(57)【要約】【課題】  正確な直交検波が可能なディジタル直交検波復調器を提供する。【解決手段】  変換手段１２は、複素信号であるＩ，Ｑ成分を取り出す。さらに、マッピングの逆である複素信号Ｉ＋ｊＱからディジタル信号を取り出すデマッピングを行うことで、受信信号からディジタル信号が取り出せる。サンプリング手段１１では、アナログ／ディジタル変換で、受信信号をサンプリング周期毎にディジタル信号に変換する。タイミング制御手段１３では、サンプリングをＩ，Ｑ成分が変化しない期間に行うように、サンプリングクロックを制御する。【選択図】      図１
2005210303.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波の位相または振幅またはその両方が変化するように変調してディジタル情報を伝送する変調波を受信信号とし、サンプリング手段が周期が同じで位相が異なる２つのサンプリングクロックｆsa，ｆsbによってサンプルして、変換手段が２つのサンプル値Ｓa，Ｓbを変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑに変換して出力するディジタル直交検波復調器において、
該サンプリング手段のサンプリングクロックのタイミングを制御するタイミング制御手段を、具備することを特徴とするディジタル直交検波復調器。 
【請求項２】
前記直交する２成分Ｉ，Ｑの出力からフレーム同期用シンボル列を検出するフレーム同期部をさらに含み、
前記タイミング制御手段は
該フレーム同期部をモニタし、
該フレーム同期部のモニタ情報に基づいて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックfsa，fsbのタイミングを制御することを、特徴とする請求項１記載のディジタル直交検波復調器。
【請求項３】
前記直交する２成分Ｉ，Ｑの出力から誤り訂正用の符号を復調する誤り訂正符号復調部をさらに含み、
前記タイミング制御手段は
該誤り訂正符号復調部をモニタし、
該誤り訂正符号復調部のモニタ情報に基づいて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックfsa，fsbのタイミングを制御することを、特徴とする請求項１記載のディジタル直交検波復調器。
【請求項４】
前記タイミング制御手段は
受信信号を、成分Ｉ，Ｑが一定である期間オーバーサンプルして、オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncを出力するオーバーサンプリング手段と、
該オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncから絶対値のピーク値Sp0,Sp1,…,Spm 、およびそのタイミングを検出するピーク検出手段と、
全てのピーク値Sp0,Sp1,…,Spmの値を比較するピーク比較手段とを含み、
ピーク値の比較結果が同一となるように、前記サンプリングクロックｆsa，ｆsbのタイミングを制御することを特徴とする請求項１記載のディジタル直交検波復調器。
【請求項５】
前記タイミング制御手段は
受信信号を、成分Ｉ，Ｑが一定である期間オーバーサンプルして、オーバーサンプル値S0,S1,…, Sncを出力するオーバーサンプリング手段と、
該オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncの和の絶対値
【数１】
2005210303.tif 000009
を計算し、同位相で複数の周期分の絶対値Smの和Σm Sm を計算する演算処理手段とを含み、
該複数の周期分の絶対値の和Σm Sm が最小となるように、前記サンプリングクロックfsa，fsbのタイミングを制御することを特徴とする請求項１記載のディジタル直交検波復調器。
【請求項６】
前記変換手段は、前記オーバーサンプリング手段から出力されるオーバーサンプル値S0 ,S1,…,Sncのうち、前記成分Ｉ，Ｑが一定である期間の中間でのオーバーサンプル値に基づいて、直交する２成分Ｉ、Ｑに変換して出力することを特徴とする請求項４または５記載のディジタル直交検波復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相、振幅またはその両方によって情報を伝送する変調波信号を復調するための検波復調器に関し、特にｎ相位相変調波または振幅変調波等からなる中間周波数信号を直接サンプルして得られたデータに補正を加えることによって、直交した振幅出力または位相出力を得るディジタル直交検波復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ディジタル通信方式やディジタル放送方式では、図１０に示すような構成が一般的に使用されている。送信側で、伝送するディジタル情報は、情報源１０１から送信機１０２に音声、画像、テキスト情報等のディジタル情報として入力される。送信機１０２は、誤り訂正符号化部１０３、直交変調器１０４、無線部１０５およびアンテナ１０６を含む。入力されるディジタル情報は、誤り訂正符号化部１０３で誤り訂正符号化される。誤り訂正符号化されたディジタル情報は、直交変調器１０４で直交位相変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）や直交振幅変調（ＱＡＭ： Quadrature Amplitude 
Modulation）等の直交変調を受けて伝送用の信号となる。直交変調された信号は、無線部１０５でＲＦ帯域まで周波数アップコンバージョンされ、アンテナ１０６から電磁波として送信される。必要に応じてセキュリティの観点から暗号化等を行う場合もある。
【０００３】
直交変調器１０４は、ディジタル信号を複素信号Ｉ＋ｊＱに変換するマッピング部と、このＩ，Ｑ成分を同じ周波数で互いに直交する波に乗せて合成する変調部とから構成されている。ＱＰＳＫの場合には、ディジタル信号を絶対値が一定で位相が異なる４つのＩ，Ｑ成分にマッピングする。ＱＡＭの場合には、絶対値と位相との両方が異なるＩ，Ｑ成分にマッピングする。たとえば、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭでは、それぞれ１６点、６４点のマッピングとなる。
【０００４】
受信側の受信機１１０では、受信電磁波をチューナー部１１１で周波数ダウンコンバージョンして、直交検波復調部１１２で直交検波を行い、さらに誤り訂正復号化部１１３で誤り訂正符号化されているディジタル信号を復号化して、元のディジタル情報を取り出す。ディジタル情報通信では、９０度位相差がある２つのキャリアで信号を変調する直交変調がよく使用されている。したがって、受信側では、一つの受信波から９０度位相差がある２つのキャリアで変調された成分を復調・検波する必要がある。この復調・検波を直交検波と呼ぶ。
【０００５】
直交検波復調部１１２では、チューナー部１１１の受信信号から直交する波に乗った成分を取り出すことで、複素信号であるＩ，Ｑ成分を取り出す。さらに、マッピングの逆として、複素信号Ｉ＋ｊＱからディジタル信号を取り出すデマッピングを行うことで、受信信号からディジタル信号が取り出すことができる。
【０００６】
大容量で情報を伝送する場合には、さらに符号分割多重（ＣＤＭＡ：Code Division
Multiple Access）方式でスペクトラム拡散したり、直交周波数多重（ＯＦＤＭ:
Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式で周波数多重化、両方の併用等が行われる。このような、誤り訂正処理符号・復号、直交変・復調、符号分割多重化・復号、直交周波数多重化・復号などの処理は、中心周波数が０となる周波数帯域（ベースバンドと呼ばれる）で処理されるので、ベースバンド処理と呼ばれる。受信機１１０側における直交検波復調部１１２は、チューナー部１１１で中間周波数帯域に周波数ダウンコンバージョンされた受信信号から、ベースバンド処理において重要なＩ，Ｑ成分を取り出すものであり、受信信号と誤り訂正復号化部１１３などのベースバンド信号の処理部をつなぐ重要な役割を担っている。
【０００７】
代表的な直交変調による信号発生方式の一つである位相シフト法では、ベースバンド信号に対して、広帯域に渡り、９０度移相を行うヒルベルト変換器(Hilbert Transformer、ＨＴ)が用いられる。ヒルベルト変換器 は、アナログフィルタおよびディジタルフィルタのいずれでも構成することができる。しかし、信号のディジタル化に伴い、ヒルベルト変換器はディジタルフィルタによるものが主流となっている。この場合、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ、ＦＩＲ（Finite Impulese Response）フィルタのいずれでも実現することができる。ＩＩＲフィルタは低次で実現することができるが、位相特性を近似問題で解くため、位相誤差が生じやすい。そこで、直線位相特性を示すため位相誤差が生じないＦＩＲフィルタがよく用いられている。しかし、ＦＩＲフィルタは乗算器や加算器を多用するため、次数が高次となると回路規模が大きくなる問題点がある。
【０００８】
図１１は、ヒルベルト変換を用いないディジタル直交検波復調部として提案されている直交検波復調部の構成を示す（たとえば、特許文献１参照。）。直交検波復調部１１２には、サンプリング手段１２１と変換手段１２２とが含まれる。サンプリング手段１２１では直交変調波をサンプリングし、変換手段１２２ではサンプリング手段１２１によるサンプリングされたデータを変換して、直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する。
【０００９】
周波数ｆc の搬送波の位相または振幅またはその両方の変化によって情報を伝送する変調波を復調する場合に、サンプリング手段１２１は、この変調波を周期が同じで位相が異なる２つのサンプリングクロックｆsa，ｆsbによってサンプルしてサンプル値Ｓa，Ｓb を出力する。変換手段１２２は、サンプル値Ｓa，Ｓb から変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する。変換手段１２２は、サンプリングクロックｆsa，ｆsbの位相が直交関係からずれ角θを有するときのサンプル値Ｓa，Ｓb から、Ｉ＝Ｓb ，Ｑ＝Ｓa ／ｃｏｓθ−Ｓb ｔａｎθなる変換を行うことで、この変調波のＩ，Ｑ成分を出力、つまり直交検波が可能となる。
【００１０】
特に、変換手段１２２は、サンプリングクロックｆsa，ｆsbの時間差Δｔが搬送波周波数ｆcに対してｎを自然数として、Δｔ＝（１／４）ｆc ×（１＋４ｎ）またはΔｔ＝（１／４）ｆc×（３＋４ｎ）の関係にあるとき、Ｉ＝Ｓb、Ｑ＝Ｓa またはＩ＝−Ｓb、Ｑ＝Ｓaという単純な関係によって、この変調波のＩ，Ｑ成分を出力することが可能となる。
【００１１】
【特許文献１】特開平５−３３６１８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
直交検波復調の対象となる受信信号は、直交変調によって搬送したいＩ，Ｑデータが周波数は同一でも位相の異なる２つの搬送波に重畳されている。Ｉ，Ｑデータは、一定の期間毎に変化し、順次伝送される。図１２では、Ｉ，Ｑデータが一定の期間の逆数よりも早い周波数でオーバーサンプリングして、サンプリング点２点での搬送波の位相差を求めることで復調が可能となっている。しかしながら、Ｉ，Ｑデータの復調のためには、さらに、もう一つ仮定を必要とする。この仮定は、図１３に示すようにオーバーサンプリングする２点が、同一の成分Ｉ，Ｑが一定である期間内に存在することである。
【００１３】
図１２では、成分Ｉ，Ｑが一定である期間を１μｓとし、対応する周波数を１ＭＨｚとしている。この１μｓの期間内にオーバサンプリングする２点が入っていれば、正確にＩ，Ｑデータを復調することができて問題は生じないけれども、隣接する期間にまたがる場合は異なるＩ，Ｑデータの組合せを復調することになって問題が生じる。
【００１４】
図１３では、図１２に示すような期間の一つとして、時刻ｔｍ−１から時刻ｔｍまでを期間１３０として示す。２点の組合せ１３１ａ〜１３１ｃのように、期間１３０内のタイミングでサンプリングする場合には、Ｉ，Ｑデータは正確に復調することができる。しかし、２点の組合せ１３１ｄに示すように、サンプリング点２点が異なるＩ，Ｑ成分の期間１３０，１３２に別れて存在する場合には、正確に直交検波することは不可能であるという問題が生じる。
【００１５】
本発明の目的は、正確な直交検波が可能なディジタル直交検波復調器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、搬送波の位相または振幅またはその両方が変化するように変調してディジタル情報を伝送する変調波を受信信号とし、サンプリング手段が周期が同じで位相が異なる２つのサンプリングクロックｆsa，ｆsbによってサンプルして、変換手段が２つのサンプル値Ｓa，Ｓbを変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑに変換して出力するディジタル直交検波復調器において、
該サンプリング手段のサンプリングクロックのタイミングを制御するタイミング制御手段を、具備することを特徴とするディジタル直交検波復調器である。 
【００１７】
また本発明は、前記直交する２成分Ｉ，Ｑの出力からフレーム同期用シンボル列を検出するフレーム同期部をさらに含み、
前記タイミング制御手段は
該フレーム同期部をモニタし、
該フレーム同期部のモニタ情報に基づいて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックfsa，fsbのタイミングを制御することを、特徴とする。
【００１８】
また本発明は、前記直交する２成分Ｉ，Ｑの出力から誤り訂正用の符号を復調する誤り訂正符号復調部をさらに含み、
前記タイミング制御手段は
該誤り訂正符号復調部をモニタし、
該誤り訂正符号復調部のモニタ情報に基づいて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックfsa，fsbのタイミングを制御することを、特徴とする。
【００１９】
また本発明で、前記タイミング制御手段は
受信信号を、成分Ｉ，Ｑが一定である期間オーバーサンプルして、オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncを出力するオーバーサンプリング手段と、
該オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncから絶対値のピーク値Sp0,Sp1,…,Spm 、およびそのタイミングを検出するピーク検出手段と、
全てのピーク値Sp0,Sp1,…,Spmの値を比較するピーク比較手段とを含み、
ピーク値の比較結果が同一となるように、前記サンプリングクロックｆsa，ｆsbのタイミングを制御することを特徴とする。
【００２０】
また本発明で、前記タイミング制御手段は
受信信号を、成分Ｉ，Ｑが一定である期間オーバーサンプルして、オーバーサンプル値S0,S1,…, Sncを出力するオーバーサンプリング手段と、
該オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncの和の絶対値
【００２１】
【数２】
2005210303.tif 000003
【００２２】
を計算し、同位相で複数の周期分の絶対値Smの和Σm Sm を計算する演算処理手段とを含み、
該複数の周期分の絶対値の和Σm Sm が最小となるように、前記サンプリングクロックfsa，fsbのタイミングを制御することを特徴とする。
【００２３】
また本発明で、前記変換手段は、前記オーバーサンプリング手段から出力されるオーバーサンプル値S0,S1,…,Sncのうち、前記成分Ｉ，Ｑが一定である期間の中間でのオーバーサンプル値に基づいて、直交する２成分Ｉ、Ｑに変換して出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、受信信号をサンプリングするサンプリングクロックｆsa，ｆsbのタイミングを、サンプル値Ｓa，Ｓbが同一のＩ，Ｑデータの転送期間から得られるように制御して、２点のサンプリングデータから正確な直交検波を行うことが可能になる。直交検波は、ヒルベルト変換器のような複数の複素乗算器を必要とする大規模な回路に比べて、小規模の回路で構成することが可能となる。ヒルベルト変換器は、周波数特性がフラットではないという問題があるけれども、この問題も同時に克服することができる。したがって、低消費電力回路で直交検波が可能となる。これによって、低消費電力化が重要課題である携帯電話や携帯端末等のモバイル機器の無線部において、安定かつ低消費電力で直交検波を行うことが可能となる。
【００２５】
また本発明によれば、復調した信号をフレーム同期部に入力し、ある定められた期間内にフレーム同期部がフレーム同期を行うか否かをモニタして、フレーム同期がとれるようにサンプリングクロックｆsa，ｆsbのタイミングを制御して、正確な直交検波を行うことができる。
【００２６】
また本発明によれば、復調した信号を誤り訂正符号復調部に入力し、ビット誤り率等をモニタする機能を有する。同一の成分Ｉ，Ｑが一定である期間内で２点のサンプリングが行われないと、誤り訂正は不可能になり、ビット誤り率等が高くなる。ビット誤り率等が低いときにはサンプリングが同一の転送期間内で行われていることが判り、受信信号から有意なディジタル信号、すなわちＩ，Ｑ成分が取り出せて、正確な直交検波を行うことができる。
【００２７】
また本発明によれば、タイミング制御手段は、受信信号をオーバーサンプルする機能と、ある期間のオーバーサンプル値から複数のピーク値を検出する機能と、複数のピーク値を比較する機能を有する。直交変調波は、成分Ｉ，Ｑが一定である期間内では一定の振幅で振動しているので、１期間に偶数回のオーバーサンプリングを行うとピーク値は等しくなり、異なる成分Ｉ，Ｑが一定である期間にわたってオーバーサンプリングされるとピーク値は異なるようになる。全てのピーク値の比較結果が同一となるように、サンプリングクロックｆsa，ｆsbのタイミングを制御するので、正確な直交検波を行うことができる。
【００２８】
また本発明によれば、タイミング制御手段は、受信信号をオーバーサンプルする機能と、ある期間のオーバーサンプル値の和を計算する機能と、さらにその和の絶対値の和を計算する機能を有する。オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncの和の絶対値
【００２９】
【数３】
2005210303.tif 000004
【００３０】
を計算し、同位相で複数の周期分の絶対値Smの和Σm S mが最小になれば、オーバーサンプル値は全て同一の成分Ｉ，Ｑが一定である期間内に存在する受信信号に基づくようになり、正確な直交検波を行うことができる。
【００３１】
また本発明によれば、オーバーサンプル値S0,S1,…,Sncのうち、成分Ｉ，Ｑが一定である期間の中間でのオーバーンプル値に基づいて、直交する２成分Ｉ、Ｑに変換して出力するので、帯域制限によって、期間の両端でＩ，Ｑ成分の変化が緩やかになる部分を避けて、正確な直交検波を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
図１は、本発明の実施の一形態としてのディジタル直交検波復調器１の基本的な電気的構成を示す。ディジタル直交検波復調器１は、図１０の直交検波復調部１１２として使用することができる。ディジタル直交検波復調器１は、サンプリング手段１１、変換手段１２およびタイミング制御手段１３を含む直交検波復調部１４を備える。前述のように、直交検波では、チューナー部の受信信号から直交する波に乗った成分を取り出すことで複素信号であるＩ，Ｑ成分を取り出す。さらに、マッピングの逆である複素信号Ｉ＋ｊＱからディジタル信号を取り出すデマッピングを行うことで、受信信号からディジタル信号が取り出せる。サンプリング手段１１では、アナログ／ディジタル変換で、受信信号をサンプリング周期毎にディジタル信号に変換する。変換手段１２では、演算処理で、Ｉ，Ｑ成分を算出する。
【００３３】
以下に直交検波について説明する。この説明では、Ｉ，Ｑ成分が一定である期間が重要となる。その期間をτＩＱ、対応する周波数をfＩＱ＝1/τIQと定義する。
【００３４】
（直交変調と復調）
まず、直交変調について説明する。ディジタル信号をＱＰＳＫやＱＡＭ等でマッピングし、複素信号Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）を作る。このＩ，Ｑ各成分を、キャリア周波数もしくは中間周波数ｆcで振動する互いに直交する波cos[2πｆc t + α]とsin[2πｆc t + α]とに乗せて変調する。したがって、直交変調の出力信号Ｓ（ｔ）は次の（１）式のように書ける。
【００３５】
Ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cos[2πｆc t + α] - Ｑ（ｔ）sin[2πｆc t + α]
＝ｒ（ｔ）cos[2πｆc t  + θ（ｔ）+ α]                  …（１）
ただし、ｒ（ｔ）とθ（ｔ）とを、次の（２）および（３）式のように定義する。
ｒ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）２＋Ｑ（ｔ）２）１／２                       …（２）
tanθ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ）                                  …（３）
【００３６】
つまり、各期間τIQにおいて、Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）という情報を振幅ｒ（ｔ）と初期位相θ（ｔ）とを変えてcos波に乗せる変調方式が直交変調である。前述の図１２は、直交変調の一例である。ｆIQ＝１ＭＨｚの信号をｆc＝１ＭＨｚのキャリアもしくは中間周波数で直交変調した場合の例である。この図１２で横軸となる時間軸を区切る破線の補助軸と補助軸との間隔が期間τIQに相当する。τIQ＝1μｓ以内の直交変調波は、すべてcos波であるが、各期間τIQにおいて振幅と位相が異なっているのが判る。
【００３７】
ここで、異なる時刻t＝ｔa，ｔ＝ｔb（＝ｔa＋δt）におけるアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）からの出力Ｓ（ｔ）における位相差からＩ，Ｑ情報を取り出す方法について説明する。
【００３８】
時刻ｔ＝ｔa 、ｔ＝ｔb（＝ｔa＋δt）における受信波は同一のＩ，Ｑ成分で直交変調された成分があると仮定する。つまり、次の（４）式を仮定する。
【００３９】
Ｉ（ｔb）＝Ｉ（ｔa） ⇔ ｒ（ｔb）＝ｒ（ｔa）                    …（４）
Ｑ（ｔb）＝Ｑ（ｔａ）    θ（ｔb）＝θ（ｔａ）
このときのＡＤＣの出力Ｓ（ｔ）をＳａ，Ｓｂとおくと、
Ｓa＝Ｓ（ｔa ）＝ｒ（ｔa）・cos[2πｆc・(ｔa) +θ(ｔa)+α]        …（５）
Ｓb＝Ｓ（ｔb ）＝ｒ（ｔb）・cos[2πｆc・(ｔb) +θ(tb) +α]        …（６）
＝ｒ（ｔa）・cos[2πｆc・(ｔa+δt) +θ(ｔa) +α]               …（７）
となる。ここで、Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）そのものではなく、中間周波数ｆcの位相情報がのったＩｑ（ｔ）とＱｑ（ｔ）とを導入すると、
Ｉｑ（ｔ）＋ｊＱｑ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ））・exp[-j 2πｆc t]
…（８）
となる。実部と虚部とを比較すると、
Ｉｑ（ｔ）＝ｒ（ｔ）cos[ 2πｆc t  + θ(ｔ) + α]                …（９）
Ｑｑ（ｔ）＝ｒ（ｔ）sin[ 2πｆc t  + θ(ｔ) + α]                …（10）
となる。これと（５）式および（６）式から、
Ｓa＝Ｉｑ（ｔa）                                                 …（11）
Ｓb＝Ｉｑ（ｔa）・cos[ 2πｆc・δt] −Ｑｑ（ｔa）・sin[ 2πｆc・δt ]
…（12）と書けるので、
Ｉｑ（ｔa）＝Ｓa                                                 …（13）
Ｑｑ（ｔa ）＝Ｓa ／tan[ 2πｆc・δt ] -Ｓb ／sin[ 2πｆc・δt ] …（14）
となる。つまり、時刻ｔa，ｔbにおけるＡＤＣサンプリング出力とその時間との位相差が判れば、Ｉｑ（ｔ）とＱｑ（ｔ）とが計算で求まることになる。特に、時間差δtがｆcの周期の１／４のときには、時間差δtとｆcとで決まる位相因子は2π／４となるので、
Ｉｑ（ｔa）＝Ｓa                                                 …（15）
Ｑｑ（ｔa）＝−Ｓb                                               …（16）
と、処理が簡単になる。このように図１に示すサンプリング手段１１が時刻ｔa，ｔbでサンプリングを行い、サンプル値Ｓa，Ｓbを出力し、変換手段１２がサンプル値Ｓa，Ｓbから（１３）式および（１４）式、もしくは（１５）式および（１６）式で表される演算を行うことによって、Ｉ，Ｑ成分を求めることが可能である。
【００４０】
なお、本当のＩ，Ｑ成分はＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）である。しかし、サンプリング周波数がｆcの整数倍の場合には、
ｔa＝ｔa0＋ｎ／ｆc（ｎ：整数）                                    …（17）
となるので、位相因子exp[-j 2πｆc ta ]は常に一定の値、
exp[-j2πｆc ta ]＝exp[-j2πｆc(ｔa0＋ｎ／ｆc)]＝exp[-j2πｆcｔa0]
…（18）
となる。したがって、
Ｉｑ（ｔa）＋ｊＱｑ（ｔa）＝（Ｉ（ｔa）＋ｊＱ（ｔa））・ exp[-j2πｆcｔa0]
…（19）
となる。したがって、この方法によって直交検波された全てのＩｑ（ｔ），Ｑｑ（ｔ）は、本来求めるべきＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）と共通位相因子exp[-j2πｆcｔa0]だけ異なるということになる。したがって、変換手段１２か後段かで、この位相因子を補正すれば本来求めるべきＩ，Ｑ成分が取り出せることになる。
【００４１】
この方式で直交変調が行われるためには、（４）式のように時刻ｔaとｔbとで、受信した波Ｓ（ｔ）におけるｒ（ｔ）とθ（ｔ）とが同一であることが必要である。つまり、時刻ｔaとｔbとが同一の期間τIQに属するということである。もし時刻ｔaとｔbとがそれぞれ異なる期間τIQ内にある場合には、時刻ｔaでのｒ（ｔ）およびθ（ｔ）は時刻ｔbでのｒ（ｔ）およびθ（ｔ）とは異なるので、上記方式による直交検波は不可能である。
【００４２】
図１２の直交変調波の例では、隣接する破線の補助軸間が期間τIQに相当する。したがって、この隣接する補助軸間で2点のサンプリングを行えば、（１３）式および（１４）式の演算で正しいＩ，Ｑ成分を求めることが可能である。しかし、2点のサンプリングの間に補助軸を挟む場合には、（１３）式および（１４）式の演算を行っても、正しいＩ，Ｑ成分を求められない。したがって、ＡＤＣから直交検波復調部への入力データからどの2点を選ぶか、つまりサンプリングタイミングをどのように選択するかによって、直交検波の質が大幅に変わる。
【００４３】
このように、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とが一定となる期間τIQが重要となるが、ディジタル通信やディジタル放送の方式によって、期間τIQは異なる。
【００４４】
ディジタル信号をＱＰＳＫ変調やＱＡＭ変調してそのまま送信する場合には、期間τIQはシンボル周期と一致する。さらに、ＱＰＳＫ変調もしくはＱＡＭ変調した信号をさらにＣＤＭＡ方式でスペクトラム拡散して送信する場合にも、期間τIQはシンボル周期となる。一方、ＯＦＤＭ方式で多重化する場合には、多重化する際に用いるフーリエ逆変換(ＩＦＦＴ: Inverse Fast Fourier Transform)のフーリエ逆変換窓の期間で各キャリアの1シンボルとなる。フーリエ逆変換窓は、サンプリング点が複数集まったものであり、たとえば１０２４，８１９６点等、２のべき乗が採用されるのが一般的である。ＩＦＦＴは複数の周波数成分の和をサンプリング点毎に計算して出力するので、各ＩＦＦＴサンプリング点でＩ，Ｑ成分は異なる。したがって、ＯＦＤＭ方式で多重化して送信する場合には、期間τIQはＩＦＦＴサンプリング周期と一致する。このように、通信方式によって直交変調するＩ，Ｑ成分が一定となる期間τIQの呼称が異なってくる。いずれの通信方式、いずれの呼称にせよ、本発明では直交検波用に受信信号からサンプリングするタイミングと「直交変調前のＩ，Ｑ成分が一定となる期間τIQ」とのタイミング調整を適切に行い、直交検波を安定に行うものである。
【００４５】
先の説明では、期間τIQの間はＩ，Ｑ成分が一定であると仮定したが、実際には伝送路中やＲＦ（高周波）デバイスで帯域制限を受けて高周波成分が無くなるために、図２に示すように、期間τIQの両端でＩ，Ｑ成分は急峻ではなく緩やかに変化してしまう。その結果、このＩ，Ｑ成分を直交変調したものも図３に示すように期間τIQの境目で緩やかに変化する。
【００４６】
すなわち、図２は、直交変調前のデータのうちのＩ成分について、帯域制限無しの場合と、３ＭＨｚ帯域制限の場合と、１ＭＨｚ帯域制限の場合とを、比較して示す。図３は、図２のＩ成分についての直交変調後のデータを示す。低い周波数で帯域制限すると、補助軸間で表される期間τIQの両端で、Ｉ成分が急峻ではなく、緩やかに変化しているのが判る。
【００４７】
本実施形態のディジタル直交検波復調器１は、図１に示すようにサンプリング手段１１と、変換手段１２と、タイミング制御手段１３とで構成される。このタイミング制御手段１３からの制御信号である２つのサンプリングクロック信号ｆsa，ｆsbに基づき、サンプリング手段１１が２点のサンプリングを行うタイミングを与えることで、期間τIQ内での2点サンプリングが可能となる。
【００４８】
サンプリング手段１１が期間τIQ内で2点サンプリングして、変換手段１２が直交検波処理を行えば、正しいＩ，Ｑ成分に検波することができる。しかし、サンプリング手段１１での2点サンプリングが異なる２つの期間τIQ属す場合には、正しいＩ，Ｑ成分に検波することができない。このＩ，Ｑ成分をデマッピングしても、正しいディジタル信号とはならないので、有意な情報は得られない。したがって、タイミング制御手段１３が、ディジタル直交検波復調器１の後段で有意な情報が得られていないことを検知して、サンプリング手段１１にフィードバックすれば、最適なサンプリングタイミングでサンプリングが可能となる。
【実施例１】
【００４９】
図４は、直交変調の対象となるディジタル信号の構成を示す。ディジタル信号では、シンボルを幾つか集めた伝送単位をフレーム２０と呼ぶ。ディジタル通信方式やディジタル放送方式では、受信側のフレーム同期のために、送信側がフレーム同期用シンボル列２１をフレーム２０毎に、フレーム本体用シンボル列２２に付加するのが一般的である。受信側は直交検波復調部で復調したデータから誤り訂正復号化等の処理を行い、その中からフレーム同期用シンボル列２１を検出することで、フレーム同期が可能となる。
【００５０】
フレーム同期用シンボル列２１の一例として、位相差０（ゼロ）で自己相関が鋭く、位相差０以外のときには自己相関が十分小さいデータ列がよく用いられる。フレーム同期用シンボル列２１の検出では、記憶しておいたフレーム同期シンボル列２１と受信信号との相関を計算する。相関を計算する計算窓と受信信号中のフレーム同期用シンボル列２１とが一致したときにのみ相関がピークとなるので、相関計算部の出力信号はフレーム周期となる。フレーム同期用シンボル列２１の位置などを考慮して、相関計算部の出力信号のタイミングをずらすことで、フレーム同期信号となる。
【００５１】
図５は、本発明の実施例１として、フレーム同期を利用するディジタル直交検波復調器３１の概略的な電気的構成を示す。本実施例で、図１に示す基本形態のディジタル直交検波復調器１に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。ディジタル直交検波復調器３１は、図１のディジタル直交検波復調器１と同様な構成を有する直交検波復調部１４と、チューナー部３３、フレーム同期部３４および誤り訂正符号復号部３５を含む。
【００５２】
フレーム同期を利用すれば、サンプリングタイミングの制御が可能となる。タイミング制御手段１３は、フレーム同期部３４から、ある一定期間内にフレーム同期をとることができたか否かを常にモニタする。なお、この期間は、直交検波を開始してからフレーム同期がとれるようになるまでに通常要する最長時間に、適当なマージンを加えた時間とする。
【００５３】
フレーム同期がとれる場合は、受信信号から有意なディジタル信号、つまりＩ，Ｑ成分が取り出せるということであり、サンプリングする２点は同一の期間τIQ内に存在することになる。したがって、タイミング制御手段１３は何もしないで、そのまま直交検波を続行すればよい。
【００５４】
一方、フレーム同期がとれない場合には、受信信号から有意なディジタル信号、つまりＩ，Ｑ成分が取り出せていないということなので、サンプリングする２点は同一の期間τIQ内に存在しない。この場合には、タイミング制御手段１３はサンプリング手段１１に制御信号を送る。サンプリング手段１１は、期間τIQ内におけるサンプリングクロックによるタイミングの位相をずらしてサンプリングを行い、直交検波を行う。
【００５５】
フレーム同期がとれるようになるまで、タイミング制御手段１３がこのプロセスを繰り返せば、最終的にサンプリング手段１１は適切なサンプリングタイミングでサンプリングを行うことになる。
【実施例２】
【００５６】
ディジタル通信方式やディジタル放送方式では、誤りに対する耐性を上げるために、Reed-Solomon符号（ＲＳ符号）、畳込み符号、ターボ符号等の誤り訂正符号を一つもしくは併用して用いるのが一般的である。
【００５７】
図６は、本発明の実施例２として、図５の誤り訂正符号復号部３５の構成例を示す。誤り訂正符号復号部３５は、ビタビ（Viterbi）復号器４０、ＦＩＦＯ（First-In First-Out）レジスタ４１、畳込み符号器４２、ＥＸ−ＯＲゲート４３，４４およびカウンタ４５を含む。畳込み符号は、一般にビタビ復号器４０によって復号される。ビタビ復号器４０による復号信号を規格に定められた畳込み符号器４２に入力したときの出力信号と、ビタビ復号器４０の入力信号とを比較することで、誤り訂正率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を計算することができる。
【００５８】
ＲＳ符号の復号の一例として、受信符号からバーレカンプ・マッシイ法で誤り多項式σ（ｚ）を構成し、次にチェン探索でσ（α）＝０を満たす誤り多項式の根αを見つけることで誤りの位置を見つけ、最後にフォーニーのアルゴリズムで根αからシンドロームを求める方法がある。この誤り多項式σ（ｚ）の次数は、復号の際に見つかる誤りの数である。しかし、ＲＳ符号法の場合には、符号化時に用いる生成多項式Ｇ（ｚ）によって、訂正可能な誤りの数の最大値が決まってしまう。したがって、受信符号中の誤りがその最大値よりも大きい場合には、誤り多項式σ（ｚ）を構成することができない。バーレカンプ・マッシイ法のＲＳ符号では、多項式の次数が訂正可能な誤りの数の最大値以内であるか否かは内部信号で把握することができる。
【００５９】
このように、誤り訂正符号復号部３５から「受信信号にどの程度の誤りが入っているか」という情報を取り出すことは可能である。この情報をタイミング制御手段１３がモニタすることによって、サンプリングタイミングを制御することは可能である。
【００６０】
直交検波復調部１４では、サンプリング２点が同一の期間τIQ内に存在しなければ、有意なＩ，Ｑ成分およびディジタル信号を復調することができない。したがって、このようなディジタル信号を誤り訂正符号復号部３５に入力しても、符号化時の情報が失われた情報なので、誤り訂正は不可能である。つまり、畳込み符号の場合には、たとえば２０％以上の高いＢＥＲを出力し、ＲＳ符号の場合には、誤り多項式σ（ｚ）を構成することができない。
【００６１】
図５に示すように、タイミング制御手段１３は誤り訂正符号復号部３５を常にモニタすることで、２つのサンプリングタイミングを同一の期間τIQ内にすることが可能となる。タイミング制御手段１は、誤り訂正符号復号部３５で復号する誤り訂正符号が畳込み符号の場合にはＢＥＲを、誤り訂正符号復号部３５で復号する誤り訂正符号がＲＳ符号の場合には誤り多項式の次数が能力以上であるか否かを常にモニタする。もし、問題なく誤り訂正ができる場合には、直交検波によって有意なディジタル信号を取り出せているので、そのまま直交検波を続行する。一方、ある一定期間内で常に高いＢＥＲや誤り訂正能力以上の誤りが存在することを検出した場合には、直交検波によって有意なディジタル信号を取り出せていないと判断し、タイミング制御手段１３はサンプリング手段１１に制御信号を送る。サンプリング手段１１は、期間τIQ内におけるサンプリングタイミングの位相をずらしてサンプリングを行い、直交検波を行う。ＢＥＲや誤り多項式の次数が通常の通信で考えられる値になるまで、このプロセスを繰り返すことで、サンプリングタイミングを適切な位置にすることが可能となる。
【００６２】
なお、実施例１および実施例２では、電磁波環境が劣悪なためにフレーム同期や誤り訂正ができない場合もあるので、ある一定回数繰り返してもサンプリングタイミングを適正に合わせることができない場合は、受信不可能な電磁波環境であると判断し、上記各フローを停止する。
【実施例３】
【００６３】
実施例１および実施例２は、タイミング制御手段１３が直交検波を行った後の処理をモニタしながら、サンプリング検出手段１１でサンプリングを行うサンプリングクロックのタイミングを制御するものである。しかしながら、直交検波復調部１４に入る信号そのものを用いてもサンプリングタイミングは制御可能である。
【００６４】
前述の図１２は、Ｉ，Ｑ成分が一定である期間がτIQ＝１μｓ（ｆIQ＝１／τIQ＝１ＭＨｚ）であるＩ，Ｑ信号を、ｆc＝１ＭＨｚで直交変調した場合の出力信号の波形を示す。これは、受信側のチューナー部３３でｆc＝１ＭＨｚにダウンコンバージョンした出力信号に相当する。直交変調・復調の原理で説明したように、直交変調波はτIQ期間内では一定の振幅で振動しており、各τIQ期間毎に振幅ｒと位相θとが異なる同一のcos波であると言える。したがって、ｆIQの偶数倍でオーバーサンプリングした場合には、ｆc >ｆIQ であれば、サンプル値の絶対値は、複数のサンプリング点でピーク(極大値)を持ち、それらの値は等しく、ピークの間隔はτIQ／２となる。
【００６５】
図７は、本発明の実施例３としてのディジタル直交検波復調器５１の概略的な電気的構成を示す。本実施例で、図１に示す基本形態のディジタル直交検波復調器１または図５に示すディジタル直交検波復調器３１に対応する部分には同一の参照符を付し、重複する説明を省略する。ディジタル直交検波復調器５１は、オーバーサンプリング手段５２および演算処理部５３を含むタイミング制御手段５４を備え、サンプリング手段１１および変換手段１２をさらに備える直交検波復調部５５と、チューナー部３３とを含む。
【００６６】
図８は、図１２の直交変調波の絶対値を計算した値を示す。ｆIQの１６倍の周波数でチューナー部３３の出力信号をオーバーサンプリングしている。ただし、１６倍という数字は一例であり、偶数倍であればよく、限定されるものではない。図７では、ｆIQの１６倍の周波数で、チューナー部３３の出力信号をオーバーサンプリングした場合を示している。オーバーサンプリングしたデータを１６個記憶して、各サンプリングデータの絶対値を計算し、ピーク値を２点求めて、そのピーク値２点が等しいか否かを調べる。たとえば記憶したデータ１６点が図７に示す期間（ａ）に相当するときには、２つのピーク値は同じ値となる。一方、記憶したデータ１６点が図７の期間（ｂ）に相当するときには、２つのピーク値は異なる値となることが判る。このように２つのピーク値が同じであるか否かを調べれば、サンプリング対象のデータ点１６点が一つの期間τIQ、もしくは２つの期間τIQで構成されているかが判る。
【００６７】
なお、ピークの位置は、（１）式の位相θによって変わるので、同じ位相のサンプリング点列であっても、Ｉ，Ｑ成分が異なるとピーク位置は異なってくる。そこで、適当な回数同じ処理を行うことで、ピーク値が各処理で同じであるか否かを調べれば良い。
【００６８】
したがって、１６点を記憶する位相を変えながら、前述の処理のフローを繰り返すことによって、直交検波における２つのサンプリング点ｔa，ｔbをとれば問題なく検波することができる。等しくない場合には、１６点の窓の中にはＩ，Ｑ成分が変化するタイミングが存在する。したがって、サンプリングする１６点の位相を変更して同じプロセスを行う。これを続けることで、サンプリング手段１１は、サンプリング点ｔa，ｔbを同一の期間τIQ内にとってサンプリングすることが可能となる。
【００６９】
直交変調波が伝送路やＲＦデバイス等で帯域制限を受けると、期間τIQの両端でＩ，Ｑ成分が緩やかに変化する。したがって、ピークが期間τIQの両端付近に存在する場合には、検出されなくなる。しかし、ピークの中心が期間τIQの中央付近にあればＩ，Ｑ成分は一定とみなせるのでピーク値は一致する。したがって、この方法に従えば、帯域制限による影響を受けないタイミングで、サンプリング点ｔa，ｔbを選択することが可能である。
【実施例４】
【００７０】
本発明の実施例４では、図７に示すディジタル直交検波復調器５１で、周波数ｆIQの１６倍の周波数でチューナー部３３の出力信号をオーバーサンプリングする。ある位相で周期的にサンプリングデータを１６個取り出し、１６個のサンプリングデータの和を計算して、その絶対値を求める。この絶対値、たとえば１００個分の和を求める。次に別の位相で周期的にサンプリングデータを１６個ずつ取り出し、同じ事を繰り返す。
【００７１】
１６個のサンプリング点全てが期間τIQ内に存在する場合を考える。この場合の１６個のサンプリングデータは、同一の振幅ｒと位相θのcos波の１周期を、偶数個、等間隔でサンプリングしたデータである。この場合は、cosのグラフを描くと判るけれども、サンプル値の中には絶対値が同じで符号が異なる値が必ず含まれる。したがって、1周期内の全サンプル値の和は必ず０となる。
【００７２】
【数４】
2005210303.tif 000005
【００７３】
しかし、１６個のサンプリング点に異なる期間τIQ内のデータが入る場合には、
【００７４】
【数５】
2005210303.tif 000006
【００７５】
となり０ではなくなる。特に、１６個のサンプリングデータのうち半分ずつ異なる期間τIQに属す場合には、ｒ1とｒ2、θ1とθ2が異なる値となり、１周期内のサンプル値の和は大きな値となる。
【００７６】
そこで、オーバーサンプリングデータＳ（ｔ）の１６個の和の絶対値を計算し、さらにその和、
【００７７】
【数６】
2005210303.tif 000007
【００７８】
を計算する。なお、Ｓの括弧の中はサンプリングタイミングをあらわしている。
【００７９】
１６点全点が期間τIQ内に存在するときには、（２０）式より（２２）式の値は０となる。逆に１６点に異なる期間τIQが混ざると、（２２）式の値は０から離れていく。したがって、位相ｎ（０≦ｎ＜１６）を変えて、サンプリングデータを取り込み、
【００８０】
【数７】
2005210303.tif 000008
【００８１】
を計算する。（２３）式の値が最小となる場合には、位相ｎから１６点全ては同一の期間τIQ内に存在することになる。逆に、この値が最大となる場合には、位相nから１６点のサンプリングデータは異なる振幅・位相のcos波に属するサンプリング点がほぼ半々存在することになる。
【００８２】
図９は、実際に図８に示す直交変調波について、（２３）式を計算した結果を示す。このグラフは、横軸が最初のサンプリング点ｔaをとるタイミングであり、縦軸が（２３）式の計算結果である。期間τIQ内での位相が重要なので、この期間内でのみグラフを描画している。ｔa＝０μsのときには全サンプリングデータが同一の期間τIQに属し、ｔa＝0.5μsのときにはサンプリングデータは半分ずつ異なる期間τIQに属する。なお、ｔa＝1.0 μs＝τIQはｔa＝０μsと等価である。このグラフより、（２３）式は、ｔa＝０μsでは最小値０をとり、ta〜0.4μsで最大値となることが判る。この最大値となる位置は、直交変調するＩ，Ｑ成分の値に依存する。
【００８３】
したがって、（２３）式が最小となるサンプリングタイミングの位相ｎを見つければ、そこから１６サンプリング点は全て同一の期間τIQに属すことになる。特に制限が無ければ、この１６点から任意の２点をサンプリング点ｔa，ｔbとして選べばよい。
【００８４】
しかし、実際には先に説明したように、帯域制限によって期間τIQの両端でＩ，Ｑ成分の変化が緩やかになるので、期間τIQの両端近傍は取り除いたほうが良い。したがって、位相ｎから１６点の期間の真中に近い２点をサンプリング点ｔa，ｔbとして選択してサンプリングすれば、帯域制限の影響を受けていない同一のＩ，Ｑ成分をもつ直交変調波を直交検波することが可能となる。
【００８５】
上記実施例１から実施例４までは単独で用いても良いが、複数を組みあせてサンプリングタイミングを制御することで、タイミング制御の精度をより上げることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本発明の本発明の実施の一形態としてのディジタル直交検波復調器１の基本的な電気的構成を示すブロック図である。
【図２】直交変調前のデータのうちのＩ成分について、帯域制限無しの場合と、３ＭＨｚ帯域制限の場合と、１ＭＨｚ帯域制限の場合とを、比較して示すグラフである。
【図３】図２のＩ成分についての直交変調後のデータを示すグラフである。
【図４】直交変調の対象となるディジタル信号の構成を示すタイムチャートである。
【図５】本発明の実施例１として、フレーム同期を利用するディジタル直交検波復調器３１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例２として、図５の誤り訂正符号復号部３５の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施例３としてのディジタル直交検波復調器５１の概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図８】図１２の直交変調波の絶対値を計算した値を示すグラフである。
【図９】図８に示す直交変調波について、（２３）式を計算した結果を示すグラフである。
【図１０】従来から、ディジタル通信方式やディジタル放送方式で一般的に使用されている直交変調波の送受信のための概略的な電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】先行技術で、ヒルベルト変換を用いないディジタル直交検波復調部として提案されている直交検波復調部の電気的構成を示すブロック図である。
【図１２】直交変調波をオーバーサンプリングする状態を示すグラフである。
【図１３】直交変調波で成分Ｉ，Ｑを伝送する状態を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００８７】
１，３１，５１  ディジタル直交検波復調器
１１  サンプリング手段
１２  変換手段
１３，５４  タイミング制御手段
１４，５５  直交検波復調部
２０  フレーム
２１  フレーム同期シンボル列
２２  フレーム本体用シンボル列
３３  チューナー部
３４  フレーム同期部
３５  誤り訂正符号復号部
５２  オーバーサンプリング手段
５３  演算処理部
１０１  情報源
１０２  送信機
１０３  誤り訂正符号化部
１０４  直交変調器
１０５  無線部
１０６  アンテナ
１１０  受信機
１１１  チューナー部
１１２  直交検波復調部
１１３  誤り訂正復号化部
【図１】
2005210303.tif 000010
【図２】
2005210303.tif 000011
【図３】
2005210303.tif 000012
【図４】
2005210303.tif 000013
【図５】
2005210303.tif 000014
【図６】
2005210303.tif 000015
【図７】
2005210303.tif 000016
【図８】
2005210303.tif 000017
【図９】
2005210303.tif 000018
【図１０】
2005210303.tif 000019
【図１１】
2005210303.tif 000020
【図１２】
2005210303.tif 000021
【図１３】
2005210303.tif 000022