(57)【要約】【課題】サーマルシャットダウン特性が温度変化に対して急峻でない。【解決手段】温度（の一次係数）に比例する一次電流ＩＰＴＡＴを出力する一次電流回路４２と、一次電流に基づいて温度のＮ（Ｎ：２以上の整数）乗係数に比例する二次電流ＩＰＴＡＴ２を出力する二次電流回路４３と、一次および二次電流回路に電流を供給する定電流源４１と、二次電流の上昇に基づいて動作して電圧供給を遮断する給電制御スイッチＱ１１とを有する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度上昇時に被給電回路への給電を停止させるサーマルシャットダウン回路であって、
主として温度の一次の係数に依存する第１の電流を出力する第１の電流回路と、
前記第１の電流を入力して主として温度のＮ（Ｎ：２以上の整数）次の係数に依存する第２の電流を出力する第２の電流回路と、
前記第１及び第２の電流回路に電流を供給する定電流源と、
前記第２の電流の上昇に応答して動作して被給電回路への給電を遮断するための給電制御回路と、
を有するサーマルシャットダウン回路。
【請求項２】
前記給電制御回路が、前記定電流源と前記第１の電流回路及び前記第２の電流回路との接続中点に接続され、当該接続中点から被給電回路に対する給電が行なわれる
請求項１に記載のサーマルシャットダウン回路。
【請求項３】
前記第１の電流回路が、前記接続中点にバンドギャップ電圧を供給するためのバンドギャップ回路を有し、
前記給電制御回路がトランジスタ素子で構成され、前記定電流源が供給する電流よりも大きな電流を前記トランジスタ素子が前記接続中点から引き込むことで前記接続中点の電圧が低下して前記被給電回路への給電が遮断される
請求項２に記載のサーマルシャットダウン回路。
【請求項４】
前記第２の電流回路が、当該第２の電流回路を構成する回路素子のパラメータのばらつきに影響されない前記第２の電流を供給するトランスリニア回路を有する
請求項３に記載のサーマルシャッドダウン回路。
【請求項５】
前記第１の電流回路が、第１のミラー電流を供給する第１のカレントミラー回路と、前記第１のミラー電流に応じた第２のミラー電流を供給する第２のカレントミラー回路とを有し、
前記トランジスタ素子の制御端子が前記第２の電流を供給する前記第２の電流回路のトランジスタの制御端子に接続されている
請求項３又は４に記載のサーマルシャットダウン回路。
【請求項６】
前記接続中点から供給される電圧を受ける前記被給電回路としてのレギュレータ回路を有し、前記給電制御回路により当該レギュレータ回路からのレギュレータ電圧の供給が制御される
請求項３、４又は５に記載のサーマルシャットダウン回路。
【請求項７】
前記レギュレータ回路の出力に接続され、前記レギュレータ電圧を監視する監視回路と、
前記レギュレータ電圧が所定の電圧にないときに前記定電流源に対する給電を停止する起動制御回路と、
を有する請求項６に記載のサーマルシャットダウン回路。
【請求項８】
前記起動制御回路が、第１の電源端子と、当該第１の電源端子と前記定電流源との間の給電経路に挿入された第１のスイッチ素子とを有し、前記第１のスイッチ素子を遮断することで前記定電流源への給電を停止する
請求項７に記載のサーマルシャットダウン回路。
【請求項９】
前記起動制御回路が、第２の電源端子と、前記第１のスイッチ素子と前記定電流源との間の給電経路に挿入された第２のスイッチ素子とを有し、前記第２の電源端子に電圧が供給されると前記第２のスイッチ素子が導通して前記定電流源が給電される
請求項８に記載のサーマルシャットダウン回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度上昇時に被給電回路への給電を停止させるサーマルシャットダウン回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８にサーマルシャットダウン回路の代表的な構成を示す。
サーマルシャットダウン回路１００は、ある特定の回路２００に接続され、温度上昇時に回路２００の動作を停止させるように用いられる。この図解した回路２００は、電源電圧ＶＤＤを定電流源２０１に与えたときに定電流源２０１から供給されるバイアス電流により駆動される。
【０００３】
サーマルシャットダウン回路１００は、電源電圧ＶＤＤと基準電位ＶＳＳとの間に直列接続されている定電流源１０１およびツェナーダイオードＺＤと、ツェナーダイオードＺＤのカソードと基準電位ＶＳＳとの間に直列接続されている抵抗Ｒ１００およびＲ１０１と、抵抗Ｒ１００とＲ１０１の接続中点にベースが接続され、回路２００の給電端にコレクタが接続され、基準電位ＶＳＳでエミッタが保持されている給電制御スイッチとしてのＮＰＮトランジスタＱ１００とから構成されている。
【０００４】
電源電圧ＶＤＤが供給されたときに定電流源１０１から基準電流が供給され抵抗Ｒ１００とＲ１０１に流れる。このときツェナーダイオードＺＤのカソードが一定の基準電圧ＶＲＥＦで保持されることから抵抗Ｒ１００とＲ１０１の接続中点の一定電圧でＮＰＮトランジスタＱ１００のベースバイアス電圧が決まる。
ＮＰＮトランジスタＱ１００のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは約−２ｍＶ／℃の温度特性を有していることから、温度の上昇とともにＮＰＮトランジスタＱ１００のベースバイアス電圧が上昇し、所定の温度に達すると、ＮＰＮトランジスタＱ１００がオンする。ＮＰＮトランジスタＱ１００がオンすると回路２００の給電端が基準電位ＶＳＳに引き落とされることから、回路２００に供給されていた電流が遮断される。このようなサーマルシャットダウン動作によって、回路２００が保護され、あるいは、その出力が停止される。
【０００５】
このサーマルシャットダウン回路１００は、次のような幾つかの欠点を有する。
第１に、ツェナーダイオードＺＤなどの基準電圧の温度特性によって検知温度が大きく変化する。
第２に、ＮＰＮトランジスタＱ１００の特性変化や製造時のばらつきによって検知温度が大きく変化する。
第３に、温度の上昇とともにＮＰＮトランジスタＱ１００がオフ状態からオン状態に徐々に変化するため、急峻なシャットダウン特性を得づらい。
【０００６】
このサーマルシャットダウン回路１００は、以上の幾つかの欠点が重なって回路動作保証外の温度で動作することがあることから動作温度範囲を保証するのが難しいという実用上の不利益があった。さらに、サーマルシャットダウン回路１００の検知温度の幅が広いということがこの不利益をひどくさせていた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
解決しようとする課題は、サーマルシャットダウン回路の構成素子特性やそれらのばらつきに依存してシャットダウンの動作点が変化し、また温度変化に対して急峻なシャットダウン特性を得づらいことである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係るサーマルシャットダウン回路は、温度上昇時に被給電回路への給電を停止させるサーマルシャットダウン回路であって、主として温度の一次の係数に依存する第１の電流を出力する第１の電流回路と、前記第１の電流を入力して主として温度のＮ（Ｎ：２以上の整数）次の係数に依存する第２の電流を出力する第２の電流回路と、前記第１及び第２の電流回路に電流を供給する定電流源と、前記第２の電流の上昇に応答して動作して被給電回路への給電を遮断するための給電制御回路とを有する。
【０００９】
前記サーマルシャットダウン回路は、好適に、前記給電制御回路が、前記定電流源と前記第１の電流回路及び前記第２の電流回路との接続中点に接続され、当該接続中点から被給電回路に対する給電が行なわれる。
【００１０】
好適に、前記第１の電流回路が、前記接続中点にバンドギャップ電圧を供給するためのバンドギャップ回路を有し、前記給電制御回路がトランジスタ素子で構成され、前記定電流源が供給する電流よりも大きな電流を前記トランジスタ素子が前記接続中点から引き込むことで前記接続中点の電圧が低下して前記被給電回路への給電が遮断される。
【００１１】
更に、好適には、前記第２の電流回路が、当該第２の電流回路を構成する回路素子のパラメータのばらつきに影響されない前記第２の電流を供給するトランスリニア回路を有する。
更には、前記第１の電流回路が、第１のミラー電流を供給する第１のカレントミラー回路と、前記第１のミラー電流に応じた第２のミラー電流を供給する第２のカレントミラー回路とを有し、前記トランジスタ素子の制御端子が前記第２の電流を供給する前記第２の電流回路のトランジスタの制御端子に接続されている。
【００１２】
このような構成のサーマルシャットダウン回路は、被給電回路への給電を温度上昇時に停止させるために用いられる。定電流源から一定の電流が流れ、これが第１の電流回路の入力に流れると、第１の電流回路から主として一次の温度係数（温度の一次関数）に依存した第１の電流が出力される。第１の電流は第２の電流回路に入力され、ここで、主としてＮ（Ｎ：２以上の整数）次の温度係数（温度のＮ次関数）に依存した第２の電流が出力される。温度上昇にともなう第２の電流の上昇に応答して給電制御回路が被給電回路への給電を遮断する。これにより、当該被給電回路への給電が断たれる（サーマルシャットダウン動作）。
温度上昇は環境温度の上昇に加え、被給電回路に過電流が流れた場合に起ることがある。この場合、サーマルシャットダウン動作によって、被給電回路が過電流から保護される。あるいは、給電の遮断により被給電回路が出力停止状態となる。この被給電回路からの出力に基づいて他の回路群の動作制御を行う場合に、被給電回路の出力停止によって他の回路群が過電流等から保護される。
【００１３】
温度上昇が内部発熱に大きく依存している場合、給電停止によって温度が低下すると再び被給電回路への給電が開始される。そのため、被給電回路への電源の供給と停止が短時間で断続的に繰り返されることがある。本発明では、このような現象を防止するスタートアップと初期化の制御を行うことを目的として、起動制御回路および監視回路を有する。
【００１４】
給電制御回路が被給電回路への給電を遮断してサーマルシャットダウンが起こると、これに応じて起動制御回路から定電流源、延いては、第１及び第２の電流回路への給電が絶たれる。その結果、被給電回路への電源の供給と停止が短時間で断続的に繰り返す現象は防止される。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係るサーマルシャットダウン回路によれば、２次以上の高次の温度係数（温度の高次の関数）に依存した電流（第２の電流）を生成し、この電流を利用して給電の停止動作（サーマルシャットダウン動作）を行なうことから、動作点付近の少しの温度上昇によって急峻なサーマルシャットダウンが可能であるという利点が得られる。このサーマルシャットダウン特性は、定電流源が供給する電流を適宜に調整することにより、容易に調整することができる。
【００１６】
第１の電流回路をバンドギャップ回路構成とし、第２の電流回路をトランスリニアＮ乗回路構成とした場合、回路構成素子パラメータに殆ど依存しない第２の電流を発生させることができ、規定した温度付近の狭い範囲での動作が可能である。また、既存のバンドギャップ回路とトランジスタ素子とを組み合わせることで、精度よく、完全なシャッドダウン動作を行なえるサーマルシャットダウン回路を簡単な構成で実現できる。
【００１７】
スタートアップや初期化の機能をもたせることにより、サーマルシャットダウン後の復帰制御を任意に定めたスタートアップ情報にもとづいて行うことができる。その結果、電源電圧の供給と停止が断続的に繰り返され、これが機器の寿命を縮め、ノイズ源となり、さらには無駄な電力消費の要因となるなどの不具合を防止できる。このスタートアップ情報としては、供給した電源電圧が任意に定めたシャットダウン電圧レベルより下がった後に上昇し、任意に定めたスタートアップ電圧レベルに達したことを検出するようにすると、外部電源の抜き差し動作やリセット動作などに対応させて適切なスタートアップおよび初期化を行うことができる。また、この場合、スタートアップ情報の生成のための回路が簡単な電圧検出回路で構成できるため好ましい。
【００１８】
２電源駆動であり給電遮断の必要性に軽重の差があるような場合、少なくとも、その遮断の必要が高い給電経路に遮断スイッチを設け、他の経路をスタートアップ時の給電バイパスとして利用することができる。その場合、スタートアップ回路の構成を簡素にできるという利益が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を２電源駆動のレギュレータを例として図面を参照しつつ説明する。
図１は、２電源駆動レギュレータの概略構成図である。
このレギュレータ１は、たとえばＡＣアダプタ電源とバッテリ電源の２電源対応のバッテリパックに内蔵され、当該バッテリの残量表示や保護のための回路に一定電圧を供給する電圧発生回路である。レギュレータ１は、図１に示すように、レギュレータ部６と、レギュレータ部６等に過電流等が流れて温度が上昇したときにレギュレータ部６への給電を停止するサーマルシャットダウン部とからなる。
サーマルシャットダウン部は、温度のＮ（Ｎ：２以上の整数）次係数、たとえば温度の二次係数に依存する、即ち、温度の２乗に比例した二次電流を生成する回路（ＢＡＮＤＧＡＰ＆ＬＴ−ＳＱＲ．）４、スタートアップ回路（ＳＴＡＲＴＵＰ）５、給電制御回路６および監視回路７を有する。
【００２０】
図２は、二次電流を生成する回路（ＢＡＮＤＧＡＰ＆ＴＬ−ＳＱＲ．）４の回路図である。
この回路４は、給電線４０（電圧：ＶＳＴＵＰ）と内部給電線４４（電圧：ＶＢＧ）との間に接続された定電流源４１と、定電流源４１からの電流を入力して温度の一次の係数に依存する、即ち、温度係数に比例した一次電流ＩＰＴＡＴを出力する一次電流回路４２と、一次電流ＩＰＴＡＴを入力し、温度のＮ（ここではＮ＝２）次の係数に依存する、即ち、温度の２乗係数に比例した二次電流ＩＰＴＡＴ２を出力する二次電流回路４３と、二次電流ＩＰＴＡＴ２の上昇に応じてオンして内部給電線４４の電圧ＶＢＧを基準電位ＶＳＳに引き落とす短絡トランジスタＱ１１とから構成されている。
【００２１】
一次電流回路４２は、半導体ＰＮ接合のバンドギャップに近いＮＰＮバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの関係式を利用して温度に比例した出力を得る回路であって、いわゆるバンドギャップ（ＢＡＮＤＧＡＰ）回路である。この回路は、ＩＰＴＡＴ・Ｒ（＝Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）＋ＶＢＥの電圧をＶＢＧとして供給する。トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは−２ｍＶ／℃の温度係数を有するから、抵抗値Ｒが＋２ｍＶ／℃となるように、可変抵抗Ｒ２の値を調整することで、温度の一次係数に依存しない１．２Ｖ程度のバンドギャップ電圧ＶＢＧを出力する。
また、図２に示す二次電流回路４３は、バンドギャップ回路と類似した構成を有し、また後述するように、いわゆるトランスリニア原理を利用して、その構成素子特性や半導体製造プロセスに依存しない温度に対する二乗伝達特性を有するトランスリニア二乗回路（ＴＬ−ＳＱＲ．）である。以下、図２に示す回路（ＢＡＮＤＧＡＰ＆ＴＬ−ＳＱＲ．）４全体を便宜上、「温度検出回路」と称する。
【００２２】
一次電流回路４２は、３つのＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２およびＱ３と、３つのＰＮＰトランジスタＱ４，Ｑ５およびＱ６と、３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２およびＲ３とを有する。
内部給電線４４と基準電位ＶＳＳの供給線との間に並列接続された４つの電流経路を構成する回路、すなわち、３つの抵抗Ｒ１〜Ｒ３とトランジスタＱ１の直列回路、トランジスタＱ４とＱ２との直列回路、トランジスタＱ５とＱ３の直列回路、トランジスタＱ６とトランスリニア二乗回路の入力段との直列回路を有する。このうちトランジスタＱ１が接続された電流経路が当該一次電流回路４２の入力段を構成し、トランジスタＱ６が接続された電流経路が出力段を構成する。
【００２３】
トランジスタＱ１とＱ３のベース同士が接続され、その共通接続点が抵抗Ｒ２とＲ３との接続中点に接続されている。トランジスタＱ２のベースは、トランジスタＱ１のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ４とＱ５とＱ６のベース同士が接続され、その共通接続点がトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ１とＱ３はサイズが同じで近接配置されたトランジスタであり、トランジスタＱ４〜Ｑ６はサイズが同じで近接配置されたトランジスタである。したがって、入力段のトランジスタＱ１を流れる電流ＩＱのミラー電流がトランジスタＱ３とＱ５に流れ、さらに、そのトランジスタＱ３とＱ５に流れる電流のミラー電流がトランジスタＱ２とＱ４、および、トランジスタＱ６を流れる。結局、入力電流ＩＱが決まれば、それとほぼ等しい出力電流ＩＰＴＡＴが決まり、これが次段の二次電流回路（ＴＬ−ＳＱＲ．）に入力される。
【００２４】
また、トランジスタＱ２のサイズがトランジスタＱ１、Ｑ３のサイズより十分大きなＭ倍（例えば、８倍）に規定されている。抵抗Ｒ１とＲ３は、数１０ｋΩのオーダ、抵抗Ｒ２は数百ｋΩ〜数ＭΩのオーダに設定され、かつ抵抗Ｒ２はその抵抗値ｒ２の微調整が可能に形成されている。尚、抵抗Ｒ２が固定抵抗であってもよい。ここで、抵抗Ｒ３の抵抗値をｒ３、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥＱ２，ＶＢＥＱ３とすると、
ＶＢＥＱ２＋ＩＱ・ｒ３＝ＶＢＥＱ３
の関係式が成立する。
ＶＢＥＱ２＝ＶＴ・ｌｎ｛ＩＱ／（Ｍ・Ｉｓ）｝、ＶＢＥＱ３＝ＶＴ・ｌｎ（ＩＱ／Ｉｓ）と表わせるから（Ｉｓ：飽和電流）、
ＩＱ・ｒ３＝ＶＴ・ｌｎ（ＩＱ／Ｉｓ）−ＶＴ・ｌｎ｛ＩＱ／（Ｍ・Ｉｓ）｝
＝ＶＴ（ｌｎＩＱ−ｌｎＩｓ−ｌｎＩＱ＋ｌｎＭ＋ｌｎＩｓ）
＝ＶＴ・ｌｎＭ
と表わせる。従って、電流ＩＱは、
ＩＱ＝ＶＴ・｛(ｌｎＭ)／ｒ３｝
(ＶＴ＝ｋ・Ｔ／ｑ)
と表わせる。ここで、ＭはトランジスタＱ３に対するトランジスタＱ２のサイズ比、ＶＴはいわゆる熱電圧、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電荷素量をそれぞれ表す。
【００２５】
抵抗値ｒ３は温度特性を有するが、それは熱電圧ＶＴに対して無視でき得る程度に小さいものであるから、上記ＩＱの式から明らかなように、当該一次電流回路４２の入力電流は絶対温度Ｔに比例した値を有し、この電流値がそのまま一次電流ＩＰＴＡＴとして出力される。つまり、一次電流ＩＰＴＡＴは絶対温度Ｔの一次の係数（一次関数）に比例した線形出力となる。また、その一次係数値は規定のトランジスタサイズ比Ｍや抵抗値ｒ３を変えることで変更できる。
厳密には、電流ＩＰＴＡＴは温度の高次の係数にも影響を受けるが、それらは無視できる程度に小さいものであり、電流ＩＰＴＡＴは温度に対してその一次の係数が支配的となる。
【００２６】
図３に、二次電流回路４３の一般的な回路（トランスリニア二乗回路：ＴＬ−ＳＱＲ．）を示す。なお、対応関係を明確にするため、図３では対応するトランジスタの符号を図２と共通にしている。
【００２７】
図３に示すトランスリニア二乗回路（ＴＬ−ＳＱＲ．）は、４つのＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９およびＱ１０と、１つの定電流源４５とから構成されている。
トランジスタＱ７とＱ８は直列接続され、それぞれのコレクタとベースが接続されている。また、トランジスタのＱ７とＱ９のベース同士が接続され、トランジスタＱ９のエミッタと基準電位ＶＳＳの供給線との間に定電流源４５が接続されている。トランジスタＱ９のコレクタは電源電圧ＶＣＣの供給線に接続され、そのエミッタと定電流源４５との接続中点がトランジスタＱ１０のベースに接続されている。また、トランジスタＱ１０とトランジスタＱ８のエミッタはともに基準電位ＶＳＳの供給線に接続されている。このような構成のトランスリニア二乗回路は、トランジスタＱ７のコレクタから電流が入力され、温度に対する依存性が二乗変換された電流がトランジスタＱ１０を流れる。
【００２８】
いま、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶＢＥＱ７，ＶＢＥＱ８，ＶＢＥＱ９，ＶＢＥＱ１０とすると（ＶＢＥＱ７＋ＶＢＥＱ８＝ＶＢＥＱ９＋ＶＢＥＯ１０）の式が成り立つ。入力電流をＩｉｎ、出力電流をＩｏｕｔ、定電流源４５に流れる電流をＩとし、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０のサイズが等しいとすると、
ＶＢＥＱ１０＝ＶＢＥＱ７＋ＶＢＥＱ８−ＶＢＥＱ９
ＶＴ・ｌｎ（Ｉｏｕｔ／Ｉｓ）＝ＶＴ・ｌｎ（Ｉｉｎ／Ｉｓ）
＋ＶＴ・ｌｎ（Ｉｉｎ／Ｉｓ）
―ＶＴ・ｌｎ（Ｉ／Ｉｓ）
ｌｎ（Ｉｏｕｔ）＝ｌｎ（Ｉｉｎ）＋ｌｎ（Ｉｉｎ）−ｌｎ（Ｉ）
Ｉｏｕｔ＝（Ｉｉｎ）２／Ｉ
の関係式が成立する。ここで、Ｉｉｎ＝ＩＰＴＡＴ（ＩＱ）とすると、
Ｉｏｕｔ＝｛（ＶＴ・ｌｎＭ）／ｒ３｝２／Ｉ    （ＶＴ＝ｋ・Ｔ／ｑ）
と表わせる。定電流源４５に流れる電流Ｉについて、その特性が温度に対して一次的に平坦になるように設定すると、出力電流Ｉｏｕｔは絶対温度Ｔの２乗に比例することになる。即ち、出力電流Ｉｏｕｔは、絶対温度Ｔの２次の係数に依存することになる。従って、図３の回路は、絶対温度Ｔの２乗に比例する電流Ｉｏｕｔを出力するトランスリニア２乗回路と云える。
【００２９】
図２においては、トランスリニア二乗回路（二次電流回路）４３の入力電流は一次電流回路４２からの一次電流ＩＰＴＡＴであり、図３の電源電圧ＶＣＣとして内部電源電圧ＶＢＧが用いられている。また、定電流源５４に代えて、抵抗Ｒ４が設けられている。抵抗Ｒ４の抵抗値をｒ４とすると、図３における電流Ｉは、ＶＢＥＱ１０／ｒ４と表わせる。このＶＢＥＱ１０／ｒ４は温度特性を持つが、この一次の温度係数は上述した二次の温度係数に比べれば小さいものであるから、出力電流ＩＰＴＡＴ２は絶対温度Ｔの２乗の係数が支配的な電流と云える。この図２の回路では、回路構成を簡略化するために、図３における定電流源４５に代えて抵抗Ｒ４を用いているが、定電流源４５をそのまま用いることができることは云うまでもないことである。
【００３０】
トランジスタＱ１０のベース電位は、基準電圧ＶＢＧの供給線４４と基準電位ＶＳＳの供給線との間に接続されているトランジスタＱ１１のベースを駆動する。従って、トランジスタＱ１１に流れる電流は、トランジスタＱ１０に流れる電流ＩＰＴＡＴ２と同様となる。その結果、図２に示す回路では、一次電流回路の入力電流ＩＱと出力電流（一次電流）ＩＰＴＡＴが温度に比例した同じ電流となり、一次電流に基づいて得られた電流ＩＰＴＡＴ２が温度の２乗に比例し、そして温度の２乗係数に比例した電流がトランジスタＱ１１に流れる。通常、室温ではトランジスタＱ１１に流れる電流は微小で、定電流源４１に流れる定電流Ｉｒｅｆよりも小さいが、温度が上昇すると電流ＩＰＴＡＴ２が二乗曲線で急増し、ある動作温度でトランジスタＱ１１に流れる電流が定電流Ｉｒｅｆよりも大きくなる。それにより、内部供給線４４の電圧が通常動作時のＶＢＧから基準電位ＶＳＳに急落する。この動作温度は、１３０℃〜１８０℃程度に設定され得る。
【００３１】
このように構成され動作する温度検出回路４の出力線を兼ねる内部給電線４４が次段のレギュレータ部６に接続されている。
レギュレータ部６は、図１に示すように、誤差アンプ６１、「給電制御スイッチ」としてのＰＭＯＳトランジスタＭＰ１、および、給電制御の基準電圧Ｖ１を生成する２つの抵抗Ｒ５とＲ６を有する。
【００３２】
給電制御スイッチを構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のソースに対し２種類の電源電圧、すなわち内蔵バッテリからの電源電圧（バッテリ電源電圧）ＶＢＡＴと、当該バッテリパックが装着された電気機器のＡＣアダプタからの電源電圧であるパック電源電圧ＶＰＡＣＫが、ダイオードオア接続された２つのパワーダイオードＤ１とＤ２のいずれかを介して入力可能に接続されている。ダイオードＤ１のアノードがバッテリ電源電圧ＶＢＡＴの給電線１１に接続され、そのカソードがＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のソースに接続されている。また、ダイオードＤ２のアノードがパック電源電圧ＶＰＡＣＫの給電線１２に接続され、そのカソードがＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のソースに接続されている。
その一方、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインと基準電位、たとえば接地電位の供給線との間に抵抗Ｒ５とＲ６が直列接続されている。
また、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインには、電圧保持のためのキャパシタンスＣ１が接続されている。図１の回路構成において、キャパシタンスＣ１以外の回路素子は、１つの半導体集積回路（半導体チップ）に形成され得る。
【００３３】
誤差アンプ６１の反転入力「−」が内部給電線４４に接続され、非反転入力「＋」が抵抗Ｒ５とＲ６の接続中点に接続されている。また、誤差アンプ６１は電源電圧ＶＳＴＵＰの給電線４０から電源供給を受けて動作する。誤差アンプ６１は、抵抗Ｒ５とＲ６との接続中点の電圧Ｖ１が基準電圧ＶＢＧと等しくなるように、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲート電圧を制御する。例えば、基準電圧ＶＢＧは１．２Ｖ程度であり、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１の出力電圧は３．３Ｖ程度である。
前述したように、内部給電線４４の電圧は、通常状態では内部電源電圧ＶＢＧに保持され、温度が規定値に達すると基準電位ＶＳＳに引き落とされる。内部給電線４４の電圧が基準電位ＶＳＳに引き落とされて基準電圧ＶＢＧよりも低くなると、誤差アンプ６１の出力がトランジスタＭＰ１をオフし得るレベルのハイレベルとなり、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１がオフ状態となり、レギュレータ部６からの電圧の出力が停止される。
【００３４】
監視回路７は、抵抗Ｒ７とＲ８、コンパレータ７２および定電圧源７３を有する。抵抗Ｒ７とＲ８はレギュレータ給電線７１と基準電位ＶＳＳの供給線との間に直列接続され、その接続中点がコンパレータ７２の非反転入力「＋」に接続されている。コンパレータ７２の反転入力「−」と基準電位ＶＳＳの供給線との間に、たとえばバンドギャップ定電圧回路など温度に依存しない基準電圧Ｖ２を生成する回路からなる定電圧源７３が接続されている。この温度に依存しない基準電圧Ｖ２は「遮断電圧」または「スタートアップ電圧」と称され、温度検出回路４の停止（給電経路の遮断）とスタートアップの条件を規定する。コンパレータ７２は、レギュレータ部６からの電圧の供給が停止し、レギュレータ給電線７１の電圧、延いては、抵抗Ｒ７とＲ８との接続中点の電圧が基準電圧Ｖ２よりも低くなると、ローレベルの出力信号ＸＩＮＩＴをスタートアップ回路５に出力する。このコンパレータ７２の出力信号ＸＩＮＩＴは、ハイレベルからローレベルに変化するときに「遮断信号」として機能し、このレベル変化に応答して、スタートアップ回路５から温度検出回路４の給電線４０への電圧供給が停止される。逆に、出力信号ＸＩＮＩＴがローレベルからハイレベルに変化するときには「初期化信号」として機能し、スタートアップ回路５を初期化動作させる。
【００３５】
図４に、スタートアップ回路５の構成を示す。
スタートアップ回路５は、それぞれ「遮断スイッチ」として機能するＰＭＯＳトランジスタＭＰ２とＮＭＯＳトランジスタＭＮ１、逆流防止用のパワーダイオードＤ３とＤ４、レベルシフト用のツェナーダイオードＺＤ１とＺＤ２、抵抗Ｒ９とＲ１０、および、シャットダウンと初期化の制御用のＮＭＯＳトランジスタＭＮ３とＭＮ４を有する。
【００３６】
遮断スイッチＭＰ２はダイオードＤ３を介してバッテリ電源電圧ＶＢＡＴの供給線に接続され、遮断スイッチＭＮ１はダイオードＤ４を介してパック電源電圧ＶＰＡＣＫの供給線に接続されている。遮断スイッチＭＮ１のドレインとゲート、遮断スイッチＭＰ２のドレインが短絡線５１によって相互に接続され、遮断スイッチＭＮ１のゲートと基準電位ＶＳＳとの間にツェナーダイオードＺＤ１が接続されている。遮断スイッチＭＮ１のソースから、温度検出回路４（図１）に供給する電源電圧ＶＳＴＵＰが出力される。
【００３７】
バッテリ側の遮断スイッチＭＰ２のゲートとダイオードＤ３のカソードとの間にツェナーダイオードＺＤ２と抵抗Ｒ９が並列に接続されている。また、遮断スイッチＭＰ２のゲートと基準電位ＶＳＳの供給線との間に抵抗Ｒ１０とＮＭＯＳトランジスタＭＮ３、ＭＮ４とが直列に接続されている。
これらツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ９およびＮＭＯＳトランジスタＭＮ３とＭＮ４によって、バッテリ側の遮断スイッチＭＰ２の遮断および初期化を制御するゲートバイアス回路が構成される。なお、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ４のゲートには前述した初期化信号ＸＩＮＩＴが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ３のゲートには、たとえばバッテリシステムのマイクロコンピュータなどから、ローレベルでシャットダウンや初期化を禁止し、ハイレベルでシャットダウンや初期化を許可する制御信号ＸＳＨＵＴが入力される。
【００３８】
つぎに、図１および図４に示す回路の動作を説明する。
初期状態では、バッテリ電源電圧ＶＢＡＴとパック電源電圧ＶＰＡＣＫの何れも印加されていないことから、いずれの回路も動作できない。このとき、制御信号ＸＩＮＩＴがローレベルであることからトランジスタＭＮ４がオフしている。このためバッテリ電源電圧ＶＢＡＴが先に供給されたとしても、ダイオードＤ１とツェナーダイオードＺＤ２によるゲートバイアス設定によって遮断スイッチＭＰ２がオフ状態を維持する。一方、パック電源電圧ＶＰＡＣＫが供給されると、ダイオードＤ４および短絡線５１を介して遮断スイッチＭＮ１のゲートがハイレベルとなることから遮断スイッチＭＮ１がオンし、パック電源電圧ＶＰＡＣＫからレベル低下した電圧ＶＳＴＵＰが温度検出回路４に供給される。
【００３９】
電圧ＶＳＴＵＰの供給を受けた温度検出回路４は、前述した動作によって二次の温度係数に比例した二次電流ＩＰＴＡＴ２を発生させる。ただし、温度が異常温度のしきい値を規定する温度に達しない間はトランジスタＱ１１に流れる電流ＩＱ１１は定電流源４１の定電流Ｉｒｅｆよりも小さい。このため、内部給電線の電圧ＶＢＧは所定のレベルを維持し、誤差アンプ６１の出力がＰＭＯＳトランジスタＭＰ１をオフさせるハイレベルではないことから給電制御スイッチＭＰ１から電圧が供給される。その結果、パック電源電圧ＶＰＡＣＫからレベル低下した所定のレギュレータ電圧ＶＲＥＧ（たとえば３．３Ｖ）がレギュレータ部６によって生成され、そのレギュレータ電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【００４０】
このとき監視回路７は、給電制御スイッチＭＰ１のドレインに接続されたレギュレータ給電線７１の電圧を監視している。パック電源電圧ＶＰＡＣＫの供給途中でレギュレータ給電線７１の電圧が基準電圧Ｖ２より高くなると、コンパレータ７２の出力信号ＸＩＮＩＴがローレベルからハイレベルとなる。そのため、図４に示すトランジスタＭＮ４がオンとなり、遮断トランジスタＭＰ２のゲート電圧を下げてオンさせる。その結果、バッテリからの電源供給路が形成され初期化される。一方、パック電源電圧ＶＰＡＣＫが所定電圧、たとえば４．５Ｖを下回らない限りパック電源電圧ＶＰＡＣＫから電流検出回路４への給電は継続される。
【００４１】
つぎに、バッテリの充電が十分となり電源がパック電源電圧ＶＰＡＣＫからバッテリ電源電圧ＶＢＡＴに切り替わると、オン状態の遮断スイッチＭＰ２とＭＮ１を介してバッテリ電源電圧ＶＢＡＴがレベル低下した電圧ＶＳＴＵＰが温度検出回路４に伝達される。
【００４２】
電圧ＶＳＴＵＰの供給を受ける温度検出回路４は、前述したと同様に二次電流ＩＰＴＡＴ２を発生させるが、温度が異常とならない間はトランジスタＱ１１に流れる電流ＩＱ１１が定電流Ｉｒｅｆよりも小さく、基準電圧ＶＢＧが誤差アンプ６１に供給される。その結果、レギュレータ部６がバッテリ電源電圧ＶＢＡＴを電圧制御したレギュレータ電圧ＶＲＥＧ（たとえば３．３Ｖ）を出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【００４３】
このときバッテリの温度が異常放電などにより急激に上昇すると、この温度変化により二次電流ＩＰＴＡＴ２が急峻に上昇してトランジスタＱ１１に流れる電流ＩＱ１１が定電流Ｉｒｅｆよりも大きくなり、給電線４４の電圧が基準電圧よりも低くなる。すると、誤差アンプ６１の反転入力「−」レベルが電圧Ｖ１より大きく低くなることから、その出力がハイレベルとなって給電制御トランジスタＭＰ１がオフする。
その後、レギュレータ給電線７１の電圧が３．３Ｖから低下し、これが基準電圧Ｖ２、たとえば２．４Ｖを下回るとコンパレータ７２の出力信号ＸＩＮＩＴがハイレベルからローレベルに変化することから、図４に示すトランジスタＭＮ４がオフする。その結果、遮断スイッチＭＰ２のゲートがバッテリ電源電圧ＶＢＡＴによりプルアップされ、遮断スイッチＭＰ２がオフする。これによりバッテリ電源電圧ＶＢＡＴの給電路が絶たれ、温度検出回路４が動作しなくなる。
【００４４】
再びバッテリの充電が始まるとパック電源電圧ＶＰＡＣＫからの電源供給に切り替わるので、再び、電圧ＶＳＴＵＰが電流検出回路４に供給され、給電制御トランジスタＭＰ１が動作してレギュレータ給電線７１の電圧が上昇し始める。その電圧が基準電圧Ｖ２に達すると再びコンパレータ７２の出力信号がハイレベルとなってトランジスタＭＮ４をオンさせ、遮断トランジスタＭＰ２がオンして初期化され、いつでもバッテリ側への切り替えがあっても電源電圧の供給できる状態が整えられる。
【００４５】
このように、本実施の形態では異常な温度上昇によって二次曲線を描いて二次電流ＩＰＴＡＴ２が上昇し、それに応答してトランジスタＱ１１に流れる電流が定電流Ｉｒｅｆよりも大きくなって、内部給電線４４の電圧が基準電圧ＶＢＧよりも低くなって基準電位ＶＳＳとされる。定電流Ｉｒｅｆの値を変えることで、内部給電線４４の電圧低下までの時間を調整できるので、シャットダウンまでの時間を適宜に調整できる。このようなシャットダウン機能を使うことによって、たとえばリセット回路などの出力をサーマルシャットダウンさせることが可能である。定電流源４１が供給する定電流Ｉｒｅｆの値を小さくするほど、急峻なシャットダウン動作とすることができる。
【００４６】
図５に、検出温度に対する出力（給電線の電位）のレスポンス特性を示す。検出温度を１５０度に設定し、シミュレーションした結果、検出感度のストロング（Ａ）とワースト（Ｂ）間で、１６度程度の開きとなる特性であることが観測された。また、温度に対して急峻な特性をもたせることもできた。このように、本発明においては、二次電流ＩＰＴＡＴ２が構成素子パラメータや製造プロセスの影響を受け難いため精度が高くばらつかない結果、温度検出範囲を狭くして急峻で敏感な温度検出が可能である。
【００４７】
レギュレータ給電線７１の電圧が監視され、シャットダウン動作により、この電圧が基準値Ｖ２を下回るとスタートアップ回路５内のトランジスタＭＮ４がオフして遮断スイッチＭＰ２をオフさせ温度検出回路４への給電を停止させる。このため、温度低下しても再びパック電源電圧ＶＰＡＣＫの供給がない限り、給電制御トランジスタＭＰ１はオフ状態を維持する。その結果、従来のように温度検出点を境に電源供給のオンとオフが断続的に繰り返す現象が防止でき、またバッテリの無駄な電力消費が抑制されるという利点がある。
【００４８】
さらに、つぎにパック電源電圧ＶＰＡＣＫが供給され、レギュレータ給電線７１の電圧が再び上昇し、基準電圧Ｖ２に達するとスタートアップ回路５内のトランジスタＭＮ４がオンして遮断スイッチＭＰ２をオンさせ初期化することから、以後、いつでもバッテリ側への切り替え準備が整う。このようなシーケンスを制御するスタートアップ情報が電圧をモニタする監視回路７で実現できることから簡素な回路構成ですむ。とくにアナログＢｉＣＭＯＳプロセスにおいて、ある程度一般的に使われている回路構成を応用できることから、回路変更の度合いが少ないという利点がある。
【００４９】
図６に、１電源対応の場合の構成を示す。
前述した図１の構成ではスタートアップ回路５内に遮断スイッチＭＰ２を設けていたが、図６に示す構成ではスタートアップ回路５Ａの外に遮断スイッチＭＰ２を設けている。また、図６に示す温度検出回路４Ａは、図２に示す構成から定電流源４１とトランジスタＱ１１を除いた一次および二次電流回路４２と４３のみから構成される。遮断スイッチＭＰ２は、電源電圧ＶＩＮの供給線８０と定電流源４１との間に接続されている。この場合、スタートアップ回路５Ａは電源電圧ＶＩＮの供給線８０と電圧ＶＳＴＵＰの供給線４０との間に接続され、遮断スイッチＭＰ２がオフしているときにスタートアップを可能にするために電源電圧ＶＩＮの供給バイパスとして一時的に機能する。その結果、温度検出回路４Ａが動作し、異常温度を検出し二次電流ＩＰＴＡＴ２の上昇によりトランジスタＱ１１を流れる電流ＩＱ１１が定電流Ｉｒｅｆよりも大きくなると、給電線４０の電圧を低下させる。電圧ＶＳＴＵＰが基準電位ＶＳＳに接続されると、コンパレータ７２Ａの出力信号ＸＳＤがローレベルからハイレベルとなり遮断スイッチをオフさせて定電流源４１側の給電路を遮断する。一方、つぎに電源電圧が印加されると、これをスタートアップ回路５Ａが検知して電源電圧ＶＩＮの供給バイパスを一時的に開き、電圧ＶＳＴＵＰが上昇しコンパレータの出力信号ＸＳＤがハイレベルからローレベルになる。その結果、遮断トランジスタＭＰ２がオンして初期化される。
【００５０】
図７に、スタートアップが必要でない場合の構成を示す。
たとえば極端な異常温度の上昇を検出した場合に、回路２００の給電を完全に停止して以後動作させない最終的なフェールセーフを行う用途が存在する。そのような場合、スタートアップさせる必要がないので、一次および二次電流回路からなる温度検出回路４Ａ、定電流源４１およびトランジスタＱ１１のみを設けることによって回路２００の給電点を基準電位ＶＳＳに接続させて動作停止制御を行うことができる。
この図７および前記図５の構成においても、二次の温度係数に比例した二次電流ＩＰＴＡＴ２を用いてトランジスタＱ１１を用いて最適なシャットダウン動作で給電制御を行うことができるという利点がある。
【００５１】
図２の回路においては、トランジスタＱ１のベースをトランジスタＱ３のベースと共に抵抗Ｒ２とＲ３との接続中点に接続しているが、トランジスタＱ２のベースと共にトランジスタＱ１のコレクタに接続し、トランジスタＱ１のサイズをトランジスタＱ２と同様にトランジスタＱ３のＭ倍とすることもできる。このような構成としても、図２の回路と同様の電流を得ることができる。
また、３乗回路、４乗回路などの高次の回路を用いて、絶対温度ＴのＮ乗に比例する電流を用いてシャットダウン動作を行なうようにしてもよい。
更には、サーマルシャットダウン動作の設定温度は、適用される回路に応じて任意の温度に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施の形態にかかる２電源駆動レギュレータ（電圧発生回路）の概略構成図である。
【図２】二次電流を生成する温度検出回路（サーマルシャットダウン回路）の回路図である。
【図３】二乗回路の一般的な回路図である。
【図４】スタートアップ回路の回路図である。
【図５】検出温度に対する出力（給電線の電位）のレスポンス特性を示すグラフである。
【図６】１電源対応の場合のサーマルシャットダウン回路の接続例を図である。
【図７】スタートアップが必要でない場合に適したサーマルシャットダウン回路の接続例を示す図である。
【図８】従来のサーマルシャットダウン回路の代表的な構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１…レギュレータ、４…温度検出回路、４１…定電流源、４２…一次電流回路、４３…二次電流回路、４４…内部給電線、５…スタートアップ回路、６…レギュレータ部、６１…誤差アンプ、７…監視回路、７１…レギュレータ部の給電点、ＭＰ１…給電制御スイッチ、ＭＰ２，ＭＮ１…遮断スイッチ、Ｖ１…給電制御の基準電圧、ＸＩＮＩＴ…初期化信号
【図１】
2005157591.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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