(57)【要約】【課題】  放電灯の長寿命化を図ることができるとともに、小型化やコストの低減等を図ることができる放電灯点灯回路を得ることを目的とする。【解決手段】  ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２により昇圧された交流電圧からＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧、または、直流電圧に脈流成分が重畳された重畳電圧を生成し、その直流電圧又は重畳電圧をＨＩＤランプ８に印加して放電を開始させるように構成した。これにより、短パルスの高電圧をＨＩＤランプ８に印加する場合より、ＨＩＤランプ８の長寿命化を図ることができる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧を昇圧するインバータと、上記インバータにより昇圧された交流電圧から放電灯の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧、または、その直流電圧に脈流成分が重畳された重畳電圧を生成し、その直流電圧又は重畳電圧を上記放電灯に印加して放電を開始させるイグナイタとを備えた放電灯点灯回路。
【請求項２】
コッククロフトウォルトン回路を用いてイグナイタが構成されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
コッククロフトウォルトン回路の出力側に接続される抵抗の抵抗値が、定常放電時における放電灯の抵抗値以上、かつ、始動時における放電灯の抵抗値の１０分の１以下に設定されており、好ましくは、上記抵抗の抵抗値が、定常放電時における放電灯の抵抗値の２０倍以上、かつ、始動時における放電灯の抵抗値の１００分の１以下に設定されていることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
コッククロフトウォルトン回路のコンデンサの容量値が、１０ｐＦ以上、かつ、３００ｐＦ以下に設定されており、好ましくは、上記コンデンサの容量値が、５０ｐＦ以上、かつ、１００ｐＦ以下に設定されていることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯回路。
【請求項５】
放電灯の負荷に応じて共振する共振回路がインバータの出力側に接続されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
【請求項６】
インバータの出力側と並列に接続された第１のリアクトルと、一端が上記第１のリアクトルの一端と接続された第２のリアクトルと、一端が上記第２のリアクトルの他端と接続され、他端が放電灯の一端と接続された第１のコンデンサと、一端が上記第２のリアクトルの他端と接続され、他端が上記第１のリアクトルの他端及び上記放電灯の他端と接続された第２のコンデンサとから共振回路が構成されていることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯回路。
【請求項７】
一端がインバータの一方の出力端と接続された第１のリアクトルと、一端が上記第１のリアクトルの他端と接続され、他端が放電灯の一端と接続された第１のコンデンサと、一端が上記第１のリアクトルの他端と接続され、他端が上記インバータの他方の出力端と接続された第２のコンデンサと、一端が上記第２のコンデンサの他端と接続され、他端が上記放電灯の他端と接続された第２のリアクトルとから共振回路が構成されていることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＨＩＤ（Ｈｉｇｈ  Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ  Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ  Ｌａｍｐｓ）などの放電灯の点灯を制御する放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、車載用のＨＩＤランプでは、放電を開始する際に、約２０ｋＶの短パルス電圧を印加することによって絶縁破壊を起こす必要がある。
従来の放電灯点灯回路は、内蔵しているイグナイタが高電圧の短パルス電圧を生成し、その短パルス電圧をＨＩＤランプに印加するようにしている。
【０００３】
従来の放電灯点灯回路に内蔵されているイグナイタは、次のような構成になっている。
即ち、ギャップスイッチに並列に接続されたコンデンサの両端電圧が当該ギャップスイッチのオン電圧を超えると、そのギャップスイッチがオンする。
これにより、イグナイタトランスの一次巻き線にパルス電流が流れることによって、その二次巻き線に約２０ｋＶの短パルス高電圧が発生し、ＨＩＤランプの両端の電極に短パルス高電圧が印加される（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−３５２９８９号公報（段落番号［００１４］から［００１５］、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の放電灯点灯回路は以上のように構成されているので、約２０ｋＶの高電圧（短パルス電圧）をＨＩＤランプに印加すれば、ＨＩＤランプの放電を開始させることができる。しかし、ＨＩＤランプを始動する毎に、高電圧を印加する必要があるため、スパッタによりＨＩＤランプの電極が消耗して寿命が短くなる課題があった。
また、イグナイタのイグナイタトランスが約２０ｋＶの高電圧を発生させるために必要な多巻き線数比を有し、かつ、線間の絶縁耐圧を有している必要があるため、小型化やコスト低減の妨げとなる課題があった。
さらに、ＨＩＤランプの始動を一回目で１００％成功させるためには、動作信頼性の高いギャップスイッチを用いる必要があり、歩留まりの向上や、部品のコスト低減の妨げとなる課題もあった。
なお、従来の放電灯点灯回路では、音響共鳴現象を避けるために４００Ｈｚの低周波数でランプを点灯させている。そのため、ランプに直列に接続し、イグニッション電圧を発生させる素子として、低周波数でエネルギーを伝達できるリアクタンスしか用いることができなかった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、放電灯の長寿命化を図ることができるとともに、小型化やコストの低減等を図ることができる放電灯点灯回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る放電灯点灯回路は、インバータにより昇圧された交流電圧から放電灯の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧、または、その直流電圧に脈流成分が重畳された重畳電圧を生成し、その直流電圧又は重畳電圧を放電灯に印加して放電を開始させるイグナイタを設けたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、インバータにより昇圧された交流電圧から放電灯の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧、または、その直流電圧に脈流成分が重畳された重畳電圧を生成し、その直流電圧又は重畳電圧を放電灯に印加して放電を開始させるように構成したので、放電灯の長寿命化を図ることができるとともに、小型化やコストの低減等を図ることができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯回路を示す構成図であり、図において、直流電源１は例えば１２Ｖの直流電圧を発生し、マイナス電位側がグランドに接続されている。
ＤＣ−ＡＣインバータ回路部（インバータ）２は直流電源１から発生された直流電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧を昇圧する。なお、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２はハーフブリッジに構成されたスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂと、巻き線数比が例えば１：２３のパルストランス２ｃとから構成されている。
ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路３はＨＩＤランプ８の状態に応じて、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの動作周波数とデューティを制御する。
【００１０】
第１のリアクトルであるリアクトル４（以下、“リアクトルＬｐ”と称する）はＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの二次側と並列に接続されている。第２のリアクトルであるリアクトル５（以下、“リアクトルＬｓ”と称する）は一端がリアクトルＬｐの一端と接続されている。第２のコンデンサであるコンデンサ６（以下、“コンデンサＣｐ”と称する）は一端がリアクトルＬｓの他端と接続され、他端がリアクトルＬｐの他端及びＨＩＤランプ８の他端と接続されている。
【００１１】
イグナイタ回路部（イグナイタ）７はコッククロフトウォルトン回路を用いて構成されており、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２により昇圧された交流電圧からＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧を生成し、その直流電圧をＨＩＤランプ８に印加して放電を開始させる。
第１のコンデンサであるコンデンサ７ａ（以下、“コンデンサＣｓ”と称する）はイグナイタ回路部７の一部を構成し、一端がリアクトルＬｓの他端と接続され、他端がＨＩＤランプ８の一端と接続されている。
【００１２】
なお、イグナイタ回路部７はコンデンサＣｓの他に、コンデンサＣｐの両端電圧を昇圧させるため、５つのコンデンサ７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ，７ｆ（以下、“コンデンサＣｃ１”，“コンデンサＣｃ２”，“コンデンサＣｃ３”，“コンデンサＣｃ４”，“コンデンサＣｃ５”と称する）と、５つのダイオード７ｈ，７ｉ，７ｊ，７ｋ，７ｌ（以下、“ダイオードＤ１”，“ダイオードＤ２”，“ダイオードＤ３”，“ダイオードＤ４”，“ダイオードＤ５”と称する）と、１つの抵抗７ｇ（以下、“抵抗Ｒｃ”と称する）とから構成されている。
なお、コンデンサＣｓの容量値は３ｎＦ、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値は５００ｐＦ、Ｒｃの抵抗値は５００ｋΩである。
【００１３】
図１の例では、リアクトルＬｐ、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｐ及びコンデンサＣｓから、ＨＩＤランプ８の負荷に応じて共振する共振回路が構成されている。
なお、リアクトルＬｐの誘導値は０．２５ｍＨ、リアクトルＬｓの誘導値は０．３ｍＨ、コンデンサＣｐの容量値は３ｎＦである。
ＨＩＤランプ８は絶縁破壊電圧を上回る電圧が印加されると、放電を開始する放電灯である。
【００１４】
次に動作について説明する。
ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路３は、ＨＩＤランプ８の状態に応じて、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの動作周波数とデューティを制御する。
即ち、ＨＩＤランプ８は、点灯していない非点灯状態から定常放電状態に至るまで、その状態によって抵抗値が変化する。そのため、ＨＩＤランプ８の状態に応じて、ＨＩＤランプ８に対する電力の入力を変更する必要があるので、ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路３が、ＨＩＤランプ８の状態に応じてＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂを制御する。ＨＩＤランプ８の点灯開始時点から定常放電期間に至る詳細な動作は後述する。
【００１５】
ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２のＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂは、ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路３の制御の下、オン・オフを繰り返すことにより、直流電源１から発生された直流電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧を昇圧する。
【００１６】
イグナイタ回路部７は、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２により昇圧された交流電圧からＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧、または、その直流電圧に脈流成分が重畳された重畳電圧を生成し、その直流電圧又は重畳電圧をＨＩＤランプ８に印加して放電を開始させる。
この際、リアクトルＬｐ、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｐ及びコンデンサＣｓから構成されている共振回路が、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの一次側の抵抗成分で生じる損失を低減するため、ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの駆動周波数で共振する。
以下、ＨＩＤランプ８の点灯開始時点から定常放電期間に至るまで、順番に動作を説明する。
【００１７】
Ａ．放電待機期間
例えば、自動車の運転手がＨＩＤランプ８の点灯指令を与えると、ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路３がＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂにゲート信号を与えることにより、ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂがオン，オフを繰り返すようになる。
これにより、直流電源１から発生された直流電圧が交流電圧に変換され、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの二次側には、パルストランス２ｃの一次側の交流電圧に対して、その巻き線数比倍の交流電圧が発生する。
【００１８】
ここで、放電待機期間では、ＨＩＤランプ８の電極間が約２ＭΩの高抵抗であるため、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２からコンデンサＣｓが見えない状態になっている。
そのため、リアクトルＬｓとコンデンサＣｐから共振回路が構成される。
図２はＨＩＤランプ８のランプ抵抗が２ＭΩである時の駆動周波数と、入力に対する出力のゲインを示す説明図であり、図２から明らかなように、共振周波数１６５ｋＨｚの近辺にＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの動作周波数を設定することによって、パルストランス２ｃの二次側に発生した交流電圧を共振によって昇圧できることがわかる。
【００１９】
図１の例では、コンデンサＣｐの耐圧を考慮し、コンデンサＣｐの両端電圧がゼロ−ピークで２ｋＶ以下になるように、ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの動作周波数とデューティを決定している。
コンデンサＣｐの両端に発生した±２ｋＶの交流電圧は、イグナイタ回路部７によりコンデンサＣｓの両端に５倍の直流電圧１０ｋＶまで昇圧される。よって、１０ｋＶの直流電圧に±２ｋＶの脈流電圧が重畳された重畳電圧がＨＩＤランプ８に印加される。なお、本文中で説明しているＨＩＤランプ８に印加する直流電圧は、このような重畳電圧も含めている。
【００２０】
また、イグナイタ回路部７の出力側に接続されている抵抗Ｒｃの抵抗値は、以下の２点を考慮して決定される。
（１）ＨＩＤランプ８の始動時に、コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２，Ｃｃ３のそれぞれの両端電圧の合計がＨＩＤランプ８と抵抗Ｒｃの両端に印加されるので、ＨＩＤランプ８の両端に印加される電圧をなるべく高くする観点から、抵抗Ｒｃの抵抗値はなるべく小さい方がよい。
（２）定常放電時において、抵抗Ｒｃが無い場合、ダイオードＤ１〜Ｄ５に対して順方向に電流が流れる電圧の極性時に、ダイオードＤ１〜Ｄ５に電流が流れ、ＨＩＤランプ８に電圧が印加されなくなる。これを防ぐためには、抵抗Ｒｃの抵抗値は、ＨＩＤランプ８の負荷に対して十分大きい抵抗を有する必要がある。
この実施の形態１では、上記（１）、（２）を考慮した結果、抵抗Ｒｃの抵抗値を５００ｋΩに設定している。
【００２１】
なお、コンデンサＣｓの接続された場所に、コンデンサＣｓの代わりに、直列に接続されたコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２，Ｃｃ３をＨＩＤランプ８に直列に接続しても、ＨＩＤランプ８にＤＣ電位を印加することが可能である。この場合、コンデンサＣｓ及び抵抗Ｒｃが不要になり、素子数が少なくなる。また、直列に接続されたコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２，Ｃｃ３の両端電圧が、そのままＨＩＤランプ８に印加されるため、ＨＩＤランプ８への電圧の印加効率がよい。このような利点があり、一見して良くみえるが、以下の理由により、この実施の形態１で示した構成の方が、より回路設計に自由があり、また、素子の大きさや価格も低くなる。
【００２２】
まず、ＨＩＤランプ８に直列に接続されるコンデンサＣｓの容量値は、共振回路を形成するように設計され、この実施の形態１では３ｎＦである。この容量値を３つの直列に接続されたコンデンサで作ろうとした場合、９ｎＦのコンデンサが３つ必要になる。そのため、素子の大きさや価格が大きくなる。また、コッククロフトウォルトンのコンデンサの容量値は、ＤＣ電圧を所望の時間（早すぎると電源に負担がかかり、遅すぎると点灯の応答性が悪くなる）で立ち上げるため、最適値に設定される。この実施の形態１では、５００ｐＦである。よって、コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２，Ｃｃ３は、共振特性を満たそうと思えば９ｎＦにする必要があり、ＤＣ電圧の立ち上がり時間を最適にしようと思えば５００ｐＦにしなければならず、両立させることが困難である。そのため、回路設計の自由度が下がる。これらのことから、コンデンサＣｓと抵抗Ｒｃの構成は、非常に重要なポイントであるといえる。
【００２３】
Ｂ．放電始動期間
図３はＨＩＤランプ８に印加される電圧のパルス幅と、そのＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧の関係を示す説明図である。
図３から明らかなように、電圧のパルス幅を十分長くすると、ＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧が低下し、ＨＩＤランプ８に印加される電圧が８ｋＶ以上で、絶縁破壊が発生することがわかる。
【００２４】
従来は、電圧のパルス幅が短いパルス電圧を印加していたため、約２０ｋＶの高電圧を印加する必要があり、スパッタによるＨＩＤランプ８の電極の消耗があったが、この実施の形態１では、スパッタによるＨＩＤランプ８の電極の消耗を軽減するため、電圧のパルス幅が十分に長い１０ｋＶ以下の直流電圧をＨＩＤランプ８に印加することにより、ＨＩＤランプ８の絶縁破壊を起こすようにする。
即ち、イグナイタ回路部７は、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２により昇圧された交流電圧が印加されると、その交流電圧からＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧（１０ｋＶ以下の直流電圧）を生成し、その直流電圧をＨＩＤランプ８に印加するようにする。
【００２５】
Ｃ．過渡放電期間
例えば、メタルハライドランプなどのＨＩＤランプ８は、内部にキセノン、水銀、ハロゲン化金属が封入されており、絶縁破壊後から投入エネルギー（例えば、管内圧力、温度）に依存して、キセノン、水銀、ハロゲン化金属の順に放電して発光に寄与する。
最終的には、ハロゲン化金属の蒸気が十分な圧力になって定常放電に到達するが、定常放電に到達するまでは、放電が不安定な過渡放電期間を通過する。
この過渡放電期間では、放電が途中で立ち消えないようにするため、十分なエネルギーを短期間、途絶えないように与える必要がある。
【００２６】
特に、消灯後、約１０秒を経過した後に再点灯する場合（１０秒ホット条件と呼ぶ）、放電が立ち消えやすい。
この１０秒ホット条件において、放電過渡期間でのＨＩＤランプ８のランプ抵抗は約５００Ωとされており、放電を確実に持続させるためには、瞬時にエネルギーを４００Ｗ以上投入する必要がある。
【００２７】
図４はＨＩＤランプ８のランプ抵抗が５００Ωである時の駆動周波数と、入力に対する出力のゲインを示す説明図であり、図４から明らかなように、共振周波数１４０ｋＨｚの近辺にＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの動作周波数を設定することによって、パルストランス２ｃの二次側から高い出力が得られ、瞬時に４００Ｗ以上のエネルギーを投入して、放電を持続できることがわかる。
【００２８】
Ｄ．定常放電期間
定常放電時、音響共鳴現象を避けるため、９０ｋＨｚでＨＩＤランプ８を点灯させる。
定常放電時では、ＨＩＤランプ８のランプ抵抗が約２００Ωであり、このときにＨＩＤランプ８のランプ抵抗で定格電力３５Ｗを出力できるようにするために、ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路３がＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂのデューティを制御する。
【００２９】
図５はＨＩＤランプ８のランプ抵抗が２００Ωの時の駆動周波数と、入力に対する出力のゲインの関係を示す説明図である。
ＨＩＤランプ８のランプ抵抗における出力の共振特性に関係するのは、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｐ、コンデンサＣｓであり、図５に示すように、１２０ｋＨｚに共振点があるのがわかる。
【００３０】
ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの駆動周波数は９０ｋＨｚであるので、入力側からみた負荷側のインピーダンスは容量性負荷に見えている。
リアクトルＬｐが無い場合、負荷側のインピーダンスが容量性負荷に見えるため、ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂのオン時に流れる一次側の電流のピーク値が大きく、電流実効値が大きくなるため、一次側での抵抗成分で損失する電力分が大きくなる。
リアクトルＬｐは、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｐ、コンデンサＣｓの合成インピーダンスと９０ｋＨｚで並列共振して、一次側の損失を減らすために接続されている。
【００３１】
図６はリアクトルＬｐの効果を示す説明図である。図６はＣｐ＝３ｎＦ、Ｃｓ＝３ｎＦ、Ｌｓ＝０．３ｍＨとした時のリアクトルＬｐと一次側抵抗成分による損失の関係を示している。
Ｌｐ＝０．２５ｍＨのときに最も損失が小さくなる。即ち、リアクトルＬｐが０．２５ｍＨであるとき、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｐ、コンデンサＣｓの合成インピーダンスとの共振周波数が駆動周波数９０ｋＨｚと一致して並列共振の条件が満たされ、損失が最小となる。
【００３２】
放電待機期間→放電始動期間→過渡放電期間→定常放電期間までのＨＩＤランプ８のランプ抵抗の変化に合わせて、ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂの駆動周波数とデューティをかえたシーケンスを組むことによって、放電始動から定常放電まで正常に動作させることができる。
【００３３】
ここで、音響共鳴現象について説明を追加する。
通常、ランプの点灯周波数を数ｋＨｚ以上にすると、音響共鳴現象が発生し、ランプのちらつき、消灯などの不具合が生じる。しかし、高周波数においても、音響共鳴現象が生じない特定の周波数が存在し、また、駆動周波数に変調させるなど波形を工夫することにより、高周波数においても正常に点灯させることができる。この実施の形態１において、９０ｋＨｚでランプが点灯できるのは、周波数、点灯波形の条件を最適化した結果である。
また、この実施の形態１でキーポイントであるコンデンサＣｓが、ランプに直列に接続された状態で、ランプにエネルギーを伝達できるのは、９０ｋＨｚの高周波数でランプを点灯しているためである。従来例の低周波点灯では、エネルギーが伝達できないため、コンデンサＣｓをランプに直列に接続することができない。そのため、従来例の低周波点灯では、ＤＣ電位によるイグニッションは不可能であった。
【００３４】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２により昇圧された交流電圧からＨＩＤランプ８の絶縁破壊電圧を上回る直流電圧を生成し、その直流電圧をＨＩＤランプ８に印加して放電を開始させるように構成したので、短パルスの高電圧をＨＩＤランプ８に印加する場合より、ＨＩＤランプ８の長寿命化を図ることができる効果を奏する。
また、短パルスの高電圧を発生させるために、イグナイタトランスやギャップスイッチを搭載する必要が無いため、イグナイタの小型化や低コスト化を実現することができる効果を奏する。
この実施の形態１によれば、リアクトルＬｐ、リアクトルＬｓ、コンデンサＣｐ及びコンデンサＣｓから構成されている共振回路が並列共振するため、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの一次側の抵抗成分で生じる損失を低減することができる効果を奏する。
【００３５】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、各素子の常数の具体的な数値を挙げて説明したが、同様の動作が可能であれば、どのような常数をとってもよいことは言うまでもない。
また、上記実施の形態１では、ＨＩＤランプ８が、車載用の定格３５Ｗのメタルハライドランプであるものについて説明したが、異なる定格のＨＩＤランプ８においても、適用できることは言うまでもない。
また、直流電圧を発生する手段として、コッククロフトウォルトン回路からなるイグナイタ回路部７を用いるものについて示したが、他の方式を用いて、直流電圧を発生するようにしてもよいことは言うまでもない。
【００３６】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３による放電灯点灯回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
第１のリアクトルであるリアクトル９（以下、“リアクトルＬｓ１”と称する）は一端がＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの二次側の一方の出力端と接続されている。
第２のリアクトルであるリアクトル１０（以下、“リアクトルＬｓ２”と称する）は一端がコンデンサＣｐの他端と接続され、他端がＨＩＤランプ８の他端と接続されている。
【００３７】
図８はこの発明の実施の形態３における共振特性を示す説明図であり、上記実施の形態１と相違する部分は、並列共振を用いていないことである。即ち、ＨＩＤランプ８と直列に１ｍＨのリアクトルＬｓ２を接続している。なお、リアクトルＬｓ１＝０．３ｍＨ、コンデンサＣｐ＝３ｎＦ、コンデンサＣｓ＝３ｎＦは上記実施の形態１と同じである。
【００３８】
ＨＩＤランプ８の抵抗が２００Ωの場合、共振周波数が８０ｋＨｚにあるので、ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂを９０ｋＨｚで駆動した場合、ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの二次側のインピーダンスは誘導性負荷になる。そのため、パルストランス２ｃの一次側の損失は軽減される。
リアクトルＬｓ２の値は、従来のイグナイタトランスのインダクタンスとほぼ同じであるが、約２０ｋＶ以上の高電圧に耐える必要はなく、約１０ｋＶに耐えればよいため、耐圧の設計が容易になり、小型化や低コスト化を実現することができる。
ＤＣ−ＡＣインバータ回路部２におけるパルストランス２ｃの一次側の抵抗成分で生じる損失を低減する効果は、上記実施の形態１の場合とほぼ同じである。
【００３９】
実施の形態４．
上記実施の形態１では、コッククロフトウォルトン回路であるイグナイタ回路部７の出力側に接続されている抵抗Ｒｃの抵抗値の決定方法を示しているが、この実施の形態４では、更に適正な抵抗Ｒｃの抵抗値について説明する。以下、抵抗Ｒｃの抵抗値をｒｃで表現する。
抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃは、以下の２点を考慮して決定される。
【００４０】
（１）ＨＩＤランプ８の始動時には、コンデンサＣｃ１，Ｃｃ２，Ｃｃ３のそれぞれの両端電圧の合計がＨＩＤランプ８と抵抗Ｒｃの両端に印加される。
以下、始動時におけるＨＩＤランプ８の抵抗値をｒＬ０で表現するが、始動時におけるＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ０は、典型的には約２ＭΩである。
そして、イグナイタ回路部７を構成しているコッククロフトウォルトン回路により昇圧される電圧は、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃとＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ０との比から決まるので、効率よく電圧をＨＩＤランプ８に印加するには、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃがなるべく小さい方がよい。
抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃは、大きくとも、ＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ０の１０分の１、好ましくは、ＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ０の１００分の１が望ましい。
【００４１】
（２）定常放電時においては、ダイオードＤ１〜Ｄ５に対して順方向に電流が流れる電圧の極性時には、ダイオードＤ１〜Ｄ５と抵抗Ｒｃに電流が流れ、ダイオードＤ１〜Ｄ５と抵抗Ｒｃで通電損失が発生する。
この通電損失が大きい場合、ダイオードＤ１〜Ｄ５及び抵抗Ｒｃにおける部品の定格電力や体積が大きくなり、価格が高くなる。
また、ＨＩＤランプ８の消費電力と比べて、ダイオードＤ１〜Ｄ５及び抵抗Ｒｃにおける通電損失が大きくなると、回路全体の効率が悪く、回路全体の体積が大きくなり、価格が高くなる。
【００４２】
したがって、回路を設計する際には、少なくとも、ダイオードＤ１〜Ｄ５及び抵抗Ｒｃにおける通電損失が、ＨＩＤランプ８の消費電力より小さくしなければならない。
そのためには、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃを定常放電時のＨＩＤランプ８の抵抗値以上にする必要がある。以下、定常放電時におけるＨＩＤランプ８の抵抗値をｒＬ１で表現するが、定常放電時におけるＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１は、典型的には約２００Ωである。
ただし、ＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１は、ＨＩＤランプ８の種類によって異なり、水銀が封入されていないＨＩＤランプ８では５０Ωのものもある。概ね５０Ωから２００Ωの間の特性を理解する必要がある。
【００４３】
次に、より好ましい条件を提示する。
図９はＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１が５０Ω、１００Ω、２００Ωである場合におけるＨＩＤランプ８の消費電力に対する抵抗Ｒｃの損失比を示す説明図である。図９が示す損失比は、回路シミュレーションによって計算された結果である。
図９から明らかなように、抵抗Ｒｃの損失は、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃを大きくすると減少し、ある点で飽和する。
この飽和点は、ＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１に依存しており、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃをこの飽和点に設定すれば、抵抗Ｒｃの損失を最小化することができる。
【００４４】
ＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１が２００Ωであるとき、飽和点にある抵抗値ｒｃは５ｋΩ、抵抗値ｒＬ１が１００Ωであるとき、飽和点にある抵抗値ｒｃは３ｋΩ、抵抗値ｒＬ１が５０Ωであるとき、飽和点にある抵抗値ｒｃは１ｋΩになる。
これにより、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃは、定常放電時におけるＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１の２０〜３０倍以上にすればよいことがわかる。
【００４５】
上記の（１）と（２）の両方を満足するためには、イグナイタ回路部７の出力側に接続される抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃは、下記の通りである。
ｒＬ１≦ｒｃ≦ｒＬ０／１０
好ましくは、下記の通りである。
２０・ｒＬ１≦ｒｃ≦ｒＬ０／１００
このようにして、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃを設定することにより、ＨＩＤランプ８の始動時に、十分な電圧をＨＩＤランプ８に印加することができるとともに、ＨＩＤランプ８の定常放電時における抵抗Ｒｃの損失を小さくすることができる効果を奏する。
【００４６】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、適正な抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃについて説明したが、この実施の形態５では、適正なコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値について説明する。ただし、この実施の形態５では、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値が同じ値であることを想定しており、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値をｃｃで表現する。
コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃは、以下の２点を考慮して決定される。
【００４７】
（１）抵抗Ｒｃの損失
コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃが小さい程、抵抗Ｒｃの損失が小さくなる。以下、この傾向が極端に現れる条件を例にとって説明する。
ＨＩＤランプ８が消灯された後、十分時間が経過して、ＨＩＤランプ８の内部の水銀やハロゲン化金属の蒸気圧が十分低い状態で、ＨＩＤランプ８が始動された場合、始動直後は、ＨＩＤランプ８の抵抗値が１１Ω程度となり、定常放電時のＨＩＤランプ８の抵抗値ｒＬ１と比べてかなり低い値になる。
この状態は、ＨＩＤランプ８が冷えた状態で始動されることから、コールドスタートと称する。
【００４８】
コールドスタートでは、常温で気体であるキセノンが、放電発光に対して支配的であるため光束が低い。そのため、定常放電時よりも大きい電力を投入し、規定の時間内に水銀やハロゲン化金属の蒸気圧を上昇させて、規定の光束まで上昇させる必要がある。通常、定常放電時の電力３５Ｗの２倍の電力７０Ｗを投入する。
７０Ｗが投入される時間は長くても数秒と短いが、このときの抵抗Ｒｃの損失が大きいと、抵抗Ｒｃの定格電力を大きくする必要があり、小型化や低コスト化の妨げになる。
【００４９】
図１０はコールドスタート時におけるＨＩＤランプ８の消費電力に対する抵抗Ｒｃの損失比を示す説明図である。図１０が示す損失比は、回路シミュレーションによって計算された結果であり、ＨＩＤランプ８の抵抗値は１１Ω、消費電力は７０Ｗである。
ＨＩＤランプ８の消費電力と抵抗Ｒｃの損失の比は、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃが５００ｐＦの場合を“１”として規格している。
図１０から明らかなように、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃを小さくする程、抵抗Ｒｃの損失が小さくなることがわかる。
曲線の特徴からコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃが３００ｐＦ以上では、抵抗Ｒｃの損失が急激に上昇し、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃが１００ｐＦ以下では、抵抗Ｒｃの損失が飽和している。これらのことから、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃは、３００ｐＦ以下、好ましくは、１００ｐＦ以下が望ましい。
【００５０】
（２）コッククロフトウォルトン回路の昇圧能力
コッククロフトウォルトン回路の入力電圧（図１の例では、コンデンサＣｐの両端電圧）に対するコッククロフトウォルトン回路の出力電圧（図１の例では、ＨＩＤランプ８の両端電圧）が大きい程、電圧伝達効率がよい。
その入力電圧をＶ１、コッククロフトウォルトン回路のコンデンサＣｃの数をｎとすると、ＨＩＤランプ８の両端電圧の最大値は、理想的には、Ｖ１・（ｎ＋１）になる。
図１の例では、コンデンサＣｃの数が“５”であるため、６・Ｖ１の電圧をＨＩＤランプ８の両端に印加することができる。
【００５１】
図１１は入力電圧Ｖ１に対するＨＩＤランプ８の両端電圧の比を示す説明図である。図１１が示す電圧比は、回路シミュレーションによって計算された結果であり、ＨＩＤランプ８の始動前の抵抗値ｒＬ０が２ＭΩ、抵抗Ｒｃの抵抗値ｒｃが始動前の抵抗値ｒＬ０よりも十分低い２ｋΩである。
ＨＩＤランプ８の両端電圧と入力電圧Ｖ１の比は、理想的には上記のｎ＋１になる。計算した回路では、ｎ＝５としているので、理想的には“６”になる。
図１１より、ｃｃ≧１ｎＦのとき、ＨＩＤランプ８の両端電圧と入力電圧Ｖ１の比が、理想的な値“６”になっているのがわかる。
【００５２】
現在用いられている車載用ＨＩＤランプ８のＤＣ電位印加時の絶縁破壊電圧は、約８ｋＶである（図３を参照）。
この実施の形態５では、このデータを元にコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃを決定する。典型的な絶縁破壊電圧８ｋＶに対し、ＨＩＤランプ８の個体差や経時劣化を考慮すると、１０ｋＶ以上の電圧をＨＩＤランプ８の両端に印加する必要がある。
また、図１の例では、コッククロフトウォルトン回路の入力電圧Ｖ１であるコンデンサＣｐの両端電圧は、リアクトルＬｓとコンデンサＣｐの直列共振を用いて、トランス２ｃの出力電圧から昇圧される。
【００５３】
昇圧率は、図３で示されるように、共振周波数を合わせれば、ゲインを幾らでも上げることができる。
しかし、コッククロフトウォルトン回路のコンデンサＣｃ２〜Ｃｃ５やダイオードＤ１〜Ｄ５には、コンデンサＣｐの両端電圧の２倍の耐圧が要求される。
コッククロフトウォルトン回路のコンデンサＣｃ２〜Ｃｃ５やダイオードＤ１〜Ｄ５は数が多いので、体積の小さいものが要求される。そのため、耐圧が６ｋＶ以下のものを選択するのが得策である。これらのことから、コンデンサＣｐの両端電圧は３ｋＶ以下、好ましくは、２ｋＶ以下にするのが望ましい。
【００５４】
これらのことを考慮して、図１１からコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃを決定する。コンデンサＣｐの両端電圧、即ち、コッククロフトウォルトン回路の入力電圧Ｖ１を３ｋＶとすると、ＨＩＤランプ８の両端電圧と入力電圧Ｖ１の比が３．３以上であれば、ＨＩＤランプ８の両端電圧を１０ｋＶ以上出力することができる。このときのコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃは１０ｐＦである。
また、コッククロフトウォルトン回路の入力電圧Ｖ１を２ｋＶとすると、ＨＩＤランプ８の両端電圧と入力電圧Ｖ１の比が５以上であれば、ＨＩＤランプ８の両端電圧を１０ｋＶ以上出力することができる。このときのコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃは５０ｐＦである。まとめると、ＨＩＤランプ８が絶縁破壊できるようにするためには、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃを１０ｐＦ以上、好ましくは、５０ｐＦ以上にするのが望ましい。
【００５５】
上記の（１）と（２）の両方を満足するためには、コッククロフトウォルトン回路のコンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃは、下記の通りである。
１０ｐＦ≦ｃｃ≦３００ｐＦ
好ましくは、下記の通りである。
５０ｐＦ≦ｃｃ≦１００ｐＦ
このようにして、コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ５の容量値ｃｃを設定することにより、ＨＩＤランプ８の始動時に、十分な電圧をＨＩＤランプ８に印加することができるとともに、ＨＩＤランプ８の定常放電時における抵抗Ｒｃの損失を小さくすることができる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】この発明の実施の形態１による放電灯点灯回路を示す構成図である。
【図２】ＨＩＤランプのランプ抵抗が２ＭΩである時の駆動周波数と、入力に対する出力のゲインを示す説明図である。
【図３】ＨＩＤランプに印加される電圧のパルス幅と、そのＨＩＤランプの絶縁破壊電圧の関係を示す説明図である。
【図４】ＨＩＤランプのランプ抵抗が５００Ωである時の駆動周波数と、入力に対する出力のゲインを示す説明図である。
【図５】ＨＩＤランプのランプ抵抗が２００Ωの時の駆動周波数と、入力に対する出力のゲインの関係を示す説明図である。
【図６】リアクトルＬｐの効果を示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態３による放電灯点灯回路を示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態３における共振特性を示す説明図である。
【図９】ＨＩＤランプの抵抗値ｒＬ１が５０Ω、１００Ω、２００Ωである場合におけるＨＩＤランプの消費電力に対する抵抗Ｒｃの損失比を示す説明図である。
【図１０】コールドスタート時におけるＨＩＤランプの消費電力に対する抵抗Ｒｃの損失比を示す説明図である。
【図１１】入力電圧Ｖ１に対するＨＩＤランプの両端電圧の比を示す説明図である。
【符号の説明】
【００５７】
１  直流電源、２  ＤＣ−ＡＣインバータ回路部（インバータ）、２ａ、２ｂ  ＭＯＳＦＥＴ、２ｃ  パルストランス、３  ＭＯＳＦＥＴゲート制御回路、４  リアクトルＬｐ（第１のリアクトル）、５  リアクトルＬｓ（第２のリアクトル）、６  コンデンサＣｐ（第２のコンデンサ）、７  イグナイタ回路部（イグナイタ）、７ａ  コンデンサＣｓ（第１のコンデンサ）、７ｂ  コンデンサＣｃ１、７ｃ  コンデンサＣｃ２、７ｄ  コンデンサＣｃ３、７ｅ  コンデンサＣｃ４、７ｆ  コンデンサＣｃ５、７ｈ  ダイオードＤ１、７ｉ  ダイオードＤ２、７ｊ  ダイオードＤ３、７ｋ  ダイオードＤ４、７ｌ  ダイオードＤ５、７ｇ  抵抗Ｒｃ、８  ＨＩＤランプ（放電灯）。
【図１】
2005268210.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2005268210.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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