(57)【要約】【課題】コアが磁気飽和することなく巻線の巻数を低減することで低コスト化と同時に小型化を図る。【解決手段】コの字型の一対のコアである第一のコア２５と第二のコア２６のそれぞれ一方の脚を巻線が巻回されたボビン２４の中心孔に挿入し、ボビン２４の第一のギャップ２７と第二のギャップ２８にコアの脚の先端が当接し対向するようコア止め手段２９により固定する。閉磁路を構成している一対のコアのギャップのうち、ボビン２４の内側に位置し磁束の集中する巻線内側の第一のギャップ２７の割合を小さくし、巻線外側の第二のギャップ２８の割合を大きくすることで、所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすことができる。【選択図】図１
2005123299.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線及びヒータ巻線が軸方向に隣接して並列に巻回されたボビンと、前記ボビンの中心孔に１つの脚が挿入され閉磁路を構成する一対のコの字型のコアと、前記コアを前記ボビンに固定するコア止め手段とを備え、前記コアは前記ボビンの中心孔に挿入される側の脚のギャップが前記ボビンの外周側に位置する前記脚のギャップより小さいことを特徴としたリーケージトランス。
【請求項２】
コアはボビンの中心孔に挿入される側の脚は密着して固定され、前記ボビンの外周側に位置する脚のみギャップを有する請求項１に記載のリーケージトランス。
【請求項３】
コアのギャップが一次巻線の略中央に対応して位置している請求項１または２に記載のリーケージトランス。
【請求項４】
一対のコアの脚部の対向する先端面の断面積において、ボビンの中心孔に挿入される側の脚の断面積が前記ボビンの外周側に位置する脚の断面積より大きい請求項１〜３のいずれか１項に記載のリーケージトランス。
【請求項５】
コアは一対のＥ字型で中央の脚がボビンの中心孔に挿入されることで閉磁路を構成する請求項１〜４のいずれか１項に記載のリーケージトランス。
【請求項６】
コアは一対のＦ字型で中央の脚がボビンの中心孔に挿入されることで閉磁路を構成する請求項１〜４のいずれか１項に記載のリーケージトランス。
【請求項７】
一次巻線と二次巻線の結合係数が０．６から０．８の間である請求項１〜６のいずれか１項に記載のリーケージトランス。
【請求項８】
コア止め手段は樹脂材料で構成される請求項１〜７のいずれか１項に記載のリーケージトランス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は主として電子レンジ等の高周波加熱に用いられるインバータ電源のリーケージトランスに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のリーケージトランスは、マグネトロンを駆動するインバータ電源に用いられる。動作を簡単に説明すると、商用電源をダイオードブリッジ、チョークコイルおよび平滑コンデンサにより整流平滑した後、共振コンデンサと前記共振コンデンサに並列に接続されるリーケージトランスの一次巻線とで構成されるＬ−Ｃ共振回路をトランジスタとダイオードを用いて制御回路からの信号により２０ｋＨｚ以上の周波数で共振動作を行わせる。このとき得られる共振電圧をリーケージトランスにより昇圧にリーケージトランス二次巻線に接続される高圧コンデンサと高圧ダイオードにより整流された電圧をマグネトロンに印加する。また同時にリーケージトランスのヒータ巻線からマグネトロンのカソードに電力が供給されるためマグネトロンが発振動作を行い電子レンジ庫内で加熱が行われる。
【０００３】
電子レンジのインバータ電源およびマグネトロンへの負担を軽減し動作させるため、一次巻線と二次巻線の結合係数が０．６〜０．８となるよう、コの字型の一対のコアにギャップを設けて固定し閉磁路を構成しているが、ボビンの巻線内部と外部のギャップは同じ大きさとしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図１３は、特許文献１に記載された従来のリーケージトランスを用いたインバータ電源の回路図を、図１４は図１３のリーケージトランスの断面図を示すものである。図１４に示すように、リーケージトランスは一次巻線６と、二次巻線７と、ヒータ巻線８と、第一のコア１６と第二のコア１７とを、第一のギャップ１８と第二のギャップ１９が同じ大きさとなるよう構成されている。
【特許文献１】特許第２００６６３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記従来の構成では、磁束の集中する巻線内側、特に一次巻線内側にコアのギャップを設けているので、一次巻線のインダクタンスに与える影響が大きく、所定のインダクタンスを得るにはギャップが小さくしたときに比べて、多く巻く必要があった。また、インバータ電源の高効率かつ高出力化の要求に伴う巻線温度上昇に対応すべく、リッツ線である一次巻線素線の細線化が必要になるなど、巻線量を低減できないことはコスト上昇の要因となるという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、コアが磁気飽和することなく巻数を低減することで低コスト化と同時に小型化も図ることを特徴としたリーケージトランスを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記従来の課題を解決するために、本発明のリーケージトランスは、コアはボビン中心孔に挿入される側の脚のギャップがボビン外周側に位置する脚のギャップより小さいことを特徴としたものである。
【０００８】
これによって、閉磁路を構成している一対のコアのギャップのうち、磁束の集中する巻線内側のギャップの割合を小さくし、巻線外側のギャップの割合を大きくすることで、所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすことができる構成となる。
【０００９】
また、本発明のリーケージトランスは、コアの固定に弾性を有する樹脂材料を用いることを特徴としたものである。
【００１０】
これによって、コアの振動によるコアとコア止め手段との共振音を抑制することができる構成となる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のリーケージトランスは、巻数を低減しても所定のインダクタンスを得る構成とすることで巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化を実現することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
第１の発明は、一次巻線と二次巻線とヒータ巻線が軸方向に隣接して並列に巻回されたボビンと、前記ボビンの中心孔に１つの脚が挿入され閉磁路を構成する一対のコの字型のコアと、前記コアを前記ボビンに固定するコア止め手段とを備え、前記コアはボビン中心孔に挿入される側の脚のギャップがボビン外周側に位置する脚のギャップより小さいことを特徴とすることにより、閉磁路を構成している一対のコアのギャップのうち、磁束の集中する巻線内側のギャップの割合を小さくし、巻線外側のギャップの割合を大きくすることで、所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００１３】
第２の発明は、特に、第１の発明のコアを、ボビンの中心孔に挿入される側の脚は密着して固定し、ボビン外周側に位置する脚のみギャップを有することを特徴とすることにより、閉磁路を構成している一対のコアのギャップのうち、磁束の集中する巻線内側のギャップをなくし、巻線外側のみギャップを設けることで、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００１４】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明のコアを、ギャップが一次巻線の略中央に対応して位置することを特徴とすることにより、一次巻線の所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００１５】
第４の発明は、特に、第１〜３のいずれか１つの発明のコアを、脚部の対向する先端面の断面積において、ボビンの中心孔に挿入される側の脚の断面積がボビンの外周側に位置する脚の断面積より大きいことを特徴とすることにより、磁束の集中する巻線内側に位置するコア断面積を巻線外側に位置するコア断面積より大きくすることで、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００１６】
第５の発明は、特に、第１〜４のいずれか１つの発明のコアを、一対のＥ字型とし中央の脚をボビンの中心孔に挿入することで複数の閉磁路を構成することを特徴とすることにより、磁気抵抗をさらに小さく、従ってさらに強い磁束を形成することで、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００１７】
第６の発明は、特に、第１〜４のいずれか１つの発明のコアを一対のＦ字型とし中央の脚をボビンの中心孔に挿入することで複数の閉磁路を構成することを特徴とすることにより、磁気抵抗をさらに小さく、従ってさらに強い磁束を形成することで、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００１８】
第７の発明は、特に、第１〜６のいずれか１つの発明の一次巻線と二次巻線の結合係数を０．６から０．８の間とすることにより、一次巻線に直列接続される高周波チョークが不要となり簡単な構成のインバータ電源を実現することができる。
【００１９】
第８の発明は、特に、第１〜７のいずれか１つの発明のコア止め手段を樹脂材料で構成
することにより、樹脂の弾性を利用することで一対のコアをボビンに固定することとなり、コアの振動によるコアとコア止め手段との共振音を抑制することができる。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるリーケージトランスの断面図、図２はその平面図、図３はその側面図を示し、図１は図３中のＡ−Ａ線断面図である。
【００２２】
図１において、一次巻線２１と二次巻線２２とヒータ巻線２３はボビン２４の軸方向に隣接して並列に巻回されており、コの字型の一対のコアである第一のコア２５と第二のコア２６のそれぞれ一方の脚を巻線が巻回されたボビンの中心孔に挿入し、ボビン２４の第一のギャップ２７と第二のギャップ２８にコアの脚の先端が当接し対向するよう弾性を有するコア止め手段２９により一対のコアを両外側から挟み込み固定される。第一のギャップ２７と第二のギャップ２８の厚みは異なり、ボビン２４の内側に位置する第一のギャップの厚みの方が小さくなるよう構成している。第一のギャップ２７は０．５ｍｍ、第二のギャップ２８は２．９ｍｍとした場合、第一のコア２５と第二のコア２６とのギャップは、ボビン２４の中心孔側、つまり各巻線の内周側のギャップの大きさが０．５ｍｍ、ボビン２４の外側、つまり各巻線の外周側のギャップの大きさが２．９ｍｍとなり、各巻線の内周側と外周側とではコアのギャップの大きさが異なっている。
【００２３】
以上のように構成されたリーケージトランスについて、以下その動作、作用を説明する。
【００２４】
まず、一次巻線１には図示しないトランジスタとダイオードと発振回路を含む制御回路とによるスイッチング動作により２０ｋＨｚ以上となる高周波電流が流れ高周波磁束を発生する。この高周波磁束の一部が、ギャップを介して第一のコア２５と第二のコア２６とから形成される閉磁路を通ることで、二次巻線２２と鎖交し、昇圧された電圧がマグネトロンに印加され電子レンジの庫内の食品が加熱される。
【００２５】
このとき一次巻線２１のインダクタンスとしては４５ｕＨ程度が必要となるが、巻数を一定とした場合、閉磁路の磁気抵抗が小さくなるとインダクタンスは増加する。このためインダクタンスを一定に保とうとすると、巻数を減らす必要が生じる。つまり所定のインダクタンスを得る上で、磁気抵抗を小さく、すなわち一対のコアにより形成される閉磁路におけるギャップを小さくすることで、一次巻線２１の巻数を減らすことができる。しかしながら、一次巻線２１の内周側のギャップと外周側のギャップを同じ大きさに保ち、かつ両者のギャップを小さくすることで閉磁路のトータルの磁気抵抗を小さくするのでは、磁気飽和しやすくなるため得策ではない。
【００２６】
そこで、本発明では第一のギャップ２７を０．５ｍｍ、第二のギャップ２８を２．９ｍｍとし、つまり一次巻線２１の内周側のギャップの大きさを０．５ｍｍ、外周側のギャップの大きさを２．９ｍｍとすることで、一次巻線２１の巻数１６ターンでインダクタンス約４５ｕＨとしている。従来のリーケージトランスの構成の一例では、内周側と外周側とでギャップの大きさを同じ１．７ｍｍとしたとき、一次巻線２１の巻数は１８ターンでインダクタンス約４５ｕＨであった。両者の閉磁路におけるギャップの合計は３．４ｍｍと同じであるが、実施の形態１の構成の方が、一次巻線２１の巻数を低減することができる。
【００２７】
以上のように、本発明の形態においては、閉磁路を構成している一対のコアのギャップのうち、磁束密度の高い巻線内側のギャップの割合を小さくし、巻線外側のギャップの割合を大きくしながら、一対のコアとギャップとから構成される閉磁路でのトータルのギャップの大きさを一定に保つことにより、磁気飽和にも強く、かつ所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすことができる。
【００２８】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２におけるリーケージトランスの断面図を示すものである。
【００２９】
図４において、一次巻線２１と二次巻線２２とヒータ巻線２３はボビン２４の軸方向に隣接して並列に巻回されており、コの字型の一対のコアである第三のコア３０と第四のコア３１のそれぞれ一方の脚を巻線が巻回されたボビンの中心孔に挿入し、ボビン４の第三のギャップ３２にコアの脚の先端が当接し対向するよう弾性を有するコア止め手段２９により一対のコアを両外側から挟み込み固定される。このとき各巻線の内周側にはギャップはないため、ギャップの大きさは０ｍｍとなる。
【００３０】
以上のように構成されたリーケージトランスについて、以下その動作、作用を説明する。
【００３１】
まず、一次巻線１には図示しないトランジスタとダイオードと発振回路を含む制御回路とによるスイッチング動作により２０ｋＨｚ以上となる高周波電流が流れ高周波磁束を発生する。この高周波磁束の一部が、ギャップを介して第三のコア３０と第四のコア３１とから形成される閉磁路を通ることで、二次巻線２２と鎖交し、昇圧された電圧がマグネトロンに印加され電子レンジの庫内の食品が加熱される。
【００３２】
このとき一次巻線２１のインダクタンスとしては４５ｕＨ程度が必要となるが、巻数を一定とした場合、閉磁路の磁気抵抗が小さくなるとインダクタンスは増加する。このためインダクタンスを一定に保とうとすると、巻数を減らす必要が生じる。つまり所定のインダクタンスを得る上で、磁気抵抗を小さく、すなわち一対のコアにより形成される閉磁路におけるギャップを小さくすることで、一次巻線２１の巻数を減らすことができる。しかしながら、一次巻線２１の内周側のギャップと外周側のギャップを同じ大きさに保ち、かつ両者のギャップを小さくすることで閉磁路のトータルの磁気抵抗を小さくするのでは、磁気飽和しやすくなるため得策ではない。
【００３３】
そこで、本発明では第三のギャップ３２を３．４ｍｍとし、つまり一次巻線２１の内周側のギャップの大きさを０ｍｍ、外周側のギャップの大きさを３．４ｍｍとすることで、一次巻線２１の巻数１３ターンでインダクタンス約４５ｕＨとしている。実施の形態１のリーケージトランスの構成の一例では、一次巻線２１の内周側のギャップの大きさを０．５ｍｍ、外周側のギャップの大きさを２．９ｍｍとしたとき、一次巻線２１の巻数は１６ターンでインダクタンス約４５ｕＨであった。両者の閉磁路におけるギャップの合計は３．４ｍｍと同じであるが、実施の形態２の構成とすることで、一次巻線２１の巻数をさらに低減することができる。
【００３４】
以上のように、本発明の形態においては、閉磁路を構成している一対のコアのギャップのうち、磁束密度の高い巻線内側のギャップをなくし、巻線外側のギャップのみの構成としながら、一対のコアとギャップとから構成される閉磁路でのトータルのギャップの大きさを一定に保つことにより、磁気飽和にも強く、かつ所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすことができる。
【００３５】
（実施の形態３）
同じく図５は、本発明の実施の形態３におけるリーケージトランスを用いたときのインバータ電源におけるトランジスタのコレクタ電流波形を示す動作説明図である。
【００３６】
図５において、（ａ）はコアのギャップ位置が一次巻線の略中央にある場合、（ｂ）は一次巻線と二次巻線の略中央にある場合、（ｃ）は二次巻線の略中央にある場合を示している。実施の形態３は（ａ）の場合に相当する。
【００３７】
以下その動作、作用を説明する。インバータ電源を構成している図示しないトランジスタとダイオードと発振回路を含む制御回路とによるスイッチング動作により２０ｋＨｚ以上となる高周波電流がリーケージトランスの一次巻線に流れ高周波磁束を発生する。この高周波磁束が二次巻線と鎖交し、昇圧された電圧がマグネトロンに印加されることで電子レンジの庫内の食品が加熱される。トランジスタが導通しているときの一次巻線に流れる電流はコレクタ電流そのものであり、リーケージトランスの磁路の構成によりトランジスタのコレクタ電流値は影響を受け、リーケージトランスのコアが磁気飽和に近づくと一次巻線のインダクタンスが低下し、コレクタ電流値は上昇しトランジスタの負担が増大する。
【００３８】
このため、磁気飽和を防ぐため磁気抵抗を大きくする目的でギャップを設けるが、磁束密度が最も大きく磁気飽和しやすいと考えられる一次巻線の略中央に設けた（ａ）の場合が有効となる。
【００３９】
以上のように、本実施の形態においてはコアのギャップ位置を一次巻線の略中央とすることにより、磁気飽和を有効に防ぐこととなり、トランジスタのコレクタ電流ピーク値を低減することができる。また実施の形態１から２のようにコアのトータルのギャップの大きさは一定に保ちつつ、巻線内周側のコアのギャップの大きさの割合を小さく、巻線外周側のコアのギャップの大きさの割合を大きくする場合においては、磁束密度の最も高い箇所でコアのギャップの大きさの割合を小さくしているので、コアのギャップ位置を一次巻線の略中央とすることは、巻数を低減できるとともに、磁気飽和を防ぐにも非常に効果的である。
【００４０】
（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４におけるリーケージトランスの断面図を示すものである。
【００４１】
図６において、一次巻線２１と二次巻線２２とヒータ巻線２３はボビン２４の軸方向に隣接して並列に巻回されており、コの字型の一対のコアである第五のコア３３と第六のコア３４のそれぞれ一方の脚を巻線が巻回されたボビンの中心孔に挿入し、ボビン４の第四ギャップ３５にコアの脚の先端が当接し対向するよう弾性を有するコア止め手段２９により一対のコアを両外側から挟み込み固定される。このとき各巻線の内周側にはギャップはないため、ギャップの大きさは０ｍｍとなる。また、第五のコア３３と第六のコア３４の対向する脚の先端面の断面積において、ボビン中心孔に挿入される側の脚の断面積を２５４ｍｍ２、ボビン外周側に位置する脚の断面積を１８９ｍｍ２とし、巻線外周側より内周側のコアの方が断面積が大きい構成としている。
【００４２】
以上のように構成されたリーケージトランスについて、以下その動作、作用を説明する。
【００４３】
まず、一次巻線１には図示しないトランジスタとダイオードと発振回路を含む制御回路とによるスイッチング動作により２０ｋＨｚ以上となる高周波電流が流れ高周波磁束を発生する。この高周波磁束の一部が、ギャップを介して第五のコア３３と第六のコア３４とから形成される閉磁路を通ることで、二次巻線２２と鎖交し、昇圧された電圧がマグネトロンに印加され電子レンジの庫内の食品が加熱される。
【００４４】
このとき一次巻線２１のインダクタンスとしては４５ｕＨ程度が必要となるが、巻数を一定とした場合、閉磁路の磁気抵抗が小さくなるとインダクタンスは増加する。このためインダクタンスを一定に保とうとすると、巻数を減らす必要が生じる。つまり所定のインダクタンスを得る上で、磁気抵抗を小さく、すなわち一対のコアにより形成される閉磁路におけるギャップを小さくすることで、一次巻線２１の巻数を減らすことができる。
【００４５】
そこで、実施の形態２では第四のギャップ３５を３．４ｍｍとし、つまり一次巻線２１の内周側のギャップの大きさを０ｍｍ、外周側のギャップの大きさを３．４ｍｍとすることで、一次巻線２１の巻数１３ターンでインダクタンス約４５ｕＨとしていたが、本実施の形態では、実施の形態２の構成に加えて、第五のコア３３と第六のコア３４の対向する脚の先端面の断面積において、ボビン中心孔に挿入される側の脚の断面積を２５４ｍｍ２、ボビン外周側に位置する脚の断面積を１８９ｍｍ２とし、磁束密度の高い巻線内側に位置するコア断面積を巻線外側に位置するコア断面積より大きくすることで、一次巻線２１が作る磁束の磁路における磁気抵抗を低下できるので、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすことができると同時に、磁気飽和にも強い構成となる。
【００４６】
以上のように、本発明の形態においては、一対のコアの脚部の対向する先端面の断面積において、ボビン中心孔に挿入される側の脚の断面積がボビン外周側に位置する脚の断面積より大きいことを特徴とすることにより、磁束の集中する巻線内側に位置するコア断面積を巻線外側に位置するコア断面積より大きくすることで、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００４７】
（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５におけるリーケージトランスの断面図を示すものである。
【００４８】
図７において、一次巻線２１と二次巻線２２とヒータ巻線２３はボビン２４の軸方向に隣接して並列に巻回されており、Ｅ字型の一対のコアである第七のコア３６と第八のコア３７のそれぞれの中央の脚を巻線が巻回されたボビン２４の中心孔に挿入し、第五のギャップ３８と第六のギャップ３９にコアの脚の先端面が当接し対向するよう、弾性を有するコア止め手段２９により一対のコアを両外側から挟み込み固定する。図７では、各巻線の内周側にはギャップはなくしギャップの大きさは０ｍｍとしており、第五のギャップ３８、第六のギャップの大きさをともに１．７ｍｍとしている。また、第七のコア３６と第八のコア３７の対向する脚の先端面の断面積において、ボビン中心孔に挿入される側の脚の断面積を２５４ｍｍ２、ボビン外周側に位置する脚の断面積を１８９ｍｍ２とし、巻線外周側より内周側のコアの方が断面積が大きい構成としている。
【００４９】
以上のように構成されたリーケージトランスについて、以下その動作、作用を説明する。
【００５０】
まず、リーケージトランス右半面部分で構成される磁路（第七のコア３６→第八のコア３７→第五のギャップ３８→第七のコア３６）とリーケージトランス左半面部分で構成される磁路（第七のコア３６→第八のコア３７→第六のギャップ３９→第七のコア３６）との磁路長、ギャップ長ともに等しくなるため磁気抵抗も等しくなる。このため磁気抵抗が並列に接続されていることになるため、磁気抵抗値が１／２となり一次巻線２１の巻数と流れる電流値が同じであれば、一次巻線２１から発生する高周波磁束は２倍となる。
【００５１】
このため、発生する高周波磁束を同程度とするのであれば一次巻線数は大幅に減らすことが可能となる。また同時に、巻線外周側より内周側のコアの方が断面積が大きくしている磁気飽和にも強い構成となる。
【００５２】
以上のように、本実施の形態においては、Ｅ字型の一対のコアを対向させることで複数の閉磁路を構成することを特徴とすることにより、実施の形態４の場合より、磁気抵抗をさらに小さく、従ってさらに強い磁束を形成される。このため、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００５３】
（実施の形態６）
図８は、本発明の実施の形態６におけるリーケージトランスの断面図を示すものである。
【００５４】
図８において、一次巻線２１と二次巻線２２とヒータ巻線２３はボビン２４の軸方向に隣接して並列に巻回されており、Ｆ字型の一対のコアである第九のコア４０と第十のコア４１のそれぞれの中央の脚を巻線が巻回されたボビン２４の中心孔に挿入し、第七のギャップ４２にコアの脚の先端面が当接し対向するよう、弾性を有するコア止め手段２９により一対のコアを両外側から挟み込み固定する。図８では、各巻線の内周側にはギャップはなくしギャップの大きさは０ｍｍとしており、第七のギャップ４２の大きさを３．４ｍｍとしている。また、第九のコア４０と第十のコア４１の対向する脚の先端面の断面積において、ボビン中心孔に挿入される側の脚の断面積を２５４ｍｍ２、ボビン外周側に位置する脚の断面積を１８９ｍｍ２とし、巻線外周側より内周側のコアの方が断面積が大きい構成としている。
【００５５】
以上のように構成されたリーケージトランスについて、以下その動作、作用を説明する。
【００５６】
まず、リーケージトランス右半面部分で構成される磁路（第九のコア４０→第十のコア４１→第七のギャップ４２→第九のコア４０）の磁路長、ギャップ長ともに実施の形態４のリーケージトランスと等しくなっている。加えて、リーケージトランス左半面部分で構成される磁路（第九のコア４０→第十のコア４１→第九のコア４０）が構成されている。
【００５７】
これによって磁気抵抗が並列に接続されていることになるため、磁気抵抗値は小さくなり、実施の形態４の一次巻線２１の巻数と流れる電流値が同じであれば、一次巻線２１から発生する高周波磁束は増加する。
【００５８】
このため、発生する高周波磁束を同程度とするのであれば一次巻線数は大幅に減らすことが可能となる。また同時に、巻線外周側より内周側のコアの方が断面積が大きくしている磁気飽和にも強い構成となる。
【００５９】
以上のように、本実施の形態においては、Ｆ字型の一対のコアを対向させることで複数の閉磁路を構成することを特徴とすることにより、実施の形態４の場合より、磁気抵抗をさらに小さく、従ってさらに強い磁束を形成される。このため、所定のインダクタンスを得るための巻数をさらに減らすこととなり、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００６０】
（実施の形態７）
図９は、本発明の実施の形態７におけるリーケージトランスの一次巻線と二次巻線の結合係数と、インバータ電源におけるトランジスタ動作波形との関係を示す説明図である。図９において、（ａ）の動作説明図はリーケージトランスの結合係数を０．６に向かって小さくしたときのトランジスタのコレクタ電圧波形とコレクタ電流波形の特徴を示したもので、（ｂ）は結合係数を０．８に向かって大きくしたときの波形の特徴を示している。
【００６１】
以上のように構成されたリーケージトランスについて、以下その動作、作用を説明する。
【００６２】
まず、図１３を用いて従来の技術で前述したとおり、共振コンデンサと並列に接続されるリーケージトランスの一次巻線とで構成されるＬ−Ｃ共振回路をトランジスタとダイオードを用いて制御回路からの信号により２０ｋＨｚ以上の周波数で共振電圧と共振電流が発生するが、インバータ電源のトランジスタのコレクタには、非導通時には共振電圧が印加され、導通時には共振電流が制御回路からの信号による所定の期間流れる。このとき共振コンデンサと共に共振動作を行うのは一次巻線のリーケージ分のインダクタンスよる。一次巻線と二次巻線の結合係数が小さいときは一次巻線のリーケージ分のインダクタンスの割合が大きくなる。図９（ａ）に示すようにトランジスタ導通時にコレクタに流れる電流をｉ、商用電源電圧が整流された直流電圧をＥ、トランジスタ導通時間をｔ、共振動作を行う一次巻線のリーケージ分のインダクタンスＬとすると、
【００６３】
【数１】
2005123299.tif 000003
で表される通り、コレクタ電流ｉは導通時間ｔと共に大きくなるが、リーケージ分のインダクタンスＬが大きいほど反比例してコレクタ電流ｉは小さくなる。
【００６４】
一方、共振電圧をＶ、共振コンデンサ容量をＣとすると、
【００６５】
【数２】
2005123299.tif 000004
の関係より、コレクタ電流ｉによって一次巻線のリーケージ分のインダクタンスＬに蓄えられるエネルギーが小さいため共振動作を継続するエネルギーも小さく、図９（ａ）に示すコレクタ電圧波形のように０Ｖまで低下することなく、トランジスタが導通されるため０Ｖでないコレクタ電圧が短絡され、コレクタには短絡電流が流れることとなり、トランジスタの損失が増えてしまう。
【００６６】
反対に、一次巻線と二次巻線の結合係数が大きいときは一次巻線のリーケージ分のインダクタンスの割合が小さくなり、図９（ｂ）に示すようにトランジスタ導通時にコレクタに流れる電流は大きくなり、一次巻線のリーケージ分のインダクタンスＬに蓄えられるエネルギーも大きくなるため共振動作を継続するエネルギーも大きく、共振電圧も高くなる。このため非導通時にトランジスタのコレクタに印加される電圧が高くなるため、耐圧の高いトランジスタが必要となる。またこのとき共振周波数をｆとすると、
【００６７】
【数３】
2005123299.tif 000005
で表されるが、一次巻線のリーケージ分のインダクタンスLが小さいため共振周波数ｆは高くなりトランジスタの損失が増えてしまう。スイッチングスピードが速く、かつ高耐圧のトランジスタは非常に作りにくく、コストアップの要因ともなる。
【００６８】
以上のように、本実施の形態においてはリーケージトランスの一次巻線と二次巻線の結合係数０．６から０．８の間とすることにより、トランジスタでの電力損失および発熱を低減することができるとともに、リーケージトランスにおいては所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすことで、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【００６９】
（実施の形態８）
図１０は、本発明の実施の形態８におけるリーケージトランスの平面図を、図１１は側面図を、図１２はコア止め手段の斜視図である。
【００７０】
図１２において、コア止め手段は弾性を有する樹脂であるガラス繊維を含むＰＥＴで構成される。図１０の波線で示されるコアの溝に沿って紙面右から左へ圧入され、図１１に示されるようにＴ字がしなることで一対のコアを押さえ込んでいる。
【００７１】
以上のように、本実施の形態においてはコア止め手段を従来のバネ性を有した金具から樹脂性とすることにより、インバータ動作時におけるコアの振動に伴うコアとコア止め手段との共振音を低減することができるとともに、リーケージトランスにおいては所定のインダクタンスを得るための巻数を減らすことで、巻線による電力損失および発熱を低減することができ、低コスト化、小型化、高効率化かつ高出力化を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
以上のように、本発明にかかるリーケージトランスは、巻数を低減しても所定のインダクタンスを得ることで巻線による電力損失および発熱を低減することができ、小型化、高効率化及び高出力化が可能となるので、数１０Ｗ程度の小容量のスイッチング電源のトランス等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施の形態１におけるリーケージトランスの構成を示す断面図
【図２】同リーケージトランスの構成を示す平面図
【図３】同リーケージトランスの構成を示す側面図
【図４】本発明の実施の形態２におけるリーケージトランスの構成を示す断面図
【図５】本発明の実施の形態３におけるリーケージトランスにおいて、（ａ）ギャップ位置が一次巻線の略中央のときのインバータ電源におけるトランジスタのコレクタ電流波形図（ｂ）ギャップ位置が一次・二次巻線間の略中央のとき、インバータ電源におけるトランジスタのコレクタ電流波形図（ｃ）ギャップ位置が二次巻線の略中央のとき、インバータ電源におけるトランジスタのコレクタ電流波形図
【図６】本発明の実施の形態４におけるリーケージトランスの構成を示す断面図
【図７】本発明の実施の形態５におけるリーケージトランスの構成を示す断面図
【図８】本発明の実施の形態６におけるリーケージトランスの構成を示す断面図
【図９】本発明の実施の形態７におけるリーケージトランスにおいて、（ａ）リーケージトランスの結合係数が小さいときのインバータ電源におけるトランジスタのコレクタ電圧波形図とコレクタ電流波形図（ｂ）リーケージトランスの結合係数が大きいときのインバータ電源におけるトランジスタのコレクタ電圧波形図とコレクタ電流波形図
【図１０】本発明の実施の形態８におけるリーケージトランスの構成を示す平面図
【図１１】同リーケージトランスの構成を示す側面図
【図１２】同リーケージトランスのコア止め手段の構成を示す斜視図
【図１３】従来のリーケージトランスを用いたインバータ電源の回路図
【図１４】同リーケージトランスの断面図
【符号の説明】
【００７４】
２１  一次巻線
２２  二次巻線
２３  ヒータ巻線
２４  ボビン
２５、２６  コア
２７、２８  ギャップ
２９  コア止め手段
【図１】
2005123299.tif 000006
【図２】
2005123299.tif 000007
【図３】
2005123299.tif 000008
【図４】
2005123299.tif 000009
【図５】
2005123299.tif 000010
【図６】
2005123299.tif 000011
【図７】
2005123299.tif 000012
【図８】
2005123299.tif 000013
【図９】
2005123299.tif 000014
【図１０】
2005123299.tif 000015
【図１１】
2005123299.tif 000016
【図１２】
2005123299.tif 000017
【図１３】
2005123299.tif 000018
【図１４】
2005123299.tif 000019