(57)【要約】【課題】  電解コンデンサ及び蓄電池を有する交流無停電電源装置の小型化、低コスト化が要求されている。【解決手段】  交流入力端子１に交流スイッチ２を介して負荷１４及び双方向電力変換器４を接続する。双方向電力変換器４の直流ライン１６に電解コンデンサ１７及び蓄電池１８を接続する。双方向電力変換器４を波形改善できる構成にする。交流スイッチ２をオン・オフ制御に使用するのみでなく、電解コンデンサ１７の初期充電時の電流制限にも使用する。【選択図】        図１
2005278304.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を接続するための交流入力端子と、
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つ電流制御機能を有している交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
前記交流入力端子から前記交流出力端子に供給する電源電圧が異常か否かを検出し、異常を検出した時に前記交流スイッチをオフ状態に制御するための異常検出回路と、
前記蓄電手段の初期充電期間における前記蓄電手段の充電電流の制御又は制限を前記交流スイッチで実行するための信号を形成し、この信号を前記交流スイッチに供給するスイッチ制御回路と
を備えていることを特徴とする電力供給装置。
【請求項２】
前記スイッチ制御回路は、
前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、
前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、
前記電流検出手段の出力を前記基準値に近づけるための制御信号を形成し、この制御信号によって前記交流スイッチを制御する制御信号形成手段と
を有していることを特徴とする請求項１記載の電力供給装置。
【請求項３】
更に、前記交流スイッチを通って流れる電流の波形改善制御を前記双方向電力変換器が行うための変換器制御回路を備え、
前記電流検出手段は前記交流スイッチを通って流れる電流を検出するものであり、
前記変換器制御回路は、正弦波を示す基準波を発生する基準波発生手段と、前記電流検出手段の出力を前記基準波に追従させるための波形改善制御信号を形成し、この制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する波形改善制御信号形成手段とを有していることを特徴とする請求項２記載の電力供給装置。
【請求項４】
前記交流スイッチは導通角制御可能なスイッチから成り、
前記スイッチ制御回路は前記初期充電期間に前記交流スイッチの定格電流よりも小さい電流を前記交流スイッチを通して供給するための半固定された導通角を有する制御信号を形成し、この制御信号を前記交流スイッチに供給するものであることを特徴とする請求項１記載の電力供給装置。
【請求項５】
前記交流スイッチは導通角制御可能なスイッチから成り、
前記スイッチ制御回路は、
前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、
前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、
前記電流検出手段の出力と前記基準値との差を示す帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成手段と、
前記交流入力端子の交流電圧に同期して鋸波を発生する鋸波発生器と、
前記帰還制御信号と前記鋸波とを比較して前記交流スイッチの導通開始時点を決定する比較手段と
を有していることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電力供給装置。
【請求項６】
前記スイッチ制御回路は、更に、初期充電期間を示す信号を形成する初期充電期間信号形成回路と、
前記初期充電期間信号形成回路の出力に応答して前記比較手段の出力と前記異常検出回路の出力とを選択的に前記交流スイッチの制御端子に供給するための切替手段と
を有していることを特徴とする請求項５記載の電力供給装置。
【請求項７】
更に、前記交流スイッチと前記双方向電力変換器との相互接続点と前記交流出力端子との間に接続された出力スイッチを有し、前記出力スイッチは前記初期充電期間にオフ制御され、前記初期充電期間の終了後にオン制御されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の電力供給装置。
【請求項８】
更に、前記交流スイッチと前記出力スイッチとの直列回路に対して並列に接続されたバイパススイッチを有し、前記バイパススイッチは前記出力スイッチのオフ期間にオン制御されることを特徴とする請求項７記載の電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はコンデンサ又は蓄電池等を含む交流無停電電源装置等の電力供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の代表的な交流無停電電源装置は、例えば、後記特許文献１に開示されているように商用交流電源端子と負荷との間に接続された交流スイッチと、交流スイッチを介して商用交流電源端子に接続されていると共に交流スイッチを介さないで負荷に接続された双方向電力変換器と、双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電池と、商用交流電源端子の電圧の異常を検出して交流スイッチをオフ制御する電源異常検出装置とを有している。
【０００３】
ところで、一般的には、双方向電力変器の直流端子に電解コンデンサが接続されている。電解コンデンサは蓄電池よりも小さい容量を有し且つ蓄電池よりも速い応答速度を有し、電圧の安定化に寄与する。
【０００４】
上述のような交流無停電電源装置に対して小型化及び低コスト化が要求されている。電解コンデンサ又は蓄電池が充電されていない状態で双方向電力変換器を交流スイッチを介して交流電源に接続すると、電解コンデンサ又は蓄電池の突入電流が流れる。この突入電流を防ぐための方法が後記特許文献２に記載されている。この特許文献２の方法では、双方向電力変換器の交流入力側に接続された双方向電力変換器を切り離すための保護用サイリスタを位相制御することによって初期充電時の電流を制限している。
【０００５】
しかし、上記特許文献２の方法では、交流入力端子と負荷との間の交流スイッチの他に、保護用サイリスタを設けるために電力供給装置が必然的に大型且つコスト高になる。
【０００６】
初期充電電流を制限する別の方法として、双方向電力変換器の交流入力ラインに抵抗を選択的に接続する方法が知られている。しかし、この方法においては、抵抗及びこの選択接続手段が必要になり、電力供給装置が大型且つコスト高になる。
【特許文献１】特開２０００−３４１８８１号公報
【特許文献２】特開２０００−１５２５１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明が解決しようとする課題は、コンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方を有する電力供給装置において初期充電電流を容易に制限することが困難であるということである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するための本発明は、交流電源を接続するための交流入力端子と、負荷を接続するための交流出力端子と、前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つ電流制御機能を有している交流スイッチと、交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、前記交流入力端子から前記交流出力端子に供給する電源電圧が異常か否かを検出し、異常を検出した時に前記交流スイッチをオフ状態に制御するための異常検出回路と、前記蓄電手段の初期充電期間における前記蓄電手段の充電電流の制御又は制限を前記交流スイッチで実行するための信号を形成し、この信号を前記交流スイッチに供給するスイッチ制御回路とを備えていることを特徴とする電力供給装置に係わるものである。
【０００９】
なお、請求項２に示すように、前記スイッチ制御回路は、前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、前記電流検出手段の出力を前記基準値に近づけるための制御信号を形成し、この制御信号によって前記交流スイッチを制御する制御信号形成手段とを有していることが望ましい。
また、請求項３に示すように、更に、前記交流スイッチを通って流れる電流の波形改善制御を前記双方向電力変換器が行うための変換器制御回路を備え、前記電流検出手段は前記交流スイッチを通って流れる電流を検出するものであり、前記変換器制御回路は、正弦波を示す基準波を発生する基準波発生手段と、前記電流検出手段の出力を前記基準波に追従させるための波形改善制御信号を形成し、この制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する波形改善制御信号形成手段とを有していることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記交流スイッチは導通角制御可能なスイッチから成り、前記スイッチ制御回路は前記初期充電期間に前記交流スイッチの定格電流よりも小さい電流を前記交流スイッチを通して供給するための半固定又は固定された導通角を有する制御信号を形成し、この制御信号を前記交流スイッチに供給するものであることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記交流スイッチは導通角制御可能なスイッチから成り、前記スイッチ制御回路は、前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、前記電流検出手段の出力と前記基準値との差を示す帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成手段と、前記交流入力端子の交流電圧に同期して鋸波を発生する鋸波発生器と、前記帰還制御信号と前記鋸波とを比較して前記交流スイッチの導通開始時点を決定する比較手段とを有していることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記スイッチ制御回路は、更に、初期充電期間を示す信号を形成する初期充電期間信号形成回路と、前記初期充電期間信号形成回路の出力に応答して前記比較手段の出力と前記異常検出回路の出力とを選択的に前記交流スイッチの制御端子に供給するための切替手段とを有していることが望ましい。
また、請求項７に示すように、更に、前記交流スイッチと前記双方向電力変換器との相互接続点と前記交流出力端子との間に接続された出力スイッチを有し、前記出力スイッチは前記初期充電期間にオフ制御され、前記初期充電期間の終了後にオン制御されることが望ましい。
また、請求項８に示すように、更に、前記交流スイッチと前記出力スイッチとの直列回路に対して並列に接続されたバイパススイッチを有し、前記バイパススイッチは前記出力スイッチのオフ期間にオン制御されることが望ましい。
【発明の効果】
【００１０】
各請求項の発明によれば、電源異常時において電源を遮断するための交流スイッチがコンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方の初期充電の制御に兼用されているので、電力供給装置の小型化及び低コスト化を達成できる。
また、請求項２の発明に従って、電流検出手段を設けると、初期充電電流を所望値に制御することが可能になり、初期充電を良好に達成することができる。
また、請求項３の発明によれば、電流検出手段が初期充電の制御と波形改善の制御との両方に使用されるので、更に小型化及び低コスト化を図ることができる。
また、請求項４の発明では、交流スイッチの導通角を半固定又は固定した制御信号を形成するので、交流スイッチの制御回路の構成の単純化を図ることができる。
また、請求項５の発明によれば、交流スイッチの導通角制御を容易に達成することができる。
また、請求項６の発明によれば、初期充電制御と異常時の遮断制御とを容易に達成することができる。
また、請求項７の発明によれば、初期充電時において交流スイッチから負荷側への電力供給を出力スイッチによって禁止し、初期充電を迅速且つ良好に達成できる。
また、請求項８の発明によれば、交流スイッチによって初期充電している期間であってもバイパススイッチを介して負荷に電力を供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
次に、本発明の実施形態を図１〜図１１を参照して説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１に示す本発明の実施例１に係わる電力供給装置としての交流無停電電源装置は、例えば２００Ｖの３相の商用交流電源に接続される交流入力端子１と、３相の交流スイッチ２と、交流出力端子３と、３相の双方向電力変換器４と、蓄電手段５と、入力スイッチ６と、出力スイッチ７と、バイパススイッチ８と、異常検出回路９と、スイッチ制御回路１０と、変換器制御回路１１と、電流検出器１２とを有している。なお、ブロック表示の図１において全ての交流部分は３相に構成されている。従って、交流スイッチ２も各相ラインに接続され、電流検出器１２も各相ラインに接続されている。
【００１３】
交流スイッチ２は 交流入力端子１と交流出力端子３及び双方向電力変換器４との間に接続されている。更に詳細には、交流スイッチ２の入力端は例えば機械的スイッチ構成の入力スイッチ６を介して交流入力端子１に接続され、交流スイッチ２の出力端は例えば機械的スイッチ構成の出力スイッチ７を介して交流出力端子３に接続されている。交流スイッチ２は、電流制御可能な半導体スイッチで構成することが望ましく、図１では第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の逆並列接続回路から成り、電源ラインに直列に接続されている。なお、この交流スイッチ２をＩＧＢＴ、トランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチ、又は半導体スイッチと機械的スイッチの組み合せ、又は種類の異なる複数の半導体スイッチの組み合せで構成することもできる。
【００１４】
出力スイッチ７は交流スイッチ２と双方向電力変換器４との相互接続点１３と交流出力端子３との間に接続されている。バイパススイッチ８は入力スイッチ６と交流スイッチ２と出力スイッチ７との直列回路に対して並列に接続され、出力スイッチ７がオフの期間にオン制御され、交流入力端子１から供給される電力を交流出力端子３を介して負荷１４に供給する。
【００１５】
双方向電力変換器４は、交流電源電流の波形改善機能としとの力率改善と高調波電流抑制の機能を有するとともに蓄電手段５を充電する機能を有してＡＣ−ＤＣ変換する機能と、停電時にＤＣ−ＡＣ変換する機能とを有している。この双方向電力変換器４の交流端子は交流ライン１５を介して交流スイッチ２に接続されている。この双方向電力変換器４の詳細は後述する。
【００１６】
蓄電手段５は蓄電装置と呼ぶこともできるものであって、コンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方又はこれ等に類似のものから構成される。図１ではこの蓄電手段５が電解コンデンサ１７と蓄電池１８とスイッチ１９とで構成されている。電解コンデンサ１７は蓄電池１８よりも小さい容量を有し且つ蓄電池１８よりも速い応答性即ち充放電速度を有する。電解コンデンサ１７の代りに別の形式のコンデンサ又は電気二重層等の蓄積器を使用することもできる。電解コンデンサ１７は双方向電力変換器４に直接に接続され、蓄電池１８はスイッチ１９を介して双方向電力変換器４に接続されている。
【００１７】
異常検出回路９は、入力スイッチ６を介して交流入力端子１に接続され、交流電源電圧の低下及び過電圧の異常を検出し、これが検出された時に交流スイッチ２をオフ制御し且つ双方向電力変換器４をインバータ制御する。なお、異常検出回路９は交流電源電圧と基準電圧とを比較器で比較して交流電源電圧の低下又は過電圧を検出し、交流スイッチ２を正常時にオン制御し、異常時にオフ制御する周知の回路である。異常検出回路９はライン２０によってスイッチ制御回路１０に接続され、ライン２１によって変換器制御回路１１に接続されている。
【００１８】
電流検出器１２は、交流スイッチ２の交流ライン１５´の電流を検出するように配置された電流トランス又は磁電変換素子であり、この検出信号をライン２２によってスイッチ制御回路１０に送ると共にライン２３によって変換器制御回路１１に送る。
【００１９】
スイッチ制御回路１０は、蓄電手段５の初期充電期間にライン２４、２５を介してサイリスタＳ1 、Ｓ2 の制御端子に充電制御のための制御信号を送る機能と、初期充電終了後の正常時に第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 を連続的にオン制御し、異常検出回路９で異常が検出された時にオフ制御する機能と、初期充電期間に出力スイッチ７をオフ制御し且つバイパススイッチ８をオン制御する機能とを有する。このスイッチ制御回路１０の詳細は追って述べる。
【００２０】
変換器制御回路１１は、初期充電期間及び異常検出回路９の出力が異常を示していない正常時に双方向電力変換器４を波形改善機能を有して交流−直流変換器即ちコンバータとして動作させ、異常検出回路９の出力が異常を示している時に双方向電力変換器４を直流−交流変換器即ちインバータとして動作させるものである。この変換器制御回路１１の出力ライン即ち制御信号伝送路２６は双方向電力変換器４に接続されている。双方向電力変換器４の交流ライン１５及び直流ライン１６と変換器制御回路１１との間がライン２７、２８によって接続されている。この変換器制御回路１１の詳細は追って説明する。
【００２１】
図１の双方向電力変換器４は図２に詳しく示すように、スイッチ回路３０と、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と、高周波成分除去用フィルタ３４とを含む。図２の第１、第２及び第３の交流端子１５ａ、１５ｂ、１５ｃは図１の交流ライン１５に接続され、第１及び第２の直流端子１６ａ、１６ｂは図１の直流ライン１６に接続される。図１の電解コンデンサ１７及び蓄電池１８は図２の第１及び第２の直流端子１６ａ、１６ｂ間に接続される。
【００２２】
スイッチ回路３０は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とから成る。図２では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
【００２３】
第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、図１の変換器制御回路１１に接続される。スイッチ回路３０の第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点３１、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点３２、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点３３は、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３の交流ライン１５ａ、１５ｂ、１５ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは第１の直流ライン１６ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは第２の直流ライン１６ｂに接続されている。
高周波成分除去用フィルタ３４はコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 から成り、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の高周波（例えば２０〜１００kHz ）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。第１、第２及び第３の交流端子１５ａ、１５ｂ、１５ｃとスイッチ回路３０の相互接続点３１、３２、３３との間に接続された第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は、交流−直流変換時即ちＡＣ−ＤＣ変換動作時に力率改善用リアクトル及び昇圧リアクトルとして機能し、また直流−交流（ＤＣ−ＡＣ）変換時即ちＤＣ−ＡＣ変換（インバータ）動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。
【００２４】
図１のスイッチ制御回路１０は図３に詳しく示すように、電流検出手段の一部としての電流検出回路３５と、基準値発生手段としての基準電圧源３６と、帰還制御信号形成手段としての誤差増幅器３７と、鋸波発生器３８と、比較器３９と、切替手段４０と、駆動回路４１と、初期充電期間信号形成回路４２とから成る。
【００２５】
図１の電流検出器１２を伴なって電流検出手段を構成する電流検出回路３５は、ライン２２の電流検出器１２の出力に対応する直流の電流検出信号を得るためのものであって、整流器と平滑回路とから成る。
【００２６】
誤差増幅器３７は、電流検出回路３５に接続された一方の入力端子と基準電圧源３６に接続された他方の入力端子とを有し、電流検出信号と初期充電時の所望電流値を示す基準電圧との差を示す信号を帰還制御信号Ｖf として出力する。
【００２７】
鋸波発生器３８は、ライン２９と図１の入力スイッチ６とを介して交流入力端子１に接続されており、図７に示す正弦波の交流電源電圧Ｖinのゼロクロス時点ｔ0 、ｔ2 等に応答して図７（Ｂ）の鋸波電圧Ｖtac を繰返して発生する。
【００２８】
比較器３９の一方の入力端子は誤差増幅器３７に接続され、他方の入力端子は鋸波発生器３８に接続されている。従って、この比較器３９は図７（Ｂ）に示すように電流の帰還制御信号Ｖf と鋸波電圧Ｖtac とを比較して図７（Ｃ）に示す２値の出力を発生する。この図７（Ｃ）のｔ1 〜ｔ2 及びｔ3 〜ｔ4 のパルス又は図７（Ｄ）に示すｔ1 、ｔ3 に同期したトリガパルスは、図１の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 のトリガ信号として使用される。
【００２９】
切替手段４０は、第１及び第２の接点ａ、ｂを有し、第１の接点ａがオンの期間に比較器３９の出力を駆動回路４１を介して図１のサイリスタＳ1 、Ｓ2 のゲートに送り、接点ｂがオンの期間にライン２０の異常検出回路９の出力をサイリスタＳ1 、Ｓ2 のゲートに送る。
【００３０】
切替手段４０の切替は、初期充電期間信号形成回路４２の出力で実行されている。初期充電期間信号形成回路４２は、ライン２９に接続されており、図１の交流入力端子１に電源電圧が供給されている状態で入力スイッチ６がオンになった時、又は入力スイッチ６のオン状態において交流入力端子１に電源電圧が供給された時に同期して時間幅Ｔc を有するパルスを初期充電期間信号として発生するタイマから成る。切替手段４０の接点ａは初期充電期間信号発生回路４２から所定時間幅Ｔc のパルスが発生している時にオンになり、その後にオフになる。切替手段４０の接点ｂは接点ａと反対に動作する。この実施例では、所定時間幅Ｔc が蓄電手段５の初期充電所要時間に一致するように一定に決定されているが、所定時間幅Ｔc を調整する手段を設けること、又は蓄電手段５の電圧又は充電電流を検出して初期充電の終了時点を判定し、この判定に基づいて所定時間幅Ｔc の終了時点を決定することができる。
【００３１】
初期充電期間信号形成回路４２の出力端子はライン４３によって図１の出力スイッチ７及びバイパススイッチ８の制御端子にも接続されている。従って、出力スイッチ７は所定時間幅Ｔc のパルスに同期してオフになり、バイパススイッチ８は逆にオンになる。また、所定時間幅Ｔc のパルスが消滅すると、出力スイッチ７がオンになり、逆にバイパススイッチ８がオフになる。
【００３２】
図４は図１の変換器制御回路１１の内部を概略的に示す。この図４から明らかなように、変換器制御回路１１はＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４とＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５と切換手段４６とを有する。
ＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４は、ＡＣ−ＤＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成し、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５はＤＣ−ＡＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成する。切換手段４６はライン２１の電源異常検出信号が正常を示している時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４の出力ライン２６ａの信号を出力ライン２６に送出し、電源異常検出信号が異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５の出力ライン２６ｂの信号をライン２６に送出する。図４のライン２６は図２の第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲートに接続されている。なお、図４のライン２６ａ、２６ｂ、２６は６本のラインを示している。
【００３３】
次に、図４のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４の詳細を図５及び図８を参照して説明する。図５のＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４は、第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、第１、第２及び第３の乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃと、第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃと、第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃと、第１、第２及び第３の反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃと、鋸波発生器５７と、２つの電圧検出抵抗５８、５９と、基準電圧源６０と、誤差増幅器６１とを有する。
【００３４】
第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃは、３相の電圧検出ライン２７に接続され、交流ライン１５の第１、第２及び第３相電圧に対応する３相基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc を出力する。なお、図５の第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃを一括して３相電圧検出回路を構成することもできる。
【００３５】
２つの電圧検出抵抗５８、５９はライン２８を介して図１の直流ライン１６に接続され、直流ライン１６の電圧の分圧値を誤差増幅器６１の一方の入力端子に与える。誤差増幅器６１は基準電圧源６０の基準電圧と電圧検出抵抗５８、５９で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Ｖd として出力する、
【００３６】
第１、第２及び第３の乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃは、第１、第２及び第３相電圧検出回路５２ａ、５２ｂ、５２ｃから得られた第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖa 、Ｖb 、Ｖc に誤差増幅器６１の出力電圧指令値Ｖd を乗算し、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′を作成する。第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′は第１、第２及び第３相基準正弦波Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の振幅を出力電圧指令値Ｖdで変調したものに相当する。なお、乗算器５３ａ、５３ｂ、５３ｃの代りに除算器を設けることができる。
第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃは、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′、Ｖb ′、Ｖc ′とライン２３の３相の電流検出信号との差を示す信号を図８（Ａ）に示す第１、第２及び第３相スイッチ制御信号Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3として出力する。
鋸波発生器５７は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流入力端子１の交流電圧の周波数、例えば５０Hzよりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の周波数で図８（Ａ）に概略的に示す鋸波電圧Ｖt を発生する。なお、鋸波発生器５７を三角波発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Ｖt の振幅は第１、第２及び第３相スイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を横切るように設定されている。
【００３７】
第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃは、第１、第２及び第３の減算器５４ａ、５４ｂ、５４ｃから得られた第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 と鋸波発生器５７の鋸波電圧Ｖt とを比較し、図８（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示すＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を形成する。
【００３８】
反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃは第１、第２及び第３の比較器５５ａ、５５ｂ、５５ｃに接続され、図８（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 の位相反転信号から成る図８（Ｃ）（Ｅ）（Ｇ）に示す第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 ，Ｇ6 を形成する。第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 は反転信号形成回路５６ａ、５６ｂ、５６ｃの代りに３つの比較器を設け、これ等の正入力端子に鋸波電圧Ｖt を入力させ、負入力端子に第１、第２及び第３のスイッチ制御指令値Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を入力させて形成してもよい。なお、第１、第３及び第５のスイッチ制御信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 と第２、第４及び第６のスイッチ制御信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。
第１〜第６のスイッチ制御信号Ｇ1 〜Ｇ6 は図４の切換手段４６を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に供給される。
【００３９】
図６は図４のＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５を詳しく示す。このＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５は周知の回路であって、第１、第２及び第３相回路７１、７２、７３を有する。第１相回路７１は、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′を形成するために、第１相基準電圧発生器７４、電圧検出回路７５、基準電圧源７６、誤差増幅器７７、乗算器７８、鋸波発生器７９、比較器８０、及び反転信号形成回路８１を有する。
【００４０】
電圧検出回路７５は、ライン２７を介して図１の交流ライン１５に接続された三相整流平滑回路から成る。電圧検出回路７５から得られた第１、第２及び第３相の交流電圧に対応する直流電圧と基準電圧源７６の基準電圧との差に対応する信号が誤差増幅器７７で形成され、これが電圧帰還信号となる。なお、電圧帰還信号は直流信号である。図６では電圧検出回路７５が三相電圧を検出しているが、この代りに第１相の電圧を検出するように変形することができる。誤差増幅器７７から得られた電圧帰還信号は第２及び第３相回路７２、７３にも送られる。
【００４１】
第１相基準電圧発生器７４は、図９に示す正弦波から成る第１相基準電圧Ｖa を発生する。第２及び第３相回路７２、７３に含まれる第２及び第３相基準電圧発生器は、図９に示す第２及び第３相基準電圧Ｖｂ 、Ｖc を発生する。図９の第１、第２及び第３相基準電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc は順次に１２０度の位相差を有する例えば５０又は６０Hzの正弦波交流電圧であり、図１の交流入力端子１の交流電圧と同一の周波数を有する。なお、第１相基準電圧発生器７４から正弦波を全波整流した脈流波形を送出することができる。
【００４２】
乗算器７８の一方の入力端子は第１相基準電圧発生器７４に接続され、その他方の入力端子は誤差増幅器７７に接続されている。従って、乗算器７８は第１相基準電圧Ｖa に電圧帰還信号を乗算して信号を形成する。乗算器７８の出力信号には交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とが含まれている。なお、乗算器７８の代りに除算器を設けることができる。
【００４３】
鋸波発生器７９は、交流ライン１５の交流電圧及び第１、第２及び第３相基準電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の周波数よりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の繰返し周波数で鋸波電圧即ちキャリア波形を発生する。第１相回路７１の鋸波発生器７９は、同期信号を与えるために第２及び第３相回路７２、７３に接続されている。なお、鋸波発生器７９の代りに三角発生器を設けることができる。また、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５の鋸波発生器７９とＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４の鋸波発生器５７とのいずれか一方を省いて、鋸波発生器７９又は鋸波発生器５７をＡＣ−ＤＣ変換制御回路４４とＤＣ−ＡＣ変換制御回路４５とで共用することができる。
【００４４】
比較器８０の一方即ち負入力端子は乗算器７８に接続され、他方即ち正の入力端子は鋸波発生器７９に接続されている。従って、比較器８０は鋸波電圧と乗算器７８の出力信号とを比較して周知のＰＷＮ信号から成るＤＣ−ＡＣ変換用の第１の制御信号Ｇ1 ′を出力する。
【００４５】
比較器８０に接続された反転信号形成回路８１は、第１の制御信号Ｇ1 ′の位相反転信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成する。反転信号形成回路８１の代りに比較器を設け、この正入力端子に乗算器７８の出力信号を入力させ、この負入力端子に鋸波電圧を入力させてＰＷＭ信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成することができる。なお、第１及び第２の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′の相互間に周知のデッドタイムを付加する手段を設けることが望ましい。
【００４６】
第２相回路７２及び第３相回路７３は第１相回路７１と同様に形成されており、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 のための第３〜第６の制御信号Ｇ3 ′〜Ｇ6 ′を送出する。
図２のスイッチ回路３０をＤＣ−ＡＣ駆動即ちインバータ駆動させるための図６の第１〜第６の制御信号Ｇ1 ′〜Ｇ6 ′は図４の切換手段４６を介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に送られる。
【００４７】
図１の交流無停電電源装置の動作を説明する。負荷１４に対する電力供給の開始時、即ち電解コンデンサ１７及び蓄電池１８が未充電又は不完全な充電状態において、交流入力端子１に交流電圧を供給し且つ入力スイッチ６をオンにすると、スイッチ制御回路１０に含まれている図３の初期充電期間信号形成回路４２から所定時間幅Ｔc のパルスが発生し、切替手段４０の接点ａがオンになり、比較器３９の出力が図１のサイリスタＳ1 、Ｓ2 に供給され、双方向電力変換器４を介して蓄電手段５に供給される電流が所定値に制限され、電解コンデンサ１７に過大な突入電流が流れない。この実施例では初期充電期間に出力スイッチ７がオフ制御され、バイパススイッチ８がオン制御されているので、初期充電期間中であっても負荷１４に対してバイパススイッチ８を介して電力が供給される。
【００４８】
初期充電期間が終了すると、異常検出回路９がサイリスタＳ1 、Ｓ2 のゲートに接続される。異常検出回路９は正常時にサイリスタＳ1 、Ｓ2 を常にオン状態にするための信号を発生するので、交流スイッチ２を介しての負荷１４への電力供給が可能になる。なお、初期充電終了後は出力スイッチ７がオンになり、バイパススイッチ８がオフになるので、交流スイッチ２及び出力スイッチ７を通して負荷１４に電力が供給される。また、初期充電期間終了後においては、双方向電力変換器４がＡＣ−ＤＣ変換動作して蓄電手段５の初期充電後の充電を行う。
【００４９】
異常検出回路９が停電等の異常を検出すると、交流スイッチ２がオフ制御され、且つ双方向電力変換器４がＤＣ−ＡＣ変換動作に切替わり、蓄電手段５の直流電圧が交流電圧に変換されて負荷１４に供給される。なお、この時交流スイッチ２がオフ状態にあるので、蓄電手段５のエネルギーが交流入力端子１側で消費されない。
【００５０】
本実施例は次の効果を有する。
（１）  交流スイッチ２を異常時の遮断のみでなく、蓄電手段５の初期充電の制御にも兼用しているので、初期充電時の電流制限を行うための特別な抵抗又は制御素子を設けることが不要になり、交流無停電電源装置の小型化及び低コスト化を達成できる。また、従来装置の抵抗又は制御素子で生じた電力損失に相当するものがなくなる分だけ効率を高くすることができる。
（２）  電流検出器１２の出力がスイッチ制御回路１０及び変換器制御回路１１の両方で使用されているので、制御手段の小型化及び低コスト化を図ることができる。
（３）  出力スイッチ７及びバイパススイッチ８を設けたので、初期充電期間中であっても負荷１４に電力を供給することができる。
（４）  初期充電期間信号形成回路４２を設けたので、自動的に初期充電を行うことができる。
（５）  初期充電の電流を帰還制御しているので、初期充電電流を一定値又は所望値に保って初期充電を良好に進めることができる。
（６）  入力スイッチ６、出力スイッチ７、及びバイパススイッチ８を有するので、図示が省略されている操作手段によってバイパススイッチ８をオン、入力スイッチ６及び出力スイッチ７をオフにして双方向電力変換器４又は蓄電手段５のメンテナンスを容易に達成することができる。
【実施例２】
【００５１】
図１０は実施例２に従う電力供給装置の一部を示す。実施例２の電力供給装置は、図３の初期充電期間信号形成回路４２を図１０に示す初期充電期間信号形成回路４２ａに変形し、この他は実施例１と同一に形成したものである。
【００５２】
図１０の初期充電期間信号形成回路４２ａは、トリガ回路８１とパルス形成手段としてのＲＳフリップフロップ８２と電圧検出回路８３と比較器８４と基準電圧源８５とから成る。トリガ回路８１は図１の交流入力端子１から電力供給に同期してトリガ信号を発生し、これをＲＳフリップフロップ８２のセット端子Ｓに送る。これにより、ＲＳフリップフロップ８２の出力端子Ｑは高レベルになり、所定時間幅Ｔc のパルスの発生を開始する。電圧検出回路８３は電解コンデンサ１７の電圧を示す電圧検出信号を形成する。比較器８４は電圧検出信号と基準電圧源８５の基準電圧とを比較し、電圧検出信号が基準電圧よりも高くなった時にＲＳフリップフロップ８２のリセット端子Ｒにリセットトリガ信号を与える。これにより、所定時間幅Ｔc のパルスが終了する。
【００５３】
実施例２は実施例１と同一の効果を有する他に、時間幅Ｔc の終了時点を合理的に決定できるという効果を有する。
【００５４】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  交流スイッチ２の1相部分を図１１に示すように変形することができる。図１１（Ａ）の交流スイッチ２ａはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイホーラトランジスタ）S1’、S2'の逆並列回路によって構成され、各ＩＧＢＴ  S1’、S2'に直列に逆流阻止用ダイオードＤａ，Ｄｂが接続されている。
１１（Ｂ）に示す交流スイッチ２ｂは、ブリッジ接続された４つのダイオードＤａ，Ｄｂ、Ｄｃ，Ｄｄと、１つのサイリスタＳから成る半導体スイッチによって構成されている。
図１１（Ｃ）に示す交流スイッチ２ｃは双方向制御が可能なトライアックＳ’によって構成されている。
図１の交流スイッチ２は、図１、及び図１１に限定されるものでなく、交流電圧を高速でオン・オフできるものであれば、どのようなものでもよい。
（２）  双方向電力変換器４は図２の回路に限定されるものでなく、ＡＣ−ＤＣ変換とＤＣ−ＡＣ変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。また、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を図８に示すように入力電圧の正弦波の１周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。
（３）  スイッチ制御回路１０、変換器制御回路１の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（４）  交流電源、双方向電力変換器４及び負荷１４を単相とすることができる。
（５）  初期充電の開始指令を手動操作のスイッチに基づいて与えることができる。
（６）  異常検出回路９の入力端子を交流スイッチ２の出力端子に接続することができる。
（７）  図１に示す好ましい実施例では、双方向電力変換器４のための電流検出器１２を初期充電用のスイッチ制御回路１０で兼用しているが、この代りに交流スイッチ２の入力側又は双方向電力変換器４の交流ライン１５に別の電流検出器を配置し、これを初期充電制御に使用することができる。また、双方向電力変換器４による波形改善を、図１のライン１５’の電流検出器１２とライン１５に設ける別の電流検出器（図示せず）との組合せで行うことができる。
（８）  初期充電時の電流の帰還制御が要求されていない時には、初期充電時の交流スイッチ２のオン時間幅即ち導通角を固定又は半固定とすることができる。即ち、所定時間幅Ｔcを可変とせずに一定又は調整可能に半固定に設定することができる。
（９）  交流スイッチ２をトランジスタ、ＦＥＴ等の可変抵抗制御可能なものとし、初期充電時に交流スイッチ２の抵抗値を制御又は一定に保つことができる。
（１０）  図１の入力スイッチ６、出力スイッチ７、及びバイパススイッチ８の内の１つ又は複数又は全部を設けない構成とすることができる。
（１１）  交流スイッチ２から負荷１４への電力供給の開始時に負荷１４に供給する電圧を、交流スイッチ２の位相制御によって徐々に高くすることができる。
（１２）  切替手段４０を、半導体スイッチで構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は交流無停電電源装置等の電力供給装置に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の実施例１の交流無停電電源装置を示すブロック図である。
【図２】図１の双方向電力変換器を詳しく示す回路図である。
【図３】図１のスイッチ制御回路を示すブロック図である。
【図４】図１の変換器制御回路を詳しく示すブロック図である。
【図５】図４のＡＣ−ＤＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。
【図６】図４のＤＣ−ＡＣ変換制御回路を詳しく示す回路図である。
【図７】図３のスイッチ制御回路の各部の状態を示す波形図である。
【図８】図５の各部の状態を示す波形図である。
【図９】図６の第１〜第３相の基準電圧を示す波形図である。
【図１０】実施例２の電力供給装置の一部を示す回路図である。
【図１１】変形例の交流スイッチを示す回路図である。
【符号の説明】
【００５７】
１  交流入力端子
２  交流スイッチ
３  交流出力端子
４  双方向電力変換器
５  蓄電手段
９  異常検出回路
１０  スイッチ制御回路
１１  変換器制御回路
１７  電解コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005278304.tif 000009
【図８】
2005278304.tif 000010
【図９】
2005278304.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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