(57)【要約】【課題】電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、しかも電源制御回路自身の待機時又は軽負荷時の電力消費を大きく低減できる電源制御回路を提供する。【解決手段】平滑回路２と、該平滑回路２の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該平滑回路２に並列に接続される交流位相検出回路３、３’と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成され、前記制御回路にはＣＰＵを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて時計表示および／又はサイクル制御・位相制御等の電力制御を行わせるようにした。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
平滑回路と、該平滑回路の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該平滑回路に並列に接続される交流位相検出回路と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成されることを特徴とする電源制御回路。
【請求項２】
前記制御回路にはＣＰＵを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて時計表示および／又はサイクル制御若しくは位相制御を行わせることを特徴とする請求項１記載の電源制御回路。
【請求項３】
前記制御回路にはＣＰＵとセンサーを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて該センサーの出力を読み取るタイミングの制御を行わせることを特徴とする請求項１記載の電源制御回路。
【請求項４】
前記ＣＰＵは、前記スイッチング素子がオフしている間に、前記センサーの出力を読み取ることを特徴とする請求項３記載の電源制御回路。
【請求項５】
前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路は半波整流回路と該半波整流回路の出力側に並列接続される平滑コンデンサと該平滑コンデンサの電位によりオン・オフするスイッチング素子を含むことを特徴とする請求項２〜３のいずれか１項記載の電源制御回路。
【請求項６】
前記交流位相検出回路は、交流半波又は交流全波した出力の電位によりオン・オフするスイッチング素子を含むことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項記載の電源制御回路。
【請求項７】
前記スイッチング素子に並列にホトカプラを接続したことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項記載の電源制御回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項記載の電源制御回路を備えたことを特徴とする交流電源周波数に同期した信号を利用する家電機器。
【請求項９】
請求項１〜７のいずれか１項記載の電源制御回路を備えたことを特徴とする高周波加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は商用電源等の交流電源を用い、その交流電源の周波数に同期した信号を必要とする高周波加熱調理器等の家電機器に組み込まれる電源制御回路に関するもので、特に少ない待機電力の電源制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイコンを備えた制御回路で制御される高周波加熱装置は、従来装置では加熱調理を行なっていない時でも、キー入力の検出や時計動作等のために、常に制御回路に電源が供給されていた。しかし一日の使用時間が大変短い装置にあってその制御回路に常に電力を供給し続けるのは、たとえ消費される電力が１Ｗといった小さいものであっても、長い時間に亘れば膨大なエネルギーロスとなった。
【０００３】
そこで最近、電子レンジ等の家電機器において待機電力を少なくしようという要求が出てきている。そのための具体的な回路として、商用電源とその電源回路との間にドアスイッチを介設して、ドアの開成でドアスイッチがＯＮ動作し、ドアの閉成でＯＦＦ動作し自己保持する高周波加熱装置がある（特許文献１）。
【０００４】
特許文献１記載の高周波加熱装置によると、ドアが閉まっているときは、負荷を商用電源に接続し、制御回路への電力の供給は遮断しているが、ドアを開けると負荷と商用電源の接続を切り離し、制御回路へ電力を供給し、制御回路へ電力を供給すると制御回路の動作に必要な直流電流が作られるというものである。
【０００５】
そこで、食品を加熱室に入れるためにドアを開けると、制御回路の電源回路に電力が供給され、マイコンは一定のタイマ時間を設定する。そしてドアが閉められた後タイマ時間の減算を開始し、その間にキー入力信号またはドアスイッチ回路からのドア開閉信号が入力されない場合、残り時間がゼロになった時点で制御回路への電力の供給を遮断するようにしている。なお、残り時間がゼロになる前にキー入力やドアスイッチ回路からの信号が入力されると、タイマ時間は再設定され、制御回路への電力遮断は延期される。このタイマの時間値については、調理者がキー入力で調理メニューを設定したり、または調理が終了したことを表示回路で確認するのに十分な長さにしてある。また、調理者が食品を加熱室内に入れてドアを閉め、キー入力をした後で、加熱を開始させた時には、マイコンはタイマ減算状態から調理状態となる。そしてマイコンは調理終了後にタイマを再設定して減算を始める。なお、調理プログラムに沿ってドアが開閉されるときには、ドアが開けられてから再び閉められても電子レンジの不使用状態が始まったとは判断しないようにしてあり、あくまでも調理プログラムが完遂された後、ないし調理プログラムが取り消された後の所定のタイマ時間内にドア開閉やキー入力がなかった時にのみ制御回路への電力の供給を遮断するようにしている。そして、制御回路への電力の供給を遮断した後に、ドアが開けられると、制御回路への通電が再開される。
【０００６】
このようにして、調理器として使用されていないときに制御回路への通電が行なわれないようにして無駄な電力を消費しないようにするものである。
【０００７】
しかしながら、この電子レンジでは、ドアを閉じなければ従来通りの電力を消費してしまい、待機電力をＯＦＦするためには、必ずドアを閉じておかねばならないという欠点を有していた。電子レンジは調理終了後オーブン庫内が非常に熱くなっているため、ドアを開けた状態で冷却する人も多く、場合によってはドアを開けっ放しにしている人もいるのが実状であるが、この場合は全く省電力にはならなかった。
【０００８】
また、調理の設定及び調理中以外は制御回路に通電する必要はないにもかかわらず、ここでは食品を電子レンジの庫内に入れた後のドアが閉じられた時点でもう通電を開始するので、無駄な電力が消費されることとなった。
【０００９】
さらに、制御回路への電力の供給を行うのに、商用電源との間にトランスを介しているので、不使用時であってもトランスの無負荷損（銅損、鉄損）が２５０ｍＷ程度発生し、省エネルギ上問題があった。
【００１０】
この欠点を解決するものとして、ドアの開閉状態に関わらず、非使用時の電力を低減した家電機器が提案された（特許文献２）。
【００１１】
特許文献２記載の発明によれば、ドアの開成／閉成があったことを微分で検知したら制御回路を自己保持させ、その後、所定時間経過しても新たにドアの開成／閉成がないとき、または入力がないときは、制御回路への電力供給をＯＦＦさせるようにしている。
【００１２】
このようにすれば、ドアの開成及び閉成の如何に関わらず、ドアを操作して初めて電力開閉手段がＯＮし、マイコン及び周辺回路といった制御手段に電力が供給され、所定時間中に動作が遷移しない場合は、ドアの開成及び閉成の如何に関わらず、制御手段への電力の供給をＯＦＦすることができるようになった。
【００１３】
このようにすれば、ドアを開けっ放しにしていてもやがて制御手段への電力の供給がＯＦＦされるので、省エネルギとなった。
【特許文献１】特開平７−２１７９０６号公報
【特許文献２】特開２００２−２２１８１号公報
【特許文献３】特開平６−１２４１２９号公報
【特許文献４】実開昭６０−１３２１８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
商用電源等の交流電源を用い、これを位相制御して電力制御する場合に位相制御開始の基準となる信号が必要であり、そのために交流電源の周波数に同期した信号を得ることが必要であった。ところが、上記特許文献１および２記載のものは、従来技術による電源同期信号検出方法を採用していた。電源同期信号検出の従来方法には多種のものがあるが、ここでは典型的な２つの方法を説明する。
【００１５】
第１従来技術（ホトカプラ法）は、電源制御回路とは別に商用電源に接続したホトカプラを用いて商用電源の同期信号を検出するようにしている（例えば、特許文献３参照）。
【００１６】
このホトカプラ法によれば、位相制御開始の基準となる信号が簡単かつ確実に得られるものの、ホトカプラの発光回路中の抵抗だけですでに２００ｍＷ程度消費されるので、全体として省エネルギー的には大きな問題があった。
【００１７】
また、商用電源の同期信号を検出する第２従来技術としてリップル法がある（例えば、特許文献４参照）。リップル法は、一次側と二次側が電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の出力電圧のリップルを用いて電源同期信号を取り出すものである。
【００１８】
図５は特許文献４に記載されたリップル法の電源システムを示し、図６はその電源システムの作用説明図を示すものである。
【００１９】
図において、５１はＤＣ−ＤＣコンバータ、５２は電流電源のリップルを含む直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ５１に印加する半波回路、５３はＤＣ−ＤＣコンバータ５１の二次側の高周波成分を整流して得られるリップルから電源同期信号を取り出す同期信号検出回路である。
【００２０】
特許文献４記載の電源システムの電力制御は次のように行われる。
【００２１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ５１内では、検出器が直流出力電圧を検出し、検出値の大小をホトカプラで電気信号絶縁してスイッチング回路の制御回路に送り、制御回路では検出値の大小によりスイッチング回路のスイッチング素子の位相制御を行うようにしている。
【００２２】
また、上記電源システムの電源同期信号は次のようにして得られる。
【００２３】
図５の端子Ａ間に、図６（Ａ）のような波形の商用電源の交流が印加される。
【００２４】
図５の端子Ｂは、最初は前の正の半サイクルで充電されていた直流電圧となっており、次に商用電源の交流電圧がコンデンサ電圧を超えるとその交流電圧となる。その結果、図（Ｂ）のような直流リップル波形になる。
【００２５】
図（Ｂ）の直流リップル波形をスイッチング回路で高周波チョッピングし、これを絶縁トランスを介して二次側に伝えると、図５の端子Ｃには図（Ｃ）のような高周波リップル波形が得られる。
【００２６】
これを整流し（図６Ｄ）、コンデンサで微分し（図６Ｅ）、リミット回路を通して、反転器で反転させると、端子Ｆには図６（Ｆ）のような、交流電圧のゼロクロス点で出力ゼロとなる電源同期信号が得られる。
【００２７】
このように、リップル法は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成において、二次側の高周波成分を整流して得られるリップルから電源同期信号を取り出す方法なので、電源同期信号を取り出す回路が複雑になるという課題と、図６（Ｄ）のリップルから図６（Ｅ）の電源同期信号を取り出しているため、交流波形の０Ｖポイントを検出することが難しいという課題を有していた。
【００２８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータが二次側直流電圧の変動をホトカプラを介してフィードバックし二次側の電圧を予め設定された電圧なるように制御する制御方式の場合には、二次側の電圧のリップルが抑えられるため、電源同期信号を取り出すのがさらに困難になるという課題も有していた。
【００２９】
また、最近では、電源機器の待機電力は１Ｗ以下に抑えることが一般的な要求となり、さらにある電源機器によっては待機電力を１００ｍＷ以下にすることが要求されるなど、待機電力を限りなく０に近づける取り組みがなされている。
【００３０】
こうした状況において、銅損の多量に発生する従来のトランスを用いた制御方式では限界にきており、電源をトランス方式からＤＣ−ＤＣコンバータ方式に変えて待機時の電源システムの電力消費を低減している。
【００３１】
こうしたなか、電源同期信号を検出するため上記にホトカプラを用いる方法では、ホトカプラの発光側のダイオードに電流を流す回路での電力消費だけで、約２５０ｍＷ程度（ＡＣ１００Ｖの場合）にもなり、省エネルギ的にはＤＣ−ＤＣコンバータに置き換えた効果が薄れてしまうという課題も有していた。
【００３２】
本発明は、このような課題を解決するもので、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源制御回路において、電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、しかも電源制御回路自身の待機時又は軽負荷時の電力消費を大きく低減できる電源制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
前記課題を解決するために、請求項１記載の電源制御回路の発明によれば、平滑回路と、該平滑回路の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該平滑回路に並列に接続される交流位相検出回路と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成されることを特徴とする。
【００３４】
この構成にすることによって、交流電源に同期した出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に形成することができるため、二次側の出力電圧波形を容易に電源同期信号を形成することが出来るようになる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明に係る電源制御回路によれば、電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、しかも電源システム自身の待機時又は軽負荷時の電力消費を大幅に低減することができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
第１の電源制御回路の発明によれば、平滑回路と、該平滑回路の出力側に並列に接続される絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路と、該平滑回路に並列に接続される交流位相検出回路と、該絶縁トランスの二次巻線間にそれぞれ並列に接続される制御回路および電源電圧ゼロクロスポイント検出回路とから構成されることを特徴とする。
【００３７】
第２の発明によれば、特に第１の発明の電源制御回路において、前記制御回路にはＣＰＵを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて時計表示および／又はサイクル制御若しくは位相制御を行わせることを特徴とする。
【００３８】
第３の発明によれば、特に第１の発明の電源制御回路において、前記制御回路にはＣＰＵとセンサーを搭載し、該ＣＰＵが前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路の出力を用いて該センサーの出力を読み取るタイミングの制御を行わせることを特徴とする。
【００３９】
第４の発明によれば、特に第３の発明の電源制御回路において、前記ＣＰＵは、前記スイッチング素子がオフしている間に、前記センサーの出力を読み取ることを特徴とする。
【００４０】
第５の発明によれば、特に第２〜４のいずれか１つの発明の電源制御回路において、前記電源電圧ゼロクロスポイント検出回路は半波整流回路と該半波整流回路の出力側に並列接続される平滑コンデンサと該平滑コンデンサの電位によりオン・オフするスイッチング素子を含むことを特徴とする。
【００４１】
第６の発明によれば、特に第１〜５のいずれか１つの発明の電源制御回路において、前記交流位相検出回路は、交流半波又は交流全波した出力の電位によりオン・オフするスイッチング素子を含むことを特徴とする。
【００４２】
第７の発明によれば、特に第１〜６のいずれか１つの発明の電源制御回路において、前記スイッチング素子に並列にホトカプラを接続したことを特徴とする。
【００４３】
第８の家電機器の発明によれば、交流電源周波数に同期した信号を利用するものであり、特に第１〜７のいずれか１つの発明の電源制御回路を備えたことを特徴とする。
【００４４】
第９の高周波加熱調理器の発明によれば、特に第１〜７のいずれか１つの発明の電源制御回路を備えたことを特徴とする。
【００４５】
以上のように構成することによって、交流電源に同期した出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に形成することができるため、二次側の出力電圧波形を容易に電源同期信号を形成することが出来るようになる。
【００４６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００４７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電源システムの回路図を示すものである。
【００４８】
図２は、本発明の実施の形態１における電源システムの作用説明図を示すものである。
【００４９】
図１において、本発明の第１の実施の形態における電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、その入力側の平滑回路２および交流電源６と、交流電源６のゼロ点を検出する交流位相検出回路３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側の出力回路４および電源同期検出回路５とで構成されている。
【００５０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、トランス７とホトカプラ８でそれぞれ一次側と二次側とを電気的に絶縁されている。
【００５１】
平滑回路２は、交流電源６の交流波形をＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の一次側に印加できるＤＣ電圧の波形にダイオード９とコンデンサ１０により変換している。
【００５２】
出力回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の二次側電圧をダイオード１１で整流した後、コンデンサ１２で直流電圧を形成している。
【００５３】
電源同期検出回路５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の二次側の高周波電圧を交流電源６の周波数に同期した信号に変換している。
【００５４】
交流位相検出回路３は、交流電源６を整流することでゼロ点を検出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１にその状態を入力している。
【００５５】
以上のように構成された電源システムについて、以下、その動作および作用を図２を用いて説明する。
【００５６】
まず、図２において、図（Ａ）の波形ａは商用電源６の端子Ａの交流波形を表している。
【００５７】
図２において、図（Ｃ）の波形は、平滑回路２で平滑された端子Ｃの直流電圧を表している。
【００５８】
図２において、図（Ｂ）の波形ｂは、交流位相検出回路３のダイオード１３働きにより半波整流された端子Ｂの波形を表している。そして、図（Ｄ）の波形ｄは、図（Ｂ）のｂの波形を抵抗１４、１５を通して、トランジスタ１６のエミッタ・ベース間に与えた時に形成される波形を表している。トランジスタ１６のエミッタ・ベース間の電圧が図（Ｄ）のｄの波形のＶｂｅまで上昇すると、トランジスタ１６は完全にＯＮ（導通）する。逆に、波形ｄのない期間はトランジスタ１６は完全にＯＦＦとなる。図（Ｅ）は端子Ｅの波形で、これらの状態を表している。図（Ｅ）の波形ｅの立ち上がり・立ち下り時点は、図（Ａ）の電源波形ａのゼロクロス時点とほぼ一致していることがわかる。
【００５９】
１７は制御ＩＣ（集積回路）で、内部にあるスイッチングトランジスタを高速にＯＮ・ＯＦＦスイッチングすることでトランス７を介して二次側に高周波電力を伝搬している。制御ＩＣ１７は、端子Ｅの状態に応じてスイッチング動作をコントロールしており、内部にあるスイッチングトランジスタは、図（Ｅ）のトランジスタ１６がＯＮしている間（図（Ｅ）の波形ｅの期間以外）に高速で（例えば、１００ｋＨｚ）直流電圧（図（Ｃ））をチョッピングしている。
【００６０】
この直流電圧（図（Ｃ））のチョッピング電圧がトランス７の一次側に印加されると、トランスＴの一次側巻線ではＯＮ時の電流の増加時にそれを阻止する方向に起電力が発生し、ＯＦＦ時の電流の減少時にそれを流し続ける方向に起電力が発生するので、スイッチングトランジスタの１回のＯＮ・ＯＦＦでトランスＴの一次側巻線にはプラス方向とマイナス方向の起電力が発生することになる。したがって二次巻線には図（Ｆ）の波形ｆ１のようなスイッチングトランジスタがＯＦＦしている期間に発生するプラス方向とｆ２のようなスイッチングトランジスタがＯＮしている期間に発生するマイナス方向にチョッピングされた電圧が発生する。なお、図でプラス側が一定となっているのは、制御ＩＣ１７が出力電圧を一定に保つようにスイッチングトランジスタのＯＮの期間を可変制御しているからである。また、ツェナダイオード１８とダイオード１９でスナバ回路を構成し、スイッチング時に発生する急峻なノイズを吸収して、制御ＩＣ１７の耐圧を超えないようにドレイン電圧を抑えて、制御ＩＣ１７の破壊を防ぐようにしている。もちろん、制御ＩＣ１７の耐圧が高い場合は、このスナバ回路は不要となる。
【００６１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側の出力電圧は、ダイオード１１とコンデンサ１２により直流のリップル電圧に変換される。
【００６２】
この直流リップル電圧の変動は、所定電圧を超えた分がツェナダイオード２０に流れ、抵抗２１の両端に発生する電位差がホトカプラ８の発光ダイオード８ａを発光させる。ホトカプラ８の発光トランジスタ８ｂがこの光を受光すると電圧を発生しこれをモニターし、ホトカプラ８のトランジスタ８ｂのＯＮ・ＯＦＦ信号を基に１２の制御ＩＣが、スイッチング動作をコントロールし、二次側の出力電圧を一定にするように制御している（例えば、直流リップル電圧が基準よりも高ければ、ホトカプラ８は１２の制御ＩＣのスイッチングトランジスタのＯＮ・ＯＦＦ制御中（例えば、図２（Ｅ）のトランジスタ１６がＯＮしている間のＯＮ・ＯＦＦ回数１０００回であったが、これを７００回にするとか、又はＯＮ・ＯＦＦ時間の割合が５０％であったのを３５％にする等）。
【００６３】
また、図２（Ｅ）の波形ｅの期間は、１２の制御ＩＣはスイッチング動作を停止しており、その間は、トランス７の二次側には出力波形（Ｆ）の高周波成分がない状態となっている。
【００６４】
次に、電源同期検出回路５の動作について説明する。
【００６５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側に発生する図２の図（Ｆ）をダイオード２２で半波整流し、コンデンサ２３で平滑すると、高周波チョッピングされた高周波が均され、電源周波数に同期した図（Ｇ）の波形ｇを形成する。
【００６６】
そして、波形ｇを抵抗２５、２６を通してトランジスタ２４のエミッタ・ベース間に与えることにより、トランジスタ２４はＯＮ（導通）し、端子電圧Ｈは機器が認識できる電圧ＶｃｃレベルからＧＮＤに引き下げられる。逆に、波形ｇのない期間はトランジスタ２４はＯＦＦとなり、端子電圧Ｅは電圧Ｖｃｃとなる。図（Ｈ）の波形ｈはこの状態を表している。図（Ｈ）の波形ｈの立ち上がり・立ち下がり時点は、図（Ａ）の電源波形ａのゼロクロス時点とほば一致していることがわかる。
【００６７】
また、従来技術（ホトカプラ法）のようにホトカプラの発光ダイオードの発光に必要な電流に比べ、交流位相検出回路で消費さる電流は、トランジスタ１６の増幅作用を利用することで２５０分の１程度まで抑えることができるため、ホトカプラ法で消費される電力に比べ無視できる程度まで低減することができる。
【００６８】
したがって、この図（Ｈ）の波形ｈの立ち上がり・立ち下がり時点を用いれば、サイクル制御、位相制御、オン・オフ制御の各電力制御のほか、時計表示や、タイマ表示を簡単に、コスト安に、かつ省エネルギで行わせることができるようになる。
【００６９】
以上のように、本実施の形態においては、交流位相検出回路３を構成するダイオード１３を用い交流電源６を半波整流することで周波数に同期した電圧を１周期ごとに１／２周期の波形を取り出し、制御ＩＣ１７に伝達することにより、制御ＩＣ１７の働きにより、電源周波数の１周期毎に二次側に１／２周期に高周波の波形を形成することが出来るようになり、この高周波波形を平滑し形成することで、電源同期信号を容易に形成することができる。
【００７０】
また、本実施の形態では電源同期検出回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングがオフしている期間に発生する高周波成分を整流して得られる直流電圧成分で同期信号を取り出すようにしたことにより、交流電源の０Ｖに近いタイミングで電源同期信号の立ち上がり、或いは立ち下がり波形を形成できるようになり、本電源システムを組み込んだ家電機器を制御するマイクロコンピュータ等で一次側に構成されたトライアック等の回路を用いたシステムの位相制御をすることもできる。
【００７１】
（実施の形態２）
図３は、本発明の第２の実施の形態における電源システムの回路図を示すものである。
【００７２】
図４は、本発明の実施の形態２における電源システムの作用説明図を示すものである。
【００７３】
図３において、本発明の第２の実施の形態における電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、その入力側の平滑回路２および交流電源６と、交流電源６のゼロ点を検出する交流位相検出回路３’と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側の出力回路４および電源同期検出回路５とで構成されている。
【００７４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、トランス７とホトカプラ８でそれぞれ一次側と二次側とを電気的に絶縁されている。
【００７５】
平滑回路２は、交流電源６の交流波形をＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の一次側に印加できるＤＣ電圧の波形にダイオード９とコンデンサ１０により変換している。
【００７６】
出力回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の二次側電圧をダイオード１１で整流した後、コンデンサ１２で直流電圧を形成している。
【００７７】
電源同期検出回路５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のトランス７の二次側の高周波電圧を交流電源６の周波数に同期した信号に変換している。交流位相検出回路３’は、ダイオードをブリッジ構成してなる全波整流回路２８によって、交流電源６を整流することでゼロ点を検出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１にその状態を入力している。
【００７８】
出力回路４、電源同期検出回路５、交流電源６は、第１の実施の形態（図１）と同じなので、重複説明は省略する。
【００７９】
以上のように構成された電源システムについて、以下、その動作および作用を図４を用いて説明する。
【００８０】
まず、図４において、図（Ａ）の波形ａは商用電源６の端子Ａの交流波形を表している。交流位相検出回路３’では、ダイオードブリッジの全波整流回路２８の働きにより商用電源６の交流波形を全波整流している。図３の端子Ｂは、交流位相検出回路３’のダイオードブリッジ２８により全波整流され、交流の１周期のうちの負の１／２周期の電圧が反転して正の１／２周期とともに連なった正の交流波形ｂ（図４（Ｂ））を表している。図３の端子Ｄは、図（Ｂ）のｂの波形を抵抗１４、１５を通して、トランジスタ１６のエミッタ・ベース間に与えた時に形成される波形を表している。トランジスタ１６のエミッタ・ベース間の電圧が図（Ｄ）のｄの波形のＶｂｅまで上昇すると、トランジスタ１６は完全にＯＮ（導通）する。逆に、波形ｄの電圧がＶｂｅ以下の期間は、トランジスタ１６はＯＦＦとなる。
【００８１】
図（Ｅ）は、端子Ｅの波形であり、これらの状態を表している。図（Ｅ）の波形ｅが発生している時点は、図（Ａ）の電源波形ａのゼロクロス時点とほぼ一致していることがわかる。
【００８２】
１７は制御ＩＣ（集積回路）で、内部にあるスイッチングトランジスタを高速にＯＮ・ＯＦＦスイッチングすることでトランス７を介して二次側に高周波電力を伝搬している。制御ＩＣ１７は、端子Ｅの状態に応じてスイッチング動作をコントロールしており、内部にあるスイッチングトランジスタは、図（Ｅ）のトランジスタ１６がＯＮしている間（図（Ｅ）の波形ｅの期間以外）に高速で（例えば、１００ｋＨｚ）直流電圧（図（Ｃ））をチョッピングしている。
【００８３】
この正の交流波形（図（Ｃ））のチョッピング電圧がトランス７の一次側に印加されると、トランスＴの一次側巻線ではＯＮ時の電流の増加時にそれを阻止する方向に起電力が発生し、ＯＦＦ時の電流の減少時にそれを流し続ける方向に起電力が発生するので、スイッチングトランジスタの１回のＯＮ・ＯＦＦでトランスＴの一次側巻線にはプラス方向とマイナス方向の起電力が発生することになる。したがってトランス７の二次巻線には図（Ｆ）の波形ｆ１のようなスイッチングトランジスタがＯＦＦしている期間に発生するプラス方向とｆ２のようなスイッチングトランジスタがＯＮしている期間に発生するマイナス方向にチョッピングされた電圧が発生する。
【００８４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１を制御している制御ＩＣ１７は、図４（Ｅ）の波形ｅの期間はスイッチング動作を停止しており、その間は、トランス７の二次側には出力波形Ｆのように高周波成分がなくなる期間が発生する。
【００８５】
ツェナダイオード１８とダイオード１９でスナバ回路を構成し、制御ＩＣの耐圧を超えないようにドレイン電圧を抑える働きをしている。
【００８６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側の出力電圧は、ダイオード１１とコンデンサ１２により直流のリップル電圧に変換される。
【００８７】
この直流リップル電圧の変動は、所定電圧を超えた分がツェナダイオード２０に流れ、抵抗２１の両端に発生する電位差がホトカプラ８の発光ダイオード８ａを発光させる。ホトカプラ８の発光トランジスタ８ｂがこの光を受光すると電圧を発生しこれをモニターし、ホトカプラ８のトランジスタ８ｂのＯＮ・ＯＦＦ信号を基に制御ＩＣ１７が、スイッチング動作をコントロールし、二次側の出力電圧を一定にするように制御している。
【００８８】
次に、電源同期検出回路５’の動作について説明する。
【００８９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側に発生する図２の図（Ｆ）をダイオード２２で半波整流し、コンデンサ２３で平滑すると、高周波チョッピングされた高周波が均され、電源周波数に同期した図（Ｇ）の波形ｇを形成する。
【００９０】
そして、波形ｇを抵抗２５、２６を通してトランジスタ２４のエミッタ・ベース間に与えることにより、トランジスタ２４はＯＮ（導通）し、端子電圧Ｈは機器が認識できる電圧ＶｃｃレベルからＧＮＤに引き下げられる。逆に、波形ｇのない期間はトランジスタ２４はＯＦＦとなり、端子電圧Ｅは電圧Ｖｃｃとなる。図（Ｈ）の波形ｈはこの状態を表している。図（Ｈ）の波形ｈが発生する時点は、図（Ａ）の電源波形ａのゼロクロス時点とほぼ一致していることが分かる。
【００９１】
以上のように、本実施の形態においては、交流位相検出回路３’を構成するダイオードブリッジ２８により交流電源６を全波整流することで交流電源の周期の２倍の周期の波形を取り出し、制御ＩＣ１７に伝達することにより、制御ＩＣ１７が同じ周期で起動・停止を繰り返し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側に交流電源の周期の２倍の周期で高周波の波形ｆ１を形成することが出来るようになり、この高周波波形ｆ１を平滑し形成することで、電源同期信号Ｈを容易に形成することができる。
【００９２】
以上のように、本発明にかかる電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、且つ、電源システム自身の待機時或いは、軽負荷時の電力消費の低減が可能となるので、商用電源の電源同期信号を必要とする電気製品の電源システムの待機時の消費電力低減の用途にも適用できる。
【００９３】
以上の例は、一般的な家電製品のついて説明したが、本発明は特に電子レンジに対して有効である。電子レンジにおいては、一般的な待機電力値（５０ｍＷ以下あるいは２５０ｍＷ以下）を満足させることが求められており、従来のホトカプラ等を使用した電源電圧ゼロクロスポイント検出回路は、待機時はリレーでＯＦＦさせるのが通常であるが、本発明では、リレーなしで待機時電力を所定値以内に満足できるのが特徴である。また待機時においても、ゼロクロスポイント検出回路が動作可能であるので時計表示、時間計測等にも利用ができる。これにより、例えば、台所にデジタル式のカウントダウンタイマーや時間計測する時計などがあれば、ガステーブルでパスタを茹でるのに時間計測に便利であることもありユーザーのニーズも高いが、使わないとき表示が付いていると電気代がかかっていることもあり時計表示をなくした商品が多くなったのが現在である。しかし、本発明では、待機電力値を最大限に少なくすることで、他の調理器具を使用する際の時間目安に利用が可能である。
【００９４】
以上、本発明によれば、交流電源と電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータと、交流電源に接続された交流位相検出回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側から整流された直流電圧を出力する出力回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の高周波成分を交流電源の周波数に同期した信号に変換する電源同期検出回路とを備え、交流位相検出回路は、交流電源の周波数に同期した電圧をＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に印加するようにしたことにより、交流電源に同期した出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に形成することができるようになり、電源同期検出回路を安価で容易に形成することができる。
【００９５】
特に、前記交流位相検出回路をダイオードにより半波整流する回路で構成とすることにより、交流電源の周波数に同期した電圧を形成できるようになり、安価で容易に構成することができる。
【００９６】
また、交流位相検出回路をダイオードブリッジにより全波整流する回路で構成することにより、交流電源の周波数に同期した電圧を安価で容易に形成できるようになり、しかも半波整流と比べてＤＣ−ＤＣコンバータの動作期間を長くすることができるためパワーアップさせることができる。
【００９７】
さらに、電源同期検出回路を高周波成分を整流して得られる直流電圧成分で同期信号を取り出すようにすることにより、電源同期信号が電源周波数に比例した矩形波を形成し易くなり本電源システムを組み込んだ家電機器を制御するマイクロコンピュータ等での処理を単純にすることができる。
【００９８】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータをフライバック方式とし、かつ、電源同期検出回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングがオフしている期間に発生する高周波成分を整流して得られる直流電圧成分で同期信号を取り出すようにすることにより、交流電源の０Ｖに近いタイミングで立ち上がり、或いは、立ち下がり波形を有する電源同期信号を形成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
以上のように、本発明にかかる電源システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に電源同期検出回路を安価で容易に構成でき、且つ、電源システム自身の待機時或いは、軽負荷時の電力消費の低減が可能となるので、商用電源の電源同期信号を必要とする電気製品の電源システムの待機時の消費電力低減の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の実施の形態１における電源システムの回路図
【図２】図１の電源システムの作用説明図
【図３】本発明の実施の形態２における電源システムの回路図
【図４】図３の電源システムの作用説明図
【図５】リップル法を採用した従来の電源システムの回路図
【図６】図５の電源システムの作用説明図
【符号の説明】
【０１０１】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２、  平滑回路
３、３’  交流位相検出回路
４  出力回路
５、  電源同期検出回路
６  交流電源
７  トランス
８  ホトカプラ
９、１１、１３、１９、２２  ダイオード
１０、１２、２３  コンデンサ
１７  制御ＩＣ
１８、２０  ツェナダイオード
１４、１５、２１、２１、２５、２６、２７  抵抗
１６、２４  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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