(57)【要約】【課題】  アナログ回路であるポールゼロ補償回路に代わるデジタル演算処理を行うことで、抵抗帰還型前置増幅器やパルスリセット型前置増幅器にも対応し、アナログ回路も必要最小限とする、高い安定性を有する軽量小型で安価な信号処理装置を提供する。【解決手段】  放射線検出器等からのパルス信号を処理する信号処理装置に、ステップ波再生補正部を有する構成とし、非ステップ波状のデジタル信号がステップ波再生補正部に入力されると、該ステップ波再生補正部がデジタル演算処理を行い、ステップ波状のデジタル信号に再生され出力される。【選択図】    図１
2005121392.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放射線検出器等からのパルス信号を処理する信号処理装置であって、非ステップ波状のデジタル信号を、ステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
放射線検出器等からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項３】
放射線検出器等からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段から出力された放射線検出器からのパルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項４】
前記デジタルフィルターは、デジタルフィルター出力の変化量を演算するデジタルフィルター変化量演算手段と積算を行う積分演算手段を有することを特徴とする請求項３記載の信号処理装置。
【請求項５】
放射線を検出する放射線検出器と前記放射線検出器から出力される信号を増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器からの出力される信号を微分するための微分手段と、前記微分手段の前段または後段に、信号を増幅するための増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段から出力された放射線検出器からのハルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項６】
放射線検出器等からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段の出力を、ヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置において、前記微分器補正手段の出力の形状を表示しながら、前記微分器補正手段の補正係数を変化させて前記形状の中心部分とベースラインを合わせることを特徴とする信号処理装置の調整方法。
【請求項７】
放射線検出器等からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段の出力を、ヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置において、前記ステップ波再生補正手段の出力の形状を表示しながら、前記ステップ波再生補正手段の補正係数を変化させて前記形状の中心部分とベースラインを合わせることを特徴とする信号処理装置の調整方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放射線測定システムに関し、特に放射線のスペクトロスコピーに必要なスペクトルを得るための信号処理装置に関する。放射線測定システムは、原子炉関連施設、加速機器関連施設のみならず、放射線を利用した医療機器、分析機器、核物理学、宇宙物理学、工業計測等の分野に幅広く利用されている。
【背景技術】
【０００２】
放射線を検出しスペクトルスコピーを行うことは、産業上広く用いられている。例えば、被測定物に電子線やＸ線等を照射し、相互作用により発生した特性Ｘ線を測定しスペクトロスコピーすることで、成分分析が行われている。また、被測定物に含まれる放射性同位元素から放出された放射線を測定しスペクトロスコピーすることで、被測定物に含まれる放射性同位元素を定量することも行われている。
特に、Ｘ線やガンマ線を利用した放射能定量測定においては、エネルギー分散型の放射線計測システムが一般的に用いられている。これらの放射線検出器としては、Ｇｅ、Ｓｉ等の半導体を用いたもの、ＮａＩ、ＣｓＩ等のシンチレーションを用いたもの、また比例計数管等ガスを用いたものがある。これら放射線検出器から得られた信号を前置増幅器、アナログ波形整形アンプ、マルチチャンネルアナライザー（以下、ＭＣＡと呼ぶ）等の装置を用いて処理し、得られたスペクトルから放射能を定量している。
【０００３】
近年、アナログの電圧値をデジタル値に変換（以下、ＡＤ変換と呼ぶ）することをクロック毎に行う高速高精度のフラッシュＡＤＣ（以下、サンプリングＡＤＣと呼ぶ）が開発され、前置増幅器からのアナログ出力パルス波形をＡＤ変換し、デジタル信号演算処理によってパルスの高さのヒストグラムを出すことが行なわれ始めている。所謂、デジタルＭＣＡである。
【０００４】
従来のデジタルＭＣＡは、アナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡに基づいて開発されたため、アナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡとほぼ同じ構成になっている。本発明がアナログ波形整形アンプ等と、全く異なる発想により構成された信号処理装置であることを明白とするために、まずアナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡを用いたアナログ放射線測定システムについて説明する。
【０００５】
図９は、従来のアナログ放射線測定システムのブロック図である。図１０は、アナログ波形整形アンプに入力される前置増幅器１３の出力について詳しく説明するための図である。一般に、前置増幅器は、４０の抵抗帰還型図１０（Ａ）と４４のパルスリセット型図１０（Ｃ）との２つに大別される。前者は、放射線１１により得られた電荷が初段ＦＥＴ３７のゲートに蓄積されるが、帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９の時定数で、図１０（Ｂ）に示すように順次放電させる機構になっている。つまり、パルスｈは、立ち上がり後エキスポネンシャルで減衰する。このため、出力４１は飽和することがない。後者は、放射線により得られた電荷を初段のＦＥＴ３７のゲートに順次蓄積した後、飽和を防ぐため、図１０（Ｄ）に示すように、出力４５が閾値電圧４６になったら、トランジスター４２や発光ダイオード４３により自動的に電荷を放電させる機構になっている。このため、パルスリセット型の出力は、ステップ状となっている。
【０００６】
図９のアナログ波形整形アンプ３４には、これら２種類の前置増幅器１３の出力が入力される。アナログ波形整形アンプ３４は、これら前置増幅器１３の信号をアナログＭＣＡ３５に適合する波形に整形するとともに、アナログＭＣＡ内にある逐次比較型ＡＤＣ３０のダイナミックレンジに合うように増幅を行う。アナログＭＣＡ３５では、入力されたパルス電圧の最大ピーク３３を検出しホールドして、０Ｖ（ベースライン）からのパルス波高Ｈを逐次比較型ＡＤＣ３０でデジタル化し、ヒストグラム回路のパルス波高に対応したメモリーに加算する。
【０００７】
このため、アナログ波形整形アンプ３４の出力パルス３２に、オフセットのようなＤＣ成分が含まれているとその分だけ増減したパルス波高がヒストグラムに加算され、正確なパルス波高が計測されなくなる。そこで、アナログ波形整形アンプ３４には、微分器４が設けられており、出力３２にＤＣ成分が乗らないようにしている。さらにアナログ波形整形アンプ３４には、ローパスフィルターの積分器２９が設けられ、前述の微分器４（ハイパスフィルター）と合わせて、バンドパスフィルターの構成を成し、信号以外のノイズを低減化している。
【０００８】
ここで、重要なことは、Ｘ線やガンマ線が光電効果等で放射線検出器１２にそのエネルギーを全て沈着した場合、Ｘ線やガンマ線のエネルギーと前置増幅器１３のパルス波高ｈが比例し、さらにこのパルス３１の波高ｈに、アナログ波形整形アンプ出力３２の（ベースラインからの）パルス波高Ｈが比例していることである。このため、アナログＭＣＡ３５によりアナログ波形整形アンプ出力のパルス波高Ｈのヒストグラムをヒストグラム回路１０で作成することにより、放射線検出器１２で相互作用したＸ線やガンマ線のエネルギーを判別することができる。もし、アナログ波形整形アンプ出力３２のベースラインが揺らいだ場合には、その揺らぎ分だけ波高Ｈが増減し、正確な波高を得ることができず、Ｘ線やガンマ線のエネルギーの判別が難しくなる。
【０００９】
抵抗帰還型前置増幅器の出力４１をアナログ波形整形アンプ内の微分器４に通すと、抵抗帰還型前置増幅器の出力４１が帰還抵抗と帰還コンデンサーの時定数で減衰しているため、図１１（Ａ）のようにアンダーシュートし、さらに積分器を通したアナログ波形整形アンプの出力図１１（Ｂ）もアンダーシュートする。このアンダーシュートしている際に次のパルスが来た場合には、図１１（Ｂ）のように△Ｈだけ、ベースラインからの波高が低くなる。そこで通常の波形整形アンプでは、微分器に平行してポールゼロ補償回路２８が設けられている。この回路により、出力は図１１（Ｃ）に示すようにアンダージュートが無くなり、図１１（Ｄ）に示すが如く正確なパルス波高Ｈを得ることができるようになる。
【００１０】
パルスリセット型前置増幅器の場合は、その出力４５が抵抗帰還型前置増幅器のように減衰しないため、微分器４を通してもエキスポネンシャルで減衰しアンダーシュートが起こらず、ポールゼロ補償をしなくても正確にパルス波高Ｈが得られる。しかし、ポールゼロ補償回路が有ったとしても、実質的な効果が無いようにポールゼロ補償回路を調整することができるので、ポールゼロ補償回路２８を設けたアナログ波形整形アンプは、抵抗帰還型前置増幅器とパルスリセット型前置増幅器の両方に対して用いることがでる。このため、一般的なアナログ整形アンプには、ポールゼロ補償回路２８が設けられている。
【００１１】
以下に、従来のデジタルＭＣＡについて述べる。図１２は、従来のデジタルＭＣＡの構成を説明するためのブロック図である。デジタルＭＣＡでは、サンプリングＡＤＣ５でクロック毎に波形をサンプリングするため、アナログＭＣＡのように、入力パルスの最大波高をホールドしてＡＤ変換する必要は無く簡略化されているが、基本的にアナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡの両方の機能を備えた構成となっている。前置増幅器出力の各パルス波高ｈを高精度にＡＤ変換するためには、アナログ波形整形アンプと同じように、前置増幅器からのＤＣ成分を取り除き、パルスがサンプリングＡＤＣ５のフルスケール電圧よりやや低めになるように、つまりＡＤＣのダイナッミックレンジを有効に利用できるように調整する必要がある。このため、入力段にはアナログ回路による微分器４と増幅器４７が設けられている。
【００１２】
従来のデジタルＭＣＡのデジタル演算処理部４８では、この微分器４によるパルスの変形を戻すデジタル演算処理（以下、微分器補正部と呼ぶ）が、一般に行なわれている。また、デジタルフィルターの演算処理も行われている。デジタルフィルターでは、アナログ波形整形アンプの積分器に対応する２個の移動平均と、微分器に対応する前記２つの移動平均の差の演算が行われる。つまり、デジタルフィルターには、微分の要素が含まれている。このため、デジタルフィルターの演算処理を行うと、帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９による減衰のため、アナログ波形整形アンプと同様にその出力はアンダーシュートする。このアンダーシュートした際に次のパルスが入力された場合は、実際の波高値Ｈより小さく評価される。
【００１３】
これを補償するため、従来のデジタルＭＣＡは、アナログ波形整形アンプと同様に微分器４の前後にポールゼロ補償回路２８を設けている。一般に、抵抗帰還型前置増幅器の抵抗３８とコンデンサー３９の時定数は、微分器４の時定数より１０倍以上大きいため、微分器４の出力のアンダーシュートをポールゼロ補償回路で無くすことで、デジタルフィルター演算処理の微分要素での（帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９による減衰の）影響が小さくなり、結果としてデジタルフィルター演算処理の出力はアンダーシュートが無くなる。特許文献１の図１の３２には、デジタルＭＣＡのポールゼロ補償回路が示されている。パルスリセット型前置増幅器の場合には、ポールゼロ補償回路を無効にすれば良いので、パルスリセット型前置増幅器にも対応することが可能である。つまり、ポールゼロ補償回路を備えたデジタルＭＣＡは、パルスリセット型前置増幅器と抵抗帰還型前置増幅器の両方の出力に対し用いることができる汎用的なデジタルＭＣＡである。
【００１４】
前置増幅器がパルスリセット型前置増幅器である場合、その出力がステップ波形であるため、デジタルフィルターを通してもその出力はアンダーシュートすることが無く、図１２（Ｂ）のように、ポールゼロ補償回路は必要でない。特許文献２の図１には、ポールゼロ補償回路を用いていないパルスリセット型前置増幅器専用のデジタルＭＣＡが開示されている。しかしながら、ポールゼロ補償回路が無いために、抵抗帰還型前置増幅器の場合に用いること、デジタルフィルターの出力がアンダーシュートがし、正確な測定ができない。
【００１５】
上述のように、従来のアナログ波形整形アンプやデジタルＭＣＡでは、抵抗帰還型前置増幅器とパルスリセット型前置増幅器の両方に対応させるために、ポールゼロ補償回路が必要と考えられてきた。しかし、ポールゼロ補償回路には抵抗、デジタルアナログコンバーター（以下、ＤＡＣと呼ぶ）、オペアンプやコンデンサー等を用いたアナログ部品が必要である。アナログ部品は、個々に温度や周波数特性および寿命を有し、長期間の高精度測定の際、実用上不安定であった。また、アナログ部品を基板上に配置し、配線を行うことで小型化や軽量化ができなかった。さらに、これらアナログ部品にかかる費用が高価であった。本発明は、デジタルＭＣＡにおいて、アナログ波形整形アンプ等の構成を継承したことに起因する、「デジタルＭＣＡにもポールゼロ補償回路が必要である」という上述の固定概念を覆し、「デジタルＭＣＡには、ポールゼロ補償回路を必要としない」という全く新しい概念を達成するための手段を提供するものである。
【特許文献１】ＵＳ５８７２３６３号公報
【特許文献２】特開２００１−４７５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上述のように、デジタルＭＣＡを図１２（Ａ）の構成にした場合、抵抗帰還型前置増幅器やパルスリセット型前置増幅器にも使用することができるが、アナログ部品からなるポールゼロ補償回路が必要であり、小型軽量化等が図れなかった。図１２（Ｂ）の構成にした場合、ポールゼロ補償回路が必要でないため小型軽量化を図れるが、抵抗帰還型前置増幅器に使用することができなかった。
【００１７】
そこで、本発明は、ポールゼロ補償回路に代わるデジタル演算処理を導入することにより、ポールゼロ補償回路を不必要とし、抵抗帰還型前置増幅器やパルスリセット型前置増幅器にも対応し、アナログ回路も必要最小限となって、高い安定性を有する軽量小型の安価なる信号処理装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するために本発明は、放射線検出器からのパルス信号を処理する信号処理装置として、非ステップ波状のデジタル信号を、ステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段を有するものとした。
【００１９】
また本発明は、放射線検出器からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段を有する信号処理装置とした。
【００２０】
また本発明は、放射線検出器からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段から出力された放射線検出器からのパルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置とした。
【００２１】
また本発明は、前記デジタルフィルターが、デジタルフィルター出力の変化量を演算するデジタルフィルター変化量演算手段と積算を行う積分演算手段を有する信号処理装置とした。
【００２２】
また本発明は、放射線を検出する放射線検出器と前記放射線検出器から出力される信号を増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器からの出力される信号を微分するための微分手段と、前記微分手段の前段または後段に、信号を増幅するための増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段から出力された放射線検出器からのハルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置とした。
【００２３】
また本発明は、放射線検出器からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段の出力を、ヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置において、前記微分器補正手段の出力形状を表示しながら、前記微分器補正手段の補正係数を変化させて前記形状の中心部分とベースラインを合わせる信号処理装置の調整方法とした。
【００２４】
さらに本発明は、放射線検出器等からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段の出力を、ヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置において、前記ステップ波再生補正手段の出力の形状を表示しながら、前記ステップ波再生補正手段の補正係数を変化させて前記形状の中心部分とベースラインを合わせる信号処理装置の調整方法とした。
【発明の効果】
【００２５】
本発明の信号処理装置は、ステップ状でないデジタルパルス信号を、ステップ波の波形に再生するステップ波再生補正部を有する構成とすることにより、例え抵抗帰還型前置増幅器のアナログ出力と同じデジタル波形であっても、つまり帰還抵抗と帰還コンデンサーによる減衰の波形であっても、パルスリセット型前置増幅器の出力ようなステップ状波形に補正することができる。よって、パルスリセット型前置増幅器用デジタルＭＣＡのように、ポールゼロ補償回路を必要とせず、デジタルフィルターをそのまま通しても、その出力はアンダーシュートすることが無く、正確な測定が可能となる。ポールゼロ補償回路を除くことで、アナログ回路が必要最小限となり、高い安定性を有する軽量小型の安価な信号処理装置ができるようになった。また、パルスリセット型前置増幅器を使用した場合であっても、ステップ波再生補正手段の補正量をゼロにすることで、対応することができ、汎用的な信号処理装置となる。
【００２６】
さらに、パルスリセット型前置増幅器を使用した放射線測定システムでも、厳密に述べると、わずかながら、放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等での電荷のリーク等により、パルスリセット型前置増幅器出力の水平部分が斜めになり、よってデジタルフィルターの出力が完全な台形波にならない。そこで、より正確な測定を行うためには、ステップ波再生補正手段で、斜め成分を水平に戻す補正を加え、デジタルフィルターの出力がより完全なステップ状となるようにする必要がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下に、本発明の具体的実施例につき図１乃至図８を参照して詳細に説明する。
【実施例】
【００２８】
図１は、本発明の信号処理装置の第１の実施例を示すブロック図である。図１に示すように、この信号処理装置はステップ波再生補正手段として、ステップ波再生補正部１を有する。
【００２９】
この第１実施例の信号処理装置に、例えば放射線検出器等からの出力パルス信号がＡ／Ｄ変換されて非ステップ波状デジタル信号２が入力されると、ステップ波再生補正部１でデジタル演算処理を行い、完全なステップ波状のデジタル信号３に再生して出力することができる。ここで、「非ステップ波状」とは、図１に破線で示されるように、パルス信号に減衰や上昇があって水平にならない信号波形のことである。これに対して「完全なステップ波状」とは、パルス信号に減衰や上昇がなく水平かつ直線状の信号波形のことである。
【００３０】
このステップ波再生補正部１を備えることで、デジタル信号が抵抗帰還型の前置増幅器に基づくデジタル信号であっても、ポールゼロ補償回路を必要としない信号処理装置とすることができる。尚、ステップ波再生補正部１自体の構成・機能については後段にて詳述する。
【００３１】
図２は、本発明の信号処理装置の第２の実施例を示すブロック図である。図２に示すように、この信号処理装置は微分手段としての微分器４と、その微分器４の前段の入力側に×印で示されるＡか後段の出力側に×印で示されるＢのいずれかの位置には増幅手段としての増幅器が設けられている。さらに微分器４あるいは増幅器の出力側には、サンプリング手段としてのサンプリングＡＤＣ５が備えられ、サンプリングＡＤＣ５の出力側には、デジタル演算処理手段としてのデジタル演算処理部６が接続される。このデジタル演算処理部６には、微分器補正手段としての微分器補正部と、ステップ波再生補正手段としてのステップ波再生補正部が組み込まれている。
【００３２】
この第２実施例の信号処理装置に、例えば放射線検出器等からの出力パルス信号が非ステップ波状のアナログ信号７として入力されると、微分器４により波形が変化し、増幅器によりその変化した波形が増幅される。増幅器が微分器４の前段にある場合には、まず非ステップ波状のアナログ信号７が増幅され、その増幅されたアナログ信号７が微分器４により波形変化させられる。但し結果的には、増幅器が微分器４の前段にあろうが後段にあろうが、さらに後段へ出力される波形は同じとなる。微分器４で波形変化したアナログ信号は、サンプリングＡＤＣ５によるＡ／Ｄ変換の実行に適切な信号となってサンプリングＡＤＣ５でデジタル信号に変換される。サンプリングＡＤＣ５からのデジタル信号はデジタル演算処理部６に送られ、微分器補正部で前段の微分器４で波形変化した波形を元の波形に戻すとともに、ステップ波再生補正部で完全なステップ波８に再生され出力される。
【００３３】
この第２実施例の信号処理装置としたことにより、抵抗帰還型前置増幅器出力やパルスリセット型前置増幅器のようなパルスが入力されても、ステップ波再生補正手段により完全なステップ波に戻されるため、後段にデジタルフィルターを接続すれば、完全な台形波形が出力され、正確な波高を得る事ができる。
【００３４】
図３は、本発明の信号処理装置をデジタルＭＣＡの構成に適用した実施例を示すブロック図である。図３に示すように、この信号処理装置にも図２で示す第２の実施例と同様に、微分器４とその前後のＡまたはＢのいずれかに増幅器を有し、さらにその後段にサンプリングＡＤＣ５が備えられている。それらの構成と機能は第２実施例と同じであるため、詳細説明は省略する。以下、サンプリングＡＤＣ５よりも後段の構成と機能について説明する。
【００３５】
サンプリングＡＤＣ５の出力側には、デジタル演算処理手段としてデジタル演算処理部９が接続され、さらにデジタル演算処理部９の出力側には、ヒストグラム回路１０が接続されている。デジタル演算処理部９には、微分器補正手段としての微分器補正部と、ステップ波再生補正手段としてのステップ波再生補正部、及びデジタルフィルターが組み込まれている。このデジタルフィルターは、デジタルフィルター変化量演算手段としてデジタルフィルター出力の変化量を演算するデジタルフィルター変化量演算部と、積分演算手段として積算を行う積分演算部とに分けて組み込んでもよい。
【００３６】
このデジタルＭＣＡの信号処理装置に、例えば放射線検出器等からの出力パルス信号が入力されると、微分器４、増幅器、サンプリングＡＤＣ５を経由してデジタル信号がデジタル演算処理部９に送られる。デジタル演算処理部９に送られたデジタル信号は、微分器補正部で前段の微分器４で波形変化した波形を元の波形に戻され、ステップ波再生補正部で完全なステップ波に再生される。また、デジタルフィルターでは、放射線検出器等からのパルス信号が三角波または台形波に整形される。デジタル演算処理部９から出力された放射線検出器等からのパルス信号波高値はヒストグラム回路１０に送られヒストグラムとして記録することができる。なお、デジタルフィルターについては後段で詳述する。
【００３７】
図４は、本発明の演算処理装置を使用した放射線測定システムを説明するためのブロック図である。前置増幅器１３からは、放射線１１が放射線検出器１２に沈着したエネルギーに比例した波高のパルスが出力され、デジタルＭＣＡ１５の微分器４に接続される。微分された信号が、アナログデジタル変換器５のダイナッミックレンジ近くにするために、微分器４の前段Ａまたは後段Ｂに増幅器を用いてもよい。微分器４からのアナログ信号は、アナログデジタル変換器５でクロック毎にＡＤ変換される。このようにＡＤ変換された信号は、デジタル演算処理部９で各種の演算が行えわれ、演算結果の波高値がヒストグラム回路１０に記憶される。パーソナルコンピューター１４では、デジタルＭＣＡ１５と信号を送受し、ヒストグラムの表示、デジタルＭＣＡコントロール、スペクトロスコピー演算、スペクトルの保存、微分時定数とステップ波再生補正部の補正係数の設定等が行われる。
【００３８】
以下に、デジタルフィルターについて説明する。図６は、パルスリセット型前置増幅器出力を、サンプリングＡＤＣでＡＤ変換した場合の模式図である。まず、Ｎ番目のＡＤ変換値ｖＮに着目する。Ｎ番目の値ｖＮを含め過去Ｌ個（Ｌ１領域）の移動平均とＧ個（Ｇ１領域）過去のＬ個（Ｌ２領域）の移動平均の差を、パルス波高ＨＮとする。つまり、ＨＮと各ＡＤ変換値ｖＫの間には、式１が成立する。
【数１】
2005121392.tif 000003
Ｌ１およびＬ２領域の平均は、それぞれの領域での値を足し合わせて、その個数（Ｌ）で割らなければならないが、式１では、Ｌを両辺に掛けている。この式１が、デジタルフィルターの基礎となる式である。図６は、Ｌが８、Ｇが６の場合が示されている。
【００３９】
図７は、式１により、どのようにＨＮが計算されるか説明するための図である。サンプリングＡＤＣ５によるサンプリングは、過去より行われておりその値は、メモリーに記憶されているとする。今、Ｎ＝γ回目（γは、任意の定数）のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする。図７の最上段の左の図が、これに当たる。デジタルフィルターの演算では、Ｎ＝γ回目の値を含め、Ｌ１領域とＧ１を隔てたＬ２領域のＡＤ変換値をメモリーから呼び出しそれぞれを足し合わす。図７は、Ｌが３、Ｇが１の場合である。Ｌ１領域およびＬ２領域でのＡＤ変換値は、ベースライン上に有り、全て等しいとすると、Ｌ１領域の和とＬ２領域の和と、これらの差であるＬＨＮは、ゼロとなる（図７最上段の右の図）。
【００４０】
次に、Ｎ＝γ+１回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から２段目）。今回も、Ｌ１、Ｌ２領域のＡＤ変換値が全てベースライン上等しいとすると、ＬＨＮは、ゼロとなる。
【００４１】
次に、Ｎ＝γ+２回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から３段目）。今回のＡＤ変換値は、ちょうど前置増幅器出力のパルス波の立ち上がった頂点にあり、前回よりも値が大きく、よってＬ１領域の和も大きくなる。また、Ｌ２領域の和は、前回と同じ値のゼロであるから、Ｌ１領域とＬ２領域の差であるＬＨＮは、正のある値を有することになる。
【００４２】
次に、Ｎ＝γ+３回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から４段目）。前置増幅器のパルス波の出力が、立ち上がり後減衰しないとすると、今回のＡＤ変換値は、前回と同じ値となる。Ｌ１領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が、今回で１つ増えたので大きくなり、よってＬＨＮは前回よりも大きい値となる。
【００４３】
次に、Ｎ＝γ+４回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から５段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。よってＬ１領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が、今回で１つ増えたので、ＬＨＮは前回よりも大きい値となる。
【００４４】
次に、Ｎ＝γ+５回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から６段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｇ１領域があるため、Ｌ１とＬ２のそれぞれの和には変化がない。よってＬＨＮにも変化が無い。
【００４５】
次に、Ｎ＝γ+６回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から７段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｌ２領域右端の１点が、ちょうど前置増幅器出力のパルス波の立ち上がった頂点にあり、よってＬ２領域の和も大きくなる。また、Ｌ１領域の和は、前回と同じ値であるから、Ｌ１領域とＬ２領域の差であるＬＨＮは、前回より小さくなる。
【００４６】
次に、Ｎ＝γ+７回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から８段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｌ２領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が今回で１つ増えたので大きくなり、よってＬＨＮは前回よりも小さい値となる。
【００４７】
次に、Ｎ＝γ+８回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から９段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｌ２領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が今回で１つ増えたので、ＬＨＮは前回よりも小さい値となる。また、Ｌ１領域とＬ２領域のＡＤ変換値は、全てパルス波立ち上がり後の同じ値であるため、両領域の差であるＬＨＮは、ゼロとなる。
【００４８】
次に、Ｎ＝γ+９回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から１０段目）。ＬＨＮは、前回と同じゼロとなる。
【００４９】
上述のように、入力がステップ波形の場合、式１の演算出力ＬＨＮは、台形波形となる。また、Ｇをゼロとした場合は、三角波となる。
式１をそのまま計算した場合、２個の移動平均の足し算が必要となり、計算に時間がかかるため、一般に以下のようにして、簡略化する。まず、式１を式２に変形する。
【数２】
2005121392.tif 000004
ここで、式２の右辺第２項以下をｄＮとすると式３が成立する。
【数３】
2005121392.tif 000005
このｄＮは、デジタルフィルター出力の変化量である。（もし、ＨＮ＜2Ｌ+ＧとｄＮ＜2Ｌ+Ｇがゼロの場合、）式３を式２に代入すると、式４および式５が成立する。
【数４】
2005121392.tif 000006
【数５】
2005121392.tif 000007
つまり、式３のデジタルフィルター出力の変化量ｄＮを演算し、式５の積算を行えば、一般のデジタルフィルターが成立する。
【００５０】
上述のデジタルフィルターの説明において、パルスリセット型前置増幅器出力を例に挙げたのは、この出力は、ほぼ完全なステップ波となっており、パルスの立ち上がり後、抵抗帰還型前置増幅器のように減衰しないため、ほぼ完全な台形波に変形されるからである。我々が目的としている測定量は、ＬＨＮパルス（図７右側）の最大波高値であり、完全な台形波であれば正確に得る事ができる。ここで、重要なのは、さまざま処理を受けた信号を、如何により完全なステップ波に戻していくかである。完全なステップ波が得られれば、上述のデジタルフィルターにより、完全な台形波が形成され、正確なパルス波高ＨＮが得られることになる。
【００５１】
図８は、本発明のデジタル演算処理部９を説明するためのブロック図である。サンプリングＡＤＣ５で量子化された信号は、デジタルフィルター出力変化量演算部２０に入力される。ここでは、デジタルフィルター出力の変化量ｄＮが演算され、２４に示すような信号が出力される。
【００５２】
本実施例では、図４に示すようにサンプリングＡＤＣ５の前段に微分器４が設けられている。これは、前述のように前置増幅器出力のＤＣ成分を取り除き、サンプリングＡＤＣ５のダイナッミックレンジに合わせるためである。本実施例では、図８において、微分器補正部２１が設けられ、微分器４で変形された波形を変形前の波形に戻す演算が行われる。微分器補正部２１で補正された出力は、２５のような形状となる。もし、デジタルフィルター出力変化量演算部２０が無かった場合には、微分器補正部２５で補正された出力は、微分器４を通す前のアナログ信号と同じ形状のデジタル信号が得られる。本実施例では、微分器補正部２１の前段にデジタルフィルター出力変化量演算部２０を通しが、どちらを先に演算処理をしても、同じ結果が得られる。
【００５３】
図８では、微分器補正部２１の出力は、ステップ波再生補正部２２に接続され、抵抗帰還型前置増幅器の抵抗３８とコンデンサー３９で減衰した波形を減衰前のステップ波形に戻す演算が行われる。このステップ波再生補正部２２により、従来のアナログ波形整形アンプ等を基にして作製された従来のデジタルＭＣＡにおいて必須と考えられていたポールゼロ補償回路を必要としなくなる。
【００５４】
以上のようにスッテプ波形に戻す処理を行うことで、デジタルフィルターを通した台形波出力は、アンダーシュート等が無い形状となり、正確なパルス波高が得られる。また、放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等で電荷のリーク等が起こった場合は、この補正も行えば良い。ここで、重要なのは、デジタルＭＣＡに接続するまでに変形された放射線によるアナログ信号を、デジタル演算処理によりステップ波に戻す演算を行うことである。ステップ波再生補正部２２は、図８のどの段階においても、同じ結果が得られるが、本実施例では、微分器補正部２１の出力に接続するようにした。
【００５５】
ステップ波再生補正部２２で補正された出力は、２６のような形状となる。次に、積分演算部２３に接続され、積算し、台形波２７が形成される。一般のデジタルフィルターで述べたように、デジタルフィルター出力の変化量ｄＮを演算し、次に積算を行う一般のデジタルフィルターに対し、本実施例は、デジタルフィルター出力の変化量の演算と積算の間に、微分器補正部とステップ波再生補正手段を加えた例である。
【００５６】
以下に、微分器補正部とステップ波再生補正部について詳しく説明する。
【００５７】
微分器補正部２１では、微分器４による波形の変化を再生する演算を行う。一般にアナログ微分回路と同等な量子化計算は、式６で与えられる。
【数６】
2005121392.tif 000008
ここで、ｙＮ、ｘＮは、出力、入力である。またαは、式７で与えられる。
【数７】
2005121392.tif 000009
Ｔｃｌｋは、ＡＤＣサンプリングクロックの周期、τ１は、微分器の時定数である。式６からｘＮを求める式に変形すると、式８となる。
【数８】
2005121392.tif 000010
ここで、式９に示す変数変換を行うと式８は、式１０となる。
【数９】
2005121392.tif 000011
【数１０】
2005121392.tif 000012
式１０は、微分器４を通した波形を、微分器を通す前の波形に再生する基本的な式である。ＬＨＮに対して微分再生した関数をφＮ（またφＮ＜2Ｌ+Ｇをゼロ）とすると、式４と式１０からφＮは、式１１で与えられる。
【数１１】
2005121392.tif 000013
ここで、ｅＮは、式１２で与えられる。
【数１２】
2005121392.tif 000014
微分器補正されたデジタル信号ｅＮの形状は、２５のような形状となる。
【００５８】
上述のように微分補正されたデジタル信号は、ステップ波再生補正部２２に接続される。抵抗帰還型前置増幅器の場合その出力は、パルスが立ち上がった後に、抵抗３８とコンデンサー３９を時定数とするエキスポネンシャルで減衰する。つまり、スッテプ波を微分器に入力した場合の出力と同じ波形となる。よって、前述の微分器補正と同じように抵抗３８とコンデンサー３９を時定数として演算すればステップ波に再生される。微分器における式１２に対応する式は、（ｅＮ＜2Ｌ+Ｇがゼロの場合、）式１３で与えられる。
【数１３】
2005121392.tif 000015
ここで、βは、式１４で与えられる。
【数１４】
2005121392.tif 000016
ステップ波再生補正された信号ｆＮは、２６のような形状となる。τ2は、帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９による時定数である。放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等で電荷のリーク等が起こり、式１３によっても完全なステップ波にならなかった場合、平坦部分を水平（一定）にするデジタル演算を行えばよい。
【００５９】
最後に、ステップ波再生補正された信号は、積分演算部に接続し、デジタルフィルターの積分の演算を行う。ここでは、（ｆＮ＜2Ｌ+Ｇをゼロとし、）式１５に示す如く積算が行われる。
【数１５】
2005121392.tif 000017
積算された信号ψＮは、２７のような台形波形となる。
【００６０】
上記デジタル波形整形フィルターで得られたパルスの高さをヒストグラムに加えていくことにより、スペクトルが形成されスペクトロスコピーを行うことができる。
【００６１】
ここで、微分器補正部２１とステップ波再生補正部２２の調整方法を具体的に述べる。
微分器補正部２１は、時定数αがあらかじめ判っているならば、その時定数に設定すればよいが、アナログ部品の公称値には誤差が含まれている。また、経時的に値が変化する場合がある。このため、デジタル波形整形演算処理においては、微分器４の時定数αを調整することが望ましい。そこで、本発明では、図５に示す如く、微分器補正部２１の調整を行った。
【００６２】
まず、減衰の無いパルス図５（Ａ）を微分器４に入れる。これは、パルスリセット型前置増幅器出力や短冊状のロジックパルス等を用いる。図５（Ａ）では、ロジックパルスを例にしている。微分器補正部出力１６の図５（Ｂ）は、時定数αの値が合っていない場合、中心部分１８がベースライン１７と上下何れかにずれていることを示している。これを調整するには、図５（Ｂ）を表示しながら、αの値を変化させ、再演算し、中心部分が図５（Ｃ）の如くベースラインに来るように行う。
【００６３】
帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９は、放射線検出器の種類によって違っている。このため、ステップ波再生補正部２２の時定数βは、調整する必要がある。まず、微分器補正を前述のように調整後、微分器４の入力に、抵抗帰還型前置増幅器の出力を接続する。ステップ波再生補正部２２の出力１９は、時定数βの値が合っていない場合、図５（Ｅ）のように、中心部分がベースラインから外れている。ここで、微分器補正の調整の場合と同じように、図５（Ｅ）を表示しながら、βの値を変化させ、再演算し、中心部分が図４（Ｆ）の如くベースラインに来るように、調整を行う。
【００６４】
以上本発明では、図１に示すように、ステップ状でない非ステップ波状のデジタル信号２を、ステップ波の波形３に再生するステップ波再生補正部１を有することで、前記デジタル信号が、抵抗帰還型の前置増幅器に基づくデジタル信号であってもポールゼロ補償回路を必要としない信号処理装置を提供できることを開示した。また、パルスリセット前置増幅器の場合でも放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等で電荷のリーク等での斜め成分を含むデジタル信号を水平に戻す補正を加え、デジタルフィルターの出力がより完全なステップ状に戻され正確な測定が可能になることを開示した。
【００６５】
また、本発明では、ステップ波再生補正部１の他に、図２に示すように、放射線検出器からのステップ状でないアナログ信号７を微分する微分器４と、微分器４の前段Ａまたは後段Ｂに信号を増幅する増幅器と、微分器４からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリングＡＤＣ５と、サンプリングＡＤＣのデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理部６を有し、デジタル演算処理部６には、微分器４により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正部と、ステップ状でないデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正部を有することで、入力されたアナログ信号の波形をステップ波の波形８に再生し、正確な測定が可能になることを開示した。
【００６６】
前記微分器部は、前述の如くサンプリングＡＤＣ５を実行するに適切な信号にする事を目的とし、微分器補正部は、微分器４による波形の変化を変化する前に戻す事を目的としている。特許文献２では、微分器および微分器補正のみ開示され、入力されるアナログ信号も、ステップ波形に限られている。もし、エキスポネンシャルで減衰する抵抗帰還型前置増幅器出力パルスが入力された場合には、後段に設けられるデジタルフィルターの出力がアンダーシュートし、正確な波高を得ることができない。
【００６７】
本発明では、ステップ波再生補正手段を有することで、抵抗帰還型前置増幅器出力やパルスリセット型前置増幅器のようなパルスが入力されても、ステップ波再生補正手段によるよりステップ波の戻されるため、後段にデジタルフィルターを接続すれば、台形波形が出力され、正確な波高を得る事が出来きる。また、入力がパルスリセット型前置増幅器からのステップパルス状の波形であっても、特許文献２の図３（Ｃ）の、横軸が約４０００から７０００の領域のように、放射線検出器や初段ＦＥＴ等による電荷のリーク等によりステップの平坦部分が上昇（変形）することがある。本発明では、ステップ波再生補正部で、この上昇（変形）も補正し、正確な測定をも可能とする。
【００６８】
デジタルＭＣＡの構成に本発明を適用した例が図３である。放射線検出器からのパルス信号を微分する微分器４と、微分器４の前段Ａまたは後段Ｂに信号を増幅する増幅器と、微分器４からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリングＡＤＣ５と、サンプリングＡＤＣのデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理部９と、デジタル演算処理部９から出力された放射線検出器からのパルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路１０を有し、デジタル演算処理９には、微分器４により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正部と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正部と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有するデジタルＭＣＡとなる。
【００６９】
また、デジタルフィルターは、デジタルフィルター出力の変化量演算部２０と積分演算部２３に分けることができ、デジタル演算処理部９に有するデジタルフィルター出力変化量演算部２０、微分器補正部２１、ステップ波再生補正部２２、積分演算部２３を入れ替えても同じ結果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明に係るステップ波再生補正部を説明するための図である。
【図２】本発明に係る信号処理装置の一部を説明するための図である。
【図３】本発明に係るデジタルＭＣＡに対応する部分を説明するための図である。
【図４】本発明に係る放射線計測システムを説明するための図である。
【図５】本発明に係る微分器補正部とステップ波再生補正部の調整方法を説明するための図である。
【図６】本発明に係るデジタルフィルターを説明するための図である。
【図７】本発明に係るデジタルフィルターの動きを説明するための図である。
【図８】本発明に係るデジタル演算処理部を説明するための図である。
【図９】従来のアナログ放射線測定システムを説明するための図である。
【図１０】前置増幅器を説明するための図である。
【図１１】ポールゼロ補償回路の働きを説明するための図である。
【図１２】従来のデジタルＭＣＡの構成を説明するための図である。
【符号の説明】
【００７１】
１  ステップ波再生補正部
２  ステップ状でないデジタル信号
３  ステップ波のデジタル波形信号
４  微分器
５  サンプリングＡＤＣ
６  微分器補正部とステップ波再生補正部を有するデジタル演算処理部
７  非ステップ波状のアナログ信号
８  非ステップ波状のアナログ信号を処理して得られたステップ波のデジタル波形信号
９  微分器補正部とステップ波再生補正部とデジタルフィルターを有するデジタル演算処理部
１０  ヒストグラム回路
１１  放射線
１２  放射線検出器
１３  前置増幅器
１４  パーソナルコンピューター
１５  本発明に係るデジタルＭＣＡ
１６  微分器補正出力の調整
１７  ベースライン
１８  中心部分
１９  ステップ波再生補正出力の調整
２０  デジタルフィルター出力変化量演算部
２１  微分器補正部
２２  デジタル演算処理部に繰り込まれたステップ波再生補正部
２３  積分演算部
２４  デジタルフィルター出力変化量演算部の出力形状
２５  微分器補正部の出力形状
２６  ステップ波再生補正部の出力形状
２７  積分演算部の出力形状
２８  ポールゼロ補償回路
２９  積分器
３０  逐次比較型ＡＤＣ
３１  前置増幅器の出力パルス
３２  アナログ波形整形アンプ３４の出力パルス
３３  パルス電圧の最大ピーク
３４  アナログ波形整形アンプ
３５  アナログＭＣＡ
３６  前置増幅器のアンプ
３７  前置増幅器の初段ＦＥＴ
３８  抵抗帰還型前置増幅器の帰還抵抗
３９  抵抗帰還型前置増幅器の帰還コンデンサー
４０  抵抗帰還型前置増幅器
４１  抵抗帰還型前置増幅器の出力
４２  パルスリセット型前置増幅器のトランジスター
４３  パルスリセット型前置増幅器の発光ダイオード
４４  パルスリセット型前置増幅器
４５  パルスリセット型前置増幅器の出力
４６  パルスリセット型前置増幅器の閾値電圧
４７  増幅器
４８  微分器補正部とデジタルフィルターを有するデジタル演算処理部
【図１】
2005121392.tif 000018
【図２】
2005121392.tif 000019
【図３】
2005121392.tif 000020
【図４】
2005121392.tif 000021
【図５】
2005121392.tif 000022
【図６】
2005121392.tif 000023
【図７】
2005121392.tif 000024
【図８】
2005121392.tif 000025
【図９】
2005121392.tif 000026
【図１０】
2005121392.tif 000027
【図１１】
2005121392.tif 000028
【図１２】
2005121392.tif 000029