(57)【要約】【課題】  相平衡状態を維持してモータ電流及びバッテリ電流が精度良く検出することができるモータ駆動制御装置を提供する。【解決手段】  インバータ主回路３を構成する３組のスイッチング素子対の内、正側のＦＥＴ３ｕ，３ｖ，３ｗの電源側に直列に配置されたシャント抵抗１１，１２，１３の端子電圧をレベルシフト増幅回路に与え、それらの出力信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを、ＦＥＴ３ｕ，３ｖ，３ｗがオンする期間に夫々Ａ／Ｄ変換することでモータ４の三相巻線電流を検出するようにした。また、レベルシフト増幅回路の出力信号を平滑合成回路に与え、その出力信号ＳｂをＡ／Ｄ変換することでバッテリ１の正側直流電流を検出する。【選択図】  図１
2005210871.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相以上の複数相モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するモータ駆動制御装置において、
バッテリによって駆動電源が供給され、前記モータの相数に応じた複数組みのスイッチング素子対がＰＷＭ信号に応じてスイッチング動作することで前記モータの巻線に複数相電流を出力する通電手段と、
前記通電手段を構成する正側スイッチング素子に対して夫々直列に接続される、前記モータの相数に応じた複数の抵抗素子と、
これら複数の抵抗素子の端子電圧に基づいて、前記モータの各相巻線に通電される電流及び前記バッテリの正側直流電流を検出する電流検出手段とを備えてなることを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
電流検出手段は、抵抗素子の端子電圧を所定電圧基準の電位に変換する電位変換手段を備え、正側スイッチング素子のオン期間において、前記電位変換手段により変換された端子電圧をアナログ／デジタル変換することで、モータの各相巻線に通電される電流を検出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
電流検出手段は、前記電位変換手段により変換された端子電圧を加算する加算手段を備え、前記加算手段により加算された電圧をアナログ／デジタル変換することで、バッテリの正側直流電流を検出することを特徴とする請求項１又は２記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
電流検出手段は、抵抗素子の端子電圧を加算する加算手段と、この加算手段により加算された電圧を所定電圧基準の電位に変換する電位変換手段とを備え、前記電位変換手段により変換された端子電圧をアナログ／デジタル変換することで、バッテリの正側直流電流を検出することを特徴とする請求項１又は２記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
三相モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するモータ駆動制御装置において、
バッテリによって駆動電源が供給され、３組のスイッチング素子対がＰＷＭ信号に応じてスイッチング動作することで前記モータの巻線に三相電流を出力する通電手段と、
前記通電手段を構成する正側スイッチング素子に対して夫々直列に接続される３つの抵抗素子と、
これら３つの抵抗素子の端子電圧に基づいて、前記モータの各相巻線に通電される電流及び前記バッテリの正側直流電流を検出する電流検出手段とを備えてなることを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項６】
三相以上の複数相モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するために電流を検出する方法において、
バッテリによって駆動電源が供給され、前記モータの相数に応じた複数組のスイッチング素子対で構成される通電手段がＰＷＭ信号に応じてスイッチング動作することで前記モータの巻線に複数相電流を出力し、
前記通電手段を構成する正側スイッチング素子に対して夫々直列に接続される前記モータの相数に応じた複数の抵抗素子の端子電圧に基づいて、前記モータの各相巻線に通電される電流及び前記バッテリの正側直流電流を検出することを特徴とするモータ電流検出方法。
【請求項７】
抵抗素子の端子電圧を所定電圧基準の電位に変換し、
正側スイッチング素子のオン期間に変換された端子電圧をアナログ／デジタル変換することで、モータの各相巻線に通電される電流を検出することを特徴とする請求項６記載のモータ電流検出方法。
【請求項８】
変換された抵抗端子電圧を加算し、
加算された電圧をアナログ／デジタル変換することで、バッテリの正側直流電流を検出することを特徴とする請求項６又は７記載のモータ電流検出方法。
【請求項９】
抵抗素子の端子電圧を加算し、
加算した電圧を所定電圧基準の電位に変換して、
変換した端子電圧をアナログ／デジタル変換することで、バッテリの正側直流電流を検出することを特徴とする請求項６又は７記載のモータ電流検出方法。
【請求項１０】
三相モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するために電流を検出する方法において、
バッテリによって駆動電源が供給され、３組のスイッチング素子対で構成される通電手段がＰＷＭ信号に応じてスイッチング動作することで前記モータの巻線に三相電流を出力し、
前記通電手段を構成する正側スイッチング素子に対して夫々直列に接続される３つの抵抗素子の端子電圧に基づいて、前記モータの各相巻線に通電される電流及び前記バッテリの正側直流電流を検出することを特徴とするモータ電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相以上の複数相モータの回転位置を検出して、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置、及びそのモータ制御に使用される電流を検出するためのモータ電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、バッテリなどの低電圧電源を用いてブラシレスモータの通電を制御する制御装置の一構成を示している（例えば、特許文献１参照）。バッテリ１の正側端子は、シャント抵抗２１及び平滑コンデンサ２を介してグランドに接続されている。平滑コンデンサ２の両端には、６個のスイッチング素子ＦＥＴ３ｕ〜３ｚを三相ブリッジ接続して構成されるインバータ主回路３が接続され、その出力端子には、ブラシレスモータ４の各相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが接続されている。そして、インバータ主回路３のＵ相，Ｗ相出力端子と巻線４ｕ，４ｗとの間には、シャント抵抗２２，２３が挿入されている。
【０００３】
この構成では、シャント抵抗２２，２３の端子電圧に基づいてＵ相，Ｗ相のモータ電流を検出することができ、三相電流の合計がゼロであることから、計算により残りのＶ相のモータ電流も検出できる（例えば、特許文献１参照）。また、バッテリ１の過電流を防止するためには、バッテリ電流を監視して所定電流値を超えないようにモータ４への通電を調節するが、シャント抵抗２１の端子電圧を参照すればバッテリ電流を検出することが可能となる（例えば、特許文献２参照）。尚、図５に示す構成は、特許文献１，２に開示されている構成を組み合わせたものである。
【０００４】
更に、異常状態の検知として、ＦＥＴ短絡による例えばバッテリ１→ＦＥＴ３ｕ→ＦＥＴ３ｘ→グランド経路の短絡電流の検出や、モータ巻線の地絡による例えばバッテリ１→ＦＥＴ３ｕ→巻線４ｕ→グランド経路の地絡電流などの検出も行なう必要がある。その検知の結果に基づき、例えば図示しないリレー回路をオフして異常の継続を防止するためである。これらの異常状態についても、図５の構成ではシャント抵抗２１の端子電圧に基づいてバッテリ電流を監視すれば可能となる。
しかしながら、図５の構成では次のような欠点がある。低電圧仕様のモータは、一般に巻線抵抗が小さいにも関わらず、シャント抵抗２２，２３を二相のみに配置することでモータの三相バランスに不平衡が生じる。すると、三相巻線に三相平衡の電圧を印加しても三相平衡電流が流れず、モータ電気周期に依存するトルク変動が発生してしまう。
【０００５】
もう一つの欠点として、シャント抵抗によって発生する損失がある。例としてバッテリ電流が７０Ａｄｃ、モータ電流が８０Ａｒｍｓ、シャント抵抗が１ｍΩであるとすると、
（シャント抵抗損失）＝０.００１×７０2＋０.００１×８０2×２＝１７.７Ｗ
と比較的大きな損失が発生する。
【０００６】
図６に示す構成は、近年家電機器のインバータで使用される構成である（例えば、特許文献３参照）。シャント抵抗数は同じ３個であるが、それらは何れも負側ＦＥＴ３ｘ，３ｙ，３ｚのソース側に直列に配置されている。この構成によれば、下側ＦＥＴ３ｘ，３ｙ，３ｚがオンしている期間中に、シャント抵抗３１，３２，３３の端子電圧により各相のモータ電流が検出可能であり、三相の不平衡も生じない。また、抵抗損失については、モータ電流が正側ＦＥＴ３ｕ〜３ｗ，負側ＦＥＴ３ｘ〜３ｚにより分配されることから、電流の流れる時間が半分となり、
（シャント抵抗損失）＝(０.００１×８０2)×３／２＝９.６Ｗ
と比較的小さくなる。
【０００７】
しかしながら、この構成では、バッテリ電流を直接検出することができないため、例えば異常状態であるモータ巻線の地絡により、例えばバッテリ１→ＦＥＴ３ｕ→巻線４ｕ→グランドの経路で流れるような電流を検出することができなくなってしまう。
【特許文献１】特開２００３−７９１８１号公報
【特許文献２】特開２００３−２１９６７５号公報
【特許文献３】特開平６−９８５６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
即ち、図５に示すシャント抵抗の配置構成では、三相バランスの悪化、抵抗損失が大きいといった欠点があり、図６に示すシャント抵抗の配置構成では、バッテリ電流を直接検出できないという欠点がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、相平衡状態を維持してモータ電流及びバッテリ電流が精度良く検出することができるモータ駆動制御装置及びモータ電流検出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明のモータ駆動制御装置は、三相以上の複数相モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置において、
バッテリによって駆動電源が供給され、前記モータの相数に応じた複数組のスイッチング素子対がＰＷＭ信号に応じてスイッチング動作することで前記モータの巻線に複数相電流を出力する通電手段と、
前記通電手段を構成する正側スイッチング素子に対して夫々直列に接続される、前記モータの相数に応じた複数の抵抗素子と、
これら複数の抵抗素子の端子電圧に基づいて、前記モータの各相巻線に通電される電流及び前記バッテリの正側直流電流を検出する電流検出手段とを備えてなることを特徴とする。
【００１０】
斯様に構成すれば、通電手段を構成する正側スイッチング素子が夫々オンしている期間に対応する抵抗素子に流れる電流を検出すれば、モータの巻線に流れる各相電流を検出することができる。そして、検出される各相電流値を合計すればバッテリ電流値も検出することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、複数の抵抗素子を、通電手段を構成する各相正側スイッチング素子に対して夫々直列に接続したことにとり、抵抗素子による損失を増加させることなく、モータの巻線に流れる複数相電流を平衡させた状態で、モータの巻線に流れる各相電流とバッテリの正側直流電流との双方を検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図３を参照して説明する。図１は、モータ駆動制御装置の駆動部分を中心とする構成を示す。バッテリ１の両端には、平滑コンデンサ２及び６個のＦＥＴ（スイッチング素子）３ｕ〜３ｚを三相ブリッジ接続したインバータ主回路（通電手段）３が接続されている。インバータ主回路３の各相出力端子には、ブラシレスモータ４の各相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが接続されている。そして、バッテリ１の正側端子と正側ＦＥＴ３ｕ，３ｖ，３ｗとの間には、シャント抵抗（抵抗素子）１１，１２，１３が挿入されている。尚、ＦＥＴ３ｕ及び３ｘ，ＦＥＴ３ｖ及び３ｙ，ＦＥＴ３ｗ及び３ｚが、夫々「スイッチング素子対」を構成している。
【００１３】
モータ駆動制御装置の電流検出回路部分を示す図２において、シャント抵抗１１，１２，１３の両端には、夫々レベルシフト増幅回路（電位変換手段）４１，４２，４３が接続されている。それらのレベルシフト増幅回路４１，４２，４３の出力信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、図示しないマイクロコンピュータの一部として構成されるアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）５７に与えられている。更に、出力信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは平滑合成回路５５に与えられており、平滑合成回路（加算手段）５５は、信号Ｓｂを生成して同様にＡ／Ｄ変換器５７に出力する。尚、Ａ／Ｄ変換器５７は、入力される各信号を切換えて取り込むことで各信号をＡ／Ｄ変換するようになっている。
【００１４】
例えば、Ｗ相に対応するレベルシフト増幅回路４３は、レベルシフト回路５１と増幅回路５３とで構成されている。レベルシフト回路５１を構成するオペアンプ５２の正側入力端子に接続されている抵抗Ｒ１とＲ２は、Ｒ１／Ｒ２＝１となるよう設定されており、負側入力端子に接続されている抵抗Ｒ３とＲ４も、Ｒ３／Ｒ４＝１となるよう設定されている。従って、レベルシフト回路５１により、電位Ｖｒを基準とするシャント抵抗１３の端子電圧が得られる。
【００１５】
また、増幅回路５３を構成するオペアンプ５４の負側入力端子に接続されている抵抗Ｒ５とＲ６は、Ｒ６／Ｒ５＝１０となるよう設定されている。従って、レベルシフト回路５１の出力電位は反転され、電位Ｖｒを基準として１０倍された信号が出力される。即ち、レベルシフト増幅回路４３により、電位Ｖｒを基準として、シャント抵抗１３の端子電圧が１０倍に増幅された信号Ｓｗが得られる。尚、他のＵ，Ｖ相に対応するレベルシフト増幅回路４１，４２の構成も同様である。
【００１６】
また、各相の信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは平滑合成回路５５の抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９を介して共通化され、オペアンプ５６の非反転入力端子に与えられている。オペアンプ５６の非反転入力端子とグランドとの間にはコンデンサＣ１が接続されており、抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９とコンデンサＣ１によりローパスフィルタが構成されている。その時定数はＰＷＭ変調における搬送波周期の十倍以上長く設定されており、ＰＷＭ変調による変動を除去された信号がオペアンプ５６の非反転入力端子に供給される。従って、オペアンプ５６の出力端子には、信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが加算されて平滑された信号Ｓｂが出力される。この信号Ｓｂも、Ａ／Ｄ変換回路５７によりＡ／Ｄ変換される。
尚、以上の構成において、レベルシフト増幅回路４１，４２，４３と平滑合成回路５５、及びＡ／Ｄ変換器５７は、電流検出回路（電流検出手段）５８を構成している。
【００１７】
次に、本実施例の作用について図３も参照して説明する。図３は、Ｗ相に関する電圧，電流波形のタイミングチャートを示している。図３（ａ）にはＷ相の出力電圧（実際はＰＷＭ変調された波形であるがここではアナログ的に表示）、図３（ｂ）にはＷ相の巻線電流を示している。本実施例では所謂空間ベクトルによる電圧の形成方法を採用しており、Ｗ相の出力電圧は図３（ａ）に示すように上下対称の波形となっている。
【００１８】
図３（ｃ）〜（ｇ）は、図３（ａ），（ｂ）の一部の期間に相当する部分を拡大して示したものである。図３（ｃ）はＰＷＭ信号を形成するための搬送波として用いる三角波を示している。図３（ｄ）のＷ相出力電圧は、図３（ａ）の拡大波形であり、ハイの時は正側ＦＥＴ３w（又はＦＥＴ３ｗと並列のダイオード）がオンの状態に、ローの時は負正側ＦＥＴ３ｚ（又はＦＥＴ３ｚと並列のダイオード）がオンの状態に対応する。正側のＦＥＴ３ｗに流れる電流は、図３（ｅ）に示すように、図３（ｄ）の電圧がローのタイミングではゼロで、図３（ｄ）の電圧がハイのタイミングでは図３（ｂ）の出力電流レベルと一致した波形となる。
【００１９】
図３（ｅ）に示す正側ＦＥＴ３ｗに流れる電流に比例した電圧がシャント抵抗１３の両端に発生し、上述したように、レベルシフト回路５１及び増幅回路５３より成るレベルシフト増幅回路４３によって、電位Ｖｒ基準でシャント抵抗１３の端子電圧を１０倍に増幅した信号Ｓｗが得られる。
信号Ｓｗは、マイクロコンピュータのＡ／Ｄ変換回路５７により、図示しないＰＷＭ形成回路によって与えられる信号に同期して、搬送波たる三角波の頂点に一致するタイミング（図３では縦の点線で表示）でＡ／Ｄ変換され、図３（ｇ）で示す検出値（変換結果）を得ることが出来る。これがＷ相の巻線電流である。他のＵ，Ｖ相についても同様に、シャント抵抗１１，レベルシフト増幅回路４１及びＡ／Ｄ変換回路５７によりＵ相電流を、シャント抵抗１２，レベルシフト増幅回路４２及びＡ／Ｄ変換回路５７によりＶ相電流を得ることができる。
【００２０】
また、バッテリ１の正側直流電流の検出については、上述したように得られる各相電流信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを、平滑合成回路５５により合成し且つ平滑することで得られる信号Ｓｂが、バッテリ１の正側直流電流に相当する。従って、信号ＳｂをＡ／Ｄ変換回路５７によりＡ／Ｄ変換することで、マイクロコンピュータはバッテリ１の正側直流電流を得ることが出来る。
【００２１】
以上のように本実施例によれば、インバータ主回路３を構成する３組のスイッチング素子対の内、正側のＦＥＴ３ｕ，３ｖ，３ｗの電源側に直列に配置されたシャント抵抗１１，１２，１３の端子電圧をレベルシフト増幅回路４１，４２，４３に与え、それらの出力信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを、ＦＥＴ３ｕ，３ｖ，３ｗがオンする期間に夫々Ａ／Ｄ変換することでモータ４の三相巻線電流を検出するようにした。
【００２２】
また、レベルシフト増幅回路４１，４２，４３の出力信号を平滑合成回路５５に与え、その出力信号ＳｂをＡ／Ｄ変換することでバッテリ１の正側直流電流を検出するようにした。従って、抵抗１１，１２，１３による損失を増加させることなく、モータ４の巻線に流れる三相電流を平衡させた状態で、その各相電流とバッテリ１の正側直流電流との双方を検出することができる。
【００２３】
（第２実施例）
図４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例は、電流検出回路の構成が異なるものを示す。シャント抵抗１１，１２，１３の一方は加算レベルシフト回路（加算手段，電位変換手段）６１の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を介してオペアンプ６２の非反転入力端子に接続されている。オペアンプ６２の非反転入力端子は、この他に、基準電位Ｖｒとの間に抵抗Ｒ１４及びコンデンサＣ２の並列回路が接続されている。
【００２４】
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３と抵抗Ｒ１４との抵抗比は３：１であり、これらの抵抗とコンデンサＣ２との時定数はＰＷＭ搬送周波数の十倍以上低く設定されている。従って、ＰＷＭ変調による変動を除去された信号が、オペアンプ６２の非反転入力端子に入力される。オペアンプ６２の反転入力端子に接続されている抵抗Ｒ１５とＲ１６は、Ｒ１５／Ｒ１６＝１となるよう設定されている。即ち、加算レベルシフト回路６１によって、シャント抵抗１１，１２，１３の端子電圧を平滑合成した電圧が、電位Ｖｒを基準にした電位として得られる。
【００２５】
更に、増幅回路６３を構成するオペアンプ６４の負側入力端子に接続されている抵抗Ｒ１７とＲ１８は、Ｒ１８／Ｒ１７＝１０となるよう設定されている。従って、レベルシフト回路６１の出力電圧が反転され、電位Ｖｒを基準に１０倍された信号が得られる。加算レベルシフト回路６１及び増幅回路６３により成る加算増幅回路６０により、電位Ｖｒを基準にして、シャント抵抗１１，１２，１３の平滑合成電圧の１０倍された信号Ｓｂが得られる。
【００２６】
また、モータ４の各相電流を得る部分については、第１実施例におけるレベルシフト増幅回路４１，４２，４３がそのまま使用されている。以上が電流検出回路（電流検出手段）６４を構成している。そして、以上のように構成された第２実施例による場合も、第１実施例と同様の効果を得ることができる。
尚、第１，第２実施例について、一例として従来例と同様に、バッテリ電流を７０Ａｄｃ，モータ電流を８０Ａｒｍｓ，シャント抵抗を１ｍΩとして抵抗損失を計算すれば、
（シャント抵抗損失）＝(０.００１×８０2)×３／２＝９.６Ｗ
となり、特許文献２の構成と同様となる。
【００２７】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
バッテリ１の正側端子と正側ＦＥＴ３ｕ，３ｖ，３ｗとの間にシャント抵抗１１，１２，１３を配置したが、正側電源線に正側ＦＥＴを繋げ、正側ＦＥＴと出力端子の間にシャント抵抗を配置してもよい。
【００２８】
スイッチング素子はＦＥＴに限ることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどでも良い。
モータの相数は、４相以上であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１実施例であり、モータ駆動制御装置の駆動部分を中心とする構成を示す図
【図２】モータ駆動制御装置の電流検出回路部分を示す図
【図３】Ｗ相に関する電圧，電流波形のタイミングチャート
【図４】本発明の第２実施例を示す図２相当図
【図５】従来技術を示す図１相当図（その１）
【図６】従来技術を示す図１相当図（その２）
【符号の説明】
【００３０】
図面中、１はバッテリ、３はインバータ主回路、３ｕ〜３ｚはＦＥＴ、４はブラシレスモータ、１１，１２，１３はシャント抵抗、４１，４２，４３はレベルシフト増幅回路、５５は平滑合成回路、５７はＡ／Ｄ変換器、５８は電流検出回路、６１は加算レベルシフト回路、６４は電流検出回路を示す。
【図１】
2005210871.tif 000003
【図２】
2005210871.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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