(57)【要約】【課題】センストランジスタをＮＰＮトランジスタとしながら、精度の良い温度測定を可能にする温度検出装置の提供。【解決手段】定電流源１０と、ＮＰＮトランジスタである複数のセンストランジスタ３１乃至３９と、これらセンストランジスタ３１乃至３９と定電流源１０との接断を行う複数のスイッチ１１乃至１９と、スイッチを閉じることにより定電流源１０と接続されたセンストランジスタ３１乃至３９の一部のＰＮ接合に生じる電圧を測定するＡ／Ｄ変換器４１と、複数のスイッチ１１乃至１９のうち第１の数のスイッチを閉じてＡ／Ｄ変換器４１の第１の出力値を読み取り、複数のスイッチ１１乃至１９のうち第２の数のスイッチを閉じてＡ／Ｄ変換器４１の第２の出力値を読み取る制御を行う制御回路４２と、第１の出力値と第２の出力値との差分を算出する演算回路４３と、を備える。【選択図】  図１
2005016992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流源と、
複数のＰＮ接合素子と、
複数のＰＮ接合素子の各々に対応し、各ＰＮ接合素子と前記定電流源との接断を行う複数のスイッチと、
これらのスイッチにより前記定電流源と接続されたＰＮ接合素子のＰＮ接合に生じる電圧を測定するＡ／Ｄ変換器と、
前記複数のスイッチのうち選択された第１の数のスイッチにより接続された前記ＰＮ接合素子の電圧に対応する前記Ａ／Ｄ変換器の第１の出力値を読み取る第１のスイッチ制御と、前記複数のスイッチのうち前記第１の数のスイッチを除き、かつ前記第１の数よりも大きい、選択された第２の数のスイッチにより接続された前記ＰＮ接合素子の電圧に対応する前記Ａ／Ｄ変換器の第２の出力値を読み取る第２のスイッチ制御と、を行う制御回路と、
第１の出力値と第２の出力値との差分を算出する第１の演算制御を行う演算回路と、を備えることを特徴とする温度検出装置。
【請求項２】
請求項１記載の温度検出装置において、
前記制御回路の前記第１と第２のスイッチ制御は１回のみ行われ、
前記第１の数のスイッチにより接続される前記ＰＮ接合素子のマスクパターンは前記第２の数のスイッチにより接続される前記ＰＮ接合素子のマスクパターンに囲まれていることを特徴とする温度検出装置。
【請求項３】
請求項１記載の温度検出装置において、
前記制御回路の前記第１と第２のスイッチ制御は複数回行われ、
前記第１のスイッチ制御では、選択される前記第１の数のスイッチは回毎に異なり、前記Ａ／Ｄ変換器の前記第１の出力値は回毎に読み取られ、
前記第２のスイッチ制御で選択される前記第２の数のスイッチは回毎に異なり、前記Ａ／Ｄ変換器の前記第２の出力値は回毎に読み取られ、
前記演算回路は第１の演算制御以外の第２の演算制御をも行い、回毎に読み取られた前記第１と第２の出力値について第２の演算制御が前記差分を求める前または後に行われることを特徴とする温度検出装置。
【請求項４】
請求項３記載の温度検出装置において、
前記第２の演算制御は平均値を求める制御であることを特徴とする温度検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＮ接合を有するトランジスタまたはダイオードの電圧電流特性が温度によって変動することを利用して温度を検出する温度検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の温度検出装置は、ＰＮ接合を有するトランジスタのエミッタ・ベース間電圧が温度によって変化することを利用し、このトランジスタを温度検出素子として用いるものである。このものは、異なる条件でのエミッタ・ベース間電圧の差、すなわちバンドギャップ電圧を利用するものであり、エミッタ・ベース間電圧をＡ／Ｄ変換器にて測定し、この測定値から温度検出を行う（例えば、特許文献１、特許文献２）。この例を図４に示す。
【０００３】
この従来例の温度検出装置１０１は、１倍の定電流源１１０、電流能力が定電流源１１０のＮ倍の定電流源１１１、温度検出素子であるダイオード接続のセンストランジスタ１１３、センストランジスタ１１３を定電流源１１０または定電流源１１１に切り換え接続するスイッチ１１２、センストランジスタに発生する電圧を増幅する増幅器１１４、増幅器１１４の出力をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１１５からなっている。なお、Ｎ倍の定電流源１１１のＮの値は１よりも大きい数である。また、両定電流源１１０、１１１は、電源（ＶＣＣ）から電流を供給する型のものである。
【０００４】
まず、センストランジスタ１１３に１倍の定電流源１１０から電流を流し込むようにスイッチ１１２を切り換え、センストランジスタ１１３のエミッッタ・ベース間に発生する電圧（Ｖｓ）を増幅器１１４により増幅出力する。その出力電圧（Ｖｏｕｔ）をＡ／Ｄ変換器１１５によりデジタル変換して、その値（Ｖｏｕｔｘ）を一旦保存する。次に、センストランジスタ１１３にＮ倍の定電流源１１１から電流を流し込むようにスイッチ１１２を切り換え、センストランジスタ１１３のエミッッタ・ベース間に発生する電圧（Ｖｓ）を増幅器１１４により増幅出力する。その出力電圧（Ｖｏｕｔ）をＡ／Ｄ変換器１１５によりデジタル変換して、その値（Ｖｏｕｔｙ）から前に保存していた値（Ｖｏｕｔｘ）を減算することにより、その差分（ΔＶｘｙ）を求める。
【０００５】
そうすると、その差分（ΔＶｘｙ）は以下の式となる。
ΔＶｘｙ＝Ａ×（ＫＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｎ）  ・・・（１）
ここで、Ｋはボルツマン常数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の単位電荷である。また、Ａは増幅器１１４の増幅度である。
【０００６】
従って、（１）式により、温度（Ｔ）を導くことができる。
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−５１７７５号公報
【特許文献２】特開２００２−４８６５１号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
このようにＮ倍の定電流源と１倍の定電流源から電流を流し、センストランジスタに発生する電圧を測定することにより、温度検出を行うことができるが、精度の良い温度検出を行うためにはＮ倍の定電流源と１倍の定電流源の整合性が重要である。すなわち、Ｎ倍の定電流源が正確にＮ倍になることが必要である。
【０００９】
ところで、電源（ＶＣＣ）から電流を供給する型の定電流源は、図５に示すように、ＰＮＰトランジスタである。そして、ＰＮＰトランジスタは、ベースとエミッタをシリコンウェハの水平方向に形成する、いわゆる横型である。これに対し、ＮＰＮトランジスタは、ベースとエミッタをシリコンウェハの垂直方向に形成する、いわゆる縦型である。横型のＰＮＰトランジスタは、平面寸法の加工精度等の多くの要件に特性が依存しているために、本来的に特性のバラツキが比較的大きい。そのため、Ｎ倍の定電流源と１倍の定電流源の整合性を取るのに困難があった。
【００１０】
そこで、定電流源をＮＰＮトランジスタとすることも考えられるが、そうするとセンストランジスタをＰＮＰトランジスタにすることとなる。しかし、ＰＮＰトランジスタはリーク電流が多いので、センストランジスタについては、リーク電流をできるだけ少なくするために、ＮＰＮトランジスタを使う必要があった。
【００１１】
本発明は、係る事由に鑑みてなしたものであり、その目的とするところは、センストランジスタをＮＰＮトランジスタを用いながら、精度の良い温度測定が可能となる温度検出装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に係わる温度検出装置は、定電流源と、複数のＰＮ接合素子と、複数のＰＮ接合素子の各々に対応し、各ＰＮ接合素子と前記定電流源との接断を行う複数のスイッチと、これらのスイッチにより前記定電流源と接続されたＰＮ接合素子のＰＮ接合に生じる電圧を測定するＡ／Ｄ変換器と、前記複数のスイッチのうち選択された第１の数のスイッチにより接続された前記ＰＮ接合素子の電圧に対応する前記Ａ／Ｄ変換器の第１の出力値を読み取る第１のスイッチ制御と、前記複数のスイッチのうち前記第１の数のスイッチを除き、かつ前記第１の数よりも大きい、選択された第２の数のスイッチにより接続された前記ＰＮ接合素子の電圧に対応する前記Ａ／Ｄ変換器の第２の出力値を読み取る第２のスイッチ制御と、を行う制御回路と、第１の出力値と第２の出力値との差分を算出する第１の演算制御を行う演算回路と、を備えることを特徴とする。
【００１３】
請求項１の構成により、リーク電流が少なく整合性の良いＰＮ接合素子であるＮＰＮトランジスタをセンストランジスタととすることができ、定電流源を単一とし、センストランジスタの方を切り換えることでバンドギャップ電圧を得ているので、精度の良い温度測定が可能になる。
【００１４】
請求項２に係わる温度検出装置は、請求項１記載の温度検出装置において、前記制御回路の前記第１と第２のスイッチ制御は１回のみ行われ、前記第１の数のスイッチにより接続される前記ＰＮ接合素子のマスクパターンは前記第２の数のスイッチにより接続される前記ＰＮ接合素子のマスクパターンに囲まれていることを特徴とする。
【００１５】
請求項２の構成により、センストランジスタに僅かな特性バラツキが有ったとしても、まわりのバラツキが平均化され、中央のセンストランジスタとの整合性が良くなる。
【００１６】
請求項３に係わる温度検出装置は、請求項１記載の温度検出装置において、  前記制御回路の前記第１と第２のスイッチ制御は複数回行われ、前記第１のスイッチ制御では、選択される前記第１の数のスイッチは回毎に異なり、前記Ａ／Ｄ変換器の前記第１の出力値は回毎に保存され、前記第２のスイッチ制御で選択される前記第２の数のスイッチは回毎に異なり、前記Ａ／Ｄ変換器の前記第２の出力値は回毎に保存され、前記演算回路は第１の演算制御以外の第２の演算制御をも行い、回毎に保存された前記第１と第２の出力値について第２の演算制御が前記差分を求める前または後に行われることを特徴とする。
【００１７】
請求項４に係わる温度検出装置は、請求項３記載の温度検出装置において、前記第２の演算制御は平均値を求める制御であることを特徴とする。
【００１８】
請求項３、４の構成により、センストランジスタのバラツキが平均値を求める制御等の演算制御により吸収され、更に精度の良い温度検出装置となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら詳細に説明する。図１は本発明の実施形態である温度検出装置１の構成を示す図であり、Ｎ＋１個のＰＮ接合素子であるセンストランジスタ３１乃至３９と、Ｎｒ個のリファレンス用トランジスタ７１乃至７７を備えている。この実施形態ではＮの値は８、Ｎｒの値は７である。これらのトランジスタはそれぞれダイオード接続されているものである。
【００２０】
この温度検出装置１は、センストランジスタ３１乃至３９のいずれかに電流を流す定電流源１０と、センストランジスタ３１乃至３９と、センストランジスタ３１乃至３９の各々に対応し、それらと定電流源１０との接断を行うスイッチ１１乃至１９と、これらのスイッチにより選択された（電流が流れる）センストランジスタに発生する電圧（Ｖｓ）を増幅する増幅器４０と、その前段に設けられ、増幅器４０に入力するセンストランジスタの電圧を選択するスイッチ２１乃至２９と、増幅器４０に入力する基準電圧（Ｖｒｅｆ）を発生させるリファレンス用トランジスタ７１乃至７７と、それらに電流を流す定電流源５０と、リファレンス用トランジスタ７１乃至７７の各々に対応し、それらと定電流源５０との接断を行うスイッチ５１乃至５７と、増幅器４０に入力する基準電圧（Ｖｒｅｆ）を出力するバッファ８０と、バッファ８０とリファレンス用トランジスタ７１乃至７７の接断を行うスイッチ６１乃至６７と、増幅器４０の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を入力し、デジタル変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４１と、Ａ／Ｄ変換器４１のデジタル値を読み取り、減算などの演算を行う演算回路４３と、上述の全てのスイッチ、Ａ／Ｄ変換器４１、演算回路４３の制御を行う制御回路４２と、を有して構成される。
【００２１】
なお、本実施形態では、スイッチ１１乃至１９とスイッチ２１乃至２９は各々に同じ信号が入力されており、例えばスイッチ１１が閉じるとスイッチ２１も閉じ、スイッチ１２と２２以下においても同様である。従って、スイッチ１１乃至１９の接断により選択されたセンストランジスタの電圧がそのまま増幅器４０に入力されることになる。また、スイッチ５１乃至５７とスイッチ６１乃至６７には全て同じ信号が入力されているので、それらは全て同時に選択状態になったり、非選択状態になる。
【００２２】
また、増幅器４０は、オペアンプと２つの抵抗とから構成され、その抵抗値により増幅度が決められている。この増幅度の値をＡとしてここでは説明する。
【００２３】
以下、制御回路４２が行うスイッチ制御を中心として、この温度検出装置１の動作説明を行う。
【００２４】
先ず、第１のスイッチ制御として、制御回路４２は、１個の（第１の数の）スイッチ１１を選択し、それを閉じて（オンして）センストランジスタ３１に電流を流す。センストランジスタ３１に発生した電圧値Ｖｓ１の電圧を増幅度Ａの増幅器４０により増幅し、その電圧値Ｖｏｕｔ１の電圧をＡ／Ｄ変換器４１でデジタル値に変換し、その値（第１の出力値）を読み取り、一旦保存する。次に、第２のスイッチ制御として、制御回路４２は、スイッチ１１を開き（オフして）、８個の（第２の数の）スイッチ１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９を選択し、それを閉じる（オンする）。こうすれば、８個のセンストランジスタ、すなわち、８倍のセンストランジスタに、定電流源１０の電流を流すことになる。その発生電圧値Ｖｓ２の電圧を増幅器４０により増幅し、その電圧値Ｖｏｕｔ２の電圧をＡ／Ｄ変換器４１でデジタル値（第２の出力値）に変換し、読み取る。そして、演算回路４３により、前に保存しているデジタル値（Ｖｏｕｔ１）からこのデジタル値（Ｖｏｕｔ２）を減算して、その差分（ΔＶ）を算出する演算（第１の演算）を行う。リファレンス用トランジスタには、この間、常に電流が流れるようにし、増幅器４０に基準電圧（Ｖｒｅｆ）を入力できるようにしておく。
【００２５】
そうすると、各々の電圧の関係は以下のようになる。
Ｖｓ１＝（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ／Ｉｓ）      ・・・（２）
Ｖｓ２＝（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ／ＮＩｓ）    ・・・（３）
Ｖｒｅｆ＝（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ／ＮｒＩｓ）  ・・・（４）
ここで、Ｉは定電流源１０の電流値である。Ｉｓは逆飽和電流値であり、一定の値である。
【００２６】
また、  Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｅｆ＋Ａ×（Ｖｓ１−Ｖｒｅｆ）      ・・・（５）
Ｖｏｕｔ２＝Ｖｒｅｆ＋Ａ×（Ｖｓ２−Ｖｒｅｆ）      ・・・（６）
が成立する。
【００２７】
従って、
ΔＶ＝Ａ×（Ｖｓ１−Ｖｓ２）＝Ａ×（ＫＴ／ｑ）ｌｎ（Ｎ）  ・・（７）
となる。
【００２８】
（７）式により、温度（Ｔ）を導くことができるので、温度検出が可能となる。このようにして、センストランジスタに流す電流の定電流源を１つとし、整合性の良いＮＰＮトランジスタであるセンストランジスタとして、複数のものを用意することにより、バンドギャップ電圧を導いているために、精度の良い温度検出が可能となる。
【００２９】
図２は半導体基板９０におけるトランジスタの配置例である。中側の９個がセンストランジスタである。１個の（第１の数の）センストランジスタ３１を中央に配置し、残り８個（第２の数）をそのまわりに配置すれば、これらのトランジスタに僅かな特性のバラツキが有ったとしても、まわりの８個のバラツキが平均化され、中央のセンストランジスタ３１との整合性が良くなる。なぜならば、半導体基板９０上では、中央のセンストランジスタ３１の左右または上下に配置される２つのトランジスタは中央のセンストランジスタ３１との特性の差異をお互いにキャンセルする方向にあることになるからである。このようにして、後述するような、上記第１、第２のスイッチ制御を複数回行い、得られたデジタル値の差分を平均化演算する方法を採らない場合、それに代わって、更に精度の良い温度検出装置を提供できるものである。
【００３０】
なお、外周側の７個はリファレンス用トランジスタである。リファレンス用トランジスタはセンストランジスタとの整合性はあまり重要ではない。なぜならば、上記の式（７）に示されるように、基準電圧の値（Ｖｒｅｆ）は温度を導き出す上で、直接には影響しないからである。
【００３１】
図３は増幅器４０の出力についての温度との関係を示す図である。上述の通りＶｏｕｔ１はセンストランジスタが１個の場合であり、Ｖｏｕｔ２はセンストランジスタが８個の場合である。増幅器４０の増幅度Ａの値は２０としてある。温度の上昇に比例して、Ｖｏｕｔ１とＶｏｕｔ２との差分（ΔＶ）は広がっているのがわかる。なお、リファレンス用トランジスタからの基準電圧値（Ｖｒｅｆ）がばらついた場合はＶｏｕｔ１とＶｏｕｔ２は上下するが、ΔＶは変化しない。
【００３２】
なお、本実施形態の定電流源はＰＮＰトランジスタで構成することができるが、バイポーラトランジスタと共にＭＯＳトランジスタも搭載可能なＢｉ−ＣＭＯＳプロセスで製造するならば、定電流源をＰＭＯＳで構成することも可能である。
【００３３】
また、本実施形態では１個のセンストランジスタに発生する電圧と８個のセンストランジスタに発生する電圧からバンドギャップ電圧を導く場合を説明しているが、例えば２個のセンストランジスタに発生する電圧と１０個のセンストランジスタに発生する電圧からバンドギャップ電圧を導くことも可能である。このように、センストランジスタの数を場合に応じて任意に増減できることは当然のことである。また、リファレンス電圧発生のトランジスタは７個を使用しているが、増幅器４０、Ａ／Ｄ変換器４１の特性に合わせて任意に増減できることは当然のことである。
【００３４】
次に、本発明の更なる実施形態を説明する。この温度検出装置を説明するための図は上述の実施形態と同じく図１であるが、制御回路４２による制御や演算回路４３による演算などが異なる。この実施形態では、更にセンストランジスタのバラツキを吸収し、更に精度の良い温度検出装置を提供することができる。
【００３５】
すなわち、先ず、第１回目の第１のスイッチ制御として、制御回路４２は、１個の（第１の数の）スイッチ１１を選択し、それを閉じて（オンして）センストランジスタ３１に電流を流す。その発生した電圧値Ｖｓ１１の電圧を増幅器４０により増幅し、その電圧値Ｖｏｕｔ１１の電圧をＡ／Ｄ変換器４１でデジタル値に変換し、その値（第１の出力値）を読み取り、一旦保存する。次に、第１回目の第２のスイッチ制御として、制御回路４２は、スイッチ１１を開き（オフして）、８個の（第２の数の）スイッチ１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９を選択し、それを閉じる（オンする）。そして、これら８個のセンストランジスタから発生する電圧値Ｖｓ１２の電圧を、増幅器４０により増幅し、その電圧値Ｖｏｕｔ１２の電圧をＡ／Ｄ変換器４１でデジタル値（第２の出力値）に変換し、読み取る。そして、演算回路４３により、前に保存しているデジタル値（Ｖｏｕｔ１１）からこのデジタル値（Ｖｏｕｔ１２）を減算して、その差分の値ΔＶ１を求める演算（第１の演算）を行い、それを保存する。
【００３６】
続いて、第２回目の第１のスイッチ制御として、制御回路４２は、スイッチ１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９を開いて（オフして）から、１個の（第１の数の）スイッチ１２を選択し、それを閉じる（オンする）ことでセンストランジスタ３２に電流を流す。その発生した電圧値Ｖｓ２１の電圧を増幅器４０により増幅し、その電圧値Ｖｏｕｔ２１の電圧をＡ／Ｄ変換器４１でデジタル値に変換し、その値（第１の出力値）を読み取り、一旦保存する。次に、第２回目の第２のスイッチ制御として、制御回路４２は、スイッチ１２を開き（オフして）、８個の（第２の数の）スイッチ１１、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９を選択し、それを閉じる（オンする）。そして、これら８個のセンストランジスタから発生する電圧値Ｖｓ２２の電圧を、増幅器４０により増幅し、その電圧値Ｖｏｕｔ２２の電圧をＡ／Ｄ変換器４１でデジタル値（第２の出力値）に変換し、読み取る。そして、演算回路４３により、前に保存しているデジタル値（Ｖｏｕｔ２１）からこのデジタル値（Ｖｏｕｔ２２）を減算して、その差分の値ΔＶ２を求める演算（第１の演算）を行い、それを保存する。
【００３７】
以下同様にして、計９回行い、第１のスイッチ制御でのデジタル値Ｖｏｕｔ１１乃至Ｖｏｕｔ９１から、第２のスイッチ制御でのデジタル値Ｖｏｕｔ１２乃至Ｖｏｕｔ９２をそれぞれ減算し、９回分の差分（ΔＶ１、ΔＶ２、ΔＶ３、ΔＶ４、ΔＶ５、ΔＶ６、ΔＶ７、ΔＶ８、ΔＶ９）を得るようにする。そして、９回分の差分を得た後、演算回路４３の中でこの９回分の差分を平均化する演算（第２の演算）を行う。このことにより、更に精度の良い温度検出装置が実現できる。
【００３８】
なお、平均化の際に９個のデジタル値の差分のうち、最大値と最小値を取り除いてから平均値を求める演算も可能である。また、精度は多少落ちると考えられるが、平均化のかわりに、単純に９個のデジタル値の差分のうち中央値を求める演算も可能である。
【００３９】
この温度検出装置では９個のデジタル値の差分を求めてから、それらの平均化を行っているが、その順序を逆にして、デジタル値であるＶｏｕｔ１１乃至Ｖｏｕｔ９１を平均し、Ｖｏｕｔ１２乃至Ｖｏｕｔ９２を平均してから、その差分を導くことも可能である。
【００４０】
【発明の効果】
上述のように、定電流源を単一とし、センストランジスタの方を切り換えることでバンドギャップ電圧を得ることにより、精度の良い温度検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係わる温度検出装置の回路図。
【図２】同上のセンストランジスタのマスクパターン上の配置を示す平面図。
【図３】同上の増幅器における出力値と温度との関係を示す特性図。
【図４】従来の温度検出装置の回路図。
【図５】同上の定電流源の構成を示す回路図。
【符号の説明】
１          温度検出装置
１０、５０  定電流源
１１−１９、２１−２９、５１−５７、６１−６７  スイッチ
３１−３９  センストランジスタ
４０        増幅器
４１        Ａ／Ｄ変換器
４２        制御回路
４３        演算回路
７１−７７  リファレンス用トランジスタ
８０        バッファ
９０        半導体基板
【図１】
2005016992.tif 000003
【図２】
2005016992.tif 000004
【図３】
2005016992.tif 000005
【図４】
2005016992.tif 000006
【図５】
2005016992.tif 000007