(57)【要約】【課題】  ＡＭ検波用発振回路の周波数変動に起因して音声信号に現れるバズを完全に除去する。【解決手段】  ＶＣＯ１９の発振周波数の変動によって、ＡＭ検波回路１６の出力する音声信号の周波数は（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）となる。発振周波数（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）のＶＣＯ１９の出力信号は乗算器４１に入力される。乗算器４１は（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）の信号と、ＶＣＯ５５からの周波数（ｆＰ−ｆＳ−ｆＣ）の信号とが入力されると、ＬＰＦ６１を介して、周波数差の成分（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）を出力する。ＰＬＬ回路６０は、この周波数差の成分を基準に発振周波数（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）の信号を出力する。周波数変換器３２は、ＨＰＦ３１を介して入力される周波数（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）の音声信号と周波数（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）の信号とが与えられると、ｆＣとなる周波数に変換された音声信号を出力する。【選択図】        図１
2005268860.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
映像中間周波数信号を振幅復調し、映像出力を出力する映像受信部と、
音声中間周波数信号を周波数復調し、音声出力を出力する音声受信部とを備え、
前記映像受信部は、
前記映像中間周波数信号と同一周波数であって、所定の位相関係を有する第１の発振信号を生成する位相制御部と、
前記第１の発振信号を用いて前記映像中間周波数信号を振幅復調するＡＭ検波回路とを含み、
前記音声受信部は、
前記ＡＭ検波回路の出力から、前記映像中間周波数信号と前記音声中間周波数信号との周波数の差分である第１の音声信号を抽出する音声信号抽出回路と、
前記第１の音声信号を、所定の周波数の基準信号と混合し、前記第１の音声信号と前記基準信号との周波数の差分である第２の音声信号に周波数変換する周波数変換器と、
前記第２の音声信号を周波数復調するＦＭ検波回路とを含み、
前記第１の発振信号に基づいて前記基準信号を生成し、前記周波数変換器に供給する位相同期ループ部をさらに備え、
前記位相同期ループ部は、
内部の局部発振信号に基づいて、前記音声中間周波数信号と前記第２の音声信号との周波数の差分と同一周波数の第２の発振信号を出力する第１の位相同期ループ回路と、
前記第１の発振信号と前記第２の発振信号とを乗算し、乗算結果を出力する乗算器と、
前記乗算結果のうち、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との周波数の差分を前記基準信号として出力する基準信号抽出回路とを含む、映像音声復調回路。
【請求項２】
前記基準信号抽出回路は、前記乗算結果のうち、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との周波数の差分と同一周波数の第３の発振信号を生成する第２の位相同期ループ回路を含み、
前記第２の位相同期ループ回路は、前記第３の発振信号を前記基準信号として出力する、請求項１に記載の映像音声復調回路。
【請求項３】
映像中間周波数信号を振幅復調し、映像出力を出力する映像受信部と、
音声中間周波数信号を周波数復調し、音声出力を出力する音声受信部と、
前記映像中間周波数信号と所定の局部発振周波数の局部発振信号との周波数ずれを補正する自動周波数制御部とを備え、
前記映像受信部は、
前記映像中間周波数信号と同一周波数であって、所定の位相関係を有する第１の発振信号を生成する位相制御部と、
前記第１の発振信号を用いて前記映像中間周波数信号を振幅復調するＡＭ検波回路とを含み、
前記音声受信部は、
前記ＡＭ検波回路の出力から、前記映像中間周波数信号と前記音声中間周波数信号との周波数の差分である第１の音声信号を抽出する音声信号抽出回路と、
前記第１の音声信号を、所定の周波数の基準信号と混合し、前記第１の音声信号と前記基準信号との周波数の差分である第２の音声信号に周波数変換する周波数変換器と、
前記第２の音声信号を周波数復調するＦＭ検波回路とを含み、
前記自動周波数制御部は、
前記第１の音声信号と前記第２の音声信号との周波数の和分のｎ倍（ｎは自然数）した周波数を前記所定の局部発振周波数とする前記局部発振信号に基づいて、前記映像中間周波数信号と前記局部発振信号との周波数の差分と同一周波数の第２の発振信号を出力する第１の位相同期ループ回路と、
前記第１の発振信号と前記第２の発振信号とを乗算し、乗算結果を出力する乗算器と、
前記乗算結果のうち、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との周波数の差分と、前記局部発振信号との周波数差を検出する周波数比較器とを含み、
前記第１の発振信号に基づいて前記所定の周波数の基準信号を生成し、前記周波数変換器に供給する位相同期ループ部をさらに備え、
前記位相同期ループ部は、
前記第１の位相同期ループ回路と、
前記乗算器と、
前記乗算器の出力する乗算結果のうち、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との周波数の差分を１／ｎ倍し、前記所定の周波数の基準信号として出力する基準信号抽出回路とを含む、映像音声復調回路。
【請求項４】
前記所定の局部発振周波数は、前記第１の音声信号と前記第２の音声信号との周波数の和分と同一（ｎ＝１）の周波数とする、請求項３に記載の映像音声復調回路。
【請求項５】
前記基準信号抽出回路は、前記乗算結果のうち、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との周波数の差分の１／ｎ倍の周波数の第３の発振信号を生成する第２の位相同期ループ回路を含み、
前記第２の位相同期ループ回路は、前記第３の発振信号を前記基準信号として出力する、請求項３に記載の映像音声復調回路。
【請求項６】
前記基準信号抽出回路は、前記乗算結果のうち、前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との周波数の差分と同一周波数の第３の発振信号を生成する第２の位相同期ループ回路を含み、
前記第２の位相同期ループ回路は、前記第３の発振信号を前記基準信号として出力する、請求項４に記載の映像音声復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、映像音声復調回路に関し、より特定的には、テレビジョン受像機に搭載される映像音声復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、テレビジョン受像機に搭載される、従来の映像音声復調回路の構成の一例を示すブロック図である（たとえば特許文献１参照）。
【０００３】
図４を参照して、映像音声復調回路は、大別して映像受信部１００と、音声受信部３００とにより構成される。
【０００４】
映像受信部１００は、アンテナ１０１，１０２と、チューナ回路１０３と、可変利得増幅器１０４と、自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）部ＧＣと、自動位相制御（ＡＰＣ：Automatic Phase Control）部ＰＣと、音声除去フィルタ（ＳＴＦ：Sound Trap Filter）１１１とを含む。
【０００５】
チューナ回路１０３は、受信したいＶＨＦまたはＵＨＦの１つのチャネルを選択受信し、映像と音声の両搬送波を同時に一様に増幅する。一旦増幅された映像および音声の信号は、さらに増幅するために、中間周波数に変換される。
【０００６】
ここで、音声信号を受信する回路方式としては、音声信号を映像信号と別に独立して増幅して取り出すスプリットキャリア方式と、音声信号を分離せず同一の増幅回路で増幅するインターキャリア方式とがある。スプリットキャリア方式は、増幅素子が多くなること、またチューナ回路の局部発振周波数の変動に対して不安定であることから、最近では、インターキャリア方式が広く採用されている。本実施の形態においても、このインターキャリア方式を用いて音声信号を受信するものとする。
【０００７】
インターキャリア方式では、映像信号と音声信号とを同一の増幅回路で増幅し、映像搬送波と音声搬送波との差のビート信号を音声信号の中間周波数として使用する。このため音声中間周波数は、チューナ回路の局部発振周波数の変動に対して安定となる。
【０００８】
一般に、ＴＶチャネルでは、映像搬送波は音声搬送波よりも４．５ＭＨｚ低い周波数であるが、中間周波数に変換されると逆になり、映像中間周波数は、音声中間周波数よりも４．５ＭＨｚ高い周波数となる。
【０００９】
以下において、映像中間周波数をｆＰにて表記するものとする。さらに、インターキャリア方式においては、音声中間周波数は、映像搬送波と音声搬送波との差に相当し、先述のＴＶチャネルでは、４．５ＭＨｚとなる。この音声中間周波数をｆＳとおくと、音声搬送波の搬送波周波数は、（ｆＰ−ｆＳ）で与えられる。
【００１０】
したがって、可変利得増幅器１０４には、映像中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ）および音声中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ−ｆＳ）の混成信号が入力されることになる。
【００１１】
可変利得増幅器１０４は、映像中間周波数信号と音声中間周波数信号との混成信号を増幅する。このときの増幅度は、自動利得制御部ＧＣであるＡＧＣ検波回路１０５によって制御される。ＡＧＣ検波回路１０５は、負帰還回路を構成し、ＡＭ検波回路１０６にかかる映像中間周波数信号の出力ピーク値が常に一定となるように可変利得増幅器１０４の利得を制御する。
【００１２】
自動位相制御部ＰＣは、ＡＰＣ検波回路１０７と、電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１０９と、−４５°移相器１０８と、＋４５°移相器１１０とを含む。
【００１３】
自動位相制御とは、到来する映像中間周波数信号を基準発振信号として、ＶＣＯの発振周波数と位相とをロックさせて追尾させることである。詳細には、ＡＰＣ検波回路１０７は、映像中間周波数信号とＶＣＯ１０９の出力信号との位相差を検出し、ＶＣＯ１０９の発振周波数ｆＶＣＯを上昇または下降させる制御信号を出力する。このとき、ＡＰＣ検波回路１０７は、両者が同一周波数であって位相差が９０°となるように、ＶＣＯ１０９を制御する。
【００１４】
ここで、図４に示すように、ＶＣＯ１０９の出力信号は、−４５°移相器１０８により４５°位相が遅れてＡＰＣ検波回路１０７に入力されることから、ＶＣＯ１０９の出力信号は、発振周波数ｆＶＣＯが映像中間周波数信号の搬送波周波数ｆＰに等しく、位相が１３５°ずれた信号に制御されることになる。ＶＣＯ１０９から出力される発振周波数ｆＶＣＯ（＝ｆＰ）の出力信号は、＋４５°移相器１１０を介してさらに４５°の位相差を持ってＡＭ検波回路１０６に与えられる。
【００１５】
ＡＭ検波回路１０６は、映像中間周波数信号と音声中間周波数信号との混成信号とともに、＋４５°移相器１１０からの当該混成信号に同期した出力信号が入力されると、これら２信号を積算することによる検波、いわゆる同期検波を行なう。このとき、映像中間周波数信号と＋４５°移相器１１０の出力信号とは、同一周波数であり、かつ位相が１８０°異なっていることから、ＡＭ負変調されている映像信号を復調することができる。
【００１６】
一方、混成信号のうちの音声中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ−ｆＳ）は、４５°移相器の周波数ｆＶＣＯ（＝ｆＰ）の出力信号と積算されることにより、搬送波周波数が
（ｆＰ−ｆＳ）−ｆＰ＝ｆＳ  （１）
の音声信号に変換される。
【００１７】
復調後の映像信号と音声中間周波数ｆＳの音声信号とは、音声除去フィルタ（ＳＴＦ）１１１に与えられると音声信号成分のみが除去される。これにより、映像信号が映像出力として図示しない映像再生部から出力される。映像信号および音声信号は、さらに音声受信部３００にも伝達される。
【００１８】
音声受信部３００は、ＡＭ検波回路１０６の出力信号のうち音声信号のみを抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３０１と、抽出した音声信号を復調するＦＭ検波回路３０２とを含む。
【００１９】
音声中間周波数ｆＳの音声信号は、ＦＭ検波回路３０２において復調された後に音声出力として図示しないスピーカーから出力される。
【特許文献１】特開平３−１５８０８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図４に示す従来の映像音声復調回路において、自動位相制御部ＰＣのＶＣＯ１０９の出力が安定していれば、ＡＭ検波回路１０６からは常に安定した出力が得られることになる。
【００２１】
しかしながら、実際には、ＡＰＣ検波回路１０７に入力される可変利得増幅器１０４の出力は、ＡＭ変調がかかっており振幅が一定ではない。通常、ＡＰＣ検波回路１０７は、入力信号の振幅が極端に小さくなると検波効率が落ちる。検波効率が落ちると、ＡＰＣ検波回路１０７の位相誤差が大きくなり、自動位相制御ループはその誤差分を調整しようとしてＶＣＯ１０９の発振周波数を変化させてしまう。
【００２２】
したがって、ＶＣＯ１０９の発振周波数の変動に伴なって、ＡＭ検波回路１０６の出力は安定せず、周波数変動しているような信号が現れる。音声信号は、周波数変調されていることから、ＦＭ検波回路３０２にて復調されると、上記周波数変動が音声信号に重畳される形になって音声出力に現れることになる。
【００２３】
この現象についてより詳細に説明する。今、ＶＣＯ１０９の発振周波数をｆＶＣＯとし、その変動分をΔｆＶＣＯとする。ＡＰＣ検波回路１０７の入力信号の周波数成分は、映像中間周波数信号成分ｆＰと音声中間周波数信号成分（ｆＰ−ｆＳ）とを持つ。自動位相制御部は、基準発振信号である映像中間周波数信号に自己の発振周波数をロックさせるように、すなわち、ｆＶＣＯ＝ｆＰとなるように動作する。ＡＭ検波回路１０６は、入力される２つの信号の周波数差分の成分を出力する。つまり、ＡＭ検波回路１０６から出力される周波数成分は、検波後の映像信号成分としての
（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）−ｆＰ＝ΔｆＶＣＯ  （２）
と、音声信号成分としての
（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）−（ｆＰ−ｆＳ）＝ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ  （３）
とからなる。この音声信号成分において、変動分ΔｆＶＣＯがあたかも周波数変調がかかっているかのように振舞うため、音声信号を復調する後段のＦＭ検波回路の出力にそのまま現れてしまう。これが、いわゆるバズと呼ばれるものであり、映像信号の影響が音声出力に現れる典型的な現象である。
【００２４】
それゆえ、この発明の目的は、ＡＭ検波用発振回路の周波数変動に起因して音声信号に現れるバズを完全に除去し、高い受信性能を有する映像音声復調回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
この発明のある局面によれば、映像中間周波数信号を振幅復調し、映像出力を出力する映像受信部と、音声中間周波数信号を周波数復調し、音声出力を出力する音声受信部とを備えた映像音声復調回路であって、映像受信部は、映像中間周波数信号と同一周波数であって、所定の位相関係を有する第１の発振信号を生成する位相制御部と、第１の発振信号を用いて映像中間周波数信号を振幅復調するＡＭ検波回路とを含む。音声受信部は、ＡＭ検波回路の出力から、映像中間周波数信号と音声中間周波数信号との周波数の差分である第１の音声信号を抽出する音声信号抽出回路と、第１の音声信号を、所定の周波数の基準信号と混合し、第１の音声信号と基準信号との周波数の差分である第２の音声信号に周波数変換する周波数変換器と、第２の音声信号を周波数復調するＦＭ検波回路とを含む。映像院生復調回路は、第１の発振信号に基づいて基準信号を生成し、周波数変換器に供給する位相同期ループ部をさらに備える。位相同期ループ部は、内部の局部発振信号に基づいて、音声中間周波数信号と第２の音声信号との周波数の差分と同一周波数の第２の発振信号を出力する第１の位相同期ループ回路と、第１の発振信号と第２の発振信号とを乗算し、乗算結果を出力する乗算器と、乗算結果のうち、第１の発振信号と第２の発振信号との周波数の差分を基準信号として出力する基準信号抽出回路とを含む。
【発明の効果】
【００２６】
この発明のある局面によれば、位相同期ループ部で生成した基準信号を用いて音声信号を周波数変換する構成とすることにより、音声信号に重畳したＶＣＯの周波数変動成分がキャンセルされて、バズの発生を完全に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下において、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰返さない。
【００２８】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に従う映像音声復調回路の構成を示すブロック図である。
【００２９】
図１を参照して、映像音声復調回路は、映像受信部１０と、音声受信部３０と、位相同期ループ部（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）４０とを備える。
【００３０】
映像受信部１０は、アンテナ１１，１２と、チューナ回路１３と、可変利得増幅器１４と、自動利得制御部ＧＣであるＡＧＣ検波回路１５と、ＡＭ検波回路１６と、自動位相制御（ＡＰＣ）部ＰＣと、音声除去フィルタ（ＳＴＦ）２１とを備える。
【００３１】
自動位相制御部ＰＣは、ＡＰＣ検波回路１７と、−４５°移相器１８と、ＶＣＯ１９と、＋４５°移相器２０とを含む。
【００３２】
音声受信部３０は、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：High Pass Filter）３１と、周波数変換器３２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３３と、ＦＭ検波回路３４とを備える。
【００３３】
図１に示す映像音声復調回路において、映像受信部１０および音声受信部３０の構成は、先述の図４に示す従来の映像音声復調回路に含まれる映像受信部１００および音声受信部３００の構成とそれぞれ基本的に同じである。
【００３４】
各部の動作を要約すれば、映像受信部１０は、可変利得増幅器１４にて増幅された映像中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ）と音声中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ−ｆＳ）を、ＡＭ検波回路１６において、発振周波数ｆＶＣＯ（＝ｆＰ）のＶＣＯ１９の出力信号に応じて検波する。ＡＭ検波回路１６からは、映像信号と中間周波数ｆＳの音声信号とが出力される。
【００３５】
音声受信部３０は、ＡＭ検波回路１６の出力から音声信号成分を抽出して、ＦＭ検波回路３４にて復調して音声出力として出力する。
【００３６】
しかしながら、図１の映像音声復調回路は、これらの部位に加えて、位相同期ループ部４０をさらに備える点と、音声受信部３０に位相同期ループ部４０の出力信号をもとに周波数変換するための周波数変換器３２が配されている点でのみ異なる。したがって、その他の共通する回路部位についての詳細な説明は省略する。
【００３７】
位相同期ループ部４０は、２つのＰＬＬ回路（ＰＬＬ回路５０およびＰＬＬ回路６０）と、乗算器４１とを備える。
【００３８】
ＰＬＬ回路５０は、所定の周波数で発振する水晶発振器５１と、水晶発振器５１の出力信号の周波数をｎ（ｎは自然数）分周する１／ｎ分周器５２と、ｎ分周された出力信号と１／ｍ（ｍは自然数）分周器５４を介して帰還された信号との位相を比較する位相比較器５３と、位相比較器５３の比較結果に応じた周波数を有する信号を出力するＶＣＯ５５と、ＶＣＯ５５の出力信号の周波数をｍ分周する１／ｍ分周器５４とを含む。
【００３９】
水晶発振器５１は、所定の局部発振周波数（以下、ｆＸとする）の基準発振信号を発生する。周波数ｆＸの基準発振信号は、分周器においてｆＸ／ｎの周波数に分周された後、位相比較器５３に与えられる。
【００４０】
ＶＣＯ５５は、位相比較結果に応じた周波数（以下、発振周波数ｆＶＣＯＡとする）の信号を発生する。周波数ｆＶＣＯＡの出力信号は、１／ｍ分周器５４においてｆＶＣＯＡ／ｍの周波数に分周された後、位相比較器５３に与えられる。
【００４１】
位相比較器５３は、周波数ｆＸ／ｎの基準発振信号と周波数ｆＶＣＯＡ／ｍの信号とを位相比較し、両者の位相差が０となるように発振周波数ｆＶＣＯＡを調整するための制御信号を出力する。
【００４２】
ＶＣＯ５５は、制御信号に応じて、自己の発振周波数ｆＶＣＯＡを上昇または下降させる。かかる一連の動作は、両信号の周波数と位相とが一致するまで繰り返し行なわれる。
【００４３】
最終的に両信号の位相が一致すると、周波数ｆＸと発振周波数ｆＶＣＯＡとは、
ｆＸ／ｎ＝ｆＶＣＯＡ／ｍ  （４）
の関係となる。本実施の形態では、水晶発振器５１の局部発振周波数ｆＸおよび分周比ｎ，ｍを以下の関係が成り立つように設定する。
【００４４】
ｆＸ／ｎ＝（ｆＰ−ｆＳ−ｆＣ）／ｍ  （５）
ここで、（ｆＰ−ｆＳ）は音声中間周波数信号の搬送波周波数である。また、ｆＣは後述する音声受信部３０の周波数変換器３２によって変換された音声信号の周波数に相当する。
【００４５】
式（４），（５）から、ＰＬＬ回路５０において、ＶＣＯ５５の発振周波数ｆＶＣＯＡは、
ｆＶＣＯＡ＝ｆＰ−ｆＳ−ｆＣ  （６）
に制御されることになる。ＶＣＯ５５から出力される周波数ｆＶＣＯＡの信号は、乗算器４１に入力される。
【００４６】
乗算器４１は、ＰＬＬ回路５０のＶＣＯ５５の出力信号（周波数ｆＶＣＯＡ）と、自動位相制御部のＶＣＯ１９の出力信号（周波数ｆＶＣＯ）とを乗算し、乗算結果をＰＬＬ回路６０に出力する。
【００４７】
ＰＬＬ回路６０は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）６１と、位相比較器６２と、ＶＣＯ６３とを含む。
【００４８】
乗算器４１からは、入力される２つの信号の周波数差（ｆＶＣＯ−ｆＶＣＯＡ）の成分と、周波数和（ｆＶＣＯ＋ｆＶＣＯＡ）の成分とが出力される。乗算器４１の出力のうち周波数和の成分は、ＬＰＦ６１によって除去されることから、周波数差の成分のみが位相比較器６２に与えられる。
【００４９】
ここで、周波数差の成分については、２つの信号においてそれぞれ、ＶＣＯ１９の発振周波数ｆＶＣＯ＝ｆＰ，ＶＣＯ５５の発振周波数ｆＶＣＯＡ＝ｆＰ−ｆＳ−ｆＣの関係があることから、
ｆＶＣＯ−ｆＶＣＯＡ＝ｆＰ−（ｆＰ−ｆＳ−ｆＣ）＝ｆＳ＋ｆＣ  （７）
で表わされる。ＰＬＬ回路６０は、この周波数差の成分を基準発振信号として、位相同期制御を行なうことになる。
【００５０】
位相比較器６２は、周波数（ｆＳ＋ｆＣ）の信号とＶＣＯ６３からの発振周波数（以下において、ｆＶＣＯＢとする）の帰還信号との位相を比較して、比較結果に応じた制御信号をＶＣＯ６３に出力する。
【００５１】
ＶＣＯ６３は、制御信号に応じて、自己の発振周波数ｆＶＣＯＢおよび位相を周波数（ｆＳ＋ｆＣ）の信号に一致させる。これにより、発振周波数ｆＶＣＯＢは、基準発振信号の周波数（ｆＳ＋ｆＣ）に調整される。さらに、発振周波数ｆＶＣＯＢ（＝（ｆＳ＋ｆＣ））のＶＣＯ６３の出力信号は、音声受信部３０の周波数変換器３２に与えられる。
【００５２】
音声受信部３０において、周波数変換器３２には、上記の周波数ｆＶＣＯＢ＝（ｆＳ＋ｆＣ）の信号と、ＡＭ検波回路１６からＨＰＦ３１を介して与えられる中間周波数ｆＳの音声信号とが入力される。
【００５３】
周波数変換器３２は、２つの入力信号を混合し、出力側にはその中の差の周波数成分を周波数変換信号として取り出す回路が付加されている。したがって、周波数変換器３２からは、２つの周波数の差分である、
（ｆＳ＋ｆＣ）−ｆＳ＝ｆＣ  （８）
に周波数変換された音声信号が出力される。
【００５４】
さらに、バンドパスフィルタ３３は、周波数ｆＣの音声信号を抽出して、ＦＭ検波回路３４に伝達する。ＦＭ検波回路３４は、周波数ｆＣの音声信号を復調し、音声出力として図示しないスピーカーから出力する。
【００５５】
以上に述べた動作によって、図１に示す映像音声復調回路は、映像信号と音声信号とをそれぞれ復調することができる。
【００５６】
ここで、映像受信部１０のＶＣＯ１９の発振周波数ｆＶＣＯがΔｆＶＣＯだけずれたときに、復調動作に及ぼす影響について考える。
【００５７】
最初に、ＡＭ検波回路１６においては、ＶＣＯ１９の発振周波数がｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯに変動したことに応じて、変動分ΔｆＶＣＯを含んだ映像信号と音声信号とが出力される。詳細には、ＡＭ検波後の映像信号は、先述の式（２）で説明したように、周波数がΔｆＶＣＯとなる。一方、音声信号は、式（３）に示すように、中間周波数ｆＳに変動分ΔｆＶＣＯが重畳された、（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）の周波数の信号となる。
【００５８】
このとき、映像受信部１０のＶＣＯ１９からは、発振周波数（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）の信号が位相同期ループ部４０の乗算器４１にも出力される。
【００５９】
乗算器４１には、発振周波数（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）のＶＣＯ１９の出力信号に加えて、ＰＬＬ回路５０のＶＣＯ５５から、発振周波数ｆＶＣＯＡ＝（ｆＰ−ｆＳ−ｆＣ）の信号が入力される。乗算器４１は、これらの周波数の差分に相当する信号と和分に相当する信号とを出力する。この２つの信号のうちの周波数和分に相当する信号は、ＬＰＦ６１において除去される。したがって、ＰＬＬ回路６０の位相比較器６２には、
（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）−（ｆＰ−ｆＳ−ｆＣ）＝ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ  （９）
の周波数の信号が与えられることになる。式（９）と式（７）とを対比すれば、ＶＣＯ１９の発振周波数の変動分ΔｆＶＣＯが位相同期ループ部４０にも伝達されていることが分かる。
【００６０】
ＰＬＬ回路６０は、この周波数（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）の入力信号を基準発振信号として位相制御を行なう。この結果、ＶＣＯ６３からは、発振周波数ｆＶＣＯＢ＝（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）の信号が出力される。
【００６１】
周波数変換器３２は、ＨＰＦ３１を介して入力されるＡＭ検波回路１６の出力信号、すなわち周波数（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）の音声信号と、ＶＣＯ６３からの発振周波数（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）の信号とが与えられる。
【００６２】
これにより、周波数変換器３２からは、２つの入力信号の周波数差に相当する、
（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）−（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）＝ｆＣ  （１０）
となる周波数に変換された音声信号が出力される。この出力信号は、ＢＰＦ３３によって抽出された後、ＦＭ検波回路３４で復調されて音声出力として出力される。
【００６３】
このように、周波数変換器３２から出力される音声信号には、ＶＣＯ１９の発振周波数の変動分ΔｆＶＣＯが含まれないことから、復調後の音声出力からはバズが完全に除去されることになる。
【００６４】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、位相同期ループ部で生成した信号を用いて音声信号を周波数変換する構成とすることにより、音声信号に重畳したＶＣＯの周波数変動成分がキャンセルされて、バズの発生を完全に抑えることができる。
【００６５】
実施の形態２．
図２は、この発明の実施の形態２に従う映像音声復調回路の構成を示すブロック図である。
【００６６】
図２を参照して、映像音声復調回路は、映像受信部１０と、音声受信部３０と、位相同期ループ部（ＰＬＬ）４０とを備える。
【００６７】
本実施の形態に係る映像音声復調回路は、図１に示す実施の形態１の映像音声復調回路に対して、位相同期ループ部４０が単一のＰＬＬ回路５０で構成される点においてのみ異なる。したがって、その他の共通する部分についての詳細な説明は省略する。
【００６８】
位相同期ループ部４０は、ＰＬＬ回路５０と、乗算器４１と、ＬＰＦ６１とを備える。位相同期ループ部４０は、図１におけるＰＬＬ回路６０を含まないことから、乗算器４１の出力信号は、ＬＰＦ６１によって高調波成分が除去された後に、直接音声受信部３０の周波数変換器３２に与えられることになる。
【００６９】
このような構成としたのは以下の理由による。先の実施の形態１において、ＰＬＬ回路６０は、乗算器４１の出力信号からＬＰＦ６１によって高調波成分を除いた信号を基準として、再度位相同期ループを掛けてＶＣＯ６３の発振周波数を制御することにより、位相同期ループ部４０の出力信号が高調波成分を全く含まないものに調整していた。
【００７０】
しかしながら、ＬＰＦ６１が高調波成分に対して十分な遮断特性を有していれば、さらに位相同期制御を行なうためのＰＬＬ回路６０を省略することができる。
【００７１】
そこで、本実施の形態では、位相同期ループ部４０をＰＬＬ回路６０を除いた簡易な構成とし、位相同期ループ部４０の付加に伴なう回路規模の増大を抑えるとともに、回路構成の簡易化を図るものとしている。
【００７２】
図２によれば、位相同期ループ部４０において、乗算器４１の周波数（ｆＳ＋ｆＣ）の出力信号（式（７）参照）は、ＬＰＦ６１において高調波成分が除かれた後に周波数変換器３２に入力される。周波数変換器３２は、周波数（ｆＳ＋ｆＣ）の信号と中間周波数ｆＳの音声信号との差の周波数成分ｆＣに変換された音声信号を出力する。この音声信号は、ＢＰＦ３３を介してＦＭ検波され、音声出力として出力される。
【００７３】
さらに、ＶＣＯ１９の発振周波数ＶＣＯに変動が生じた場合を考える。この場合は、式（３）および（９）を参照して、周波数変換器３２には、ＡＭ検波後の周波数（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）の音声信号と、ＬＰＦ６１からの周波数（ｆＳ＋ｆＣ＋ΔｆＶＣＯ）の信号とが入力されることになる。この場合も実施の形態１と同様に、周波数変換器３２によって変動分ΔｆＶＣＯの成分がキャンセルされて、差の周波数成分ｆＣの音声信号のみを得ることができる。
【００７４】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、バズが完全に除去された音声出力を得ることができるとともに、位相同期ループ部の構成が簡易されて回路規模の増大を抑えることができる。
【００７５】
実施の形態３．
図３は、この発明の実施の形態３に従う映像音声復調回路の構成を示すブロック図である。
【００７６】
図３を参照して、映像音声復調回路は、映像受信部１０と、音声受信部３０と、位相同期ループ部４０とを備える。
【００７７】
映像受信部１０は、アンテナ１１，１２と、チューナ回路１３と、可変利得増幅器１４と、自動利得制御部ＧＣであるＡＧＣ検波回路１５と、音声除去フィルタ（ＳＴＦ）２１とを含む。
【００７８】
映像受信部１０は、自動位相制御部ＰＣとして、ＡＰＣ検波回路１７と、−４５°移相器１８と、ＶＣＯ１９と、＋４５°移相器２０とをさらに含む。
【００７９】
本実施の形態における映像受信部１０の構成は、図１に示す実施の形態１の映像受信部１０の構成と同じである。したがって、チューナ回路１３から出力される映像中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ）と音声中間周波数信号（搬送波周波数ｆＰ−ｆＳ）とは、可変利得増幅器１４で増幅された後、ＡＭ検波回路１６において復調されて、映像信号と、中間周波数ｆＳの音声信号となって出力される。なお、各部位についての詳細な説明は繰り返さない。
【００８０】
音声受信部３０は、ＨＰＦ３１と、周波数変換器３２と、ＢＰＦ３３と、ＦＭ検波回路３４とを含む。
【００８１】
本実施の形態における音声受信部３０についても、図１における音声受信部３０と同一の構成からなり、先述のように、中間周波数ｆＳの音声信号を周波数ｆＣに変換した後にＦＭ検波によって音声出力を取り出す構成となっている。
【００８２】
位相同期ループ部４０は、２つのＰＬＬ回路（ＰＬＬ回路７０およびＰＬＬ回路８０）と、乗算器４１とを含む。
【００８３】
図３から明らかなように、本実施の形態に係る映像音声復調回路は、位相同期ループ部４０において、内包される２つのＰＬＬ回路が実施の形態１に係る映像音声復調回路におけるものとは異なっている。本実施の形態は、以下に述べるように、別の目的で使用されるＰＬＬ回路を位相同期ループ部４０に併用する点を特徴としている。
【００８４】
ＰＬＬ回路７０は、乗算器４１の出力信号から高周波成分を除去するための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６１と、ＬＰＦ６１の出力信号をｌ（ｌは自然数）分周する１／ｌ分周器６４と、ｌ分周器された出力信号と１／ｋ分周器６５を介して帰還された信号との位相差を検出する位相比較器６２と、位相比較器６２の比較結果に応じた周波数を有する信号を出力するＶＣＯ６３と、ＶＣＯ６３の出力信号の周波数をｋ（ｋは自然数）分周する１／ｋ分周器６５とを含む。
【００８５】
ＰＬＬ回路８０は、本来映像音声復調回路において、自動周波数制御（ＡＦＴ：Auto Frequency Tuning）に用いられる部位である。本実施の形態では、このＰＬＬ回路８０を位相同期ループ部４０のＰＬＬ回路としても用いる構成とする。
【００８６】
自動周波数制御部９０は、送信キャリア周波数と受信キャリア周波数とのキャリア間隔単位の誤差を補正する機能を有し、乗算器４１においてＰＬＬ回路８０の出力信号と乗算されて与えられる映像中間周波数信号を２分周する１／２分周器９２と、１／２分周器９２の出力信号と所定の局部発振周波数（発振周波数ｆＸ）の水晶発振器８１の出力信号との周波数差を検出する周波数比較器９１と、自己の発振を局部発振周波数ｆＸにロックさせるＰＬＬ回路８０と、周波数比較器９１の比較結果からＡＦＴ機能を働かすためのＡＦＴ出力電圧を生成するＡＦＴ出力回路９３とを含む。
【００８７】
ＰＬＬ回路８０は、所定の局部発振周波数ｆＸで発振する水晶発振器８１と、水晶発振器８１の出力信号の周波数をｎ（ｎは自然数）分周する１／ｎ分周器８２と、ｎ分周された出力信号と１／ｍ（ｍは自然数）分周器８４を介して帰還された信号との位相を比較する位相比較器８３と、位相比較器８３の比較結果に応じた周波数を有する信号を出力するＶＣＯ８５と、ＶＣＯ８５の出力信号の周波数をｍ分周する１／ｍ分周器８４とを含む。
【００８８】
以下に、自動周波数制御部９０におけるＡＦＴ動作について説明する。
【００８９】
水晶発振器８１は、局部発振周波数ｆＸの基準発振信号を発生する。局部周波数ｆＸの基準発振信号は、１／ｎ分周器８２においてｆＸ／ｎの周波数に分周された後、位相比較器８３に与えられる。
【００９０】
ＶＣＯ８５は、位相比較結果に応じた周波数（以下、発振周波数ｆＶＣＯＣとする）の信号を発生する。周波数ｆＶＣＯＣの出力信号は、１／ｍ分周器８４においてｆＶＣＯＣ／ｍの周波数に分周された後、位相比較器８３に与えられる。
【００９１】
位相比較器８３は、周波数ｆＸ／ｎの基準発振信号と周波数ｆＶＣＯＣ／ｍの信号とを位相比較し、両者の位相差が０となるように発振周波数ｆＶＣＯＣを調整するための制御信号を出力する。
【００９２】
ＶＣＯ８５は、制御信号に応じて、自己の発振周波数ｆＶＣＯＣを上昇または下降させる。かかる一連の動作は、両信号の周波数と位相とが一致するまで繰り返し行なわれる。
【００９３】
最終的に両信号の位相が一致すると、周波数ｆＸと発振周波数ｆＶＣＯＣとは、
ｆＸ／ｎ＝ｆＶＣＯＣ／ｍ  （１１）
の関係となる。本実施の形態では、水晶発振器８１の局部発振周波数ｆＸおよび分周比ｎ，ｍを以下の関係が成り立つように設定する。
【００９４】
ｆＸ／ｎ＝（ｆＰ−２ｆＸ）／ｍ  （１２）
ここで、ｆＰは映像中間周波数信号の搬送波周波数である。ＶＣＯ８５は、発振周波数ｆＶＣＯＣが（ｆＰ−２ｆＸ）となるように動作する。
【００９５】
乗算器４１は、ＶＣＯ４１からの発振周波数ｆＶＣＯの信号と、ＶＣＯ８５からの発振周波数ｆＶＣＯＣの信号とが与えられると、両者の差の周波数成分である、
ｆＶＣＯ−（ｆＰ−２ｆＸ）＝ｆＶＣＯ−ｆＰ＋２ｆＸ  （１３）
の信号を乗算結果として出力する。
【００９６】
１／２分周器９２は、式（１３）で表わされる乗算結果をさらに２分周し、（ｆＶＣＯ−ｆＰ＋２ｆＸ）／２の周波数の信号を出力する。
【００９７】
周波数比較器９１は、１／２分周器９２の出力信号と水晶発振器８１の発振周波数ｆＸの出力信号との周波数差を検出する。
【００９８】
ここで、自動位相制御部ＰＣが正常に動作をすれば、ＶＣＯ１９の発振周波数ｆＶＣＯは映像中間周波数信号の搬送波周波数ｆＰと等しくなる。したがって、１／２分周器９２の出力信号の周波数はｆＸとなり、水晶発振器８１の出力信号とは同じ周波数となる。これにより、ＡＦＴ出力回路９３の出力電圧は中央値をとる。
【００９９】
一方、自動位相制御部ＰＣの入力信号である映像中間周波数信号の搬送波周波数がｆＰ＋ΔｆＰにずれたときには、ＶＣＯ１９の発振周波数ｆＶＣＯはこれに追従するため、
ｆＶＣＯ＝ｆＰ＋ΔｆＰ  （１４）
となる。乗算器４１は、式（１４）で表わされる周波数のＶＣＯ１９の出力信号と、ＶＣＯ８５からの発振周波数ｆＶＣＯＣの出力信号との差の周波数成分である、
ｆＶＣＯ−ｆＶＣＯＣ＝（ｆＰ＋ΔｆＰ）−（ｆＰ−２ｆＸ）
＝ΔｆＰ＋２ｆＸ  （１５）
の乗算結果を出力する。式（１５）の乗算結果は、１／２分周器９２において（ΔｆＰ＋２ｆＸ）／２に分周される。したがって、周波数比較器９１に入力される２信号には、ΔｆＰ／２の周波数ずれが生じることとなり、このずれに対応したＡＦＴ出力電圧がＡＦＴ出力回路９３から出力される。
【０１００】
以上のように、自動周波数制御部８０は、受信した映像中間周波数信号と局部発振信号との周波数ずれを検出して、検出結果に応じてこのずれを補正する。本実施の形態は、先述のように、この自動周波数制御部８０を利用して、音声信号に含まれるバズ成分をキャンセルするものである。その動作の詳細について、以下に説明する。
【０１０１】
図３に示すように、乗算器４１の出力信号は、１／２分周器９２に与えられるとともに、ＰＬＬ回路７０内部のＬＰＦ６１に与えられる。この出力信号の周波数は、式（１３）から（ｆＶＣＯ−ｆＰ＋２ｆＸ）となるが、通常、ＶＣＯ１９の発振周波数ｆＶＣＯは映像中間周波数の搬送波周波数ｆＰにロックされているため、２ｆＸとなる。ＰＬＬ回路７０は、この周波数２ｆＸの乗算器４１の出力信号を基準発振信号として、位相同期制御を行なう。
【０１０２】
詳細には、周波数２ｆＸの出力信号は、ＬＰＦ６１を介して１／ｌ分周器６４に入力されると、ｌ分周されて位相比較器６２に入力される。位相比較器６２には、１／ｋ分周器６５からの帰還信号がさらに入力されると、両者の位相比較を行なう。
【０１０３】
ＶＣＯ６３は、位相比較結果に応じた周波数（以下、発振周波数ｆＶＣＯＤとする）の信号を発生する。周波数ｆＶＣＯＤの出力信号は、１／ｋ分周器６５においてｆＶＣＯＤ／ｋの周波数に分周された後、位相比較器６２に与えられる。
【０１０４】
位相比較器６２は、周波数２ｆＸ／ｌの基準発振信号と周波数ｆＶＣＯＤ／ｋの信号とを位相比較し、両者の位相差が０となるように発振周波数ｆＶＣＯＤを調整するための制御信号を出力する。両者の位相が一致すると、周波数ｆＸと発振周波数ｆＶＣＯＤとは、
２ｆＸ／ｌ＝ｆＶＣＯＤ／ｋ  （１６）
の関係となる。本実施の形態では、ＶＣＯ６３の発振周波数ｆＶＣＯＤを実施の形態１と同様に、周波数（ｆＳ＋ｆＣ）に設定する。すなわち、局部発振周波数ｆＸおよび分周比ｋ，ｌを以下の関係が成り立つように設定する。
【０１０５】
２ｆＸ／ｌ＝（ｆＳ＋ｆＣ）／ｋ  （１７）
ここで、自動位相制御部ＰＣのＶＣＯ１９の発振周波数ｆＶＣＯがｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯに変動したものとする。
【０１０６】
乗算器４１の出力は、
（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）−（ｆＰ−２ｆＸ）＝ΔｆＶＣＯ＋２ｆＸ  （１８）
の周波数となる。ＰＬＬ回路７０はこの乗算器４１の出力を基準発振信号とするため、ＶＣＯ６３の発振周波数ｆＶＣＯＤは、
（ΔｆＶＣＯ＋２ｆＸ）／ｌ＝ｆＶＣＯＤ／ｋ  （１９）
となり、これに式（１７）の関係を代入することにより、
（ΔｆＶＣＯ＋２ｆＸ）×ｋ／ｌ＝（ｆＳ＋ｆＣ）＋｛（ｆＳ＋ｆＣ）／２ｆＸ｝×ΔｆＶＣＯ  （２０）
で与えられる。式（２０）で示されるＶＣＯ６３の出力信号は、音声受信部３０の周波数変換器３２に入力される。
【０１０７】
一方、音声受信部３０のＨＰＦ３１からは、ＶＣＯ１９の発振周波数の変動分ΔｆＶＣＯを含む、
（ｆＶＣＯ＋ΔｆＶＣＯ）−（ｆＰ−ｆＳ）＝ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ  （２１）
の周波数の音声信号が周波数変換器３２に入力される。
【０１０８】
したがって、周波数変換器３２の出力信号は、式（２０）と式（２１）との差の周波数成分の信号となって、
［（ｆＳ＋ｆＣ）＋｛（ｆＳ＋ｆＣ）／２ｆＸ｝×ΔｆＶＣＯ］−（ｆＳ＋ΔｆＶＣＯ）    ＝ｆＣ＋｛（ｆＳ＋ｆＣ）／２ｆＸ−１｝×ΔｆＶＣＯ  （２２）
となる。式（２２）から、音声出力に含まれるバズ成分は、従来のものに対して、｛（ｆＳ＋ｆＣ）／２ｆＸ−１｝倍に削減されていることが分かる。
【０１０９】
さらに、（ｆＳ＋ｆＣ）／２ｆＸ＝１となるようにｆＣを選べば、ΔｆＶＣＯの係数は０となり、バズ成分を完全に除去することができる。
【０１１０】
以上のように、この発明の実施の形態３によれば、自動周波数制御部に用いられているＰＬＬ回路を併用しても、音声出力に含まれるバズ成分を削減できることから、回路構成を大規模化および複雑化することなく受信性能を改善することができる。
【０１１１】
さらに、本構成において、周波数の比を最適化すれば、実施の形態１と同様にバズ成分を完全に除去することができる。
【０１１２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】この発明の実施の形態１に従う映像音声復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態２に従う映像音声復調回路の構成を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態３に従う映像音声復調回路の構成を示すブロック図である。
【図４】従来の映像音声復調回路の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１０，１００  映像受信部、１１，１２，１０１，１０２  アンテナ、１３，１０３  チューナ回路、１４，１０４  可変利得増幅器、１５，１０５  ＡＧＣ検波回路、１６，１０６  ＡＭ検波回路、１７，１０７  ＡＰＣ検波回路、１８，１０８  −４５°移相器、１９，５５，６３，８５，１０９  ＶＣＯ、２０，１０８  ＋４５°移相器、２１，１１  ＳＴＦ、３０，３００  音声受信部、３１  ＨＰＦ、３２  周波数変換器、３３，３０１  ＢＰＦ、３４，３０２  ＦＭ検波器、４０  位相同期ループ部、４１  乗算器、５０，６０，７０，８０  ＰＬＬ回路、５１，８１  水晶発振器、５２，８２  １／ｎ分周器、５３，６２，８３  位相比較器、５４，８４  １／ｍ分周器、６１  ＬＰＦ、６４  １／ｌ分周器、６５  １／ｋ分周器、９０  自動周波数制御部、９１  周波数比較器、９２  １／２分周器、９３  ＡＦＴ出力回路、ＧＣ  自動利得制御部、ＰＣ  自動位相制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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