(57)【要約】【課題】ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を確実に抑制することができ、電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置として適用した場合に、低騒音で操舵フィーリングの良い電動パワーステアリング装置が構築できるブラシレスモータの駆動制御装置を提供する。【解決手段】矩形波状の励磁電流で駆動される複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置において、前記ブラシレスモータへの電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、転流時に予め定められた数値で与えられる各相の転流パターンを生成する転流パターン発生部とを設け、前記転流パターン及び電流指令値に基づいて、前記ブラシレスモータの各相への電流指令値を算出する各相電流指令値算出手段を設ける。【選択図】  図３
2005210764.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
矩形波状の励磁電流で駆動される複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置において、前記ブラシレスモータへの電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、転流時に予め定められた数値で与えられる各相の転流パターンを生成する転流パターン発生部とを設け、前記転流パターン及び電流指令値に基づいて、前記ブラシレスモータの各相への電流指令値を算出する各相電流指令値算出手段を具備したことを特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項２】
前記転流パターンの２相の和が１又は−１となる数値の組であり、前記転流パターンと前記電流指令値とを乗じて前記各相への電流指令値を算出する請求項１に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項３】
前記転流パターンが正弦波波形である請求項２に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置に関し、特に電動式パワーステアリング装置の駆動源に好適なブラシレスモータの駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のパワーステアリング装置の駆動源として用いられているブラシレスモータは、３相以上の励磁相を有するモータであり、その駆動は矩形波状の励磁電流によって行われている。
【０００３】
例えば５相ブラシレスモータの場合、モータ駆動回路は、モータのロータの外周面を電気角で72度ずつ離隔して取り囲むように配設された５相（以下、これらをａ相〜ｅ相という）の励磁コイルａ〜ｅに対し、マイクロコンピュータ等の制御回路による制御下で、４相同時に励磁する４相励磁方式により、コイルを１相ずつ順次切替えて矩形波電流で励磁することにより、ロータを回転駆動させている。この４相励磁方式では、モータ電流は５相のうちの４つの相に流れることになるが、各相にバランスよく電流を流すために、各励磁コイルの抵抗は全て等しくなるように形成されている。
【０００４】
このようなモータ駆動回路は、通常１０個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されている。これら１０個のトランジスタは、対応する２個のトランジスタを直列接続して５つの直列トランジスタ回路を形成し、それぞれを電源の正負両端子間に接続すると共に、各直列トランジスタ回路の２個のトランジスタの接続部をそれぞれＹ字形にスター結線した５個の励磁コイルａ〜ｅの外端に接続することにより、モータのコイル回路と接続している。
【０００５】
このモータ駆動回路から各励磁コイルへ供給される励磁電流（矩形波）の方向及び長さは、ロータの回転角（電気角）の値に対して例えば図８に示すようになる。即ち、電気角で36度毎に順次１相ずつ励磁コイルを切替え、１つの相コイルを電気角で144度の間励磁することにより、ロータを連続して回転させるようになっている。この図８では、電気角をθとしたとき、0°≦θ＜36°，36°≦θ＜72°，72°≦θ＜108°，108°≦θ＜144°，144°≦θ＜180°，180°≦θ＜216°，216°≦θ＜252°，252°≦θ＜288°，288°≦θ＜324°，324°≦θ＜360°の区間をそれぞれ(1)，・・・・，(10)で表わしている。
【０００６】
本例の場合、ａ相の電流は区間(1)及び(2)で正方向に流れ、区間(3)で０、区間(4)〜(7)で負方向に流れ、区間(8)で０、区間(9)から(10)を経て再び区間(1)で正方向に流れる。ｂ相の電流は、区間(1)〜(4)で正方向に流れ、区間(5)で０、区間(6)〜(9)で負方向に流れ、区間(10)で０、そして再び区間(1)で正方向に流れる。ｃ相の電流は、区間(1)で負方向に流れ、区間(2)で０、区間(3)〜(6)で正方向に流れ、区間(7)で０、区間(8)〜(10)を経て再び区間(1)で負方向に流れる。ｄ相の電流は、区間(1)〜(3)で負方向に流れ、区間(4)で０、区間(5)〜(8)で正方向に流れ、区間(9)で０、そして区間(10)から再び負方向に流れる。ｅ相の電流は、区間(1)で０、区間(2)〜(5)で負方向に流れ、区間(6)で０、区間(7)〜(10)で正方向に流れ、再び区間(1)で０となる。従って、区間(1)〜(10)の各境界（電気角で36度毎の切替え時）では、５つの励磁コイルのうちの２つが互いに逆向きに切替えられることになる。
【０００７】
このような励磁電流の切替えは、原理的には、図８に示すような矩形波の立ち上がり又は立ち下がりで表わされるが、実際にはその立ち上がり又は立ち下がり波形は横軸（時間若しくは回転角）に対し直角に変化するのではなく、励磁電流が正方向に立ち上がるまで或いは負方向に立ち下がるまで、ある程度の時間Δｔ（モータ回路の時定数の３倍位）がかかる。例えば、図８の区間(8)と(9)の境界（電気角で288度）では、ａ相の電流が０から正の一定値まで立ち上がる一方、ｄ相の電流が正の一定値から０に立ち下がり、ｂ相及びｃ相の電流は共に“負”の一定値、ｅ相の電流は“正”の一定値であるが、この境界部分の波形の変化を拡大すると図９に示すようになる。そして、５つの相の電流をｉa,ｉb,ｉc,ｉd,ｉeで表わしたとき、これらの電流の間には下記（１）式の関係がある。
ｉa ＋ｉd ＋ｉe ＝−（ｉb ＋ｉc）＝Ｉ      ・・・(1)
このため、例えばａ相とｄ相の電流が変化すると、ｂ，ｃ，ｅ相の電流も変化する。この場合、ａ相とｄ相の電流変化率が異なるため、２つの相の電流の合計値が定常値にならず、図９に示すようにｂ相，ｃ相の電流が変動し、ｅ相の電流も時間Δｔの間変化する。これらの電流変動により、過度的なトルク変動が生じてしまう。
【０００８】
このように２つの相の電流の立ち上がりと立ち下がりの電流変化率が異なるのは、次の理由による。
【０００９】
先ず、モータ駆動回路に供給される電源電圧をＶb、スター結線した励磁コイルａ〜ｅの中心接続点の電圧をＶnとする。次に、図９において、時間Δt1の区間を（ａ）、時間Δt2（＝Δｔ−Δt1）の区間を（ｂ）とする。
【００１０】
区間（ａ）では、正から０に切替えられるｄ相（ＯＦＦ相）の電流ｉdは、−Ｖn，コイルの逆起電圧Ｅd及びモータ回路の時定数に応じた変化率で、モータ駆動回路からモータへの通電電流Ｉの半分（Ｉ／２）から零（０）まで下がる。このとき、ＯＦＦ相の等価回路に加えられる電圧をＶOFFとすると、ＶOFF  ＝−Ｖn  −Ｅd  ＜０であり、Ｖnは近似的にＶb/２となる。一方、０から正に切替えられるａ相（ＯＮ相）の電流ｉaは、電圧Ｖb，−Ｖn、コイルの逆起電圧Ｅa及びモータ回路の時定数に応じた変化率で零（０）から上昇するが、このときＯＮ相の等価回路に加えられる電圧をＶONとすると、ＶON＝Ｖb・Duty1(ＰＷＭのデューティ)−Ｖn−Ｅaである。
【００１１】
式で説明すると、ＯＦＦ相の等価回路により電流ｉdは次の（２）式で表わされる。
ｉd(t)＝ (I/2)ｅ-t/T＋（ＶOFF/Ｒ）(1−ｅ-t/T)       ・・・(2)
∴ｔ＝０のとき、ｉd ＝Ｉ／２
但し、Ｔは等価回路の電気的時定数、Ｒは等価回路の抵抗である。
一方、ＯＮ相の等価回路により、電流ｉaは次の（３）式で表わされる。
【００１２】
ｉa(t)＝（ＶON／Ｒ）(1−ｅ-t/T)      ・・・(3)
∴ｔ＝０のとき、ｉa ＝０、 ｔ→∞で、ｉa ＝ＶON／Ｒ＝Ｉ／２
従って、ＯＦＦ相，ＯＮ相の各電流ｉd，ｉaの変化率は、それぞれ次のようになる。
did(t)/dt ＝−(1/T)(I/2)ｅ-t/T＋(1/T)(ＶOFF/Ｒ)ｅ-t/T
＝−(I/2−ＶOFF/Ｒ)(1/T)ｅ-t/T
＝−(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ)(1/T)ｅ-t/T      ・・・(4)
dia(t)/dt ＝(1/T)(ＶON／Ｒ)ｅ-t/T
＝(I/2)(1/T)ｅ-t/T                        ・・・(5)
上記(4)式及び(5)式において、(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ) ＞I/2であるから、ＯＦＦ相の電流変化率の方がＯＮ相の電流変化率より大きい。特に等価回路の抵抗Ｒが小さい場合、電源電圧Ｖb(≒２Ｖn)が大きい場合、或いは高速回転時で逆起電圧Ｅdが大きい場合には、ＯＦＦ相の電流変化率はＯＮ相の電流変化率よりかなり大きくなる。従って、ＯＦＦ相の電流ｉdがＩ／２から０まで下がる時間（Δt1）よりも、ＯＮ相の電流ｉaが０からＩ／２まで上がる時間（Δｔ）の方が長い。その後、区間（ｂ）において、ＯＮ相の電流ｉaが最終的に定常値（Ｉ／２）に到達するが、それまでに時間Δt2（モータ回路の時定数の２〜３倍）を要する。従って、切替えられる２つの相の電流の立ち上がりと立ち下がりでは、電流変化率が異なっている。
【特許文献１】特開２００１−２６８８７９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
上述のように従来のモータ駆動回路による励磁電流の制御では、切替える２つの相（例えば図８のａ相及びｄ相）の電流の立ち上がりと立ち下がりの変化率が異なるため、切替えられない相（例えば図８のｂ相、ｃ相、ｅ相）の電流が変動し、それらの電流変動により過度的なトルク変動が生じてしまう。
【００１４】
このような問題を解決するものとして、特許文献１（特開２００１−２６８８７９）に示すものがある。特許文献１では、転流時の電流変化率を制御する電流変化率制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置において、電流変化率制御手段は、転流動作において相電流が過渡状態になっている時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間隔時間の１／２以内に終了させるようにしている。
【００１５】
しかしながら、上述したように立ち上がり相電流と立ち下がり相電流が異なり、転流していない相電流が変化してしまうために各相電流の和が０となり、転流動作において相電流が過渡状態になっている転流の過渡時間を、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する転流間隔時間の１／２以内に終了させるようにモータを駆動制御するだけでは、振動や騒音が発生してしまう問題がある。
【００１６】
本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を確実に抑制することができ、電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置として適用した場合に、低騒音で操舵フィーリングの良い電動パワーステアリング装置を構築することができるブラシレスモータの駆動制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、矩形波状の励磁電流で駆動される複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ブラシレスモータへの電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、転流時に予め定められた数値で与えられる各相の転流パターンを生成する転流パターン発生部とを設け、前記転流パターン及び電流指令値に基づいて、前記ブラシレスモータの各相への電流指令値を算出する各相電流指令値算出手段を設けることにより達成される。
【００１８】
また、本発明の上記目的は、前記転流パターンの２相の和が１又は−１となる数値の組であり、前記転流パターンと前記電流指令値とを乗じて前記各相への電流指令値を算出することにより、或いは前記転流パターンを正弦波波形とすることにより、より効果的に達成される。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のブラシレスモータの駆動制御装置によれば、転流時の転流パターンの２相の和が１又は−１となる数値の組であり、転流パターンと電流指令値とを乗じて各相への電流指令値を算出しており、更には転流パターンを正弦波波形で与えるようにしているので、ブラシレスモータの振動や騒音の低い電流指令値を与えることができる。従って、本発明によれば、ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を確実に抑制することができる。
【００２０】
また、本発明に係るブラシレスモータの駆動制御装置を電動式パワーステアリング装置のアシストモータ駆動制御装置として用いれば、低騒音でかつ操舵フィーリングの良い高級な電動式パワーステアリング装置を構築することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明に係るブラシレスモータの駆動制御装置は、転流時の振動や騒音の発生を抑制するため、転流時に生成された正弦波（若しくは擬似正弦波）の転流パターンで電流指令値を与える。その際、転流パターンの２相の和が１（整数では１０２４）又は−１（整数では−１０２４）となる数値の組であり、転流パターンと電流指令値とを乗算してブラシレスモータ各相への電流指令値を算出するようにしている。これにより、ブラシレスモータを矩形波制御する場合でも、低振動及び低騒音の駆動制御を実現することができる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
【００２３】
先ず本発明に係るモータ駆動制御装置２０を、５相ブラシレスモータについて図１に示して説明する。モータ駆動制御装置２０は制御回路２１、ＦＥＴゲート駆動回路２２、モータ駆動回路２３、電流検出回路２４及びロータ位置検出回路２５で構成されている。制御回路２１は例えばマイクロコンピュータで構成され、定電圧源２６から一定電圧が供給される。制御回路２１には外部回路２７から電流指令Ｉrefが入力され、電流検出回路２４からモータ電流検出値Ｉ、ロータ位置検出回路２５からロータ位置信号Ｓa-e（＝Ｓa，・・・・，Ｓe）がそれぞれ入力される。制御回路２１は、これらの入力信号に基づいて、モータ駆動回路２３からブラシレスモータ１のコイル回路１２に供給される駆動電流を制御する。
【００２４】
ここで、電動パワーステアリング装置の駆動源として５相ブラシレスモータ１を用いる場合、外部回路２７は、自動車の変速機の出力軸回転数に応じたパルス信号を発生する車速センサの出力から求められる車速検出値Ｖと、ステアリングホイールの入力軸に加えられた操蛇トルクを検出するトルクセンサの出力から求められるトルクの方向を含む検出値Ｔとから、所定の特性線図を参照して対応するモータ電流値を検索し、これを電流指令Ｉrefとして出力するように構成される。
【００２５】
モータ駆動回路２３は、電源供給側（上段側）に５個、アース側（下段側）に５個の合計１０個のトランジスタ（電界効果トランジスタＦＥＴ）Ｔa1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2で構成されている。これら１０個のトランジスタＴa1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2は、上段側と下段側とで対応するトランジスタが直列接続され、これら直列接続のトランジスタ対（Ｔa1−Ｔa2，Ｔb1−Ｔb2，Ｔc1−Ｔc2，Ｔd1−Ｔd2，Ｔe1−Ｔe2）の各々の上段側端子は制御回路２１に、下段側端子は電流検出回路２４にそれぞれ接続されると共に、各トランジスタ対の接続部は、各励磁コイル６ａ〜６ｅの外端（スター結線の中心側とは逆側）と接続されている。そして、トランジスタＴa1〜Ｔe2の各々のゲート電圧は、ロータ位置検出回路２５からの検出信号Ｓa-eに基づいて制御回路２１により制御される。
【００２６】
モータ駆動回路２３から各励磁コイル６ａ〜６ｅへの励磁電流の方向及び大きさは、基本的には従来と同様に図８に示すようになり、各トランジスタＴa1〜Ｔe2のオン／オフのタイミングは、下記の表１のゲート信号（上段）Ｇa1〜Ｇe1及びゲート信号（下段）Ｇa2〜Ｇe2に示すようになる。なお、表１では、各トランジスタＴa1〜Ｔe2をオン／オフするゲート信号Ｇa1〜Ｇe2を、それぞれ“１”，“０”で表わしている。
【００２７】
【表１】
2005210764.tif 000003
図８において、ロータが例えば区間(1)の状態にあるものとすると、これは表１の区間(1)に該当し、上段側のトランジスタＴa1，Ｔb1及び下段側のトランジスタＴc2，Ｔd2がオン状態、これら以外のトランジスタはオフ状態であるので、励磁コイル６ａ及び６ｂには外端側から電流が流れ、励磁コイル６ｃ及び６ｄには結線側から電流が流れる。これにより、ロータのＮ極又はＳ極とその周囲に発生したＮ極又はＳ極との間に磁気吸引力及び反発力が生じ、ロータが回転する。そして、ロータが、図８の区間(2)の状態に移行すると、これは表１の区間(2)に該当し、上段側のトランジスタＴa1，Ｔb1及び下段側のトランジスタＴd2，Ｔe2がオン状態、これ以外のトランジスタがオフ状態であるので、励磁コイル６ａ及び６ｂには外端側から電流が流れ、励磁コイル６ｄ及び６ｅには結線側から電流が流れる。これにより、ロータが更に回転する。
【００２８】
以上の操作を繰返し行うと、表１に示すタイミングで各トランジスタが駆動され、図８に示すように電気角で36度毎に順次１相ずつ励磁コイルを切替え、１つの相を電気角で144度の間励磁する。これにより、ステータに発生するＮ極又はＳ極が順次移動し、ロータが連続回転する。ＦＥＴゲート駆動回路２２は、制御回路２１から出力されたゲート駆動信号Ｇ1-10に基づき、指定されたトランジスタのゲート端子に所定の電圧供給を行う。
【００２９】
一方、モータ駆動制御装置２０が駆動制御するブラシレスモータの一例（５相ブラシレスモータ１）は図２に示すようになっており、この５相ブラシレスモータ１は円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、軸受３ａ，３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され且つ５相の励磁コイル６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ及び６ｅが巻き付けられたステータ６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によってロータ７を構成している。
【００３０】
ロータ７の回転軸４の一端部の近傍には位相検出用のリング状の永久磁石８が固定され、この永久磁石８は周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁されている。また、ロータ７の永久磁石５も、Ｓ極及びＮ極が周方向に交互に等問隔で着磁されている。ハウジング２内の軸受３ｂが配設された側の端面には、ステー９を介してリング状の薄板から成る支持基板１０が、その内側の絶縁部分が永久磁石８に対向するように配設されている。この支持基板１０の永久磁石８側の面には、永久磁石８に対向するように例えばホール素子から成る位相検出素子（ホールセンサ）１１が固定されている。なお、位相検出素子１１は、実際には励磁コイル６ａ〜６ｅの駆動タイミングに対応して周方向に適宜離間して５個（１１ａ〜１１ｅ）設けられているが、図２はそのうちの１つのみを示している。
【００３１】
上記位相検出素子１１ａ〜１１ｅは、各々に対向する永久磁石８の磁極が、Ｎ極の場合には位置検出信号として“Ｈ”のセンサ信号を、Ｓ極の場合には“Ｌ”のセンサ信号をそれぞれ出力する。これら各位相検出素子１１ａ〜１１ｅの出力は、各素子に対向する永久磁石８の磁極によって変化することを利用してロータ７の回転位置を検知できる。その回転位置に応じて、モータ駆動制御装置２０が５相の励磁コイル６ａ〜６ｅに対して４相同時に通電しながら、通電する励磁コイルを１相ずつ順次切替える４相励磁方式により、ロータ７を回転駆動するようになっている。
【００３２】
また、５相の励磁コイル６ａ〜６ｅは、ロータ７の外周面を電気角で72度ずつ離隔して取り囲むように配設され、図１に示すようにＹ字型にスター結線されて、このモータのコイル回路１２を構成している。なお、４相励磁方式では、モータ電流は４つの相に流れることになるが、電流はコイル抵抗に反比例するので、各相にバランスよく電流を流すために各励磁コイル６ａ〜６ｅのコイル抵抗は全て等しくなるように形成されている。また、ステータ６は、例えば図示しないステータコア内周面に等間隔に３０個のスロットを有すると共に、これらスロット間に同数の凸部を有し、そのうち５個の凸部を１組として、各組に各励磁コイル６ａ〜６ｅを巻き付けるように構成されている。各励磁コイル６ａ〜６ｅの一端はまとめて結線され、他端はモータ駆動制御装置２０に接続されている。
【００３３】
本発明は、モータ駆動制御装置２０内の制御回路２１に設けた転流パターン発生部で転流時に所定条件に従った転流パターン１〜４（図８参照）を発生し、各相の電流指令値Ｉｒｅｆａｓ，Ｉｒｅｆｂｓ，Ｉｒｅｆｃｓとしてブラシレスモータ１に与えるようになっており、図３にその構成例を示す。なお、図１のブラシレスモータ１は５相となっているが、転流については３相で説明する。
【００３４】
本発明では、先ず正弦波波形を元にした転流時の電流指令値を定義する。この際、各相の電流指令値が正か負か、若しくは０であるかは、モータの位置により決められる。例えば非転流の時、正負又は０の電流指令値は次のように計算される。
１×２１０→Ｉｒｅｆｔ２×（１×２１０）
→Ｉｒｅｔ２×（１×２１０）／２１０→・・正相の電流指令値
０×２１０→Ｉｒｅｆｔ２×（０×２１０）
→Ｉｒｅｔ２×（０×２１０）／２１０→・・ゼロ相の電流指令値
−１×２１０→Ｉｒｅｆｔ２×（−１×２１０）
→Ｉｒｅｔ２×（−１×２１０）／２１０→・・負相の電流指令値
即ち、転流でない場合、３相の電流指令値はＩｒｅｆｔ２，０，−Ｉｒｅｆｔ２である。
【００３５】
転流の場合、計算方法は非転流の場合と同一である。ただし、乗算の値は１，０，−１ではなく、経過時間により正弦波波形の値と乗算する。ここでは１２ポイントの例を示す。転流がゼロ相から正相への転流だとすると、１２×サンプリング時間を経過すると、乗算の値は０から１まで変化し、その間の値は０，０．０１７０３７、・・・、０．９８２９６，１となる。電流指令値の計算は次のようにする。
転流前        ｉａ＝［Ｉｒｅｆｔ２×（０×２１０）］／２１０
ステップ１    ｉａ＝［Ｉｒｅｆｔ２×（０．０１７３７×２１０）］／２１０
・
・
・
ステップ１１  ｉａ＝［Ｉｒｅｆｔ２×（０．９８２９６×２１０）］／２１０
ステップ１２  ｉａ＝［Ｉｒｅｆｔ２×（１×２１０）］／２１０
転流パターン発生部には、転流を表わすパラメータとしてのＣａ，Ｃｂ，Ｃｃがそれぞれ転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３に入力されると共に、それぞれディジタル制御におけるＺ−１回路２１４，２１５，２１６（１サンプリング遅れ）を経て転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３に入力される。また、電流指令値Ｉｒｅｆｔ２は乗算回路に入力され、それぞれ転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３の出力と乗算され、各乗算結果が係数回路（２−１０）２３１，２３２，２３３を経て電流指令値Ｉｒｅｆａｓ，Ｉｒｅｆｂｓ，Ｉｒｅｆｃｓとして出力される。
【００３６】
転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３は図４に示すような４種類の転流パターンを発生するようになっている。即ち、転流パターン１は“０→１”の正弦波波形であり、転流パターン２は“−１→０”の正弦波波形であり、転流パターン３は“１→０”の正弦波波形であり、転流パターン４は“０→−１”の正弦波波形である。転流パターン１〜４は擬似正弦波波形であっても良い。転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３のそれぞれが、所定の入力の条件に従って転流パターン１〜４を生成して出力する。
【００３７】
なお、転流パラメータＣａ，Ｃｂ，Ｃｃは位相検出素子（ホールセンサ）に基づいて生成され、表２に示すような関係で生成出力される。
【００３８】
【表２】
2005210764.tif 000004
上述のような関係で生成出力される転流パラメータＣａ，Ｃｂ，Ｃｃが、それぞれ転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３に入力される。転流パターン発生回路２１１，２１２，２１３は転流パラメータＣａ，Ｃｂ，Ｃｃの入力条件に従って、それぞれ転流パターン１〜４を生成して出力する。例えば転流パターン発生回路２１１に入力する転流パラメータＣａについて説明すると、次のようになる。パラメータＣａの現在値をＣａ（ｋ）、その１サンプル前のパラメータＣａをＣａ（ｋ−１）とする。
Ｃａ（ｋ）＝１のとき、                        転流パターン１を発生
Ｃａ（ｋ）＝０でＣａ（ｋ−１）＝−１のとき    転流パターン２を発生
Ｃａ（ｋ）＝０でＣａ（ｋ−１）＝１のとき      転流パターン３を発生
Ｃａ（ｋ）＝−１のとき                        転流パターン４を発生
転流パターン発生回路２１２及び２１３についても同様であり、Ｃｂ（ｋ）及びＣｂ（ｋ−１）、Ｃｃ（ｋ）及びＣｃ（ｋ−１）に基づいてそれぞれ転流パターン１〜４を発生する。転流パターン発生回路２１１の構成は、転流パラメータＣａ（ｋ−１）と１サンプリング（Ｚ−１）遅れた転流パラメータＣａ（ｋ）を比較手段で比較し、両者が同じであれば非転流状態と判断し、ある瞬間で両者の出力が相違すれば転流の開始と判断し、その条件に従って予め登録されている転流パターンデータを読出して出力する。転流パターン発生回路２１２及び２１３についても同様である。
【００３９】
転流時間を例えば６ミリ秒としたとき、転流パターン１〜４は下記表３の数値で演算出力される。ここにおいて、転流パターン１〜４の最大値は“１”であり、最小値は“−１”であり、その間は小数となるが、小数はソフト演算できない。このため、精度を考慮して、２１０を乗算して整数になるようにしている。そのため、転流パターンのグラフ(図４)では“−１、−0．98296、・・・、０、・・・、０．９８２９６、１”となっている数値をソフトでは事前計算し、“−１０２４、−１００７、・・・、０、・・・、１００７、１０２４”としている。このように事前に２１０で拡大しているので、出力では事前の２１０因数を排除するため、２−１０を係数として乗算している。
【００４０】
【表３】
2005210764.tif 000005
なお、転流パターン１〜４の発生はホールセンサ信号が変化した場合、転流中でもいつでも受付けるようになっている。転流中に新たな転流を受付けないようにすると、ソフトウェアとして構造が複雑になり、ソフトウェアとしてのロバスト性が低下するからである。ホールセンサ信号が変化したということは、モータの位置パターンが変化したということであり、電流はモータ位置パターンにより流さないと、モータの制御ができないことになる。
【００４１】
転流パターン発生回路２１１〜２１３から出力された転流パターンは、それぞれ乗算回路２２１〜２２３で乗算され、係数回路２３１〜２３３を経て電流指令値Ｉｒｅｆａｓ，Ｉｒｅｆｂｓ，Ｉｒｅｆｃｓとして出力される。転流波形を図示すると一般的には図５（Ｃ）のようになるが、本発明では、１相では図５（Ａ）のようになり、３相では図５（Ｂ）のようになる。
【００４２】
本発明では、転流時の転流パターンを生成する転流パターン発生部を設け、転流パターンに基づいて、転流時の電流指令値を予め定められて数値、つまり、転流パターンの２相の和が１又は−１となる数値の組とし、転流パターンと電流指令値とを乗じてブラシレスモータ各相への電流指令値を算出している。例えば転流ポイント１２の場合、転流時間は１２×サンプリング時間となり、その間に１／４周期の正弦波波形で１２等分すると、図４及び表３で示すように
［０．０１７０３７，０．０６６９８７，０．１４６４５，０．２５，０．３７０５９，０．５，０．６２９４１，０．７５，０．８５３５５，０．９３３０１，０．９８２９６，１］
＝［１７，６９，１５０，２５６，３７９，５１２，６４５，７６８，８７４，９５５，１００７，１０２４］
となる。そして、転流パターンの２相の和が１（整数では１０２４）又は−１（整数では−１０２４）となる数値の組とする。転流中でも３相電流の和は０であるので、転流相の電流は変化しても、非転流相の電流を変化しないようにするため、転流相電流の和は転流の間、いつでも非転流相の大きさと同一で、方向が逆でなければならない。なお、正弦波波形に限らず、転流パターンの２相の和が１又は−１となれば、トルクリップルを発生させることなく滑らかに転流することができる。
【００４３】
図６は転流パターンの２相の和が１又は−１となる直線波形の例を示しており、転流パターン１は“０→１”の直線波形であり、転流パターン２は“−１→０”の直線波形であり、転流パターン３は“１→０”の直線波形であり、転流パターン４は“０→−１”の直線波形である。また、図７は転流パターンの２相の和が１又は−１となるべき乗関数（１−ｅ−ｔ／Ｔ）波形の例を示しており、転流パターン１は“０→１”のべき乗関数波形であり、転流パターン２は“−１→０”のべき乗関数波形であり、転流パターン３は“１→０”のべき乗関数波形であり、転流パターン４は“０→−１”のべき乗関数波形である。このような転流パターン波形を用いることも可能である。
【００４４】
上述の実施例では３相のブラシレスモータに本発明を適用した例を示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、他の複数の励磁相（例えば５相）のブラシレスモータについても本発明を適用することができる。また、上述の実施例では、図８に示すように、上段側のトランジスタ（例えばＴa1）と下段側のトランジスタ（例えばＴa2）とが同じＰＭＷデューティで駆動される例を示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、上段側のトランジスタ（例えばＴa1）と下段側のトランジスタ（例えばＴa2）とが異なるＰＭＷデューティで駆動されるものについても本発明を適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明によれば、ブラシレスモータに対する転流時の振動や騒音の発生を抑制するため、転流時に正弦波波形（若しくは擬似正弦波波形）で電流指令値を与えると共に、転流パターンの２相の和が１（整数では１０２４）又は−１（整数では−１０２４）となる数値のペアで与えると共に、転流パターンと電流指令値とを乗算してブラシレスモータ各相への電流指令値を算出するようにしている。これにより、ブラシレスモータを矩形波で制御する場合でも、低振動及び低騒音を実現することができ、自動車や車両の高性能電動パワーステアリングに適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施例に係るモータ駆動制御装置の一例（５相ブラシレスモータの例）を示す回路図である。
【図２】本発明を適用できる５相ブラシレスモータの断面図である。
【図３】本発明の転流パターン発生部の構成例（３相ブラシレスモータ）を示すブロック図である。
【図４】転流パターン（正弦波波形）の例を示す波形図である。
【図５】３相ブラシレスモータにおける転流波形の例を示す波形図である。
【図６】転流パターン（直線波形）の例を示す波形図である。
【図７】転流パターン（べき乗関数波形）の例を示す波形図である。
【図８】５相ブラシレスモータの各相の励磁電流例を示す波形図である。
【図９】従来の励磁電流切替え時の各相の電流変化及び電磁トルク変化の一例を示す波形図である。
【符号の説明】
【００４７】
１                  ブラシレスモータ
２                  ハウジング
３ａ，３ｂ          軸受
４                  回転軸
５                  永久磁石
６                  ステータ
７                  ロータ
１１                位相検出素子（ホールセンサ）
２０                モータ駆動制御装置
２１                制御回路
２２                ＦＥＴゲート駆動回路
２３                モータ駆動回路
２４                電流検出回路
２５                ロータ位置検出回路
２７                外部回路
２１１〜２１３      転流パターン発生回路
２２１〜２２３      乗算回路
２３１〜２３３      係数回路
【図１】
2005210764.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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