(57)【要約】  【課題】  出力信号に含まれる高調波成分を低減することができる９０度移相器を提供する。  【解決手段】  差動対を構成する信号入力トランジスタＱ１及びＱ２並びに差動対を構成する信号入力トランジスタＱ７及びＱ８を有し電圧信号であるＣＬＫ信号を電流信号に変換する電圧−電流変換部１０１と、電圧−電流変換部１０１から出力される電流信号を用いて互いに位相が９０°異なるＩ信号及びＱ信号を生成するラッチ部２０１と備えた９０度移相器であって、電圧−電流変換部１０１が、信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８にそれぞれダーリントン接続されるトランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａを備えることを特徴とする９０度移相器。【選択図】      図１
2005217576.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動対を構成する第１の信号入力トランジスタ及び第２の信号入力トランジスタ並びに差動対を構成する第３の信号入力トランジスタ及び第４の信号入力トランジスタを有し電圧信号である入力信号とその相補信号を電流信号に変換する電圧−電流変換部と、前記電圧−電流変換部から出力される電流信号を用いて互いに位相が９０°異なるふたつの信号を生成するラッチ部と備えた９０度移相器において、
前記電圧−電流変換部が、
前記第１の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号の相補信号をベースに入力する第５のトランジスタと、
前記第２の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号をベースに入力する第６のトランジスタと、
前記第３の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号をベースに入力する第７のトランジスタと、
前記第４の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号の相補信号をベースに入力する第８のトランジスタと
を備えることを特徴とする９０度移相器。
【請求項２】
前記第１の信号入力トランジスタのコレクタと前記第６のトランジスタのコレクタとが共通接続され、前記第２の信号入力トランジスタのコレクタと前記第５のトランジスタのコレクタとが共通接続され、前記第３の信号入力トランジスタのコレクタと前記第８のトランジスタのコレクタとが共通接続され、前記第４の信号入力トランジスタのコレクタと前記第７のトランジスタのコレクタとが共通接続される請求項１に記載の９０度移相器。
【請求項３】
前記第５のトランジスタのコレクタ、前記第６のトランジスタのコレクタ、前記第７のトランジスタのコレクタ及び前記第８のトランジスタのコレクタに定電圧が印加される請求項１に記載の９０度移相器。
【請求項４】
差動対を構成する第１の信号入力トランジスタ及び第２の信号入力トランジスタ並びに差動対を構成する第３の信号入力トランジスタ及び第４の信号入力トランジスタを有し電圧信号である入力信号とその相補信号を電流信号に変換する電圧−電流変換部と、前記電圧−電流変換部から出力される電流信号を用いて互いに位相が９０°異なるふたつの信号を生成するラッチ部と備えた９０度移相器において、
前記第１の信号入力トランジスタ及び前記第２の信号入力トランジスタによって構成される差動対と前記第３の信号入力トランジスタ及び前記第４の信号入力トランジスタによって構成される差動対それぞれにデジェネレーション抵抗を設けることを特徴とする９０度移相器。
【請求項５】
前記ラッチ部の出力負荷抵抗に並列接続される容量を備える請求項１〜４のいずれかに記載の９０度移相器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、９０度移相器に関する。
【背景技術】
【０００２】
Low IF方式の受信装置等では、９０度移相器およびミキサ回路は、それぞれ最も重要なブロックのひとつである。９０度移相器は、局部発振器で生成した信号を入力し、その入力信号から互いに位相が９０°異なるＩ信号とＱ信号を生成し、Ｉ信号をＩ―ミキサにＱ信号をＱ−ミキサにそれぞれローカル信号として供給する。ミキサ回路（Ｉ―ミキサ、Ｑ―ミキサ）は、アンテナから入力した高周波信号にローカル信号を乗算して周波数変換し、乗算結果として中間周波信号を生成する。
【０００３】
９０度移相器の基本的な入出力の関係を図１１に示す。９０度移相器はＣＬＫ信号を入力し、互いに位相が９０°異なるＩ信号とＱ信号を生成する。
【０００４】
９０度移相器の具体的な回路構成は従来から種々提案されているが、ここでは図１２に示す回路構成例について説明する。図１２に示す９０度移相器は、Ｔフリップフロップを用いて構成される９０度移相器であって、信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８と、双差動トランジスタＱ３〜Ｑ６及びＱ９〜Ｑ１２と、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、入力端子１及び２と、定電流源３及び４と、出力端子５〜８とを備えている。
【０００５】
信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８と、定電流源３及び４とによって構成される電圧−電流変換部１００は、電圧信号であるＣＬＫ信号（後述する入力クロック信号及びその相補信号）を電流信号に変換する。また、双差動トランジスタＱ３〜Ｑ６及びＱ９〜Ｑ１２と、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４とによって構成されるラッチ部２００は、ＣＬＫ信号のタイミングを利用して、ＣＬＫ信号の１／２分周信号であるＩ信号及びＱ信号を生成する。
【０００６】
デューティ比が５０％である所定周波数の入力クロック信号clkを入力端子１に入力すると、入力端子１にベースが接続されている信号入力トランジスタＱ１及びＱ８は、前記入力クロック信号に応じてオン、オフを繰り返す。また、前記入力クロック信号の相補信号バーclkを入力端子２に入力すると、入力端子２にベースが接続されている信号入力トランジスタＱ２及びＱ７は、信号入力トランジスタＱ１及びＱ８のオン、オフと逆のタイミングでオン、オフを繰り返す。その結果、出力端子５、６、７及び８からそれぞれ０°、１８０°、２７０°、９０°の四相信号が出力される。
【０００７】
図１２に示す９０度移相器の基本的な動作について、図１３のタイミングチャートを参照して説明する。図１３は、入力端子１に入力される入力クロック信号clkと、出力端子５から出力される出力信号Ｉ0°と、出力端子８から出力される出力信号Ｑ90°とのタイミングチャートである。入力端子１に入力される入力クロック信号clkは説明を簡単にするためデューティ比が５０％の方形波信号とする。また、初期状態として出力端子５の出力がＨｉｇｈレベル、出力端子８の出力がＬｏｗレベルであるものとする。
【０００８】
区間Ｔ１では、信号入力トランジスタＱ１及びＱ８がオン、信号入力トランジスタＱ２及びＱ７がオフとなっている。信号入力トランジスタＱ８がオンであるので、出力端子５の出力は前回の値（Ｈｉｇｈレベル）を保持し、双差動トランジスタＱ３がオフとなり、双差動トランジスタＱ４がオンとなる。そして、双差動トランジスタＱ３がオフであるので、出力端子７の出力は定電圧ＶDD側に引きつけられてＨｉｇｈレベルとなる。
【０００９】
区間Ｔ２では、信号入力トランジスタＱ２及びＱ７がオン、信号入力トランジスタＱ１及びＱ８がオフとなっている。信号入力トランジスタＱ２がオンであるので、出力端子８の出力は前回の値（Ｈｉｇｈレベル）を保持し、双差動トランジスタＱ９がオフとなり、双差動トランジスタＱ１０がオンとなる。そして、双差動トランジスタＱ１０がオンであるので、出力端子５の出力は出力負荷抵抗Ｒ４による電圧降下によりＬｏｗレベルとなる。
【００１０】
区間Ｔ３、区間Ｔ４についても同様に説明することができるが、繰り返しになるので説明を省略する。
【００１１】
ここで、Ｉ信号、Ｑ信号で考えられる波形のいくつかを図１４に示す。図１４（ａ）に示す方形波は、フーリエ解析により下記（１）式のように求められる。
【００１２】
【数１】
2005217576.tif 000003
上記（１）式から、方形波は３ｘ，５ｘ，…のように奇数倍の高調波を多く含むことが分かる。
【００１３】
図１４（ｂ）に示す正弦波は、sinｘの基本波成分のみであり、高調波を含んでいない。
【００１４】
図１４（ｃ）に示す三角波は、フーリエ解析により下記（２）式のように求められる。
【００１５】
【数２】
2005217576.tif 000004
上記（２）式から、三角波は３ｘ，５ｘ，…のように奇数倍の高調波を多く含むが、方形波よりは高調波成分が小さいことが分かる。
【００１６】
以上より、高調波を考慮すると、Ｉ信号、Ｑ信号が方形波になるようなクロック信号を入力することは避けることが望ましい。
【特許文献１】特開平１１−１４５８０１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、図１２に示す９０度移相器では、たとえ理想的にはＩ信号、Ｑ信号が高調波を含まない信号（例えば正弦波）になるようなクロック信号（例えば正弦波）を入力しても、Ｉ信号、Ｑ信号に高調波成分が含まれる。
【００１８】
偶数倍の高調波は、図１２に示す９０度移相器のように差動構成にすることによって相殺できるが、奇数倍の高調波は、９０度移相器が差動構成かシングルエンド構成かに拘わらず十分に減衰させることができない。一般的に奇数倍の高調波の中で３倍波成分が最も大きく、基本波に近い強度を持っている。
【００１９】
図１２に示す９０度移相器を搭載したLow IF方式の受信装置では、この奇数倍高調波の周波数に中間周波数を加えた値に相当する周波数の高周波信号をアンテナから受けると、中間周波数帯において妨害波同士のミキシング成分が所望のミキシング成分と重なる場合があり、その際に出力性能が劣化する。
【００２０】
例えば、ミキサがある周波数のローカル信号を９０度移相器から受ける時、絶えず奇数倍（大きい順：３倍、５倍、７倍、…）の高調波が妨害波としてミキサのローカル信号入力端子に無視できない強度で存在する。モバイル通信機器においてデジタル放送を受信する際、放送チャネル受信周波数の３倍の周波数に位置するモバイル通信機器自身の通信用電波が干渉し、受信感度に悪影響を及ぼす可能性がある。
【００２１】
ＲＦ妨害波として、Low IF方式のデジタル放送受信用受信装置が内蔵されている携帯電話の電話通信用電波１４３１ＭＨｚ（＝３×４７７ＭＨｚ）近傍の周波数、Low IF方式のデジタル放送受信用受信装置が内蔵されているＷ−ＣＤＭＡ方式携帯電話の電話通信用電波１９２０ＭＨｚ（＝３×６４０ＭＨｚ）近傍の周波数等が考えられる。つまり、携帯電話向けに開発されるＴＶチューナーでは、９０度移相器から生成する整数倍の高調波によって、予想外のミキシングが起こり、著しくＣ／Ｎ比（妨害波に対する所望波の比率）が劣化してしまう可能性がある。
【００２２】
なお、特許文献１で開示されている９０度移相器は、入力信号のデューティ比を検出するデューティ検出信号の波形歪みを低減するために、デューティ検出用の負荷回路の電位を安定化する電位安定化回路を備えており、後述する本発明に係る９０度移相器とは構成が全く異なる。
【００２３】
本発明は、上記の問題点に鑑み、出力信号に含まれる高調波成分を低減することができる９０度移相器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記目的を達成するために本発明に係る９０度移相器においては、差動対を構成する第１の信号入力トランジスタ及び第２の信号入力トランジスタ並びに差動対を構成する第３の信号入力トランジスタ及び第４の信号入力トランジスタを有し電圧信号である入力信号とその相補信号を電流信号に変換する電圧−電流変換部と、前記電圧−電流変換部から出力される電流信号を用いて互いに位相が９０°異なるふたつの信号を生成するラッチ部と備え、前記電圧−電流変換部が、前記第１の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号の相補信号をベースに入力する第５のトランジスタと、前記第２の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号をベースに入力する第６のトランジスタと、前記第３の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号をベースに入力する第７のトランジスタと、前記第４の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるとともに前記入力信号の相補信号をベースに入力する第８のトランジスタとを備える構成（以下、第一構成ともいう）としている。
【００２５】
第一構成によると、前記電圧−電流変換部のトランスコンダクタンス（ｇｍ）が減少し、前記電圧−電流変換部の入出力特性の線形性が高くなる。これにより、歪電流が減り、出力電圧としてより低歪な信号を得ることができるため、９０度移相器から出力される信号の高調波成分を低減することができる。また、第一構成によると、前記ラッチ部の動作電流が安定化するため、波形歪や高調波の発生要因となる不必要な電流を低減することができる。また、第一構成によると、前記ラッチ部に瞬時電流が大きく流れてしまうことによる誤動作がなくなるため、前記入力信号の周波数に相当する歪を抑制することができる。
【００２６】
また、上記第一構成の９０度移相器において、前記第１の信号入力トランジスタのコレクタと前記第６のトランジスタのコレクタとを共通接続し、前記第２の信号入力トランジスタのコレクタと前記第５のトランジスタのコレクタとを共通接続し、前記第３の信号入力トランジスタのコレクタと前記第８のトランジスタのコレクタとを共通接続し、前記第４の信号入力トランジスタのコレクタと前記第７のトランジスタのコレクタとを共通接続してもよい。このような構成にすることによって、前記入力信号とその相補信号における位相のずれや前記入力信号とその相補信号のデューティ比ずれによる誤差を低減することができる。
【００２７】
また、上記第一構成の９０度移相器において、前記第５のトランジスタのコレクタ、前記第６のトランジスタのコレクタ、前記第７のトランジスタのコレクタ及び前記第８のトランジスタのコレクタに定電圧を印加するようにしてもよい。このような構成にすることによって、各バイポーラ・トランジスタがフォワードバイアスとならず、入力コモンモード電圧範囲が広くなる。
【００２８】
上記目的を達成するために本発明に係る９０度移相器においては、差動対を構成する第１の信号入力トランジスタ及び第２の信号入力トランジスタ並びに差動対を構成する第３の信号入力トランジスタ及び第４の信号入力トランジスタを有し電圧信号である入力信号とその相補信号を電流信号に変換する電圧−電流変換部と、前記電圧−電流変換部から出力される電流信号を用いて互いに位相が９０°異なるふたつの信号を生成するラッチ部と備え、前記第１の信号入力トランジスタ及び前記第２の信号入力トランジスタによって構成される差動対と前記第３の信号入力トランジスタ及び前記第４の信号入力トランジスタによって構成される差動対それぞれにデジェネレーション抵抗を設ける構成（以下、第二構成ともいう）とする。
【００２９】
第二構成によると、前記デジェネレーション抵抗の抵抗値を適切に設定することによって、前記電圧−電流変換部の入出力特性の線形性を高くすることができる。そして、前記電圧−電流変換部の入出力特性の線形性を高くすることによって、歪電流が減り、出力電圧としてより低歪な信号を得ることができるため、９０度移相器から出力される信号の高調波成分を低減することができる。また、第二構成によると、前記ラッチ部の動作電流が安定化するため、波形歪や高調波の発生要因となる不必要な電流を低減することができる。また、第二構成によると、前記ラッチ部に瞬時電流が大きく流れてしまうことによる誤動作がなくなるため、前記入力信号の周波数に相当する歪を抑制することができる。
【００３０】
また、上記いずれかの構成の９０度移相器において、前記ラッチ部の出力負荷抵抗に並列接続される容量を備えるようにしてもよい。このような構成にすることによって、９０度移相器が出力する信号の高調波成分及びコモンモードノイズの低減を図ることができる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によると、出力信号に含まれる高調波成分を低減することができる９０度移相器を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
本発明の一実施形態について図面を参照して以下に説明する。まず本発明の第一実施形態について説明する。本発明の第一実施形態に係る９０度移相器の構成を図１に示す。なお、図１において図１２と同一の部分には同一の符号を付す。
【００３３】
図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器は、図１２に示す従来の９０度移相器に、信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８にそれぞれダーリントン接続されるトランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａと、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４にそれぞれ並列接続される容量Ｃ１〜Ｃ４とを新たに設けた構成である。
【００３４】
信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８と、定電流源３及び４と、トランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａによって構成される電圧−電流変換部１０１は、電圧信号であるＣＬＫ信号（入力クロック信号clk及びその相補信号バーclk）を電流信号に変換する。また、双差動トランジスタＱ３〜Ｑ６及びＱ９〜Ｑ１２と、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、容量Ｃ１〜Ｃ４とによって構成されるラッチ部２０１は、ＣＬＫ信号のタイミングを利用して、ＣＬＫ信号の１／２分周信号であるＩ信号及びＱ信号を生成する。
【００３５】
信号入力トランジスタの差動対において、一方の信号入力トランジスタのコレクタと他方の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタのコレクタとが共通接続され、他方の信号入力トランジスタのコレクタと一方の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタのコレクタとが共通接続される。具体的には、入力端子２がトランジスタＱ１ａのベースとトランジスタＱ８ａのベースに接続され、入力端子１がトランジスタＱ２ａのベースとトランジスタＱ７ａのベースに接続され、トランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａのエミッタがそれぞれ信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８のベースに接続され、信号入力トランジスタＱ１のエミッタと信号入力トランジスタＱ２のエミッタが共通接続され、信号入力トランジスタＱ７のエミッタと信号入力トランジスタＱ８のエミッタが共通接続され、信号入力トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２ａのコレクタが共通接続され、信号入力トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１ａのコレクタが共通接続され、信号入力トランジスタＱ７のコレクタとトランジスタＱ８ａのコレクタが共通接続され、信号入力トランジスタＱ８のコレクタとトランジスタＱ７ａのコレクタが共通接続される。
【００３６】
信号入力トランジスタの差動対において、一方の信号入力トランジスタのコレクタと他方の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタのコレクタとが共通接続され、他方の信号入力トランジスタのコレクタと一方の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタのコレクタとが共通接続されることによって、クロック信号の非対称な入力による歪み電流を低減するように動作する。この動作について以下に説明する。
【００３７】
入力端子２に入力される信号バーclkが補助的なトランジスタＱ１ａによって微量に増幅されて、ＩOUT1端子に位相がπ変化して（clkと同相）現れる。一方、入力端子１に入力される信号clkは、入力端子２に入力される信号バーclkに対して位相がπずれている。さらに、入力端子１に入力される信号clkがトランジスタＱ２ａのエミッタから、信号入力トランジスタＱ２のベースに同相のまま伝達し、主となるトランジスタＱ２によって増幅されて、ＩOUT1端子に位相がπ変化して（バーclkと同相）現れる。すなわち、基本動作をする差動対トランジスタ（例えばＱ２）と微小電流が流れる補助的トランジスタ（例えばＱ１ａ）にＣＬＫ信号に依存する信号が逆位相で流れることになる。これにより、微少な電流でＣＬＫ信号を平滑化し非対称性を補うように作用する。
【００３８】
また、信号入力トランジスタの差動対において、一方の信号入力トランジスタのコレクタと他方の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタのコレクタとが共通接続され、他方の信号入力トランジスタのコレクタと一方の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタのコレクタとが共通接続されることによって、クロック信号のデューティ比ずれによる誤差を低減するように動作する。この動作について以下に説明する。
【００３９】
図１に示す９０度移相器の入力端子１及び２にそれぞれ入力される入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの波形例を図２に示す。また、図１に示す９０度移相器の電圧−電流変換部１０１の一部を図３に示す。なお、図３において、図１と同一の部分には同一の符号を付す。
【００４０】
信号入力トランジスタＱ１及びＱ２にそれぞれ流れる電流ＩSS_D1及びＩSS_D2が主であり、トランジスタＱ１ａ及びＱ２ａにそれぞれ微小電流ΔＩD1及びΔＩD2が流れる。微小電流ΔＩD1は、信号入力トランジスタＱ１のベース電流となるので、電流ＩSS_D1を信号入力トランジスタＱ１の電流増幅率(hfe)で除算したものである。また、微小電流ΔＩD2は、信号入力トランジスタＱ２のベース電流となるので、電流ＩSS_D2を信号入力トランジスタＱ２の電流増幅率(hfe)で除算したものである。
【００４１】
入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの一周期間に信号入力トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１ａのコレクタとの接続ノードに流入する電流ＩOUT1の総量は、以下の（３）式で表される。また、入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの一周期間に信号入力トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２ａのコレクタとの接続ノードに流入する電流ＩOUT2の総量は以下の（４）式で表される。
【００４２】
【数３】
2005217576.tif 000005
ここで、理想的に入力クロック信号clkとその相補信号バーclkのデューティー比が５０％（Ｔ1＝Ｔ2）であり、且つデバイスのばらつきが無い場合、以下の（５ａ）式と（５ｂ）式が成り立つ。
【００４３】
【数４】
2005217576.tif 000006
上記（５ａ）式及び（５ｂ）式が成り立つとき、上記（３）式及び（４）式は、以下の（６）式のように簡単に表すことができる。
【００４４】
【数５】
2005217576.tif 000007
図３の回路が理想状態の入力を受けるときは、上記（６）式に示すように、入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの一周期間に信号入力トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１ａのコレクタとの接続ノードに流入する電流ＩOUT1の総量と、入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの一周期間に信号入力トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２ａのコレクタとの接続ノードに流入する電流ＩOUT2の総量とが等しくなる。一方、Ｔ1＞Ｔ2の場合、上記（２）式においてＩSS_D1の項が大きくなり、入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの一周期間に信号入力トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２ａのコレクタとの接続ノードに流入する電流ＩOUT2の総量が増加する傾向にあるが、同時に上記（１）式においてΔＩD1の項が大きくなり、入力クロック信号clkとその相補信号バーclkの一周期間に信号入力トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１ａのコレクタとの接続ノードに流入する電流ＩOUT1の総量の減少を抑制する。これにより、クロック信号のデューティ比ずれによる誤差が低減される。Ｔ1＜Ｔ2の場合も同様に考えることができるので、説明を省略する。
【００４５】
続いて、信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８にそれぞれトランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａをダーリントン接続することによって、電圧−電流変換部１０１の入出力特性の線形性が高くなる理由について図３に示す電圧−電流変換部の一部の等価回路図である図４を参照して説明する。なお、図４において図３と同一の部分には同一の符号を付す。
【００４６】
図４中のｒe1、ｒe2、ｒe1a及びｒe2aはそれぞれ信号入力トランジスタＱ１のエミッタ抵抗、信号入力トランジスタＱ２のエミッタ抵抗、トランジスタＱ１ａのエミッタ抵抗及びトランジスタＱ２ａのエミッタ抵抗を示している。
【００４７】
微小電流ΔＩD1は電流ＩSS_D1を信号入力トランジスタＱ１の電流増幅率(hfe)で除算したものであり、微小電流ΔＩD2は電流ＩSS_D2を信号入力トランジスタＱ２の電流増幅率(hfe)で除算したものであるため、エミッタ抵抗ｒe1a及びｒe2aはhfe倍されて見える。すなわち、図４中の点線矢印で示すような差動動作をする際、ｒe＝ｒe1＝ｒe2＝ｒe1a＝ｒe2aと仮定すれば、エミッタ抵抗成分の合計は２×（１＋hfe）×ｒeに見える。
【００４８】
これは、電圧−電流変換部１０１の信号入力トランジスタにダーリントン接続されるトランジスタを設けることで、電圧−電流変換部１０１のトランスコンダクタンス（ｇｍ）が減少することを意味している。そして、電圧−電流変換部１０１のトランスコンダクタンス（ｇｍ）が減少することにより、電圧−電流変換部１０１の入出力特性の線形性が高くなる。このことは、図１に示す９０度移相器の電圧−電流変換部１０１の入出力特性と図１２に示す従来の９０度移相器の電圧−電流変換部１００の入出力特性との比較結果を示す図５から確認することができる。そして、電圧−電流変換部１０１の入力電圧に応じた出力電流の再現性が高くなることによって、歪電流が減り、出力電圧としてより低歪な信号を得ることができるため、出力電圧であるＩ信号及びＱ信号の高調波成分が低減する。
【００４９】
また、図１に示す９０度移相器において入力端子１及び２から見た電圧−電流変換部１０１のインピーダンスが高くなり、入力コモンモード電位が高いので、ＤＣ的に問題が無ければ、Ｉ信号とＱ信号の位相誤差を補正するためのフィードバック系の信号を入力端子１及び２に与える構成を採用した場合にエミッタフォロア等のバッファを省略できる可能性がある。
【００５０】
図１に示す９０度移相器では、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４それぞれに容量Ｃ１〜Ｃ４を並列接続しているので、Ｉ信号及びＱ信号の高調波成分及びコモンモードノイズの低減を図ることができる。なお、高周波で分周する際には、Ｉ信号及びＱ信号のスルーレートの関係から、容量Ｃ１〜Ｃ４の容量値は極めて小さい値に設定する。一方、極めて低周波で分周する際は、大きな容量を用いてＩ及びＱ出力を平滑化することで、ラッチ部のクロックタイミングにおける誤動作を最小限に抑える。
【００５１】
ここで、図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器と図１２に示す従来の９０度移相器それぞれにおけるＩ信号及びＱ信号の希望波強度と三倍高調波強度の周波数特性を図６に示す。図６中のＤ０−１ｓｔ、Ｄ０−３ｒｄ、Ｄ１−１ｓｔ及びＤ１−３ｒｄは、それぞれ図１２に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の希望波強度、図１２に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の三倍高調波強度、図１に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の希望波強度、並びに図１に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の三倍高調波強度の周波数特性を示している。図６から分かるように、図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器は、図１２に示す従来の９０度移相器と比較して、三倍高調波強度を１０dBu以上低減することができる。
【００５２】
続いて、図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器と図１２に示す従来の９０度移相器それぞれにおける各部信号について説明する。図１２に示す従来の９０度移相器における各部信号のタイムチャートを図７（ａ）に示し、図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器における各部信号のタイムチャートを図７（ｂ）に示す。なお、図７（ａ）中のＩ1＋Ｉ2は電流Ｉ1と電流Ｉ2の和を示し、Ｖe0は図１２の９０度移相器における信号入力トランジスタＱ１及びＱ２のエミッタ電圧を示し、Ｉ0は図１２の９０度移相器におけるＩ信号を示し、Ｑ0は図１２の９０度移相器におけるＱ信号を示している。また、図７（ｂ）中のＩOUT1＋ＩOUT2は電流ＩOUT1と電流ＩOUT2の和を示し、Ｖe1は図１の９０度移相器における信号入力トランジスタＱ１及びＱ２のエミッタ電圧を示し、Ｉ1は図１の９０度移相器におけるＩ信号を示し、Ｑ1は図１の９０度移相器におけるＱ信号を示している。
【００５３】
図７（ａ）から分かるように、図１２に示す従来の９０度移相器では、電流Ｉ1及びＩ2が入力クロック信号clk及びその相補信号バーclkの波形を忠実に再現できずクリップして上下非対称になっているため、総動作電流Ｉ1＋Ｉ2がクロックの２倍の周波数で大きく変化してしまう(振幅８０μＡ程度)。このことは、信号入力トランジスタＱ１及びＱ２のエミッタ電圧Ｖe0すなわち電流源３のコレクタ端子電圧が大きく変化することで本来一定となるべき電流源を構成するトランジスタ（図示せず）に流れる電流が変化していることからも理解できる。一方、図７（ｂ）から分かるように、図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器では、総動作電流ＩOUT1＋ＩOUT2の変化が抑えられている(振幅３０μＡ程度)。
【００５４】
また、図７（ａ）から分かるように、図１２に示す従来の９０度移相器では、ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５のタイミング（総電流Ｉ1＋Ｉ2が大きく変化するタイミング）でＩ0及びＱ0に歪が生じている。特に、総電流Ｉ1＋Ｉ2が急峻に立ち上がったタイミングｔ１では、保持すべき信号の判定を誤りかけている。一方、図７（ｂ）から分かるように、図１に示す本発明の第一実施形態に係る９０度移相器では、Ｉ1及びＱ1に歪が殆ど生じず、Ｉ1及びＱ1は高調波成分の無い基本波により近い（現実には三角波に近い）状態となっている。
【００５５】
次に、本発明の第二実施形態について説明する。本発明の第二実施形態に係る９０度移相器の構成を図８に示す。なお、図８において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００５６】
図８に示す本発明の第二実施形態に係る９０度移相器では、本発明の第一実施形態に係る９０度移相器と同様に、信号入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８にそれぞれダーリントン接続されるトランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａが設けられている。したがって、電圧−電流変換部１０２のトランスコンダクタンス（ｇｍ）が減少し、電圧−電流変換部１０２の入出力特性の線形性が高くなる。電圧−電流変換部１０２の入出力特性の線形性が高くなることによって、歪電流が減り、出力電圧としてより低歪な信号を得ることができるため、出力電圧であるＩ信号及びＱ信号の高調波成分が低減する。
【００５７】
図８に示す本発明の第二実施形態に係る９０度移相器では、本発明の第一実施形態に係る９０度移相器と同様に、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４にそれぞれ並列接続される容量Ｃ１〜Ｃ４とが設けられている。したがって、Ｉ信号及びＱ信号の高調波成分及びコモンモードノイズの低減を図ることができ、ラッチの誤動作を低減できる。
【００５８】
また、図８に示す本発明の第二実施形態に係る９０度移相器では、トランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ及びＱ８ａのコレクタに定電圧ＶDDが印加されるので、バイポーラ・トランジスタがフォワードバイアスとならず、さらに入力コモンモード電圧範囲が広くなる。
【００５９】
なお、図８に示す本発明の第二実施形態に係る９０度移相器におけるＩ信号及びＱ信号の希望波強度と三倍高調波強度の周波数特性は、本発明の第一実施形態に係る９０度移相器の場合とほぼ同程度となる。すなわち、図８に示す本発明の第二実施形態に係る９０度移相器は、図１２に示す従来の９０度移相器と比較して、三倍高調波強度を１０dBu以上低減することができる。
【００６０】
次に、本発明の第三実施形態について説明する。本発明の第三実施形態に係る９０度移相器の構成を図９に示す。なお、図９において図１２と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００６１】
図９に示す本発明の第三実施形態に係る９０度移相器は、図１２に示す従来の９０度移相器に、エミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC1及びＲSRC2を新たに設け、定電流源３の代わりに定電流源３ａ及び３ｂを設け、定電流源４の代わりに定電流源４ａ及び４ｂを設けた構成である。
【００６２】
エミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC1は、信号入力トランジスタＱ１のエミッタと信号入力トランジスタＱ２のエミッタとの間に設けられる。定電流源３ａのコレクタ端子はエミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC1と信号入力トランジスタＱ１のエミッタとの接続ノードに接続され、定電流源３ｂのコレクタ端子はエミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC1と信号入力トランジスタＱ２のエミッタとの接続ノードに接続される。また、エミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC2は、信号入力トランジスタＱ７のエミッタと信号入力トランジスタＱ８のエミッタとの間に設けられる。定電流源４ａのコレクタ端子はエミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC2と信号入力トランジスタＱ７のエミッタとの接続ノードに接続され、定電流源４ｂのコレクタ端子はエミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC2と信号入力トランジスタＱ８のエミッタとの接続ノードに接続される。
【００６３】
電流ＩOUT1及びＩOUT2の値の変化は、エミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC1を流れるＡＣ電流によって定まる。したがって、エミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC1の抵抗値の設定によって、電流ＩOUT1及びＩOUT2の特性を図５と同等にすることができる。エミッタ・デジェネレーション用抵抗ＲSRC2の抵抗値の設定についても同様に考えることができるので説明を省略する。
【００６４】
エミッタ・デジェネレーション用抵抗の抵抗値を適切に設定することにより、電圧−電流変換部１０３の入出力特性の線形性が高くなる。電圧−電流変換部１０３の入出力特性の線形性が高くなることによって、歪電流が減り、出力電圧としてより低歪な信号を得ることができるため、出力電圧であるＩ信号及びＱ信号の高調波成分が低減する。
【００６５】
また、図９に示す本発明の第三実施形態に係る９０度移相器では、本発明の第一実施形態に係る９０度移相器や本発明の第二実施形態に係る９０度移相器と同様に、出力負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４にそれぞれ並列接続される容量Ｃ１〜Ｃ４とが設けられている。したがって、Ｉ信号及びＱ信号の高調波成分及びコモンモードノイズの低減を図ることができる他、ラッチの誤動作を低減できる。
【００６６】
ここで、図９に示す本発明の第三実施形態に係る９０度移相器と図１２に示す従来の９０度移相器それぞれにおけるＩ信号及びＱ信号の希望波強度と三倍高調波強度の周波数特性を図１０に示す。図１０中のＤ０−１ｓｔ、Ｄ０−３ｒｄ、Ｄ３−１ｓｔ及びＤ３−３ｒｄは、それぞれ図１２に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の希望波強度、図１２に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の三倍高調波強度、図９に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の希望波強度、並びに図９に示す９０度移相器のＩ信号及びＱ信号の三倍高調波強度を示している。図１０から分かるように、図９に示す本発明の第三実施形態に係る９０度移相器は、図１２に示す従来の９０度移相器と比較して、三倍高調波強度を５dBu以上低減することができる。ただし、図６及び図１０から分かるように、本発明の第三実施形態に係る９０度移相器は、本発明の第一実施形態に係る９０度移相器や本発明の第一実施形態に係る９０度移相器と比較して、高調波成分の低減量が少ない。
【００６７】
上述した本発明に係る９０度移相器は、例えばLow IF方式の受信装置等に搭載すると良い。本発明に係る９０度移相器を搭載した受信装置は、例えば、本発明に係る９０度移相器が、局部発振器で生成した信号を入力し、その入力信号から互いに位相が９０°異なるＩ信号とＱ信号を生成し、Ｉ信号をＩ―ミキサにＱ信号をＱ−ミキサにそれぞれローカル信号として供給し、ミキサ回路（Ｉ―ミキサ、Ｑ―ミキサ）が高周波信号にそのローカル信号を乗算して周波数変換し、乗算結果として中間周波信号を生成する構成にするとよい。かかる受信装置は、Ｃ／Ｎ比の劣化とそれに伴う出力性能の劣化を低減することができる。
【００６８】
また、本発明に係る９０度移相器は、フリップフロップを用いた構成に限定されない。すなわち、本発明に係る９０度移相器は、クロックのタイミングを利用して、所望の信号を得るＮＯＲ回路やＮＡＮＤ回路等を用いた構成にすることも可能である。
【００６９】
また、電流−電圧変換部のトランジスタをバイポーラトランジスタに代えてＭＯＳトランジスタにする場合、ゲートに電流が流れないためダーリントン接続を実現することはできないが、上述した本発明の第三実施形態のように電流−電圧変換部の差動対にデジェネレーション抵抗を挿入することにより、電圧−電流変換部の線形性を高くすることができるので、バイポーラトランジスタを用いた場合と同様の効果を奏する。さらに、トランスコンダクタンス（ｇｍ）の低いＭＯＳトランジスタを選択したり、ＭＯＳトランジスタのチャネル長を拡大することにより、電圧−電流変換部の線形性をより一層高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】は、本発明の第一実施形態に係る９０度移相器の構成を示す図である。
【図２】は、入力クロック信号とその相補信号の波形例を示す図である。
【図３】は、図１に示す９０度移相器の電圧−電流変換部の一部を示す図である。
【図４】は、図３に示す電圧−電流変換部の一部の等価回路図である。
【図５】は、図１に示す９０度移相器の電圧−電流変換部の入出力特性と図１２に示す９０度移相器の電圧−電流変換部の入出力特性との比較結果を示す図である。
【図６】は、図１に示す９０度移相器と図１２に示す９０度移相器それぞれにおけるＩ信号及びＱ信号の希望波強度と三倍高調波強度の周波数特性を示す図である。
【図７】は、図１に示す９０度移相器と図１２に示す９０度移相器それぞれにおける各部信号のタイムチャートである。
【図８】は、本発明の第二実施形態に係る９０度移相器の構成を示す図である。
【図９】は、本発明の第三実施形態に係る９０度移相器の構成を示す図である。
【図１０】は、図９に示す９０度移相器と図１２に示す９０度移相器それぞれにおけるＩ信号及びＱ信号の希望波強度と三倍高調波強度の周波数特性を示す図である。
【図１１】は、９０度移相器の基本的な入出力の関係を示す図である。
【図１２】は、従来の９０度移相器の一回路構成例を示す図である。
【図１３】は、図１２に示す９０度移相器の入出力信号のタイミングチャートである。
【図１４】は、９０度移相器の出力信号波形例を示す図である。
【符号の説明】
【００７１】
１、２    入力端子
３、３ａ、３ｂ    定電流源
４、４ａ、４ｂ    定電流源
５〜８    出力端子
１０１〜１０３    電圧−電流変換部
２０１    ラッチ部
Ｃ１〜Ｃ４    容量
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ７、Ｑ８    信号入力トランジスタ
Ｑ１ａ、Ｑ２ａ、Ｑ７ａ、Ｑ８ａ    トランジスタ
Ｑ３〜Ｑ６、Ｑ９〜Ｑ１２    双差動トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４  出力負荷抵抗
ＲSRC1、ＲSRC2    エミッタ・デジェネレーション用抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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