(57)【要約】【課題】  低負荷電流動作時でも高い変換効率を維持しながら、尚且つリップルの低い安定した電源出力電圧を供給することができる高効率な電源システムを提供する。【解決手段】  低負荷時にはＬＤＯ１により動作し高負荷時にはＤＣ−ＤＣコンバータ１６により動作することで、高効率な電圧変換を行う。また、ＬＤＯ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ切り替える時には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６のフィードバックループが安定するまでの間、出力ＦＥＴとして１／ｎサイズのＦＥＴ２０、２１を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ１６を動作させる。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＤＯとＤＣ−ＤＣコンバータの双方を有し、負荷電流を自動判別して、もしくは外部からのコントロールにより、低負荷時にはＬＤＯで動作し高負荷時にはＤＣ−ＤＣコンバータで動作する高効率な電源システムであって、
ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替え時に、ＤＣ−ＤＣコンバータのフィードバックループが安定するまでの間、出力ＦＥＴとして１／ｎサイズのＦＥＴを用いてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることで、ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへ切り替える際の出力電圧の変動を小さくすることを特徴とする高効率な電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＤＡ等の携帯端末など、電源としてバッテリーを使用する機器において、ＬＤＯ（ロー・ドロップアウト・レギュレータ）とＤＣ−ＤＣコンバータを切り替えて使用することで高効率な電圧変換を行う電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は従来の非同期式ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源システムの構成を示す。図３において、２２はＰＷＭ信号発生回路、２３はＰチャンネルＦＥＴ、２４はショットキーダイオード、２５はコイル、２６はコンデンサ、２７、２８は出力電圧設定用のフィードバック抵抗、２９はこの電源システムの出力端子、３０はバッテリー（ＢＡＴ）電圧入力端子、３１は出力電圧設定用の基準電圧、３２は出力電圧調整用のＥＡＭＰ（エラー・アンプ）を示す。
【０００３】
ＰＤＡ等の携帯端末など、電源としてバッテリーを使用する機器では、バッテリーを長く持たせるために、通常モード以外に、スリープモードや待ち受けモードなどの消費電流がμＡオーダー以下程度と極端に少なくなる状態（モード）を持つ。
【０００４】
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた通常の電源システムでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体での消費電流がｍＡオーダー以下程度と多いため、このような低負荷電流動作時には電圧変換効率が極端に低くなる。そこで、従来は、低負荷電流動作時にはＰＷＭ方式から間欠動作のＰＦＭ方式に切り替えることにより変換効率を上げていた（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３参照。）。
【０００５】
図４はＰＷＭ方式による電源出力電圧波形とＰＦＭ方式による電源出力電圧波形を示す。図４（ｂ）は図３に示すＰチャンネルＦＥＴ２３のゲート制御電圧であり、図４（ａ）はそれに対応した電源出力電圧（電源システムの出力電圧）である。
【０００６】
しかしながら、従来のＰＦＭ方式では、スリープモードや待ち受けモードなどの低負荷電流動作時の変換効率を上げることは可能でも、そのときの電源出力電圧は電圧変動が大きく、リップル（ｒｉｐｐｌｅ）の低い安定した電源出力電圧を供給することが非常に難しいという問題があった。
【特許文献１】特開平１０−１４２１７号公報
【特許文献２】特開平１１−８９２２２号公報
【特許文献３】特開２００１−１２８４６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上記課題に対して、低負荷電流動作時でも高い変換効率を維持しながら、尚且つリップルの低い安定した電源出力電圧を供給することができる高効率な電源システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の請求項１記載の高効率な電源システムは、ＬＤＯとＤＣ−ＤＣコンバータの双方を有し、負荷電流を自動判別して、もしくは外部からのコントロールにより、低負荷時にはＬＤＯで動作し高負荷時にはＤＣ−ＤＣコンバータで動作する高効率な電源システムであって、ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替え時に、ＤＣ−ＤＣコンバータのフィードバックループが安定するまでの間、出力ＦＥＴとして１／ｎサイズのＦＥＴを用いてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることで、ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへ切り替える際の出力電圧（電源出力電圧）の変動を小さくすることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
以上のように、本発明によると、低負荷時には回路消費電流の少ないＬＤＯを使用し、高負荷時には変換効率の高いＤＣ−ＤＣコンバータに切り替えて動作するので、全負荷電流範囲において高い変換効率を実現し、尚且つＬＤＯとＤＣ−ＤＣコンバータの切り替え時には、ＤＣ−ＤＣコンバータのフィードバックループが安定するまでの間、出力ＦＥＴとして１／ｎサイズのＦＥＴを用いてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるので、ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへ切り替える際の出力電圧（電源出力電圧）の変動を小さくすることができ、常にリップルの低い安定した電源出力電圧を供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図１、図２に基づいて説明する。図１は本実施の形態における高効率な電源システムの構成を示す。図１において、１はＬＤＯ、２はコンパレータを示す。このコンパレータ２は基準電圧とフィードバック電圧を比較し、ＬＤＯ１の出力電圧（ＬＤＯ電圧）を調整する。３はＰチャンネルＦＥＴを示す。このＰチャンネルＦＥＴ３はコンパレータ２によりゲート電位をコントロールされてＬＤＯ電圧を出力する。４、５はＬＤＯ電圧のフィードバック抵抗を示す。
【００１１】
また、６は出力電圧調整用のＥＡＭＰを示す。このＥＡＭＰ６は基準電圧とフィードバック電圧を比較してＰＷＭ信号を調整する。７はＰＷＭ信号発生回路を示す。このＰＷＭ信号発生回路７はＥＡＭＰ６の出力電圧に応じてＰチャンネルＦＥＴ、ＮチャンネルＦＥＴのゲート電位をコントロールし、ＰチャンネルＦＥＴ、ＮチャンネルＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦをコントロールする。１０はショットキーダイオード、１１はコイル、１２はコンデンサを示す。
【００１２】
８は通常サイズのＰチャンネルＦＥＴ、９は通常サイズのＮチャンネルＦＥＴを示す。また、２０は（１／ｎ）サイズのＰチャンネルＦＥＴ、２１は（１／ｎ）サイズのＮチャンネルＦＥＴを示す。ＰＷＭ信号発生回路７はこれらのＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦをＰＷＭ制御する。
【００１３】
１３はこの電源システムの出力端子を示す。この出力端子１３に負荷が接続される。１４はこの電源システムの出力電圧を決めるための基準電圧、１５はバッテリー（ＢＡＴ）電圧入力端子を示す。また、１６はＤＣ−ＤＣコンバータを示す。
【００１４】
１７はＬＤＯ１のコントロール信号（ＬＤＯ  ＣＴＬ）を示す。このコントロール信号１７はＬＤＯ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する。１８はＤＣ−ＤＣコンバータ１６のコントロール信号（ＤＣ−ＤＣ  ＣＴＬ）を示す。このコントロール信号１８はＤＣ−ＤＣコンバータ１６のＯＮ／ＯＦＦを制御する。１９はサイズ切替コントロール信号（サイズ切替ＣＴＬ）を示す。このサイズ切替コントロール信号１９は出力ＦＥＴとして通常サイズと（１／ｎ）サイズのいずれか一方を選択するための制御信号である。
【００１５】
図２はこの電源システムにおける各信号波形を示す。図２（ａ）はＬＤＯ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ切り替える際に、出力ＦＥＴとして（１／ｎ）サイズのＦＥＴ２０、２１が選択されている場合の電源システムの出力電圧（電源出力電圧）を示す。
【００１６】
図２（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータのコントロール信号１８を示す。図２（ｂ）に示すように、コントロール信号１８の信号レベルがロー・レベルのときはＤＣ−ＤＣコンバータ１６はＯＦＦとなり、ハイ・レベルのときはＯＮとなる。
【００１７】
図２（ｃ）はＬＤＯのコントロール信号１７を示す。図２（ｃ）に示すように、コントロール信号１７の信号レベルがロー・レベルのときはＬＤＯ１はＯＦＦとなり、ハイ・レベルのときはＯＮとなる。
【００１８】
図２（ｄ）はサイズ切替コントロール信号１９を示す。図２（ｄ）に示すように、サイズ切替コントロール信号１９の信号レベルがロー・レベルのときは通常サイズのＦＥＴ８、９が選択され、ハイ・レベルのときは（１／ｎ）サイズのＦＥＴ２０、２１が選択される。
【００１９】
図２（ｅ）はＬＤＯ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ切り替える際に、出力ＦＥＴとして通常サイズのＦＥＴ８、９が選択されている場合の電源システムの出力電圧（電源出力電圧）を示す。
【００２０】
続いて、この電源システムの動作について説明する。ＬＤＯ１は、ＬＤＯ自体が回路消費電流数μＡ程度で動作可能なことから、その変換効率は、
効率（％）＝（出力電圧／入力電圧）×１００
でほぼ近似でき、負荷電流にあまり影響されず入出力の電位差だけでほぼ決まるため、特にＤＣ−ＤＣコンバータと比較して低負荷時の変換効率が高くなる。更には、ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、より電圧変動の小さい安定した電圧を供給できる。このため、ＬＤＯ１は主として低負荷時の電源動作を担当する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６は高負荷時等では、変換効率９０％程度を実現できるので、ＬＤＯよりも変換効率の高い負荷電流範囲で電源動作を担当する。これにより、全負荷電流範囲で高い変換効率を実現できる。
【００２１】
また、ＬＤＯ１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６で同一のフィードバック系を有し、図２に示すように、ＬＤＯ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ切り替る際には、所定の期間、出力ＦＥＴとして電流能力の少ない（１／ｎ）サイズのＦＥＴ２０、２１を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ１６を動作させている。
【００２２】
通常、ＬＤＯ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６への切り替えを行った場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６のフィードバックループが安定するまでの間、ＰＷＭ信号が安定しないため、本来動作すべきＯＮ／ＯＦＦデューティー以上の時間、ＰチャンネルＦＥＴ８およびＮチャンネルＦＥＴ９がＯＮし続ける。このとき、各ＦＥＴは十分に電流能力を持つため、必要以上に電源出力電圧を上昇もしくは低下させる。そのため、このときの電源出力電圧には多大なオーバーシュートおよびアンダーシュートが発生することになる。
【００２３】
しかし、本実施の形態によれば、ＬＤＯ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ切り替える際に、所定の期間、出力ＦＥＴとして電流能力の少ない（１／ｎ）サイズのＦＥＴ２０、２１を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ１６を動作させるので、ＰＷＭ信号が安定せずＯＮ／ＯＦＦデューティーが不安定な期間の電源出力電圧の上昇もしくは低下を最低限に抑制できる。
【００２４】
さらには、フィードバックループが安定した後に（１／ｎ）サイズのＦＥＴから通常サイズのＦＥＴへ切り替えるので、切り替え時の電源出力電圧の変動を最小限に低減することができる。
【００２５】
なお、ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替え、ＤＣ−ＤＣコンバータからＬＤＯへの切り替えは、負荷電流を自動判別して行うようにしてもよいし、外部からのコントロールにより切り替えるようにしてもよい。
【００２６】
本実施の形態における高効率な電源システムは、ＰＤＡ等の携帯端末など、電源としてバッテリーを使用する機器において、ＬＤＯとＤＣ−ＤＣコンバータを切り替えて使用することで高効率な電圧変換を行うものであり、尚且つＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替え時には、ＤＣ−ＤＣコンバータのフィードバックループが安定するまでの間、出力ＦＥＴとして１／ｎサイズのＦＥＴを用いてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることにより、ＬＤＯからＤＣ−ＤＣコンバータへ切り替える際の電源出力電圧の変動を小さくすることができ、常にリップルの低い安定した電源出力電圧を負荷へ供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の実施の形態における高効率な電源システムの構成を示す図
【図２】同電源システムにおける各信号波形を示す図
【図３】従来の非同期式ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源システムの構成を示す図
【図４】従来のＰＷＭ方式による電源出力電圧波形とＰＦＭ方式による電源出力電圧波形を示す図
【符号の説明】
【００２８】
１  ＬＤＯ
２  コンパレータ
３  ＰチャンネルＦＥＴ
４、５  フィードバック抵抗
６  ＥＡＭＰ
７  ＰＷＭ信号発生回路
８  通常サイズのＰチャンネルＦＥＴ
９  通常サイズのＮチャンネルＦＥＴ
１０  ショットキーダイオード
１１  コイル
１２  コンデンサ
１３  電源システムの出力端子
１４  基準電圧
１５  バッテリー電圧入力端子
１６  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１７  ＬＤＯのコントロール信号
１８  ＤＣ−ＤＣコンバータのコントロール信号
１９  サイズ切替コントロール信号
２０  １／ｎサイズのＰチャンネルＦＥＴ
２１  １／ｎサイズのＮチャンネルＦＥＴ
２２  ＰＷＭ信号発生回路
２３  ＰチャンネルＦＥＴ
２４  ショットキーダイオード
２５  コイル
２６  コンデンサ
２７、２８  フィードバック抵抗
２９  電源システムの出力端子
３０  バッテリー電圧入力端子
３１  基準電圧
３２  ＥＡＭＰ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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