(57)【要約】【課題】  マイコンを用いることなく力行制御を行うとともに、整流効率の高いモータ制御装置を提供することにある。【解決手段】  アーム駆動手段３０は、力行又は整流モード指令を受けてアーム力行駆動信号又はアーム整流駆動信号を選択しアームスイッチング素子に出力する。位相補正・駆動信号分配手段３１は、交流電動機の磁極位置検出信号の位相を交流電動機の回転数に応じて進める。アーム整流検出手段３２は、主電源用高電位端子電位と出力端子電位の大小を比較して出力端子電位が大きいときに上アーム整流駆動信号を上アーム駆動手段に出力し、出力端子電位が主電源用低電位端子電位より小さいときに下アーム整流駆動信号を下アーム駆動手段へ出力する。【選択図】  図１
2005210866.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
力行又は整流モード指令を受けて上アーム力行駆動信号又は上アーム整流駆動信号を選択し、上アームスイッチング素子の制御端子へ上アーム力行駆動信号又は上アーム整流駆動信号を出力する上アーム駆動手段と、
力行又は整流モード指令を受けて下アーム力行駆動信号又は下アーム整流駆動信号を選択し、下アームスイッチング素子の制御端子へ下アーム力行駆動信号又は下アーム整流駆動信号を出力する下アーム駆動手段と、
交流電動機の磁極位置検出信号を入力し、その位相を交流電動機の回転数に応じて進め、上アーム力行駆動信号と下アーム力行駆動信号に分配し、上アーム力行駆動信号を前記上アーム駆動手段へ出力し、下アーム力行駆動信号を前記下アーム駆動手段へ出力する位相補正・駆動信号分配手段と、
主電源用高電位端子電位と出力端子電位の大小を比較して、出力端子電位が大きいときに上アーム整流駆動信号を前記上アーム駆動手段へ出力する上アーム整流検出手段と、
出力端子電位と主電源用低電位端子電位との大小を比較して出力端子電位が小さいときに下アーム整流駆動信号を前記下アーム駆動手段へ出力する下アーム整流検出手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータ制御装置において、
前記位相補正・駆動信号分配手段は、
交流電動機の磁極位置検出信号を入力し交流電動機の回転周波数を直流電圧に変換する周波数−電圧変換回路と、
この周波数−電圧変換回路の出力電圧に応じて電流値が変化する定電流源と、
この定電流源から供給される定電流により三角波を発生させる三角波発生手段と、
この三角波発生手段に前記定電流源の電流を吐き出すための容量充電用スイッチと、
前記三角波発生手段から前記定電流源の電流を吸い込むための容量放電用スイッチと、
前記三角波発生手段が出力する三角波と基準電圧と比較し、電圧パルスを発生させる電圧比較器と、
この電圧パルスを主電源用低電位端子の電位を基準とする上アーム力行駆動信号及び主電源用低電位端子の電位を基準とし該下アーム駆動手段へ出力するための下アーム力行駆動信号に分配する駆動信号分配回路と、
この上アーム力行駆動信号の基準電位を主電源用低電位端子の電位から出力端子の電位へ変換し、前記上アーム駆動手段へ出力するレベルシフトアップ回路とからなることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１記載のモータ制御装置において、
前記上アーム整流検出手段は、
主電源用高電位端子電位と出力端子電位を入力し出力端子電位が大きいときに出力端子に対して負電圧を出力し、出力端子電位が小さいときに出力端子に対して正電圧を出力する負電圧検出手段と、
この負電圧検出手段の出力が負電圧のときに電圧レベルを増幅する増幅手段とからなり、
前記下アーム整流検出手段は、
出力端子電位と主電源用低電位端子電位を入力し出力端子電位が小さいときに主電源用低電位端子に対して負電圧を出力し、出力端子電位が大きいときに出力端子に対して正電圧を出力する負電圧検出手段と、
負電圧検出手段の出力が負電圧のときに電圧レベルを増幅する増幅手段とからなることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１記載のモータ制御装置において、さらに、
ドレインが主電源用高電位端子に接続され、ソースが出力端子に接続された上アームスイッチング素子と、
ドレインが出力端子に接続され、ソースが主電源用低電位端子に接続された下アームスイッチング素子とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に係り、特に車両用交流電動機に用いるに好適なモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流電動機の力行時駆動制御方法としては、例えば、特開２００１−４５７８９号公報に記載されているように、回転数に応じて矩形波駆動信号を切り替えるものが知られている。そして、矩形波駆動信号の通電幅は、予め記憶された回転数とモータ効率の情報をもとに切り替えている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−４５７８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
力行駆動時、最大トルクを得るためには電機子コイルの各相誘起電圧の位相に対して、各相スイッチング素子の印加電圧指令の位相を進める必要がある。この進み角は回転速度と励磁コイルに発生する鎖交磁束により変化する。そこで、特開２００１−４５７８９号公報に記載された力行駆動方式では、予め記憶された回転数とモータ効率の情報をもとに回転数に応じて通電幅を切り替えているため、マイコンが必要となるため、コストが高くなるという問題があった。
【０００５】
最近、オルタネータ（発電機）を電動機として用いて、アイドルストップ後のエンジン再始動を行う方式が検討されている。このとき、エンジンは暖気状態となっているため、冷間始動に比べて複雑な制御が不要であるため、マイコン等による複雑な制御が不要である。かかる点からも、マイコンを用いるとコストが高くなる。
【０００６】
また、従来は、オルタネータによる発電電流の整流は、ダイオード整流を行うため、効率が悪いという問題があった。
【０００７】
本発明の目的は、マイコンを用いることなく力行制御を行うとともに、整流効率の高いモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（１）上記目的を達成するために、本発明は、力行又は整流モード指令を受けて上アーム力行駆動信号又は上アーム整流駆動信号を選択し、上アームスイッチング素子の制御端子へ上アーム力行駆動信号又は上アーム整流駆動信号を出力する上アーム駆動手段と、力行又は整流モード指令を受けて下アーム力行駆動信号又は下アーム整流駆動信号を選択し、下アームスイッチング素子の制御端子へ下アーム力行駆動信号又は下アーム整流駆動信号を出力する下アーム駆動手段と、交流電動機の磁極位置検出信号を入力し、その位相を交流電動機の回転数に応じて進め、上アーム力行駆動信号と下アーム力行駆動信号に分配し、上アーム力行駆動信号を前記上アーム駆動手段へ出力し、下アーム力行駆動信号を前記下アーム駆動手段へ出力する位相補正・駆動信号分配手段と、主電源用高電位端子電位と出力端子電位の大小を比較して、出力端子電位が大きいときに上アーム整流駆動信号を前記上アーム駆動手段へ出力する上アーム整流検出手段と、出力端子電位と主電源用低電位端子電位との大小を比較して出力端子電位が小さいときに下アーム整流駆動信号を前記下アーム駆動手段へ出力する下アーム整流検出手段とを備えるようにしたものである。  
かかる構成により、マイコンを用いることなく力行制御を行うとともに、整流効率を向上し得るものとなる。
【０００９】
（２）上記（１）において、好ましくは、前記位相補正・駆動信号分配手段は、交流電動機の磁極位置検出信号を入力し交流電動機の回転周波数を直流電圧に変換する周波数−電圧変換回路と、この周波数−電圧変換回路の出力電圧に応じて電流値が変化する定電流源と、この定電流源から供給される定電流により三角波を発生させる三角波発生手段と、この三角波発生手段に前記定電流源の電流を吐き出すための容量充電用スイッチと、前記三角波発生手段から前記定電流源の電流を吸い込むための容量放電用スイッチと、前記三角波発生手段が出力する三角波と基準電圧と比較し、電圧パルスを発生させる電圧比較器と、この電圧パルスを主電源用低電位端子の電位を基準とする上アーム力行駆動信号及び主電源用低電位端子の電位を基準とし該下アーム駆動手段へ出力するための下アーム力行駆動信号に分配する駆動信号分配回路と、この上アーム力行駆動信号の基準電位を主電源用低電位端子の電位から出力端子の電位へ変換し、前記上アーム駆動手段へ出力するレベルシフトアップ回路とからなるものである。
【００１０】
（３）上記（１）において、好ましくは、前記上アーム整流検出手段は、主電源用高電位端子電位と出力端子電位を入力し出力端子電位が大きいときに出力端子に対して負電圧を出力し、出力端子電位が小さいときに出力端子に対して正電圧を出力する負電圧検出手段と、この負電圧検出手段の出力が負電圧のときに電圧レベルを増幅する増幅手段とからなり、前記下アーム整流検出手段は、出力端子電位と主電源用低電位端子電位を入力し出力端子電位が小さいときに主電源用低電位端子に対して負電圧を出力し、出力端子電位が大きいときに出力端子に対して正電圧を出力する負電圧検出手段と、負電圧検出手段の出力が負電圧のときに電圧レベルを増幅する増幅手段とからなるものである。
【００１１】
（４）上記（１）において、好ましくは、さらに、ドレインが主電源用高電位端子に接続され、ソースが出力端子に接続された上アームスイッチング素子と、ドレインが出力端子に接続され、ソースが主電源用低電位端子に接続された下アームスイッチング素子とを備えるようにしたものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、マイコンを用いることなく力行制御を行うとともに、整流効率を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図１〜図１２を用いて、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の構成について説明する。  
最初に、図１を用いて、本実施形態によるモータ制御装置を用いたモータ制御システムの構成について説明する。  
図１は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置を用いたモータ制御システムの構成を示すブロック図である。
【００１４】
本実施形態によるモータ制御装置３は、パワーモジュール１０と、パワーモジュール制御回路１２Ａとを備えている。バッテリー５の直流電圧は、パワーモジュール１０によって交流電圧に変換され、交流電動機９のステータの電機子コイル１６に供給される。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の磁極位置は、それぞれ、Ｕ相磁極位置検出手段１３Ｕ，Ｖ相磁極位置検出手段１３Ｖ，Ｗ相磁極位置検出手段１３Ｗによって検出される。交流電動機９のロータの励磁コイル１４に流す励磁電流は、励磁電流制御回路１５によって制御される。励磁電流制御回路１５は、外部コントローラ（上位制御装置）によって制御される。また、外部コントローラ（上位制御装置）からは、パワーモジュール制御回路１２Ａに、力行モード又は発電モードに切り替えるためのモード切替信号が供給される。
【００１５】
パワーモジュール１０において、ＵPはＵ相上アームMOSFET、DＵPはＵPの寄生ダイオード、ＶPはＶ相上アームMOSFET、DＶPはＶPの寄生ダイオード、ＷPはＷ相上アームMOSFET、DＷPはＷPの寄生ダイオードである。各MOSFETのドレインはバッテリー５の正極に共通に接続されている。また、ＵNはＵ相下アームMOSFET、DＵNはＵNの寄生ダイオード、ＶNはＶ相下アームMOSFET、DＶNはＶNの寄生ダイオード、ＷNはＷ相下アームMOSFET、DＷNはＷNの寄生ダイオードである。MOSFETのソースはバッテリーの負極に共通に接続され、接地されている。Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)のソースとＵ相下アームMOSFET(ＵN)のドレインは共通に接続され、交流電動機２のＵ端子にも接続されている。Ｖ相上アームMOSFET(ＶP)のソースとＶ相下アームMOSFET(ＶN)のドレインは共通に接続され、交流電動機２のＶ端子にも接続されている。Ｗ相上アームMOSFET(ＷP)のソースとＷ相下アームMOSFET(ＷN)のドレインは共通に接続され、交流電動機２のＷ端子にも接続されている。
パワーモジュール制御回路１２Ａにおいて、Ｕ相上アーム駆動信号切替回路３０ａは、モード切替信号１８により、力行時駆動信号３４ａ又は整流時駆動信号３３ａを切り替えて、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)のゲートに供給する。Ｕ相下アーム駆動信号切替回路３０ｂは、モード切替信号１８により力行時駆動信号３４ｂ又は整流時駆動信号３３ｂを切り替えて、Ｕ相下アームMOSFET(ＵN)のゲートに供給する。
【００１６】
Ｕ相上アーム整流検知・駆動回路３１ａは、バッテリーの正極電圧ＶＢとＵ端子の電圧ＶＵの大小関係を比較し、ＶＵ＞ＶＢのとき正の電圧パルスを発生する。Ｕ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂは、Ｕ端子の電圧ＶＵとバッテリーの負極電圧ＶＧ（０Ｖ）の大小関係を比較し、ＶＵ＜ＶＧのとき正の電圧パルスを発生する。
【００１７】
Ｕ相進角・駆動信号分配回路３２は、力行時、Ｕ相磁極位置検出手段１３Ｕの出力電圧パルス信号huの位相に対して進んだ位相の電圧パルスを発生する。尚、Ｕ相進角・駆動信号分配回路３２の進角動作方法については、図２を用いて後述するが、電機子コイル１６の回転数に応じてＷ相磁極位置検出手段１３Ｗの出力電圧パルス信号hwの位相を遅らせることにより、見かけ上、出力電圧パルス信号huの位相に対して進んだ位相の電圧パルスを発生させている。
【００１８】
Ｖ相上アーム駆動信号切替回路４０ａは、モード切替信号１８により、力行時駆動信号４４ａ又は整流時駆動信号４３ａを切り替えて、Ｖ相上アームMOSFET(ＶP)のゲートに供給する。Ｖ相下アーム駆動信号切替回路４０ｂは、モード切替信号１８により力行時駆動信号４４ｂ又は整流時駆動信号４３ｂを切り替えて、Ｖ相下アームMOSFET(ＶN)のゲートに供給する。
【００１９】
Ｖ相上アーム整流検知・駆動回路４１ａは、バッテリーの正極電圧ＶＢとＶ端子の電圧ＶＶの大小関係を比較し、ＶＶ＞ＶＢのとき正の電圧パルスを発生する。Ｖ相下アーム整流検知・駆動回路４１ｂは、Ｖ端子の電圧ＶＶとバッテリーの負極電圧ＶＧ（０Ｖ）の大小関係を比較し、ＶＶ＜ＶＧのとき正の電圧パルスを発生する。
【００２０】
Ｖ相進角・駆動信号分配回路４２は、力行時、Ｖ相磁極位置検出手段１３Ｖの出力電圧パルスhvの位相に対して進んだ位相の電圧パルスを発生する。
【００２１】
Ｗ相上アーム駆動信号切替回路５０ａは、モード切替信号１８により、力行時駆動信号５４ａ又は整流時駆動信号５３ａを切り替えて、Ｗ相上アームMOSFET(ＷP)のゲートに供給する。Ｗ相下アーム駆動信号切替回路５０ｂは、モード切替信号１８により力行時駆動信号５４ｂ又は整流時駆動信号５３ｂを切り替えて、Ｗ相下アームMOSFET(ＷN)のゲートに供給する。
【００２２】
Ｗ相上アーム整流検知・駆動回路５１ａは、バッテリーの正極電圧ＶＢとＷ端子の電圧ＶＷの大小関係を比較し、ＶＷ＞ＶＢのとき正の電圧パルスを発生する。Ｗ相下アーム整流検知・駆動回路５１ｂは、Ｗ端子の電圧ＶＷとバッテリーの負極電圧ＶＧ（０Ｖ）の大小関係を比較し、ＶＷ＜ＶＧのとき正の電圧パルスを発生する。
【００２３】
Ｗ相進角・駆動信号分配回路５２は、力行時、Ｗ相磁極位置検出手段１３Ｗの出力電圧パルス信号hwの位相に対して進んだ位相の電圧パルスを発生する。
次に、本実施形態の回路動作について説明する。なお、本実施形態の場合、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各動作は同じであるので、Ｕ相動作のみ説明する。本実施形態の制御装置の機能は、交流発動機兼交流発電機２の力行駆動制御と整流駆動制御の２種類ある。
【００２４】
最初に、力行駆動制御動作について説明する。外部コントローラから力行制御動作開始の信号（モード切替信号１８）がＵ相上アーム駆動信号切替回路３０ａに入ると、Ｕ相上アーム駆動信号切替回路３０ａは力行時駆動信号３４ａを選択し、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)のゲートに力行時駆動信号３４ａと同一信号を出力する。尚、力行時駆動信号３４ａのLowレベルはＵ端子と同電位で、HighレベルはＵ相上アームMOSFET(ＵP)のしきい値以上の電位である。同様に、力行制御動作開始の信号（モード切替信号１８）がＵ相下アーム駆動信号切替回路３０ｂに入ると、Ｕ相下アーム駆動信号切替回路３０ｂは力行時駆動信号３４ｂを選択し、Ｕ相下アームMOSFET(ＵN)のゲートに力行時駆動信号３４ｂと同一信号を出力する。尚、力行時駆動信号３４ｂのLowレベルはバッテリーの負極電圧ＶＧ（０Ｖ）と同電位で、HighレベルはＵ相下アームMOSFET(ＵN)のしきい値以上の電位である。Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)とＵ相下アームMOSFET(ＵN)は同時にオンしないように、力行時駆動信号３４ａがHighレベルのとき力行時駆動信号３４ｂはLowレベルとなり、逆に力行時駆動信号３４ａがLowレベルのとき力行時駆動信号３４ｂはHighレベルとなる。尚、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)とＵ相下アームMOSFET(ＵN)の入力容量Cissとゲート抵抗Rgに応じて、時定数（CissとRgの積）以上のデットタイム（力行時駆動信号３４ａと力行時駆動信号３４ｂが同時Lowレベルの期間）を力行時駆動信号３４ａ，３４ｂに設定する。
【００２５】
力行時駆動信号３４ａ，３４ｂにより、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)とＵ相下アームMOSFET(ＵN)がスイッチングを開始し、電機子コイル１６に電流が流れロータが回転し始める。同時に各相磁極位置検出手段１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗが磁極位置を検知し、それぞれ電圧パルス信号hu，hv，hwを出力する。各信号の位相関係はロータの磁極数及び磁極位置検出手段の機械角により異なるが、本実施形態では、電圧パルス信号hu，hv，hwのHighレベル及びLowレベルは電気角で１８０度毎に反転している。電圧パルス信号hwはＵ相進角・駆動信号分配回路３２に入力され、電機子コイル３の回転数に応じて電圧パルス信号hwの位相を遅らせることにより、見かけ上、電圧パルス信号huの位相に対して進んだ位相の電圧パルスを発生させ、上アーム用力行時駆動信号３４ａと下アーム用力行時駆動信号３４ｂに電圧パルスを分配する。尚、この進角・駆動信号分配回路３２の詳細構成については、図２を用いて後述する。以上がＵ相の力行時駆動制御動作であり、Ｖ相及びＷ相の場合も同様の動作である。
次に、整流駆動制御動作について説明する。モード切替信号１８がＵ相上アーム駆動信号切替回路３０ａに入ると、Ｕ相上アーム駆動信号切替回路３０ａは整流時駆動信号３３ａを選択し、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)のゲートに整流時駆動信号３３ａと同一信号を出力する。尚、整流時駆動信号３３ａのLowレベルはＵ端子と同電位で、HighレベルはＵ相上アームMOSFET(ＵP)のしきい値以上の電位である。同様に整流制御動作開始の信号（モード切替信号１８）がＵ相下アーム駆動信号切替回路３０ｂに入ると、Ｕ相下アーム駆動信号切替回路３０ｂは整流時駆動信号３３ｂを選択し、Ｕ相下アームMOSFET(ＵN)のゲートに整流時駆動信号３３ｂと同一信号を出力する。尚、力行時駆動信号３３ｂのLowレベルはバッテリーの負極電圧ＶＧ（０Ｖ）と同電位で、HighレベルはＵ相下アームMOSFET(ＵN)のしきい値以上の電位である。
【００２６】
ロータの回転によりＵ端子，Ｖ端子，Ｗ端子は、正誘起電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを発生する。Ｕ相上アーム整流検知・駆動回路３１ａにバッテリーの正極電圧ＶＢとＵ端子の電圧ＶＵが入力されると、電圧ＶＢと電圧ＶＵの大小関係を比較し、ＶＵ＞ＶＢのときＵ端子の電位ＶＵを基準にして正の電圧を発生する。尚、この正の電圧の電位差はＵ相上アームMOSFET(ＵP)のしきい値Ｖth以上の電圧Ｖraである。また、ＶＵ≦ＶＢのときＵ相上アーム整流検知・駆動回路３１ａはＵ端子とほぼ同電位を出力する。このようにして、Ｕ相上アーム整流検知・駆動回路３１ａの出力である整流時駆動信号３３ａは、Ｕ端子の電位を基準にしてＶＵ＞ＶＢのとき電圧Ｖra（Highレベル）、ＶＵ≦ＶＢのときほぼ０Ｖ（Lowレベル）の電圧パルスとなる。また、Ｕ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂについてもほぼ同様の動作である。
【００２７】
Ｕ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂにＵ端子の電圧ＶＵとバッテリーの負極電圧ＶGが入力されると、電圧ＶＵと電圧ＶGの大小関係を比較し、ＶG＞ＶＵのときＶG（０Ｖ）を基準に正の電圧を発生する。尚、この正の電圧の電位差はＵ相下アームMOSFET(ＵN)のしきい値Ｖth以上の電圧Ｖrbである。また、ＶＧ≦ＶＵのときＵ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂはＶG（０Ｖ）とほぼ同電位を出力する。このようにして、Ｕ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂの出力である整流時駆動信号３３ｂはＶG（０Ｖ）を基準にしてＶG>ＶＵのとき電圧Ｖrb（Highレベル）、ＶＧ≦ＶＵのときほぼ０Ｖ（Lowレベル）の電圧パルスとなる。これら整流時駆動信号３３ａ，３３ｂは、それぞれＵ相上アーム整流検知・駆動回路３１ａ及びＵ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂを介して、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)及びＵ相下アームMOSFET(ＵN)のゲートに入り、Ｕ相上アームMOSFET(ＵP)及びＵ相下アームMOSFET(ＵN)をスイッチングさせる。以上がＵ相のＭＯＳ整流時駆動制御動作であり、Ｖ相及びＷ相の場合も同様の動作である。
以上のようにすれば、力行時、磁極位置電圧パルスの位相を進められ、その電圧パルスで各相スイッチング素子をスイッチングするため、各相誘起電圧の位相に対して各相電流の位相を進められる。その結果、高回転でも高トルクが得られる。また、MOS整流により整流効率を向上できる。
【００２８】
次に、図２〜図８を用いて、本実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路３２の構成及び動作について説明する。なお、説明の都合上、Ｕ相進角・駆動信号分配回路３２の動作を例に説明するが、Ｖ相進角・駆動信号分配回路４２及びＷ相進角・駆動信号分配回路５２の構成及び動作も同様である。  
最初に、図２を用いて、本実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路３２の構成について説明する。  
図２は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路の構成を示すブロック図である。
【００２９】
周波数−電圧（ｆ−Ｖ）変換器２０９は、ワンショット・マルチバイブレータ２０１と積分器２０２とで構成される。ワンショット・マルチバイブレータ２０１は、磁極位置検出手段１３Ｗが出力する電圧パルス信号ｈｗの立ち上がりを検知して、所定のパルス幅ＴＷ１を持つ電圧パルスを出力する。尚、磁極位置検出手段１３Ｗが出力するパルス幅をＴＷ２とすると、ＴＷ１＜ＴＷ２の関係がある。積分器２０２は、ワンショット・マルチバイブレータ２０１の出力電圧パルスを入力し、時間で積分して直流電圧ＶDCを出力する。周波数−電圧（ｆ−Ｖ）変換器２０９は、磁極位置検出手段１３Ｗが出力する電圧パルス信号ｈｗの周波数，すなわち、交流電動機９の回転数に比例した電圧信号ＶDCを生成する。
【００３０】
容量充放電用電流源２１０は、容量充電用電流源２０３ａと、容量放電用電流源２０３ｂと、容量充電用スイッチ２０４ａと、容量放電用スイッチ２０４ｂと、インバータ２０５とから構成される。容量充電用電流源２０３ａは、直流電圧ＶDCの電圧値に応じて、Ｕ相進角・駆動信号分配回路を動作させるための電源ＶCCから直流電流を吐き出すものである。容量放電用電流源２０３ｂは、直流電圧ＶDCの電圧値に応じて直流電流を吸い込むものである。容量充電用スイッチ２０４ａは、電圧パルス信号ｈｗを入力して、容量充電用電流源２０３ａの出力電流をスイッチングする。インバータ２０５は、電圧パルス信号ｈｗを入力して、その反転電圧パルス信号を出力する。容量放電用スイッチ２０４ｂは、インバータ２０５が出力する反転電圧パルス信号２０５ａを入力して、容量放電用電流源２０３ｂの出力電流をスイッチングする。
【００３１】
容量Ｃは、直流電流を積分して、三角波を発生する。三角波の傾きは、直流電圧ＶDCの電圧値，すなわち、交流電動機の回転数に応じて変化し、交流電動機の回転数が高いほど、三角波の傾きも大きくなる。比較器２０６は、非反転入力側に三角波を入力し、反転入力側に基準電圧（ＶCC／２）を入力し、それらの電圧値を比較して、出力電圧パルスｈｕ’を出力する。
【００３２】
上下アーム駆動信号分配回路２０７は、電圧パルスｈｕ’を上アーム駆動信号と下アーム駆動信号に分配するものであり、上アーム駆動信号２０７ａ及び下アーム力行時駆動信号３４ｂを出力する。レベルシフトアップ回路２０８は、上アーム駆動信号２０７ａの基準電圧レベルをＶＧ（０Ｖ）からＶＵに変換するためのものである。レベルシフトアップ回路２０８の出力電圧が、上アーム力行時駆動信号３４ａである。尚、上アーム力行時駆動信号３４ａは図１で説明した電圧パルス信号である。
【００３３】
ワンショット・マルチバイブレータ２０１は、一般的な回路で汎用ＩＣ又はバイポーラトランジスタ等で構成できる。積分器２０２は、オペアンプ回路を用いればよいものである。上下アーム駆動信号分配回路２０７は、一般的な論理ゲートで作成できる。レベルシフトアップ回路２０８の回路も、スイッチング素子及び抵抗などで簡単に作成できる。
【００３４】
次に、進角・駆動信号分配回路３２における進角回路の構成と動作について説明する。
【００３５】
電圧パルスhwがワンショット・マルチバイブレータ２０１に入ると、ワンショット・マルチバイブレータ２０１は、電圧パルスhwの立ち上がりを検知して、その立ち上がった時刻からパルス幅ＴＷ１（秒）（ＴＷ１＜ＴＷ２）の期間だけhighレベルとなる電圧パルスを発生するとする。尚、電圧パルスhwの周波数ｆ（Hｚ）（＞０），パルス幅ＴＷ２（秒），duty５０％とすると、ＴＷ２＝１／（２ｆ）となり、ワンショット・マルチバイブレータ２０１の出力電圧パルスの周波数は電圧パルスhwの周波数と同じｆのままである。したがって、ワンショット・マルチバイブレータ２０１は、電圧パルスhwを、周波数ｆでパルス幅ＴＷ１の電圧パルスに変換する機能がある。尚、ワンショット・マルチバイブレータは一般的な汎用アナログＩＣとして公知であり、一般的にパルス幅ＴＷ１は外付けの容量と抵抗の時定数で任意に設定できる。この電圧パルスが積分器２０２に入ると、時間積分され直流電圧ＶDCに変換される。周波数ｆと直流電圧Ｖには比例関係があり、
ＶDC＝ｋｆ（ｋ＞０）  …（１）
＝ＶH・ＴＷ１／Ｔ
＝ＶH・ＴＷ１・ｆ  
とする。なお、ＶHは、電圧パルスhwのhighレベル電圧である。ワンショット・マルチバイブレータ２０１と積分器２０２で構成される周波数−電圧変換機２０９は一般的な汎用アナログＩＣを用いてもよいものである。
【００３６】
積分器の出力ＶDCは、容量充電用電流源２０３ａ及び容量放電用電流源２０３ｂに入り、定電流ＩＤＣに変換される。尚、ＶDCとＩDCの関係は図５で後述する。容量充電用スイッチ２０４ａが電圧パルス信号hwによりオンすると電流ＩDCが容量Ｃに充電され、容量充電用スイッチ２０４ｂが電圧パルス信号hwの反転電圧パルス信号２０５ａによりオンすると容量Ｃから電流ＩDCで放電される。容量Ｃに充電を開始して電圧がＶcc／２になるまでの時間をＴｄ（秒）とすると、
ＩDC＝Ｃ・Ｖcc／（２Ｔｄ）  …（２）
の関係が成り立つ。このように容量Ｃに充放電が繰り返されるため、三角波が発生し、比較器２０６の非反転入力側に入る。比較器２０６では反転入力側の基準電圧Ｖcc／２と三角波の電圧を比較し、非反転入力側の電圧がＶcc／２より大のとき電圧Ｖcc（highレベル）を出力し、非反転入力側の電圧がＶcc／２より小または同じのとき電圧０Ｖ（Lowレベル）を出力する。よって、比較器２０６の出力電圧パルスhu’は電圧パルスhwの位相に対してＴｄだけ遅れる。遅延時間Ｔｄを電気角θｄ（度）に変換すると、
θｄ＝３６０・Ｔｄ・ｆ  …（３）
となる。電圧パルスhu’の位相はhwの位相に対してθｄ（度）だけ遅れているが、huの位相に対してはθc（度）だけ進んでいるとする。電圧パルスhwの位相はhuの位相に対しては１２０度進んでいるので、
θc＝θｄ−１２０  …（４）
となる。式（４）を、式（１），式（２），式（３）を用いて変形すると、
θc＝｛３６０・Ｃ・Ｖcc・ｆ／（２ＩDC）｝−１２０  …（５）
となる。
【００３７】
ここで、図３を用いて、本実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路３２による回転周波数と進角の関係について説明する。  
図３は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路による回転周波数と進角の関係の説明図である。
【００３８】
図３に示すように、θcとｆの間に、
θc＝−Ｋｆ（Ｋ＞０，ｆ１＞０）  …（６）
の関係があるとすると、式（５）より、ＩDCとｆの関係は、
ＩDC＝１８０・Ｃ・Ｖcc・ｆ／（１２０−Ｋｆ）  …（７）
となる。但し、Ｋｆ＜１２０とする。
【００３９】
次に、図４を用いて、本実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路３２による回転周波数と定電流源電流値の関係について説明する。  
図４は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路による回転周波数と定電流源電流値の説明図である。
【００４０】
図４は、式（７）の関係をプロットしたものである。０＜ｆ＜１２０／Ｋで定義され、下に凸の曲線となる。したがって、式（７）の関係を満たす定電流源２０３ａ及び２０３ｂを設計すれば、式（６）の関係が常に成り立ち、周波数ｆが大きいほど位相θcは進むことになる。
【００４１】
以上のように進角・駆動信号分配回路３２を構成することで、力行時、磁極位置電圧パルスの位相を進められ、その電圧パルスで各相スイッチング素子をスイッチングするため、各相誘起電圧の位相に対して各相電流の位相を進められる。その結果、高回転でも高トルクが得られる。
【００４２】
次に、図５を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路３２に用いる定電流源２０３（２０３ａ，２０３ｂ）の構成について説明する。  
図５は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路に用いる定電流源の構成を示す回路図である。
【００４３】
図４に示した電流特性は、ダイオードの電圧−電流特性に類似していることから、ダイオードの指数関数特性を利用して、本実施形態による定電流源２０３ａ，２０３ｂを作っている。なお、図５に示す構成は、式（７）に相当する定電流源回路の一つの例にすぎず、他の回路手段もよいものである。
【００４４】
電圧入力端子５０１には、直流電圧ＶDCが入力する。定電流源２０３は、演算増幅器５０２と、第１のpnpトランジスタ５０３と、npnトランジスタ５０４と、第１の抵抗５０５と、ダイオード５０６と、第２の抵抗５０７と、第２のpnpトランジスタ５０８と、直流電流を出力する出力端子５０９とから構成される。
【００４５】
演算増幅器５０２は電源Ｖccで動作し、非反転入力側は電圧入力端子５０１に接続され、反転入力側はnpnトランジスタ５０４のエミッタに接続され、出力はnpnトランジスタ５０４のベースに接続されている。第１の抵抗５０５の一方の端子はnpnトランジスタ５０４のエミッタに接続され、他方の端子はダイオード５０６のアノード及び第２の抵抗の一方の端子に接続されている。また、ダイオード５０６のカソードは第２の抵抗５０７の他方の端子に接続され、同時に接地されている。第１のpnpトランジスタと第２のpnpトランジスタはカレントミラー回路になっている。
【００４６】
次に、この定電流源２０３の動作について説明する。入力端子５０１に直流電圧ＶDCが入力すると、演算増幅器５０２は非反転入力側の電圧をＶDCになるよう動作するのでnpnトランジスタのエミッタ端子電圧もＶDCになり、第１の抵抗５０５と第２の抵抗５０７に電流Ｉが流れる。
【００４７】
第１の抵抗５０５及び第２の抵抗５０７の抵抗値をそれぞれＲ１及びＲ２とし、ダイオードのオン電圧をＶｄとすると、Ｉ×Ｒ２＜Ｖｄのとき第１の抵抗を流れる電流はＩ１＝ＶDC／（Ｒ１＋Ｒ２）となる。また、演算増幅器５０２はnpnトランジスタ５０４のベースに電流を吐き出すため、npnトランジスタ５０４は動作する。npnトランジスタ５０４の電流増幅率ｈFEが十分大きければ（例えば３００以上）、コレクタ電流はエミッタ電流とほとんど同じになるので、コレクタ電流はＩ１となる。この電流Ｉ１はカレントミラー回路を介して、出力端子５０９から電流Ｉ１が吐き出される。
【００４８】
また、Ｉ１×Ｒ２≧Ｖｄのときダイオード５０６がオンするため、第１の抵抗５０５を流れる電流はＩ２＝（ＶDC−Ｖｄ）／Ｒ２となる。同様に、電流Ｉ２はカレントミラー回路を介して出力端子５０９から電流Ｉ２が吐き出される。したがって、ＶDC＜Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２のとき、出力端子５０９から電流Ｉ１＝ＶDC／（Ｒ１＋Ｒ２）が吐き出され、ＶDC≧Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２のとき、出力端子５０９から電流Ｉ２＝（ＶDC−Ｖｄ）／Ｒ２が吐き出される。これらの式を、式（１）を用いてＶDCを消去すると、
ｆ＜Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／（ｋＲ２）のとき、
ＩDC＝ｋｆ／（Ｒ１＋Ｒ２）  …（８）
ｆ≧Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／（ｋＲ２）のとき、
ＩDC＝（ｋｆ−Ｖｄ）／Ｒ２  …（９）
となる。ここで、Ｒ１及びＲ２を調整することにより、式（７）に近い曲線が実現できる。尚、式（１）より、ｋ＝ＶH・ＴＷ１である。ここで、ＶHは、電圧パルスhwのhighレベル電圧である。
【００４９】
次に、図６を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路３２に用いる容量充電用スイッチ２０４ａと容量放電用スイッチ２０４ｂの構成について説明する。  
図６は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路に用いる容量充電用スイッチと容量放電用スイッチの構成を示す回路図である。なお、図６に示す構成は、容量充電用スイッチと容量放電用スイッチの一つの例にすぎず、他の回路手段もよいものである。
【００５０】
スイッチ回路２０４は、定電流入力端子６０１と、第１のnpnトランジスタ６０２と、第２のnpnトランジスタ６０３と、第１のpnpトランジスタ６０４と、第２のpnpトランジスタ６０５と、第３のnpnトランジスタ６０６と、第３のpnpトランジスタ６０７と、第４のpnpトランジスタ６０８と、第４のnpnトランジスタ６０９と、第５のnpnトランジスタ６３０と、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１と、第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２とから構成される。符号６３１ａは、第１のｐＭＯＳトランジスタ５３１のゲート端子であり、符号６３２ａは、第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のゲート端子、符号６３３は定電流出力端子である。
【００５１】
定電流入力端子６０１は、図５の出力端子５０９に接続され、ゲート端子６３１ａ，６３２ａは、共に図２の磁極位置検出手段hwの出力に接続される。第１のnpnトランジスタ６０２、第２のnpnトランジスタ６０３及び第３のnpnトランジスタ６０６はカレントミラー回路を構成し、定電流入力端子６０１から入力された電流ＩDCと同じ電流を第２のnpnトランジスタ６０３のコレクタ端子から吸い込む。同様に、定電流入力端子６０１から入力された電流ＩDCと同じ電流を第３のnpnトランジスタ６０６のコレクタ端子からも吸い込む。
【００５２】
第１のpnpトランジスタ６０４及び第２のpnpトランジスタ６０５はカレントミラー回路を構成し、更に第１のpnpトランジスタ６０４のエミッタと第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１のソースが接続され、第１のpnpトランジスタ６０４のコレクタと第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１のドレインが接続されている。第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１は本カレントミラー回路の電流ＩDCをオンオフさせる。本カレントミラー回路と第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１により、充電用定電流スイッチの機能を実現する。
【００５３】
磁極位置検出手段hwの電圧パルスhwがhighレベルのとき、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１のゲートとソース電位差はほぼゼロになり、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１はオフする。このとき第１のpnpトランジスタ６０４のコレクタに電流ＩDCが流れていると第１のpnpトランジスタ６０４のエミッタとベース間にはＶｄ（約０．７Ｖ）が発生する。この結果、第２のpnpトランジスタ６０５のエミッタとベース間にもＶｄ（約０．７Ｖ）が印加され、第２のpnpトランジスタ６０５はオンし、第２のpnpトランジスタ６０５のコレクタに電流ＩDCが流れる。
【００５４】
一方、磁極位置検出手段hwの電圧パルスhwがLowレベルのとき、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１のゲートとソース電位差は大きくなり、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１のしきい値電圧を超えると、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１はオンする。このとき第１のpnpトランジスタ６０４のコレクタに電流ＩDCが流れていても第１のpnpトランジスタ６０４のエミッタとベース間にはほぼゼロボルトしか発生しない。この結果、第２のpnpトランジスタ６０５のエミッタとベース間もほぼゼロボルトとなり第２のpnpトランジスタ６０５はオフし、コレクタには電流が流れない。
【００５５】
このように、電圧パルスhwにより、本カレントミラー回路はオンオフし、定電流出力端子に電流ＩDCを吐き出したり、止めたりする。
【００５６】
第３のpnpトランジスタ６０７及び第４のpnpトランジスタ６０８はカレントミラー回路を構成し、第３のnpnトランジスタ６０７のコレクタから吸い込まれる電流ＩDCと同じ電流を第４のpnpトランジスタ６０８のコレクタから吐き出す。本カレントミラー回路は次段の放電用定電流スイッチに用いる吐き出し電流ＩDCを作る目的がある。第４のnpnトランジスタ６０９及び第５のnpnトランジスタ６３０はカレントミラー回路を構成し、更に第４のnpnトランジスタ６０９のエミッタと第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のソースが接続され、第４のnpnトランジスタ６０９のコレクタと第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のドレインが接続されている。第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２は本カレントミラー回路の電流ＩDCをオンオフさせる。本カレントミラー回路と第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のより、放電用定電流スイッチの機能を実現する。
【００５７】
磁極位置検出手段hwの電圧パルスhwがhighレベルのとき、第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のゲートとソース電位差は大きくなり、第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のしきい値電圧を超えると、第１のｐＭＯＳトランジスタ６３１はオンする。このとき第４のnpnトランジスタ６０９のコレクタに電流ＩDCが流れていても第４のnpnトランジスタ６０９のエミッタとベース間にはほぼゼロボルトしか発生しない。この結果、第５のnpnトランジスタ６３０のエミッタとベース間もほぼゼロボルトとなり第５のnpnトランジスタ６３０はオフし、コレクタには電流が流れない。
【００５８】
一方、磁極位置検出手段hwの電圧パルスhwがLowレベルのとき、第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２のゲートとソース電位差はほぼゼロになり、第１のｎＭＯＳトランジスタ６３２はオフする。このとき第４のnpnトランジスタ６０９のコレクタに電流ＩDCが流れていると第４のnpnトランジスタ６０９のエミッタとベース間にはＶｄ（約０．７Ｖ）が発生する。この結果、第５のnpnトランジスタ６３０のエミッタとベース間にもＶｄ（約０．７Ｖ）が印加され第５のnpnトランジスタ６３０はオンし、第５のnpnトランジスタ６３０のコレクタに電流ＩDCが流れる。
【００５９】
このように、電圧パルスhwにより、本カレントミラー回路はオンオフし、定電流出力端子から電流ＩDCを吸い込んだりたり、止めたりする。
【００６０】
次に、図７及び図８を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路３２の動作について説明する。  
図７及び図８は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路の動作を示す波形図である。図７は、周波数ｆが小さい場合（ｆ＝ｆ１）の進角動作を示している。図８は、周波数ｆが大きい場合（ｆ＝ｆ２）の進角動作を示している。
【００６１】
最初に、図７を用いて、周波数ｆが小さい場合（ｆ＝ｆ１）の進角動作について説明する。図７（Ａ）は電圧パルスhuの波形を示し、図７（Ｂ）は電圧パルスhw及び三角波の波形を示し、図７（Ｃ）は比較器２０６の出力電圧パルスhu’の波形を示している。
【００６２】
図７（Ｂ）に示す電圧パルスhwの位相は、図７（Ａ）に示す電圧パルスhuの位相に対して１２０度進んでいる。図７（Ｂ）に示す三角波は、図２の比較器２０６の非反転入力側に入る電圧パルスである。比較器２０６は反転入力側に入る基準電圧Ｖcc／２と比較して、図７（Ｃ）に示すように、電圧パルスhu’を出力する。
【００６３】
図７（Ｃ）に示す電圧パルスhu’の位相は、図７（Ａ）に示す電圧パルスhuの位相に対してθc１進んでいる。周波数ｆ１のときの進角θc１＝−Ｋｆ１となる。ここで、Ｋは、式（７）よりＩDC１＝１８０・Ｃ・Ｖcc・ｆ１／（１２０−Ｋｆ１）、式（８）よりＩDC１＝ｋｆ１／（Ｒ１＋Ｒ２）及び式（１）よりｋ＝ＶH・ＴＷ１からＩDC１を消去すると求められる。尚、ここでは図５に示した定電流回路の場合の進角θc１を求めたが、別の回路手段を用いた場合は式が異なる。また、ｆ１がｆ１＜Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／（ｋＲ２）として式（８）を適用した。
【００６４】
次に、図８を用いて、周波数ｆが大きい場合（ｆ＝ｆ２）の進角動作について説明する。図８（Ａ）は電圧パルスhuの波形を示し、図８（Ｂ）は電圧パルスhw及び三角波の波形を示し、図８（Ｃ）は比較器２０６の出力電圧パルスhu’の波形を示している。なお、図７の場合と比較するため、図７の周波数の２倍の周波数の例を記載している。
【００６５】
図８（Ｂ）に示す電圧パルスhwの位相は、図８（Ａ）に示す電圧パルスhuの位相に対して１２０度進んでいる。図８（Ｂ）に示す三角波は、図２の比較器２０６の非反転入力側に入る電圧パルスである。比較器２０６は反転入力側に入る基準電圧Ｖcc／２と比較して、図８（Ｃ）に示す電圧パルスhu’を出力する。
【００６６】
図４に示すように周波数が大きい場合、定電流源の電流値ＩDCを大きくすることにより、三角波の勾配が急になり、図７のとき比べて進角θcが大きくなる。電圧パルスhu’の位相は電圧パルスhuの位相に対してθc２進んでいる。周波数ｆ２のときの進角θc２＝−Ｋｆ２となる。ここで、Ｋは式（７）よりＩDC２＝１８０・Ｃ・Ｖcc・ｆ２／（１２０−Ｋｆ２）、式（９）よりＩDC２＝（ｋｆ２−Ｖｄ）／Ｒ２及び式（１）よりｋ＝ＶH・ＴＷ１からＩDC２を消去すると求められる。尚、ここでは図５に示した定電流回路の場合の進角θc２を求めたが、別の回路手段を用いた場合は式が異なる。また、ｆ２がｆ２≧Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／（ｋＲ２）として式（９）を適用したが、ｆ２＜Ｖｄ×（Ｒ１＋Ｒ２）／（ｋＲ２）の場合は式（８）を適用する必要がある。
【００６７】
以上のようにして、図３に示すような周波数と進角の関係が実現できる。
【００６８】
次に、図９を用いて、本実施形態によるモータ制御装置を用いたときの力行駆動制御時のＵ，Ｖ，Ｗ相MOSFETのゲート駆動信号について説明する。  
図９は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置を用いたときの力行駆動制御時のＵ，Ｖ，Ｗ相MOSFETのゲート駆動信号の波形図である。
【００６９】
図９（Ａ）に示す各相の誘起電圧に対して、図９（Ｂ）に示すように、各相の磁極位置検出電圧hu，hv，hwが発生する。これら電圧パルスの位相はそれぞれ１２０度ずつずれている。図９（Ｃ）に示す電圧パルスhup及びhunは、それぞれＵ相上アームMOSFET及び下アームMOSFETの駆動信号である。各電圧パルスともhighレベルのときMOSFETがオンし、LowレベルのときMOSFETがオフする。電圧パルスhupがhighレベルのとき、電圧パルスhunはLowレベルになり、電圧パルスhupがLowレベルのとき電圧パルスhunはhighレベルになる。また、上アームMOSFET及び下アームMOSFETが同時オンしないように、各信号とも同時オフの期間（デッドタイム）も設定されている。電圧パルスhupの位相は電圧パルスhuの位相に対して、θcだけ進んでいる。同様に電圧パルスhvp及びhvnはそれぞれＶ相上アームMOSFET及び下アームMOSFETの駆動信号、電圧パルスhwp及びhwnはそれぞれＷ相上アームMOSFET及び下アームMOSFETの駆動信号である。
【００７０】
次に、図１０を用いて、本実施形態によるモータ制御装置に用いる整流検知・駆動回路３１（３１ａ，３１ｂ））の構成について説明する。  
図１０は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる整流検知・駆動回路の構成を示すブロック図である。なお、ここでは、図１に示すＵ相上アーム整流検知・駆動回路３１ａ及びＵ相下アーム整流検知・駆動回路３１ｂの基本構成及び動作を説明するが、Ｖ相及びＷ相整流検知・駆動回路についても同様である。
【００７１】
整流検知・駆動回路３１ａは、Ｕ相上アーム負電圧検出回路１００１ａと、Ｕ相上アーム電圧増幅回路１００２ａとから構成される。整流検知・駆動回路３１ｂは、Ｕ相下アーム負電圧検出回路１００１ｂと、Ｕ相下アーム電圧増幅回路１００２ｂとから構成される。なお、符号ＵＶpは上アーム電源であり、符号ＬＶpは下アーム電源である。上アーム電源ＵＶpは、Ｕ端子を基準として所定の電圧を出力する。また、下アーム電源ＬＶpは、Ｇ端子を基準として所定の電圧を出力する。その他の符号は図１と同様である。
【００７２】
Ｕ相上アーム負電圧検出回路１００１ａは、ｂ端子電圧ＶＢとＵ端子電圧ＶＵの大小を比較して、（ＶＢ−ＶＵ）の演算結果を出力する。Ｕ相上アーム負電圧検出回路１００１ａは、ＶＵ≦ＶＢのとき、Ｕ端子に対して正の電圧を出力し、ＶＵ＞ＶＢのときＵ端子に対して負の電圧を出力する。Ｕ相上アーム負電圧検出回路１００１ａは、例えば，オペアンプを用いた減算器で実現できる。
【００７３】
また、Ｕ相上アーム電圧増幅回路１００２ａは、Ｕ相上アーム負電圧検出回路１００１ａの出力の負電圧部をＵ相上アームMOSFETのしきい値電圧まで増幅する。Ｕ相上アーム電圧増幅回路１００２ａも、オペアンプを用いた半波整流回路及び増幅回路で実現できる。
【００７４】
一方、Ｕ相下アーム負電圧検出回路１００１ｂは、Ｇ端子電圧ＶＧとＵ端子電圧ＶＵの大小を比較して、（ＶＵ−ＶＧ）の演算結果を出力する。Ｕ相下アーム負電圧検出回路１００１ｂは、ＶＧ≦ＶＵのときＧ端子に対して正の電圧を出力し、ＶＧ＞ＶＵのときＧ端子に対して負の電圧を出力する。Ｕ相下アーム負電圧検出回路１００１ｂは、例えば，オペアンプを用いた減算器で実現できる。また、Ｕ相下アーム電圧増幅回路１００２ｂは、Ｕ相下アーム負電圧検出回路１００１ｂの出力の負電圧部をＵ相下アームMOSFETのしきい値電圧まで増幅する。Ｕ相下アーム電圧増幅回路１００２ｂも、オペアンプを用いた半波整流回路及び増幅回路で実現できる。
【００７５】
以上のように構成することにより、Ｕ端子電圧ＶＵから整流タイミングを検知して、Ｕ相上アームMOSFET及びＵ相下アームMOSFETをオンオフさせてＭＯＳ整流動作が可能となり、ダイオード整流に比べて整流損失を低減できる。
【００７６】
ここで、図１１を用いて、本実施形態によるモータ制御装置に用いる整流検知・駆動回路３１の動作について説明する。  
図１１は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる整流検知・駆動回路の波形図である。
【００７７】
図１１において、ＶＢはＢ端子電圧、ＶＵはＵ端子電圧、ＶＧはＧ端子電圧であり、図１１（Ａ）は誘起電圧を示し、図１１（Ｂ）は上アーム負電圧検出回路１００１ａの出力を示し、図１１（Ｃ）は上アーム増幅回路１００２ａの出力を示し、図１１（Ｄ）は下アーム負電圧検出回路１００１ｂの出力を示し、図１１（Ｅ）は下アーム増幅回路１００２ｂの出力を示している。
【００７８】
図１１（Ｂ）に示すように、上アーム負電圧回路１００１ａは、（ＶＢ−ＶＵ）の電圧値を、ＶＵを基準に出力する。ＶＵ≦ＶＢのとき、ＶＵ基準にして正電圧が出力され、ＶＵ＞ＶＢのとき、ＶＵ基準にして負電圧が出力される。図１１（Ｃ）に示すように、上アーム増幅回路１００２ａは、この負電圧回路出力を半波整流して負電圧部の電圧レベルを増幅している。
【００７９】
図１１（Ｄ）に示すように、下アーム負電圧回路１００１ｂは、（ＶＵ−ＶＧ）の電圧値をＶＧを基準に出力す。ＶＧ≦ＶＵのとき、ＶＵ基準にして正電圧が出力され、ＶＧ＞ＶＵのとき、ＶＵ基準にして負電圧が出力される。図１１（Ｅ）に示すように、上アーム増幅回路１００２ｂは、この負電圧回路出力を半波整流して負電圧部の電圧レベルを増幅している。
【００８０】
次に、図１２を用いて、本実施形態によるモータ制御装置の整流駆動制御時のＵ，Ｖ，Ｗ相MOSFETのゲート駆動信号について説明する。  
図１２は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の整流駆動制御時のＵ，Ｖ，Ｗ相MOSFETのゲート駆動信号の波形図である。
【００８１】
図１２（Ｂ１）の電圧パルスＲＵpは、Ｕ相上アームMOSFETの駆動信号であり、図１２（Ｂ２）の電圧パルスＲＵnは、Ｕ相下アームMOSFETの駆動信号である。各電圧パルスともhighレベルのときMOSFETがオンし、LowレベルのときMOSFETがオフする。電圧パルスＲＵpがhighレベルのときＲＵnはLowレベルになり、ＲＵpがLowレベルのときＲＵnはhighレベルになる。また、上アームMOSFET及び下アームMOSFETが同時オンしないように、各信号とも同時オフの期間（デッドタイム）も設定されている。
【００８２】
Ｕ端子電圧ＶＵがＢ端子電圧ＶＢを上がるとＲＵpがhighレベルになり、Ｕ端子電圧ＶＵがｂ端子電圧ＶＢより下がるとＲＵpがLowレベルになる。Ｕ端子電圧ＶＵがＧ端子電圧ＶＧより下がるとＲＵnがhighレベルになり、Ｕ端子電圧ＶＵがＧ端子電圧ＶＧより上がるとＲＵnがLowレベルになる。Ｖ相、Ｗ相も同様の動作をする。尚、図１２（Ｂ３）の電圧パルスＲＶpはＶ相上アームMOSFETの駆動信号であり、図１２（Ｂ４）の電圧パルスＲＶnはＶ相下アームMOSFETの駆動信号であり、図１２（Ｂ５）の電圧パルスＲＷpはＷ相上アームMOSFETの駆動信号であり、図１２（Ｂ６）の電圧パルスＲＷnはＷ相下アームMOSFETの駆動信号である。
【００８３】
以上のように構成することで、各端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷから整流タイミングを検知して各相上アーム及び下アームのMOSFETをオンオフさせてＭＯＳ整流動作が可能となり、ダイオード整流に比べて整流損失を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の一実施形態によるモータ制御装置を用いたモータ制御システムの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路による回転周波数と進角の関係の説明図である。
【図４】本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる進角・駆動信号分配回路による回転周波数と定電流源電流値の説明図である。
【図５】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路に用いる定電流源の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路に用いる容量充電用スイッチと容量放電用スイッチの構成を示す回路図である。
【図７】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路の動作を示す波形図である。
【図８】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の進角・駆動信号分配回路の動作を示す波形図である。
【図９】本発明の一実施形態によるモータ制御装置を用いたときの力行駆動制御時のＵ，Ｖ，Ｗ相MOSFETのゲート駆動信号の波形図である。
【図１０】本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる整流検知・駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の一実施形態によるモータ制御装置に用いる整流検知・駆動回路の波形図である。
【図１２】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の整流駆動制御時のＵ，Ｖ，Ｗ相MOSFETのゲート駆動信号の波形図である。
【符号の説明】
【００８５】
３…モータ制御装置
９…交流電動機
１０…パワーモジュール
１２Ａ…パワーモジュール制御回路
１３…磁極位置検出手段
１５…励磁電流制御回路
３０，４０，５０…駆動信号切替回路
３１，４１，５１…整流検知・駆動回路
３２，４２，５２…進角・駆動信号分配回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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