(57)【要約】【課題】パルス圧縮処理におけるサイドローブ抑圧を高い性能で実現すると共に分解性能を向上させＳ／Ｎロスを最小化できるパルス圧縮装置を提供する。【解決手段】パルス内周波数変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、この送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、上記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部３０と、フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタ４０とを備えている。【選択図】図３
2005128011.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス内周波数変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。
【請求項２】
前記送信信号は、線形チャープ信号から成ることを特徴とする請求項１記載のパルス圧縮処理装置。
【請求項３】
前記送信信号は、非線形チャープ信号から成ることを特徴とする請求項１記載のパルス圧縮処理装置。
【請求項４】
パルス内位相変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。
【請求項５】
前記パルス内位相変調信号は、量子化位相符号変調信号から成ることを特徴とする請求項４記載のパルス圧縮処理装置。
【請求項６】
パルス内周波数変調もしくはパルス内位相変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記係数ベクトルをフーリエ変換する第１フーリエ変換部を備え、
前記パルス圧縮フィルタは、
前記受信信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換部と、
前記第１フーリエ変換部からのフーリエ変換された係数ベクトルと前記第２フーリエ変換部からのフーリエ変換された受信信号とを周波数空間で演算して間接的にパルス圧縮する間接演算部と、
前記間接演算部からのパルス圧縮された受信信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。
【請求項７】
前記フィルタ係数演算部は、
前記送信信号内でのレンジ方向順のＩ／Ｑサンプル値を要素
2005128011.tif 000113
とするベクトル
【数１】
2005128011.tif 000114
に対して、
【数２】
2005128011.tif 000115
但し、
【数３】
2005128011.tif 000116
（ここで、
2005128011.tif 000117
は高速フーリエ変換演算行列、
2005128011.tif 000118
は逆高速フーリエ変換演算行列、ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、
2005128011.tif 000119
は任意の設計パラメータ、
2005128011.tif 000120
、
2005128011.tif 000121
は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される
2005128011.tif 000122
を係数ベクトルとして出力することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のパルス圧縮処理装置。
【請求項８】
パルス内周波数変調もしくはパルス内位相変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記係数ベクトルをフーリエ変換し、フーリエ変換された係数ベクトルを出力し、
前記パルス圧縮フィルタは、
前記受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フィルタ係数演算部からのフーリエ変換された係数ベクトルと前記フーリエ変換部からのフーリエ変換された受信信号とを周波数空間で演算して間接的にパルス圧縮する間接演算部と、
前記間接演算部からのパルス圧縮された受信信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。
【請求項９】
前記フィルタ係数演算部は、
前記送信信号内でのレンジ方向順のＩ／Ｑサンプル値を要素
2005128011.tif 000123
とするベクトル
【数４】
2005128011.tif 000124
に対して、
【数５】
2005128011.tif 000125
但し、
【数６】
2005128011.tif 000126
（ここで、
2005128011.tif 000127
は高速フーリエ変換演算行列、
2005128011.tif 000128
は逆高速フーリエ変換演算行列、ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、
2005128011.tif 000129
は任意の設計パラメータ、
2005128011.tif 000130
、
2005128011.tif 000131
は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される
2005128011.tif 000132
をフーリエ変換された係数ベクトルとして出力することを特徴とする請求項８項記載のパルス圧縮処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置の受信装置などに使用されるパルス圧縮処理装置に関し、特にサイドローブを抑圧すると共にＳ／Ｎロスを低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば特許文献１には、レーダ装置において使用されるパルス圧縮方式を採用したレーダ信号処理装置が示されている。このレーダ信号処理装置は、チャープ信号（線形ＦＭ変調信号）を送信信号として相対的に移動する移動目標に向けて送信し、移動目標によって反射された反射信号を受信信号として受信後、その受信信号から目標の移動に起因するドップラシフト成分を抽出し、抽出されたドップラシフト成分に基づきこの移動目標を検出する。
【０００３】
パルス圧縮方式は、長パルス内を変調したチャープ信号として送信されたパルス内変調信号を受信した後に、このパルス内変調信号に適合するパルス圧縮フィルタを介して短パルス信号を得るものであり、パルス内送信エネルギーの増加による探知距離の延伸、高い距離分解能の実現、干渉・妨害波抑圧に有効などの利点があるため、多くのレーダに適用されている。
【０００４】
このような従来のレーダ装置（チャープレーダ装置）の性能は、一般に、パルス圧縮処理後の波形（出力波形）、具体的には主ローブのパルス幅（主ローブ幅）とサイドローブのレベル（サイドローブレベル）の２点と、主ローブのピーク値におけるＳ／Ｎロスとによって評価される。
【０００５】
主ローブ幅はレーダの分解能に相当し、主ローブ幅が狭いほど接近した目標を分離する性能（分解能）が高くなるため、主ローブ幅は狭いほど好ましい。また、サイドローブは本来存在しないはずの場所に発生する偽目標の情報を含むため、サイドローブレベルは低いほど好ましい。さらに、レーダの感度維持のためにはＳ／Ｎロスの増加に対して送信電力を増加させるなど高価な対策を要し、また、Ｓ／Ｎロスはレーダ自体の感度を劣化させる要因であるため、Ｓ／Ｎロスは低いほど好ましい。
【０００６】
パルス圧縮処理においては、サイドローブレベルを低く抑えるために受信信号に対して窓関数による重み付けを行うことが一般的である（例えば、非特許文献１の４．６．３節参照）。しかしながら、窓関数による重み付けによってサイドローブレベルを低くすればするほど主ローブ幅が広がり、Ｓ／Ｎロスが増加する。このように、レーダ装置の設計上は、主ローブ幅とサイドローブレベルとはトレードオフの関係にあり、適当なところで妥協を図らなければならない。代表的な窓関数の性能については、例えば非特許文献１の「Ｔａｂｌｅ  １０．８」に示されている。
【０００７】
サイドローブレベルを低減する他の方法としては、所望のサイドローブレベルをもつパルス圧縮された出力の期待値からの二乗平均誤差を最小化するインバースフィルタを構成する方法、パルス圧縮フィルタにサイドローブ除去用フィルタを従属接続する方法、パルス圧縮された相関出力から１サンプルずれの相関出力を減算してサイドローブレベルを低減する方法など各種の方法が報告されている。しかしながら、これらは専らサイドローブレベルの低減のための設計方法に着目したものであるため、Ｓ／Ｎロスについてはフィルタ設計の結果として算出されてはいるが、やはりＳ／Ｎロスの最小値を保証するものではない。
【０００８】
一方、２相符号変調方式について許容可能な最大のピークサイドローブレベルを与えてＳ／Ｎロスを最小化する方法や、逆に所望のＳ／Ｎロスを与えてピークサイドローブレベルを最小化するフィルタ係数を求める方法なども知られているが、いずれも最急降下法などにより求めるものであって、入力符号系列が複素数で系列長が長くなると繰り返し演算量が増えて最適解への収束が容易ではない。
【特許文献１】特開平４−３５７４８５号公報
【非特許文献１】Radar Handbook, 2nd Edition, M.I.Skolnik, McGRAW-HILL（1990））
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上記要請に応えるためになされたものであり、その課題は、パルス圧縮処理におけるサイドローブの抑圧を高い性能で実現すると共にＳ／Ｎロスを最小化できるパルス圧縮処理装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明の主たる側面は、パルス内変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、上記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置において、上記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ上記主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、上記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って上記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタを備えることを特徴とする。
【００１１】
ここで、パルス内変調は周波数もしくは位相に施される。さらに、上記処理は、フーリエ変換を介して周波数空間で行われることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の上記側面によれば、パルス内周波数変調が施された送信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主たるピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出し、算出された係数ベクトルに従って受信信号をＦＩＲフィルタから成るパルス圧縮フィルタでパルス圧縮するように構成したので、パルス圧縮処理におけるサイドローブ抑圧を高い性能で実現すると共に分解性能を向上させ、且つ、Ｓ／Ｎロスを最小化できるパルス圧縮処理装置を提供できる。
【００１３】
また、上記処理をフーリエ変換を介して周波数空間で行うことによって、広ワイドスイープレンジを処理対象とすることが可能となるため、レーダ装置に好適なパルス圧縮処理装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態に係るパルス圧縮処理装置を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１５】
まず、本発明の第１及び第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置が適用されるレーダ信号処理装置の概要を図１に示すブロック図を参照しながら説明する。
【００１６】
このレーダ信号処理装置は、送信信号発生器１０、Ｄ／Ａ変換器１１、ローカル発振器１２、送信側ミキサ１３、送信信号増幅器１４、サーキュレータ１５、空中線１６、受信信号増幅器１７、受信側ミキサ１８、Ａ／Ｄ変換器１９、パルス圧縮処理部２０、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理部２１および目標検出処理部２２から構成されている。
【００１７】
送信信号発生器１０は、パルス繰り返し周波数（Pulse Repetition Frequency、以下、「ＰＲＦ」と略する）を有し、変調により周波数帯域を広げた長パルス信号（チャープ信号）としての送信信号を生成する。例えば、図２（ａ）に示すような、送信パルス幅Ｔ（Ｔ＞＞τ）、周波数帯域幅Δｆ（＝１／τ）の線形チャープ信号を生成する。
【００１８】
Ｄ／Ａ変換器１１は、送信信号発生器１０からの線形チャープ信号をアナログ信号に変換して送信側ミキサ１３に送る。
【００１９】
ローカル発信器１２は、ローカル周波数を有するローカル信号（同期信号）を生成する。
【００２０】
送信側ミキサ１３は、Ｄ／Ａ変換器１１からのチャープ信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより線形チャープ信号を高周波信号に変換し、送信信号増幅器１４に送る。
【００２１】
送信信号増幅器１４は、送信側ミキサ１３からの高周波信号を所定のレベルまで増幅し、サーキュレータ１５に送る。サーキュレータ１５は、送信信号増幅器１４からの高周波信号を空中線１６に出力するか、空中線１６からの受信信号を受信信号増幅器１７に出力するかを切り替える。
【００２２】
空中線１６は、例えばアレイアンテナ等から構成されており、送信信号増幅器１４からサーキュレータ１５を介して送られてくる高周波信号を目標に向けて送信するとともに、目標からの反射波を受信し、受信信号としてサーキュレータ１５へ送る。
【００２３】
受信信号増幅器１７は、空中線１６からサーキュレータ１５を介して送られてくる受信信号を低雑音増幅し、受信側ミキサ１８に送る。
【００２４】
受信側ミキサ１８は、受信信号増幅器１７からの受信信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより受信信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換し、Ａ／Ｄ変換器１９に送る。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器１９は、受信側ミキサ１８からのＩＦ信号を直交デジタル信号（Ｉ／Ｑ信号）に変換し、パルス圧縮処理部２０に送る。
【００２６】
パルス圧縮処理部２０は本発明のパルス圧縮装置に対応するものであり、Ａ／Ｄ変換器１９からのＩ／Ｑ信号に対してパルス圧縮処理を行う。パルス圧縮は、送信時に変調が施された長パルス信号を、受信時にレンジ（距離）方向の相関処理によって短パルス信号に変換する技術である（詳細は後述する）。この技術により圧縮されたパルス波形の一般的な例を図２（ｂ）に示す。パルス圧縮処理装置２０でパルス圧縮された信号は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理部２１に送られる。
【００２７】
ＤＦＴ処理部２１は、パルス圧縮処理装置２０からのパルス圧縮された信号をフーリエ変換することにより、時間領域のデータを周波数領域のデータに変換する。即ち、目標の相対速度を検出するために受信信号を目標の速度成分であるドップラシフト成分に分解する。目標検出処理部２２は、ＤＦＴ処理部２１からのドップラシフト成分を抽出することにより、移動目標を抽出する。
（第１実施形態）
【００２８】
次に、本発明の第１実施形態に係るパルス圧縮処理装置（図１のパルス圧縮部２０に対応する）の詳細を説明する。
【００２９】
図３はパルス圧縮処理装置２０の詳細な構成を示すブロック図である。このパルス圧縮処理装置２０は、フィルタ係数演算部３０とパルス圧縮フィルタ４０とから構成されている。
【００３０】
フィルタ係数演算部３０は、パルス圧縮フィルタ４０に与える第１係数ベクトル
2005128011.tif 000003
を算出する。フィルタ係数演算部３０は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１とゼロサイドローブ演算部３２とから構成されている。
【００３１】
Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小にする係数データを第２係数ベクトル
2005128011.tif 000004
として生成する。このＳ／Ｎロス最小演算部３１の出力は、ゼロサイドローブ演算部３２に送られる。
【００３２】
ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの第２係数ベクトル
2005128011.tif 000005
に基づいて、さらに、サイドローブレベルをゼロに抑圧したゼロサイドローブ（サイドローブフリー）を実現するための係数データを第１係数ベクトル
2005128011.tif 000006
として生成し、パルス圧縮フィルタ４０に送る。
【００３３】
パルス圧縮フィルタ４０は、例えば図４に示すようなＦＩＲフィルタ（Finite Impulse Response、有限インパルス応答）から構成されている。このＦＩＲフィルタは、遅延素子（Ｄ）、乗算器（×）および加算器（＋）から成る周知の構造を有し、フィルタ係数演算部３０から送られてくる第２係数ベクトル
2005128011.tif 000007
に従って、Ａ／Ｄ変換器１９から送られてくるＩ／Ｑ信号（図の
2005128011.tif 000008
）をパルス圧縮し、信号
2005128011.tif 000009
として出力する。
【００３４】
以下、フィルタ係数演算部３０における第２係数ベクトル
2005128011.tif 000010
の生成方法を説明する。まず、サイドローブフリーのパルス圧縮条件の導出について説明する。
【００３５】
［パルス圧縮処理の原理］
レーダ信号処理装置のパルス圧縮処理装置２０において、パルス圧縮フィルタ４０への入力チャープ信号の時系列を
【数７】
2005128011.tif 000011
とベクトル表記する。ここで、ベクトル成分
2005128011.tif 000012
は送信チャープパルス内でのレンジ方向順のＩ／Ｑサンプリングデータを表す。これは、レーダ送信波形のレンジごとのサンプル値に相当する。
【００３６】
これに対してパルス圧縮フィルタ４０におけるフィルタ係数ベクトル
2005128011.tif 000013
は、ＮタップのＦＩＲフィルタ係数ベクトルとして、
【数８】
2005128011.tif 000014
と表すことができる。ここで、
【数９】
2005128011.tif 000015
は最適フィルタの係数ベクトルを表し、
【数１０】
2005128011.tif 000016
は重み関数行列
2005128011.tif 000017
（窓関数に相当する）を表す。ここで、「＊」は複素共役を表し、「
2005128011.tif 000018
」は対角行列を表す。
【００３７】
このとき、パルス圧縮フィルタ４０からの出力信号の時系列は、
【数１１】
2005128011.tif 000019
と表すことができる。ここで、
【数１２】
2005128011.tif 000020
は、パルス圧縮フィルタを構成するＦＩＲフィルタの各遅延段（Ｄ）への入力信号を表す状態マトリクスである。また、「Ｔ」は転置行列を表す。
【００３８】
［周波数空間での処理の定式化］
近年、パルス圧縮処理を式（２）に示すフィルタ係数を有するＦＩＲフィルタを用いて実空間上で相関処理するよりも、フーリエ変換を介して周波数空間で処理する事が多くなっており、特に処理の効率上、式（１）で示す系列長Ｎよりも長い受信信号のサンプル系列に対して一括して周波数空間上で処理することが一般的である。さらに受信信号のサンプル系列は、広ダイナミックレンジの要求などからＩＦ信号を高いサンプリング周波数で直接ＡＤ変換した後、デジタル処理で算出することが多用されている。これは、パルス圧縮比と同じ最小の系列ではなく、それよりも長い系列（細やかなサンプリング系列）のデータが入力される事を意味している。
【００３９】
このような事情を考慮して、本発明においては、パルス圧縮フィルタ４０への入出力信号を、フーリエ変換（及び逆フーリエ変換）を介して、次のような実空間（のベクトル：式（５））と周波数空間（のベクトル：式（７））との対応関係
【数１３】
2005128011.tif 000021
に基づき、周波数空間において取り扱う。ここで、
【数１４】
2005128011.tif 000022
は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算マトリクスを表し、その各成分は
【数１５】
2005128011.tif 000023
である。なお、
2005128011.tif 000024
であり、
2005128011.tif 000025
は高速フーリエ変換のポイント数を表す。また、
【数１６】
2005128011.tif 000026
とした。上述したように、ＦＦＴのポイント数
2005128011.tif 000027
はパルス圧縮フィルタ４０の出力時系列のサンプル数（２Ｎ―１）よりも大きいことが必要なので、式（７）〜（１４）に示す各量（ベクトル及び行列）には、ＦＦＴのポイント数
2005128011.tif 000028
に合わせて０成分を付加している。このような周波数空間における処理は、広いレーダスイープレンジを対象として一括してフーリエ変換を適用できるため、レーダ装置への適用に好ましい。
【００４０】
式（８）〜（１４）を式（７）に代入すると、
【数１７】
2005128011.tif 000029
を得る。ここで、
【数１８】
2005128011.tif 000030
は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算マトリックスであり、次の規格化条件
【数１９】
2005128011.tif 000031
を満たす。ここで、
2005128011.tif 000032
は単位行列である。
【００４１】
この前提の下、本発明の目的であるサイドローブフリーの出力ベクトル（期待出力）を
【数２０】
2005128011.tif 000033
で与える。ここで、
【数２１】
2005128011.tif 000034
である。これは、式（５）で与えられる通常の係数ベクトルによる出力時系列の内で、ピーク出力の近傍（サンプル点
2005128011.tif 000035
を中心に片側
2005128011.tif 000036
までの領域）に関しての出力（サンプル値）のみを許容し、それ以外のサンプル値を０（レンジサイドローブフリー）に置き換えたものとなっている。つまり、本発明においては、レンジサイドローブフリーの条件を満たすような出力ベクトルとして式（１９）を設定する。この前提の下、式（１８）の
2005128011.tif 000037
が求める係数ベクトルである。
【００４２】
次に、式（１５）を参考にして、式（１８）を満たす係数ベクトル
2005128011.tif 000038
の算出を行う。
【００４３】
式（１８）の両辺に左からＦＦＴ演算マトリックス
2005128011.tif 000039
を乗じて、式（１５）を利用すると、
【数２２】
2005128011.tif 000040
となる。この式の両辺に左から
2005128011.tif 000041
を乗じると、
【数２３】
2005128011.tif 000042
を得る。さらに、この式の両辺に左からＩＦＦＴ演算マトリックス
2005128011.tif 000043
を乗じると、
【数２４】
2005128011.tif 000044
を得る。ここで、
【数２５】
2005128011.tif 000045
である。
【００４４】
以上の結果より、レンジサイドローブフリーを与えるフィルタ係数ベクトル
2005128011.tif 000046
は式（２２）においてレンジサイドローブフリーの出力期待値ベクトル
2005128011.tif 000047
を規定すればそれに応じて決定できることが分かる。さらに、出力期待値ベクトル
2005128011.tif 000048
は係数ベクトル
2005128011.tif 000049
から導出されるため、結果として、係数ベクトル
2005128011.tif 000050
を決定すればそれに伴ってサイドローブフリーの係数ベクトル
2005128011.tif 000051
を式（２２）より導くことができる。
【００４５】
このようにして、ゼロサイドローブ演算部３２は、式（２２）によって与えられる係数ベクトル
2005128011.tif 000052
をパルス圧縮フィルタ４０に送る。
【００４６】
［サイドローブフリー条件でのＳ／Ｎロスの導出］
上記ではサイドローブフリーとなる係数ベクトルの算出方法を示したが、一般には、このような方法ではノイズ環境下においてＳ／Ｎ劣化が著しいものと考えられる。そこで、次に、Ｓ／Ｎロスの最小化とサイドローブフリーの２つの条件を同時に満足するパルス圧縮係数ベクトルの算出式を導出する。式（１）で表されるパルス圧縮フィルタへの入力チャープ信号
2005128011.tif 000053
の平均電力は、
【数２６】
2005128011.tif 000054
で与えられる。ここで、Ｎは、式（１）で与えられる入力チャープ信号のサンプル数を表す。
【００４７】
また、入力チャープ信号の各サンプル点（つまり、式（１）の各ベクトル成分）に加わる雑音は無相関とすると、その平均入力電力は、
【数２７】
2005128011.tif 000055
のように書ける。
【００４８】
このことは、入力チャープ信号がノイズ帯域と同一の周波数でサンプリングされる状況を想定していることに相当し、前述のようにチャープ帯域と同一もしくはそれよりも高い周波数でサンプリングされた系列になっていることを意味している。
【００４９】
このとき、フィルタによってパルス圧縮された出力信号の電力ピーク値は、
【数２８】
2005128011.tif 000056
であり、その雑音平均出力は
【数２９】
2005128011.tif 000057
のように与えられる。
【００５０】
同様に、最適フィルタを使用した場合のパルス圧縮された出力信号の電力ピーク値、及びその雑音平均出力は、それぞれ
【数３０】
2005128011.tif 000058
と算出される。
【００５１】
一般に、Ｓ／Ｎ損失を示す指数Ｌは、
【数３１】
2005128011.tif 000059
と定義されるので、この式に式（２４）〜（２９）を代入すると、
【数３２】
2005128011.tif 000060
を得る。なお、指数Ｌはその値が増大して１に近づくほどＳ／Ｎ損失が小さい事を示す指数である。
【００５２】
しかし、このままの形式では解析的に条件が導出できないため、恒等的に成り立つ次の関係式
【数３３】
2005128011.tif 000061
を用いることにする。ここで、
【数３４】
2005128011.tif 000062
であり、
【数３５】
2005128011.tif 000063
という入力状態マトリクスを新たに定義した。
【００５３】
式（３１）は式（３２）を用いることによって、新たに
2005128011.tif 000064
の２次形式として
【数３６】
2005128011.tif 000065
のように変形できる。ここで、式（３６）に次式
【数３７】
2005128011.tif 000066
を代入すると、
【数３８】
2005128011.tif 000067
を得る。さらに、次の定義式
【数３９】
2005128011.tif 000068
を式（３８）に代入すると
【数４０】
2005128011.tif 000069
を得る。さらに、次の定義式
【数４１】
2005128011.tif 000070
を用いると、式（４２）は、
【数４２】
2005128011.tif 000071
と書き直すことができる。
【００５４】
式（４５）によって表されるＳ／Ｎロスの指数Ｌは、次のSchwartzの不等式
【数４３】
2005128011.tif 000072
を用いて、
【数４４】
2005128011.tif 000073
のように評価することができる。
【００５５】
したがって、Ｓ／Ｎロスが最小となるための条件は、不等式（４７）において等号が成立するとき、すなわち、
【数４５】
2005128011.tif 000074
が満たされるときであることがわかる。ここで、αは任意の複素定数である。この式に式（４３），（４４）を代入すると、
【数４６】
2005128011.tif 000075
となる。この式の両辺に右から行列
2005128011.tif 000076
を乗じて、さらに式（３９）を適用すると、
【数４７】
2005128011.tif 000077
となる。さらに、この式の両辺に右から行列
2005128011.tif 000078
を乗じると、
【数４８】
2005128011.tif 000079
となる。
【００５６】
従って、Ｓ／Ｎロス最小を満足する条件として最終的に、
【数４９】
2005128011.tif 000080
を得る。これより、サイドローブフリーの係数ベクトルによるＳ／Ｎロス最小化を満足するためには、導出された式（５２）の係数ベクトル
2005128011.tif 000081
を用いて、式（３２）で与えられるサイドローブフリーの係数ベクトル
2005128011.tif 000082
への変換を行えばよいことがわかる。これにより、サイドローブフリーでＳ／Ｎロス最小の係数ベクトルを求めることが可能となる。
【００５７】
このように、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、式（５２）で表される係数ベクトル
2005128011.tif 000083
を算出し、ゼロサイドローブ演算部３２に送る。そして、ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの係数ベクトル
2005128011.tif 000084
を式（３２）で表されるサイドローブフリーの係数ベクトル
2005128011.tif 000085
に代入することによって、Ｓ／Ｎロスを最小とするサイドローブフリーの係数ベクトルを算出し、パルス圧縮フィルタ４０に送る。
（第２実施形態）
【００５８】
上述した第１実施形態においてはＦＩＲフィルタ（パルス圧縮フィルタ４０）の係数ベクトルを実空間上のベクトル（つまり、
2005128011.tif 000086
）として扱っているが、本発明の第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置は、パルス圧縮フィルタにおける処理をフーリエ変換を介して周波数空間で実施するようにしたことを特徴とする。
【００５９】
＜実施例１＞
図５（ａ）は本発明の第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置の構成の一つの例を示すブロック図である。このパルス圧縮処理装置は、フィルタ係数演算部３０ａとパルス圧縮フィルタ４０ａとから構成されている。なお、第１実施形態に係るパルス圧縮処理装置と同一の構成部分にはそれらと同一の符号を付してある。
【００６０】
フィルタ係数演算部３０ａは、パルス圧縮フィルタ４０ａに与える係数ベクトルを算出する。フィルタ係数演算部３０ａは、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１、ゼロサイドローブ演算部３２および第１フーリエ変換処理部３３から構成されている。
【００６１】
Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小にする係数データ（係数ベクトル）
2005128011.tif 000087
を生成する。このＳ／Ｎロス最小演算部３１の出力は、ゼロサイドローブ演算部３２に送られる。
【００６２】
ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの係数データ（係数ベクトル）
2005128011.tif 000088
に基づいて、さらに、サイドローブをゼロに抑圧したゼロサイドローブ（サイドローブフリー）を実現するための係数データ
2005128011.tif 000089
を生成する。これらＳ／Ｎロス最小演算部３１およびゼロサイドローブ演算部３２における係数ベクトル
2005128011.tif 000090
の導出方法は、第１実施形態におけるそれと同じである。このゼロサイドローブ演算部３２から出力される係数ベクトル
2005128011.tif 000091
は、第１フーリエ変換処理部３３に送られる。
【００６３】
第１フーリエ変換処理部は、ゼロサイドローブ演算部３２からの係数ベクトル
2005128011.tif 000092
に式（８）で表される高速フーリエ変換
2005128011.tif 000093
を施した後に、得られた周波数空間上の係数ベクトル
2005128011.tif 000094
をパルス圧縮フィルタ４０ａに送る。
【００６４】
パルス圧縮フィルタ４０ａは、第２フーリエ変換処理部４１、乗算演算部４２および逆フーリエ変換処理部４３から構成されている。
【００６５】
第２フーリエ変換処理部４１はＡ／Ｄ変換器１９から送られてくるＩ／Ｑ信号
2005128011.tif 000095
に式（８）で表される高速フーリエ変換
2005128011.tif 000096
を施した後に、得られた周波数空間上の入力信号
2005128011.tif 000097
を乗算演算部４２に送る。
【００６６】
乗算演算部４２は、フィルタ係数演算部３０ａから送られてくる周波数空間上の高速フーリエ変換された係数ベクトル
2005128011.tif 000098
に従って、第２フーリエ変換処理部４１から送られてくる周波数空間上の高速フーリエ変換されたＩ／Ｑ信号
2005128011.tif 000099
を周波数空間でパルス圧縮し、得られた周波数空間上の出力ベクトル
2005128011.tif 000100
を逆フーリエ変換処理部４３に送る。
【００６７】
逆フーリエ変換処理部４３は、乗算演算部４２から送られてくる周波数領域のデータ（
2005128011.tif 000101
）に式（１６）で表される逆高速フーリエ変換
2005128011.tif 000102
を施した後に、得られた時間領域のデータ
2005128011.tif 000103
を出力する。これにより、パルス圧縮フィルタ４０ａからは、第１実施形態と同等の信号
2005128011.tif 000104
が出力される。
【００６８】
＜実施例２＞
図５（ｂ）に示すように、第２実施形態に係るその他の実施例として、図５（ａ）における第１フーリエ変換処理部を取り除く代わりに、ゼロサイドローブ演算部３２ａにその役割（すなわち、実空間上の係数ベクトル
2005128011.tif 000105
に式（８）で表される高速フーリエ変換
2005128011.tif 000106
を施すことによって周波数空間上の係数ベクトル
2005128011.tif 000107
に変換すること）を担わせることもできる。すなわち、本実施例においては、式（３２）の代わりに、式（３２）の両辺に左からＦＦＴ演算マトリックス
2005128011.tif 000108
を乗じた
【数５０】
2005128011.tif 000109
を用いてゼロサイドローブ演算部３２ａが
2005128011.tif 000110
を直接算出し出力するものである。従って、ゼロサイドローブ演算部３２ａの出力を時系列係数データ
2005128011.tif 000111
ではなく、高速フーリエ変換を施した後の周波数軸上の係数データ
2005128011.tif 000112
としてパルス圧縮フィルタ４０ａに送ることが可能となり、以下の処理は上記実施例１と同様に遂行される。
【００６９】
［サイドローブフリー条件でのパルス圧縮処理のシミュレーション結果］
上述した第１実施形態および第２実施形態に示した手法により求められたサイドローブフリーとなる係数ベクトルによるパルス圧縮処理をシミュレーションしたので、その結果を図６および図７に示す。シミュレーションは、線形チャープ変調パルス幅を６４マイクロ秒、変調周波数幅を２．０ＭＨｚとして行った。
【００７０】
図６および図７において、Ｔ１は本発明の第１実施形態および第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置から出力されるパルス圧縮された波形を示し、Ｔ２は窓関数を用いてサイドローブを抑圧する従来のパルス圧縮装置から出力されるパルス圧縮された波形を示す。
【００７１】
本発明の第１実施形態および第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置の出力は、従来の窓関数を用いたパルス圧縮処理装置の出力に比べて、図６に示すように、パルス圧縮した波形の主たるピークである主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点（サイドローブ）のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスも低く、主ローブ幅も狭いことが分かる。
【００７２】
図７は、半値幅（３ｄＢ幅）を基準として従来の窓関数によるＳ／Ｎロスとの比較を示す。図７からも分かるように、上述した方法は従来の窓関数による方法より半値幅が狭く、かつＳ／Ｎロスが少ない事が分かる。これはレーダにおけるレンジ分解能が高い上に、従来よりも高い感度のシステムがこの方法により実現できる事を示すものである。
【００７３】
なお、第１実施形態および第２実施形態では、線形チャープ信号の場合について記載したが、導出された算出式などからも送信信号は線形チャープ信号に限定されない事は明らかである。すなわち、送信信号としてパルス内で位相変調（周波数変調も含む）を行う信号であれば、非線形チャープ信号や量子化位相符号変調信号などの信号にも適用可能である。
【００７４】
また、上述したシミュレーション結果も線形チャープ信号についてのみ提示したが、提示した導出過程は必ずしもチャープ信号に限定されるものではなく、送信変調波形に依存しないものである。例えば、符号変調についても上記と同様な特性が得られる。
【００７５】
また、本発明は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小とするようなサイドローブ抑圧を実現する具体的な算出式を実現する装置にあるのであって、送信信号など入出力信号の条件によるものではない。
【産業上の利用可能性】
【００７６】
本発明は、レーダ装置において使用されるレーダ信号処理装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施形態１に係るパルス圧縮処理装置が適用されるレーダ信号処理装置の概要を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態１および実施形態２に係るパルス圧縮処理装置で使用されるチャープ信号を説明するための図であり、図２（ａ）は線形チャープ信号を示し、図２（ｂ）はパルス圧縮された信号を示す。
【図３】本発明の実施形態１に係るパルス圧縮装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態１に係るパルス圧縮装置においてパルス圧縮フィルタとして使用されるＦＩＲフィルタの構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態２に係るパルス圧縮装置の構成を示すブロック図であり、図５（ａ）は実施例１を示し、図５（ｂ）は実施例２を示す。
【図６】本発明の実施形態１および実施形態２に係るパルス圧縮装置によるパルス圧縮処理のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の実施形態１および実施形態２に係るパルス圧縮装置によるパルス圧縮処理のシミュレーション結果を拡大して示す図である。
【符号の説明】
【００７８】
１０  送信信号（チャープ信号）発生器
１１  Ｄ／Ａ変換器
１２  ローカル発信器
１３  送信側ミキサ
１４  送信信号増幅器
１５  サーキュレータ
１６  空中線
１７  受信信号増幅器
１８  受信側ミキサ
１９  Ａ／Ｄ変換器
２０  パルス圧縮処理部
３０  フィルタ係数演算部
３１  Ｓ／Ｎ最小演算部
３２  ゼロサイドローブ演算部
３３  第１フーリエ変換処理部
４０  パルス圧縮フィルタ
４１  第２フーリエ変換処理部
４２  乗算演算部
４３  逆フーリエ変換処理部
【図１】
2005128011.tif 000133
【図２】
2005128011.tif 000134
【図３】
2005128011.tif 000135
【図４】
2005128011.tif 000136
【図５】
2005128011.tif 000137
【図６】
2005128011.tif 000138
【図７】
2005128011.tif 000139