(57)【要約】【課題】  本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、負荷が急変する場合でも大容量コンデンサを用いることなく対応することができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的としている。【解決手段】  トランスＴの１次巻線に接続された直流電圧をスイッチングしてトランス２次巻線側に交流電圧を発生させ、この交流電圧を整流・平滑した後、安定化回路により安定化された直流電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランスＴに第３巻線を設けて、この第３巻線に発生した交流電圧から負荷への電流供給を行なう電流供給回路１０を設け、負荷１に過大なパワーが供給される時に、前記電流供給回路１０から負荷１に電流を供給するように構成する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次巻線に接続された直流電圧をスイッチングしてトランス２次巻線側に交流電圧を発生させ、この交流電圧を整流・平滑した後、安定化回路により安定化された直流電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
トランスに第３巻線を設けて、この第３巻線に発生した交流電圧から負荷への電流供給を行なう電流供給回路を設け、負荷に過大なパワーが供給される時に、前記電流供給回路から負荷に電流を供給するようにしたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、前記直流電圧をスイッチングするスイッチング素子のＰＷＭ制御を行なう第１の制御回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、その制御信号を前記電流供給回路に与える第２の制御回路とを設けたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２の制御回路は、負荷が過負荷になったことを検知すると、前記電流供給回路に制御信号を与え、負荷に必要な電流を供給することを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記電流供給回路は、トランジスタ回路を含み、前記第２の制御回路からの制御信号に応じて前記トランジスタから負荷へ電流を供給するものであることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは負荷による出力電圧の落ち込みを防止するようにしたＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は従来回路の構成例を示す図である。図において、Ｃ１は直流入力電圧Ｖｉｎの両端に接続されるコンデンサ、Ｎ１は直流入力電圧Ｖｉｎの一端に接続されるトランスＴの１次巻線、ＴＲ１は該１次巻線Ｎ１と直列に接続されるスイッチングトランジスタである。該スイッチングトランジスタＴＲ１としては、例えばＦＥＴが用いられる。１次巻線Ｎ１の他端はＴＲ１のドレインと接続され、ＴＲ１のソースは直流入力電圧Ｖｉｎの他端に接続されている。Ｒ１はＴＲ１のゲート・ソース間に接続される抵抗である。
【０００３】
Ｎ２はトランスＴの２次巻線、Ｄ１とＤ２は２次巻線Ｎ２と接続される整流用ダイオードである。Ｌ１はダイオードＤ１のカソードと接続される平滑用のチョークコイル、Ｃ２は該チョークコイルＬ１の他端とコモンライン間に接続される平滑用コンデンサである。該コンデンサＣ２の両端から出力電圧Ｖｏが取り出される。Ｃｏ１〜Ｃｏｎは出力ライン間に並列に接続されたコンデンサ、１は出力端に接続される負荷である。
【０００４】
Ｒ２とＲ３は出力電圧Ｖｏを分圧する抵抗、２は抵抗Ｒ２とＲ３による分圧点の電圧を受けてフォトカプラＰＣを駆動するＩＣ回路である。フォトカプラＰＣは、フォトダイオードＤ３ととフォトトランジスタＴＲ２の対から構成されている。出力電圧の正側の電圧は抵抗Ｒ４を介してフォトダイオードＤ３のアノードに接続され、該フォトダイオードＤ３のカソード側はＩＣ回路２に接続されている。フォトカプラＰＣを構成するフォトトランジスタＴＲ２のコレクタとエミッタは制御回路３に入っている。該制御回路３は、スイッチングＦＥＴであるＴＲ１のゲートにオン／オフ制御信号を与える。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【０００５】
スイッチングトランジスタＴＲ１は、制御回路３から与えられるスイッチングパルスに基づいて直流電圧Ｖｉｎをスイッチングしている。この結果、トランスＴ２の２次巻線Ｎ２には高周波交流が発生する。この高周波交流は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２によって直流電圧に変換され、更にチョークコイルＬ１とコンデンサＣ２からなる平滑回路により平坦な直流電圧に変換される。この直流電圧がＤＣ／ＤＣコンバータの出力Ｖｏとなる。
【０００６】
一方、出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ２とＲ３による分圧回路でモニタされており、モニタ電圧はＩＣ回路２に入る。出力電圧に応じて、ＩＣ回路２はフォトダイオードＤ３を駆動し、その時に流れる電流によりフォトダイオードＤ３は発光する。この発光はフォトトランジスタＴＲ２に伝えられ、該フォトトランジスタＴＲ２には電流が流れる。このようにして、制御回路３には、出力電圧Ｖｏに応じた制御信号が与えられる。この制御回路３の出力を受けるスイッチングトランジスタＴＲ１は、出力電圧Ｖｏが低い場合には、オンになる時間を長くなるように動作し、出力電圧Ｖｏが高い場合には、オンになる時間が短くなるように動作する。この結果、出力電圧Ｖｏの値は一定に保たれることになる（ＰＷＭ：パルス幅変調動作）。
【０００７】
図６は従来回路の出力変動特性を示す図である。図において、（ａ）は出力電流Ｉｏ変化を、（ｂ）は出力電圧Ｖｏ変化をそれぞれ示す。例えば、最初は出力電流はＩ１であるものとする。ここで、時刻ｔ１において、出力電流がＩｓだけ急激に変化してＩ２になったものとする。この結果、出力電圧Ｖｏは、（ｂ）に示すように、Ｖｏ１からＶｄ１だけ急激に低下する。時刻ｔ１からＶｄ１まで低下するまでの時間をＴｄ１とする。その後、出力電圧ＶｏはＶｏ２まで回復する。ここで、Ｖｏ１からＶｏ２の間にΔＶだけの電位差があるのは、電源の特性に基づいている。
【０００８】
図７は電源の負荷特性を示す図である。図において、縦軸は出力電圧Ｖｏ、横軸は負荷電流Ｉｏである。負荷電流Ｉｏが増えるにつれて、出力電圧Ｖｏは少しずつ低下していく。そこで、ＩｏがＩ１の時の出力をＶｏ１、ＩｏがＩ２の時の出力電圧をＶｏ２とすると、Ｖｏ１とＶｏ２の間の差電圧ΔＶが生じる。図６の特性におけるΔＶは、このような理由によるものである。
【０００９】
この種のＤＣ／ＤＣコンバータとしては、出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータでモニタして１次側コンデンサに回生して、電源装置の損失を低減するようにしたものがある（例えば特許文献１参照）。また、負荷が増えて出力電圧が下がった場合には、２次側励起電流を第２の整流用ダイオードにも流して、この電流がチョークコイルに逆向きに巻かれている第２の巻線に流れるようにして、チョークコイルの許容磁束密度を小さくするようにした技術がある（例えば特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００１−１０３７４６号公報（第２頁、第３頁、図１）
【特許文献２】特開２００３−１８９６１３号公報（第５頁、第６頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図５に示す従来回路を例にとって説明する。近年の電子機器は、高効率化のために、図５に示すようなＤＣ／ＤＣコンバータが主に使用されているが、その動作上ＬＳＩの高速応答に追随することができないため、負荷急変時の出力電圧変動が大きく、ＬＳＩの誤動作が発生する等の不具合がある。そこで、図５の出力ラインに大容量のコンデンサＣｏ１〜Ｃｏｎを接続し、負荷急変に対応している。しかしながら、このような構成をとると、大容量のコンデンサを必要とし、また高価となり、また実装スペースも大きくなるという問題があった。
【００１１】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、負荷が急変する場合でも大容量コンデンサを用いることなく対応することができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）請求項１記載の発明は以下の通りである。図１は本発明の原理ブロック図である。図５と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、トランスＴの１次巻線Ｎ１には、直列にスイッチング素子ＳＷが接続されている。１次巻線Ｎ１とスイッチング素子ＳＷの直列回路に、直流電圧Ｖｉｎが接続されている。トランスＴの２次巻線Ｎ２には、交流を直流に整流する整流回路５が接続されている。６は該整流回路５と接続されて安定化電圧を取り出す平滑回路である。該平滑回路６の出力が該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏとなる。
【００１３】
７は該出力電圧Ｖｏをモニタする第１の出力検出回路、８は該第１の出力検出回路７の出力を受けて、前記スイッチング素子ＳＷをオン／オフさせる制御回路である。Ｎ３はトランスＴの３次巻線、１０は該３次巻線Ｎ３と接続されて、電流を負荷１に供給する電流供給回路である。１１はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏをモニタする第２の出力検出回路である。該第２の出力検出回路１１の出力は、前記電流供給回路１０に与えられる。
（２）請求項２記載の発明は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、前記直流電圧をスイッチングするスイッチング素子のＰＷＭ制御を行なう第１の制御回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、その制御信号を前記電流供給回路に与える第２の制御回路とを設けたことを特徴とする。
（３）請求項３記載の発明は、前記第２の制御回路は、負荷が過負荷になったことを検知すると、前記電流供給回路に制御信号を与え、負荷に必要な電流を供給することを特徴とする。
（４）請求項４記載の発明は、前記電流供給回路は、トランジスタ回路を含み、前記第２の制御回路からの制御信号に応じて前記トランジスタから負荷へ電流を供給するものであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
（１）図１に示す原理ブロックの動作について説明する。通常は、平滑回路６から負荷１に対してパワーが供給される。この時の平滑回路６の出力電圧はＶｏ、負荷１へ供給される電流はＩｏである。ここで、負荷１が急変動したものとする。第２の出力検出回路１１は出力電圧Ｖｏの低下を検出すると電流供給回路１０に通知する。この通知を受けた電流供給回路１０は速やかに負荷１に電流Ｉｓを供給する。このように、本発明によれば、電荷蓄積用のコンデンサを具備することなく、負荷変動に対して対応することができる。
（２）請求項２記載の発明によれば、第１の制御回路で出力電圧の安定化制御を行ない、第２の制御回路により、負荷が急変した時の電流供給制御を行なうことができる。
（３）請求項３記載の発明によれば、第２の制御回路が、負荷が過負荷になったことを検知すると、電流供給回路に制御信号を与え、速やかに負荷に必要な電流を供給することができる。
（４）請求項４記載の発明によれば、電流供給回路のトランジスタから負荷へ電流を供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
図２は本発明回路の一実施の形態例を示す図である。図１，図５と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、直流電圧Ｖｉｎを入力して、トランスＴの２次巻線Ｎ２側に誘起された交流電圧を整流・平滑して直流電圧をえ、得られた直流電圧Ｖｏが一定値となるように１次側スイッチングトランジスタＴＲ１のＰＷＭ制御を行なう構成は、図５に示す従来回路と全く同じである。
【００１６】
即ち、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２,Ｒ３よりなる分圧抵抗でモニタして、このモニタ電圧をＩＣ回路２に入力し、モニタ電圧に応じた信号でフォトカプラＰＣのフォトダイオードＤ３を駆動する。この時のフォトダイオードＤ３の発光に応じて、フォトトランジスタＴＲ２には電流が流れる。この電流で制御回路３を駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ１のオン時間を制御する。この結果、出力電圧Ｖｏが下がる場合には、スイッチングトランジスタＴＲ１のオン時間を長くし、出力電圧Ｖｏが上がる場合にはスイッチングトランジスタＴＲ１のオンとなる時間を短くするＰＷＭ制御を行なって、出力電圧Ｖｏを一定に保っている。
【００１７】
１０はパワーラインＬに必要に応じて電流を供給する電流供給回路であり、本発明を特徴付ける回路である。１１は出力電圧Ｖｏをモニタする出力検出回路である。この出力検出回路１１の検出結果に応じて電流供給回路１０を制御して負荷１に供給される電流を補充する。電流供給回路１０において、Ｎ３はトランスＴの第３巻線、Ｄ４は第３巻線Ｎ３と接続される整流用ダイオード、Ｃ３は整流用ダイオードＤ４のカソードと接続される平滑コンデンサである。整流用ダイオードＤ４と平滑用コンデンサＣ３とで構成される整流・平滑回路の出力をＶｃとする。この電圧Ｖｃは抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴＲ３のエミッタに接続されている。トランジスタＴＲ３のコレクタはパワーラインＬに接続されている。
【００１８】
出力検出回路１１において、Ｒ６とＲ７は出力電圧をモニタする抵抗である。該抵抗Ｒ６とＲ７の接続点の電位はオペアンプＯＰの正入力に接続されている。オペアンプＯＰの正入力と出力間には、ダイオードＤ５と抵抗Ｒ７の直列回路が接続され、帰還回路を構成している。該出力検出回路１１の出力は、抵抗Ｒ８を介して前記トランジスタＴＲ３のベースに接続されている。また、オペアンプＯＰの負入力には基準電圧Ｅｓが印可されている。
【００１９】
前記した出力電圧Ｖｏの出力回路を制御する制御回路を第１の制御回路、電流供給回路１０を制御する制御回路を第２の制御回路とする。図１と図２の対応関係は、以下の通りである。図１の整流回路５は、図２のダイオードＤ１,Ｄ２よりなる回路に対応し、図１の平滑回路６は、図２のチョークコイルＬ１とコンデンサＣ２の回路に対応し、図１の出力検出回路７は、図２の抵抗Ｒ２,Ｒ３,Ｒ４、ホトカプラＰＣ及びＩＣ回路２からなる回路に対応している。図１の制御回路８は、図２の制御回路３にそれぞれ対応する。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００２０】
主電源回路が前述の安定化動作により、負荷１にパワーを供給しているものとする。この時、出力電圧Ｖｏが所定の値を保っている間は、出力検出回路１１は機能しない。即ち、出力電圧Ｖｏが所定の値の時、抵抗Ｒ６とＲ７の分圧点の電位は基準電圧Ｅｓよりも高い。従って、オペアンプＯＰの出力は正になり、前記電流供給回路１０の電流供給用トランジスタＴＲ３を逆バイアスに保つ。従って、供給電流Ｉｓは流れない。
【００２１】
ここで、負荷１が急激に変化し、出力電圧Ｖｏが低下したとする。この変化を出力検出回路１１はとらえる。そして、抵抗Ｒ６とＲ７の分圧点の電位は低くなり、この分圧点の電位と基準電圧Ｅｓとの差を出力するオペアンプＯＰの出力は低下する。その結果、電流供給用トランジスタＴＲ３のベースは順方向にバイアスされ、トランジスタＴＲ３には電流が流れる。この流れる電流をＩｓとすると、ＩｓはパワーラインＬを経て負荷１へ流れる負荷電流を補う。つまり、主電源回路からの出力電流をＩｏ’とすると、電流供給回路１０から電流が供給されない間は、Ｉｏ’＝Ｉｏである。ここで、負荷１が急変して過大な電流が必要となると、Ｉｏ’＋Ｉｓ＝Ｉｏとなり、電流供給回路１０からの供給電流Ｉｓが負荷電流の一部となって流れることになる。
【００２２】
このように、本発明によれば、パワーラインＬに大容量コンデンサを具備することなく、負荷変動に対して対応することができる。
本発明によれば、第１の制御回路で出力電圧の安定化制御を行ない、第２の制御回路により、負荷が急変した時の電流供給制御を行なうことができる。
【００２３】
また、本発明によれば、第２の制御回路が、負荷が過負荷になったことを検出すると、電流供給回路に制御信号を与え、速やかに負荷に必要な電流を供給することができる。また、必要に応じて電流供給回路から負荷へ電流を供給することができる。
【００２４】
図３は本発明の動作フローを示す図である。図４は本発明回路の出力変動特性を示す図である。図４において、（ａ）は出力電流変化を、（ｂ）は出力電圧変動をそれぞれ示している。以下、図３と図４を対比しながら説明する。先ず、負荷であるＬＳＩの電流が図４の（ａ）に示すように急激に増大した（Ｉ１→Ｉ２）ものとする（Ｓ１）。この結果、ＯＢＰ（オンボード電源）の出力電圧Ｖｏ１が図４の（ｂ）に示すように低下する（Ｓ２）。この電圧の低下を第２の制御回路（図２参照）が検出する（Ｓ３）。検出した電圧をＶｓとする。この結果、第２の制御回路のオペアンプＯＰが動作を開始する（Ｓ４）。この結果、電流供給回路１０のトランジスタＴＲ３がオンになる（Ｓ５）。
【００２５】
トランジスタＴＲ３がオンになると、補助電源（電流供給回路１０）側より電流Ｉｓを供給する（Ｓ６）。これに伴い、出力電圧Ｖｏが第２の制御回路の検出電圧Ｖｓまで上昇する（Ｓ７）。出力電圧Ｖｏが上昇すると、第２の制御回路が非動作となり、オペアンプＯＰがオフとなる（Ｓ８）。そして、電流供給用トランジスタＴＲ３がオフになり、補助電源（電流供給回路１０）からの電流供給を停止する（Ｓ９）。次に、出力電圧Ｖｏが低下すると（Ｓ１０）、第２の制御回路が応答するので、出力電圧が再上昇し、正常出力電圧Ｖｏ２になり安定する（Ｓ１１）。
【００２６】
図４において、出力電圧の低下分Ｖｄ２は、図６に示した従来回路の出力電圧の低下分Ｖｄ１よりもはるかに小さい値となる。また、出力電圧が低下している時間Ｔｄ２も、図６に示す従来回路の出力低下時間Ｔｄ１よりも短くなる。また、同図において、出力電圧がＶｓを中心としてハンチングしているのは、過渡状態であることに基づく。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明回路の一実施の形態例を示す図である。
【図３】本発明の動作フローを示す図である。
【図４】本発明回路の出力変動特性を示す図である。
【図５】従来回路の構成例を示す図である。
【図６】従来回路の出力変動特性を示す図である。
【図７】電源の負荷特性を示す図である。
【符号の説明】
【００２８】
１    負荷
５    整流回路
６    平滑回路
７    出力検出回路
８    制御回路
１０  電流供給回路
Ｔ    トランス
ＳＷ  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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