(57)【要約】【課題】小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】極めて小容量のリアクタ１１と、インバータ３の直流母線間に極めて小容量のコンデンサ１２を設けたモータ駆動用インバータで、ＰＮ電圧予測手段１９において、インバータ３が、実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を直流電圧検出値の時系列データから求め、インバータ直流電圧が上昇中に必要以上のモータ電圧が印可されないようにして、モータ４に適正な電流を流すことによって、小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置においても、過電流保護停止動作に至りにくいシステム構築ができるものである。【選択図】図１
2005304248.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力とし、ダイオードブリッジ、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される小容量リアクタで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、前記インバータにより変換された交流電力により駆動するモータと、前記インバータの直流母線間に設けた小容量のコンデンサと、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、前記ＰＮ電圧検出手段から得られる前記インバータの直流電圧検出値の時系列データから前記インバータが実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を演算するＰＮ電圧予測手段と、外部から与えられる前記モータの速度指令値に基づき、前記モータの各相電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、予め設定された前記インバータの直流電圧基準値と前記ＰＮ電圧予測手段から得られる前記インバータの直流電圧予測値との比較からＰＮ電圧補正係数を導出するＰＮ電圧補正手段と、前記モータ電圧指令作成手段から得られる各相電圧指令値と前記ＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段とを備えたモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項２】
外部から与えられるモータの速度指令値から求まるインバータ運転周波数が、交流電源周波数の偶数倍となる共振周波数と、前記共振周波数を中心としてその前後に予め設定された周波数幅を持たせた周波数範囲内で、定常的に固定されるのを回避することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項３】
小容量リアクタと小容量コンデンサとの共振周波数が、交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする請求項１または２記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項４】
上記請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置を搭載した電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図８に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。
【０００３】
図８において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ３とモータ４とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路２と、インバータ３の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。
【０００４】
一方、制御回路では、外部から与えられたモータ４の速度指令 に基づいてモータ４の各相電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段１４と、モータ電圧作成手段１４から作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１８から構成されている。
【０００５】
ここで、交流電源１が２２０Ｖ（交流電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ３の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を図９に示す。
【０００６】
図９はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。
【０００７】
そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。
【０００８】
そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、図１０に示すように記載されている直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００９】
図１０において、交流電源１の交流電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。
【００１０】
また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ交流電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス
電流回路とで構成されている。
【００１１】
ここで、パルス発生回路Ｉ１は交流電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は交流電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。
【００１２】
なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。
【００１３】
上記の構成によって、交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。
【特許文献１】特開平９−２６６６７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴なうコストＵＰを招くという課題を有していた。
【００１５】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とし、ダイオードブリッジ、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される小容量リアクタで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、前記インバータにより変換された交流電力により駆動するモータと、前記インバータの直流母線間に設けた小容量のコンデンサと、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、前記ＰＮ電圧検出手段から得られる前記インバータの直流電圧検出値の時系列データから前記インバータが実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を演算するＰＮ電圧予測手段と、外部から与えられる前記モータの速度指令値に基づき、前記モータの各相電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、予め設定された前記インバータの直流電圧基準値と前記ＰＮ電圧予測手段から得られる前記インバータの直流電圧予測値との比較からＰＮ電圧補正係数を導出するＰＮ電圧補正手段と、前記モータ電圧指令作成手段から得られる各相電圧指令値と、前記ＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段とを備えたモータ駆動用インバータ制御装置である。
【００１７】
この構成によって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現し、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、モータ駆動の維持を図ることができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
第１の発明は、交流電源を入力とし、ダイオードブリッジ、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される小容量リアクタで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、前記インバータにより変換された交流電力により駆動するモータと、前記インバータの直流母線間に設けた小容量のコンデンサと、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、前記ＰＮ電圧検出手段から得られる前記インバータの直流電圧検出値の時系列データから前記インバータが実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を演算するＰＮ電圧予測手段と、外部から与えられる前記モータの速度指令値に基づき、前記モータの各相電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、予め設定された前記インバータの直流電圧基準値と前記ＰＮ電圧予測手段から得られる前記インバータの直流電圧予測値との比較からＰＮ電圧補正係数を導出するＰＮ電圧補正手段と、前記モータ電圧指令作成手段から得られる各相電圧指令値と、前記ＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段とを備えたものである。
【００２０】
これにより、各相電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段とを備えることにより、小容量コンデンサおよび小容量リアクタにより小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、モータの駆動を維持することが可能である。
【００２１】
また、モータ電流のピークが抑えられることによって、過電流保護停止動作に至らない運転領域が拡大できるとともに、インバータの電流容量を下げることができればより安価なシステム構築が可能となる。本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、ＰＮ電圧補正手段によりモータに印加する電圧をほぼ一定にすることでモータの駆動を維持することが可能となる。
【００２２】
さらに、ＰＮ電圧予測手段においてインバータが実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を直流電圧検出値の時系列データから導出しているため、インバータ直流電圧が上昇中において必要以上のモータ電圧を印可することなく、モータに適正な電流を流すことができるので、過電流保護停止動作に至らない運転領域が拡大するという効果、更にはインバータの電流容量を下げることによってより安価なシステムが構築できるという効果を奏する。
【００２３】
第２の発明は、外部から与えられるモータの速度指令値から求まるインバータ運転周波数が、交流電源周波数の偶数倍となる共振周波数と、前記共振周波数を中心としてその前後に予め設定された周波数幅を持たせた周波数範囲内で、定常的に固定されるのを回避することを特徴とするもので、インバータ周波数と交流電源周波数との共振現象を回避することでモータの不安定動作を防止し、安定した駆動を実現することができる。
【００２４】
第３の発明は、小容量リアクタと小容量コンデンサとの共振周波数が、交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とするもので、交流電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２６】
（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。
【００２７】
図１において、主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ２と、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１と、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２と、直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３により変換された交流電力により駆動するモータ４から構成されている。
【００２８】
一方、制御回路では、外部から与えられるモータ４の速度指令ω＊に基づいてモータ４の各相電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段１４と、インバータ３の直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段１５と、インバータ３が実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を演算するＰＮ電圧予測手段１９と、予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値をＰＮ電圧予測手段１９から得られるインバータ３の直流電圧予測値で除算することによりＰＮ電圧補正係数を導出し、直流電圧検出値がゼロ以下の場合にはＰＮ電圧補正係数に予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定するＰＮ電圧補正手段１６と、モータ電圧指令作成手段１４から得られる各相電圧指令値とＰＮ電圧補正手段１６の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段１７と、モータ電圧指令補正手段１７から作成されたモータ電圧指令補正値がモータ４に印加されるようなインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１８から構成されている。
【００２９】
ＰＮ電圧検出手段１５においてはノイズ除去を目的としたローパスフィルタが具備されているのが望ましく、さらに、このローパスフィルタをマイコンやＤＳＰなどの演算装置にて実現されるデジタルフィルタであればコスト的にも有利である。
【００３０】
以下に、具体的な動作、演算方法について説明する。
【００３１】
モータ電圧指令作成手段１４では式（１）で表される演算により各相電圧指令値を作成する。
【００３２】
【数１】
2005304248.tif 000003
【００３３】
ここで、Ｖｍはモータ電圧値であり、また、式（２）で表されるように速度指令ω＊を時間積分することで導出する。
【００３４】
【数２】
2005304248.tif 000004
【００３５】
また、図２は本発明に係るＰＮ電圧補正手段１６の第１の実施例を示した図で、ＰＮ電圧補正手段１６では予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値ＶｐｎｏとＰＮ電圧予測手段１９から得られるインバータ３の直流電圧予測値Ｖｐｎを用いて式（３）のようにＰＮ電圧補正係数Ｋｐｎを導出する。
【００３６】
【数３】
2005304248.tif 000005
【００３７】
ここで、本発明では小容量コンデンサを用いているため、直流電圧予測値がゼロとなる場合が生じるので、ゼロ割防止のための微小項を設定しておく必要がある。なお、式（３）の微小項の代わりに、直流電圧予測値がゼロ以下の場合においてＰＮ電圧補正係数に予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定することでゼロ割防止を図ることができる。
【００３８】
即ち、式（４）のようにＰＮ電圧補正係数Ｋｐｎを導出しても良い。
【００３９】
【数４】
2005304248.tif 000006
【００４０】
ここで、Ｋｐｎ_ｍａｘは予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値である。
【００４１】
また、モータ電圧指令補正手段１７では各相電圧指令値とＰＮ電圧補正係数を用いて式（５）のようにモータ電圧指令補正値を導出する。
【００４２】
【数５】
2005304248.tif 000007
【００４３】
以上により、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、モータの駆動を維持することが可能となる。
【００４４】
さらに、ＰＮ電圧予測手段１９の動作について説明する。
【００４５】
図３は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置に用いたマイクロコンピュータのモータ制御用ＰＷＭタイマの動作を示したものである。
【００４６】
ＰＷＭタイマのカウント値は、アップダウン動作を繰り返し、ＰＷＭ出力のデューティ値が反映されるのはダウンカウントからアップカウントへ移行するタイミング、すなわちＰＷＭタイマがアンダーフローしたタイミングとなっている。
【００４７】
先ずは、ＰＮ電圧予測手段１９を設けなかったときの動作について説明する。
【００４８】
図３の１のタイミングにおいて、ＰＮ電圧検出手段１５によりインバータ３の直流電圧値が検出される。その後３のタイミングまでに、ＰＮ電圧補正手段１６やモータ電圧指令補正手段１７などでの演算が行われ、３のタイミングにおいて、最終的にＰＷＭ制御手段１８によって生成されたインバータ３のＰＷＭ信号が出力されることになる。このように、１のタイミングで検出されたインバータ３の直流電圧値を基に補正演算されたＰＷＭ信号が出力されるのは３のタイミングであり、１キャリア周期分の制御遅れが生じてしまう。
【００４９】
本発明においては、極めて小容量のリアクタ１１とコンデンサ１２によって主回路が構成されているため、インバータ直流電圧が大幅に変動することになり、上述した１キャリア周期分の制御遅れによって生じるインバータ直流電圧の変化が無視できないものになるのである。
【００５０】
図４は、交流電源１の電圧が２００Ｖ、周波数が５０Ｈｚ、インバータ３のＰＷＭ信号のキャリア周波数を５ｋＨｚとしたときのキャリア周期毎に検出されるインバータ３の直流電圧値をプロットしたものである。上記の条件によれば、１キャリア周期の期間中に最大１８Ｖ程度の直流電圧値の変化が発生することが図４から分かる。
【００５１】
例えば、予め設定したインバータ３の直流電圧基準値が２８０Ｖ、図３における１のタイミングでの直流電圧値を１８Ｖ、同じく３のタイミングでの直流電圧値を３６Ｖであっ
たとすると、タイミング４における式（４）から求まるＰＮ電圧補正係数は本来７．７８（＝２８０／３６）でなければならないが、１キャリア周期前の１のタイミングで得られた直流電圧値によって演算されるため１５．５６（＝２８０／１８）となってしまい、ＰＮ電圧補正係数が２倍異なることになる。
【００５２】
ＰＮ電圧補正係数が２倍異なるということは、その後モータ電圧指令補正手段１７で演算されるモータ電圧指令補正値が各相電圧指令値とＰＮ電圧補正係数を式（５）のように乗算して求められることから、モータ４への最終的な出力電圧が２倍大きくなる結果を招いてしまう。
【００５３】
特に、インバータ３の直流電圧値が上昇しているときにはＰＮ電圧補正係数が大きめに計算されてしまうため、必要以上の電圧をモータ４へ与えることになり、モータ電流の跳ね上がりが発生してしまう結果となる。上述した不具合を解消するために、本発明の第１の実施の形態においてはインバータ３が実際に電圧出力するタイミングでの直流電圧予測値を演算するＰＮ電圧予測手段１９を設け、モータ４への出力電圧の過不足をなくした。
【００５４】
また、ＰＮ電圧予測手段１９においては、ＰＮ電圧検出手段１５で検出された直流電圧値に、１キャリア周期前の直流電圧値との差分を加算した結果を直流電圧予測値とするようにした。
【００５５】
具体的には、予め設定したインバータ３の直流電圧基準値が２８０Ｖ、図３における１のタイミングでの直流電圧値を１８Ｖ、同じく３のタイミングでの直流電圧値を３６Ｖであったとすると、タイミング５における直流電圧予測値を５４Ｖ（＝３６＋（３６―１８））とし、タイミング６におけるＰＮ電圧補正係数を５．１９＝（２８０／５４）と導出するようにした。
【００５６】
図５は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置においてＰＮ電圧予測手段１９を設けないときのモータ駆動用インバータ制御装置の動作結果であり、図６は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置においてＰＮ電圧予測手段１９を設けたときの動作結果である。
【００５７】
本発明におけるコンデンサ１２は、極めて容量の小さいものを用いているため交流電源電圧のゼロクロス付近におけインバータ３の直流電圧値は大きく落ち込み、交流電源周期の２倍の周波数のリップルが生じている。
【００５８】
図５のモータ電流波形では直流電圧値の予測が行われていないため、特にインバータ３の直流電圧値が上昇中である円で囲んだ部分などにおいて尖鋭的な電流が流れる結果となっているが、図６の同様な箇所については直流電圧値の予測が行われており、適正な電圧がモータ４に与えられていることから、モータ電流波形のピークが抑えられているのが分かる。
【００５９】
（実施の形態２）
本発明に係るインバータ運転周波数の設定に関する具体的な方法について以下に説明する。
【００６０】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では小容量コンデンサを用いているため、図５や図６のようにインバータ直流電圧は交流電源周波数の２倍の周波数で大きく脈動する。そのため、外部から与えられるモータの速度指令ω＊から求まるインバータ運転周波数ｆ１が交流電源周波数ｆｓの偶数倍となる周波数では、インバータ直流電圧が脈動する周波数（交流電源周波数の２倍の周波数）と同期し共振現象が生じてしまう。
【００６１】
図７はインバータ運転周波数が交流電源周波数の２倍となる場合の動作結果で、インバータ直流電圧が脈動する周波数と同期して共振現象が生じ、モータ電流においては負の直流成分が重畳されていることがわかる。そのため、モータにはブレーキトルクが発生し、出力トルクの減少やモータ損失が増加するといった悪影響が生じてしまう。
【００６２】
なお、このときの諸元としては、小容量リアクタのインダクタンス値は０．５ｍＨ、小容量コンデンサの容量は１０μＦ、交流電源は２２０Ｖ（５０Ｈｚ）、インバータ運転周波数は１００Ｈｚ（ここではモータの極数は２極のため、インバータ運転周波数とモータ速度指令値は等しい）、インバータキャリア周波数は５ｋＨｚである。
【００６３】
そこで、インバータ運転周波数ｆ１の設定において、インバータ運転周波数が式（６）となるような場合で定常的に固定されるのを回避する必要がある。
【００６４】
【数６】
2005304248.tif 000008
【００６５】
ここで、ｎは整数、△ｆは予め設定された周波数幅であり、周波数幅に関しては基本的には上述の共振現象の影響が少なくなるように設定しておく。また、インバータ運転周波数が式（６）で求められる共振周波数を越える場合には、加速あるいは減速といった過渡状態で一気にインバータ運転周波数を変更させ、共振周波数で固定することを回避する。なお、周波数幅は必ずしも設定する必要はなく、運転状況（軽負荷時など）によっては設定しなくとも良い（この場合は、△ｆ＝０とすれば良い）。
【００６６】
以上により、インバータ周波数と交流電源周波数との共振現象を回避することでモータの不安定動作を防止し、安定した駆動を実現することが可能となる。
【００６７】
（実施の形態３）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
【００６８】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、交流電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数（ＬＣ共振周波数）を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数は式（７）のように表される。
【００６９】
【数７】
2005304248.tif 000009
【００７０】
即ち、ＬＣ共振周波数が交流電源周波数の４０倍よりも大きいを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである。（ＩＥＣ規格では交流電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。
【００７１】
なお、実施の形態１から実施の形態３で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等の電気機器である。いずれの電気機器においても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなシステムを構築できるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の第1の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図２】同ＰＮ電圧補正係数の導出方法を示す図
【図３】同モータ制御用ＰＷＭタイマの動作を示す図
【図４】同キャリア周期毎に検出される直流電圧値を示す図
【図５】同第１の動作結果を示す図
【図６】同第２の動作結果を示す図
【図７】本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果を示す図
【図８】従来のモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図９】図８のモータ駆動用インバータ装置における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を示した線図
【図１０】従来の装置の大型化を抑制したままで高調波成分の低減と高力率化を達成できる直流電源装置のシステム構成図
【符号の説明】
【００７４】
１  交流電源
２  整流回路
３  インバータ
４  モータ
１１  小容量リアクタ
１２  小容量コンデンサ
１３  過電圧保護手段
１４  モータ電圧指令作成手段
１５  ＰＮ電圧検出手段
１６  ＰＮ電圧補正手段
１７  モータ電圧指令補正手段
１８  ＰＷＭ制御手段
１９  ＰＮ電圧予測手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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