(57)【要約】【課題】  力率改善のための構成を含むスイッチング電源回路として、リップル増加の問題を解消する。【解決手段】  ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、力率改善は、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して平滑コンデンサＣｉに帰還する構成（電力回生方式）の力率改善回路１０により行う。この構成の下で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度を所定以下に設定することで、負荷変動に関わらず二次側両波整流回路の整流動作電流が連続モードとなるようにして、これにより、電力回生に起因する二次側直流出力電圧のリップル電圧の増加を抑制する。また、力率改善回路に設けられていた高周波インダクタに代えてスイッチングダイオードＤ2を設けることで、力率の低下やバラツキの抑制を図る。【選択図】図１
2005304116.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
力率の改善を図る力率改善手段と、を備えるようにされており、
上記絶縁コンバータトランスの磁束密度が、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定されていると共に、
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段における整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子との間の整流電流経路に対して直列に挿入され、この整流電流経路に流れる整流電流をスイッチングする第１の力率改善用スイッチング素子と第２の力率改善用スイッチング素子とを直列に接続した直列接続回路と、
上記第１の力率改善用スイッチング素子に対して並列に接続される力率改善用直列共振コンデンサと、
少なくとも上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサとを備えるとともに、
上記第１の力率改善用スイッチング素子と第２の力率改善用スイッチング素子との接続点に対して上記一次側直列共振回路の端部を接続して成る、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記二次側直流出力電圧生成手段を形成する整流回路として、巻線電圧検出方式による同期整流回路を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図６，図７はそれぞれ、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
まず図６の電源回路は、自励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路２０を備えた構成である。この電源回路におけるスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、半導体スイッチ（スイッチング素子）のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたスイッチングコンバータとされている。
【０００４】
この図６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
力率改善回路２０については後述する。
【０００５】
また、この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。
この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣB1，ＣB2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を決定する。
【０００６】
この場合のドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられる。この図の場合のドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1、ＮB2が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクタとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続される。駆動巻線ＮB1の他端側は、共振電流検出巻線ＮDの端部との接続点となるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮB1の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ1のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。
駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【０００７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介するようにして、力率改善回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードに対して接続されている。
【０００８】
この場合、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対して並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐが接続されることにより、部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり、部分電圧共振回路が形成される。
【００１０】
この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の両波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］から成る両波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成る両波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を動作電源として利用する。
なお、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び整流ダイオードＤO3，ＤO4には、スイッチング周期に応じた高速のスイッチング動作（整流動作）を行うのに対応して、例えばショットキーダイオードが選定される。
【００１１】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより定電圧制御を行う。
【００１２】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交番出力を得る。
【００１３】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮCに供給することにより定電圧制御を行う。
即ち、直流電圧出力ＥO1のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮCに流すことで、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路を形成するインダクタンス値を可変するようにされる。このようにしてインダクタンス値が可変されれば、自励発振回路の発振周波数が変化することとなって、結果的に、スイッチング周波数が可変制御される。このように、直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は上記のような方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。
この力率改善回路２０は磁気結合形による電力回生方式としての構成を採る。
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −高周波インダクタＬ10が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣNは高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、フィルタチョークコイルＬNと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
また並列共振コンデンサＣ20が高周波インダクタＬ10に対して並列に設けられることで、並列共振コンデンサＣ20と高周波インダクタＬ10で並列共振回路を構成する。これにより、負荷が軽くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する。
【００１５】
また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬSの接続点に対して、上述した一次側の電流共振回路（Ｎ１，Ｃ１）が接続されて、この電流共振回路に得られるスイッチング出力による電流／電圧が帰還されるようにしている。
【００１６】
このような力率改善回路２０においては、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生して、インダクタンスＬ10//コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還することによって、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときに高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチングさせるように動作することになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００１７】
続いて、図７に、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の他の構成例を示す。
この図７に示す電源回路においても、２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式については他励式とされている。また、この場合にも力率改善を図るための力率改善回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図６と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１８】
この図に示す一次側の電流共振形コンバータにおいて、ハーフブリッジ結合方式により接続される２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、例えばＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
ここでは、スイッチング素子Ｑ1のドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ2のソースを一次側アースに接続することで、他励式に対応したハーフブリッジ結合としている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とする。
また、この場合には、各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のドレイン−ソース間に対して、図に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD1、ＤD2が設けられる。
【００１９】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対してスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、力率改善回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード点に対して接続される。
【００２０】
この場合にも、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対して並列接続された部分共振コンデンサＣｐと、一次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンス成分Ｌ１により部分電圧共振回路が形成される。
【００２１】
この場合の制御回路１は、例えば直流出力電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ドライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。これにより、図６の場合と同様に定電圧制御が行われる。
起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオードＤ30及び平滑コンデンサＣ30により整流して得られる低レベルの直流電圧を動作電源としている。
【００２２】
この図に示す力率改善回路２１では、静電結合形による電力回生方式としての力率改善回路の構成を採る。
力率改善回路２１においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高周波インダクタＬ10−高速リカバリ型ダイオードＤ1が直列接続されて挿入される。ここで、フィルタコンデンサＣNは高周波インダクタＬ10−高速リカバリ型ダイオードＤ1の直列接続回路に対して並列に設けられる。そして、このような接続形態によっても、フィルタコンデンサＣNはフィルタ高周波インダクタＬ10と共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
また、共振コンデンサＣ20は、高速リカバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。
また、この力率改善回路２１に対しては、高周波インダクタＬ10と高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して電流共振回路（Ｎ1，Ｃ1）が接続される。
【００２３】
このようにして形成される力率改善回路２１においても、一次側直列共振電流を電力として回生して、コンデンサＣ20を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還することにより、高速リカバリ型ダイオードＤ1を、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上の時にスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００２４】
ここで、上記図６及び図７に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば次のような構造を採る。先ず、コアとしては、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、さらに、二次側巻線（Ｎ2）の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルが５Ｖ（５Ｖ／Ｔ）となるようして、二次側巻線（Ｎ2）及び一次側巻線（Ｎ1）のターン数を設定することとしている。
これによって、一次側巻線（Ｎ1）と二次側巻線（Ｎ2）との間で、０．８０〜０．８５程度の結合係数を得るようにしており、所要値のリーケージインダクタンス（Ｌ1）が得られるようにしている。
【００２５】
また、上記図６及び図７に示した以外に力率改善を図る技術としては、例えば図８に示すように、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成も知られている。なお、このようなパワーチョークコイルによる力率改善は、チョークインプット方式ともいわれる。
【００２６】
図９は、上記図８に示すようにして、商用交流電源ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入して構成した電源回路についての、負荷電力Ｐｏの変動に対する特性として、整流平滑電圧Ｅｉレベル、及び力率ＰＦの各特性を示している。また、この図では、比較としてパワーチョークコイルＰＣＨを挿入しない（力率改善を行わない）構成の電源回路の特性も示している。なお、この場合において、図８に示す電源回路の後段は、例えば図６又は図７の電源回路から力率改善回路２０，２１を省略した回路構成を採るものとすればよい。
図８に示すパワーチョークコイルＰＣＨの実際としては、この図９の実線で示す力率特性のように、負荷電力Ｐｏとして最大負荷電力時（この場合はＰｏ＝１２５Ｗ時）に力率ＰＦが０．７５以上となるように、そのインダクタンスＬｃの値を設定するようにされる。これにより、例えば現状の家電・汎用電子機器の高調波歪規制クラスＤの規制値を満足することができる。なお、実際のインダクタンスＬｃの値としては、１０ｍＨを選定した。
【００２７】
【特許文献１】特開２００３−１８９６１４号公報（図６、図７、図１１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
ところが、上記図６、及び図７に示したようにして、力率改善回路を備える構成の電源回路では、次のような問題がある。
これらの図に示す電源回路では、力率改善回路２０，２１による電力帰還（回生）の方式として、それぞれ磁気結合形、静電結合形を採るが、いずれの形式においても、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流を平滑コンデンサＣｉに電力回生して帰還させるようにしている。これは、帰還経路の形成のために、商用交流電源の整流電流経路と、スイッチング出力が供給される一次側直列共振回路とが接続されているということを意味する。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次側直列共振電流には、商用交流電流周期の電流が重畳する。
これにより、二次側の直流出力電圧Ｅ01、Ｅ02の商用電源周期のリップル電圧が力率改善前よりも増加する。例えば図６、図７において力率改善回路２０，２１の回路部分を設けない回路構成とする場合、力率ＰＦ＝０．５５程度となるが、図６、図７の回路として力率ＰＦ＝０．８程度が得られるように構成した場合に、リップル電圧は５〜６倍に増加する。
【００２９】
この対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01、Ｃ02の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、平滑コンデンサＣ01、Ｃ02のキャパシタンスを５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図６及び図７のような回路は、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく要求されるような機器に採用することが難しい。
【００３０】
そこで、先に図８に示したようにして、チョークインプット方式により力率を改善する構成とすれば、上記したリップルの問題は解消される。
しかしながら、このようなチョークインプット方式で必要となるパワーチョークコイルＰＣＨとしては、負荷電力の増大に伴って大型化し、重量、サイズ、コストが増大するという問題を抱える。
さらに、パワーチョークコイルＰＣＨの配置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなければならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにする対策が必要となるので、基板上の配置設計の困難化や、また、シールド部材が必要となって基板サイズ、重量が増加することなどの問題が生ずる。
つまり、現状においては、力率改善技術として、電力回生方式ではリップル増加が問題となるが、チョークインプット方式では、このようなパワーチョークコイルＰＣＨによる  回路重量の増大や、サイズ、コストの増大が問題となってくるという事情をかかえる。このことから、リップル増加の問題を解消し、かつ、小型軽量で低コスト化が可能な力率改善のための構成が求められているということがいえる。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のようにすることとした。
つまり、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、力率の改善を図る力率改善手段とを備える。
その上で、先ずは上記絶縁コンバータトランスの磁束密度が、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定されている。
そして、上記力率改善手段としては、先ず上記整流平滑手段における整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子との間の整流電流経路に対して直列に挿入され、この整流電流経路に流れる整流電流をスイッチングする第１の力率改善用スイッチング素子と第２の力率改善用スイッチング素子とを直列に接続した直列接続回路を備える。
そして、上記第１の力率改善用スイッチング素子に対して並列に接続される力率改善用直列共振コンデンサと、少なくとも上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサとを備える。
その上で、上記第１の力率改善用スイッチング素子と第２の力率改善用スイッチング素子との接続点に対して上記一次側直列共振回路の端部を接続して成るようにされているものである。
【００３２】
上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータを備えていることになる。また、力率改善は、電力回生方式により行う構成を採ることとしている。
そして、上記のようにして絶縁コンバータトランスの磁束密度が所要以下となるようにしていることで、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにしている。
このように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下とし、二次側整流動作を連続モードとすれば、電力回生方式により力率改善を行う場合に生じるとされていた、一次側直列共振回路に重畳する商用交流電源周期のリップルに伴って発生するとされる、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の抑制が図られる。
【００３３】
また、上記本発明による力率改善手段の構成によれば、従来の静電結合形による構成とは異なり、高周波インダクタが省略されて、例えばダイオード素子による力率改善用スイッチング素子が備えられる。
このように従来の高周波インダクタを省略した構成が採られることによっては、力率の設定を力率改善用直列共振コンデンサ、一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスの設定のみで行うことができ、力率の設定に高周波インダクタのインダクタンスについての設定も行うようにされていた従来の構成よりも高い力率の設定が可能となる。
また、高周波インダクタが省略できれば、そのインダクタンスのバラツキにより生じるとされていた力率のバラツキについても、今回のダイオード素子では順方向電圧降下のバラツキは生じないことで、これを低減することができる。
【発明の効果】
【００３４】
このようにして本発明のスイッチング電源回路としては、電力回生方式による力率改善のための構成を採りながらも、二次側直流出力電圧のリップル電圧が抑制されることとなるので、例えば二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流平滑コンデンサのキャパシタンスとしては、実用範囲に収めることができる。つまり、電力回生方式による力率改善構成を備える電源回路の実用化をこれまでよりも容易に実現して推し進めることが可能になる。
また、これにより、代替の力率改善技術としてチョークインプット方式を採る必要も無くなるが、これは、力率改善機能を有する電源回路として、大幅な回路基板サイズの小型軽量化という効果が得られたことを意味する。
【００３５】
さらに、本発明の力率改善手段の構成によれば、従来の高周波インダクタに代えて力率改善用のスイッチング素子（ダイオード素子）が備えられることで、より高力率を得ることができると共に、力率のバラツキをより低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。
図１は、実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、他励式によるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
【００３７】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１０が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。また、この場合においては、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する４本の整流ダイオードには、低速リカバリ型を選定している。
【００３８】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００３９】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４０】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００４１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、力率改善回路１０におけるスイッチングダイオードＤ2のカソードと、スイッチングダイオードＤ1のアノードと、コンデンサＣ20との接続点に対して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
【００４２】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、このリーケージインダクタンスＬ1と、少なくとも一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては一次側直列共振回路を形成する。上記した接続態様によれば、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力はこの一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００４３】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００４４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。そして、この場合の二次巻線Ｎ2としては、センタータップが施されたことで２つに分割された二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bが設けられる。この場合、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bは同じ所定のターン数を有する。
【００４５】
そして、これら二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bに対しては、図示するように整流用素子としてＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ4，Ｑ5，Ｑ6を備える、両波整流による同期整流回路が備えられる。
これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6は、例えば低耐圧のトレンチ構造のものを選定することで、低オン抵抗を得るようにされる。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２のセンタータップ出力は、図示するようにインダクタＬdの直列接続を介して、平滑コンデンサＣｏの正極端子の接続点と接続される。
【００４７】
そして、上記二次巻線Ｎ２の一方の端部（二次巻線Ｎ2B側の端部）は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3のドレインとＭＯＳ−ＦＥＴＱ5のドレインとの接続点に対して接続される。そして、これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5の各ソースの接続点が、二次側アースに接続される。
同様に、二次巻線Ｎ２の他方の端部（二次巻線Ｎ2A側の端部）は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4のドレインとＭＯＳ−ＦＥＴＱ6のドレインとの接続点に対して接続され、これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6の各ソースの接続点が二次側アースに接続されている。
なお、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6のドレイン−ソースに対しては、それぞれ、ボディダイオードＤD3，ＤD4、DD5、DD6が並列に接続される。
【００４８】
このような接続形態によれば、二次巻線Ｎ2Bを含む整流電流経路においては、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//ＭＯＳ−ＦＥＴＱ5の並列接続回路が直列に挿入されることになる。また、二次巻線Ｎ2Aを含む整流電流経路においては、同じく整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴＱ4//ＭＯＳ−ＦＥＴＱ6の並列接続回路が直列に挿入された構成となっている。
【００４９】
また、この図に示される同期整流回路において、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3とＭＯＳ−ＦＥＴＱ5を駆動する駆動回路は、二次巻線Ｎ2Aのセンタータップしていない側の端部とＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5のゲートとの間に共通に挿入されるようにして、ゲート抵抗Ｒg1を接続して形成される。
同様に、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6を駆動する駆動回路は、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップしていない端部とＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6のゲートとの間に共通となるようにして挿入された、ゲート抵抗Ｒg2を備えて形成される。
つまりこの場合、上記ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5は、上記二次巻線Ｎ２Aに励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Ｒg1により検出されることで、同じタイミングでオン（導通）／オフ（非導通）するようにされ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6も、二次巻線Ｎ２Bに励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Ｒg2により検出されることで、同じタイミングでオン（導通）／オフ（非導通）するようにされているものである。
また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5の組が、二次巻線Ｎ２Aのセンタータップされていない端部の電圧に応じてオン／オフし、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6の組が二次巻線Ｎ２Bのセンタータップされていない端部の電圧に応じてオン／オフするということは、互いのＭＯＳ−ＦＥＴの組が、逆極性となる交番電圧に応じてオン／オフするということになる。つまり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5の組と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6の組とでは、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧が反転するタイミングに応じて、交互にオン／オフするようにして整流動作（スイッチング動作）を行う。
【００５０】
ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴは、ゲートにオン電圧を印加すると、ドレイン−ソース間は単なる抵抗体と等価となるので、電流は双方向に流れる。これを二次側の整流素子として機能させようとすれば、二次側平滑コンデンサ（平滑コンデンサＣｏ1〜Ｃｏ4）の正極端子に充電する方向のみに電流を流さなければならない。これとは逆方向に電流が流れると、二次側平滑コンデンサから絶縁コンバータトランスＰＩＴ側に放電電流が流れて、負荷側に有効に電力を伝達することができなくなる。また、逆電流によるＭＯＳ−ＦＥＴの発熱、ノイズなどが生じて、一次側におけるスイッチング損失も招く。
上記した駆動回路は、二次巻線の電圧を検出することに基づいて、二次側平滑コンデンサの正極端子に充電する方向（つまり、この場合ではソース→ドレイン方向）の電流のみが流れるように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6をスイッチング駆動するための回路である。つまり、この場合における同期整流回路の回路構成としては、巻線電圧検出方式により、整流電流に同期させてＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動する構成を採っているものである。
【００５１】
なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5の組の駆動回路系を形成するとされるゲート抵抗Ｒg1と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4，Ｑ6の組の駆動回路系を形成するとされるゲート抵抗Ｒg2に対しては、それぞれ並列にショットキーダイオードＤg1、ショットキーダイオードＤg2を図示する方向により接続するようにしている。このようにしてショットキーダイオードＤg1，Ｄg2を挿入することによっては、それぞれＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ5，Ｑ4，Ｑ6のゲート入力容量の蓄積電荷を、これらのターンオフ時に対応して、ショットキーダイオードＤg1、ショットキーダイオードＤg2を経由して放電するための経路が形成される。そして、これによってこれらＭＯＳ−ＦＥＴを確実にターンオフさせて、良好なスイッチング特性を得るようにしているものである。
【００５２】
また、上述もしたように、この図１に示す電源回路では、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側平滑コンデンサとの間に、インダクタＬdを直列に挿入している。すなわちこの場合、インダクタＬdを二次側の整流電流経路において、二次側交番電圧が正／負の各期間で共通に整流電流が流れるラインに対して挿入しているものである。
このようにしてインダクタＬdを挿入することによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏに発生するとされていたノイズの抑制を図ることができる。
二次側の整流回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴによる同期整流回路を備えた場合、これらＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチングノイズ等の影響により二次側直流出力電圧Ｅｏには高周波ノイズが重畳し易くなる。そこで、このように整流電流経路に対してインダクタＬdを挿入することで、高周波のノイズ成分について、そのインピーダンス成分によって平滑化することで抑制するようにしている。
また、このように整流電流経路に挿入されたインダクタＬdによっては、後述もするように二次側整流電流に生じるとされる逆方向電流の発生を抑制する作用も得られる。
【００５３】
これまでに説明した回路構成による同期整流回路によっては、二次側平滑コンデンサに対して両波整流により整流して得られる整流電流を充電する動作が得られる。
すなわち、二次側に励起される交番電圧の一方の半周期には、二次巻線Ｎ２Bから流れる電流が、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//Ｑ5の並列接続回路をソース→ドレイン方向に導通し、平滑コンデンサＣｏに対して充電される。また、交番電圧の他方の半周期には、二次巻線Ｎ２Aに流れる電流がＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//Ｑ5の並列接続回路をソース→ドレイン方向に導通し、平滑コンデンサＣｏに対して充電される。これによって、上記交番電圧が正／負の期間で平滑コンデンサＣｏに充電する両波整流動作が得られるものである。
そして、このような平滑コンデンサの両端電圧として、図のような二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００５４】
なお、本実施の形態において、上記同期整流回路について、上記のようにして整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴを並列に接続しているのは、次のような理由による。
ここでの例として、本実施の形態の電源回路が実際に対応すべき負荷条件としては、二次側直流出力電圧Ｅo＝５Ｖに対して、負荷電流が３０Ａ〜０Ａで変動するものとしている。これは、いわゆる低電圧／大電流といわれる、実質的には相当に変動幅が広範囲となる負荷条件であり、従って、負荷が重くなる傾向では、二次側整流回路にも相当に大きな電流が流れる。そこで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴについて、複数本を並列接続した構成とすることで、大電流が流れるときの素子への負担を軽減して、高い信頼性を確保することとしているものである。
【００５５】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力量も変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
【００５６】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
前述もしたように、この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式としては、静電結合形に属する力率改善回路の構成を採る。
【００５７】
力率改善回路１０においては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力端子）に対して、スイッチングダイオードＤ2（第２の力率改善用スイッチング素子）のアノードが接続されている。スイッチングダイオードＤ2のカソードは、スイッチングダイオードＤ1（第１の力率改善用スイッチング素子）のアノードが接続され、スイッチングダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力端子）と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、スイッチングダイオードＤ2（アノード→カソード）−スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続回路が挿入される。
なお、この場合、上記スイッチングダイオードＤ1、Ｄ2のそれぞれには、高速型（高速リカバリ型）が選定される。
【００５８】
また、上記スイッチングダイオードＤ2−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。フィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために設けられる。
さらに、スイッチングダイオードＤ1に対して、力率改善用直列共振コンデンサＣ20が並列に接続される。
【００５９】
そして、このような構成による力率改善回路１０においては、前述もしたようにスイッチングダイオードＤ2のカソードと、上記したスイッチングダイオードＤ1のアノードと力率改善用直列共振コンデンサＣ20との接続点に対して、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）が接続される。
【００６０】
なお、このような接続形態によると、上記した力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して直列に接続されていることになる。
これによると、一次側のスイッチング出力点から平滑コンデンサＣｉの正極端子までを一次側直列共振回路としてみた場合に、この力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、一次側直列共振コンデンサＣ１と共に一次側直列共振回路のキャパシタンスを形成するものとみることができる。
【００６１】
上記構成による力率改善回路１０においては、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。この場合、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は静電結合により行われる。
【００６２】
図３の波形図は、力率改善回路１０の動作を商用交流電源周期により示している。
先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に生じる電圧Ｖ２としては、図示するように交流入力電圧ＶACとピークレベルとなるタイミングが同期した波形が得られる。この電圧Ｖ２としては、商用交流電源周期のリップル成分が重畳している整流平滑電圧Ｅｉのレベルとしてみることができる。
そして、上記のようにして力率改善回路１０側に対して一次側直列共振回路から電力回生が行われていることで、一次側直列共振コンデンサＣ1と力率改善回路１０側との接続点と一次側アースとの間の電圧Ｖ１は、図示するようにして、上記電圧Ｖ２に対してスイッチング周期による交番電圧成分が重畳した波形として得られる。この電圧Ｖ１のピークレベルとしては、図示するようにしてほぼ一定のレベルで推移する。
【００６３】
高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1は、この電圧Ｖ１における交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、整流電流を断続するようにされる。
このようにして、スイッチングダイオードＤ1が整流電流を断続するようにしてスイッチングすることで、このスイッチングダイオードＤ1とブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子との間に直列に挿入されるスイッチングダイオードＤ2に流れる電流Ｉdとしては、図示するようにしてそのピーク値近傍が略尖塔状のエンベロープとなる交番波形として得られる。
このように電流Ｉdとして交番波形が得られていることからも、スイッチングダイオードＤ2はスイッチングダイオードＤ1と共に整流電流を断続していることがわかる。
【００６４】
このようにしてスイッチングダイオードＤ1及びスイッチングダイオードＤ2がスイッチング動作を行うことにより流れる整流電流は、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振用コンデンサＣ20の並列接続回路を介して平滑コンデンサＣｉに流入する。
そして、このような整流電流の導通期間（つまり図示する電流ＩdがＤ1・Ｄ2のスイッチング動作に伴って流れている期間）は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも及ぶように拡大されるものとなっており、同じ図３に示す交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率の改善が図られていることになる。
【００６５】
なお、この場合、力率改善用直列共振用コンデンサＣ20を流れる電流Ｉcとしては、図示するようにスイッチング周期による交番波形が得られ、一次側直列共振電流に応じた波形が得られていることがわかる。その上で、この電流Ｉcとしては、上記した電流Ｉdが流される期間にその正／負の振幅レベルが低下するようにされている。
このような電流Ｉcの波形から、力率改善回路１０に対して流入する一次側直列共振電流は、スイッチングダイオードＤ1・Ｄ2によるスイッチング動作に伴って整流電流が流れる期間には、スイッチングダイオードＤ1と力率改善用直列共振用コンデンサＣ20との双方を流れ、整流電流が流れない期間には力率改善用直列共振用コンデンサＣ20のみを流れていることが理解できる。
【００６６】
ここで、これまでの説明からも理解されるように実施の形態の力率改善回路１０としては、先の図７に示したような同じ静電結合形とされる従来の力率改善回路２１と比較して、高周波インダクタＬ10をスイッチングダイオードＤ2に置き換えた構成が採られるものである。
このようにして、従来の高周波インダクタＬ10に代えてスイッチングダイオードＤ2を設けた力率改善回路１０では、以下のようなメリットが得られる。
【００６７】
先ず、このように高周波インダクタＬ10に代えてスイッチングダイオードＤ2を設けたことにより、より高力率を設定することができる。
つまり、従来の静電結合形の構成では、力率の設定は、高周波インダクタＬ10のインダクタンス、及び力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの設定により行うものとされていて、より高力率を得るにあたっては、高周波インダクタＬ10のインダクタンス値はより大きく設定するようにされていた。
しかしながら、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとして高い値を設定するのに伴っては、その銅損が増加する傾向となって、この部分での電力損失も増大してしまうこととなる。このことから、従来の高周波インダクタＬ10を備える構成においては、高力率の設定が困難とされていたものである。
これに対し、上記のようにして高周波インダクタＬ10を省略した実施の形態の構成では、力率の設定にインダクタンスの設定は不要となり、上記のような電力損失も生じることはなくなるので、より高い力率の設定が可能となる。
【００６８】
また、上記説明からも理解されるように、実施の形態では、力率の設定を力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの設定のみで行うことが可能となるものである。
例えば、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンスの設定によっては、力率改善回路１０側に帰還される一次側直列共振電流に対するインピーダンス成分についての設定が可能となるので、これによって力率改善回路１０に対して帰還されるべき電力レベルについて設定が可能となる。つまり、先の図３にて示した電圧Ｖ１のピークレベルについての設定を行うことができる。そして、このように帰還されるべき電力レベルについての設定が可能となることで、得られるべき力率の設定が可能となるものである。
このようにして、力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの設定のみで力率の設定を行うことができれば、これらの設定に加えて高周波インダクタＬ10のインダクタンスについても設定しなければならない従来の場合と比較して、回路設計を容易化できる。
【００６９】
さらに、このようにして力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの設定のみで力率の設定が可能となれば、力率の値のバラツキも抑えることができる。
つまり、従来においては、上記のようにして力率の設定には高周波インダクタＬ10のインダクタンスの設定が必要であったため、力率の値のバラツキは、力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスのバラツキと共に、このような高周波インダクタＬ10のインダクタンスのバラツキも含まれてしまうものであった。
これに対し、実施の形態の回路におけるスイッチングダイオードＤ2としては、順方向電圧降下ＶFのバラツキはないことから、力率のバラツキは力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスのバラツキのみに依存することになる。
例えば、この場合、力率改善用直列共振コンデンサＣ20、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスのバラツキは図７の回路及び実施の形態の回路で共に約±３％、また図７における高周波インダクタＬ10のインダクタンスのバラツキは約±５％とされることから、実施の形態の回路の場合、理論的には力率のバラツキを約±２％分抑えることができることになる。
【００７０】
ところで、先に図６及び図７にて示した電源回路におけるようなスイッチングコンバータの構成では、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図るようにされている。このような構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対し、重負荷となって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
【００７１】
図６及び図７に示した電源回路のようにして、電力回生方式（磁気結合方式、静電結合形）により力率改善を行う構成では、一次側直列共振電流に商用交流電源周期のリップルが重畳することにより、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧が、力率改善回路を備えない構成とした場合よりも大幅に増加することを述べた。
これは、上記のようにして、例えば負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動により、二次側整流動作が不連続モードとなることが主たる原因となっている。このことは、換言すれば、負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず、二次側整流動作として連続モードが維持されるようにすれば、その原因が無くなるのであるから、上記した二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の増加を有効に抑制できるということを意味する。
【００７２】
そのために本実施の形態としては、図１に示す電源回路において次のような構成を採ることとしている。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。なお、この場合のＥＥ型コアの実際としては、後述するような負荷条件、及び交流入力電圧の定格レベルの条件に対応することを前提として、例えばＥＥＲ−４０を選定している。
【００７３】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７５以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来例として図６及び図７に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としているものである。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００７４】
さらに、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、図６及び図７に示した電源回路よりも低くなるように、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。
【００７５】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ1、二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下して、図６及び図７に示した電源回路よりも、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンスは増加する。
そして、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに生じる磁束密度を所要以下にまで低下させることができれば、二次側に励起される電力としても変化が生じ、これによって重負荷、及び低交流入力電圧の条件においても二次側整流動作を連続モードとすることができる。
【００７６】
このようにして、重負荷、低交流入力電圧の状態においても連続モードが得られているということは、負荷変動、交流入力電圧変動等による二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、常に連続モードで二次側の整流動作が行われるということになる。これにより、本実施の形態のようにして電力回生方式による力率改善回路を備える構成を採る場合において、一次側直列共振電流に重畳されるリップルにより二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するとされていた、商用交流電源周期のリップルの増加が大幅に抑制されることになる。
【００７７】
なお、このように二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するとされていた商用交流電源周期のリップルの抑制が図られるのは、上記のように二次側整流動作が連続モードとなることで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることによる。また、これと共に、先の図２にて説明したように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下としたことで、一次側から二次側への電力伝送にも変化が生じ、その分二次側への、上記一次側直列共振電流に生じる商用交流電源周期のリップルによる影響が薄れるようになることにもよる。
【００７８】
この結果、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧のレベルも低下することとなって、二次側の平滑コンデンサのキャパシタンスを増加させる必要もなくなる。つまり、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を容易に実現できることになる。例えば図６，図７に示した電源回路では、力率改善回路を備えない場合と比較して、上記リップル電圧は５倍〜６倍の増加となっていたが、本実施の形態では２倍程度にまで抑えられる。
【００７９】
また、このようにしてスイッチング電源回路において、電力回生方式による力率改善回路を採用することが実現化されることで、力率改善のための手段として、商用交流電源ラインにパワーチョークコイルを挿入する必要が無くなる。
先にも述べたように、パワーチョークコイルは電源回路部品のなかでも相当に大型であり、かつ、漏洩磁束の影響も無視できなかったことから、このようなパワーチョークコイルの省略が可能となれば電源回路基板の大型化、重量増加の問題、基板上の配置設計の問題等の解消が図られる。
【００８０】
具体例として、例えば図６及び図７に示したスイッチングコンバータの構成を基として、力率改善回路２０，２１に代えて、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入する構成とした場合、パワーチョークコイルＰＣＨの重量は１５３ｇ程度であり、占有体積は３２．４立方センチメートル、プリント基板への実装面積は１０．８平方センチメートル程度となる。
これに対して本実施の形態では、力率改善回路１０を構成する部品の具体例として、フィルタコンデンサＣN、及び力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、共に２００Ｖの耐圧品でよい。そして、実施の形態では高周波インダクタＬ10としてのインダクタ素子は備えなくてよく、またスイッチングダイオードＤ2、スイッチングダイオードＤ1も素子としては比較的小型・軽量なものである。従って、図１に示す電源回路の場合、力率改善回路１０を形成する各部品は何れも小型、軽量とすることができ、力率改善回路１０全体でも、上記したパワーチョークコイルＰＣＨの重量、占有体積、実装面積を大きく下回る。
【００８１】
また、上記もしているように実施の形態では力率改善回路１０に対してインダクタ素子は不要となるから、漏洩磁束の影響を考慮して基板上の配置設計をする必要もなく、また、磁気シールドなどを施す必要もない。これによっても電源回路基板の小型軽量化が促進できる。
【００８２】
ここで、図１に示す本実施の形態の電源回路では、二次側の整流回路として低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として用いた同期整流回路を備えているが、これは、先の説明のようにして負荷変動、交流入力電圧ＶACのレベル変動にかかわらず二次側の両波整流動作を連続モードとしたことと密接に関連している。この点について説明する。
【００８３】
ここでは先ず、図６及び図７に示した電源回路から説明を始める。
前述もしたように、図６及び図７に示した構成に基づいてスイッチング周波数制御方式を採る電源回路では、例えば重負荷の傾向となったり、あるいは、交流入力電圧ＶACが低下傾向にあるときに、二次側の両波整流回路に流れる二次側整流電流が連続して流れない不連続モードとなる。
このような不連続モードの状態は、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような状態であるといえる。そして、このように整流電流が短期間で流れることで、このときの整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が比較的大きなものとなってしまう。
先の図６及び図７に示した回路では、このような不連続モードとされることによる整流ダイオードの導通損により、二次側において相応の電力損失が生じていたものである。
【００８４】
そこで、このような整流ダイオードの導通損による二次側の電力損失を低減するための技術の１つとして、二次側両波整流回路について、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子とする同期整流回路とすることが知られている。例えば、図６，図７に示した電源回路の二次側整流ダイオードには、ショットキーダイオードを選定しているが、例えばトレンチ構造によるＭＯＳ−ＦＥＴなどのほうが、オン抵抗ははるかに小さい。従って、二次側整流回路を同期整流回路とすることで、整流素子における導通損を低減し、二次側の電力損失を低減することが可能となる。
【００８５】
このような同期整流回路としては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２（二次巻線Ｎ2A、Ｎ2B）に得られる交番電圧を検出する抵抗素子等を設け、その検出電圧により整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動するようにされる。これは、巻線電圧検出方式ともいわれる。
【００８６】
しかしながら、不連続モードの状態では、平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降も、その不連続期間で一次巻線Ｎ１に同極性による一次側直列共振電流が流れていることから、二次巻線Ｎ2の誘起電圧としてもその極性が反転することはなく、この期間ではＭＯＳ−ＦＥＴは完全にオフにならずにオン状態を維持する。
そして、このように平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降もＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態とされることにより、この期間では整流電流として逆方向の電流が流れて、この逆方向電流による無効電力が生じてしまう。
このことから、巻線電圧検出方式を採る同期整流回路の場合、整流素子における導通損は低減されるものの、このような逆方向電流による無効電力の発生によって、全体として電力変換効率の有効な向上を図ることは難しい。
【００８７】
そこで、上記したような逆方向の整流電流による無効電力の発生の問題を解消する技術としては、整流電流検出方式による同期整流回路が知られている。この整流電流検出方式は、二次側の平滑コンデンサＣｏに充電される整流電流が０レベルになる前にＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる技術である。
【００８８】
このための回路構成としては、例えば二次巻線Ｎ2に流れる電流（整流電流）をカレントトランスなどにより検出するようにされる。カレントトランスにより検出された電流は、電圧（検出電圧）として出力されるが、この検出電圧を、コンパレータにより所定の基準電圧と比較するようにされる。
ここで、平滑コンデンサＣｏへ充電するようにして整流電流が流れ始めると、この整流電流がカレントトランスにより検出されて、この整流電流レベルに応じた検出電圧がコンパレータに入力される。コンパレータでは、基準電圧と検出電圧とを比較して、例えば検出電圧が基準電圧を越えるとＨレベルを出力する。このＨレベルの出力がバッファからオン電圧として、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに対して印加され、ＭＯＳ−ＦＥＴをオンさせる。これにより、整流電流がＭＯＳ−ＦＥＴのソース→ドレイン方向により流れることになる。
そして時間経過に応じて整流電流のレベルが低下し、これに応じカレントトランスの出力である検出電圧が基準電圧よりも低くなると、コンパレータは出力を反転させる。この反転出力がバッファを介して出力されることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲート容量を放電させて、そのＭＯＳ−ＦＥＴをオフとする。
【００８９】
このような動作とされることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴは、整流電流が０レベルとなる前のタイミングでオフされることになる。これにより、巻線電圧検出方式による同期整流回路のようにして、整流電流が不連続となる期間において、ＭＯＳ−ＦＥＴに逆方向電流が流れることが無くなって無効電力が生じなくなり、その分の電力変換効率は高くなる。
【００９０】
しかし、上記説明からも分かるように、このような整流電流検出方式の同期整流回路では、１つのＭＯＳ−ＦＥＴに対応して、少なくとも１組のカレントトランスと、このカレントトランスの出力によりＭＯＳ−ＦＥＴを駆動するための比較的複雑な駆動回路系が必要となる。これにより、回路構成が複雑になり、これが製造能率の低下、コストアップ、回路基板サイズの拡大などにつながるという不都合が生じる。
特に、例えば図６及び図７に示した電源回路のように、電流共振形のスイッチングコンバータの構成を基本としている場合、同期整流回路としても両波整流回路とする必要がある。従って、上記したカレントトランス及び駆動回路系は、半波の期間ごとに対応して２組必要とされることになり、上記した問題がさらに大きくなる。
【００９１】
このようにして、二次側整流動作として不連続モードとなる状態があることを前提として、同期整流回路を採用することを考えると、巻線電圧検出方式と整流電流検出方式とでは、そのメリットがトレードオフの関係にならざるを得ない。つまり、巻線電圧検出方式のほうが電力変換効率の面で不利ではあるが、回路構成は簡略となる。これに対して、整流電流検出方式のほうは、無効電力が生じないので電力変換効率の面では有利であるが、回路構成が複雑になる。
換言すれば、二次側整流動作として不連続モードとなる条件が存在する以上、例えば電力変換効率のことを考慮して同期整流回路を採用しようとしても、整流電流検出方式を採らざるを得ないために、回路構成が複雑化するという問題を抱えることになってしまう。
【００９２】
これに対し、本実施の形態としては、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成とすることで、負荷変動及び交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側の両波整流動作を連続モードとしている。
前述したように、図１に示す電源回路に備えられる同期整流回路は巻線電圧検出方式を採っているが、上記のようにして常に連続モードが得られていることで、電流不連続期間の無効電力が生じることはない。つまり、本実施の形態としては、巻線電圧検出方式の同期整流回路を備えることで、簡単な回路構成として回路規模の拡大を抑制し、さらにコストアップを避けるようにしていながら、なおかつ、電流不連続期間の無効電力に起因する電力変換効率の低下の問題を有効に解消しているものである。
【００９３】
以上のことをまとめると、本実施の形態の電源回路としては、先ずは電力回生方式による力率改善回路を備えた場合におけるリップル増加の問題について、絶縁コンバータトランスＰＩＴを疎結合の状態とし、二次側両波整流動作を不連続モードとすることで解決している。
そしてさらに、二次側両波整流動作を不連続モードとしたことで、二次側整流回路において電流不連続期間の無効電力が生じなくなることに着眼し、二次側には巻線電圧検出方式による同期整流回路を備えることしている。これにより、小数の部品追加で、二次側整流回路における電力損失の低減を有効に図るものである。
【００９４】
なお、本実施の形態においては、二次側の整流電流経路にインダクタＬdを挿入しているが、そのインダクタンス値を適正に設定することで、インダクタＬdのインピーダンス成分により整流電流に生じるとされる逆方向電流の成分を抑制する動作が得られる。つまり、インダクタＬdの挿入により、電流不連続期間の逆方向電流の抑制は、さらに強化される。
【００９５】
参考として、図１に示した電源回路について実際に実験を行って得られた結果として、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）の変化特性を、次の図４、図５に示しておく。
なお、これらの図において、図４では、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する各特性について示し、図５では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２６４Ｖの変動に対する各特性について示している。
また、これらの図に示す実験結果を得るのにあたっては、図１に示す電源回路としての要部について次のようにして部品を選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０フェライトコア、ギャップＧ＝1.6mm、一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B＝２Ｔ、結合係数ｋ＝０．７５
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０２２μＦ
力率改善用直列共振コンデンサＣ20＝０．０４７μＦ
フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
【００９６】
先ず、力率ＰＦについては、図４、図５に示されるような特性が得られる。特に図４において、負荷変動に対する力率ＰＦは、重負荷の傾向となるのに従ってその値が高くなる特性が得られ、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においては、力率ＰＦ＝０．９程度にまで向上されている。
例えば、先の図６、図７に示した回路においては、力率ＰＦ＝０．８程度が限界であったが、このように実施の形態において高力率が得られるのは、先にも述べたように従来の高周波インダクタＬ10に代えてスイッチングダイオードＤ2を設けるようにしたことによる。
【００９７】
また、直流入力電圧Ｅｉについては、図５に示されるように交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては同じく上昇する傾向となる。一方で、この場合の直流入力電圧Ｅｉは、図４に示されるようにして負荷変動に対してはフラットな特性が得られる。
なお、このようにして負荷変動に対して直流入力電圧Ｅｉのレベルがほぼ一定で推移するのは、高周波インダクタＬ10に代えてスイッチングダイオードＤ2を設けるようにしたことによる。つまり、このように高周波インダクタＬ10が省略されることで、電源回路の一次側に形成される直列共振回路が１つのみとなる。そして、このように直列共振回路が１つとされて、一次側直列共振回路の共振点も１つとなることで、負荷変動、つまり一次側直列共振電流の変動に対する直流入力電圧Ｅｉの変動が抑制されることになるものである。
【００９８】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてであるが、例えばコア形式などをはじめとして、その構造については、所要以下の磁束密度となるようにされていれば、適宜変更されて構わない。
また、例えば、上記各実施の形態としてのスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータにも適用できる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子（Ｑ1,Ｑ2）としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、二次側両波整流回路である、巻線電圧検出方式の同期整流回路の細部の構成についても適宜変更されてよい。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図３】実施の形態の電源回路の力率改善動作に対応する要部の動作を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路における、負荷変動に対する力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路における、交流入力電圧の変動に対する力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。
【図６】従来としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】従来としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図８】従来の力率改善技術として、チョークインプット方式による構成例を示す回路図である。
【図９】チョークインプット方式を採るスイッチング電源回路における、負荷変動に対する力率、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）の特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１００】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、１０  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）  二次巻線、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｄ1、Ｄ2  スイッチングダイオード、Ｃ20  力率改善用直列共振コンデンサ、Ｑ3〜Ｑ6  ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｒｇ1、Ｒｇ2  ゲート抵抗、Ｄg1，Ｄg2  ショットキーダイオード、Ｌd  インダクタ、Ｃｏ  （二次側）平滑コンデンサ
【図１】
2005304116.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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