(57)【要約】      （修正有）【課題】  定格電圧範囲を超えた場合に電力制御素子の電力損失を低減する。【解決手段】  入力電圧ＶＢが定格電圧範囲内のときの出力電圧Ｖoを設定するための第１基準電圧Ｖ１を発生する第１基準電圧発生部１１と、入力電圧ＶＢが所定の上限電圧より高電圧になると入力電圧ＶＢより低電圧且つ第１基準電圧Ｖ１より高電圧となる第２基準電圧Ｖ２を発生する第２基準電圧発生部１２と、入力電圧ＶＢが所定の上限電圧より低電圧のときに第１基準電圧Ｖ１を出力し、入力電圧ＶＢが所定の上限電圧より高電圧のときに第２基準電圧Ｖ２を出力する切換え部１３と、電力制御素子としてのトランジスタＱｘを駆動するための制御電圧Ｖ４を生成する分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂから成る制御電圧調整部１５を備えて構成する。【選択図】  図２
2005352683.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に対して直列に設けられ、入力電圧から負荷駆動用の出力電圧を発生する電力制御素子を有する電源装置であって、
第１基準電圧を発生する第１基準電圧発生手段と、
前記入力電圧が所定の上限電圧より高い電圧になると、前記入力電圧より低い電圧且つ前記第１基準電圧より高い電圧となる第２基準電圧を、前記入力電圧に追従して発生する第２基準電圧発生手段と、
前記入力電圧が前記上限電圧より低い電圧のときには、前記第１基準電圧を出力し、前記入力電圧が前記上限電圧より高い電圧のときには、前記第２基準電圧を出力する切換え手段と、
前記切換え手段から出力される前記第１基準電圧又は第２基準電圧に基づいて、前記電力制御素子を駆動する制御電圧を生成する制御電圧調整手段と、
を具備することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御電圧調整手段は、前記切換え手段から出力される前記第２基準電圧を分圧することにより、前記制御電圧を生成することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御電圧調整手段は、前記切換え手段から出力される前記第２基準電圧を分圧することにより、前記第１基準電圧より高電圧の前記制御電圧を生成する分圧抵抗を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
負荷に対して直列に設けられ入力電圧から負荷駆動用の出力電圧を発生する電力制御素子を有する電源装置における電源制御方法であって、
第１基準電圧を発生する第１基準電圧発生工程と、
前記入力電圧が所定の上限電圧より高い電圧になると、前記入力電圧より低い電圧且つ前記第１基準電圧より高い電圧となる第２基準電圧を、前記入力電圧に追従して発生する第２基準電圧発生工程と、
前記入力電圧が前記上限電圧より低い電圧のときには、前記第１基準電圧を出力し、前記入力電圧が前記上限電圧より高い電圧のときには、前記第２基準電圧を出力する切換え工程と、
前記切換え工程において出力する前記第１基準電圧又は第２基準電圧に基づいて、前記電力制御素子を駆動する制御電圧を生成する制御電圧調整工程と、
を具備することを特徴とする電源制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷駆動用の定電圧を発生する電源装置に関し、特に、負荷に対して直列に設けられた電力制御素子における電力損失を低減する電源装置及び電源制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、自動車等の車両に搭載される電子機器用の電源装置として、図１（ａ）に示す構成のものが知られている。
【０００３】
この電源装置は、車載バッテリと例えば照明装置等の電子機器（以下「負荷」という）との間に介在して設けられ、車載バッテリと負荷との間に直列接続された電力制御素子としてのＮＰＮトランジスタＱｘと、ＮＰＮトランジスタＱｘのベース電圧を設定する抵抗Ｒxと、ＮＰＮトランジスタＱｘのベースとグランド端子ＧＮＤとの間に接続されたツェナーダイオードＺＤとによって形成されている。
【０００４】
そして、車載バッテリからバッテリ電圧ＶＢが供給されると、ＮＰＮトランジスタＱｘのベース電位がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧ＶZDによって保持され、図１（ｂ）に示すように、ＮＰＮトランジスタＱｘのエミッタ側にツェナー電圧ＶZDとほぼ等しい負荷駆動用の定電圧Ｖo、すなわち、負荷を動作させるためのいわゆる電源電圧（Supply Voltage）Ｖoを出力する。
【０００５】
このように、従来の電源装置によれば、負荷駆動用の定電圧Ｖoに相当するツェナー電圧ＶZDを発生するツェナーダイオードＺＤを設け、そのツェナー電圧ＶZDによってＮＰＮトランジスタＱｘのベース電位を一定電圧に保持する構成とすることで、バッテリ電圧ＶＢが変動した場合でも、安定化した定電圧Ｖoを負荷に供給し、例えば車両のインストルメントパネルに設けられている照明装置を安定した輝度や照度で発光させることを可能にしている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上記従来の電源装置では、ツェナー電圧ＶZDより高電圧のバッテリ電圧ＶＢを入力電圧として入力し、ＮＰＮトランジスタＱｘが負荷側に出力する電力以外の電力（すなわち、ＮＰＮトランジスタＱｘのコレクタエミッタ間に掛かる電圧に起因する電力損失）を熱に変換することによって定電圧Ｖoを出力する。このため、ＮＰＮトランジスタＱｘが発熱等によって破壊されないように対策を講じる必要がある。
【０００７】
そこで、一般には、図１（ｂ）に示すように、車載バッテリが充放電を行うことによって生じる標準的なバッテリ電圧ＶＢの変動範囲であってツェナー電圧ＶZDより高い電圧となる範囲を定格電圧範囲Ｗoとして規定しておき、バッテリ電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoの上限電圧Ｖmxとなって、上限電圧Ｖmxとツェナー電圧ＶZDとの差電圧（Ｖmx−ＶZD）に相当する最大の電圧がＮＰＮトランジスタＱｘのコレクタエミッタ間に掛かった場合でも、ＮＰＮトランジスタＱｘが破壊されないような大容量パワートランジスタを用いたり、放熱板を設ける等の対策が講じられている。
【０００８】
ところが、車載バッテリは車両に搭載されるという特殊性に鑑みると、バッテリ電圧ＶＢが標準的な定格電圧範囲Ｗoにおける上限電圧Ｖmxを超えることがないものとして電源装置を設計することは、例えば車両の安全性を確保する等の観点から好ましくない。
【０００９】
そのため、たとえ希であっても、バッテリ電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxより高電圧となる場合があることを想定して電源装置を設計することが望ましい。
【００１０】
そこで、上述した一般的な手法を用いて、標準的な定格電圧範囲Ｗoより高い電圧範囲を過大電圧範囲Ｗoverと決めて、バッテリ電圧ＶＢがその過大電圧範囲Ｗoverの電圧となる場合にＮＰＮトランジスタＱｘが破壊等しないように、予め更に大容量のパワートランジスタを用いたり、更に大型の放熱板を設けることとすると、単にオーバースペックとなるだけで、電源装置の大型化やコスト高を招来するという問題を生じる。
【００１１】
本発明は、こうした課題に鑑みてなされたものであり、定格電圧範囲を超える入力電圧が入力する場合に、電力制御素子における電力損失を低減することを可能にする電源装置と電源制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１に記載の発明は、負荷に対して直列に設けられ、入力電圧から負荷駆動用の出力電圧を発生する電力制御素子を有する電源装置であって、第１基準電圧を発生する第１基準電圧発生手段と、前記入力電圧が所定の上限電圧より高い電圧になると、前記入力電圧より低い電圧且つ前記第１基準電圧より高い電圧となる第２基準電圧を、前記入力電圧に追従して発生する第２基準電圧発生手段と、前記入力電圧が前記上限電圧より低い電圧のときには、前記第１基準電圧を出力し、前記入力電圧が前記上限電圧より高い電圧のときには、前記第２基準電圧を出力する切換え手段と、前記切換え手段から出力される前記第１基準電圧又は第２基準電圧に基づいて、前記電力制御素子を駆動する制御電圧を生成する制御電圧調整手段と、を具備することを特徴とする。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、負荷に対して直列に設けられ入力電圧から負荷駆動用の出力電圧を発生する電力制御素子を有する電源装置における電源制御方法であって、第１基準電圧を発生する第１基準電圧発生工程と、前記入力電圧が所定の上限電圧より高い電圧になると、前記入力電圧より低い電圧且つ前記第１基準電圧より高い電圧となる第２基準電圧を、前記入力電圧に追従して発生する第２基準電圧発生工程と、前記入力電圧が前記上限電圧より低い電圧のときには、前記第１基準電圧を出力し、前記入力電圧が前記上限電圧より高い電圧のときには、前記第２基準電圧を出力する切換え工程と、前記切換え工程において出力する前記第１基準電圧又は第２基準電圧に基づいて、前記電力制御素子を駆動する制御電圧を生成する制御電圧調整工程と、を具備することを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の電源装置の実施形態について図２を参照して説明する。図２（ａ）は、本実施形態に係る電源装置の構成を表したブロック図、図２（ｂ）は、その動作を説明するための図である。
【００１５】
図２（ａ）において、この電源装置１０は、例えば車載バッテリ等の入力電源装置２０と負荷３０との間に設けられ、入力電源装置１０と負荷３０とのマイナス電位側の入出力端子間がグランドラインＧＮＤを通じて接続され、プラス電位側の入出力端子間に、電力制御素子としてのＮＰＮトランジスタＱｘがプラス電源ラインＬＮを介して直列接続されている。
【００１６】
そして、詳細については後述するが、ＮＰＮトランジスタＱｘが、入力電源装置１０から供給される入力電圧ＶＢを電力制御することによって、負荷３０に供給する出力電圧Ｖoを出力するようになっている。
【００１７】
更に、電源装置１０は、プラス電源ラインＬＮとグランドラインＧＮＤとの間に、ＮＰＮトランジスタＱｘの制御電圧調整部１５の一部を構成している抵抗Ｒｂと、第３基準電圧発生部１４とが直列接続され、更に、プラス電源ラインＬＮとグランドラインＧＮＤとの間に各々接続された第１基準電圧発生部１１及び第２基準電圧発生部１２と、第１，第２スイッチ素子ＳＷ1，ＳＷ2を有する切換え部１３と、抵抗Ｒａ，Ｒｂを有する制御電圧調整部１５が備えられている。
【００１８】
ここで、第１基準電圧発生部１１は、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内、又は定格電圧範囲Ｗoの上限電圧Ｖmxより高い過大電圧範囲Ｗoverとなると、負荷３０に供給する定電圧（いわゆる電源電圧）とほぼ等しい電圧である第１基準電圧Ｖ１を、入力電圧ＶＢから生成して出力する。
【００１９】
第２基準電圧発生部１２は、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoの上限電圧Ｖmxに達すると、ほぼ第１基準電圧Ｖ１と等しい電圧を発生し、更に、入力電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxを超えて過大電圧範囲Ｗoverの電圧となると、その入力電圧ＶＢから所定電圧Ｖsb分だけ低い電圧（ＶＢ−Ｖsb）を生成する。
【００２０】
すなわち、第２基準電圧発生部１２は、入力電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxを超えて過大電圧範囲Ｗoverの電圧となると、入力電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxとなったときに発生する第１基準電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧を基点として、入力電圧ＶＢに追従して変動する電圧（ＶＢ−Ｖsb）を第２基準電圧Ｖ２として出力する。
【００２１】
なお、本実施形態の第２基準電圧発生部１２は、所定電圧Ｖsbを、上限電圧Ｖmxと第１基準電圧Ｖ１との差電圧（Ｖmx−Ｖ１）とほぼ等しい電圧とすることで、入力電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxとなったときに、第２基準電圧Ｖ２が第１基準電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧（ＶＢ−Ｖmx＋Ｖ１）となるように決められている。
【００２２】
第３基準電圧発生部１４は、第１基準電圧Ｖ１とほぼ等しい第３基準電圧Ｖ３を生成して出力する。
【００２３】
第１スイッチ素子ＳＷ1は、第１基準電圧発生部１１とＮＰＮトランジスタＱｘのベースとの間に接続されており、第２スイッチ素子ＳＷ2は、第２基準電圧発生部１２とＮＰＮトランジスタＱｘのベースとの間に抵抗Ｒａを介して接続されている。
【００２４】
そして、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内、又は定格電圧範囲Ｗoより低電圧のときには、第１スイッチ素子ＳＷ1がオン（導通）、第２スイッチ素子ＳＷ2がオフ（非導通）となり、第１スイッチ素子ＳＷ1が第１基準電圧Ｖ１をＮＰＮトランジスタＱｘのベース側に供給する。
【００２５】
また、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoを超える過大電圧範囲Ｗoverの電圧となると、第１スイッチ素子ＳＷ1がオフ（非導通）、第２スイッチ素子ＳＷ2がオン（導通）となり、第２スイッチ素子ＳＷ2が第２基準電圧Ｖ２を、抵抗Ｒａを介してＮＰＮトランジスタＱｘのベース側に供給する。
【００２６】
このように、第１，第２スイッチ素子ＳＷ1，ＳＷ2は、入力電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxを境にして変動するのに応じて互いに排他的に切り換え動作することで、第１基準電圧Ｖ１又は第２基準電圧Ｖ２をＮＰＮトランジスタＱｘのベース側に供給する。
【００２７】
制御電圧調整部１５は、上述したように第３基準電圧発生部１４と第２スイッチ素子ＳＷ2の出力側との間に、分圧抵抗として直列接続された抵抗Ｒａ，Ｒｂを有しており、抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点が、ＮＰＮトランジスタＱｘのベースと第１スイッチ素子ＳＷ1の出力側に接続されている。そして、抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点に生じる電圧をＮＰＮトランジスタＱｘを制御するための制御電圧Ｖ４として印加し、その制御電圧Ｖ４とほぼ等しい出力電圧Ｖoを負荷３０側へ出力させる。
【００２８】
次に、かかる構成を有する電源装置１０の動作について図２（ｂ）を参照して説明する。なお、同図（ｂ）は、入力電圧ＶＢに対する出力電圧Ｖoの関係を表している。
【００２９】
まず、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の何れかの電圧となると、第１，第３基準電圧発生部１１，１４が各々ほぼ等しい第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３を出力し、更に第１スイッチＳＷ１がオン（導通）であるため、次式(1)で表されるように、制御電圧Ｖ４がこれらの基準電圧Ｖ１，Ｖ３とほぼ等しい電圧となって、ＮＰＮトランジスタＱｘの出力電圧Ｖoもこれらの基準電圧Ｖ１，Ｖ３とほぼ等しい定電圧となる。 
Ｖo＝Ｖ４＝Ｖ３＝Ｖ１  …(1) 
【００３０】
このため、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内であれば、電源装置１０は、負荷３０を動作させるための直流安定化電源として機能する。
【００３１】
次に、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoの上限電圧Ｖmxを超えて、過大電圧範囲Ｗover内の何れかの電圧となった場合、第２基準電圧発生部１２が、その入力電圧ＶＢより所定電圧Ｖsbだけ低電圧となる第２基準電圧Ｖ２を出力し、更に第１スイッチ素子ＳＷ1がオフ（非導通）、第２スイッチ素子ＳＷ2がオン（導通）となることで、抵抗Ｒａ，Ｒｂ間に、第２基準電圧Ｖ２と第３基準電圧Ｖ３との差電圧（Ｖ２−Ｖ３）が印加される。
【００３２】
そして、抵抗Ｒａ，Ｒｂが差電圧（Ｖ２−Ｖ３）を分圧することにより、次式(2)で表されるように、抵抗Ｒａ，Ｒｂによる分圧係数Ｋと差電圧（Ｖ２−Ｖ３）に比例した分割電圧ΔＶceを発生し、更に、次式(3)で表されるように、分割電圧ΔＶceに第３基準電圧Ｖ３が加算された電圧（ΔＶce＋Ｖ３）となる制御電圧Ｖ４がＮＰＮトランジスタＱｘのベースに印加され、ＮＰＮトランジスタＱｘから該制御電圧Ｖ４とほぼ等しい出力電圧Ｖoが負荷３０側に出力される。 
ΔＶce＝｛Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）｝×（Ｖ２−Ｖ３） 
＝Ｋ×（Ｖ２−Ｖ３）     …(2) 
Ｖo＝Ｖ４＝ΔＶce＋Ｖ３        …(3) 
【００３３】
したがって、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗover内の何れかの電圧となると、図２（ｂ）中の点線δ0で示す基準電圧Ｖ３よりも高い電圧、すなわち斜線δ１で示すように、分圧係数Ｋを係数として変動する分割電圧ΔＶceだけ高い出力電圧Ｖoが出力される。
【００３４】
また、抵抗Ｒａ，Ｒｂの値を調整して分圧係数Ｋを変更すると、図（ｂ）中の斜線δ2，δ3にて示すように、基準電圧Ｖ３に対する分割電圧ΔＶceを変更することができる。
【００３５】
このように、過大電圧範囲Ｗoverにおいて出力電圧Ｖoが上昇すると、ＮＰＮトランジスタＱｘのコレクタエミッタ間には、入力電圧ＶＢから分割電圧ΔＶce及び基準電圧Ｖ３を減算したのに相当するコレクタエミッタ電圧Ｖceが掛かることとなる。このため、図１（ｂ）に示した従来技術のように分割電圧ΔＶceを生じさせない場合に較べて、本実施形態の電源装置１０の方が、ＮＰＮトランジスタＱｘのコレクタエミッタ電圧Ｖceを低減することができ、電力損失を低減することが可能となっている。
【００３６】
以上説明したように、本実施形態の電源装置１０によれば、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗoverとなると、ＮＰＮトランジスタＱｘにおける電力損失を低減することができる。そして、かかる電力損失を低減することができる結果、オーバースペックとはならない範囲で、ＮＰＮトランジスタＱｘを小型のパワートランジスタで形成したり、小型の放熱板を設けることが可能となり、熱対策のための構成を小型化等することができる。
【００３７】
更に、抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値を調整することで、分割電圧ΔＶceを可変調整することができるため、過大電圧範囲Ｗoverにおける出力電圧Ｖoを、負荷３０に対して影響を及ぼさないように調整し、更にＮＰＮトランジスタＱｘの電力損失を低減することができる。
【００３８】
例えば、負荷３０が自動車等の車両のインストルメントパネル等に設けられる照明装置である場合、運転者等の人間の視覚では感じることができないように、輝度や照度の変動を抑制し、且つＮＰＮトランジスタＱｘの電力損失を低減することができる。
【実施例１】
【００３９】
次に、図２に示した実施形態のより具体的な実施例について図３及び図４を参照して説明する。図３は、本実施例の電源装置１０の構成を表した回路図であり、図２と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図４は、動作を説明するための図である。
【００４０】
図３において、この電源装置１０は、入力電源装置２０としての車載バッテリと、車両内のインストルメントパネルに設けられた照明装置である負荷３０との間に介在して設けられ、電力制御素子としてのＮＰＮトランジスタＱｘと、第１，第２，第３基準電圧発生部１１，１２，１４と、切換え部１３と、制御電圧調整部１５、及びノイズ低減部１６を有して構成されている。
【００４１】
更に、入力電圧（バッテリ電圧）ＶＢの定格電圧範囲Ｗoが約８ボルトから１４ボルトの電圧範囲、上限電圧Ｖmxが１４ボルト、入力電圧ＶＢが上限電圧Ｖmxを超える電圧範囲を過大電圧範囲Ｗoverとして規定されている。
【００４２】
そして、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の電圧のときには、定電圧８ボルトを出力電圧Ｖoとして、ＮＰＮトランジスタＱｘから負荷３０側へ出力する。
【００４３】
第１基準電圧発生部１１は、プラス電源ラインＬＮとグランドラインＧＮＤ間に直列接続された抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺＤ１によって形成されており、入力電圧ＶＢが８ボルト以上になると、ツェナーダイオードＺＤ１が８ボルトのツェナー電圧を第１基準電圧Ｖ１として出力する。
【００４４】
第２基準電圧発生部１２は、プラス電源ラインＬＮとグランドラインＧＮＤ間に直列接続されたツェナーダイオードＺＤ２及び抵抗Ｒ２によって形成されており、入力電圧ＶＢが１４ボルト以上になると、ツェナーダイオードＺＤ２が６ボルトのツェナー電圧を発生する。
【００４５】
このため、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗover内の何れかの電圧となると、第２基準電圧発生部１２は、入力電圧ＶＢより所定電圧Ｖsb（すなわち、６ボルト）分だけ低い電圧（ＶＢ−Ｖsb）を第２基準電圧Ｖ２として出力する。
【００４６】
第３基準電圧発生部１４は、ツェナーダイオードＺＤ１より若干低電圧（具体的には、スイッチングダイオードＤ１の順方向電圧分だけ低電圧）のツェナー電圧（第３基準電圧）Ｖ３を発生するツェナーダイオードＺＤ３によって形成されている。
【００４７】
切換え部１３は、図２（ａ）に示した第１，第２スイッチ素子ＳＷ1，ＳＷ2と同様の機能を発揮するスイッチングダイオードＤ１，Ｄ２によって形成されており、スイッチングダイオードＤ１のアノードが抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ１との接続点、スイッチングダイオードＤ２のアノードが抵抗Ｒａを介してツェナーダイオードＺＤ２と抵抗Ｒ２との接続点に各々接続される他、スイッチングダイオードＤ１，Ｄ２のカソードがＮＰＮトランジスタＱｘのベースに接続されている。
【００４８】
制御電圧調整部１５は、上述の抵抗Ｒａと、ツェナーダイオードＺＤ３とＮＰＮトランジスタＱｘのベース間に接続された抵抗Ｒｂによって形成されており、これら抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点に生じる電圧を、ＮＰＮトランジスタＱｘの制御電圧Ｖ４として発生する。
【００４９】
なお、この実施例では、抵抗ＲａがスイッチングダイオードＤ２と第２基準電圧発生部１２との間に設けられているが、図２（ａ）に示したスイッチ素子ＳＷ2の出力側に抵抗Ｒａを接続するのと同様に、図３に示す抵抗ＲａをスイッチングダイオードＤ２のカソードとＮＰＮトランジスタＱｘのベースとの間に接続するようにしてもよい。
【００５０】
ノイズ低減部１６は、スイッチングダイオードＤ１，Ｄ２のカソードと、グランドラインＧＮＤ間に接続されたコンデンサ（容量素子）Ｃ及び抵抗Ｒaとによって形成されており、リップルノイズ等を吸収することにより、ノイズを低減した制御電圧Ｖ４をＮＰＮトランジスタＱｘに印加する。
【００５１】
次に、図４を参照して電源装置１０の動作を説明する。 
なお、スイッチングダイオードＤ１，Ｄ２は約０．６ボルトの順方向電圧を有しているが、説明の便宜上、スイッチングダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧はほぼ０ボルトであるものとして説明することとする。
【００５２】
まず、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoより低い電圧であった場合には、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３は、図４（ａ）に例示するように、８ボルト未満の電圧範囲内で、入力電圧ＶＢに追従して変化し、第２基準電圧Ｖ２は、図４（ｂ）に例示するように約０ボルトとなる。
【００５３】
更に、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の何れかの電圧であった場合には、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３が約８ボルトとなり、第２基準電圧Ｖ２は、入力電圧ＶＢが６ボルト未満のときには約０ボルト、入力電圧ＶＢが６ボルト以上になると、その入力電圧ＶＢよりも約６ボルト低い第２基準電圧Ｖ２を出力する。
【００５４】
更に、入力電圧ＶＢが上限電圧（１４ボルト）Ｖmxを超える過大電圧範囲Ｗover内の電圧となった場合には、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３は約８ボルトを維持することとなり、第２基準電圧Ｖ２は、その入力電圧ＶＢより約６ボルト低い第２基準電圧Ｖ２を出力する。
【００５５】
ここで、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の電圧となった場合、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３に較べて、第２基準電圧Ｖ２の方が低電圧となるため、スイッチングダイオードＤ１がオン（導通）、スイッチングダイオードＤ２がオフ（非導通）となり、前記式(1)で表したように、制御電圧Ｖ４が第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３とほぼ等しい電圧となって、ＮＰＮトランジスタＱｘの出力電圧Ｖoも約８ボルトに保たれる。
【００５６】
このため、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内であれば、電源装置１０は、負荷３０を動作させるための直流安定化電源として機能することにより、負荷３０としての照明装置の発光輝度や照度を一定に保つことができる。
【００５７】
次に、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗover内の電圧、すなわち１４ボルト以上であった場合には、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３に較べて、第２基準電圧Ｖ２の方が高電圧となるため、スイッチングダイオードＤ１がオフ（非道通）、スイッチングダイオードＤ２がオン（導通）となり、抵抗Ｒａ，Ｒｂの両端に、第２基準電圧Ｖ２と第３基準電圧Ｖ３との差電圧（Ｖ２−Ｖ３）が掛かることとなる。
【００５８】
更に、いわゆるサージ電圧等の発生に起因して、入力電圧ＶＢが急激に上限電圧Ｖmxよりも高電圧（例えば１６ボルト）に変動したような場合に、コンデンサＣと抵抗Ｒａで構成されたノイズ低減部１６がノイズを吸収することにより、抵抗Ｒａ，Ｒｂの両端に、ノイズを低減した差電圧（Ｖ２−Ｖ３）が掛かることとなる。
【００５９】
そして、抵抗Ｒａ，Ｒｂが差電圧（Ｖ２−Ｖ３）を分圧することにより、前記式(2)で表したように、抵抗Ｒａ，Ｒｂによる分圧係数Ｋと差電圧（Ｖ２−Ｖ３）に比例した分割電圧ΔＶceを発生し、更に、前記式(3)で表したように、分割電圧ΔＶceに第３基準電圧Ｖ３が加算された電圧（ΔＶce＋Ｖ３）となる制御電圧Ｖ４がＮＰＮトランジスタＱｘのベースに印加され、ＮＰＮトランジスタＱｘから該制御電圧Ｖ４とほぼ等しい出力電圧Ｖoが負荷３０側に出力される。 
したがって、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗover内の何れかの電圧となると、図４（ｃ）中の点線δ0で示す基準電圧Ｖ３よりも高い電圧、すなわち斜線δ１で示すように、分圧係数Ｋを係数として変動する分割電圧ΔＶceだけ高い出力電圧Ｖoが出力される。
【００６０】
また、抵抗Ｒａ，Ｒｂの値を調整して分圧係数Ｋを変えると、同図（ｃ）中の斜線δ2，δ3にて例示すように、基準電圧Ｖ３に対する分割電圧ΔＶceを変更することができる。ちなみに、抵抗Ｒｂを大きな値に調整するほど、分圧係数Ｋの値が大きくなることから、斜線δ1側からδ3側へと分割電圧ΔＶceを大きくすることができる。
【００６１】
このように、過大電圧範囲Ｗoverにおいて出力電圧Ｖoが上昇すると、ＮＰＮトランジスタＱｘのコレクタエミッタ間には、入力電圧ＶＢから分割電圧ΔＶce及び基準電圧Ｖ３を減算したのに相当するコレクタエミッタ電圧Ｖceが掛かることとなる。このため、ＮＰＮトランジスタＱｘのコレクタエミッタ電圧Ｖceを低減することができ、電力損失を低減することが可能となっている。
【００６２】
以上説明したように、本実施例の電源装置１０によれば、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗoverとなると、ＮＰＮトランジスタＱｘにおける電力損失を低減することができる。そして、かかる電力損失を低減することができる結果、オーバースペックとはならない範囲で、ＮＰＮトランジスタＱｘを小型のパワートランジスタで形成したり、放熱板を小型化することが可能となり、熱対策のための構成を小型化等することができる。
【００６３】
更に、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoのときの出力電圧Ｖoは、第３基準電圧Ｖ３とほぼ同じ定電圧となり、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗoverのときの出力電圧Ｖoは、第３基準電圧Ｖ３より分割電圧ΔＶce分だけ高い電圧となることから、負荷３０である照明装置に掛かる電圧が変化することとなるが、抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値を調整して分割電圧ΔＶceを適切に調整すると、照明装置の輝度や照度の変化を、運転者等の視覚では感じることができない程度に抑制し、且つＮＰＮトランジスタＱｘの電力損失を低減することができる。
【００６４】
更に、ノイズ低減部１６を設けたことにより、入力電圧ＶＢが急激に変動したような場合でも、リップルノイズ等を吸収することができ、ノイズを抑制した出力電圧Ｖoを出力することが可能であることから、照明装置の輝度や照度を安定化させることができ、いわゆるちらつき等の発生を防止することができる。
【実施例２】
【００６５】
次に、他の実施例について図５を参照して説明する。図５は、本実施例の電源装置の構成を表した回路図であり、図３と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
【００６６】
まず、図５において、この電源装置１０の特徴を図３に示した電源装置と対比して説明する。
【００６７】
図３に示した電源装置では、電力制御素子をＮＰＮトランジスタＱｘで形成し、制御電圧調整部１５を構成している抵抗ＲｂがＮＰＮトランジスタＱｘのべースに接続されている。これに対し、図５の電源装置１０では、電力制御素子をＰＮＰトランジスタＱｘで形成し、制御電圧調整部１５を構成している抵抗ＲｂとＰＮＰトランジスタＱｘのベースとの間に、ＰＮＰトランジスタＱｘに対する駆動能力を高めるためのＮＰＮトランジスタＱｄが設けられている。
【００６８】
すなわち、ＮＰＮトランンジスタＱｄは、そのベースが抵抗Ｒｂに接続され、そのコレクタが電力制御素子としてのＰＮＰトランジスタＱｘのベースに接続されると共に抵抗Ｒｘを介してプラス電源ラインＬＮに接続され、そのエミッタが抵抗Ｒ４を介してグランドラインＧＮＤに接続されている。
【００６９】
これにより、ＮＰＮトランジスタＱｄは、スイッチングダイオードＤ１又はＤ２側から制御電圧Ｖ４に応じて流入してくるベース電流が微小電流であっても、電力増幅を行うことによって、制御電圧Ｖ４に比例した電圧をＰＮＰトランジスタＱｘのベースに印加し、ＰＮＰトランジスタＱｘに対する駆動能力を高めることが可能となっている。
【００７０】
更に、ＮＰＮトランジスタのエミッタと抵抗Ｒ４との接続点と、ＰＮＰトランジスタＱｘのコレクタとの間に、出力電圧Ｖoの変化を規制するツェナーダイオードＺＤ４が接続されている。
【００７１】
なお、本実施例の電源装置１０では、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧が約５．６ボルト、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧が約７．５ボルト、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧が約５．１ボルト、ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧が約３．７ボルトとなっており、これらの素子定数を設定することで、図４に示したのと同様の出力電圧Ｖoを出力するように設定されている。
【００７２】
かかる構成を有する本実施例の電源装置１０によれば、図３及び図４に示した電源装置と同様の動作を行うことによって、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の電圧となったときには、ツェナーダイオードＺＤ３に生じる第３基準電圧Ｖ３とツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧の和（ＱｄのＶbeは無視）の出力電圧Ｖoを出力し、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗoverの電圧となったときには、抵抗Ｒａ，Ｒｂによって生じる分割電圧ΔＶceとツェナーダイオードＺＤ３に生じる第３基準電圧Ｖ３とが加算された電圧（ΔＶce＋Ｖ３）に対応した出力電圧Ｖoを出力する。
【００７３】
すなわち、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗoより低い電圧であった場合には、ＰＮＰトランジスタＱｘの出力電圧は、入力電圧ＶＢに追従して変化する。
【００７４】
更に、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の何れかの電圧であった場合には、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３によりＰＮＰトランジスタＱｘの出力電圧は定電圧特性を示す。第２基準電圧Ｖ２は、この領域では第１，第３基準電圧以下となる。
【００７５】
更に、入力電圧ＶＢが上限電圧（１４ボルト）Ｖmxを超える過大電圧範囲Ｗover内の電圧となった場合には、第１，第３基準電圧を上回りＰＮＰトランジスタＱｘの出力電圧は第２基準電圧に連動する。
【００７６】
そして、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲Ｗo内の電圧となった場合、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３に較べて、第２基準電圧Ｖ２の方が低電圧となるため、スイッチングダイオードＤ１がオン（導通）、スイッチングダイオードＤ２がオフ（非導通）となり、制御電圧Ｖ４が第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３とほぼ等しい電圧となる。そして、ＮＰＮトランジスタＱｄが、制御電圧Ｖ４に従ってＰＮＰトランジスタＱｘのベース電流を設定することにより、ＰＮＰトランジスタＱｘのコレクタから約８ボルトの出力電圧Ｖoを負荷３０側へ出力する。
【００７７】
また、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗover内の電圧、すなわち１４ボルト以上であった場合には、第１，第３基準電圧Ｖ１，Ｖ３に較べて、第２基準電圧Ｖ２の方が高電圧となるため、スイッチングダイオードＤ１がオフ（非道通）、スイッチングダイオードＤ２がオン（導通）となり、抵抗Ｒａ，Ｒｂの両端に、第２基準電圧Ｖ２と第３基準電圧Ｖ３との差電圧（Ｖ２−Ｖ３）が掛かることとなる。更に、ノイズ低減部１６がリップルノイズ等を吸収することにより、抵抗Ｒａ，Ｒｂの両端に、ノイズを低減した差電圧（Ｖ２−Ｖ３）が掛かることとなる。
【００７８】
そして、抵抗Ｒａ，Ｒｂが差電圧（Ｖ２−Ｖ３）を分圧することにより、抵抗Ｒａ，Ｒｂによる分圧係数Ｋと差電圧（Ｖ２−Ｖ３）に比例した分割電圧ΔＶceを発生し、更に、分割電圧ΔＶceに第３基準電圧Ｖ３が加算された電圧（ΔＶce＋Ｖ３）となる制御電圧Ｖ４がＮＰＮトランジスタＱｄのベースに印加され、ＮＰＮトランジスタＱｄが制御電圧Ｖ４に従ってＰＮＰトランジスタＱｘのベース電流を設定することにより、ＰＮＰトランジスタＱｘのコレクタから、約８ボルトよりも分割電圧ΔＶce分高い電圧となる出力電圧Ｖoを負荷３０側へ出力する。
【００７９】
以上説明したように、本実施例の電源装置１０によれば、図３に示した電源装置と同様の効果、すなわち入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗoverとなった場合に、ＰＮＰトランジスタＱｘにおける電力損失を低減することができる。
【００８０】
更に、ＮＰＮトランジスタＱｄを設けたことにより、ＰＮＰトランジスタＱｘに対する駆動能力を高めることができ、特に、スイッチングダイオードＤ１，Ｄ２を小電流で動作するダイオードで形成したり、抵抗Ｒａ，Ｒｂを高抵抗で形成することによって、小電流で動作する回路構成とすることが可能となる。
【００８１】
このため、電源装置１０自体の消費電力を低減し、熱対策のための構成を小型化等することができる。
【実施例３】
【００８２】
次に、更に他の実施例について図６を参照して説明する。図６は、本実施例の電源装置の構成を表した回路図であり、図３及び図５と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
【００８３】
まず、図６において、この電源装置１０の特徴を図３及び図５に示した電源装置と対比して説明する。
【００８４】
図３に示した電源装置では、制御電圧調整部１５を構成している抵抗ＲｂがＮＰＮトランジスタＱｘのべースに接続されており、図５に示した電源装置では、制御電圧調整部１５を構成している抵抗ＲｂとＰＮＰトランジスタＱｘのベースとの間に、ＰＮＰトランジスタＱｘに対する駆動能力を高めるためのＮＰＮトランジスタＱｄが設けられている。
【００８５】
これに対して、図６の電源装置１０では、差動対を形成しているＮＰＮトランジスタＱd1，Ｑd2と、ＮＰＮトランジスタＱd1，Ｑd2の共通エミッタとグランドラインＧＮＤとの間に接続された抵抗Ｒ４と、出力電圧Ｖoを設定する為の抵抗Ｒ５，Ｒ６とを有し、ＮＰＮトランジスタＱd1のベースに制御電圧Ｖ４が印加されると共に、そのコレクタがＰＮＰトランジスタＱｘのベースに接続されている。
【００８６】
そして、抵抗Ｒ５，Ｒ６の各々の抵抗値は、入力電圧ＶＢが定格電圧範囲（８〜１４ボルト）Ｗo内のときに、ＮＰＮトランジスタＱd2のベース電位がＮＰＮトランジスタＱd1のベース電位Ｖ４と等しくなり、且つ出力電圧Ｖoが８ボルトとなるように、次式(4)の関係に基づいて決められている。 
（Ｑd2のベース電位）＝Ｖ４＝Ｖo×Ｒ６／（Ｒ５+Ｒ６）  …(4) 
【００８７】
また、典型的な場合として、図５の回路と同様に、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧が約５．６ボルト、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧が約７．５ボルト、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧が約５．１ボルトに決められている。
【００８８】
かかる構成を有する本実施例の電源装置１０によれば、図３及び図５に示した電源装置と同様に、入力電圧ＶＢが過大電圧範囲Ｗoverの電圧となった場合に、ＰＮＰトランジスタＱｘの電力損失を低減することができ、更に、ＮＰＮトランジスタＱd1が制御電圧Ｖ４に従って、ＰＮＰトランジスタＱｘを駆動するための駆動能力を高めることができる。
【００８９】
このため、ＰＮＰトランジスタＱｘを小型のパワートランジスタで形成したり、ヒートシンクを小型化することができる等の効果が得られる他、制御電圧Ｖ４を生成するための回路を小電流型の回路とすることができ、電源装置１０自体の消費電力を低減し、熱対策のための構成を小型化等することが可能である。
【００９０】
なお、以上に説明した実施形態及び実施例では、電力制御素子としてバイポーラトランジスタを用いたが、電界効果トランジスタ等の他の能動素子を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】従来の電源装置を説明するための図である。
【図２】本発明の実施形態に係る電源装置の構成を表したブロック図及びその動作を説明するための図である。
【図３】実施例に係る電源装置の構成を表した回路図である。
【図４】図３に示した電源装置の動作を説明するための図である。
【図５】他の実施例に係る電源装置の構成を表した回路図である。
【図６】更に他の実施例に係る電源装置の構成を表した回路図である。
【符号の説明】
【００９２】
１０…電源装置
２０…入力電源装置
３０…負荷
１１…第１基準電圧発生部
１２…第２基準電圧発生部
１３…切換え部
１５…制御電圧調整部
Ｑｘ…ＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタ
Ｒａ，Ｒｂ…抵抗
【図１】
2005352683.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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