(57)【要約】【課題】電力増幅器における振幅変調を線形化する。【解決手段】送信すべきＲＦ入力信号を発生する発振器をＲＦ増幅器が含んでいる。前記ＲＦ入力信号を電力増幅回路が受信し、該ＲＦ入力信号を増幅してＲＦ出力信号を発生する。前記発振器および前記電力増幅回路には増幅器制御回路が作動的に関連しており、この増幅制御回路はＲＦ出力信号の所望する振幅を示す制御信号を発生するための手段を含む。メモリ手段は前記制御信号に対しＲＦ出力信号の実際の振幅を相関化する補正情報を記憶する。所望する振幅に対する補正情報に応答して変更された制御信号を使って制御手段が電力増幅回路の電源電圧を変えるようになっている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信すべきＲＦ入力信号を発生する発振器と、
前記ＲＦ入力信号を受け、ＲＦ出力信号を発生するために前記ＲＦ入力信号を増幅する電力増幅器と、
前記発振器および電力増幅器に作動的に関連した増幅器制御装置とを備え、該増幅制御装置が前記ＲＦ出力信号の所望する振幅を示す制御信号を発生するための手段と、
前記制御信号に対して前記ＲＦ出力信号の実際の振幅を相関化する補正情報を記憶するためのメモリ手段と、前記所望する振幅に対する前記補正情報に応答して変更された制御信号を使って、電力増幅回路の電源電圧を変更するための制御手段とを含む、ＲＦ増幅回路。
【請求項２】
前記発振器が位相変調されたＲＦ入力信号を発生する、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項３】
前記増幅制御装置がプロセッサを含む、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項４】
前記メモリ手段が前記制御信号に対する電力増幅器のＲＦ出力信号の伝達曲線の逆数を記憶する、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項５】
ＲＦ出力信号の振幅をモニタするための、前記増幅制御装置に結合された手段を更に含む、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項６】
前記増幅制御装置がモニタされたＲＦ出力信号の振幅および所望する振幅を使って周期的に補正情報を更新する、請求項５記載のＲＦ増幅回路。
【請求項７】
前記制御手段が電力増幅回路の電源電圧を発生するスイッチングレギュレータを含む、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項８】
前記制御手段が電力増幅器の電源電圧を発生するＤ級増幅ステージを含む、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項９】
前記制御手段が前記発振器を制御するプログラムの組み込まれたプロセッサを含む、請求項１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項１０】
前記発振器が、高速位相ロックループ（ＰＬＬ）を含む、請求項９記載のＲＦ増幅回路。
【請求項１１】
ＰＬＬが電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含み、該ＶＣＯのための制御ループ内の分周器が除数の整数を制御する、請求項１０記載のＲＦ増幅回路。
【請求項１２】
前記メモリ手段が前記制御信号に対しＡＭ−ＰＭ変換を相関化する補正テーブルを記憶し、前記プロセッサが予め歪んだ位相制御信号を前記ＰＬＬへ送る、請求項１１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項１３】
前記プロセッサがＶＣＯを制御する、請求項１１記載のＲＦ増幅回路。
【請求項１４】
前記発振器が、位相変調された電圧制御発振器を含む、請求項９記載のＲＦ増幅回路。
【請求項１５】
送信すべきＲＦ入力信号を発生する工程と、
電力増幅器がＲＦ入力信号を受信し、該ＲＦ入力信号を増幅してＲＦ出力信号を発生する工程と、
電力増幅器の電源電圧制御信号に対し、前記ＲＦ出力信号の振幅を相関化する補正情報を記憶する工程と、
前記補正情報によって変更された前記制御信号を使って電力増幅器の電源電圧を変更し、電力増幅器内の振幅変調を線形化する工程とを備えた、増幅器のうちの電力増幅器における振幅変調を線形化する方法。
【請求項１６】
前記発生工程が、位相変調されたＲＦ入力信号を発生することを含む、請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記記憶する工程が前記制御信号に対する電力増幅器のＲＦ出力信号の伝達曲線の逆数を記憶することを含む、請求項１５記載の方法。
【請求項１８】
ＲＦ出力信号の振幅をモニタする工程を更に含む、請求項１５記載の方法。
【請求項１９】
モニタされたＲＦ出力信号の振幅および制御信号を使って周期的に補正情報を更新する工程を更に含む、請求項１８記載の方法。
【請求項２０】
前記変更する工程が、電力増幅回路の電源電圧を発生するスイッチングレギュレータに対する制御信号を発生することを含む、請求項１５記載の方法。
【請求項２１】
前記変更する工程が電力増幅回路の電源電圧を発生するＤ級増幅ステージへ制御信号を発生することを含む、請求項１５記載の方法。
【請求項２２】
前記発生する工程が発振器を制御するプログラムの組み込まれたプロセッサを作動させることを含む、請求項１６記載の方法。
【請求項２３】
前記発振器が、高速位相ロックループ（ＰＬＬ）を含む、請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
前記ＰＬＬが電圧制御発振器（ＶＣＯ）およびＶＣＯのための制御ループ内の分周器を含み、前記作動させる工程が除数の整数を制御することを含む、請求項２３記載の方法。
【請求項２５】
位相歪みを補償するよう、電力増幅器の出力と分周器とを結合することを更に含む、請求項２４記載の方法。
【請求項２６】
前記記憶する工程が前記電力増幅器の供給電圧制御信号に対し、ＡＭ−ＰＭ変換を相関化する補正テーブルを記憶することを含み、前記プロセッサが予め歪んだ位相制御信号を前記ＰＬＬへ送る、請求項２４記載の方法。
【請求項２７】
前記ＶＣＯを制御するよう前記プロセッサを作動させる工程を更に含む、請求項２４記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波増幅器に関し、より詳細には、電力増幅器における振幅変調を線形化するための回路および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
セルラー電話で使用されているような高周波（ＲＦ）増幅器は空中を通して送信すべきＲＦ信号を発生する。ある形態の変調、例えば周波数変調、位相変調、振幅変調またはこれらの組み合わせにより、信号に情報が載せられる。
【０００３】
振幅変調および位相変調により変調された信号を発生することが望ましい。小型で軽量のデバイス、特にセルラー電話を開発しなければならないことから、かかる増幅器の回路は最小限の部品しか使用していないことが重要である。このような要求を満たす１つの方法として、発振器の位相ロックループ（ＰＬＬ）を直接変調し、信号に位相変調成分を直接与え、次に振幅成分により電圧制御発振器／位相ロックループ（ＶＣＯ／ＰＬＬ）の組み合わせに接続された電力増幅ステージの振幅変調する方法がある。アップコンバージョンをすることなく、出力信号で直接位相変調を行うのに、信号の情報バンド幅に対するバンド幅が十分広いＶＣＯ／ＰＬＬ回路が存在している。しかしながら、この位相変調された信号に振幅信号を載せることにとどまっている。非線形モードにて高い効率で電力増幅ステージを作動させることができるように、このことは電力ステージで実行することが好ましい。これまで振幅変調送信機で多く行われていたように、電力増幅器の給電電圧を変調することにより、振幅情報を載せていた。しかしながら、電力増幅器の給電電圧と信号の振幅出力との間の伝達関数を線形化できないという問題がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
これまで、上記問題は種々の別の変調方法によって解決されてきた。１つの解決案は、ＲＦ信号の直交変調、すなわちＩ／Ｑ変調を使用する方法である。この方法では、線形電力増幅器が必要である。また、線形ＲＦ増幅器はＲＦ出力がＲＦ入力信号の振幅をトラッキングするのに振幅フィードバックループを使用していた。しかしながら、線形電力増幅器は非線形電力増幅器ほど効率的ではない。更に、振幅フィードバックループを備えた線形電力増幅器または非線形電力増幅器のいずれも、電源電圧の変化から抑制できるノイズ量を限定し得る、ループフィルタリングに固有の制限がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上記問題の１つ以上を新規で、かつ簡単な態様で克服するものである。
【０００６】
本発明によれば、振幅変調されたＲＦ増幅器の出力を線形化するための回路および方法が提供される。
【０００７】
広義には、本明細書には、送信すべきＲＦ入力信号を発生する発振器を含むＲＦ増幅器が開示されている。前記ＲＦ入力信号を電力増幅回路が受信し、該ＲＦ入力信号を増幅してＲＦ出力信号を発生する。前記発振器および前記電力増幅回路には増幅器制御回路が作動的に関連しており、この増幅制御回路はＲＦ出力信号の所望する振幅を示す制御信号を発生するための手段を含む。メモリ手段は前記制御信号に対しＲＦ出力信号の実際の振幅を相関化する補正情報を記憶する。所望する振幅に対する補正情報に応答して変更された制御信号を使って制御手段が電力増幅回路の電源電圧を変えるようになっている。
【０００８】
本発明の１つの特徴は、発振器が位相変調されたＲＦ入力信号を発生することである。
【０００９】
本発明の別の特徴は、増幅制御回路がプロセッサ回路を含むことである。
【００１０】
本発明の更に別の特徴は、メモリ手段が制御信号に対する電力増幅回路のＲＦ出力信号の伝達曲線を記憶することである。
【００１１】
本発明の更に別の特徴は、ＲＦ出力信号の振幅をモニタするための、増幅制御装置に結合された手段を設けることである。この増幅制御回路はモニタされたＲＦ出力信号の振幅および所望する振幅を使って周期的に補正情報を更新する。
【００１２】
本発明の更に別の特徴は、制御手段が電力増幅回路の電源電圧を発生するスイッチングレギュレータを含むことである。これとは異なり、この制御手段はデルタ−シグマ変調器のようなパルス密度発生機能、電力増幅回路の電源電圧を発生するＤ級増幅ステージおよびローパスフィルタを含む。
【００１３】
本発明の更に別の特徴は、前記制御手段が発振器を制御するプログラムの組み込まれたプロセッサを含むことである。この発振器は、高速位相ロックループ（ＰＬＬ）を含む。このＰＬＬは電圧制御発振器（ＶＣＯ）および分周器を含み、ＶＣＯ用のコントローラが除数の整数を制御するようになっている。本発明の別の特徴によれば、別のメモリ手段が制御信号に対しＡＭ−ＰＭ変換を相関化する補正テーブルを記憶しており、プロセッサが予めひずんだ位相制御信号をＰＬＬにおくることである。
【００１４】
本発明の更に別の特徴によれば、プロセッサはＶＣＯを制御する。
【００１５】
本発明の更に別の特徴によれば、発振器は、位相変調された電圧制御発振器を含む路。
【００１６】
本発明の別の特徴によれば、送信すべきＲＦ入力信号を発生する工程と、電力増幅器がＲＦ入力信号を受信し、該ＲＦ入力信号を増幅してＲＦ出力信号を発生する工程と、電力増幅器の電源電圧制御信号に対し、前記ＲＦ出力信号の振幅を相関化する補正情報を記憶する工程と、前記補正情報によって変更された前記制御信号を使って電力増幅器の電源電圧を変更し、電力増幅器内の振幅変調を線形化する工程とを備えた、増幅器のうちの電力増幅器における振幅変調を線形化する方法が開示される。
【００１７】
本明細書および図面から、本発明の上記以外の特徴および利点が明らかとなろう。
【実施例】
【００１８】
まず、図１を参照すると、ここには本発明に係わるＲＦ増幅回路１２を使用する送信機１０が示されている。送信機１０は移動セルラー電話などのように空中にＲＦ信号を送信するデバイスでよい。より一般的には、送信機１０は振幅変調および位相変調の双方で変調された信号を発生する任意のデバイスで使用できる。本発明は特に、以下、より詳細に説明するように、振幅変調を線形化するように電力増幅器のＲＦ信号の振幅出力対供給電圧の伝達曲線を学習するための回路および方法に関する。
【００１９】
本発明の図示された実施例では、送信機１０は送信すべき出力信号を発生するためのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）および関連する回路を使用している。後に明らかとなるように、この回路の機能ＡＳＩＣ、プログラムが組み込まれたＤＳＰまたはプログラムが組み込まれたマイクロプロセッサ、または他の同様のタイプのデバイスで実現できる。
【００２０】
送信機１０は波形発生器１４を含む。この波形発生器１４は送信されるデジタルデータおよび変調特性に適した、振幅変調および位相変調を含む総合変調を行うことができる。ＲＦ増幅回路１２は波形を受信し、これを位相変調パス１６および振幅変調パス１８へ送る。位相変調パス１６は位相変調信号φ（ｔ）を発生するための偏角関数２０を含み、振幅変調パス１８はＲＦ出力信号の所望する振幅を表示する振幅変調制御信号Ａ（ｔ）を発生するための振幅関数２２を含む。これら信号を発生するのに種々の実現例および方法を使用できる。増幅回路１２を通した純効果としてブロック２４で示された電力増幅器の出力端で所望する複合信号が形成されるように、双方の信号を時間的に同期化しなければならない。
【００２１】
位相変調パス１６では変換ブロック２６に位相変調信号が印加される。この変換ブロック２６は位相変調発振器２８に必要な適当なフォーマットおよびレベルとなるように、位相変調信号を変換する。発振器２８は任意の形態の位相変調ソースでよい。１つの例として、基準信号を複素ベクトル（Ｉ／Ｑ）変調器によって位相変調するか、または後述するように、ループ内で位相変調を行うように位相ロックループ（ＰＬＬ）内に設けられる電圧制御発振器（ＶＣＯ）が挙げられる。位相変調信号は周波数ｆ0におけるＲＦ信号の一部であり、ＲＦドライバーステージ３０によって増幅される。このＲＦドライバーステージ３０は信号がオーバードライブされ、出力２４を示す電力増幅器３２の出力が電源電圧のレベルだけに応答するように、電力増幅器３２へ十分な信号レベルを供給する。
【００２２】
振幅変調パス２２では、振幅関数２２からの制御信号が補正テーブル３４へ印加される。この補正テーブル３４はＤＳＰに関連する増幅回路の適当なメモリ内に記憶されている。メモリは電力増幅器のＲＦ信号振幅出力と制御信号との関係を示す伝達曲線の逆数を記憶している。特に補正テーブル３４はシステムへの印加時にＲＦ信号の正しい振幅を生じさせるような振幅となるように、所望する振幅の値を変更する。この変更された制御信号は変調器３６へ印加され、変調器３６は平均値が入力波形に類似するような、あるシーケンスの１ビットのデジタル信号を発生する。任意のパルス密度変調器を使用することができる。しかしながら、デルタ−シグマ変調器はノイズ対周波数が低周波で低くなり、高周波で高くなるという利点を有している。変調器３６へ入力される信号の二進状態に応じ、出力信号がフルバッテリー電圧またはゼロ電圧のいずれかとなるように、変調された信号の電流容量をＤ級増幅ステージ３８が増加する。こうして増幅された信号は平滑された電圧が電力増幅器３２のドレインまたはコレクタに加えられるよう、ローパスフィルタ４０を通して印加される。従って、位相変調ソースからのＲＦ信号が電力増幅器３２によって電力増幅されると、最終出力信号は波形発生器１４によって発生された元の波形であって、かつ周波数ｆ0でＲＦ搬送波信号に載せられる。
【００２３】
波形発生器１４から出力２４への信号の忠実な再生を維持するには信号変調プロセスにおける非線形を連続的に補正する必要がある。パワー増幅器３２の出力におけるパワーレベルは電力検出回路４２によって測定される。この電力信号はアナログ−デジタルコンバータ４４でサンプリングされ、平方根をとり、ブロック４８で所望する振幅と比較できるように一定の適当なレベルにスケーリングすることによって、変換ブロック４６がパワーレベルを振幅に変換する。特にブロック４８はブロック２２からの所望する振幅とブロック４６からの測定された振幅とを比較し、所望する振幅の特定レベルに対する新しい補正値を計算する。新しい値が制御信号Ａ（ｔ）の特定の値に対する、先に記憶された値と充分異なる場合、ブロック３４にある補正テーブルに新しい値が挿入される。
【００２４】
ブロック３４における補正テーブルは、温度、電力増幅値の負荷、バッテリー電圧などの変化する条件に対して維持される。ブロック３４における補正テーブルの維持は極めて低いサンプリングレートで容易に実行できる。
【００２５】
オプションとして、同じハードウェアと若干異なるデジタル処理とを使ってリアルタイムのデジタルフィードバックループを組み込むように十分高いレートでハードウェアのサンプリングプロセスを実行できる。図２には、本発明の第２実施例に係わる送信機１１０が示されている。この送信機１１０は増幅回路１１２を含む。送信機１１０の要素の多くは、図１の送信機１０内の関連する要素に直接対応している。説明を簡潔にするため、これら要素には同じ番号が付けてある。要素がほぼ同じであれば、１００を加えた番号で表示されている。
【００２６】
第２実施例では、振幅変調パス１１８は比較ブロック４８がデジタルコンパレータ１４８に置換されており、補正テーブル３４がデジタルフィードバックフィルタ１３４に置換されているという点で異なっている。振幅関数２２の所望する振幅信号および変換部ロック４６からの測定された振幅信号は、デジタルフィードバックループに適したデジタルコンパレータ１４８に入力され、このデジタルコンパレータ１４８の出力信号はデジタルフィードバックフィルタ１３８に入力される。デジタルフィードバックフィルタ１３４は所望する振幅変調信号の周波数成分を通過するのに十分大きいカットフオフ周波数を有する。ローパスフィルタ４０は変調器３６からのノイズを除去するのに、可能な最低のカットフオフ周波数を必要とするので、デジタルフィードバックフィルタ１３４はローパスフィルタ４０のカットフオフ周波数よりも高いカットフオフ周波数を有することになる。
【００２７】
図３を参照すると、ここには本発明の第３実施例に係わる送信機２１０が示されている。この送信機２１０は増幅回路２１２を含み、送信機２１０の要素の多くは、図１の送信機１０内の関連する要素に直接対応している。説明を簡潔にするため、これら要素には同じ参照番号が付けてある。要素がほぼ同じであれば、２００を加えた番号で表示される。
【００２８】
増幅回路２１２は異なる位相変調パス２１６を使用している点で、増幅回路１２と異なる。偏角関数ブロック２０からの所望する位相変調信号は変換ブロック２２６に入力され、変換ブロック２２６は分周器２５０の除数を制御するための一組の二進制御信号Ｚi(t)となるように、位相変調信号を変換する。この結果、分周器２５０の除数はシステムクロックに等しいレートで変化し、ＶＣＯ２５２のキャラクター周波数を固定する平均化された除数の比を発生し、ＶＣＯ２５２が所望する位相変調信号をトラッキングするように強制する。システム基準発振器２５４、位相検出器２５６およびＰＬＬフィルタ２５８は、発振器２５２および分周器２５０と共に位相ロックループソース２２８を構成しており、この位相ロックループソースは位相変調される。ＶＣＯ２５２の出力はＲＦドライバーステージ３０へ印加される。
【００２９】
図３のＰＬＬ構造を使用する利点は、ループバンド幅が極めて広く、位相変調周波数成分を通過させるのに必要なバンド幅をカバーしていることである。
【００３０】
図４を参照すると、ここには本発明の第４実施例に係わる送信機３１０が示されている。この送信機３１０は増幅回路３１２を含み、送信機３１０の要素の多くは図１の送信機１０の関連する要素に直接対応している。説明を簡潔にするため、これら要素には同じ参照番号を使用する。要素がほぼ同様であれば、３００を加えた番号でこれら同じ要素が表示されている。
【００３１】
増幅回路３１２は電力増幅器３２へ供給される電圧を変えるだけでサポートできる振幅変調レンジよりも広い振幅変調レンジを提供できるという点で、図１の増幅回路１２と異なっている。
【００３２】
振幅関数ブロック２２からの所望する振幅信号Ａ（ｔ）はスレッショルド検出器３６０へ印加される。このスレッショルド検出器３６０は制御信号の平均値が所定値ＡTよりも大きいか小さいかを判断する。スレッショルド検出器３６０はスイッチ３６２の作動を制御する。このスイッチ３６２は電力増幅器３２を制御するために使用されるレベルＡ１およびＲＦドライバーステージ３０を制御するための値Ｈ１を決定する。値Ｈ１はＲＦドライバーステージ３０へ給電するための電圧制御レギュレータ３６４へ印加され、値Ａ１はその後、振幅変調パス３１８内の所望する振幅制御信号として使用される。
【００３３】
スレッショルド検出器３６０およびスイッチ３６２は、次のロジックを実現するようにプログラムされている。Ａ（ｔ）の平均値はＡTよりも大となる所望する振幅に対し、スイッチ３６２は信号Ａ（ｔ）をＡ１にルーティングし、Ａ（ｔ）の平均値に依存したＤＣレベルにＨ１を固定するので、ドライバーステージ３０からの信号はこのドライバーステージが送らなければならない最大出力パワーで電力増幅器３２を飽和状態にドライブするのに十分な大きさとなる。Ａ（ｔ）の平均値がＡTよりも低い振幅に対し、スイッチ３６２は適当なスケーリングファクターを使ってＡ（ｔ）をＨ１にルーティングする。値Ａ１はＡ（ｔ）の平均値に依存したＤＣレベルにセットされるので、電力増幅器３２はドライバーステージ３０からの振幅変調された信号に対し線形増幅器となるように十分なバイアスがかけられる。
【００３４】
従って、Ａ（ｔ）の平均値がスレッショルドよりも高くなると、変調信号は図１を参照して説明したように電力増幅器３２へ入力される。これと同時に、スレッショルド情報はドライバーステージ３０の電力出力が電力増幅器をオーバードライブするのに十分となり、それ以上大きくならないように、電力増幅器３２からの最大出力レベルを決定し、電圧制御レギュレータ３６４を使ってドライバーステージ３０への給電を設定するのにも使用される。その結果、Ａ（ｔ）のピークによって決定される電力増幅器３２からの最大電力が減少するにつれ、ドライブレベルも低下する。このことは、Ａ（ｔ）における通常の変調プロセスとは独立して、送信機１０から送るべき平均電力レベルが低下する際に生じる。より低いドライブレベルでは、平均電力出力が低下すると、出力電力増幅器３２の変調レンジは大きくなる。低い増幅器の電源電圧でＲＦ信号の付随的なフィードスルーによって電力増幅器の変調に対する下限が設定されるので、このようなことが生じる。これら条件における、より低いドライブ状態では、より低いレベルのドレインまたはコレクター電圧で変調が働く。これを行うには、数種の別々のドライブレベルを設定するだけでよい。
【００３５】
Ａ（ｔ）の平均値がスレッショルドを下回ると、変調信号はドライバーステージ３０へ給電するためのレギュレータ３６４へ送られ、このドライバーステージで変調が行われる。電力増幅器３２の制御は、この電力増幅器３２が線形増幅器として作動できるような適当なＤＣレベルにセットされる。電力増幅器３２における電力の散逸を低減するために、この制御は平均レベルの出力と一致する最小値にセットされる。Ａ（ｔ）の平均電力が、より低い出力級を通って低下し続ける際に、電力増幅器のＤＣレベルも電力散逸量をすべての平均出力レベルに対する最小値まで維持するように低下する。
【００３６】
図５を参照すると、ここには本発明の第５実施例に係わる送信機４１０が示されている。この送信機４１０は増幅回路４１２を含み、増幅器４１０の要素の多くは図１の送信機１０害の関連する要素に直接対応している。説明を簡潔にするため、これら要素には同じ参照番号が付けられており、要素がほぼ同様である場合、４００を加えた参照番号で表示されている。
【００３７】
増幅回路４１２はＶＣＯ／ＰＬＬを位相変調する２ポイント方法を使って、スペクトル機能を拡張するために図３の位相変調パス２１６から変更された位相変調パス４１６を含む。発振器４２８は所望する位相変調信号を受信する変換ブロック４２６および４７０を含む。この変換ブロック４７０は第２変調パス内で使用するための位相変調信号をスケーリングし、フォーマット化する。第１パスは図３を参照してこれまで説明したものである。ＰＬＬのループバンド幅から外れたスペクトル成分を有するＲＦ信号上でしか、第１パスに起因する位相変調は現われない。第２パスは変換ブロック４７０でスケーリングされ、フォーマット化された同じ位相変調信号をＤ／Ａコンバータ４７２に供給し、この変調信号はＶＣＯ４５２へ入力される。この結果、この位相変調信号は直接ＶＣＯチューニングポートへ入力される。これによってループバンド幅を越えた位相変調スペクトル成分をＲＦ信号に載せることが可能となる。
【００３８】
第２パスのレベルおよび位相は複合パスの周波数応答がフラットとなるように、第１パスのレベルおよび位相と一致することが重要である。これらパスの相互のレベルおよび位相は、ブロック１４、２０、４２６および４７０内で実現される機能によって容易に制御できる。ボルト当たりのＭＨｚのＶＣＯチューニング利得は周波数チューニングレンジ、温度および製造によって変わりやすい。これらパラメータを周期的に測定する方法を得ることが重要である。このことは、ブロック４７０および４７２を通過するチャンネルを０ボルトとなるように命令するように、増幅回路４１２をプログラムすることによって実行できる。位相検出器４５６は電荷ポンプを有するデジタルタイプのものであることが多い。このようなタイプとすることによって、位相検出器４５６を較正用に機能する周波数検出器とすることも可能である。周波数測定情報を抽出することは、通常のＶＣＯ／ＰＬＬ構造における機能の１つではないので、周波数測定情報をより容易に抽出できるように位相検出器４５６を変形すると有利である。位相検出器における電荷ポンプはループフィルタ４５８に対してターンオフされる。周波数は位相検出器４５６によって測定される。Ｄ／Ａブロック４７２からの電圧は既知の値までステップ制御される。次に、位相検出器４５６に対する周波数が測定される。次に、ＶＣＯのチューニング感度がボルト当たりのＭＨｚを単位として計算される。次に、変換ブロック４７０に対する適当なスケーリング要素を計算する。最後に再び、位相検出器４５６における電荷ポンプがターンオンされる。
【００３９】
明らかなように、図１の送信機１０は本発明に係わる振幅変調を線形化するための方法を使用して、位相変調と振幅変調を別個にした基本送信機の構造を示す。図２〜５は別個の位相変調を行う送信機における振幅変調において、線形化を行う同じ基本方法を使用する別個の送信機構造を示す。
【００４０】
当業者が理解するように、本発明は方法または装置として具現化できる。従って、本発明は完全にハードウェアの実施例、完全にソフトウェアの実施例またはハードウェアとソフトウェアの特徴を組み合わせた実施例の形態をとり得る。以上で図１〜５のブロック図を参照して本発明について説明した。ブロックの多くはコンピュータプログラム命令によって実現できることが理解できよう。工程を示すこれらプログラム命令は装置を製造するためにプロセッサへ与えることができる。
【００４１】
従って、ブロック図は特定の機能を実行するためのステップの組み合わせにおける、特定機能を実現するための手段の組み合わせをサポートしている。各ブロック図、およびブロックの組み合わせは、特定の機能またはステップを実行する特殊なハードウェアに基づくシステムまたは特殊なハードウェアとコンピュータ命令との組み合わせによって実現できることが理解できよう。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
従って、本発明によれば、電力増幅器のＲＦ出力伝達関数に対する電源電圧の歪みを補正した増幅回路が提供される。よって、これによりＲＦ出力の伝達関数に対する変調入力信号を補正することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第１実施例に係わる増幅回路を示すブロック図。
【図２】本発明の第２実施例に係わる増幅回路を示すブロック図。
【図３】本発明の第３実施例に係わる増幅回路を示すブロック図。
【図４】本発明の第４実施例に係わる増幅回路を示すブロック図。
【図５】本発明の第５実施例に係わる増幅回路を示すブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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