(57)【要約】【課題】本発明は、直流モータの電源利用率を向上させ、制御範囲を拡大することができる直流モータ制御装置を提供することにある。【解決手段】直流モータ制御装置は、交互に開閉される２個のスイッチング素子２０ａ，２２ａ（または２０ｂ，２２ｂ）を直列的に接続した少なくとも一組のスイッチング素子対２４ａ，２４ｂと、スイッチング素子２０ａ，２２ａ，２０ｂ，２２ｂの接続点に電機子コイル２６ａの一端が接続され、スイッチング素子対２４ａ，２４ｂの開閉により電機子コイル２６ａに流れる電流が制御される直流モータ２６と、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子２０ａ，２２ａ（または２０ｂ，２２ｂ）を開閉する制御部であって、前記ＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ移行させる制御部４２とを備えたものである。【選択図】  図１
2005124247.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交互に開閉される２個のスイッチング素子を直列的に接続した少なくとも一組のスイッチング素子対と、
前記スイッチング素子対のスイッチング素子の接続点に電機子コイルの一端が接続され、前記スイッチング素子対の開閉により電機子コイルに流れる電流が制御される直流モータと、
ＰＷＭ信号により前記スイッチング素子対のスイッチング素子を開閉する制御部であって、前記ＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ移行させる制御部と
を備えた直流モータ制御装置。
【請求項２】
前記直流モータ起動時のＰＷＭ信号の周期をＴ、スイッチング素子対を構成するスイッチング素子のＡＲＭ短絡防止用不感帯時間をｔｄとしたとき、制御部はＰＷＭ信号のデューティ比が（Ｔ−ｔｄ）／Ｔ以下の高比率領域でＰＷＭ信号の周期Ｔより十分長い周期に移行させる請求項１に記載の直流モータ制御装置。
【請求項３】
直流モータ起動時のＰＷＭ信号は非可聴域の高周波信号であり、デューティ比が高比率領域のＰＷＭ信号は可聴域の低周波信号である請求項２に記載の直流モータ制御装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ連続的に移行させる請求項３に記載の直流モータ制御装置。
【請求項５】
前記直流モータの電機子コイルの他端を、前記スイッチング素子対のいずれか一方の外端に接続した請求項１に記載の直流モータ制御装置。
【請求項６】
二組のスイッチング素子対を並列配置し、各組のスイッチング素子の接続点間に直流モータの電機子コイルを接続した請求項１に記載の直流モータ制御装置。
【請求項７】
前記スイッチング素子対を構成するスイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである請求項１に記載の直流モータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交互に開閉される２個のスイッチング素子を直列的に接続したスイッチング素子対を用い、ＰＷＭ信号により回転制御される直流モータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流モータは起動時に大きなトルクを発生させることができるため、電気機関車や構内作業車などに多用されている。図４に示すように直流モータ１０の電機子コイル１０ａに可変抵抗器１２を直列接続し、この抵抗値を変化させることにより定トルク制御でき、電機子コイル１０ａに印加する電圧を調整することにより速度制御できる。この抵抗制御は制御装置が可変抵抗器１２のみで回路が簡単であり、抵抗器１２を短絡することにより、電源ラインＬ１、Ｌ２間の全電圧を直流モータ１０に印加することができる。
【０００３】
一方、負荷の状態に応じて直流モータを微細に制御するため電子的な制御装置が適用される。例えば図５に示すように、２個のスイッチング素子１４、１６を直列的に接続したスイッチング素子対１８ａ，１８ｂを２組、電源ラインＬ１、Ｌ２間に並列接続し、各スイッチング素子対１８ａ、１８ｂの接続部間に直流モータ１０の電機子コイル１０ａを接続する。スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１６ａ，１６ｂをオンまたはオフして直流モータ１０の両端の電位を制御する。電位差があるとき、直流モータ１０は正または逆回転し、電位が同じであると、直流モータ１０は停止される。さらに、すべてのスイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１６ａ，１６ｂをオフにすると、直流モータ１０は惰行する。図示例ではスイッチング素子１４、１６として還流ダイオードを内蔵したＩＧＢＴを使用しているが、ＭＯＳＦＥＴなども使用できる。
【０００４】
【特許文献１】特開平６−３０５９４号公報
【特許文献２】特開平９−７０１９５号公報
【特許文献３】特開平１０−１１７４８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで電源ラインＬ１、Ｌ２間に接続されたスイッチング素子対１８は、直列接続された２個のスイッチング素子１４、１６が同時に導通すると大電流が流れ素子を損傷するため、スイッチング素子１４、１６のオン・オフ状態を切り換える間、２個のスイッチング素子１４、１６をオフ状態にする必要がある。そのためＰＷＭ信号デューティ比は前記切り換え時間（ＡＲＭ短絡保護（防止）用休止（不感帯）時間ｔｄ）によって制限される。
【０００６】
一方、可聴周波数帯域のＰＷＭ信号で直流モータ１０を制御すると、モータ１０が可聴音の騒音を発生し、特に動作開始時には著しい騒音を発生するという問題があるため非可聴域の高周波信号、例えば１５ＫＨｚより高い周波数の信号からＰＷＭ信号を得ている。ＰＷＭ信号の周波数を例えば１７ＫＨｚとするとその周期は約６０μｓｅｃである。またスイッチング素子５のＡＲＭ短絡保護用休止時間ｔｄは約６μｓｅｃである。
【０００７】
このようにＰＷＭ信号の全周期Ｔ（６０μｓｅｃ）に対して、ＡＲＭ短絡保護用休止時間ｔｄ（６μｓｅｃ）があるため、デューティ比（０〜６μｓｅｃ／６０μｓｅｃ：０〜１０％）の区間とデューティ比（（６０μｓｅｃ−６μｓｅｃ）／６０μｓｅｃ〜１００％：９０〜１００％）の区間は、スイッチング素子対１８を制御できないため直流モータ１０を制御できない。
【０００８】
そのため図６に示すように、図４の抵抗制御の場合には、電源ラインＬ１、Ｌ２間の電圧を１００％利用することができるのに対して、図５のスイッチング素子対１８を利用した制御装置ではデューティ比がおよそ１０〜９０％の範囲、全電圧の約８０％しか利用することができず、同じ電源電圧でも出力が低下するという問題があった。
【０００９】
また図５の回路は２組のスイッチング素子対１８ａ、１８ｂを用いることにより、電機子コイル１０ａに流れる電流の方向を反転可能としたが、図７に示すように一組のスイッチ素子対１８ａを用い、直流モータ１０の電機子コイル１０ａをスイッチング素子１４、１６の接続点と電源ラインＬ２に接続することもできる。この回路は、スイッチング素子対１８ａの平均出力電圧がモータ１０の誘起電圧よりも高ければ力行、低ければ回生の動作となる。この場合でも、直流モータは全電圧の約９０％しか利用することができず、同じ電源電圧でも出力が低下するという問題があった。
【００１０】
そのため既に使用されている抵抗制御の装置をスイッチング素子対を用いた回路に置き換えようとするとモータの出力が低下するという問題があった。また電池を用いた装置では電池を増設し電源電圧を高めることにより出力低下を回避できるが、増設電池の重量、体積が増大するため直ちに適用できなかった。またＰＷＭ信号のデューティ比が約９０％を超えると、デューティ比の制御ができず、デューティ比約９０％から１００％に移行するため、急激な電圧、電流変化がスイッチング素子１４、１６や直流モータ１０にかかって衝撃を受け、スイッチング素子１４、１６や直流モータ１０の寿命が短縮され、デューティ比１００％の状態から９０％以下の状態への制御も困難であるという問題もあった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は上記課題の解決を目的として提案されたもので、交互に開閉される２個のスイッチング素子を直列的に接続した少なくとも一組のスイッチング素子対と、前記スイッチング素子対のスイッチング素子の接続点に電機子コイルの一端が接続され、前記スイッチング素子対の開閉により電機子コイルに流れる電流が制御される直流モータと、ＰＷＭ信号により前記スイッチング素子対のスイッチング素子を開閉する制御部であって、前記ＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ移行させる制御部とを備えた直流モータ制御装置を提供する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によりスイッチング素子対を用いて制御される直流モータの電源利用率が向上し、制御範囲を拡大することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明による直流モータ制御装置は、交互に開閉される２個のスイッチング素子を直列的に接続した少なくとも一組のスイッチング素子対と、前記スイッチング素子対のスイッチング素子の接続点に電機子コイルの一端が接続され、前記スイッチング素子対の開閉により電機子コイルに流れる電流が制御される直流モータと、ＰＷＭ信号により前記スイッチング素子対のスイッチング素子を開閉する制御部であって、前記ＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ移行させる制御部とを備えたものである。
【００１４】
前記直流モータ起動時のＰＷＭ信号の周期をＴ、スイッチング素子対を構成するスイッチング素子のＡＲＭ短絡保護用休止時間をｔｄとしたとき、制御部はＰＷＭ信号のデューティ比が（Ｔ−ｔｄ）／Ｔ以下の高比率領域でＰＷＭ信号の周期Ｔより十分長い周期に移行させることにより、直流モータにかかる電圧を電源ライン間の全電圧に近づけることができる。
【００１５】
また直流モータ起動時のＰＷＭ信号は非可聴域の高周波信号であり、デューティ比が高比率領域のＰＷＭ信号は可聴域の低周波信号とすることにより、動作時に直流モータが発生する騒音を抑えることができる。
【００１６】
また前記ＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ連続的に移行させることにより、スイッチング素子や直流モータへの衝撃がなく、滑らかな制御が可能である。
【００１７】
前記一組のスイッチング素子対を用いる場合、直流モータの電機子コイルの他端を、スイッチング素子対のいずれか一方の外端に接続すればよく、二組のスイッチング素子対を用いる場合には、各スイッチング素子対を並列配置し、各組のスイッチング素子の接続点間に直流モータの電機子コイルを接続すればよい。
【００１８】
前記スイッチング素子対を構成するスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを用いることができる。
【実施例１】
【００１９】
以下に本発明の実施例を図１から説明する。図において、Ｌ１、Ｌ２は電源ラインである。２０ａ、２０ｂ、２２ａ、２２ｂはそれぞれスイッチング素子であり、図示例では還流ダイオードを備えたＩＧＢＴを示す。スイッチング素子２０ａ、２２ａは主電流路が直列的に接続されて第１のスイッチング素子対２４ａを構成する。スイッチング素子２０ｂ、２２ｂは主電流路が直列的に接続されて第２のスイッチング素子対２４ｂを構成する。各スイッチング素子対２４ａ、２４ｂは電源ラインＬ１、Ｌ２間に並列接続されている。
【００２０】
直流モータ２６の電機子コイル２６ａは、前記スイッチング素子対２４ａ、２４ｂの各スイッチング素子の接続点間に接続されている。第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂは各スイッチング素子のゲートに接続されて各スイッチング素子対２４ａ、２４ｂを駆動する。第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂは、入力される信号に応じて上側スイッチング素子２０ａ、２０ｂと下側スイッチング素子２２ａ、２２ｂとを選択する。スイッチング素子２０ａ、２０ｂ、２２ａ、２２ｂの選択によって、直流モータ２６の両端の電位差が発生し、この電位差によって直流モータ２６の回転が制御される。すべてのスイッチング素子２０ａ、２０ｂ、２２ａ、２２ｂが開放されると直流モータ２６は惰行となる。
【００２１】
界磁コイル３０は一端が電源ラインＬ１に接続されている。環流ダイオード３２は界磁コイル３０に並列接続されている。符号３４はスイッチング素子であり、図示例するＩＧＢＴは、そのコレクタに前記界磁コイル３０の他端が接続され、エミッタが他の電源ラインＬ２に接続されている。
【００２２】
第３のドライバ回路３６が、スイッチング素子３４のゲートに接続されている。電流検出部３８は、界磁コイル３０に流れる電流を検出する。回転数検出部４０は、直流モータ２６の回転数を検出しパルスを出力する。
【００２３】
スイッチング素子対２４ａ、２４ｂを開閉制御して直流モータ２６の回転制御する制御部４２は、以下のものを含む。
【００２４】
４４は回転数検出部４０から出力されるパルスを回転数に対応した電圧に変換する回転数検出信号用のインターフェース、４６は外部から与えられる速度信号Ｖとインターフェース４４の出力を合成した信号を増幅する第１の増幅器、４８はインターフェース４４の出力に応じて周波数が例えば１７ＫＨｚから３ＫＨｚの範囲で変化する第１の三角波発生器、５０は第１の増幅器４６の出力と第１の三角波発生器４８の出力とを合成した信号からＰＷＭ信号を発生させる第１のＰＷＭ信号発生部である。５２はスイッチング素子２０ａ，２０ｂ，２２ａ，２２ｂのオン動作だけを遅らせてＡＲＭ短絡保護用休止時間を生成するための休止時間生成回路であり、図示例では抵抗とコンデンサを用いたＣＲ時定数回路とＥＸＮＯＲ回路で構成されている。
【００２５】
５４は第１のＰＷＭ信号発生部５０から出力されるパルスを反転させるインバータである。５６、５８は第１、第２のＡＮＤ回路である。第１のＡＮＤ回路５６には第１のＰＷＭ信号発生部５０の出力と、休止時間生成回路５２の出力と、外部から与えられる運転信号Ｓとが入力される。第２のＡＮＤ回路５８には休止時間生成回路５２の出力、インバータ５４の出力、運転信号Ｓとが入力される。６０はインターフェース４４の出力に応じて界磁コイル３０に供給する電流値を演算する界磁電流演算部、６２は界磁電流演算部６０の出力と界磁コイル３０に流れる電流を検出する電流検出部３８の出力とを合成した信号を増幅する第２の増幅器、６４は周波数が例えば１７ＫＨｚに固定された第２の三角波発生器、６６は第２の増幅器６２の出力と第２の三角波発生器６４の出力を合成した信号からＰＷＭ信号を発生させる第２のＰＷＭ信号発生部である。６８は第３のＡＮＤ回路であり、第２のＰＷＭ信号発生部６６の出力と運転信号Ｓとが入力される。
【００２６】
第１、第２のＡＮＤ回路５６、５８の各出力は第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂに接続されている。第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂはそれぞれ内部で各スイッチング素子対２４ａ、２４ｂの上側スイッチング素子２０ａ、２０ｂと下側スイッチング素子２２ａ、２２ｂを駆動するが、第１のＡＮＤ回路５６はスイッチング素子２０ａとスイッチング素子２２ｂを駆動するように第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂに接続され、第２のＡＮＤ回路５８はスイッチング素子２０ｂとスイッチング素子２２ａを駆動するように第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂに接続される。前記第３のＡＮＤ回路６８の出力は第３のドライバ回路３６に接続される。
【００２７】
以下にこの直流モータ制御装置の動作を説明する。直流モータ２６が停止状態では回転数検出部４０は検出パルスを出力せずインターフェース４４は回転数検出信号Ｎを出力しない。
【００２８】
一方、界磁コイル３０に流れる電流は電流検出部３８によって検出されるが、運転信号Ｓが与えられないと、電流検出信号Ｃは出力されない。この状態で、前記回転数検出信号Ｎによって界磁電流演算部６０は界磁コイル３０に供給する最適電流値を演算し、参照信号Ｒを出力する。この参照信号Ｒと前記電流検出部３８からの電流検出信号Ｃとの差信号が第２の増幅器６２によって増幅され、この第２の増幅器６２の出力と第２の三角波発生器６４の出力とが合成され、この合成信号によって第２のＰＷＭ信号発生部６６はＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号のパルス巾は直流モータ２６の回転数と界磁コイル３０に流れる電流によって決定され、第３のＡＮＤ回路６８に入力される。この第３のＡＮＤ回路６８に運転信号Ｓが供給されると、第３のＡＮＤ回路６８の出力に第２のＰＷＭ信号発生部６６のＰＷＭ信号がスイッチング素子３４に供給され界磁コイル３０に電流が流れ、電流検出部３８によって検出された電流検出信号Ｃによって界磁コイル３０に供給される電流が適正値に制御される。
【００２９】
また第１の三角波発生器４８はインターフェース４４から出力される回転数検出信号Ｎの電圧により周波数が設定されるが、直流モータ２６が回転していない状態では、例えば１７ＫＨｚの三角波を出力している。外部から制御部４２に与えられる速度信号Ｖは直流モータ２６の回転数を設定する。この信号とインターフェース４４の回転数検出信号Ｎとの差信号が、第１の増幅器４６によって増幅され、この増幅器４６の出力と前記第１の三角波発生器４８の出力とが合成され、この合成信号によって第１のＰＷＭ信号発生部５０はＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号のパルス巾は速度信号Ｖと回転数検出信号Ｎとの差信号によって決定される。
【００３０】
第１のＰＷＭ信号発生部５０の出力から第１、第２のＡＮＤ回路５６、５８の各出力まで回路において、第１のＰＷＭ信号発生部５０の出力をａ点、休止時間生成回路５２を構成するＣＲ時定数回路の抵抗とコンデンサの接続点をｂ点、ＥＸＮＯＲ回路の出力、即ち休止時間生成回路５２の出力をｃ点、インバータ５４の出力をｄ点、運転信号Ｓが与えられる信号線をｅ点、第１のＡＮＤ回路５６の出力をｆ点、第１のＡＮＤ回路５６の出力をｇ点とし、各点のタイミングチャートを図２に示す。
【００３１】
先ず第１のＰＷＭ信号発生部５０の出力ａ点では速度信号Ｖと回転数検出信号Ｎとの差信号によって決定されるパルス巾のＰＷＭ信号が出力される。縦方向の点線によってデューティ比１００％のパルス巾を示し、領域Ｉ〜領域Ｖはそれぞれデューティ比が１０％、４０％、６０％、８０％、９０％のＰＷＭ信号を示す。各領域への移行は、十分に時間がたったあとである。
【００３２】
休止時間生成回路５２のＥＸＮＯＲ回路の一方の入力には前記ａ点の信号が入力され、他の入力ｂ点にはａ点のパルス波形の立ち上がりからＣＲ時定数（例えば６μｓｅｃ）だけ遅れて立ち上がり、ａ点のパルス波形の立下りからＣＲ時定数だけ遅れて立ち下がるパルス波形が得られる。ａ点とｂ点のパルスが入力されたＥＸＮＯＲ回路の出力、即ち休止時間生成回路５２の出力ｃ点には、点ａのパルスの立ち上がりで立下り、点ｂのパルスの立ち上がりで立ち上がり、さらにａ点のパルスの立下りで立下り、ｂ点のパルスの立下りで立上るパルス波形が得られる。またインバータ５４の出力、ｄ点にはａ点のパルス波形を反転したパルス波形が得られる。
【００３３】
図２に示すａ点〜ｄ点各部のパルス波形は時間の経過とともに繰り返し出力されるが、ｃ点の６μｓｅｃのパルス波形期間にｅ点に運転信号Ｓを供給すると、第１のＡＮＤ回路５６の出力であるｆ点にはａ点、ｃ点、ｅ点の各レベルの論理積が出力され、第２のＡＮＤ回路５８の出力であるｇ点にはｃ点、ｄ点、ｅ点の各レベルの論理積が出力される。第１、第２のＡＮＤ回路５６、５８の各パルスは一方が立下がってＣＲ時定数だけ遅れて他方が立上るため、同時にハイレベルとなることはない。
【００３４】
第１、第２のＡＮＤ回路５６、５８の各出力は第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂに供給され、第１、第２のＡＮＤ回路５６、５８の各出力によって第１、第２のドライバ回路２８ａ、２８ｂは上側スイッチング素子２０ａと下側スイッチング素子２２ｂを選択し直流モータ２６の回転方向と回転速度を決定する。
【００３５】
図２においてａ点のＰＷＭ信号のデューティ比が１０％（領域Ｉ）では、第１のＡＮＤ回路５６の出力ｆ点にはパルスが出力されず、直流モータ２６はトップスピードの逆回転である。第１の増幅器は外部から与えられる速度信号Ｖを増幅し、この増幅された出力と第１の三角波発生器４８の出力とが合成されて、ＰＷＭ信号発生部５０が出力するＰＷＭ信号のデューティ比は徐々に大きくなる。このようにしてＰＷＭ信号のデューティ比が大きくなると、第１のＡＮＤ回路５６の出力ｆ点にパルスが出力され、これにより直流モータ２６の回転が変化する。領域Ｉから領域Ｖに変化するにつれて、直流モータ２６は、逆転から停止、さらには停止から正転へと変化する。直流モータ２６の回転により、回転数検出部４０はパルスを発生し、インターフェース４４は回転数検出信号Ｎを出力する。なお、図２における各領域への移行は、十分に時間がたったあとである。
【００３６】
この回転数検出信号Ｎは界磁電流演算部６０に入力され、回転数に応じた適正な参照信号Ｒを発生し、第２の増幅器６２から第２の三角波発生器６４、第２のＰＷＭ信号発生部６６、第３のＡＮＤ回路６８、第３のドライバ回路３６、スイッチング素子３４で構成される閉回路で、参照信号Ｒと電流検出信号Ｃとが近似するように界磁コイル３０に供給する電流が制御される。
【００３７】
また速度信号Ｖと回転数検出信号Ｎが近似するように第１のＰＷＭ信号発生部５０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が制御される。その結果、第１のＡＮＤ回路５６の出力ｆ点のパルス波形は図２の領域IIから領域IVに順次デューティ比が高められ、領域Ｖでは、休止時間生成回路５２による時定数によりデューティ比が約９０％を超えることができない。
【００３８】
この状態で速度信号Ｖを上昇させると回転数検出信号Ｎとの間で差を生じるため、直流モータ２６はさらに回転数を増大できるが、第１のＡＮＤ回路５６の出力ｆ点のＰＷＭ信号のデューティ比は約９０％を維持しこれを超えることができないため直流モータ２６は電源ラインＬ１、Ｌ２間の電圧の約８０％しか利用できない。
【００３９】
本発明による装置は、デューティ比が約９０％に達すると、回転数検出信号Ｎが与えられた第１の三角波発生器４８の周波数が低下する。即ち第１の三角波発生器４８は初期値１７ＫＨｚで発振していたものが３ＫＨｚ程度まで連続的に低下する。スイッチング素子のＡＲＭ短絡保護用休止時間ｔｄは素子によって決定され一定（例えば６μｓｅｃ）であるから、第１の三角波発生器４８の発振周波数を１７ＫＨｚから３ＫＨｚまで変化させたときの周期と最小、最大デューティ比、デューティ比の範囲は表１、図３に示すようになる。
【００４０】
【表１】
2005124247.tif 000003
【００４１】
即ち、１７ＫＨｚで発振していた第１の三角波発生器４８が発振周波数を１５ＫＨｚに低下させると周期は５８．８μｓｅｃから６６．７μｓｅｃに長くなるため、一定遅延時間６μｓｅｃに対して、デューティ比は１０．２〜８９．８％から９．０〜９１．０％となり、範囲は７９．６％から８２％に拡大される。速度信号Ｖが一定であれば、デューティ比を増大させても直流モータ２６の回転数は変わらず、回転数検出信号Ｎも変えないでデューティ比の範囲を７９．６％から８２％に拡大できる。同様に発振周波数を３ＫＨｚまで低下させると、デューティ比は１．８〜９８．２％となり、その範囲を９６．４％に拡大できる。この場合も直流モータ２６の回転数は変わらないが、直流モータ２６に電源ラインＬ１、Ｌ２間の電圧の９６．４％の電圧を供給でき、直流モータ２６を効率よく動作させることができる。
【００４２】
直流モータ２６を可聴域の低周波で動作させると直流モータ２６自身が可聴域の騒音を発するが、走行時の騒音にまぎれ運転上、支障とはならない。
【００４３】
以上のように本発明は、直流モータ２６と電源ラインＬ１、Ｌ２の接続をスイッチング素子対２４ａ、２４ｂを用いて切り換えＰＷＭ信号により回転数を制御する装置の直流モータ２６にかかる電圧を高めることができ、直流モータ２６の効率を向上できる。
【００４４】
そのため抵抗制御される直流モータを用いた装置を、電源電圧はそのままで出力を低下させることなくＰＷＭ信号により回転制御することができる。
【００４５】
またデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周波数を低下させることによりデューティ比を高め１００％に近づけることができるため、仮にＰＷＭ信号が高デューティ比を超えて電源電圧が直接的にスイッチング素子や直流モータに印加されたとしても衝撃が少なく、スイッチング素子や直流モータの損傷を防止できる。
【００４６】
なお、本発明は上記実施例にのみ限定されることなく、例えば、一組のスイッチング素子対を用い、その中間接続部に直流モータの電機子の一端を、スイッチング素子対の両端のいずれか一方に電機子の他端を接続した装置にも適用することができる。
【００４７】
またＰＷＭ信号のデューティ比が高比率領域でＰＷＭ信号の周期を短周期から長周期へ連続的に移行させるだけでなく、段階的に変化させることもできる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明は、２個のスイッチング素子を直列的に接続したスイッチング素子対用い、ＰＷＭ信号により回転制御する直流モータの制御装置に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】図１回路の要部パルス波形図である。
【図３】本発明装置のＰＷＭ信号のデューティ比と周波数の関係を示す図面である。
【図４】抵抗制御直流モータ装置を示す回路図である。
【図５】スイッチング素子対を用いＰＷＭ信号により回転制御される直流モータ装置の回路図である。
【図６】図４の装置と図５の装置のそれぞれの直流モータにかかる電圧を示す図面である。
【図７】スイッチング素子対を用いた直流モータ装置の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５０】
２０ａ、２０ｂ：スイッチング素子
２２ａ、２２ｂ：スイッチング素子
２４ａ、２４ｂ：スイッチング素子対
２６：直流モータ
２６ａ：電機子コイル
４２：制御部
４８：第１の三角波発生器
５０：第１のＰＷＭ信号発生部
５２：休止時間生成回路
５４：インバータ
５６：第１のＡＮＤ回路
５８：第２のＡＮＤ回路
【図１】
2005124247.tif 000004
【図２】
2005124247.tif 000005
【図３】
2005124247.tif 000006
【図４】
2005124247.tif 000007
【図５】
2005124247.tif 000008
【図６】
2005124247.tif 000009
【図７】
2005124247.tif 000010