(57)【要約】【課題】  モノスタティックレーダのパルス圧縮技術において、レーダの観測可能な最小探知距離（Rmin）を大きくすること無く、最大探知距離（Rmax）を大きくするために送信時間率を高める。【解決手段】  送信パルス列生成器は、送信パルス列１周期の時間長Ｔcを所定数の整数Ｎ個の分割時間長ＴIPPに分割して、ＰＮ系列符号のビット情報を乗せた送信パルス列を生成する。この分割時間長ＴIPPをそれぞれ、送信時間Ｔsと残りの受信時間に分割して、この送信時間ＴsのＮ個に１周期の送信パルス列をＮ分割して、変調して送信すると共に、残りの受信時間の間に受信するように切り換えられる。相関器は、観測目標からの受信エコー情報から復調された時系列データ群と、送信パルス列との相関処理を行うことで、距離別に受信信号の複素時系列を算出する。【選択図】図１
2005055302.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つの共通アンテナを送信と受信に切り換えて用いるモノスタティックレーダのためのパルス圧縮方法において、
送信パルス列１周期の時間長Ｔcを所定数の整数Ｎ個の分割時間長ＴIPPに分割して、ＰＮ系列符号のビット情報を乗せた送信パルス列を生成し、
前記分割時間長ＴIPPをそれぞれ、送信時間Ｔsと残りの受信時間に分割して、この送信時間ＴsのＮ個に１周期の送信パルス列をＮ分割して、変調して送信すると共に、前記残りの受信時間の間に受信し、
観測目標からの受信エコー情報から復調された時系列データ群と、前記送信パルス列との相関処理を行うことで、距離別に受信信号の複素時系列を算出する、
ことから成るモノスタティックレーダのためのパルス圧縮方法。
【請求項２】
前記モノスタティックレーダをそれぞれが有する複数局を間隔をあけて配置し、各局が送信パルス列生成のために用いるＰＮ系列符号として、互いに異なる符号を割り当てて、各局が同一周波数で同時刻に大気観測を行うことから成る請求項１に記載のモノスタティックレーダのためのパルス圧縮方法。
【請求項３】
各局は、自局に割り当てられているＰＮ系列符号で相関処理を行うことにより自局の信号のみを受信し観測を行い、かつ、他局のＰＮ系列符号で相関処理を行うことにより他局の信号を選択し受信することから成る請求項２に記載のモノスタティックレーダのためのパルス圧縮方法。
【請求項４】
１つの共通アンテナを送信と受信に切り換えて用いるモノスタティックレーダのためのパルス圧縮装置において、
ＰＮ系列符号を発生する発生器と、
送信パルス列１周期の時間長Ｔcを所定数の整数Ｎ個の分割時間長ＴIPPに分割して、ＰＮ系列符号のビット情報を乗せた送信パルス列を生成する送信パルス列生成器と、
前記分割時間長ＴIPPをそれぞれ、送信時間Ｔsと残りの受信時間に分割して、この送信時間ＴsのＮ個に１周期の送信パルス列をＮ分割して、変調して送信すると共に、前記残りの受信時間の間に受信するように切り換えられる送信／受信切り換え器と、
観測目標からの受信エコー情報から復調された時系列データ群と、前記送信パルス列との相関処理を行うことで、距離別に受信信号の複素時系列を算出する相関器と、
から成るモノスタティックレーダのためのパルス圧縮装置。
【請求項５】
前記モノスタティックレーダをそれぞれが有する複数局を間隔をあけて配置し、各局が送信パルス列生成のために用いるＰＮ系列符号として、互いに異なる符号を割り当てて、各局が同一周波数で同時刻に大気観測を行うことから成る請求項４に記載のモノスタティックレーダのためのパルス圧縮装置。
【請求項６】
各局は、自局に割り当てられているＰＮ系列符号で相関処理を行うことにより自局の信号のみを受信し観測を行い、かつ、他局のＰＮ系列符号で相関処理を行うことにより他局の信号を選択し受信することから成る請求項５に記載のモノスタティックレーダのためのパルス圧縮装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１つの共通アンテナを送信と受信に切り換えて用いるモノスタティックレーダのためのパルス圧縮方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ウィンドプロファイラレーダ(WPR)のようなパルスレーダが知られている。これは、地上から上空へ向けて電波を送信し、大気乱流や降水粒子によって散乱された微弱な電波を受信して、その送受信電波の周波数の差（ドップラ周波数偏移）や受信信号強度を計測することにより、風向風速や乱流強度、降雨強度の高度分布を観測するレーダである。
【０００３】
ウィンドプロファイラレーダ(WPR)のようなパルスレーダの平均電力は、一般に尖頭電力と比較して数%と小さく（非特許文献１、２参照）、レーダの最大探知距離（Rmax）を大きくするためには送信時間率を高めることが効果的である。送信時間率を高めることができれば、レーダのＳＮ比向上に貢献するのみならず、同じＳＮ比（送信波の平均電力）を保ちながら送信パルスの尖頭電力が低減できるため装置の小型化、低コスト化が図れる。レーダのＳＮ比を向上させる方法として、符号化パルスレーダのようなパルス圧縮法が有効な手段である。
【０００４】
図１０は、一般的なパルス圧縮法による送信パルスと受信エコーの関係を示す図である。図示したように、各周期の始めに、送信パルス列が送信波として送信される。１つの共通アンテナを送信と受信に切り換えて用いるモノスタティックレーダにおいては、送信波を送信した後、次の周期において送信側に切り換えられるまで、アンテナは受信側に切り換えられて、受信エコーを受信する。この受信側に切り換えられている間が、観測距離によって決まる受信エコーの観測時間である。
【０００５】
また送信時間率を高める方法として、バーカー符号など用いるパルス圧縮法が一般的に知られているが、このようなパルス圧縮法は、符号系列の符号長が長くなるほど、その自己相関関数のサイドローブレベルは小さくなる反面、観測可能な最小探知距離（Rmin）が大きくなるという欠点があった。また、観測目標の移動によるドップラーシフトの影響を受け易く、サイドローブレベルが大きくなることがよく知られており（非特許文献３参照）、単純に符号のビット数を長くして送信時間率を高くすることには限界があった。
【非特許文献１】増田悦久，井原俊夫，中村健治，岡本謙一，大西勉，"低層大気観測用レーダの開発と初期観測データ，"通信総合研究所季報，vol.38, no.1, pp.15−33, Mar.1992.
【非特許文献２】T Adachi, "Development of a 400MHz-band Wind Profiler Rader with RASS," Journal of the Communications Research Laboratory, vol.49, no.2, pp.211-216, June 2002.
【非特許文献３】近藤倫正，大橋由昌，実森彰朗，"計測・センサにおけるディジタル信号処理，"辻井重男（編），（株）昭晃堂，1993．
【非特許文献４】R. C. Dixon，最新スペクトラム拡散通信方式，立野敏，片岡志津雄，飯田清（訳），ジャテック出版，東京，1978．
【非特許文献５】関澤信也，平和昌，神尾享秀，水野光彦，"仮想平面アレーを用いたマルチパス伝搬路の時空間特性測定システム，"信学論(B), vol.J83-B, no.9, pp.1303-1313, Sep.2000.
【非特許文献６】安田明生，"GPS技術の展望，"信学論(B), vol.J84-B, no.12, pp.2082-2091, Dec.2001.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
WPRのように観測目標のドップラー速度が比較的遅い場合、符号１周期の時間が大気乱流からの散乱波がコヒーレントと見なせる時間（相関時間）よりも十分短く、符号１周期の時間におけるドップラーシフトによる散乱波の位相変化が2πより十分小さい条件であれば、周期の長い符号をレーダに用いることが十分可能と考えられる。
【０００７】
一方、PN(Pseudo Noise)符号の一つで、有限の符号系列が周期的に繰り返されるM系列(Maximal length sequence)は、その自己相関関数が鋭いピークを持つことから（非特許文献４参照）、移動通信における伝搬路のインパルス応答の測定（非特許文献５参照）やGPSによる測位（非特許文献６参照）など数多くの分野で利用されている。この符号をレーダに適用した場合の利点として、送信波が連続波となることから出力電力の大きな増幅器を必要としないこと、周期の長い符号系列を用いると最大探知距離（Rmax）が非常に大きくなること、そして同一周波数の他局からの干渉が軽減できることなどが上げられる。しかし、モノスタティックレーダでは、受信機における送受信信号の分離度を十分高めることが難しいことなどから、その適用は困難であった。
【０００８】
本発明は、係る問題点を解決して、モノスタティックレーダのパルス圧縮技術において、レーダの観測可能な最小探知距離（Rmin）を増加させず、最大探知距離（Rmax）を減少させずに送信時間率を高めることや、同一周波数の他局からの干渉が軽減することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のモノスタティックレーダのためのパルス圧縮方法は、１つの共通アンテナを送信と受信に切り換えて用いる。送信パルス列１周期の時間長Ｔcを所定数の整数Ｎ個の分割時間長ＴIPPに分割して、ＰＮ系列符号のビット情報を乗せた送信パルス列を生成する。この分割時間長ＴIPPをそれぞれ、送信時間Ｔsと残りの受信時間に分割して、この送信時間ＴsのＮ個に１周期の送信パルス列をＮ分割して、変調して送信すると共に、残りの受信時間の間に受信する。観測目標からの受信エコー情報から復調された時系列データ群と、前記送信パルス列との相関処理を行うことで、距離別に受信信号の複素時系列を算出する。
【００１０】
また、本発明のモノスタティックレーダのためのパルス圧縮装置は、１つの共通アンテナを送信と受信に切り換えて用いる。本発明は、ＰＮ系列符号を発生する発生器と、送信パルス列１周期の時間長Ｔcを所定数の整数Ｎ個の分割時間長ＴIPPに分割して、ＰＮ系列符号のビット情報を乗せた送信パルス列を生成する送信パルス列生成器と、前記分割時間長ＴIPPをそれぞれ、送信時間Ｔsと残りの受信時間に分割して、この送信時間ＴsのＮ個に１周期の送信パルス列をＮ分割して、変調して送信すると共に、前記残りの受信時間の間に受信するように切り換えられる送信／受信切り換え器と、観測目標からの受信エコー情報から復調された時系列データ群と、前記送信パルス列との相関処理を行うことで、距離別に受信信号の複素時系列を算出する相関器から構成される。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、モノスタティックレーダのパルス圧縮技術において、送信時間率を高めて、レーダの最小探知距離を増加させずに最大探知距離を大きくすることが可能となる。
【００１２】
また、これによって、レーダのＳＮ比向上に貢献するのみならず、同じＳＮ比（送信波の平均電力）を保ちながら送信パルスの尖頭電力が低減できるため装置の小型化、低コスト化が図れる。
【００１３】
また、本発明方式にインコヒーレント積分を行いSN比の向上を図ると、送信パルスの尖頭電力が300 Wと比較的小電力でも高度2〜3 km程度までの大気観測が可能であることが分かり、本発明方式を用いるとレーダ装置の小型化、低コスト化が図れることからWPRの更なる普及が期待できる。
【００１４】
また、M系列の種類の違いを利用して同一周波数の自局と他局の分離が可能になるので、周波数利用効率の向上を図ることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、例示に基づき、本発明を説明する。図１は、本発明に基づき具体化されたパルス圧縮装置の概略構成を例示するブロック図である。図２は、図１に例示のパルス圧縮装置の動作を説明するための図であり、送信パルスと受信エコーの関係を示している。図３は、図１に例示の相関器における相関処理を説明する図である。図２及び図３において、パルス列或いは信号等に付加した丸数字は、図１の同一丸数字の位置において発生することを示している。
【００１６】
図１のＰＮ系列発生器は、ＰＮ系列符号、例えば所定の符号長ＬのM系列符号を発生する。送信パルス列生成器は、Ｍ系列符号のビット情報を乗せた送信パルス列｛c1、c2、・・・、cN｝を生成する。
【００１７】
図２の最上位に示す送信パルス列（情報なし）は、送信パルス列１周期の時間長Ｔcが、Ｎ（所定数の整数）個の分割時間長ＴIPPに分割されていることを示している。さらに、この分割時間長ＴIPPはそれぞれ、送信時間Ｔsと、残りの受信時間に分割される。そして、この送信時間ＴsのＮ個に、１周期のＭ系列符号がＮ分割されて、そのビット情報が乗せられる。
【００１８】
図２の送信波は、上記の送信パルス列を、図１のBPSK変調器で、搬送波発振器から発生した搬送波を用いてBPSK変調を行った信号を示している。この信号は、電力増幅器で増幅された後、送信／受信切り換え器で送信側に切り換えられているときに送受信アンテナから送信される。
【００１９】
次に観測目標からの受信エコー（図２参照）の情報は、送信パルスが発生していない期間において時系列データ群｛r1、r2、・・・、rN｝として取得する。即ち、受信エコーは、図１において、送受信アンテナから、送信／受信切り換え器を介して低雑音増幅器に入力され、ここで増幅された後、直交復調器に入力される。直交復調器では、BPSK変調器で用いたのと同じ搬送波を用いて、受信エコーの直交検波信号として時系列データ群｛r1、r2、・・・、rN｝を復調する。
【００２０】
送信パルスの時間間隔TIPPは、最大探知距離Rmaxに対応する時間長よりも遥かに短く設定する。距離が異なる散乱波が加算された受信エコーの直交検波信号は、図１の相関器において、送信パルス列との相関処理を行うことで、距離別に受信信号の複素時系列が算出できる。
【００２１】
例えば、図３の下側に例示した送信パルス列（６列を図示）は、最上位に送信パルス列そのものを示し、次段に、最小探知距離Rminの距離に相当するだけ送信パルス列をずらして相関処理をした結果の受信信号強度を、図中においてその右側にグラフとして例示している。以下、同様に、最大探知距離Rmaxまで送信パルス列をずらしつつ相関処理を行って算出した受信信号の複素時系列をグラフに例示している。
【００２２】
送信パルス列１周期の時間長Tc はN×TIPPであり、原理的な最大探知距離RmaxはTc・c/2となる。ここでcは光速である。ただし、本方式の使用条件として、Tcは相関時間や送信パルスのレンジサイドローブの許容値を考慮して決定する必要がある。
【００２３】
本方式の主な特長として次のことが上げられる。
(1)  送信時間率Dr(= パルス幅Ts / TIPP)が高く設定できるため、平均送信電力Pavが大きい（SN比はPavに比例して向上する）。
(2)  比較的周期の長い符号を使うにも関わらずRminを増加させずに、Rmaxが非常に大きい。
(3)  ドップラーシフトが符号の自己相関特性に影響を与えない条件では、レンジサイドローブが非常に小さい。
(4)  異なる種類のM系列を用いることで、自局と同一周波数の他局からの干渉が抑圧できる。
【００２４】
一方、(5)送信期間に対応する距離の観測ができない欠点があり、用途は限定される。しかし、ウィンドプロファイラレーダ(WPR)に適用する場合のように観測結果が探知距離（高度）の変化に従って緩やかに変化するような用途においては、格別の問題とはならない。ただし、パルス送信中に受信を許せば (1)でDrを100 %として(5)を解決することも原理的には可能である。しかし、モノスタティックレーダでは受信機における送信信号と受信信号の分離度を高めるために送受信を同時に行わない方が望ましい。これらの特長を有する本方式は、レーダのSN比向上に貢献するのみならず、同SN比を保ちながら尖頭電力を低減することで低コスト化が図れる。また、移動通信のCDMA方式のようなM系列の種類の違いを利用して同一周波数の自局と他局の分離が可能になり、周波数利用効率の向上が期待できるため、同一周波数を使ったレーダの多数配置が可能となるなど、様々な応用例が考えられる。
【００２５】
図１１は、本発明を大気の高密度観測システムに適用した例を示す図である。図１を参照して前述したパルス圧縮装置を備えたウィンドプロファイラレーダ（ＷＰＲ）を、数kmの間隔をあけて配置された複数局のそれぞれに備える。各局は、ウィンドプロファイラレーダ（ＷＰＲ）の送信パルスとして、異なるＭ系列符号（C1,C2,C3・・・）を割り当て、各ＷＰＲが同一周波数で同時刻に大気観測を行う。
【００２６】
各ＷＰＲは自局に割り当てられているＭ系列符号で相関処理を行うことにより、自局の信号のみを受信し観測を行う。その結果、Ｍ系列符号の種類の異なる他局からの干渉信号が抑圧できるため、多数のＷＰＲを比較的近い距離での配置が可能になるため、大気の高密度観測を行うことができる。
【００２７】
また、任意のＷＰＲは、他局のＭ系列符号で相関処理を行うことにより、他局の信号を選択し受信することができる。その結果、ある位置の目標物（Target）を複数のＷＰＲが別の角度から同時に観測（バイスタティック観測）できるため、大気乱流の３次元観測を行うことができる。
【実施例】
【００２８】
次に、レーダに適切な周期の符号を使うことにより、ドップラーシフトの影響によるサイドローブの上昇を抑えることができることを示す。また、計算機シミュレーションにより、本発明方式を適用した1.3 GHz帯WPRが送信パルスの平均電力を低く保ちながら尖頭電力の低減が図れることを確認する。さらに、上空の風速に応じたドップラー速度を持つ模擬信号を実際的な風速算出法を用いて解析することで本発明方式の有効性を確認する。最後に、本発明方式でインコヒーレント積分の処理によってSN比が向上するので、送信パルスの尖頭電力が300 Wでも高度2〜3 kmの風の観測が可能になることを確認した。
1)  M系列の自己相関特性に与えるドップラーシフトの影響
本発明方式では送信パルス列１周期の時間長Tcが比較的長いため、観測目標が移動によって生じるドップラーシフトの影響を受けると、受信信号の位相が時間変化するため、M系列のビット情報を乗せた送信パルス列に対する自己相関特性が劣化することが考えられる。そこで計算機シミュレーションを用いて、ドップラーシフトの影響を受けた受信信号と、基準の送信パルス列との自己相関特性を求め、自己相関特性の劣化の程度を調べた。ただし、送信パルスの包絡線は簡単のため矩形とした。図４は、送信時間率Drを１とし、M系列の符号長Nをパラメータとした結果である。送信パルス列に与えるドップラー周波数fdを一定としたとき、Tc当たりの受信波の位相の変化量Δφは次式で示すことができる。
【００２９】
Δφ =2π・Tc・fd  [rad]                  (1)
ただし、観測目標の視線方向の移動速度をv、電波の波長をλとするとfd は2v／λである。図４(Ａ)はΔφに対する相関ピーク値Epを、図４(Ｂ)はΔφに対する相関ピーク値Epとサイドローブの最大値EsとのdB値の差Gpを示している。 図４(Ａ)、(Ｂ)からΔφ=0（観測目標が静止状態）の場合は、符号長Nが2047の時のEpおよびGpは共に66.2 dBと非常に良好な自己相関特性を示していることが分かる。しかし、Δφが大きくなるとEpは緩やかに減少するが、Gpは急激に減少することが分かる。これは、ドップラー周波数と比例関係にあるΔφの増加に伴い、相関ピーク値Epは緩やかに減少するが、サイドローブ値Esは急激に増加することを示している。なお、図４の結果はDr＜１においてもほぼ同じ特性を示す。
【００３０】
本発明方式のように比較的周期の長いM系列符号を用いる場合、fdの影響による自己相関特性の劣化量が許容範囲に収まるようにTcを決定する必要がある。また、符号の自己相関特性の劣化を許容範囲内にするためは、NとTIPP の積であるTcの値は、想定される最大のドップラー周波数を考慮して決定する必要がある。従って、本発明方式における送信パルス列のTcは、想定される最大ドップラー周波数をfdmaxとすると、Gp=AGの条件を課した時のΔφがΔφ=BΔ[rad]である場合、(1)式より得られた次の条件を満たすように決定する必要がある。
【００３１】
Tc = N×TIPP ≦BΔ／(2π・fdmax)         (2)
例えば、送信パルス列にN=2047のM系列を用いる場合、Gpを30 dB以上確保するためには、BΔは図４(Ｂ)より110.4 deg以下にする必要がある。従って、Tcの値（= N×TIPP）はBΔ=110.4 degと、想定されるfdmaxを式(2)に代入して決める。
2)  本方式をWPRに適用した検討結果
2−1  検討するWPRの諸元
本発明方式を表１に示した1.3 GHz帯WPRに適用し、計算機シミュレーションで各種検討を行った。表１よりWPRの送信周波数は1.3575 GHｚ、送信信号の尖頭電力を300 Wとした。パルス幅Tsは0.8 μsであり、高度分解能は120 mとなる。波形整形フィルタは簡単のためガウス型とし、その標準偏差σは0.1Tsとした。ただし、ここでの波形整形フィルタの特性とは、送受信フィルタの特性をまとめて表したものである。送信パルス列は、Tsを0.8 μs、Dr を 0.33の送信パルスに11段M系列(符号長N = 2047)のビット情報を乗せて発生させた。なお、送信期間と受信期間の割合は１：１とした。最終的に高度毎の受信信号は、相関処理によって相関処理期間に対応するTc毎の時系列データとして求められる。ここでTcは4.91 msであり、1.3 GHz帯WPRで実測した相関時間0.13 sec（非特許文献１参照）と比べ十分小さい値である。また、この時間は一般的なWPRで行うコヒーレント積分時間に相当する。この条件で観測できる理論上の高度Rmは、最小観測高度180 mから736.7 kmにおいて360 mステップの値となる。送受信アンテナの利得Gaは29 dBi、そのビーム幅θaは5 degとした（非特許文献１参照）。表１で示した本方式と、Pt及びTsが表１と同条件で、TIPP =50μs、コヒーレント積分を100回（コヒーレント積分時間5 ms≒Tc）行うモノパルスレーダを単純に比較すると、本方式の方がTIPPの期間内の送信パルスの数は20倍程度多い。このため、本方式の平均電力も20倍（13 dB）程度大きく、そのSN比も同じ値だけ優位である。
【００３２】
【表１】
2005055302.tif 000003
【００３３】
2−2  送信パルスと自己相関特性
表１の諸元において、波形整形フィルタを通した後の送信パルス列の波形の一部を図５（Ａ）に示した。また、整形後の送信パルス列と整形前の送信パルス列との自己相関特性を図５（Ｂ）に示した。この図より自己相関特性の相関ピークとサイドローブとのdB値の差は66.2 dBであることが分かり、図４で示したDr = 1のときのM系列の自己相関特性の値と同じであることが確認できる。
【００３４】
2−3  最大観測高度の評価
次に、上空の大気乱流による散乱波が風の流れによるドップラーシフトの影響を受けない風速０の条件で、表１の諸元における本発明方式の静特性の評価をし、最大観測高度を調べる。まず、今回行なったシミュレーションの概要を次に説明する。WPRから上空へ電波を発射し、観測高度分解能120 m毎の大気乱流による散乱波を受信することとした。この時の大気の反射率ηは0.38・l -1/3・Cn2[m-1]であり、構造パラメータCn2は10-0.000276R-13.862[m-2/3]を用いた。また、Rは観測高度である。各高度における散乱波の位相は一様分布とした。
【００３５】
図６(Ａ)、(Ｂ)は、本方式においてTcの期間内で得た受信エコーの時系列データ群について相関処理を行い、高度毎に求めた散乱波の受信電力と位相の偏差の計算結果の一例である。ここで、システム雑音指数NFをパラメータとしている。NFが3 dBの結果において、高度が約1.6 km以下の受信電力の計算値は、理論値に対して±3 dB以内であり理論値とほぼ一致し、位相についても真値に対する計算値の偏差は±30 deg以内の小さな値となっている。ただし、図６の結果は雑音の影響で値にばらつきがあるため、次に統計的な評価を行った。図７は、図６の結果を1000回求め、受信電力及び位相の計算値が真値から±3 dB以下でかつ±30 deg以下の精度を有する確率を高度毎に求めたものである。同図より、NFが3 dBにおいて、上記の精度を有する確率が0.9及び0.5とするためには、最大観測高度がそれぞれ1.02 km及び1.72 kmになることが分かる。また、最大観測高度1.02 km及び1.72 kmからの散乱波を受信したときのSN比は、図８に示した高度対SN比の理論曲線から3.2 dB及び−3.3 dBであることが分かる。このように、確率0.9となる誤差の少ない観測を行うためには最大観測高度を1.02 kmとする必要があり、この高度における散乱波の受信電力が雑音電力より3 dBを上まわっていることからも本シミュレーションによる計算結果が妥当であると考えられる。
【００３６】
2−4  ドップラースペクトルの解析
ここでは簡単なドップラー速度のモデルを使って、上空の風速を解析することによって本発明方式の有効性を確認する。通常WPRでは、天頂角の異なる複数のアンテナビームを用いて風向・風速を測定するが、本検討では１つのアンテナビームを用いて、そのビームの視線方向のドップラースペクトル（周波数パワースペクトル）を求めるような基礎的な検討を行うこととする。本シミュレーションで用いる散乱波は、観測高度分解能である120 m毎に発生させ、その全ての散乱波のドップラー速度を5 m/s（fd=45.2 Hz）の一定値とした。ただし、各散乱波の位相は一様分布で与えた。このドップラー速度の値は、アンテナ視線方向の天頂角を10 degとしたとき、水平方向の最大風速は28.8 m/sに相当する。このドップラー速度の影響において、Δφは(1)式より79.9 degとなり、N=2047におけるGpは図４(Ｂ)より33.0 dB確保していることが分かる。
【００３７】
ここで、高度毎の散乱波の周波数パワースペクトルは、Tc(=4.91 ms)毎に得られる高度毎の受信信号256個を一つの時系列データ群として求めた。この条件により、周波数パワースペクトルの結果は最大ドップラー速度が±11.24 m/s（fdmaxが±101.7 Hz）、ドップラー速度の分解能が87.8 mm/s（周波数分解能が0.79 Hz）で得ることができる。図９はシミュレーションで得られた周波数パワースペクトルの計算結果である。このときNFは3 dBとした。同図より、高度が5 kmまでは散乱波のドップラー速度が正確に観測できており、本方式の有効性が確認できる。ただし、実際の大気乱流からの散乱波は、あるドップラー速度を中心に広がりを持っているため、その電力は分散することから、図９の結果のように5 kmに及ぶ観測は困難である。
【００３８】
2−5  インコヒーレント積分による最大観測高度の類推
一般に、WPRはコヒーレント積分後の時系列データに対してFFTを行い、さらにFFTの結果の時系列データに対してインコヒーレント積分（非特許文献１参照）を行う。信号に付加される雑音成分が白色雑音の場合、SN比はコヒーレント積分を行うと積分回数に比例して向上する。また、インコヒーレント積分においても、積分回数の平方根に比例して向上する（非特許文献１参照）。例えば、256個の時系列データ群から求めた周波数パワースペクトルを80回積算(約100秒間)するようなインコヒーレント積分をさらに行えば、理論上SN比が9.5 dB向上することが期待できる。上記2−3において0.9及び0.5の確率で妥当な観測を行うためにはSN比を3.2 dB及び−3.3 dB確保する必要があることは既に述べたが、インコヒーレント積分を行うことによってSN比がさらに9.5 dB向上させることができれば、図７、図８より最大観測高度は2.14 km及び3.21 kmまで上昇することが分かる。このことから、本発明方式を用いた場合、送信パルスの尖頭電力が300 Wでも高度2〜3 km程度まで観測できることが期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明に基づき具体化されたパルス圧縮装置の概略構成を例示するブロック図である。
【図２】図１に例示のパルス圧縮装置の動作を説明するための図であり、送信パルスと受信エコーの関係を示している。
【図３】図１に例示の相関器における相関処理を説明する図である。
【図４】Ｍ系列の自己相関特性に与えるドップラーシフトの影響を示す図である。
【図５】本発明方式による送信パルスの特性を示す図である。
【図６】高度毎の受信電力及び位相の計算結果の一例を示す図である。
【図７】高度毎の受信電力及び位相の計算値が真値から±３ｄＢ以下かつ±３０deg以下となる確率を示す図である。
【図８】ＳＮ比の理論値を示す図である。
【図９】周波数パワースペクトルの高度分布を示す図である。
【図１０】一般的パルス圧縮法による送信パルスと受信エコーの関係を示す図である。
【図１１】本発明を大気の高密度観測システムに適用した例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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