(57)【要約】  【課題】  非放射性誘電体線路用の透過型の振幅変調器として、変調器出力を高く、またオン／オフ比も高くすることができ、良好なスイッチ特性を有するものを提供する。  【解決手段】  平行平板導体間に、第１の誘電体線路１，２と、第１の誘電体線路２の先端に設置された基板４上に幅の広い線路５ｂと幅の狭い線路５ａとを交互に形成して成るチョーク型バイアス供給線路５の途中に接続された線路導体６の途中の途切れた部位にＰＩＮダイオード３を接続したミリ波変調用スイッチと、ＰＩＮダイオード３を透過したミリ波信号を入力するように配置された第２の誘電体線路９とを具備しており、ミリ波変調用スイッチは、線路導体６の幅が、チョーク型バイアス供給線路５の幅の狭い線路５ａよりも広く、チョーク型バイアス供給線路５の幅の広い線路５ｂよりも狭くなっている振幅変調器（ＡＳＫ変調器Ｍ１）である。変調器出力を高くすることができる。【選択図】  図２
2005184680.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記高周波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路の先端に設置された基板上に幅の広い線路と幅の狭い線路とを交互に形成して成るチョーク型バイアス供給線路の途中に接続された線路導体の途中の途切れた部位に高周波変調用素子を接続用導体を介して接続した高周波変調用スイッチと、前記第１の誘電体線路の前記先端部の延長方向上に前記高周波変調用素子を透過した前記高周波信号が入力されるように配置された第２の誘電体線路とを具備している非放射性誘電体線路用の振幅変調器において、前記高周波変調用スイッチは、前記線路導体の幅が、前記チョーク型バイアス供給線路の前記幅の狭い線路よりも広く、前記幅の広い線路よりも狭くなっていることを特徴とする非放射性誘電体線路用の振幅変調器。
【請求項２】
前記基板上の前記高周波変調用素子の片側または両側に島状導体が形成されていることを特徴とする請求項１記載の非放射性誘電体線路用の振幅変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非放射性誘電体線路を用いたミリ波集積回路やミリ波レーダモジュール等に組み込まれる、ミリ波信号を振幅変調する振幅変調器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、マイクロ波やミリ波等の高周波信号を伝送する非放射性誘電体線路（Non-Radiative Dielectric Waveguide、以下、ＮＲＤガイドともいう。）を用いた振幅変調器に関する技術が提案されている。従来の振幅変調器の例について、図５乃至図７を用いて説明する。図５はＮＲＤガイドの基本的構成を示す部分破断斜視図、図６（ａ）および（ｂ）はそれぞれＮＲＤガイドを用いた振幅変調器の基本的構成の例を示す斜視図および平面図、図７は図６に示す振幅変調器を構成する基板の例を示す平面図である。
【０００３】
振幅変調器を構成するＮＲＤガイドの基本的構成は、図５に示すように、所定の間隔ａをもって平行に配置された平行平板導体11，12間に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路13を、間隔ａを高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２として配置したものである。これにより、外部から誘電体線路13へのノイズの侵入をなくし、かつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路13中で高周波信号をほとんど損失なく伝搬させることができる。なお、波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での高周波信号の波長である。このようなＮＲＤガイドは、例えば70ＧＨｚ程度のミリ波帯の高周波信号の伝送に好適に用いることができ、これに種々のミリ波帯用の高周波装置を組み込んで回路を形成したミリ波回路が開発されている。
【０００４】
次に、このようなＮＲＤガイドを用いた振幅変調器の一種であるＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調器の基本的構成の例を図６に示す（非特許文献１を参照）。なお、図６において、ＮＲＤガイドを構成する平行平板導体は図示を省略している。
【０００５】
図６において、20は高周波信号（電磁波）を伝搬させる四フッ化エチレン，ポリスチレン等から成る第１の誘電体線路であり、この第１の誘電体線路20の一端面には、所定の空隙21をあけて、同じく四フッ化エチレン，ポリスチレン等から成る第２の誘電体線路22が配置され、さらにその端面に第１の誘電体線路20または第２の誘電体線路22とは比誘電率の異なるアルミナセラミックス等から成る誘電体シート23が配置されている。そして、誘電体シート23を介して、ＰＩＮダイオード25が実装された基板26が配置され、さらに、第２の誘電体線路22の基板26側の延長方向上に第３の誘電体線路27が配置されている。
【０００６】
このＰＩＮダイオード25が実装された基板26は、図７に示すように、基板26上に銅箔等から成るチョーク型バイアス供給線路24が形成されており、そのチョーク型バイアス供給線路24の途中に高周波変調用素子であるＰＩＮダイオード25が実装されて接続されている。
【０００７】
なお、図６に示した振幅変調器の基本的構成の中では、空隙21および誘電体シート23は、第１の誘電体線路20と基板26上のＰＩＮダイオード25の実装部との間のインピーダンス整合手段として働く。また、チョーク型バイアス供給線路24はチョークインダクタとして働き、ＰＩＮダイオード25は、高周波信号を透過させるかまたは反射する手段として働く。
【０００８】
以上のような構成により透過型の振幅変調器が構成され、このような透過型の振幅変調器は、次のように動作する。第１の誘電体線路20を伝搬した高周波信号は、その先の空隙21，誘電体線路22および誘電体シート23を通じて基板26上のＰＩＮダイオード25に入射すると、ＰＩＮダイオード25に順方向にバイアス電圧をかけたときには、ＰＩＮダイオード25は低インピーダンスとなり、その高周波信号はＰＩＮダイオード25を透過して、第３の誘電体線路27に入射し、第３の誘電体線路27の端部から出力される。一方、無バイアスまたはＰＩＮダイオード25に逆方向バイアス電圧が印加されたときには、ＰＩＮダイオード25は高インピーダンスとなり、高周波信号はＰＩＮダイオード25で反射され、第３の誘電体線路27の端部からは出力されない。このようにして、ＰＩＮダイオード25に順方向または逆方向のバイアス電圧を印加することにより、それに対応して高周波信号に振幅変調（パルス変調）を施すことができる。なお、振幅変調の度合いを大きくすると、スイッチング制御することもできる。
【０００９】
このようなＮＲＤガイド用の透過型の振幅変調器においては、ＰＩＮダイオード25と第１の誘電体線路20とのインピーダンス整合をとることが重要であるが、これまで、それについて開示している文献はない。
【００１０】
一方、ＮＲＤガイド用の平衡型ミキサーでは、それと同様の課題を解決する構成として、チョーク型バイアス供給線路24のＰＩＮダイオード25が接続される電極間の隙間を狭くし、電極のインピーダンスをＰＩＮダイオード25と同程度に低く設定する構成が提案されている（例えば、非特許文献２を参照。）。また、整合回路では、ＰＩＮダイオード25等の高周波変調用素子を実装した基板26のチョーク型バイアス供給線路24の終端部に整合用の反射線路を接続し、さらにその終端面に反射部材を張り合わせた構成が提案されている（例えば、特許文献１を参照。）。
【非特許文献１】黒木  太司、米山  務，「ビームリードダイオードを用いた非放射性誘電体線路回路素子」，電子通信学会論文誌Ｃ−Ｉ，社団法人電子情報通信学会，1989年２月，Vol.Ｊ73−Ｃ−Ｉ，No.２，p.71−76
【非特許文献２】黒木  太司、向井  友幸、米山  務，「ＮＲＤガイドビームリードダイオード回路素子の広帯域化と低損失化」，1998年電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会講演論文集，社団法人電子情報通信学会，1998年９月７日発行，Vol.１，Ｃ−２−25，ｐ．51
【特許文献１】特開平８−181511号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来の振幅変調器では、第１の誘電体線路とＰＩＮダイオードが実装された基板の第２の誘電体線路が対向する部分とのインピーダンス整合が十分ではなく、オンの時に第１の誘電体線路から第３の誘電体線路に透過する高周波信号の透過損失が大きくなり、変調された信号の出力が小さくなるという問題点があった。
【００１２】
また、ＰＩＮダイオードが実装された基板において、ＰＩＮダイオードに逆方向バイアス電圧を印加してほとんどの高周波信号をＰＩＮダイオードで反射させようとするときに、高周波信号の一部がダイオード周辺のチョーク型バイアス供給線路を介して第３の誘電体線路側に結合し、第３の誘電体線路に漏洩してしまうため、振幅変調器がオフの時の減衰が小さくなり、変調器特性として重要なオン／オフ比が小さくなるという問題点があった。
【００１３】
以上のように、従来の振幅変調器では、ＡＳＫ変調等のミリ波変調が不十分なものとなり、変調器出力が小さくなったり、オン／オフ比が小さくなったりして、ミリ波レーダ等に適用した際に探知できる距離が短くなったり、探知精度が悪くなったりするという問題点があった。
【００１４】
本発明は上記のような従来の技術における問題点を解決すべく案出されたものであり、その目的は、非放射性誘電体線路を用いたミリ波送受信器に使用される透過型の振幅変調器として、変調器出力を高く、またオン／オフ比も高くすることができ、良好なスイッチ特性を有する非放射性誘電体線路用の振幅変調器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、前記高周波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、この第１の誘電体線路の先端に設置された基板上に幅の広い線路と幅の狭い線路とを交互に形成して成るチョーク型バイアス供給線路の途中に接続された線路導体の途中の途切れた部位に高周波変調用素子を接続用導体を介して接続した高周波変調用スイッチと、前記第１の誘電体線路の前記先端部の延長方向上に前記高周波変調用素子を透過した前記高周波信号が入力されるように配置された第２の誘電体線路とを具備している非放射性誘電体線路用の振幅変調器において、前記高周波変調用スイッチは、前記線路導体の幅が、前記チョーク型バイアス供給線路の前記幅の狭い線路よりも広く、前記幅の広い線路よりも狭くなっていることを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器は、上記構成において、前記基板上の前記高周波変調用素子の片側または両側に島状導体が形成されていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器によれば、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、この第１の誘電体線路の先端に設置された基板上に幅の広い線路と幅の狭い線路とを交互に形成して成るチョーク型バイアス供給線路の途中に接続された線路導体の途中の途切れた部位に高周波変調用素子を接続用導体を介して接続した高周波変調用スイッチと、第１の誘電体線路の先端部の延長方向上に高周波変調用素子を透過した高周波信号が入力されるように配置された第２の誘電体線路とを具備している非放射性誘電体線路用の振幅変調器において、高周波変調用スイッチは、線路導体の幅が、チョーク型バイアス供給線路の幅の狭い線路よりも広く、幅の広い線路よりも狭くなっていることから、誘電体線路の先端に設置された基板のインピーダンスを誘電体線路に伝搬する高周波信号から見て誘導性にできるのに加えて容量性にもできるため、これによって誘電体線路と高周波変調用素子が接続された基板の誘電体線路が対向する部分とがインピーダンス整合するように調節できるので、様々なインピーダンスを有する高周波変調用素子に対して所望の動作周波数で広帯域にインピーダンス整合が行なえるものとなる。その結果、従来のように空隙や誘電体シートを用いなくても、高周波変調用素子が接続された基板の誘電体線路が対向する部分における高周波信号の反射を小さくすることができ、オンの時の透過損失を小さくすることができ、変調器出力特性を向上させることができるものとなる。
【００１８】
また、本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器によれば、基板上の高周波変調用素子の片側または両側に島状導体が形成されているときには、チョーク型バイアス供給線路から離れて高周波変調用素子の片側または両側に形成された島状導体と線路導体およびチョーク型バイアス供給線路の高周波変調用素子の近傍との間で容量（キャパシタンス）が形成され、この容量が、高周波信号の電界を閉じこめて高周波信号の電界が第２の誘電体線路側に漏れないように働くので、オフの時に高周波信号が第２の誘電体線路側に結合しにくくなり、オフの時の減衰を大きく確保することができ、オン／オフ比を高くすることができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器の実施の形態の例について、ＡＳＫ変調器を例にとって以下に詳細に説明する。
【００２０】
図１は本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器の実施の形態の一例としてのＡＳＫ変調器Ｍ１を示す図であり、（ａ）は斜視図であり、（ｂ）は平面図である。また、図２（ａ）および（ｂ）は、それぞれ図１に示すＡＳＫ変調器Ｍ１の構成要素である基板の例を示す平面図である。また、図３は本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器の実施の形態の他の例としてのＡＳＫ変調器Ｍ２を示す図であり、（ａ）は斜視図であり、（ｂ）は平面図であり、（ｃ）はその構成要素である基板の例を示す平面図である。図１乃至図３において、１，２は第１の誘電体線路、３はＰＩＮダイオード、４はＰＩＮダイオード３を設ける基板、５，６，７および８はそれぞれ基板４上に形成されたチョーク型バイアス供給線路，線路導体，導体パターンおよびスタブ、９は第２の誘電体線路である。なお、図１乃至図３において、平行平板導体は図示していない。
【００２１】
図１および図２に示す本発明の実施の形態の一例であるＡＳＫ変調器Ｍ１は、高周波信号ここではミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、ミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路１，２と、第１の誘電体線路２の先端に設置された基板４上に幅の広い線路５ｂと幅の狭い線路５ａとを交互に形成して成るチョーク型バイアス供給線路５の途中に接続された線路導体６の途中の途切れた部位にＰＩＮダイオード３を接続用導体を介して接続したミリ波変調用スイッチと、第１の誘電体線路２の先端部の延長方向上にＰＩＮダイオード３を透過したミリ波信号が入力されるように配置された第２の誘電体線路９とを具備しており、ＰＩＮダイオード３が第１の誘電体線路２の端面または第２の誘電体線路９の端面に対向するように設置されている。そして、このミリ波変調用スイッチは、線路導体６の幅が、チョーク型バイアス供給線路５の幅の狭い線路５ａよりも広く、チョーク型バイアス供給線路５の幅の広い線路５ｂよりも狭くなっている。
【００２２】
上記構成において、ＰＩＮダイオード３は、線路導体６の途中の途切れた部位の各端部に導体バンプ等の接続用導体（図示せず）を介して接続されている。また、ＰＩＮダイオード３は、そのバイアス電圧印加方向がＮＲＤガイドを伝搬するミリ波信号のＬＳＭモードの電磁波の電界方向（図１（ａ）に矢印で示す。）に合致するように配置される。
【００２３】
図１および図２に示す本発明の振幅変調器の実施の形態の一例であるＡＳＫ変調器Ｍ１は、次の通りに動作する。ＡＳＫ変調器Ｍ１において、第１の誘電体線路１の一端側から入射した波長λのミリ波信号は、第１の誘電体線路１の他端に接続された別の第１の誘電体線路２を介してＰＩＮダイオード３に電磁的に入射される。そして、線路導体６に接続されたチョーク型バイアス供給線路５に電圧を印加することによってＰＩＮダイオード３にバイアス電圧が供給され、バイアス電圧をオン−オフすることによって、ＰＩＮダイオード３でミリ波信号を反射させたり、第２の誘電体線路へ透過させたりすることができる。これによりミリ波信号をＡＳＫ変調もしくはスイッチング制御することができる。
【００２４】
本発明の実施の形態の一例のＡＳＫ変調器Ｍ１は、上記構成により、第１の誘電体線路２の先端に設置された基板４のインピーダンスを第１の誘電体線路２に伝搬する高周波信号から見て誘導性にできるのに加えて容量性にもできるため、これによって第１の誘電体線路２とＰＩＮダイオード３等の高周波変調用素子が接続された基板４の第１の誘電体線路２が対向する部分とがインピーダンス整合するように調節できるので、様々なインピーダンスを有するＰＩＮダイオード３等の高周波変調用素子に対し、所望の動作周波数で広帯域にインピーダンス整合を行なえるものとなる。その結果、ＰＩＮダイオード３が接続された基板４の第１の誘電体線路２が対向する部分におけるミリ波信号の反射を小さくすることができ、オンの時の透過損失を小さくすることができ、振幅変調出力特性を向上させることができるものとなる。
【００２５】
このことについて、次に詳細に説明する。まず、インピーダンス整合について考える上で、ＰＩＮダイオード３の特性を知ることが重要である。図４（ａ）に、ＰＩＮダイオード３の電気的な等価回路を回路図で示す。ＰＩＮダイオード３の順方向バイアス時のインピーダンスＺｄ１は、
Ｚｄ１＝Ｒｓ＋Ｒｊ＋ｊω・Ｌｂ
で表される。ただし、ＲｓはＰＩＮダイオード３を構成する半導体基板（通常はｎ＋ドープ層である。）の抵抗とエピタキシャル層（ｎ層）の抵抗とバックコンタクトの抵抗とが直列に接続された合成抵抗、Ｒｊは接合部の非線形抵抗、Ｌｂは接合部へのコンタクト配線であるリードのインダクタンスである。
【００２６】
また、図４（ａ）に示すようにＰＩＮダイオード３の無バイアス時のインピーダンスＺｄ０は、
Ｚｄ０＝Ｒｊ／（１＋ｊω・Ｒｊ・Ｃｊ）＋Ｒｓ＋ｊω・Ｌｂ
で表される。ただし、Ｃｊは接合部の電気的な容量（キャパシタンス）である。
【００２７】
また、ＰＩＮダイオード３の遮断周波数ｆｃは、
ｆｃ＝１／（２π・Ｃｊ・Ｒｓ）
で表される。
【００２８】
これらＰＩＮダイオード３の特性を決めるパラメータのうち、動作周波数を決める遮断周波数ｆｃが最も重要なので、通常、それが初めに決められる。一般的に、遮断周波数ｆｃを大きくするためにはＣｊ，Ｒｓともに小さくすることが要求される。このうちＲｓは、キャリア密度とキャリアの移動度とによって決まる値であるが、移動度は半導体材料に固有の値で決まっており、通常の設計では、キャリア密度についてしか変える余地がない。ところが、キャリア密度はＣｊにも影響を与える値であって、Ｒｓが小さくなるようにキャリア密度を設定すると、逆にＣｊが大きくなってしまう傾向にある。そのため、動作周波数を高くするときには、Ｃｊを小さくするような設計が行なわれるのが一般的である。
【００２９】
ＡＳＫ変調器Ｍ１では、ＰＩＮダイオード３を高速に振幅変調動作させるので、特にＣｊを小さくすることが肝要である。そのため、ＡＳＫ変調器Ｍ１に用いられるＰＩＮダイオード３では、リードのインダクタンスＬｂによってＺｄ１の誘導性リアクタンスが大きくなる傾向にある。
【００３０】
例えば、Ｌｂ＝0.2ｎＨを有する一般的なＰＩＮダイオード３に順方向バイアス電圧を印加し、75ＧＨｚのミリ波信号を入射させたときには、Ｚｄ１のリアクタンス成分Ｉｍ｛Ｚｄ１｝は約94Ωの誘導性リアクタンスとなる。Ｉｍ｛Ｚｄ１｝は、キャパシタ等の容量性リアクタンスによって、インピーダンスが整合するように補正可能であるが、ＰＩＮダイオード３自体でそれを実現することは、素子サイズの制限上十分な容量を得ることが難しいため、また量産性や信頼性の観点からも困難が伴う。
【００３１】
これに対して、本発明者らは、図４（ｂ）にＡＳＫ変調器の等価回路を模式図で示すように、第１の誘電体線路１，２（インピーダンスＺＮＲＤ）とＰＩＮダイオード３（インピーダンスＺｄ）との間に設けられた基板４（インピーダンスＺＬ）が容量性リアクタンスを持つようにすると、容易かつ確実に良好なインピーダンス整合が行なえることを見出した。
【００３２】
すなわち、ＰＩＮダイオード３の遮断周波数ｆｃを高速な振幅変調に適合するように設計した結果、誘導性リアクタンスを持つ傾向にあるＰＩＮダイオード３と容量性リアクタンスを持たせた基板４とを組み合わせて構成することによって、第１の誘電体線路２のインピーダンスとＰＩＮダイオード３等の高周波変調用素子が接続された基板４の第１の誘電体線路２が対向する部分のインピーダンス（ＰＩＮダイオード３のインピーダンスＺｄと基板４のインピーダンスＺＬとの合成インピーダンスＺｄ＋ＺＬに対応する。）とが整合するように調節できるものとなる。
【００３３】
このように基板４に形成した線路導体６に容量性リアクタンスを持たせるには、基板４上にＰＩＮダイオード３の左右に形成した直線状の線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅を、幅の狭い線路５ａよりも広く、かつ幅の広い線路５ｂよりも狭くすればよい。線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅を狭くして面積を小さくするほど、ＰＩＮダイオード３から見た基板４のインピーダンスをＺＬとすれば、ＺＬのリアクタンス成分Ｉｍ｛ＺＬ｝の容量性リアクタンスが大きくなるように作用し、より大きな誘導性リアクタンスを有するＰＩＮダイオード３と第１の誘電体線路１，２とのインピーダンス整合を良好にとることができる。
【００３４】
また、基板４側の条件によって線路導体６に容量性リアクタンスを持たせるようにするには、基板４を構成する誘電体基板の誘電率を第１の誘電体線路１，２より低くしてもよい。基板４の誘電体基板の誘電率を第１の誘電体線路１，２よりも低くするほど、Ｉｍ｛ＺＬ｝の容量性リアクタンスが大きくなるように作用し、誘導性リアクタンスを有するＰＩＮダイオード３と第１の誘電体線路１，２とのインピーダンス整合を良好にとることができる。
【００３５】
また、基板４の誘電体基板の誘電率を第１の誘電体線路１，２よりも低くする代わりに、基板４と第１の誘電体線路２との間に空隙を設ける構成としてもよく、または基板４と第１の誘電体線路２との間にそれらよりも低い誘電率の誘電体部材を挿入する構成としてもよく、またはこれらの構成を組み合わせることもできる。これらの場合にもＩｍ｛ＺＬ｝の容量性リアクタンスを大きくすることができる。
【００３６】
この構成においては、基板４の誘電体基板の誘電率または基板４と第１の誘電体線路１，２との間の間隔を制御することにより、ＰＩＮダイオード３のリアクタンス成分が広い範囲で変化しても、それに追従して適切なインピーダンスを設定することができ、良好なインピーダンス整合を行なうことができる。
【００３７】
また、基板４およびＰＩＮダイオード３によってインピーダンス整合が行なえるので、第１の誘電体線路１，２の終端部においてインピーダンス整合を行なって、ミリ波信号の波長λを中心に広い帯域で良好なインピーダンス整合を行なうことができる。そのうえ、第１の誘電体線路１，２側の誘電率や幅等の調整は不要であり、第１の誘電体線路１，２と基板４との配置も容易になる。
【００３８】
また、従来のＡＳＫ変調器では、線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅Ｗに相当する部分の幅が1.2〜1.4ｍｍ程度であり、ＰＩＮダイオード３を線路導体６（６ａ，６ｂ）に相当する部分に接続する接続用導体の幅の10倍以上であったが、本発明のＡＳＫ変調器Ｍ１では、線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅Ｗを接続用導体の幅の５倍以下としておくことがよく、より好ましくは、幅Ｗを接続用導体の幅と同じか、または接続用導体が接続されるＰＩＮダイオード３の電極の幅と同じとしておくことがよい。このように、線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅Ｗを接続用導体の幅の５倍以下とすることにより、Ｉｍ｛ＺＬ｝が−50Ω（リアクタンスが負であるのは容量性であることを示している。）程度まで設定でき、誘導性または容量性リアクタンスのいずれでも設定でき、−100Ω〜＋200Ω程度（Ｌｂ＝0.1ｎＨを整合する程度）までの範囲のリアクタンスを有するＰＩＮダイオード３に対して、良好にインピーダンス整合を行なうことができる。
【００３９】
線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅Ｗが接続用導体の幅の５倍よりも大きいと、適当な容量性または誘電性リアクタンスを持たせることが困難となり、大きな誘電性または容量性リアクタンスを持つＰＩＮダイオード３に整合させることができなくなる場合がある。また、線路導体６（６ａ，６ｂ）の幅Ｗが接続用導体の幅より小さくなると、接続用導体を接続してＰＩＮダイオード３の実装を行なうのに十分な接合面積を確保することが困難となり、ＰＩＮダイオード３を基板４に十分な強度で固定することが困難となって、ＡＳＫ変調器Ｍ１の信頼性が低下する傾向にある。また、ＰＩＮダイオード３の実装自体が困難となる傾向もある。
【００４０】
また、さらに、線路導体６（６ａ，６ｂ）の長さＬおよびそれらの間隔Ｄを制御しても、Ｉｍ｛ＺＬ｝を調整することができるので、従来よりも調整範囲が広くなる。すなわち、線路導体６（６ａ，６ｂ）は、その長さＬがミリ波信号の波長λのｎ／４倍（ｎは自然数）であることがよい。この場合、Ｉｍ｛ＺＬ｝は容量性となり、誘導性のＩｍ｛Ｚｄ１｝の整合により好適である。より好ましくは、Ｌ＝λ／４（ｎ＝１）とするのがよく、このときには、配線基板４の長さを最小にできるとともにミリ波信号の損失を最小にすることができる。
【００４１】
また、図２（ｂ）に示すように、線路導体６（６ａ，６ｂ）は、その長さＬがミリ波信号の波長のｍ／４倍（ｍは２以上の自然数）であり、その長さ方向の接続用導体からミリ波信号の波長の１／４倍の部位にミリ波信号を遮断するための線路導体６（６ａ，６ｂ）よりも幅広のスタブ８が形成されていることが好ましい。この場合、線路導体６（６ａ，６ｂ）においてミリ波信号を共振させるとともにスタブ８でインピーダンスを変えることができ、これによってＩｍ｛ＺＬ｝はさらに大きな容量性を有することとなり、誘導性のＩｍ｛Ｚｄ１｝の整合に好適なものとなる。
【００４２】
このようなスタブ８は、線路導体６（６ａ，６ｂ）の長さ方向の接続用導体からミリ波信号の波長の１／４倍の部位に形成されていればよいが、これとともに線路導体６（６ａ，６ｂ）の長さに応じて、さらに波長の２／４倍，３／４倍等のｋ／４倍（ｋはｍより小さい自然数）の部位にも形成しておいても構わない。このように複数の部位にスタブ８を形成したときは、より大きな容量性または誘導性リアクタンスを持たせることができ、より大きな誘導性または容量性リアクタンスを持つＰＩＮダイオード３に対しても良好にインピーダンス整合を行なうことができるものとなる。
【００４３】
また、スタブ８を形成するに当たっては、その線路導体６（６ａ，６ｂ）からの高さｈによって誘導性から容量性に変わるため、ＰＩＮダイオード３のインピーダンスに整合するようにｈを決める。例えば、大きな容量性を持たせるためには、ｈ＝λ／４とすればよい。線路導体６（６ａ，６ｂ）の長さ方向のスタブ８の幅ｔについては特に制限はなく、例えば幅の狭い線路５ａと同じ幅とすればよい。なお、図２（ｂ）に示すように、スタブ８を形成する場合における線路導体６（６ａ，６ｂ）の長さＬは、図２（ａ）の場合と同様に決めればよい。
【００４４】
次に、図３に示す本発明の実施の形態の他の例としてのＡＳＫ変調器Ｍ２は、上記構成において、さらに、図３（ｃ）に示すように、基板４上のＰＩＮダイオード３の片側または両側の、ＰＩＮダイオード３の通電方向に垂直な方向にチョーク型バイアス供給線路５から離れたところに、島状導体７が形成されている。なお、図３に示す例では、島状導体７はＰＩＮダイオード３の両側に形成されている。
【００４５】
図３に示すＡＳＫ変調器Ｍ２は、上記構成により、ＰＩＮダイオード３の片側または両側の島状導体７と線路導体６との間で容量（キャパシタンス）が形成され、この容量が、ミリ波信号の電界を閉じこめてミリ波信号の電界が第２の誘電体線路９側に漏れないように働くので、ミリ波信号が第２の誘電体線路９に結合しなくなり、オフの時にミリ波信号が第２の誘電体線路９側に結合しにくくなり、オフの時の減衰を大きく確保することができ、オン／オフ比を高くすることができるものとなる。
【００４６】
このことについて、本発明の実施の形態の他の例であるＡＳＫ変調器Ｍ２およびその比較用としての従来のＡＳＫ変調器について電磁界シミュレーションモデルによってそのシミュレーション結果である電界強度分布を調べたところ、従来のＡＳＫ変調器では、電界の強い領域がＰＩＮダイオード実装部から第２の誘電体線路９側に広がっているのに対して、ＡＳＫ変調器Ｍ２では、電界の強い領域がＰＩＮダイオード３実装部から第２の誘電体線路９側に従来のＡＳＫ変調器よりも広がっておらず、第１の誘電体線路１，２からＰＩＮダイオード３へ入射されたミリ波信号の第２の誘電体線路９側への結合が抑制されていることが確認できた。このようにミリ波信号の第２の誘電体線路９側への結合が抑制されるのは、基板４上のＰＩＮダイオード３の両側に島状導体７が形成されていることによるものであり、線路導体６と島状導体７との間に容量（キャパシタンス）が形成されることによるものである。また、島状導体７がＰＩＮダイオード３の片側に形成されている場合についても同様に調べたところ、同じようにミリ波信号の第２の誘電体線路９側への結合が抑制されていることが確認できた。
【００４７】
従って、基板４上のＰＩＮダイオード３の片側または両側に島状導体７を形成することによって、このような透過型のＡＳＫ変調器において、ミリ波信号がＡＳＫ変調器がオフの時に第２の誘電体線路９に結合するのを効果的に抑制することができ、オフ時の減衰を簡便な構成で効果的に確保することができるものとなる。
【００４８】
島状導体７は、基板４上にＰＩＮダイオード（高周波変調用素子）３，チョーク型バイアス供給線路５および線路導体６から独立して形成された導体パターンであり、その形状，寸法および配置は、これらにより後述するＰＩＮダイオード３と第１の誘電体線路１，２とのインピーダンス整合にも影響が及ぶので、このインピーダンス整合と、ＡＳＫ変調器Ｍ２がオンの時の損失との両方を考慮して決める。形状については、図３に示したような矩形の他にも円形，楕円形，多角形またはこれらを複数組み合わせてできる複雑な形状であってもよい。また、その寸法および配置は、例えば島状導体７の面積を大きくするか、または島状導体７と線路導体６との間隔を狭くすると、線路導体６と島状導体７との間の容量値が大きくなり、その逆にするとその容量値が小さくなるので、その容量値がインピーダンス整合とオフ時の減衰との両方を適切に満たすようにそれら寸法および配置を調節すればよい。
【００４９】
なお、ＰＩＮダイオード（高周波変調用素子）３は基板４上に複数個を配置してもよく、その場合には島状導体７も各ＰＩＮダイオード（高周波変調用素子）３の片側または両側に形成すればよく、それによって、それぞれの配置に対応した容量を分布させて各々についてオフの時の減衰を大きく確保することができるものとなる。
【００５０】
本発明において、第１の誘電体線路１，２の材料は、四フッ化エチレン，ポリスチレン等の樹脂、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）セラミックス，アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらはミリ波帯域において低損失である。また、ＰＩＮダイオード３はヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）製のものが好ましく、これは応答速度が速く急峻な振幅変調を行なうのに適している。
【００５１】
また、基板４は、四フッ化エチレン，ポリスチレン，ガラスセラミックス，ガラスエポキシ樹脂，エポキシ樹脂等から成る板状の基体の一主面に、アルミニウム（Ａｌ），金（Ａｕ），銅（Ｃｕ）等から成るストリップ導体等によるチョーク型バイアス供給線路５，線路導体６および導体パターン７を形成したものが使用される。
【００５２】
ＮＲＤガイド用の平行平板導体には、高い電気伝導度および良好な加工性等の点で、銅，アルミニウム，鉄（Ｆｅ），銀（Ａｇ），金（Ａｕ），白金（Ｐｔ），ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の金属から成る導体板が好適である。あるいは、セラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの金属から成る導体層を形成したものでもよい。
【００５３】
なお、本発明でいう高周波信号の周波数帯域は、数10〜数100ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば30ＧＨｚ以上、特に50ＧＨｚ以上、さらには70ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。特に、76〜77ＧＨｚが好ましく、本発明のＡＳＫ変調器Ｍ１を作動周波数が76〜77ＧＨｚ程度である自動車用のミリ波レーダモジュール等のミリ波送受信器に用いた場合には、ＰＩＮダイオードを用いた振幅変調器は入力されるミリ波信号の出力が変化しても安定に動作するので、振幅変調器に入力されるミリ波信号の強度が発振器の不安定性等で変化しても、安定な振幅変調特性が得られるものとなる。
【００５４】
かくして、本発明によれば、非放射性誘電体線路を用いたミリ波送受信器等に使用される透過型の振幅変調器として、変調器出力を高く、またオン／オフ比も高くすることができ、良好なスイッチ特性を有する非放射性誘電体線路用の振幅変調器とすることができるものとなる。
【００５５】
なお、本発明は以上の実施の形態の例および実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を行なうことは何等差し支えない。例えば、島状導体に導体を後付けする等して島状導体の厚さを線路導体の厚さよりも厚くする構成としてもよく、その場合には、島状導体と線路導体との間の容量（キャパシタンス）がより第１の誘電体線路側で形成されるため、より一層効果的に、高周波信号の電界が第２の誘電体線路側に漏れないように働くので、高周波信号が第２の誘電体線路側に結合しにくくなり、オフの時の減衰量をさらに高くすることができるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器の実施の形態の一例であるＡＳＫ変調器Ｍ１を示す図であり、（ａ）は斜視図、（ｂ）は平面図である。
【図２】（ａ）および（ｂ）は、それぞれ図１に示すＡＳＫ変調器Ｍ１の構成要素である基板４の例を示す平面図である。
【図３】本発明の非放射性誘電体線路用の振幅変調器の実施の形態の他の例であるＡＳＫ変調器Ｍ２を示す図であり、（ａ）は斜視図、（ｂ）は平面図、（ｃ）はこのＡＳＫ変調器Ｍ２の構成要素である基板４の例を示す平面図である。
【図４】一般的な非放射性誘電体線路用のＡＳＫ変調器の一般的な等価回路を示す図であり、（ａ）はＰＩＮダイオードの一般的な等価回路図、（ｂ）はＡＳＫ変調器の模式的な等価回路図である。
【図５】非放射性誘電体線路（ＮＲＤガイド）の基本的構成を示す部分破断斜視図である。
【図６】従来のＮＲＤガイド用のＡＳＫ変調器の基本的構成を示す図であり、（ａ）は斜視図、（ｂ）は平面図である。
【図７】従来のＡＳＫ変調器の構成要素である基板の例を示す平面図である。
【符号の説明】
【００５７】
１，２：第１の誘電体線路
３：ＰＩＮダイオード（高周波変調用素子）
４：基板
５：チョーク型バイアス供給線路
５ａ：幅の狭い線路
５ｂ：幅の広い線路
６，６ａ，６ｂ：線路導体
７：島状導体
８：スタブ
９：第２の誘電体線路
Ｍ１，Ｍ２：ＡＳＫ変調器
【図１】
2005184680.tif 000003
【図２】
2005184680.tif 000004
【図３】
2005184680.tif 000005
【図４】
2005184680.tif 000006
【図５】
2005184680.tif 000007
【図６】
2005184680.tif 000008
【図７】
2005184680.tif 000009