(57)【要約】      （修正有）【課題】電力回生方式による力率改善を行う。【解決手段】高周波インダクタを被制御巻線ＮRとする制御トランスＰＲＴを備える。トランジスタＱ12、Ｑ13を含む第１の増幅回路系により整流平滑電圧Ｅｉのレベル（商用交流電源ＡＣレベル）に応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスが可変制御されるようにする。負荷電流レベル、つまり負荷変動に応じてＱ11を含む第２の増幅回路系によっても被制御巻線ＮRのインダクタンスが可変制御されるようにする。これにより、負荷や交流入力電圧ＶACの変動に対して力率改善手段により改善される力率値が一定となるように制御することが可能になる。また、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下に設定して、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにする。【選択図】図１
2005328688.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
力率改善手段とを備え、
上記力率改善手段は、
力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタから成る直列接続回路であって、上記整流平滑手段が形成する整流電流経路に対して直列に挿入される力率改善用直列接続回路と、
上記高周波インダクタを被制御巻線として、この被制御巻線に対して密結合の状態で巻装される検出巻線と、制御巻線とが巻装される可飽和リアクタであって、上記制御巻線に流す直流電流である制御電流のレベルに応じて上記被制御巻線のインダクタンスを可変するように動作する制御トランスと、
上記商用交流電源のレベルに応じたレベルの上記制御電流を流すように動作する第１の制御電流生成回路と、
上記被制御巻線から上記検出巻線に誘起される電圧レベルに応じたレベルの上記制御電流を流すように動作する第２の制御電流生成回路とを備えると共に、
上記力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して上記一次側直列共振回路の端部を接続して形成し、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、磁束密度を所定以下となるように設定する、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記力率改善用直列接続回路は、上記被制御巻線としての上記高周波インダクタの一端が、上記整流平滑手段が備える平滑コンデンサの正極端子に対して接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記力率改善用直列接続回路は、上記力率改善用スイッチング素子として高速型のダイオード素子を備え、このダイオード素子のカソードが上記整流平滑手段が備える平滑コンデンサの正極端子に対して接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記整流平滑手段は、
上記商用交流電源の一方の半周期に対応して商用交流電源を整流する第１の整流素子と、この第１の整流素子の整流出力を平滑化して直流電圧を生成する第１の平滑コンデンサと、上記商用交流電源の他方の半周期に対応して商用交流電源を整流する第２の整流素子と、この第２の整流素子の整流出力を平滑化して直流電圧を生成する第２の平滑コンデンサとを備えて、
上記第１の平滑コンデンサと上記第２の平滑コンデンサの直列接続の両端電圧を上記整流平滑電圧として生成するようにされた倍電圧整流回路とされ、
上記力率改善手段は、
上記力率改善用スイッチング素子として、高速型のダイオード素子による上記第１の整流素子及び第２の整流素子を備え、
上記高周波インダクタは、上記商用交流電源の一方の半周期に対応して形成される上記整流平滑手段の整流電流経路と、上記商用交流電源の他方の半周期に対応して形成される上記整流平滑手段の整流電流経路とにおいて、共通となるラインに対して挿入する、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記力率改善手段は、
上記高周波インダクタのインダクタンス成分として、
上記力率改善用スイッチング素子と直列接続回路を形成するようにして備えられる第１インダクタ部と、この第１インダクタ部とは直列に接続される接続関係を有すると共に、上記一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分に含まれるようにして挿入される第２インダクタ部とを備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記第１インダクタ部及び上記第２インダクタ部は、それぞれ、１つの高周波インダクタの巻線についてタップを設けたことで、このタップにより上記高周波インダクタの巻線を分割するようにして形成される第１巻線部と第２巻線部である、
ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記第１インダクタ部は、１つのインダクタ素子として備えられると共に、
上記第２インダクタ部は、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線についてタップを設けたことで、このタップにより上記一次巻線を分割するようにして形成される巻線部の１つである、
ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図２２は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、力率改善機能を有するスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
図２２の電源回路は、他励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路２０を備えた構成を採る。この電源回路におけるスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、半導体スイッチ（スイッチング素子）のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたスイッチングコンバータとされている。
【０００４】
この図２２に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、２組のフィルタコンデンサＣL、ＣL及び１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。
この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作により得られた整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。
力率改善回路２０については後述する。
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内における高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波インダクタＬ10の接続点に対して接続されている。
【０００９】
この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１０】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
また、この場合には絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、低圧巻線Ｎ4を巻装している。この低圧巻線Ｎ4には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が生じる。  低圧巻線Ｎ4に対しては、ダイオードＤ4、コンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続されており、この半波整流回路が整流平滑動作を行うことでコンデンサＣ4の両端電圧として低圧直流電圧Ｅ4を生成する。
発振・ドライブ回路２に対しては、抵抗Ｒ4により低圧直流電圧Ｅ4を所定レベルに設定して得られる動作電源を供給するようにしている。この抵抗Ｒ4と発振・ドライブ回路２の電源入力端子との間と、一次側アースとの間に挿入されるツェナーダイオードＺＤ4は、発振・ドライブ回路２に供給される動作電源の電圧が一定レベル以上を越えないようにするための保護回路を形成する。
【００１２】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（及び低圧巻線Ｎ4）と、二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしている。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで、０．８５程度の結合係数を得るようにしている。
【００１３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１４】
この場合の制御回路１は、例えば二次側直流出力電圧Ｅoの変動に対応したレベルの制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化することで一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は、上記のようにしてスイッチング周波数を可変制御することによって直流安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１５】
続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。
この力率改善回路２０は磁気結合形による電力回生方式としての構成を採る。
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、スイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN はスイッチングダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、ノーマルモードノイズ（スイッチング周期の交番成分）を吸収するフィルタとして機能する。
【００１６】
そして力率改善回路２０に対しては、スイッチングダイオードＤ1 のカソードと高周波インダクタＬ10の接続点に対して、上述した一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））が接続されて、この直列共振回路に得られるスイッチング出力が帰還されるようにしている。
【００１７】
このような構成による力率改善回路２０においては、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生して、高周波インダクタＬ10を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還していることになる。これによって、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときに高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチングさせるように動作することになって、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００１８】
また、商用交流電源ＡＣを整流する整流平滑回路について倍電圧整流回路とした場合においては、上記図２２に示した形式の力率改善回路２０は、図２３に示すようにして、力率改善回路２０Ａとして構成することができる。なお、図２２と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１９】
図２３に示す力率改善回路２０Ａは、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2、高周波インダクタＬ10、及びフィルタコンデンサＣNから成る。整流ダイオードＤ11，Ｄ12、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、上記倍電圧整流回路を形成する回路部品であり、従って、力率改善回路２０Ａとしては倍電圧整流回路と組み合わされた構成を有するものとなる。
【００２０】
この場合、コモンモードノイズフィルタとしては、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びフィルタコンデンサＣLから成るものとされて図示するようにして商用交流電源ＡＣに対して接続される。
【００２１】
そして、力率改善回路２０Ａにおいては、上記コモンモードノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣの一方のラインに対して高周波インダクタＬ10の一端が接続される。高周波インダクタＬ10の他端は、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ11のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースに接続される。
２組の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は直列接続される。そのうえで、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子は、上記もしているように整流ダイオードＤ11のカソードと接続され、また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン側とも接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースと接続される。平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と平滑コンデンサＣｉ2の正極端子との接続点は、コモンモードノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣの他のラインに対して接続される。ここで、整流ダイオードＤ11，Ｄ12には高速リカバリ型ダイオードを選定している。
フィルタコンデンサＣNは、高周波インダクタＬ10と商用交流電源ＡＣとのラインとの接続点と、平滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の接続点との間に挿入される。
そして、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1)）の端部は、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続される。
【００２２】
上記した接続形態により構成される力率改善回路２０Ａ内において形成される倍電圧整流回路は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が一方の半周期となる期間においては、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力を平滑化することで、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧として、商用交流電源ＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧を生成する。同様に、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が他方の半周期となる期間においては、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化することで、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧として、商用交流電源ＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧を生成する。これにより平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。つまり、倍電圧整流動作が行われているものであり、この整流平滑電圧Ｅｉが直流入力電圧として後段のスイッチングコンバータに供給される。
【００２３】
また、力率改善回路２０Ａにおいては、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））の端部が接続されている。このために、力率改善回路２０Ａとしても、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生して、高周波インダクタＬ10を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られるものとなる。
これにより、力率改善回路２０Ａにおいては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各半周期の期間において、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、交流入力電圧ＶACの絶対値が１／２以上のときにスイッチングを行うように動作して整流電流を断続する。つまり、この回路では、整流ダイオードＤ11，Ｄ12が、商用交流電源ＡＣを整流する整流素子と、整流電流をスイッチングする力率改善用のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2との機能を兼ねている。この結果、図２２の力率改善回路２０と同様にして、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
【００２４】
ところで、上記図２２及び図２３に示す力率改善回路２０，２０Ａの構成では、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路の整流電流経路に在るとされる高周波インダクタＬ10と力率改善用のスイッチング素子（Ｄ1，Ｄ11，Ｄ12）の接続点に対して、一次側直列共振回路を直接的に接続している。つまり、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路の整流電流経路に対して、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力を直接的に電力回生して帰還している。これにより、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流に対して重畳する商用交流電源周期のリップルが増加するが、この結果、二次側直流出力電圧Ｅoの商用電源周期のリップル電圧としても、力率改善の構成を備えない場合より増加することになる。
例えば最大負荷電力時において０．８程度以上の力率となるように構成した図２２、図２３の電源回路と、これら図２２、図２３の電源回路からそれぞれ力率改善回路２０，２０Ａを省略した構成とする電源回路とを比較すると、前者の電源回路において二次側直流出力電圧Ｅｏにリップル電圧は、後者の電源回路のリップル電圧に対して５〜６倍に増加する。
【００２５】
この対策としては、二次側直流出力電圧生成用の平滑コンデンサＣoの静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等のリップル電圧レベルとするには、平滑コンデンサＣoのキャパシタンスを５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図２２及び図２３のような電源回路は、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく要求されるような機器に採用することが難しい。
【００２６】
そこで本出願人は、電力回生方式による力率改善機能を備える電源回路について、図２４〜図２７に例示する力率改善回路の構成とすることを先に提案している。なお、図２４〜図２７において、図２２及び図２３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２７】
先ず、図２４に示す電源回路から説明する。
図２４に示す電源回路の基本構成は、図２２と同様にして、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉと１つの平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路を備える。また、スイッチングコンバータは、他励式によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、一次側の部分電圧共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータの構成を採る。
【００２８】
そして、図２４に示される電力回生（電圧帰還）方式による力率改善回路２１としては、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に三次巻線Ｎ3を巻装する。そして、図示するようにしてスイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10−三次巻線Ｎ3の直列接続回路を形成し、この直列接続回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して挿入する。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインは、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が形成する整流電流経路の一部となる。
また、フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1のアノードとブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子との接続点と、三次巻線Ｎ3と平滑コンデンサＣｉの正極端子との接続点との間に挿入される。つまり、スイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10−三次巻線Ｎ3の直列接続回路に対して並列に接続される。
【００２９】
このような力率改善回路２１の構成では、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1に得られたスイッチング出力（一次側直列共振電流）に応じて、三次巻線Ｎ3に交番電圧が誘起される。三次巻線Ｎ3は、スイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10と共に、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に対して直列に挿入されているので、整流出力電圧に対して、三次巻線Ｎ3に誘起された交番電圧が重畳することになる。つまり、この場合には、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3の磁気結合を介して、一次側直列共振電流を電力として回生して整流電流経路に帰還する形式を採っている。
そして、スイッチングダイオードＤ1は、上記のようにして交番電圧成分が重畳された整流出力電圧が印加されることで、交流入力電圧ＶACの絶対値が１／２以上のときにも、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流動作によって得られる整流電流をスイッチング（断続）するようにされる。これにより、力率改善回路２１によっても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。
【００３０】
次に図２５に示す電源回路について説明する。
図２５の電源回路において、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路は、図２３と同様にして倍電圧整流回路とされている。そして、この図２５に示す力率改善回路２１Ａは、上記図２４に示した力率改善回路２１の形式を倍電圧整流回路に適用した構成とされている。
この力率改善回路２１Ａにおいては、図２３の場合と同様にして、整流ダイオードＤ11，Ｄ12、及び２つの直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2により倍電圧整流回路を形成する。また、整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、力率改善用のスイッチング素子としても機能するので、高速リカバリ型が選定される。
【００３１】
コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインに対しては、高周波インダクタＬ10が接続され、さらにこの高周波インダクタＬ10に対して三次巻線Ｎ3が直列に接続される。高周波インダクタと接続されない側の三次巻線Ｎ3の端部は整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ11のカソードは、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースと接続される。
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点は、コモンモードノイズフィルタ（ＣＭＣ，ＣL）の後段となる商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接地される。
また、フィルタコンデンサＣNは、商用交流電源ＡＣの正極ラインと高周波インダクタＬ10との接続点と、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の接続点との間に挿入される。
【００３２】
このようにして構成される力率改善回路２１Ａにおける倍電圧整流回路の動作としては、商用交流電源ＡＣが一方の半周期（正極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→高周波インダクタＬ10→三次巻線Ｎ3→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉ1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力を平滑化する動作が得られる。
また、商用交流電源ＡＣが他方の半周期（負極性）となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ12→三次巻線Ｎ3→高周波インダクタＬ10→（ＣＭＣ）→商用交流電源ＡＣの整流電流経路が形成され、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化する。
これにより、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧としては商用交流電源ＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られる。
【００３３】
また、上記した整流電流経路によれば、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期の期間においては、高周波インダクタＬ10−三次巻線Ｎ3−整流ダイオードＤ11の直列接続回路が形成され、商用交流電源ＡＣが負極性となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤ12→三次巻線Ｎ3→高周波インダクタＬ10の直列接続回路が形成される。これにより、商用交流電源ＡＣが正／負となる各期間において、三次巻線Ｎ3に誘起された交番電圧の重畳分によって、整流ダイオードＤ11，Ｄ12がそれぞれ整流電流をスイッチングするようにしてオン／オフする動作が得られることになる。この結果、これまでの説明から理解されるように、力率が改善されることとなる。
【００３４】
上記図２４及び図２５に示す力率改善回路２１，２１Ａの場合、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介して、三次巻線Ｎ3に電圧として誘起されるようにして整流電流経路に帰還されるようになっている。換言すれば、図２２及び図２３の力率改善回路２０，２０Ａの場合のようにして、一次側直列共振回路のスイッチング出力が、整流電流経路に対して直接的に帰還される構成とはなっていない。
これにより、図２４及び図２５に示す電源回路では、図２２及び図２３に示した電源回路と比較して、二次側の直流出力電圧Ｅoの商用電源周期のリップル電圧が大幅に低減される。
【００３５】
次に、図２６に示す電源回路は、図２２及び図２４の電源回路と同様の基本構成を採る。つまり、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路はブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路であり、他励式によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、一次側の部分電圧共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータを備える。
【００３６】
そのうえで、図２６に示す力率改善回路２２においては、力率改善用トランスＶＦＴが設けられる。この力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とについて疎結合とされる所定の結合係数を有するようにして構成される。
【００３７】
力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ1は、この場合には、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1との間に対して直列に挿入される。つまり、一次側直列共振回路のインダクタンス成分に含まれるようにして設けられる。
力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列に接続される。そして、このスイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12による直列接続回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間の整流電流経路のラインに対して挿入する。
この場合、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、先に図２４に示した力率改善回路２１における三次巻線Ｎ3と高周波インダクタＬ10の機能を１つにまとめたものとして捉えることができる。つまり、磁気結合により一次側直列共振電流を電力回生して電圧として帰還するためのインダクタと、この帰還出力としての交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有する。
【００３８】
このようにして構成される力率改善回路２２においては、一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、この一次側直列共振回路に含まれるとされる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にスイッチング出力としての電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。
この場合、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された形態で、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されている。このために、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、一次側直列共振電流を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して整流電流経路に電圧帰還するようにしている。スイッチングダイオードＤ1は、この交番電圧の重畳分により整流電流をスイッチングするようにして動作する。このような動作が得られる結果、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率が改善されることになる。
【００３９】
また、図２７には、上記力率改善用トランスＶＦＴを備える力率改善の構成を、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路が倍電圧整流回路である場合に適用した形態を示している。なお、この図において図２６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図２７示す力率改善回路２２Ａにおいては、疎結合の力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、商用交流電源ＡＣの整流電流経路において、商用交流電源の正極ラインと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続されるようになっている。つまり、この場合にも、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、先に図２５に示した三次巻線Ｎ3と高周波インダクタＬ10とを１つにまとめた等価なものとして見ることができる。
【００４０】
従って、この力率改善回路２２Ａにおいても、図２６に示した力率改善回路２２と同様にして、力率改善用トランスＶＦＴにより一次側直列共振電流を電力回生して整流電流経路に対して電圧として帰還するように動作するものであり、この結果、力率改善が図られることになる。
【００４１】
そして、これら図２６及び図２７に示す力率改善回路２２，２２Ａにおいて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）は、疎結合の力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介するようにして、整流電流経路に電圧帰還されるようになっている。つまり、この構成によっても、図２２及び図２３の力率改善回路２０，２０Ａの場合のようにして、一次側直列共振回路のスイッチング出力を整流電流経路に対して直接的に印加させるような構成としてはいない。
これにより、図２４及び図２５に示す電源回路としても、図２２及び図２３に示した電源回路と比較して、二次側の直流出力電圧Ｅoの商用電源周期のリップル電圧が低減される。
【００４２】
【特許文献１】特開２００３−１８９６１５号公報
【特許文献２】特開２００３−１８９６２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４３】
上記のようにして、図２４〜図２７に示した電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3、あるいは疎結合の力率改善用トランスＶＦＴを備えた電力回生方式による力率改善の構成としていることで、一次側直列共振回路から商用交流電源ＡＣの整流電流経路へのスイッチング出力が直接的なものとならないようにすることで、二次側直流出力電圧Ｅoのリップルの低減を図っている。
しかしながら、このような構成の電源回路では、商用交流電源ＡＣの入力レベルが上昇して交流入力電圧ＶACのレベルが上昇傾向となるのに応じて、力率改善回路の動作により改善される力率の値が低下することが分かっている。
また、これらの電源回路においては、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷の負荷電力Ｐｏが軽負荷の条件となるのに従っても、力率の値が低下することが分かっている。
例えば、図２４〜図２７に示す電源回路について、最大負荷電力時において０．８程度以上の力率が得られるように設定したとすると、例えば最大負荷電力の１／２の値の負荷電力の条件では力率が０．７５以下に低下する。力率の低下傾向がこのようなものとなる場合、条件によっては力率が十分でなくなる場合が生じ得る。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、この二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
また、力率改善手段を備える。
そして、上記力率改善手段は、力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタから成る直列接続回路であって、整流平滑手段が形成する整流電流経路に対して直列に挿入される力率改善用直列接続回路を備える。また、高周波インダクタを被制御巻線として、この被制御巻線に対して密結合の状態で巻装される検出巻線と、制御巻線とが巻装される可飽和リアクタであって、制御巻線に流す直流電流である制御電流のレベルに応じて被制御巻線のインダクタンスを可変するように動作する制御トランスを備える。
また、上記商用交流電源のレベルに応じたレベルの上記制御電流を流すように動作する第１の制御電流生成回路と、上記被制御巻線から検出巻線に誘起される電圧レベルに応じたレベルの制御電流を流すように動作する第２の制御電流生成回路を備える。
そして、力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して一次側直列共振回路の端部を接続して形成することとした。
また、絶縁コンバータトランスについては、二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、磁束密度を所定以下となるように設定することとした。
【００４５】
上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータを備えていることになる。また、力率改善は、力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して一次側直列共振回路の端部を接続していることで、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して整流電流経路に対して帰還する電力回生方式により行う構成が採られる。
そのうえで、力率改善手段においては、高周波インダクタを被制御巻線とする制御トランスが備えられ、先ず上記した第１の制御電流生成回路により、商用交流電源（交流入力電圧）のレベルに応じてこの制御トランスの制御巻線に流す制御電流のレベルを可変するようにされる。つまり、このような第１の制御電流生成回路の動作により、高周波インダクタ（被制御巻線）のインダクタンスが可変されることになる。
このようにして力率改善手段において高周波インダクタ（被制御巻線）のインダクタンスが可変されることによっては、交流入力電圧レベルの変動に応じて、力率改善手段において得られるスイッチング出力の帰還量が制御されることを意味するが、この結果、力率改善手段により改善される力率値を、交流入力電圧レベルの変動に対して一定となるように制御することが可能になる。
また、この際、高周波インダクタとしては、上記のように一次側直列共振回路の端部が接続されることで、一次側直列共振回路のインダクタンスを形成するものとされるので、この場合は交流入力電圧レベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンスも変化するものとなる。そして、このように一次側直列共振回路のインダクタンスが変化されることで、一次側直列共振回路の共振周波数としても変化することとなり、これによって交流入力電圧のレベルに応じて一次側直列共振電流のレベルが制御されるものとなって、結果的に一次側直列共振電流のレベルが、交流入力電圧レベルの変動によらずほぼ一定となるように制御される。交流入力電圧レベルの変動に対して一次側直列共振電流のレベルが一定となれば、交流入力電圧レベルによらず二次側に伝達される電力を一定にすることができ、これによってＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系時とで動作可能なワイドレンジ対応の構成を実現できる。
また、上記制御トランスには、さらに検出巻線が巻装され、この検出巻線に誘起される電圧レベルに応じ、上記した第２の制御電流生成回路によっても上記制御巻線に流す制御電流のレベルを可変するようにされる。検出巻線に誘起される電圧は、高周波インダクタ（被制御巻線）に流れる電流に応じたものである。そして、上記もしたように高周波インダクタ（被制御巻線）には一次側直列共振回路が接続されることから一次側直列共振電流が流れるようにされる。一次側直列共振電流は、電流共振形コンバータのスイッチング出力であるから、負荷電流レベルに対応するレベル変化を示す。従ってこの場合、第２の制御電流生成回路の動作によっては負荷電流レベルに応じても高周波インダクタ（被制御巻線）のインダクタンスが可変されるものとなる。
このようにして負荷電流レベルに応じても高周波インダクタ（被制御巻線）のインダクタンスが可変されれば、力率改善手段により改善される力率値は、負荷変動に対しても一定となるようにされる。
さらに本発明では、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下とすることで、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにしている。二次側整流動作が連続モードとなることによっては、電力回生方式により力率改善を行う場合において、一次側直列共振回路に重畳される商用交流電源周期のリップルが低減するが、これは、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧が抑制されることにつながる。
【発明の効果】
【００４６】
このようにして本発明によっては、電流共振形スイッチングコンバータを基として電力回生方式により力率改善を図るスイッチング電源回路として、交流入力電圧（商用交流電源）レベルの変動と負荷変動とに対する力率の低下の問題と、二次側直流出力電圧に商用交流電源周期のリップルが重畳することの問題の両者を解決しているものである。
このような効果を得るのにあたっては、電力回生方式による力率改善の構成としては、高周波インダクタンスと力率改善用スイッチング素子の接続点に対して一次側直列共振回路の端部を直接的に接続するという最も簡略な構成を採ることができる。そのうえで、制御トランス及び制御電流生成回路を追加し、絶縁コンバータトランスについては、二次側直流出力電圧の変動にかかわらず二次側整流動作の連続モードが維持されるようにして、所要以下の磁束密度となるようにしている。つまり、追加部品などとしては、制御トランス及び制御電流生成回路に対応する部位のみであり、絶縁コンバータトランスについては、磁束密度設定のための変更でよく、回路規模の拡大とコストアップは最小限で収まっているということがいえる。
【００４７】
また、本発明のように商用交流電源（交流入力電圧）のレベルに応じて高周波インダクタ（被制御巻線）のインダクタンスを可変制御するように構成することによっては、一次側直列共振電流のレベルを交流入力電圧の変動に対して一定となるように制御することができ、これによってワイドレンジ対応の構成を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）として、第１の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される第１の実施の形態の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採るものとされる。
【００４９】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ（整流回路部）及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。この全波整流回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対して商用交流電源ＡＣの正極ラインを接続し、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に対して商用交流電源ＡＣの負極ラインを接続している。また、ブリッジ整流回路の正極出力端子は、力率改善回路１０におけるスイッチングダイオードＤ1−被制御巻線（高周波インダクタ）ＮRの直列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
なお、力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
【００５０】
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端にはブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力を平滑化した整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。また、この場合においては、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する４本の整流ダイオードには、低速リカバリ型を選定している。
【００５１】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５２】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５３】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、力率改善回路１０における被制御巻線ＮR（高周波インダクタ）と、高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
【００５５】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。上記した接続態様によればスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、この一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００５７】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、低圧巻線Ｎ4を巻装している。この低圧巻線Ｎ4には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が生じる。
低圧巻線Ｎ4に対しては、ダイオードＤ4、コンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続されており、この半波整流回路が整流平滑動作を行うことでコンデンサＣ4の両端電圧として低圧直流電圧Ｅ4を生成する。
発振・ドライブ回路２に対しては、抵抗Ｒ4により低圧直流電圧Ｅ4を所定レベルに設定して得られる動作電源を供給するようにしている。この抵抗Ｒ4と発振・ドライブ回路２の電源入力端子との間と、一次側アースとの間に挿入されるツェナーダイオードＺＤ4は、発振・ドライブ回路２に供給される動作電源の電圧が一定レベル以上を越えないようにするための保護回路を形成する。
【００５８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2としては、図のようにセンタータップを設けることで、このセンタータップを境界に、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに分割される。これら二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bとしては、それぞれ同じ所定のターン数を巻装するものとしている。
【００５９】
上記二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
そして、二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。ここでは、二次巻線Ｎ2A側の端部に整流ダイオードＤo1のアノードを接続し、二次巻線Ｎ2B側の端部に整流ダイオードＤo2のアノードを接続している。そして、これら整流ダイオードＤo1、Ｄo2の各カソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、この平滑コンデンサＣｏの負極端子側を二次側アースに接地している。なお、整流ダイオードＤo1，Ｄo2はスイッチング周期の交番電圧を整流するのに応じて、この場合には、高速型としてショットキーダイオードが選定される。
このようにして形成される二次側の両波整流回路により、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６０】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力量も変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
【００６１】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
前述もしたように、この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として磁気結合形の形式を採る。
【００６２】
力率改善回路１０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高速リカバリ型であるスイッチングダイオード（力率改善用スイッチング素子）Ｄ1のアノードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のアノードは、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。つまり、この場合には、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−被制御巻線ＮRの直列接続回路を挿入していることになる。ここで、被制御巻線ＮRは、電力回生方式による力率改善回路において、電力回生された一次側直列共振電流の帰還を受ける高周波インダクタとしての機能を有する。
【００６３】
力率改善回路１０内に備えられる制御トランスＰＲＴは、上記被制御巻線ＮRを巻装すると共に、この被制御巻線ＮRに対して、例えばその巻方向が直交するようにして制御巻線Ｎcを巻装して構成することで可飽和リアクタとして機能し、これにより、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流Ｉc）のレベルに応じて、自身におけるリーケージインダクタンスを可変する。
【００６４】
このような制御トランスＰＲＴにおいて、上記制御巻線Ｎcに流れる直流電流のレベルは、図示するトランジスタＱ12、Ｑ13、及び抵抗Ｒ13〜Ｒ18から成るようにされた、第１の増幅回路の増幅出力に応じて可変される。
この第１の増幅回路において、先ず抵抗Ｒ17と抵抗Ｒ18とは分割抵抗であり、これら抵抗Ｒ17−Ｒ18の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉの正極端子とスイッチング素子Ｑ1のドレインとの接続点と、一次側アースの間に直列に挿入される。
そして、抵抗Ｒ17と抵抗Ｒ18との接続点には、トランジスタＱ13のベースが接続される。このトランジスタＱ13のエミッタは、抵抗Ｒ16を介して一次側アースに接続される。また、トランジスタＱ13のコレクタは、図示するように抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ5との直列接続を介して、先に説明した低圧直流電圧Ｅ4と接続される。なお、これら抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ5の接続点と、一次側アースとの間に挿入されるツェナーダイオードＺＤ5は、制御電流Ｉｃが許容以上のレベルとならないように保護するために設けられる。
【００６５】
そして、上記トランジスタＱ13のコレクタには、一次側アースとの間に、図示するようにして抵抗Ｒ14と抵抗Ｒ15による直列接続回路が挿入され、さらに、これら抵抗Ｒ14と抵抗Ｒ15との接続点にはトランジスタＱ12のベースが接続されている。
このトランジスタＱ12のエミッタとしても一次側アースに接続される。そして、トランジスタＱ12のコレクタは、制御巻線Ｎcと上記した抵抗Ｒ5の直列接続を介して、低圧直流電圧Ｅ4と接続される。
【００６６】
このような構成による第１の増幅回路では、上記した抵抗Ｒ17−Ｒ18によって整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉのレベルに応じた直流電流が得られる。そして、このように得られる直流電流に応じたトランジスタＱ13、Ｑ12による増幅動作が行われ、その増幅出力としてのトランジスタＱ12のコレクタ電流が、低圧直流電圧Ｅ4から抵抗Ｒ5、制御巻線Ｎcを介するようにして流れるものとなる。つまり、この第１の増幅回路では、直流入力電圧Ｅｉのレベルに応じたレベルの制御電流Ｉcを、制御巻線Ｎcに流すように動作する。
【００６７】
また、この場合の制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルは、この制御トランスＰＲＴに巻装された、図示する検出巻線ＮDに得られる交番電圧レベルに応じても可変される。
この検出巻線ＮDとしては、上記した被制御巻線ＮRと同じとされる巻回方向により、この被制御巻線ＮRに対して密結合となるようにして制御トランスＰＲＴに巻装される。
【００６８】
この検出巻線ＮDの一端は一次側アースに接続され、他端は、整流用のダイオードＤ5のアノードと接続される。ダイオードＤ5のカソードはコンデンサＣ5の正極端子と接続されており、コンデンサＣ5の負極端子は一次側アースと接続される。つまり、ダイオードＤ5とコンデンサＣ5によっては半波整流回路が形成される。この半波整流回路によっては、検出巻線ＮDに得られた交番電圧ＶDを整流平滑化して直流化した電圧ＶD1を、コンデンサＣ5の両端電圧として得る。
【００６９】
そして、この電圧ＶD1が、図示するトランジスタＱ11、抵抗Ｒ10、抵抗Ｒ11、抵抗Ｒ12から成るようにされた、第２の増幅回路に入力される。
この第２の増幅回路において、抵抗Ｒ10はベース抵抗であって、コンデンサＣ5の正極端子とトランジスタＱ10のベースとの間に対して挿入される。抵抗Ｒ11は、ベースバイアス抵抗であり、トランジスタＱ11のベースと一次側アース間に接続される。トランジスタＱ11のコレクタは、制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎc−抵抗Ｒ5の直列接続を介して低圧直流電圧Ｅ4と接続される。これにより、第２の増幅回路の出力であるこのトランジスタＱ11のコレクタ電流は、低圧直流電圧Ｅ4から抵抗Ｒ5、制御巻線Ｎcを介して流れるものとなる。
つまり、このような構成により第２の増幅回路では、検出巻線ＮDに誘起される交番電圧レベルに応じたレベルの直流電流としての制御電流Ｉcを制御巻線Ｎcに流すようにされる。
なお、これら第１及び第２の増幅回路による制御電流Ｉcのレベル制御に伴う動作については後述する。
【００７０】
力率改善回路１０内において、上記したスイッチングダイオードＤ1と被制御巻線ＮRとの接続点に対しては、先にも述べたように一次巻線Ｎ1の一端が接続される。つまり、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(L1)）の端部が接続されていることになる。
【００７１】
フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング動作により生じるスイッチング周期の交番成分を吸収することでノーマルモードノイズを抑制するために設けられるもので、この場合には、スイッチングダイオードＤ1−被制御巻線ＮRの直列接続回路に対して並列に接続される。
【００７２】
このような力率改善回路１０の回路構成では、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(L1)）に得られるスイッチング出力が、力率改善回路１０において高周波インダクタとして機能する被制御巻線ＮRに対して直接的に伝達されるようになっている。これにより、力率改善回路１０においては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(L1)）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、高周波インダクタである被制御巻線ＮRによる磁気結合を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られているということがいえる。
【００７３】
図２及び図３は、力率改善回路１０の力率改善動作に対応する波形図である。ここで、図１に示す電源回路は、後に詳述もするように商用交流電源ＡＣの１００Ｖ系と２００Ｖ系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を採るものであり、図２では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の動作波形を示し、図３では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示している。
なお、これらの図に示す動作波形は、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗで一定の条件とした場合の結果を示すものである。
【００７４】
ここで、図２及び図３に示すようにして、交流入力電圧ＶACが入力される状態のもとでスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2がスイッチングを行っているものとする。これに応じて、上記したように力率改善回路１０側に対して一次側直列共振回路から電力回生が行われることになる。
これに伴い、力率改善回路１０におけるスイッチングダイオードＤ1と被制御巻線ＮRの接続点と一次側アース間の電位となる電圧Ｖ1は、図２及び図３に示すようにして、例えば整流平滑電圧Ｅｉに対して高周波インダクタである被制御巻線ＮRに得られる交番電圧成分が重畳して得られる波形となる。また、交流入力電流ＩACが導通してブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードにより整流が行われるとされる期間においては、電圧Ｖ1は、整流出力電圧分によるレベルの低下を生じる。
【００７５】
そして、高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1に対して上記した波形による電圧Ｖ1が印加されることで、スイッチングダイオードＤ1がオン／オフ（スイッチング）動作するようにされる。スイッチングダイオードＤ1は、整流電流経路に挿入されていることから、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値のピーク値が約１／２以上のときにも、このスイッチングダイオードＤ1によりブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から流れてくるとされる整流電流を断続して流す動作が得られる。
【００７６】
上記のようにしてスイッチングダイオードＤ1がスイッチング動作を行うことで得られる整流電流の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間よりも長いものとなっており、図２及び図３に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流出力電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られることとなる。
【００７７】
ここで、この場合の力率改善回路１０においては、先に説明した制御トランスＰＲＴ、及び第１の増幅回路を備えることで、上記のような動作によって改善される力率値を、交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定とするように制御が行われる。以下、この点について説明する。
先ず、上述もしたように第１の増幅回路においては、抵抗Ｒ17、Ｒ18を介して、直流入力電圧Ｅｉのレベルに応じた直流電流が入力される。そして、この直流電流に応じたコレクタ電流がトランジスタＱ13に流れることになる。
この際、トランジスタＱ13のコレクタは、先の説明によれば抵抗Ｒ14−Ｒ15の接続点を介してトランジスタＱ12のベースに対しても接続されていることから、トランジスタＱ13のコレクタ電流のレベルの上昇に伴っては、トランジスタＱ12のベース電流レベルは低下し、よってこのトランジスタＱ12のコレクタ電流としてもそのレベルが低下するようにされる。また、トランジスタＱ13のコレクタ電流レベルの低下に伴っては、トランジスタＱ12のベース電流レベルは上昇し、これによってＱ12のコレクタ電流のレベルは上昇する傾向となる。
つまりこの場合、直流入力電圧Ｅｉのレベルが上昇しトランジスタＱ13のコレクタ電流が上昇する場合には、トランジスタＱ12のベース電流が低下し、第１の増幅回路の出力となるトランジスタＱ12のコレクタ電流は低下するようにされる。また、直流入力電圧Ｅｉのレベルが低下してトランジスタＱ13のコレクタ電流も低下する場合には、トランジスタＱ12のベース電流が上昇してトランジスタＱ12のコレクタ電流も上昇するようにされる。
【００７８】
この結果、第１の増幅回路としては、直流入力電圧Ｅｉのレベルの上昇に応じては制御電流Ｉcのレベルを低下させるように動作し、直流入力電圧Ｅｉのレベルの低下に応じては制御電流Ｉcのレベルを上昇させるように動作するものとなる。
この際、直流入力電圧Ｅｉのレベルは、交流入力電圧ＶAC（つまり商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて変動することになるから、この場合は、交流入力電圧ＶACの上昇に応じては制御電流Ｉcのレベルが低下し、交流入力電圧ＶACの低下に応じては制御電流Ｉcのレベルを上昇させるように動作が行われていることになる。
【００７９】
可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴにおいては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルの低下に応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させるように動作する。
これによれば、上記のようにして交流入力電圧ＶAC（直流入力電圧Ｅｉ）のレベル上昇に応じて制御電流Ｉcのレベルが低下されるということは、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加するように制御が行われることになる。
【００８０】
力率改善回路１０内において高周波インダクタとして機能する被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加するということは、その分、一次側直列共振回路から帰還される或る一定量の電力に応じて被制御巻線ＮRとしてのインダクタに蓄積されるエネルギーも増加するもことになる。つまり、上記のようにして交流入力電圧ＶACの上昇に応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスが上昇されるということは、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて力率改善のための電力帰還量が増加するように制御が行われることになる。
このような制御が行われることによって、交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては力率が低下する傾向とされていたものが、上記のような電力帰還量の増加によってこれを改善する傾向とすることができ、この結果、交流入力電圧ＶACの変動に対して力率がほぼ一定となるように制御することが可能となる。
【００８１】
ところで、上記のようにしてインダクタンス制御が行われる被制御巻線ＮRに対しては、先にも説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ１とによる一次側直列共振回路が接続されている。そして、これによって一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流を、この被制御巻線ＮRを介して平滑コンデンサＣｉに流すように構成している。
このような接続形態によると、この場合の一次側直列共振回路としては、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング出力点から、平滑コンデンサＣｉの正極端子にわたって形成されているとみることができる。そして、このようにして一次側直列共振回路が形成されているとみた場合には、被制御巻線ＮRは、一次側直列共振回路において上記一次巻線Ｎ１に対して直列に挿入されていることになり、従って一次側直列共振回路のインダクタンス成分を形成するものとみることができる。
【００８２】
このことを踏まえると、上記のようにして直流入力電圧Ｅｉ（つまり交流入力電圧ＶAC）のレベルの上昇に伴って被制御巻線ＮRのインダクタンスが上昇するということは、交流入力電圧ＶACの上昇に伴い、一次側直列共振回路のインダクタンスの値も上昇させるように制御が行われていることになる。
そして、このように一次側直列共振回路のインダクタンスが上昇することによっては、一次側直列共振回路の共振周波数としても変化するようにされ、これによって一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流のレベルにも変化が生じることになる。
【００８３】
実施の形態では、このような被制御巻線ＮRのインダクタンスの可変制御に伴う一次側直列共振電流レベルの制御によって、ワイドレンジ対応の構成を実現している。
つまり、先に説明した交流入力電圧ＶACのレベル変動に対する力率一定化制御のための被制御巻線ＮRのインダクタンス可変制御動作を利用して、同時にワイドレンジ対応化の動作も実現するようにしているものである。
【００８４】
図４、図５は、このような被制御巻線ＮRのインダクタンス可変制御を利用したワイドレンジ対応化の動作について説明するための動作波形図である。
これらの図では、図１に示したスイッチング素子Ｑ2の両端に生じる電圧ＶQ2と、同じくスイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2の波形をそれぞれ示し、図４では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の各波形を、また図５では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の各波形を示している。なお、これらの図においても、負荷電力はＰｏ＝１００Ｗで一定とした。
【００８５】
先ず、各図に示される電圧ＶQ2の波形によっては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング周期が表されている。すなわち、電圧ＶQ2が０レベルとなる期間はスイッチング素子Ｑ2がオンとなり、またピークレベルとなる期間はスイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間を表している。そして、この場合は、先にも述べたようにスイッチング素子Ｑ2とスイッチングＱ1とは交互にオン／オフされることから、スイッチング素子Ｑ1側に生じる電圧ＶQ1（図示せず）としては、この電圧ＶQ2と正負が反転された波形として得られることになる。
なお、これら図４、図５に示される交流入力電圧ＶAC＝１００時、ＶAC＝２３０Ｖ時においては、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング周期はほぼ同等とされているものとする。
【００８６】
また、図示するスイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2によるスイッチング出力を示す波形となる。そして、一方のスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力をスイッチング電流ＩQ1（図示せず）とすると、このスイッチング電流ＩQ1の波形としては、スイッチング電流ＩQ2の波形に対して位相が１８０°ずれた上で、正負が反転された波形として得られることになる。
このことから、これらスイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2との合成成分である一次側直列共振電流Ｉｏとしては、図示するピークレベルＰQ2（絶対値としての）を正／負のピークレベルとする正弦波状の波形として得られるものとなる。換言すれば、図示するスイッチング電流ＩQ2の波形は、このような一次側直列共振電流Ｉｏの半波の期間の波形を示すものである。
【００８７】
そして、図４に示されるスイッチング電流ＩQ2、及び電圧ＶQ2の波形を参照してわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における一次側直列共振電流Ｉｏは、スイッチング電流ＩQ2としてのその半波の波形が、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間内にほぼ収まるようにされている。このことら、この場合の電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して、スイッチング周期と一次側直列共振回路の共振周波数がほぼ一致するように一次側直列共振回路の定数（Ｌ1、Ｃ1、及び被制御巻線ＮRのインダクタンス）が設定されていることが理解できる。
【００８８】
このようにして、ＡＣ１００Ｖ系時においてスイッチング周期と一次側直列共振回路の共振周波数がほぼ一致するようにされている条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの入力が行われたとする。
先ず、このようなＡＣ２００Ｖ系に対応した入力による交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては、上記もしたように一次側直列共振回路を形成するインダクタンスが増加するように制御が行われる。
ここで、一次側直列共振回路のインダクタンスの上昇に伴っては、一次側直列共振回路の共振周波数としては低下する傾向となる。つまり、交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては、一次側直列共振回路の共振周波数が低下するように制御が行われることになる。
そして、このように共振周波数が低下することによっては、一次側直列共振回路に得られる共振波形（つまり、一次側直列共振電流Ｉｏの波形の基となる波形）としては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもその周期がより大きくなるようにされる。
また、上記のような交流入力電圧ＶACレベルの上昇に伴っては、一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベルとしても上昇傾向となるべきものとなる。
【００８９】
しかしながら、この際、上述したようにしてＡＣ１００Ｖ系時と２００Ｖ系時とでスイッチング周波数がほぼ同等とされた場合を想定してみると、これに対応してＡＣ２００Ｖ系時において実際に得られる一次側直列共振電流Ｉｏの波形としては、図５に示されるスイッチング電流ＩQ2の波形を参照してわかるように、共振波形としての正弦波の半波部分がスイッチング素子がオンとなる期間に収まらずに、その半波のピークレベルに到達する前に０レベルに立ち下がるような略鋸歯状の波形として得られることになる。
このようにして、共振波形に基づく正弦波のピークレベル到達前に０レベルに立ち下がるような鋸歯状波形とされることで、この場合のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルＰQ2（つまり一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベル）としては、本来得られるべきレベルよりも低下するようにされる。つまりこの場合、交流入力電圧ＶACの上昇に対応しては、一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベルの上昇が抑制されるように制御が行われていることになる。
そして、このように交流入力電圧ＶACの上昇に応じて一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベルの上昇が抑制されれば、交流入力電圧ＶACのレベル変動に対しても、一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定となるように制御することができる。
【００９０】
このようにして、交流入力電圧ＶACのレベル変動によらず一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定となるようにすることができれば、この一次側直列共振電流Ｉｏに応じて二次側に励起される電力レベルとしても、交流入力電圧ＶACのレベル変動によらずほぼ一定となるようにすることができる。
つまりこれにより、結果的にＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで二次側に励起される電力レベルを同等とすることができ、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現される。
【００９１】
なお、これまでの説明からも理解されるように、この場合力率一定化のためには、交流入力電圧ＶACの上昇に対して力率が低下する傾向に対し、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させるように制御が行われる。
そして、ワイドレンジ対応化の場合においても、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて一次側直列共振電流レベルが増加する傾向に対し、交流入力電圧ＶACの上昇に対して被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させる制御が行われるべきものとなる。
このようにして、両者の実現のために行われるべき制御が同じ傾向となることから、この場合はそれぞれの制御を被制御巻線ＮRのインダクタンスについての可変を行う共通の制御系により行うことが可能となる。つまり、換言すれば、力率の一定化とワイドレンジ対応化の両者を、交流入力電圧ＶACに応じた被制御巻線ＮRのインダクタンス可変を行う１つの制御系のみを構成することによって実現することができるものである。
【００９２】
また、図１に示される力率改善回路１０においては、上記のような交流入力電圧ＶACの変動に応じた制御に加えて、第２の増幅回路と制御トランスＰＲＴとによる動作に伴って負荷変動に応じても力率をほぼ一定とするように制御が行われる。このことについて説明する。
先ず、先にも説明したように、制御トランスＰＲＴにおいては、被制御巻線ＮRに対して密結合となるようにして検出巻線ＮDが巻装されているので、検出巻線ＮDには、被制御巻線ＮRに生じる交番電圧に応じたレベルの交番電圧ＶDが誘起されることになる。上記もしたように被制御巻線ＮRは、一次巻線Ｎ1と平滑コンデンサＣｉとの間にて挿入されているインダクタとなるので、一次側直列共振電流に応じたレベルの電流が流れ、従って被制御巻線ＮRの両端には一次側直列共振電流に応じたレベルの電圧が得られる。
そして、一次側直列共振電流のレベルは、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷に流れる負荷電流レベルに応じて変化する。つまり、これによって検出巻線ＮDに誘起される電圧ＶDのレベルは、負荷電流レベルを示していることになる。本実施の形態においては、二次側直流出力電圧Ｅoは安定化されるので、負荷電流レベルがそのまま負荷電力値として得られることになる。つまり、検出巻線ＮDによっては、負荷電力を検出しているということがいえる。なお、以降において、検出巻線ＮDの両端電圧ＶDについては検出電圧ＶDともいうことにする。
【００９３】
検出電圧ＶDは、前述もしたように半波整流回路（Ｄ5、Ｃ5）により直流化されてトランジスタＱ11を備えて成る第２の増幅回路に入力される。第２の増幅回路は、増幅出力としての直流電流を制御電流Ｉｃとして制御巻線Ｎｃに流すようにされる。
【００９４】
負荷電力が小さく（軽く）なるほど負荷電流レベルは減少する。従って、負荷電流に対応するレベル変化を示す一次側直列共振電流としても負荷電力が小さく成るのに応じてそのレベルが減少するから、検出巻線ＮDにより得られる検出電圧ＶDのレベルも、負荷電力が小さくなるのに応じて低下する。このことから、制御巻線Ｎｃに流れる直流電流である制御電流Ｉcのレベルも、負荷電力が小さくなるのに応じて低下していく傾向となる。
【００９５】
制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉｃのレベルが低下すれば、可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴは、被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させるように動作する。つまりこの場合、負荷電力の低下に伴っては、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加するように制御が行われるものである。
上述もしたように、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加することによっては、その分一次側直列共振回路から帰還される電力の帰還量が増加する傾向となるから、負荷電力の低下に応じては、力率が改善傾向となるように制御が行われる。
つまり、これにより負荷電力が軽負荷となるのに従って力率が低下する傾向とされていたものが、これを改善する傾向に制御が行われるものとなり、これによって負荷電力変動にかかわらず力率が一定となるように制御することができる。
【００９６】
このようにして、負荷変動に対する力率の一定化制御としても、力率改善回路１０内に設けられた被制御巻線ＮRのインダクタンスの可変制御によって行われているものである。
このようなことから、実施の形態の電源回路の構成によれば、先に説明した交流入力電圧ＶACの変動に対する力率一定化制御、交流入力電圧ＶACの変動に対する一次側直列共振電流の一定化制御（つまりワイドレンジ対応化）と、この負荷電力の変動に対する力率一定化制御の計３つの制御について、それぞれの実現のために必要となるインダクタンス可変素子を被制御巻線ＮRの１つに共通化できることが理解される。
このような共通化を実現できるのは、力率改善回路として一次側直列共振電流を直接的に帰還するように構成し、この帰還を受ける高周波インダクタを被制御巻線ＮRとして巻装した制御トランスＰＲＴを設けた構成としたことによる。
【００９７】
図６、図７は、図１に示す電源回路の特性として、制御電流Ｉcと力率の変化特性を示している。図６では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する各特性について示し、図７では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対する各特性について示している。そして、図６においては、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時の特性を実線により示し、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の特性を破線により示している。さらに図７では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線によりそれぞれ示している。
【００９８】
先ず、図６によると、交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、Ｐｏ＝２５Ｗ時で共に制御電流ＩCのレベルは低下するようにされている。そして、このような制御電流レベルの低下に伴って、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加する結果、力率が一定となるように制御されていることが示されている。
このことから、交流入力電圧ＶACの変動については、先に説明した第１の増幅回路を含む制御系の動作によって力率ＰＦが一定に制御されていることが理解される。
なお、図中矢印により示すＣ２は、交流入力電圧ＶACを同じ値としたときの、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、Ｐｏ＝２５Ｗ時にそれぞれ得られる制御電流Ｉcのレベルの差を示している。交流入力電圧ＶACが同じ値であれば第１の増幅回路を含む制御系により制御電流Ｉcレベル（制御電流ＩC1）は変化されないから、このＣ２は、Ｐｏ＝１００Ｗ〜２５Ｗの範囲での制御電流Ｉcレベル（制御電流ＩC2）の可変幅を示すものとなる。
【００９９】
また、図７によると、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時及びＶAC＝２３０Ｖ時では、制御電流Ｉcのレベルは、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷）の変動に対して直線的に低下していることがわかる。そして、このようにして負荷電力Ｐｏの低下に伴って制御電流Ｉcレベルを低下させる第２の増幅回路を含む制御系の動作が行われることで、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加することにより、力率ＰＦとしては、図示するように負荷変動に対しても一定となるようにされる。
そして、実験によれば、この場合の力率ＰＦとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時に、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜１０Ｗの範囲で力率ＰＦ＝０．８３で一定となる結果が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２５Ｗの範囲で同じく力率ＰＦ＝０．８３で一定となる結果が得られた。
このような特性であれば、最大から最小とされる負荷電力の変動範囲に対しても充分な力率が得られるものとなり、例えば電源高調波歪規制値も充分なマージンを持ってクリアすることができる。
【０１００】
なお、この場合の図中矢印により示すＣ１は、負荷電力Ｐｏを同じ値としたときの交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時にそれぞれ得られる制御電流Ｉcのレベルの差を示すものとなる。つまり、このＣ１としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲での制御電流Ｉcレベル（制御電流ＩC1）の可変幅を示すものである。
そして、この場合における制御電流Ｉc自体の可変幅としては、図示するようにして０〜１６０ｍＡとされている。
【０１０１】
ここで、参考として、これまでに説明してきた力率改善回路１０に備えられる制御トランスＰＲＴの構造例について、次の図８〜図１０を参照して説明する。
先ず、図８に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。なお、この場合において、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２は、互いに同一サイズ形状のものを用いることができる。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
【０１０２】
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、先ず、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧを形成していない２本の磁脚に巻き付けるようにして、被制御巻線ＮRを所定ターン数（巻数）巻装する。また、この場合には、被制御巻線ＮRと密結合となるようにして、検出巻線ＮDも所定ターン数により巻装するようにされる。
制御巻線Ｎcは、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１２側において、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして、所定ターン数を巻装するようにされる。
【０１０３】
上記のようにして被制御巻ＮR（検出巻線ＮD）、及び制御巻線Ｎcを巻装することで、被制御巻線ＮR（検出巻線ＮD）の巻回方向は、制御巻線Ｎcの巻回方向に対して直交することになる。つまり、いわゆる直交型トランスとしての構造が得られる。
このような直交型トランスの構造とされることで、制御トランスＰＲＴは、制御巻線Ｎｃに流れる直流電流（制御電流Ｉc）の増加により磁気飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。そして、可飽和リアクタとされることで、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスが変化するようにされる。
【０１０４】
また、制御トランスＰＲＴの他の構造としては、図９に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１２のままとするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１１に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ１３として組み合わせて形成することもできる。なお、このコア構造においても、図８の制御トランスＰＲＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。
このコア構造に対して、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）については、シングルコの字型コアＣＲ１３におけるギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻装することとし、一次巻線Ｎ1は、シングルコの字型コアＣＲ３においてギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻き付けるようにして巻装するようにされる。
制御巻線Ｎcについては、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１２の磁脚端部側の位置にて、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして巻装するようにされる。
この場合にも、制御巻線Ｎｃと、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）の組とが、互いの巻き方向が直交するようにされ、直交型トランスとしての構成が得られる。
【０１０５】
また、制御トランスＰＲＴは、上記したダブルコの字型コア、若しくはシングルコの字型コアを用いる他に、図１０に示す形状のコアを用いた構造としてもよい。
先ず、図１０に示す制御トランスＰＲＴでは、２つの半目字型コアＣＲ２１，ＣＲ２２を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの平面型の目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、このうち、内側２本の磁脚が対向する各面について、所定長のギャップＧ，Ｇを形成する。
そして、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）は、一方の半目字型コアＣＲ２１における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。
制御巻線Ｎcは、は、他方の半目字型コアＣＲ２２における１本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数を巻装する。
【０１０６】
このような制御トランスＰＲＴの構造では、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）が巻回される外側磁脚と、制御巻線Ｎcが巻回される外側磁脚とが互いに異なるようにされているが、この関係としては、図８及び図９に示したように巻回方向を直交させたのと等価となる。従って、この図１０に示す構造によっても、制御トランスＰＲＴは、可飽和リアクタとして機能することになる。
【０１０７】
ここで、図８に示した制御トランスＰＲＴを例とした場合には、制御トランスＰＲＴについては、具体的に次のようにして各部を選定して構成するようにされる。
先ず、コアサイズとしては、図８に示すａ×ｂ×ｃのサイズについて、16ｍｍ×16ｍｍ×23ｍｍとする。このように制御トランスＰＲＴのサイズとしては相当に小型となる。そして、ギャップＧ＝２５μｍ、被制御巻線ＮR＝２５Ｔ、検出巻線ＮD＝１Ｔ、制御巻線Ｎｃ＝１０００Ｔを選定するようにされる。先の図６、図７に示した特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成部品の定数について、後述するようにして選定したうえで、制御トランスＰＲＴについては、上記した各部の選定値とした場合に得られたものである。
【０１０８】
ところで、上記図１に示す電源回路の力率改善回路１０の基本構成としては、磁気結合型による電力回生方式として、先に図２２（及び図２３）に示した力率改善回路２０（２０Ａ）と同様の構造を採る。つまり、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））の端部を、高周波インダクタである被制御巻線ＮRの端部に直接的に接続することで磁気結合型としての形式を成して力率改善を図る構成となっている。このような構成では、先に述べたようにして、一次側直列共振電流に対して商用交流電源周期のリップルが重畳する結果、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳する商用交流電源周期のリップルが大きくなる。本実施の形態では、この点につき、下記のようにして対策することとしている。
【０１０９】
先に、先行技術として示した図２２〜図２７の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合係数ｋについてｋ＝０．８５となるように設定している。この結合係数は、密結合ではないものの比較的高い結合度を有しているということがいえる。また、図２２〜図２７の電源回路では、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図るようにされている。
このような構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対して、重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
【０１１０】
図２２（及び図２３）に示す電源回路において二次側整流平滑電圧Ｅｏに重畳するリップルが増加するのは、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて比較的高い結合係数を設定していることで、二次側直流出力電圧の変動に応じて二次側整流動作が不連続モードとなる環境となっていることがその原因の根本となっている。この環境の下で、力率改善回路２０，２０Ａのように、一次側直列共振回路の端部を直接的に高周波インダクタと接続する形式をとっていることで、上記リップルの増加が無視できない程度に大きなものとなる。
このことは、換言すれば、負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず、二次側整流動作として連続モードが維持されるようにすれば、その原因が無くなるのであるから、上記した二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の増加を有効に抑制できるということを意味する。
【０１１１】
そこで本実施の形態としては、図１に示す電源回路において次のような構成を採ることとしている。
図１１は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1（及び低圧巻線Ｎ4）を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【０１１２】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【０１１３】
さらに、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、図２２〜図２７に示した電源回路よりも低くなるように、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝１０Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。
また、この場合における絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアには、ＥＥＲ−３５型を選定するとともに、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスと一次側直列共振回路を形成する一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０２７μＦを選定することとしている。
【０１１４】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ1、二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下して、図２２〜図２７に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンスは増加する。
【０１１５】
ちなみに、図２２〜図２７に示した先行技術としての電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてはＥＥ型コアのギャップについては1mm以下とされ、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしては、５Ｖとなるようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との巻数の設定が行われていたものであり、これにより、結合係数ｋ＝０．８５程度の結合度を得ていたものである。
【０１１６】
上記図１１に示した構成による絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた、図１に示す回路の動作について、図１２の波形図により説明する。
図１２の波形図は、一次側スイッチングコンバータにおけるスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2と、二次側両波整流回路において、平滑コンデンサＣｏに流入するとされる整流電流Ｉsを示している。この整流電流Ｉsが示されるラインは、両波整流回路を成す二次側整流ダイオードＤo1，Ｄo2の各カソードの接続点と、平滑コンデンサＣｏの正極端子の間のラインであり、従って、二次側整流電流経路において、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧が正極／負極の両期間において整流電流が流れるラインとなる。
【０１１７】
前述もしたように、図１に示す電源回路ではスイッチング周波数制御方式により安定化を図るが、重負荷の条件となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じて、スイッチング周波数を低くするように制御する。図１２の波形図としては、負荷状態として、ほぼ最大負荷電力の状態の動作に対応するものとされる。つまり、スイッチング周波数としては、制御範囲においてほぼ最低となっているものである。
図１２に示す電圧ＶQ2は鋸歯状波とされているが、この鋸歯状波形の周期が先にも説明したようにスイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応している。つまり、スイッチング素子Ｑ2のオン期間は鋸歯状波が０レベルとなる期間であり、一方の所定レベルでクランプされている期間がスイッチング素子Ｑ2がオフとなるオフ期間である。また、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互となるタイミングでオン／オフされ、その両端電圧はこの電圧ＶQ2を１８０°移相させたものとなる。
【０１１８】
また、二次側の整流電流Ｉsの波形は、上記したスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2の周期タイミングに応じて、正極性側の半波の正弦波が続く波形となっている。このような波形は、例えば二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期で、整流ダイオードＤo1により整流された整流電流が正極性で流れ、他方の半周期で整流ダイオードＤo2により整流された整流電流が正極性で流れる、という動作が繰り返されることで得られる。
そして、この場合において、上記のようにして流れる整流電流Ｉsとしては、隣り合う半波の正弦波の間に、０レベルが継続する電流不連続期間を生じていないことが分かる。つまり、整流電流Ｉsは連続的に流れている状態となっている。
このようにして、本実施の形態としては、例えば重負荷、もしくは交流入力電圧ＶACの低下に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが低下したことで、スイッチング周波数が低くなるようにして制御されているときにも、二次側整流電流としては連続モードが得られていることになる。
【０１１９】
上記のようにして重負荷（及び低交流入力電圧）の条件でも連続モードが得られているのは、これまでの説明から理解されるように、ギャップ長の設定により絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所要値にまで低下させてより疎結合の状態とし、また、例えば二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧レベルも所要以下となるようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻数（ターン数）設定を行い、これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに生じる磁束密度を所要以下にまで低下させたことにより得られるものである。
【０１２０】
そして、このようにして、重負荷、低交流入力電圧の状態においても連続モードが得られているということは、負荷変動、交流入力電圧変動等による二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、常に連続モードで二次側の整流動作が行われるということになる。
これにより、本実施の形態のようにして、電力回生方式による力率改善回路として、一次側直列共振回路のスイッチング出力が、高周波インダクタ（被制御巻線ＮR）に対して直接的に供給されるような帰還経路とする構成を採った場合においても、一次側直列共振電流に重畳される商用交流電源周期のリップルの増加は、大幅に抑制されることになる。
これは、二次側整流動作が連続モードとなることで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることが主たる要因である。また、これと共に、先の図１１にて説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度（結合係数）を所要以下としたことで、一次側から二次側への電力伝送にも変化が生じ、その分、上記一次側直列共振電流に生じる商用交流電源周期のリップル成分についての、二次側への伝送強度が少なくなることにもよる。
【０１２１】
この結果、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧のレベルも低下することとなって、二次側の平滑コンデンサのキャパシタンスを従来と同等にまで増加させる必要もなくなる。つまり、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を容易に実現できることになる。例えば図２２及び図２３に示す電源回路では、力率改善回路を備えない場合と比較して、上記リップル電圧は、５倍〜６倍の増加となっていたが、本実施の形態では２倍未満にまで抑えられる。リップルがこの程度にまで抑制されれば実用上は何ら問題はなくなる。
具体的には、図１に示す電源回路を基として力率改善回路１０を省略した構成では、上記リップル電圧は１５ｍＶが計測されたのに対して、図１に示すままの力率改善回路１０を備える構成の電源回路では２０ｍＶが計測された。
本実施の形態では、このようなリップルの抑制を、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴに三次巻線Ｎ3を巻装したり、あるいは、力率改善用トランスＶＦＴを設けることなく、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの構造により実現しているということがいえる。つまり、回路部品の追加がないものであり、特に回路の拡大やコストアップすることなくリップルの抑制効果が得られているといえる。
【０１２２】
また、回路の図示は省略するが、上記のようにして、負荷変動、交流入力電圧ＶACのレベル変動にかかわらず二次側の両波整流動作を連続モードとしたことで、二次側の整流回路としては、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として用いた巻線電圧検出方式の同期整流回路を備えることで、二次側における電力損失を有効に低減することが可能になる。この点について説明する。
【０１２３】
前述もしたように、スイッチング周波数制御方式を採る電源回路として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして従来通りの結合係数ｋ＝０．８５程度による結合度を設定した場合には、例えば重負荷の傾向となったり、あるいは、交流入力電圧ＶACが低下傾向にあるときに、二次側の両波整流回路に流れる二次側整流電流が連続して流れない不連続モードとなる。
このような不連続モードの状態は、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような状態であるといえる。そして、このように整流電流が短期間で流れることで、このときの整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が比較的大きなものとなってしまう。
スイッチング周波数制御方式を採ったうえで、二次側整流回路として例えばショットキーダイオードなどの高速型の整流ダイオード素子を備える通常の両波整流回路とした構成では、このような不連続モードとされることによる整流ダイオードの導通損により、二次側においても相応の電力損失が生じていたものである。
【０１２４】
そこで、このような整流ダイオードの導通損による二次側の電力損失を低減するための技術の１つとして、二次側両波整流回路について、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子とする同期整流回路とすることが知られている。例えば、ショットキーダイオードなどと比較すれば、トレンチ構造によるＭＯＳ−ＦＥＴなどのほうが、オン抵抗ははるかに小さい。従って、二次側整流回路を同期整流回路とすることで、整流素子における導通損を低減し、二次側の電力損失を低減することが可能となる。
【０１２５】
このような同期整流回路としては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２（二次巻線Ｎ2A、Ｎ2B）に得られる交番電圧を検出する抵抗素子等を設け、その検出電圧により整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動するようにされる。これは、巻線電圧検出方式ともいわれる。この巻線電圧検出方式は、駆動回路としては、基本的には、二次巻線に流れる電流を検出する抵抗素子を備えればよいために、回路構成が簡略になるという利点がある。
【０１２６】
しかしながら、不連続モードの状態では、平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降も、その不連続期間で一次巻線Ｎ１に同極性による一次側直列共振電流が流れていることから、二次巻線Ｎ2の誘起電圧としてもその極性が反転することはなく、この期間ではＭＯＳ−ＦＥＴは完全にオフにならずにオン状態を維持する。
そして、このように平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降もＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態とされることにより、この期間では整流電流として逆方向の電流が流れて、この逆方向電流による無効電力が生じてしまう。
このことから、巻線電圧検出方式を採る同期整流回路の場合、整流素子における導通損は低減されるものの、上記のような逆方向電流による無効電力の発生によって、全体として電力変換効率の有効な向上を図ることは難しい。
【０１２７】
そこで、上記したような逆方向の整流電流による無効電力の発生の問題を解消する技術としては、整流電流検出方式による同期整流回路が知られている。この整流電流検出方式は、二次側の平滑コンデンサＣｏに充電される整流電流が０レベルになる前にＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる技術である。
【０１２８】
このための回路構成としては、例えば二次巻線Ｎ2に流れる電流（整流電流）をカレントトランスなどにより検出するようにされる。カレントトランスにより検出された電流は、電圧（検出電圧）として出力されるが、この検出電圧を、コンパレータにより所定の基準電圧と比較するようにされる。
ここで、平滑コンデンサＣｏへ充電するようにして整流電流が流れ始めると、この整流電流がカレントトランスにより検出されて、この整流電流レベルに応じた検出電圧がコンパレータに入力される。コンパレータでは、基準電圧と検出電圧とを比較して、例えば検出電圧が基準電圧を越えるとＨレベルを出力する。このＨレベルの出力がバッファからオン電圧として、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに対して印加され、ＭＯＳ−ＦＥＴをオンさせる。これにより、整流電流がＭＯＳ−ＦＥＴのソース→ドレイン方向により流れることになる。
そして時間経過に応じて整流電流のレベルが低下し、これに応じて、カレントトランスの出力である検出電圧が基準電圧よりも低くなると、コンパレータは出力を反転させる。この反転出力がバッファを介して出力されることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲート容量を放電させて、そのＭＯＳ−ＦＥＴをオフとする。
【０１２９】
このような動作とされることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴは、整流電流が０レベルとなる前のタイミングでオフされることになる。これにより、巻線電圧検出方式による同期整流回路のようにして、整流電流が不連続となる期間において、ＭＯＳ−ＦＥＴに逆方向電流が流れることが無くなって無効電力が生じなくなり、その分の電力変換効率は高くなる。
【０１３０】
しかし、上記した整流電流検出方式の同期整流回路では、上記説明からも分かるように、１つのＭＯＳ−ＦＥＴに対応して、少なくとも１組のカレントトランスと、このカレントトランスの出力によりＭＯＳ−ＦＥＴを駆動するための比較的複雑な駆動回路系が必要となる。これにより、回路構成が複雑になり、これが製造能率の低下、コストアップ、回路基板サイズの拡大などにつながるという不都合が生じる。
特に、例えば図１に示した電源回路のように、電流共振形のスイッチングコンバータの構成を基本としている場合、同期整流回路としても両波整流回路とする必要がある。従って、上記したカレントトランス及び駆動回路系は、半波の期間ごとに対応して２組必要とされることになり、上記した問題がさらに大きくなる。
【０１３１】
このようにして、二次側整流動作として不連続モードとなる状態があることを前提として、同期整流回路を採用することを考えると、巻線電圧検出方式と整流電流検出方式とでは、そのメリットがトレードオフの関係にならざるを得ない。つまり、巻線電圧検出方式のほうが、電力変換効率の面で不利ではあるが、回路構成は簡略となる。これに対して、整流電流検出方式のほうは、無効電力が生じないので電力変換効率の面では有利であるが、回路構成が複雑になる。換言すれば、二次側整流動作として不連続モードとなる条件が存在する以上、例えば電力変換効率のことを考慮して同期整流回路を採用しようとしても、整流電流検出方式を採らざるを得ないために、回路構成が複雑化するという問題を抱えることになってしまう。
【０１３２】
しかしながら、本実施の形態としては、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成とすることで、負荷変動及び交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側の両波整流動作を連続モードとしている。
そこで、図１に示す電源回路の二次側整流回路として、巻線電圧検出方式による同期整流回路を備えたとしても、上記のようにして常に連続モードが得られていることで、電流不連続期間の無効電力が生じることはないということになる。
つまり、図１に示す電源回路の場合には、二次側整流回路について巻線電圧検出方式の同期整流回路を備えることとすれば、簡単な回路構成として回路規模の拡大を抑制し、さらにコストアップを避けるようにしていながら、なおかつ、電流不連続期間の無効電力に起因する電力変換効率の低下の問題が有効に解消されることになる。
【０１３３】
続いて、図１３には、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
この図に示す電源回路は、先の第１の実施の形態の電源回路に備えられる力率改善回路１０の形式を、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路が倍電圧整流回路である場合に適用した構成とされる。なお、この図において図１と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【０１３４】
この図に示す力率改善回路１１においては、倍電圧整流回路を形成するものとして、整流ダイオードＤ11，Ｄ12（第１の整流素子，第２の整流素子）、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2（第１の平滑コンデンサ，第２の平滑コンデンサ）を備える。
また、力率改善のためには、制御トランスＰＲＴ、フィルタコンデンサＣNを備える。また、整流平滑電圧Ｅｉ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じた制御電流Ｉc（制御電流Ｉc1）を得るための第１の増幅回路（Ｑ12、Ｑ13、Ｒ13〜Ｒ18、Ｒ5，ＺＤ5）、検出巻線ＮDの両端電圧（検出電圧ＶD）に応じた制御電流Ｉcを得るための半波整流回路（Ｄ5，Ｃ5）、第２の増幅回路（Ｑ11，Ｒ10〜Ｒ12）を備える。また、力率改善用のスイッチング素子としては、上記整流ダイオードＤ11，Ｄ12を備える。つまり、この場合における整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、倍電圧整流回路において整流出力を得るための整流ダイオードとしての機能と、整流電流をスイッチングする力率改善用スイッチング素子としての機能を兼ねる。整流ダイオードＤ11，Ｄ12は、整流電流をスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周期でスイッチングするので、高速型のダイオード素子として、高速リカバリ型を選定するようにされる。
また、制御トランスＰＲＴは、第１の実施の形態と同様のコア及び巻線の巻回構造（図３〜図５参照）により、制御巻線ＮR、検出巻線ＮD、及び制御巻線Ｎcが巻装された可飽和リアクタとして構成される。この場合にも、制御巻線ＮRと検出巻線ＮDは密結合とされる。
【０１３５】
なお、第２の実施の形態の電源回路としては、このように倍電圧整流回路の構成を前提とするものであり、従って第１の実施の形態の場合のようなワイドレンジ対応の構成は採らないようにされているものとして以下の説明を続ける。
【０１３６】
この場合、商用交流電源ＡＣに対して設けられるコモンモードノイズフィルタとしては、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びフィルタコンデンサＣLから成るものとされて図示するようにして商用交流電源ＡＣのラインに対して接続される。
【０１３７】
この力率改善回路１１において、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRは、所定の巻線位置に対してタップが設けられることで、巻線部ＮR1（第１インダクタ部：第１巻線部），ＮR2（第２インダクタ部：第２巻線部）の２つの巻線部に分割することとしている。
被制御巻線ＮRの巻線部ＮR1側の端部は、上記コモンモードノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣの一方のラインに対して接続される。被制御巻線ＮRのタップ（巻線部ＮR1，ＮR2との接続点となる）は、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ11のカソードは平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続され、整流ダイオードＤ12のアノードは、一次側アースと接続される。
【０１３８】
２組の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は直列接続される。そのうえで、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子は、上記もしているように整流ダイオードＤ11のカソードと接続され、また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン側とも接続される。平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースと接続される。平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と平滑コンデンサＣｉ2の正極端子との接続点は、コモンモードノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣのもう一方のラインに対して接続される。
フィルタコンデンサＣNは、被制御巻線ＮRにおける巻線部ＮR1側の端部と商用交流電源ＡＣとのラインとの接続点と、平滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の接続点との間に挿入される。
そして、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1)）の端部は、巻線部ＮR2を介して整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して接続される。
【０１３９】
上記した接続形態により構成される力率改善回路１１内において形成される倍電圧整流回路は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が一方の半周期となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→巻線部ＮR1→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉ1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣの経路で整流電流が流れる。つまり、整流ダイオードＤ11が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ1がその整流出力を平滑化することで、平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧として、商用交流電源ＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧を生成する。
同様に、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が他方の半周期となる期間においては、商用交流電源ＡＣ→（ＣＭＣの巻線）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ12→巻線部ＮR1→（ＣＭＣの巻線）→商用交流電源ＡＣの経路で整流電流が流れる。つまり、整流ダイオードＤ12が商用交流電源ＡＣを整流し、平滑コンデンサＣｉ2がその整流出力を平滑化することで、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧として、商用交流電源ＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧を生成する。
【０１４０】
これにより平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧としては、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが直流入力電圧として後段のスイッチングコンバータに供給される。
また、上記説明に依れば、巻線部ＮR1としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の半周期ごとに形成される整流電流経路において、共通となるラインに挿入されているものとなる。
【０１４１】
そして、力率改善回路１１においては、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードとの接続点に対して、巻線部ＮR2を介して一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））の端部が接続されている。これにより、力率改善回路１１としても、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生し、高周波インダクタである被制御巻線ＮR（ＮR1）の磁気結合を介して、さらに整流ダイオードＤ11または整流ダイオードＤ12の整流電流経路を経て平滑コンデンサＣｉに帰還するという動作が得られるものとなる。
つまり、この力率改善回路１１としても磁気結合形の電力回生方式による力率改善の動作が得られているものである。
【０１４２】
また、力率改善回路１１においても、先の図１の回路の場合と同様の第１の増幅回路、第２の増幅回路、及び検出巻線ＮDが巻装された制御トランスＰＲＴから成る制御系を備えることで、力率改善回路１０の場合と同様に交流入力電圧ＶACと負荷電力との双方の変動に対して力率が一定となるように制御される。
【０１４３】
さらに、図１３に示す力率改善回路１１の構成によると、被制御巻線ＮRにおいては、巻線部ＮR2側にて、一次側直列共振回路のスイッチング出力が入力される動作と、巻線部ＮR1側にて、電力回生されたスイッチング出力に商用交流電源が重畳される動作とが複合的に得られることになる。巻線部ＮR1，ＮR2は、本来は１つの部品素子として構成されるインダクタの巻線にタップを形成することで分割されたものであるから、巻線部ＮR1，ＮR2は直列接続の関係にあって、相互に密結合である。従って、上記した巻線部ＮR1，ＮR2の動作は、これら巻線部ＮR1，ＮR2が密結合となっている状態下で行われるものとなる。
【０１４４】
このような動作が得られる結果として、被制御巻線ＮRを含む力率改善回路１１にて流れるとされる整流電流は、より完全な正弦波形状に近づくことが実験で確認された。そして、このようにして整流電流が正弦波状となるのに応じて、交流入力電流ＩACとしても、同様にしてほぼ完全な正弦波状に近づくこととなる。これによっては、交流入力電流ＩACの波形において発生しているとされる、９次、１１次、１３次などの、高次、かつ、奇数次の歪みレベルが低減されることになる。
例えば上記したような高奇数次の歪みは、電源高調波歪み規制が規定する規制値に対するマージンを小さくしてしまうという不都合を生じる可能性があるが、このような力率改善回路１１としての構成を採れば、交流入力電流ＩACの波形がより完全な正弦波状となるために、上記しているような電源高調波歪規制が規定する規制値に対するマージンを充分に得ることが可能となる。そして、このような効果を得るのにあたっては、力率改善のための構成として特に部品素子を追加することなく、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRとしてのインダクタについてタップを設けたうえで、図１３に示されるように、力率改善回路１１内において接続を行えばよい。
【０１４５】
上記説明による力率改善回路１１の力率改善動作に対応する波形図を、図１４及び図１５に示す。
この場合、図１３に示す電源回路は、図１に示した電源回路と異なり交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗの条件に対応するものする。そのうえで、図１４では、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の動作を示し、図１５は負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の比較的軽負荷とされる条件での動作を示している。
ここでも、図１４及び図１５に示すようにして交流入力電圧ＶACが入力される状態のもとでスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2がスイッチングを行っているものとする。これに応じて、一次側直列共振回路から力率改善回路１１に対してスイッチング出力を電力回生して帰還する動作が得られることになる。
これに応じて、整流ダイオードＤ12の両端電圧Ｖ1は、図１４及び図１５に示すようにして、整流ダイオードＤ12が非導通とされる期間（スイッチング停止期間）ではスイッチング周期の交番電圧が重畳し、整流ダイオードＤ12の導通期間（整流電流をスイッチングする期間）では、所定レベルでクランプされる波形となる。なお、整流ダイオードＤ11の両端電圧は、整流ダイオードＤ12の両端電圧Ｖ1に対してほぼ相似形で、１８０°移相されるような波形となる。
【０１４６】
そして、交流入力電流ＩACとしては、整流ダイオードＤ11，Ｄ12がそれぞれ整流電流についてスイッチングを行なう期間に対応して流れるものとなるが、これまでの説明からも理解されるように、この交流入力電流ＩACの導通角としては、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されたものとなっており、力率改善が図られていることになる。
さらに、前述もしたように、実際の詳細な交流入力電流ＩACの波形としては、力率改善回路について被制御巻線ＮRを分割しないで完全に整流電流経路に挿入する構成とした場合と比較して、奇数次高調波成分の振幅が抑制され、より半波の正弦波に近い波形形状が得られているものである。
なお、力率改善回路１１において被制御巻線ＮRを分割しない回路形態を得るには、整流ダイオードＤ11のカソードと，整流ダイオードＤ12のアノードとの接続点を、被制御巻線ＮRのタップではなく、直列共振コンデンサＣ1と接続するようにすればよい。
【０１４７】
また、図１６及び図１７に、力率改善回路１１における力率ＰＦの安定化特性を示す。図１６は、交流入力電圧ＶACの変動（負荷電力Ｐｏは固定）に対する力率ＰＦ、制御電流Ｉcの変化特性を示す。図１７は、負荷電力変動（交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで固定）に対する力率ＰＦ、制御電流Ｉcの変化特性を示す。また、図１６において、各特性は実線が負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の、また破線が負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗで一定とした場合の結果を示している。
先ず、図１６に示されるようにして、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの変動に対して、制御電流Ｉcのレベルは、この場合も負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時及びＰｏ＝２５Ｗ時で共に直線的に低下している。そして、このようにして制御電流Ｉcが可変制御されるのに応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスが変化する結果、この場合も力率ＰＦは交流入力電圧ＶACの変動によらず一定となるように制御されることがわかる。
そして、このような交流入力電圧ＶACの変動に対しては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、Ｐｏ＝２５Ｗ時で共にＶAC＝８５〜１４４Ｖの範囲で力率ＰＦ＝０．８０という実用上充分な力率で一定とすることができる結果が得られた。
【０１４８】
また、図１７における交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗから最小負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷）の変動に対しては、制御電流Ｉcのレベルはこの場合も直線的に低下する。このような制御電流Ｉcの可変制御に応じて、力率ＰＦは負荷変動に対しても一定となるように制御され、この場合は負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗの範囲で、同様にＰＦ＝０．８０で一定となる結果が得られている。
なお、この場合の制御電流Ｉcレベルの可変範囲としては、５ｍＡ〜７５ｍＡとされている。
【０１４９】
このような結果から、第２の実施の形態の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝８５〜１４４Ｖの範囲と、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗの範囲との比較的広範囲の変動に対して、力率を実用上充分とされるレベルで一定となるように制御できることがわかる。
【０１５０】
また、図１３に示す電源回路においても、先の図１１により説明した構成による絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えることで、二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず二次側整流動作として連続モードが維持されるようにしているもので、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳するリップルが２倍未満に低減される。なお、図１３に示す回路を基として力率改善回路１１を省略した電源回路では上記リップルは１５ｍＶが計測されたのに対して、図１３に示すままの力率改善回路１１を備える電源回路では２０ｍＶが計測された。
また、二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず二次側整流動作として連続モードが維持されるようにしていることで、巻線電圧検出方式による同期整流回路を備えれば、簡略とされる回路構成でありながら、二次側における電力損失を有効に低減することが可能とされる。
【０１５１】
図１３に示す電源回路としては、要部については例えば下記のようにして定数を設定するようにされる。先の図１４〜図１７に示される結果は、下記の定数を設定して実験して得たものとされる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアについてＥＥＲ−４０を選定し、ギャップＧについては1.6mmとした。また、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝１０Ｔとした。これにより、結合係数ｋ＝０．７５が得られる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ1には０．０１８μＦを選定した。
制御トランスＰＲＴとして図８の構成を採用することとした場合には、コアサイズとしては、図８に示したａ×ｂ×ｃのサイズについて、第１の実施の形態と同様に16ｍｍ×16ｍｍ×20ｍｍ、ギャップＧ＝２５μｍ、検出巻線ＮD＝１Ｔ、制御巻線Ｎｃ＝１０００Ｔを選定することができる。そのうえで、被制御巻線ＮRについては、巻線部ＮR1＝１３Ｔ、巻線部ＮR2＝５Ｔとなるようにして分割している。
【０１５２】
ところで、図１３に示す力率改善回路１１の変形例として、図示による説明は省略するが、被制御巻線ＮRを分割するのに代えて、一次巻線Ｎ1を分割することで、上記と同様にして、交流入力電流ＩACの波形を依り完全な正弦波に近づけてより良好な力率改善結果を得るようにすることも可能である。
このような構成においては、先ず、一次巻線Ｎ1の所定の巻線位置にタップを施して一次巻線部Ｎ1A，Ｎ1Bに分割する。この場合、被制御巻線ＮRは分割されない。そして、上記タップを、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードの接続点に対して接続する。また、一次巻線Ｎ1の一次巻線部Ｎ1B側の端部を被制御巻線ＮRと接続する。これにより、倍電圧整流回路の整流電流経路において、交流入力電圧ＶACの一方の半周期では、整流ダイオードＤ11−一次巻線部Ｎ1B−被制御巻線ＮRの直列接続回路が挿入され、交流入力電圧ＶACの他方の半周期では、整流ダイオードＤ12−一次巻線部Ｎ1B−被制御巻線ＮRの直列接続回路が挿入されるようにする。つまり、一次巻線部Ｎ1B−被制御巻線ＮRの直列接続回路を、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の半周期ごとに形成される整流電流経路において共通となるラインに挿入する。
また、この場合、一次側直列共振回路としては、整流ダイオードＤ11のアノードと整流ダイオードＤ12のカソードの接続点に対して一次巻線部Ｎ1Aの端部が接続されることになるので、一次側直列共振コンデンサＣ1は、一次巻線Ｎ1の一次巻線部Ｎ1Aの端部と、スイッチング出力点との間に挿入するようにされる。
【０１５３】
図１３に示す力率改善回路１１の場合、被制御巻線ＮRにタップを施して形成される巻線部ＮR1（第１インダクタ部），ＮR2（第２インダクタ部）のうち、巻線部ＮR2は整流電流経路内には挿入されてはいないものの、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1を介して直列接続される関係にある。従って、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分として機能するものとされていた。そして、巻線部ＮR2は、密結合の関係にあるとされる巻線部ＮR1に対して、一次側直列共振回路のスイッチング出力を伝達するようにしており、これにより、力率改善回路１１内で、スイッチング出力に商用交流電源を重畳させる電力回生動作を得ていたものである。
【０１５４】
これに対し、力率改善回路１１の構成として上記のように一次巻線Ｎ1を分割して一次巻線部Ｎ1A，Ｎ1Bを形成した場合においても、一次巻線部Ｎ1Bは、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分を有するものであり、高周波インダクタである被制御巻線ＮRと直列接続されていることで、被制御巻線ＮRに対してほぼ密結合とすることができる。なお、このことは、一次巻線部Ｎ1Bのインダクタンスが、力率改善のための高周波インダクタを成すインダクタンス成分の一部であるとみてよいことを意味する。そして、このような関係が得られているもとで、一次巻線部Ｎ1Bから被制御巻線ＮRに対してスイッチング出力を伝達することで、図１３に示すままの力率改善回路１１と同様の電力回生動作が得られることになる。
このような動作からすれば、図１３に示すままの力率改善回路１１における巻線部ＮR1と巻線部ＮR2との関係は、一次巻線Ｎ1を分割した場合の被制御巻線ＮR（第１インダクタ部）と一次巻線部Ｎ1B（第２インダクタ部）の関係と等価であるということがいえる。
【０１５５】
先に説明したように、力率改善回路１１における巻線部ＮR1、巻線部ＮR2の動作によって、整流電流はより完全な正弦波形に近づくものであり、これに応じて交流入力電流ＩACも完全な正弦波形に近づく。一次巻線Ｎ1を分割した構成においても、このような動作が被制御巻線ＮRと一次巻線部Ｎ1Bにより得られるものであり、従って、奇数高調波の歪みがレベルが抑制されることとなって、より完全な正弦波に近づくことになる。
なお、このような被制御巻線ＮRを分割した力率改善回路の構成、あるいは一次巻線Ｎ1を分割して得られる巻線部を利用した力率改善回路の構成は、図１に示した第１の実施の形態の電源回路にも適用できるものである。
【０１５６】
図１８は、本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示した回路図である。
第３の実施の形態の電源回路は、先の図１の回路と同様に商用交流電源ＡＣについての整流平滑回路を全波整流回路とする。その上で、図示する力率改善回路１２として、図１の回路の力率改善回路１０ではスイッチングダイオードＤ1−制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続回路において、被制御巻線ＮRの一端を平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続していたものを、図示するようにスイッチングダイオードＤ1のカソードを平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続するようにしたものである。
このような接続形態によれば、一次側直列共振電流Ｉｏを帰還する経路としては、スイッチングダイオードＤ1を介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路と、被制御巻線ＮR→フィルタコンデンサＣｎを介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路との、２つの経路が形成されるものとなる。
この場合の電力回生は、ダイオードを介しても行われるものであり、ここではそのような構成をダイオード結合方式と呼ぶこととする。
なお、この図１８では、図１に示した抵抗Ｒ17−Ｒ18に得られる整流平滑電圧Ｅｉのレベルに応じて制御電流Ｉcレベルを制御する第１の増幅回路系と、検出巻線ＮDの検出電圧レベルに応じて制御電流Ｉcレベルを制御する第２の増幅回路系とを、力率制御回路１３として示している。
また、図１８の回路における他の部分については、図１の場合と同様とされることから、ここでは同一の符号を付して説明を省略する。
【０１５７】
この場合の力率改善回路１２による力率改善動作に対応する波形図を、図１９に示す。
なお、この図に示す結果を得るにあたっては、図１８の回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ＥＥＲ−３５型コア、ギャップＧ＝1.6mm、結合係数ｋ＝０．７５
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝１０Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２７μＦ
・制御トランスＰＲＴ・・・図８に示したａ×ｂ×ｃのサイズについて16ｍｍ×16ｍｍ×23ｍｍ、ギャップＧ＝２５μｍ、制御巻線Ｎｃ＝１０００Ｔ、被制御巻線ＮR＝１８Ｔ
【０１５８】
図１９において、ここでも、図示するようにして交流入力電圧ＶACが入力される状態のもとでスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2がスイッチングを行っている。これに応じて、一次側直列共振回路から力率改善回路１２に対してスイッチング出力を電力回生して帰還する動作が得られる。
そして、被制御巻線ＮRとスイッチングダイオードＤ１のアノードの接続点と一次側アースの間に得られる電圧Ｖ1としては、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力電圧成分に対して、スイッチング出力に応じた交番電圧が重畳されたような波形が得られる。この場合の電圧Ｖ１のピークレベルは、図示するようにして整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされている。
【０１５９】
このような電圧Ｖ１の印加により、この場合もスイッチングダイオードＤ1が整流電流を断続するようにしてスイッチング動作を行うようにされる。これによりスイッチングダイオードＤ１には、図示する波形による電流Ｉ1が流れるものとなる。
【０１６０】
また、この図では、被制御巻線ＮRに流れる電流ＩRの波形も示されている。
ここで、この場合は、先にも説明したように一次側直列共振電流Ｉｏを帰還する経路として、スイッチングダイオードＤ１を介した経路と、この被制御巻線ＮRを介した経路との２つの経路が形成される。
これによると、スイッチングダイオードＤ１のスイッチング動作が行われずに上記した電流Ｉ1が流れない期間には、図示するように電流ＩRにはスイッチング周期による交番波形が得られ、この期間には被制御巻線ＮRを介する経路にのみ一次側直列共振電流Ｉｏが流れることになる。そして、スイッチングダイオードＤ１がスイッチング動作を開始すると、電流Ｉ１と電流ＩRとを比較してわかるように、一次側直列共振電流Ｉｏは徐々にスイッチングダイオードＤ１側にも分流していくことがわかる。
このようにして、この場合の一次側直列共振電流Ｉｏは、スイッチングダイオードＤ１がスイッチング動作を行う期間に応じて、スイッチングダイオードＤ１側の経路と被制御巻線ＮR側の経路とに分流して流れるものとなっている。
なおこの場合、図示する電流Ｉ１のピークレベル（Ａp）と電流ＩRの正負のピークレベル間のレベル（Ａp-p）とは、同じ１４Ａが得られている。このようなことからも、電流Ｉ1と電流ＩRとは、同じ一次側直列共振電流Ｉｏが分流して得られるものであることが理解できる。
【０１６１】
そして、上記のようにして得られる電流ＩRの波形おいて、交番波形により示す一次側直列共振電流Ｉｏの成分は、フィルタコンデンサＣｎを介して流れることで平滑コンデンサＣｉに流入する。従ってこの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉを介して流れる整流電流としては、この電流ＩRから交番波形を取り除いて得られる波形にほぼ対応したものが得られることになる。
このような整流電流の波形が得られることに応じて、交流入力電流ＩACとしても図示するような波形により流れるものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通期間は、電流ＩRから交番波形を除いた部分の導通期間とほぼ一致した期間が得られるものである。
なお、図示するようにこの場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは９Ａｐが得られる。
【０１６２】
そして、この場合もスイッチングダイオードＤ１は、交流入力電圧ＶACのレベルがそのピークレベルの１／２以上となる期間にスイッチング動作を行って整流電流を流すようにされており、この場合の整流電流の導通角は力率改善回路を備えない場合よりも拡大されたものとなる。このように整流電流の導通角が拡大されたものとなれば、交流入力電流ＩACの導通角としても拡大され、これによって図１８の回路としても力率の改善が図られる。
【０１６３】
なお、図１９にも示したように、ダイオード結合形の構成を採る第３の実施の形態の場合では、スイッチングダイオードＤ１に印加される電圧Ｖ１は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧にスイッチング出力に応じた交番電圧が重畳された波形となるので、そのピークレベルは整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされるものとなる。
これに対し、図１に示した磁気結合形の場合では、スイッチングダイオードＤ１に印加される電圧Ｖ１は、先の図２、図３においても説明したように整流平滑電圧Ｅｉに対してスイッチング出力に応じた交番電圧成分が重畳されたものとなることから、そのピークレベルは整流平滑電圧Ｅｉのレベルを超えるものとなる。
図１８の回路の場合の電圧Ｖ１は、図１９の波形を参照してわかるように、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力電圧のピークレベルは整流平滑電圧Ｅｉのレベルを超えることはない。そして、この整流出力電圧に重畳される交番電圧成分としても、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング出力としてはそのピークレベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされることから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを超えることはない。このため図１８の回路の場合では、電圧Ｖ１のピークレベルは整流平滑電圧Ｅｉのレベルを超えるものとはならない。
【０１６４】
このようなことから、図１８に示すダイオード結合形の構成を採るものとすれば、スイッチングダイオードＤ１に印加される電圧Ｖ１のレベルを、図１に示した磁気結合形の構成とする場合よりも低下させることができる。
そして、これによれば、スイッチングダイオードＤ1として図１の回路の場合よりも低耐圧品を選定することができ、その分回路製造コストとしても削減を図ることができる。具体的には、図１の回路の場合では６００Ｖの耐圧品を用いていたものが、図１８の回路の場合では４００Ｖの耐圧品を選定することができるようになる。
【０１６５】
図２０、図２１は、図１８に示す電源回路の力率改善特性として、整流平滑電圧Ｅｉ、制御電流Ｉc、力率の変化特性を示している。
図１８の回路としても、図１の回路の場合と同様に交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動と、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対応する構成とされる。図２０では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時における交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する各特性について示している。また図２１では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対する各特性について示し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性を実線、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の特性を破線によりそれぞれ示している。
なお、これらの図に示される実験結果としても、図１８の回路の各部を先の図１９にて説明したものと同様に選定して得られたものである。
【０１６６】
先ず、図２０において、この場合も交流入力電圧ＶACの上昇に伴って、制御電流Ｉcのレベルは低下するようにされる。そして、このような制御電流レベルの低下に伴って、被制御巻線ＮRのインダクタンスが増加する結果、力率ＰＦが一定となるように制御されていることが示されている。つまり、交流入力電圧ＶACの上昇に伴う整流平滑電圧Ｅｉのレベル上昇に応じ、制御電流Ｉcレベルが低下されるように制御が行われていることで、力率が一定となるように制御が行われているものである。
【０１６７】
また、図２１によると、この場合も交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時及びＶAC＝２３０Ｖ時において、制御電流Ｉcのレベルは負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷）の変動に対しても低下する。そして、このような負荷電力Ｐｏの低下に伴った制御電流Ｉcレベルの低下に応じ、力率ＰＦが一定となるようにされていることがわかる。なお、この場合の制御電流Ｉcの制御範囲は７０ｍＡ〜０Ａとなる。
そして実験によれば、この場合の力率ＰＦは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時に、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜５Ｗの範囲で力率ＰＦ＝０．８０で一定となる結果が得られた。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２０Ｗの範囲で同じく力率ＰＦ＝０．８０で一定となる結果が得られた。
このような特性であれば、最大から最小とされる負荷電力の変動範囲に対しても充分な力率が得られるものとなり、例えば電源高調波歪規制値も充分なマージンを持ってクリアすることができる。
なお、図２１において、整流平滑電圧Ｅｉとしては、Ｐｏ＝２５Ｗ付近から無負荷までの低下に対しては若干上昇する傾向が得られ、１００Ｗまでの上昇に対してはほぼ一定となる。
【０１６８】
また、図示による説明は省略したが、実験によれば、ダイオード結合形の構成を採る図１８の回路では、磁気結合形による図１の回路の場合よりもAC→DC電力変換効率が０．４％程度向上する結果得られている。
これは、ダイオード結合形の場合では、上記もしたように一次側直列共振電流Ｉｏを分岐して流すことができるため、その分効率よく平滑コンデンサＣｉに対して電力回生を行うことができることによると考えられる。ちなみに、図１８の回路のAC→DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００ＶではηAC→DC＝９０．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０ではηAC→DC＝８６．８％が得られた。
【０１６９】
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてであるが、コア形式などをはじめとして、その構造については、所要以下の磁束密度となるようにされていれば、適宜変更されて構わない。
また、例えば、上記各実施の形態としてのスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータにも適用できる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子（Ｑ1,Ｑ2）としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
さらには、力率改善回路としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電力回生（帰還）方式による回路形態を基とした構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１７０】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態の電源回路における要部の動作波形として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の動作波形を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路における要部の動作波形として、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示す波形図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対する力率の変動特性と、制御巻線に流れる制御電流レベルの変動特性とを示した特性図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路の負荷変動に対する力率、制御電流の各変動特性について示した特性図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路において得られるワイドレンジ対応化の動作について説明するための波形図として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の動作波形を示す波形図である。
【図７】第１の実施の形態の電源回路において得られるワイドレンジ対応化の動作について説明するための波形図として、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示す波形図である。
【図８】実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図９】実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図１０】実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図１１】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図１２】実施の形態の電源回路における、重負荷時の二次側両波整流回路の整流動作を示す波形図である。
【図１３】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】第２の実施の形態の電源回路の力率改善動作（最大負荷電力時）に対応する要部の動作を示す波形図である。
【図１５】第２の実施の形態の電源回路の力率改善動作（軽負荷時）に対応する要部の動作を示す波形図である。
【図１６】第２の実施の形態の電源回路についての力率の安定化特性として、交流入力電圧変動に対する制御電流及び力率の特性を示す図である。
【図１７】第２の実施の形態の電源回路についての力率の安定化特性として、負荷電力変動に対する制御電流及び力率の特性を示す図である。
【図１８】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１９】第３の実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。
【図２０】第３の実施の形態の電源回路についての特性図として、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、制御電流、力率の特性を示す図である。
【図２１】第３の実施の形態の電源回路についての特性図として、負荷電力変動に対する整流平滑電圧、制御電流、力率の特性を示す図である。
【図２２】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２６】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１７１】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、１０，１１，１２  力率改善回路、１３  力率制御回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｄ11，Ｄ12  整流ダイオード（高速リカバリ型）、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）  二次巻線、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｄ1  スイッチングダイオード、ＰＲＴ  制御トランス、ＮR  被制御巻線（高周波インダクタ）、ＮR1，ＮR2  巻線部、ＮD  検出巻線、制御巻線  Ｎｃ、Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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