(57)【要約】【課題】  出荷時に行うリーク電流の検査時間を短縮した赤外線検出装置用電流電圧変換回路を提供する。【解決手段】  焦電素子１が反転入力端子に接続された演算増幅器２と、演算増幅器２の反転入力端子と出力端子との間に接続したコンデンサＣｆと、コンデンサＣｆに並列接続した抵抗ＲｉとスイッチＳＷ１と直流帰還回路ＤＦとの直列回路と、演算増幅器２の反転入力端子に一端を接続し他端を接地したスイッチＳＷ２と基準電圧源Ｅ３との直列回路と、スイッチＳＷ２のオン／オフを制御する制御回路４とを備え、リーク電流検査時には、ＴＥＳＴ端子からの制御信号によってスイッチＳＷ１をオフさせた状態で、制御回路４はスイッチＳＷ２をオンしてから所定時間後にオフする。そして時間Ｔ間のＳｏ端子の電位の変化量をΔＶ、リーク電流をＩ１とすると、Ｉ１＝Ｃｆ×ΔＶ／Ｔより算出できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
反転入力端子に焦電素子が接続され非反転入力端子に第１の基準電圧源が接続された演算増幅器と、演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続したコンデンサと、演算増幅器の反転入力端子に一端を接続した抵抗と第１のスイッチとの直列回路と、該直列回路の他端に一端を接続し演算増幅器の出力端子に他端を接続した直流帰還回路と、演算増幅器の反転入力端子の電位を非反転入力端子と同電位に充電するとともに充電経路を導通・遮断する第２のスイッチを具備する充電手段と、演算増幅器のリーク電流検査時に第１のスイッチをオフさせる手段と、演算増幅器のリーク電流検査時に第２のスイッチをオンさせてから所定時間後にオフさせる手段とを備えることを特徴とする赤外線検出装置用電流電圧変換回路。
【請求項２】
前記充電手段は、第１の基準電圧源と同電圧を発生する第２の基準電圧源と第２のスイッチとの直列回路で構成され、該直列回路の一端を演算増幅器の反転入力端子に接続し、他端を接地したことを特徴とする請求項１記載の赤外線検出装置用電流電圧変換回路。
【請求項３】
前記充電手段は、第２のスイッチが一端を演算増幅器の反転入力端子に接続し、他端を前記直流帰還回路の出力に接続して構成されることを特徴とする請求項１記載の赤外線検出装置用電流電圧変換回路。
【請求項４】
演算増幅器のリーク電流検査時に第１のスイッチをオフさせるとともに第２のスイッチをオンさせてから所定時間後にオフさせる制御回路を備えることを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の赤外線検出装置用電流電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、赤外線検出装置用電流電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
焦電素子を用いて人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人体の存在や移動の検知を行う赤外線検出装置において、焦電素子の出力信号は非常に微弱な電流出力であるが、一般にはこの出力電流を抵抗素子を用いて電流電圧変換している。こうして変換された信号は増幅された後に、コンパレータ部で予め設定された閾値と比較され、人体の存在や移動を判定する。しかし、抵抗素子による熱雑音が赤外線検出装置のＳ／Ｎ比を悪化させる主要因となっている。
【０００３】
そこで、コンデンサのインピーダンス成分を用いた電流電圧変換回路が提案されており、その回路構成例を図４に示す。焦電素子１は直流電圧源Ｅ１を介して一端を接地し、他端はＳｉ端子を介して演算増幅器２の反転入力端子に接続しており、演算増幅器２の出力端子と反転入力端子との間には、帰還容量を形成するコンデンサＣｆを接続している。また、コンデンサＣｆには、直流帰還回路ＤＦと抵抗Ｒｉとの直列回路が並列接続している。演算増幅器２の非反転入力端子には動作点を所定レベルに設定するための基準電圧源Ｅ２が接続され、出力端子はＳｏ端子に接続される。
【０００４】
直流帰還回路ＤＦは、反転入力端子に抵抗Ｒ１の一端を接続し、出力端子と反転入力端子との間にコンデンサＣ１を接続した演算増幅器３からなる積分回路で構成され、演算増幅器３の非反転入力端子には演算増幅器２の出力が接続され、抵抗Ｒ１の他端には基準電圧源Ｅ２が接続されている。
【０００５】
このような電流電圧変換回路はバンドパスフィルタとして動作し、図４の回路において焦電素子１からみたインピーダンスＺ（Ｓ）、及びその中心周波数ω０は［数１］で表される。
【０００６】
【数１】
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【０００７】
図５はこのインピーダンス（変換インピーダンス）の周波数特性を示しており、中心周波数ｆ０（＝ω０／２π）より高い周波数領域ＡではコンデンサＣｆのインピーダンス特性を反映して、Ｚ（ω）＝１／（ω×Ｃｆ）で表され、周波数が低くなるにつれてインピーダンスは上昇するが、中心周波数ｆ０より低い領域では直流帰還回路ＤＦが動作しているため、逆にインピーダンスは低下していく。
【０００８】
ここで、人体検知における検出周波数は１Ｈｚ中心であるので、後段の電圧増幅部（図示無し）において１Ｈｚを中心とした０．１〜１０Ｈｚ付近の周波数帯が選択的に増幅される。したがってＳ／Ｎ比を向上させるためにこの周波数帯は、コンデンサＣｆのインピーダンス特性で電流電圧変換する必要がある。すなわち、中心周波数ω０＜２π×０．１Ｈｚでなければならない。また、焦電素子１からの出力電流は非常に微弱であるため、変換インピーダンス値も非常に高い値となり、抵抗Ｒｉ，Ｒ１は数Ｔ（テラ）Ωという非常に高い抵抗値である必要があるが、一般にこのような高抵抗を実現すると抵抗値のばらつきや温度特性が非常に悪くなってしまう。例えば回路の集積化のために不純物不拡散ポリシリ抵抗素子を用いた場合、ばらつき、及び２５〜６０℃の変化時における温度特性の各最小値は、ばらつきが約０．５倍、温度特性が約０．１倍となる。この場合でも、中心周波数ω０＜２π×０．１Ｈｚとするためには、中心周波数ｆ０＝数ｍＨｚ（ω０＝２π×ｆ０）とする必要がある。したがって、この電流電圧変換回路は、数ｍＨｚを中心周波数とする周波数特性を有することになる。（例えば、特許文献１参照）
【特許文献１】特開平１０−２８１８６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
赤外線検出装置において、入力部の高抵抗の熱雑音以外に問題となる雑音源として入力部のリーク電流によるショット雑音がある。また、一般に演算増幅器２をＣＭＯＳ回路で構成することにより演算増幅器２への入力リーク電流は無視できるレベルまで小さくできるが、例えば回路を集積化した場合、図４に示すように演算増幅器２の入力端子−接地レベル間に静電気対策用の保護ダイオードＤ１を接続する必要がある。しかし、このダイオードＤ１を介してのリーク電流Ｉｄが無視できない値となり、出荷検査時にはこのリーク電流値を検査し、管理する必要がある。ところが、これらの電流値は数ｆ（フェムト）アンペアレベルの微弱なレベルであるため、一般の測定機器で電流値を直接測定することは困難であった。
【００１０】
そこでこのようなリーク電流を測定するために、回路動作の安定時に演算増幅器２の出力端子に接続したＳｏ端子の電位と、演算増幅器３の出力端子に接続したＳｆ端子の電位とを測定し、この電位差を抵抗Ｒｉの抵抗値で割ることによって、等価的にリーク電流値を測定していた（Ｓｏ端子の電位とＳｉ端子の電位とは等しいとする）。
【００１１】
しかし、上記のような方法でリーク電流値を測定するためには、回路に電源を与えて動作が安定した後に測定を行う必要があるが、上述のようにこの回路は数ｍＨｚの時定数を有するため回路動作が安定するまでに数百秒の時間を要することになり、回路の検査時間が非常に長くなるという問題があった。
【００１２】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、出荷時に行うリーク電流の検査時間を短縮した赤外線検出装置用電流電圧変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
請求項１の発明は、反転入力端子に焦電素子が接続され非反転入力端子に第１の基準電圧源が接続された演算増幅器と、演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続したコンデンサと、演算増幅器の反転入力端子に一端を接続した抵抗と第１のスイッチとの直列回路と、該直列回路の他端に一端を接続し演算増幅器の出力端子に他端を接続した直流帰還回路と、演算増幅器の反転入力端子の電位を非反転入力端子と同電位に充電するとともに充電経路を導通・遮断する第２のスイッチを具備する充電手段と、演算増幅器のリーク電流検査時に第１のスイッチをオフさせる手段と、演算増幅器のリーク電流検査時に第２のスイッチをオンさせてから所定時間後にオフさせる手段とを備えることを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、リーク電流とコンデンサの帰還容量のみによって決まる演算増幅器の出力電圧の変化の傾きから、リーク電流の検査を短時間で行うことができる。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１において、前記充電手段は、第１の基準電圧源と同電圧を発生する第２の基準電圧源と第２のスイッチとの直列回路で構成され、該直列回路の一端を演算増幅器の反転入力端子に接続し、他端を接地したことを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、充電手段の具体回路を構成することができる。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１において、前記充電手段は、第２のスイッチが一端を演算増幅器の反転入力端子に接続し、他端を前記直流帰還回路の出力に接続して構成されることを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、電源投入時の回路安定時間短縮回路をリーク電流検査時間の短縮にも兼用することによって、小規模回路で電源投入時の回路安定時間とリーク電流検査時間との両方を短縮することが可能となる。
【００１９】
請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかにおいて、演算増幅器のリーク電流検査時に第１のスイッチをオフさせるとともに第２のスイッチをオンさせてから所定時間後にオフさせる制御回路を備えることを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、制御回路によって自動的にスイッチのオン・オフを制御するので、リーク電流検査時に特別な設定を施すことなく短時間で検査を行うことができる。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように、本発明では、出荷時に行うリーク電流の検査時間を短縮できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２３】
（実施形態１）
図１は本実施形態の赤外線検出装置用電流電圧変換回路の回路図である。焦電素子１は直流電圧源Ｅ１を介して一端を接地し、他端はＳｉ端子を介して演算増幅器２の反転入力端子に接続しており、演算増幅器２の出力端子と反転入力端子との間には、帰還容量を形成するコンデンサＣｆを接続している。また、演算増幅器２の反転入力端子−出力端子間には、抵抗ＲｉとスイッチＳＷ１（第１のスイッチ）と直流帰還回路ＤＦとの直列回路が並列接続しており、抵抗Ｒｉは反転入力端子側、直流帰還回路ＤＦは出力端子側に接続され、スイッチＳＷ１は抵抗Ｒｉと直流帰還回路ＤＦとの間に接続されてＴＥＳＴ端子からの制御信号によってオン／オフ制御される。演算増幅器２の非反転入力端子には動作点を所定レベルに設定するための基準電圧源Ｅ２が接続され、出力端子はＳｏ端子に接続される。
【００２４】
直流帰還回路ＤＦは、反転入力端子に抵抗Ｒ１の一端を接続し、出力端子と反転入力端子との間にコンデンサＣ１を接続した演算増幅器３からなる積分回路で構成され、演算増幅器３の非反転入力端子には演算増幅器２の出力が接続され、抵抗Ｒ１の他端には基準電圧源Ｅ２（第１の基準電圧源）が接続されている。
【００２５】
また、演算増幅器２の反転入力端子はスイッチＳＷ２（第２のスイッチ）と基準電圧源Ｅ３（第２の基準電圧源）との直列回路を介して接地され、スイッチＳＷ２は制御回路４によってオン／オフを制御される。ここで基準電圧源Ｅ２，Ｅ３の各電源電圧は同じ電圧Ｖｒに設定されている。
【００２６】
次にリーク電流の測定動作について説明する。リーク電流測定時には、まずＴＥＳＴ端子からの制御信号によってスイッチＳＷ１をオフにするとともに、制御回路４によってスイッチＳＷ２をオンとする。この状態で電源を投入すると、基準電圧源Ｅ３によってＳｉ端子の電位は瞬時に電圧Ｖｒにまで充電される。その後、スイッチＳＷ２をオフさせるが、このスイッチＳＷ２のオンからオフまでの時間は１０ｍｓｅｃ程度で十分である。スイッチＳＷ２がオフすると、Ｓｉ端子に電流を供給する経路が全て断たれるため、リーク電流のみによってＳｉ端子の電位は放電される。このとき、演算増幅器２の作用によってＳｉ端子は電位Ｖｒに保たれ、コンデンサＣｆに電荷Ｑが蓄積されるとともにＳｏ端子の電位が上昇する。ここで時間Ｔ間のＳｏ端子の電位の変化量をΔＶ、リーク電流をＩ１とすると、この電圧がコンデンサＣｆの両端にかかるので、Ｑ＝Ｃｆ×ΔＶ＝Ｉ１×Ｔとなる。すなわち、Ｉ１＝Ｃｆ×ΔＶ／Ｔよりリーク電流Ｉ１を算出することができる。この時間Ｔは１００ｍｓｅｃ程度あれば十分であるので、スイッチＳＷ２のオン時間を加えても計１１０ｍｓｅｃ程度でリーク電流の測定が可能となる。
【００２７】
なお、回路を集積化した場合でも、スイッチＳＷ１をオン／オフする制御信号を入力するためのＴＥＳＴ端子を設けているので、リーク電流の検査時にはＴＥＳＴ端子を介してスイッチＳＷ１を容易に制御することができる。
【００２８】
（実施形態２）
図２は本実施形態の赤外線検出装置用電流電圧変換回路の回路図であり、実施形態１の回路においてスイッチＳＷ２が演算増幅器２の反転入力端子と演算増幅器３の出力端子との間に接続され（すなわち抵抗ＲｉとスイッチＳＷ１との直列回路に並列接続され）、基準電圧源Ｅ３が除去されている。なお実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００２９】
図４に示す従来例の回路では上述のように、電源投入時に回路動作が安定するまでに非常に時間がかかるため、図２のスイッチＳＷ２と制御回路４とを設けた構成として、電源投入直後の一定時間のみスイッチＳＷ２をオンさせることにより、電源投入時の回路安定時間の短縮化が提案されている。そこで本実施形態では、電源投入時の回路安定時間の短縮回路をリーク電流検査時間の短縮にも兼用している。すなわち、リーク電流検査時にはＴＥＳＴ端子からの制御信号によってスイッチＳＷ１をオフとして電源を投入すると、制御回路４によってスイッチＳＷ２が一定時間オンされ、Ｓｉ端子は電位Ｖｒに充電される。そして一定時間後にスイッチＳＷ２がオフしてからの動作は実施形態１と同様であり、短時間でのリーク電流の測定が可能となる。
【００３０】
このように電源投入時の回路安定時間短縮回路をリーク電流検査時間の短縮にも兼用することによって、小規模回路で電源投入時の回路安定時間とリーク電流検査時間との両方を短縮することが可能となる。
【００３１】
（実施形態３）
図３は本実施形態の赤外線検出装置用電流電圧変換回路の回路図であり、実施形態２の回路において制御回路４によってスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との両方を制御するもので、実施形態２と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３２】
本実施形態では、電源投入時に制御回路４によって自動的に、スイッチＳＷ１がオフするとともにスイッチＳＷ２がオンし、一定時間（例えば１０ｍｓｅｃ）後にスイッチＳＷ２がオフして、その後一定時間（例えば２００ｍｓｅｃ）後にスイッチＳＷ１がオンするように制御される。したがってリーク電流測定時には特別な設定を施すことなく、電源投入時の特定の時間帯（例えば１０ｍｓｅｃ〜２００ｍｓｅｃの間）を用いてリーク電流の測定を行うことができる。
【００３３】
また、実施形態１の回路においても制御回路４によってスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との両方を制御すれば、上記同様の効果を奏し得る。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】実施形態１の構成を示す図である。
【図２】実施形態２の構成を示す図である。
【図３】実施形態３の構成を示す図である。
【図４】従来例の構成を示す図である。
【図５】同上の変換インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
【００３５】
１  焦電素子
２，３  演算増幅器
４  制御回路
ＤＦ  直流帰還回路
Ｃｆ，Ｃ１  コンデンサ
Ｒｉ，Ｒ１  抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ
Ｅ１  直流電圧源
Ｅ２，Ｅ３  基準電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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