(57)【要約】【課題】  低消費電力で且つ少ない部品点数で電圧変動検知可能な電圧変動検知回路を提供する。【解決手段】  電子機器１０内に、定電圧発生素子２とＡ／Ｄコンバータ３を備えてなる電圧変動検知回路を設ける。変動検知対象の電圧ＶｄｄをＡ／Ｄコンバータ２の参照電圧入力端子ＡＶＲＥＦに入力し、定電圧発生素子２の定電圧出力Ｖ１をＡ／Ｄコンバータ２のアナログ入力端子ＡＮＩ０に入力する。Ａ／Ｄコンバータ３はマイクロプロセッサ１に内蔵されていてもよい。電圧Ｖｄｄがマイクロプロセッサ１の電源電圧であると該電源電圧の変動を検知できる。また、定電圧出力の電圧値Ｖ１は、変動検知対象の電圧Ｖｄｄの変動検知範囲の下限値より低電圧に設定する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電圧発生素子とＡ／Ｄコンバータを備えてなる電圧変動検知回路であって、
変動検知対象の電圧を前記Ａ／Ｄコンバータの参照電圧入力端子に入力し、
前記定電圧発生素子の定電圧出力を前記Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子に入力して構成されることを特徴とする電圧変動検知回路。
【請求項２】
前記変動検知対象の電圧が直流電源電圧であって、
前記直流電源電圧が、前記Ａ／Ｄコンバータの電源電圧端子に入力されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧変動検知回路。
【請求項３】
温度検知回路と、前記温度検知回路の温度検知出力と前記定電圧出力の温度特性に基づいて前記定電圧出力を補正する定電圧出力温度補正手段を備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の電圧変動検知回路。
【請求項４】
前記Ａ／Ｄコンバータを内蔵するマイクロプロセッサを備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の電圧変動検知回路。
【請求項５】
温度検知回路を備え、
前記マイクロプロセッサが、前記温度検知回路の温度検知出力を入力として受け付け、前記定電圧出力の温度特性に基づいて前記Ａ／Ｄコンバータのディジタル変換出力値をソフトウェア処理により補正することにより前記定電圧出力を補正することを特徴とする請求項４に記載の電圧変動検知回路。
【請求項６】
前記定電圧出力の電圧値が、前記変動検知対象の電圧の変動検知範囲の下限値より低電圧に設定されていることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の電圧変動検知回路。
【請求項７】
請求項１〜６の何れか１項に記載の電圧変動検知回路を備えてなることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子機器等の内部電圧の変動を検知、監視する電圧変動検知回路に関し、特に、マイクロプロセッサやＡ／Ｄコンバータ等を備えた電子機器の電源電圧の変動を検知、監視する電圧変動検知回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、演算増幅器等のコンパレータ、Ａ／Ｄコンバータの入力端子、或いは、Ａ／Ｄコンバータ内蔵のマイクロプロセッサ或いはマイクロコンピュータのアナログ入力端子に、変動検知対象の電圧を入力し、アナログ値である検知対象電圧をディジタル信号化して検知することが広く行われている。このように、検知対象電圧をディジタル信号化することで、変動検知後の変動幅に応じた種々処理を、マイクロプロセッサ等によるソフトウェア処理で簡易に実行可能となる。
【０００３】
図２に、Ａ／Ｄコンバータ内蔵のマイクロプロセッサ１を用いた従来の電圧変動検知回路の構成例を示す。図２に示す回路構成では、マイクロプロセッサ１の電源電圧Ｖｄｄの変動を検知するために、３端子レギュレータからなる定電圧発生素子２、電源電圧Ｖｄｄを抵抗分割するための分割抵抗Ｒ１、Ｒ２を備え、電源電圧Ｖｄｄが、定電圧発生素子２の入力端子（電源端子）ＩＮ、分割抵抗Ｒ１の一方端、及び、マイクロプロセッサ１の電源端子ＶＤＤとＡ／Ｄコンバータ部３の電源端子ＡＶＤＤに夫々入力し、分割抵抗Ｒ２の一方端、定電圧発生素子２の接地端子ＧＮＤ、及び、マイクロプロセッサ１の接地端子ＶＳＳとＡ／Ｄコンバータ部３の接地端子ＡＶＳＳが夫々接地電位Ｖｓｓに接続されている。また、分割抵抗Ｒ１、Ｒ２の各他方端同士が接続し、その抵抗分割電圧Ｖｄｄ’がマイクロプロセッサ１の１つのアナログ入力端子ＡＩＮ０に入力するとともに、定電圧発生素子２の出力端子ＯＵＴ上の出力電圧Ｖ１がマイクロプロセッサ１のＡ／Ｄコンバータ部３用の参照電圧入力端子ＡＶＲＥＦに入力している。
【０００４】
図２に示す従来回路構成の電源電圧Ｖｄｄの電圧変動検知動作を簡単に説明する。電源電圧Ｖｄｄの標準値を仮に５Ｖと想定して説明する。定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１は、その入力電圧Ｖｄｄが５Ｖであるため、５Ｖ未満となるので、仮に４Ｖと設定する。アナログ入力ＡＩＮ０に入力する分割抵抗Ｒ１、Ｒ２によって抵抗分割された電源電圧Ｖｄｄ’（＝Ｖｄｄ×ｒ２／（ｒ１＋ｒ２））をマイクロプロセッサ１のＡ／Ｄコンバータ部３で検知するには、出力電圧Ｖ１（４Ｖ）がＡ／Ｄコンバータ部３の参照電圧Ｖｒｅｆであるので、Ｖｄｄ’を４Ｖ以下に設定する必要がある。そこで、Ｖｄｄ’を２．５Ｖに設定すると、ｒ１＝ｒ２となる。ここで、ｒ１，ｒ２は分割抵抗Ｒ１、Ｒ２の各抵抗値を示す。定電圧発生素子２は電源電圧Ｖｄｄの変動に拘らず、Ｖ１＝４Ｖを出力するので、電源電圧Ｖｄｄが標準値５Ｖから変動すると、Ａ／Ｄコンバータ部３はその変動を安定して検知することができる。
【０００５】
尚、本願発明者の知る限りにおいて、図２に示す従来回路構成による電圧変動検知回路は広く使用されているものの、これを開示した公知文献の適当なものを知らない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図２に示す従来回路構成による電圧変動検知回路は、主として以下の３つの問題点がある。
【０００７】
第１に、アナログ入力ＡＩＮ０に入力する検知対象電圧を生成するために分割抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる抵抗分圧回路が必要である。このことは、電圧変動検知回路を含む電子機器の回路部品点数が分割抵抗Ｒ１、Ｒ２分だけ増加することになり、部品点数の増加による電子機器のコスト増、及び、電子機器の信頼性の低下を招く。
【０００８】
第２に、分割抵抗Ｒ１、Ｒ２自体または抵抗分圧回路の不具合や経年変化による抵抗分割電圧Ｖｄｄ’の変動が生じた場合に、電源電圧Ｖｄｄが安定であっても、電源電圧Ｖｄｄに変動があったと検知される。つまり、抵抗分圧回路という不確定要素が追加されることになり、電圧変動検知における信頼性が低下する。
【０００９】
第３に、電源電圧Ｖｄｄと接地電位Ｖｓｓ間に直列抵抗Ｒ１，Ｒ２による電流経路が存在するため、消費電力がその分増加する。特に、電池駆動等において電池寿命を短くする要因となる。
【００１０】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、上記問題点を解消し、低消費電力で且つ少ない部品点数で電圧変動検知可能な電圧変動検知回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この目的を達成するための本発明に係る電圧変動検知回路は、定電圧発生素子とＡ／Ｄコンバータを備えてなる電圧変動検知回路であって、変動検知対象の電圧を前記Ａ／Ｄコンバータの参照電圧入力端子に入力し、前記定電圧発生素子の定電圧出力を前記Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子に入力して構成されることを第１の特徴とする。
【００１２】
上記第１の特徴によれば、Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力電圧は常に定電圧に固定されているので、参照電圧入力端子に入力される変動検知対象の電圧の方が変動すると、参照電圧側から見ると、相対的にアナログ入力電圧が変動したものとして、アナログ入力電圧のディジタル出力が変動する。従って、Ａ／Ｄコンバータは、参照電圧入力の電圧変動をアナログ入力電圧の変動として検知することができる。また、アナログ入力電圧は定電圧であるので、ディジタル出力値から参照電圧入力を逆算することができる。更に、参照電圧入力端子に変動検知対象の電圧を直接入力するため、従来の電圧変動検知回路のように抵抗分圧回路を必要としない。そのため、部品点数の増加に伴う、コスト増及び信頼性の低下を回避できる。また、抵抗分圧回路で消費される不要な直流電力の増加を防止でき、低消費電力化が図れる。
【００１３】
上記第１の特徴の電圧変動検知回路は、更に、前記変動検知対象の電圧が直流電源電圧であって、前記直流電源電圧が前記Ａ／Ｄコンバータの電源電圧端子に入力されていることを第２の特徴とする。
【００１４】
上記第２の特徴の電圧変動検知回路によれば、前記Ａ／Ｄコンバータに入力される電源電圧の変動を検知できる。つまり、電子機器の内部の電源電圧ラインの電圧変動を、電圧変動検知回路が当該電源電圧ラインからの電源供給を受けながら検知できることになり、電圧変動検知回路と電子機器の電源電圧を分離する必要がなく、電子機器全体の回路構成を簡単化できる。
【００１５】
上記第１または第２の特徴の電圧変動検知回路は、更に、温度検知回路と、前記温度検知回路の温度検知出力と前記定電圧出力の温度特性に基づいて前記定電圧出力を補正する定電圧出力温度補正手段を備えていることを第３の特徴とする。
【００１６】
上記第３の特徴の電圧変動検知回路によれば、定電圧発生素子の定電圧出力がその周囲温度の変化によって電圧変動する場合において、その定電圧出力の電圧変動が定電圧出力温度補正手段によって補正され、定電圧に維持されるので、変動検知対象の電圧の変動を温度変化に拘らずに正確に検知できる。
【００１７】
上記第１または第２の特徴の電圧変動検知回路は、更に、前記Ａ／Ｄコンバータを内蔵するマイクロプロセッサを備えていることを第４の特徴とする。
【００１８】
上記第４の特徴の電圧変動検知回路によれば、内蔵Ａ／Ｄコンバータによって検知された電圧変動の検知出力に基づいて、検知後の所定の処理をマイクロプロセッサが実行することができる。特に、検知対象の電圧がマイクロプロセッサの電源電圧である場合に、例えば、マイクロプロセッサが或る処理を実行中に電源電圧異常により復帰不能な動作不能状態に陥る前に、所定の中断処理を事前に実行することが可能となる。これは、マイクロプロセッサ自身が自己の電源電圧の変動を監視するのが困難であることに対する対策となる。
【００１９】
上記第４の特徴の電圧変動検知回路は、更に、温度検知回路を備え、前記マイクロプロセッサが、前記温度検知回路の温度検知出力を入力として受け付け、前記定電圧出力の温度特性に基づいて前記Ａ／Ｄコンバータのディジタル変換出力値をソフトウェア処理により補正することにより前記定電圧出力を補正することを第５の特徴とする。
【００２０】
上記第５の特徴の電圧変動検知回路によれば、上記第３の特徴の電圧変動検知回路における定電圧出力の補正を、マイクロプロセッサによるソフトウェア処理で実現でき、上記第３の特徴の電圧変動検知回路と同様の採用効果を発揮することができる。また、マイクロプロセッサのソフトウェア処理で当該補正処理を簡単に実現できるため、当該補正処理のための追加回路を必要としない。
【００２１】
尚、上記第４または第５の特徴の電圧変動検知回路において、マイクロプロセッサには、プログラム等を内蔵ＲＯＭに格納するマイクロコンピュータを含むものとする。
【００２２】
上記第１乃至第５の何れか特徴の電圧変動検知回路は、更に、前記定電圧出力の電圧値が、前記変動検知対象の電圧の変動検知範囲の下限値より低電圧に設定されていることを第６の特徴とする。
【００２３】
上記第６の特徴の電圧変動検知回路によれば、変動検知対象電圧の変動幅を正確に検知することができる。
【００２４】
更に、本発明に係る電子機器は、上記第１乃至第６の何れかの特徴の電圧変動検知回路を備えてなることを特徴とする。
【００２５】
本発明に係る電子機器によれば、電子機器に備えられた電圧変動検知回路が、電子機器内部の所定の電圧の変動を検知できるので、当該電圧変動に伴う故障検知や、動作不能状態の事前検知等が可能となり、信頼性の高い電子機器の提供が可能となる。また、電子機器に備えられた電圧変動検知回路が、上記第１乃至第５の何れかの特徴の作用効果を発揮することから、電圧変動検知回路の導入に伴う、不要な消費電力増加、コスト増加、及び、信頼性の低下を回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明に係る電圧変動検知回路（以下、適宜「本発明回路」という。）の実施の形態につき、図面に基づいて説明する。尚、従来技術の電圧変動検知回路（図２参照）と重複する部分については、図面上同じ符号を付して説明する。
【００２７】
〈第１実施形態〉
図１に、電子機器１０内に設けられた本発明回路の回路構成を示す。本発明回路は、Ａ／Ｄコンバータ内蔵のマイクロプロセッサ１と３端子レギュレータからなる定電圧発生素子２を備えて構成される。電圧変動の検知対象である電子機器１０内で使用される電源電圧Ｖｄｄが、定電圧発生素子２の入力端子（電源端子）ＩＮ、マイクロプロセッサ１の電源端子ＶＤＤとＡ／Ｄコンバータ部３の電源端子ＡＶＤＤと参照電圧入力端子ＡＶＲＥＦに夫々入力し、定電圧発生素子２の接地端子ＧＮＤ、及び、マイクロプロセッサ１の接地端子ＶＳＳとＡ／Ｄコンバータ部３の接地端子ＡＶＳＳが夫々接地電位Ｖｓｓに接続されている。また、定電圧発生素子２の出力端子ＯＵＴ上の出力電圧Ｖ１が、マイクロプロセッサ１の１つのアナログ入力端子ＡＩＮ０に入力している。
【００２８】
図１に示す本発明回路の電源電圧Ｖｄｄの電圧変動検知動作を説明する。電源電圧Ｖｄｄの標準値を仮に５Ｖと想定して説明する。定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１は、その入力電圧Ｖｄｄが５Ｖであるため、５Ｖ未満となるので、仮に２．５Ｖと設定する。この２．５Ｖの定電圧Ｖ１がマイクロプロセッサ１のアナログ入力端子ＡＩＮ０に入力される。一方、マイクロプロセッサ１のＡ／Ｄコンバータ部３の参照電圧Ｖｒｅｆは電源電圧Ｖｄｄと等しいので、Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲（フルスケール値）はＶｄｄ、標準値で５Ｖとなる。従って、電源電圧Ｖｄｄに変動がなく標準値５Ｖを維持している安定状態では、Ａ／Ｄコンバータ部３の検知出力は、フルスケール値Ｖｄｄの５０％値、つまり２．５Ｖに相当するディジタル値となる。
【００２９】
ここで、例えば、電源電圧Ｖｄｄが＋２０％変動すると、Ａ／Ｄコンバータ部３のフルスケール値Ｖｄｄ（＝Ｖｒｅｆ）も＋２０％変動する。ここで、アナログ入力値のＶ１は電源電圧Ｖｄｄの変動に追従せず一定値２．５Ｖを維持するが、フルスケール値Ｖｄｄが６Ｖに上昇するので、アナログ入力値Ｖ１は、フルスケール値Ｖｄｄに対して５０％値から約４１．７％値まで相対的に低下する。つまり、Ａ／Ｄコンバータ部３の検知出力（Ａ／Ｄ変換出力）は、フルスケール値Ｖｄｄの約４１．７％値に相当するディジタル値となる。従って、当該ディジタル値の低下幅より電源電圧Ｖｄｄの上昇幅を導出することができる。
【００３０】
逆に、例えば、電源電圧Ｖｄｄが−２０％変動すると、Ａ／Ｄコンバータ部３のフルスケール値Ｖｄｄ（＝Ｖｒｅｆ）も−２０％変動する。ここで、アナログ入力値のＶ１は電源電圧Ｖｄｄの変動に追従せず一定値２．５Ｖを維持するが、フルスケール値Ｖｄｄが４Ｖに低下するので、アナログ入力値Ｖ１は、フルスケール値Ｖｄｄに対して５０％値から６２．５％値まで相対的に上昇する。つまり、Ａ／Ｄコンバータ部３の検知出力は、フルスケール値Ｖｄｄの６２．５％値に相当するディジタル値となる。従って、当該ディジタル値の上昇幅より電源電圧Ｖｄｄの低下幅を導出することができる。
【００３１】
ここで、定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１を電源電圧Ｖｄｄの５０％値に当たる２．５Ｖに設定してあるので、電源電圧Ｖｄｄの変動範囲の下限値として２．５Ｖまで検知可能となる。この場合、電源電圧Ｖｄｄが−５０％変動して２．５Ｖとなると、Ａ／Ｄコンバータ部３の検知出力は、フルスケール値Ｖｄｄの１００％値に相当するディジタル値となる。従って、電源電圧Ｖｄｄが−５０％以下に変動しても、Ａ／Ｄコンバータ部３の検知出力は１００％値以上とならないため、正確な電源電圧Ｖｄｄの変動幅は正確に導出されない。よって、定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１は、電源電圧Ｖｄｄの変動範囲の下限値より低電圧に設定する必要がある。
【００３２】
次に、図１に示す本発明回路と、図２に示す従来回路構成による電圧変動検知回路の、双方におけるＡ／Ｄコンバータ部３へのアナログ入力電圧Ｖａｎｉと参照電圧Ｖｒｅｆ（フルスケール値）の関係を比較して、図３に図示する。
【００３３】
本発明回路では、アナログ入力電圧Ｖａｎｉが定電圧で、参照電圧Ｖｒｅｆが変動検知対象電圧Ｖｄｄであるのに対し、従来回路では、アナログ入力電圧Ｖａｎｉが変動検知対象電圧Ｖｄｄの抵抗分割電圧Ｖｄｄ’で、参照電圧Ｖｒｅｆが定電圧である。本発明回路では、変動検知対象電圧Ｖｄｄが変動すると、Ａ／Ｄコンバータ部３のディジタル変換後のディジタル値は、変動検知対象電圧Ｖｄｄの変動幅に応じて所定の比率で、逆方向に変動する。これに対して、従来回路では、変動検知対象電圧Ｖｄｄが変動すると、Ａ／Ｄコンバータ部３のディジタル変換後のディジタル値は、変動検知対象電圧Ｖｄｄの変動幅のＶｄｄ’／Ｖｄｄ倍（本実施形態では０．５）の変動幅で、同方向に変動する。何れの場合においても、ディジタル値の変動量から、変動検知対象電圧Ｖｄｄの変動幅を導出することができる。
【００３４】
しかし、図１と図２より明らかなように、本発明回路では、従来回路に設けられている分割抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる抵抗分圧回路が不要となるため、抵抗分圧回路に起因する消費電力の増加及び信頼性の低下を防止することができる点で従来回路と相違する。
【００３５】
また、従来回路構成で用いられている定電圧発生素子の出力電圧は、Ａ／Ｄコンバータの参照電圧だけでなく、Ａ／Ｄコンバータの駆動電源やマイクロプロセッサのＡ／Ｄコンバータ部の駆動電源に兼用されることも多く、特にこの場合には、定電圧発生素子には、参照電圧だけでなくＡ／Ｄコンバータ等を駆動する電力供給能力も必要とされる。これに対し、本発明回路では、定電圧発生素子の出力電圧は、Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子に電圧信号を入力する目的のみに使用されるため、定電圧発生素子の出力電流容量は極小さなもので十分であり、より安価なものが選択可能である。
【００３６】
〈第２実施形態〉
図４に、第２実施形態に係る本発明回路の回路構成を示す。第２実施形態に係る本発明回路は、図１に示す第１実施形態の回路構成に対して、温度検知回路４を備え、温度検知回路４を活性化する信号ＳＥＮがマイクロプロセッサ１から出力され、温度検知回路４の温度検知出力Ｖｔｅ（アナログ値）が、マイクロプロセッサ１の他のアナログ入力端子ＡＩＮ１に入力されている。温度検知回路４は、温度変化によって電気抵抗が変化するサーミスタ等の温度検知素子５とスイッチングトランジスタ６と固定抵抗Ｒ３，Ｒ４を夫々直列に接続し、その両端の一方を電源電圧Ｖｄｄ、他方を接地電位Ｖｓｓに接続している。マイクロプロセッサ１と定電圧発生素子２及びそれらの接続関係については、第１実施形態の回路構成と同じであるので、重複する説明は割愛する。
【００３７】
マイクロプロセッサ１は、予め、温度検知出力ＶｔｅのＡ／Ｄコンバータ部３のディジタル変換出力値（ディジタル値）と検知温度Ｔとの関係をテーブル化した第１テーブルと、検知温度Ｔと定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１の関係をテーブル化した第２テーブルを、内蔵の不揮発性記憶領域に保存している。尚、第１テーブルと第２テーブルは、マイクロプロセッサ１の起動時に外部の不揮発性記憶領域からアップロードするようにしても構わない。図５に、定電圧発生素子２の常温（２０℃）での出力電圧Ｖ１が２．５Ｖの場合における第２テーブルの一例を模式的に示す。
【００３８】
マイクロプロセッサ１は、定期的に周囲温度Ｔを検知するために温度検知回路４に対し、活性化信号ＳＥＮを出力し、温度検知回路４から温度検知出力Ｖｔｅの出力を受け付ける。温度検知出力Ｖｔｅの入力電圧に基づいて、第１テーブルにより周囲温度Ｔを導出し、第２テーブルにより周囲温度Ｔにおける定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１（Ｔ）を導出する。ここで、マイクロプロセッサ１のアナログ入力端子ＡＩＮ０に入力されるのは、周囲温度Ｔにおける定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１（Ｔ）であるので、電源電圧Ｖｄｄの変動幅をΔＶとすると、Ａ／Ｄコンバータ部３のディジタル値の示すフルスケール値Ｖｒｅｆに対するパーセンタイルＤｐ（％値）は、以下の数１で表される。変動幅ΔＶは、数２で表され、マイクロプロセッサ１の演算処理（ソフトウェア処理）で導出される。
【００３９】
（数１）
Ｄｐ＝Ｖ１（Ｔ）／（Ｖｄｄ＋ΔＶ）×１００
【００４０】
（数２）
ΔＶ＝Ｖ１（Ｔ）×１００／Ｄｐ−Ｖｄｄ
【００４１】
よって、温度補正された出力電圧Ｖ１（Ｔ）とパーセンタイルＤｐより、電源電圧Ｖｄｄの変動幅ΔＶを算出することができる。仮に、出力電圧Ｖ１（Ｔ）を温度補正しない場合の電源電圧Ｖｄｄの変動幅ΔＶ’は、数３で表される。
【００４２】
（数３）
ΔＶ’＝Ｖ１×１００／Ｄｐ−Ｖｄｄ
【００４３】
Ａ／Ｄコンバータ部３のディジタル値Ｄｐは、温度補正の有無に関係なく数１で与えられるのに対し、温度補正しない場合は、数３によりＶ１（Ｔ）の代わりにＶ１（＝２．５Ｖ）を用いて電源電圧Ｖｄｄの変動幅ΔＶ’が計算されるため、真の変動幅ΔＶに対して、数４に示す誤差が生じる。
【００４４】
（数４）
｜ΔＶ’−ΔＶ｜＝｜Ｖ１−Ｖ１（Ｔ）｜×１００／Ｄｐ
【００４５】
しかし、本第２実施形態では、変動幅ΔＶに算出において、第２テーブルにより検知された周囲温度Ｔに応じて補正された定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１（Ｔ）を用いるため、上記数４の誤差が発生せずに、正確な電源電圧Ｖｄｄの変動幅ΔＶを算出することができる。
【００４６】
以下に、別の実施形態につき説明する。
【００４７】
〈１〉上記各実施形態では、本発明回路を構成するＡ／Ｄコンバータとして、マイクロプロセッサ１に内蔵のＡ／Ｄコンバータ部３を利用したが、当該Ａ／Ｄコンバータは、独立したＡ／Ｄコンバータ素子であっても構わない。また、本発明回路を構成する定電圧発生素子２も３端子レギュレータに限定されるものではない。
【００４８】
〈２〉上記各実施形態では、電圧変動の検知対象として、電子機器内のマイクロプロセッサ１に供給される電源電圧Ｖｄｄを想定したが、変動検知対象電圧は、電源電圧Ｖｄｄに限定されるものではない。但し、本発明回路では、Ａ／Ｄコンバータの参照電圧Ｖｒｅｆとして、変動検知対象電圧を用いるため、上述の如く、Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子に入力する定電圧は、変動検知対象電圧の変動検知範囲の下限値より低電圧に設定する。
【００４９】
〈３〉上記各実施形態において例示した各電圧値は、一例であり上記各実施形態の電圧値に限定されるものではなく、適宜変更可能である。
【００５０】
〈４〉上記第２実施形態において、温度検知回路４を設けて、その温度検知出力Ｖｔｅに基づいて定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１を補正する場合を説明したが、例えば、本発明回路を備える電子機器の使用温度範囲において、定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１の温度変動が、電源電圧Ｖｄｄの変動幅ΔＶの検出誤差に当てる影響が軽微である場合は、出力電圧Ｖ１の補正を行わなくても構わない。
【００５１】
〈５〉上記第２実施形態において、本発明回路の構成要素として温度検知回路４を設ける場合を説明したが、本発明回路を備える電子機器が他の用途で温度検知回路を備えている場合は、当該温度検知回路を、本発明回路の温度検知回路４として兼用しても構わない。
【００５２】
〈６〉上記第２実施形態において、検知温度Ｔと定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１の関係をテーブル化した第２テーブルを用いて、定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１の温度補正を行う実施例を説明したが、第１テーブルと第２テーブルを合成した温度検知出力Ｖｔｅの電圧値（ディジタル値）と定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１の関係をテーブル化したテーブルを用いて、定電圧発生素子２の出力電圧Ｖ１を温度検知出力Ｖｔｅの電圧値（ディジタル値）により直接補正するようにしても構わない。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明に係る電圧変動検知回路の第１実施形態における回路構成例を示す回路ブロック図
【図２】従来の電圧変動検知回路の回路構成例を示す回路ブロック図
【図３】本発明に係る電圧変動検知回路と従来の電圧変動検知回路の動作を相対的に比較するための説明図
【図４】本発明に係る電圧変動検知回路の第２実施形態における回路構成例を示す回路ブロック図
【図５】検知温度と定電圧発生素子の出力電圧の関係をテーブル化した第２テーブルの一例を示す図
【符号の説明】
【００５４】
１：          マイクロプロセッサ
２：          定電圧発生素子
３：          Ａ／Ｄコンバータ部（Ａ／Ｄコンバータ）
４：          温度検知回路
５：          温度検知素子
６：          スイッチングトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２：  分割抵抗        
Ｒ３，Ｒ４：  固定抵抗        
Ｖｄｄ：      電源電圧（変動検知対象電圧）
Ｖｄｄ’：      電源電圧を抵抗分割した電圧
Ｖｓｓ：      接地電位
Ｖｒｅｆ：    Ａ／Ｄコンバータ部の参照電圧
Ｖ１：        定電圧発生素子の出力電圧（定電圧出力）
Ｖａｎｉ：    Ａ／Ｄコンバータ部のアナログ入力電圧
Ｖｔｅ：      温度検知出力
ＶＤＤ：      マイクロプロセッサの電源端子
ＶＳＳ：      マイクロプロセッサの接地端子
ＡＶＤＤ：    Ａ／Ｄコンバータ部の電源端子
ＡＶＳＳ：    Ａ／Ｄコンバータ部の接地端子
ＡＶＲＥＦ：  Ａ／Ｄコンバータ部の参照電圧入力端子
ＡＩＮ０：    マイクロプロセッサのアナログ入力端子
ＡＩＮ１：    マイクロプロセッサのアナログ入力端子
ＯＵＴ：      定電圧発生素子の出力端子
ＩＮ：        定電圧発生素子の入力端子（電源端子）
ＧＮＤ：      定電圧発生素子の接地端子
ＳＥＮ：      温度検知回路を活性化する信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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