(57)【要約】【課題】設計精度確保が容易な構造で、共振器における最大電流密度を低減し、電力損失の増大を回避すると共に、導体が超伝導材料で構成された場合においても超伝導状態の破壊を防止することができるコプレーナフィルタ及びその形成方法を提供する。【解決手段】誘電体基板とその誘電体基板上に形成された中心導体および地導体よりなるコプレーナ共振器と、この共振器と結合部を介して結合されたコプレーナ型入出力端子部とを備えたコプレーナフィルタにおいて、コプレーナ共振器の地導体間隔および中心導体線路幅の一方を入出力端子部の対応する地導体間隔又は中心導体線路幅より大きくした。【選択図】図３  
2005253042.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と、上記誘電体基板の表面に形成される中心導体および地導体とにより構成した共振器および入出力端子部を有するコプレーナフィルタにおいて、
上記コプレーナフィルタのシステムで要求される条件を満たす最大電流密度を求め、
上記求められた最大電流密度及び上記コプレーナフィルタの設計容易性に基づき、誘電体基板及び地導体基板の材料に対して定められた最大電流密度と上記共振器の地導体間隔に対する中心導体幅の比に関する関係を求めて地導体間隔及び中心線路幅を決定し、上記決定した値に基づき表面に形成される中心導体及び地導体を形成したことを特徴とするコプレーナフィルタの形成方法。
【請求項２】
上記最大電流密度と上記中心導体幅の比に関する関係は、予め実測された値を記憶したデータベースを参照して関係を求めることを特徴とする請求項１記載のコプレーナフィルタの形成方法。
【請求項３】
上記求められる最大電流密度の値は、
上記共振器の最大電流密度がその最小値から＋１０％以下となる値であることを特徴とする請求項１および請求項２の何れかに記載のコプレーナフィルタの形成方法。
【請求項４】
上記中心導体および地導体は超伝導材料であり、上記システム条件は上記超伝導材料の臨界電流密度に基づいて決定することを特徴とする請求項１および請求項２の何れかに記載のコプレーナフィルタの形成方法。
【請求項５】
上記システム条件が最大電流密度低減に基づく場合には、
特性インピーダンス及び中心導体幅の少なくとも１つを変更することを特徴とする請求項１および請求項２の何れかに記載のコプレーナフィルタの形成方法。
【請求項６】
上記システム条件が導体損失低減に基づく場合には、
共振器の無負荷Ｑ値に基づいて上記中心導体幅の比を変更することを特徴とする請求項１および請求項２の何れかに記載のコプレーナフィルタの形成方法。
【請求項７】
誘電体基板と、その誘電体基板上に形成された中心導体線路および地導体よりなるコプレーナ共振器と、上記共振器と結合部を介して結合されたコプレーナ型入出力端子部とを備えたコプレーナフィルタにおいて、
上記コプレーナ共振器の地導体間隔および中心導体線路幅の一方は上記入出力端子部の対応する地導体間隔又は中心導体線路幅より大きいことを特徴とするコプレーナフィルタ。
【請求項８】
上記誘導性結合部を構成する短絡線路導体の長さは上記コプレーナ共振器の地導体と中心導体線路との間の距離と同一であることを特徴とする請求項７記載のコプレーナフィルタ。
【請求項９】
上記コプレーナ共振器の地導体間隔が上記入出力端子部の地導体間隔より大であり、上記コプレーナ共振器の中心導体線路幅ｗと地導体間隔ｄとの比ｋ＝ｗ/ｄが0.20≦ｋ≦0.70であることを特徴とする請求項７および請求項８の内の何れかに記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１０】
上記コプレーナ共振器の特性インピーダンスは上記入出力端子部の特性インピーダンスより大きいことを特徴とする請求項９記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１１】
上記入出力端子部と上記コプレーナ共振器とを結合する上記結合部は、両側の特性インピーダンスを合わせるインピーダンス変換器を兼ねていることを特徴とする請求項１０記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１２】
上記コプレーナ共振器の地導体間隔が上記入出力端子部の地導体間隔より大であり、上記コプレーナ共振器の中心導体線路幅と上記入出力端子部の中心導体線路幅は同一であり、上記コプレーナ共振器の特性インピーダンスは上記入出力端子部の特性インピーダンスよりも大きいことを特徴とする請求項７又は８記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１３】
上記コプレーナ共振器の中心導体線路幅は上記入出力端子部の中心導体線路幅より大であり、上記コプレーナ共振器の特性インピーダンスは上記入出力端子部の特性インピーダンスとが等しいことを特徴とする請求項７又は８記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１４】
上記入出力端子部の中心導体線路幅ｗと地導体間隔ｄとの比ｋ＝ｗ/ｄが0.54であり、上記共振器の中心導体線路幅ｗと地導体間隔ｄとの比ｋ＝ｗ/ｄが0.54＜ｋ≦0.65であることを特徴とする請求項１３記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１５】
上記コプレーナ共振器および上記入出力端子部は超伝導材料で形成されたことを特徴とする請求項６および請求項１４の内の何れかに記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１６】
上記誘電体基板、上記コプレーナ共振器および上記入出力端子部を包含する金属筐体を具備することを特徴とする請求項７および請求項１５の内の何れかに記載のコプレーナフィルタ。
【請求項１７】
上記コプレーナフィルタの最大電流密度は、上記コプレーナ共振器の地導体間隔及び中心導体線路幅が上記入出力端子部の対応する地導体間隔及び中心導体線路幅と同一の場合の最大電流密度を越えない値で設定されたことを特徴とする請求項７および請求項１６の内の何れかに記載のコプレーナフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、フィルタに関し、特に、移動通信、衛星通信、固定マイクロ波通信その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるフィルタの形成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、マイクロ波通信の送受信に適用されるフィルタとして、コプレーナ線路を用いたコプレーナフィルタが提案されている。コプレーナ線路の概念を図１１を参照して説明する。
図１１において、１は誘電体基板、２は中心導体、３ａは第１地導体、３ｂは第２地導体を示す。中心導体２、第１地導体３ａおよび第２地導体３ｂの３者は、誘電体基板１の共通の表面に互いに平行で共面状態に形成される。誘導性結合部を構成するに際してビアホールを必要としないことを始めとして、特性インピーダンスを変えずに小型化が可能であり、その設計の自由度は大きい。中心導体２の幅をｗとし、中心導体２と第１地導体３ａおよび第２地導体３ｂとの間の間隔をそれぞれｓとしている。中心導体２の中心導体線路幅ｗと、第１地導体３ａと第２地導体３ｂとの間の地導体間隔ｄ（ｗ＋２ｓ）とにより、コプレーナ線路の特性インピーダンスが決定される。
【０００３】
図１２を参照してコプレーナフィルタの従来例を説明する。
このコプレーナフィルタは、１／４波長に相当する電気長の中心導体２を誘電体基板１の表面に形成している。この誘電体基板１の同一表面において中心導体２の両側には、それぞれ間隔ｓを有して、第１地導体３ａと第２地導体３ｂを中心導体２に対して平行に形成している。
信号が入力される第１入出力端子部４ａの中心導体２と容量結合する中心導体Ｒ１は、容量結合の結合を強くする目的でお互いが櫛歯状に形成されギャップｇ1の間隔を空けて対抗して配置され、第１容量性結合部６aを構成する。第１容量性結合部６aの櫛歯と一体に形成される中心導体Ｒ１の他方の端は、短絡線路導体７ａによって、第１地導体３ａと第２地導体３ｂに接続され、第１誘導性結合部8ａが構成される。この第１容量性結合部６ａと第１誘導性結合部８ａの結合点間をつなぐ中心導体Ｒ１によって第１共振器５ａが構成される。
【０００４】
短絡線路導体７ａが接続される第１地導体３ａと第２地導体３ｂの両側には、第１誘導性結合部8ａの結合度を上げる目的で切り込み部２０が形成され、見かけ上短絡線路導体７ａが延長された形になっている。第１誘導性結合部８ａを形成する中心導体２の中央部から更にＸＲ２の長さ中心導体２が延長されて中心導体Ｒ２が短絡線路導体７ａと一体に形成される。中心導体Ｒ２が長さＸＲ２の長さ形成されたあと、ギャップｇ２の間隔を空けて入出力端子部４ａと同一幅を持つ中心導体Ｒ３が長さＸＲ３の長さ形成される。この中心導体Ｒ２と中心導体Ｒ３とのギャップｇ２によって第２容量性結合部６ｂが形成される。この第２容量性結合部６bと第１誘導性結合部８ａの結合点間をつなぐ中心導体Ｒ２によって第２共振器５ｂが構成される。
【０００５】
中心導体Ｒ３の他方の端は、短絡線路導体７ｂによって、中心導体Ｒ３が地導体３ａと地導体３ｂに接続され、第２誘導性結合部８ｂが構成される。短絡線路導体７ｂが接続される地導体３ａと地導体３ｂの両側には切り込み部２１が形成され、見かけ上短絡線路導体７ｂが延長された形になっている。この第２誘導性結合部８ｂと第２容量性結合部６ｃの結合点間をつなぐ中心導体Ｒ３によって第３共振器５ｃが構成される。
第２誘導性結合部８ｂを形成する中心導体２の中央部から更にＸＲ４の長さ中心導体Ｒ４が延長されて、中心導体Ｒ４が短絡線路導体７ｂと一体に形成される。中心導体Ｒ４の他方の端は、第２入出力端子部４ｂと容量結合する。中心導体Ｒ４と第２入出力端子部４ｂとは、容量結合の結合を強くする目的でお互いが櫛歯状に形成されギャップｇ３の間隔を空けて対抗して配置され、第３容量性結合部６ｃを構成する。この第２誘導性結合部８ｂと第３容量性結合部６ｃとの結合点を結ぶ中心導体Ｒ４によって第４共振器５ｄが構成される。
【０００６】
第１共振器５ａと第２共振器５ｂと第３共振器５ｃと第４共振器５ｄとが順次直列結合され１／４波長４段コプレーナフィルタが構成されている。
コプレーナ線路の特性インピーダンスは、上述した通り、中心導体の幅ｗおよび第１地導体３ａと第２地導体３ｂとの間の地導体間隔ｄ（ｗ＋２ｓ）により決定されるが、一般に、従来のコプレーナフィルタを構成する共振器５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄの特性インピーダンスは、設計の容易性から入出力端子部４に接続される各種デバイスの特性インピーダンスと同一の５０Ωで設計されている（非特許文献１  参照）。
このように従来においてコプレーナフィルタを製造するには、一般に特性インピーダンスが５０Ωで入出力端子部の地導体間隔ｄ1及び中心導体線路幅ｗ1と共振器の地導体間隔
ｄ２及び中心導体線路幅ｗ２とをそれぞれ同一として、目的とするフィルタ特性を満たすように設計し、誘電体基板上の導体被膜に対し、エッチング処理する。この結果得られたコプレーナフィルタに電力を供給し、超伝導状態が破壊しない最大の入力電力を決定していた。すなわちフィルタが出来た後でないと最大の入力電力レベルが決められなかった。
【非特許文献１】H.Suzuki，Z.Ma，Y.Kobayashi，K.Satoh，S.Narahashi and T.Nojima，“A low-loss 5GHz bandpass filter using HTS quarter-wavelength coplanar waveguide resonators,”IEICE Trans.Electron.,vol.E-85-C，No.3，pp.714-719，March 2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１３は従来のコプレーナフィルタの電流密度分布を示す図である。以下に説明するがこの図から理解される様に第１誘導性結合部８ａと第２誘導性結合部８ｂの縁線９において電流密度が最大となり、これが電力損失を増大させる要因となっていた。
図１３はコプレーナ線路の長さ方向をＸ軸位置に取り、これに直交する方向をＹ軸位置に取り、各座標の電流密度を縦軸に表現したものである。コプレーナ線路の入力から約8.5mmの位置にある第１誘導性結合部８ａと、同じく入力から約20mmの位置にある第２誘導性結合部８ｂにおいて電流密度が約2200A/mと最大になる。図１４に第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を拡大した図を示す。図１４に示すＸ軸位置は図１２に示す第１入出力端子部４ａの信号の入力端を原点0とした長さであり、8.892mmの位置は短絡線路導体７ａ上にあり図１２の線アで示す部分である。すなわち、短絡線路導体７ａの右辺から入力側へ0.014mm戻ったＸ軸位置が図１４の8.892mmの位置になる。図１４はこの位置から出力側へ0.1mmの範囲の電流密度分布を表している。短絡線路導体７ａと第１地導体３ａが接合される角部α１と短絡線路導体７ａと中心導体Ｒ２が接する角部β１の２箇所で特に電流密度が大きく、また、誘導性結合部８の結合度を高める目的で設けられた第１地導体３ａの矩形状の切り込み部２０の角部γ１に電流が集中している様子が分かる。このような電流集中のピークは短絡線路導体７ａの幅の中心を中心線として線対称の位置関係にある各角部α２、β２、γ２においても発生するが、特にこの角部α１、β１、γ１の３箇所が大きい。もちろん第２地導体３ｂの側でも同じ傾向が見られ、中心導体Ｒ２側の角部の電流集中の方が大きい。
【０００８】
従来のフィルタにおいて、この誘導性結合部の結合度を高める方法として短絡線路導体７ａの幅を細くするか、又は地導体３に切れ込みを入れて短絡線路導体の実質上の長さを長くする方法が取られていた。これらの方法によると、誘導性結合部を構成する短絡線路導体の角部において電流集中が見られ、導体が超伝導材料で構成されるフィルタにおいては、たとえ共振器が臨界温度以下に冷却されていたとしても、臨界電流密度を超える電流集中が発生することによって超伝導状態が破壊されるといった問題があった。
また、短絡線路導体７ａ，７ｂの形状構造が微細、或いは複雑となり、設計精度の確保が困難になる課題があった。
【０００９】
この発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、設計精度確保が容易な構造で、共振器における最大電流密度を低減し、電力損失の増大を回避すると共に、導体が超伝導材料で構成された場合においても超伝導状態の破壊を防止することができるコプレーナフィルタを提供することを目的とするものである。
また、従来の製造方法においては、コプレーナフィルタの製造後にフィルタ入力信号電力を決定するものであって、予め決められた入力信号電力に対し、所望特性のフィルタを作ることが困難であった。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明では、誘電体基板とその誘電体基板上に形成された中心導体および地導体よりなるコプレーナ共振器と、この共振器と結合部を介して結合されたコプレーナ型入出力端子部とを備えたコプレーナフィルタにおいて、コプレーナ共振器の地導体間隔および中心導体線路幅の一方は入出力端子部の対応する地導体間隔又は中心導体線路幅より大きくした。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、共振器における電流密度を極めて効率的に緩和し電力損失を抑制することができ、導体が超伝導材料で構成された場合においては、超伝導状態の破壊を防止することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
【実施例１】
【００１３】
この発明の第１の実施の形態を図３を参照して説明する。図３はこの実施の形態の１／４波長４段コプレーナフィルタを示す図である。図３は、図１２で説明した従来のコプレーナフィルタの構成、即ち、４段の共振器から１／４波長４段コプレーナフィルタを構成している点は同一である。異なる点は、コプレーナフィルタを構成する共振器の最大電流密度を下げる目的で共振器の中心導体２の幅ｗと地導体３ａと地導体３ｂの間の地導体間隔ｄの寸法をいずれかの値に選定するようにしたものである。従来技術で説明した図１２と異なっている部分だけ説明する。信号が入力される第１入出力端子部４ａの特性インピーダンスは接続されるデバイスの特性インピーダンスとの整合を図る観点から、例えば５０Ωに設定している。第１入出力端子部４ａの特性インピーダンスを５０Ωにするために、この例では第１入出力端子部４ａの中心導体幅を0.218mm、地導体間隔を0.4mmに設定している。第１入出力端子部４ａから第２入出力端子部４ｂの間の共振器が配置される部分の地導体間隔ｄが0.4mmより大きく、最大1.78mm以下の範囲の値に設定してある。つまり、第１入出力端子部４ａおよび第２入出力端子部４ｂの地導体間隔よりも共振器における地導体間隔の方が大とされてある。第１入出力端子部４ａの次に構成される第１容量性結合部６ａの容量結合端部５１は、広げられた地導体間隔に合わせて、地導体方向に幅が拡張されている。容量結合端部５１と対向して同形状の容量結合端部６１が形成され、第１容量性結合部６ａが構成される。第１容量性結合部６ａを構成する容量結合端部６１の中央部分（地導体間隔ｄの中央）から第１入出力端子部４ａと同一の幅の中心導体Ｒ１が長さＸＲ５形成される。ＸＲ５の長さ延長された中心導体Ｒ１の他方の端は、短絡線路導体７ａによって、中心導体Ｒ１が第１地導体３ａと第２地導体３ｂとに接続され、第１誘導性結合部8ａが構成される。これら、第１容量性結合部６ａと第１誘導性結合部８ａの結合点間をつなぐ中心導体Ｒ１によって第１共振器５ａが構成される。
【００１４】
この第１の実施の形態は、誘導性結合部の結合度を高める目的で従来技術で用いられていた地導体部への切り込み形状を形成していない。すなわち、中心導体Ｒ１と地導体３ａ，３ｂとの間隔S2と、誘電性結合部８ａ，８ｂを構成する短絡線路導体７ａ，７ｂの長さＬとが等しく形成され、地導体部分に矩形状の切り込み部が形成されない。
言い換えれば、短絡線路導体７ａと地導体３ａとは直角に接続され、その接続点の地導体側の縁は中心導体Ｒ１と平行に第１容量性結合部６ａの位置まで延長されている。
この結果、短絡線路導体７ａが製造の容易な単純な形状で出来ていて、電流が流れる線路上に形成される角部が少なくなっている。第１共振器５ａ以降の構成は、容量性結合部の結合端部の形状と誘導性結合部を形成する短絡線路導体と地導体部の接合部分に切り込み形状が形成されていない部分が異なるだけで、図１２で説明した１／４波長４段コプレーナフィルタの構成と同一である。したがって、簡単に接続関係だけ説明する。
【００１５】
第１共振器５ａの後には、第１誘導性結合部８ａと第２容量性結合部６ｂとその結合点間をつなぐ中心導体Ｒ２によって第２共振器５ｂが構成される。第２共振器５ｂの後には、第２容量性結合部６ｂと第２誘導性結合部８ｂとの結合点間をつなぐ中心導体Ｒ３によって第３共振器５ｃが構成される。第３共振器５ｃの後には、第２誘導性結合部８ｂと第３容量性結合部６ｃとその結合点間をつなぐ中心導体Ｒ４によって第４共振器５ｄが構成される。第４共振器の後は、第３容量性結合部６ｃを形成する地導体方向に幅の広い容量結合端部６２とギャップｇ３を隔てて対向して形成される容量結合端部５２と一体に形成される第２入出力端子部４ｂの構成となる。第２入出力端子部４ｂは、接続される外部デバイスとの特性インピーダンスの整合を取る目的で、中心導体幅ｗを0.218mm、地導体間隔ｄを0.4mmに設定し特性インピーダンスを５０Ωにしている。
【００１６】
この図３に示す構成の１／４波長４段コプレーナフィルタを構成する単一共振器において、共振器の中心導体線路幅ｗと共振器の地導体間隔ｄとの比ｋに対する最大電流密度との関係を、地導体間隔ｄをパラメータにシミュレーションした結果を図１に示す。このシミュレーションは、誘電性結合部の地導体部分の矩形状の切り込みは無い状態で行なった結果である。シミュレーションの条件は入力が電圧１Ｖppの正弦波、周波数５GHｚで行った。図１の横軸は地導体間隔ｄに対する中心導体線路幅ｗの比ｋ＝ｗ/ｄ（以下ｋと略す）を示している。この例では、地導体間隔ｄをパラメータとして0.4、0.545、0.764、1.055、1.780mmの５水準でシミュレーションしている。したがって、図１の例では地導体間隔ｄが1.780mmの時を最大の中心導体線路幅とした。その範囲において0.035mmから1.744mm（地導体間隔ｄが1.780mmのとき）を可変範囲とした。地導体間隔ｄを一定として、中心導体線路幅ｗを大きくして行くと最大電流密度は二次曲線のような凹みを持つ形状の特性を示す。
【００１７】
図１の中に細線でプロットしたデータは、中心導体幅ｗをｗ＝0.218mm一定とした場合のデータである。地導体間隔ｄを0.4mmとするとｋ＝0.54であり、このポイントを1.0として最大電流密度を規格化している。地導体間隔ｄを0.545mmとするとｋ＝0.4で電流密度は約0.83に減少する。更に地導体間隔ｄを0.764mmとするとｋ＝0.29で電流密度は約0.69に減少する。地導体間隔dを1.055mmとするとｋ＝0.2で電流密度は約0.56に減少する。地導体間隔dを1.78mmとするとｋ＝0.12で電流密度は約0.4に減少する。
このように中心導体線路幅ｗが一定であれば、地導体間隔ｄが大きい程、共振器の最大電流密度が低下する。
【００１８】
更に詳しく図１を説明する。地導体間隔ｄが0.4mmのときにｋ＝0.54で特性インピーダンスが５０Ωになり、このポイントを最大電流密度1.0に規格化してある。最大電流密度が最小となるところから+１０％の範囲を使用領域と設定すると、地導体間隔ｄ＝0.4mmのときは、最大電流密度が1.1以下になるｋの範囲が0.20から0.73の範囲になる。
次に地導体間隔ｄが0.545mmのときは、ｋ＝0.47で最大電流密度が0.83で最小になる。したがって、+１０％の範囲は最大電流密度が0.91を示すｋ＝0.19からｋ＝0.71が使用領域になる。
【００１９】
次に地導体間隔ｄが0.764mmのときは、ｋ＝0.4で最大電流密度が0.68で最小になる。したがって、+１０％の範囲は最大電流密度が0.75を示すｋ＝0.13からｋ＝0.76が使用領域になる。
次に地導体間隔ｄが1.055mmのときは、ｋ＝0.4で最大電流密度が0.55で最小になる。したがって、+１０％の範囲は最大電流密度が0.61を示すｋ＝0.11からｋ＝0.75が使用領域になる。
次に地導体間隔ｄが1.780mmの時を見てみると、ｋ＝0.41で最大電流密度が最小になりこのときの最大電流密度が0.37で最小になる。この+１０％の範囲は最大電流密度が0.41を示すｋ＝0.12からｋ＝0.70が使用領域になる。
【００２０】
以上の結果から今回検討した地導体間隔ｄが0.4から1.78mmの範囲においては、ｋ＝0.20からｋ＝0.70の範囲において、最大電流密度を最小値から＋１０％以下の値にすることが出来る。
このようにｋの変化に対し最大電流密度が実質的に変化しない範囲における中央部と対応して、地導体間隔ｄと中心導体線路幅ｗとを設定する。このように設定された地導体間隔ｄと中心導体線路幅ｗとを、目的とするフィルタ特性を満たすように誘電体基板上の導体に対しエッチング処理をすることによりコプレーナフィルタを製造する。
【００２１】
また、このｋに対して最大電流密度が実質的に変化しない関係を求めて置くことで、要求仕様に合わせて簡単にフィルタを形成することが可能となる。
図１の中の太線は、共振器の特性インピーダンスZ0をZ0＝５０Ω一定とした点を結んだ線である。地導体間隔dが0.4mmのとき特性インピーダンスZ0を５０Ωとする中心導体線路幅ｗはｗ＝0.218mmであり、このポイントを最大電流密度1.0と規格化してある。地導体間隔dが0.545mmのときに特性インピーダンスZ0を５０Ωとする中心導体線路幅ｗはｗ＝0.325mmであり、電流密度は約0.84である。地導体間隔dが0.764mmのときに特性インピーダンスZ0を５０Ωとする中心導体線路幅ｗはｗ＝0.482mmであり、電流密度は約0.70である。地導体間隔dが1.055mmのときに特性インピーダンスZ0を５０Ωとする中心導体線路幅ｗはｗ＝0.707mmであり、電流密度は約0.56である。地導体間隔dが1.78mmのときに特性インピーダンスZ0を５０Ωとする中心導体線路幅ｗはｗ＝1.308mmであり、電流密度は約0.4である。
【００２２】
このように共振器の特性インピーダンスZ0を例えば５０Ω一定とした場合、中心導体線路幅ｗが大きい程、共振器の最大電流密度を低下させることが出来る。
最大電流密度の低減は、共振器における導体損失を低減させる効果もある。図２に共振器の無負荷Ｑ値との関係を示す。図２の横軸は地導体間隔ｄに対する中心導体線路幅ｗの比ｋ＝ｗ/ｄ、縦軸は地導体間隔ｄ＝0.4mmの特性インピーダンス５０Ωにおける無負荷Ｑ値を基準1.0に規格化した値である。ｋが概ね0.25から0.55の範囲において、共振器の無負荷Ｑ値が最大となる。コプレーナフィルタに対して低挿入損失性を要求する場合には、共振器の無負荷Ｑ値が最大になる地導体間隔に対する中心導体線路幅の比ｋを設定するように構成するようにしてもよい。
【００２３】
次に地導体間隔dと中心導体線路幅ｗとの比と特性インピーダンスとの関係について説明する。一般に分布定数線路上の電流と電圧の関係式は、
【数１】
2005253042.tif 000003
【００２４】
Ｉｉ、Ｖｉ：進行波の電流値、電圧値
Ｉr、Ｖr：反射波の電流値、電圧値
γ：伝搬定数
α：減衰定数
β：位相定数
Z：特性インピーダンス
R：直列抵抗
L：直列インダクタンス
G：並列コンダクタンス
Ｃ：静電容量
で表され、分布定数線路上の電流値は特性インピーダンスに逆比例する。また、コプレーナ型線路における特性インピーダンスは、
【数２】
2005253042.tif 000004
と表される。ここで、εｅｆｆはコプレーナ型線路の実効比誘電率、η０は自由空間の波動インピーダンス、Ｋ（ｋ）は第１種完全楕円積分であり、’は微分を表す。
【００２５】
更に、
【数３】
2005253042.tif 000005
と表され、特性インピーダンスＺ０は、ｋおよび誘電体基板の誘電率εｒと誘電体基板厚hで決定される。このように地導体間隔dと中心導体線路幅ｗとの比を適当に変えることで特性インピーダンスを可変することができる。
【実施例２】
【００２６】
以上のことを勘案して、この発明の他の実施の形態を説明する。コプレーナフィルタを構成する共振器の最大電流密度を下げる目的で、共振器の特性インピーダンスを大きくした場合の検討を行なった。例えば、５０Ωの特性インピーダンスを有する第１入出力端子部４ａに１００Ωの特性インピーダンスを有する共振器を組み合わせた場合である。先に説明した図３は、第１入出力端子部４ａの特性インピーダンスが５０Ωで、共振器の特性インピーダンスを１００Ωとした場合の１／４波長４段コプレーナフィルタの構成を示している。第１入出力端子部４ａの地導体間隔ｄを0.4mm、中心導体線路幅ｗを0.218mmとし、共振器の地導体間隔ｄを1.780mm、中心導体線路幅ｗを0.218mmとしている。
【００２７】
この１／４波長４段コプレーナフィルタの実施例２における電流密度分布のシミュレーション結果を示す。図４はコプレーナ線路の長さ方向をＸ軸位置に取り、これに直交する方向をＹ軸位置に取り、各座標の電流密度を縦軸に表現したものである。コプレーナ線路の入力から約8.0mmの位置にある第１誘導性結合部８ａと、同じく入力から約22mmの位置にある第２誘導性結合部８ｂにおいて電流密度が最大になる。その電流密度のピークは約1200A/mを示している。図５に第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を拡大した図を示す。図５に示すＸ軸位置は図３に示す第１入出力端子部４ａの信号の入力端を原点0とした長さであり、8.159mmの位置は短絡線路導体７ａ上にあり図３の線イで示す部分である。すなわち、短絡線路導体７ａの右辺から入力側へ約0.02mm戻ったＸ軸位置が図５の8.159mmの位置になる。図５はこの位置から出力側へ約0.1mmの範囲の電流密度分布を表している。短絡線路導体７ａと中心導体Ｒ２が接する角部β1に電流が集中している様子が分かる。この角部β1に対向する角部β2でも電流密度の集中が見られるが、β1部分よりも小さい。（図５においては、図１４とほぼ同範囲の電流密度分布を表す関係から電流の集中する角部α1を図示していない。）従来技術の説明で同じ第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を図１４に示した。この図１４とこの実施例２の第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を比較すると、まず電流密度のピークを示す山の数がこの例の場合の方が少ない。また、そのピークの値が約1200A/mと小さく約55％の大きさに抑えられている。ピークを示す山の数が少ない理由は、従来技術にあった地導体部の矩形状の切り込みがこの例では存在しないので、電流が集中する角部の数が減ったことによる。また、電流密度のピークが下がったのは、共振器の特性インピーダンスを100Ωと大きくした効果である。
【００２８】
このように各共振器における電流密度の低減が図られ、最大電流密度も図１３および図１４と比較して約４５%低減し、電力換算で約７０%の低減となる。
尚、共振器の特性インピーダンスを１００Ωとしたことで、第１入出力端子部４ａと第２入出力端子部４ｂとで特性インピーダンスの不整合が発生する。これについては、第１入出力端子部４ａでは、第１入出力端子部４ａの後に接続される第１容量性結合部６ａがインピーダンス変換器として働くことで、反射損失の発生を防いでいる。同じく第２入出力端子部４ｂでは第３容量性結合部６ｃがインピーダンス変換器として働く。図１６に図３に示すコプレーナフィルタの周波数特性を示す。横軸は周波数で縦軸は利得である。図１６の破線はフィルタの通過帯域を表し、実線は通過帯域中の信号の反射量を示す。帯域通過幅内の最大の反射が約-30ｄBと十分小さいことから特性インピーダンスの不整合によるロスは発生していないことが分かる。  
【００２９】
また、第１入出力端子部４ａ、第２入出力端子部４ｂの特性インピーダンス５０Ωに対して、共振器の特性インピーダンスを１００Ωとして説明したが、この発明は、この特性インピーダンスの組み合わせに限定されるものでは無い。たとえば、入出力端子部の特性インピーダンス５０Ωに対して、共振器の特性インピーダンスを１５０Ωにすることも地導体間隔ｄと中心導体線路幅ｗとの比ｋを適当に変えることで容易にできる。図１５に地導体間隔ｄに対する中心導体線路幅ｗの比ｋ＝ｗ/ｄを変えた時の特性インピーダンスの変化の様子を示す。図１５の横軸は対数軸でｋを表し、縦軸は特性インピーダンスZ0である。ｋが0.54から0.65の範囲で特性インピーダンスが５０Ω、ｋが0.1前後で特性インピーダンスが１００Ω、ｋを0.01にすると特性インピーダンスを１４０Ω以上にすることが出来る。
【００３０】
このようにｋを小さくすれば、特性インピーダンスを大きくすることが可能である。しかし、単純に特性インピーダンスを大きくすれば最大電流密度が低減できる訳では無い。先に説明した図１に示すように、ｋが概ね0.25から0.55の範囲で最大電流密度が最小になる。したがって、ｋを小さくして特性インピーダンスを大きくすれば良いと言うことではない。図１からｋが凡そ0.1以下から急激に最大電流密度が大きくなる。また、図１５からｋ＝0.1前後は特性インピーダンスが１００Ω程度を示すことから、特性インピーダンスを１００Ω以上にしても最大電流密度低減の効果は少ない。ｋを約0.08以上、インピーダンスで１００Ω以下に設定するのが妥当である。
【００３１】
また、この実施例では４つの共振器を直列に接続した例で説明したが、共振器の数は４つに限定されない。共振器は１段でもフィルタの機能を果たすことが出来る。例えば共振器が１段の場合は、図１６に示した周波数特性の実線で示す反射特性が急激に減衰している部分が一箇所だけになり、破線で示す通過帯域特性も反射特性が急激に減衰している周波数で急峻なピークを持つ細い山状の特性となる。このように通過帯域は狭くなるがフィルタとしての機能を持つ。共振器１段で構成したフィルタの一例を図１７に示す。第１容量性結合部６ａを構成する容量結合端部５１と容量結合端部６１の形状が図３と異なっている。これは第１容量性結合部６ａの結合の強さを図３の第１容量性結合部６ａよりも弱くした例を示している。容量性結合部の結合の度合いが弱い場合には、このように第１入出力端子部４ａと中心導体Ｒ１のそれぞれの端部が容量結合端部を兼ねることもある。それ以外の構成は図３と同一であり、対応する部分の参照符号を図３と同一とすることで説明を省略する。
【００３２】
ここで入出力端子部と共振器との結合形態について簡単に述べる。図１７の第２入出力端子部４ｂと短絡線路導体７ａの間は、ギャップｇ４が介在しているが短絡線路導体７ａの電流密度が高く、ここを流れる電流による磁界結合が支配的となり誘導性結合で結合している。すなわち、入出力端子部との結合は、その結合の強さの設計の兼ね合いによって設定されるものであり、容量性結合でも誘導性結合でもどちらでも構わない。
更に、この実施の形態において、中心導体２および第１、第２地導体を例えばランタン系、イットリウム系、ビスマス系、タリウム系その他の高温超電導体で形成して超伝導コプレーナフィルタを構成した場合、最大電流密度を低減することができたことから、高温超伝導体の臨界電流を超える電流が流れる恐れは少なくなり、超伝導コプレーナフィルタが破壊されることなく、超伝導コプレーナフィルタの低損失効果を充分に発揮することができる。
【００３３】
［第２の実施の形態］
次に特性インピーダンスを一定として、共振器の中心導体線路幅ｗを入出力端子部の中心導体線路幅よりも拡大して電流密度の低減を検討した。
図６は、信号の入力端子である第１入出力端子部４ａから各共振器と、信号の出力端子である第２入出力端子部４ｂまでの特性インピーダンスを５０Ω一定とし、各共振器を構成する中心導体線路幅ｗを広げた例である。この例は先に説明した図３に示した１／４波長４段コプレーナフィルタと全く同じ構成で、特性インピーダンスが５０Ω一定であることと、共振器を形成する中心導体線路幅ｗが広くなっている点のみ異なる。異なっている部分だけ説明する。図３で説明した共振器を形成する中心導体線路幅ｗは0.218mmに対し、この例では1.164mmにしている。
【００３４】
この１／４波長４段コプレーナフィルタの第３の実施の形態の電流密度分布を、図７に示す。図７はコプレーナ線路の長さ方向をＸ軸位置に取り、これに直交する方向をＹ軸位置に取り、各座標の電流密度を縦軸に表現したものである。コプレーナ線路の入力から約10mmの位置にある第１誘導性結合部８ａと、同じく入力から約25mmの位置にある第２誘導性結合部８ｂにおいて電流密度が最大になる。その電流密度のピークは約1100A/mを示している。図８に第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を拡大した図を示す。図５に示すＸ軸位置は図３に示す入出力端子部４ａの信号の入力端を原点0とした長さであり、10.437mmの位置は短絡線路導体７ａ上にあり図６の線ウで示す部分である。すなわち、短絡線路導体７ａの右辺から入力側へ約0.02mm戻ったＸ軸位置が図８の10.437mmの位置になる。図８はこの位置から出力側へ0.1mmの範囲の電流密度分布を表している。短絡線路導体７ａと中心導体Ｒ２が接する角部β1に電流が集中している様子が分かる。そのピークは約1100A/mである。この角部β1に対向する角部β2でも電流密度の集中が見られるが、β1部分よりも小さい。（図８においては、図１４とほぼ同範囲の電流密度分布を表す関係から電流の集中する角部α1を図示していない。）従来技術の説明で同じ第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を図１４に示した。この図１４とこの第２の実施の形態の第１誘導性結合部８ａの電流密度分布を比較すると、まず電流密度のピークを示す山の数がこの例の場合の方が少ない。また、そのピークの値が約1100A/mと小さく約50％の大きさに抑えられている。ピークを示す山の数が少ない理由は、従来技術にあった地導体部の矩形状の切り込みがこの例では存在しないことによる。また、電流密度のピークが下がったのは、中心導体線路幅ｗを大きくした効果である。
【００３５】
このように特性インピーダンスを５０Ω一定とした場合でも、中心導体線路幅ｗを広げることで各共振器における電流密度の低減が図られ、最大電流密度も図１３および図１４と比較して約５０%低減し、電力換算で約７５%の低減となる。
特性インピーダンスを一定とした場合の中心導体線路幅に対する最大電流密度を図９に示す。横軸は中心導体線路幅ｗであり、縦軸は中心導体線路幅が1.16mmの５０Ω線路における最大電流密度で規格化した各特性インピーダンス線路の最大電流密度を示している。特性インピーダンスは20、40、50、60、70、80、100、150Ωをパラメータとして特性が示されている。中心導体線路幅ｗを広げることで、最大電流密度は低減する特性を示す。
【００３６】
また、一般的に特性インピーダンスは５０Ωが用いられるので第１入出力端子部４ａから第２入出力端子部４ｂまでの特性インピーダンンスを５０Ωとしたときに、第１入出力端子部４ａよりも拡張できる中心導体線路幅の範囲を図１５から求めてみる。第１入出力端子部４ａの地導体間隔ｄが0.4mm、中心導体線路幅ｗが0.218mmで第１入出力端子部４ａのｋはｋ＝0.54となるので、共振器のｋを図１５から0.54＜ｋ≦0.65の範囲に設定することで、中心導体線路幅を広げたことによる電流密度低減効果を得ることが出来る。
以上述べたようにこの発明によれば、共振器の地導体間隔及び中心導体線路幅が入出力端子部の地導体間隔と中心導体線路幅と同一に形成される従来技術によるコプレーナフィルタの最大電流密度よりも電流密度を下げることが可能となる。
【００３７】
尚、この発明の説明を地導体間隔ｄの最大値を1.780mm、中心導体線路幅ｗの最大値を1.308mmで行なったが、この発明はこの数値に限定されるものではない。この発明によれば、地導体間隔ｄと中心導体線路幅ｗとの比ｗ/ｄによって好適なフィルタ設計が可能となるので、その大きさに左右されない事は言うまでもないことである。
この発明のコプレーナフィルタの更に他の実施例を図１０に示す。図１０においては金属筐体１０にこの発明のコプレーナフィルタ１１を収容した図である。金属筐体１０はこの発明によるコプレーナフィルタ１１によって内部の空間がほぼ半分に分割されている。コプレーナフィルタ１１を収容すると、収容されたフィルタから放射した電磁波エネルギーは金属筐体１０の内表面で殆ど反射され、放射された電磁波エネルギーの大部分はフィルタにより回収され、放射損失を緩和することができる。超伝導材料を用いたコプレーナフィルタは、超伝導状態を作り出すための何らかの筐体内に収容されるのが一般的であるので、この超伝導状態を保つための筐体に図１０に示す金属筐体の機能を持たせても良い。
【００３８】
また、この発明は入出力端子部の特性インピーダンスおよび伝送線路内に形成される共振器の特性インピーダンスの双方を適宜に設計調整してフィルタを構成することができる伝送線路でありさえすれば、例えば、グランディッドコプレーナ型線路の如き構造の伝送線路にも同様に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】この発明における共振器の中心導体線路幅ｗと地導体間隔ｄとの比ｋに対する最大電流密度との関係を示す図。
【図２】この発明による共振器の対地導体間隔信号線路幅比ｋと共振器の無負荷Ｑ値との関係を示す図。
【図３】この発明の1/4波長４段コプレーナフィルタを示す図。
【図４】図３の1/4波長４段コプレーナフィルタの電流密度分布を示す図。
【図５】図３の1/4波長４段コプレーナフィルタの誘導性結合部の電流密度分布を示す図。
【図６】この発明による共振器の中心導体線路幅を広げた1/4波長４段コプレーナフィルタを示す図。
【図７】図６の1/4波長４段コプレーナフィルタの電流密度分布を示す図。
【図８】図６の1/4波長４段コプレーナフィルタの誘導性結合部の電流密度分布を示す図。
【図９】中心導体線路幅に対する最大電流密度を示す図。
【図１０】金属筐体に収容したコプレーナフィルタを示す図。
【図１１】コプレーナ線路の概念を示す図。
【図１２】従来のコプレーナフィルタを示す図。
【図１３】従来のコプレーナフィルタの電流密度分布を示す図。
【図１４】従来のコプレーナフィルタの誘導性結合部の電流密度分布を示す図。
【図１５】対地導体間隔中心導体線路幅比に対する特性インピーダンスを示す図。
【図１６】この発明の1/4波長４段コプレーナフィルタの周波数特性を示す図。
【図１７】この発明を共振器１段のフィルタに実施した場合の例を示す図。
【符号の説明】
【００４０】
１  誘電体基板          ２  中心導体
３ａ  第１地導体        ３ｂ  第２地導体
４ａ  第１入出力端子部  ４ｂ  第２入出力端子部
５ａ  第１共振器        ５ｂ  第２共振器
５ｃ  第３共振器        ５ｄ  第４共振器
６ａ  第１容量性結合部  ６ｂ  第２容量性結合部
６ｃ  第３容量性結合部  ７ａ  短絡線路導体
７ｂ  短絡線路導体      ８ａ  第１誘導性結合部
８ｂ  第２誘導性結合部  ９  縁線
１０  金属筐体  
２０，２１  地導体部の矩形状の切り込み部
ｄ  地導体間隔
ｇ１ 、ｇ２  、ｇ３  、ｇ4    ギャップ  
ｓ  中心導体と第１地導体、第２地導体との間の間隔
ｗ  中心導体線路幅
Ｌ  短絡線路導体の長さ  ｓ２  共振器の中心導体部と地導体との間隔
【図１】
2005253042.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2005253042.tif 000020
【図１６】
2005253042.tif 000021
【図１７】
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