(57)【要約】【課題】  小型の電流トランスを用いて簡単な回路構成でドリフトの影響を受け難くコストアップや大型化などの問題を生じない電流検出装置を提供する。【解決手段】  電流トランスの磁気コアに生じる磁束が、一次側交流電流の変極点においてのみ急激に変化し、その他の時間においては磁気飽和により殆ど変化しないように二次側交流電流を規制して、変極点において二次側コイルにパルス状電圧を誘起させ、このパルス状電圧の尖頭値が所定の電圧以上であることを検出して、一次側交流電流が所定値以上であることを検出すると共に、検出したパルス状電圧を連続的な信号に変換して出力する。【選択図】      図１
2005037297.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電流を電流トランスの一次側コイルに流すことにより前記電流トランスの二次側コイルに起電力を誘起させ、この起電力を検出して前記交流電流を検出する電流検出装置であって、
前記二次側コイルに誘起する二次側交流電流を規制して、前記交流電流の極性が反転するときに、前記二次側コイルにパルス状電圧を誘起させる前記電流トランスの二次側負荷と、
前記パルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出する検出手段と、
この検出手段が前記パルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出したときに連続的な信号を出力する信号変換手段と
を備えたことを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
交流電流を電流トランスの一次側コイルに流すことにより前記電流トランスの二次側コイルに起電力を誘起させ、この起電力を検出して前記交流電流を検出する電流検出装置であって、
前記二次側コイルに誘起する二次側交流電流を規制して、前記交流電流の極性が反転するときに、前記二次側コイルにパルス状電圧を誘起させ且つこのパルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出する検出手段と、
この検出手段が前記パルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出したときに連続的な信号を出力する信号変換手段と
を備えたことを特徴とする電流検出装置。
【請求項３】
前記検出手段は、前記パルス状電圧の正及び負極性パルスが所定の振幅以上であることを検出する検出手段、又は、前記パルス状電圧の正若しくは負極性パルスが所定の振幅以上であることを検出する検出手段であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流トランスを用いた交流用の電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流検出装置は種々の電気機器に用いられており、例えば、誘導電動機の電磁ブレーキを制御する電流検出装置は、誘導電動機に供給される交流電流が遮断されたことを検出すると、電磁ブレーキを制御して慣性で回転する誘導電動機を停止させる。また、機械的負荷が過大となったときに誘導電動機に流れる過大交流電流を検出、遮断して誘導電動機を保護する電流検出装置などもある。これら電流検出装置は、一般に電流トランスを用いて交流電流を検出している。
【０００３】
図８（ａ）にその例を示す従来の電流検出装置は、電流トランスＴ０１の一次側コイルＬ０１から二次側コイルＬ０２へと電磁結合で誘起される二次側交流電圧（二次側電圧）を検出して、交流電流（一次側電流）Iａを検出する（例えば特許文献１参照）。上記二次側電圧は交流電流Iａで誘起される二次側交流電流（二次側電流）を負荷抵抗Ｒ０１に流すことで得られる電圧であり、二次側電圧の波形は交流電流Iａの波形（正弦波）と略相似波形である。
【０００４】
ところで、電流検出装置では、電流トランスＴ０１での電力損失を低減するため、一次側コイルＬ０１の電圧降下は極力低い電圧に設定される。すると上記二次側電圧も低電圧となるため、従来の電流検出装置では、負荷抵抗Ｒ０１の抵抗値を比較的低い値（例えば１０オーム〜数百オーム）に設定する必要がある。こうした低電圧化は電流トランスＴ０１及び電流検出装置の小型化、ローコスト化を図るためでもある。
【特許文献１】特開昭６１−２４８３８７号公報（第２頁、第２図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電流検出装置は、電流トランスＴ０１の一次側コイルＬ０１の巻き数を１ターンとして電圧降下（一次側電圧）を極力小さくする一方、一次側電圧を検出可能な電圧まで昇圧するため、二次側コイルＬ０２の巻き数を例えば５００ターンとしている（（株）トーキン（登録商標）カレントトランス品名ＣＴ−０５）。そして二次側コイルに接続される負荷抵抗Ｒ０１を例えば１０オーム（Ω）とし、一次側電流（正弦波）Ｉａが約１Ａ（尖頭値、以下、電流・電圧は何れも尖頭値とする）である場合に（図８（ｂ）参照）、負荷抵抗Ｒ０１には、（１／５００）×１０＝約２０ｍＶ程度の二次側電圧が発生するようにしている（図８（ｃ）参照）。負荷抵抗Ｒ０１を１００Ωとした場合でも、二次側電圧は約２００ｍＶ程度であり、これを例えば１Ｖ以上にするには、二次側コイルＬ０２の巻き数を約２５００ターンとしなければならず、電流トランスＴ０１が大型化しコストもアップする。
【０００６】
即ち、従来の電流検出装置は、例えば１Ａの電流を検出するために約２０〜２００ｍＶ程度の小振幅の二次側電圧を検出しなければならず、僅かな電圧差を検出できる比較回路、或いは増幅度の高い演算増幅器などが必要となる。こうした小振幅電気信号を扱う回路は、回路構成が複雑で電圧ドリフトの影響を受けやすく、電流検出装置のコストアップ、大型化などの問題が生じる。また負荷抵抗Ｒ０１に発生する二次側電圧（例えば約２００ｍＶ）をダイオード整流回路で直流に変換して検出する電流検出装置では、図８（ｄ）に示すように、直流整流出力電圧がダイオードＣＤ０１の電圧降下の影響を受けるため（図８（ｄ）の一点鎖線）、上記電圧ドリフトの影響は更に大きくなる。
【０００７】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、小型の電流トランスを用い、簡単な回路構成でドリフトの影響を受け難く、コストアップや大型化などの問題を生じない電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために本発明によれば、交流電流を電流トランスの一次側コイルに流すことにより前記電流トランスの二次側コイルに起電力を誘起させ、この起電力を検出して前記交流電流を検出する電流検出装置であって、前記二次側コイルに誘起する二次側交流電流を規制して、前記交流電流の極性が反転するときに、前記二次側コイルにパルス状電圧を誘起させる前記電流トランスの二次側負荷と、前記パルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出する検出手段と、この検出手段が前記パルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出したときに連続的な信号を出力する信号変換手段とを備えた電流検出装置が提供される（請求項１）。
【０００９】
前記二次側負荷は、従来の電流検出装置の二次側負荷より高い抵抗値（或いはインピーダンス）で、且つ前記電流トランスの磁気コアが磁気飽和するように設定されている。このように二次側交流電流を規制すると、磁気コアに生じる磁束は、交流電流の極性が反転するときの僅かな時間においてのみ急激に変化し、その他の時間においては殆ど変化しない。すると上記極性が反転するときの急激な磁束変化によりパルス状電圧が発生し、このパルス状電圧は従来の電流検出装置の電流トランスが発生する二次側電圧よりも格段と高い電圧となる。従って、検出手段は交流電流を振幅の高いパルス状電圧として容易に検出でき、更に、検出手段で検出されたパルス状電圧は、その周期よりも長い連続的な信号に信号変換手段によって変換され出力される。
【００１０】
また、交流電流を電流トランスの一次側コイルに流すことにより前記電流トランスの二次側コイルに起電力を誘起させ、この起電力を検出して前記交流電流を検出する電流検出装置であって、前記二次側コイルに誘起する二次側交流電流を規制して、前記交流電流の極性が反転するときに、前記二次側コイルにパルス状電圧を誘起させ且つこのパルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出する検出手段と、この検出手段が前記パルス状電圧の振幅が所定の振幅以上であることを検出したときに連続的な信号を出力する信号変換手段とを備えた電流検出装置では（請求項２）、前記検出手段の作用によって前記電流トランスの磁気コアが磁気飽和する。すると磁気コアに生じる磁束は、交流電流の極性が反転するときの僅かな時間においてのみ急激に変化するので、従来の電流検出装置の電流トランスが発生する二次側電圧よりも格段と高い電圧となる。
【００１１】
前記検出手段が、前記パルス状電圧の正及び負極性パルスが所定の振幅以上であることを検出することにより、前記電流検出装置は、前記交流電流の周期の２分の１周期で発生する前記パルス状電圧により前記交流電流を迅速に検出することができる（請求項３）。前記検出手段が、前記パルス状電圧の正若しくは負極性パルスが所定の振幅以上であることを検出する前記電流検出装置は、簡易な回路構成で、前記交流電流の周期と等しい周期で発生する前記パルス状電圧により前記交流電流を検出できる（請求項３）。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように、本発明の電流検出装置によれば、電流トランスの二次側交流電流を規制することにより、二次コイルの巻き数を増やすことなく、従来の電流検出装置の電流トランスが発生する二次側電圧よりも高い尖頭値電圧のパルス状電圧を得ることができる。従って、簡単な回路構成でドリフトの影響を受けることなく、また、電流検出器や電流トランスのコストアップや大型化などの問題を生じることなく容易に交流電流を検出（好ましくは迅速に交流電流を検出）することができるという効果が奏される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照して、本発明に係る電流検出装置を６０ヘルツの商用交流電流を例として説明する。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態に係る電流検出装置を図１〜図４により説明する。図１（ａ）は第１の実施形態に係る電流検出装置の概略構成を、図１（ｂ）〜（ｇ）はその動作を説明するための波形図である。第１の実施形態に係るの電流検出装置は電流トランスＴ１０、負荷抵抗（二次側負荷）Ｒ１３，１４、検出手段２０及び信号変換手段３０を有しており、電流トランスＴ１０の一次側コイルＬ１１には、誘導電動機などの図示しない電気機器への交流電流が流れるようになっている。
【００１４】
電流トランスＴ１０は、例えば従来の電流トランスＴ０１と同様に、一次側コイルの巻き数は１ターン、２次側コイルの巻き数は５００ターンである。電流トランスＴ１０の二次側コイルＬ１２が有する第１の出力端子Ｌ１２ｈ及び第２の出力端子Ｌ１２ｃの間に直列接続された負荷抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、二次側コイルＬ１２に誘起する二次側交流電流を規制して、一次側コイルＬ１１に流れる交流電流Ｉａの極性反転に伴い二次側コイルＬ１２にパルス状電圧を誘起させる。なお負荷抵抗Ｒ１３，１４は夫々等しい抵抗値を有し、負荷抵抗Ｒ１３，１４の接続点（中点）は接地される。
【００１５】
検出手段２０は、二次側コイルＬ１２に発生するパルス状電圧の振幅（尖頭値電圧）が所定の振幅以上であることを検出するとパルス信号を出力する。検出手段２０の第１の入力端子２１は二次側コイルＬ１２の第１の出力端子Ｌ１２ｈに接続され、検出手段２０の第２の入力端子２２は二次側コイルＬ１２の第２の出力端子Ｌ１２ｃに接続され、検出手段２０の接地端子２３及び２４は接地される。出力端子２５は検出手段２０のパルス信号を出力する端子であり、出力端子２５と接地端子２４との間にはスイッチング動作をするトランジスタＴＲ２７が接続されており、電源端子２６には検出手段２０を作動させる電力が供給される。
【００１６】
図１に示す信号変換手段３０は、パルス入力端子３１に入力された検出手段２０のパルス信号を所定時間連続した信号に変換して連続信号出力端子３２に出力する。
次に二次側電流の規制及びパルス状電圧の発生を図２、図３により説明する。
負荷抵抗Ｒ１３，１４の直列抵抗値の増加に伴い、電流トランスＴ１０の磁気コアは小さな電流で磁気飽和するようになる。例えば、図２（ａ）に示す負荷抵抗Ｒ１３，１４の直列抵抗値を１０ＫΩとした場合に、電流トランスＴ１０の一次側コイルＬ１１に１Ａの交流電流Ｉａ（図２（ｂ））を流すと、電流トランスＴ１０の磁気コアは飽和状態となり、交流電流Ｉａの極性が反転するとき（変極点）、二次側コイルＬ１２には振幅（尖頭値）約１．８Ｖ（約３．６Ｖｐ−ｐ）のパルス状電圧が発生する（図２（ｃ））。
【００１７】
このパルス状電圧の発生を図３に示す電流トランスＴ１０の磁気コアの磁気特性を用いて説明する。磁気コアの磁束密度が飽和している第１の飽和領域Ｂ１では、交流電流Ｉａが増減して起磁力Ｈが増減しても磁束密度はそれほど増減しない。やがて交流電流Ｉａが減少しゼロとなり更にＩａの極性が反転するとき、起磁力Ｈの極性も反転し、磁束密度は瞬時に変化して第２の飽和状態（飽和領域Ｂ２）となるが、飽和領域Ｂ２でも、交流電流Ｉａの増減により磁束密度はそれほど増減しない。しかし飽和領域Ｂ１から飽和領域Ｂ２へと変化する第１の磁極反転領域Ｂｄ１では磁束密度は瞬時に変化し、二次側コイルＬ１２にはパルス状電圧が発生する。同様に飽和領域Ｂ２から飽和領域Ｂ１へ変化する第２の磁極反転領域Ｂｄ２でも、二次側コイルＬ１２にはパルス状電圧が発生する。これら磁極反転領域Ｂｄ１、Ｂｄ２では、磁束の増減方向が逆であるためパルス状電圧の極性は夫々異なる（図２（ｃ）参照）。
【００１８】
第１の実施形態に係る電流検出装置は、二次側コイルＬ１２に発生する周波数６０ヘルツ（周期約１６．７ｍＳ）のパルス状電圧を全波整流することにより、図２（ｄ）に示すように周波数１２０ヘルツ（周期約８．３ｍＳ）の正極性のパルスを得る。
即ち、二次側コイルＬ１２の巻き数を増やすことなく（電流トランスＴ１０を大型化することなく）、二次側コイルＬ１２に大振幅の電圧（パルス状電圧）を発生させることができ、このパルス状電圧が所定値以上であることを検出することにより、交流電流Ｉａが所定値以上であることを容易に検出できる。また、上記パルス状電圧の周期は交流電流Ｉａの２分の１になるので、交流電流Ｉａの検出を迅速に行うことができる。
【００１９】
図４は前記電流トランス（ＣＴ−０５）における実測波形を図示したものである。図４（ａ）は一次側電流（１Ａ）の電流波形（正弦波）を示し、図４（ｂ）は、負荷抵抗Ｒ１３，１４の直列抵抗値が１０ＫΩの場合に、一次側電流を１Ａとしたときの二次側電圧波形（尖頭値約１．８Ｖ）を示し、図４（ｃ）に示す二次側電圧波形（尖頭値約６Ｖ）は一次側電流を１００Ａに増加したときのものである。
【実施例１】
【００２０】
第１の実施形態に係る電流検出装置の一実施例（実施例１）を図５（ａ）に示す。
交流電流Ｉａが約１Ａの場合には、電流トランスＴ１０の二次側コイルＬ１２に振幅（尖頭値）が約１．８Ｖのパルス状電圧が発生する。ここで、検出手段２０の第１の入力端子２１に接続されたダイオードＣＤ２８ａ（又は第２の入力端子２２に接続されたＣＤ２８ｂ）とトランジスタＴＲ２７とのベース・エミッタ間の順方向電圧の和は、通常１．４Ｖ程度である。従って、二次側コイルＬ１２からダイオードＣＤ２８ａ（又はＣＤ２８ｂ）を経由して、トランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ、そして負荷抵抗Ｒ１４（又はＲ１３）へと電流が流れる。即ち、ダイオードＣＤ２８ａ、ＣＤ２８ｂで全波整流された周期約８．３ｍＳの正極性パルス（図５（ａ）のＲｅｃ）でトランジスタＴＲ２７はスイッチング動作をして、検出手段２０の出力端子２５に、約８．３ｍＳ周期のパルス信号が出力される（図５（ａ）のＯｕｔ）。
【００２１】
信号変換手段３０はリトリガブルの単安定マルチバイブレータを有し、パルス入力端子３１に入力された上記パルス信号の前縁（パルス信号の立ち下がり）部でトリガされ、例えば９ｍＳのパルス幅を有するパルスを発生する。すると出力端子２５からパルス信号（周期約８．３ｍＳ）が連続的に出力される限り、信号変換手段３０は連続信号出力端子３２にハイレベル（Ｈ）の信号（例えば５Ｖ）を出力し続ける。ここで前記パルス幅は交流電流Ｉａの周期の２分の１（約８．３ｍＳ）以上必要であり、好ましくは交流電流Ｉａの周期（約１６．７ｍＳ）以内に設定される。
【００２２】
例えば、交流電流Ｉａが０．５Ａのときには、二次側コイルＬ１２に発生するパルス状電圧は、ダイオードＣＤ２８ａ（又はＣＤ２８ｂ）とトランジスタＴＲ２７とのベース・エミッタ間の順方向電圧の和である１．４Ｖよりも低くなり、トランジスタＴＲ２７をスイッチング動作させる電流は流れず、出力端子２５にはパルス信号が出ない。即ち、交流電流Ｉａが所定値（例えば約１Ａ）以上流れた場合にのみパルス信号が出力端子２５に現れ、交流電流Ｉａの検出閾値（電流検出装置が検出できる最小電流値）は前記の所定値（例えば約１Ａ）となる。
【００２３】
従って図１（ｂ）に示すように、交流電流Ｉａが１Ａ以上流れていた場合において、時刻ｔ２に（時刻ｔ２は時刻ｔ１に遅れること約８．３ｍＳ以内とする）交流電流Ｉａが遮断された（又は０．５Ａに減少した）ときには、図１（ｃ）に示すように、検出手段２０の出力端子２５に出力されていたパルス信号は時刻ｔ２以後出力されない。すると時刻ｔ１以前にはハイレベル（Ｈ）であった信号変換手段３０の連続信号出力端子３２は、時刻ｔ１から９ｍＳ経過後の時刻ｔ３以後、ローレベル（Ｌ）の信号（例えば０Ｖ）へと変化する（図１（ｄ）参照）。即ち、実施例１の電流検出装置による交流電流Ｉａ（交流電流Ｉａの遮断又は減少）の検出は、信号変換手段３０が発生するパルス幅の時間（例えば９ｍＳ）よりも遅れることはない。
【００２４】
また図１（ｅ）に示すように、時刻ｔ４（時刻ｔ４は時刻ｔ５に先行すること約８．３ｍＳ以内とする）において１Ａの交流電流Ｉａが流れ始めた（又は０．５Ａから１Ａに増加した）ときには、図１（ｆ）に示すように、時刻ｔ５以後、出力端子２５にパルス信号が連続的に出力される。すると時刻ｔ５以前にはローレベル（Ｌ）を出力していた信号変換手段３０の連続信号出力端子３２は時刻ｔ５からハイレベル（Ｈ）出力へと変化する（図１（ｇ）参照）。即ち、実施例１の電流検出装置による交流電流Ｉａ（交流電流Ｉａが流れ始めたこと又は増加したこと）の検出は、交流電流Ｉａの２分の１周期（約８．３ｍＳ）よりも遅れることはない。
【００２５】
こうして実施例１の電流検出装置は、交流電流が所定値以上流れたことを交流電流の２分の１周期以内に検出でき、交流電流が所定値以下になったことを交流電流の２分の１〜１周期より遅れることなく迅速に検出できる。従って、実施例１の電流検出装置は、連続信号出力端子３２の信号を交流電流Ｉａの検出信号として、電磁ブレーキの制御や誘導電動機の過負荷からの保護などを迅速に行うことができる。
【００２６】
なお、二次側コイルＬ１２に発生するパルス状電圧（図２（ｃ））、及びパルス状電圧の整流電圧（図２（ｄ））は振幅が大きいため（実施例１では交流電流Ｉａが１Ａのとき１．８Ｖ）、これら電圧は比較回路（例えばコンパレータＩＣ）などで容易に検出でき、検出手段２０の構成は整流ダイオードとトランジスタによる構成に限定されない。また信号変換手段３０は、リトリガブル単安定マルチバイブレータ以外のタイマ回路、パルスの有無を判定するマイクロプロセッサなどによっても実現可能であり、更に信号変換手段３０の連続信号出力信号は、リレーの接点信号のような機械的要素の信号、又は光信号などであってもよく、前述の電圧信号出力に限定されない。一方、前述のような迅速な電流検出を必要としない場合には、信号変換手段３０が発生するパルス幅を交流電流の周期以上に設定してもよく、或いは、検出手段２０の出力端子２５に出力されるパルス信号を、時定数を有する平滑回路等で直流電圧に変換するなどして、信号変換手段３０を簡略化することもできる。
【実施例２】
【００２７】
図５（ｂ）に示す電流検出装置（実施例２）は実施例１を変形したものであり、実施例１と同様の機能を有する構成要素には同一の符合を附しその説明を省略する。
検出手段２０ａは、検出手段２０と同様な機能を有するが、二次側コイルＬ１２から出力されるパルス状電圧をブリッジ接続されたダイオードＣＤ２８ａ〜ＣＤ２８ｄを用いて全波整流する点で検出手段２０と異なる。そしてトランジスタＴＲ２７をスイッチング動作させる電流が、二次側コイルＬ１２からダイオードＣＤ２８ｃ（又はＣＤ２８ｄ）、トランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ、そしてダイオードＣＤ２８ｂ（又はＣＤ２８ａ）と流れたときに、検出手段２０ａの出力端子２５には図５（ａ）のＯｕｔと同様なパルス信号（周期約８．３ｍＳ）が出力される。
【００２８】
実施例２では、パルス状電圧の尖頭値がダイオード二個分の順方向電圧とトランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ間の順方向電圧との和（例えば２．１Ｖ）以上でなければトランジスタＴＲ２７はスイッチング動作をしないため、交流電流Ｉａの検出閾値は実施例１と異なった値となる。
【実施例３】
【００２９】
図５（ｃ）に示す電流検出装置（実施例３）も実施例１を変形したものであり、実施例１と同様の機能を有する構成要素には同一の符合を附しその説明を省略する。
検出手段２０ｂは、検出手段２０と同様な機能を有するが、ベースを第１の入力端子２１に接続したトランジスタＴＲ２７ａ、及びベースを第２の入力端子２２に接続したトランジスタＴＲ２７ｂの２個のトランジスタを有する一方、整流ダイオードを有しない点で検出手段２０と相違する。これらトランジスタＴＲ２７ａ、ＴＲ２７ｂのコレクタは夫々出力端子２５に接続される。
【００３０】
例えば、二次側コイルＬ１２の第１の出力端子Ｌ１２ｈ側に０．７Ｖ以上の正極性のパルス状電圧が発生すると、第１の出力端子Ｌ１２ｈ、トランジスタＴＲ２７ａのベース・エミッタ、負荷抵抗Ｒ１４、そして二次側コイルＬ１２の第２の出力端子Ｌ１２ｃへと電流が流れ、第２の出力端子Ｌ１２ｃ側に０．７Ｖ以上の正極性のパルス状電圧が発生すると、第２の出力端子Ｌ１２ｃ、トランジスタＴＲ２７ｂのベース・エミッタ、負荷抵抗Ｒ１３、そして第１の出力端子Ｌ１２ｈへと電流が流れる。従って、検出手段２０ｂは、図５（ａ）のＯｕｔと同様なパルス信号（周期約８．３ｍＳ）を出力する。
【００３１】
以上のように実施例３の電流検出装置では、パルス状電圧の尖頭値がトランジスタのベース・エミッタ間の順方向電圧（例えば０．７Ｖ）以上のとき、トランジスタＴＲ２７ａ、ＴＲ２７ｂがスイッチング動作をするため、交流電流Ｉａの検出閾値は実施例１，２と異なった値となる。
【００３２】
（第２の実施形態）
第２の実施形態に係る電流検出装置は、第１の実施形態に係る電流検出装置の負荷抵抗Ｒ１３，１４に代わり、電流検出手段が、交流電流Ｉａの変極点において、電流トランスＴ１０の二次側コイルＬ１２にパルス状電圧（図２（ｃ））を発生させる。負荷抵抗Ｒ１３，１４を用いない第２の実施形態に係る電流検出装置では、第１の実施形態に係る電流検出装置に比べ、電流トランスＴ１０の磁気コアはより小さな一次側電流で磁気飽和する。従って、交流電流Ｉａの検出の閾値を第１の実施形態に係る電流検出装置よりも小さい電流値とすることができる。
【実施例４】
【００３３】
第２の実施形態に係る電流検出装置の一実施例（実施例４）を図６（ａ）に示す。第１の実施形態に係る電流検出装置と同様の機能を有する構成要素には同一の符合を附してその説明を省略する。
検出手段２０と同様な機能を有する検出手段２０ｃでは、ダイオードＣＤ２８ａは接地端子２３から第１の入力端子２１へと順方向電流を流し、ダイオードＣＤ２８ｂは接地端子２３から第２の入力端子２２へと順方向電流を流す点で、また第１の入力端子２１にベースを接続したトランジスタＴＲ２７ａ、第２の入力端子２２にベースを接続したトランジスタＴＲ２７ｂを有する点で、そしてトランジスタＴＲ２７ａ、ＴＲ２７ｂのコレクタは夫々出力端子２５に接続されている点で検出手段２０と相違する。
【００３４】
例えば、二次側コイルＬ１２の第１の出力端子Ｌ１２ｈ側に１．４Ｖ以上の正極性のパルス状電圧が発生すると、第１の出力端子Ｌ１２ｈ、トランジスタＴＲ２７ａのベース・エミッタ、ダイオードＣＤ２８ｂ、そして二次側コイルＬ１２の第２の出力端子Ｌ１２ｃへと電流が流れ、また第２の出力端子Ｌ１２ｃ側に１．４Ｖ以上の正極性のパルス状電圧が発生すると、第２の出力端子Ｌ１２ｃ、トランジスタＴＲ２７ｂのベース・エミッタ、ダイオードＣＤ２８ａ、そして第１の出力端子Ｌ１２ｈへと電流が流れる。
【００３５】
以上のように実施例４の電流検出装置では、パルス状電圧の尖頭値がダイオード及びトランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ間の順方向電圧の和（例えば１．４Ｖ）以上のとき、検出手段２０ｃは図５（ａ）のＯｕｔと同様なパルス信号（周期約８．３ｍＳ）を出力する。
【実施例５】
【００３６】
図６（ｂ）に示す電流検出装置（実施例５）は実施例４を変形したものであり、実施例１，４と同様の機能を有する構成要素には同一の符合を附しその説明を省略する。
また、検出手段２０ｄは、実施例２の検出手段２０ａと同様な機能を有し、トランジスタＴＲ２７をスイッチング動作させる電流は、二次側コイルＬ１２からダイオードＣＤ２８ｃ（又はＣＤ２８ｄ）、トランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ、そしてダイオードＣＤ２８ｂ（又はＣＤ２８ａ）へと流れ、検出手段２０ｄの出力端子２５には図５（ａ）のＯｕｔと同様なパルス信号（周期約８．３ｍＳ）が出力される。
【００３７】
実施例５の電流検出装置では、パルス状電圧の尖頭値がダイオード二個分の順方向電圧とトランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ間の順方向電圧との和（例えば２．１Ｖ）以上でなければトランジスタＴＲ２７はスイッチング動作をしないため、交流電流Ｉａの検出閾値は実施例４の電流検出装置よりも大きな値となる。
【００３８】
（第３の実施形態）
第３の実施形態に係る電流検出装置は、第１の実施形態に係る電流検出装置の整流回路を半波整流回路としたものであり、電流検出装置の回路構成を簡易化できる。第３の実施形態に係る電流検出装置は、第１の実施形態に係る電流検出装置の負荷抵抗Ｒ１３，１４に代わり負荷抵抗Ｒ１３ａを用いている（負荷抵抗Ｒ１３ａの抵抗値は、例えば負荷抵抗Ｒ１３，１４の直列抵抗値に等しい）。
【実施例６】
【００３９】
第３の実施形態に係る電流検出装置の一実施例（実施例６）を図７（ａ）に示す。第１の実施形態に係る電流検出装置と同様の機能を有する構成要素には同一の符合を附してその説明を省略する。
実施例６では、負荷抵抗Ｒ１３ａは検出手段２０ｅの第１の入力端子２１及び接地端子２３の間に接続されている。検出手段２０ｅは、検出手段２０と同様の機能を有するが、ダイオードはＣＤ２８のみであり第２の入力端子２２を有していない。従って負荷抵抗Ｒ１３ａの両端に発生したパルス状電圧の正極性パルスのみがダイオードＣＤ２８で半波整流されてトランジスタＴＲ２７を駆動する。
【００４０】
実施例６では、パルス状電圧の尖頭値がダイオードＣＤ２８とトランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ間の順方向電圧との和が（例えば１．４Ｖ）以上のとき、トランジスタＴＲ２７をスイッチング動作させる電流が二次側コイルＬ１２からダイオードＣＤ２８、トランジスタＴＲ２７のベース・エミッタへと流れて、図５（ａ）のＯｕｔと同様なパルス信号が検出手段２０ｅの出力端子２５に出力される。但し、実施例６では、ダイオードＣＤ２８の整流出力波形は図２（ｅ）のように交流電流Ｉａの周期と同じ約１６．７ｍｓとなり、検出手段２０ｅが出力するパルス信号も約１６．７ｍｓとなる。従って、信号変換手段３０は、パルス幅約１６．７ｍＳ以上、例えば１８ｍＳのパルスを発生する必要がある。このように信号変換手段３０が発生するパルスの幅は交流電流Ｉａの周期以上必要であり、好ましくは交流電流Ｉａの２周期以内に設定される。
【００４１】
即ち上述の実施例６の電流検出装置によれば、簡易な回路構成で、交流電流が所定値以上流れたことを交流電流の周期内に検出でき、交流電流が所定値以下になったことを交流電流の１〜２周期より遅れることなく検出することができる。
【実施例７】
【００４２】
図７（ｂ）に示す電流検出装置（実施例７）は実施例６を変形したものであり、実施例１，６の電流検出装置と同様の機能を有する構成要素には同一の符合を附しその説明を省略する。
実施例７では、検出手段２０ｆは、実施例６の検出手段２０ｅと同様の機能を有するが、ダイオードＣＤ２８を有しない点で検出手段２０ｅと相違する。実施例７では、パルス状電圧の正極性の尖頭値がトランジスタＴＲ２７のベース・エミッタ間の順方向電圧（例えば０．７Ｖ）以上のとき、トランジスタＴＲ２７がスイッチング動作をするため、交流電流Ｉａの検出閾値は実施例６の電流検出装置よりも小さい値となる。また、実施例６と同じく検出手段２０ｆからは交流電流Ｉａの周期と同じ周期（約１６．７ｍｓ）のパルスが出力される。
【００４３】
なお実施例１〜７の何れの電流検出装置もトランジスタのベースにベース電流制限抵抗を直列接続してもよい。また本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲で変形して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明に係る第１の実施形態に係る電流検出装置の概略構成及びその動作と波形を示す図である。
【図２】本発明において電流トランスに流れる一次側電流（交流電流）と二次側電圧（パルス状電圧）の波形例を示す図である。
【図３】本発明における電流トランスの起磁力と磁束密度を説明する特性曲線である。
【図４】本発明における電流トランスが発生するパルス状電圧の実測波形例を示す図である。
【図５】図５（ａ）〜（ｃ）は第１の実施形態に係る電流検出装置（実施例１〜３）の概略構成を示す図である。
【図６】図６（ａ）及び（ｂ）は第２の実施形態に係る電流検出装置（実施例４及び５）の概略構成を示す図である。
【図７】図７（ａ）及び（ｂ）は第３の実施形態に係る電流検出装置（実施例６及び７）の概略構成を示す図である。
【図８】従来の電流検出装置の概略構成例とその一次側電流及び二次側電圧の波形例を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
Ｉａ    交流電流
Ｔ１０    電流トランス
Ｌ１１    電流トランスの一次側コイル
Ｌ１２    電流トランスの二次側コイル
Ｒ１３，１４，１３ａ    負荷抵抗（二次側負荷）
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ，２０ｅ，２０ｆ    検出手段
３０    信号変換手段
【図１】
2005037297.tif 000003
【図２】
2005037297.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2005037297.tif 000007
【図６】
2005037297.tif 000008
【図７】
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【図８】
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