(57)【要約】【課題】ＤＳ−ＣＤＭＡ方式においてスペースダイバーシチ受信の効果を十分に生かしたまま、装置の小型化やデザインの自由度に寄与するアンテナ間の固定的な利得差を許容し、回路規模を小さくし、低消費電流化を実現する。【解決手段】ディジタル信号処理部１０２は、ＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１Ｂのブランチ対応に、両ＡＧＣ増幅部８の制御を独立に行うＡＧＣ制御部１１Ａ，１１Ｂと、サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂを備え、さらに１組の複数のトラッキングフィンガ処理部９、パスサーチ＆パス選択部１４、しきい値＆補正レベル生成器１８を備える。パスサーチ＆パス選択部１４は、サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂと協働して各ブランチについてダイナミックにパスサーチを行うとともに、しきい値＆補正レベル生成器１８からの補正信号を用いて受信信号レベルの補正を行い、この補正結果に基づいてＲａｋｅ合成のためのパス選択を行う。【選択図】図１
2005268849.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＳ−ＣＤＭＡ方式にスペースダイバーシチ受信を適用したダイバーシチ受信装置であって、
スペースダイバーシチの複数のブランチに対応する複数のアンテナと、
前記複数のアンテナに対応し、それぞれ、受信信号の直交復調部、ＡＧＣ増幅部、およびアナログディジタル変換器を含む複数のＲＦ受信信号処理部と、
前記複数のＲＦ受信信号処理部のディジタル出力を受けて、Ｒａｋｅ受信および復号処理を行うとともに前記複数のＲＦ受信信号処理部の各々のＡＧＣ増幅部の制御を独立に行うディジタル信号処理部とを備え、
前記ディジタル信号処理部は、
各ブランチの平均化遅延プロファイルを測定することにより各パスの同期捕捉と受信信号レベル検出をブランチ対応に行う、前記複数のブランチに対応した複数のサーチフィンガ処理部と、
前記複数のＲＦ受信信号処理部の出力を受けて、前記複数のサーチフィンガ処理部からの位相情報を基に複数のパスについて同期追従し、逆拡散処理を行うとともに、コヒーレント検波を行う１組の複数のトラッキングフィンガ処理部と、
前記複数のサーチフィンガ処理部の受信信号レベルを補正するための補正信号を生成する補正レベル生成手段と、
前記複数のサーチフィンガ処理部と協働して、各ブランチについてダイナミックにパスサーチを行い、前記補正レベル生成手段からの補正信号を用いて前記受信信号レベルの補正を行い、この補正結果に基づいてＲａｋｅ合成のためのパス選択を行うパスサーチ＆パス選択部と、
前記パスサーチ＆パス選択部で選択されたパスについて、前記１組の複数のトラッキングフィンガ処理部の出力を受けてＲａｋｅ合成を行うＲａｋｅ合成部と、
前記複数のＲＦ受信信号処理部のそれぞれのアナログディジタル変換器への入力レベルを最適入力レベルとする、前記複数のブランチに対応した複数のＡＧＣ制御部と、
前記複数のトラッキングフィンガ処理部の出力をＲａｋｅ合成するＲａｋｅ合成部と、
前記Ｒａｋｅ合成部の出力を復号する復号手段とを有する
ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
【請求項２】
前記補正レベル生成手段は、前記各ブランチ間の平均利得差に対してしきい値判定を行い、前記しきい値判定に基づき、前記受信信号レベルの補正信号を出力するか否かを判定することを特徴とする請求項１記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項３】
前記ディジタル信号処理部は、前記複数のＡＧＣ制御部におけるゲイン設定値と、前記複数のサーチフィンガ処理部の平均化遅延プロファイルをそれぞれパスサーチ範囲内で積分した値とを用いることにより、各ブランチにおける受信信号の電界強度を測定する受信電界強度測定部を備えたことを特徴とする請求項１記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項４】
前記受信電界強度測定部は、各ブランチにおける受信信号の電界強度を所定の時間内で平均化し、前記各ブランチ間の平均利得の差をダイナミックに算出することを特徴とする請求項３記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項５】
前記パスサーチ＆パス選択部は、前記各サーチフィンガ処理部に対してパスサーチ範囲をダイナミックに設定可能であることを特徴とする請求項１記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項６】
前記ディジタル信号処理部は、前記ＡＧＣ制御部からの信号により補正判定信号を生成する補正判定信号生成器とを備え、前記補正判定信号を用いて、前記パスサーチ＆パス選択部における各ブランチに対応した前記サーチフィンガ処理部の受信信号レベルの補正を抑止することを特徴とする請求項１または２記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項７】
前記補正判定信号生成器は、前記複数のＡＧＣ制御部によるＡＧＣ制御におけるゲインに基づいて、熱雑音の影響が支配的となる受信信号の電界強度を判断することにより前記補正判定信号を生成することを特徴とする請求項６記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項８】
前記ディジタル信号処理部は、受信電界強度測定部からの信号および／または前記補正レベル生成手段からの信号に基づいて前記各ブランチ間の平均利得差の違いが大きくＲａｋｅ受信に寄与しないと判断した場合に、前記寄与しないと判断したブランチに関係する前記ＲＦ受信信号処理部、前記ＡＧＣ制御部および前記サーチフィンガ処理部の電源を一時的にオフにする間欠電源制御部を備えたことを特徴とする請求項３記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項９】
前記間欠電源制御部は、与えられる信号に従って、電源供給を間欠的に停止する電源オフ時間をダイナミックに変更することを特徴とする請求項８記載のダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式にスペースダイバーシチ受信を適用したダイバーシチ受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
第３世代移動体無線通信方式として、ＩＭＴ−２０００の無線アクセス方式の１つである直接拡散・符号分割多元接続方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ：Direct Sequence Code Division Multiple Access)方式（例えばＷ−ＣＤＭＡ方式）に関しては、現在、３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）において標準化作業が行なわれている。この３ＧＰＰのＲｅｌｅａｓｅ５においては、前述したＤＳ−ＣＤＭＡ方式無線インターフェースのパケット伝送機能を拡張することにより、最大データ伝送速度として１４．４ＭＨｚを実現可能とする高速パケット通信方式（ＨＳＤＰＡ：High Speed Downlink Packet Access）が仕様化されている。このＨＳＤＰＡでは、パケットデータのスループット増大のため、端末側の受信Ｃ／Ｉ（３ＧＰＰではＣＱＩ：Channel Quality Indicatorで定義されている。）の変動に応じてデータ変調方式および誤り訂正符号化率の組み合わせである（以下、ＭＣＳ：Modulation and Coding Schemeと呼ぶ）の最適化、データ再送要求を行なう際に以前の受信パケットデータを再利用するＨｙｂｒｉｄ  ＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat reQuest)、効率の良い無線資源管理が可能な基地局（Node-B）による高速資源割り当て（Fast Resource Allocation）等の新規技術が使われている。
【０００３】
上述したＭＣＳの最適化の方法として、受信状態が良い端末に対しては、より高いレートのパケットデータ伝送を割り当て、受信状態が悪い端末に対しては、より低いレートのパケットデータ伝送に制限することで、全体として高効率な伝送を実現し、システム全体としての平均スループットを増大することができる。この受信状態の良否を判断するために、端末側から随時報告される受信Ｃ／Ｉが用いられる。ここで、受信Ｃ／Ｉとは、端末側で測定される受信ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）のことである。
【０００４】
図４において、端末側の受信Ｃ／Ｉ値と基地局側から割り当てられるパケットデータのＭＣＳのイメージ図を示す。図中、「ダウンリンクパケットデータ」の数値１〜３はそれぞれ、高次変調＆高次符号化率データ、中次変調＆中次符号化率データ、および低次変調＆低次符号化率データを示している。図４から分かるように、端末側受信Ｃ／Ｉ値が高い時点では”１”、低い時点では”３”、それらの中間の時点では”２”が割り当てられている。したがって、端末側の受信ＳＩＲ値、言い換えれば端末における受信品質特性を改善することができれば、その分、より高いレートのパケットデータ伝送を、基地局側は各端末にそれぞれ割り当てることができるので、システム全体としても平均スループットを増大することができる。
【０００５】
図５においてＨＳＤＰＡで仕様化されている各物理チャネル信号のタイミングを示す。ＣＰＩＣＨ（Common Pilot CHannel）およびＰ−ＣＣＰＣＨ（Primary Common Control Physical CHannel）＆ＳＣＨ（Synchronization CHannel）は、セルサーチやチャネル推定、セルからの報知情報の取得に使用される。一方、ＨＳ−ＳＣＣＨ（High Speed Shared Control CHannel ）およびＨＳ−ＰＤＳＣＨ（High Speed Physical Downlink Shared CHannel）は、ＨＳＤＰＡを行う際に使用されるダウンリンク物理チャネル信号であり、ＨＳ−ＳＣＣＨは各端末に対するパケット信号の有無や対応するＭＣＳを知らせる制御チャネルで、ＨＳ−ＰＤＳＣＨはそれに対応するパケットデータチャネルである。
【０００６】
ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信装置では、Ｒａｋｅ受信方式が採用されている。Ｒａｋｅ受信方式は、電波の反射などによって受信時に位相差、時間差がついた信号成分を別々に取り出して位相・時間を揃えて合成する受信方式である。
【０００７】
上述した端末における受信品質特性を改善する方法として、スペースダイバーシチ受信やマルチパス干渉キャンセラ等の技術が挙げられる。特にスペースダイバーシチ受信は、陸上移動体通信でのフェージングによる受信特性の劣化に対して、受信品質特性を改善する方式として従来から知られている（特許文献１、２参照）。
【０００８】
特に、特許文献１には、スペースダイバーシチ受信とＲａｋｅ受信を組み合わせた技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００１−１６８７８０号公報
【特許文献２】特開２００３−２５８７６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
スペースダイバーシチ受信とＲａｋｅ受信を組み合わせた技術において、各アンテナブランチに対して共通の利得制御を行う場合には、各アンテナブランチでのＡＧＣ特性のばらつきが大きいとＲａｋｅ合成でのパス選択誤りにつながり、受信特性の劣化を招く。そのため、各アンテナブランチでのＡＧＣ特性のばらつき精度が要求され、各アンテナブランチごとにＡＧＣ特性の細かな調整が必要となる。
【００１０】
さらに、理想的なスペースダイバーシチの特性改善効果を十分に生かすためには、各アンテナブランチのアンテナ間の相関がなく、アンテナ利得が同等であることが要求される。しかし、一般に移動体通信システムの携帯電話では、装置の小型化やデザイン等の関係から一方のアンテナをホイップアンテナとし、もう一方のアンテナを内蔵アンテナにするというようにアンテナ間において固定的な利得差を必ず生じてしまう。そのため、常にスペースダイバーシチ受信の特性改善効果を期待することは困難である。極端な場合には、シングルブランチ受信時の場合と等価程度となってしまう。
【００１１】
特許文献１に記載の受信装置では、アンテナブランチ毎に独立にＡＧＣをかける技術を開示しているが、アンテナ、受信系ＲＦ部およびＡ／Ｄ変換器、受信系ベースバンド信号処理部等が各アンテナブランチ毎に用意されているため、回路規模、消費電流が増大してしまうという問題がある。
【００１２】
本発明は上述した問題点を解決するものであり、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式においてスペースダイバーシチ受信を適用する場合に、スペースダイバーシチ受信の効果を十分に生かしたまま、装置の小型化やデザインの自由度に寄与するアンテナ間の固定的な利得差を許容し、回路規模を小さくし、低消費電流化を実現することが可能なダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明によるダイバーシチ受信装置は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式にスペースダイバーシチ受信を適用したダイバーシチ受信装置であって、スペースダイバーシチの複数のブランチに対応する複数のアンテナと、前記複数のアンテナに対応し、それぞれ、受信信号の直交復調部、ＡＧＣ増幅部、およびアナログディジタル変換器を含む複数のＲＦ受信信号処理部と、前記複数のＲＦ受信信号処理部のディジタル出力を受けて、Ｒａｋｅ受信および復号処理を行うとともに前記複数のＲＦ受信信号処理部の各々のＡＧＣ増幅部の制御を独立に行うディジタル信号処理部とを備える。このディジタル信号処理部は、各ブランチの平均化遅延プロファイルを測定することにより各パスの同期捕捉と受信信号レベル検出をブランチ対応に行う、前記複数のブランチに対応した複数のサーチフィンガ処理部と、前記複数のＲＦ受信信号処理部の出力を受けて、前記複数のサーチフィンガ処理部からの位相情報を基に複数のパスについて同期追従し、逆拡散処理を行うとともに、コヒーレント検波を行う１組の複数のトラッキングフィンガ処理部と、前記複数のサーチフィンガ処理部の受信信号レベルを補正するための補正信号を生成する補正レベル生成手段と、前記複数のサーチフィンガ処理部と協働して、各ブランチについてダイナミックにパスサーチを行い、前記補正レベル生成手段からの補正信号を用いて前記受信信号レベルの補正を行い、この補正結果に基づいてＲａｋｅ合成のためのパス選択を行うパスサーチ＆パス選択部と、前記パスサーチ＆パス選択部で選択されたパスについて、前記１組の複数のトラッキングフィンガ処理部の出力を受けてＲａｋｅ合成を行うＲａｋｅ合成部と、前記複数のＲＦ受信信号処理部のそれぞれのアナログディジタル変換器への入力レベルを最適入力レベルとする、前記複数のブランチに対応した複数のＡＧＣ制御部と、前記複数のトラッキングフィンガ処理部の出力をＲａｋｅ合成するＲａｋｅ合成部と、前記Ｒａｋｅ合成部の出力を復号する復号手段とを有する。
【００１４】
ディジタル信号処理部は前記複数のＲＦ受信信号処理部の各々のＡＧＣ増幅部の制御を独立に行う。かつ、補正レベル生成手段が前記複数のサーチフィンガ処理部の受信信号レベルを補正するための補正信号を生成する。パスサーチ＆パス選択部が前記複数のサーチフィンガ処理部と協働して、各ブランチについてダイナミックにパスサーチを行い、前記補正レベル生成手段からの補正信号を用いて前記受信信号レベルの補正を行い、この補正結果に基づいてＲａｋｅ合成のためのパス選択を行う。これによりブランチ対応に受信信号レベルの補正を行うことができるので、ブランチ間の平均利得差が存在しても、希望受信パスを適正に選択することができる。
【００１５】
前記補正レベル生成手段は、前記各ブランチ間の平均利得差に対してしきい値判定を行うことにより、当該平均利得差がしきい値以下の場合には、補正の必要性が低いと判断して受信信号レベルの補正信号を出力しないようにすることができる。
【００１６】
本発明の実施の形態では、前記ディジタル信号処理部は、前記複数のＡＧＣ制御部におけるゲイン設定値と、前記複数のサーチフィンガ処理部の平均化遅延プロファイルをそれぞれパスサーチ範囲内で積分した値とを用いることにより、各ブランチにおける受信信号の電界強度を測定する受信電界強度測定部を備える。この受信電界強度測定部は、各ブランチにおける受信信号の電界強度を所定の時間内で平均化し、前記各ブランチ間の平均利得の差をダイナミックに算出することができる。これにより、受信環境の変化に適正に対応することが可能となる。
【００１７】
前記パスサーチ＆パス選択部は、前記各サーチフィンガ処理部に対してパスサーチ範囲をダイナミックに設定可能としてもよい。これにより、陸上移動体通信環境における高速に変動する遅延プロファイルに追従することが可能となる。
【００１８】
前記ディジタル信号処理部は、前記ＡＧＣ制御部からの信号により補正判定信号を生成する補正判定信号生成器とを備え、前記補正判定信号を用いて、前記パスサーチ＆パス選択部における各ブランチに対応した前記サーチフィンガ処理部の受信信号レベルの補正を抑止する。前記補正判定信号生成器は、例えば、前記複数のＡＧＣ制御部によるＡＧＣ制御におけるゲインに基づいて、熱雑音の影響が支配的となる受信信号の電界強度を判断することにより前記補正判定信号を生成することができる。これは、ＡＧＣ制御におけるゲインと受信信号の電界強度が１対１に対応していることを利用するものである。これによって、受信信号レベルの誤補正を防止することができる。
【００１９】
前記ディジタル信号処理部は、前記受信電界強度測定部からの信号および／または前記補正レベル生成手段からの信号に基づいて前記各ブランチ間の平均利得差の違いが大きくＲａｋｅ受信に寄与しないと判断した場合に、前記寄与しないと判断したブランチに関係する前記ＲＦ受信信号処理部、前記ＡＧＣ制御部および前記サーチフィンガ処理部の電源を一時的にオフにする間欠電源制御部を備えてもよい。これにより、無駄な電力消費を削減することができる。前記間欠電源制御部は、与えられる信号に従って、電源供給を間欠的に停止する電源オフ時間をダイナミックに変更するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式においてスペースダイバーシチ受信を適用する場合に、従来例の方式では困難であったスペースダイバーシチ受信の効果を十分に生かしたまま、装置の小型化やデザインの自由度に寄与する、各アンテナブランチ間の固定的な利得差を十分に許容することが可能となる。特に、従来のシングル受信機に対して追加される回路規模を比較的小さくすることにより、低消費電流化を実現することができる。
【００２１】
さらに、スペースダイバーシチ受信の効果が期待できないときは、そのアンテナブランチに関する回路部の電源を一時的にオフすることで、さらに、トータルとして低消費電流化を実現することが可能となる。これにより、特にバッテリを使用する装置の使用可能時間を延ばすことができる。
【００２２】
本発明を携帯通信端末に適用することにより、装置を小型化し、かつ低消費電流で、受信品質特性の良い、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における高速パケットデータ伝送に対応した端末を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
【００２４】
図１は、本発明におけるＤＳ−ＣＤＭＡ方式移動体通信端末にスペースダイバーシチ受信を適用する回路の構成を示すブロック図である。ここではブランチ数が２つの場合を示している。
【００２５】
図１において、アンテナ１Ａは送受信兼用のメインアンテナ、アンテナ１Ｂは受信専用のサブアンテナである。例えば、一方のアンテナはホイップアンテナであり、他方のアンテナは内蔵アンテナである。アンテナ１Ａで受信された高周波信号は、デュプレクサ（ＤＵＰ）２において送信波リークやスプリアスレスポンス、ブロッキング等を引き起こす不要波を減衰させた後に、ＲＦ受信信号処理部１０１Ａへと入力される。ＲＦ受信信号処理部１０１Ａの内部において、入力された信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）４で低雑音高周波増幅され、直交復調部５により互いに直交するＩ、Ｑベースバンド信号に変換される。このＩ、Ｑベースバンド信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）部６によりチャネル選択が行なわれた後に、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅部７により、ＡＧＣ増幅が行なわれる。この際に、Ａ／Ｄ変換器８において受信信号が、常に最適なダイナミックレンジで量子化を行えるようにＡＧＣ制御が行われる。続いて、Ａ／Ｄ変換器８により、ディジタルデータに変換されたＩ、Ｑのベースバンド信号は、ディジタル信号処理部１０２に入力される。
【００２６】
一方、アンテナ１Ｂで受信された高周波信号は、ＢＰＦ３においてスプリアスレスポンス、ブロッキング等を引き起こす不要波を減衰させた後に、ＲＦ受信信号処理部１０１Ｂへと入力される。ＲＦ受信信号処理部１０１Ｂの内部では、上述したＲＦ受信信号処理部１０１Ａと同様な信号処理が行なわれた後に、ディジタル信号処理部１０２へ入力される。
【００２７】
ここで、ＤＵＰ２あるいはＢＰＦ部６の挿入損失、ＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１ＢのＮＦおよびゲインを考慮して、アンテナ１Ａの入力端子からＲＦ受信信号処理部１０１ＡのＡ／Ｄ変換器入力までの受信信号と、アンテナ１Ｂの入力端子からＲＦ受信信号処理部１０１ＡのＡ／Ｄ変換器入力までの受信信号との間で、トータルＮＦ(Noise Figure)およびトータルゲインが同等になるように、各段はレベルダイアグラム設計されている。その結果、ブランチＡおよびブランチＢの受信信号のＣ／Ｎは同等となり、スペースダイバーシチ受信を理想的に行うことができる。なおＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１ＢのＬＮＡ４は、受信信号レベルが強入力の時に飽和しないように、ＡＧＣ制御が可能な機能を備えている。
【００２８】
ディジタル信号処理部１０２では、ＡＧＣ増幅部７の制御、Ｒａｋｅ受信、および復号処理が行われる。具体的には、ディジタル信号処理部１０２は、ブランチＡ，Ｂのスペースブランチの数（ここでは２つ）にそれぞれ対応した個数のサーチフィンガ処理部１０（１０Ａ，１０Ｂ）とＡＧＣ制御部１１（１１Ａ，１１Ｂ）とを備えている。しかし、トラッキングフィンガ処理部９、パスサーチ＆パス選択部１４、Ｒａｋｅ合成部１５等の各信号処理部は、シングルブランチ受信機と同じく１つのみを有する。したがって、回路規模、消費電流を削減することができる。
【００２９】
サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂは、各ブランチの平均化遅延プロファイルを測定することにより各パスの同期捕捉と受信信号レベル検出をブランチ対応に行う。トラッキングフィンガ処理部９は、サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂからの位相情報を基に複数のパスについて同期追従し、逆拡散処理を行うとともに、コヒーレント検波を行う。パスサーチ＆パス選択部１４は、複数のサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂと協働して、各ブランチについて時系列的に、ダイナミックにパスサーチを行い、Ｒａｋｅ合成のためのパス選択を行う。Ｒａｋｅ合成部１５は、パスサーチ＆パス選択部１４で選択されたパスについてＲａｋｅ合成を行う。Ｒａｋｅ合成部１５の出力は、復号部１６およびＳＩＲ推定部１７へ出力される。
【００３０】
本実施の形態では、従来のように２組のトラッキングフィンガ処理部を用いる場合に比べて、１組のトラッキングフィンガ処理部＃１〜＃ＮをブランチＡ，Ｂで共用する。そのため、サーチフィンガ処理部１０の処理結果に基づいてパスサーチ＆パス選択部１４で選択された最大Ｎ個のパス（いずれのブランチかは問わない）がトラッキングフィンガ処理部＃１〜＃Ｎに割り当てられる。Ａ／Ｄ変換器８から出力されるディジタルデータは所定量（例えば数フレーム）分、バッファメモリ（図示せず）に記憶され、トラッキングフィンガ処理部９はサーチフィンガ処理部１０およびパスサーチ＆パス選択部１４の処理結果に従って同データを処理できる。このように１組のＮ個のトラッキングフィンガ処理部を、選択されたパスに柔軟に割り当てるようにしたので、従来のようにブランチ毎にＮ個のトラッキングフィンガ処理部を用意する必要がなくなる。
【００３１】
なお、図１におけるＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１Ｂはダイレクトコンバージョン受信の構成として示しているが、従来からあるスーパーヘテロダイン受信の構成であっても何ら差し支えない。
【００３２】
前述したように、移動体通信システムの携帯端末等では通常、片方のアンテナをホイップアンテナ等のメインアンテナとし、もう片方のアンテナを内蔵アンテナ等のサブアンテナにすることで装置の小型化およびデザインの最適化を図る。そのためにメインおよびサブの２つのアンテナ間において、なんらかの固定的な利得差を生じてしまう。よって、各スペースブランチに対して共通の等しい利得制御を行う場合には、サーチフィンガ処理部での平均化遅延プロファイルは、２つのアンテナの固定的な利得差分をそのまま反映することになってしまう。一般に、パスサーチ＆パス選択部では受信信号のレベルに対して、しきい値判定を行い、レベルの高い順にＲａｋｅ合成を行うパスを選択する。
【００３３】
図２に、従来例の方式でアンテナ間に固定的な利得差がある場合に熱雑音の影響が無視できるときのサーチフィンガ処理部での平均化遅延プロファイルの例を示す。この図では、各チップタイミングにおける希望受信パスの自己相関ピークを○とし、マルチパスや他セル干渉による相互相関ピークを×としており、便宜上、熱雑音による成分を除いている。両ブランチに共通の等しい利得制御を行う構成において、ブランチＡ，Ｂ間のアンテナ利得差を考慮せずにレベルの高い順にパスを選択した場合には、ブランチＢ側の希望受信パスは選択されず、逆にブランチＡ側の他ユーザ干渉を選択することになり、Ｒａｋｅ合成した受信信号のＳＩＲが劣化してしまう。
【００３４】
一方、本発明では、図１におけるＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１Ｂでは、２つのアンテナからの受信信号が、各アンテナブランチに対応するＡＧＣ制御部１１Ａ，１１Ｂにより、両Ａ／Ｄ変換器８において、常に最適なダイナミックレンジで量子化されるようにＡＧＣ制御が行われるため、前述した従来例のようなブランチ間のアンテナ利得差の影響を受けにくい。但し、各ブランチ独立のＡＧＣ制御によってもサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂで検出される信号レベルには２つのブランチ間の平均利得差の影響が残るため、後述するように必要に応じて信号レベルの補正を行う。
【００３５】
また、前述したように本発明では、回路規模を削減するためにトラッキングフィンガ処理部９およびパスサーチ＆パス選択部１４をシングルブランチ受信機と同じく単一個で構成している。このため、パスサーチ＆パス選択部１４は、前述のように、複数のサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂと協働して、各ブランチについてダイナミックにパスサーチを行うが、本実施の形態では、さらにしきい値＆補正レベル生成器１８からの補正信号を用いて受信信号レベルの補正を行い、この補正結果に基づいてＲａｋｅ合成のためのパス選択を行う。具体的には、しきい値＆補正レベル生成器１８は、２つのブランチ間の平均利得差に対して所定のしきい値に基づいて、レベル補正をするかどうかの判定を行う。さらに、その判定結果に基づいて、各ブランチに対応したサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂの受信信号レベルを所定のレベルに補正してパス選択を行うように、パスサーチ＆パス選択部１４に働きかける。すなわち、しきい値＆補正レベル生成器１８は２つのブランチ間の平均利得差が所定のしきい値より大きいときに、サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂでの受信信号レベルのレベル補正を行わせる。平均利得差が所定のしきい値より小さいときには、補正の効果が小さく補正を行うまでもないものと判断して、レベル補正は指示しない。レベル補正の方法としては、例えば、利得の低い方のブランチの信号レベルをその利得差に応じた所定量だけ増加させるものである。ブランチ間の平均利得差の測定方法については後述する。
【００３６】
上述した動作を行なうことにより、アンテナ間に固定的な利得差がある場合にも、スペースダイバーシチ受信の効果を十分に得ることができる。なお、２つのブランチ間の平均利得差に対応した前記所定のしきい値および補正レベル値のパラメータは、シミュレーション値や実際の陸上移動体通信環境における実験結果から、精度よくパス選択を行える最適値を選ぶことによって決めるものとする。
【００３７】
続いて、受信信号の電界強度が低い場合を考える。図３において、アンテナ間に固定的な利得差がある場合に熱雑音の影響が支配的であるときのサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂでの平均化遅延プロファイルの例を示す。この図では、各チップタイミングにおける希望受信パスの自己相関ピークを○、熱雑音成分を×としており、便宜上、マルチパスや他セル干渉による成分を除いている。この場合のノイズフロアレベルは受信機のＮＦで定められるため、アンテナ間の利得差の値によっては、ブランチＢの受信信号がノイズフロアに埋もれてしまう。つまり、熱雑音の影響が支配的な場合において、前述した受信信号レベルの補正を行うと、逆に補正を行わない時よりもパス選択を誤る可能性が高くなってしまう。
【００３８】
一方、通常、受信信号の電界強度が低い場合には、ＡＧＣ制御部１１Ａ，１１ＢにおけるＡＧＣ制御により、ＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１ＢにあるＡＧＣ増幅部７のゲインは高く制御される。
【００３９】
本発明では、受信電界強度とＡＧＣ制御のゲインが１対１に対応していることを利用して、ＡＧＣ制御部１１Ａ，１１Ｂで設定されたＡＧＣ制御信号１１ｓａ，１１ｓｂを用いて補正判定信号生成器１３において、熱雑音の影響が支配的となる受信信号の電界強度を予め設定しておくことで、レベル補正判定信号１３ｓを生成する。このレベル補正判定信号１３ｓを用いて、パスサーチ＆パス選択部１４において、各ブランチに対応したサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂの受信信号レベルを補正するかどうかの判断を行い、熱雑音の影響が支配的な場合には、受信信号レベルの補正を行わないようにする、すなわち、サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂの受信信号レベルの補正を抑止する。
【００４０】
このような動作により、前述したパスサーチ＆パス選択部１４において、アンテナブランチ間の平均利得差に対応するレベル補正を行なった後にパス選択する際に、熱雑音の影響が支配的な場合に発生するパス選択誤りによる受信特性の劣化を防ぐことができる。
【００４１】
なお、熱雑音の影響が支配的となる受信信号の電界強度は、携帯無線端末の受信レベルダイアグラム設計からほぼ決まるが、生産時の個体差ばらつきがあるため、個々に調整できるように、任意に設定できる機能を備えることで対応することができる。
【００４２】
次に、上述した受信信号レベルを補正する際に用いる各アンテナブランチ間における固定的な利得差を導出する方法について説明する。
【００４３】
一般に、各アンテナブランチ間における固定的な利得差は、アンテナ自体の性能差以外に、筐体の影響、人体の影響、さらには実使用時の陸上移動体通信環境による影響などで、大きく変化する。そのため携帯無線端末の生産時に、予めＲＯＭに固定的な利得差を書き込むという方法では、実使用環境での各アンテナブランチ間利得差を反映していない。
【００４４】
本発明では、受信電界強度測定部１９において、各アンテナブランチに対応したＡＧＣ制御部１１Ａ，１１Ｂのゲイン設定値と、対応する各サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂの平均化遅延プロファイルをパスサーチ範囲内で積分した値とを用いることにより、各アンテナブランチにおける受信信号の電界強度を測定する機能を設けている。
【００４５】
各アンテナブランチに対応したＡＧＣ制御の周期は、Ａ／Ｄ変換器のビット数にもよるが、通常はレイリーフェージングによる瞬時値変動ではなく、シャドウイングによる短区間中央値変動分や距離変動を補正するように動作する。そこで、パスサーチ＆パス選択部１４は各アンテナブランチに対応した各サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂに対し、パスサーチ範囲をダイナミックに設定可能とすることで、陸上移動体通信環境における高速に変動する遅延プロファイルに追従することが可能となる。
【００４６】
さらに、受信電界強度測定部１９では、上述した方法で測定された受信信号の電界強度を所定時間（例えば数ないし数十の無線フレームに相当する時間）内で平均化を行うことで、各アンテナブランチ間の平均利得の差をダイナミックに算出可能としている。これにより、受信環境の変化に適正に対応することができる。
【００４７】
図６により、本実施の形態において各アンテナブランチにおける受信信号の電界強度を測定する仕組みを説明する。サーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂにおける平均化遅延プロファイルには、希望受信パス、熱雑音、およびマルチパス＆他セル干渉の相互相関レベルが含まれている。そこでこれらの受信レベルをパスサーチ区間で積分することによって、各アンテナブランチで受信されたトータルの受信信号の電界強度に比例した値を得ることができる。また、前述したように、受信電界強度とＡＧＣ制御のゲインが１対１に対応しているので、その情報を一緒に用いることで、ある時点での各アンテナブランチの受信電界強度を推定することが可能となる。すなわち、ＡＧＣ制御のゲインはＶＧＡ(Voltage Gain Amplifier)方式とＰＧＡ(Programmable Gain Amplifier)の区別なく、希望受信信号＋熱雑音＋他干渉信号の総和がＡ／Ｄ変換器の入力において常に最適なダイナミックレンジで量子化できるレベル（これをターゲットレベルという）になるように動作するので、その時点で設定されているＡＧＣ制御のゲイン値は、希望受信信号＋熱雑音＋他干渉信号であるアンテナ端で受信した受信電界強度に１対１に対応している。ゆえに、ＡＧＣ制御のゲイン値と上記積分した受信レベル値とを足し合わせて、当該システム中での固有のオフセット値（±α）を加えることで、アンテナ端で受信された受信電界強度がある程度の確度をもって推定できる。
【００４８】
前述したように、本発明では、各アンテナブランチにおけるアンテナ入力端子からＲＦ受信信号処理部のＡ／Ｄ変換器入力までの受信信号のトータルＮＦ、トータルゲインが同等になるようにレベルダイアグラム設計されているので、上記の機能を備えることにより、実際の周囲環境の変動に応じて、適応的に各アンテナブランチ間における固定的な利得差を導出することが可能となる
【００４９】
さらに本発明では、上述した受信電界強度測定部１９で算出した各アンテナブランチ間の平均利得の差と、しきい値＆補正レベル生成器１８で生成される補正レベル値の少なくとも一方に基づいて、間欠電源制御部１２において、各アンテナブランチ間の平均利得差が大きく、レベル補正値も大きくなり、それによるパス選択誤りの影響の方が大きいと判断した場合には、そのアンテナブランチに関係するＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１Ｂ、ＡＧＣ制御部１１Ａ，１１Ｂ、およびサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂの一方側の電源を一時的にオフ（スリープモード）にする機能を備えている。
【００５０】
前述したように、実使用時の人体の影響や陸上移動体通信環境による影響により、各アンテナブランチ間の平均利得差があまりに大きい場合は、そのアンテナブランチからのスペースダイバーシチ効果はほとんど期待できないし、無理にレベル補正を行なうことで、逆にパス選択誤りによる受信特性の劣化が引き起こされる。そこで、各アンテナブランチ間の平均利得差が所定値以上である場合および／またはレベル補正値が所定値以上である場合、そのアンテナブランチに関係するＲＦ受信信号処理部、ＡＧＣ制御部およびサーチフィンガ処理部の電源をオフにすることにより、無駄な消費電流を削減することができる。
【００５１】
図５に示したように、ＨＳ−ＳＣＣＨおよびＨＳ−ＰＤＳＣＨのデータ長は２ｍｓ（３スロット分）である。つまり、電源のオンオフにおける立ち上がり時間、立ち下がり時間は、上記信号のデータ長に比べて十分短いことが必要となる。一方、一般的なＲＦ受信信号処理部の電源のスリープモードからの立ち上がり立下がり時間は、約数十μｓ以内であり、その他にキャリブレーションの時間を加えてもおおよそ数百μｓ以内で完了する。１タイムスロットは約６６７μｓなので、上述した条件を十分満足することができる。
【００５２】
一方、端末のスペックを決める待ち受け時間は、ある条件下での見積もりを前提に計算される。例えば、ここで間欠受信周期を２．５６ｓとした場合について考える。この間欠受信周期の間に、実使用時の陸上移動体通信環境が変化する場合も考えられる。しかし、前述したように本発明では、受信信号の電界強度を所定の時間内で平均化を行っており、間欠受信時に最適な移動平均周期を設定することで、各アンテナブランチ間の平均利得の差を十分ダイナミックに算出することができる。つまり、間欠受信時においても前述したような機能を用いることによって、各アンテナブランチ間の平均利得差の違いが大きく、Ｒａｋｅ受信に寄与しないと判断した場合には、そのアンテナブランチに関係するＲＦ受信信号処理部１０１Ａ，１０１Ｂ、ＡＧＣ制御部１１Ａ，１１Ｂ、およびサーチフィンガ処理部１０Ａ，１０Ｂの一方側の電源をオフにすることにより、無駄な消費電流を削減することができる。
【００５３】
なお、上記電源オフ時間は任意に設定可能であり、陸上移動体通信環境における高速に変動する遅延プロファイルに追従してダイナミックに電源オフ時間を変更するようにしてもよい。これにより、本来のスペースダイバーシチ受信の効果を損なうことなく、状況に応じて適正な低消費電流化を行うことがが可能となる。
【００５４】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明におけるＤＳ−ＣＤＭＡ方式移動体通信端末にスペースダイバーシチ受信を適用する回路の構成を示すブロック図である。
【図２】従来例の方式でアンテナ間に固定的な利得差がある場合に熱雑音の影響が無視できるときのサーチフィンガ処理部での平均化遅延プロファイルの例を示す図である。
【図３】アンテナ間に固定的な利得差がある場合に熱雑音の影響が支配的であるときのサーチフィンガ処理部での平均化遅延プロファイルの例を示す図である。
【図４】端末側の受信Ｃ／Ｉ値と基地局側から割り当てられるパケットデータのＭＣＳのイメージ図である。
【図５】ＨＳＤＰＡで仕様化されている各物理チャネル信号のタイミングを示す図である。
【図６】本実施の形態において各アンテナブランチにおける受信信号の電界強度を測定する仕組みを説明するための図である。
【符号の説明】
【００５６】
１Ａ…アンテナ、１Ｂ…アンテナ、４…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、５…直交復調部、６…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、７…自動利得制御部（ＡＧＣ）、８…Ａ／Ｄ変換器、９…トラッキングフィンガ処理部、１０，１０Ａ，１０Ｂ…サーチフィンガ処理部、１１，１１Ａ，１１Ｂ…ＡＧＣ制御部、１２…間欠電源制御部、１３…補正判定信号生成器、１４…パスサーチ＆パス選択部、１５…Ｒａｋｅ合成部、１６…復号部、１７…ＳＩＲ推定部、１８…しきい値＆補正レベル生成器、１９…受信電界強度測定部、１０２…ディジタル信号処理部、１０１Ａ，１０１Ｂ…受信信号処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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