(57)【要約】【課題】低リップル化を実現する電源装置を提供する。【解決手段】Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００に電力を供給する電力供給電源回路２００は、その出力電圧を分圧器３で１／Ｎ倍して誤差増幅器２の反転入力端子にすると共に、非反転入力端子には、切替回路３００経由でＮ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電圧を入力する。そして、この誤差増幅器２の出力をトランジスタ１に供給して、電力供給電源回路２００の出力電力の電圧値をＮ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電圧×Ｎに制御する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータを有する多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部と、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力の電圧値を検出する検出手段と、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に電力を供給する電力供給手段と、
前記電力供給手段から出力される電力の電圧値を前記検出手段により検出された電圧値のＮ倍の電圧値に制御する制御手段と
を具備することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータを有する多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部と、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に電力を供給する電力供給電源部と、
前記電力供給電源部が前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するために用いる基準値を切り替える切替装置と
を具備し、
前記電力供給電源部は、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するトランジスタと、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に出力した電力の電圧値の１／Ｎ倍の電圧を取得する分圧器と、
前記分圧器により取得された電圧を第１の端子に入力すると共に、外部から与えられる電力の電圧を第２の端子に入力し、前記第１の端子に入力された電力の電圧値が前記第２の端子に入力された電力の電圧値と同値となるようにするための制御信号を前記トランジスタに供給する誤差増幅器と
を有し、
前記切替装置は、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力を取得する取得手段と、
予め定められた電圧値の電力を出力する電圧源と、
前記取得手段により取得された電力の電圧値が前記電圧源から出力される電力の電圧値以上である場合、前記取得手段により取得された電力の電圧を前記誤差増幅器の第２の端子に前記基準値として入力し、下回っている場合には、前記電圧源から出力される電力の電圧を前記誤差増幅器の第２の端子に前記基準値として入力する制御手段と
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
前記取得手段により取得される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記電力供給電源部は、前記誤差増幅器の第１の端子に入力される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項６】
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項７】
並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータを有する多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部と、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に電力を供給する電力供給電源部と、
前記電力供給電源部が前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するために用いる基準値を切り替える切替装置と
を具備し、
前記電力供給電源部は、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に出力する電力の電圧値を制御するトランジスタと、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に出力した電力の電圧を第１の端子に入力すると共に、外部から与えられる電力の電圧を第２の端子に入力し、前記第１の端子に入力された電力の電圧値が前記第２の端子に入力された電力の電圧値と同価となるようにするための制御信号を前記トランジスタに供給する誤差増幅器と
を有し、
前記切替装置は、
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力を取得する取得手段と、
予め定められた電圧値の電力を出力する電圧源と、
前記取得手段により取得された電力の電圧値をＮ倍に昇圧するためのアンプと、
前記アンプから出力される電力の電圧値が前記電圧源から出力される電力の電圧値以上である場合、前記アンプから出力される電力の電圧を前記誤差増幅器の第２の端子に前記基準値として入力し、下回っている場合には、前記電圧源から出力される電力の電圧を前記誤差増幅器の第２の端子に前記基準値として入力する制御手段と
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項８】
前記取得手段により取得される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【請求項９】
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項８記載の電源装置。
【請求項１０】
前記電力供給電源部は、前記誤差増幅器の第１の端子に入力される電力の電圧値を予め定められた値分増減させる増減手段をさらに具備することを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【請求項１１】
前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力の電流値またはこの電流値と一定の関係を有する電流値もしくは電圧値を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づき、前記増減手段により増減させる前記予め定められた値を設定する設定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項１０記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば高性能プロセッサ等に低電圧かつ大電流の電力を供給する多相電源装置における出力の低リップル化技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ノートブックタイプやデスクトップタイプ等、様々なタイプのパーソナルコンピュータが開発・販売され、広く普及している。また、パーソナルコンピュータに搭載されるプロセッサの高性能化は目覚ましく、この高性能化に伴い、例えば１ボルト（Ｖ）で１００アンペア（Ａ）等、プロセッサに供給する電力も低電圧・大電流化の傾向にある。
【０００３】
そして、このような電力を供給するため、最近では、ＰＷＭ（パルス幅変調）スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを複数並列に接続した、いわゆる多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源装置が多く採用されている（例えば特許文献１参照）。このＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、各周期における出力（オン）／停止（オフ）の期間を変えることによって出力電力量を制御する機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータであり、多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源装置は、各ＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングを制御することにより、所望の低電圧・大電流の電力を生成する。
【特許文献１】米国特許第４，１９５，３３３号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、複数のＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを用いて生成される多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源装置の出力電流は、変動を含んだリップル電流となるのが一般的であるが、従来より、このリップル電流の変動分が極力小さくなるように、多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源装置の相数や多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源装置への供給電圧を選定することは可能であった。しかしながら、この出力リップル電流は、供給電圧の変動や出力電圧の変化（最近のプロセッサは、消費電流に応じて供給電圧を変えなければならない場合がある）によって大きく変化してしまう。従って、リップル電圧が大きくなってしまうばかりか、この時のことを想定して、いわゆる平滑用コンデンサの静電容量を大きくしておかなければならないという問題（コスト、スペース問題）や、コンデンサに大きなリップル電流が流れることにより電力損失が発生し、効率が悪くなるという性能上の問題も引き起こしていた。
【０００５】
また、多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源装置は、接続される負荷の違いによって出力電圧を変えなければならない。この時も、上記と同様の問題が発生するが、出力電圧を大きく変えなければならない場合には、上記のコンデンサを大きな容量のものに取り替えなければならないという問題もあった。
【０００６】
この発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、低リップル化を実現する電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的を達成するため、本発明の電源装置は、並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータを有する多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部と、前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部から出力される電力の電圧値を検出する検出手段と、前記多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部に電力を供給する電力供給手段と、前記電力供給手段から出力される電力の電圧値を前記検出手段により検出された電圧値のＮ倍の電圧値に制御する制御手段とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
このように、本発明によれば、低リップル化を実現する電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照してこの発明の実施形態について説明する。
【００１０】
（第１実施形態）
まず、この発明の第１実施形態について説明する。図１は、第１実施形態の電源装置の構成を示す図である。この電源装置は、例えばパーソナルコンピュータのプロセッサ等に電力を供給するものであり、図１に示すように、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路（多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源部）１００、電力供給電源回路（電力供給電源部）２００および切替回路（切替装置）３００を有している。
【００１１】
Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００は、Ｎ台のＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ１０１を並列接続し、所定の位相差を設けるべく各々のスイッチングを同期させることにより、図示されない負荷から要求される低電圧・大電流の電力Ｖ５を生成・出力するものである。一方、電力供給電源回路２００および切替回路３００は、図示されない電源から電力Ｖ１の供給を受け、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００が電力Ｖ５を生成・出力する際に最もリップル電流が少なくなる電圧値の電力Ｖ２を生成・出力すべく協働して動作するものである。ここで、図２乃至図４を参照して、このリップル電流を少なくするための一般原理について説明する。
【００１２】
図２に示す２相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路を構成する各素子が理想的な素子であると仮定する。理想的な素子とは、損失がゼロの素子であり、例えばトランジスタＱ１，Ｑ２ではオン抵抗がゼロ、インダクタＬ１，Ｌ２では抵抗成分がゼロ、ダイオードＤ１，Ｄ２では順方向電圧がゼロ等を意味する。そして、この場合、スイッチングトランジスタのオンデューティは、入力電圧と出力電圧の大きさで決まることになる（オンデューティＴｏｎ＝Ｖｏ／Ｖｉｎ）。図３は、この２相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路の動作時における電流波形等を示す図である。
【００１３】
図３に示すように、２相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路では、各周期Ｔの前半部で一方のコンバータのトランジスタＱ１をある期間オンにすることにより電流ＩＬ１を出力し、その後半部で他方のコンバータのトランジスタＱ２を同期間オンにすることにより電流ＩＬ２を出力する。この互いにＴ／２周期ずれた電流ＩＬ１，ＩＬ２は、それぞれΔＩＬ１，ΔＩＬ２（ΔＩＬ１，ΔＩＬ２は同値）のリップル分を含み、これらを足し合わせた当該２相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路としての出力電流は、最終的にΔＩのリップル分を含んだ電流Ｉとなる。
【００１４】
また、図４は、インダクタＬ１とインダクタＬ２のインダクタンスが同じであり、スイッチング周期１０μｓ、Ｌ１＝Ｌ２＝０．５μＨ、Ｖｏ＝１Ｖの時に、入力電圧を変化させた場合の電流Ｉのリップル分の変化を示したものである。図４（Ａ）より、入力電圧が２Ｖの時、即ち入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏの比が２対１になったとき、電流Ｉのリップル分がゼロになることが分かる。なお、この場合、図３で示した各周期Ｔの前半部において、一方のコンバータのトランジスタＱ１はオンであり続け、その後半部では、他方のコンバータのトランジスタＱ２がオンであり続けることになる。また、図４（Ｂ）は、４相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路の場合を示しており、図示のように、入力電圧が４Ｖの時、即ち入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏの比が４対１になったとき、電流Ｉのリップル電流がゼロになることが分かる。
【００１５】
そこで、この第１実施形態の電源装置では、電力供給電源回路２００および切替回路３００が、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００が生成・出力する電力Ｖ５の電圧値×Ｎの電圧値の電力Ｖ２を生成・出力すべく協働して動作する。以下、この点について詳述する。
【００１６】
前述したように、電力供給電源回路２００には、図示されない電源から電力Ｖ１が供給される。電力供給電源回路２００は、図示のように、トランジスタ１、誤差増幅器２、分圧器３および平滑コンデンサ４を有しており、誤差増幅器２の反転入力端子には、当該電力供給電源回路２００が出力する電力Ｖ２の電圧を分圧器３で１／Ｎ倍した電圧（Ｖ３）が供給され、一方の非反転入力端子には、切替回路３００からの電圧（Ｖ４）が外部入力される。また、切替回路３００には、図示のように、抵抗５、電圧源６、ダイオード７およびアンプ８が設けられており、その結果、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００が未動作の状態では、電圧源６からの電圧が誤差増幅器２の非反転入力端子に供給されることになる。なお、抵抗５は、この電圧源６からの電圧値でＶ５がクランプされないようにするために設けられるものである。
【００１７】
この誤差増幅器２の出力は、トランジスタ１に供給されており、その値は、反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と等しくなるまで上昇する。従って、反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と等しくなった場合の電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、Ｖ４×Ｎ＝電圧源６の電圧×Ｎとなる。
【００１８】
Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００は、この電力供給電源回路２００からの出力電力Ｖ２を受けて動作を開始し、その出力電力Ｖ５の電圧値は、多相ＰＷＭ制御ＩＣ１０２の制御下で、基準電圧源９の電圧と等しくなろうとする。そして、この過程において、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電力Ｖ５の電圧値のＮ倍に変化する。
【００１９】
つまり、まず、「Ｖ５の電圧値＜電圧源６の電圧値」の状態では、アンプ８は、反転入力端子側の電圧を下げようとするが、ダイオード７により下げることができず、誤差増幅器２の非反転入力端子には、電圧源６の電圧がそのまま供給される。従って、この「Ｖ５の電圧値＜電圧源６の電圧値」の状態では、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、電圧源６の電圧×Ｎとなっている。
【００２０】
次に、時間経過に伴い、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電力Ｖ５が基準電圧源９の電圧に向かって上昇し、「Ｖ５の電圧値＜電圧源６の電圧値」となると、アンプ８の動作により、誤差増幅器２の非反転入力端子には、Ｖ５の電圧と同価の電圧が供給される。従って、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、Ｖ５の電圧値×Ｎとなる。
【００２１】
これにより、例えばＮ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力側に接続された負荷の消費電流が変化した等、何らかの原因でＮ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電圧が変化しても、その変化に追従して、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値も変化し、「Ｖ５の電圧値×Ｎ」に保たれ、常に、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００のリップル電流が最小になる条件が維持されることになる。
【００２２】
以上のように、この電源装置においては、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００に供給される電力の電圧値が当該Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電力の電圧値の概ね「相数」倍になるように制御が行われるので、低リップル電流・低リップル電圧といった高性能化が図られ、その結果、低価格化や省スペース化も実現される。
【００２３】
（第２実施形態）
次に、この発明の第２実施形態について説明する。図５は、第２実施形態の電源装置の構成を示す図である。
【００２４】
前述した第１実施形態の電源装置とこの第２実施形態の電源装置との違いは、この第２実施形態の電源装置では、図示のように、分圧器３の分圧比を１／Ｎから１にし、その代わりに、アンプ８のゲインを新設した分圧器１０によりＮ倍にすると共に、電圧源６からの電圧もＮ倍にした点にある。
【００２５】
この第２実施形態の電源装置においても、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、「Ｖ５の電圧値×Ｎ」となり、常に、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００のリップル電流が最小になる条件を保つことができる。
【００２６】
（第３実施形態）
次に、この発明の第３実施形態について説明する。図６は、第３実施形態の電源装置の構成を示す図である。
【００２７】
この第３実施形態の電源装置は、図示のように、前述した第１実施形態の電源装置に対して定電流源１１および抵抗１２を追加したものである。
【００２８】
この第３実施形態の電源装置においては、アンプ８の非反転入力端子には、「Ｖ５＋ＩＢ×抵抗１２の抵抗値」の電圧が供給される。すなわち、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、「（Ｖ５＋ＩＢ×抵抗１２の抵抗値）×Ｎ」となり、予め定められた値「（ＩＢ×抵抗１２の抵抗値）×Ｎ」分だけ、出力電力Ｖ２の電圧値を増減させることができる（ＩＢの極性が＋であれば増加、−であれば減少）。
【００２９】
従って、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００内で並列接続される各ＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のトランジスタＱ１〜ＱＮ、インダクタＬ１〜ＬＮ、ダイオードＤ１〜ＤＮ等の損失によって、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電流がゼロになる入力電圧比が多少ずれてしまうことを補償できるようになり、常に、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００のリップル電流が最小になる条件を維持できる。
【００３０】
なお、この定電流源１１および抵抗１２の設置位置は、これに限らず、例えば図７に示す位置に代えても、同様の効果、つまり各ＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のトランジスタＱ１〜ＱＮ、インダクタＬ１〜ＬＮ、ダイオードＤ１〜ＤＮ等の損失による入力電圧比のずれを補償することが実現される。また、この定電流源１１および抵抗１２の設置は、図８および図９に示すように、前述した第２実施形態の電源装置に対して実施することも当然に有効である。
【００３１】
（第４実施形態）
次に、この発明の第４実施形態について説明する。図１０は、第４実施形態の電源装置の構成を示す図である。
【００３２】
この第４実施形態の電源装置は、図示のように、前述した第３実施形態の電源装置に対して、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電力Ｖ５の電流値を検知するための抵抗１４と、この抵抗１４の両端の電圧差を検知するためのアンプ１５とを追加すると共に、定電流源１１をアンプ１５の出力により出力電流が変化するタイプの定電流源１３に代えたものである。
【００３３】
つまり、抵抗１４およびアンプ１５により、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電力Ｖ５の電流値が検知され、この検知結果に応じて、定電流源１３の出力電流の大きさＩＢが決定される。そして、アンプ８の非反転入力端子には、「Ｖ５＋ＩＢ×抵抗１２の抵抗値」の電圧が供給される。これにより、電力供給電源回路２００の出力電力Ｖ２の電圧値は、「（Ｖ５＋ＩＢ×抵抗１２の抵抗値）×Ｎ」となり、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電流の大きさによって変化する予め定められた値「（ＩＢ×抵抗１２の抵抗値）×Ｎ」分だけ、出力電力Ｖ２の電圧値を増減させることができる（ＩＢの極性が＋であれば増加、−であれば減少）。
【００３４】
従って、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電流の変化による各ＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のトランジスタＱ１〜ＱＮ、インダクタＬ１〜ＬＮ、ダイオードＤ１〜ＤＮ等の損失によって、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電流がゼロになる入力電圧比が多少ずれてしまうことを補償できるようになり、常に、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００のリップル電流が最小になる条件を維持できる。
【００３５】
なお、この第４実施形態の手法は、ここで説明した図６の構成の電源装置に対して適用する場合に限らず、図７乃至図９のいずれの構成の電源装置に対しても適用することが可能である。
【００３６】
また、ここでは、定電流源１３の出力電流の大きさが、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電流の大きさによって変化させる場合を説明したが、これに代えて、例えばトランジスタＱ１〜ＱＮに流れる電流、インダクタＬ１〜ＬＮに流れる電流、ダイオードＤ１〜ＤＮに流れる電流、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の入力電流等を検知し、この検知結果に応じて、定電流源１３の出力電流を制御しても同様の効果を得ることができる。すなわち、Ｎ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００の出力電流とある一定の関係を有する電流値または電圧値に基づき、定電流源１３の出力電流を制御しても良い。
【００３７】
さらに、前述の第１乃至第４実施形態のＮ相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路１００では、フライホイール用に各ＰＷＭスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ１０１においてダイオードＤ１〜ＤＮを使用しているが、これをＦＥＴ等のアクティブなスイッチング素子、つまりいわゆる同期整流方式に代えても良い。
【００３８】
このように、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】この発明の第１実施形態の電源装置の構成を示す図
【図２】多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路のリップル電流を少なくするための一般原理について説明するための第１の図
【図３】多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路のリップル電流を少なくするための一般原理について説明するための第２の図
【図４】多相ＰＷＭ制御ＤＣ／ＤＣコンバータ電源回路のリップル電流を少なくするための一般原理について説明するための第３の図
【図５】同第２実施形態の電源装置の構成を示す図
【図６】同第３実施形態の電源装置の構成を示す図
【図７】同第３実施形態の電源装置の第１の変形例を示す図
【図８】同第３実施形態の電源装置の第２の変形例を示す図
【図９】同第３実施形態の電源装置の第３の変形例を示す図
【図１０】同第４実施形態の電源装置の構成を示す図
【符号の説明】
【００４０】
１…トランジスタ、２…誤差増幅器、３…分圧器、４…平滑コンデンサ、５…抵抗、６…電圧源、７…ダイオード、８…アンプ、９…基準電圧源、１０…分圧器、１１…定電流源、１２…抵抗、１３…定電流源、１４…抵抗、１５…アンプ、１００…ＤＣコンバータ電源回路、１０１…ＤＣコンバータ、１０２…多相ＰＷＭ制御ＩＣ、２００…電力供給電源回路、３００…切替回路。
【図１】
2005168106.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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