(57)【要約】  【課題】低耐圧の半導体デバイスを使用可能とし、かつ、入力フィルタの責務を低減して小型化、低コスト化を図る。  【解決手段】ダイオード２ａ，２ｂの直列回路と、共振コンデンサ３ａ，３ｂの直列回路と、スイッチング素子４ａ，４ｂ、ダイオード５ａ，５ｂからなる２個のスイッチングアームの直列回路とを並列接続し、ダイオード直列回路の内部接続点とコンデンサ直列回路の内部接続点との間に交流電源１を接続すると共に、スイッチングアーム直列回路の内部接続点とコンデンサ直列回路の内部接続点との間に加熱コイル７とコンデンサ６との並列回路を接続してなる誘導加熱装置において、ダイオード直列回路の内部接続点とコンデンサ直列回路の内部接続点との間に、コンデンサ８を接続する。【選択図】  図１
2005079073.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２個のダイオードからなるダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサからなるコンデンサ直列回路と、逆並列接続されたスイッチング素子及びダイオードからそれぞれ構成された２個のスイッチングアームからなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、前記ダイオード直列回路の内部接続点に交流電源の一端を接続し、前記コンデンサ直列回路の内部接続点に交流電源の他端を接続すると共に、加熱コイルとコンデンサとの並列回路の一端を前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に接続し、加熱コイルとコンデンサとの並列回路の他端を前記コンデンサ直列回路の内部接続点に接続してなる誘導加熱装置において、
前記ダイオード直列回路の内部接続点と前記コンデンサ直列回路の内部接続点との間に、コンデンサを接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
２個のダイオードからなるダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサからなるコンデンサ直列回路と、逆並列接続されたスイッチング素子及びダイオードからそれぞれ構成された２個のスイッチングアームからなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、かつ、前記スイッチングアームに並列にコンデンサをそれぞれ接続し、前記ダイオード直列回路の内部接続点に交流電源の一端を接続し、前記コンデンサ直列回路の内部接続点に交流電源の他端を接続すると共に、加熱コイルの一端を前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に接続し、加熱コイルの他端を前記コンデンサ直列回路の内部接続点に接続してなる誘導加熱装置において、
前記ダイオード直列回路の内部接続点と前記コンデンサ直列回路の内部接続点との間に、コンデンサを接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般家庭やレストランなどで使用される誘導加熱調理器や、金属溶解、シームレス溶接などに使用される産業用誘導加熱装置に関し、詳しくは、スイッチング素子を用いて交流電源から高周波交流を作り出す電力変換回路の構成方法に特徴を有する誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来技術としての下記特許文献１に記載された誘導加熱装置を示している。
この誘導加熱装置の主要部は、ダイオード２ａ，２ｂからなるダイオード直列回路と、共振コンデンサ３ａ，３ｂからなるコンデンサ直列回路と、互いに逆並列接続されたＩＧＢＴ等のスイッチング素子４ａ及びダイオード５ａからなるスイッチングアーム、並びに、スイッチング素子４ｂ及びダイオード５ｂからなるスイッチングアームにより構成されるスイッチングアーム直列回路とを並列接続してなるインバータ部９から構成されている。
【０００３】
ダイオード直列回路の内部接続点には交流電源１の一端が接続され、コンデンサ直列回路の内部接続点には、交流電源１の他端と、加熱コイル７及びコンデンサ６の並列回路の一端とが接続される。また、スイッチングアーム直列回路の内部接続点には、加熱コイル７及びコンデンサ６の並列回路の他端が接続されている。
【０００４】
次に、この従来技術の動作を説明する。
まず、交流電源電圧ｖｉｎが正の期間では、スイッチング素子４ａをオンさせると、交流電源１→ダイオード２ａ→スイッチング素子４ａ→加熱コイル７→交流電源１の経路（この方向を正の方向と呼ぶ）で加熱コイル７の電流が増加する。この時、コンデンサ６は、スイッチング素子４ａ側が正になるように充電されており、この極性を正極性とする。ここで、交流電源１にはダイオード２ａを介して共振コンデンサ３ａが並列接続されているので、高周波的には、共振コンデンサ３ａから加熱コイル７へ電流が供給される。
【０００５】
スイッチング素子４ａをオフさせると、加熱コイル７の電流はコンデンサ６に流れ込むため、コンデンサ６の電圧は緩やかに低下してスイッチング素子４ａは零電圧ターンオフ動作となる。
【０００６】
コンデンサ６の電圧が低下すると、次にダイオード５ｂが自然に導通し、加熱コイル７を介して共振コンデンサ３ｂを正の極性に充電する。この時、スイッチング素子４ｂをオンさせると、共振コンデンサ３ｂと加熱コイル７とは共振回路を構成しているので、電流はスイッチング素子４ｂを通る経路に反転し、共振コンデンサ３ｂは負の方向に充電される。この状態でスイッチング素子４ｂをオフさせると、加熱コイル７の電流はコンデンサ６を放電させる。
【０００７】
その後、スイッチング素子４ｂの電圧は緩やかに上昇するので、スイッチング素子４ｂは零電圧ターンオフ動作となる。
次に、ダイオード５ａが自然に導通し、共振コンデンサ３ａを充電する。この時、スイッチング素子４ａをオンさせると、共振コンデンサ３ａと加熱コイル７とは共振回路を構成しているので、電流はスイッチング素子４ａを通る経路に反転する。
【０００８】
以上のような動作を高周波で繰り返すことにより、加熱コイル７には高周波の電流が供給される。また、交流電源電圧ｖｉｎが負の期間には、スイッチング素子４ａ，４ｂの動作を交流電源ｖｉｎが正の期間の動作と逆にするだけで、全体の動作は同様となる。
【０００９】
ここで、主回路動作はスイッチング素子４ａ，４ｂの状態により２つの期間に分けられる。つまり、交流電源電圧ｖｉｎが正のときについて言えば、スイッチング素子４ａがオン、４ｂがオフの第１の期間に加熱コイル７に供給する電力を決定し、スイッチング素子４ａがオフ、４ｂがオンの第２の期間に加熱コイル７に流れる電流を還流させる。スイッチング周期に対する供給電力を決定する期間の比を導通比λとすると、λの制御によって加熱コイル７への供給電力を調整することができる。
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−２０３６６９号公報（段落［００２９］〜［００３４］、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図４に示した従来技術において、導通比λを変化させた時のスイッチング素子４ａ，４ｂのオン、オフに応じた共振コンデンサ３ａ，３ｂの両端電圧ｖｃ３ａ，ｖｃ３ｂ及びｖｃ３ａ＋ｖｃ３ｂの波形を図５に示す。
３ａ，３ｂは共振コンデンサであるため、そのキャパシタンス値は平滑用コンデンサに比べて小さい。従って、加熱コイル７に大きな電流を流す場合には、共振コンデンサ３ａ，３ｂの充放電電流により、両端電圧ｖｃ３ａ，ｖｃ３ｂは大きく脈動する。加熱コイル７への供給電力を大きくするために、図５（ａ）→（ｂ）→（ｃ）のようにλを大きくすると、ｖｃ３ａ＋ｖｃ３ｂが高くなり、ダイオード２ａ，２ｂ及びスイッチング素子４ａ，４ｂに印加される電圧が上昇する。
【００１２】
また、系統に雷等による大きなパルス電圧が印加された場合には、共振コンデンサ３ａ，３ｂのキャパシタンス値が小さいため、瞬間的にこれらの両端電圧が大きく上昇する。よって、ダイオード２ａ，２ｂ及びスイッチング素子４ａ，４ｂには、高耐圧の半導体デバイスを使用しなければならなかった。
【００１３】
更に、共振コンデンサ３ａ，３ｂの電圧は図５に示す如く大きく脈動することから、ダイオード２ａまたは２ｂを通って共振コンデンサ３ａまたは３ｂへ供給される電流も大きく脈動する。
そのため、一般に図４に示した主回路を用いる場合には、例えば図６に示すような入力フィルタ１０をインバータ部９と交流電源１との間に接続し、インバータ部９から交流電源１へ流れ出す電流リプルを低減しなければならない。
【００１４】
しかるに、図６において交流電源１と並列に接続される入力フィルタ用コンデンサ１２のキャパシタンス値を大きくすると、起動時に大きな突入電流が流れたり、入力力率が悪化する問題が生じる。これを防止するには入力フィルタ用ノーマルリアクトル１１のインダクタンス値を大きくしなければならず、入力フィルタ１０が大型化することになる。
【００１５】
以上のように、図４に示した従来技術では、半導体デバイスの高耐圧化や高価格化、更には、入力フィルタに起因して装置の大型化などの問題が生じていた。
そこで本発明は、上記の問題を解決する誘導加熱装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、２個のダイオードからなるダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサからなるコンデンサ直列回路と、逆並列接続されたスイッチング素子及びダイオードからそれぞれ構成された２個のスイッチングアームからなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、前記ダイオード直列回路の内部接続点に交流電源の一端を接続し、前記コンデンサ直列回路の内部接続点に交流電源の他端を接続すると共に、加熱コイルとコンデンサとの並列回路の一端を前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に接続し、加熱コイルとコンデンサとの並列回路の他端を前記コンデンサ直列回路の内部接続点に接続してなる誘導加熱装置において、
前記ダイオード直列回路の内部接続点と前記コンデンサ直列回路の内部接続点との間に、コンデンサを接続したものである。
【００１７】
また、請求項２記載の発明は、２個のダイオードからなるダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサからなるコンデンサ直列回路と、逆並列接続されたスイッチング素子及びダイオードからそれぞれ構成された２個のスイッチングアームからなるスイッチングアーム直列回路とを並列接続し、かつ、前記スイッチングアームに並列にコンデンサをそれぞれ接続し、前記ダイオード直列回路の内部接続点に交流電源の一端を接続し、前記コンデンサ直列回路の内部接続点に交流電源の他端を接続すると共に、加熱コイルの一端を前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点に接続し、加熱コイルの他端を前記コンデンサ直列回路の内部接続点に接続してなる誘導加熱装置において、
前記ダイオード直列回路の内部接続点と前記コンデンサ直列回路の内部接続点との間に、コンデンサを接続したものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、ダイオード直列回路の内部接続点と共振コンデンサ直列回路の内部接続点との間にコンデンサを接続することにより共振コンデンサ両端電圧の脈動を低減し、これによって耐圧の低い半導体デバイスを使用することができる。また、インバータ部と交流電源との間に接続される入力フィルタの責務を軽減することによってその小型化も可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示す回路図であり、図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図４との相違点は、ダイオード２ａ，２ｂの直列回路の内部接続点と共振コンデンサ３ａ，３ｂの直列回路の内部接続点との間、すなわち交流電源１の両端に、コンデンサ８を接続した点である。
【００２０】
次に、第１実施形態の動作を説明する。
交流電源電圧ｖｉｎが正の期間では、スイッチング素子４ａをオンさせると、交流電源１→ダイオード２ａ→スイッチング素子４ａ→加熱コイル７→交流電源１の経路（この方向を正の方向と呼ぶ）で加熱コイル７の電流が増加する。この時、コンデンサ６はスイッチング素子４ａ側が正になるように充電されており、この極性を正極性とする。ここで、交流電源１に並列にコンデンサ８が接続されており、かつ、ダイオード２ａを介して共振コンデンサ３ａが並列接続されているため、高周波的には、コンデンサ８と共振コンデンサ３ａとの並列回路から加熱コイル７へ電流が供給される。
スイッチング素子４ａをオフさせると、加熱コイル７の電流はコンデンサ６に流れ込むため、コンデンサ６の電圧は緩やかに低下することとなり、スイッチング素子４ａは零電圧ターンオフ動作となる。
【００２１】
コンデンサ６の電圧が低下すると、次にダイオード５ｂが自然に導通し、加熱コイル７を介して共振コンデンサ３ｂを正の極性に充電する。この時、スイッチング素子４ｂをオンさせると、共振コンデンサ３ｂと加熱コイル７とは共振回路を構成しているので、電流はスイッチング素子４ｂを通る経路に反転し、共振コンデンサ３ｂは負の方向に充電される。この状態でスイッチング素子４ｂをオフさせると、加熱コイル７の電流はコンデンサ６を放電させる。
その後、スイッチング素子４ｂの電圧は緩やかに上昇するため、スイッチング素子４ｂは零電圧ターンオフ動作となる。
【００２２】
次に、ダイオード５ａが自然に導通し、共振コンデンサ３ａを充電する。この時、スイッチング素子４ａをオンさせると、電流はスイッチング素子４ａを通る経路に反転する。
【００２３】
以上のような動作を高周波で繰り返すことにより、加熱コイル７には高周波の電流が供給される。また、交流電源電圧ｖｉｎが負の期間には、スイッチング素子４ａ，４ｂの動作を交流電源電圧ｖｉｎが正の期間の動作と逆にするだけで、全体の動作は同様となる。
【００２４】
ここで、コンデンサ８を追加したことによる効果について着目する。
図２は、図１におけるスイッチング素子４ａ，４ｂのオン、オフに応じた共振コンデンサ３ａ，３ｂの両端電圧ｖｃ３ａ，ｖｃ３ｂ及びｖｃ３ａ＋ｖｃ３ｂを示す波形図である。
主回路の動作は、従来技術と同様にスイッチング素子４ａ，４ｂの状態により２つの期間に分けることができ、例えば交流電源電圧ｖｉｎが正の時には、スイッチング素子４ａがオン、４ｂがオフする第１の期間に加熱コイル７へ供給する電力を決定し、スイッチング素子４ａがオフ、４ｂがオンする第２の期間に加熱コイル７に流れる電流を還流させる。
【００２５】
上記各期間における共振周波数は、スイッチング素子４ａがオン、４ｂがオフである第１の期間では、共振コンデンサ３ａとコンデンサ８とが並列接続されたキャパシタンス値と加熱コイル７のインダクタンス値とにより決定され、スイッチング素子４ａがオフ、４ｂがオンである第２の期間では、共振コンデンサ３ｂのキャパシタンス値と加熱コイル７のインダクタンス値とにより決定されるため、第１，第２の期間で異なった値となる。
具体的には、共振コンデンサ３ａ，３ｂのキャパシタンス値が何れも等しいとすると、第１の期間の共振周波数は第２の期間の共振周波数よりも小さくなる。
【００２６】
これにより、ダイオード２ａ，２ｂ及びスイッチング素子４ａ，４ｂに印加される共振コンデンサ３ａ，３ｂの両端電圧の最大値を低減することができる。特に、図２に示すように、λを大きくして動作させたときに電圧脈動を低減する効果が顕著に現れる。また、系統に雷等による大きなパルス電圧が印加された場合でも、コンデンサ８を追加したことにより、瞬間的な共振コンデンサ両端電圧の上昇を抑制することが可能である。
【００２７】
上記のような作用により、ダイオード２ａ，２ｂ及びスイッチング素子４ａ，４ｂとして耐圧の低い半導体デバイスを使用できるようになり、これによって装置の小型化、低コスト化が可能になる。
同時に、コンデンサ８と共振コンデンサ３ａとの並列回路、または、コンデンサ８と共振コンデンサ３ｂとの並列回路へ供給される電流脈動も低減することができる。従って、図６に示した入力フィルタ１０を構成するノーマルリアクトル１１の責務が小さくなり、そのインダクタンス値を小さくできるため、入力フィルタ１０を小型化することができ、この点でも装置の小型化、低コスト化が期待できる。
【００２８】
更に、電流脈動を低減するために入力フィルタ用コンデンサ１２のキャパシタンス値を大きくする必要がないので、起動時の突入電流の問題も生じない。また、交流電源１から見ると入力フィルタ用ノーマルリアクトル１１の後段にコンデンサ８が追加される形になるため、入力力率が悪化する問題も回避できる。
【００２９】
次に、図３は請求項２に相当する本発明の第２実施形態を示す回路図である。
この実施形態は、図１において加熱コイル７に並列接続されていたコンデンサ６を削除し、各スイッチングアームに並列にコンデンサ６ａ，６ｂをそれぞれ接続した点が図１と異なっており、他の構成は図１と同様である。
【００３０】
本実施形態においては、スイッチング素子４ａがオフするとコンデンサ６ａが充電され、スイッチング素子４ｂがオフするとコンデンサ６ｂが充電されるため、スイッチング素子の両端電圧が徐々に上昇してソフトスイッチング動作となる点が異なり、その他の動作は第１実施形態と同様である。
従って、この第２実施形態でも、コンデンサ８と並列接続される共振コンデンサ３ａまたは３ｂの両端電圧の脈動を低減することができ、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】第１実施形態における共振コンデンサの両端電圧等を示す波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】従来技術を示す回路図である。
【図５】従来技術における共振コンデンサの両端電圧等を示す波形図である。
【図６】入力フィルタの回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１：交流電源
２ａ，２ｂ：ダイオード
３ａ，３ｂ：共振コンデンサ
４ａ，４ｂ：半導体スイッチング素子
５ａ，５ｂ：ダイオード
６，６ａ，６ｂ：コンデンサ
７：加熱コイル
８：コンデンサ
９Ａ，９Ｂ：インバータ部
１０：入力フィルタ
１１：入力フィルタ用ノーマルリアクトル
１２：入力フィルタ用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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