(57)【要約】【課題】電力回生方式による力率改善を行う電源回路について、整流動作の切り換えに依らないワイドレンジ対応の構成の実現と、二次側直流出力電圧に商用交流電源周期のリップルが重畳することの問題が解決できるようにする。【解決手段】力率改善手段において、高周波インダクタを被制御巻線ＮRとする制御トランスＰＲＴを備える。交流入力電圧ＶACのレベルに応じて被制御巻線ＮRのインダクタンスを可変制御するようにし、これによって一次側直列共振回路の共振周波数を可変制御することで、交流入力電圧ＶACの変動によらず一次側直列共振電流のレベルがほぼ一定で得られるようにして、ワイドレンジ対応の構成を実現する。また、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下に設定して、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにする。【選択図】図１
2005304139.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
力率改善手段とを備え、
上記力率改善手段は、
力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタから成る直列接続回路であって、上記整流平滑手段が形成する整流電流経路に対して直列に挿入される力率改善用直列接続回路と、
上記高周波インダクタが被制御巻線として巻装されると共に、制御巻線が巻装される可飽和リアクタであって、上記制御巻線に流す直流電流である制御電流のレベルに応じて上記被制御巻線のインダクタンスを可変するように動作する制御トランスと、
上記商用交流電源のレベルに応じたレベルの上記制御電流を流すようにされる制御電流生成回路とを備えると共に、
上記力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して上記一次側直列共振回路の端部を接続して形成し、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、磁束密度を所定以下となるように設定する、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図１１は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される、力率改善機能を有するスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
図１１の電源回路は、他励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路２０を備えた構成を採る。この電源回路におけるスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、半導体スイッチ（スイッチング素子）のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたスイッチングコンバータとされている。
さらに、この場合は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採るものとされる。
【０００４】
先ず、図１１において、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、アクロスコンデンサＣL及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成る、ノイズフィルタが接続される。そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、このノイズフィルタの後段に対しては、１組のフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【０００５】
この場合、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
【０００６】
ブリッジ整流回路Ｄｉは、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4の４つの整流ダイオードから成る。この場合、整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2との接続点を第１端子、整流ダイオードＤ2と整流ダイオードＤ4との接続点を第２端子、整流ダイオードＤ4と整流ダイオードＤ3との接続点を第３端子、整流ダイオードＤ3と整流ダイオードＤ1との接続点を第４端子とすると、ブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子は、後述する力率改善回路２０を形成するものとされ、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して直列に挿入される高周波インダクタＬ10の一端と接続される。また、第２端子は一次側アースに接続される。
そして、上記第３端子は、商用交流電源ＡＣの負極ラインが接続されると共に、後述するリレースイッチＳ１を介して平滑コンデンサＣｉ1とＣｉ2との接続点にも接続される。
さらに、上記第４端子は、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。
【０００７】
なお、この場合、後述する力率改善回路２０の動作として、スイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤ1,整流ダイオードＤ2には高速リカバリ型ダイオードが選定されている。
【０００８】
平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2は、図示するようにして平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列接続される。この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの第４端子（Ｄ1とＤ3との接続点）と接続される。一方、平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。
【０００９】
リレースイッチＳ１は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチＳ１は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの第３端子と平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2の接続点との間に対して挿入される。
このリレースイッチＳ１のオン／オフ制御は、次に説明するようにリレー切換回路５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
【００１０】
リレー切換回路５は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１のオン／オフ状態をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるための動作を行う。
このリレー切換回路５は、図のように平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧として得られる直流入力電圧Ｅｉを検出入力するようにされている。直流入力電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACに応じたレベルの直流電圧が得られることになるので、このように検出入力される直流電圧レベルに基づくことで、結果的に商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となっている。
【００１１】
また、リレー切換回路５に対してはリレーＲＬが備えられる。このリレーＲＬは自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１のオン／オフ切り換え動作を制御するものとなる。
この場合、リレーＲＬが導通状態では、リレースイッチＳ１はオンの状態となり、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳ１はオフとなるように切り換えが行われる。
【００１２】
リレー切換回路５では、上記のようにして入力した直流電圧レベルに応じて検出される商用交流電源ＡＣのレベルと、所定の基準電圧（例えば１５０Ｖ）とを比較するようにされる。そして、この比較結果に基づき、検出端子への入力電圧レベルが基準電圧レベル以下であるときは、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときにはリレーＲＬをオフとするように駆動する。
つまりこの場合、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以下であり、ＡＣ＝１００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが導通してリレースイッチＳ１はオンとなり、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以上となり、ＡＣ＝２００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが非道通となってオフとなるように制御が行われる。
【００１３】
ここで、例えば上記のようなリレー切換回路５の動作により、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１がオンとされた場合は、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。
このため、交流入力電圧ＶACが正の期間では、後述もするようにブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１４】
また、リレー切換回路５の動作により、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１がオフとされた場合は、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点とが非接続の状態となる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られるようになる。
【００１５】
このような切換動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とで結果的に同等レベルの直流入力電圧Ｅｉが得られるようになり、これによって、ワイドレンジ対応の構成が実現されているものである。
【００１６】
上記整流平滑回路の動作によって生成された直流入力電圧Ｅｉを入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。
【００１７】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００１８】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００１９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のソースとスイッチング素子Ｑ2 のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1 を介するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子（高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1・Ｄ2の接続点）と高周波インダクタＬ10との接続点に対して接続されている。
【００２０】
この場合、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００２１】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００２２】
また、この場合には絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、低圧巻線Ｎ4を巻装している。この低圧巻線Ｎ4には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が生じる。  低圧巻線Ｎ4に対しては、ダイオードＤ4、コンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続されており、この半波整流回路が整流平滑動作を行うことでコンデンサＣ4の両端電圧として低圧直流電圧Ｅ4を生成する。
発振・ドライブ回路２に対しては、抵抗Ｒ4により低圧直流電圧Ｅ4を所定レベルに設定して得られる動作電源を供給するようにしている。この抵抗Ｒ4と発振・ドライブ回路２の電源入力端子との間と、一次側アースとの間に挿入されるツェナーダイオードＺＤ4は、発振・ドライブ回路２に供給される動作電源の電圧が一定レベル以上を越えないようにするための保護回路を形成する。
【００２３】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（及び低圧巻線Ｎ4）と、二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしている。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで、０．８５程度の結合係数を得るようにしている。
【００２４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２５】
この場合の制御回路１は、例えば二次側直流出力電圧Ｅoの変動に対応したレベルの制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。このように、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化することで一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるエネルギーも可変され、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は、このようにしてスイッチング周波数を可変制御することによって直流安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００２６】
続いて、力率改善回路２０の構成について説明する。
この力率改善回路２０は、磁気結合形による電力回生方式としての構成を採る。
図示するように力率改善回路２０としては、先に説明した接続形態によるブリッジ整流回路Ｄｉ、高周波インダクタＬ10、及びフィルタコンデンサＣNを含むものとされる。
その上で、力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子（Ｄ1・Ｄ2の接続点）と高周波インダクタＬ10との接続点に対して、上述した一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））が接続されて、この直列共振回路に得られるスイッチング出力が帰還されるようになっている。
なお、フィルタコンデンサＣN は、ブリッジ整流回路Ｄｉと共に商用交流電源ＡＣに対して並列に挿入されていることで、ノーマルモードノイズ（スイッチング周期の交番成分）を吸収するフィルタとして機能する。
【００２７】
ここで、上記構成による力率改善回路２０内に流れることになる、この場合の整流電流の経路について説明しておく。
先ず、交流入力電圧ＶACとして、ＡＣ１００Ｖ系に対応したレベルが入力された場合には、先のリレー切換回路５の動作によってリレースイッチＳ１がオンとされる。そして、このようなＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期には、整流電流は［高周波インダクタＬ10→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→リレースイッチＳ１→フィルタコンデンサＣN］の経路により流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には、整流電流は［リレースイッチＳ１→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→高周波インダクタＬ10→フィルタコンデンサＣN］の経路により流れる。
【００２８】
一方、リレースイッチＳ１がオフとなるＡＣ２００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期には、整流電流は［高周波インダクタＬ10→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1・Ｃｉ2→整流ダイオードＤ4→フィルタコンデンサＣN］の経路で流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には［整流ダイオードＤ3→平滑コンデンサＣｉ1・Ｃｉ2→整流ダイオードＤ2→高周波インダクタＬ10→フィルタコンデンサＣN］の経路により流れる。
【００２９】
ここで、上記もしているように、ブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子（Ｄ1・Ｄ2の接続点）と高周波インダクタＬ10との接続点に対しては、一次側直列共振回路が接続されるものである。つまりこの場合、整流電流には一次側直列共振電流が重畳されることになる。
そして、上記した整流電流経路によると、整流電流は、交流入力電圧ＶACの正極性の半周期には整流ダイオードＤ1及び高周波インダクタＬ10を介して流れ、また負極性の半周期としても整流ダイオードＤ2・高周波インダクタＬ10を介して流れるようにされる。
つまり、このことから、この場合の一次側直列共振電流に応じた電力の帰還は、高周波インダクタＬ10による磁気結合を介して行われているとみることができる。
【００３０】
このようにして力率改善回路２０においては、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力に応じて一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に流れる一次側直列共振電流を電力として回生し、高周波インダクタＬ10を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還していることになる。これによって、交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときに高速リカバリ型の整流ダイオードＤ1、Ｄ2をスイッチングさせるように動作することになって、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００３１】
ところで、上記図１１に示す力率改善回路２０の構成では、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路の整流電流経路に在るとされる高周波インダクタＬ10と、力率改善用のスイッチング素子（Ｄ1、Ｄ2）の接続点に対して、一次側直列共振回路を直接的に接続している。つまり、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路の整流電流経路に対して、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力を直接的に電力回生して帰還している。これにより、一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流に対して重畳する商用交流電源周期のリップルが増加するが、この結果、二次側直流出力電圧Ｅoの商用電源周期のリップル電圧としても、力率改善の構成を備えない場合より増加することになる。
例えば最大負荷電力時において０．８程度以上の力率となるように構成した図１１の電源回路と、この図１１の電源回路から力率改善回路２０を省略した構成とする電源回路とを比較すると、前者の電源回路において二次側直流出力電圧Ｅｏにリップル電圧は、後者の電源回路のリップル電圧に対して５〜６倍に増加する。
【００３２】
この対策としては、二次側直流出力電圧生成用の平滑コンデンサＣoの静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等のリップル電圧レベルとするには、平滑コンデンサＣoのキャパシタンスを５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図１１のような電源回路は、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく要求されるような機器に採用することが難しいものとされていた。
【００３３】
そこで本出願人は、電力回生方式による力率改善機能を備える電源回路について、次の図１２、図１３に例示する力率改善回路の構成とすることを先に提案している。なお、図１２、図１３において、図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
先ず、図１２に示す電源回路から説明する。
図１２に示す電源回路の基本構成は、図１１と同様にして、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉと２つの平滑コンデンサＣｉとを備えた上で、リレースイッチＳ１、リレー切換回路５を備えて、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで整流動作の切換を行うワイドレンジ対応の構成を採るものとされている。
また、スイッチングコンバータとしても、他励式によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、一次側の部分電圧共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータの構成を採る。
【００３５】
そして、図１２に示される電力回生（電圧帰還）方式による力率改善回路２１としては、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に三次巻線Ｎ3を巻装する。そして、図示するようにしてブリッジ整流回路Ｄｉの第１端子−三次巻線Ｎ3−高周波インダクタＬ10の直列接続回路を形成する。すなわち、ブリッジ整流回路Ｄｉの各整流ダイオードＤ1、Ｄ2に対して、三次巻線Ｎ3−高周波インダクタＬ10が直列に接続されるようにしたものである。
その上で、上記高周波インダクタＬ10の三次巻線Ｎ3側でない端部をフィルタコンデンサＣNの一端に接続することで、上記直列接続回路を商用交流電源ＡＣの正極ラインに挿入している。
なお、この場合もブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2には高速リカバリ型が選定される。
【００３６】
このような力率改善回路２１の構成では、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1に得られたスイッチング出力（一次側直列共振電流）に応じて、三次巻線Ｎ3に交番電圧が誘起される。そして、上記接続形態からもわかるように、三次巻線Ｎ3は商用交流電源ＡＣの整流電流経路に対して直列に挿入されていることになるので、整流出力電圧に対して、三次巻線Ｎ3に誘起された交番電圧が重畳することになる。つまり、この場合には、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3の磁気結合を介して、一次側直列共振電流を電力として回生して整流電流経路に帰還する形式を採っている。
そして、整流ダイオードＤ1、Ｄ2は、それぞれ商用交流電源ＡＣの半周期に、上記のようにして交番電圧成分が重畳された整流出力電圧が印加されることで、交流入力電圧ＶACの絶対値が１／２以上のときにも整流電流をスイッチング（断続）するようにされる。これにより、力率改善回路２１によっても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。
【００３７】
この図１２に示す力率改善回路２１の場合、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介して、三次巻線Ｎ3に電圧として誘起されるようにして整流電流経路に帰還されるようになっている。換言すれば、図１１の力率改善回路２０の場合のようにして、一次側直列共振回路のスイッチング出力が、整流電流経路に対して直接的に帰還される構成とはなっていない。
これにより、図１２に示す電源回路では、図１１に示した電源回路と比較して、二次側の直流出力電圧Ｅoの商用電源周期のリップル電圧が大幅に低減される。
【００３８】
次に、図１３に示す電源回路について説明する。
図１３の電源回路としても、基本構成は図１１、図１２の場合と同様にワイドレンジ対応の複合共振形コンバータの構成を採る。
その上で図１３の回路の場合は、力率改善回路２２の構成として、力率改善用トランスＶＦＴが設けられる。この力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とについて疎結合とみなされる所定の結合係数を有するようにして構成される。
【００３９】
力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ1は、この場合には、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1との間に対して直列に挿入される。つまり、一次側直列共振回路のインダクタンス成分に含まれるようにして設けられる。
力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、商用交流電源ＡＣの正極ラインにおいて直列に挿入され、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型による整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2との双方に対して直列となるようにして接続される。
この場合、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、先に図１２に示した力率改善回路２１における三次巻線Ｎ3と高周波インダクタＬ10の機能を１つにまとめたものとして捉えることができる。つまり、磁気結合により一次側直列共振電流を電力回生して電圧として帰還するためのインダクタと、この帰還出力としての交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有する。
【００４０】
このようにして構成される力率改善回路２２においては、一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、この一次側直列共振回路に含まれるとされる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にスイッチング出力としての電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。
この二次巻線Ｎ12としても、各整流ダイオードＤ1、Ｄ2と直列接続された形態で商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されているから、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、一次側直列共振電流を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して整流電流経路に電圧帰還するようにしている。各整流ダイオードＤ1、Ｄ2は、この交番電圧の重畳分によりそれぞれの半周期の整流電流をスイッチングするようにして動作する。このような動作が得られる結果、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率が改善されることになる。
【００４１】
そして、この図１３に示した力率改善回路２２においては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）は、疎結合の力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介するようにして、整流電流経路に電圧帰還されるようになっている。つまり、この場合としても、図１１の力率改善回路２０の場合のような、一次側直列共振回路のスイッチング出力を整流電流経路に対して直接的に印加させる構成は採っていない。
これにより、図１３に示す電源回路としても、図１１に示した電源回路と比較して二次側の直流出力電圧Ｅoの商用電源周期のリップル電圧が低減される。
【００４２】
このようにして図１２、図１３に示した電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3、あるいは疎結合の力率改善用トランスＶＦＴを備えた電力回生方式による力率改善の構成としていることで、一次側直列共振回路から商用交流電源ＡＣの整流電流経路へのスイッチング出力が直接的なものとならないようにし、これによって二次側直流出力電圧Ｅoのリップルの低減を図っている。
【００４３】
【特許文献１】特開２００３−１８９６１５号公報
【特許文献２】特開２００３−１８９６２７号公報
【特許文献３】特開平７−２８１７７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
ところで、上記により説明した図１１、図１２、図１３の各電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成を採るものである。そして、これら図１１〜図１３に示したいずれの回路においても、ワイドレンジ対応化を実現するにあたり、リレー切換回路５を設けて、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する系の整流動作を全波整流動作と倍電圧整流動作とで切り換える構成を採るようにされている。
【００４５】
しかしながら、このように整流動作の切り換えによりワイドレンジ対応とすることによっては、回路設計の自由度が制限されてしまうことになる。
例えば、整流動作の切換を行うにあたり、上記した各電源回路では直流入力電圧Ｅｉを得るための平滑コンデンサとして平滑コンデンサＣｉ１、平滑コンデンサＣｉ2の２本を構成するようにされている。
しかしながら、このように整流動作の切り換えのために平滑コンデンサを２つ備えなくてはならないことによっては、その分回路構成部品が増加し、コストアップにつながると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、平滑コンデンサＣｉとしては電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
【００４６】
また、各回路において、整流動作の切換を行うにあたっては、リレースイッチＳ１を先に図示したようにして平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とブリッジ整流回路Ｄｉとの間に挿入する必要があった。
しかしながらこの場合、電源投入時には、平滑コンデンサＣｉへの突入電流が流れるものとなる。そして、これによっては、上記のような挿入位置とされたことにより、この突入電流がリレースイッチＳ１を介して流れるものとなり、これに伴ってリレーＲＬにおける接点容量としても比較的高いレベルが要求されていた。
この場合、突入電流は、図示は省略したが制限抵抗やパワーサーミスタによって例えば３０Ａ以下に抑えられるものとなるが、これに対応させるために、この場合のリレーＲＬの接点容量としては３０Ａ以上が要求されるものとなる。
このように比較的高い接点容量とするために、この場合の構成部品は高価なものとなって、これによってもコストアップが助長される。
【００４７】
また、図１１〜図１３に示した回路では、先の説明からも理解されるように、交流入力電圧成分にスイッチング周期による高周波のパルス電圧が重畳されるものとなる。このため、商用交流電源ＡＣのラインに対してはフィルタコンデンサＣＮが挿入される。
しかしながら、図１１〜図１３の回路としては、ワイドレンジ対応のために整流動作を倍電圧と全波整流とで切り換える構成とされるため、このようなフィルタコンデンサＣＮの挿入位置は、商用交流電源ＡＣのラインと並列となる位置に限られていた。つまり、電力回生（電圧帰還）方式による力率改善のための構成を備える電源回路として、整流動作切り換えによるワイドレンジ対応の構成を採る場合は、このようなノイズ除去のためのフィルタコンデンサＣＮの挿入位置が限られてしまうことになるものである。
このようにＡＣのラインと並列に挿入されなければならないことで、この場合のフィルタコンデンサＣＮには２００Ｖ以上の高い耐圧が要求されることになる。
具体的に、例えば図１１〜図１３の各回路におけるフィルタコンデンサＣＮには、各国の安全規格をクリアする耐圧品として、例えば１μＦ／２５０Ｖという比較的高価な部品を用いるようにされており、これによっても電源回路のコストアップが助長されるものであった。
【００４８】
また、同様に図１１〜図１３の構成によっては、スイッチング周期に応じてオン／オフ可能な高速リカバリ型ダイオードをＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系時の整流電流経路にて共通に動作するように挿入するために、先の説明のとおりブリッジ整流回路Ｄｉに挿入する必要があった。
このため、これらの回路において、ブリッジ整流回路Ｄｉを構成する高速リカバリ型ダイオードとしては、電源投入時の突入電流３０Ａを保証できる例えば３Ａ／６００Ｖの耐電流／耐圧品を用いる必要があり、これによってもコストアップが助長されていた。
【００４９】
さらに、このようにブリッジ整流回路Ｄｉを構成するダイオードとして、高速リカバリ型を用いることによっては、現状ではこのような高速リカバリ型ダイオードをブリッジ結合した市販品はないことから、これをディスクリートにより構成しなければならないことになる。つまりこの場合、ブリッジ整流回路Ｄｉは１部品で構成することが困難であり、これによっても部品点数が増加してしまうという問題が生じる。
【００５０】
さらに、他の問題として、上記しているように全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための回路として、例えば単純に図１１〜図１３に示した基本的な構成を採る場合は、次のような誤動作を生じる可能性がある。つまり、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えるという動作が生じる。
このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
【００５１】
そこで、図１１〜図１３に示した回路の実際としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。例えば図１１の場合であれば、図示されている電源回路がメインのスイッチングコンバータとなる。実際には、リレー切換回路５は、図１１において図示していないスタンバイ電源のコンバータにて得られる直流入力電圧も検出電圧として入力している。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、リレー切換回路５としてコンパレータＩＣを実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
リレー切換回路５は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長される。
【００５２】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００５３】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、力率改善手段とを備えるようにする。
その上で、上記力率改善手段としては、先ず、力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタから成る直列接続回路であって、上記整流平滑手段が形成する整流電流経路に対して直列に挿入される力率改善用直列接続回路と、上記高周波インダクタが被制御巻線として巻装されると共に、制御巻線が巻装される可飽和リアクタであって、上記制御巻線に流す直流電流である制御電流のレベルに応じて上記被制御巻線のインダクタンスを可変するように動作する制御トランスとを備える。
そして、上記商用交流電源のレベルに応じたレベルの上記制御電流を流すようにされる制御電流生成回路を備えると共に、上記力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して上記一次側直列共振回路の端部を接続するものとしている。
さらに、上記絶縁コンバータトランスとしては、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、磁束密度を所定以下となるように設定するものとした。
【００５４】
上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして電流共振形コンバータを備えていることになる。また、力率改善は、力率改善用スイッチング素子と高周波インダクタの接続点に対して一次側直列共振回路の端部を接続していることで、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して整流電流経路に対して帰還する電力回生方式により行う構成が採られる。
そのうえで、力率改善手段においては、高周波インダクタを被制御巻線とする制御トランスが備えられ、上記商用交流電源（交流入力電圧）のレベルに応じてこの高周波インダクタ（被制御巻線）のインダクタンスが可変される。
この高周波インダクタとしては、上記のように一次側直列共振回路の端部が接続されることで、一次側直列共振回路のインダクタンスを形成するものとされるので、この場合は交流入力電圧のレベルに応じて、一次側直列共振回路のインダクタンスが変化するものとなる。そして、このように一次側直列共振回路のインダクタンスが変化されることで、一次側直列共振回路の共振周波数としても変化することとなり、これによって交流入力電圧のレベルに応じて一次側直列共振電流のレベルが制御されるものとなって、結果的に一次側直列共振電流のレベルが、交流入力電圧のレベル変化によらずほぼ一定となるように制御が行われる。
つまり、このように交流入力電圧のレベル変動によらず一次側直列共振電流のレベルがほぼ一定となるようにされることで、結果としてＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで二次側に励起される電力としても同等のレベルとなるようにすることができ、これによってワイドレンジ対応の構成を実現できる。
【００５５】
また、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下とすることで、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにしている。二次側整流動作が連続モードとなることによっては、電力回生方式により力率改善を行う場合において、一次側直列共振回路に重畳される商用交流電源周期のリップルが低減するが、これは、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧が抑制されることにつながる。
【発明の効果】
【００５６】
このようにして本発明によっては、電流共振形スイッチングコンバータを基として電力回生方式により力率改善を図るスイッチング電源回路として、従来のような整流動作の切り換えに依らないワイドレンジ対応の構成が実現可能となる。
そして、このような整流動作の切換のための構成が不要となれば、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られる。
【００５７】
また、このような整流動作の切換のための構成を不要とすることができれば、回路設計の自由度を増すことできる。
例えば、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、従来の２本から１本に削減されることになる。
【００５８】
また、力率改善のための構成としても自由度が増し、例えば商用交流電源ラインのノイズ除去のためのフィルタコンデンサは、従来のように商用交流電源ラインに並列に挿入する必要がなくなり、その耐圧を低減することでより安価な素子を用いることができる。
【００５９】
同様に、力率改善のために用いられる整流ダイオードとしても、商用交流電源の１００Ｖ系と２００Ｖ系時とで形成される整流電流経路にて共通に動作するように挿入する必要はなくなる。
これによっては、電圧帰還方式による力率改善動作を実現するために必要となる高速リカバリ型を、例えばブリッジ整流回路に組み込むのではなく他の部分に挿入することも可能となり、これによって高速リカバリ型ダイオードの耐圧を低減してより安価な素子を用いることが可能となる。
【００６０】
また、上記のように力率改善のために用いられる高速型の整流ダイオードをブリッジ整流回路に組み込む必要がなくなれば、市販品のブリッジ整流回路を用いることが可能となり、従来よりも部品点数の削減を図ることができる。
【００６１】
さらに、上記のようにして商用交流電源の定格に応じて回路を切り換える構成が不要となれば、このような切り換えの誤動作により、例えばＡＣ２００Ｖ系時にＡＣ１００Ｖ系時に対応した動作が行われて回路破壊を招くような事態は生じ得ないものとすることができる。
そして、このように誤動作の発生が防止されれば、誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、また電源回路の適用範囲を広げることができる。
【００６２】
また、これと同時に、上記本発明によれば、二次側直流出力電圧に商用交流電源周期のリップルが重畳することの問題の解決も図ることができる。
そして、このようなリップルの問題を解決するにあたり、本発明の電力回生方式による力率改善の構成としては、高周波インダクタンスと力率改善用スイッチング素子の接続点に対して一次側直列共振回路の端部を直接的に接続するという最も簡略な構成を採るものである。つまりこの場合、リップルの問題解決にあたっては絶縁コンバータトランスについての磁束密度設定のための変更を加えるのみでよく、このことから絶縁コンバータトランスに三次巻線を施したり電圧帰還用トランスを設けてリップルの問題解決を図る従来の構成と比較して、これらの追加部品が不要な分、回路規模の拡大とコストアップの抑制を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６３】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路の構成例を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、商用交流電源ＡＣとして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共に動作可能なワイドレンジ対応の構成を採る。
【００６４】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ（整流回路部）及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。この全波整流平滑回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対して商用交流電源ＡＣの正極ラインを接続し、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に対して商用交流電源ＡＣの負極ラインを接続している。また、ブリッジ整流回路の正極出力端子は、力率改善回路１０におけるスイッチングダイオードＤ1−被制御巻線（高周波インダクタ）ＮRの直列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
なお、力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
【００６５】
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端にはブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力を平滑化した整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。
また、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては、必ずしも高速リカバリ型が選定される必要はなく、ここでは低速リカバリ型を採用している。
【００６６】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００６７】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００６８】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００６９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、力率改善回路１０における被制御巻線ＮR（高周波インダクタ）と、高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1のアノードとの接続点に対して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他方の端部は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
【００７０】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。上記した接続態様によればスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、この一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００７１】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００７２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、低圧巻線Ｎ4を巻装している。この低圧巻線Ｎ4には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が生じる。
低圧巻線Ｎ4に対しては、ダイオードＤ4、コンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続されており、この半波整流回路が整流平滑動作を行うことでコンデンサＣ4の両端電圧として低圧直流電圧Ｅ4を生成する。
発振・ドライブ回路２に対しては、抵抗Ｒ4により低圧直流電圧Ｅ4を所定レベルに設定して得られる動作電源を供給するようにしている。この抵抗Ｒ4と発振・ドライブ回路２の電源入力端子との間と、一次側アースとの間に挿入されるツェナーダイオードＺＤ4は、発振・ドライブ回路２に供給される動作電源の電圧が一定レベル以上を越えないようにするための保護回路を形成する。
【００７３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2としては、図のようにセンタータップを設けることで、このセンタータップを境界に二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに分割される。これら二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bとしては、それぞれ同じ所定のターン数を巻装するものとしている。
【００７４】
上記二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
そして、二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoから成る両波整流回路を接続している。ここでは、二次巻線Ｎ2A側の端部に整流ダイオードＤo1のアノードを接続し、二次巻線Ｎ2B側の端部に整流ダイオードＤo2のアノードを接続している。そして、これら整流ダイオードＤo1、Ｄo2の各カソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、この平滑コンデンサＣｏの負極端子側を二次側アースに接地している。なお、整流ダイオードＤo1，Ｄo2はスイッチング周期の交番電圧を整流するのに応じて、この場合には、高速型としてショットキーダイオードが選定される。
このようにして形成される二次側の両波整流回路により、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００７５】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力量も変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
【００７６】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
前述もしたように、この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として磁気結合形の形式を採る。
【００７７】
力率改善回路１０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高速リカバリ型であるスイッチングダイオード（力率改善用スイッチング素子）Ｄ1のアノードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のアノードは、制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。つまり、この場合には、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−被制御巻線ＮRの直列接続回路を挿入していることになる。ここで、被制御巻線ＮRは、電力回生方式による力率改善回路において、電力回生された一次側直列共振電流の帰還を受ける高周波インダクタとしての機能を有する。
【００７８】
力率改善回路１０内に備えられる制御トランスＰＲＴは、上記被制御巻線ＮRを巻装すると共に、この被制御巻線ＮRに対して、例えばその巻方向が直交するようにして制御巻線Ｎcを巻装して構成することで可飽和リアクタとして機能し、これにより、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流Ｉc）のレベルに応じて、自身におけるリーケージインダクタンスを可変する。
【００７９】
上記制御巻線Ｎcに流れる直流電流のレベルは、図示する抵抗Ｒ10〜Ｒ15、及びトランジスタＱ10、Ｑ11から成るようにされた増幅回路の増幅出力に応じて可変される。
この増幅回路において、先ず抵抗Ｒ10はベース抵抗であって、図示するように平滑コンデンサＣｉの正極端子とトランジスタＱ10のベースとの間に対して挿入される。抵抗Ｒ11は、ベースバイアス抵抗であり、トランジスタＱ10のベースと一次側アース間に接続される。
トランジスタＱ10のエミッタは、抵抗Ｒ12を介して一次側アースに接続される。
そして、トランジスタＱ10のコレクタは、抵抗Ｒ15と抵抗Ｒ5との直列接続を介して、先に説明した低圧直流電圧Ｅ4と接続される。なお、これら抵抗Ｒ15と抵抗Ｒ5の接続点と、一次側アースとの間に挿入されるツェナーダイオードＺＤ5は、制御電流Ｉｃが許容以上のレベルとならないように保護するために設けられる。
【００８０】
また、トランジスタＱ10のコレクタには、一次側アースとの間に図示するように抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14との直列接続回路も接続され、さらに、これら抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14との接続点にはトランジスタＱ11のベースが接続されている。
トランジスタＱ11のエミッタとしても一次側アースに接続される。そして、トランジスタＱ11のコレクタは、制御巻線Ｎcと上記した抵抗Ｒ5の直列接続を介して、低圧直流電圧Ｅ4と接続される。
【００８１】
上記接続形態によれば、この場合の増幅回路に対しては、上記抵抗Ｒ10を介して直流入力電圧Ｅｉのレベルに応じた直流電流が入力される。そして、このように入力された直流電流に応じたトランジスタＱ10、Ｑ11による増幅動作が行われ、その増幅出力としてのトランジスタＱ11のコレクタ電流が、低圧直流電圧Ｅ4から抵抗Ｒ5、制御巻線Ｎcを介するようにして流れるものとなる。つまり、この増幅回路では、直流入力電圧Ｅｉのレベルに応じたレベルの制御電流Ｉcを、制御巻線Ｎcに流すように動作する。
【００８２】
そして、その具体的な動作としては、先ずは上記のように抵抗Ｒ10を介して入力される直流電流に応じたコレクタ電流がトランジスタＱ10に流れる。そして、この際、トランジスタＱ10のコレクタは、上記した抵抗Ｒ13−Ｒ14の接続点を介してトランジスタＱ11のベースに対しても接続されていることから、トランジスタＱ10のコレクタ電流のレベルの上昇に伴っては、トランジスタＱ11のベース電流レベルは低下し、よってトランジスタＱ11のコレクタ電流としてもそのレベルが低下するようにされる。また、トランジスタＱ10のコレクタ電流レベルの低下に伴っては、トランジスタＱ11のベース電流レベルは上昇し、これによってコレクタ電流レベルは上昇する傾向となる。
つまりこの場合、直流入力電圧Ｅｉのレベルが上昇しトランジスタＱ10のコレクタ電流が上昇する場合には、トランジスタＱ11のベース電流が低下し、増幅回路の出力となるトランジスタＱ11のコレクタ電流は低下するようにされる。また、直流入力電圧Ｅｉのレベルが低下してトランジスタＱ10のコレクタ電流も低下する場合には、トランジスタＱ11のベース電流が上昇してトランジスタＱ11のコレクタ電流も上昇するようにされる。
この結果、この場合の増幅回路としては、直流入力電圧Ｅｉのレベルの上昇に応じて制御電流Ｉcのレベルを低下させるように動作し、直流入力電圧Ｅｉのレベルの低下に応じては制御電流Ｉcのレベルを上昇させるように動作するものとなる。
なお、このような制御電流Ｉcのレベル制御に伴う動作については後述する。
【００８３】
そして、力率改善回路１０内において、上記したスイッチングダイオードＤ1と被制御巻線ＮRとの接続点に対しては、一次巻線Ｎ1の一端が接続される。つまり、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(L1)）の端部が接続される。
【００８４】
フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1のスイッチング動作により生じるスイッチング周期の交番成分を吸収することでノーマルモードノイズを抑制するために設けられるもので、この場合には、スイッチングダイオードＤ1−被制御巻線ＮRの直列接続回路に対して並列に接続される。
【００８５】
上記構成による力率改善回路１０では、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(L1)）に得られるスイッチング出力が、高周波インダクタとして機能する被制御巻線ＮRに対して直接的に伝達されるようになっている。これにより、力率改善回路１０においては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(L1)）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、高周波インダクタである被制御巻線ＮRによる磁気結合を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。
そして、このように被制御巻線ＮRを介するようにして一次側直列共振電流を平滑コンデンサＣｉに電力として帰還するように構成した上で、この被制御巻線ＮRと整流電流経路において直列接続されたスイッチングダイオードＤ1を、このように帰還される電力に応じて交流入力電圧ＶACの正負の絶対値が１／２以上のときにスイッチング動作させるようにしている。
これによれば、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようになり、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされてその導通角が拡大される。そして、このように交流入力電流ＩACの導通角の拡大が図られる結果、力率の改善が図られることになる。
【００８６】
ここで、これまでで説明してきた電源回路の構成によれば、先にも述べたようにＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに対応するワイドレンジ対応の構成が実現される。このことについて以下で説明する。
先ず、これまでに説明した電源回路の構成によれば、先の図１１〜図１３に示した回路のような整流動作の切換は行われず、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによる通常の整流平滑動作が行われることで、直流入力電圧Ｅｉのレベルは交流入力電圧ＶAC（つまり商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて変動するものとなる。
つまり、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力に対しては、ＡＣ１００Ｖ系の入力時よりも高いレベルの直流入力電圧Ｅｉが得られることになる。
【００８７】
ここで、実施の形態の電源回路としては、上記した増幅回路の動作によって、直流入力電圧Ｅｉのレベル変化に応じて制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流される制御電流Ｉcのレベルを変化させて、被制御巻線ＮRのインダクタンスを可変するようにされている。
具体的には、直流入力電圧Ｅｉのレベル上昇に応じて、制御巻線Ｎｃに流される制御電流Ｉcのレベルを低下させることで、可飽和リアクタである制御トランスＰＲＴにおいて、被制御巻線ＮRのインダクタンスを増加させるようにしている。
また、直流入力電圧Ｅｉの低下に伴っては、制御電流Ｉcのレベルを増加させ、これによって被制御巻線ＮRのインダクタンスを低下させるように制御している。
このような動作が行われる結果、上記のようにしてＡＣ１００Ｖ系時に対応して直流入力電圧Ｅｉが相対的に低いとされる場合には、被制御巻線ＮRのインダクタンスは相対的に低くなるように制御が行われる。
また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応して直流入力電圧Ｅｉが相対的に高いとされる場合には、被制御巻線ＮRのインダクタンスは相対的に高くなるように制御が行われる。
【００８８】
ここで、先にも説明したように、上記のようにしてインダクタンス制御が行われる被制御巻線ＮRに対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ１とによる一次側直列共振回路が接続されている。そして、これによって一次側直列共振回路に流れる一次側直列共振電流を、この被制御巻線ＮRを介して平滑コンデンサＣｉに流すように構成している。
このような接続形態によると、この場合の一次側直列共振回路としては、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング出力点から、平滑コンデンサＣｉの正極端子にわたって形成されているとみることができる。そして、このようにして一次側直列共振回路が形成されているとみた場合には、被制御巻線ＮRは、一次側直列共振回路において上記一次巻線Ｎ１に対して直列に挿入されていることになり、従って一次側直列共振回路のインダクタンス成分を形成するものとみることができる。
このことから、上記のようにして直流入力電圧Ｅｉ（つまり交流入力電圧ＶAC）のレベルの上昇に伴って被制御巻線ＮRのインダクタンスが上昇するということは、交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては、一次側直列共振回路のインダクタンスの値も上昇することとなる。また、直流入力電圧Ｅｉ（交流入力電圧ＶAC）のレベルの低下に伴っては、被制御巻線ＮRのインダクタンスが低下することによって、一次側直列共振回路のインダクタンスは低下するものとなる。
【００８９】
これまでの説明を踏まえた上で、次の図２、図３の波形図を用いてワイドレンジ対応の動作について説明する。
図２、図３は、図１に示したスイッチング素子Ｑ2の両端に生じる電圧ＶQ2と、同じくスイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2の波形をそれぞれ示し、図２では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の波形を、また図３では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の波形を示している。なお、これらの図では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗで一定とした場合の実験結果を示している。
先ず、各図に示される電圧ＶQ2の波形によっては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング周期が表されている。すなわち、電圧ＶQ2が０レベルとなる期間はスイッチング素子Ｑ2がオンとなり、またピークレベルとなる期間はスイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間を表している。そして、この場合は、先にも述べたようにスイッチング素子Ｑ2とスイッチングＱ1とは交互にオン／オフされることから、スイッチング素子Ｑ1側に生じる電圧ＶQ1（図示せず）としては、この電圧ＶQ2と正負が反転された波形として得られることになる。
なお、これら図２、図３に示される交流入力電圧ＶAC＝１００時、ＶAC＝２３０Ｖ時においては、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング周期はほぼ同等とされているものとする。
【００９０】
また、図示するスイッチング電流ＩQ2は、スイッチング素子Ｑ2によるスイッチング出力を示す波形となる。そして、一方のスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力をスイッチング電流ＩQ1（図示せず）とすると、このスイッチング電流ＩQ1の波形としては、スイッチング電流ＩQ2の波形に対して位相が１８０°ずれた上で、正負が反転された波形として得られることになる。
このことから、これらスイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2との合成成分である一次側直列共振電流Ｉｏとしては、図示するピークレベルＰQ2を正／負のピークレベルとする正弦波状の波形として得られるものとなる。換言すれば、図示するスイッチング電流ＩQ2の波形は、このような一次側直列共振電流Ｉｏの半波の期間の波形を示すものである。
【００９１】
そして、図２に示されるスイッチング電流ＩQ2、及び電圧ＶQ2の波形を参照してわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における一次側直列共振電流Ｉｏは、スイッチング電流ＩQ2としてのその半波の波形が、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間内にほぼ収まるようにされている。このことら、この場合の電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して、スイッチング周期と一次側直列共振回路の共振周波数がほぼ一致するように一次側直列共振回路の定数（Ｌ1、Ｃ1、及び被制御巻線ＮRのインダクタンス）が設定されていることが理解できる。
【００９２】
このようにして、ＡＣ１００Ｖ系時においてスイッチング周期と一次側直列共振回路の共振周波数がほぼ一致するようにされている条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの入力が行われたとする。
先ず、このようなＡＣ２００Ｖ系に対応した入力による交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては、上記もしたように一次側直列共振回路を形成するインダクタンスが増加するように制御が行われる。
ここで、一次側直列共振回路のインダクタンスの上昇に伴っては、一次側直列共振回路の共振周波数としては低下する傾向となる。つまりこの場合、交流入力電圧ＶACの上昇に伴っては、一次側直列共振回路の共振周波数が低下するように制御が行われることになる。
そして、このように交流入力電圧ＶACのレベルが上昇し、且つ共振周波数が低下することによっては、一次側直列共振回路に得られる共振波形（つまり、一次側直列共振電流Ｉｏの波形の基となる波形）としては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもピークレベルが高くなり、且つその周期としてもより大きくなるような波形により得られるものとなる。
つまり、ＡＣ２００Ｖ系時に得られる共振波形としては、図２に示されるピークレベルＰQ2よりも高いピークレベルを有し、なお且つその周期が、図２のスイッチング電流ＩQ2によって示される周期よりも大きくなるようにされた正弦波状の波形が得られるものとなる。
【００９３】
しかしながら、上述したようにこの場合のスイッチング周波数としては、ＡＣ１００Ｖ系時も２００Ｖ系時もほぼ同等とされている。このことから、このようなＡＣ２００Ｖ系時に得られる実際の一次側直列共振電流Ｉｏの波形としては、図３に示されるスイッチング電流ＩQ2の波形を参照してわかるように、共振波形としての正弦波の半波部分がスイッチング素子Ｑ2のオンとなる期間に収まらずに、その半波のピークレベルに到達する前に０レベルに立ち下がるような略鋸歯状の波形として得られることになる。
このようにして、正弦波のピークレベル到達前に０レベルに立ち下がるような鋸歯状波形とされることで、この場合のスイッチング電流ＩQ2のピークレベルＰQ2（つまり一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベル）としては、本来得られるべきレベルよりも低下するようにされる。つまり、この場合、交流入力電圧ＶACの上昇に対応しては、一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベルの上昇が抑制されるように制御が行われていることになる。
そして、このように交流入力電圧ＶACの上昇に応じて一次側直列共振電流Ｉｏのピークレベルの上昇が抑制されれば、交流入力電圧ＶACのレベル変動によらず、一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定となるように制御することが可能となる。
【００９４】
このようにして、交流入力電圧ＶACのレベル変動によらず一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定となるようにすることができれば、この一次側直列共振電流Ｉｏに応じて二次側に励起される電力レベルとしても、交流入力電圧ＶACのレベル変動によらずほぼ一定となるようにすることができる。
つまりこれにより、結果的にＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで二次側に励起される電力レベルを同等とすることができ、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現されるものである。
【００９５】
ところで、上記説明のようにして実施の形態の電源回路においては、交流入力電圧ＶACの変動に対しても一次側直列共振電流Ｉｏのレベルをほぼ一定とするように制御が行われるものとなるが、この一次側直列共振電流Ｉｏとしては、先にも説明したように力率改善回路１０側に帰還されて、力率改善のための電力としても用いられる。
つまり、この場合において、交流入力電圧ＶACの変動にも一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定とされるということは、力率改善回路１０側に帰還される電力としても、交流入力電圧ＶACの変動によらずほぼ一定のレベルが得られることになる。
そして、このようにして力率改善回路１０側への電力の帰還量としてほぼ一定のレベルが得られれば、被制御巻線ＮRとしてのインダクタに蓄積されるエネルギーも一定となり、力率の改善効果も一定に維持される。つまり、これによって力率の値としても、交流入力電圧ＶACの変動によらずほぼ一定とすることができるものである。
【００９６】
図４は、図１に示す電源回路の特性として、交流入力電圧に対する制御電流Ｉc、力率ＰＦの変化特性を示している。
なお、この図においても、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗで一定とした場合の実験結果を示している。
先ず、図１に示した制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉｃとしては、図示するようにして交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対して、６５ｍＡ〜１５ｍＡとなるようにして直線的に低下していることがわかる。そして、このようにして制御電流Ｉcが可変制御されるのに応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスが変化する結果、上記のようにして、力率ＰＦは交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず一定となっている。また、ここでの力率値としては、ＰＦ＝０．８が維持されており、実用上充分な力率が得られていることとなる。この特性であれば、例えば電源高調波歪規制値も充分なマージンを持ってクリアすることができる。
また、同時にこの場合の力率の値は、上記説明から理解されるように一次側直列共振電流Ｉｏのレベルを示すものであり、この図に示される結果は同時に一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定で維持されていることも示していることになる。
【００９７】
また、図５には、負荷変動に対する力率、直流入力電圧Ｅｉの変動特性についても示しておく。なお、この図５では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の結果を実線により、また交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ時の結果を波線により示している。
先ず、直流入力電圧Ｅｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時で、それぞれ異なるレベルが得られている。このことからも実施の形態の電源回路においては、先にも述べたように通常の全波整流動作のみが行われることで交流入力電圧ＶACの変化に対して直流入力電圧Ｅｉのレベルが変動することが理解できる。
また、力率ＰＦについては、図示するように負荷電力Ｐｏがおよそ６０Ｗ〜１００Ｗとなる範囲で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時及びＶAC＝２３０Ｖ時の特性がほぼ一致するようにされている。実験によれば、このような負荷電力Ｐｏ＝６０Ｗ〜１００Ｗの範囲において、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時及びＶAC＝２３０Ｖ時の力率が電源高調波歪規制値をクリアする結果が得られた。この結果から、負荷変動に対しても実用上充分な力率を得ることができるということがいえる。
【００９８】
ここで、参考として、この場合の力率改善回路１０に備えられる制御トランスＰＲＴの構造例について、次の図６〜図８により説明しておく。
先ず、図６に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。なお、この場合において、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２は、互いに同一サイズ形状のものを用いることができる。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
【００９９】
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、先ず、例えばダブルコの字型コアＣＲ１１側のギャップＧを形成していない２本の磁脚に巻き付けるようにして、被制御巻線ＮRを所定ターン数（巻数）巻装する。そして、制御巻線Ｎcは、図示するようにしてダブルコの字型コアＣＲ１２側において、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして、所定ターン数を巻装するようにされる。
【０１００】
上記のようにして被制御巻ＮR、及び制御巻線Ｎcを巻装することで、被制御巻線ＮRの巻回方向は、制御巻線Ｎcの巻回方向に対して直交することになる。つまり、いわゆる直交型トランスとしての構造が得られる。
このような直交型トランスの構造とされることで、制御トランスＰＲＴは、制御巻線Ｎｃに流れる直流電流（制御電流Ｉc）の増加により磁気飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。そして、可飽和リアクタとされることで、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、被制御巻線ＮRのインダクタンスが変化するようにされる。
【０１０１】
また、制御トランスＰＲＴの他の構造としては、図７に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１２のままとするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ１１に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ１３として組み合わせて形成することもできる。なお、このコア構造においても、図６の制御トランスＰＲＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。
このコア構造に対して、被制御巻線ＮRについては、シングルコの字型コアＣＲ１３におけるギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻装することとし、一次巻線Ｎ1は、シングルコの字型コアＣＲ３においてギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻き付けるようにして巻装するようにされる。
制御巻線Ｎcについては、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１２の磁脚端部側の位置にて、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして巻装するようにされる。
この場合にも、制御巻線Ｎｃと、被制御巻線ＮRとが、互いの巻き方向が直交するようにされ、直交型トランスとしての構成が得られる。
【０１０２】
また、制御トランスＰＲＴは、上記したダブルコの字型コア、若しくはシングルコの字型コアを用いる他に、図８に示す形状のコアを用いた構造としてもよい。
先ず、図８に示す制御トランスＰＲＴでは、２つの半目字型コアＣＲ２１，ＣＲ２２を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの平面型の目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、このうち、内側２本の磁脚が対向する各面について、所定長のギャップＧ，Ｇを形成する。
そして、被制御巻線ＮR（及び検出巻線ＮD）は、一方の半目字型コアＣＲ２１における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。
制御巻線Ｎcは、は、他方の半目字型コアＣＲ２２における１本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数を巻装する。
【０１０３】
このような制御トランスＰＲＴの構造では、被制御巻線ＮRが巻回される外側磁脚と、制御巻線Ｎcが巻回される外側磁脚とが互いに異なるようにされているが、この関係としては、図６及び図７に示したように巻回方向を直交させたのと等価となる。従って、この図８に示す構造によっても、制御トランスＰＲＴは、可飽和リアクタとして機能することになる。
【０１０４】
ここで、図６に示した制御トランスＰＲＴを例とした場合には、制御トランスＰＲＴについては、具体的に次のようにして各部を選定して構成するようにされる。
先ず、コアサイズとしては、図６に示すａ×ｂ×ｃのサイズについて、１６ｍｍ×１６ｍｍ×２３ｍｍとする。このように制御トランスＰＲＴのサイズとしては相当に小型となる。そして、ギャップＧ＝２５μｍ、被制御巻線ＮR＝２５Ｔ、制御巻線Ｎｃ＝１０００Ｔを選定するようにされる。先の図４，図５に示した特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成部品の定数について後述するようにして選定したうえで、制御トランスＰＲＴについては、上記した各部の選定値とした場合に得られたものである。
【０１０５】
ところで、上記図１に示す電源回路の力率改善回路１０の基本構成としては、磁気結合型による電力回生方式として、先に図１１に示した力率改善回路２０と同様の構造を採る。つまり、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1（Ｌ1））の端部を、高周波インダクタである被制御巻線ＮRの端部に直接的に接続することで磁気結合型としての形式を成して力率改善を図る構成となっている。このような構成では、先に述べたようにして、一次側直列共振電流に対して商用交流電源周期のリップルが重畳する結果、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳する商用交流電源周期のリップルが大きくなる。本実施の形態では、この点につき、下記のようにして対策することとしている。
【０１０６】
先に、先行技術として示した図１１〜図１３の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側と二次側との結合係数ｋについてｋ＝０．８５となるように設定している。この結合係数は、密結合ではないものの比較的高い結合度を有しているということがいえる。また、図１１〜図１３の電源回路では、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図るようにされている。
このような構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対して、重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧Ｅｏは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
【０１０７】
図１１に示す電源回路において二次側整流平滑電圧Ｅｏに重畳するリップルが増加するのは、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて比較的高い結合係数を設定していることで、二次側直流出力電圧の変動に応じて二次側整流動作が不連続モードとなる環境となっていることがその原因の根本となっている。この環境の下で、力率改善回路２０のように、一次側直列共振回路の端部を直接的に高周波インダクタと接続する形式をとっていることで、上記リップルの増加が無視できない程度に大きなものとなる。
このことは、換言すれば、負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず、二次側整流動作として連続モードが維持されるようにすれば、その原因が無くなるのであるから、上記した二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の増加を有効に抑制できるということを意味する。
【０１０８】
そこで本実施の形態としては、図１に示す電源回路において次のような構成を採ることとしている。
図９は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【０１０９】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７５を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【０１１０】
さらに、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、図１１〜図１３に示した電源回路よりも低くなるように、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝１０Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。
また、この場合における絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアには、ＥＥＲ−３５型を選定するとともに、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスと一次側直列共振回路を形成する一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０２７μＦを選定することとしている。
【０１１１】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ1、二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下して、図１１〜図１３に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンスは増加する。
【０１１２】
ちなみに、図１１〜図１３に示した先行技術としての電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてはＥＥ型コアのギャップについては1mm以下とされ、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしては、５Ｖとなるようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との巻数の設定が行われていたものであり、これにより、結合係数ｋ＝０．８５程度の結合度を得ていたものである。
【０１１３】
上記図９に示した構成による絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた、図１に示す回路の動作について、図１０の波形図により説明する。
図１０の波形図は、一次側スイッチングコンバータにおけるスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2と、二次側両波整流回路において、平滑コンデンサＣｏに流入するとされる整流電流Ｉsを示している。この整流電流Ｉsが示されるラインは、両波整流回路を成す二次側整流ダイオードＤo1，Ｄo2の各カソードの接続点と、平滑コンデンサＣｏの正極端子の間のラインであり、従って、二次側整流電流経路において、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧が正極／負極の両期間において整流電流が流れるラインとなる。
【０１１４】
前述もしたように、図１に示す電源回路ではスイッチング周波数制御方式により安定化を図るが、重負荷の条件となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じて、スイッチング周波数を低くするように制御する。図１０の波形図としては、負荷状態として、ほぼ最大負荷電力の状態の動作に対応するものとされる。つまり、スイッチング周波数としては、制御範囲においてほぼ最低となっているものである。
図１０に示す電圧ＶQ2は鋸歯状波とされているが、この鋸歯状波形の周期が先にも説明したようにスイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応している。つまり、スイッチング素子Ｑ2のオン期間は鋸歯状波が０レベルとなる期間であり、一方の所定レベルでクランプされている期間がスイッチング素子Ｑ2がオフとなるオフ期間である。また、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互となるタイミングでオン／オフされ、その両端電圧はこの電圧ＶQ2を１８０°移相させたものとなる。
【０１１５】
また、二次側の整流電流Ｉsの波形は、上記したスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2の周期タイミングに応じて、正極性側の半波の正弦波が続く波形となっている。このような波形は、例えば二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期で、整流ダイオードＤo1により整流された整流電流が正極性で流れ、他方の半周期で整流ダイオードＤo2により整流された整流電流が正極性で流れる、という動作が繰り返されることで得られる。
そして、この場合において、上記のようにして流れる整流電流Ｉsとしては、隣り合う半波の正弦波の間に、０レベルが継続する電流不連続期間を生じていないことが分かる。つまり、整流電流Ｉsは連続的に流れている状態となっている。
このようにして、本実施の形態としては、例えば重負荷、もしくは交流入力電圧ＶACの低下に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが低下したことで、スイッチング周波数が低くなるようにして制御されているときにも、二次側整流電流としては連続モードが得られていることになる。
【０１１６】
上記のようにして重負荷（及び低交流入力電圧）の条件でも連続モードが得られているのは、これまでの説明から理解されるように、ギャップ長の設定により絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所要値にまで低下させてより疎結合の状態とし、また、例えば二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧レベルも所要以下となるようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻数（ターン数）設定を行い、これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに生じる磁束密度を所要以下にまで低下させたことにより得られるものである。
【０１１７】
そして、このようにして重負荷、低交流入力電圧の状態においても連続モードが得られているということは、負荷変動、交流入力電圧変動等による二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、常に連続モードで二次側の整流動作が行われるということになる。
これにより、実施の形態のように電力回生方式による力率改善回路として、一次側直列共振回路のスイッチング出力が、高周波インダクタ（被制御巻線ＮR）に対して直接的に供給されるような帰還経路とする構成を採った場合においても、一次側直列共振電流に重畳される商用交流電源周期のリップルの増加は、大幅に抑制されることになる。
これは、二次側整流動作が連続モードとなることで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることが主たる要因である。また、これと共に、先の図９にて説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度（結合係数）を所要以下としたことで、一次側から二次側への電力伝送にも変化が生じ、その分、上記一次側直列共振電流に生じる商用交流電源周期のリップル成分についての、二次側への伝送強度が弱まることにもよる。
【０１１８】
この結果、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧のレベルも低下することとなって、二次側の平滑コンデンサのキャパシタンスを従来と同等にまで増加させる必要もなくなる。つまり、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を容易に実現できることになる。例えば図１１に示す電源回路では、力率改善回路を備えない場合と比較して、上記リップル電圧は、５倍〜６倍の増加となっていたが、本実施の形態では２倍未満にまで抑えられる。リップルがこの程度にまで抑制されれば実用上は何ら問題はなくなる。
【０１１９】
具体的には、図１に示す電源回路を基として力率改善回路１０を省略した構成では、上記リップル電圧は１５ｍＶが計測されたのに対して、図１に示すままの力率改善回路１０を備える構成の電源回路では２０ｍＶが計測された。
本実施の形態では、このようなリップルの抑制を、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴに三次巻線Ｎ3を巻装したり、あるいは、力率改善用トランスＶＦＴを設けることなく、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの構造により実現しているということがいえる。つまり、回路部品の追加がないものであり、特に回路の拡大やコストアップすることなくリップルの抑制効果が得られているといえる。
【０１２０】
また、回路の図示は省略するが、上記のようにして、負荷変動、交流入力電圧ＶACのレベル変動にかかわらず二次側の両波整流動作を連続モードとしたことで、二次側の整流回路としては、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として用いた巻線電圧検出方式の同期整流回路を備えることで、二次側における電力損失を有効に低減することが可能になる。この点について説明する。
【０１２１】
前述もしたように、スイッチング周波数制御方式を採る電源回路として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして従来通りの結合係数ｋ＝０．８５程度による結合度を設定した場合には、例えば重負荷の傾向となったり、あるいは、交流入力電圧ＶACが低下傾向にあるときに、二次側の両波整流回路に流れる二次側整流電流が連続して流れない不連続モードとなる。
このような不連続モードの状態は、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような状態であるといえる。そして、このように整流電流が短期間で流れることで、このときの整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が比較的大きなものとなってしまう。
スイッチング周波数制御方式を採ったうえで、二次側整流回路として例えばショットキーダイオードなどの高速型の整流ダイオード素子を備える通常の両波整流回路とした構成では、このような不連続モードとされることによる整流ダイオードの導通損により、二次側においても相応の電力損失が生じていたものである。
【０１２２】
そこで、このような整流ダイオードの導通損による二次側の電力損失を低減するための技術の１つとして、二次側両波整流回路について、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子とする同期整流回路とすることが知られている。例えば、ショットキーダイオードなどと比較すれば、トレンチ構造によるＭＯＳ−ＦＥＴなどのほうが、オン抵抗ははるかに小さい。従って、二次側整流回路を同期整流回路とすることで、整流素子における導通損を低減し、二次側の電力損失を低減することが可能となる。
【０１２３】
このような同期整流回路としては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２（二次巻線Ｎ2A、Ｎ2B）に得られる交番電圧を検出する抵抗素子等を設け、その検出電圧により整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動するようにされる。これは、巻線電圧検出方式ともいわれる。この巻線電圧検出方式は、駆動回路としては、基本的には、二次巻線に流れる電流を検出する抵抗素子を備えればよいために、回路構成が簡略になるという利点がある。
【０１２４】
しかしながら、不連続モードの状態では、平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降も、その不連続期間で一次巻線Ｎ１に同極性による一次側直列共振電流が流れていることから、二次巻線Ｎ2の誘起電圧としてもその極性が反転することはなく、この期間ではＭＯＳ−ＦＥＴは完全にオフにならずにオン状態を維持する。
そして、このように平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降もＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態とされることにより、この期間では整流電流として逆方向の電流が流れて、この逆方向電流による無効電力が生じてしまう。
このことから、巻線電圧検出方式を採る同期整流回路の場合、整流素子における導通損は低減されるものの、上記のような逆方向電流による無効電力の発生によって、全体として電力変換効率の有効な向上を図ることは難しい。
【０１２５】
そこで、上記したような逆方向の整流電流による無効電力の発生の問題を解消する技術としては、整流電流検出方式による同期整流回路が知られている。この整流電流検出方式は、二次側の平滑コンデンサＣｏに充電される整流電流が０レベルになる前にＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる技術である。
【０１２６】
このための回路構成としては、例えば二次巻線Ｎ2に流れる電流（整流電流）をカレントトランスなどにより検出するようにされる。カレントトランスにより検出された電流は、電圧（検出電圧）として出力されるが、この検出電圧を、コンパレータにより所定の基準電圧と比較するようにされる。
ここで、平滑コンデンサＣｏへ充電するようにして整流電流が流れ始めると、この整流電流がカレントトランスにより検出されて、この整流電流レベルに応じた検出電圧がコンパレータに入力される。コンパレータでは、基準電圧と検出電圧とを比較して、例えば検出電圧が基準電圧を越えるとＨレベルを出力する。このＨレベルの出力がバッファからオン電圧として、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに対して印加され、ＭＯＳ−ＦＥＴをオンさせる。これにより、整流電流がＭＯＳ−ＦＥＴのソース→ドレイン方向により流れることになる。
そして時間経過に応じて整流電流のレベルが低下し、これに応じて、カレントトランスの出力である検出電圧が基準電圧よりも低くなると、コンパレータは出力を反転させる。この反転出力がバッファを介して出力されることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのゲート容量を放電させて、そのＭＯＳ−ＦＥＴをオフとする。
【０１２７】
このような動作とされることで、整流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴは、整流電流が０レベルとなる前のタイミングでオフされることになる。これにより、巻線電圧検出方式による同期整流回路のようにして、整流電流が不連続となる期間において、ＭＯＳ−ＦＥＴに逆方向電流が流れることが無くなって無効電力が生じなくなり、その分の電力変換効率は高くなる。
【０１２８】
しかし、上記した整流電流検出方式の同期整流回路では、上記説明からも分かるように、１つのＭＯＳ−ＦＥＴに対応して、少なくとも１組のカレントトランスと、このカレントトランスの出力によりＭＯＳ−ＦＥＴを駆動するための比較的複雑な駆動回路系が必要となる。これにより、回路構成が複雑になり、これが製造能率の低下、コストアップ、回路基板サイズの拡大などにつながるという不都合が生じる。
特に、例えば図１に示した電源回路のように、電流共振形のスイッチングコンバータの構成を基本としている場合、同期整流回路としても両波整流回路とする必要がある。従って、上記したカレントトランス及び駆動回路系は、半波の期間ごとに対応して２組必要とされることになり、上記した問題がさらに大きくなる。
【０１２９】
このようにして、二次側整流動作として不連続モードとなる状態があることを前提として、同期整流回路を採用することを考えると、巻線電圧検出方式と整流電流検出方式とでは、そのメリットがトレードオフの関係にならざるを得ない。つまり、巻線電圧検出方式のほうが、電力変換効率の面で不利ではあるが、回路構成は簡略となる。これに対して、整流電流検出方式のほうは、無効電力が生じないので電力変換効率の面では有利であるが、回路構成が複雑になる。換言すれば、二次側整流動作として不連続モードとなる条件が存在する以上、例えば電力変換効率のことを考慮して同期整流回路を採用しようとしても、整流電流検出方式を採らざるを得ないために、回路構成が複雑化するという問題を抱えることになってしまう。
【０１３０】
しかしながら、本実施の形態としては、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成とすることで、負荷変動及び交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側の両波整流動作を連続モードとしている。
そこで、図１に示す電源回路の二次側整流回路として、巻線電圧検出方式による同期整流回路を備えたとしても、上記のようにして常に連続モードが得られていることで、電流不連続期間の無効電力が生じることはないということになる。
つまり、図１に示す電源回路の場合には、二次側整流回路について巻線電圧検出方式の同期整流回路を備えることとすれば、簡単な回路構成として回路規模の拡大を抑制し、さらにコストアップを避けるようにしていながら、なおかつ、電流不連続期間の無効電力に起因する電力変換効率の低下の問題が有効に解消されることになる。
【０１３１】
以上のようにして実施の形態のスイッチング電源回路では、直流入力電圧Ｅｉ（つまり交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて制御巻線Ｎｃに流す制御電流Ｉcのレベルを制御することで、一次側直列共振回路のインダクタンス成分を形成するようにされた被制御巻線ＮRのインダクタンスを変化させている。
そして、これによって一次側直列共振回路の共振周波数を変化させて、結果的に一次側直列共振電流Ｉｏのレベルを交流入力電圧ＶACのレベル変動によらずほぼ一定となるように制御している。
このように交流入力電圧ＶACのレベル変動によらず一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定とされれば、ＡＣ１００Ｖ系、ＡＣ２００Ｖ系が入力された場合にも、二次側に励起される電力レベルを一定とすることができ、これによってワイドレンジ対応の構成が実現される。
【０１３２】
これによれば、先の図１１〜図１３に示した回路と同様のワイドレンジ対応の構成でありながら、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系について、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はなくなるものとなる。
そして、これによっては、整流回路の構成を通常の全波整流回路とすることが可能となり、従って直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては１本でよいことになる。このように直流入力電圧生成用の平滑コンデンサの本数を減らすことができることにより、回路製造コストの削減、及び回路基板面積の削減が図られる。
【０１３３】
また、このようにしてワイドレンジ対応のための整流動作切り換えの構成が不要となることによっては、力率改善回路の構成としてもその自由度を確保することができる。
例えば、この場合の力率改善動作を実現するにあたって必要となるフィルタコンデンサＣＮとしては、図１にも示したように、従来のようにして商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入する必要はなくなり、これによってフィルタコンデンサＣNの耐圧を低減することが可能となる。
例えば、図１の回路のようにブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間に挿入した場合、フィルタコンデンサＣＮとしては１μＦ／２００Ｖの耐圧品を選定することができ、図１１〜図１３に示した回路が備える２５０Ｖ耐圧品よりも安価な素子を用いることが可能となる。つまり、これによっても回路製造コストの削減を図ることができる。
【０１３４】
さらに、力率改善動作を実現するにあたって必要となる高速リカバリ型ダイオードとしても、本例の場合はブリッジ整流回路Ｄｉに組み込む必要がなくなり、このような高速リカバリ型ダイオードは、図１のスイッチングダイオードＤ1として示されるように整流電流経路中の他の部分に対して挿入することができる。
これによって、この場合の高速リカバリ型によるスイッチングダイオードＤ1としては、例えば図１１〜図１３の回路の場合のように電源投入時の突入電流３０Ａを保証する必要はなくなり、より低耐電流／低耐圧品となる安価な素子を選定することができる。
なお、図１の回路の場合のスイッチングダイオードＤ1としては、例えば３Ａ／４００Ｖ品の選定が可能となる。
【０１３５】
さらに、上記のようにブリッジ整流回路Ｄｉに高速リカバリ型ダイオードを組み込む必要がなくなることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉとして市販品を用いることが可能となり、これによっても部品点数を低減して回路コストの削減を図ることができるようになる。
【０１３６】
また、従来のような整流動作の切り換えが不要となれば、ワイドレンジ対応とするにあたって、例えば電磁リレーのような切り換え機能は一切不要とすることができる。この点でも、実施の形態の場合は回路コスト及び回路基板面積の削減が図られる。
つまり、実施の形態のワイドレンジ対応の構成としては、増幅回路として説明したようにして抵抗とトランジスタとによる非常に簡易な構成を採ることが可能となり、従来の切り換え機能を実現するためのＩＣ等は一切不要とすることができ、この点で回路コスト及び回路基板面積の削減が図られるものである。
【０１３７】
また、上記のように一次側直列共振回路のインダクタンスを交流入力電圧ＶACの変動に応じて連続的に変化させてワイドレンジ対応化を図るように構成されていることで、例えば商用交流電源ＡＣについて瞬時停電や急峻な低下などの異常が発生したとしても、この異常に応じた直流入力電圧Ｅｉのレベル変化に追随するようにして被制御巻線ＮRのインダクタンスが可変されることで、回路保護が図られる。従って、このような本例の電源回路としては、特に保護回路を設けなくとも商用交流電源ＡＣの異常により回路が破壊されるようなことが無いというメリットを有する。
また、これによれば、例えばスタンバイ電源側の直流入力電圧を利用した保護回路の構成を採る必要もなくなり、これによって電源回路の適用範囲をさらに広げることが可能となる。
【０１３８】
また、上記のようにして一次側直列共振電流Ｉｏのレベルがほぼ一定で得られることによっては、上述もしたようにこの場合の力率は、交流入力電圧ＶACの変動によらずほぼ一定の値を得ることができる。そして、これによれば、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの力率としてほぼ同等の値を得ることも可能となる。
【０１３９】
さらに、実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度を低下し、連続モードの拡大を図ったことで、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するリップルの抑制が図られ、これによって高周波インダクタに直接的に一次側直列共振電流を供給する電力回生方式の構成についての実用化をさらに推し進めることが可能となる。
これによれば、同じ力率の改善を図る構成として、図１２、図１３に示したような電圧帰還方式による構成によってリップルの抑制を図る場合と比較して、追加部品を不要とすることができる分、回路の拡大やコストアップを抑制した構成を実現できるようになる。
【０１４０】
なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については、所要以下の磁束密度となるようにされていれば、適宜変更されて構わない。
また、実施の形態では整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉのレベルに応じて制御巻線Ｎｃに流す電流レベルを変化させるようにしたが、制御電流Ｉcのレベルとしては商用交流電源ＡＣのレベルに応じて変化されるように構成されていればよく、例えば整流平滑電圧Ｅｉとは別に商用交流電源ＡＣを直流化して得た直流電流のレベルに応じて、制御電流Ｉcのレベルを変化させる構成が採られてもよい。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータにも適用できる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子（Ｑ1,Ｑ2）としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、二次側両波整流回路である、巻線電圧検出方式の同期整流回路の細部の構成についても適宜変更されてよい。
さらには、力率改善回路としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電力回生（帰還）方式による回路形態を基とした構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作波形として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の動作波形を示す波形図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作波形として、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の動作波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対する力率の変動特性と、制御巻線に流れる制御電流レベルの変動特性とを示した特性図である。
【図５】実施の形態の電源回路の負荷変動に対する力率、直流入力電圧（整流平滑電圧）の各変動特性について示した特性図である。
【図６】実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図７】実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図８】実施の形態の電源回路に備えられる制御トランスの構造例を示す図である。
【図９】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図１０】実施の形態の電源回路における、重負荷時の二次側両波整流回路の整流動作を示す波形図である。
【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１４２】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、１０  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）  二次巻線、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｄ1  スイッチングダイオード、ＰＲＴ  制御トランス、ＮR  被制御巻線（高周波インダクタ）、Ｎｃ  制御巻線、Ｑ10、Ｑ11  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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