(57)【要約】【課題】垂直偏向回路が集積回路化され先行技術の適用が困難な場合においても、簡単な追加回路のみで波形改善効果が得られるスイッチング方式垂直偏向出力回路を提供する。【解決手段】第１，第２のダイオードＤ1，Ｄ2と第１，第２のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成る出力段回路と、平滑回路と、垂直偏向コイルＬyと、基準の垂直鋸歯状波電圧V.SAWの発生手段と、垂直偏向電流の電圧変換手段Ｒfと、V.SAWとＲfの変換電圧との誤差電圧を得る誤差電圧発生手段３１と、ドライブ手段３２と、帰線期間中に前記出力段回路に供給する電源電圧をポンプアップするポンプアップ回路（Ｃp，Ｓ1，Ｓ2，＋Ｖcc，−Ｖee）と、を具備し、ポンプアップ時に発生する前記ポンプアップ回路のポンプアップパルスをインピーダンス回路３５を通して誤差電圧発生手段３１の帰還入力に印加し、垂直偏向波形の安定性を得る。【選択図】  図１
2005277924.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとを接続し、第１のダイオードのカソードを第１の電源に、第２のダイオードのアノードを基準電位または負電圧を含む低電位である第２の電源にそれぞれ接続し、それぞれのダイオードと並列に第１，第２のスイッチング素子を接続して構成される出力段回路と、
前記第１，第２のスイッチング素子の接続点の電圧を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路からの平滑電圧が供給される垂直偏向コイルと、
基準となる垂直鋸歯状波電圧を発生する手段と、
前記垂直偏向コイルに流れる電流を電圧に変換する電圧変換手段と、
前記垂直鋸歯状波電圧と前記電圧変換手段により変換された電圧値との誤差電圧を発生する誤差電圧発生手段と、
前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧に応じたデューティ比の駆動パルスを発生して、前記出力段回路の第１，第２のスイッチング素子のオンオフ動作を制御するドライブ手段と、
前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧のレベルを検出することによって帰線期間中に前記出力段回路の第１のスイッチング素子と第１のダイオードのカソードとの接続点に供給する前記第１の電源の電源電圧をポンプアップするポンプアップ回路と、
前記ポンプアップ回路においてポンプアップ時に発生するポンプアップパルスを、前記誤差電圧発生手段における前記電圧変換手段からの変換電圧入力端に供給するインピーダンス回路と、
を具備したことを特徴とするスイッチング方式垂直偏向出力回路。
【請求項２】
前記ポンプアップ回路は、
前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧の検出レベルに応じて、第１の電圧源、または前記第１の電圧源により発生される電圧よりも高い電圧を発生する第２の電圧源の何れか一方を切替え選択する第１のスイッチ手段と、
負側端子が前記第１のスイッチ手段の出力端に接続され、正側端子が前記第１のスイッチング素子と第１のダイオードのカソードとの接続点にされた充電用のコンデンサと、
一端が前記第２の電圧源に接続され、他端が前記第１のスイッチング素子と第１のダイオードのカソードとの接続点にされ、前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧の検出レベルに応じて前記第１のスイッチ手段の切り替えと同時に、オンまたはオフに切り替えられる第２のスイッチ手段と、
を具備したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング方式垂直偏向出力回路。
【請求項３】
前記インピーダンス回路は、コンデンサと抵抗の直列回路であることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング方式垂直偏向出力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、陰極線管を用いたテレビジョン受像機等の垂直偏向回路におけるスイッチング方式の垂直偏向出力回路に、ポンプアップ回路を付加したスイッチング方式垂直偏向出力回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、テレビジョン受像機（以下テレビ受像機と記す）等に搭載された垂直偏向回路は、垂直発振回路で発生する鋸歯状波の電圧を垂直ドライブ回路で整形及び増幅した後、更に垂直出力回路で増幅して垂直偏向コイルに垂直偏向用の鋸歯状波電流を出力する。そして、この鋸歯状波電流を垂直偏向コイルに供給することによって受像管に磁界を発生させ、電子ビームの上下方向の偏向を行っている。垂直偏向回路において、鋸歯状波電流を増幅して前記垂直偏向コイルに供給する垂直偏向出力回路は、前記受像管管面に正常な画像を表示するために重要なものとなっている。
【０００３】
近年、動作効率の向上の点からスイッチング方式の増幅器を用いて垂直偏向回路を構成する傾向にある。これは、スイッチング方式増幅器の動作効率が理論的には１００％であり、高い動作効率を有していることによる。
【０００４】
一方、ブラウン管を用いたテレビ受像機の垂直偏向回路において、帰線期間を短縮するために、帰線期間のみ電源電圧を高くする、所謂ポンプアップ回路が広く用いられている。既に商品化されているスイッチング方式による垂直偏向出力回路として、例えば、STMicroelectronics社製半導体集積回路STV9380にもポンプアップ回路が内蔵されている。
【０００５】
ところで、スイッチング方式による垂直偏向出力回路において、ポンプアップ回路を付加しようとした場合、帰線期間から走査期間への切り替わり時において、垂直偏向出力波形に乱れが発生するという問題（欠点）があった。
【０００６】
そこで、ポンプアップ回路が付加されても、帰線期間から走査期間への切り替わり時に、垂直偏向出力波形乱れの発生することのない、スイッチング方式による垂直偏向出力回路が提案されている。
【０００７】
例えば、特許文献１では、スイッチング方式垂直偏向回路においてポンプアップ期間終了直後の波形の乱れを解消するために、ポンプアップ期間の終了するタイミングを単安定マルチバイブレータ回路を用いて一定時間だけ遅れてポンプアップを終了するように最適に制御することで目的を達成している。
【特許文献１】特開平９−１８１９３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記の如く、特許文献１は、ポンプアップ期間の終了するタイミングを単安定マルチバイブレータ回路を用いて最適に制御することで目的を達成するものである。しかしながら、垂直偏向回路にポンプアップ回路が既に組み込まれて集積回路化されている構成では、特許文献１のようなポンプアップ回路の構成そのものを変更することが困難な場合があった。
【０００９】
そこで、本発明は、上記の問題に鑑み、集積回路化された垂直偏向回路に、簡単な回路を追加することで波形改善効果を得ることができるスイッチング方式垂直偏向出力回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明によるスイッチング方式垂直偏向出力回路は、
第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとを接続し、第１のダイオードのカソードを第１の電源に、第２のダイオードのアノードを基準電位または負電圧を含む低電位である第２の電源にそれぞれ接続し、それぞれのダイオードと並列に第１，第２のスイッチング素子を接続して構成される出力段回路と、
前記第１，第２のスイッチング素子の接続点の電圧を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路からの平滑電圧が供給される垂直偏向コイルと、
基準となる垂直鋸歯状波電圧を発生する手段と、
前記垂直偏向コイルに流れる電流を電圧に変換する電圧変換手段と、
前記垂直鋸歯状波電圧と前記電圧変換手段により変換された電圧値との誤差電圧を発生する誤差電圧発生手段と、
前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧に応じたデューティ比の駆動パルスを発生して、前記出力段回路の第１，第２のスイッチング素子のオンオフ動作を制御するドライブ手段と、
前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧のレベルを検出することによって帰線期間中に前記出力段回路の第１のスイッチング素子と第１のダイオードのカソードとの接続点に供給する前記第１の電源の電源電圧をポンプアップするポンプアップ回路と、
前記ポンプアップ回路においてポンプアップ時に発生するポンプアップパルスを、前記誤差電圧発生手段における前記電圧変換手段からの変換電圧入力端に供給するインピーダンス回路と、を具備したものである。
【００１１】
本発明によれば、ポンプアップパルスをインピーダンス回路を通して誤差増幅手段の帰還入力に印加し、ポンプアップ期間終了後のフィードバックループへの外乱成分による悪影響を軽減することができる。
【００１２】
本発明のスイッチング方式垂直偏向出力回路において、
前記ポンプアップ回路は、
前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧の検出レベルに応じて、第１の電圧源、または前記第１の電圧源により発生される電圧よりも高い電圧を発生する第２の電圧源の何れか一方を切替え選択する第１のスイッチ手段と、
負側端子が前記第１のスイッチ手段の出力端に接続され、正側端子が前記第１のスイッチング素子と第１のダイオードのカソードとの接続点にされた充電用のコンデンサと、
一端が前記第２の電圧源に接続され、他端が前記第１のスイッチング素子と第１のダイオードのカソードとの接続点にされ、前記誤差電圧発生手段からの誤差電圧の検出レベルに応じて前記第１のスイッチ手段の切り替えと同時に、オンまたはオフに切り替えられる第２のスイッチ手段と、を具備したことを特徴とする。
【００１３】
本発明によるスイッチング方式垂直偏向出力回路において、
前記インピーダンス回路は、コンデンサと抵抗の直列回路であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、垂直偏向回路が集積回路化された場合であっても、簡単な追加回路のみで波形改善効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１６】
図１は本発明の一実施例のスイッチング方式垂直偏向出力回路の回路図を示している。  
図１において、一点鎖線にて示す部分は、集積回路３０で構成された垂直偏向出力回路であり、四角囲み数字(16など)は集積回路３０に設けた端子番号を示す。なお、ＡＢ級増幅による出力段回路を用いた場合、走査期間の電源電圧を低く抑えるため、該出力段回路に於ける電力損失を低減させる効果がある。ＡＢ級増幅を用いたテレビジョン受像機をベースにスイッチング方式を導入する場合、ポンプアップ回路を設けた場合には偏向ヨークのインピーダンス及び電源回路仕様等の変更が比較的小規模で済む等の利点があり、この集積回路３０にもポンプアップ回路が内蔵されている。尚、集積回路としては、STMicroelectronics社製半導体集積回路STV9380等を用いることができる。
【００１７】
図１に示すスイッチング方式垂直偏向出力回路は、ＭＯＳトランジスタ２個を組み合わせて構成された、いわゆるシャント・レギュレイテッド・プッシュ・プル（ＳＲＰＰ：Shunt Regulated Push Pullの略）方式の垂直偏向出力回路である。出力段回路は、第１，第２のスイッチング素子である出力トランジスタＱ１，Ｑ２にそれぞれ並列接続された第１，第２のダイオードＤ１，Ｄ２（ダンパーダイオードともいう）を有して構成されている。即ち、出力段回路は、直列的に接続された第１，第２のスイッチング素子として構成されて交互にオンオフ動作する出力トランジスタＱ１，Ｑ２を有し、これらトランジスタＱ１，Ｑ２の各ソース・ドレイン間にはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。そして、出力トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点から平滑回路（コイルＬch，コンデンサＣ）を介して垂直偏向コイルＬyに鋸歯状波電流（偏向電流ともいう）を生成して供給するようになっている。
【００１８】
出力トランジスタＱ1のドレインと出力トランジスタＱ2のソースが共通に接続され、トランジスタＱ2のドレインは負電源電圧−Ｖeeの入力端子17に接続され、トランジスタＱ1のソースには後述のポンプアップ回路（スイッチ回路Ｓ1，Ｓ2，充電用コンデンサＣp，正電源電圧＋Ｖcc，負電源電圧−Ｖeeから成る回路）が接続されている。
【００１９】
これら出力トランジスタＱ1，Ｑ2及びダイオードＤ1，Ｄ2の素子により、出力端子4（即ちＢ点）の電圧は、走査期間には、正電源電圧＋Ｖcc又は負電源電圧−Ｖeeに高速で切り替えられる。但し、＋Ｖcc，−Ｖeeとも絶対値は例えば１５Ｖであり、帰線期間には後述するようにＢ点の電圧はＶpuとなる。集積回路３０の出力段回路（Ｑ１，Ｄ1，Ｑ２，Ｄ2）の後段には、チョークコイルＬch及びコンデンサＣｉの平滑回路（積分回路）と、該コンデンサＣｉに並列に接続された抵抗Ｒ0及びコンデンサＣ0の直列回路とから構成されるフィルタ回路３３が配設されており、フィルタ回路３３の後段には基準電位点との間に垂直偏向コイルＬyと抵抗Ｒfの直列回路が接続されている。垂直偏向コイルＬy及び抵抗Ｒfの直列回路には、フィルタ回路３３の積分電圧に基づいて垂直周期の鋸歯状波電流が流れるようになっている。
【００２０】
抵抗Ｒfは、垂直偏向コイルＬyに流れる垂直鋸歯状波電流を電圧に変換する電圧変換機能（換言すれば、電流検出機能）を有している。
【００２１】
さらに、図示しない垂直周期鋸歯状波発生回路により発生した鋸歯状波電圧V.SAWと前記抵抗Ｒｆに発生する検出電圧（帰還電圧）との差電圧を誤差電圧として出力する誤差増幅器３１が設けられている一方、この誤差増幅器３１からの誤差電圧に基づいて、前記出力トランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフ動作を制御するパルス幅変調及び出力段ドライブ回路（PWM/Diveと略記）３２が設けられている。
【００２２】
前記鋸歯状波電圧V.SAWは、集積回路（一点鎖線枠にて示す回路）３０の入力端子13に入力され、前記抵抗Ｒｆに発生する検出電圧（帰還電圧）は帰還抵抗Ｒ2を介して集積回路の帰還側の入力端子12に入力している。なお、誤差増幅器３１における出力端子14（即ちＣ点）と−入力端子12間における集積回路３０の外部には、抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の並列回路が接続されている。
【００２３】
前述したポンプアップ回路は、垂直偏向コイルＬyに鋸歯状波状電流（偏向電流）を生成して供給するために交互に動作する出力トランジスタＱ1，Ｑ2の一方の出力トランジスタＱ1のソースに接続して設けられている。ポンプアップ回路は、一点鎖線枠にて示す集積回路３０の端子5，6間における集積回路の外部に設けられて、充電電圧として＋Ｖccと−Ｖeeの絶対値の合計電圧が充電されるコンデンサＣpと、誤差増幅器３１の誤差出力に応じて、−Ｖee側ａまたは＋Ｖcc側ｂ（即ち端子16側）に切り換えられるスイッチ回路Ｓ1と、誤差増幅器３１の誤差出力に応じて、オンまたはオフし、オン時には＋Ｖcc側から前記トランジスタＱ1のソース及び前記コンデンサＣpに対して電源電圧として＋Ｖccを供給するスイッチ回路Ｓ2と、を備えて構成されている。
【００２４】
上記スイッチ回路Ｓ1の電源切替え（−Ｖee側または＋Ｖcc側）及びスイッチ回路Ｓ2の切替え（オン側とオフ側）は、誤差増幅器３１からの誤差電圧ＶCに基づき、シュミット回路３４から出力される切替え指示信号（ハイ，ローレベル）によって同時に行われる。シュミット回路３４は周知の回路であって、オペアンプＯＰの−端子に誤差増幅器３１からの誤差電圧ＶCを入力し、オペアンプＯＰの出力端電圧を抵抗Ｒ3，Ｒ4で分圧した電圧ＥR4（＝抵抗Ｒ4の両端電圧）と基準電圧Ｅとの加算電圧を比較基準電圧としてオペアンプＯＰの＋端子に入力し、オペアンプＯＰにて比較して得られる比較電圧にて、スイッチ回路Ｓ1，Ｓ2の切替えを行う。
【００２５】
さらに、本発明の実施例１では、スイッチ回路Ｓ1の切替えによって集積回路３０の端子6に発生するポンプアップパルス（図２(f)参照）を、コンデンサＣxおよび抵抗Ｒxの直列回路、即ち、インピーダンス回路３５を介して、誤差増幅器３１の−入力端に接続された入力端子12に入力する。これにより、端子6に発生するポンプアップパルスを、インピーダンス回路３５で微分して前記帰還抵抗Ｒfからの帰還電圧に重畳して誤差増幅器３１の入力端子12に供給することになる。
【００２６】
次に、図１のスイッチング方式垂直偏向出力回路の動作を、図２乃至図５の波形図を参照しながら説明する。図２(c)及び(e)，図４(a)及び(b)、並びに、図５に示す波形で、点線部分が本発明による波形改善部分を示し、実線は改善前の波形を示している。なお、図２(b)の電圧ＶLyの波形は垂直偏向コイルＬy両端の電圧波形を示している。
【００２７】
図１の回路で、集積回路３０の入力端子13に図２(a)に示すような垂直周期の基準鋸歯状波電圧V.SAW(例えばNTSC方式テレビ受像機ならば周波数60Hz)が入力される。同電圧は誤差増幅器３１により増幅され、パルス幅変調及び出力段ドライブ回路３２によりパルス幅変調される。
【００２８】
走査期間には、スイッチ回路Ｓ1およびＳ2は図示された状態（Ｓ1は−Ｖee側、Ｓ2はオン側）となり、端子6に−Ｖee、端子5に＋Ｖccが印加され、コンデンサＣpは＋Ｖccと−Ｖeeの絶対値の合計の電圧に充電される。
【００２９】
また、走査期間には、出力段回路(Ｑ1，Ｄ1，Ｑ2，Ｄ2)では次の２つの状態(1),(2)が交互に発生する。即ち、(1)トランジスタＱ1またはダイオードＤ1が導通し、トランジスタＱ2およびダイオードＤ2が非導通状態になり、Ｑ1，Ｑ2の接続点の出力端子4の電圧（即ち、図２(d)に示す点Ｂの電圧ＶB）は正電源電圧＋Ｖccに略等しい状態、(2)トランジスタＱ1およびダイオードＤ1が非導通、トランジスタＱ2またはダイオードＤ2は導通、出力端子4の電圧ＶBは負電源電圧−Ｖeeに略等しい状態、の２つの状態である。
【００３０】
図２(d)の走査期間における端子4の電圧ＶBの波形を拡大したものが図３である。図３に示すように、トランジスタＱ1，Ｑ2がパルス幅変調されたパルスにてオンオフ制御されることによって出力端4のＢ点電圧ＶBは図３の下段に示すように時間経過と共にパルス幅が広から狭へ順次に狭くなっていくパルス電圧波形を形成する。そして、このパルス電圧波形が後段のフィルタ回路３３におけるコイルＬchとコンデンサＣiの積分回路にて積分されることによって、走査期間の中点Ａの電圧ＶAは図２(c)に示すように電圧レベルが漸次に減少する鋸歯状波電圧を形成する。
【００３１】
以上のように、走査期間には、これら２つの状態が継続する時間の比率(所謂デューティー(Duty)比)が変化することで、フィルタ回路３３の作用により、中点Ａの電圧ＶAが図２(c)に示すように変化し、垂直偏向コイルＬyに流れる電流ＩLyが図４(b)に示すように変化する。電流検出抵抗Ｒfおよび帰還抵抗Ｒ2等の作用により、垂直偏向コイルＬyの電流ＩLyの波形（図４(b)参照）は入力鋸歯状波電圧V.SAW（図２(a)参照）と略相似形にな
る。
【００３２】
図４(a)に図２(c)に示した中点Ａの電圧ＶAの拡大波形を、図４(b)に垂直偏向コイルＬyに流れる垂直偏向電流ＩLyの拡大波形を示している。
【００３３】
帰線期間には、前記(1)の状態が継続して、Ａ点の電圧ＶAが略＋Ｖccまで上昇しても垂直周期鋸歯状波電圧V.SAW（図２(a)参照）の急峻な変化に偏向電流ＩLyの変化が完全には追従できず、周期鋸歯状波電圧V.SAWと、偏向電流ＩLyの抵抗Ｒfにおける検出電圧との差分電圧である、誤差増幅器３１の出力点Ｃの電圧(誤差電圧)ＶCは著しく上昇する。
【００３４】
誤差増幅器３１の出力点Ｃの電圧ＶCを図２(e)に示す。また、図５に図２(e)の拡大波形を示している。帰線期間における誤差増幅器３１の誤差電圧ＶCの急激な上昇を、シュミット回路３４（オペアンプＯＰのしきい値（比較基準電圧）は図５に示すポンプアップ開始レベル＝Ｅ＋ＥR4）で検出してスイッチ回路Ｓ1およびスイッチ回路Ｓ2が切替え制御される。すなわち、スイッチ回路Ｓ1は−Ｖee側から＋Ｖcc側に切り替わり、端子6には＋Ｖccが印加される。また一方、このとき、スイッチ回路Ｓ2は開放（オフ）され、コンデンサＣpは＋Ｖccと−Ｖeeの絶対値の合計の電圧に充電されているので、端子5には＋Ｖccの２倍と−Ｖeeの絶対値の和の電圧(以下Ｖpuと呼ぶ)が印加され、トランジスタＱ1またはダイオードＤ1が導通しているため、端子4にも端子5と略等しい電圧が出力される。これによりＡ点電圧ＶAも上昇するため、短い時間で帰線期間を終了することができる。
【００３５】
ポンプアップ動作の終了は、誤差増幅器３１からの誤差電圧ＶCが走査期間中と同等レベルまで下がったことを検出して行っている。すなわち、帰線期間における誤差増幅器３１の誤差電圧ＶCの急激な上昇波形の下降を前記シュミット回路３４（オペアンプＯＰのしきい値（比較基準電圧）は図５に示すポンプアップ終了レベル＝Ｅ−ＥR4）で検出して、スイッチ回路Ｓ1の−Ｖee側への切替え、スイッチ回路Ｓ2のオン状態への復帰がなされる。ポンプアップ期間終了後は、再び誤差電圧ＶCにより出力段回路(Ｑ1，Ｄ1，Ｑ2，Ｄ2)のデューティ比を変化させて入力鋸歯状波電圧V.SAWに追従する動作を再開する。
【００３６】
ところが、該追従動作再開直前にポンプアップ動作を終了することで出力端子4、即ち、Ｂ点の電圧ＶBがＶpuから＋Ｖccに急激に下がり、帰還抵抗Ｒfによるフィードバックループにとって外乱となる。
【００３７】
一方、スイッチング方式では、出力段回路をスイッチング周波数以上の周波数成分の信号は原理的に絶対に通過できない。もちろん、スイッチング周波数成分が垂直偏向コイルＬyの偏向電流に含まれると画面上のノイズとして現れるため、フィルタ回路３３により帯域を制限している。また、それ以外にも、偏向ヨークの水平巻線からのクロストーク成分等の影響が現れることもあり、誤差増幅器３１でもコンデンサＣ1等の手段による帯域制限を実施することが多い。これらの作用により、ポンプアップ終了によるフィードバックループへの外乱から収束するまでに時間がかかり、場合によっては画面上部における走査線の粗密の変化として画面の可視範囲に現れることがある。
【００３８】
この不具合を改善するために、本発明の実施例では、コンデンサＣpとスイッチ回路Ｓ1の接続点、即ち集積回路３０の前記端子6に発生するポンプアップパルスを、コンデンサＣxおよび抵抗Ｒxの直列回路を介して誤差増幅器３１の入力端子12に供給する構成としている。これにより、前記ポンプアップ終了による外乱成分だけをフィルタ回路３３を介さずに誤差増幅器３１の負帰還入力に加えることができ、外乱成分に対する応答を速めることができ、画面の可視範囲に於ける走査線の粗密変化を大幅に軽減することができる。
【００３９】
尚、図１においては、ポンプアップパルスを端子6から得ていたが、ポンプアップパルスを端子5から得てもよく、また端子4の電圧から比較器等を介して得ても効果は同様である。さらに、ポンプアップパルスのパルス源と誤差増幅器３１の入力端との間のインピーダンス回路３５はコンデンサと抵抗の直列回路には限定されない。さらに、本発明は、当然ながら、集積回路３０としてSTV9380以外の集積回路を使用した場合も適用可能であり、インピーダンス回路３５を集積回路３０に予め内蔵することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明をテレビジョン受像機等のＣＲＴ（陰極線管）に適用することにより、スイッチング方式垂直偏向出力回路の実質的な帰線期間の短縮、画面上部に於ける画面品位の向上が極めて簡単かつ低コストな付加回路により得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の一実施例のスイッチング方式垂直偏向出力回路の回路図。
【図２】図１の回路各部の信号波形を示す波形図。
【図３】図２の信号波形の一部を拡大して説明する波形図。
【図４】図２の信号波形の一部を拡大して示す波形図。
【図５】図２の信号波形の一部を拡大して示す波形図。
【符号の説明】
【００４２】
３１…誤差増幅器（誤差電圧発生手段）
３２…パルス幅変調及び出力段ドライブ回路（ドライブ手段）
３３…フィルタ回路（平滑回路を含む）
３５…インピーダンス回路
Ｌy…垂直偏向コイル
Ｒf…検出抵抗（電圧変換手段）
代理人    弁理士      伊    藤      進 
【図１】
2005277924.tif 000003
【図２】
2005277924.tif 000004
【図３】
2005277924.tif 000005
【図４】
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【図５】
2005277924.tif 000007