(57)【要約】【課題】  ノイズを除去するためのフィルタとして大きなキャパシタを用いることなく、小さい実装面積で位相ノイズを低減する。【解決手段】  クロスカップリングされたトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２のソースと電源ラインＶＤ１との間にインダクタＬ２を挿入する。これにより、インダクタＬ２とトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２の対接地間に存在する寄生容量とによって並列共振のフィルタ回路が形成される。一方、クロスカップリングされたトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２とトランジスタＭＮ１及びトランジスタＭＮ２が、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列共振によって周波数ω０の発振信号を生成する。このとき、発振信号の２倍の周波数２ω０の位相ノイズが発生するが、インダクタＬ２と寄生容量からなるフィルタ回路は周波数２ω０で共振するので、位相ノイズはインダクタＬ２でカットされる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対のトランジスタをクロスカップリングして相互にスイッチング動作を行うマルチバイブレータによってＬＣ共振回路を構成し、このＬＣ共振回路に形成されるキャパシタの容量を電圧レベルによって可変することにより、所望の周波数の発振信号を生成する電圧制御発振器であって、
電源ラインと前記マルチバイブレータとの間に挿入されたインダクタと、前記トランジスタと接地間に存在する寄生容量とによって、前記マルチバイブレータにおいて発生したノイズを除去する共振フィルタ回路を形成したことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項２】
前記マルチバイブレータは、電源ライン側に構成された一対のトランジスタのクロスカップリングと、接地ライン側に構成された一対のトランジスタのクロスカップリングとの２組のマルチバイブレータによって構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
前記共振フィルタ回路は、前記マルチバイブレータの発振周波数の２倍の周波数で共振することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
前記マルチバイブレータには、前記インダクタが接続されていない側に直列に定電流源が接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電圧制御発振器。
【請求項５】
前記定電流源は、定電流駆動を行う定電流トランジスタであることを特徴とする請求項４に記載の電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線送受信機等に用いられる電圧制御発信器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電圧制御発信器（以下、ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillatorと云う）は、入力電圧を可変することによって発振周波数を制御することができる機能をもつ発振器であって、無線送受信機の周波数及び位相の変調回路等に好んで用いられている。例えば、無線送受信機の位相同期ループ発振回路（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）の位相補正等に用いられている。
【０００３】
図３は、従来から一般に使用されているＶＣＯの回路構成図の一例である。この回路構成では、可変容量のキャパシタＣ１１とインダクタＬ１１及びインダクタＬ１２が並列ＬＣ共振回路を形成している。このとき、クロスカップリングされた２個のＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ１２が、電圧と電流が反比例するような負性抵抗を発生させているので、ＬＣ共振エネルギーのロス分を補給することによってトランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ１２は安定したＬＣ発振を継続させている。また、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１３は定電流源であり、電源電圧変動に対して安定した発振特性を維持させる機能を備えている。ＶＣＯの基本動作としては、キャパシタＣ１１の容量値を外部信号によって可変制御することによって直列ＬＣ共振回路の発振周波数が制御される。例えば、キャパシタＣ１１として可変容量ダイオードを用い、この可変容量ダイオードに加える逆方向電圧を制御することによってキャパシタＣ１１の容量値を可変制御することができるので、結果的に、直列ＬＣ共振回路の発振周波数が制御される。尚、キャパシタＣ１１は、トランジスタＭＮ１１及びトランジスタＭＮ１２のＭＯＳ型容量等によって実現することもできる。
【０００４】
また、図４は、従来から一般に使用されているＶＣＯの回路構成図の他の例である。この回路構成では、可変容量のキャパシタＣ２１とインダクタＬ２１が並列ＬＣ共振回路を形成している。このとき、クロスカップリングされた２個のＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ２１とトランジスタＭＰ２２、及びクロスカップリングされた２個のＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ２１とトランジスタＭＮ２２が負性抵抗を発生して安定したＬＣ発振を継続させている。また、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ２３は定電流源であり、電源電圧変動に対して安定した発振特性を維持させている。ＶＣＯの基本動作としては、可変容量ダイオードやＭＯＳ型容量等によって形成されたキャパシタＣ２１の容量値を外部信号により可変制御することによって並列ＬＣ共振回路の発振周波数が制御される。
【０００５】
前記の図３に示すようなＶＣＯは、例えば、次の非特許文献１等に開示されている。また、前記の図４に示すようなＶＣＯは、例えば、次の非特許文献２等に開示されている。
【非特許文献１】Behzad Razavi著、「RF Microelectronics」、Prentice Hall、1998年、227項〜231項、ISBN O-13-887571-5
【非特許文献２】Thomas H. Lee著、「The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Ciecuits」、Cambridge University Press、1998年、527項、ISBNO-521-63922-0
【０００６】
しかしながら、前記の図３及び図４に示すような従来のＶＣＯはトランジスタを定電流源として用いているが、このようなトランジスタ定電流源は、直流及び低周波の電流に対しては定電流源として作用するものの、高周波信号に対しては定電流源として機能することができない。すなわち、定電流源は電圧に依存されずに一定の電流を流す機能を備えているが、トランジスタによって定電流源を構成すると、定電流源となるトランジスタが寄生容量を持つために、その寄生容量を通して電流供給端子の電圧レベルに比例した高周波電流が流れてしまう。従って、トランジスタによる定電流源は、高周波信号に対しては定電流源ではなくなってしまう。このため、図３に示すように、ＶＣＯの発振周波数ω０の２倍の周波数（２ω０）のノイズが定電流源であるトランジスタＭＮ１３を通過し、クロスカップリングした２個のトランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ１２により発振周波数ω０の周波数にダウンコンバートされるので、結果的に、ＶＣＯに位相ノイズが発生するという問題が生じる。
【０００７】
つまり、トランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ１２は発振周波数ω０でスイッチング動作を繰り返しているため、これらのトランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ１２に２ω０の周波数のノイズが流れ込むと、発振周波数ω０とノイズ周波数２ω０との間で周波数シフトが起こる。そして、２個のトランジスタＭＮ１１とトランジスタＭＮ１２によって、２ω０−ω０＝ω０の周波数にノイズがダウンコンバートされるため、発振周波数ω０とノイズ周波数２ω０の差分が位相ノイズとして出力されることになる。このような位相ノイズは、キャパシタＣ１１とインダクタＬ１１，Ｌ１２によるＬＣ共振回路の発振信号の位相を時間軸に対してプロットすると不要な周波数成分として表われるので、除去する必要がある。
【０００８】
そこで、このような問題を回避するために、トランジスタ電流源側にノイズを除去するためのフィルタを設ける技術が知られている。図５は、図３に示すＶＣＯにノイズ除去用のフィルタを設けた従来技術の回路構成の一例である。図５に示すようなＶＣＯは、定電流源のトランジスタＭＮ１３とクロスカップリングされたトランジスタＭＮ１１及びトランジスタＭＮ１２との間にインダクタＬ１３を挿入し、かつ定電流源のトランジスタＭＮ１３のドレインと接地間に大容量のキャパシタＣ１２を挿入することによって、ノイズ周波数２ω０のノイズがクロスカップリングされたトランジスタＭＮ１１及びトランジスタＭＮ１２に流れることを阻止している。つまり、発振周波数ω０とノイズ周波数２ω０の差分である位相ノイズが出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から出力されることを防止している。
【非特許文献３】2001 IEEE International Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers,PP.364-365
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、図５のような回路構成の場合、ノイズ周波数２ω０のノイズを除去するためには大容量のキャパシタＣ１２が必要である。このため、ＶＣＯをＬＳＩ上に作成する場合には、このキャパシタＣ１２によって実装面積が増大してしまう等微細化を阻害する問題が生じる。尚、前記の図５に示すようなＶＣＯは、例えば、非特許文献３等に開示されている。
【００１０】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ノイズを除去するためのフィルタとして大きなキャパシタを用いることなく、小さい実装面積で位相ノイズを低減することのできる電圧制御発信器を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、前記の目的を達成するために創案されたものであり、まず、請求項１に記載の電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、一対のトランジスタをクロスカップリングして相互にスイッチング動作を行うマルチバイブレータによってＬＣ共振回路を構成し、このＬＣ共振回路に形成されたキャパシタの容量を電圧レベルによって可変することにより、所望の周波数の発振信号を生成するＶＣＯであって、電源ラインとマルチバイブレータとの間に挿入されたインダクタと、トランジスタと接地間に存在する寄生容量とによって、マルチバイブレータにおいて発生したノイズを除去する共振フィルタ回路を形成したことを特徴とする。
【００１２】
すなわち、電源ラインとマルチバイブレータとの間にインダクタを挿入することにより、このインダクタとトランジスタ−接地間に存在する寄生容量とによって、マルチバイブレータで発生したノイズを除去する共振フィルタ回路を形成することができる。これによって、大容量のキャパシタを設けなくてもマルチバイブレータによって発生したノイズを除去することができ、結果的に、ＶＣＯから位相ノイズが出力されることを防止することができる。従って、小さなチップ面積で位相ノイズの小さいＶＣＯを構成することができるので、例えばＶＣＯを実装したＬＳＩのさらなる微細化を実現することができる。
【００１３】
また、請求項２に記載のＶＣＯにおいては、前記マルチバイブレータは、電源ライン側に構成された一対のトランジスタのクロスカップリングと、接地ライン側に構成された一対のトランジスタのクロスカップリングとの２組のマルチバイブレータによって構成されていることを特徴とする。
【００１４】
すなわち、本発明のＶＣＯは、一対のトランジスタのクロスカップリングによるマルチバイブレータによってＬＣ共振回路を構成してもよいが、電源ライン側と接地ライン側のそれぞれに、一対ずつのトランジスタのクロスカップリングによるマルチバイブレータを設け、ＬＣ共振回路を構成してもよい。このようにして２組のマルチバイブレータと１組のＬＣ共振回路によってＶＣＯを構成することにより、発振周波数と制御電圧との間の線形性を良くすることができる。尚、２組のマルチバイブレータを構成する場合は、一対のトランジスタの極性と他の一対のトランジスタの極性は異なるようにする必要がある。
【００１５】
また、請求項３に記載のＶＣＯにおいては、前記共振フィルタ回路は、マルチバイブレータの発振周波数の２倍の周波数で共振することを特徴とする。すなわち、ノイズは、マルチバイブレータの発振周波数（ω０）の２倍の周波数（２ω０）で発生するので、共振フィルタ回路を発振周波数の２倍の周波数で並列共振させれば、２ω０の周波数のノイズをカットすることができる。
【００１６】
また、請求項４に記載のＶＣＯにおいては、マルチバイブレータには、共振フィルタ用のインダクタが接続されていない側に直列に定電流源が接続されていることを特徴とする。すなわち、共振フィルタ用のインダクタが接続されていない側のマルチバイブレータに直列に定電流源を接続することによって、電源電圧変動に対してもＶＣＯは安定した発振動作を行うことができる。
【００１７】
また、請求項５に記載のＶＣＯにおいては、前記定電流源は、定電流駆動を行う定電流トランジスタであることを特徴とする。すなわち、定電流源をトランジスタによって構成すれば簡単に実現することができる。このとき、定電流源のトランジスタがない側に共振フィルタ回路が構成されているので、２ω０の周波数のノイズが定電流源のトランジスタに流れることはなくなるので、このトランジスタはＶＣＯの発振動作中は常に定電流源として機能することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のＶＣＯによれば、大きなキャパシタを設けなくても位相ノイズを除去することができるので、回路に必要なチップ面積を小さくすることができる。これによって、位相ノイズが小さく、かつチップ面積の小さいＶＣＯを実現することができるので、例えばＬＳＩのさらなる微細化、高性能化に貢献することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図面を用いて本発明における電圧制御発信器（ＶＣＯ）の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。
【００２０】
＜第１の実施の形態＞
〔ＶＣＯの概要〕
図１は、本発明における第１の実施の形態のＶＣＯの回路構成図である。図１に示す第１の実施の形態のＶＣＯは、図４に示す従来のＶＣＯの回路構成に対して、定電流源となるトランジスタＭＮ３の無い側でクロスカップリングされているトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２と電源ラインＶＤ１との間にノイズフィルタ用のインダクタＬ２を挿入したものである。さらに、クロスカップリングされたトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２のソースと接地間に存在する寄生容量（図示されていない）とインダクタＬ２がノイズ周波数２ω０で並列共振するようにインダクタＬ２のインダクタンス値が設定されている。これによって、インダクタＬ２と寄生容量とによって、クロスカップリングされたトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２とクロスカップリングされたトランジスタＭＮ１及びトランジスタＭＮ２からなる２組のマルチバイブレータによって発生したノイズを除去するための共振フィルタ回路が形成される。その結果、大きなキャパシタを用いなくても、定電流源となるトランジスタＭＮ３には周波数が２ω０のノイズは流れなくなり、結果的に、ＶＣＯに位相ノイズが発生するのを防止することができる。
【００２１】
〔ＶＣＯの構成〕
以下、図１に示す第１の実施の形態におけるＶＣＯの構成を詳細に説明する。このＶＣＯは、第１の出力端子ＯＵＴ１及び第２の出力端子ＯＵＴ２と、電源ラインＶＤ１及び接地ラインＧ１と、バイアス端子Ｂ１と、クロスカップリングされてマルチバイブレータを構成する２個のＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２と、同じくクロスカップリングされてマルチバイブレータを構成する２個のＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１及びトランジスタＭＮ２と、定電流源となるＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ３と、並列ＬＣ共振回路によって発振信号を生成する可変容量のキャパシタＣ１及びインダクタＬ１と、２組のマルチバイブレータ（すなわち、トランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２のクロスカップリングのマルチバイブレータと、トランジスタＭＮ１及びトランジスタＭＮ２のクロスカップリングのマルチバイブレータ）の発振周波数ω０の２倍の周波数２ω０のノイズをカットするフィルタ用のインダクタＬ２と、を備えた構成となっている。
【００２２】
次に、図１に示すＶＣＯの接続構成について説明する。トランジスタＭＮ１、トランジスタＭＮ２、及びトランジスタＭＮ３の極性は等しく、かつトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２の極性は等しく、さらにトランジスタＭＮ３とトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２の極性は異なっている。トランジスタＭＮ３は、ソースが接地ラインＧ１に接続され、ゲートがバイアス端子Ｂ１に接続され、かつドレインがトランジスタＭＮ１のソース及びトランジスタＭＮ２のソースに接続されている。つまり、トランジスタＭＮ１のソースとトランジスタＭＮ２のソースは接続されている。さらに、トランジスタＭＰ１のソースとトランジスタＭＰ２のソースも接続されている。
【００２３】
また、トランジスタＭＮ１のゲートとトランジスタＭＮ２のドレインが接続され、かつトランジスタＭＮ１のドレインとトランジスタＭＮ２のゲートが接続されてクロスカップリングされている。さらに、トランジスタＭＰ１のゲートとトランジスタＭＰ２のドレインが接続され、かつトランジスタＭＰ１のドレインとトランジスタＭＰ２のゲートが接続されてクロスカップリングされている。また、トランジスタＭＮ１のドレインとトランジスタＭＰ１のドレインが接続されており、かつトランジスタＭＮ２のドレインとトランジスタＭＰ２のドレインが接続されている。さらに、第１の出力端子ＯＵＴ１及び第２の出力端子ＯＵＴ２が、トランジスタＭＮ１のドレイン及びトランジスタＭＮ２のドレインにそれぞれ接続されている。また、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の一方の端子がトランジスタＭＮ１及びトランジスタＭＰ１のドレインに接続され、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の他方の端子がトランジスタＭＮ２及びトランジスタＭＰ２のドレインに接続されている。さらに、フィルタ用のインダクタＬ２の一方の端子がトランジスタＭＰ１のソースとトランジスタＭＰ２のソースに接続され、インダクタＬ２の他方の端子が電源ラインＶＤ１に接続されている。そして、第１の出力端子ＯＵＴ１及び第２の出力端子ＯＵＴ２間に高周波信号を出力するように構成されている。
【００２４】
また、トランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２のそれぞれのソースと接地間に形成される寄生容量（図には示されていない）とインダクタＬ２とが、トランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２によるマルチバイブレータ、及びトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２によるマルチバイブレータの発振周波数（ω０）の２倍の周波数（２ω０）に対して並列共振するようにインダクタＬ２のインダクタンス値が設定されている。これによって、インダクタＬ２は、ＶＣＯの発振周波数（ω０）の２倍の周波数（２ω０）のノイズをカットすることができ、その結果、ＶＣＯの出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から位相ノイズが出力されることはなくなる。
【００２５】
〔ＶＣＯの動作〕
ＶＣＯによって高周波の発振信号を発生させる動作は公知のものであるので、簡単に説明する。クロスカップリングされたＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２、及びクロスカップリングされた２個のＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２は、可変容量のキャパシタＣ１とインダクタＬ１の並列ＬＣ共振回路の共振周波数ω０によってスイッチングして弛張発振を行う。このとき、各トランジスタ（ＭＰ１、ＭＰ２、ＭＮ１、ＭＮ２）は負性抵抗を発生しているので、共振エネルギーのロス分のパワーはこの負性抵抗を通して常時供給される。従って、並列ＬＣ共振回路による発振動作は安定して継続される。
【００２６】
また、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ３が定電流源として動作しているので、トランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２によるマルチバイブレータ、及びトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２によるマルチバイブレータの２組のマルチバイブレータは、電源電圧の変動に対しても安定した発振動作を維持している。キャパシタＣ１とインダクタＬ１による並列ＬＣ共振回路の発振周波数は、キャパシタＣ１に加える外部信号を制御することによって可変制御させる。具体的には、例えば、キャパシタＣ１として可変容量ダイオードを用い、この可変容量ダイオードに加える逆方向電圧を制御することによってキャパシタＣ１の容量値を可変させることにより並列ＬＣ共振回路の発振周波数が制御される。
【００２７】
このとき、トランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２からなるマルチバイブレータ、及びトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２からなるマルチバイブレータは、発振周波数ω０で動作しているので、定電流源のトランジスタＭＮ３には発振周波数の２倍の周波数２ω０のノイズが流れようとする。つまり、定電流源のトランジスタＭＮ３を流れようとする２ω０の周波数のノイズは、定電流源のトランジスタＭＮ３が発生しているものではなく、それぞれ２個のクロスカップリングトランジスタ（つまり、トランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２のクロスカップリングトランジスタ、及びトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２のクロスカップリングトランジスタ）の不均衡によって発生し、定電流源のトランジスタＭＮ３に流れるものが大部分を占めている。
【００２８】
このため、図１に示すように、定電流源のトランジスタＭＮ３がない側であって、電源ラインＶＤ１と２組のマルチバイブレータ（つまり、トランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２のクロスカップリングトランジスタ、及びトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２のクロスカップリングトランジスタ）との間にインダクタＬ２を挿入する。そして、インダクタＬ２に接続される側のマルチバイブレータを形成するトランジスタ（つまり、ＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ１とトランジスタＭＰ２のクロスカップリングトランジスタ）と接地間に存在する寄生容量（図示せず）と、さきに挿入されたインダクタＬ２とによって、２組のマルチバイブレータにおいて発生したノイズを除去するための共振フィルタ回路を形成する。
【００２９】
こうして、インダクタＬ２とトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２の対接地間の寄生容量とにより形成されたノイズフィルタによって２ω０の周波数のノイズの通過を阻止すれば、結果的に、定電流源のトランジスタＭＮ３のある側に２ω０の周波数のノイズが流れることを阻止することができる。これによって、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２から出力される高周波の発振信号には位相ノイズは存在しなくなる。尚、インダクタＬ２と寄生容量による共振フィルタ回路が、マルチバイブレータの発振周波数ω０の２倍の周波数２ω０で共振するように、インダクタＬ２のインダクタンス値を設定する必要がある。
【００３０】
このようにして、電源ラインＶＤ１とトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２によるマルチバイブレータとの間にインダクタＬ２を挿入すれば、これらのトランジスタＭＰ１及びトランジスタＭＰ２と接地間に存在する寄生容量とインダクタＬ２とによって位相ノイズをカットするためのＬＣ共振フィルタが形成されるので、従来技術のように定電流源のトランジスタＭＮ３のドレインと接地間に大容量のキャパシタを設ける必要がなくなる。これによって、ＶＣＯをＬＳＩ上に作成する場合に、実装面積が増大することがなくなるので、ＬＳＩの微細化に大いに貢献することができる。
【００３１】
＜第２の実施の形態＞
図２は、本発明における第２の実施の形態のＶＣＯの回路構成図である。つまり、図２に示す第２の実施の形態のＶＣＯは、図１に示す第１の実施の形態のＶＣＯの全てのトランジスタの極性を変え、かつ電源ラインＶＤ１への接続と接地ラインＧ１への接続を反対にしたものである。言い換えれば、２組のマルチバイブレータの各トランジスタ（ＭＰ１及びＭＰ２のクロスカップリングの組とＭＮ１及びＭＮ２のクロスカップリングの組のトランジスタ）の極性を第１の実施の形態と第２の実施の形態で同じにした場合、第２の実施の形態では、定電流源のトランジスタの極性を第１の実施の形態とは逆にして、ＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ３を電源ラインＶＤ１側に接続する。さらに、第２の実施の形態では、接地ラインＧ１側にインダクタＬ２を接続する。この場合は、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２のクロスカップリングトランジスタと接地ラインＧ１との間に存在する寄生容量（図示せず）とインダクタＬ２とによって形成されたＬＣフィルタにより周波数２ω０のノイズがカットされる。これによって、ＶＣＯの出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からは位相ノイズは出力されない、
【００３２】
以上述べた実施の形態は、本発明を説明するための一例であって、本発明は前記の実施の形態に限定されるものではない。例えば、前記の実施の形態では、２個１組のクロスカップリングトランジスタからなるマルチバイブレータを２組用意してＶＣＯを構成した例を説明したが、これに限らず、１組のクロスカップリングトランジスタによる１組のマルチバイブレータによってＶＣＯを構成してもよいことは云うまでもない。また、定電流源のトランジスタは必須のものではなく、外部回路によってＶＣＯへ供給される電流が定電流になるようにすれば、ＶＣＯの内部に定電流源のトランジスタを設ける必要はない。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明における第１の実施の形態のＶＣＯの回路構成図である。
【図２】本発明における第２の実施の形態のＶＣＯの回路構成図である。
【図３】従来から一般に使用されているＶＣＯの回路構成図の一例である。
【図４】従来から一般に使用されているＶＣＯの回路構成図の他の例である。
【図５】図３に示すＶＣＯにノイズ除去用のフィルタを設けた従来技術の回路構成の一例である。
【符号の説明】
【００３４】
ＶＤ１  電源ライン
Ｇ１    接地ライン
Ｌ１，Ｌ２  インダクタ
Ｃ１    キャパシタ
ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３  トランジスタ（ＰチャネルＭＯＳ型）
ＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３  トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳ型）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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