(57)【要約】【課題】電源電圧Ｖｃｃが変動しても、ミラー比が変動することのない電流ミラー回路を提供する。【解決手段】入力トランジスタ１と、出力トランジスタ２のベースは共通接続され、入力トランジスタ１のコレクタは、ベース電圧と同電圧に設定されており、入力トランジスタ１と出力トランジスタ２は電流ミラー回路として動作する。そして、制御トランジスタ５を有し、出力トランジスタ２のコレクタは、入力トランジスタ１のコレクタと同様に入出力トランジスタ１、２のベース電圧と同一電圧となるため、入出力トランジスタ１、２のＶｃｅを同一電圧として、精度のよい電流ミラ−回路を得ることができる。【選択図】図１
2005184336.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コレクタに入力電流源が接続された第一トランジスタと、
ベース及びエミッタが前記第一トランジスタとそれぞれ共通接続された第二トランジスタと、
ベースが前記第一トランジスタのコレクタに接続された第三トランジスタと、
ベースが前記第三トランジスタのエミッタに接続され、前記第一及び第二トランジスタの共通ベースにエミッタが接続された第四トランジスタと、
該第三トランジスタのエミッタに接続された定電流源と、
を含む電流ミラー回路であって、
エミッタが前記第二トランジスタのコレクタに接続され、ベースが前記第四トランジスタのベースに接続された第五トランジスタを備え、
前記入力電流源から供給される電流に応じた電流を前記第五出力トランジスタのコレクタに発生するようにしたことを特徴とする電流ミラー回路。
【請求項２】
請求項１記載の電流ミラー回路であって、
前記第一，二，四，五トランジスタがｐｎｐトランジスタであり、
前記第三トランジスタがｎｐｎトランジスタであることを特徴とする電流ミラー回路。
【請求項３】
請求項１又は２項に記載の電流ミラー回路であって、
エミッタが前記第二トランジスタのベースに接続され、ベースが前記第四トランジスタのベースに接続され、前記第五トランジスタのコレクタにコレクタが接続された第六トランジスタを備えることを特徴とする電流ミラー回路。
【請求項４】
請求項３記載の電流ミラー回路であって、
前記第六トランジスタがｐｎｐトランジスタであることを特徴とする電流ミラー回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流ミラー回路、特に電源電圧が変動してもミラー比への影響が少ない電流ミラー回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力電流に応じた出力電流を出力する回路として電流ミラー回路が公知である。例えば、図４に、従来の電流ミラー回路の一例を示す（特許文献１参照）。ｐｎｐ型の入力トランジスタ１は、エミッタに電源電圧Ｖｃｃが印加され、コレクタに入力電流源７が接続されている。この入力トランジスタ１のベースおよびエミッタには、ｐｎｐ型の出力トランジスタ２のベース及びエミッタが共通接続され、この出力トランジスタ２のコレクタには他端が接地されている負荷９が接続されている。また、入力トランジスタ１のコレクタにはｎｐｎ型の制御トランジスタ３のベースが接続され、この制御トランジスタ３のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは定電流源８を介し接地されている。さらに、制御トランジスタ３のエミッタにはｐｎｐ型の制御トランジスタ４のベースが接続され、この制御トランジスタ４のコレクタは接地され、エミッタは入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２の共通ベースに接続されている。従って、この電流ミラー回路では、基本的に入力電流源７に流れる電流が入力トランジスタ１に流れ、これと同様の電流が出力トランジスタ２に流れ、これが出力端を介し負荷９に供給されることになる。
【０００３】
次に、図４の電流ミラー回路の詳細な動作について説明する。いま、前記入力トランジスタ１のベース電流をＩｂ１とし、制御トランジスタ３のベース電流をＩｂ３とすると、入力電流源７に流れる電流をＩｉｎとすると、
Ｉｉｎ＝β１×Ｉｂ１−Ｉｂ３  ・・・  （１）
となる。ここで、β１はｐｎｐトランジスタの電流増幅率である。一方、出力トランジスタ２のベース電流をＩｂ２とすると、出力トランジスタ２のコレクタ電流Ｉｏｕｔは、
Ｉｏｕｔ＝β１×Ｉｂ２  ・・・  （２）
となる。ここで、入力トランジスタ１と出力トランジスタ２のエミッタ面積を同一とすれば、Ｉｂ１＝Ｉｂ２となるはずであり、出力トランジスタ２のコレクタ電流Ｉｏｕｔは、
Ｉｏｕｔ＝β１×Ｉｂ１  ・・・  （３）
となる。ここでＩｎとＩｏｕｔは、Ｉｂ３だけ異なることになる。以下、Ｉｂ３について詳細に説明する。
【０００４】
Ｉｂ３を詳細に説明するにあたって、まず、制御トランジスタ４のベース電流Ｉｂ４について説明する。制御トランジスタ４のエミッタ電流をＩｅ４とすると、
Ｉｅ４＝Ｉｂ１＋Ｉｂ２  ・・・  （４）
となる。さらに前述したようにｐｎｐトランジスタの電流増幅率をβ１とすると、制御トランジスタ４のベース電流Ｉｂ４は、
Ｉｂ４＝Ｉｅ４／（β１＋１）＝（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）／（β１＋１）  ・・・  （５）
となる。ここでβ１は通常、１００〜２００程度とかなり大きな値であるため、Ｉｂ４はＩｂ１もしくはＩｂ２に比べて１００分の１程度の相対的に小さな値となる。さらに、定電流源８に流れる電流をＩ０とし、制御トランジスタ３のエミッタに流れる電流をＩｅ３とすると、
Ｉｅ３＝Ｉ０−Ｉｂ４  ・・・  （６）
となる。ここでｎｐｎトランジスタの電流増幅率をβ２とすると、制御トランジスタ３のベース電流Ｉｂ３は、以下のように求まる。
Ｉｂ３＝（Ｉ０−Ｉｂ４）／（β２＋１）  ・・・  （７）
ここでβ２もβ１と同様に、１００〜２００程度とかなり大きな値であり、かつ定電流源８の電流Ｉ０の値を比較的小さく設定することにより、Ｉｂ３はＩｂ１及びＩｂ２に比べ相対的に小さな値に設定することが可能であり、この相違は無視することができる。従って、
Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔ  ・・・（８）
となり、入力電流に応じた出力電流を得ることが可能となる。
【０００５】
【特許文献１】実公平７−３６９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述した電流ミラー回路は、電源電圧Ｖｃｃが変動すると、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが変動し、各々のコレクタ電流が変動し、ミラー比が変動するという課題があった。これについて、以下に詳細に説明する。
【０００７】
まず、トランジスタのコレクタ電流について説明する。一般的に、トランジスタのコレクタ電流は、以下の式で与えられる。
Ｉｃ＝Ｉｓ×（ｅｘｐ（Ｖｂｅ／Ｖｔ））×（１＋Ｖｃｅ／Ｖａ）  ・・・  （９）
ここで、Ｖｂｅ：トランジスタのベース−エミッタ間電圧、Ｖｃｅ：トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧、Ｉｓ：飽和電流、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：温度、ｑ：電子の電荷、Ｖａ：アーリー電圧である。
【０００８】
次に、入力トランジスタ１と出力トランジスタ２のコレクタ電圧について説明する。いま入力トランジスタ１のコレクタ電圧をＶｃ１とすると、
Ｖｃ１＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ３  ・・・  （１０）
となる。ただしＶｂｅ１は入力トランジスタ１のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ３は制御トランジスタ３のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ４は制御トランジスタ４のベース−エミッタ間電圧である。ｐｎｐ型トランジスタ及びｎｐｎ型トランジスタのベース−エミッタ間電圧がほぼ同じ値である（すなわち、Ｖｂｅ１＝Ｖｂｅ３＝Ｖｂｅ４）とすると、
Ｖｃ１＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ１  ・・・  （１１）
となる。従って、入力トランジスタ１の動作範囲内でＶｃｃが変動したとすると、Ｖｃ１は、電源電圧Ｖｃｃが減った（増えた）変動量だけ、減る（増える）。
【０００９】
一方、出力トランジスタ２のコレクタ電圧をＶｃ２とすると、
Ｖｃ２＝Ｖｃｃ−Ｖｒ  ・・・（１２）
となる。ここでＶｒは負荷９に印加される電圧である。Ｖｒは出力トランジスタ２に流れるコレクタ電流Ｉｃ２により変動するものであって、コレクタ電圧は電源電圧Ｖｃｃに対して決定されるものではない。従って、電源電圧Ｖｃｃが変動すると、Ｖｃ２は、電源電圧Ｖｃｃが減った（増えた）変動量と、電源電圧Ｖｃｃが減った（増えた）ことによるＶｒの変動量だけ減る（増える）ことになる。
【００１０】
従って、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のエミッタ−コレクタ間電圧を、それぞれＶｃｅ１、Ｖｃｅ２とすると、Ｖｃｅ１及びＶｃｅ２は、電源電圧Ｖｃｃの変化に対する変化量が異なり、ある電源電圧Ｖｃｃでミラー比が１：１であっても、電源電圧がＶｃｃ’に変動したときにミラー比が、（１＋Ｖｃｅ１’／Ｖａ）：（１＋Ｖｃｅ２’／Ｖａ）に変動してしまうという課題があった（ここで、Ｖｃｅ１’、Ｖｃｅ２’は電源電圧がＶｃｃ’のときの入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧である）。
【００１１】
本発明の目的は、電源電圧Ｖｃｃが変動した場合における、電流ミラー回路のミラー比の変動を抑制することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の構成は、コレクタに入力電流源が接続された第一トランジスタと、ベース及びエミッタが前記第一トランジスタとそれぞれ共通接続された第二トランジスタと、ベースが前記第一トランジスタのコレクタに接続された第三トランジスタと、ベースが前記第三トランジスタのエミッタに接続され、前記第一及び第二トランジスタの共通ベースにエミッタが接続された第四トランジスタと、該第三トランジスタのエミッタに接続された定電流源と、を含む電流ミラー回路であって、エミッタが前記第二トランジスタのコレクタに接続され、ベースが前記第四トランジスタのベースに接続された第五トランジスタを備え、前記入力電流源から供給される電流に応じた電流を前記第五出力トランジスタのコレクタに発生するようにしたことを特徴とする。
【００１３】
また本発明の構成は、前記第一，二，四，五トランジスタがｐｎｐトランジスタであり、前記第三トランジスタがｎｐｎトランジスタであることが望ましい。
【００１４】
また本発明の構成は、エミッタが前記第二トランジスタのベースに接続され、ベースが前記第四トランジスタのベースに接続され、前記第五トランジスタのコレクタにコレクタが接続された第六トランジスタを備えることが望ましい。
【００１５】
また本発明の構成は、前記第六トランジスタがｐｎｐトランジスタであることが望ましい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電流ミラー回路によれば、電源電圧Ｖｃｃが変動しても入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のエミッタ−コレクタ電圧Ｖｃｅが変動することがない。さらに本発明の電流ミラー回路は、電源電圧Ｖｃｃが変動したときにエミッタ−コレクタ間電圧が変動することが無いため、電流ミラー比が変動しない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の第一の実施形態に係る電流ミラー回路、図２は、本発明の第二の実施形態に係る電流ミラー回路、図３は、本発明の第三の実施形態に係る電流ミラー回路の構成を示す。
【００１８】
「第一の実施形態」
図１に示す電流ミラー回路の構成について以下に詳細に説明する。図１に示す電流ミラー回路は、上述した図４の従来例と同様にエミッタに電源電圧Ｖｃｃが印加され、コレクタに入力電流源７が接続されたｐｎｐ型の入力トランジスタ１と、入力トランジスタ１とベース及びエミッタが共通接続されたｐｎｐ型の出力トランジスタ２と、ベースが入力トランジスタ１のコレクタに接続され、コレクタが入力トランジスタ１のエミッタに接続され、エミッタに定電流源８が接続されたｎｐｎ型の制御トランジスタ３と、ベースが制御トランジスタ３のエミッタに接続され、コレクタが接地され、エミッタが入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２の共通ベースに接続されたｐｎｐ型の制御トランジスタ４とを有している。そして本実施形態の電流ミラー回路は、ベースが制御トランジスタ３のエミッタに接続され、エミッタが出力トランジスタ２のコレクタに接続され、コレクタから電流を出力する制御トランジスタ５を有している。
【００１９】
この回路においては、入力トランジスタ１と、出力トランジスタ２のベースは共通接続されている。また、入力トランジスタ１のコレクタは、ベース電圧と同電圧に設定されており、入力トランジスタ１と出力トランジスタ２は電流ミラー回路として動作する。なお、入力トランジスタ１と出力トランジスタ２のベース電流は、制御トランジスタ４のエミッタ電流として供給されるが、この電流の入力トランジスタ１のコレクタ電流に対する影響は、前述したように非常に小さなものである。すなわち、入力トランジスタ１のコレクタ電流からは制御トランジスタ３のベース電流が出力され、このベース電流に基づく制御トランジスタ３のエミッタ電流と、定電流源８の電流の差分が制御トランジスタ４のベース電流となり、このベース電流に基づく制御トランジスタ４のエミッタ電流が入力トランジスタ１と出力トランジスタ２のベース電流となるため、制御トランジスタ３のベース電流は非常に小さなものにできる。さらに、この回路においては、制御トランジスタ５を有しているため、出力トランジスタ２のコレクタは、入力トランジスタ１のコレクタと同様に入出力トランジスタ１、２のベース電圧と同一電圧となるため、入出力トランジスタ１、２のＶｃｅを同一電圧として、精度のよい電流ミラ−回路を得ることができる。
【００２０】
次に、動作についてさらに詳細に説明する。まず、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のコレクタ電圧について説明する。入力トランジスタ１に印加されるコレクタ電圧Ｖｃ１は従来例で式（１０）を用いて説明した通り、
Ｖｃ１＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ３  ・・・  （１３）
となる。ただし、Ｖｂｅ１は入力トランジスタ１のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ３は制御トランジスタ３のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ４は制御トランジスタ４のベース−エミッタ間電圧である。そして、従来例と同様に、ｐｎｐ型トランジスタ及びｎｐｎ型トランジスタのベース−エミッタ間電圧がほぼ同じ（すなわち、Ｖｂｅ１＝Ｖｂｅ３＝Ｖｂｅ４）とすると、
Ｖｃ１＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ１  ・・・  （１４）
となる。
【００２１】
一方、出力トランジスタ２のコレクタ電圧Ｖｃ２は、
Ｖｃ２＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ２−Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ５  ・・・  （１５）
となる。ただし、Ｖｂｅ２は出力トランジスタ２のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ４は制御トランジスタ４のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ５は制御トランジスタ６のベース−エミッタ間電圧である。そして、従来例と同様に、ｐｎｐ型トランジスタ及びｎｐｎ型トランジスタのベース−エミッタ間電圧がほぼ同じ（すなわち、Ｖｂｅ２＝Ｖｂｅ４＝Ｖｂｅ５）とすると、
Ｖｃ２＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ２  ・・・  （１６）
となる。
【００２２】
前述したように、本発明の電流ミラー回路におけるｐｎｐ型トランジスタ及びｎｐｎ型トランジスタのベース−エミッタ間電圧は、ほぼ同じ値である（Ｖｂｅ１＝Ｖｂｅ２＝Ｖｂｅ）。従って、
Ｖｃ１＝Ｖｃ２＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ  ・・・  （１７）
となる。従って、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のエミッタ−コレクタ間電圧Ｖｃｅ１及びＶｃｅ２は、電源電圧Ｖｃｃの変動に対して、ほぼ同じ変動をすることとなる。このため、図１に示す電流ミラー回路は、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のコレクタ電流が、電源電圧Ｖｃｃの変動があったとしても、同じ電流量だけ変動する。従って、図１に示す電流ミラー回路は、電源電圧Ｖｃｃの変動に伴う電流ミラー比の変動がない。
【００２３】
次に、図２に示す電流ミラー回路の入力電流Ｉｉｎと、出力電流Ｉｏｕｔについて詳細に説明する。いま入力トランジスタ１（のエミッタ）に流れる電流をＩ１とすると、
Ｉ１＝Ｉｉｎ＋Ｉｂ１＋Ｉｂ３  ・・・  （１８）
となる。さらに、出力トランジスタ２（のエミッタ）に流れる電流をＩ２とすると、
Ｉ２＝Ｉｏｕｔ＋Ｉｂ２＋Ｉｂ５  ・・・  （１９）
となる。ここで、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のエミッタ面積は同一であり電流ミラー比が１：１であるため、Ｉ１＝Ｉ２である。従って、
Ｉｉｎ＋Ｉｂ１＋Ｉｂ３＝Ｉｏｕｔ＋Ｉｂ２＋Ｉｂ５  ・・・  （２０）
となる。ここで、Ｉｂ１＝Ｉｂ２であり、かつ前述したようにＩｂ３がＩｂ１及びＩｂ２に比べて相対的に小さいためＩｂ３≒０とすると、
Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔ＋Ｉｂ５  ・・・  （２１）
となる。このように、Ｉｂ５の項は残るが、図１に示す電流ミラー回路は入力電流Ｉｉｎに応じた出力電流Ｉｏｕｔを出力することが可能となる。特に、電源電圧Ｖｃｃの変動の影響を受けずに、安定した電流出力を得ることできる。
【００２４】
「第二の実施形態」
第一の実施形態に記載した電流ミラー回路の特性をさらに改善したのが図２に示す電流ミラー回路である。第二の実施形態に示す電流ミラー回路の構成を詳細に説明すると、第二の実施形態に示す電流ミラー回路は、式（２１）に示したとおり、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔに制御トランジスタ５のベース電流Ｉｂ５が加算されているため、ミラー比を１：１に正確に設定することができなかった。そこで、第二の実施形態では、このＩｂ５の影響を極力抑えた回路構成を示す。図２に示す電流ミラー回路では、図１に記載の電流ミラー回路に、新たに、ベースが制御トランジスタ３のエミッタに接続され、エミッタが出力トランジスタ２のベースに接続され、コレクタが制御トランジスタ５のコレクタに接続された制御トランジスタ６を設けている。この図２の回路によれば、制御トランジスタ６がＩｂ５に対応したＩｃ６を出力端に供給することで、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの比（電流ミラー比）を１：１にすることができる。
【００２５】
第一の実施形態と同様に、入力トランジスタ１、出力トランジスタ２のコレクタ電圧は、同一であり、
Ｖｃ１＝Ｖｃ２＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ  ・・・  （２２）
となる。従って、入力トランジスタ１及び出力トランジスタのエミッタ−コレクタ間電圧、Ｖｃｅ１及びＶｃｅ２は電源電圧Ｖｃｃの変動に対して、ほぼ同じ変動をすることが可能となる。
【００２６】
以下に第二の実施形態における電流ミラー回路の入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２に流れる電流を説明する。まず、入力トランジスタ１に流れる電流Ｉ１は、前述したように、
Ｉ１＝Ｉｉｎ＋Ｉｂ１＋Ｉｂ３  ・・・  （２３）
である。一方、出力トランジスタ２に流れる電流Ｉ２は、
Ｉ２＝Ｉｏｕｔ＋Ｉｂ２＋Ｉｂ５−Ｉｃ６  ・・・  （２４）
となる。ただし、Ｉｃ６は、制御トランジスタ６のコレクタ電流である。ここで、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２の電流ミラー比が１：１であるため、Ｉ１＝Ｉ２である。従って、
Ｉｉｎ＋Ｉｂ１＋Ｉｂ３＝Ｉｏｕｔ＋Ｉｂ２＋Ｉｂ５−Ｉｃ６  ・・・  （２５）
となる。ここで、Ｉｂ１＝Ｉｂ２であり、かつＩｂ３は前述したようにＩｂ１及びＩｂ２に比べて相対的に小さな値（Ｉｂ３≒０）となるため、
Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔ＋Ｉｂ５−Ｉｃ６  ・・・  （２６）
となる。
【００２７】
式（２６）に示したように、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔの間には（Ｉｂ５−Ｉｃ６）の電流量が加算される。そこでＩｂ５及びＩｃ６について説明する。まず、制御トランジスタ４のエミッタ電流をＩｅ４、制御トランジスタ６のエミッタ電流をＩｅ６とすると、
Ｉｅ４≒Ｉｅ６  ・・・  （２７）
となる。これは、制御トランジスタ４及び制御トランジスタ６のベース−エミッタ間電圧が同じであるため、各々のエミッタ電流がほぼ同じ値となるためである。従って、
Ｉｅ６≒（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）／２  ・・・  （２８）
となる。前述したようにＩｂ１＝Ｉｂ２であるため、
Ｉｅ６≒Ｉｂ２  ・・・  （２９）
となる。従って、制御トランジスタ６のエミッタ電流は出力トランジスタ２のベース電流と同じ量だけ流れることになる。
【００２８】
さらに、制御トランジスタ６のベース電流Ｉｂ６は、制御トランジスタ６の電流増幅率をβ１とすると、
Ｉｂ６＝Ｉｅ６／（β１＋１）＝Ｉｂ２／（β１＋１）  ・・・  （３０）
となる。前述したように、電流増幅率β１は１００〜２００程度の大きな値を持つ。従って、制御トランジスタ６のベース電流Ｉｂ６はそのエミッタ電流Ｉｅ６及び出力トランジスタ２のベース電流Ｉｂ２に比べて相対的に小さな値を持つことになる。さらに、制御トランジスタ６のベース電流Ｉｂ６が非常に小さいため、制御トランジスタ６のエミッタ電流Ｉｅ６とコレクタ電流Ｉｃ６は、ほぼ等価な値（Ｉｃ６≒Ｉｅ６）となる。従って、
Ｉｃ６≒Ｉｂ２  ・・・  （３１）
となり、制御トランジスタ６のコレクタ電流Ｉｃ６は出力トランジスタ２のベース電流Ｉｂ２とほぼ等価な値（Ｉｃ６≒Ｉｂ２）を持つことになる。
【００２９】
ここで、出力トランジスタ２のベース電流Ｉｂ２と制御トランジスタ５のベース電流Ｉｂ５について詳細に説明する。ここで、出力トランジスタ２のコレクタ電流をＩｃ２とすると、
Ｉｃ２＝β１×Ｉｂ２  ・・・  （３２）
となる。さらに、制御トランジスタ５のエミッタ電流をＩｅ５とすると、
Ｉｅ５＝（β＋１）×Ｉｂ５  ・・・  （３３）
となる。ここで、β１は前述したようにｐｎｐトランジスタの電流増幅率である。さらに、出力トランジスタ２のコレクタ電流Ｉｃ２と制御トランジスタ５のエミッタ電流Ｉｅ５は同じ電流である。従って、
Ｉｃ２＝Ｉｅ５  ・・・  （３４）
となる。このため、以下の式が導ける。
β１×Ｉｂ２＝（β１＋１）×Ｉｂ５  ・・・  （３５）
出力トランジスタ２及び制御トランジスタ６は同じｐｎｐ型のトランジスタであるため電流増幅率が同じ値であり、Ｉｂ２とＩｂ５は、
Ｉｂ２≒Ｉｂ５  ・・・  （３６）
となる。
【００３０】
ここで、式（３１）に式（３６）を代入すると、
Ｉｂ５≒Ｉｃ６  ・・・  （３７）
を導くことができる。従って、式（３７）を式（２６）に代入することにより、
Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔ  ・・・  （３８）
を導くことができる。従って、実施例２に示した電流ミラー回路は、電源電圧Ｖｃｃが変動したとしても、入力トランジスタ１及び出力トランジスタ２のエミッタ−コレクタ間電圧が変動することなく、さらに電流ミラー比も変動することがない電流ミラー回路を実現することができる。
【００３１】
「第三の実施形態」
第一及び第二の実施形態で説明した電流ミラー回路は、各々のトランジスタの極性を反転して電流ミラー回路を構成したとしても同様な効果が得られる。以下、第二の実施形態の電流ミラー回路についてのみ各々のトランジスタの極性を反転した電流ミラー回路につい図３を用いて第三の実施形態として詳細に説明する。
【００３２】
図３に示す電流ミラー回路は、エミッタに電源電圧Ｖｃｃが印加され、コレクタに入力電流源７０が接続されたｎｐｎ型の入力トランジスタ１０と、入力トランジスタ１０とベース及びエミッタが共通接続されたｎｐｎ型の出力トランジスタ２０とを有する構成となっている。さらに、図３に示す電流ミラー回路ではｐｎｐ型の制御トランジスタ３０とｎｐｎ型の制御トランジスタ４０とを有する構成であり、ｐｎｐ型の制御トランジスタ３０とｎｐｎ型の制御トランジスタ４０は、第二の実施形態の図２を用いて説明したｎｐｎ型の制御トランジスタ３とｐｎｐ型の制御トランジスタ４にそれぞれ対応する。さらにコレクタから電流を出力する制御トランジスタ５０と、コレクタが制御トランジスタ５０のコレクタに接続された制御トランジスタ６０を設けることにより、第二の実施形態に示した電流ミラー回路と同様に、入力電流源７０に流れる電流Ｉｉｎに応じた出力電流Ｉｏｕｔを出力することが可能となり、さらに、出力電流Ｉｏｕｔに加算される制御トランジスタ５０のベース電流Ｉｂ５０を制御トランジスタ６０のコレクタ電流Ｉｃ６０で相殺するよう構成している。従って、図３の構成により第二の実施形態と同様に、電源電圧Ｖｃｃが変動したとしても、入力電流源７０に流れる電流Ｉｉｎに応じた出力電流Ｉｏｕｔを出力することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第一の実施形態に係る電流ミラー回路を示す回路図である。
【図２】本発明の第二の実施形態に係る電流ミラー回路を示す回路図である。
【図３】本発明の第三の実施形態に係る電流ミラー回路を示す回路図である。
【図４】従来の電流ミラー回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３４】
１  入力トランジスタ、２  出力トランジスタ、３，４，５，６  制御トランジスタ、７  入力電流源、８  定電流源、９  負荷、１０  入力トランジスタ、２０  出力トランジスタ、３０，４０，５０，６０  制御トランジスタ、７０  入力電流源、８０  定電流源。
【図１】
2005184336.tif 000003
【図２】
2005184336.tif 000004
【図３】
2005184336.tif 000005
【図４】
2005184336.tif 000006