(57)【要約】  【課題】昇圧コンバータ制御の応答性を向上させ、負荷出力が大きく変化した場合でもインバータの直流入力電圧の変動幅の増大やオーバーシュート等の問題を低減する。  【解決手段】負荷出力要求値Ｐ＊の変化率が所定値未満の場合には、電動機の回転速度とインバータの入力電圧Ｖｄとに応じて算出された第１の電圧指令値Ｖｄ＊に基づいて昇圧コンバータを制御し、負荷が急激に変動して負荷出力要求値の変化率が所定値以上になったときは、昇圧コンバータのリアクトル電流指令値ＩＬ＊とリアクトル電流値ＩＬとに応じて算出された第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊に基づいて昇圧コンバータを制御するように構成した電動機の駆動制御装置。【選択図】図２
2005328669.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、
前記昇圧コンバータの出力を交流電力に変換して電動機を駆動するインバータと、
前記電動機の回転速度を検出する回転速度検出手段と、
前記インバータに入力する電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記回転速度検出手段によって検出された電動機の回転速度と、前記入力電圧検出手段によって検出された前記インバータの入力電圧とに基づいて第１の電圧指令値を演算する第１の電圧指令値演算手段と、を備え、前記第１の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する電動機の駆動制御装置において、
トルク指令値と電動機の回転速度に基づいて電動機の負荷出力要求値を算出する負荷出力要求値算出手段と、
前記直流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記負荷出力要求値および前記電源電圧値に基づいて、前記昇圧コンバータのリアクトル電流指令値を算出するリアクトル電流指令値算出手段と、
前記昇圧コンバータのリアクトルに流れる電流値であるリアクトル電流値を検出するリアクトル電流検出手段と、
前記リアクトル電流指令値と前記リアクトル電流値とに応じて第２の電圧指令値を算出する第２の電圧指令値演算手段と、
前記第１の電圧指令値または前記第２の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
前記負荷出力要求値の変化率が所定値未満か否かを判定する変化率判定手段と、を備え、
前記出力電圧制御手段は、前記負荷出力要求値の変化率が所定値未満である場合には前記第１の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御し、前記負荷出力要求値変化率が所定値以上である場合には前記第２の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
前記第２の電圧指令値演算手段が出力する第２の電圧指令値は、前記昇圧コンバータのオンオフ通流率を最大に固定する値であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
前記出力電圧制御手段は、前記負荷出力要求値が所定の変化率以上となった時から、前記リアクトル電流指令値とリアクトル電流値とが一致するまで前記第２の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、
前記昇圧コンバータの出力を交流電力に変換して電動機を駆動するインバータと、
前記電動機の回転速度を検出する回転速度検出手段と、
前記インバータに入力する電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記回転速度検出手段によって検出された電動機の回転速度と、前記入力電圧検出手段によって検出された前記インバータの入力電圧とに基づいて第１の電圧指令値を演算する第１の電圧指令値演算手段と、を備え、前記第１の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する電動機の駆動制御装置において、
トルク指令値と電動機の回転速度に基づいて電動機の負荷出力要求値を算出する負荷出力要求値算出手段と、
前記直流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記負荷出力要求値および前記電源電圧値に基づいて、前記昇圧コンバータのリアクトル電流指令値を算出するリアクトル電流指令値算出手段と、
リアクトル電流指令値算出手段の出力に応じた第２の電圧指令値を算出する第２の電圧指令値演算手段と、
前記第１の電圧指令値または前記第２の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
前記負荷出力要求値の変化率が所定値未満か否かを判定する変化率判定手段と、を備え、
前記出力電圧制御手段は、前記負荷出力要求値の変化率が所定値未満である場合には前記第１の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御し、前記負荷出力要求値の変化率が所定値以上となった時から所定時間△Ｔの間、前記第２の電圧指令値に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする電動機の駆動制御装置。
【請求項５】
前記所定時間△Ｔは、前記負荷出力要求値と前記直流電源電圧から求めたリアクトル電流指令ＩＬ＊と、前記直流電源電圧ＶＢと、前記インバータの入力電圧Ｖｄと、前記昇圧コンバータのリアクトルのインダクタンスＬとから下記の数式によって求めた時間であることを特徴とする請求項４に記載の電動機の駆動制御装置。
リアクトル電流増加の場合  △Ｔ＝Ｌ・(ＩＬ＊−ＩＬ’)／ＶＢ
リアクトル電流減少の場合  △Ｔ＝Ｌ・(ＩＬ＊−ＩＬ’)／(Ｖｄ−ＶＢ)
ただし、ＩＬ’は負荷出力要求値Ｐ＊が急増する前のリアクトル電流指令値ＩＬ＊の値
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の駆動制御装置に関し、特に電源電圧を昇圧して供給する昇圧コンバータを用いた駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源電圧を昇圧し、直流電力として出力する昇圧コンバータと、該昇圧コンバータから出力された直流電力を交流電力に変換して出力するインバータとを備え、その交流電力で電動機を駆動する電動機の駆動制御装置が知られている（例えば下記の特許文献１）。  
このような電動機の駆動制御装置においては、通常、電動機の回転速度に応じた電圧指令値を算出し、該算出された電圧指令値とインバータに入力される電圧値が一致する様に、昇圧コンバータの出力電圧が制御される。
【０００３】
【特許文献１】特開平６−１０５５６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のような従来の駆動制御装置においては、昇圧コンバータの出力側（インバータの入力側）には平滑コンデンサが設けられているので、負荷に急激な変動が有った場合には、昇圧コンバータの出力の変化が遅れるので、制御が不安定になるという問題が有った。  
すなわち、昇圧コンバータの制御は、一般にインバータの直流入力電圧指令値にインバータの直流入力電圧検出値（実際値）が追従するようにＰＩ制御器を用いて制御する。直流入力電圧指令値は電動機の回転速度から決めるが、回転速度が所定速度以上の領域では、回転速度に応じて指令値を上げ、インバータの入力電圧（昇圧コンバータの出力電圧）を上げるように制御する。そして直流入力電圧検出値がその指令値と一致するように昇圧コンバータをフィーバック制御する構成になっている。  
このような制御系では、負荷出力が大きく変化した場合、実際の直流入力電圧は平滑コンデンサがあるために電圧変化が遅れるので、昇圧コンバータの制御が負荷変動に対して大きく遅れてしまう。そのため、インバータの直流入力電圧の変動幅が大きくなったり、昇圧コンバータに流れる電流が大きくオーバーシュートしたりすることがある、という問題があった。  
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、昇圧コンバータ制御の応答性を向上させ、オーバーシュート等の問題を低減できる電動機の駆動制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の目的を達成するため、本発明においては、負荷に急激な変動が有った場合には、昇圧コンバータの制御を電圧に基づく制御から電流制御に切り換える。つまり負荷出力要求値の変化率が所定値未満の場合には、電動機の回転速度とインバータの入力電圧とに応じて算出された第１の電圧指令値に基づいて昇圧コンバータを制御し、負荷が急激に変動して負荷出力要求値の変化率が所定値以上になったときは、昇圧コンバータのリアクトル電流指令値とリアクトル電流値とに応じて算出された第２の電圧指令値に基づいて昇圧コンバータを制御するように構成している。
【発明の効果】
【０００６】
昇圧コンバータのリアクトル電流を負荷出力要求値に応じた電流値に急速に一致させることができるので制御応答が速くなり、インバータ直流入力電圧の変動幅を小さくすることができる。また、昇圧コンバータに流れる電流のオーバーシュートを小さくできる、という効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
（実施例１）
図１は本発明を適用する電動機駆動系の全体の構成を示すブロック図である。  
図１において、１はバッテリ（直流電源）、２はコンデンサ、３はリアクトルである。上記のコンデンサ２とリアクトル３とスイッチング素子４ａ、４ｂとによって昇圧コンバータ４を構成している。この昇圧コンバータ４は、電動機の力行時はバッテリ電圧を昇圧し、回生時はインバータ直流入力電圧をバッテリ電圧に降圧して出力する。２個のスイッチング素子（例えばパワートランジスタ）４ａと４ｂは直列に接続されており、下アームのスイッチング素子４ｂにリアクトル３とコンデンサ２の回路が並列に接続されている。これらのスイッチング素子４ａ、４ｂを逆位相で交互に開閉することにより、リアクトル３とコンデンサ２の作用によってバッテリ１の電圧ＶＢよりも高い電圧Ｖｄを出力できるようになっている。
【０００８】
また、５は平滑コンデンサであり、昇圧コンバータ４の出力を平滑する。６はインバータであり、ＵＶＷの各相について上アームと下アームの２個のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、パワートランジスタ）が直列に接続された構成を有し、昇圧コンバータ４から与えられる直流電力を三相交流電力に変換する。７は三相交流電動機（以下、単に電動機と記す）であり、インバータ６から与えられる交流電力で駆動される。８はバッテリ１の電圧を検出する電圧センサ、９はリアクトル３を流れる電流を検出する電流センサ、１０は平滑コンデンサ５の電圧（インバータ直流入力電圧）を検出する電圧センサ、１１ｕ、１１ｖ、１１ｗは電動機７のＵＶＷ各相の電流を検出する電流センサである。なお、３個の電流センサ１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの出力はそれぞれ別個に制御装置２０に送られるが、図１では１本の線に纏めて記載している。１２は電動機７の回転子の回転位置（電気角ω）を検出する位置センサである。２０は制御装置であり、インバータ６の制御を行うゲート信号Ｇ１と、昇圧コンバータ４の制御を行うゲート信号Ｇ２を出力する（詳細後述）。
【０００９】
図２は、制御装置２０の実施例１の構成を示すブロック図である。  
２１は電流指令演算器であり、外部から与えられるトルク指令値（電動機７の発生すべきトルクを指示する信号であり、例えばアクセルペダルの踏み込み量や運転状態に応じた値）と電動機７の回転速度（位置センサの出力から演算）に応じたｄ軸およびｑ軸電流指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊を出力する。２２はｄｑ変換器であり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値をｄ軸、ｑ軸電流ＩｄおよびＩｑに変換する。２３、２４は引算器であり、ｄ軸、ｑ軸電流の指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と検出値Ｉｄ、Ｉｑとの差を演算する。その差は電流制御器２５、２６でそれぞれ増幅される。２７は電圧指令演算器であり、上記の電流制御器２５、２６の出力と電動機の回転速度からインバータ６の出力電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を演算する。これらの出力電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は比較器５２ｕ、５２ｖ、５２ｗで三角波キャリア発生回路５１からのキャリア信号と比較され、三相のＰＷＭ信号を得る。このＰＷＭ信号はインバータ６の上アームのスイッチング素子用の信号となる。また、反転器５３ｕ、５３ｖ、５３ｗは、上記の出力電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を論理反転し、下アーム用の信号を作成する。
【００１０】
また、５４ａ〜５４ｆはデッドタイム付加回路であり、インバータ６において、直列に接続された各相の上アームと下アームのスイッチング素子が同時にオン状態になることのないように、各スイッチング素子のゲート信号にデッドタイムを付加する回路である。このデッドタイムを設けることにより、インバータ６のＵ、Ｖ、Ｗの各相において、かならず下アームのスイッチング素子がオフになってから上アームのスイッチング素子がオンになり、上アームのスイッチング素子がオフになってから下アームのスイッチング素子がオンになるように制御される。  
上記デッドタイム付加回路５４ａ〜５４ｆの出力は、インバータ６の各スイッチング素子を開閉制御するゲート信号Ｇ１として、インバータ６の各スイッチング素子のゲートに送られる。  
以上の部分は、通常の三相電動機のベクトル制御装置の構成である。
【００１１】
次に、３１はインバータ直流入力電圧指令演算器であり、電動機７の回転速度に応じた電圧指令値Ｖｄ’を出力する。この電圧指令値Ｖｄ’は、電動機７の所定速度以上の領域では、回転速度の上昇に応じて上昇する値となる。３２は引算器であり、電圧指令値Ｖｄ’とインバータ直流入力電圧検出値Ｖｄ（実際の直流入力電圧値）との差を演算する。その差はＰＩ制御器３３でＰＩ（比例積分）制御を行い、その結果は第１の電圧指令値Ｖｄ＊として切替器３８のａ入力端子へ送られる。
【００１２】
また、３４は掛算器であり、トルク指令値と電動機７の回転速度を掛け算して負荷出力要求値Ｐ＊を演算する。３５は除算器であり、負荷出力要求値Ｐ＊をバッテリ１の電圧ＶＢで除算することにより、リアクトル電流指令値ＩＬ＊を演算する。３６は引算器であり、リアクトル電流指令値ＩＬ＊とリアクトル電流の検出値ＩＬ（電流センサ９の出力）との差を演算する。演算器３７（例えばＰＩ制御器３３と同様の回路）は上記の引算器３６で検出した差から第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊（上記の差を無くすような電圧値）を演算し、その結果は切替器３８のｂ入力端子へ送られる。
【００１３】
３８は切替器であり、後述する制御信号が“０”なら第１の電圧指令値Ｖｄ＊（ａ入力端子）を出力し、“１”なら第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊（ｂ入力端子）を出力する。  
３９は変化率判定回路であり、負荷出力要求値Ｐ＊の変化率の絶対値が所定値（予め実験等で求めた電圧制御時に昇圧コンバータ４の制御応答が遅れる値）より大きい場合は、“１”を出力する。４０は電流判定回路であり、リアクトル電流の検出値ＩＬ（電流センサ９の出力）がその指令値（リアクトル電流指令値ＩＬ＊）に一致したら“１”を出力する。４１はＳＲラッチ回路であり、（Ｓ、Ｒ）＝（１、０）ならＱ＝１、（Ｓ、Ｒ）＝（０、１）ならＱ＝０を出力する。このＳＲラッチ回路４１の“１”、“０”の出力に応じて前記切替器３８がａ入力端子側またはｂ入力端子側に切替られる。
【００１４】
また、６１は三角波キャリア発生回路である。６２は比較器であり、切替器３８の出力である第１または第２の電圧指令値と三角波キャリア発生回路６１からの三角波キャリアを比較し、ＰＷＭ信号を得る。このＰＷＭ信号が昇圧コンバータ４の下アーム用の信号となる。また、反転器６３は、上記のＰＷＭ信号を論理反転し、上アーム用の信号を作成する。６４ａ、６４ｂはデッドタイム作成回路であり、前記と同様に、下アーム用と上アーム用の信号にデッドタイムを付加して昇圧コンバータ４のスイッチング素子を駆動するゲート信号を出力する。上記の切替器３８、三角波キャリア発生回路６１、比較器６２、デッドタイム作成回路６４ａ、６４ｂの部分が出力電圧制御手段に相当する。
【００１５】
上記の構成において、掛算器３４、除算器３５、引算器３６、演算器３７、切替器３８、変化率判定回路３９、電流判定回路４０、ＳＲラッチ回路４１の各ブロックからなる部分が本発明の特徴とする部分である。
【００１６】
以下、図２に示した回路の作用について説明する。  
図３は、力行時における昇圧コンバータ制御の動作波形を示す図である。  
トルク指令値が平常の状態（変化率が所定値以下、図３の時点ｔ０以前）の場合には、切替器３８はａ入力端子に切替られており、昇圧コンバータ４の上下アームのデューティを制御するＰＷＭ信号は、電動機７の回転速度に応じた電圧指令値Ｖｄ’に応じて制御される。
【００１７】
時点ｔ０でトルク指令値が増加方向に急変したものとすると、負荷出力要求値Ｐ＊も増加方向に急変する。時点ｔ０より前では、昇圧コンバータ４の上下アームのオンオフデューティはＴ１：Ｔ２となっているものとする。なお、Ｔ１は上アーム４ａのオンデューティ（下アーム４ｂのオフデューティ）、Ｔ２は上アーム４ａのオフデューティ（下アーム４ｂのオンデューティ）である。ただし、デッドタイムは省略して示している。この比率はインバータ直流入力電圧Ｖｄとバッテリ電圧ＶＢとの比率で決まり、
Ｖｄ：ＶＢ＝（Ｔ１＋Ｔ２）：Ｔ１
となる。
【００１８】
時点ｔ０で負荷出力要求値Ｐ＊が急増すると、変化率判定回路４０が“１”を出力し、それに応じてＳＲラッチ回路４１も“１”を出力する。それによって切替器３８はｂ入力端子に切り替わる。
【００１９】
時点ｔ０においては、トルク指令値が増加方向に急変するので、リアクトル電流指令値ＩＬ＊もステップ的に急増する。演算器３７はその出力（第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊）を三角波キャリア６１の出力の振幅を超えない範囲で所定の最大値に固定する。この最大値が切替器３８を介して比較器６２へ送られ、三角波キャリア発生回路６１の出力と比較される。そのため比較器６２から出力されるＰＷＭ信号（昇圧コンバータ４のゲート信号）のデューティは最大（下アーム４ｂのオンデューティが最大）になるので、昇圧コンバータ４はインバータ６に電力を供給しながらリアクトル電流を指令値に急速に一致させることができる。
【００２０】
その後、リアクトル電流が増加し、時点ｔｌでリアクトル電流の検出値ＩＬ（電流センサ９の出力）がリアクトル電流指令値ＩＬ＊に一致すると、電流判定回路４０は“１”を出力し、それに応じてＳＲラッチ回路４１の出力が“０”になり、切替器３８がａ入力端子に切り替わる。この際、ＰＩ制御器３３では切替時のショックを小さくするため、予めインバータ直流入力電圧Ｖｄとバッテリ電圧ＶＢとの比率からオンオフデューティを演算しておく。その比率は下記（数１）式で示される。
【００２１】
Ｖｄ：ＶＢ＝（Ｔ３＋Ｔ４）：Ｔ３    …（数１）
ただし、Ｔ３は上アーム４ａのオンデューティ、Ｔ４は上アーム４ａのオフデューティである。
【００２２】
図４は、負荷出力要求値Ｐ＊が力行から回生に急変（減少方向）したときの動作波形を示す図である。  
時点ｔ０で負荷出力要求値Ｐ＊が力行から回生に切り替わると、リアクトル電流指令値ＩＬ＊が負となり、演算器３７出力の第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊も負の最大値となる。これによって、リアクトル電流は急速に正から負に切り替わる。他の動作は図３と同じである。  
上記の制御によって、リアクトル電流ＩＬを急速に負荷出力要求値Ｐ＊に応じた電流に一致させることができるので、インバータ直流入力電圧Ｖｄの変動幅を小さくすることができ、また、昇圧コンバータ４に流れる電流のオーバーシュートを小さくすることができる。
【００２３】
上記のように、負荷出力要求値Ｐ＊が増加方向または減少方向に急変した場合、つまりは、負荷出力要求値Ｐ＊の変化率が所定の値を超えた場合には、昇圧コンバータ４の制御を電圧制御（電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとの比較による制御）から電流制御（リアクトル電流指令値ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬとの比較による制御）に切り替え、昇圧コンバータ４の上下アームのオンオフ通流率を最大（下アーム４ｂのオンデューティを最大）に固定する。そしてリアクトル電流ＩＬがリアクトル電流指令値ＩＬ＊に一致したら電圧制御に戻すように構成している。そのため、リアクトル電流ＩＬを急速に負荷出力要求値Ｐ＊に応じた電流に一致させることができるので、インバータ直流入力電圧Ｖｄの変動幅を小さくすることができ、また、昇圧コンバータ４に流れる電流のオーバーシュートを小さくすることができる。
【００２４】
また、演算器３７の出力を三角波キャリア発生回路６１の出力の振幅を超える値に固定することも出来る。この場合には、時点ｔ０で負荷出力要求値Ｐ＊が急増すると演算器３７の出力はキャリアの振幅を超える値に固定される。減少方向の変化の場合も同様である。これによってリアクトル電流は最短時間で指令値に一致する。他の動作は図３、図４と同じである。
【００２５】
（実施例２）
図５は、本発明の駆動制御装置の実施例２のブロック図である。  
図５において、３４は掛算器であり、トルク指令値と電動機７の回転速度を掛け算して負荷出力要求値Ｐ＊を演算する。３５は除算器であり、負荷出力要求値Ｐ＊をバッテリ１の電圧ＶＢで除算することにより、リアクトル電流指令値ＩＬ＊を演算する。
【００２６】
演算器４２は二つの信号を出力する。その１は、リアクトル電流指令値ＩＬ＊をそのまま電圧信号に変換して第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊として出力する。この第２の電圧指令値Ｖｄ＊＊は切替器３８のｂ入力端子へ送られる。その２は、リアクトル電流指令値ＩＬ＊とバッテリ１の電圧ＶＢとインバータ直流入力電圧Ｖｄからワンショットマルチバイブレータ４３の時間幅を設定する信号を演算して出力する。
【００２７】
上記の時間幅△Ｔはインバータ直流入力電圧Ｖｄ、バッテリ電圧ＶＢ、リアクトル電流指令値ＩＬ＊、リアクトル３のインダクタンスＬから下記（数２）、（数３）の式で求める。  
リアクトル電流増加の場合  △Ｔ＝Ｌ・(ＩＬ＊−ＩＬ’)／ＶＢ         …（数２）
リアクトル電流減少の場合  △Ｔ＝Ｌ・(ＩＬ＊−ＩＬ’)／(Ｖｄ−ＶＢ)  …（数３）
ただし、上記（数２）、（数３）式において、ＩＬ’は、負荷出力要求値Ｐ＊が急変する前のリアクトル電流指令値ＩＬ＊の値であり、下記（数４）式で算出する。  
ＩＬ’＝急変前の負荷出力要求値Ｐ＊／バッテリ電圧ＶＢ    …（数４）
なお、負荷急変前の負荷出力要求値Ｐ＊は、Ｐ＊の値を順次記憶しておき、負荷が急変した場合（変化率が所定値より大きい場合）にはその直前の値をラッチして用いる。
【００２８】
以下、図５に示した回路の作用について説明する。  
図６は、力行時における昇圧コンバータ制御の動作波形を示す図であり、力行時に負荷出力要求値Ｐ＊が急増した場合の動作波形を示す。  
時点ｔ０で負荷出力要求値が急増し、その変化率が所定値より大きい場合、変化率判定回路３９が“１”を出力する。  
これによってワンショットマルチバイブレータ４３は前記（数２）式で求めた所定時間△Ｔだけ“１”を出力し、切替器３８はｂ入力端子に切り替わる。それによって演算器３７の出力は三角波キャリアの振幅を超える値に固定されるので、昇圧コンバータ４の下アームがオン（上アームがオフ）を継続し、リアクトル電流は急速に指令値に一致する。  
所定時間△Ｔ後、ワンショットマルチバイブレータ４３の出力は“０”になり、切替器３８はａ入力端子に切り替わる。なお、ＰＩ制御器３３の出力は図２のときと同様に予めＶｄとＶＢの比率から求めたオンオフデューティに設定しておく。
【００２９】
図７は、力行から回生に負荷出力要求値が変化（減少方向）した場合の動作波形を示す図である。  
演算器３７の出力は三角波キャリアの振幅を負側に超える値に固定されるので、昇圧コンバータ４の上アームがオン（下アームがオフ）を継続し、リアクトル電流は急速に指令値に一致する。他の動作は図６と同じである。
【００３０】
上記の制御によって、リアクトル電流を急速に負荷出力要求値に応じた電流に一致させることができるので、インバータ直流入力電圧の変動幅を小さくすることができ、また、昇圧コンバータに流れる電流のオーバーシュートを小さくすることができる。  
また、実施例２の場合には、実際のリアクトル電流ＩＬを用いないので、ＩＬを検出するセンサ（図１の９）が不要になる。
【００３１】
上記の制御においては、負荷出力要求値Ｐ＊が急変する前のリアクトル電流指令値ＩＬ’の値は、ＩＬ’＝急変前の負荷出力要求値Ｐ＊／バッテリ電圧ＶＢで求められ、負荷出力要求値Ｐ＊が急変した後のリアクトル電流指令値ＩＬ＊は、ＩＬ＊＝急変後の負荷出力要求値Ｐ＊／バッテリ電圧ＶＢで求められる。このＩＬ’とＩＬ＊との差を埋めるオン時間が前記（数２）式または（数３）式で求める所定時間△Ｔであり、△Ｔだけ上アームまたは下アームをオンにすると、リアクトル電流は急速に変化して負荷出力要求値Ｐ＊が急変した後のリアクトル電流指令値ＩＬ＊に近づくことになる。そして所定時間△Ｔの経過後は、切替器３８をａ入力端子に切り替え、通常の電圧指令値Ｖｄ’に応じた制御に移行する。  
第２の実施例においては、図２に示す実施例では必要であったリアクトル電流センサ（図１の９）が不要となり、コストを削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明を適用する電動機駆動系の全体の構成を示すブロック図。
【図２】本発明の駆動制御装置の実施例１のブロック図。
【図３】実施例１において負荷出力要求値が増加方向に変化した場合の動作波形図。
【図４】実施例１において負荷出力要求値が減少方向に変化した場合の動作波形図。
【図５】本発明の駆動制御装置の実施例２のブロック図。
【図６】実施例２において負荷出力要求値が増加方向に変化した場合の動作波形図。
【図７】実施例２において負荷出力要求値が減少方向に変化した場合の動作波形図。
【符号の説明】
【００３３】
１…バッテリ（直流電源）
２…コンデンサ                    ３…リアクトル
４…昇圧コンバータ                ５…平滑コンデンサ
６…インバータ                    ７…三相交流電動機
８…電圧センサ                    ９…電流センサ
１０…電圧センサ                  １１ｕ、１１ｖ、１１ｗ…電流センサ
１２…位置センサ                  ２０…制御装置
２１…電流指令演算器              ２２…ｄｑ変換器
２３、２４…引算器                ２５、２６…電流制御器
２７…電圧指令演算器              ３１…インバータ直流入力電圧指令演算器
３２…引算器                      ３３…ＰＩ制御器
３４…掛算器                      ３５…除算器
３６…引算器                      ３７…演算器
３８…切替器                      ３９…変化率判定回路
４０…電流判定回路                ４１…ＳＲラッチ回路
４２…演算器                      ４３…ワンショットマルチバイブレータ
５２ｕ、５２ｖ、５２ｗ…比較器    ５１…三角波キャリア発生回路
５３ｕ、５３ｖ、５３ｗ…反転器    ５４ａ〜５４ｆ…デッドタイム付加回路
６１…三角波キャリア発生回路      ６２…比較器
６３…反転器                      ６４ａ、６４ｂ…デッドタイム作成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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