(57)【要約】【課題】  過電流保護機能の無効化を防止するとともに制御の移行期間が短いスイッチング電源および過電流保護回路を提供すること。【解決手段】  過電流時には，過電流検出部６にて過電流が検出され，過電流検出部６からの出力信号がＨｉになる。そして，ラッチ回路８からの反転出力信号がＬｏになり，ＰＷＭ比較器５からの出力信号に関わらず，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフされる。また，過電流検出部６からの出力信号は，リセット信号生成回路７１にも送られる。そして，リセット信号生成回路７１にてＰＷＭ三角波に同期したリセット信号が生成され，さらにそのリセット信号の分周が行われる。分周後のリセット信号（ｃ）は，ラッチ回路８に送られ，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）がＨｉに転じる。【選択図】            図１
2005253219.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波信号を基にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号出力部と，前記ＰＷＭ信号出力部からの出力信号によりオンオフする少なくとも２つのスイッチング素子とを備え，前記スイッチング素子のオンオフを切り換えることにより供給電流を制御するスイッチング電源において，
過電流を検出する過電流検出部と，
搬送波信号の周波数以下の周波数を有するリセット信号を出力するリセット信号出力部と，
前記過電流検出部からの出力信号により始期が定められ，前記リセット信号出力部からのリセット信号により終期が定められる期間を規定し，その期間であるか否かを出力する電流抑制期間規定部と，
前記電流抑制期間規定部にて規定された期間では，前記スイッチング素子を供給電流が減ずるようにオンオフする出力電流制御部とを備えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載するスイッチング電源において，
前記リセット信号出力部は，搬送波信号の分周信号に同期するリセット信号を生成することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
請求項２に記載するスイッチング電源において，
前記リセット信号出力部は，前記過電流検出部にて過電流が検出されている場合には分周比を小さくし，過電流が検出されていない場合には分周比を大きくすることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載するスイッチング電源において，
前記電流抑制期間規定部は，前記過電流検出部にて過電流が検出されるとセットされ，前記リセット信号出力部からのリセット信号によりリセットされる電流抑制信号を出力することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項５】
少なくとも２つのスイッチング素子のオンオフを切り換えることにより電流供給を制御し，過電流時に出力電流を抑制する過電流保護回路において，
過電流を検出する過電流検出部と，
搬送波信号の周波数以下の周波数を有するリセット信号を出力するリセット信号出力部と，
前記過電流検出部からの出力信号により始期が定められ，前記リセット信号出力部からのリセット信号により終期が定められる期間を規定し，その期間であるか否かを出力する電流抑制期間規定部と，
前記電流抑制期間規定部にて規定された期間では，前記スイッチング素子を供給電流が減ずるようにオンオフする出力電流制御部とを備えることを特徴とする過電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のスイッチング電源および過電流保護回路に関する。さらに詳細には，ＰＷＭ周波数を変化させることなく過電流からの保護を図ることができるスイッチング電源および過電流保護回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から，自動車の電子制御ユニット（ＥＣＵ）等の電子機器にＰＷＭ制御方式のスイッチング電源が利用されている。このスイッチング電源には，過電流が検出された際，構成部品や負荷を保護するためにスイッチ素子のスイッチング動作を停止させる過電流保護回路が設けられている。
【０００３】
図１０は，過電流保護機能を備えた一般的なスイッチング電源２００の構成図である。スイッチング電源２００は，電力変換部１と，出力電圧分圧部２と，誤差増幅器３と，三角波発振回路４と，ＰＷＭ比較器５と，過電流検出部６と，リセット信号生成回路７と，ラッチ回路８と，レベルシフト回路９１，９２と，ＡＮＤ回路９３，９４とを備えている。
【０００４】
電力変換部１は，電源Ｖinに接続されたＮＭＯＳトランジスタＱ１とグラウンドと接続されたＮＭＯＳトランジスタＱ２とを排他的にスイッチングすることにより電圧Ｖout を出力するものである。出力電圧分圧部２は，電力変換部１からの出力電圧を分圧するものである。誤差増幅器３は，出力電圧分圧部２からの出力電圧と基準電圧との差を検出し，その差を増幅させるものである。三角波発振回路４は，ＰＷＭ制御用の三角波（ＰＷＭ三角波）を発生させるものである。ＰＷＭ比較器５は，誤差増幅器３からの出力電圧と三角波発振回路４からのＰＷＭ三角波とを基に電力変換部１のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号（ＰＷＭ信号）を出力するものである。過電流検出部６は，電源Ｖinからの供給電流をモニタするとともに，過電流を検出するものである。具体的には，抵抗器６２の端子間電圧と過電流検出閾値電圧とをコンパレータ６１にて比較し，抵抗器６２の端子間電圧が過電流検出閾値電圧以上であれば出力がハイレベル（以下，「Ｈｉ」とする）となるものである。リセット信号生成回路７は，ＰＷＭ三角波のピークに同期するリセット信号を生成するものである。レベルシフト回路９１，９２は，ＡＮＤ回路９３，９４から出力される信号を電力変換回路１の駆動電圧に変換するものである。
【０００５】
このように構成されたスイッチング電源２００の動作を，図１１および図１２を基に説明する。なお，図１１は正常時の信号波形を示す図であり，図１２は過電流検出時の信号波形を示す図である。
【０００６】
始めに，正常時の動作について，図１１を基に説明する。まず，誤差増幅器３にて，出力電圧分圧部２からの出力電圧と基準電圧との差が増幅されて出力される（ａ）。すなわち，所望電圧と出力電圧Ｖout との差が増幅されて出力される。そして，誤差増幅器３の出力電圧と三角波発振回路４にて生成されたＰＷＭ三角波（ｂ）とがＰＷＭ比較器５に入力される。ＰＷＭ比較器５では，誤差増幅器３の出力電圧（ａ）とＰＷＭ三角波（ｂ）とが比較され，その結果がＰＷＭ信号となって出力される。
【０００７】
また，正常時であれば，過電流検出部６からの出力信号（ｄ）はローレベル（以下，「Ｌｏ」とする）である。そのため，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）はＨｉとなる。よって，ＡＮＤ回路９３の一方の端子に入力される信号はＨｉである。従って，他方の端子に入力されるＰＷＭ比較器５からの出力信号を基に，電力変換部１のＮＭＯＳトランジスタＱ１の駆動信号（ｆ）が生成される。同様に，ＡＮＤ回路９４の一方の端子に入力される信号もＨｉである。従って，他方の端子に入力されるＰＷＭ比較器５からの出力信号の反転信号を基に，ＮＭＯＳトランジスタＱ２の駆動信号（ｇ）も生成される。
【０００８】
そして，生成された駆動信号に従ってＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がスイッチング駆動される。すなわち，次のように動作する。
誤差増幅器出力電圧＞ＰＷＭ三角波のとき，Ｑ１がオン，Ｑ２がオフ
誤差増幅器出力電圧＜ＰＷＭ三角波のとき，Ｑ１がオフ，Ｑ２がオン
これにより，電力変換部１中のコイルには電流（ｈ）が流れ，出力電圧Ｖout が安定するように制御される。
【０００９】
続いて，過電流検出時の動作について，図１２を基に説明する。なお，過電流には，軽度の過電流と，電源出力の地絡等による重度の過電流とがある。そのため，過電流検出時の動作として，軽度の過電流時と重度の過電流時とに分けて説明する。
【００１０】
まず，軽度の過電流検出時の動作について説明する。過電流になると，過電流検出部６にて過電流が検出され，過電流検出部６からの出力信号がＨｉになる。そのため，ラッチ回路８からの反転出力信号がＬｏになり，ＡＮＤ回路９３，９４のそれぞれ一方の端子にＬｏが入力される。よって，ＡＮＤ回路９３，９４からは，ＰＷＭ比較器５からの出力信号に関わらずＬｏが出力され，それに伴ってＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフされる。これにより，コイル電流（ｈ）が減少に転じ，過電流検出閾値付近の電流値に制限される。すなわち，過電流保護機能が有効に機能していることがわかる。なお，ラッチ回路８は，過電流の検出時にセットされる一方，リセット信号生成回路７からのリセット信号（ｃ）によりリセットされる。
【００１１】
続いて，重度の過電流検出時の動作について説明する。電源出力の地絡等による重度の過電流検出時には，コイル電流（ｈ）が過電流検出閾値を大きく超えることとなる。そして，軽度の過電流時と同様に，過電流検出部６からＨｉが出力され，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフされる。これにより，コイル電流（ｈ）が減少に転じる。しかしながら，過電流を検出してから実際に両ＮＭＯＳトランジスタがオフされて電流が減少に転じるまでに応答遅れがあること，あるいはコイル電流が過電流検出閾値を下回るのに必要な時間に対して両ＮＭＯＳトランジスタがオフされている時間が短いこと等を理由に，コイル電流が過電流検出閾値を下回る前にラッチ回路８がリセットされて再び電流が増加し始める。従って，コイル電流（ｈ）は，過電流検出閾値付近に留まらずに増加し続けてしまう。すなわち，過電流保護機能が無効化されてしまうのである。
【００１２】
この問題を解消するため，重度の過電流検出時には三角波発振回路４から出力されるＰＷＭ三角波の周波数（ＰＷＭ周波数）を変化させているものがある。図１３は，ＰＷＭ周波数を変化させる機能を備えたスイッチング電源３００の構成図である。このスイッチング電源３００は，ＰＷＭ周波数の変更機能を持つ三角波発振回路４１を備えている。この点，固定周波数の三角波発振回路４を備えたスイッチング電源２００と異なる。
【００１３】
図１４は，スイッチング電源３００における過電流検出時の信号波形を示す図である。このスイッチング電源３００では，過電流が検出されると三角波発振回路４１から出力されるＰＷＭ三角波の周波数を徐々に変化させる。すなわち，ＰＷＭ周波数を徐々に小さくする。これにより，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフされている時間が徐々に長くなり，コイル電流（ｈ）が過電流検出閾値を下回るのに必要な時間が確保される。よって，重度の過電流検出時であってもコイル電流を過電流検出閾値付近に制限することができる。なお，ＰＷＭ周波数は，正常動作時のＰＷＭ三角波の周波数やコイルのインダクタンス値等との兼ね合いで決定される。
【００１４】
このように，過電流検出時に発振回路の周波数を変化させるものとしては，例えば特許文献１に開示されているパワーコントローラや特許文献２に開示されているＰＷＭ制御装置がある。
【特許文献１】特開平６−２４５５０３号公報
【特許文献２】特開平６−１０５５６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら，前記したスイッチング電源３００には，次のような問題があった。すなわち，ＰＷＭ周波数が変化することにより，スイッチング電源３００から発生するノイズの周波数も変化してしまう。自動車のＥＣＵ等にスイッチング電源のようなノイズ源となる部品を搭載する場合には，そこから発生するノイズレベルをあるレベル以下に抑えることが要求される。ノイズの低減方法としてはノイズを電子機器上でフィルタリングする方法が一般的であるが，周波数が広範囲になればなるほどノイズの低減が困難となる。そして，ノイズレベルの要求に応えるためにはより高性能なフィルタが求められ，それに伴って回路の複雑化，コストアップ等を招いてしまう。
【００１６】
また，ＰＷＭ周波数を変化させると，過電流状態から正常状態に復帰した際，出力電圧制御の復帰に時間がかかる。すなわち，出力のリップル電圧が既定値内に復帰し，正常状態に落ち着くまでに時間がかかる。
【００１７】
本発明は，前記した従来のスイッチング電源における過電流保護回路が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，過電流保護機能の無効化を防止するとともに制御の移行期間が短いスイッチング電源および過電流保護回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この課題の解決を目的としてなされたスイッチング電源は，搬送波信号を基にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号出力部と，ＰＷＭ信号出力部からの出力信号によりオンオフする少なくとも２つのスイッチング素子とを備え，スイッチング素子のオンオフを切り換えることにより供給電流を制御するスイッチング電源であって，過電流を検出する過電流検出部と，搬送波信号の周波数以下の周波数を有するリセット信号を出力するリセット信号出力部と，過電流検出部からの出力信号により始期が定められ，リセット信号出力部からのリセット信号により終期が定められる期間を規定し，その期間であるか否かを出力する電流抑制期間規定部と，電流抑制期間規定部にて規定された期間では，スイッチング素子を供給電流が減ずるようにオンオフする出力電流制御部とを備えるものである。
【００１９】
すなわち，本発明のスイッチング電源では，過電流検出部にて過電流が検出される。そして，電流抑制期間規定部にて，過電流検出信号とリセット信号とを基に供給電流の抑制期間が規定される。例えば，過電流が検出されてからリセット信号が入力されるまでの間が抑制期間として規定される。ここで，リセット信号出力部からは，搬送波信号の周波数以下の周波数を有するリセット信号が出力される。そのため，搬送波信号の周期よりも長い抑制期間が規定される。これにより，出力電流値を減少させる時間を十分に確保でき，過電流保護を確実に機能させることができる。また，本発明のスイッチング電源では，過電流保護の際，搬送波信号の周波数に変化はない。そのため，ノイズの周波数の範囲は狭く，ノイズ対策を容易に図ることができる。
【００２０】
また，出力電流制御部では，抑制期間であれば供給電流を減ずるようにスイッチング素子がオンオフされる。一方，抑制期間でなければＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子のオンオフが切り換えられる。すなわち，搬送波信号の周波数を変えることなく，供給電流を制御することができる。従って，過電流状態から正常状態への復帰，あるいは正常状態から過電流状態への移行を早期に行うことが可能である。
【００２１】
また，本発明のスイッチング電源のリセット信号出力部は，搬送波信号の分周信号に同期するリセット信号を生成することとするとよりよい。例えば，搬送波信号に同期するパルス信号を生成し，そのパルス信号の分周信号をリセット信号として出力する。分周後の信号（リセット信号）の周波数は，分周前の信号（搬送波信号）と比較して小さい。そのため，供給電流の抑制期間を十分に確保できる。また，そのような抑制期間を搬送波信号の周波数を変更することなく確保することができている。そのため，発生するノイズの周波数は，搬送波信号の周波数の整数倍に限られる。よって，ノイズ対策を図ることが容易である。
【００２２】
さらに，本発明のスイッチング電源のリセット信号出力部は，過電流検出部にて過電流が検出されている場合には分周比を小さくし，過電流が検出されていない場合には分周比を大きくすることとするとよりよい。これにより，過電流の軽重によりリセット信号の分周比を変更することができ，過電流の程度に応じた保護を図ることができる。
【００２３】
また，本発明のスイッチング電源の電流抑制期間規定部は，過電流検出部にて過電流が検出されるとセットされ，リセット信号出力部からのリセット信号によりリセットされる電流抑制信号を出力することとするとよりよい。
【００２４】
また，本発明の過電流保護回路は，少なくとも２つのスイッチング素子のオンオフを切り換えることにより電流供給を制御し，過電流時に出力電流を抑制する過電流保護回路において，過電流を検出する過電流検出部と，搬送波信号の周波数以下の周波数を有するリセット信号を出力するリセット信号出力部と，過電流検出部からの出力信号により始期が定められ，リセット信号出力部からのリセット信号により終期が定められる期間を規定し，その期間であるか否かを出力する電流抑制期間規定部と，電流抑制期間規定部にて規定された期間では，前記スイッチング素子を供給電流が減ずるようにオンオフする出力電流制御部とを備えるものである。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば，搬送波信号（ＰＷＭ三角波）の周波数を変えることなく，周波数が小さいリセット信号を生成し，そのリセット信号を基に過電流の抑制期間を規定することができている。よって，過電流保護機能の無効化を防止するとともに制御の移行期間が短いスイッチング電源および過電流保護回路が実現されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下，本発明を具体化した実施の形態について，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお，本実施の形態は，自動車に車載されるＥＣＵのスイッチング電源に本発明を適用したものである。
【００２７】
［第１の形態］
第１の形態のスイッチング電源１００は，図１に示すように電力変換部１と，出力電圧分圧部２と，誤差増幅器３と，三角波発振回路４と，ＰＷＭ比較器５と，過電流検出部６と，リセット信号生成回路７１と，ラッチ回路８と，レベルシフト回路９１，９２と，ＡＮＤ回路９３，９４とを備えている。本形態のスイッチング電源１００では，リセット信号を生成するリセット信号生成回路７１に分周機能が設けられている。この点，従来のスイッチング電源２００に設けられた固定周波数のリセット信号生成回路７（図１０参照）と異なる。
【００２８】
電力変換部１は，電源Ｖinに接続されたＮＭＯＳトランジスタＱ１とグラウンドに接続されたＮＭＯＳトランジスタＱ２とを排他的にスイッチングすることにより電圧Ｖout を出力するものである。出力電圧分圧部２は，電力変換部１からの出力電圧を分圧するものである。誤差増幅器３は，出力電圧分圧部２からの出力電圧と基準電圧との差を検出し，その差を増幅させるものである。三角波発振回路４は，ＰＷＭ制御用のＰＷＭ三角波を発生させるものである。ＰＷＭ比較器５は，誤差増幅器３からの出力電圧と三角波発振回路４からのＰＷＭ三角波とを基に電力変換部１のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号を出力するものである。過電流検出部６は，電源Ｖinから供給される電流値をモニタし，過電流を検出するものである。
【００２９】
ＡＮＤ回路９３には，ＰＷＭ信号とラッチ回路８の反転出力信号とが入力され，その論理積がシフトレベル回路９１に出力される。一方，ＡＮＤ回路９４には，ＰＷＭ信号の反転信号とラッチ回路８の反転出力信号とが入力され，その論理積がシフトレベル回路９２に出力される。レベルシフト回路９１，９２は，ＡＮＤ回路９３，９４によって作成されるトランジスタ駆動信号を電力変換回路１の駆動電圧に変換するものである。
【００３０】
次に，分周機能を備えたリセット信号生成回路７１の一部を図２の回路図に示す。図２に示したリセット信号生成回路７１は，ラッチ回路７１１と，ＡＮＤ回路７１２とによって構成されている。このリセット信号生成回路７１では，図３の信号波形図に示すように入力されたリセット信号（ｘ）を１／２の周波数に分周することができる。なお，図２に示したリセット信号生成回路７１は，分周機能を備えた回路の一例であってこれに限るものではない。
【００３１】
このように構成されたスイッチング電源１００の動作を，図１および図４を基に説明する。図４は，過電流検出時の信号波形を示す図である。なお，本形態のスイッチング電源１００は，正常時にはリセット信号生成回路７１での分周は行われない。そのため，正常時の信号波形は，図１１に示した従来形態の信号波形と同様である。
【００３２】
始めに，供給電流が正常である場合の動作について，図１１を基に簡単に説明する。まず，誤差増幅器３にて，出力電圧分圧部２からの出力電圧と基準電圧との差が増幅されて出力される（ａ）。そして，誤差増幅器３の出力電圧と三角波発振回路４にて生成されたＰＷＭ三角波（ｂ）とがＰＷＭ比較器５に入力される。ＰＷＭ比較器５からはＰＷＭ信号が出力される。
【００３３】
また，正常時であれば，過電流検出部６からの出力信号（ｄ）はＬｏである。そのため，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）はＨｉとなる。よって，ＰＷＭ比較器５からの出力信号に従って，電力変換部１のＮＭＯＳトランジスタＱ１の駆動信号（ｆ）およびＮＭＯＳトランジスタＱ２の駆動信号（ｇ）が生成され，それらの駆動信号を基にＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がスイッチング駆動される。これにより，電力変換部１中のコイルには三角波形の電流（ｈ）が流れる。そして，平滑化後，電圧Ｖout が出力される。なお，過電流検出部６からの出力信号（ｄ）がＬｏのときは，リセット信号の分周は行われない。
【００３４】
続いて，重度の過電流検出時の動作について，図４を基に説明する。まず，過電流検出部６にて過電流が検出され，過電流検出部６からの出力信号（ｄ）がＨｉになる。過電流検出部６からの出力信号は，ラッチ回路８に送られ，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）がＬｏに転じる。これにより，ＰＷＭ比較器５からの出力信号に関わらず，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフされる。従って，コイル電流（ｈ）が減少に転じる。
【００３５】
また，過電流検出部６からの出力信号は，リセット信号生成回路７１にも送られる。そして，過電流検出部６からの出力信号がＨｉのときは，リセット信号生成回路７１にてリセット信号の分周が行われる。具体的には，まず，三角波発振回路４から出力されるＰＷＭ三角波（ａ）のピークに同期したリセット信号が生成される。その後，生成されたリセット信号の１／２の周波数の信号が生成され，分周後のリセット信号（ｃ）として出力される。分周後のリセット信号は，ラッチ回路８に送られ，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）がＨｉに転じる。これにより，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２のオンオフが再開され，コイル電流（ｈ）が増加に転じる。
【００３６】
第１の形態のスイッチング電源１００は，分周機能を備えたリセット信号生成回路７１が設けられていることにより，それを有しないスイッチング電源２００（図１０参照）およびスイッチング電源３００（図１３参照）と比較して，次のような特性を有する。すなわち，リセット信号の周波数が分周されることにより，両ＮＭＯＳトランジスタがオフされている期間が長くなる。そのため，コイル電流が過電流検出閾値を下回るのに必要な時間が確保され，コイル電流を過電流検出閾値付近に制限することができる。従って，重度の過電流時であっても過電流保護機能が有効に機能していることがわかる。
【００３７】
また，三角波発振回路４から出力されるＰＷＭ周波数が変化しないため，スイッチング電源から発生するノイズの周波数も大きく変化しない。そのため，スイッチング電源を搭載した自動車のＥＣＵ等の電子機器において，ノイズの低減を容易に図ることができる。
【００３８】
また，本形態のスイッチング電源１００は，ＰＷＭ周波数が変化しないため，出力電圧制御も即応できる。すなわち，出力のリップル電圧を既定範囲内に早期に戻すことができる。
【００３９】
具体的には，リップル電圧△Ｖrippleは，次の式（１）で表される。
△Ｖripple＝ＥＳＲ×△Ｉripple                                （１）
ここで，式（１）中のＥＳＲは出力コンデンサの直列等価抵抗である。また，△Ｉrippleは，リップル電流であり，次の式（２）で表される。
△Ｉripple＝（Ｖout ／（ｆ×Ｌ））×（１−（Ｖout ／Ｖin））  （２）
ここで，式（２）中のＶout は出力電圧，Ｖinは入力電圧，ｆはスイッチング周波数，Ｌはコイルのインダクタンス値である。
【００４０】
一般的に，ある定常時のスイッチング周波数ｆに対し，リップル電圧△Ｖrippleが規定範囲内に収まるようにインダクタンス値Ｌを決定する。このため，過電流検出時のスイッチング周波数の低下によりリップル電圧は既定範囲外となるが，正常状態に復帰することでリップル電圧も規定範囲内に収まる。本形態のスイッチング電源１００では，ＰＷＭ周波数が変化しないため，正常状態に復帰したことによりスイッチング周波数が即時にＰＷＭ周波数と等しくなる。そのため，図５に示すようにリップル電流が早期に収束し，リップル電圧も早期に収束する。
【００４１】
一方，ＰＷＭ周波数を変化させるスイッチング電源３００では，図６に示すようにＰＷＭ周波数が元の状態に復帰するのに時間がかかる。そのため，リップル電流の収束が遅れ，本形態のスイッチング電源１００と比較して出力電圧制御が正常状態に復帰するまでに時間がかかる。
【００４２】
なお，本形態のスイッチング電源１００は，出力電圧制御の復帰，すなわち過電流保護状態から正常状態に移行するまでの時間が短縮されるだけではなく，正常状態から過電流保護状態に移行するまでの時間も短縮される。図７は，スイッチング電源１００の制御移行時の信号波形図である。スイッチング電源１００では，過電流検出直後からコイル電流（ｈ）を低減させる時間が確保される。一方，スイッチング電源３００では，図１４に示したように過電流検出後，徐々にリセット信号の周波数を低下させているため，コイル電流（ｈ）を低減させるまでに時間がかかる。
【００４３】
以上詳細に説明したように第１の形態のスイッチング電源１００では，過電流検出部６にて電源Ｖinから供給される電流値をモニタするとともに，過電流を検出することとしている。そして，過電流を検出するとラッチ回路８から電力変換部１の出力電流値を減少させるための信号（電流制御信号）を出力することとしている。すなわち，電流制御信号をＬｏとして，電力変換部１のスイッチング素子をオフさせる。この電流制御信号は，リセット信号生成回路７１から出力されるリセット信号にてＬｏである期間が定められる。また，リセット信号生成回路７１では，通常，三角波発振回路４からのＰＷＭ三角波（搬送波信号）に同期したリセット信号を生成しているが，過電流時にはそのリセット信号の分周が行われ，その分周後のリセット信号をラッチ回路８に出力している。すなわち，ＡＮＤ回路９３，９４に出力されるリセット信号の周波数を小さくしている。これにより，電力変換部１の出力電流値を減少させる時間を十分に確保できる。よって，過電流保護機能を有効に機能させることができる。
【００４４】
また，本形態のスイッチング電源１００では，分周することによりリセット信号の周波数を変更し，電力変換部１の出力電流値を減少させる時間を十分に確保することとしている。すなわち，ＰＷＭ周波数を変更することなく過電流保護機能を有効に機能させることができる。そのため，ＰＷＭ三角波およびリセット信号により発生するノイズの周波数は，ＰＷＭ三角波の整数倍に限られる。よって，ノイズ対策を図ることが容易である。
【００４５】
また，本形態のスイッチング電源１００では，ＰＷＭ周波数を変更していないため，リップル電流を早期に収束させることができる。すなわち，過電流状態から正常状態への制御の移行を速やかに行うことができる。これらにより，過電流保護機能の無効化を防止するとともに制御の移行期間が短い過電流保護回路およびそれを備えたスイッチング電源が実現されている。
【００４６】
［第２の形態］
第２の形態に係るスイッチング電源１２０の回路構成を図８に示す。スイッチング電源１２０は，電力変換部１と，出力電圧分圧部２と，誤差増幅器３と，三角波発振回路４と，ＰＷＭ比較器５と，過電流検出部６と，リセット信号生成回路７２と，ラッチ回路８と，レベルシフト回路９１，９２と，ＡＮＤ回路９３，９４とを備えている。本形態のスイッチング電源１２０では，リセット信号生成回路７２に分周機能およびその分周比の可変制御機能を設けている。この点，分周比が１／２に固定されているリセット信号生成回路７１を備える第１の形態のスイッチング電源１００と異なる。
【００４７】
また，スイッチング電源１２０には，分周比を制御するための信号を生成するラッチ回路７３が設けられている。ラッチ回路７３では，リセット信号の立上り時に過電流検出部６の出力レベルがセットされる。そして，このラッチ回路７３の出力信号に基づいてリセット信号生成回路７２の分周比制御が行われる。具体的には，ラッチ回路７３の出力がＨｉであれば，分周比を大きくする制御を行う。一方，ラッチ回路７３の出力がＬｏであれば，分周比を小さくする制御を行う。
【００４８】
次に，スイッチング電源１２０の動作を，図８および図９を基に説明する。図９は，過電流検出時の信号波形を示す図である。なお，正常時にはリセット信号生成回路７２での分周は行われない。そのため，正常時の信号波形は，図１１に示した従来形態の信号波形と同様であり，その説明は省略する。
【００４９】
以下，過電流検出時，特に重度の過電流検出時の動作について説明する。まず，過電流検出部６にて過電流が検出され，過電流検出部６からの出力信号（ｄ）がＨｉになる。過電流検出部６からの出力信号は，ラッチ回路８に送られ，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）がＬｏに転じる。これにより，ＰＷＭ比較器５からの出力信号に関わらず，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフされる。よって，コイル電流（ｈ）が減少に転じる。
【００５０】
また，過電流検出部６からの出力信号は，ラッチ回路７３にも送られる。そして，リセット信号生成部７２からのリセット信号の立上りをトリガとして，ラッチ回路７３の出力がＨｉになる。リセット信号生成部７２では，ラッチ回路７３からの出力信号がＨｉであると，分周比を小さくする制御が行われる。これにより，リセット信号の周波数が小さくなり，リセット信号の立上りの周期が大きくなる。例えば，それまでの分周比が１／１であれば１／２に，１／２であれば１／３にそれぞれ変更される。
【００５１】
また，コイル電流（ｈ）の減少中に過電流検出閾値を下回ると，過電流検出部６からの出力信号（ｄ）がＬｏになる。そして，リセット信号生成部７２からのリセット信号の立上りをトリガとして，ラッチ回路７３の出力がＬｏになる。リセット信号生成部７２では，ラッチ回路７３からの出力信号がＬｏであると，分周比を大きくする制御が行われる。これにより，リセット信号の周波数が大きくなり，リセット信号の立上りの周期が小さくなる。例えば，それまでの分周比が１／３であれば１／２に，１／２であれば１／１にそれぞれ変更される。なお，分周比が１／１であれば分周比の変更はない。すなわち，過電流が検出されていない正常時には，分周比が１／１に安定する。
【００５２】
分周後のリセット信号（ｃ）は，ラッチ回路８に送られ，ラッチ回路８からの反転出力信号（ｅ）がＨｉに転じる。これにより，ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２のオンオフが再開され，コイル電流（ｈ）が増加に転じる。
【００５３】
以上詳細に説明したように第２の形態のスイッチング電源１２０では，リセット信号生成回路７２にてリセット信号の分周比を変更可能としている。具体的には，過電流検出部６にて過電流が検出されている場合には分周比を小さくし，過電流が検出されていない場合には分周比を大きくすることとしている。これにより，過電流の程度に応じた過電流保護機能が実現されている。
【００５４】
なお，本実施の形態は単なる例示にすぎず，本発明を何ら限定するものではない。したがって本発明は当然に，その要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良，変形が可能である。例えば，実施の形態では同期整流型の降圧電源に本発明を適用しているが，これに限るものではない。すなわち，非同期整流型の電源，昇圧電源，極性反転電源等にも適用可能である。
【００５５】
また，実施の形態ではＰＷＭ三角波を基にリセット信号を作成しているが，これに限るものではない。すなわち，三角波発振回路４から独立したタイマを設け，そのタイマを基にリセット信号を生成してもよい。この場合，タイマの周期はＰＷＭ三角波の周期よりも長い方が好ましい。また，タイマの周期を過電流の軽重によって変更することができる方が好ましい。
【００５６】
なお，上述した本発明の実施形態には，特許請求の範囲に記載した発明以外にも，以下の付記に示すような発明が含まれる。
【００５７】
［付記１］  少なくとも２つのスイッチング素子のオンオフを切り換えることにより電流供給を制御し，過電流時に出力電流を抑制する過電流保護回路において，
過電流を検出する過電流検出部と，
搬送波信号の周波数以下の周波数を有するリセット信号を出力するリセット信号出力部と，
前記過電流検出部からの出力信号により始期が定められ，前記リセット信号出力部からのリセット信号により終期が定められる期間を規定し，その期間であるか否かを出力する電流抑制期間規定部と，
前記電流抑制期間規定部にて規定された期間では，前記スイッチング素子を供給電流が減ずるようにオンオフする出力電流制御部とを備えることを特徴とする過電流保護回路。
【００５８】
［付記２］  付記１に記載する過電流保護回路において，
前記リセット信号出力部は，搬送波信号の分周信号に同期するリセット信号を生成することを特徴とする過電流保護回路。
【００５９】
［付記３］  付記２に記載する過電流保護回路において，
前記リセット信号出力部は，前記過電流検出部にて過電流が検出されている場合には分周比を小さくし，過電流が検出されていない場合には分周比を大きくすることを特徴とする過電流保護回路。
【００６０】
［付記４］  付記１から付記３のいずれか１つに記載する過電流保護回路において，
前記電流抑制期間規定部は，前記過電流検出部にて過電流が検出されるとセットされ，前記リセット信号出力部からのリセット信号によりリセットされる電流抑制信号を出力することを特徴とする過電流保護回路。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】第１の形態にかかるＰＷＭ制御方式のスイッチング電源を示す回路図である。
【図２】図１に示した分周機能付きリセット信号生成回路の一部を示す回路図である。
【図３】図１に示した分周機能付きリセット信号生成回路の動作を示す信号波形図である。
【図４】図１に示したスイッチング電源の動作を示す信号波形図（過電流検出時）である。
【図５】第１の形態にかかるスイッチング電源の制御移行時（過電流から正常）の信号波形図である。
【図６】従来の形態にかかるスイッチング電源の制御移行時（過電流から正常）の信号波形図である。
【図７】第１の形態にかかるスイッチング電源の制御移行時（正常から過電流）の信号波形図である。
【図８】第２の形態にかかるＰＷＭ制御方式のスイッチング電源を示す回路図である。
【図９】図８に示したスイッチング電源の動作を示す信号波形図（過電流検出時）である。
【図１０】従来の形態にかかるＰＷＭ制御方式のスイッチング電源を示す回路図（その１）である。
【図１１】図１０に示したスイッチング電源の動作を示す信号波形図（正常時）である。
【図１２】図１０に示したスイッチング電源の動作を示す信号波形図（過電流検出時）である。
【図１３】従来の形態にかかるＰＷＭ制御方式のスイッチング電源を示す回路図（その２）である。
【図１４】図１３に示したスイッチング電源の動作を示す信号波形図（過電流検出時）である。
【符号の説明】
【００６２】
１      電力変換部
２      出力電圧分圧部
３      誤差増幅器
４      三角波発振回路
５      ＰＷＭ比較器
６      過電流検出部
７      リセット信号生成回路
７１    リセット信号生成回路
７２    リセット信号生成回路
７３    ラッチ回路
８      ラッチ回路
９３    ＡＮＤ回路
９４    ＡＮＤ回路
１００  スイッチング電源
Ｑ１    ＮＭＯＳトランジスタ
Ｑ２    ＮＭＯＳトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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