(57)【要約】【課題】入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロンに過大な電圧を供給せず、信頼性の高いマグネトロン駆動用電源を提供する。【解決手段】インバータ回路４に少なくとも１つの半導体スイッチ１６を備え、半導体スイッチ素子１６はマグネトロン７が発振可能状態になるまでは逆導通可能であり発振可能状態になると単一の方向にのみ電流を流すようにしたものである。これにより、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロン７は発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなる。【選択図】図１
2005268084.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源から電力供給を受け、マグネトロンを付勢するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、高圧トランスを有する共振回路と、高圧整流回路を有し、前記半導体スイッチ素子のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路を介して前記マグネトロンに電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子は前記マグネトロンが発振可能状態になるまでは逆導通可能であり発振可能状態になると単一の方向にのみ電流を流すようにしたマグネトロン駆動用電源。
【請求項２】
半導体スイッチ素子は、逆導通可能な２つの半導体スイッチ素子を２素子逆方向に直列に接続して構成した請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項３】
逆導通可能な半導体スイッチ素子の少なくとも一つは、ダイオードと、ダイオードに並列に接続した接点素子を組み合わせて構成した請求項２に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項４】
半導体スイッチ素子が逆導通可能な状態から単一方向にのみ電流を流す状態に切り替えるタイミングを、商用電源が零となるタイミングに合わせた請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項５】
半導体スイッチ素子が逆導通可能な状態から単一方向にのみ電流を流す状態に切り替えるタイミングを、商用電源が零となるタイミングから所定時間以内とする請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項６】
商用電源の整流電圧を検出し、前記整流電圧が零となるタイミングにより、前記商用電源が零となるタイミングを検出する請求項４または５に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項７】
商用電源に発光素子を並列接続し、前記発光素子の発光により、商用電源の零電圧を検出する請求項４または５に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項８】
インバータ回路の入力電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によってマグネトロンの発振を判定する請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項９】
マグネトロンのアノード電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によってマグネトロンの発振を検出する請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１０】
高圧整流回路の電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によってマグネトロンの発振を検出する請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１１】
商用電源から電力供給を受け、マグネトロンを付勢するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、高圧トランスを有する共振回路と、高圧整流回路を有し、前記半導体スイッチ素子のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路を介して前記マグネトロンに電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子は単一の方向にのみ電流を流すようにし、前記半導体スイッチ素子がスイッチング動作を始めるオン時間をマグネトロンに過電圧を印加しない時間以下としたマグネトロン駆動用電源。
【請求項１２】
半導体スイッチ素子に印加する電圧を検出する電圧検出手段を備え、マグネトロンが発振可能状態となるまでは前記電圧検出手段の検出電圧が一定となるように、前記半導体スイッチ素子のオン時間を制御する請求項１１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１３】
半導体スイッチ素子に印加する電圧を検出し、前記検出電圧をピークホールドする電圧保持回路を備え、前記電圧保持回路の電圧が一定となるように半導体スイッチ素子のオン時間を制御する請求項１１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子レンジなどのマグネトロンを負荷とするマグネトロン駆動用電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のマグネトロン駆動用電源としては、図１１に示すようなものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図に示すように、交流である商用電源１を一旦ダイオードブリッジ２で直流電圧に変換し、この直流電圧を半導体スイッチ素子３のオンオフによってインバータ回路４は高圧トランス５の１次巻線と共振コンデンサ１０で構成される共振回路を励振して高周波電圧を発生し、高圧トランス５は２次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波高電圧は高圧整流回路６によって直流高電圧に整流され、マグネトロン７に印加される。マグネトロン７はこの直流高電圧で駆動され、２．４５ＧＨｚの電波を発生する。なお、インダクタ８とコンデンサ９は平滑回路を構成している。
【０００４】
このマグネトロン駆動用電源の動作波形を図１２に示している。商用電源１の交流電圧Ｖ１はダイオードブリッジ２によって直流電圧に整流される。平滑回路を構成しているコンデンサ９の容量は、インバータ回路４のサイズを小型化するために２０ｋＨｚから５０ｋＨｚで動作するインバータ回路４に対して直流電圧を保持できる程度の容量としており、商用電源１の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に対しては平滑する能力を有していない。このため、コンデンサ９の電圧Ｖ９は商用電源１を単に全波整流した波形を示し、ほぼ０電圧から商用電源１の最大電圧まで変動する脈動波形を示す。インバータ回路４はこの脈動するコンデンサ９の電圧Ｖ９によって動作するので、高圧トランス５の１次巻線に発生する高周波電圧の包絡線波形はＶ５（Ｌｐ）に示すような波形となり、コンデンサ９の電圧Ｖ９が低い期間では同様に低い電圧しか発生し得ない。
【０００５】
一方、マグネトロン７の構成と動作特性は、図１３（ａ）（ｂ）に示すように、アノードとカソード間に所定の電圧以上が印加されないと、アノード電流が流れないような非線形な電圧電流特性を示す。従って、高圧トランス５の１次巻線に発生する電圧が低い期間では２次巻線に励起される電圧も同時に低くなるため、マグネトロン７に印加される電圧Ｖ７の波形は図１２に示すようにＶＡＫ（ＴＨ）に到達しなくなる期間が発生する。この期間はマグネトロン７が発振を停止しており、負荷であるマグネトロン７で電力消費されないため、商用電源１の電流Ｉ１は流れなくなる。この結果、商用電源１の電流Ｉ１の波形は図１２に示すように電流が０となる期間を有する非常に歪を持った波形となり、これが原因でマグネトロン駆動用電源の力率の低下、入力電流に高調波電流を発生することになる。
【０００６】
このような課題に対するために、図１４に示す回路構成のようなものも知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
これは、アクティブフィルタ回路１１をインバータ回路４の前段に設け、入力電流の力率向上、高調波抑制を図ったものである。アクティブフィルタ回路１１は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成をしており、半導体スイッチ素子１４のオン時間比によって昇圧電圧を制御することができる。
【０００８】
この場合の動作について図１５を用いて説明する。商用電源１の電圧はＶ１に示すように交流電圧波形を示している。アクティブフィルタ回路１１は、ダイオードブリッジ２によって交流電圧Ｖ１を全波整流した電圧を半導体スイッチ素子１４のオンオフ制御によってコンデンサ１２に昇圧電圧を発生する。この昇圧電圧Ｖ１２はコンデンサ１２の容量によって脈動率は変化するが、図１１の構成におけるＶ９のように完全に０まで低下しないようにすることができる。このため、高圧トランス５の１次巻線に発生する電圧Ｖ５（Ｌｐ）も商用電源１の電圧が０近傍であっても所定の値以上を発生することができ、マグネトロン７に印加する電圧は常に発振可能電圧以上を保持することが可能となる。その結果、入力電流Ｉ１は図１５に示すように０となる期間を持たない略正弦波状の波形とすることができ、入力力率の向上、高調波電流の抑制が可能となる。
【特許文献１】特開平６−７６９３９号公報
【特許文献２】特開平６−２１５８６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記特許文献２におけるマグネトロン駆動用電源においては、インバータ回路４にアクティブフィルタ回路１１を付加した構成となり、電力変換の過程が整流→昇圧→高周波発生（インバータ回路）→高圧整流となるので、電力変換の過程が増加し、変換効率の低下と回路規模の増大が課題となり、電子レンジなどのように、大電力を必要とし、かつ電源を収容する収容室に制限がある用途では、マグネトロン駆動用電源を搭載することが困難になるなど、商品として不都合を生じることがある。また、マグネトロン７はカソードの熱電子の放出によって電波を発生する構成であるため、カソードが熱電子を放出できる温度に加熱されていない状態では非常に高いインピーダンスを示すため、マグネトロン７が発振可能状態となるまでは過大な電圧を発生しないようにする必要がある。
【００１０】
本発明は、前記従来の課題を解決するものであり、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロンが発振可能状態になるまでにマグネトロンに過大な電圧を供給せずに制御し、信頼性の高いマグネトロン駆動用電源を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記従来の課題を解決するために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、インバータ回路に少なくとも１つの半導体スイッチを備え、前記半導体スイッチ素子は前記マグネトロンが発振可能状態になるまでは逆導通可能であり発振可能状態になると単一の方向にのみ電流を流すようにしたものである。
【００１２】
これにより、マグネトロンが発振可能状態となる前でもマグネトロンに過大な電圧を供給することなく、さらに、発振可能な状態となると半導体スイッチ素子は単一方向にのみ電流を流すので、入力電源から入力された電力をすべて負荷側へ電送する。このため、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロンは発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明のマグネトロン駆動用電源は、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
第１の発明は、商用電源から電力供給を受け、マグネトロンを付勢するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、高圧トランスを有する共振回路と、高圧整流回路を有し、前記半導体スイッチ素子のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路を介して前記マグネトロンに電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子は前記マグネトロンが発振可能状態になるまでは逆導通可能であり発振可能状態になると単一の方向にのみ電流を流すようにしたマグネトロン駆動用電源とすることにより、マグネトロンが発振可能状態となる前でもマグネトロンに過大な電圧を供給することなく、さらに、発振可能な状態となると半導体スイッチ素子は単一方向にのみ電流を流すので、入力電源から入力された電力をすべて負荷側へ電送する。このため、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロンは発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなる。
【００１５】
第２の発明は、特に、第１の発明において、半導体スイッチ素子は、逆導通可能な２つの半導体スイッチ素子を２素子逆方向に直列に接続して構成したことにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるものである。
【００１６】
第３の発明は、特に、第２の発明において、逆導通可能な半導体スイッチ素子の少なくとも一つは、ダイオードと、ダイオードに並列に接続した接点素子を組み合わせて構成したことにより、簡易な手段により入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるものである。
【００１７】
第４の発明は、特に、第１の発明において、半導体スイッチ素子が逆導通可能な状態から単一方向にのみ電流を流す状態に切り替えるタイミングを、商用電源が零となるタイミングに合わせたことにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、動作切り替えに伴う電流の歪みも軽減することができる。
【００１８】
第５の発明は、特に、第１の発明において、半導体スイッチ素子が逆導通可能な状態から単一方向にのみ電流を流す状態に切り替えるタイミングを、商用電源が零となるタイミングから所定時間以内とすることにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、動作切り替えを入力電圧が低い状態に合わせるので、動作切り替えに伴う電流の歪みも軽減することができる。
【００１９】
第６の発明は、特に、第４または第５の発明において、商用電源の整流電圧を検出し、前記整流電圧が零となるタイミングにより、前記商用電源が零となるタイミングを検出することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、動作切り替えを入力電圧が零になるタイミングに合わせるので、動作切り替えに伴う電流の歪みも軽減することができる。
【００２０】
第７の発明は、特に、第４または第５の発明において、商用電源に発光素子を並列接続し、前記発光素子の発光により、商用電源の零電圧を検出することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、動作切り替えを商用電源の零電圧検出に合わせるので、動作切り替えに伴う電流の歪みも軽減することができる。
【００２１】
第８の発明は、特に、第１の発明において、インバータ回路の入力電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によってマグネトロンの発振を判定することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、電流検出手段によってマグネトロンの発振を判定するので、動作切り替えを確実に行うことができる。
【００２２】
第９の発明は、特に、第１の発明において、マグネトロンのアノード電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によってマグネトロンの発振を検出することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、電流検出手段によってマグネトロンの発振を判定するので、動作切り替えを確実に行うことができる。
【００２３】
第１０の発明は、特に、第１の発明において、高圧整流回路の電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によってマグネトロンの発振を検出することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるとともに、高圧整流回路の電流検出手段によってマグネトロンの発振を判定するので、動作切り替えを確実に行うことができる。
【００２４】
第１１の発明は、商用電源から電力供給を受け、マグネトロンを付勢するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、高圧トランスを有する共振回路と、高圧整流回路を有し、前記半導体スイッチ素子のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路を介して前記マグネトロンに電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子は単一の方向にのみ電流を流すようにし、前記半導体スイッチ素子がスイッチング動作を始めるオン時間をマグネトロンに過電圧を印加しない時間以下としたマグネトロン駆動用電源とすることにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できる。
【００２５】
第１２の発明は、特に、第１１の発明において、半導体スイッチ素子に印加する電圧を検出する電圧検出手段を備え、マグネトロンが発振可能状態となるまでは前記電圧検出手段の検出電圧が一定となるように、前記半導体スイッチ素子のオン時間を制御することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できる。
【００２６】
第１３の発明は、特に、第１１の発明において、半導体スイッチ素子に印加する電圧を検出し、前記検出電圧をピークホールドする電圧保持回路を備え、前記電圧保持回路の電圧が一定となるように半導体スイッチ素子のオン時間を制御することにより、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できる。
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２８】
（実施の形態１）
図１〜図３は、本発明の実施の形態１におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００２９】
図において、従来の構成と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、本発明の実施の形態１における要部構成についてのみ説明する。
【００３０】
本実施の形態においては、図１に示すように、インバータ回路４は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子１６と、高圧トランス５を有する共振回路と、高圧整流回路６を有し、前記半導体スイッチ素子１６のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路６を介して前記マグネトロン７に電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子１６は前記マグネトロン７が発振可能状態になるまでは逆導通可能であり発振可能状態になると単一の方向にのみ電流を流すようにしたものである。なお、半導体スイッチ素子１６のオンオフは制御部１７により制御されるものである。
【００３１】
すなわち、交流である商用電源１を一旦ダイオードブリッジ２で直流電圧に変換し、この直流電圧を半導体スイッチ素子１６のオンオフにより、インバータ回路４は高圧トランス５の１次巻線と共振コンデンサ１０で構成される共振回路を励振して高周波電圧を発生し、高圧トランス５は２次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波高電圧は、高圧整流回路６によって直流高電圧に整流され、マグネトロン７に印加される。マグネトロン７はこの直流高電圧で駆動され、２．４５ＧＨｚの電波を発生する構成となっている。
【００３２】
本実施の形態では、半導体スイッチ素子１６は、逆導通可能な半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ）１６ａおよび１６ｂを２素子逆方向に直列に接続して構成している。ＩＧＢＴ１６ａ、１６ｂの少なくとも一つは、ダイオードとこれに逆並列に接続した半導体スイッチ素子を組み合わせて構成している。また、逆導通可能な半導体スイッチ素子の少なくとも一つは、ダイオードと、ダイオードに並列に接続したリレーなどの接点素子を組み合わせて構成してもよい。
【００３３】
そして、半導体スイッチ素子１６は、マグネトロン７のカソード端子が十分加熱されておらず発振可能な状態ではない期間は、ＩＧＢＴ１６ｂは常にオン状態に制御されている。この状態での半導体スイッチ素子１６の動作波形を図２に示している。ＩＧＢＴ１６ｂは常にオンの状態であるので、ＩＧＢＴ１６ａがオンになるとインバータ回路４の直流電圧源として機能するコンデンサ９から電流が供給され、高圧トランス５の１次巻線を介して半導体スイッチ素子１６を流れる電流Ｉ１６は一定の傾きを持って増加する。ＩＧＢＴ１６ｂを所定の時間でターンオフすると、共振コンデンサ１０と高圧トランス５の１次巻線によって共振が起こり、半導体スイッチ素子１６の印加電圧Ｖ１６は正弦波状に上昇し、極大値になった後再び零に向かって下降する。この印加電圧が零になると、ＩＧＢＴ１６ａの逆並列のダイオードが導通することによって印加電圧Ｖ１６は零を保持し、コンデンサ９に電流を回生する動作をする。このとき、マグネトロン７はまだ発振可能な状態になっていないので、その負荷インピーダンスは非常に大きな値を示し、高圧トランス５の２次巻線に発生する電圧は、１次巻線に印加される電圧の巻数比倍の電圧が発生する。
【００３４】
ここで、ＩＧＢＴ１６ｂがオフしている場合の動作について考える。ＩＧＢＴ１６ｂがオフしている状態では、コンデンサ９に電流を回生する経路が無いので、半導体スイッチ素子１６にかかる波形は図３に示すような波形となり、印加電圧Ｖ１６は一旦零になった後もさらに下降を続け負の極大値まで下降する。この結果、高圧トランス５の１次巻線に印加する電圧のピーク値は正の極大値から負の極大値まで振れることになり、図２の動作波形と比較すると大きな電圧を発生することになる。特に、マグネトロン７が発振可能な状態でないときは、負荷側で処理されるエネルギーがカソードの加熱電力しかなく非常に小さいため、共振現象によって生じる負の極大値も正の極大値とほぼ同じ値の大きな値を示す。この結果、図３の状態では高圧トランス５の２次巻線に発生する電圧も高くなってしまう。
【００３５】
しかしながら、本実施の形態においては、マグネトロン７が発振可能な状態になっていないときは、ＩＧＢＴ１６ｂをオン状態とすることによって、半導体スイッチ素子１６に負の電圧を印加しない構成としているので、高圧トランス５の２次巻線に発生する電圧も低く抑えることができる。また、マグネトロン７のカソードが加熱され発振可能な状態になると、ＩＧＢＴ１６ｂをオフとすることによって、動作波形としては図３に示すような状態とする。インバータ回路４の直流電圧源として機能するコンデンサ９からのエネルギーの授受について考えると、ＩＧＢＴ１６ａがオンすることによって、高圧トランス５の１次巻線にエネルギーを送ることができる。しかし、コンデンサ９から見た場合、ＩＧＢＴ１６ａのオンによって必ずエネルギーを取り出される動作となっており、一連のインバータ回路４の動作によって負荷側からコンデンサ９にエネルギーが逆流することはない。従って、エネルギー保存の法則を考えると、ＩＧＢＴ１６ａのオン動作によって、コンデンサ９から取り出されたエネルギーは、高圧トランス５を介し必ず負荷であるマグネトロン７まで伝送されることになる。
【００３６】
このことは、特に、商用電源１の電圧が低いときに顕著に現れる。従来のマグネトロン駆動用電源ではこの直流電圧源として機能するコンデンサ９にエネルギーを回生していたため、商用電源１の電圧が低い期間ではマグネトロン７が発振するに足る電圧を発生することができなかったのに対し、本実施の形態のマグネトロン駆動用電源においては、必ず負荷側にエネルギーを伝送するので、商用電源１の電圧値によらずマグネトロン７にエネルギーが伝送でき、発振状態を維持することができる。このため、商用電源１の電流波形を正弦波状にすることが可能となり、非常に歪みの少ない高力率な波形を実現することが可能となる。
【００３７】
このように、本実施の形態においては、半導体スイッチ素子１６はマグネトロン７が発振可能な状態となるまでは逆導通可能な動作をし、発振可能な状態となった以降は逆導通しない動作となるので、マグネトロン７が発振可能な状態となるまでにマグネトロン７に過大な電圧印加をすることなく信頼性を高めることができる。また、発振可能な状態となった以降は商用電源１の電流波形を正弦波状にすることが可能となり、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めることができる。つまり、マグネトロン７が発振可能状態となる前でもマグネトロン７に過大な電圧を供給することなく、さらに、発振可能な状態となると半導体スイッチ素子１６は単一方向にのみ電流を流すので、入力電源から入力された電力をすべて負荷側へ電送する。このため、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロン７は発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなる。
【００３８】
（実施の形態２）
図４〜図７は、本発明の実施の形態２におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００３９】
図において、実施の形態１と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００４０】
本実施の形態においては、図４に示すように、カレントトランス１９はインバータ回路４の入力電流を検出するように接続されており、電流検出手段１８にインバータ回路４の入力電流の情報を入力する。また、電流検出手段１８は、インバータ回路４に備えられた半導体スイッチ素子１６のオンオフを制御する制御部１７に入力電流の検出信号を入力する。電源電圧検出手段２０は、商用電源１の電圧情報を制御部１７に入力するように構成されている。制御部１７は前記した２つの信号に基づいて、半導体スイッチ素子１６を構成するＩＧＢＴ１６ｂにオン信号を与えるようになっている。
【００４１】
次に、図５により、ＩＧＢＴ１６ｂのオン信号の制御方法について説明する。
【００４２】
マグネトロン７が発振可能な状態でない時刻Ｔ１からＴ２の期間では、ＩＧＢＴ１６ｂは常に制御信号ＶＧ１６ｂが与えられオン状態であり、実施の形態１で説明しているようにコンデンサ９にエネルギーを回生し、高圧トランス５の２次巻線に過大な電圧を発生せずにマグネトロン７にカソードを加熱する電力を供給することができる。マグネトロン７のカソードが加熱されマグネトロン７が発振可能な状態に移行し始めると、徐々に商用電源１の電流Ｉ１が増加を始め、所定の閾値ＶＴＨを越えるとＩＧＢＴ１６ｂに送られる制御信号ＶＧ１６ｂがオフされ、ＩＧＢＴ１６ｂはオフ状態に保持される。この結果、インバータ回路４の動作としては、コンデンサ９に電流を回生しない動作となるので、必ず負荷であるマグネトロン７にエネルギーを伝送する。これにより、商用電源１の電圧値によらずマグネトロン７にエネルギーが伝送でき、発振状態を維持することができる。従って、商用電源１の電流波形を正弦波状にすることが可能となり、非常に歪みの少ない高力率な波形を実現することが可能となる。
【００４３】
次に、図６、図７により、半導体スイッチ素子１６が逆導通可能な状態から単一方向にのみ電流を流す状態に切り替えるタイミング、すなわち、制御信号ＶＧ１６ｂのオフタイミングについて説明する。
【００４４】
図６に示すように、商用電源１の電圧Ｖ１が正の時に電源電圧検出手段２０は出力信号Ｖ２０を発生するよう動作している。そして、ＩＧＢＴ１６ｂの制御信号ＶＧ１６ｂは、電源電圧検出手段２０によって、商用電源１の電圧Ｖ１が正から負に変化したときにオフする構成としている。このようなインバータ回路４の動作により、扱うエネルギーが最小となるタイミングでＩＧＢＴ１６ｂをオフし、インバータ回路４の動作切り替えに伴う商用電源１の電流波形への影響を最小となるようにしている。また、図７に示すように、逆に、商用電源１の電圧Ｖ１が負から正へ変化したときにＩＧＢＴ１６ｂの制御信号ＶＧ１６ｂをオフするようにしても、同様に商用電源１の電流波形への影響を最小とすることができる。
【００４５】
なお、本実施の形態では、半導体スイッチ素子１６が逆導通可能な状態から単一方向にのみ電流を流す状態に切り替えるタイミングを、商用電源１が零となるタイミングに合わせた構成としているが、商用電源１が零となるタイミングから所定時間以内のタイミングとしても同様な効果が期待できる。また、商用電源１の整流電圧を検出し、前記整流電圧が零となるタイミングにより、前記商用電源１が零となるタイミングを検出するようにしてもよい。さらに、商用電源１にホトカップラなどの発光素子を並列接続し、前記発光素子の発光により、商用電源１の零電圧を検出することであってもよい。さらにまた、インバータ回路４の入力電流を検出する電流検出手段１８によってマグネトロン７の発振を判定するようにしてもよい。
【００４６】
このように、本実施の形態においては、実施の形態１と同様、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロン７は発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなる。
【００４７】
（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００４８】
図において、実施の形態１、２と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００４９】
本実施の形態においては、図に示すように、カレントトランス１９はマグネトロン７のアノード電流を検出するように接続されており、電流検出手段１８にマグネトロン７のアノード電流の情報を入力するようにしたものである。
【００５０】
これにより、マグネトロン７の発振状態の判定をしている。すなわち、マグネトロン７が発振可能な状態へ移行することによってアノード電流が流れ始め、所定値を越えるとマグネトロン７が発振したと検出している。なお、カレントトランス１９は、高圧整流回路６の電流を検出する、すなわち、高圧整流回路６のコンデンサあるいはダイオードの電流を検出する構成とすることによっても代替可能である。
【００５１】
このように、本実施の形態においても、実施の形態１と同様、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロン７は発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなることはいうまでもない。
【００５２】
（実施の形態４）
図９は、本発明の実施の形態４におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００５３】
図において、実施の形態１と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００５４】
本実施の形態においては、図に示すように、半導体スイッチ素子１６は、単一の方向にのみ電流を流せる素子で構成しており、前記半導体スイッチ素子１６がスイッチング動作を始める初回のオン時間を、マグネトロン７に過電圧を印加しない時間以下の小さな値に制御して動作を開始するようにしている。半導体スイッチ素子１６の動作波形は、図３に示した波形と同様である。
【００５５】
ここで、高圧トランス５の１次巻線に発生する電圧について考えると、半導体スイッチ素子１６をオンすることによって、１次巻線に電流が流れて１次巻線に式（１）で示すエネルギーＥＬが蓄積される。
【００５６】
ＥＬ＝Ｌ１ｘＩＬ１２／２      ・・・（１）
Ｌ１：高圧トランス５の１次巻線のインダクタンス
ＩＬ１：１次巻線を流れる電流値
次に、半導体スイッチ素子１６をオフすると、共振コンデンサ１０と高圧トランス５の１次巻線によって共振が起こり、共振コンデンサ１０を放電し始める。半導体スイッチ素子１６がオンしている状態では、共振コンデンサ１０の両端電圧Ｖ１６はコンデンサ９の電圧と等しくなっているので、共振電流が流れ込むことによって図３に示すように下降し始める。共振コンデンサ１０に発生する電圧極小値はエネルギー保存の法則を考えると式（２）のように表すことができる。
【００５７】
ＶＰ＝Ｖ９−√（Ｌ１／Ｃ１０）×ＩＬ１      ・・・（２）
Ｖ９：コンデンサ９の電圧
ＶＰ：共振コンデンサ１０の電圧極小値
Ｃ１０：共振コンデンサ１０の容量値
ここで、高圧トランス５の１次巻線を流れる電流ＩＬ１は半導体スイッチ素子１６のオン時間をｔＯＮとすると式（３）のように表すことができる。
【００５８】
ＩＬ１＝Ｖ９／Ｌ１×ｔＯＮ        ・・・（３）
ここで、式（１）〜（３）を用いると、共振コンデンサ１０の電圧極小値は式（４）のように変形することができる。
【００５９】
ＶＰ＝Ｖ９―√（Ｖ９２／Ｌ１×Ｃ１０）×ｔＯＮ      ・・・（４）
また、共振コンデンサ１０の電圧は、図３に示すように、一旦極小値を迎えた後、再び上昇を始め正の極大値まで増加する。この極大値はマグネトロン７が発振していない状態では共振回路のエネルギーがほとんど消費されないことからほぼ式（５）の値まで上昇する。
【００６０】
ＶＰ‘＝Ｖ９＋√（Ｖ９２／Ｌ１×Ｃ１０）×ｔＯＮ      ・・・（５）
また、高圧トランス５の２次巻線に発生する電圧は、この共振電圧を高圧トランス５の巻数比Ｎ倍した電圧が発生し、高圧整流回路６が倍電圧整流回路の構成となっていることから、マグネトロン７にかかる電圧ＶＡＫは式（６）で表すことができる。
【００６１】
ＶＡＫ＝４×Ｎ×√（Ｖ９２／Ｌ１×Ｃ１０）×ｔＯＮ      ・・・（６）
従って、半導体スイッチ素子１６のオン時間ｔＯＮを調整することによって、マグネトロン７に印加する電圧を制御することができる。ここで、例えば、共振コンデンサ１０の容量値を０．４５ｕＦ、高圧トランス５の１次巻線のインダクタンス値を４５ｕＨ、巻数比Ｎを１８、コンデンサ９の電圧を１４１Ｖとした場合について考えると、マグネトロン７に印加する電圧を、例えば、７ｋＶ以下とするためには、半導体スイッチ素子１６のオン時間ｔＯＮを３．１ｕｓｅｃ以下にすることで可能であることがわかる。
【００６２】
また、本実施の形態において、制御部１７は、上記条件に合致するように半導体スイッチ素子１６のオン時間を調整することで、マグネトロン７に過大な電圧を発生せずにマグネトロン７を発振可能な状態に制御することができる。
【００６３】
また、本実施の形態では、電圧検出手段２１が、半導体スイッチ素子１６に印加する電圧を検出することによって間接的に共振コンデンサ１０の電圧を検出する構成となっており、マグネトロン７が発信可能な状態では無いときは、常に、マグネトロン７に過大な電圧が印加されないように、制御部１７に電圧検出信号を出力するようになっている。つまり、半導体スイッチ素子１６に印加する電圧を検出する電圧検出手段２１は、マグネトロン７が発振可能状態となるまでは電圧検出手段２１の検出電圧が一定となるように、半導体スイッチ素子１６のオン時間を制御するものである。このため、いかなる条件でもマグネトロン７に過電圧を印加することを防止することができる。
【００６４】
また、図１０は、電圧検出手段２１にトランジスタ２１ｃを設け、半導体スイッチ素子１６に印加する電圧を検出し、この検出電圧をピークホールドする電圧保持回路を有した回路を示している。電圧保持回路は抵抗２１ａ、２１ｂ、２１ｄ、２１ｅおよびコンデンサ２１ｆを有している。そして、前記電圧保持回路の電圧が一定となるように半導体スイッチ素子１６のオン時間を制御するものである。
【００６５】
このように構成することによって、確実に半導体スイッチ素子１６の印加電圧の最大値をとらえ、共振回路が発生する電圧の最大値の情報を制御部１７に伝達することができる。このため、マグネトロン７に過電圧を印加することなく、マグネトロン駆動用電源を動作させることが可能となる。
【００６６】
また、マグネトロン７が発信可能な状態となった以降は、実施の形態１のマグネトロン駆動用電源と同様、半導体スイッチ素子１６のオン動作によってコンデンサ９から取り出されたエネルギーは高圧トランス５を介し、必ず負荷であるマグネトロン７まで伝送されることになる。特に、これは商用電源１の電圧が低いときに顕著に現れ、従来のマグネトロン駆動用電源では、この直流電圧源として機能するコンデンサ９にエネルギーを回生していたため、商用電源１の電圧が低い期間ではマグネトロン７が発振するに足る電圧を発生することができなかったが、本実施の形態においては、必ず、負荷側にエネルギーを伝送することができる。従って、商用電源１の電圧値によらず、マグネトロン７にエネルギーが伝送でき、発振状態を維持することができる。このため、商用電源１の電流波形を正弦波状にすることが可能となり、非常に歪みの少ない高力率な波形を実現することが可能となる。
【００６７】
このように、本実施の形態においては、半導体スイッチ素子１６は単一方向にのみ電流を流す構成であるが、半導体スイッチ素子１６がスイッチング動作を始める初回のオン時間をマグネトロン７に過電圧を印加しない時間以下の小さな値に制御して動作を開始するので、マグネトロン７が発振可能な状態となるまでにマグネトロン７に過大な電圧印加をすることなく、また、発振可能な状態となった以降は商用電源１の電流波形を正弦波状にすることが可能となり、非常に歪みの少ない高力率な波形を実現することが可能となる。従って、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪みを抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、マグネトロン７は発振可能状態になるまでに過大な電圧が供給されず、信頼性の高いものとなる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
以上のように、本発明にかかるマグネトロン駆動用電源は、入力力率が高く、信頼性の高い電源が提供できるものであるので、電子レンジなどのマグネトロンを負荷とする機器に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施の形態１におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図２】同マグネトロン駆動用電源のマグネトロンが発振可能な状態でないときの動作波形図
【図３】同マグネトロン駆動用電源のマグネトロンが発振可能な状態となったときの動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図５】同マグネトロン駆動用電源の入力電流とＩＧＢＴの制御信号の関係を示す図
【図６】同マグネトロン駆動用電源の商用電源の電圧、電圧検出手段の出力信号、ＩＧＢＴの制御信号の関係を示す図
【図７】同マグネトロン駆動用電源の図６とは異なる他の例を示す図
【図８】本発明の実施の形態３におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図９】本発明の実施の形態４におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図１０】同マグネトロン駆動用電源の電圧検出手段にピークホールド機能を加えた回路図
【図１１】従来のマグネトロン駆動用電源の回路図
【図１２】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図
【図１３】同マグネトロンの構成と動作特性を示す図
【図１４】他の従来例のマグネトロン駆動用電源を示す回路図
【図１５】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図
【符号の説明】
【００７０】
１  商用電源
２  ダイオードブリッジ
４  インバータ回路
５  高圧トランス
６  高圧整流回路
７  マグネトロン
９  コンデンサ
１０  共振コンデンサ
１６  半導体スイッチ素子
１６ａ、１６ｂ  半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ）
１７  制御部
１８  電流検出手段
２０  電源電圧検出手段
２１  電圧検出手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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