(57)【要約】【課題】本発明は高帯域で駆動できる電力駆動装置を提供する。【解決手段】入力信号を入力端子1より入力し、誘導性負荷2に流れる電流ILを検出抵抗3で検出し、電流検出増幅器4で増幅した信号を加算節点5で引き算し、その演算結果を電流出力型電力増幅器8と9で増幅し、第１の電流出力型電力増幅器8の増幅率と第２の電流出力型電力増幅器9の増幅率との比を同相モード帰還用ゲイン制御器10により制御することにより、高帯域で出力電流を駆動できる優れた電力駆動装置を実現できる。【選択図】図１
2005184080.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に流れる電流を検出する装置をもち、その検出信号と入力信号との差を誤差増幅する二つの電流出力型増幅器をもち、その一方の電流出力型増幅器の出力が負荷の一端に接続され、他方の電流出力型増幅器の出力が負荷の他端に接続され、それらの電流出力端子の同相電圧成分と基準電圧との差に対し、それら2つの電流出力型増幅器の伝達コンダクタンスの比を単調増加に変動させる装置をもち、設定された基準電圧に対しそれら2つの電流出力型増幅器の出力電圧を対称に発生させる電力駆動装置。
【請求項２】
請求項１の構成において、2つの電流出力型増幅器の伝達コンダクタンスの比を変動させるために、各出力電圧と基準電圧とを比較する2つの差動増幅器によって配分される電流の差をその2つの電流出力型増幅器の差動入力段のバイアス電流とする回路構成をもつ電力駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流出力を高帯域で駆動する電力駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来高密度ハードディスク装置のアクチュエータの駆動にはボイスコイルモータが使われており、負荷への供給電圧を同相成分に対し対称にし、かつ、出力電流を入力信号に比例させるため、そのコイルを駆動する半導体装置としては図３の電流検出装置つき電圧出力型Hブリッジ増幅器ないしは、図４の電流検出装置つき電流出力型シングルエンド増幅器が使われてきた。しかしながら、どの装置も電圧駆動出力回路でコイルの両端または一端を駆動するために、周波数帯域が制限されていた。近年、ハードディスクの記録密度の増大のため、高速に駆動するボイスコイルモータ制御駆動装置が必要になっており、より高周波数で動作することが要求されている。
【０００３】
以下従来の電力駆動装置について述べる。
【０００４】
図３は従来例の1例である。以下の説明では簡単のため基準電圧を0Vとし、出力電圧がOVを中心に対称に電圧が発生するものとして説明する。
【０００５】
1は入力端子、2は誘導性負荷、3は検出抵抗、4は電流検出増幅器、5は入力信号と帰還信号との加算節点、16は誤差増幅器、17は第１の電圧出力型電力増幅器、18は第２の電圧出力型電力増幅器、6は第１の出力端子、7は第２の出力端子である。
【０００６】
以上のように構成された電力駆動装置について、以下その動作を説明する。
【０００７】
まず、入力電圧Viを入力端子1より入力し、誘導性負荷2に流れる電流ILを検出抵抗3で検出し、電流検出増幅器4でrs倍した電圧を加算節点5で引き算し、その演算結果であるＶｉ−Ｒｅ×ＩＬを誤差増幅器16でＡｅ（ω）倍する。そして、その演算結果である電圧Ａｅ（ω）×（Ｖｉ−ＩＬ）を、第１の電圧出力型電力増幅器17と第２の電圧出力型電力増幅器18のそれぞれに入力する。
【０００８】
第１の電圧出力型電力増幅器17と第２の電圧出力型電力増幅器18の増幅率Ａ（ω）は符号が逆であり、第１の出力端子6、第２の出力端子7の両端には2倍の出力が発生する。それぞれ、第１の出力電圧端子6には
Ｖｏ１=A（ω）×Ａｅ（ω）×（Ｖｉ−ｒｓ×ＩＬ）
第２の出力電圧端子7には
Ｖｏ２＝−Ｖｏ１＝−A（ω）×Ａｅ（ω）×（Ｖｉ−ｒｓ×ＩＬ）
が発生する。
【０００９】
したがって、検出抵抗の抵抗値をＲｓ、誘導性負荷の抵抗分をＲＬ、誘導分をLとすれば、負荷2に流れる電流ILは
ＩＬ＝2A(ω)×Ａｅ(ω)×Ｖｉ／(Ｒｓ+ＲＬ+ｊωＬ+2A(ω)×Ａｅ(ω)×ｒｓ)
ここで、出力電流は誤差増幅器16の増幅率Ae(ω)が十分大きいとき、ＩＬ＝Ｖｉ／ｒｓに漸近する。
【００１０】
このシステムの帯域は誤差増幅器16の増幅率Ａｅ（ω）と電圧出力型電力増幅器17,18の増幅率A(ω)とＲＳ+ＲL+jωLに依存するため、大きく帯域を上げることはできない。
【００１１】
図４は別の従来例の1例である。
【００１２】
8は第１の電流出力型電力増幅器で誤差増幅器を兼ね、19は同相モード帰還用電圧出力型電力増幅器である。
【００１３】
以上のように構成された電力増幅装置について、以下その動作を説明する。
【００１４】
まず、入力電圧Viを入力端子1より入力し、誘導性負荷2に流れる電流ILを検出抵抗3で検出し、電流検出増幅器4でrs倍した電圧を加算節点5で引き算し、その演算結果である（Ｖｉ−ｒｓ×ＩＬ）を電流出力型電力増幅器8でｇｍ（ω）倍する。その結果、負荷2に流れる電流ILは
ＩＬ＝ｇｍ（ω）×（Ｖｉ−ｒｓ×ＩＬ）
となる。右辺にILをまとめると、
ＩＬ＝ｇｍ（ω）×Ｖｉ／（１+ｇｍ（ω）×ｒｓ）
出力電圧は同相モード帰還用電圧出力型電力増幅器19により
Ｖｏ２＝ＡＣ（ω）Ｖｏ１／（−ＡＣ（ω））
が出力される。ＡＣ（ω）が十分大きいとき、
Ｖｏ２＝−Ｖｏ１
一方、第１の出力電圧端子6と第２の出力電圧端子7の両端には
Ｖｏ１−Ｖｏ２＝ＩＬ×（Ｒｓ+ＲＬ+ｊωＬ）が発生する。
第１の出力電圧端子6には
Ｖｏ１＝ＩＬ×（Ｒｓ+ＲＬ+jωL）×（１−AC（ω））／（１−２ＡＣ（ω））
が発生し、第２の出力電圧端子7には
Ｖｏ２＝−ＩＬ×（Ｒｓ＋ＲＬ+jωL）×ＡＣ（ω）／（１−2ＡＣ（ω））
が発生する。
【００１５】
このシステムの出力電流の帯域は電流出力型電力増幅器8の伝達コンダクタンスｇｍ（ω）でのみ制限され、電流出力型は前述の図１の実施の形態の電圧出力型増幅器より一般に帯域を上げられるため帯域が広くなる。しかしながら、第１の出力電圧端子6と第２の出力電圧端子7とは、高周波数領域では差が大きくなるため、電圧波形が対称でなくなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
以上の説明のように、従来の電力駆動装置は電圧出力増幅器の帯域により、高帯域では駆動できなかった。
【００１７】
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、高帯域で駆動する電力増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この目的を達成するために、本発明の電力駆動装置は二つの電流出力型増幅器をもち、それぞれの電流出力端子の同相電圧成分と基準電圧との差に対し、それら2つの電流出力型増幅器の伝達コンダクタンスの比を単調増加に変動させる構成を有している。
【発明の効果】
【００１９】
本発明は、同相モード帰還用ゲイン制御器で2つの位相の反転した電流出力型増幅器を用いることにより、高帯域で出力電流を駆動できる優れた電力駆動装置を実現するもので
ある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２１】
図１は本発明の一実施形態における電力駆動装置のシステムブロック図を示すものである。
【００２２】
図１において、9は第２の電流出力型電力増幅器、1Oは同相モード帰還用ゲイン制御器である。
【００２３】
以上のように構成された電力増幅装置について、以下その動作を説明する。
【００２４】
まず、入力電圧Viを入力端子1より入力し、誘導性負荷2に流れる電流ILを検出抵抗3で検出し、電流検出増幅器4でrs倍した電圧を加算節点5で引き算して、その演算結果であるＶｉ−ｒｓ×ＩＬを電流出力型電力増幅器8でｇｍ（ω）倍する。その結果、負荷2に流れる電流ILは
ＩＬ＝ｇｍ１（ω）×（Ｖｉ−ｒｓ×ＩＬ）
となる。右辺に1Lをまとめると、
ＩＬ＝ｇｍ１（ω）×Ｖｉ／（１+ｇｍ（ω）×ｒｓ）
出力電圧は同相モード帰還用ゲイン制御器10で制御する。
【００２５】
第１の電流出力型電力増幅器8の増幅率gm1(ω)と第２の電流出力型電力増幅器9の増幅率gm2(ω)の比をKとしたとき、同相モード帰還用ゲイン制御器10はその比を次のように変化させる。
【００２６】
同相モード帰還用ゲイン制御器10は、第１の出力電圧端子6と第２の出力電圧端子7の電圧の中点を基準電圧OVと比較し、（Ｖｏ１−Ｖｏ２）＞０のとき、Kを1より大きくするように制御し、（Ｖｏ１−Ｖｏ２）＜０のとき、Kを1より小さくするように制御する。Kは（Ｖｏ１−Ｖｏ２）に対し単調増加関数である。
【００２７】
具体例を用いて同相モード帰還用ゲイン制御器10の動作を説明する。
【００２８】
図２に具体的な同相モード帰還用ゲイン制御器の実施の形態を示す。
【００２９】
図２において8と9は第１と第２の電流出力型電力増幅器の実施の形態である。11は第１の定電流源、12は第２の定電流源で、両者は同じ電流値を持つ。13は各電流出力型電力増幅器8と9の電圧入力端子、14は電流出力型電力増幅器8の差動入力段のソース電流源、15は電流出力型電力増幅器9の差動入力段のソース電流源であり、両電流値の合計は第１の定電流源11と第２の定電流源12の電流値の合計を第１の出力端子6の電圧値と第２の出力端子7の電圧値に応じて配分を変える。
【００３０】
図２において、まず、電圧入力端子13に正の電圧が加えられているとする。このとき、電流出力型電力増幅器8と9の差動入力段のソース電流源14と15の電流値にかかわらず、第１の出力端子6から負荷2と検出抵抗3に電流が流れ出す。逆に、第２の出力端子7に負荷2と検出抵抗3から電流が流れ込む。その結果、第１の出力端子6の電圧Ｖｏ１とＶｏ２との関係は、Ｖｏ１＞Ｖｏ２となる。
【００３１】
このとき、第１と第２の差動回路のトランスコンダクタンスをgmとし、ソース電流源14の電流値をＩ１、とソース電流源１５の電流値をＩ２とすると、3つの動作モードがある。
【００３２】
第１のモードは、Ｖｏ１＞Ｖｏ２＞０の時で、この時はＩ１＝０、Ｉ２＝ｇｍ×（Ｖｏ１+Ｖｏ２）となり、Ｖｏ１の電圧はそのままで、Ｖｏ２の引き込み電流は増加し、Ｖｏ２の電位をどんどん下げて行き、Ｖｏ１＞０＞Ｖｏ２となる。これは次に説明する第２のモードである。
【００３３】
第２のモードはＶｏ１＞０＞Ｖｏ２の時で、このときはＩ１＝ｇｍ×Ｖｏ２、Ｉ２＝ｇｍ×Ｖｏ１となり、Ｖｏ１の流し込み電流とＶｏ２の引き込み電流が同じになるように、Ｖｏ１の電位を上げ、Ｖｏ２の電位を下げる。すなわち、Ｉ１＝Ｉ２、Ｖｏ１＝−Ｖｏ２となるように負帰還がかかる。
【００３４】
第３のモードは、０＞Ｖｏ１＞Ｖｏ２の時で、このときはＩ１＝ｇｍ×（Ｖｏ１+Ｖｏ２）、Ｉ２＝０となり、Ｖｏ２の電圧はそのままで、Ｖｏ１の流し込みは増加し、Ｖｏ１の電位をどんどん上げて行きＶｏ１＞０＞Ｖｏ２となる。すなわち、前述の第２のモードになる。
【００３５】
同様に、電圧入力端子13に負の電圧が加えられているときには、Ｖｏ２＞０＞Ｖｏ１となり、Ｉ１＝Ｉ２、Ｖｏ２＝−Ｖｏ１となるように制御される。
【００３６】
この結果、出力電流も等しくなり、
ＩＬ＝ｇｍ１（ω）×Ｖｉ／（１+ｇｍ１（ω）×ｒｓ）
＝ｇｍ２（ω）×Ｖｉ／（１+ｇｍ１（ω）×ｒｓ）
となり、第１の出力電圧端子6と第２の出力電圧端子7の両端には
Ｖｏ１―Ｖｏ２＝ＩＬ（Ｒｓ+ＲＬ+ｊωＬ）
が発生する。同相モード帰還用ゲイン制御器10によりＶｏ＝−Ｖｏ２となるため、第１の出力電圧端子6には、
Ｖｏ＝ＩＬ×（Ｒｓ+ＲＬ+jωL）／２
が発生し、第２の出力電圧端子7には、
Ｖｏ２＝−ＩＬ×（Ｒｓ+ＲＬ＋ｊωＬ）／２
が発生する。
【００３７】
以上のように本実施形態によれば、同相モード帰還用ゲイン制御器で2つの位相の反転した電流出力型増幅器を用いることにより、高帯域で出力電流を駆動できるため高帯域化が図れる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明は高帯域の周波数特性で電流駆動するための電力駆動装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の電力駆動装置に係る一実施形態の回路構成図
【図２】実施形態における同相モード帰還用ゲイン制御器の具体的な回路構成図
【図３】第１の従来装置の回路構成図
【図４】第２の従来装置の回路構成図
【符号の説明】
【００４０】
１  入力端子
２  誘導性負荷
３  検出抵抗
４  電流検出増幅器
５  加算節点
６  第１の出力端子
７  第２の出力端子
８  第１の電流出力型電力増幅器
９  第２の電流出力型電力増幅器
１０  同相モード帰還用ゲイン制御器
【図１】
2005184080.tif 000003
【図２】
2005184080.tif 000004
【図３】
2005184080.tif 000005
【図４】
2005184080.tif 000006