求項８における最小２乗誤差形相関分離方程式において、送受信機に複数Ｎ個、Ｍ個宛のアンテナを設置した多入出力方式を構成し、受信機の各アンテナ出力を用いて得られる各ユーザ当り複数のパイロット応答ベクトルを求め、前記複数のパイロット応答ベクトルを連結することにより原送信系列長のＭ倍の系列長の拡大パイロット応答ベクトルを生成し、該拡大パイロット応答ベクトルを要素とするパイロット応答行列Ｐを生成し、同様な方法により原送信系列長のＭ倍の系列長の拡大受信ベクトルｒを生成し、前記パイロット応答行列Ｐと受信ベクトルｒを構成要素とする相関分離方程式を生成し、請求項１〜５、又は請求項８記載の手段により送信データの判定値を求めることを特徴とした。
請求項１２記載の発明は、請求項５の符号分割多重信号の相関分離識別方式において、各ユーザの送信機は、そのコア拡散系列に、模造遅延波系列が該コア拡散系列の送信シンボル周期の後尾外側に配置されるように、前記模造遅延波系列を付加した拡大系列を用いて、データ及びパイロットシンボルを生成し、該模造遅延波に対応する成分が、後続シンボルの前部と重複した時間位置をとるようにこれらを送信し、各ユーザの送信機は、データシンボルとチャネル利得推定用のパイロットシンボルを送信し、受信機は請求項５記載の処理を行うことにより合成軟出力成分を得、該合成軟出力成分を硬判定することにより送信データの判定値を求める手段を有することを特徴とした。
【発明の効果】
【００１１】  請求項１、２記載の発明は、最小２乗誤差（ＭＭＳＥ）方式を用いたマルチユーザ受信機のユーザ分離機能を高めるために、この軟出力に含まれる誤差が大幅にばらつくことに着目し、この誤差電力推定のための正解尺度を導入することにより、正解確率の最も高いユーザから順次判定する手段を提供する。その結果、収容ユーザ数を増大し受信機の誤り率特性を低下させ、システムの電力帯域幅積ＰＢを飛躍的に改善する効果が得られる。
請求項３、４記載の発明は、最小２乗誤差（ＭＭＳＥ）方式を用いたマルチユーザ受信機の第１軟出力とユーザ分離行列から干渉補正項を求め、第１軟出力にこの干渉補正項を加えるという処理により、誤差の軽減された第２軟出力を求め、この軟出力領域のみの操作を所要回数繰返すことにより、大部分の干渉誤差成分を除く方法を提供する。従来のＭＭＳＥ方式は干渉誤差を軽減するために、他ユーザの受信信号成分による干渉推定値を求め、これを原受信ベクトルから差引く方法を用いていたため、この干渉推定値のもつ大きな誤差によりその改善効果は極めて限定的であったが、本発明により、収容ユーザ数を増大し受信機の誤り率特性を低下させ、システムの電力帯域幅積ＰＢを飛躍的に改善する効果が得られる。
請求項５、１２記載の発明は、受信機のパイロット応答行列を構成する各ユーザのパイロット応答ベクトルを複数個の合成パイロット応答からなる組に置換して相関分離方程式を解いて軟出力を求め、隣接シンボルに亘り求めた複数の軟出力ベクトルのユーザ成分を用いて各シンボルの送信データ推定値を生成することにより、電力効率を著しく改善する手段を提供する。従来のマルチユーザ受信機は、シンボル間干渉を避けるために、ガード系列をコア系列に付加した包装系列を拡散系列としてしばしば用いるが、遅延波の遅延時間がシンボル周期に比し無視し得ない高速伝送において、このガード系列に起因する大きなエネルギ損失は無視できなくなる。本発明はこのような送信電力の損失を避け、かつシンボル間干渉を回避する手段を提供する。その結果、収容ユーザ数を増大し受信機の誤り率特性を低下させ、システムの電力帯域幅積ＰＢを飛躍的に改善する効果が得られる。
請求項６、７記載の発明は、複数個宛の送受信アンテナを用い、かつ複数個のシンボルスロットを用いて複数個のデータを伝送するＭＩＭＯ方式において、受信機にユーザ分離行列の構成要素として各ユーザの送信データ対応のパイロット応答ベクトルを用いることにより、ほぼ完全なユーザ分離と各ユーザが送信した複数のデータ分離機能を提供する。したがって、ユーザ分離機能のない、従来の空間時間符号化伝送方式の周波数利用効率を著しく高めることができる。さらに本発明は、インタリーブ機能を付加できるので著しく向上したダイバーシティ効果を発揮し、かつ収容できるユーザ数の増大を可能とする手段を提供する。その結果、収容ユーザ数を増大し受信機の誤り率特性を低下させ、システムの電力帯域幅積ＰＢを飛躍的に改善する効果が得られる。
請求項８記載の発明は、相補系列やゼロ相関領域系列の１チップ宛シフトした系列を拡散系列として各ユーザに割当て、受信機は同期または準同期条件の下に受信し、受信シンボルを各ユーザ対応整合フィルタに加えて得られる総合フィルタ出力をＭＭＳＥにより分析する方式であり、拡散系列の直交特性により、正則性の高いユーザ分離行列を生成できるので、干渉雑音や遅延波による妨害を受けないユーザ分離機能を実現する手段を提供する。その結果、各ユーザが、１チップシフト系列に送信データを乗算した後加算伝送する従来方式に比し、送信機電力を飛躍的に軽減し、周波数効率を高める効果が得られる。【００１２】  請求項９記載の発明は、ｋ番目ユーザがパイロットシンボル系列を、アマダール行列のｋ番目の行の系列により変調する方法で生成し、このシンボル系列を、全ユーザが同一時間帯と周波数帯域を用いて伝送し、受信機は、パイロットシンボルの専有する時間と帯域及びパイロットシンボルの電力を有効に活用し、完全なユーザ分離を実現する手段を提供する。正確なパイロット応答を受信機が獲得するには、通常はパイロット伝送のために、システムの時間と帯域を別々に割当てる必要があるので、システムの周波数利用効率を損なう大きな要因となっていたが、請求項１〜請求項８の発明にもとづくシステムに、本発明の技術を付加すれば、該システムの電力帯域幅積ＰＢを著しく改善する効果がある。
請求項１０記載の発明は、請求項１、２、又は請求項５〜８の発明において用いる相関分離方程式にＭＭＳＥの代わりにデコリレータ（ＤＤ）方式を用いるもので、収容ユーザ数を減少すれば、簡易なシステムを用いてＭＭＳＥを用いた方法とほぼ同等の性能を発揮できる効果がある。
請求項１１記載の発明は、請求項１〜５、又は請求項８の発明にＭＩＭＯ方式を適用すれば、受信分析に用いるパイロット応答ベクトルと受信シンボルベクトルの系列長（次元数）を増大できるので、収容しうるユーザ数を増大し、かつ軟出力に含まれる雑音を軽減できる。その結果、収容ユーザ数を増大し受信機の誤り率特性を低下させ、システムの電力帯域幅積ＰＢを飛躍的に改善する効果が得られる。
請求項１〜４、請求項１０記載の発明は、ＭＭＳＥ形またはＤＤ形による相関分離方程式を入力信号に含まれる白色雑音の影響を大きく受けることなく解く技術を提供する。したがって、ここで対象としたマルチユーザ受信機のみならず、チャネル等化器のタップ係数生成法などに応用できる。さらに通信や自動制御等の分野で多元１次方程式の解を求める場合に広く応用して卓効を奏す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】  図１は本発明の第１の実施例の補助説明図で、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信方式の送受信機の構成を示すブロック図である。図１左側にｋ番目ユーザｕｋの用いる送受信機ＴＸｋ、右側に基地局に用いる受信機ＲＸを示す。送信機ＴＸｋでは、２値データｂｋ（∈±１）を運ぶシンボル周期ＴＥの信号が入力ｂｋとして加えられる。ｐはパイロット入力でｐ＝１に設定される。ｐはすべてのユーザの送信データ及び他のユーザの送信したパイロットと時間的に重複しないタイミングで、時分割的に送信される。入力ｂｋは変調器ＭＯＤにおいて後述するガードつき包装系列ｅｋ（ｉ）を変調し、ＬＥチップのインパルス列ｂｋｅｋ（ｉ）を生成する。たたみこみ乗算器ＣＯＮＶにおいて、上記各インパルス列の各インパルスは、周波数ｆＣの搬送波上に生成されたチップ波形ｑをたたみこみ変調する。（チップレートｆＣｈとほぼ同じ値の帯域幅により各チップインパルスをチップ間干渉なく伝送するために、波形ｑの拡がり範囲Ｔｑは、チップインパルス間隔ＴＣに対し、Ｔｑ＞＞ＴＣに設定される。）ＣＯＮＶの出力は、下式に示すｋ番目ユーザの送信信号ｓｋ（ｔ）となる。
2005260900.tif 000020
ここにｅｋ（ｉ）はｉをチップ変数とする包装系列、＊はたたみこみ乗算の記号、ｑ（ｔ）はチップ波形である。上式は１シンボルを表現する式である。（隣接シンボルが存在する場合は、上式においてＴＥの整数倍時間シフトした式の線形加算となる。）
上記のデータ伝送用時間とは分離した別の時間域に、上記の説明で、ｂｋ＝１として生成されるシンボルｓｋＰ（ｔ）がパイロット信号として送信される。すべてのユーザは、各ユーザの受信信号がほぼ同時に受信機に到着するようなタイミングで信号を送信する。これは準同期条件で、受信タイミングのユーザ間偏差を基地局はガード系列の時間幅以下に制御する。【００１４】  次に受信機の構成を説明する。受信機のデータ伝送期間における受信入力は、すべてのユーザの送信信号の和として次式で与えられる。
2005260900.tif 000021
ここにｈｋ（ｔ）はｋ番目ユーザと基地局間のチャネル利得である。ｘＣ（ｔ）ＡＷＧＮ、＊はた
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器ＢＰＦによりベースバンド入力ｒｂ（ｔ）に変換される。（ＭＯＤ２では、直交搬送波を用いて、複素成分の復調が、実際には行われる。）連続時間波形ｒｂ（ｔ）は、送信機で用いたチップ波形と同じ波形ｑ（ｔ）に整合した相関器に加えられ、周期ＴＥのチップインパルス受信入力ｒｂ（ｉ）に変換される。ｒｂ（ｉ）はゲートＡＮＤに加えられ、コア系列抽出信号ＣＥＸにより、シンボル周期ＴＥの中央部分（時間幅Ｔ）が抽出されて、周期Ｔのコア受信シンボルｒＣ（ｉ）が生成される。
受信入力のタイミングがパイロット伝送期間の場合は、スイッチＳ２を上方に結合して、ｒＣ（ｉ）をパイロット応答メモリＰＲＳに伝送し、ここに記憶する。通常このパイロット期間はＫ分割されて各ユーザのパイロット伝送に用いられる。したがってパイロット周期ｋ番目のコア受信入力は、
ｒＣ（ｉ）＝ｐｋ（ｉ）＝（ｐｋ１，ｐｋ２，．．．，ｐｋＬ）Ｔ      （３）
となり、Ｌチップからなるｋ番目ユーザのパイロット応答ベクトルｐｋとなる。（以下簡単のため多元成分からなるシンボル波形や行列をボールド字体で示すことがある。）上付Ｔは転置記号である。またｐｋｌは複素振幅をとり白色雑音を含むが、ｐｋを多数回受信し平均ベクトルを求めることにより、この雑音を無視できるものとする。Ｋユーザからなるサイズ（Ｌ×Ｌ）のパイロット応答行列は次式で与えられる。
Ｐ−［ｐ１ｐ２．．．ｐＫ］      （４）
一方、各パイロット応答ｐｋ（ｉ）は雑音電力推定回路Ｅ（Ｎｒ０）に加えられる。Ｅ（Ｎｒ０）は、ｐｋ（ｉ）を２回入力する度に、一方の入力の極性を反転して加えた和のベクトルを生成し、このような対入力を多数回求めてその平均値をとり、すべてのユーザのパイロット応答に対する同様な平均値の平均値をもとにして、ｒＣ（ｉ）に含まれる雑音電力Ｎｒ０の推定値を得る。
受信入力のタイミングがデータ期間の場合は、スイッチＳ２を下方に結合して、ｒＣ（ｉ）を、雑音電力Ｎｒ０、パイロット応答行列Ｐと共に最小２乗平均誤差形検出器ＭＭＳＥ−Ｄに加える。ＭＭＳＥ−Ｄは送信データベクトルｂ−（ｂ１，ｂ２，．．．，ｂｋ，．．．，ｂＫ）Ｔの判定ベクトル
2005260900.tif 000023
【００１５】  図２は、本発明の補助説明図で、多重伝送チャネルのモデル図である。Ｋユーザの出力は、多重化されて受信機に到達する。ｋ番目のユーザｕｋの送信データ信号ｓｋ（ｔ）及びパイロット信号ｓｋＰ（ｔ）は、基地局受信機までのチャネル利得（インパルス応答）ｈｋによる変換を受け、下式のベースバンド８受信データシンボルｒｋ（ｉ）及びパイロットシンボルｒｋＰ（ｉ）となる。
2005260900.tif 000024
ここにｈｋ＝（ｈｋ０，ｈｋ１，．．．，ｈｋｊ，．．．，ｈｋＪ−１）Ｔはチャネルの分解能であるチップ間隔ＴＣで表現される複素振幅インパルス列である。なお、Ｊは直接波と遅延波を含めた波数である。【００１６】  図３は本発明の第１の実施例の補助説明図で、送受信信号の関係を示すタイムチャートである。図はユーザｕｋ（ｋ＝１，２，）が上段の送信信号を送信した場合、３波（Ｊ＝３）宛の受信波からなる各ユーザ別の受信信号を中、下段に示す。受信シンボル直接波相互の偏差の最大値（τｍ、図の場合にはτｍ＝τ１２）と遅延拡がり（Ｊ−１）ＴＣの和より、ガード系列時間幅Ｔｈ（＝ＬｈＴＣ）とＴｌ（＝ＬｌＴＣ）が長くなるように、
Ｔｈ，Ｔｌ＞｜τｍ｜＋（Ｊ−１）ＴＣ      （６）
に設計することにより、図示のシンボル境界ＦＢが拡張シンボル周期ＴＥの中央部のコア周期Ｔの中に含まれないように制御する。ここで、コア周期に含まれるコア受信シンボルｒＣ（ｔ）を分析対象とする。このガード系列の保護機能により、簡単な分析を実現できる。
ここで式（２）のベースバンド帯域受信入力を離散値により表現すると
2005260900.tif 000025
となる。Ｌｈ，Ｌｌはガード系列のヘッダ長、テール長である。上式のチップ列の範囲をコア系列部分に限定すると、コア受信入力のベースバンド表現が得られる。
2005260900.tif 000026
包装拡散系列ｅｋ（ｉ）をコア系列ｇｋ（ｉ）の巡回系列とすると、受信シンボルに含まれるコア
2005260900.tif 000027
ので、ｒＣ（ｉ）は次式で与えられる。
2005260900.tif 000028
式（５）のｓｋｐ（ｉ）は式（９）のｒＣ（ｉ）においてｂｋ＝１とした信号である。式（３）から次式が成立つ。
2005260900.tif 000029
したがって、コア受信シンボルはパイロット応答の２値変調加算和となり、ベクトル表示を用いた次式の何れかで与えられる。
2005260900.tif 000030
【００１７】  ここにｒＣはコア受信（データ）ベクトルで、受信信号ベクトルｒＳ［式（１０）右辺第１
2005260900.tif 000031
ｂに誤差ベクトルを加えたデータベクトル、Ｐは式（４）の行列である。式（１１−Ｂ）の両辺にパイロット応答行列のハーミシアン（共軛転置）行列ＰＨを乗ずると
2005260900.tif 000032
が得られる。これはデコリレータ検出器（ＤＤ，Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を用いる場合の多元１次方程式である。上式のＰＨＰの正則性を高めるために、最小２乗誤差（ＭＭＳＥ）方式の方程式は、既知の理論から行列ＰＨＰを下記の行列Ｕで置換した形をとる次式で与えられる。（この式は最良の第１ユーザの判定に用いられるので、第１相関分離方程式と呼ばれる。）
2005260900.tif 000033
ここにＵは行番号ｌ＝（＝１，２，．．．，Ｌ）、列番号ｋ（＝１，２，．．．，Ｋ）のユーザ分離行列、Ｉは単位行列、Ｎｒ０は白色雑音ベクトルｘの電力、ｙは後述される整合フィルタ出力ベクトルである。各行列及びベクトルのサイズ（行数×列数）を括弧内に示した。これから、式（１３）の誤
2005260900.tif 000034
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が得られる。Δｂは誤差ベクトルで、受信入力に含まれる白色雑音ｘに依存する成分
2005260900.tif 000036
ここにＣは後述される雑音評価行列である。なお、式（１６−Ｂ）には若干の干渉雑音成分が含まれる。
2005260900.tif 000037
で、これらの式はＤＤ方式による検出機能となる。この場合、式（１６−Ｂ）の干渉雑音は消失し、ΔｂＩ＝０となるが、ΔｂｘはＭＭＳＥ方式に比し増大する。上述の機能は、ほぼ従来の技術により達成される。（ただし、従来技術はガード系列を用いていないので、遅延波によるシンボル間干渉による性能劣化を含んでいた。）この方法では、送信データの検出誤り率（ビット誤り率ＢＥＲ）を十分低下させることは難しい。またユーザ数Ｋを増大すると行列ＰＨＰやＵの正則性が低下することになり、ＢＥＲは増大する。すなわち、送信電力の増大や周波数利用効率の低下を招くという欠陥があった。これを解決するために、本発明は以下に述べる方法を用いる。【００１８】  本発明の第１の実施例である順次検出形ＣＤＭＡマルチユーザ受信方式について以下に説明する。
式（１６−Ｂ）の右辺の行列Ｃを下式で表現する。
2005260900.tif 000038
ここにＣｋはｋ番目のユーザに対応する雑音評価ベクトルと呼ぶことにする。ｄｅｔ［Ｕ］は行
2005260900.tif 000039
式（１６−Ｂ）を用いてｋ番目ユーザの軟出力に含まれる白色雑音依存の誤差ベクトルΔｂｘの成分Δｂｘｋの平均評価電力を求めると
2005260900.tif 000040
となる。したがってＰｘｋの期待値はＣベクトルＣｋの電力ＰＣｋに比例するので、ＰＣｋが小さ
2005260900.tif 000041
［式（１６−Ｂ）のＰＨＸを雑音入力と考えると、Ｃ＝Ｕ−１としてＰｘｋを求めても、ほほ同じ評価を得ることができる。］【００１９】  図４は本発明の補助説明図で、軟出力分布のモデル図である。
これは式（１１）において、正解出力がｂｋ∈±１となること、一般に誤差電圧がΔｂｘｋが標準偏差
2005260900.tif 000042
のガウス分布をとると仮定できることから得られる。ここにαｋは、雑音増倍係数とよば
2005260900.tif 000043
数確率比ＬＬＲ（Ｌｏｇ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｒａｔｉｏ）を求め、ＬＬＲを正規化した値である正規化確率比λｋとして与えられる。
2005260900.tif 000044
ここにρｒ１（σｋ）、ρｒ０（σｋ）は、図４に示す確率値であり、標準偏差がσｋガウス分布を仮定したときの値である。
2005260900.tif 000045
式（１９）のＰＣｋと式（２２）のλｋを要素とする任意の関数を、正解尺度を示す評価関数γｋとして用いることができる。
γｋ＝Ｆ（ＰＣｋ，λｋ）      （２３）
ＰＣｋまたはλｋをそのまま正解尺度として用いる場合、最良ユーザｋ′は次式を満足する。
2005260900.tif 000046
は高くなる。【００２０】  上述の説明で、正解尺度の最も高いｋ′番目の最良ユーザを第１ユーザｋ′として決定できるが、第２ユーザを決定する方法を述べよう。まず、受信シンボルｒＣとパイロット応答行列Ｐから第１ユーザ成分を除くと次式が得られる。
2005260900.tif 000047
式（１３）、（１４）に上式を代入すると、次の第２相関分離方程式が得られる。
2005260900.tif 000048
のサイズは、（Ｋ×Ｋ）から｛（Ｋ−１）×（Ｋ−１）｝に減少している。このサイズの減少はＵ１の正則性をＵより一般に向上させる効果がある。さらにＰ１はＰｋ′を含まないので、式（１４）のＵの中に含まれていたρｋ′ｋ′＋Ｎｒ０の成分は消失し、このＮｒ０により発生する干渉ベクトルΔｂｌの一部の成分は消失する。行列Ｕの正則性の向上は式（１６−Ｂ）の振幅｜Δｂｘ｜を減少させ、行列Ｕに含まれるＮｒ０の除去は式（１６−Ｃ）の振幅｜ΔｂＩ｜を減少させるので誤差振幅｜Δｂ｜は一般に減少する。式（２６）を解くと、
2005260900.tif 000049
が得られる。
式（１６−Ａ）の軟出力誤差ベクトルをΔｂ０とし、式（２８）のΔｂ１とその電力に関し比較すると上述の理由から、
2005260900.tif 000050
均誤り率は、式（１５）から求めた全ユーザの値に比し低下する。この改善された誤り特性を期待できる式（２８）を解き、その解の中から式（２３）、（２４）と同様な方法で、残されたユーザの中の最良の第２ユーザｋ″を決定する。この場合、式（１７）のＣの
2005260900.tif 000051
して、０段軟出力中の最良ユーザも１段目軟出力中の最良ユーザも、その中に含む誤差は式（１５）の従来方式の軟出力の誤差の平均値よりはるかに減少する。このような処理を繰返し施し、すべてのユーザの送信データを順次検出する。【００２１】  図５は本発明の第１の実施例を示す順次検出形最小２乗誤差検出方式（ＳＤ−ＭＭＳＥ）のブロック図である。図には、点線枠で示す従来の最小２乗誤差形検出器ＭＭＳＥ−Ｄに、上述の最良ユーザを順次判定する機能を付加してある。まずＭＭＳＥ−Ｄの動作を述べよう。コア受信入力ｒＣは、パイロット応答ｐｋに整合したＫ個の整合フィルタＭＦ（ｐｋ）に加えられ、整合出力ｙｋを生成する。
これは、式（１１）右辺の出力で下式で与えられる。
ｙ＝（ｙ１，ｙ２，．．．，ｙｋ，．．．，ｙＫ）Ｔ＝ＰＨｒＣ＋ｘ      （３０）
図のＵ−ＧＥＮはユーザ分離行列Ｕの生成回路で、図１のＰＲＭとＥ（Ｎｒ０）で生成したパイロット応答行列ＰとＮｒ０をもとに式（１４）で示した行列Ｕを生成する。この行列Ｕは、整合出力ベクトルｙとともに分析器ＡＹＺに加えられる。ＡＹＺは、式（１５）の機能を遂行する。
2005260900.tif 000052
本回路である。
2005260900.tif 000053
れを用いて点線枠外の回路の機能を説明する。
図５のＣＰＥは行列Ｃの電力推定器で、行列Ｕ０をもとに、評価電力
2005260900.tif 000054
する。これらの出力は、最良ユーザ判定回路ＢＵＤに加えられ、たとえば式（２４）に示
2005260900.tif 000055
める。
2005260900.tif 000056
方ＢＵＤの決定した最良ユーザｋ′は最良ユーザ除去器ＢＵＲに加えられ、除算ベクトル−ｐｋ′を生成する。これらの出力は、和回路ＳＵと行列Ｕ生成器Ｕ−ＧＥＮに加えられ、式（２５
2005260900.tif 000057
出力を順次生成する。
ここで、式（１４）のＵに含まれる付加項Ｎｒ０Ｉの定数Ｎｒ０の代りに、下式の一般化付加ベクトルＮｒ０ａを用いることもできる。
2005260900.tif 000058
この一般化付加ベクトルにより、前述の正解尺度の値を向上することが可能である。複数の一般化付加ベクトルを用いて正解尺度を求め、その中の最良の値を示すユーザを判定し、最良ユーザを決定することができる。【００２２】  上記方式のシステ厶性能の評価尺度として、一定誤り率ＢＥＲ０の下で１ビット伝送に必要な伝送電力ＰＴＸと伝送帯域Ｂの積である下式の電力帯域幅積を定義する。
2005260900.tif 000059
ここにＰＢＰは、１ユーザがＡＷＧＮ（白色雑音）環境下でＢＰＳＫ（２値位相変調）伝送するとき、誤り率ＢＥＲ０（例えば１０−３）を得るために必要な受信ＳＮ比、［Ｅｂ／Ｎ０］ＢＰ（１ビット当りの受信エネルギーＥｂと逆拡散後の受信白色雑音電力Ｎ０の比、送信電力の理論的基準値）に相当する送信電力、［Ｅｂ／Ｎ０］ＳＤは、ＳＤ−ＭＭＳＥ方式が同じＢＥＲ０を得るために必要なＳＮ比、βは、図３において用いたガード系列にもとづく帯域増分係数、Ｔは、コアシンボル周期である。共通項であるＰＢＰ＝１、Ｔ＝１とすれば式（３２）は下式のように単純化される。
2005260900.tif 000060
上述の順次検出形ＭＭＳＥ（含ＤＤ）方式では、従来方式に比し、ξを著しく小さくできると共に、Ｋを理論上可能な系列長Ｌに等しくできるので、ＰＢの値を著しく小さくすることができ、その結果、システム性能の向上が実現できる。【００２３】  次に本発明の第２の実施例である干渉制御形ＭＭＳＥ検出方式を説明する。
最小２乗誤差検出器ＭＭＳＥ−Ｄは、式（１５）に示すようにその軟出力の中に干渉雑音ΔｂＩを含む。この雑音による性能低下を避けるために、干渉制御形ＭＭＳＥ方式を導入する。
式（１４）の付加項Ｎｒ０Ｉは、行列Ｕの正則性を高め、式（１６−Ｂ）のＡＷＧＮ依存の雑音成分Δｂｘの振幅を減少することができるが、その代償として式（１６−Ｃ）の干渉雑音成分ΔｂＩを発生する。それは付加項により相関分離行列Ｕの中に、受信シンボルを構成するパイロット応答Ｐ以外の成分が加えられるためである。この付加項による干渉発生機能を除去するには、式（１３）の左辺に−Ｎｒ０ｂを加えた式（３４−Ａ）を用いれば、式の上では実現できる。
Ｕｂ−Ｎｒ０ｂ＝ＰＨｒＣ      （３４−Ａ）
Ｕｂ＝ＰＨｒＣ＋Ｎｒ０ｂ      （３４−Ｂ）
Ｎｒ０ｂ右辺に移項した式（３４−Ｂ）を、ｂについて解けば下式が得られる
2005260900.tif 000061
上式において、右辺のｂは未知数であるから受信機はこれを利用できない。そこで
2005260900.tif 000062
2005260900.tif 000063
て１段目の軟出力を下式に示すように生成できる。
2005260900.tif 000064
ことができる。実際上、式（１６）からΔｂ≠０であるから完全な干渉雑音の除去はできな
2005260900.tif 000065
ルｂにより接近する。
2005260900.tif 000066
求めることができる。
2005260900.tif 000067
設定できる。【００２４】  図６は本発明の第２の実施例の図で干渉制御形最小２乗誤差検出器のブロック図である。図に示す最小２乗誤差回路（ＭＭＳＥ）は、図５の点線枠内部の回路（ＭＭＳＥ−Ｄ）から、ＤＥＣの部分を除いた部分回路から構成される。ベースバンド受信シンボルｒ［図３のｒＣ（ｔ）、または後述する図８のｒ（Ｔｓ上の部分）に対応する離散値ベクトル］、式（４）のパイロット応答行列Ｐ、図１のＥ（Ｎｒ０）の出力である受信ベクトル上の雑音電力Ｎｒ０が図示の最小２乗誤差回路（ＭＭＳＥ）に加えられる。ＭＭＳＥは、ＰとＮｒ０からユーザ分離行列Ｕを
2005260900.tif 000068
干渉発生器Ｉ−ＧＥＮ０に加えられ、Ｉ−ＧＥＮ０は０段目の干渉推定ベクトルｃ０を生成する。
2005260900.tif 000069
。
2005260900.tif 000070
【００２５】  上記の補正ベクトルによる補正効果をさらに高めるために次の手段を用いる。
（Ｃ−１）：受信ＳＮ比（Ｅｂ／Ｎ０）の低い環境下で用いるとき、式（１４）を
Ｕ＝ＰＨＰ＋λＮＮｒ０Ｉ      （λＮ＞１）      （３９）
として、係数λＮを増大し、式（１６−Ａ）のΔｂｘを減じ、ΔｂＩを増大する。増大したΔｂＩは、補正ベクトルｃにより相殺する。
2005260900.tif 000071
の関数とする。
この関数として例えばしきい値αｒ（∈０．５〜１）を用いて次式を用いる。
2005260900.tif 000072
（Ｃ−３）：補正ベクトルｃを生成するとき軟出力ｂの中の｜ｂｋ｜＞１の成分は過大な補正を施す結果になるので、これを避けるため、しきい値Ｂ（＜１）を設けて式（３７）を下式に変更する。
2005260900.tif 000073
（Ｃ−２）と（Ｃ−３）の手法を用いると、補正ベクトルは
2005260900.tif 000074
になる。
λＮ、αｒ、Ｂを選定することにより、干渉補正ベクトルｃの効果を高めることができる。この方法により、従来のＭＭＳＥ方式の雑音の妨害効果を軽減し、誤り率を改善することができる。
この第２の実施例の干渉補正の技術を第１の実施例の順次検出形受信機や後述する第３〜第５の実施例に対して付加すれば、これらの方式の雑音をさらに軽減できる。【００２６】  次に本発明の第３の実施例である組合パイロット形相関分離識別方式を説明する。第１、第２の実施例では、コア系列にガード系列を付加した包装系列を拡散系列として用いた。この場合、ガード系列長相当分の送信エネルギーを受信機は利用できないことになる。送信レートを高めると、コア系列長に対するガード系列長は無視できない程大となる。このエネルギー損失を避けるために、本発明は、送信機はコア系列のみを用いて送信データを拡散することにより送信シンボルを生成し、受信機はシンボル間干渉なく受信シンボルを復調する方式を提供する。
図７は第３の実施例の補助説明図で、ベースバンド送受信シンボル系列とパイロット応答のタイ厶チャートである。図の上２段は、ユーザｕｋ（ｋ＝１，２）から送信したシンボル周期Ｔ、シンボル番号ｎｓ＝（．．．−１，０，１，２，．．．）の送信シンボル系列ｓｋ（ｎｓ）である。その下に受信データシンボルｒを成分別に示してある。ｒｋはｓｋに対応する受信波成分であり、この例では、各ユーザの受信波は、主波、ＴＣ（チップ周期）遅延波、５ＴＣ遅延波の３波からなる。
ｎｓ＝０番目の受信シンボルの主波の成分をｂｋ（０）ｈｋ０ｇｋと示し、遅延オペレータＤを用いて、ＴＣと５ＴＣ遅延波の成分を、ｂｋ（０）ｈｋ１ｇｋＤ、ｂｋ（０）ｈｋ５ｇｋＤ５と表示する。ここにｂｋ（ｎｓ）、ユーザｕｋがｎｓ番目に送信したデータ、ｈｋｊ（ｊ＝０，１，２，．．．）はｕｋから受信機へのチャネル利得ベクトルｈｋのｊ番目の成分、ｇｋはｕｋの拡散系列である。受信機は、時間位置Ｔｓ（時間幅はＴに等しい）と表示された時間枠に受信したｒ１、ｒ２の全成分（ここの例では一般的には６波となる）の和を抽出し、これをシンボル毎に復調する。Ｔｓの中には現シンボルの主波及び先行シンボルの遅延波成分が含まれている。
ｕ１の受信機がｎｓ＝０のシンボル位置（周期Ｔ）にパイロットシンボルｓＰ１を送出し、その前後にデータや他のパイロットシンボルを送出しないものとすれば、受信機は対応する
2005260900.tif 000075
般に遅延波により２シンボル周期に亘り拡がるので、ｎｓ＝０、ｎｓ＝１の受信タイミング区間に含まれる成分をｐ１Ｍ、ｐ１Ｄとして表示している。（点線のｐ１ｐは、もし先行パイロット
2005260900.tif 000076
においてｂ１（０）＝ｐ＝１、ｂ１（−１）＝ｂ１（１）＝０とした場合の受信成分である。（ｐはパイロッ
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【００２７】  図８は、本発明の第３の実施例の説明図で、パイロット応答のモデル図である。
一般に受信応答は送信シンボル当りＪ個の受信波を受信するものとして、
2005260900.tif 000079
のように当該シンボル周期上の主応答ｐｋＭと後続シンボル周期上の遅延応答波ｐｋＤから成り立つ。
図８に示したｎｓ＝０の受信データシンボルのｒ１（０）成分は
ｒ１（０）＝ｂ１（０）ｐ１Ｍ＋ｂ１（−１）ｐ１Ｄ      （４４）
で与えられる。ｂ１（０）とｂ１（−１）の組合は、送信２値データを仮定すると４通り存在するが、図８（ａ）に示すようにユーザｕｋに対し、２つのパイロット応答を要素とする合成パイロット応答の組を用いよう。
2005260900.tif 000080
により与えると、一般にユーザｕｋから受信したｎｓ番目の受信シンボルｒｋ（ｎｓ）は
2005260900.tif 000081
の応答が先行シンボル成分を含むので、先行シンボルの干渉（ＩＳＩ）を受けることなく分析しうる結果になる。なお、受信シンボルの同期位置Ｔｓに対し、ユーザｕ２からの受信パイロットは図７の場合τ１２だけ遅れている。この場合パイロット応答は図８（ｂ）に示すような成分の和として生成される。
図８において、τ１２で示した受信パイロットのユーザ間偏差τｋｋ′（τｋｋ′は整数、ＴＣで規格化した値）は同期または準同期受信条件を仮定することにより、次式を満足する必要がある。
2005260900.tif 000082
ｎｐシンボル区間に拡がる場合は、２ｎｐ−１種類の合成パイロット応答の組を準備し、後述するようにｎｐシンボルの軟出力要素を加算して送信データの軟出力を生成する必要がある。］【００２８】  図７の例において、シンボル位置Ｔｓ上の受信シンボルｒに関するユーザ分離方程式は、式（１１−Ａ）と同様な手法を用い、２Ｋ個の合成パイロット応答を用いることにより次式で表現できる。
2005260900.tif 000083
式（４８）を式（１２）〜（１５）と同様にしてｂについて解くことにより、軟出力ベ
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この方式のｎｓ番目の送信シンボルのデータベクトルｂ（ｎｓ）の成分は、ｎｓ番目の受信シ
2005260900.tif 000085
の関係がある。これから２個の受信フレームに亘って求めた２組の要素軟出力の和からデータ対応の軟出力を求めることができる。
ここで、通常のＤＤまたはＭＭＳＥ方式の方程式により解を求めた場合、式（１５）に
2005260900.tif 000086
データｂｋ（ｎｓ）を運ぶ信号対応要素はｐｋＭ（ｎｓ）、ｐｋＤ（ｎｓ）、ｐｋＭ（ｎｓ＋１）、ｐｋＤ（ｎｓ＋１）の４成分である。簡単のため、これらの要素成分のベクトルの平均電圧振幅をｓ、時間幅をＴ、エネルギーをＥとし、すべて等しい値とする。一方ｒに含まれる白色雑音ｘ（ＡＷＧＮ）のｐｋＭ、ｐｋＤへの射影成分をｘ／ｐｋＭ、ｘ／ｐｋＤすれば、式（４５）の右辺の中に含まれるｘの射影成分電圧は、［ｘ／ｐｋＭ＋ｘ／ｐｋＤ］となる。上記２個の雑音は互いに無相関であるから全雑音電力は両者の電力和となる。上記雑音の平均電圧振幅をＥ｜ｘ／ｐｋＭ｜＝Ｅ｜ｘ／ｐｋＤ｜＝｜ｘ０｜と表現すれば、式（５０）の軟出力のＳＮ比は次式で与えられる。
2005260900.tif 000087
図３のガード系列を付加した包装系列を用いる場合には、上述の説明においてｐｋＤ＝０となり、２個のシンボル出力を利用できないので、ＳＮｋ＝ｓ２／｜ｘ０｜２となる。これから組合バイロットを用いることによりＳＮ比の増大が達成される。【００２９】  いま、図７に示したマルチパス伝搬特性が、使用環境の変化により突然消失したと仮定する。しかるとき、受信機は常時把握しているパイロット応答を分析し、その主応答と遅延波応答のエネルギーＥｋＭ、ＥｋＤを比較する。もし
ＥｋＭ＞＞ＥｋＤ      （５２）
が成立つ場合には、式（４８）のＰの中のｋ番目の一対の要素ベクトルは、
2005260900.tif 000088
となるので、行列Ｐの正則性は著しく低下し、その結果軟出力ベクトルに含まれる雑音が著しく増大する。
このような状態に遭遇することを考慮し、受信機に予め適応的復調機能を具備させるこ
2005260900.tif 000089
解くことにする。しかるとき、行列Ｐの正則性の低下を回避できる。
このような復調動作の変更をとくに必要としない第２の手段として、模造遅延波送信方式を次に示そう。
図９は本発明の第３の実施例の補助説明図であり、模造遅延波送信方式の送信シンボルとパイロット応答を示す図である。ｋ番目ユーザのｎｓ＝０，１番目の送信シンボルｓｋ（０）、
2005260900.tif 000090
散系列は、
2005260900.tif 000091
となり、前述のシンボル周期内に含まれるＬチップの系列ｇｋに、シンボル周期の外側に配
置されるＶチップの系列が模造遅延波系列として付加されている。
2005260900.tif 000092
の波形はモデル化されている。）
図の下段は、遅延波のない場合に対する、式（４５）に示した合成パイロット応答の組
2005260900.tif 000093
回避することができるので、前述の処理をそのまま適用して解を求めることができる。
2005260900.tif 000094
のＶチップ分と、同一時間帯をとるから両者は重複し、送信機は、両者を加算して送信する。この場合ｂｋ（０）とｂｋ（１）の組合を考慮すると、加算により出力信号（Ｖチップ分）の一部または全部が相殺する場合が生ずる。このための送信信号の減衰を避けるためには、式
2005260900.tif 000095
【００３０】  次に本発明の第４の実施例について説明する。この発明は、多入出力（ＭＩＭＯ）方式において、完全なユーザ間の干渉分離を実現し、多数の入出力アンテナによりダイバーシティ効果を高める技術を提供する。
図１０は、本発明の第４の実施例を示す多入出力形送受信機のブロック図である。左側に示すｋ番目のユーザｕｋの送受信機ＴＸｋは、４×４次元に配した空間時間信号ΣｋをＮ
2005260900.tif 000096
ユーザの送信機ＴＸｋ′は空間時間信号Σｋ′を送信する。
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タイムスロット番号、ｎ（＝１，２，．．．，Ｎ）は送信アンテナ番号である。これからＮｄ個の空間時
2005260900.tif 000098
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から順次送信される。【００３１】  次に受信機ＲＸについて説明する。ｍ（＝１，２，．．．，Ｍ）（図はＭ＝２の場合である）番目の受
2005260900.tif 000100
で受信した信号ｒｐｎｍ（ｔ）［ｒｍτ（ｔ）］は、パイロットシンボル復調回路ＰＤ［データシンボル復調
2005260900.tif 000101
ボルｒｍτ］が生成される。
これらのベースバンド信号は、１シンボル周期（ＴＥ）の遅延素子Ｄｒを介して直列に結合
2005260900.tif 000102
は、受信シンボル発生器ＲＳＧに加えられ、ここで下式の受信シンボルが生成させる。
2005260900.tif 000103
ここにＤｒは、１シンボル分の遅延オペレータである。
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ト応答発生器ＰＲＧに加えられ、ここでパイロット応答行列Ｐが生成される。ＰＲＧは、受信パイロット信号ｒｐｎｍ（ｔ）から、受信シンボルに含まれるＡＷＧＮを推定し、雑音電力Ｎｒ０を出力する。図示の最小２乗誤差検出器ＭＭＳＥ−Ｄは、受信シンボルｒ、パイロット応答
2005260900.tif 000105
。
図１１は、本発明の第４の実施例の補助説明図で、空間時間信号の配置図である。これは前述の空間時間信号Σｋ時間軸τと空間軸ｎの２次元空間に示した図であり、
2005260900.tif 000106
送信タイミングと送出アンテナ番号を示す。図の点線枠内の記号は、ｋ，ｎ，τを省き、ｓｄのみ示してある。これから、ｄ番目のデータを運ぶシンボルが各タイムスロットと各アンテナに１回だけ割当てられる。従来の空間時間符号化技術は、上記のシンボルに、さらに直交化符号ｃの要素を乗算し、ｃτｎｓｄτｎを図の枠に割当てる方式を用いていた。この場合、単一ユーザを対象とし、Ｎｄ個の送信シンボルを受信機が完全分離できるように、各送信シンボルに、ｃτｎを乗じて送信する。しかるとき、受信側では、ｄ番目のシンボルを検出対象として、受信機はＮτ個の受信シンボルを線形加算することにより、Ｎｄ個のシンボルからｄ番目シンボルを分離した後、この加算出力をｄ番目のパイロット応答に整合した整合フィルタに加えて、その軟出力を得る技術であった。この技術は、本発明の対象とするマルチユーザの干渉分離機能をもたないこと、Ｎτ個の受信タイムスロットの期間、チャネル利得特性が一定であるという仮定のもとに動作しうるので、後述するインタリーブによるダイバーシィティ機能を活用できないなどの問題点があった。【００３２】
2005260900.tif 000107
で与えられる。式（５７）と式（５８）を用いると、式（１１）と同様な相関分離方程式は次式で与えられる。
2005260900.tif 000108
となる。
上式を満足する限り、式（５９）をＤＤ方式で解くことができるので、完全なシンボル分離とユーザ分離が実現できる。また、ＭＭＳＥ方式として本発明の第１、第２の実施例の原理を用いて解けば、含有干渉及び白色雑音の和が最小となる軟出力が得られるので、優れた誤り率特性が得られる。すなわち、上述の原理により、極めて高度なユーザ分離を実現できる。【００３３】
2005260900.tif 000109
置し、これらのタイムスロットの伝送時間は隣接しているものと暗に仮定して説明してき
2005260900.tif 000110
＝常数］である必要はない。したがって、劣悪なフェージング環境下で無線伝送するための有効な手段であるインタリーブによるタイムダイバーシィティ技術を活用できる。具体的には、図１１（ａ）において、τ番目のタイムスロットで送信する４個のシンボルセットを
2005260900.tif 000111
で表す。ｉはＮｄ個の送信データを１組とする組番号である。ｉ番目の組に対し、上述の例ではＮτ＝４個のタイムスロットが割当てられ、各タイムスロットにＮ＝４個のシンボルが送信される。式（６１）はｉ番目の組のτ番目の送信シンボルセットである。（上付ｋと下付ｄの表示は省かれている。）【００３４】  図１１（ｂ）は、インタリーブ用書込み読み出し配置図である。ここでは送信シンボルセットＳｉτをｉ＝１，２，３，．．．Ｑ，．．．のようにＷで図示した順序に横に書きこむ。１個のＳｉτはＮτ＝４個のタイムスロット（１，２，３，４）からなる。Ｑセット目の次にＳＱ＋１，１を付加した後改行する手法を５回繰返すと図の例が得られる。このシンボル群を、左からＲで図示した順序に読みだすと、［Ｓ１１］，ＳＱ＋１，２，Ｓ２Ｑ＋１，３，Ｓ３Ｑ＋１，４，Ｓ４Ｑ＋２，１が得られる。ここで、右へ改列すると、［Ｓ１２］，ＳＱ＋１，３，．．．と続くことになる。これがインタリーブ出力であり、隣接タイムスロットには、４Ｑシンボル時間的に離れたシンボルセットが送信される。受信側では、この書込みと続出しに対し逆の操作を（デインターリーブ）を行う。しかるとき［Ｓ１１，Ｓ１２］，．．．に対応する受信シンボルセット［Ｒ１１，Ｒ１２］，．．．が順次並ぶことになる。したがって、このようなＲ１１〜Ｒ１４を式（５９）のｒ１〜ｒ４に代入し、解を求める。このインタリーブにより、
2005260900.tif 000112
４ＱＴになり、Ｑを大きくすれば互いに無相関にしうるので、耐フェージング特性を大幅に向上できる。
なお、上述の方式に、公知のブロック符号やたたみこみ符号を用いる符号化技術を適用
2005260900.tif 000113
しかし、本発明の上述の技術は、すでに空間時間ダイバーシティを用い同一データをＮｄ（＝Ｎｚ）個のシンボルにより重複伝送し、かつインタリーブ機能を付加しているので、実際上符号化を施した機能を含んでいる。したがって、従来の符号化を用いた単一アンテナ伝送方式や、インタリーブ機能をもたず、十分なユーザ分離機能を備えていない従来方式より、はるかに優れた電力帯域幅特性を持つシステムを実現できる。
この実施例は、ＭＩＭＯ方式の構成を基礎としたものであり、上述のようにＭ個の受信アンテナを用いることにより、送信シンボルの系列長をＬとすれば、パイロットベクトル及び受信シンボルベクトル長を、ＭＬに設定できる。
このことは信号の次元数がＭ倍になるので、収容可能最大ユーザ数ＫをＭ倍に増大し、雑音を１／Ｍに減少する利点をもたらす。この原理は、前述の第１〜第４の実施例や、後述する第５の実施例に応用して、これら諸方式の評価尺度である電力帯域幅積ＰＢをさらに減少させる効果がある。【００３５】  次に本発明の第５の実施例である直交系列を用いたＣＤＭＡ伝送方式について説明する。
直交系列セットの一例として、相補系列を用いた例を以下に示す。系列長Ｌの一対（一般に２の冪乗の個数）宛の２組の系列Ａ（Ａ１，Ａ２）とＢ（Ｂ１，Ｂ２）の間に次の２式の関係があるとき、これを完全相補系列の組と呼ぶ。
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ここに、＊，￣，δは周期相互相関関数を求める記号、共軛記号、成分変数をｉとするデルタ関数を示す。ｎは記号＊の後に記した系列をｎチップ分シフトしたときの相互相関値を示すための成分シフト記号、ρＡｎは相関関数ＲＡＡのＬ個の成分の中のｎシフト相関値である。したがって、ＲＡＡ＝（ρＡ０，ρＡ１，．．．，ρＡＬ−１）となる。式（６３）に示すように、同一組の中の２個の系列の０シフト自己相関値のみが値を有し、その他のシフト出力は値０をとるという自己及び相互直交特性を兼ね備えた系列セットを用いる。このような完全相補系列の例は、Ｌ＝４，８，６．．．等の系列長に対し存在するが、Ｌ＝４の２値振幅（＋，−）をもつ系列の例を次に示す。
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上記の直交系列対の組を用いた送信シンボル構成法と対応する受信シンボル成分について説明する。【００３６】  図１２は、本発明の第５の実施例の補助説明図であり、相補系列を用いたＣＤＭＡ方式送受
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コア系列とし、その前後に図３で示したような斜線部のガード系列を付加した包装（巡回拡散）系列（周期ＴＥ）である。［ここに、ガード系列の前部、後部は、それぞれコア系列の後部、前部を用いるので、包装系列の一部（Ｌチップ分、コア系列長）は何れもコア系列の巡回シフト系列となる。］上記データをそれぞれこの包装系列対に乗じて下式の送信シ
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の成分は受信機で分離検出される。］
次にｕ２に対し、同様な方法で次式に示す送信シンボルが生成される。
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ここにＤは１チップ分の遅延オペレータである。すなわちｓ２は、ｓ１と同一の系列を１チップシフトした相補系列から作成した包装系列対を用いている。
これらのシンボルが受信機に同じ時刻に到着する同期受信を考えよう。図には送信シン
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ｎチップ遅れた遅延波に対しては、一般に包装系列に遅延オペレータＤｎを付した系列
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タＭＦ（Ａ２）に加えて得られる両出力を加算すれば、式（６３）の関係から次式の出力を得る。
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【００３７】  次に同じ２個のシンボル成分を、遅延系列に整合したフィルタＭＦ（Ａ１Ｄ），ＭＦ（Ａ２Ｄ）にそれぞれ加えると、
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が得られる。
受信シンボルｒ２を同様な方法で整合フィルタＭＦ（Ａ１Ｄ）〜ＭＦ（Ｂ２Ｄ２）に加えることにより
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が得られる。一般にｋ番目のユーザｕｋから受信したシンボル成分のｊ番目の遅延波成分は、次式で与えられる。
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で与えられる。
一般にｋユーザからの合成受信シンボルとして下式の
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を受信し、その前後部コア部分ｒＣ１，ｒＣ２（図１２参照）をそれぞれ、整合フィルタＭＦ（Ａ１Ｄｌ）ＭＦ（Ａ２Ｄｌ）（ｌ＝０，１，２，．．．，Ｌ−１）に加えると、ＡＷＧＮ  Ｘを考慮した次式の整合フィルタ出力ベクトルが得られる。
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式（７４）〜（７６）から次式が得られる。
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様にして、系列Ｂを用いた受信シンボル成分に対し
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チップを用いてＫ＝Ｌとすれば最大２Ｌビットの伝送ができるので高い周波数利用効率を得ることができる。
上式で、行列Ｈの対角成分は主波に対応しているので、主波の振幅が大なる限り（主波が小振幅の場合には、大振幅遅延波に同期して受信できるよう、基地局から各ユーザの送信タイミングを制御することにより）行列Ｈの正則性を高い値に保つことができる。したがって、雑音妨害を受けにくく、誤り率の低い特性を得ることができる。【００３８】  図１３は、本発明の第５の実施例の受信機復調回路のブロック図である。図１２に示した受信シンボルｒＣ１，ｒＣ２は、それぞれ整合フィルタバンクＭＦＢ（Ａ１）、ＭＦＢ（Ａ２）に加えられる。これらのバンクの中の整合フィルタＭＦ（Ａ１Ｄｌ−１）、ＭＦ（Ａ２Ｄｌ−１）、（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）は、相関出力を生成し、後続する和回路（ＳＵ）を介して、式（７６）の出力を生成する。
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列Ｈ及び受信シンボル上の雑音電力Ｎｒ０を、分析回路ＡＹＺに加える。ＡＹＺは図５または
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受信シンボルは、前述と同様な整合フィルタバンクＭＦＢ（Ｂ１）、ＭＦＢ（Ｂ２）にも加えられ
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られる。【００３９】  本方式の最大の利点は、送信シンボルが系列ＡとＢを用いる２個のシンボルからなるので、その送信電力の最大瞬時値は、要素シンボル電力の４倍に過ぎない。一方、従来方式は各ユーザがｌチップ遅延系列ＡＤｌとＢＤｌ（ｌ＝０，１，２，．．．，Ｌ−１）の各々に１ビット宛のデータを乗じて、２Ｌ個のシンボルを作りこれらを加算伝送することにより、周波数帯域の軽減を図った。この従来方式は送信電力の最大瞬時値が要素シンボル電力の（２Ｌ）２倍に達するので、一般に大電力送信機を必要としたが、このような問題を本発明は回避する技術を提供する。
上述の説明では、同期受信を仮定したが、実際には準同期受信の場合でも、ほぼ同様な動作が行われる。その理由は、もしユーザｕｋの送信に用いた拡散系列をＡＤｎとし、対応する受信シンボルの位置が１チップ遅れた場合、受信シンボル中の対応成分の主波とｊチップ遅延波は、ＡＤｎ＋１，ＡＤｎ＋ｊ＋１で構成される。このことは、式（７７）の中の行列Ｈのｋ番目の列ベクトルｈｋ位置が１段下にシフトした形となり、行列Ｈの対角成分に０を含むことになる。このことは行列Ｈの正則性を低下させる。この場合、受信シンボルの同期位置を１チップ遅らせた位置に設定すれば行列Ｈは、ｈｋはそのままで、ｈｋ′（ｋ′≠ｋ）が１段上にシフトした構成をとり、対角成分に０を含む問題を容易に回避できる。
上述の説明では、送信拡散系列に用いる直交系列として、相補系列を例にとり説明した。本発明に用いられる他の直交系列としてはゼロ相関領域系列（ＺＣＺ、Ｚｅｒｏ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ｚｏｎｅ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）がある。系列長Ｌ＝８の系列セットの１例を次に示す。
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この例は、ファミリサイズＭ＝４の場合で４個の系列から構成される。その周期相互相関関数は、
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で与えられる。ここにΔはゼロ相関領域であり、上記の例では、Δ＝１である。ここで、上記のＺＣＺ系列セット（ａ１〜ａ４）とシフト系列（ａ１Ｄ〜ａ４Ｄ）及び（ａ１Ｄ−１〜ａ４Ｄ−１）の中の、Ｌ個の系列からなるセットＳＺを考えると、ＳＺに含まれる任意の２系列相互間の相関値を０にできる。したがって、ＳＺに含まれる単一系列を各ユーザに割当て、これらを前述の相補系列対（Ａ１，Ａ２）を任意のシフト数だけシフトした系列対の代りに用い、前述の相補系列を用いた方式と同様なシステムを構築することができる。Ｌチップの系列長からなるセットを用い、Ｋ（＝Ｌ）ユーザのシステムを設計できるので前述の相補系列を用いた方法と同一の周波数利用効率を実現できる。なお、同様な理由で、複素振幅や３値を用いたＺＣＺ系列をこの目的に用いることができる。【００４０】  従来、ユーザ分離のために、直交系列とよばれるアダマール行列（ウアルシュ関数）の各行を２値系列として用いる方式が実用されてきた。この２値アダマール系列セットを構成する系列ｐ，ｑの自己相関値ρｐｐ（ｎ）は、ρｐｐ（ｎ）≠０（ｎ≠０）である。また構成系列相互間の相互相関値ρｐｑ（ｎ）も、ρｐｑ（ｎ）≠０（ｎ≠０）である。すなわち自己及び相互相関関数のシフト相関値が、０ではなく大きな値をとるので、この特性が式（７７）の行列Ｈの正則性を低下させることになった。すなわち、この相関特性が、ユーザ分離特性を著しく劣化させる要因となっていた。
上記発明の第５の実施例は、このような劣化を完全に除くことができ、優れたユーザ分離特性を実現し、電力帯域幅積ＰＢの減少を可能とする。
本発明の第１〜第５の実施例では、ＭＭＳＥ方式により、ユーザ分離やシンボル分離を行ったが、式（１４）においてＮｒ＝０と置いたＤＤ方式を用いても、目的を達成できる。コア系列長Ｌよりユーザ数Ｋが少ない場合に、ＤＤ方式は良好な特性を示す。【００４１】  次に本発明の第６の実施例である高能率パイロット伝送方式について説明する。各ユーザと基地局間のチャネル利得特性を十分正確に基地局受信機が把握するためには、各ユーザから基地局にそのパイロットシンボルを、ドプラー周波数よりはるかに高い頻度で送信する必要がある。他のユーザのパイロット伝送及びデータ伝送とは異なる時間帯にこのパイロットを送信することにより、干渉を受けない状態で、受信機は各ユーザからのパイロットシンボルを受信し、十分正確なパイロット応答を生成する必要がある。
しかも、１個のパイロットシンボルには、一般に大きな白色雑音（ＡＷＧＮ）を含むので、通常、複数Ｎ個のパイロットシンボルを短い時間ＴＡ（ドプラー周期ＴＤり十分短い時間）以内に受信し、得られたＮ個のパイロット応答を積分して、ＡＷＧＮの電力を１／Ｎ倍に軽減する手法が用いられる。このためには、ＫＮ個のパイロットシンボルスロットを時間幅ＴＡの中に設ける必要があるので、データ伝送に用いる時間帯が減少し、その結果、システムの周波数利用効率を低下させる要因となっていた。上記の問題点を解決するためになされた実施例を説明する。【００４２】  図１４は本発明の第６の実施例の補助説明図であり、送受信パイロットシンボル系列のタイムチャートである。図において上段はユーザｕｋ（ｋ＝１，２）が、シンボル周期Ｔのベースバンド帯の送信パイロットシンボルｓｐｋを送信する図である。後続のシンボルスロットはガード区間として空スロットに設定する。（１シンボル以上の遅延波が発生する場合は、この空スロットを長く設定する）
ｓｐｋはデータシンボルと同じ構成をもつが、運ぶ情報はｐ＝１である。Ｌチップの長さをもつｋ番目の拡散系列をｇｋ、Ｎチップの長さをもつ直交符号のｋ番目の符号語（直交系列）をαｋ＝（αｋ１，αｋ２，．．．，αｋＮ）Ｔとするとき、ｎ番目の送信パイロットシンボルは、
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で与えられる。（データシンボルは通常ｂｋｇｋとなる。）
ここで、Ｎ個１組のパイロットシンボルに順次αｋｎを乗じた送信パイロットシンボルセットを
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ｋ行目を用いることにする。
次に図１４の中段と下段にｓｐｋに対応する受信シンボルｒｐｋが示されている。両者の受信位置は一致する（同期受信）か、若干のタイミング差の範囲内に納まる（準同期受信）ように基地局はユーザの送信タイミングを制御する。遅延波の遅延時間が大略１シンボル周期（Ｔ）以下であれば、主応答αｋ１ｐｋＭと遅延波応答αｋ１ｐｋＤからなる受信パイロットシンボルは２Ｔシンボル区間内に納まる。図のｒｐ２は受信タイミングが１チップ分遅れた場合を示している。前述のパイロットシンボルのＮ個を１セットとして連続送信した場合（データシンボルの間に分散送信することもできる）、周期Ｔｐの受信シンボル系列を、図の下段に受信系列［ｒ１］［ｒ２］として示す。Ｔｐは隣接する２個のデータ伝送区間（周期ＴＤ）の中間に配置される。
受信機は、実際にはｒ１とｒ２の合成波を受信するので、一般的に受信パイロットシンボル系列のｎ番目のスロットのシンボルは次式で与えられる。
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ここにｘ（ｎ）はＡＷＧＮである。受信応答ｐｋはパイロット周期Ｔｐの間、不変であると仮定する。しかるとき、受信パイロットシンボルセットＲｐの各シンボルｒｐ（ｎ）にαｋのｎ番目の要素を順次乗算して相関系列を生成すると、
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となる。これは直交系列の性質である、
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から求まる関係である。ここで式（８４）の右辺第１項（信号成分）は電圧和を、第２項
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場合のＳＮ比に比しＮ倍となる【００４３】  図１５は本発明の第６の実施例の直交系列変調パイロット伝送方式の送受信機のブロック図である。ｋ番目のユーザｕｋの送受信機は、アダマール行列のｋ番目の行の系列αｋを準備する。送信機ＴＸｋはαｋのｎ番目の要素・ｋｎを用いて、変調器ＭＯＤにより、後に空シンボル区間をもつ拡散系列ｇｋを変調し、送信パイロットシンボルｓｐｋ（ｎ）を生成し、これを順次Ｎ個分生成して送信する。（搬送波変調段は図示を省略した。）
受信機ＲＸ（ｐｋ）は、ｋ番目のパイロット応答を生成する回路部の図を示す。パイロット周期の中の周期２Ｔの時間幅のｎ番目の受信パイロットシンボルｒｐ（ｎ）を受信する。変調器
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このようにパイロット周期Ｔｐ＝２Ｔ×ＮをＫユーザが共用することにより、従来のシステムが必要とした時間２Ｔ×Ｎ×Ｋに比し、１／Ｋの値に減少することができる。上述の説明で用いた直交系列は、セットの中の２個の系列の０シフト相関値が０になる特性をもてば良い。したがって、アダマール行列をもとにした系列のみならず、前述の相補系列や、ＺＣＺ系列などを用いることもできる。このようにして、本発明は、前述の５つの実施例の各々に併用すれば、周波数利用効率をさらに高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】  送受信機のブロック図。
【図２】  伝送路モデルを示す図。
【図３】  ベースバンド送受信ガード付シンボル系列のタイムチャート。
【図４】  軟出力の正解確率を求めるための頻度分布特性を示す図。
【図５】  順次検出形ＭＭＳＥ受信機のブロック図。
【図６】  干渉制御形ＭＭＳＥ検出器ブロック図。
【図７】  ベースバンド送受信シンボル系列とパイロット応答のタイムチャート。
【図８】  正負パイロット応答ベクトルの生成法を示す図。
【図９】  模造遅延波送信方式の送信シンボルとパイロット応答を示す図。
【図１０】  空間時間符号化方式を用いたマルチユーザ受信機のブロック図。
【図１１】  空間時間符号化方式の信号発生モデル図。
【図１２】  相補系列を用いたＣＤＭＡ伝送方式送受信シンボルのタイムチャート。
【図１３】  相補系列を用いたＣＤＭＡ伝送方式の受信機のブロック図。
【図１４】  直交系列変調パイロット伝送方式の送受信シンボル系列のタイムチャート。
【図１５】  直交系列変調パイロット伝送方式の送受信機のブロック図。
【図１６】  ＣＤＭＡ方式送受信機の機能ブロック図。
【図１７】  マルチユーザ受信機（干渉相殺方式）の機能ブロック図。
【図１８】  マルチユーザ受信機（相関分離行列方式）の機能ブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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