(57)【要約】【課題】  単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路とローパスフィルタを１組だけ用いて、正弦波信号を生成出力可能な装置を提供する。【解決手段】  ハーフブリッジ回路８を構成するＦＥＴ９及びＦＥＴ１０を、ＦＭ変調回路１によって出力されるデューティ比５０％の矩形波信号のレベル変化に応じて交互に導通させ、ハーフブリッジ回路８の出力端子に現れる矩形波信号の最大振幅を、振幅制御回路１３により調整する。そして、コンデンサ１４により矩形波信号の直流成分をカットし、ローパスフィルタ１５によりフィルタリングすることで、オフセット成分がない正弦波信号を出力する。【選択図】  図１
2005210620.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デューティ比５０％の矩形波信号を出力する発振回路と、
単一極性の電源で動作し、前記矩形波信号のレベル変化に応じて２つのスイッチング素子が択一的に導通状態となるハーフブリッジ回路と、
このハーフブリッジ回路の出力端子に接続される、出力信号の最大振幅を制御するための振幅制御回路と、
前記ハーフブリッジ回路の出力端子にコンデンサを介して接続されるローパスフィルタとで構成され、正弦波信号を出力することを特徴とする正弦波信号出力装置。
【請求項２】
デューティ比５０％の矩形波信号を出力する発振回路と、
前記矩形波信号の周波数よりも高い搬送波周波数に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路と、
単一極性の電源で動作し、前記矩形波信号と前記ＰＷＭ信号とに基づいてスイッチング動作を行なう電源側，グランド側スイッチング素子を備えてなるハーフブリッジ回路と、
このハーフブリッジ回路の出力端子に接続される平滑回路と、
この平滑回路の出力端子にコンデンサを介して接続されるローパスフィルタとで構成され、
前記スイッチング素子の一方は、前記矩形波信号の第１半周期において前記ＰＷＭ信号に同期したスイッチング動作を行なうと共に前記矩形波信号の第２半周期では遮断状態となり、前記スイッチング素子の他方は、前記第１半周期では遮断状態になると共に前記第２半周期では連続的に導通状態となり、
前記平滑回路には、前記ハーフブリッジ回路の出力信号に含まれるＰＷＭ成分を平滑可能な時定数が設定されることで、正弦波信号を出力することを特徴とする正弦波信号出力装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、矩形波信号をデジタル的に処理してハーフブリッジ回路によるスイッチング動作を行なうことで、正弦波信号を生成して出力する正弦波信号出力装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
正弦波信号出力装置は、ハーフブリッジ回路がスイッチング動作を行なうことで正弦波信号を生成して出力するため、アナログ発振回路に比較して消費電力が少なく、安価で効率が良いという利点がある。例えば、特許文献１や非特許文献１及び２には、そのような正弦波信号出力装置の構成例が開示されている。
【特許文献１】特開２００３−５１７２４号公報
【非特許文献１】トランジスタ技術、ＣＱ出版、２００３年１月号、ｐ２１０
【非特許文献２】トランジスタ技術、ＣＱ出版、２００３年１月号、ｐ２１１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１や非特許文献１に開示されている構成は、ハーフブリッジ回路とその出力側に配置されるローパスフィルタとを２組必要とするため、回路規模が大きくなるという問題がある。また、非特許文献２に開示されている構成は、ハーフブリッジ回路とローパスフィルタが１組だけであるが、ハーフブリッジ回路の駆動用電源に正，負の両極性電源が必要となっている。
【０００４】
例えば、ＦＭ変調信号の送信機や超音波ソナー、超音波洗浄器やある種のモータ制御装置のように、正弦波信号の振幅をダイナミックに変化させることなく周波数変化も比較的少ない装置については、回路構成をより簡素化し、装置を小型化してコストを抑えたいという要請がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路とローパスフィルタとを１組だけ用いて、正弦波信号を生成出力可能となる装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
請求項１記載の正弦波信号出力装置によれば、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路は、デューティ比５０％の矩形波信号のレベル変化に応じて２つのスイッチング素子が択一的に導通状態となる。すると、ハーフブリッジ回路の出力端子にもデューティ比５０％の矩形波信号が現れるが、その最大振幅レベルは、振幅制御回路により電源電圧とグランドレベルとの間に調整される。
【０００６】
そして、前記矩形波信号は、コンデンサを介すことで直流成分がカットされるため、グランドレベルを中心として振幅が正，負両極に変化する矩形波となる。更に、ローパスフィルタによりフィルタリングして矩形波信号の基本波成分だけを通過させれば、オフセット成分がない正弦波信号が出力される。従って、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路とローパスフィルタとを一組用いるだけで、最大振幅レベルが調整可能な正弦波信号を生成することができる。
【０００７】
請求項２記載の正弦波信号出力装置によれば、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路は、デューティ比５０％の矩形波信号とＰＷＭ信号とに基づき、電源側、グランド側スイッチング素子の何れか一方が、矩形波信号の第１半周期でＰＷＭ信号に同期したスイッチング動作を行ない、他方が第２半周期で連続的に導通状態となる。その結果、ハーフブリッジ回路の出力端子には、矩形波信号の半周期だけＰＷＭ信号が重畳された信号波形が現れる。
【０００８】
更に、ハーフブリッジ回路の出力信号は、ＰＷＭ成分が平滑回路により平滑されることで略矩形波となり、その矩形波信号は、コンデンサを介すことで直流成分がカットされるため、グランドレベルを中心として振幅が正，負両極に変化する矩形波となる。そして、ローパスフィルタを介して矩形波信号の基本波成分だけを通過させれば、オフセット成分がない正弦波信号が出力される。この場合、正弦波信号の振幅レベルは、ＰＷＭ信号のデューティに応じて定まる。従って、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路とローパスフィルタとを一組用いるだけで、最大振幅レベルが調整可能な正弦波信号を生成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
（第１実施例）
以下、本発明をＦＭ変調信号送信装置に適用した場合の第１実施例について図１乃至図４を参照して説明する。図４は、ＦＭ変調信号送信装置の全体構成を概略的に示すものである。ＦＭ変調回路（発振回路，正弦波信号出力装置）１は、送信したいデジタルデータを例えば１９２．０ｋＨｚと１８７．２ｋＨｚとで周波数変調するように動作し、デューティ５０％の矩形波信号を出力する。パワーアンプ回路（正弦波信号出力装置）２は、前記矩形波信号を電力増幅し、且つ、当該矩形波信号の周波数に等しい周波数の正弦波信号を生成して出力する。その正弦波信号は、後述するように０Ｖを基準とするオフセットがない交流波形となる。
【００１０】
パワーアンプ回路２の出力端子は、整合トランス３の一次側に接続されており、その整合トランス３の二次側は、送信アンテナであるループアンテナ４に接続されている。整合トランス３は、パワーアンプ回路２とループアンテナ４とのインピーダンス整合をとるために配置されている。そして、ＦＭ変調回路１より出力されたＦＭ変調信号としての矩形波信号は、パワーアンプ回路２において増幅された正弦波信号となり、ループアンテナ４により電波信号として送信される。
【００１１】
図１は、パワーアンプ回路２の電気的構成を示すものである。波形成形回路５は、ＦＭ変調回路１より与えられる矩形波信号の波形を整形し、ハイサイド駆動回路６及びローサイド駆動回路７に出力する。ハイサイド駆動回路６，ローサイド駆動回路７は、夫々ハーフブリッジ回路８を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（パワーＭＯＳ，スイッチング素子）９，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（パワーＭＯＳ，スイッチング素子）１０のゲートを駆動するようになっている。
【００１２】
ＦＥＴ９のソースは電源Ｖｃに接続されており、ドレインは、抵抗１１及び１２の直列回路を介してＦＥＴ１０のドレインに接続されている。そして、ＦＥＴ１０のソースはグランドに接続されている。抵抗１１及び１２の共通接続点は、ハーフブリッジ回路８の出力端子となっており、その出力端子には、振幅制御回路１３と、コンデンサ１４及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５の直列回路が接続されている。ローパスフィルタ１５は、例えばＴ型λ／４フィルタを２段直列に配置して構成されている。
【００１３】
図２には、振幅制御回路１３の詳細な構成を示す。振幅制御回路１３は、コンパレータ１６、ＮＰＮトランジスタ１７，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（パワーＭＯＳ）１８を中心として構成されている。コンパレータ１６の反転入力端子は、抵抗１９を介してハーフブリッジ回路８の出力端子に接続されており、非反転入力端子は、抵抗２０を介して可変抵抗器２１に接続されている。可変抵抗器２１は、電源Ｖｃ〜グランドレベルの範囲で、基準電位Ｖｒを設定するものである。
【００１４】
コンパレータ１６の出力端子は、抵抗２２及び２３の直列回路を介してグランドに接続されていると共に、抵抗２４を介して非反転入力端子に接続されている。抵抗２４は、コンパレータ１６のチャタリングを防止する目的でヒステリシス特性を付与するために配置されている。抵抗２２及び２３の共通接続点は、トランジスタ１７のベースに接続されており、トランジスタ１７のエミッタはグランドに、コレクタは、ＦＥＴ１８のゲートに接続されていると共に抵抗２５を介して電源Ｖｃに接続されている。ＦＥＴ１８のソースは抵抗２６を介してグランドに接続されており、ドレインはハーフブリッジ回路８の出力端子に接続されている。
【００１５】
次に、本実施例の作用について図３も参照して説明する。図３は、各部の信号波形を示すタイミングチャートである。ＦＭ変調回路１は、デューティ比５０％の矩形波信号を出力し、その矩形波信号は、波形成形回路５により整形される（図３（ａ）参照）。すると、ハーフブリッジ回路８を構成するハイサイド，ローサイドのＦＥＴ９，１０は、その矩形波信号のレベル変化に応じて択一的に導通するので、ハーフブリッジ回路８の出力端子にもデューティ比５０％の矩形波信号が出力される（図３（ｂ）参照）。
【００１６】
振幅制御回路１３は、ハーフブリッジ回路８の出力端子レベルＶHBが基準電圧Ｖｒを下回っている場合は、コンパレータ１６の出力端子がハイレベルとなり、トランジスタ１７はオン、ＦＥＴ１８はオフとなっている。そして、出力端子レベルＶHBが基準電圧Ｖｒを超えると、コンパレータ１６の出力端子はロウレベルに変化するので、トランジスタ１７はオフ、ＦＥＴ１８はオンとなり、出力端子レベルＶHBは低下する。振幅制御回路１３が以上のように動作することで、ハーフブリッジ回路８によって出力される矩形波信号のハイレベルは、基準電圧Ｖｒに略等しくなるように制御される（図３（ｂ）参照）。
【００１７】
図３（ｂ）に示すデューティ比５０％の矩形波信号は、コンデンサ１４を介すことで直流成分がカットされ、図３（ｃ）に示すように、グランドレベル０Ｖを基準として、振幅が±Ｖｒ／２に変化する矩形波となる。更に、その矩形波信号は、ローパスフィルタ１５を介すことで高調波成分が除去され、図３（ｄ）に示すように正弦波信号が出力される。
即ち、矩形波信号は、基本波に奇数倍の高調波を加算したものであるから、ローパスフィルタ１５が基本周波数に対して３次高調波成分以上を除去するように遮断周波数を設定すれば、基本波のみを通過させて正弦波信号を生成出力することができる。一例として、ＦＭ変調回路１によって出力される矩形波信号の周波数が２００ｋＨｚであれば、ローパスフィルタ１５の遮断周波数を２２０ｋＨｚなどに設定すれば良い。そして、振幅制御回路１３の可変抵抗器２１を調整することで、正弦波信号の最大振幅を変化させることが可能である。
【００１８】
以上のように本実施例によれば、ハーフブリッジ回路８を構成するＦＥＴ９及びＦＥＴ１０を、ＦＭ変調回路１によって出力されるデューティ比５０％の矩形波信号のレベル変化に応じて交互に導通させ、ハーフブリッジ回路８の出力端子に現れる矩形波信号の最大振幅を、振幅制御回路１３により調整する。そして、その矩形波信号の直流成分をコンデンサ１４によりカットし、ローパスフィルタ１５によりフィルタリングすることでオフセット成分がない正弦波信号を出力するようにした。従って、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路８とローパスフィルタ１５とを一組用いるだけで、最大振幅レベルを調整可能な正弦波信号を生成することができ、低コストで構成が簡単な正弦波信号出力装置を提供できる。
【００１９】
（第２実施例）
図５乃至図７は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付し説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。全体構成を示す図５において、第２実施例のパワーアンプ回路（正弦波信号出力装置）３０では、ＰＷＭ信号を生成して出力するパルス発生回路（ＰＷＭ回路）３１が設けられており、前記ＰＷＭ信号（Ｂ）と波形成形回路５によって出力される矩形波信号（Ａ）とは、一方の入力端子が負論理であるＮＡＮＤゲート３２に入力されている。
ＮＡＮＤゲート３２によって出力される第１制御信号（Ｃ）はハイサイド駆動回路６に出力されている。また、矩形波信号（Ａ）は、そのまま第２制御信号としてローサイド駆動回路７に出力されている。また、ハーフブリッジ回路８の出力側には、振幅制御回路１３に代えて平滑回路３３がコンデンサ１４との間に接続されている。
【００２０】
パルス発生回路３１は、周知のように、三角波発振回路３４、コンパレータ３５及び可変抵抗器３６によって構成されている。三角波発振回路３４は、搬送波信号となる三角波を生成してコンパレータ３５の反転入力端子に出力する。搬送波周波数は、例えば４ＭＨｚとする。コンパレータ３５の非反転入力端子は、端子電圧が電源Ｖｃ〜０の範囲で変化可能な可変抵抗器３６に接続されている。従って、コンパレータ３５は、三角波の振幅レベルが可変抵抗器３６によって与えられる指令電圧を下回る期間においてハイレベルとなる信号を出力する。
また、平滑回路３３もローパスフィルタとして構成されるが、その遮断周波数はローパスフィルタ１５の遮断周波数よりも高く、ＰＷＭ信号の搬送波成分のみ平滑可能となるように設定されている。
【００２１】
次に、第２実施例の作用について図６及び図７も参照して説明する。各部の信号波形を示すタイミングチャートである図６において、波形成形回路５は、第１実施例と同様にデューティ比５０％の矩形波信号（Ａ）を出力する（図６（ａ）参照）。すると、ハーフブリッジ回路８のローサイドＦＥＴ（グランド側スイッチング素子）１０は、その矩形波信号（Ａ）のレベルがハイの期間（第２半周期）だけ連続的に導通する。
【００２２】
そして、パルス発生回路３１は、図６（ｂ）に示すようにＰＷＭ信号（Ｂ）を出力する（デューティ比は、例えば８０％）。すると、ＮＡＮＤゲート３２は、矩形波信号（Ａ）の反転とＰＷＭ信号（Ｂ）との論理積の反転として、第１制御信号（Ｃ）を出力する（図６（ｃ）参照）。即ち、第１制御信号（Ｃ）は、矩形波信号（Ａ）のレベルがローの期間（第１半周期）だけ、ＰＷＭ信号（Ｂ）の反転（デューティ比２０％）を出力する。そして、ハイサイドＦＥＴ１０は、第１制御信号（Ｃ）がロウレベルを示す場合に導通する。
【００２３】
その結果、ハーフブリッジ回路８のＦＥＴ９，１０は、以下のようなパターンでスイッチング動作することになる。
第１半周期          第２半周期
ＦＥＴ９      ＰＷＭスイッチング        ＯＦＦ
ＦＥＴ１０          ＯＦＦ              ＯＮ
従って、ハーフブリッジ回路８の出力端子には、第１制御信号（Ｃ）を反転した信号波形（Ｄ）（デューティ比８０％）が出力される（図６（ｄ）参照）。
【００２４】
ハーフブリッジ回路８の出力信号（Ｄ）は、平滑回路３３によってＰＷＭ信号成分が平滑されるので、図６（ｅ）に示すように、デューティ比５０％の矩形波信号（Ｅ）となる。また、図７には、図６（ｅ）の波形を拡大して示す。平滑回路３３が４ＭＨｚのＰＷＭ信号成分を平滑したことで波形にリップルが現れているが、このリップルは、平滑回路３３の遮断周波数を低く設定するほど小さくなる。
【００２５】
以降は第１実施例と同様であり、矩形波信号（Ｅ）はコンデンサ１４を介すことで直流成分がカットされ、図６（ｆ）に示すように、グランドレベル０Ｖを基準として、振幅が±に変化する矩形波信号（Ｆ）となり更に、その矩形波信号（Ｆ）は、ローパスフィルタ１５を介すことで高調波成分が除去されて、図６（ｇ）に示すように正弦波信号（Ｇ）が出力される。
【００２６】
この場合、正弦波信号の最大振幅は、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて決定される。即ち、デューティ比が高くなるほど最大振幅レベルは大きくなり、デューティ比が低くなれば最大振幅レベルは低下する。従って、パルス発生回路３１の可変抵抗器３６の抵抗値を調整すれば、正弦波信号の最大振幅を調整することが可能である。
【００２７】
以上のように第２実施例によれば、デューティ比５０％の矩形波信号（Ａ）とＰＷＭ信号（Ｂ）に基づき、ハーフブリッジ回路８において、矩形波信号（Ａ）のレベルがローの期間だけＦＥＴ９がＰＷＭ信号（Ｂ）の反転によりスイッチング動作を行い、ＦＥＴ１０が、矩形波信号（Ａ）のレベルがハイの期間だけ連続的に導通するようにした。
そして、ハーフブリッジ回路８の出力信号に重畳されるＰＷＭ成分を平滑回路３３により平滑すると、コンデンサ１４を介すことで直流成分をカットし、更にローパスフィルタ１５を介すことでてオフセット成分がない正弦波信号を出力するようにした。従って、第１実施例と同様に、単一極性の電源で動作するハーフブリッジ回路８とローパスフィルタ１５とを一組用いるだけで、ＰＷＭ信号のデューティ比によって最大振幅レベルを調整可能な正弦波信号を生成することができる。
【００２８】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
波形成形回路５は、必要に応じて設ければ良い。
スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限ることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどであっても良い。
【００２９】
電源電圧の極性は、負であっても良い。例えば、第１実施例では、ＦＥＴ９（グランド側スイッチング素子）のソースにグランドを接続し、ＦＥＴ１０（電源側スイッチング素子）のソースに電源−Ｖｃを接続しても良い。また、第２実施例においてもハーフブリッジ回路８を同様に接続し、ＦＥＴ９のゲートには矩形波信号（Ａ）を与えてロウレベル（−Ｖｃ）の半周期に連続的に導通させる。一方、ＦＥＴ１０のゲートには、矩形波信号（Ａ）の反転とＰＷＭ信号（Ｂ）の論理積信号を与え、矩形波信号（Ａ）がハイレベル（０Ｖ）の半周期にＰＷＭ信号（Ｂ）によりスイッチング動作させれば良い。
【００３０】
ＦＭ変調信号送信装置に限ることなく、超音波ソナー、超音波洗浄器やある種のモータ制御装置のように、正弦波信号の振幅をダイナミックに変化させることなく、周波数変化も比較的少ない出力装置であれば有効に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明をＦＭ変調信号送信装置に適用した場合の第１実施例であり、パワーアンプ回路の電気的構成を示す図
【図２】振幅制御回路の詳細な構成を示す図
【図３】各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図４】ＦＭ変調信号送信装置の全体構成を概略的に示す図
【図５】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図６】図３相当図
【図７】図６（ｅ）に示す波形を拡大して示す図
【符号の説明】
【００３２】
図面中、１はＦＭ変調回路（発振回路，正弦波信号出力装置）、２はパワーアンプ回路（正弦波信号出力装置）、８はハーフブリッジ回路、９はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、１０はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、１３は振幅制御回路、１４はコンデンサ、１５はローパスフィルタ、３０はパワーアンプ回路（正弦波信号出力装置）、３１はパルス発生回路（ＰＷＭ回路）、３３は平滑回路を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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