(57)【要約】【課題】モータ制御において、中性点電位が不安定であると正しくモータ制御が実行できず、モータのトルクリップルや騒音が大きく好ましくない。【解決手段】モータへの電流指令値とモータの検出電流から決定される各相の電圧指令値に、これらの各相電圧指令値の平均値を減じた後で、モータの各相の逆起電圧を推定し補償する制御をすることによって、中性点電位を安定させるモータ制御が可能となり、モータのトルクリップルや騒音が少なくなる。また、モータを用いた電動パワーステアリング装置においては騒音が少なくフィーリングの良いハンドル操作が可能となる。【選択図】  図１
2005199780.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両の操舵系に操舵補助力を付与する多相のモータと、前記モータへの各相の電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記モータの各相の電流を検出する電流検出手段と、前記電流指令値と検出された前記電流とに基いて各相の電圧指令値を算出する電流制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、
前記モータにおいて誘起される逆起電圧値を推定する逆起電圧算出手段を備え、前記各相の電圧指令値から前記各相の電圧指令値の平均値を減算し、さらに前記各相の逆起電圧値をそれぞれ加算した新たな各相の電圧指令値に基いて制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項２】
前記電流制御手段が、フィードバック制御手段である請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項３】
前記電流制御手段が、フィードフォワード制御手段と外乱オブザーバとから構成される請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項４】
前記逆起電圧を前記モータの端子電圧及び電流から推定する請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項５】
前記逆起電圧を前記モータの角速度及びモータ位置から推定する請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項６】
前記モータが、３相モータで結線方式がスター結線又はデルタ結線である請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特に、モータの中性点電位を安定化させるモータ制御を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のステアリング装置をモータの回転力で補助力を付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。このような電動パワーステアリング装置の構成を図７を参照して説明する。操向ハンドル１０１の軸１０２は減速ギア１０３、ユニバーサルジョイント１０４ａ及び１０４ｂ、ピニオンラック機構１０５を経て操向車輪のタイロッド１０６に結合されている。軸１０２には，操向ハンドル１０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０７が設けられており、操向ハンドル１０１の操舵力を補助するモータ１０８が、減速ギア１０３を介して軸１０２に連結されている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置において、モータ１０８の制御は重要であるが、例えば３相モータの電圧、電流は数１、数２、数３の式に示す関係が成立する。
（数１）
Ｖａｎ＝Ｖａ−Ｖｎ＝ＥＭＦａ＋Ｌａ・（ｄＩａ／ｄｔ）＋Ｒａ・Ｉａ
（数２）
Ｖｂｎ＝Ｖｂ−Ｖｎ＝ＥＭＦｂ＋Ｌｂ・（ｄＩｂ／ｄｔ）＋Ｒｂ・Ｉｂ
（数３）
Ｖｃｎ＝Ｖｃ−Ｖｎ＝ＥＭＦｃ＋Ｌｃ・（ｄＩｃ／ｄｔ）＋Ｒｃ・Ｉｃ
ここで、モータの電圧、電流及びモータの巻線のインダクタンス値、抵抗値に関する定義を図８を参照して説明する。Ｖａｎ，Ｖｂｎ，Ｖｃｎはモータの中性点と各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の端子の間の電圧を示す。Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ、Ｖｎはアースと各相端子の間の電圧及び中性点の間の電圧、言い換えれば電位を示す。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃはモータの各相電流を示す。Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ及びＲａ，Ｒｂ，Ｒｃはモータ巻線の各相インダクタンス値及び抵抗値を示す。
【０００４】
ここで、中性点電位Ｖｎが変動すると各相電圧Ｖａｎ，Ｖｂｎ，Ｖｃｎが変動し、それを誤差として電流制御しなければトルクリップルが大きくなり問題となる。
【０００５】
このような問題に対して、例えば、特許文献１においては、中性点に電源を設ける構成のモータの制御に関し、中性点を安定させる制御方式について開示している。
【特許文献１】特開２００２−８４７５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、中性点に電源を設置しない方式のモータ制御で中性点を安定させる制御方式について開示したものはなく、上述したように中性点の電位が不安定であるとモータのトルクリップルが大きくなり好ましくない。さらに、中性点電位を安定されるための制御に特別なセンサを要すると装置のコスト高になったり、特別な制御を行なうとＣＰＵの処理負荷が増大してしまう問題がある。
【０００７】
本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、特別なセンサを設置することもなく、制御処理が簡単でＣＰＵなどの負担が少ない制御方式で、中性点に電源が設置されていない多相モータの中性点を安定させてトルクリップルや騒音の少ないモータの制御を可能とすることにより、フィーリングの良いハンドル操作が可能となる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、車両の操舵系に操舵補助力を付与する多相のモータと、前記モータへの各相の電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記モータの各相の電流を検出する電流検出手段と、前記電流指令値と検出された前記電流とに基いて各相の電圧指令値を算出する電流制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記モータにおいて誘起される逆起電圧値を推定する逆起電圧算出手段を備え、前記各相の電圧指令値から前記各相の電圧指令値の平均値を減算し、さらに前記各相の逆起電圧値をそれぞれ加算した新たな各相の電圧指令値に基いて制御することによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記電流制御手段が、フィードバック制御手段であることによってさらに効果的に達成される。また、本発明の上記目的は、前記電流制御手段が、フィードフォワード制御手段と外乱オブザーバとから構成されることによってさらに効果的に達成される。また、本発明の上記目的は、前記逆起電圧を前記モータの端子電圧及び電流とから推定することによってさらに効果的に達成される。また、本発明の上記目的は、前記逆起電圧を前記モータの角速度及びモータ位置とから推定することによってさらに効果的に達成される。また、本発明の上記目的は、前記モータが、３相モータで結線方式がスター結線又はデルタ結線であることによってさらに効果的に達成される。
【発明の効果】
【０００９】
モータの中性点電位は各相端子電圧の総和から各相逆起電圧の総和を減じた値の各相の平均値として表わせるので、まず、各相の電圧指令値に対して各相電圧指令値の平均値を補償して、さらに、各相の逆起電圧を補償すれば、中性点電位を安定化することが可能となり、その結果、トルクリップルや騒音の少ないモータ制御を備えたフィーリングの良いハンドル操作が可能な電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
まず、本発明が成立する理論を説明し、その後で本発明の好適な実施例について説明する。
【００１１】
上述したモータの電圧、電流に関する式である数1、数２、数３の式の左辺及び右辺をそれぞれ加算して数４の式が導かれる。
（数４）
Ｖａｎ＋Ｖｂｎ＋Ｖｃｎ
＝Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ−３Ｖｎ
＝ＥＭＦａ＋Ｌａ・（ｄＩａ／ｄｔ）＋Ｒａ・Ｉａ＋ＥＭＦｂ＋Ｌｂ・（ｄＩｂ／ｄｔ）＋Ｒｂ・Ｉｂ＋ＥＭＦｃ＋Ｌｃ・（ｄＩｃ／ｄｔ）＋Ｒｃ・Ｉｃ
となる。
【００１２】
ここで、Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｃ＝Ｌ、Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒｃ＝Ｒ、Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０を数４に代入すると、数５及び数６が導かれる。
（数５）
Ｖｎ＝１／３（（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）−（Ｖａｎ＋Ｖｂｎ＋Ｖｃｎ））
（数６）
Ｖｎ＝１／３（（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）−（ＥＭＦａ＋ＥＭＦｂ＋ＥＭＦｃ））
となる。
【００１３】
ここで、数６に注目して、中性点電位Ｖｎを一定、例えば、０に安定することを考える。そのためには、各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを数７のような関係に制御する。
（数７）
Ｖａ＝Ｖａｒｅｆ＋ＥＭＦａ
Ｖｂ＝Ｖｂｒｅｆ＋ＥＭＦｂ
Ｖｃ＝Ｖｃｒｅｆ＋ＥＭＦｃ
そして、数７を数６に代入すると数８のようになる。
（数８）
Ｖｎ＝１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）
ここで、中性点電位Ｖｎが０となるためには、（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）＝０でなければならない。しかし、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆの総和が０になるには、これはモータの各相のＬやＲなどのパラメータに経年変化や温度変化によるバラツキが発生していないことが前提となる。実際には、バラツキは存在して、各相の電流制御手段は、この誤差を補正する制御を行なっているため、各相の電圧指令値の総和が０になることはない。よって、数７の関係を維持する制御をしても中性点電位Ｖｎを安定化することはできない。
【００１４】
そこで、各相の電圧指令値の平均値を減じることで中性点電位Ｖｎを安定化することを試みる。具体的には、数９の関係を維持する制御を行なうことになる。
（数９）
Ｖａ＝Ｖａｒｅｆ＋ＥＭＦａ−１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）
Ｖｂ＝Ｖｂｒｅｆ＋ＥＭＦｂ−１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）
Ｖｃ＝Ｖｃｒｅｆ＋ＥＭＦｃ−１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）
数９を数６に代入すると、例え、（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）＝０が成立していなくてもＶｎ＝０となり、中性点電位Ｖｎを安定化することができる。
【００１５】
本発明の理論を制御ブロック図に示したものが図１である。トルクセンサ１０７で検出されたトルク値と車速センサ１２０で検出された車速値Ｖｓとがトルク指令値演算部１２２に入力されて、演算の結果、トルク指令値Ｔｒｅｆが出力される。トルク指令値Ｔｒｅｆを入力として電流指令値算出手段としての電流指令値算出部２０４にて各相電流指令値が出力される。例えば、３相モータであれば、電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆが出力される。電流指令算出部２０４の一例として、ｄ軸、ｑ軸を用いたベクトル制御による電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを２相／３相変換して各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを算出する電流指令値算出部、或いは矩形波電流による各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを算出する電流指令値算出部などがある。
【００１６】
モータ１０８の各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出するための電流検出手段としての電流検出器２０５によって検出された各相の電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが、前記各相電流指令値Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと共に電流制御手段としての電流制御部Ａに入力され、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが出力される。電流制御部Ａの具体的な内容は後述する実施例で詳細に説明する。各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ、Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが平均値算出部１０に入力されて、その平均値Ｖａｖ＝１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）が出力され、減算部１２にて各相電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆから、平均値Ｖａｖがそれぞれ減算される。
【００１７】
一方、逆起電圧算出手段としての逆起電圧算出部２０にてモータ１０８にて誘起される各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆが推定され、減算部１２の出力である（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ），（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ），（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ）に、上述した逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆが加算部１４にてそれぞれ加算される。そして、加算部１４の出力値である新たな各相の電圧指令値（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅａｆ），（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｂｆ），（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｃｆ）がＰＷＭ制御部２１０に入力され、インバータ回路２１１は、ＰＷＭ制御部２１０の出力するＰＷＭ制御信号に基きＰＷＭ制御されてモータ１０８に電流を供給する。
【００１８】
このような本発明による制御方式の結果、モータの中性点電位を安定化することが可能となり、その結果、トルクリップルの少ないモータ制御が可能となる。以上の説明が本発明の理論的な裏付けである。以下に、本発明の実施例について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００１９】
本発明の好適な実施例について図２、図３、図４及び図５を参照して説明する。上述した本発明の理論的説明においては、モータの中性点電位Ｖｎは０として説明したが、電動パワーステアリング装置に用いられるモータ制御では、モータの電源であるバッテリー電圧Ｖｂａｔは、０を中心に正負の値を出力する電源ではなく、正、又は、負の片方だけの値を出力する電源なので、安定化すべき中性点電位Ｖｎは０ではなくＶｂａｔ／２となるように制御する。
【００２０】
端子電圧Ｖａ＝Ｖａｎ＋Ｖｎの関係より、数９の式に対してＶｂａｔ／２を加算すれば良い。よって、中性点電位Ｖｎを０ではなくＶｂａｔ／２に維持するように制御するための理論式は数１０となる。
（数１０）
Ｖａ＝Ｖａｒｅｆ＋ＥＭＦａ−１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）＋Ｖｂａｔ／２
Ｖｂ＝Ｖｂｒｅｆ＋ＥＭＦｂ−１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）＋Ｖｂａｔ／２
Ｖｃ＝Ｖｃｒｅｆ＋ＥＭＦｃ−１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）＋Ｖｂａｔ／２
本実施例は、電動パワーステアリング装置のバッテリー電源を考慮した数１０の式を満足するように制御する実施例である。また、本実施例では電流制御部Ａの実施例としてフィードバック制御を用いた場合について説明する。
【００２１】
まず、モータ１０８の回転角度θを検出する位置検出器の一例としてのレゾルバ２０１、及び、レゾルバ２０１の出力信号を処理するＲＤＣ回路などで構成される回転角度検出器２０２によってモータ１０８の回転角度θや角速度ωが検出される。そして、電流指令値算出手段としての電流指令値算出部２０４に、トルク指令値Ｔｒｅｆ及び回転角度θ、角速度ωが入力され、各相の電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆが出力される。
【００２２】
本実施例では電流制御手段としての電流制御部Ａはフィードバック制御構成となっている。モータ１０８の各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、次のようにして検出される。まず、電流検出手段としての電流検出器２０５−１と２０５−２によって、電流Ｉａ，Ｉｃが検出される。次に、電流Ｉｂは（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０）の関係から、加算部２０５−３と極性反転部２０５−４とによって電流Ｉａ，Ｉｃを入力として、電流Ｉｂ＝−（Ｉａ＋Ｉｃ）として算出される。
【００２３】
検出されたモータ１０８の各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃはそれぞれ電流制御部Ａの中の減算部１５０−１，１５０−２，１５０−３にフィードバックされ、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆから電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃをそれぞれ減ずる。減算部１５０−１，１５０−２，１５０−３の出力である偏差（Ｉａｒｅｆ−Ｉａ）、（Ｉｂｒｅｆ−Ｉｂ）、（Ｉｃｒｅｆ−Ｉｃ）が比例積分制御部（ＰＩ制御部）１５２−１，１５２−２，１５２−３にそれぞれ入力され、その結果、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが出力される。
【００２４】
次に、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが平均値算出部１０に入力され、平均値Ｖａｖ＝１／３（Ｖａｒｅｆ＋Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｃｒｅｆ）が算出される。減算部１２−１，１２−２，１２−３に、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆ及び平均値Ｖａｖがそれぞれ入力され、減算の結果、減算部１２−１，１２−２，１２−３から（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ），（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ）、（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ）が出力される。
【００２５】
一方、各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆがそれぞれ逆起電圧算出手段としてのａ相逆起電圧算出部２０−１，ｂ相逆起電圧算出部２０−２，ｃ相逆起電圧算出部２０−３にて推定される。まず、電圧検出器２２０−１，２２０−２，２２０−３にてａ相のモータ端子電圧Ｖａ，ｂ相のモータ端子電圧Ｖｂ，ｃ相のモータ端子電圧Ｖｃがそれぞれ検出される。そして、ａ相逆起電圧算出部２０−１には電流Ｉａ，及び電圧Ｖａが入力され、その結果逆起電圧ｅａｆが出力される。同じように，ｂ相逆起電圧算出部２０−２には電流Ｉｂ及び電圧Ｖｂが入力され、その結果逆起電圧ｅｂｆが出力され、ｃ相逆起電圧算出部２０−３には電流Ｉｃ及び電圧Ｖｃが入力され、その結果逆起電圧ｅｃｆが出力される。
【００２６】
ａ相逆起電圧算出部２０−１，ｂ相逆起電圧算出部２０−２，ｃ相逆起電圧算出部２０−３の具体的内容を図３を参照して説明する。モータの電圧、電流の関係を示す式Ｖ＝ＥＭＦ＋（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉから算出される。この式を変形してＥＭＦ＝Ｖ−（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉとして逆起電圧ＥＭＦが算出される。具体的には、図３において、ａ相電流Ｉａが伝達関数部２２−１（その伝達関数＝（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）／（ｓ・Ｔｆ＋１）である。）に入力される。なお、伝達関数の分母は電流検出におけるノイズなどを吸収するためなどのローパスフィルタ（ＬＰＦ）を意味する。そして、減算部２４−１において、モータの端子電圧Ｖａから伝達関数部２２−１の出力が減ぜられることによりａ相の逆起電圧ｅａｆがｅａｆ＝Ｖａ−（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）・Ｉａ／（ｓ・Ｔｆ＋１）として推定される。
【００２７】
同じように、ｂ相逆起電圧ｅｂｆは伝達関数部２２−２に入力され、その出力とｂ相端子電圧Ｖｂとが減算部２４−２に入力され、逆起電圧ｅｂｆが出力される。同じように、ｃ相逆起電圧ｅｃｆは伝達関数部２２−３に入力され、その出力とｃ相端子電圧Ｖｃとが減算部２４−３に入力され、逆起電圧ｅｃｆが出力される。
【００２８】
図３を用いて各相の逆起電圧の推定の具体的手順の一例を説明したので、再び図２の制御ブロック図の説明に戻る。加算部１４−１において、減算部１２−１の出力である（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ）に対してａ相逆起電圧算出部２０−１の出力である逆起電圧ｅａｆが加算され、新たなａ相の電圧指令値（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅａｆ）が出力される。同じように、ｂ相に関しては、加算部１４−２において、減算部１４−２の出力である（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ）に対してｂ相逆起電圧算出部２０−２が推定したｂ相逆起電圧ｅｂｆが加算され、ｂ相の新たな電圧指令値（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｂｆ）が出力される。同じように、ｃ相に関しては、加算部１４−３において、減算部１４−３の出力である（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ）に対してｃ相逆起電圧算出部２０−３が推定したｃ相逆起電圧ｅｃｆが加算され、ｃ相の新たな電圧指令値（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｃｆ）が出力される。
【００２９】
そして、目標中性点電位設定部４０が示すバッテリ電圧値の半分であるＶｂａｔ／２が加算部１５−１，１５−２，１５−３において、新たな各相の電圧指令値である（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅａｆ）、（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｂｆ）、（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｃｆ）に加算され、（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅａｆ＋Ｖｂａｔ／２）、（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｂｆ＋Ｖｂａｔ／２）、（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｃｆ＋Ｖｂａｔ／２）が出力される。加算部１５−１，１５−２，１５−３のこれらの出力がＰＷＭ制御部２１０に入力され、ＰＷＭ制御信号に変換されてインバータ回路２１１はモータ１０８に電流を供給する。
【００３０】
つまり、ＰＷＭ制御部２１０の入力である最終的な新たな各相の電圧指令値は（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅａｆ＋Ｖｂａｔ／２）、（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｂｆ＋Ｖｂａｔ／２）、（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｃｆ＋Ｖｂａｔ／２）となり、数１０の式が示す値がＰＷＭ制御部２１０に入力される。その結果、モータ１０８の中性点電位Ｖｎはバッテリ電圧値の半分の値であるＶｂａｔ／２に維持されるように制御される。つまり、モータ制御において、中性点電位が安定してモータのトルクリップルや騒音が抑えられるように制御される。
【００３１】
以上の説明では、モータの逆起電圧をモータの端子電圧及び電流から算出した実施例について説明したが、逆起電圧はモータ位置としての回転角度θ及びモータの角速度ωから推定することもできる。その実施例を図４を用いて説明する。回転角度検出器２０２から出力された回転角度θ及び角速度ωがａ相逆起電圧算出部３０−１に入力される。モータのロータ位置を示す回転角度θによって誘起される逆起電圧は、角速度ω［ｒａｄ／ｓ］より算出される回転速度Ｎ［ｒｐｍ］＝ω×６０／２πを１０００［ｒｐｍ］とすれば、モータの特性によって決定されているので、テーブルとして用意した規格化逆起電圧算出部３２−１に入力して１０００ｒｐｍでの規格化逆起電圧ｅａｆｋを推定できる。次に、１０００［ｒｐｍ］での規格化逆起電圧ｅａｆｋに対して回転速度Ｎ［ｒｐｍ］を考慮した逆起電圧に修正するため、検出された角速度ωを回転速度Ｎに換算して、さらに、その回転速度Ｎの１０００［ｒｐｍ］を基準にした相対速度（Ｎ／１０００）を乗ずる回転数補正部３４−１に先ほどの規格化逆起電圧ｅａｆｋを入力し、その結果、ａ相の逆起電圧ｅａｆ＝ｅａｆｋ×（Ｎ／１０００）が算出される。
【００３２】
次に、ｂ相の逆起電圧ｅｂｆを算出するためには、モータ位置としての回転角度θ及びモータの角速度ωがｂ相逆起電圧算出部３０−２に入力される。ｂ相はａ相に対して、その回転角度が１２０度位相が遅れているので、入力された回転角度θは１２０°位相を遅らす位相シフト部３６−２に入力され、ｂ相の回転角度である回転角度（θ−１２０）として出力される。その後は、ａ相と同じように規格化逆起電圧算出部３２−２に入力され、その出力ｅｂｆｋは回転数補正部３４−２に入力されてｂ相逆起電圧ｅｂｆとして出力される。ｃ相逆起電圧ｅｃｆの算出は、ｃ相の回転角度はａ相に対して１２０°位相が進んでいるので、入力された回転角度θは１２０°位相を進ます位相シフト部３６−３に入力され、ｃ相の回転角度である回転角度（θ＋１２０）として出力される。その後は、ａ相と同じように規格化逆起電圧算出部３２−３に入力され、その出力ｅｃｆｋは回転数補正部３４−３に入力されてｃ相逆起電圧ｅｃｆとして出力される。
【００３３】
各相の逆起電圧が、モータの端子電圧、電流から推定することも可能であり、また、モータの回転角度、角速度からも推定可能である。設置される検出器の性能によって精度や検出速度などを考慮して選択することが可能である。また、逆起電圧は上述した方法以外の方法でも検出可能であり、それらで検出した逆起電圧を用いても本発明に適用可能であることは言うまでもない。
【００３４】
図２の比例積分制御部１５２を具体的にデジタル処理する場合の実施例の詳細を図５を参照して説明する。図５（Ａ）は図２に示す制御ブロック図をそのままデジタル処理した場合のブロック図である。各相の電圧指令値の平均値を算出して、その平均値を各相の電圧指令値から減ずる手順として、図５（Ａ）では、ＰＩ制御部１５２−１，１５２−２，１５２−３の出力である電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ、Ｖｃｒｅｆをまず算出してから、その後で平均値Ｖａｖを加算部１０−１及び割り算部１０−２を経て算出し、減算部１２−１，１２−２，１２−３において、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆから平均値Ｖａｖを減じている。この手順でデジタル処理を実行すると処理の途中でオーバフローを発生したり、値がリミッタに張り付いたりして好ましくない。そこで、図５（Ｂ）に示すように、比例積分の処理の途中で平均値を算出して、さらに各相の値から平均値を減ずる処理も比例積分の処理の途中で算出している。
【００３５】
つまり、例えば、ａ相の減算部１５４−１、ｂ相の減算部１５４−２、ｃ相の減算部１５４−３のそれぞれの出力値の平均値を加算部１０−１及び除算部１０−２にて実行し、さらに、その直後に減算部１２−１，１２−２，１２−３で減算部１５４−１，１５４−２，１５４−２の出力からその平均値を減ずる処理を実行する。つまり、減算部１２−１，１２−２，１２−３の出力値に関し、図５（Ａ）での減算部１２−１，１２−２，１２−３の出力値と比較して、図５（Ｂ）の減算部１２−１，１２−２，１２−３の出力値は、絶対値として小さく、オーバーフローを引起こしたり、リミッタに張り付く可能性が少なくなり、本発明の実施例として図５（Ｂ）方の構成が好ましい構成となる。
【実施例２】
【００３６】
上述した実施例は電流制御手段としての電流制御部Ａがフィードバック制御の場合あるが、本発明は電流制御手段がフィードフォワード制御及び外乱オブザーバとの組み合わせの場合にも適用可能である。図６を参照して、本発明をフィードフォワード制御及び外乱オブザーバとの組み合わせに適用した実施例について説明する。上述したフィードバック制御の実施例と異なる部分は電流制御部Ａのみであり、各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆの算出手順などはフィードバック制御の実施例と同じなので説明を省略し、異なる電流制御部Ａについてのみ詳細に説明する。
【００３７】
各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆは各相の電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを入力とするフィードフォワード（ＦＦ）制御部１６０−１，１６０−２，１６０−３の出力に各相の外乱オブザーバ演算部１６４−１，１６４−２，１６４−３の出力を加算部１６２−１，１６２−２，１６３−３にて加算して求めることができる。
【００３８】
例えば、ａ相の外乱オブザーバ演算部１６４−１には、電流検出器２０５−１で検出された電流Ｉａと電圧指令値Ｖａｒｅｆが入力される。電流Ｉａは外乱オブザーバ演算部１６４−１の中の伝達関数部１６７−１に入力される。この伝達関数は（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）であり、分母の一次遅れ関数は電流検出時のノイズ吸収のためのＬＰＦを表わす。一方、電圧指令値Ｖａｒｅｆを入力とする伝達関数部１６５−１の伝達関数は（Ｋ／１＋ｓ・Ｔｆ）である。分母の（１＋ｓ・Ｔｆ）は伝達関数部１６７−１の一次遅れと時間遅れのバランスを取るために設けられたものである。伝達関数部１６５−１の出力と伝達関数部１６７−１の出力との減算を減算部１６６−１にて実行し、その出力が外乱オブザーバ演算部１６４−１の出力Ｖａｄｉｓとなる。
【００３９】
同じように、ｂ相の外乱オブザーバ演算部１６４−２には極性反転部２０５−４の出力である電流Ｉｂと電圧指令値Ｖｂｒｅｆが入力される。ａ相と同じように伝達関数部１６７−２及び伝達関数部１６５−２にそれぞれ入力され、それらの出力は減算部１６６−２に入力され、減算部１６６−２の出力は外乱オブザーバ演算部１６４−２の出力Ｖｂｄｉｓとして出力される。
【００４０】
同じように、ｃ相の外乱オブザーバ演算部１６４−３には電流検出器２０５−２の出力である電流Ｉｃと電圧指令値Ｖｃｒｅｆが入力される。ａ相と同じように伝達関数部１６７−３及び伝達関数部１６５−３にそれぞれ入力され、それらの出力は減算部１６６−３に入力され、減算部１６６−３の出力は外乱オブザーバ演算部１６４−３の出力Ｖｃｄｉｓとして出力される。
【００４１】
外乱オブザーバ演算部１６４−１，１６４−２，１６４−３の出力である外乱値Ｖａｄｉｓ，Ｖｂｄｉｓ，Ｖｃｄｉｓと、電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを入力とするＦＦ制御部１６０−１，１６０−２，１６０−３の出力とが、加算部１６２−１，１６２−２，１６２−３でそれぞれ加算されて、電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが算出される。
【００４２】
このようにして決定された各相の電圧指令値に対して、それらの平均値Ｖａｖを平均値算出部１０で算出して、各相電圧指令値から平均値Ｖａｖを減算部１２−１，１２−２，１２−３でそれぞれ減算し、その出力に対して各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆが加算部１４−１，１４−２，１４−３でそれぞれ加算される。バッテイ電圧を考慮した中性点電位にするための目標中性点電位設定部４０が示す目標値Ｖｂａｔ／２を加算部１５−１，１５−２，１５−３でそれぞれ加算して得られた結果である新たな各相の電圧指令値は（Ｖａｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅａｆ＋Ｖｂａｔ／２）、（Ｖｂｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｂｆ＋Ｖｂａｔ／２）、（Ｖｃｒｅｆ−Ｖａｖ＋ｅｃｆ＋Ｖｂａｔ／２）となり、数１０の式を満たす値となる。
【００４３】
この結果、電流制御部Ａがフィードフォワード制御と外乱オブザーバとの組み合わせ構成であっても、本発明の効果であるモータの中性点電位を一定に維持する制御が可能となり、よって、モータのトルクリップルを抑えるモータ制御が可能となる。なお、本発明の適用にあたって、電流制御部Ａの構成は上述したフィードバック制御やフィードフォワード制御と外乱オブザーバとの組み合わせにかぎられるものではない。
【００４４】
以上説明したように、本発明を用いれば、特別なセンサを用いることもなく、また、ＣＰＵなどの演算処理の負担を特別増加させることもなく、モータの中性点電位を一定に安定化でき、よって、モータのトルクリップルや騒音を抑えるモータ制御が可能となる。
【００４５】
また、中性点は、３相モータの場合、スター結線の場合は存在するが、デルタ結線の場合現実には存在しない。しかし、本発明をデルタ結線のモータ制御に適用しても、デルタ結線の３端子をスター結線の３端子と見なしたデルタ／スター等価変換した場合の仮想の中性点の電位を安定化する効果を発揮し、各相電流の干渉を抑えることができる。従って、現実には中性点の存在しないデルタ結線のモータであってもトルクリップルを抑制できるモータ制御が可能となる。
【００４６】
なお、上述した実施例の説明では３相モータについて説明したが、本発明は３以上の多相モータにも適用可能である。
【００４７】
さらに、本発明を用いれば、モータ制御において中性点電位を安定化してトルクリップルを抑制できるので、モータを用いた電動パワーステアリング装置においては騒音が少なくフィーリングの良いハンドル操作ができる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる効果を期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の基本制御ブロック図である。
【図２】電流制御がフィードバック制御である場合の実施例である。
【図３】モータの端子電圧、電流を用いた逆起電圧算出を示す図である。
【図４】モータの回転角度及び角速度を用いた逆起電圧算出を示す図である。
【図５】比例積分制御のデジタル処理を示す実施例である。
【図６】電流制御がフィードフォワード制御及び外乱オブザーバである場合の実施例である。
【図７】電動パワーステアリング装置の構成図である。
【図８】モータの電圧、電流、巻線のインダクタンス値及び抵抗値の関係を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１０      平均値算出部
１２      減算部
１４      加算部
２０      逆起電圧算出部（電圧、電流）
３０      逆起電圧算出部（角速度、回転位置）
４０      目標中性点電位設定部
１５      加算部
２０４    電流指令値算出部
Ａ      電流制御部
１５０  減算部
１５２  比例積分制御部（ＰＩ制御部）
１６０  フィードフォワード制御部（ＦＦ制御部）
１６４  外乱オブザーバ演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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