(57)【要約】【課題】複数の分波回路を並列に接続することにより、複数の周波数帯を分波する複合型分波回路において、ＧＰＳ受信系の分波回路に、他の周波数帯の信号が漏洩してくるのを防ぐことができ、各周波数帯において伝送損失を悪化させることのない複合型分波回路を提供する。【解決手段】ＧＰＳ受信系の周波数帯を取り出す分波回路が、インダクタ及びキャパシタを備えた位相調整用回路６と、当該位相調整用回路６に直列に接続された表面弾性波フィルタ７とから構成される。【効果】当該分波回路の他の周波数帯におけるインピーダンスがほぼ無限大となるように設定することができる。それにより分波回路間の干渉を阻止し、電力の漏洩を抑制することができる。【選択図】図２
2005184773.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の分波回路を並列に接続することにより、複数の周波数帯を分波することができる複合型分波回路において、
少なくとも１つの周波数帯を取り出す分波回路が、インダクタ及びキャパシタを備えた位相調整用回路と、当該位相調整用回路に直列に接続された表面弾性波フィルタとから構成される複合型分波回路。
【請求項２】
それぞれの周波数帯において、アンテナ端子につながる分岐点から見た、全分波回路の、特性アドミッタンスで規格化されたアドミッタンスの実部の総和を１、虚部の総和を０とする関係が成立している請求項１記載の複合型分波回路。
【請求項３】
前記複数の周波数帯が、第１の周波数帯及び第１の周波数帯よりも高い第２の周波数帯であり、
前記分波回路が、第１の周波数帯を取り出す分波回路と、第２の周波数帯を取り出す分波回路とから成る請求項１又は請求項２記載の複合型分波回路。
【請求項４】
前記第１の周波数帯の分波回路の、第１の周波数帯、第２の周波数帯でのアドミッタンスが、それぞれ
Ｙ１ａ＝Ｇ１ａ＋ｊＢ１ａ，
Ｙ２ａ＝Ｇ２ａ＋ｊＢ２ａ
で表され、前記第２の周波数帯の分波回路の、第１の周波数帯、第２の周波数帯でのアドミッタンスが、それぞれ
Ｙ１ｂ＝Ｇ１ｂ＋ｊＢ１ｂ，
Ｙ２ｂ＝Ｇ２ｂ＋ｊＢ２ｂ
で表され、下記式を満足する様に設計されている請求項３記載の複合型分波回路（ｊは虚数単位、ｎは周波数帯を示す数字）。
Ｇｎａ＋Ｇｎｂ＝１
Ｂｎａ＋Ｂｎｂ＝０ （ｎ＝１，２）
【請求項５】
前記第１の周波数帯の分波回路が低域通過フィルタを含む回路であり、前記第２の周波数帯の分波回路が前記位相調整用回路と前記表面弾性波フィルタとから構成される請求項３又は請求項４記載の複合型分波回路。
【請求項６】
前記第１の周波数帯の分波回路が前記位相調整用回路と前記表面弾性波フィルタから構成され、第２の周波数帯の分波回路が高域通過フィルタを含む回路である請求項３又は請求項４記載の複合型分波回路。
【請求項７】
前記複数の周波数帯が、第１の周波数帯、第１の周波数帯よりも高い第２の周波数帯及び第２の周波数帯よりも高い第３の周波数帯であり、
前記分波回路が、第１の周波数帯を取り出す分波回路と、第２の周波数帯を取り出す分波回路と、第３の周波数帯を取り出す分波回路とから成る請求項１又は請求項２記載の複合型分波回路。
【請求項８】
第１の周波数帯の分波回路の、第１の周波数帯、第２の周波数帯、第３の周波数帯でのアドミッタンスが、それぞれ
Ｙ１ａ＝Ｇ１ａ＋ｊＢ１ａ，
Ｙ２ａ＝Ｇ２ａ＋ｊＢ２ａ，
Ｙ３ａ＝Ｇ３ａ＋ｊＢ３ａ
で表され、第２の周波数帯の分波回路の、第１の周波数帯、第２の周波数帯、第３の周波数帯でのアドミッタンスが、それぞれ
Ｙ１ｂ＝Ｇ１ｂ＋ｊＢ１ｂ，
Ｙ２ｂ＝Ｇ２ｂ＋ｊＢ２ｂ，
Ｙ３ｂ＝Ｇ３ｂ＋ｊＢ３ｂ
で表され、第３の周波数帯の分波回路の、第１の周波数帯、第２の周波数帯、第３の周波数帯でのアドミッタンスが、それぞれ
Ｙ１ｃ＝Ｇ１ｃ＋ｊＢ１ｃ，
Ｙ２ｃ＝Ｇ２ｃ＋ｊＢ２ｃ，
Ｙ３ｃ＝Ｇ３ｃ＋ｊＢ３ｃ
で表され、下記式を満足するように設計されている請求項６又は請求項７記載の複合型分波回路（ｊは虚数単位、ｎは周波数帯を示す数字）。
Ｇｎａ＋Ｇｎｂ＋Ｇｎｃ＝１
Ｂｎａ＋Ｂｎｂ＋Ｂｎｃ＝０ （ｎ＝１，２，３）
【請求項９】
前記第２の周波数帯の分波回路が前記位相調整用回路と前記表面弾性波フィルタとから構成される請求７又は請求項８記載の複合型分波回路。
【請求項１０】
前記第１の周波数帯の分波回路が低域通過フィルタを含む回路であり、前記第３の周波数帯の分波回路が高域通過フィルタを含む回路である請求項９記載の複合型分波回路。
【請求項１１】
前記位相調整用回路が、入力側から直列キャパシタ、並列キャパシタ、直列インダクタ、並列キャパシタの順に構成される請求項１から請求項１０のいずれかに記載の複合型分波回路。
【請求項１２】
前記位相調整用回路中の直列インダクタのL値が１５ｎＨ以下であり、かつ８００ＭＨｚで測定した場合でのＱ値が１５以上である請求項１１記載の複合型分波回路。
【請求項１３】
前記ＳＡＷフィルタがBalance出力型又はUnbalance出力型である請求項１から請求項１２のいずれかに記載の複合型分波回路。
【請求項１４】
前記請求項１から請求項１２のいずれかに記載の複合型分波回路に含まれるそれぞれの分波回路を誘電体多層基板に搭載して成るチップ部品。
【請求項１５】
誘電体多層基板の表面及び／または内部に、請求項１から請求項１４のいずれかに記載の複合型分波回路を備え、かつ、デュプレクサ、パワーアンプのいずれか又はすべてを搭載している高周波モジュール。
【請求項１６】
前記請求項１５記載の高周波モジュールを備えている無線通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の異なる周波数帯の高周波信号を分波することのできる複合型分波回路、並びにそれを用いたチップ部品、高周波モジュール及び無線通信機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機の普及が進みつつあり、携帯電話機の機能、サービスの向上が図られている。
新たな携帯電話機として、マルチバンド携帯電話機の提案がなされている。マルチバンド携帯電話機は、通常の携帯電話機が一つの送受信系のみを取り扱うのに対し、複数の送受信系を取り扱うものである。これにより、利用者は地域や使用目的等に合った任意の送受信系を選択して利用することができる。
【０００３】
さらに、位置検出のためのＧＰＳ（Global Positioning System）などの新たな周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）での受信系を、携帯電話機に付加することも行われている。
一例として、Cellular（８００ＭＨｚ帯）／ＧＰＳ方式の携帯電話機、及びＰＣＳ(Personal Communication Services;１９００ＭＨｚ帯)／ＧＰＳ方式の携帯電話機の構成を簡単に説明する。
【０００４】
さらに、３つの送受信系Cellular／ＧＰＳ／ＰＣＳを切り替えることのできるCellular／ＧＰＳ／ＰＣＳ方式の携帯電話機の構成を簡単に説明する。
まずCellular／ＧＰＳ方式の携帯電話機においては、通過帯域の異なる２つの送受信系Cellular／ＧＰＳを、所定周波数帯の高周波信号を通過させる各分波回路によって分波し、かつCellularの送受信系においてそれぞれ送信系Ｔｘと受信系Ｒｘとの切替を行うアンテナ共用器を備えている。さらにCellularの送受信系Ｔｘを構成するパワーアンプ、受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプ、ＧＰＳの受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプなどを備えている。
【０００５】
また、ＰＣＳ／ＧＰＳ方式の携帯電話機においては、通過帯域の異なる２つの送受信系ＰＣＳ／ＧＰＳを、所定周波数帯の高周波信号を通過させる各分波回路によって分波し、かつＰＣＳの送受信系においてそれぞれ送信系Ｔｘと受信系Ｒｘとの切替を行うアンテナ共用器を備えている。さらにＰＣＳの送受信系Ｔｘを構成するパワーアンプ、受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプ、ＧＰＳの受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプなどを備えている。
【０００６】
さらに、Cellular／ＧＰＳ／ＰＣＳ方式の携帯電話機においては、通過帯域の異なる３つの送受信系Cellular／ＧＰＳ／ＰＣＳを所定周波数帯の高周波信号を通過させる各分波回路によって分波し、かつCellularの送受信系においてそれぞれ送信系Ｔｘと受信系Ｒｘとの切替を行うアンテナ共用器を備え、ＰＣＳの送受信系においてそれぞれ送信系Ｔｘと受信系Ｒｘとの切替を行うアンテナ共用器を備えている。さらにCellularの送受信系Ｔｘを構成するパワーアンプ、受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプ、ＰＣＳの送受信系Ｔｘを構成するパワーアンプ、受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプ、並びにＧＰＳの受信系Ｒｘを構成するローノイズアンプなどを備えている。
【特許文献１】特開２００３−８４６９号公報
【特許文献２】特開平１１−２２５０８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前記複合型分波回路によって分波されたＧＰＳの受信系Ｒｘにおいては、シャープな通過特性を有するＳＡＷ(Surface Acoustic Wave)フィルターを用いて、ＧＰＳ周波数の受信高周波信号のみを通過させることが行われている。
この場合、CellularやＰＣＳなど他の周波数帯で、複合型分波回路のアンテナ側端子からＧＰＳ受信系Ｒｘの分波回路を見た入力インピーダンスが無限大であればよいが、実際には、かなりの低インピーダンスになっている。
【０００８】
図２３はインピーダンスチャートであり、円の中心Ｃは特性インピーダンス５０Ωを表す。他の低い周波数帯であるCellularの周波数帯８００ＭＨｚにおける、ＳＡＷフィルター単体の入力インピーダンスを黒い点Ｒで示す。点Ｒの座標でのインピーダンスの実部はほぼ０であるが、虚部の値は、約−０．５であり、インピーダンスの絶対値は、５０オームの半分の約２５Ωとなる。この値２５Ωは小さすぎて、ＧＰＳ受信系Ｒｘの分波回路に高周波信号が流れるのを阻止したいにもかかわらず、高周波信号が分波してしまい、そのため、Cellularの分波回路に流れる高周波信号の電力が低下してしまう。
【０００９】
以上のインピーダンスの絶対値不足の問題は、他の高い周波数帯、例えばＰＣＳの周波数帯１９００ＭＨｚにおいても起こることである。
そこで、本発明の目的は、複数の分波回路を並列に接続することにより、複数の周波数帯を分波することができる複合型分波回路において、１つのの分波回路に、他の周波数帯の信号が流れるのを十分に防ぐことができ、各周波数帯において伝送損失を悪化させることのない複合型分波回路を提供することにある。
【００１０】
また本発明の目的は、前記複合型分波回路を用いて、伝送損失が小さく、かつ高信頼性のチップ部品、高周波モジュール及び無線通信機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の複合型分波回路は、複数の分波回路を並列に接続することにより、複数の周波数帯を分波することができる複合型分波回路であり、少なくとも１つの周波数帯を取り出す分波回路が、インダクタ及びキャパシタを備えた位相調整用回路(Matching Network）と、当該位相調整用回路に直列に接続された表面弾性波フィルタとから構成されるものである。
【００１２】
この構成によれば、前記１つの周波数帯を取り出す分波回路が、前記位相調整用回路と、当該位相調整用回路に直列に接続された表面弾性波フィルタとを備え、当該位相調整用回路の定数を選ぶことにより、当該分波回路の他の周波数帯におけるインピーダンスをほぼ無限大となるように設定することができる。それにより他の周波数帯の高周波信号を取り出す分波回路との干渉を阻止し、電力の漏洩を抑制することができる。
【００１３】
この複合型分波回路は、それぞれの周波数帯において、アンテナ端子につながる分岐点から見た、全分波回路の、特性アドミッタンスで規格化されたアドミッタンスの実部の総和を１、虚部の総和を０とする関係が成立していることが望ましい。この関係を満たしていれば、複数の周波数帯に対応可能で、いずれの周波数帯においても伝送損失のない複合型分波回路を提供することが可能となる。
【００１４】
前記周波数帯は、例えば２である（第１、第２の周波数という）。この場合、いずれかの周波数帯の分波回路を、前記位相調整用回路と前記表面弾性波フィルタとから構成される回路とする。
また、前記周波数帯の数は、例えば３つであってもよい（順に第１、第２、第３の周波数という）。この場合、第２の周波数帯の分波回路を前記位相調整用回路と前記表面弾性波フィルタとから構成される回路とするとよい。その理由は、第２の周波数帯の分波回路にはバンドパスフィルタが適しており、表面弾性波フィルタの急峻な減衰特性を利用できるからである。
【００１５】
前記位相調整用回路として、具体的には、入力側から直列キャパシタ、並列キャパシタ、直列インダクタ、並列キャパシタの順に構成される回路を採用することができる。
前記位相調整用回路中の直列インダクタのL値が１５ｎＨ以下であり、かつ８００ＭＨｚで測定した場合でのＱ値が１５以上であることが望ましい。Ｌ値及びＱ値を前記範囲とすることによって、他の周波数における当該分波回路のインピーダンスを無限大に保ったまま、当該通過周波数における当該分波回路の伝送損失を低減することができる。
【００１６】
前記ＳＡＷフィルタは、Balance出力型又はUnbalance出力型のいずれでもよいが、Balance出力型とすれば、後段に接続されるＩＣがバランス入力型（バランス入力のほうがノイズにも有利である）の場合に適応することができる。
また、本発明のチップ部品は、前記複合型分波回路の各構成回路を誘電体多層基板上に実装搭載して構成される。これにより、小型かつ低背の複合型分波回路を得ることが可能となる。
【００１７】
また、本発明によれば、誘電体多層基板の表面及び／または内部に、前記複合型分波回路を備え、かつデュプレクサ、パワーアンプのいずれか又はすべてを搭載することによって、小型かつ電送特性に優れた高周波モジュールを構成することができる。
また、前記高周波モジュールを備えることによって、複数の周波数帯に対して適用可能な無線通信機器を提供することができる。
【発明の効果】
【００１８】
また、本発明に関わる複合型分波回路は、多層基板内に形成することが可能であり、複合高周波モジュールの多層回路基板内にチップ部品と一体化して形成することが可能である。これにより、小型且つ低背の複合型分波回路を得ることが可能となる。
かかる複合型分波回路を用いることによって、複数の周波数帯に適用可能な複合移動体通信端末、移動体通信機器などの無線通信機器に応用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本発明の複合型分波回路を示すブロック図である。図２は、同複合型分波回路の回路図である。
この複合型分波回路は、２つの通信システム、例えば、Cellular通信システム（第１の周波数帯；８００ＭＨｚ）、及びＧＰＳ通信システム（第２の周波数帯；１５００ＭＨｚ）に対応するデュアルバンド構成のものである。
【００２０】
前記複合型分波回路は、アンテナに接続されるＡＮＴ端子と、第１の周波数帯の高周波信号を入出力する第一端子１、第２の周波数帯の高周波信号を入力する第二端子２を有している。
このＡＮＴ端子と第一端子１間には、ローパスフィルタ回路（以下「ＬＰＦ」という）５が接続されている。ＬＰＦ５は、図２に示すように、インダクタとキャパシタとを並列に接続したＬＣフィルタとなっている。
【００２１】
ＬＰＦ５は、後述するように、多層基板内の各層にストリップラインとキャパシタを形成して構成されている。
このＬＰＦ５においては、第２の周波数帯を減衰させる設計となっている。当該Cellular通信システムの第１の周波数帯においては２倍波、３倍波などの高調波が含まれるが、これらの高調波も減衰させることが可能となる。
【００２２】
また、ＡＮＴ端子と第二端子２間には、インダクタとキャパシタとから成る位相調整用回路６と、ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave)フィルタ７が、互いに直列に接続されている。位相調整用回路６は、図６に示すように、直列に挿入されたインダクタＬ及びキャパシタＣ１と、インダクタＬの両端と接地との間を結ぶ各キャパシタＣ２，Ｃ３とから構成されている。
【００２３】
この位相調整用回路６は、多層基板内の各層に形成されているストリップラインや層間容量を利用したキャパシタで構成されていてる。しかし、前記多層基板内に形成されるストリップラインやキャパシタに代えて、チップ部品のインダクタやキャパシタを使用しても良い。
前記ＳＡＷフィルタ７の構造は限定されないが、好ましくは、３６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3結晶、６４°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ3結晶、４５°Ｘカット−Ｚ伝搬のＬｉＢ4Ｏ7結晶などからなる基板上に、櫛歯状のＩＤＴ(Inter Digital Transducer)電極が形成されたものである。
【００２４】
前記ＳＡＷフィルタ７は、Unbalance高周波信号の入力に対して、Balance高周波信号の出力を行うＳＡＷフィルタであってもよく、Unbalance高周波信号の入力に対して、Unbalance高周波信号の出力を行うＳＡＷフィルタであってもよい。
前記位相調整用回路６は、Cellular通信システムの第1の周波数帯において、ＡＮＴ端子と第二端子２間でのインピーダンスを高くして、ＡＮＴ端子から第一端子１の方にほとんどの高周波信号を流すために必要となる回路である。
【００２５】
位相調整用回路６単体のインピーダンスを、図２に"Ｚ"で示す。［発明が解決しようとする課題］で説明したように、前記Cellular通信システムの第1の周波数帯においては、ＳＡＷフィルタ７単体では入力インピーダンスは低いので、Cellular通信システムの高周波信号がＡＮＴ端子と第二端子２間に流れてしまう。そこで、この位相調整用回路６を追加することによって、ＧＰＳの第２周波数帯の整合状態を保ったまま、周波数が低くなるに従ってインピーダンスの位相が回転するようにする（後に説明する）。このことにより、第1の周波数帯におけるＡＮＴ端子と第二端子２間のインピーダンスを高くすることができ、Cellular通信システムの高周波信号が第二端子２に漏洩してくるのを防止できる。
【００２６】
このように、インダクタ及びキャパシタからなる位相調整用回路６とＳＡＷフィルタ７とにより、Cellular通信システムの周波数帯の高周波信号を減衰させる設計となっている。
複合型分波回路の２分波を行う分岐点Ｐから、Cellular送受信系の分波回路を見た場合の、第１の周波数帯（８００ＭＨｚ帯）、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、それぞれ
Ｙ１ａ＝Ｇ１ａ＋ｊＢ１ａ，
Ｙ２ａ＝Ｇ２ａ＋ｊＢ２ａ
と表記し、その位置関係を図３のアドミッタンスチャートに図示する。
【００２７】
さらに分岐点Ｐから、ＧＰＳ受信系の分波回路を見た場合の、第１の周波数帯（８００ＭＨｚ帯）、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、
Ｙ１ｂ＝Ｇ１ｂ＋ｊＢ１ｂ，
Ｙ２ｂ＝Ｇ２ｂ＋ｊＢ２ｂ
と表記し、その位置関係を図４のアドミッタンスチャートに図示する。
【００２８】
前記複合型分波回路において、整合条件を、下式（１）を満足するように設計することとすれば、分離性、整合性の良い複合型分波回路を得ることが可能である。ｎは周波数帯を示す数字であり、ｎ＝１は第１の周波数帯（８００ＭＨｚ帯）、ｎ＝２は第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）を表す。
Ｇｎａ＋Ｇｎｂ＝１
Ｂｎａ＋Ｂｎｂ＝０ （ｎ＝１，２） （１）
但し、前記（Ｇｎａ＋Ｇｎｂ）の値″１″は、特性アドミッタンスＹｏ（Ｙｏは、例えば０．０２Ｓに設定される）で規格化した値となっている。
【００２９】
次に、図１から図４を用いて説明した複合型分波回路の分波機能をそのまま維持しながら、高調波成分の抑制機能を一段強化した複合型分波回路の回路構成例を図５に示す。
この図５の複合型分波回路は、図２の複合型分波回路のCellular送受信系の高周波信号を取り出す分波回路のＬＰＦ５と直列に、さらにＬＰＦ１０を付加したものである。
このようにＬＰＦ１０を付加することで、ローパスフィルタを２段構成にすることができ、Cellular送受信系の第１の周波数帯における２倍波、３倍波の高調波のいっそうの抑制を図ることが可能となる。
【００３０】
図６は、本発明に係る他の複合型分波回路を示すブロック図である。図７は、同複合型分波回路の回路図である。
この複合型分波回路は、２つの通信システム、例えば、ＧＰＳ通信システム（第２の周波数帯；１５００ＭＨｚ）、ＰＣＳ通信システム（第３の周波数帯；１９００ＭＨｚ）に対応するものである。
【００３１】
この複合型分波回路は、アンテナに接続されるＡＮＴ端子と、第２の周波数帯の受信高周波信号を出力する第二端子２と、第３の周波数帯の送受信高周波信号を入出力する第三端子３とを有している。
このＡＮＴ端子と第二端子２間には、インダクタ及びキャパシタを含む位相調整用回路６とＳＡＷフィルタ７とが挿入されている。この位相調整用回路６は、図７に示すように、ＡＮＴ端子から順に直列キャパシタ、並列キャパシタ、直列インダクタ、並列キャパシタをつないだ構成である。
【００３２】
また、ＰＣＳ通信システムのＡＮＴ端子と第三端子３間には、ハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」という）８が接続されている。ＨＰＦ８には、位相調整用の並列インダクタ９がさらに追加されている。
このＨＰＦ８と並列インダクタ９により、ＧＰＳ通信システムの第２の周波数帯を減衰させる設計となっている。また、当該ＰＣＳ通信システムの周波数帯における２倍波、３倍波などの高調波が含まれるが、これらの高調波も減衰させることが可能となる。
【００３３】
位相調整用回路６は、多層基板内の各層に形成されているストリップラインや、層間容量を利用したキャパシタで構成されていてる。しかし、前記多層基板内に形成されるストリップラインやキャパシタに代えて、チップ部品のインダクタやキャパシタを使用しても良い。
また、ＨＰＦ８も多層基板内に形成されるストリップラインと層間容量を利用したキャパシタで形成されるが、前記多層基板内に形成されるストリップラインやキャパシタに代えて、チップ部品のインダクタやキャパシタを使用しても良い。
【００３４】
位相調整用回路６単体のインピーダンスを、図７に"Ｚ"で示す。前記ＰＣＳ通信システムの第３の周波数帯においては、ＳＡＷフィルタ７単体では、［発明が解決しようとする課題］で述べたように入力インピーダンスは低いので、ＰＣＳ通信システムの高周波信号がＡＮＴ端子と第二端子２間に漏洩してしまう。そこで、この位相調整用回路６を追加することによって、ＧＰＳ通信システムの第２周波数帯でのインピーダンス整合状態を保ったまま、周波数が高くなるに従ってインピーダンスの位相が回転するようにする。このことにより、第３の周波数帯におけるＡＮＴ端子と第二端子２間のインピーダンスを高くすることができる。
【００３５】
複合型分波回路の２分波を行う分岐点Ｐから、ＧＰＳ受信系を見た場合の、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）、第３の周波数帯（１９００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、それぞれ
Ｙ２ｃ＝Ｇ２ｃ＋ｊＢ２ｃ，
Ｙ３ｃ＝Ｇ３ｃ＋ｊＢ３ｃ
と表記し、その位置関係を図８のアドミッタンスチャートに図示する。
【００３６】
さらに分岐点Ｐから、ＰＣＳ送受信系を見た場合の、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）、第３の周波数帯（１９００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、それぞれ
Ｙ２ｄ＝Ｇ２ｄ＋ｊＢ２ｄ，
Ｙ３ｄ＝Ｇ３ｄ＋ｊＢ３ｄ
と表記し、その位置関係を図９のアドミッタンスチャートに図示する。
【００３７】
整合条件を、下式（２）を満足するように設計すれば、分離性、整合性の良い複合型分波回路を得ることが可能である。ｎは周波数帯を示す数字であり、ｎ＝２は第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）、ｎ＝３は第３の周波数帯（１９００ＭＨｚ帯）を表す。
Ｇｎｃ＋Ｇｎｄ＝１
Ｂｎｃ＋Ｂｎｄ＝０ （ｎ＝２，３） （２）
但し、Ｇｎｃ＋Ｇｎｄの値″１″は特性アドミッタンスＹｏ（Ｙｏは、例えば０．０２Ｓに設定される）を規格化した値となっている。
【００３８】
以下、位相調整用回路６の各素子の数値例を説明する。
位相調整用回路６を構成している直列インダクタＬは、インダクタンスが１５ｎＨ以下であり、かつ８００ＭＨｚで測定した場合における直列インダクタＬのＱ値が１５以上となるようなインダクタを使用することが望ましい。ただし、直列キャパシタＣ１の値は１．０pＦ、並列キャパシタＣ２の値は０．２５ｐＦ、並列キャパシタＣ３の値は２．４ｐＦとしている。
【００３９】
この直列インダクタＬのインダクタンスと、１．５ＧＨｚにおけるＡＮＴ端子と第二端子２との間の挿入損失との関係を図１０に示す。
また、前記Ｑ値と、ＧＰＳ受信系の１．５ＧＨｚにおけるＡＮＴ端子と第二端子２との間の挿入損失との関係を図１１に示す。
図１０では直列インダクタＬのインダクタンスを横軸に、１．５ＧＨｚにおける挿入損失を縦軸に示しており、インダクタンスが大きくなればなる程、挿入損失が悪化するという関係にあることが判る。この図１０において挿入損失を２．０ｄＢ以下に抑制することを前提とすると、直列インダクタＬのインダクタンスは１５ｎＨ以下に設定することが最良であると判断できる。
【００４０】
また、図１１では直列インダクタＬのＱ値を横軸に、１．５ＧＨｚにおける挿入損失を縦軸に示しており、Ｑ値が大きくなればなるほど、挿入損失が改善されるという関係にあることが判る。この図１１において１．５ＧＨｚにおける挿入損失を２．０ｄＢ以下に抑制することを前提とすると、直列インダクタのＱ値を１５以上と設定することが最良であると判断できる。
【００４１】
以上に説明したように、これらの位相調整用のインダクタ及びキャパシタとＳＡＷフィルタ７により、ＡＮＴ端子と第二端子２間において、ＧＰＳ受信系の通過損失を低減し、かつ、ＰＣＳ通信システムの周波数帯の高周波信号を減衰させる設計となっている。
これまで説明した複合型分波回路の分波機能をそのまま維持しながら、高調波成分の抑制機能を一段強化した複合型分波回路の回路構成例を図１２に示す。
【００４２】
この図１２の複合型分波回路は、図６の複合型分波回路のＰＣＳ送受信系の高周波信号を取り出す回路ＨＰＦ８及び位相調整用インダクタ９の組み合わせに、さらにバンドエリミネーションフィルタ（以下「ＢＥＦ」という）１０を付加している。
このようにＢＥＦ１０を付加することで、ＰＣＳ送受信系の第３の周波数帯における２倍波、３倍波の高調波抑制を図ることが可能である。
【００４３】
図１３は、本発明の他の回路構成に係る複合型分波回路を示すブロック図であり、図１４は、複合型分波回路の回路図である。
この複合型分波回路は、トリプルバンド対応のものであり、３つの通信システムは、Cellular通信システム（第１の周波数帯；８００ＭＨｚ）、ＧＰＳ通信システム（第２の周波数帯；１５００ＭＨｚ）、ＰＣＳ通信システム（第３の周波数帯；１９００ＭＨｚ）である。
【００４４】
複合型分波回路は、アンテナに接続されるＡＮＴ端子と、第１の周波数帯の送受信高周波信号を入出力する第一端子１、第２の周波数帯の受信高周波信号を入力する第二端子２、第３の周波数帯の送受信高周波信号を入出力する第三端子３を有している。
このＡＮＴ端子と第一端子１間には、図１及び図２に示すローパスフィルタ回路（以下「ＬＰＦ」という）５及びＳＡＷフィルタ７が接続されている。
【００４５】
ＬＰＦ５は、図１４に示すように、多層基板内の各層にストリップライン５Ｌとキャパシタ５Ｌを形成したＬＣフィルタである。このＬＰＦ５においては、ＧＰＳ通信システム及びＰＣＳ通信システムの周波数帯を減衰させる設計となっている。当該Cellular通信システムの周波数帯においては２倍波、３倍波などの高調波が含まれるが、これらの高調波も減衰させることが可能となる。
【００４６】
また、ＡＮＴ端子と第二端子２間には、インダクタ６Ｌ及びキャパシタ６Ｃ１、６Ｃ２、６Ｃ３から構成される位相調整用回路６と、ＳＡＷフィルタ７から構成されている。この位相調整用回路６は、ＡＮＴ端子から順に直列キャパシタ６Ｃ１、グランドとの接続された並列キャパシタ６Ｃ２、直列インダクタ６Ｌ、並列キャパシタ６Ｃ３から成り、それらは多層基板内に形成するストリップラインとキャパシタから構成しても良く、もしくはインダクタやキャパシタのチップ部品を使用しても良い。
【００４７】
この位相調整用回路６は、ＡＮＴ端子と第二端子２間での第1の周波数帯及び第３の周波数帯におけるそれぞれのインピーダンスを高くするために必要となる回路であり、ＳＡＷフィルタ７単体での第１の周波数帯及び第３の周波数帯におけるそれぞれの低いインピーダンスを、第２周波数帯のインピーダンス整合状態を保ったまま、位相を回転させることにより大きくすることを可能にする。
【００４８】
この複合型分波回路の３分波を行う分岐点Ｐから、Cellular送受信系を見た場合の、第１の周波数帯（８００ＭＨｚ帯）、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）、第３の周波数帯（１９００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、
Ｙ１ａ＝Ｇ１ａ＋ｊＢ１ａ，
Ｙ２ａ＝Ｇ２ａ＋ｊＢ２ａ，
Ｙ３ａ＝Ｇ３ａ＋ｊＢ３ａ
と表記し、その位置関係を図１５のアドミッタンスチャートに図示する。
【００４９】
さらに分岐点Ｐから、ＧＰＳ受信系を見た場合の、第１の周波数帯（８００ＭＨｚ帯）、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）、第３の周波数帯（１９００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、
Ｙ１ｂ＝Ｇ１ｂ＋ｊＢ１ｂ，
Ｙ２ｂ＝Ｇ２ｂ＋ｊＢ２ｂ，
Ｙ３ｂ＝Ｇ３ｂ＋ｊＢ３ｂ
と表記し、その位置関係を図１６のアドミッタンスチャートに図示する。
【００５０】
さらに分岐点Ｐから、ＰＣＳ送受信系を見た場合の、第１の周波数帯（８００ＭＨｚ帯）、第２の周波数帯（１５００ＭＨｚ帯）、第３の周波数帯（１９００ＭＨｚ帯）でのアドミッタンスを、
Ｙ１ｃ＝Ｇ１ｃ＋ｊＢ１ｃ，
Ｙ２ｃ＝Ｇ２ｃ＋ｊＢ２ｃ，
Ｙ３ｃ＝Ｇ３ｃ＋ｊＢ３ｃ
と表記し、その位置関係を図１７のアドミッタンスチャートに図示する。
【００５１】
前記の複合型分波回路において、整合条件を、下式（３）を満足するように設計することとすれば、整合性の良い複合型分波回路を得ることが可能である。ｎは周波数帯を示す数字であり、ｎ＝１，２，３のすべてについて成立することが必要である。
Ｇｎａ＋Ｇｎｂ＋Ｇｎｃ＝１
Ｂｎａ＋Ｂｎｂ＋Ｂｎｃ＝０ （ｎ＝１，２，３） （３）
ただし、値"１"は、特性アドミッタンスＹ0（Ｙ0は、例えば０．０２Ｓに設定される）を規格化した値となっている。
【００５２】
以下、位相調整用回路６の数値例を説明する。
また、この位相調整用回路６を構成している直列インダクタ６Ｌにおいて、そのインダクタンスは１５ｎＨ以下であり、かつ８００ＭＨｚの測定周波数においてのＱ値が１５以上となるインダクタを使用することにより、１．５ＧＨｚにおけるＡＮＴ端子と第二端子２との間の挿入損失が低減される回路構成となる。ただし、直列キャパシタＣ１の値は１．０pＦ、並列キャパシタＣ２の値は０．２５ｐＦ、並列キャパシタＣ３の値は２．４ｐＦとしている。
【００５３】
このインダクタンスとＡＮＴ端子と第二端子２との間の挿入損失の関係を図１８に、Ｑ値とＡＮＴ端子と第二端子２との間の挿入損失の関係を図１９に示す。
図１８では直列インダクタ６Ｌのインダクタンスを横軸に、１．５ＧＨｚにおける挿入損失を縦軸に示しており、インダクタンスが大きくなればなる程挿入損失が悪化するという関係にあることが判る。この図１８において挿入損失を２．０ｄＢ以下に抑制することを前提とすると、直列インダクタ６Ｌインダクタンスは１５ｎＨ以下と設定することが最良であると判断できる。
【００５４】
図１９では直列インダクタ６ＬのＱ値を横軸に、１．５ＧＨｚにおける挿入損失を縦軸に示しており、Ｑ値が大きくなればなる程挿入損失が改善されるという関係にあることが判る。この図１９において１．５ＧＨｚにおける挿入損失を２．０ｄＢ以下に抑制することを前提とすると、直列インダクタ６Ｌの前記Ｑ値を１５以上と設定することが最良であると判断できる。
【００５５】
また、このＡＮＴ端子と第二端子２間に使用されているＳＡＷフィルタ７には、Unbalance高周波信号の入力に対して、Balance高周波信号の出力を行うＳＡＷフィルタを用いることが望ましい。このBalanceの出力は、高周波ノイズに強い特徴を有することから、このＳＡＷフィルタの出力高周波信号から情報データをよく取り出すことが可能となる。
前記の位相調整用回路６とＳＡＷフィルタ７により、Cellular通信システム及びＰＣＳ通信システムの周波数帯を減衰させることができる。
【００５６】
また、ＡＮＴ端子と第三端子３間には、ハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」という）８が構成されている。このＨＰＦ８も多層基板内に形成されるストリップラインとキャパシタによって構成できる。ＨＰＦ８には、図１に示すように、位相調整用の並列インダクタ９が形成されている。
このＨＰＦ８と並列インダクタ９により、Cellular通信システム及びＧＰＳ通信システムの周波数帯を減衰させる設計となっている。また、当該ＰＣＳ通信システムの周波数帯における２倍波、３倍波などの高調波が含まれるが、これらの高調波も減衰させることが可能となる。
【００５７】
これまで説明した複合型分波回路の分波機能をそのまま維持しながら、高調波成分の抑制機能を一段強化した複合型分波回路の回路構成例を図２０に示す。
この図２０の複合型分波回路は、図１４の複合型分波回路の第１の周波数帯の高周波信号を取り出す回路のＬＰＦ５にさらにＬＰＦ１１を付加し、第３の周波数帯の高周波信号を取り出す回路のＨＰＦ８及び位相調整用インダクタ９の組み合わせに、バンドエリミネーションフィルタ（以下「ＢＥＦ」という）１２を付加している。
【００５８】
このようにＬＰＦ１１、ＢＥＦ１２を付加することで、第１の周波数帯における２倍波、３倍波の高調波抑制を図り、かつ第３の周波数帯における２倍波、３倍波の高調波抑制を図ることが可能である。
―チップ部品及び高周波モジュールの構造―
以上の回路構成による本発明の複合型分波チップ部品３０の外観斜視図を図２１に示す。
【００５９】
この図に示す様に複合型分波チップ部品３０は、誘電体多層基板３１とその基板上に実装されるＳＡＷフィルタ３２と位相調整用回路６とから構成される。そのうち、位相調整用回路６は、チップＬＣ部品３３、及び複数の誘電体層を重ねて構成した誘電体多層基板３１内に形成されたストリップライン、インダクタ及びキャパシタによって構成される。
それぞれの誘電体層は、例えば、ガラスエポキシ樹脂などの有機系誘電体多層基板に対して、銅箔などの導体によって導体パターンを形成し、積層して熱硬化させたもの、または、セラミック材料などの無機系誘電体層に種々の導体パターンを形成し、これらを積層後同時に焼成したものが用いられる。
【００６０】
特に、セラミック材料を用いれば、セラミック誘電体の比誘電率は通常９から２５と、樹脂基板に比べて高いので、誘電体層を薄くでき、誘電体層に内蔵された回路の素子のサイズを小さくでき、素子間距離も狭くすることができる。
とりわけ、ガラスセラミックスなどの低温で焼成が可能なセラミック材料を用いると、導体パターンを低抵抗の材質、例えば銅、銀などによって形成することができるので望ましい。
【００６１】
また、各誘電体層には複数の層にわたって、回路を縦に接続するため必要なビアホール導体が縦方向に形成されている。ビアホール導体は誘電体層に形成された貫通孔にメッキ処理するか、導体ペーストを充填するかして形成される。
以上の様にして形成された誘電体多層基板３１の端面もしくは裏面には、図２１に示す様に、導体パターンを外部と接続する為の電極３４が設けられる。このようにして、複合型分波回路を含む複合型分波チップ部品３０ができあがる。
【００６２】
また、図２２は、本発明の複合型分波回路を内蔵している複合高周波モジュール９０の外観斜視図である。
この多層回路基板９５上には、複合型分波回路を形成するＳＡＷフィルタ９６及びチップＬＣ部品９７、並びにＳＡＷデュープレクサ９１、パワーアンプ９２、ＳＡＷバンドパスフィルタ９３などの受動及び能動素子が実装されている。それぞれの部品間の整合回路等を構成するインダクタやキャパシタの一部または全部を、多層回路基板９５内に集積・形成している。
【００６３】
図２２において多層回路基板９５の裏面には、複数の端子電極９４が形成されている。この端子電極９４は複合型分波回路及び複合高周波モジュールの入出力端子の機能を持つものを含んでいる。
このような高周波モジュール９０は、マルチバンド用移動無線端末などの無線通信装置に使用することができる。
【００６４】
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、各送受信系の通信方式として、Cellular、ＰＣＳ、ＧＰＳを挙げたが、これらは、通信方式・周波数帯の一例であって、本発明は、ＧＳＭ，ＧＰＳ，ＤＣＳ(Digital Cellular System)，Cellular，ＰＣＳ，Ｗ−ＣＤＭＡなどいかなる周波数帯であっても適用可能なものである。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の複合型分波回路を示すブロック図である。
【図２】同複合型分波回路の回路図である。
【図３】分岐点Ｐから、複合型分波回路のCellular送受信系の分波回路を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図４】分岐点Ｐから、複合型分波回路のＧＰＳ受信系の分波回路を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図５】複合型分波回路の分波機能をそのまま維持しながら、高調波成分の抑制機能を一段強化した複合型分波回路の等価回路である。
【図６】本発明の他の回路構成に係る複合型分波回路を示すブロック図である。
【図７】同複合型分波回路の回路図である。
【図８】分岐点Ｐから、複合型分波回路のＧＰＳ受信系を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図９】分岐点Ｐから、複合型分波回路のＰＣＳ送受信系を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図１０】位相調整用回路６の直列インダクタのインダクタンス値と、第２の周波数帯における挿入損失との関係を示すグラフである。
【図１１】位相調整用回路６の直列インダクタＬのＱ値と、第２の周波数帯における挿入損失との関係を示すグラフである。
【図１２】複合型分波回路の分波機能をそのまま維持しながら、高調波成分の抑制機能を一段強化した複合型分波回路の等価回路である。
【図１３】本発明の複合型分波回路のさらに他の一例を示すブロック図である。
【図１４】複合型分波回路の等価回路図である。
【図１５】分岐点Ｐから、複合型分波回路のCellular送受信系を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図１６】分岐点Ｐから、複合型分波回路のＧＰＳ受信系を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図１７】分岐点Ｐから、複合型分波回路のＰＣＳ送受信系を見た場合のアドミッタンスを示すアドミッタンスチャート線図である。
【図１８】位相調整用回路６の直列インダクタのインダクタンス値と、第２の周波数帯における挿入損失との関係を示すグラフである。
【図１９】位相調整用回路６の直列インダクタＬのＱ値と、第２の周波数帯における挿入損失との関係を示すグラフである。
【図２０】複合型分波回路の分波機能をそのまま維持しながら、高調波成分の抑制機能を一段強化した複合型分波回路の等価回路である。
【図２１】本発明による複合型分波回路を含む複合型分波チップ部品の外観斜視図である。
【図２２】本発明の複合型分波回路を内蔵している複合高周波モジュールの外観斜視図である。
【図２３】ＳＡＷフィルタ単体の入力インピーダンスを示すインピーダンスチャートである。
【符号の説明】
【００６６】
１ 第１の周波数帯（Cellular）における送受信端子
２ 第２の周波数帯（ＧＰＳ）における受信端子
３ 第３の周波数帯（ＰＣＳ）における送受信端子
５  ローパスフィルタ
６  位相調整用回路
７  ＳＡＷフィルタ
８  ハイパスフィルタ
９ 並列インダクタ
１０，１１  ローパスフィルタ
１２  バンドエリミネーションフィルタ
３０  複合型分波チップ部品
９０  高周波モジュール
【図１】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図８】
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【図９】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図２３】
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