(57)【要約】【課題】できるだけ簡略な回路構成で、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るワイドレンジ対応の電源回路を提供する。【解決手段】共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路において、直交型制御トランスＰＲＴを設け、この直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRを一次側直列共振回路の形成部品に含める。そして、商用交流電源のレベルに応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変制御する。これにより、商用交流電源のレベルに応じて、一次側共振回路の共振周波数が変化するようにされ、結果的には、例えば商用交流電源の定格レベルごとに応じて、安定化のために必要なスイッチング周波数の制御範囲が設定されることになる。【選択図】図２
2005168079.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次側巻線と、該一次側巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、
自己のインダクタンスが上記一次側共振回路を形成するインダクタンス成分となるようにして接続される被制御巻線と、制御巻線とが巻装され、上記制御巻線に流れる制御電流のレベルに応じて、上記被制御巻線のインダクタンスが可変されるようにして形成される制御トランスと、
上記商用交流電源のレベルに応じて可変したレベルの上記制御電流を上記制御巻線に流すようにして設けられる電流制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００４】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００５】
そこで、上記した問題を解決するものとして、先に本出願人は、次のような構成のスイッチング電源回路を提案している。つまり、共振形コンバータを備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、スイッチング周波数制御方式を採りながらも、比較的広範囲とされる負荷変動に対して安定化が可能とされるスイッチング電源回路である。このようなスイッチング電源回路の構成例を図９に示す。
【０００６】
この図９に示す電源回路では、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、図示するようにして１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣL，ＣLから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
【０００７】
また、この場合の整流回路系は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に対して接続されるブリッジ整流回路Ｄｉと、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2を図のようにして接続して成る。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間には、リレースイッチＳを挿入している。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【０００８】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記整流回路系の動作を、商用交流電源ＡＣの入力が１００Ｖ系である場合と２００Ｖ系である場合とで切り換えるために設けられる。
このために、整流回路切換モジュール５に対しては、ダイオードＤ11、コンデンサＣ11、分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12からなる検出回路から出力される検出電圧が入力されるようになっている。この検出回路では、先ず、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11からなる半波整流回路によって商用交流電源ＡＣを整流平滑化することで、コンデンサＣ11の両端電圧として、商用交流電源ＡＣに応じたレベルの直流電圧を得るようにされている。そして、この直流電圧を、コンデンサＣ11に対して並列に接続されている分圧抵抗Ｒ11−Ｒ12の直列接続回路により分圧して得られる電圧レベルを、整流回路切換モジュール５に対して検出電圧として入力するようにしている。この検出電圧は、商用交流電源ＡＣのレベルに対応する直流電圧を、分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12の抵抗値に応じた分圧値により所定比で分圧して得られるものであり、従って、検出電圧のレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルを示していることになる。
【０００９】
また、整流回路切換モジュール５に対しては、リレーＲＬを接続している。整流回路切換モジュール５は、このリレーＲＬの導通／非導通を切り換えることができる。そして、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされていることとする。
【００１０】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、上記のようにして分圧抵抗Ｒ11−Ｒ12の分圧点から入力される検出電圧を入力して比較する。確認のために述べておくと、この検出電圧は、商用交流電源ＡＣのレベルを示している。
ここで検出電圧は、例えば交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍の所定レベル以上（ＡＣ２００Ｖ系）であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍の所定レベル以下（ＡＣ１００Ｖ系）であるときには上記基準電圧以下となるように、その分圧比が設定されている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとする。
【００１１】
ここで、例えば商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系であるとすると、この場合には、検出電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳもオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳがオフの状態では、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００１２】
これに対して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、分圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳはオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳがオンの状態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１３】
このようにして、図９に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、通常の全波整流動作により、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしている。この整流平滑電圧Ｅｉは、後段の電流共振形コンバータに対して、直流入力電圧として入力されることになる。
【００１４】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００１５】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００１６】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００１７】
また、この発振・ドライブ回路２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ3に対して、整流ダイオードＤ3及びコンデンサＣ3から成る半波整流回路によって得られた低圧の直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側並列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。つまり、図９に示す電源回路におけるスイッチングコンバータの基本構成としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとなる。
【００１９】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００２０】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては約1.0mm〜1.5mmのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００２１】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次側巻線には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２２】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
ここで、図９に示す電源回路では、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、それぞれ倍電圧整流動作と全波整流動作との間での切り換えを行うようにされている。これにより、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とであるのにかかわらず同等レベルの直流入力電圧（Ｅｉ）が得られることとなり、これに応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとしても、同様にして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで同等となる。
このために、例えば負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗとなる比較的大きな負荷変動幅の条件であっても、先に述べた５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚの最大可変範囲内でのスイッチング周波数制御により、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とでともに、二次側直流出力電圧を有効に安定化することが可能となる。このようにして、図９に示す電源回路では、ワイドレンジ対応化を図っている。
【００２３】
上記のようにしてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源のレベルに応じて倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行う構成は、例えば上記文献に記載されている。
【特許文献１】特開平７−２８１７７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
これまでの説明から理解されるように、上記図９に示した電源回路においては、電磁リレーによって全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるように構成している。そして、この構成のために、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための平滑コンデンサとしては、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の２本が必要とされる。
つまりは、整流動作の切り換えのために、少なくとも、平滑コンデンサを２本に増加し、所要数の電磁リレーを追加することになる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００２５】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための回路として、例えば単純に図９に示した基本的な構成では、次のような誤動作を生じる可能性がある。つまり、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えるという動作が生じる。
このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００２６】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。例えば図９の場合であれば、この図に示されている電源回路がメインのスイッチングコンバータとなる。実際には、整流回路切換モジュール５は、図９において図示していないスタンバイ電源のコンバータにて得られる直流入力電圧も検出電圧として入力している。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、整流回路切換モジュール５としてコンパレータＩＣを実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
整流回路切換モジュール５は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長してしまう。
【００２７】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のようにして構成する。
つまり、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次側巻線と、この一次側巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。  また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と自身のキャパシタンスとによって、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサを備える。
また、自己のインダクタンスが一次側共振回路を形成するインダクタンス成分となるようにして接続される被制御巻線と、制御巻線とが巻装され、制御巻線に流れる制御電流のレベルに応じて被制御巻線のインダクタンスが可変されるようにして形成される制御トランスと、商用交流電源のレベルに応じて可変したレベルの制御電流を制御巻線に流すようにして設けられる電流制御手段を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御してスイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えて構成する。
【００２９】
上記構成によると、商用交流電源のレベルに応じて、被制御巻線のインダクタンスが可変されることになるが、この被制御巻線のインダクタンスは、一次側共振回路を形成するためのインダクタンス成分である。従って、商用交流電源のレベルに応じては、一次側共振回路の共振周波数が可変されることになる。
このようにして、商用交流電源のレベルに応じて、一次側共振回路の共振周波数を可変することとすれば、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、商用交流電源のレベルに応じて設定することが可能となる。
【発明の効果】
【００３０】
このことから、本発明としては、例えば商用交流電源の定格レベルに適合して、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を設定することが可能となる。これにより、例えば商用交流電源の定格レベルにかかわらず、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えばスイッチング電源回路におけるスイッチング周波数の可変範囲内とすることが可能になる。つまり、商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路が得られることになる。
これにより、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う構成を採る必要はなくなる。このために、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば２本から１本に削減されることになる。
また、スイッチング素子数としても、例えばハーフブリッジ結合を形成するのに最低限の２本でよいこととなり、この点でも、部品点数の削減が図られる。このようにして部品点数が削減されることによっては、回路基板の小型軽量化及び低コスト化を図ることができる。また、スイッチング素子数が必要最小限であることから、スイッチングノイズも必要最小限なレベルに抑えることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１は、先に本出願人が提案している電源回路を基とした電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、スイッチング周波数制御方式を採る電流共振形コンバータを備えた、ワイドレンジ対応を可能とした構成を採っている。
この図１に示す電源回路は、一次側に対して、４石のスイッチング素子を備えたフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが備えられる。そして、後述するようにして、商用交流電源の定格がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、スイッチング動作について、フルブリッジ結合方式とハーフブリッジ結合方式との間で切り換えが行われるようにすることで、ワイドレンジ対応としている。
また、スイッチング駆動方式としては他励式を採る。そして、この電流共振形コンバータのスイッチング素子がターンオン／ターンオフする時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路が組み合わされている。
【００３２】
図１に示す回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、図示するようにして１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣL，ＣLから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。この場合、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のみに対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として後段の電流共振形コンバータに対して入力される。
このようにして、図１に示す電源回路では、例えば先に図９に示したようにして、整流動作を切り換えるための回路系は備えられていないことが分かる。
【００３３】
この図に示す電流共振形コンバータは、フルブリッジ結合方式とされることに対応して４石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4を備える。また、この場合には他励式とされることに対応して、これらスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4には、電圧駆動タイプであるＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、スイッチング素子Ｑ2のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ2のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ1，Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるように、ハーフブリッジ結合されるようにして直列に接続され、これにより、１組のハーフブリッジ回路を形成している。
【００３５】
同様にして、スイッチング素子Ｑ3のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続され、ソースは、スイッチング素子Ｑ4のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ4のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ3，Ｑ4については、スイッチング素子Ｑ3がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ4がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ結合して接続され、もう１組のハーフブリッジ回路を形成する。
このような接続態様に依れば、スイッチング素子[Ｑ1，Ｑ2]の組と、スイッチング素子[Ｑ3，Ｑ4]の組とによる２組のハーフブリッジ回路が、直流入力電圧（Ｅｉ）のラインと一次側アース間に対して並列に挿入されていることになる。これにより、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング回路系が形成されることになる。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤD1が並列に接続される。クランプダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインに対して接続される。このクランプダイオードＤD1は、スイッチング素子Ｑ1と共に１組のスイッチング回路を形成し、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするときの逆方向電流を流す経路を形成する。
同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤD2，ＤD3，ＤD4が並列に接続される。
【００３７】
また、各ハーフブリッジ回路におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ2，Ｑ4のドレイン−ソース間に対しては、それぞれ並列に、部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2が接続されている。
部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の漏洩インダクタンス成分Ｌ1によっては、それぞれ並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。
そして、このようにして、部分電圧共振回路が形成されることによっては、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。
なお、これらスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4についてのスイッチング駆動回路系の構成については後述する。
【００３８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えばＥＥ型コアに対して、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を、一次側と二次側とに対応して形成された分割領域の各々に巻装して構成される。また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図示するように、一次側に三次巻線Ｎ3も巻装される。
【００３９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ1の他端は、スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
【００４０】
そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のインダクタンス成分Ｌ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分（Ｌ１）によっては一次側直列共振回路が形成される。
フルブリッジ結合方式では、後述するようにして、スイッチング素子[Ｑ1，Ｑ4]の組と、スイッチング素子[Ｑ2，Ｑ3]の組が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作するが、上記のようにして一次巻線Ｎ1−直列共振コンデンサＣ1から成る一次側直列共振回路が、スイッチング出力点と接続されていることで、この一次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力が伝達されることになる。そして、このスイッチング出力に応じて一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、電流共振形としての動作が得られる。そして、一次巻線Ｎ1には、この電流共振形としての動作に応じて、共振波形に近い一次巻線電流Ｉ1が得られることとなる。
【００４１】
このようにして、図１に示す電源回路のスイッチングコンバータとしては、フルブリッジ結合方式に対応する電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成が採られている。
【００４２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、上記一次巻線Ｎ1に伝達されるスイッチング出力に応じて励起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、センタータップが設けられている。このセンタータップは二次側アースに接続される。そのうえで、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、両波整流回路が形成される。この両波整流回路が、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧を入力して整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが得られる。
二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥOは、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして、ダイオードＤ4及びコンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続される。この半波整流回路によって得られた低圧の直流電圧は、後述する発振・ドライブ回路２及びドライブ回路３の各々に対して動作電源として供給される。
【００４４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、発振・ドライブ回路２に対して出力される。
発振・ドライブ回路２では、後述するようにして発振信号を生成するとともに、この発振信号を利用して、スイッチング素子を他励式により駆動するためのハイサイド用とローサイド用のドライブ信号を出力する。そして、このドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が所要のスイッチングタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
そして、発振・ドライブ回路２では、制御回路１から入力された制御出力レベルに応じて、内部で生成する発振信号の周波数を可変するように動作する。これによって、ドライブ信号の周波数が制御出力レベルに応じて可変されることになる。つまり、発振・ドライブ回路２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング周波数を可変制御するように動作する。
スイッチング周波数が可変されることによっては、直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側出力電圧が変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００４５】
続いては、図１に示す電源回路における、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をスイッチング駆動するためのスイッチング駆動回路系について説明する。図１に示す電源回路は、スイッチング駆動回路系として、１つの発振・ドライブ回路２と、ドライブ回路３とを備えて成る。
【００４６】
発振・ドライブ回路２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えたアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
この発振・ドライブ回路２は、前述もしたように、三次巻線Ｎ3、ダイオードＤ3、コンデンサＣ3から成る半波整流回路により得られた直流電圧を入力して動作する。また、電源起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉを起動用電源として入力して動作を開始できるようにされている。
【００４７】
そして、発振・ドライブ回路２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号を出力するようにされている。つまり、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳD1と、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳD2を出力する。
そして、この場合には、ドライブ信号ＳD1は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートに印加される。ドライブ信号ＳD2は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される。なお、ドライブ信号ＳD1は、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、ドライブ信号ＳD2に対してレベルシフトされた上で出力されている。また、これらドライブ信号ＳD1，ＳD2は、分岐して、ドライブ回路３に対しても入力される。
【００４８】
ドライブ回路３では、入力されたドライブ信号ＳD1については、ローサイドのスイッチング素子をドライブするための電圧レベルにシフトさせ、ドライブ信号ＳD4としてスイッチング素子Ｑ4のゲートに印加する。また、ドライブ信号ＳD2については、ハイサイドのスイッチング素子をドライブするための電圧レベルにシフトさせ、ドライブ信号ＳD3としてスイッチＳｗを介してスイッチング素子Ｑ4のゲートに印加する。
また、ドライブ回路３に対しては、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により所定の分圧比により分圧して得られる検出電圧が入力されるようになっている。ドライブ回路３では、後述するようにして、この検出電圧のレベルに応じて、スイッチＳｗをオン／オフコントロールする。なお、このスイッチＳｗは、例えば小電力のバイポーラトランジスタなどをスイッチ素子として用いた構成を採ればよい。
【００４９】
図１に示す電源回路では、後述するようにして、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、フルブリッジ結合方式によるスイッチング動作と、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作とで切り換えが行われる。しかしここでは、基本的な動作として、フルブリッジ結合方式の場合に対応して、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の全てをスイッチング駆動するときの動作について説明しておくこととする。
【００５０】
発振・ドライブ回路２では、前述したように、ハイサイドのスイッチング素子を駆動するためのハイサイド用のドライブ信号ＳD1と、ローサイドのスイッチング素子を駆動するためのローサイド用のドライブ信号ＳD2とを出力する。
ここで、ドライブ信号ＳD1及びドライブ信号ＳD2は、スイッチング素子をオンとするのに対応しては所定レベルで立ち上がり、オフとするのに応じては所定レベルで立ち下がるようにされたパルス波形となるものであり、このパルス波形が相互に１８０°の位相差を有するようにして生成される。
これにより、先ず、ハイサイドとローサイドの関係にあるスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2については、交互にオン／オフするようにスイッチング駆動されることになる。
【００５１】
一方、ドライブ回路３では、入力されたドライブ信号ＳD1をレベルシフトした上で、ドライブ信号ＳD4としてローサイドのスイッチング素子Ｑ4に印加している。同様にして、入力されたドライブ信号ＳD2をレベルシフトした上で、ドライブ信号ＳD3としてハイサイドのスイッチング素子Ｑ3に印加している。つまり、波形タイミングとしては、ドライブ信号ＳD1，ＳD4の組が同じとなり、ドライブ信号ＳD2，ＳD3の組が同じとなる。そのうえで、ドライブ信号ＳD1，ＳD4の組と、ドライブ信号ＳD2，ＳD3の組とでは、相互に１８０°の位相差を有するようなタイミングとされていることになる。
【００５２】
このことから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は同じタイミングでオン／オフ駆動され、同様に、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3も、同じタイミングでオン／オフ駆動されることになる。そのうえで、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3]の組とでは、交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動されることとなる。
【００５３】
このときのスイッチング動作として、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース→直列共振コンデンサＣ1→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ4のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース→一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1→スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。そして、この動作が繰り返されるのに応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1）では共振動作が得られることになり、絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給することになる。
このようにしてスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4がスイッチングを行う動作が、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング動作となる。
【００５４】
また、上記のようにしてスイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ4に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ2が、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路を形成し、電圧共振動作を行う。つまり、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組のターンオフ／ターンオン時にのみ電圧共振となる部分電圧共振動作が得られる。
同様にして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ2に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路が形成される。そして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組のターンオフ／ターンオン時において部分電圧共振動作が得られる。
【００５５】
このようにして、図１の回路では、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］［Ｑ2，Ｑ3］の各組（スイッチング回路）が交互にオン／オフするフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路（Ｃｐ1，Ｃｐ2，Ｎ1）が組み合わされたコンバータが形成されているものである。
【００５６】
そして、図１に示す電源回路は、上記した他励式フルブリッジ結合方式の構成の下で、以降説明するようにして、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ結合方式によるスイッチング動作（フルブリッジ動作）となり、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作（ハーフブリッジ動作）となるように、スイッチング動作を切り換える構成を採る。
【００５７】
図１に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉに対して並列に、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2を直列接続した分圧回路が接続される。そして、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点（分圧点）に得られる電圧が、前述もしたように、検出電圧としてドライブ回路３に入力されるようになっている。この検出電圧は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続されていることから分かるように、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧Ｅｉ）を分圧したものとなる。ここで、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じたものとなるから、検出電圧としても、商用交流電源ＡＣのレベルに応じたものである、ということになる。
【００５８】
ドライブ回路３では、この検出電圧として、例えば交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍以下に対応する、ＡＣ１００Ｖ系とされるレベルであることを検出したときには、ドライブ信号ＳD3とスイッチング素子Ｑ3のゲートとの間に挿入されているスイッチＳｗについて、オンとするように制御する。このときには、スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して、ドライブ信号ＳD3が印加される状態が得られることになる。
これにより、例えば先に図８を参照して説明したように、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がスイッチング駆動される状態が得られる。つまり、フルブリッジ動作が得られる。
【００５９】
これに対して、ドライブ回路３においては、上記検出電圧について、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍以上に対応する、ＡＣ２００Ｖ系とされるレベルであることを検出したときには、スイッチＳｗをオフ状態とするように制御する。
これにより、スイッチング素子Ｑ3のゲートに対してドライブ信号ＳD3が印加されなくなるので、スイッチング素子Ｑ3はスイッチング動作を停止させた状態となり、残るスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4がスイッチング動作する状態が得られる。
なお、このときは、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組が同じタイミングでオン／オフするのに対し、スイッチング素子Ｑ2のみが、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組に対して交互となるタイミングでオン／オフすることになる。
【００６０】
このようにして、３つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4がスイッチング動作を行うということは、スイッチング素子Ｑ1に対して、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ4]の組が交互となるタイミングでオン／オフする、ハーフブリッジ動作が得られているということがいえる。
【００６１】
これまでの説明から理解されるように、図１に示す電源回路においては、先ずは、４本のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備えた、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成する。そのうえで、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ動作、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ動作となるように、スイッチング動作の切り換えを行うように構成している。
このようにすれば、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力により得られる電流レベルはほぼ同等となる。これにより、例えば５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度のスイッチング周波数の最大可変範囲であっても、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のいずれの場合にも、有効に二次側直流出力電圧の安定化を図ることが可能となる。つまり、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作の切り換えを行うことでワイドレンジ対応としているものである。
【００６２】
そして、このようにしてワイドレンジ対応化を図ることによって、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系としては、通常の全波整流回路とすることができる。つまり、先に図９に示した回路のように、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はない。
従って、図１に示す電源回路では、直流入力電圧用の平滑コンデンサは１本でよいことになる。また、電磁リレーも不要となる。
【００６３】
また、例えば瞬間停電などによって、公称ＡＣ２２０Ｖ又は２４０Ｖの商用交流電源が１５０Ｖ近傍以下に低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけである。つまり、図９に示した回路のような、倍電圧整流動作への切り換わりによる直流入力電圧レベルの上昇は生じないから、平滑コンデンサＣｉや、スイッチング素子が耐圧オーバーとなることはない。
さらに、コンパレータＩＣ等を備えた整流動作切り換えのための回路系が省略されることによっては、ワイドレンジ対応のためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなる。従って、図１に示す電源回路としては、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。
【００６４】
続いて、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を図２に示す。
この図に示す電源回路においては、先ず、図１の場合と同様にして、商用交流電源ＡＣに対して、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、フィルタコンデンサＣL，ＣLにより形成されるコモンモードノイズフィルタが接続される。
【００６５】
また、商用交流電源ＡＣを整流平滑化して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路としても、図１の回路と同様にして、ブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が備えられ、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、商用交流電源ＡＣの実効値レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が得られるようにされている。
【００６６】
そして、この直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチングコンバータとしては、２本のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2を備えるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えることとしている。
【００６７】
このスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2としては、スイッチング素子Ｑ1のドレインを平滑コンデンサＣｉの正極端子側と接続し、スイッチング素子Ｑ1のソースを、スイッチング素子Ｑ2のドレインと接続する。スイッチング素子Ｑ2のソースは、平滑コンデンサＣｉの負極端子（一次側アース）と接続される。つまり、ハーフブリッジ結合として、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにして直列接続された上で、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続される。
【００６８】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ドレイン側がカソードで、アノード側がドレインとなるようにして、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、この回路においても、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続している。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００６９】
また、この場合にも、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用の駆動用ＩＣを備えて構成されるとされる発振・ドライブ回路２を設けることとしている。この発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子駆動のための発振回路、駆動回路を備えて成る。発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００７０】
発振・ドライブ回路２は、一次側にて生成される低圧の直流電圧Ｅ10を入力して動作する。
直流電圧Ｅ10は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線Ｎ3と、ダイオードＤ3、コンデンサＣ3から成る半波整流回路により得られた直流電圧を、抵抗Ｒ4及びツェナーダイオードＺDから成る安定化回路により所定レベルにより安定化して得られるものである。なお、この図においては図示が省略されているが、起動抵抗を備えることとして、電源起動時においては、この起動抵抗を介して入力される整流平滑電圧Ｅｉを起動用電源として入力して発振・ドライブ回路２が動作を開始できるように構成すればよい。
【００７１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、各１組の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。
本実施の形態の場合、一次巻線Ｎ１の一端は、後述する直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRと一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点（スイッチング出力点）に対して接続される。一次巻線Ｎ1の他端は、一次側アース（スイッチング素子Ｑ2のソース）に対して接続される。
【００７２】
これまでの説明からも理解されるように、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続される、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ1の直列接続回路によっては、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1とから成る一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力により共振動作を行うことによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするものである。
そのうえで、図２に示す実施の形態の電源回路では、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ1の直列接続の間に、さらに直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRが直列に挿入されている。
従って、本実施の形態としては、一次側直列共振回路は、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴ側のリーケージインダクタンスＬ1とに加え、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRも含まれるようにして形成されることになる。。換言すれば、一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分としては、Ｌ1＋ＬRで表されることになる。
【００７３】
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば次のようになる。つまり、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側巻線と、二次側巻線を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップを形成するようにしている。これによって、例えば後述するようにして、疎結合とされる所定の結合係数が与えられるようにして構成される。
【００７４】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次側巻線には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００７５】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式によって二次側直流出力電圧のレベルを安定化する。
【００７６】
そして、図２に示す実施の形態としての電源回路の一次側においては、直交型制御トランスＰＲＴと増幅回路３が備えられる。
ここで、直交型制御トランスＰＲＴの構造例を図３及び図４に示す。
先ず、図３に示される直交型制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ｎｃを所定ターン数（巻数）により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアＣＲ１２側に対しては、上記制御巻線ＮCの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、２本の隣り合う磁脚に跨って被制御巻線ＮRを所定ターン数により巻装する。このようにして被制御巻線ＮRが巻装される２本の磁脚も、一方はギャップＧが形成されているのに対して、他方はギャップが形成されていない関係となる。
このような構造により、直交型制御トランスＰＲＴとしては制御巻線Ｎｃに流れる電流の増加により飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。
【００７７】
また、直交型制御トランスＰＲＴの他の構造としては、図４に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１１とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１２に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ２１として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図３の直交型制御トランスＰＲＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。そして、制御巻線Ｎｃについては図３の場合と同様にしてダブルコの字型コアＣＲ１１の２本の磁脚に対して巻装するが、シングルコの字型コアＣＲ２１に対しては、図のようにして、被制御巻線ＮRを巻装するようにしている。
【００７８】
上記のようにして可飽和リアクタとして構成される直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRは、前述もしたように、一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1との間に直列に挿入されており、これにより、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRは、一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分となる。
また、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcの一端は一次側アースに接続され、他端は増幅回路３内のＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ10のコレクタと接続される。
【００７９】
増幅回路３は、上記トランジスタＱ10、ベース抵抗Ｒ1，バイアス抵抗Ｒ2、及びエミッタ抵抗Ｒ3を備えて形成される。
トランジスタＱ10のコレクタは、上記制御巻線Ｎcを介して一次側アースと接続される。ベース抵抗Ｒ1は、トランジスタＱ10のベースと整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）との間に挿入される。バイアス抵抗Ｒ2は、トランジスタＱ10のベースと一次側アースとの間に挿入される。
また、エミッタ抵抗Ｒ3は、トランジスタＱ10のエミッタと直流電圧Ｅ10のラインとの間に挿入される。
【００８０】
このような構成による増幅回路３では、トランジスタＱ10のベースに対して、次のようにして、整流平滑電圧Ｅｉのレベルに応じたベース電流を流すことになる。つまり、整流平滑電圧Ｅｉのレベルが増加するのに応じては、トランジスタＱ10のベース電位が高くなってベース−エミッタ間の電位差が小さくなるので、ベース電流が低減することとなり、コレクタ電流である制御電流Ｉcは低減していくことになる。また逆に、整流平滑電圧Ｅｉのレベルが増加するのに応じては、トランジスタＱ10のベース電位が低くなってベース−エミッタ間の電位差が大きくなり、ベース電流が増加することとなって、制御電流Ｉc（コレクタ電流）は低減していくことになる。
【００８１】
ここで、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を全波整流によって整流平滑化して得られる直流電圧であるから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに対応している。従って、上記増幅回路３は、商用交流電源ＡＣのレベルに応じて上記制御電流Ｉcのレベルを可変するように動作しているということがいえる。つまり、商用交流電源ＡＣのレベルが上昇するのに応じて、制御電流Ｉcのレベルを低下させていくようにして動作する。
【００８２】
上記のようにして構成される実施の形態としての電源回路についてのワイドレンジ対応の動作について説明するのにあたり、先ず、直交型制御トランスＰＲＴによる被制御巻線ＮRについてのインダクタンス制御について、図５を参照して説明する。
図５は、被制御巻線ＮRのインダクタンス特性を示しており、横軸には一次側直列共振回路（Ｃ1−ＮR−Ｎ1）に流れる一次側直列共振電流Ｉ1のレベルをとっている。一次側直列共振電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力電流を合成して得られる。縦軸に制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを示している。また、インダクタンス特性としては、制御電流Ｉｃのレベルについて、Ic＝０mA、Ic＝１０mA、Ic＝３０mA、Ic＝５０mA、Ic＝７０mA、Ic＝９０mAの各場合が示されている。
【００８３】
図５に示すようにして、直交型制御トランスＰＲＴが可飽和リアクタであることで、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRは、一次側直列共振電流Ｉ1の振幅レベルを一定とした条件では、制御電流Ｉｃのレベルが小さくなるのに応じて増加する。
なお、制御電流Ｉｃを一定とした条件では、インダクタンスＬRは、全体として一次側直列共振電流Ｉ1の振幅レベルの絶対値が小さくなるのに応じて増加する傾向となるが、本実施の形態の場合、制御電流Ｉｃのレベルによっては、一次側直列共振電流Ｉ1の振幅レベルが０となる近傍で低減するために、略Ｍ字状の曲線で示される特性となるときがある。図５の場合であれば、制御電流Ｉｃを全く流していないＩｃ＝０のときと、図５において最大としている制御電流Ｉｃ＝９０ｍＡのときには二次曲線的な特性となるが、これ以外の中間の制御電流レベル（Ic＝１０mA、Ic＝３０mA、Ic＝５０mA、Ic＝７０mA）のときには、略Ｍ字状の曲線となっている。これは、図３及び図４に示したようにして所定長によるギャップＧを形成していることに依る。
【００８４】
上記図５により説明したようにして、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRは、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルが小さくなるのに応じて増加していくようにされる。そして、図２に示した増幅回路３の動作によれば、制御電流Ｉcは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルが上昇するのに応じて低減されるようにして制御される。
従って、図２に示す回路では、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが可変制御されるものであり、その関係としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の上昇に応じてインダクタンスＬRは増加し、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の低下に応じてインダクタンスＬRは低下するものとなる。
【００８５】
また、これまでにも説明しているように、インダクタンスＬRは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分である。従って、上記のようにして商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じてインダクタンスＬRを可変するということは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル変化に応じて、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス値を可変しているということになる。そして、上記した商用交流電源ＡＣとインダクタンスＬRとの関係からすれば、一次側直列共振回路を形成するインダクタンスは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の上昇に応じて増加し、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の低下に応じて低下するようにして可変制御されることになる。
【００８６】
図６は、上記のようにして、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンスを可変する構成を採る場合に得られる、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとの関係により例示的に示している。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、２１．５Ｖで安定化されるべきものであることとする。また、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。また、この図においては、商用交流電源のレベルの条件としては、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖ系としては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖが入力された場合を示している。
【００８７】
ここで、上記のようにして一次側直列共振回路におけるインダクタンス値が可変されるということは、この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏが変化するということである。そして、本実施の形態における一次側直列共振回路のインダクタンスの変化は、上記もしているように、商用交流電源レベルが高くなるのに応じて増加し、低くなるのに応じては低下する。
このことから、一次側直列共振回路について、ＡＣ１００Ｖ系時の共振周波数fo1とＡＣ２００Ｖ系時の共振周波数fo2とを比較すると、図６に示すようにして、共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高くなる、ということになる。
【００８８】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数foで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数foと同じときに最も高くなり、共振周波数foから離れていくのに従って低下していくものとなる。
【００８９】
つまり図６において、先ず、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶAC＝１００Ｖ）には、実線で示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１のときにピークとなって、この共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは低下する。
【００９０】
そして、上記のようにして図６の実線により示すＡＣ１００Ｖ系時の特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを２１．５Ｖにより安定化しようとした場合、そのために必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１として示される範囲となる。
【００９１】
一方のＡＣ２００Ｖ系時では、上記したように一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏは、ＡＣ１００Ｖ系時のｆｏ１よりも低いｆｏ２で示される所定周波数に設定される。このときの特性としては、図６において破線で示すものとなる。つまり、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ２のときに最大となるようにされたうえで、この共振周波数ｆｏ２からスイッチング周波数ｆｓが離れていくのに従って低下していくものとなる。また、この場合にも、スイッチング周波数ｆｓを固定とすれば、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する特性となる。
そして、このＡＣ２００Ｖ系時の特性のもとでアッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを２１．５Ｖにより安定化しようとした場合の必要制御範囲は、図６においてΔｆｓ２として示される範囲となる。
【００９２】
つまり、本実施の形態としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンス値を可変制御するようにしていることで、商用交流電源の入力がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えられるのに応じて、上記図６に示したようにして、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とのそれぞれに対応させて、必要制御範囲Δfs1，Δfs2が設定されるようにしている。
なお、図６においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）の特性のみを示しているので、必要制御範囲Δfs1，Δfs2は、切り換えが行われるようにして変更設定されたかのように示されている。しかしながら、本実施の形態の直交型制御トランスＰＲＴにおいては、制御電流Ｉｃを連続的に可変していけば、インダクタンスＬRも連続的に可変制御することができる。従って、仮に交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系としての所定レベルとＡＣ２００Ｖ系としての所定レベルの間で連続的に変化するものとすれば、一次側直列共振回路の共振周波数と、これに応じた必要制御範囲Δfsも連続的に変化し得るものである。
【００９３】
例えば、図１に示す電源回路から直交型制御トランスＰＲＴ及び増幅回路３を省略し、一次側直列共振回路のインダクタンス値を可変しない構成とした場合においては、商用交流電源レベルにかかわらず一次側直列共振回路のインダクタンス値が固定となるから、、商用交流電源レベルに対して一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏも固定となる。そして、この場合には、この固定の共振周波数ｆｏより高いスイッチング周波数の領域を必要制御範囲Δfsとして、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００までに対応する範囲で、所定の負荷変動幅に対応して、非常に大きな変動幅となる二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化しなければならないことになる。この場合において、例えば負荷変動幅が大きいような条件では、必要制御範囲Δfsを非常に幅広く取らねばならず、スイッチング電源回路の仕様によって決まる、スイッチング周波数の最大可変範囲内では適正に安定化を図ることが難しくなる場合がある。
【００９４】
これに対して本実施の形態では、これまでの説明のようにして、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで商用交流電源の入力レベルが変化したときには、それぞれの商用交流電源の入力レベルに応じた必要制御範囲Δfs1，Δfs2を設定できるようにしている。これは、一次巻線Ｎ1の巻数の選定によって、必要制御範囲Δfs1，Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定できるということを意味している。この結果、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでそれぞれ、所定の負荷変動範囲に対応して二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化することが保証されることになる。つまり、ワイドレンジ対応の電源回路が実現化されるものである。
【００９５】
なお、図２に示す電源回路の実際例として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗの負荷条件に対応させることとした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−２８のフェライトコアとし、中央磁脚には、1.0mmのギャップを形成するようにされる。また、一次巻線部Ｎ1については巻数を３５Ｔ（ターン）とし、二次巻線Ｎ2は１０Ｔとする。このようにして構成される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、結合係数ｋ＝０．８５で表される疎結合とされる状態が得られる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについては、０．０２７μＦを選定する。
また、直交型制御トランスＰＲＴは、図３と図４に示した何れの構造においても、その外形については立体型コアのサイズとして20mm×20mm×20mmとし、ギャップＧのギャップ長については0.8mmとした。また、被制御巻線ＮRについては４０Ｔ、制御巻線Ｎcについては１０００Ｔとした。
【００９６】
上記のような電源回路の部品選定としたうえで、交流入力電圧ＶAC＝８５〜２８８Ｖの変動範囲で、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗまでの負荷変動範囲とされる条件を設定して実験を行ったところ、必要制御範囲Δfsは６０ＫＨｚ（Δfs2の下限値）〜１９５ＫＨｚ（Δfs1の上限値）であり、また、制御電流Ｉcの可変範囲は、６０ｍＡ〜１０ｍＡとなった。
例えば発振・ドライブ回路２の実際として、或る特定の汎用の駆動用ＩＣを用いた場合のスイッチング周波数ｆｓの最大可変範囲は５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚとなるのであるが、上記必要制御範囲Δfs（６０ＫＨｚ〜１９５ＫＨｚ）は、上記最大可変範囲の５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚに充分収まっているものとなっており、従って、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの商用交流電源入力に対応して、二次側直流出力電圧Ｅｏは適正に安定化されるものとなる。
ここで、確認のために述べておくと、上記した負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗの負荷変動範囲は、あくまでも実験結果を得るのにあたって任意に設定した負荷条件であり、従って、本実施の形態に基づく電源回路としては、より重負荷で、また、より広い負荷変動範囲の負荷条件にも対応して適正に安定化を図ることが可能である。
【００９７】
このような構成とされることにより、本実施の形態の電源回路としては、例えば図１に示す回路と同様にして、ワイドレンジ対応でありながら、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系について、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はなくなり、通常の全波整流回路とすることができる。従って、直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては１本でよい。また、整流回路系を切り換えるため電磁リレーに関しては不要とすることができる。
また、図１に示す電源回路では、全部で４石のスイッチング素子が必要となり、また、これに応じて、ドライブ回路２としての回路構成も付加する必要があり、比較的に回路構成が複雑であるといえる。
これに対して、本実施の形態としては、スイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式で固定であるから、スイッチング素子としては２石でよく、また、ドライブ回路系の構成としても、より簡略なものとすることができる。このために、総合的には、図１に示す電源回路と比較して基板実装面積が少なくて済み、また、低コストな電源回路とすることが可能となる。
また、図１に示す回路では、フルブリッジ動作では４石のスイッチング素子がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。これに対して本実施の形態では、常に２石のスイッチング素子のスイッチング動作となるので、その分、スイッチングノイズも少ないということがいえる。
【００９８】
また、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴにより一次側直列共振回路のインダクタンス（被制御巻線ＮRのインダクタンスＬR）を連続的に変化可能な構成によりワイドレンジ対応としている。換言すれば、例えば電磁リレーによる切り換え機能を有していない。
このために、例えば商用交流電源ＡＣについて瞬時停電や急峻な低下などの異常が発生したとしても、この異常に応じた整流平滑電圧Ｅｉのレベル変化に追随するようにして、直交型制御トランスＰＲＴにおいて被制御巻線ＮRのインダクタンスＬR（共振インピーダンス）が可変されることで回路保護が図られ、また、電磁リレーの誤動作などは生じない。従って、特に保護回路を設けなくとも、本実施の形態の電源回路としては、商用交流電源ＡＣの異常により回路が破壊されるようなことが無い。
【００９９】
また、本実施の形態としては、一次側直列共振回路におけるインダクタンス成分は、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRとを合成したものとなる。これは、例えば一次巻線Ｎ1と直列共振コンデンサＣ1のみによって一次側直列共振回路を形成する場合と比較して、一次側直列共振回路として必要なインダクタンス値を得るのにあたり、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1は、より少なくて済む、ということになる。残るインダクタンスの不足分は、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRにより補われるからである。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてリーケージインダクタンスＬ1を小さくできることになるから、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、一次巻線Ｎ1のターン数を削減し、さらにギャップ長も短くすることができる。そして、これに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、例えばＥＥＲ−３５のサイズを用いるべき所を、上記したようにＥＥＲ−２８のサイズとすることが可能となり、大幅な小型軽量化が図られることにもなる。
【０１００】
ここで、図７及び図８の波形図に、図２に示す電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す。図７は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）が入力されているときの動作を示し、図８は、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）が入力されているときの動作を示す。
図７（ａ）及び図８（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2は、スイッチング素子Ｑ2がオフの期間では所定レベルによりクランプされ、オンの期間では０レベルとなる波形として得られる。また、この両端電圧ＶQ2のクランプレベルは、整流平滑電圧Ｅｉのレベルに対応している。従って、実際としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時に対応する図７（ａ）に対して、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時に対応する図８（ａ）のほうがクランプレベルは高くなっている。
また、スイッチング素子Ｑ2に流れるスイッチング電流ＩQ2は、ターンオンとされるタイミングにおいて、先ず、クランプダイオードＤD2を介して流れ、この後に反転して図７（ｂ）及び図８（ｂ）に示す各波形によりスイッチング素子Ｑ2のドレインからソース方向に流れるものとなる。
ここでは図示していないが、他方のハイサイドのスイッチング素子Ｑ1の両端電圧、及びスイッチング電流は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と２２０Ｖ時とで、それぞれ図７（ａ）（ｂ）、図８（ａ）（ｂ）に示したスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2，スイッチング電流ＩQ2について、同一波形とされたうえで１８０°の位相差を有したものとなる。
そして、一次側直列共振回路に流れるとされるスイッチング出力電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のそれぞれに流れるスイッチング電流を合成したものとなり、従って、図７（ｃ）、図８（ｃ）に示される波形により流れるものとなる。
【０１０１】
また、図２に示す実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗまでの変動範囲に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では８９．０％でほぼ一定、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ時では８９．５％でほぼ一定となる測定結果が得られた。なお、この測定は、前述したとおりの部品選定を前提としている。
【０１０２】
また、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による共振形コンバータにも適用することは可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】先に本出願人が提案している構成を基とするスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本実施の形態としての電源回路に備えられる直交型制御トランスの構造例を示す斜視図である。
【図４】本実施の形態としての電源回路に備えられる直交型制御トランスの構造の他の例を示す斜視図である。
【図５】実施の形態の直交型制御トランスに巻装される被制御巻線のインダクタンス特性を示す図である。
【図６】本実施の形態の電源回路の定電圧制御特性を示す図である。
【図７】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図８】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図９】従来例としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１０４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、３  増幅回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｎ1  一次巻線、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｎ2  二次巻線、Ｄo1，Ｄo2  （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ  平滑コンデンサ、ＰＲＴ  直交型制御トランス、ＮR  被制御巻線、Ｎc  制御巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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