(57)【要約】【課題】周波数帯域切り替え時に、発振出力の特性に差が生じにくく、安定した発振状態を得ることができ、且つ高周波化に対応できる電圧制御発振器を提供する。【解決手段】ストリップ線路４と可変容量ダイオード３とコンデンサ５とから成る共振回路を含み、可変容量ダイオード３に外部電圧を供給して共振周波数を制御する共振回路部Ｘと、共振回路部Ｘの共振周波数に基づいて発振信号を出力する発振用トランジスタを含む負性抵抗回路部Ｙと、発振信号を増幅する増幅用トランジスタを含む増幅回路部Ｚとから成る電圧制御発振器において、可変容量ダイオード３のアノードとグランド電位との間に第２のストリップ線路６を接続するとともに、第２のストリップ線路６とオン状態において誘導性で動作するスイッチングダイオード８とを並列接続し、外部シフト電圧信号によりスイッチングダイオード８のオン／オフを制御することにより、共振周波数帯域を切り換える。【選択図】図３
2005304085.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ストリップ線路と可変容量ダイオードとコンデンサとから成る共振回路を含み、前記可変容量ダイオードに外部電圧を供給して共振周波数を制御する共振回路部と、共振回路部の共振周波数に基づいて発振信号を出力する発振用トランジスタを含む負性抵抗回路部と、発振信号を増幅する増幅用トランジスタを含む増幅回路部とから成る電圧制御発振器において、
前記可変容量ダイオードのアノードとグランド電位との間に第２のストリップ線路を接続するとともに、前記第２のストリップ線路とオン状態において誘導性で動作するスイッチングダイオードとを並列接続し、外部シフト電圧信号により前記スイッチングダイオードのオン／オフを制御することにより、共振周波数帯域を切り換えることを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項２】
前記第２のストリップ線路の一端は、直流制限用コンデンサを介して前記スイッチングダイオードのアノード及び共振周波数帯域を切り換える外部シフト電圧信号が供給されるシフト端子に接続されているとともに、前記第２のストリップ線路の他端及び前記スイッチングダイオードのカソードが夫々グランド電位に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
前記可変容量ダイオードのカソードは、前記ストリップ線路、結合用コンデンサを介して前記負性抵抗回路部に接続されているとともに、前記ストリップ線路と前記結合用コンデンサとの接続点とグランド電位との間に共振回路用コンデンサを配置したことを特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デュアル／トリプルモード型携帯電話などの移動体通信機器に用いられ、発振周波数の切り換え機能を有する電圧制御発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
移動帯通信機器は、端末の小型・軽量化、薄型化、低電圧化の要求が高まっており、その中に搭載される電圧制御発振回路を備えた電圧制御発振器も、軽薄短小化、低コスト対応の要求が高まっている。
【０００３】
また、通信システムの多様化に伴い、異なる２つの発振周波数帯域を出力する電圧制御発振器においても、回路規模を小さくし、部品点数を少なくする回路構成が提案されている。
【０００４】
また、移動体通信機器メーカーはその問題を解決しようと検討を行っており、その一つの解決法として主流になりつつあるのが、ダイレクトコンバージョン方式である。
【０００５】
これは、移動体通信機器の通信方式において、従来、スーパーヘテロダイン方式と呼ばれ受信回路において、受信波を一旦中間周波数に落としてから音声信号に変換を行う方式に対して、受信波から直接音声信号に変換を行う方式である。これは、ベースバンドICの発達によりその方式が可能となった。これにより部品削減が可能となる。また、この方式はマルチシステム対応の回路には大きな効果を示す。このダイレクトコンバージョン方式は、電圧制御発振器に関しては送受信用発振器が一つで賄えるためより効果的である。マルチシステムの場合、ダイレクトコンバージョン方式で採用される電圧制御発振器は、3GHz帯の電圧制御発振器が主流になりつつある。
【０００６】
しかしこの電圧制御発振器の特徴は周波数が高いということに加えて、周波数範囲が非常に広く400MHz必要としている。これはデュアルシステム対応を例にした場合で、これがトリプルまたそれ以上となった場合は、周波数範囲は更に広がることになる。さらに、電圧制御発振器の発振周波数を制御する制御電圧感度が高くなりつつある。
【０００７】
この制御電圧感度が高くなると周波数をロックさせる電圧制御発振器周辺のPLL回路の設計が非常に困難となってくる。感度が非常に高いため周波数をロックさせるのに非常に時間を有してしまい、その結果、移動体通信端末上の問題が生じるため、また、PLL‐ＩＣにて対応する制御電圧感度の範囲に限界があるため、改善が出来ない。
【０００８】
このように周波数範囲をカバーしつつ、安定したＰＬＬ回路を構成するためには、周波数制御感度を低く設定するため、周波数シフト機能を有した電圧制御発振器が知られている（例えば、特許文献１）。
【０００９】
電圧制御発振器は、図２に示す一部ブロック回路図に示すように、ストリップ線路と可変容量ダイオードとコンデンサとから成る共振回路を含み、前記可変容量ダイオードに外部電圧を供給して共振周波数を制御する共振回路部Ｘと、共振回路部の共振周波数に基づいて発振信号を出力する発振用トランジスタを含む負性抵抗回路部Yと、発振信号を増幅する増幅用トランジスタを含む増幅回路部Zとから構成されている。
【００１０】
そして、図４に示す共振回路部Ｘには、所定共振周波数帯域に切り換えることができるようにしていた。具体的には、２つの共振周波数を考慮して、ストリップ線路を２線路４５、４６に分割して、その分割点とグランド電位との間にスイッチングダイオード５０を接続し、このスイッチングダイオード５０をON／OFF制御していた。
【特許文献１】特開平１１−１８６８４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来の電圧制御発振器のＬＣ共振回路のインダクタンス成分は、ストリップ線路４５、４６で構成され、容量成分は、直流制限コンデンサ４４、可変容量ダイオード４３の直列容量成分とコンデンサ４６の容量成分との合成容量成分で構成されていた。
【００１２】
しかし、例えば、３ＧＨｚを越える高周波電圧制御発振器では、この可変容量ダイオード４３が誘導性で動作することから、安定した発振を行なうＬＣ共振回路が構成できなくなる。これは、従来の回路方式では、可変容量ダイオード４３とコンデンサ４４が直列共振を起こす。また、ストリップ線路４５とコンデンサ４６が並列共振を起こす。このことから、共振回路としては共振するものの、不安定となる。また、上述のスイッチングダイオード５０には、高周波特性に優れているPINダイオードを用いることが多い。そして、このPINダイオードのスイッチングダイオード５０に電圧を加えて、オープン（ＯＦＦ）、ショート（ＯＮ）の状態を利用して、共振周波数をシフトさせていた。
【００１３】
しかし、スイッチングダイオード５０の特性上、電圧を加えてショートさせた状態は、ＯＮ抵抗を持ってしまい、共振回路のQ値劣化が発生してしまう。また、オープン状態では、端子間容量が共振周波数に影響を与える。このため、端子間容量が小さい方が望ましい。即ち、スイッチングダイオード５０は、ＯＮ抵抗及び端子間容量がともに小さいことが望ましい。しかし、PINダイオードの構造上、スイッチングダイオード５０の端子間容量とON抵抗は反比例の状態にあるため、ショート、オープン状態で特性偏差を生じてしまう。
【００１４】
即ち、発振周波数をシフトさせるにあたり、各周波数帯での特性の偏差が発生してしまうことである。両周波数帯で同等となる特性が望ましいが、共振回路部で共振周波数をシフトさせる回路部の影響により、シフト前後の発振周波数帯域で発振特性が変動（シフト切替の前後で、約５dBm程度の変動量が生じてしまう。
【００１５】
即ち、３ＧＨｚを越える高周波数において、共振周波数を２つの帯域に切り換え可能なシフト型電圧制御発振器が達成できなかった。
【００１６】
本発明は、上述の問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、周波数帯域切り替え時に、発振出力の特性に差が生じにくく、安定した発振状態を得ることができ、且つ高周波化に対応できる電圧制御発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の電圧制御型発振器は、ストリップ線路と可変容量ダイオードとコンデンサとから成る共振回路を含み、前記可変容量ダイオードに外部電圧を供給して共振周波数を制御する共振回路部と、共振回路部の共振周波数に基づいて発振信号を出力する発振用トランジスタを含む負性抵抗回路部と、発振信号を増幅する増幅用トランジスタを含む増幅回路部とから成る電圧制御発振器において、前記可変容量ダイオードのアノードとグランド電位との間に第２のストリップ線路を接続するとともに、前記第２のストリップ線路とオン状態において誘導性で動作するスイッチングダイオードとを並列接続し、外部シフト電圧信号により前記スイッチングダイオードのオン／オフを制御することにより、共振周波数帯域を切り換えることを特徴とするものである。
【００１８】
また本発明の電圧制御型発振器は、前記第２のストリップ線路の一端は、直流制限用コンデンサを介して前記スイッチングダイオードのアノード及び共振周波数帯域を切り換える外部シフト電圧信号が供給されるシフト端子に接続されているとともに、前記第２のストリップ線路の他端及び前記スイッチングダイオードのカソードが夫々グランド電位に接続されていることを特徴とするものである。
【００１９】
更に本発明の電圧制御型発振器は、前記可変容量ダイオードのカソードは、前記ストリップ線路、結合用コンデンサを介して負性抵抗回路部に接続されているとともに、前記ストリップ線路と結合用コンデンサとの接続点とグランド電位との間に共振回路用コンデンサを配置したことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明では、共振回路部に設ける共振周波数切り換え回路（以下、シフト回路Ｓ）を、誘導性で動作する可変容量ダイオードに接続されている。そして、シフト回路を構成する第２のストリップ線路は、可変容量ダイオードのアノードとグランド電位との間に配置され、この第２のストリップ線路と並列によるスイッチングダイオードが配置されている。
【００２１】
誘導性で動作する可変容量ダイオードからみた時の特性インピーダンスは、シフト端子にスイッチングダイオードがＯＦＦとなる電圧（信号）を供給した時、スイッチングダイオードには、端子間容量による容量成分となる。そして、その端子容量と直流制限用コンデンサ（直列的に接続されている）の合成容量と、第２のストリップ線路との合成インピーダンスは、スイッチングダイオードの端子間容量が微小であるため、高周波領域（例えば、３GHz帯）でのインピーダンスは誘導性として振る舞うことになる。
【００２２】
また、シフト端子にスイッチングダイオードがＯＮとなる電圧（信号）を供給した時、スイッチングダイオードの単体のインピーダンスは、高周波領域（例えば、３GHz帯）で誘導性である。よって、第２のストリップ線路とスイッチングダイオードと直流制限用コンデンサとの合成インピーダンスは、高周波領域では誘導性である。
【００２３】
このスイッチングダイオードのON ／ＯＦＦのインピーダンスの変化を利用して、周波数帯域を切り替えることが可能であり、その変化量は、即ち、本発明のインピーダンスは、第２のストリップ線路のインピーダンスと、可変容量ダイオードＤＶのインピーダンスとなり、可変容量ダイオードＤＶのインピーダンス単体の可変をそのまま使用することができ、従来の可変幅を大きくとることができる。
【００２４】
そして、ＰＩＮダイオードであるスイッチングダイオードのインピーダンス、直流制限コンデンサ、第2のストリップ線路にて任意に設計することが可能である。
【００２５】
特に、第２のストリップ線路とスイッチングダイオードとが互いに並列接続されているため、ストリップ線路の抵抗成分との合成抵抗により、シフト回路部における抵抗成分（インピーダンス成分）は、小さく見える。
【００２６】
よって、シフト端子に供給するシフト電圧信号のＯＮ、ＯＦＦ時における発振出力特性の偏差は小さくなる。
【００２７】
以上のように、本発明によれば、周波数帯域の切り換えを行なっても、発振出力の特性に特性差がなく、常に安定した発振出力が得られるものとなる。また、高周波対応で、且つ広い範囲での発振出力を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の電圧制御発振器を図面に基づいて詳説する。
【００２９】
図１は、本発明の電圧制御発振回路を組み込んだ高周波部品、例えば電圧制御発振器である。即ち、高周波部品は、電圧制御発振回路以外に、その回路、例えば通信回路の受信回路と一体的に多層回路基板に形成される。図１において、多層基板１０の表面には、所定表面配線パターン１１以外に、電圧制御発振器や他の回路を構成するスイッチングダイオード、バリキャップダイオード、抵抗などの回路構成部品１２が形成され、多層基板内には内部配線パターン以外に、各種コンデンサを構成する容量電極やインダクタ導体となるストリップ線路、グランド電位導体膜が形成されている。また、多層基板１０の表面に、インダクタ導体となるストリップ線路などを形成しても構わない。
【００３０】
このような多層基板１０の端面には、各種回路の端子となる端子電極１３が形成されている。
【００３１】
このような多層回路基板１０に形成された電圧制御発振回路は、図２に示すような一部ブロック回路図に示す構成となっている。図２中のブロック回路部である共振回路部Ｘは、図３に示す回路構成となっている。尚、本発明の電圧制御発振回路は、受信回路の制御ICにダイレクコンバージョンタイプICが対応できる高周波電圧制御発振回路である。そして、幅広い周波数の変化が可能なように、発振出力は、中心周波数で例えは、３．６ＧＨｚ、３．７ＧＨｚの2つ共振周波数をシフトさせ、さらに、夫々の周波数帯域の一部が互いにオーバーラップさせる。例えば、1つの共振周波数の中心周波数から例えば±２００ＭＨｚで可変できるようにすれば、全体として、３．４ＧＨｚ〜３．９ＧＨｚまでの発振周波数が可能となる。
【００３２】
図２において、Ｘは共振回路部であり、Ｙは負性抵抗回路部であり、Ｚは増幅回路部である。
【００３３】
そして、共振回路部Ｘは、図３に示すように、ストリップ線路４と、誘導性で動作する可変容量ダイオード３と、コンデンサ１、５、７、1０、インダクタ素子２、第２のストリップ線路６、ＰＩＮダイオードからなるスイッチングダイオード８、バイアス電圧抵抗９とから構成され、さらに、可変容量ダイオード３に供給される外部の制御電圧が入力される制御電圧端子ＶＴ、スイッチングダイオード８に供給されるシフト電圧が入力されるシフト端子Ｖｓを有する。便宜上、夫々の電圧も端子と同一の符号を付す。尚、図３中、点線で囲んだ第２のストリップ線路６、直流制限コンデンサ７、バイアス電圧抵抗９、スイッチングダイオード８とでシフト回路Sを構成している。
【００３４】
負性抵抗回路部Ｙは、発振用トランジスタＴｒ１、各種コンデンサＣ５〜Ｃ７、各種抵抗Ｒ１〜Ｒ３とから構成されている。
【００３５】
また、増幅回路部Ｚは増幅用トランジスタＴｒ２、各種コンデンサＣ８〜Ｃ１１、各種抵抗Ｒ４、インダクタンス素子Ｌ２とから構成されている。
【００３６】
このような発振回路では、負性抵抗回路部Ｙの発振用トランジスタＴｒ１のコレクタを高周波的に接地すれば、ベースから見たインピーダンスは負性となり、そして、発振用トランジスタＴｒ１のべ一スに共振回路部Ｘを、結合コンデンサ１０を介して接続し、他端を接地すれば、この回路は共振回路部Ｘの振幅特性とトランジスタの負性利得が１以上で共振回路とトランジスタの負性の位相角の和が２ｎπ（ｎは整数）となる条件を溝たす周波数にて発振する。そして、この発振信号は増幅用トランジスタＴｒ２に供給され、ここで増幅されて出力瑞子ＯＵＴより発振出力される。
【００３７】
上述の図３に示す共振回路部Ｘにおいて、ＬＣ共振回路のインダクタンス成分は、結合用コンデンサ１０からみて、ストリップ線路４、誘導性を動作する可変容量ダイオード３、第２ストリップ線路６を含むシフト回路Ｓのインダクタンス成分の合成インダクタンスとなり、容量成分は、コンデンサ５となる。
【００３８】
また、制御電圧端子から制御電圧ＶＴが供給されると、誘導性で可変容量ダイオード３のインピーダンスが変化する。
【００３９】
また、シフト回路Ｓは、可変容量ダイオード３のアノード端A(接続点Ａという)とクランド電位に、第２のストリップ線路６が配置されている。また、接続点Ａから、直流制限コンデンサ７、バイアス抵抗９を介してシフト端子ＶＳが設けられている。
【００４０】
また、このコンデンサ７と抵抗９との間と、グランド電位との間には、第２のストリップ線路６と並列にスイッチングダイオード８が配置されている。尚、スイッチングダイオード８のアノードは、バイアス抵抗９を介してシフト端子ＶＳに接続されている。また、スイッチングダイオード８のカソードは、グランド電位に接続されている。
【００４１】
ここで、シフト端子にシフト電圧ＶＳを与えることにより、スイッチングダイオード８がON状態となる。また、シフト電圧を供給した場合には、スイッチングダイオード８はＯＦＦとなる。
【００４２】
そして、スイッチングダイオード８がＯＦＦの時には、微小の端子間容量により容量性を有する。また、スイッチングダイオード８がＯＮの時には、誘導性で動作する。
【００４３】
そして、シフト回路Ｓ全体からすると、スイッチングダイオード８がＯＦＦの時には、スイッチングダイオード８の容量と固定的な直流制限用コンデンサ７の容量が直列的に合成されることになる。従って、スイッチングダイオード８のＯＦＦ状態においては、微小の容量成分の発生は無視できる。
【００４４】
また、スイッチングダイオード８がＯＮ時には、上述のように誘導性となり、このインダクタンス成分と並列関係の第２のストリップ線路６のインダクタンス成分とが合成される。
【００４５】
即ち、スイッチングダイオード８のオン時のインダクタタンス成分が、ＬＣ共振回路のインダクタンス成分、特に、第２のストリップ線路６に加算され、スイッチングダイオード8のＯＮ−ＯＦＦでの共振周波数の切り替えが可能となる。
【００４６】
また、スイッチングダイオード８のＯＮ−ＯＦＦによる抵抗成分を考える。スイッチングダイオード８のＯＦＦ時のＬＣ共振回路のインピーダンス成分は、互いに直列的に接続されたストリップ線路４、誘導性で動作する可変容量ダイオード３、第２のストリップ線路６のインピーダンスが相当する。ここで、ストリップ線路４、誘導性で振る舞う可変容量ダイオード３のインピーダンスは、共振周波数のシフト前後であっても変化しない。即ち、共振周波数のシフトによって変化するインピーダンスは、第２のストリップ線路６を含むシフト回路Ｓのインピーダンスだけである。しかし、本発明のシフト回路Ｓの構成では、第２のストリップ線路６とスイッチングダイオード８とが互いに並列的に接続されているため、インピーダンスの変化は実質的にないものである。
【００４７】
このシフト回路Ｓ部分でインピーダンスの変化の有無を共振回路部Ｘ（結合用コンデンサ１０）での反射係数Γでみると、図５のようになる。即ち、共振周波数のシフト前の周波数３．４ＧＨｚと、共振周波数のシフト後の周波数３．９ＧＨｚにおいて、スミスチャート上、略同一の軌跡をたどることが理解できる。
【００４８】
これを実際の発振出力レベルでみると、図６のようになる。即ち、本発明は、共振周波数帯の切り換えにかかわらず，出力レベルが０〜１ｄＢｍと変動が非常に小さい。
【００４９】
尚、上述の実施例において、インダクタ導体としてストリップ線路４、６を用いているが、多層基板の内部にコイルパターンを形成してもよく、また、多層基板の表面にマイクロストリップ線路やコイルパターンを形成しても構わない
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の電圧制御発振器を含む多層回路基板の外観斜視図である。
【図２】典型的な電圧制御発振器の部分ブロック回路図である。
【図３】本発明の電圧制御発振器に用いる共振回路部の回路図である。
【図４】従来の電圧制御発振器に用いる共振回路部の回路図である。
【図５】本発明の電圧制御発振器における共振回路部の反射特性を示す特性図である。
【図６】本発明の電圧制御発振器における発振出力の出力レベルの差異を示す特性図である。
【符号の説明】
【００５１】
Ｘ 共振回路部
Y 負性抵抗回路部
Ｚ 増幅回路部
４ ストリップ線路
６ 第２のストリップ線路
３ 可変容量ダイオード
８ スイッチングダイオード
【図１】
2005304085.tif 000003
【図２】
2005304085.tif 000004
【図３】
2005304085.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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