(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号受信において、挿入されるサブキャリア位置が固定されている制御信号を用いて、周波数ずれを検出することを課題とする。【解決手段】ＦＦＴ演算器１０から出力された受信ＯＦＤＭ信号に対して、絶対値自乗演算が行われる。実数相関器２０２では、メモリ２０３からＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号のパイロットパターンを入力し、パイロットパターンと受信ＯＦＤＭ信号の絶対値自乗演算結果との間で相関処理を行う。ピーク位置検出部２０４は、実数相関器２０２の出力のピーク値を算出し、このピーク値を元に誤差検出部２０５が周波数誤差を検出する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定されている制御信号を含んでおり、
a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する手段と、
b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号の絶対値を自乗演算し、信号パワーを算出する手段と、
c)前記信号パワーと前記位置情報との相関をとる相関手段と、
d)前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出する手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定されている制御信号を含んでおり、
a)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号の絶対値を自乗演算し、信号パワーを算出する工程と、
b)前記信号パワーと、前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報との相関をとる相関工程と、
c)前記相関工程による相関結果から周波数ずれを検出する工程と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式において、受信信号の周波数ずれを検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上波デジタルテレビ放送では、伝送方式としてはＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、送信データを複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェーディングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号は、受信装置においてＦＦＴ変換されることによって復調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数ずれ（サブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトするため、正しいサブキャリアからデータを取り出すことができない。図５において、実線はＦＦＴ変換後の受信信号であり、破線は元の送信信号を示している。この図では、受信信号の周波数が全体的に５ポイント分シフトしている。
【０００４】
ここで、広帯域周波数ずれについて説明する。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示す。
【０００５】
【数１】
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【０００６】
ただし、数１式において、ｋはキャリア番号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）となる。
【０００７】
【数２】
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【０００８】
ただし、数２式において、Ｔはサンプリング間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
【０００９】
【数３】
2005184725.tif 000005
【００１０】
数２式で示される送信信号が、伝送路において周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr（ｔ）となる。
【００１１】
【数４】
2005184725.tif 000006
【００１２】
ＯＦＤＭ伝送における受信装置は、この周波数ずれの生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数ずれである。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘr（ｎ）となる。
【００１３】
【数５】
2005184725.tif 000007
【００１４】
ここで、Δｆを数６式で示されるように分解する。
【００１５】
【数６】
2005184725.tif 000008
【００１６】
ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数ずれの大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数ずれの大きさを示す値である。
【００１７】
本発明では、広帯域の周波数ずれのみに着目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘr（ｎ）は、数７式で表される。
【００１８】
【数７】
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【００１９】
そして、数７式で表される受信信号Ｘr（ｎ）をＤＦＴ変換することにより、変換域でＫポイントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシフトが広帯域の周波数ずれである。なお、整数Ｋで表される周波数ずれは、サブキャリア間隔ｆ0を１としたときの相対的な値である。
【００２０】
このように受信装置が受信する信号は広帯域周波数にずれが生じているため、各サブキャリアから正しくデータを取り出すためには、周波数のずれを検出するとともに周波数のずれを補正する必要がある。周波数のずれを検出する方法としては、パイロットとの相関をとる方法が考えられる。
【００２１】
パイロットを用いて相関をとるためには、受信信号にパイロットが挿入されていることと、そのパイロットパターンを受信側が知っていることが条件となる。一般的に、パイロット信号は初期値既知の正負のランダム２値数であり、これを不規則な間隔をおいてサブキャリアに挿入する。受信側では、既知のパイロットパターンを用いて受信した信号との相関をとり、相関ピークの位置を測定することによって、広帯域周波数ずれを検出できるのである。
【００２２】
ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットでは、どのシンボルにおいても、サブキャリア配置とパイロットの値が変わらないＣＰ(continuous pilot)が存在しているため、このパイロットパターンを用意しておけば、ＦＦＴ直後の信号において、どのシンボルに対しても相関をとることが可能である。
【００２３】
しかし、日本規格のＯＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと同期変調セグメントの２種類で構成されており（この明細書において、セグメント方式といえば、この日本規格のＯＦＤＭフォーマットを指すものとする。）、セグメントの種類によってパイロットの配置が異なる。そして、１シンボル中のセグメントの配列は受信信号から混在配置情報を取得することによって判明するものであるが、そもそも周波数がずれている場合には、混在配置情報の挿入されているサブキャリアを正しく認識できないため、混在配置情報を取得することができない。したがって、ＦＦＴ直後においてはセグメント構成を知ることができないため、パイロットパターンを決定することはできないこととなる。
【００２４】
そこで、本願出願人は下記特許文献１に示す方法によって、日本規格のＯＦＤＭフォーマットにおいても周波数ずれを検出可能としている。
【００２５】
前述の如くセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットでは、ＦＦＴ変換による復調処理の直後に、サブキャリア位置とパイロット値が既知のパイロットを取得することができない。しかし、パイロットデータとは異なるが、既知の位置情報を持つ信号が存在する。それはＡＣ１（Auxiliary Channel）と呼ばれる信号とＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)と呼ばれる信号であり、付加情報を伝送する目的や、制御情報を伝送する目的で利用されている。そして、下記特許文献１では、図６に示すような周波数ずれ検出回路を備えることにより、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号を利用して周波数ずれを検出するようにしている。
【００２６】
図６に示すように、ＦＦＴ演算部１００において周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤＭ信号が周波数ずれ検出部２１０に入力される。入力された受信ＯＦＤＭ信号は、自乗演算部２１１に入力される。自乗演算部２１１においては、受信ＯＦＤＭ信号のデータ信号、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号など全ての信号が自乗演算される。なお、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号についても他のパイロットデータと同様に、その信号値は、データ信号の信号値より３０％程度大きくなっている。
【００２７】
ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変調された二値信号のため、自乗演算すれば正になり、不確定性が消える。これに対してデータ信号はランダムの複素信号なので、自乗演算してもそのランダム性は消えない。そのため、自乗演算した受信信号（受信したＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号を含む）と受信側が保持しているＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号（位置情報だけのパイロット）との相関をとれば、真のパイロットと同様、相関ピークを検出することができるのである。
【００２８】
自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号は、次に、ＩＦＦＴ演算部２１２に入力され逆フーリエ変換される。一方、所定の記憶部（図示せず）に記憶されているＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号が呼び出され、呼び出されたＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号がＩＦＦＴ演算部２１３に入力される。ＩＦＦＴ変換部２１３は、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号を逆フーリエ変換する。
【００２９】
次に、逆フーリエ変換された受信ＯＦＤＭ信号と逆フーリエ変換されたＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号とが乗算器２１４に入力されて、乗算処理が行われる。さらに、乗算結果がＦＦＴ演算部２１５に入力されて、乗算結果がフーリエ変換される。
【００３０】
自乗した信号はＯＦＤＭシンボル長と同じ長さのＮポイントの信号であり、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置に対応したベクトルもＮポイントの信号であるから（ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が挿入されていないサブキャリアに対しては信号値０を割り当てることにより、Ｎポイントの信号と見ることができる。）、両者を別々にＩＦＦＴ変換し、乗算した後ＦＦＴ変換すると、その振幅の波形のピークを持つキャリアのインデックスは広帯域周波数ずれとなるのである。
【００３１】
【特許文献１】特開２００３−１２４９０５号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
上記特許文献１で示す方法により、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいても、ＡＣ１信号やＴＭＣＣ信号を利用することで広帯域周波数ずれを検出することが可能となった。
【００３３】
しかし、特許文献１で示す方法において、ＦＦＴ後の信号の自乗とパイロットパターンとの相関は複素相関である。複素相関器による演算量は実数相関器を用いた演算量の４倍以上であり、回路規模が大きくなる。そこで、特許文献１では、回路規模を減らすために、復調処理で用いるＦＦＴ演算器と相関処理に用いるＦＦＴ演算器を兼用させるようにした。しかし、復調器と同じＦＦＴ演算器をシェアリングするためには、受信装置のシステムクロックを上げなければならないという課題があった。また、ＦＦＴ回路をシェアリングするための、タイミング設計が比較的複雑になるという課題もあった。
【００３４】
そこで、本発明は、ＡＣ１信号やＴＭＣＣ信号を利用した周波数ずれ検出アルゴリズムにおける上記課題を解決することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定されている制御信号を含んでおり、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する手段と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号の絶対値を自乗演算し、信号パワーを算出する手段と、c)前記信号パワーと前記位置情報との相関をとる相関手段と、d)前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出する手段と、を備えることを特徴とする。
【００３６】
請求項２記載の発明では、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３７】
請求項３記載の発明では、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３８】
請求項４記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定されている制御信号を含んでおり、a)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号の絶対値を自乗演算し、信号パワーを算出する工程と、b)前記信号パワーと、前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報との相関をとる相関工程と、c)前記相関工程による相関結果から周波数ずれを検出する工程と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３９】
本発明は、挿入されるサブキャリア位置が固定されている制御信号をパイロット信号として利用して受信信号との間で相関をとる。そして、受信信号の絶対値を自乗した後に相関をとるので、実数相関器を利用することができ、回路規模を縮小することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。地上波デジタル放送の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤＭ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性フェーディング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャリアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長く、また、各有効シンボル間にガードインターバルという保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるという利点がある。
【００４１】
図１は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用受信装置の概略を示す機能ブロック図である。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信される。受信ＲＦ信号は、チューナー３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力され、搬送波発振器６から供給される信号と乗算された後にＬＰＦ（ローパスフィルタ）７に出力される。ＬＰＦ７において高周波成分が除去された信号はＡ／Ｄ変換器８に対して出力され、Ａ／Ｄ変換器８において所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボル信号）に変換された信号は、直並列変換器９に対して出力される。そして、直並列変換器９にシリアル信号として入力された信号は、パラレル信号に変換されて、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１０に対して出力される。
【００４２】
ＦＦＴ演算器１０は、入力する時間領域のシンボル信号を周波数領域の信号（以下、この信号を受信ＯＦＤＭ信号と呼ぶ。）にフーリエ変換する。周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号は、波形等化を実行する等化器１１および周波数ずれ検出部２０に入力される。周波数ずれ検出部２０については後述するが、本発明の特徴的部分である。
【００４３】
一方、等化器１１においては、周波数領域における等化処理が実行され、等化処理後のデータは、並直列変換器１２でパラレル信号からシリアル信号に変換された後、チャンネル復号器１３でビタビ復号化やリードソロモン復号化を施され、次いで、ソース復号器１４でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式などの復号化を施された後、Ｄ／Ａ変換器１５でアナログ化され出力される。
【００４４】
次に、図２〜図４を参照しながら周波数ずれ検出部２０において行われる相関処理について説明する。前述したように、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットにおいては、位置（配置されるキャリア番号）と値が既知であるパイロット信号が含まれている。しかし、セグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットでは、ＦＦＴ変換による復調処理の直後に、この二つ情報を持ったパイロットを取得することができない。しかし、パイロット信号とは異なるが位置情報を持つ信号が存在する。それはＡＣ１（Auxiliary Channel）と呼ばれる信号とＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)と呼ばれる信号であり、付加情報を伝送する目的や、制御情報を伝送する目的で利用されている。
【００４５】
ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号はセグメントの構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調セグメントと差動変調セグメントが配置されることになるが、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメントと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であり、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメントの配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入されるのである。
【００４６】
たとえば、図３に示すように、あるＬ番目のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目のキャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されるということが決まっているものとする。この場合、Ｌ番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアには必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されているのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入される全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定していることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ１およびＴＭＣＣ信号を、位置情報を備えるパイロットパターンとして扱うことにより、受信ＯＦＤＭ信号との相関を取るのである。したがって、以下の説明では、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号を適宜パイロットと呼ぶことにする。
【００４７】
図４は、受信装置があらかじめ取得しているＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号、つまりパイロットパターンを示す図である。この位置情報信号が周波数ずれ検出部２０のメモリ２０３に格納されている。なお、図４において、横軸は、１シンボルにおけるキャリア番号（インデックス）を示しており、縦軸は、信号値（振幅）を示している。また、図では、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号値を１としているが、メモリ２０３が記憶しておく必要があるのは、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が挿入されているキャリア位置に関する情報であるので、特に、信号値を記憶しておく必要はない。
【００４８】
図２に示すように、ＦＦＴ演算部１０において周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤＭ信号が周波数ずれ検出部２０に入力される。入力された受信ＯＦＤＭ信号は、絶対値自乗演算部２０１に入力される。絶対値自乗演算部２０１においては、受信ＯＦＤＭ信号のデータ信号、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号など全ての信号の絶対値が自乗演算される。なお、ＦＦＴ演算後の信号を複素信号a+jb(a,bは実数、jは虚数単位）とすると、絶対値自乗演算の結果はa2+b2となり、演算結果が実数となる。ここで、ＦＦＴ後の信号の絶対値の自乗を、信号パワーと呼ぶことにする。
【００４９】
次に、受信信号の絶対値自乗演算結果と、メモリ２０３に記憶されているＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号が実数相関器２０２に入力される。そして、実数相関器２０２では、メモリ２０３に格納されていた位置情報信号と、受信信号の絶対値自乗演算結果との間で相関処理を行う。
【００５０】
つまり、ＦＦＴ演算器１０から出力される１シンボル分の信号に着目すると、絶対値自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号はＯＦＤＭシンボル長と同じ長さのＮポイントの信号である。また、メモリ２０３に格納されていたパイロットパターン（位置情報信号）についても、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号については信号値１を割り当て、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が挿入されていないサブキャリアに対しては信号値０を割り当てることにより、Ｎポイントの信号と見ることができる。そこで、受信ＯＦＤＭ信号の各点の絶対値自乗演算結果と、パイロットパターンの対応する各点とを乗算し、Ｎ個の乗算結果を加算することで、相関値を得ることができるのである。そして、パイロットパターンを１ポイントずつずらしながら、同様に、受信ＯＦＤＭ信号の各点の絶対値自乗演算結果と、パイロットパターンの対応する各点とを乗算し、Ｎ個の乗算結果を加算することで、順次相関値が算出されるのである。
【００５１】
そして、パイロットパターンにおけるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号に信号値１を割り当てて相関演算を行っている場合には、結局、相関値は、受信ＯＦＤＭ信号の１シンボルにおける信号パワーの和となる。ただし、パイロットパターンにおけるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号に１以外の適当な実数を割り当てても良い。
【００５２】
実数相関器２０２において、パイロットパターンをずらしながら各位置における信号パワーの和が算出されると、ピーク検出部２０４において、この実数相関器２０２の出力のピークが算出される。
【００５３】
ここで、受信ＯＦＤＭ信号に含まれるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の信号値は、データ信号の信号値より３０％程度大きくなっている。したがって、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の絶対値自乗演算によって求められるパワーは、データ信号のパワーより６９％大きくなる。従って、全てのＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号のパワーの和、つまり、メモリ２０３が保持しているパイロットパターンと受信ＯＦＤＭ信号のパイロット位置とが完全一致する場合の信号パワーの和は、ランダムであるデータ信号とのパワーの和よりも大きくなるので、ノイズフリーの場合には相関ピークを得ることができるのである。
【００５４】
そして、誤差検出部２０５は、ピーク検出部２０４において算出されたピーク値を元に広帯域の周波数ずれを求める。周波数ずれ検出部２０において広帯域周波数ずれが検出されると、周波数補正用の乗算器２１において、Ａ／Ｄ変換後のシンボル信号に対して周波数補正係数が乗算される。具体的には、数７式で示した受信信号Ｘr（ｎ）の係数を消去する補正係数としてexp（ｊ２πｎＫ／Ｎ）が乗算される。これによって、シンボル信号は、広帯域周波数ずれに対する補正処理が行われることとなる。
【００５５】
本実施の形態では、セグメントの配置に依存することなく、その挿入位置が固定されているＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号をパイロット信号として代用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットを採用している日本規格においても、周波数ずれを検出することが可能である。そして、本実施の形態の周波数ずれ検出処理は、実数相関器を用いて実行されるので、複素相関器を用いる場合に比べて回路規模を縮小させることが可能である。
【００５６】
また、本実施の形態では、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の両方の信号について相関をとる方法をとっているが、ＡＣ１信号のみを利用して相関をとる方法、もしくは、ＴＭＣＣ信号のみを利用して相関をとる方法としてもよい。
【００５７】
ノイズやフェーディングなどの外乱がある場合について説明する。シミュレーションによると、Ｃ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）が1.6dB以上であり、十分な数のＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号が存在することが相関ピークを得る条件となる。このような条件であれば、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の平均パワーが、データ信号の平均パワーとノイズの平均パワーの和より大きくなり、相関ピークを検出することが可能である。地上波デジタルテレビ放送日本規格の場合、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の挿入数が最も少ないモードＩの場合であっても、１３セグメントの合計で両信号の合計は３９本である。また、モードIIとモードIIIでは、それぞれ７８本と１４４本存在する。シミュレーションの結果、３９本のＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号が存在すれば相関ピークが検出可能であった。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本実施の形態におけるＯＦＤＭ受信装置の機能ブロック図である。
【図２】周波数ずれ検出部の機能ブロック図である。
【図３】シンボルとセグメントの関係を示す図である。
【図４】ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号を示す図である。
【図５】広帯域周波数ずれが発生している状態を示す図である。
【図６】ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号を用いて周波数ずれを検出する従来のブロック図である。
【符号の説明】
【００５９】
１０      ＦＦＴ演算部
２０      周波数ずれ検出部
２０１    絶対値自乗演算部
２０２    実数相関器
２０３    （ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の位置情報信号を格納する）メモリ
２０４    ピーク位置検出部
２０５    誤差検出部
【図１】
2005184725.tif 000010
【図２】
2005184725.tif 000011
【図３】
2005184725.tif 000012
【図４】
2005184725.tif 000013
【図５】
2005184725.tif 000014
【図６】
2005184725.tif 000015