(57)【要約】【課題】  信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧を入力としてそれを時間に変換する信号電圧−時間変換回路にあって、信号ゼロレベルの校正が基本的に不要で信号ゼロレベルへ影響を与えること無く変換感度の校正を行え、かつ、変換分解能を２倍に高められる信号電圧−時間変換回路を提供することを目的とする。【解決手段】  正負符号判定手段と絶対値幅パルス発生手段を備え、信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧の入力に対し、該入力信号電圧の絶対値に比例した時間幅のパルスを出力する。該パルスは開始指令により開始し、入力信号電圧に充電したキャパシタが前記正負判定結果に基づいて電流の方向が決定された直流電流源によって放電されて電圧が信号ゼロレベルまで減衰した時刻に終了する。【選択図】      図５
2005061921.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧を入力し、入力信号電圧の絶
対値に比例した時間幅のパルスと、入力信号電圧の正負符号とを、生成して出力すること
を特徴とする信号電圧−時間変換回路。
【請求項２】
信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧の入力に対し、該入力信号電
圧の絶対値に比例した時間幅のパルスを出力する絶対値幅パルス発生手段と、該入力信号
電圧の正負符号判定手段とを備え、該絶対値幅パルス発生手段はキャパシタと直流電流源
を備え、開始指令によりパルスを開始し、入力信号電圧に充電した該キャパシタが前記正
負判定結果に基づいて電流の方向が決定される該直流電流源によって放電されて電圧が信
号ゼロレベルまで減衰した時刻にパルスを終了するように成し、該入力信号電圧を入力信
号電圧の絶対値に比例した時間幅のパルスと入力信号電圧の正負符号とに変換して出力す
ることを特徴とする信号電圧−時間変換回路。
【請求項３】
請求項１に記載の信号電圧−時間変換回路において、キャパシタと、正負判定手段と、
直流電流源と、正負反転検出手段と、パルス発生手段とを備え、該キャパシタは入力信号
電圧に充電された後、開始指令により入力信号電圧源から切り離され、以降は該直流電流
源の電流で放電され時間の推移に比例して電圧を信号ゼロレベルに向かって減衰させ、該
正負判定手段は信号ゼロレベルに対する該キャパシタ電圧の正負を判定し、該直流電流源
は該正負判定手段の正負判定結果に基づき電流の方向を決め、該正負反転検出手段は該正
負判定手段の判定結果が反転したときに出力を遷移させ、該パルス発生手段は開始指令で
パルスを開始し該正負反転検出手段の出力の遷移によってパルスを終了させ、入力信号電
圧の絶対値に比例した時間幅のパルスと入力信号電圧の正負を示す正負符号を生成して出
力することを特徴とする信号電圧−時間変換回路。
【請求項４】
請求項１〜３に記載の信号電圧−時間変換回路において、入力信号電圧の絶対値に比例
した時間幅のパルスに対してパルス幅の最小値を制限して出力する回路を付加したことを
特徴とする信号電圧−時間変換回路。
【請求項５】
請求項２〜４に記載の信号電圧−時間変換回路において、該直流電流
源は電流値の大きさを変更する手段を備え、信号電圧−時間変換の変換感度の調節を可能
にしたことを特徴とする信号電圧−時間変換回路。
【請求項６】
センサと、該センサの検出信号を入力して、増幅した信号電圧の信号ゼロレベルを所定
の基準電位に調整して出力する増幅器と、キャパシタと、正負判定手段と、直流電流源と
、正負反転検出手段と、パルス発生手段とを備え、該キャパシタは該増幅器の出力電圧に
充電された後、開始指令により該増幅器から切り離され、以降は該直流電流源の電流で放
電され時間の推移に比例して電圧を該基準電位に向かって減衰させ、該正負判定手段は該
基準電位に対する該キャパシタ電圧の正負を判定し、該直流電流源は該正負判定手段の正
負判定結果に基づき電流の方向を決め、該正負反転検出手段は該正負判定手段の判定結果
が反転したときに出力を遷移させ、該パルス発生手段は開始指令でパルスを開始し該正負
反転検出手段の出力の遷移によってパルスを終了させ、該センサの検出信号の絶対値に比
例した時間幅のパルスと該検出信号の正負を示す正負符号を生成して出力することを特徴
とするセンサ装置。
【請求項７】
請求項７に記載のセンサ装置において、該直流電流源は電流値の大きさを変更する手段
を備え、センサ装置の感度調節を可能にしたことを特徴とするセンサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無信号レベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧を入力とし、入力信
号電圧の絶対値に比例した時間幅のパルスと入力信号電圧の正負符号とを生成して出力す
る信号電圧−時間変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
変化が比較的緩慢な物理量を検出し、更にそれをディジタル値に変換してコンピュータ
に取り込んで、対象とする物理状態の監視や制御を行うと言うニーズは各種ある。その一
例は特許文献１に記載されている。同文献では、電池電圧を監視するために、電圧−時間
変換回路により電圧に比例した時間幅のパルスを生成し、そのパルス幅を基準クロックの
個数で計測してディジタル値に変換している。そして、電圧−時間変換には、被測定電池
電圧に充電したキャパシタを定電流で放電させたときの電圧が閾電圧まで減衰する時間を
用いている。この方法は、１回のデータ変換にパルス幅以上の時間がかかることを受容で
きれば、比較的簡単な回路で高精度のディジタル変換ができるという点で優れている。例
えば、電圧−時間変換されたパルス幅のフルスケールを１ミリ秒とし、基準クロック周波
数を１ＭＨｚとするとき、約１０ビット相当のＡ／Ｄ変換器としての分解能が得られる。
このときのデータ変換サイクルは１ｋＨｚである。
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２０４１４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
物理量にはゼロを中心に正負どちらの値も取りうるものが多い。例えば、加速度や角速
度がその例で、これを検出するセンサの出力信号は、通常は増幅された後に各物理量のゼ
ロレベルが所定の基準電位となるようにオフセット調整されて出力される。従って出力信
号は、該基準電位を基準にして物理量の大きさに比例して正又は負に変化する形態となる
。
【０００５】
このような信号電圧を上記の電圧−時間変換回路でパルスに変換する場合は、例えば正
側の入力電圧をＶ＋、信号ゼロの電圧をＶ０、負側の入力電圧をＶ−として与えたとき、
それぞれに対応してＴ＋，Ｔ０，Ｔ−の時間幅のパルスがＴ＋＞Ｔ０＞Ｔ−の大小関係で
得られる。実際には各入力電圧に対するパルス幅は諸処の要因によるばらつきを伴うため
、無信号に対応するパルス幅Ｔ０の校正と既知の電圧に対応するパルス幅、即ち感度の校
正が必要である。このとき両者の校正が互いに影響し合わないことが校正を繰り返すこと
なく完了させるための必要条件となる。
【０００６】
しかるに、上記の従来技術では、感度を校正するために放電電流源の電流値を変更する
と無信号電圧に対応するパルス幅が変化するので、上記の条件を満たすことができない。
また、パルス幅変化範囲は、負側フルスケールに対応したパルス幅から正側フルスケール
に対応したパルス幅までをカバーしなければならず、最長のパルス幅が長い分データ変換
サイクルが長くなるのが欠点である。逆に、データ変換サイクルが既定の時は時間計測の
基準クロックとから決まる変換分解能が低くなるという問題がある。
【０００７】
そこで本発明の目的は、信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧を入
力としてそれを時間に変換する信号電圧−時間変換回路にあって、信号ゼロレベルの校正
が基本的に不要で信号ゼロレベルへ影響を与えること無く変換感度の校正を行えるように
し、かつ、変換分解能を２倍に高められる信号電圧−時間変換回路を提供することである
。さらに別の目的は、この信号電圧−時間変換回路を用いてマイコンとのインタフェース
を簡単かつ高精度に行えるようにしたセンサ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の信号電圧−時間変換回路は、正負符号判定手段と絶対値幅パルス発生手段から
成り、信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信号電圧の入力に対し、該正負符
号判定手段は該入力信号電圧の正負を判定して正負符号を出力し、該絶対値幅パルス発生
手段は、該入力信号電圧の絶対値に比例した時間幅のパルスを出力する。
【０００９】
更に詳述すると、該絶対値幅パルス発生手段は、キャパシタと該キャパシタに接続され
た吸い込み型（シンク）又は湧き出し型（ソース）を切り替えられる直流電流源とキャパ
シタ電圧の正負判定回路を備え、次に述べるプロセスによりパルスを発生する。まず、該
キャパシタは入力信号電圧に充電された後開始指令で入力信号電圧源から切り離され、以
降は該直流電流源の電流で放電され時間の推移に比例して電圧が信号ゼロレベルに向かっ
て減衰する。該キャパシタ電圧の正負判定回路はキャパシタの電圧を信号ゼロレベルに対
応する基準電位を基準にして正負判定するもので、上記開始指令時刻での判定結果により
該直流電流源の型が決定され、正の判定時には吸い込み型（シンク）となり、負の判定時
には湧き出し型（ソース）となる。そして、キャパシタ電圧の減衰が進んで上記基準電位
に到達してこれを超えた瞬間に、該キャパシタ電圧の正負判定回路の判定が反転するから
、この判定の反転時刻をもってパルスを終了させる。
【００１０】
該正負符号判定手段の機能は、該キャパシタ電圧の正負判定回路が上記開始指令時刻で
行う判定機能と等価であるので、これと同様の方法で実現できる。また、両者を兼用する
ことも可能である。これにより得られるパルスのパルス幅は、（入力信号の絶対値電圧×
キャパシタ容量÷直流電流源の電流の大きさ）で決まり、無信号時、即ち信号電圧がゼロ
の時のパルス幅はゼロである。従って信号ゼロレベルの校正は基本的に不要であり、かつ
、直流電流源の電流の大きさを変更して変換感度を校正しても信号ゼロレベルへの影響が
発生しないと言う利点が得られる。更に、パルス幅の変化範囲は前記従来技術の場合の半
分で済むことから、データ変換サイクルを短くできると言う利点も得られる。逆に、デー
タ変換サイクルが既定の時は時間計測の基準クロックとから決まる変換分解能を２倍に高
められる。このことは、正負符号出力が１ビット分を担っているからであると解釈するこ
ともできる。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明した通り、本発明により、信号ゼロレベルを基準にして正又は負に取りうる信
号電圧を入力として、それを時間に変換する信号電圧−時間変換回路にあって、信号ゼロ
レベルの校正が基本的に不要で信号ゼロレベルへ影響を与えること無く変換感度の校正を
行え、かつ、変換分解能を２倍に高められる信号電圧−時間変換回路が得られる。さらに
、この信号電圧−時間変換回路を用いてマイコンとのインタフェースを簡単かつ高精度に
行えるようにしたセンサ装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
上述の本発明に係るさらに詳しい実施形態について、以下に説明する。説明に先立ち、
入力信号等の表現方法を次のように定める。物理量の変化に応じて変化する電圧を信号電
圧（Ｖｉｎ）として定義し、物理量のゼロに対応する直流電位を信号ゼロレベル（Ｖｒｅ
ｆ）とする。従って、Ｖｉｎは物理量の正負の変化に対応して正負の値を取る。また、信
号を対地電位で表記するときは、Ｖｒｅｆ＋Ｖｉｎとする。
【実施例１】
【００１３】
図１に本発明の第１の実施例を示す。図１において、スイッチ２は開始指令パルスによ
って開閉制御されており時刻Ｔｏ以前においてオン、時刻Ｔｏにおいて開始指令パルスが
立ち下がるとオフ状態になる。従って、キャパシタ１は入力信号電圧（Ｖｒｅｆ＋Ｖｉｎ
）に充電された後、開始指令で入力信号電圧源から切り離される。比較器４はキャパシタ
１の電圧を信号ゼロレベルに対応する基準電位（Ｖｒｅｆ）と比較し、正の時１を出力し
負の時０を出力する。ラッチ回路４はＤ端子に印加された上記の比較器出力データを開始
指令パルスの立ち下がりエッジでラッチしＱ端子に出力する。直流電流源３は電流の大き
さが同一で吸い込み型（シンク）又は湧き出し型（ソース）を切り替える機能を備え、ラ
ッチ回路５のＱ出力が１のときには吸い込み型（シンク）となり、０のときには湧き出し
型（ソース）となるように型が制御されている。エクスクルーシブＯＲゲート６はラッチ
回路５のＱ出力と比較器４の出力を２入力とし、該２入力論理値が相異なっているときに
論理値１を出力する。ＮＯＲゲート７はエクスクルーシブＯＲゲート６の出力と開始指令
パルスのＮＯＲ論理により目的とするパルスを出力する。
【００１４】
以上の構成による動作を、Ｖｉｎが正の場合と負の場合について図２を用いて説明する
。Ｖｉｎが正の場合、時刻Ｔｏで比較器４の出力には論理値１が発生しており、ラッチ回
路５はこれを開始指令でラッチしてＱ端子に論理値１を継続的に出力する。これにより直
流電流源３は吸い込み型に決定されるので、以降はキャパシタ１の電圧が時間の推移に比
例して低下する。キャパシタ電圧が信号ゼロレベルに到達するまでは、比較器の出力は同
じ論理値を維持し、エクスクルーシブＯＲゲート６はその２入力論理値が同一値のため論
理値ゼロを出力する。キャパシタ電圧が信号ゼロレベルを超えて下がった瞬間に比較器４
の出力が反転すると、エクスクルーシブＯＲゲート６の一方の入力だけが論理値を反転し
、論理値１を出力する。従って、エクスクルーシブＯＲゲート６の出力と開始指令パルス
のＮＯＲ論理を取ることにより、目的とするパルスが得られる。得られたパルスのパルス
幅は、入力信号電圧Ｖｉｎの絶対値×キャパシタ容量÷直流電流源の電流の大きさで決ま
る。また、入力した信号電圧の正負に対応する正負符号はラッチ回路５のＱ端子から得る
ことができる。
【００１５】
次にＶｉｎが負の場合、時刻Ｔｏで比較器４の出力には論理値０が発生しており、ラッ
チ回路５はこれを開始指令でラッチしてＱ端子に論理値０を継続的に出力する。これによ
り直流電流源３は湧き出し型に決定されるので、以降はキャパシタ１の電圧が時間の推移
に比例して上昇する。キャパシタ電圧が信号ゼロレベルに到達するまでは、比較器の出力
は同じ論理値を維持し、エクスクルーシブＯＲゲート６はその２入力論理値が同一値のた
め論理値ゼロを出力する。キャパシタ電圧が信号ゼロレベルを超えて上がった瞬間に比較
器４の出力が反転すると、エクスクルーシブＯＲゲート６の一方の入力だけが論理値を反
転し、論理値１を出力する。あとはＶｉｎが正の場合と同様である。
【００１６】
図３に本実施例で得られる入力信号対パルス幅変換特性を示す。パルス幅は入力信号電
圧の絶対値に比例し、原点Ｏで左右折り返した特性となっている。
【００１７】
なお、本実施例で示したパルスの極性や論理ゲートの組み合わせ方は一例に過ぎず、同
等の機能が得られるものであればこれに限らない。例えば、Ｔ型フリップフロップを用い
、開始指令パルスで状態をクリアした後、エクスクルーシブＯＲゲート６の出力の遷移を
クロック入力として状態をトグル反転させることでも目的とするパルスが得られる。
【実施例２】
【００１８】
本発明の第２の実施例を図４に示す。本図では、第１の実施例の上述したようなバリエ
ーションを包括的に表現できるようにして書き表している。正負判定手段８は信号ゼロレ
ベルに対するキャパシタ電圧の正負を判定するもので、前記比較器４と同等の機能を有す
る。正負反転検出手段９は該正負判定手段８の判定結果が反転したときに出力を遷移させ
るものである。パルス発生手段１０は開始指令でパルスを開始し該正負反転検出手段９の
出力の遷移によってパルスを終了させるものである。その他は前記第１の実施例と同じで
ある。以上の構成により、前記第１の実施例と同様に入力信号電圧の絶対値に比例した時
間幅のパルスと入力信号電圧の正負を示す正負符号を得ることができる。
【実施例３】
【００１９】
図５に本発明の第３の実施例を示す。本実施例が前記第２の実施例と相違する点は、最
小幅パルス付加回路１１を設けたこと、及び、直流電流源３に電流値制御手段３３を設け
たことである。まず、最小幅パルス付加回路１１について説明する。入力信号電圧がゼロ
に近い微小値の場合、前記第１の実施例で得られるパルス幅は微小値になる。パルス幅を
基準クロックの個数で計測してディジタル値に変換するとき、パルス幅が基準クロックの
周期と同程度に小さいと計測が不安定になることがある。最小幅パルス付加回路１１は開
始指令を起点として上記基準クロック周期の１．５倍以上の時間幅の最小幅パルスを付加
するもので、これにより、入力信号電圧がゼロに近い微小値の場合にも所定のパルス幅が
確保されるので、パルス幅を安定に計測できるようになる。
【００２０】
図６に本第３の実施例で得られる入力信号対パルス幅変換特性を示す。入力信号電圧の
絶対値が小さい領域では最小パルス幅以下にならない特性となっている。時間計測の基準
クロック周波数が１ＭＨｚのケースを例にすると、上記最小パルス幅を２マイクロ秒に設
計すればよく、この設計でフルスケールが１ミリ秒となるような信号電圧を変換した場合
、フルスケールに対する最小幅の比率は０．２％である。すなわち、ゼロ近傍の信号電圧
に対する変換誤差は最大０．２％であるが、これは一般的な応用では十分許容できる範囲
である。なお、最小幅パルス付加回路８の挿入場所やパルス極性等は、図示のものに限る
ものではなく、等価な論理ゲートに適宜変更できる。
【００２１】
次に、電流値制御手段３３について説明する。電流値制御手段３３は吸い込み型（シン
ク）又は湧き出し型（ソース）の各電流源の電流値を共に変更制御する。前述のようにパ
ルスのパルス幅は、入力信号電圧Ｖｉｎの絶対値×キャパシタ容量÷直流電流源の電流の
大きさで決まるから、この電流値制御によって入力信号電圧対パルス幅の変換感度を調節
することが可能である。図７に感度調節特性を示す。この感度調節機能は、この変換回路
自体の製造ばらつきを補正するために利用可能であるし、また、次に述べる第４の実施例
のように他の装置や回路の製造ばらつきの補正にも利用可能である。あるいは、装置の利
用目的に応じて感度を変更する際にも利用できる。
【実施例４】
【００２２】
図８に本発明の第４の実施例を示す。これはセンサ装置への適用例である。センサは特
に問わないが、ここではピエゾ抵抗型ブリッジによる加速度センサを想定して説明する。
加速度センサブリッジ１２の検出電圧を増幅器１３で増幅したものを前記第３の実施例に
示した回路の入力信号としている。センサの検出信号は微弱であって、信号のゼロレベル
の偏差、すなわちオフセットと検出感度の偏差が大きいのが通常である。従って、増幅器
１３では、先ずオフセット調整により信号ゼロレベルが所定の電圧に合うように調整し、
その上で利得を調整する。一般に、調整のために半固定抵抗器を用いることは生産性が悪
いので、半導体メモリに記憶させた調整値データを使ったディジタル式調整が求められる
ことが多い。オフセット調整は、調整値データをＤ／Ａ変換した直流電圧を増幅器に作用
させることで比較的簡単に実現できるが、利得調整は利得を決めている抵抗器を電子スイ
ッチで切り替える等の方法を採らざるを得ず、微調整が困難なことが多い。
【００２３】
そこで本実施例では、増幅器１３での利得調整は粗調整とし、後段の電流値制御手段で
微調整を行っている。感度微調整手段１６はメモリに記憶された微調整用ディジタルデー
タをＤ／Ａ変換して得た直流電圧を電流値制御手段３３に作用させることで直流電流源３
の電流値を微調整している。これにより、センサと回路を含む総合の感度が細密に調整さ
れる。また、本発明には、電流値を変更して感度調整しても信号ゼロレベルが影響されな
い特徴があり、本実施例はこの特徴を生かして実現されたものである。本実施例の感度調
整機能は別に設けた温度検出手段と組み合わせて温度による感度のドリフトを補正するの
にも利用できる。また、本実施例で得られるパルスと正負符号はマイコンとのインタフェ
ースに適しており、簡単でしかも精度の高い信号受け渡しが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】第１の実施例の動作を説明する図である。
【図３】第１の実施例の入力信号電圧対パルス幅の特性を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図６】第３の実施例の入力信号電圧対パルス幅の特性を示す図である。
【図７】第３の実施例の感度調節特性を示す図である。
【図８】本発明の第４の実施例を示す図である。
【符号の説明】
【００２５】
１  キャパシタ、２  スイッチ、３  直流電流源、３１  吸い込み型電流源、
３２  湧き出し型電流源、３３  電流値制御手段、４  比較器、５  ラッチ回路、
６  エクスクルーシブＯＲゲート、７  ＮＯＲゲート、８  正負判定手段、  
９  正負反転検出手段、１０  パルス発生手段、１１  最小幅パルス付加回路。
【図１】
2005061921.tif 000003
【図２】
2005061921.tif 000004
【図３】
2005061921.tif 000005
【図４】
2005061921.tif 000006
【図５】
2005061921.tif 000007
【図６】
2005061921.tif 000008
【図７】
2005061921.tif 000009
【図８】
2005061921.tif 000010