(57)【要約】      （修正有）【課題】非共振フェーズを短縮して変調信号をダウンコンバートする回路及び方法の提供。【解決手段】非共振フェーズを変調信号のＲＦ搬送波周期の約半分に短縮する対称共振器を備えたポールスイッチダウンコンバータ回路を提供。差動ＲＦ信号が供給される第１、２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）と、第１、２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）を接続するスイッチング手段（２）と、スイッチング手段（２）を制御する制御手段（３）と、第１、第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）に接続され、ダウンコンバートされた信号を検出する検出手段（４、５）とを備え、制御手段（３）は、スイッチング手段（２）のダウンコンバートサイクルにおいて、変調信号のＲＦ搬送波周期の略半分に亘って第１、２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）を接続。このポールスイッチダウンコンバータにより、ポールスイッチの繰返し周波数を少し変えるだけで、隣接ＲＦチャンネルを選択できる。【選択図】図１
2005328537.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号をダウンコンバートするダウンコンバート回路において、
差動ＲＦ信号が供給され、ＲＦエネルギを集める第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）と、
上記第１のλ／２共振器（１ａ）の一端及び第２のλ／２共振器（１ｂ）の一端に接続され、該第１のλ／２共振器（１ａ）と第２のλ／２共振器（１ｂ）を接続するスイッチング手段（２）と、
上記スイッチング手段（２）を制御する制御手段（３）と、
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）に接続され、上記ダウンコンバートされた信号を検出する検出手段（４、５）とを備え、
上記制御手段（３）は、上記スイッチング手段（２）のダウンコンバートサイクルにおいて、上記変調信号のＲＦ搬送波周期の略半分に亘って上記第１のλ／２共振器（１ａ）と第２のλ／２共振器（１ｂ）を接続することを特徴とするダウンコンバート回路。
【請求項２】
上記制御手段（３）は、上記スイッチング手段（２）がオフにされた後に、上記検出手段（４、５）に上記ダウンコンバートされた信号を検出させることを特徴とする請求項１記載のダウンコンバート回路。
【請求項３】
上記スイッチング手段（２）は、ＦＥＴトランジスタであることを特徴とする請求項１又は２記載のダウンコンバート回路。
【請求項４】
上記検出手段（４、５）は、差動増幅器であることを特徴とする請求項１乃至３いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【請求項５】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）に供給される差動ＲＦ信号を生成する手段を更に備える請求項１乃至４いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【請求項６】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）は、開放端を有する、又はＲＦ信号に対して等価的に開放されているマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１乃至５いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【請求項７】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）は、短絡端又はＲＦ信号に対して等価的な短絡端を有するマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１乃至５いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【請求項８】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）は、給電点に一波長λに相当する遅延を有する電子回路であることを特徴とする請求項１乃至５いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【請求項９】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）のそれぞれは、ダイポールアンテナの１本のアームであることを特徴とする請求項１乃至４いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【請求項１０】
上記制御手段（３）は、所定の変調信号を複数の隣接するＲＦチャンネルから選択するために、上記スイッチング手段（２）に、下記の式に従ってスイッチングレートを変えさせることを特徴とする請求項１乃至５いずれか１項記載のダウンコンバート回路。
【数１】
2005328537.tif 000016
ここで、上記ｆＩＦは、ダウンコンバートされた信号の中間周波数であり、上記ｆＲＦは、ＲＦチャンネルの中心周波数であり、上記ｆｐは、スイッチングレートであり、上記ｆｒａｃ（ｘ）は、変数ｘの小数部である。
【請求項１１】
上記検出手段（４、５）は、中間周波数信号をフィルタリングするバンドパスフィルタ（１０）を備えることを特徴とする請求項６記載のダウンコンバート回路。
【請求項１２】
変調信号をダウンコンバートするダウンコンバート方法において、
ＲＦエネルギを集める第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）を準備するステップと、
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）に差動ＲＦ信号を供給するステップと、
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）が発振した後に、上記変調信号のＲＦ搬送波周期の略半分に亘って該第１のλ／２共振器（１ａ）と第２のλ／２共振器（１ｂ）を接続するステップ（２）と、
上記ダウンコンバートされた信号を検出するステップ（４、５）とを有するダウンコンバート方法。
【請求項１３】
上記第１のλ／２共振器（１ａ）と第２のλ／２共振器（１ｂ）を切断した後に、上記ダウンコンバートされた信号を検出することを特徴とする請求項１２記載のダウンコンバート方法。
【請求項１４】
上記検出ステップ（４、５）において、上記第１のλ／２共振器（１ａ）と第２のλ／２共振器（１ｂ）が接続される端の差動信号が検出される（４）ことを特徴とする請求項１２又は１３記載のダウンコンバート方法。
【請求項１５】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）に供給される差動ＲＦ信号を生成するステップを更に有する請求項１２乃至１４いずれか１項記載のダウンコンバート方法。
【請求項１６】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）は、開放端を有する、又はＲＦ信号に対して等価的に開放されているマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１２乃至１５いずれか１項記載のダウンコンバート方法。
【請求項１７】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）は、短絡端又はＲＦ信号に対して等価的な短絡端を有するマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１２乃至１５いずれか１項記載のダウンコンバート方法。
【請求項１８】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）は、給電点に一波長λに相当する遅延を有する電子回路であることを特徴とする請求項１２乃至１５いずれか１項記載のダウンコンバート方法。
【請求項１９】
上記第１及び第２のλ／２共振器（１ａ、１ｂ）のそれぞれは、ダイポールアンテナの１本のアームであることを特徴とする請求項１２乃至１４いずれか１項記載のダウンコンバート方法。
【請求項２０】
所定の変調信号を複数の隣接するＲＦチャンネルから選択するために、下記の式に従ってスイッチングレートを変えるステップを有する請求項１２乃至１９いずれか１項記載のダウンコンバート方法。
【数２】
2005328537.tif 000017
ここで、上記ｆＩＦは、ダウンコンバートされた信号の中間周波数であり、上記ｆＲＦは、ＲＦチャンネルの中心周波数であり、上記ｆｐは、スイッチングレートであり、上記ｆｒａｃ（ｘ）は、変数ｘの小数部である。
【請求項２１】
中間周波数信号をバンドパスフィルタ（１０）によってフィルタリングするステップを更に有する請求項２０記載のダウンコンバート方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調信号、特に無線受信機の無線周波数（ＲＦ）信号をダウンコンバートするダウンコンバート回路及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機は、特定の搬送周波数に中心がある変調信号（例えば振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、８−シンボル位相偏移変調（８−ＰＳＫ）信号）を受信するように設計されている。標準的な放送システムにおいては、広帯域の搬送周波数は、それぞれが固有の搬送周波数に中心を持つ多数の隣接チャンネルに分割される。
【０００３】
変調信号上に変調されている情報が抽出される前に、受信高周波数信号は、一般的にはミクサによって、より低い周波数の信号又はベースバンド信号にダウンコンバートされる。すなわち、ミクサは、アンテナで受信された信号と、同じ発振周波数の信号とを混合する
【０００４】
受信ＲＦ信号を一段でベースバンド信号に変換する受信機は、「ホモダイン」受信機と呼ばれ、一方、「ヘテロダイン」受信機は、受信ＲＦ信号を段階的に変換する。ヘテロダイン受信機において、ＲＦ信号は１つ以上の中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバートされ、これらのＩＦ信号は、ＲＦ信号の周波数とベースバンド信号の周波数間のどこかに中心周波数をそれぞれ有する。
【０００５】
ガレージドア開閉装置、携帯電話機、遠隔計測システム等においては、そのサイズの小ささ、構造の簡単さ及び経済性のために、超再生受信機（superregenerative receiver）が幅広く採用されている。従来の超再生受信機は、アンテナと、アンテナで受信した信号に応答する超再生検波器と、受信振幅変調（ＡＭ）信号を増幅するバッファアンプと、クエンチング発振器（quenching frequency）と、ローパスフィルタとを備える。
【０００６】
発振器は、無線周波数よりも低いレートで、発振状態と非発振状態間を自動的に切り換えられる。スイッチング周波数は「クエンチング周波数」と呼ばれる。検出される信号電圧は、発振を起こすトランジスタ増幅器に接続されたフィードバックループに印加される。
【０００７】
印加電圧がない場合は、発振は、クエンチング電圧の各サイクルの間、入力回路の雑音電圧によって定まる初期振幅から開始して、次第に大きくなり、発振の平衡状態の値に対応した最終の値に達する。そして、クエンチング電圧が印加されると、発振条件が阻止され、これらの発振は弱くなる。
【０００８】
発振器のポール位置を周期的に変えることにより、位相／周波数変調信号をダウンコンバートするポールスイッチダウンコンバータ（pole switch down-converter）が、非特許文献１に記載されている。このポールスイッチダウンコンバータでは、遅延素子、例えば線路と、フィードバックの極性を変える手段とがフィードバックループ内に挿入されており、フィードバックの極性を変えることによって、共振器がＲＦエネルギを集める設定が、ＲＦエネルギをダウンコンバートする設定に切り換わる。共振器内の残りのエネルギが抑圧された後に、コンバータは、次のダウンコンバートサイクルの共振モードに切り換わる。
【０００９】
発振状態と非発振状態との間で切換を行うために、この構成とともに、ミクサ回路が採用されており、ＲＦエネルギをダウンコンバートする検出フェーズ中には、まだＲＦエネルギを集めることができない。したがって、この非共振フェーズを非常に短くすることが必要である。しかしながら、検出フェーズを短縮するためには、非常に高速で、したがって非常に消費電力の大きい検波回路が必要となる。更に、ミクサ回路は、幾つかのトランジスタを含んでおり、これらは、回路サイズ、消費電力及び外来騒音を大きくしている。したがって、回路サイズ、消費電力及び外来騒音を小さくするために、ダウンコンバート回路内のトランジスタの数を最小限に抑え、ポール設定を切り換えるミクサを無くすことが所望されている。更に、ＲＦエネルギ収集フェーズと非共振フェーズとの関係を改善することも所望されている。
【００１０】
【非特許文献１】Hernandez, L., Paton, S., 鄭 Superregenerative Receiver for Phase and Frequency Modulated Carriers    ＩＥＥＥ２００２、 ＩＩＩ-８１〜ＩＩＩ‐８４頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって、本発明の目的は、非共振フェーズを短縮して変調信号をダウンコンバートする回路及び方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この目的は、独立請求項に係る変調信号をダウンコンバートするダウンコンバート回路及び方法によって達成される。本発明の好ましい実施の形態は、各従属クレームの主題である。
【００１３】
本発明に係る変調信号をダウンコンバートするダウンコンバート回路は、差動ＲＦ信号が供給され、ＲＦエネルギを集める第１及び第２のλ／２共振器と、第１のλ／２共振器の一端及び第２のλ／２共振器の一端に接続され、第１のλ／２共振器と第２のλ／２共振器を接続するスイッチング手段と、スイッチング手段を制御する制御手段と、第１及び第２のλ／２共振器に接続され、ダウンコンバートされた信号を検出する検出手段とを備える。制御手段は、スイッチング手段のダウンコンバートサイクルにおいて、変調信号のＲＦ搬送波周期の略半分に亘って第１のλ／２共振器と第２のλ／２共振器を接続する。
【００１４】
本発明に係る変調信号をダウンコンバートするダウンコンバート方法は、ＲＦエネルギを集める第１及び第２のλ／２共振器を準備するステップと、第１及び第２のλ／２共振器に差動ＲＦ信号を供給するステップと、第１及び第２のλ／２共振器が発振した後に、変調信号のＲＦ搬送波周期の略半分に亘って第１のλ／２共振器と第２のλ／２共振器を接続するステップと、ダウンコンバートされた信号を検出するステップとを有する。
【００１５】
本発明によって、非共振フェーズは変調信号のＲＦ搬送波周期の略半分に短縮され、抑圧フェーズを省略することができ、ダウンコンバート回路を殆ど全ての時間共振器モードとすることができる。更に、本発明では、非共振モードに切り換わった直後ではなく、共振器モードに切り換わった後に、ダウンコンバートされた信号を検出する。この方式において、ＲＦ収集フェーズと検出フェーズが重なる。本発明に係るダウンコンバート回路によって、使用するＦＥＴトランジスタのようなスイッチング素子は１つだけで済み、このスイッチング素子はパルス源によって制御することができる。ダウンコンバート回路は、標準的なＣＭＯＳプロセスを用いて製造することができる。回路サイズ、消費電力及び外来騒音を小さくするために、ポール設定を切り換えるミクサを削除することができる。λ／２共振器の対称構造によって、スイッチング動作からの干渉を減らすことができる。
【００１６】
更に、本発明により、所望の帯域が固定の中間周波数にダウンコンバートされるようにスイッチの繰返し周波数を少し変えるだけで、隣接ＲＦチャンネルを選択することができ、この構成によって、ダウンコンバート回路は、帯域選択フィルタの機能も有する。更に、更なる信号処理（例えば増幅器、デジタル／アナログ変換器又はＩＱミクサ）の前に、中間周波数信号をフィルタリングし、隣接チャンネルを抑圧するために、バンドパスフィルタを用いることができる。したがって、本発明によって、従来のミクサアーキテクチャにおけるようなダウンコンバートに対して、高周波数の局部発振器は不要である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は、本発明に係る、対称共振器構造を有するダウンコンバート回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。ダウンコンバート回路は、第１のλ／２共振器１ａと、第２のλ／２共振器１ｂとを備え、第１及び第２のλ／２共振器１ａ、１ｂは、ＦＥＴトランジスタ２に接続されており、ＦＥＴトランジスタ２は、パルス発生器３によって制御される。ＦＥＴトランジスタ２のソース−ドレイン間の電圧は、差動増幅器４によって検出され、差動増幅器４の出力信号は、フィルタ／積分器５に供給され、フィルタ／積分器５は、ダウンコンバートされた信号を出力する。第１及び第２のλ／２共振器１ａ、１ｂは、開放端（又はＲＦ信号に対して等価的に開放されている端）を有するマイクロストリップ線路、短絡端（又はＲＦ信号に対して等価的に短絡されている端）を有するマイクロストリップ線路、１波長λと等価な遅延を給電点に有する電子回路、又はダイポールアンテナが直接接続された電子回路によって、実現することができる。
【００１９】
ＲＦエネルギは、共振フェーズ中にλ／２共振器１ａ、１ｂに集められ、すなわち差動ＲＦ信号がλ／２共振器１ａ、１ｂに結合される。このフェーズにおいては、パルス発生器３が発生する制御電圧はゼロであり、ＦＥＴトランジスタ２はオープンである。ＲＦ電流源６ａ、６ｂのインピーダンス及び差動増幅器４の入力インピーダンスは非常に高いので、λ／２共振器１ａ、１ｂの両側は、開放されており、λ／２共振器１ａ、１ｂ内の波は、位相がシフトすることなく、共振器端において反射される。ＲＦ信号をダウンコンバートするために、ＦＥＴトランジスタ２は、ＲＦ搬送波周期の半分に等しい（又は略等しい）時間オンとされる。このフェーズ中、インピーダンスは、λ／２共振器１ｂの線路インピーダンスとＦＥＴトランジスタ２のインピーダンスを足したものとなるので、λ／２共振器１ａ内の波は、部分的に反射される。波の他の部分は、ＦＥＴトランジスタ２を通り抜けてλ／２共振器１ｂ中に入る。チャンネル幅、したがってＦＥＴトランジスタ２の「オン抵抗」は、反射された波の振幅がλ／２共振器１ｂ中に入る波の振幅と同じになるように調節される。この場合、λ／２共振器１ａ内の反射波とλ／２共振器１ｂからの通過波との和はゼロである。同じことがλ／２共振器１ｂについても言える。したがって、共振器モードへ切り換わった後は、λ／２共振器１ａ、１ｂ内の波の半分は除去される。不必要な高周波成分は、低域通過特性を有する帯域が制限された差動増幅器４によって除去され、ダウンコンバートされたベースバンド信号が出力される。
【００２０】
図２Ａ〜４Ｏは、λ／２共振器１ａ、１ｂ内における波の伝搬を示す図であり、「０」はＦＥＴトランジスタ２の位置を示し、「−λ／２」及び「λ／２」はそれぞれＲＦ電流源６ａ、６ｂの位置を示し、曲線ｗ１はＦＥＴトランジスタ２に向かう前進波を、曲線ｗ２は反射波を、曲線ｗ３は両方の波の重ね合わせを示す。図２において、ＦＥＴトランジスタ２は開いており、ＲＦ電流源６ａ、６ｂが作用する。最初に（図２Ａ）、λ／２共振器６ａ、６ｂ内には波は存在しない。次に（図２Ｂ）、曲線ｗ１に示すように、波は、λ／２共振器１ａ、１ｂの端のＲＦ電流源６ａ、６ｂ（位置「−λ／２」及び「λ／２」）からＦＥＴトランジスタ２（位置「０」）に向かって伝搬し始める。図２Ｈにおいて、波は、ＦＥＴトランジスタ２（位置「０」）に達する。そして、ＦＥＴトランジスタ２が開いているので、波は、反射され、ＲＦ電流源６ａ、６ｂ（位置「−λ／２」及び「λ／２」）に向かって伝わる。曲線ｗ３は波の重ね合わせを示す。ＦＥＴトランジスタ２を跨いだλ／２共振器１ａ、１ｂ間の曲線ｗ３の不連続性は、差動ＲＦ給電に起因する。ＦＥＴトランジスタ２のソース−ドレイン間のこの電圧は差動増幅器４によって検出される。スイッチングが行われない限りは、この信号は、入力信号と同じ周波数を有し、低周波数信号は観察されない。λ／２共振器１ａ、１ｂの共振周波数はＦＲ搬送周波数と同じであるので、波の振幅は、入力電力がλ／２共振器１ａ、１ｂ内における損失と同じになるまで、大きくなる。
【００２１】
図３に示すように、数回のＲＦ搬送波の発振の後に、ＦＥＴトランジスタ２が閉じる。ＦＥＴトランジスタ２（位置「０」）における部分的な反射波と部分的な通過波が両方のλ／２共振器１ａ、１ｂ内で互いに打ち消すのが観察される（図３Ａ〜Ｇの曲線ｗ３）。ＦＥＴトランジスタ２は０、ＲＦ搬送波周期の半分の時間オンされるので、λ／２共振器内１ａ、１ｂ内の波の半分は、打ち消される。
【００２２】
図４Ａ〜４Ｏは、ＦＥＴトランジスタ２が再びオフにされた後の波の伝搬を示す図である。図４Ｂ〜４Ｏに示すように、波（曲線ｗ１）は、ＦＥＴトランジスタ２（位置「０」）において完全に反射され、反射波（曲線ｗ２）は、ＲＦ電流源６ａ、６ｂに向かって再び伝搬する。位置「０」においてＦＥＴトランジスタ２を越えた前進波（曲線ｗ１）と反射波（曲線ｗ２）の重ね合わせ（曲線ｗ３）を観察することが重要である。曲線ｗ３は、図４Ａ〜Ｇにおいては、振幅の大きな正弦波形状を有し、一方、図４Ｉ〜Ｏにおいては、曲線ｗ３は、半分の波の取消しによって、振幅がずっと小さくなった正弦波形状を有する。
【００２３】
図５は、差動増幅器４に供給される信号を示す図である。縦の棒ｘ１、ｘ２は、ＦＥＴトランジスタ２がオンなっている時間を示す。信号は、それぞれの共振フェーズにおいて積分されるとともに、サンプリングされた後、ダウンコンバートされた信号を抽出するとともに、不要な高周波数成分を除去するために、ＦＥＴトランジスタ２は再びオンにされる。
【００２４】
図６は、本発明に係るダウンコンバート回路の機能を説明するために使用される数学的モデルの構成を示すブロック図である。ｘ（ｔ）はＲＦ入力信号を表し、ｍ（ｔ）は、共振フェーズ期間中は「１」、上述の波の取消しをモデル化するためにＲＦ搬送波の半周期は「０」となるパルス信号である。ｚ（ｔ）は、フィルタ／積分器５の入力として使用される信号である。利得要素ｋは、λ／２共振器１ａ、１ｂ内における損失をモデル化したものであり、遅延要素τは、１つのλ／２共振器内における波の往復の遅延をモデル化したものである。
【００２５】
式（１ａ）、（１ｂ）は、図６から直接得られる。
【００２６】
【数１】
2005328537.tif 000003
【００２７】
式（１ｂ）のｙ（ｔ−τ）に式（１ａ）を代入することによって、下記式（２ａ）が得られる。これは、図７に示すように、ダウンコンバート回路のＩＩＲ構造を等価のＦＩＲ構造に変換するためである。その後、式（２ａ）を式（１ｂ）用いて更に変換して、式（２ｂ）を得る。式（２ｂ）のｙ（ｔ−τ）を、式（１ｂ）から式（２ａ）への変換と同様な変換により、式（２ｃ）が得られる。
【００２８】
【数２】
2005328537.tif 000004
【００２９】
入力信号ｘ（ｔ）は、狭帯域信号であり、共振は、常にｘ（ｔ）のシフトしたバージョンと見なして、置き換えることができる。これにより、式（３ａ）が得られる。
【００３０】
【数３】
2005328537.tif 000005
【００３１】
式（２ｃ）と式（３ａ）により、出力信号ｚ（ｔ）に対して無限級数の式（４ａ）が得られる。
【００３２】
【数４】
2005328537.tif 000006
【００３３】
単一のダウンコンバートパルスｍ（ｔ）に関する式が、式（５ａ）として得られる。得られる定積分（definite product）は、式（５ｂ）によって与えられる。図８は、パルス関数ｍ（ｔ）、ｍ１（ｔ）及びｍ２（ｔ）の定積分を表したものである。
【００３４】
【数５】
2005328537.tif 000007
【００３５】
式（４ａ）の定積分に式（５ｂ）を代入すると、式（６ａ）が得られる。
【００３６】
【数６】
2005328537.tif 000008
【００３７】
ダウンコンバートされる変調信号は、パルスであるが、フィードバック構造により、パルス列である有効変調信号が得られる。有効変調信号を導出するために、式（６ａ）の無限級数は、式（７ａ）に分解される。
【００３８】
【数７】
2005328537.tif 000009
【００３９】
有効変調信号ｍｅｆｆ（ｔ）の暗黙的な定義が式（８ａ）で与えられる。式（６ａ）及び式（７ａ）を用いて、式（８ｂ）に示す有効変調信号ｍｅｆｆ（ｔ）の明示的な形式を導出する。
【００４０】
【数８】
2005328537.tif 000010
【００４１】
図９は、単一のパルス（ｋ＝０．８）の有効変調信号ｍｅｆｆ（ｔ）を示す図である。フィードバック構造によって、単一のパルスが有効パルス列の信号に変換される。図１０に、パルス列変調正弦波信号ｚを示す。
【００４２】
ダウンコンバートするための最終の処理は、パルスが加えられた後のフィードバック構造の出力信号ｚ（ｔ）を積分することである。得られるスカラ値を、ｒとする。式（９ａ）の右辺の積分は、期間τ／２毎の積分の和に分解することができる。この場合、有効変調信号ｍｅｆｆ（ｔ）は、各積分における定数であり、積分の前に出すことができる。
【００４３】
【数９】
2005328537.tif 000011
【００４４】
入力信号ｘ（ｔ）を、式（１０ａ）に示すように搬送周波数１／τで振幅及び位相が変調された信号とすると、式（９ｂ）は、下記式（１０ｂ）に示すように更に簡素化することができる。
【００４５】
【数１０】
2005328537.tif 000012
【００４６】
次の処理として、式（９ｂ）の積分に、式（１０ｂ）及び式（１０ｃ）の結果を代入すと、式（１１ａ）、（１１ｂ）、（１１ｃ）が得られる。
【００４７】
【数１１】
2005328537.tif 000013
【００４８】
式（１１ｃ）の結果は、フィルタ／積分器５の出力が入力信号の振幅に比例しており、ＦＥＴトランジスタ２がオフに切り換えられたときには、入力信号の位相のコサインに比例することを意味している。したがって、パルス繰返し周期がτの倍数であるときには、位相は常に同じとなり、フィルタ／積分器５の出力は、時間的にＤＣ又は一定の信号となる。パルス繰返し周期がτの倍数ではないときには、入力信号の位相は、加えられた各パルス毎に常に異なる。パルス繰返し周期が略τの倍数であるときには、入力信号の位相は、加えられた各パルスによって、時間軸上で直線的に僅かに増減する。この場合、フィルタ／積分器５の出力は、正弦波関数となる。連続した２つのパルス間の入力信号の位相差は、式（１２ａ）によって与えられる。Ｔｐはパルス繰返し周期である。関数ｆｒａｃ（ｘ）は変数（argument）ｘの小数部（fractional part）である。
【００４９】
【数１２】
2005328537.tif 000014
【００５０】
正弦波入力に対するフィルタ／積分器５の出力ｆＢＢの周波数は、式（１３ａ）によって与えられる。
【００５１】
【数１３】
2005328537.tif 000015
【００５２】
図１１ｂに、式（１３ｂ）で表されるｆＢＢ／ｆＰを示す。図１１ｂから、式（１３ｂ）の上限の条件を満たすＲＦ信号がベースバンドに周波数シフトしていることが明らかである。
【００５３】
式（１３ｂ）によれば、ＲＦ信号は、中心周波数がｆＲＦ１＝１０００ＭＨｚとｆＲＦ２＝１００２ＭＨｚの２つのＦＲチャンネルからなり、パルス繰返し周波数がｆｐ＝１９．９ＭＨｚであると見なすと、チャンネル１はｆＩＦ１＝５ＭＨｚにダウンコンバートされ、チャンネル２はｆＩＦ２＝７ＭＨｚにダウンコンバートされる。更に、パルス繰返し周波数がｆｐ＝１９．９４ＭＨｚのときは、チャンネル１はｆＩＦ１＝３ＭＨｚにダウンコンバートされ、チャンネル２はｆＩＦ２＝５ＭＨｚにダウンコンバートされる。５ＭＨｚ±１ＭＨｚの固定の通過帯域を有するバンドパスフィルタの出力においては、パルス繰返し周波数ｆｐ＝１９．９ＭＨｚを用いると、ダウンコンバートされたＲＦチャンネル１が現れ、パルス繰返し周波数ｆｐ＝１９．９４ＭＨｚを用いると、ダウンコンバートされたＲＦチャンネル２が現れる。この具体例は、パルス繰返し周波数を発生する発振器の同調レンジが、異なるチャンネルを選択するための異なる局部発振器周波数がＲＦチャンネルと同じ間隔を有する最新のミクサ構成の場合よりも遙かに小さいことを示している。最新のミクサの局部発振器の同調レンジは、カバーするＲＦ帯域と同じである必要がある。
【００５４】
図１２は、本発明に係るＲＦチャンネル選択をシミュレーションするためのブロック図である。ブロックＴＸ１は、中心周波数が１０００ＭＨｚ、帯域幅が１ＭＨｚの第１のランダムＲＦ信号を発生し、ブロックＴＸ２は、中心周波数が１００２ＭＨｚ、帯域幅が同じ１ＭＨｚの第２ランダムＲＦ信号を発生する。和計算器１３は、これらの信号の和を計算し、ポールスイッチコンバータ９に供給される。パルス発生器８は、チャンネルセレクタ７から供給されるチャンネル選択信号に応じて、周波数が１９．９ＭＨｚ又は１９．９４ＭＨｚの制御パルスを発生し、また、チャンネルセレクタ７は、５０μｓ後にチャンネルをスイッチングするように設定されている。パルス幅は、搬送波周波数の周期の約半分の０．５ｎｓである。中間周波数バンドパスフィルタ１０の通過帯域は、５ＭＨｚ±１ＭＨｚである。ミクサ１１は、バンドパスフィルタ１０のフィルタ出力をサンプリングし、デジタルＩＱダウンコンバートを実行する。ミクサ１１は、また、残りの隣接チャンネルを抑圧するローパスフィルタを備えている。第１及び第２のランダムＲＦ信号及びミクサ１１からの出力は、信号モニタ１２に供給される。
【００５５】
図１３は振幅を示し、図１４はチャンネル１、２の伝送信号及びダウンコンバートされた受信信号の位相を示す図である。０〜５０μｓの間では、ダウンコンバートされた受信信号は、チャンネル１に対応し、その後、パルス発生器８は、ポールスイッチ繰返し周波数を切り換え、チャンネル２のダウンコンバータされた受信信号が出力される。したがって、本発明により、所望の帯域が固定の中間周波数にダウンコンバートされるようにポールスイッチの繰返し周波数を少し変えるだけで、隣接ＲＦチャンネルを選択することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係るダウンコンバート回路の構成を示すブロック図である。
【図２Ａ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｂ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｃ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｄ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｅ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｆ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｇ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｈ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｉ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｊ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｋ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｌ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｍ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図２Ｎ】ＲＦソースを加えた後の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ａ】ＦＥＴトランジスタがオンになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ｂ】ＦＥＴトランジスタがオンなっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ｃ】ＦＥＴトランジスタがオンなっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ｄ】ＦＥＴトランジスタがオンなっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ｅ】ＦＥＴトランジスタがオンなっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ｆ】ＦＥＴトランジスタがオンなっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図３Ｇ】ＦＥＴトランジスタがオンなっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ａ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｂ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｃ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｄ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｅ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｆ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｇ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｈ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｉ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｊ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｋ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｌ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｍ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｎ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図４Ｏ】ＦＥＴトランジスタがオフになっている期間の様々な時間における図１に示すダウンコンバート回路の共振器内の波形を示す図である。
【図５】図１に示す差動増幅器に供給される信号を示す図である。
【図６】本発明に係るダウンコンバート回路の数学的モデルのブロック図である。
【図７】図６に示すＩＩＲ構造を等価のＦＩＲ構造に変換することを示す図である。
【図８】数学的モデルにおいて計算されたパルス関数の定積分を示す図である。
【図９】数学的モデルにおいて計算された有効変調信号を示す図である。
【図１０】数学的モデルにおいて計算されたパルス列変調正弦波信号を示す図である。
【図１１】数学的モデルにおいて計算された入力信号と出力信号との間の周波数関係を示す図である。
【図１２】本発明に係るＲＦチャンネル選択をシミュレーションするためのブロック図である。
【図１３】図１２に示すシミュレーションのチャンネル１、２の伝送信号とダウンコンバートされた受信信号をシミュレーションした振幅を示す図である。
【図１４】図１２に示すシミュレーションのチャンネル１、２の伝送信号とダウンコンバートされた受信信号をシミュレーションした位相を示す図である。
【符号の説明】
【００５７】
１ａ、１ｂ  λ／２共振器、２  ＦＥＴトランジスタ、３  パルス発生器、４  差動増幅器、５  フィルタ／積分器、６ａ、６ｂ  ＲＦ電流源
【図１】
2005328537.tif 000018
【図２Ａ】
2005328537.tif 000019
【図２Ｂ】
2005328537.tif 000020
【図２Ｃ】
2005328537.tif 000021
【図２Ｄ】
2005328537.tif 000022
【図２Ｅ】
2005328537.tif 000023
【図２Ｆ】
2005328537.tif 000024
【図２Ｇ】
2005328537.tif 000025
【図２Ｈ】
2005328537.tif 000026
【図２Ｉ】
2005328537.tif 000027
【図２Ｊ】
2005328537.tif 000028
【図２Ｋ】
2005328537.tif 000029
【図２Ｌ】
2005328537.tif 000030
【図２Ｍ】
2005328537.tif 000031
【図２Ｎ】
2005328537.tif 000032
【図３Ａ】
2005328537.tif 000033
【図３Ｂ】
2005328537.tif 000034
【図３Ｃ】
2005328537.tif 000035
【図３Ｄ】
2005328537.tif 000036
【図３Ｅ】
2005328537.tif 000037
【図３Ｆ】
2005328537.tif 000038
【図３Ｇ】
2005328537.tif 000039
【図４Ａ】
2005328537.tif 000040
【図４Ｂ】
2005328537.tif 000041
【図４Ｃ】
2005328537.tif 000042
【図４Ｄ】
2005328537.tif 000043
【図４Ｅ】
2005328537.tif 000044
【図４Ｆ】
2005328537.tif 000045
【図４Ｇ】
2005328537.tif 000046
【図４Ｈ】
2005328537.tif 000047
【図４Ｉ】
2005328537.tif 000048
【図４Ｊ】
2005328537.tif 000049
【図４Ｋ】
2005328537.tif 000050
【図４Ｌ】
2005328537.tif 000051
【図４Ｍ】
2005328537.tif 000052
【図４Ｎ】
2005328537.tif 000053
【図４Ｏ】
2005328537.tif 000054
【図５】
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【図６】
2005328537.tif 000056
【図７】
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【図８】
2005328537.tif 000058
【図９】
2005328537.tif 000059
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2005328537.tif 000064
【外国語明細書】
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