(57)【要約】【課題】  マルチパス干渉による遅延波が、ガードインターバル（ＧＩ）長を超え、ＯＦＤＭシンボル長の１／２程度に達する場合であっても、良好な誤り率特性を得ることが可能なマルチパス干渉キャンセラ及びその方法を提供することを課題とする。【解決手段】  マルチパス干渉を受けた受信シンボルを復調し判定する受信シンボル判定手段401 , 402 と、前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段403 と、前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段404 と、前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段405,406 と、を有するように構成した。【選択図】  図１                                                                
2005328391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＣ−ＣＤＭまたはＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号用マルチパス干渉キャンセラにおいて、
マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調し判定する受信シンボル判定手段と、
前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段と、
前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段と、
を有することを特徴とするマルチパス干渉キャンセラ。
【請求項２】
上記受信シンボル判定手段は、
希望波においてガードインターバルを含まないＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号と、
干渉波においてガードインターバルを含むＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号を合成した信号を、
判定することを特徴とする請求項１に記載のマルチパス干渉キャンセラ。
【請求項３】
１次変調として位相変調を用いたＭＣ−ＣＤＭまたはＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号用マルチパス干渉キャンセラにおいて、
マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調した後、位相誤差を推定し、当該推定された位相誤差と所定の基準値との比較結果で判定を行うか否かを決定して判定を行う受信シンボル判定手段と、
前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段と、
前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段と、
を有することを特徴とするマルチパス干渉キャンセラ。
【請求項４】
上記受信シンボル判定手段において判定を行わなかった受信シンボルについては判定が行われた受信シンボルと同じ振幅値を帰還することを特徴とする請求項３に記載のマルチパス干渉キャンセラ。
【請求項５】
上記レプリカ生成手段及び置き換え手段及び置き換えシンボル判定手段による処理を繰り返し行うことによりマルチパス干渉を低減することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のマルチパス干渉キャンセラ。
【請求項６】
ＭＣ−ＣＤＭまたはＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号用マルチパス干渉キャンセル方法において、
マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調し判定した結果に基づいて希望波のレプリカを生成した後、
前記マルチパス干渉を受けた受信シンボルの一部を希望波のレプリカで置き換えた受信シンボルを再度復調し判定する処理を少なくとも１回以上繰り返すことを特徴とするマルチパス干渉キャンセル方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第４世代の移動体通信システムの候補として開発されているＭＣ−ＣＤＭ方式やＭＣ−ＣＤＭＡ方式を採用した受信機に使用されるマルチパス干渉キャンセラ及びその方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
【非特許文献１】藤井、舛井、佐藤、長手、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるチャネル構成の検討、信学技報、ＲＣＳ２００１−３０９、ｐｐ．１７１−１７８、２００１
【非特許文献２】Ｎ．Ｓｕｚｕｋｉ，Ｈ．Ｕｅｈａｒａ，Ｍ．Ｙｏｋｏｙａｍａ，Ａ  Ｎｅｗ  ＯＦＤＭ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｔｏ  Ｒｅｄｕｃｅ  Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ  ｏｆ  ＩＳＩ  Ｄｕｅ  ｔｏ  Ｌｏｎｇｅｒ  Ｄｅｌａｙ  ｔｈａｎ  Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ，ＩＥＥＥ  ＩＣＣＳ  ０２，Ｓｅｓｓｉｏｎ  １Ｐ０３．
【非特許文献３】鈴木、上原、横山、ソフトＩＣＩキャンセラによる有効シンボル長可変ＯＦＤＭ復調方式の特性改善、２０００年信学会通信ソサイエティ大会Ｂ−５−２３
【特許文献１】特開２００３−１８８８４７号公報
【０００３】
従来、この種の第４世代移動体通信システムの候補としては、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi-carrier   Code  Division  Multiple  Access）方式や、ＭＣ−ＣＤＭ（Multi-carrier Code  Division  Multiplex ）方式、あるいはこれらの方式に組み合わせられる各周波数スペクトルプロファイルが直交関係を有する変調方式であるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal  Frequency   Division  Multiplexing）方式など、種々の方式のものが既に提案されている。
【０００４】
これらの方式のうち、上記非特許文献１には、ＣＤＭＡ方式を採用することにより同一チャネル干渉を低減するとともに、ＯＦＤＭ方式を採用することによりマルチパス干渉を低減するＭＣ−ＣＤＭＡシステムが提案されている。この提案に係るＭＣ−ＣＤＭＡシステムでは、すべてのサブキャリア上でパイロット信号を連続して送信することができるため、高精度なチャネル推定が可能となる。
【０００５】
また、マルチパス干渉を低減可能なＯＦＤＭ方式と、時間領域で拡散するＣＤＭ方式とを組み合わせ、多元接続に関しては時間分割を適用したＭＣ−ＣＤＭシステムも、第４世代移動体通信システムの候補の１つとして挙げられる。
【０００６】
このように、ＯＦＤＭ方式を適用した移動体通信システムは、ＯＦＤＭシンボルにガードインターバル（Guard   Interval）を付加することによって、マルチパス干渉を低減することができる点で、第４世代移動体通信システムの有望な候補となっている。
【０００７】
しかしながら、上記ＯＦＤＭ方式の場合には、ガードインターバル（ＧＩ）長を超える遅延波が存在するマルチパス干渉に対しては、シンボル間干渉とキャリア間干渉が同時に発生し、図１９に示すように、誤り率特性が著しく劣化することが知られている。
【０００８】
かかる問題点に対しては、実際の伝送路で発生し得る最も遅い遅延波に合わせてガードインターバル（ＧＩ）長を設定することにより、誤り率特性の劣化を防止することができるが、この場合には、ＯＦＤＭシンボルに付加するガードインターバル（ＧＩ）長を長く設定する必要があるため、周波数の利用効率が低下するという新たな問題点が発生する。
【０００９】
そこで、ガードインターバル（ＧＩ）長を長く設定することに起因する周波数利用効率の低下という問題点を回避しつつ、ガードインターバル（ＧＩ）長を超える遅延波が存在する場合であっても、誤り率特性が劣化するのを防止する技術としては、例えば、非特許文献２及び非特許文献３や特許文献１に開示されているように、ガードインターバル長を超える遅延波を補償するマルチパス干渉キャンセラが既に提案されている。
【００１０】
上記特許文献１に開示された技術は、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するように構成したものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記従来技術の場合には、次のような問題点を有している。すなわち、上記非特許文献１及び非特許文献２や特許文献１に開示された技術の場合には、図２０（ｂ）に示すように、遅延波の遅延時間がＯＦＤＭシンボル長の１／２程度になると、誤り率特性に１０-2〜１０-3程度のエラーフロアが発生してしまい、図２０（ａ）に示すように、ＯＦＤＭシンボル長の３／８程度の遅延時間が適用限界である。したがって、上記非特許文献１及び非特許文献２や特許文献１に開示された技術の場合には、遅延波の遅延時間がＯＦＤＭシンボル長の１／２程度になると、誤り率特性が限界に達し、実際の通信には適用することが困難であるという問題点を有していた。
【００１２】
そこで、本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、マルチパス干渉による遅延波が、ガードインターバル（ＧＩ）長を超え、ＯＦＤＭシンボル長の１／２程度に達する場合であっても、良好な誤り率特性を得ることが可能なマルチパス干渉キャンセラ及びその方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の課題を解決するため、請求項１に記載された発明は、
ＭＣ−ＣＤＭまたはＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号用マルチパス干渉キャンセラにおいて、  マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調し判定する受信シンボル判定手段と、
前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段と、
前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段と、
を有することを特徴とするマルチパス干渉キャンセラである。
【００１４】
また、請求項２に記載された発明は、
上記受信シンボル判定手段は、
希望波においてガードインターバルを含まないＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号と、
干渉波においてガードインターバルを含むＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号を合成した信号を、
判定することを特徴とする請求項１に記載のマルチパス干渉キャンセラである。
【００１５】
さらに、請求項３に記載された発明は、
１次変調として位相変調を用いたＭＣ−ＣＤＭまたはＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号用マルチパス干渉キャンセラにおいて、
マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調した後、位相誤差を推定し、当該推定された位相誤差と所定の基準値との比較結果で判定を行うか否かを決定して判定を行う受信シンボル判定手段と、
前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段と、
前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段と、
を有することを特徴とするマルチパス干渉キャンセラである。
【００１６】
又、請求項４に記載された発明は、上記受信シンボル判定手段において判定を行わなかった受信シンボルについては判定が行われた受信シンボルと同じ振幅値を帰還することを特徴とする請求項３に記載のパルチパス干渉キャンセラである。
【００１７】
更に、請求項５に記載された発明は、上記レプリカ生成手段及び置き換え手段及び置き換えシンボル判定手段による処理を繰り返し行うことによりマルチパス干渉を低減することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のマルチパス干渉キャンセラである。
【００１８】
また、請求項６に記載された発明は、
ＭＣ−ＣＤＭまたはＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号用マルチパス干渉キャンセル方法において、
マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調し判定した結果に基づいて希望波のレプリカを生成した後、
前記マルチパス干渉を受けた受信シンボルの一部を希望波のレプリカで置き換えた受信シンボルを再度復調し判定する処理を少なくとも１回以上繰り返すことを特徴とするマルチパス干渉キャンセル方法である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を、レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換え、当該干渉部分が置き換えられた受信シンボルを復調し判定することにより、マルチパス干渉の影響を十分満足のいく程度にまで低減することができ、良好な誤り率特性を得ることが可能となる。そのため、ＯＦＤＭ方式において、ガードインターバル（ＧＩ）長を従来と同程度に設定した場合には、より長い遅延時間の遅延波が存在する場合でも通信を行うことが可能となる。また、従来と同程度の遅延時間を有する遅延波が存在する通信環境であれば、ガードインターバル（ＧＩ）長を短く設定することができ、周波数の利用効率を向上させることができる。本発明者の計算シミュレーションによれば、後述するごとく、図１２に示すように、遅延波の遅延時間がＯＦＤＭシンボル長の１／２程度に達する場合でも誤り率特性を十分低減可能であることがわかった。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２１】
実施の形態１
図２及び図３は本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラを適用し得るＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける送信機及び受信機の概略的な構成を示すものである。更に説明すると、図２は時間領域で拡散するＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける送信機の構成を示すブロック図である。ここで、送信機は基地局として配備される送信機を、受信機は個々のユーザが使用する移動局としての受信機を、それぞれ想定しており、本発明は、主にダウンリンク（基地局から移動局へ）の通信において適用されるものである。但し、これに限定されるものではない。
【００２２】
図２において、符号１００は送信機を示すものであり、この送信機１００は、主として、Ｓ／Ｐ（Serial／Parallel）変換器１０１と、複数の拡散器１０２と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse   Fast  Fourier   Transform ）器１０３と、ガードインターバル付加器１０４とを備えている。
【００２３】
上記Ｓ／Ｐ変換器１０１には、図示しない１次変調器によって１次変調された送信シンボル列１０５が入力される。１次変調器では、音声信号や文字、あるいは画像信号などのディジタル情報からなる送信データが、１ｂｉｔ毎又は数ｂｉｔ毎に１次変調され、シリアル信号としての送信シンボル列１０５が生成される。上記１次変調器では、例えば、送信データに対して、位相変調の一種であるＱＰＳＫ（Quadrature  Phase   Shift   Keying）変調が施されるが、他の方式の変調が施されるように構成しても良い。上記１次変調器によって１次変調された送信シンボル列１０５は、Ｓ／Ｐ変換器１０２によってパラレル信号であるサブチャネル信号１０６0 〜１０６N-1 に変換される。上記シリアル／パラレル変換器１０１によってパラレル信号に変換された各サブチャネル信号１０６0 〜１０６N-1 は、当該各サブチャネル信号１０６0 〜１０６N-1 にそれぞれ対応して接続された拡散器１０２0 〜１０２N-1 により拡散符号を用いて時間領域で拡散された後、逆高速フーリエ変換器１０３によってマルチキャリア変調信号１０７に変換される。更に、上記マルチキャリア変調信号１０７には、ガードインターバル付加器１０４によってガードインターバル（ＧＩ）信号が付加されることにより、送信シンボル１０８が生成される。上記送信シンボル１０８は、図示しないフィルター等を介して送信アンテナから送信される。
【００２４】
上記ガードインターバル付加器１０４は、逆高速フーリエ変換器１０３の出力の一部、例えば、後端の１／４の切出して、当該切出したガードインターバル（ＧＩ：Guard   Interval）信号を、逆高速フーリエ変換器１０３の出力１０７の先頭に付加することにより、送信シンボル１０８を構成するようになっている。このように、上記ガードインターバル（ＧＩ）は、例えば、図４に示すように、ＯＦＤＭのシンボル長の１／４の長さに設定され、送信される全シンボル長は、ＯＦＤＭシンボル長の５／４となる。但し、上記ガードインターバル（ＧＩ) 長は、ＯＦＤＭのシンボル長の１／４の長さに限定されるものではなく、他の値に設定しても良いことは勿論である。
【００２５】
図３は時間領域で拡散するＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける受信機の構成を示すブロック図である。
【００２６】
上記受信機２００は、主として、ガードインターバル除去器２０１と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast  Fourier   Transform ）器２０２と、１／Ｈ（ｔ）乗算器２０３と、複数の逆拡散器２０４と、Ｐ／Ｓ（Parallel／Serial）変換器２０５とを備えている。
【００２７】
上記受信機２００では、図示しない受信アンテナで受信されフィルターを介した受信信号２０６がガードインターバル除去器２０１に入力され、当該ガードインターバル除去器２０１によって受信信号２０６からガードインターバル（ＧＩ）が除去される。その後、ガードインターバル（ＧＩ）が除去された受信信号２０６は、高速フーリエ変換器２０２によりサブキャリア毎の受信信号２０７0 〜２０７N-1 が求められる。上記高速フーリエ変換器２０２によってサブキャリア毎に求められた受信信号２０７0 〜２０７N-1 には、１／Ｈ（ｔ）乗算器２０３によって、チャネル伝達関数Ｈ（ｔ）の逆数が乗算されることにより、チャネル補償が行われる。そして、得られたサブキャリア毎の復調信号２０８は、逆拡散器２０４によって時間領域で逆拡散された後、Ｐ／Ｓ変換器２０５によりシリアル信号に変換されて、受信シンボル列２０９が得られる。こうして得られた受信シンボル列２０９は、後述するように、判定器によって１／０が判定される。
【００２８】
図５は上記の如く時間領域で拡散を行うＭＣ−ＣＤＭシステムにおける送信シンボルの配置を模式的に示したものである。
【００２９】
上述したＭＣ−ＣＤＭシステムにおける送信シンボル３００は、図５に示すように、ＯＦＤＭ方式を用いて多重化されており、互いに直交関係にある多数のサブキャリア３０１によって構成されている。サブキャリア３０１の数Ｎは、例えば、１０２４に設定されるが、これに限定されるものではないことは勿論である。ここで、Ｎ個のサブキャリア３０１が占めるバンド幅は、例えば、４０．９６ＭＨｚとなる。
【００３０】
また、上記各サブキャリア信号３０１は、拡散器１０２によって時間領域で拡散されており、拡散率は、例えば、１６に設定されている。上記拡散器１０２で用いられる拡散符号としては、例えば、直交符号を用いることにより、同一サブキャリアで多重化した信号を送信することが可能となる。なお、ＭＣ−ＣＤＭシステムにおいては、各サブキャリアに同一の拡散符号を用いることができる。
【００３１】
さらに、パイロットシンボル３０２は、データシンボル３０３と共に時間軸方向へ拡散されており、符号多重化されている。ここで、パイロット信号３０２は、例えば、オール「１」のコードで拡散され、パイロット信号３０２の時間波形は、時間軸で連続するすべてのＯＦＤＭシンボルで等しく設定される。
【００３２】
そして、時間軸方向へ拡散された個々のキャリア信号を、逆高速フーリエ変換器１０３によって逆高速フーリエ変換して重ね合わせることにより、ベースバンドＯＦＤＭ信号が生成される。
【００３３】
ところで、時間領域で拡散するＭＣ−ＣＤＭシステムの送受信機の構成は、基本的に、時間領域で拡散するＭＣ−ＣＤＭＡシステムの送受信機の構成と同様であるが、多元接続の方式がＭＣ−ＣＤＭＡシステムと異なる。すなわち、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムでは、ユーザーは、符号分割で多元接続されるのに対し、ＭＣ−ＣＤＭシステムでは、時間分割で多元接続される。このように、多元接続の方式が異なるのみで、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭシステム以外に、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムにも同様に適用できるものである。
【００３４】
図６はＭＣ−ＣＤＭシステムにおける多元接続の方式を示すものである。
【００３５】
１つの基地局が受け持つべき範囲であるセル内の複数のユーザー１，２，３・・・は、図６に示すように、時間分割されて、多元接続される。
【００３６】
図１は本発明の実施の形態１に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラを示すブロック図である。
【００３７】
ところで、本実施の形態では、ＭＣ−ＣＤＭ方式の信号用マルチパス干渉キャンセラにおいて、マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調し判定する受信シンボル判定手段と、前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段と、前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段と、を有するように構成されている。
【００３８】
本発明は、ガードインターバル（ＧＩ）長を超える遅延波に対するマルチパス干渉キャンセラを提供するものである。
【００３９】
図７はガードインターバル（ＧＩ）長を超える遅延波によるマルチパス干渉を示した模式図である。図７では、先行波の斜線で示した領域における受信サンプルが、遅延波の隣接するＯＦＤＭシンボルから干渉を受けている。本発明に係るマルチパス干渉キャンセラでは、マルチパス干渉を受けた信号を判定して帰還することにより、再生した信号と置き換えることにより、マルチパス干渉を低減するものである。
【００４０】
図１は本発明の実施の形態１に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラを示すブロック図である。
【００４１】
上記マルチパス干渉キャンセラ４００は、大別して、受信シンボル判定手段としての初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１及び初期判定器４０２と、レプリカ生成手段としてのレプリカ生成器４０３と、置き換え手段としてのレプリカによる置き換え器４０４と、置き換えシンボル判定手段としての繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５及び判定器４０６とから構成されている。なお、符号４０７は、初期判定器４０２の判定結果と判定器４０６の判定結果を切り替えるセクレタを示している。
【００４２】
上記初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１及び初期判定器４０２は、基本的に、図３に示す受信機と同様に構成されている。この初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１は、図８に示すように、受信信号２０６からガードインターバル（ＧＩ）を除去するガードインターバル除去器２０１と、高速フーリエ変換器２０２と、１／Ｈ（ｔ）乗算器２０３と、逆拡散器２０４とから構成されている。なお、図８では、Ｐ／Ｓ変換器２０５が省略されている。
【００４３】
また、上記初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１によって復調された受信シンボル列２０９は、初期判定器４０２により判定される。この初期判定器４０２の判定結果は、セレクタ４０７を介してレプリカ生成器４０３に入力され、このレプリカ生成器４０３では、判定結果に基づいて、当該判定結果をもたらす受信信号そのもの、つまり初期判定器４０２によって判定された判定結果が真の値であるとした場合、当該判定結果を送信するためのマルチパス干渉を受けていない受信信号（希望波）のレプリカが生成される。
【００４４】
上記レプリカ生成器４０３は、判定結果を送信シンボル列とした場合の送信機と同様に構成されている。このレプリカ生成器４０３では、図８に示すように、初期判定結果が拡散器１０２によって拡散された後、Ｈ（ｆ）乗算器１０９によってチャネル伝達関数Ｈ（ｆ）が乗算されるとともに、逆高速フーリエ変換器１０３によって逆フーリエ変換され、希望波のレプリカが生成される。なお、図８では、Ｓ／Ｐ変換器１０１が省略されている。
【００４５】
さらに、上記被干渉サンプルの置き換え器４０４では、受信シンボル２０６のうちマルチパス干渉を受けた干渉部分が、レプリカ生成器４０３により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換えられる。この希望波のレプリカと置換された受信信号２０６は、図１に示すように、繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５に入力され、当該繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５によって復調される。この繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５は、初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１と同様、基本的に、図３に示す受信機と同様に構成されている。
【００４６】
上記繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５は、図８に示すように、希望波のレプリカと置換された受信信号２０６をフーリエ変換する高速フーリエ変換器２０２と、１／Ｈ（ｔ）乗算器２０３と、逆拡散器２０４と、Ｐ／Ｓ変換器２０５とから構成されている。
【００４７】
上記繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５で復調された受信信号は、判定器４０６によって判定され、当該判定器４０６による判定結果は、セレクタ４０７を介して、再度レプリカ生成器４０３に入力され、上述したものと同様の処理が所定回数（１〜４回程度）にわたって繰り返された後、出力信号として出力されるようになっている。なお、上記処理を繰り返す回数は、判定器４０６によって設定することが可能となっている。
【００４８】
上記判定器４０６によって最初に判定された判定結果をそのまま出力するときには、繰り返し回数は、０回となり、当該判定器４０６によって最初に判定された判定結果を、セクレタ４０７を介して再度レプリカ生成器４０３に出力した場合は、繰り返し回数は、１回となる。
【００４９】
なお、上記置き換え器４０４によって置き換えられる受信シンボル２０６のうち、マルチパス干渉を受けた干渉部分は、図９に示すような回路を用いることによって決定される。
【００５０】
すなわち、受信信号は、図９に示すように、ガードインターバル除去器２０１によってタイミング同期に基づきガードインターバル（ＧＩ）が除去された後、相互相関計算器４０８によって受信信号の系列と送信パイロット信号の時間波形レプリカとの相互相関を取ることで、遅延プロファイルが得られ、マルチパス干渉を受けている干渉部分が、置き換え器４０４によって決定される。なお、置き換え器４０４は、ガードインターバルが除去された受信信号を所定時間だけ記憶する機能をも備えている。
【００５１】
以上の構成において、この実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラでは、次のようにして、マルチパス干渉による遅延波が、ガードインターバル（ＧＩ）長を超え、ＯＦＤＭシンボル長の１／２程度に達する場合であっても、良好な誤り率特性を得ることが可能となっている。
【００５２】
上記マルチパス干渉キャンセラ４００によるマルチパス干渉除去は、次の１）〜５）の手順によって実現される。
１）ＭＣ−ＣＤＭ信号の復調
２）初期判定
３）判定帰還による受信信号レプリカの再生
４）被干渉サンプルをレプリカで置換え
５）干渉低減された信号の復調
３）〜５）の手順を繰返すことにより誤り率特性を改善することが可能となる。そして、複数回の繰返し計算により干渉を低減した後、最終判定結果を得る。
【００５３】
すなわち、この実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラ３００では、図２及び図３に示すように、送信機１００から図示しない伝送路を介して送られてきた送信信号が、受信機２００の図示しない受信アンテナによって受信されるとともに、図示しないフィルターにより受信信号２０６として取り出される。上記受信機２００によって受信された受信信号２０６は、図８に示すように、ガードインターバル除去器２０１によってガードインターバルが除去された後、図１に示すように、初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１によって復調される。この初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１では、図８に示すように、ガードインターバルが除去された受信信号が高速フーリエ変換器２０２によってフーリエ変換され、サブキャリア毎の信号に変換された後、１／Ｈ（ｔ）乗算器によってチャネル伝達関数Ｈ（ｔ）の逆数が乗算されるとともに、逆拡散器２０４により時間領域において逆拡散され、更にＰ／Ｓ変換器２０５によってシリアル信号に変換されて受信信号２０９が得られる。
【００５４】
その際、上記送信機１００から送られてきた送信シンボルは、図７に示すように、先行波として受信機２００によって直接受信される以外に、周囲の建物等により反射や拡散され遅延波となって、受信機２００で受信される。
【００５５】
上記遅延波の遅延時間がガードインターバル（ＧＩ）長の範囲内であれば、遅延波の影響を除去することができ、誤り率の低下を防止することができるが、遅延波の遅延時間がガードインターバル（ＧＩ）長を超えた場合には、図７に示すように、先行波の先頭部分に所定のシンボル長にわたって遅延波による干渉の影響を受け、そのままでは誤り率の著しい低下をもたらす。
【００５６】
そこで、この実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラ３００では、図１に示すように、初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０１によって復調された受信信号を、初期判定器４０２によって判定されたものをそのまま受信結果として採用するのではなく、初期判定器４０２によって判定された受信結果に基づいて、レプリカ生成器４０３によって希望波のレプリカを生成する。そして、上記レプリカ生成器４０３によって生成されたレプリカ信号のうち、図７に示すように、マルチパス干渉を受けている部分の信号のみを、置き換え器４０４によって受信信号２０６と置き換えるようになっている。
【００５７】
これらの処理を更に説明すれば、次のとおりである。
【００５８】
いま、受信信号のｍ番目のチップのｎ番目のサンプルをａmnとし、ｉ−１回目の繰返し計算におけるレプリカのｍ番目のチップのｎ番目のサンプルをｂi-1 mnとし、ｉ回目に復調される干渉低減された信号のｍ番目のチップのｎ番目のサンプルをｃi mnとすると、ｃi mnは、次の式（１）で表すことができる。ここで、Ｌは遅延波の遅延時間に対応しており、サンプルａm0〜ａm(L-1)までは、マルチパス干渉を受けていることになる。
【００５９】
【数１】
2005328391.tif 000003
【００６０】
ところで、ｎ番目のサブキャリアのｍ番目のチップＣi mnは、次の式（２）で与えられる。ここで、Ｎはサブキャリア数である。
【００６１】
【数２】
2005328391.tif 000004
【００６２】
Ｈｎを伝送路のチャネル伝達関数とすると、チャネル補償後のｎ番目のサブキャリアのｍ番目のチップＤi mnは、ｎ番目のサブキャリアのｍ番目のチップＣi mnにチャネル伝達関数Ｈｎの逆数を乗算して式（３）で与えられる。
【００６３】
【数３】
2005328391.tif 000005
【００６４】
これより逆拡散後のｎ番目のサブキャリアのｊ番目の拡散符号の受信シンボルＥi jnは、ｎ番目のサブキャリアのｊ番目の拡散符号のｍ番目のチップをＳjmn として式（４）で与えられる。ここで、Ｍは拡散符号長である。
【００６５】
【数４】
2005328391.tif 000006
【００６６】
判定器４０２による判定操作をＤｅ（）で表すと、ｎ番目のサブキャリアのｍ番目の拡散符号の判定結果Ｆi mnは、次の式（５）で与えられる。
【００６７】
【数５】
2005328391.tif 000007
【００６８】
得られたすべてのシンボルの判定結果を再拡散し、チャネル伝達関数Ｈｎを乗算し、ＩＦＦＴによりマルチキャリア変調すれば、ｉ回目の繰返し計算におけるレプリカｂi mnが得られる。これらは、式（２）〜（４）の逆の操作に相当している。
【００６９】
こうして得られたｉ回目の繰返し計算における希望波のレプリカｂi mnのうち、マルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分は、置き換え器４０４によって、受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分ａmnと置き換えられる。
【００７０】
そして、上記の如く受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分が、レプリカ生成器４０３により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換えられた受信シンボルは、図１に示すように、繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器４０５で復調された後、判定器４０６によって判定される。
【００７１】
以上の繰り返し計算が所定回数だけ繰り返され、最後に判定器４０６による判定結果が受信結果として出力される。
【００７２】
このように、上記実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラ４００では、図１０に示すように、繰返し計算により誤り率特性を改善することが可能となる。特に、Ｅｂ／Ｎ０が３０ｄＢの場合には、繰返し計算の回数が２回で、誤り率特性を１０-3以下にすることができ、誤り率特性を大幅に改善することができる。
【００７３】
上記実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラ４００において、誤り率特性を大幅に改善することができる理由を、図１１に基づいて模式的に説明すれば、次の通りである。
【００７４】
図１１中のＡでは、マルチパスの干渉を除去する前の状態において、先行波に影響を及ぼすマルチパス干渉が矢印で示されている。図１１中、横軸は時間を、縦軸はサンプル当たりの平均干渉レベルをそれぞれ示している。先行波に影響を及ぼすマルチパス干渉は、図中の斜線の領域に集中して分布する。図１０中のＢでは、初期判定結果に基づいて生成した受信信号のレプリカに含まれる残留干渉を矢印で示す。初期判定誤りに起因する残留干渉は、一部に集中せずＯＦＤＭシンボル上で一様で分布し、サンプル当たりの平均拡散レベルは減少する。図１１中のＣでは、先行波の被干渉サンプルと置換するレプリカのサンプルにおける残留干渉を矢印で示す。置換されるサンプルは、レプリカの全サンプルの一部であるため、その比率に応じて残留干渉レベルは低減される。
【００７５】
以上の操作（Ａ−Ｂ−Ｃ）を繰返すことにより、残留干渉レベルを低減することができ、図１０に示すように、誤り率特性を改善することができる。
【００７６】
実施の形態２
図１２はこの発明の実施の形態２を示すものであり、前記実施の形態と同一の部分には同一の符号を付して説明すると、この実施の形態２では、受信シンボル判定手段は、希望波においてガードインターバルを含まないＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号と、干渉波においてガードインターバルを含むＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号を合成した信号を判定するように構成されている。
【００７７】
すなわち、本発明に係るマルチパス干渉キャンセラ４００においては、最初の受信信号のレプリカが、初期判定結果に基づいて生成されるため、初期判定結果の信頼性を高めることは、繰り返し計算を行うことによって誤り率特性を改善する上で非常に重要である。これは、高い信頼性の判定結果が得られれば、レプリカの精度を向上することができ、高い干渉低減能力が得られるためである。そのため、初期判定時の受信信号に対して最大比合成を適用することが有効である。
【００７８】
図１２はこの実施の形態２に係るマルチパス干渉キャンセラ４００に用いられる最大比合成器の構成を示すものである。
【００７９】
この実施の形態２では、マルチパス干渉としてダブルスパイクモデルを仮定している。この最大比合成器５００は、図１２に示すように、パス１に対応したサンプル抽出器５０１と、パス２に対応したサンプル抽出器５０４とを備えており、各サンプル抽出器５０１、５０４で抽出されたサンプルは、それぞれＦＦＴ器５０２、５０５によって高速フーリエ変換された後、各パスに対応した伝達関数Ｈ（ｆ）の逆数５０３、５０４が乗算されるとともに、各伝達関数Ｈ（ｆ）の逆数が乗算されたサンプルに、乗算器５０７、５０８によって係数Ａ1 、Ａ2 が乗算されて、加算器５０９によって合成されて出力される。
【００８０】
次に、上記最大比合成器５００の動作を説明する。
【００８１】
図１３は最大比合成時のＦＦＴ計算範囲を示したものである。図１３では斜線の領域の受信サンプルが隣接するＯＦＤＭシンボルから干渉を受けている。先行波（パス１）に対する受信サンプルの抽出は、データサンプルの先頭から行い、遅延波（パス２）に対する受信サンプルの抽出は、ガードインターバル（ＧＩ）のサンプルの先頭から行うようになっている。
【００８２】
遅延波（パス２）に対する受信サンプルの抽出をガードインターバル（ＧＩ）のサンプルの先頭から行う理由は、隣接シンボルからの符号間干渉レベルを低減するためである。遅延波のガードインターバル（ＧＩ）のサンプルは、シンボル後方に移動され、復調に使用される。得られた先行波と遅延波に対するｍ番目のチップのｎ番目のサンプルａ1mn 、ａ2mn は高速フーリエ変換され、ｎ番目のサブキャリアのｍ番目のチップＣ1mn 、Ｃ2mn が得られる。更に、チャネル伝達関数の逆数１／Ｈ1n，１／Ｈ2nを乗算することによりチャネル補償を行う。Ｈ1n，Ｈ2nは、それぞれ先行波、遅延波を希望波とした場合のチャネル伝達関数である。得られたチャネル補償後のｎ番目のサブキャリアのｍ番目のチップは、先行波、遅延波の受信レベルＡ1 ，Ａ2 で重み付け加算され、最大比合成された信号を得る。合成後のｎ番目のサブキャリアのｍ番目のチップＤ0 mnを式（６）に示す。Ｄ0 mnは繰返し計算の初期値として使用される。
【００８３】
【数６】
2005328391.tif 000008
【００８４】
遅延時間がガードインターバル長より長ければ、先行波と遅延波の受信サンプルの重複はあるものの、完全に一致はしないため、最大比合成により誤り率特性を改善することができる。更に、遅延時間が長いほど受信サンプルの重複は減少するため、合成の効果は増加する。
【００８５】
実施の形態３
図１４はこの発明の実施の形態３を示すものであり、前記実施の形態と同一の部分には同一の符号を付して説明すると、この実施の形態３では、１次変調として位相変調を用いたＭＣ−ＣＤＭ方式の信号用マルチパス干渉キャンセラにおいて、マルチパス干渉を受けた受信シンボルが含まれる受信シンボルを復調した後、位相誤差を推定し、当該推定された位相誤差と所定の基準値との比較結果で判定を行うか否かを決定して判定を行う受信シンボル判定手段と、前記受信シンボル判定手段の判定結果に基づいて希望波のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記受信シンボルのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分を前記レプリカ生成手段により生成された希望波のレプリカのうちマルチパス干渉を受けた干渉部分に相当する部分で置き換える置き換え手段と、前記置き換え手段によってマルチパス干渉を受けた干渉部分が希望波のレプリカで置き換えられた受信シンボルを復調し判定する置き換えシンボル判定手段と、を有するように構成されている。
【００８６】
すなわち、本発明においては、帰還されるシンボルの判定結果に誤りが存在するため、残留干渉が発生する。そこで、この実施の形態３にパルチパス干渉キャンセラでは、判定誤りの影響を低減するため、信頼性情報に基づいて判定帰還するシンボルを選択する方法が採用されている。この実施の形態３では、送信機１００における１次変調として、ＱＰＳＫ方式を採用した場合における判定帰還するシンボルの選択法について説明する。
【００８７】
図１４はこの実施の形態３で用いられる判定帰還シンボルの選択方法を示すものである。１次変調はＱＰＳＫ方式とする。この実施の形態では受信シンボルの位相誤差を推定し、推定誤差と所定の基準値を比較し、その結果に基づいて判定を行うか否かを決定する。即ち位相誤差が所定の基準値より大きい場合には判定を行わず、判定結果は帰還されない。そこで、次の式（７）は、判定帰還シンボルを選択する場合の選択論理を示している。Δφは判定結果が正しいとした場合の受信シンボルの推定位相誤差である。θｔｈは所定の基準値である。θｔｈは例えばπ／８が考えられるが、その近傍の値でもよく、本発明の効果を奏するものであればこれに限らない。
【００８８】
【数７】
2005328391.tif 000009
【００８９】
拡散復調された後の受信信号点が図１４中の斜線の領域にある場合には、受信信号は、判定されて帰還される。受信信号点が他の領域にある場合には、該当シンボルは判定されずに帰還される。その際、上記受信シンボル判定手段において判定を行わなかった受信シンボルについては、判定が行われた受信シンボルと同じ振幅値を帰還するように構成されている。こうすることによって、すべてのシンボルの受信レベルは同一であり、ＱＰＳＫを仮定しているため、信頼度が低く判定されないシンボルに含まれる雑音は、位相雑音のみとなる。
【００９０】
実験例１
本発明者は、本実施の形態に係るマルチパス干渉キャンセラの効果を評価するため、次のような計算機シミュレーションを行った。
【００９１】
図１５はシミュレーションの条件を示すものである。変調方式はＱＰＳＫ、サブキャリア数は６４、ガードインターバル長は、ＯＦＤＭシンボル長の１／４、拡散比は１６とした。遅延プロファイルはダブルスパイクモデル、チャネル条件は、準静的レーリーフェーディングとした。同期、チャネル推定は、理想的とした。
【００９２】
図１６は計算機シミュレーションの結果を示すものである。ここでは、パルチパス干渉波の遅延時間をＯＦＤＭシンボル長の半分とした場合（遅延時間１２．５μｓに相当）における誤り率特性を示している。
【００９３】
図１６の横軸は平均Ｅｂ／Ｎ０を、縦軸は平均誤り率（ＢＥＲ）をそれぞれ示している。また、図１６には、基準としてレーリーフェーディング時の理論誤り率特性を点線で示している。さらに、図１６中、１点鎖線及び２点鎖線は、繰り返し計算なしで最大比合成あり及びなしの場合の特性をそれぞれ示したものである。
【００９４】
図１６から明らかなように、各パスの信号を最大比合成することにより、８×１０-2のエラーフロアを３×１０-2に改善できることがわかる。また、最大比合成処理を施した上で、本実施の形態の繰り返し計算を適用した場合の誤り率特性を実線で示している。繰り返しの回数は、１回〜４回とし、図中に添え字で示されている。繰り返し計算時の判定帰還では、前述した図１４に示す帰還シンボルの選択法を採用している。
【００９５】
図１６より、繰り返し計算の回数を増加させることにより誤り率特性を改善できることがわかる。これは、前述したように残留干渉レベルが繰り返し計算により低減されるためである。繰り返し回数が２回以下の場合には、フロアのある誤り率特性となる。また、誤り率特性は、３回繰り返しで収束し、フロアのない誤り特性が得られることがわかった。
【００９６】
実験例２
図１７はマルチパス干渉波の遅延時間をＯＦＤＭシンボル長の５／８とした場合（遅延時間１５．６μｓに相当）の誤り率特性を示したものである。図１７から明らかなように、図１６と同様の傾向を示す結果が得られた。繰り返し計算の回数の増加に伴い、誤り率特性を改善することができることがわかる。４回の繰り返し計算でフロアのない誤り率特性が得られた。
【００９７】
実験例３
次に、本発明者は、誤り率のショートコード長の依存性を調べる計算機シミュレーションを行った。
【００９８】
図１８はノイズフリー時の誤り率のショートコード長依存性を示したものである。ＯＦＤＭシンボルを拡散する際のショートコード長は１から１６に設定した。図１８の横軸は、繰り返し計算の回数を、縦軸は誤り率をそれぞれ示している。ここでは判定帰還の際のシンボル選択は行っておらず、すべてのシンボルが硬判定されるとした。また、マルチパス干渉波の遅延時間は、ＯＦＤＭシンボル長の９／１６とした。
【００９９】
図１８から明らかなように、繰り返し計算回数の増加に伴い、誤り率特性は改善されるが、コード長が１，２，４の場合は、繰り返し回数が３回以上ではほぼ一定の誤り率となることがわかる。誤り率が一定の領域では、残留千渉が判定帰還される領域に集中して分布しており、残留干渉レベルが低減されていないと考えられる。これは、時系列で見た場合、繰返し計算において前回の判定結果と同じ結果が得られた場合、計算を繰り返しても同じ結果になることに対応している。
【０１００】
繰返し回数が１回の場合には、図１８から明らかなように、誤り率のショートコード長の依存性はなく、すべてのコード長で同じ誤り率が得られる。繰返し回数が２回以上の場合には、ショートコード長の増加に伴い誤り率特性は改善されることがわかる。すべてのショートコードは使用されており、且つ等電力であるため、実効的な処理利得は１となる。ショートコード長を変えても実効的な処理利得は常に１であるため、誤り率が改善される理由は、処理利得に依存するものではないことがわかる。誤り率は、ＣＤＭ信号の有色雑音の白色化効果により改善されると考えられる。
【０１０１】
次に、誤り率にコード長依存性がある理由を述ベる。1)繰り返し回数が１回の場合、初期判定誤りに起因する残留干渉は、ＯＦＤＭシンボル上で一様に分布するため干渉雑音は白色となる。2)繰り返し回数が２回以上の場合には、残留干渉は一様には分布せず、判定帰還される領域に分布する確率が増加するため、干渉雑音は有色となる。これより１) から初期判定時の残留干渉は元々白色であり、ＣＤＭの白色化効果は効かないため、ショートコード長を増やしても誤り率は改善されず、2)から繰り返し計算時の残留干渉は有色となり、ＣＤＭの有色雑音の白色化効果によりショートコード長の増加に伴い、誤り率特性が改善されると考えられる。
【０１０２】
以上、詳細に説明したように、ＭＣ−ＣＤＭシステムのダウンリンクに適用可能なマルチパス干渉キャンセラを提供することができる。かかるマルチパス干渉キャンセラは、ガードインターバル（ＧＩ）長より長い遅延波が存在する場合でも、誤り率特性を改善することができる。マルチパス干渉の除去は、以下の手順により効果的に実現される。1)最大比合成を用いたＭＣ−ＣＤＭ信号の復調、2)初期判定、3)判定帰還による受信信号レプリカの生成、4)被干渉サンプルをレプリカで置き換え、５) 干渉低減された信号の復調、6)信頼性情報に基づいた判定帰還シンボルの選択、手順3)から6)の繰返し計算により誤り率特性を改善することができる。
【０１０３】
そして、本発明に係るマルチパス干渉キャンセラの特性を評価するため、計算機シミュレーションを行った結果、ＯＦＤＭシンボル長の５／８までの遅延波が存在する伝搬環境に適用可能であることがわかった。
【０１０４】
なお、前記実施の形態２では、最大比合成を取る場合について説明したが、これに限定されるものではなく、受信シンボル判定手段は、希望波においてガードインターバルを含まないＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号と、干渉波においてガードインターバルを含むＦＦＴのポイント数分のサンプルを取出し復調した信号を、係数を乗算することなく単に合成し、当該合成した信号を判定するなど、信号の合成手段は任意で良い。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】図１は本発明の実施の形態１に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラを示すブロック図である。
【図２】図２は本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける送信機を示すブロック図である。
【図３】図３は本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉キャンセラを適用したＭＣ−ＣＤＭ方式の移動体通信システムにおける受信機を示すブロック図である。
【図４】図４はガードインターバルを付加したＯＦＤＭシンボルを示す説明図である。
【図５】図５はシンボル配置を示す説明図である。
【図６】図６はユーザーの多元接続の状態を示す説明図である。
【図７】図７はマルチパス干渉の影響を示す説明図である。
【図８】図８は本発明の実施の形態１に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラを示すブロック図である。
【図９】図９は遅延プロファイルを求める回路構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。
【図１１】図１１は本発明の実施の形態１に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラの動作を示す説明図である。
【図１２】図１２は本発明の実施の形態２に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラの要部を示すブロック図である。
【図１３】図１３は本発明の実施の形態２に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラの動作を示す説明図である。
【図１４】図１４は本発明の実施の形態３に係るＭＣ−ＣＤＭ信号用のマルチパス干渉キャンセラを示す説明図である。
【図１５】図１５は計算機シミュレーションの条件を示す図表である。
【図１６】図１６は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。
【図１７】図１７は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。
【図１８】図１８は計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。
【図１９】図１９は従来例においてガードインターバル長に対して遅延時間を変化させた場合の誤り率特性を示すグラフである。
【図２０】図２０は他の従来例においてガードインターバル長に対して遅延時間を変化させた場合の平均誤り率特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１０６】
４００：マルチパス干渉キャンセラ、４０１：初期判定用のＭＣ−ＣＤＭ復調器、４０２：初期判定器、４０３：レプリカ生成器、４０４：置き換え器、４０５：繰返し計算用のＭＣ−ＣＤＭ復調器、４０６：判定器、４０７：セクレタ。
【図１】
2005328391.tif 000010
【図２】
2005328391.tif 000011
【図３】
2005328391.tif 000012
【図４】
2005328391.tif 000013
【図５】
2005328391.tif 000014
【図６】
2005328391.tif 000015
【図７】
2005328391.tif 000016
【図８】
2005328391.tif 000017
【図９】
2005328391.tif 000018
【図１０】
2005328391.tif 000019
【図１１】
2005328391.tif 000020
【図１２】
2005328391.tif 000021
【図１３】
2005328391.tif 000022
【図１４】
2005328391.tif 000023
【図１５】
2005328391.tif 000024
【図１６】
2005328391.tif 000025
【図１７】
2005328391.tif 000026
【図１８】
2005328391.tif 000027
【図１９】
2005328391.tif 000028
【図２０】
2005328391.tif 000029