(57)【要約】【課題】高耐圧ダイオード、耐大電流のフィルムコンデンサ、さらに自己消弧型スイッチ手段を用いずに放電灯の起動に必要な高電圧パルスが発生でき、小型で低コストの放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】直流電源と、直流電源を昇圧あるいは降圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧あるいは降圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路とで構成される放電灯点灯装置において、イグナイタ回路が、直流電源を入力として、パルストランスと能動スイッチ手段とを備えるフライバック電圧発生回路よりなる。【選択図】        図１
2005004972.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を昇圧あるいは降圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧あるいは降圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、直流電源を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
直流電源を昇圧あるいは降圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧あるいは降圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、前記インバータ回路の出力を整流した直流電圧を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
直流電源を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、前記直流電源を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
直流電源を昇圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、前記昇圧された直流電圧を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記能動スイッチ手段として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを用いることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車、プロジェクタ、照明などに用いられる高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に従来の放電灯点灯装置の回路構成を示す。図中のＥは車載バッテリーなどからなる直流電源である。１は、直流電源Ｅを昇圧あるいは降圧し、負荷である放電灯ＤＬへの供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路であり、スイッチ手段Ｑ１とトランスＴ１、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１から構成されている。２は直流電圧を交流電圧へ変換するインバータ回路であり、スイッチ手段Ｑ２〜Ｑ５のフルブリッジ回路で構成されている。３は負荷である放電灯ＤＬの起動に必要な高圧パルスを発生するイグナイタ回路である。このイグナイタ回路３は、充電回路３１とパルス発生回路３２とからなり、充電回路３１は倍電圧整流用のダイオードＤ２，Ｄ３とコンデンサＣ２，Ｃ３及び充電電流制限用の抵抗Ｒ１とから構成されている。また、パルス発生回路３２はパルストランスＴ２と自己消弧型スイッチ手段Ｘ１とからなる。
【０００３】
図７に従来のイグナイタ回路３の動作波形を示す。イグナイタ回路３の充電回路３１は倍電圧整流回路で構成されており、イグナイタ回路３の入力電圧Ｖ２の極性が交番するときに充電電流ＩＲが流れる。コンデンサＣ２の電圧をＶＣ２、コンデンサＣ３の電圧をＶＣ３とすると、図９のコンデンサ充電電圧ＶＣ２＋ＶＣ３のように充電され、そして、その充電電圧が所定電圧まで充電されると、自己消弧型スイッチ手段Ｘ１（図中はサイリスタであるが、トライアック、放電ギャップでも可）がオンして、パルストランスＴ２を介してパルス電圧を発生させる。パルス電圧発生により放電灯ＤＬが起動すると、インバータ出力電圧Ｖ２が低下してイグナイタ回路３は停止するが、放電灯ＤＬが起動しないと、インバータ出力電圧Ｖ２は低下せず、再び充電電流ＩＲが流れる。
【０００４】
他の従来技術としては、イグナイタにインダクタとスイッチング素子（回路記号はＭＯＳ−ＦＥＴ）を用いたものや、イグナイタ回路にパルストランスとスイッチング素子（回路記号はサイリスタ）を用いたものが開示されている（例えば、特許文献１、２）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−３５２９７８号公報（第４頁、図１）
【特許文献２】
特開２０００−３４０３７４号公報（第３頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図６の放電灯点灯装置のイグナイタ回路３では、ダイオードＤ２、Ｄ３は高耐圧ダイオードであり、コンデンサＣ２、Ｃ３は大パルス電流に耐えられるフィルムコンデンサである。これらの部品は比較的大型形状であるため、イグナイタ回路３の小型化は難しいという課題があった。
【０００７】
また、主スイッチである自己消弧型スイッチ手段Ｘ１をオフにするには、保持電流ＩＨ以下にする必要があるが、例えば車載用ではエンジンの発熱や外気温の上昇により、放電灯点灯装置も高温状態に置かれることが多く、図８に示す様に保持電流ＩＨは高温で低い値となる。自己消弧型スイッチ手段Ｘ１をオフにするには、充電電流ＩＲのピーク値が保持電流ＩＨより小さくなるように回路設計しなければならず、使用温度範囲を考慮すると充電電流ＩＲは抑えられ、コンデンサＣ２、Ｃ３の充電時間が長くなるという課題もあった。
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、高耐圧ダイオード、耐大電流のフィルムコンデンサ、さらに回路設計面での制約が多い自己消弧型スイッチ手段を用いずに放電灯の起動に必要なパルス電圧が発生でき、小型で低コストの放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
（１）  本発明の放電灯点灯装置は、直流電源を昇圧あるいは降圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧あるいは降圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、直流電源を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする。
【００１０】
（２）  本発明の他の放電灯点灯装置は、直流電源を昇圧あるいは降圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧あるいは降圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、前記インバータ回路の出力を整流した直流電圧を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする。
【００１１】
（３）  本発明の他の放電灯点灯装置は、直流電源を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、前記直流電源を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする。
【００１２】
（４）  本発明の他の放電灯点灯装置は、直流電源を昇圧して負荷である放電灯への供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換して負荷である放電灯に供給するインバータ回路と、負荷である放電灯の起動時高圧パルスを印加するイグナイタ回路を備える放電灯点灯装置であって、
前記イグナイタ回路は、前記昇圧された直流電圧を入力とし、パルストランスと能動スイッチ手段を備えたフライバック電圧発生回路を構成することを特徴とする。
【００１３】
（５）  上記の（１）〜（４）のいずれかの放電灯点灯装置において、前記能動スイッチ手段として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを用いることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の実施例１の構成を示す。図１で、Ｅは直流電源であり、車載用バッテリーあるいは商用交流電圧を整流した直流電圧などからなる。直流電源Ｅを昇圧あるいは降圧し、負荷である放電灯ＤＬへの供給電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１と、昇圧あるいは降圧された直流電圧を交流電圧へ変換するインバータ回路２と、フライバック電圧発生回路３３よりなるイグナイタ回路３と、駆動・制御回路４とから構成される。
【００１５】
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の構成について説明する。直流電源Ｅの正極側はトランスＴ１の１次巻線の一端に接続される。トランスＴ１の一次巻線の他端はＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いたスイッチ手段Ｑ１のドレインに接続される。スイッチ手段Ｑ１のソースはグランドＧＮＤに接続されると共に直流電源Ｅの負極側に接続される。スイッチ手段Ｑ１のゲートはｃ端子に接続される。トランスＴ１の二次巻線の一端はグランドＧＮＤに接続されており、他端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは出力コンデンサＣ１の一端に接続される。出力コンデンサＣ１の他端はグランドＧＮＤに接続され、その先に電流検出用抵抗Ｒ２が接続されている。
【００１６】
次にインバータ回路２について説明する。このインバータ回路２は、前述のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力Ｖ１に、ＭＯＳＦＥＴよりなる４個のスイッチ手段Ｑ２〜Ｑ５をフルブリッジ接続したものであり、スイッチ手段Ｑ２とＱ５がオン、Ｑ３とＱ４がオフとなる第１の状態と、スイッチ手段Ｑ２とＱ５がオフ、スイッチ手段Ｑ３とＱ４がオンとなる第２の状態とが交互に反転するように駆動される。よって、方形波状の交流電圧Ｖ２が出力される。
【００１７】
次に、イグナイタ回路３を構成するフライバック電圧発生回路３３について説明する。フライバック電圧発生回路３３は、パルストランスＴ２の一次巻線と能動型スイッチ手段Ｑ６とが直列に接続され、能動型スイッチ手段Ｑ６のコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ４とダイオードＤ４が並列に接続され、ダイオードＤ４は能動型スイッチ手段Ｑ６の逆方向電流を流す方向に接続されている。パルストランスＴ２の二次巻線はインバータ回路２の出力と放電灯ＤＬの間に直列に接続されている。能動型スイッチ手段Ｑ６のオン期間には、直流電源ＥからパルストランスＴ２の一次巻線に励磁電流が漸増して流れ、励磁エネルギーが蓄えられる。能動型スイッチ手段Ｑ６がオフした瞬間に励磁エネルギーは放出され、巻線間にフライバック電圧を発生する。一次巻線の励磁インダクタンスとコンデンサＣ４の静電容量（能動スイッチ手段Ｑ６やパルストランスＴ２の巻線に存在する静電容量も等価の作用をするので含まれる）で決まる共振周期のフライバック電圧が発生する。能動型スイッチ手段Ｑ６のオン期間内に蓄えられた励磁エネルギーが、短時間の共振周期で圧縮された形の電圧波形として現れるので、一次巻線間に生ずるフライバック電圧ＶＦ１のピーク値は、直流電源Ｅの電圧の数十倍以上に容易に昇圧される。さらにフライバック電圧ＶＦ１はパルストランスＴ２の巻線比で昇圧され、二次巻線間にイグナイタ電圧ＶＦ２として出力される。
【００１８】
次に、駆動・制御回路４について説明する。この駆動・制御回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１、インバータ回路２、フライバック電圧発生回路３３の各部位の状態を検出して制御すると共に、スイッチ手段Ｑ１〜Ｑ６の駆動信号を送出する。ａ端子は直流電源電圧を検出し、ｂ端子はグランドＧＮＤに接続される。ｄ端子はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１からインバータ回路２に出力される電流（放電灯電流に相当する）を電流検出用抵抗Ｒ２により検出し、ｅ端子はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ１を検出する。ｋ端子はフライバック電圧回路３３の能動スイッチ手段Ｑ６のコレクタ電圧（フライバック電圧ＶＦ１とは極性が異なるが、振幅は同じ）を検出する。
【００１９】
さらに駆動・制御回路４は、放電灯電力が所定の設定電力値と一致するようにＤＣ−ＤＣコンバータ回路１のスイッチ手段Ｑ１の駆動信号をｃ端子に送出する。さらにｆ、ｇ、ｈ、ｉの各端子には４個のスイッチ手段Ｑ２〜Ｑ５の駆動信号を送出される。ｊ端子にはフライバック電圧発生回路３３の能動スイッチ手段Ｑ６の駆動信号（所定期間オンとなる信号）が送出される。イグナイタ回路３による放電灯ＤＬの起動の成否は、電流検出用抵抗Ｒ２によるインバータ回路２の出力電流検出で判定される。放電灯ＤＬが起動すれば出力電流は増大し、これを検出した時は能動スイッチ手段Ｑの駆動信号を再送出しない。放電灯ＤＬの起動に失敗した場合は、再度、能動スイッチ手段Ｑ６をオン駆動してイグナイタ電圧ＶＦ２を発生させる。放電灯ＤＬの起動失敗が所定回数に達した場合は放電灯点灯装置全体の動作を停止させる。
【００２０】
また、能動スイッチ手段Ｑ６を保護するため、ｋ端子による能動スイッチ手段Ｑ６のコレクタ電圧検出が所定値に達した場合は、コンデンサＣ４と並列にインピーダンス素子（抵抗、コンデンサ）を接続して、コレクタ電圧を低下させる保護動作を行う。他にも図示していないが、能動スイッチ手段Ｑ６のコレクタ電流（またはエミッタ電流）を検出してこれが所定値に達した場合は、直ちに能動スイッチ手段Ｑ６を遮断する保護動作を行うこともある。さらに放電灯ＤＬの起動に失敗し、再度能動スイッチ手段Ｑ６をオン駆動する場合に、この二回目は一回目よりコレクタ電流を増加（励磁エネルギーを増加）させて、イグナイタ電圧ＶＦ２を一回目より高電圧にして放電灯ＤＬを起動し易くする方法をとることもある。
【００２１】
実施例１の実験を行い、電源電圧Ｅとして１２Ｖ、能動型スイッチ手段Ｑ６として９００Ｖ耐圧、ピーク電流１８０Ａの絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用い、昇圧比３０倍のパルストランスＴ２により、ピーク値８００Ｖのフライバック電圧ＶＦ１とピーク値２４ｋＶのイグナイタ電圧ＶＦ２が得られた。放電灯ＤＬとして自動車用メタルハライドランプ（Ｄ２バルブ）を接続し、起動点灯できることを確認した。図５に実施例１の能動スイッチ手段Ｑ６の波形を示す。
【００２２】
図２に本発明の実施例２の主回路の構成を示す。実施例１と異なる点は、イグナイタ回路３の入力として、インバータ回路２の交流出力Ｖ２をダイオードＤ５とコンデンサＣ５によって整流・平滑した直流電圧Ｖ３を用いたことである。イグナイタ回路３を放電灯ＤＬのソケット部に内装した場合、ソケット部にインバータ回路出力Ｖ２のみを供給すれば良く、高電圧部の配線の無い放電灯点灯装置となる。
【００２３】
図３に本発明の実施例３の主回路の構成を示す。実施例１と異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１を省いていることである。直流電源Ｅとして４２Ｖバッテリーを用い、低いランプ電圧（例えば３５Ｖ）の放電灯ＤＬを使う場合などに適した構成である。
【００２４】
図４に本発明の実施例４の主回路の構成を示す。実施例１と異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１を昇圧型とし、フライバック電圧発生回路３３の入力として、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の昇圧された出力電圧Ｖ１を用いたことである。直流電圧Ｖ１は直流電源Ｅに比べて高電圧であるため、パルストランスＴ２の昇圧比を低く設定できる。
【００２５】
既述した実施例の能動スイッチ手段Ｑ６としては、バイボーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）などが使用できるが、高耐圧、低飽和電圧の特長をもつ絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いるのが、特に望ましい。ＩＧＢＴは逆方向ダイオードＤ４を内蔵したタイプも多種類、市販されているので、実質的にＤ４を省くことができる。
【００２６】
コンデンサＣ４は、数百ピコＦから数十ナノＦ程度の静電容量であるので、部品形状は小さい。また、能動スイッチ手段Ｑ６やパルストランスＴ２の巻線に寄生する静電容量もコンデンサＣ４と同じ作用をするので、実施の状態によってはＣ４そのものを省くことも可能である。
【００２７】
【発明の効果】
本発明によれば、イグナイタ回路はパルストランスと能動スイッチ手段とを備えるフライバック電圧発生回路よりなるから、高耐圧ダイオードや耐大電流のフィルムコンデンサ、さらに自己消弧型スイッチ手段を用いずに放電灯の起動に必要な高電圧パルスが発生でき、小型で低コストが可能である。また、イグナイタ回路の入力として、各部位の直流電圧を利用できるので、用途に適した構成が可能である。さらに、能動スイッチ手段のオン期間を制御することで、イグナイタ電圧を可変できるので、各種の放電灯に適合した起動時高電圧パルスを発生できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例２の回路図である。
【図３】本発明の実施例３の回路図である。
【図４】本発明の実施例４の回路図である。
【図５】本発明の実施例１の動作説明のための波形図である。
【図６】従来例の回路図である。
【図７】従来例の動作説明のための波形図である。
【図８】従来例の動作説明のための特性図である。
【符号の説明】
Ｅ  直流電源、  ＤＬ  放電灯、  １  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路、２  インバータ回路、  ３  イグナイタ回路、３３  フライバック電圧発生回路、  ４  駆動・制御回路、Ｑ１〜Ｑ５  スイッチ手段、  Ｑ６  能動スイッチ手段、Ｘ１  自己消弧型スイッチ手段、  Ｔ１  トランス、Ｔ２  パルストランス、  Ｃ４  コンデンサ、  Ｄ４  ダイオード
【図１】
2005004972.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005004972.tif 000007
【図６】
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【図７】
2005004972.tif 000009
【図８】
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