(57)【要約】【課題】  車両用補助電源において、パンタグラフから受電される電圧が離線によって低下した場合に、進相コンデンサを追加することで交流リアクトルに進み電流を流し、交流リアクトル出力側電圧を昇圧する機能を実現することで、絶縁トランスの一次側巻線設定電圧値を高くすることができ、インバータ電流を抑えてインバータ損失を低減し、半導体素子及びその冷却器の小型化、インバータ効率の向上が図れ、また、インバータ変調率の向上による交流リアクトルから発生する騒音を低減することができるインバータ装置を得ることを目的とする。【解決手段】  直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路６と、前記直流電源の電圧が設定値１５以下の時、インバータ回路６の出力側に接続される進相コンデンサ１１を備える。【選択図】        図１
2005080487.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路と、前記直流電源の電圧が設定値以下の時、前記インバータ回路の出力側に接続される進相コンデンサとを備えたインバータ装置。
【請求項２】
進相コンデンサがその実効容量を調整する電流チョッパ回路により前記インバータ回路の出力側に接続されることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力側に設けられた交流リアクトルと交流可変容量コンデンサからなる交流フィルタを備え、前記直流電源の電圧が設定値以下のとき、前記交流可変容量コンデンサの容量を増加させることで前記インバータ回路から出力される電流を進相させ、前記インバータ回路の出力側電圧を昇圧して出力することを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
前記インバータ回路の出力電圧が昇圧された後、トランスの一次巻線に供給されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電気車両に搭載される車両用補助電源用インバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のインバータは、直流から交流に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力側に交流リアクトルと交流コンデンサからなる交流フィルタを有したインバータ装置によって構成されている。（例えば、非特許文献１参照）
インバータ装置の出力を絶縁トランスで降圧して車両の補助電源としている。
【０００３】
【非特許文献１】電気学会  平成１４年電気学会全国大会講演論文集  分冊５−２１５（第３０１−３０２頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のインバータ装置を電気車両に搭載される車両用補助電源用に適用した場合、パンタグラフから受電され、インバータ回路の入力側にかかる電圧は定格１５００Ｖの架線区間では９００〜１８００Ｖの範囲で変動する。パンタグラフが数十ミリ秒程度架線から離線したり、架線電圧が一時的に低下した場合、インバータ回路の入力側にかかる電圧は９００Ｖ程度まで低下するため、インバータ装置の出力電圧も同様に交流電圧の実効値６３０Ｖ（ピーク値９００Ｖ）程度まで低下する。この場合においても絶縁トランス２次側電圧を所定の値、例えば実効値４４０Ｖ（ピーク値約６２０Ｖ）を維持できるようにするには、インバータ装置の出力側に取り付けられる絶縁トランスの一次側巻線設定電圧はインバータの最低出力電圧の実効値約６３０Ｖ（ピーク値約９００Ｖ）にあわせて、実効値６００Ｖ（ピーク値８５０Ｖ）程度に低く設定される。これに伴い絶縁トランスの一次側電流が定常的に大きくなり、インバータに流れる電流も同様に大きくなるため、インバータ損失の増加に起因する半導体素子とその冷却器の大型化、インバータ効率の低下等の問題が起こる。
また、定格入力電圧時でのインバータの変調率も低下するため発生高調波が大きくなり、交流リアクトルから発生する騒音が大きくなる問題もあった。
【０００５】
この発明は、この問題を解決するためになされたものであり、パンタグラフから受電される電圧が低いため、インバータの出力電圧が低下（例えば実効値６３０Ｖ〜８５０Ｖ、ピーク値９００Ｖ〜１２００Ｖ）した場合でも、これにあわせて絶縁トランスの一次巻線の設定電圧を低下させる必要を無くし、インバータ回路の定常的な出力電流を抑え、インバータ回路を構成する半導体素子とその冷却器の小型化、インバータ回路効率の向上を図ることを目的とするものである。
また、インバータ回路の変調率も向上させて発生高調波を小さくできるので、交流リアクトルから発生する騒音が小さくすることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は、直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路と、前記直流電源の電圧が設定値以下の時、前記インバータ回路の出力側に接続される進相コンデンサとを備えたものである。
また、直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に設けられた交流リアクトルと交流可変容量コンデンサからなる交流フィルタを備え、前記直流電源の電圧が設定値以下のとき、前記交流可変容量コンデンサの容量を増加させることで前記インバータ回路から出力される電流を進相させ、前記インバータの出力側電圧を昇圧して出力するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明は、直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路と、前記直流電源の電圧が設定値以下の時、前記インバータ回路の出力側に接続される進相コンデンサとを備えたので、前記絶縁トランスの一次側の巻線電圧を高く設定でき、前記インバータ回路出力電流を抑えてインバータ損失を低減できるので、前記インバータを構成する半導体素子とその冷却器の小型化、インバータ回路効率の向上を図ることができる。
また、前記インバータ回路の変調率も向上するので発生高調波を小さくし、前記インバータ回路に付属した交流リアクトルから発生する騒音を小さくすることができる。
また、直流電源から交流電圧を発生させて出力するインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に設けられた交流リアクトルと交流可変容量コンデンサからなる交流フィルタを備え、前記直流電源の電圧が設定値以下のとき、前記交流可変容量コンデンサの容量を増加させることで前記インバータ回路から出力される電流を進相させ、前記インバータ回路の出力側電圧を昇圧して出力するようにしたので、前記絶縁トランスの一次側の巻線電圧を高く設定でき、前記インバータ回路出力電流を抑えてインバータ損失を低減できるので、インバータ回路を構成する半導体素子とその冷却器の小型化、インバータ回路効率の向上を図ることができる。
また、前記進相コンデンサの代わりに前記交流可変容量コンデンサを使用することで、前記進相コンデンサを前記交流フィルタ７内に統合することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
この実施の形態は、進相電流を供給することによりインバータの出力電圧を昇圧する進相コンデンサを設け、直流電源電圧が設定値以下に低下したときは、インバータの出力電圧を昇圧してトランスの一次巻線に与えることにより、トランスの一次巻線の設定電圧を高くできるようにしたものである。
【０００９】
図１は、この発明に係わるインバータ装置の一実施の形態の構成図である。架線１はパンタグラフ２と電気的に接触しており、パンタグラフ２は、直流リアクトル３と直流コンデンサ４からなる直流フィルタ回路によってパンタグラフ２からの電圧を平滑化している。インバータ５は直流コンデンサ４と並列に接続されている。インバータ５はインバータ回路６と交流フィルタ７から構成されており、交流フィルタ７は交流リアクトル８ａ、８ｂ、８ｃと交流コンデンサ９ａ、９ｂ、９ｃから構成されている。インバータ回路６は３相フルブリッジ構成であり、インバータ回路６の３出力は交流フィルタ７内の交流リアクトル８ａ、８ｂ、８ｃの入力側に接続されている。交流リアクトル８ａ、８ｂ、８ｃの出力側は、二手に分かれ、一方はインバータ５の出力端子５ａ、５ｂ、５ｃ、他方は交流コンデンサ９ａ、９ｂ、９ｃの各々の一端が接続され、各々の他端は他の二つとＹ結線されている。インバータ５の出力端子５ａ、５ｂ、５ｃは、スイッチ１０ａ、１０ｂ、１０ｃを介して進相コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃの一端と接続されて、他端は他の二つとＹ結線されている。
【００１０】
また、インバータ５の出力端子５ａ、５ｂ、５ｃは絶縁トランス１２の一次側１２ａにも接続され、絶縁トランスの２次側１２ｂから負荷１３に接続されている。また、直流コンデンサ４に並列に接続されている直流電圧センサ１４によって検出された電圧値と、設定値１５は比較器１６によって比較され、電圧値が設定値１５以下と判断された場合、スイッチ１０ａ、１０ｂ、１０ｃを入れることで進相コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃを有効としている。
なお、本実施の形態においては、交流コンデンサ９ａ〜９ｃ及び進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃをＹ結線した場合について説明しているが、Δ結線でもよい。
【００１１】
動作について説明する。架線１の電圧が定格電圧である１５００Ｖ付近で設定値１５（例えば１２００Ｖ）以上である場合、直流電圧センサ１４によって検出された電圧値と設定値１５とが比較器１６によって比較された結果、スイッチ１０ａ〜１０ｃはＯＦＦの状態である。パンタグラフ２から受電した電力は直流で、直流リアクトル３と直流コンデンサ４によって平滑化されてインバータ５のインバータ回路６に入力される。直流電圧はインバータ回路６によって３相交流電圧に変換される。交流電圧は、交流リアクトル８ａ〜８ｃと交流コンデンサ９ａ〜９ｃからなる交流フィルタ７によって正弦波状に波形整形されてから絶縁トランス１２の一次側１２ａに出力される。絶縁トランス１２は変圧して絶縁トランス１２の２次側１２ｂに交流電圧を与え、負荷１３に交流電圧が供給される。
また、架線１の電圧が９００Ｖで、設定値１５未満である場合、直流電圧センサ１４によって検出された電圧値と設定値１５とが比較器１６によって比較された結果、スイッチ１０ａ〜１０ｃがＯＮ状態となるので、交流電圧は、交流フィルタ７によって波形整形された後、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃによって電流が進相されてから、絶縁トランス１２の一次側１２ａに出力される。
【００１２】
直流電圧センサ１４によって検出された電圧値が設定値１５以下と判断され、スイッチ１０ａ〜１０ｃを作動させて進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの容量を有効にさせた場合、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃにより生ずる進み電流が交流リアクトル８ａ〜８ｃに加わるため、交流フィルタ７を経由した後のインバータ５の出力５ａ〜５ｃから出力される電圧の大きさ及び電流の大きさと位相も変化する。
図２は、本発明に係わるインバータ装置の一実施の形態の絶縁トランス１２の一次側１２ａの一次側電流ＩＬが同一値である条件下での、絶縁トランス一次側電圧Ｖｃを基準とした場合のインバータ回路６の出力電圧Ｖａと交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌのベクトル図であり、（ａ）はインバータ回路６への入力電圧が定格電圧付近の場合で、（ｂ）はインバータ回路６への入力電圧が設定値１５未満の場合である。ここでは１相のみについて説明しているが、他２相についても同様である。
【００１３】
図２（ａ）においては、インバータ回路６への入力電圧が定格電圧付近の場合であるため、スイッチ１０ａはＯＦＦの状態であり、進相コンデンサ１１ａは有効とされていない。交流リアクトル８ａに入力される電流Ｉａのベクトルは、絶縁トランス１２の一次側１２ａの一次側電流ＩＬと交流コンデンサ９ａに流れる電流Ｉｃのベクトル和となる。交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌは、交流リアクトル８ａのインダクタンスをＬとするとＶａｃｌ＝ｊωＬＩａで表され、そのベクトルは、交流リアクトル８ａに入力される電流Ｉａより９０度位相が進んだ向きとなる。また、インバータ回路６の出力電圧Ｖａは、絶縁トランス１２の一次側電圧Ｖｃと交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌのベクトル和となる。一般に補助電源の負荷はクーラー等のモータ負荷、ヒータ等抵抗負荷から構成され、負荷力率（即ち絶縁トランス１２の１次側１２ａの電流ＩＬの力率）は０．８５（遅れ）程度であり、交流リアクトル８ａに入力される電流Ｉａの位相は、交流コンデンサ９ａによる進み電流が加算されると、通常ほぼ図２（ａ）のベクトル関係（やや進み位相）となる。
【００１４】
図２（ｂ）において、インバータ回路６への入力電圧が定格電圧に対して、大幅に低い場合は、直流コンデンサ４に並列に接続されている直流電圧センサ１４によって検出された電圧値と、設定値１５は比較器１４によって比較され、設定値１５以下の場合、スイッチ１０ａをＯＮ状態として進相コンデンサ１１ａを有効とするため、進相コンデンサ１１ａに流れる電流Ｉｃｂが加算され、交流リアクトル８ａに入力される電流Ｉａのベクトルのスカラー量と進み角が増大する。すると交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌのベクトルのスカラー量も増大し、方向もＶｃとの反対方向成分が増大する。よってインバータ回路６の出力電圧Ｖａのスカラー量はＶｃよりも小さくなり、インバータ回路６の出力側Ｖａより、Ｖｃの方が大きくなり、昇圧効果が得られる。よってこの昇圧効果を用いて、架線１の電圧が９００〜１２００Ｖの範囲の場合、スイッチ１０ａをＯＮとすることによってインバータ回路６の出力端子間電圧が実効値６３０〜８５０Ｖ（ピーク値９００Ｖ〜１２００Ｖ）程度であったものに対し、トランス１２の一次側１２ａの端子間電圧を例えば実効値８５０Ｖ（ピーク値１２００Ｖ）以上とすることができる。
【００１５】
図３は、絶縁トランス１２の一次側１２ａの巻線設定電圧とインバータ回路６の変調率、インバータ回路６の出力電流の一般的な関係図を示す。横軸はインバータ回路６への入力電圧、第１縦軸はインバータ回路６の変調率、第２縦軸はインバータ回路６の出力電流と損失を示している。変調率とは、インバータ回路６の出力端子間電圧の基本成分のピーク値をインバータの入力電圧で割ってパーセント表示したものである。インバータ回路６への入力電圧が低下してもトランス１２の１次側１２ａの入力電圧を一定に維持するためには、インバータ回路６の変調率を１００％以下とする必要があるため、絶縁トランス１２の１次側１２ａの巻線設定電圧値を低く設定する必要がある。しかし、一般に同じ電力を絶縁トランス１２の２次側１２ｂから負荷１３へ供給しようとした場合、絶縁トランス１２の一次側１２ａの巻線設定電圧値を下げるほど一次巻線側の必要電流は増加し、インバータ回路６の出力電流も増加するため、損失も大きくなる。また、絶縁トランス１２の一次側１２ａの巻線設定電圧値を下げるほど、定格電圧時のインバータ回路６のインバータ変調率も低下するため、高調波成分が増加し交流リアクトル８ａ〜８ｃから発生する騒音も大きくなる。
【００１６】
パンタグラフ２から受電される電圧は、例えば定格電圧１５００Ｖの架線区間では、９００Ｖ〜１８００Ｖの範囲で変動し、それに応じてインバータ５のインバータ回路６に入力される電圧も同様に電圧が変動する。実施の形態１において、インバータ回路６は３相交流に変換するので、架線１の電圧変動範囲内の最小である９００Ｖ時、インバータ回路６の変調率を１００％とした場合のインバータ回路６の出力線間電圧は実効値６３０Ｖ（ピーク値９００Ｖ）となる。
【００１７】
従来の技術の場合、パンタグラフ２から受電される電圧が９００Ｖに低下した場合、インバータ回路６の出力端子間電圧は実効値６３０Ｖ（ピーク値９００Ｖ）であり、絶縁トランス１２の２次側１２ｂの出力電圧が所定の値に維持できるように設定する必要があるため、絶縁トランス１２の一次側巻線１２ａの設定電圧値は、実効値６００Ｖ（ピーク値８５０Ｖ）程度とする必要がある。波形整形後、車両内に取り付けられる負荷へ供給する絶縁トランス１２の２次側１２ｂの交流電圧の設定電圧は実効値４４０Ｖ、周波数は６０Ｈｚとされることが多い。すると、定格電圧（１５００Ｖ）入力時においても、インバータ回路６の出力端子間電圧を実効値６３０Ｖ（ピーク値９００Ｖ）とするために必要な変調率は約６０％となる。
【００１８】
実施の形態１の場合、パンタグラフ２から受電される電圧が設定値１５（１２００Ｖ）以下に低下した場合、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃによる昇圧効果によって、絶縁トランス１２の一次側１２ａの電圧Ｖｃを進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの容量に応じた値に昇圧することが出来る。よって、その分絶縁トランス１２の一次側１２ａの設定電圧を高く設定することができ、例えば設定電圧値を実効値８００Ｖ（ピーク値１１５０Ｖ）程度にすることが可能となる。すると、定格電圧（１５００Ｖ）入力時において、インバータ回路６の出力端子間電圧を実効値８５０Ｖ（ピーク値１２００Ｖ）とするために必要な変調率は約８０％となる。よって従来の発明に対して３０％程度、設定電圧値を上昇させることが出来た分、インバータ回路６に流れる電流を約３０％減らすことが出来、インバータ損失を減少させることができる。また、進相コンデンサ１１ａが有効となっている間はインバータ回路６に流れる電流Ｉａは進相コンデンサ１１ａが有効となっていない場合より増加するが、進相コンデンサ１１ａが有効となる場合はパンタグラフ２が架線１から離線した時や架線電圧の一時的な低下の場合に限られ、その時間は数十ミリ秒程度であるため、インバータ回路６へ及ぼす熱的な影響はほとんど無視できる。
【００１９】
図４はこの実施の形態のインバータ回路６の入力電圧とインバータ回路６の変調率と絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率の関係図である。横軸はインバータ回路６への入力電圧、第１縦軸はインバータ回路６の変調率、第２縦軸は絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率を示している。インバータ回路６の入力電圧が定格電圧１５００Ｖから降下していく場合、インバータ回路６の変調率を入力電圧の低下に応じて直線的に増加させ、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧を維持するよう制御するので、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率は１００％となっている。インバータ回路６の入力電圧が降下し続け、設定値１５（１２００Ｖ）にまで達すると、スイッチ１０ａ〜１０ｃがＯＮとなり、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃによる昇圧効果を得ることにより、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率を１００％に保つよう制御されるので、インバータ回路６の変調率は低下する。この後、さらにインバータ回路６の入力電圧が低下していくと、インバータ回路６の変調率を入力電圧の低下に応じて直線的に増加させるよう動作する。さらにインバータ回路６の入力電圧が９００Ｖ以下となった場合、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率は１００％を保つことができなくなるので、装置の性能保証外としてインバータ装置を停止させることとなる。
【００２０】
このような動作をすることで、インバータ回路６の入力電圧が設定値１５以上である通常の状態では、インバータ回路６の変調率を高い状態と出来、また架線電圧が低下した場合でも絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率は１００％に維持できる。即ち架線電圧変動にかかわらず負荷１３への供給電圧を一定にできる。
【００２１】
従って、インバータ回路６への入力電圧が定格電圧に対して低く、設定値１５未満の領域においては、スイッチ１０ａ〜１０ｃによって進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃを有効として、絶縁トランス１２の一次側１２ａへの出力電圧を進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの容量に応じた値に昇圧させることで、定常的なインバータ回路６の出力電流を抑え、インバータ損失を低減でき、インバータを構成する半導体素子とその冷却器の小型化、インバータ回路効率の向上を図ることができる。
また、インバータ回路６の変調率も向上するので発生高調波を小さくし、交流リアクトル８ａ〜８ｃから発生する騒音が小さくすることができる。
【００２２】
実施の形態２．
図５は本発明に係わるインバータ装置の第２の実施の形態の構成図である。実施の形態１と２の違いは、進相コンデンサ１１ａ、１１ｂ，１１ｃの接続、非接続を行っていたスイッチ１０ａ、１０ｂ、１０ｃを電流チョッパ回路１７に置き換えたものである。電流チョッパ回路１７は、比較器１６による設定値１５との比較値に応じて進相コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃのそれぞれの接続を接続状態から非接続状態まで連続的に変化させることができる。
【００２３】
動作について説明する。交流フィルタ７によって波形整形されるまでは実施の形態１と同じである。架線１の電圧が定格電圧付近で設定値１５以上である場合、電流チョッパ回路１７は作動しないため、実施の形態１と同様である。架線１の電圧がパンタグラフ２との離線や一時的な低下によって定格電圧の範囲内であるが設定値１５未満になると、比較器１６による比較値に応じて電流チョッパ回路１７が進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの接続状態を調節することで進相電流を調整し実効的なコンデンサ容量を調節する。よって必要な進み電流Ｉｃｂを得ることで交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌのベクトルのスカラー量も増大し、Ｖｃとの反対方向成分が増大するため、昇圧してから絶縁トランス１２の一次側１２ａに出力される。この際、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの実効的容量を連続的に調節することができるので、不要な進み電流をなくすことができ、インバータ回路６の出力電流を最適化でき、インバータ回路６の過負荷耐量を経済的に設定できる。
【００２４】
図６は本発明に係わるインバータ装置の第２の実施の形態のインバータ回路６の入力電圧とインバータ回路６の変調率と絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率の関係図である。横軸はインバータ回路６への入力電圧、第１縦軸はインバータ回路６の変調率、第２縦軸は絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率を示している。インバータ回路６の入力電圧が定格電圧１５００Ｖから降下していく場合、インバータ回路６の変調率を入力電圧の低下に応じて直線的に増加させ、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧を維持するよう制御するので、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率は１００％となっている。インバータ回路６の入力電圧が降下し続け、設定値１５（１２００Ｖ）にまで達すると、電流チョッパ回路１７が作動することを開始し、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃによる昇圧効果を得ることにより、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率を１００％に保つよう制御する。さらにインバータ回路６の入力電圧が低下する際、電流チョッパ回路１７により適正に進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの容量を制御するので昇圧効果も連続的に変化させることができるため、変調率も１００％を保持することができる。さらにインバータ回路６の入力電圧が９００Ｖ以下となった場合、絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率は１００％を保つことができなくなるので、装置の性能保証外としてインバータ装置を停止させることとなる。
【００２５】
実施の形態１と同様に、インバータ回路６の入力電圧が定格電圧に対して低く、設定値１５未満の領域においては、進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃにより必要な進み電流を流し、絶縁トランス１２の一次側１２ａへの出力電圧を昇圧させる。これにより絶縁トランスの一次巻線の設定電圧を高く出来るので、トランスの一次側電流ひいてはインバータ回路６の出力電流を抑え、インバータ損失を低減できるので、さらにインバータを構成する半導体素子とその冷却器の小型化、インバータ回路効率の向上を図ることができる。また、インバータ回路６の変調率も向上するので発生高調波を小さくし、交流リアクトル８ａ〜８ｃから発生する騒音が小さくすることができる。
この実施の形態では、それに加えて電流チョッパ回路１７により進相コンデンサ１１ａ〜１１ｃの実効的容量を調節することにより、不必要な進相電流を抑制することができる効果がある。
【００２６】
実施の形態３．
図７は本発明に係わるインバータ装置の第３の実施の形態の構成図である。実施の形態２と較べて、進相コンデンサ１１ａ、１１ｂ，１１ｃと電流チョッパ回路１７がなく、交流フィルタ内の交流コンデンサ９ａ、９ｂ、９ｃの代わりに可変容量のコンデンサ１８ａ、１８ｂ、１８ｃが同様に接続されている。また、直流コンデンサ４に並列に接続されている直流電圧センサ１４によって検出された電圧値と、設定値１５は比較器１６によって比較され、比較値に応じて可変容量コンデンサ１８ａ、１８ｂ、１８ｃの容量を変化させている。
【００２７】
動作について説明する。直流電圧はインバータ回路６によって３相交流電圧に変換されるところまでは実施の形態２と同じである。架線１の電圧が定格電圧付近で設定値１５以上である場合は比較器１６の比較値によっては可変容量コンデンサ１８ａ〜１８ｃは容量を最小とし、変化させないため、実施の形態２と同様である。架線１の電圧がパンタグラフ２との離線や一時的な低下によって設定値１５未満になると、比較器１６による比較値に応じて可変容量コンデンサ１８ａ〜１８ｃの実効的容量を調節し、必要な進み電流Ｉｃを得ることで交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌのベクトルのスカラー量も増大し、Ｖｃとの反対方向成分が増大するため、昇圧してから絶縁トランス１２の一次側１２ａに出力される。この際、可変容量コンデンサ１８ａ〜１８ｃの容量を調節することができるので、不要な進み電流をなくすことができ、インバータ回路６の出力電流を最適化でき、インバータ回路６の過負荷耐量を経済的に設定できる。インバータ回路６の入力電圧とインバータ変調率と絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率の関係についても実施の形態２の図６と全く同様となる。
【００２８】
この実施の形態は、実施の形態１と同様の効果を奏し、更に、進相コンデンサ１１の代わりに可変容量コンデンサ１８を使用することで、進相コンデンサ１１を前記交流フィルタ７内に統合することができる効果を奏する。
尚、実施の形態１〜３においては３相交流タイプについて説明したが、単相タイプであっても同様の効果を得ることができる。
さらに、実施の形態１〜３においてはインバータ装置の出力先が絶縁トランスである場合について説明したが、クーラー等の製品に直接接続され、その製品の内部で電源装置やトランスにより降圧される場合もあり、そのような場合においても同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明に係わるインバータ装置の一実施の形態の構成図である。
【図２】本発明に係わるインバータ装置の一実施の形態の絶縁トランス１２の一次側１２ａの一次側電流ＩＬが同一値である条件下での、絶縁トランス一次側電圧Ｖｃを基準とした場合のインバータ回路６の出力電圧Ｖａと交流リアクトル８ａの両端電圧Ｖａｃｌのベクトル図である。
【図３】絶縁トランス１２の一次側１２ａの巻線設定電圧とインバータ回路６の変調率、インバータ回路６の出力電流の一般的な関係図である。
【図４】本発明に係わるインバータ装置の一実施の形態のインバータ回路６の入力電圧とインバータ回路６の変調率と絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率の関係図である。
【図５】本発明に係わるインバータ装置の第２の実施の形態の構成図である。
【図６】本発明に係わるインバータ装置の第２と第３の実施の形態のインバータ回路６の入力電圧とインバータ回路６の変調率と絶縁トランス１２の１次側１２ａの入力電圧の１次巻線設定電圧に対する比率の関係図である。
【図７】本発明に係わるインバータ装置の第３の実施の形態の構成図である。
【符号の説明】
【００３０】
1  架線、２  パンタグラフ、３  直流リアクトル、４  直流コンデンサ、５  インバータ、５ａ〜５ｃ  出力端子、６  インバータ回路、７  交流フィルタ、８ａ〜８ｃ  交流リアクトル、９ａ〜９ｃ  交流コンデンサ、１０ａ〜１０ｃ  スイッチ、１１ａ〜１１ｃ  進相コンデンサ、１２  絶縁トランス、１２ａ  絶縁トランスの１次側、１２ｂ  絶縁トランスの２次側、１３  負荷、１４  直流電圧センサ、１５  設定値、１６  比較器、１７  電流チョッパ回路、１８ａ〜１８ｃ  可変容量コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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