(57)【要約】【課題】  消費電流を抑制しつつノイズ特性が良好で動作周波数マージンを十分に取ることが可能な分周回路を備えたダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供する。【解決手段】  ダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、送信信号をアップコンバートする周波数変換回路（ミキサ）に供給される信号を局部発振信号を分周することで生成する分周回路を、下段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ４）を使用し、上段差動トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタ（Ｑ１〜Ｑ８）を使用したギルバートセル型の回路を用いて構成するようにした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を音声周波数帯から送信周波数帯へアップコンバートする第１の周波数変換回路と、受信信号を受信周波数帯から音声周波数帯へダウンコンバートする第２の周波数変換回路と、送信信号および受信信号よりも周波数が高い局部発振信号を分周して前記第１の周波数変換回路にて送信信号と合成される信号を生成する第１の分周回路と、前記局部発振信号を分周して前記第２の周波数変換回路にて受信信号と合成される信号を生成する第２の分周回路とを備えた通信用半導体集積回路であって、前記第１の分周回路はアクティブ素子としてＭＯＳトランジスタを含む回路により構成され、前記第２の分周回路はアクティブ素子としてバイポーラ・トランジスタを含む回路により構成されていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
前記アクティブ素子は、サンプリングされるべき信号を制御端子に受けるトランジスタまたはサンプリングされた信号の状態を保持するラッチ回路を構成するトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項３】
前記第１の分周回路は、ＭＯＳトランジスタのドレイン端子にコレクタ端子が接続されたバイポーラ・トランジスタをさらに含むことを特徴とする請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項４】
前記サンプリングされるべき信号を制御端子に受けるトランジスタまたはサンプリングされた信号の状態を保持するラッチ回路を構成するトランジスタはバイポーラ・トランジスタであり、該バイポーラ・トランジスタのベース端子に供給される信号はエミッタフォロワを介して供給されることを特徴とする請求項２または３に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記アクティブ素子は差動回路を構成していることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
前記差動回路を構成する差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタ対とバイポーラ・トランジスタ対を備え、前記ＭＯＳトランジスタ対の電流源と前記バイポーラ・トランジスタ対の電流源とが別個に設けられていることを特徴とする請求項５に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項７】
前記サンプリングされるべき信号を制御端子に受けるバイポーラ・トランジスタのコレクタ側に、該トランジスタの飽和動作を防止するクランプ手段が接続されていることを特徴とする請求項４に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項８】
前記ラッチ回路は出力段が差動の信号を出力する一対のエミッタフォロワを含み、一対のエミッタフォロワの出力端子間に、出力振幅をクランプするクランプ手段が接続されていることを特徴とする請求項４に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項９】
局部発振信号を分周して、音声周波数帯の送信信号と該送信信号よりも周波数の高い信号とを合成して送信信号を送信周波数帯へアップコンバートするのに使用される前記周波数の高い信号を生成する分周回路を備えた通信用半導体集積回路であって、前記分周回路は、差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対とを含み、前記差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対の共同作用により増幅動作を行うように構成されていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
前記差動ＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記差動バイポーラ・トランジスタのコレクタ端子とが結合され、前記差動ＭＯＳトランジスタ対の電流源と前記差動バイポーラ・トランジスタ対の電流源とが別個に設けられていることを特徴とする請求項９に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
前記分周回路は、サンプリングされるべき信号を制御端子に受けて増幅する増幅回路と、該増幅回路により増幅された信号の状態を保持するラッチ回路とを含み、該ラッチ回路の出力段はエミッタフォロワであり、前記増幅回路と前記ラッチ回路の差動バイポーラ・トランジスタは前記エミッタフォロワを介してベース端子に信号を受けることを特徴とする請求項９または１０に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１２】
局部発振信号を分周して、音声周波数帯の送信信号と該送信信号よりも周波数の高い信号とを合成して送信信号を送信周波数帯へアップコンバートするのに使用される前記周波数の高い信号を生成する分周回路を備えた通信用半導体集積回路であって、前記分周回路は、局部発振信号を分周する第１の分周回路と、該第１の分周回路により分周された信号をさらに分周する第２の分周回路とを備え、前記第１の分周回路はアクティブ素子をバイポーラ・トランジスタとした回路からなり、前記第２の分周回路は差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対とを含み前記差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対の共同作用により増幅動作を行う回路からなることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１３】
前記第２の分周回路は、前記差動ＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記差動バイポーラ・トランジスタのコレクタ端子とが結合され、前記差動ＭＯＳトランジスタ対の電流源と前記差動バイポーラ・トランジスタ対の電流源とが別個に設けられていることを特徴とする請求項１２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１４】
前記差動バイポーラ・トランジスタの出力クロスポイントにおける相互コンダクタンスは前記差動ＭＯＳトランジスタの出力クロスポイントにおける相互コンダクタンスよりも大きいことを特徴とする請求項１３に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１５】
１つの下段差動回路の電源電圧端子側に２つの上段差動回路が縦積み接続されてなるギルバートセル回路であって、前記下段差動回路は差動ＭＯＳトランジスタ対により構成され、前記上段差動回路は差動バイポーラ・トランジスタ対を含んで構成されているギルバートセル回路を備えてなることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１６】
前記上段差動回路は、前記差動バイポーラ・トランジスタのコレクタ端子にそれぞれドレイン端子が接続されソース端子同士が結合された差動ＭＯＳトランジスタ対を有し、該差動ＭＯＳトランジスタ対の電流源と前記差動バイポーラ・トランジスタ対の電流源とが別個に設けられていることを特徴とする請求項１５に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１７】
送信されるべき信号をアップコンバートする第１の周波数変換回路と、受信信号をダウンコンバートする第２の周波数変換回路と、送信されるべき信号および受信信号よりも周波数が高い局部発振信号を分周して前記第１の周波数変換回路にて送信されるべき信号と合成される信号を生成する第１の分周回路と、前記局部発振信号を分周して前記第２の周波数変換回路にて受信信号と合成される信号を生成する第２の分周回路とを備え、前記第１の分周回路はアクティブ素子としてＭＯＳトランジスタを含む回路を有し、前記第２の分周回路はアクティブ素子としてバイポーラ・トランジスタを含む回路を有することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１８】
アクティブ素子としてＭＯＳトランジスタを含む上記回路は、差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対とを含み、前記差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対の共同作用により増幅動作を行う回路を含むことを特徴とする請求項１７に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１９】
周波数のアップコンバートのために、送信されるべき信号と合成される信号を形成する分周回路を具備し、前記分周回路は、差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対とを含み、前記差動ＭＯＳトランジスタ対と差動バイポーラ・トランジスタ対の共同作用により増幅動作を行うようにされていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２０】
前記差動ＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記差動バイポーラ・トランジスタのコレクタ端子とが結合され、前記差動ＭＯＳトランジスタ対の電流源と前記差動バイポーラ・トランジスタ対の電流源とが別個に設けられていることを特徴とする請求項１９に記載の通信用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）における局部発振信号の分周回路およびミキサ回路に適用して有効な技術に関し、特に音声周波数帯の送信信号を直接送信周波数の信号に周波数変換するダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機のような無線通信システムにおいては、受信信号や送信信号に高周波の局部発振信号を合成して周波数のダウンコンバートやアップコンバートを行なったり、送信信号の変調や受信信号の復調を行なったりする通信用半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）が用いられている。
【０００３】
従来、かかる高周波ＩＣには、音声周波数帯の送信信号を一旦中間周波数の信号に周波数変換した後、送信周波数の信号に周波数変換するスーパーヘテロダイン方式の高周波ＩＣ（特許文献１）や、送信信号で中間周波数の発振信号を変調した後、送信用のＶＣＯからのフィードバック信号とＲＦ−ＶＣＯの発振信号とを合成して中間周波数の信号を生成してこの信号と変調後の信号の位相を比較して送信用ＶＣＯの発振制御信号を生成して制御するいわゆるオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣ（特許文献２）がある。
【０００４】
一方、従来提案されている携帯電話機には、例えば９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と１８００ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば８５０ＭＨｚ帯のＧＳＭや１９００ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるクォッドバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。そのため、このような複数のバンドに対応できる携帯電話機に使用されるワンチップの高周波ＩＣの開発も行なわれている。
【０００５】
スーパーヘテロダイン方式の高周波ＩＣやオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣは、回路規模が大きくなるため、上記のような複数バンドに対応可能な高周波ＩＣには不適当であり、ダイレクトアップコンバージョン方式が有効である。しかし、ダイレクトアップコンバージョン方式の高周波ＩＣにおいては、入力から出力に至るまでに存在する回路の低ノイズ化が必要とされる。そのため、送信信号と局部発振信号とをミキシングして周波数をアップコンバートするミキサ回路に供給される局部発振信号が低ノイズであることが望まれる。
【０００６】
ところで、近年、部品点数の削減のため局部発振信号を生成する発振器を高周波ＩＣに内蔵させることが行なわれているが、内蔵の発振器は外付けの発振器に比べて周波数精度が劣るので、一般には所望の周波数よりも数倍高い周波数の信号を発生する発振器を設け、生成された発振信号を分周回路で分周してミキサ回路に供給することが行なわれている。例えば発振器の周波数調整単位が±Δｆの場合、４分周してミキサ回路に供給すれば、ミキサ回路に供給される発振信号の精度は±Δｆ／４にすることができる。
【特許文献１】特開２００１−２４４４１６号
【特許文献２】特願２００３−０４８６３１号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
高周波ＩＣに内蔵される局部発振回路の発振周波数は、ＧＳＭ用の場合、数ギガヘルツとされる。このように周波数の高い信号を分周するには高速動作が必要であるため、従来は一般にバイポーラ・トランジスタからなるＥＣＬ型の分周回路が用いられていた。ＥＣＬ型の分周回路は、動作周波数マージンは十分に取れるが、発振信号のＣＮ比（搬送波対雑音比）を向上させるため高出力にする必要がある。
【０００８】
しかしながら、バイポーラ・トランジスタはベース電流にショットノイズが含まれるため、上記のようなＥＣＬ型の分周回路をダイレクトアップコンバージョン方式の高周波ＩＣに適用して、発振信号のＣＮ比（搬送波対雑音比）を向上させるため高出力にすると、トランジスタの動作が飽和領域に入ってベース電流が増加し、ショットノイズが増大してノイズ特性が悪化してしまう。特に、ダイレクトアップコンバージョン方式の高周波ＩＣにおいてはノイズに対する要求が厳しいため、従来のＥＣＬ型の分周回路をそのまま適用したのでは所望のノイズ特性を得ることが困難であることが明らかとなった。
【０００９】
そこで、本発明者らは、ＭＯＳトランジスタからなる分周回路について検討した。その結果、ＭＯＳトランジスタはバイポーラ・トランジスタに比べて電圧ゲインが低いので、高出力を得るためトランジスタサイズを大きくすると寄生容量が大きくなってカットオフ周波数が下がり、動作周波数マージンを十分に取ることが困難になるとともに、消費電流も増加してしまうという課題があることが明らかとなった。
【００１０】
この発明の目的は、消費電流を抑制しつつノイズ特性が良好で動作周波数マージンを十分に取ることが可能な分周回路を備えたダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、ダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、送信信号をアップコンバートする周波数変換回路（ミキサ）に供給される信号を、局部発振信号を分周することで生成する分周回路を、下段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタを使用し、上段差動トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタを使用したギルバートセル型の回路を用いて構成するようにしたものである。
【００１２】
上記した手段によれば、下段差動回路にＭＯＳトランジスタを使用することでバイポーラ・トランジスタにより生じるショットノイズを減らしてノイズ特性を向上させることができるとともに、上段差動回路にバイポーラ・トランジスタを使用することでＭＯＳトランジスタのみからなる分周回路に比べて動作周波数マージンを大きくすることができるとともに、消費電流も少なくすることができるようになる。
【００１３】
また、望ましくは、上段差動回路にバイポーラ・トランジスタとＭＯＳトランジスタを並列に接続したものを用いるようにする。これにより、バイポーラ・トランジスタにより生じるショットノイズをさらに減らしてノイズ特性を向上させることができる。
【００１４】
さらに、本願の他の発明は、局部発振信号を分周する分周回路が前段と後段の２つの分周回路からなる場合に、前段の分周回路には下段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタを使用し、上段差動トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタを使用したギルバートセル型の回路を用い、後段の分周回路には下段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタを使用し、上段差動トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタとＭＯＳトランジスタを並列に接続したギルバートセル型の回路を用いるようにしたものである。
【００１５】
上記した手段によれば、前段の分周回路で多少ノイズが発生しても後段の分周回路でノイズを抑制できるので、前段の分周回路を多少ノイズがあっても動作速度優先の回路で構成して動作周波数マージンを大きくすることができるとともに、後段の分周回路はすでに１度分周された周波数の低い信号を分周すればよくそれほど高い動作速度を必要としないので、後段の分周回路をノイズ特性優先の回路で構成して動作周波数マージンを確保するようなことができる。
【発明の効果】
【００１６】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、消費電流を抑制しつつノイズ特性が良好で動作周波数マージンを十分に取ることが可能な分周回路を備えたダイレクトアップコンバージョン方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１には、携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおけるダイレクトアップコンバージョン方式の送信系回路の概略構成が示されている。
図１に示されているように、送信系回路は、送信信号のアップコンバートに使用する高周波の局部発振信号を生成するＶＣＯ（電圧制御発振回路）からなる局部発振回路２５２、該局部発振回路２５２により生成された局部発振信号φRFを分周しつつ互いに９０°位相が異なる直交信号φRF0，／φRF0，φRF1，／φRF1を生成する分周回路２５７、ベースバンド回路から供給されるＩ信号とＱ信号と分周回路２５７からの上記直交信号φRF0，／φRF0，φRF1，／φRF1とを合成して直交変調とアップコンバートを同時に行なう変調&周波数変換部２３３、変調された信号を増幅して出力する利得制御可能な増幅回路２３４ａ，２３４ｂなどから構成され、これらの回路が単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（高周波ＩＣ）２００として形成されている。
【００１９】
特に制限されるものでないが、この実施例の送信系回路は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の通信方式による送信信号の直交変調およびアップコンバートが可能に構成されている。すなわち、変調&周波数変換部２３３には、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＩ，Ｑ信号を変調&周波数変換するミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２と、ミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２の出力を合成する加算器ＡＤＤ１と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＩ，Ｑ信号を変調&周波数変換するミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２と、ミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２の出力を合成する加算器ＡＤＤ２とからなる。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の送信信号は互いに周波数が近く、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の送信信号も互いに周波数が近いので、それぞれ共通のミキサにより変調&周波数変換される。ミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２とＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂは、いずれか一方が動作状態にされ、そのとき他方のミキサは停止状態にされる。
【００２０】
ＧＳＭの信号とＤＣＳやＰＣＳの信号とは周波数が約２倍異なるため、ミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２には分周回路２５７からミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２に供給される直交信号φRF0，／φRF0，φRF1，／φRF1の２倍の周波数の直交信号φRF0’，／φRF0’，φRF1’，／φRF1’が供給される。この実施例では、上記のようにミキサを２系統設けたのに対応して、分周回路２５７には、局部発振信号φRFを１／２ずつ計１／４分周する分周回路２５７Ａ，２５７Ｂと、局部発振信号φRFを１／２分周する分周回路２５７Ｃとが設けられている。
【００２１】
原理的には、分周回路２５７Ａで１／２分周された信号をミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２へ供給しても所望の変調および周波数変換が可能であるが、分周回路２５７Ａの信号を両方のミキサに供給するように構成すると、分周回路２５７Ａの出力端子にはミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２が常に接続されていることになるため、ミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２からのノイズが分周回路２５７Ｂに回り込んでノイズ特性が劣化してしまうおそれがある。本実施例のように、分周回路２５７Ａと分周回路２５７Ｃとを別個に設けることにより、そのような不具合を回避することができる。
【００２２】
なお、現在の携帯電話機の送信周波数はＧＳＭの場合、８５０〜９００ＭＨｚ、ＤＣＳとＰＣＳの場合１．８〜１．９ＧＨｚであり、音声周波数帯に比べて十分に高い。従って、送信信号のアップコンバートに必要な局部発振信号の周波数は約１〜２ＧＨｚである。ところが、ＶＣＯを半導体チップに内蔵させる場合、周波数精度が高く可変範囲の広いＶＣＯを得ることは現在の製造技術では比較的困難である。そこで、本実施例の高周波ＩＣでは、４ＧＨｚのような送信周波数よりも高い周波数の局部発振信号を生成するＶＣＯを設けて、生成された局部発振信号を分周して変調&周波数変換用のミキサへ供給する構成とした。
【００２３】
図２には上記実施例の分周回路２５７Ａの具体的な回路例が、また図３には分周回路２５７Ｂの具体的な回路例が示されている。図２の分周回路２５７Ａと図３の分周回路２５７Ｂとの差異は、図２の分周回路２５７Ａは動作周波数マージン優先で、また図３の分周回路２５７Ｂはノイズ特性優先で設計されている点である。ＤＣＳ／ＰＣＳ用の直交信号φRF0’，／φRF0’，φRF1’，／φRF1’を生成する分周回路２５７Ｃは、ノイズ特性優先の図３の分周回路２５７Ｂと同一の構成の回路を用いるのが望ましい。ただし、その場合においても、分周回路２５７Ｂは回路を構成する素子として、分周回路２５７Ｃの素子よりも回路の動作周波数マージンを向上させることができるような定数を有する素子が用いられる。
【００２４】
以下、図２の分周回路２５７Ａと図３の分周回路２５７Ｂの構成と作用について説明する。
図２の分周回路２５７Ａは、エミッタ同士が結合された差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と、該差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと接地点との間に接続された電流源用ＭＯＳトランジスタＭ１と、上記差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続されベース端子同士が結合された負荷バイポーラ・トランジスタＱ１４，Ｑ１５からなる第１の差動アンプＡＭＰ１と、該差動アンプＡＭＰ１の出力（Ｑ１，Ｑ２のコレクタ電圧）を保持する第１のラッチＬＡＴ１と、前記差動アンプＡＭＰ１と同様な構成の第２の差動アンプＡＭＰ２と、該差動アンプＡＭＰ２の出力を保持する第２のラッチＬＡＴ２とから構成されている。
【００２５】
第１のラッチＬＡＴ１は、差動バイポーラ・トランジスタＱ３，Ｑ４と、該差動バイポーラ・トランジスタＱ３，Ｑ４の共通エミッタと接地点との間に接続された電流源用ＭＯＳトランジスタＭ２と、上記差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続されゲート端子同士が結合された負荷ＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６と、Ｑ１，Ｑ２のコレクタにベース端子が接続されたトランジスタＱ１０，Ｑ１１およびエミッタ抵抗Ｒ１，Ｒ２とから、エミッタフォロワ型出力段を有する差動増幅回路として構成されている。第２のラッチＬＡＴ２も第１のラッチＬＡＴ１と同様な構成とされる。そして、第１のラッチＬＡＴ１の差動出力が第２の差動アンプＡＭＰ２の差動バイポーラ・トランジスタＱ５，Ｑ６のベースに供給され、第２のラッチＬＡＴ２の差動出力が第１の差動アンプＡＭＰ１の差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに供給されるように接続がなされている。
【００２６】
第１の差動アンプＡＭＰ１の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子と第２の差動アンプＡＭＰ２の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ３のゲート端子には、局部発振器（ＲＦＶＣＯ）２５２からの正相と逆相の発振信号φRF，／φRFが入力され、差動アンプＡＭＰ１とＡＭＰ２は相補的に動作する。第１のラッチＬＡＴ１の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ２のゲート端子と第２のラッチＬＡＴ２の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ４のゲート端子にも、ＲＦＶＣＯ２５２からの正相と逆相の発振信号／φRF，φRFが入力され、ラッチＬＡＴ１とＬＡＴ２は相補的に動作する。また、第１の差動アンプＡＭＰ１の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子にＲＦＶＣＯ２５２からの正相の発振信号φRFが入力され、第１のラッチＬＡＴ１の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ２のゲート端子にＲＦＶＣＯ２５２からの逆相の発振信号／φRFが入力されることにより、第１の差動アンプＡＭＰ１とラッチＬＡＴ１とは相補的に動作する。同様に、第２の差動アンプＡＭＰ２とラッチＬＡＴ２も相補的に動作する。
【００２７】
なお、図２の分周回路は、第１の差動アンプＡＭＰ１の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ１と第２の差動アンプＡＭＰ２の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ３のソースが共に接地点ＧＮＤに接続され、それらのゲート端子には差動の信号φRF，／φRFが入力されて差動動作するので、一種のギルバートセルである。同様に、第１のラッチＬＡＴ１の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ２と第２のラッチＬＡＴ２の下側電流源用ＭＯＳトランジスタＭ４のソースが共に接地点ＧＮＤに接続され、それらのゲート端子には差動の信号φRF，／φRFが入力されて差動動作するので、一種のギルバートセルである。
【００２８】
この実施例の分周回路２５７Ａは、発振信号φRFがハイレベルのときＭＯＳトランジスタＭ１とＭ４がオンし差動アンプＡＭＰ１とラッチＬＡＴ２がオンする。この時、バイポーラ・トランジスタＱ１のベースがハイレベルであればＱ１０のベースはローレベル、逆にＱ１１のベースはハイレベルとなり、Ｑ１０，Ｑ１１のエミッタ電圧がＱ４，Ｑ３のベースに供給される。
【００２９】
次に、発振信号φRFがローレベル、／φRFがハイレベルになると、Ｍ２，Ｍ３がオンしラッチＬＡＴ１と差動アンプＡＭＰ２がオンする。ラッチＬＡＴ１がオンすることによりＱ４，Ｑ５のベースの電位がラッチされ、Ｑ６のベースがハイレベル、Ｑ７のベースがローレベルに固定される。また差動アンプＡＭＰ２によりＱ１２のベースはローレベル、Ｑ１３のベースはハイレベルとなり、Ｑ１２，Ｑ１３のエミッタ電圧がＱ８，Ｑ７のベースに供給される。
【００３０】
その後、再び発振信号φRFがハイレベルとなり、差動アンプＡＭＰ１とラッチＬＡＴ２がオンする。そして、ラッチＬＡＴ２がオンすることによりＱ７，Ｑ８のベース電位がラッチされ、Ｑ１のベースがローレベル、Ｑ７のベースがハイレベルに固定されることにより、Ｑ１０，Ｑ１１のベースの極性が反転する。以上の動作を繰り返すことにより、φRF，／φRFの１周期毎に出力ＯＵＴ，／ＯＵＴの極性が反転しφRF，／φRFの周期の２倍の周期で出力ＯＵＴ，／ＯＵＴが変化し、分周される。この出力ＯＵＴ，／ＯＵＴは、直流成分をカットし交流成分のみ伝達するための容量Ｃ１，Ｃ２を介して次段の分周回路またはミキサへ供給される。
【００３１】
従来の分周回路は、図２の分周回路のＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ８をすべてバイポーラ・トランジスタに置き換え、アンプＡＭＰ１とＡＭＰ２のトランジスタＱ１４〜Ｑ１７を省略したような構成であった。かかるバイポーラ・トランジスタのみからなる分周回路は、ベース電流のショットノイズにより、出力ＯＵＴ，ＯＵＴＢのノイズ特性がダイレクトコンバージョン方式の送信回路にとって良好なものでなかった。これに対し、本実施例の分周回路は、下段のトランジスタとしてＭＯＳトランジスタを用いているため、ノイズを低減することができるとともに、上段の差動トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタを用いているため、図２の分周回路のトランジスタをすべてＭＯＳトランジスタに置き換えた回路に比べて高い周波数まで動作させることができ、それによって動作周波数マージンを向上させることができる。また、ＭＯＳトランジスタで動作周波数マージンを向上させる場合よりもトランジスタの素子サイズを小さくし、消費電流を少なくすることができる。
【００３２】
さらに、バイポーラ・トランジスタは、飽和領域に入り直流電流増幅率ＨFEが低下するとベース電流が増加してショットノイズが大きくなるという特性を有するため、上段の差動トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタを用いるとノイズ特性が劣化するおそれがある。しかるに、本実施例の分周回路は、アンプＡＭＰ１とＡＭＰ２の差動トランジスタＱ１〜Ｑ８のコレクタと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に、ベースとコレクタが結合されたいわゆるダイオード接続のトランジスタＱ１４〜Ｑ１７を接続した構成としたので、トランジスタＱ１４〜Ｑ１７がダイオードとして作用して差動トランジスタＱ１〜Ｑ８のコレクタ電圧をクランプする。そのため、差動トランジスタＱ１〜Ｑ８が飽和領域で動作するのを防止することができ、これによってベース電流ショットノイズによりノイズ特性が劣化するのを抑制することができる。また、差動トランジスタＱ１〜Ｑ８のコレクタ電圧がクランプされるため、出力ＯＵＴ，／ＯＵＴがクリップ波形となり、振幅ノイズを除去できるという利点がある。
【００３３】
図３に示されている後段の分周回路２５７Ｂは、図２の前段分周回路２５７Ａからの２ＧＨｚ程度の信号を１／２に分周して１ＧＨｚ程度の信号として出力するもので、基本的な構成と動作は図２の前段分周回路２５７Ａと同じであり、第１アンプＡＭＰ１および第１ラッチＬＡＴ１と第２アンプＡＭＰ２および第２ラッチＬＡＴ２とからなる。分周回路２５７Ｂには、前段の分周回路２５７Ａよりも低い周波数の信号が入力されるため、差動トランジスタのスイッチング速度が多少遅くても動作周波数マージンは十分に取れる。一方、分周回路２５７Ｂは１／４分周回路の最終段であり、ここで発生するノイズは次段のミキサに直接入力される。このため、前段分周回路２５７Ａよりも低いノイズ特性が必要となる。
【００３４】
そこで、図３の分周回路２５７Ｂでは、低ノイズ特性を得るため各アンプおよびラッチの上段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１８を使用する一方、スイッチングスピード向上の補助としてこれらのＭＯＳトランジスタと並列にバイポーラ・トランジスタＱ１〜Ｑ８を付加している。また、これらのバイポーラ・トランジスタＱ１〜Ｑ８はベース電流のショットノイズを抑えるため、駆動電流を抑える必要があり、ＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１８と下段の電流源トランジスタを分離している。具体的には、ＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１８の共通ソースに接続された電流源トランジスタＭ１〜Ｍ４とは別個にバイポーラ・トランジスタＱ１〜Ｑ８の共通エミッタに接続された電流源トランジスタＭ１’〜Ｍ４’を設け、トランジスタＭ１’〜Ｍ４’のサイズをＭ１〜Ｍ４よりも小さくすることでバイポーラ・トランジスタＱ１〜Ｑ８はベース電流のショットノイズを抑えるため、駆動電流を抑えている。
【００３５】
また、バイポーラ・トランジスタＱ１〜Ｑ８のベース入力とＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１８のゲート入力を分離している。具体的には、バイポーラ・トランジスタＱ１〜Ｑ８のベースにはラッチ部のエミッタフォロワ・トランジスタＱ１０〜Ｑ１３のエミッタ電圧が入力され、アンプの差動ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２；Ｍ１５，Ｍ１６にはラッチの差動ＭＯＳトランジスタＭ１７，Ｍ１８；Ｍ１３，Ｍ１４のドレイン電圧が、またラッチの差動ＭＯＳトランジスタＭ１３，Ｍ１４；Ｍ１７，Ｍ１８にはアンプの差動ＭＯＳトランジスタＭ１２，Ｍ１１；Ｍ１６，Ｍ１５のドレイン電圧が、それぞれ入力されている。
【００３６】
さらに、図３の分周回路２５７Ｂでは、図２の分周回路２５７Ａにおけるクランプ用トランジスタＱ１４〜Ｑ１７の代わりにＰチャネル型負荷ＭＯＳトランジスタＭ２１〜Ｍ２４を設けてアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の振幅を大きくする一方、ラッチＬＡＴ１，ＬＡＴ２の出力段であるエミッタフォロワの差動出力ノード間に、互いに逆向きのクランプ・ダイオードとして作用するベース・コレクタ結合のバイポーラ・トランジスタＱ２１〜Ｑ２４が設けられ、このトランジスタＱ２１〜Ｑ２４によって出力をクランプして、振幅ノイズを抑制してノイズ特性の向上を図っている。
【００３７】
このように、図３の分周回路２５７Ｂでは、ＭＯＳトランジスタとバイポーラ・トランジスタを抱き合わせて使用することにより動作周波数マージンを確保し、低ノイズ特性を実現している。
【００３８】
図６には、本実施例の分周回路２５７Ｂのように、ＭＯＳトランジスタとバイポーラ・トランジスタを並列に接続したアンプまたはラッチの差動増幅段において、ＭＯＳトランジスタ側の下段トランジスタＭ１の電流Ｉｍを２５ｍＡ、バイポーラ・トランジスタ側の下段トランジスタＭ１’の電流Ｉｂを１５ｍＡ、トータル４０ｍＡに設定し、入力端子間に入力オフセット電圧Ｖoffを与え、それを変化させた場合の出力電流Ｉ１，Ｉ２の変化の様子を示す。
【００３９】
図６おいて、点線Ｂは差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２による入力オフセット電圧Ｖoffと出力電流の変化を、また破線Ｃは差動ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２による入力オフセット電圧Ｖoffと出力電流の変化を、さらに実線Ａは差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と差動ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の両方による出力電流の変化つまり点線Ｂと破線Ｃを加えた電流の変化を示す。なお、一点鎖線Ｄは、電流源用トランジスタＭ１’の電流を４０ｍＡ、電流源用トランジスタＭ１の電流を０ｍＡとしたとき、つまりバイポーラ・トランジスタのみからなる差動アンプにおいて、本実施例の電流源用トランジスタＭ１とＭ１’のトータルの電流に等しい電流４０ｍＡを流したときの出力電流の変化を示す。
【００４０】
図６より、差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２と差動ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２を併用した本実施例の分周回路２５７Ｂのアンプの方が、差動バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２のみの分周回路２５７Ａよりも入力オフセット電圧の変化に対する出力電流の変化が緩やかであることが分かる。また、バイポーラとＭＯＳを併用した本実施例の分周回路２５７Ｂは、バイポーラ・トランジスタ側の下段トランジスタＭ１’の電流Ｉｂの方が、ＭＯＳトランジスタ側の下段トランジスタＭ１の電流Ｉｍよりも小さいにもかかわらず、入出力特性線のクロスポイントでの傾きに相当する各差動トランジスタＭ１，Ｍ１’の相互コンダクタンスｇｍは、バイポーラ・トランジスタのｇｍ（＝∂Ｉｃ／∂ＶBE）の方が、ＭＯＳトランジスタのｇｍ（＝∂Ｉｄ／∂ＶGS）よりも大きくなっている。つまり、本実施例の分周回路２５７Ｂは、Ｉｂ<Ｉｍかつ∂Ｉｃ／∂ＶBE>∂Ｉｄ／∂ＶGSの条件のときに、ノイズ特性と動作周波数マージンの両方にとって望ましい結果が得られる。
【００４１】
表１に、バイポーラ・トランジスタのみからなる分周回路と、ＭＯＳトランジスタのみからなる分周回路と、上段差動トランジスタにＭＯＳトランジスタとバイポーラ・トランジスタの組み合わせを使用した実施例の分周回路のそれぞれにおけるノイズ特性と、最大動作周波数と、消費電流を示す。表１より、本実施例の分周回路は、ノイズ特性がバイポーラ・トランジスタのみからなる分周回路よりも良好で、動作周波数マージンと消費電流がＭＯＳトランジスタのみからなる分周回路のよりも良好であることが分かる。
【００４２】
【表１】
2005184608.tif 000003
【００４３】
図４には上記実施例の変調&周波数変換部２３３ａのミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２と加算器ＡＤＤ１の具体的な回路例が示されている。変調&周波数変換部２３３ｂも同一の回路構成でよいので、図示および説明を省略する。
【００４４】
この実施例のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２は、下段差動トランジスタの上に２組の上段差動トランジスタを縦積みにしたいわゆるギルバートセル型の乗算回路を基本回路とし、それに前記実施例の分周回路と同様に、上段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタＭ４１〜Ｍ４８にそれぞれバイポーラ・トランジスタＱ３１〜Ｑ３８を並列に設けるとともに、ＭＯＳとバイポーラとで下段差動トランジスタを別々に設けた構成とされている。また、上段差動トランジスタＭ４１，Ｍ４３，Ｍ４６，Ｍ４８のドレインとＱ３１，Ｑ３３，Ｑ３６，Ｑ３８のコレクタを共通の負荷抵抗Ｒ２１に接続し、Ｍ４２，Ｍ４４，Ｍ４５，Ｍ４７のドレインとＱ３２，Ｑ３４，Ｑ３５，Ｑ３７のコレクタを共通の負荷抵抗Ｒ２２に接続することで、加算回路ＡＤＤ１を構成している。
【００４５】
そして、下段差動トランジスタＭ３１〜Ｍ３８のゲート端子にベースバンド回路からのＩ，／Ｉ，Ｑ，／Ｑ信号が入力され、上段差動トランジスタＱ３１〜Ｑ３８のベース端子とＭ４１〜Ｍ４８のゲート端子に前記分周回路からの互いに位相が９０度異なる信号φRF0，／φRF0，φRF1，／φRF1が入力されて、Ｉ，／ＩとφRF0，／φRF0が、またＱ，／Ｑ信号とφRF1，／φRF1が合成され、さらにそれらの合成信号が加算されて、Ｉ，Ｑ信号の周波数とφRF0，φRF1の周波数との和に等しい周波数成分を有する信号ＯＵＴ，／ＯＵＴが出力される。
【００４６】
上記のように、図４の変調&周波数変換回路は、上段差動トランジスタとしてＭＯＳトランジスタＭ４１〜Ｍ４８にそれぞれバイポーラ・トランジスタＱ３１〜Ｑ３８を抱き合わせたものを使用しているので、図３の分周回路で説明したのと同様に、動作周波数マージンを確保しつつ低ノイズ化を図ることができる。なお、図４において、Ｖｃ１〜Ｖｃ４は、上段差動ＭＯＳトランジスタＭ４１〜Ｍ４８およびバイポーラ・トランジスタＱ３１〜Ｑ３８の入力バイアス電位つまり入力信号の中心電位を与える直流バイアス電圧源である。
【００４７】
図５は、前記実施例のリミッタアンプを備えた通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを実装した電子部品（高周波モジュール）並びにそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００４８】
図５の無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナＡＮＴと、送信と受信を切り替えるスイッチ１１０および送信信号を電力増幅してアンテナへ出力する高周波電力増幅器（パワーアンプ）１２０を含むフロントエンドモジュール１００と、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ２１１〜２１４、インピーダンス整合回路２２１〜２２４、受信信号を復調およびダウンコンバートしたり送信信号を変調およびアップコンバートしたりする高周波ＩＣ２１０、不要波を除去するＳＡＷフィルタ２６１，２６２やインピーダンス整合回路２７１，２７２を構成する素子等が実装された高周波モジュール（以下、ＲＦモジュールと称する）２００とから構成されている。
【００４９】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２１０は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の通信方式による信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、この実施例の無線通信システムには、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるＳＡＷフィルタ２１１，２１２と、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるＳＡＷフィルタ２１３と、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるＳＡＷフィルタ２１４とが設けられている。
【００５０】
本実施例では、高周波ＩＣ２１０は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成され、ボンディングワイヤでモジュールを構成する絶縁基板は表面に形成されたプリント配線に結合される。ＳＡＷフィルタ２１１〜２１４およびインピーダンス整合回路２２１〜２２４，２７１，２７２を構成する容量素子やインダクタンス素子はディスクリート部品が用いられ、半田付け等によりセラミックなどの絶縁基板上に実装される。
【００５１】
インピーダンス整合回路２２１〜２２４，２７１，２７２は、伝送線路（プリント配線）と該伝送線路の所定の箇所と接地点との間に接続された容量素子とから構成することも可能である。また、容量素子は、基板が複数の誘電体板を積層したなる多層構造をなす場合、いずれかの誘電体板の表裏に形成された導体層を電極とする内挿容量を用いて構成することができる。
【００５２】
本実施例の高周波ＩＣ２１０は、大きく分けると、送信系回路２３０と、受信系回路２４０と、送受信系に共通の制御系回路２５０とで構成される。特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２１０の送信系回路２３０は、音声周波数帯の送信信号を直接最終搬送波の送信周波数の信号にアップコンバートするダイレクトコンバージョン方式の回路とされている。受信系回路２４０も受信信号を直接音声周波数帯の信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン方式とされている。
【００５３】
制御系回路２５０には、チップ内部の制御信号を生成する制御回路２５１や局部発振回路２５２、局部発振回路２５２とともにＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２５３、バッファ２５４、局部発振回路２５２からの信号を分周しつつ９０°位相をシフトした信号を生成する前記実施例のような構成を有する分周回路２５７ａ，２５７ｂなどが含まれる。局部発振回路２５２は、送信に必要な３２９６〜３８２０ＭＨｚの発振信号と受信に必要な３４７６〜３９８０ＭＨｚの発振信号φRFを生成可能なＶＣＯ（電圧制御発振回路）により構成され、送受信に共通の回路として設けられている。
【００５４】
送信系回路２３０は、ベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号をそれぞれ減衰するアッネータもしくは増幅するアンプからなる入力回路２３１ａ，２３１ｂ、減衰もしくは増幅されたＩ信号およびＱ信号から高調波成分を除去するロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２からなるフィルタ部２３２と、フィルタリングされたＩ信号およびＱ信号と分周回路２５７ａからの互いに位相が９０°異なる直交信号とを合成して直交変調とアップコンバートを同時に行なうミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２，ＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２からなる変調&周波数変換部２３３と、変調された信号を増幅して出力する増幅部２３４ａ，２３４ｂ、ベースバンド回路３００から供給される出力レベル制御信号Ｖcontとパワーアンプ１２０から供給される出力検出信号Ｖdetとから増幅部２３４ａ，２３４ｂの利得を制御する利得制御回路２３５などから構成される。
【００５５】
ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、Ｉ信号とＱ信号が入力アンプ２１１Ａ，２１２Ｂを通過する際に生じた歪み（高調波成分）や帯域外のノイズを除去するために設けられたもので、２次以上の高次フィルタを用いるのが望ましい。変調&周波数変換部２３３は、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳとでミキサを共用させることも可能であるが、本実施例の高周波ＩＣ２１０では、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２とが、別個に設けられている。ミキサを別個に設けることにより、ミキサの回路設計が容易になるとともに、それぞれの周波数帯の信号に適した特性を与えることができ、それによってより精度の高い変調が可能となる。
【００５６】
変調&周波数変換部２３３の後段の増幅部２３４ａ，２３４ｂは、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭモード用のリミッタ機能を有するリミッタアンプＬＩＭ１，ＬＩＭ２と、８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥモード用の利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２とが設けられている。このうち、リミッタアンプＬＩＭ１と利得可変アンプＶＧＡ１はＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２に対応して、またリミッタアンプＬＩＭ２と利得可変アンプＶＧＡ２はＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２に対応して設けられている。
【００５７】
上記ミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２とＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２のいずれを選択するか、またリミッタアンプＬＩＭ１，ＬＩＭ２と利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２のいずれを選択するかの指定は、ベースバンドＬＳＩ３００からの指令に応じて制御回路２５１から出力される選択バンドを示す制御信号Ｓ１と選択モードを示す制御信号Ｓ２とによって行なわれる。具体的には、ＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００方式の送信の際には、制御信号Ｓ１によりミキサＭＩＸａ１とＭＩＸａ２が選択され、ＤＣＳおよびＰＣＳ方式の送信の際には、ミキサＭＩＸｂ１とＭＩＸｂ２が選択される。また、ＧＭＳＫ変調モードの際には、制御信号Ｓ２によりリミッタアンプＬＩＭ１，ＬＩＭ２が選択され、８−ＰＳＫ変調モードの送信の際には、利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２が選択される。特に制限されるものでないが、これらの制御信号Ｓ１，Ｓ２はフロントエンドモジュール１００へも供給されて、パワーアンプ１２０のバイアス点等を設定するのにも使用される。
【００５８】
また、ベースバンド回路３００からは高周波ＩＣ２１０の利得制御回路２３５に対して、利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２のゲインを制御する制御電圧Ｖcontが供給される。ＧＳＭの規格では、送信信号の出力電力が、所定のタイムマスク内に収まらなければならないことが規定されている。この実施例の無線通信システムでは、制御電圧Ｖcontで利得可変アンプＶＧＡ１，ＶＧＡ２のゲインを制御することでタイムマスク内での出力レベルの立ち上げ、立ち下げを実現するように構成されている。
【００５９】
なお、本実施例の高周波ＩＣ２１０は、制御回路２５１にレジスタが設けられ、このレジスタはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれるように構成されている。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２１０に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥとが供給されており、制御回路２５１は、ロードイネーブル信号ＬＥが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記レジスタにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＤＡＴＡはシリアルで伝送される。このレジスタには、コマンドコードを保持するコントロールレジスタと、モードを指定したりバンドを指定したりするための設定値を保持するデータレジスタがある。
【００６０】
受信系回路２４０は、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプ２４１〜２４４や、該ロウノイズアンプで増幅された受信信号に分周回路２５７ｂで生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路ＭＩＸ１〜ＭＩＸ８からなる復調&周波数変換部２４５と、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅回路２４３ａ，２４３ｂ、増幅された信号から不要波を除去するロウパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４などから構成される。
【００６１】
この実施例の高周波ＩＣにおいては、局部発振器（ＲＦＶＣＯ）２５２により生成された発振信号がそれぞれ分周回路２５７ａ，２５７ｂによって分周されて、送信用ミキサと受信用ミキサに供給されており、ＲＦＶＣＯを送受信で共有するように構成されているが、ノイズに関する条件は送信系回路２３０の方が受信系回路２４０よりも厳しいので、送信系回路２３０の分周回路２５３ａには前記実施例で説明したように、図２や図３に示されているようなＭＯＳトランジスタとバイポーラ・トランジスタを併用した回路を用いるのが望ましい。これに対し、受信系回路２４０の分周回路２５７ｂには、前記実施例のようなＭＯＳとバイポーラを併用した分周回路またはバイポーラ・トランジスタのみからなる分周回路のいずれを用いても良い。
【００６２】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例の高周波ＩＣでは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の通信方式による信号の変復調が可能に構成されたものを説明したが、前記実施例のような分周回路を適用する高周波ＩＣは、上記４つの通信方式のいずれか１つの方式の信号の変復調が可能に構成された高周波ＩＣであっても良い。
【００６３】
また、前記実施例の高周波モジュールでは、高周波ＩＣ２１０とパワーアンプ１２０との間にＳＡＷフィルタ２６１，２６２を設けたものを説明したが、ＳＡＷフィルタの代わりにインダクタとコンデンサとからなるバランと呼ばれる部品を用いて送信出力を差動信号からシングルの信号に変換してパワーアンプ１２０へ供給するように構成しても良い。
【００６４】
さらに、前記実施例の高周波ＩＣでは、ミキサでＩ，Ｑ信号と局部発振信号を分周した信号とを合成して出力する直交変調とアップコンバートを同時に行う場合を説明したが、変調済みの送信信号を単にアップコンバートして出力するミキサに供給される信号を、局部発振信号を分周して生成する分周回路を備えた高周波ＩＣに対しても適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機のような無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮ用の高周波ＩＣに対しても本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】携帯電話機のような無線通信システムに使用される高周波ＩＣにおけるダイレクトアップコンバージョン方式の送信系回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】アップコンバート用の局部発振信号を分周する分周回路の一実施例を示す回路図である。
【図３】アップコンバート用の局部発振信号を分周する分周回路の他の実施例を示す回路図である。
【図４】アップコンバート用のミキサの実施例を示す回路図である。
【図５】実施例の分周回路を適用した高周波ＩＣ及びそれを用いた高周波モジュールと無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図６】差動ＭＯＳトランジスタに差動バイポーラ・トランジスタを抱き合わせた差動回路を有する実施例の分周回路における入力電圧と出力電流との関係を示す特性図である。
【符号の説明】
【００６７】
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２  差動アンプ
ＬＡＴ１，ＬＡＴ２  ラッチ
ＭＩＸａ，ＭＩＸｂ  ミキサ
ＡＮＴ  アンテナ
ＬＩＭ１，ＬＩＭ２  リミッタ
ＶＧＡ１，ＶＧＡ２  可変利得アンプ
ＬＰＦ１〜ＬＰＦ４  ロウパスフィルタ
１００  フロントエンドモジュール
１１０  送受信切替えスイッチ
１２０  パワーアンプ
２００  高周波ＩＣ
２１１〜２１４  ＳＡＷフィルタ
２２１〜２２４  インピーダンス整合回路
２３０  送信系回路
２３３  変調&周波数変換部（ミキサ）
２３４ａ，２３４ｂ  増幅部
２４０  受信系回路
２４１a〜２４１ｄ  入力アンプ
２４２  復調&周波数変換部（ミキサ）
２４３ａ，２４３ｂ  高利得増幅部
２５０  制御系回路
２５１  制御部
２５２  局部発振回路
２５７，２５７ａ，２５７ｂ  分周回路
２６１，２６２  ＳＡＷフィルタ
２７１，２７２  インピーダンス整合回路
３００  ベースバン回路（ベースバンドＩＣ）
【図１】
2005184608.tif 000004
【図２】
2005184608.tif 000005
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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