(57)【要約】【課題】負荷が軽負荷時の場合の間欠スイッチング動作状態のスイッチング動作周期を制御することで振動、騒音の発生を防止すること、又は、負荷が軽負荷状態から重負荷状態へ急激に変化する場合においても電圧ディップのない電圧を供給可能なスイッチング電源回路を提供することである。【解決手段】  誤差増幅回路８において、出力電圧検出回路５から入力される出力電圧Ｖｏｕｔと、基準電圧変調回路７から入力される変調基準電圧Ｖｍｏｄとが誤差増幅される。変調基準電圧Ｖｍｏｄは周期Ｆｍで、第１基準電圧ＶＨである高電圧期間ＴＨ、第２基準電圧ＶＬである低電圧期間ＴＬを繰り返す。外部負荷ＲＲの軽負荷時において、変調基準電圧Ｖｍｏｄの第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへの切り替えのタイミングで確実にスイッチング動作が行われるように制御することが可能となる。【選択図】  図１
2005168129.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧と出力電圧に応じて誤差電圧を増幅する誤差増幅回路を備え、前記出力電圧が目的電圧を含む許容電圧範囲内にレギュレートされる電源回路において、
互いに異なる複数の基準電圧を所定周期で繰り返す変調基準電圧を、前記基準電圧に代えて前記誤差増幅回路に出力する基準電圧変調回路を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
基準電圧と出力電圧に応じて誤差電圧を増幅する誤差増幅回路を備え、前記出力電圧が目的電圧を含む許容電圧範囲内にレギュレートされる電源回路において、
互いに異なる複数の帰還量が所定周期で繰り返される変調帰還量に応じて変調した前記出力電圧を変調出力電圧とし、前記変調出力電圧を前記出力電圧に代えて前記誤差増幅回路に出力する帰還量変調回路を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】
基準電圧と出力電圧に応じて誤差電圧を増幅する誤差増幅回路を備え、前記出力電圧が目的電圧を含む許容電圧範囲内にレギュレートされる電源回路において、
前記誤差増幅回路の出力を、互いに異なる複数の誤差帰還量が所定周期で繰り返される変調誤差帰還量に応じて変調する誤差電圧変調回路を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記基準電圧変調回路または前記帰還量変調回路、誤差電圧変調回路は、前記基準電圧または前記出力電圧、前記誤差電圧を分圧する分圧比を切り替える分圧比切替回路を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記所定周期は前記スイッチング電源回路が振動しない周期であることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記所定周期は可聴域外の周期であることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、軽負荷状態と重負荷状態との少なくとも２つの状態を有する負荷に電源を供給するスイッチング電源回路に関するものであり、特に負荷が軽負荷状態の時に発生する間欠スイッチング動作の動作周期を制御することが可能なスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に開示されているスイッチング電源回路を図９に示す。図９のスイッチング電源回路では、負荷が小さい場合に、２次側の抵抗Ｒ１１５とＲ１１６とで分圧された電圧がある値以上になると、ヒステリシス付きコンパレータＣｏＨ１０２の出力がローレベルになり、フォトカプラＰＣ１０２で１次側のメインスイッチング素子Ｑ１０２を駆動するドライブ回路１０１の出力をオフさせる。すると、２次側への電力の供給が無くなり、出力電圧を平滑するコンデンサＣ１１４の放電とともに電圧は低下する。２次側の電圧Ｖ１００がある値以下になったときにコンパレータＣｏＨ１０２の出力をハイレベルになるようにしておけば、この時点でフォトカプラＰＣ１０２はドライブ回路１０１の出力をオンするので、メインスイッチング素子Ｑ１０２のオン・オフ動作が再開し、２次側の電圧が上昇する。これを繰り返して間欠発振（間欠スイッチング動作）を維持する。また特許文献２に開示されているＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）スイッチング方式の電源回路を図１０に示す。図１０のスイッチング電源回路では、出力負荷の無い無負荷時においては、１次―２次の伝達関数に依存せずに所定の間欠発振（間欠スイッチング動作）周波数でメイントランジスタ１０５のスイッチング制御を間欠発振制御回路１１８によって行う。またスイッチング電源装置の出力に負荷が接続された時には、間欠発振制御回路１１８によるメイントランジスタ１０５の間欠発振制御動作を停止し、スイッチング電源装置の出力電流及び出力電圧の出力が安定する制御方法に切り変える。
【特許文献１】特開平１１−２７５８５７号公報（第００２１−第００２２段落、第１図）
【特許文献２】特開２００２−２５２９７３号公報（第００１１−第００１２段落、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１に開示されているスイッチング電源回路では、負荷が軽負荷状態である場合にメインスイッチング素子Ｑ１０２が間欠スイッチング動作状態となるが、この動作周期を制御することができない。すなわち間欠スイッチング動作の周期が所定の周期になるように、予めコンデンサの容量や外部負荷での電流消費等を設計することは難しく、また外部負荷での電流消費等が変化すると間欠スイッチング動作の周期も変化するため、周期を所定の値に制御することは難しい。そして間欠スイッチング動作の周期によっては、磁歪効果によりトランスや基板等が振動するおそれがあるが、この振動をスイッチング動作周期を制御することで防止できないため問題である。特に間欠スイッチング動作による振動の周期が、トランスや基板等が有する固有振動数に近い場合には、共振により大きな振幅で振動するおそれがあるため問題である。また振動が発生した場合に、振動の周波数が人間の可聴域内であると騒音となるおそれがあるが、この騒音をスイッチング動作周期を制御することで防止できないため問題である。
【０００４】
また特許文献２に開示されているスイッチング電源回路では、間欠発振制御回路１１８によって間欠スイッチング動作周波数を騒音・振動の発生しない所定の周波数に設定することができるが、回路の切り替えが必要であるため、急に負荷が軽負荷状態から重負荷状態へ移行する場合に回路の切り替えが間に合わないと出力電圧が過渡的に低下する、いわゆる電圧ディップが発生するおそれがあるため問題である。
【０００５】
本発明は前記従来技術の課題の少なくとも１つを解消するためになされたものであり、負荷が軽負荷時の場合の間欠スイッチング動作状態のスイッチング動作周期を制御することで振動、騒音の発生を防止すること、又は、負荷が軽負荷状態から重負荷状態へ急激に変化する場合においても電圧ディップのない電圧を供給する事が可能なスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記目的を達成するために、請求項１に係るスイッチング電源回路は、基準電圧と出力電圧に応じて誤差電圧を増幅する誤差増幅回路を備え、出力電圧が目的電圧を含む許容電圧範囲内にレギュレートされる電源回路において、互いに異なる複数の基準電圧を所定周期で繰り返す変調基準電圧を、基準電圧に代えて誤差増幅回路に出力する基準電圧変調回路を備えることを特徴とする。
【０００７】
変調基準電圧を高電圧から低電圧に降圧する場合、出力電圧は、高電圧に応じてレギュレートされていた電圧値から低電圧に応じてレギュレートされる電圧値まで降圧する。この降圧スピードは、負荷が軽負荷である場合は緩やかであり、重負荷である場合には急峻に行われるが、何れの場合においても、再度、変調基準電圧が低電圧から高電圧に遷移するタイミングでの出力電圧は、高電圧に応じてレギュレートされる電圧値に比して低い電圧値となっている。従って、変調基準電圧が、低電圧から高電圧に遷移するタイミングに応じて必ずスイッチング動作が開始され、少なくとも１回スイッチング動作が行われる。
【０００８】
軽負荷の場合、変調基準電圧が高電圧から低電圧へ切り替えられると、出力電圧が変調基準電圧に比して高電圧の状態が維持され、スイッチング動作は行われない。よって軽負荷状態時において、出力電圧を許容電圧範囲内に維持するために必要なスイッチング動作を、変調基準電圧が低電圧から高電圧に遷移するタイミングを起点とした期間に局在化させることができる。そして、変調基準電圧の切り替え周期を制御すれば、スイッチング動作が行われる周期を制御することができる。
【０００９】
また請求項２に係るスイッチング電源回路は、基準電圧と出力電圧に応じて誤差電圧を増幅する誤差増幅回路を備え、出力電圧が目的電圧を含む許容電圧範囲内にレギュレートされる電源回路において、互いに異なる複数の帰還量が所定周期で繰り返される変調帰還量に応じて変調した出力電圧を変調出力電圧とし、変調出力電圧を出力電圧に代えて誤差増幅回路に出力する帰還量変調回路を備えることを特徴とする。
【００１０】
帰還量とは、出力電圧に対して誤差増幅回路に出力される電圧の割合である。誤差増幅回路に帰還される出力電圧の帰還量を低帰還量から高帰還量に切り替える場合、出力電圧は、高帰還量に応じてレギュレートされていた高出力電圧から、低帰還量に応じてレギュレートされる低出力電圧まで降圧する。この降圧スピードは、負荷が軽負荷である場合は緩やかであり重負荷である場合には急峻に行われるが、何れの場合においても、再度、帰還量が高帰還量から低帰還量に遷移するタイミングでの出力電圧は、基準電圧に比して低い電圧値となっている。従って、帰還量が、高帰還量から低帰還量に遷移するタイミングに応じて必ずスイッチング動作が開始され、少なくとも１回スイッチング動作が行われる。
【００１１】
また請求項３に係るスイッチング電源回路は、基準電圧と出力電圧に応じて誤差電圧を増幅する誤差増幅回路を備え、出力電圧が目的電圧を含む許容電圧範囲内にレギュレートされる電源回路において、誤差増幅回路の出力を、互いに異なる複数の誤差帰還量が所定周期で繰り返される変調誤差帰還量に応じて変調する誤差電圧変調回路を備えることを特徴とする。
【００１２】
誤差帰還量とは、誤差増幅回路の出力電圧値に対して、制御信号を生成する回路へ入力される電圧値の割合である。誤差増幅回路の出力電圧値が所定電圧値よりも高い電圧値の時に、制御信号生成回路から制御信号が生成される回路構成の場合を説明する。誤差帰還量が高帰還量から低帰還量に切り替えられると、制御信号生成回路へ入力される電圧値も低下し、スイッチング動作が行われなくなる。その後制御信号生成回路への入力電圧値は、スイッチング電源の出力電圧の低下に応じて上昇する。そして再度、帰還量が低帰還量から高帰還量に切り替えられると、当該タイミングでの制御信号生成回路への入力電圧値は、所定電圧値に対して高い電圧値となる。従って、帰還量が、低帰還量から高帰還量に遷移するタイミングに応じて必ずスイッチング動作が開始され、少なくとも１回スイッチング動作が行われる。
【００１３】
請求項１における変調基準電圧の切り替えの所定周期や、請求項２における出力電圧の帰還量の切り替えの所定周期や、請求項３における誤差帰還量の繰り返しの所定周期は、
スイッチング電源回路のスイッチング動作による磁歪効果により、トランスや基板等が振動するおそれがない周期に設定することができる。特に所定周期を、トランスや基板等が有する固有振動数に近くならないように設定すれば、共振の発生を防止でき大きな振幅で振動することを防止できる。また振動が発生する場合であっても、人間の可聴域外であり騒音とならない周波数でトランスや基板等が振動するように所定周期を設定すれば、騒音の発生を防止することができる。なお接続される負荷の軽負荷状態時と重負荷状態時とのそれぞれにおいて、スイッチング電源回路の制御方法は不変であるため、負荷が急峻に重負荷状態へ変化する際にも、出力電圧は基準となる電圧に追従性よくレギュレートすることが可能であり、電圧ディップの少ない出力電圧を得ることができる。
【００１４】
また請求項４に係るスイッチング電源回路は、請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路において、基準電圧変調回路または帰還量変調回路、誤差電圧変調回路は、基準電圧または出力電圧、誤差電圧を分圧する分圧比を切り替える分圧比切替回路を備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項４に記載のスイッチング電源回路では、分圧切替回路により、基準電圧、出力電圧または誤差電圧を分圧する分圧比を切り替える。これにより、基準電圧を、互いに異なる複数の基準電圧に分圧するように分圧比を切り替えることができる。また、出力電圧を変調する帰還量を、互いに異なる複数の帰還量として設定するように分圧比を切り替えることができる。また互いに異なる複数の誤差帰還量を所定周期で繰り返すように分圧比を切り替えることができる。
【００１６】
また請求項５に係るスイッチング電源回路は、請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路において、所定周期はスイッチング電源回路が振動しない周期であることを特徴とする。
【００１７】
スイッチング電源回路が振動しない周期とは、例えば固有振動数近傍から外れた周期である。これにより共振により大きな振幅で振動するおそれを防止できる。
【００１８】
また請求項６に係るスイッチング電源回路は、請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源回路において、所定周期は可聴域外の周期であることを特徴とする。
【００１９】
これにより振動の周波数が人間の可聴域外であり騒音とならない周期に設定することができ、騒音の発生を防止することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、軽負荷時において、スイッチング動作を行わせるタイミングを所定周期に制御することにより、スイッチング電源回路の間欠スイッチング動作の周期を制御することが可能となる。所定周期を、トランスや基板等が振動するおそれがない周期に設定することにより振動を防止できる。また振動が発生する場合であっても、振動の周波数が人間の可聴域外であり騒音とならない周期に設定することにより、騒音の発生を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明のスイッチング電源回路について具体化した実施形態を図１乃至図８に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。図１に本発明のスイッチング電源回路１を示す。直流電源２は入力電圧Ｖｉｎを供給し、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１乃至Ｍ１４によって構成されるブリッジ回路１７に接続される。直流電源２の正極はノードＮ１１を介してトランジスタＭ１１およびＭ１２のドレインへ接続され、直流電源２の負極はノードＮ１２を介してトランジスタＭ１３およびＭ１４のソースへ接続される。またトランス４の１次巻線４ａはトランジスタＭ１１のソースとＭ１３のドレインとを接続するノードＮ１３およびトランジスタＭ１２のソースとＭ１４のドレインとを接続するノードＮ１４に接続される。２次巻線４ｂの上端部はダイオードＤ３を介してノードＮ７へ、２次巻線４ｂの下端部はダイオードＤ４を介してノードＮ７へそれぞれ接続され、ノードＮ７はコイルＬ１を介してノードＮ１に接続される。また２次巻線４ｂの中間タップＮ８はノードＮ２に接続される。ノードＮ１とＮ２との間にはコンデンサＣ１が接続される。出力端子ＶＯ１、ＶＯ２には外部負荷ＲＲが接続される。
【００２２】
ノードＮ１は出力電圧検出回路５の入力端子へ接続され、出力電圧検出回路５の出力端子は誤差増幅回路８の入力端子へ接続される。また基準電圧供給部６から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは基準電圧変調回路７へ入力される。基準電圧変調回路７では、入力される基準電圧Ｖｒｅｆが変調基準電圧Ｖｍｏｄへ変調され、変調された変調基準電圧Ｖｍｏｄは誤差増幅回路８へ入力される。誤差増幅回路８の出力端子および三角波発生回路１０の出力端子は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）生成回路９の入力端子へ接続される。ＰＷＭ生成回路９の出力端子はＭＯＳＦＥＴドライブ回路１８の入力端子へ接続され、ＭＯＳＦＥＴドライブ回路１８の出力端子はトランジスタＭ１１乃至Ｍ１４のゲートに接続される。ＰＷＭ生成回路９から出力された制御信号ＶｃｔｌがＭＯＳＦＥＴドライブ回路１８に入力されると、ＭＯＳＦＥＴドライブ回路１８は、トランジスタＭ１１とＭ１４とを導通、トランジスタＭ１２とＭ１３とを非導通にする動作と、トランジスタＭ１１とＭ１４とを非導通、トランジスタＭ１２とＭ１３とを導通にする動作とを繰り返すようにトランジスタＭ１１乃至Ｍ１４を制御し、スイッチング動作が行われる。なおトランス４を挟んで１次巻線４ａを備える回路側を１次側、２次巻線４ｂを備える回路側を２次側とする。
【００２３】
ここで外部負荷ＲＲが、軽負荷状態と重負荷状態との状態間を切り替わるような種類の負荷である場合を考える。具体的には例えば、自動車のパワーステアリング用モータが例示される。パワーステアリング用モータは、ステアリングの旋回時にはモータが駆動して重負荷状態となるが、直進時にはモータ駆動は行われず軽負荷状態となる。また停止時においてステアリングを旋回していない場合にも軽負荷状態にある。この他の例としてワイパー用モータやパワーウインドウ用モータ等も考えられる。これらの負荷がスイッチング電源回路から給電される場合を考えると、軽負荷状態ではスイッチング電源回路による間欠スイッチング動作により給電されることになる。トランス等の構成部品の振動に伴う騒音が発生する場合があり、特に、走行時のエンジン音、タイヤによる路面音、風切音等がない停止時においてスイッチング電源回路からの騒音対策は重要であり、軽負荷状態における間欠スイッチング動作の制御が望まれるところである。
【００２４】
本実施形態に係るスイッチング電源回路１において、外部負荷ＲＲが軽負荷状態の場合を図１、図２を用いて説明する。図１においてスイッチング電源回路１では、変調基準電圧Ｖｍｏｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧が誤差増幅回路８で誤差増幅される。ここで変調基準電圧Ｖｍｏｄは、第１基準電圧ＶＨ、第２基準電圧ＶＬ、目的電圧Ｖ０、電圧レンジＶＲを有する基準電圧である（図２）。また変調基準電圧Ｖｍｏｄは周期Ｆｍで、第１基準電圧ＶＨである高電圧期間ＴＨ、第２基準電圧ＶＬである低電圧期間ＴＬを繰り返す。第１基準電圧ＶＨ、第２基準電圧ＶＬ、電圧レンジＶＲ、目的電圧Ｖ０の値は、スイッチングレギュレータおよび外部負荷の定格電圧内であるように決められる。例えば外部負荷ＲＲが車載用のパワーステアリング用モータである場合に、許容電圧範囲である４３．５±１．５（Ｖ）で変調基準電圧を設定すると、目的電圧Ｖ０＝４３．５（Ｖ）、電圧レンジＶＲ＝３．０（Ｖ）、第１基準電圧ＶＨ＝４５．０（Ｖ）、第２基準電圧ＶＬ＝４２．０（Ｖ）となる。
【００２５】
誤差増幅回路８において、出力電圧検出回路５から入力される出力電圧Ｖｏｕｔと、基準電圧変調回路７から入力される変調基準電圧Ｖｍｏｄとが誤差増幅される。誤差増幅された電圧は誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１として誤差増幅回路８からＰＷＭ生成回路９へ入力される。なお誤差増幅動作は、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧Ｖｏｕｔの低下電圧幅を誤差電圧として、所定の増幅率で増幅することで行われる。またＰＷＭ生成回路９には、三角波発生回路１０から出力される三角波信号ＴＳも入力される。ＰＷＭ生成回路９で行われる誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１と三角波信号ＴＳとの比較動作を説明する。図２に示すように時間Ｔ０において変調基準電圧Ｖｍｏｄが第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへ移行すると、出力電圧Ｖｏｕｔは変調基準電圧Ｖｍｏｄより低い値となるため誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１は上昇し（図２、矢印Ｙ３）、誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１が三角波信号ＴＳの電圧よりも高い期間はハイレベルの制御信号Ｖｃｔｌが出力され（図２、領域Ａ２）、ブリッジ回路１７がスイッチング動作状態にされる。ブリッジ回路１７がスイッチング動作状態とされると電力が２次側へ供給され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するため、誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１は下降する。そして出力電圧Ｖｏｕｔが第１基準電圧ＶＨまでレギュレートされると、誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１の電圧値は三角波信号ＴＳ以下となるため、制御信号Ｖｃｔｌはローレベルとなる。
【００２６】
次に時間Ｔ１において変調基準電圧Ｖｍｏｄが第１基準電圧ＶＨから第２基準電圧ＶＬへ移行すると、出力電圧Ｖｏｕｔは変調基準電圧Ｖｍｏｄより十分に高い値となるため、誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１は低下する（矢印Ｙ４）。その後ブリッジ回路１７のスイッチング動作は行われず（図２、領域Ａ３）、１次側から電力の供給がないまま、出力電圧Ｖｏｕｔは軽負荷状態時の外部負荷ＲＲによる電流消費により低下していく。軽負荷状態とは、モータ等の電機機器や回路が非動作状態あるいは制限された動作状態にある場合であって、駆動電流や動作電流が流れないか制限されている状態をいう。これに機器や回路のスタンバイ電流等が加わって、軽負荷状態での消費電流が構成される。従って、軽負荷状態での電流消費は少なく、時間経過に伴い出力電圧Ｖｏｕｔが低下する傾きは限定された緩やかなものとなる。ここで低電圧期間ＴＬの長さを、低下していく出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧ＶＬを下回らないような長さで定めれば、低電圧期間ＴＬにおいて制御信号Ｖｃｔｌはローレベルで維持され、低電圧期間ＴＬ内でのブリッジ回路１７によるスイッチング動作が行われることはない。
【００２７】
時間Ｔ２において変調基準電圧Ｖｍｏｄが第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへ移行すると、時間Ｔ１と同様にして、誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１は上昇し（矢印Ｙ５）、誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１が三角波信号ＴＳの電圧よりも高い期間はハイレベルの制御信号Ｖｃｔｌが出力され（領域Ａ５）、ブリッジ回路１７のスイッチング動作が行われる。以下同様の動作が周期Ｆｍで繰り返される。
【００２８】
よって外部負荷ＲＲの軽負荷時において、変調基準電圧Ｖｍｏｄの第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへの切り替えのタイミングで確実にスイッチング動作が行われ（領域Ａ２）、スイッチング動作の終了後、次のスイッチング動作のタイミング（領域Ａ５）まではスイッチング動作が行われない（領域Ａ３）ように制御することが可能となる。すなわちスイッチング動作が行われるタイミングを周期Ｆｍに制御することができる。本実施形態では、周期Ｆｍ内に高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬを設定することで、出力電圧Ｖｏｕｔを目的電圧Ｖ０を含む電圧レンジＶＲの範囲内にレギュレートした状態を維持するために必要なスイッチング動作（すなわち電力の供給）を、変調基準電圧が高電圧期間ＴＨへ切り替わるタイミング（時間Ｔ０、時間Ｔ２）に応じて開始させ、かつ、高電圧期間ＴＨに局在化させることができる。よって変調基準電圧Ｖｍｏｄの切り替え周期を制御することにより、スイッチング動作の周期を制御することができる。なお、領域Ａ２および領域Ａ５でスイッチング動作が行われる回数・期間は、外部負荷ＲＲやスイッチング電源回路１の構成によって異なる。
【００２９】
そして周期Ｆｍを、磁歪効果によりトランスや基板等が振動するおそれがない周期に設定することにより振動を防止できる。特に周期Ｆｍを、トランスや基板等が有する固有振動数に近くならないように設定すれば、共振の発生を防止することができ、大きな振幅で振動することを防止できる。また振動が発生する場合であっても、人間の可聴域外であり騒音とならない周波数でトランスや基板等が振動するように周期Ｆｍを設定すれば、騒音の発生を防止することができる。例えば、人間の可聴域の下限値近傍の数十ヘルツの周波数で振動が発生するように周期Ｆｍを設定したり、上限値である２０キロヘルツ以上の周波数で振動が発生するように周期Ｆｍを設定すれば、騒音の発生を防止できる。そして従来のスイッチング電源回路のように、コンデンサＣ１の容量、外部負荷ＲＲ内での電流消費等の各種パラメータによって周期Ｆｍが影響を受けて変化することはなく、周期Ｆｍを一定に維持することができる。
【００３０】
低電圧期間ＴＬの長さは、低電圧期間ＴＬにおいて低下していく出力電圧Ｖｏｕｔが、次の高電圧期間ＴＨに切り替わる際において第２基準電圧ＶＬを下回らないように定められる。これにより、低電圧期間においてスイッチング動作が行われないようにすることができる。例えば図３（Ａ）において、外部負荷ＲＲの軽負荷時の負荷量が大きく、低電圧期間ＴＬ１における出力電圧Ｖｏｕｔが低下する傾きが大きい場合には、時間Ｔ９において、出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧ＶＬを下回らないように低電圧期間ＴＬ１を設定する必要がある。このとき周期Ｆｍを一定値に保ちながら、時間Ｔ９において出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧ＶＬを下回らないように設定するには、高電圧期間ＴＨ１を長く設定すればよい。これにより時間Ｔ８からＴ９までの低電圧期間ＴＬ１ではスイッチング動作が行われず、時間Ｔ７、Ｔ９で確実にスイッチング動作が開始されるように、スイッチング電源回路１を制御することが可能となる。すなわち周期Ｆｍ内に高電圧期間ＴＨ１と低電圧期間ＴＬ１とを設定し、変調基準電圧が第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへ切り替わるタイミングに応じてスイッチング動作を開始させ、かつ、スイッチング動作を高電圧期間ＴＨ１に局在化させることができる。また図３（Ｂ）に示すように、外部負荷ＲＲの軽負荷時の負荷量が小さく、低電圧期間ＴＬ２における出力電圧Ｖｏｕｔが低下する傾きが小さい場合には、高電圧期間ＴＨ２は高電圧期間ＴＨ１に比して短く設定し、低電圧期間ＴＬ２を長く取ることができる。なお高電圧期間ＴＨ２の長さは、出力電圧Ｖｏｕｔが第１基準電圧ＶＨまでレギュレートされるために必要な時間ＴＴ以上が好ましいが、高電圧期間ＴＨ２が時間ＴＴより短い場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧ＶＬに到達する前に変調基準電圧Ｖｍｏｄが第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへ切り替わるように低電圧期間ＴＬを設定すればよい。
【００３１】
次に、外部負荷ＲＲが軽負荷状態から重負荷状態時へ移行した時のスイッチング電源回路１の作用を説明する。図４において、時間Ｔ０ａから時間Ｔ１ｂまでの期間は外部負荷ＲＲが軽負荷状態であり、スイッチング電源回路１では図２と同様の動作が行われる。時間Ｔ１ｂにおいて外部負荷ＲＲが軽負荷状態から重負荷状態時へ移行すると、出力電圧Ｖｏｕｔは急激に第２基準電圧ＶＬ以下まで低下する（領域Ａ６）が、出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧ＶＬ以下になると誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１が上昇してスイッチング動作が開始され、電力供給が行われるため、電圧ディップの発生を抑えることができる。そして時間Ｔ１ｂから時間Ｔ２ａまでの期間では、出力電圧Ｖｏｕｔが第２基準電圧ＶＬにレギュレートされる。この間、三角波信号ＴＳの周波数で制御信号Ｖｃｔｌが出力され通常のスイッチング動作が行われることで、電力が２次側へ供給され続ける（領域Ａ７）。そして時間Ｔ２ａにおいて変調基準電圧Ｖｍｏｄが第２基準電圧ＶＬから第１基準電圧ＶＨへ移行すると、出力電圧Ｖｏｕｔは第１基準電圧ＶＨへレギュレートされた後に、三角波信号ＴＳの周波数で通常のスイッチング動作が行われる。
【００３２】
すなわちスイッチング電源回路１は、外部負荷ＲＲの負荷状態に関わらず制御方法を切り替えることがないため、時間Ｔ１ｂで軽負荷状態から重負荷状態時に遷移した場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔを変調基準電圧Ｖｍｏｄに追従性よくレギュレートさせることができる。よって負荷が急峻に重負荷状態へ変化する際にも、電圧ディップの少ない出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。
【００３３】
また本発明に係る基準電圧変調回路７の構成例を図５に示す。基準電圧変調回路７は、基準電圧供給部６から入力される基準電圧Ｖｒｅｆを変調して、変調基準電圧Ｖｍｏｄとして誤差増幅回路８へ出力する回路であり、発振回路１２と分圧比切替回路１５とを備える。基準電圧供給部６の出力端子は、負荷Ｒ１を介してノードＮ４へ接続される。さらにノードＮ４は、負荷Ｒ２を介して接地電圧Ｖｓｓへ、また負荷Ｒ３およびＮＭＯＳトランジスタＭ２を介して接地電圧Ｖｓｓへ、また誤差増幅回路８の入力端子へそれぞれ接続される。ノードＮ４の電圧値は変調基準電圧Ｖｍｏｄとして誤差増幅回路８へ出力される。トランジスタＭ２のゲートには発振回路１２の出力ノードＮ５が接続される。発振回路１２では電源電圧Ｖｃｃが負荷Ｒ４、ノードＮ６、負荷Ｒ５を介して接地電圧Ｖｓｓへ接続される。ノードＮ６は比較器１３の＋端子に接続され、また負荷Ｒ６を介してノードＮ５に接続される。ノードＮ５は負荷Ｒ７、ノードＮ９、負荷Ｒ８を介してノードＮ１０へ接続される。ノードＮ１０は比較器１３の−端子に接続されるとともに、コンデンサＣ２を介して接地電圧Ｖｓｓへ接続される。ノードＮ５はＮＭＯＳトランジスタＭ３を介してノードＮ９へ接続されるとともに、インバータ１４を介してトランジスタＭ３のゲートに接続される。比較器１３の出力電圧Ｖｃｍｐは、＋端子に入力される電圧Ｖ（＋）が−端子に比して高い場合にはハイレベルの電源電圧Ｖｃｃとされ、−端子に入力される電圧Ｖ（−）が＋端子に比して高い場合にはローレベルの接地電圧Ｖｓｓとされる。
【００３４】
図７に基準電圧変調回路７のタイミングチャートを示す。時間Ｔ１０において、出力電圧Ｖｃｍｐはローレベルの接地電圧Ｖｓｓへ遷移する。ローレベルの出力電圧ＶｃｍｐはトランジスタＭ２のゲートに入力され、トランジスタＭ２は非導通状態とされる。このときノードＮ４の電圧は、分圧比切替回路１５の負荷Ｒ１とＲ２とによって分圧された電圧値（第１基準電圧ＶＨ）となり、ノードＮ４の電圧値は変調基準電圧Ｖｍｏｄとして誤差増幅回路８へ出力される（矢印Ｙ６）。またノードＮ５は接地電圧Ｖｓｓとされ、ノードＮ６は負荷Ｒ４を介して電源電圧Ｖｃｃへ、また負荷Ｒ５およびＲ６を介して接地電圧Ｖｓｓへそれぞれ接続されるため、ノードＮ６の抵抗分圧値はローレベルの分圧値ＶＰＬとされ、分圧値ＶＰＬは比較器１３の＋端子へ入力される。またローレベルの出力電圧Ｖｃｍｐは、インバータ１４でハイレベルへ反転されてトランジスタＭ３のゲートへ入力され、トランジスタＭ３は導通状態とされる。すると負荷Ｒ７がバイパスされるため、ノードＮ５とＮ１０との間の抵抗値は負荷Ｒ８単独の抵抗値となり低抵抗状態とされる。またこのときコンデンサＣ２が放電されるため、比較器１３の−端子電圧Ｖ（−）は下降し、＋端子電圧Ｖ（＋）を下回るまで下降すると時間Ｔ１１において高電圧期間ＴＨ３が終了する。なおノードＮ５とＮ１０との間の抵抗値が低抵抗状態であり時定数が小さいため、高電圧期間ＴＨ３は後述する低電圧期間ＴＬ３よりも短期間とすることができる。
【００３５】
時間Ｔ１１において電圧Ｖ（−）が電圧Ｖ（＋）を下回ると、比較器１３の出力電圧Ｖｃｍｐはハイレベルの電源電圧Ｖｃｃとされ（矢印Ｙ７）、ハイレベルの出力電圧ＶｃｍｐはトランジスタＭ２のゲートに入力され、トランジスタＭ２は導通状態とされる。このときノードＮ４の電圧は、分圧比切替回路１５の並列に接続された負荷Ｒ２およびＲ３と負荷Ｒ１とによって分圧された電圧値（第２基準電圧ＶＬ）となり、ノードＮ４の電圧値は変調基準電圧Ｖｍｏｄとして誤差増幅回路８へ出力される（矢印Ｙ８）。またノードＮ５は電源電圧Ｖｃｃであり、ノードＮ６は負荷Ｒ４およびＲ６を介して電源電圧Ｖｃｃへ、また負荷Ｒ５を介して接地電圧Ｖｓｓへそれぞれ接続されるため、ノードＮ６の抵抗分圧値はハイレベルの分圧値ＶＰＨとされ、分圧値ＶＰＨは比較器１３の＋端子へ入力される。またハイレベルの出力電圧Ｖｃｍｐは、インバータ１４でローレベルへ反転された上でトランジスタＭ３のゲートへ入力され、トランジスタＭ３は非導通状態とされる。すると負荷Ｒ７がバイパスされなくなるため、ノードＮ５とＮ１０との間の抵抗値は負荷Ｒ８とＲ７との合成した抵抗値となり高抵抗状態とされる。またこのときコンデンサＣ２が充電されるため、比較器１３の−端子電圧Ｖ（−）は上昇し、＋端子電圧Ｖ（＋）を上回るまで上昇すると時間Ｔ１２において低電圧期間ＴＬ３が終了する。なおノードＮ５とＮ１０との間の抵抗値が高抵抗状態であり時定数が大きいため、低電圧期間ＴＬ３は前述した高電圧期間ＴＨ３よりも長期間とすることができる。
【００３６】
そして時間Ｔ１２以降は、時間Ｔ１０と同様の動作が繰り返される。以上の動作により基準電圧変調回路７は、基準電圧供給部６から入力される基準電圧Ｖｒｅｆを変調して、変調基準電圧Ｖｍｏｄとして誤差増幅回路８へ出力する。なお高電圧期間ＴＨ３および低電圧期間ＴＬ３の期間長さは、図３（Ａ）（Ｂ）で説明したように適宜設定することができる。すなわち負荷Ｒ７、Ｒ８の抵抗値およびコンデンサＣ２の容量値を組み合わせることにより、軽負荷時の負荷に応じた高電圧期間ＴＨ３および低電圧期間ＴＬ３を設定することが可能である。また変調基準電圧Ｖｍｏｄの第１基準電圧ＶＨ、第２基準電圧ＶＬの値は、負荷Ｒ１乃至Ｒ３の抵抗値を組み合わせることによって、接続される外部負荷ＲＲの定格電圧内であるように設定することが可能である。
【００３７】
また図５における発振回路１２の他の構成例を図６（Ａ）乃至（Ｃ）に示す。図６（Ａ）の発振回路１２ａは、発振回路１２におけるＮＭＯＳトランジスタＭ３およびインバータ１４に代えて、ダイオードＤ１を備える構成である。発振回路１２ａでは、コンデンサＣ２の放電時には負荷Ｒ７がバイパスされ時定数が小さく、充電時には負荷Ｒ７がバイパスされずに時定数が大きくなるため、低電圧期間ＴＬ３は高電圧期間ＴＨ３よりも長期間とすることができる。そして負荷Ｒ４乃至負荷Ｒ８の抵抗値およびコンデンサＣ２の容量値を適宜組み合わせることにより、低電圧期間ＴＬ３が高電圧期間ＴＨ３よりも長い範囲内において、低電圧期間ＴＬ３と高電圧期間ＴＨ３との時間割合を所定値に設定することができる。また図６（Ｂ）の発振回路１２ｂは、発振回路１２ａにおけるダイオードＤ１に代えて、ダイオードＤ１と逆向きに接続されてなるダイオードＤ２を備える構成である。発振回路１２ｂでは、低電圧期間ＴＬ３は高電圧期間ＴＨ３よりも短期間とすることができる。そして負荷Ｒ４乃至負荷Ｒ８の抵抗値およびコンデンサＣ２の容量値を適宜組み合わせることにより、低電圧期間ＴＬ３が高電圧期間ＴＨ３よりも短い範囲内において、低電圧期間ＴＬ３と高電圧期間ＴＨ３との時間割合を所定値に設定することができる。
【００３８】
また図６（Ｃ）の発振回路１２ｃは発振回路１２において、比較器１３のバッファのトランジスタ構成がオープンドレイン構成である場合に、負荷Ｒ７、ＮＭＯＳトランジスタＭ３およびインバータ１４を省略した回路構成である。コンデンサＣ２の放電時にはノードＮ１０、負荷Ｒ８、ノードＮ５、比較器１３の経路で放電が行われ、コンデンサＣ２の充電時には電源電圧Ｖｃｃ、負荷Ｒ４、負荷Ｒ６、ノードＮ５、負荷Ｒ８、ノードＮ１０の経路で充電が行われるため、充電時の方が放電時に比して高抵抗状態であり時定数が大きい。よって低電圧期間ＴＬ３を高電圧期間ＴＨ３よりも長期間とすることができる。そして負荷Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ８の抵抗値およびコンデンサＣ２の容量値を適宜組み合わせることにより、低電圧期間ＴＬ３が高電圧期間ＴＨ３よりも長い範囲内において、低電圧期間ＴＬ３と高電圧期間ＴＨ３との時間割合を所定値に設定することができる。
【００３９】
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。本実施形態では、基準電圧変調回路７は基準電圧供給部６と誤差増幅回路８との間に備えられ、基準電圧Ｖｒｅｆを変調して変調基準電圧Ｖｍｏｄとして誤差増幅回路８へ出力するとしたが、この形態に限られない。例えば図５において、基準電圧変調回路７を帰還量変調回路として用い、帰還量変調回路は出力電圧検出回路５と誤差増幅回路８との間に接続される構成としてもよい。帰還量変調回路は、出力電圧検出回路５から入力される出力電圧Ｖｏｕｔを所定の帰還量で低減した変調出力電圧Ｖｏｕｍへ変調して誤差増幅回路８へ出力する動作をする。このとき図５および図８に示すように、低電圧期間ＴＬＯから高電圧期間ＴＨＯに切り替わるタイミング（図８、時間Ｔ２０）で、トランジスタＭ２（図５）が導通され帰還量が低減して第１帰還量とされるので、誤差増幅回路８に出力される変調出力電圧Ｖｏｕｍの電圧値は急峻に低下し、誤差増幅回路８は大きな誤差電圧を検出してブリッジ回路１７のスイッチング動作が開始される（領域Ａ９）。変調出力電圧Ｖｏｕｍが基準電圧Ｖｒｅｆへレギュレートされた段階で、トランジスタＭ２（図５）が非導通とされ帰還量が増加し第２帰還量とされれば（時間Ｔ２１）、誤差増幅回路８に出力される変調出力電圧Ｖｏｕｍの電圧値は急峻に増加するので、誤差増幅回路８は誤差電圧を検出せず、低電圧期間ＴＬＯにおいてブリッジ回路１７はスイッチング動作を停止した状態を維持し、出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに低下する。このように出力電圧Ｖｏｕｔは、第１出力電圧ＶＨＯにレギュレートされる高電圧期間ＴＨＯと、外部負荷の消費電流により電圧低下する低電圧期間ＴＬＯとを所定周期で交互に繰り返す。これにより、帰還量が第２帰還量から第１帰還量に遷移し、変調出力電圧Ｖｏｕｍが低下するタイミングに応じて必ずスイッチング動作が開始され（領域Ａ９）、スイッチング動作の終了後、次のスイッチング動作のタイミングまではスイッチング動作が行われないように制御することが可能となり、スイッチング動作が行われるタイミングを周期ＦＯに制御することができる。
【００４０】
また図５において、基準電圧変調回路７を誤差電圧変調回路として用い、当該誤差電圧変調回路が誤差増幅回路８とＰＷＭ生成回路９（図１）との間に接続される構成としてもよい。このとき誤差電圧変調回路は、誤差増幅回路８から入力される誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１を、変調誤差帰還量で変調した変調誤差増幅電圧Ｖｅｍ１としてＰＷＭ生成回路９へ出力する動作をする。ここで誤差帰還量とは、誤差増幅回路の誤差増幅電圧Ｖｅｒｒ１に対して、制御信号を生成するＰＷＭ生成回路９へ入力される電圧値の割合である。また変調誤差帰還量とは、互いに異なる複数の誤差帰還量を所定周期で繰り返す帰還量である。ＰＷＭ生成回路９では、変調誤差増幅電圧Ｖｅｍ１が三角波信号ＴＳの電圧よりも高い期間はハイレベルの制御信号Ｖｃｔｌが出力される。誤差帰還量が高帰還量から低帰還量に切り替えられると、変調誤差増幅電圧Ｖｅｍ１は低下し三角波信号ＴＳの電圧より低い値となるため制御信号Ｖｃｔｌが出力されず電力が２次側へ供給されない。そして変調誤差増幅電圧Ｖｅｍ１は、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に応じて上昇する。再度、帰還量が低帰還量から高帰還量に切り替えられると、当該切り替えタイミングで変調誤差増幅電圧Ｖｅｍ１は上昇し、三角波信号ＴＳに対して高い電圧値となる期間を有する。従って、誤差帰還量が、低帰還量から高帰還量に遷移するタイミングに応じて必ずスイッチング動作が開始され、少なくとも１回スイッチング動作が行われる。
【００４１】
また本実施形態では、図２において第１基準電圧ＶＨおよび第２基準電圧ＶＬは許容電圧範囲内の上限値と下限値を用いる形態としたが、この形態に限られない。第１基準電圧ＶＨおよび第２基準電圧ＶＬは、許容電圧範囲内であればどの電圧レベルでもよい。また図８においても、第１出力電圧ＶＨＯおよび第２出力電圧ＶＬＯは、許容電圧範囲内であればどの電圧レベルでもよい。
【００４２】
また本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔまたは基準電圧Ｖｒｅｆは分圧されずに直接に誤差増幅回路８へ入力されるとしたが、この形態に限られず、分圧した状態で誤差増幅回路８へ入力されてもよいことはいうまでもない。
【００４３】
また本実施形態では、変調基準電圧Ｖｍｏｄまたは変調出力電圧Ｖｏｕｍは、高電圧値と低電圧値との２値の間を所定周期ＦｍまたはＦＯで切り替わるとしたが、この形態に限られない。例えば高電圧値と低電圧値とに中間電圧値を加えて、これらの電圧値が所定周期ＦｍまたはＦＯで切り替わる構成としてもよい。なお中間電圧値は１つに限られず複数の値としてもよい。例えば分圧比切替回路１５を３値以上の分圧に切替えられるように負荷およびＮＭＯＳトランジスタを設け、それぞれのＮＭＯＳトランジスタに対応して発振回路を複数設ける構成としてもよい。このときそれぞれの発振回路の抵抗値やコンデンサの容量を適宜調整すれば、それぞれの分圧値に切り替わる周期を所定値に設定することができる。
【００４４】
また本実施形態では、図１のスイッチング電源回路１において１次側はＮＭＯＳトランジスタＭ１１乃至Ｍ１４によって構成されるブリッジ回路１７を備えるとしたが、この形態に限られず、例えばブリッジ回路を備えず、スイッチング用のトランジスタを有するように構成されてもよいことはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明のスイッチング電源回路１を示す図である。
【図２】本発明のスイッチング電源回路１における外部負荷ＲＲが軽負荷状態の場合の動作を示す図である。
【図３】本発明のスイッチング電源回路１における出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。
【図４】本発明のスイッチング電源回路１における外部負荷ＲＲが重負荷状態へ移行する場合の動作を示す図である。
【図５】基準電圧変調回路７の構成例を示す図である。
【図６】発振回路の構成例を示す図である。
【図７】基準電圧変調回路７のタイミングチャートを示す図である。
【図８】帰還量変調回路を備えるスイッチング電源回路の動作を示す図である。
【図９】従来のスイッチング電源回路を示す図である。
【図１０】従来のリンギングチョークコンバータスイッチング方式の電源回路を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
１  スイッチング電源回路
４  トランス
５  出力電圧検出回路
６  基準電圧供給部
７  基準電圧変調回路
８  誤差増幅回路
９  ＰＷＭ生成回路
１０  三角波発生回路
１７  ブリッジ回路
ＲＲ  外部負荷
Ｖｃｔｌ  制御信号
Ｖｒｅｆ  基準電圧
Ｖｍｏｄ  変調基準電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
Ｖｅｒｒ１  誤差増幅電圧
Ｖｃｍｐ  出力電圧
Ｆｍ、ＦＯ  周期
ＴＨ、ＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３  高電圧期間
ＴＬ、ＴＬ２、ＴＬ２、ＴＬ３  低電圧期間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2005168129.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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