(57)【要約】    【課題】      電圧制御発振器の変調感度がばらついた場合でも、良好なＲＦ位相変調信号を得ること。    【解決手段】  電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号を位相検波する位相検波器１０５と、検波された信号とベースバンドの位相変調信号の位相を比較しそれらの差分を出力する比較器１０６と、比較器１０６の出力に基づいてベースバンドの位相変調信号の利得を制御し、利得制御したベースバンドの位相変調信号を電圧制御発振器１０１に供給する可変利得増幅器１０７とを設けたことにより、電圧制御発振器１０１の変調感度に応じて電圧制御発振器１０１に供給されるベースバンドの位相変調信号の信号レベルを変えることができるので、電圧制御発振器１０１の変調感度がばらついた場合でも、良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる位相変調装置１００を実現できる。  【選択図】      図１
2005304007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＬＬ回路と、
前記ＰＬＬ回路に設けられ、ベースバンド変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、前記ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、
前記ＰＬＬ回路のローパスフィルタと前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、前記ローパスフィルタの出力電圧に前記ベースバンド変調信号に応じた電圧を加えて前記電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、
前記電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号を位相検波する位相検波器と、
前記位相検波されたＲＦ位相変調信号と前記ベースバンド変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器と、
前記比較器の出力に基づいて前記ベースバンド変調信号の利得を制御し、利得制御したベースバンド変調信号を前記加算器に出力する利得制御手段と
を具備することを特徴とする２点変調型の位相変調装置。
【請求項２】
前記電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号をダウンコンバートして前記位相検波器に供給するダウンコンバータを、さらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載の位相変調装置。
【請求項３】
前記電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号を分周して前記位相検波器に供給する第２の分周器と、
前記ベースバンド変調信号の帯域幅を前記第２の分周器の分周比に合わせて変換して前記比較器に供給する帯域幅変換部と、をさらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載の位相変調装置。
【請求項４】
前記位相検波器は、前記ＲＦ位相変調信号に代えて、前記分周器から出力される信号を位相検波すると共に、
前記ベースバンド変調信号の帯域幅を前記分周器の分周比に合わせて変換して前記比較器に供給する帯域幅変換部を、さらに具備する
ことを特徴とする請求項１に記載の位相変調装置。
【請求項５】
送信データに基づいて位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、
前記位相変調信号を入力し、ＲＦ位相変調信号を出力するＰＬＬ回路と、
前記ＰＬＬ回路に設けられ、前記位相変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、前記ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、
前記ＰＬＬ回路のローパスフィルタと前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、前記ローパスフィルタの出力電圧に前記位相変調信号に応じた電圧を加えて前記電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、
前記電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号の振幅を、前記振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、
前記高周波電力増幅器の出力信号を検出するカップラと、
前記カップラによって検出された信号の振幅を制限する振幅制限手段と、
前記振幅制限手段から出力される信号を位相検波する位相検波器と、
前記位相検波された信号と前記位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器と、
前記比較器の出力に基づいて前記位相変調信号の利得を制御し、利得制御した位相変調信号を前記加算器に出力する利得制御手段と
を具備することを特徴とするポーラ変調送信装置。
【請求項６】
前記位相検波器に入力される信号をダウンコンバートするダウンコンバータを、さらに具備する
ことを特徴とする請求項５に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項７】
送信データに基づいて位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、
前記位相変調信号を入力し、ＲＦ位相変調信号を出力するＰＬＬ回路と、
前記ＰＬＬ回路に設けられ、前記位相変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、前記ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、
前記ＰＬＬ回路のローパスフィルタと前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、前記ローパスフィルタの出力電圧に前記位相変調信号に応じた電圧を加えて前記電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、
前記電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号の振幅を、前記振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、
前記高周波電力増幅器の出力信号を検出するカップラと、
前記カップラによって検出された信号を分周して前記位相検波器に供給する第２の分周器と、
前記第２の分周器から出力される信号を位相検波する位相検波器と、
前記位相変調信号の帯域幅を前記第２の分周器の分周比に合わせて変換する帯域幅変換手段と、
前記位相検波器によって検波された信号と前記帯域幅変換手段によって帯域幅変換された前記位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器と、
前記比較器の出力に基づいて前記位相変調信号の利得を制御し、利得制御した位相変調信号を前記加算器に出力する利得制御手段と
を具備することを特徴とするポーラ変調送信装置。
【請求項８】
請求項１から請求項４のいずれかに記載の位相変調装置と、
前記位相変調装置から出力されるＲＦ位相変調信号を増幅する増幅器と
を具備することを特徴とする無線送信装置。
【請求項９】
請求項１から請求項４のいずれかに記載の位相変調装置を有する送信部と、
受信信号を復調する受信部と、
アンテナと、
前記送信部から前記アンテナへの送信信号の供給と、前記アンテナから前記受信部への受信信号の供給とを切り替える共用器と
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にＰＬＬ（Phase Locked Loop ：位相同期ループ）を用いて位相変調を行う位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ベースバンドの変調信号によりキャリア信号を変調して送信信号を形成する（すなわち、ベースバンド変調信号を無線周波数にアップコンバートする）にあたって、ＰＬＬを用いた位相変調装置が広く用いられている。この種の位相変調装置においては、一般に、低コスト、低消費電力、良好なノイズ特性と変調精度が求められる。ＰＬＬを用いて変調を行う場合、変調精度を良くするためには変調信号の周波数帯域（変調帯域）幅よりもＰＬＬの周波数帯域（ＰＬＬ帯域）幅を広くすることが望ましい。
【０００３】
しかしながら、ＰＬＬ帯域幅を広くすると、ノイズ特性の劣化を招く。そこで、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定し、ＰＬＬ帯域内の変調とＰＬＬ帯域外の変調を異なる２箇所でかける２点変調という技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図１１に、従来の２点変調ＰＬＬを用いた位相変調装置の構成を示す。位相変調装置１０は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ位相変調信号の周波数を分周する分周器２と、分周器２の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器３と、位相比較器３の出力信号を平均化して出力するループフィルタ４とを有する。そしてキャリア周波数データに、変調信号生成部５によって生成された位相変調信号を加算したものを分周器の分周比として与えることで１点目の変調を行う。
【０００５】
加えて、位相変調装置１０は、位相変調信号をポストフィルタ６を通過させた後に、ループフィルタ４の出力に加算して電圧制御発振器１の制御電圧端子に供給することで２点目の変調を行うようになっている。
【０００６】
このような２点変調技術を用いると、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定しても、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ広帯域なＲＦ位相変調信号を出力することが可能となる。この結果、ＰＬＬによるノイズ特性の劣化を抑制できるようになる。
【０００７】
図１２は、２点変調ＰＬＬの動作を説明するためのベースバンド領域の周波数特性を示す図である。ここで、ＰＬＬの周波数特性を表す伝達関数をＨ（ｓ）（但し、ｓ＝ｊω）とする。Ｈ（ｓ）は図１２に示すような低域通過特性をもつ。分周器２に設定する分周比に加えられた変調信号には、ＰＬＬによって伝達関数Ｈ（ｓ）の低域通過フィルタがかけられる。一方、ポストフィルタ６から出力される変調信号は電圧制御発振器１の制御電圧端子に加えられることで、図１２に示すような伝達関数１−Ｈ（ｓ）の高域通過フィルタがかけられる。すなわち、変調信号をΦ（ｓ）とおくと、電圧制御発振器１出力のＲＦ変調信号に含まれるベースバンド成分は、次式に表されるようにＰＬＬの周波数特性とは無関係になる。
【０００８】
Ｈ（ｓ）Φ（ｓ）＋｛１−Ｈ（ｓ）｝Φ（ｓ）＝Φ（ｓ）    ………  （１）
このように、ＰＬＬに２点変調を適用すると、電圧制御発振器１から、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ、広帯域なＲＦ変調信号を出力することが可能となる。なお、ｆｓはサンプリング周波数である。
【０００９】
しかしながら、上記特許文献１のような構成を用いた場合、電圧制御発振器１をＬＳＩに集積すると、素子値に製造時のばらつきが生じる。これにより、電圧制御発振器１の変調感度が各ＬＳＩで個別にばらつく。この変調感度は、温度によってもばらつく。電圧制御発振器１の変調感度がばらつくと、所望の出力信号（ＲＦ変調信号）を得ることが困難になる。図１３に理想的なＶＣＯ出力信号を示し、図１４に変調感度が変化したときのＶＣＯ出力信号を示す。
【００１０】
このような課題を解決する一つの方法として従来、特許文献２で開示されている位相変調装置がある。この位相変調装置も２点変調ＰＬＬであるが、基準信号に変調をかけることで１点目の変調を行う点が、図１１に示した特許文献１の構成と異なっている。
【００１１】
図１５に、特許文献２で開示されている位相変調装置の構成を示す。位相変調装置２０は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１と、ミキサ２２、シンセサイザ２３及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４からなるダウンコンバータ２５と、ダウンコンバートされたＲＦ位相変調信号の周波数を分周する分周器２６と、分周器２６の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器（ＰＤ）２７と、位相比較器２７の出力信号を平均化して出力するループフィルタ（ＬＰＦ：ローパスフィルタ）２８とを有する。
【００１２】
加えて、位相変調装置２０は、ダイレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）３０を有する。ダイレクトディジタルシンセサイザ３０は、ベースバンドの入力位相変調信号に基づいて基準周波数を中心周波数とする位相変調信号を形成し、これを基準信号として位相比較器２７に与えることで１点目の変調を行う。
【００１３】
また、位相変調装置２０は、加算器３１によって、ループフィルタ２８の出力に入力位相変調信号を加算し、この加算した信号電圧を電圧制御発振器２１の制御電圧端子に供給することで２点目の変調を行うようになっている。
【００１４】
さらに、位相変調装置２０は、ローパスフィルタ２４から出力される位相変調信号を位相検波する位相検波器３２と、検波された信号とベースバンドの位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器３３と、比較器３３の出力に基づいてベースバンドの位相変調信号の利得を制御し、利得制御したベースバンドの位相変調信号をループフィルタ２８の後段で電圧制御発振器２１に供給する可変利得増幅器３４とを有する。なお実際には、可変利得増幅器３４で利得制御されたベースバンドの位相変調信号は、加算器３１によって、ループフィルタ２８の出力に加算されて電圧制御発振器２１に供給される。
【００１５】
以上の構成において、可変利得増幅器３４では、比較器３３により位相変調信号の信号レベルの方が位相検波信号の信号レベルよりも大きい比較結果が得られた場合にはその差分値だけ利得を上げ、比較器３３により位相変調信号の信号レベルの方が位相検波信号の信号レベルよりも小さい比較結果が得られた場合にはその差分値だけ利得を下げるようになっている。
【００１６】
この結果、電圧制御発振器２１の変調感度がばらついている場合でも、自動的に変調度を調整することができる。
【特許文献１】米国特許第４，３０８，５０８号明細書
【特許文献２】米国特許第５，９５２，８９５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、図１５の構成の位相変調装置２０において良好な変調精度特性を得るためには、ＤＤＳ３０での分解能を高くする必要がある。分解能を高くするためには、高速のクロックが必要となるので、消費電力が増加するという別の課題を招く。
【００１８】
また、クロックを高くするには、消費電力とのトレードオフや回路の動作限界周波数による制限があるので、現実的にはＤＤＳ出力周波数はそれほど高くできない。この結果、ＰＬＬの帯域幅を狭くしなければならず、その分だけＰＬＬのロックアップタイムが長くなるという更に別の課題があった。
【００１９】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、電圧制御発振器の変調感度がばらついた場合でも、良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
かかる課題を解決するため本発明の位相変調装置の一つの態様は、ＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路に設けられ、ベースバンド変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、ＰＬＬ回路のローパスフィルタとＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、ローパスフィルタの出力電圧にベースバンド変調信号に応じた電圧を加えて電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号を位相検波する位相検波器と、位相検波されたＲＦ位相変調信号とベースバンド変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器と、比較器の出力に基づいてベースバンド変調信号の利得を制御し、利得制御したベースバンド変調信号を加算器に出力する利得制御手段とを具備する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、実際の電圧制御発振器の変調感度に応じてベースバンド変調信号の利得が制御されるので、電圧制御発振器から良好なＲＦ変調信号が出力されるようになる。
【００２２】
本発明の位相変調装置の一つの態様は、電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号をダウンコンバートして位相検波器に供給するダウンコンバータを、さらに具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、位相検波器ではダウンコンバートされて周波数が低くなった変調信号の位相を検波するので、位相検波器の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができるようになる。
【００２４】
本発明の位相変調装置の一つの態様は、電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号を分周して位相検波器に供給する第２の分周器と、ベースバンド変調信号の帯域幅を第２の分周器の分周比に合わせて変換して比較器に供給する帯域幅変換部と、をさらに具備する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、位相検波器では分周されて周波数が低くなった変調信号の位相を検波するので、位相検波器の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができる。さらに帯域幅変換部で分周比に合わせた帯域幅に変換されたベースバンド変調信号が比較器に入力されるので、比較器で同じ帯域幅の信号同士を比較できるようになる。
【００２６】
本発明の位相変調装置の一つの態様は、位相検波器が、ＲＦ位相変調信号に代えて、分周器から出力される信号を位相検波すると共に、ベースバンド変調信号の帯域幅を分周器の分周比に合わせて変換して比較器に供給する帯域幅変換部をさらに具備する構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、ＲＦ変調信号をダウンコンバートしなくても、分周後の低い周波数の信号を位相検波できるようになるので、ミキサやシンセサイザからなるダウンコンバータを設けなくて済む分だけ、簡易な構成及び低消費電力で、検波精度を向上させることができる。さらに帯域幅変換部で分周比に合わせた帯域幅に変換されたベースバンド変調信号が比較器に入力されるので、比較器で同じ帯域幅の信号同士を比較できるようになる。
【００２８】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、送信データに基づいて位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、位相変調信号を入力し、ＲＦ位相変調信号を出力するＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路に設けられ、位相変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、ＰＬＬ回路のローパスフィルタとＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、ローパスフィルタの出力電圧に位相変調信号に応じた電圧を加えて電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号の振幅を、振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、高周波電力増幅器の出力信号を検出するカップラと、カップラによって検出された信号の振幅を制限する振幅制限手段と、振幅制限手段から出力される信号を位相検波する位相検波器と、位相検波された信号と位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器と、比較器の出力に基づいて位相変調信号の利得を制御し、利得制御した位相変調信号を加算器に供給する利得制御手段とを具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、振幅制限手段によって高周波電力増幅器から出力される送信信号の振幅変調成分が除去される。その信号を位相検波し、ベースバンドの位相変調信号と比較し、その結果に基づいて利得制御手段によって電圧制御発振器の直前に供給するベースバンドの位相変調信号の信号レベルを制御するので、電圧制御発振器の変調感度によって生じる変調精度の劣化に加えて、振幅変調部で発生するＡＭ−ＰＭ歪みをも同時に補償することができるポーラ変調送信装置を実現できる。
【００３０】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、位相検波器に入力される信号をダウンコンバートするダウンコンバータを、さらに具備する構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、位相検波器ではダウンコンバートされた信号の位相を検波するので、位相検波器の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができるようになる。
【００３２】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、送信データに基づいて位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、位相変調信号を入力し、ＲＦ位相変調信号を出力するＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路に設けられ、位相変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、ＰＬＬ回路のローパスフィルタとＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、ローパスフィルタの出力電圧に位相変調信号に応じた電圧を加えて電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号の振幅を、振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、高周波電力増幅器の出力信号を検出するカップラと、カップラによって検出された信号を分周して位相検波器に供給する第２の分周器と、第２の分周器から出力される信号を位相検波する位相検波器と、位相変調信号の帯域幅を第２の分周器の分周比に合わせて変換する帯域幅変換手段と、位相検波器によって検波された信号と帯域幅変換手段によって帯域幅変換された位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器と、比較器の出力に基づいて位相変調信号の利得を制御し、利得制御した位相変調信号を加算器に供給する利得制御手段とを具備する構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、分周器は分周機能に加えて振幅制限機能を有するので、分周器からは周波数が低くされかつ振幅変調成分が除去された送信信号が出力される。その信号を位相検波し、ベースバンドの位相変調信号と比較し、その結果に基づいて利得制御手段によって電圧制御発振器の直前に供給するベースバンド変調信号の信号レベルを制御するので、電圧制御発振器の変調感度によって生じる変調精度の劣化に加えて、振幅変調部で発生するＡＭ−ＰＭ歪みをも同時に補償することができるポーラ変調送信装置を実現できる。
【００３４】
本発明の無線送信装置は、上記いずれかの位相変調装置と、位相変調装置から出力されるＲＦ位相変調信号を増幅する増幅器とを具備する構成を採る。
【００３５】
本発明の無線通信装置は、上記いずれかの位相変調装置を有する送信部と、受信信号を復調する受信部と、アンテナと、送信部からアンテナへの送信信号の供給とアンテナから受信部への受信信号の供給とを切り替える共用器とを具備する構成を採る。
【００３６】
これらの構成によれば、位相変調装置の電圧制御発振器の変調感度がばらついた場合でも良好なＲＦ位相変調信号を得ることができるため、高品質の信号を送信できるようになる。例えば、増幅器から発生する熱や外部温度によって、位相変調装置が多様な温度環境下に置かれ、この温度変化によって電圧制御発振器の変調感度がばらついた場合でも、高品質の信号を送信できる。
【発明の効果】
【００３７】
このように本発明によれば、電圧制御発振器の変調感度がばらついた場合でも、良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる位相変調装置を実現できる。また、増幅器の発熱や外部温度の変動を受けても、高品質の信号を送信できるポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３９】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る位相変調装置の構成を示す。位相変調装置１００は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０１と、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号の周波数を分周する分周器１０２と、分周器１０２の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器（ＰＤ）１０３と、位相比較器１０３の出力信号を平均化して出力するループフィルタ（ＬＰＦ：ローパスフィルタ）１０４とを有する。そして、ＶＣＯ出力周波数設定信号（キャリア周波数データ）にベースバンドの入力位相変調信号を加算したものを分周器１０２の分周比として与えることで１点目の変調を行う。
【００４０】
また位相変調装置１００は、加算器１０８によってループフィルタ１０４の出力に入力位相変調信号を加算した信号電圧を、電圧制御発振器１０１の制御電圧端子に供給することで２点目の変調を行うようになっている。
【００４１】
因みに、このように基準信号にベースバンドの位相変調信号を加算するのではなく、分周器にベースバンドの位相変調信号を入力することで分周比を時間的に変化させ、その平均値を所望の分周比に設定する方式は、一般に、Fractional-N方式と呼ばれている。このFractional-N方式を用いると、基準信号にベースバンドの位相変調信号を加算する方式と比較して、位相比較器での比較周波数を高く設定でき、その分だけＰＬＬのロックアップタイムを短くできる。
【００４２】
基準信号にベースバンドの位相変調信号を加算した信号を位相比較器の入力とする場合には、例えばダイレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）を用いることが考えられるが、ＤＤＳでの分解能を高くするためには、高速のクロックが必要となるので、消費電力が増加する。また実際にはクロックを高くするには限界があるので、ＤＤＳ出力周波数はそれほど高くできない。この結果、ＰＬＬの帯域幅を狭くしなければならないので、その分だけＰＬＬのロックアップタイムが長くなる。本実施の形態で採用したFractional-N方式は、これらの点で、非常に有効な方式である。
【００４３】
かかる構成に加えて、本実施の形態の位相変調装置１００は、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号を位相検波する位相検波器１０５と、検波された信号とベースバンドの位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器１０６と、比較器１０６の出力に基づいてベースバンドの位相変調信号の利得を制御し、利得制御したベースバンドの位相変調信号をループフィルタ１０４の後段で電圧制御発振器１０１に供給する可変利得増幅器１０７とを有する。なお実際には、可変利得増幅器１０７で利得制御されたベースバンドの位相変調信号は、加算器１０８によって、ループフィルタ１０４の出力に加算されて電圧制御発振器１０１に供給される。
【００４４】
以上の構成において、位相変調装置１００は、電圧制御発振器１０１の変調感度（Ｈｚ／Ｖ）が低い場合には、位相検波器１０５から出力される信号レベルが所望の信号レベルよりも低くなるので、比較器１０６によって位相変調信号から位相検波信号を減算する比較演算を行うと、比較器１０６からはプラスの差分値が得られる。このとき、可変利得増幅器１０７は、このプラスの差分値だけ位相変調信号の利得を上げて出力する。
【００４５】
これに対して、位相変調装置１００は、電圧制御発振器１０１の変調感度が高い場合には、位相検波器１０５から出力される信号レベルが所望の信号レベルよりも高くなるので、比較器１０６によって位相変調信号から位相検波信号を減算する比較演算を行うと、比較器１０６からはマイナスの差分値が出力される。このとき、可変利得増幅器１０７は、このマイナスの差分値だけ位相信号の利得を下げて出力する。
【００４６】
つまり、可変利得増幅器１０７では、比較器１０６により位相変調信号の信号レベルの方が位相検波信号の信号レベルよりも大きい比較結果が得られた場合にはその差分値だけ利得を上げ、比較器１０６により位相変調信号の信号レベルの方が位相検波信号の信号レベルよりも小さい比較結果が得られた場合にはその差分値だけ利得を下げるようになっている。
【００４７】
この結果、電圧制御発振器１０１の変調感度がばらついている場合でも、図１３に示すような良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる。
【００４８】
かくして本実施の形態によれば、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号を位相検波する位相検波器１０５と、検波されたＲＦ位相変調信号と元の位相変調信号を比較しその差分を出力する比較器１０６と、比較器１０６の出力に基づいて位相変調信号の利得を制御し、利得制御した位相変調信号を電圧制御発振器１０１に供給する可変利得増幅器１０７とを設けたことにより、電圧制御発振器１０１の変調感度がばらついた場合でも、良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる位相変調装置１００を実現できる。
【００４９】
なお、上述した実施の形態では、比較器１０６の出力に基づいて位相変調信号の利得を制御し、利得制御した位相変調信号を電圧制御発振器１０１に供給する利得制御手段として可変利得増幅器１０７を用いた場合について述べたが、利得制御手段は可変利得増幅器に限らず、利得制御できるものであればどのような回路を用いてもよい。
【００５０】
また、上述した実施の形態では、位相変調装置に入力するベースバンドの変調信号として、位相変調信号を例にとって説明したがこれに限らず、他の変調信号を入力するようにしてもよい。これは、後述する実施の形態２〜４についても同様である。因みに、位相変調信号を例にとったのは、後述する実施の形態５や実施の形態６でも説明するように、本発明の位相変調装置をポーラ変調送信装置に適用する場合を想定したためである。しかし、本発明の位相変調装置は、ポーラ変調方式を用いた無線送信装置以外にも適用でき、その場合でも上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００５１】
（実施の形態２）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図２に、本実施の形態の位相変調装置を示す。位相変調装置２００は、実施の形態１の位相変調装置１００と比較して、ＲＦ位相変調信号をダウンコンバートして位相検波器に送出するダウンコンバータ２０１を有する。
【００５２】
ダウンコンバータ２０１は、例えば図２に示すように、ミキサ２０２とシンセサイザ２０３とローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０４を有し、ミキサ２０２にＲＦ位相変調信号とシンセサイザ２０３により発生させた周波数を入力し、ミキサ２０２によってＲＦ位相変調信号の周波数をシンセサイザで発生させた周波数に引き下げるようになっている。なおダウンコンバータの構成はこれに限らず、要はＲＦ位相変調信号の周波数を下げることができるものであればどのような回路を用いてもよい。
【００５３】
ダウンコンバータ２０１によって周波数が引き下げられた信号は、位相検波器１０５に入力される。それ以降の処理は、実施の形態１と同様なので説明を省略する。
【００５４】
以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号をダウンコンバートして位相検波器１０５に供給するダウンコンバータ２０１を設けたことにより、実施の形態１の効果に加えて、位相検波器１０５の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができるようになる。
【００５５】
（実施の形態３）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図３に、本実施の形態の位相変調装置を示す。位相変調装置３００は、実施の形態１の位相変調装置１００と比較して、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号を分周して位相検波器１０５に供給する分周器３０１と、位相変調信号の帯域幅を分周器３０１の分周比に合わせて変換して比較器１０６に供給する帯域幅変換回路３０２とを有する。
【００５６】
このように分周器３０１を設け、位相検波器１０５に入力するＲＦ位相変調信号の周波数を下げることにより、位相検波器１０５の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができるようになる。
【００５７】
ところで、ＲＦ位相変調信号は分周器３０１を通過すると、その帯域幅が１／Ｄ（但し、Ｄは分周器３０１の分周比）となる。そこで、位相変調装置３００においては、帯域幅変換回路３０２を設け、この帯域幅変換回路３０２によって位相変調信号の帯域幅を１／Ｄにしてから比較器１０６に入力させることにより、比較器１０６で同じ帯域幅の信号同士を比較できるようになされている。
【００５８】
帯域幅変換回路３０２は、例えば入力信号の周波数を１／Ｄだけ偏移させて出力するようにすればよい。この場合の帯域幅変換回路３０２による位相偏移動作を、図４に示す。図５に示すように、帯域幅変換回路３０２は、例えば１／Ｄのゲインをもつアンプで実現できる。
【００５９】
なお分周器３０１の分周比は固定値でよい。２のべき乗にすると非同期回路を用いることができるようになるので、低消費電力の分周器を実現できる。
【００６０】
以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号を分周して位相検波器１０５に供給する分周器３０１と、ベースバンドの位相変調信号の帯域幅を分周器３０１の分周比に合わせて変換して比較器１０６に供給する帯域幅変換回路３０２を設けたことにより、実施の形態１の効果に加えて、位相検波器１０５の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができるようになる。
【００６１】
（実施の形態４）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図６に、本実施の形態の位相変調装置を示す。位相変調装置４００は、実施の形態１の位相変調装置１００と比較して、位相検波器１０５に、電圧制御発振器１０１から出力されるＲＦ位相変調信号を入力させるのではなく、分周器１０２の出力を入力させるようになっている。また位相変調装置４００は、位相変調信号の帯域幅を分周器１０２の分周比に合わせて変換して比較器１０６に供給する帯域幅変換回路３０２を有する。
【００６２】
これにより、位相変調装置４００においては、分周器１０２から出力される低い周波数の信号を位相検波器１０５で検波するので、実施の形態２のようにＲＦ位相変調信号をダウンコンバートするダウンコンバータ２０１や、実施の形態３のように別の分周器３０１を設けなくても済むようになるので、簡易な構成で、位相検波精度を向上させることができる。
【００６３】
ところで、ＲＦ位相変調信号は分周器１０２を通過すると、その帯域幅が１／Ｎ（但し、Ｎは分周器１０２の分周比）となる。そこで、位相変調装置４００においては、帯域幅変換回路３０２を設け、この帯域幅変換回路３０２によって変調信号の帯域幅を１／Ｎにしてから比較器１０６に入力させることにより、比較器１０６で同じ帯域幅の信号同士を比較できるようになされている。
【００６４】
以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１の構成と比較して、位相検波器１０５に、ＲＦ位相変調信号に代えて、分周器１０２から出力される信号を入力すると共に、ベースバンドの位相変調信号の帯域幅を分周器１０２の分周比に合わせて変換して比較器１０６に供給する帯域幅変換回路３０２を設けたことにより、実施の形態１の効果に加えて、位相検波器１０５の構成を簡単化できると共に検波精度を向上させることができるようになる。また実施の形態２や実施の形態３と比較して、構成を簡単化できる。
【００６５】
（実施の形態５）
この実施の形態では、本発明の位相変調装置をポーラ変調送信装置に適用した場合の好適な構成を提示する。図１との対応部分に同一符号を付して示す図７に、本実施の形態のポーラ変調送信装置５００の構成を示す。
【００６６】
ポーラ変調送信装置５００は、振幅位相分離部５１０と、高周波電力増幅器（以下これをパワーアンプ（ＰＡ）と呼ぶ）５０１と、振幅変調信号を増幅してパワーアンプ５０１に供給する電源電圧を形成する電源電圧制御部５１１とを有する。
【００６７】
ポーラ変調送信装置５００は、ベースバンドの送信データを振幅位相分離部５１０に入力する。振幅位相分離５１０は、送信データに基づいてベースバンドの振幅変調信号及びベースバンドの位相変調信号を形成し、振幅変調信号を電源電圧制御部５１１に、位相変調信号をＰＬＬ回路に送出する。なお、振幅位相分離部５１０、電源電圧制御部５１１及びパワーアンプ５０１は、従来のポーラ変調送信装置に用いられている既知の構成を用いればよいので、ここでは詳述しない。
【００６８】
電圧制御発振器１０１から出力されたＲＦ位相変調信号は、パワーアンプ（ＰＡ）５０１に送出される。パワーアンプ５０１は、定包絡のＲＦ位相変調信号の振幅を振幅変調信号に基づいて変化させることにより、ＲＦ位相振幅変調信号（送信信号）を得る。
【００６９】
ポーラ変調送信装置５００は、パワーアンプ５０１の出力信号を検出するカップラ５０２と、カップラ５０２によって検出された信号の振幅を制限する振幅制限手段としてのリミッタアンプ５０３を有する。これにより、パワーアンプ５０１から出力される送信信号（ＲＦ位相振幅変調信号）の振幅変調成分がリミッタアンプ５０３によって除去される。
【００７０】
振幅変調成分が除去された信号は、ミキサ５０５、シンセサイザ５０６及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０７からなるダウンコンバータ５０４によって周波数が下げられた後、位相検波器１０５に送出される。以降の構成及び動作は実施の形態１と同様である。
【００７１】
以上のように、本実施の形態によれば、パワーアンプ５０１から出力される位相振幅変調信号を検出するカップラ５０２と、カップラ５０２によって検出された信号の振幅を制限するリミッタアンプ５０３と、リミッタアンプ５０３から出力される信号を位相検波する位相検波器１０５と、検波された信号とベースバンドの位相変調信号を比較しそれらの差分を出力する比較器１０６と、比較器の出力に基づいて位相変調信号の利得を制御し、利得制御したベースバンドの位相変調信号を電圧制御発振器１０１に供給する可変利得増幅器１０７とを設けたことにより、電圧制御発振器１０１の変調感度のばらつきによって生じる変調精度の劣化に加えて、パワーアンプ５０１で発生するＡＭ−ＰＭ歪みをも同時に補償することができるポーラ変調送信装置５００を実現できる。
【００７２】
なお、この実施の形態では、振幅制限手段としてリミッタアンプ５０３を用いたが、振幅制限手段はこれに限らず、信号の振幅を定包絡にできるものであればどのような回路を用いてもよい。またダウンコンバータ５０４を省略するようにしてもよい。さらにパワーアンプ５０１に代えて、線形ミキサや利得制御アンプが用いられたものにも適用できる。要は、振幅変調信号に応じてＲＦ位相変調信号の振幅を変動させる振幅変調部よりも後の信号をカップラで検出すればよい。
【００７３】
（実施の形態６）
図７との対応部分に同一符号を付して示す図８に、本実施の形態のポーラ変調送信装置を示す。ポーラ変調送信装置６００は、実施の形態５のポーラ変調送信装置５００と比較して、リミッタアンプ５０３及びダウンコンバータ５０４に代えて、分周器６０１を設けた点と、分周器６０１の分周比Ｄに合わせてベースバンドの位相変調信号の帯域幅を１／Ｄに変換して比較器１０６に与える帯域幅変換回路６０２を設けた点を除いて、実施の形態５のポーラ変調送信装置５００と同様の構成でなる。
【００７４】
ここで分周器６０１は分周機能に加えて振幅制限機能を有するので、リミッタアンプ等の振幅制限手段を省略することできる。これにより、ポーラ変調送信装置６００においては、実施の形態５と同様の効果を、より簡易な構成で得ることができる。
【００７５】
（他の実施の形態）
図９に、実施の形態１〜４の位相変調装置を搭載した無線送信装置の構成を示す。無線送信装置７００は、実施の形態１〜４のいずれかの位相変調装置１００（２００、３００、４００）と、位相変調装置１００（２００、３００、４００）により得られたＲＦ位相変調信号を増幅する増幅器７０１と、増幅された信号を送信するアンテナ７０２とを有する。これにより、無線送信装置７００においては、位相変調装置１００（２００、３００、４００）の電圧制御発振器１０１の変調感度がばらついた場合でも良好なＲＦ位相変調信号を得ることができるため、高品質の信号を送信できるようになる。例えば、増幅器７０１から発生する熱や外部温度によって、位相変調装置１００（２００、３００、４００）が多様な温度環境下に置かれ、この温度変化によって電圧制御発振器１０１の変調感度がばらついた場合でも、高品質の信号を送信できる。
【００７６】
図１０に、実施の形態１〜４の位相変調装置を搭載した無線通信装置の構成を示す。無線送信装置８００は、実施の形態１〜４のいずれかの位相変調装置１００（２００、３００、４００）及び増幅器７０１を有する送信部８０１と、受信信号に対して復調処理を含む所定の受信処理を施す受信部８０２と、送信信号と受信信号との切替えを行う共用器８０３と、アンテナ７０２とを備えている。これにより、無線通信装置８００においては、位相変調装置１００（２００、３００、４００）の電圧制御発振器１０１の変調感度がばらついた場合でも高品質の信号を送信できるようになる。特に、携帯電話機等の携帯端末においては、送信電力制御や外部温度変化に伴って電圧制御発振器の温度変化も大きくなるので、本発明を携帯電話機等の携帯端末に適用すると非常に好適である。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明は、電圧制御発振器の変調感度がばらついた場合でも良好なＲＦ位相変調信号を得ることができ、例えば携帯電話機等の携帯端末やその基地局等の無線通信装置に適用して好適なものである。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施の形態１に係る位相変調装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態２の位相変調装置の構成を示すブロック図
【図３】実施の形態３の位相変調装置の構成を示すブロック図
【図４】帯域幅変換回路の動作の説明に供する図
【図５】帯域幅変換回路の構成例を示す図
【図６】実施の形態４の位相変調装置の構成を示すブロック図
【図７】実施の形態５のポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図８】実施の形態６のポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図９】他の実施の形態の無線送信装置の構成を示すブロック図
【図１０】他の実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図
【図１１】従来の２点変調型の位相変調装置の構成を示すブロック図
【図１２】２点変調型の位相変調装置におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図
【図１３】理想的なＶＣＯ出力を示す特性図
【図１４】変調感度が変化したときのＶＣＯ出力を示す特性図
【図１５】従来の２点変調型の位相変調装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００７９】
１００、２００、３００、４００  位相変調装置
１０１  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１０２、３０１、６０１  分周器
１０３  位相比較器（ＰＤ）
１０４  ループフィルタ（ＬＰＦ）
１０５  位相検波器
１０６  比較器
１０７  可変利得増幅器
１０８  加算器
２０１、５０４  ダウンコンバータ
３０２、６０２  帯域幅変換回路
５００、６００  ポーラ変調送信装置
５０１  高周波電力増幅器（パワーアンプ）
５０２  カップラ
５０３  リミッタアンプ
５１０  振幅位相分離部
５１１  電源電圧制御部
７００  無線送信装置
７０１  増幅器
８００  無線通信装置
８０１  送信部
８０２  受信部
【図１】
2005304007.tif 000003
【図２】
2005304007.tif 000004
【図３】
2005304007.tif 000005
【図４】
2005304007.tif 000006
【図５】
2005304007.tif 000007
【図６】
2005304007.tif 000008
【図７】
2005304007.tif 000009
【図８】
2005304007.tif 000010
【図９】
2005304007.tif 000011
【図１０】
2005304007.tif 000012
【図１１】
2005304007.tif 000013
【図１２】
2005304007.tif 000014
【図１３】
2005304007.tif 000015
【図１４】
2005304007.tif 000016
【図１５】
2005304007.tif 000017