(57)【要約】【課題】力率改善部を介しないで電力供給を行うための構成を用いることなく、低消費電力時に更に省電力を図ることのできるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】ブリッジダイオード２と力率改善機能を有する昇圧チョッパー回路５との間の負極性ライン４に流れる電流を、出力電力検出回路１１で検出する。比較回路１４は、検出した出力電力が所定量以上であれば、昇圧チョッパー回路５の力率改善機能をオンとする出力を昇圧チョッパー回路５に行い、検出した出力電力が所定量未満であれば、昇圧チョッパー回路５の力率改善機能をオフとする出力を昇圧チョッパー回路５に行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流回路から出力された後の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、パルストランスと、前記パルストランスの１次巻線と直列に設けられる主スイッチング素子とを備え、
前記整流回路の出力電圧が印加されて前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を出力しながら、前記整流回路の出力電圧に対する導通角を広げることにより力率改善を行う力率改善機能のオン／オフが可能な力率改善手段と、
前記パルストランスの１次電流に対応した電流を検出する入力電流検出手段と、
コンデンサを有し、前記入力電流検出手段の出力を該コンデンサに導き入れて、該コンデンサを充電することにより、前記負荷に供給されている出力電力を検出する出力電力検出手段と、
前記出力電力件出手段によって検出された前記出力電力が所定量以上であるか否かを判断する判断手段と、
検出された前記出力電力が所定量以上であると前記判断手段によって判断された場合に前記力率改善機能をオンとする一方、検出された前記出力電力が所定量未満であると前記判断手段によって判断された場合に前記力率改善機能をオフとする力率改善機能制御手段とを備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記入力電流検出手段は、前記力率改善手段と前記整流回路との間の電流路を１次側とするカレントトランスで構成されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記入力電流検出手段の出力が、ダイオードと前記コンデンサの充電電流を量的に抑制する素子とを介して、該コンデンサに導き入れられることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記素子が、抵抗またはインダクタであることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記判断手段は、前記コンデンサの両端の電圧値が所定電圧値以上の場合に、検出された出力電力が所定量以上であると判断することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記判断手段は、ツェナーダイオードを有しており、
該ツェナーダイオードのツェナー電圧が前記所定電圧値に対応することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記力率改善機能制御手段は、閉または開により前記力率改善手段に対する動作電源の供給または遮断を行う開閉手段を有しており、
前記力率改善手段を機能させない場合に、前記開閉手段が前記力率改善手段に対する動作電源の遮断を行うことを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記開閉手段はトランジスタであり、
前記力率改善機能制御手段は、前記力率改善手段を機能させない場合に、該トランジスタを導通させないことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
整流回路から出力された後の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、
前記整流回路の出力電圧が印加されて前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を出力しながら、前記整流回路の出力電圧に対する導通角を広げることにより力率改善を行う力率改善機能のオン／オフが可能な力率改善手段と、
電力を供給している前記負荷の大きさを示す制御信号を外部より受け、該制御信号により、前記力率改善機能のオン／オフの制御を行う力率改善機能制御手段とを備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記力率改善機能制御手段は、前記制御信号に応じて閉または開により前記力率改善手段に対する動作電源の供給または遮断を行う開閉手段を有しており、
前記力率改善手段を機能させない場合に、前記開閉手段が前記力率改善手段に対する動作電源の遮断を行うことを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気機器の直流電源として用いられるスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気機器、例えば、ファクシミリ、電話機、コピー機、その他ＯＡ機器や家電製品などには、安定した一定の動作電圧が必要であるため、安定化電圧を出力するスイッチング電源装置が従来から用いられている。また、近年の電気機器は、本来の動作時（通常モード）以外の待機時、つまり、低消費電力時（省電力モード）にも電源が供給される必要のあるものが多くなってきているため、スイッチング電源装置は、常時、電気機器に対して電源を供給する必要がある。一方、昨今のエネルギー事情から省電力を図る必要もある。そこで、本来の動作時間に比べ時間割合の大きい待機時におけるスイッチング電源装置の消費電力を少なくすることが重要となっている。
【０００３】
ところで、スイッチング電源装置としては、以下のようなものが広く知られている。つまり、交流電源から整流回路によって得られた整流後の電圧（脈流）が平滑回路によって平滑されて直流電圧に変換される。この直流電圧がスイッチング素子によって断続され、該スイッチング出力を出力整流平滑回路に供給して任意の直流電圧が得られる。
【０００４】
このようなスイッチング電源装置において、入力側の平滑回路がコンデンサインプット型であると、入力電流が流れるのは、整流後の電圧が入力平滑コンデンサの充電電圧より高い期間のみとなるので、入力電流の導通角が狭く、力率を低下させるという問題があった。そこで、この問題を解決するため、従来から、力率改善機能を有した昇圧チョッパー回路を備えるスイッチング電源装置が用いられている。
【０００５】
しかしながら、このような昇圧チョッパー回路を備えたスイッチング電源装置は、力率が改善されて無効電力が低減するので省電力になるが、力率改善機能を有さないスイッチング電源装置と比較して、昇圧チョッパー回路の力率改善動作に伴う電力損失が生じるので、その分だけ電力変換効率が劣化する。特に、機器の待機時のように、力率改善の必要性のない低消費電力状態においても力率改善機能を動作させ、無駄な電力を浪費している。
【０００６】
特許文献１には、機器が省電力モードに移行している場合、力率改善部を介さずに、機器へ電力を供給するように構成した電源装置が開示されている。
【０００７】
特許文献２には、昇圧チョッパー回路の出力を１次側に補助巻線を有する変圧器で電圧変換して、所望の電圧を負荷に供給し、上記補助巻線に誘起される正電圧をコンデンサに導き入れて該コンデンサを充電することにより、上記負荷に供給されている出力電力を検出し、該出力電力に応じて、力率改善機能を機能させないスイッチング電源装置が開示されている。
【特許文献１】特開平１１−１３６８５８号公報（１９９９年５月２１日公開）
【特許文献２】特開２００１−９５２３６号公報（２００１年４月６日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に開示されているような電源装置においては、力率改善部を介さないで電力供給を行うことができるようにするために、力率改善部を介さない電力供給経路、および、力率改善部を介する電力供給経路と介さない電力供給経路との切り替え機構に対応して、力率改善部とは別にスイッチや整流器等が備えられた回路が必要であり、部品点数が多くなるという問題があった。
【０００９】
また、特許文献２に開示されているようなスイッチング電源装置では、変圧器の補助巻線に誘起される正電圧にノイズ成分が多く含まれており、かつ、該正電圧が変圧器の結合度および負荷に依存している。つまり、該正電圧を利用して検出される出力電力には誤差が含まれることが多かった。これにより、電気機器が省電力モードであっても、力率改善機能が機能している場合が生じ、充分な省電力化が図れないという問題があった。
【００１０】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、力率改善部を介しないで電力供給を行うための構成を用いることなく、低消費電力時に更に省電力を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、整流回路から出力された後の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、パルストランスと、前記パルストランスの１次巻線と直列に設けられる主スイッチング素子とを備え、前記整流回路の出力電圧が印加されて前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を出力しながら、前記整流回路の出力電圧に対する導通角を広げることにより力率改善を行う力率改善機能のオン／オフが可能な力率改善手段と、前記パルストランスの１次電流に対応した電流を検出する入力電流検出手段と、コンデンサを有し、前記入力電流検出手段の出力を該コンデンサに導き入れて、該コンデンサを充電することにより、前記負荷に供給されている出力電力を検出する出力電力検出手段と、前記出力電力件出手段によって検出された前記出力電力が所定量以上であるか否かを判断する判断手段と、検出された前記出力電力が所定量以上であると前記判断手段によって判断された場合に前記力率改善機能をオンとする一方、検出された前記出力電力が所定量未満であると前記判断手段によって判断された場合に前記力率改善機能をオフとする力率改善機能制御手段とを備えていることを特徴としている。
【００１２】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記入力電流検出手段は、前記力率改善手段と前記整流回路との間の電流路を１次側とするカレントトランスで構成されていることを特徴としている。
【００１３】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記入力電流検出手段の出力が、ダイオードと前記コンデンサの充電電流を量的に抑制する素子とを介して、該コンデンサに導き入れられることを特徴としている。
【００１４】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記素子が、抵抗またはインダクタであることを特徴としている。
【００１５】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記判断手段は、前記コンデンサの両端の電圧値が所定電圧値以上の場合に、検出された出力電力が所定量以上であると判断することを特徴としている。
【００１６】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記判断手段は、ツェナーダイオードを有しており、該ツェナーダイオードのツェナー電圧が前記所定電圧値に対応することを特徴としている。
【００１７】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記力率改善機能制御手段は、閉または開により前記力率改善手段に対する動作電源の供給または遮断を行う開閉手段を有しており、前記力率改善手段を機能させない場合に、前記開閉手段が前記力率改善手段に対する動作電源の遮断を行うことを特徴としている。
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記開閉手段はトランジスタであり、前記力率改善機能制御手段は、前記力率改善手段を機能させない場合に、該トランジスタを導通させないことを特徴としている。
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、整流回路から出力された後の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、前記整流回路の出力電圧が印加されて前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を出力しながら、前記整流回路の出力電圧に対する導通角を広げることにより力率改善を行う力率改善機能のオン／オフが可能な力率改善手段と、電力を供給している前記負荷の大きさを示す制御信号を外部より受け、該制御信号により、前記力率改善機能のオン／オフの制御を行う力率改善機能制御手段とを備えていることを特徴としている。
【００２０】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記力率改善機能制御手段は、前記制御信号に応じて閉または開により前記力率改善手段に対する動作電源の供給または遮断を行う開閉手段を有しており、前記力率改善手段を機能させない場合に、前記開閉手段が前記力率改善手段に対する動作電源の遮断を行うことを特徴としている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、整流回路から出力された後の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、パルストランスと、前記パルストランスの１次巻線と直列に設けられる主スイッチング素子とを備え、前記整流回路の出力電圧が印加されて前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を出力しながら、前記整流回路の出力電圧に対する導通角を広げることにより力率改善を行う力率改善機能のオン／オフが可能な力率改善手段と、入力電流検出手段と、出力電力検出手段と、判断手段と、検出された前記出力電力が所定量以上であると前記判断手段によって判断された場合に前記力率改善機能をオンとする一方、検出された前記出力電力が所定量未満であると前記判断手段によって判断された場合に前記力率改善機能をオフとする力率改善機能制御手段とを備えている構成である。
【００２２】
それゆえ、パルストランスの１次電流に対応した電流を検出することにより、負荷の大きさに応じて力率改善手段の力率改善機能が制御され、負荷に電力が供給される。したがって、負荷が通常モードのときに力率改善機能を機能させ、負荷が省電力モードのときに力率改善機能を機能させないことができる。つまり、負荷が省電力モードのときには、力率改善手段の力率改善機能に必要とされる電力分だけさらに省電力化することができる。
【００２３】
また、負荷が省電力モードの場合、力率改善機能を機能させない状態で力率改善手段を通してＤＣ−ＤＣコンバータへ入力電圧を印加することができ、特許文献１のように、力率改善手段とは別の回路を設ける必要がない。よって、該別の回路に要する部品点数を削減することができる。
【００２４】
以上により、力率改善部を介しないで電力供給を行うための構成を用いることなく、低消費電力時に更に省電力を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏する。
【００２５】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記入力電流検出手段は、前記力率改善手段と前記整流回路との間の電流路を１次側とするカレントトランスで構成されている構成である。
【００２６】
それゆえ、入力電流検出手段の出力は、負成分を含まない正弦波状であり、他の部品の影響を受けることがないので、ノイズが含まれない。したがって、該出力電圧を前記コンデンサに導き入れ、該コンデンサを充電することにより、検出される負荷に供給されている出力電力には誤差等がなく、従来に比べて精度良く出力電力を検出することができる。つまり、負荷の省電力モード状態を精度良く検出することができ、省電力モードにおいてより確実に力率改善手段を機能させないことができるため、一層の省電力化が図れるという効果を奏する。
【００２７】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記入力電流検出手段の出力が、ダイオードと前記コンデンサの充電電流を量的に抑制する素子とを介して、該コンデンサに導き入れられる構成である。
【００２８】
それゆえ、コンデンサの充電電圧を負荷に供給されている出力電力に比例させた状態で、該充電電圧を制限することができる。これにより、該充電電圧に基づいて、出力電力を検出することができるとともに、出力電力検出手段における消費電力を低減できるという効果を奏する。
【００２９】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記素子が、抵抗またはインダクタである構成である。
【００３０】
それゆえ、簡単な回路構成で、コンデンサの充電電圧を負荷に供給されている出力電力に比例して変化させ、出力電力を検出することができるという効果を奏する。
【００３１】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記判断手段は、前記コンデンサの両端の電圧値が所定電圧値以上の場合に、検出された出力電力が所定量以上であると判断する構成である。
【００３２】
それゆえ、出力電力が所定量以上であるかの否かの判断を、コンデンサの両端の電圧値と所定電圧値との比較により簡単に行うことができるという効果を奏する。
【００３３】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記判断手段は、ツェナーダイオードを有しており、該ツェナーダイオードのツェナー電圧が前記所定電圧値に対応する構成である。
【００３４】
それゆえ、ツェナーダイオードで構成するという簡単な構成によって、上記判断手段を実現することができるという効果を奏する。
【００３５】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記力率改善機能制御手段は、開閉手段を有しており、前記力率改善手段を機能させない場合に、前記開閉手段が前記力率改善手段に対する動作電源の遮断を行う構成である。
【００３６】
それゆえ、開閉手段が閉状態になると動作電源が力率改善手段に供給されて力率改善を行うことができる一方、開閉手段が開状態になると動作電源が力率改善手段に供給されないため、省電力化を図ることができるという効果を奏する。
【００３７】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記開閉手段はトランジスタであり、前記力率改善機能制御手段は、前記力率改善手段を機能させない場合に、該トランジスタを導通させない構成である。
【００３８】
それゆえ、出力電力が所定量以上であると上記判断手段で判断されると、上記トランジスタを導通させるため、動作電源が力率改善手段に供給される。これにより、力率改善を行うことができる。一方、出力電力が所定量未満であると上記判断手段で判断されると、上記トランジスタを導通させないため、動作電源が力率改善手段に供給されない。これにより、省電力化を図ることができる。このように、トランジスタという簡単な構成により、上記開閉手段を実現することができるという効果を奏する。
【００３９】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、整流回路から出力された後の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで電圧変換して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、前記整流回路の出力電圧が印加されて前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を出力しながら、前記整流回路の出力電圧に対する導通角を広げることにより力率改善を行う力率改善機能のオン／オフが可能な力率改善手段と、電力を供給している前記負荷の大きさを示す制御信号を外部より受け、該制御信号により、前記力率改善機能のオン／オフの制御を行う力率改善機能制御手段とを備えている構成である。
【００４０】
それゆえ、外部から制御信号を受けることにより、負荷の大きさに応じて力率改善手段の力率改善機能が制御され、負荷に電力が供給される。したがって、負荷が通常モードのときに力率改善機能を機能させ、負荷が省電力モードのときに力率改善機能を機能させないことができる。つまり、負荷が省電力モードのときには、力率改善手段の力率改善機能に必要とされる電力分だけさらに省電力化することができる。
【００４１】
また、前記制御信号を外部より受けるため、当該スイッチング電源装置内に、負荷が省電力モード状態であるか否かを判断する手段を設ける必要がないため、部品点数をさらに低減することができる。さらに、該制御信号は、スイッチング電源装置内の部品によって影響を受けることがないため、ノイズ等が入ることがないことはあきらかである。よって、負荷が省電力モード状態である場合に、より確実に力率改善手段を機能させないことができるため、一層の省電力化が図れる。
【００４２】
さらに、省電力モードにおける負荷に供給される出力電力は、通常、負荷の種類に応じて変動するが、前記制御信号を外部から受けることにより、当該スイッチング電源装置内で設定変更をする必要がなく、様々な種類の負荷に柔軟に対応することができる。
【００４３】
また、負荷が省電力モードの場合、力率改善機能を機能させない状態で力率改善手段を用いることができ、特許文献１のように、力率改善手段とは別の回路を設ける必要がない。よって、該別の回路に要する部品点数を削減することができる。
【００４４】
以上により、力率改善部を介しないで電力供給を行うための構成を用いることなく、低消費電力時に更に省電力を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏する。
【００４５】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記力率改善機能制御手段は、前記制御信号に応じて閉または開により前記力率改善手段に対する動作電源の供給または遮断を行う開閉手段を有しており、前記力率改善手段を機能させない場合に、前記開閉手段が前記力率改善手段に対する動作電源の遮断を行う構成である。
【００４６】
それゆえ、上記制御信号に応じて開閉手段が閉状態となり動作電源が力率改善手段に供給されて力率改善を行うことができる一方、上記制御信号に応じて開閉手段が開状態となり動作電源が力率改善手段に供給されないため、省電力化を図ることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
〔実施の形態１〕
本発明のスイッチング電源装置に関する実施の一形態について図１〜図５に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００４８】
図１は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成を示す電気回路図である。スイッチング電源装置は、商用の交流電源１に接続されたブリッジダイオード２と、力率改善機能を有する力率改善手段、例えば、昇圧チョッパー回路（力率改善手段）５と、平滑コンデンサ７と、電圧変換回路８と、出力電力検出回路１１と、比較回路１４と、電圧変換回路８の出力端に接続された正極性出力端子９および負極性出力端子１０とを備えている。このスイッチング電源装置では、ブリッジダイオード２から出力された電圧が昇圧チョッパー回路５を経た後、平滑コンデンサ７以降のＤＣ−ＤＣコンバータに入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータはこれを電圧変換して負荷に電力を供給する。
【００４９】
ブリッジダイオード（整流回路）２は、交流電源１から得られる交流電圧を全波整流し、電圧変換回路８に備えられている、後述の変圧器２２の１次側への印加電圧を生成する。ブリッジダイオード２の出力端に正極性ライン３および負極性ライン４を介して昇圧チョッパー回路５が接続されている。昇圧チョッパー回路（力率改善手段）５は、ブリッジダイオード２の出力する整流電圧を昇圧することにより、平滑コンデンサ７への電流流入期間を拡大し、すなわちブリッジダイオード２の出力電圧に対するＤＣ−ＤＣコンバータへの導通角を広げることにより、高調波を減少させて力率改善を行う。この力率改善機能はオン／オフが可能になっている。なお、負極性ライン４は、昇圧チョッパー回路５内で同電位を保ちつつ、平滑コンデンサ７および電圧変換回路８にも該同電位を与えるラインである。平滑コンデンサ７は、昇圧チョッパー回路５の出力端に接続された正極性ライン６と負極性ライン４との間に接続されている。また、電圧変換回路８は、正極性ライン６および負極性ライン４に接続されている。
【００５０】
交流電源１から得られた交流電圧は、ブリッジダイオード２と、昇圧チョッパー回路５と、平滑コンデンサ７とを経て整流・平滑化される。平滑化された電圧は、電圧変換回路８に入力される。電圧変換回路８は、入力された電圧を所望の電圧に変換した後、正極性出力端子９および負極性出力端子１０を介して図示しない負荷（電気機器）に変換電圧を供給する。正極性出力端子９と負極性出力端子１０との間の電圧が所定の直流電圧に保たれるように、ＦＥＴ１９のスイッチング動作が制御される。また、ブリッジダイオード２の出力端の負極性ライン４には、出力電力検出回路１１が備えられている。比較回路１４は出力電力検出回路１１からの入力を受け、昇圧チョッパー回路５への出力を行う。
【００５１】
出力電力検出回路（出力電力検出手段）１１は、ブリッジダイオード２と昇圧チョッパー回路５との間の負極性ライン４に流れる電流を検出する入力電流検出手段も兼ねている。出力電力検出回路１１は、この検出結果を比較回路１４に出力する。比較回路（判断手段）１４は、該検出結果を受けて昇圧チョッパー回路５の力率改善機能をオンとするかオフとするかの判断を行い、判断結果を昇圧チョッパー回路５へ送る。負極性ライン４に流れる電流は、電圧変換回路８と昇圧チョッパー回路５との間の負極性ライン４にも、昇圧チョッパー回路５とブリッジダイオード２との間の負極性ライン４にも、それぞれの波形で、正極性出力端子９および負極性出力端子１０に接続された負荷の大きさに対応して流れる。
【００５２】
力率改善機能を機能させない判断結果を受けた場合、昇圧チョッパー回路５は、昇圧機能を停止させる。これにより、ブリッジダイオード２の出力電圧がそのまま平滑コンデンサ７に出力され、昇圧チョッパー回路５で消費される分だけ電力損失を低減できる。つまり、ブリッジダイオード２の出力電圧は、昇圧チョッパー回路５をスルーすることとなる。このとき、力率は改善されないが、スイッチング電源装置から電力の供給を受けている電気機器が省電力モードであるため、力率の改善は必要なく問題はない。
【００５３】
また、力率改善機能を機能させる判断結果を受けた場合、昇圧チョッパー回路５は、昇圧機能を動作させ、ブリッジダイオード２の出力電圧を昇圧する。これにより、力率が改善される。
【００５４】
図２は、図１に示したようなスイッチング電源装置における昇圧チョッパー回路５内の力率改善機能の制御手段を示す電気回路図である。
【００５５】
図２に示すように、昇圧チョッパー回路５の動作電源は、電圧変換回路８から動作電源供給ライン１３を介して昇圧チョッパー回路５に供給される。この動作電源供給ライン１３は、昇圧チョッパー回路５内に備えられているチョッパー制御回路（力率改善機能制御手段）１２に接続されている。チョッパー制御回路１２は、例えば、スイッチ等の開閉手段を有しており、その開閉動作によって、力率改善機能を機能させることができる。つまり、力率改善機能を機能させる場合、チョッパー制御回路１２は、スイッチを閉状態（オン）にして、昇圧チョッパー回路５に動作電源が供給されるようにする。一方、力率改善機能を機能させない場合、チョッパー制御回路１２は、スイッチを開状態（オフ）にして、昇圧チョッパー回路５に動作電源が供給されないようにする。このように、昇圧チョッパー回路５への動作電源の遮断により、力率改善機能を機能させないことができるため、特許文献１のように、昇圧チョッパー回路とは別の回路を設ける必要がない。よって、該別の回路に要する部品点数を削減することができる。
【００５６】
なお、昇圧チョッパー回路５の動作電源は、必ずしも電圧変換回路８から供給される必要はなく、別電源ラインや、正極性ライン３から供給されている構成であってもよい。ただし、このような場合であっても、昇圧チョッパー回路５は、動作電源の供給、遮断を制御するためのチョッパー制御回路１２を介してラインと接続される。
【００５７】
図３は、図２で示したようなスイッチング電源装置における電圧変換回路８および出力電力検出回路１１の内部構成を示した電気回路図である。本実施の形態に係るスイッチング電源装置においては、例えば、ＰＷＭ制御方式のフライバックコンバータ回路を採用している。なお、図２と同じ機能を有する部材には同じ符号を付記し、詳細な説明を省略する。
【００５８】
正極性ライン６と負極性ライン４との間には、変圧器（パルストランス）２２の１次巻線２２ａと電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）（主スイッチング素子）１９との直列回路が接続されている。変圧器２２の２次巻線２２ｃはダイオード２３と直列回路を構成し、この直列回路は平滑コンデンサ２４と接続されている。変圧器２２の１次巻線２２ａと２次巻線２２ｃとに対する電流流入方向、その電流による発生磁束の向き、および相互誘導起電力の向きの関係は図の極性で示す通りであり、ダイオード２３はカソード側が正極性出力端子９と接続されるように２次巻線２２ｃと接続されている。平滑コンデンサ２４は正極性出力端子９と負極性出力端子１０との間に接続されている。
【００５９】
電圧変換回路８と平滑コンデンサ７との間の負極姓ライン４に流れる電流は変圧器２２の１次巻線２２ａに流れる電流、すなわち変圧器２２の１次電流に等しい。また、平滑コンデンサ７と昇圧チョッパー回路５との間には、平滑コンデンサ７と変圧器２２の１次巻線２２ａとの間に流れる電流に対応した電流が流れる。従って、昇圧チョッパー回路５とブリッジダイオード２との間の負極性ライン４には、変圧器２２の１次電流に対応した電流が流れる。
【００６０】
ＦＥＴ１９のゲート電極には、ＰＷＭ制御回路１５が接続されている。ＰＷＭ制御回路１５には、平滑コンデンサ２１が接続されており、さらに、平滑コンデンサ２１には、平滑コンデンサ２１を充電するための図示しない起動用電源が接続されている。また、平滑コンデンサ２１には、変圧器２２の補助巻線２２ｂとダイオード２０との直列回路が接続されている。補助巻線２２ｂに対する電流流入方向、その電流による発生磁束の向き、および相互誘導起電力の向きの関係は図の極性で示す通りであり、ダイオード２０のカソード側が平滑コンデンサ２１の正極性端子と接続されている。
【００６１】
本スイッチング電源装置に交流電源１が接続されると、ブリッジダイオード２から整流電圧が正極性ライン３および負極性ライン４に出力される。この時点では、未だ、昇圧チョッパー回路５は動作していないので、該整流電流は力率改善がされず、そのままで平滑コンデンサ７に出力される。
【００６２】
図示しない起動用電源は、コンデンサ２１を充電し、該充電電圧が所定の電圧以上に達すると、ＰＷＭ制御回路１５は動作を開始する。ＦＥＴ１９は、ＰＷＭ制御回路１５によって駆動され、変圧器２２の１次巻線２２ａに流れる電流をオン／オフ制御する。ここで例示する実施の形態は、フライバックコンバータ回路に係るものであり、ＦＥＴ１９のオフ期間に、変圧器２２の２次巻線２２ｃに誘起電圧が発生する。前記誘起電圧は、ダイオード２３およびコンデンサ２４によって整流・平滑化され、正極性出力端子９および負極性出力端子１０から図示しない負荷へ供給される。
【００６３】
図示しない出力電圧検出回路は、正極性出力端子９と負極性出力端子１０との間の電圧を検出する。この検出電圧に係る情報は、図示しないフォトカプラを介してＰＷＭ制御回路１５に伝達される。ＰＷＭ制御回路１５は、受信した上記情報に基づいてＦＥＴ１９のオン期間を制御し、結果として出力電圧を所定の値に制御する。
【００６４】
本スイッチング電源装置が起動を開始すると、以後、上記変圧器２２の補助巻線２２ｂからダイオード２０を介して供給される電流によって、上記ＰＷＭ制御回路１５およびその他の補助回路（図示しない）が駆動され、図示しない起動用電源の動作は停止する。
【００６５】
次に、出力電力検出回路１１の内部構成とその機能について説明する。ブリッジダイオード２の出力端の負極性ライン４に接続されている出力電力検出回路１１は、カレントトランス（入力電流検出手段）４０を備えている。カレントトランス４０は、ブリッジダイオード２の出力端と昇圧チョッパー回路５との間の電流路となる負極性ライン４を１次側として接続されている。また、出力電力検出回路１１は、カレントトランス４０の出力として、カレントトランス４０の出力電圧をダイオード１７、抵抗（素子）１８を介してコンデンサ１６に導き入れ、該コンデンサ１６を充電する回路を備えている。
【００６６】
ＰＷＭ制御回路１５及び昇圧チョッパー回路６の動作により、ブリッジダイオード２の負極性ライン４には全波整流された正弦波状電流が流れ、カレントトランス４０に全波整流された正弦波状電圧が誘起され、コンデンサ１６には、ダイオード１７、抵抗１８を介して電流が流入する。ここで、図示しない負荷に対する出力電力が大きくなるに従って、上記カレントトランス４０に流れる電流の実効値が大きくなり、その分、多くの電流がコンデンサ１６に流入することとなる。つまり、コンデンサ１６に加わる電圧は、入力電流の実効値従っており、スイッチング電源装置内の部品、例えば変圧器２２により生じるノイズ等が含まれない。これにより、出力電力検出回路１１は、図示しない負荷に供給する出力電力を精度良く検出することができる。
【００６７】
図４に、入力電流であるカレントトランス１次側の電流と、カレントトランス４０の２次側電圧と、コンデンサ１６の充電電圧との各波形を、省電力モードと通常モードとのそれぞれについて示す。カレントトランス４０の１次側に流れる電流波形に対し相似形な電圧がカレントトランス４０の２次側に発生している。カレントトランス４０の出力は負成分を含まない正弦波状であり、他の部品の影響を受けることがないので、ノイズが含まれない。また、省電力モードから通常モードへの切換りポイントでコンデンサ１６の充電電圧が急激に上昇している。
【００６８】
抵抗１８は、コンデンサ１６の充電電流を量的に抑制し、コンデンサ１６の充電電圧を制限するための素子である。コンデンサ１６の充電電圧を制限できるので、出力電力検出回路１１にて消費される電力を低減することができる。抵抗１８により制限されたコンデンサ１６の充電電圧は、図示しない負荷に供給されている出力電力に比例して変化する。これにより、抵抗１８により制限されたコンデンサ１６の充電電圧を利用しても、図示しない負荷に供給されている出力電力を精度良く検出することができる。
【００６９】
また、抵抗１８は高い抵抗値を有するものが好ましい。これにより、コンデンサ１６に流入する電流を抑制することができ、出力電力検出回路１１にて消費される電力をより一層低減することができる。従って、僅少の消費電力で出力電力の検出機能を果たすことができる。また、抵抗１８はインダクタに置き換えることも可能であり、この素子は充電電流を量的に抑制するようなものであればよい。このようなコンデンサ１６の充電電流を量的に抑制する素子として抵抗１８またはインダクタを用いることにより、簡単な回路構成で、コンデンサ１６の充電電圧を負荷に供給されている出力電力に比例して変化させ、出力電力を検出することができる。
【００７０】
コンデンサ１６の充電電圧は、比較回路（判断手段）１４に伝達される。比較回路１４は、コンデンサ１６の充電電圧と比較回路１４内に設けられている基準電圧とを比較する。ここで、基準電圧を、正極性出力端子９および負極性出力端子１０から電力が出力される図示しない負荷が省電力モードであるときの出力電力の最大値に相当するコンデンサ１６の充電電圧に設定しておくことで、比較回路１４は、負荷が省電力モードであるか否かの判断を行うことができる。すなわち、比較回路１４は、コンデンサ１６の充電電圧が基準電圧よりも小さい場合には、電気機器が省電力モードであると判断し、コンデンサ１６の充電電圧が基準電圧よりも大きい場合には、電気機器が通常モードであると判断することができる。つまり、スイッチング電源装置内で、電力を供給している電気機器が、通常モードであるか省電力モードであるかを自己判定することができる。
【００７１】
コンデンサ１６の充電電圧の方が、基準電圧よりも低い場合、つまり、電気機器が省電力モードであると比較回路１４が判断した場合、比較回路１４は、電気機器が省電力モードである旨の判断結果を昇圧チョッパー回路５へ送る。該判断結果を受けた昇圧チョッパー回路５の動作電源供給ライン１３上に設けられたチョッパー制御回路１２は、内部のスイッチをオフにする。これにより、動作電源供給ライン１３から昇圧チョッパー回路５への動作電源の供給が停止され、力率改善機能が機能しなくなり、その分、電力損失を減少することができる。
【００７２】
また、コンデンサ１６の充電電圧の方が、基準電圧よりも大きい場合、つまり、電気機器が通常モードであると比較回路１４が判断した場合、比較回路１４は、電気機器が通常モードである旨の判断結果を昇圧チョッパー回路５へ送り、該判断結果を受けた昇圧チョッパー回路５の動作電源供給ライン１３上に設けられたチョッパー制御回路１２のスイッチをオンにする。これにより、動作電源供給ライン１３から昇圧チョッパー回路５に動作電源が供給され、昇圧チョッパー回路５が動作することで力率が改善される。
【００７３】
このように、比較回路１４は、コンデンサ１６の両端の電圧値が所定電圧値以上の場合に、検出された出力電力が所定量以上であると判断する。それゆえ、出力電力が所定量以上であるかの否かの判断を、コンデンサ１６の両端の電圧値と所定電圧値との比較により簡単に行うことができる。
【００７４】
次に、昇圧チョッパー回路５および比較回路１４の内部構成とその機能について、図５を用いて説明する。図５は、図３における昇圧チョッパー回路５および比較回路１４の具体的な構成を示す電気回路図である。なお、図３と同じ機能を有する部材には同じ符号を付し、詳細な説明を省略する。
【００７５】
昇圧チョッパー回路５において、抵抗２６および抵抗２７からなる直列回路が、正極性ライン３と負極性ライン４との間に抵抗２６を正極性側ライン３側として接続されており、抵抗２６と抵抗２７との接続点は、力率改善制御回路３０の入力端子４０に接続されている。また、抵抗３１および抵抗３２からなる直列回路が、正極性ライン６と負極性ライン４との間に抵抗３１を正極性ライン６側として平滑コンデンサ７と並列に接続されており、抵抗３１と抵抗３２との接続点は、力率改善制御回路３０の入力端子４１に接続されている。また、抵抗２６と正極性ライン３との接続点と、抵抗３１と正極性ライン６との接続点との間には、チョークコイル２５およびダイオード２９からなる直列回路が、チョークコイル２５をブリッジダイオード２側として接続されている。ダイオード２９のカソードは正極性ライン６と接続されている。さらに、チョークコイル２５とダイオード２９との接続点と、負極性ライン４との間には、スイッチングトランジスタ２８が接続されており、スイッチングトランジスタ２８のゲート電極は、力率改善制御回路３０の出力端子４２に接続されている。
【００７６】
抵抗２６および抵抗２７からなる直列回路は、正極性ライン３と負極性ライン４との間の電圧を抵抗分圧により降圧し、入力端子４０から力率改善制御回路３０に入力する。また、抵抗３１および抵抗３２からなる直列回路は、平滑コンデンサ７の充電電圧を抵抗分圧により降圧し、入力端子４１から力率改善制御回路３０に入力する。
【００７７】
力率改善制御回路３０は、スイッチングトランジスタ２８の駆動信号を出力端子４２から送出してスイッチングトランジスタ２８をオン／オフ制御する。
【００７８】
昇圧のメカニズムは、通常、一般の昇圧チョッパー回路と同じである。スイッチングトランジスタ２８のオン期間中にブリッジダイオード２の正極性ライン３からチョークコイル２５を介してスイッチングトランジスタ２８に電流が流れてチョークコイル２５内に励磁エネルギーが蓄積される。スイッチングトランジスタ２８がオフになると、該励磁エネルギーにより、昇圧電流がブリッジダイオード２の正極性ライン３からチョークコイル２５およびダイオード２９を介して平滑コンデンサ７に流入する。
【００７９】
力率改善制御回路３０は、入力端子４１にて平滑コンデンサ７の充電電圧レベルを監視し、該充電電圧レベルが所定の電圧より大きい場合、チョークコイル２５を流れる電流波形の波高値が全体に低くなるように、スイッチングトランジスタ２８をオン／オフ制御し、逆に、上記充電電圧レベルが所定の電圧より小さい場合、チョークコイル２５を流れる電流波形の波高値が全体に高くなるように、スイッチングトランジスタ２８のオン／オフ制御をする。これにより、平滑コンデンサ７の充電電圧が所定の一定電圧値となる。
【００８０】
また、図３で示した上記比較回路１４は、ＮＰＮトランジスタ３５、ツェナーダイオード３６、抵抗３４・３７を備えている。抵抗１８とコンデンサ１６との接続点にツェナーダイオード３６のカソードが、更に該ツェナーダイオード３６のアノードにＮＰＮトランジスタ３５のベースが抵抗３７を介して接続されている。更にまた、コンデンサ１６のもう一方の端子に上記ＮＰＮトランジスタ３５のエミッタが接続されている。ＮＰＮトランジスタ３５のコレクタは、抵抗３４を介して、後述するチョッパー制御回路１２のＰＮＰトランジスタ３３のベースに接続されている。
【００８１】
コンデンサ１６の充電電圧がツェナーダイオード３６のツェナー電圧よりも大きい場合、カソードからアノードに向かって電流が流れて上記ＮＰＮトランジスタ３５がオンし、該ＮＰＮトランジスタ３５のコレクタがローレベルの電圧レベルになる。また、コンデンサ１６の充電電圧がツェナーダイオード３６のツェナー電圧よりも小さい場合、カソードからアノードに向かって電流が流れないので、ＮＰＮトランジスタ３５がオフし、該ＮＰＮトランジスタ３５のコレクタはハイレベルの電圧レベルになる。
【００８２】
上記チョッパー制御回路１２は、ＰＮＰトランジスタ（開閉手段）３３からなり、エミッタがコンデンサ２１の正極性端子に接続されると共に、コレクタが力率改善制御回路３０の動作用電源受電端子４３に接続され、且つ、ベースがベース電流制限抵抗となる抵抗３４を介して上記ＮＰＮトランジスタ３５のコレクタに接続されている。上記のように、コンデンサ１６の充電電圧がツェナーダイオード３６のツェナー電圧より大きい場合、上記ＮＰＮトランジスタ３５がオンしてＰＮＰトランジスタ３３のベースの電圧レベルがローレベルに引き下げられ、上記ＰＮＰトランジスタ３３がオンするので、動作電源供給ライン１３から動作電源が供給されて力率改善制御回路３０が動作する。逆に、コンデンサ１６の充電電圧がツェナーダイオード３６のツェナー電圧よりも小さい場合、ＮＰＮトランジスタ３５がオフしてＰＮＰトランジスタ３３のベース電圧レベルがハイレベルに引き上げられ、上記ＰＮＰトランジスタ３３がオフするので、動作電源供給ライン１３から動作電源が供給されなくなり、力率改善制御回路３０の動作が停止する。
【００８３】
このように、比較回路１４はツェナーダイオード３６を有しており、該ツェナーダイオード３６のツェナー電圧がコンデンサ１６の両端の電圧値と比較される前記所定電圧値に対応する。それゆえ、ツェナーダイオード３６で構成するという簡単な構成によって、判断手段を実現することができる。また、スイッチ素子であるＰＮＰトランジスタ３３のような簡単な構成の開閉手段を用いることにより、簡単な構成で力率改善制御手段を実現することができる。
【００８４】
以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、力率改善機能を有する昇圧チョッパー回路５等の力率改善手段と、スイッチング機能を有するＦＥＴ（主スイッチング素子）１９とを有しており、力率改善手段からの出力電圧を、ＦＥＴ１９を介して、負荷に供給するスイッチング電源装置であって、コンデンサ１６を有し、ブリッジダイオード２の出力端の負極性ライン４に接続されているカレントトランス４０の出力電圧を該コンデンサ１６に導き入れて、該コンデンサ１６を充電することにより、負荷に供給されている出力電力を検出する出力電力検出回路（出力電力検出手段）１１と、検出された出力電力が所定量以上であるか否かを判断する比較回路（判断手段）１４と、検出された出力電力が所定量以上であると比較回路１４によって判断された場合に前記力率改善手段の力率改善機能をオンとする一方、所定量未満であると判断された場合に前記力率改善手段の力率改善機能をオフとするチョッパー制御回路（力率改善機能制御手段）１２とを備えている。
【００８５】
それゆえ、変圧器２２の１次電流に対応した電流を検出することにより、負荷の大きさに応じて力率改善手段の力率改善機能が制御され、負荷に電力が供給される。したがって、負荷が通常モードのときに力率改善機能を機能させ、負荷が省電力モードのときに力率改善機能を機能させないことができる。つまり、負荷が省電力モードのときには、力率改善手段の力率改善機能に必要とされる電力分だけさらに省電力化することができる。
【００８６】
また、負荷が省電力モードの場合、力率改善機能を機能させない状態で力率改善手段を通してＤＣ−ＤＣコンバータへ入力電圧を印加することができ、特許文献１のように、力率改善手段とは別の回路を設ける必要がない。よって、該別の回路に要する部品点数を削減することができる。
【００８７】
以上により、力率改善部を介しないで電力供給を行うための構成を用いることなく、低消費電力時に更に省電力を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することができる。
【００８８】
また、加えて、当該スイッチング電源装置内で、負荷に供給される電力状態を自己判定することができ、接続される電気機器からの信号を受けることができない例えばＡＣアダプター等に有効なスイッチング電源装置を実現できる。
〔実施の形態２〕
本発明のスイッチング電源装置に関する他の実施形態について、図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施の形態１にて説明した図面と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【００８９】
図６は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の具体的構成例を示す回路図を示している。
【００９０】
上記実施の形態１と異なる点は、図５の比較回路１４に代えて、チョッパー制御回路１２のＰＮＰトランジスタ３３のベースにベース電流制限抵抗である抵抗３４を介してフォトカプラ３８のトランジスタ側が接続されていることである。また、図１ないし図３および図５の出力電力検出回路１１がない。フォトカプラ３８のトランジスタのコレクタは抵抗３４に接続され、エミッタは接地されている。また、フォトカプラ３８には図示しない電気機器（スイッチング電源装置の外部にあたる）からの制御信号３９が入力されている。
【００９１】
制御信号３９は、スイッチング電源装置が電力を供給している負荷の大きさを示す信号であり、例えば負荷としてある電気機器が接続されていて該電気機器が省電力モードである場合にはローレベルの信号となり、電気機器が通常モードである場合にはハイレベルの信号となる。制御信号３９は、電気機器から直接に導き出されているために、電気機器が省電力モードであるか、通常モードであるか、という動作状態をより精度良く示すことができる。
【００９２】
制御信号３９がローレベルの場合、フォトカプラ３８のトランジスタ側はオフであり、ＰＮＰトランジスタ３３のベース電圧レベルがハイレベルに引き上げられ、上記ＰＮＰトランジスタ３３がオフするので、動作電源供給ライン１３から動作電源が供給されなくなり、力率改善制御回路３０の動作が停止する。逆に制御信号３９がハイレベルの場合、フォトカプラ３８のトランジスタ側はオンするのでＰＮＰトランジスタ３３のベースの電圧レベルがローレベルに引き下げられ、上記ＰＮＰトランジスタ３３がオンするので、動作電源供給ライン１３から動作電源が供給されて力率改善制御回路３０が動作する。
【００９３】
以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、力率改善機能を有する昇圧チョッパー回路５等の力率改善手段と、昇圧チョッパー回路５からの出力電圧を、負荷に供給するスイッチング電源装置であって、前記負荷の動作状態に応じた制御信号３９を外部より受け、該制御信号３９により、昇圧チョッパー回路５の力率改善機能をオンとするかオフとするかの制御を行うチョッパー制御回路（力率改善機能制御手段）１２を備えていることを特徴としている。
【００９４】
上記の構成によれば、負荷の状態に基づいて、昇圧チョッパー回路５の力率改善機能が制御され、負荷に電力が供給される。したがって、負荷が通常モードのときに力率改善機能を機能させ、負荷が省電力モードのときに力率改善機能を機能させないことができる。つまり、負荷が省電力モードのときには、昇圧チョッパー回路５に必要とされる電力分だけさらに省電力化することができる。
【００９５】
また、制御信号３９を外部より受けるため、当該スイッチング電源装置内に、負荷が省電力モード状態であるか否かを判断する手段を設ける必要がないため、部品点数をさらに低減することができる。さらに、制御信号３９は、スイッチング電源装置内の部品によって影響を受けることがないため、ノイズ等が入ることがないことはあきらかである。よって、負荷が省電力モード状態である場合に、より確実に昇圧チョッパー回路５を機能させないことができるため、一層の省電力化が図れる。
【００９６】
さらに、省電力モードにおける負荷に供給される出力電力は、通常、負荷の種類に応じて変動するが、制御信号３９を外部から受けることにより、当該スイッチング電源装置内で設定変更をする必要がなく、様々な種類の負荷に柔軟に対応することができる。
【００９７】
また、負荷が省電力モードの場合、力率改善機能を機能させない状態で力率改善手段を通してＤＣ−ＤＣコンバータへ入力電圧を印加することができ、特許文献１のように、力率改善手段とは別の回路を設ける必要がない。よって、該別の回路に要する部品点数を削減することができる。
【００９８】
以上により、力率改善部を介しないで電力供給を行うための構成を用いることなく、低消費電力時に更に省電力を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することができる。
【００９９】
また、ＰＮＰトランジスタ３３は、制御信号３９に応じて閉状態となることにより、動作電源が力率改善手段に供給されるようにして力率改善を行わせる。一方、ＰＮＰトランジスタ３３は、制御信号３９に応じて開状態となることにより、動作電源が力率改善手段に供給されないようにして、省電力化を図ることができるようにする。また、スイッチ素子であるＰＮＰトランジスタ３３のような簡単な構成の開閉手段を用いることにより、簡単な構成で力率改善制御手段を実現することができる。
【０１００】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１０１】
本発明は、スイッチング電源装置に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０２】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の構成をより詳細に示す回路ブロック図である。
【図３】図２のスイッチング電源装置の構成をより詳細に示す回路ブロック図である。
【図４】図３のスイッチング電源装置に備えられる出力電力検出回路における各種電圧・電流波形を示す波形図である。
【図５】図３のスイッチング電源装置の構成をより詳細に示す回路ブロック図である。
【図６】本発明の他の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
【０１０３】
２        ブリッジダイオード（整流回路）
５        昇圧チョッパー回路（力率改善手段）
１１      出力電力検出回路（出力電力検出手段）
１２      チョッパー制御回路（力率改善機能制御手段）
１４      比較回路（判断手段）
１６      コンデンサ
１８      抵抗（素子）
２２      変圧器（パルストランス）
２２ａ    １次巻線
３３      ＰＮＰトランジスタ（開閉手段、トランジスタ）
３６      ツェナーダイオード
３９      制御信号
４０      カレントトランス（入力電流検出手段）
【図１】
2005168146.tif 000003
【図２】
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【図３】
2005168146.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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