(57)【要約】    【課題】  直流電力に比例する式を用いて直接出力制御することにより、従来のコンバータの出力制御と位相制御の干渉を排除し、良好な出力特性を得ることができるコンバータの出力・位相制御方法を提供する。    【解決手段】  コンバータの出力・位相制御方法において、直流電力Ｐに比例する１／Ｋ＝Ｒc ／Ｚ2 を直接出力にてＰＩ制御し、前記出力制御系におけるゲインＫと位相指令値φ及び交流回路インピーダンス式からコンバータの等価抵抗Ｒc 及びコンバータの等価インダクタンスＬc を決定し、コンバータの駆動時の直流電力の変動を低減する。ここで、Ｚは交流回路全体のインピーダンスである。【選択図】図１
2005168254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力Ｐに比例する１／Ｋ＝Ｒc ／Ｚ2 （Ｚは交流回路全体のインピーダンス）を直接、出力にてＰＩ制御し、前記出力制御系におけるゲインＫと位相指令値φ及び交流回路インピーダンス式からコンバータの等価抵抗Ｒc 及びコンバータの等価インダクタンスＬc を決定し、コンバータの駆動時の直流電力の変動を低減することを特徴とするコンバータの出力・位相制御方法。
【請求項２】
請求項１記載のコンバータの出力・位相制御方法において、前記等価抵抗Ｒc が
【数１】
2005168254.tif 000014
等価インダクタンスＬc が
ωＬc ＝ωＬS ＋（Ｒc ＋ＲS ）ｔａｎφであることを特徴とするコンバータの出力・位相制御方法。
ここで、ωは２πｆ、ＲS は交流回路の抵抗、ＬS は交流回路のインダクタンスである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータの出力・位相制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本発明は交流電力を直流電力に変換するコンバータに関するもので、交流側の力率を変化させる機能を有する。その例として超電導磁気浮上式鉄道の車上電源として検討されている誘導集電装置について述べる。
【０００３】
従来、超電導磁気浮上式鉄道の車上電源として、地上コイルが作る高調波磁界を利用する誘導集電装置が検討されている（非特許文献１）。この装置は、高調波磁界から誘導電圧を発生する集電コイルと交流電力を直流電力に変換する変換器から構成されるが、集電コイルのリアクタンス分が大きいため、通常の全波整流器等では十分な電力が得られず、力率を１に制御すること（力率１制御）が可能なＰＷＭコンバータを用いている。
【０００４】
また、正確な力率１制御を行うために、誘導電圧を検出することなく、瞬時電流から無効電力を補償する方式（瞬時電流制御方式）を提案し、採用している（非特許文献２）。この瞬時電流制御方式では、単純なＲＣ回路の発生電圧と等価になるように、瞬時電流からコンバータ電圧を発生し、集電コイルのリアクタンス電圧降下分を補償する。また、車上へ必要な電力を供給するために、出力制御も同時に行う必要があり、等価的なＲＣ回路のリアクタンス定数にて力率１制御を行いつつ、抵抗定数にて出力制御を実施する。更に、誘導集電装置は、無効電流によって発生する電磁力にて、車両振動を抑制する磁気ダンピングを発生でき、車両の乗り心地向上が期待されている（非特許文献３）。しかし、この場合、車両振動に合わせて、任意の位相に制御する必要があり、やはり等価的なＲＣ回路のリアクタンス定数にて制御するが、この時に出力が変化してしまうので、出力制御系との協調が重要な課題である。
【０００５】
本発明では、コンバータの出力制御と位相制御の干渉が少ない制御系を提案し、動作シミュレーション等にてその有用性を示す。
【非特許文献１】村井，長谷川，藤原：「側壁浮上方式における誘導集電の特性改善」，電学論Ｄ，１１７，１，ｐｐ．８１−９０（１９９７−１）
【非特許文献２】渡邉，上野，竹内，永渕，林，斉藤：「瞬時電流検出による浮上式鉄道車両誘導集電用ＰＷＭコンバータ」，電学論Ｄ，１１５，３，ｐｐ．３４８−３５３（１９９５−３）
【非特許文献３】藤原，村井，長谷川：「誘導式磁気浮上での集電コイルを利用する磁気ダンピング」，電学論Ｄ，１１９，２，ｐｐ．２５４−２５９（１９９９−２）
【非特許文献４】山本，村井，長谷川，塩田，田中，大山：「分散型誘導集電用ＰＷＭコンバータ装置の性能向上」，平成１２年電気学会産業応用部門大会，ｐｐ．４６７−４７０（２０００−８）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、誘導集電用コンバータの基本原理について説明する。
【０００７】
図７は従来の誘導集電装置の基本構成図（非特許文献１）であり、図７（ａ）はその横断模式図、図７（ｂ）はその図７（ａ）のＡ部拡大図である。
【０００８】
この図において、１０１は車両、１０２は台車、１０３はその台車１０２に設けられる超電導磁石低温容器外槽、１０４はその超電導磁石低温容器外槽１０３内に配置される超電導コイル、１０５はその超電導磁石低温容器外槽１０３表面に設けられる集電コイル、１０６は力率改善及び電力制御用コンバータ、１０７は蓄電池、１０８は車内負荷、１１０は軌道、１１１はその軌道１１０に配置される地上コイルである。
【０００９】
このように、超電導磁気浮上式鉄道において、車両１０１を支持する電磁力は超電導コイル１０４とその移動によって生じる地上コイル１１１の反作用磁界の基本波成分との相互作用によって発生するが、誘導集電装置はその地上コイル１１１の反作用磁界の高調波成分を車上の集電コイル１０５にて集電するものである。集電コイル１０５は車両１０１の進行方向に３相回路を構成し、力率改善及び電力制御用コンバータ（電力変換装置）１０６及び蓄電池１０７を介して車内負荷１０８に接続される。また、集電コイル１０５は大きなインダクタンスを持つので、力率改善及び電力制御用コンバータ１０６（ＰＷＭコンバータ）を使用して、力率改善を行い、出力を増大する。
【００１０】
このような構成で超電導磁気浮上式鉄道の車上電源は、速度３５０ｋｍ／ｈ程度までの低速度域を誘導集電装置（１０５，１０６）と蓄電池１０７から、それ以上の高速度域を誘導集電装置（１０５，１０６）から給電される。また、高速度域における誘導集電装置（１０５，１０６）は蓄電池１０７も充電する。
【００１１】
ところで、上記誘導集電装置において、集電電力となる集電コイル有効電流による高調波磁界が磁気抗力を発生する一方、その無効電流による高調波磁界は上下力を発生する。そのため、車両振動速度に合わせて力率を変化させ、無効電流を通電すれば、車両振動を抑制する磁気ダンピングを発生することができる。誘導式磁気浮上では磁気ダンピングが小さいことが乗り心地向上の一つの課題であり、磁気ダンピングを行うことで乗り心地向上が期待される。しかし、磁気ダンピングを行うと出力制御に干渉し、出力に悪影響を及ぼすという問題があった。
【００１２】
次に、瞬時電流制御方式の原理（非特許文献２）について説明する。
【００１３】
瞬時電流制御方式の原理を説明するために、１相分のみ取り出した等価回路を図８に示す。ここで集電コイルが発生する誘導電圧ｅ0 、抵抗Ｒs 、インダクタンスＬs 、角周波数ωであり、コンバータの等価回路における抵抗Ｒc 、コンデンサＣ（インダクタンスＬc ）とする。図８に示すように、瞬時電流制御方式は、単純なＲＣ回路が発生する電圧と等価になるように、コンバータ電圧を発生し、例えば、瞬時電流値から集電コイルのリアクタンス電圧降下分を補償するコンデンサ電圧を発生すれば、力率１制御が達成される。
【００１４】
【数２】
2005168254.tif 000003
なお、上記電圧を計算するにあたっては、電流と９０度位相の異なる電圧を発生する必要があるが、３相平衡である場合、他相から容易に求められる。例えば、図９に示すように、３相回路におけるｕ相電流ｉu の９０度遅れ成分−ｊｉu は下式のように表される。
【００１５】
【数３】
2005168254.tif 000004
以下、同様にして、他相の９０度遅れ成分が求められ、最終的に、コンバータが発生する３相電圧は、以下のようになる。なお、実際の３相コンバータでは、ｉw ＝−ｉu −ｉv として、２相電流にて制御を行っている。
【００１６】
【数４】
2005168254.tif 000005
また、得られる集電電力Ｐは、図８の等価回路にて、
【００１７】
【数５】
2005168254.tif 000006
であり、Ｐmax は以下のようになる。
【００１８】
【数６】
2005168254.tif 000007
一方、図８の等価回路にてＬc ＝Ｌs （ｃｏｓφ＝１）に制御されるとすると、
【００１９】
【数７】
2005168254.tif 000008
であり、その集電電力Ｐは、
【００２０】
【数８】
2005168254.tif 000009
となる。すなわち、コンバータ等価インダクタンスＬc にて力率１制御して、コンバータ等価抵抗Ｒc にて出力制御することができる。なお、上記（７）、（８）、（１０）式は単相分であり、３相分とするには３倍すれば良い。
【００２１】
次に、出力・位相制御系の検討を行う。
【００２２】
基本的な制御方法（非特許文献４）は以下の通りである。
【００２３】
上記した電力制御用コンバータは、力率１制御を行うため、コンバータ等価インピーダンスを制御定数に与え、等価的にＲＣ回路（１／ｊωＣ＝−ｊωＬc ）として動作する。そのため、出力・位相制御もこの等価インピーダンス定数によって制御するのが容易である。現状、コンバータ等価抵抗Ｒc （以下、等価抵抗）にて出力、コンバータ等価インダクタンスＬc （以下、等価インダクタンス）にて位相を制御することとして、図１０に示すように、等価抵抗Ｒc は実出力Ｐと出力指令値Ｐc の差分によるＰＩ制御にて決定し、等価インダクタンスＬc は位相指令値φと等価抵抗Ｒc から集電回路インピーダンス式にて決定する。なお力率１制御を行う場合、φ＝０である。
【００２４】
一方、ダンピング制御を行うために位相を変化させる場合、出力制御と位相制御間に干渉があり、出力が変動してしまう。その対策の一つとして、車両振動周波数（５Ｈｚ程度）にて位相指令値が変化する位相制御系に対して、出力制御系の時定数（周波数）を十分大きく設計する必要がある。
【００２５】
前述したように、超電導リニア用誘導集電を行う場合には、誘導電圧に対してリアクタンス分が大きく、そのまま負荷を取ると電圧降下が大きいため、出力を確保できない。そこで、ＰＷＭコンバータで力率を１に制御することで十分な出力を確保するようにしている。その場合、力率１制御として、瞬時電流方式を採用することにより、出力制御が抵抗定数の変更により可能であり、力率を変化させることで、無効電流を流し、車両振動を抑制する磁気ダンピングを可能にする利点を有するが、この磁気ダンピングを行うと出力制御に干渉し、出力に悪い影響を及ぼすといった問題があった。
【００２６】
このように、従来の基本方式では力率１の時以外は、出力制御と位相制御が干渉することになる。すなわち、この時の集電電力Ｐは集電回路全体のインピーダンスをＺとすると、次式となる。
【００２７】
【数９】
2005168254.tif 000010
すなわち、集電電力ＰはＲc ／Ｚ2 に比例するが、基本方式では等価抵抗Ｒc の決定後、位相指令φにて等価インダクタンスＬc を決定するため、位相指令値φによってインピーダンスＺ、そして集電電力Ｐが変化する。例えば、位相指令φをπ／４から０に変化させるとき、インピーダンスＺは１／２1/2 倍、集電電力は２倍となる。
【００２８】
本発明は、上記した状況に鑑みて、集電電力に比例する式を用いて直接出力制御することにより、従来のコンバータの出力制御と位相制御の干渉を排除し、良好な出力特性を得ることができるコンバータの出力・位相制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕コンバータの出力・位相制御方法において、直流電力Ｐに比例する１／Ｋ＝Ｒc ／Ｚ2 を直接、出力にてＰＩ制御し、前記出力制御系におけるゲインＫと位相指令値φ及び交流回路インピーダンス式からコンバータの等価抵抗Ｒc 及びコンバータの等価インダクタンスＬc を決定し、コンバータの駆動時の直流電力の変動を低減することを特徴とする。
【００３０】
ここで、Ｚは交流回路全体のインピーダンスである。
【００３１】
〔２〕上記〔１〕記載のコンバータの出力・位相制御方法において、前記等価抵抗Ｒc が
【００３２】
【数１０】
2005168254.tif 000011
、等価インダクタンスＬc が
ωＬc ＝ωＬS ＋（Ｒc ＋ＲS ）ｔａｎφであることを特徴とする。
【００３３】
ここで、ωは２πｆ、ＲS は交流回路の抵抗、ＬS は交流回路のインダクタンスである。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、変動パラメータを予め見込んだ等価抵抗Ｒc 式を演算する方式を採用することにより、コンバータの駆動時の直流電力の変動を極力低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
直流電力Ｐに比例する１／Ｋ＝Ｒc ／Ｚ2 を直接、出力にてＰＩ制御し、前記ゲインＫと位相指令値φ及び交流回路インピーダンス式からコンバータの等価抵抗Ｒc 及びコンバータの等価インダクタンスＬc を決定し、コンバータの駆動時の直流電力の変動を極力低減するようにする。
【実施例】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００３７】
図１は本発明の実施例を示す超電導リニア用誘導集電コンバータの出力・位相制御方式の構成図である。
【００３８】
図１において、Ｐは集電電力、Ｐc は出力指令値、φは位相指令値、Ｋp は電力制御比例ゲイン、Ｋi は電力制御積分ゲイン、Ｋmin はこの制御系の最小ゲイン（４ＲS ）、１，３，４は加算器、２は積分部、５はＲc 演算部、６はωＬc 演算部である。
【００３９】
ここでは、出力制御と位相制御の干渉を低減するため、Ｒc ／Ｚ2 にて直接、出力制御する方法を用いる。
【００４０】
図１に示すように、集電電力Ｐに比例する１／Ｋ＝Ｒc ／Ｚ2 を直接、出力にてＰＩ制御して、その出力制御系におけるゲインＫと位相指令値φ及び集電回路インピーダンス式から等価抵抗Ｒc 及び等価インダクタンスＬc を決定する。
【００４１】
本発明の方法では、位相指令値φに依らず、集電電力Ｐは一定となるため、過渡応答による影響があるにしても、基本的に出力制御系への影響は小さいと考えられる。しかし、Ｒc を決定するにあたっては、下記の（１３）式のようにやや複雑な式となる。
【００４２】
【数１１】
2005168254.tif 000012
また、ωＬc 式は、ωＬc ＝ωＬS ＋（Ｒc ＋ＲS ）ｔａｎφとなる。
【００４３】
以下、数値例による検討・試験を行ったので説明する。
【００４４】
その緒元は表１のようである。
【００４５】
【表１】
2005168254.tif 000013
図２はシミュレーションモデルの概略ブロック図である。
【００４６】
１１は負荷回路、１２は電流・負荷測定回路（離散化）、１３はコンバータ電圧生成部、１４は離散化補正部、１５は誘起電圧生成部、１６は加算器、１７は集電コイル回路である。
【００４７】
シミュレーションには、ＭＡＴＬＡＢ（ＳＩＭＬＩＮＫ）を使用した。
【００４８】
３相から２相に変換し、２相交流として計算し、離散化／離散化補正を模擬した。
【００４９】
なお、ここでは、交直変換部は模擬しないが、負荷回路は伝達関数として模擬する。
【００５０】
図３は位相制御時の動作（シミュレーション）を示す図であり、図３（ａ）は従来の基本方式の特性図、図３（ｂ）は本発明の方式の特性図であり、横軸に時間（秒）、左縦軸に位相指令の角度を示し、右縦軸に電力（ｋＷ）を示している。  ここで、図３（ａ）より従来の基本方式の最大集電電力が３０．６ｋＷ（＋側変動分は５．６ｋＷ）、図３（ｂ）より本発明の最大集電電力が２５．３ｋＷ（＋側変動分は０．３ｋＷ）であることがわかる。これらより、本発明の方式が、従来の基本方式に比べて集電電力の良好な出力特性を有していることは明らかである。
【００５１】
図４は試験回路の模式図である。
【００５２】
この図において、２１はＰＷＭインバータ、２２はトランス、２３は模擬集電コイル、２４はＰＷＭコンバータ、２５は負荷（抵抗・コンデンサ）である。
【００５３】
図５は従来の基本方式のシミュレーションと試験結果との比較を示す図であり、図５（ａ）はシミュレーションの結果、図５（ｂ）は試験結果であり、ここでは、位相指令は−３０度〜＋３０度とし、横軸に時間（秒）、左縦軸に位相指令の角度を示し、右縦軸に電力（ｋＷ）を示している。
【００５４】
これらの図からシミュレーションの結果と試験結果と略一致していることが分かる。
【００５５】
図６は本発明の方式のシミュレーションと試験結果との比較を示す図であり、図６（ａ）はシミュレーションの結果、図６（ｂ）は試験結果であり、ここでは、位相指令は−３０度〜＋３０度とし、横軸に時間（秒）、左縦軸に位相指令の角度を示し、右縦軸に電力（ｋＷ）を示している。
【００５６】
これらの図からシミュレーションの結果と試験結果と略一致していることが分かる。
【００５７】
そして、図５においては、コンバータが駆動すると同時に集電電力が＋に大きく変動するの対して、図６の本発明の場合は、コンバータが駆動すると同時に集電電力はわずかに−に変動するだけであり、良好な集電電力の出力特性を得ることができることがわかる。
【００５８】
なお、上記実施例では、超電導リニア用誘導集電コンバータについて述べたが、力率調整装置としての一般のコンバータにも適用可能である。
【００５９】
また、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明は、コンバータの出力・位相制御方法として好適である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の実施例を示す超電導リニア用誘導集電コンバータの出力・位相制御方式の構成図である。
【図２】シミュレーションモデルの概略ブロック図である。
【図３】位相制御時の動作（シミュレーション）を示す図である。
【図４】試験回路の模式図である。
【図５】従来の基本方式のシミュレーションと試験結果との比較を示す図である。
【図６】本発明の方式のシミュレーションと試験結果との比較を示す図である。
【図７】従来の誘導集電装置の基本構成図である。
【図８】瞬時電流制御方式の原理を説明する１相分等価回路図である。
【図９】３相平衡時の各相電流の関係を示す図である。
【図１０】出力・位相制御の従来の基本方式の構成図である。
【符号の説明】
【００６２】
Ｐ    集電電力
Ｐc     出力指令値
φ    位相指令値
Ｋp     電力制御比例ゲイン
Ｋi     電力制御積分ゲイン
Ｋmin     制御系の最小ゲイン（４ＲS ）
１，３，４，１６    加算器
２    積分部
５    Ｒc 演算部
６    ωＬc 演算部
１１    負荷回路
１２    電流・負荷測定回路（離散化）
１３    コンバータ電圧生成部
１４    離散化補正部
１５    誘起電圧生成部
１７    集電コイル回路
２１    ＰＷＭインバータ
２２    トランス
２３    模擬集電コイル
２４    ＰＷＭコンバータ
２５    負荷（抵抗・コンデンサ）
【図１】
2005168254.tif 000015
【図２】
2005168254.tif 000016
【図３】
2005168254.tif 000017
【図４】
2005168254.tif 000018
【図５】
2005168254.tif 000019
【図６】
2005168254.tif 000020
【図７】
2005168254.tif 000021
【図８】
2005168254.tif 000022
【図９】
2005168254.tif 000023
【図１０】
2005168254.tif 000024