(57)【要約】【目的】ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）などのシリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさにより両者を選択して切り換え、切り換え時に出力電圧の変動をきたさない電源供給装置を提供する。【構成】スイッチングレギュレータからシリーズレギュレータへの切り換え指示に対しては直ちに切り換えを行い、シリーズレギュレータからスイッチングレギュレータへの切り換え指示に対してはスイッチングレギュレータのソフト機能をスタートさせてソフトスタート信号が所定の値に達するまではスイッチングレギュレータの出力を電源供給装置の出力から切断してシリーズレギュレータの出力を電源供給装置の出力とし、ソフトスタート信号が所定の値に達してから電源供給装置の出力をスイッチングレギュレータの出力に切り換える。【選択図】        図１
2005168230.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シリーズレギュレータおよびコンデンサの充電電圧を用いたソフトスタート機能を有するスイッチングレギュレータを備え、スタンバイ信号により前記シリーズレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータの出力を切り換えて負荷に給電する電源供給装置において、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号から前記シリーズレギュレータを選択するに信号切り換わる場合は直ちに前記シリーズレキュレータに切り換え、前記スタンバイ信号が前記シリーズレギュレータを選択するに信号から前記スイッチングレギュレータを選択する信号に切り換わる場合は前記スイッチングレギュレータのソフトスタートを起動し、前記コンデンサの充電電圧が所定値に達するとスイッチングレギュレータに切り換えることを特徴とする電源供給装置。
【請求項２】
前記シリーズレギュレータが低ドロップアウトレギュレータであり、前記スイッチングレギュレータがＰＷＭ方式の降圧型スイッチングレギュレータであることを特徴とする請求項１に記載の電源供給装置。
【請求項３】
前記スイッチングレギュレータが同期整流方式によるものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電源供給装置。
【請求項４】
前記シリーズレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータの出力を切り換えスイッチで接続して前記シリーズレギュレータの出力を電源供給装置の出力となし、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号でありかつ前記コンデンサの充電電圧が前記所定値に達している場合は前記切り換えスイッチを導通させるとともに前記シリーズレギュレータの動作を停止し、それ以外の場合は前記切り換えスイッチを遮断することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電源供給装置。
【請求項５】
前記シリーズレギュレータの出力と電源供給装置の出力を第1の切り換えスイッチで接続し、前記スイッチングレギュレータの出力と電源供給装置の出力を第２の切り換えスイッチで接続し、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号でありかつ前記コンデンサの充電電圧が前記所定値に達している場合は前記第1の切り換えスイッチ遮断するとともに前記第２の切り換えスイッチを導通させ、それ以外の場合は前記第１の切り換えスイッチを導通させるとともに前記第２の切り換えスイッチを遮断することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電源供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）などのシリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさによりこれらを切り換えて適用する電源供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯端末などバッテリーを電源として用いるシステムにおいては、他のシステム以上に電源供給装置の効率が重要視される。高効率のレギュレータとしてはＰＷＭ（パルス幅変調）方式のスイッチングレギュレータがあるものの、負荷電流が小さくなると相対的にスイッチングロスが大きくなり効率が低下するという問題がある。特に、携帯端末ではスリープモードや待ち受けモードなど消費電流を絞る場合があり、これらのモードにおいてはスイッチングロスが大きな問題となる。これに対し、負荷電流の小さい領域ではＰＦＭ（パルス周波数変調）方式のスイッチングレギュレータやシリーズレギュレータ、特にＬＤＯ、の方が効率が高いため、負荷電流の大きい範囲ではＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータを適用し、負荷電流の小さい範囲ではＰＦＭ方式のスイッチングレギュレータもしくはシリーズレギュレータを適用するといった、負荷電流によりレギュレータの方式を切り換える電源供給装置が提案されている（例えば特許文献１）。
【０００３】
図４にＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り換えるものの従来例として、非同期方式のＤＣ／ＤＣコンバータを示す。５０はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、５１は制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”によりＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り換えてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５０を駆動するパルスを発生するＰＷＭ／ＰＦＭパルス発生回路、５２はショットキーダイオード、５３はインダクタ、５４はコンデンサ、５５，５６は電圧設定用のフィードバック手段となる抵抗、５７は電源出力Ｖ０用端子、５８は電源であるバッテリーＢＡＴからの電圧供給ライン、５９は出力電圧（Ｖ０）設定用の基準電圧Ｖｒｅｆを入力する基準電圧端子、６０は誤差増幅器である。
図５に制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”によりＰＷＭ／ＰＦＭパルス発生回路５１が切り換わるときの各部電圧波形を示す。図５において（ａ）は制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”を、（ｂ）はＰＷＭ／ＰＦＭパルス発生回路５１の出力であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５０の駆動パルスを、（ｃ）は（ｂ）の駆動パルスに対応した電源出力ＶＯのリップルをそれぞれ示す図である。制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”がＨ（ハイレベル）である前半はＰＷＭ方式の動作を示し、制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”がＬ（ローレベル）である後半はＰＦＭ方式の動作を示している。上述のスリープモードや待ち受けモードなど消費電流を絞るときは、制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”をＬにしてＰＦＭ方式を選択することになるが、図５に示すようにＰＦＭ方式では低負荷時の効率を上げることはできても出力電圧の変動（リップル）を小さくすることができず、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５０のスイッチング周波数が低くなるため却ってＰＷＭ方式よりリップルが大きくなってしまうことがあるという問題がある。すなわち、ＰＦＭ方式では、スリープモードや待ち受けモードのときに高い効率とリップルの少ない安定した出力を両立させることができない。
【０００４】
これに対して、低負荷時のリップルの問題を解決するため、ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを切り換える方式の電源システムが特許文献１に開示されている。図６にその構成を示す。図６に示されるように、この電源システムはシリーズレギュレータとしてのＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）６１，スイッチングレギュレータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ６２，抵抗６３，６４，電源出力Ｖ０用端子６５および出力電圧（Ｖ０）設定用の基準電圧Ｖｒｅｆを入力する基準電圧端子６６から構成されている。抵抗６３，６４は電源出力および接地電位（ＧＮＤ）間に直列に接続され、その接続点において出力電圧を抵抗分割したフィードバック信号Ｖｓを生成する。フィードバック信号ＶｓはＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２に対し共通にフィードバックされる。ＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２は共通の基準電圧Ｖｒｅｆを入力とし、フィードバック信号Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに追随するように動作して、負荷電流の大きさにかかわらず出力電圧ＶＯを一定にするものであり、それぞれの出力が電源出力端子６５に共通に接続されている。
【０００５】
ＬＤＯ６１は制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”が入力される差動増幅器６７およびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８からなる。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８はそのソースが電源であるバッテリーＢＡＴに接続され、そのドレインがＬＤＯ６１の出力となっている。差動増幅器６７は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖｓの比較結果に基づきＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８のゲート電圧を制御することにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８のドレインより出力される出力電圧ＶＯを一定に保つ。制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”は差動増幅器６７の出力を制御するもので、”ＬＤＯ  ＣＴＬ”がＨであれば差動増幅器６７は上記の動作を行い、Ｌであれば差動増幅器６７の出力は強制的にＨとされ、その結果ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８はオフ（遮断）される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６２は誤差増幅器６９，２つの制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”と”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”が接続されたパルス幅変調回路７０，スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１，同期整流方式用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２，ショットキーダイオード７３，インダクタ７４およびコンデンサ７５からなる。誤差増幅器６９は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖｓの差を増幅してパルス幅変調回路７０に入力する。パルス幅変調回路７０は、周期は一定であるが１周期内のＨとＬの割合が誤差増幅器７０の出力により変化する方形波パルスをＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１のゲートに出力する。すなわち、（Ｖｒｅｆ−Ｖｓ）が大きい（小さい）ほど１周期内のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオン（導通）する期間が長く（短く）なるような方形波パルスを発生し、インダクタ７４に蓄積するエネルギを大きく（小さく）することにより出力電圧ＶＯを一定に保つ。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートにもパルス幅変調回路７０から方形波パルスが出力される。基本的にはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートに出力される方形波パルスは同相であるが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２が同時にオンして貫通電流が流れることがないように、両方オフの期間であるデッドタイムを設ける。制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”はパルス幅変調回路７０の出力を制御するもので、”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”がＨであればパルス幅変調回路７０は上記のとおりの出力を行い、ＬであればＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートにそれぞれＨおよびＬを出力して２つのＭＯＳＦＥＴ７１，７２をオフさせる。制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”はパルス幅変調回路７０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートに対する出力を制御するもので、”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”がＬであればパルス幅変調回路７０は上記のとおりの出力を行い、ＨであればＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２のゲートにＬを出力してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２をオフさせる。ショットキーダイオード７３は制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２がオフされている場合に、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオフしたときにインダクタ７４に流れる電流を転流させるためのものである。インダクタ７４およびコンデンサ７５は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２の各ドレインおよびショットキーダイオード７３のカソードとの共通接続点の電位を平滑してＤＣ／ＤＣコンバータ６２としての出力を生成するためのフィルタである。図６に示される電源システムは、図示しない負荷への電流の大きさに基づき、これも図示しない制御回路が制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”と”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”によりＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２の切り換えを行なう。すなわち、負荷電流が小さいときは”ＬＤＯ  ＣＴＬ”をＨ、”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”をＬとしてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８を動作状態、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２をオフとする。また、負荷電流が大きいときは”ＬＤＯ  ＣＴＬ”をＬ、”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”をＨとしてＰチャネルＭＯ���ＦＥＴ６８をオフ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２を動作状態とする。さらに、特許文献１ではシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの動作切り換え時にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの同時動作期間を設けて、切り換え時の電圧変動を低減させることが開示されている。
【特許文献１】特開２００３−００９５１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記のようにシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータを併用し、負荷電流の大きさによりシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの動作を切り換えるシステムもしくは電源供給装置において、動作切り換え時に単純にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの同時動作期間を設けると、図６のＬＤＯ６１の出力にインダクタ７４を介してオンしたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２が接続されてしまい、バッテリーＢＡＴからＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８，インダクタ７４，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２を介して接地電位に大きな無効電流が流れてしまうという問題が生じる。このため、同時動作期間では制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２を強制的にオフさせる、すなわちこの期間だけ同期整流方式をあきらめる必要がある。図６に示す従来例において、ＬＤＯ６１からＤＣ／ＤＣコンバータ６２に切り換わるときの制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”，”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”および”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”に関するタイミングチャートを図７に示す。図７において期間Ａは制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”，”ＬＤＯ  ＣＴＬ”および”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”はそれぞれＬ，Ｈ，Ｈで、ＬＤＯ６１のみが動作している状態である。期間Ｂになると制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”がＨになってＬＤＯ６１とＤＣ／ＤＣコンバータ６２が同時に動作するが、制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”がＨのままであるのでＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２がオフのままであるから上記の無効電流が流れることはない。期間Ｃで制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”がＬとなってＤＣ／ＤＣコンバータ６２が単独で動作するようになる。期間Ｃの最初から制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”をＬにして同期整流を再開しようとすると、タイミングのずれなどにより上記の無効電流が流れる危険があるため、期間Ｃの最初に制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”をＨのままとする期間Ｄを設けてある。従い、同期整流方式が再開されるのは期間Ｅからとなる。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２が動作しているものの、同期整流を行なえない期間Ｂ，Ｄが存在する。
【０００７】
元来、同期整流方式は、非同期整流方式における転流素子として使われていて最も損失の大きい部品であるダイオードを、オン抵抗が低くより低損失なＭＯＳＦＥＴに置き換えて効率を向上させるものであるのに、期間Ｂ，Ｄは高効率化に逆行して効率を悪化させてしまう。
また、図６に示す従来例においては、ソフトスタートへの対応が問題となる。ＰＷＭ型のスイッチングレギュレータでは、電源電圧が起動した直後は出力電圧が不足しているため、スイッチング素子（図６におけるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１に相当）のオンデューティ（１周期内でスイッチング素子がオンしている割合）が最大となる駆動パルスが出力される。しかし、起動直後では出力コンデンサ（図６のコンデンサ７５に相当）が未充電であるため、見かけ上出力電流は短絡状態とほぼ等しくなるため、インダクタ（図６のインダクタ７４に相当）に流れる電流が際限なく大きくなる。従い、インダクタやスイッチング素子に大電流が流れ、これらの素子が破壊されるおそれがある。そこでソフトスタート機能によりスイッチング素子のオン幅を徐々に広げていくことにより、インダクタに流れる電流を徐々に増加させ、出力コンデンサも徐々に充電されていく方式がとられる。ソフトスタート機能について、図８，９によりさらに説明を行なう。
【０００８】
図８はソフトスタート機能を実現させるためのソフトスタート回路であり、定電流回路７６，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７，コンデンサ７８，一定周期・一定振幅の三角波”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”を出力する発振器７９およびコンパレータ８０より構成される。定電流回路７６，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７およびコンデンサ７８は一定の傾きで上昇する電圧信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”を発生させるもので、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７のゲートに入力される信号”ＲＥＳＥＴ”によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７を一時オンしてコンデンサ７８を放電して”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”をゼロに初期化した後、定電流回路より出力される電流ｉがコンデンサ７８を充電することにより、ｉ×ｔ／Ｃという式に従う電圧を”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”として出力する。ここで、ｔはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７に対するリセット信号が解除されてからの（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７が一旦オンした後に再度オフしてからの）時間であり、Ｃはコンデンサ７８の容量値である。コンパレータ８０には、誤差増幅器（図６の誤差増幅器６９に相当）の出力である”Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌ”および”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”がその非反転入力端子に、”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”がその反転入力にそれぞれ接続されている。コンパレータ８０は”Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌ”と”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”のうちの信号の大きさが小さい方と”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”を比較して、”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”の方が小さければＨを、”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”が大きければＬを信号”ＰＷＭ  ＳＩＧＮＡＬ”として出力する。図９にそのタイミングチャートを示す。信号”ＲＥＳＥＴ”が入力され解除されると、”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”は一定の傾きで上昇していく。”Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌ”は図示される期間内では一定と見なされるとしている。また、上記のように”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”は一定周期、一定振幅の三角波となっている。”Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌ”より”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”の方が小さい初期の領域では、コンパレータ８０により”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”と”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”が比較されるため、コンパレータ８０の出力”ＰＷＭ  ＳＩＧＮＡＬ”はパルス幅ゼロから徐々にパルス幅を広げていくパルス列となる。”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”が”Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌ”より大きくなるとコンパレータ８０により”Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌ”と”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”が比較される通常動作となり、”ＰＷＭ  ＳＩＧＮＡＬ”のパルス幅も一定になる。
【０００９】
このように、ソフトスタート機能は起動直後の過電流を防止するためには特に不可避のものであるが、図６に示す従来例においても必要な機能である。これは、たとえＬＤＯ６１により安定な出力電圧ＶＯが得られた後でＤＣ／ＤＣコンバータ６２に切り換わる場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２がすぐには定常状態にはならず過渡応答する時間が生じるからである。すなわち、図６において、オフセット電圧などにより誤差増幅器６９の動作（出力）がＬＤＯ６１の出力を受ける場合とＤＣ／ＤＣコンバータ６２の出力を受ける場合とでは必ずしも同じにならないことによる。切り換え時の微妙な出力差を調整するためのフィードバックにより、かえって出力電圧が乱れるおそれがある。例えば、差動増幅器６７と誤差増幅器６９のオフセット電圧が逆符号となっていて、切り換え時のＶｓに対し、差動増幅器６７ではＶｒｅｆ＝Ｖｓ＋△Ｖ（△Ｖ＞０）と判断し、誤差増幅器６９でＶｒｅｆ＝Ｖｓ−△Ｖ（△Ｖ＞０）と判断すると、誤差増幅器６９の出力”ＰＷＭ  ＳＩＧＮＡＬ”のパルス幅はゼロとなってしまう。”ＰＷＭ  ＳＩＧＮＡＬ”のパルス幅がゼロということはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオフのままでかつＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７２がオンのままとなり、このときＤＣ／ＤＣコンバータ６２の動作が開始した直後でありインダクタ７４に流れる電流はゼロであるから、インダクタ７４はコンデンサ７５の電荷を放電させる方向に電流を流し始めて出力電圧は急速に減少する。また、インダクタ７４が通常とは逆の方向、すなわちコンデンサ７５の電荷を放電させる方向に電流の向きを初期化させて慣性をもたせるために、その後ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１がオンするようになってもインダクタ７４電流の向きを逆転させて定常状態になるまで余計な時間を要することになり、状況によっては制御が不安定になってハンチングを起こすおそれもある。これを解決するためにもスタート機能が有効であるが、スタート機能を図６の従来例にそのまま適用すると切り換え直後に出力電圧ＶＯが低下するという問題が発生する。
【００１０】
図６に示される回路にソフトスタート機能を適用した場合のタイミングチャートを図１０に示す。図１０において、（ａ）はスリープモードや待ち受けモードなど（以下、スタンバイモードと総称する）への移行や通常動作への復帰を指示する”ＳＴＡＮＤＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”で、図６には示されていない。（ｂ）は上で説明した”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”、（ｃ）はＬＤＯ６１の出力電圧、（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ６２の出力電圧、（ｅ），（ｆ）はそれぞれ上で説明した制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”および”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”、（ｇ）は定電圧出力ＶＯである。制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”および”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”は”ＳＴＡＮＤＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”に従い決定される。期間Ａは通常動作期間であり、ＬＤＯ６１は停止し、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２のみが機能している。期間Ｂになり、”ＳＴＡＮＤＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”がスタンバイモードへの移行を指示すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２が停止し、ＬＤＯ６１がその動作を開始する。この切り換わりでは問題は発生しない。期間Ｃになって”ＳＴＡＮＤＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”が通常動作への復帰を指示すると、ＬＤＯ６１が停止するとともにＤＣ／ＤＣコンバータ６２がソフトスタート機能を起動させる。なお、ここで起動するソフトスタート機能は上記のようにＬＤＯ出力の影響をキャンセルするためのものであるから、ソフトスタート機能が起動したらＬＤＯ６１は同時動作させることなく直ちに停止させられる。また、この場合”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”の初期値は電源の起動時とは異なり、接地電位ではなくそれより大きな電圧でもよい。例えば、”ＯＳＣ  ＷＡＶＥ”の最小値もしくはそれより僅かに大きな値とすれば、”ＰＷＭ  ＷＡＶＥ”はゼロではないパルス幅から開始することができる。期間Ｃの初期はソフトスタート機能により、スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７１のオン時間が通常より短く制限されるために出力電圧は一旦低下する。その後オン時間が通常に戻るにつれ出力電圧も定常状態に復帰する。従い、電源出力用端子６５から出力される定電圧出力Ｖ０も（ｇ）に示すようにＬＤＯ６１からＤＣ／ＤＣコンバータ６２への切り換え直後に電圧低下をきたしてしまう。
【００１１】
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は上記の課題を解決して、ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）などのシリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさにより両者を選択して切り換え、切り換え時に出力電圧の変動をきたさない電源供給装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
そこで、上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、シリーズレギュレータおよびコンデンサの充電電圧を用いたソフトスタート機能を有するスイッチングレギュレータを備え、スタンバイ信号により前記シリーズレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータの出力を切り換えて負荷に給電する電源供給装置において、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号から前記シリーズレギュレータを選択するに信号切り換わる場合は直ちに前記シリーズレキュレータに切り換え、前記スタンバイ信号が前記シリーズレギュレータを選択するに信号から前記スイッチングレギュレータを選択する信号に切り換わる場合は前記スイッチングレギュレータのソフトスタートを起動し、前記コンデンサの充電電圧が所定値に達するとスイッチングレギュレータに切り換えることを特徴とする。
【００１３】
請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記シリーズレギュレータが低ドロップアウトレギュレータであり、前記スイッチングレギュレータがＰＷＭ方式の降圧型スイッチングレギュレータであることを特徴とする。
請求項３に係る発明は、請求項１または２に係る発明において、前記スイッチングレギュレータが同期整流方式によるものであることを特徴とする。
請求項４に係る発明は、請求項１ないし３のいずれかに係る発明において、前記シリーズレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータの出力を切り換えスイッチで接続して前記シリーズレギュレータの出力を電源供給装置の出力となし、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号でありかつ前記コンデンサの充電電圧が前記所定値に達している場合は前記切り換えスイッチを導通させさせるとともに前記シリーズレギュレータの動作を停止し、それ以外の場合は前記切り換えスイッチを遮断することを特徴とする。
【００１４】
請求項５に係る発明は、請求項１ないし３のいずれかに係る発明において、前記シリーズレギュレータの出力と電源供給装置の出力を第1の切り換えスイッチで接続し、前記スイッチングレギュレータの出力と電源供給装置の出力を第２の切り換えスイッチで接続し、前記スタンバイ信号が前記スイッチングレギュレータを選択する信号でありかつ前記コンデンサの充電電圧が前記所定値に達している場合は前記第1の切り換えスイッチ遮断するとともに前記第２の切り換えスイッチを導通させ、それ以外の場合は前記第１の切り換えスイッチを導通させるとともに前記第２の切り換えスイッチを遮断することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
この発明の電源供給装置は、シリーズレギュレータおよびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流の大きさにより両者を選択して切り換えるものであり、スイッチングレギュレータからシリーズレギュレータへの切り換え指示に対しては直ちに切り換えを行い、シリーズレギュレータからスイッチングレギュレータへの切り換え指示に対してはスイッチングレギュレータのソフト機能をスタートさせてソフトスタート信号（上記の”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”）が所定の値に達するまではスイッチングレギュレータの出力を電源供給装置の出力から切断してシリーズレギュレータの出力を電源供給装置の出力とし、ソフトスタート信号が所定の値に達してから電源供給装置の出力をスイッチングレギュレータの出力に切り換えることにより、２つのレギュレータを切り換えるときにも電圧変動のない、安定した電源電圧を供給することができる。低負荷時においてはシリーズレギュレータを選択するため、背景技術の項にて説明したＰＦＭ方式のスイッチングレギュレータを適用する場合のリップルの問題を回避できる。また、シリーズレギュレータとスイッチングレギュレータが双方とも動作している状態で両者の出力が接続されることがないため、スイッチングレギュレータが同期整流動作を行なっている場合はその同期整流動作を上記切り換え時に中断することなく常に維持することができる。さらに、スイッチングレギュレータへの切り換え時に、スイッチングレギュレータの動作開始とともにソフトスタート機能も起動するため、スイッチングレギュレータがその動作開始時点で不安定になることがない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
ここでは、電源供給装置の形態としてソフトスタート機能を備えたスイッチングレギュレータとＬＤＯとを備え、制御信号”ＳＴＡＮＤＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”および”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”の値により２つのレギュレータ出力を切り換えるものについて説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は本発明の第１の実施例を示すもので、ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータ１，シリーズレギュレータとしてのＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）２，切り換え回路３，切り換えスイッチ４および出力電圧（Ｖ０）設定用の基準電圧５（Ｖｒｅｆ）から構成されている。
スイッチングレギュレータ１は誤差増幅器６，２つの制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”および”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＣＴＬ”が接続されたパルス幅変調回路７，スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８，同期整流方式用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９，インダクタ１０，コンデンサ１１，抵抗１２，１３，定電流回路１４およびコンデンサ１５からなる。抵抗１２，１３はスイッチングレギュレータ１の出力および接地電位（ＧＮＤ）間に直列に接続され、その接続点において出力電圧を抵抗分割したフィードバック信号Ｖｓ１を生成する。フィードバック信号Ｖｓ１は誤差増幅器６にフィードバックされる。誤差増幅器６，パルス幅変調回路７，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９，インダクタ１０，コンデンサ１１，抵抗１２，１３で構成される回路は図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６２と同様であるため、機能・動作に関する詳細な説明は省略する。なお、本実施例ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９だけをオフしてスイッチングレギュレータ１の同期整流動作を一時中断する必要がないため、図６に示す従来例で必要だった制御信号”ＳＹＮＣ／ＡＳＹＮＣ  ＣＴＬ”およびショットキーダイオードは付加されていない。定電流回路１４およびコンデンサ１５は図８で説明したソフトスタート回路を構成するもので、それぞれ図８の定電流回路７６およびコンデンサ７８に相当する。定電流回路７６およびコンデンサ７８の接続点の電位は、信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”としてパルス幅変調回路７および切り換え回路３に入力される。なお、図８に示されているＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７７，発振器７９およびコンパレータ８０に相当する素子はパルス幅変調回路７に含まれているため、図１には図示しない。また、制御信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＣＴＬ”はコンデンサ１５のリセットなどソフトスタート機能を制御するための信号である。
【００１８】
ＬＤＯ２は制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”が入力される差動増幅器１６，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７および抵抗１８，１９からなる。抵抗１８，１９はスイッチングレギュレータ１の出力であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７のドレインと接地電位（ＧＮＤ）との間に直列に接続され、その接続点において出力電圧を抵抗分割したフィードバック信号Ｖｓ２を生成する。フィードバック信号Ｖｓ２は差動増幅器１６にフィードバックされる。ＬＤＯ２を構成する差動増幅器１６，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７および抵抗１８，１９は図６に示す差動増幅器６７，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６８および抵抗６３，６４に相当して同様の機能・動作を実現する。
切り換えスイッチ４は切り換え回路３に制御されてスイッチングレギュレータ１の出力とＬＤＯ２の出力を接続／分離するものであり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２０およびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２１からなる半導体スイッチである。実施例１において電源供給装置としての出力ＶＯはＬＤＯ２の出力であり、出力ＶＯにスイッチングレギュレータ１の出力が切り換えスイッチ４を介して接続される構成となっている。
【００１９】
切り換え回路３は外部より入力される制御信号”ＳＴＡＮＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”および
信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”に基づきスイッチングレギュレータ１，ＬＤＯ２および切り換えスイッチ４を制御するものであり、コンパレータ２２，制御回路２３，切り換えスイッチ４を駆動するためのドライブ回路２４および第２の基準電圧２５（Ｖｒｅｆ２）からなる。コンパレータ２２の反転入力端子には信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”が、非反転入力端子には第２の基準電圧２５（Ｖｒｅｆ２）が接続されていて、ソフトスタート機能の起動直後はその出力がＨであり、信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”の大きさがＶｒｅｆ２を超えるとＬになる。
制御信号”ＳＴＡＮＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”の指示がスタンバイモードから通常動作に変化すると、制御回路２３は制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”および”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＣＴＬ”によりスイッチングレギュレータ１の起動をかけるが、コンパレータ２２の出力がＨであると、スイッチングレギュレータ１は起動直後の状態であり、ソフトスタート機能が動作中でまだスイッチングレギュレータ１の出力は安定していないと判断する。この状態では、切り換え回路３は遮断されたままである。その後コンパレータ２２の出力がＬになるとスイッチングレギュレータ１の出力が安定したと判断して、制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”によりＬＤＯ２の動作を停止（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７をオフさせる）させると同時にドライブ回路２４を介して切り換え回路３を導通させて、スイッチングレギュレータ１の出力を電源供給装置の出力ＶＯとして出力する。
【００２０】
制御信号”ＳＴＡＮＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”の指示が通常動作からスタンバイモードに変化する場合、制御回路２３は直ちに制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”および”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＣＴＬ”によるスイッチングレギュレータ１の停止、制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”によるＬＤＯ２の起動およびドライブ回路２４を介しての切り換え回路３の遮断を実施して、制御信号”ＳＴＡＮＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”の指示から遅延なく電源供給装置の出力ＶＯをスイッチングレギュレータ１の出力からＬＤＯ２の出力に切り換える。
以上の動作に対応するタイミングチャートを図２に示す。図２において（ａ）は制御信号”ＳＴＡＮＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”、（ｂ）は信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”、（ｃ）はＬＤＯ２の出力電圧、（ｄ）はスイッチングレギュレータ１の出力電圧、（ｅ）は制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”、（ｆ）は制御信号”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”を示す。制御信号”ＳＴＡＮＢＹ  ＳＩＧＮＡＬ”は、期間ＡでＨ（通常動作を指示）→期間ＢでＬ（スタンバイモードを指示）→期間ＣでＨ（通常動作を指示）、と変化する。ＬＤＯ２の出力電圧がＬの部分は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７が遮断されているため、出力が抵抗１８，１９によりプルダウンされている状態を示す。期間Ａではスイッチングレギュレータが定常状態（ソフトスタート機能が終了して安定して動作している状態）となっていて、信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”はコンデンサ１５の積分動作が完了した状態を示しているとともに、制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”および”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”に従いＬＤＯ２が停止、スイッチングレギュレータ１が動作している状態となっている。期間Ｂでスタンバイモードが指示されると、制御信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＣＴＬ”により信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”が初期化（背景技術の項で説明したように初期値は必ずしも接地電位でなくてもよい）されるとともに、制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”および”ＤＣＤＣ  ＣＴＬ”に従いＬＤＯ２が動作、スイッチングレギュレータ１が停止している状態となる。期間Ｃになりスタンバイモードから通常状態への移行が指示されると、まず制御信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＣＴＬ”によりスイッチングレギュレータ１のソフトスタート機能が開始され、信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”は時間とともに増加していく。信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”によりＬＤＯ２は停止される。期間Ｃが開始してから信号”ＳＯＦＴ  ＳＴＡＲＴ  ＳＩＧＮＡＬ”が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの期間をＤ、それ以降の期間をＥとすると、切り換えスイッチ４は期間Ａ，Ｅで導通，期間Ｂ，Ｄで遮断されている。言い換えると、切り換えスイッチ４の導通・遮断は制御信号”ＬＤＯ  ＣＴＬ”のＨ／Ｌに同期している。期間Ｄはソフトスタート機能が動作中で、上述のようにソフトスタート機能の起動直後はスイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８のオン期間が通常より短く制限されることから、（ｄ）の実線で示すようにスイッチングレギュレータ１の出力は一旦落ち込んでその後回復するという動きを示す。この落ち込み動作が期間Ｄ内で充分終了するように第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を決めておけば、期間Ｄでは切り換えスイッチ４が遮断されてＬＤＯ２の出力が電源供給装置の出力ＶＯとなっているため、出力ＶＯが不安定になることはない。（ｄ）の実線はスタンバイモードの期間が短く、前回の通常動作においてコンデンサ１１に蓄積された電荷が残っている場合で、スタンバイモードが長期間となりコンデンサ１１の電荷が放電されている場合は、（ｄ）の破線で示すように通常の電源立ち上げ時と同じ動作となる。
【００２１】
また、以上のように、ソフトスタート機能が動作中の期間を含めて動作中のスイッチングレギュレータ１の出力と動作中のＬＤＯ２の出力が直接接続されることはなく、従い、実施例にあったようなＬＤＯ２の出力にオンしているＮチャネルＭＯＳＦＥＴが接続される問題も発生しないため、スイッチングレギュレータ１の同期整流動作を中断する必要がない。
【実施例２】
【００２２】
本発明の第２の実施例を図３に示す。図１に示す第１の実施例では、スイッチングレギュレータ１が動作，ＬＤＯ２が停止，切り換えスイッチ４が導通の状態ではスイッチングレギュレータ１の出力から抵抗１８，１９を介して無効電流が流れるため、本実施例はこれを防止するものである。図１と共通する部分は同一符号を付して、その説明は省略する。本実施例は、第１の実施例に対し第２の切り換えスイッチ２６が付加されているものとなっている。第２の切り換えスイッチ２６はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２７およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２８から構成される半導体スイッチである。第２の切り換えスイッチ２６の動作は切り換えスイッチ４の動作に対し相補的なものになっている。すなわち、切り換えスイッチ４がオン（オフ）しているとき第２の切り換えスイッチ２６はオフ（オン）している。また、本実施例の切り換えスイッチ４のオン・オフのタイミングは実施例１の切り換えスイッチ４のものと同じである。切り換えスイッチ４の一端がスイッチングレギュレータ１の出力に接続され、第２の切り換えスイッチ２６の一端がＬＤＯ２の出力に接続され、切り換えスイッチ４の他端と第２の切り換えスイッチ２６の他端が接続されて電源供給装置の出力ＶＯとなされている。ＬＤＯ２が停止しているときは第２の切り換えスイッチ２６により出力ＶＯと抵抗１８，１９が分離されるから、抵抗１８，１９を介して無効電流が流れることがない。
【００２３】
実施例１，２のスイッチングレギュレータ１は同期整流方式のものとしたが、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９を通常のダイオードもしくはショットキーダイオードに置き換えて非同期整流方式のスイッチングレギュレータにしてもよく、実施例１，２と同様にソフトスタート機能を適用したシリーズレギュレータ出力とスイッチングレギュレータ出力の切り換え時でも出力電圧が変動せず安定した電源供給装置を構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】実施例１の構成について説明するための回路図である。
【図２】実施例１に関するタイミングチャートである。
【図３】実施例２の構成について説明するための回路図である。
【図４】ＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り換える従来例について説明するための回路図である。
【図５】図４に示す回路の各部電圧波形である。
【図６】ＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを切り換える方式の従来例について説明するための回路図である。
【図７】図６に示す回路のタイミングチャートである。
【図８】ソフトスタート回路について説明するための回路図である。
【図９】ソフトスタート回路に関するタイミングチャートである。
【図１０】図６に示される回路にソフトスタート機能を適用した場合のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００２５】
１                      スイッチングレギュレータ
２                      ＬＤＯ（低ドロップアウトレギュレータ）
３                      切り換え回路
４                      切り換えスイッチ
５                      基準電圧Ｖｒｅｆ
６                      誤差増幅器
７                      パルス幅変調回路
８，１７，２１，２７    ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
９，２０，２８          ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
１０                    インダクタ
１１，１５              コンデンサ
１２，１３，１８，１９  抵抗
１４                    定電流回路
１６                    差動増幅器
２２                    コンパレータ
２３                    制御回路
２４                    ドライブ回路
２５                    第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２
２６                    第２の切り換えスイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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