(57)【要約】【課題】  誤り率の評価を直交変調波を受信するだけで、ビット誤り率を判定することが可能なデジタル放送受信装置を提供する。【解決手段】  受信したデジタル信号の周波数を中間周波数に変換して中間周波数信号を得る周波数変換回路３と、変換された中間周波数信号をベースバンド信号に直交復調する直交復調回路４と、直交復調したベースバンド信号を高速フーリエ変換処理して受信データを復調するＯＦＤＭ復調手段５〜８と、復調した受信データの測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの変調誤差比ＭＥＲを算出すると共に、算出した変調誤差比に基づいて測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心とする所定同心円内であるか否かを判定してエラーフリー状態となるビット誤り率であるか否かを判定する誤り率判定手段１０とを備えている。【選択図】  図１
2005277542.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ変調されたデジタル放送信号を受信するデジタル放送受信装置において、
受信した前記デジタル信号の周波数を中間周波数に変換して中間周波数信号を得る周波数変換手段と、該周波数変換手段で変換された中間周波数信号をベースバンド信号に直交復調する直交復調手段と、該直交復調手段で復調したベースバンド信号を高速フーリエ変換処理して受信データを復調するＯＦＤＭ復調手段と、該ＯＦＤＭ復調手段で復調した受信データの測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの変調誤差比を算出する変調誤差比算出手段と、該変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比に基づいて前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心とする所定同心円内であるか否かを判定して、エラーフリー状態となるビット誤り率であるか否かを判定する誤り率判定手段とを備えたことを特徴とするデジタル放送受信装置。
【請求項２】
前記誤り率判定手段は、前記変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比に基づいて、前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心にして最小コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円内にあると判断した場合に外符号及び内符号の２つの誤り訂正符号を復号することでエラーフリー状態となるビット誤り率であると判定し、前記測定コンスタレーションが前記判定円に外接すると共に、ＩＱ軸に平行な辺を有する正方形内に属し且つ当該判定円内に属さないと判断した場合に、前記エラーフリー状態とならないビット誤り率であると判定するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のデジタル放送受信装置。
【請求項３】
前記誤り率判定手段は、前記変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比が、前記理論的コンスタレーションを中心にして最小コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円の円周点における変調誤差比以上であるときに、前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心にして最小コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円内にあると判断することを特徴とする請求項２記載のデジタル放送受信装置。
【請求項４】
ＯＦＤＭ変調されたデジタル放送信号を受信するデジタル放送受信方法において、
受信した前記デジタル信号の周波数を中間周波数に変換して中間周波数信号を得る周波数変換ステップと、該周波数変換ステップで変換された中間周波数信号をベースバンド信号に直交復調する直交復調ステップと、該直交復調ステップで復調したベースバンド信号を高速フーリエ変換処理して受信データを復調するＯＦＤＭ復調ステップと、該ＯＦＤＭ復調ステップで復調した受信データの測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの変調誤差比を算出する変調誤差比算出ステップと、該変調誤差比算出ステップで算出した変調誤差比に基づいて前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心とする所定同心円内であるか否かを判定して、エラーフリー状態となるビット誤り率であるか否かを判定する誤り率判定ステップとを備えたことを特徴とするデジタル放送受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送、地上波デジタル放送等の直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式）を使用したデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のデジタル放送受信装置では、受信信号の誤り訂正を行うため、信号の受信品質がある程度以上であれば、全く同等の画質で表示され、これ以下になると、全く表示されなくなり、表示画面状の映像で、伝送路の状態や、受信機の状態を判定することは困難である。
このため、従来、デジタル放送の受信性能を評価するために、可変利得手段と直交復調手段と波形等価手段と符号識別手段とデータ変換手段と誤り訂正手段と、可変利得手段を制御する信号レベル検出手段と、波形等価手段の制御情報から入力状態を判断する波形等価評価手段と波形等価手段の出力信号分布を評価するコンスタレーション評価手段と、符号識別手段の入出力からＳ／Ｎを評価するＳ／Ｎ評価手段と、誤り訂正数から誤り率を求める誤り評価手段と、信号レベル検出手段、波形等価評価手段、コンスタレーション評価手段、Ｓ／Ｎ評価手段及び誤り率評価手段の出力を入力して総合的に評価する入力状態評価手段と、この入力状態評価手段の出力を表示する評価結果表示手段とを備えた直交変調波復調装置および入力評価方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１１−１１２５９２号公報（第１頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、コンスタレーション評価手段で、波形等価手段が出力する波形等価された信号の分布から信号の有無を判断し、Ｓ／Ｎ比評価手段で、符号識別手段での符号識別の前後の信号の差からＳ／Ｎ比を求め、誤り率評価手段で、誤りを訂正した数から誤り率を求め、且つ誤り率から誤り訂正不可能な状態だったか否かを判断し、これら評価手段の評価結果に基づいて信号の有無と、各評価結果を表示することにより、データ出力が誤っている場合に、信号が無いのか、それ以外の部分が悪いのかの判定を容易に行うことができると共に、誤り率やＳ／Ｎ比、信号の分布状態などを表示することで、工場での検査や、フィールドでの保守を容易に行うことができるものであるが、誤り率は誤りを訂正した数から算出するので、送信側で送信した正規の送信信号と受信信号とを比較して真の誤り率を算出することができず、また、コンスタレーション評価手段では信号の有無を判断するために信号の分布を求めており、誤りの可能性の判断には使用しておらず、受信性能評価が甘くなるという未解決の課題がある。
【０００４】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、誤り率の評価を直交変調波を受信するだけで、概略のビット誤り率を求めることが可能なデジタル放送受信装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
第１の発明は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル放送信号を受信するデジタル放送受信装置において、受信した前記デジタル信号の周波数を中間周波数に変換して中間周波数信号を得る周波数変換手段と、該周波数変換手段で変換された中間周波数信号をベースバンド信号に直交復調する直交復調手段と、該直交復調手段で復調したベースバンド信号を高速フーリエ変換処理して受信データを復調するＯＦＤＭ復調手段と、該ＯＦＤＭ復調手段で復調した受信データの測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの変調誤差比を算出する変調誤差比算出手段と、該変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比に基づいて前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心とする所定同心円内であるか否かを判定して、エラーフリー状態となるビット誤り率であるか否かを判定する誤り率判定手段とを備えている。
【０００６】
この第１の発明では、ＯＦＤＭ復調手段で復調した受信データの測定コンスタレーションを変調誤差比算出手段に供給して、測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの変調誤差比を算出し、算出した変調誤差比が前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心とする所定同心円内であるか否かを判定して、エラーフリー状態のビット誤り率であるか否かを判定することにより、送信信号を使用することなく受信信号のみからビット誤り率の判断を行うことができる。
【０００７】
また、第２の発明は、上記第１の発明において、前記誤り率判定手段は、変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比に基づいて、測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心にして最小コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円内に存在する場合には外符号及び内符号の２つの誤り訂正符号を復号することでエラーフリー状態となるビット誤り率であると判定し、前記測定コンスタレーションが前記判定円に外接すると共に、ＩＱ軸に平行な辺を有する正方形内に属し且つ当該判定円内に属さない場合に、前記エラーフリー状態とならないビット誤り率であると判定するように構成されていることを特徴としている。
【０００８】
この第２の発明では、変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比に基づいて、測定コンスタレーションが判定円内に存在すると判断した場合に、外符号及び内符号の２つの誤り訂正符号を復号することでエラーフリー状態となるビット誤り率であると判定するので、実際のビット誤り率より厳しい判定を行うことができる。
さらに、第３の発明は、上記第２の発明において、前記誤り率判定手段は、前記変調誤差比算出手段で算出した変調誤差比が、前記理論的コンスタレーションを中心にして最小コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円の円周点における変調誤差比以上であるときに、前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心にして最小コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円内にあると判断することを特徴としている。
【０００９】
この第３の発明では、測定した変調誤差比が判定円の円周点の変調誤差比以上であるときにエラーフリー状態となるビット誤り率であると判定するので、正確なビット誤り率判定を行うことができる。
さらにまた、第４の発明は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル放送信号を受信するデジタル放送受信方法において、受信した前記デジタル信号の周波数を中間周波数に変換して中間周波数信号を得る周波数変換ステップと、該周波数変換ステップで変換された中間周波数信号をベースバンド信号に直交復調する直交復調ステップと、該直交復調ステップで復調したベースバンド信号を高速フーリエ変換処理して受信データを復調するＯＦＤＭ復調ステップと、該ＯＦＤＭ復調ステップで復調した受信データの測定コンスタレーションと理論的コンスタレーションとの変調誤差比を算出する変調誤差比算出ステップと、該変調誤差比算出ステップで算出した変調誤差比に基づいて前記測定コンスタレーションが理論的コンスタレーションを中心とする所定同心円内であるか否かを判定して、エラーフリー状態となるビット誤り率であるか否かを判定する誤り率判定ステップとを備えている。
【００１０】
この第３の発明でも、前述した第１の発明と同様の作用効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示すブロック図であって、図中、１はデジタル放送波としてのＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を受信する例えば移動車両に搭載されたデジタル放送受信装置である。
このデジタル放送受信装置ＲＴは、受信アンテナ２を有し、この受信アンテナ２でデジタル放送波としてＯＦＤＭ信号を受信する。
【００１２】
そして、受信アンテナ２で受信したＯＦＤＭ信号は周波数変換回路３に供給される。この周波数変換回路３では、入力される無線周波数帯域のＯＦＤＭ信号の周波数を中間周波数帯域まで周波数変換し、周波数変換した中間周波信号を直交復調回路４へ出力する。
この直交復調回路４は、周波数変換されたＯＦＤＭ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成し、生成したベースバンドのＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄ変換器５でデジタル信号に変換してから高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）６に供給する。この高速フーリエ変換器６では、時間領域のベースバンドのＯＦＤＭ信号を、有効シンボル長のＦＦＴ演算範囲に対してＦＦＴ演算を行い、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する。生成された周波数領域のＦＯＤＭ信号はイコライザ７に供給され、このイコライザ７で、例えばパイロット信号を用いて、周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相等価及び振幅等価等を施すことで、伝送路の歪み成分の除去等を行って受信データとして受信処理装置９に出力する。
【００１３】
また、Ａ／Ｄ変換器５でデジタル値に変換されたベースバンドのＯＦＤＭ信号がシンボル同期回路８に供給されて、伝送モード及びガードインターバルのガードインターバル長を判定すると共に、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の開始位置及び終了位置を表すシンボルタイミング信号ＳＴｓ及びＳＴｅとシステムクロック信号とを発生する。このシンボル同期回路８で発生されたシンボルタイミング信号ＳＴｓ及びＳＴｅは高速フーリエ変換器６に供給されると共に、システムクロック信号はＡ／Ｄ変換器５にサンプリング信号として供給される。
【００１４】
ここで、Ａ／Ｄ変換器５、高速フーリエ変換器６、イコライザ７及びシンボル同期回路８でＯＦＤＭ復調手段を構成している。
また、イコライザ７から出力される受信信号は変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）を演算し、これに基づいてビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）が正常であるか異常であるかを判定するビット誤り率判定回路１０に供給される。
【００１５】
このビット誤り率判定回路１０は、例えばマイクロプロセッサユニットを含んで構成され、例えば図３のビット誤り判定処理を実行することにより、イコライザ７から入力される受信データに基づいて測定コンスタレーションの信号点位置と理論的コンスタレーションの信号点位置との変調誤差比ＭＥＲを演算し、演算した変調誤差比ＭＥＲに基づいてビット誤り率ＢＥＲが正常であるか異常であるかを判定し、判定結果であるビット誤り率判定信号ＳBER を受信処理装置９に出力する。ここで、変調誤差比ＭＥＲは、位相変調方式がＱＰＳＫであるものとしたときに、図２に示すように、理論的コンスタレーションの基準信号点のＩＱ座標上のベクトルＳj ＝（Ｉj ，Ｑj ）とその基準信号点からの測定コンスタレーションの信号点の誤差ベクトルｄj ＝（δＩj ，δＱj ）としたとき、下記（１）式の演算を行うことにより算出する。
【００１６】
【数１】
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ビット誤り判定処理は、図３に示すように、先ず、ステップＳ１で、コンスタレーションの信号点が入力されたか否かを判定し、信号点が入力されていないときにはこれが入力されるまで待機し、信号点が入力されたときには、ステップＳ２に移行する。
このステップＳ２では、入力されたコンスタレーションの信号点がＩＱ座標の第１象限に存在するか否かを判定し、第１象限に存在しない場合には前記ステップＳ１に戻り、第１象限に存在する場合にはステップＳ３に移行する。
【００１７】
このステップＳ３では、前記（１）式における分母に相当する誤差ベクトルの二乗和（δＩj2＋δＱj2）を算出し、算出した誤差ベクトルの二乗和をメモリの所定記憶領域に記憶してからステップＳ４に移行する。
このステップＳ４では、第１象限におけるコンスタレーションの取得信号点数を表す変数ｊをインクリメントしてからステップＳ５に移行し、変数ｊが設定数Ｎに達したか否かを判定し、変数ｊが設定数Ｎに達していないときには前記ステップＳ１に戻り、変数ｊが設定数Ｎに達したときにはステップＳ６に移行する。
【００１８】
このステップＳ６では、前記（１）式における分子に相当する理論的コンスタレーションの信号点ベクトルの二乗和の総和を表す下記（２）式の演算を行ってから演算結果をメモリの所定記憶領域に記憶し、次いでステップＳ７に移行して、メモリに記憶されている測定コンスタレーションの信号点の誤差ベクトルの二乗和の総和と、理論的コンスタレーションの信号点ベクトルの二乗和の総和とを読出して前記（１）式の演算を行うことにより、変調誤差比ＭＥＲを算出する。
【００１９】
【数２】
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次いで、ステップＳ８に移行して、算出した変調誤差比ＭＥＲが予め設定されたビット誤り率ＢＥＲが正常であって受信処理装置９でビタビ復号後のビット誤り率が２×１０-4以下となり、その後のリードソロモン復号後のビット誤り率が1×10-11 以下となって誤りが全く発生しなくなるエラーフリー状態となるに十分なビット誤り率ＢＥＲ＝０．０１以下であると判断することができる設定値ＴＨ以上であるか否かを判定し、ＭＥＲ≧ＴＨであるときにはビット誤り率ＢＥＲが正常であると判断してステップＳ９に移行し、論理値“０”のビット誤り率判定信号ＳBER を受信処理装置９に出力し、次いでステップＳ１０に移行して、変数ｊを“０”にクリアしてから前記ステップＳ１に戻る。
【００２０】
また、ステップＳ８の判定結果がＭＥＲ＜ＴＨであるときにはビット誤り率ＢＥＲが異常であると判断してステップＳ１１に移行して、論理値“１”のビット誤り率判定信号ＳBER を受信処理装置９に出力してから前記ステップＳ１０に移行する。
この図3の処理において、ステップＳ１〜Ｓ７及びＳ１０の処理が変調誤差比算出手段に対応し、ステップＳ８，Ｓ９及びＳ１１の処理が誤り率判定手段に対応している。
【００２１】
ここで、ステップＳ８で設定されているリードソロモン復号後にエラーフリー状態となる設定値ＴＨは、以下のようにして設定される。
すなわち、変調誤差比ＭＥＲとビット誤り率ＢＥＲとの相関関係から、変調誤差率ＭＥＲを求めることで、概略のビット誤り率ＢＥＲを得る。例えば、地上デジタル放送の場合に復調信号のビット誤り率ＢＥＲが０．０１であれば、ビットとバイトの誤り訂正符号によって復号の差異にエラーフリーまで訂正可能である。
【００２２】
例えば、変調方式がＱＰＳＫである場合においては、このＱＰＳＫにおける理論的コンスタレーションは、図４に示すように、ＩＱ座標における原点を中心に半径√２の円を描いたときに、この円上の第１象限から第４象限において４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の点に存在する。
そして、図５に示すように、第１象限におけるコンスタレーションの信号点の範囲が実線図示の円内であるとすると、円外と円内における第１象限以外が誤り領域であり、その円内における第１象限以外の領域が０．０１以下であれば良い。この場合に、分散値が重要になるが、分散値が既知であることによって、その領域の分布がガウス分布により得られるので、それに対応する変調誤差比ＭＥＲをビット誤り率ＢＥＲに換算することができる。
【００２３】
しかしながら、受信の場合、第２象限や第４象限に属するポイントとしては第１象限のものであるか否かは判断できないので、変調誤差比ＭＥＲでの換算で重要になるには、図６に示すように、第１象限内でＩＱ軸に接する判定円（隣接する理論的コンスタレーション間隔の１／２の半径を有する円）の外側に位置するポイントがビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error rate）を推定するデータとなる。
【００２４】
すなわち、理想ベクトルが“１”の場合、円周に位置するポイント1点での変調誤差比ＭＥＲは前述した（１）式からＭＥＲ＝１０×ｌｏｇ10（２／１）≒３［ｄＢ］となる。このことから、各ポイント１点における変調誤差ＭＥＲが常に３［ｄＢ］より大きければ、図６の判定円内にプロットされることになり、リードソロモン復号後にビット誤りは生じないことになる。
【００２５】
本来、送信された信号は図５の点Ｐ１で表される理論的コンスタレーションの信号点である場合、第１象限以外の場所で受信されれば、他の信号として処理されてしまうので、この場合は変調誤差比ＭＥＲが３［ｄＢ］より小さいにも関わらず、第１象限と判断されることはない。しかし、ある程度の数の信号において、変調誤差比ＭＥＲが３［ｄＢ］より大きいものしか生じなかった場合に、本来第１象限として送信されたポイントが、第２、第３及び第４象限の円内のみにプロットされるとは考え難い。また、第２、第３及び第４象限の円内に入らなかった場合は、各象限で変調誤差比ＭＥＲが３［ｄＢ］未満になることを示すので、その象限においてエラーとカウントされるので、そのポイントに関しては、象限は異なるがエラーと判断されるので、ＱＰＳＫのトータルで見たビット誤り率ＢＥＲに対する誤差は生じないことになる。また、１００ポイント中に３［ｄＢ］未満となるポイントが、多くとも１ポイント存在しても、リードソロモン復号でエラーフリー状態となると考えてよい。実際には、この変調誤差比ＭＥＲによりビット誤り率ＢＥＲの換算は送信されたビットと受信したビットとを比較した真のビット誤り率ＢＥＲより厳しい判断となる。
【００２６】
以上のように、ＱＰＳＫでは、ほとんどのポイントにおいて変調誤差比ＭＥＲが３［ｄＢ］以上になることでエラーフリー状態となると保証することができ、それ以外のポイント数でビット誤り率ＢＥＲとの換算をすることができる。ただし、この方法は、ビット誤り率ＢＥＲがある程度良い状態になった時に有効である。例えば、図７で点線図示のように、理想ベクトルの絶対値と円周が一致する大きさになった場合には、前述した（１）式で算出される変調誤差比ＭＥＲが０［ｄＢ］であるが、この範囲で信号がバラツクことを考えれば、第２象限と第４象限に変調誤差比ＭＥＲが０〜３［ｄＢ］の間で第１象限とならない確率は面積から約３６．３４％となり、第１象限のみのビット誤り率ＢＥＲは約３６．３４％誤ることとなる。したがって、上記換算は、数％程度しか有効でない。しかしながら、復号後のエラーフリー状態を基準に考えれば、この時点での１％以下を判断できれば良いので、１％を超える場合はエラーとして処理することとなる。したがって、設定値ＴＨとしては３〔ｄＢ〕又は図５における円内で第１象限外の領域が０．０１となる円に相当する値に設定すればよいことになる。
【００２７】
次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、デジタル地上波放送局からＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号が送信されているものとする。
このＯＦＤＭ信号をデジタル放送受信装置１で受信したものとすると、このデジタル放送受信装置１で、受信アンテナ２で受信したＯＦＤＭ信号が周波数変換回路３で中間周波数のＯＦＤＭ信号に変換され、次いで直交復調回路４で直交復調されてベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換されてからＡ／Ｄ変換器５でデジタル信号に変換されて高速フーリエ変換器６及びシンボル同期回路８に入力される。
【００２８】
シンボル同期回路８では、ガードインターバル長を検出すると共に、有効シンボルの終了位置を表すシンボルタイミング信号ＳＴｅを高速フーリエ変換器６に出力し、この時点でガードインターバル長となったときにタイムアップする計測タイマをスタートさせて、これがタイムアップした時点で有効シンボルの開始位置を表すシンボルタイミング信号ＳＴｓを高速フーリエ変換器６に出力する。
【００２９】
このため、高速フーリエ変換器６では、シンボル同期回路８から入力されるシンボルタイミング信号ＳＴｓ及びＳＴｅに基づいて高速フーリエ変換器６のＦＦＴ時間窓が設定されて、この高速フーリエ変換器６から周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成し、これをイコライザ７に供給することにより、位相等価及び振幅等価等の処理を施すことにより、伝送路の歪成分の除去等を行って受信データとして受信処理装置９に出力する。この受信処理装置９では、入力される受信データをビタビ復号してからリードソロモン復号を行うことにより、符号訂正処理を行って、送信データを再生した再生データが得られる。
【００３０】
また、シンボル同期回路８では、シンボルタイミング信号ＳＴｅに同期したシステムクロック信号も再生し、これをＡ／Ｄ変換器５にサンプリングクロック信号として供給する。
一方、ビット誤り判定回路１０では、イコライザ７から出力される受信データに基づいて図３に示すビット誤り率判定処理を実行することにより、ＱＰＳＫのＩＱ座標における第１象限の測定コンスタレーションの信号点に着目し、第１象限の測定コンスタレーションの信号点が入力される毎に、前述した（１）式における分子となる測定コンスタレーションの信号点の理論的コンスタレーションの基準信号点Ｐ１に対する誤差ベクトルｄj の二乗和を演算してその演算結果をメモリの所定記憶領域に記憶する(ステップＳ３)。
【００３１】
次いで、ステップＳ４で、変数ｊをインクリメントしてからステップＳ５に移行して、変数ｊが設定値Ｎに達したか否かを判定し、変数ｊが設定値Ｎに達していないときにはステップＳ１〜Ｓ５の処理を繰り返し、変数ｊが設定値Ｎに達したときには、ステップＳ６に移行して、（２）式の演算を行って（１）式の分子に対応する値を算出し、次いでメモリに記憶されている誤差ベクトルの二乗和の総和を算出し、これとステップＳ６で算出した理論的コンスタレーションの信号点ベクトルの二乗和の総和とに基づいて前記（１）式の演算を行って変調誤差比ＭＥＲを算出する（ステップＳ７）。
【００３２】
そして、算出した変調誤差比ＭＥＲが最終的なリードソロモン復号を行った後のビット誤り率ＢＥＲが１×１０-14 となってエラーフリー状態となるイコライザ７から出力される復調後のビット誤り率が０．０１以下となる設定値ＴＨ以上であるか否かを判定し（ステップＳ８）、変調誤差比ＭＥＲが設定値ＴＨ以上であるときには、正常なビット誤り率ＢＥＲとなっているものと判断して論理値“０”のビット誤り率判定信号ＳBER を受信処理装置９に出力し、この受信処理装置９でのビタビ復号及びリードソロモン復号で誤り訂正を行ってデジタル放送の送信信号を再生する。
【００３３】
ところが、変調誤差比ＭＥＲが設定値ＴＨ未満であるときには、最終的なリードソロモン復号後のビット誤り率をエラーフリー状態にまで低下させることができないものと判断してステップＳ１１に移行し、論理値“１”のビット誤り率判定信号ＳBER を受信処理装置９に出力し、受信処理装置９では、論理値“１”のビット誤り率判定信号ＳBER が入力されると、変調精度の機器の性質がフィードバックされることになり、再生画像がブラックアウトすることに代えて直前の画像を静止画像として表示装置に出力することにより、画像表示状態を維持することができる。
【００３４】
このように、上記実施形態においては、ＱＰＳＫ変調を行った場合に、第１象限に限定して理論的コンスタレーションの基準信号点について受信データから測定した測定コンスタレーションの信号点における変調誤差比ＭＥＲが設定値ＴＨ以上となるか否かによって最終的なリードソロモン復号後のビット誤り率が１×１０-14 以下となってエラーフリー状態となる正常なビット誤り率ＢＥＲであるか否かを判定することができ、ビット誤り率の判定を簡易に行うことができる。
【００３５】
なお、上記実施形態においては、変調方式がＱＰＳＫである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、変調方式が１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭである場合にも本発明を適用することができる。すなわち、１６ＱＡＭでは、図８に示すように、第１象限の理論的コンスタレーションの基準信号点がＰ１〜Ｐ４の４個であるので、各基準信号点Ｐ１〜Ｐ４のベクトル絶対値は３種類となり、各ベクトル絶対値の前述した設定値ＴＨとなる変調誤差比ＭＥＲは、小さい順に３、１０及び１２．６〔ｄＢ〕となり、同様に６４ＱＡＭでは、図９に示すように、理論的コンスタレーションの基準信号点がＰ１〜Ｐ１６の１６個であるので、ベクトル絶対値は９種類となり、これらについての前述した設定値ＴＨとなる変調誤差比ＭＥＲは３、１０、１２．６、１４．２、１５．３、１７．０、１７．６、１８．７及び１９．９〔ｄＢ〕となる。これらの全ての理論的コンスタレーションについて、これらと測定した測定コンスタレーションとに基づいて算出した変調誤差比ＭＥＲが前記設定値ＴＨとなる各変調誤差比ＭＥＲ以上となるか、若しくは１％以下となる変調誤差比ＭＥＲを持てば、受信処理装置９での復号後のエラーフリー状態を保証することができる。これら１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭでは、各理論的コンスタレーションの基準信号点に対する測定コンスタレーションの変調誤差比ＭＥＲが設定値ＴＨ以上となる必要はなく、第１象限の全体の理論的コンスタレーションの基準信号点の所定数以上の信号点で変調誤差比ＭＥＲが設定値ＴＨ以上となっていればよい。この場合も、第１象限の各理論的コンスタレーションを中心とし、各Ｉ軸又はＱ軸方向に隣接する理論的コンスタレーション間隔の１／２の半径の判定円内に測定コンスタレーションが存在する場合にエラーフリー状態となるビット誤り率と判定することができ、判定円に外接しＩ軸及びＱ軸と平行な辺を有する正方形内に属し、判定円内に属さない測定コンスタレーションについてはエラーフリー状態とならないビット誤り率と判定することができる。
【００３６】
また、上記実施形態においては、測定コンスタレーションの信号点数を任意数Ｎに設定する場合について説明したが、Ｎの値が大きい程正確なビット誤り率ＢＥＲの判定を行うことができ、またＮ＝１に設定することにより、測定コンスタレーションの信号点が入力される毎に変調誤差比ＭＥＲを算出して、設定値ＴＨと比較することにより、ビット誤り率ＢＥＲの判定を行うようにしてもよく、Ｎは１以上の任意数に設定することができる。
【００３７】
さらに、上記実施形態においては、理想ベクトルが“１”である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、任意の基準ベクトルを設定することができる。
さらにまた、上記実施形態では、ＩＱ座標における第１象限のコンスタレーションに基づいてビット誤り率判定を行う場合について説明したが、他の第２〜第４象限の何れか又は任意の象限を組み合わせてビット誤り判定を行うようにしてもよい。
【００３８】
なおさらに、上記実施形態では、外符号及び内符号としてビタビ符号及びリードソロモン符号を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、他の任意の符号を適用することができる。
また、上記実施形態では、デジタル放送受信装置１が移動車両に搭載されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、携帯型のデジタル放送受信装置とすることもでき、その他固定式のデジタル放送受信装置にも本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】ＱＰＳＫの理論的コンスタレーションと測定コンスタレーションとの関係を示す説明図である。
【図３】図１のビット誤り率判定回路で実行するビット誤り判定処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図４】ＱＰＳＫの理想的コンスタレーションを示す説明図である。
【図５】復調信号の誤り率が０．０１％であるときのコンスタレーション範囲を示す説明図である。
【図６】理想ベクトルが“１”であるときのコンスタレーション範囲を示す説明図である。
【図７】変調誤差比が０〔ｄＢ〕及び３〔ｄＢ〕であるコンスタレーション範囲を示す説明図である。
【図８】１６ＱＡＭでの理想ベクトルと境界点の変調誤差比ＭＥＲを示す説明図である。
【図９】６４ＱＡＭでの理想ベクトルと境界点の変調誤差比ＭＥＲを示す説明図である。
【符号の説明】
【００４０】
１…デジタル放送受信装置、２…受信アンテナ、３…周波数変換回路、４…直交復調回路、５…Ａ／Ｄ変換器、６…高速フーリエ変換器、７…イコライザ、８…シンボル同期回路、９…受信処理装置、１０…ビット誤り判定回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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