(57)【要約】  【課題】  従来のＥＥＲ形高出力増幅器において存在する出力電力を変化させたときに低出力側に動作限界を解消する。    【解決手段】  本発明の高出力増幅器は、入力変換部１１０、電源電圧制御部１２０、増幅部３０から構成され、入力変換部１１０は増幅部３０への入力信号ａを変換するとともに電源電圧制御部１２０を介して増幅部３０の電源電圧Ｖsを変化させる。入力変換部１１０では入力電力に対ししきい値を設定し、入力電力がしきい値より大きいときには一定振幅の位相振幅信号を増幅部３０に入力するとともに増幅部３０の電源電圧Ｖsを入力信号ａの包絡線信号ｃで変化させる。入力電力がしきい値より小さいときには入力信号ａを増幅部３０に入力し増幅部３０の電源電圧Ｖsは一定とする。【選択図】  図１
2005184273.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された変調信号が所定値Ｖlim以下のとき前記変調信号を電源電圧一定の線形動作で増幅し、入力された変調信号が所定値Ｖlimを超えるとき電源電圧を前記変調信号の包絡線成分に応じて変化させながら前記所定値Ｖlimでリミットされた前記変調信号をＥＥＲ動作で増幅する増幅器を備えたことを特徴とする高出力増幅器。
【請求項２】
前記所定値Ｖlimは前記増幅器の電源電圧がニー電圧近傍になるように設定したことを特徴とする請求項１記載の高出力増幅器。
【請求項３】
前記増幅器をＥ級増幅器としたことを特徴とする請求項１または２記載の高出力増幅器。
【請求項４】
前記包絡線成分を前記所定値Ｖlimから前記所定値Ｖlim−２０％の範囲のしきい値Ｖonで検波して生成することを特徴とする請求項１乃至３記載の高出力増幅器。
【請求項５】
しきい値がＶon0の検波器と設定電圧が（Ｖlim−Ｖon0）〜（Ｖlim−Ｖon0）−０．２Ｖlimの電圧設定器を備え、前記電圧設定器の設定電圧に基づき前記しきい値ＶonをＶlim−２０％の範囲にしたことを特徴とする請求項１乃至４記載の高出力増幅器。
【請求項６】
入力された変調信号から位相変調成分を抽出し、抽出した前記位相変調成分が前記所定値以下のとき入力された前記変調信号をそのまま出力し、前記位相変調成分が所定の電圧を超えるとき入力された前記変調信号を前記所定値でリミットして出力する位相変調成分検出手段と、
入力された変調信号から振幅変調成分を抽出し、抽出した前記振幅変調成分が前記所定値以下のとき入力された一定の電圧を生成し、前記振幅変調成分が前記所定値を超えるとき入力された前記変調信号の包絡線成分に応じた信号を生成する振幅変調成分検出手段を備えた入力変換手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至５記載の高出力増幅器。
【請求項７】
前記振幅変調成分検出手段の信号を受け前記増幅器の電源電圧を生成する電源電圧制御部を備え、前記電源電圧制御部は前記振幅変調成分検出手段の信号をパルス幅変調又はパルス数変調のいずれかにより変調してパルス列を出力し、該パルス列によりスイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御して前記電源電圧を生成することを特徴とする請求項６記載の高出力増幅器。
【請求項８】
一定パルスを発生するパルス発生器を備え、入力された変調信号が前記所定値Ｖlim以下のとき前記パルス発生器のパルスを選択し、入力された変調信号が前記所定値Ｖlimを超えるとき前記振幅変調成分検出手段からの信号をパルス幅変調又はパルス数変調したパルスを選択する選択手段を備え、前記選択手段で選択されたパルスによりスイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御して前記電源電圧を生成することを特徴とする請求項７記載の高出力増幅器。
【請求項９】
前記入力変換手段はデジタルシグナルプロセッサＤＳＰとして構成されたことを特徴とする請求項６記載の高出力増幅器。
【請求項１０】
前記デジタルシグナルプロセッサＤＳＰの前記位相変調成分検出手段および振幅変調成分検出手段からパルス列を出力し、該パルス列を受けてアナログ信号に変換するＤＡコンバータを備えたことを特徴とする請求項９記載の高出力増幅器。
【請求項１１】
入力された変調信号から位相変調成分を抽出し、抽出した前記位相変調成分が所定の電圧以下のとき入力された前記変調信号をそのまま増幅部へ出力し、前記位相変調成分が前記所定の電圧を超えるとき入力された前記変調信号を前記所定の電圧でリミットして前記増幅部へ出力する位相変調成分抽出手段と、
入力された変調信号から振幅変調成分を抽出し、抽出した前記振幅変調成分が前記所定の電圧以下のとき入力された一定の電圧を生成し、前記振幅変調成分が前記所定の電圧を超えるとき入力された前記変調信号の包絡線成分に応じた電圧を生成する振幅変調成分抽出手段と、
前記振幅変調成分抽出手段の電圧を電源電圧とし、前記位相変調成分抽出手段からの信号を増幅する前記増幅部を備えたことを特徴とする高出力増幅器。
【請求項１２】
入力変換部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、
前記入力変換部は前記増幅部への入力信号を変換するとともに前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電源電圧を変化させるよう接続され、
前記入力変換部は入力電力に対ししきい値を有し、
入力電力が前記しきい値より大きいときには一定振幅の位相振幅信号を前記増幅部に入力するとともに前記増幅部の電源電圧を入力信号の包絡線信号で変化させ、
入力電力が前記しきい値より小さいときには入力信号を前記増幅部に入力し前記増幅部の電源電圧を一定とすることを特徴とする高出力増幅器。
【請求項１３】
入力変換部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、
前記入力変換部は前記増幅部への入力信号を変換するとともに前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電源電圧を変化させるよう接続され、
前記入力変換部は、リミッタ、包絡線検出検波部から構成され、前記リミッタの出力を前記増幅部に入力し、前記包絡線検出検波部はしきい値を超える入力電力のときのみ包絡線成分を前記電源電圧制御部に入力するよう接続され、
前記入力変換部中において、前記包絡線検出検波部の前記しきい値を前記リミッタの前記しきい値から前記しきい値−２０％の範囲とすることを特徴とする高出力増幅器。
【請求項１４】
データ発生部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、
前記データ発生部はしきい値を持ち、前記しきい値以下の電圧信号を発生するときには、前記増幅部へ変調信号を入力し前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電圧を一定に保ち、
前記しきい値を超える電圧信号を発生する場合には、包絡線成分を前記電源電圧制御部に出力し、前記増幅部には一定振幅の位相変調成分のみを出力することを特徴とする高出力増幅器。
【請求項１５】
入力変換部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、
前記入力変換部はリミッタを含み、第１しきい値を超える入力信号では一定振幅の信号を前記増幅部へ入力するよう動作するとともに前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電源電圧を変化するよう接続され、
前記電源電圧制御部はパルス幅変調回路またはパルス数変調回路と、一定パルス出力回路、ローパスフィルタを含み、
入力電力が第２しきい値以下のときは前記一定パルス出力回路を前記ローパスフィルタに接続し、
入力電力が前記第２しきい値を超えるときには前記パルス幅変調回路またはパルス数変調回路を前記ローパスフィルタに接続し、
前記電源電圧制御部の前記第２のしきい値は前記入力変換部の前記第１しきい値以下で前記第１しきい値−２０％の範囲とすることを特徴とする高出力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高出力増幅器に関し、特に高効率で低歪の増幅を行う高出力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の携帯電話の普及とそれに伴う高機能化により高周波回路の低消費電力要求が強まっており、特に高出力増幅器は高周波回路中で最も消費電力が大きいため、その低消費電力化に直結する高効率化要求は高いものがある。この際、信号の劣化を抑えるため低歪動作が同時に求められる。このような高効率で低歪の高出力増幅器を実現する回路として１９５２年にカーン（Kahn）により提案されたＥＥＲ方式（Envelope Elimination and Restoration）が注目されている。
【０００３】
このＥＥＲ方式は、図１０に示すように、あらかじめ入力信号ａ（変調信号）の振幅変調成分と位相変調成分を分離し、等振幅の位相変調成分のみを高効率増幅器６で増幅することで振幅変動に起因したＡＭ−ＡＭ歪、ＡＭ−ＰＭ歪の発生をなくし、高効率増幅器６の電源電圧Ｖsを振幅変調成分に応じて変化させることで元の入力信号を増幅した低歪の出力信号を得る回路である。ここで使用する高効率増幅器６にはＥ級、Ｆ級等振幅変動に起因する歪が大きく従来の回路では使用できない高効率増幅器を使用することができるため、低歪かつ高効率の高出力増幅器を実現できる。
【０００４】
図１０にＥＥＲ形高出力増幅器の構成と、図１１に各ブロックの波形を示す。図１１（ａ）に示すような入力信号ａ（変調信号）をリミッタ１、包絡線検出検波部２に入力し、リミッタ１で位相変調成分信号ｂを抽出し、包絡線検出検波部２で入力信号ａの振幅変調成分に相当する包絡線信号ｃをそれぞれ抽出する。位相変調成分信号ｂは図１１（ｂ）、包絡線信号ｃは図１１（ｃ）に示すような波形となる。この抽出された包絡線信号ｃは振幅−パルス変換部３、スイッチ４、ローパスフィルタ５から構成される電源電圧制御部７によって包絡線信号ｃに応じた電圧Ｖsに変換される。一方、上記抽出された一定振幅の位相変調成分信号ｂは高効率増幅器６に入力され高効率で増幅される。この高効率増幅器６の電源電圧を電源電圧制御部７から出力される電圧Ｖsとすることで、高効率増幅器６は入力信号ａを電源電圧Ｖsに対応して振幅が変化するように増幅し、結局、振幅変調成分も再生されて、高効率増幅器６の出力信号ｄは図１１（ｄ）に示す波形となる。
【０００５】
ここで振幅−パルス変換部３は、電流消費なしで電源電圧Ｖsを変化させるのに必要な回路である。この実現方法として、従来から提案されてきた振幅に応じてパルス幅を変化させるＰＷＭ方式（Pulse Width Modulation）に替えて、より集積回路の使用に適したデルタ変調を用いる回路が特開平１０−２５６８４３号公報に開示されている。この回路では振幅に応じて発生するパルスの数を変化させている。
また、高効率増幅器６の出力振幅を検知して振幅−パルス変換部にフィードバックすることで再生した振幅変調成分の誤差を低減する方法が特開平１０−２５６８４３号公報、特公平０７−１０１８２１号公報に開示されている。
【０００６】
【特許文献１】特公平０７−１０１８２１号公報
【特許文献２】特開平１０−２５６８４３号公報
【非特許文献１】L. R. カーン（L. R. Kahn）著, プロシーディング  オブ  アイアールイー（Proc. IRE）４０巻ｐｐ．８０３−８０６、１９５２年５月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、この特許文献１、特許文献２、非特許文献１に開示された高出力増幅器には次のような共通の問題がある。
この問題点は、出力電力を変化させたときに低出力側に動作限界が存在することである。この原因は、高効率増幅器６に使用しているデバイスの電流電圧特性の肩特性に起因する。その理由は、高効率増幅器６の負荷線の電圧軸切片がニー電圧Ｖkに達すると電流の急激な減少のため利得が急激に低下するためである。
【０００８】
図１０の電源電圧制御部７はスイッチング電源を構成しているが、図１２にこの電源電圧制御部７の消費電力を考慮した場合の従来のＥＥＲ形高出力増幅器の効率の出力電力依存性を示す。高効率増幅器６に用いるトランジスタが、図１３に示すような電流電圧特性に肩を持たない場合には、図１２の「理想トランジスタ使用時の効率」として点線で示したように、低出力まで増幅器は動作する。このとき出力電力の低下に伴い効率も低下するがこれは電源電圧制御部７が一定の電力を消費するためであり、この電力消費がなければ低出力でも一定の効率が得られる。
【０００９】
しかしながら、高効率増幅器６に図１４に示す現実のトランジスタを用いた場合には出力の低下に伴って減少する電源電圧Ｖsがトランジスタのニー電圧Ｖkに達した近傍で効率が急激に低下し、図１２の「現実トランジスタ使用時の効率」として実線で示したように、低出力領域では「理想トランジスタ使用時の効率」から低下した低効率の特性になり増幅器として動作しなくなってしまう。また、この出力電力の下限のために、瞬時的に出力電力が０近傍にまで低下するような変調信号が入力された場合に歪を生ずるという問題を解決する課題もある。
【００１０】
本発明の目的は、従来のＥＥＲ形高出力増幅器が持つ低出力側の動作限界を解消し、広い出力範囲で動作可能な低歪かつ高効率の高出力増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１記載の本発明の要旨は、入力された変調信号が所定値Ｖlim以下のとき前記変調信号を電源電圧一定の線形動作で増幅し、入力された変調信号が所定値Ｖlimを超えるとき電源電圧を前記変調信号の包絡線成分に応じて変化させながら前記所定値Ｖlimでリミットされた前記変調信号をＥＥＲ動作で増幅する増幅器を備えたことを特徴とする高出力増幅器に存する。
また、請求項２記載の本発明の要旨は、前記所定値Ｖlimは前記増幅器の電源電圧がニー電圧近傍になるように設定したことを特徴とする請求項１記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項３記載の本発明の要旨は、前記増幅器をＥ級増幅器としたことを特徴とする請求項１または２記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項４記載の本発明の要旨は、前記包絡線成分を前記所定値Ｖlimから前記所定値Ｖlim−２０％の範囲のしきい値Ｖonで検波して生成することを特徴とする請求項１乃至３記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項５記載の本発明の要旨は、しきい値がＶon0の検波器と設定電圧が（Ｖlim−Ｖon0）〜（Ｖlim−Ｖon0）−０．２Ｖlimの電圧設定器を備え、前記電圧設定器の設定電圧に基づき前記しきい値ＶonをＶlim−２０％の範囲にしたことを特徴とする請求項１乃至４記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項６記載の本発明の要旨は、入力された変調信号から位相変調成分を抽出し、抽出した前記位相変調成分が前記所定値以下のとき入力された前記変調信号をそのまま出力し、前記位相変調成分が所定の電圧を超えるとき入力された前記変調信号を前記所定値でリミットして出力する位相変調成分検出手段と、
入力された変調信号から振幅変調成分を抽出し、抽出した前記振幅変調成分が前記所定値以下のとき入力された一定の電圧を生成し、前記振幅変調成分が前記所定値を超えるとき入力された前記変調信号の包絡線成分に応じた信号を生成する振幅変調成分検出手段を備えた入力変換手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至５記載の高出力増幅器存する。
また、請求項７記載の本発明の要旨は、前記振幅変調成分検出手段の信号を受け前記増幅器の電源電圧を生成する電源電圧制御部を備え、前記電源電圧制御部は前記振幅変調成分検出手段の信号をパルス幅変調又はパルス数変調のいずれかにより変調してパルス列を出力し、該パルス列によりスイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御して前記電源電圧を生成することを特徴とする請求項６記載の高出力増幅器する。
また、請求項８記載の本発明の要旨は、一定パルスを発生するパルス発生器を備え、入力された変調信号が前記所定値Ｖlim以下のとき前記パルス発生器のパルスを選択し、入力された変調信号が前記所定値Ｖlimを超えるとき前記振幅変調成分検出手段からの信号をパルス幅変調又はパルス数変調したパルスを選択する選択手段を備え、前記選択手段で選択されたパルスによりスイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御して前記電源電圧を生成することを特徴とする請求項７記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項９記載の本発明の要旨は、前記入力変換手段はデジタルシグナルプロセッサＤＳＰとして構成されたことを特徴とする請求項６記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項１０記載の本発明の要旨は、前記デジタルシグナルプロセッサＤＳＰの前記位相変調成分検出手段および振幅変調成分検出手段からパルス列を出力し、該パルス列を受けてアナログ信号に変換するＤＡコンバータを備えたことを特徴とする請求項９記載の高出力増幅器に存する。
また、請求項１１記載の本発明の要旨は、入力された変調信号から位相変調成分を抽出し、抽出した前記位相変調成分が所定の電圧以下のとき入力された前記変調信号をそのまま増幅部へ出力し、前記位相変調成分が前記所定の電圧を超えるとき入力された前記変調信号を前記所定の電圧でリミットして前記増幅部へ出力する位相変調成分抽出手段と、入力された変調信号から振幅変調成分を抽出し、抽出した前記振幅変調成分が前記所定の電圧以下のとき入力された一定の電圧を生成し、前記振幅変調成分が前記所定の電圧を超えるとき入力された前記変調信号の包絡線成分に応じた電圧を生成する振幅変調成分抽出手段と、前記振幅変調成分抽出手段の電圧を電源電圧とし、前記位相変調成分抽出手段からの信号を増幅する前記増幅部を備えたことを特徴とする高出力増幅器に存する。
また、請求項１２記載の本発明の要旨は、入力変換部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、前記入力変換部は前記増幅部への入力信号を変換するとともに前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電源電圧を変化させるよう接続され、前記入力変換部は入力電力に対ししきい値を有し、入力電力が前記しきい値より大きいときには一定振幅の位相振幅信号を前記増幅部に入力するとともに前記増幅部の電源電圧を入力信号の包絡線信号で変化させ、入力電力が前記しきい値より小さいときには入力信号を前記増幅部に入力し前記増幅部の電源電圧を一定とすることを特徴とする高出力増幅器に存する。
また、請求項１３記載の本発明の要旨は、入力変換部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、前記入力変換部は前記増幅部への入力信号を変換するとともに前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電源電圧を変化させるよう接続され、前記入力変換部は、リミッタ、包絡線検出検波部から構成され、前記リミッタの出力を前記増幅部に入力し、前記包絡線検出検波部はしきい値を超える入力電力のときのみ包絡線成分を前記電源電圧制御部に入力するよう接続され、前記入力変換部中において、前記包絡線検出検波部の前記しきい値を前記リミッタの前記しきい値から前記しきい値−２０％の範囲とすることを特徴とする高出力増幅器に存する。
また、請求項１４記載の本発明の要旨は、データ発生部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、前記データ発生部はしきい値を持ち、前記しきい値以下の電圧信号を発生するときには、前記増幅部へ変調信号を入力し前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電圧を一定に保ち、前記しきい値を超える電圧信号を発生する場合には、包絡線成分を前記電源電圧制御部に出力し、前記増幅部には一定振幅の位相変調成分のみを出力することを特徴とする高出力増幅器に存する。
また、請求項１５記載の本発明の要旨は、入力変換部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、前記入力変換部はリミッタを含み、第１しきい値を超える入力信号では一定振幅の信号を前記増幅部へ入力するよう動作するとともに前記電源電圧制御部を介して前記増幅部の電源電圧を変化するよう接続され、前記電源電圧制御部はパルス幅変調回路またはパルス数変調回路と、一定パルス出力回路、ローパスフィルタを含み、入力電力が第２しきい値以下のときは前記一定パルス出力回路を前記ローパスフィルタに接続し、入力電力が前記第２しきい値を超えるときには前記パルス幅変調回路またはパルス数変調回路を前記ローパスフィルタに接続し、前記電源電圧制御部の前記第２のしきい値は前記入力変換部の前記第１しきい値以下で前記第１しきい値−２０％の範囲とすることを特徴とする高出力増幅器に存する。
【発明の効果】
【００１２】
第１の効果は、低出力時に増幅部を線形動作とすることで低出力側の動作限界を解消し広い出力範囲での低歪かつ高効率動作を実現したＥＥＲ形高出力増幅器を提供することができる。
第２の効果は、低出力時の線形動作時において電源電圧をニー電圧近傍に設定することで従来のA級、AB級等の線形動作高出力増幅器より高効率な動作を実現した高出力増幅器を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１を参照すると、本発明の第１の実施の形態として高出力増幅器のブロック図が示されている。
【００１４】
本実施の形態は、入力変換部１１０、電源電圧制御部１２０、増幅部３０から構成されている。入力変換部１１０は、しきい値Ｖlimで振幅制限するリミッタ１１と、しきい値Ｖonで検波を行う包絡線検出検波部１２と、包絡線検出検波部１２にバイアスを与える一定電圧発生部１３とを備えている。電源電圧制御部１２０は振幅―パルス変換部２１、スイッチ２２、ローパスフィルタ２３から構成され、増幅部３０は高効率の増幅器である。
【００１５】
しきい値がＶonと異なるＶon0の検波器を用いた入力変換部１１０において、一定電圧発生部１３は、（Ｖlim−Ｖon0）〜（Ｖlim−Ｖon0−０．２Ｖlim）の範囲の電圧を発生させることで、包絡線検出検波部１２のしきい値をシフトさせしきい値Ｖonをリミッタ１１のしきい値Ｖlimからしきい値Ｖlim−２０％の範囲に設定している。この範囲設定の理由は、包絡線検出検波部１２のしきい値電圧Ｖonをリミッタのしきい値Ｖlim以下とすることは振幅変調成分の消失を防ぐためであり、しきい値Ｖlim−２０％は高出力増幅器の出力信号のEVM（エラーベクトル強度、Error Vector Magnitude）を無線通信に使用可能な２０％以下とするのに必要な条件である。
【００１６】
電源電圧制御部１２０の振幅−パルス変換部２１は包絡線信号ｃ（入力信号ａの振幅変調成分）をその振幅に応じたパルス列に変換する回路であり、振幅に応じてパルス幅を変調する、あるいは、振幅に応じてパルス数を変調する、のいずれかの機能を持つ。スイッチ２２は、振幅−パルス変換部２１の出力パルス列に応じて電源Ｖccからの電流をＯＮ／ＯＦＦする機能を持ち、バイポーラトランジスタあるいはＦＥＴが使用できるが、ＯＮ時の抵抗を低くする必要からＦＥＴの使用が望ましい。ローパスフィルタ２３はパルスの周波数成分を除去するものであり、遮断周波数は包絡線信号ｃの周波数以上で変調パルス列の周波数以下に設定する。
【００１７】
増幅部３０を構成する増幅回路は、ＡＭ−ＡＭ歪、ＡＭ−ＰＭ歪の発生を考慮する必要がなく高効率の増幅器が望ましい。A級、AB級、B級、C級、D級、E級、F級などが使用可能であるが、理論上１００％の高効率の観点からE級の使用が望ましい。また使用するデバイスはバイポーラトランジスタ、ＦＥＴを問わないがニー電圧Ｖkの低い化合物ＦＥＴの使用が望ましい。この理由は低電圧動作が可能なためより高効率動作が可能となるからである。
【００１８】
この回路は次のように動作する。入力変換部１１０において、入力信号ａ（図１１（ａ）参照）の電圧振幅がしきい値Ｖlim以下のとき、リミッタ１１は振幅制限を行わず入力信号ａをそのまま増幅部３０に伝達する。包絡線検出検波部１２は検波動作を行わず一定電圧を電源電圧制御部１２０に出力する。一方、入力信号ａの電圧振幅がリミッタ１１のしきい値Ｖlimを超えるとき、リミッタ１１は振幅制限を行い一定振幅の位相変調成分信号ｂ（図１１（ｂ）参照）を増幅部３０に出力する。包絡線検出検波部１２は検波動作を行い振幅変調成分に該当する包絡線信号ｃ（図１１（ｃ）参照）を電源電圧制御部１２０に出力する。電源電圧制御部１２０は、入力変換部１１０からの包絡線信号ｃを一旦パルス列に変換し、スイッチ２２をＯＮ／ＯＦＦすることで、ローパスフィルタ２３を通過した後の電源電圧Ｖsが入力変換部からの包絡線信号ｃと一定の関係になるようにする。この一定の関係とは増幅部３０での増幅後の出力信号ｄの包絡線成分と、包絡線検出検波部１２から出力される包絡線信号ｃが比例関係になることである。
【００１９】
以上の動作によって、入力信号ａがリミッタ１１のしきい値Ｖlim以下のときには、入力信号ａそのものが増幅部３０に入力され、リミッタ１１のしきい値Ｖlimを超えるときには、一定振幅の位相変調成分信号ｂが増幅部３０に入力される。また増幅部３０の電源電圧は、入力がリミッタ１１のしきい値Ｖlim以下のときには一定電圧となり、しきい値Ｖlimを超えるときには入力の振幅変調成分に相当する包絡線信号ｃで変化する電圧となる。つまり図７に示したような入力信号ａの入力電力に対するリミッタ１１の出力振幅（増幅部３０の入力振幅）と、増幅部３０の電源電圧Ｖｓの振幅の入力電力依存性となる。したがって図８に示すように増幅部３０の動作は入力信号ａの入力電力が或るしきい値以下のときは線形増幅動作となり、しきい値を超えるときはＡＭ−ＡＭ歪、ＡＭ−ＰＭ歪を発生させない一定振幅の増幅を行いながら、電源電圧Ｖｓで包絡線信号ｃを付加するＥＥＲ動作となる。
【００２０】
この構成では、ＥＥＲ形高出力増幅器において、トランジスタの電源電圧Ｖsがニー電圧Ｖk近傍かそれよりやや大きい値になるように上記リミッタ１１のしきい値Ｖlimを設定すれば、低出力側の動作限界の原因となるトランジスタのニー電圧近傍以下の電源電圧Ｖｓになる入力のときには増幅部３０を線形動作とすることができるため、従来のＥＥＲ形高出力増幅器の課題であった低出力側動作限界を解消でき、広い範囲の入力電力に対し低歪で高効率の高出力増幅動作を行える。また線形動作時の電源電圧を低く設定できるため従来のA級もしくはAB級高出力増幅器より高効率動作となる。
【００２１】
以上は、本発明の高出力増幅器を平均入力電力が変化するような応用に適用した例であるが、図９に示すように入力の瞬時電力の包絡線が０近傍まで小さくなる場合には、設定したしきい値以下になったとき（領域Ａ）は線形動作、しきい値を超えるとき（領域Ｂ）はＥＥＲ動作をすることで低歪な高出力増幅を行える。
【００２２】
図９において、図９（ａ）は入力信号ａの波形を示している。図９（ｂ）は振幅−パルス変換部２１の入力信号（包絡線信号ｃ）を示している。図９（ｃ−１）はリミッタ１１のリミット波形を示し、しきい値Ｖlimで波高値がリミットされている。この図９（ｃ−１）は入力信号ａをリミッタ１１でリミットした波形をそのまま表現したものであるが、実際のものでは、リミッタ１１は高調波成分に対しフィルタ効果を有しており、図９（ｃ−２）に示すように高調波成分が除かれて入力信号ａの位相変調成分信号ｂになる。図９（ｃ−２）に示した位相変調成分信号ｂが増幅部３０に入力され、一方増幅部３０の電源電圧が図９（ｂ）に応じた電源電圧Ｖsで変化することにより、増幅部３０の出力として図９（ｄ）に示したように入力信号ａを増幅した出力信号ｄが得られる。
【００２３】
本実施の形態によれば、ＥＥＲ形高出力増幅器において、トランジスタの電源電圧Ｖsがニー電圧Ｖk近傍かそれよりやや大きい値になるように上記リミッタ１１のしきい値Ｖlimを設定すれば、低出力側の動作限界の原因となるトランジスタのニー電圧近傍以下の電源電圧Ｖｓになる入力のときには増幅部３０を線形動作とすることができるため、従来のＥＥＲ形高出力増幅器の課題であった低出力側動作限界を解消でき、広い範囲の入力電力に対し低歪で高効率の高出力増幅動作を行え、また、線形動作時の電源電圧を低く設定できるため従来のA級もしくはAB級高出力増幅器より高効率動作となる効果がある。
【００２４】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図２を参照すると、本発明の第２の実施の形態として高出力増幅器のブロック図が示されている。
【００２５】
本実施の形態は、入力変換部１１１、電源電圧制御部１２０、増幅部３０から構成される。入力変換部１１１は、リミッタ１１と、包絡線検出検波部１４と、一定電圧発生部１３と、比較選択回路１５とを備えている。また、電源電圧制御部１２０は、振幅―パルス変換部２１と、スイッチ２２と、ローパスフィルタ２３を備えている。また、増幅部３０は高効率の増幅器である。
【００２６】
入力変換部１１１において、比較選択回路１５はｅ側の包絡線信号ｃとｆ側の一定電圧発生部１３の電圧を比較し値が大きい電圧をｇ側に出力する。したがって一定電圧発生部１３の電圧で規定されるしきい値Ｖonを超えるときには包絡線検出検波部１４で検出された包絡線信号ｃが出力され、しきい値Ｖon以下のときにはｆ側の一定電圧発生部１３の電圧が出力される。このしきい値Ｖonは、上記第１の実施の形態の包絡線検出回路１２のしきい値と同様に、しきい値がＶonと異なるＶon0である検波器に対し一定電圧発生部１３によって（Ｖlim−Ｖon0）〜（Ｖlim−Ｖon0−０．２Ｖlim）の範囲の電圧を与え、しきい値をシフトすることで、リミッタ１１のしきい値Ｖlimからしきい値Ｖlim−２０％の範囲に設定している。この範囲設定の理由は、包絡線検出検波部１４のしきい値電圧Ｖonをリミッタ１１のしきい値Ｖlim以下とすることは振幅変調成分の消失を防ぐためであり、しきい値Ｖlim−２０％は高出力増幅器の出力信号のEVM（エラーベクトル強度、Error Vector Magnitude）を無線通信に使用可能な２０％以下とするのに必要な条件である。
【００２７】
電源電圧制御部１２０の振幅−パルス変換部２１は、比較選択回路１５の出力信号振幅に応じたパルス列に変換する回路であり、比較選択回路１５の出力信号の振幅に応じてパルス幅を変調する、あるいは、振幅に応じてパルス数を変調する、のいずれかの機能を持つ。電源電圧制御部１２０の各部の動作は実施の形態１で説明したとおりなのでここでは説明を省略する。また、増幅部３０についても実施の形態１で説明したとおりなのでここでは説明を省略する。
【００２８】
さらに図２の回路の動作について説明を続ける。入力変換部１１１では、入力信号ａの電圧振幅がリミッタ１１のしきい値Ｖlim以下のとき、リミッタ１１は振幅制限を行わず入力信号ａをそのまま増幅部３０に入力し、また比較選択回路１５によってｆ側の一定電圧発生部１３の電圧を電源電圧制御部１２０に出力する。一方、入力信号ａの電圧振幅がしきい値Ｖlimを超えるとき、リミッタ１１は振幅制限を行い一定振幅の位相変調成分信号ｂを増幅部３０に出力し、また、比較選択回路１５によって包絡線検出検波部１４からの包絡線信号ｃが選択されてｇ側に出力され電源電圧制御部１２０に入力される。電源電圧制御部１２０は、入力変換部１１１の比較選択回路１５からの信号を一旦パルス列に変換し、スイッチ２２をＯＮ／ＯＦＦすることでローパスフィルタ２３を通過した後の電源電圧Ｖsが入力変換部１１１からの信号と一定の関係を持たせる。この一定の関係とは増幅部３０での増幅後の出力信号ｄの包絡線成分と、包絡線検出検波部１４から出力される包絡線信号ｃが比例関係になることである。
【００２９】
以上の動作によって、増幅部３０に入力される信号は、入力信号ａがしきい値Ｖlim以下のときには入力信号ａそのものとなり、しきい値Ｖlimを超えるときには一定振幅の位相変調成分信号ｂとなる。また増幅部３０の電源電圧Ｖｓは、入力信号ａがしきい値Ｖlim以下のときには一定電圧となり、しきい値Ｖlimを超えるときには包絡線信号ｃで変化された電圧となる。つまり増幅部３０は図７に示したようなリミッタの出力振幅と電源電圧Ｖsの入力電力依存性となる。したがって図８に示すように増幅部３０の動作は入力信号ａの入力電力がしきい値以下のときは線形増幅動作となり、しきい値を超えるときはＡＭ−ＡＭ歪、ＡＭ−ＰＭ歪を発生させない一定振幅の増幅を行いながら、電源電圧で振幅変調成分を付加するＥＥＲ動作となる。
【００３０】
本実施の形態でも、第１の実施の形態と同様に、ＥＥＲ形高出力増幅器において、上記リミッタ１１のしきい値Ｖlimをトランジスタの電源電圧Ｖsがニー電圧Ｖk近傍かそれよりやや大きい値になるように設定することにより、低出力側動作限界を解消でき、広い範囲の入力電力に対し低歪で高効率の高出力増幅動作となり、従来のA級もしくはAB級高出力増幅器より高効率動作となる。また、本実施の形態でも、図９に示す入力信号ａに対し第１の実施の形態と同様に低歪な高出力増幅を行える。
【００３１】
本実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、比較選択回路１５をリミッタ１１のしきい値Ｖlimで切り替えるので、一定電圧発生部１３の電圧に影響されることなく、リミッタ１１のしきい値Ｖlimでより確実に切り替えることが出来る効果がある。
【００３２】
次に、本発明の第３の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図３を参照すると、本発明の第３の実施の形態として高出力増幅器のブロック図が示されている。本実施の形態は、上記第２の実施の形態中の比較選択回路１５を切替スイッチ１６で構成したより具体的な実施の形態の一例である。その他は第２の実施の形態と同様なので説明は省略する。
本実施の形態によれば、実施の形態２の比較選択回路１５を切替スイッチ１６で簡単に構成出来る効果がある。
【００３３】
次に、本発明の第４の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図４を参照すると、本発明の第４の実施の形態として高出力増幅器のブロック図が示されている。
【００３４】
本発明は、デジタル・シグナル・プロセッサＤＳＰ１１３、デジタル・アナログ・コンバータＤＡＣ４０、電源電圧制御部１２１、増幅部３０から構成される。電源電圧制御部１２１はレベル変換回路２４、スイッチ２２、ローパスフィルタ２３を備えている。また、増幅部３０は高効率の増幅器である。
【００３５】
ＤＳＰ１１３は入力信号として、例えば第１の実施の形態の入力信号ａに対応するデジタル信号として信号ｊを入力する。そして所望の出力が或るしきい値より小さいときには、レベル変換回路２４に対し一定パルス列ｉを出力し、ＤＡＣ４０に対し変換後の信号が入力信号ｊそのものとなるディジタル信号ｈを出力する。一方、上記或るしきい値電圧より大きいときには、レベル変換回路２４に対して入力信号ｊの包絡線成分のパルス幅変調波形、またはデルタ変調波形を出力し、ＤＡＣ４０には変換後に入力信号ｊの位相変調成分信号ｂが得られるようなディジタル信号ｈを出力する。ここでパルス幅変調波形とは振幅に応じてパルス幅を変調した波形であり、デルタ変調波形とは振幅に応じてパルス数を変調した波形である。いずれの波形でもパルス列に応じて電源Ｖccからの電流をＯＮ／ＯＦＦする機能を持つスイッチ２２を通過し、ローパスフィルタ２３はパルスの周波数成分を除去すると元の入力信号ｊの包絡線成分が電源電圧Ｖsとして再生される。ここで使用されるスイッチ２２にはバイポーラトランジスタあるいはＦＥＴが使用できるが、ＯＮ時の抵抗を低くする必要からＦＥＴの使用が望ましい。ローパスフィルタ２３の遮断周波数は包絡線成分の周波数以上で、パルスの周波数以下に設定する。
【００３６】
この回路は次のように動作する。ＤＳＰ１１３では、入力信号ｊの電圧振幅がしきい値Ｖlim以下のとき、ＤＡＣ４０を介して入力信号ｊそのものに対応する信号を増幅部３０に入力し、またＤＳＰ１１３からの一定パルス列ｉによって電源電圧制御部１２１は一定電圧の電源電圧Ｖｓを出力する。一方、入力信号ｊの電圧振幅がしきい値Ｖlimを超えるとき、ＤＡＣ４０にはＤＳＰ１１３からしきい値Ｖlimで振幅がリミットされた信号に相当するディジタル信号ｈが入力され、ＤＡＣ４０はこれを変換して一定振幅の位相変調成分信号ｂを増幅部３０に入力し、電源電圧制御部１２１は変調信号の包絡線成分に依存した電圧Ｖsを出力する。この依存関係は増幅部３０での増幅後の出力信号ｄの包絡線成分が入力信号ｊの包絡線成分と比例関係になることである。
【００３７】
以上の動作によって、増幅部３０に入力される位相変調成分信号ｂは、ＤＳＰ１１３への入力信号ｊがしきい値Ｖlim以下のときには入力信号ｊそのものに対応する信号となり、しきい値Ｖlimを超えるときには一定振幅の位相変調成分信号ｂとなる。また増幅部３０の電源電圧Ｖsは、入力信号ｊがしきい値Ｖlim以下のときには一定電圧が、しきい値Ｖlimを超えるときには入力の振幅変調成分に相当する包絡線成分で変化された電圧となる。
【００３８】
このように、増幅部３０に入力される信号は上記第１〜３の実施の形態と同じになり、動作も同じになるので、ここでの増幅部３０についての動作の説明は省略する。
本実施の形態でも、図９に示す入力信号に対し第１の実施の形態と同様に低歪な高出力増幅を行える。
【００３９】
本実施の形態によれば、デジタル構成のＤＳＰ１１３やＤＡＣ４０を用いて構成したので、低歪な高出力増幅を行えるとともに、更にＩＣ化が容易になり、より小型化できる効果がある。
【００４０】
次に、本発明の第５の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図５を参照すると、本発明の第５の実施の形態として高出力増幅器のブロック図が示されている。本実施の形態は、上記第４の実施の形態においてＤＳＰ１１３から電源電圧制御部１２１への出力信号ｉをデジタル・アナログ・コンバータＤＡＣ４１で一旦アナログ化し、電源電圧制御部１２０の振幅−パルス変換部２１で再度パルス幅変調またはパルス数変調を行う形態である。
したがって、電源電圧制御部として第１〜第３と同じ電源電圧制御部１２０を使うことができる。その他の動作は先の実施の形態と同様であるので、説明は省略する。
また、第４の実施の形態と同様、デジタル構成のＤＳＰ１１３やＤＡＣ４０を用いて構成したので、ＩＣ化が容易になり、より小型化できる効果がある。
【００４１】
次に、本発明の第６の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図６を参照すると、本発明の第６の実施の形態として高出力増幅器のブロック図が示されている。本発明は、入力変換部１１４と、電源電圧制御部１２２と、増幅部３０から構成されている。入力変換部１１４はリミッタ１１と包絡線検出検波部１２を備えている。また、電源電圧制御部１２２は振幅―パルス変換部２１と、スイッチ２２と、ローパスフィルタ２３と、一定パルスを発生するパルス発生回路２５と、切替スイッチ２６を備えている。また、増幅部３０は高効率の増幅器である。
【００４２】
電源電圧制御部１２２において、切替スイッチ２６は入力変換部１１４からの包絡線信号ｃの入力電力があるしきい値を超えるときには振幅−パルス変換部２１に接続され、しきい値以下のときには一定パルスを発生するパルス発生回路２５に接続される。このしきい値はリミッタ１１のしきい値以下からしきい値−２０％の範囲に設定している。この範囲設定の理由は、包絡線検出検波部のしきい値電圧をリミッタのしきい値以下とすることは振幅変調成分の消失を防ぐためであり、しきい値−２０％は高出力増幅器の出力信号のEVM（エラーベクトル強度、Error Vector Magnitude）を無線通信に使用可能な２０％以下とするのに必要な条件である。
【００４３】
電源電圧制御部１２２の振幅−パルス変換部２１は包絡線信号ｃをその振幅に応じたパルス列に変換する回路であり、振幅に応じてパルス幅を変調する、あるいは、振幅に応じてパルス数を変調する、のいずれかの機能を持つ。スイッチ２２は、パルス列に応じて電源Ｖccからの電流をＯＮ／ＯＦＦする機能を持ち、バイポーラトランジスタあるいはＦＥＴが使用できるが、ＯＮ時の抵抗を低くする必要からＦＥＴの使用が望ましい。ローパスフィルタ２３はパルスの周波数成分を除去するものであり遮断周波数は包絡線の周波数以上でパルスの周波数以下に設定する。
【００４４】
この回路は次のように動作する。
入力変換部１１４は、入力信号ａの電圧振幅がリミッタ１１のしきい値Ｖlim以下のとき、リミッタ１１は振幅制限を行わず入力信号ａをそのまま増幅部３０に入力する。このとき、電源電圧制御部１２２では切替スイッチ２６がパルス発生回路２５側に切替えられ、パルス発生回路２５からの一定パルスが切替スイッチ２６、スイッチ２２を通してローパスフィルタ２３に出力される。このとき電源電圧制御部１２２の出力はパルスの周波数成分がローパスフィルタ２３で除去されて一定の電源電圧Ｖsとして出力される。一方、入力信号ａの電圧振幅がリミッタ１１のしきい値Ｖlimを超えるとき、リミッタ１１は振幅制限を行い一定振幅の位相変調成分信号ｂを増幅部３０に伝達する。このとき切替スイッチ２６は電圧−パルス変換部２１に接続されるので、包絡線信号ｃに応じたパルス列がスイッチ２２を通してローパスフィルタ２３に出力される。ここでは入力変換部１１４からの包絡線信号ｃを一旦パルス列に変換し、スイッチ２２をＯＮ／ＯＦＦすることでローパスフィルタ２３を通過した後の電源電圧Ｖｓが入力変換部からの信号と一定の関係を持つ。この一定の関係とは、増幅部３０の出力信号ｄの包絡線成分と、包絡線検出検波部１２から出力される包絡線信号ｃが比例関係になることである。
【００４５】
このように、増幅部３０に入力される信号は上記第１〜５の実施の形態と同じになり、動作も同じになるので、ここでの増幅部３０についての動作の説明は省略する。
本実施の形態でも、図９に示す入力信号に対し第１の実施の形態と同様に低歪な高出力増幅を行える。
【００４６】
本実施の形態によれば、パルス発生回路２５からの一定パルスを切替スイッチ２６で切り替える構成としているので、一定電圧発生部１３が不要となり、パルス発生回路２５からのデジタル的に管理できるより正確な一定パルスを用いることが出来、切り替えのしきい値をより正確に管理できる効果がある。
【００４７】
以上、説明した本発明の実施の形態による高出力増幅器は、入力信号ａまたはｊがリミッタ１１のしきい値Ｖlimを超えるとき増幅部３０に一定振幅の位相変調成分信号ｂが入力され、また増幅部３０の電源電圧Ｖsが振幅変調成分に等しい包絡線信号ｃで変化し、従来のＥＥＲ形高出力増幅器と同じ動作により低歪かつ高効率の増幅を行う。一方、しきい値Ｖlim以下のときには増幅部３０の電源電圧Ｖsは変化せず、振幅と位相の両方が変化する入力信号ａまたはｊそのものに対応する変調信号が増幅部に入力され線形の増幅動作を行う。このときにはしきい値Ｖlimを適切な値に設定しておけば増幅部３０のトランジスタのコレクタ（ＦＥＴのときにはドレイン）のバイアス電圧をニー電圧Ｖk以上に保持できるため従来のＥＥＲ形高出力増幅器に存在した低電力側の動作限界を解消できる。
【００４８】
また、入力変換部１１０、１１１、１１２、１１４のリミッタ１１はしきい値Ｖlimを超える入力に対し一定振幅の位相変調信号を増幅部３０に出力し、しきい値Ｖlim以下の入力に対しては振幅変調成分を保持したまま増幅部３０に信号を出力する。また入力変換部１１０、１１１、１１２、１１４の包絡線検出検波部１２あるいは１４は、リミッタ１１のしきい値Ｖlimを超える信号に対しては電源電圧制御部に包絡線信号ｃを出力することで増幅部３０の電源電圧Ｖsを変化させ、しきい値Ｖlim以下の入力信号に対しては一定電圧を出力することで増幅部の電源電圧Ｖsを一定に保つ。包絡線検出検波部１２、１４のしきい値Ｖonの値をリミッタ１１のしきい値Ｖlim以下とすることは振幅変調成分の消失を防ぐためであり、しきい値Ｖlim−２０％は高出力増幅器の出力信号のEVM（エラーベクトル強度、Error Vector Magnitude）を無線通信に使用可能な２０％以下とするのに必要な条件である。
【００４９】
また、本発明の実施の形態による高出力増幅器は、データ発生部、電源電圧制御部、増幅部から構成され、そしてデータ発生部は入力変換部あるいはＤＳＰなどで構成され、しきい値を持ち、しきい値以下の電圧の信号を発生するときには、増幅部へ変調信号を入力し電源電圧制御部を介して増幅部の電圧を一定に保つ。しきい値以下の電圧の信号を発生する場合には、包絡線成分を電源電圧制御部に入力し、増幅部には一定振幅の位相変調成分のみを入力する。
【００５０】
本発明の実施の形態による高出力増幅器によれば、低出力時に増幅部を線形動作とすることで低出力側の動作限界を解消し広い出力範囲での低歪かつ高効率動作を実現したＥＥＲ形高出力増幅器を提供することができ、また、低出力時の線形動作時において電源電圧をニー電圧近傍に設定することで従来のA級、AB級等の線形動作高出力増幅器より高効率な動作を実現した高出力増幅器を提供することができるという効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明の活用例として、携帯電話、無線LAN、無線アクセス装置、無線端末などに使用される高出力増幅器が挙げられる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の高出力増幅器の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】本発明の高出力増幅器の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図３】本発明の高出力増幅器の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図４】本発明の高出力増幅器の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図５】本発明の高出力増幅器の第５の実施の形態を示すブロック図。
【図６】本発明の高出力増幅器の第６の実施の形態を示すブロック図。
【図７】本発明の動作を説明するグラフ。
【図８】本発明の作用を説明するグラフ。
【図９】本発明の作用を説明する波形図。
【図１０】従来例を示すブロック図。
【図１１】従来例の動作を示す波形図。
【図１２】従来例の課題を示すグラフ。
【図１３】従来例の課題を説明するための理想トランジスタ特性図。
【図１４】従来例の課題を説明するための現実トランジスタ特性図。
【符号の説明】
【００５３】
１、１１・・・リミッタ
２、１２、１４・・・包絡線検出検波部
３、２１・・・振幅−パルス変換部
４、２２・・・スイッチ
５、２３・・・ローパスフィルタ
６・・・高効率増幅器
７、１２０、１２１、１２２・・・電源電圧制御部
１３・・・一定電圧発生部
１１０、１１１、１１２、１１４・・・入力変換部
１５・・・比較選択回路
１６、２６・・・切替スイッチ
１１３・・・デジタル・シグナル・プロセッサＤＳＰ
４０、４１・・・デジタル・アナログ・コンバータＤＡＣ
２４・・・レベル変換回路
２５・・・パルス発生回路
３０・・・増幅部
【図１】
2005184273.tif 000003
【図２】
2005184273.tif 000004
【図３】
2005184273.tif 000005
【図４】
2005184273.tif 000006
【図５】
2005184273.tif 000007
【図６】
2005184273.tif 000008
【図７】
2005184273.tif 000009
【図８】
2005184273.tif 000010
【図９】
2005184273.tif 000011
【図１０】
2005184273.tif 000012
【図１１】
2005184273.tif 000013
【図１２】
2005184273.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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