(57)【要約】【課題】  この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであり、補正周波数領域毎に場合分けをして、べき関数あるいは非線形関数による補正式を変えて補正することにより補正誤差を小さくすることを目的としている。【解決手段】  この発明に係わる通信信号波自動追尾装置は、通信相手からの通信信号を受信する指向性アンテナと、出力周波数を制御する局部発振器を備え、前記局部発信器の発信周波数に基づき受信した前記通信信号の受信レベルを電圧に変換して出力する追尾受信機と前記通信相手の送信周波数のドップラシフト量の予報値を計算して、上記追尾受信機へ出力する計算機と、を備え、前記局部発信器は、前記計算機により計算されたドップラ量の予測値により発信周波数が決定され、前記ドップラ予測値は前記局部発振器の非線形特性をべき関数にて近似補正するものである。【選択図】  図１
2005308610.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信相手からの通信信号を受信する指向性アンテナと、
出力周波数を制御する局部発振器を備え、前記局部発振器の発振周波数に基づき受信した前記通信信号の受信レベルを電圧に変換して出力する追尾受信機と、
前記追尾受信機からの受信レベル電圧に基づき、前記通信相手の位置方向にアンテナを指向させるための制御信号を出力するアンテナ駆動電子回路と、
前記アンテナ駆動電子回路から出力された前記制御信号により前記指向性アンテナを駆動するアンテナ駆動機構と、
前記通信相手の送信周波数のドップラシフト量の予報値を計算して、上記追尾受信機へ出力する計算機と、を備え、
前記局部発振器は、前記計算機により計算されるドップラ量の予測値により発振周波数が決定され、
前記計算機により計算されるドップラ量の予測値は、前記局部発振器の非線形特性を下式のべき関数により近似補正される通信信号波自動追尾装置。
2005308610.tif 000011
V(Δfc０)  :前記計算機により計算したドップラシフト予報値に基づく前記局部発振器(電圧制御発振器)制御電圧
Fi(Δfc０,ai1,ai2,…,ain)  :前記局部発振器(電圧制御発振器)の入出力非線形特性の補正関数Δfc0:前記計算機により計算したドップラシフト予報値
fi:各補正関数の適用範囲を示す周波数
aij:補正関数の係数である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、衛星間通信や移動体衛星通信のように、通信相手が相対的に移動している場合の通信信号波の自動追尾装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
宇宙機あるいは飛翔体等の通信相手からの通信信号を受信する指向性アンテナと、上記通信信号の受信レベルを電圧に変換して出力する機能を有する追尾受信機と、外部より入力される上記通信相手の位置データを元に計算した上記通信相手のリアルタイムの位置データと上記通信信号の受信レベル電圧より、その上記通信相手の位置方向にアンテナを指向させるための制御信号をアンテナ駆動機構に出力する機能を有するアンテナ駆動電子回路と、アンテナ駆動電子回路から出力された制御信号により指向性アンテナを駆動する上記アンテナ駆動機構から構成され、その通信相手の送信周波数のドップラシフト量を予測・計算してそのドップラシフト予報値を前記追尾受信機へ出力する機能を有する計算機を付加し、かつ上記アンテナ駆動電子回路からの上記ドップラシフト予報値を受けて上記通信信号のドップラ補正を行う機能を追尾受信機に設けたことを特徴とする通信信号波自動追尾装置を実現する際、衛星に搭載する電圧制御水晶発振器(VCXO)等の可変周波数発振器を使用してドップラ補正を行うシステムにおいて、そのドップラ補正の周波数範囲がVCXOの線形動作領域以上に広い場合、一つの方法として、そのVCXOの非線形特性を計算機にて補正して使用する方法が用いられている(例えば、特許文献１参照)。
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３４１００４号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述した通信信号波自動追尾装置に使用される、VCXOの非線形領域を使用したドップラ補正方式で使用する補正式は、べき関数あるいは非線形関数による単一式であったため、従来の方式では非線形領域を充分補正できないという課題があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであり、補正周波数領域毎に場合分けをして、べき関数あるいは非線形関数による補正式を変えて補正することにより補正誤差を小さくすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係わる通信信号波自動追尾装置は、通信相手からの通信信号を受信する指向性アンテナと、出力周波数を制御する局部発振器を備え、前記局部発振器の発振周波数に基づき受信した前記通信信号の受信レベルを電圧に変換して出力する追尾受信機と、前記追尾受信機からの受信レベル電圧に基づき、前記通信相手の位置方向にアンテナを指向させるための制御信号を出力するアンテナ駆動電子回路と、前記アンテナ駆動電子回路から出力された前記制御信号により前記指向性アンテナを駆動するアンテナ駆動機構と、前記通信相手の送信周波数のドップラシフト量の予報値を計算して、上記追尾受信機へ出力する計算機と、を備え、前記局部発振器は、前記計算機により計算されるドップラ量の予測値により発振周波数が決定され、前記計算機により計算されるドップラ量の予測値は、前記局部発振器の非線形特性をべき関数により近似補正するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、補正周波数領域毎に場合分けをして、べき関数あるいは非線形関数による補正式を変えて補正することにより補正誤差を小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施例を示す模式図である。
【０００９】
指向性アンテナ1は、通信相手の飛翔体宇宙機(図示せず)から送信される通信信号波を受信した後、導波管等により構成される給電部2を介して追尾受信機4に出力する。設計例としてはパラボラアンテナ、カセグレンアンテナ及びグレゴリアンアンテナの各センタフィードあるいはオフセットアンテナ等を使用する。
【００１０】
追尾受信機4内あるいは外(図１では前者で示している)に備えられた低雑音増幅器3は、給電部より入力される信号を後段の雑音レベルの影響が十分小さくなるレベルまで上記通信信号を増幅する。設計例としては50dB以上としている。なお、本低雑音増幅器は通常の飛翔体宇宙機に搭載されるものでよい。
【００１１】
一方、計算機9は、計算機9内あるいは外のメモリ内に入力されていた、あるいは外部より入力された通信相手及び自分の初期軌道位置データを元に軌道伝播を実施し、同時に時々刻々と変化する両者間の相対位置ベクトル(ｒ)、その変化率の相対速度ベクトル(dr/dt)を随時算出する。そして、また、計算機9内等のメモリに入力しておいた、通信相手のドップラシフトを含まないノミナル送信周波数(fr0)と、その相対位置ベクトル(dr/dt)と相対速度ベクトル(ｒ)を元に、これらと同時刻のドップラシフト予報値(Δfc0)を随時計算する。計算式例を式（１）に示す。
【００１２】
【数１】
2005308610.tif 000003
【００１３】
ここで、Δfr:実際のドップラシフト量、Δfc0:ドップラシフト予報値、fr0:通信相手のノミナル送信周波数(ドップラシフトを含まない)、c:光速、ｒ:通信相手と自分の相対位置ベクトル、dr/dt:通信相手と自分の相対速度ベクトルである。
【００１４】
なお、ここでは議論の簡易化のため、実際のドップラシフト量とドップラシフト予報値は同値として示した。また、本計算式は要求精度が厳しくないシステムを前提としていることから計算の簡易化のため特殊相対論効果等を含まない式としているが、応用するシステムの予測精度要求が厳しい場合には、特殊相対論効果等を考慮した、より厳密な計算式を適用する場合も考えられる。
【００１５】
式（１）に基づき計算したドップラシフト予報値をアナログ信号あるいはディジタル信号に変換して追尾受信機4内に備えられた局部発振器I/F回路12に出力する。
【００１６】
追尾受信機4内に備えられた局部発振器I/F回路12は、計算機9より受信したドップラシフト量の予報値に対応して式（２）に示すように局部発振器(電圧制御発振器)8の印加電圧を制御する。
【００１７】
【数２】
2005308610.tif 000004
【００１８】
ここで、F(Δfc0):局部発振器(電圧制御発振器)の印加電圧の補正関数、V(Δfc0):計算機9より受信したドップラシフト量の予報値(Δfc0)に対応した局部発振器(電圧制御発振器)8の印加電圧である。
【００１９】
追尾受信機4内に備えられた局部発振器(電圧制御発振器)8は、局部発振器I/F回路12にて制御される印加電圧により、式（３）に示すドップラシフト予報値(Δfc0)に基づき、局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数に加算される周波数成分(Δfc)を加算した周波数(fLo)を発振する。
【００２０】
【数３】
2005308610.tif 000005
【００２１】
ここで、fLo:局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数、f0:ドップラシフト予報値が0Hzの場合の局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数、Δfc:計算機9にて計算されたドップラシフト予報値(数（１）のΔfc0)に基づき局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数に加算される周波数成分である。
【００２２】
追尾受信機4内に備えられた周波数変換機5は、低雑音増幅器3にて増幅された通信相手からの受信信号を、同追尾受信機4内に備えられた局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数を用いて式（４）に基づき、Δfr−Δfcを小さくすることでドップラシフトによる周波数変動を小さくして、安定した中間周波数に変換する。その必要性は、後述するように、受信レベルを指向性アンテナ1の空間的な指向ずれの判定に使用していることから、後段の帯域制限フィルタ6の帯域内に周波数的に安定した信号レベルを送る必要があるためである。また、中間周波数はその帯域制限フィルタ6の帯域幅への要求条件を考慮して決定する必要がある。設計例としては、信号品質要求に基づく規定の信号対雑音比を実現するために500kHzのフィルタ帯域幅が必要となり、そのフィルタの実現性を考慮し、140MHzの中間周波数を設定する。
【００２３】
【数４】
2005308610.tif 000006
【００２４】
ここで、fIF:周波数変換機5により周波数変換された中間周波数、fr:通信相手からの受信信号の周波数(ドップラシフトを含む)、fLo:局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数、f0:ドップラシフト予報値が0Hzの場合の、局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数、Δfｒ:通信相手からの受信信号に含まれる実際のドップラシフト量、Δfc:計算機9にて計算されたドップラシフト予報値(式（２）のΔfc0)に基づき局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数に加算される周波数成分、fIF0:周波数変換機5により周波数変換した、ドップラシフトが無い場合の中間周波数(＝fr0 − f0)である。
【００２５】
追尾受信機4内に備えられた帯域制限フィルタ6は、周波数変換機5にて中間周波数に変換された通信相手からの受信信号と自分の受信系の熱雑音との比、つまり、信号対雑音比を規定値以上に改善するために設置される。
【００２６】
追尾受信機4内に備えられた自動利得制御回路7は、帯域制限フィルタを通過してきた受信信号を一定レベル値まで増幅させる。自動利得制御回路7は各受信レベルに応じその制御電圧(AGC電圧)で出力レベルを一定値に保つように機能することから、そのAGC電圧は受信信号レベルに対応させることができる。AGC電圧は受信信号レベルの情報としてアンテナ駆動電子回路11に出力される。
【００２７】
アンテナ駆動電子回路11は、追尾受信機4内に備えられた自動利得制御回路7から送られてきたAGC電圧を元に、通信相手からの受信信号レベルが最大となるようにアンテナ駆動機構10に制御信号を送信し、指向性アンテナ1の指向方向を制御する。
【００２８】
アンテナ駆動機構10は、アンテナ駆動電子回路11から送られてきた制御信号を元に、指向性アンテナ1を制御する。
【００２９】
以上の機能を有する通信信号波自動追尾装置において、式（４）中に示される、通信相手からの受信信号に含まれる実際のドップラシフト量と、計算機9にて計算されたドップラシフト予報値(式（２）のΔfc0)に基づき局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数に加算される周波数成分の差(Δfr−Δfc)を小さくすると周波数変動による受信レベル変動が小さくなり、受信レベルを使用した指向性アンテナ1の指向制御性能を向上させる。
【００３０】
ドップラシフト補正効果の改善点について、従来方式を図2に、また本発明の方式を図3に示す。図２(a)は、局部発振印過電圧（ドップラシフト予測値）と局部発振器の出力周波数との関係を示しており、実線は局部発振器の特性を示し、点線は従来の補正関数による局部発振器の特性を近似している。この近似式(補正関数)が線形になるように縦軸スケールを座標変換した状態を示したのが図２(b)である。この操作により局部発振器の実特性も一緒に補正され、非線形特性を改善する。この図に示すように、特に、局部発振器の出力周波数の高い側及び低い側の非線形領域で、大きな補正ずれΔ１及びΔ２が発生する。図２(c)は、その補正ずれによる、従来補正方式における受信レベルの劣化を示すものであり、受信信号(スペクトラム)のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）帯域内の面積が受信レベルに対応する。左側は、低域周波数帯での非線形領域における、受信信号とＢＰＦと補正ずれによるΔ１ずれた状態を示す。また、右側は、受信信号とＢＰＦと補正ずれによるΔ２ずれた状態を示す。Δ１のずれは非常に小さく、受信レベルの劣化が小さいのに対し、Δ２のずれは非常に大きく、受信レベルの劣化もそれに伴い大きくなり、正確なアンテナ指向の判断ができなくなる。このように従来の補正方式では、全周波数領域での補正は難しい。
【００３１】
図３は、本発明の方式による補正を示したものであり、図３(a)及び図３(b)の関係及び、横軸縦軸は図２と同じである。図３(a)、(b)の実線は局部発振器の特性を示し、点線は本発明の方式に基づく補正関数による局部発振器の特性を近似している。図２においては、局部発振器の出力周波数の高い側及び低い側での補正ずれがΔ１、Δ２であったものが、本発明の補正によりずれΔ１'は、Δ１'≒Δ１、かつ、Δ２'はΔ２'＜Δ２となり、従来よりも全周波数領域において精度良く局部発振器特性を近似している。を詳細を図３の(c)を用いて説明する。図３(c)の右側の図は、受信信号とＢＰＦと補正ずれによるΔ２'ずれた状態を示しているが、これによれば、全周波数領域においてその補正ずれを小さくすることができるため、ＢＰＦ帯域内の受信レベルの劣化を常に小さく抑えることが可能となり、正確なアンテナ指向の判断が可能となる。
【００３２】
ドップラシフト補正の周波数領域が局部発振器(電圧制御発振器)8の非線形領域に及んでいる場合、図1あるいは図4に示す局部発振器(電圧制御発振器)8への印加電圧に対する局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数の非線形特性を線形特性に補正すれば、非線形領域での補正誤差を小さくできる。設計例として、高度1000ｋｍ以下の低軌道衛星からの100kspsのランダム変調波（ＢＰＳＫ等）を静止軌道上の衛星にて500kHzのＢＰＦを使用して受信する場合には、最大5dB以上の改善が実現できる。
【００３３】
具体的には、図2あるいは図3に示すように、ドップラシフト予報値(Δfc0)に基づく印加電圧に対応する局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数(fLo)の特性をドップラシフト範囲内において式（５）に示す補正関数で補正し座標変換を行う。これにより、非線形領域における実際のドップラシフト量(Δfｒ)と、ドップラシフト予報値(Δfc0)に基づき局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数に加算される周波数成分の差分(Δfr-Δfc)を小さくする。
【００３４】
【数５】
2005308610.tif 000007
【００３５】
ここで、fLo:局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数、f0:ドップラシフト予報値が0Hzの場合の局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数、Δfc:計算機9にて計算されたドップラシフト予報値(式（１）のΔfc0)に基づき局部発振器(電圧制御発振器)8の出力周波数に加算される周波数成分、F(Δfc0):計算機9より受信したドップラシフト量の予報値(Δfc0)に対応した局部発振器(電圧制御発振器)8の印加電圧の補正関数、Δfｒ:通信相手からの受信信号に含まれる実際のドップラシフト量である。
【００３６】
図4に示す従来方式では、上記補正を式（６）あるいは式（７）に示すような、非線形関数あるいはべき関数による単一式を使用していたため、図2に示すように、全空間の非線形領域を精度良く補正することは困難であった。
【００３７】
【数６】
2005308610.tif 000008
【００３８】
ここで、Δfc0:計算機9により計算したドップラシフト予報値、ai:補正関数の係数である。
【００３９】
【数７】
2005308610.tif 000009
【００４０】
ここで、Δfc0:計算機9により計算したドップラシフト予報値、aij:補正関数の係数である。
【００４１】
式（１）の局部発振器(電圧制御発振器)8の補正関数を式（８）に示す通り、各周波数毎に場合分けして定義することにより、図3に示すように従来の補正能力を向上させることが可能となる。
【００４２】
【数８】
2005308610.tif 000010
【００４３】
ここで、V(Δfc０):計算機9により計算したドップラシフト予報値に基づく局部発振器(電圧制御発振器)制御電圧、Fi(Δfc０,ai1,ai2,…,ain):局部発振器(電圧制御発振器)の入出力非線形特性の補正関数、Δfc0:計算機9により計算したドップラシフト予報値、fi:各補正関数の適用範囲を示す周波数、aij:補正関数の係数である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】局部発振器非線形補償機能を含むドップラ補正機能を有する通信信号自動追尾装置の一例を示す説明図である。
【図２】従来補償方式の場合のドップラシフト量とドップラ補正値のずれを示す説明図である。
【図３】本提案の補正方式を実施した場合、ドップラシフト量とドップラ補償値のずれが図２の非線形補正をしない場合より小さくなることを示す説明図である。
【図４】従来のドップラ補正機能を有する通信信号自動追尾装置の一例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００４５】
１・・指向性アンテナ、２・・給電部、・・アンテナ駆動機構、１１・・アンテナ駆動電子回路、１２・・局部発振器I/F回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
2005308610.tif 000014
【図４】
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