(57)【要約】【課題】電子回路の較正装置において、較正のための時間及び必要なダイナミックレンジを低減する。【解決手段】１実施形態では、動作パラメータに従って調整可能な電子回路を較正するためにあるアルゴリズムが使用される。この較正により、出力成分が実質的にゼロになる。このアルゴリズムは、少なくとも１つの動作パラメータを複数の値にわたって調整し(301)、この調整と同時に電子回路に入力信号を印加し(302)、この調整及び入力信号に応答して生成された電子回路からの出力成分の大きさを測定し(303)、それらの大きさと複数の値を曲線あてはめアルゴリズムに提供して、出力成分を実質的にゼロにする複数の動作パラメータを計算する(304)ことを含む。ここで、複数の値は、上記大きさが実質的にゼロにならないように選択される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
動作パラメータに従って調節可能な電子回路を較正して出力成分を実質的にゼロにする方法であって、
複数の値にわたって前記動作パラメータの中の少なくとも１つを調節するステップ（３０１）と、
前記調節するステップと同時に、前記電子回路に入力信号を印加するステップ（３０２）と、
前記入力信号及び前記調節するステップに応答して生成される前記電子回路からの前記出力成分の大きさを計測するステップ（３０３）であって、前記複数の値は、前記大きさの中の少なくともいくつかが実質的にゼロにならないように選択される、ステップと、
前記大きさ及び前記複数の値を曲線あてはめアルゴリズムに提供し、前記出力成分を実質的にゼロにする複数の動作パラメータを算出するステップ（３０４）であって、前記曲線あてはめアルゴリズムは、前記電子回路の応答をモデル化する少なくとも１つの式によって定義される、ステップ
を含む方法。
【請求項２】
前記入力信号の周波数を変化させるステップと、
前記変化させるステップに応答して、前記調節するステップ、印加するステップ、計測するステップ、及び提供するステップを反復するステップ
を更に含む、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記入力信号について選択されたそれぞれの周波数について、算出された動作パラメータを保存するステップを更に含む、請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記動作パラメータの中の１つは、可変利得増幅器の利得値を画定する、請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記動作パラメータの中の１つは、前記電子回路によって処理された信号間における位相関係を画定する、請求項１記載の方法。
【請求項６】
動作パラメータに従って調節可能な電子回路を較正して、出力成分を実質的にゼロにするシステムであって、
動作パラメータを変化させる手段（１０５、１０８）と、
前記変化させる手段の動作と同時に、前記電子回路に入力信号を印加する手段と、
前記入力信号に応答して生成された前記電子回路からの前記出力成分の計測値を取得する手段（１１２）であって、変化させる手段は、前記計測値の中のいくつかについて、前記出力信号を実質的にゼロにしないことからなる、手段と、
前記計測値及び前記変化した動作パラメータを処理する曲線あてはめアルゴリズムを使用して、前記出力成分を実質的にゼロにする複数の動作パラメータを算出する手段（１１０）であって、前記曲線あてはめアルゴリズムは、前記電子回路の応答をモデル化する少なくとも１つの式によって特徴付けられることからなる、手段
を備えるシステム。
【請求項７】
前記入力信号の周波数を変化させる手段を更に備える、請求項６記載のシステム。
【請求項８】
前記変化させる手段によって印加されたそれぞれの周波数について、算出された動作パラメータを保存する手段（１１１）を更に備える、請求項７記載のシステム。
【請求項９】
前記動作パラメータは、可変利得増幅器の利得を画定する、請求項６記載のシステム。
【請求項１０】
前記動作パラメータは、前記電子回路によって処理された信号間における位相関係を画定する、請求項６記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、電子回路の較正に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ミキサは、２つの周波数の信号を受信し、それらの信号を合成して、受信した周波数の和及び差の周波数を有するミキシング生成物を生成するべく設計されている装置である。多くの場合、所望されるのは、これらのミキシング生成物の中の１つのみであり、もう１つの生成物は、「イメージ」（像）と呼ばれる。イメージ阻止ミキサ（Image Reject Mixer（または、影像阻止ミキサーともいう））は、両方ではなく、和又は差の生成物のみを理想的に生成する装置である。イメージ阻止ミキサの実施には、２つの別個のミキサが必要である。２つのミキサに印加する信号の位相は、２つのミキサ出力が合成される際に、ミキサの所望の生成物が肯定的（増加する方向）に加算され、イメージ生成物が否定的（減少する方向）に加算されるように制御される。理想的なケースにおいては、イメージが完全にキャンセルされ、所望の生成物のみが残される。
【０００３】
イメージ阻止ミキサにおいては、イメージ阻止のレベルに寄与するファクタが２つ存在する。第１のファクタは、装置内の２つの別個のミキサ間における利得バランスである。具体的には、２つの別個のミキサの中の１つが、もう１つのミキサを上回る大きさの生成物を生成すると、２つのミキサのイメージ生成物が互いに完全にはキャンセルしなくなる。第２のファクタは、ミキシングに関連する位相関係である。具体的には、ミキサを駆動する信号間における直交位相関係に位相のずれが存在すると、２つのミキサのイメージ出力生成物（出力生成物とは出力結果を意味する）の位相が正確に１８０度だけずれた状態ではなくなり、この結果、互いに完全にはキャンセルされなくなるのである。
【０００４】
相対的に高度なレベルのイメージ阻止を実現するべく、イメージ阻止ミキサ内の別個のミキサの利得と直交角度関係を較正することができる。通常は、利得と位相関係を反復的に調節してイメージの大きさを計測する反復的な方法を適用し、最終的に、イメージ生成物を実質的にゼロにする利得及び位相関係を画定する動作値を突きとめることができる。又、いくつかの数学的な技法を使用し、これらの動作値を迅速に収束させることも可能である。これらの技法は、一般に、イメージ生成物の大きさに対する利得及び位相の微分係数を使用して、ゼロを検出する根探索の「ニュートン法」に関係している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来技術による反復方法には問題がある。具体的には、これらの反復的な技法の場合には、イメージ生成物の計測値をゼロに収束させているため、複数の計測が、ゼロに非常に近接した状態で実行される。この結果、既存の技法においては、広いダイナミックレンジの要件が、計測メカニズムに対して課されることになる。又、雑音によって計測誤差が生じ、ゼロに収束するための時間が増大する可能性もある。更には、ダイナミックレンジが十分に広くない場合には、アルゴリズムがゼロに収束することが、雑音によって妨げられるという可能性も存在している。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
代表的な実施形態は、電子回路を較正するシステム及び方法に関するものである。代表的な一実施形態においては、電子回路のそれぞれの動作パラメータを複数の値にわたって調節する。そして、この複数の値にわたる調節の際に、ゼロになる信号成分を計測する。選択は、その信号成分が複数の値の少なくともいくつかについては、計測プロセスにおいてゼロにならないように行われる。そして、これらの計測値と調節に使用した複数の値を曲線あてはめアルゴリズムに供給する。この曲線あてはめアルゴリズムは、動作パラメータに対するその電子機器の応答によって特徴付けられる。この曲線あてはめアルゴリズムにより、その電子回路の最適な動作パラメータが算出される。そして、この算出されたパラメータに従って電子回路を較正することにより、その信号成分が実質的にゼロになる。尚、一実施形態においては、曲線あてはめアルゴリズムを使用してイメージ阻止ミキサを較正するが、本発明の実施形態によれば、複数のパラメータに従って動作する任意の適切な電子回路を較正することができる。
【実施例】
【０００７】
代表的な一実施形態の説明を容易にするべく、図１のイメージ阻止ミキサ１００を参照する。このイメージ阻止ミキサ１００のミキシング機能は、既知のミキサ設計の典型的なものである。但し、このイメージ阻止ミキサ１００は、代表的な一実施形態に従ってミキサ１００を較正するコントローラ１０９を採用している点が、既知の設計とは異なっている。このコントローラ１０９は、較正アルゴリズム１１０（例：適切なソフトウェア命令又は集積回路機能）を使用してミキサ１００の較正を実行するべく実施可能である。
【０００８】
このイメージ阻止ミキサ１００は、デジタル的に合成された信号とミキシングされる局部発振器入力信号１０１を受信する。デジタル周波数シンセサイザ１０２が、このデジタル的に合成される信号をデジタル的に合成して、このデジタル信号をアナログの形態に変換する。そして、デジタル周波数シンセサイザ１０２は、ライン１０３−１を介して、この信号の第１バージョンを、そして、ライン１０３−２を介して、この信号の第２バージョンを出力する（即ち、Ｉ及びＱチャネルである）。この信号の２つのバージョンは、９０°だけ位相がずれている。信号の第１バージョンは、可変利得増幅器（Variable Gain Amplifier:VGA）１０５によって増幅又は減衰させることができる。尚、図１に示されているように、このＶＧＡ１０５は、デジタル領域内に実装されているが、必要に応じて、アナログ増幅器を採用することも可能である。このＶＧＡ１０５の利得は、ΔＬＯとして表されている。ＶＧＡ１０５に続いて、信号の第１バージョンは、ミキサ１０４−１により、ＬＯ信号１０１とミキシングされる。一方、信号の第２バージョンは、ミキサ１０４−２により、ＬＯ信号１０１の９０°だけ位相シフトしたバージョンとミキシングされる。そして、これらのミキサ１０４−１及び１０４−２からのミキシング信号が、加算器１０７によって合成され、イメージ阻止されたミキサ出力１０６が生成されることになる。理想的なケースにおいては、イメージ生成物は、振幅が等しく、位相が１８０°ずれており、この結果、否定的（すなわち相殺するよう）に加算されることになる。一方、所望の生成物は、同相であり、従って、肯定的（すなわち増加する方向）に加算される。
【０００９】
実際には、通常、いくつかの調節が必要である。具体的には、ＬＯ信号の２つのバージョンが、正確には９０°だけ位相がずれていない可能性がある。ＱｕａｄＤＡＣ１０８は、ミキサ１０４−１に対するＬＯ信号の経路内にある位相シフタ１０８−１を制御するアナログ信号を供給する。この結果、２つのミキサのＬＯ信号間における位相関係を調節することができる。又、ミキサ１０４−１及び１０４−２に関連する利得が、等しくない可能性もある。この場合には、ＶＧＡ１０５を使用することにより、ミキサ１０４−１と１０４−２の利得を等しくすることができる。
【００１０】
前述のように、既存の技法においては、利得と位相関係を反復的に変化させることによって、正確な較正に収束させている。このような反復的な方法には問題がある。即ち、具体的には、これらの反復的な技法の場合には、イメージ生成物の計測値をゼロに収束させているため、複数の計測が、ゼロに非常に近接した状態で実行される。この結果、既存の技法においては、広いダイナミックレンジの要件が、計測メカニズムに対して課されることになる。又、雑音によって計測誤差が生じ、ゼロに収束するための時間が増大する可能性もある。更には、ダイナミックレンジが十分に広くない場合には、アルゴリズムがゼロに収束することが、雑音によって妨げられるという可能性も存在している。
【００１１】
一方、このような既存の技法とは対照的に、コントローラ１０９の場合には、反復的な方式によるゼロへの収束を試みることはしない。この代わりに、コントローラ１０９は、ＱｕａｄＤＡＣ１０８の設定とＶＧＡ１０５の利得に関する複数の値に従って、ミキサ１００を動作させる。コントローラ１０９は、レシーバ１１２を使用して、結果的に生成される信号の特性（イメージ生成物及び所望の生成物の振幅）を計測する。そして、コントローラ１０９は、これらの計測値に基づいて、曲線あてはめアルゴリズムを使用して適切な位相及び利得の設定値を算出する。取得するのは、比較的少ない数の計測値のみである。又、ゼロに非常に近接した状態で計測を実行することも不要である。この結果、計測メカニズムの広いダイナミックレンジは不要である。
【００１２】
図１に示されているイメージ阻止ミキサ１００に曲線あてはめアルゴリズムを適用するべく、イメージ生成物と所望のミキサ生成物間における関係は、次のように定義される。
【００１３】
（イメージ生成物の大きさ）２＝ＫＲＦ（１＋Ｇ２−２Ｇｃｏｓ（Φ））  式１
（所望の生成物の大きさ）２＝ＫＲＦ（１＋Ｇ２＋２Ｇｃｏｓ（Φ））  式２
【００１４】
ここで、ＫＲＦは利得定数であり、Ｇは、利得の不均衡であり（この場合に、不均衡の不在は、Ｇ＝１によって表される）、Φは、ＩチャネルとＱチャネル間における位相のずれである。
【００１５】
Ｇ及びΦの値を較正プロセスにおいて判定する。利得の不均衡を補償するためには、適切なハードウェアの設定内容を決定するのが比較的容易である。具体的には、ＶＧＡ１０５の利得をＧの逆数に設定する。一方、位相の不均衡（Φ）の補償は、これに比べて複雑である。位相の不均衡は、次のようにモデル化可能である。
【００１６】
Φ＝ΦＥＲＲＯＲ＋ＫＱＵＡＤ＊ＱｕａｄＤＡＣの設定値
【００１７】
ここで、ΦＥＲＲＯＲとＫＱＵＡＤは未知であって、ＬＯ周波数に依存する。ＫＱＵＡＤは、ＬＯの位相調節手段１０８−１の感度である。そして、完全なキャンセルを実現するには、Φがゼロでなければならない。従って、次のとおりである。
【００１８】
ＱｕａｄＤＡＣの設定値＝−ΦＥＲＲＯＲ／ＫＱＵＡＤ
【００１９】
ＫＱＵＡＤは、ＱｕａｄＤＡＣの設定値の広い範囲において変化可能である。従って、この変動によってもたらされる複雑さを回避するべく、ＱｕａｄＤＡＣ値の変動の範囲を、正しい較正値に「近接」した値に限定することにより、計測を実行する。正しい較正パラメータの周辺を逸脱するようにＶＧＡ１０５の利得とＱｕａｄＤＡＣの設定値を設定し、計測を実行する。このようにして計測値を取得することにより、イメージ生成物のゼロから離れた状態で計測を実行し、計測メカニズムに必要なダイナミックレンジを小さくすることができる。そして、この結果、較正プロセスに対する雑音の影響も小さくなる。
【００２０】
ＫＲＦは、所望の生成物とイメージ生成物の両方に共通であるため省略可能である。この結果、較正プロセスにおいては、３つの未知数（Ｇ、ΦＥＲＲＯＲ及びＫＱＵＡＤ）を推定する。
【００２１】
代表的な一実施形態においては、異なるＱｕａｄＤＡＣの値について、５回の計測を実行する。そして、最小二乗誤差アルゴリズムを使用し、式（１）及び式（２）によって特徴付けられる最小二乗誤差を生成する未知数の値を決定する。ＱｕａｄＤＡＣについての適切な値は、ＫＱＵＡＤ及びΦＥＲＲＯＲから決定する。尚、利得の不均衡（Ｇ）は、ＱｕａｄＤＡＣの設定内容を変化させるだけでは、一意に決定することはできない。Ｇ又は１／Ｇのいずれかが正しい値である。この曖昧さは、これらの２つの値を使用して更なる計測を実行することによって解消することができる。
【００２２】
いくつかのレシーバメカニズムと関連する計測の限界により、これらの操作によって生成された利得値が、可能な限りにおける完全に正確なものにならない可能性が存在している。このため、特定のアプリケーションにおいては、必要に応じて、これらの操作の後に、利得改善アルゴリズムを使用することにより、更に高いレベルの精度を実現することができる。具体的には、ｇＲＥＳＩＤＵＡＬ＝１±ｓｑｒｔ（イメージ生成物の大きさ／所望の生成物の大きさ）という「残余」利得誤差（尚、ｓｑｒｔは平方根をとることを意味し、＊は乗算を意味する）を、これらの操作よって生成される抑制から演算することができる。そして、これらの値の中の１つを選択して、ＶＧＡ１０５の利得を更に調節可能である。選択した値によってイメージ阻止が改善されない場合には、もう一方の値が、残余利得誤差を正確に表していることがわかる。
【００２３】
一実施形態では、この較正プロセスをいくつかのＬＯ周波数について実行する。次いで、それらのＬＯ周波数について決定された較正パラメータを較正パラメータ１１１内に保存する。そして、特定のアプリケーションに適したＬＯ周波数を後からユーザーが選択した際に、コントローラ１０９は、対応する較正パラメータを取得し、それに応じて、ミキサ１００のハードウェアを設定することになる。特定のＬＯ周波数についての較正パラメータが見つからない場合には、補間されたパラメータ値を使用可能である。
【００２４】
図２は、代表的な一実施形態による複数のＬＯ周波数にわたってイメージ阻止ミキサを較正するためのフローチャートを示している。この図２のフローチャートは、一例として、コントローラ１０９用のソフトウェア命令として実施することができる。
【００２５】
ステップ２０１において、デジタルシンセサイザを連続波（Continuous Wave:CW。または持続波ともいう）動作に設定し、シンセサイザのレベルを設定する。ステップ２０２において、ＩＦ周波数（ｆＩＦ）を１０ＭＨｚに設定する。ステップ２０３において、ミキサの出力を計測するべく、レシーバをループバック動作に設定し、適切な利得レンジに設定する。
【００２６】
前述のように、計測プロセスにおいて、ＱｕａｄＤＡＣレジスタの設定内容を較正値に「近接」させることが有利である。このため、フローチャートのそれぞれの反復においては、以前算出された較正値を次の計測値の組についての「中央」値として使用する。但し、最初の反復の際には、ＱｕａｄＤＡＣの以前の値は、存在しない。従って、第１ｆＬＯ値（最初のｆＬＯ値）について複数回の反復を実行することにより、このＱｕａｄＤＡＣの先行する値を利用できないという状況に対処する。
【００２７】
複数回の反復を提供するべく、論理比較を実行し、プロセスフローの反復が、ｆＬＯの第１値における第１パスであるかどうかを判定する（ステップ２０４）。そして、これが真の場合には、プロセスフローは、ステップ２０５に進み、ＱｕａｄＤＡＣの値を２０４８（そのミッドレンジ値（すなわち範囲の中央値））に設定する。尚、この初期設定は、位相の調節を駆動するデジタル／アナログ変換信号の実装に使用する特定のハードウェアに依存する。一方、ステップ２０４の論理比較が偽であった場合には、プロセスフローは、ステップ２０６に進み、ＱｕａｄＤＡＣの値を、プロセスフローの以前の反復と関連するＱｕａｄＤＡＣＣａｌの値に設定する。ＱｕａｄＤＡＣＣａｌは、曲線あてはめプロセスによって算出されたＱｕａｄＤＡＣの適切なハードウェア設定内容の値を保持する変数である。
【００２８】
ステップ２０７において、ｆＬＯのＬＯ信号周波数を実現するべく、ＬＯ周波数シンセサイザ１０１を設定する。まず、変数ｆＬＯ（局部発振器周波数）を初期値に設定する。そして、この変数ｆＬＯを、ある周波数範囲にわたって段階的に変化させて、較正プロセスを反復することにより、イメージ阻止ミキサの周波数依存特性を明らかにする。ステップ２０８において、ＱｕａｄＤＡＣを、中央値（ステップ２０５及びステップ２０６を参照されたい）、中央値±１００、及び中央値±２００に設定することにより、イメージ阻止の複数回の計測を実行する。尚、位相調節パラメータのこれらの設定内容は、直交調節手段の実装に依存する。このように設定内容を変化させることにより、実質的にゼロにならない複数回の計測が実行されることになる。そして、この結果、この較正は、雑音に対して相対的に強くなり、且つ、広いダイナミックレンジが不要である。
【００２９】
ステップ２０９において、曲線あてはめアルゴリズムを実行し、ΦＥＲＲＯＲ、ＫＱＵＡＤ、及びＧを算出する。例えば、最小二乗誤差アルゴリズムを適用し、個々の値を算出可能である。ステップ２１０において、変数ＱｕａｄＤＡＣＣａｌを「中央値−ΦＥＲＲＯＲ／ＫＱＵＡＤ」から算出する。そして、変数ΔＬＯｃａｌをＧに等しく設定する。
【００３０】
ステップ２１１において、ＱｕａｄＤＡＣレジスタをＱｕａｄＤＡＣＣａｌに等しく、そして、利得値ΔＬＯをΔＬＯｃａｌ及び１／ΔＬｏｃａｌに等しく設定し、イメージ阻止値を計測する。ステップ２１２において、論理比較を実行し、ΔＬＯｃａｌが１／ΔＬＯｃａｌを上回るイメージ阻止量を生成するかどうかを判定する。そして、これが偽の場合には、プロセスフローは、ステップ２１３に進み、変数ΔＬＯｃａｌを逆数に等しく設定する。一方、これが真の場合には、プロセスは、ステップ２１４に進む。
【００３１】
ステップ２１４においては、ＱｕａｄＤＡＣをＱｕａｄＤＡＣＣａｌに、そして、ΔＬＯをΔＬＯｃａｌに設定することにより、イメージ阻止比（ｒ１）を計測する。ステップ２１５において、利得残余変数（ｇＲＥＳＩＤＵＡＬ）を「１＋ｓｑｒｔ（ｒＲ１）」に等しく設定する。ステップ２１６において、ΔＬＯをΔＬＯｃａｌ＊ｇＲＥＳＩＤＵＡＬに等しく設定する。ステップ２１７において、結果的に生成されるイメージ阻止比（ｒ２）を計測する。
【００３２】
ステップ２１８において、論理比較を実行して、どちらのイメージ阻止比（ｒ１又はｒ２）が大きいかを判定する。そして、ｒＲ１が大きい場合には、プロセスフローは、ステップ２１９に進む。ステップ２１９において、変数ｇＲＥＳＩＤＵＡＬを、「１−ｓｑｒｔ（ｒ１）」に等しく設定する。ステップ２２０において、変数ΔＬＯｃａｌを、「ΔＬＯｃａｌ＊ｇＲＥＳＩＤＵＡＬ」に等しく設定する。
【００３３】
ステップ２２１において、論理比較を実行して、ＬＯ信号周波数の所望のレンジの最後の周波数の検査が完了しているかどうかを判定する。そして、まだ完了していない場合には、プロセスフローは、ステップ２２２に進む。一方、最後の周波数の検査が完了している場合には、その最後の反復についてのパラメータを保存し（ステップ２２５）、本プロセスは終了する（ステップ２２６）。
【００３４】
ステップ２２２において、論理比較を実行して、プロセスフローが、ｆＬＯの第１値についての第１パスに関連しているかどうかを判定する。関連している場合には、プロセスフローは、ステップ２０３に戻り、ｆＬＯの第１値についての別のパスを実行し、ＱｕａｄＤＡＣｃａｌの値を更に改善する。一方、関連していない場合には、プロセスフローは、ステップ２２３に進む。ステップ２２３において、ＱｕａｄＤＡＣｃａｌとΔＬＯｃａｌの値を、現在のｆＬＯの値についての適切な較正パラメータとして保存する。ステップ２２４において、ｆＬＯの値を２５ＭＨｚだけ増分する。そして、このステップ２２４から、プロセスフローは、ステップ２０３に戻ることになる。
【００３５】
別の実施形態では、この図２に示されている較正に類似した方式で、ＬＯリークに対処することができる。通常、それぞれのミキサ１０４を通じて、周波数に依存した形態で、多少の位相及び振幅成分がリークする。このＬＯリークは、相対的に低い周波数を相対的に高い周波数にアップコンバージョン（すなわち、変換）する場合に、特に顕著である。具体的には、ＬＯリークは、所望の信号に近接することになり、このため、フィルタリングすることが困難である。（Ｑチャネル上における可変利得の後において）ＤＣオフセットをＩ及びＱ信号に加えることにより、ミキサのリーク成分の振幅に等しい振幅及び逆の位相を有する意図的なリークベクトルを提供することによって、ＬＯリークをキャンセルすることができる。そして、代表的な一実施形態による複数の計測値及び曲線あてはめアルゴリズムを使用することにより、このＤＣオフセットの適切な値を算出可能である。
【００３６】
以上、いくつかの実施形態について、イメージ阻止ミキサの較正に関して説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。較正調節パラメータと回路の性能間の数学的な関係は判明しているが、その関係における係数（例：利得及びオフセット）が判明していない任意の適切なタイプの電子回路をその他の代表的な実施形態を使用することによって較正することができる。例えば、図３は、代表的な一実施形態に従って、動作パラメータを使用して調節可能な電子回路を較正するためのフローチャートを示している。この較正は、電子回路によって生成される信号又は信号成分（「出力生成物」）をゼロにするべく実行される。この図３のプロセスフローは、プロセッサ及び適切なソフトウェア命令を使用し、及び／又は集積回路機能を使用して実施することができる。
【００３７】
図３のステップ３０１において、動作パラメータの中の少なくとも１つを複数の値にわたって調節する。これらの動作パラメータは、出力生成物が動作パラメータの少なくともいくつかについて、計測プロセス中に実質的にゼロにならないように選択される。ここで、「実質的にゼロにならない」という文言は、結果的に生成される１つ又は複数の信号特性が、利用可能な計測機能を使用して正確な計測を実現するのに十分なだけ、雑音の閾値を上回っていることを意味している。ステップ３０２において、動作パラメータの調節と同時に、入力信号を電子回路に印加する。ステップ３０３において、この入力信号及び複数の動作パラメータに対応して生成される電子回路からの出力生成物の大きさを計測する。そして、ステップ３０４において、この出力生成物の大きさと複数の値を曲線あてはめアルゴリズムに供給する。この曲線あてはめアルゴリズムでは、較正対象の電子回路を特徴付ける１つ又は複数の式を採用している。この曲線あてはめアルゴリズムにより、出力生成物を実質的にゼロにする複数の動作パラメータが算出される。そして、この算出された動作パラメータを使用して電子回路の様々な要素を較正することにより、電子回路の動作中において、出力生成物を実質的にゼロにするのである。
【００３８】
曲線あてはめアルゴリズムを採用することにより、いくつかの代表的な実施形態では、電子回路の較正を相対的に効率的な方式で実行可能である。「最適」な設定内容に収束させるための多数の反復は不要である。又、いくつかの代表的な実施形態においては、電子回路の較正に使用する計測メカニズムの相対的に大きなダイナミックレンジも不要である。更には、いくつかの代表的な実施形態では、計測データ内の雑音に対して比較的強い方式で、この較正プロセスが実行される。
【００３９】
本発明の１実施形態では、動作パラメータに従って調整可能な電子回路を較正するためにあるアルゴリズムが使用される。この較正により、出力成分が実質的にゼロになる。このアルゴリズムは、少なくとも１つの動作パラメータを複数の値にわたって調整し(301)、この調整と同時に電子回路に入力信号を印加し(302)、この調整及び入力信号に応答して生成された電子回路からの出力成分の大きさを測定し(303)、それらの大きさと複数の値を曲線あてはめアルゴリズムに提供して、出力成分を実質的にゼロにする複数の動作パラメータを計算する(304)ことを含む。ここで、複数の値は、上記大きさが実質的にゼロにならないように選択される。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】代表的な一実施形態による較正機能を有するイメージ阻止ミキサを示す。
【図２】代表的な一実施形態による、イメージ阻止ミキサを較正するためのフローチャートを示す。
【図３】代表的な一実施形態による、イメージ阻止ミキサを較正するためのフローチャートを示す。
【符号の説明】
【００４１】
１０２  デジタル周波数シンセサイザ
１０５  可変利得増幅器
１０８  ＱｕａｄＤＡＣ
１１０  較正アルゴリズム
１１２  レシーバ
【図１】
2005328529.tif 000003
【図２】
2005328529.tif 000004
【図３】
2005328529.tif 000005