(57)【要約】【課題】  直交周波数分割多重接続システムで高速周波数ホッピングのための送受信装置を提供する。【解決手段】  送信装置は、入力データベクターを逆高速フーリエ変換し、循環周波数ホッピングパターンによる所定利得をさらに掛けて送信信号ベクターを出力する変形された逆高速フーリエ変換器を含み、受信装置は、周波数ホッピングされた受信信号ベクターを周波数領域の受信信号ベクターに高速フーリエ変換する第１の高速フーリエ変換器と、前記受信信号ベクターにチャンネル特性の逆行列を掛ける等化器と、前記等化器の出力を高速フーリエ変換して送信装置の前記循環周波数ホッピングパターンに対応する所定利得をさらに掛けて出力する変形された逆高速フーリエ変換器と、前記変形された逆高速フーリエ変換器の出力を高速フーリエ変換する第２の高速フーリエ変換器とを含む。【選択図】  図４
2005304041.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の副搬送波を使用する直交周波数分割通信システムで高速周波数ホッピングを実施する送信装置であって、
入力データストリームを副チャンネルに対応する複数のデータ要素からなるデータベクターに変換する直列/並列変換器と、
前記データベクターを逆高速フーリエ変換し、前記逆高速フーリエ変換された最終ステージの出力に循環周波数ホッピングパターンによる所定利得をさらに掛けて複数のサンプルからなる送信信号ベクターを出力する変形された逆高速フーリエ変換器と、
前記送信信号ベクターを直列変換して送信信号を出力する並列/直列変換器と、を含み、
ここで、前記循環周波数ホッピングパターンは、各サンプル時間で副チャンネルにマッピングされる副搬送波を循環シフトさせることを特徴とする前記送信装置。
【請求項２】
前記循環周波数ホッピングパターンは、毎サンプル時間ごとに前記データベクターの各データシンボルを、以前データシンボルがマッピングされる副搬送波に隣接した次の副搬送波にマッピングさせることを特徴とする請求項１に記載の前記送信装置。
【請求項３】
前記循環周波数ホッピングパターンは、下記の数式のような要素を有するホッピングパターン行列に表現され、前記ホッピングパターン行列のｌ番目の行とｍ番目の列の要素は、ｌ番目のサンプル時間でｍ番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波のインデックスを示すことを特徴とする請求項２に記載の前記送信装置。
【数１】
2005304041.tif 000106
ここで、[Δ]ｌ、ｍは、前記ホッピングパターン行列のｌ番目の行とｍ番目の列の要素であり、[ｆ]ｌは、ｌ番目のサンプル時間で一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波インデックスであり、Ｍは、前記複数の副搬送波の個数である。
【請求項４】
前記所定利得は、下記の数式のように決まることを特徴とする請求項１に記載の前記送信装置。
【数２】
2005304041.tif 000107
ここで、前記[Δａ]ｌ、ｍは、ｌ番目の最終ステージの出力にさらに掛けられる利得であり、[ｆ]ｌは、ｌ番目のサンプル時間で一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波インデックスである。
【請求項５】
前記変形された逆高速フーリエ変換器は、前記副搬送波の個数Ｍによって前記直列/並列変換器と連結されるＭ個の入力と以後のステージに連結されるＭ個の出力を有し、前記Ｍ個の入力の中の各２個ずつを合わせて前記Ｍ個の出力に連結する(ｌｏｇ２Ｍ)個のステージと、
前記(ｌｏｇ２Ｍ)個のステージ中の(ｌｏｇ２Ｍ)番目のステージのＭ個の出力と連結されるＭ個の入力と、前記並列/直列変換器に連結されるＭ個の出力とを有し、前記Ｍ個の入力の中のｉ番目の入力を前記Ｍ個の出力の中の
【数３】
2005304041.tif 000108
番目の出力に連結する最終ステージと、で構成され、
ここで、ｂｉｎ(ｉ、ｌ)は、ｉの２進数の値のｌ番目の桁を示すことを特徴とする請求項１に記載の前記送信装置。
【請求項６】
前記最終ステージのｉ番目の入力からｊ番目の出力に連結されるラインの全体利得は、下記の数式のように決まることを特徴とする請求項５に記載の前記送信装置。
【数４】
2005304041.tif 000109
ここで、[Ｆ]ｉは、ｉ番目のサンプル時間で一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波インデックスである。
【請求項７】
複数の副搬送波を使用する直交周波数分割通信システムで循環周波数ホッピングパターンによって伝送されたデータを修復するための受信装置であって、
送信装置からサンプル時間単位の循環周波数ホッピングパターンによって周波数ホッピングされた受信信号を受信して複数のデータサンプルから構成された第１の受信信号ベクターに変換する直列/並列変換器と、
前記第１の受信信号ベクターを周波数領域の第２の受信信号ベクターに高速フーリエ変換する第１の高速フーリエ変換器と、
前記受信信号ベクターに前記送信装置から前記受信装置へのチャンネル特性を示すチャンネル行列の逆行列を掛ける等化器と、
前記等化器の出力を高速フーリエ変換して前記高速フーリエ変換された最終ステージの出力に前記送信装置の前記循環周波数ホッピングパターンに対応する所定利得をさらに掛けて出力する変形された逆高速フーリエ変換器と、
前記変形された逆高速フーリエ変換器の出力を高速フーリエ変換して復元された受信信号ベクターを出力する第２の高速フーリエ変換器と、
前記復元された受信信号ベクターを直列変換してデータストリームを出力する並列/直列変換器と、を含んで構成され、
ここで、前記循環周波数ホッピングパターンは、各サンプル時間で副チャンネルにマッピングされる副搬送波を循環シフトさせることを特徴とする前記受信装置。
【請求項８】
前記循環周波数ホッピングパターンは、毎サンプル時間ごとに前記データベクターの各データシンボルを、以前データシンボルがマッピングされる副搬送波に隣接した次の副搬送波にマッピングさせることを特徴とする請求項７に記載の前記受信装置。
【請求項９】
前記循環周波数ホッピングパターンは、下記の数式のような要素を有するホッピングパターン行列に表現され、前記ホッピングパターン行列のｌ番目の行とｍ番目の列の要素はｌ番目のサンプル時間でｍ番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波のインデックスを示すことを特徴とする請求項８に記載の前記受信装置。
【数５】
2005304041.tif 000110
ここで、[Δ]ｌ、ｍは、前記ホッピングパターン行列のｌ番目の行とｍ番目の列の要素であり、[ｆ]ｌは、ｌ番目のサンプル時間で一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波インデックスであり、Ｍは、前記複数の副搬送波の個数である。
【請求項１０】
前記所定利得は、下記の数式のように決まることを特徴とする請求項７に記載の前記受信装置。
【数６】
2005304041.tif 000111
ここで、前記 [Δａ]ｌ、ｍは、ｌ番目の最終ステージの出力にさらに掛けられる利得であり、 [ｆ]ｌは、ｌ番目のサンプル時間で一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波インデックスである。
【請求項１１】
前記変形された逆高速フーリエ変換器は、前記副搬送波の個数Ｍによって前記等化器と連結されるＭ個の入力と、以後のステージに連結されるＭ個出力と、を有し、前記Ｍ個の入力の中の各２個ずつを合わせて前記Ｍ個の出力に連結する(ｌｏｇ２Ｍ)個のステージと、
前記(ｌｏｇ２Ｍ)個のステージの中の(ｌｏｇ２Ｍ)番目のステージのＭ個の出力と連結されるＭ個の入力と、前記第２の高速フーリエ変換器に連結されるＭ個の出力と、を有し、前記Ｍ個の入力の中のｉ番目の入力を前記Ｍ個の出力の中の
【数７】
2005304041.tif 000112
番目の出力に連結する最終ステージと、で構成され、
ここで、ｂｉｎ(ｉ、ｌ)は、ｉの２進数の値のｌ番目の桁を示すことを特徴とする請求項７に記載の前記受信装置。
【請求項１２】
前記最終ステージのｉ番目の入力からｊ番目の出力に連結されるラインの全体利得は、下記の数式のように決まることを特徴とする請求項１１に記載の前記受信装置。 
【数８】
2005304041.tif 000113
ここで、前記[Δａ]ｌ、ｍは、ｌ番目の最終ステージの出力にさらに掛けられる利得であり、[ｆ]ｌは、ｌ番目のサンプル時間で一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波インデックスである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重接続(Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ: 以下、‘ＯＦＤＭ’と称する)システムに関し、特に、高速周波数ホッピング(Ｆａｓｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ: 以下、‘ＦＦＨ'と称する)を実行するための送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ方式は、入力データを多数の搬送波上で並列に低レートで伝送することにより、周波数選択的フェーディングや多重経路フェーディングを有する無線チャンネルにおける隣接シンボル間干渉(Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ: 以下、‘ＩＳＩ'と称する)に対する影響を少なくする。これは同一なデータの伝送レートで単一搬送波を使用した場合に比べて多重搬送波のシンボル周期が搬送波数に比例して長くなるからである。このようなＯＦＤＭ方式は、副チャンネルのスペクトラムが相互直交性を維持しながらお互いに重畳されているので良好なスペクトラム効率を有する。
【０００３】
ＯＦＤＭシステムにおいて、送信信号は、逆高速フーリエ変換(Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：以下、‘ＩＦＦＴ'と称する)により変調され、受信信号は、高速フーリエ変換(Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：以下、‘ＦＦＴ'と称する)により復調されるので、デジタル変調及び復調部の効率的な構成が可能である。かかる構成の最大の長所は、各副チャンネル帯域のチャンネル特性が副チャンネル帯域以内では一定な形態あるいはフラット(ｆｌａｔ)な形態に近似化されるので、各搬送波ごとに一回の複素乗算(ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ)だけを必要とする１タップ等化器(ｏｎｅ−ｔａｐｅ ｑｕａｌｉｚｅｒ)により簡単に受信機を構成することができることである。
【０００４】
ＯＦＤＭ通信システムの多重アクセス技術(Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ)の中の一つである周波数ホッピング(Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ: 以下、‘ＦＨ’と称する)−ＯＦＤＭは副搬送波レベルで周波数ホッピングを実行する。ＯＦＤＭシステムにおける周波数ホッピング技法とは、多数使用者が存在するＯＦＤＭシステムにおいて、周波数選択的チャンネル特性によってディープフェーディング(deep fading)から一人の使用者を保護するために一定時間ごとに副搬送波を変えながら(周波数ホッピング)データを伝送することである。この時の周波数ホッピング時間の単位は少なくとも一つのシンボルであり、通常の場合、１シンボル時間(ｏｎｅ ｓｙｍｂｏｌ ｄｕｒａｔｉｏｎ)である。このような周波数ホッピング技法は、一つの副チャンネルに対してあるシンボル時間ではディープフェーディングされた副搬送波でデータが伝送される場合に、次のシンボル時間では他の副搬送波にホッピングして伝送するので、一人の使用者が連続してディープフェーディングされないで周波数ダイバーシティ及びセル間干渉の平均化効果が得られる。
【０００５】
ＦＨ-ＯＦＤＭ通信を支援する基地局は、固有の周波数ホッピングパターンによって毎シンボルごとに動的に副搬送波を割り当てる。ここで、周波数ホッピングパターンは、相互に直交した周波数ホッピングシーケンス(ＦＨ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ)からなっており、隣接した基地局はセル間干渉なしに同時に直交した副搬送波を使用することができる。端末は、パイロットサンプルを含む副搬送波を検出することにより基地局ごとに異なる周波数ホッピングパターンを識別する。
【０００６】
ところが、従来のＯＦＤＭシステムにおいて周波数ホッピングによる十分な効果を得るためには、多くのシンボル時間にわたった周波数ホッピングが必要であり、使用者数も多くなければならないだけではなく、チャンネルに応じて適切なホッピングパターンを選択する必要がある。したがって、周波数ホッピングを使用するＯＦＤＭシステムで周波数ダイバーシティ効果を最大化してセル間干渉を最小化するための最適な周波数ホッピングパターンが必要とされるようになった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上述したような従来技術の問題点を解決するためになされたもので、その目的は、ＯＦＤＭ通信システムでＦＦＴを実行するための送受信装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムでサンプル時間単位でＦＦＴを実行するための送受信装置を提供することにある。
本発明のまた他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムでサンプル時間単位でＦＦＴを実行するための循環周波数ホッピングパターン(Ｃｙｃｌｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ Ｐａｔｔｅｒｎ)を提供することにある。
本発明のまた他の目的、前記循環周波数ホッピングパターンを使用してデータを送受信する送受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために本発明は、複数の副搬送波を使用する直交周波数分割通信システムで高速周波数ホッピングのための送信装置であって、入力データストリームを副チャンネルに対応する複数のデータ要素からなったデータベクターに変換する直列/並列変換器と、前記データベクターを逆高速フーリエ変換し、前記逆高速フーリエ変換された最終ステージの出力に循環周波数ホッピングパターンによる所定利得をさらに掛けて複数のサンプルからなった送信信号ベクターを出力する変形された逆高速フーリエ変換器と、前記送信信号ベクターを直列変換して送信信号を出力する並列/直列変換器と、を含むことを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、複数の副搬送波を使用する直交周波数分割通信システムで循環周波数ホッピングパターンによって伝送されたデータを修復するための受信装置であって、送信装置からサンプル時間単位の循環周波数ホッピングパターンによって周波数ホッピングされた受信信号を受信して複数のデータサンプルから構成された第１の受信信号ベクターに変換する直列/並列変換器と、前記第１の受信信号ベクターを周波数領域の第２の受信信号ベクターに高速フーリエ変換する第１の高速フーリエ変換器と、前記受信信号ベクターに前記送信装置から前記受信装置へのチャンネル特性を示すチャンネル行列の逆行列を掛ける等化器と、前記等化器の出力を高速フーリエ変換して前記高速フーリエ変換された最終ステージの出力に前記送信装置の前記循環周波数ホッピングパターンに対応する所定利得をさらに掛けて出力する変形された逆高速フーリエ変換器と、前記変形された逆高速フーリエ変換器の出力を高速フーリエ変換して復元された受信信号ベクターを出力する第２の高速フーリエ変換器と、前記復元された受信信号ベクターを直列変換してデータストリームを出力する並列/直列変換器と、を含んで構成されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、高速周波数ホッピング技法を使用するＯＦＤＭ方式の通信システムにおいて、循環周波数ホッピングパターンを使用して各サンプル時間でデータ要素が以前データ要素の次の副搬送波にマッピングされるようにする。このように循環周波数ホッピングパターンを使用すれば、高速周波数ホッピングのための変換行列が対角行列になるので、ＩＦＦＴ変換器の最終ステージの利得を変化させることにより高速周波数ホッピングを具現することができる。したがって、送受信装置の構造を簡単にして送受信機ハードウェア及び計算の複雑度が低いシステムの具現を可能とする効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の好適な一実施形態について添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明確にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。そして、後述される用語は、本発明での機能を考慮して定義された用語として、これは使用者、運用者の意図または慣例などによって変わることができる。従って、本明細書全般にわたった内容に基づいて定義されなければならない。
【００１２】
後述される本発明は、高速周波数ホッピング技法を適用したＯＦＤＭシステムを具現するために適切な周波数ホッピングパターンを定義し、その周波数ホッピングパターンによってデータを送受信する。Ｍ個のデータシンボルをＭ個の多重搬送波を通じて伝送すると仮定する場合、一つのホッピング周期の間に利用可能な全ホッピングパターンの個数は(Ｍ！)Ｍになる。この全ホッピングパターンの中のどのホッピングパターンを選択するかによって高速周波数ホッピング技法の効果や実際の実施におけるハードウェア複雑度に差があるので、効率的なホッピングパターンを使用することは非常に重要である。したがって、本発明の後述される実施の形態では、高速周波数ホッピング技法の効果や実際の実施においてハードウェア複雑度を最小化するための最適の周波数ホッピングパターンを提供する。
【００１３】
まず、ＯＦＤＭ通信システムの動作原理について説明する。
Ｍ個の連続的なデータシンボルは、各々所定間隔を有する周波数帯域である副搬送波ｆ１、ｆ２、...、ｆＭに各々変調される。変調されたＭ個の信号は同時に合算されることによりＯＦＤＭ信号になる。副搬送波ｆ１、ｆ２、...、ｆＭは、相互間の差が所定シンボル時間ＴＳの逆に設定される。それによって、ＯＦＤＭシンボルの周期の間に副搬送波間の干渉がなく、即ち、副搬送波がお互いに直交するようになる。
【００１４】
ＯＦＤＭ信号は、アナログ信号なのでＦＦＴを利用してデジタル方式に変換する。デジタル処理のためには、先にＯＦＤＭ信号をサンプリングしなければならない。ＯＦＤＭ信号は、サンプル時間ＴｄによってサンプリングされてＴｄごとにＯＦＤＭサンプルｂｌ(ｌ＝1、...Ｍ)として出力される。
【００１５】
単一経路チャンネルの場合には、シンボル間の干渉を防止するために毎シンボルごとに挿入される循環プレフィックス(Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ: 以下、‘ＣＰ'と称する)が使われないので、ＯＦＤＭシンボル時間ＴｓはＯＦＤＭサンプル時間ＴｄのＭ倍になる。ＣＰが使われる場合、ＯＦＤＭシンボル時間ＴＳはＯＦＤＭサンプル時間Ｔｄの(Ｍ＋ＣＰサンプル数)倍になる。結局、一つのＯＦＤＭシンボル時間ＴＳの間に出力されるＯＦＤＭサンプルは一つのＯＦＤＭシンボルを構成する。即ち、一つのＯＦＤＭシンボルは、(Ｍ＋ＣＰサンプル)個のＯＦＤＭサンプルにより構成されている。
【００１６】
本明細書では、ＯＦＤＭシンボル時間を示すインデックスを添え字ｎ、サンプル時間を示すインデックスを添え字ｌ、副搬送波を示すインデックスを添え字ｍで示す。したがって、ｎ番目のシンボルのｌ番目のサンプル時間は、ｔn、ｌのように表現され、時間ｔn、ｌでのＯＦＤＭサンプル信号は、ｂ(ｎ)(ｔｎ、ｌ)のように表現される。
【００１７】
また、本明細書で言及する‘副チャンネル’という用語は、ＯＦＤＭシンボルを生成するために使用されるＭ個のデータシンボルが伝送される概念的なチャンネルを意味する。また、‘副搬送波’という用語は、副チャンネルが無線チャンネルに伝送されるためにマッピングされる実際の伝送周波数を意味する。ＯＦＤＭシンボル時間(ＴＳ)は、並列化されたＭ個のデータシンボルが多重搬送波変調のために入力される時間間隔を意味し、ＯＦＤＭサンプル時間(Ｔｄ)は、多重搬送波変調された信号のサンプリング時間を意味する。
【００１８】
高速周波数ホッピング技法において一つの副チャンネルが他の副搬送波にホッピングする時間間隔は、ＯＦＤＭサンプル時間またはその倍数の時間になるが、本明細書では説明の便宜のために毎ＯＦＤＭサンプル時間ごとにホッピングすることで説明する。したがって、一つのシンボル信号時間の間でも毎サンプル時間ごとに副チャンネルと副搬送波の間のマッピング連結(mapping connection)が変わるようになる。このように高速周波数ホッピング技法が適用されて各副チャンネルが毎サンプル時間ごとに異なる副搬送波にマッピングされる場合、ＯＦＤＭサンプル信号ベクターは、
【００１９】
【数１】
2005304041.tif 000003
【００２０】
と称する。ここで、下添え字Ｈは、高速周波数ホッピングを意味する。
図１Ａは、Ｍ＝４である場合にシンボル時間単位の周波数ホッピングを実行しない多重周波数変調器の例を示す図である。図１Ａに示したように、直/並列変換器(Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ: Ｓ／Ｐ)１００は、データストリームを４個のデータシンボルｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４よりなるデータベクター
【００２１】
【数２】
2005304041.tif 000004
【００２２】
に変換して４個の副チャンネルに出力する。この４個のデータシンボルｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は、乗算ブロック１０５の対応する乗算機に各々入力され、該当する副搬送波に変調された後に合算器１１０により合算されて送信信号ベクターｂ１になる。ここで、４個のデータシンボルは、各々一つのシンボル時間の間に、固定された該当副搬送波を通じて伝送される。
【００２３】
図１Ｂ〜図１Ｅは、本発明の好ましい実施の形態によるＭ＝４である場合に周波数ホッピングを使用する多重周波数変調器の例を示す図である。図示したように、直/並列変換器１００と乗算ブロック１０５の間に、毎サンプル時間ごとに異なる周波数ホッピングパターンに４個の入力と４個の出力をマッピングさせる４＊４スイッチ１２０が追加される。
【００２４】
図１Ｂは、一番目のサンプル時間でのスイチングを示し、第１〜第４の副チャンネルは第１、第４、第２、第３の副搬送波にマッピングされる。図１Ｃは、二番目のサンプル時間でのスイチングを示し、第１〜第４の副チャンネルは第４、第３、第１、第２の副搬送波にマッピングされる。図１Ｄは、三番目のサンプル時間でのスイチングを示し、第１〜第４の副チャンネルは第２、第１、第３、第４の副搬送波にマッピングされる。図１Ｅは、四番目のサンプル時間でのスイチングを示し、第１〜第４の副チャンネルは第３、第２、第４、第１の副搬送波にマッピングされる。これらは各副搬送波のホッピングパターン(ｈｏｐｐｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ)になる。
【００２５】
副チャンネルの観点から見れば、一番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波は時間順に[１ ４ ２ ３]であり、二番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波は[４ ３ １ ２]であり、三番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波は[２ １ ３ ４]であり、４番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波は[３ ２ ４ １]である。これは各副チャンネルのホッピングパターンになる。
【００２６】
一番目の副チャンネルのデータ信号ｄ１は、図１Ａの場合、一つのＯＦＤＭシンボル内ですべて一番目の副搬送波に変調されて伝送されるので、一番目の副搬送波のチャンネル状況が悪ければエラーが発生する。一方、図１Ｂ〜図１Ｅの多重搬送波変調器では、一番目の副チャンネルのデータ信号ｄ１は、各サンプル時間ごとに[１、４、２、３]の順序にですべての副搬送波を通じてホッピングしながら伝送されるので、一番目の副搬送波のチャンネル状況が悪くても周波数ダイバーシティ効果により受信端で送信データを成功裏に修復する確率が高くなる。同様に、他の副チャンネルのデータ信号ｄ２、ｄ３、ｄ４も一つのＯＦＤＭシンボル時間内にすべての副搬送波、即ち、全帯域にホッピングするので、ある一つの副搬送波がディープフェーディングされても受信端では元のデータを復元することが可能になる。
【００２７】
従来技術によるシンボル時間単位の周波数ホッピングにより同様の周波数ダイバーシティ効果を得るためには多くのＯＦＤＭシンボル時間が必要であり、要求される時間はＦＦＴサイズに比例して大きくなる。これに比べて、毎ＯＦＤＭサンプルごとに周波数ホッピングを実行する本発明の高速周波数ホッピング技法は、ＯＦＤＭシステムのホッピング時間に何らの制約を受けないだけではなく周波数ダイバーシティ効果により全体システムの性能を向上させる。
【００２８】
図２は、本発明の一実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの送信装置２００を示す構成図である。
図２に示したように、送信装置２００の入力されるデータストリーム
【００２９】
【数３】
2005304041.tif 000005
【００３０】
は、直列/並列変換器２０５により副チャンネルの個数Ｍに対応するＭ個のデータシンボルに並列変換された後にＩＦＦＴ変換器２１０に入力される。ＩＦＦＴ変換器２１０は、入力データシンボルを時間領域の送信信号
【００３１】
【数４】
2005304041.tif 000006
【００３２】
に変換して線形化器２１５に伝達する。線形化器２１５は、副チャンネル各々に対するホッピングパターンによって送信信号
【００３３】
【数５】
2005304041.tif 000007
【００３４】
を周波数ホッピングされた時間領域の信号
【００３５】
【数６】
2005304041.tif 000008
【００３６】
に変換する。
線形化化器２１５の出力である周波数ホッピングされた送信信号ベクター
【００３７】
【数７】
2005304041.tif 000009
【００３８】
は、並列/直列変換器２２０により直列変換された後にＣＰ追加器２２５に入力される。ＣＰ追加器２２５は、選択的に使用されて、並列/直列変換器２２０の出力である送信信号の最後の一部分を繰り返した形態のＣＰを追加して出力する。ＣＰ追加器２２５の出力信号は、デジタル/アナログ変換器２３０でアナログ信号に変換されてＲＦブロック２３５を経てＲＦ帯域の信号に変換された後に送信アンテナに伝送される。
【００３９】
図３は、本発明の一実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの受信装置３００を示す構成図である。
図３に示したように、多重経路チャンネルを通じて受信アンテナに受信された信号は、ＲＦブロック３０５を経て基底帯域(baseband)の信号に変換された後にアナログ/デジタル変換器(Ａ／Ｄ)３１０を通じてデジタル信号に変換される。ＣＰ除去器３１５は、アナログ/デジタル変換器３１０から出力されたデジタル信号からＣＰを除去して受信信号
【００４０】
【数８】
2005304041.tif 000010
【００４１】
を出力する。受信信号 
【００４２】
【数９】
2005304041.tif 000011
【００４３】
は、直列/並列変換器３２０により並列変換された後にＦＦＴ変換器３２５に入力され、ＦＦＴ変換器３２５によりＦＦＴ変換行列
【００４４】
【数１０】
2005304041.tif 000012
【００４５】
と乗算されることにより周波数領域の受信信号
【００４６】
【数１１】
2005304041.tif 000013
【００４７】
に変換される。
ＦＦＴ変換器３２５の出力信号
【００４８】
【数１２】
2005304041.tif 000014
【００４９】
は、周波数領域の１タップ等化器(以下、‘周波数領域等化器’と称する)３３０に入力される。一方、チャンネル推定器３３５は、ＲＦブロック３０５からの受信信号から周波数領域のチャンネル行列
【００５０】
【数１３】
2005304041.tif 000015
【００５１】
の要素値、即ち、チャンネル利得値を推定して周波数領域等化器３３０に提供する。周波数領域等化器３３０は、周波数ホッピングされた受信信号
【００５２】
【数１４】
2005304041.tif 000016
【００５３】
に所定周波数領域の等化行列(equalization matrix)
【００５４】
【数１５】
2005304041.tif 000017
【００５５】
を掛ける。
周波数領域等化器３３０の出力はさらにＩＦＦＴ変換器３４０に入力され、ＩＦＦＴ変換器３４０は、周波数領域等化器３３０の出力にＩＦＦＴ変換行列
【００５６】
【数１６】
2005304041.tif 000018
【００５７】
を掛けて、即ち、ＩＦＦＴ変換を実行して時間領域の等化器(以下、‘時間領域等化器’と称する)３４５に提供する。時間領域等化器３４５は、ＩＦＦＴ変換器３４０の出力に所定時間等化行列
【００５８】
【数１７】
2005304041.tif 000019
【００５９】
を掛けてＦＦＴ変換器３５０に伝達する。ＦＦＴ変換器３５０は、時間領域等化器３４５の出力にＦＦＴ変換行列
【００６０】
【数１８】
2005304041.tif 000020
【００６１】
を掛けてＦＦＴに変換する。ＦＦＴ変換器３５０の出力は、推定データベクター
【００６２】
【数１９】
2005304041.tif 000021
【００６３】
になり、並列/直列変換器３６０を経て推定データストリームとして最終出力される。
ＩＦＦＴ変換器３４０と時間領域等化器３４５及びＦＦＴ変換器３５０は、周波数ホッピングされた時間領域の受信信号に周波数ホッピング及び多重周波数変調の復元行列
【００６４】
【数２０】
2005304041.tif 000022
【００６５】
を掛けて元のデータストリームを修復する周波数ホッピング復元器３５５を構成する。それによって、時間領域等化器３４５は、図２に示された線形化器２１５の逆変換を実行することになる。ここでは、３個のブロックに構成された周波数ホッピング復元器３５５を開示したが、本発明の好ましい他の実施の形態によれば周波数ホッピング復元器３５５は行列
【００６６】
【数２１】
2005304041.tif 000023
【００６７】
を掛ける一つの装置(entity)として構成できる。
【００６８】
以下、本発明の好ましい実施の形態によるＯＦＤＭシステムの数学的な信号モデリングについて説明する。
上述のように以下ではＯＦＤＭシンボル時間を示すインデックスを添え字ｎ、サンプル時間を示すインデックスを添え字ｌ、副搬送波を示すインデックスを添え字ｍで示す。したがって、ｎ番目のシンボルのｌ番目のサンプル時間ｔｎ、ｌは、下記の数式１のように表現され、時間ｔｎ、ｌで周波数ホッピングされたＯＦＤＭサンプル信号ｂＨ(ｎ)(ｔｎ、ｌ)は、下記の数式２のように表現される。
【００６９】
【数２２】
2005304041.tif 000024
【００７０】
【数２３】
2005304041.tif 000025
【００７１】
ここで、
【００７２】
【数２４】
2005304041.tif 000026
【００７３】
は、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルでｍ番目の副搬送波を通じて伝送される入力データを意味し、アンダーラインは、入力データが複数のデータシンボルからなったベクターであることを意味する。また、[Δ]ｌ、ｍは、周波数ホッピングパターン行列
【００７４】
【数２５】
2005304041.tif 000027
【００７５】
のｌ番目の行及びｍ番目の列の元素として、ｌ番目のサンプル時間でｍ番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波のインデックスを意味する。数式２の二番目の行は、一番目の行に<数式１>を代入して整理したのもである。
周波数ホッピングされた一つのＯＦＤＭシンボルを構成するＭ個のＯＦＤＭサンプル信号ｂ１、ｂ２、…、ｂＭをＯＦＤＭシンボルベクター
【００７６】
【数２６】
2005304041.tif 000028
【００７７】
と仮定し、Ｍ個の入力データをベクター
【００７８】
【数２７】
2005304041.tif 000029
【００７９】
と仮定し、ホッピングパターン行列
【００８０】
【数２８】
2005304041.tif 000030
【００８１】
を利用した多重搬送波変調行列を
【００８２】
【数２９】
2005304041.tif 000031
【００８３】
と仮定すれば、ＯＦＤＭシンボルベクター
【００８４】
【数３０】
2005304041.tif 000032
【００８５】
は、下記の数式３のように定義される。
【００８６】
【数３１】
2005304041.tif 000033
【００８７】
【数３２】
2005304041.tif 000034
【００８８】
【数３３】
2005304041.tif 000035
【００８９】
数式４に定義された多重搬送波変調行列
【００９０】
【数３４】
2005304041.tif 000036
【００９１】
の各行はサンプル時間を意味し、各列は副チャンネル(即ち、データ要素)を意味する。実際の多重搬送波変調は、行列
【００９２】
【数３５】
2005304041.tif 000037
【００９３】
の要素において指数関数内の掛けられる値
【００９４】
【数３６】
2005304041.tif 000038
【００９５】
によって位相が変わって実行される。数式４の行列要素の中の指数関数項において、前の部分
【００９６】
【数３７】
2005304041.tif 000039
【００９７】
はサンプル時間に対する位相変化項であり、後の部分
【００９８】
【数３８】
2005304041.tif 000040
【００９９】
は副搬送波に対する位相変化項である。多重搬送波変調行列
【０１００】
【数３９】
2005304041.tif 000041
【０１０１】
は、基本的なＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調行列
【０１０２】
【数４０】
2005304041.tif 000042
【０１０３】
に高速周波数ホッピングパターンを適用することによって得られる。ここで、基本的なＯＦＤＭとは、周波数ホッピングを実行しないことを意味する。基本的なＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調は、ＩＦＦＴ装置で具現されるので、
【０１０４】
【数４１】
2005304041.tif 000043
【０１０５】
はＩＦＦＴ変換行列でもある。
本発明の好ましい実施の形態で提案する周波数ホッピングパターン行列は、下記の数式６のようである。即ち、周波数ホッピングパターンは、毎サンプル時間ごとにデータベクターの各データシンボルを、以前のデータシンボルがマッピングされる副搬送波に隣接した次の副搬送波にマッピングさせる。一番目のデータシンボルがマッピングされる副搬送波は任意に決定できる。
【０１０６】
【数４２】
2005304041.tif 000044
【０１０７】
数式６において、[ｆ]ｌは、ｌ番目のサンプル時間に一番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波を意味し、ｌ番目のサンプル時間の他の副チャンネルは、[ｆ]ｌを基準として、つづく副搬送波に昇順にマッピングされる。したがって、各サンプル時間で一番目の副チャンネルのマッピング値[ｆ]lのみを決定すれば、残りの副チャンネルのための副搬送波は数式６のモジュラー演算により決まる。このようなホッピングパターンは、副搬送波を各サンプル時間ごとに一定にシフト循環(ｃｙｃｌｉｃ−ｓｈｉｆｔ)させる形態になるので、これを循環周波数ホッピングパターン(ｃｙｃｌｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ)と称する。
循環周波数ホッピングパターンを使用する際、図２の線形化器２１５による変換行列
【０１０８】
【数４３】
2005304041.tif 000045
【０１０９】
の対角成分以外の成分は、下記の数式７に示したように常に０になる。
【０１１０】
【数４４】
2005304041.tif 000046
【０１１１】
線形化器２１５の演算は、ＩＦＦＴ変換器２１０から出力される信号について各々独立的に利得値を掛けることと同一である。即ち、このような対角行列
【０１１２】
【数４５】
2005304041.tif 000047
【０１１３】
の特性により高速周波数ホッピング技法の多重搬送波変調はＩＦＦＴ変換器２１０の出力利得値を変更することにより具現可能である。
図２のＩＦＦＴ変換器２１０と線形化器２１５を結合してＩＦＦＴ変換する際に最終ステージの利得値を変更する‘変形されたＩＦＦＴ変換器’を使用した送信装置についてのより好ましい構造は、図４に示されたようである。
【０１１４】
図４は、本発明のより好ましい実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの送信装置を示す構成図である。
図４に示したように、送信装置４００は、直列/並列変換器４０５と、変形されたＩＦＦＴ変換器(以下、‘ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器’と称する)４１０と、並列/直列変換器４１５と、ＣＰ追加器４２０と、デジタル/アナログ変換器４２５と、ＲＦブロック４３０と、で構成される。ここで、ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器４１０を除外した残りの構成要素の動作についての説明は、上述した図２と同一であるので省略する。ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器４１０は、図２のＩＦＦＴ変換器２１０と線形化器２１５との組み合わせと同一の機能を実行しながら、典型的なＩＦＦＴ変換器出力端各々の利得値のみを変化させることにより簡単に具現される。
【０１１５】
かかる送信装置４００の構成を参照して循環周波数ホッピング及び該当多重搬送波変調動作について詳細に説明する前に、まず、Ｍ ＝ ４である簡単な例により基本的なＯＦＤＭの多重搬送波変調動作について説明する。各副チャンネルがいつも同一な副搬送波にマッピングされる基本的なＯＦＤＭシステムは、ホッピングパターン行列を下記の数式８のようなＦＨ/ＯＦＤＭシステムとして仮定できる。
【０１１６】
【数４６】
2005304041.tif 000048
【０１１７】
また、多重搬送波変調行列は、下記の数式９のようである。
【０１１８】
【数４７】
2005304041.tif 000049
【０１１９】
数式９の行列はＭ＝４である時のＩＦＦＴ変換を意味する行列である。ＩＦＦＴ変換はＦＦＴアルゴリズムによって三段階の行列式
【０１２０】
【数４８】
2005304041.tif 000050
【０１２１】
に分けられ、分けられた行列式による各段階での出力値は以前段階における二つの値の線形和(linear sum)により表現可能である。
図５は、基本的なＯＦＤＭシステムの送信端ＩＦＦＴ変換アルゴリズムを説明するための概念図である。
図５に示したように、入力データベクター
【０１２２】
【数４９】
2005304041.tif 000051
【０１２３】
は行列
【０１２４】
【数５０】
2005304041.tif 000052
【０１２５】
との演算５０５を経た後に
【０１２６】
【数５１】
2005304041.tif 000053
【０１２７】
に変換され、
【０１２８】
【数５２】
2005304041.tif 000054
【０１２９】
は行列
【０１３０】
【数５３】
2005304041.tif 000055
【０１３１】
との演算５１０を経て
【０１３２】
【数５４】
2005304041.tif 000056
【０１３３】
に変換され、
【０１３４】
【数５５】
2005304041.tif 000057
【０１３５】
は 行列
【０１３６】
【数５６】
2005304041.tif 000058
【０１３７】
との演算５１５を経て最終的に基本的なＩＦＦＴ変換器２１０の出力である
【０１３８】
【数５７】
2005304041.tif 000059
【０１３９】
になる。
図６は、図５に示されたアルゴリズムの行列式をハードウェアに具現した典型的なＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調装置５３５の概念図である。図６において３個のステージ(ｓｔａｇｅｓ)５３０、５２５、５２０は、数式９の段階別行列式
【０１４０】
【数５８】
2005304041.tif 000060
【０１４１】
に各々該当する。このステージ５３０、５２５、５２０は、相互間に交差する複数のラインと、各ライン上に位置して内部に±１、１／２、±ｊなどの数字を含む円からなる。このラインの交差点であるノードは入力されるラインの値を合算する演算を実行する。また、円内の数字は該当ラインで掛けられる利得を意味する。簡単な例として、
【０１４２】
【数５９】
2005304041.tif 000061
【０１４３】
に該当するノード５４０は、ｄ１とｄ３のラインの入力を受け、前記ラインの利得は全て１なので、ノード５４０の出力は
【０１４４】
【数６０】
2005304041.tif 000062
【０１４５】
になる。
高速周波数ホッピング技法を使用する場合の多重搬送波変調の例について下記の数式１０に示した。
【０１４６】
【数６１】
2005304041.tif 000063
【０１４７】
数式１０において、各サンプル時間で一番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波インデックス順列［ｆ］1を［０、３、２、１］と仮定すれば、循環周波数ホッピングパターンにより二番目の副チャンネルがマッピングされる副搬送波インデックス順列［ｆ］２は順列［ｆ］1の各要素に１ずつを加算した［１、０、３、２］になる。したがって、循環ホッピングパターン行列Δは対角行列になり、ホッピングパターン行列Δにより求められる線形化行列
【０１４８】
【数６２】
2005304041.tif 000064
【０１４９】
も対角行列になる。線形化行列
【０１５０】
【数６３】
2005304041.tif 000065
【０１５１】
が対角行列の役目を果たすことを利用すれば、周波数ホッピング及び多重搬送波変調行列
【０１５２】
【数６４】
2005304041.tif 000066
【０１５３】
は、図６に示されたような段階別ハードウェア構造に具現される。
数式９と類似に行列
【０１５４】
【数６５】
2005304041.tif 000067
【０１５５】
は、下記の数式１１のように段階的に表現される。
【０１５６】
【数６６】
2005304041.tif 000068
【０１５７】
図７は、本発明の好ましい実施の形態による高速周波数ホッピング技法を適用したＯＦＤＭシステムでの多重搬送波変調装置６２０のハードウェア概念図を示す。多重搬送波変調装置６２０は、図４のＦＨ-ＩＦＦＴ変換器４１０になる。
【０１５８】
図７に示したように、周波数ホッピング及び多重搬送波変調装置６２０は３個のステージ６０５、６１０、６１５に構成される。図７の多重搬送波変調装置６２０を図６の変調装置５３５と比較すると、最初２個のステージ６１５、６１０はステージ５３０、５２５と同一であり、ただ最後ステージ６０５の利得値がステージ５２０の利得値に線形化行列
【０１５９】
【数６７】
2005304041.tif 000069
【０１６０】
の対角要素値(1、−j、1、−j)を掛けた値になる。
前記の簡略化された例を一般的な場合に確張して、副チャンネルの個数がＭ＝２ｎ個である場合の循環周波数パターンを使用して高速周波数ホッピング技法を適用するための多重搬送波変調装置の動作及び構造について説明する。Ｍ個の副チャンネルに対応してＭ個の入力及び出力タップを有するＩＦＦＴ変換器は、ｎ＋１個の行列に対応するｎ＋１個のステージにより構成される。
２のｎ乗である任意のＭに対して周波数ホッピング及び多重周波数変調行列
【０１６１】
【数６８】
2005304041.tif 000070
【０１６２】
は、下記の数式１２のようにＩＦＦＴ変換のための最後の行列
【０１６３】
【数６９】
2005304041.tif 000071
【０１６４】
の各要素値に 
【０１６５】
【数７０】
2005304041.tif 000072
【０１６６】
の対角要素値を掛けた行列
【０１６７】
【数７１】
2005304041.tif 000073
【０１６８】
を最終ステージとして含む。
【０１６９】
【数７２】
2005304041.tif 000074
【０１７０】
数式１２において、線形化行列
【０１７１】
【数７３】
2005304041.tif 000075
【０１７２】
は、循環周波数ホッピングパターンΔによって決まり、残りのステージの行列は、下記の数式１３〜数式１５のようである。
【０１７３】
【数７４】
2005304041.tif 000076
【０１７４】
【数７５】
2005304041.tif 000077
【０１７５】
【数７６】
2005304041.tif 000078
【０１７６】
数式１５において、ｂｉｎ(μ、ｌ)は、μを２進数に表現したｌ番目の桁の値を示す。この時、ｌは、一番目の桁から始まる。簡単な例として、μ＝１１であれば、二進数に表現した時‘１０１１’なので、一番目の桁を意味するｂｉｎ(１１、１)＝１であり、二番目と四番目の桁を意味するｂｉｎ(１１、２)＝ｂｉｎ(１１、４)＝１であり、三番目の桁を意味するｂｉｎ(１１、３)＝０になる。
【０１７７】
図８は、本発明の好ましい実施の形態による循環周波数ホッピングパターンを処理する多重周波数変調装置７００の概念的な構造を示す。これは、結果的に図４に示されたＦＨ-ＩＦＦＴ変換器４１０の詳細構成になる。
図８に示したように、多重周波数変調装置７００は、ｎ＋１個のステージ７１５、７１０、…、７１５、…７２０)に構成される。参照番号７１５は、一番目のステージ
【０１７８】
【数７７】
2005304041.tif 000079
【０１７９】
と示し、参照番号７１０は、二番目のステージ
【０１８０】
【数７８】
2005304041.tif 000080
【０１８１】
を示し、参照番号７１５は、(ｋ＋１)番目のステージ
【０１８２】
【数７９】
2005304041.tif 000081
【０１８３】
を示し、参照番号７２０は、最後のｎ＋１番目のステージ
【０１８４】
【数８０】
2005304041.tif 000082
【０１８５】
を示す。１〜ｎ番目までのステージ構造は同一であり、各ラインの利得は数式１３に示した該当行列の要素と同一である。
具体的に説明すれば、一番目のステージ７１５は、一つの基本ブロック７１５ａからなっており、各ラインの利得値は行列
【０１８６】
【数８１】
2005304041.tif 000083
【０１８７】
に該当される。二番目のステージ７１０は、２個の基本ブロック７１０ａからなっており、各ラインの利得値は各々
【０１８８】
【数８２】
2005304041.tif 000084
【０１８９】
に該当される。このような形態により(ｋ＋１)番目のステージ７１５は２ｋ個の基本ブロック７１５ａからなり、(ｋ＋１)番目のステージ７１５のｗ番目の基本ブロックの利得は、次の数式１６のようである。
【０１９０】
【数８３】
2005304041.tif 000085
【０１９１】
図８を参照すれば、後のステージに行くほど該当ステージを構成する基本ブロックのサイズは小さくなり、個数は多くなることが分かる。
最終ステージを除外した残りのステージ７１５〜７１５では、Ｍ個の入力の中の各２個ずつを合算してＭ個の出力に連結する。最後のｎ＋１番目のステージ７２０では入力と出力が一対一にマッピングされる。数式１３に示されたように、ｎ＋１番目のステージ７２０のｉ番目の入力は
【０１９２】
【数８４】
2005304041.tif 000086
【０１９３】
番目の出力に連結され、ｉ番目の入力からｊ番目の出力に連結されるラインの全体利得は
【０１９４】
【数８５】
2005304041.tif 000087
【０１９５】
である。全体利得の中の
【０１９６】
【数８６】
2005304041.tif 000088
【０１９７】
は典型的なＩＦＦＴ変換器の最終ステージに加わる利得であり、残りは本発明の実施の形態によりさらに掛けられる利得である。
図９は、本発明のより好ましい実施の形態による循環周波数ホッピングパターンを使用するＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの受信装置８００を示す構成図である。
図９に示したように、多重経路チャンネルを通じて受信アンテナに受信された信号は、ＲＦブロック８０５を経って基底帯域の信号に変換された後にアナログ/デジタル変換器８１０を通じてデジタル信号に変換される。ＣＰ除去器８１５は、デジタル信号からＣＰを除去する。ここで、ＣＰ除去器８１０から出力される受信信号
【０１９８】
【数８７】
2005304041.tif 000089
【０１９９】
は、下記の数式１７のようである。
【０２００】
【数８８】
2005304041.tif 000090
【０２０１】
数式１７の受信信号
【０２０２】
【数８９】
2005304041.tif 000091
【０２０３】
は、直列/並列変換器８２０により並列変換された後にＦＦＴ変換器８２５に入力され、ＦＦＴ変換器８２５により下記の数式１８のような周波数領域の受信信号
【０２０４】
【数９０】
2005304041.tif 000092
【０２０５】
になる。
【０２０６】
【数９１】
2005304041.tif 000093
【０２０７】
ここで、 
【０２０８】
【数９２】
2005304041.tif 000094
【０２０９】
は、ＣＰを考慮しない時間領域で信号モデリングしたチャンネル行列及び雑音行列である。数式１８の周波数領域受信信号
【０２１０】
【数９３】
2005304041.tif 000095
【０２１１】
は、送信信号ベクターに周波数及び時間領域が変換されて位相変換された信号なので、送信装置での変換に対応する行列の逆行列に該当する等化過程を経て推定データベクター
【０２１２】
【数９４】
2005304041.tif 000096
【０２１３】
を求める。
周波数領域の等化過程は、各副搬送波帯域のチャンネル利得を意味する
【０２１４】
【数９５】
2005304041.tif 000097
【０２１５】
の逆行列を利用する周波数領域の１−タップ等化器(以下、‘周波数領域等化器’と称する)８３０に具現される。即ち、チャンネル推定器８３５がＲＦブロック８０５からの受信信号により周波数領域のチャンネル行列
【０２１６】
【数９６】
2005304041.tif 000098
【０２１７】
の要素値、即ち、各副搬送波帯域別チャンネル利得値を推定して周波数領域等化器８３０に提供すれば、周波数領域等化器８３０は周波数領域の受信信号
【０２１８】
【数９７】
2005304041.tif 000099
【０２１９】
にチャンネル行列の逆行列
【０２２０】
【数９８】
2005304041.tif 000100
【０２２１】
を掛ける。
周波数領域等化器８３０の出力は、ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０に入力される。ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０の詳細構造は図８に示したものと同一である。ただ、ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０の最終ステージの利得値には
【０２２２】
【数９９】
2005304041.tif 000101
【０２２３】
の対角要素値が各々反映されている。ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０の最終ステージに掛けられる行列
【０２２４】
【数１００】
2005304041.tif 000102
【０２２５】
の対角要素値は、図４のＦＨ-ＩＦＦＴ変換器４１０の最終ステージに掛けられる行列
【０２２６】
【数１０１】
2005304041.tif 000103
【０２２７】
の対角要素値と共役(Ｃｏｎｊｕｇａｔｅ)関係を有する。ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０の最終ステージにさらに掛けられる利得値は数式７に示されたものと同一である。数式７において、[ｆ]ｌは、周波数ホッピングのために送信機と受信機の間で予め取り決められる。
ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０の出力はさらにＦＦＴ変換器８４５に伝達される。ＦＦＴ変換器８４５は、ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器８４０の出力にＦＦＴ変換行列
【０２２８】
【数１０２】
2005304041.tif 000104
【０２２９】
を掛けてＦＦＴに変換する。ＦＦＴ変換器８４５の出力は推定データベクター
【０２３０】
【数１０３】
2005304041.tif 000105
【０２３１】
になり、並列/直列変換器８５０を経て推定データストリームとして最終出力される。
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明したが、本発明の範囲は前述の実施形態によって限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で様々な変形が可能なことは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
【図面の簡単な説明】
【０２３２】
【図１Ａ】ＯＦＤＭシステム及びＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調をベクター形態の信号モデルに表現した概念図である。
【図１Ｂ】ＯＦＤＭシステム及びＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調をベクター形態の信号モデルに表現した概念図である。
【図１Ｃ】ＯＦＤＭシステム及びＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調をベクター形態の信号モデルに表現した概念図である。
【図１Ｄ】ＯＦＤＭシステム及びＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調をベクター形態の信号モデルに表現した概念図である。
【図１Ｅ】ＯＦＤＭシステム及びＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの多重搬送波変調をベクター形態の信号モデルに表現した概念図である。
【図２】本発明の一実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの送信装置を示す構成図である。
【図３】本発明の一実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの受信装置３００を示す構成図である。
【図４】本発明のより好ましい実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの送信装置を示す構成図である。
【図５】基本的なＯＦＤＭシステムの送信端ＩＦＦＴ変換アルゴリズムを説明するための概念図である。
【図６】基本的なＯＦＤＭシステムの送信端ＩＦＦＴ変換アルゴリズムによる多重搬送波変造装置の構成図である。
【図７】本発明のより好ましい実施の形態によるＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの多重搬送波変調装置の一例を示す図である。
【図８】本発明のより好ましい実施の形態による循環周波数ホッピングパターンを使用したＦＦＨ/ＯＦＤＭ通信システムの多重搬送波変調装置を示す構成図である。
【図９】本発明のより好ましい実施の形態による循環周波数ホッピングパターンを使用するＦＦＨ/ＯＦＤＭシステムの受信装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【０２３３】
４０５  直列/並列変換器
４１０  ＦＨ-ＩＦＦＴ変換器
４１５  並列/直列変換器
４２０  ＣＰ追加器
４２５  デジタル/アナログ変換器
４３０  ＲＦブロック
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
2005304041.tif 000115
【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
2005304041.tif 000117
【図１Ｅ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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