(57)【要約】  【課題】  負荷変動時に寄生トランジスタがオンしないチャージポンプ回路を提供する。  【解決手段】  トランジスタＭ４のドレインおよびソース電位は、バックゲート切換制御回路３１を構成する比較器３２の非反転入力端（＋）および反転入力端（−）にそれぞれ入力され比較検出され、その検出信号がバックゲート切換制御回路３１を構成するＮＡＮＤ回路３３の一方の入力端に入力される。昇圧コンデンサＣ１の充電動作のとき、ＮＡＮＤ回路３３の他方の入力端に"Ｈ"レベルのクロック信号ＣＬＫが入力される。このとき負荷変動によりトランジスタＭ４のドレイン電位がソース電位より低くなると、比較器３２の出力端の電位は"Ｌ"レベルとなり、ＮＡＮＤ回路３３の出力端は"Ｈ"レベルとなる。このＮＡＮＤ回路３３からの出力によりトランジスタＭ７，Ｍ８のゲートが制御され、トランジスタＭ４はバックゲートがソース（昇圧コンデンサＣ１側）に接続される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧コンデンサの充電動作時にオフするとともに放電動作時にオンする放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタを有するチャージポンプ回路において、
昇圧コンデンサの充電動作時に、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートのソースまたはドレインへの接続を常に電位の高い方側に制御することを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートのソースまたはドレインへの接続の切換スイッチと、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよびドレインの電位を比較検出し、その検出結果に基づいて、前記切換スイッチを制御するバックゲート切換制御回路とを有することを特徴とする請求項１記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】
前記バックゲート切換制御回路が、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよびドレインの電位を比較検出する比較器と、その比較器の出力と放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲートを制御するクロック信号とで論理処理する論理回路とを有することを特徴とする請求項２記載のチャージポンプ回路。
【請求項４】
前記切換スイッチが放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートとソース間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタおよびバックゲートとドレイン間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項３記載のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はチャージポンプ回路に関し、特にチャージポンプ回路を構成する放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタがＰ型半導体基板内またはＰ型半導体層内のＮ型ウェルをバックゲートとして形成されたチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のチャージポンプ回路は、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタに寄生トランジスタを有している。本出願人は、先に出願した特願２００３−２７８３２０号で、この寄生トランジスタが昇圧動作時にオンしないようにしたチャージポンプ回路を提案している。以下、このチャージポンプ回路について、図３を参照して説明する。チャージポンプ回路２０は、基本回路構成として、昇圧コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ３、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ４を有している。Ｑ３はＭＯＳトランジスタＭ３の寄生トランジスタである。Ｑ４はＭＯＳトランジスタＭ４の寄生トランジスタである。ＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ２はドレイン同士で直列接続され、各ソースが電源端子ＶＤＤと接地端子Ｇｎｄにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ３およびＭ４はＭ３のドレインとＭ４のソースで直列接続され、Ｍ３のソースとＭ４のドレインが電源端子ＶＤＤと出力端子Ｖｏｕｔにそれぞれ接続されている。コンデンサＣ１の両端はＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ２の直列接続点とＭＯＳトランジスタＭ３およびＭ４の直列接続点にそれぞれ接続されている。コンデンサＣ２の両端は出力端子Ｖｏｕｔと接地端子Ｇｎｄにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ４のゲートはクロック入力端子ＣＬＫに直結され、ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートはインバータＩＮＶを介してクロック入力端子ＣＬＫに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３とＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４とは、クロック信号ＣＬＫ入力により相補的にオン／オフ制御される。
【０００３】
チャージポンプ回路２０の基本回路構成における昇圧動作について説明する。先ず、"Ｈ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３がオン、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４がオフになる。このとき、電源電圧VDDにより昇圧コンデンサＣ１が充電される。すなわち、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３が充電用ＭＯＳトランジスタとして機能することにより昇圧コンデンサＣ１の充電動作が行われる。次に、"Ｌ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３がオフ、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４がオンになる。このとき、昇圧コンデンサＣ１は放電し、昇圧コンデンサＣ１に充電された電圧に電源電圧VDDが加算された昇圧電圧が出力端子Ｖoutから出力されるとともに平滑コンデンサＣ２に充電される。すなわち、ＭＯＳトランジスタＭ４が放電用ＭＯＳトランジスタ、およびＭＯＳトランジスタＭ１が電圧加算用ＭＯＳトランジスタとして機能することにより昇圧コンデンサＣ１の放電動作とともに電源電圧の加算動作が行われる。このオン／オフ制御が繰り返されて、出力端子Ｖoutに一定の昇圧電圧が出力される。コンデンサＣ１の充電電圧が飽和するように、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３のオン時間が制御される場合は、出力端子Ｖoutに電源電圧VDDの2倍の昇圧電圧が出力される。また、コンデンサＣ１の充電電圧が不飽和となるように、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３のオン時間が制御される場合は、出力端子Ｖoutに電源電圧VDDの2倍より低い昇圧電圧が出力される。
【０００４】
チャージポンプ回路２０は、更にＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６，Ｍ７，Ｍ８を有している。ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６は、ＭＯＳトランジスタＭ３のバックゲートのソースまたはドレインへの接続の切換スイッチを構成する。ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６は、バックゲートがソースにそれぞれ接続されるとともにソースが共通接続され、ＭＯＳトランジスタＭ３に並列接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６のソースはＭＯＳトランジスタＭ３のバックゲートに接続されている。
【０００５】
ＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８は、ＭＯＳトランジスタＭ４のバックゲートのソースまたはドレインへの接続の切換スイッチを構成する。ＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８は、バックゲートがソースにそれぞれ接続されるとともにソースが共通接続され、ＭＯＳトランジスタＭ４に並列接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８のソースはＭＯＳトランジスタＭ４のバックゲートに接続されている。
【０００６】
ＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７のゲートはクロック入力端子ＣＬＫに直結され、ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ８のゲートはインバータＩＮＶを介してクロック入力端子ＣＬＫに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７とＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ８とは、クロック信号ＣＬＫ入力により相補的にオン／オフ制御される。
【０００７】
チャージポンプ回路２０のＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６，Ｍ７，Ｍ８による動作について説明する。先ず、昇圧コンデンサＣ１の充電動作のときについて、図４を参照して説明する。"Ｈ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ８がオン、ＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７がオフになり、ＭＯＳトランジスタＭ３はバックゲートがソース（電源端子ＶＤＤ側）に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ４はバックゲートがドレイン（出力端子Ｖｏｕｔ側）に接続される。このとき、寄生トランジスタＱ３はベース電位がエミッタ電位と同電位となるためオンしない。また、このとき、オフになるＭＯＳトランジスタＭ４は、バックゲートがソースより高電位側のドレインに接続されているため、平滑コンデンサＣ２から電流が逆流することはない。
【０００８】
次に、昇圧コンデンサＣ１の放電動作のときについて、図５を参照して説明する。"Ｌ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、ＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７がオン、ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ８がオフになり、ＭＯＳトランジスタＭ３はバックゲートがドレイン（昇圧コンデンサＣ１側）に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ４はバックゲートがソース（昇圧コンデンサＣ１側）に接続される。このとき、寄生トランジスタＱ４はベース電位がエミッタ電位と同電位となるためオンしない。また、このとき、オフになるＭＯＳトランジスタＭ３は、バックゲートがソースより高電位側のドレインに接続されているため、充電コンデンサＣ１から電流が逆流することはない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
チャージポンプ回路２０は、上述したように、通常の昇圧動作においては寄生トランジスタがオンしないように動作する。ところが、昇圧動作中において、図４に示すＭＯＳトランジスタＭ４がオフに制御され昇圧コンデンサＣ１の充電動作のとき、負荷変動により出力端子Ｖｏｕｔの電位が電源電圧ＶＤＤより低くなってしまう場合が生じる虞がある。この場合、ＭＯＳトランジスタＭ４のバックゲートがドレインに接続されているため、ＭＯＳトランジスタＭ４にダイオード接続の順方向電流が流れるとともに、寄生トランジスタＱ４はベース電位がエミッタ電位より低くなるためオンする。
【００１０】
従って、本発明の目的は、昇圧動作時に万が一、負荷変動が生じても寄生トランジスタがオンしないようにしたチャージポンプ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のチャージポンプ回路は、昇圧コンデンサの充電動作時にオフするとともに放電動作時にオンする放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタを有するチャージポンプ回路において、  昇圧コンデンサの充電動作時に、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートのソースまたはドレインへの接続を常に電位の高い方側に制御することを特徴とする。
上記のチャージポンプ回路は、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートのソースまたはドレインへの接続の切換スイッチと、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよびドレインの電位を比較検出し、その検出結果に基づいて、前記切換スイッチを制御するバックゲート切換制御回路とを有することを特徴とする。
また、上記のチャージポンプ回路は、バックゲート切換制御回路が、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよびドレインの電位を比較検出する比較器と、その比較器の出力と放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲートを制御するクロック信号とで論理処理する論理回路とを有することを特徴とする。
また、上記のチャージポンプ回路は、切換スイッチが放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートとソース間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタおよびバックゲートとドレイン間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする。
ことを特徴とする。
上記手段によれば、昇圧コンデンサの充電動作時に、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートのソースまたはドレインへの接続を常に電位の高い方側に制御するようにしたので、負荷変動により出力端子Ｖｏｕｔの電位が電源電圧ＶＤＤより低くなった場合に、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタの寄生トランジスタのベース電位がエミッタ電位と同電位となり、放電用ＰチャネルＭＯＳトランジスタの寄生トランジスタはオンしない。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、昇圧コンデンサの充電動作時に負荷変動により出力端子Ｖｏｕｔの電位が電源電圧ＶＤＤより低くなった場合でも放電用のＰチャネルＭＯＳトランジスタの寄生トランジスタがオンしないので、ラッチアップ等の発生や無効電流による効率の低下を防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の一実施形態のチャージポンプ回路は、上述したチャージポンプ回路２０のＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８のゲートの制御を、ＭＯＳトランジスタＭ４のソースおよびドレインの電位を比較検出し、その検出信号に基づき行うことにより、昇圧コンデンサＣ１の充電動作のときに負荷変動により出力端子Ｖｏｕｔの電位が電源電圧ＶＤＤより低くなっても寄生トランジスタＱ４がオンしないようにしている。
【実施例１】
【００１４】
以下に、本発明の第１実施例のチャージポンプ回路３０について図１を参照して説明する。尚、図４に示すものと基本的な構成が同一のものについては同一符号を付して、その説明を省略する。図４のチャージポンプ回路２０と異なる点は、ＭＯＳトランジスタＭ４のソースおよびドレインの電位を比較検出し、その検出信号に基づきＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８のゲートを制御するバックゲート切換制御回路３１を有する点である。尚、図４のインバータＩＮＶをインバータＩＮＶ１に符号変更している。
【００１５】
バックゲート切換制御回路３１は、非反転入力端（＋）がＭＯＳトランジスタＭ４のドレイン（出力端子Ｖｏｕｔ側）に接続されるとともに反転入力端（−）がソース（昇圧コンデンサＣ１側）に接続された比較器３２と、２入力の一方の入力端が比較器３２の出力端に接続されるとともに他方の入力端がクロック入力端子ＣＬＫに直結されたＮＡＮＤ回路３３とを有している。ＮＡＮＤ回路３３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路３１の出力端は、ＭＯＳトランジスタＭ７のゲートにインバータＩＮＶ２を介して接続されるとともにＭＯＳトランジスタＭ８のゲートに直結されている。
【００１６】
チャージポンプ回路３０の動作について説明する。尚、バックゲート切換制御回路３１によりＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８のゲートを制御する動作以外は、チャージポンプ回路２０と同様であり、その説明は省略する。先ず、昇圧コンデンサＣ１の充電動作のときについて説明する。"Ｈ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、バックゲート切換制御回路３１のＮＡＮＤ回路３３の他方の入力端は"Ｈ"レベルである。この状態で、ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの電位が比較器３２の非反転入力端（＋）に入力されているとともにソースの電位が反転入力端（−）に入力されている。このとき、負荷変動がなければ、ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの電位がソースの電位より高いため、比較器３２の出力端の電位は"Ｈ"レベルとなり、ＮＡＮＤ回路３３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路３１の出力端は"Ｌ"レベルとなる。従って、このとき、チャージポンプ回路２０と同様に、ＭＯＳトランジスタＭ８がオン、ＭＯＳトランジスタＭ７がオフになり、ＭＯＳトランジスタＭ４はバックゲートがドレイン（出力端子Ｖｏｕｔ側）に接続される。一方、負荷変動によりＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの電位がソースの電位より低くなると、比較器３２の出力端の電位は"Ｌ"レベルとなり、ＮＡＮＤ回路３３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路３１の出力端は"Ｈ"レベルとなる。従って、このときＭＯＳトランジスタＭ７がオン、ＭＯＳトランジスタＭ８がオフになり、ＭＯＳトランジスタＭ４はバックゲートがソース（昇圧コンデンサＣ１側）に接続され、寄生トランジスタＱ４はベース電位がエミッタ電位と同電位となるためオンしない。
【００１７】
次に、昇圧コンデンサＣ１の放電動作のときについて説明する。"Ｌ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、バックゲート切換制御回路３１のＮＡＮＤ回路３３の他方の入力端は"Ｌ"レベルである。この状態で、ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの電位が比較器３２の非反転入力端（＋）に入力されているとともにソースの電位が反転入力端（−）に入力されている。この場合、比較器３２の出力レベルに関係なくＮＡＮＤ回路３３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路３１の出力端は"Ｈ"レベルとなる。従って、このとき、チャージポンプ回路２０と同様に、ＭＯＳトランジスタＭ７がオン、ＭＯＳトランジスタＭ８がオフになり、ＭＯＳトランジスタＭ４はバックゲートがソース（昇圧コンデンサＣ１側）に接続される。
【００１８】
次に、本発明の第２実施例のチャージポンプ回路４０について図２を参照して説明する。チャージポンプ回路４０は、図１のチャージポンプ回路３０のバックゲート切換制御回路３１をバックゲート切換制御回路４１に替えたものである。
【００１９】
バックゲート切換制御回路４１は、非反転入力端（＋）がＭＯＳトランジスタＭ４のソース（昇圧コンデンサＣ１側）に接続されるとともに反転入力端（−）がドレイン（出力端子Ｖｏｕｔ側）に接続された比較器４２と、２入力の一方の入力端が比較器４２の出力端に接続されるとともに他方の入力端がクロック入力端子ＣＬＫにインバータＩＮＶ１を介して接続されたＯＲ回路４３とを有している。ＯＲ回路４３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路４１の出力端は、ＭＯＳトランジスタＭ７のゲートにインバータＩＮＶ２を介して接続されるとともにＭＯＳトランジスタＭ８のゲートに直結されている。
【００２０】
チャージポンプ回路４０の動作について説明する。尚、バックゲート切換制御回路４１の動作以外は、チャージポンプ回路３０と同様であり、その説明は省略する。先ず、昇圧コンデンサＣ１の充電動作のときについて説明する。"Ｈ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、バックゲート切換制御回路４１のＯＲ回路４３の他方の入力端は"Ｌ"レベルである。この状態で、ＭＯＳトランジスタＭ４のソースの電位が比較器４２の非反転入力端（＋）に入力されているとともにドレインの電位が反転入力端（−）に入力されている。このとき、負荷変動がなければ、ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの電位がソースの電位より高いため、比較器４２の出力端の電位は"Ｌ"レベルとなり、ＯＲ回路４３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路４１の出力端は、チャージポンプ回路３０と同様に、"Ｌ"レベルとなる。一方、負荷変動によりＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの電位がソースの電位より低くなると、比較器４２の出力端の電位は"Ｈ"レベルとなり、ＯＲ回路４３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路４１の出力端は、チャージポンプ回路３０と同様に、"Ｈ"レベルとなる。
【００２１】
次に、昇圧コンデンサＣ１の放電動作のときについて説明する。"Ｌ"レベルのクロック信号ＣＬＫ入力により、バックゲート切換制御回路４１のＯＲ回路４３の他方の入力端は"Ｈ"レベルである。この状態で、ＭＯＳトランジスタＭ４のソースの電位が比較器４２の非反転入力端（＋）に入力されているとともにドレインの電位が反転入力端（−）に入力されている。この場合、比較器４２の出力レベルに関係なくＯＲ回路４３の出力端、すなわち、バックゲート切換制御回路４１の出力端は、チャージポンプ回路３０と同様に、"Ｈ"レベルとなる。
【００２２】
以上、第１および第２実施例に説明したように、バックゲート切換制御回路３１，４１によりＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８のゲートを制御するようにしたので、昇圧コンデンサＣ１の充電動作時に負荷変動により出力端子Ｖｏｕｔの電位が電源電圧ＶＤＤより低くなった場合に寄生トランジスタＱ４がオンするのを防止することができる。
【００２３】
尚、上記実施例では、チャージポンプ回路を２倍昇圧型を例に説明したが、他の整数倍昇圧型のチャージポンプ回路に適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施例のチャージポンプ回路３０の回路図。
【図２】本発明の第２実施例のチャージポンプ回路４０の回路図。
【図３】従来のチャージポンプ回路２０の回路図。
【図４】図３に示すチャージポンプ回路２０の昇圧コンデンサの充電動作時における動作を説明する回路図。
【図５】図３に示すチャージポンプ回路２０の昇圧コンデンサの放電動作時における動作を説明する回路図。
【符号の説明】
【００２５】
３０，４０  チャージポンプ回路
３１，４１  バックゲート切換制御回路
３２，４２  比較器
３３  ＮＡＮＤ回路
４３  ＯＲ回路
Ｃ１  昇圧コンデンサ
Ｃ２  平滑コンデンサ
Ｍ１  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（電圧加算用ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ２  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ３  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ４  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（放電用ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ５，Ｍ６  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳトランジスタＭ３用切換スイッチ）
Ｍ７，Ｍ８  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳトランジスタＭ４用切換スイッチ）
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２  インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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