(57)【要約】【課題】入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と回路効率を向上させたマグネトロン駆動用電源を提供することを目的とする。【解決手段】インバータ回路４に少なくとも１つの半導体スイッチ１６を有し、半導体スイッチ１６は単一方向にのみ電流を流すようにしたものである。これによって、入力電源から入力された電力をすべて負荷であるマグネトロン７へ電送するので、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と大電力を変換しても回路効率を向上させることができる。【選択図】図１
2005268083.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源から電力供給を受け、マグネトロンを付勢するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、高圧トランスを有する共振回路と、高圧整流回路を有し、前記半導体スイッチ素子のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路を介して前記マグネトロンに電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子は単一の方向にのみ電流を流すようにしたマグネトロン駆動用電源。
【請求項２】
共振回路は、高圧トランスの１次巻線と前記１次巻線に並列に接続された共振コンデンサを有し、半導体スイッチ素子に直列接続した請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項３】
共振回路は、半導体スイッチ素子に並列に接続された共振コンデンサと前記共振コンデンサに直列接続された高圧トランスの１次巻線を有する請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項４】
共振回路は、高圧トランスの１次巻線と前記１次巻線に並列に接続された第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列に接続した第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、前記共振回路は単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子に直列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにした請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項５】
共振回路は、高圧トランスの１次巻線と、前記高圧トランスの１次巻線に並列に接続された第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続された第１の共振コンデンサを有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は前記第１の共振コンデンサに並列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにした請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項６】
共振回路は、高圧トランスの１次巻線に並列に接続された第１の共振コンデンサと、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続される第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は前記第１の共振コンデンサに直列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにした請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項７】
共振回路は、高圧トランスの１次巻線と、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続された第１の共振コンデンサと、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続される第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は前記第１の共振コンデンサに並列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにした請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子レンジなどのマグネトロンを負荷とするマグネトロン駆動用電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のマグネトロン駆動用電源としては、図１１に示すようなものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図に示すように、交流である商用電源１を一旦ダイオードブリッジ２で直流電圧に変換し、この直流電圧を半導体スイッチ素子３のオンオフによってインバータ回路４は高圧トランス５の１次巻線と共振コンデンサ１０で構成される共振回路を励振して高周波電圧を発生し、高圧トランス５は２次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波高電圧は高圧整流回路６によって直流高電圧に整流され、マグネトロン７に印加される。マグネトロン７はこの直流高電圧で駆動され、２．４５ＧＨｚの電波を発生する。なお、インダクタ８とコンデンサ９は平滑回路を構成している。
【０００４】
このマグネトロン駆動用電源の動作波形を図１２に示している。商用電源１の交流電圧Ｖ１はダイオードブリッジ２によって直流電圧に整流される。平滑回路を構成しているコンデンサ９の容量は、インバータ回路４のサイズを小型化するために２０ｋＨｚから５０ｋＨｚで動作するインバータ回路４に対して直流電圧を保持できる程度の容量としており、商用電源１の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に対しては平滑する能力を有していない。このため、コンデンサ９の電圧Ｖ９は商用電源１を単に全波整流した波形を示し、ほぼ０電圧から商用電源１の最大電圧まで変動する脈動波形を示す。インバータ回路４はこの脈動するコンデンサ９の電圧Ｖ９によって動作するので、高圧トランス５の１次巻線に発生する高周波電圧の包絡線波形はＶ５（Ｌｐ）に示すような波形となり、コンデンサ９の電圧Ｖ９が低い期間では同様に低い電圧しか発生し得ない。
【０００５】
一方、マグネトロン７の構成と動作特性は、図１３（ａ）（ｂ）に示すように、アノードとカソード間に所定の電圧以上が印加されないとアノード電流が流れないような非線形な電圧電流特性を示す。従って、高圧トランス５の１次巻線に発生する電圧が低い期間では２次巻線に励起される電圧も同時に低くなるため、マグネトロン７に印加される電圧Ｖ７の波形は図１２に示すようにＶＡＫ（ＴＨ）に到達しなくなる期間が発生する。この期間はマグネトロン７が発振を停止しており、負荷であるマグネトロン７で電力消費されないため、商用電源１の電流Ｉ１は流れなくなる。この結果、商用電源１の電流Ｉ１の波形は図１２に示すように電流が０となる期間を有する非常に歪を持った波形となり、これが原因でマグネトロン駆動用電源の力率の低下、入力電流に高調波電流を発生することになる。
【０００６】
このような課題に対するために、図１４に示す回路構成のようなものも知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
これは、アクティブフィルタ回路１１をインバータ回路４の前段に設け、入力電流の力率向上、高調波抑制を図ったものである。アクティブフィルタ回路１１は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成をしており、半導体スイッチ素子１４のオン時間比によって昇圧電圧を制御することができる。
【０００８】
この場合の動作について図１５を用いて説明する。商用電源１の電圧はＶ１に示すように交流電圧波形を示している。アクティブフィルタ回路１１は、ダイオードブリッジ２によって交流電圧Ｖ１を全波整流した電圧を半導体スイッチ素子１４のオンオフ制御によってコンデンサ１２に昇圧電圧を発生する。この昇圧電圧Ｖ１２はコンデンサ１２の容量によって脈動率は変化するが、図１１の構成におけるＶ９のように完全に０まで低下しないようにすることができる。このため、高圧トランス５の１次巻線に発生する電圧Ｖ５（Ｌｐ）も商用電源１の電圧が０近傍であっても所定の値以上を発生することができ、マグネトロン７に印加する電圧は常に発振可能電圧以上を保持することが可能となる。その結果、入力電流Ｉ１は図１５に示すように０となる期間を持たない略正弦波状の波形とすることができ、入力力率の向上、高調波電流の抑制が可能となる。
【特許文献１】特開平６−７６９３９号公報
【特許文献２】特開平６−２１５８６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記特許文献２におけるマグネトロン駆動用電源においては、インバータ回路４にアクティブフィルタ回路１１を付加した構成となり、電力変換の過程が整流→昇圧→高周波発生（インバータ回路）→高圧整流となるので、電力変換の過程が増加し、変換効率の低下と回路規模の増大が課題となり、電子レンジなどのように、大電力を必要とし、かつ電源を収容する収容室に制限がある用途では、マグネトロン駆動用電源を搭載することが困難になるなど、商品として不都合を生じることがある。
【００１０】
本発明は、前記従来の課題を解決するものであり、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と大電力を変換しても回路効率を向上させたマグネトロン駆動用電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記従来の課題を解決するために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、インバータ回路に少なくとも１つの半導体スイッチを有し、半導体スイッチは単一方向にのみ電流を流すようにしたものである。
【００１２】
これによって、入力電源から入力された電力をすべて負荷側へ電送するので、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と大電力を変換しても回路効率を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の高周波加熱装置は、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と大電力を変換しても回路効率を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
第１の発明は、商用電源から電力供給を受け、マグネトロンを付勢するインバータ回路を備え、前記インバータ回路は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、高圧トランスを有する共振回路と、高圧整流回路を有し、前記半導体スイッチ素子のオンオフにより、前記共振回路、高圧整流回路を介して前記マグネトロンに電力供給するとともに、前記半導体スイッチ素子は単一の方向にのみ電流を流すようにしたマグネトロン駆動用電源とすることにより、入力電源から入力された電力をすべて負荷側へ電送するので、入力電圧源の電圧が低い状態であっても入力電流を連続的に流すことができ、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と大電力を変換しても回路効率を向上させることができる。
【００１５】
第２の発明は、特に、第１の発明において、共振回路は、高圧トランスの１次巻線と前記１次巻線に並列に接続された共振コンデンサを有し、半導体スイッチ素子に直列接続したことにより、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができる。
【００１６】
第３の発明は、特に、第１の発明において、共振回路は、半導体スイッチ素子に並列に接続された共振コンデンサと前記共振コンデンサに直列接続された高圧トランスの１次巻線を有することにより、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができる。
【００１７】
第４の発明は、特に、第１の発明において、共振回路は、高圧トランスの１次巻線と前記１次巻線に並列に接続された第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列に接続した第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、前記共振回路は単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子に直列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにしたことにより、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができる。また、２つの半導体スイッチ素子によって共振電圧を低く抑えることができるので、各半導体スイッチ素子の耐電圧をより低く設計することが可能であり、これによって各半導体スイッチ素子のスイッチングスピードなど周波数特性を大幅に改善することが可能となる。この結果、インバータ回路での発生損失を軽減することができるので、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【００１８】
第５の発明は、特に、第１の発明において、共振回路は、高圧トランスの１次巻線と、前記高圧トランスの１次巻線に並列に接続された第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続された第１の共振コンデンサを有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は前記第１の共振コンデンサに並列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにしたことにより、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができるとともに、インバータ回路での発生損失を軽減することができ、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【００１９】
第６の発明は、特に、第１の発明において、共振回路は、高圧トランスの１次巻線に並列に接続された第１の共振コンデンサと、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続される第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は前記第１の共振コンデンサに直列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにしたことにより、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができるとともに、インバータ回路での発生損失を軽減することができ、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【００２０】
第７の発明は、特に、第１の発明において、共振回路は、高圧トランスの１次巻線と、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続された第１の共振コンデンサと、前記高圧トランスの１次巻線に直列に接続される第２の共振コンデンサと逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子の直列接続体を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は前記第１の共振コンデンサに並列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子は相補的にオンオフするようにしたことにより、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができるとともに、インバータ回路での発生損失を軽減することができ、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２２】
（実施の形態１）
図１〜図４は本発明の実施の形態１におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００２３】
図において、従来の構成と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、本発明の実施の形態１における要部構成についてのみ説明する。
【００２４】
本実施の形態においては、インバータ回路４は、少なくとも１つの半導体スイッチ素子１６を有し、この半導体スイッチ素子１６のオンオフにより、高圧トランス５を有する共振回路、高圧整流回路６を介してマグネトロン７に電力供給するとともに、半導体スイッチ素子１６は単一の方向にのみ電流を流すようにしたものである。
【００２５】
すなわち、商用電源１を一旦ダイオードブリッジ２で直流電圧に変換し、この直流電圧を半導体スイッチ素子１６のオンオフによってインバータ回路４は高圧トランス５の１次巻線と共振コンデンサ１０で構成される共振回路を励振して高周波電圧を発生し、高圧トランス５は２次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波高電圧は高圧整流回路６によって直流高電圧に整流され、マグネトロン７に印加される。マグネトロン７はこの直流高電圧で駆動され、２．４５ＧＨｚの電波を発生する構成となっている。
【００２６】
本実施の形態では、半導体スイッチ素子１６は単一の方向にのみ電流を流すことができる素子であり、例えば、逆阻止型のＩＧＢＴなどを適用することができる。また、図２のように、一般に使用されている逆電圧を阻止する機能のないＩＧＢＴでも素子１６ｂと逆並列ダイオード１６ｃで構成されるスイッチング素子に直列にダイオード１６ａを接続することで、逆方向の電流を阻止するスイッチングユニットを構成することもできる。
【００２７】
図３は、本実施の形態におけるマグネトロン駆動用電源の半導体スイッチ素子１６の印加電圧および電流波形を示している。半導体スイッチ素子１６をオン状態にすることによって、インバータ回路４の直流電圧源として機能するコンデンサ９から高圧トランス５の１次巻線を通じて電流が流れ、このとき半導体スイッチ素子１６を流れる電流Ｉ１６はコンデンサ９の電圧よって決まる傾きで直線的に増加する。ある所定時間後に半導体スイッチ素子１６をターンオフすると、高圧トランス５の１次巻線を流れていた電流は共振コンデンサ１０に向かって流れ込み始め、半導体スイッチ素子１６の印加電圧波形Ｖ１６は共振コンデンサ１０と１次巻線によって決まる共振現象によって正弦波状に増加を始める。共振コンデンサ１０と１次巻線による共振現象によって半導体スイッチ素子１６の印加電圧波形Ｖ１６は一旦ピーク値を迎えた後、再び零に向かって下降を始める。半導体スイッチ素子１６は単一方向にのみ電流を流すので、半導体スイッチ素子１６の印加電圧が零以下になっても電流を流すことはない。そして、半導体スイッチ素子１６の印加電圧が一旦負のピーク値を迎えた後、再び零電圧に復帰すると、半導体スイッチ素子１６は再び導通し、電流を流すことができる。このように動作することによって、インバータ回路４は高周波電力を発生する。
【００２８】
ここで、インバータ回路４の直流電圧源として機能するコンデンサ９からのエネルギーの授受について考えると、半導体スイッチ素子１６がオンすることによって高圧トランス５の１次巻線にエネルギーを送ることができるが、コンデンサ９から見た場合、半導体スイッチ素子１６のオンによって必ずエネルギーを取り出される動作となっており、一連のインバータ回路４の動作によって負荷側からコンデンサ９にエネルギーが逆流することはない。従って、エネルギー保存の法則を考えると半導体スイッチ素子１６のオン動作によって共振コンデンサ１０から取り出されたエネルギーは高圧トランス５を介し、必ず負荷であるマグネトロン７まで伝送されることになる。
【００２９】
このことは、特に、商用電源１の電圧が低いときに顕著に現れ、従来のマグネトロン駆動用電源では、この直流電圧源として機能するコンデンサ９にエネルギーを回生していたため、商用電源１の電圧が低い期間ではマグネトロン７が発振するに足る電圧を発生することができなかったのに対し、本実施の形態におけるマグネトロン駆動用電源は、必ず負荷側にエネルギーを伝送するので、商用電源１の電圧値によらずマグネトロン７にエネルギーが伝送でき、発振状態を維持することができる。このため、商用電源１の電圧および電流は、図４に示す波形となり、入力電流波形を正弦波状にすることが可能となり、非常に歪みの少ない高力率な波形を実現することが可能となる。そして、インバータ回路４に少なくとも１つの半導体スイッチ１６を付加するのみであるため、回路の簡素化が図れ、１ｋＷ以上の大電力を変換しても回路効率を向上させることができる。
【００３０】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００３１】
図において、実施の形態１と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００３２】
本実施の形態において、高圧トランス５を有する共振回路は、半導体スイッチ素子１６に並列に接続された共振コンデンサ１０と、共振コンデンサ１０に直列接続された高圧トランス５の１次巻線を有するものである。その他の構成は実施の形態１と同一である。
【００３３】
このような本実施の形態においては、実施の形態１と同様、図４に示すような動作波形を示し、全く同様の作用効果を発揮するものである。
【００３４】
（実施の形態３）
図６、図７は、本発明の実施の形態３におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００３５】
図において、実施の形態１と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００３６】
本実施の形態においては、図６に示すように、高圧トランス５を有する共振回路は、高圧トランス５の１次巻線と前記１次巻線に並列に接続された第１の共振コンデンサ１７と、前記第１の共振コンデンサ１７に並列に接続した第２の共振コンデンサ１９と逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０の直列接続体を有し、前記共振回路は単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８に直列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は相補的にオンオフするようにしたものである。
【００３７】
すなわち、交流である商用電源１を一旦ダイオードブリッジ２で直流電圧に変換し、この直流電圧を単一方向にのみ電流を流すことのできる半導体スイッチ素子１８と逆導通可能な半導体スイッチ素子２０を同時にオンしないように相補的にオンオフすることによって、インバータ回路４は高圧トランス５の１次巻線と共振コンデンサ１７および半導体スイッチ素子２０と第２の共振コンデンサ１９で構成される共振回路を励振して高周波電圧を発生し、高圧トランス５は２次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波高電圧は高圧整流回路６によって直流高電圧に整流され、マグネトロン７に印加される。マグネトロン７はこの直流高電圧で駆動され、２．４５ＧＨｚの電波を発生する構成となっている。単一方向にのみ電流を流すことのできる半導体スイッチ素子１８は、実施の形態１と同様、一般に使用されている逆電圧を阻止する機能のないＩＧＢＴでもＩＧＢＴと逆並列ダイオードで構成されるスイッチング素子に直列にダイオードを接続する構成とすることで実現できることはいうまでもない。
【００３８】
図７は、本実施の形態におけるマグネトロン駆動用電源の半導体スイッチ素子１８の印加電圧Ｖ１８および電流波形Ｉ１８と、半導体スイッチ素子２０の印加電圧Ｖ２０および電流波形Ｉ２０を示している。
【００３９】
半導体スイッチ素子１８をオン状態にすることによって、インバータ回路４の直流電圧源として機能するコンデンサ９から高圧トランス５の１次巻線を通じて電流が流れ、このとき半導体スイッチ素子１８を流れる電流Ｉ１８はコンデンサ９の電圧よって決まる傾きで直線的に増加する。ある所定時間後に半導体スイッチ素子１８をターンオフすると、高圧トランス５の１次巻線を流れていた電流は共振コンデンサ１７に向かって流れ込み始め、半導体スイッチ素子１８の印加電圧波形Ｖ１８は共振コンデンサ１７と１次巻線によって決まる共振現象によって正弦波状に増加を始める。この電圧が第２の共振コンデンサ１９に蓄えられている電圧に到達すると、逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０を構成するダイオードが導通し、共振回路の共振周波数は１次巻線と第１および第２の共振コンデンサ１７、１９によって決定されるため、電圧の上昇が急激に緩やかになる。
【００４０】
第２の半導体スイッチ素子２０を構成するダイオードが導通している期間中にオン信号を半導体スイッチ素子２０に送ることによって、共振現象によって電流が転流しても第１の共振コンデンサ１７および第２の共振コンデンサ１９と１次巻線による共振状態を維持することができる。所定時間の経過後、第２の半導体スイッチ素子２０をターンオフすると、再び１次巻線と第１の共振コンデンサ１７による共振へと切り替わるので、半導体スイッチ素子１８に印加する電圧Ｖ１８は急激に零に向かって下降する。
【００４１】
そして、一旦零を越えて極小値を迎えた後に、再び零電圧に復帰すると、半導体スイッチ素子１８がオンして、電流を流すことができる。このように動作することによって、インバータ回路４は高周波電力を発生する。
【００４２】
ここで、インバータ回路４の直流電圧源として機能するコンデンサ９からのエネルギーの授受について考えると、半導体スイッチ素子１８がオンすることによって高圧トランス５の１次巻線にエネルギーを送ることができるが、コンデンサ９から見た場合、半導体スイッチ素子１８のオンによって必ずエネルギーを取り出される動作となっており、一連のインバータ回路４の動作によって負荷側からコンデンサ９にエネルギーが逆流することはない。従って、エネルギー保存の法則を考えると半導体スイッチ素子１８のオン動作によってコンデンサ９から取り出されたエネルギーは高圧トランス５を介し、必ず負荷であるマグネトロン７まで伝送されることになる。
【００４３】
このことは、特に、商用電源１の電圧が低いときに顕著に現れ、従来のマグネトロン駆動用電源ではこの直流電圧源として機能するコンデンサ９にエネルギーを回生していたため、商用電源１の電圧が低い期間ではマグネトロン７が発振するに足る電圧を発生することができなかったのに対し、本実施の形態におけるマグネトロン駆動用電源においては、必ず負荷側にエネルギーを伝送するので、商用電源１の電圧値によらずマグネトロン７にエネルギー伝送でき、発振状態を維持することができる。このため、商用電源１の電圧および電流は、図５に示す波形となり、入力電流波形を正弦波状にすることが可能となり非常に歪みの少ない高力率な波形を実現することが可能となる。また、本実施の形態では第２の半導体スイッチ素子２０によって共振電圧を低く抑えることができるので、半導体スイッチ素子１８および２０の耐電圧をより低く設計することが可能であり、これによって半導体スイッチ素子１８、２０のスイッチングスピードなど周波数特性を大幅に改善することが可能となる。この結果、インバータ回路４での発生損失を軽減することができるので、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。また、従来よりも回路の簡素化が図れ、１ｋＷ以上の大電力を変換しても回路効率を向上させることができる。
【００４４】
（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００４５】
図において、実施の形態１、３と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００４６】
本実施の形態においては、図に示すように、高圧トランス５を有する共振回路は、高圧トランス５の１次巻線と、前記高圧トランス５の１次巻線に並列に接続された第２の共振コンデンサ１９と逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０の直列接続体と、前記高圧トランス５の１次巻線に直列に接続された第１の共振コンデンサ１７を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は前記第１の共振コンデンサ１７に並列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は相補的にオンオフするようにしたものである。
【００４７】
このような本実施の形態においては、実施の形態３と同様の作用効果を発揮するものであり、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができるとともに、インバータ回路での発生損失を軽減することができ、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【００４８】
（実施の形態５）
図９は、本発明の実施の形態５におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００４９】
図において、実施の形態１、３と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００５０】
本実施の形態においては、図に示すように、高圧トランス５を有する共振回路は、高圧トランス５の１次巻線に並列に接続された第１の共振コンデンサ１７と、前記高圧トランス５の１次巻線に直列に接続される第２の共振コンデンサ１９と逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０の直列接続体を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は前記第１の共振コンデンサ１７に直列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は相補的にオンオフするようにしたものである。
【００５１】
このような本実施の形態においては、実施の形態３と同様の作用効果を発揮するものであり、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができるとともに、インバータ回路での発生損失を軽減することができ、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【００５２】
（実施の形態６）
図１０は、本発明の実施の形態６におけるマグネトロン駆動用電源を示している。
【００５３】
図において、実施の形態１、３と同一要素については同一符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【００５４】
本実施の形態においては、図に示すように、高圧トランス５を有する共振回路は、高圧トランス５の１次巻線と、前記高圧トランス５の１次巻線に直列に接続された第１の共振コンデンサ１７と、前記高圧トランス５の１次巻線に直列に接続される第２の共振コンデンサ１９と逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０の直列接続体を有し、単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は前記第１の共振コンデンサ１７に並列に接続し、前記逆導通可能な第２の半導体スイッチ素子２０と単一方向にのみ電流を流す半導体スイッチ素子１８は相補的にオンオフするようにしたものである。
【００５５】
このような本実施の形態においては、実施の形態３と同様の作用効果を発揮するものであり、入力電圧源から供給される電力をすべて負荷側へ電送することができるので、入力電流の歪みを抑制することができるとともに、インバータ回路での発生損失を軽減することができ、マグネトロン駆動用電源の効率を向上することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
以上のように、本発明にかかるマグネトロン駆動用電源は、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率を高めるとともに、回路の簡素化と大電力を変換しても回路効率を向上させることができるので、電子レンジなどのマグネトロンを負荷とする機器に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施の形態１におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図２】同マグネトロン駆動用電源の半導体スイッチ素子の一例を示す構成図
【図３】同半導体スイッチ素子の印加電圧および電流波形を示す図
【図４】同マグネトロン駆動用電源の動作波形を示す図
【図５】本発明の実施の形態２におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図６】本発明の実施の形態３におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図７】同マグネトロン駆動用電源の２つの半導体スイッチ素子における印加電圧および電流波形を示す図
【図８】本発明の実施の形態４におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図９】本発明の実施の形態５におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図１０】本発明の実施の形態６におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図１１】従来のマグネトロン駆動用電源の回路図
【図１２】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図
【図１３】同マグネトロンの構成と動作特性を示す図
【図１４】他の従来例を示すマグネトロン駆動用電源の回路図
【図１５】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図
【符号の説明】
【００５８】
１  商用電源
２  ダイオードブリッジ
４  インバータ回路
５  高圧トランス
６  高圧整流回路
７  マグネトロン
１０  共振コンデンサ
１６、１８、２０  半導体スイッチ素子
１７  第１の共振コンデンサ
１９  第２の共振コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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