(57)【要約】【課題】周波数変換回路およびそれを用いた通信装置において、変換効率を向上せさる。【解決手段】差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３と、その電流源をなすトランジスタＭ１は、差動増幅器を構成している。その出力負荷に共振器１１，１２を設ける。差動増幅器は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に入力される差動信号Ｓ２，Ｓ３と、電流源をなすトランジスタＭ１に入力される信号Ｓ１と、を乗算して出力する。共振器１１，１２は、その出力の２次高調波成分を抽出する。この回路において、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に振幅の異なる信号Ｓ２，Ｓ３を入力する。また、差動信号Ｓ２，Ｓ３と信号Ｓ１との間に、変換利得が最適点となる位相差を設ける。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流源をなすトランジスタと差動対をなすトランジスタとを含む差動増幅器と、その負荷となり、所定の高調波成分を抽出するフィルタ回路と、を備え、
前記差動対をなすトランジスタに同一周波数で、振幅が異なる信号を入力することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】
前記差動増幅器を構成するトランジスタに同一周波数で、位相および振幅が異なる信号を入力することを特徴とする請求項１に記載の周波数変換回路。
【請求項３】
前記差動増幅器を構成するトランジスタに同一周波数で、位相および振幅が異なる信号を入力することで、変換利得を可変にしたことを特徴とする請求項１に記載の周波数変換回路。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、共振器であることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の周波数変換回路。
【請求項５】
前記共振器は、インダクタと可変コンデンサの組み合わせで構成され、前記可変コンデンサのバイアス電圧を調整することにより、前記共振器の共振周波数を可変にしたことを特徴とする請求項４に記載の周波数変換回路。
【請求項６】
前記差動増幅器を構成するトランジスタの内の少なくとも１つの前段に、振幅差および位相差の少なくとも一方を発生させる手段をさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の周波数変換回路。
【請求項７】
所定の周波数で発振する局部発振器と、
前記局部発振器の発振信号の周波数を本装置のローカル信号の周波数に変換する請求項１から６のいずれかに記載の周波数変換回路と、を備えることを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変換回路およびそれを用いた通信装置に関する。本発明は特に、入力信号を２倍波等に変換して出力する周波数変換回路およびそれを用いた通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、周波数逓倍回路は、入力される基本波の周波数をｎ倍（ｎ＝１，２，…）に変調して得られる高調波を出力する回路であり、無線通信システムにおいては、送信機および受信機に広く用いられている。特許文献１には、ギルバード型の周波数逓倍器が開示されている。特許文献１の図７において、ミキサ部４１は、直接入力される信号Ｓ１と、これを位相器としてのハイパスフィルタ５３および差動部４２により位相シフトした信号Ｓ２２との乗算を行い、この結果を出力する。ここで、両信号Ｓ１，Ｓ２２の位相差が９０°となるとき、出力信号の振幅が最大となる。つまり、周波数逓倍器の変換利得が最大となり、電力効率も最大となる。
【特許文献１】特開２００３−２２９７２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、ハイパスフィルタ５３等の位相調整手段は、一般的に素子ばらつきの影響を受けやすいため、位相調整の精度が低い。そのため、電力効率が最大となる状態を得ることは難しい。また、ギルバード型の周波数逓倍器は、２本の電流パスを必要とするため、消費電流が大きくなる。
【０００４】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、周波数変換回路およびそれを用いた通信装置において、変換効率を向上せさる点である。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のある態様は、周波数変換回路である。この周波数変換回路は、電流源をなすトランジスタと差動対をなすトランジスタとを含む差動増幅器と、その負荷となり、所定の高調波成分を抽出するフィルタ回路と、を備え、差動対をなすトランジスタに同一周波数で、振幅が異なる信号を入力する。
【０００６】
本態様によれば、差動対をなすトランジスタに異なる信号を入力することにより、その差動対の共通ソースの電位が振動し、２次高調波等の高調波成分が大きくなる。それをフィルタ回路で取り出すことにより、高い利得で周波数変換を行うことができる。
【０００７】
差動増幅器を構成するトランジスタに同一周波数で、位相および振幅がともに異なる信号を入力するとよい。これによれば、変換利得を可変することができる。また、差動対をなすトランジスタに位相差１８０°で入力される差動信号に振幅差を与え、電流源をなすトランジスタに入力される信号と上記差動信号との間に所定の位相差を与えることにより、差動対をなすトランジスタに等しい振幅の差動信号が入力される場合よりも、変換利得が向上する。よって、消費電流の低減につながる。
【０００８】
フィルタ回路は、共振器であるとよい。差動増幅器の負荷を共振器にすることで、精度よく所望の高調波成分を抽出することができる。また、その共振器は、インダクタと可変コンデンサの組み合わせで構成され、可変コンデンサのバイアス電圧を調整することにより、当該共振器の共振周波数を可変にするとよい。共振周波数を調整することにより、所望の高調波成分を得ることができる。
【０００９】
差動増幅器を構成するトランジスタの内の少なくとも１つの前段に、振幅差および位相差の少なくとも一方を発生させる手段をさらに備えるとよい。例えば、振幅差および位相差を与える手段としては、ＲＣ構成のハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、セルサイズの大きなトランジスタ等を用いることができる。
【００１０】
本発明のさらに別の態様は、通信装置である。この通信装置は、所定の周波数で発振する局部発振回路と、局部発振回路の発振信号の周波数を本装置のローカル信号の周波数に変換する上述した態様の周波数変換回路と、を備える。
【００１１】
本態様によれば、局部発振器の発振周波数と本通信装置のアンテナ出力の周波数とが合致することにより発生するスプリアスを防止することができる。また、上述した態様の周波数変換回路を使用することにより、局部発振器の出力信号をローカル信号に高い利得で変換することができる。
【００１２】
なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、変換効率が高い周波数変換回路およびそれを用いた通信装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（基本構成）
図１は、本発明の周波数変換回路の基本回路図である。図１は、ＣＭＯＳ（Complementary Metal-Oxide Semiconductor）プロセスで構成した例である。差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）で構成されている。電流源をなすトランジスタＭ１も、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されている。この３つのトランジスタＭ１〜３は、差動増幅器を構成している。
【００１５】
電流源をなすトランジスタＭ１のドレインは、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３の共通のソースと接続し、そのソースは接地している。差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３のそれぞれのドレインは、出力負荷となる共振器１１，１２と接続している。出力負荷は、ギルバード型の周波数逓倍器の場合、２次高調波成分以外の不必要な高調波成分がキャンセルされる構成のため、抵抗でもよい。これに対し、本構成の場合、不必要な高調波成分がキャンセルされないので、２次高調波成分のみを取り出す負荷が必要になる。共振器１１，１２は、インダクタＬ１，２とコンデンサＣ１，２とが並列に接続された並列型ＬＣ共振器であり、一端が電源電位Ｖｄｄに接続し、他端が差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３のドレインに接続している。
【００１６】
共振器１１，１２の共振周波数ｆ０は、１／（２π√ＬＣ）で表される。コンデンサＣ１，２を可変構成にし、そのバイアス電圧を調整すれば、所望の共振周波数ｆ０を得ることができる。また、インダクタＬ１，２をアクティブな構成にし、アクティブインダクタを構成する相互コンダクタンスｇｍをバイアス電圧により調整することにより、インダクタＬ１，２の値を調整しても、所望の共振周波数ｆ０を得ることができる。この共振周波数ｆ０のとき、共振器１１，１２のインピーダンスＺが最大となり、共振器１１，１２の両端電圧が最大となる。このように、上記差動増幅器の出力負荷に周波数選択性を持たせることにより、上記差動増幅器回路の出力信号をフィルタリングすることができる。周波数を２倍に変換する場合、上記差動増幅器の出力信号の２次高調波成分のみを取り出す。
【００１７】
次に、本周波数変換回路の動作について説明する。電流源をなすトランジスタＭ１のゲートには、第１信号Ｓ１が入力する。差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートには、第２信号Ｓ２，第３信号Ｓ３が入力する。この２つの信号Ｓ２，Ｓ３は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に１８０°の位相差で入力する。第２信号Ｓ２および第１信号Ｓ１は、それぞれのトランジスタＭ２，Ｍ１に所定の位相差で入力する。この位相差の決定方法については後述する。
【００１８】
第１信号Ｓ１と、第２信号Ｓ２とは、乗算されて共振器１１に出力される。第１信号Ｓ１と、第３信号Ｓ３も同様である。ここで、トランジスタＭ１〜３は、非線形素子であるため、入力信号Ｓ１〜３に対して歪みが発生する。即ち、入力信号Ｓ１〜３の周波数の２倍、３倍、４倍、…といった整数倍の高調波成分が発生する。共振器１１，１２は、上記差動増幅器の出力信号から２次高調波成分のみを選択して取り出す。これが、本周波数変換回路の出力信号Ｓｏｕｔとなる。この出力信号Ｓｏｕｔは、差動で出力され、入力信号Ｓ１〜３の２倍の周波数に変換されている。
【００１９】
次に、実際に信号を入力した実験結果について説明する。図２は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に対称信号を入力した場合の実験結果を示す図である。前提として、入力する３つの信号Ｓ１〜３の周波数は、同じものとする。また、第２信号Ｓ２と、第３信号Ｓ３との位相差は、１８０°とする。一般に差動信号は、１８０°の位相差のときに、シングル信号と比較し、２倍の最大電圧振幅を得ることができる。また、差動信号は、シングル信号よりノイズ耐性が強い。
【００２０】
図２において、第１信号Ｓ１の電力を１０μＷに設定している。第２信号Ｓ２および第３信号Ｓ３の電力を１μＷ〜１００μＷの範囲で、７種類設定している。図２の縦軸は、出力信号Ｓｏｕｔの電圧振幅Ｖを表し、横軸は、第２信号Ｓ２と第１信号Ｓ１との位相差θを表す。
【００２１】
第２信号Ｓ２および第３信号Ｓ３の電力を１００μＷに設定した場合をみると、出力振幅Ｖが大きくなる、即ち高い利得を有する位相差θが２点存在することが分かる。１１０°付近と２９０°付近である。高い電力の入力になるにしたがって、この高い利得を得ることができる位相差θの地点が明確になっていく。したがって、このどちらからの地点に位相差θを設定すれば、高い変換利得が得られることが分かる。
【００２２】
図３は、対称信号が入力される差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３の共通ソースと、電流源をなすトランジスタＭ１のドレインとのノードの電位Ｖｍを示す図である。前提条件と入力信号Ｓ１〜３の設定値は、図２と同様である。図３の縦軸は、電位Ｖｍの基本波成分を表し、横軸は、第１信号Ｓ１と第２信号Ｓ２との位相差θを表す。なお、電位Ｖｍ変動は１次基本波以外に、２次、３次の高調波成分を持つが、１次基本波成分に比べ、振幅が小さいため無視している。図３に示すように、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に対称信号を入力した場合、電位Ｖｍがあまり振動しない。差動信号である第２信号Ｓ２，第３信号Ｓ３が同じ振幅だと、当該ノードにおける電流の流入と流出がキャンセルされるためである。
【００２３】
図４は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に非対称信号を入力した場合の実験結果を示す図である。図２と同様に、第２信号Ｓ２と、第３信号Ｓ３との位相差は、１８０°とする。図４において、第１信号Ｓ１の電力を１０μＷに設定している。第２信号Ｓ２の電力を０μＷに設定している。そして、第３信号Ｓ３の電力を２μＷ〜２００μＷの範囲で、７種類設定している。この設定例によると、図２の設定例と入力される電力の総和が等しくなる。図４の縦軸は、出力信号Ｓｏｕｔの電圧振幅Ｖを表し、横軸は、第２信号Ｓ２と、第１信号Ｓ１との位相差θを表す。
【００２４】
第３信号Ｓ３の電力を２００μＷに設定した場合で説明すると、出力振幅Ｖが大きくなる、即ち高い利得を有する位相差θが１点存在することが分かる。図２には、最適点が２つあったが、図４では１つである。この１つの最適点は、１１０°付近である。高い電力の入力になるにしたがって、この高い利得を得ることができる位相差θの最適点が明確になっていく。したがって、この地点に位相差θを設定すれば、高い変換利得が得られることが分かる。さらに、図２に示した差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に対称信号を入力した場合よりも、高い変換利得を得られることが分かる。
【００２５】
図５は、非対称信号が入力される差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３の共通ソースと、電流源をなすトランジスタＭ１のドレインとのノードの電位Ｖｍを示す図である。前提条件と入力信号Ｓ１〜３の設定値は、図４と同様である。図５の縦軸は、電位Ｖｍの基本波成分を表し、横軸は、第１信号Ｓ１と第２信号Ｓ２との位相差θを表す。このように、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に非対称信号を入力した場合の電位Ｖｍは、図３に示した対称信号を入力した場合よりも振動が大きくなる。差動信号である第２信号Ｓ２，第３信号Ｓ３が異なる振幅だと、当該ノードにおける電流の流入と流出がキャンセルされなくなり、非線形性が強くなるためである。非線形性が強くなると、２次高調波成分が増大する。したがって、２次高調波成分を取り出している本周波数変換回路の変換利得が増大することになる。
【００２６】
次に、電流源をなすトランジスタＭ１に入力される第１信号Ｓ１の電力依存性について説明する。図６は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に入力される非対称信号を固定し、電流源をなすトランジスタＭ１に複数の電力を入力した場合の実験結果を示す図である。図２、図４と同様に、第２信号Ｓ２と、第３信号Ｓ３との位相差は、１８０°とする。図６において、第２信号Ｓ２の電力を０μＷに設定している。第３信号Ｓ３の電力を１０μＷに設定している。第１信号Ｓ３の電力を１μＷ〜１００μＷの範囲で、７種類設定している。図６の縦軸は、出力信号Ｓｏｕｔの電圧振幅Ｖを表し、横軸は、第２信号Ｓ２と第１信号Ｓ１との位相差θを表す。
【００２７】
第１信号Ｓ１の電力が大きくなるにしたがって、図２に示した対称信号を入力する場合の曲線に近い曲線を描くようになる。即ち、第１信号Ｓ１の電力が小さいとき、変換利得が大きくなる点が１個であり、第１信号Ｓ１の電力が大きいとき、変換利得が大きくなる点が２個になる。このように、電流源をなすトランジスタＭ１に入力される第１信号Ｓ１の振幅を変えることによって、変換利得が変わってくる。このように３つの入力信号Ｓ１〜３の振幅と、上記位相差θとを調整することにより、所望の変換利得を得ることができる。
【００２８】
（第１実施形態）
次に、本発明の第１実施形態について説明する。第１実施形態は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に入力される第２信号と第３信号とに振幅差を設け、電流源をなすトランジスタＭ１に入力される信号Ｓ１の位相調整、振幅調整をする手段を上述した基本構成に付加した回路である。
【００２９】
図７は、第１実施形態における周波数変換回路を示す図である。当該周波数変換回路には、前段から１８０°位相がずれた差動信号が入力される。その一方の信号は、２つに分岐される。その一方の第１信号Ｓ１は、ハイパスフィルタに入力される。その他方の第２信号Ｓ２は、差動対をなす一方のトランジスタＭ２のゲートに入力される。差動信号の他方の第３信号Ｓ３は、減衰器ＡＴＴ１に入力される。
【００３０】
減衰器ＡＴＴ１は、第３信号Ｓ３を受けて、所定の減衰率で減衰し、差動対をなす一方のトランジスタＭ３のゲートに入力する。所定の減衰率は、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に入力する第２信号Ｓ２と第３信号Ｓ３との間の振幅差の設定による。
【００３１】
上記ハイパスフィルタは、ＲＣアクティブ型ハイパスフィルタであり、オペアンプ０Ｐ１、コンデンサＣ１０、および２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２により構成される。コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１との直列回路が、オペアンプ０Ｐ１の反転入力端子に接続される。オペアンプ０Ｐ１の非反転入力端子は接地している。オペアンプ０Ｐ１の出力端子と入力端子との間には、帰還抵抗Ｒ２が接続されたフィードバック系が設けられている。そして、オペアンプ０Ｐ１の出力端子は、電流源をなすトランジスタＭ１のゲートに接続される。
【００３２】
このフィルタの周波数特性は、回路構成に応じた通過帯域を有すると共に位相変化を伴うことから、第１信号Ｓ１を位相遅れのある信号に変換することができる。このフィルタのカットオフ周波数を調整すれば、第１信号Ｓ１の位相を調整することができる。また、オペアンプ０Ｐ１の反転入力端子が仮装接地するため、抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２との比により第１信号Ｓ１を増幅または減衰することができる。なお、第１信号Ｓ１の振幅を調整しない場合は、オペアンプ０Ｐ１を使用しないＲＣパッシブ型ハイパスフィルタを用いてもよい。また、ハイパスフィルタの代わりにローパスフィルタを用いてもよい。
【００３３】
このように、第１実施形態の周波数変換回路において、抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２の比、および減衰器ＡＴＴ１の減衰量を調整することにより、３つのトランジスタＭ１〜Ｍ３に入力される信号Ｓ１〜３の振幅を調整することができる。また、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１０の時定数を調整することにより、第２信号Ｓ２および第３信号Ｓ３に対する第１信号Ｓ１の位相変化量を調整することができる。これらの調整により、変換利得が最大となる最適点での動作が可能となる。この最適点での変換利得は、第２信号Ｓ２と第３信号Ｓ３の振幅が等しい場合よりも高くなる。これらの原理については、上述した基本構成の説明の中で既に述べた。
【００３４】
また、本実施形態における周波数変換回路は、従来技術において述べたギルバード型の周波数逓倍器で構成されたものに比べ、電流パスの数が半分ですむため、電力効率が向上する。また、図２や図４に示したように、変換利得の高い領域が比較的平坦な曲線になっているため、精度の高い位相器を用いる必要がなく、最適点の位相に対して若干のずれが生じても、十分な変換利得を得ることができる。この点、ギルバード型の周波数逓倍器は、９０°の位相差のとき以外は十分な変換利得を得ることができない。これは、位相差９０°のとき、フーリエ級数展開して算出される２次高調波成分が一番大きくなるからである。他の位相差のときは、３次以降の高調波成分も発生してくるため、２次高調波成分の電力がその分小さくなる。
【００３５】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。減衰器ＡＴＴ１を除いた第１実施形態の構成にシングル入力する例である。
【００３６】
図８は、第２実施形態における周波数変換回路を示す図である。当該周波数変換回路には、前段からシングル信号が入力される。その信号は、２つに分岐される。その一方の第１信号Ｓ１は、ハイパスフィルタに入力される。その他方の第２信号Ｓ２は、差動対をなす一方のトランジスタＭ２のゲートに入力される。差動対をなす他方のトランジスタＭ３のゲートには所定のバイアス電圧が常時印加される。出力信号Ｓｏｕｔもシングルとなる。
【００３７】
差動対をなす他方のトランジスタＭ３には、第３信号Ｓ３が入力されない。つまり、第１実施形態における減衰器ＡＴＴ１の減衰量が無限大のときと等価となる。したがって、第１実施形態において、差動対をなすトランジスタＭ２，Ｍ３に振幅差が極端に大きい非対称信号が入力された場合の特性と同様となる。
【００３８】
このように、第２実施形態の周波数変換回路において、抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２との比を調整することにより、第１信号Ｓ１と第２信号Ｓ２との振幅差を調整することができる。また、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１０の時定数を調整することにより、第２信号Ｓ２に対する第１信号Ｓ１の位相変化量を調整することができる。これらの調整により、変換利得が最大となる最適点で動作可能となる。その他の構成や効果は、第１実施形態と同様である。
【００３９】
第１実施形態の差動入出力構成の周波数変換回路と、第２実施形態のシングル入出力構成の周波数変換回路とは、前段からの入力形式により使い分ければよい。即ち、前段からの入力信号が差動の場合は、第１実施形態の構成を使用し、前段からの入力信号がシングルの場合は、第２実施形態の構成を使用すればよい。
【００４０】
（第３実施形態）
第３実施形態は、第１実施形態および第２実施形態に示した周波数変換回路を適用した通信装置である。
【００４１】
図９は、第３実施形態における通信装置を示す図である。局部発振器２００は、本装置のローカル信号の１／２の周波数ｆＯＳＣで、発振する。周波数変換回路１００は、上述した形態の周波数変換回路を用いる。周波数変換回路１００は、局部発振器２００から受けた信号を２倍の周波数ｆＬｏに変換する。その際、受けた信号を増幅することができる。そして、ローカル信号の周波数ｆＬｏに変換した信号を通信部３００に出力する。通信部３００は、受信系の場合、このローカル信号とアンテナ４００から受信したＲＦ（Radio Frequency）帯域の信号とを混合し、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号を生成する。また、送信系の場合、上記ローカル信号と上記ＩＦ信号とを混合し、ＲＦ信号を生成し、アンテナ４００から送信する。
【００４２】
このような構成の通信装置は、局部発振器の発振周波数とアンテナ出力の周波数とが合致することにより発生するスプリアスを防止することができる。即ち、局部発振器２００が、本来のローカル信号の周波数とは異なる周波数で出力することにより、アンテナ出力が局部発振器２００から通信部３００に回り込むループの形成を防止することができる。また、本発明の周波数変換回路１００を使用することにより、局部発振器２００の出力信号をローカル信号に高い利得で変換することができる。
【００４３】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能である。また、そうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００４４】
上記各実施形態において、差動増幅回路をＣＭＯＳプロセスで構成する例を説明した。この点、ＴＴＬ（Transistor Transistor Logic）プロセスで構成してもよい。その場合、「ソース」は「エミッタ」に、「ゲート」は「ベース」に、「ドレイン」は「コレクタ」に相当する。
【００４５】
また各実施形態において、差動増幅器の出力負荷として、共振器を用いる例を説明した。この点、２次高調波成分のみを取り出せる負荷であれば、他の負荷でもよい。例えば、コンデンサと抵抗からなる一般的なバンドパスフィルタやバイクワット型バンドパスフィルタを用いてもよい。
【００４６】
また、上述したＬＣ共振器のコンデンサをバラクタダイオードで構成してもよい。バラクタダイオードのバイアス電圧を可変することにより、ＬＣ共振器の共振周波数を可変することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明における周波数変換回路の基本回路図である。
【図２】差動対をなすトランジスタに対称信号を入力した場合の実験結果を示す図である。
【図３】対称信号が入力される差動対をなすトランジスタの共通ソースと、電流源をなすトランジスタのドレインとのノードの電位を示す図である。
【図４】差動対をなすトランジスタに非対称信号を入力した場合の実験結果を示す図である。
【図５】非対称信号が入力される差動対をなすトランジスタの共通ソースと、電流源をなすトランジスタＭ１のドレインとのノードの電位を示す図である。
【図６】差動対をなすトランジスタに入力される非対称信号を固定し、電流源をなすトランジスタに複数の電力を入力した場合の実験結果を示す図である。
【図７】第１実施形態における周波数変換回路を示す図である。
【図８】第２実施形態における周波数変換回路を示す図である。
【図９】第３実施形態における通信装置を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１１，１２  共振器、  ＡＴＴ１  減衰器、  Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１０  コンデンサ、  Ｌ１，Ｌ２  インダクタ、  Ｍ１〜３  トランジスタ、ＯＰ１  オペアンプ。
【図１】
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【図２】
2005277785.tif 000004
【図３】
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【図４】
2005277785.tif 000006
【図５】
2005277785.tif 000007
【図６】
2005277785.tif 000008
【図７】
2005277785.tif 000009
【図８】
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【図９】
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