(57)【要約】【課題】雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）およびアベレージ値の低減が容易なスイッチング電源装置を実現する。【解決手段】ダイオードＤ２〜Ｄ５および平滑コンデンサＣ２・Ｃ８からなる整流平滑部２と、ダイオードＤ６・Ｄ７からなるダイオード部５と、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、制御巻線Ｎ３、および巻線Ｎ４を備えるトランスＴ１とを備える。Ｌ１端子から印加される電圧と、Ｎ１端子から印加される電圧とを平滑コンデンサＣ２・Ｃ８で別々に整流し、１次巻線としてＮ１とＮ１＋Ｎ４とを交互に用いることにより、スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に所定の周期で変化させる。【選択図】図１                                  
2005278305.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧を整流平滑し直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、少なくとも１次巻線、２次巻線、制御巻線を備えたトランスと、前記１次巻線に接続され前記直流電圧のＯＮ／ＯＦＦを行って高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子と、前記２次巻線に接続された２次側整流平滑回路と、前記２次側整流平滑回路の出力電圧が一定となるように前記主スイッチング素子を所定のスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦ制御する主制御回路とを備えたＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、
前記スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に規定の周期で連続的に変化させるスイッチング周波数可変手段を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング周波数可変手段は、２つのダイオード、前記１次側整流平滑回路に設けられる２つの平滑コンデンサ、前記１次巻線、および、前記トランスに設けられる他の１つの巻線により構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１のスイッチング周波数と前記第２のスイッチング周波数との切り替えのタイミングの決定を、前記入力交流電圧の電源の、Ｌ端子側から供給される電流と、Ｎ端子側から供給される電流とを前記１次側整流平滑回路によって別々に整流し、両者の電圧を比較することにより実現していることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング周波数可変手段は、前記スイッチング周波数を前記第１のスイッチング周波数から前記第２のスイッチング周波数までの範囲に規定の周期で連続的に変化させることを、前記主スイッチング素子のＯＮ期間を変化させることにより実現することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記主スイッチング周波数可変手段は、前記ＯＮ期間の変化を、前記トランスの前記１次側巻線のインダクタンス値を第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとの間で切り替えることにより実現することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１のスイッチング周波数は前記所定のスイッチング周波数の２／３倍であり、前記第２のスイッチング周波数は前記所定のスイッチング周波数の４／３倍であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記入力交流電圧の電源の、Ｌ端子側から供給される電流と、Ｎ端子側から供給される電流とを別々に整流し、両者の電圧を比較する際に前記１次側整流平滑回路に備えられる一方の平滑コンデンサの容量を極端に小さくすることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、いわゆるＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ―ＤＣコンバータなどとして好適に実施され、直流安定電圧を出力するスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１３は、従来のスイッチング電源装置１５１の構成を示す回路図である。
【０００３】
スイッチング電源装置１５１は、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ方式）の例であり、トランスＴ１０１の１次巻線Ｎ１０１に、一例としてＭＯＳＦＥＴを用いた主スイッチング素子Ｑ１０１を直列接続し、トランスＴ１０１の制御巻線Ｎ１０３の出力を、主制御回路１０４を介してこの主スイッチング素子Ｑ１０１のゲートに帰還させて発振させるよう構成されている。
【０００４】
電源フィルタ部１０１において、商用交流電源電圧は、Ｌ（Live）ラインおよびＮ（Neutral）ラインからアクロス・ザ・ラインコンデンサＣ１０１（以下、ラインコンデンサＣ１０１と称する）、コモンモード・チョークコイルＬ１０１（以下、ラインフィルタＬ１０１と称する）を介して、整流平滑部１０２に印加される。整流平滑部１０２では、ダイオードＤ１０２〜Ｄ１０５で構成される全波整流回路によって電源電圧の全波整流が行われ、その出力電圧は平滑コンデンサＣ１０２で脈流分が減少されて、以降の回路に印加される。また、全波整流回路のダイオードＤ１０４、Ｄ１０５のアノードと、平滑コンデンサＣ１０２の負極性側端子との間にはサーミスタＲＴＨ１０１が設けられている。
【０００５】
電源投入されると、上記平滑コンデンサＣ１０２の電圧が上昇することにより主電源電圧が上昇してゆき、起動抵抗部１０３の起動抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０３により主制御回路１０４内での分圧値が、主スイッチング素子Ｑ１０１の動作電圧以上になると、主スイッチング素子Ｑ１０１がＯＮし、トランスＴ１０１の１次巻線Ｎ１０１に励磁エネルギーが蓄積される。
【０００６】
トランスＴ１０１の制御巻線Ｎ１０３は、主スイッチング素子Ｑ１０１のＯＮ時に１次巻線Ｎ１０１と同一方向に電圧が誘起される巻線であり、その誘起電流は直流カット用のコンデンサＣ１０４、バイアス抵抗Ｒ１０１を介して主スイッチング素子Ｑ１０１のゲートに与えられ、これによって主スイッチング素子Ｑ１０１はＯＮ状態を維持する。
【０００７】
主スイッチング素子Ｑ１０１のＯＮ時に制御巻線Ｎ１０３に誘起された電流は、主制御回路１０４のフォトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタＴＲ１０１を介してコンデンサＣ１０５を充電する。コンデンサＣ１０５の電圧は制御トランジスタＱ１０２のベースに与えられ、ＯＮ電圧以上になると制御トランジスタＱ１０２が導通し、これによって主スイッチング素子Ｑ１０１のゲート電位が低下し、主スイッチング素子Ｑ１０１はＯＦＦとなる。また、主スイッチング素子Ｑ１０１がＯＦＦになると、制御巻線Ｎ１０３に下向きに電圧が誘起され、それに伴って電流が抵抗Ｒ１０９を介して流れることで、コンデンサＣ１０５の電荷は引き抜かれて、主スイッチング素子Ｑ１０１の次のＯＮ動作のための準備が行われる。
【０００８】
主スイッチング素子Ｑ１０１のＯＦＦ後、トランスＴ１０１の１次巻線Ｎ１０１に蓄積されていた励磁エネルギーは２次巻線Ｎ１０２に移動し、出力部１０５のダイオードＤ１０１および平滑コンデンサＣ１０３を経て出力電圧が得られる。この出力電圧は電圧検出回路１０５ａで検出される。検出された電圧はフォトカプラＰＣ１０１の図示しない発光素子から、フォトカプラＰＣ１０１の受光素子として備えられた主制御回路１０４のフォトトランジスタＴＲ１０１に伝達され、出力電圧の制御に用いられる。１次側から２次側へのエネルギーの出力が終了すると、１次巻線Ｎ１０１が有する寄生容量Ｃ１０６と１次巻線Ｎ１０１との間でリンギングが発生する。寄生容量Ｃ１０６に蓄積されていたエネルギーは放出されて励磁エネルギーに変換され、その後、再び寄生容量Ｃ１０６が充電されるために、制御巻線Ｎ１０３に上向きの起電圧が発生する。リンギングパルスである誘起電圧は主スイッチング素子Ｑ１０１をＯＮにする。
【０００９】
こうして、継続して主スイッチング素子Ｑ１０１がＯＮ／ＯＦＦ駆動される。
【００１０】
以上のようなＲＣＣ回路において、スイッチング周波数ｆは、次式で表される。
【００１１】
ｆ＝（Ｖi−Ｖds）2／（８Ｌｐ・Ｖｏ・Ｉｏ）                      ・・・（１）
ここで、
Ｖｉ：トランスＴ１０１の入力電圧
Ｖds：主スイッチング素子Ｑ１０１のドレイン―ソース間電圧
Ｌp：トランスＴ１０１の１次巻線Ｎ１０１のインダクタンス
Ｖｏ：出力電圧
Ｉｏ：出力電流
であり、それぞれの値が一定であれば、スイッチング周波数ｆは一定となる。
【００１２】
図１４は、従来のスイッチング電源装置１５１の雑音端子電圧の実測値（周波数特性）を示す図である。
【００１３】
雑音端子電圧とは、スイッチング電源装置１５１のスイッチング周波数およびその高調波成分が、スイッチング電源装置１５１の商用交流電源側から外部（商用交流電源）に漏れる漏れ電圧を表したものである。これは、スイッチング電源装置１５１の商用交流電源側への伝導性ノイズの量を表す。
【特許文献１】登録実用新案第３０５４８０９号公報（登録日：１９９８年９月３０日）
【特許文献２】特開平１０−２８５９２１号公報（公開日：１９９８年１０月２３日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
スイッチング周波数が時間的に一定であれば、スイッチング周波数およびその高調波の周波数も時間的に一定になるため、上記雑音端子電圧は、時間的に同じ周波数電圧として発生する。従って、雑音端子電圧は、尖頭値、準尖頭値（Ｑp値）、アベレージ値とも同一となる。
【００１５】
図１４には、ノイズ実測値の他に、例えばＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）で定められた雑音端子電圧の規格が実線で示されており、上側の実線が準尖頭値（Ｑp値）の許容最大値、下側の実線がアベレージ値の許容最大値を表している。このような規格において、アベレージ値の許容最大値は準尖頭値（Ｑp値）の許容最大値よりも小さくなっているが、上記の通り、雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）とアベレージ値とが同一であれば、許容最大値の小さい方で規制されるため、準尖頭値（Ｑp値）およびアベレージ値をアベレージ値の許容最大値以下にまで小さくする必要がある。
【００１６】
すなわち、スイッチング周波数が時間的に一定であると、前記雑音端子電圧のアベレージ値が、尖頭値および準尖頭値（Ｑp値）と同一となるため、雑音端子電圧をアベレージ値の許容最大値以下にまで小さくするのが困難となる。これによりスイッチング電源装置から商用交流電源に流出するノイズにより、該商用交流電源に接続されている外部の他の機器に悪影響を与えるという問題があった。
【００１７】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）およびアベレージ値の低減が容易なスイッチング電源装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、入力交流電圧を整流平滑し直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、少なくとも１次巻線、２次巻線、制御巻線を備えたトランスと、前記１次巻線に接続され前記直流電圧のＯＮ／ＯＦＦを行って高周波交流電圧に変換する主スイッチング素子と、前記２次巻線に接続された２次側整流平滑回路と、前記２次側整流平滑回路の出力電圧が一定となるように前記主スイッチング素子を所定のスイッチング周波数でＯＮ／ＯＦＦ制御する主制御回路とを備えたＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、前記スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に規定の周期で連続的に変化させるスイッチング周波数可変手段を備えていることを特徴としている。
【００１９】
上記の発明によれば、スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に時間的に変動させることで、雑音のエネルギーを周波数方向へ拡散させる。
【００２０】
以上により、雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）およびアベレージ値の低減が容易なスイッチング電源装置を実現することができるという効果を奏する。
【００２１】
また、ノイズフィルタ等のノイズ除去部品を必要最小限の構成とすることができ、安価で、場合によっては、漏洩電流の低減が図れたスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏する。
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記スイッチング周波数可変手段は、２つのダイオード、前記１次側整流平滑回路に設けられる２つの平滑コンデンサ、前記１次巻線、および、前記トランスに設けられる他の１つの巻線により構成されることを特徴としている。
【００２３】
上記の発明によれば、スイッチング周波数可変手段を少ない部品点数を追加するだけで構成することができ、スイッチング電源装置の小型化を図ることができるという効果を奏する。
【００２４】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記第１のスイッチング周波数と前記第２のスイッチング周波数との切り替えのタイミングの決定を、前記入力交流電圧の電源の、Ｌ端子側から供給される電流と、Ｎ端子側から供給される電流とを前記１次側整流平滑回路によって別々に整流し、両者の電圧を比較することにより実現していることを特徴としている。
【００２５】
上記の発明によれば、１次側整流平滑回路に別々の平滑コンデンサが設けられるが、片側の平滑コンデンサの容量を極端に小さくすることが可能となり、入力交流電圧の半波毎に電流値の波高値が低減される。従って、ラインフィルタの発熱を低減することが可能となるという効果を奏する。
【００２６】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記スイッチング周波数可変手段は、前記スイッチング周波数を前記第１のスイッチング周波数から前記第２のスイッチング周波数までの範囲に規定の周期で連続的に変化させることを、前記主スイッチング素子のＯＮ期間を変化させることにより実現することを特徴としている。
【００２７】
上記の発明によれば、変調に使用した入力交流電圧の２倍の周期を持つ成分が、出力電圧リプルへ重畳されることがないという効果を奏する。
【００２８】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記主スイッチング周波数可変手段は、前記ＯＮ期間の変化を、前記トランスの前記１次側巻線のインダクタンス値を第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとの間で切り替えることにより実現することを特徴としている。
【００２９】
上記の発明によれば、１次側巻線のインダクタンス値を第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとの間で切り替えることにより、主スイッチング素子のＯＮ期間を変化させることができるという効果を奏する。
【００３０】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記第１のスイッチング周波数は前記所定のスイッチング周波数の２／３倍であり、前記第２のスイッチング周波数は前記所定のスイッチング周波数の４／３倍であることを特徴としている。
【００３１】
上記の発明によれば、所定のスイッチング周波数の２／３倍となる第１のスイッチング周波数から、所定のスイッチング周波数の４／３倍となる第２のスイッチング周波数までの範囲は、周波数の重ならない最大の周波数変化範囲となる。従って、通常動作中の雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）、または、アベレージ値を低減するのに最も有効であるという効果を奏する。
【００３２】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、前記入力交流電圧の電源の、Ｌ端子側から供給される電流と、Ｎ端子側から供給される電流とを別々に整流し、両者の電圧を比較する際に前記１次側整流平滑回路に備えられる一方の平滑コンデンサの容量を極端に小さくすることを特徴としている。
【００３３】
上記の発明によれば、コンデンサインプット型に特徴的な力率の悪化を改善し、交流電圧入力部のフィルタ回路を構成する巻線部品の発熱の低減を実現することができるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００３４】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、スイッチング周波数可変手段を備えているので、スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に時間的に変動させることで、雑音のエネルギーを周波数方向へ拡散させる。
【００３５】
従って、雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）およびアベレージ値の低減が容易なスイッチング電源装置を実現することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
本発明の実施の形態について、図１ないし図１２を用いて説明すれば、以下の通りである。
【００３７】
図１に、本実施の形態に係るスイッチング電源装置５１の構成を示す。
【００３８】
スイッチング電源装置５１は、主スイッチング素子Ｑ１、トランスＴ１、電源フィルタ部１、整流平滑部２、起動抵抗部３、主制御回路４、ダイオード部５、および出力部６を備えている。
【００３９】
トランスＴ１は磁心の周りに１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、制御巻線Ｎ３、および巻線Ｎ４を備えるパルストランスである。巻線Ｎ４は１次巻線Ｎ１に直列に接続されている。なお、１次巻線および巻線Ｎ４の全体を使用するときにはＮ１＋Ｎ４で１次巻線として機能する。また、１次巻線Ｎ１のインダクタンスを第１のインダクタンス、１次巻線（Ｎ１＋Ｎ４）のインダクタンスを第２のインダクタンスとする。各巻線相互の極性関係は図に示す通りであり、互いに黒丸の向きおよびその逆向きのいずれかに揃うように誘導起電力が発生する。１次巻線Ｎ１の電流流入側端子を端子Ａ、電流流出側端子を端子Ｂ、２次巻線Ｎ２の両端子を端子Ｃ・Ｄ、制御巻線Ｎ３の両端子を端子Ｅ・Ｆ、巻線Ｎ４の両端子を端子Ａ・Ｇとすると、１次巻線Ｎ１においてＢ→Ａの向きに誘導起電力が発生しているときには、Ｃ→Ｄ、Ｆ→Ｅ、Ａ→Ｇの向きに誘導起電力が発生し、Ａ→Ｂのときはその逆となる。
【００４０】
主スイッチング素子Ｑ１はＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴである。主スイッチング素子Ｑ１の高電位側端子（ドレイン）は１次巻線Ｎ１の電流下流側端子に接続されており、低電位側端子（ソース）は入力交流電圧平滑整流後の１次側回路における基準電位ライン１１に接続されている。主スイッチング素子Ｑ１は、整流平滑部２から出力された直流電圧をＯＮ／ＯＦＦし高周波交流電圧に変換する。主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ制御端子（ゲート）は、主制御回路４に接続されており、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦは主制御回路４によって制御される。
【００４１】
電源フィルタ部１は、アクロス・ザ・ラインコンデンサＣ１（以下、ラインコンデンサＣ１と称する）およびコモンモード・チョークコイルＬ１（以下、ラインフィルタＬ１と称する）とを備えている。ラインコンデンサＣ１は、商用交流電源のＬラインに接続されるＬ端子とＮラインに接続されるＮ端子との間に接続されている。ラインフィルタＬ１はこれら端子から延びる電源ライン上に挿入されている。
【００４２】
整流平滑部（１次側整流平滑回路）２は、入力交流電圧を整流平滑し、脈流の減少された直流電圧に変換する回路であり、ダイオードＤ２〜Ｄ５、平滑コンデンサＣ２・Ｃ８、およびサーミスタＲＴＨ１を備えている。ダイオードＤ２のアノードはラインフィルタＬ１のＬライン出力端子に接続されており、カソードは平滑コンデンサＣ２の正極性側端子に接続されている。平滑コンデンサＣ２の負極性側端子は基準電位ライン１１に接続されている。ダイオードＤ３のアノードはラインフィルタＬ１のＮライン出力端子に接続されており、カソードは平滑コンデンサＣ８の正極性側端子に接続されている。平滑コンデンサＣ８の負極性側端子は基準電位ライン１１に接続されている。ダイオードＤ４のカソードはラインフィルタＬ１のＮライン出力端子に接続されており、アノードは基準電位ライン１１に接続されている。ダイオードＤ５のカソードはラインフィルタＬ１のＬライン出力端子に接続されており、アノードは基準電位ライン１１に接続されている。サーミスタＲＴＨ１は、ダイオードＤ４・Ｄ５のアノードと、平滑コンデンサＣ２・Ｃ８の負極性側端子との間に設けられている。
【００４３】
起動抵抗部３は、起動抵抗Ｒ２・Ｒ３を備えている。起動抵抗Ｒ２と起動抵抗Ｒ３とは直列に接続されている。その直列回路の起動抵抗Ｒ２側の一端は、ダイオードＤ２のカソードおよび後述するダイオードＤ６のアノードに接続されている。上記直列回路の起動抵抗Ｒ３側の一端は、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ制御端子（ゲート）に接続されている。
【００４４】
主制御回路４は、抵抗Ｒ１・Ｒ４・Ｒ９、コンデンサＣ４・Ｃ５、トランジスタＱ２、およびフォトカプラＰＣ１の受光素子としてのフォトトランジスタＴＲ１を備えている。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４とは直列に接続されており、その直列回路の抵抗Ｒ１側の一端が制御巻線Ｎ３の端子Ｅに接続されており、コンデンサＣ４側の一端が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。なお、制御巻線Ｎ３の端子Ｆは基準電位ライン１１に接続されている。抵抗Ｒ４の一端は、起動抵抗部３の起動抵抗Ｒ３側の一端および主スイッチング素子Ｑ１のゲートと接続されており、他端は基準電位ライン１１に接続されている。トランジスタＱ２はＮＰＮ型トランジスタであり、コレクタが主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、エミッタが基準電位ライン１１に接続されている。フォトトランジスタＴＲ１は、主スイッチング素子Ｑ１のゲートと、トランジスタＱ２のベースとの間に接続されている。また、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５とは直列に接続されており、その直列回路の抵抗Ｒ９側の一端が制御巻線Ｃ３の端子Ｅに接続されており、コンデンサＣ５側の一端が制御巻線Ｃ３の端子Ｆに接続されている。また、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５との接続点は、トランジスタＱ２のベースに接続されている。
【００４５】
ダイオード部５は、ダイオードＤ６・Ｄ７を備えている。ダイオードＤ６のアノードはダイオードＤ２のカソードに接続されており、カソードは巻線Ｎ４の端子Ｇに接続されている。ダイオードＤ７のアノードはダイオードＤ３のカソードに接続されており、カソードは１次巻線Ｎ１と巻線Ｎ４との接続点である端子Ａに接続されている。
【００４６】
出力部（２次側整流平滑回路）６は、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３、および電圧検出回路６ａを備えている。ダイオードＤ１のアノードは２次巻線Ｎ２の端子Ｃに接続されており、カソードは平滑コンデンサＣ３の正極性側端子、およびスイッチング電源装置５１の正極性側の出力端子ＯＵＴ１に接続されている。平滑コンデンサＣ３の負極性側端子は、２次巻線Ｎ２の端子Ｄ、およびスイッチング電源装置５１の負極性側の出力端子ＯＵＴ２に接続されている。電圧検出回路６ａは、出力端子ＯＵＴ１と出力端子ＯＵＴ２との間に現れる出力電圧を検出する。検出された出力電圧はフォトカプラＰＣ１の図示しない発光素子から、フォトカプラＰＣ１の前記フォトトランジスタＴＲ１０１に伝達され、出力電圧の制御に用いられる。
【００４７】
上記のスイッチング電源装置５１は、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置であるが、スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に規定の周期で連続的に変化させるスイッチング周波数可変手段を備えている。
【００４８】
スイッチング周波数可変手段は、２点のダイオードＤ６・Ｄ７、２点のコンデンサＣ２・Ｃ８、１次巻線Ｎ１、および、１次巻線Ｎ１と結合した巻線Ｎ４により構成されている。従って、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置１５１からスイッチング電源装置５１へと構成を変化させるのに、新たに２点のダイオードＤ６・Ｄ７、１点のコンデンサＣ８、巻線Ｎ４を追加するだけでよい。
【００４９】
図２は、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置１５１の各部波形と、本実施の形態のスイッチング装置５１の各部波形とを模式的に示した図である。
【００５０】
図２（ａ）は、図１３において平滑コンデンサＣ１０２の正極性側端子とトランスＴ１０１の１次巻線Ｎ１０１との間の点をα点として、α点の電圧波形を示している。ＡＣ入力端子（Ｌ端子およびＮ端子）から供給される交流電圧は、ダイオードＤ１０２〜Ｄ１０５により整流され、平滑コンデンサＣ１０２により低減された脈流を含む直流電圧としてトランスＴ１０１に供給される。この場合、ＡＣ入力端子のＬ端子、Ｎ端子から供給される電流がそれぞれ交互に寄与し、電圧にＬ端子を正とする期間とＮ端子を正とする期間とが交互に現れるのは自明である。図２（ａ）において、Ｖｈで表される脈流を含む理由は、平滑コンデンサＣ１０２が有限な容量を持つコンデンサであるため、トランスＴ１０１に供給され、スイッチング電源装置１５１の出力端子から電力が取り出されることにより、平滑コンデンサＣ１０２に蓄えられるエネルギーが時間とともに期間Ｂで示すように減衰してゆくためである。平滑コンデンサＣ１０２の電圧が最も降下したポイントは次の交流電圧の整流電圧の半波との交点Ｐとなる。ＡＣ入力端子から平滑コンデンサＣ１０２に供給される電流Ｉｉは、図２（ｂ）に示すとおりこのＰの時点を始点として短い時間に行われる。そのため、電流波形は図２（ｂ）に示すとおり、波高値が高くなり、これがＡＣ入力部に実装されているラインフィルタＬ１での電力損失を増大させ、ラインフィルタＬ１の温度上昇を促進する。
【００５１】
図２（ｃ）は、図１において平滑コンデンサＣ２の正極性側端子とダイオードＤ６のアノードとの間にあるβ点における電圧波形、図２（ｄ）は、図１において平滑コンデンサＣ８の正極性側端子とダイオードＤ７のアノードとの間にあるδ点における電圧波形を示している。図１では、図１３と異なり、ＡＣ入力から供給される電圧は整流された後、各々別々の平滑コンデンサＣ２・Ｃ８により平滑化され、その出力にはダイオードＤ６・Ｄ７が実装されており、各々の整流平滑後の電圧が必ずしも等価で合成される必要がなくなっている。従って、各々の整流平滑後の電圧がトランスＴ１に印加される際にそれぞれの巻線のインダクタンスは同一ではなく異なった値とすることが可能となっている。図１に示す通り、ＡＣ入力端子であるＬ端子とＮ端子とのそれぞれは、整流平滑部２を介して、トランスＴ１に接続される際にＮ４（巻数を巻線の符号で代用する。以下同じ。）の巻数差を有する巻線に接続される。
【００５２】
図２（ｅ）は、平滑コンデンサＣ８の容量と平滑コンデンサＣ２の容量とが等しい場合の、図１のγ点における電圧波形である。γ点は、ダイオードＤ６のカソードと巻線Ｎ４の点Ｇとの間にある点である。Ｎ４の巻数差により、Ｎ端子に通じるライン１２は、γ点において常に、Ｌ端子に通じるライン１３より電圧が高くなり、平滑コンデンサＣ８の容量と平滑コンデンサＣ２の容量とが等しい場合は、常にＮ端子に通じるライン１２からのみしか電力が供給されないことになる。
【００５３】
図２（ｆ）は、平滑コンデンサＣ８の容量が平滑コンデンサＣ２の容量より十分小さい場合の、図１のγ点における電圧波形である。平滑コンデンサＣ８の容量を小さくすることで、平滑コンデンサＣ８に電力保持能力はなくなり、図２（ａ）の期間Ｂに相当するコンデンサ端の電圧減衰期間はゼロとなる。従って、γ点において必ずしも常にＮ端子から供給される電圧はＬ端子から供給され整流平滑された電圧より高いとは限らない。即ち、γ点において図２（ｆ）に示す電圧波形となり、Ｌ端子とＮ端子との両方から電流が供給されることとなる。
【００５４】
図２（ｇ）は、図１における電流Ｉｌ・Ｉｎの波形である。電流ＩｌはダイオードＤ２を流れる電流、電流ＩｎはダイオードＤ３を流れる電流である。入力交流電圧の電源のＬ端子とＮ端子とから供給される電流を別々に整流平滑化することにより、片側の平滑コンデンサの容量を極端に小さくすることが可能となり、図２（ｂ）に比較して入力交流電圧の半波毎に電流値の波高値が低減される。従って、図１のラインフィルタＬ１の発熱を低減することが可能となる。例えば、図１において平滑コンデンサＣ８の容量を１μＦ程度に設定し、平滑コンデンサＣ２については、図１３の平滑コンデンサＣ１０２と同じ容量とする。
【００５５】
ここで、図２（ｅ）・（ｆ）の波形が得られる理由について説明する。
【００５６】
分かりやすくするために、仮に図１のダイオードＤ６が設けられている箇所をオープンにした図３を例にして説明する。図３において、Ｌ端子〜ダイオードＤ２の経路（ライン１２）でβ点に現れる電圧は図２（ｃ）となる。また、Ｎ端子〜ダイオードＤ３の経路（ライン１３）でδ点に現れる電圧は図２（ｄ）となる。さらに、Ｎ端子〜ダイオードＤ３〜ダイオードＤ７の経路（ライン１３）でε点に現れる電圧はやはり図２（ｄ）となる。ただし、使用されている全てのダイオードは理想的（順方向はインピーダンスゼロ、逆方向はインピーダンス∞）であると仮定している。また、Ｎ端子〜ダイオードＤ３〜ダイオードＤ７〜巻線Ｎ４の経路でγ点に現れる電圧は図４のようになる（平滑コンデンサＣ８の容量と平滑コンデンサＣ２の容量とが等しい場合）。すなわち、図４では、図２（ｄ）の（Ｎ１＋Ｎ４）÷Ｎ１倍の電圧となる。ここで、図２（ｃ）と図２（ｄ）とは位相がずれているだけで波形・波高値についてのみ考えれば同一と考えることができる。すなわち、図４は図２（ｃ）の（Ｎ１＋Ｎ４）÷Ｎ１倍の電圧となる。
【００５７】
次に、ダイオードＤ６を元に戻して考えると、γ点では、図４の波形と図２（ｃ）の波形とが合成されるため、図２（ｅ）の波形のようになる。従って、図２（ｅ）においても図２（ｆ）においても、図１の回路では、Ｎ端子〜ダイオードＤ３〜ダイオードＤ７〜巻線Ｎ４の経路でγ点に現れる電圧と、Ｌ端子〜ダイオードＤ２の経路でγ点に現れる電圧とが合成され、結果として電圧が高い方の成分が観測されることを示している。
【００５８】
以上のことより、本実施の形態のＲＣＣ方式スイッチング電源回路５１は、図２（ｆ）に示されているように、ＡＣ入力のＬ端子、Ｎ端子からトランスＴ１に供給される電流はそれぞれ、Ｎ１＋Ｎ４の巻き数の１次巻線（Ｎ１＋Ｎ４）と、Ｎ１の巻き数の１次巻線Ｎ１とに交互に流れることになる。このことは、（１）式においてＬｐの値が変化していることと同一であり、（１）式より発振周波数ｆが周期的に変動することを意味する。
【００５９】
ここで、前記第１のスイッチング周波数は所定のスイッチング周波数の２／３倍、前記第２のスイッチング周波数は所定のスイッチング周波数の４／３倍に設定されるように、図１の巻線Ｎ４の巻数を設定する。原発振周波数と第２高調波との例で説明すると、原発振周波数を１００ｋＨｚとした場合、第１のスイッチング周波数は１００ｋＨｚ×２／３、第２のスイッチング周波数は１００ｋＨｚ×４／３となる。１００ｋＨｚの４／３倍は１３３．３ｋＨｚであり、第２高調波の２／３倍である、１００ｋＨｚ×２×２／３＝１３３．３ｋＨｚと同一周波数となる。すなわち、所定のスイッチング周波数の２／３倍となる第１のスイッチング周波数から、所定のスイッチング周波数の４／３倍となる第２のスイッチング周波数までの範囲は、周波数の重ならない最大の周波数変化範囲となる。従って、スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数の２／３倍から４／３倍までに変動させることは、通常動作中の雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）、または、アベレージ値を低減するのに最も有効である。
【００６０】
図５に、以上のようにして得られるスイッチング電源装置５１の雑音端子電圧の尖頭値に対する周波数特性の実測値を示す。図１４に示す従来の雑音端子電圧よりもスペクトルが広がっている。その分、波高値が小さく、規格値に対して余裕度ができるのが分かる。
【００６１】
このように、本実施の形態では、スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲に時間的に変動させることで、雑音のエネルギーを周波数方向へ拡散させる。従って、雑音端子電圧の準尖頭値（Ｑp値）およびアベレージ値の低減が容易となる。
【００６２】
従って、ノイズフィルタ等のノイズ除去部品を必要最小限の構成とすることができ、安価で、場合によっては、漏洩電流の低減が図れたスイッチング電源装置を提供することができる。例え同じ部品点数であっても従来に比べ各々のノイズフィルタ能力を小さくすることが可能である。例えば、図１では、ラインフィルタＬ１の巻数を減少させたり、ラインコンデンサＣ１の容量を小さくしたりすることができる。ラインフィルタＬ１の巻線は巻き数が多いほど、ラインコンデンサＣ１は容量が大きいほど、部品として高価になるので、それを抑制することができるということは、相対的にコストダウンにつながる。また、ラインフィルタＬ１の巻数が減少すれば、コイルの抵抗分が減少するので、発熱量を減少させることができる。また、巻線を巻くスペースは決まっているため、同じスペースに多くの巻線を巻こうとした場合、線の断面積を小さくしなければならなくなり、巻線の抵抗値が大きくなるが、本実施の形態では、巻線の太さを変えなくても巻数が小さいので、同じスペースに太い線を巻くことができ、その点でも発熱量を減少させることができる。発熱が抑制されれば、スイッチング電源装置の本来の出力に寄与する電力の割合が大きくなる。
【００６３】
また、本実施の形態では、前述したように前記スイッチング周波数可変手段が、ダイオード２点とコンデンサ１点と１つの巻線との追加だけで構成される。このように、スイッチング周波数可変手段を少ない部品点数で構成することにより、スイッチング電源装置の小型化を図ることができる。
【００６４】
ここで、図２（ｆ）に示したように図１のγ点の電圧を変動させると、発振周波数を変動させることになる理由を説明する。そのためにまず、ＲＣＣ方式電源の動作について説明する。
【００６５】
図６〜図１２は、図１３の従来のスイッチング電源装置１５１の回路例に関して動作を説明したものである。図６に示すように、スイッチング電源装置１５１は、電源投入後、起動抵抗Ｒ１０２・Ｒ１０３から主スイッチング素子Ｑ１０１のゲート端子に起動電流が流れ（１）、主スイッチング素子Ｑ１０１のゲート電位が閾値以上になると主スイッチング素子Ｑ１０１はＯＮとなる（２）。次に、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ１０１がＯＮとなったことにより、励磁電流が流れ（３）、トランスＴ１０１が１次巻線Ｎ１０１により励磁されエネルギーが蓄えられていく。
【００６６】
このとき、この励磁電流により、トランスＴ１０１のＮ１０１〜Ｎ１０３の各巻線には図８に示すような極性の電圧が発生する。制御巻線Ｎ１０３に発生する電圧により、抵抗Ｒ１０１、コンデンサＣ１０４を経て主スイッチング素子Ｑ１０１のゲートがプラスに維持され（４）、従って主スイッチング素子Ｑ１０１はＯＮを維持する。また同時に、図９に示すように、制御巻線Ｎ１０３に発生した電圧により、抵抗Ｒ１０９を経てコンデンサＣ１０５が充電されていく（５）。
【００６７】
次に、図１０に示すように、コンデンサＣ１０５の充電電圧がトランジスタＱ１０２のＯＮ閾値に達すると、トランジスタＱ１０２がＯＮとなり（６）、その結果、主スイッチング素子Ｑ１０１のゲート電荷がトランジスタＱ１０２を経て流れ（７）、主スイッチング素子Ｑ１０１はＯＦＦとなる（８）。主スイッチング素子Ｑ１０１がＯＦＦとなった瞬間、図１１に示すように、トランスＴ１０１のＮ１０１〜Ｎ１０３の各巻線の電圧極性は反転する。これにより、主スイッチング素子Ｑ１０１のゲート端子から制御巻線Ｎ１０３に電流が流れて主スイッチング素子Ｑ１０１はＯＦＦ状態を維持する（９）。また、２次巻線Ｎ１０２よりダイオードＤ１０１を経て電流が流れ（１０）、トランスＴ１０１に蓄えられた磁気的なエネルギーが出力側へ出力される。
【００６８】
トランスＴ１０１に蓄えられたエネルギーが全て２次巻線Ｎ１０２から放出されると、図１２に示すように、図１１で１次巻線Ｎ１０１に現れていた電圧により充電されていた１次巻線Ｎ１０１の寄生容量Ｃ１０６の電荷が、１次巻線Ｎ１０１との間で放電される（１１）。この放電は寄生容量Ｃ１０６と１次巻線Ｎ１０１との間で共振現象を起こし、１次巻線Ｎ１０１に結合している制御巻線Ｎ１０３にもこの共振電圧が表出する（１２）。この共振電圧は抵抗Ｒ１０４、コンデンサＣ４を経て主スイッチング素子Ｑ１０１のゲート端子に伝達され、主スイッチング素子Ｑ１０１は再びＯＮとなる（１３）。
【００６９】
以降、図７からの繰り返しでスイッチング動作が継続する。
【００７０】
上述の図９および図１０の説明部分にあるように、主スイッチング素子Ｑ１０１のＯＮ期間はコンデンサＣ１０５の充電期間により制御されている。詳しくは、制御巻線Ｎ１０３に現れる電圧と、抵抗Ｒ１０９、コンデンサＣ１０５の時定数とにより決定されている。ここで制御巻線Ｎ１０３に現れる電圧を変化させることができれば、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間を変化させることができる。
【００７１】
制御巻線Ｎ１０３に現れる電圧は、１次巻線Ｎ１０１に流れる励磁電流により現れ、その電圧値は１次巻線Ｎ１０１と制御巻線Ｎ１０３との巻き数比により、
ＶＮ１０３＝ＶＮ１０１／Ｎ１０１×Ｎ１０３
である。ただし、
ＶＮ１０３：制御巻線Ｎ１０３の電圧
ＶＮ１０１：１次巻線Ｎ１０１の電圧
Ｎ１０１：１次巻線Ｎ１０１の巻き数
Ｎ１０３：制御巻線Ｎ１０３の巻き数
である。ここで仮に１次巻線Ｎ１０１の電圧を変動させれば、当然制御巻線Ｎ１０３の電圧が変動し、制御巻線Ｎ１０３の電圧と、抵抗Ｒ１０９、コンデンサＣ１０５の時定数とで決定される主スイッチング素子Ｑ１０１のＯＮ期間が変動することになる。
【００７２】
従来技術では、１次巻線Ｎ１０１の電圧は、図２（ａ）に示すようにほぼ変動しない。従って、主スイッチング素子Ｑ１０１のＯＮ期間は一定であり、主スイッチング素子Ｑ１０１の発振周波数が変動することはない。ところが、本実施の形態では、図２（ｆ）に示すようにγ点の電圧が大きく変動する。従って、主スイッチング素子Ｑ１がＯＮとなっている期間に図１の制御巻線Ｎ３に現れる電圧も大きく変動し、従って、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間も変動することになる。
【００７３】
以上のように、本実施の形態において、発振周波数を変動させるということは、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間を変動させることを意味している。そしてそれは、制御巻線Ｎ３に現れる電圧を変動させることによってなされ、制御巻線Ｎ３に現れる電圧を変動させることは、制御巻線Ｎ３に磁気的に結合している巻数（Ｎ１＋Ｎ４）の１次巻線に印加される電圧を変動させることによってなされている。すなわち、１次側巻線のインダクタンス値を１次巻線Ｎ１による第１のインダクタンスと、１次巻線（Ｎ１＋Ｎ４）による第２のインダクタンスとの間で切り替えることによってなされている。
【００７４】
本実施の形態では、このようにＲＣＣ方式において、ＯＮ期間を変化させることにより周波数の変動を実現しているため、変調に使用した入力交流電圧の２倍の周期を持つ成分が、出力電圧リプルへ重畳されることはない。
【００７５】
また、本方式は、入力交流電圧のうち半波の部分において、入力電流が入力電圧に比例し推移するため、従来に比較し、力率が改善され、ＡＣ入力部の電源フィルタ部１の中の巻線部品の発熱を低減することが可能となる。従って、線径を細くし更に巻数を多くすることが可能となり、雑音端子電圧の低減に寄与する。
【産業上の利用可能性】
【００７６】
本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ―ＤＣコンバータなどに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、スイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】（ａ）ないし（ｇ）は、図１および従来のスイッチング電源装置の各部における波形を示す波形図である。
【図３】図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路ブロック図である。
【図４】図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。
【図５】図１のスイッチング電源装置のノイズ特性を示すグラフである。
【図６】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第１の回路ブロック図である。
【図７】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第２の回路ブロック図である。
【図８】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第３の回路ブロック図である。
【図９】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第４の回路ブロック図である。
【図１０】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第５の回路ブロック図である。
【図１１】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第６の回路ブロック図である。
【図１２】図１および従来のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を説明するための第７の回路ブロック図である。
【図１３】従来技術を示すものであり、スイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図１４】図１３のスイッチング電源装置のノイズ特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００７８】
２                整流平滑部（１次側整流平滑回路）
４                主制御回路
５                整流平滑部（２次側整流平滑回路）
５１              スイッチング電源装置
Ｑ１              主スイッチング素子
Ｔ１              トランス
Ｎ１              １次巻線
Ｎ１＋Ｎ４        １次巻線
Ｎ２              ２次巻線
Ｎ３              制御巻線
Ｄ６・Ｄ７        ダイオード
Ｃ２・Ｃ８        平滑コンデンサ（コンデンサ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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