(57)【要約】【課題】軽負荷時に１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限することにより設計の簡素化及び部品耐圧の低減を図る。【解決手段】全波整流回路Ｂ１の出力端Ｐ１，Ｐ２間に接続されたリアクトルＬ１とダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２との直列回路と、Ｃ２に並列に接続されたトランスＴ２の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との直列回路と、Ｌ１とＤ２との接続点と５ａとＱ１との接続点との間に接続されたコンデンサＣ３と、２次巻線５ｂとクランプ巻線５ｃとの直列回路にダイオードＤ１とダイオードＤ４との直列回路が接続され、５ｂと５ｃとの接続点とＤ１とＤ４との接続点との間に平滑コンデンサＣ１が接続された整流平滑回路と、Ｑ１をオン／オフさせることにより出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有し、Ｑ１をオンしたとき、５ｃに発生した電圧をＤ４で整流し、整流された電圧をＣ１でクランプし、Ｃ２の電圧上昇を制限した。【選択図】図１
2005184920.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、リアクトルと第１整流素子と１次平滑コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記１次平滑コンデンサに並列に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、
前記リアクトルと前記第１整流素子との接続点と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続されたコンデンサと、
前記トランスの２次巻線と前記トランスのクランプ巻線との直列回路に第２整流素子と第３整流素子との直列回路が接続され、前記２次巻線と前記クランプ巻線との接続点と前記第２整流素子と前記第３整流素子との接続点との間に２次平滑コンデンサが接続された整流平滑回路と、
前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号によりオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、
前記主スイッチをオンしたとき、前記クランプ巻線に発生した電圧を前記第３整流素子で整流し、整流された電圧を前記２次平滑コンデンサでクランプして、前記１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、リアクトルとトランスの３次巻線と前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの前記１次巻線と前記３次巻線との接続点と前記整流回路の負極側出力端との間に接続された１次平滑コンデンサと、
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記補助スイッチに並列に接続されたダイオードと、
前記トランスの２次巻線と前記トランスのクランプ巻線との直列回路に第２整流素子と第３整流素子との直列回路が接続され、前記２次巻線と前記クランプ巻線との接続点と前記第２整流素子と前記第３整流素子との接続点との間に２次平滑コンデンサが接続された整流平滑回路と、
前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、
前記主スイッチをオンしたとき、前記クランプ巻線に発生した電圧を前記第３整流素子で整流し、整流された電圧を前記２次平滑コンデンサでクランプして、前記１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスの前記２次巻線は、前記トランスの前記１次巻線の電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回され、前記トランスの前記クランプ巻線は、前記トランスの前記１次巻線の電圧に対して同相電圧又は逆相電圧が発生するように巻回されてなることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記クランプ巻線の巻数は、前記整流平滑回路の出力電圧を前記１次平滑コンデンサの最大電圧で除算して得られた値と前記１次巻線の巻数の値とを乗算して得られた値であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、軽負荷時に前記スイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、
前記２次平滑コンデンサの出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、
この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が所定の基準値に達したときに前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、高力率なスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用の交流電源を受けて直流電圧を得る高力率のＡＣ／ＤＣコンバータとして、図８に示すスイッチング電源装置が知られている（特許文献１）。図８に示すスイッチング電源装置では、高調波規制に対応するため、一つのコンバータで高調波を低減しつつ、出力に安定した電力を供給している。このスイッチング電源装置は、従来のように、力率改善回路とＤＣ／ＤＣコンバータの２コンバータ構成によるシステムに比較して、部品点数が少なく簡単な構成で高調波規制に対応した電源を製作できる利点がある。
【０００３】
図８に示すスイッチング電源装置について説明する。交流電源Ｅｉの両端には全波整流回路ＲＣ１の４つのブリッジ端子の内の２つのブリッジ端子が接続され、全波整流回路ＲＣ１の残り２つのブリッジ端子間には、リアクトルＬ１１とダイオードＤ１１とリアクトルＬ１３とトランスＴ１の１次巻線５ａとＦＥＴからなる主スイッチＱ１１との直列回路が接続されている。リアクトルＬ１１とダイオードＤ１１との接続点と１次巻線５ａと主スイッチＱ１１との接続点との間にはコンデンサＣ１３が接続されている。ダイオードＤ１１とリアクトルＬ１３４との接続点と主スイッチＱ１１と全波整流回路ＲＣ１のブリッジ端子との接続点との間には平滑コンデンサＣ１１が接続されている。
【０００４】
トランスＴ１の２次巻線５ｂとダイオードＤ１２との直列回路の両端には平滑コンデンサＣ１２が接続されている。平滑コンデンサＣ１２の両端の電圧を出力電圧Ｅｏとして取り出し、制御回路Ｕ１は出力電圧Ｅｏが所定電圧となるように主スイッチＱ１１をオン／オフ制御するようになっている。
【０００５】
ここで、スイッチング周波数は商用交流周波数よりも十分に高く、またリアクトルＬ１１のインダクタンスは主スイッチＱ１１のスイッチング周波数に対しては十分に大きく、商用交流の周波数に対しては十分小さな値であって、トランスＴ１の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいものとする。
【０００６】
次に、このスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、主スイッチＱ１１がオンすると、Ｃ１１→Ｌ１３→５ａ→Ｑ１１→Ｃ１１の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ１１に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ１の１次巻線５ａを介して放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。
【０００７】
また、これと同時に、交流電源Ｅｉの交流電圧は全波整流回路ＲＣ１により整流され、さらに、ＲＣ１→Ｌ１１→Ｃ１３→Ｑ１１→ＲＣ１の経路で電流が流れる。
【０００８】
次に、コンデンサＣ１３の電圧は、リアクトルＬ１１とコンデンサＣ１３との共振周波数により決定される傾きで上昇する。そして、コンデンサＣ１３の電圧が平滑コンデンサＣ１１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ１１が導通して、平滑コンデンサＣ１１が充電される。即ち、コンデンサＣ１３の電圧が平滑コンデンサＣ１１の電圧を越えた後には、平滑コンデンサＣ１１のエネルギーとリアクトルＬ１１のエネルギーとが２次側出力に供給される。
【０００９】
次に、主スイッチＱ１１がオフすると、Ｃ１３→Ｄ１１→Ｌ１３→５ａ→Ｃ１３の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１３が放電すると、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーにより、１次巻線５ａの電圧は上昇し、巻数に比例して２次巻線５ｂの電圧も上昇する。そして、２次巻線５ｂの電圧により、トランスＴ１の２次側では、５ｂ→Ｄ１２→Ｃ１２→５ｂと電流が流れて、平滑コンデンサＣ１２に並列に接続される図示しない負荷に電力が供給される。
【００１０】
以上の動作により、平滑コンデンサＣ１１を介して入力電圧の頂上以外でも入力電流が流れるため、頂上付近でのピーク電流が抑制されて力率を改善することができる。
【００１１】
なお、入力電流は平滑コンデンサＣ１１と主スイッチＱ１１のスイッチング周波数とに依存する。即ち、平滑コンデンサＣ１１の容量が大きいほど、また、主スイッチＱ１１のスイッチング周波数が高いほど入力電圧の頂上以外での入力電流が増大し、力率は改善される。
【特許文献１】特開平６−１３３５４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、入力電力に対して出力電力が少ない場合には、入力電力と出力電力との差の電力は、平滑コンデンサＣ１１を充電するため、図９に示すように、平滑コンデンサＣ１１の電圧が軽負荷時に上昇してしまう。この平滑コンデンサＣ１１の電圧上昇を防ぐためには、コンデンサＣ１３の容量を減らせばよい。しかし、入力電圧の頂上以外の場所の電流が減少し、力率が悪化する。このため、主スイッチＱ１１及び平滑コンデンサＣ１１の耐電圧を余裕のあるものを使用する必要があり、また、回路設計に時間がかかり、部品コストがアップする。
【００１３】
本発明は、軽負荷時に１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限することにより設計の簡素化及び部品耐圧の低減を図ることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、リアクトルと第１整流素子と１次平滑コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記１次平滑コンデンサに並列に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、前記リアクトルと前記第１整流素子との接続点と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続されたコンデンサと、前記トランスの２次巻線と前記トランスのクランプ巻線との直列回路に第２整流素子と第３整流素子との直列回路が接続され、前記２次巻線と前記クランプ巻線との接続点と前記第２整流素子と前記第３整流素子との接続点との間に２次平滑コンデンサが接続された整流平滑回路と、前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号によりオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、前記主スイッチをオンしたとき、前記クランプ巻線に発生した電圧を前記第３整流素子で整流し、整流された電圧を前記２次平滑コンデンサでクランプして、前記１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限したことを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、リアクトルとトランスの３次巻線と前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの前記１次巻線と前記３次巻線との接続点と前記整流回路の負極側出力端との間に接続された１次平滑コンデンサと、前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記補助スイッチに並列に接続されたダイオードと、前記トランスの２次巻線と前記トランスのクランプ巻線との直列回路に第２整流素子と第３整流素子との直列回路が接続され、前記２次巻線と前記クランプ巻線との接続点と前記第２整流素子と前記第３整流素子との接続点との間に２次平滑コンデンサが接続された整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、前記主スイッチをオンしたとき、前記クランプ巻線に発生した電圧を前記第３整流素子で整流し、整流された電圧を前記２次平滑コンデンサでクランプして、前記１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限したことを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの前記２次巻線は、前記トランスの前記１次巻線の電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回され、前記トランスの前記クランプ巻線は、前記トランスの前記１次巻線の電圧に対して同相電圧又は逆相電圧が発生するように巻回されてなることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記クランプ巻線の巻数は、前記整流平滑回路の出力電圧を前記１次平滑コンデンサの最大電圧で除算して得られた値と前記１次巻線の巻数の値とを乗算して得られた値であることを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、軽負荷時に前記スイッチング周波数を低下させることを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記２次平滑コンデンサの出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が所定の基準値に達したときに前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、主スイッチをオンしたとき、クランプ巻線に発生した電圧を第３整流素子で整流し、整流された電圧を２次平滑コンデンサでクランプして、１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限したので、軽負荷時に１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限でき、耐電圧の低い１次平滑コンデンサ及び主スイッチを使用することができる。また、１次平滑コンデンサの制限電圧は、計算で簡単に求めることができるため、設計が簡素化され、設計時間を短縮できる。また、クランプ巻線により生じたエネルギーは、全て負荷に伝達されるため、効率の低下もなく高効率で安価なスイッチング電源装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。実施の形態に係るスイッチング電源装置は、トランスにクランプ巻線を設け、主スイッチがオンしたときに、クランプ巻線に生じた電圧を整流し、１次平滑コンデンサの電圧をクランプ巻線を介して２次平滑コンデンサの出力電圧の巻数倍にクランプして、１次平滑コンデンサの電圧上昇を制限することにより設計の簡素化及び部品耐圧の低減を図ることを特徴とするものである。
【実施例１】
【００２２】
図１は実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１に示すスイッチング電源装置において、交流電源Ｖａｃ１の両端には全波整流回路Ｂ１が接続され、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、リアクトルＬ１とダイオードＤ２とトランスＴ２の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなる主スイッチＱ１との直列回路が接続されている。リアクトルＬ１とダイオードＤ２との接続点と１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間にはコンデンサＣ３が接続されている。ダイオードＤ２と１次巻線５ａとの接続点と主スイッチＱ１と全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２との接続点との間には平滑コンデンサＣ２（１次平滑コンデンサに対応）が接続されている。主スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３は主スイッチＱ１の寄生ダイオードであってもよい。
【００２３】
トランスＴ２の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とトランスＴ２のクランプ巻線５ｃ（巻数ｎ３）との直列回路には、ダイオードＤ１とダイオードＤ４との直列回路が接続されている。２次巻線５ｂとクランプ巻線５ｃとの接続点とダイオードＤ１とダイオードＤ４との接続点との間に平滑コンデンサＣ１（２次平滑コンデンサに対応）が接続されている。この平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端の電圧を出力電圧Ｖ０として取り出し、制御回路１０は平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖ０が所定電圧となるように主スイッチＱ１をオン／オフ制御するようになっている。
【００２４】
トランスＴ２の２次巻線５ｂは、トランスＴ２の１次巻線５ａの電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ２のクランプ巻線５ｃは、トランスＴ２の１次巻線５ａの電圧に対して同相電圧又は逆相電圧が発生するように巻回されている。例えば、２次巻線５ｂとクランプ巻線５ｃとの接続点を基準にすると、１次巻線５ａに対して、２次巻線５ｂは逆相、クランプ巻線５ｃは同相となる。また、２次巻線５ｂとクランプ巻線５ｃとを１つの巻線とすると、１次巻線５ａに対して、２次巻線５ｂ及びクランプ巻線５ｃは逆相となる。また、クランプ巻線５ｃの巻数は、出力電圧Ｖ０を平滑コンデンサＣ２の最大電圧で除算して得られた値と１次巻線５ａの巻数の値とを乗算して得られた値である。
【００２５】
ここで、スイッチング周波数は商用交流周波数よりも十分に高く、またリアクトルＬ１のインダクタンスは主スイッチＱ１のスイッチング周波数に対しては十分に大きく、商用交流の周波数に対しては十分小さな値であって、トランスＴ２の励磁インダクタンスの値よりも十分大きいものとする。
【００２６】
次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図２を参照して説明する。
【００２７】
まず、通常状態（重負荷時）の動作を説明する。主スイッチＱ１がオンすると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２の１次巻線５ａを介して放電し、トランスＴ２の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。
【００２８】
また、これと同時に、交流電源Ｖａｃｌの交流電圧は全波整流回路Ｂ１により整流され、さらに、Ｂ１→Ｌ１→Ｃ３→Ｑ１→Ｂ１の経路で電流が流れる。
【００２９】
次に、コンデンサＣ３の電圧は、リアクトルＬ１とコンデンサＣ３との共振周波数により決定される傾きで上昇する。そして、コンデンサＣ３の電圧が平滑コンデンサＣ２の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ２が導通して、平滑コンデンサＣ２が充電される。
【００３０】
次に、主スイッチＱ１がオフすると、Ｃ３→Ｄ２→５ａ→Ｃ３の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３が放電すると、トランスＴ２に蓄えられたエネルギーにより、１次巻線５ａの電圧は上昇し、巻数に比例して２次巻線５ｂの電圧も上昇する。そして、２次巻線５ｂの電圧と平滑コンデンサＣ１の電圧とが等しくなったとき、ダイオードＤ１が導通して、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００３１】
次に、軽負荷時の動作を説明する。ここで、平滑コンデンサＣ２の許容される最大電圧をＶ１ｍとし、平滑コンデンサＣ１の出力電圧をＶ０とした場合に、ｎ１／ｎ３＝Ｖ１ｍ／Ｖ０となるようにクランプ巻線５ｃの巻数ｎ３が決定されている。このため、軽負荷時に、主スイッチＱ１をオンしたとき、平滑コンデンサＣ２の電圧がＶ１ｍとなった場合には、ダイオードＤ４が導通し、５ｃ→Ｄ４→Ｃ１→５ｃとダイオードＤ４に電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ２の電圧がＶ１ｍにクランプされる。
【００３２】
即ち、クランプ巻線５ｃに生じた電圧を整流し、平滑コンデンサＣ２の電圧をクランプ巻線５ｃを介して平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖ０の巻数倍にクランプして、平滑コンデンサＣ２の電圧上昇を制限することができる。従って、図２に示すように、軽負荷時には、平滑コンデンサＣ２の電圧は上昇しなくなる。また、この電力は、全て出力側に送られるため、効率の低下はない。
【００３３】
なお、Ｖ１ｍは、交流電源Ｖａｃ１の交流入力電圧の最大値の１．４１倍より僅かに高い電圧に設定するとよい。このようにすれば、通常状態では、ダイオードＤ４に電流が流れず、平滑コンデンサＣ２の電圧が上昇した場合にのみダイオードＤ４に電流を流すことができる。
【００３４】
このように構成することにより、コンデンサＣ３を多少の余裕をもって設定すれば、力率も問題なく、また、平滑コンデンサＣ２の電圧上昇も防ぐことができ、短時間で部品の定数を決定することができる。これにより、設計の簡素化及び部品耐圧の低減を図ることができる。また、広い負荷範囲にも対応可能となる。
【実施例２】
【００３５】
図３は実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図である。図３に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式と呼ばれるものである。アクティブクランプ方式を用いた場合、軽負荷に平滑コンデンサＣ２の電圧が上昇するが、平滑コンデンサＣ２の電圧上昇によりダイオードＤ４に電流が流れ、出力電圧Ｖ０を上昇させるため、この出力電圧Ｖ０の上昇を検出し、主スイッチＱ１のパルス幅を絞りながら、スイッチング周波数を低下させることにより軽負荷時の効率を改善したことを特徴とするものである。
【００３６】
図３において、交流電源Ｖａｃ１の両端には全波整流回路Ｂ１が接続され、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、リアクトルＬ１とトランスＴ３の３次巻線５ｄ（巻数ｎ４）と１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなる主スイッチＱ１との直列回路が接続されている。
【００３７】
３次巻線５ｄと１次巻線５ａとの接続点と主スイッチＱ１と全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２との接続点との間には平滑コンデンサＣ２（１次平滑コンデンサに対応）が接続されている。主スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３及びコンデンサＣ４とが並列に接続されている。ダイオードＤ３は主スイッチＱ１の寄生ダイオードであってもよい。コンデンサＣ４は主スイッチＱ１の寄生容量であってもよい。
【００３８】
１次巻線５ａの両端には、ＦＥＴからなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ３とからなる直列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ５が接続されている。ダイオードＤ５は、補助スイッチＱ２の寄生ダイオードであっても良い。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１０ａのＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
【００３９】
なお、トランスＴ３の２次側回路は、図１に示すトランスＴ２の２次側回路と同一構成であるので、ここでは、その説明は省略する。
【００４０】
制御回路１０ａは、負荷ＲＬの出力電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定電圧となるようにその制御信号のデューティ比を制御する。
【００４１】
制御回路１０ａは、比較回路１１、発振器１３、コンパレータ１５、インバータ回路２０、ローサイドドライバ２３、ハイサイドドライバ２５を備えている。
【００４２】
比較回路１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧（所定の基準値に対応）との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。
【００４３】
発振器１３（本発明の周波数制御手段に対応）は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成する。
【００４４】
コンパレータ１５（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をローサイドドライバ２３及びインバータ回路２０に出力する。
【００４５】
ローサイドドライバ２３は、コンパレータ１５からのパルス信号を主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。インバータ回路２０は、コンパレータ１５からのパルス信号を反転してハイサイドドライバ２５に出力する。ハイサイドドライバ２５は、インバータ回路２０からの信号を補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。
【００４６】
次に、このように構成された実施例２のスイッチング電源装置の動作を説明する。
【００４７】
通常状態（重負荷時）の動作を説明する。補助スイッチＱ２がオフし、主スイッチＱ１がオンすると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ３の１次巻線５ａを介して放電し、トランスＴ３の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。
【００４８】
また、これと同時に、交流電源Ｖａｃｌの交流電圧は全波整流回路Ｂ１により整流され、さらに、Ｂ１→Ｌ１→５ｄ→５ａ→Ｑ１→Ｂ１の経路で電流が流れる。
【００４９】
次に、主スイッチＱ１がオフし、補助スイッチＱ２がオンすると、１次巻線５ａのエネルギーにより、５ａ→Ｑ２→Ｃ３→５ａと電流が流れて、そのエネルギーはコンデンサＣ３に蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂの電圧と平滑コンデンサＣ１の電圧とが等しくなったとき、ダイオードＤ１が導通して、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００５０】
そして、１次巻線５ａに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ３に移動した後も、補助スイッチＱ２がオンしているので、Ｃ３→Ｑ２→５ａ→Ｃ３と電流が流れ、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ３の１次巻線５ａに移動する。
【００５１】
次に、軽負荷時に、主スイッチＱ１をオンしたとき、平滑コンデンサＣ２の電圧がＶ１ｍとなった場合には、ダイオードＤ４が導通し、５ｃ→Ｄ４→Ｃ１→５ｃとダイオードＤ４に電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ２の電圧がＶ１ｍにクランプされる。
【００５２】
また、軽負荷時には、比較回路１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。ここで、フォワード制御方式では、軽負荷時には、図４に示すように、フィードバック信号がＦＢ１からＦＢ２へ低下していき、パルス信号のオン／オフのディーティが小さくなる。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ１以下になった場合に、軽負荷時であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。
【００５３】
次に、発振器１３は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。例えば、図５に示すように、フィードバック信号ＦＢの電圧がＶ１，Ｖ２のように低下していくに従って、スイッチング周波数をｆ１，ｆ２のように低下させていく。このことは、図７に示すように、通常では、スイッチング周波数が例えば１００ＫＨｚであり、軽負荷時には負荷率に応じてスイッチング周波数を低下させることに相当する。
【００５４】
次に、コンパレータ１５は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、図４に示すようにフィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をインバータ回路２０に出力する。
【００５５】
図６に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ１の場合には、電圧Ｖ１に対応する周波数ｆ１の三角波信号により、周波数ｆ１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ２の場合には、電圧Ｖ２に対応する周波数ｆ２の三角波信号により、周波数ｆ２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。
【００５６】
なお、本発明は、前述した実施例１及び実施例２のスイッチング電源装置に限定されるものではない。例えば、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して図３に示すスイッチング電源装置の制御回路１０ａを用いてもよい。この場合には、インバータ回路２０及びハイサイドドライバ２５が不要となる。このようすれば、実施例１においても、軽負荷時にスイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
本発明のスイッチング電源装置は、ＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図２】実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時及び軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図４】軽負荷時にフィードバック信号が低下したときにおけるパルス信号のディーティが小さくなる様子を示す図である。
【図５】フィードバック信号の電圧に応じて周波数を変化させる発振器の特性を示す図である。
【図６】軽負荷時に負荷率に応じて周波数を低下させたパルス信号のタイミングチャートである。
【図７】軽負荷時に負荷率に応じて周波数を変化させる特性を示す図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の重負荷時及び軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５９】
Ｖａｃ１，Ｅｉ  交流電源
Ｂ１，ＲＣ１  全波整流回路
１０，１０ａ，Ｕ１  制御回路
Ｑ１，Ｑ１１  主スイッチ
Ｑ２  補助スイッチ
ＲＬ  負荷  
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２  平滑コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１３  コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５，Ｄ１１〜Ｄ１３  ダイオード
Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ１２  リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３  トランス
５ａ  １次巻線（ｎ１）
５ｂ  ２次巻線（ｎ２）
５ｃ  クランプ巻線（ｎ３）
５ｄ  ３次巻線（ｎ４）
１１  比較回路
１３  発振器
１５  コンパレータ
２０  インバータ回路
２３  ローサイドドライバ
２５  ハイサイドドライバ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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