(57)【要約】【課題】  電圧帰還方式により力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】  商用交流電源ＡＣのレベルに応じて、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数を切り換えることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでのスイッチング周波数制御による安定化動作の際の必要制御範囲を、スイッチング周波数の最大制御範囲内に収めるようにする。これによってＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時の双方の二次側直流出力電圧Ｅｏに対応して安定化を行うことを可能とし、ワイドレンジ対応化を図る。ワイドレンジ対応とするにあたり従来のように整流動作を切り換える構成を採る必要がなくなるので、整流平滑回路、力率改善回路の設計に制限がなくなり、これによって部品点数の削減及び素子耐圧の低減が図られて部品点数・回路コストの削減が可能となる。【選択図】  図１
2005168188.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、
上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づく交番電圧を整流電流経路に帰還すると共に、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路と、
上記商用交流電源のレベルに応じ、少なくとも上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値を切り換えるように構成された切換手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記絶縁コンバータトランスは、
２つの巻線部から成るようにされた上記一次巻線と、さらに三次巻線を一次側に巻装し、
上記力率改善回路は、
上記一次巻線を介して上記三次巻線に励起される、上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されていると共に、
上記切換手段は、
上記一次巻線の２つの巻線部の双方が有効となる状態と、上記２つの巻線部のうち所定の一方の巻線部のみが有効となる状態とで少なくとも切り換えを行うことで、上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値を切り換えるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記絶縁コンバータトランスは、２つの巻線部から成るようにされた三次巻線を一次側に巻装し、
上記力率改善回路は、
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を介して上記三次巻線に励起される、上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されていると共に、
上記三次巻線の２つの巻線部の双方が有効となる状態と、上記２つの巻線部のうち所定の一方の巻線部のみが有効となる状態とで切り換えを行うように構成された、三次巻線切換手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記力率改善回路は、
上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とによって形成される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されていると共に、
上記切換手段は、
２つの巻線部から成るようにされた上記電圧帰還用トランスの一次巻線について、上記２つの巻線部の双方が有効となる状態と、上記２つの巻線部のうち所定の一方の巻線部のみが有効となる状態とで切り換えを行うことで、上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値を切り換えるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
さらに、スイッチング電源回路における過電流又は過電圧とされる状態に対する保護動作を行う保護回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記切換手段は、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値を切り換えると共に、上記一次側共振コンデンサのキャパシタンスについても同時に切り換えるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００５】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００６】
これらの各問題を解決するものとして、先に本出願人は、力率改善のための構成を備え、なおかつワイドレンジ対応となるスイッチング電源回路として、次のような構成を提案している。
【０００７】
図１０は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、従来のスイッチング電源回路の構成を示している。
先ず、この図１０に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、アクロスコンデンサＣL及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成る、ノイズフィルタが接続される。そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、このノイズフィルタの後段に対しては、１組のフィルタコンデンサＣNが挿入される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【０００８】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
【０００９】
ブリッジ整流回路Ｄｉは、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4の４つの整流ダイオードから成る。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点は、後述する力率改善回路１０内における三次巻線Ｎ3−高周波チョークコイルＬSの直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
また、整流ダイオードＤ4とＤ3との接続点は、後述するリレースイッチＳ１０を介して、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ2とＤ4との接続点は、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続され、整流ダイオードＤ3と整流ダイオードＤ1との接続点は一次側アースに接続される。
【００１０】
なお、この図１０に示される電源回路の場合、力率改善回路１０の動作としてスイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては高速リカバリ型ダイオードが選定されている。
【００１１】
平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2は、図示するようにして平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列接続される。この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子（Ｄ2・Ｄ4の接続点）と接続される。一方、平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。
【００１２】
リレースイッチＳ１０は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチＳ１０は、上記説明からも理解されるようにブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ3とＤ4との接続点と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間に挿入されている。
【００１３】
このリレースイッチＳ１０のオン／オフは、図示するように整流回路切換モジュール７に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
整流回路切換モジュール７は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１０のオン／オフをＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるための動作を行う。
この整流回路切換モジュール７には、図のように整流ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ5とから成る整流平滑回路が備えられる。この場合、上記整流ダイオードＤ5のアノードは商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。そして、カソードは、負極端子が一次側アースに接地された上記平滑コンデンサＣ5の正極端子と接続され、その上で、これら平滑コンデンサＣ5とダイオードＤ5との接続点が、図のような分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点を介して整流回路切換モジュール７の検出端子に対して接続される。
これにより、整流回路切換モジュール７の検出端子には、交流入力電圧ＶACに応じたレベルの直流電圧が得られ、整流回路切換モジュール７では、このように得られる電圧レベルに基づいて商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となっている。
【００１４】
また、整流回路切換モジュール７に対してはリレーＲＬが備えられる。このリレーＲＬは自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１０のオン／オフ制御を行うものとなる。
この場合、例えばリレーＲＬが導通状態では、リレースイッチＳ１０をオンとさせ、リレーＲＬが非導通状態ではオフとさせるように切り換えが行われるものとなる。
【００１５】
整流回路切換モジュール７では、上記のようにして検出端子から入力した商用交流電源ＡＣの電圧レベルと、所定の基準電圧（例えば１５０Ｖ）とを比較するようにされる。そして、この比較結果に基づき、検出端子への入力電圧レベルが基準電圧レベル以下であるときは、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときにはリレーＲＬをオフとするように駆動する。
つまりこの場合、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以下であり、ＡＣ＝１００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが導通してリレースイッチＳ１０はオンとなる。また、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以上となり、ＡＣ＝２００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが非道通となってリレースイッチＳ１０はオフとなる。
【００１６】
ここで、例えば上記のような整流回路切換モジュール７の動作により、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１０がオンとされた場合は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。
このため、交流入力電圧ＶACが正の期間では、後述もするようにブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１７】
また、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１０がオフとされた場合は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点とが非接続の状態となる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られるようになる。
【００１８】
このようにして図１の回路では、上記した整流回路切換モジュール７、リレーＲＬ、及びリレースイッチＳ１０の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶACの２倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの直流入力電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによってワイドレンジ対応としているものである。
【００１９】
上記のような整流平滑回路の動作によって生成される、直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００２０】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００２１】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００２２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、一次側共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、一次側アースに接続される。
【００２３】
ここで、上記一次側共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成するものとなる。
つまり、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００２４】
図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側に一次巻線Ｎ1と、この場合は後述する三次巻線Ｎ３、二次側に次に説明する二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合の二次巻線Ｎ２は、センタータップ出力を二次側アースに接続している。その上で、この二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る全波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２６】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２７】
また、この図１０に示される電源回路に対しては、力率改善のための構成として、図のような力率改善回路１０を備えるものとしている。
この力率改善回路１０としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装された三次巻線Ｎ3と、この三次巻線Ｎ３と直列に接続された高周波チョークコイルＬSとを含むものとされる。
また、先に説明した高速リカバリ型の整流ダイオードを備えるブリッジ整流回路Ｄｉと、商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入されたフィルタコンデンサＣNを含む。
【００２８】
上記高周波チョークコイルＬSは、巻線Ｎ10の一端が商用交流電源ＡＣのラインに挿入されたフィルタコンデンサＣＮと接続される。また、巻線Ｎ10の他端は、上記三次巻線Ｎ３の一端と接続される。さらに、この三次巻線Ｎ３の他端がブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点に対して接続される。
【００２９】
このような力率改善回路１０の構成によれば、上記のように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装された三次巻線Ｎ３に対して、同じく一次側に巻装された一次巻線Ｎ１に得られる一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
つまり、このような構成によれば、これら一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との磁気結合を介して、一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が、整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
【００３０】
ここで、上記構成による力率改善回路３において、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系に対応したレベルで得られている場合には、先にも説明したように整流回路切換モジュール７の動作により、リレースイッチＳ１０はオンとなる。
そして、このような状態において、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では、整流電流が［高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ1→リレースイッチＳ１０→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、ＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期には、［リレースイッチＳ１０→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ1→三次巻線Ｎ３→高周波チョークコイルＬS→フィルタコンデンサＣＮ］の経路によって整流電流が流れる。
【００３１】
このような整流電流経路より、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ２により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ１により整流動作が行われていることがわかる。
そして、このときの整流電流としては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との磁気結合を介して一次側スイッチング出力が帰還されることにより、このようなスイッチング出力に基づく高周波成分が重畳された波形として得られることになる。
【００３２】
図１０に示される力率改善回路１０においては、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型による整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1−Ｃｉ2）の両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して整流ダイオードが導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。
なお、確認のため述べておくと、上記のように整流電流に重畳された高周波成分は、ＡＣラインに設けたフィルタコンデンサＣＮにより除去されるので、交流入力電流ＩACの波形にはこのような高周波成分は現れないものとなる。
【００３３】
一方、図１０の回路において、ＡＣ２００Ｖ系に対応したレベルにより交流入力電圧ＶACが入力された場合は、先にも説明したようにリレースイッチＳ１０はオフとなるようにされる。
そして、このようにリレースイッチＳ１０がオフとなるＡＣ２００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、整流電流が［高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ3→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、正極性の半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤ4→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ1→三次巻線Ｎ３→高周波チョークコイルＬS→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
つまり、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ３の組により整流動作が行われている。
また、正極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードＤ１、整流ダイオードＤ４の組により整流動作が行われているものである。
【００３４】
このように、ＡＣ２００Ｖ系とされる場合としても、交流入力電圧ＶACが正／負の期間で共に、高速リカバリ型ダイオードが整流動作を行うように構成している。
そして、これにより、先に説明したＡＣ１００Ｖ系時と同様、これら整流ダイオードが電圧帰還されるスイッチング出力に基づく高周波成分に応じてスイッチング動作を行うようにしている。つまり、これによって、この場合も整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間に、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができるようにしているものである。
【００３５】
上記説明より、図１０に示した力率改善回路１０が備えられることによっては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるものとなる。
【００３６】
また、次の図１１には、力率改善のための構成を備えたワイドレンジ対応の電源回路の構成として、他の例を示す。
なお、図１１では、先の図１０にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図１１に示される従来の他の構成例としては、図１０の回路に備えられていた電圧帰還のための三次巻線Ｎ３に代えて、図示するように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ１との間に直列に挿入された一次巻線Ｎ４と、二次巻線Ｎ５を巻装した電圧帰還用トランスＶＦＴを備える、力率改善回路１１を構成するようにしたものである。
この力率改善回路１１では、図１０の力率改善回路１０に備えられていた高周波チョークコイルＬSは省略される。
そして、上記のようにして備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴによっては、一次側スイッチング出力が一次巻線Ｎ４に得られ、これに応じた交番電圧が上記二次巻線Ｎ５に励起されて、この場合も整流電流経路に一次側スイッチング出力が電圧帰還されるようになっている。
【００３７】
これによって、この図１１に示す構成においても、このように電圧帰還される高周波成分に基づいてブリッジ整流回路Ｄｉを構成する高速リカバリ型ダイオードが断続され、この結果整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができる。そして、これに伴って交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて、力率の改善が図られる。
【００３８】
なお、図１０、１１の回路が備えるような電圧帰還方式による力率改善のための構成については、下記の特許文献１に示されている。また、整流動作の切換によりワイドレンジ対応を実現する技術については特許文献２に示されている。
【特許文献１】特開平２００３−１８９６１７号公報
【特許文献２】特開平７−２８１７７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３９】
このようにして、図１０，１１に示した従来の構成においては、電圧帰還方式による力率改善回路が備えられて、交流入力電流ＩACの導通角を拡大するようにして力率の改善が図られる。
また、上述もしたように、図１０，１１に示した回路では、整流回路切換モジュール７及びリレースイッチＳ１０の動作により、商用交流電源ＡＣのラインから検出した電圧レベルに応じて、直流入力電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路を倍電圧整流／全波整流により切り換えることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共に動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現されている。
【００４０】
しかしながら、これら図１０，１１に示したような従来の電源回路としては、以下のような問題点を有するものとされていた。
先ず、図１０，１１に示した回路においては、上記のように整流動作の切り換えによりワイドレンジ対応としていることで、回路設計の自由度が制限されてしまう。
例えば、図１０，１１の回路では、このような整流動作の切換を行うにあたり、直流入力電圧Ｅｉを得るための平滑コンデンサとして平滑コンデンサＣｉ１、平滑コンデンサＣｉ2の２本を構成するようにされている。
しかしながら、このように整流動作の切り換えのために、平滑コンデンサを２つ備えなくてはならないことによっては、その分回路構成部品が増加し、コストアップにつながると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、平滑コンデンサＣｉとしては電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
【００４１】
また、図１０、１１の回路においては、整流動作の切換を行うにあたり、リレースイッチＳ１０を先に図示したようにして平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とブリッジ整流回路Ｄｉとの間に挿入する必要があった。
しかしながらこの場合、電源投入時には、平滑コンデンサＣｉへの突入電流が流れるものとなる。そして、これによっては、上記のような挿入位置とされたことにより、この突入電流がリレースイッチＳ１０を介して流れるものとなり、これに伴ってリレーＲＬにおける接点容量としても比較的高いレベルが要求されていた。
この場合、突入電流は、図示は省略したが制限抵抗やパワーサーミスタによって例えば３０Ａ以下に抑えられているが、これに対応させるために、この場合のリレーＲＬの接点容量としては３０Ａ以上が要求されるものとなる。
このように比較的高い接点容量とするために、この場合の構成部品は高価なものとなって、これによってもコストアップが助長される。
【００４２】
また、図１０、１１の回路では、先の説明からも理解されるように、交流入力電圧成分にスイッチング周期による高周波のパルス電圧が重畳されるものとなる。このため、上述もしたように商用交流電源ＡＣのラインに対してフィルタコンデンサＣＮが挿入されている。
しかしながら、図１０、１１の回路としては、ワイドレンジ対応のために整流動作を倍電圧と全波整流とで切り換える構成とされるため、このようなフィルタコンデンサＣＮの挿入位置は、商用交流電源ＡＣのラインと並列となる位置に限られていた。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備える電源回路として、従来の整流動作切り換えによるワイドレンジ対応の構成を採る場合は、このようなノイズ除去のためのフィルタコンデンサＣＮの挿入位置が限られてしまうことになる。
このようにＡＣのラインと並列に挿入されなければならないことで、この場合のフィルタコンデンサＣＮには２００Ｖ以上の高い耐圧が要求されることになる。
例えば、図１０、１１の回路におけるフィルタコンデンサＣＮには、各国の安全規格をクリアする耐圧品として、例えば１μＦ／２５０Ｖという比較的高価な部品を用いるようにされており、これによっても電源回路のコストアップが助長されるものであった。
【００４３】
また、同様に図１０，１１の構成によっては、スイッチング周期に応じてオン／オフ可能な高速リカバリ型ダイオードをＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系時の整流電流経路にて共通に動作するように挿入するためには、先の説明のとおりブリッジ整流回路Ｄｉに挿入する必要があった。
このため、図１０、１１の回路において、ブリッジ整流回路Ｄｉを構成する高速リカバリ型ダイオードとしては、電源投入時の突入電流３０Ａを保証できる例えば３Ａ／６００Ｖの耐電流／耐圧品を用いる必要があり、これによってもコストアップが助長されていた。
【００４４】
さらに、このようにブリッジ整流回路Ｄｉを構成するダイオードとして、高速リカバリ型を用いることによっては、現状ではこのような高速リカバリ型ダイオードをブリッジ結合した市販品はないことから、これをディスクリートにより構成しなければならないことになる。つまりこの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉは１部品で構成することが困難であり、これによっても部品点数が増加してしまうという問題が生じる。
【００４５】
さらに、他の問題として、上記しているように全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための回路として、例えば単純に図１０、１１に示した基本的な構成を採る場合は、次のような誤動作を生じる可能性がある。つまり、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えるという動作が生じる。
このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００４６】
そこで、図１０、１１に示した回路の実際としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。例えば図１０の場合であれば、図示されている電源回路がメインのスイッチングコンバータとなる。実際には、整流回路切換モジュール７は、図１０において図示していないスタンバイ電源のコンバータにて得られる直流入力電圧も検出電圧として入力している。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、整流回路切換モジュール７としてコンパレータＩＣを実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
整流回路切換モジュール７は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長される。
【００４７】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサとを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づく交番電圧を整流電流経路に帰還すると共に、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路と、さらに、上記商用交流電源のレベルに応じて、少なくとも上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値を切り換えるように構成された切換手段とを備えるようにした。
【００４９】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路としては、整流電流経路に対して帰還されるスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して整流ダイオードをスイッチングさせることにより、交流入力電流の導通角の拡大を図る、いわゆる電圧帰還方式による力率改善のための構成が備えられたものとなる。
その上で、上記構成によれば、上記切換手段の動作により、商用交流電源のレベルに応じて、少なくとも上記一次側共振回路を形成するインダクタンス成分の値が切り換えられるものとなる。このようにして、商用交流電源のレベルに応じ、少なくとも上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値を切り換えることとすれば、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えば商用交流電源のレベルに応じて設定することが可能となる。
【発明の効果】
【００５０】
このようにして本発明によれば、商用交流電源の定格レベルに適合して、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を設定することが可能となる。
これにより、例えば商用交流電源の定格レベルにかかわらず、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えばスイッチング電源回路におけるスイッチング周波数の可変範囲内とすることが可能になる。つまり、商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路が得られることになる。
【００５１】
これにより、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う従来の構成を採る必要はなくなる。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応とするにあたっての従来のような整流回路の切換のための構成を不要とすることができるものである。
【００５２】
このようにして、ワイドレンジ対応とするにあたっての整流動作の切換のための構成を不要とすることができれば、回路設計の自由度を増すことできる。
このため、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば従来の２本から１本に削減されることになる。
【００５３】
また、電圧帰還方式による力率改善回路の構成としても自由度が増し、例えば商用交流電源ラインのノイズ除去のためのフィルタコンデンサは、従来のように商用交流電源ラインに並列に挿入する必要がなくなり、その耐圧を低減することでより安価な素子を用いることができる。
【００５４】
同様に、力率改善のために用いられる整流ダイオードとしても、商用交流電源の１００Ｖ系と２００Ｖ系時とで形成される整流電流経路にて共通に動作するように挿入する必要はなくなる。
これによっては、電圧帰還方式による力率改善動作を実現するために必要となる高速リカバリ型を、例えばブリッジ整流回路に組み込むのではなく他の部分に挿入することも可能となり、これによって高速リカバリ型ダイオードの耐圧を低減してより安価な素子を用いることが可能となる。
【００５５】
また、上記のように力率改善のために用いられる高速型の整流ダイオードをブリッジ整流回路に組み込む必要がなくなれば、市販品のブリッジ整流回路を用いることが可能となり、従来よりも部品点数の削減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５６】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
本実施の形態のスイッチング電源回路としては、例えばプリンタ装置の電源として用いられることが想定される。プリンタ装置では、電源オフ時における負荷電力がほぼ０Ｗとなることから、これに備えられる電源としては負荷電力０Ｗから最大負荷までの比較的広い変動範囲をカバーしなければならないものとなる。本例の場合、最大負荷Ｐｏ＝１００Ｗが想定されていることから、この場合のスイッチング電源回路としては負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの負荷変動に対応させるものとしている。
【００５７】
先ず、図１において、本例の電源回路においても、先の図１０，１１に示した回路と同様、商用交流電源ＡＣのラインに対してはアクロスコンデンサＣL及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成るノイズフィルタを接続している。
そして、この場合は、このようなノイズフィルタの後段に対しては、フィルタコンデンサＣNを挿入しないものとしている。つまり、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、図示するように上記ノイズフィルタの後段に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉを直接接続しているものである。
なお、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードは、全て通常の低速リカバリ型によるダイオードが選定される。
【００５８】
また、この場合、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、このブリッジ整流回路Ｄｉと、１組の平滑コンデンサＣｉとによって構成される。
そして、上記したフィルタコンデンサＣＮとしては、図示するようにこれらブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に直列に挿入されるようにして設けられている。
【００５９】
また、上記のようにブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとにより構成される整流平滑回路によって生成される、直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合も電流共振形コンバータとしての基本構成を採るものとされる。
そしてここでも、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、この場合もそれぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【００６０】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続している。つまり、先の図１０，１１の回路と同様に部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成するようにし、これによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようにしている。
【００６１】
そして、この図に示される電源回路としても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２を備えている。この発振・ドライブ回路２は、先の図１０、１１に示したものと同様にスイッチング素子駆動のための発振回路、駆動回路を備えて成る。さらに本実施の形態の場合には、図示するようにして保護回路２ａを有している。
発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、保護回路２ａは、例えば電源回路における過電流、過電圧の状態を検出可能とされている。そして、過電流若しくは過電圧の状態を検出したとされると、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作を制御するようにされている。
なお、ここでは、保護回路２ａは、発振・ドライブ回路２に内蔵されるようにして備えられるものとしているが、発振・ドライブ回路２とは独立した回路部として電源回路内に備えられるものとしてもよい。
【００６２】
なお、この図においては、発振・ドライブ回路２に供給すべき動作電源のラインは省略しているが、例えば実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して巻装する巻線と、この巻線に励起される交番電圧を整流平滑化する整流回路を備え、この整流回路により得られる低圧直流電圧を動作電源として供給するように構成すればよい。
また、発振・ドライブ回路２を起動させる構成としても、例えば起動抵抗Ｒｓを介して得られる整流平滑電圧Ｅｉを、起動電源として入力させる構成とすればよい。
【００６３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
本実施の形態の場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、一次巻線部Ｎ1A，Ｎ1Bの２つの巻線部を直列に接続して成る。一次巻線部Ｎ1Aの一方の端部は、一次側アースと接続される。また、この一次巻線部Ｎ1Aの他方の端部は、図示するリレースイッチＳ１の端子ｔ２と接続される。
また、一次巻線部Ｎ1Bの一方の端部は、上記一次巻線部Ｎ1Aの他方の端部と接続される。つまり、この一次巻線部Ｎ1B，Ｎ1A各端部の接続点は、一次巻線Ｎ1のタップ出力とされ、上記リレースイッチＳ１の端子ｔ２と接続されるようになっている。
そして、一次巻線部Ｎ1Bの他方の端部は、リレースイッチＳ１の端子ｔ３に対して接続されている。
【００６４】
この場合のリレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して、端子ｔ２又は端子ｔ３のいずれか一方が択一的に接続されるようにして切り換えが行われるものであり、この端子切り換え動作は、リレーＲＬの導通／非導通に応じてコントロールされる。つまり、リレーＲＬとリレースイッチＳ１は、いわゆる１回路２接点の電磁リレーとして構成されているものである。
また、リレースイッチＳ１の端子ｔ１は、一次側共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースと、スイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続される。
【００６５】
上記のようにしてリレースイッチＳ１が設けられている場合において、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されているときには、一次側共振コンデンサＣ1に対して直列接続される絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としては、一次巻線部Ｎ1A−Ｎ1Bを直列接続したものとなる。
これに対して、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されているときには、一次側共振コンデンサＣ1に対して直列接続される絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としては、一次巻線部Ｎ1Aのみとされることになる。
【００６６】
これまでの説明からも理解されるように、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続される、一次側共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1とから成る一次側直列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力により、一次側直列共振回路が共振動作を行うことによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６７】
本実施の形態の場合、リレースイッチＳ１の切り換えが行われることで、一次巻線Ｎ1としては、一次巻線部Ｎ1A−Ｎ1Bの直列接続回路となる場合と、一次巻線部Ｎ1Aのみとなる場合とがあるが、何れの場合においても、一次巻線Ｎ1と一次側共振コンデンサＣ1とが直列接続されていることで、一次側直列共振回路が形成されることに変わりはない。ただし、一次巻線Ｎ1が、一次巻線部Ｎ1A−Ｎ1Bの直列接続回路となる場合と、一次巻線部Ｎ1Aのみとなる場合とで、一次巻線Ｎ1としての巻数が変化し、これに応じて絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスＬ1も変化することとなる。
【００６８】
また、図１に示す電源回路の一次側には、リレーＲＬと、このリレーＲＬの導通／非導通をコントロールすることで、上記したリレースイッチＳ１と、後述するリレースイッチＳ２との切り換えをコントロールするようにされたリレー切換回路５が設けられる。
【００６９】
このリレー切換回路５は、整流平滑電圧Ｅｉを検出電圧として入力している。なお、実際においては、この検出電圧は、例えば所定の抵抗値を有する分圧抵抗により整流平滑電圧Ｅｉを所定比で分圧した電圧とされればよい。ここで、整流平滑電圧Ｅｉとしては商用交流電源ＡＣを整流平滑化して得られるものであるから、商用交流電源ＡＣの等倍レベルに対応したレベルが得られるものとなる。従って、整流平滑電圧Ｅｉに基づいて得られる上記検出電圧としても、商用交流電源ＡＣのレベルに対応しているものとなる。
【００７０】
リレー切換回路５では、検出電圧として、商用交流電源ＡＣのレベルがＡＣ１００Ｖ系とされる定格レベルの範囲内にあるときと、商用交流電源ＡＣのレベルがＡＣ２００Ｖ系とされる定格レベルの範囲内にあるときとで、リレーＲＬの導通／非導通を切り換えるようにされている。このようにしてリレーＲＬの導通／非導通が切り換えられるのに応じて、上記したリレースイッチＳ１、及び後述するリレースイッチＳ２では、端子ｔ１が端子ｔ３に対して接続される状態と、端子ｔ２に対して接続される状態と切換が行われることになる。
この場合、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、リレースイッチＳ１、Ｓ２において共に端子ｔ２が選択されるように切り換えを行う。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては、端子ｔ３が選択されるように切り換えを行うようにされる。
【００７１】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側に上記した一次巻線Ｎ１と、この場合は後述する三次巻線Ｎ３とを、また二次側には二次巻線Ｎ２をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップを形成するようにしている。これによって、例えば疎結合とされる所定の結合係数が与えられるようにして構成される。
【００７２】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、上記した一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図のように整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００７３】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式によって二次側直流出力電圧のレベルを安定化する。
【００７４】
また、図１に示される電源回路としては、上記してきた構成に加えて、電圧帰還方式により力率の改善を図るための力率改善回路３が設けられる。
この場合の力率改善回路３の構成としても、先の図１０に示した場合と同様、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装した三次巻線Ｎ３と、この三次巻線Ｎ３と接続された高周波チョークコイルＬＳとにより一次側スイッチング出力を整流電流経路に帰還する構成を採る。
【００７５】
上記高周波チョークコイルＬSとしては、例えばフェライト材によるＥ型コアを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）に対して、巻線Ｎ10を巻装したものとされればよい。そして、このような高周波チョークコイルＬSのインダクタンス値としては、例えば１００μＨ程度の比較的低い値が設定されていればよい。
【００７６】
そして、この場合の力率改善回路３としては、先にも述べたように、電圧帰還されるスイッチング周期による高周波成分を除去するためのフィルタコンデンサＣＮを、ブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入するものとしている。
また、電圧帰還される成分に基づいて、整流電流成分を断続するための高速リカバリ型のダイオードとしても、図中ダイオードＤ１０と示したようにして、この場合はブリッジ整流回路Ｄｉには組み込まないものとしている。すなわち、このような高速リカバリ型によるダイオードＤ１０としては、そのアノードをブリッジ整流回路Ｄｉの出力端子と上記フィルタコンデンサＣＮとの接続点に対して接続し、またカソードを高周波チョークコイルＬSの三次巻線Ｎ３側ではない方の端部と接続している。
【００７７】
また、この場合の力率改善回路３としては、上記三次巻線Ｎ３が、三次巻線部Ｎ3Aと三次巻線部Ｎ3Bとの２つの巻線部に分割される。その上で、このような三次巻線Ｎ３に対しては、三次巻線Ｎ３全体の巻数が有効となる状態と、上記三次巻線部Ｎ3Aのみが有効となる状態とで切り換えを行うための、リレースイッチＳ２が接続される。このリレースイッチＳ２としても、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に選択される２接点のものとされる。
三次巻線部Ｎ3Aの一方の端部は、高周波チョークコイルＬSの巻線Ｎ10と接続され、他方の端部はリレースイッチＳ２の端子ｔ２と接続される。また、三次巻線部Ｎ3Bの一方の端部は、上記三次巻線部Ｎ3Aの他方の端部と接続されることでこの端子ｔ２に接続され、また三次巻線部Ｎ3Bの他方の端部はリレースイッチＳ２の端子ｔ３に対して接続される。
【００７８】
ここで、先にも述べたように、リレー切換回路５の動作によっては、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して各リレースイッチＳ1、Ｓ2において端子ｔ２が選択される。また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては端子ｔ３が選択されるものとなる。
このような動作によれば、上記接続形態とされた三次巻線Ｎ３では、ＡＣ１００Ｖ系時に三次巻線部Ｎ3Aのみが有効となるように切り換えが行われる。また、ＡＣ２００Ｖ系時には三次巻線部Ｎ3Aと三次巻線部Ｎ3Bとの直列接続が有効となって、三次巻線Ｎ３全体が有効となるようにして切り換えが行われる。すなわち、このような切り換え動作により三次巻線Ｎ３は、ＡＣ２００Ｖ系時にその巻数が増加するようにされているものである。
【００７９】
上記構成による力率改善回路３が備えられることにより、図１に示される回路では、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期に、整流電流が［ブリッジ整流回路Ｄｉ→ダイオードＤ10→高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→リレースイッチＳ２→平滑コンデンサＣｉ］の経路により流れる。
また、この場合、整流電流は分岐して［ブリッジ整流回路Ｄｉ→フィルタコンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ］の経路によっても流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期においても、整流電流は上記と同様の経路により流れるものとなる。
【００８０】
このような整流電流経路より、図１の回路では、高速リカバリ型ダイオードであるダイオードＤ10が整流動作を行うことがわかる。そして、このときの整流電流としては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との磁気結合を介して帰還される、一次側スイッチング出力に基づく成分が重畳された波形とされているものである。
【００８１】
図１に示される力率改善回路３としても、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型によるダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して高速リカバリ型ダイオード（Ｄ10）が導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようになる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られるようになる。
そして、この場合においては、上記フィルタコンデンサＣＮが、三次巻線Ｎ３と並列に接続されるようにして備えられていることにより、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに生じるのノイズ成分が除去されているものである。
【００８２】
なお、本例の力率改善回路３においては、先に説明したように三次巻線Ｎ３についての巻数切換えが行われるものとなるが、このことについては後述する。
【００８３】
続いて、図１に示した構成による電源回路についての、ワイドレンジ対応の動作について説明する。
先ず、商用交流電源として、定格ＡＣ１００Ｖ系が入力されているときには、リレー切換回路５に対して入力される検出電圧としても、この定格ＡＣ１００Ｖ系に対応したレベル範囲となっている。この状態では、リレー切換回路５は、上述もしたようにリレースイッチＳ１に対して端子ｔ２を選択させるようにリレーＲＬの導通／非道通状態の切換を行う。
これにより、商用交流電源としてＡＣ１００系が入力されているときには、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としては、一次巻線部Ｎ1Aのみが有効とされることになる。
【００８４】
これに対して、商用交流電源として、定格ＡＣ２００Ｖ系が入力されており、これに応じて、リレー切換回路５に入力される検出電圧も定格ＡＣ２００Ｖ系に対応したレベル範囲となっているときには、リレー切換回路５では、リレースイッチＳ１に対して端子ｔ３を選択させるようにリレーＲＬを制御する。つまり、商用交流電源としてＡＣ２００系が入力されているときには、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としては、一次巻線部Ｎ1B−Ｎ1Aの直列接続が有効となる。
つまり、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とでは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としての巻数（ターン数）を切り換えるようにしている。
【００８５】
なお、リレー切換回路５内の構成として、リレーＲＬの導通／非導通の切り換えに対応する検出電圧の閾値レベルとしては、例えば、交流入力電圧ＶAC１４４Ｖ〜１７０Ｖの範囲内において、実際における使用条件等を考慮して設定されればよい。
また、ここでは図示していないが、リレーＲＬを駆動するための電力は、発振・ドライブ回路２から供給するようにして構成すればよい。
【００８６】
図２は、上記のようにしてＡＣ１００Ｖ系の入力時とＡＣ２００Ｖ系の入力時とで、一次巻線Ｎ1としての巻数を切り換える構成を採る場合に得られる、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとの関係により例示的に示している。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、例えば２１．５Ｖで安定化されるべきものであることとする。また、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。また、この図においては、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖ系としては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖとしている。
【００８７】
ここで、図１の電源回路のようにして、一次巻線Ｎ1としての巻数を切り換えるのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側におけるリーケージインダクタンスＬ1が切り換えられるようにして変化することとなる。
このリーケージインダクタンスＬ１の変化の仕方として、例えば図１の回路のように一次巻線Ｎ１の巻数が増加する場合は、これに伴い、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、巻数固定とされる場合よりも低下するようにして変化するものとなる。つまり、図１の回路では、ＡＣ２００Ｖ系時の二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが、巻数固定とする場合よりも低下するようにしているものである。
【００８８】
また、一方でリーケージインダクタンスＬ1は、一次側共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと共に一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）を形成しているのであるから、リーケージインダクタンスＬ1が変化することによっては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏが変化することとなる。
つまり図１の回路では、上記説明からも理解されるようにリーケージインダクタンスL1を、ＡＣ１００Ｖ系時の方が、ＡＣ２００Ｖ系時よりも少なくなるように設定されるから、ＡＣ１００Ｖ系時の共振周波数fo1とＡＣ２００Ｖ系時の共振周波数fo2とを比較すると、この図２に示すようにして共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高くなることになる。
【００８９】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数foで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数foと同じときに最も高くなり、共振周波数foから離れていくのに従って低下していくものとなる。
【００９０】
つまり図２において、先ず、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶAC＝１００Ｖ）には、実線で示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏ１のときにピークとなって、この共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは低下する。
【００９１】
そして、上記のようにして図２の実線により示すＡＣ１００Ｖ系時の特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを２１．５Ｖにより安定化しようとした場合、そのために必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１として示される範囲となる。
【００９２】
一方のＡＣ２００Ｖ系時では、上記したように一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏは、ＡＣ１００Ｖ系時のfo１よりも低いfo２で示される所定周波数に設定される。このときの特性としては、図２において破線で示すものとなる。つまり、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ２のときに最大となるようにされたうえで、この共振周波数ｆｏ２からスイッチング周波数ｆｓが離れていくのに従って低下していくものとなる。また、この場合にも、スイッチング周波数ｆｓを固定とすれば、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する特性となる。
そして、このＡＣ２００Ｖ系時の特性のもとでアッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを２１．５Ｖにより安定化しようとした場合の必要制御範囲は、図２においてΔｆｓ２として示される範囲となる。
【００９３】
ここで図１の回路の場合では、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで、一次巻線Ｎ1としての巻数を切り換えるようにして変更設定することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1についても変更設定するようにされる。そして、このようにしてリーケージインダクタンスＬ1の設定を切り換えることにより、例えばＡＣ２００Ｖ系時に対応して得られる二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを変化させるもとしている。
このようにして、リーケージインダクタンスＬ1の設定を切り換えることで、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを変化させることによっては、図２に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルについての特性も変化させることができる。
そして、このように二次側直流出力電圧Ｅｏについての特性が変化されれば、これに対応して必要制御範囲Δfsも変化することになる。
【００９４】
例えば、図１に示す電源回路の構成のもとで一次巻線Ｎ1の巻数の切り換えを行わずに、商用交流電源レベルにかかわらず固定とした場合においては、商用交流電源ＡＣのレベルに比例するようにして二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルも上昇するようにされる。
また、このように一次巻線Ｎ1の巻数の切り換えを行わない場合は、商用交流電源レベルに対して一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏも固定となる。
このようなことから、この場合には、この固定の共振周波数ｆｏより高いスイッチング周波数の領域を必要制御範囲Δfsとして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００までに対応する範囲で、所定の負荷変動幅に対応して、非常に大きな変動幅となる二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化しなければならないことになる。そしてこの際、例えば負荷変動幅が大きいような条件では、必要制御範囲Δfsを非常に幅広く取らねばならず、スイッチング電源回路の仕様によって決まる、スイッチング周波数の最大可変範囲内では適正に安定化を図ることが難しくなる場合がある。
【００９５】
これに対して図１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでの商用交流電源の入力レベル変化に応じて、例えば２００Ｖ系時における図２に示した二次側直流出力電圧Ｅｏについての特性を変化させることによって、必要制御範囲Δfs2を図のような位置に設定できるようにしているが、これは、ＡＣ１００Ｖ系時と２００Ｖ系時とでの一次巻線Ｎ1の巻数の選定によって、必要制御範囲Δfs1，Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定できるということを意味している。この結果、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでそれぞれ、所定の負荷変動範囲に対応して二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化することが保証されることになる。つまり、スイッチング周波数制御方式により安定化を図る電源回路としてのワイドレンジ対応化が実現されるものである。
【００９６】
このような図１に示した回路の実際として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗの負荷条件に対応させることとした上で、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−３５のフェライトコアとし、中央磁脚には、１．６mmのギャップを形成するようにされる。また、一次巻線部Ｎ1Aについては巻数を５０Ｔ（ターン）とし、一次巻線部Ｎ1Bは１７Ｔとする。
また、この場合において、二次巻線Ｎ2については２０Ｔ（センタータップを分割位置として１０Ｔ＋１０Ｔ）としている。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、結合係数ｋ＝０．７２で表される疎結合とされる状態を得るようにしている。
また、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについては、０．０３３μＦを選定する。
【００９７】
なお、図２に示した実験結果によっては、必要制御範囲Δfs1，Δfs2が、異なる周波数範囲とされることが示されているが、実際の必要制御範囲Δfs1，Δfs2としては、必要制御範囲Δfs1の周波数範囲が、必要制御範囲Δfs2の周波数範囲内に収まるようにして重複するようにして得られるものとなる。
つまり、図２に示した結果は、実際の負荷条件での最大負荷電力とは異なる値を設定した場合の結果であり、必要制御範囲Δｆｓについても実際と異なる値となっている。つまり図２に示した結果は、リーケージインダクタンスＬ１の可変により必要制御範囲Δfsをスイッチング周波数ｆｓの最大可変範囲に収めるように設定を行うことの説明図として、あくまで概念的な図を示したに過ぎないものである。
【００９８】
また、上記した必要制御範囲Δfs1，Δfs2（つまり一次巻線Ｎ1としての巻数）については、例えばＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの範囲で安定化することが保証され、ＡＣ２００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２８８Ｖの範囲で安定化することが保証されるようにして設定するようにされる。なお、これに応じて、一次巻線Ｎ1としての巻数の切り換え動作は、前述もしたように交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ〜１７０Ｖの範囲内において閾値を設定して行うようにされるものである。
【００９９】
次の図３、図４には、図１に示す実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示しておく。
図３では、図１の回路における、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図４では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示す。
なお、これらの図において、図３では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示している。また、図４は、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗで一定とした場合の結果を示し、さらに交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系での結果を実線により、また交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ系での結果を破線により示している。
【０１００】
これらの図において、先ず図１の回路におけるAC→DC電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）とで、それぞれ実線と破線とにより示すものとなっている。ちなみに、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝９０．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝９１．２％となる。
【０１０１】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝２４Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝３０Ｖとなっている。
【０１０２】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件でＰＦ＝０．８０となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件ではＰＦ＝０．８１となる結果が得られている。
このような結果から、この場合の力率ＰＦは、ＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の値が得られていることがわかる。
【０１０３】
ここで、図１に示した回路において、このようにＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の力率が得られるのは、以下のような理由による。
つまり、先に図１において示したように、この場合の力率改善回路３に対しては、三次巻線Ｎ３の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ２が備えられる。そして、先の説明によれば、交流入力電圧ＶAC＝ＡＣ１００Ｖ系である場合に対応しては、このリレースイッチＳ２にて端子ｔ２が選択され、また、ＶAC＝２００Ｖ系となるのに応じては、端子ｔ３が接続される。
ＡＣ１００Ｖ系時に対応して、端子ｔ２が選択されることによっては、上記三次巻線Ｎ３にて三次巻線部Ｎ3Aのみが有効とされる。これに対し、ＡＣ２００Ｖ系時に対応して端子ｔ３が選択されることによっては、三次巻線部Ｎ3Aと三次巻線部Ｎ3Bと含む、三次巻線Ｎ３全体が有効とされることになる。
【０１０４】
このように三次巻線Ｎ３の巻線数が変化すれば、その巻数の差に応じて三次巻線Ｎ３のインダクタンス値が変化するから、これに伴って整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ３の巻数が増加することによっては、インダクタンス値の上昇に伴い、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
つまり、ＡＣ１００Ｖ系時と２００Ｖ系時とで、このような三次巻線Ｎ３の巻数を同等とした場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率の方が低下していたものであるが、このようにリレースイッチＳ２による巻数の切り換えを行うようにしたことで、この特性を改善しているものである。
なお、このような力率改善回路３に帰還される交番電圧レベルの可変は、高周波チョークコイルＬSの巻線Ｎ10の巻数についての切り換えを行うことによっても可能である。
【０１０５】
以上で説明した本実施の形態のスイッチング電源回路の構成によっては、例えば先の図１０，１１に示した回路と同様にしてワイドレンジ対応でありながら、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系について、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はなくなるものとなる。
そして、これによっては、図１にも示されるように整流回路の構成を通常の全波整流回路とすることが可能となり、従って、直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては１本でよいことになる。
つまり、このように直流入力電圧生成用の平滑コンデンサの本数を減らすことができることにより、回路製造コストの削減、及び回路基板面積の削減が図られる。
【０１０６】
また、上記のようにして整流動作切り換えのための構成が不要となれば、先の図１０、１１に示した、このような整流動作切り換えのためのリレースイッチＳ１０も不要とすることができる。
本例では、このようなリレースイッチＳ１０の代わりとして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数、及び三次巻線Ｎ３の巻数切り換えのためのリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２が備えられるが、これらのスイッチとしては、平滑コンデンサＣｉへの突入電流が流れる経路には挿入されないものとすることができる。
これによっては、図１０，１１に示したリレースイッチＳ１０のように、突入電流対策のためにリレーＲＬの接点容量を高く設定する必要がなくなり、これに伴って構成部品としても安価な部品を使用することが可能となって回路コストの削減を図ることができる。
【０１０７】
また、上記のようにして、ワイドレンジ対応のための整流動作切り換えの構成が不要となることによっては、電圧帰還方式による力率改善回路３の構成としてもその自由度を確保することができる。
例えば、電圧帰還方式による力率改善時に必要となるフィルタコンデンサＣＮとしては、図１にも示したように、従来のようにして商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入する必要はなくなり、これによってフィルタコンデンサＣNの耐圧を低減することが可能となる。
例えば、図１の回路のようにブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間に挿入した場合、フィルタコンデンサＣＮとしては１μＦ／２００Ｖの耐圧品を選定することができ、図１０、１１に示した回路が備える２５０Ｖ耐圧品よりも安価な素子を用いることが可能となる。つまり、これによっても回路製造コストの削減を図ることができる。
【０１０８】
さらに、電圧帰還方式による力率改善時に必要となる高速リカバリ型ダイオードとしても、本例の場合はブリッジ整流回路Ｄｉに組み込む必要がなくなり、このような高速リカバリ型ダイオードは、図１のダイオードＤ１０として示されるように整流電流経路中の他の部分に対して挿入することができる。
これによって、この場合の高速リカバリ型によるダイオードＤ１０としては、例えば図１０、１１の回路の場合のように電源投入時の突入電流３０Ａを保証する必要はなくなり、より低耐電流／低耐圧品となる安価な素子を選定することができる。
なお、図１の回路の場合、このようなダイオードＤ１０としては３Ａ／４００Ｖ品を選定するものとした。
【０１０９】
さらに、上記のようにブリッジ整流回路Ｄｉに高速リカバリ型ダイオードを組み込む必要がなくなることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉとして市販品を用いることが可能となり、これによっても部品点数を低減して回路コストの削減を図ることができるようになる。
【０１１０】
また、本実施の形態の電源回路においては、一次巻線Ｎ1の巻数切り換えのためにリレー切換回路５が備えられているのであるが、このリレー切換回路５は、例えば商用交流電源ＡＣの瞬時停電や低下などによって、誤動作する可能性がある。特に、ＡＣ２００Ｖ系の入力時において誤動作して、一次巻線Ｎ1として一次巻線部Ｎ1Aのみが有効となるように巻線切り換えを行うと、ＡＣ２００Ｖ系が入力されているのにかかわらず、ＡＣ１００Ｖ系に対応する定電圧制御動作モードとなってしまい、回路部品に過電流が流れたり、過電圧が加わったりする可能性がある。
しかしながら、前述したように、本実施の形態における発振・ドライブ回路２は、保護回路２ａを備えている。このために、リレー切換回路５が誤動作を生じたとしても、保護回路２ａによる保護動作がはたらき、電源回路の構成部品が破壊に至ることは防止される。従って、本実施の形態としても、電源回路の構成部品について高耐圧品を選定する必要はないことになる。また、誤動作回避のためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなる。さらに、このような本実施の形態の電源回路によれば、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。
【０１１１】
続いては、図５の回路図に、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路としては、図１の回路の構成に基づいた上で、先の図１１に示した回路と同様にして電圧帰還用トランスＶＦＴを用いて力率の改善を図る、力率改善回路４を備えるようにしたものである。
なお、この図５において、既に図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１１２】
先ず、この場合の力率改善回路４において、電圧帰還用トランスＶＦＴは、この場合も一次側に一次巻線Ｎ４、二次側に二次巻線N５を巻装して成る。そして、上記一次巻線Ｎ４は、一次側共振コンデンサＣ１とその一端が接続されることで、一次側スイッチング出力が得られるようになっている。さらに、上記二次巻線Ｎ５には、このように一次巻線Ｎ４に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【０１１３】
この場合、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５は、それぞれタップ出力が施されたことで、それぞれ一次巻線部Ｎ4A、一次巻線Ｎ4B、二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bの２つの巻線部が形成される。そして、これら一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５には、それぞれその巻数の切り換えを行うためのリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２が設けられている。
【０１１４】
この場合、上記一次巻線Ｎ４の一次巻線部Ｎ4Aは、一方の端部が一次側共振コンデンサＣ１と接続され、他端がリレースイッチＳ１の端子ｔ２と接続される。また、上記一次巻線部Ｎ4Bの一端は、上記一次巻線部Ｎ4Aの他端と接続されるようにしてリレースイッチＳ１の端子ｔ２に対して接続される。さらに、一次巻線部Ｎ4Bの他端はリレースイッチＳ１の端子ｔ３と接続される。
そして、リレースイッチＳ１の端子ｔ１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１における、一次側アースと接地しない側の端部と接続される。
【０１１５】
また、上記二次巻線部Ｎ5Aの一端は、フィルタコンデンサＣＮと平滑コンデンサＣｉとの接続点に対して接続され、その他端は、リレースイッチＳ２の端子ｔ２と接続される。また、上記二次巻線部Ｎ5Bの一端は上記二次巻線部Ｎ5Aの他端と接続されるようにしてリレースイッチＳ２の端子ｔ２と接続され、二次巻線部Ｎ5Bの他端はリレースイッチＳ２の端子ｔ３と接続される。さらに、リレースイッチＳ２の端子ｔ１はダイオードＤ１０のカソードに対して接続される。
【０１１６】
この場合も、上記リレースイッチＳ１、Ｓ２としては、リレー切換回路５の動作に基づいて、図１の場合と同様の動作を行うように構成されている。
つまり、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、リレースイッチＳ１、Ｓ２で共に端子ｔ２が選択され、一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５ではそれぞれ一次巻線部Ｎ4A、二次巻線部Ｎ5Aが有効となる状態が得られる。そして、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては端子ｔ３が選択され、一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５の全体の巻数が有効となるように切換が行われるものとなる。
従って、この場合もＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、一次巻線Ｎ４、二次巻線Ｎ５で共にその巻数が増加するように切換が行われるものである。なお、この場合は、後にも示すように巻数が増加してもこれら一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５との巻線比は変化しないように配慮されている。
【０１１７】
上記構成による力率改善回路４を備える第２の実施の形態の電源回路では、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５の磁気結合を介して、整流電流経路に一次側スイッチング出力が電圧帰還される。
そして、この場合も、このように電圧帰還される高周波成分に基づいて、高速リカバリ型によるダイオードＤ１０が断続され、この結果整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができる。これに伴い、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて、力率の改善が図られるものである。
【０１１８】
また、図５に示した回路において、上記のようにリレースイッチＳ１により電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４の巻数が切り換えられることによっては、これに応じてリーケージインダクタンスＬ１のレベルも変化することとなる。
つまりこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と直列接続された上記一次巻線Ｎ４のインダクタンス成分は、等価的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分とみることができることから、上記一次巻線Ｎ４の巻数の増加によっては、リーケージインダクタンスＬ１も増加するものとなる。
このことから、上記説明のようにＡＣ２００Ｖ系時に対応して一次巻線Ｎ４の巻数を増加させて、ＡＣ２００Ｖ系時のリーケージインダクタンスＬ１を増加させる図５の回路としても、図１の場合と同様の動作を得ることができる。すなわち、このようなリーケージインダクタンスＬ１の変化により、先の図２に示したようなＡＣ２００系時での必要制御範囲Δfs2の設定を行い、これによってこの必要制御範囲Δfs2とＡＣ１００Ｖ系時での必要制御範囲Δfs1とを、スイッチング周波数の最大可変範囲内とすることができるものである。
そして、この結果、スイッチング周波数制御での安定化動作によりワイドレンジ対応化を図る構成が実現されるものである。
【０１１９】
図６，図７は、このような第２の実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示している。
この場合も、図６では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図７では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示している。
また、この場合も各特性について、図６では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示す。また、図７の場合はＡＣ１００Ｖ系時の特性を実線、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する特性を破線により示している。
【０１２０】
なお、図５の回路としては、これらの図に示される実験結果を得るにあたり、各部を以下のように選定するものとした。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ  ＥＥＲ−２８のフェライト磁芯、ギャップ長Ｇ＝０．９mm、
一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２＝２０Ｔ（１０Ｔ＋１０Ｔ）
・電圧帰還用トランスＶＦＴ  ＥＥＲ−２８のフェライト磁芯、ギャップ長Ｇ＝０．９mm、
一次巻線Ｎ４＝一次巻線部Ｎ4A＋一次巻線部Ｎ4B＝１８Ｔ＋１８Ｔ
二次巻線Ｎ５＝二次巻線部Ｎ5A＋二次巻線部Ｎ5B＝１８Ｔ＋１８Ｔ
・一次側共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ／２００Ｖ
・ダイオードＤ１０＝３Ａ／４００Ｖ
【０１２１】
これらの図に示されるように、第２の実施の形態の電源回路の場合、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝９０．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝８５．０％となる。
【０１２２】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝１９Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対してΔＥｉ＝４５Ｖとなっている。
【０１２３】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件でＰＦ＝０．８３となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件ではＰＦ＝０．８４となる結果が得られている。
【０１２４】
なお、この場合も上記のようにＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで同等の力率が得られているのは、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４，二次巻線Ｎ５の巻数の切換を行うようにしたことによる。
つまり、この場合は電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４，二次巻線Ｎ５の巻数の切換により、ＡＣ２００Ｖ系時の電圧帰還量を増加させて、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の向上を図るようにしているものである。
【０１２５】
ここで、次の図８、図９には、各実施の形態の電源回路の変形例の構成について示しておく。
これらの図において、図８は、第１の実施の形態の回路構成を基とした場合の変形例について示し、図９では第２の実施の形態の回路を基とした場合の変形例の構成について示している。
実施の形態の変形例としては、リレースイッチＳ１の端子切換に応じ、一次側のリーケージインダクタンスＬ１だけでなく、一次側直列共振回路自体の切換を行うようにするものである。
【０１２６】
このための構成として、先ず図８の場合では、リレースイッチＳ１の端子ｔ２と一次巻線Ｎ１の分割点との間に、一方の一次側直列共振回路を構成するためのキャパシタンスとして、一次側共振コンデンサＣ１aを挿入するものとしている。
また、リレースイッチＳ１の端子ｔ３と一次巻線Ｎ１の端部との間には、他方の一次側直列共振回路を構成するためのキャパシタンスとして、一次側共振コンデンサＣ１bを挿入するものとしている。
つまり、このような構成によれば、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して一次巻線Ｎ1Aのみが有効となる場合には、この一次巻線部Ｎ1Aと一次巻側共振コンデンサＣ1aとによる一次側直列共振回路が形成されるものとなる。また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応して一次巻線Ｎ１全体が有効となる場合には、一次巻線Ｎ１全体と一次側共振コンデンサＣ1bとによる一次側直列共振回路が形成されるものである。
【０１２７】
その上で、この場合は、上記のようにＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時に形成される直列共振回路について、その共振周波数を同一の値に設定するものとしている。
つまりこの場合は、一次巻線Ｎ１の巻数と共に一次側共振コンデンサＣ１のキャパシタンスも切り換えるように構成したことから、リーケージインダクタンスＬ１についての切換を行うことが可能となる上で、このときのＣ１a、Ｃ１bのキャパシタンスの設定により、２つの共振回路の共振周波数を同一の値に設定することが可能となるものである。
【０１２８】
これによっては、リーケージインダクタンスＬ１についての切換により、図１の場合と同様に、例えばＡＣ２００Ｖ系時における二次側直流出力電圧Ｅｏについての変動曲線（図２参照）を変化させることができる。その上で、この場合は上記のようにＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで、一次側直列共振回路の共振周波数を同一の値とすることができるので、図２に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏについての変動曲線を、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ一致させることができるようになる。
そして、このようにＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで二次側直流出力電圧Ｅｏについての変動曲線を一致させることができることにより、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系時とでの必要制御範囲Δfs1、Δfs2を、スイッチング周波数の最大範囲内においてほぼ同一の範囲とすることができるようになる。
これによっては、例えばＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで必要となるスイッチング周波数制御範囲を、図１の場合よりもさらに狭く設定することが可能となり、例えばスイッチング周波数の最大可変範囲の狭いスイッチング電源回路により有利となる等のメリットがある。
【０１２９】
また、図９の場合も同様に、リレースイッチＳ１の端子ｔ２と、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４の分割点との間、及び端子ｔ３と一次巻線Ｎ４の端部との間に、それぞれ一次側共振コンデンサＣ１a、Ｃ１bを挿入して、ＡＣ１００／２００Ｖ系時で別の一次側直列共振回路が形成されるようにしている。
そして、このような構成とすることによって、この場合も図８の場合と同様、ＡＣ１００／２００Ｖ系時でリーケージインダクタンスＬ１についての切換を可能とした上で、同一の共振周波数の設定が可能となるようにしている。
つまり、このような図９の回路においても、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系時とでの必要制御範囲Δfs1、Δfs2を、スイッチング周波数の最大範囲内においてほぼ同一の範囲とすることができるものである。
【０１３０】
また、これら図８、９に示す変形例としては、共にダイオードＤ１０を省略し、高速リカバリ型ダイオードをブリッジ整流回路Ｄｉに組み込むものとしている。また、フィルタコンデンサＣＮは、それぞれ図示するように商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入するものとしている。
このような構成とすれば、力率改善のために必要な追加部品は、図８の回路の場合では実質的に高周波チョークコイルＬSのみとすることができる。また、図９の回路の場合では、電圧帰還用トランスＶＦＴのみとすることができるようになる。
【０１３１】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えば、図５の回路では、リーケージインダクタンスＬ１の切換について、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４の巻数を切り換えるように構成したが、図１の回路の場合と同様に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数を切り換えるように構成されてもよい。
【０１３２】
また、図１に示す構成では、一次側共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続する側の端部選択を行うことで、一次巻線Ｎ1の巻数の切り換えを行うようにしているが、これとは逆に、他方の一次側アースに接続すべき側の一次巻線Ｎ1の端部の選択を行って、一次巻線Ｎ1の巻数の切り換えを行う構成としても構わない。また、図５の回路の場合では、一次巻線Ｎ４について、一次側共振コンデンサＣ１側の端部について選択を行うようにされてもよい。
【０１３３】
また、これまでの説明からも理解されるように、一次巻線Ｎ１、又は一次巻線Ｎ４について、どのような巻数設定により切り換えを行うのかについては、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化レベルや、負荷条件等に応じて適宜適切な数値が選択されるべきでものであり、実施の形態として例示した巻数の値に限定されるべきでない。
【０１３４】
また、一次巻線Ｎ１、Ｎ４の巻数切り換えには、電磁リレーを用いているが、例えば電子スイッチなどを備えるスイッチ回路を採用するなど、他の巻数切り換えのための構成が採られてよい。
【０１３５】
また、例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による共振形コンバータにも適用することは可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１３６】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図２】二次側直流出力電圧についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧のレベルとの関係により例示的に示した図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図５】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図６】第２の実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図８】第１の実施の形態の変形例について示す回路図である。
【図９】第２の実施の形態の変形例について示す回路図である。
【図１０】電圧帰還方式により力率の改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の、従来例としての構成を示した回路図である。
【図１１】電圧帰還方式により力率の改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の、従来例としての他の構成を示した回路図である。
【符号の説明】
【０１３７】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、２ａ  保護回路、３、４  力率改善回路、５  リレー切換回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、ＮＩA、Ｎ１B  一次巻線部、Ｎ２  二次巻線、Ｎ３  三次巻線、ＲＬ  リレー、Ｓ１，Ｓ２  リレースイッチ、Ｄ10  ダイオード、ＣN  フィルタコンデンサ、ＬS  高周波チョークコイル、Ｎ１０  巻線、ＶＦＴ  電圧帰還用トランス、Ｎ４  一次巻線、Ｎ４A、Ｎ４B、一次巻線部、Ｎ５  二次巻線、Ｎ５A、Ｎ５B  二次巻線部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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