(57)【要約】【課題】  イメージ特性のすぐれた受信機を提供する。【解決手段】  ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂと、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂからの中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが供給される振幅位相補正回路１４とを設ける。振幅位相補正回路１４の出力信号が移相回路１６Ａ、１６Ｂを通じて供給される演算回路１７を設ける。振幅位相補正回路１４は、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBをそれぞれ所定の割り合いで加算する加算回路と、その加算出力の振幅をそれぞれ制御する振幅制御回路とから構成する。中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの加算の割り合いを変更することにより演算回路１７に供給される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相誤差を補正する。振幅制御回路の利得を変更することにより中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの振幅誤差を補正する。【選択図】  図１
2005244412.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を、互いに直交する１対の局部発振信号により互いに直交する１対の中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
演算回路と、
上記１対のミキサ回路と上記演算回路との間の中間周波信号ラインに接続されて１対の中間周波信号が供給される振幅位相補正回路と、
上記中間周波信号ラインに接続された１対の移相回路と
を有し、
上記振幅位相補正回路は、
上記１対の中間周波信号のうちの一方の中間周波信号を、所定の振幅で上記１対の中間周波信号のうちの他方の中間周波信号に加算する第１の加算回路と、
上記他方の中間周波信号を、所定の振幅で上記一方の中間周波信号に加算する第２の加算回路と、
上記第１および第２の加算回路から出力される１対の中間周波信号の振幅をそれぞれ制御する１対の振幅制御回路と
を有し、
上記第１および第２の加算回路における加算の割り合いを変更することにより上記演算回路に供給される１対の中間周波信号の位相誤差を補正するとともに、
上記１対の振幅制御回路の利得を変更することにより上記１対の中間周波信号の振幅誤差を補正する
ようにした受信機用ＩＣ。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機用ＩＣにおいて、
上記第１および第２の加算回路における加算の割り合いを互いに逆方向に変更することにより上記演算回路に供給される上記１対の中間周波信号の位相を互いに逆方向に変更して上記位相誤差を補正するとともに、
上記１対の振幅制御回路における利得を互いに逆方向に変更することにより上記１対の中間周波信号の振幅誤差を補正する
ようにした受信機用ＩＣ。
【請求項３】
請求項２に記載の受信機用ＩＣにおいて、
上記第１および第２の加算回路は、
上記１対の中間周波信号がそれぞれ供給される第１および第２のオペアンプと、
この第１のオペアンプの反転出力端と非反転出力端との間に直列接続された第１および第２の可変抵抗回路と、
上記第２のオペアンプの反転出力端と非反転出力端との間に直列接続された第３および第４の可変抵抗回路と、
上記第１のオペアンプの反転出力あるいは非反転出力と、上記第３および第４の可変抵抗回路の接続点の出力とを加算する第１の反転アンプと、
上記第２のオペアンプの反転出力あるいは非反転出力と、上記第１および第２の可変抵抗回路の接続点の出力とを加算する第２の反転アンプと、
上記第１および第２の反転アンプの負帰還量をそれぞれ制御する第５および第６の可変抵抗回路と
を有し、
上記第１〜第６の可変抵抗回路のそれぞれは、
複数の抵抗器と、
この複数の抵抗器にそれぞれ直列接続された複数のＭＯＳ−ＦＥＴと
を有し、
上記複数のＭＯＳ−ＦＥＴをデジタルデータによりオンオフ制御することにより上記位相誤差および上記振幅誤差の補正を行う
ようにした受信機用ＩＣ。
【請求項４】
受信信号を、互いに直交する１対の局部発振信号により互いに直交する１対の中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
演算回路と、
上記１対のミキサ回路と上記演算回路との間の中間周波信号ラインに接続されて１対の中間周波信号が供給される振幅位相補正回路と、
上記中間周波信号ラインに接続された１対の移相回路と
を有し、
上記振幅位相補正回路は、
上記１対の中間周波信号がそれぞれ供給される第１および第２のオペアンプと、
この第１のオペアンプの反転出力端と非反転出力端との間に直列接続された第１および第２の可変抵抗回路と、
上記第２のオペアンプの反転出力端と非反転出力端との間に直列接続された第３および第４の可変抵抗回路と、
上記第１のオペアンプの反転出力あるいは非反転出力と、上記第３および第４の可変抵抗回路の接続点の出力とを加算する第１の反転アンプと、
上記第２のオペアンプの反転出力あるいは非反転出力と、上記第１および第２の可変抵抗回路の接続点の出力とを加算する第２の反転アンプと、
上記第１および第２の反転アンプの負帰還量をそれぞれ制御する第５および第６の可変抵抗回路と
を有し、
上記第１〜第６の可変抵抗回路のそれぞれは、
複数の抵抗器と、
この複数の抵抗器にそれぞれ直列接続された複数のＭＯＳ−ＦＥＴと
を有し、
上記第１〜第４の可変抵抗回路のそれぞれにおける上記複数のＭＯＳ−ＦＥＴを第１のデジタルデータによりオンオフ制御して、上記１対の中間周波信号の位相誤差を補正するとともに、
上記第５および第６の可変抵抗回路のそれぞれにおける上記複数のＭＯＳ−ＦＥＴを第２のデジタルデータによりオンオフ制御して、上記１対の中間周波信号の振幅誤差を補正する
ようにした受信機。
【請求項５】
請求項５に記載の受信機において、
上記位相誤差および振幅誤差の補正結果の上記第１および第２のデジタルデータを保存しておくとともに、
上記保存したデジタルデータを放送の受信時に取り出して上記第１〜第６の可変抵抗回路における複数のＭＯＳ−ＦＥＴに供給する
ようにした受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、受信機および受信機用ＩＣに関する。
【背景技術】
【０００２】
スーパーヘテロダイン方式の受信機として、局部発振周波数を受信周波数に近づけることにより、中間周波数を受信周波数に比べてかなり低くした、いわゆるローＩＦ方式のものがある。また、局部発振周波数を受信周波数に等しくすることにより、中間周波数をゼロとした、いわゆるダイレクトコンバージョン方式のものもある。これらの受信機は、１対のミキサ回路により、受信信号を互いに直交する１対の中間周波信号に周波数変換するとともに、位相処理によりイメージ特性を改善している。
【０００３】
図５は、ローＩＦ方式の受信機の一例を示す。すなわち、電子同調方式のアンテナ同調回路１１から目的とする受信周波数の受信信号ＳRXが取り出され、この受信信号ＳRXが高周波アンプ１２を通じて１対のミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに供給される。
【０００４】
また、局部発振回路３１がＰＬＬにより構成され、受信信号ＳRXの周波数に近い周波数（例えば、中波放送の受信時には、50ｋHzだけ高い周波数）で、位相が互いに90°異なる２つの信号ＳLOA、ＳLOBが形成され、この信号ＳLOA、ＳLOBがミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに局部発振信号として供給される。
【０００５】
こうして、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂにおいて、受信信号ＳRXは、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBにより１対の中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに周波数変換される。この場合、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBには、目的とする受信周波数の信号成分（本来の信号成分）と、イメージ周波数の信号成分とが含まれるが、以後の説明においては、簡単のため、目的とする受信周波数の信号成分を中間周波信号ＳIFA、ＳIFBと呼び、イメージ周波数の信号成分をイメージ成分と呼ぶことにする。
【０００６】
そして、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBは互いに90°の位相差を有しているので、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBは90°の位相差となり、イメージ成分は、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBとは逆の位相関係で90°の位相差となる。
【０００７】
また、局部発振回路３１を構成するＰＬＬから、そのＰＬＬのＶＣＯ（図示せず）の可変容量ダイオードに供給される制御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路１１に同調電圧として供給され、受信信号ＳRXに対する同調が実現される。
【０００８】
そして、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂからの中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが、バンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂを通じて移相回路１６Ａ、１６Ｂに供給される。この移相回路１６Ａ、１６Ｂは、これらに供給された中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに相対的に90°の位相差を与えるものであり、したがって、例えば、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相される。
【０００９】
そして、この移相後の中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが演算１７に供給されて加算され、演算算回路１７からは、イメージ成分が相殺され、中間周波信号ＳIFだけが取り出される。続いて、この中間周波信号ＳIFが、中間周波用のアンプ１８およびバンドパスフィルタ１９を通じてデジタル処理回路２０に供給され、Ａ／Ｄ変換されるとともに、受信信号ＳRXのフォーマットに対応した所定のデジタル処理が実行され、オーディオ信号Ｌ、Ｒが取り出される。
【００１０】
そして、このローＩＦ方式方式の受信機によれば、同調回路１１およびＰＬＬ３１の共振回路を除いて１チップＩＣすることができる。
【００１１】
ただし、上述の受信機の場合、演算回路１７に供給される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに相対的な振幅誤差や位相誤差があると、演算回路１７において中間周波信号ＳIFA、ＳIFBを加算するとき、その中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに含まれるイメージ成分が等しい振幅にならなかったり、逆相にならなかったりし、その結果、イメージ成分が十分に相殺されなくなり、イメージ特性が悪化してしまう。
【００１２】
例えば、
Δ   ：中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差
Δ＝｜ＳIFA−ＳIFB｜／ＳIFA
Θ   ：中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な位相誤差〔rad〕
ＲIMG：イメージ減衰比
とするとき、
ＲIMG＝（Δ2＋Θ2）1/2／２
で表されるので、
Δ＝0.01（＝１〔％〕）  Θ＝0.01〔rad〕
とすれば、
ＲIMG＝−43〔dB〕
となる。また、
Δ＝0.01  Θ＝１〔°〕
ならば、
ＲIMG＝−40〔dB〕
となる。逆に、−60dB程度のイメージ減衰比ＲIMGを得るには、相対的な振幅誤差および位相誤差が上記の値よりも１桁以上良好でなければならない。
【００１３】
そこで、まず、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差（この場合には、位相差の90°からのずれ）を抑えることが考えられる。
【００１４】
図６は、そのような振幅誤差および位相誤差を考慮したミキサ回路１３Ａ、１３Ｂの一例を示す。このミキサ回路１３Ａ、１３Ｂがそれぞれダブルバランス型に構成される。そして、ミキサ回路１３Ａには、一方の局部発振信号ＳLOAと受信信号ＳRXとがそれぞれ平衡に供給され、ミキサ回路１３Ｂには、他方の局部発振信号ＳLOBと受信信号ＳRXとがそれぞれ平衡に供給される。また、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂは、上述のように他の回路とともに、１チップＩＣ内に構成されるが、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂには外部端子ピンＴ11、Ｔ12を通じて半固定抵抗器ＶＲ11が外付けされる。
【００１５】
したがって、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂからは中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが出力されるが、この回路はバランス型に構成されているので、ＩＣチップにおけるレイアウトを工夫することにより中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な位相誤差を小さくすることができる。また、半固定抵抗器ＶＲ11を調整すると、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂの利得が相補的に変化するので、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差を補正することができる。この結果、このミキサ回路１３Ａ、１３Ｂの場合、イメージ減衰比を−40dB〜−50dBとすることができる。
【００１６】
また、図７は、局部発振回路３１の一例を示すもので、ＰＬＬのＶＣＯ３１１から発振信号ＳLOが取り出され、この信号ＳLOが、可変ローパスフィルタおよび可変ハイパスフィルタにより構成された可変位相回路３１２、３１３に供給される。そして、これら可変位相回路３１２、３１３の出力信号が位相比較回路３１５に供給されて位相比較され、その比較出力がローパスフィルタ３１６を通じて可変位相回路３１２、３１３にその制御信号として供給される。
【００１７】
したがって、位相比較回路３１５に供給される２つの信号の位相差が90°となるように、可変位相回路３１２、３１３の遅相量および進相量が制御されて回路は安定する。したがって、位相比較回路３１５に供給される２つの信号を、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBとしてミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに供給すれば、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な位相誤差を抑えることができ、結果として、イメージ特性の向上に寄与できる。
【００１８】
また、上記以外にも、テスト信号をミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに供給するとともに、そのときの中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差が最小となるようにフィードバック制御をする方法も考えられている。
【００１９】
なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
【特許文献１】特開平１１−２５２０４７号公報
【特許文献２】特開２００１−４４７７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上述のようなローＩＦ方式やダイレクトコンバージョン方式の受信機においては、回路構成やＩＣにおける回路のレイアウトを工夫することにより、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの直交性を実現したり、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差を規定値内に抑えている。
【００２１】
しかし、回路規模が大きいＩＣの場合、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂと後続の移相回路１６Ａ、１６Ｂとでは、量産時、素子の相対誤差は１〜３％程度となる。このため、イメージ減衰比は−30dB〜−40dB程度に劣化してしまう。
【００２２】
また、図６に示すミキサ回路１３Ａ、１３Ｂの場合、ＩＣに半固定抵抗器ＶＲ11を外付けし、これを調整する必要がある。さらに、図７に示す局部発振回路３１の場合、フィードバックループにより局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの位相差は自動的に確保されるが、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂはそのフィードバックループ外となるので、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相誤差までは補正できない。
【００２３】
また、テスト信号を使用して中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差が最小となるようにフィードバック制御する方法の場合には、イメージ成分そのものを使用できず、受信信号とイメージ成分との周波数の違いに起因する振幅誤差や位相誤差は補正できない。
【００２４】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
この発明においては、
受信信号を、互いに直交する１対の局部発振信号により互いに直交する１対の中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
演算回路と、
上記１対のミキサ回路と上記演算回路との間の中間周波信号ラインに接続されて１対の中間周波信号が供給される振幅位相補正回路と、
上記中間周波信号ラインに接続された１対の移相回路と
を有し、
上記振幅位相補正回路は、
上記１対の中間周波信号のうちの一方の中間周波信号を、所定の振幅で上記１対の中間周波信号のうちの他方の中間周波信号に加算する第１の加算回路と、
上記他方の中間周波信号を、所定の振幅で上記一方の中間周波信号に加算する第２の加算回路と、
上記第１および第２の加算回路から出力される１対の中間周波信号の振幅をそれぞれ制御する１対の振幅制御回路と
を有し、
上記第１および第２の加算回路における加算の割り合いを変更することにより上記演算回路に供給される１対の中間周波信号の位相誤差を補正するとともに、
上記１対の振幅制御回路の利得を変更することにより上記１対の中間周波信号の振幅誤差を補正する
ようにした受信機用ＩＣ
とするものである。
【発明の効果】
【００２６】
この発明によれば、ミキサ回路から出力される中間周波信号に相対的な振幅誤差および位相誤差があっても、その振幅誤差および位相誤差の補正された中間周波信号を提供することができる。また、中間周波信号の相対的な位相誤差を補正するとき、中間周波信号の振幅誤差を小さく保ったまま位相誤差を補正することができる。
【００２７】
さらに、中間周波信号の相対的な位相誤差を補正するとき、位相調整と振幅調整とを交互に繰り返す必要がなく、中間周波信号の相対的な位相誤差を補正した後に、振幅誤差の補正を行うだけでよく、調整が容易である。
【００２８】
また、後段の回路において中間周波信号に相対的な振幅誤差や位相誤差を生じた場合も、その誤差を相殺するように中間周波信号の相対的な振幅あるいは位相を調整でき、したがって、後段の回路などに起因するイメージ特性の低下も改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
〔１〕  受信機の構成および動作
図１は、この発明をローＩＦ方式の受信機に適用した場合の一形態を示す。すなわち、電子同調方式のアンテナ同調回路１１から目的とする受信周波数の受信信号ＳRXが取り出され、この受信信号ＳRXが高周波アンプ１２を通じて１対のミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに供給される。
【００３０】
また、局部発振回路３１がＰＬＬにより構成され、受信信号ＳRXの周波数に近い周波数（例えば、中波放送の受信時には、50ｋHzだけ高い周波数）で、位相が互いに90°異なる２つの信号ＳLOA、ＳLOBが形成され、この信号ＳLOA、ＳLOBがミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに局部発振信号として供給される。
【００３１】
こうして、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂにおいて、受信信号ＳRXは、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBにより１対の中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに周波数変換される。この場合、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBは互いに90°の位相差を有しているので、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBは90°の位相差となって直交し、イメージ成分は、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBとは逆の関係で90°の位相差となって直交する。
【００３２】
また、局部発振回路３１を構成するＰＬＬから、そのＰＬＬのＶＣＯ（図示せず）の可変容量ダイオードに供給される制御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路１１に同調電圧として供給され、受信信号ＳRXに対する同調が実現される。
【００３３】
そして、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂからの中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが、振幅位相補正回路１４に供給される。この補正回路１４の詳細については後述するが、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差を補正するためのものである。
【００３４】
この補正回路１４により振幅誤差および位相誤差の補正された中間周波信号ＳIFA、ＳIFBがバンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂを通じて移相回路１６Ａ、１６Ｂに供給され、例えば、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相される。そして、この移相後の中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが演算回路１７に供給されて加算され、演算回路１７からは、イメージ成分が相殺され、中間周波信号ＳIFだけが取り出される。
【００３５】
続いて、この中間周波信号ＳIFが、中間周波用のアンプ１８およびバンドパスフィルタ１９を通じてデジタル処理回路２０に供給され、Ａ／Ｄ変換されるとともに、受信信号ＳRXのフォーマットに対応した所定のデジタル処理が実行され、オーディオ信号Ｌ、Ｒが取り出される。
【００３６】
また、バンドパスフィルタ１９から中間周波信号ＳIFの一部がＡＧＣ電圧形成回路３２に供給されてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され、このＡＧＣ電圧ＶAGCがアンプ１８に利得の制御信号として供給され、中間周波段についてＡＧＣが行われる。さらに、ＡＧＣ電圧ＶAGCが加算回路３４を通じて高周波アンプ１２にその利得の制御信号として供給され、高周波段についてＡＧＣが行われる。
【００３７】
また、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが過入力検出回路３３に供給されて過大な受信レベルとなったときにＡＧＣ電圧ＶOLが形成され、このＡＧＣ電圧ＶOLが加算回路３４を通じて高周波アンプ１２に利得の制御信号として供給され、高周波段について遅延ＡＧＣが行われる。
【００３８】
なお、以上の受信回路は、同調回路１１およびＰＬＬ３１の共振回路を除いて１チップＩＣにＩＣ化される。
【００３９】
さらに、システム制御回路としてマイクロコンピュータ４０が設けられるとともに、このマイクロコンピュータ４０には、選局スイッチなどの操作スイッチ４１が接続される。そして、スイッチ４１を操作すると、マイクロコンピュータ４１から局部発振回路３１に所定の制御信号が供給されて局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの発振周波数が変更され、受信周波数が変更される。
【００４０】
また、例えば電源の投入時、マイクロコンピュータ４０により補正回路１４が制御され、上述したようにミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差が補正される。なお、この補正結果は次に補正が実行されるまで、マイクロコンピュータ４０により保持される。
【００４１】
〔２〕  振幅位相補正回路１４の構成および動作
図２は、振幅位相補正回路１４の一形態を示す。すなわち、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂが例えば図６に示すようにバランス型に構成され、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから中間周波信号ＳIFA、ＳIFBがそれぞれ平衡に取り出される。そして、ミキサ回路１３Ａからの中間周波信号ＳIFAがオペアンプ１４１Ａの非反転入力端および反転入力端に供給されるとともに、その反転出力端および非反転出力端と、非反転入力端および反転入力端との間に、負帰還用の抵抗器Ｒ41A、Ｒ42Bが接続される。
【００４２】
そして、オペアンプ１４１Ａの反転出力端が、抵抗器Ｒ43Aを通じてオペアンプにより構成された反転アンプ１４２Ａの入力端に接続され、その出力端がバンドパスフィルタ１５Ａの入力端に接続される。また、反転アンプ１４２Ａの出力端と入力端との間に、可変抵抗回路Ｒ44Aが接続される。
【００４３】
同様に、ミキサ回路１３Ｂからの中間周波信号ＳIFBがオペアンプ１４１Ｂの非反転入力端および反転入力端に供給されるとともに、その反転出力端および非反転出力端と、非反転入力端および反転入力端との間に、負帰還用の抵抗器Ｒ41B、Ｒ42Bが接続される。そして、オペアンプ１４１Ｂの反転出力端が、抵抗器Ｒ43Bを通じてオペアンプにより構成された反転アンプ１４２Ｂの入力端に接続され、その出力端がバンドパスフィルタ１５Ｂの入力端に接続される。また、反転アンプ１４２Ｂの出力端と入力端との間に、可変抵抗回路Ｒ44Bが接続される。
【００４４】
さらに、オペアンプ１４１Ａの反転出力端と非反転出力端との間に、可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ46Aが直列接続されるとともに、この直列接続の中点が反転アンプ１４２Ｂの入力端に接続される。同様に、オペアンプ１４１Ｂの反転出力端と非反転出力端との間に、可変抵抗回路Ｒ45B、Ｒ46Bが直列接続されるとともに、この直列接続の中点が反転アンプ１４２Ａの入力端に接続される。
【００４５】
また、マイクロコンピュータ４０から振幅誤差の補正制御信号ＤAVが取り出され、この信号ＤAVが可変抵抗回路Ｒ44A、Ｒ44Bにその制御信号として供給される。さらに、マイクロコンピュータ４０から位相誤差の補正制御信号ＤPSが取り出され、この信号ＤPSが可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ46A、Ｒ45B、Ｒ46Bにその制御信号として供給される。
【００４６】
なお、この場合、可変抵抗回路Ｒ44A、Ｒ44Bが補正制御信号ＤAVにより制御されるとき、これらの変化方向は互いに逆になるように、制御される。また、可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ46A、Ｒ45B、Ｒ46Bが補正制御信号ＤPSにより制御されるとき、可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ45Bの変化方向は互いに等しく、また、可変抵抗回路Ｒ46A、Ｒ46Bの変化方向も互いに等しく、かつ、可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ45Bの変化方向と、可変抵抗回路Ｒ46A、Ｒ46Bの変化方向とは互いに逆になるように、制御される。
【００４７】
このような構成によれば、オペアンプ１４１Ａの反転出力端からは、中間周波信号ＳIFAが出力され、この信号ＳIFAが抵抗器Ｒ43Aを通じて反転アンプ１４２Ａに供給される。また、オペアンプ１４１Ｂの反転出力端からは、中間周波信号ＳIFBが出力され、この信号ＳIFBが抵抗器Ｒ43Bを通じて反転アンプ１４２Ｂに供給される。
【００４８】
ここで、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相差θが90°よりも小さいとすれば、このときの中間周波信号ＳIFA、ＳIFBは、図３の実線により示すことができ、位相差θが90°よりも大きいとすれば、このときの中間周波信号ＳIFA、ＳIFBは、図３の破線により示すことができる。
【００４９】
そして、オペアンプ１４１Ｂから互いに逆相の中間周波信号ＳIFBが出力されて可変抵抗回路Ｒ45B、Ｒ46Bの直列接続に供給されるので、図３に示すように、可変抵抗回路Ｒ45B、Ｒ46Bの接続中点から、それらの抵抗比に対応した極性およびレベルの信号ΔＳIFBが取り出される。そして、この信号ΔＳIFBが反転アンプ１４２Ａに供給される。
【００５０】
したがって、反転アンプ１４２Ａにおいて、抵抗器Ｒ43Aを通じて供給された中間周波信号ＳIFAと、可変抵抗回路Ｒ45B、Ｒ46Bから供給された信号ΔＳIFBとがベクトル加算されることになる。
【００５１】
同様に、可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ46Aの接続中点から、それらの抵抗比に対応した極性およびレベルの信号ΔＳIFAが取り出され、反転アンプ１４２Ｂにおいて、抵抗器Ｒ43Bを通じて供給された中間周波信号ＳIFBと、可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ46Aから取り出された信号ΔＳIFAとがベクトル加算されることになる。
【００５２】
したがって、反転アンプ１４２Ａ、１４２Ｂにおけるベクトル加算の結果の信号を加算信号ＳIFA0、ＳIFB0とすれば、信号ΔＳIFB、ΔＳIFAの極性およびレベルを調整することにより、図３に示すように、加算信号ＳIFA0、ＳIFB0の位相差θを90°とすることができる。
【００５３】
そして、このとき、信号ΔＳIFB、ΔＳIFAの極性およびレベルは、可変抵抗回路Ｒ45B、Ｒ46B、Ｒ45A、Ｒ46Aの抵抗比により決まり、その抵抗比は補正制御信号ＤPSにより変更することができる。したがって、補正制御信号ＤPSにより、加算信号ＳIFA0、ＳIFB0の位相差θを90°に設定することができる。
【００５４】
さらに、補正制御信号ＤAVにより可変抵抗回路Ｒ44A、Ｒ44Bの値が相補的に変化するので、このとき、反転アンプ１４２Ａ、１４２Ｂの利得が相補的に変化して加算信号ＳIFA0、ＳIFB0のレベルが相補的に変化する。したがって、補正制御信号ＤAVにより、加算信号ＳIFA0、ＳIFB0の振幅を等しくすることができる。
【００５５】
したがって、反転アンプ１４２Ａ、１４２Ｂからは、位相差θが90°で、振幅が互いに等しい加算信号ＳIFA0、ＳIFB0が出力され、これら信号ＳIFA0、ＳIFB0が中間周波信号ＳIFA、ＳIFBとして次段のバンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂに供給される。
【００５６】
こうして、この振幅位相補正回路１４によれば、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに、相対的な振幅誤差および位相誤差があっても、その振幅誤差および位相誤差の補正された中間周波信号ＳIFA、ＳIFBを提供することができる。
【００５７】
さらに、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な位相誤差を補正するとき、例えば中間周波信号ＳIFAの位相を基準として中間周波信号ＳIFBの位相を補正すると、中間周波信号ＳIFAに対する中間周波信号ＳIFBの振幅が変化するが、図２の補正回路１４においては、図３からも明かなように、中間周波信号ＳIFAの位相と、中間周波信号ＳIFBの位相とが互いに逆方向に同時に変化して相対的な位相誤差が補正されるので、中間周波信号ＳIFA0、ＳIFB0の振幅誤差を小さく保ったまま位相誤差を補正することができる。
【００５８】
また、反転アンプ１４２Ａ、１４２Ｂの利得が相補的に変化して中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差が補正され、この振幅補正が中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相に影響を与えることがない。
【００５９】
さらに、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な位相誤差を補正するとき、例えば中間周波信号ＳIFAの位相を基準として中間周波信号ＳIFBの位相を補正すると、中間周波信号ＳIFAに対する中間周波信号ＳIFBの振幅が変化するので、位相調整と振幅調整とを交互に繰り返す必要があり、調整が複雑になる。しかし、図２の補正回路１４においては、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの振幅補正が位相に影響を与えることがないので、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な位相誤差を補正した後に、振幅誤差の補正を行うだけでよく、調整が容易である。
【００６０】
また、バンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂや移相回路１６Ａ、１６Ｂなどにおいて中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに相対的な振幅誤差や位相誤差を生じた場合も、その誤差を相殺するように中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅あるいは位相を調整でき、したがって、バンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂや移相回路１６Ａ、１６Ｂなどに起因するイメージ特性の低下も改善することができる。
【００６１】
〔３〕  振幅位相補正回路１４の具体例
図４は、振幅位相補正回路１４をより具体的に示すものである。この例においては、利得誤差の補正制御信号ＤAVおよび位相誤差の補正制御信号ＤPSが、４ビットのデジタルデータの場合である。
【００６２】
すなわち、オペアンプ１４１Ａ、１４１Ｂ、反転アンプ１４２Ａ、１４２Ｂ、抵抗器Ｒ43A、Ｒ43Bおよび可変抵抗回路Ｒ44A〜Ｒ46A、Ｒ44B〜Ｒ46Bが図２において説明したように接続される。この場合、可変抵抗回路Ｒ44Aにおいては、スイッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ0〜Ｑ3）が設けられ、それらのドレイン・ソース間に、抵抗器Ｒ0〜Ｒ3がそれぞれ直列接続され、その直列回路が抵抗器Ｒ4に並列接続されるとともに、この抵抗器Ｒ4に抵抗器Ｒ5が直列接続される。なお、このとき、抵抗器Ｒ0〜Ｒ3の値は、
Ｒ1＝２・Ｒ0
Ｒ2＝４・Ｒ0
Ｒ3＝８・Ｒ0
とされる。
【００６３】
また、可変抵抗回路Ｒ44Bが可変抵抗回路Ｒ44Aと同様に構成されるとともに、可変抵抗回路Ｒ45A〜Ｒ46Bも可変抵抗回路Ｒ44Aと同様に構成される。
【００６４】
そして、マイクロコンピュータ４０から利得誤差の補正制御信号ＤAVが取り出され、この制御信号ＤAVの最下位ビットｂ0〜最上位ビットｂ3が、可変抵抗回路Ｒ44AのＦＥＴ（Ｑ0〜Ｑ3）のゲートにそれぞれ供給されるとともに、インバータＱ41〜Ｑ41を通じて可変抵抗回路Ｒ44BのＦＥＴ（Ｑ0〜Ｑ3）のゲートにそれぞれ供給される。
【００６５】
さらに、マイクロコンピュータ４０から位相誤差の補正制御信号ＤPSが取り出され、この制御信号ＤPSの最下位ビットｂ0〜最上位ビットｂ3が、可変抵抗回路Ｒ46A、Ｒ46BのＦＥＴ（Ｑ0〜Ｑ3）、（Ｑ0〜Ｑ3）のゲートにそれぞれ供給されるとともに、インバータＱ42〜Ｑ42を通じて可変抵抗回路Ｒ45A、Ｒ45BのＦＥＴ（Ｑ0〜Ｑ3）、（Ｑ0〜Ｑ3）のゲートにそれぞれ供給される。
【００６６】
このような構成によれば、可変抵抗回路Ｒ44Aにおいては、制御信号ＤAVのビットｂ0〜ｂ3に対応してＦＥＴ（Ｑ0〜Ｑ3）がオンオフされるが、あるＦＥＴ（Ｑi）（i＝0〜3）がオンのとき、そのＦＥＴ（Ｑi）に直列接続されている抵抗器Ｒiが抵抗器Ｒ4に並列接続されることになる。
【００６７】
したがって、制御信号ＤAVのビットｂ0〜ｂ3の示す値が「０」から「15」まで「１」ずつ変化するとき、可変抵抗回路Ｒ44Aの値は、値（Ｒ4＋Ｒ5）から値（（Ｒ0‖Ｒ1‖Ｒ2‖Ｒ3‖Ｒ4）＋Ｒ5）（‖は並列値を示す）までを、抵抗器Ｒ0を並列接続したときの変化分ずつ16ステップにわたって変化する。
【００６８】
したがって、反転アンプ１４２Ａの利得は、制御信号ＤAVにしたがって16ステップに変化することになり、このとき、アンプ１４２Ａを通過する中間周波信号ＳIFAの振幅を16ステップにわたって制御される。
【００６９】
また、このとき、可変抵抗回路Ｒ44Bにおいても同様の動作が行われるので、反転アンプ１４２Ｂを通過する中間周波信号ＳIFBの振幅を16ステップにわたって制御されるが、このとき、可変抵抗回路Ｒ44Bに供給される制御信号ＤAVはインバータＱ41〜Ｑ41によりレベルが反転されている。
【００７０】
したがって、制御信号ＤAVにより反転アンプ１４２Ａ、１４２Ｂにおいて中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの振幅が制御されるとき、中間周波信号ＳIFAの振幅と、中間周波信号ＳIFBの振幅とは互いに逆方向に変化することなる。すなわち、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの振幅誤差は、制御信号ＤAVにより互いに逆方向に変更して補正できることになる。このときの補正範囲は例えば３％とすることができる。
【００７１】
また、可変抵抗回路Ｒ45A〜Ｒ46Bにおいても、位相誤差の補正制御信号ＤPSにより同様の動作が行われるので、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相誤差は、制御信号ＤPSにより調整できることになる。
【００７２】
〔４〕  イメージ特性の調整方法
上述の受信機および振幅位相補正回路１４の場合には、イメージ特性は以下のようにして調整することができる。すなわち、
(1) 受信機の受信周波数をイメージ特性を調整する周波数に設定する。また、ＡＧＣをオフにする。  
(2) このときの受信周波数に対応した周波数（イメージ周波数）のテスト信号をイメージ信号として受信機に供給する。  
(3) バンドパスフィルタ１９から出力される中間周波信号ＳIFの振幅を観測しながら、位相誤差の補正制御信号ＤPSを変化させる。  
(4) 中間周波信号ＳIFの振幅が最小になったとき、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相誤差が最小となっているので、このときの制御信号ＤPSの値をマイクロコンピュータ４０に記憶する。  
(5) バンドパスフィルタ１９から出力される中間周波信号ＳIFの振幅を観測しながら、振幅誤差の補正制御信号ＤAVを変化させる。  
(6) 中間周波信号ＳIFの振幅が最小になったとき、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの振幅誤差が最小となっているので、このときの制御信号ＤAVの値をマイクロコンピュータ４０に記憶する。
【００７３】
以上の処理は、テスト信号の信号源を受信機に内蔵させておけば、マイクロコンピュータ４０により自動的に実行することができるが、以上によりイメージ特性の調整は終了である。
【００７４】
以後、受信時には、ステップ(4)、(6)により記憶した値の制御信号ＤPS、ＤAVを、マイクロコンピュータ４０からそれぞれの可変抵抗回路Ｒ44A〜Ｒ46Bに供給する。このようにすれば、受信時、最良に調整されたイメージ特性を得ることができる。
【００７５】
〔５〕  まとめ
上述の受信機においては、製造上のばらつきによるイメージ特性の劣化を十分に改善することができる。また、デジタルデータで調整結果が得られるので、その調整結果を受信時に利用することが容易である。
【００７６】
さらに、イメージ特性の調整用のテスト信号源を受信機に内蔵させておけば、必要なときにイメージ特性の調整が可能であり、温度変化や受信状況の変化などに容易に対処できる。また、図２および図４に示す振幅位相補正回路１４も他の受信回路と一体に１チップＩＣすることができ、外付け部品を必要としない。
【００７７】
なお、上述においては、移相回路１６Ａ、１６Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが同相で、これらに含まれるイメージ成分が逆相であるとしたが、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相関係を逆にするとともに、移相回路１６Ａ、１６Ｂにおける移相関係を逆にして移相回路１６Ａ、１６Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが逆相で、これらに含まれるイメージ成分を同相にする場合には、演算回路１７において減算を行えばよい。
【００７８】
また、移相回路１６Ａ、１６Ｂは、ポリフェイズフィルタなどにより構成することができるが、これらのフィルタは一般にバンドパス特性を有するので、バンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂと、移相回路１６Ａ、１６Ｂとを同時に（一体に）構成することもできる。
【００７９】
〔略語の一覧〕
Ａ／Ｄ        ：Analog to Digital
ＡＧＣ        ：Automatic Gain Control
ＦＥＴ        ：Field Effect Transistor
ＩＣ          ：Integrated Circuit
ＩＦ          ：Intermediate Frequency
ＭＯＳ−ＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor type ＦＥＴ
ＰＬＬ        ：Phase Locked Loop
ＶＣＯ        ：Voltage Controlled Oscillator
オペアンプ    ：Operational Amplifier
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明の一形態を示す接続図である。
【図３】この発明を説明するためのベクトル図である。
【図４】この発明の一形態を示す接続図である。
【図５】この発明を説明するための系統図である。
【図６】この発明を説明するための接続図である。
【図７】この発明を説明するための接続図である。
【符号の説明】
【００８１】
１１…アンテナ同調回路、１３Ａおよび１３Ｂ…ミキサ回路、１４…振幅位相補正回路、１６Ａおよび１６Ｂ…移相回路、１７…演算回路、１９…バンドパスフィルタ、２０…デジタル処理回路、３１…局部発振回路、３２…ＡＧＣ電圧形成回路、３３…過大入力検出回路、４０…マイクロコンピュータ、１４１Ａおよび１４１Ｂ…オペアンプ、１４２Ａおよび１４２Ｂ…反転アンプ、Ｒ44A〜Ｒ46B…可変抵抗回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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