(57)【要約】【課題】  広いダイナミックレンジを有し、半導体集積回路への集積化に適した負帰還増幅装置を提供する。【解決手段】  増幅回路１０は、入力端子Ｐ１から入力された信号を増幅する。第１の帰還回路２０は、バイポーラトランジスタ１０１のエミッタと増幅回路１０の入力との間に配置される。第２の帰還回路３０は、増幅回路１０の入力と出力の間に配置され、増幅回路１０の出力を入力に帰還する。第１の帰還回路２０における位相変化量はインダクタ２０１とキャパシタ２０２の値により定まり、第２の帰還回路３０における位相変化量は抵抗３０１とキャパシタ３０２の値により定まる。これら各素子の値は、２本の帰還信号に含まれる基本波を合成した信号の位相、および、２本の帰還信号に含まれる２次高調波を合成した信号の位相が、入力信号の基本波の位相から略１８０度離れるように選択される。【選択図】  図１
2005124175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された信号を増幅して出力する増幅装置であって、
入力端子から出力端子に至る経路上に配置されており、前記入力端子から入力された信号を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の入力と帰還端子との間に配置されており、通過する信号の位相を変化させながら、前記増幅回路の帰還出力を前記増幅回路の入力に帰還する第１の帰還回路と、
前記増幅回路の入力と出力との間に配置されており、通過する信号の位相を変化させながら、前記増幅回路の出力を前記増幅回路の入力に帰還する第２の帰還回路とを備え、
前記第１および第２の帰還回路によって帰還される２本の帰還信号に含まれる基本波を合成した信号の位相が、前記入力端子から入力された信号の基本波の位相から略１８０度離れていることを特徴とする、増幅装置。
【請求項２】
前記第１および第２の帰還回路によって帰還される２本の帰還信号に含まれる２次高調波を合成した信号の位相が、前記入力端子から入力された信号の基本波の位相から略１８０度離れていることを特徴とする、請求項１に記載の増幅装置。
【請求項３】
前記入力端子からは１系統の信号が入力され、
前記増幅回路、前記第１の帰還回路および前記第２の帰還回路は、いずれも、１系統の信号を入出力することを特徴とする、請求項１に記載の増幅装置。
【請求項４】
前記第１の帰還回路は、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が接地されているインダクタと、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が前記入力端子に接続されているキャパシタとを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項５】
前記第１の帰還回路は、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が接地されている、インダクタとキャパシタとの並列接続回路と、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が前記入力端子に接続されているキャパシタとを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記増幅回路は、
ベースが入力に接続され、エミッタが前記帰還端子に接続されている第１のバイポーラトランジスタと、
エミッタが前記第１のバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが出力に接続されている第２のバイポーラトランジスタとを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項７】
前記増幅回路は、ベースが入力に接続され、エミッタが前記帰還端子に接続され、コレクタが出力に接続されているバイポーラトランジスタを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項８】
前記第２の帰還回路は、
抵抗と、
前記抵抗と並列に接続されている第１のキャパシタと、
前記抵抗と前記第１のキャパシタとの並列接続回路と直列に接続されている第２のキャパシタとを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項９】
前記第２の帰還回路は、
抵抗と、
前記抵抗と直列に接続されている第１のキャパシタと、
前記抵抗と前記第１のキャパシタとの直列接続回路と並列に接続されている第２のキャパシタとを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項１０】
前記第２の帰還回路は、
直列に接続されている第１および第２のキャパシタと、
前記第１および第２のキャパシタの接続点と接地との間に配置されている抵抗とを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項１１】
前記第２の帰還回路は、
直列に接続されている第１および第２のキャパシタと、
前記第１および第２のキャパシタの接続点と接地との間に配置されているインダクタとを含んだ、請求項３に記載の増幅装置。
【請求項１２】
前記入力端子からは同相信号と逆相信号とからなる差動信号が入力され、
前記増幅回路は、
前記同相信号が入力される同相入力端子、および、前記帰還端子の１つである同相帰還端子を有し、前記同相信号に基づき動作する同相増幅部と、
前記逆相信号が入力される逆相入力端子、および、前記帰還端子の他の１つである逆相帰還端子を有し、前記逆相信号に基づき動作する逆相増幅部とを含み、
前記第１の帰還回路は、１以上の帰還部を含み、
前記第２の帰還回路は、
前記同相信号に基づき動作する同相帰還部と、
前記逆相信号に基づき動作する逆相帰還部とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の増幅装置。
【請求項１３】
前記第１の帰還回路は、一端が接地されている第１および第２の帰還部を含み、
前記第１の帰還部の他の一端は、前記同相帰還端子に接続され、
前記第１の帰還部のさらなる他の一端は、前記同相入力端子に接続され、
前記第２の帰還部の他の一端は、前記逆相帰還端子に接続され、
前記第２の帰還部のさらなる他の一端は、前記逆相入力端子に接続されていることを特徴とする、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項１４】
前記第１の帰還回路は、一端が１つの接続点に接続されている第１ないし第３の帰還部を含み、
前記第１の帰還部の他の一端は、前記同相帰還端子に接続され、
前記第１の帰還部のさらなる他の一端は、前記同相入力端子に接続され、
前記第２の帰還部の他の一端は、前記逆相帰還端子に接続され、
前記第２の帰還部のさらなる他の一端は、前記逆相入力端子に接続され、
前記第３の帰還部の他端は、接地されていることを特徴とする、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項１５】
前記同相帰還端子と前記逆相帰還端子とは、直接接続されており、
前記第１の帰還回路は、一端が前記同相帰還端子および前記逆相帰還端子に接続されている第１ないし第３の帰還部を含み、
前記第１の帰還部の他端は前記同相入力端子に接続され、
前記第２の帰還部の他端は前記逆相入力端子に接続され、
前記第３の帰還部の他端は接地されていることを特徴とする、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項１６】
前記帰還部は、インダクタを有することを特徴とする、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項１７】
前記帰還部は、インダクタとキャパシタとの並列接続回路を有することを特徴とする、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項１８】
前記同相増幅部および前記逆相増幅部は、いずれも、
ベースが入力に接続され、エミッタが前記同相帰還端子および前記逆相帰還端子のいずれか一方に接続されている第１のバイポーラトランジスタと、
エミッタが前記第１のバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが出力に接続されている第２のバイポーラトランジスタとを含んだ、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項１９】
前記同相増幅部および前記逆相増幅部は、いずれも、ベースが入力に接続され、エミッタが前記同相帰還端子および前記逆相帰還端子のいずれか一方に接続され、コレクタが出力に接続されているバイポーラトランジスタを含んだ、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項２０】
前記同相帰還部および前記逆相帰還部は、いずれも、
抵抗と、
前記抵抗と並列に接続されている第１のキャパシタと、
前記抵抗と前記第１のキャパシタとの並列接続回路と直列に接続されている第２のキャパシタとを含んだ、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項２１】
前記同相帰還部および前記逆相帰還部は、いずれも、
抵抗と、
前記抵抗と直列に接続されている第１のキャパシタと、
前記抵抗と前記第１のキャパシタとの直列接続回路と並列に接続されている第２のキャパシタとを含んだ、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項２２】
前記同相帰還部および前記逆相帰還部は、いずれも、
直列に接続されている第１および第２のキャパシタと、
前記第１および第２のキャパシタの接続点と接地との間に配置されている抵抗とを含んだ、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項２３】
前記同相帰還部および前記逆相帰還部は、いずれも、
直列に接続されている第１および第２のキャパシタと、
前記第１および第２のキャパシタの接続点と接地との間に配置されているインダクタとを含んだ、請求項１２に記載の増幅装置。
【請求項２４】
前記第１および第２の帰還回路のインピーダンスが、それぞれ、第１および第２のインピーダンス制御信号に応じて変化することを特徴とする、請求項に１記載の増幅装置。
【請求項２５】
入力された信号を増幅し、周波数を変換して出力する周波数変換装置であって、
入力端子から出力端子に至る経路上に配置されており、前記入力端子から入力された信号を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路で増幅された信号の周波数を変換する周波数変換回路と、
前記増幅回路の入力と帰還端子との間に配置されており、通過する信号の位相を変化させながら、前記増幅回路の帰還出力を前記増幅回路の入力に帰還する第１の帰還回路と、
前記増幅回路の入力と出力との間に配置されており、通過する信号の位相を変化させながら、前記増幅回路の出力を前記増幅回路の入力に帰還する第２の帰還回路とを備え、
前記第１および第２の帰還回路によって帰還される２本の帰還信号に含まれる基本波を合成した信号の位相が、前記入力端子から入力された信号の基本波の位相から略１８０度離れていることを特徴とする、周波数変換装置。
【請求項２６】
前記第１および第２の帰還回路によって帰還される２本の帰還信号に含まれる２次高調波を合成した信号の位相が、前記入力端子から入力された信号の基本波の位相から略１８０度離れていることを特徴とする、請求項２５に記載の周波数変換装置。
【請求項２７】
前記入力端子からは１系統の信号が入力され、
前記増幅回路、前記第１の帰還回路および前記第２の帰還回路は、いずれも、１系統の信号を入出力することを特徴とする、請求項２５に記載の周波数変換装置。
【請求項２８】
前記第１の帰還回路は、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が接地されているインダクタと、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が前記入力端子に接続されているキャパシタとを含んだ、請求項２７に記載の周波数変換装置。
【請求項２９】
前記第１の帰還回路は、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が接地されている、インダクタとキャパシタとの並列接続回路と、
一端が前記帰還端子に接続され、他端が前記入力端子に接続されているキャパシタとを含んだ、請求項２７に記載の周波数変換装置。
【請求項３０】
前記入力端子からは同相信号と逆相信号とからなる差動信号が入力され、
前記増幅回路は、
前記同相信号が入力される同相入力端子、および、前記帰還端子の１つである同相帰還端子を有し、前記同相信号に基づき動作する同相増幅部と、
前記逆相信号が入力される逆相入力端子、および、前記帰還端子の他の１つである逆相帰還端子を有し、前記逆相信号に基づき動作する逆相増幅部とを含み、
前記第１の帰還回路は、１以上の帰還部を含み、
前記第２の帰還回路は、
前記同相信号に基づき動作する同相帰還部と、
前記逆相信号に基づき動作する逆相帰還部とを含むことを特徴とする、請求項２５に記載の周波数変換装置。
【請求項３１】
前記第１の帰還回路は、一端が接地されている第１および第２の帰還部を含み、
前記第１の帰還部の他の一端は、前記同相帰還端子に接続され、
前記第１の帰還部のさらなる他の一端は、前記同相入力端子に接続され、
前記第２の帰還部の他の一端は、前記逆相帰還端子に接続され、
前記第２の帰還部のさらなる他の一端は、前記逆相入力端子に接続されていることを特徴とする、請求項３０に記載の周波数変換装置。
【請求項３２】
前記第１の帰還回路は、一端が１つの接続点に接続されている第１ないし第３の帰還部を含み、
前記第１の帰還部の他の一端は、前記同相帰還端子に接続され、
前記第１の帰還部のさらなる他の一端は、前記同相入力端子に接続され、
前記第２の帰還部の他の一端は、前記逆相帰還端子に接続され、
前記第２の帰還部のさらなる他の一端は、前記逆相入力端子に接続され、
前記第３の帰還部の他端は、接地されていることを特徴とする、請求項３０に記載の周波数変換装置。
【請求項３３】
前記同相帰還端子と前記逆相帰還端子とは、直接接続されており、
前記第１の帰還回路は、一端が前記同相帰還端子および前記逆相帰還端子に接続されている第１ないし第３の帰還部を含み、
前記第１の帰還部の他端は前記同相入力端子に接続され、
前記第２の帰還部の他端は前記逆相入力端子に接続され、
前記第３の帰還部の他端は接地されていることを特徴とする、請求項３０に記載の周波数変換装置。
【請求項３４】
前記帰還部は、インダクタを有することを特徴とする、請求項３０に記載の周波数変換装置。
【請求項３５】
前記帰還部は、インダクタとキャパシタとの並列接続回路を有することを特徴とする、請求項３０に記載の周波数変換装置。
【請求項３６】
前記第１および第２の帰還回路のインピーダンスが、それぞれ、第１および第２のインピーダンス制御信号に応じて変化することを特徴とする、請求項２５に記載の周波数変換装置。
【請求項３７】
アンテナで受信した受信信号を増幅する請求項１に記載の増幅装置と、
前記増幅装置の出力を周波数変換する請求項２５に記載の周波数変換装置と、
前記受信信号に対する妨害信号に関する判定を行う妨害信号判定部と、
前記妨害信号判定部における判定結果に基づき、前記増幅装置および前記周波数変換装置における消費電流を変化させる制御部とを備えた、無線受信装置。
【請求項３８】
前記制御部は、前記妨害信号のレベルが大きいと判定されたときには、前記増幅装置および前記周波数変換装置における消費電流をより多くすることを特徴とする、請求項３７に記載の無線受信装置。
【請求項３９】
前記アンテナから送信される送信信号を生成する送信信号生成部をさらに備え、
前記妨害信号判定部は、前記送信信号が生成されているか否かに基づき前記判定を行うことを特徴とする、請求項３８に記載の無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号を増幅する増幅装置、および、入力信号を増幅しその周波数を変換する周波数変換装置に関し、より特定的には、広いダイナミックレンジを有し、半導体集積回路への集積化に適した増幅装置および周波数変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される無線システムの受信機では、アンテナで受信した信号は、初段増幅回路によって増幅される。この初段増幅回路は、微弱信号を受信するときには低雑音かつ高利得の特性を有し、大信号を受信するときには低歪みかつ低利得の特性を有することが必要とされる。特に、近年の移動体通信では、基地局と移動局との間の距離に応じて、受信電界の特性が大きく変化する。このため、受信系には、従来よりも広いダイナミックレンジが必要とされている。
【０００３】
増幅回路を安定的に動作させる方法として、増幅回路の入力または出力において、信号線と接地（グランド）との間に抵抗を挿入する方法が、広く用いられている。しかし、抵抗を入力側に挿入した場合には雑音特性が大きく劣化し、抵抗を出力側に挿入した場合には歪み特性が大きく劣化する。また、上記以外の方法として、入力に負帰還をかける方法、すなわち、位相を１８０度変換した信号を入力に帰還する方法が知られている。この方法によれば、雑音特性と歪み特性とがいずれも若干劣化するものの、回路全体として広いダイナミックレンジを有する増幅回路を実現することができる。また、負帰還回路は歪み補償回路としても動作するので、回路の工夫により、ダイナミックレンジをさらに広げることもできる。
【０００４】
以下、図１５から図２０を参照して、従来の負帰還増幅装置について説明する。第１の従来例として、特許文献１に記載された「負帰還電力増幅装置」が知られている（図１５を参照）。図１５に示す増幅装置は、歪み補償回路として動作する負帰還回路を備え、マイクロ波帯で使用される。図１５において、トランジスタ６０１、６０２は、いずれも電界効果トランジスタであり、インダクタ６０３、６０４、６０５、および、キャパシタ６０６、６０７は、トランジスタ６０１、６０２の整合回路を構成している。マイクロストリップ線路６０８は、移相器の役割を果たしている。電源電圧Ｖｃｃは、マイクロストリップ線路６０８を介して増幅装置に印加される。
【０００５】
トランジスタ６０２の出力信号の一部は、インダクタ６０５、マイクロストリップ線路６０８、および、インダクタ６０４を経由して、トランジスタ６０１の入力に帰還される。この際、マイクロストリップ線路６０８の長さＬは、帰還信号とトランジスタ６０２の出力信号との位相差が１８０度となるように調整される。このように歪み成分を含んだ出力信号の一部を反転して入力に帰還することにより、高周波帯域における歪み特性を改善することができる。
【０００６】
第２の従来例として、特許文献２に記載された「高出力増幅器」が知られている（図１６を参照）。図１６に示す増幅器は、信号線路用ストリップ線路７０１ａ、７０１ｂ、信号増幅用トランジスタ７０２、方向性結合器７０３、帰還用ストリップ線路７０４、スタブ７０５、帰還量変更用抵抗７０６ａ、７０６ｂ、レベル検出回路７０７、高調波抑圧制御回路７０８、および、終端抵抗７０９を備えている。
【０００７】
図１６において、入力は、信号線路用ストリップ線路７０１ａから供給され、信号増幅用トランジスタ７０２によって増幅される。信号増幅用トランジスタ７０２の出力は、所定の線路長を有する帰還用ストリップ線路７０４と方向性結合器７０３を経由して、信号増幅用トランジスタ７０２の入力に帰還される。これにより、信号増幅用トランジスタ７０２の入力には、２次高調波の逆位相の信号が帰還される。このようにして２次高調波の歪みをキャンセルすることにより、信号増幅用トランジスタ７０２の線形性を改善することができる。
【０００８】
第３の従来例として、特許文献３に記載された「増幅器」が知られている（図１７を参照）。図１７に示す増幅器は、トランジスタ８０１、信号源８０２、８０３、信号源抵抗８０４、入力整合回路８０５、８０６、８０７、８０８、８０９、出力整合回路８１０、８１１、８１５、帯域通過フィルタ８１２、移相器８１３、可変減衰器８１４、および、負荷抵抗８１６を備えている。
【０００９】
図１７において、帯域通過フィルタ８１２は、トランジスタ８０１の出力の２次高調波を通過させる。移相器８１３と可変減衰器８１４とは、それぞれ、２次高調波の位相と振幅とを調節する。この増幅器では、第２の従来例と同様に、出力信号の２次高調波を入力に帰還することにより、増幅器の３次相互変調積を低減させることができる。
【００１０】
第４の従来例として、特許文献４に記載された「電力増幅装置」が知られている（図１８を参照）。図１８に示す増幅装置は、合成器９０１、電力増幅器９０２、分配器９０３、フィルタ９０４、可変位相器９０５、および、可変減衰器９０６を備えている。この増幅装置は、電力増幅器９０２の出力の基本波と２次、３次、４次などの高調波とを広帯域で１８０度位相変換し、電力増幅器９０２の入力に帰還する。このように電力増幅器９０２の出力の基本波と２次高調波とをともに入力に負帰還することにより、出力信号の歪みを補償することができる。
【００１１】
第５の従来例として、特許文献５に記載された「広帯域フィードバック増幅器」が知られている（図１９を参照）。図１９に示す増幅器は、増幅素子１００１、信号入力１００２、信号出力１００３、スロットライン接地面１００４、スロットライン解放面１００５、ストリップライン１００６、スロットライン変換部のマイクロストリップライン１００７、スロットライン１００８、バイアホール１００９、スルーホール１０１０、および、帰還量決定用抵抗１０１１を備えている。この増幅器は、第４の従来例と同じく、増幅素子１００１の出力を広帯域で１８０度位相変換し、増幅素子１００１の入力に帰還する。このように増幅素子１００１の出力の基本波と２次高調波とをともに入力に負帰還することにより、出力信号の歪みを補償することができる。なお、特許文献５には、広帯域で１８０度位相変換する帰還回路の具体例が開示されている。
【００１２】
第６の従来例として、特許文献６に記載された「高線形性及び低電力消費の広帯域増幅」が知られている（図２０を参照）。図２０に示す増幅器は、入力トランジスタ１１０１、出力トランジスタ１１０２、直列リアクティブフィードバックネットワーク１１０３、および、分路リアクティブフィードバックネットワーク１１０４を備えている。入力トランジスタ１１０１と出力トランジスタ１１０２とはカスコード構成に結合され、入力トランジスタ１１０１は増幅器の入力を確定し、出力トランジスタ１１０２は増幅器の出力を確定する。入力と出力の間には、実質的に零抵抗かつ非零リアクタンスのインピーダンスを有する分路リアクティブフィードバックネットワーク１１０４が設けられる。この回路構成により、雑音特性を劣化させることなく歪み特性を改善することができる。
【特許文献１】特開平１０−２２７５１号公報
【特許文献２】特開平６−２１６６７０号公報
【特許文献３】特表平１１−５００２７６号公報
【特許文献４】特開平７−９４９５４号公報
【特許文献５】特開平１０−３３５９５４号公報
【特許文献６】特表２００２−５３６８５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記第１ないし第６の従来例には、それぞれ、分路フィードバックの経路が１種類しかなく、入力信号に対する帰還信号の位相が略１８０度となるためには帰還回路が複雑で大規模になるという問題がある。さらに、上記第１の従来例の増幅装置には、２次高調波を３６０度近く位相変換して入力に帰還するため、２次高調波の負帰還による歪み補償を行わないという問題がある。また、上記第２および第３の従来例の増幅器には、基本波をほとんど帰還しないため、基本波付近の周波数に発生する３次相互変調波の負帰還による歪み補償を行わないという問題がある。また、上記第４および第５の従来例の増幅装置には、基本波と高調波の両方の位相調整を帰還回路のみで行うため、帰還回路が複雑で大規模になるという問題がある。
【００１４】
それ故に、本発明は、構成が簡単で、入力信号の基本波、３次相互変調波の位相を入力に負帰還でき、半導体集積回路への集積化に適した負帰還増幅装置および負帰還周波数変換装置を提供することを目的とする。さらに、本発明は、入力信号の基本波および３次相互変調波に加えて、２次高調波の位相を入力に負帰還できる負帰還増幅装置および負帰還周波数変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の増幅装置は、入力された信号を増幅する増幅回路と、位相を変化させながら増幅回路の帰還出力を増幅回路の入力に帰還する第１の帰還回路と、位相を変化させながら増幅回路の出力を増幅回路の入力に帰還する第２の帰還回路とを備える。これにより回路の自由度が増すため、簡易な回路構成で２本の帰還信号に含まれる基本波を合成した信号の位相が、入力信号の基本波の位相から略１８０度離れるように構成することができる。さらに、２本の帰還信号に含まれる２次高調波を合成した信号の位相が、入力信号の基本波の位相から略１８０度離れるように構成することができる。
【００１６】
本発明の増幅装置には、１系統の信号が入力される増幅装置と、同相信号と逆相信号とからなる差動信号が入力される増幅装置とが含まれる。
【００１７】
１系統の信号が入力される増幅装置では、増幅回路、第１の帰還回路および第２の帰還回路は、いずれも、１系統の信号を入出力する。この場合、第１の帰還回路には、増幅回路の帰還端子と接地とに接続されているインダクタ（あるいは、インダクタとキャパシタとの並列接続回路）と、当該帰還端子と入力端子とに接続されているキャパシタとを含む回路などが使用される。増幅回路には、ベースが入力に、エミッタが増幅回路の帰還端子に接続されている第１のバイポーラトランジスタと、エミッタが第１のバイポーラトランジスタのコレクタに、コレクタが出力に接続されている第２のバイポーラトランジスタとを含む回路や、ベースが入力に、エミッタが増幅回路の帰還端子に、コレクタが出力に接続されているバイポーラトランジスタを含む回路などが使用される。第２の帰還回路には、抵抗とキャパシタとの並列接続回路にキャパシタを直列に接続した回路や、抵抗とキャパシタとの直列接続回路にキャパシタを並列に接続した回路や、２個のキャパシタを直列に接続し、その接続点と接地との間に抵抗またはインダクタを配置した回路などが使用される。
【００１８】
差動信号が入力される増幅装置では、増幅回路は、同相入力端子および同相帰還端子を有し同相信号に基づき動作する同相増幅部と、逆相入力端子および逆相帰還端子を有し逆相信号に基づき動作する逆相増幅部とを含み、第１の帰還回路は１以上の帰還部を含み、第２の帰還回路は、同相信号に基づき動作する同相帰還部と、逆相信号に基づき動作する逆相帰還部とを含む。この場合、第１の帰還回路には、接地と同相帰還端子と同相入力端子とに接続される第１の帰還部と、接地と逆相帰還端子と逆相入力端子とに接続される第２の帰還部とを含む回路（回路Ａ）や、ある節点と同相帰還端子と同相入力端子とに接続される第１の帰還部と、当該節点と逆相帰還端子と逆相入力端子とに接続される第２の帰還部と、当該節点と接地とに接続される第３の帰還部とを含む回路（回路Ｂ）や、同相帰還端子および逆相帰還端子の接続点と同相入力端子とに接続される第１の帰還部と、当該接続点と逆相入力端子とに接続される第２の帰還部と、当該接続点と接地とに接続される第３の帰還部とを含む回路（回路Ｃ）などが使用される。このような帰還部は、インダクタ、あるいは、インダクタとキャパシタとの並列接続回路などによって構成される。
【００１９】
また、同相増幅部および逆相増幅部には、ベースが入力に、エミッタが同相帰還端子および逆相帰還端子のいずれか一方に接続されている第１のバイポーラトランジスタと、エミッタが第１のバイポーラトランジスタのコレクタに、コレクタが出力に接続されている第２のバイポーラトランジスタとを含む回路や、ベースが入力に、エミッタが同相帰還端子および逆相帰還端子のいずれか一方に、コレクタが出力に接続されているバイポーラトランジスタを含む回路などが使用される。同相帰還部および逆相帰還部は、抵抗とキャパシタとの並列接続回路にキャパシタを直列に接続した回路や、抵抗とキャパシタとの直列接続回路にキャパシタを並列に接続した回路や、２個のキャパシタを直列に接続し、その接続点と接地との間に抵抗またはインダクタを配置した回路などを含んでいてもよい。
【００２０】
さらに、本発明の増幅装置に、増幅された信号の周波数を変換する周波数変換回路を追加することにより、本発明の周波数変換装置が得られる。本発明の周波数変換装置に含まれる各構成要素は、本発明の増幅装置に含まれる各構成要素と同じように構成される。また、本発明の無線受信装置は、アンテナで受信した受信信号を増幅する本発明の増幅装置と、増幅装置の出力を周波数変換する本発明の周波数変換装置と、受信信号に対する妨害信号に関する判定を行う妨害信号判定部と、妨害信号判定部における判定結果に基づき、増幅装置および周波数変換装置における消費電流を変化させる制御部とを備える。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の増幅装置によれば、第１および第２の帰還回路を好適に設計することにより、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波および２次高調波を負帰還することができる。したがって、ダイナミックレンジの広い増幅装置を提供することができる。
【００２２】
１系統の信号が入力される増幅装置によれば、非差動信号が入力される場合について、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波および２次高調波を負帰還することができる。この場合、上記第１の帰還回路を使用すれば、インダクタ（またはインダクタとキャパシタ）の値を好適に選択することにより、増幅回路における通過位相を調整することができる。特に、インダクタとキャパシタとを有する第１の帰還回路を使用すれば、基本波と２次高調波に対する位相制御の自由度を大きくすることができる。また、上記増幅回路を使用すれば、カスコード形式（またはシングル形式）の増幅回路を用いて入力信号を増幅することができる。特に、シングル形式を用いれば、雑音特性の良い増幅回路を実現することができる。また、上記第２の帰還回路を用いれば、第２の帰還回路を構成する各要素の特性を好適に選択することにより、第２の帰還回路における通過位相を調整することができる。
【００２３】
差動信号が入力される増幅装置によれば、差動信号が入力される場合について、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波および２次高調波を負帰還することができる。この場合、上記第１の帰還回路、同相帰還部および逆相帰還部を使用すれば、使用した構成要素に応じて、１系統の信号が入力される増幅装置と同様の効果が現れる。特に、上記回路Ｂのように構成された第１の帰還回路を使用すれば、高い自由度で、入力信号の基本波、３次相互変調波および２次高調波を負帰還することができる。また、上記回路Ｃのように構成された第１の帰還回路を使用すれば、差動増幅回路のペア性を良く保ちながら、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波および２次高調波を負帰還することができる。
【００２４】
本発明の周波数変換装置によれば、第１および第２の帰還回路を好適に設計することにより、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波および２次高調波を負帰還することができる。したがって、ダイナミックレンジの広い周波数変換装置を提供することができる。また、本発明の無線受信装置によれば、消費電流の増加を必要最小限に抑えながら、増幅装置および周波数変換装置のダイナミックレンジを大きくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の回路図である。図１に示す増幅装置は、増幅回路１０、第１の帰還回路２０、第２の帰還回路３０、ＤＣカットキャパシタ５０１、５０３、および、チョークインダクタ５０２を備えている。この増幅装置は、第１の帰還回路２０および第２の帰還回路３０の作用により、２本の帰還信号に含まれる基本波を合成した信号の位相、および、２本の帰還信号に含まれる２次高調波を合成した信号の位相が、いずれも、入力信号の基本波の位相から略１８０度離れていることを特徴とし、主に高周波帯域で使用される。
【００２６】
増幅回路１０は、バイポーラトランジスタ１０１、１０２、バイパスキャパシタ１０３、および、バイアス回路１０４、１０５を含み、入力端子Ｐ１から入力された信号を増幅する。第１の帰還回路２０は、インダクタ２０１およびキャパシタ２０２を含み、増幅回路１０に含まれるバイポーラトランジスタ１０１のエミッタ（増幅回路１０の帰還端子）からの出力を、増幅回路１０の入力に帰還する。インダクタ２０１とキャパシタ２０２とは、第１の帰還回路２０の通過位相を調整するために使用される。第２の帰還回路３０は、抵抗３０１、キャパシタ３０２、および、ＤＣカットキャパシタ３０３を含み、増幅回路１０に含まれるバイポーラトランジスタ１０２のコレクタ（増幅回路１０の出力端子）からの出力を、増幅回路１０の入力に帰還する。抵抗３０１とキャパシタ３０２とは、第２の帰還回路３０の通過位相を調整するために使用される。
【００２７】
図１に示す増幅装置では、入力端子Ｐ１は、ＤＣカットキャパシタ５０１を介して、バイポーラトランジスタ１０１のベースに接続される。バイポーラトランジスタ１０１のコレクタは、バイポーラトランジスタ１０２のエミッタに接続される。バイポーラトランジスタ１０２のコレクタは、ＤＣカットキャパシタ５０３を介して、出力端子Ｐ２に接続される。バイポーラトランジスタ１０１のエミッタは、インダクタ２０１を介して接地される。バイポーラトランジスタ１０１のベースとエミッタとの間には、キャパシタ２０２が挿入される。バイポーラトランジスタ１０１、１０２のベースには、それぞれ、バイアス回路１０４、１０５からベース電流が供給される。抵抗３０１とキャパシタ３０２とは、並列に接続される。その並列接続回路とＤＣカットキャパシタ３０３とは、バイポーラトランジスタ１０１のベースとバイポーラトランジスタ１０２のコレクタとの間に直列に挿入される。バイポーラトランジスタ１０２のベースは、バイパスキャパシタ１０３を介して接地される。電源電圧Ｖｃｃは、チョークインダクタ５０２を介してバイポーラトランジスタ１０２のコレクタに供給される。
【００２８】
図２を参照して、図１に示す増幅装置の動作を説明する。ここでは、図２（ａ）に示す回路（バイポーラトランジスタ１０１、インダクタ２０１、および、キャパシタ２０２からなる回路）、図２（ｂ）に示す回路（バイポーラトランジスタ１０１、１０２、バイパスキャパシタ１０３、インダクタ２０１、抵抗３０１、および、キャパシタ３０２からなる回路）、および、図２（ｃ）に示す回路（図２（ｂ）に示す回路にキャパシタ２０２を追加した回路）の通過位相特性を検討する。
【００２９】
図２（ｄ）は、図２（ａ）に示す回路における入力信号（基本波）および出力信号（基本波および２次高調波）のフェザー表示図である。図２（ｄ）に示すように、端子Ｐ４から出力される帰還信号に含まれる基本波Ｓ1aの位相は、端子Ｐ３に入力された信号の基本波Ｓ0 に対してΦa だけ進む。また、端子Ｐ４から出力される帰還信号に含まれる２次高調波Ｓ2aの位相は、入力信号の基本波Ｓ0 に対して２Φa だけ進む。通過位相が進む割合は、インダクタ２０１およびキャパシタ２０２の値によって定まる。
【００３０】
図２（ｅ）は、図２（ｂ）に示す回路における入力信号（基本波）および出力信号（基本波および２次高調波）のフェザー表示図である。図２（ｅ）に示すように、端子Ｐ５から出力される帰還信号に含まれる基本波Ｓ1bの位相は、端子Ｐ３に入力された信号の基本波Ｓ0 に対してΦb だけ遅れる。また、端子Ｐ５から出力される帰還信号に含まれる２次高調波Ｓ2bの位相は、入力信号の基本波Ｓ0 に対して２Φb だけ遅れる。通過位相が遅れる割合は、抵抗３０１およびキャパシタ３０２の値によって定まる。
【００３１】
図２（ｆ）は、図２（ｃ）に示す回路における入力信号（基本波）および出力信号（基本波および２次高調波）のフェザー表示図である。図２（ｆ）には、ベクトル加算によって、図２（ｄ）および（ｅ）に示す帰還信号の合成信号（以下、合成帰還信号という）を求める様子が示されている。図２（ｆ）によれば、合成帰還信号には、基本波成分として（Ｓ1a＋Ｓ1b）が含まれ、２次高調波成分として（Ｓ2a＋Ｓ2b）が含まれている。
【００３２】
図２（ｃ）に示す回路は、２つの帰還経路を有している。そこで、インダクタ２０１、キャパシタ２０２、３０２、および、抵抗３０１の値をそれぞれ好適に選択することにより、図２（ｆ）に示すように、合成帰還信号に含まれる基本波（Ｓ1a＋Ｓ1b）の位相、および、合成帰還信号に含まれる２次高調波（Ｓ2a＋Ｓ2b）の位相が、いずれも、入力信号の基本波Ｓ0 の位相から略１８０度離れるようにすることができる。
【００３３】
よって、図１に示す増幅装置は、位相を１８０度変換した２次高調波を入力に帰還することができる。すなわち、２次高調波を入力に負帰還することができる。また、３次相互変調波の周波数は、基本波の周波数に近接している。したがって、この増幅装置は、位相を１８０度変換した３次相互変調波を入力に帰還することができる。すなわち、３次相互変調波を入力に負帰還することができる。
【００３４】
このように図１に示す増幅装置は、第１の帰還回路２０の通過位相をインダクタ２０１とキャパシタ２０２とで調整し、第２の帰還回路３０の通過位相を抵抗３０１とキャパシタ３０２とで調整することにより、入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を、２つの帰還回路の出力の合成ベクトルとして入力に負帰還することができる。また、この増幅装置は、従来の増幅装置と比較してストリップラインやスロットラインを使用していない。したがって、マイクロ波帯で使用するものであっても、容易に半導体集積回路に集積化することができる。
【００３５】
以上に示すように、本実施形態に係る増幅装置によれば、第１の帰還回路２０と第２の帰還回路３０とを用いて帰還信号の位相を好適に調節することにより、回路全体として入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を負帰還することができる。したがって、簡単な構成で、ダイナミックレンジの広い高周波負帰還増幅装置を実現することができる。
【００３６】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の回路図である。図３に示す増幅装置は、第１の実施形態に係る増幅装置を差動対を用いて構成したものである。この増幅装置の動作および効果は、第１の実施形態に係る増幅装置と同じである。そこで以下では、回路の動作および効果に関する説明を省略し、回路構成のみを説明する。
【００３７】
図３に示す増幅装置は、増幅回路１５、第１の帰還回路２５、第２の帰還回路３５、ＤＣカットキャパシタ５０１ａ、５０１ｂ、５０３ａ、５０３ｂ、および、チョークインダクタ５０２ａ、５０２ｂを備えている。増幅回路１５、第１の帰還回路２５、および、第２の帰還回路３５は、それぞれ、第１の実施形態に係る増幅回路１０、第１の帰還回路２０、および、第２の帰還回路３０を差動対を用いて構成したものである。
【００３８】
増幅回路１５は、バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂ、１０２ａ、１０２ｂ、および、バイアス回路１０４、１０５を含んでいる。増幅回路１５は、入力端子対｛Ｐ１＋、Ｐ１−｝から入力された差動信号を増幅する。第１の帰還回路２５は、インダクタ２０１ａ、２０１ｂ、および、キャパシタ２０２ａ、２０２ｂを含んでいる。インダクタ２０１ａ、２０１ｂ、および、キャパシタ２０２ａ、２０２ｂは、第１の帰還回路２５の通過位相を調整するために使用される。第２の帰還回路３５は、抵抗３０１ａ、３０１ｂ、キャパシタ３０２ａ、３０２ｂ、および、ＤＣカットキャパシタ３０３ａ、３０３ｂを含み、増幅回路１５の出力を入力に帰還する。抵抗３０１ａ、３０１ｂ、および、キャパシタ３０２ａ、３０２ｂは、第２の帰還回路３５の通過位相を調整するために使用される。なお、差動回路では対となるトランジスタを接続するだけで、非差動回路におけるバイパスキャパシタと同じ効果が得られるので、増幅回路１５は、別途バイパスキャパシタを備える必要はない。
【００３９】
図３に示す増幅装置では、入力端子Ｐ１＋、Ｐ１−は、それぞれ、ＤＣカットキャパシタ５０１ａ、５０１ｂを介して、バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのベースに接続される。バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのコレクタは、それぞれ、バイポーラトランジスタ１０２ａ、１０２ｂのエミッタに接続される。バイポーラトランジスタ１０２ａ、１０２ｂのコレクタは、それぞれ、ＤＣカットキャパシタ５０３ａ、５０３ｂを介して、出力端子Ｐ２＋、Ｐ２−に接続される。バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのエミッタは、それぞれ、インダクタ２０１ａ、２０１ｂの一端に接続される。インダクタ２０１ａ、２０１ｂの他端は接続され、その接続点Ｑ１は接地される。バイポーラトランジスタ１０１ａのベースとエミッタとの間には、キャパシタ２０２ａが挿入され、バイポーラトランジスタ１０１ｂのベースとエミッタとの間には、キャパシタ２０２ｂが挿入される。バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのベースには、いずれもバイアス回路１０４からベース電流が供給される。バイポーラトランジスタ１０２ａ、１０２ｂのベースには、いずれもバイアス回路１０５からベース電流が供給される。
【００４０】
抵抗３０１ａとキャパシタ３０２ａとは、並列に接続される。その並列接続回路とＤＣカットキャパシタ３０３ａとは、バイポーラトランジスタ１０１ａのベースとバイポーラトランジスタ１０２ａのコレクタとの間に直列に挿入される。抵抗３０１ｂとキャパシタ３０２ｂとは、並列に接続される。その並列接続回路とＤＣカットキャパシタ３０３ｂとは、バイポーラトランジスタ１０１ｂのベースとバイポーラトランジスタ１０２ｂのコレクタとの間に直列に挿入される。電源電圧Ｖｃｃは、チョークインダクタ５０２ａ、５０２ｂを介して、それぞれ、バイポーラトランジスタ１０２ａ、１０２ｂのコレクタに供給される。
【００４１】
（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態に係る増幅装置の回路図である。図４に示す増幅装置は、第２の実施形態に係る増幅装置において、第１の帰還回路２５を第１の帰還回路２６に置換したものである。本実施形態の構成要素のうち、第２の実施形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。
【００４２】
第１の帰還回路２６は、インダクタ２０１ａ、２０１ｂ、２０３、および、キャパシタ２０２ａ、２０２ｂを含んでいる。第２の実施形態と同様に、バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのエミッタは、それぞれ、インダクタ２０１ａ、２０１ｂの一端に接続される。インダクタ２０１ａ、２０１ｂの他端は接続され、その接続点Ｑ２はインダクタ２０３を介して接地される。バイポーラトランジスタ１０１ａのエミッタとベースとの間には、キャパシタ２０２ａが挿入され、バイポーラトランジスタ１０１ｂのエミッタとベースとの間には、キャパシタ２０２ｂが挿入される。インダクタ２０３は、第１の帰還回路２６の２次高調波の通過位相を調整するために使用される。
【００４３】
図５を参照して、図４に示す増幅装置の動作を説明する。第１の帰還回路２６には、差動信号が入力される。このため、接続点Ｑ２では２本の入力信号は互いに打ち消し合い、接続点Ｑ２の電位は、入力信号が交流であっても常に０Ｖとなる。したがって、出力信号の基本波成分の通過位相は、インダクタ２０３の影響を受けない。一方、角速度ωを用いて出力信号の２次高調波成分を表すと、非反転信号はｃｏｓ（２ωｔ）、反転信号はｃｏｓ｛２（ωｔ＋π）｝＝ｃｏｓ（２ωｔ）となり、両者は同相の信号であることがわかる。したがって、出力信号の２次高調波成分の通過位相は、インダクタ２０３の影響により遅れ位相となる。
【００４４】
ここで第１の実施形態と同様に、図５（ａ）に示す回路（バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂ、インダクタ２０１ａ、２０１ｂ、２０３、および、キャパシタ２０２ａ、２０２ｂからなる回路）、図５（ｂ）に示す回路（バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂ、１０２ａ、１０２ｂ、インダクタ２０１ａ、２０１ｂ、２０３、抵抗３０１ａ、３０１ｂ、および、キャパシタ３０２ａ、３０２ｂからなる回路）、および、図５（ｃ）に示す回路（図５（ｂ）に示す回路にキャパシタ２０２ａ、２０２ｂを追加した回路）の通過位相特性を検討する。
【００４５】
図５（ｄ）は、図５（ａ）に示す回路における入力信号（基本波）および出力信号（基本波および２次高調波）のフェザー表示図である。図５（ｄ）に示すように、端子Ｐ４＋、Ｐ４−から出力される帰還信号に含まれる基本波Ｓ1cの位相は、端子Ｐ３＋、Ｐ３−に入力された信号の基本波Ｓ0 に対してΦc だけ進む。また、端子Ｐ４＋、Ｐ４−から出力される帰還信号に含まれる２次高調波Ｓ2cの位相は、入力信号の基本波Ｓ0 に対して２Φc ’（＜２Φc ）だけ進む。なお、位相進み分２Φc ’は２Φc より小さく、帰還信号に含まれる２次高調波Ｓ2cは、位相進み分が２Φc である信号よりも遅れ位相となる。この理由は、基本波の通過位相がインダクタ２０１ａ、２０１ｂの値で決まるのに対して、２次高調波の通過位相は、インダクタ２０１ａ、２０１ｂの値に加えてインダクタ２０３の値を加味して決まるからである。
【００４６】
図５（ｅ）は、図５（ｂ）に示す回路における入力信号（基本波）および出力信号（基本波および２次高調波）のフェザー表示図である。図５（ｅ）に示すように、端子Ｐ５＋、Ｐ５−から出力される帰還信号に含まれる基本波Ｓ1dの位相は、端子Ｐ３＋、Ｐ３−に入力された信号の基本波Ｓ0 に対してΦd だけ遅れる。また、端子Ｐ５＋、Ｐ５−から出力される帰還信号に含まれる２次高調波Ｓ2dの位相は、入力信号の基本波Ｓ0 に対して２Φd ’（＜２Φd ）だけ遅れる。なお、位相遅れ分２Φd ’は２Φd より小さく、帰還信号に含まれる２次高調波Ｓ2dは、位相進み分が２Φd である信号よりも進み位相となる。この理由も、基本波成分の通過位相がインダクタ２０１ａ、２０１ｂの値で決まるのに対して、２次高調波成分の通過位相は、インダクタ２０１ａ、２０１ｂの値に加えてインダクタ２０３の値を加味して決まるからである。
【００４７】
図５（ｆ）は、図５（ｃ）に示す回路における入力信号（基本波）および出力信号（基本波および２次高調波）のフェザー表示図である。図５（ｆ）には、ベクトル加算によって、図５（ｄ）および（ｅ）に示す帰還信号の合成信号（合成帰還信号）を求める様子が示されている。図５（ｆ）によれば、合成帰還信号には、基本波成分として（Ｓ1c＋Ｓ1d）が含まれ、２次高調波成分として（Ｓ2c＋Ｓ2d）が含まれている。
【００４８】
図５（ｃ）に示す回路は、２つの帰還経路を有している。そこで、インダクタ２０１ａ、２０１ｂ、２０３、キャパシタ２０２ａ、２０２ｂ、３０２ａ、３０２ｂ、および、抵抗３０１ａ、３０１ｂの値をそれぞれ好適に選択することにより、図５（ｆ）に示すように、合成帰還信号に含まれる基本波（Ｓ1c＋Ｓ1d）の位相、および、合成帰還信号に含まれる２次高調波（Ｓ2c＋Ｓ2d）の位相が、いずれも、入力信号の基本波Ｓ0 の位相から略１８０度離れるようにすることができる。
【００４９】
したがって、図４に示す増幅装置は、第２の実施形態に係る増幅装置と同様に、２次高調波を入力に負帰還することができる。また、３次相互変調波の周波数は基本波の周波数に近接しているので、この増幅装置は、３次相互変調波を入力に負帰還することができる。
【００５０】
このように図４に示す増幅装置は、第１の帰還回路２６の通過位相をインダクタ２０１ａ、２０１ｂ、２０３とキャパシタ２０２ａ、２０２ｂとで調整し、第２の帰還回路３５の通過位相を抵抗３０１ａ、３０１ｂとキャパシタ３０２ａ、３０２ｂとで調整することにより、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を入力に負帰還することができる。
【００５１】
また、この増幅装置は、第２の実施形態に係る増幅装置と比較して、２次高調波成分を独立して調整するためのインダクタ２０３を備えている。したがって、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波の通過位相をそれぞれ独立して調節することができる。よって、例えば、雑音特性など他の高周波特性が最適となるようにインダクタ２０１ａ、２０１ｂの値を選択した上で、インダクタ２０３の値を選択することができる。
【００５２】
以上に示すように、本実施形態に係る増幅装置によれば、インダクタ２０３を備えることにより、第２の実施形態よりも高い自由度で、広いダイナミックレンジを有する高周波負帰還増幅装置を実現することができる。
【００５３】
（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態に係る増幅装置の回路図である。図６に示す増幅装置は、第２の実施形態に係る増幅装置において、第１の帰還回路２５を第１の帰還回路２７に置換したものである。本実施形態の構成要素のうち、第２の実施形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。
【００５４】
第１の帰還回路２７は、キャパシタ２０２ａ、２０２ｂ、および、インダクタ２０４を含んでいる。第２の実施形態とは異なり、バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのエミッタは直接接続され、その接続点Ｑ３は、インダクタ２０４を介して接地される。インダクタ２０４は、増幅回路の２次高調波の通過位相を調整するために使用される。
【００５５】
図６に示す増幅装置は、抵抗３０１ａ、３０１ｂとキャパシタ２０２ａ、２０２ｂ、３０２ａ、３０２ｂとの作用により、位相を１８０度変換した基本波を入力に帰還することができる。すなわち、基本波を入力に負帰還することができる。また、この増幅装置は、インダクタ２０４の作用により、位相を１８０度変換した２次高調波を入力に帰還することができる。すなわち、２次高調波を負帰還することができる。また、３次相互変調波の周波数は基本波の周波数と近接している。したがって、この増幅装置は、位相を１８０度変換した３次相互変調波を入力に帰還することができる。すなわち、３次相互変調波を入力に負帰還することができる。
【００５６】
このように図６に示す増幅装置は、第１の帰還回路２７の通過位相をキャパシタ２０２ａ、２０２ｂとインダクタ２０４とで調整し、第２の帰還回路３５の通過位相を抵抗３０１ａ、３０１ｂとキャパシタ３０２ａ、３０２ｂとで調整することにより、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を入力に負帰還することができる。
【００５７】
一般に差動増幅回路では、対となる増幅回路の特性（ＤＣ特性およびＡＣ特性）が非常に近いこと、すなわち、ペア性が良いことが必要とされる。第３の実施形態に係る増幅装置はインダクタ２０１ａ、２０１ｂを使用するので、浮遊容量や寄生抵抗などのばらつきにより、差動回路のペア性が悪くなる場合がある。これに対して、図６に示す増幅装置はインダクタ２０１ａ、２０１ｂを使用しないので、増幅回路のペア性が劣化しないという効果を奏する。
【００５８】
以上に示すように、本実施形態に係る増幅装置によれば、インダクタ２０１ａ、２０１ｂを取り除くことにより、差動増幅回路のペア性を良く保ちながら、広いダイナミックレンジを有する高周波負帰還増幅装置を実現することができる。
【００５９】
（第５の実施形態）
図７は、本発明の第５の実施形態に係る周波数変換装置の回路図である。図７に示す周波数変換装置は、増幅回路１０、第１の帰還回路２０、第２の帰還回路３０、周波数変換回路４０、ＤＣカットキャパシタ５０１、５０３ａ、５０３ｂ、５０４ａ、５０４ｂ、および、チョークインダクタ５０２ａ、５０２ｂを備えている。この周波数変換装置は、第１の実施形態に係る増幅装置に周波数変換回路４０を追加したものである。本実施形態の構成要素のうち、第１の実施形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。
【００６０】
周波数変換回路４０は、バイポーラトランジスタ４０１、４０２、バイアス回路４０３、および、キャパシタ４０４を備え、増幅回路１０の出力信号の周波数を変換する。
【００６１】
図７に示す周波数変換装置では、入力端子Ｐ１は、ＤＣカットキャパシタ５０１を介してバイポーラトランジスタ１０１のベースに接続される。バイポーラトランジスタ１０１のコレクタは、バイポーラトランジスタ１０２のエミッタに接続される。バイポーラトランジスタ１０２のコレクタは、バイポーラトランジスタ４０１のエミッタと、バイポーラトランジスタ４０２のエミッタの両方に接続される。バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタは、それぞれ、ＤＣカットキャパシタ５０３ａ、５０３ｂを介して、出力端子Ｐ３＋、Ｐ３−に接続される。バイポーラトランジスタ１０１のエミッタは、インダクタ２０１を介して接地される。バイポーラトランジスタ１０１のベースとエミッタとの間には、キャパシタ２０２が挿入される。バイポーラトランジスタ１０１、１０２のベースには、それぞれ、バイアス回路１０４、１０５からベース電流が供給される。バイポーラトランジスタ４０１、４０２のベースには、いずれも、バイアス回路４０３からベース電流が供給される。
【００６２】
抵抗３０１とキャパシタ３０２とは、並列に接続される。その並列接続回路とＤＣカットキャパシタ３０３とは、バイポーラトランジスタ１０１のベースとバイポーラトランジスタ１０２のコレクタとの間に直列に挿入される。バイポーラトランジスタ１０２のベースは、バイパスキャパシタ１０３を介して接地される。電源電圧Ｖｃｃは、チョークインダクタ５０２ａ、５０２ｂを介して、それぞれ、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタに供給される。
【００６３】
入力端子Ｐ２＋、Ｐ２−は、それぞれ、ＤＣカットキャパシタ５０４ａ、５０４ｂを介して、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のベースに接続される。キャパシタ４０４は、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタ間に挿入され、ローカル信号の２次高調波の出力端子Ｐ３＋、Ｐ３−へのリークを低減する。
【００６４】
通常の使用形態では、入力端子Ｐ１には、アンテナで受信され低雑音増幅器で増幅されたＲＦ（Radio Frequency ）信号が入力される。入力端子Ｐ２＋、Ｐ２−には、局部発振器から出力されたＬＯ（Local Oscillator）信号が入力される。出力端子Ｐ３＋、Ｐ３−からは、主に中間周波数の信号を含んだＩＦ（Intermediate Frequency）信号が出力される。
【００６５】
図７に示す周波数変換装置は、第１の実施形態に係る増幅装置と同様に、入力端子Ｐ１から入力されたＲＦ信号について、位相を１８０度変換した基本波と２次高調波と入力に帰還することができる。すなわち、基本波と２次高調波とを入力に負帰還することができる。また、３次相互変調波の周波数は基本波周波数に近接している。したがって、この周波数変換装置は、位相を１８０度変換した３次相互変調波を入力に帰還することができる。すなわち、３次相互変調波を入力に負帰還することができる。
【００６６】
このように図７に示す周波数変換装置は、第１の帰還回路２０の通過位相をインダクタ２０１とキャパシタ２０２とで調整し、第２の帰還回路３０の通過位相を抵抗３０１とキャパシタ３０２とで調整することにより、簡単な構成で、入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を入力に負帰還することができる。また、この周波数変換装置は、従来の周波数変換装置と比較してストリップラインやスロットラインを使用していない。したがって、マイクロ波帯で使用するものであっても、容易に半導体集積回路に集積化することができる。
【００６７】
また、従来の周波数変換装置では、周波数変換回路で発生したＬＯ信号の２次高調波が増幅回路の動作に悪影響を及ぼす。これに対し、図７に示す周波数変換装置では、第１の帰還回路２０を調整することにより、周波数変換回路４０で発生したＬＯ信号の２次高調波を、第１の帰還回路２０および増幅回路１０を介して位相を１８０度反転させて、周波数変換回路４０に出力することができる。その結果、周波数変換回路４０で発生するＬＯ信号の２次高調波のレベルを低減させることができる。
【００６８】
以上に示すように、本実施形態に係る周波数変換装置によれば、第１の帰還回路２０と第２の帰還回路３０とを用いて帰還信号の位相を好適に調節することにより、回路全体として入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を負帰還することができる。したがって、簡単な構成で、ダイナミックレンジの広い高周波負帰還周波数変換装置を実現することができる。
【００６９】
（第６の実施形態）
図８は、本発明の第６の実施形態に係る周波数変換装置の回路図である。図８に示す周波数変換装置は、第５の実施形態に係る周波数変換装置を差動対を用いて構成したものである。この周波数変換装置の動作および効果は、第５の実施形態に係る周波数変換装置と同じである。そこで以下では、回路の動作および効果に関する説明を省略し、回路構成のみを説明する。
【００７０】
図８に示す周波数変換装置は、増幅回路１５、第１の帰還回路２５、第２の帰還回路３５、周波数変換回路４５、ＤＣカットキャパシタ５０１ａ、５０１ｂ、５０３ａ、５０３ｂ、５０４ａ、５０４ｂ、および、チョークインダクタ５０２ａ、５０２ｂを備えている。増幅回路１５、第１の帰還回路２５、第２の帰還回路３５、および、周波数変換回路４５は、それぞれ、第５の実施形態に係る増幅回路１０、第１の帰還回路２０、第２の帰還回路３０、および、周波数変換回路４０を差動対を用いて構成したものである。
【００７１】
増幅回路１５、第１の帰還回路２５、および、第２の帰還回路３５は、第２の実施形態と同じであるので、説明を省略する。周波数変換回路４５は、バイポーラトランジスタ４０１ａ、４０１ｂ、４０２ａ、４０２ｂ、バイアス回路４０３、および、キャパシタ４０４を備え、増幅回路１５の出力信号の周波数を変換する。
【００７２】
図８に示す周波数変換装置では、入力端子Ｐ１＋、Ｐ１−は、それぞれ、ＤＣカットキャパシタ５０１ａ、５０１ｂを介して、バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのベースに接続される。バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのコレクタは、それぞれ、バイポーラトランジスタ１０２ａ、１０２ｂのエミッタに接続される。バイポーラトランジスタ１０２ａのコレクタは、バイポーラトランジスタ４０１ａのエミッタと、バイポーラトランジスタ４０２ａのエミッタの両方に接続される。バイポーラトランジスタ１０２ｂのコレクタは、バイポーラトランジスタ４０１ｂのエミッタと、バイポーラトランジスタ４０２ｂのエミッタの両方に接続される。バイポーラトランジスタ４０１ａ、４０１ｂのコレクタは接続点Ｒ１で接続され、バイポーラトランジスタ４０２ａ、４０２ｂのコレクタは接続点Ｒ２で接続され、接続点Ｒ１、Ｒ２は、それぞれ、ＤＣカットキャパシタ５０３ａ、５０３ｂを介して、出力端子Ｐ３＋、Ｐ３−に接続される。バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのエミッタは、それぞれ、インダクタ２０１ａ、２０１ｂの一端に接続される。インダクタ２０１ａ、２０１ｂの他端は接続され、その接続点Ｑ１は接地される。バイポーラトランジスタ１０１ａのベースとエミッタとの間には、キャパシタ２０２ａが挿入され、バイポーラトランジスタ１０１ｂのベースとエミッタとの間には、キャパシタ２０２ｂが挿入される。バイポーラトランジスタ１０１ａ、１０１ｂのベースには、いずれもバイアス回路１０４からベース電流が供給される。バイポーラトランジスタ１０２ａ、１０２ｂのベースには、いずれもバイアス回路１０５からベース電流が供給される。バイポーラトランジスタ４０１ａ、４０１ｂ、４０２ａ、４０２ｂのベースには、いずれもバイアス回路４０３からベース電流が供給される。
【００７３】
抵抗３０１ａとキャパシタ３０２ａとは、並列に接続される。その並列接続回路とＤＣカットキャパシタ３０３ａとは、バイポーラトランジスタ１０１ａのベースとバイポーラトランジスタ１０２ａのコレクタとの間に直列に挿入される。抵抗３０１ｂとキャパシタ３０２ｂとは、並列に接続される。その並列接続回路とＤＣカットキャパシタ３０３ｂとは、バイポーラトランジスタ１０１ｂのベースとバイポーラトランジスタ１０２ｂのコレクタとの間に直列に挿入される。電源電圧Ｖｃｃは、チョークインダクタ５０２ａ、５０２ｂを介して、それぞれ、接続点Ｒ１、Ｒ２に供給される。
【００７４】
入力端子Ｐ２＋は、ＤＣカットキャパシタ５０４ａを介して、バイポーラトランジスタ４０１ａ、４０２ｂのベースにそれぞれ接続される。入力端子Ｐ２−は、ＤＣカットキャパシタ５０４ｂを介して、バイポーラトランジスタ４０１ｂ、４０２ａのベースにそれぞれ接続される。キャパシタ４０４は、接続点Ｒ１、Ｒ２の間に挿入され、ローカル信号の２次高調波の出力端子Ｐ３＋、Ｐ３−へのリークを低減する。
【００７５】
（第７の実施形態）
図９は、本発明の第７の実施形態に係る周波数変換装置の回路図である。図９に示す周波数変換装置は、第６の実施形態に係る周波数変換装置において、第１の帰還回路２５を第１の帰還回路２６に置換したものである。
【００７６】
図９に示す周波数変換装置の構成および効果は、第１および第３の実施形態に係る増幅装置、並びに、第５および第６の実施形態に係る周波数変換装置についての説明から明らかであるので、ここでは説明を省略する。
【００７７】
本実施形態に係る周波数変換装置によれば、インダクタ２０３を備えることにより、簡単な構成で、第６の実施形態よりも高い自由度で、広いダイナミックレンジを有する高周波負帰還周波数変換装置を実現することができる。
【００７８】
（第８の実施形態）
図１０は、本発明の第８の実施形態に係る周波数変換装置の回路図である。図１０に示す周波数変換装置は、第６の実施形態に係る周波数変換装置において、第１の帰還回路２５を第１の帰還回路２７に置換したものである。
【００７９】
図１０に示す周波数変換装置の構成および効果は、第１および第４の実施形態に係る増幅装置、並びに、第５および第６の実施形態に係る周波数変換装置についての説明から明らかであるので、ここでは説明を省略する。
【００８０】
本実施形態に係る周波数変換装置によれば、インダクタ２０１ａ、２０１ｂを取り除くことにより、差動増幅回路のペア性を良く保ちながら、広いダイナミックレンジを有する高周波負帰還周波数変換装置を実現することができる。
【００８１】
（各実施形態の変形例）
以下、第１ないし第４の実施形態に係る増幅装置、および、第５ないし第８の実施形態に係る周波数変換装置の変形例について説明する。以下に示す装置は、いずれも、これまでに述べた装置と同様の効果を奏する。
【００８２】
まず、各実施形態で示した第２の帰還回路３０、３５に代えて、他の帰還回路を用いてもよい。例えば、図１１に示す３種類の帰還回路のいずれかを用いてもよい。図１１（ａ）に示す帰還回路３１は、抵抗３１１、および、キャパシタ３１２、３１３を備える。抵抗３１１とキャパシタ３１２とは直列に接続され、キャパシタ３１３はその直列接続回路と並列に接続される。図１１（ｂ）に示す帰還回路３２は、キャパシタ３２１、３２２、および、抵抗３２３を備える。キャパシタ３２１、３２２は直列に接続され、その接続点Ｓ１は抵抗３２３を介して接地される。図１１（ｃ）に示す帰還回路３３は、キャパシタ３３１、３３２、および、インダクタ３３３を備える。キャパシタ３３１、３３２は直列に接続され、その接続点Ｓ２は、インダクタ３３３を介して接地される。
【００８３】
例えば、図１１（ａ）に示す帰還回路を第１の実施形態に係る増幅装置に用いる場合、端子Ｐ７はバイポーラトランジスタ１０１のベースに、端子Ｐ８はバイポーラトランジスタ１０２のコレクタにそれぞれ接続される。他の帰還回路を他の実施形態に係る装置に用いる場合も同様である。ただし、差動対を用いて構成される第２の帰還回路３５の場合には、図１１に示す３種類の帰還回路のいずれかを対にして用いる。
【００８４】
また、各実施形態で示した帰還回路において、入力信号の大きさなどの条件に対応して帰還信号の振幅および位相を変化させてもよい。例えば、帰還回路に含まれるキャパシタに代えて、可変容量ダイオード（図１２を参照）を用いてもよい。図１２に示す増幅装置では、第１の帰還回路２９は可変容量ダイオード２５２を備え、第２の帰還回路３９は可変容量ダイオード３５２を備えている。入力信号の大きさなどの条件に応じて、インピーダンス制御信号Vctl1 、Vctl2 の電圧を変化させることにより、可変容量ダイオード２５２、３５２の容量値が変化し、その結果、帰還信号の振幅および位相が変化する。これにより、入力電力が小さいときには、利得が高く、かつ、ＩＩＰ３（3rd Input Intercept Point ：３次入力インターセプトポイント）が低くなるように増幅回路を制御し、入力電力が大きいときには、利得が低く、かつ、ＩＩＰ３が高くなるように増幅回路を制御することができる。
【００８５】
また、各実施形態で示したカスコード形式の増幅回路１０、１５に代えて、他の構成を有する増幅回路を用いてもよい。例えば、シングル形式の増幅回路（図１３を参照）を用いてもよい。図１３に示す増幅装置において、増幅回路１１はバイポーラトランジスタ１０１およびバイアス回路１０４を備えており、バイポーラトランジスタ１０１のコレクタは、ＤＣカットキャパシタ５０３を介して、出力端子Ｐ２に接続される。上記以外の点は、第１の実施形態に係る増幅装置と同じである。このようなシングル形式の増幅回路を用いることにより、雑音特性の良い増幅装置を実現することができる。シングル形式の増幅回路を他の実施形態に係る装置に用いる場合も同様である。
【００８６】
また、各実施形態で示したバイポーラトランジスタに代えて、ＳｉＧｅ／Ｓｉ、ＡｌＧａＡｓ／ＧａＡｓ、ＧａＩｎＰ／ＧａＡｓなどを用いたヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いてもよい。これにより、雑音特性や歪み特性など高周波特性の良い装置を実現することができる。また、バイポーラトランジスタに代えて、ＭＯＳ  ＦＥＴを用いてもよい。これにより、低コストなＣＭＯＳプロセスを用いることができるので、各実施形態に係る装置を低コストで製造することができる。なお、このように置換可能なバイポーラトランジスタは、図１では１０１、１０２、図３、図４および図６では１０１ａ、１０１ｂ、１０２ａ、１０２ｂ、図７では１０１、１０２、４０１、４０２、図８、図９および図１０では１０１ａ、１０１ｂ、１０２ａ、１０２ｂ、４０１ａ、４０１ｂ、４０２ａ、４０２ｂの参照符号を付したものである。
【００８７】
また、各実施形態では第１の帰還回路２０、２５、２６、２７をインダクタとキャパシタとを用いて構成したが、インダクタに代えて、インダクタとキャパシタとを並列接続した回路を用いてもよい。これにより、基本波と２次高調波に対する位相制御の自由度を大きくすることができる。なお、このように置換可能なインダクタは、図１および図７では２０１、図３および図８では２０１ａ、２０１ｂ、図４および図９では２０１ａ、２０１ｂ、２０３、図６および図１０では２０４の参照符号を付したものである。
【００８８】
また、各実施形態で示した抵抗にはポリシリコンを用い、キャパシタにはＭＯＳキャパシタまたはＭＩＭ（Metal Insulator Metal ）キャパシタを用い、インダクタをアルミ、銅または金などの配線層で形成することが望ましい。これにより、各実施形態に係る装置を半導体集積回路に容易に集積化することができる。なお、ポリシリコンを用いるべき抵抗は、図１および図７では３０１、図３、図４、図６、図８、図９および図１０では３０１ａ、３０１ｂの参照符号を付したものである。ＭＯＳキャパシタなどを用いるべきキャパシタは、図１では１０３、２０２、３０２、３０３、図３、図４、図６では２０２ａ、２０２ｂ、３０２ａ、３０２ｂ、３０３ａ、３０３ｂ、図７では１０３、２０２、３０２、３０３、４０４、図８、図９および図１０では２０２ａ、２０２ｂ、３０２ａ、３０２ｂ、３０３ａ、３０３ｂ、４０４の参照符号を付したものである。配線層で形成すべきインダクタは、図１および図７では２０１、図３および図８では２０１ａ、２０１ｂ、図４および図９では２０１ａ、２０１ｂ、２０２、図６および図１０では２０４の参照符号を付したものである。
【００８９】
また、各実施形態に係る装置の帰還信号の位相は、装置から信号源側を見た場合のインピーダンスと、装置から負荷側を見たインピーダンスとの影響を受ける。したがって、各実施形態に係る装置の入力または出力に整合回路を用いる場合には、整合回路のインピーダンスを考慮した上で、入力信号と基本波および２次高調波の帰還信号の位相差が１８０度となるように、第１および第２の帰還回路を設計する必要がある。
【００９０】
以上に示すように、第１ないし第４の実施形態に係る増幅装置、第５ないし第８の実施形態に係る周波数変換装置、および、各実施形態の変形例に係る装置によれば、第１の帰還回路の通過位相と第２の帰還回路の通過位相の両方を調整することにより、回路全体として入力信号の基本波、３次相互変調波、および、２次高調波を入力に負帰還し、簡単な構成で、広いダイナミックレンジを有する高周波負帰還増幅装置および高周波負帰還周波数変換装置を実現することができる。
【００９１】
（第９の実施形態）
図１４は、本発明の第９の実施形態に係る無線端末装置の構成を示す図である。送信と受信を同時に行う無線端末装置では、送信時に、送信回路で生成された送信信号の一部が、受信回路にリークする。このとき、受信回路に含まれる増幅装置および周波数変換装置には、非常に大きなダイナミックレンジが必要とされる。また、受信回路に含まれる増幅装置および周波数変換装置は、非送信時には低消費電流であることが要求される。
【００９２】
そこで、本実施形態に係る無線端末装置は、受信回路に含まれる増幅装置４２および周波数変換装置８０として、それぞれ、第１〜第４の実施形態およびそれらの変形例に係る増幅装置、並びに、第５〜第８の実施形態およびそれらの変形例に係る周波数変換装置を備えている。また、この無線端末装置は、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流を変化させる制御部９０を備えている。
【００９３】
制御部９０は、送信ベースバンド回路１２から送信開始を示す信号を受け取ると、変調器１３および増幅装置４１を動作状態にする。これ以降、送信回路から受信回路にリークするリーク信号のレベルは高くなる。そこで、制御部９０は、送信ベースバンド回路１２から送信開始を示す信号を受け取ったときに、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流をより多くする制御を行う。
【００９４】
増幅装置４２および周波数変換装置８０は負帰還構成を有するので、消費電流を多くしたときでも、増幅装置４２および周波数変換装置８０の利得は、あまり大きく増加しない。したがって、無線端末装置のレベルダイアグラム構成を大きく変えることなく、ダイナミックレンジの大きな無線端末装置を実現することができる。
【００９５】
以下、図１４に示す無線通信端末の詳細な構成を説明する。図１４において、送信ベースバンド回路１２、変調器１３、増幅装置４１、アイソレータ５０、フィルタ５１は、送信回路を構成し、フィルタ５２〜５４、増幅装置４２、７０、信号発生器６０、周波数変換装置８０、復調器２１、受信ベースバンド回路２２は、受信回路を構成する。送信回路から受信回路にリークするリーク信号は、受信回路に対する妨害信号となる。また、送信ベースバンド回路１２は送信信号生成部として、制御部９０は妨害信号判定部および制御部として機能する。
【００９６】
送信ベースバンド回路１２は、送信信号を生成し、変調器１３は、送信ベースバンド回路１２から出力された送信信号を変調する。復調器２１は、フィルタ５４から出力された受信信号を復調し、受信ベースバンド回路２２は、復調器２１から出力された受信信号に対して所定の処理を行う。増幅装置４１、４２、７０は、入力信号を増幅し、フィルタ５１〜５４は、入力信号をフィルタリングする。アイソレータ５０は、一方向にのみ信号を通過させる。信号生成器６０は、所定の周波数を有する信号を生成する。周波数変換装置８０は、２本の入力信号を混合する。アンテナ９は、電波の送信と受信を行う。
【００９７】
制御部９０は、上述したように、送信ベースバンド回路１２から送信開始を示す信号を受け取ると、変調器１３および増幅装置４１を動作状態にするとともに、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流をより多くする制御を行う。例えば、制御部９０は、図１に示す増幅装置に含まれるバイアス回路のバイアス電圧を上げる制御や、図７に示す周波数変換装置に含まれるバイアス回路のバイアス電圧を上げる制御を行う。これにより、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流はより多くなり、増幅装置４２および周波数変換装置８０の歪みレベルは高くなる。このように、送信回路から受信回路にリークするリーク信号のレベルが高いときに、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流は高く制御される。
【００９８】
以下、図１４に示す無線通信端末の動作を説明することにより、本発明の無線受信装置および無線受信方法について説明する。ここでは、理解を容易にするために、無線通信端末の動作を送信、受信および制御の３つに分けて説明するが、これら３つの動作は実際には同時に実行される。
【００９９】
（１）送信動作
送信ベースバンド回路１２は、送信信号を生成し、変調器１３に出力する。変調器１３は、送信ベースバンド回路１２から出力された送信信号を変調し、増幅装置４１に出力する。増幅装置４１は、変調器１３から出力された送信信号を増幅し、アイソレータ５０に出力する。アイソレータ５０は、増幅装置４１から出力された送信信号をフィルタ５１に出力するとともに、フィルタ５１からの反射信号が増幅装置４１に進入することを阻止する。フィルタ５１は、アイソレータ５０から出力された送信信号をフィルタリングし、アンテナ９に出力する。アンテナ９は、無線電波を利用して、フィルタ５１から出力された送信信号を送信する。
【０１００】
（２）受信動作
アンテナ９は、無線電波を利用して受信信号を受信し、フィルタ５２に出力する。フィルタ５２は、アンテナ９から出力された受信信号をフィルタリングし、増幅装置４２に出力する。増幅装置４２は、フィルタ５２から出力された受信信号を増幅し、フィルタ５３に出力する。フィルタ５３は、増幅装置４２から出力された受信信号をフィルタリングし、周波数変換装置８０に出力する。周波数変換装置８０は、フィルタ５３から出力された受信信号とローカル信号（信号生成器６０で生成され、増幅装置７０で増幅された信号）とを混合し、フィルタ５４に出力する。フィルタ５４は、周波数変換装置８０から出力された受信信号をフィルタリングし、復調器２１に出力する。復調器２１は、フィルタ５４から出力された受信信号を復調し、受信ベースバンド回路２２に出力する。受信ベースバンド回路２２は、復調器２１から出力された受信信号に対して所定の処理を行う。
【０１０１】
（３）制御動作
制御部９０は、送信ベースバンド回路１２から送信開始を示す信号を受け取ると、変調器１３および増幅装置４１を動作状態にするとともに、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流をより多くする制御を行う。また、制御部９０は、送信ベースバンド回路１２から送信終了を示す信号を受け取ると、変調器１３および増幅装置４１を非動作状態にするとともに、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流をより少なくする制御を行う。これにより、増幅装置４２および周波数変換装置８０における消費電流は、送信回路から受信回路にリークするリーク信号のレベルが高いときに、多くなるように制御される。
【０１０２】
以上に示すように、本実施形態に係る無線端末装置によれば、送信と受信を同時に行う通信方式（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式など）が採用される場合でも、消費電流の増加を必要最小限に抑えながら、増幅装置および周波数変換装置のダイナミックレンジを大きくすることができる。このように、ダイナミックレンジの拡大と低消費電流化とを同時に達成することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明の増幅装置および周波数変換装置は、簡単な構成で、広いダイナミックレンジを有するという特徴を有するので、無線通信システムの受信機を始めとする、各種の増幅装置や周波数変換装置などに使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の回路図
【図２】本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の動作を説明するための図
【図３】本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の回路図
【図４】本発明の第３の実施形態に係る増幅装置の回路図
【図５】本発明の第３の実施形態に係る増幅装置の動作を説明するための図
【図６】本発明の第４の実施形態に係る増幅装置の回路図
【図７】本発明の第５の実施形態に係る周波数変換装置の回路図
【図８】本発明の第６の実施形態に係る周波数変換装置の回路図
【図９】本発明の第７の実施形態に係る周波数変換装置の回路図
【図１０】本発明の第８の実施形態に係る周波数変換装置の回路図
【図１１】本発明の第１ないし第８の実施形態に係る第２の帰還回路の他の回路図
【図１２】本発明の第１の実施形態の変形例に係る増幅装置の回路図
【図１３】本発明の第１の実施形態の変形例に係る増幅装置の他の回路図
【図１４】本発明の第９の実施形態に係る無線端末装置の構成を示す図
【図１５】第１の従来例の負帰還増幅装置を示す図
【図１６】第２の従来例の負帰還増幅装置を示す図
【図１７】第３の従来例の負帰還増幅装置を示す図
【図１８】第４の従来例の負帰還増幅装置を示す図
【図１９】第５の従来例の負帰還増幅装置を示す図
【図２０】第６の従来例の負帰還増幅装置を示す図
【符号の説明】
【０１０５】
１０、１１、１５…増幅回路
２０、２５、２６、２７、２９…第１の帰還回路
３０、３５、３９…第２の帰還回路
３１、３２、３３…帰還回路
４０、４５…周波数変換回路
１０１、１０２、４０１、４０２…バイポーラトランジスタ
１０３…バイパスキャパシタ
１０４、１０５、４０３…バイアス回路
２０１、２０３、２０４、３３３…インダクタ
２０２、３０２、３１２、３１３、３２１、３２２、３３１、３３２、４０４…キャパシタ
２５２、３５２…可変容量ダイオード
３０１、３１１、３２３…抵抗
３０３、５０１、５０３、５０４…ＤＣカットキャパシタ
５０２…チョークインダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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