(57)【要約】【課題】できるだけ簡略な回路構成で、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るワイドレンジ対応の電源回路を提供する。【解決手段】共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路において、商用交流電源のレベル変化に応じてスイッチング周波数を可変制御することで、商用交流電源のレベル変化に起因する二次側直流出力電圧の変動について安定化する。また、これとともに、二次側直流出力電圧のレベルを検出して、そのレベル誤差に応じて、可飽和インダクタとしての構造を採る絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに対して制御電流Ｉcを流すことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスを可変制御する。これにより、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の範囲で、負荷変動幅が比較的大きいとされる条件の下でも、二次側直流出力電圧の定電圧制御を適正に行うことを可能とする。【選択図】図２
2005168236.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線と、制御巻線とが巻装され、上記制御巻線に流れる制御電流のレベルに応じて、自身の漏洩インダクタンスが可変されるようにして形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の所要数の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるように上記スイッチング駆動手段を制御する、又は、上記制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御することで、上記二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第１の定電圧制御手段と、
１つの特定の上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御する、又は、上記スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるように上記スイッチング駆動手段を制御することで、上記特定の二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第２の定電圧制御手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、上記第２の定電圧制御手段により定電圧制御される以外の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、制御対象である二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、制御対象である二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段、をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００４】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００５】
そこで、上記した問題を解決するものとして、先に本出願人は、次のような構成のスイッチング電源回路を提案している。つまり、共振形コンバータを備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、スイッチング周波数制御方式を採りながらも、比較的広範囲とされる負荷変動に対して安定化が可能とされるスイッチング電源回路である。このようなスイッチング電源回路の構成例を図９に示す。
【０００６】
この図９に示す電源回路では、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、図示するようにして１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣL，ＣLから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
【０００７】
また、この場合の整流回路系は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に対して接続されるブリッジ整流回路Ｄｉと、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2を図のようにして接続して成る。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間には、リレースイッチＳを挿入している。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【０００８】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記整流回路系の動作を、商用交流電源ＡＣの入力が１００Ｖ系である場合と２００Ｖ系である場合とで切り換えるために設けられる。
このために、整流回路切換モジュール５に対しては、ダイオードＤ11、コンデンサＣ11、分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12からなる検出回路から出力される検出電圧が入力されるようになっている。この検出回路では、先ず、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11からなる半波整流回路によって商用交流電源ＡＣを整流平滑化することで、コンデンサＣ11の両端電圧として、商用交流電源ＡＣに応じたレベルの直流電圧を得るようにされている。そして、この直流電圧を、コンデンサＣ11に対して並列に接続されている分圧抵抗Ｒ11−Ｒ12の直列接続回路により分圧して得られる電圧レベルを、整流回路切換モジュール５に対して検出電圧として入力するようにしている。この検出電圧は、商用交流電源ＡＣのレベルに対応する直流電圧を、分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12の抵抗値に応じた分圧値により所定比で分圧して得られるものであり、従って、検出電圧のレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルを示していることになる。
【０００９】
また、整流回路切換モジュール５に対しては、リレーＲＬを接続している。整流回路切換モジュール５は、このリレーＲＬの導通／非導通を切り換えることができる。そして、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされていることとする。
【００１０】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、上記のようにして分圧抵抗Ｒ11−Ｒ12の分圧点から入力される検出電圧を入力して比較する。確認のために述べておくと、この検出電圧は、商用交流電源ＡＣのレベルを示している。
ここで検出電圧は、例えば交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍の所定レベル以上（ＡＣ２００Ｖ系）であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍の所定レベル以下（ＡＣ１００Ｖ系）であるときには上記基準電圧以下となるように、その分圧比が設定されている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとする。
【００１１】
ここで、例えば商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系であるとすると、この場合には、検出電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳもオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳがオフの状態では、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００１２】
これに対して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、分圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳはオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳがオンの状態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１３】
このようにして、図９に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、通常の全波整流動作により、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしている。この整流平滑電圧Ｅｉは、後段の電流共振形コンバータに対して、直流入力電圧として入力されることになる。
【００１４】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００１５】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００１６】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００１７】
また、この発振・ドライブ回路２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ3に対して、整流ダイオードＤ3及びコンデンサＣ3から成る半波整流回路によって得られた低圧の直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側並列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。つまり、図９に示す電源回路におけるスイッチングコンバータの基本構成としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとなる。
【００１９】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００２０】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては約1.0mm〜1.5mmのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００２１】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次側巻線には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２２】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
ここで、図９に示す電源回路では、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、それぞれ倍電圧整流動作と全波整流動作との間での切り換えを行うようにされている。これにより、商用電源入力がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とであるのにかかわらず同等レベルの直流入力電圧（Ｅｉ）が得られることとなり、これに応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとしても、同様にして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで同等となる。
このために、例えば負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１５０Ｗとなる比較的大きな負荷変動幅の条件であっても、先に述べた５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚの最大可変範囲内でのスイッチング周波数制御により、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とでともに、二次側直流出力電圧を有効に安定化することが可能となる。このようにして、図９に示す電源回路では、ワイドレンジ対応化を図っている。
【００２３】
上記のようにしてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源のレベルに応じて倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行う構成は、例えば上記文献に記載されている。
【特許文献１】特開平７−２８１７７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
これまでの説明から理解されるように、上記図９に示した電源回路においては、電磁リレーによって全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるように構成している。そして、この構成のために、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための平滑コンデンサとしては、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の２本が必要とされる。
つまりは、整流動作の切り換えのために、少なくとも、平滑コンデンサを２本に増加し、所要数の電磁リレーを追加することになる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００２５】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための回路として、例えば単純に図９に示した基本的な構成では、次のような誤動作を生じる可能性がある。つまり、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えるという動作が生じる。
このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００２６】
そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。例えば図９の場合であれば、この図に示されている電源回路がメインのスイッチングコンバータとなる。実際には、整流回路切換モジュール５は、図９において図示していないスタンバイ電源のコンバータにて得られる直流入力電圧も検出電圧として入力している。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、整流回路切換モジュール５としてコンパレータＩＣを実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
整流回路切換モジュール５は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長してしまう。
【００２７】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のようにして構成する。
つまり、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線と、制御巻線とが巻装され、上記制御巻線に流れる制御電流のレベルに応じて、自身の漏洩インダクタンスが可変されるようにして形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の所要数の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
そして、商用交流電源のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるようにスイッチング駆動手段を制御する、又は、上記制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御することで、二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第１の定電圧制御手段を備える。
さらに、１つの特定の上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御する、又は、スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるようにスイッチング駆動手段を制御することで、上記特定の二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第２の定電圧制御手段を備えることとする。
【００２９】
上記構成による電源回路では、二次側直流出力電圧を安定化するのにあたり、スイッチング周波数制御と、絶縁コンバータトランスにおけるリーケージインダクタンス制御とが複合的に組み合わされる。そして、これら２つの制御のうち、いずれか一方の制御によっては、商用交流電源のレベルに応じて二次側直流出力電圧を定電圧化し、他方の制御によっては、二次側直流出力電圧のレベルに応じて二次側直流出力電圧を定電圧化するようにされる。つまり、上記一方の制御は、商用交流電源のレベル変化に起因する二次側直流出力電圧の変動に対して定電圧制御を行い、上記他方の制御は、二次側直流出力電圧に接続される負荷変動に起因する二次側直流出力電圧の変動に対して定電圧制御を行うようにされている。
例えばスイッチング周波数の最大可変範囲と、リーケージインダクタンスの最大可変範囲が同等の条件であるとして、二次側直流出力電圧のみのレベルに応じて、単純にスイッチング周波数制御、若しくは絶縁コンバータトランスのリーケージインダクタンス制御を行うことで安定化を図る従来の構成と、本発明のように２つの定電圧制御を同時に動作させる構成とを比較してみる。すると、本発明のほうが、より広い商用交流電源の入力レベル範囲と、より広い負荷変動幅に対応して、定電圧制御を行うことが可能であるということがいえる。
【発明の効果】
【００３０】
このことから本発明によっては、例えば実際において、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系とされる商用交流電源のレベル範囲が入力され、かつ、比較的負荷変動幅が大きいとされる条件に対応して、適正に安定化が可能なスイッチング電源回路を得ることができる。この場合においては、スイッチングコンバータの直流入力電圧レベルについて切り換えを行う必要が無くなる。つまり、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う構成を採るのではなく、例えば常に商用交流電源の等倍に対応する整流平滑電圧を生成する通常の全波整流回路でよいことになる。このために、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば２本から１本に削減されることになる。
また、スイッチング素子数としても、例えばハーフブリッジ結合を形成するのに最低限の２本でよいこととなり、この点でも、部品点数の削減が図られる。このようにして部品点数が削減されることによっては、回路基板の小型軽量化及び低コスト化を図ることができる。また、スイッチング素子数が必要最小限であることから、スイッチングノイズも必要最小限なレベルに抑えることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１は、先に本出願人が提案している電源回路を基とした電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、スイッチング周波数制御方式を採る電流共振形コンバータを備えた、ワイドレンジ対応を可能とした構成を採っている。
この図１に示す電源回路は、一次側に対して、４石のスイッチング素子を備えたフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが備えられる。そして、後述するようにして、商用交流電源の定格がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、スイッチング動作について、フルブリッジ結合方式とハーフブリッジ結合方式との間で切り換えが行われるようにすることで、ワイドレンジ対応としている。
また、スイッチング駆動方式としては他励式を採る。そして、この電流共振形コンバータのスイッチング素子がターンオン／ターンオフする時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路が組み合わされている。
【００３２】
図１に示す回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、図示するようにして１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２組のアクロスコンデンサＣL，ＣLから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。
そして、商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。この場合、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のみに対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として後段の電流共振形コンバータに対して入力される。
このようにして、図１に示す電源回路では、例えば先に図９に示したようにして、整流動作を切り換えるための回路系は備えられていないことが分かる。
【００３３】
この図に示す電流共振形コンバータは、フルブリッジ結合方式とされることに対応して４石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4を備える。また、この場合には他励式とされることに対応して、これらスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4には、電圧駆動タイプであるＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、スイッチング素子Ｑ2のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ2のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ1，Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるように、ハーフブリッジ結合されるようにして直列に接続され、これにより、１組のハーフブリッジ回路を形成している。
【００３５】
同様にして、スイッチング素子Ｑ3のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続され、ソースは、スイッチング素子Ｑ4のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ4のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ3，Ｑ4については、スイッチング素子Ｑ3がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ4がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ結合して接続され、もう１組のハーフブリッジ回路を形成する。
このような接続態様に依れば、スイッチング素子[Ｑ1，Ｑ2]の組と、スイッチング素子[Ｑ3，Ｑ4]の組とによる２組のハーフブリッジ回路が、直流入力電圧（Ｅｉ）のラインと一次側アース間に対して並列に挿入されていることになる。これにより、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング回路系が形成されることになる。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤD1が並列に接続される。クランプダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインに対して接続される。このクランプダイオードＤD1は、スイッチング素子Ｑ1と共に１組のスイッチング回路を形成し、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするときの逆方向電流を流す経路を形成する。
同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤD2，ＤD3，ＤD4が並列に接続される。
【００３７】
また、各ハーフブリッジ回路におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ2，Ｑ4のドレイン−ソース間に対しては、それぞれ並列に、部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2が接続されている。
部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の漏洩インダクタンス成分Ｌ1によっては、それぞれ並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。
そして、このようにして、部分電圧共振回路が形成されることによっては、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。
なお、これらスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4についてのスイッチング駆動回路系の構成については後述する。
【００３８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えばＥＥ型コアに対して、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を、一次側と二次側とに対応して形成された分割領域の各々に巻装して構成される。また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図示するように、一次側に三次巻線Ｎ3も巻装される。
【００３９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ1の他端は、スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
【００４０】
そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のインダクタンス成分Ｌ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分（Ｌ１）によっては一次側直列共振回路が形成される。
フルブリッジ結合方式では、後述するようにして、スイッチング素子[Ｑ1，Ｑ4]の組と、スイッチング素子[Ｑ2，Ｑ3]の組が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作するが、上記のようにして一次巻線Ｎ1−直列共振コンデンサＣ1から成る一次側直列共振回路が、スイッチング出力点と接続されていることで、この一次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力が伝達されることになる。そして、このスイッチング出力に応じて一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、電流共振形としての動作が得られる。そして、一次巻線Ｎ1には、この電流共振形としての動作に応じて、共振波形に近い一次巻線電流が得られることとなる。
【００４１】
このようにして、図１に示す電源回路のスイッチングコンバータとしては、フルブリッジ結合方式に対応する電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成が採られている。
【００４２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、上記一次巻線Ｎ1に伝達されるスイッチング出力に応じて励起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、センタータップが設けられている。このセンタータップは二次側アースに接続される。そのうえで、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、両波整流回路が形成される。この両波整流回路が、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧を入力して整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが得られる。
二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥOは、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして、ダイオードＤ4及びコンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続される。この半波整流回路によって得られた低圧の直流電圧は、後述する発振・ドライブ回路２及びドライブ回路３の各々に対して動作電源として供給される。
【００４４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、発振・ドライブ回路２に対して出力される。
発振・ドライブ回路２では、後述するようにして発振信号を生成するとともに、この発振信号を利用して、スイッチング素子を他励式により駆動するためのハイサイド用とローサイド用のドライブ信号を出力する。そして、このドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が所要のスイッチングタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
そして、発振・ドライブ回路２では、制御回路１から入力された制御出力レベルに応じて、内部で生成する発振信号の周波数を可変するように動作する。これによって、ドライブ信号の周波数が制御出力レベルに応じて可変されることになる。つまり、発振・ドライブ回路２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング周波数を可変制御するように動作する。
スイッチング周波数が可変されることによっては、直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側出力電圧が変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００４５】
続いては、図１に示す電源回路における、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をスイッチング駆動するためのスイッチング駆動回路系について説明する。図１に示す電源回路は、スイッチング駆動回路系として、１つの発振・ドライブ回路２と、ドライブ回路３とを備えて成る。
【００４６】
発振・ドライブ回路２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えたアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
この発振・ドライブ回路２は、前述もしたように、三次巻線Ｎ3、ダイオードＤ3、コンデンサＣ3から成る半波整流回路により得られた直流電圧を入力して動作する。また、電源起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉを起動用電源として入力して動作を開始できるようにされている。
【００４７】
そして、発振・ドライブ回路２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号を出力するようにされている。つまり、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳD1と、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳD2を出力する。
そして、この場合には、ドライブ信号ＳD1は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートに印加される。ドライブ信号ＳD2は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される。なお、ドライブ信号ＳD1は、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、ドライブ信号ＳD2に対してレベルシフトされた上で出力されている。また、これらドライブ信号ＳD1，ＳD2は、分岐して、ドライブ回路３に対しても入力される。
【００４８】
ドライブ回路３では、入力されたドライブ信号ＳD1については、ローサイドのスイッチング素子をドライブするための電圧レベルにシフトさせ、ドライブ信号ＳD4としてスイッチング素子Ｑ4のゲートに印加する。また、ドライブ信号ＳD2については、ハイサイドのスイッチング素子をドライブするための電圧レベルにシフトさせ、ドライブ信号ＳD3としてスイッチＳｗを介してスイッチング素子Ｑ4のゲートに印加する。
また、ドライブ回路３に対しては、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により所定の分圧比により分圧して得られる検出電圧が入力されるようになっている。ドライブ回路３では、後述するようにして、この検出電圧のレベルに応じて、スイッチＳｗをオン／オフコントロールする。なお、このスイッチＳｗは、例えば小電力のバイポーラトランジスタなどをスイッチ素子として用いた構成を採ればよい。
【００４９】
図１に示す電源回路では、後述するようにして、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、フルブリッジ結合方式によるスイッチング動作と、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作とで切り換えが行われる。しかしここでは、基本的な動作として、フルブリッジ結合方式の場合に対応して、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の全てをスイッチング駆動するときの動作について説明しておくこととする。
【００５０】
発振・ドライブ回路２では、前述したように、ハイサイドのスイッチング素子を駆動するためのハイサイド用のドライブ信号ＳD1と、ローサイドのスイッチング素子を駆動するためのローサイド用のドライブ信号ＳD2とを出力する。
ここで、ドライブ信号ＳD1及びドライブ信号ＳD2は、スイッチング素子をオンとするのに対応しては所定レベルで立ち上がり、オフとするのに応じては所定レベルで立ち下がるようにされたパルス波形となるものであり、このパルス波形が相互に１８０°の位相差を有するようにして生成される。
これにより、先ず、ハイサイドとローサイドの関係にあるスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2については、交互にオン／オフするようにスイッチング駆動されることになる。
【００５１】
一方、ドライブ回路３では、入力されたドライブ信号ＳD1をレベルシフトした上で、ドライブ信号ＳD4としてローサイドのスイッチング素子Ｑ4に印加している。同様にして、入力されたドライブ信号ＳD2をレベルシフトした上で、ドライブ信号ＳD3としてハイサイドのスイッチング素子Ｑ3に印加している。つまり、波形タイミングとしては、ドライブ信号ＳD1，ＳD4の組が同じとなり、ドライブ信号ＳD2，ＳD3の組が同じとなる。そのうえで、ドライブ信号ＳD1，ＳD4の組と、ドライブ信号ＳD2，ＳD3の組とでは、相互に１８０°の位相差を有するようなタイミングとされていることになる。
【００５２】
このことから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は同じタイミングでオン／オフ駆動され、同様に、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3も、同じタイミングでオン／オフ駆動されることになる。そのうえで、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3]の組とでは、交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動されることとなる。
【００５３】
このときのスイッチング動作として、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース→直列共振コンデンサＣ1→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ4のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース→一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1→スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。そして、この動作が繰り返されるのに応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1）では共振動作が得られることになり、絶縁コンバータトランスの一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いスイッチング出力電流を供給することになる。
このようにしてスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4がスイッチングを行う動作が、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング動作となる。
【００５４】
また、上記のようにしてスイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ4に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ2が、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）成分Ｌ１によって並列共振回路を形成し、電圧共振動作を行う。つまり、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組のターンオフ／ターンオン時にのみ電圧共振となる部分電圧共振動作が得られる。
同様にして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ2に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路が形成される。そして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組のターンオフ／ターンオン時において部分電圧共振動作が得られる。
【００５５】
このようにして、図１の回路では、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］［Ｑ2，Ｑ3］の各組（スイッチング回路）が交互にオン／オフするフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路（Ｃｐ1，Ｃｐ2，Ｎ1）が組み合わされたコンバータが形成されているものである。
【００５６】
そして、図１に示す電源回路は、上記した他励式フルブリッジ結合方式の構成の下で、以降説明するようにして、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ結合方式によるスイッチング動作（フルブリッジ動作）となり、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作（ハーフブリッジ動作）となるように、スイッチング動作を切り換える構成を採る。
【００５７】
図１に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉに対して並列に、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2を直列接続した分圧回路が接続される。そして、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点（分圧点）に得られる電圧が、前述もしたように、検出電圧としてドライブ回路３に入力されるようになっている。この検出電圧は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続されていることから分かるように、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧Ｅｉ）を分圧したものとなる。ここで、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じたものとなるから、検出電圧としても、商用交流電源ＡＣのレベルに応じたものである、ということになる。
【００５８】
ドライブ回路３では、この検出電圧として、例えば交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍以下に対応する、ＡＣ１００Ｖ系とされるレベルであることを検出したときには、ドライブ信号ＳD3とスイッチング素子Ｑ3のゲートとの間に挿入されているスイッチＳｗについて、オンとするように制御する。このときには、スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して、ドライブ信号ＳD3が印加される状態が得られることになる。
これにより、例えば先に図５を参照して説明したように、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がスイッチング駆動される状態が得られる。つまり、フルブリッジ動作が得られる。
【００５９】
これに対して、ドライブ回路３においては、上記検出電圧について、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ近傍以上に対応する、ＡＣ２００Ｖ系とされるレベルであることを検出したときには、スイッチＳｗをオフ状態とするように制御する。
これにより、スイッチング素子Ｑ3のゲートに対してドライブ信号ＳD3が印加されなくなるので、スイッチング素子Ｑ3はスイッチング動作を停止させた状態となり、残るスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4がスイッチング動作する状態が得られる。
なお、このときは、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組が同じタイミングでオン／オフするのに対し、スイッチング素子Ｑ2のみが、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組に対して交互となるタイミングでオン／オフすることになる。
【００６０】
このようにして、３つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4がスイッチング動作を行うということは、スイッチング素子Ｑ1に対して、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ4]の組が交互となるタイミングでオン／オフする、ハーフブリッジ動作が得られているということがいえる。
【００６１】
これまでの説明から理解されるように、図１に示す電源回路においては、先ずは、４本のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備えた、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成する。そのうえで、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ動作、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ動作となるように、スイッチング動作の切り換えを行うように構成している。
このようにすれば、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力により得られる電流レベルはほぼ同等となる。これにより、例えば５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度のスイッチング周波数の最大可変範囲であっても、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のいずれの場合にも、有効に二次側直流出力電圧の安定化を図ることが可能となる。つまり、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作の切り換えを行うことでワイドレンジ対応としているものである。
【００６２】
そして、このようにしてワイドレンジ対応化を図ることによって、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系としては、通常の全波整流回路とすることができる。つまり、先に図９に示した回路のように、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はない。
従って、図１に示す電源回路では、直流入力電圧用の平滑コンデンサは１本でよいことになる。また、電磁リレーも不要となる。
【００６３】
また、例えば瞬間停電などによって、公称ＡＣ２２０Ｖ又は２４０Ｖの商用交流電源が１５０Ｖ近傍以下に低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけである。つまり、図９に示した回路のような、倍電圧整流動作への切り換わりによる直流入力電圧レベルの上昇は生じないから、平滑コンデンサＣｉや、スイッチング素子が耐圧オーバーとなることはない。
さらに、コンパレータＩＣ等を備えた整流動作切り換えのための回路系が省略されることによっては、ワイドレンジ対応のためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなる。従って、図１に示す電源回路としては、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。
【００６４】
続いて、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を図２に示す。
この図に示す電源回路においては、先ず、図１の場合と同様にして、商用交流電源ＡＣに対して、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、フィルタコンデンサＣL，ＣLにより形成されるコモンモードノイズフィルタが接続される。
【００６５】
また、商用交流電源ＡＣを整流平滑化して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路としても、図１の回路と同様にして、ブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が備えられ、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、商用交流電源ＡＣの実効値レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が得られるようにされている。
【００６６】
そして、この直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチングコンバータとしては、２本のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2を備えるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えることとしている。
【００６７】
このスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2としては、スイッチング素子Ｑ1のドレインを平滑コンデンサＣｉの正極端子側と接続し、スイッチング素子Ｑ1のソースを、スイッチング素子Ｑ2のドレインと接続する。スイッチング素子Ｑ2のソースは、平滑コンデンサＣｉの負極端子（一次側アース）と接続される。つまり、ハーフブリッジ結合として、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにして直列接続された上で、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続される。
【００６８】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ドレイン側がカソードで、アノード側がドレインとなるようにして、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、この回路においても、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続している。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００６９】
また、この場合にも、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用の駆動用ＩＣを備えて構成されるとされる発振・ドライブ回路２を設けることとしている。この発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子駆動のための発振回路、駆動回路を備えて成る。発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００７０】
また、この場合の発振・ドライブ回路２に対しては、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続した分圧抵抗Ｒ21−Ｒ22の接続点に得られる電圧を制御電圧として入力することとしている。発振・ドライブ回路２は、この制御電圧のレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するようにして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2をスイッチング駆動するようにされる。
ここで、上記制御電圧は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を分圧して得られる直流電圧となるが、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣを整流平滑化して生成するものであるから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに対応するものとなる。従って、本実施の形態における発振・ドライブ回路２は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように構成されていることになる。
ここで留意すべきことは、通常、商用交流電源ＡＣとしては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とされる所定の定格レベル間での不連続的な切り換えが行われるものであるが、発振・ドライブ回路２の商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じたスイッチング周波数の可変制御動作は連続的なものであるということである。つまり、仮に商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）をＡＣ１００Ｖ系とされる所定レベルと、ＡＣ２００Ｖ系とされる所定レベルとの間（例：ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖ）で連続的に変化させていったとすれば、これに応じて、発振・ドライブ回路２は、スイッチング周波数を連続的に可変させていくようにしてスイッチング駆動することになる。
【００７１】
なお、ここでは図示していないが、発振・ドライブ回路２の電源駆動に関しては、図１と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して巻装する三次巻線と、この三次巻線に励起される交番電圧を整流平滑化する整流回路を備え、この整流回路により得られる低圧直流電圧を、動作電源として供給するように構成すればよい。
また、発振・ドライブ回路２を起動させる構成としても、図１と同様にして起動抵抗Ｒｓを介して得られる整流平滑電圧Ｅｉを、起動電源として入力させる構成とすればよい。
【００７２】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するとともに、定電圧制御のためのリーケージインダクタンスの可変が行われる。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には一次巻線Ｎ1が巻装され、二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。そして、さらに制御巻線Ｎｃが巻装される。
【００７３】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を図３〜図６に示すこととし、先ず、図３から説明する。
先ず、図３に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアＣＲ１側のギャップＧが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ｎｃを所定ターン数（巻数）により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアＣＲ２側に対しては、上記制御巻線ＮCの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、２本の隣り合う磁脚に跨って二次巻線Ｎ2と、一次巻線Ｎ1とを、それぞれ所定ターン数により巻装する。この場合には、二次巻線Ｎ2のほうが、一次巻線Ｎ1よりも磁脚の接合部側にあるようにされる。このようにして一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻装される２本の磁脚も、一方はギャップＧが形成されているのに対して、他方はギャップが形成されていない関係となる。
このような構造により、制御巻線Ｎｃに流れる直流電流（制御電流Ｉc）の増加により磁気飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。このような可飽和リアクタとしての構成を採ることで、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、一次巻線Ｎ1（及び二次巻線Ｎ2）のリーケージインダクタンスが変化する。つまり、この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、制御巻線Ｎcと、この制御巻線Ｎcに対してその巻方向が直交するようされた被制御巻線としての一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2とが巻装される、直交型の制御トランスとして構成されるものである。
【００７４】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの他の構造としては、図４に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ２に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ３として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図３の絶縁コンバータトランスＰＩＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。そして、制御巻線Ｎｃについては図３の場合と同様にしてダブルコの字型コアＣＲ１の２本の磁脚に対して巻装し、シングルコの字型コアＣＲ３に対しては、図のようにして、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を巻装するようにしている。この場合にも、制御巻線Ｎｃと、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の組とが、互いの巻き方向が直交するようにされる点では、図３の場合と同様である。
【００７５】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記したダブルコの字型コア、若しくはシングルコの字型コアを用いる他に、図５、図６に示す形状のコアを用いた構造としてもよい。
先ず、図５に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、２つの半目字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、このうち、外側の１つの磁脚が対向する面について、所定長のギャップＧを形成する。
そして、一方の半目字型コアＣＲ１１における一本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数（巻数）により制御巻線Ｎcを巻装する。また、他方の半目字型コアＣＲ１２における２本の内側磁脚に跨るようにして、所定ターン数（巻数）により一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を巻装する。この場合にも、巻装位置として、二次巻線Ｎ2のほうが、一次巻線Ｎ1よりも磁脚の接合部側にあるようにされる。
【００７６】
また、図６に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、６本磁脚Ｅ形コアＣＲ２１と、通常の３本磁脚のＥ形コアＣＲ２２とについて、互いの磁脚を対向させるようにして組み合わせて図示する構造のコアを形成する。そして、制御巻線Ｎcは、６本磁脚Ｅ形コアＣＲ２１において、図では下側となっている２本の外側磁脚に対して巻装するようにされる。これに対して、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、Ｅ形コアＣＲ２２の中央磁脚に対して巻装するようにされる。この場合には、制御巻線Ｎcの巻き方向に対して、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻き方向は直交する関係となる。この場合には、コアと巻線との関係としては、いわゆる外鉄形的なものとなる。
【００７７】
説明を図２に戻す。
この場合の絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１も、一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2ドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、一次側アースに対して接続される。
【００７８】
これまでの説明からも理解されるように、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続される、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1とから成る一次側直列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力により、一次側直列共振回路が共振動作を行うことによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする、
本実施の形態の場合には、図３〜図６に例示したようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴが可飽和リアクタによる制御トランスとしての構造を採っているのであるが、これにより、後述するようにして制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｎcのレベルが変化するのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の各リーケージインダクタンスは変化する。つまり、本実施の形態においては、一次側直列共振回路を形成するリーケージインダクタンスＬ1については、固定ではなく可変となっている。
【００７９】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、先ず、センタータップtpcが設けられる。このセンタータップtpcは二次側アースに接続される。そして、二次巻線Ｎ2の両端に対しては、それぞれ整流ダイオードＤo1，Ｄo2のアノードが接続され、整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続される。つまり、整流ダイオードＤo1，Ｄo2及び平滑コンデンサＣｏとによっては両波整流回路を形成しており、この両波整流回路の整流動作により、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが生成される。この二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷側に供給されると共に、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００８０】
この場合の制御回路１は、検出出力として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じて、レベルを可変した直流電流を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに対して流すようにして構成される。この場合の制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて電流増幅するＡ級増幅回路などとして形成されればよい。
前述もしたように、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスが可変されるのであるから、本実施の形態としては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じて、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスが可変制御されるということになる。
【００８１】
また、二次巻線Ｎ2においてセンタータップtpcから所定巻数分の両側巻線位置に対しては、それぞれタップtp1，tp2が設けられている。タップtp1の端部は、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR1の直列接続を介して整流ダイオードＤo3のアノードと接続され、タップtp2の端部は、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR2の直列接続を介して整流ダイオードＤo4のアノードと接続される。整流ダイオードＤo3，Ｄo4のカソードは、平滑コンデンサＣｏ1の正極端子と接続される。これにより、整流ダイオードＤo3，Ｄo4及び平滑コンデンサＣｏ1とにより両波整流回路を形成することとなり、この両波整流回路の整流動作により、平滑コンデンサＣｏ1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ1を生成する。
なお、直交型制御トランスＰＲＴ−１における被制御巻線ＮR1については、巻終わり端部を二次巻線Ｎ2側と接続し，巻始め端部を整流ダイオードＤo3側に接続するようにしている。これに対して、被制御巻線ＮR2については、巻始め端部を二次巻線Ｎ2側と接続し，巻終わり端部を整流ダイオードＤo4側に接続するようにしている。つまり、整流ダイオードＤo3，Ｄo4及び平滑コンデンサＣｏ1から成る整流回路内において、被制御巻線ＮR1，ＮR2は、この整流回路の整流動作に適合させるようにして相互に逆極性となるようにして挿入されている。
【００８２】
さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2において、センタータップtpcとタップtp2との間における所定の巻線位置には、タップtp3が設けられており、このタップtp3の端部は、被制御巻線ＮRの直列接続を介して整流ダイオードＤo5のアノードと接続される。整流ダイオードＤo5のカソードは、平滑コンデンサＣｏ2のカソードと接続される。これら整流ダイオードＤo5及び平滑コンデンサＣｏ2を備えて形成される整流回路は半波整流回路となり、平滑コンデンサＣｏ2の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成することになる。
【００８３】
ここで、二次側直流出力電圧Ｅoに対する安定化は、主として制御回路１から制御巻線Ｎcに対して制御電流Ｉcを流すことにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるインダクタンス可変制御を行うように構成した定電圧制御回路系によって行われる。
これに対して、二次側直流出力電圧Ｅo1についての安定化は、制御回路４−１及び直交型制御トランスＰＲＴ−１から成る定電圧制御回路系によって行われ、二次側直流出力電圧Ｅo2についての安定化は、制御回路４−２及び直交型制御トランスＰＲＴ−２から成る定電圧制御回路系によって行われることになる。
なお、これらの定電圧制御回路系による定電圧制御動作については、次に順を追って説明する。制御回路４−１，４−２の内部構成についての説明も、二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2についての定電圧制御動作の説明と共に行うこととする。
【００８４】
続いては、上記のようにして構成される実施の形態としての電源回路における定電圧制御について説明することとし、先ず、図７を参照して、交流入力電圧ＶAC及び負荷の変動に対する制御電流Ｉc、及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性について説明しておく。この図７に示す特性は、主として二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御に関連する。
【００８５】
先に図２により説明したようにして、本実施の形態の発振・ドライブ回路２は、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周波数を可変制御する。図７のスイッチング周波数ｆｓは、このスイッチング周波数制御特性を示すものとなる。
この図によると、スイッチング周波数ｆｓは、横軸に示される交流入力電圧ＶACが８０Ｖから２８０Ｖにまで上昇するようにして変化するのに応じて、ほぼ比例的に上昇するようにして可変制御されていることが分かる。また、交流入力電圧ＶACが同一レベルの条件において、最大負荷電力時（Ｐｏmax）と最小負荷電力時（Ｐｏmin）とでは、最小負荷電力時のほうがスイッチング周波数ｆｓが高くなっていることが分かる。
【００８６】
このようなスイッチング周波数ｆｓの可変制御によっては、次のような動作が得られる。
ここで説明を分かりやすいものとするために、図２に示す電源回路における一次側直列共振回路の共振周波数foは、二次側直流出力電圧のレベル変化（負荷変動）にかかわらず一定であることとする。この場合において、先ず、図７にされる特性のスイッチング周波数の可変範囲は、例えばＡＣ１００Ｖ系としての最小レベル（例えばＶAC＝８５Ｖ）からＡＣ２００Ｖ系としての最大レベル（例えばＶAC＝２８８Ｖ）に対応しては、約５０ＫＨｚ〜１０５ＫＨｚとなっている。これに対して、共振周波数foは、５０ＫＨｚよりも小さい値であるとされる。つまり、スイッチング周波数ｆｓの可変制御は、共振周波数よりも高い周波数範囲で行われる。このようなスイッチング周波数制御については、アッパーサイド制御ともいう。
このようなアッパーサイド制御によるスイッチング周波数の可変制御を行った場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなって共振周波数foから離れていくほど、共振インピーダンスが高くなっていく。ここで共振インピーダンスが高くなっていくということは、一次側から二次側に励起されるようにして伝送されるスイッチング出力の電力量が小さくなっていくことに対応し、これにより、二次側にて生成される二次側直流出力電圧のレベルも低下することになる。
【００８７】
このことから、図２に示す実施の形態の電源回路において、発振・ドライブ回路２が、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル上昇に応じてスイッチング周波数ｆｓを高くするように可変制御しているということは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル上昇に応じて、二次側直流出力電圧のレベルを低下させるように制御しているということになる。そして、例えば二次側直流出力電圧に接続される負荷変動などの要因を考慮しないものとして考えた場合、発振・ドライブ回路２の実際のスイッチング周波数制御としては、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の範囲での、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変化に応じた二次側直流出力電圧のレベル変化を抑制し、例えばほぼ一定とするように制御する動作となっているものである。
【００８８】
また、制御電流Ｉcは、図２に示した制御回路１により、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて可変されるようにして出力されるものであることは前述したとおりである。その変化特性としては図７に示すようにして、先ず、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルが上昇するのに応じて、比例的に低下していくものとなっている。また、最大負荷電力時（Ｐｏmax）と最小負荷電力時（Ｐｏmin）とを比較すると、同レベルの交流入力電圧ＶACの条件では、図においてΔＩｃとして示すように、最大負荷電力時のほうが最小負荷電力時よりも所定レベル分シフトするようにして増加するものとなっている。
【００８９】
可飽和リアクタとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcが低減していくのに応じて、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス成分を増加させていくように動作する。
ここで、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）としてみた場合、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1が増加することに応じては、共振周波数foが低下していくこととなる。そして、この場合においても、共振周波数foに対してスイッチング周波数ｆｓのほうが高い周波数領域にあることを前提とし、また、説明を簡単にするためにスイッチング周波数ｆｓについては固定であるとすると、共振周波数foが低下していくのに応じて、スイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｏの周波数差は拡大する。従って、共振インピーダンスは高くなっていく。共振インピーダンスが高くなるのに応じては、前述もしているように二次側直流出力電圧のレベルは低下するようにして制御されることになる。
なお、制御電流Ｉcが増加していくのに応じては、上記と逆の作用となる。つまり、最終的に二次側直流出力電圧のレベルは上昇するようにして制御される。
【００９０】
図７に示す制御電流Ｉcの変化特性として、交流入力電圧ＶACが同レベルとされる条件では、前述もしているように、最小負荷電力時よりも最大負荷電力時のほうが、制御電流Ｉcは、ΔＩcで示されるレベルにより増加している。ここで、制御電流Ｉcのレベルは、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて制御回路１が可変して出力するものであるから、ここでの負荷電力とは、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷の消費電力を指している。
上記のことからは次のことがいえる。つまり、説明を分かりやすいものとするために、交流入力電圧ＶACのレベルは一定であるとして考えた場合、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷の変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じては、制御電流Ｉcのレベルも可変制御される。そして、その可変範囲としては、最大負荷電力時と最小負荷電力時との範囲に応じてΔＩcにより示され、この範囲内において、重負荷の条件となるのに従って、制御電流Ｉcのレベルは増加するようにして可変されるものとなる。
【００９１】
この場合、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷が重くなって、そのレベルが低下していくとされるときには、制御電流Ｉcは増加するようにして可変制御されることになる。前述したように、制御電流Ｉcのレベルが増加するのに応じては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは上昇するようにして制御される。
これに対して、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷が軽くなって、そのレベルが上昇していくとされるときには、制御電流Ｉcは低減するようにして可変制御される。制御電流Ｉcのレベルが低減するのに応じては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは下降するようにして制御される。
このことから、制御回路１では、制御電流Ｉcについて、二次側直流出力電圧Ｅoの負荷状態に応じてレベルを可変しており、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変制御されていることになる。つまり、制御回路１を備える定電圧制御回路系では、二次側直流出力電圧Ｅoについての負荷変動に対して、定電圧制御を行うように構成されていることになる。
【００９２】
図２に示す実施の形態の電源回路の二次側においては、上記のようにして安定化される二次側直流出力電圧Ｅoのほかに、二次側直流出力電圧Ｅo1、二次側直流出力電圧Ｅo2を出力させている。そして、本実施の形態では、これらの二次側直流出力電圧Ｅo1、二次側直流出力電圧Ｅo2についても、個々に安定化された状態で出力されるようにしている。続いては、これら二次側直流出力電圧Ｅo1、二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化するための構成について説明する。
【００９３】
二次側直流出力電圧Ｅo1の安定化のための構成としては、直交型制御トランスＰＲＴ−１に制御回路４−１が組み合わされるものとなる。同様に、二次側直流出力電圧Ｅo2の安定化のための構成は、上記直交型制御トランスＰＲＴ−２に制御回路４−２が組み合わされるものとなる。そこで先ず、これら直交型制御トランスＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２の構造について説明しておく。
【００９４】
直交型制御トランスＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２としては、例えば先に図３又は図４に示したコア形状及び巻線構造を採用することができる。
直交型制御トランスＰＲＴ−１の場合には、例えば図３又は図４において、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻装されている位置に対して、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に代えて被制御巻線ＮR1，ＮR2を巻装するようにされる。また、直交型制御トランスＰＲＴ−２の場合には、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に代えて１組の被制御巻線ＮRを巻装するような構造とすればよい。
【００９５】
そして、二次側直流出力電圧Ｅo1を安定化するための制御回路４−１は、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅoを電源として入力して動作し、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル誤差に応じた増幅出力を得る誤差増幅器として形成される。
この制御回路４−１においては、検出電圧である二次側直流出力電圧Ｅo1が、分圧抵抗Ｒ31−Ｒ32によって分圧され、この分圧レベルがシャントレギュレータＱ11のコントロール端子に入力されるようになっている。シャントレギュレータＱ11では、このコントロール端子に入力された分圧レベル（二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル）の誤差に応じたレベルの電流を、電源ライン（二次側直流出力電圧Ｅoのライン）から抵抗Ｒ33を介して流すことになる。
【００９６】
ここで、ＰＮＰのトランジスタＱ12のベースには、抵抗Ｒ33−抵抗Ｒ34の直列接続を介して、電源ライン（二次側直流出力電圧Ｅoのライン）からベース電流が流されている状態にある。トランジスタＱ12のコレクタは、直交型制御トランスＰＲＴ−１の制御巻線Ｎcを介して電源ライン（二次側直流出力電圧Ｅoのライン）と接続されている。エミッタは二次側アースに接地される。これにより、直交型制御トランスＰＲＴ−１の制御巻線Ｎcには上記したベース電流に応じて増幅されたレベルのコレクタ電流が、制御電流Ｉc1として流れることになる。
【００９７】
ここで、負荷が軽くなったことで二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇するようにして変化したとすると、これに応じて、制御回路４−１においては、シャントレギュレータＱ11のコントロール端子に印加される分圧抵抗Ｒ31−Ｒ32の分圧レベルも増加するから、シャントレギュレータＱ11に流れる電流も増加していくことになる。これに応じては、トランジスタＱ12のベース−エミッタ間に挿入される抵抗Ｒ35の両端電位として得られるベース電位が低下することとなってベース電流が減少するので、制御電流Ｉc1のレベルも低下することになる。直交型制御トランスＰＲＴー１においては、制御電流Ｉc1のレベルが低下していくのに応じて、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスを増加させる。
つまり、制御回路４−１によっては、二次側直流出力電圧Ｅo1が上昇するのに応じては、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスを増加させ、また、二次側直流出力電圧Ｅo1が下降するのに応じては、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させる動作が得られる。
【００９８】
ここで、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR1，ＮR2は、二次側直流出力電圧Ｅo1を生成するための整流ダイオードＤo3，Ｄo4の各整流電流経路に挿入されるものであり、上記のようにしてインダクタンスが可変制御されることによっては、整流出力電圧レベルを変化させることになる。この結果、この整流出力電圧でもって充電される平滑コンデンサＣｏ1の両端電圧、つまり、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが変化することになる。そして、この二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化は、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが増加するのに応じて、低減する傾向となる。このようにして制御回路４−１が動作する結果、二次側直流出力電圧Ｅo1が安定化されるようにして制御されることになる。
なお、制御回路４−１内には、トランジスタＱ14を備えて成る起動回路も含まれているのであるが、この起動回路部分の構成及び動作については後述する。
【００９９】
また、二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化するための制御回路４−２も、分圧抵抗Ｒ41−Ｒ42、シャントレギュレータＱ21、抵抗Ｒ43、抵抗Ｒ44、抵抗Ｒ45、トランジスタＱ22を、上記制御回路４−１の分圧抵抗Ｒ31−Ｒ32、シャントレギュレータＱ11、抵抗Ｒ33、抵抗Ｒ34、抵抗Ｒ35、トランジスタＱ12と同様の接続態様により接続することで、誤差増幅器として形成される。
但し、この場合においては、平滑コンデンサＣo2の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅo2を分圧抵抗Ｒ41−Ｒ42により分圧してシャントレギュレータＱ21のコントロール端子に入力している。また、誤差増幅出力であるトランジスタＱ22のコレクタ電流は、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎcに対して制御電流Ｉc2として流すようにされている。ここで、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮRは、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するための半波整流回路の整流電流経路に挿入されている。
つまり、制御回路４−２は、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベル誤差に応じた増幅出力を得る誤差増幅器であり、二次側直流出力電圧Ｅo2を安定化するために設けられる。なお、電源として、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅoを入力して動作する点は、制御回路４−１と同様である。
このようにして構成される制御回路４−１では、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベル変動に対応して制御回路４−１として説明したのと同様の動作を行う。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルに応じて直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮRのインダクタンスが可変制御されることになる。つまり、直交型制御トランスにおけるインダクタンス制御によって、二次側直流出力電圧Ｅo2についての定電圧化が図られることとなる。
【０１００】
また、前述した制御回路４−１においては、起動回路が備えられる。この起動回路は、ＰＮＰのトランジスタＱ14、抵抗Ｒ36、Ｒ37、及びＺD1から成る。トランジスタＱ14のコレクタは、抵抗Ｒ36を介して平滑コンデンサＣｏの正極端子（二次側直流出力電圧Ｅoのライン）と接続される。また、トランジスタＱ14のベースは、抵抗Ｒ37を介して、同じく平滑コンデンサＣｏの正極端子（二次側直流出力電圧Ｅoのライン）と接続されると共に、ツェナーダイオードＺD1のカソードからアノードを介して二次側アースに接続される。トランジスタＱ14のエミッタは、直交型制御トランスＰＲＴ−１の制御巻線Ｎcの端部と直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎcの端部と、平滑コンデンサＣｏ1の正極端子との接続点に対して接続される。
【０１０１】
図２に示す電源回路の実際として、商用交流電源ＡＣの投入直後において、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2が立ち上がって、制御回路４−１，４−２が動作を開始したとしても、直交型制御トランスＰＲＴ−１、ＰＲＴ−２の各制御巻線Ｎcの制御電流Ｉcは流れにくい状態となっている。
しかし、上記のようにして起動回路が備えられることで、先ず、二次側直流出力電圧Ｅoが立ち上がるのに応じて、起動回路内のトランジスタＱ14がオンとなり、強制的に二次側直流出力電圧Ｅoのラインから直交型制御トランスＰＲＴ−１、ＰＲＴ−２の各制御巻線Ｎcに対して電流が流れることとなる。そして、電源起動時から一定時間経過して平滑コンデンサＣｏの両端電圧が一定以上にまで立ち上がるとされると、ツェナーダイオードＺD1が導通してトランジスタＱ14はオフとなる。このときには、二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2が所要以上のレベルにまで上昇しており、従って以降は、制御回路４−１、４−２による、通常の制御電流Ｉcのレベル制御が行われる状態に遷移することとなる。
【０１０２】
これまでの説明から分かるようにして、図２に示した本実施の形態の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系に対応した交流入力電圧ＶACのレベル変化に応答させて、スイッチング周波数を可変制御することとしており、これにより、例えば負荷条件を一定とした条件の下では、二次側直流出力電圧のレベルがほぼ一定となるようにしている。
そして、二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3のうち、最も負荷変動が大きいとされる二次側直流出力電圧Ｅo1については、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスを可変制御することによって、負荷変動に対する安定化が図られるようにしている。
また、残る二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2については、それぞれ直交型制御トランスＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２を備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２の各被制御巻線ＮRのインダクタンスを可変することで、同じく、負荷変動対する安定化を図ることとしている。
【０１０３】
つまり、本実施の形態の電源回路では、先ず、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の範囲での商用交流電源の入力レベルの変化に起因するとされる、二次側直流出力電圧の変動については、スイッチング周波数制御により安定化を図ることとしており、各二次側直流出力電圧（Ｅo，Ｅo1，Ｅo2）についての負荷変動に対応するレベル変化については、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスの可変制御、若しくは、整流電流経路に挿入したインダクタのインダクタンス可変制御により安定化を図ることとしている。つまり、二次側直流出力電圧のレベル変化には、商用交流電源ＡＣの入力レベルの変化と、二次側直流出力電圧に接続される負荷状態の変化との２つの要因があるものとして捉え、これらの各要因ごとに対応して、それぞれ異なる制御系により安定化を図る構成としているものである。
【０１０４】
例えば従来として説明したように、スイッチング周波数制御のみによって、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖの範囲に及ぶ商用交流電源ＡＣの変化と、相応の程度の重負荷とされる条件での負荷変動に対応しようとした場合には、二次側直流出力電圧の変化量に対してスイッチング周波数の最大可変幅が不足して、適正な定電圧制御ができなくなる場合がある。
これに対して、上記した本実施の形態としての定電圧制御の構成では、商用交流電源ＡＣの変動に対応する安定化と、負荷変動に対応する安定化とが、それぞれ異なる制御方式で分担され、かつ、これらの制御方式が同時に行われるようにされている。これにより、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖ）とされる広範囲の商用交流電源の入力レベル範囲と、相応に大きいとされる負荷変動幅にに対応して二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化することが保証されることになる。つまり、ワイドレンジ対応であり、かつ、負荷条件として負荷変動幅が大きいとされる電源回路として、充分に実用的な電源回路が得られることとなる。
【０１０５】
図２に示す電源回路の実際例として、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、例えば図４に示した構造を採用するとした場合には、立体型コアのサイズとして20mm×20mm×20mmとし、ギャップＧのギャップ長としては、５０μから１００μｍとする。また、一次巻線部Ｎ1については巻数を５０Ｔ（ターン）とし、二次巻線Ｎ2は１０Ｔとし、制御巻線Ｎcについては１０００Ｔとした。
そして、このようにして部品を選定したときの、交流入力電圧ＶAC＝８５〜２８８Ｖの変動範囲で、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗの負荷変動範囲とされる条件でのスイッチング周波数ｆｓと、制御電流Ｉｃの変化特性としては、下記のようになった。
ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜１０５ＫＨｚ
Ｉc＝６０mA〜０
【０１０６】
ここで、負荷条件として、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ、最大負荷電力Ｐｏmax＝９０Ｗを設定しているのは、図２に示す電源回路としては、例えばプリンタ装置に搭載することを前提としているからである。ここでいうプリンタ装置とは、例えばパーソナルコンピュータなどと接続されて、パーソナルコンピュータのアプリケーションの指示などに応じて印刷を行う機能を有する装置を指す。
このようなプリンタ装置では、例えば印刷動作を行っていない待機時には、ほとんど負荷はオープン、無負荷の状態となる。つまり、負荷条件として、最小負荷電力は、上記もしているように最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとみなされる状態となる。従って、例えば最大負荷電力が９０Ｗ程度であるとしても、最大負荷電力時と最小負荷電力時との差は相応に大きなものとなる傾向にある。そのうえで、例えば交流入力電圧ＶAC＝８５〜２８８Ｖの広範囲の商用交流電源入力に対応させようとした場合には、例えば従来でも述べたように、単純にスイッチング周波数制御により安定化を図るのでは、スイッチング周波数の最大可変範囲で二次側直流出力電圧の変動幅をカバーすることが難しくなるわけである。
このことから、本実施の形態の電源回路としては、特に、プリンタ装置などの電源装置として適用することで、そのメリットがより有効、有用なものとなるということがいえる。
【０１０７】
例えば発振・ドライブ回路２の実際として、或る特定の汎用の駆動用ＩＣを用いた場合のスイッチング周波数ｆｓの最大可変範囲は５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚとなるのであるが、上記必要制御範囲Δfs（６０ＫＨｚ〜１９５ＫＨｚ）は、上記したスイッチング周波数の制御範囲は、最大可変範囲の５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚに収まっているものとなっている。
ここで、確認のために述べておくと、上記した負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９０Ｗの負荷変動範囲は、あくまでも実験結果を得るのにあたって任意に設定した負荷条件であり、従って、本実施の形態に基づく電源回路としては、部品選定などを変更することで、さらに広い負荷変動範囲にも対応して適正に安定化を図ることが可能である。また、さらに広い商用交流電源の入力レベル範囲にも対応させることは可能とされる。
【０１０８】
このような構成とされることにより、本実施の形態の電源回路としては、例えば図１に示す回路と同様にして、ワイドレンジ対応でありながら、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系について、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はなくなり、通常の全波整流回路とすることができる。従って、直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては１本でよい。また、整流回路系を切り換えるため電磁リレーに関しては不要とすることができる。
また、図１に示す電源回路では、全部で４石のスイッチング素子が必要となり、また、これに応じて、ドライブ回路２としての回路構成も付加する必要があり、比較的に回路構成が複雑であるといえる。
これに対して、本実施の形態としては、スイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式で固定であるから、スイッチング素子としては２石でよく、また、ドライブ回路系の構成としても、より簡略なものとすることができる。このために、総合的には、図１に示す電源回路と比較して基板実装面積が少なくて済み、また、低コストな電源回路とすることが可能となる。
また、図１に示す回路では、フルブリッジ動作では４石のスイッチング素子がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。これに対して本実施の形態では、常に２石のスイッチング素子のスイッチング動作となるので、その分、スイッチングノイズも少ないということがいえる。
【０１０９】
また、本実施の形態では、ワイドレンジ対応のための定電圧制御として、スイッチング周波数の連続的可変制御、及び、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスの連続的可変制御、若しくは整流電流経路に挿入したインダクタンスの連続的可変制御を行うこととしている。換言すれば、例えば電磁リレーによる切り換え機能を有していない。なお、本実施の形態では、スイッチング駆動については他励式としていることで、１組の絶縁コンバータトランスＰＩＴを備える構成によりスイッチング周波数の可変制御と絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスの可変制御を可能としている。
このために、例えば商用交流電源ＡＣについて瞬時停電や急峻な低下などの異常が発生したとしても、この異常に応じた整流平滑電圧Ｅｉ及び二次側直流出力電圧のレベル変化に追随するようにして、スイッチング周波数と制御電流Ｉc，Ｉc1，Ｉc2が同時に可変されることで回路保護が図られ、また、電磁リレーの誤動作などは生じない。従って、特に保護回路を設けなくとも、本実施の形態の電源回路としては、商用交流電源ＡＣの異常により回路が破壊されるようなことが無い。
【０１１０】
また、図２に示す実施の形態としての電源回路の構成では、スイッチング周波数制御は、一次側に設けられる発振・ドライブ回路２が、同じ一次側にて整流平滑電圧Ｅｉを検出することにより実行する。つまり、スイッチング周波数制御は一次側で完結している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスの制御は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルをフィードバックするようにして、二次側に在るとされる制御回路１から絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに制御電流Ｉcを流すことで行うようにしている。ここで、図３〜図６に示した構造から理解されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcは、一次巻線Ｎ1とは直流的に絶縁されている。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスの制御系は、二次側で完結していることになる。このことから、少なくとも二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御系については、一次側と二次側との間でのフィードバックは行っていないということがいえる。これにより、例えば定電圧制御のために、一次側と二次側とを直流的に絶縁するためのフォトカプラなどの部品素子は不要とすることができる。例えば、図１に示したような構成によりスイッチング周波数制御を行う場合には、二次側の制御回路１から一次側の発振・ドライブ回路２にフィードバックする系が必要であるために、一次側と二次側とを直流的に絶縁することが必要になってくる。
そのうえで、図２に示した実施の形態の構成としては、残る二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2についても、二次側に直交型制御トランスＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２を備えることで安定化を図ることとしている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2についての定電圧制御系としては二次側で完結するようにされており、従って、依然として一次側と二次側とを直流的に絶縁する必要は無いようにされている。
【０１１１】
また、図２に示す電源回路としては、これまでの説明からも理解されるように、１つの電源回路からマルチ（複数）の二次側直流出力電圧を生成して取り出す構成となっているといえる。通常、これら複数の二次側直流出力電圧は、それぞれ異なる負荷条件に対応するものとして生成される。
このような構成において、例えば１つの二次側直流出力電圧（図２ではＥo）については、スイッチング周波数制御や絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス制御により安定化を図るとして、残る二次側直流出力電圧（図２ではＥo1，Ｅo2）について、個々の二次側直流出力電圧について安定化するのにあたっては、例えば他に、シリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器を備える定電圧制御系とすることが知られている。
【０１１２】
しかしながら、周知のようにして、シリーズレギュレータにより安定化する構成では、電力損失が非常に大きいため、電力変換効率的に不利であり、発熱の問題も無視できない。
また、降圧形コンバータも電力損失は多いといえる。また、降圧形コンバータは１つのスイッチングコンバータであり、メインの一次側スイッチングコンバータに対して独立したスイッチング動作は行う。このために、異なるスイッチング周波数の干渉が生じやすくなり、それだけ、電源回路内に発生するノイズ量も増加してしまうという問題がある。
【０１１３】
これに対して、図２に示す本実施の形態のようにして、被制御巻線ＮRを整流電流経路に挿入した直交型制御トランス（ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２）と、制御回路（４−１，４−２）から成る定電圧制御系の構成を採った場合、制御回路により被制御巻線ＮRのインダクタンスを可変するために要する制御電力は、非常に少ない。このことから、上記したシリーズレギュレータ、降圧形コンバータ、及び磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較して、電力損失は大幅に低いものとすることができる。これにより、例えば放熱板を設ける必要も無くなる。
また、図２において二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2を安定化する回路の実際としては、可飽和リアクトルとしての制御トランスと、この制御トランスの制御巻線に流すべき直流電流（制御電流）レベルを、制御対象の二次側直流出力電圧レベルに応じて可変するための回路を備えればよいこととなる。これにより、同じくシリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較すれば、非常に低コストとなる。
さらに、制御トランスを利用する定電圧制御動作は、制御トランスの制御巻線に流すべき直流電流（制御電流）レベルを可変制御するという制御であり、一次側スイッチングコンバータと独立したスイッチング動作は行われない。従って、降圧形コンバータを採用した場合のような、異なるスイッチング周波数の干渉が生じることが無く、それだけ、電源回路内に発生するノイズ量も低減されることとなる。
【０１１４】
さらに、図２に示す二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2を安定化する回路系は、制御回路４−１，４−２について、少数の部品回路を追加して構成することで、負荷短絡に対する保護回路としても機能する。この点について、図８を参照して、制御回路４−１を例に説明する。なお、図８において、図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する
【０１１５】
図８に示す制御回路４−１は、二次側直流出力電圧Ｅoと、直交型制御トランスＰＲＴ−１の制御巻線Ｎcとの間に、コンデンサＣ2が図示する極性によって挿入される。この場合のコンデンサＣ2は電解コンデンサとされ、コンデンサＣ2の正極が二次側直流出力電圧Ｅoのラインと接続され、負極が制御巻線Ｎcの端部と接続される。
また、コンデンサＣ2の正極にはトランジスタＱ5のエミッタが接続され、負極にはトランジスタＱ5のコレクタが接続される。抵抗Ｒ47は、トランジスタＱ5のベース−エミッタ間抵抗である。
また、トランジスタＱ5のベースは、抵抗Ｒ48を介してトランジスタＱ6のコレクタと接続される。また、トランジスタＱ6のエミッタは二次側アースに接続される。トランジスタＱ6のベースは、抵抗Ｒ50を介して二次側直流出力電圧Ｅo1のラインと接続される。抵抗Ｒ19は、トランジスタＱ6のベース−エミッタ間抵抗である。
【０１１６】
このような制御回路４−１の構成では、例えば商用交流電源ＡＣが投入されて、二次側直流出力電圧Ｅoが規定のレベルにまで立ち上がると、先ず、二次側直流出力電圧ＥoのラインからコンデンサＣ2を介して、制御巻線Ｎcに対して制御電流Ｉc1を流すことになる。
この際、二次側直流出力電圧Ｅo1も、商用交流電源ＡＣの投入に応じて立ち上がることになるが、二次側直流出力電圧Ｅo1が所定以上（例えば２Ｖ）のレベルに上昇すると、トランジスタＱ6を導通させるに足るベース−エミッタ間電圧が得られ、トランジスタＱ6をオン状態とする。これに応じて、トランジスタＱ5もオン状態となる。
トランジスタＱ5がオン状態となって以降は、制御電流Ｉcは、二次側直流出力電圧Ｅoのラインから、トランジスタＱ5のエミッターコレクタを経由する経路に切り換わって流れることになる。そして、以降においては、図２にて説明したようにして、二次側直流出力電圧Ｅo2のレベルに応じて、シャントレギュレータＱ11及びトランジスタＱ12から成る誤差増幅器の動作によって制御電流Ｉc1のレベルがコントロールされることとなって、二次側直流出力電圧Ｅo1は安定化されることになる。
【０１１７】
ここで、二次側直流出力電圧Ｅo1について負荷短絡が生じたとする。この場合、二次側直流出力電圧Ｅo1は、０レベルに低下するのであるが、これに応じて、トランジスタＱ6は、これまでのオン状態からオフ状態となるように制御され、これに伴ってトランジスタＱ5もオフ状態に遷移する。
このようにして、トランジスタＱ5がオフ状態に遷移すると、二次側直流出力電圧Ｅoのラインから制御電流Ｉcを供給する経路が遮断されることになるので、制御電流Ｉcは０レベルとなるが、これにより、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスは増加することになる。
【０１１８】
このときの、二次側直流出力電圧Ｅo2については、負荷短絡が生じたことで０レベルが継続する。
そして、平滑コンデンサＣｏ1に流れようとする整流電流は、本来であれば、負荷短絡したことによって、非常に高レベルとなるのであるが、上記したように、制御電流Ｉcが０レベルとされて被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが増加していることで、スイッチング周期に応じて高周波的に流れる整流電流のレベルは、定常時よりも低いレベルで抑制されることになる。
つまり、図８に示す制御回路４−１は、二次側直流出力電圧Ｅo1の負荷短絡に対応した保護回路としての機能を有している。そして、このような負荷短絡保護機能を与えるのにあたっては、トランジスタＱ5，Ｑ6及び電解コンデンサＣ2を主として、他には数点の抵抗素子などから成る、簡単で低コストな回路によって実現することができている。
例えば、降圧形コンバータや磁区増幅回路などにより定電圧制御を行う構成においては、負荷短絡のための保護機能を与えようとすれば、より複雑な負荷短絡保護回路を形成して接続する必要があり、本実施の形態よりも回路規模が大型化し、また、コストアップを招くことにもなる。
【０１１９】
また、ここでは図示していないが、二次側に直交型制御トランスＰＲＴを備える定電圧制御回路系においては、１つの抵抗素子の各端部を、被制御巻線ＮR1と整流ダイオードＤo3の接続点と、被制御巻線ＮR2と整流ダイオードＤo4の接続点とに対して接続するようにして設けることもできる。このようにして抵抗素子を接続することによっては、整流ダイオードがターンオフするタイミングで発生する、寄生振動としてのノイズが除去されることになる。これより、整流ダイオードの耐圧を低減させることができ、それだけ、整流ダイオードについて低コストとすることができる。また、低耐圧品のほうが良好な特性が得られるので、回路の信頼性を高めることにもなる。
なお、これらの点については、制御回路４−２について、図８のようにして構成した場合における、二次側直流出力電圧Ｅo2についての定電圧制御回路系についても同様のことがいえる。
【０１２０】
ここで、本実施の形態との比較として、二次側において降圧形コンバータによる定電圧制御系を備える電源回路の構成例を図１０に示す。また、二次側において磁気増幅器による定電圧制御系を備える電源回路の構成例を図１１に示す。
なお、これら図１０及び図１１に示す電源回路としては、二次側における降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器による定電圧制御系を示すことを主眼としていることから、特にワイドレンジ対応の構成は採ってはいない。また、これら図１０及び図１１において、図１、図２及び図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１２１】
先ず、図１０に示す電源回路の一次側においては、商用交流電源ＡＣを全波整流回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端に交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされている。そして、この整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力してスイッチングするスイッチングコンバータとしては、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2をハーフブリッジ結合するとともに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによって電流共振形コンバータを構成している。そのうえで、スイッチング素子Ｑ2側に対して部分電圧共振コンデンサＣｐが接続されていることで、スイッチング素子のターンオフ時における部分電圧共振動作が得られるようにもされている。つまり、電流共振形としての動作と部分電圧共振動作とが得られる複合共振形コンバータとされているものである。
また、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2の駆動は、発振・ドライブ回路２が他励式により行うようにされている。
【０１２２】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、複数の二次側直流出力電圧として、３つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2を生成して出力するようにされている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、二次側アースと接続されたセンタータップが施されており、二次側直流出力電圧Ｅoは、この二次巻線Ｎ2の両端に接続した整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路によって生成される。
【０１２３】
この場合の制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得て、発振・ドライブ回路２に対して出力する。発振・ドライブ回路２は、入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング周波数が可変制御されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧化が行われることになる。
【０１２４】
また、この場合には、二次側直流出力電圧Ｅoに対して、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ41、整流ダイオードＤo3、チョークコイルＬ11、及び平滑コンデンサＣo1から成る降圧形コンバータが接続されている。
この降圧形コンバータは、二次側直流出力電圧Ｅoを入力してスイッチング素子Ｑ41によりスイッチングを行って得られる交番電圧を、整流ダイオードＤo3及びチョークコイルＬ11により半波整流して、平滑コンデンサＣo1に充電することで、二次側直流出力電圧Ｅoから降圧された二次側直流出力電圧Ｅo1を生成する。
【０１２５】
この二次側直流出力電圧Ｅo1に対する定電圧制御は、制御回路６−１によって行われる。
制御回路６−１には二次側直流出力電圧Ｅo1が入力されており、この入力された二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ41のゲートに出力するドライブ信号について、例えばスイッチング周波数は一定としたうえで、１周期内のパルス幅を可変する。つまり、ＰＷＭ制御を行う。これにより、１スイッチング周期内におけるスイッチング素子Ｑ41の導通角が可変される結果、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルも変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを可変制御することによって、二次側直流出力電圧Ｅo2に対する安定化が図られることになる。
【０１２６】
また、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成し、また、定電圧制御する定電圧制御回路系としても、上記二次側直流出力電圧Ｅo1に対応する定電圧制御回路系を形成しているＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ41、整流ダイオードＤo3、チョークコイルＬ11、平滑コンデンサＣo1、及び制御回路６−１と同様の接続態様により、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ42、整流ダイオードＤo5、チョークコイルＬ12、平滑コンデンサＣo2、及び制御回路６−２により降圧形コンバータを形成するようにされている。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo2についても、降圧形コンバータのＰＷＭ制御動作によって安定化されることになる。
【０１２７】
続いて、図１１を参照して、二次側に磁気増幅器を備えて二次側直流出力電圧を安定化する構成について説明する。なお、この図において、一次側の構成は、図１０と同様となっている。また、二次側直流出力電圧として、３つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2を生成することと、二次側直流出力電圧Ｅoについては、制御回路１と発振・ドライブ回路２を備える定電圧制御系によりスイッチング周波数制御により安定化することについても、図１０と同様である。そして、図１１に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2について、それぞれ、磁気増幅回路により安定化するようにされている。以下、この点について説明を行う。
【０１２８】
先ず、安定化された二次側直流出力電圧Ｅo1を生成するための回路系は、次のようにして構成されている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側アースに接地されるセンタータップを設けると共に、このセンタータップtpcを起点として所定巻数分の巻き線位置となる両サイドに、それぞれタップtp1，tp2を設けるようにしている。そして、このタップtp1，tp2のそれぞれに対して、図示するようにして整流ダイオードＤo3，Ｄo4のアノードを接続するとともに、整流ダイオードＤo3，Ｄo4のカソード側を平滑コンデンサＣo1の正極端子に接続することで両波整流回路を形成している。そして、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo1が生成される。
【０１２９】
そのうえで、この両波整流回路においては、磁気増幅器を含む定電圧回路（磁気増幅器定電圧回路）が備えられる。
この磁気増幅器定電圧回路は、先ず、二次巻線Ｎ2のタップtp1と整流ダイオードＤo3のアノードとの間に可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ１を挿入し、タップtp2と整流ダイオードＤo4のアノードとの間に可飽和インダクタＳＲ2を挿入する。また、リセット電圧可変用のダイオードＤV1のカソードを整流ダイオードＤo3のアノードに接続し、リセット電圧可変用のダイオードＤV2のカソードを整流ダイオードＤo4のアノードに接続する。ダイオードＤV1，ＤV2の各アノードは、トランジスタＱ31のコレクタと接続される。トランジスタＱ31のエミッタは、抵抗Ｒ51を介して二次側直流出力電圧Ｅo1の正極ラインと接続される。
【０１３０】
この場合の制御回路７−１は、二次側直流出力電圧Ｅo1の安定化のために、可飽和インダクタＳＲ1，ＳＲ2の磁束を制御する。制御回路７−１は、シャントレギュレータ等を備えた誤差増幅器として形成され、入力された二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じて、トランジスタＱ31のベース電流レベルを可変制御する。これに応じて、トランジスタＱ31のコレクタ電流レベルが可変されることになる。トランジスタＱ31のコレクタは、リセット電圧可変用のダイオードＤV1，ＤV2のアノードの接続点に接続されているから、コレクタ電流レベルが可変されることによっては、可飽和インダクタＳＲ1，ＳＲ2における磁束のリセット電圧を可変するためのコントロール電圧が可変されることとなる。
【０１３１】
ここで、上記した可飽和インダクタＳＲ（ＳＲ１，ＳＲ２）は、例えば図１２に示すようにして、円形のトロイダルコアＣＲに対して、単線の巻線Ｌｎを所要の巻数により巻装して構成される。
【０１３２】
また、図１３は、上記のようにして構成される可飽和インダクタＳＲのコアの材質として、コバルト系アモルファスが選定されている場合のＢ−Ｈ曲線図を示している。この可飽和インダクタＳＲのＢ−Ｈ特性は、この図からもわかるように、ヒステリシス特性として、角形比がおおきいものとなっている。
【０１３３】
そして、このような可飽和インダクタＳＲを備えた磁気増幅器の動作としては、図１４に示すものとなる。図１４において、電圧Ｖ3は、二次巻線Ｎ2のタップtp1（可飽和インダクタＳＲ1と二次巻線Ｎ2の接続点）と、二次巻線Ｎ2のセンタータップとの間の電位を示す。また、電圧ＶL1は、可飽和インダクタＳＲ1の両端電圧を示す。電流ＩD1は、整流ダイオードＤo3に流入する整流電流を示す。
【０１３４】
期間ｔ0〜ｔ1に対応しては電圧Ｖ3は正極性の状態となっているが、このとき、可飽和インダクタＳＲ１は、不飽和状態（Ｂ0＞Ｂ＞Ｂ1）である。このときには、電圧Ｖ3，ＶL1との関係は、Ｖ3≒ＶL1となるので、整流ダイオードＤo3には、整流電流ＩD1は流れていない。
次の期間ｔ１〜ｔ2においては、可飽和インダクタＳＲ１は、飽和状態（Ｂ＝Ｂ1）となるので、電圧ＶL1は、ほぼ０レベルとなる。これにより、電圧Ｖ3，ＶL1との関係は、Ｖ3＞ＶL1となるので、整流ダイオードＤo3に整流電流ＩD1が流れはじめることになる。
【０１３５】
そして、次の期間ｔ２〜ｔ３では、図１５において等化的に示す出力電圧調整回路１１が動作する。この出力電圧調整回路１１は、図１１では、二次側直流出力電圧Ｅo1が入力される制御回路７−１となる。この図１５からも分かるように、制御回路７−１としては、誤差増幅器としての構成を採っていること分かる。つまり、分圧抵抗Ｒo1，Ｒo2により分圧した二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルを、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その誤差を、オペアンプＯＰ及び帰還回路（Ｃａ，Ｒａ）から成る増幅回路により増幅して、抵抗Ｒｂを介して出力しているものである。
そして、上記のようにして得られる出力電圧調整回路１１からの出力に応じて、リセット回路１０が、可飽和インダクタＳＲ１に対してリセット電流を流すことになる。このリセット回路１０は、図１１における抵抗Ｒ51、トランジスタＱ31、ダイオードＤV1，ＤV2、及び可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２から成るリセット回路としての機能を等化的に示している。
このときにおけるリセット回路１０におけるリセット電流の供給動作は、出力電圧調整回路１１からの出力レベルに応じたレベルの電流を、抵抗Ｒｃ→トランジスタＱ31→ダイオードＤV1を介して、可飽和インダクタＳＲ１に流すことで得られる。このリセット電流によって、可飽和インダクタＳＲ１では、磁束密度をＢ0に戻すようにしてリセットが行われる。
【０１３６】
上記期間ｔ２〜ｔ３におけるリセット量（リセット電流レベル）によって、可飽和インダクタＳＲ１が不飽和状態となる期間ｔ0〜ｔ1の時間長が決定される。
そこで、軽負荷の傾向となるのに応じて二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが上昇するのに対応して、リセット量を増加させるようにする。これにより、図１７に示すようにして、残留磁束密度Ｂ0は、Ｂ0Aとなるから、不飽和状態の期間である期間ｔ0〜ｔ1も、図１４に示すようにして、期間ｔ0A〜ｔ1Aとなるように長くすることができる。このようにして、不飽和状態の期間が長くなれば、整流電流ＩD1が流れないとされる期間も長くなるから、単位時間あたりの負荷への電力供給時間も短縮されて、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルもその分低下することになる。
そして、このような動作は、図１４に示す波形が１８０°の位相差を有するタイミングで以て、可飽和インダクタＳＲ2側においても行われることになる。
このようにして、図１１に示す回路では、両波整流によって得られる二次側直流出力電圧Ｅo1の安定化を図るようにされる。
【０１３７】
また、図１５に示す二次側直流出力電圧Ｅo2についても、上記二次側直流出力電圧Ｅo1と同様にして、磁気増幅器定電圧回路によって、定電圧制御を行う構成が採られている。
但し、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するための基本構成としては、二次巻線Ｎ2に対して、センタータップから所定巻数分となる巻き線位置に対してさらにタップtp3を設け、このタップtp3に対して、整流ダイオードＤo5及び平滑コンデンサＣo2から成る半波整流回路を形成することとしている。
そのうえで、この半波整流回路に対して、可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ３、リセット電圧可変用のダイオードＤV3、リセット電流出力用のトランジスタＱ32、抵抗Ｒ52、制御回路７−２を図示するようにして接続して、磁気増幅器定電圧回路を形成するものである。
【０１３８】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定されない。
例えば図２に示す実施の形態としての電源回路の基本構成としては、二次側直流出力電圧を複数出力する構成ではなく、１つの二次側直流出力電圧（Ｅo）を出力する構成となるものである。つまり、本発明としては、二次側直流出力電圧の安定化として、スイッチング周波数制御と、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス制御とを組み合わせていることに特徴を有する。
【０１３９】
また、図２に示した実施の形態としての構成では、スイッチング周波数制御と、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス制御とを組み合わせる定電圧制御の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変化に起因する二次側直流出力電圧の変動については、スイッチング周波数制御により安定化することとし、負荷変動に応じた変動については絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス制御により安定化することとしている。
しかしながら、本発明としては、この関係を入れ替えて、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変化に起因する二次側直流出力電圧の変動に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス制御により安定化し、一方の負荷変動に起因する変動に対してはスイッチング周波数制御により安定化する構成とすることも可能である。
このためには、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた制御出力を、制御回路から発振・ドライブ回路２に入力させることとし、発振・ドライブ回路２が二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じてスイッチング周波数を制御するように構成する。これと共に、この場合にはもう１つの制御回路（誤差増幅器）を設けることとして、この制御回路により、交流入力電圧ＶACのレベルに応じてレベルが可変の制御電流（直流電流）を、直交型の可飽和インダクタとして構成される絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線に流すように構成する。
【０１４０】
また、例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による共振形コンバータにも適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】先に本出願人が提案している構成を基とするスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す斜視図である。
【図４】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す斜視図である。
【図５】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す斜視図である。
【図６】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す斜視図である。
【図７】交流入力電圧ＶAC及び負荷変動に対する制御電流Ｉc、及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示す図である。
【図８】実施の形態での二次側の制御回路の他の構成例を示す回路図である。
【図９】従来例としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】従来例としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】従来例としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】可飽和インダクタの構造例を示す図である。
【図１３】可飽和インダクタのＢ−Ｈ特性を示す特性図である。
【図１４】可飽和インダクタを備える磁気増幅器による定電圧制御動作を説明するための波形図である。
【図１５】図１１に示す磁気増幅器定電圧回路を等化的に示す回路図である。
【符号の説明】
【０１４２】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、４−１，４−２  制御回路、ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２  直交型制御トランス、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｎ1  一次巻線、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｎ2  二次巻線、Ｄo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4，Ｄo5  （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ，Ｃo1，Ｃo2  （二次側）平滑コンデンサ、Ｑ11，Ｑ21  シャントレギュレータ、Ｑ12，Ｑ14，Ｑ22  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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