(57)【要約】【課題】  外付け部品が不要で、かつ同期制御の必要のない拡散符号発生回路を用いて逆拡散復調する。【解決手段】  拡散信号を保持するＮ（例えばＮ＝７）×Ｋ（例えばＫ＝２）個のサンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎと、拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ倍の周波数の第１のクロックｆ１を入力とするサンプルホールド制御回路２２と、Ｎ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、Ｎ×Ｋ個の乗算器２５ａ〜２５ｎと、加算器２６と、ピーク検出器２７と、ピーク検出される度に第１の拡散符号発生回路から極性変換回路への拡散符号の入力と第２の拡散符号発生回路から極性変換回路への拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有する。【選択図】        図１
2005142718.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した拡散信号をサンプル保持するＮ（Ｎは２以上の整数）×Ｋ（Ｋは２以上の整数）個のサンプルホールド回路と、
前記拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ倍の周波数の第１のクロックを入力として、前記Ｎ×Ｋ個のサンプルホールド回路が前記第１のクロックに同期して順次サンプル保持動作をするよう制御するサンプルホールド制御回路と、
第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、
前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、
前記サンプルホールド回路から出力された信号と前記第１の拡散符号発生回路または前記第２の拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ×Ｋ個の乗算器と、
このＮ×Ｋ個の乗算器の出力を加算する加算器と、
この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有し、
前記第１の拡散符号発生回路と前記第２の拡散符号発生回路とは、Ｋ個の乗算器毎に共通の前記第１の拡散符号と前記第２の拡散符号とを発生することを特徴とする逆拡散復調器。
【請求項２】
受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ（Ｋは２以上の整数））倍の周波数の第１のクロックに同期してサンプル保持するＮ（Ｎは２以上の整数）×Ｋ個のサンプルホールド回路と、
第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、
前記サンプルホールド回路から出力された信号と前記拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ×Ｋ個の乗算器と、
このＮ×Ｋ個の乗算器の出力を加算する加算器と、
この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有し、
前記拡散符号発生回路は、Ｋ個の乗算器毎に共通の前記拡散符号を発生することを特徴とする逆拡散復調器。
【請求項３】
請求項２記載の逆拡散復調器において、
前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力の停止と再開とを交互に切り替えることを特徴とする逆拡散復調器。
【請求項４】
請求項２記載の逆拡散復調器において、
前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出されたときに、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を一定時間だけ停止することを特徴とする逆拡散復調器。
【請求項５】
請求項１記載の逆拡散復調器において、
前記第１の拡散符号発生回路と前記第２の拡散符号発生回路と前記拡散符号制御回路とをＤＳＰにより構成することを特徴とする逆拡散復調器。
【請求項６】
請求項２記載の逆拡散復調器において、
前記拡散符号発生回路と前記クロック制御回路とをＤＳＰにより構成することを特徴とする逆拡散復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、拡散符号を用いた演算により所望の信号を周波数拡散して送信した拡散信号を受信し、この受信した拡散信号を拡散符号を用いた演算により逆拡散して前記所望の信号を取り出す無線通信における逆拡散復調器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１に第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示す。本構成では、受信された拡散信号は乗算器１００１において拡散符号発生回路１００２で発生した拡散符号と乗算され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１００３に通すことで高調波成分が除去され、受信信号（ベースバンド信号）が得られる。１００４は拡散符号と拡散信号の位相を合わせるための同期制御回路である。
【０００３】
図１２に第２の従来技術である逆拡散復調器の構成を示し、図１３に図１２の逆拡散復調器におけるピーク検出器１１１４の入力側のＡ点と出力側のＢ点の信号の特徴的な波形を示す。本構成では、受信された拡散信号は拡散符号に対応したマッチトフィルタ１１１１により相関信号に変換され、遅延線１１１２によりデータクロックの逆数分遅延され、その遅延信号と前記相関信号が乗算器１１１３で乗算され、その後にピーク検出器１１１４でピーク検出を行うことで受信信号が得られる。
【０００４】
図１１の同期制御回路を有する逆拡散復調器および図１２のマッチトフィルタを有する逆拡散復調器については例えば非特許文献１に記載されている。なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【非特許文献１】丸林元，中川正雄，河野隆二著，「スペクトル拡散通信とその応用」，電子情報通信学会，１９９８年，９４頁〜１４５頁，ＩＳＢＮ４−８８５６２−１６３−Ｘ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図１１に示した第１の従来技術である逆拡散復調器では、拡散符号と拡散信号の位相を高精度に合わせる必要がある。このため、同期制御回路１００４の構成が複雑になり、回路規模および消費電力が増大するという問題があった。
【０００６】
また、図１２に示した第２の従来技術である逆拡散復調器では、マッチトフィルタ１１１１として通常ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ  ）フィルタを用いる。このため、実装面積および実装コストが増大するという問題があった。また、特定の拡散符号に特化したマッチトフィルタ１１１１を用いるため、異なる拡散符号による拡散信号を復調できないという問題があった。また、マッチトフィルタ１１１１をオンチップの回路で構成すると、面積規模および消費電力が増大するという問題があった。
【０００７】
本発明は、以上のような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、外付け部品を不要にし、かつ同期制御が不要で低電力な逆拡散復調器を提供することで、携帯無線機の低電力・低コスト化に寄与することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号をサンプル保持するＮ（Ｎは２以上の整数）×Ｋ（Ｋは２以上の整数）個のサンプルホールド回路と、前記拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ倍の周波数の第１のクロックを入力として、前記Ｎ×Ｋ個のサンプルホールド回路が前記第１のクロックに同期して順次サンプル保持動作をするよう制御するサンプルホールド制御回路と、第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、前記サンプルホールド回路から出力された信号と前記第１の拡散符号発生回路または前記第２の拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ×Ｋ個の乗算器と、このＮ×Ｋ個の乗算器の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有し、前記第１の拡散符号発生回路と前記第２の拡散符号発生回路とは、Ｋ個の乗算器毎に共通の前記第１の拡散符号と前記第２の拡散符号とを発生するものである。
前記第１の拡散符号発生回路は、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号をシフトさせるＮ個の第１のフリップフロップ回路群と、この第１のフリップフロップ回路群の内の複数のフリップフロップ回路の出力を入力する第１の排他的論理和回路と、前記第１のフリップフロップ回路群のフリップフロップ回路を開閉自在に縦続接続すると共に前記第１の排他的論理和回路の出力を前記第１のフリップフロップ回路群の内の初段のフリップフロップ回路の入力に開閉自在に接続する第１のスイッチ群とを具備し、前記第２の拡散符号発生回路は、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号と逆方向に前記第２の拡散符号をシフトさせるＮ個の第２のフリップフロップ回路群と、この第２のフリップフリップ回路群の内の複数のフリップフロップ回路の出力を入力する第２の排他的論理和回路と、前記第２のフリップフロップ回路群のフリップフロップ回路を開閉自在に縦続接続すると共に前記第２の排他的論理和回路の出力を前記第２のフリップフロップ回路群の内の初段のフリップフロップ回路の入力に開閉自在に接続する第２のスイッチ群とを具備し、前記拡散符号制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１のスイッチ群をオン状態にする制御と前記第２のスイッチ群をオン状態にする制御とを交互に切り替えるものである。
【０００９】
また、本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ（Ｋは２以上の整数））倍の周波数の第１のクロックに同期してサンプル保持するＮ（Ｎは２以上の整数）×Ｋ個のサンプルホールド回路と、第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記サンプルホールド回路から出力された信号と前記拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ×Ｋ個の乗算器と、このＮ×Ｋ個の乗算器の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有し、前記拡散符号発生回路は、Ｋ個の乗算器毎に共通の前記拡散符号を発生するものである。
【００１０】
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力の停止と再開とを交互に切り替えるものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出されたときに、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を一定時間だけ停止するものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例は、前記第１の拡散符号発生回路と前記第２の拡散符号発生回路と前記拡散符号制御回路とをＤＳＰにより構成するようにしたものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例は、前記拡散符号発生回路と前記クロック制御回路とをＤＳＰにより構成するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、サンプルホールド回路とサンプルホールド制御回路と第１の拡散符号発生回路と第２の拡散符号発生回路と乗算器と加算器とピーク検出器と拡散符号制御回路とから逆拡散復調器を構成し、外付け部品が不要で、かつ拡散信号と拡散符号との同期制御が不要な拡散符号発生回路を用いて拡散信号を逆拡散復調するようにしたので、低電力の逆拡散復調器を実現することができ、逆拡散復調器を搭載する携帯無線機の低電力・低コスト化を実現することができる。また、第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、第２のクロックに同期して第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、ピーク検出器によってピークが検出される度に、第１の拡散符号発生回路から極性変換回路への第１の拡散符号の入力と第２の拡散符号発生回路から極性変換回路への第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを設けることにより、加算器からの相関ピーク信号が第１のクロック、第２のクロックおよび拡散符号に依存せず、相関ピーク信号を頻繁に得ることができるので、送信するデータのデータクロック周波数が高速な場合でも逆拡散復調を行うことができ、データクロック周波数を高速化することができる。さらに、拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ倍の周波数の第１のクロックを用い、サンプルホールド回路と乗算器とをそれぞれＮ×Ｋ個設け、第１の拡散符号発生回路と第２の拡散符号発生回路とがＫ個の乗算器毎に共通の第１の拡散符号と第２の拡散符号とを出力するように逆拡散復調器を構成したので、ピーク検出のしきい値を適切に設定することが容易となり、安定したピーク検出が可能となる。
【００１２】
また、サンプルホールド回路と拡散符号発生回路と乗算器と加算器とピーク検出器とクロック制御回路とから逆拡散復調器を構成し、外付け部品が不要で、かつ拡散信号と拡散符号との同期制御が不要な拡散符号発生回路を用いて拡散信号を逆拡散復調するようにしたので、低電力の逆拡散復調器を実現することができ、逆拡散復調器を搭載する携帯無線機の低電力・低コスト化を実現することができる。また、ピーク検出器によるピークの検出に応じて拡散符号発生回路への第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路を設けることにより、加算器からの相関ピーク信号が第１のクロック、第２のクロックおよび拡散符号に依存せず、相関ピーク信号を頻繁に得ることができるので、送信するデータのデータクロック周波数が高速な場合でも逆拡散復調を行うことができ、データクロック周波数を高速化することができる。さらに、さらに、拡散信号の拡散に用いたクロックのＫ倍の周波数の第１のクロックを用い、サンプルホールド回路と乗算器とをそれぞれＮ×Ｋ個設け、拡散符号発生回路がＫ個の乗算器毎に共通の拡散符号を出力するように逆拡散復調器を構成したので、安定したピーク検出が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。本実施の形態の逆拡散復調器は、入力された拡散信号をサンプル保持するＮ（Ｎは２以上の整数で、本実施の形態では７）×Ｋ（Ｋは２以上の整数で、本実施の形態では２）個のサンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎと、第１のクロックｆ５を入力としてサンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎが順次サンプル保持動作をするよう制御するサンプルホールド制御回路２２と、サンプルホールド制御回路２２からの出力信号をクロックｆ５に同期してシフトするシフトレジスタを構成する｛（Ｎ×Ｋ）−１｝個のフリップフロップ回路２３ａ〜２３ｍと、第２のクロックｆ２に同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路２４と、サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎから出力された拡散信号と拡散符号発生回路２４から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ×Ｋ個の乗算器２５ａ〜２５ｎと、乗算器２５ａ〜２５ｎの各出力信号を加算する加算器２６と、加算器２６の出力信号のピーク値を検出するピーク検出器２７とから構成される。
【００１４】
第１のクロックｆ５は、送信側で拡散信号の拡散に使用されたクロックｆ１のＫ倍の周波数のクロックである。第２のクロックｆ２は、送信側で拡散符号の生成に使用されたクロックと同じ周波数のクロックである。
なお、本実施の形態では、Ｎ＝７、Ｋ＝２とし、サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎと乗算器２５ａ〜２５ｎとがそれぞれ７×２＝１４個、フリップフロップ回路２３ａ〜２３ｍが（７×２）−１＝１３個の場合を示したが、Ｎ，Ｋは共に２以上の整数であればよい。
【００１５】
図２に乗算器２５（２５ａ〜２５ｎ）の構成の１例を示す。各乗算器２５は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮ７からなり、２段縦積み型の差動回路で構成されている。拡散符号発生回路２４から出力される拡散符号とサンプルホールド回路２１（２１ａ〜２１ｎ）から出力される拡散信号とは、差動形式の信号である。拡散符号発生回路２４から出力される拡散符号はトランジスタＭＮ１，ＭＮ２からなる差動回路とトランジスタＭＮ３，ＭＮ４からなる差動回路とに互いに逆相で入力され、サンプルホールド回路２１（２１ａ〜２１ｎ）から出力される拡散信号はトランジスタＭＮ５，ＭＮ６からなる差動回路に入力される。これにより、拡散符号と拡散信号とは乗算され、その乗算結果が電流モードで出力される。
【００１６】
図３に加算器２６の構成の１例を示す。加算器２６は、一端に電源電圧が印加され、他端に乗算器２５ａ〜２５ｎの差動出力が入力される負荷抵抗３１，３２から構成される。電流モードで出力する各乗算器２５ａ〜２５ｎの差動出力は、加算器２６において負荷抵抗３１，３２により電圧に変換されて加算され電圧モードで出力される。加算器２６の出力信号は、ピーク検出器２７によりピーク検出され、受信信号（ベースバンド信号）として出力される。
【００１７】
図４に拡散符号発生回路２４の構成の１例を示す。拡散符号発生回路２４は、排他的論理和回路４１，４２と、クロックｆ２に同期してシフトするシフトレジスタを構成するフリップフロップ回路４３ａ〜４３ｎと、排他的論理和回路４１，４２やフリップフロップ回路４３ａ〜４３ｎの出力パスをオン／オフするスイッチ４４ａ〜４４ｐと、スイッチ４４ａ〜４４ｐを制御する拡散符号制御回路４５とから構成される。
【００１８】
本実施の形態では、フリップフロップ回路４３ａ，４３ｃの出力を排他的論理和回路４１に取り込み、この排他的論理和回路４１の演算結果をフリップフロップ４３ａの入力に戻すことにより第１の拡散符号を発生する。一方、フリップフロップ回路４３ｊ，４３ｉの出力を排他的論理和回路４２に取り込み、排他的論理和回路４２の演算結果をフリップフロップ４３ｈの入力に戻すことにより第１の拡散符号を逆順に並べ替えた第２の拡散符号を発生する。
【００１９】
すなわち、第１の排他的論理和回路４１とフリップフロップ回路４３ａ〜４３ｇからなる第１のフリップフロップ回路群とスイッチ４４ａ〜４４ｇ，４４ｏからなる第１のスイッチ群とは、第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路４０−１を構成している。そして、第２の排他的論理和回路４２とフリップフロップ回路４３ｈ〜４３ｎからなる第２のフリップフロップ回路群とスイッチ４４ｈ〜４４ｎ，４４ｐからなる第２のスイッチ群とは、第１の拡散符号と逆方向に信号がシフトしていく第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路４０−２を構成している。排他的論理和回路４１，４２への入力の組み合わせを変えるだけで各種の拡散符号に対応した拡散符号発生回路を形成することができる。
【００２０】
なお、本実施の形態では、サンプルホールド回路２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ，２１ｅ，２１ｆ，２１ｇ，２１ｈ，２１ｉ，２１ｊ，２１ｋ，２１ｌ，２１ｍ，２１ｎの順に拡散信号をサンプル保持するため、サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎでサンプル保持した信号は、入力された拡散信号と逆の並び順となる。したがって、逆拡散復調器に入力された拡散信号と拡散符号との相関を求めるためには、サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎでサンプル保持した拡散信号の並び順に合わせて拡散符号の並び順を逆にすればよい。すなわち、第１の拡散符号発生回路４０−１から出力される第１の拡散符号が、送信側で拡散信号の拡散に使用された拡散符号と逆の並び順になるようにすればよい。
【００２１】
拡散符号制御回路４５は、ピーク検出器２７によるピーク検出に応じてスイッチ４４ａ〜４４ｐを制御する。スイッチ４４ａ〜４４ｇ，４４ｏがオンのときはスイッチ４４ｈ〜４４ｎ，４４ｐはオフであり、第１の拡散符号発生回路４０−１で発生する第１の拡散符号は図４において左から右へとシフトしていく。逆に、スイッチ４４ａ〜４４ｇ，４４ｏがオフのときはスイッチ４４ｈ〜４４ｎ，４４ｐはオンであり、第２の拡散符号発生回路４０−２で発生する第２の拡散符号は図４において右から左へとシフトしていく。
【００２２】
拡散符号制御回路４５は、ピーク検出器２７によってピークが検出される度に第１のスイッチ群（４４ａ〜４４ｇ，４４ｏ）と第２のスイッチ群（４４ｈ〜４４ｎ，４４ｐ）とを交互に切り替えて拡散符号のシフトする方向を切り替える。第１の拡散符号発生回路４０−１または第２の拡散符号発生回路４０−２のうち、スイッチ群がオンしている一方の拡散符号発生回路のフリップフロップ回路群から対応する乗算器２５ａ〜２５ｎに拡散符号が入力される。また、このフリップフロップ回路群の出力はスイッチ群がオフしている他方の拡散符号発生回路のフリップフロップ回路群にも同時に入力されているため、スイッチ群を切り替える際には、その時点で出力している拡散符号を保持したまま、逆方向へ拡散符号がシフトを始める。
【００２３】
図５に図４の拡散符号発生回路（本例ではＰＮ７｛１−１１１１−１−１｝の拡散符号）動作時の波形を示す。図５（ａ）は第１の拡散符号発生回路４０−１がオン状態のとき発生する第１の拡散符号を示し、図５（ｂ）は第２の拡散符号発生回路４０−２がオン状態のとき発生する第２の拡散符号を示している。
【００２４】
以下、本実施の形態の逆拡散復調器の動作を詳細に説明する。サンプルホールド制御回路２２は、第１のクロックｆ５を入力とし、乗算器２５ａ〜２５ｎの数と同じ数のクロック毎（本実施の形態ではＮ＝１４クロック毎）に１クロック分だけ拡散信号をサンプル保持させるサンプルホールド制御信号を生成する。
シフトレジスタを構成するフリップフロップ回路２３ａ〜２３ｍは、サンプルホールド制御回路２２から出力されたサンプルホールド制御信号をクロックｆ５に同期して図１の右方向へシフトさせながら各サンプルホールド回路２１ｂ〜２１ｎに出力する。
【００２５】
サンプルホールド制御信号に応じてサンプルホールド回路２１ａが拡散信号をサンプル保持したとすると、クロックｆ５の１周期分だけ遅れてサンプルホールド回路２１ｂが拡散信号をサンプル保持し、さらにクロックｆ５の１周期分だけ遅れてサンプルホールド回路２１ｃが拡散信号をサンプル保持する。このように、各サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎは、クロックｆ５に同期して順次サンプル保持動作を行う。
【００２６】
したがって、乗算器２５ａ〜２５ｎの入力には乗算器の数と同じクロック数毎に、サンプルホールド制御回路２２およびフリップフロップ回路２３ａ〜２３ｍによって、受信された新たな拡散信号が更新して保持される。一方、拡散符号発生回路２４からは拡散符号がクロックｆ２に同期して発生し、乗算器２５ａ〜２５ｎに入力される。このとき、拡散符号発生回路２４は、Ｋ個の乗算器毎に共通の拡散符号を出力する。
サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎから出力された拡散信号と拡散符号発生回路２４から出力された拡散符号とは、乗算器２５ａ〜２５ｎにより対応する信号毎に乗算され、各乗算器２５ａ〜２５ｎの乗算結果が加算器２６によって加算されて出力される。
【００２７】
拡散符号発生回路２４からの拡散符号により少なくとも拡散符号長の時間間隔に１回は拡散信号と拡散符号の位相が一致し相関ピーク信号が加算器２６から得られる。ピーク検出器２７がこのピークを検出すると、拡散符号制御回路４５により拡散符号発生回路２４内のフリップフロップ間の信号パスが切り替えられ、拡散符号のシフトする方向が切り替えられる。
【００２８】
拡散符号のシフトする方向が一方向の場合、次の相関ピーク信号が現れるのは、拡散符号がシフトしていき同じ拡散符号パターンが乗算器２５ａ〜２５ｎに入力されるときであり、拡散符号長の時間間隔に１回である。本実施の形態では、ピーク検出器２７によってピークが検出される度に拡散符号がシフトする方向を切り替える構成としている。このため、相関ピーク信号が得られると、拡散符号制御回路４５により拡散符号のシフト方向が切り替えられ、逆方向にシフトする拡散符号が乗算器２５ａ〜２５ｎに入力される。
【００２９】
拡散符号制御回路４５が相関ピーク信号を検出してから拡散符号が逆方向にシフトし始めるまでの遅延時間の間に、乗算器２５ａ〜２５ｎに入力中の拡散符号は切り替え前のシフト方向にシフトし続けている。このため、相関ピーク信号が検出されたときの拡散符号パターンとシフト方向が切り替わったとき乗算器２５ａ〜２５ｎに入力される拡散符号の位相にずれが生じるが、乗算器２５ａ〜２５ｎに入力される拡散符号が逆方向にシフトし始めるため、シフト方向の切り替えから程無くして拡散信号と拡散符号の位相は再び一致し、次の相関ピーク信号が加算器２６から得られる。拡散符号制御回路４５は、ピーク検出器２７により次の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号のシフト方向を逆方向に切り替える。
【００３０】
以下同様の制御を繰り返すことにより、使用する拡散符号長によらず相関ピーク信号を頻繁に得ることができる。本構成では、送信側から送られたデジタルデータの「１」，「０」に対応して加算器２６から正負の相関値出力が得られる。ピーク検出器２７は、加算器２６の出力信号のピークを検出することにより、デジタルの受信信号（ベースバンド信号）を出力する。図６に加算器２６の出力（図１のＡ点）およびピーク検出器２７の出力（図１のＢ点）における特徴的な信号波形を示す。
【００３１】
こうして、ピーク検出器２７によるピークの検出に応じて拡散符号発生回路２４における拡散符号のシフト方向を切り替えることにより、加算器２６からの相関ピーク信号がクロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存しない構成となるため、送信する信号のデータレートの高ビット化を図ることができる。
【００３２】
ところで、本実施の形態では、第１のクロックｆ５を送信側で拡散信号の拡散に使用されたクロックｆ１の２倍の周波数とし、サンプルホールド回路と乗算器とをそれぞれＮ×２個としているが、第１のクロックｆ５をクロックｆ１と同一の周波数とし（Ｋ＝１）、サンプルホールド回路と乗算器とをそれぞれＮ個とした構成、例えば特願２００２−３５２０１９号で提案した構成の逆拡散復調器（以下、基本構成の逆拡散復調器と呼ぶ）では、ピーク検出の精度が劣化するという問題があった。
【００３３】
以下、基本構成の逆拡散復調器の問題について図７を用いて説明する。図７は、基本構成の逆拡散復調器においてＭ系列（maximal-length sequences）の拡散符号を用いた場合の自己相関関数を示す図である。図７によれば、拡散符号の位相が完全に一致したときに（チップずれ幅が０）、自己相関関数はピークを示し、拡散符号の位相が１チップずれると、自己相関関数が０になることが分かる。また、拡散符号の位相が０．５チップずれると、自己相関関数はピーク値に対して６ｄＢ低下する。
【００３４】
基本構成の逆拡散復調器では、送信側で拡散信号の拡散に使用されたクロックｆ１とサンプルホールド回路のクロックとが同一周波数となっているが、位相は同期していないので、拡散信号のクロックとサンプルホールド回路のクロックとの間に最大で０．５チップ分の位相ずれが生ずる。この位相ずれは、図７において拡散符号の位相が０．５チップずれることに相当する。したがって、基本構成の逆拡散復調器では、加算器からピーク検出器に入力されるピーク値に、最大で６ｄＢのレベル変動が存在する。
【００３５】
ピーク検出器は、所定のしきい値以上の加算器出力を拡散信号と拡散符号の位相が一致した相関ピーク信号と見なすが、しきい値の設定が低すぎると、相関ピーク信号と見なすべきでないノイズ成分までピークとして検出してしまい、反対にしきい値の設定が高すぎると、相関ピーク信号と見なすべき信号を見落としてしまう。基本構成の逆拡散復調器でピーク検出の精度が劣化する理由は、加算器からピーク検出器に入力されるピーク値に大きなレベル変動が存在するため、ピーク検出のしきい値を適切に設定することが難しくなるからである。
【００３６】
これに対して、本実施の形態では、第１のクロックｆ５をクロックｆ１のＫ倍の周波数とし、これに伴いサンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎと乗算器２５ａ〜２５ｎとをそれぞれＮ×Ｋ個設け、拡散符号発生回路２４がＫ個の乗算器毎に共通の拡散符号を出力するように逆拡散復調器を構成した。これにより、加算器２６の出力（図１のＡ点）における自己相関関数は、図７の自己相関関数を±０．２５チップづつずらしてから加算することになり、図８のようになる。このため、本実施の形態では、加算器２６の出力信号におけるピーク値の変動量が図７の場合と比べて３ｄＢ減少するので、ピーク検出のしきい値を適切に設定することが容易となり、より安定したピーク検出が可能となる。
【００３７】
なお、本実施の形態では、拡散信号と拡散符号との相関を求めるため、サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎでサンプル保持する拡散信号の並び順に合わせて拡散符号の並び順を逆にしていたが、サンプルホールド回路２１ａ〜２１ｎでサンプル保持する信号が、入力された拡散信号と同じ並び順になるようにしてもよい。入力された拡散信号と同じ並び順にするためには、サンプルホールド制御回路２２とフリップフロップ回路２３ａ〜２３ｍの接続順を図１と逆に、すなわち２２→２３ｍ→２３ｌ→２３ｋ→２３ｊ→２３ｉ→２３ｈ→２３ｇ→２３ｆ→２３ｅ→２３ｄ→２３ｃ→２３ｂ→２３ａの順にすればよい。この場合には、拡散符号の並び順を逆にする必要はなく、第１の拡散符号発生回路４０−１から出力される第１の拡散符号は、送信側で拡散信号の拡散に使用された拡散符号と同じ並び順でよい。
【００３８】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図９は本発明の第２の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。本実施の形態の逆拡散復調器は、入力された拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックｆ１のＫ倍の周波数の第１のクロックｆ５に同期してサンプル保持するＮ×Ｋ個のサンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎと、第２のクロックｆ２に同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路２９と、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎから出力された信号と拡散符号発生回路２９から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ×Ｋ個の乗算器３０ａ〜３０ｎと、乗算器３０ａ〜３０ｎの各出力信号を加算する加算器３３と、加算器３３の出力信号のピーク値を検出するピーク検出器３４とから構成される。なお、本実施の形態では、Ｎ＝７、Ｋ＝２とし、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎと乗算器３０ａ〜３０ｎとがそれぞれ７×２＝１４個の場合を示したが、Ｎ，Ｋは共に２以上の整数であればよい。
【００３９】
図１０に本実施の形態の拡散符号発生回路２９の構成の１例を示す。拡散符号発生回路２９は、排他的論理和回路９１と、この排他的論理和回路９１の出力をクロックｆ２に同期してシフトするシフトレジスタを構成するフリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇと、ピーク検出器３４によるピークの検出に応じてフリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇへの第２のクロックｆ２の入力を制御するクロック制御回路９３とからなる。本実施の形態では、フリップフロップ回路９２ａ，９２ｃの出力を排他的論理和回路９１に取り込み、この排他的論理和回路９１の演算結果をフリップフロップ回路９２ａの入力に戻すことで拡散符号（本実施の形態ではＰＮ７）を生成している。排他的論理和回路９１への入力の組み合わせを変えるだけで各種の拡散符号を生成することができる。
【００４０】
以下、本実施の形態の逆拡散復調器の動作を詳細に説明する。拡散信号は、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎによりサンプル保持されて乗算器３０ａ〜３０ｎに入力される。このとき、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎによって受信・保持された拡散信号は乗算器３０ａ〜３０ｎに入力されるとともに、クロックｆ５の周期で次段のサンプルホールド回路に入力され、保持された拡散信号がクロックｆ５の周期でシフトしていく。以上の動作により、拡散信号は、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎによってクロックｆ５の１周期ずつ順次遅れて乗算器３０ａ〜３０ｎへ供給される。本実施の形態では、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎによって７チップレートに相当する拡散信号が常に乗算器３０ａ〜１０に入力されることとなる。
【００４１】
一方、拡散符号発生回路２９は、拡散符号をクロックｆ２に同期して出力する。拡散符号発生回路２９のフリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇから出力される拡散符号は、乗算器３０ａ〜３０ｎに出力される。このとき、拡散符号発生回路２９は、Ｋ＝２個の乗算器毎に共通の拡散符号を出力する。フリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇは縦続接続され、シフトレジスタを構成している。このため、拡散符号はクロックｆ２に同期して図１０の右方向にシフトしながら乗算器３０ａ〜３０ｎへ出力される。
【００４２】
サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎから出力された拡散信号と拡散符号発生回路２９から出力された拡散符号とは、乗算器３０ａ〜３０ｎにより対応する信号毎に乗算され、各乗算器３０ａ〜３０ｎの乗算結果が加算器３３により加算されて出力される。
ピーク検出器３４は、加算器３３の出力信号のピークを検出することにより、デジタルの受信信号（ベースバンド信号）を出力する。
【００４３】
第１の実施の形態で説明したように、拡散信号と拡散符号の位相が一致した瞬間に加算器３３からは相関ピーク信号（第１の相関ピーク信号と呼ぶ）が得られる。クロック制御回路９３は、ピーク検出器３４により第１の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号発生回路２９のフリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇへのクロックｆ２の入力を停止する。これにより、拡散符号はシフトすることなくフリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇで保持される。
【００４４】
ピーク検出器３４が第１の相関ピーク信号を検出して拡散符号のシフトが実際に停止するまでの遅延時間の間に、拡散信号と拡散符号の位相はクロックｆ１とクロックｆ２の差の周波数で変化し続けている。このため、拡散符号のシフトが停止したときには、第１の相関ピーク信号が検出されたときに比べて拡散信号と拡散符号の位相にずれが生じており、拡散符号の位相は拡散信号に対してわずかに進み位相となっている。
【００４５】
拡散符号のシフトが停止した後も、拡散信号はクロックｆ１に同期してシフトしているため、拡散信号と拡散符号の位相はｆ１の速度で変化し、拡散符号に対して遅れ位相であった拡散信号の位相は進み位相の方向に変化する。拡散符号のシフトが停止したとき、拡散符号の位相は拡散信号に対してわずかに進み位相となっているだけなので、拡散符号のシフト停止から程無くして拡散信号と拡散符号の位相は再び一致し、相関ピーク信号（第２の相関ピーク信号と呼ぶ）が加算器３３から得られる。
【００４６】
クロック制御回路９３は、第１の相関ピーク信号に応じて拡散符号発生回路２９へのクロックｆ２の入力を停止した後、ピーク検出器３４により第２の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号発生回路２９のフリップフロップ回路９２ａ〜９２ｇへのクロックｆ２の入力を再開する。ピーク検出器３４が第２の相関ピーク信号を検出して拡散符号のシフトが実際に再開されるまでの遅延時間の間に、拡散信号と拡散符号の位相はクロックｆ１とクロックｆ２の差の周波数で変化し続けている。このため、拡散符号のシフトが再開したときには、第２の相関ピーク信号が検出されたときに比べて拡散信号と拡散符号の位相にずれが生じており、拡散信号の位相は拡散符号に対してわずかに進み位相となっている。
【００４７】
拡散符号のシフトの再開後、拡散信号と拡散符号の位相は再びｆ１とｆ２の周波数差で拡散信号に対して拡散符号の位相が進み位相となるように変化し始める。拡散符号のシフトが再開したとき、拡散信号の位相は拡散符号に対してわずかに進み位相となっているだけなので、拡散符号のシフト再開から程無くして拡散信号と拡散符号の位相は再び一致し、相関ピーク信号（第３の相関ピーク信号と呼ぶ）が加算器３３から得られる。
【００４８】
クロック制御回路９３は、第２の相関ピーク信号に応じて拡散符号発生回路２９へのクロックｆ２の入力を再開した後、ピーク検出器３４により第３の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号発生回路２９へのクロックｆ２の入力を停止する。
以下同様の制御を繰り返すことにより相関ピーク信号を頻繁に得ることができる。
【００４９】
図９の逆拡散復調器においてクロック制御回路９３を省略した構成では、相関ピーク信号の得られる周期がクロックｆ１とクロックｆ２の和の周波数もしくは差の周波数と、使用する拡散符号の符号長とに依存するが、本実施の形態では、クロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存せずに相関ピーク信号が得られる。加算器３３の出力（図９のＡ点）及びピーク検出器３４の出力（図９のＢ点）における特徴的な信号波形は図６と同様になる。
【００５０】
以上のように、本実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に、拡散信号と拡散符号との同期制御を行うことなく逆拡散復調を行うことができる。また、本実施の形態では、加算器３３からの相関ピーク信号がクロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存しない構成のため、送信する信号のデータレートの高ビット化を図ることができる。
【００５１】
また、本実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、第１のクロックｆ５をクロックｆ１のＫ倍の周波数とし、これに伴いサンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎと乗算器３０ａ〜３０ｎとをそれぞれＮ×Ｋ個設け、拡散符号発生回路２９がＫ個の乗算器毎に共通の拡散符号を出力するように逆拡散復調器を構成した。これにより、加算器３３の出力における自己相関関数は前述の図８に示した特性となり、加算器３３の出力信号におけるピーク値の変動量を図７の場合と比べて減少させることができるので、安定したピーク検出が可能となる。
【００５２】
なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と異なり、サンプルホールド回路２８ａ〜２８ｎでサンプル保持した信号は、入力された拡散信号と同じ並び順になる。したがって、拡散符号の並び順を逆にする必要はなく、拡散符号発生回路２９から出力される拡散符号は、送信側で拡散信号の拡散に使用された拡散符号と同じ並び順でよい。
【００５３】
また、本実施の形態では、加算器３３からの相関ピーク信号を検出するたびに拡散符号発生回路２９へのクロックｆ２の入力をクロック制御回路９３によって停止／再開する構成としたが、相関ピーク信号を検出して拡散符号発生回路２９へのクロックｆ２の入力を停止した後は、次の相関ピーク信号を検出せずに一定時間待ってからクロックｆ２の入力を再開する構成にしても同様の効果が得られる。
【００５４】
なお、第１の実施の形態のサンプルホールド制御回路２２と拡散符号発生回路２４と拡散符号制御回路４５とをＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成することが可能であり、また第２の実施の形態の拡散符号発生回路２９とクロック制御回路９３とをＤＳＰにより構成することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、拡散符号を用いた演算により所望の信号を周波数拡散して送信した拡散信号を受信し、この受信した拡散信号を拡散符号を用いた演算により逆拡散して前記所望の信号を取り出す無線通信に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の第１の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる乗算器の１構成例を示す回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる加算器の１構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路の１構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路の動作を説明する図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器で得られる加算信号およびベースバンド信号の信号波形図である。
【図７】送信側で拡散信号の拡散に使用されたクロックと同一周波数の第１のクロックを使用した逆拡散復調器においてＭ系列の拡散符号を用いた場合の自己相関関数を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器においてＭ系列の拡散符号を用いた場合の自己相関関数を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路の１構成例を示すブロック図である。
【図１１】第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。
【図１２】第２の従来技術である逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。
【図１３】第２の従来技術である逆拡散復調器で得られる加算信号およびベースバンド信号の信号波形図である。
【符号の説明】
【００５７】
２１ａ〜２１ｎ、２８ａ〜２８ｎ…サンプルホールド回路、２２…サンプルホールド制御回路、２３ａ〜２３ｍ…フリップフロップ回路、２４、２９…拡散符号発生回路、２５ａ〜２５ｎ、３０ａ〜３０ｎ…乗算器、２６、３３…加算器、２７、３４…ピーク検出器、ＭＮ１〜ＭＮ７…ＮＭＯＳトランジスタ、３１、３２…負荷抵抗、４０−１…第１の拡散符号発生回路、４０−２…第２の拡散符号発生回路、４１、４２…排他的論理和回路、４３ａ〜４３ｎ…フリップフロップ回路、４４ａ〜４４ｐ、１２１…スイッチ、４５…拡散符号制御回路、９１…排他的論理和回路、９２ａ〜９２ｇ…フリップフロップ回路、９３…クロック制御回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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