(57)【要約】【課題】  電圧帰還方式により力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】  商用交流電源レベルに応じて電圧帰還用トランスＶＦＴに巻装した制御巻線Ｎｃに流す電流レベルを可変することにより、一次巻線Ｎ４のインダクタンスを可変して一次側直列共振回路を形成するインダクタンス値を変化させる。これにより、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでのスイッチング周波数制御による安定化動作の際の必要制御範囲を、スイッチング周波数の最大制御範囲内に収めるようにし、このような安定化動作によるワイドレンジ対応化を図る。ワイドレンジ対応とするにあたり従来のように整流動作を切り換える構成を採る必要がなくなるので、整流平滑回路、力率改善回路の設計に制限がなくなり、これによって部品点数の削減及び素子耐圧の低減が図られて部品点数・回路コストの削減が可能となる。【選択図】  図１
2005168237.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流平滑動作を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスにおける一次巻線と直列となる関係により接続される一次巻線と、この一次巻線に得られる上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが少なくとも巻装される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成された力率改善回路と、
上記電圧帰還用トランスの上記一次巻線と二次巻線とに直交する方向に巻装された制御巻線を備えて、この制御巻線に流す電流レベルを、上記商用交流電源のレベルに応じて可変することにより、上記電圧帰還用トランスにおける上記一次巻線及び二次巻線のインダクタンスを可変するように構成されたインダクタンス可変手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００５】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、例えばｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから１００Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００６】
これらの各問題を解決するものとして、先に本出願人は、力率改善のための構成を備え、なおかつワイドレンジ対応となるスイッチング電源回路として、次のような構成を提案している。
【０００７】
図９は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、従来のスイッチング電源回路の構成を示している。
先ず、この図９に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、アクロスコンデンサＣL及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成る、ノイズフィルタが接続される。そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、このノイズフィルタの後段に対しては、１組のフィルタコンデンサＣNが挿入される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【０００８】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
【０００９】
ブリッジ整流回路Ｄｉは、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4の４つの整流ダイオードから成る。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点は、後述する力率改善回路１０内における三次巻線Ｎ3−高周波チョークコイルＬSの直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
また、整流ダイオードＤ4とＤ3との接続点は、後述するリレースイッチＳ１０を介して、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ2とＤ4との接続点は、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続され、整流ダイオードＤ3と整流ダイオードＤ1との接続点は一次側アースに接続される。
【００１０】
なお、この図９に示される電源回路の場合、力率改善回路１０の動作としてスイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては高速リカバリ型ダイオードが選定されている。
【００１１】
平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2は、図示するようにして平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列接続される。この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子（Ｄ2・Ｄ4の接続点）と接続される。一方、平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。
【００１２】
リレースイッチＳ１０は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチＳ１０は、上記説明からも理解されるようにブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ3とＤ4との接続点と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間に挿入されている。
【００１３】
このリレースイッチＳ１０のオン／オフは、図示するように整流回路切換モジュール７に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
整流回路切換モジュール７は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１０のオン／オフをＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるための動作を行う。
この整流回路切換モジュール７には、図のように整流ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ5とから成る整流平滑回路が備えられる。この場合、上記整流ダイオードＤ5のアノードは商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。そして、カソードは、負極端子が一次側アースに接地された上記平滑コンデンサＣ5の正極端子と接続され、その上で、これら平滑コンデンサＣ5とダイオードＤ5との接続点が、図のような分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点を介して整流回路切換モジュール７の検出端子に対して接続される。
これにより、整流回路切換モジュール７の検出端子には、交流入力電圧ＶACに応じたレベルの直流電圧が得られ、整流回路切換モジュール７では、このように得られる電圧レベルに基づいて商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となっている。
【００１４】
また、整流回路切換モジュール７に対してはリレーＲＬが備えられる。このリレーＲＬは自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１０のオン／オフ制御を行うものとなる。
この場合、例えばリレーＲＬが導通状態では、リレースイッチＳ１０をオンとさせ、リレーＲＬが非導通状態ではオフとさせるように切り換えが行われるものとなる。
【００１５】
整流回路切換モジュール７では、上記のようにして検出端子から入力した商用交流電源ＡＣの電圧レベルと、所定の基準電圧（例えば１５０Ｖ）とを比較するようにされる。そして、この比較結果に基づき、検出端子への入力電圧レベルが基準電圧レベル以下であるときは、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときにはリレーＲＬをオフとするように駆動する。
つまりこの場合、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以下であり、ＡＣ＝１００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが導通してリレースイッチＳ１０はオンとなる。また、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以上となり、ＡＣ＝２００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが非道通となってリレースイッチＳ１０はオフとなる。
【００１６】
ここで、例えば上記のような整流回路切換モジュール７の動作により、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１０がオンとされた場合は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。
このため、交流入力電圧ＶACが正の期間では、後述もするようにブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１７】
また、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１０がオフとされた場合は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点とが非接続の状態となる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られるようになる。
【００１８】
このようにして図１の回路では、上記した整流回路切換モジュール７、リレーＲＬ、及びリレースイッチＳ１０の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶACの２倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの直流入力電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによってワイドレンジ対応としているものである。
【００１９】
上記のような整流平滑回路の動作によって生成される、直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００２０】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００２１】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００２２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、一次側共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、一次側アースに接続される。
【００２３】
ここで、上記一次側共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成するものとなる。
つまり、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
従って、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００２４】
図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側に一次巻線Ｎ1と、この場合は後述する三次巻線Ｎ３、二次側に次に説明する二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合の二次巻線Ｎ２は、センタータップ出力を二次側アースに接続している。その上で、この二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る全波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２６】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２７】
また、この図９に示される電源回路に対しては、力率改善のための構成として、図のような力率改善回路１０を備えるものとしている。
この力率改善回路１０としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装された三次巻線Ｎ３と、この三次巻線Ｎ３と直列に接続された高周波チョークコイルＬSとを含むものとされる。
また、先に説明した高速リカバリ型の整流ダイオードを備えるブリッジ整流回路Ｄｉと、商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入されたフィルタコンデンサＣNを含む。
【００２８】
上記高周波チョークコイルＬSは、巻線Ｎ10の一端が商用交流電源ＡＣのラインに挿入されたフィルタコンデンサＣＮと接続される。また、巻線Ｎ10の他端は、上記三次巻線Ｎ３の一端と接続される。さらに、この三次巻線Ｎ３の他端がブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点に対して接続される。
【００２９】
このような力率改善回路１０の構成によれば、上記のように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装された三次巻線Ｎ３に対して、同じく一次側に巻装された一次巻線Ｎ１に得られる一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
つまり、このような構成によれば、これら一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との磁気結合を介して、一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が、整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
【００３０】
ここで、上記構成による力率改善回路１０において、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系に対応したレベルで得られている場合には、先にも説明したように整流回路切換モジュール７の動作により、リレースイッチＳ１０はオンとなる。
そして、このような状態において、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では、整流電流が［高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ1→リレースイッチＳ１０→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、ＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期には、［リレースイッチＳ１０→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ1→三次巻線Ｎ３→高周波チョークコイルＬS→フィルタコンデンサＣＮ］の経路によって整流電流が流れる。
【００３１】
このような整流電流経路より、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ２により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ１により整流動作が行われていることがわかる。
そして、このときの整流電流としては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との磁気結合を介して一次側スイッチング出力が帰還されることにより、このようなスイッチング出力に基づく高周波成分が重畳された波形として得られることになる。
【００３２】
図９に示される力率改善回路１０においては、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型による整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1−Ｃｉ2）の両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して整流ダイオードが導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。
なお、確認のため述べておくと、上記のように整流電流に重畳された高周波成分は、ＡＣラインに設けたフィルタコンデンサＣＮにより除去されるので、交流入力電流ＩACの波形にはこのような高周波成分は現れないものとなる。
【００３３】
一方、図９の回路において、ＡＣ２００Ｖ系に対応したレベルにより交流入力電圧ＶACが入力された場合は、先にも説明したようにリレースイッチＳ１０はオフとなるようにされる。
そして、このようにリレースイッチＳ１０がオフとなるＡＣ２００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、整流電流が［高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ3→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、正極性の半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤ4→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ1→三次巻線Ｎ３→高周波チョークコイルＬS→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
つまり、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ３の組により整流動作が行われている。
また、正極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードＤ１、整流ダイオードＤ４の組により整流動作が行われているものである。
【００３４】
このように、ＡＣ２００Ｖ系とされる場合としても、交流入力電圧ＶACが正／負の期間で共に、高速リカバリ型ダイオードが整流動作を行うように構成している。
そして、これにより、先に説明したＡＣ１００Ｖ系時と同様、これら整流ダイオードが電圧帰還されるスイッチング出力に基づく高周波成分に応じてスイッチング動作を行うようにしている。つまり、これによって、この場合も整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間に、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができるようにしているものである。
【００３５】
上記説明より、図９に示した力率改善回路１０が備えられることによっては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるものとなる。
【００３６】
また、次の図１０には、力率改善のための構成を備えたワイドレンジ対応の電源回路の構成として、他の例を示す。
なお、図１０では、先の図９にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図１０に示される従来の他の構成例としては、図９の回路に備えられていた電圧帰還のための三次巻線Ｎ３に代えて、図示するように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ１との間に直列に挿入された一次巻線Ｎ４と、二次巻線Ｎ５を巻装した電圧帰還用トランスＶＦＴを備える、力率改善回路１１を構成するようにしたものである。
この力率改善回路１１では、図９の力率改善回路１０に備えられていた高周波チョークコイルＬSは省略される。
そして、上記のようにして備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチング出力が一次巻線Ｎ４に得られ、これに応じた交番電圧が上記二次巻線Ｎ５に励起されて、この場合も整流電流経路に一次側スイッチング出力が電圧帰還されるようになっている。
【００３７】
これによって、この図１０に示す構成においても、電圧帰還される高周波成分に基づいてブリッジ整流回路Ｄｉを構成する高速リカバリ型ダイオードが断続され、この結果整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができる。そして、これに伴って交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて、力率の改善が図られる。
【００３８】
なお、図９，１０の回路が備えるような電圧帰還方式による力率改善のための構成については、下記の特許文献１に示されている。また、整流動作の切換によりワイドレンジ対応を実現する技術については特許文献２に示されている。
【特許文献１】特開２００３−１８９６１７号公報
【特許文献２】特開平７−２８１７７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３９】
このようにして、図９，１０に示した従来の構成においては、電圧帰還方式による力率改善回路が備えられて、交流入力電流ＩACの導通角を拡大するようにして力率の改善が図られる。
また、上述もしたように図９，１０に示した回路では、整流回路切換モジュール７及びリレースイッチＳ１０の動作により、商用交流電源ＡＣのラインから検出した電圧レベルに応じて、直流入力電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路を倍電圧整流／全波整流により切り換えることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共に動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現されている。
【００４０】
しかしながら、これら図９，１０に示したような従来の電源回路としては、以下のような問題点を有するものとされていた。
先ず、図９，１０に示した回路においては、上記のように整流動作の切り換えによりワイドレンジ対応としていることで、回路設計の自由度が制限されてしまう。
例えば、図９，１０の回路では、このような整流動作の切換を行うにあたり、直流入力電圧Ｅｉを得るための平滑コンデンサとして平滑コンデンサＣｉ１、平滑コンデンサＣｉ2の２本を構成するようにされている。
しかしながら、このように整流動作の切り換えのために、平滑コンデンサを２つ備えなくてはならないことによっては、その分回路構成部品が増加し、コストアップにつながると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、平滑コンデンサＣｉとしては電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
【００４１】
また、図９，１０の回路においては、整流動作の切換を行うにあたり、リレースイッチＳ１０を先に図示したようにして平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とブリッジ整流回路Ｄｉとの間に挿入する必要があった。
しかしながらこの場合、電源投入時には、平滑コンデンサＣｉへの突入電流が流れるものとなる。そして、これによっては、上記のような挿入位置とされたことにより、この突入電流がリレースイッチＳ１０を介して流れるものとなり、これに伴ってリレーＲＬにおける接点容量としても比較的高いレベルが要求されていた。
この場合、突入電流は、図示は省略したが制限抵抗やパワーサーミスタによって例えば３０Ａ以下に抑えられているが、これに対応させるために、この場合のリレーＲＬの接点容量としては３０Ａ以上が要求されるものとなる。
このように比較的高い接点容量とするために、この場合の構成部品は高価なものとなって、これによってもコストアップが助長される。
【００４２】
また、図９，１０の回路では、先の説明からも理解されるように、交流入力電圧成分にスイッチング周期による高周波のパルス電圧が重畳されるものとなる。このため、上述もしたように商用交流電源ＡＣのラインに対してフィルタコンデンサＣＮが挿入されている。
しかしながら、図９，１０の回路としては、ワイドレンジ対応のために整流動作を倍電圧と全波整流とで切り換える構成とされるため、このようなフィルタコンデンサＣＮの挿入位置は、商用交流電源ＡＣのラインと並列となる位置に限られていた。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備える電源回路として、従来の整流動作切り換えによるワイドレンジ対応の構成を採る場合は、このようなノイズ除去のためのフィルタコンデンサＣＮの挿入位置が限られてしまうことになる。
このようにＡＣのラインと並列に挿入されなければならないことで、この場合のフィルタコンデンサＣＮには２００Ｖ以上の高い耐圧が要求されることになる。
例えば、図９，１０の回路におけるフィルタコンデンサＣＮには、各国の安全規格をクリアする耐圧品として、例えば１μＦ／２５０Ｖという比較的高価な部品を用いるようにされており、これによっても電源回路のコストアップが助長されるものであった。
【００４３】
また、同様に図９，１０の構成によっては、スイッチング周期に応じてオン／オフ可能な高速リカバリ型ダイオードをＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系時の整流電流経路にて共通に動作するように挿入するためには、先の説明のとおりブリッジ整流回路Ｄｉに挿入する必要があった。
このため、図９，１０の回路において、ブリッジ整流回路Ｄｉを構成する高速リカバリ型ダイオードとしては、電源投入時の突入電流３０Ａを保証できる例えば３Ａ／６００Ｖの耐電流／耐圧品を用いる必要があり、これによってもコストアップが助長されていた。
【００４４】
さらに、このようにブリッジ整流回路Ｄｉを構成するダイオードとして、高速リカバリ型を用いることによっては、現状ではこのような高速リカバリ型ダイオードをブリッジ結合した市販品はないことから、これをディスクリートにより構成しなければならないことになる。つまりこの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉは１部品で構成することが困難であり、これによっても部品点数が増加してしまうという問題が生じる。
【００４５】
さらに、他の問題として、上記しているように全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための回路として、例えば単純に図９，１０に示した基本的な構成を採る場合は、次のような誤動作を生じる可能性がある。つまり、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えるという動作が生じる。
このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００４６】
そこで、図９，１０に示した回路の実際としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。例えば図９の場合であれば、図示されている電源回路がメインのスイッチングコンバータとなる。実際には、整流回路切換モジュール７は、図９において図示していないスタンバイ電源のコンバータにて得られる直流入力電圧も検出電圧として入力している。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、整流回路切換モジュール７としてコンパレータＩＣを実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
整流回路切換モジュール７は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長される。
【００４７】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサとを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流平滑動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスにおける一次巻線と直列となる関係により接続される一次巻線と、この一次巻線に得られる上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが少なくとも巻装される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成された力率改善回路と、さらに、上記電圧帰還用トランスの上記一次巻線と二次巻線とに直交する方向に巻装された制御巻線を備えて、この制御巻線に流す電流レベルを、上記商用交流電源のレベルに応じて可変することにより、上記電圧帰還用トランスにおける上記一次巻線及び二次巻線のインダクタンスを可変するように構成されたインダクタンス可変手段とを備えるようにした。
【００４９】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路としては、整流電流経路に対して帰還されるスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して整流ダイオードをスイッチングさせることにより、交流入力電流の導通角の拡大を図る、いわゆる電圧帰還方式による力率改善のための構成が備えられたものとなる。
その上で、上記構成によれば、上記インダクタンス可変手段の動作により、商用交流電源のレベルに応じて、上記電圧帰還用トランスの一次巻線と二次巻線のインダクタンスが変化するものとなる。そして、上記構成から理解されるように、上記一次巻線のインダクタンスは、等価的には絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスとしてみることができるから、この場合は商用交流電源のレベルに応じて絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスが可変されることになる。
絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスが変化すれば、一次側共振回路を形成するインダクタンス値も変化することになる。そして、このように商用交流電源のレベルに応じ、上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値が変化すれば、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えば商用交流電源のレベルに応じて設定することが可能となる。
【発明の効果】
【００５０】
このようにして本発明によれば、商用交流電源のレベルに応じて、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を設定することが可能となる。
これにより、例えば商用交流電源の定格レベルにかかわらず、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えばスイッチング電源回路におけるスイッチング周波数の可変範囲内とすることが可能になる。つまり、商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路が得られることになる。
【００５１】
これにより、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う従来の構成を採る必要はなくなる。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応とするにあたっての従来のような整流回路の切換のための構成を不要とすることができるものである。
このような切換のための構成が不要となれば、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られる。
【００５２】
また、上記のようにワイドレンジ対応とするにあたっての整流動作の切換のための構成を不要とすることができれば、回路設計の自由度を増すことできる。
このため、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば従来の２本から１本に削減されることになる。
【００５３】
また、電圧帰還方式による力率改善回路の構成としても自由度が増し、例えば商用交流電源ラインのノイズ除去のためのフィルタコンデンサは、従来のように商用交流電源ラインに並列に挿入する必要がなくなり、その耐圧を低減することでより安価な素子を用いることができる。
【００５４】
同様に、力率改善のために用いられる整流ダイオードとしても、商用交流電源の１００Ｖ系と２００Ｖ系時とで形成される整流電流経路にて共通に動作するように挿入する必要はなくなる。
これによっては、電圧帰還方式による力率改善動作を実現するために必要となる高速リカバリ型を、例えばブリッジ整流回路に組み込むのではなく他の部分に挿入することも可能となり、これによって高速リカバリ型ダイオードの耐圧を低減してより安価な素子を用いることが可能となる。
【００５５】
また、上記のように力率改善のために用いられる高速型の整流ダイオードをブリッジ整流回路に組み込む必要がなくなれば、市販品のブリッジ整流回路を用いることが可能となり、従来よりも部品点数の削減を図ることができる。
【００５６】
さらに、上記のようにして商用交流電源の定格に応じて回路を切り換える構成が不要となれば、このような切り換えの誤動作により、例えばＡＣ２００Ｖ系時にＡＣ１００Ｖ系時に対応した動作が行われて回路破壊を招くような事態は生じ得ないものとすることができる。
そして、このように誤動作の発生が防止されれば、誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、また電源回路の適用範囲を広げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５７】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
本実施の形態のスイッチング電源回路としては、例えばプリンタ装置の電源として用いられることが想定される。プリンタ装置では、電源オフ時における負荷電力がほぼ０Ｗとなることから、これに備えられる電源としては負荷電力０Ｗから最大負荷までの比較的広い変動範囲をカバーしなければならないものとなる。本例の場合、最大負荷Ｐｏ＝１００Ｗが想定されていることから、この場合のスイッチング電源回路としては負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの負荷変動に対応させるものとしている。
【００５８】
先ず図１において、本例の電源回路においても、先の図９，１０に示した回路と同様、商用交流電源ＡＣのラインに対してはアクロスコンデンサＣL及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成るノイズフィルタを接続している。
そして、この場合は、このようなノイズフィルタの後段に対しては、フィルタコンデンサＣNを挿入しないものとしている。つまり、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、図示するように上記ノイズフィルタの後段に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉを直接接続しているものである。
なお、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードは、全て通常の低速リカバリ型によるダイオードが選定される。
【００５９】
また、この場合、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、上記ブリッジ整流回路Ｄｉと、１組の平滑コンデンサＣｉとによって構成される。
そして、上記したフィルタコンデンサＣＮとしては、図示するようにこれらブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に直列に挿入されるようにして設けられている。
【００６０】
また、上記のようにブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとにより構成される整流平滑回路によって生成される、直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合も電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。
そしてここでも、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、この場合もそれぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【００６１】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続している。つまり、先の図９，１０の回路と同様に部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成するようにし、これによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようにしている。
【００６２】
そして、この図に示される電源回路としても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２を備えている。この発振・ドライブ回路２は、先の図９，１０に示したものと同様にスイッチング素子駆動のための発振回路、駆動回路を備えて成る。
発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００６３】
また、発振・ドライブ回路２は、一次側にて生成される低圧の直流電圧Ｅ10を入力して動作する。
直流電圧Ｅ10は、図示する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線Ｎ３と、ダイオードＤ30、コンデンサＣ30から成る半波整流回路により得られた直流電圧を、抵抗Ｒ4及びツェナーダイオードＤ5から成る安定化回路により所定レベルにより安定化して得られるものである。なお、この図においては図示が省略されているが、起動抵抗を備えることとして、電源起動時においては、この起動抵抗を介して入力される整流平滑電圧Ｅｉを起動用電源として入力して発振・ドライブ回路２が動作を開始できるように構成すればよい。
【００６４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、その一方の端部が一次側アースに接続される。
また、他方の端部は、後述する電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４を介して一次側並列共振コンデンサＣ1の一方の端子に接続される。そして、この一次側共振コンデンサＣ１の他方の端子は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。このような接続形態により、上記一次巻線Ｎ１には、上記一次側共振コンデンサＣ１−電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４の直列接続を介してスイッチング出力が伝達されるようになっている。
【００６５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側に上記した一次巻線Ｎ１と、この場合は先に説明した三次巻線Ｎ３とを、また二次側には二次巻線Ｎ２を上記ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップを形成するようにしている。これによって、例えば疎結合とされる所定の結合係数が与えられるようにして構成される。
【００６６】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは上記のような構造により、一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、上記した一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
【００６７】
上記説明によれば、この場合も一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、先の部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られる。このことから、図１に示す回路としても複合共振形コンバータとしての構成を採っていることになる。
【００６８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、上記一次巻線Ｎ１から励起された交番電圧が得られる。
この二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図のように整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６９】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式によって二次側直流出力電圧のレベルを安定化する。
【００７０】
図１に示される電源回路としては、上記構成に加えて、電圧帰還方式により力率の改善を図るための力率改善回路が設けられる。
この場合の力率改善回路としては、フィルタコンデンサＣＮ、ダイオードＤ10、高周波チョークコイルＬS、電圧帰還用トランスＶＦＴを含むものとされる。そして、先の図１０に示した回路の場合と同様、電圧帰還用トランスＶＦＴにより一次側スイッチング出力を整流電流経路に帰還する構成を採る。
【００７１】
ここで、この場合の力率改善回路としては、先にも述べたように、電圧帰還されるスイッチング周期による高周波成分を除去するための上記フィルタコンデンサＣＮを、ブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入するものとしている。
また、電圧帰還される成分に基づいて、整流電流成分を断続するための高速リカバリ型のダイオードとしても、ダイオードＤ10として示されるように、この場合はブリッジ整流回路Ｄｉには組み込まないものとしている。すなわち、このような高速リカバリ型によるダイオードＤ10としては、そのアノードをブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子と上記フィルタコンデンサＣＮとの接続点に対して接続し、またカソードを上記高周波チョークコイルＬSの巻線Ｎ10の一端と接続している。
【００７２】
そして、上記高周波チョークコイルＬSとしては、巻線Ｎ10の他方の端部が、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ５の一端と接続される。さらに、この二次巻線Ｎ５の他端は、上記フィルタコンデンサＣNと平滑コンデンサＣｉとの接続点に対して接続される。また、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４は、先の説明からも理解されるように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側共振コンデンサＣ１との間に直列に挿入されている。
このような構成により、上記電圧帰還用トランスＶＦＴにおいては、一次巻線Ｎ４に得られる一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が、二次巻線Ｎ５に得られるようになることがわかる。そして、このように二次巻線Ｎ５に一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が得られることにより、一次側スイッチング出力が整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
なお、この場合の電圧帰還用トランスＶＦＴには、制御巻線Ｎｃも巻装されるものとなるが、これについては後述する。
【００７３】
上記構成による力率改善回路が備えられることにより、図１に示される回路では、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期に、整流電流が［ブリッジ整流回路Ｄｉ→ダイオードＤ10→高周波チョークコイルＬS→二次巻線Ｎ５→平滑コンデンサＣｉ］の経路により流れる。
また、この場合、整流電流は分岐して［ブリッジ整流回路Ｄｉ→フィルタコンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ］の経路によっても流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期においても、整流電流は上記と同様の経路により流れるものとなる。
【００７４】
このような整流電流経路より、図１の回路では、高速リカバリ型ダイオードであるダイオードＤ10が整流動作を行うことがわかる。そして、このときの整流電流としては、先の説明からも理解されるように電圧帰還用トランスＶＦＴにおいて一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５との磁気結合を介して得られる、一次側スイッチング出力に基づく成分が重畳された波形とされているものである。
【００７５】
図１に示される力率改善回路としても、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して高速リカバリ型ダイオード（Ｄ10）が導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようになる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られる。
そして、この場合においては、上記フィルタコンデンサＣＮが、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ５と並列に接続されるようにして備えられていることにより、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに生じるのノイズ成分が除去されているものである。
【００７６】
さらに図１に示す回路に対しては、このような力率改善回路に加え、図示するようにして増幅回路３と、上記した電圧帰還用トランスＶＦＴの各巻線（Ｎ４、Ｎ５）と直交する方向に巻装された制御巻線Ｎｃが備えられる。
【００７７】
ここで、上記のようにして制御巻線Ｎｃが巻装される、この場合の電圧帰還用トランスＶＦＴの構造例を次の図２、図３を用いて説明する。
先ず、図２に示す例において、電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を備えるようにしている。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ｎｃを所定ターン数（巻数）により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアＣＲ１２側に対しては、上記制御巻線Ｎｃの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、２本の隣り合う磁脚に跨って上記した一次巻線Ｎ４及び二次巻線Ｎ５を所定ターン数により巻装する。このようにして一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５が巻装される２本の磁脚も、一方はギャップＧが形成されているのに対して、他方はギャップが形成されていない関係となる。
このような構造により、この場合の電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcの増加により飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。
【００７８】
また、電圧帰還用トランスＶＦＴの他の構造としては、図３に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１１とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１２に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ２１として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図２の電圧帰還用トランスＶＦＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。そして、制御巻線Ｎｃについては図２の場合と同様にしてダブルコの字型コアＣＲ１１の２本の磁脚に対して巻装し、シングルコの字型コアＣＲ２１に対しては、図のようにして一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５を巻装するようにしている。
【００７９】
このように可飽和リアクタとして構成される電圧帰還用トランスＶＦＴにおいて、前述もしたように上記一次巻線Ｎ４は、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1との間に直列に挿入されているものである。つまりこのことから、一次巻線Ｎ４のインダクタンスは、一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分となることがわかる。
また、電圧帰還用トランスＶＦＴにおいて、上記制御巻線Ｎｃは、その一端が一次側アースに接続されている。また、その他端は、次に説明する増幅回路３内のＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ３のコレクタと接続されるものとなる。
【００８０】
増幅回路３は、上記トランジスタＱ３、ベース抵抗Ｒ1，バイアス抵抗Ｒ2、及びエミッタ抵抗Ｒ3を備えて形成される。
トランジスタＱ３のコレクタは、上記制御巻線Ｎｃを介して一次側アースと接続される。ベース抵抗Ｒ1は、トランジスタＱ３のベースと整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）との間に挿入される。バイアス抵抗Ｒ2は、トランジスタＱ３のベースと一次側アースとの間に挿入される。
また、エミッタ抵抗Ｒ3は、トランジスタＱ３のエミッタと直流電圧Ｅ10のラインとの間に挿入される。
【００８１】
このような構成による増幅回路３では、上記トランジスタＱ３のベースに対して整流平滑電圧Ｅｉのレベルに応じたベース電流を流すことにより、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉｃのレベルを可変することになる。
すなわち、この場合の増幅回路３において、例えば整流平滑電圧Ｅｉのレベルが増加するのに応じては、トランジスタＱ３のベース電位が高くなってベース−エミッタ間の電位差が小さくなる。そして、これによってベース電流が低減することとなり、コレクタ電流である制御電流Ｉcは低減していくことになる。
また逆に、整流平滑電圧Ｅｉのレベルが増加するのに応じては、トランジスタＱ３のベース電位が低くなって、ベース−エミッタ間の電位差が大きくなる。これによって、整流平滑電圧Ｅｉのレベルの増加に伴っては、ベース電流が増加することとなって、制御電流Ｉc（コレクタ電流）は低減していくことになる。
【００８２】
ここで、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を全波整流によって整流平滑化して得られる直流電圧であるから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに対応している。従って、増幅回路３は、商用交流電源ＡＣのレベルに応じて、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルを可変するように動作しているということがいえる。つまり、商用交流電源ＡＣのレベルが上昇するのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させていくようにして動作する。
【００８３】
上記説明による増幅回路３と、制御巻線Ｎｃが巻装された電圧帰還用トランスＶＦＴとによって得られることになる本例のワイドレンジ対応の動作について説明する。
先ず、上記もしているように、本例の回路においては、増幅回路３の動作によって、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルが上昇するのに応じて制御電流Ｉｃのレベルが低減されるようにして制御される。そして、このように制御電流Ｉｃのレベルが小さくなるのに応じて、一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５のインダクタンスが増加していくようにされる。
従って、この場合、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５のインダクタンスが可変制御されるものであり、その関係としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の上昇に応じてインダクタンスは増加し、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の低下に応じてインダクタンスは低下するものとなる。
【００８４】
また、これまでにも説明しているように、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４のインダクタンスは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分である。従って、上記のようにして商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて一次巻線Ｎ４のインダクタンスが可変されるということは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル変化に応じて、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス値を可変しているということになる。そして、上記した商用交流電源ＡＣとの関係からすれば、一次側直列共振回路を形成するインダクタンスは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の上昇に応じて増加し、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の低下に応じて低下するようにして可変制御されることになる。
【００８５】
図４は、上記のようにして、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンスを可変する構成を採る場合に得られる、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとの関係により例示的に示している。
なおこの図において、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、２１．５Ｖで安定化されるべきものであることとする。また、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。また、この図においては、商用交流電源のレベルの条件としては、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖ系としては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖが入力された場合を示している。
【００８６】
ここで、上記のようにして一次側直列共振回路におけるインダクタンス値が可変されるということは、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏも変化するということである。そして、本実施の形態における一次側直列共振回路のインダクタンスの変化は、上記もしているように、商用交流電源レベルが高くなるのに応じて増加し、低くなるのに応じては低下する。
このことから、一次側直列共振回路について、ＡＣ１００Ｖ系時の共振周波数fo1とＡＣ２００Ｖ系時の共振周波数fo2とを比較すると、この図４に示すようにして共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高くなるということになる。
【００８７】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数foで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数foと同じときに最も高くなり、共振周波数foから離れていくのに従って低下していくものとなる。
【００８８】
つまり図４において、先ず、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶAC＝１００Ｖ）には、実線で示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏ１のときにピークとなって、この共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは低下する。
【００８９】
そして、上記のようにして図４の実線により示すＡＣ１００Ｖ系時の特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを２１．５Ｖにより安定化しようとした場合、そのために必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１として示される範囲となる。
【００９０】
一方のＡＣ２００Ｖ系時では、上記したように一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏは、ＡＣ１００Ｖ系時のfo１よりも低いfo２で示される所定周波数に設定される。このときの特性としては、図４に破線で示すものとなる。つまり、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ２のときに最大となるようにされたうえで、この共振周波数ｆｏ２からスイッチング周波数ｆｓが離れていくのに従って低下していくものとなる。また、この場合にも、スイッチング周波数ｆｓを固定とすれば、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する特性となる。
そして、このＡＣ２００Ｖ系時の特性のもとでアッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを２１．５Ｖにより安定化しようとした場合の必要制御範囲は、図４においてΔｆｓ２として示される範囲となる。
【００９１】
つまり、本実施の形態としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンス値を可変制御するようにしていることで、上記図４に示したようにして、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とのそれぞれに対応させて、必要制御範囲Δfs1，Δfs2が設定されるようにしているものである。
なお、図４においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）の特性のみを示しているので、必要制御範囲Δfs1，Δfs2は、切り換えが行われるようにして変更設定されたかのように示されている。しかしながら、本実施の形態の電圧帰還用トランスＶＦＴにおいては、制御電流Ｉｃを連続的に可変していけば、一次巻線Ｎ４のインダクタンスも連続的に可変制御することができる。従って、仮に交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系としての所定レベルとＡＣ２００Ｖ系としての所定レベルの間で連続的に変化するものとすれば、一次側直列共振回路の共振周波数と、これに応じた必要制御範囲Δfsも連続的に変化し得るものである。
【００９２】
ところで、例えば図１に示す電源回路から電圧帰還用トランスＶＦＴ及び増幅回路３を省略し、一次側直列共振回路のインダクタンス値を可変しない構成とした場合においては、商用交流電源レベルにかかわらず一次側直列共振回路のインダクタンス値が固定となるから、商用交流電源レベルに対して一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏも固定となる。そして、この場合には、この固定の共振周波数ｆｏより高いスイッチング周波数の領域を必要制御範囲Δfsとして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００までに対応する範囲で、所定の負荷変動幅に対応して、非常に大きな変動幅となる二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化しなければならないことになる。この場合において、例えば負荷変動幅が大きいような条件では、必要制御範囲Δfsを非常に幅広く取らねばならず、スイッチング電源回路の仕様によって決まる、スイッチング周波数の最大可変範囲内では適正に安定化を図ることが難しくなる場合がある。
【００９３】
これに対して本実施の形態では、これまでの説明のようにして、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで商用交流電源の入力レベルが変化したときには、それぞれの商用交流電源の入力レベルに応じた必要制御範囲Δfs1，Δfs2を設定できるようにしている。これは、上記した一次側直列共振回路のインダクタンス値の設定によって、必要制御範囲Δfs1，Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定できるということを意味している。この結果、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでそれぞれ、所定の負荷変動範囲に対応して二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化することが保証されることになる。つまり、ワイドレンジ対応の電源回路が実現化されるものである。
【００９４】
なお、図１に示す電源回路の実際例として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１００Ｗの負荷条件に対応させることとした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−２８のフェライトコアとし、中央磁脚には、０．９mmのギャップを形成するようにされる。また、一次巻線部Ｎ1については巻数を４３Ｔ（ターン）とし、二次巻線Ｎ2はセンタータップを分割位置として１０Ｔ＋１０Ｔとしている。
また、一次側共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについては、０．０２７μＦを選定する。
また、電圧帰還用トランスＶＦＴは、先の図２と図３に示した何れの構造においても、その外形については立体型コアのサイズとして２０mm×２０mm×３０mmとし、ギャップＧのギャップ長については０．８mmとした。また、一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５についてはそれぞれ２０Ｔとした。
【００９５】
なお、先の図４に示した実験結果によっては、必要制御範囲Δfs1，Δfs2が、異なる周波数範囲とされることが示されているが、上記のように各素子を選定した場合の実際の必要制御範囲Δfs1，Δfs2としては、必要制御範囲Δfs1の周波数範囲が、必要制御範囲Δfs2の周波数範囲内に収まるようにして重複するようにして得られるものとなる。
つまり、先の図４では、リーケージインダクタンスＬ１の可変により必要制御範囲Δfsをスイッチング周波数ｆｓの最大可変範囲に収めるように設定を行うことの説明図として、あくまで概念的な図を示したに過ぎないものである。
【００９６】
また、図４の特性図において、上記した負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗの負荷変動範囲は、あくまでも実験結果を得るのにあたって任意に設定した負荷条件であり、従って、本実施の形態に基づく電源回路としては、より重負荷で、また、より広い負荷変動範囲の負荷条件にも対応して適正に安定化を図ることが可能である。
【００９７】
続いて、次の図５、図６には、図１に示す実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示しておく。
図５では、図１の回路における、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図６では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示す。
なお、これらの図において、図５では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示している。また、図６は、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗで一定とした場合の実験結果を示している。
【００９８】
先ず、図５において、図１の回路におけるAC→DC電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）とで、それぞれ実線と破線とにより示すものとなっている。ちなみに、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝８８．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝８５．０％となる。
【００９９】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝８Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝１９Ｖとなっている。
【０１００】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件でＰＦ＝０．８０となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件ではＰＦ＝０．８３となる結果が得られている。
このような結果から、この場合の力率ＰＦは、ＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の値が得られていることがわかる。
【０１０１】
ここで、図１に示した回路において、このようにＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の力率が得られるのは、以下のような理由による。
つまり、前述もしたように電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４には、一次側スイッチング出力が得られる。そして、一次側スイッチング出力のレベルとしては、商用交流電源ＡＣのレベルに比例して上昇していくものとなるから、上記一次巻線Ｎ４から二次巻線Ｎ５に励起され、整流電流経路に帰還される電力は、商用交流電源ＡＣのレベルに比例して増加していくものとなる。
このようにして、商用交流電源ＡＣのレベルの上昇に伴い、電圧帰還される電力も増加するようにされることで、図１の回路ではＡＣ２００Ｖ系時での電圧帰還量が増加して、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の力率が得られるようになっているものである。
【０１０２】
以上の説明より、本実施の形態のスイッチング電源回路の構成によっては、例えば先の図９，１０に示した回路と同様にしてワイドレンジ対応でありながら、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系について、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はなくなるものとなる。
そして、これによっては、整流回路の構成を通常の全波整流回路とすることが可能となり、従って、直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては１本でよいことになる。
つまり、このように直流入力電圧生成用の平滑コンデンサの本数を減らすことができることにより、回路製造コストの削減、及び回路基板面積の削減が図られる。
【０１０３】
また、このようにしてワイドレンジ対応のための整流動作切り換えの構成が不要となることによっては、電圧帰還方式による力率改善回路の構成としてもその自由度を確保することができる。
例えば、電圧帰還方式による力率改善時に必要となるフィルタコンデンサＣＮとしては、図１にも示したように、従来のようにして商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入する必要はなくなり、これによってフィルタコンデンサＣNの耐圧を低減することが可能となる。
例えば、図１の回路のようにブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間に挿入した場合、フィルタコンデンサＣＮとしては１μＦ／２００Ｖの耐圧品を選定することができ、図９，１０に示した回路が備える２５０Ｖ耐圧品よりも安価な素子を用いることが可能となる。つまり、これによっても回路製造コストの削減を図ることができる。
【０１０４】
さらに、電圧帰還方式による力率改善時に必要となる高速リカバリ型ダイオードとしても、本例の場合はブリッジ整流回路Ｄｉに組み込む必要がなくなり、このような高速リカバリ型ダイオードは、図１のダイオードＤ10として示されるように整流電流経路中の他の部分に対して挿入することができる。
これによって、この場合の高速リカバリ型によるダイオードＤ10としては、例えば図９，１０の回路の場合のように電源投入時の突入電流３０Ａを保証する必要はなくなり、より低耐電流／低耐圧品となる安価な素子を選定することができる。
なお、図１の回路の場合、このようなダイオードＤ10としては３Ａ／４００Ｖ品の選定が可能となる。
【０１０５】
さらに、上記のようにブリッジ整流回路Ｄｉに高速リカバリ型ダイオードを組み込む必要がなくなることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉとして市販品を用いることが可能となり、これによっても部品点数を低減して回路コストの削減を図ることができるようになる。
【０１０６】
また、本実施の形態では、電圧帰還用トランスＶＦＴに巻装した制御巻線Ｎｃにより、一次側直列共振回路のインダクタンス（一次巻線Ｎ４のインダクタンス）を連続的に変化可能な構成によりワイドレンジ対応化を図っている。このため、ワイドレンジ対応とするにあたって、例えば電磁リレーのような切り換え機能は一切不要とすることができ、この点での回路コスト及び回路基板面積の削減が図られる。
【０１０７】
また、上記のように一次側直列共振回路のインダクタンスを連続的に変化させてワイドレンジ対応化を図る場合は、例えば商用交流電源ＡＣについて瞬時停電や急峻な低下などの異常が発生したとしても、この異常に応じた整流平滑電圧Ｅｉのレベル変化に追随するようにして一次巻線Ｎ４のインダクタンス（共振インピーダンス）が可変されることで、回路保護が図られる。従って、このような本例の電源回路としては、特に保護回路を設けなくとも商用交流電源ＡＣの異常により回路が破壊されるようなことが無いというメリットを有する。
【０１０８】
また、本実施の形態としては、一次側直列共振回路におけるインダクタンス成分は、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４のインダクタンスとを合成したものとなる。これは、例えば一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1のみによって一次側直列共振回路を形成する場合と比較して、一次側直列共振回路として必要なインダクタンス値を得るのにあたり、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1は、より少なくて済む、ということになる。残るインダクタンスの不足分は、上記一次巻線Ｎ４のインダクタンスにより補われるからである。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてリーケージインダクタンスＬ1を小さくできることになるから、一次巻線Ｎ1のターン数を削減し、さらにギャップ長も短くすることができる。そして、これに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、例えばＥＥＲ−３５のサイズを用いるべき所を、先に示したようにＥＥＲ−２８のサイズとすることが可能となり、大幅な小型軽量化が図られるというメリットがある。
【０１０９】
ここで、次の図７には実施の形態の電源回路の変形例について示しておく。
なお、図７において、既に図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図７に示す変形例では、図１の回路に備えられていたダイオードＤ10を省略し、力率改善回路を構成する高速リカバリ型ダイオードをブリッジ整流回路Ｄｉに組み込むものとしている。また、フィルタコンデンサＣＮは、図示するように商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入するものとしている。
【０１１０】
また、この変形例では、電圧帰還用トランスＶＦＴを、次の図８に示すように構成することによって、高周波チョークコイルＬSを省略するものとしている。
つまり、この場合の電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、図８に示すようにして一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５との間に、制御巻線Ｎｃを介在させるようにして巻装する。そして、これによって、一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５とを疎結合の状態とするものである。
このように一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５とが疎結合の状態で巻装されれば、電圧帰還用トランスＶＦＴの漏洩インダクタンスは図１の回路の場合よりも増加することになる。そして、このように漏洩インダクタンスが増加すれば、高周波チョークコイルＬSとしてのインダクタンス成分をこの漏洩インダクタンスの増加分によりまかなうことができ、この結果として高周波チョークコイルＬSを省略することができるものである。
【０１１１】
このような変形例の構成によれば、力率改善のために必要な追加部品は、実質的に電圧帰還用トランスＶＦＴの一点のみとすることができるようになる。
【０１１２】
ここで、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による共振形コンバータにも適用することは可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路が備える電圧帰還用トランスの構造例について示す図である。
【図３】実施の形態の電源回路が備える電圧帰還用トランスの他の構造例について示す図である。
【図４】二次側直流出力電圧についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧のレベルとの関係により例示的に示した図である。
【図５】実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図６】実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図７】実施の形態の変形例について示す回路図である。
【図８】変形例の回路が備える電圧帰還用トランスの構造図である。
【図９】電圧帰還方式により力率の改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の、従来例としての構成を示した回路図である。
【図１０】電圧帰還方式により力率の改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の、従来例としての他の構成を示した回路図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、３  増幅回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、Ｎ３  三次巻線、Ｄ10  ダイオード、ＣN  フィルタコンデンサ、ＬS  高周波チョークコイル、Ｎ１０  巻線、ＶＦＴ  電圧帰還用トランス、Ｎ４  一次巻線、Ｎ５  二次巻線、Ｎｃ  制御巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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