(57)【要約】 【課題】  電源投入時やゲイン設定変更を行った時でも、回路規模と消費電流を増加させることなく短時間で定常状態にクランプでき、定常状態では安定してクランプすることができるクランプ回路を提供する。【解決手段】  クランプ手段１は、入力信号の直流電圧レベルを所定のクランプ電圧Ｖｏｂにクランプして出力信号を生成する。Ｖ／Ｉ変換部９は、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に応じた電流を生成する。電流設定手段２は、Ｖ／Ｉ変換部９によって生成された電流と、定電流源１０によって発生された定電流とに基づいて基準電流Ｉｒｅｆを設定する。比較手段３は、ＶｏとＶｒｅｆとの差電圧と基準電流Ｉｒｅｆとに応じた電流Ｉｏを出力する。クランプコンデンサ５は、比較手段３によって出力された電流Ｉｏによって充電され、クランプ電圧Ｖｏｂを生成し、クランプ手段１にクランプ電圧Ｖｏｂを供給する。【選択図】    図１
2005277858.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の直流電圧レベルを所定のクランプ電圧にクランプして出力信号を生成するクランプ手段と、
前記クランプ手段によって生成された前記出力信号をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記出力信号の電圧と基準電圧との差電圧に応じた電流を生成する電流生成手段と、
定電流を生成する定電流源と、
前記電流生成手段によって生成された電流と、前記定電流源によって生成された定電流とに基づいて基準電流を設定する電流設定手段と、
前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記出力信号の電圧と前記基準電圧とを比較し、前記出力信号の電圧と前記基準電圧との差電圧と、前記電流設定手段によって設定された前記基準電流とに応じた電流を出力する比較手段と、
前記比較手段によって出力された電流によって充電され、前記クランプ電圧を生成し、前記クランプ手段に前記クランプ電圧を供給するクランプコンデンサと、
を具備することを特徴とするクランプ回路。
【請求項２】
前記電流設定手段は、前記基準電流の下限値を制限するリミット手段を具備することを特徴とする請求項１に記載のクランプ回路。
【請求項３】
前記電流生成手段の内部抵抗値を切り替える切替手段をさらに具備することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のクランプ回路。
【請求項４】
前記切替手段は、前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記出力信号の電圧と前記基準電圧との差電圧に応じて、前記電流生成手段の内部抵抗値を切り替えることを特徴とする請求項３に記載のクランプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルスチルカメラなどの映像機器の映像信号処理部における映像信号の電圧を所定のレベルに設定（クランプ）するクランプ回路に関し、特に固体撮像素子からの映像信号の黒レベルを所定のレベルに設定するクランプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、固体撮像素子からの映像信号の黒レベルを所定のレベルに設定するため、入力信号を所定の電圧にクランプして出力するクランプ回路として、図１５に示す構成のものが知られている。以下、図中の各構成について説明する。黒レベルクランプ回路１０１は、入力信号（入力電圧Ｖｉｎ）の直流電圧レベルをクランプ電圧Ｖｏｂに調整して出力信号を生成する。定電流源１０２は定電流Ｉｒｅｆを発生する。比較回路（ｇｍアンプ）１０３は、電流Ｉｒｅｆに応じて、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に比例する電流を出力する。
【０００３】
スイッチ１０４は、クランプ期間毎にＯＮとなる。クランプコンデンサ１０５は、一端がスイッチ１０４を介して比較回路（ｇｍアンプ）１０３の出力に接続され、他端は接地される。このクランプコンデンサ１０５は、比較回路１０３の出力電流によって充放電され、クランプ電圧Ｖｏｂを生成する。基準電圧源１０６は、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。
【０００４】
図１６は、比較回路１０３の具体的な一例を示すものである。この比較回路は、非反転入力端子にゲートが接続されたトランジスタＱ１と反転入力端子にゲートが接続されたトランジスタＱ２との差動ペアを入力段に有し、入力に定電流源１０２の電流Ｉｒｅｆが与えられて入力段に定電流を供給するトランジスタＱ３およびＱ４のカレントミラーと、出力段のトランジスタＱ６およびＱ１０に至るまでの複数段のカレントミラー（トランジスタＱ５とＱ６、トランジスタＱ７とＱ８、トランジスタＱ９とＱ１０が各々カレントミラーを構成している）とを有している。
【０００５】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。入力信号が黒レベルクランプ回路１０１に入力されると、クランプコンデンサ１０５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力電圧Ｖｏが出力される。この出力電圧Ｖｏは比較回路１０３に入力される。比較回路１０３は、出力電圧Ｖｏを基準電圧源１０６の基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧ΔＶと定電流源１０２の出力電流Ｉｒｅｆとに応じた出力電流Ｉｏ＝ｇｍ×ΔＶ×Ｎ∝Ｉｒｅｆ×Nを出力する。
【０００６】
ここで、ｇｍは比較回路１０３の入力段のトランジスタＱ１，Ｑ２の相互コンダクタンスとし、NはトランジスタＱ５とＱ６およびトランジスタＱ９とＱ１０のトランジスタサイズの比とする。
【０００７】
入力信号が黒レベルであるクランプ期間にスイッチ１０４がＯＮになると、比較回路１０３の出力電流Ｉｏによってクランプコンデンサ１０５が充電される。これにより、出力電圧Ｖｏがクランプ期間に基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプ電圧Ｖｏｂが制御され、黒レベルを基準電圧にクランプすることができる。
【０００８】
図１７は従来のクランプ回路の他の構成例を示している（特許文献１参照）。以下、図中の各構成について説明する。差動増幅手段２０１は、制御入力に印加される直流電圧Ｖｏｂと入力信号の電圧Ｖｉｎとの差を増幅する。基準電圧源２０２は、差動増幅手段２０１から出力される出力電圧Ｖｏの目標となる基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。差動増幅手段２０３は、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏとの差に応じた出力をコンデンサ２０５と差動増幅手段２０１の制御入力とに供給する。
【０００９】
電圧源２０４は基準電圧Ｖｃを発生して切替手段２０８へ供給する。コンデンサ２０５は、差動増幅手段２０１の制御入力に充電電圧を印加する。電流可変手段２０６は電流供給手段２０７および切替手段２０８を備え、差動増幅手段２０３へ可変の出力電流Ｉｒｅｆを供給する。電流供給手段２０７は第1の電流と第２の電流とを生成する。切換手段２０８は、電流供給手段２０７からの第1の電流および第２の電流を受けて、差動増幅手段２０３に供給する電流を切り換える。
【００１０】
以上の構成により、入力信号を所定の期間ごとにクランプするためのクランプパルスに応動して、差動増幅手段２０３の出力電流によってコンデンサ２０５が充電される。また、切換手段２０８によって、回路に対する電源投入後に大きな値の電流が差動増幅手段２０３に供給され、差動増幅手段２０１の出力電圧Ｖｏが所定の電圧に達すると、電源投入後より小さな値の電流が電流可変手段２０６に供給されるように切り換えられる。
【００１１】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。入力信号が差動増幅手段２０１に入力されると、クランプコンデンサ２０５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力信号Ｖｏが出力される。この出力信号Ｖｏが差動増幅手段２０３に入力され、差動増幅手段２０３によって基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧ΔＶと電流可変手段２０６の出力電流Ｉｒｅｆとに応じた出力電流Ｉｏ＝ｇｍ２×ΔＶ∝Ｉｒｅｆが出力される。ここで、ｇｍ２は差動増幅手段２０３の相互コンダクタンスとする。
【００１２】
これにより、入力信号が黒レベルであるクランプ期間に差動増幅手段２０３の出力電流Ｉｏによってクランプコンデンサ２０５が充電され、出力電圧Ｖｏがクランプ期間に基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプ電圧Ｖｏｂが制御されるので、黒レベルを基準電圧にクランプすることができる。
【００１３】
ここで、電流可変手段２０６の出力電流Ｉｒｅｆは、電流供給手段２０７と切換手段２０８とによって、電源投入後から出力電圧Ｖｏが所定の電圧になるまではＩｒｅｆ１＋Ｉｒｅｆ２、出力電圧Ｖｏが所定の電圧に達した後はＩｒｅｆ１となるように切り換えられるので、電源投入後には大きな充電電流でコンデンサ２０５を充電でき、クランプレベルに近づくと小さな充電電流でコンデンサ２０５を充電することができる。これにより、電源投入後、短時間で回路を定常状態にし、その後安定なクランプ動作を行なうことができる。
【特許文献１】特許第２９４２０５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ところで、ビデオカメラとは違い、デジタルスチルカメラでは、シャッターボタンが押されてからカメラ内部の電気回路が起動し、クランプコンデンサへの充放電が開始される。しかも、シャッターボタンが押されてから１フレーム目で正常な撮影が可能になる必要がある。そのため、クランプが遅れると適切な撮影をすることができなくなってしまう。また、感度（ゲイン）設定を切り換えた直後のフレームでも正常な撮影が可能となっている必要がある。
【００１５】
このため、図１５に示される従来のクランプ回路において、電源投入時およびゲイン設定変更時に黒レベルを早急に立ち上げるためには、比較回路の基準電流を大きくし、充電電流を大きくする必要がある。しかし、黒レベルがクランプレベルになった後でも大きな電流で充電が行われるため、信号や電源等のノイズによってクランプ期間毎に黒レベルが変動してしまい、画面に横引き状のノイズが発生すると共に、消費電流が増加してしまうという問題があった。
【００１６】
また、図１７に示される従来のクランプ回路においては、電源投入後には大きな充電電流でコンデンサ２０５を充電し、出力電圧がクランプレベルに近い所定の電圧になると、小さな充電電流でコンデンサ２０５を充電するように電流を切り換えることができるが、所定の電圧源２０４と、複数の電流源と、出力電圧と所定の電圧源２０４の電圧とを比較し、比較結果をフィードバックして、複数の電流源からの電流を切り替える切換手段２０８とが必要であり、回路規模、消費電流が大きくなってしまうという問題があった。
【００１７】
また、短時間で定常状態にするには所定の電圧源２０４の電圧をクランプレベルに近づける必要がある。しかし、定常状態で安定性を確保するには、信号や電源等のノイズの影響を考慮する必要があり、クランプレベルに近い電圧に設定することが難しく、定常状態までの時間を短くするには限界があるという問題もあった。
【００１８】
このように、図１５および図１７に示される従来のクランプ回路においては、電源投入時やゲイン設定変更時でも、回路規模と消費電流を増加させることなく短時間で定常状態にクランプし、定常状態では安定してクランプするという観点については考慮がなされていなかった。
【００１９】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであって、電源投入時やゲイン設定変更を行った時でも、回路規模と消費電流を増加させることなく短時間で定常状態にクランプでき、定常状態では安定してクランプすることができるクランプ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、入力信号の直流電圧レベルを所定のクランプ電圧にクランプして出力信号を生成するクランプ手段と、前記クランプ手段によって生成された前記出力信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記出力信号の電圧と基準電圧との差電圧に応じた電流を生成する電流生成手段と、定電流を生成する定電流源と、前記電流生成手段によって生成された電流と、前記定電流源によって生成された定電流とに基づいて基準電流を設定する電流設定手段と、前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記出力信号の電圧と前記基準電圧とを比較し、前記出力信号の電圧と前記基準電圧との差電圧と、前記電流設定手段によって設定された前記基準電流とに応じた電流を出力する比較手段と、前記比較手段によって出力された電流によって充電され、前記クランプ電圧を生成し、前記クランプ手段に前記クランプ電圧を供給するクランプコンデンサとを具備することを特徴とするクランプ回路である。
【００２１】
このように構成されたクランプ回路によれば、クランプ手段の出力信号をサンプリングしたサンプリング手段からの出力信号の電圧と基準電圧との差電圧に応じた電流が電流生成手段によって生成され、この電流と定電流源によって生成された電流とを比較手段の基準電流としたので、クランプ手段の出力信号の電圧と基準電圧との差電圧が大きい場合に比較手段の出力電流を大きくすることができ、差電圧が小さくなるにしたがって充電電流を小さくすることができる。したがって、電源投入時やゲイン設定を変更した時でも、回路規模と消費電流を増加させることなく短時間で定常状態にクランプでき、定常状態では安定してクランプすることができる。
【００２２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のクランプ回路において、前記電流設定手段は、前記基準電流の下限値を制限するリミット手段を具備することを特徴とする。
【００２３】
このように構成されたクランプ回路においては、電流設定手段によって設定される基準電流が所定の電流値以下にならないように、リミット手段によって電流値が制限される。したがって、ゲイン設定変更や、オフセットによってクランプ手段の出力信号の電圧と基準電圧との差電圧の極性が電源起動時と逆転した場合でも、安定してクランプすることができる。上記の効果を得ることのできるリミット手段は、例えばスイッチやダイオードによって実現することができる。
【００２４】
請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のクランプ回路において、前記電流生成手段の内部抵抗値を切り替える切替手段をさらに具備することを特徴とする。
【００２５】
このように構成されたクランプ回路においては、電流生成手段の内部抵抗値を切り替えて、充電電流の電流値を変更することができる。したがって、クランプコンデンサの値に応じて充電電流の電流値を最適にすることができ、電源投入時やゲイン設定の変更を行った場合でも、回路規模と消費電流を増加させることなく、また、クランプコンデンサの値に影響されずに短時間で定常状態にクランプでき、定常状態では安定してクランプすることができる。
【００２６】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のクランプ回路において、前記切替手段は、前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記出力信号の電圧と前記基準電圧との差電圧に応じて、前記電流生成手段の内部抵抗値を切り替えることを特徴とする。
【００２７】
このように構成されたクランプ回路においては、サンプリング手段の出力信号の電圧と基準電圧との差電圧に応じて、電流生成手段の内部抵抗値を切り替えて、充電電流の電流値を変更することができる。したがって、クランプ手段の出力信号の電圧と基準電圧との差電圧が大きい場合に、より充電電流を大きくでき、電源投入時やゲイン設定の変更を行った場合でも、回路規模と消費電流を増加させることなく、さらに短時間で定常状態にクランプでき、定常状態では安定してクランプすることができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、電源投入時やゲイン設定を変更した時でも、回路規模と消費電流を増加させることなく短時間で定常状態にクランプでき、定常状態においては安定してクランプすることができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図面を参照し、本発明を実施するための最良の形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。以下、図中の各構成について説明する。クランプ手段１は、入力信号（入力電圧Ｖｉｎ）の直流電圧レベルをクランプ電圧Ｖｏｂに調整して出力信号（出力電圧Ｖｏ）を生成する。電流設定手段２はＶ／Ｉ変換部９の出力電流と定電流源１０の出力電流とから基準電流Ｉｒｅｆを設定する。
【００３０】
比較手段（ｇｍアンプ）３は、サンプリング手段６の出力電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、基準電流Ｉｒｅｆに応じて、サンプリング手段６の出力電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に比例する電流Ｉｏを出力する。スイッチ４は、クランプパルスφＣＬＰによってクランプ期間毎にＯＮする。クランプコンデンサ５は、一端がスイッチ４を介して比較手段３の出力に接続され、他端は接地され、比較手段３の出力電流Ｉｏによって充電され、クランプ電圧Ｖｏｂを生成する。
【００３１】
サンプリング手段６は、クランプ手段１の出力に接続され、サンプリングパルスφＳＨを受けて、出力信号を所定期間サンプリングする。バッファ７はサンプリング手段６からの出力電圧Ｖａをバッファする。基準電圧源２５は基準電圧Ｖｒｅｆを比較手段３の非反転入力および差動アンプ８の非反転入力に供給する。
【００３２】
電流設定手段２は、差動アンプ８とＶ／Ｉ変換部９と定電流源１０とを備えている。差動アンプ８の非反転入力には基準電圧源２５が接続され、基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。Ｖ／Ｉ変換部９は、一端が差動アンプ８の反転入力に接続され、他端がバッファ７の出力に接続された抵抗２２（抵抗値Ｒ２）と、ゲートが差動アンプ８の出力に接続され、ソースが差動アンプ８の反転入力に接続され、ドレインが比較手段３に接続されたトランジスタＱ１とを備え、出力電圧Ｖｏ（Ｖａ≒Ｖｏ）と基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に応じた電流を生成する。
【００３３】
定電流源１０は、一端が差動アンプ８の反転入力に接続され、他端が接地された抵抗２１（抵抗値Ｒ１）によって、基準電圧Ｖｒｅｆに応じた電流を生成する。電流設定手段２は、Ｖ／Ｉ変換部９によって生成された電流と、定電流源１０とによって生成された定電流とに基づいて基準電流を設定する。
【００３４】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。図２は本実施形態における電源起動時の出力波形を示す波形図および駆動パルスのタイミングチャートである。Ｖｉｎはクランプ手段１の入力電圧、φＣＬＰはスイッチ４を駆動するクランプパルス、φＳＨはサンプリング手段６を駆動するサンプリングパルス、Ｖｏｂはクランプ電圧、Ｖａはサンプリング手段６の出力電圧、Ｖｏはクランプ手段１の出力電圧である。
【００３５】
固体撮像素子またはその信号を処理する映像信号処理回路からの出力信号がクランプ手段１に入力されると、クランプコンデンサ５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力電圧Ｖｏが出力される。この出力電圧Ｖｏは、黒レベル画素信号の期間だけのサンプリングを指定するサンプルリングパルスφＳＨでサンプルホールドされ、サンプリング手段６の出力電圧Ｖａとなる。
【００３６】
この出力電圧Ｖａが比較手段３に入力され、基準電圧源２５の基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧ΔＶと電流設定手段２の出力電流Ｉｒｅｆとに応じた出力電流Ｉｏ=ｇｍ×ΔＶ×Ｎ∝Ｉｒｅｆ×Nが出力される。ここで、比較手段３は図１６の構成と同様の構成とし、ｇｍは比較手段３の入力段のトランジスタＱ１，Ｑ２の相互コンダクタンス、NはトランジスタＱ５とＱ６およびトランジスタＱ９とＱ１０のトランジスタサイズの比とする。
【００３７】
入力信号が黒レベルであるクランプ期間に、クランプパルスφＣＬＰによって、スイッチ４がＯＮになると、出力電流Ｉｏによってクランプコンデンサ５が充電され、クランプ電圧Ｖｏｂが変動する。クランプ期間ごとにクランプパルスφＣＬＰがスイッチ４に入力され、クランプ期間の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプされる。
【００３８】
図３は電流設定手段２の入出力特性である。基準電流Ｉｒｅｆは、基準電圧Ｖｒｅｆとクランプ手段１の出力電圧Ｖｏとの差電圧に比例し、電源起動時（Ｖｏ≒０Ｖ）には抵抗２１の抵抗値Ｒ１および抵抗２２の抵抗値Ｒ２と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる最大電流となり、クランプ定常状態（Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ）になると、抵抗２１の抵抗値Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流となる。
【００３９】
以上のことから、本実施形態によれば、出力電圧Ｖｏの黒レベル出力と基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じてクランプコンデンサ５の充電電流を可変とすることができ、電源起動時やゲイン設定変更時には大きな充電電流を発生させ、短期間にクランプ期間の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプ電圧Ｖｏｂが制御され、出力電圧Ｖｏの黒レベルを基準電圧Ｖｒｅｆにクランプすることができ、定常状態では充電電流を必要なレベルに設定でき、安定してクランプすることができる。
【００４０】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図４は、本実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。図において、図１と同一の構成には同一の符号を付与し、説明を省略する。抵抗２２の一端とバッファ７の出力との間には、基準電流Ｉｒｅｆの下限値を制限するためのリミット手段１１が設けられている。
【００４１】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。第１の実施形態と同様に、入力信号がクランプ手段１に入力されると、クランプコンデンサ５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力電圧Ｖｏが出力され、クランプ期間の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプされる。
【００４２】
図５は本実施形態による電流設定手段２の入出力特性を示している。基準電流Ｉｒｅｆは、基準電圧Ｖｒｅｆとクランプ手段１の出力電圧Ｖｏとの差電圧に比例し、電源起動時（Ｖｏ≒０Ｖ）に抵抗２１の抵抗値Ｒ１および抵抗２２の抵抗値Ｒ２と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる最大電流となり、クランプ定常状態（Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ）になると抵抗２１の抵抗値Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流となる。出力電圧Ｖｏが基準電流Ｖｒｅｆを超えた場合には、リミット手段１１によって抵抗２２に流れる電流を遮断することができ、抵抗２１の抵抗値Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流とすることができる。
【００４３】
以上のように、本実施形態によれば、前述した第１の実施形態と同様に、出力電圧Ｖｏの黒レベル出力と基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じてクランプコンデンサ５の充電電流を可変とすることができ、電源起動時やゲイン設定変更時には大きな充電電流を発生させ、短期間にクランプ期間の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプ電圧Ｖｏｂが制御され、出力電圧Ｖｏの黒レベルを基準電圧Ｖｒｅｆにクランプすることができ、定常状態では充電電流を必要なレベルに設定でき安定してクランプすることができる。
【００４４】
さらに、ノイズやバッファ７および差動アンプ８などのオフセット電圧によって、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなった場合に、リミット手段１１の動作により、比較手段３に供給される基準電流が必要レベル以下になることを防ぐことができ、安定したクランプが可能になる。なお、本実施形態によるリミット手段１１は、スイッチ、ダイオードなどで構成することができる。
【００４５】
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図６は本実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。図において、図１および図４と同一の構成には同一の符号を付与し、説明を省略する。本実施形態においては、図４に示される第２の実施形態によるバッファ７をトランジスタＱ２と定電流源２６とによって構成し、リミット手段１１をダイオードＤ１としている。
【００４６】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。第１および第２の実施形態と同様に、入力信号がクランプ手段１に入力されると、クランプコンデンサ５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力電圧Ｖｏが出力され、クランプ期間の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプされる。バッファ７の出力電圧Ｖｂは、トランジスタＱ２のゲートソース間電圧をＶｇｓとするとＶｂ＝Ｖａ−Ｖｇｓとなり、抵抗２２の両端の電圧ＶＲ２は以下の式（１）のようになる。
ＶＲ２＝Ｖｒｅｆ−Ｖｄ１−（Ｖａ−Ｖｇｓ）≒Ｖｒｅｆ−Ｖｏ  ・・・（１）
【００４７】
式（１）において、Ｖｄ１はダイオードＤ１の順方向電圧であり、Ｖｄ１≒Ｖｇｓである。上記の式（１）より、出力電圧ＶｏがＶｒｅｆ以上になるとダイオードＤ１に順方向電圧が掛からなくなり、抵抗２２には電流が流れなくなるので、電流設定手段２の入出力特性は図７のようになる。したがって、第２の実施形態と同様に、ノイズやバッファ７および差動アンプ８などのオフセット電圧によって、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなった場合に、比較手段３に供給される基準電流が必要レベル以下になることを防ぐことができ、安定したクランプが可能になる。
【００４８】
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図８は本実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。図において、図１、図４、および図６と同一の構成には同一の符号を付与し、説明を省略する。切替手段１２はスイッチＳＷ１、ＳＷ２、およびＳＷ３を備えている。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の一端はそれぞれ抵抗２２（抵抗値Ｒ２）、２３（抵抗値Ｒ３）、２４（抵抗値Ｒ４）の一端に接続され、他端は差動アンプ８の反転入力、トランジスタＱ１のソース、および抵抗２１の一端に接続されている。切替手段１２は、これらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ３によって、抵抗値Ｒ２〜Ｒ４を切り替える。
【００４９】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。第１〜第３の実施形態と同様に、入力信号が入力されると、クランプコンデンサ５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力電圧Ｖｏが出力され、クランプ期間の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプされる。図９は電流設定手段２の入出力特性を示している。抵抗２２〜２４の各抵抗値はＲ３＜Ｒ２＜Ｒ４という関係になっている。
【００５０】
基準電流Ｉｒｅｆは、基準電圧Ｖｒｅｆとクランプ手段１の出力電圧Ｖｏとの差電圧に比例し、電源起動時（Ｖｏ≒０Ｖ）には、切替手段１２の各スイッチの設定と抵抗２１〜２４の抵抗値Ｒ１〜Ｒ４と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる最大電流となり、クランプ定常状態（Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ）になると抵抗２１の抵抗値Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流となる。
【００５１】
出力電圧Ｖｏが基準電流Ｖｒｅｆを超えた場合には、リミット手段１１によって、抵抗２２、２３、および２４に流れる電流を遮断することができ、抵抗２１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流とすることができる。このため、例えば以下のような対応が可能になる。使用する動作条件によって定常状態で必要となる安定性が異なり、クランプコンデンサ５の値を条件に合せて設定することになる。ここで、抵抗２２、２３、および２４の抵抗値が以下の式（２）の関係にあるとする。
Ｒ２：Ｒ３：Ｒ４＝２：１：４  ・・・（２）
【００５２】
ある条件でクランプコンデンサ５の値をＣとした場合、電源起動時に短期間で定常状態にクランプするために必要な充電電流は、スイッチＳＷ１をＯＮにし、スイッチＳＷ２およびＳＷ３をＯＦＦにすることで確保できる。そして、他の使用条件でクランプコンデンサ５の値をＣ×３として使用した場合に、充電電流を変更できないと電源起動時のクランプ時間は3倍になってしまうが、スイッチＳＷ１およびＳＷ２をＯＮにし、スイッチＳＷ３をＯＦＦにすることにより、起動時から定常状態までの充電電流をほぼ３倍に増加することができるので、クランプコンデンサ５の値がCの場合と同様に、短期間で定常状態にクランプすることができる。
【００５３】
また、ある条件でクランプコンデンサ５の値をＣ／２とした場合には、スイッチＳＷ３をＯＮにし、スイッチＳＷ１およびＳＷ２をＯＦＦにすることにより、起動時から定常状態までの充電電流をほぼ１／２に減少させることができ、電源起動時のクランプ時間は同様で消費電流を削減することができる。
【００５４】
以上のように、本実施形態によれば、第２および第３の実施形態と同様に、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなった場合に、比較手段３に供給する基準電流が必要レベル以下になることを防ぐことができる。また、切替手段１２によって抵抗２２〜２４を切り替えることにより、定常状態までの充電電流を可変とすることができ、クランプコンデンサ５の値などの使用条件に応じて、クランプ期間の出力電圧が短期間に基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプ電圧Ｖｏｂを制御することができる。
【００５５】
さらに、電流設定手段２が半導体ＩＣとしてパッケージ化され、外部からは構成の追加や変更ができない場合であっても、図８に示されるように、スイッチによって複数の抵抗を切り替えることにより、使用条件によるクランプコンデンサ５の値の変更に応じて充電電流を設定することができる。
【００５６】
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。図１０は本実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。図において、第１〜第４の実施形態と同一の構成には同一の符号を付与し、説明を省略する。本実施形態による切替手段１２は差電圧検出手段２７を備えている。差電圧検出手段２７は、サンプリング手段６の出力電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を検出し、その値に応じて、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３を切り替える。
【００５７】
次に、このように構成されたクランプ回路の動作について説明する。第１〜第４の実施形態と同様に、入力信号が入力されると、クランプコンデンサ５に充電されたクランプ電圧Ｖｏｂにクランプされた出力電圧Ｖｏが出力され、クランプ期間の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプされる。図１１は電流設定手段２の入出力特性を示している。抵抗２２〜２４の各抵抗値はＲ３＜Ｒ２＜Ｒ４という関係になっている。
【００５８】
基準電流Ｉｒｅｆは、基準電圧Ｖｒｅｆとクランプ手段１の出力電圧Ｖｏとの差電圧に比例し、差電圧検出手段２７により、電源起動時（Ｖｏ≒０Ｖ）にはスイッチＳＷ２がＯＮ、スイッチＳＷ１とＳＷ３がＯＦＦし、抵抗２１の抵抗値Ｒ１および抵抗２３の抵抗値Ｒ３と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる最大電流となる。また、出力電圧ＶｏがＶ１以上になると、スイッチＳＷ１がＯＮ、スイッチＳＷ２とＳＷ３がＯＦＦし、抵抗２１の抵抗値Ｒ１および抵抗２２の抵抗値Ｒ２と出力電圧Ｖｏおよび基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる電流となる。
【００５９】
また、出力電圧ＶｏがＶ２以上になると、スイッチＳＷ３がＯＮ、スイッチＳＷ１とＳＷ２がＯＦＦし、抵抗２１の抵抗値Ｒ１および抵抗２４の抵抗値Ｒ４と出力電圧Ｖｏおよび基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる電流となり、クランプ定常状態（Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ）になると、抵抗２１の抵抗値Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流となる。
【００６０】
出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えた場合には、リミット手段１１によって、抵抗２２、２３、および２４に流れる電流を遮断することができ、抵抗２１と基準電圧Ｖｒｅｆとによって決まる定電流を出力することができる。電圧Ｖ１とＶ２とＶｒｅｆの値はＶ１＜Ｖ２＜Ｖｒｅｆという関係になっている。
【００６１】
図１２は切替手段１２の差電圧検出手段２７の構成例を示している。以下、図中の各構成について説明する。Ａ／Ｄ変換回路１３は、サンプリング手段６からの出力電圧Ｖａまたはクランプ手段１の出力電圧Ｖｏをアナログ−デジタル変換する。Ａ／Ｄ変換回路１４は基準電圧Ｖｒｅｆをアナログ−デジタル変換する。比較回路１５はＡ／Ｄ変換回路１３の出力と、Ａ／Ｄ変換回路１４の出力と、定電圧Ｖ１およびＶ２に相当するレベルとを比較する。
【００６２】
ＳＷコントロール回路１６は、比較回路１５の比較結果に応じて、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のＯＮ、ＯＦＦを制御する。ここで、Ａ／Ｄ変換回路１４を用いずに、基準電圧Ｖｒｅｆに相当するレベルを直接比較回路１５に与える構成とすることもできる。このように構成された切替手段１２の差電圧検出手段２７によれば、電源起動時（Ｖｏ≒０Ｖ）から出力電圧ＶｏがＶ１となるまではスイッチＳＷ２をＯＮ、スイッチＳＷ１とＳＷ３をＯＦＦにし、出力電圧ＶｏがＶ１〜Ｖ２の時にはスイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２とＳＷ３をＯＦＦにし、出力電圧ＶｏがＶ２以上の時にはスイッチＳＷ３をＯＮ、スイッチＳＷ１とＳＷ２をＯＦＦにすることができる。
【００６３】
図１３は切替手段１２の差電圧検出手段２７の他の構成例を示している。以下、図中の各構成について説明する。基準電圧ＶｒｅｆとＧＮＤ間には抵抗２８〜３０が直列に接続されている。コンパレータ１７には、抵抗２９と抵抗３０の接続点の電圧（Ｖ１）とサンプリング手段６からの出力電圧Ｖａとが入力される。コンパレータ１８には、抵抗２８と抵抗２９の接続点の電圧（Ｖ２）とサンプリング手段６からの出力電圧Ｖａとが入力される。
【００６４】
ロジック回路１９は、コンパレータ１７および１８の出力に応じて、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を制御する。このように構成された切替手段１２の差電圧検出手段２７によれば、電源起動時（Ｖｏ≒０Ｖ）から出力電圧ＶｏがＶ１となるまではコンパレータ１７の出力がＨｉｇｈ、コンパレータ１８の出力がＨｉｇｈとなり、出力電圧ＶｏがＶ１〜Ｖ２の時にはコンパレータ１７の出力がＬｏｗ、コンパレータ１８の出力がＨｉｇｈとなり、出力電圧ＶｏがＶ２以上の時にはコンパレータ１７の出力がＬｏｗ、コンパレータ１８の出力がＬｏｗとなる。ロジック回路１９は、コンパレータ１７および１８の出力に応じて、図１４に示される設定により、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を制御するので、出力電圧Ｖｏのレベルに応じてクランプコンデンサ５の充電電流を切り替えることができる。
【００６５】
以上のように、本実施形態によれば、第２〜第４の実施形態と同様に、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなった場合に、比較手段３に供給する基準電流が必要レベル以下になることを防ぐことができる。また、切替手段１２によって、定常状態までの充電電流を出力電圧Ｖｏのレベルに応じて切り替えることにより、電源起動時の充電電流をより大きくすることができ、さらに、クランプ期間の出力電圧が短期間に基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにクランプ電圧Ｖｏｂを制御することができる。
【００６６】
以上、図面を参照して本発明の実施形態について詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の第１の実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態によるクランプ回路の動作を説明するための波形図およびタイミングチャートである。
【図３】同実施形態による電流設定手段２の入出力特性を示す参考図である。
【図４】本発明の第２の実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【図５】同実施形態による電流設定手段２の入出力特性を示す参考図である。
【図６】本発明の第３の実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【図７】同実施形態による電流設定手段２の入出力特性を示す参考図である。
【図８】本発明の第４の実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】同実施形態による電流設定手段２の入出力特性を示す参考図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態によるクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】同実施形態による電流設定手段２の入出力特性を示す参考図である。
【図１２】同実施形態による差電圧検出手段２７の構成を示すブロック図である。
【図１３】同実施形態による差電圧検出手段２７の他の構成を示すブロック図である。
【図１４】同実施形態によるロジック回路１９の動作を説明するための参考図である。
【図１５】従来のクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のクランプ回路における比較回路１０３の構成を示すブロック図である。
【図１７】従来の他のクランプ回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６８】
１・・・クランプ手段、２・・・電流設定手段、３・・・比較手段、４・・・スイッチ、５，１０５，２０５・・・クランプコンデンサ、６・・・サンプリング手段、７・・・バッファ、８・・・差動アンプ、９・・・Ｖ／Ｉ変換部（電流生成手段）、１０，２６，１０２・・・定電流源、１１・・・リミット手段、１２，２０８・・・切替手段、１３，１４・・・Ａ／Ｄ変換回路、１５，１０３・・・比較回路、１６・・・ＳＷコントロール回路、１７，１８・・・コンパレータ、１９・・・ロジック回路、２１，２２，２３，２４，２８，２９，３０・・・抵抗、２５，１０６，２０２・・・基準電圧源、２７・・・差電圧検出手段、１０１・・・黒レベルクランプ回路、１０４・・・スイッチ、２０１，２０３・・・差動増幅手段、２０４・・・電圧源、２０６・・・電流可変手段、２０７・・・電流供給手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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