(57)【要約】【課題】本発明は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスを送信する方法であって、各パルスが所定の時間チップＴｃ内に収容される方法を提供する。【解決手段】  本発明による方法は、信号検出ステップを含み、その過程で、所定の時間チップを包含するＮｐ個の検出窓Ｄｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）は、少なくとも第１の正弦波信号および第２の正弦波信号Ｓ１およびＳ２と、受信信号との上記検出窓Ｄｊにわたる相関付けを実施することによって調査される。  本発明による方法は、検出ステップを実行するのに必要とされる処理時間およびパワーを制限することを可能にし、予想されるパルスとの相関付けによって、全パルスシーケンスをマッピングする代わりに正弦波信号を使用することによって、送信機のシグネチャによって規定される検出窓を調べることが必要とされるだけである。【選択図】  図５
2005278187.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であって、
前記送信機は、所定の整数Ｎｐに対し、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を送信し、
各パルスは、時間チップ内に収容され、該時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号によって規定されており、
このデータ送信方法は、前記受信機によって実行されるべき少なくとも１つの信号検出ステップを含み、前記信号検出ステップの過程で、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓は、それぞれ、少なくとも第１の正弦波信号および第２の正弦波信号と、受信信号を表す信号との前記検出窓にわたる少なくとも第１の相関付けおよび第２の相関付けを実施することによって、予想されるパルスシーケンスを検索するように調査され、
前記第１の正弦波信号および第２の正弦波信号は、互いに位相が直交し、前記第１の相関付けおよび第２の相関付けは、合計して１つの検出値にされる第１相関値および第２相関値を生成し、
前記検出値は所定のしきい値と比較される電気通信システムにおけるデータ送信方法。
【請求項２】
前記検出値は、前記相関値のそれぞれを二乗し、得られた全ての二乗値を加算することによって得られる請求項１に記載の電気通信システムにおけるデータ送信方法。
【請求項３】
前記所定のしきい値は前記受信信号の振幅とは無関係である請求項１または２に記載の電気通信システムにおけるデータ送信方法。
【請求項４】
少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む電気通信システムであって、
前記送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を送信し、
各パルスは、時間チップ内に収容され、該時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号によって規定されており、
この電気通信システムにおいて、前記受信機は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実施するための信号検出手段を含み、
前記信号検出手段は、受信信号を表す信号を、それぞれ、少なくとも互いに位相が直交する第１の正弦波信号および第２の正弦波信号に相関付ける少なくとも第１の相関付け手段および第２の相関付け手段を含み、
前記第１の相関付け手段および第２の相関付け手段は、前記検出窓の間に作動し、かつ合計して１つの検出値にされる第１相関値および第２相関値を生成するために、この検出値は、所定のしきい値とこの検出値を比較するための比較手段に供給される電気通信システム。
【請求項５】
前記検出手段はさらに、前記受信信号を表す信号を、それぞれ、少なくとも第３の正弦波信号および第４の正弦波信号に相関付ける少なくとも第３の相関付け手段および第４の相関付け手段を含み、
前記第３の正弦波信号および第４の正弦波信号は、互いに位相が直交し、前記第３の相関付け手段および第４の相関付け手段は、前記検出窓の間に作動し、かつ前記第１相関値および第２相関値と合計して１つの検出値にされる第３相関値および第４相関値を生成し、前記検出値は比較手段に供給され、前記検出手段はまた、前記受信信号を供給され、第１復調信号および第２復調信号を、一方で、前記第１の相関付け手段および第２の相関付け手段に、他方で、前記第３の相関付け手段および第４の相関付け手段に、それぞれ送出する位相直交復調器を含み、前記第１復調信号および第２復調信号は互いに位相が直交する請求項４に記載の電気通信システム。
【請求項６】
前記位相直交復調器は、一方で、前記受信信号を供給され、かつ、いわゆる中心周波数を有する互いに位相が直交した復調信号によって給電される２つのミキサを含み、前記第３の正弦波信号および第４の正弦波信号は、その後、前記第１の正弦波信号および第２の正弦波信号によってそれぞれ形成され、前記検出手段はさらに、
前記第１の正弦波信号および第２の正弦波信号が導出されることになる出力信号を生成する発振器と、
前記出力信号を受信し、かつ前記第１復調信号および第２復調信号のそれぞれを前記位相直交復調器に送出する周波数乗算器を含む請求項４または５に記載の電気通信システム。
【請求項７】
前記検出手段はさらに、
複数の累算モジュールであって、該複数の累算モジュールはそれぞれ、前記相関付け手段のうちの１つによって送出された出力値を累算する、複数の累算モジュールと、
複数の二乗モジュールであって、該複数の二乗モジュールはそれぞれ、前記累積モジュールのうちの１つの内容の二乗値を生成する、複数の二乗モジュールと、
該二乗モジュールによって送出された出力値の合計を計算して、前記所定のしきい値と比較されるべき前記検出値を生成する加算器とを含む請求項４ないし６のいずれか一項に記載の電気通信システム。
【請求項８】
Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を受信するデバイスであって、各パルスは、時間チップ内に収容され、該時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号によって規定され、受信機は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、前記チップ番号によって規定される前記時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実施する信号検出手段を含み、該信号検出手段は、前記受信信号を表す信号を、それぞれ、少なくとも第１の正弦波信号および第２の正弦波信号に相関付ける少なくとも第１の相関付け手段および第２の相関付け手段を含み、前記第１の正弦波信号および第２の正弦波信号は、互いに位相が直交し、前記第１の相関付け手段および第２の相関付け手段は、前記検出窓の間に作動し、かつ１つの検出値に合計される第１相関値および第２相関値を生成し、前記検出値は、該検出値を所定のしきい値と比較する比較手段に供給されるデバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む電気通信システムにおけるデータ送信方法に関し、上記送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を送信し、各パルスは、時間チップ内に収容され、時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号によって規定される。
【背景技術】
【０００２】
こうしたデータ送信方法は、いわゆる、超広帯域電気通信システム（さらに、ＵＷＢシステムと呼ぶ）の関連性を評価することを目的として現在調査されている。こうしたシステムにおいて、各送信機は、上述したチップ番号によって形成されたシグネチャによって識別されることができ、そのシグネチャはそれ自体、非常に頑強であり、そのため、すべての可能性のある受信機に確実にかつ正確に通信されることができる。
【０００３】
ＵＷＢシステムで使用されるパルスは、非常に短く、たとえば、０．１ナノ秒未満の持続期間を有し、こうしたシステムに、少なくとも１０ギガヘルツ程度の大きさの帯域幅を提供し、こうしたシステムに、高い柔軟性、したがって、多くの可能性のある応用をもたらす。
【０００４】
上述した信号は、搬送信号を形成することができ、搬送信号上で、たとえば、１つまたは複数のパルスシーケンスの位相または振幅変調を実施することによる、上記搬送信号の変調によって情報を符号化することができる。
【０００５】
こうしたシステムの開発を妨げる主要な問題は、受信機による、到来する搬送信号の検出にある。現在の技術水準では、雑音によってもっぱら構成されるか、または、別法として、到来搬送信号を含む場合がある、受信用アンテナの出力で送出される受信信号を、こうした搬送信号が有すべき波形のグライド(gliding)モデルと相関付けることによって、信号検出が実施されることが多い。
【０００６】
こうしたグライド相関付け技法は、それぞれ０，１ｎｓ未満持続し、約１００ｎｓの幅をそれぞれ有する時間窓内に収容されるＮｐ個のパルスからなるシーケンスの検出に、現実的にそのまま適用可能ではない。こうした例では、たとえば、Ｎｐ＝１２８で１０ｐｓのサンプリング間隔について、パルスシーケンスの全持続期間の走査は、終了するのに、１．２８＊１０６個の連続パルスシーケンスを必要とし、したがって、１６秒持続することになり、これは許容されない。
【０００７】
上述した技法に従って、パルスシーケンスの検出を実施するのに必要とされるかなりの期間の間に、送信機と受信機の間の通信条件が変わる場合がある、すなわち、たとえば、一方または両方のデバイスの移動によって、これらのデバイス間の通信チャネルが変わり、単一信号検出ステップの過程において、検出条件が変わる場合がある。その時に、結果の精度に対する悪い影響が、上記信号検出ステップによってもたらされる場合があることも留意されるべきである。パルスシーケンスを搬送する信号は、その検出が終了する前に消える場合さえある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上述したようにデータを送信する方法を提供することによって、前述の問題を解決することを目的としており、方法は、現在使用されている信号検出技法に比べてずっと速くかつ容易に実行することができる少なくとも１つの信号検出ステップを含む。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実際、冒頭の段落に従ってデータを送信する方法は、本発明によれば、上記受信機によって実行されるべき少なくとも１つの信号検出ステップを含む点を特徴とし、信号検出ステップの過程で、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓は、それぞれ、少なくとも第１の正弦波信号および第２の正弦波信号と、受信信号を表す信号との上記検出窓にわたる少なくとも第１の相関付けおよび第２の相関付けを実施することによって、予想されるパルスシーケンスを検索するように調査され、第１の正弦波信号および第２の正弦波信号は、互いに位相が直交し、上記第１の相関付けおよび第２の相関付けは、合計して１つの検出値にされる第１相関値および第２相関値を生成し、検出値は所定のしきい値を比較される。
【００１０】
本発明による検出ステップでは、知られているグライド相関付け技法で行われるのと同様に、予想されるパルスシーケンスの全持続期間の間で、受信信号が網羅的に走査されることはない。代わりに、走査は、予想されるパルスシーケンスの選択された部分に制限される。この制限は、本発明による検出ステップと当該技術分野で既に知られている検出ステップとの目的の違いの結果である。
【００１１】
実際、予想されるパルスシーケンスの全持続期間にわたってグライド相関付けによって実施される、既知の検出ステップは、検出されたシーケンスのタイミングを正確に識別するが、本発明による検出ステップは、所与のパルスシーケンスが所与の時間間隔内で開始しているか否かを判断する。単一シーケンスの全持続期間は、このように、ステップごとに走査されることができ、各ステップは、上述した条件と同じ条件で、約１０ｎｓの持続期間を有する。これは、予想されるＮｐ＝１２８個のパルスからなるシーケンスの持続期間の走査が、終了するのに、１．２８＊１０３の連続パルスシーケンスのみを必要とすることになり、１６ミリ秒持続することになる、すなわち、上述したグライド相関付け技法による走査と比べて１０００分の１になることを意味する。
【００１２】
そのため、本発明は、前もって受信機に通信されているであろう、送信機のシグネチャによって規定される検出窓を単に走査することによって、検出ステップを実行するのに必要とされる処理時間およびパワーを制限することが可能である。
【００１３】
到来するパルスシーケンスを検出するために、予想されるパルスの形態と同じ形態を有するパルスではなく、正弦波信号を使用することは、いわゆる、コヒーレントシステムの理論に反するため、それ自体非常に意外に見えるかもしれない。それでも、以下で行う説明は、本発明者が行った選択の有効性および妥当性を明示するであろう。
【００１４】
本発明による、受信信号が正弦波信号と相関付けされることは、既知の技術で行われるような検出ステップのはるかに簡単な実施を可能にし、検出ステップでは、グライド相関付けは、受信機端で、検出されるべき形態と同じ形態を有するパルスを生成することを必要とするが、正弦波信号は、当業者によく知られている市販の発振器によって生成されることができ、こうした正弦波信号に適用されるいかなる種類の後処理もまた同じ理由で簡単になる。
【００１５】
相関値を合計するのに、種々の技法を使用することができる。
【００１６】
本発明のいくつかの実施形態によれば、検出値は、第１相関値および第２相関値の全ての検出窓にわたる平均値によって規定されることができる。しかしながら、パルスが予想される構成で検出される、発生の統計的な関連性を高めるために、有利に、相関値を任意所与の値Ｎ（２以上）で累乗してもよい。
【００１７】
本発明の有利な実施形態によれば、検出値は、このように、相関値のそれぞれを二乗し、得られる二乗値を加算することによって得られる。
【００１８】
以降で述べるように、二乗した相関値の使用はさらに、検出値の容易な解釈を可能にするであろう。
【００１９】
上述した所定のしきい値は好ましくは、チャネル減衰などの通信条件が、信号検出ステップの結果に大きな影響を与えないことを確保するために、受信信号の振幅に無関係であるであろう。
【００２０】
そのハードウェア志向の態様の１つによると、本発明はまた、少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む電気通信システムに関し、上記送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を送信し、各パルスは、時間チップ内に収容され、時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号によって規定され、システムにおいて、受信機は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実施する信号検出手段を含み、当該検出手段は、受信信号を表す信号を、それぞれ、少なくとも第１の正弦波信号および第２の正弦波信号に相関付ける少なくとも第１の相関付け手段および第２の相関付け手段を含み、第１の正弦波信号および第２の正弦波信号は、互いに位相が直交し、上記第１の相関付け手段および第２の相関付け手段は、上記検出窓の間に作動し、かつ合計して１つの検出値にされる第１相関値および第２相関値を生成し、検出値は、当該検出値を所定のしきい値と比較する比較手段に供給される。
【００２１】
このようなシステムの特定の一実施形態によると、検出手段はさらに、受信信号を表す信号を、それぞれ、少なくとも第３の正弦波信号および第４の正弦波信号に相関付ける少なくとも第３の相関付け手段および第４の相関付け手段を含み、第３の正弦波信号および第４の正弦波信号は、互いに位相が直交し、上記第３の相関付け手段および第４の相関付け手段は、上記検出窓の間に作動し、かつ上記第１相関値および第２相関値と合計して１つの検出値にされる第３相関値および第４相関値を生成し、検出値は比較手段に供給され、検出手段はまた、受信信号を供給され、第１復調信号および第２復調信号を、一方で、第１の相関付け手段および第２の相関付け手段に、他方で、第３の相関付け手段および第４の相関付け手段に、それぞれ送出する位相直交復調器を含み、第１復調信号および第２復調信号は互いに位相が直交する。
【００２２】
既知の位相直交復調技法によると、位相直交復調器は、一方で、受信信号を供給され、かつ、所定のいわゆる中心周波数を有する互いに位相が直交した復調信号によって給電される２つのミキサを通常含み、第３の正弦波信号および第４の正弦波信号は、その後、第１の正弦波信号および第２の正弦波信号によってそれぞれ形成される。本発明の好ましい一実施形態によると、検出手段はさらに、
第１の正弦波信号および第２の正弦波信号が導出されることになる出力信号を生成する発振器と、
上記出力信号を受信し、それぞれの第１復調信号および第２復調信号を位相直交復調器に送出する周波数乗算器とを含む。
【００２３】
本発明のこうした一実施形態によれば、中心周波数は、正弦波信号の周波数の倍数である値を有することになり、正弦波信号の周波数の倍数は、到来パルスシーケンスの周波数復調と検出の両方を実施するために、受信端でただ１つの発振器を使用することを可能にする。
【００２４】
本発明の好ましい一実施形態によると、上述のシステムに備えられる検出手段はさらに、
複数の累算モジュールであって、当該複数の累算モジュールはそれぞれ、上記相関付け手段のうちの１つによって送出された出力値を累算する、複数の累算モジュールと、
複数の二乗モジュールであって、当該複数の二乗モジュールはそれぞれ、上記累積モジュールのうちの１つの内容の二乗値を生成する、複数の二乗モジュールと、
二乗モジュールによって送出された出力値の合計を計算して、所定のしきい値と比較されるべき検出値を生成する加算器とを含む。
【００２５】
そのハードウェア関連のさらに別の態様によると、本発明はまた、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスからなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号を受信するデバイスに関し、各パルスは、時間チップ内に収容され、時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号によって規定され、受信機は、予想されるパルスシーケンスを検索するように、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓の調査を実施する信号検出手段を含み、当該検出手段は、受信信号を表す信号を、それぞれ、少なくとも第１の正弦波信号および第２の正弦波信号に相関付ける少なくとも第１の相関付け手段および第２の相関付け手段を含み、第１の正弦波信号および第２の正弦波信号は、互いに位相が直交し、上記第１の相関付け手段および第２の相関付け手段は、上記検出窓の間に作動し、かつ合計して１つの検出値にされる第１相関値および第２相関値を生成し、検出値は、当該検出値を所定のしきい値と比較する比較手段に供給される。
【００２６】
そのため、こうした受信機に含まれる検出手段は、本発明の上述した実施形態に従って信号検出ステップを実行することができるであろう。
【００２７】
上述した本発明の特徴ならびに他の特徴は、添付図面に関連して行われる以下の説明を読むことによってよりはっきりと明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１は、本発明が具体化される電気通信システムＳＹＳＴを示す。このシステムＳＹＳＴは、少なくとも１つの送信装置ＴＲＤおよび１つの受信装置ＲＣＤを含み、たとえば、移動電話で構成されることができる。送信装置ＴＲＤは、Ｎｐ個の時間窓にわたって、Ｎｐ個のパルスｐｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）からなる少なくとも１つのシーケンスによって形成された信号Ｃｓｇを送信し、各パルスは、時間チップ内に収容され、時間チップの位置は、その関連する時間窓内で、チップ番号ｃｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）によって規定される。
【００２９】
こうした到来信号Ｃｓｇを検出するために、受信装置ＲＣＤは検出手段ＤＥＴを備える。
【００３０】
この信号Ｃｓｇは、搬送信号を形成することができ、搬送信号上で、たとえば、１つまたは複数のパルスシーケンスの位相または振幅変調を実施することによる、上記搬送信号Ｃｓｇの変調によって、送信装置ＴＲＤが情報を符号化することができる。
【００３１】
図２は、クロノグラムの形態のこうした搬送信号Ｃｓｇを示し、クロノグラムによれば、各パルスシーケンスは、それぞれ持続期間Ｔｆを有する時間窓に分割された総持続期間Ｔｐを有し、各時間窓は、時間チップＴｃに細分され、各窓内の単一時間チップは、パルスｐｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）を収容し、単一時間チップは、チップ番号ｃｊによって識別される。そのため、この搬送信号Ｃｓｇの送信機は、上述したすべてのチップ番号ｃｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）によって連結して形成されたシグネチャＳｇ＝（ｃ１，ｃ２，…，ｃＮｐ）によって識別されるであろう。そのシグネチャＳｇはそれ自体、非常に頑強であり、そのため、すべての可能性のある受信機に確実にかつ正確に通信されることができる。
【００３２】
図３は、上述したパルスを構成するのに選択することができる可能な形状ｐ（ｔ）を示す別のクロノグラムである。ここで示す例では、このパルスｐ（ｔ）は、ガウス関数の二次導関数として規定され、数学的に、
【数１】
2005278187.tif 000003
と表すことができる。もちろん、この同じ目的で、当業者に知られている他のパルス形状を使用されてもよい。
【００３３】
図４は、上述したパルスシーケンスなどの連続したパルスシーケンスによって形成されたデータフレームＤＦを示すさらに別のクロノグラムであり、それぞれが総持続期間Ｔｐを有し、ガード間隔ＧＩが、２つのこうしたシーケンス間に周期的に挿入されて、所与のシーケンスが後続のシーケンスによって変化することを防止し、その変化は、たとえば、上記パルスシーケンス間の相互変調生成物によって生じるであろう。そのため、このデータフレームＤＦは、持続期間Ｔｒ（Ｔｒ＝Ｔｐ＋ＧＩ）をそれぞれ有し、上述のようなパルスシーケンスをそれぞれ含む連続したフレームで構成される。
【００３４】
そのため、データフレームＤＦを受信するデバイスは、所与の時間間隔ΔＴの間に、上述したパルスシーケンスなどのパルスシーケンスの開始を検出することができなければならない。
【００３５】
図５は、こうしたパルスシーケンスが、このシーケンスを受信するデバイスによって有利に検出されることができる方法を示す。本発明によれば、こうしたデバイスは、信号検出ステップＳＤＳを実行し、ステップＳＤＳの過程で、チップ番号によって規定される時間チップを包含するＮｐ個の検出窓Ｄｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）は、予想されるパルスシーケンスに属するパルス（この図では破線で示されるパルス）を検索するように調査される。各検出窓Ｄｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）は、単一時間チップ持続期間Ｔｃより広く、持続期間ΔＴを有する。これは、ここで示した検出ステップＳＤＳを実行することは、既知のシグネチャの下で送信され、上記デバイスによって受信されるパルスシーケンスが、所与の時間間隔ΔＴの間に開始したかどうかを判断することに存在する問題に対する回答を、受信デバイスに提供することを意味する。
【００３６】
本発明による方法は、予想されるパルスを検索するように、それぞれの関連するチップ番号によって規定された時刻ｔｊ（ｊ＝１〜Ｎｐについて）を中心とする選択された時間窓Ｄｊを走査することのみを必要とする。
【００３７】
これは、所与のパルスシーケンスが、所与の時間間隔ΔＴ内で開始するかどうかを単一ステップで判断することを可能にするが、知られている検出技法では、こうしたステートメントは、上記所与のシーケンスの全持続期間Ｔｐの網羅的な走査を達成するために、多数の基本的な相関付けを実施した後でなければ確立されない場合がある。
【００３８】
本発明に従って検出窓Ｄｊの走査を実行する可能な方法は、この図にも示される。各検出窓Ｄｊは、所与の時刻ｔｊを中心とし、それぞれ、ｔｊ−ΔＴ／２およびｔｊ＋ΔＴ／２に等しい下限および上限によって規定される。この例では、検出値は、受信信号と、第１正弦波信号Ｓ１および第２正弦波信号Ｓ２との間の、それぞれ、第１および第２の相関の、全ての検出窓にわたる平均値として計算される。第１正弦波信号Ｓ１および第２正弦波信号Ｓ２は互いに位相が直交する。この検出値は、その後、所定のしきい値と比較されるであろう。
【００３９】
本発明による方法の効果は以下の観察に基づく。すなわち、時刻τｊで発生する受信パルスＲｐの幅は、検出窓Ｄｊの幅よりはるかに小さいため、受信信号と正弦波信号、たとえば、ｓｉｎ（２πｔ／ΔＴ）で表される第１正弦波信号Ｓ１との相関は、
【数２】
2005278187.tif 000004
で規定されるが、
【数３】
2005278187.tif 000005
と表すことができ、
【数４】
2005278187.tif 000006
である。ここで、αはパルスＲｐによって搬送されるエネルギーに比例する。
【００４０】
受信信号と、第１正弦波信号Ｓ１および第２正弦波信号Ｓ２の一方との間で実施される各相関は、好ましくは二乗されて、雑音ピークが、上述したスカラー積の大きな値を生成し得る異常な発生に対して、受信パルスＲｐが実際に検出窓Ｄｊ内に存在する発生が強調される。こうした雑音ピークの振幅は、実際に受信されるパルスＲｐの振幅より小さい。
【００４１】
検出されるパルスシーケンスのまさにその性質のために、パルスＲｐの発生の時刻τｊと所定の時刻ｔｊの間の時間遅延が、全体のシーケンスに影響を与える位相シフトによって生じ、それによって、この時間遅延ｔｊ−τｊは、全ての時間窓について一定値を有するであろう。これによって、検出窓Ｄｊの幅ΔＴが、第１正弦波信号Ｓ１および第２正弦波信号Ｓ２の周期の整数倍であれば、全ての検出窓について相関値を累積することによって、受信パルスの同相の加算、したがって、これらのパルスの影響の増幅が自動的に可能になり、同時に、無関係な雑音による異常なパルスの影響を減衰させることを伴う。
【００４２】
本発明者がさらに観察したことは、二乗相関値の使用はまた、検出ステップの実施を簡単にすることが可能であることである。これは、
【数５】
2005278187.tif 000007
である、すなわち、上述の二乗相関の結果を合計することにより、受信信号によって搬送されるエネルギーを表す検出値が算出されるためである。
【００４３】
本発明者等が見出したことは、先に述べた実験的な観察は以下の通りに説明することができることである。
【００４４】
二乗相関が、
【数６】
2005278187.tif 000008
と記され、ここで、ｓおよびｙがそれぞれ、予想される信号ｓ（ｔ）および受信信号ｙ（ｔ）を表すベクトルである場合、対応する検出値は、
【数７】
2005278187.tif 000009
によって与えられる直交形態で表すことができる。
【００４５】
Ｑ（ｙ）がＴｖと記される所定のしきい値を超える場合、受信信号ｙ（ｔ）は、
【数８】
2005278187.tif 000010
であり、ｔが［−ΔＴ／２，Ｔｐ＋ΔＴ／２］に属する状態Ｈ１に対応すると考えられ、Ｑ（ｙ）＜Ｔｖである場合、ｙ（ｔ）＝ｎ（ｔ）であり、ｎ（ｔ）が雑音によって構成される状態Ｈ０に対応すると考えられるであろう。
【００４６】
所定のしきい値Ｔｖは、Ｐｆａと記された偽アラームの選択された確率に基づいて規定され、状態Ｈ０にある間にＱ（ｙ）＞Ｔｖとなる尤度についての最も高い可能な値であり、ｙ（ｔ）はｙ（ｔ）＝ｎ（ｔ）として表され、しきい値Ｔｖが予想される信号、または、受信信号の振幅に無関係になることができる。
【００４７】
本発明者等が見出したことは、上記直交形態は、その実施を容易にするために低減されてもよいことである。実際、
【数９】
2005278187.tif 000011
であり、ここで、ｙおよびｓは列行列であり、Ｔｙが列行列ｙの転置行行列であることを観察することによって、Ｑ（ｙ）は、
【数１０】
2005278187.tif 000012
の形態に書き直してもよく、ここで、Ｑはｙの成分に依存しない成分を有する行列である。
【００４８】
本発明者等が同様に観察したことは、この行列Ｑが全く中空であり、以下の形態で表してもよいことである。
【００４９】
【数１１】
2005278187.tif 000013
【００５０】
ここで、Ｍはサブ行列であり、サブ行列は、予想されるパルスｐ（ｔ）の形状のみに基づいて計算することができ、行列Ｑの各サブ行列Ｍの位置は、先に述べた検出窓Ｄｊの位置によって規定される。すなわち、各サブ行列Ｍは行列Ｑのポイントａｊ，ｒを中心とし、この行列におけるその座標は（ｔｌ；ｔｒ）であり、ｌおよびｒ＝１〜Ｎｐである。
【００５１】
各パルスｐ（ｔ）が図３で記述される場合、各サブ行列Ｍを、たとえば、
【数１２】
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によって規定することができる。
【００５２】
本発明者等が観察したことは、各サブ行列Ｍは、それぞれの固有ベクトルＶｉ（ｉ＝１〜ｋについて）に対応する固有値によって形成される対角成分を有する対角行列の形態で書くことができ、それによって、直交形態Ｑ（ｙ）は、
【数１３】
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と書き直すことができ、これは、受信信号ｙ（ｔ）をｋ個の相関付けモジュールに供給することによって実施することができ、相関付けモジュールはそれぞれ、Ｎｐ個の検出窓の間作動し、かつ上記受信信号ｙ（ｔ）と、上記相関付けモジュールと関連する固有ベクトルＶｉを表す特性信号との間の、上記窓にわたる相関を計算し、上記相関付けモジュールによって送出される出力値は、その後、累積され、加算される前に二乗されて、検出値を形成するＱ（ｙ）の値が生成され、Ｑ（ｙ）の値は、所定のしきい値ρと比較されことになる。
【００５３】
そのため、先に述べたように、本発明は、正弦波信号によって近似される２つの固有ベクトルのみが選択される状況に対応する。
【００５４】
図６は、上述した検出ステップを実施し、検出値Ｄｖを生成する計算手段ＣＰを含む検出手段ＤＥＴを概略的に示し、検出値Ｄｖは、比較手段ＣＭによってしきい値Ｔｖと比較され、比較手段ＣＭは、２状態出力信号ＯＳを送出する簡単な演算増幅器で形成され得、２状態出力信号ＯＳの値は、到来パルスが検出されたかどうかを確定するであろう。
【００５５】
ここで示す例では、計算手段ＣＰは、受信機によって受信された信号Ｙを、第１正弦波信号Ｓ１および第２正弦波信号Ｓ２と、それぞれ乗算する、たとえば、ギルバートセルによって構成された、第１信号ミキサＭ１および第２信号ミキサＭ２を含む。ここで、Ｓ１＝ｓｉｎ（２πｔ／ΔＴ）、Ｓ２＝ｃｏｓ（２πｔ／ΔＴ）である。計算手段ＣＰはさらに、第１信号ミキサＭ１および第２信号ミキサＭ２によって出力された信号を積分し、よって、一方で、受信信号Ｙと第１正弦波信号Ｓ１の相関付け、他方で、受信信号Ｙと第２正弦波信号Ｓ２の相関付けからそれぞれ生ずる、相関信号Ｃｓ１およびＣｓ２をそれぞれ送出する第１積分器ＩＮＴ１および第２積分器ＩＮＴ２を含む。これらの相関信号Ｃｓ１およびＣｓ２の値は、連続する検出窓Ｄｊの間のみ、作動信号ＥＮ（Ｄｊ）によって作動され、第１相関器ＡＣ１および第２相関器ＡＣ２によって、上記検出窓Ｄｊの間、累積される。このことは、第１信号ミキサＭ１および第２信号ミキサＭ２を、第１積分器ＩＮＴ１および第２積分器ＩＮＴ２と共にそれぞれ組み立てることによって形成される第１相関付け手段および第２相関付け手段が、検出窓Ｄｊ以外では使用不能になることを意味する。他の実施形態では、ミキサおよび／または積分器の電源を制御することによって同じ結果を得ることができる。積分器は、たとえば、ＲＣフィードバックループを備える演算増幅器によって形成されてもよい。
【００５６】
計算手段ＣＰは、第１モジュールＡＣ１および第２累積モジュールＡＣ２の内容の二乗値それぞれを生成する第１二乗モジュールＳＱ１および第２二乗モジュールＳＱ２を含み、その二乗値は、その後、ここに示す計算手段ＣＰに同様に含まれ、先に説明したように、受信信号Ｙによって搬送されたエネルギーに比例することになる検出値Ｄｖを出力する加算器ＡＤＤによって加算される。
【００５７】
図７は、受信信号Ｙを供給され、かつ第１復調信号Ｓｄ１および第２復調信号Ｓｄ２を、それぞれ、一方で、第１相関付け手段（Ｍ１１、ＩＮＴ１１）および第２相関付け手段（Ｍ１２、ＩＮＴ１２）へ、他方で、第３相関付け手段（Ｍ２１、ＩＮＴ２１）および第４相関付け手段（Ｍ２２、ＩＮＴ２２）へ送出する位相直交復調器ＰＱＤＭを含む計算手段ＣＰを概略的に示す。第１復調信号Ｓｄ１および第２復調信号Ｓｄ２は互いに位相が直交する。
【００５８】
第１相関付け手段（Ｍ１１、ＩＮＴ１１）、第２相関付け手段（Ｍ１２、ＩＮＴ１２）、第３相関付け手段（Ｍ２１、ＩＮＴ２１）、および第４相関付け手段（Ｍ２２、ＩＮＴ２２）は、それぞれ、その後に第１累積モジュールＡＣ１１、第２累積モジュールＡＣ１２、第３累積モジュールＡＣ２１、および第４累積モジュールＡＣ２２が続き、その後に第１二乗モジュールＳＱ１１、第２二乗モジュールＳＱ１２、第３二乗モジュールＳＱ２１、および第４二乗モジュールＳＱ２２が続き、その出力は、先に行った説明に従って検出値Ｄｖを送出する加算器ＡＤＤに接続される。
【００５９】
本発明のこの実施形態では、位相直交復調器ＰＱＤＭは、一方で、受信信号Ｙを供給され、かつ、互いに位相が直交し、いわゆる中心周波数Ｆｐｃを有する復調信号Ｓ１０およびＳ２０によって給電される２つのミキサＭ１０およびミキサＭ２０を含み、第３正弦波信号Ｓ２１および第４正弦波信号Ｓ２２は、その後、第１正弦波信号Ｓ１１および第２正弦波信号Ｓ１２によってそれぞれ形成される。
【００６０】
中心周波数は通常、到来パルスシーケンスによって搬送されるエネルギーのスペクトル分布について、中央周波数に等しいように当該技術分野では選択される。たとえば、これらのパルスシーケンスが３．１〜１０．６ＧＨｚまで変わる周波数を特徴とする場合、中心周波数Ｆｐｃは６．３５ＧＨｚに近い値に選択されてもよい。
【００６１】
ここで示す実施形態では、検出手段はさらに、
第１正弦波信号Ｓ１１および第２正弦波信号Ｓ１２が導出されることになる出力信号を生成する、発振器ＯＳＣ、たとえば、電圧制御発振器と、
上記出力信号を受信し、かつそれぞれの第１復調信号Ｓ１０および第２復調信号Ｓ２０を位相直交復調器ＰＱＤＭに含まれるミキサＭ１０およびミキサＭ２０に送出する周波数乗算器ＦＭＵＬＴとを含む。
【００６２】
そのため、本発明のこうした一実施形態は、到来パルスシーケンスの復調と検出の両方を実施するために、受信端で同じ発振器ＯＳＣを使用することによって、最適なクロック安定性を得ることを可能にする。
【００６３】
本発明の他の実施形態では、第１復調信号Ｓ１０および第２復調信号Ｓ２０を生成するために、高周波数発振器を使用すること、および、こうした高周波数発振器によって出力された信号に基づいて第１正弦波信号Ｓ１１および第２正弦波信号Ｓ１２を生成するために周波数分割器を使用することが選択されてもよい。
【００６４】
図６に示す本発明の実施形態は、図７に示す実施形態の特定の応用として考えてもよく、その場合、０に等しい中心周波数Ｆｐｃが選択されており、それは換言すれば、図６に示す実施形態は、ベースバンド応用に非常に好適であることを意味することに留意する価値があるように思える。
【００６５】
上述した本発明の実施形態は、簡単な構造を有し、非常に低コストで構築することができる。さらに、上述した全てのミキサ、乗算器、およびモジュールを、処理速度が速いことで知られており、サンプリングを必要としないアナログ回路によって形成してもよく、それによって、本発明のこうした実施形態に従って信号検出ステップを実施するのに必要とされる処理パワーおよび時間をさらに減らすことが可能になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明が使用される電気通信システムを示す機能図である。
【図２】こうした電気通信システムで送信される搬送信号を構成するパルスシーケンスを示すクロノグラムである。
【図３】こうしたシーケンスを生成するのに使用することができるパルスモデルを示すクロノグラムである。
【図４】複数のパルスシーケンスを含むデータフレームを示すクロノグラムである。
【図５】本発明による信号検出ステップを示すクロノグラムである。
【図６】本発明の可能な実施形態による検出手段を示すブロック図である。
【図７】本発明の好ましい実施形態による、検出手段に含まれる計算手段を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【外国語明細書】
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