(57)【要約】【課題】太陽電池などの直流電源から既存の交流系統に電力を供給する系統連係装置に関して、従来技術の問題点である回路システム構成の複雑さ、このための高コスト化を解消し、回路構成が簡単で交流側にひずみが少ない正弦波出力電流を供給する直流交流変換器を提供することを課題とする。【解決手段】磁心の磁気飽和を利用して半導体スイッチング素子のオン・オフを繰り返させる磁気発振回路において、磁心に制御巻線ＮＣを施し、主励磁巻線Ｎ１と直列に交流電圧源を接続する。制御巻線に交流電圧源と同位相の交流電流を流すことにより、アンペアターンの法則に従う電流を交流電圧源に供給する。さらに、磁心に第３の巻線Ｎ２を施して、磁気発振部とアンペアターンの法則に従う電流を得るための回路を分離させる。これにより、磁気飽和に起因する飽和電流を制限して交流側電流のひずみを低減させる。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁心の磁気飽和を利用して半導体スイッチング素子のオン・オフを繰り返させる磁気発振回路において、磁心に制御巻線を施し、主励磁巻線と直列に外部電圧源を接続することを特徴とする磁気発振回路。
【請求項２】
請求項１において、磁心に主励磁巻線及び制御巻線とは別に第３の巻線を施すことにより、制御電流に比例した電流を得るための回路部と磁気発振回路部を分離することを特徴とする磁気発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気発振及びアンペアターンの法則を利用して、直流電源から既存の交流系統に電力を供給するための磁気発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
太陽電池などの直流電源から既存の商用周波数の交流系統に電力を供給するための直流交流変換装置としては、主に、パワートランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯあるいはＩＧＢＴなどの電力用半導体スイッチによる電圧型インバータ回路を主回路とし、インバータ側と既存の交流系統の電圧電流、周波数及び位相差を検出してマイコン制御によりインバータ部の出力電流を正弦波状に制御する電流制御方式によるインバータが使用されている。出力電流の制御手段としてはＰＷＭ方式が主流である。この方式の変換装置では、太陽電池の日照強度変化に対して太陽電池出力を最大に保つ最大電力追従制御機能や、系統の電圧を適正に保つ自動電圧調整機能などの多機能化が比較的容易に可能であるが、精度の高い複数の検出制御及びドライブ回路を必要とするため回路システム構成が複雑となり、価格も比較的高価であるなどの問題を有している。
【０００３】
また、Ｕ型カットコアを９０度回転させた磁心構成で、磁気回路に共通磁路を持つ一次側磁気回路と二次側磁気回路から構成される直交磁心において、一次巻線及び二次巻線に同一周波数の交流電圧を加えれば、共通磁路の磁気抵抗が磁気飽和に起因して交流電圧の倍周波で変動するため、一次及び二次巻線電圧の位相差により一次側から二次側へ、あるいは二次側から一次側への電力移動が可能である。この現象を利用して太陽電池と既存の交流系統を結ぶための電力変換器への応用が提案され、実用化へ向けて検討されている（例えば、非特許文献１〜５参照。）。一次巻線には方形波電圧出力の電圧型インバータ回路を介して太陽電池が接続され、二次巻線には既存の交流系統が接続される。インバータ出力電圧は交流系統電圧に対して適当な位相角に移相される。しかし、この直交磁心を用いた系統連係用変換器では、比較的簡単な構成で運転保守が容易である利点を有するが、装置の小型化が難しいこと、及び磁心の磁気飽和領域を使用しているため、交流系統に流れる出力電流には比較的大きな高調波成分、特に低次の高調波成分、及び無効成分が含まれるなどの問題点を有している。この対策として、直交磁心を２個プッシュプルで用い、一次側の励磁回路として構成簡単な方形波チョッパを使用する方式あるいはＰＷＭインバータにより正弦波電圧を加える方式などが提案されているが、交流系統側電流の低次高調波成分を充分に除去できるまでには至っていない。
【非特許文献１】一ノ倉，上野，前田，高橋，村上：日本応用磁気学会誌，Ｖｏｌ．１１，Ｎｏ．２，ｐｐ．３５５−３６０（１９８７）
【非特許文献２】一ノ倉，前田，三田村，高橋，村上：電気学会論文誌Ｄ，１０８（２），１５１（１９８８）
【非特許文献３】一ノ倉，田島，村上：日本応用磁気学会誌，Ｖｏｌ．１２，Ｎｏ．２，ｐｐ．３５５−３５８（１９８８）
【非特許文献４】佐藤，一ノ倉，田島，秦泉寺：日本応用磁気学会誌，Ｖｏｌ．１５，Ｎｏ．２，ｐｐ．５１３−５１６（１９９１）
【非特許文献５】斉藤，田島，一ノ倉，秦泉寺：平成４年電気学会全国大会，１６６４（１９９１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、従来技術の問題点である回路システム構成の複雑さ、このための高コスト化を解消し、回路構成が簡単で、交流系統側電流のひずみ及び無効成分が少ない正弦波出力電流を供給する直流交流系統連係装置を提供することを課題とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の磁気発振回路において、外部電圧源として商用周波数の交流電圧源を接続し、制御巻線に交流電圧源と同一周波数で同位相の交流電流を流す。請求項２記載の磁気発振回路では、磁気飽和に起因する飽和電流を制限させ、交流側を流れる電流ノイズを低減させる。請求項２記載の磁気発振回路は、請求項１の実用回路である。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の請求項１及び請求項２記載の磁気発振回路動作を説明する。
図１に、請求項１記載の磁気発振回路の基本構成を示す。ただし、動作説明を容易にするため、上記の外部電圧源及び制御巻線に流す電流を共に直流としている。図中、αは磁心であり、Ｎ１は主励磁巻線である。ＮＣは制御巻線で、直流電流ＩＣを流す。ｖｍは主励磁巻線Ｎ１の誘導電圧、ｉａはＮ１を流れる電流である。Ｅａは励磁巻線に直列に接続された外部直流電圧、Ｅ１及びＥ２は磁気発振のための直流電圧である。Ｍ１及びＭ２はスイッチング素子である。この磁気発振回路では、磁心αの飽和によりＭ１及びＭ２が交互にオン・オフを繰り返す。
【０００７】
図２は、発振動作説明のため、磁心の磁気特性ならびにスイッチング素子の特性を理想的なものとし、巻線抵抗を無視した場合の、各部の電圧電流及び磁束波形を示したものである。ただし、φは磁心の磁束であり、その飽和磁束値を±φｓで示す。Ｔ１はスイッチング素子Ｍ１がオンの期間であり、Ｔ２はＭ２がオンの期間である。Ｔ２期間の主励磁巻線Ｎ１の誘導電圧ｖｍは、Ｅ１−Ｅａであり、Ｔ２期間でのｖｍ値はＥ２＋Ｅａである。従って、Ｅａ値を大きくすると、Ｅ１＝Ｅ２の場合、Ｔ１がＴ２に比べて大となるため、図２に示すように、正負のパルス幅が異なる方形波電圧ｖＰが得られる。一方、このＴ１及びＴ２の期間中、スイッチング素子Ｍ１及びＭ２のオン、オフが切り替わる瞬間を除いて磁心が未飽和状態であるため、主励磁巻線Ｎ１にはアンペアターンの法則に従う次式の電流ｉａが流れる。
【０００８】
【数１】
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【０００９】
（１）式の電流ｉａは、図１より直流電圧Ｅａを充電する方向に流れる。従って、本回路は、ＩＣの値により、直流電圧Ｅａに流れ込む電力を制御することが可能である。更に、Ｅａ及びＩＣを商用周波数で同位相の交流電圧及び電流とすれば、磁気発振のための直流電源から既存の交流系統に電力を供給する系統連係変換器の製作が期待できる。
【００１０】
しかし、図１に示す回路では、上記Ｍ１及びＭ２のオン・オフが切り替わる期間、即ち磁心が飽和する期間に大きな飽和電流が流れるため、スイッチング素子の保護及び交流電源を流れる電流ノイズを低減させるためにも、この飽和電流を制限する必要がある。
【００１１】
この飽和電流を制限するため、及び交流電源に電力を供給するため、図３に示す請求項２記載の磁気発振回路を使用する。図中、Ｒは磁心飽和による電流を制限するための抵抗である。Ｎ２はアンペアターンの法則に従う電流を得るための巻線で、新たに加えたスイッチング素子Ｍ３及びＭ４に接続される。Ｍ３及びＭ４は、巻線ｎの極性により、各々Ｍ１及びＭ２と同時にオン・オフを繰り返す。Ｌは発振電流を阻止するためのインダクタンス、ＬＣは制御回路に誘導される発振電流を阻止するためのインダクタンスである。ｅＰ及びｉＰは商用周波数の交流電圧及び電流であり、変圧器Ｔを介して磁気発振回路にｅａ及び制御回路にｉＣを供給する。ＲＣはｉＣをｅａと同位相にするための位相調整用抵抗であり、Ｃは磁気発振により生ずるノイズを吸収するためのコンデンサである。本回路では、制御巻線電流ｉＣの振幅値により、交流系統へ供給する電力の大きさを制御することができる。
【００１２】
また、図３に示す請求項２記載の磁気発振回路では、磁気発振用の直流電源として、Ｅ１及びＥ２の２電源が必要である。これを１電源とするためには、図４に示すような回路構成にすればよい。図において、Ｅは磁気発振用の直流電源である。巻線ｎの極性により、新たに加えたスイッチング素子Ｍ５及びＭ６は、各々Ｍ２，Ｍ４及びＭ１，Ｍ３と同時にオン・オフを繰り返す。
【００１３】
【実施例１】
実施例１として、アモルファス（
【化１】Ｆｅ４．７Ｃｏ７０．３Ｓｉ１５Ｂ１０）磁性材料を使用し、断面積３．１９２×１０−５ｍ２、平均磁路長０．０２０８４ｍのトロイダル磁心とし、巻線を各々Ｎ１＝５０，Ｎ２＝１０，ＮＣ＝１００，ｎ＝３０とし、Ｅ１＝Ｅ２＝６０Ｖ，Ｌ＝０．９ｍＨ，ＬＣ＝１２．５ｍＨ，Ｃ＝３μＦ，Ｒ＝５０Ωとし、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（２ＳＫ１３５）として図３の回路を構成した。
図５は、交流電圧ｅＰ及び電流ｉＰの観測波形例を示したものである。ただし、ｅＰ及びｉＰの正方向を図３に示す矢印の向きとした。これを見ると、ｉＰはｅＰに対してほぼ１８０度進み位相（図５に示す観測例では１６９度進み位相）の正弦波交流であり、磁気発振回路から交流電源側に電力が移動していることがわかる。また、これを見ると、交流側の電圧及び電流にはほとんど磁気発振によるノイズが混入してないことがわかった。
【００１４】
【実施例２】
実施例２として、アモルファス（
【化２】Ｆｅ４．７Ｃｏ７０．３Ｓｉ１５Ｂ１０）磁性材料を使用し、断面積３．１９２×１０−５ｍ２、平均磁路長０．０２０８４ｍのトロイダル磁心とし、巻線を各々Ｎ１＝５０，Ｎ２＝１０，ＮＣ＝１００，ｎ＝３０とし、Ｅ１＝Ｅ２＝６０Ｖ，Ｌ＝０．９ｍＨ，ＬＣ＝１２．５ｍＨ，Ｃ＝３μＦ，Ｒ＝５０Ωとし、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（２ＳＫ１３５）として図３の回路を構成した。
図６は、図３に示す回路において、交流電圧実効値ＥＰの値に対する、交流側に移動した電力Ｐｒの関係を示したものである。これを見ると、ＥＰ値を増大させると、制御回路の交流電流ｉＣの振幅値も比例して大きくなるため、Ｐｒ値はほぼＥＰ値の二乗に比例して増大する傾向にあること、及び発振回路の直流電圧Ｅ１，Ｅ２値を大きくすると、Ｐｒの最大値も増大する傾向にあることがわかった。本実施例では、Ｅ１＝Ｅ２＝６０Ｖの場合にＰｒの最大値は６４Ｗ、この場合の制御回路の抵抗ＲＣで消費される電力は２．８Ｗであった。
【００１５】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載の磁気発振回路では、制御巻線の電流により主励磁巻線と直列に接続された外部電圧源に電力を供給することが可能である。また、請求項２記載の図３に示す磁気発振回路では、磁気飽和に起因する飽和電流を制限することができる。交流電源側を流れる電流は、図５に示すように、ひずみ及び磁気発振によるノイズの少ない正弦波である。本発明の磁気発振回路は、自励発振を利用するためドライブ回路を必要とせず、従来技術による直流交流系統連係装置に比べて構成が簡単であり、かつ特殊な部品を使用していないため、製造設備費及び製造コストを低く抑えることができる。従来技術による直流交流系統連係装置と本発明装置との優劣を表１に示す。本発明による磁気発振回路を利用すれば、回路構成が簡単な、太陽電池や蓄電池から既存の交流系統に電力を供給することができる系統連係装置への応用が可能である。
【００１６】
【表１】
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【図面の簡単な説明】
【図１】磁気発振回路の基本構成図である。
【図２】動作説明のための電圧，電流及び磁束波形である。
【図３】既存の交流系統に電力を供給するための直流・交流連係変換器の構成例である。
【図４】単一直流電源で動作する直流・交流連係変換器の構成例である。
【図５】交流電源側の電圧ｅＰ及び電流ｉＰの観測波形例である。
【図６】交流側の電圧実効値ＥＰに対する変換電力Ｐｒの測定例である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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