(57)【要約】      （修正有）【課題】広範囲の速度域でブラシレスＤＣモータを好適に運転することを可能にするための技術を提供する。【解決手段】ブラシレスＤＣモータシステムは，ブラシレスＤＣモータ５と，インバータ３と，ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流を検出する電流センサ６ｕ，６ｖ，６ｗと，前記電機子電流に応答してＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する制御装置８とを含む。インバータ３は，ＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答して前記ブラシレスＤＣモータ５を駆動する。制御装置８は，速度指令ω＊に応答して，センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択する。制御装置８は，速度指令ω＊が第１速度領域ωｓ２−ωＳ３にあるとき，センサレスベクトル制御を前記選択制御方法として選択する。【選択図】図１
2005210813.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁を具えたロータと電機子を具えたステータとを備えたブラシレスＤＣモータと，
インバータと，
前記インバータから前記電機子に供給される電機子電流を検出する電流センサと，
前記ブラシレスＤＣモータの前記ロータの回転速度を指示する速度指令に応答して，センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択し，前記選択制御方法に従って，且つ前記電機子電流に応答してＰＷＭ信号を生成する制御装置
とを含み，
前記インバータは，前記ＰＷＭ信号に応答して前記ブラシレスＤＣモータを駆動し，
前記制御装置は，前記速度指令が第１速度領域にあるとき，前記センサレスベクトル制御を前記選択制御方法として選択し，且つ，前記速度指令が前記第１速度領域から増加して第１閾値速度を超えたことに応答して，前記選択制御方法を前記センサレスベクトル制御から前記Ｖ／ｆ制御に切り替える
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項２】
請求項１に記載のブラシレスＤＣモータシステムにおいて，
前記制御装置は，前記センサレスベクトル制御が前記選択制御方法として選択されたとき，
（ａ）前記電機子電流から前記ロータの推定速度と前記ロータの推定位置とを算出するステップと，
（ｂ）前記速度指令と前記推定速度との差から，ｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とを生成するステップと，
（ｃ）前記ロータの前記推定位置と前記電機子電流とから，前記電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを算出するステップと，
（ｄ）前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差，及び前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との差から，前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する３相交流電圧のｑ軸電圧とｄ軸電圧とを算出するステップと，
（ｅ）前記ｑ軸電圧と前記ｄ軸電圧とから，前記ＰＷＭ信号を生成するステップとを実行するようにプログラムされ，
前記制御装置は，前記Ｖ／ｆ制御が前記選択制御方法として選択されたとき，
（ｆ）前記電機子電流から，γ軸電流とδ軸電流とを算出するステップと，
（ｇ）前記ロータの速度指令と前記γ軸電流とから，前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する３相交流電圧の周波数指令ωｆ＊を生成するステップと，
（ｈ）前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧係数Λｄ＊と，オフセット電圧Ｖｏｆｓｑとを用いて表される下記式：
ｖｑ＝Λｄ＊・ωｆ＊−Ｖｏｆｓｑ，
により，前記周波数指令ωｆ＊から，前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを算出するステップと，
（ｉ）前記δ軸電流から前記３相交流電圧のδ軸電圧を算出するステップと，
（ｊ）前記（ｈ）ステップで算出された前記γ軸電圧と前記（ｉ）ステップで算出された前記δ軸電圧とから，前記ＰＷＭ信号を生成するステップ
とを実行するようにプログラムされた
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項３】
請求項２に記載のブラシレスＤＣモータシステムにおいて，
前記制御装置は，前記センサレスベクトル制御が前記選択制御方法として選択されたとき，前記推定速度と前記速度指令に応答して，弱め界磁制御が行われるように前記ｄ軸電流指令値を生成し得るようにプログラムされた
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項４】
請求項３に記載のブラシレスＤＣモータシステムにおいて，
前記選択制御方法の前記センサレスベクトル制御から前記Ｖ／ｆ制御への切り替えは，前記ブラシレスＤＣモータの出力トルクが所定の基準トルクよりも大きいときには行われない
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項５】
請求項１に記載のブラシレスＤＣモータシステムにおいて，
前記制御装置は，前記ブラシレスＤＣモータの速度指令が第２速度領域にあるとき，前記Ｖ／ｆ制御を前記選択制御方法として選択し，且つ，前記速度指令が前記第２速度領域から減少して第２閾値速度より小さくなったことに応答して，前記選択制御方法を前記Ｖ／ｆ制御から前記センサレスベクトル制御に切り替え，
前記第２閾値速度は，前記第１閾値速度よりも小さい
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項６】
請求項５に記載のブラシレスＤＣモータシステムにおいて，
前記インバータは，直流電圧を受け取り，受け取った前記直流電圧を用いて前記ブラシレスＤＣモータを駆動し，
前記Ｖ／ｆ制御から前記センサレスベクトル制御への切り替えは，前記直流電圧に応答して行われる
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項７】
請求項１に記載のブラシレスＤＣモータシステムにおいて，
前記制御装置は，前記ブラシレスＤＣモータの前記速度指令が前記第１速度領域よりも低い第３速度領域にあるとき，無通電区間を有し，且つ，実質的に等しいパルス幅を有する等幅矩形パルスからなる波形を有する駆動電圧が前記インバータから前記ブラシレスＤＣモータに供給されるように前記ＰＷＭ信号を生成する
ブラシレスＤＣモータシステム。
【請求項８】
インバータを用いてブラシレスＤＣモータを駆動するためのブラシレスＤＣモータ駆動方法であって，
（Ａ）前記インバータから前記ブラシレスＤＣモータの電機子に供給される電機子電流を検出するステップと，
（Ｂ）前記ブラシレスＤＣモータの前記ロータの回転速度を指示する速度指令に応答して，センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択するステップと，
（Ｃ）前記選択制御方法に従って，且つ前記電機子電流に応答してＰＷＭ信号を生成するステップと，
（Ｄ）前記インバータに，前記ＰＷＭ信号に応答して前記ブラシレスＤＣモータを駆動させるステップ
とを含む
ブラシレスＤＣモータ駆動方法。
【請求項９】
請求項８に記載のブラシレスＤＣモータ駆動方法において，
前記センサレスベクトル制御が前記選択制御方法として選択されたとき，下記（Ｅ）乃至（Ｉ）ステップ：
（Ｅ）前記電機子電流から前記ロータの推定速度と前記ロータの推定位置とを算出するステップと，
（Ｆ）前記速度指令と前記推定速度との差から，ｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とを生成するステップと，
（Ｇ）前記ロータの前記推定位置と前記電機子電流とから，前記電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを算出するステップと，
（Ｈ）前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差，及び前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との差から，前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する３相交流電圧のｑ軸電圧とｄ軸電圧とを算出するステップと，
（Ｉ）前記ｑ軸電圧と前記ｄ軸電圧とから，前記ＰＷＭ信号を生成するステップ
が行われ，
前記Ｖ／ｆ制御が前記選択制御方法として選択されたとき，下記（Ｊ）乃至（Ｎ）ステップ：
（Ｊ）前記電機子電流から，γ軸電流とδ軸電流とを算出するステップと，
（Ｋ）前記ロータの速度指令と前記γ軸電流とから，前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する３相交流電圧の周波数指令ωｆ＊を生成するステップと，
（Ｌ）前記ブラシレスＤＣモータの逆起電圧係数Λｄ＊と，オフセット電圧Ｖｏｆｓｑとを用いて表される下記式：
ｖｑ＝Λｄ＊・ωｆ＊−Ｖｏｆｓｑ，
により，前記周波数指令ωｆ＊から，前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを算出するステップと，
（Ｍ）前記δ軸電流から前記３相交流電圧のδ軸電圧を算出するステップと，
（Ｎ）前記（Ｌ）ステップで算出された前記γ軸電圧と前記（Ｍ）ステップで算出された前記δ軸電圧とから，前記ＰＷＭ信号を生成するステップ
が行われる
ブラシレスＤＣモータ駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，ブラシレスＤＣモータシステム，及びブラシレスＤＣモータ駆動方法に関し，特に，ブラシレスＤＣモータの駆動アルゴリズムの改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
界磁として永久磁石をロータに搭載したブラシレスＤＣモータは，数十ｋＷ以下の中小容量範囲で高効率を実現するモータとして広く使用される。ブラシレスＤＣモータでは，界磁として永久磁石が使用されため，界磁磁束を発生するための界磁電流は消費されない。このため，ブラシレスＤＣモータは，高効率を実現できる。
【０００３】
ブラシレスＤＣモータの駆動方法は，ブラシレスＤＣモータの特性に大きな影響を及ぼす。このため，ブラシレスＤＣモータの特性の向上のために，様々な駆動方法が提案されている。
【０００４】
特許文献１は，モータを流れる電流からモータのロータの位置及び回転速度（回転数）を推定し，その推定結果を用いてベクトル制御を行う技術を開示している。当該技術では，ロータの位置及び回転速度は，モータモデルを用いて推定される。
【特許文献１】特開平８−３０８２８６号公報
【０００５】
特許文献２は，ブラシレスＤＣモータを，低速域では矩形波を用いて駆動し，高速域では擬似正弦波を用いて駆動するＰＷＭ駆動方法を開示している。公知のそのＰＷＭ駆動方法では，高調波損失が大きい低速域では，矩形波を用いて駆動することによって高調波損失が低減される。一方，高速域では，擬似正弦波を用いて駆動することによって通電角が大きくされ，これにより電圧利用率が向上されている。これらの作用により，公知のその駆動方法では，駆動効率が向上されている。
【特許文献２】特開２００３−２０９９８８号公報（特に，段落〔００７２〕〜〔００７３〕参照）
【０００６】
特許文献２は，更に，高速域で擬似正弦波を用いてブラシレスＤＣモータを駆動するときに，弱め界磁制御を行うことにより，駆動効率を一層に向上できることを開示している。弱め界磁制御とは，界磁を弱めるように電機子電流を制御することによって電機子に発生する誘起電圧を減少させ，もって高速域でのモータの運転を可能にする技術である。ブラシレスＤＣモータでは，電機子電流のｄ軸電流を負になるように制御することによって弱め界磁制御を行うことができる。
【０００７】
高速域での弱め界磁制御の一つの問題は，理想的な波形を有する擬似正弦波の発生が困難であることに起因して，高速域でのブラシレスＤＣモータの運転の安定性が低下することにある。ブラシレスＤＣモータの電機子巻線に誘起される誘起電圧や，ブラシレスＤＣモータのステータに発生する回転磁界の強度を完全な正弦波にすることは実質的に困難であり，従って，理想的な波形を有する擬似正弦波の発生は困難である。理想的でない波形を有する擬似正弦波は，弱め界磁制御の有効性を低下させ，高速域でのブラシレスＤＣモータの運転の安定性を低下させる。
【０００８】
このような背景から，広範囲の速度域でブラシレスＤＣモータを好適に運転することを可能にするための技術の提供が望まれている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は，広範囲の速度域でブラシレスＤＣモータを好適に運転することを可能にするための技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
以下に，上記の目的を達成するための手段を説明する。その手段に含まれる技術的事項には，［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］の記載との対応関係を明らかにするために，［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号・符号が付加されている。但し，付加された番号・符号は，［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【００１１】
本発明によるブラシレスＤＣモータシステムは，界磁を具えたロータと電機子を具えたステータとを備えたブラシレスＤＣモータ（５）と，インバータ（３）と，インバータ（３）からブラシレスＤＣモータ（５）の電機子に供給される電機子電流を検出する電流センサ（６ｕ，６ｖ，６ｗ）と，前記電機子電流に応答してＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成する制御装置（８）とを含む。インバータ（３）は，ＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）に応答して前記ブラシレスＤＣモータ（５）を駆動する。制御装置（８）は，ブラシレスＤＣモータ（５）の前記ロータの回転速度を指示する速度指令（ω＊）に応答して，センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択する。制御装置（８）は，速度指令（ω＊）が第１速度領域（ωｓ２−ωＳ３）にあるとき，センサレスベクトル制御を前記選択制御方法として選択し，且つ，速度指令（ω＊）が前記第１速度領域（ωｓ２−ωＳ３）から増加して第１閾値速度（ωＳ３）を超えたことに応答して，前記選択制御方法をセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える。
【００１２】
ｑ軸電流とｄ軸電流とを独立に制御するセンサレスベクトル制御は，ブラシレスＤＣモータ（５）の出力トルクを大きくすることができる一方，擬似正弦波の波形が通常は理想的でないことに起因して，高速域でのブラシレスＤＣモータの運転の安定性に乏しい。一方，Ｖ／ｆ制御は，高速でのブラシレスＤＣモータの運転に適している。そこで，速度指令（ω＊）が第１閾値速度（ωＳ３）を超えたことに応答して選択制御方法をセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えることにより，広範囲の速度域でブラシレスＤＣモータを好適に運転することが可能になる。
【００１３】
具体的には，制御装置（８）は，センサレスベクトル制御が前記選択制御方法として選択されたとき，
（ａ）前記電機子電流から前記ロータの推定速度と前記ロータの推定位置とを算出するステップと，
（ｂ）前記速度指令と前記推定速度との差から，ｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とを生成するステップと，
（ｃ）前記ロータの前記推定位置と前記電機子電流とから，前記電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを算出するステップと，
（ｄ）前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差，及び前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との差から，インバータ（３）が前記ブラシレスＤＣモータ（５）に供給する３相交流電圧のｑ軸電圧とｄ軸電圧とを算出するステップと，
（ｅ）前記ｑ軸電圧と前記ｄ軸電圧とから，前記ＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成するステップとを実行するようにプログラムされ，且つ，Ｖ／ｆ制御が前記選択制御方法として選択されたとき，
（ｆ）前記電機子電流から，γ軸電流とδ軸電流とを算出するステップと，
（ｇ）前記ロータの速度指令と前記γ軸電流とから，インバータ（３）が前記ブラシレスＤＣモータ（５）に供給する３相交流電圧の周波数指令ωｆ＊を生成するステップと，
（ｈ）前記ブラシレスＤＣモータ（５）の逆起電圧係数Λｄ＊と，オフセット電圧Ｖｏｆｓｑとを用いて表される下記式：
ｖｑ＝Λｄ＊・ωｆ＊−Ｖｏｆｓｑ，
により，前記周波数指令ωｆ＊から，インバータ（３）が前記ブラシレスＤＣモータ（５）に供給する３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを算出するステップと，
（ｉ）前記δ軸電流から前記３相交流電圧のδ軸電圧を算出するステップと，
（ｊ）前記（ｈ）ステップで算出された前記γ軸電圧と前記（ｉ）ステップで算出された前記δ軸電圧とから，前記ＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成するステップ
とを実行するようにプログラムされていることが好適である。
【００１４】
センサレスベクトル制御の利点を生かすためには，制御装置（８）は，センサレスベクトル制御が前記選択制御方法として選択されたとき，前記推定速度と前記速度指令に応答して，弱め界磁制御が行われるように前記ｄ軸電流指令値を生成し得るようにプログラムされていることが好適である。
【００１５】
Ｖ／ｆ制御は，センサレスベクトル制御と比較して，その出力トルクの最大値が小さい。これは，ブラシレスＤＣモータ（５）の出力トルクが大きいときには，Ｖ／ｆ制御を行うことが適切でないことを意味している。このため，前記選択制御方法のセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御への切り替えは，前記ブラシレスＤＣモータ（５）の出力トルクが所定の基準トルクよりも大きいときには行われないことが好適である。
【００１６】
制御装置（８）は，ブラシレスＤＣモータ（５）の速度指令（ω＊）が第２速度領域（ω＊＞ωｓ４）にあるとき，Ｖ／ｆ制御を前記選択制御方法として選択し，且つ，速度指令（ω＊）が前記第２速度領域（ω＊＞ωｓ４）から減少して第２閾値速度（ωｓ４）より小さくなったことに応答して，前記選択制御方法をＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替え，前記第２閾値速度（ωｓ４）は，前記第１閾値速度（ωｓ３）よりも小さいことが好適である。選択制御方法がセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられる速度指令よりも，Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる速度指令を小さくすることにより，選択制御方法が，Ｖ／ｆ制御とセンサレスベクトル制御との間でハンチングすることを防ぐことができる。
【００１７】
Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御への切り替えは，インバータ（３）がブラシレスＤＣモータ（５）を駆動するために用いる直流電圧（ＶＤＣ）に応答して行われることが好適である。センサレスベクトル制御が実行可能なロータの回転速度は，直流電圧（ＶＤＣ）に応じて変化する。ゆえに，直流電圧（ＶＤＣ）に応答して選択制御方法を切り替えることにより，センサレスベクトル制御が対応していないロータの回転速度でセンサレスベクトル制御に選択制御方法が切り替えられることを防ぐことができる。
【００１８】
制御装置（８）は，ブラシレスＤＣモータ（５）の速度指令（ω＊）が第１速度領域よりも低い第３速度領域（ωｓ１−ωｓ２）にあるとき，無通電区間を有し，且つ，実質的に等しいパルス幅を有する等幅矩形パルスからなる波形を有する駆動電圧がインバータ（３）からブラシレスＤＣモータ（５）に供給されるようにＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成することが好適である。上述のセンサレスベクトル制御は，トルク脈動が大きな負荷に対しては，低速度でのブラシレスＤＣモータ（５）には向かない。一方，無通電区間を有し，且つ，実質的に等しいパルス幅を有する等幅矩形パルスからなる波形を有する駆動電圧をブラシレスＤＣモータ（５）に供給する制御方法は，低速域におけるブラシレスＤＣモータ（５）の駆動に好適である。かかる制御方法を低速域に使用することにより，安定したブラシレスＤＣモータ（５）の駆動を実現できる。
【００１９】
本発明のブラシレスＤＣモータ駆動方法は，インバータ（３）を用いてブラシレスＤＣモータ（５）を駆動するためのブラシレスＤＣモータ駆動方法である。当該ブラシレスＤＣモータ駆動方法は，
（Ａ）インバータ（３）からブラシレスＤＣモータ（５）の電機子に供給される電機子電流を検出するステップと，
（Ｂ）ブラシレスＤＣモータ（５）の前記ロータの回転速度を指示する速度指令（ω＊）に応答して，センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択するステップと，
（Ｃ）前記選択制御方法に従って，且つ前記電機子電流に応答してＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成するステップと，
（Ｄ）前記インバータ（３）に，ＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）に応答して前記ブラシレスＤＣモータ（５）を駆動させるステップ
とを含む。
【００２０】
当該ブラシレスＤＣモータ駆動方法では，センサレスベクトル制御が前記選択制御方法として選択されたとき，下記（Ｅ）乃至（Ｉ）ステップ：
（Ｅ）前記電機子電流から前記ロータの推定速度と前記ロータの推定位置とを算出するステップと，
（Ｆ）前記速度指令と前記推定速度との差から，ｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値とを生成するステップと，
（Ｇ）前記ロータの前記推定位置と前記電機子電流とから，前記電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを算出するステップと，
（Ｈ）前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差，及び前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との差から，前記インバータ（３）が前記ブラシレスＤＣモータ（５）に供給する３相交流電圧のｑ軸電圧とｄ軸電圧とを算出するステップと，
（Ｉ）前記ｑ軸電圧と前記ｄ軸電圧とから，ＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成するステップ
が行われ，Ｖ／ｆ制御が前記選択制御方法として選択されたとき，下記（Ｊ）乃至（Ｎ）ステップ：
（Ｊ）前記電機子電流から，γ軸電流とδ軸電流とを算出するステップと，
（Ｋ）前記ロータの速度指令と前記γ軸電流とから，前記インバータ（３）が前記ブラシレスＤＣモータ（５）に供給する３相交流電圧の周波数指令ωｆ＊を生成するステップと，
（Ｌ）前記ブラシレスＤＣモータ（５）の逆起電圧係数Λｄ＊と，オフセット電圧Ｖｏｆｓｑとを用いて表される下記式：
ｖｑ＝Λｄ＊・ωｆ＊−Ｖｏｆｓｑ，
により，前記周波数指令ωｆ＊から，前記インバータ（３）が前記ブラシレスＤＣモータ（５）に供給する３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを算出するステップと，
（Ｍ）前記δ軸電流から前記３相交流電圧のδ軸電圧を算出するステップと，
（Ｎ）前記（Ｌ）ステップで算出された前記γ軸電圧と前記（Ｍ）ステップで算出された前記δ軸電圧とから，ＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成するステップ
が行われることが好適である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明により，広範囲の速度域でブラシレスＤＣモータを好適に運転することを可能にするための技術が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
第１  システム全体の構成
本発明の実施の一形態では，図１に示されているように，ブラシレスＤＣモータシステムは，ＡＣ電源１と，ＡＣ−ＤＣコンバータ２と，インバータ３と，ブラシレスＤＣモータ５とを備えている。ＡＣ電源３は，交流電圧ＶＡＣをＡＣ−ＤＣコンバータ２に供給する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は，交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに変換し，直流電圧ＶＤＣを電圧形のインバータ３に供給する。インバータ３は，ｕ相電源線４ｕ，ｖ相電源線４ｖ，及びｗ相電源線４ｗを介してブラシレスＤＣモータ５に接続されている。インバータ３は，直流電圧ＶＤＣから３相の駆動電圧を生成し，生成した３相の駆動電圧を，ｕ相電源線４ｕ，ｖ相電源線４ｖ，及びｗ相電源線４ｗを介してブラシレスＤＣモータ５のｕ相電機子巻線，ｖ相電機子巻線，及びｗ相電機子巻線に供給する。ブラシレスＤＣモータ５の電機子巻線は，供給された３相の駆動電圧から回転磁界を生成する。
【００２３】
ブラシレスＤＣモータ５のセンサレス制御を実現するために，ｕ相電源線４ｕ，ｖ相電源線４ｖ，及びｗ相電源線４ｗには，それぞれ，電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗが設けられる。電流検出器６ｕは，ｕ相電機子コイルを流れるｕ相電流ｉｕを計測し，電流検出器６ｖは，ｖ相電機子コイルを流れるｖ相電流ｉｖを計測し，電流検出器６ｗは，ｗ相電機子コイルを流れるｗ相電流ｉｗを計測する。計測されたｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗは，後述されるように，疑似正弦波を出力するＰＷＭ制御（即ち，センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御）のために使用される。このとき，ｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗのうちの２つのみが計測され，他の一は，
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０，          …式（１）
から算出されることが可能である。ｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗの２つのみが計測される場合，電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗのうち，計測されない電流に対応する１つは必要でなく，このような構成はコスト低減の点で好ましい。
【００２４】
加えて，ｕ相電源線４ｕ，ｖ相電源線４ｖ，及びｗ相電源線４ｗは，電圧検出器７に接続される。電圧検出器７は，ブラシレスＤＣモータ５のロータからの磁気的相互作用によって電機子のｕ相電機子巻線，ｖ相電機子巻線，及びｗ相電機子巻線にそれぞれ誘起されるｕ相誘起電圧ｖｕｉ，ｖ相誘起電圧ｖｖｉ，及びｗ相誘起電圧ｖｗｉを測定する。ｕ相誘起電圧ｖｕｉ，ｖ相誘起電圧ｖｖｉ，及びｗ相誘起電圧ｖｗｉは，それぞれ，ｕ相，ｖ相，ｗ相の無通電区間で測定される。後述されるように，ｕ相誘起電圧ｖｕｉ，ｖ相誘起電圧ｖｖｉ，及びｗ相誘起電圧ｖｗｉは，等幅ＰＷＭ制御のために使用される。
【００２５】
電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗ及び電圧検出器７は，ＭＰＵ８に接続される。ＭＰＵ８は，電流検出器６ｕ，６ｖ，６ｗが測定した電機子電流ｉｕ，ｉｖ，及びｉｗと，電圧検出回路８が測定したｕ相誘起電圧ｖｕｉ，ｖ相誘起電圧ｖｖｉ，及びｗ相誘起電圧ｖｗｉとに応答して，インバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは，ロータの速度がＭＰＵ８に与えられる速度指令ω＊に制御されるように生成される。インバータ３を構成するスイッチングトランジスタ（図示されない）は，ＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してオンオフされ，これにより，３相の駆動電圧がブラシレスＤＣモータ５の電機子巻線に供給される。このようなＭＰＵ８の全ての動作は，制御用コンピュータプログラムに従って実行される。
【００２６】
ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に直流電圧ＶＤＣを供給する電源線には，直流電圧ＶＤＣを測定する電圧検出回路９が接続されている。電圧検出回路９は，測定された直流電圧ＶＤＣを通知する電圧通知信号をＭＰＵ８に供給する。
【００２７】
第２  ブラシレスＤＣモータ５の駆動に使用される制御方法
図２に示されているように，ＭＰＵ８は，ブラシレスＤＣモータ５の速度指令ω＊に応じて，オープンループ制御，等幅ＰＷＭ制御，センサレスベクトル制御，Ｖ／ｆ制御のうちから一の制御方法を選択し，その制御方法に従ってブラシレスＤＣモータ５を駆動するインバータ３を制御する。大まかには，ブラシレスＤＣモータ５の起動の初期にはオープンループ制御が使用され，低速領域では等幅ＰＷＭ制御が使用され，中速領域ではセンサレスベクトル制御が使用され，高速領域ではＶ／ｆ制御が使用される。本実施の形態では，制御方法を切り替えることによって広い速度領域の実現と，高いトルク出力との両立が図られている。
【００２８】
１．オープンループ制御
オープンループ制御とは，ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを，ＭＰＵ８の記憶装置（図示されない）に予め用意されたパターンに従って生成し，ブラシレスＤＣモータ５の電機子巻線に予め規定された波形を有する駆動電圧を供給する制御方法である。オープンループ制御の実行時には，電機子電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，及び誘起電圧ｖｕｉ，ｖｖｉ，ｖｗｉのフィードバックは行われない。オープンループ制御は，ロータの回転速度が０である，又は極めて低いためにセンサレス制御が行えないとき，即ち，ブラシレスＤＣモータ５が起動されるときに使用される。
【００２９】
２．等幅ＰＷＭ制御
等幅ＰＷＭ制御とは，ブラシレスＤＣモータ５に，同一のパルス幅を有する複数の矩形パルスから構成される波形を有する駆動電圧を供給する制御である。図２Ａは，ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相駆動電圧の２相間の電圧波形を示している。ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相駆動電圧の通電角は，典型的には，１２０°である。後述されるように，通電角が１８０°でない，即ち，駆動電圧が無通電区間を含むことは等幅ＰＷＭ制御を実行する上で重要である。
【００３０】
等幅ＰＷＭ制御によってブラシレスＤＣモータ５を駆動するためには，ＭＰＵ８は，ロータの位置及び回転速度を取得する必要がある。なぜなら，各相に供給される駆動電圧の位相を適切に制御するためには，ロータの位置が必要であり，ロータの回転速度を速度指令ω＊に制御するためには，ロータの回転速度にあわせて駆動電圧に含まれる矩形パルスの幅を適切に決定する必要があるからである。
【００３１】
適切な等幅ＰＷＭ制御を行うために，ＭＰＵ８は，ロータの位置及び回転速度を，無通電区間において各相の電機子巻線に誘起される誘起電圧ｖｕｉ，ｖｖｉ，ｖｗｉから算出する。最も単純には，誘起電圧ｖｕｉ，ｖｖｉ，ｖｗｉが基準電圧レベルを交差する時刻から，ロータの位置及び回転速度を算出する。算出されたロータの位置及び回転速度から，駆動電圧の位相，及びそれを構成する矩形パルスのパルス幅が決定される。
【００３２】
等幅ＰＷＭ制御が，センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御に対して有する優位性は，低速でブラシレスＤＣモータ５を運転したときの安定性である。ブラシレスＤＣモータ５のセンサレス制御の一つの問題は，ブラシレスＤＣモータ５が低速で運転されている場合には，位置及び回転速度を正確に推定するために充分な大きさの振幅を有する信号を得にくいことである。しかし，ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相駆動電圧に無通電区間を設ける等幅ＰＷＭ制御は，その無通電区間において誘起電圧ｖｕｉ，ｖｖｉ，ｖｗｉを測定することにより，ブラシレスＤＣモータ５が低速で運転されていてもロータの位置及び回転速度を正確に測定することができる。これは，低速運転時におけるブラシレスＤＣモータ５の安定性を有効に向上する。
【００３３】
３．センサレスベクトル制御
センサレスベクトル制御とは，ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流からロータの位置と回転速度とを推定し，推定されたロータの位置と回転速度とに応答して，ブラシレスＤＣモータ５に供給される電機子電流のｑ軸電流とｄ軸電流とを制御する制御である。以下において，推定されたロータの位置と回転速度とは，それぞれ，推定位置θ〜，推定速度ω〜と呼ばれる。電圧形のインバータ３が使用される本実施の形態では，図２Ｂに示されているように，駆動電圧がＰＷＭ制御によって制御されることにより，概ね正弦波の形状を有する電流がブラシレスＤＣモータ５に供給される。
【００３４】
（１）センサレスベクトル制御の詳細
図３は，ＭＰＵ８が行うセンサレスベクトル制御のブロック線図である。ＭＰＵ８によるセンサレスベクトル制御は，Ａ／Ｄ変換１１，３相／２相変換１２，速度／位置推定演算１３，速度制御演算１４，電流制御演算１５，２相／３相変換１６，Ａ／Ｄ変換１７及びＰＷＭ計算１８で構成される。ＭＰＵ８の内部では，図３に示されている演算が，システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。
【００３５】
Ａ／Ｄ変換１１では，電流計測器６ｕ，６ｖ，６ｗが出力する出力信号がＡ／Ｄ変換され，ｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）がＭＰＵ８に取り込まれる。
【００３６】
３相２相変換１２では，ＭＰＵ８は，Ａ／Ｄ変換１１によって取得されたｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）に対して，一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの推定位置θ〜を用いて３相２相変換が行われ，ｑ軸電流及びｄ軸電流が算出される。
【００３７】
速度／位置推定演算１３では，３相２相変換１２で算出されたｑ軸電流及びｄ軸電流と，一つ前のクロックサイクルにおいて電流制御演算１５で算出されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄとから，現在のロータの推定位置θ〜及びロータの推定速度ω〜，並びに，次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が算出される。推定位置θ〜，θ２３〜，及び推定速度ω〜は，ブラシレスＤＣモータ５のモータモデルを用いて算出される。推定位置θ〜は，ｄ−ｑ座標系によって記述されることを強調しておく。これは，制御方法がセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との間で切り替えられるときに考慮すべき事項の一つである。推定位置θ〜，θ２３〜，及び推定速度ω〜の算出の手順については，後に詳細に説明される。
【００３８】
速度制御演算１４では，速度指令ω＊とロータの推定速度ω〜との偏差が算出され，該偏差が０に近づくように，ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊とが生成される。一般的には，ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は０である。しかし，速度指令ω＊が高いために弱め界磁制御を行う必要がある場合には，ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は負に設定される。
【００３９】
電流制御演算１５では，ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流との偏差，及びｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差が算出され，これらの偏差が０に近づくようにｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄが決定される。ｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄの決定には，ロータの推定速度ω〜が使用される。
【００４０】
２相／３相変換１６では，決定されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄに対して２相３相変換が行われ，ブラシレスＤＣモータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖｕ，ｖ相電圧ｖｖ，及びｗ相電圧ｖｗが算出される。この２相３相変換では，次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が使用される。
【００４１】
ＰＷＭ計算１７では，算出されたｕ相電圧ｖｕ，ｖ相電圧ｖｖ，及びｗ相電圧ｖｗを有する３相駆動電圧がブラシレスＤＣモータ５に供給されるようにインバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には，ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣの大きさが参照される。電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換１８が行われて直流電圧ＶＤＣが取得され，その直流電圧ＶＤＣを参照してＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。インバータ３のスイッチングトランジスタは，生成されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。
【００４２】
（２）推定位置θ〜，θ２３〜，及び推定速度ω〜の算出
図４は，速度・位置推定演算１３で行われる推定位置θ〜，θ２３〜，及び推定速度ω〜の算出の手順を示すブロック線図である。速度・位置推定演算１３の概略は，以下のとおりである；ブラシレスＤＣモータ５の特性を記述するモータモデル（即ち，ブラシレスＤＣモータ５に成立する電圧方程式）を用いてモデルｑ軸電流ｉｑｍ〜，モデルｄ軸電流ｉｑｍ〜が算出される。更に，モデルｑ軸電流ｉｑｍ〜とｑ軸電流ｉｑとの差，及びモデルｄ軸電流ｉｄｍ〜とｄ軸電流ｉｄとの差から，ロータの推定位置θ〜及びロータの推定速度ω〜を求められる。更に，ロータの推定位置θ〜に対して推定速度ω〜に応じた補正が加えられることにより，次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が算出される。
【００４３】
推定位置θ〜，θ２３〜，及び推定速度ω〜の算出は，モータモデル演算２１，ｑ軸電流誤差演算２２ａ，ｄ軸電流誤差演算２２ｂ，起電力推定演算２３ａ，速度誤差推定演算２３ｂ，ＬＰＦ（low pass filter）演算２４，速度推定演算２５，位置推定演算２６，２相／３相変換用補正演算２７とから構成される。
【００４４】
モータモデル演算２１では，３相／２相変換１２によって算出されたｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流と，電流制御演算１５によって算出されたｑ軸電圧ｖｑ及びｄ軸電圧ｖｄとから，ブラシレスＤＣモータ５のモータモデルを用いてモデルｑ軸電流ｉｑｍ〜，及びモデルｄ軸電流ｉｑｍ〜が算出される。モデルｑ軸電流ｉｑｍ〜，及びモデルｄ軸電流ｉｑｍ〜の算出には，前回のクロックサイクルにおいて算出された推定速度起電力ｅ〜と，ロータ推定速度ω〜とが使用される。推定速度起電力ｅ〜とは，ブラシレスＤＣモータ５の電機子巻線に誘起されたと推定される速度起電力である。ｑ軸電流ｉｑｍ〜，モデルｄ軸電流ｉｑｍ〜の算出に使用される電圧方程式は，典型的には，下記のとおりである：
【数１】
2005210813.tif 000003
ここで，θは回転子速度，Ｒは巻線抵抗，Ｌｄは，ｄ軸インダクタンス，Ｌｑは，ｑ軸インダクタンス，Ｋｅは，速度起電力係数である。
【００４５】
ｑ軸電流誤差演算２２ａでは，モデルｑ軸電流ｉｑｍ〜とｑ軸電流ｉｑとの誤差Δｉｑが算出され，ｄ軸電流誤差演算２２ｂでは，モデルｄ軸電流ｉｑｍ〜とｄ軸電流ｉｄとの誤差Δｉｄが算出される。
【００４６】
速度起電力推定演算２３ａでは，ｑ軸電流誤差Δｉｑから推定速度起電力ｅ〜が算出され，速度誤差推定演算２３ｂでは，ｄ軸電流誤差Δｉｄから推定速度誤差Δω〜が算出される。推定速度起電力をもとに計算した推定電流と実電流との誤差が，速度起電力の推定誤差に相当するので，その誤差電流の推定値へのフィードバックにより速度起電力の推定がなされる。速度についても同様である。
【００４７】
ＬＰＦ演算２４では，推定速度誤差Δω〜の低周波成分ΔωＬ〜が取り出される。
【００４８】
速度推定演算２５では，推定速度起電力ｅ〜，推定速度誤差Δω〜，及びその低周波成分ΔωＬ〜から，ロータの推定速度ω〜が算出される。詳細には，以下のようにして推定速度ω〜が算出される；速度起電力がロータの回転速度に概ね比例することを用いて，推定速度起電力ｅ〜からロータの推定速度の１次近似値が算出される。算出された１次近似値が，推定速度誤差Δω〜と，その低周波成分ΔωＬ〜を用いて補正されてロータの推定速度ω〜が算出される。
【００４９】
位置推定演算２６では，ロータの推定速度ω〜を積分することによって，ロータの推定位置θ〜が算出される。
【００５０】
２相／３相変換用補正演算２７では，ロータの推定位置θ〜に対して推定速度ω〜に応じた補正が加えられることにより，次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が算出される。
【００５１】
以上の演算により，ロータの推定位置θ〜，推定速度ω〜及び次のクロックサイクルにおけるロータの推定位置θ２３〜が算出される。
【００５２】
（３）センサレスベクトル制御の得失
センサレスベクトル制御の利点は，図６に示されているように，同一モータ出力電流に対しては（即ち，スイッチング素子の容量がある値に定められた，あるインバータに対しては），その出力トルクが大きいことである。ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄとを独立して制御可能なセンサレスベクトル制御は，他の制御方法と比べて，より大きな出力トルクの出力が可能である。加えて，センサレスベクトル制御は，ｄ軸電流ｉｄの制御によって弱め界磁制御を行うことができる。弱め界磁制御は，ブラシレスＤＣモータ５の高速運転を可能にする。
【００５３】
しかしながら，ブラシレスＤＣモータ５に供給される電圧の制限のために，弱め界磁制御をもってしてもブラシレスＤＣモータ５の回転速度に，ある上限が課せられることは避けがたい。後述のＶ／ｆ制御は，ブラシレスＤＣモータ５の回転速度の上限を高くするために使用される。
【００５４】
４．Ｖ／ｆ制御
Ｖ／ｆ制御とは，ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流から，ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ωｆ＊を生成し，更に，ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相交流電圧のγ軸電圧ｖγを，下記式：
ｖγ＝Λδ＊×ωｆ＊−Ｖｏｆｓγ，      ・・・（１）
が成立するように生成する制御である。式（１）において，Λδ＊は，ブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧係数であり，Ｖｏｆｓγは，オフセット電圧である。オフセット電圧Ｖｏｆｓγを無視すれば角周波数指令ｆ＊（＝ωｆ＊／２π）とγ軸電圧ｖγとについて，ｖγ／ｆ＊が一定値Λδ＊となる。当業者に知られているように，γ−δ座標系とは，電機子によって生成される回転磁束の方向にγ軸が，回転方向にγ軸に９０°で直交する方向にδ軸が定められた座標系である。
【００５５】
Ｖ／ｆ制御は，図５に示されているように，Ａ／Ｄ変換３１，３相／２相変換３２，角周波数／位置指令生成演算３３，電圧指令生成演算３４，２相／３相変換３５，ＰＷＭ計算３６，及びＡ／Ｄ変換３７からなる。Ｖ／ｆ制御が行われている間，ＭＰＵ８の内部では，図５に示されている演算がシステムクロックのクロックサイクル毎に行われる。
【００５６】
Ａ／Ｄ変換３１では，電流計測器６ｕ，６ｖ，６ｗが出力する出力信号がＡ／Ｄ変換され，ｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）がＭＰＵ８に取り込まれる。
【００５７】
３相２相変換３２では，ＭＰＵ８は，Ａ／Ｄ変換３１によって取得されたｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖ，及びｗ相電流ｉｗ（又はこれらのうちの２つ）に対して，一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの位置指令θ＊を用いて３相２相変換が行われ，γ軸電流及びδ軸電流が算出される。位置指令θ＊は，γ−δ座標系で記述される事に留意されたい。
【００５８】
角周波数／位置指令生成演算３３では，速度指令ω＊とγ軸電流とから，ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相交流電圧の角周波数指令ωｆ＊とロータの位置指令θ＊が算出される。
【００５９】
角周波数指令ωｆ＊は，下記式：
ωｆ＊＝ω＊−ｋω×ｉγ，      ・・・（２ａ）
を用いて算出される。ｋωは，正の定数である。式（２）によれば，γ軸電流ｉγが増えると，即ち，出力トルクが増えると角周波数指令ωｆ＊は減少し，γ軸電流ｉγが減少すると，即ち，出力トルクが減少すると角周波数指令ωｆ＊は増加する。式（２）を使用することにより，出力トルクが増大した場合には，角周波数指令ωｆ＊を減少させることによって失速が防止され，出力トルクが減少した時には，角周波数指令ωｆ＊を増加させることによってロータが加速しないように制御される。
一方，位置指令θ＊は，速度指令ω＊を積分することによって算出される。即ち，
θ＊＝∫ω＊ｄｔ．            ・・・（２ｂ）
【００６０】
電圧指令生成演算３４では，下記式：
ｖγ＝Λδ＊×ωｆ＊−Ｖｏｆｓγ，      ・・・（３ａ）
ｖδ＝−Ｋδ×ｉδ，                ・・・（３ｂ）
によってγ軸電圧ｖγ，及びδ軸電圧ｖδが算出される。既述の通り，Λδ＊は，ブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧係数であり，Ｖｏｆｓγは，オフセット電圧である。Ｋｄは，正の定数である。式（３ａ）は，Ｖ／ｆ制御の基本式である。
【００６１】
２相／３相変換３５では，決定されたγ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδに対して２相３相変換が行われ，ブラシレスＤＣモータ５に供給されるべき３相駆動電圧のｕ相電圧ｖｕ，ｖ相電圧ｖｖ，及びｗ相電圧ｖｗが算出される。この２相３相変換では，ロータの位置指令θ＊が使用される。
【００６２】
ＰＷＭ計算３６では，算出されたｕ相電圧ｖｕ，ｖ相電圧ｖｖ，及びｗ相電圧ｖｗを有する３相駆動電圧がブラシレスＤＣモータ５に供給されるようにインバータ３を制御するＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には，ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣの大きさが参照される。電圧検出回路９が出力する電圧通知信号に対してＡ／Ｄ変換３７が行われて直流電圧ＶＤＣが取得され，その直流電圧ＶＤＣを参照してＰＷＭ信号ＳＰＷＭが生成される。インバータ３のスイッチングトランジスタは，生成されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭに応答してターンオン又はターンオフされる。
【００６３】
図６を参照して，Ｖ／ｆ制御の利点は，ブラシレスＤＣモータ５を高速に運転できることである。γ軸電流に応答して，即ち出力トルクに応答して角周波数指令ωｆ＊が決定され，その角周波数指令ωｆ＊から式（３ａ）によってγ軸電圧が決定されることにより，高速領域でのロータの回転速度が安定化される。加えて，モータモデルを用いたロータの推定位置θ〜及び推定速度ω〜を行わないＶ／ｆ制御は，演算量が少なく，高速運転時の制御に適している。
【００６４】
第３  制御方法の切り替え
１．制御方法の切り替えの概略
上述されたオープンループ制御，等幅ＰＷＭ制御，センサレスベクトル制御，及びＶ／ｆ制御のそれぞれの利点を生かすために，制御方法は，速度指令ω＊に応じて切り替えられる。
【００６５】
図７Ａは，好適な制御方法の切り替え方法を示す。ブラシレスＤＣモータ５が起動される場合，まず，小さな速度指令ω＊がＭＰＵ８に与えられ，その後，速度指令ω＊が増加される。速度指令ω＊の増加に伴い，ロータの回転速度も増加する。速度指令ω＊が回転速度ωｓ１を超えるまでは，オープンループ制御が行われる。
【００６６】
速度指令ω＊が増加されて回転速度ωｓ１を超えると，制御方法は，等幅ＰＷＭ制御に切り替えられる。既述のように，等幅ＰＷＭ制御は，トルク脈動が大きな負荷に対しては，低速でのセンサレス制御に向いている。
【００６７】
速度指令ω＊が更に増加されて回転速度ωｓ２を超えると，制御方法は，等幅ＰＷＭ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる。ブラシレスＤＣモータ５の定常運転は，センサレスベクトル制御で行われる。センサレスベクトル制御の実行により，ブラシレスＤＣモータ５は，高い出力トルクで運転可能である。
【００６８】
速度指令ω＊が更に増加されて回転速度ωｓ３を超えると，制御方法は，センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられる。既述のように，Ｖ／ｆ制御は，ブラシレスＤＣモータ５の高速運転に向いている。
【００６９】
ブラシレスＤＣモータ５がＶ／ｆ制御で運転されているときに，速度指令ω＊が減少して回転速度ωｓ４（＜ωｓ３）よりも小さくなると，制御方法は，センサレスベクトル制御に戻される。制御方法がセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられる回転速度ωｓ３よりも，Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる回転速度ωｓ４の方が小さいことは，ハンチングを防ぐために有用である。回転速度ωｓ４が回転速度ωｓ３より小さいことにより，制御方法がセンサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御とで頻繁に切り替えられることが防がれる。
【００７０】
ブラシレスＤＣモータ５がセンサレスベクトル制御で運転されているときに速度指令ω＊が減少した場合，制御方法は，図７Ａに示されているように，センサレスベクトル制御のまま維持されることが可能である。そうではなく，図７Ｂに示されているように，速度指令ω＊が減少して回転速度ωｓ５（＜ωｓ２）よりも小さくなったときには，制御方法が等幅ＰＷＭ制御に切り替えられることも可能である。速度指令ω＊が小さくなっても制御方法がセンサレスベクトル制御のまま維持されることは，制御方法の切り替えの回数を抑制するために有効である。一方，制御方法が，速度指令ω＊の減少に応答して等幅ＰＷＭ制御に切り替えられることは，低速運転時における運転の安定性を向上するために有効である。制御方法が等幅ＰＷＭ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられる回転速度ωｓ２よりも，センサレスベクトル制御から等幅ＰＷＭ制御に切り替えられる回転速度ωｓ５の方が小さいことは，ハンチングを防ぐために有用である。
【００７１】
制御方法の切り替えをより好適に行うためには，センサレスベクトル制御とＶ／ｆ制御との切り替えとの切り替えは，下記に記載された手順で行われることが好適である。
【００７２】
２．センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御への切り替え
制御方法がセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときに満足されるべき要求の一つは，Ｖ／ｆ制御で出力できないトルクが要求されている場合には，制御方法は，センサレスベクトル制御で維持されなくてはならないことである。Ｖ／ｆ制御によって出力可能なトルクは，センサレスベクトル制御よりも小さい。ゆえに，Ｖ／ｆ制御では要求されたトルクが出力できない場合には，Ｖ／ｆ制御への切り替えを行わず，速度指令ω＊が低減されなくてはならない。
【００７３】
逆に，要求されたトルクが大きくないのに，センサレスベクトル制御では所望の回転速度が得られない場合には，Ｖ／ｆ制御への切り替えを行い，速度指令ω＊を増加することが好適である。
【００７４】
図８は，これらの要求を満足するために好ましい，制御方法のＶ／ｆ制御への切り替えの処理を示すフローチャートである。センサレスベクトル制御が行われている間，ＭＰＵ８は，速度指令ω＊が回転速度ωｓ３よりも大きいかを判断する（ステップＳ０１）。
【００７５】
速度指令ω＊が回転速度ωｓ３よりも大きい場合，ＭＰＵ８は，要求されているトルクが，Ｖ／ｆ制御で出力可能なトルクかを判断する（ステップＳ０２）。より具体的には，ＭＰＵ８は，ｑ軸電流ｉｑから出力トルクＴを求め，その出力トルクＴが所定の基準トルクよりも大きいかを判断する。基準トルクは，Ｖ／ｆ制御で出力可能な最大トルク，又はそれより少し小さいトルクに決定される。出力トルクが所定の基準トルクよりも大きい場合には，回転速度ωｓ３よりも増大されていた速度指令ω＊を減少させて回転速度ωｓ３に戻し（ステップＳ０３），センサレスベクトル制御を継続する（ステップＳ０４）。出力トルクＴが所定の基準トルクよりも小さい場合には，ＭＰＵ８は，制御方法をＶ／ｆ制御に切り替える（ステップＳ０５）。
【００７６】
ステップＳ０１において，回転速度ωｓ３より速度指令ω＊が小さいと判断した場合，ＭＰＵ８は，速度指令ω＊を既述の速度／位置推定演算１３（図３参照）によって算出された推定速度ω〜と比較する（ステップＳ０６）。具体的には，ＭＰＵ８は，速度指令ω＊と推定速度ω〜との差が所定の基準値ΔωＴＨよりも大きい状態が，所定の期間Δｔ以上継続したか否かを判断する。当該状態が期間Δｔ以上継続した場合，ＭＰＵ８は，ｑ軸電流ｉｑから求められるトルク指令値Ｔ＊が所定の基準トルクよりも大きいかを判断する（ステップＳ０７）。トルク指令値Ｔ＊が所定の基準トルクよりも大きい場合には，速度指令ω＊と推定速度ω〜との差は，過負荷に起因する。この場合，センサレスベクトル制御が継続される（ステップＳ０４）。一方，トルク指令値Ｔ＊が所定の基準トルクよりも小さい場合には，速度指令ω＊と推定速度ω〜との差は，過負荷ではなく，速度指令ω＊が過小であることに起因する。この場合，速度指令ω＊が増加されるように再決定され（ステップＳ０８），制御方法が，Ｖ／ｆ制御に切り替えられる（ステップＳ０５）。
【００７７】
以上の処理によって制御方法がＶ／ｆ制御に切り替えられる，又はセンサレスベクトル制御のままに維持されることによって，ブラシレスＤＣモータ５が出力すべきトルク，及び速度指令ω＊の適正さに応じて制御方法が切り替えられる。
【００７８】
制御方法がセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときに満足されるべきもう一つの要求は，センサレスベクトル制御において算出されるロータの推定位置θ〜と，Ｖ／ｆ制御において算出されるロータの位置指令θ＊との整合性を保つことである。既述の通り，推定位置θ〜はｄ−ｑ座標系で計算され，位置指令θ＊は，γ−δ座標系で計算されるため，推定位置θ〜と位置指令θ＊とは，通常，一致しない。ゆえに，Ｖ／ｆ制御への切り替えの後，推定位置θ〜が，そのまま，Ｖ／ｆ制御の初期の位置指令θ＊として使用されることは，ロータの回転の不安定化を招き望ましくない。
【００７９】
センサレスベクトル制御において算出されるロータの推定位置θ〜と，Ｖ／ｆ制御において算出されるロータの位置指令θ＊との整合性とを保つために，推定位置θ〜が補正され，補正された推定位置θ〜が，Ｖ／ｆ制御の位置指令θ＊の初期値として使用される。Ｖ／ｆ制御に切り替えられた直後の最初のクロックサイクルでは，γ軸電流及びδ軸電流は，その位置指令θ＊の初期値を用いて算出される。最も単純には，下記式：
θｉｎｉ＊＝θ〜＋Δθ，          ・・・（４）
を用いて推定位置θ〜が補正されて位置指令の初期値θｉｎｉ＊が算出され得る。Δθは，一定の補正角である。より好ましくは，Ｖ／ｆ制御の位置指令の初期値θｉｎｉ＊は，ｑ軸電流ｉｑに応じて，
θｉｎｉ＊＝θ〜＋ｋｑ・ｉｑ，          ・・・（５）
で算出される。ｋｑは定数である。このようにしてＶ／ｆ制御の位置指令の初期値θｉｎｉ＊が決定されることは，制御方法がセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときに，ロータの回転の安定性を向上する。
【００８０】
３．Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御への切り替え
制御方法がＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときに満足されるべき要求の一つは，ロータの回転速度が，センサレスベクトル制御の弱め界磁制御によって達成可能な速度範囲にあることである。ここで重要なのは，弱め界磁制御が実現可能な速度範囲は，インバータ３からブラシレスＤＣモータ５に供給される３相駆動電圧の振幅，即ち，ＡＣ−ＤＣコンバータ２からインバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣに依存することである。ブラシレスＤＣモータ５に供給される３相駆動電圧，即ち，直流電圧ＶＤＣが高いほど，弱め界磁制御が実現可能な速度範囲は高い。従って，制御方法がセンサレスベクトル制御に切り替え可能なロータの回転速度は，直流電圧ＶＤＣが高いほど高い。ゆえに，Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるロータの運転指令ω＊の下限値は，直流電圧ＶＤＣが高いほど高くなるように決定されることが好適である。
【００８１】
図９は，上記のような要求を満足するための，制御方法のセンサレスベクトル制御への切り替えの処理の一例を示すフローチャートである。
速度指令ω＊が回転数ωｓ４（１）以上である場合（ステップＳ１１），無条件で，高速運転に適しているＶ／ｆ制御が継続される（ステップＳ１２）。回転速度ωｓ４（１）は，制御方法がセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられる回転速度ωｓ３よりも小さいことに留意されたい。
【００８２】
速度指令ω＊が回転速度ωｓ４（１）よりも小さく，且つ，回転速度ωｓ４（２）（＞ωｓ４（１））よりも大きい場合（ステップＳ１１，１３），ＭＰＵ８は，インバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣが，第１閾値電圧ＶＴＨ（１）よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ１４）。直流電圧ＶＤＣが第１閾値電圧ＶＴＨ（１）以上である場合には，ＭＰＵ８は，制御方法をセンサレスベクトル制御に切り替える（ステップＳ１５）。そうでない場合には，ＭＰＵ８は，制御方法をＶ／ｆ制御のままに維持する（ステップＳ１２）。
【００８３】
一方，速度指令ω＊が回転速度ωｓ４（２）以下であり，且つ，回転速度ωｓ４（３）よりも大きい場合（ステップＳ１１，Ｓ１３，Ｓ１６），ＭＰＵ８は，インバータ３に供給される直流電圧ＶＤＣが，第２閾値電圧ＶＴＨ（２）（＜ＶＴＨ（１））よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ１４）。直流電圧ＶＤＣが第２閾値電圧ＶＴＨ（２）以上である場合には，ＭＰＵ８は，制御方法をセンサレスベクトル制御に切り替える（ステップＳ１５）。そうでない場合には，ＭＰＵ８は，制御方法をＶ／ｆ制御のままに維持する（ステップＳ１２）。
【００８４】
速度指令ω＊が回転速度ωｓ４（３）以下の場合には（ステップＳ１１，Ｓ１３，Ｓ１６），ＭＰＵ８は，直流電圧ＶＤＣに無関係に制御方法をセンサレスベクトル制御に切り替える。
【００８５】
センサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替えられるときと同様に，制御方法がＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときも，Ｖ／ｆ制御において算出されるロータの位置指令θ＊と，センサレスベクトル制御において算出されるロータの推定位置θ〜との整合性が保たれることが望ましい。この要求を満足するために，位置指令θ＊が補正され，補正された推定指令θ＊が，センサレスベクトル制御の推定位置θ〜の初期値として使用される。センサレスベクトル制御に切り替えられた直後の最初のクロックサイクルでは，ｑ軸電流及びｄ軸電流は，その推定位置θ〜の初期値を用いて算出される。
最も単純には，下記式：
θｉｎｉ〜＝θ＊−Δθ，          ・・・（６）
を用いて位置指令θ＊が補正されてセンサレスベクトル制御の推定位置の初期値θｉｎｉ〜が算出され得る。Δθは，一定の補正角である。より好ましくは，センサレスベクトル制御の推定位置θ〜の初期値θｉｎｉ〜は，γ軸電流ｉγに応じて，
θｉｎｉ〜＝θ＊−ｋγ・ｉγ，          ・・・（７）
で算出される。このようにしてセンサレスベクトル制御の推定位置の初期値θｉｎｉ〜が決定されることは，制御方法がＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替えられるときに，ロータの回転の安定性を向上する。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】図１は，本発明による実施の一形態のブラシレスＤＣモータシステムを示すブロック図である。
【図２Ａ】図２Ａは，等幅ＰＷＭ制御が行われるときにブラシレスＤＣモータに供給される３相駆動電圧の波形を示す。
【図２Ｂ】図２Ｂは，センサレスベクトル制御及びＶ／ｆ制御が行われるときにブラシレスＤＣモータに供給される３相駆動電圧の波形を示す。
【図３】図３は，センサレスベクトル制御で行われる演算を示すブロック線図である。
【図４】図４は，速度・位置推定のために行われる演算を示すブロック線図である。
【図５】図５は，Ｖ／ｆ制御で行われる演算を示すブロック線図である。
【図６】図６は，等幅ＰＷＭ制御，センサレスベクトル制御，及びＶ／ｆ制御の出力トルクの，回転速度に対する依存性を示すグラフである。
【図７Ａ】図７Ａは，制御方法の切り替え方法を示すグラフである。
【図７Ｂ】図７Ｂは，制御方法の他の切り替え方法を示すグラフである。
【図８】図８は，制御方法をセンサレスベクトル制御からＶ／ｆ制御に切り替える手順を示すフローチャートである。
【図９】図９は，制御方法をＶ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御に切り替える手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００８７】
１：ＡＣ電源
２：ＡＣ−ＤＣコンバータ
３：インバータ
４ｕ，４ｖ，４ｗ：ｕ相電源線，ｖ相電源線，ｗ相電源線
５：ブラシレスＤＣモータ
６：電流センサ
７：電源検出回路
８：ＭＰＵ
【図１】
2005210813.tif 000004
【図２Ａ】
2005210813.tif 000005
【図２Ｂ】
2005210813.tif 000006
【図３】
2005210813.tif 000007
【図４】
2005210813.tif 000008
【図５】
2005210813.tif 000009
【図６】
2005210813.tif 000010
【図７Ａ】
2005210813.tif 000011
【図７Ｂ】
2005210813.tif 000012
【図８】
2005210813.tif 000013
【図９】
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