(57)【要約】【課題】  誘導電動機を停止するための直流制動方法において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする。【解決手段】  通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、設定された直流制動開始周波数または減速レートと設定された直流制動開始周波数により予め求められた直流制動開始までに進む位相と直流制動状態に移行する瞬間の通常制御状態の出力電圧位相に基づき、直流制動時の出力電圧位相を予測演算し、電力変換器を制御することにより、出力電流位相が急変することを抑制することにより発生するトルクショックを所定値以下にするという手順で処理する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機を駆動する電力変換器を備え、前記誘導電動機を停止するための直流制動方法において、
通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることを特徴とする誘導電動機の停止方法。
【請求項２】
前記予測演算するときは、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算することを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の停止方法。
【請求項３】
前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項２記載の誘導電動機の停止方法。
【請求項４】
前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項２記載の誘導電動機の停止方法。
【請求項５】
前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にすることを特徴とする請求項１乃至４記載の誘導電動機の停止方法。
【請求項６】
誘導電動機を駆動する電力変換器を備え、前記誘導電動機を停止するために直流制動することができる制御装置において、
通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にして停止できることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項７】
前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算方法は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算することを特徴とする請求項６記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項８】
前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項７記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項９】
前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項７記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項１０】
前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にすることを特徴とする請求項６乃至９記載の誘導電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導電動機を停止する誘導電動機の制御装置において、直流電流を流す為の出力電圧位相を予測演算することにより、通常運転状態から直流制動状態に移行する際の出力電流の位相の急変によるトルクショックを所定値以下に抑制するための停止方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の誘導電動機の直流制動機能に関して、高性能なベクトル制御装置に内蔵されるトリップ（制御装置の異常停止）しない直流制動の手法の提供と停止時に振動の少ない直流制動の技術が開示されている。（例えば、特許文献１参照）。制御装置がトリップすると通常は制御装置の異常停止と共に表示部分にアラームが出される。
図１４において、速度センサ付きベクトル制御装置における具体的実施例の制御ブロック図であり、１０１は直流制動制御演算器であり、図１５に示すフローのような動作をする。１０２は速度制御演算部であり、ベクトル制御装置の外部のシステムから入力された速度指令ω*と速度検出値ωｒに基づいてトルク電流（トルク相当）指令i q*が演算される（ここで「＊」は指令値を表わす。以下同じ）。１０３は磁束演算部であり、ｉｑ*が入力され、ベクトル制御条件を満足するような磁束分電流指令id*とすべり周波数ωｓを演算し、id*，iq*、ωsを出力する。１０４はｄ−ｑ軸ＡＣＲであり、これらのiq*，id*に電流検出値iq，idを追随させるような電圧指令vq*、vd*を演算する。１０５は逆ｄ−ｑ変換器であり、これらのvq*、vd*を回転座標ｄ−ｑ軸から３相の電圧指令に変換する。１０６はＰＷＭ演算部であり、３相の電圧指令からスイッチング素子をON/OFFする点弧パタンを演算する。１０７は電力変換回路である。１０８はすべり補償演算部であり、磁束演算部１０３の出力ωｓを入力し、誘導モータの一次周波数ωｌを演算する。１０９は積分器であり、一次周波数ωｌを積分してｄ軸の位相θｌを計算し、ｄ−ｑ変換部１１１や逆ｄ−ｑ変換部１０５に出力する。１１０は速度検出演算部であり、エンコーダなどの位置検出器からの信号で速度を演算したり、位置検出レスの場合は電流などから速度推定演算を行う。１１１はｄ−ｑ変換部であり、ｄ軸の位相θｌを基準に回転座標に変換した電流検出値ｉｄ，ｉｑを演算する。１１２はエンコーダなどの位置検出器であり、１１３は誘導モータであり、直流制動制御演算器１０１により制御されるスイッチＳ１０１，Ｓ１０３，Ｓ１０４から構成される。直流制動制御演算部１０１には直流制動の制動力目標値と直流制動運転に移行する際の直流制動指令（図示せず）が与えられる。ベクトル制御時には直流制動制御演算器１によりＳ１０１，Ｓ１０３，Ｓ１０４は全てａ側となるように切り換えられており、前記のようにベクトル制御が行われる。
図１５において、ステップ２０１ではベクトル制御から直流制動に切り換える瞬間のみ電圧ベクトルθvの位相を算出する。ステップ２０２ではスイッチＳ１０１をｂ側に切り換え、θdqにθvを入力する。ステップ２０３ではＳ１０３をｂ側に切り換え、ｄ軸のＡＣＲの指令id*を直流制動制御演算器１０１に入力された制動力に応じた値をｄ−ｑ軸ＡＣＲ１０４に入力し，ｑ軸のＡＣＲの指令iq*を０にする。ステップ２０４ではiqの絶対値と予め定めた基準値αと比較する。ステップ２０５ａでは基準値αよりも大きい場合はＳ１０４をａ側に切り換え、ｄ−ｑ軸ＡＣＲ１０４の出力をＰＷＭ演算部１０６に渡す。ステップ２０５ｂでは基準値αに比して小さい場合はＳ１０４をｂ側に切り換え、ｄ軸のＡＣＲ出力を生かし、ｑ軸の電圧指令Vq*＝0、即ちｑ軸のＡＣＲを無効にして、ＰＷＭ演算部１０６に電圧指令を出力する。このステップ ２０４、２０５により交流モータのロータ位置決め停止時の振動を防止できる。
このように、従来の誘導モータ制御装置およびその制御方法では、ベクトル制御から直流制動に切り換える瞬間のみ電圧ベクトルθvの位相を算出し、θdqにθvを入力した後、ｑ軸のＡＣＲの指令iq*を０にし、ｄ−ｑ軸ＡＣＲ１０４で制御し、iqの絶対値と予め定めた基準値αより小さくなったら、ｑ軸のＡＣＲを無効にして制御するという手順がとられていた。
【特許文献１】ＷＯ９８／１１６６３号公報  第１図、第２図参照
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来の誘導モータ制御装置およびその制御方法では、電力変換装置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにした誘導モータの制御装置における直流制動方法に関する発明が開示されている。また、特許文献１にはＶ／ｆ制御の場合、低速域でトルクがでないと明示されているように、Ｖ／ｆ制御では設定した直流制動開始周波数以下になると、直流制動するようになっているが、特許文献１で開示された方法を適用した場合、設定された直流制動開始周波数と誘導モータの回転情報との間に差があるため、電流位相の振れを所定値以下にすることができないという問題があった。また、速度センサ付き及び速度センサなしのベクトル制御であっても、電流指令の位相を固定された状態で回転数が所定値以下になったら電圧位相を固定する手段が必要となるなど複雑な手順となるといった問題もあった。また、直流制動時にｄ−ｑ軸ＡＣＲ１０４で制御しようとした場合、ｄ軸の電圧指令Vd*及びｑ軸の電圧指令Vq*が変化するため、電圧位相が変化し、直流電圧及び直流電流を出力できないという問題がある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変を抑制することによりトルクショックを所定値以下にすることができる制御装置および停止方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
【０００５】
請求項１に記載の発明は、誘導電動機を駆動する電力変換器を備え、前記誘導電動機を停止するための直流制動方法において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にするという手順をとったのである。
【０００６】
また、請求項２に記載の発明は、前記予測演算するときは、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算するという手順をとったのである。
【０００７】
また、請求項３に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されるという手順をとったのである。
【０００８】
また、請求項４に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されるという手順をとったのである。
【０００９】
また、請求項５に記載の発明は、前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にするという手順をとったのである。
【００１０】
また、請求項６に記載の発明は、誘導電動機を駆動する電力変換器を備え、前記誘導電動機を停止するために直流制動することができる制御装置において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にして停止できることを特徴としている。
【００１１】
また、請求項７に記載の発明は、前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算方法は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算することを特徴としている。
【００１２】
また、請求項８に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴としている。
【００１３】
また、請求項９に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴としている。
【００１４】
また、請求項１０に記載の発明は、前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にすることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１に記載の発明によると、前記誘導電動機を停止するための直流制動方法において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。
また、請求項２に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて予測演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。
また、請求項３に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。
また、請求項４に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。
また、請求項５に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算方法により予測演算された直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより、再始動時に発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。
また、請求項６に記載の発明によると、前記誘導電動機を制御するための装置において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。
また、請求項７に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて予測演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。
また、請求項８に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。
また、請求項９に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。
また、請求項１０に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算方法により予測演算された直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより、再始動時に発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１の実施例の、図２は本発明における処理手順を示すフローチャートである。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、トルク電流制御手段５、励磁電流制御手段６、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。トルク電流制御手段５は、与えられたトルク電流指令値iq*と前記トルク電流検出値iqとが一致するようにｑ軸電圧補正値Vqcを演算する。励磁電流制御手段６は、与えられた励磁電流指令値id*と前記励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧補正値Vdcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数指令f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算した値または0をｑ軸電圧指令Vq*’とし、与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算したｄ軸電圧指令Vd*’とから下式により一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。
【００１８】
【数１】
2005237113.tif 000003
2005237113.tif 000004
【００１９】
ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ３はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算したｑ軸電圧指令Vq*’及び与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算したｄ軸電圧指令Vd*’を電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２をａ側からｂ側に切り換える。これによりｑ軸電圧指令Vq*’＝０に設定し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvとステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例２】
【００２０】
図３は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第２の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、トルク電流制御手段５、励磁電流制御手段６、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、及びスイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。トルク電流制御手段５は、与えられたトルク電流指令値iq*と前記トルク電流検出値iqとが一致するようにｑ軸電圧補正値Vqcを演算する。励磁電流制御手段６は、与えられた励磁電流指令値id*と前記励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧補正値Vdcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算したｑ軸電圧指令Vq*’とスイッチＳ４により与えられた与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算した値または0をｄ軸電圧指令Vd*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ２〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算したｑ軸電圧指令Vq*’及び与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算したｄ軸電圧指令Vd*’を電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｄ軸電圧指令Vd*’＝０に設定し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvに対して、90°位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数f1*の符号で決定する。この位相角に対してステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例３】
【００２１】
図４は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第３の実施例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、トルク電流制御手段５、励磁電流制御手段６、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、一次電流制御手段１３及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。トルク電流制御手段５は、与えられたトルク電流指令値iq*と前記トルク電流検出値iqとが一致するようにｑ軸電圧補正値Vqcを演算する。励磁電流制御手段６は、与えられた励磁電流指令値id*と前記励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧補正値Vdcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算した値または0をｑ軸電圧指令Vq*’とし、スイッチＳ４により与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算した値または一次電圧補正値V1cをｄ軸電圧指令Vd*’とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。一次電流制御手段１３は与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように一次電圧補正値V1cを出力する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算したｑ軸電圧指令Vq*’及び与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算したｄ軸電圧指令Vd*’を電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｑ軸電圧指令Vq*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するようにｄ軸電圧指令Vd*’を出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvとステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例４】
【００２２】
図５は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第４の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、トルク電流制御手段５、励磁電流制御手段６、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、一次電流制御手段１３及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。トルク電流制御手段５は、与えられたトルク電流指令値iq*と前記トルク電流検出値iqとが一致するようにｑ軸電圧補正値Vqcを演算する。励磁電流制御手段６は、与えられた励磁電流指令値id*と前記励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧補正値Vdcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算した値または一次電圧補正値V1cをｑ軸電圧指令Vq*’とし、スイッチＳ４により与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算した値または0をｄ軸電圧指令Vd*’とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。一次電流制御手段１３は与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように一次電圧補正値V1cを出力する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*とｑ軸電圧補正値Vqcを加算したｑ軸電圧指令Vq*’及び与えられたｄ軸電圧指令Vd*とｄ軸電圧補正値Vdcを加算したｄ軸電圧指令Vd*’を電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｄ軸電圧指令Vd*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するようにｑ軸電圧指令Vq*’を出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvに対して、90°位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数f1*の符号で決定する。この位相角に対してステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例５】
【００２３】
図６は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第５の実施例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、励磁電流制御手段６、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、交流電動機２に供給する。電流検出器３は、前記交流電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。励磁電流制御手段６は、与えられた励磁電流指令値id*と前記励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧補正値Vdcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*または0をｑ軸電圧指令Vq*’とし、スイッチＳ４により0またはｄ軸電圧補正値Vdcをｄ軸電圧指令Vd*’とし入力して、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記交流電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｑ軸電圧指令Vq*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた励磁電流指令id*と励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧指令Vd*’を出力し、位相予測手段１２で前記交流電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvとステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｑ軸電圧指令Vq*’と前記ｄ軸電圧指令Vd*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記交流電動機２の速度を予測することで、前記交流電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例６】
【００２４】
図７は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第６の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、交流電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、一次電流制御手段１３及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、交流電動機２に供給する。電流検出器３は、前記交流電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*または0をｑ軸電圧指令Vq*’とし、スイッチＳ４により0または一次電圧補正値V1cをｄ軸電圧指令Vd*’とし入力して、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記交流電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。一次電流制御手段１３は与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように一次電圧補正値V1cを出力する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をにｑ軸電圧指令Vq*’及びｄ軸電圧指令Vd*’＝０を電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｑ軸電圧指令Vq*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように演算された一次電圧補正値V1cをｄ軸電圧指令Vd*’とし、位相予測手段１２で前記交流電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvとステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｑ軸電圧指令Vq*’と前記ｄ軸電圧指令Vd*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記交流電動機２の速度を予測することで、前記交流電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例７】
【００２５】
図８は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第７の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、励磁電流制御手段６、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。励磁電流制御手段６は、与えられた励磁電流指令値id*と前記励磁電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧補正値Vdcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*または0をｑ軸電圧指令Vq*’とし、スイッチＳ４により0またはｄ軸電圧補正値Vdcをｄ軸電圧指令Vd*’とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｑ軸電圧指令Vq*’＝０に設定し、直流制動のための与えられたｄ軸電流指令id*と前記ｄ軸電流検出値idとが一致するようにｄ軸電圧指令Vd*’を出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相θdqに対して、90°位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数f1*の符号で決定する。この位相角に対してステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例８】
【００２６】
図９は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第８の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、一次電流制御手段１３及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*または0をｑ軸電圧指令Vq*’とし、スイッチＳ４により0または一次電圧補正値V1cをｄ軸電圧指令Vd*’とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。一次電流制御手段１３は与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように一次電圧補正値V1cを出力する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ４はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４をａ側からｂ側に切り換える。これによりｑ軸電圧指令Vq*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するような一次電圧補正値V1cをｄ軸電圧指令Vd*’として出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相θdqに対して、90°位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数f1*の符号で決定する。この位相角に対してステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例９】
【００２７】
図１０は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第９の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、トルク電流制御手段５、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。トルク電流制御手段５は、与えられたトルク電流指令値iq*と前記トルク電流検出値iqとが一致するようにｑ軸電圧補正値Vqcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*またはｑ軸電圧補正値Vqcをｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ３はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２をａ側からｂ側に切り換える。これによりｄ軸電圧指令Vd*’＝０に設定し、直流制動のための与えられたｑ軸電流指令iq*と前記ｑ軸電流検出値iqとが一致するようなｑ軸電圧補正値Vqcをｑ軸電圧指令Vq*’として出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvに対して、90°位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数f1*の符号で決定する。この位相角に対してステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例１０】
【００２８】
図１１は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１０の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、一次電流制御手段１３及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*または一次電圧補正値V1cをｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。一次電流制御手段１３は与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように一次電圧補正値V1cを出力する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ３はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２をａ側からｂ側に切り換える。これによりｄ軸電圧指令Vd*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するような一次電圧補正値V1cをｑ軸電圧指令Vq*’として出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相θvに対して、90°位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数f1*の符号で決定する。この位相角に対してステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例１１】
【００２９】
図１２は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１１の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、トルク電流制御手段５、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。トルク電流制御手段５は、与えられたトルク電流指令値iq*と前記トルク電流検出値iqとが一致するようにｑ軸電圧補正値Vqcを演算する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*またはｑ軸電圧補正値Vqcをｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ３はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２をａ側からｂ側に切り換える。これによりｄ軸電圧指令Vd*’＝０に設定し、直流制動のための与えられたｑ軸電流指令iq*と前記ｑ軸電流検出値iqとが一致するようなｑ軸電圧補正値Vqcをｑ軸電圧指令Vq*’として出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相θdqとステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
【実施例１２】
【００３０】
図１３は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１２の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器１、誘導電動機２、電流検出器３、ｄ−ｑ変換手段４、位相変換手段７、積分手段８、電圧演算手段９、ＰＷＭ演算手段１０、電圧位相予測演算手段１１、位相予測手段１２、一次電流制御手段１３及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を備えている。電力変換器１は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧をＰＷＭ制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機２に供給する。電流検出器３は、前記誘導電動機２に供給される電流を検出する。ｄ−ｑ変換手段４は、前記電流検出器３で検出された電流をトルク電流検出値iqと励磁電流検出値idに分離する。また、一次電流検出値i1を出力する。位相変換手段７は、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。積分手段８は位相変換手段７により出力されるΔθdqを積分することにより、磁束の位相θdqを演算する。電圧演算手段９は、スイッチＳ１により与えられたｑ軸電圧指令Vq*または一次電圧補正値V1cをｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算する。ＰＷＭ演算手段１０は、前記一次電圧指令V1*及び電圧位相θと磁束の位相θdqを加算した出力位相θvから、電力変換器１のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算手段１１は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測手段から出力されるΔθdqから電圧位相を予測演算する手段である。位相予測手段１２は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量Δθdqに変換する。一次電流制御手段１３は与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するように一次電圧補正値V1cを出力する。
具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図２を用いて説明する。ステップ１は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数f1*が直流制動開始周波数fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ２ａに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ２ｂに進む。ステップ２ａでは、通常制御状態として、スイッチＳ１〜Ｓ３はａ側で動作し、ＦＬＧ＝０に設定し、後述するＰＷＭ演算手段のステップに進む。ここでは与えられたｑ軸電圧指令Vq*をｑ軸電圧指令Vq*’とし、ｄ軸電圧指令Vd*’＝０とし、電圧演算手段９に入力し、与えられた周波数f1*からサンプリング間に進む位相量Δθdqを位相変換手段７により演算し、積分手段８で磁束の位相θdqを演算する。ステップ２ｂでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スイッチＳ１，Ｓ２をａ側からｂ側に切り換える。これによりｄ軸電圧指令Vd*’＝０に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令i1*と前記一次電流検出値i1とが一致するような一次電圧補正値V1cをｑ軸電圧指令Vq*’として出力し、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量Δθdqを予測計算し、ステップ３に進む。ステップ３ではＦＬＧが０か１か判断し、０の場合はステップ４ａに、１の場合にはステップ４ｂに進む。ステップ４ａは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスイッチＳ３をａ側からｂ側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相θdqとステップ２ａで演算した位相量Δθdqを加算した値を磁束の位相θdqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるようにＦＬＧ＝１に設定し、ＰＷＭ演算手段のステップに進む。ステップ４ｂではスイッチＳ３をａ側のままであるので、位相θdqに対して特別な処理は行わない。
ＰＷＭ演算手段のステップでは、前記ｄ軸電圧指令Vd*’と前記ｑ軸電圧指令Vq*’とから一次電圧指令V1*及び電圧位相θを演算し、電圧位相θと磁束の位相θdqから出力位相θvを演算し、ＰＷＭ演算手段１０に設定し、電力変換器１を駆動する。
このような電圧位相予測演算手段１１を用いたステップで通常制御状態から直流制動状態に移行することで、位相予測手段１２で前記誘導電動機２の速度を予測することで、前記誘導電動機２の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。
なお、本発明はいわゆるセンサレスベクトル制御の誘導電動機の制御装置に限定されず、センサ付のベクトル制御装置やＶ／ｆ制御方式の制御装置にも使用できる。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明では通常制御状態から直流制動状態に移行する際に通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができるため、位置決めをするようなアプリケーションや昇降機（例えば、エレベータ、クレーン、巻上・巻下機）等のブレーキが閉まるまでの間、誘導電動機が回転しないように保持するような用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１の実施例のブロック図
【図２】本発明の方法の処理手順を示すフローチャート
【図３】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第２の実施例のブロック図
【図４】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第３の実施例のブロック図
【図５】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第４の実施例のブロック図
【図６】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第５の実施例のブロック図
【図７】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第６の実施例のブロック図
【図８】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第７の実施例のブロック図
【図９】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第８の実施例のブロック図
【図１０】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第９の実施例のブロック図
【図１１】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１０の実施例のブロック図
【図１２】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１１の実施例のブロック図
【図１３】本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第１２の実施例のブロック図
【図１４】従来の方法を適用した誘導モータ制御装置の構成を示すブロック図
【図１５】従来の方法の処理手順を示すフローチャート
【符号の説明】
【００３３】
１  電力変換器
２  交流電動機
３  電流検出器
４  ｄ−ｑ変換手段
５  トルク電流制御手段
６  励磁電流制御手段
７  位相変換手段
８  積分手段
９  電圧演算手段
１０  PWM演算手段
１１  電圧位相予測演算手段
１２  位相予測手段
１３  一次電流制御手段
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１０１，Ｓ１０３，Ｓ１０４  スイッチ
１０１  直流制動制御演算器
１０２  速度制御演算部
１０３  磁束演算部
１０４  ｄ−ｑ軸ＡＣＲ
１０５  逆ｄ−ｑ変換器
１０６  ＰＷＭ演算部
１０７  電力変換回路
１０８  すべり補償演算部
１０９  積分器
１１０  速度検出演算部
１１１  ｄ−ｑ変換部
１１２  位置検出器
１１３  誘導モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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