(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ変調方式の復調器において、レイリーフェーディングに強く、高速移動受信に適した伝送路等化アルゴリズムを提供することを課題とする。【解決手段】時間領域等化器１１では、受信したシンボル信号に対して、時間領域における等化処理が施される。時間等化が行われた後、シンボル信号はＦＦＴ演算器１２においてＦＦＴ演算されて受信ＯＦＤＭ信号となる。次に、周波数領域等化器１４でが、受信ＯＦＤＭに対して周波数領域の等化処理が施される。具体的には、ＦＩＲフィルタを用いて、シンボル方向およびキャリア方向に対する等化処理が施される。【選択図】図１
2005191662.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送における復調方法であって、
ＯＦＤＭ方式の伝送信号を受信する第１工程と、
シンボル信号に対して、時間領域における等化処理を施す第２工程と、
時間等化処理後のシンボル信号に対してＦＦＴ変換を行う第３工程と、
ＦＦＴ変換後の受信ＯＦＤＭ信号に対して、ＦＩＲフィルタを用いてシンボル方向およびキャリア方向に等化処理を施す第４工程と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の復調方法。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ信号の復調方法において、
前記第４工程で使用するＦＩＲフィルタは、時間等化処理を行わない場合に必要とされるタップ数よりも少ないタップ数で構成されていることを特徴とするＯＦＤＭ信号の復調方法。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ信号の復調方法において、
前記第２工程は、
レイリーフェーディング関数r(n)を算出する第２．１工程と、
シンボル信号をレイリーフェーディング関数r(n)で除算する第２．２工程と、
を含み、
前記第２．１工程は、
ガードインターバル内の複数の信号について、ガードインターバル内の信号（第１信号）と、当該信号のコピー元である有効シンボル内の信号（第２信号）とを結ぶ直線の傾きを求める第２．１．１工程と、
前記第２．１．１工程において求めた複数の前記傾きの平均をレイリーフェーディング関数r(n)の傾きとして算出する第２．１．２工程と、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の復調方法。
【請求項４】
ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送における復調方法であって、
レイリーフェーディング関数r(n)を算出する第１工程と、
受信したＯＦＤＭ信号をレイリーフェーディング関数r(n)で除算することにより、時間領域において等化処理を行う第２工程と、
を含み、
前記第１工程は、
ガードインターバル内の複数の信号について、ガードインターバル内の信号（第１信号）と、当該信号のコピー元である有効シンボル内の信号（第２信号）とを結ぶ直線の傾きを求める第１．１工程と、
前記第１．１工程において求めた複数の前記傾きの平均をレイリーフェーディング関数r(n)の傾きとして算出する第１．２工程と、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ方式のデジタル伝送における受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上波デジタルテレビ放送では、伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、送信信号を複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
一方、ＯＦＤＭ信号はＩＤＦＴ変換によって生成されるため、レイリーフェーディング伝送路のような時間的に変化する伝送路に対する耐性は弱い。特に、シンボル長の長いモード３において、６４ＱＡＭでキャリア変調されたＯＦＤＭ信号は、ドップラー周波数が２０Ｈｚを越える環境となると正常に復調することができなくなる。ＮＨＫの実験結果によると、４アンテナのサブキャリアレベルＭＲＣ(Maximum Ratio Combining)合成のダイバーシテ受信においても、復調可能な環境はドップラー周波数が４５Ｈｚまでの環境である。１９チャンネル（５０９ＭＨｚ）において、４５Ｈｚのドップラー周波数は９５km/hの移動スピードに相当する。これは、日本の高速道路の制限速度である１００km/hに満たない速度であるため、高速道路走行中におけるデジタル放送受信のニーズを満たしていない。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号がレイリーフェーディング伝送路に弱い主な原因は、レイリーフェーディングに乗算性があることであり、また、時間的に変化する伝送路によって直交性が崩れ、キャリア間干渉（ＩＣＩ；Inter Channel Interference）が発生することである。１パスレイリーの場合、受信したＯＦＤＭ信号は数１式となる。
【０００５】
【数１】
2005191662.tif 000003
【０００６】
数１式中、a(n)はＯＦＤＭ信号、r(n)はレイリーフェーディング、v(n)は加法的ガウス雑音（ＡＷＧＮ）である。このＯＦＤＭ信号が復調器においてＦＦＴ演算により復調されると、数２式で示される信号となる。
【０００７】
【数２】
2005191662.tif 000004
【０００８】
ただし、数２式中、Y(k),A(k),R(k),V(k)は、それぞれy(n),a(n),r(n),v(n)をＦＦＴ演算した結果であり、＊は畳み込み積分符号である。A(k)*R(k,k)が正常な受信信号、シグマ符号のある項はＩＣＩ成分である。ＩＣＩが発生する原因はr(n)が時間変化することにある。r(n)が時間的に変化しない、つまりr(n)が定数である場合には、R(k)がデルタ関数であり、R(k,m)=0 (k≠m)となり、ＩＣＩは発生しない。そのため、ＯＦＤＭ信号を正しく復調するのには１シンボルの期間内伝送路が時間的に変化しないという条件が必要である。
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−２８６８１７号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、日本規格のモード３のような長いシンボルにおいては、１シンボル期間中でも伝送路応答が変動する。１パスレイリーフェーディングの場合、１シンボルで伝送路応答変動を補償する技術としては、時間領域等化による手法が学会で報告されている。しかし、その時間領域等化方法はＴＵ６(Typical Urban 6-path Rayleigh fading channel model)のようなマルチパスレイリーフェーディングに対しては効果が薄い。その原因としては、マルチパスレイリーフェーディングの場合、受信信号は数３式のようになり、時間領域での変動は簡単な線形関数にならないからである。
【００１１】
【数３】
2005191662.tif 000005
【００１２】
数３式中、ｉはマルチパスレイリーフェーディングにおける各パスの番号、Mは全マルチパス数を示している。したがって、ＴＵ６の場合には、M=6である。また、a(n-τi)はＯＦＤＭ信号、ri(n-τi)はレイリーフェーディングを示しており、βiは各パスの減衰係数、τiは各パスの遅延時間である。
【００１３】
また、ＦＦＴで復調後の信号に乗算される伝送路関数も数２式で示した１パスレイリーの場合におけるR(k,k)ではなく、非常に複雑な伝達関数になる。このため、マルチパスレイリーフェーディングの場合は正確な伝送路推定が一層重要になる。
【００１４】
ＯＦＤＭ復調器はデータに埋め込まれたパイロット信号を利用して伝送路を推定し、受信データを等化する。日本規格のパイロット配置により、伝送路推定はシンボル方向（伝送路の時間的な変動を推定する）とキャリア方向（伝送路の周波数的な変動を推定する）とともに推定する必要がある。一般的な推定方法として、シンボル方向の直線推定＋キャリア方向のＦＩＲ推定という推定方法がよく使われている。このような推定方法では据え置き受信においては十分な性能が得られ、回路規模も小さく済む。
【００１５】
しかし、移動受信の場合、レイリーフェーディングの影響で、シンボル方向の伝送路変動も大きくなり、直線補間では正しく伝送路推定ができない。したがって、想定される最大ドップラー周波数にも対応可能なＦＩＲ補間が必要となってくる。シンボル方向の直線補間では７シンボル分のパイロットをバッファリングして行えばよいが、ＦＩＲフィルタを用いて補間する場合には、回路規模と性能とのバランスを取るためには、４８個のシンボル数が必要であると言われており、バッファリングためのメモリの容量が７倍となってしまう。
【００１６】
上記特許文献１では、受信信号に対して時間領域および周波数領域の両方で等化処理を実行することで、補間精度が向上するという点について言及されているが、周波数領域においてＦＩＲフィルタを用いた場合に、回路規模が大きくなるという問題については解決策が示されていない。
【００１７】
そこで、本発明は前記問題点に鑑み、地上波デジタルテレビ等で用いられるＯＦＤＭ変調方式の復調器において、回路規模を増大させることなく、レイリーフェーディングに強く、高速移動受信に適した伝送路等化アルゴリズムを提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送における復調方法であって、ＯＦＤＭ方式の伝送信号を受信する第１工程と、シンボル信号に対して、時間領域における等化処理を施す第２工程と、時間等化処理後のシンボル信号に対してＦＦＴ変換を行う第３工程と、ＦＦＴ変換後の受信ＯＦＤＭ信号に対して、ＦＩＲフィルタを用いてシンボル方向およびキャリア方向に等化処理を施す第４工程と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号の復調方法において、前記第４工程で使用するＦＩＲフィルタは、時間等化処理を行わない場合に必要とされるタップ数よりも少ないタップ数で構成されていることを特徴とする。
【００２０】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ信号の復調方法において、前記第２工程は、レイリーフェーディング関数r(n)を算出する第２．１工程と、シンボル信号をレイリーフェーディング関数r(n)で除算する第２．２工程と、を含み、前記第２．１工程は、ガードインターバル内の複数の信号について、ガードインターバル内の信号（第１信号）と、当該信号のコピー元である有効シンボル内の信号（第２信号）とを結ぶ直線の傾きを求める第２．１．１工程と、前記第２．１．１工程において求めた複数の前記傾きの平均をレイリーフェーディング関数r(n)の傾きとして算出する第２．１．２工程と、を含むことを特徴とする。
【００２１】
請求項４記載の発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送における復調方法であって、レイリーフェーディング関数r(n)を算出する第１工程と、受信したＯＦＤＭ信号をレイリーフェーディング関数r(n)で除算することにより、時間領域において等化処理を行う第２工程と、を含み、前記第１工程は、ガードインターバル内の複数の信号について、ガードインターバル内の信号（第１信号）と、当該信号のコピー元である有効シンボル内の信号（第２信号）とを結ぶ直線の傾きを求める第１．１工程と、前記第１．１工程において求めた複数の前記傾きの平均をレイリーフェーディング関数r(n)の傾きとして算出する第１．２工程と、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明は、周波数領域においてＦＩＲフィルタを用いてシンボル方向およびキャリア方向の等化処理を行うので、伝送路推定の精度が高い。さらに、時間領域において等化処理を行っているので、シンボル方向補間ＦＩＲフィルタのタップ数を削減することができ、回路規模の縮小も実現する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
【００２４】
｛受信処理の流れ｝
地上波デジタル放送の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤＭ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性フェーディング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャリアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長く、また、各有効シンボル間にガードインターバルという保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるという利点がある。
【００２５】
図１は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用受信装置の概略を示す機能ブロック図である。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信される。受信ＲＦ信号は、チューナー３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力され、搬送波発振器６から供給される信号と乗算された後にＬＰＦ（ローパスフィルタ）７に出力される。ＬＰＦ７において高周波成分が除去された信号はＡ／Ｄ変換器８に出力され、Ａ／Ｄ変換器８に入力された信号は所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボル信号）に変換される。Ａ／Ｄ変換器８から出力されたシンボル信号は、乗算器９において周波数補正係数が乗算された後、直並列変換器１０に出力される。そして、シリアル信号として入力されるシンボル信号は直並列変換器１０においてパラレル信号に変換され、時間領域等化器１１に出力される。
【００２６】
時間等化器１１における具体的な処理の内容は後述するが、時間領域等化器１１においては時間領域におけるシンボル信号の等化処理が実行される。そして、等化後のシンボル信号は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１２に出力される。
【００２７】
ＦＦＴ演算器１２は、入力する時間領域のシンボル信号を周波数領域の信号（この信号を受信ＯＦＤＭ信号と呼ぶことにする。）にフーリエ変換する。受信ＯＦＤＭ信号は、周波数ずれ検出部１３および周波数領域等化器１４に対して出力される。周波数ずれ検出部１３においては、入力した受信ＯＦＤＭ信号に基づいて周波数ずれが検出され、周波数補正係数を乗算器９に対して出力する。そして、前述の如く、Ａ／Ｄ変換後のシンボル信号に対して周波数補正係数が乗算され、周波数ずれに対する補正処理が行われる。
【００２８】
一方、ＦＦＴ演算器１２より出力された受信ＯＦＤＭ信号は、周波数領域において受信信号の等化処理を実行する周波数領域等化器１４に出力される。周波数領域等化器１４において受信ＯＦＤＭ信号は等化処理が施され、等化処理後の受信ＯＦＤＭ信号は、並直列変換器１５でパラレル信号からシリアル信号に変換された後、チャンネル復号器１６でビタビ復号化やリードソロモン復号化を施され、次いで、ソース復号器１７でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式などの復号化を施された後、Ｄ／Ａ変換器１８でアナログ化され出力される。
【００２９】
｛時間領域等化処理｝
次に、時間領域等化器１１において行われる時間領域の等化処理について説明する。図２に示すように、時間領域のシンボル信号にはガードインターバル（ＧＩ）区間がある。ガードインターバルは有効シンボルの後部の一部分のコピーである。このガードインターバル信号を利用することで、レイリーフェーディングの傾きを求めることができる。１シンボル区間のレイリーフェーディングは直線関数にみなせるので、傾きが判明すれば、有効シンボル区間のレイリーフェーディング関数を算出ことができる。その関数を使ってシンボル信号を補正する。
【００３０】
図３は、１シンボル信号における各時間の信号を示している。g1,g2,・・・gLはガードインターバル内の信号であり(Lはガードインターバル内の信号の数）、p1,p2,・・・pLはガードインターバルのコピー元信号である。つまり、giとpiは元は同じ信号である(i=1,2,・・・L)。時間的に変化する伝送路を経て、giがpiに変動するわけである。
【００３１】
g1とp1を図４のような座標にあてはめると、数４式で示すようにg1-p1直線の数式gp1(n)を求めることができる。
【００３２】
【数４】
2005191662.tif 000006
【００３３】
数４式で得られた直線の傾きはデータに依存するので、giとpi(i-1,2,・・・L)は元は同じ信号であることを利用し、数５式のようにデータの依存性を取り除く。
【００３４】
【数５】
2005191662.tif 000007
【００３５】
したがって、レイリーフェーディング関数r(n)の傾きは数６式で与えられる。
【００３６】
【数６】
2005191662.tif 000008
【００３７】
同様の計算をi=2,3,・・・M(1<M<L)についても行う。つまり、g2〜p2、g3〜p3・・・gM〜pMを用いてそれぞれについて傾きαiを求める。ノイズなど干渉のない場合は、各傾きαiがすべて同じとなるが、ノイズのある場合を考慮してαiの平均値αをとる。したがって、αは数７式で表される。
【００３８】
【数７】
2005191662.tif 000009
【００３９】
これにより、シンボルごとのレイリーフェーディング関数r(n)の傾きが得られる。レイリーフェーディング関数r(n)が求められると、受信信号をレイリーフェーディング関数r(n)で除算することにより、時間領域でシンボルごとに信号等化（信号補正）が行われることとなる。
【００４０】
｛周波数領域等化処理｝
次に、周波数領域等化器１４において行われる周波数領域の等化処理について説明する。シンボル信号は、ＦＦＴ演算器１２において周波数領域の信号に変換される。図５は、周波数領域における受信ＯＦＤＭ信号を模式的に示す図である。図中横軸はシンボル方向であり、縦軸はキャリア方向である。また、黒四角のポイントはパイロット信号であり、白丸のポイントはデータ信号である。
【００４１】
ここで、パイロット信号は、振幅および位相が既知の信号であり、周波数領域等化器１４は、パイロット信号の振幅および位相をメモリ等に記憶している。したがって、記憶しているパイロット信号と受信したパイロット信号を比較することにより伝送路応答を求めることが可能である。そして、図５で示したように受信シンボル信号内に配列されているパイロット信号の伝送路応答から、データ信号の伝送路応答を推定するのである。
【００４２】
ここで、前述したように、一般的な推定方法は、シンボル方向は直線推定を行い、キャリア方向はＦＩＲフィルタを用いて推定を行うという方法である。直線推定を行う方法の一例を説明する。図５に示すように、シンボル方向では、パイロット信号が４シンボルごとに出現するように配列されている。したがって、隣り合う２点のパイロット信号の伝送路応答関数の平均をとることにより、その２点のパイロット信号の中間に位置するデータ信号の伝送路応答関数を推定することができる。さらに、この中間に位置するデータ信号の推定された伝送路応答関数と、２シンボル前のパイロット信号の伝送路応答関数との平均をとれば１シンボル前のデータ信号の伝送路応答関数が推定される。あるいは、この中間に位置するデータ信号の推定された伝送路応答関数と、２シンボル後のパイロット信号の伝送路応答関数との平均をとれば１シンボル後のデータ信号の伝送路応答関数が推定される。
【００４３】
しかし、移動受信の場合、レイリーフェーディングの影響で、シンボル方向の伝送路変動も大きくなり、上述したような直線推定（直線補間）では正しく伝送路推定を行うことができない。したがって、想定される最大ドップラー周波数にも対応可能なＦＩＲ補間が必要となってくる。そこで、本実施の形態においては、シンボル方向等化器１４１および周波数方向等化器１４２は、いずれもＦＩＲフィルタを用いた等化処理を実行することとしている。
【００４４】
ここで、ＦＩＲフィルタを用いて理想的なスペクトルを得るためには、タップ数が多く必要となる。そして、タップ数に対応して記憶する必要のあるパイロット信号の数も多くなる。そうすると、バッファリグのためのメモリが多く消費され、回路規模を大きくすることとなる。しかし、本実施の形態においては、ＦＦＴ演算前の時間領域のシンボル信号に対する等化処理を実行することで、シンボル方向の伝送路変動を緩やかにさせ、シンボル補間ＦＩＲフィルタのタップ数を減らすことができるのである。
【００４５】
つまり、周波数領域においてシンボル方向およびキャリア方向の両方に対してＦＩＲフィルタを用いた等化処理を実行することにより、精度の高い伝送路推定を可能としながら、ＦＩＲフィルタのタップ数を削減し、回路規模の縮小化も実現しているのである。具体的には、時間領域において等化処理を行わず、周波数領域においてのみ等化処理を行う場合に、ＯＦＤＭ信号を正常に復調するためにＦＩＲフィルタに必要なタップ数が実験等により決定されたとすると、本実施の形態の方法によれば、それよりも少ないタップ数のＦＩＲフィルタを用いてＯＦＤＭ信号を正常に復調することが可能である。
【００４６】
図６は、時間領域における等化処理を行う前後のシンボル信号の状態を示す図である。図の横軸は時間軸であり、縦軸は振幅を示している。この図は、１シンボル内の信号が全て同じ振幅の信号として送信された場合を示している。図からも分かるように、時間領域における等化処理を行う前のシンボル信号（実線で示している。）は、レイリーフェーディングの影響で、１シンボル内の信号が大きく変動していることがわかる。一方、時間領域における等化処理を行った後のシンボル信号（破線で示している。）は、１シンボル内の信号の変動が緩和されていることがわかる。
【００４７】
また、図７は、時間領域における等化処理前のコンスターレーションであり、図８は、時間領域における等化処理後のコンスターレーションを示している。コンスターレーションは、直交変調に対し，同相成分をx軸（横軸）、直交成分をy軸（縦軸）として信号を表したものである。図７と図８を比較すると、図７のコンスターレーションの方が信号点の大きさが大きく、信号にノイズなどが多く含まれていることを示している。
【００４８】
また、図９は、時間領域における等化処理前のシンボル方向の伝送路変動を示す図であり、図１０は、時間領域における等化処理後のシンボル方向の伝送路変動を示す図である。図９に比べて図１０の方が伝送路が滑らかに変動していることが分かる。これにより、周波数領域での等化処理の精度を向上させることが可能となっている。
【００４９】
図１１は、本実施の形態の方法を採用したＯＦＤＭ受信装置（時間領域において等化処理を行った上で、周波数領域においてはＦＩＲフィルタを用いてシンボル方向とキャリア方向に等化処理を行う復調器）と、従来の方法を採用した他社のＯＦＤＭ受信装置との性能を比較した結果を示している。図中、横軸はドップラー周波数、縦軸は要求されるＣ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）を示している。Ｃ／Ｎ比は、雑音電力に対する信号電力の比である。
【００５０】
たとえば、ドップラー周波数４０Ｈｚの場合で比較すると、本実施の形態の復調方法を採用した４アンテナダイバーシテ受信によると、要求されるＣ／Ｎ比は１６．８ｄＢである。これに対して、従来方法（他社）の４アンテナダイバーシテ受信では、１８．６ｄＢが要求される。つまり、４０Ｈｚのドップラー周波数を受ける環境においてＯＦＤＭ信号を正常に復調するために、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置が要求する信号品質は、従来のＯＦＤＭ受信装置が要求する信号品質よりも低いものでよいことを示している。また、４アンテナダイバーシテ受信においては、従来のＯＦＤＭ受信装置では復調することが不可能であった７０Ｈｚのドップラー周波数を受ける環境においてもＣ／Ｎ比が２０ｄＢ程度で受信可能となっている。また、２アンテナダイバーシテ受信においても、本実施の形態の復調方法を採用すると、Ｃ／Ｎ比が２８ｄＢの信号であれば、５０Ｈｚのドップラー周波数を受ける環境まで耐えうることが分かる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】実施の形態にかかるＯＦＤＭ用復調器のブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭシンボル信号の構成を示す図である。
【図３】レイリーフェーディング環境におけるシンボル信号の状態を示す図である。
【図４】レイリーフェーディング関数の算出方法を示す図である。
【図５】受信ＯＦＤＭ信号のパイロット配置を示す図である。
【図６】時間領域等化の効果を示す図である。
【図７】時間領域等化前のコンスターレーションを示す図である。
【図８】時間領域等化後のコンスターレーションを示す図である。
【図９】時間領域等化前のシンボル方向の伝送路変動を示す図である。
【図１０】時間領域等化後のシンボル方向の伝送路変動を示す図である。
【図１１】本発明の復調器と他社製復調器のドップラー特性比較結果を示す図である。
【符号の説明】
【００５２】
１１    時間領域等化器
１２    ＦＦＴ演算器
１４    周波数領域等化器
１４１  シンボル方向等化器
１４２  キャリア方向等化器
【図１】
2005191662.tif 000010
【図２】
2005191662.tif 000011
【図３】
2005191662.tif 000012
【図４】
2005191662.tif 000013
【図５】
2005191662.tif 000014
【図６】
2005191662.tif 000015
【図７】
2005191662.tif 000016
【図８】
2005191662.tif 000017
【図９】
2005191662.tif 000018
【図１０】
2005191662.tif 000019
【図１１】
2005191662.tif 000020