(57)【要約】【課題】  力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】  商用交流電源ＡＣのレベルに応じて、直流入力電圧生成のための整流動作を等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで切り換えてワイドレンジ対応の構成を実現する。また、力率改善は電力回生（帰還）方式により行うと共に、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下として二次側整流動作の連続モード拡大を図り、電力回生方式による力率改善時に問題となっていた二次側直流出力電圧に重畳するリップル成分の抑制を図る。従来のアクティブフィルタを不要とすることができ、これによって構成部品の大幅な削減、低コスト化が図られる。【選択図】  図１
2005210799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に基づき、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率の改善を図る力率改善手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流動作が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定した、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記整流平滑手段は、
複数の上記ダイオード素子をブリッジ結合して形成したブリッジ整流回路として、
上記倍電圧整流動作及び上記等倍電圧整流動作が行われるときの、上記商用交流電源の一方の半周期において形成される各整流電流経路に共通に挿入される第１のダイオード素子と、上記倍電圧整流動作及び上記等倍電圧整流動作が行われるときの、上記商用交流電源の他方の半周期において形成される各整流電流経路に共通に挿入される第２のダイオード素子とが、高速リカバリ型とされたブリッジ整流回路を備えると共に、
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において、上記第１のダイオード素子と上記第２のダイオード素子との接続点に対して直列に接続されたインダクタ素子と、
上記第１のダイオード素子、及び上記第２のダイオード素子の各々に並列に接続され、上記インダクタ素子と共に直列共振回路を形成する力率改善用直列共振コンデンサと、
上記ブリッジ整流回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
上記第１のダイオード素子と第２のダイオード素子の接続点と、上記インダクタ素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記整流平滑手段は、
複数の上記ダイオード素子をブリッジ結合して形成したブリッジ整流回路として、
上記倍電圧整流動作及び上記等倍電圧整流動作が行われるときの、上記商用交流電源の一方の半周期において形成される各整流電流経路に共通に挿入される第１のダイオード素子と、上記倍電圧整流動作及び上記等倍電圧整流動作が行われるときの、上記商用交流電源の他方の半周期において形成される各整流電流経路に共通に挿入される第２のダイオード素子とが、高速リカバリ型とされたブリッジ整流回路を備えると共に、
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において、上記第１のダイオード素子と上記第２のダイオード素子との接続点に対して直列に接続されたインダクタ素子と、
上記ブリッジ整流回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
上記第１のダイオード素子と第２のダイオード素子の接続点と、上記インダクタ素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記整流平滑手段は、
複数の上記ダイオード素子をブリッジ結合して形成したブリッジ整流回路として、
上記倍電圧整流動作及び上記等倍電圧整流動作が行われるときの、上記商用交流電源の一方の半周期において形成される各整流電流経路に共通に挿入される第１のダイオード素子と、上記倍電圧整流動作及び上記等倍電圧整流動作が行われるときの、上記商用交流電源の他方の半周期において形成される各整流電流経路に共通に挿入される第２のダイオード素子とが、高速リカバリ型とされるブリッジ整流回路を備え、
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において、上記第１のダイオード素子と上記第２のダイオード素子との接続点に対して直列に接続されたインダクタ素子と、
上記第１のダイオード素子、及び上記第２のダイオード素子の各々に並列に接続され、上記インダクタ素子と共に直列共振回路を形成する力率改善用直列共振コンデンサと、
上記ブリッジ整流回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサとを備えて、上記第１のダイオード素子と第２のダイオード素子の接続点と、上記インダクタ素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成されると共に、
さらに、上記商用交流電源のレベルに応じ、上記インダクタ素子のインダクタンスについての切換を行うように構成された切換手段を備えるようにした、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００６】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００７】
これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００８】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図８に示すようになる。
この図８においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００９】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００１０】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００１１】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【００１２】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１３】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１４】
図９（ａ）は、図８に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１５】
また、図９（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図９（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図９（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１６】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図９（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図９（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１７】
また、図１０には、先の図８の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図８と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図８においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１８】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１９】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００２０】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００２１】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図８にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００２２】
図１１は、図８に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２３】
この図１１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２４】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図８、図１０における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図８に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ6は、図８におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００２６】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１０に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２７】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２８】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１０における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２９】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００３０】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００３１】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図８及び図１０により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３２】
また、この図１１に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１０では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１１に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３３】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３４】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
これまでの説明から分かるように、図１１に示した電源回路は、従来から知られている図８及び図１０に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３８】
しかしながら、図１１に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１１に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９３％、ηDC→DC＝９４％であり、総合効率は８７．４％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９５％、ηDC→DC＝９４％となり、総合効率は８９．３％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００３９】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１１に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００４０】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、異常発振を誘発する等、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
そして、さらに、上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に基づき、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率の改善を図る力率改善手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流動作が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定するものとした。
【００４２】
上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータを備えていることになる。また、力率改善は、電力回生方式により行う構成を採ることとしている。
そして、上記のようにして絶縁コンバータトランスの磁束密度が所要以下となるようにしていることで、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにしている。
このように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下とし、二次側整流動作を連続モードとすれば、電力回生方式により力率改善を行う場合に生じるとされていた、一次側直列共振回路に重畳する商用交流電源周期のリップルに伴って発生するとされる、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の抑制が図られる。
【００４３】
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成している。
【発明の効果】
【００４４】
このようにして本発明によれば、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下として二次側整流動作が常に連続モードとなるようにしたことで、電力回生方式による力率改善のための構成を採りながらも、二次側直流出力電圧のリップル電圧を抑制することができ、例えば二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流平滑コンデンサのキャパシタンスとしては、実用範囲に収めることができる。つまり、電力回生方式による力率改善構成を備える電源回路の実用化をこれまでよりも容易に実現して推し進めることが可能になる。
【００４５】
また、本発明によれば、上記のようにして商用交流電源のレベルに応じ、等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われることで、ワイドレンジ対応のスイッチング電源回路を実現できる。
【００４６】
これらのことから、本発明のスイッチング電源回路の構成によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の構成を実現するにあたって、従来のアクティブフィルタを不要とすることができる。
【００４７】
これにより、従来のアクティブフィルタによって力率改善を図る場合における、電力変換効率の低下を抑制できる。また、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子も不要とすることができる。
さらに本発明によれば、スイッチング電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善手段はソフトスイッチング動作とすることができ、これによりスイッチングノイズは大幅に低減されるから、アクティブフィルタの場合のようにノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
これらのことより、従来のアクティブフィルタを用いる回路との比較では、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【００４８】
さらに本発明では、上記のように絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、二次側整流動作が常に連続モードとなるようにすることができる。
そして、このように二次側整流動作が連続モードとなれば、二次側整流電流のピークレベルを低下させることができ、これによって不連続モードとされることによる二次側の整流ダイオードの導通損を低減できるものとなる。すなわち、このように二次側の整流ダイオードの導通損を低減できることで、不連続モードのときに生じていた二次側の電力損失を低減して、電力変換効率のさらなる向上を図ることができるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、他励式によるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
【００５０】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、上記商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、平滑コンデンサＣｉ1，平滑コンデンサＣｉ2とを備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
【００５１】
ブリッジ整流回路Ｄｉは、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4の４つの整流ダイオードから成る。この場合、整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2との接続点を第１端子、整流ダイオードＤ2と整流ダイオードＤ4との接続点を第２端子、整流ダイオードＤ4と整流ダイオードＤ3との接続点を第３端子、整流ダイオードＤ3と整流ダイオードＤ1との接続点を第４端子とすると、ブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子は、図示するようにして、後述するリレースイッチＳ２−高周波インダクタＬ10の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。
また、上記第２端子は一次側アースに接続され、第３端子は、商用交流電源ＡＣの負極ラインに接続される。そして、上記第４端子は、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続される。
【００５２】
なお、実施の形態の場合、後述する力率改善回路１０の動作として、スイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を断続するために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては、少なくとも２以上の整流ダイオードに高速リカバリ型ダイオードが選定されているものとする。
図中においては、高速リカバリ型による整流ダイオードを黒塗りにより示し、低速型のダイオードについては白抜きにより示している。つまりここでは、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1、Ｄ2に高速リカバリ型ダイオードが選定される例が示されているものである。
【００５３】
平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2は、図示するようにして平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列接続される。この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの第４端子と接続される。一方、平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。
【００５４】
リレースイッチＳ１は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続される、いわゆる２接点スイッチとされる。そして、上記端子ｔ１は、ブリッジ整流回路Ｄｉの第３端子に対して接続される。また、端子ｔ２が、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点に対して接続される。また、端子ｔ３はオープンとされる。
このようなリレースイッチＳ１の端子切り換えは、次に説明するように整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
【００５５】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１、及び先に述べたリレースイッチＳ２をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるための動作を行う。
この整流回路切換モジュール５には、図のように整流ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ5とから成る整流平滑回路が備えられる。この場合、上記整流ダイオードＤ5のアノードは、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。そして、カソードが、負極端子が一次側アースに接地された上記平滑コンデンサＣ5の正極端子と接続され、その上で、これら平滑コンデンサＣ5とダイオードＤ5との接続点が、図示する分圧抵抗Ｒ5−Ｒ6の接続点を介して整流回路切換モジュール５の検出端子に対して接続される。
これにより、整流回路切換モジュール５の検出端子には、交流入力電圧ＶACに応じたレベルの直流電圧が得られ、整流回路切換モジュール５では、このように得られる電圧レベルに基づいて商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となっている。
【００５６】
また、整流回路切換モジュール５に対してはリレーＲＬが備えられる。このリレーＲＬは自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２の接点切り換え動作を制御するものとなる。
この場合、リレーＲＬが導通状態では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２に端子ｔ２を選択させる切り換えが行われる。また、リレーＲＬが非導通状態では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２にて端子ｔ３が選択されるように切り換えが行われるものとなる。
【００５７】
整流回路切換モジュール５では、上記のようにして検出端子から入力した商用交流電源ＡＣの電圧レベルと、所定の基準電圧（例えば１５０Ｖ）とを比較するようにされる。そして、この比較結果に基づき、検出端子への入力電圧レベルが基準電圧レベル以下であるときは、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときにはリレーＲＬをオフとするように駆動する。
つまりこの場合、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以下であり、ＡＣ＝１００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが導通してリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２では端子ｔ２が選択されるようになる。また、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以上となり、ＡＣ＝２００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが非道通となって各々端子ｔ３が選択されるようになる。
【００５８】
ここで、例えば上記のような整流回路切換モジュール５の動作により、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１にて端子ｔ２が選択された場合は、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。
このため、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００５９】
また、整流回路切換モジュール５の動作により、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１にて端子ｔ３が選択された場合は、ブリッジ整流回路Ｄｉの第３端子と、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点とが非接続の状態となる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各半周期において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られるようになる。
【００６０】
このようにして本実施の形態のスイッチング電源回路では、整流回路切換モジュール５、リレーＲＬ、及びリレースイッチＳ１の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶACの２倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成される。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成される。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等のレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによってワイドレンジ対応の構成を実現しているものである。
【００６１】
上記のような整流平滑回路の動作によって生成される、直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００６２】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００６３】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００６４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、一方の端部が上記したスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
そして、一次巻線Ｎ１の他方の端部には、図示するように一次側直列共振コンデンサＣ1が直列に接続される。さらに、この一次側直列共振コンデンサＣ１は、力率改善回路１０における高周波インダクタＬ10と、先に説明したリレースイッチＳ２を介して接続される。
【００６５】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。上記した接続態様によればスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、この一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、上記した一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図のように整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６８】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式によって二次側直流出力電圧のレベルを安定化する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
【００６９】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として静電結合形による力率改善回路の構成を採る。
図１において、この力率改善回路１０としては、先に説明したブリッジ整流回路Ｄｉ、高周波インダクタＬ10、リレースイッチＳ２を含むものとされる。また、商用交流電源ＡＣのラインに挿入されたフィルタコンデンサＣＮ、及び整流ダイオードＤ１、Ｄ２に対して並列に接続される力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bを含むものとされる。
【００７０】
力率改善回路１０においては、先にも説明したようにブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子（Ｄ１とＤ２との接続点）を、リレースイッチＳ２の直列接続を介して高周波インダクタＬ10の一端（後述する端子ｔ２、ｔ３側）に接続している。そして、高周波インダクタＬ10の他端を、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続している。つまりこの場合、上記高周波インダクタＬ10は、等価的にはブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子と商用交流電源ＡＣとの間に直列に挿入されているものである。
また、この高周波インダクタＬ10の他端は、上記したフィルタコンデンサＣNの一方の端子に対して接続されている。そして、このフィルタコンデンサＣNの他方の端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉの第３端子に対して接続している。つまり、フィルタコンデンサＣＮは、商用交流電源ＡＣに対してブリッジ整流回路Ｄｉと並列に設けられており、これにより整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制するようにされている。
【００７１】
さらに、上述もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ２に対しては、それぞれ図示するように力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、力率改善用直列共振コンデンサＣ20Bが並列に接続される。この場合、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bは、高周波インダクタＬ10に対しては直列の関係となるが、これにより、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20Bのキャパシタンスと、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとにより、力率改善回路１０内（商用交流電源の整流電流経路内）において直列共振回路を形成する。
【００７２】
そして、前述もしたように、高周波インダクタＬ10は、リレースイッチＳ２、及び一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、一次巻線Ｎ１に対して接続される。つまり、等価的には高周波インダクタＬ10と、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける高速リカバリ型ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）との接続点に対して、一次側直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１による直列接続回路が接続されるものとなり、このことから力率改善回路１０は、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）と接続されていることがわかる。
【００７３】
このような力率改善回路１０の回路構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、整流ダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、又は整流ダイオードＤ2//力率改善用直列共振コンデンサＣ20Bの並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。この場合、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は、静電結合により行われるものとみることができる。
【００７４】
なお、図１に示される力率改善回路１０内においては、高周波インダクタＬ10に対してリレースイッチＳ２が設けられる。
このリレースイッチＳ２としては、端子ｔ１が上記したブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子に対して接続される。また、リレースイッチＳ２の端子ｔ３は、高周波インダクタＬ10の一端と接続される。そして、端子ｔ２は、高周波インダクタＬ10の巻線に設けられるタップ出力点と接続される。ここでは、高周波インダクタＬ10における上記端子ｔ３と接続される端部から上記タップ出力点までの巻線部分を、巻線部Ｎ10Bとする。また、タップ出力点から残りの巻線部分は巻線部Ｎ10Aとする。
先にも述べたようにリレー切換回路５の動作によっては、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して各リレースイッチＳ１、Ｓ２において端子ｔ２が選択される。また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては端子ｔ３が選択されるものとなる。
このような動作によれば、上記接続形態とされた高周波インダクタＬ10では、ＡＣ１００Ｖ系時に巻線部Ｎ10Aのみが有効となるように切り換えが行われる。また、ＡＣ２００Ｖ系時には巻線部Ｎ10Aと巻線部Ｎ10Bとの直列接続が有効となって、巻線全体が有効となるようにして切り換えが行われる。すなわち、このような切り換え動作により高周波インダクタＬ10は、ＡＣ２００Ｖ系時にその巻数が増加するようにされているものである。
なお、このようなリレースイッチＳ２の切り換えに伴う高周波インダクタＬ10についての切換動作については後述する。
【００７５】
ここで、図１に示される構成において、交流入力電圧ＶACとしてＡＣ１００Ｖ系に対応したレベルが得られている場合には、先に説明した整流回路切換モジュール５の動作により、リレースイッチＳ１にて端子ｔ２が選択されるものとなる。そして、このように端子ｔ２が選択されたＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期では、整流電流は、［高周波インダクタＬ10→リレースイッチＳ２→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→リレースイッチＳ１（端子ｔ２−ｔ１）→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、ＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には、［リレースイッチＳ１（端子ｔ１−ｔ２）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→リレースイッチＳ２→高周波インダクタＬ10→フィルタコンデンサＣＮ］の経路によって整流電流が流れる。
【００７６】
このような整流電流経路より、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ1により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ2により整流動作が行われていることがわかる。
そして、このときの整流電流としては、先に述べたようにして力率改善回路１０と一次側直列共振回路とが接続されることより、一次側直列共振電流としての比較的高周波な成分が重畳された波形として得られる。
【００７７】
力率改善回路１０においては、上記のような一次側直列共振電流に基づく比較的高周波とされる電圧を、上記高周波インダクタＬ10に得て、この高周波成分によって高速リカバリ型による整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1−Ｃｉ2）の両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して整流ダイオードＤ１、Ｄ２が導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。
【００７８】
一方、交流入力電圧ＶACとして、ＡＣ２００Ｖ系に対応したレベルが入力された場合は、先にも説明したようにリレースイッチＳ１にて端子ｔ３が選択されるものとなる。
そして、このように端子ｔ３が共に選択されるＡＣ２００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、整流電流は、［高周波インダクタＬ10→リレースイッチＳ２→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ4→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、負極性の半周期には、整流電流は、［整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ2→リレースイッチＳ２→高周波インダクタＬ10→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
つまり、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、整流ダイオードＤ1（高速リカバリ型）、整流ダイオードＤ4の組により整流動作が行われている。また、負極性の半周期では、整流ダイオードＤ2（高速リカバリ型）、整流ダイオードＤ3の組により整流動作が行われているものである。
【００７９】
このようにＡＣが２００Ｖ系とされる場合では、交流入力電圧ＶACが正／負の期間で共に、少なくとも１つの高速リカバリ型ダイオードが整流動作を行うように構成している。
そして、このようにして一方の高速リカバリ型による整流ダイオードにより整流動作を行わせるようにすることで、先に説明したＡＣ１００Ｖ系時の場合と同様、帰還される一次側直列共振電流に基づいて整流電流を断続する動作が得られるようにしている。つまり、これによって、この場合も整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間に、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができるものである。
【００８０】
上記説明より、図１に示した力率改善回路１０によっては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるようになる。そして、これによれば、力率改善を図るにあたってアクティブフィルタは省略することができる。
【００８１】
なお、この場合、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系に対応しては、各半周期にそれぞれ２つの整流ダイオードが整流動作を行うものとなるから、他方の整流ダイオードも高速リカバリ型として、ブリッジ整流回路Ｄｉを構成する整流ダイオードの全てを高速リカバリ型とすることも考えられる。しかし、このような高速リカバリ型ダイオードとしては、比較的高価なものであることから、その分回路製造コストの増加につながる。
本例においては、上記説明のように各半周期の整流電流経路にそれぞれ挿入されることになる整流ダイオードとして、少なくとも一方が高速リカバリ型ダイオードとされるように構成することで、他方の整流ダイオード（低速ダイオード）をオンとすることができ、これによって上記した力率改善動作を実現している。つまり、このような本例によれば、ブリッジ整流回路Ｄｉについて、少なくとも２つの整流ダイオードのみを高速リカバリ型として回路コストの低減を図ることができるものである。
そして、先に説明した整流電流経路によれば、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、整流ダイオードＤ１、Ｄ２のみが整流動作を行うものとされる。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉにおいて、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共通に整流動作を行うようにされるのは、整流ダイオードＤ１、Ｄ２のみであり、このことから本例の力率改善動作を実現するためには、少なくとも整流ダイオードＤ１、Ｄ２に高速リカバリ型ダイオードが選定される必要がある。
【００８２】
ここで、これまでの説明からも理解されるように、図１の回路では、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図るようにされている。このような構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対して、重負荷となって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
【００８３】
また、図１に示される回路のように、電力回生方式（静電結合形、及び後述する磁気結合方式も含む）により力率改善を行う構成では、従来より、一次側直列共振電流に商用交流電源周期のリップルが重畳することにより、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧が、力率改善回路を備えない構成とした場合よりも大幅に増加することが知られている。
そしてこれは、上記のようにして例えば負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動により、二次側整流動作が不連続モードとなることが主たる原因であることが知られている。
【００８４】
このようなリップル電圧への対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサ（Ｃｏ）の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、上記平滑コンデンサのキャパシタンスを５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなって実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、単に電力回生方式による力率改善回路を備える場合は、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく、要求されるような機器に採用することが非常に困難とされる。
【００８５】
そこで、本実施の形態としては、上記のような二次側直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧の抑制を図り、電力回生方式による力率改善回路を実用可能なものとする。そして、このために図１の回路としては、このようなリップル電圧の主たる原因となる、先に説明した不連続モードとなることを防止し、負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず二次側整流動作として連続モードが維持されるような構成を採るものとしている。
【００８６】
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。なお、この場合のＥＥ型コアの実際としては、例えばＥＥＲ−４０を選定している。
【００８７】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.4mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００８８】
さらに、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、所要以下に低くなるように一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ１＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２Ｔ＋２Ｔ＝４Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。
【００８９】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスは増加傾向となり、コアにおける磁束密度は所要以下に低下する。
そして、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに生じる磁束密度を所要以下にまで低下させることができれば、二次側に励起される電力としても変化が生じ、これによって重負荷、及び低交流入力電圧の条件においても二次側整流動作を連続モードとすることができる。
【００９０】
このようにして、重負荷、低交流入力電圧の状態においても連続モードが得られているということは、負荷変動、交流入力電圧変動等による二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、常に連続モードで二次側の整流動作が行われるということになる。これにより、本実施の形態のようにして電力回生方式による力率改善回路を備える構成を採る場合において、一次側直列共振電流に重畳されるリップルにより二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するとされていた、商用交流電源周期のリップルの増加が大幅に抑制されることになる。
【００９１】
この結果、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧のレベルも低下することとなって、二次側の平滑コンデンサのキャパシタンスを増加させる必要もなくなる。つまり、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を容易に実現できることになる。例えば本実施の形態では、二次側の平滑コンデンサ（Ｃｏ）のキャパシタンスの上昇を、力率改善回路を備えないとした場合と比較して２倍程度に抑えることが可能となる。
【００９２】
なお、このように二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するとされていた商用交流電源周期のリップルの抑制が図られるのは、上記のように二次側整流動作が連続モードとなることで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることによる。また、これと共に、先の図２にて説明したように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下としたことで、一次側から二次側への電力伝送にも変化が生じ、その分二次側への、上記一次側直列共振電流に生じる商用交流電源周期のリップルによる影響が薄れるようになることにもよる。
【００９３】
次の図３、図４には、図１に示す第１の実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示しておく。
図３では、図１の回路における、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ（Ｅｏ＝５Ｖ×（３０Ａ〜０Ａ））の変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図４では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示す。
なお、これらの図において、図３では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示している。また、図４は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の結果を示し、さらに交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系での結果を実線により、また交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ系での結果を破線により示している。
【００９４】
また、これらの図に示される実験結果を得るにあたり、図１の回路では各部を以下のように選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２Ｔ＋２Ｔ＝４Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
高周波インダクタＬ10＝巻線部Ｎ１０A＋巻線部Ｎ１０B＝５６μＨ＋６４μＨ＝１２０μＨ
力率改善用直列共振コンデンサＣ20A＝Ｃ20B＝０．０２２μＦ
【００９５】
これらの図において、先ず図１の回路におけるAC→DC電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）とで、それぞれ実線と破線とにより示すものとなっている。実験によれば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝９１．５％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝９０．７％となる。
これは、図１１の回路の場合における、ＶAC＝１００Ｖ時の総合効率＝８７．４％と比較して４．１％向上し、同じく図１１の回路の場合のＶAC＝２３０Ｖ時における総合効率＝８９．３％と比較でも１．４％向上するものである。
また、実験によれば、図１の回路における交流入力電力は、図１１の回路の場合と比較して、ＶAC＝１００Ｖ時で７．７Ｗ低減し、ＶAC＝２３０Ｖ時で２．６Ｗ低減するという結果が得られている。
【００９６】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝３７Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対してΔＥｉ＝２．０Ｖとなっている。
【００９７】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件でＰＦ＝０．８３５となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件ではＰＦ＝０．８３２となる結果が得られている。
このような結果から、この場合の力率ＰＦは、ＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の値が得られていることがわかる。
【００９８】
ここで、図１に示した回路において、このようにＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の力率が得られるのは以下のような理由による。
つまり、先の図１にて示したように、この場合の力率改善回路１０に対しては、高周波インダクタＬ10の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ２が備えられる。そして、先の説明によれば、交流入力電圧ＶAC＝ＡＣ１００Ｖ系である場合に対応しては、高周波インダクタＬ10における巻線部Ｎ10Aのみが有効とされる。これに対し、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、巻線部Ｎ10Aと巻線部Ｎ10Bと含む巻線全体が有効とされることになる。
【００９９】
このように高周波インダクタＬ10の巻線数が変化すれば、その巻数の差に応じて高周波インダクタＬ10のインダクタンス値が変化するから、これに伴って力率改善回路１０にて得られる電位も変化することになる。つまり、力率改善のために整流電流経路に対して帰還すべき電力レベルが変化する。
そして、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に高周波インダクタＬ10の巻数が増加することによっては、インダクタンス値の上昇に伴い、整流電流経路に帰還される電力レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路１０において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
つまり、図１の回路の構成において、高周波インダクタＬ10のインダクタンスを固定とした場合は、ＡＣ２００Ｖ系時にＡＣ１００Ｖ系時よりも力率が低下するものとされていたが、上記のようにＡＣ２００Ｖ系時での力率を高めるようにしたことでこの特性を改善したものである。
【０１００】
以上のようにして、図１に示した第１の実施の形態のスイッチング電源回路の構成によっては、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧生成のための整流動作を等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで切り換えるようにしたことで、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
その上で本実施の形態では、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２の巻線数設定によって、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を阻む原因とされていた、二次側直流電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップルの抑制が図られる。
これによって、電力回生方式による力率改善のための構成を、実用レベルで実現可能とすることができる。
【０１０１】
ここで、このような本実施の形態の電源回路と、同じく力率の改善と共にワイドレンジ対応化を図る先行技術として、先の図１１にて示したアクティブフィルタ備える電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、先の図３、図４による実験結果からも明らかなように、図１に示した回路によっては、図１１の回路の場合よりも電力変換効率が向上する。
これは、電力回生方式による力率改善改善回路１０を備える構成とし、さらに整流動作の切換によってワイドレンジ対応を図る構成とされていることで、アクティブフィルタを不要とすることができたことによる。
また、先の図２にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度を所要以下とし、二次側整流動作の連続モードの拡大を図ったことで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることにもよる。すなわち、このように二次側整流電流のピークレベルが抑制されることで、二次側整流ダイオード（ＤO1、ＤO2）における導通損が低減し、その分の電力損失が低減されることにもよる。
【０１０２】
そして、図１に示した本例の回路では、上記のようにアクティブフィルタを不要とすることができたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１１による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路では、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、リレースイッチ（Ｓ１、Ｓ２）と、高周波インダクタＬ10、フィルタコンデンサＣN、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20B、整流回路切換モジュール５等を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数で且つ簡易な構成により実現できる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１１に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１０３】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１１に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１０４】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１１の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定とすることができる。
これにより、従来のアクティブフィルタを備える図１１の回路で問題となっていた、異常発振の抑制が図られ、電源回路としてより安定した動作を得ることができる。
【０１０５】
これらの比較より、図１に示した本例の回路では、アクティブフィルタを備えた図１１の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同等の、実用上充分な力率を得ることができ、さらに、電力変換効率としてもより高効率を得ることができる。
【０１０６】
続いては、図５の回路図に、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。なお、この図５において、既に図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路としては、電力回生方式の力率改善回路として、静電結合形による力率改善回路１０に代えて、磁気結合形による力率改善回路１１が備えられる。
この磁気結合形の力率改善回路１１としては、ブリッジ整流回路Ｄｉと、フィルタコンデンサＣNと、高周波インダクタＬ10とから成るようにされる。この点を図１に示した力率改善回路１０と比較した場合には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20A、Ｃ20B、及びリレースイッチＳ２が省略されて、その分、部品点数としては削減が図られたことになる。
【０１０７】
そして、このような力率改善回路１１によれば、ブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子は、高周波インダクタＬ10の一端と接続されることになるから、この場合としても高周波インダクタＬ10は、等価的にはブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子と商用交流電源ＡＣとの間に直列に挿入されていることになる。
さらに、この場合も一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける第１端子と高周波インダクタＬ10との接続点に対して接続される。つまりこの場合は、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、磁気結合（即ち高周波インダクタＬ10）を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還するようにされる。
【０１０８】
上記構成による力率改善回路１１としても、一次側直列共振回路から帰還される一次側直列共振電流に基づく電圧が、高周波インダクタＬ10に得られる。これにより、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける高速リカバリ型ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）が、一次側直列共振回路によるスイッチング出力に基づく高周波成分に基づいてスイッチングを行うようにされ、図１の回路の場合と同様にして力率の改善が図られる。
【０１０９】
そして、このような回路構成を採る第２の実施の形態の電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に説明した第１の実施の形態と同様の構造を採ることで、結合係数ｋについて、例えばｋ＝０．７５程度にまで低下させており、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。
これにより、先の第１の実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳するリップル電圧の増加が抑制されることになり、電力回生方式として磁気結合形の構成を採るとした場合にも、その実用化が容易に実現される。
【０１１０】
また、図示するように図５の回路としても、整流動作切り換えのためのリレースイッチＳ１、リレーＲＬ、整流回路切換モジュール５が備えられる。これにより、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで倍電圧整流動作／等倍電圧整流動作を切り換えるワイドレンジ対応の構成が実現される。
なお、この場合の上記リレースイッチＳ１としては、図１の回路の場合とは異なり、端子ｔ１と端子ｔ２によるオン／オフ切換を行うための１接点のものを用いるようにしている。つまり、この場合においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応してリレースイッチＳ１をオンとし、ＡＣ２００Ｖ系に対応してリレースイッチＳ１をオフとするように整流回路切換モジュール５を動作させる。これによって、先の図１の場合と同様の整流動作切換が可能となり、ワイドレンジ対応としての動作が実現される。
【０１１１】
図６，図７は、このような第２の実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示している。
この場合も、図６では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ（Ｅｏ＝５Ｖ×（３０Ａ〜０Ａ））の変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図７では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示している。
また、この場合も各特性について、図６では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示す。また、図７の場合はＡＣ１００Ｖ系時の特性を実線、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する特性を破線により示している。
【０１１２】
なお、図５の回路としては、これらの図に示される実験結果を得るにあたり、各部を以下のように選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.4mm、一次巻線Ｎ1＝６０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２Ｔ＋２Ｔ＝４Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１８μＦ
高周波インダクタＬ10＝１２０μＨ
フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ／２００Ｖ
平滑コンデンサＣｉ1＝Ｃｉ2＝１０００μＦ
【０１１３】
これらの図に示されるように、第２の実施の形態の電源回路の場合、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝９１．４％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝９０．５％となる。
これらの結果から、図５に示した回路によっても、図１１に示したアクティブフィルタを備える場合よりも高効率が得られていることが理解できる。すなわち、ＶAC＝１００Ｖ時では４．０％の向上、ＶAC＝２３０Ｖ時では１．２％の向上が図られる。
また、実験によれば、図１１の回路と比較した場合の交流入力電力は、ＶAC＝１００Ｖ時は７．５Ｗ、ＶAC＝２３０Ｖ時は２．３Ｗ低減する結果が得られている。
【０１１４】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝４８Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対してΔＥｉ＝１４Ｖとなっている。
【０１１５】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件でＰＦ＝０．８３５となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件においてもＰＦ＝０．８３４となる結果が得られている。つまり、図５に示した回路としても、ＡＣ２００Ｖ系とＡＣ１００Ｖ系とでほぼ同等の力率が得られていることがわかる。
【０１１６】
ここで、先の説明によると、図５に示した回路としては、高周波インダクタＬ10の巻数についての切換を行うリレースイッチＳ２は備えないものとされているが、図５に示した構成において、先に例示したような各部の選定条件及び負荷条件の下では、高周波インダクタＬ10のインダクタンスの設定によってＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで同等の力率を得ることが可能となる。
この場合としては、高周波インダクタＬ10のインダクタンスを１２０μＨに設定することで、図６に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗから８０Ｗ付近への変動に対する力率として、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の特性を得ることができた。
なお、当然のことながら図５に示した回路としても、例えば各部の選定条件や負荷条件の変更等に伴い、ＡＣ２００Ｖ系時における力率が低下する場合には、図１の回路と同様にリレースイッチＳ２を設けて高周波インダクタＬ10のインダクタンスについて切り換えを行う構成を採ることも可能である。
【０１１７】
なお、先にも述べたように第２の実施の形態では、整流動作切り換えのためのリレースイッチＳ１として１接点のものを選定しているが、これは、上記のようにして図５の回路としては、同じ整流回路切換モジュール５によって制御されるリレースイッチＳ２を設けなくても良いものとされたことによる。
すなわち、先の図１の回路では、高周波インダクタＬ10の巻線を切り換えるためのリレースイッチＳ２として、端子ｔ１、ｔ２、ｔ３による２接点のものを用いる必要があり、部品の選定上、リレースイッチＳ１としても同様の２接点のものを用いるようにされていたものである。これに対し、図５の回路では、上記のようにリレースイッチＳ２は設けなくて良いものとされたことで、このような部品選定上の不都合はなくなり、リレースイッチＳ１としては、単にブリッジ整流回路Ｄｉの第３端子と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との接続／非接続について切換が可能な、１接点のものを選定可能となったものである。
なお、もちろん、図５の場合においてもリレースイッチＳ１として２接点のものを用いても構わない。
【０１１８】
上記した図６、図７の実験結果からも、第２の実施の形態によっては、力率改善を図るワイドレンジ対応の構成として、先の第１の実施の形態の場合と同様に実用上充分な力率を得ることができ、さらに、電力変換効率としても図１１に示した回路より高効率が得られることが理解できる。
【０１１９】
なお、本発明としては、これまでに説明した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することは可能である。
【０１２０】
また、実施の形態では、力率改善回路の動作として、一次側直列共振回路より帰還される一次側スイッチング出力に基づいて整流電流を断続するための、高速リカバリ型によるダイオードを、ブリッジ整流回路Ｄｉを構成する整流ダイオードと兼用とする場合を例に挙げたが、このような高速リカバリ型ダイオードをブリッジ整流回路Ｄｉとは独立して整流電流経路に挿入することによっても、本発明としての力率改善動作が可能である。
但し、実施の形態の場合のようにブリッジ整流回路Ｄｉを構成する整流ダイオードと兼用すれば、その分部品点数の削減が図られるというメリットがある。
【０１２１】
また、整流動作の切り換えには、電磁リレーを用いているが、例えば電子スイッチなどを備えるスイッチ回路を採用するなど、他の切り換えのための構成が採られてよい。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、例えばコア形式などをはじめとして、その構造については、所要以下の磁束密度となるようにされていれば適宜変更されて構わない。
【０１２２】
さらには、力率改善回路としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電力回生（帰還）方式による回路構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１２３】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図２】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図５】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図６】第２の実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図８】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図９】図８に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１０】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１１】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１２４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、５  整流回路切換モジュール、１０、１１  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｄ１〜Ｄ４  整流ダイオード、Ｃｉ1、Ｃｉ2  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ１  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、ＲＬ  リレー、Ｓ１，Ｓ２  リレースイッチ、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｌ10  高周波インダクタ、Ｎ10A、Ｎ10B  巻線部、Ｃ20A、Ｃ20B  力率改善用直列共振コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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