(57)【要約】【課題】  二つのコイルの微小インダクタンス差，或いは二つのコンデンサの微小容量差を検出出来る二つの回路素子の微小差検出回路及び位置検出装置及び導体の欠陥或いは有無の識別検査装置を提案する。【解決手段】  二つのコイル或いは二つのコンデンサを含むＲＬＣ回路にステップ状に通電し，二つの回路素子差に対応する検出電位差を積分し，所定の電圧を超える毎にＲＬＣ回路への駆動電圧を切り替え，回路素子差に反比例する周期を有するパルス列を発生させ，周期を知る事で二つの回路素子差を識別する。二つの回路素子差が小であるほど識別分解能を向上できる特徴があり，近接センサ，磁気探傷装置，金属異物検査装置等に適している。【選択図】  図１
2005210146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサを含みステップ状通電に対応して比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に対応する検出電位差を出力するＲＬＣ回路と，検出電位差と比例関係にある信号を入力として高レベル及び低レベルの閾値を持ってヒステリシス特性を示す電圧比較器と，第一及び第二の異なる駆動電圧を有してＲＬＣ回路を駆動する通電制御部と，識別制御部とより構成され，ヒステリシス特性を有する電圧比較器はこの検出電位差と比例関係にある信号が高レベル及び低レベルの閾値に達すると出力レベルを切り替え，通電制御部は電圧比較器入力が高レベル閾値に到達後は電圧比較器入力が減少し，低レベル閾値に到達後は電圧比較器入力が増加するようＲＬＣ回路に加える駆動電圧を切り替え，さらに所定の時間内に前記駆動電圧が変化しない場合には強制的に駆動電圧を切り替え，前記所定時間を最大の半周期として発振周期を前記比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に反比例させる自励発振回路を構成し，識別制御部はパルス列の周期から比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差を識別する事を特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項２】
請求項１記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，更に第一積分回路を有して検出電位差と比例関係にある信号は検出電位差を積分して得る第一積分電圧とし，第一積分回路は通電制御部により駆動電圧を切り替えられた後にＲＬＣ回路を流れる過度的な電流に応じた前記検出電位差を積分し，ヒステリシス特性を有する電圧比較器は第一積分電圧が高レベル及び低レベルの閾値に達すると出力レベルを切り替え，通電制御部は第一積分電圧が高レベル閾値に到達後は前記検出電位差が積分減算され，低レベル閾値に到達後は前記検出電位差が積分加算されるようＲＬＣ回路に加える駆動電圧を切り替え，さらに所定の時間内に前記駆動電圧が変化しない場合には強制的に駆動電圧を切り替え，前記所定時間を最大の半周期として発振周期を前記比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に反比例させる自励発振回路を構成し，識別制御部はパルス列の周期から比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差を識別する事を特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項３】
請求項１記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，更に第一及び第二積分回路を有して検出電位差と比例関係にある信号は検出電位差を二階積分して得る第二積分電圧とする事を特徴とし，第一積分回路は通電制御部により駆動電圧を切り替えられた後にＲＬＣ回路を流れる過度的な電流に応じた前記検出電位差を積分し，第二積分回路は第一積分回路の出力と基準電位との差を積分して比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に比例する第二積分電圧を得，ヒステリシス特性を有する電圧比較器はこの第二積分電圧が高レベル及び低レベルの閾値に達すると出力レベルを切り替え，通電制御部は第二積分電圧が高レベル閾値に到達後は前記検出電位差が積分減算され，低レベル閾値に到達後は前記検出電位差が積分加算されるようＲＬＣ回路に加える駆動電圧を切り替え，さらに所定の時間内に前記駆動電圧が変化しない場合には強制的に駆動電圧を切り替え，前記所定時間を最大の半周期として発振周期を前記比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に反比例させる自励発振回路を構成し，識別制御部はパルス列の周期から比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差を識別する事を特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項４】
請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，識別制御部はパルス列の周期を直接或いはカウントダウンした後に微小間隔パルス計数で比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差を識別する事を特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項５】
請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，電圧比較器出力の立ち上がり或いは立ち下がり端に於けるＲＬＣ回路へ通電している第一或いは第二の駆動電圧の種別から二つの回路素子の大小関係を識別することを特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項６】
請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，二つのコイルを比較対象とするＲＬＣ回路は二つの抵抗と二つのコイルとでブリッジを構成し，二つのコイル間の定数差に対応する検出電位差を出力する事を特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項７】
請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，二つのコイルを比較対象とするＲＬＣ回路は二つのコイルの直列接続を基本に抵抗を更に直列に挿入或いはそれぞれのコイルに抵抗を並列に接続して構成し，検出電位差は二つのコイル間の中点相当部電位と中点相当部電位の時間平均電位との電位差としたことを特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項８】
請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，二つのコンデンサを比較対象とするＲＬＣ回路は二つの抵抗と二つのコンデンサとでブリッジを構成し，二つのコンデンサ間の定数差に対応する検出電位差を出力する事を特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項９】
請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路に於いて，二つのコンデンサを比較対象とするＲＬＣ回路は二つのコンデンサの直列接続を基本に抵抗を更に直列に挿入して構成し，検出電位差は二つのコンデンサ間の中点相当部電位と中点相当部電位の時間平均電位との電位差としたことを特徴とする二つの回路素子の微小差検出回路
【請求項１０】
磁性体或いは導体より成る可動体の位置により少なくとも一方のコイル定数が変化する二つのコイルと，前記二つのコイルを比較対象とする請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路を有して構成され，前記二つのコイル間の定数差を識別して可動体の位置を検出する事を特徴とする位置検出装置
【請求項１１】
請求項１０記載の位置検出装置において，一方のコイルをインダクタンス一定の参照コイルとし，他方のコイルのインダクタンスが増大すると二つのコイルのインダクタンス差が増大し，逆に減少すると二つのコイルのインダクタンス差が減少するよう二つのコイルを含むＲＬＣ回路を設定し，磁性体あるいは導体の近接により増減するインダクタンス変化を補償して磁性体及び導体の近接を高感度で検知することを特徴とする位置検出装置
【請求項１２】
二つのコイルを含む検出部と，磁性体或いは導体を含む被検体と検出部とを相対的に移動走査せしめる走査手段と，請求項１或いは２或いは３記載の二つの回路素子の微小差検出回路を有して構成され，走査手段は被検体を二つのコイルの発生磁界内に置きながら検出部と相対的に移動走査させ，二つの回路素子の微小差検出回路は二つのコイル間の微小インダクタンス差を検出する事によりそれぞれ相互のコイルを対比参照して磁性体或いは導体の欠陥或いは有無を識別検知することを特徴とする検査装置
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，コイル，コンデンサ等の比較検出回路に拘わり，特にコイルの微小インダクタンス差，或いはコンデンサの微小静電容量差を十分な分解能で識別検出する回路，更にコイルの微小インダクタンス差の検出回路を有する位置検出装置に拘わる。
【背景技術】
【０００２】
コイル，コンデンサ等の精密な測定はインピーダンスブリッジを用いて基準となる抵抗，コイル，コンデンサ等とそれぞれ比較測定する（例えば特開平５−２９６８６６）。しかし，それらの測定手段に於いて，基準素子と被検査素子の値の差と出力電圧は線形に比例するので両者の差が微小である時には出力もまた微小で識別が困難になる場合もあった。またそれらはアナログ信号でのレベル差検定であり，ディジタル化するには高精度のＡＤ変換器を要して低コスト化は困難であった。
【０００３】
実際の応用面ではこれらコイル，コンデンサ等の各定数の微小な変化検知を要請されることは多々存在する。例えば，渦電流式の近接センサでは可能な限り遠距離から対象の接近を検知しようとすると，インダクタンスの微小な変化検知が重要である。また，制御系において，制御対象の変化をそれぞれ二つのコイル或いは二つのコンデンサ等で検知平衡させている例では平衡位置からの微小な変化を十分な分解能で知ることが重要となる。さらに金属体の傷欠陥の探知，或いは食品及び衣料品等での金属異物検知等は何れもコイルの微小インダクタンス変化を探知しており，それらの装置に於いて，二つの検出コイルを相互に参照コイルとして差動的に用いれば二つのコイルの微小インダクタンス差を高分解能で検知することが重要となる。
【０００４】
【特許文献１】特開平５−２９６８６６「圧力センサ」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そこで本発明の目的は，二つのコイルの微小インダクタンス差，或いは二つのコンデンサの微小容量差を低コストで検出出来る二つの回路素子の微小差検出回路を提案し，それにより位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置等の実現を可能にすることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明による二つの回路素子の微小差検出回路の基本概念は，比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサを含みステップ状通電に対応して比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に対応する検出電位差を出力するＲＬＣ回路と，検出電位差と比例関係にある信号を入力として高レベル及び低レベルの閾値を持ってヒステリシス特性を示す電圧比較器と，第一及び第二の異なる駆動電圧を有してＲＬＣ回路を駆動する通電制御部と，識別制御部とより構成され，ヒステリシス特性を有する電圧比較器はこの検出電位差と比例関係にある信号が高レベル及び低レベルの閾値に達すると出力レベルを切り替え，通電制御部は電圧比較器入力が高レベル閾値に到達後は電圧比較器入力が減少し，低レベル閾値に到達後は電圧比較器入力が増加するようＲＬＣ回路に加える駆動電圧を切り替え，さらに所定の時間内に前記駆動電圧が変化しない場合には強制的に駆動電圧を切り替え，前記所定時間を最大の半周期として発振周期を前記比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差に反比例させる自励発振回路を構成し，識別制御部はパルス列の周期から比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差を識別する事を特徴とする。
【０００７】
請求項２に規定する本発明は請求項１の検出電位差を積分し，二つの回路素子の定数差に比例する電圧を得てヒステリシス特性を有する電圧比較器に入力する構成で回路定数設定が容易でノイズに強い特徴がある。
【０００８】
請求項３に規定する本発明は請求項２の積分回路と電圧比較器の間に更に積分回路を有する構成として，二つのコイル或いは二つのコンデンサの差に対応する周期を有するパルス列を発生させ，微小間隔パルス計数する事で周期を知り二つのコイル或いは二つのコンデンサの定数差のディジタルデータを得る。
【０００９】
第一積分回路出力と基準電位との差を第二積分回路への入力とするが，その基準電位は第一積分回路の平均電圧出力，或いは通電駆動電圧の切り替え直前の第一積分回路出力を基準電位とし，通電駆動電圧の切り替え毎に第一積分回路出力は所定の電位に強制リセットするとし，その電位を基準電位とする。
【００１０】
請求項１，２，３に規定する本発明は，二つのコイル或いは二つのコンデンサの定数差が小であるほどパルス周期が長くなるので識別分解能を向上できる特徴がある。
【００１１】
請求項４は請求項１，２，３に規定する本発明に於いて，パルス周期を識別する手段を規定し，パルス列を直接或いはカウントダウンした後に微小間隔パルス計数で比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサ間の定数差を識別する事を特徴とする。
【００１２】
請求項５は請求項１，２，３に規定する本発明に於いて，二つの回路素子の大小関係を知る方法を示している。すなわち，識別されたパルス周期は比較対象の二つのコイル或いは二つのコンデンサの定数差の絶対値を示すに過ぎないので電圧比較器出力変化の方向とＲＬＣ回路への通電方向とから二つの回路素子の大小関係を特定する。
【００１３】
請求項６，７は請求項１，２，３の本発明に於いて二つのコイルを対象とする場合のＲＬＣ回路の例を示している。即ち，請求項６は二つのコイルと抵抗を含むブリッジ回路を示し，請求項７は二つのコイルの直列回路を基本に更に抵抗を直列に挿入或いはコイルと並列に接続して二つのコイル間の中点相当部電位と中点相当部電位の時間平均電位との電位差を検出電位差とする回路を示す。
【００１４】
請求項８，９は請求項１，２，３の本発明に於いて二つのコンデンサを対象とする場合に使用可能なＲＬＣ回路の例を示している。即ち，請求項８は二つのコンデンサと抵抗を含むブリッジ回路を示し，請求項９は二つのコンデンサと抵抗との直列回路として二つのコンデンサ間の中点相当部電位と中点相当部電位の時間平均電位との電位差を検出電位差とする回路を示する。
【００１５】
請求項１０の本発明は，磁性体或いは導体より成る可動体の位置により少なくとも一方の定数が変化する二つのコイルと，前記二つのコイルを比較対象とする二つの回路素子の微小差検出回路を有して構成され，前記二つのコイル間の定数差を識別して可動体の位置を検出する事を特徴とする位置検出装置である。
【００１６】
請求項１１の本発明は請求項１０の位置検出装置において，二つのコイルを含むＲＬＣ回路の平衡位置をずらし，磁性体及び導体近接により変化するインダクタンスの増減方向に対する検出感度を変え，変化量の小さい導体近接の場合の感度を補償して高感度の位置検出装置を実現する。
【００１７】
請求項１２の本発明は，二つのコイルを有してそれぞれ他方のコイルを参照して両者のインダクタンス差から磁性体或いは導体の欠陥或いは有無を識別検知することを特徴とする検査装置を示している。
【発明の効果】
【００１８】
以上に説明した本発明による二つの回路素子の微小定数差検出回路は，二つのコイル或いは二つのコンデンサを含むＲＬＣ回路にステップ状に通電し，二つのコイルのインダクタンス差或いは二つの静電容量差に対応する電位差，或いはそれを積分した値を所定の電圧と比較してそれら二つの回路素子の定数差に逆比例する周期を有するパルス列を生成し，周期を微小間隔パルス計数で識別する。したがってそれらの定数差が小さいほどパルス列の周期は長くなり，識別は容易となる。少なくとも一方のコイルのインダクタンスが可動体位置により変化する二つのコイルと二つの回路素子の微小定数差検出回路とで位置検出装置を構成すると，可動体の位置を遠方から検出できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下に本発明による二つの回路素子の微小差検出回路及びそれを用いた装置について，実施例及び原理作用等を図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００２０】
図１は，本発明の第一の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。同図に於いて，コイル１１と抵抗１３は直列接続され，コイル１２と抵抗１４は直列接続されてＲＬＣ回路を構成している。抵抗１３，１４は同じ値を有し，コイル１１，１２のインダクタンス差は抵抗１３とコイル１１との接続点及び抵抗１４とコイル１２との接続点間の検出電位差として現れ，これを第一積分回路１５に入力し，第一積分回路１５は前記検出電位差を積分して第一積分コンデンサ１６に出力する。第一積分回路１５は電圧電流変換回路と第一積分コンデンサ１６とで構成している。ヒステリシス特性を有する電圧比較器１７は第一積分コンデンサ１６に現れる第一積分電圧を入力して所定の電圧と比較してその出力を変え，フリップフロップ１８に入力する。フリップフロップ１８は電圧比較器１７の出力が変化するエッジでその出力を反転させ，その相補的な出力１ｃ，１ｄに前記コイル１１，１２と抵抗１３，１４とで構成されるＲＬＣ回路が接続されている。
【００２１】
図１に示している第一の実施例の動作は図２をも用いて更に説明をする。図２（ａ）はフリップフロップ１８の出力１ｄの波形を示し，図２（ｂ）は第一積分コンデンサ１６に現れる第一積分電圧の波形を示す。
【００２２】
図１において，ＲＬＣ回路にステップ状に通電すると，コイル１１，１２のインダクタンスによりコイル１１と抵抗１３の直列回路及びコイル１２と抵抗１４の直列回路に直ちに電流は流れないが，徐々に電流は増大して一定値に至る過度現象は良く知られた事実である。抵抗１３，抵抗１４を流れる電流をそれぞれＩ１，Ｉ２とするとコイル１１，１２間の検出電位差ΔＶはコイル１１及びコイル１２での電圧降下の差となるのでそれぞれのインダクタンスをＬ１，Ｌ２で表すと，ΔＶはＬ１＊Ｉ１’−Ｌ２＊Ｉ２’で表される。ここでＩ１’は電流Ｉ１を時間微分したことを示す。
【００２３】
抵抗１３，１４は同じとしてＲで表し，加えられた電圧をＥとすると，Ｉ１＝（Ｅ／Ｒ）（１−ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ１）），Ｉ２＝（Ｅ／Ｒ）（１−ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ２））と表される。Ｅは加えられた電圧，ｔは時間，ｅｘｐは指数関数をそれぞれ示している。  
第一積分回路１５により検出電位差ΔＶの積分値が第一積分電圧として第一積分コンデンサ１６に現れる。電圧電流変換回路による変換ゲインをＧとすると，第一積分コンデンサ１６に流入する電流はＧΔＶ，すなわちＧ（Ｌ１＊Ｉ１’−Ｌ２＊Ｉ２’）となるが，第一積分コンデンサ１６に流入する電流は実質的に積分されて電荷Ｑとなり，電荷ＱはＱ＝Ｇ（Ｌ１＊Ｉ１−Ｌ２＊Ｉ２）＝Ｇ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２−Ｌ１＊ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ１）＋Ｌ２＊ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ２））となる。これは時間と共にＧ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２）に漸近する。したがって，第一積分コンデンサ１６の静電容量をＣとすると，その端子に現れる第一積分電圧はコイル１１，１２のインダクタンス差に比例した電圧Ｇ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２）／Ｃに漸近する事になる。
【００２４】
コイル１１のインダクタンスがコイル１２のインダクタンスより小の場合，出力１ｄから出力１ｃにＲＬＣ回路を経て通電する場合に第一積分コンデンサ１６の電圧は番号２１で示すように増加し，第一の所定電圧２３に至って電圧比較器１７は図２（ｃ）に番号２７に示すように出力レベルを変え，フリップフロップ１８は出力２７が変化するエッジでその出力１ｃ，１ｄを反転させ，ＲＬＣ回路への通電は出力１ｃから出力１ｄへと通電方向が反転する。コイル１１，１２間の検出電位差は極性が変わるので第一積分回路１５は第一積分コンデンサ１６の電荷を放電させ，第一積分電圧は番号２２で示されるように変化する。電圧２２が第二の所定電圧２４に至ると電圧比較器１７は図２（ｃ）に番号２７に示すように出力レベルを変え，フリップフロップ１８は出力２７が変化するエッジでその出力１ｃ，１ｄを反転させるのでＲＬＣ回路への通電は出力１ｄから出力１ｃへと通電方向が反転し，これを繰り返す。
【００２５】
ヒステリシス特性を有する電圧比較器１７は内部に作る参照電位より一定量高い電位を第一の所定電圧とし，参照電位より一定量低い電位を第二の所定電圧としてヒステリシスを有している。上記に説明したように第一積分コンデンサ１６の電圧は第一の所定電圧２３に達すると減少に転じ，第二の所定電圧２４に達すると増加に転じるよう制御されるので常に第一及び第二の所定電圧２３，２４の間の電圧を有する。
【００２６】
図３は第一積分コンデンサ１６に現れる電圧２１，２２，電圧比較器１７の第一及び第二の所定電圧２３，２４等を拡大して示す。点線３１はコイル１１，１２のインダクタンス差が更に大となった場合の第一積分コンデンサ１６の電圧波形を示し，コイル１１，１２間のインダクタンス差が大になると，立ち上がり，立ち下がりも急峻になり，変化の周期は短くなる事を示している。図から判明するようにコイル１１，１２のインダクタンス差が大になると，当然にフリップフロップ１８の出力１ｃ，１ｄのパルス列の周期も短くなる。これら第一積分コンデンサ１６の電圧及びフリップフロップ１８の出力１ｃ，１ｄの変動周期はコイル１１，１２のインダクタンス差ΔＬに反比例するので図４に曲線４１で図示するように変化する。
【００２７】
フリップフロップ１８の出力１ｄはカウンタ１９に入力されて図２（ｅ）の番号２ａ，図２（ｆ）の番号２ｂに順次示すようにカウントダウンした後にマイクロコンピュータ１ａに入力し（番号１ｅで示す），内蔵するカウンタを用いて微小間隔パルス２ｃの計数により出力１ｄの周期を計測し，コイル１１，１２のインダクタンス差を識別する。
【００２８】
コイル１１，１２間のインダクタンス差が想定より小である場合には例えば図２（ｂ）に示したように番号２６で示した第一の所定電圧に番号２５で示す第一積分電圧が到達しなかった場合には電圧比較器１７はその出力１ｂを反転させず，従ってフリップフロップ１８の出力も変わらないことになる。番号２５で示す第一積分電圧が第一の所定電圧（この場合は２６として示す）に所定の時間内に達しないとマイクロコンピュータ１ａはパルス２８を出力して（図１の出力１ｆ）そのエッジでフリップフロップ１８の状態を変えさせる。図２（ａ）に於ける番号２９はパルス２８によりフリップフロップ１８の出力１ｄの状態が変わった事を示す。
【００２９】
フリップフロップ１８の出力１ｄのパルス周期を微小間隔パルス２ｃの計数により得たディジタル値はコイル１１，１２のインダクタンス差に対応するが，これは絶対値であって，何れのコイルのインダクタンスが大であるかは判明しない。コイル１１，１２の大小関係は電圧比較器１７出力１ｂの変化する方向とＲＬＣ回路への通電方向，即ち出力１ｄのレベルとで判断する。電圧比較器１７は第一積分コンデンサ１６の電圧が第一の所定電圧２３に至ると出力を低レベルに，電圧が第二の所定電圧２４に至ると出力を高レベルに転じるので電圧比較器１７の出力１ｂが低レベルから高レベルに，高レベルから低レベルに至る時の出力１ｄのレベルで判断できる。即ち，図２の左半分では図２（ｃ）に示す出力２７（１ｂ）の立ち上がり端では出力１ｄは高レベルであるのでコイル１２のインダクタンスが大，右半分では出力２７（１ｂ）の立ち上がり端で出力１ｄは低レベルであるのでコイル１１のインダクタンス大と判断できる。
【００３０】
図４には出力１ｄのパルス周期Ｔとコイル１１，１２のインダクタンス差ΔＬの関係４１を示したが，計測可能なパルス周期Ｔはマイクロコンピュータ１ａがパルス２８を出力するまでとして設定する所定の時間で上限が設定され，また微小間隔パルス２ｃの時間間隔で下限が設定される。その領域は番号４２で図示している。
【００３１】
図１に於いて，通電制御部は主としてフリップフロップ１８で構成し，識別制御部はカウンタ１９及びマイクロコンピュータ１ａで構成している。これは一例であって，フリップフロップ１８に続けて高電圧駆動の可能な出力増幅回路を設けても，カウンタ１９の機能をマイクロコンピュータ１ａに内蔵することも可能である。さらにマイクロコンピュータ１ａに期待する処理を論理回路のみで構成することも可能である。
【００３２】
図１に示した回路に於いて，通電制御部は電圧比較器１７の出力変化エッジでフリップフロップ１８の出力を反転させてＲＬＣ回路を駆動した。これはコイル１１，１２の大小関係が定まらない一般の場合を想定した回路であり，電圧比較器１７入力が高レベル閾値である第一の所定電圧に到達後は電圧比較器１７入力を減少させる方向に，電圧比較器１７入力が低レベル閾値である第仁の所定電圧に到達後は電圧比較器１７入力を増加させる方向にＲＬＣ回路を通電駆動させる。比較対象とするコイル１１，１２は使用範囲内で大小関係が定まっているのであればフリップフロップ１８を取り除き，電圧比較器１７の出力を増幅してＲＬＣ回路を駆動させる事も可能である。コイル１１，１２に加えて抵抗１３，１４も含めて故意にブリッジ回路のバランスを崩し，検出電位差の積分電圧が駆動電圧の立ち上がり，立ち下がり端で常に増減方向が一定とする条件とした場合も同様である。
【００３３】
上記実施例はマイクロコンピュータ１ａから所定の時間毎にトリガーを出力する自励発振回路であり，その発振周期を最大として二つのコイル１１，１２のインダクタンス差に反比例して発振周期が変わるよう変調した例である。アナログ回路を最小にする為に上記構成としたが，別に発振回路を有した構成としても良い。
【実施例２】
【００３４】
図５は，本発明の第二の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコンデンサの静電容量差を検出識別する回路を示す。同図に於いて，二つのコンデンサ５１，５２はそれぞれ同じ定数の抵抗１３，１４と直列接続され，さらにそれぞれの回路は並列接続されてＲＬＣ回路を構成する。第一積分回路１５はＲＬＣ回路の抵抗１３とコンデンサ５１の接続点及び抵抗１４とコンデンサ５２の接続点それぞれの電位を入力としてそれら接続点間の検出電位差を積分して第一積分コンデンサ１６に表す。その他の回路構成は図１に示したと同じであるので説明は省略する。
【００３５】
図５に於けるコンデンサ５１，５２にそれぞれ抵抗１１，１３を介してステップ状通電を行うとコンデンサ５１，５２には過度的な電圧が現れ，それぞれ印加電圧に漸近して等しくなるが，それらの差である検出電位差を積分すると積分値はＥＲ（Ｃ１−Ｃ２）に比例する値に漸近する。ここでＥは印加電圧，Ｒは抵抗１３，１４の抵抗値，Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ５１，５２の静電容量をそれぞれ示す。フリップフロップ１８の出力１ｃ，１ｄにはコンデンサ５１，５２の静電容量差と反比例する周期を有するパルス列が得られ，マイクロコンピュータ１ａ内のカウンタにより微小間隔パルス計数でその静電容量差は識別されるが，その動作原理は図１に示した第一の実施例で示したインダクタンス差の場合と同じであるので説明は省略する。
【実施例３】
【００３６】
図６は，本発明の第三の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。図１の第一の実施例とは目的，機能は同じであるが，ＲＬＣ回路及びＲＬＣ回路への通電手段が異なっている。即ち，図６に於いて，コイル６１，６２は直列接続され，抵抗１３，１４が直列に挿入接続されて上下対称に構成されている。コイル６１，６２間の接続点を中点として参照電位は参照電位生成回路６３により構成され，前記中点電位と参照電位生成回路６３出力との差を第一積分回路１５が積分する構成となっている。同図において，参照電位生成回路６３は抵抗とコンデンサとで低域通過フィルタを構成し，中点電位の時間平均を参照電位としている。
【００３７】
また，ＲＬＣ回路への通電はフリップフロップ１８の相補的な出力で駆動するのではなく，フリップフロップ１８の出力１ｄから通電制御回路６４を介してＲＬＣ回路を駆動する。この通電制御回路６４は第一及び第二の駆動電圧を有してＲＬＣ回路を駆動するが，第一，第二の駆動電圧はそれぞれ正負の電圧であっても，二種類の正の電圧であっても，一方が接地電位であっても良い。ステップ的に立ち上がる通電電圧に対応する検出電位差と，ステップ的に立ち下がる通電電圧に対応する検出電位差は原理的には逆極性でこれらをそのまま積分すると，一方は積分加算であり，他方は積分減算となることを利用している。積分回路１５の出力に現れる波形は図２（ｂ）に示したと同じである。
【００３８】
したがって，図６に示した第三の実施例は図１に示した第一の実施例とＲＬＣ回路は異なり，通電駆動方法は異なるが，動作原理は同じであるのでそれらの詳しい説明は省略する。コイル６１，６２を直列として流れる電流値は同じであるので第一の実施例に比し，コイル６１，６２の直流抵抗がほぼ完全にキャンセルされる。それら直流抵抗が温度により変化しやすい事を考慮すると温度の影響をより排除できる実施例である。
【実施例４】
【００３９】
図７は，本発明の第四の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコンデンサの静電容量差を識別検出する回路を示す。図５の第二の実施例とは目的，機能は同じであるが，ＲＬＣ回路のみが異なっている。即ち，図７に於いて，コンデンサ７１，７２は直列接続され，抵抗１３，１４が直列に挿入接続されて上下対象に構成されている。コンデンサ７１，７２間の接続点を中点として参照電位は参照電位生成回路６３により構成され，前記中点電位と参照電位生成回路６３出力との差を第一積分回路１５が積分する構成となっている。同図において，参照電位生成回路６３は抵抗とコンデンサとで低域通過フィルタを構成したシンプルな回路を採用している。
【００４０】
図７に示した第四の実施例は図５に示した第二の実施例とＲＬＣ回路以外は同一であるので動作原理等の説明は省略する。
【実施例５】
【００４１】
図８は，本発明の第五の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。図１の第一の実施例とは目的，機能は同じであるが，第一積分回路１５と電圧比較器１７の間に第二積分回路８２が挿入されている点が異なっている。即ち同図に於いて，第一積分回路１５の出力と基準電位との差を第二積分回路８２は積分して第二積分コンデンサ８３に蓄え，電圧比較器１７は第二積分コンデンサ８３の電圧を所定の電圧と比較してその出力１ｂを変える。図８で基準電位は第一積分回路１５の出力の時間平均として基準電位生成回路８１により生成している。図８の実施例に於ける基準電位生成回路８１は抵抗とコンデンサによるシンプルな低域通過フィルタとして構成されている。
【００４２】
第一の実施例で説明したように第一積分コンデンサ１６には二つのコイル１１，１２のインダクタンス差に比例した電圧が現れるが，インダクタンス差が微小な場合には電圧比較器１７での第一，第二の所定電圧設定には制限がある。
【００４３】
第五の実施例は微小なインダクタンス差を検出する場合でも比較的容易に電圧比較器１７の第一，第二の所定電圧設定を可能とする実施例である。第二積分回路８２には第一積分回路１５出力とその時間平均値との差が入力されるので第二積分コンデンサ８３はコイル１１，１２のインダクタンス差に比例した電圧Ｇ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２）／Ｃと時間の積に漸近する電圧が現れ，これは時間と共に増大するので電圧比較器１７の第一，第二の所定電圧設定は容易となり，微小インダクタンス差の検出には更に適する実施例となる。
【００４４】
図８の例において，基準電位生成回路８１は第一積分回路１５出力を時間平均して基準電位を生成しているが，フリップフロップ１８がその出力１ｃ，１ｄを反転させる毎に第一積分回路１５出力を保持してその電位を基準電位とする回路構成としても，或いはフリップフロップ１８がその出力１ｃ，１ｄを反転させる毎に固定の基準電位にリセットする回路構成としても実現できる。
【実施例６】
【００４５】
図９は，本発明の第六の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコンデンサの微小静電容量差を識別検出する回路を示す。図５の第二の実施例とは目的，機能は同じであるが，第一積分回路１５と電圧比較器１７の間に第二積分回路８２が挿入されている点が異なっている。即ち，図９に於いて，第一積分回路１５の出力と基準電位との差を第二積分回路８２は積分して第二積分コンデンサ８３に蓄え，電圧比較器１７は第二積分コンデンサ８３の電圧を所定の電圧と比較してその出力１ｂを変える。図９で基準電位は第一積分回路１５の出力の低周波数成分として基準電位生成回路８１により生成している。
【００４６】
図５の第二の実施例と図９の第六の実施例との関係は，図１に示す第一の実施例と図８の第五の実施例との関係と同じであり，その動作原理も同様であるので詳しい趣旨説明は省略する。
【実施例７】
【００４７】
図１０は本発明の第七の実施例を示し，二つの回路素子の微小差検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。図６の第三の実施例とは構成が類似しているが，第一積分回路１５の替わりに差分回路１０１，加算電圧回路１０２が配置されている点が異なっている。即ち同図に於いて，コイル６１，６２のインダクタンス差に対応する電位差を入力する点は同じであるが，加算電圧回路１０２で生成される電圧を加算して差分回路１０１で増幅して電圧比較器１７に入力する。その他の構成は図１，図６と同じであるので説明は省略する。
【００４８】
図１１は動作を説明する為のパルス駆動電圧及び過度応答波形を示す。図１１（ａ）はコイル６１，６２及び抵抗１３，１４で構成する直列回路にパルス電圧を加えた場合の過度応答を示し，前記直列回路に加えられたパルス電圧１１１，コイル６１とコイル６２との接続点に現れた電圧波形１１２が示されている。電圧波形１１２はコイル６１，６２のインダクタンス差に対応する検出電位差であり，正負の電圧となるが，扱いやすいように加算電圧回路１０２で生成される電圧を加算して単極性とした過度応答差分電圧１１３を電圧比較器１７に入力する。過度応答差分電圧１１３が電圧比較器１７の閾値である第一，第二の所定電圧２３，２４に達した時点で電圧比較器１７の出力を変え，コイル６１，６２及び抵抗１３，１４で構成する直列回路に加える電圧を反転させ，自励発振回路を構成する。図１１（ｂ）には過度応答差分電圧１１３と第一，第二の所定電圧２３，２４との関係を示している。
【００４９】
その他の部分の動作は図１の場合と同じであるので説明は省略する。ただ図１０の例では加算電圧回路１０２で生成される電圧を第一，第二の所定電圧２３，２４の中間に設定する必要がある。
【実施例８】
【００５０】
図１２は本発明の第八の実施例である位置検出装置を示す。検出部１２３内に斜線部で示す磁気コア１２４に巻回された検出コイル１２１と参照コイル１２２とは同一仕様で構成し，導体或いは磁性体で構成される可動体が左方から検出コイル１２１に近接して検出コイル１２１のインダクタンスに変化が生じたことを検知して可動体の位置を知る。検出コイル１２１には抵抗１３を直列に接続し，参照コイル１２２には抵抗１４を直列に接続し，微小インダクタンス差検出回路は図８に示した第五の実施例と同一構成にしてある。
【００５１】
検出コイル１２１と参照コイル１２２とはほぼ同じインダクタンスを有するよう構成されているが，検出コイル１２１にアルミニウム，銅等の導体，或いは鉄，フェライト等の磁性体が近接すると，そのインダクタンスは変化し，図１，８を用いて説明したインダクタンス差検出回路の動作原理に従って参照コイル１２２のインダクタンスと差が生じたことが検知される。
【００５２】
位置検出装置の一つの応用である近接センサにおいては，近接する物体を出来るだけ遠距離から検知することが望ましいが，従来は温度変化による検出コイル１２１の定数変動，或いは回路定数変動等により制限を受けていた。図１２に示す構成では検出コイル１２１と参照コイル１２２とを同一仕様で構成して同じ温度環境に置き，その差の有無を識別検知しているので温度変動の影響を受け難い。
【００５３】
導体が検出コイル１２１に近接すると渦電流効果によりそのインダクタンスを低下させ，逆に磁性体が近接するとインダクタンスを増加させる。インダクタンス増減の方向は逆であるので識別した結果が参照コイル１２２のインダクタンスより増減した方向でディジタル的な閾値を変え，可動体の近接度合いを判断識別する事で導体及び磁性体双方何れの近接検知にも使用できる。
【００５４】
また，二つのコイルの一方を定数とした参照コイルとして金属あるいは磁性体の接近検知を目的とする近接センサの場合には二つのコイルと抵抗を含むＲＬＣ回路の平衡を故意に崩し，他方のコイルのインダクタンス増大で両者のインダクタンス差が増大し，インダクタンス減少で両者のインダクタンス差が減少するよう設定する。導体が近接するとインダクタンスは減少し，磁性体が近接するとインダクタンスが増大するが，一般に前者の変化は小さいので上記のように設定することで検出感度を補償でき，高感度の検出を可能にする。
【００５５】
さらにディジタル的な閾値を変える他に第一積分回路１５或いは第二積分回路８２の変換ゲインを適応的に変える手段もある。即ち，検出コイル１２１のインダクタンスが参照コイル１２２のそれより大であるか小であるかは電圧比較器１７の立ち上がり端或いは立ち下がり端での出力１ｄのレベルから判断できるので検出コイル１２１のインダクタンスが大と識別している間は第一積分回路１５或いは第二積分回路８２のゲインを小に変える構成としても良い。
【実施例９】
【００５６】
図１３は本発明の第九の実施例を導体の欠陥或いは有無の識別検査装置の具体的な例として磁気探傷装置の概略構成を示す。図１３（ａ）は検出部概略を，図１３（ｂ）は出力のダイパルス（ｄｉｐｕｌｓｅ）波形をそれぞれ示す。同図に於いて，磁気探傷装置は２つの検出コイル１３１，１３２と，検出回路１３０と，図示していない走査機構手段と等から構成され，２つの検出コイル１３１，１３２は検査対象となる金属の被検体１３３に近接して配置され，被検体１３３は走査機構手段により矢印１３４に沿って移動させられる。検出回路１３０は図８に示すと同じ検出回路としているので検出回路１３０の具体的な内容と動作原理の説明は省略する。
【００５７】
検出回路１３０は検出コイル１３１，１３２をパルス的に断続通電してパルス状磁束１３５を発生させる。パルス状磁束１３５は金属である被検体１３３の表面から内部に浸透しようとするが，被検体１３３表面には磁束の変化を妨げるような方向に渦電流が流れ，検出コイル１３１，１３２のインダクタンスを見かけ上減少させる。ここで被検体１３３表面に傷が存在すると前記渦電流は流れにくくなり，検出コイル１３１，１３２のインダクタンスの減少傾向は弱められ，見かけ上のインダクタンスは増大する。そして被検体１３３表面の傷が検出コイル１３１の磁界分布内に有れば検出コイル１３１のインダクタンスが通常より大となる。
【００５８】
磁気探傷装置では本来有ってはならない傷或いは欠陥等の有無を確認する装置であるから当然に傷或いは欠陥の密度は低く，仮に検出コイル１３１の真下に傷が存在しても検出コイル１３２の真下の被検体１３３面にも傷が存在する確率は非常に小さい筈である。逆もまた同様である。図１３（ａ）に示す検出回路１３０は検出コイル１３１，１３２のインダクタンス差の検出回路を基本にしているので互いに他方の検出コイル側を基準としながら被検体１３３の傷，欠陥有無を検査することになる。留意すべきは検出コイル１３１，１３２と被検体１３３との関係を出来るだけ同一条件に維持しながら相対的に移動させる走査機構手段とすることである。
【００５９】
本実施例で検出コイル１３１，１３２の配列は被検体１３３の移動方向１３４に沿っている。したがって，もし被検体１３３表面に傷があり，検出コイル１３１のインダクタンス変化として検知された場合，被検体１３３の移動時間，検出コイル１３１，１３２間の距離によって決まる時間の後には検出コイル１３２にもインダクタンスの変化として現れる筈である。図１３（ｂ）は検出回路１３０で検知されたインダクタンス差の変化の様子を示している。横軸１３６は時間を，縦軸１３７はインダクタンス差を示す。番号１３８は被検体１３３表面に傷が無く，検出コイル１３１，１３２のインダクタンスが平衡な場合の出力レベルを示している。番号１３９，１３ａはそれぞれ被検体１３３表面の傷が検出コイル１３１のインダクタンスを変化させ，次に検出コイル１３２のインダクタンスを変化させた事を示す。傷のサイズ，検出コイル１３１，１３２のサイズ，相対位置関係にも依存するが，インダクタンス差の変化は図１３（ｂ）のように２つの正負のパルスが連続したダイパルス（ｄｉｐｕｌｓｅ）波形として現れる。
【００６０】
上記磁気探傷装置に於いて，２つの検出コイル１３１，１３２と被検体１３３との配置条件は同一とすべきであるが，上に示したようにダイパルス波形が現れることを前提として磁気探傷装置を構成すれば，２つの検出コイル１３１，１３２と被検体１３３との配列条件を緩和できるし，またノイズ等妨害信号に対して検出確認の精度を向上できる。
【００６１】
上記実施例は磁気探傷装置で金属或いは磁性体における傷或いは欠陥有無を検知目的としたが，衣服或いは食品内の金属異物検知にも応用できる事は明らかでそれぞれ高感度の検知装置を実現できる。
【００６２】
以上に実施例を用いて本発明の原理動作等を説明した。それらの実施例において，ＲＬＣ回路への通電は通電方向を反転させる例を多く用いた。ＲＬＣ回路の一端を基準電位に考えれば第一の駆動電圧及び第二の駆動電圧はを基準電位より同じ電圧だけ大，小の電圧とした事になる。図６の実施例で通電制御手段は第一及び第二の駆動電圧を有してＲＬＣ回路を駆動するしたが当然に一方の駆動電圧をゼロとしても良い。通電方向を交互に反転駆動する手段は通電制御手段の一つの例であるが，駆動回路及び駆動波形を対称にしやすい事で多用した。
【００６３】
さらにまた実施例で説明した以外の素子，材料等の使用はもちろんであり微小インダクタンス差，微小静電容量差の検出回路も実施例で説明した以外の構成でも本発明の趣旨に基づいて具現化は可能である。特に上記説明で積分回路を電圧電流変換回路と電位差積分コンデンサとで構成したが，回路構成上の便宜によるもので他の構成による積分回路としても何等支障は無い。また，インダクタンス検出を利用して位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置について説明したが，それら以外の応用装置にも適用は可能である。以上に述べたように本発明の趣旨を変えない範囲で材料，回路素子，構成の変更等が可能なことは当然であって上記の説明が本発明の範囲を限定するわけではない。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明の二つの回路素子の微小差検出回路はシンプルな回路で二つの回路素子の微小定数差に反比例する周期のパルス列を生成し，微小な回路定数差を拡大して識別できるというユニークな検出回路を実現し，微小なインダクタンス差検出を必要とする近接センサ，磁気探傷装置，金属異物検査装置，微小容量差検出を必要とする近接センサ，軸変位検出装置等の応用に適している。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】第一の実施例である二つのコイルのインダクタンス差検出回路を示す。
【図２】図１の実施例各点の信号波形を示す。
【図３】パルス幅と所定のレベルの関係を示す。
【図４】パルス周期とインダクタンス差の関係を示す。
【図５】第二の実施例である二つのコンデンサの静電容量差検出回路を示す。
【図６】第三の実施例である二つのコイルのインダクタンス差検出回路を示す。
【図７】第四の実施例である二つのコンデンサの静電容量差検出回路を示す。
【図８】第五の実施例である微小インダクタンス差検出回路を示す。
【図９】第六の実施例である微小静電容量差検出回路を示す。
【図１０】第七の実施例である二つのコイルのインダクタンス差検出回路を示す。
【図１１】図１０の実施例各点の信号波形を示す。
【図１２】第八の実施例である位置検出装置を示す。
【図１３】第九の実施例である磁気探傷装置の概略構成を示す。
【符号の説明】
【００６６】
１１，１２・・コイル，                １３，１４・・抵抗，
１５・・・第一積分回路，              １６・・・第一積分コンデンサ，
１７・・・電圧比較器，                １８・・・フリップフロップ，
１９・・・カウンタ，                  １ａ・・・マイクロコンピュータ，
１ｂ・・・電圧比較器出力，            １ｃ，１ｄ，１ｆ・・・出力，
１ｅ・・・カウンタ出力，
２１，２２・・第一積分回路出力電圧，  ２３・・・第一の所定電圧，
２４・・・第二の所定電圧，            ２５・・・第一積分回路出力電圧，
２６・・・第一の所定電圧，            ２７・・・電圧比較器出力，
２８・・・リセットパルス，            ２９・・・フリップフロップ出力１ｄの波形，
２ａ，２ｂ・・カウンタ出力波形，      ２ｃ・・・微小間隔パルス，
３１・・・第一積分回路出力電圧，
４１・・・インダクタンス差とパルス周期との関係，
４２・・・計測可能領域，
５１，５２・・コンデンサ，
６１，６２・・コイル，                ６３・・・参照電位生成回路，
６４・・・通電制御回路，
７１，７２・・コンデンサ，            ８１・・・基準電位生成回路，
８２・・・第二積分回路，              ８３・・・第二積分コンデンサ，
１０１・・・差分回路，                １０２・・・加算電圧回路，
１１１・・・パルス電圧，              １１２・・・検出電位差，
１１３・・・過度応答差分電圧，
１２１・・・検出コイル，              １２２・・・参照コイル，
１２３・・・検出部，                  １２４・・・磁気コア，
１３０・・・検出回路，                １３１，１３２・・検出コイル，
１３３・・・被検体，                  １３４・・・移動方向，
１３５・・・磁束，                    １３６・・・時間，
１３７・・・インダクタンス差，
１３８，１３９，１３ａ・・インダクタンス差波形，
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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