(57)【要約】【課題】  スイッチング時のスルーレートを一定以下に抑えて不要輻射ノイズを低減し、スイッチング素子が短いスイッチング時間でオン／オフ切り換えを行い、オン状態において低オン抵抗領域で動作する駆動装置を提供する。【解決手段】  本発明の駆動装置は、２つの電源電位の間に負荷と直列に接続され、制御電圧を入力してスイッチング動作するスイッチング素子と、入力スイッチング信号に応じて生成した制御電圧をスイッチング素子に入力する制御部と、を有し、制御部は、スイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第１の制御電圧範囲内において、第１の時間微分値で制御電圧を変化させ、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲内において、第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で制御電圧を変化させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に直列にスイッチング素子と負荷を接続したスイッチ回路において、
第１のバッファトランジスタと共に第１のフォロワを構成するように接続された第１の電圧電流変換増幅器、第２のバッファトランジスタと共に第２のフォロワを構成するように接続された第２の電圧電流変換増幅器、それ自身で第３のフォロワを構成するように接続された第３の電圧電流変換増幅器、前記第１の電圧電流変換増幅器に入力される第１の基準電圧源、前記第２の電圧電流変換増幅器に入力される第２の基準電圧源、前記第３の電圧電流変換増幅器に入力される第３の基準電圧源、を備え、
前記３つのフォロワの出力端子を前記スイッチング素子の制御入力端子に接続して前記制御入力端子への流出入電流を前記制御端子の電位に応じて制御することを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
第１の基準電圧源と第２の基準電圧源の電圧値が等しいことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
第１の基準電圧源と第２の基準電圧源は共用された１つの基準電圧源であることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項４】
第１の基準電圧源は前記スイッチング素子の比例縮小倍能力のサイズを有する第１の電圧設定素子に前記スイッチング素子に流すべき第１の所定の電流値を比例縮小倍した値の電流を流すことによって前記第１の電圧設定素子に発生する端子電圧を利用するものであり、
第２の基準電圧源は前記スイッチング素子の比例縮小倍能力のサイズを有する第２の電圧設定素子に前記スイッチング素子に流すべき第２の所定の電流値を比例縮小倍した値の電流を流すことによって前記第２の電圧設定素子に発生する端子電圧を利用するものであり、
第３の基準電圧源は前記スイッチング素子の比例縮小倍能力のサイズを有する第３の電圧設定素子に前記スイッチング素子に流すべき第３の所定の電流値を比例縮小倍した値の電流を流すことによって前記第３の電圧設定素子に発生する端子電圧を利用するものであることを、
特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項５】
第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に直列に第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を接続し、前記２つのスイッチング素子の接続点を駆動出力端子としてここに負荷の一端が接続されるような所謂ハーフブリッジ構成のスイッチ回路において、
第１のバッファトランジスタと共に第１のフォロワを構成するように接続された第１の電圧電流変換増幅器、第２のバッファトランジスタと共に第２のフォロワを構成するように接続された第２の電圧電流変換増幅器、それ自身で第３のフォロワを構成するように接続された第３の電圧電流変換増幅器、前記第１の電圧電流変換増幅器に入力される第１の基準電圧源、前記第２の電圧電流変換増幅器に入力される第２の基準電圧源、前記第３の電圧電流変換増幅器に入力される第３の基準電圧源、を備え、
前記の第１から第３の３つのフォロワの出力端子を前記第１のスイッチング素子の制御入力端子に接続して前記第１のスイッチング素子の制御入力端子への流出入電流を前記制御端子の電位に応じて制御し、
第４のバッファトランジスタと共に第４のフォロワを構成するように接続された第４の電圧電流変換増幅器、第５のバッファトランジスタと共に第５のフォロワを構成するように接続された第５の電圧電流変換増幅器、それ自身で第６のフォロワを構成するように接続された第６の電圧電流変換増幅器、前記第４の電圧電流変換増幅器に入力される第４の基準電圧源、前記第５の電圧電流変換増幅器に入力される第５の基準電圧源、前記第６の電圧電流変換増幅器に入力される第６の基準電圧源、を備え、
前記の第４から第６の３つのフォロワの出力端子を前記第２のスイッチング素子の制御入力端子に接続して前記第２のスイッチング素子の制御入力端子への流出入電流を前記制御端子の電位に応じて制御する、
ことを特徴とする駆動装置。
【請求項６】
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが誤って同時にオンして大電流が前記第１の電位の電源と第２の電位の電源との間を流れることを防ぐために、
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のどちらか一方がオフの状態になってから他方をオンさせるためのラッチ回路を備えること、
を特徴とする請求項５に記載の駆動装置。
【請求項７】
前記第１のスイッチング素子の制御入力端子及び前記第２のスイッチング素子の制御入力端子に接続された第３の電圧電流変換増幅器及び第６の電圧電流変換増幅器の出力電流を各々停止するスイッチ、
前記第１のスイッチング素子を完全にオフ状態にするために前記第１のスイッチング素子の制御入力端子を制御するスイッチ、
前記第２のスイッチング素子を完全にオフ状態にするために前記第２のスイッチング素子の制御入力端子を制御するスイッチ、
を備えて
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に転じる速度を向上すること、
を特徴とする請求項５に記載の駆動装置。
【請求項８】
請求項５の所謂ハーフブリッジ構成の駆動装置を複数個備え、その各々の駆動出力端子相互間に負荷を接続することで構成される駆動装置。
【請求項９】
第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に負荷と直列に接続され、制御電圧を入力してスイッチング動作するスイッチング素子と、
入力スイッチング信号に応じて生成した制御電圧を前記スイッチング素子に入力する制御部と、
を有し、
前記制御部は、前記スイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第１の制御電圧範囲内において、第１の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲内において、前記第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で前記制御電圧を変化させることを特徴とする駆動装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記スイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の時間微分値より急な傾きである第３の時間微分値で前記制御電圧を変化させることを特徴とする請求項９に記載の駆動装置。
【請求項１１】
制御部は、
前記第１の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む第１の電圧電流変換回路と、
少なくとも前記第２の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む、前記第１の電圧電流変換回路より電流駆動能力が小さい第２の電圧電流変換回路と、
を有することを特徴とする請求項９に記載の駆動装置。
【請求項１２】
前記制御部は、前記スイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の電圧電流変換回路が吐き出し又は吸い込む電流を遮断し、前記入力スイッチング信号に応じて前記制御電圧を所定の電圧にすることを特徴とする請求項１１に記載の駆動装置。
【請求項１３】
前記制御部は、前記スイッチング素子を比例縮小した形状とｐ分の１（ｐは１より大きな任意の正値）の電流駆動能力とを有し前記スイッチング素子に流すべき所定の電流値のｐ分の１の電流を流す第１の電圧設定素子及び／又は第２の電圧設定素子を有し、前記第１の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第１の制御電圧範囲を規定し、及び／又は前記第２の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第３の制御電圧範囲を規定することを特徴とする請求項９から請求項１２のいずれかの請求項に記載の駆動装置。
【請求項１４】
第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に直列に接続され、ハーフブリッジを構成する２つのスイッチング素子であって、前記２つのスイッチング素子の接続点を駆動出力端子としてそこに負荷を接続し、第１の制御電圧を入力してスイッチング動作する第１のスイッチング素子と、第２の制御電圧を入力してスイッチング動作する第２のスイッチング素子と、
入力スイッチング信号に応じて第１の制御電圧と第２の制御電圧とを生成し、それぞれ前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに入力する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記第１のスイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第１の制御電圧範囲内において、第１の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲内において、前記第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、
前記第２のスイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第４の制御電圧範囲内において、第４の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第５の制御電圧範囲内において、前記第４の時間微分値よりゆるやかな傾きである第５の時間微分値で前記制御電圧を変化させる、
ことを特徴とする駆動装置。
【請求項１５】
前記制御部は、前記第１のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の時間微分値より急な傾きである第３の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、及び／又は前記第２のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第６の制御電圧範囲内において、前記第５の時間微分値より急な傾きである第６の時間微分値で前記制御電圧を変化させることを特徴とする請求項１４に記載の駆動装置。
【請求項１６】
制御部は、
前記第１の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む第１の電圧電流変換回路と、
少なくとも前記第２の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む、前記第１の電圧電流変換回路より電流駆動能力が小さい第２の電圧電流変換回路と、
前記第４の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む第４の電圧電流変換回路と、
少なくとも前記第５の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む、前記第４の電圧電流変換回路より電流駆動能力が小さい第５の電圧電流変換回路と、
を有することを特徴とする請求項１４に記載の駆動装置。
【請求項１７】
前記制御部は、前記第１のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の電圧電流変換回路が吐き出し又は吸い込む電流を遮断し、前記入力スイッチング信号に応じて前記第１の制御電圧を所定の電圧にし、及び／又は前記第２のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である前記第６の制御電圧範囲内において、前記第５の電圧電流変換回路が吐き出し又は吸い込む電流を遮断し、前記入力スイッチング信号に応じて前記第２の制御電圧を所定の電圧にすることを特徴とする請求項１６に記載の駆動装置。
【請求項１８】
前記制御部は、
前記第１の制御電圧が前記第１のスイッチング素子がオフ状態である第３の制御電圧範囲内の電圧になった後、前記第２の制御電圧を第５の制御電圧範囲内の電圧にして前記第２のスイッチング素子をオン状態にし、
前記第２の制御電圧が前記第２のスイッチング素子がオフ状態である第６の制御電圧範囲内の電圧になった後、前記第１の制御電圧を第２の制御電圧範囲内の電圧にして前記第１のスイッチング素子をオン状態にする、
ことを特徴とする請求項１４に記載の駆動装置。
【請求項１９】
前記制御部は、
前記第１のスイッチング素子を比例縮小した形状とｐ分の１（ｐは１より大きな任意の正値）の電流駆動能力とを有し前記第１のスイッチング素子に流すべき所定の電流値のｐ分の１の電流を流す第１の電圧設定素子及び／又は第２の電圧設定素子を有し、前記第１の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第１の制御電圧範囲を規定し、及び／又は前記第２の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第３の制御電圧範囲を規定し、及び／又は、
前記第２のスイッチング素子を比例縮小した形状とｑ分の１（ｑは１より大きな任意の正値）の電流駆動能力とを有し前記第２のスイッチング素子に流すべき所定の電流値のｑ分の１の電流を流す第３の電圧設定素子及び／又は第４の電圧設定素子を有し、前記第３の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第４の制御電圧範囲を規定し、及び／又は前記第４の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第６の制御電圧範囲を規定する、
ことを特徴とする請求項１４から請求項１８のいずれかの請求項に記載の駆動装置。
【請求項２０】
請求項１４から請求項１９のいずれかの請求項に記載の駆動装置を複数個備え、各々の駆動出力端子相互間に負荷を接続することで構成される駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は上アーム側スイッチング素子及び／又は下アーム側スイッチング素子を有し、負荷を駆動する駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源出力回路やモータ駆動用出力回路などの負荷を駆動する駆動回路では、省電力化を実現するための方法として、ＰＷＭ駆動方式（Pulse  Width  Modulation）等のスイッチング式の回路構成が多く用いられている。この方式は負荷を駆動する上アーム側スイッチング素子や下アーム側スイッチング素子を高速にスイッチングする駆動方式である。スイッチング方式の駆動装置において、スイッチングロスを減らして、省電力化を実現するためには上アーム側スイッチング素子及び下アーム側スイッチング素子の駆動能力を上げること、すなわち、スイッチング速度を速くすることが必要である。
しかし、スイッチング速度が速すぎると上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子の切り換わり時に、不要輻射ノイズが発生する。この不要輻射ノイズは他の回路の誤動作の原因となる恐れもある。
【０００３】
特開昭６１−６６５８８号公報に、この不要輻射ノイズを低減した従来例の駆動回路が記載されている。図６は、従来例の駆動回路を示す図である。図６において、６１０は上アーム側スイッチング素子駆動信号入力端子、６０３はＮＰＮトランジスタ、６０４は上アーム側スイッチング素子（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ）、６１１は下アーム側スイッチング素子駆動信号入力端子、６０６は下アーム側スイッチング素子（ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ）、６０５は負荷である。上アーム側スイッチング素子駆動信号６０４を入力するＮＰＮトランジスタ６０３のコレクタと上アーム側スイッチング素子６０４のゲートとの間に抵抗６０２が挿入されており、上アーム側スイッチング素子６０４のゲートとソースとの間に抵抗６０１が接続されている。
【０００４】
上記の構成により、上アーム側スイッチング素子６０４がオフ状態からオン状態に変化するスイッチング時間は、上アーム側スイッチング素子６０４の入力容量と抵抗６０２との時定数で定められる。上アーム側スイッチング素子６０４がオフ状態からオン状態に変化する時の不要輻射ノイズが問題になる場合、抵抗６０２の抵抗値を大きくすることで不要輻射ノイズは低減される。上アーム側スイッチング素子６０４がオン状態からオフ状態に変化するスイッチング時間は、上アーム側スイッチング素子６０４の入力容量と抵抗６０１との時定数で定められる。また、下アーム側スイッチング素子６０６がオン状態からオフ状態に変化する時の不要輻射ノイズが問題になる場合、抵抗６０１の抵抗値を大きくすることで不要輻射ノイズは低減される。下アーム側スイッチング素子６０６についても同様である。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１７３６３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記従来の構成では次のような課題があった。不要輻射ノイズを低減するため、上アーム側スイッチング素子６０４の入力容量と抵抗６０２（又は抵抗６０１）との時定数を大きくしすぎると、上アーム側スイッチング素子のゲート電圧ＶＧの電位変化は非常に遅くなる。そのため高速スイッチング駆動される上アーム側スイッチング素子６０４はＭＯＳトランジスタの不飽和領域で使用されることとなり、低オン抵抗にならない。下アーム側スイッチング素子６０６についても同様である。又、上アーム側スイッチング素子６０４と下アーム側スイッチング素子６０６が同時にオンして大きな貫通電流が発生して素子が破壊することを防止するため、上アーム側スイッチング素子６０４のオン時間と、下アーム側スイッチング素子６０６のオン時間との間に、十分なデッドタイムを取らなければならない。そのため、上アーム側スイッチング素子６０４と下アーム側スイッチング素子６０６のオンとオフとの切り換えを高速にできないという問題があった。
【０００７】
本発明は、スイッチング時のスルーレートを一定以下に抑えて不要輻射ノイズを低減し、スイッチング素子が短いスイッチング時間でオン／オフ切り換えを行い、オン状態において低オン抵抗領域で動作する駆動装置を提供することを目的とする。
本発明は、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とが同時にオン状態になることを防止して、両者のオン／オフ切り換えをその間にほとんどデッドタイムを取ることなく高速に行う駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するため、本発明は以下に記載の構成を有する。請求項１に記載の発明は、第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に直列にスイッチング素子と負荷を接続したスイッチ回路において、第１のバッファトランジスタと共に第１のフォロワを構成するように接続された第１の電圧電流変換増幅器、第２のバッファトランジスタと共に第２のフォロワを構成するように接続された第２の電圧電流変換増幅器、それ自身で第３のフォロワを構成するように接続された第３の電圧電流変換増幅器、前記第１の電圧電流変換増幅器に入力される第１の基準電圧源、前記第２の電圧電流変換増幅器に入力される第２の基準電圧源、前記第３の電圧電流変換増幅器に入力される第３の基準電圧源、を備え、前記３つのフォロワの出力端子を前記スイッチング素子の制御入力端子に接続して前記制御入力端子への流出入電流を前記制御端子の電位に応じて制御することを特徴とする駆動装置である。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、第１の基準電圧源と第２の基準電圧源の電圧値が等しいことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置である。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、第１の基準電圧源と第２の基準電圧源は共用された１つの基準電圧源であることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置である。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、第１の基準電圧源は前記スイッチング素子の比例縮小倍能力のサイズを有する第１の電圧設定素子に前記スイッチング素子に流すべき第１の所定の電流値を比例縮小倍した値の電流を流すことによって前記第１の電圧設定素子に発生する端子電圧を利用するものであり、第２の基準電圧源は前記スイッチング素子の比例縮小倍能力のサイズを有する第２の電圧設定素子に前記スイッチング素子に流すべき第２の所定の電流値を比例縮小倍した値の電流を流すことによって前記第２の電圧設定素子に発生する端子電圧を利用するものであり、第３の基準電圧源は前記スイッチング素子の比例縮小倍能力のサイズを有する第３の電圧設定素子に前記スイッチング素子に流すべき第３の所定の電流値を比例縮小倍した値の電流を流すことによって前記第３の電圧設定素子に発生する端子電圧を利用するものであることを、特徴とする請求項１に記載の駆動装置である。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に直列に第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を接続し、前記２つのスイッチング素子の接続点を駆動出力端子としてここに負荷の一端が接続されるような所謂ハーフブリッジ構成のスイッチ回路において、第１のバッファトランジスタと共に第１のフォロワを構成するように接続された第１の電圧電流変換増幅器、第２のバッファトランジスタと共に第２のフォロワを構成するように接続された第２の電圧電流変換増幅器、それ自身で第３のフォロワを構成するように接続された第３の電圧電流変換増幅器、前記第１の電圧電流変換増幅器に入力される第１の基準電圧源、前記第２の電圧電流変換増幅器に入力される第２の基準電圧源、前記第３の電圧電流変換増幅器に入力される第３の基準電圧源、を備え、前記の第１から第３の３つのフォロワの出力端子を前記第１のスイッチング素子の制御入力端子に接続して前記第１のスイッチング素子の制御入力端子への流出入電流を前記制御端子の電位に応じて制御し、第４のバッファトランジスタと共に第４のフォロワを構成するように接続された第４の電圧電流変換増幅器、第５のバッファトランジスタと共に第５のフォロワを構成するように接続された第５の電圧電流変換増幅器、それ自身で第６のフォロワを構成するように接続された第６の電圧電流変換増幅器、前記第４の電圧電流変換増幅器に入力される第４の基準電圧源、前記第５の電圧電流変換増幅器に入力される第５の基準電圧源、前記第６の電圧電流変換増幅器に入力される第６の基準電圧源、を備え、前記の第４から第６の３つのフォロワの出力端子を前記第２のスイッチング素子の制御入力端子に接続して前記第２のスイッチング素子の制御入力端子への流出入電流を前記制御端子の電位に応じて制御する、ことを特徴とする駆動装置である。
【００１３】
請求項６に記載の発明は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが誤って同時にオンして大電流が前記第１の電位の電源と第２の電位の電源との間を流れることを防ぐために、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のどちらか一方がオフの状態になってから他方をオンさせるためのラッチ回路を備えること、を特徴とする請求項５に記載の駆動装置である。
【００１４】
請求項７に記載の発明は、前記第１のスイッチング素子の制御入力端子及び前記第２のスイッチング素子の制御入力端子に接続された第３の電圧電流変換増幅器及び第６の電圧電流変換増幅器の出力電流を各々停止するスイッチ、前記第１のスイッチング素子を完全にオフ状態にするために前記第１のスイッチング素子の制御入力端子を制御するスイッチ、前記第２のスイッチング素子を完全にオフ状態にするために前記第２のスイッチング素子の制御入力端子を制御するスイッチ、を備えて前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に転じる速度を向上すること、を特徴とする請求項５に記載の駆動装置である。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、請求項５の所謂ハーフブリッジ構成の駆動装置を複数個備え、その各々の駆動出力端子相互間に負荷を接続することで構成される駆動装置である。
【００１６】
請求項９に記載の発明は、第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に負荷と直列に接続され、制御電圧を入力してスイッチング動作するスイッチング素子と、入力スイッチング信号に応じて生成した制御電圧を前記スイッチング素子に入力する制御部と、を有し、前記制御部は、前記スイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第１の制御電圧範囲内において、第１の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲内において、前記第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で前記制御電圧を変化させることを特徴とする駆動装置である。
【００１７】
請求項１０に記載の発明は、前記制御部は、前記スイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の時間微分値より急な傾きである第３の時間微分値で前記制御電圧を変化させることを特徴とする請求項９に記載の駆動装置である。
【００１８】
請求項１１に記載の発明は、制御部は、前記第１の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む第１の電圧電流変換回路と、少なくとも前記第２の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む、前記第１の電圧電流変換回路より電流駆動能力が小さい第２の電圧電流変換回路と、を有することを特徴とする請求項９に記載の駆動装置である。
【００１９】
請求項１２に記載の発明は、前記制御部は、前記スイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の電圧電流変換回路が吐き出し又は吸い込む電流を遮断し、前記入力スイッチング信号に応じて前記制御電圧を所定の電圧にすることを特徴とする請求項１１に記載の駆動装置である。
【００２０】
請求項１３に記載の発明は、前記制御部は、前記スイッチング素子を比例縮小した形状とｐ分の１（ｐは１より大きな任意の正値）の電流駆動能力とを有し前記スイッチング素子に流すべき所定の電流値のｐ分の１の電流を流す第１の電圧設定素子及び／又は第２の電圧設定素子を有し、前記第１の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第１の制御電圧範囲を規定し、及び／又は前記第２の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第３の制御電圧範囲を規定することを特徴とする請求項９から請求項１２のいずれかの請求項に記載の駆動装置である。
【００２１】
請求項１４に記載の発明は、第１の電位の電源と第２の電位の電源との間に直列に接続され、ハーフブリッジを構成する２つのスイッチング素子であって、前記２つのスイッチング素子の接続点を駆動出力端子としてそこに負荷を接続し、第１の制御電圧を入力してスイッチング動作する第１のスイッチング素子と、第２の制御電圧を入力してスイッチング動作する第２のスイッチング素子と、入力スイッチング信号に応じて第１の制御電圧と第２の制御電圧とを生成し、それぞれ前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とに入力する制御部と、を有し、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第１の制御電圧範囲内において、第１の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲内において、前記第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記第２のスイッチング素子がオン状態を維持する制御電圧である第４の制御電圧範囲内において、第４の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第５の制御電圧範囲内において、前記第４の時間微分値よりゆるやかな傾きである第５の時間微分値で前記制御電圧を変化させる、ことを特徴とする駆動装置である。
【００２２】
請求項１５に記載の発明は、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の時間微分値より急な傾きである第３の時間微分値で前記制御電圧を変化させ、及び／又は前記第２のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第６の制御電圧範囲内において、前記第５の時間微分値より急な傾きである第６の時間微分値で前記制御電圧を変化させることを特徴とする請求項１４に記載の駆動装置である。
【００２３】
請求項１６に記載の発明は、制御部は、前記第１の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む第１の電圧電流変換回路と、少なくとも前記第２の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む、前記第１の電圧電流変換回路より電流駆動能力が小さい第２の電圧電流変換回路と、前記第４の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む第４の電圧電流変換回路と、少なくとも前記第５の制御電圧範囲内において、前記入力スイッチング信号に応じて電流を吐き出し又は吸い込む、前記第４の電圧電流変換回路より電流駆動能力が小さい第５の電圧電流変換回路と、を有することを特徴とする請求項１４に記載の駆動装置である。
【００２４】
請求項１７に記載の発明は、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲内において、前記第２の電圧電流変換回路が吐き出し又は吸い込む電流を遮断し、前記入力スイッチング信号に応じて前記第１の制御電圧を所定の電圧にし、及び／又は前記第２のスイッチング素子がオフ状態を維持する制御電圧である前記第６の制御電圧範囲内において、前記第５の電圧電流変換回路が吐き出し又は吸い込む電流を遮断し、前記入力スイッチング信号に応じて前記第２の制御電圧を所定の電圧にすることを特徴とする請求項１６に記載の駆動装置である
【００２５】
請求項１８に記載の発明は、前記制御部は、前記第１の制御電圧が前記第１のスイッチング素子がオフ状態である第３の制御電圧範囲内の電圧になった後、前記第２の制御電圧を第５の制御電圧範囲内の電圧にして前記第２のスイッチング素子をオン状態にし、前記第２の制御電圧が前記第２のスイッチング素子がオフ状態である第６の制御電圧範囲内の電圧になった後、前記第１の制御電圧を第２の制御電圧範囲内の電圧にして前記第１のスイッチング素子をオン状態にする、ことを特徴とする請求項１４に記載の駆動装置である。
【００２６】
請求項１９に記載の発明は、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子を比例縮小した形状とｐ分の１（ｐは１より大きな任意の正値）の電流駆動能力とを有し前記第１のスイッチング素子に流すべき所定の電流値のｐ分の１の電流を流す第１の電圧設定素子及び／又は第２の電圧設定素子を有し、前記第１の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第１の制御電圧範囲を規定し、及び／又は前記第２の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第３の制御電圧範囲を規定し、及び／又は、前記第２のスイッチング素子を比例縮小した形状とｑ分の１（ｑは１より大きな任意の正値）の電流駆動能力とを有し前記第２のスイッチング素子に流すべき所定の電流値のｑ分の１の電流を流す第３の電圧設定素子及び／又は第４の電圧設定素子を有し、前記第３の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第４の制御電圧範囲を規定し、及び／又は前記第４の電圧設定素子の出力電圧に基づいて前記第６の制御電圧範囲を規定する、ことを特徴とする請求項１４から請求項１８のいずれかの請求項に記載の駆動装置である。
【００２７】
請求項２０に記載の発明は、請求項１４から請求項１９のいずれかの請求項に記載の駆動装置を複数個備え、各々の駆動出力端子相互間に負荷を接続することで構成される駆動装置である。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、スイッチング時のスルーレートを一定以下に抑えて不要輻射ノイズを低減し、スイッチング素子が短いスイッチング時間でオン／オフ切り換えを行い、オン状態において低オン抵抗領域で動作する（電力ロスが少ない）駆動装置を実現できるという有利な効果が得られる。
本発明によれば、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とが同時にオン状態になることを防止して、両者のオン／オフ切り換えをその間にほとんどデッドタイムを取ることなく高速に行う駆動装置を実現できるという有利な効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施の形態について、図面とともに記載する。
【実施例１】
【００３０】
以下、図１から図３を用いて、本発明の実施例１の駆動装置を説明する。図１は本発明の実施例１のスイッチング方式の駆動装置の回路図である。実施例１の駆動装置は、半導体装置である。図１において、ＰチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ１１と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ２１とは、ハーフブリッジを構成する。負荷駆動トランジスタ１１、２１のソースはそれぞれ高電位電源、低電位電源（実施例ではグラウンド）に接続される。負荷駆動トランジスタ１１、２１の接続部（各トランジスタのドレイン）は負荷１の一端に接続される。負荷１の他端は、図１と同じ構成を有する他の回路のハーフブリッジに接続される。
【００３１】
入力端子１０は、入力スイッチング信号を入力する。論理回路１０２は、入力スイッチング信号と、論理回路１１１の出力信号とを入力し、電圧電流変換増幅器１５、１７、１８の制御信号を出力する。電圧電流変換増幅器１５、１７、１８は、それぞれ後述する電流を吐き出し又は吸い込み、制御電圧ＶＧＰを生成する。制御電圧ＶＧＰは、負荷駆動トランジスタ１１のゲートに入力される。電圧比較器１２及び論理回路１０１は、制御電圧ＶＧＰと入力スイッチング信号とを入力し、負荷駆動トランジスタ２１の制御信号を生成する。論理回路１０１が出力する制御信号は、制御電圧ＶＧＰが第３の制御電圧範囲（ＶＧＰ≧Ｖａ）内の電圧になった後、制御電圧ＶＧＮが負荷駆動トランジスタ２１をオフからオンに切り換えるよう変化することを許可する。第３の制御電圧範囲は、制御電圧ＶＧＰがその範囲内であれば、負荷駆動トランジスタ１１、２１が同時にオンすることにより貫通電流が流れても、発熱や破壊の問題を生じない範囲である。典型的には第３の制御電圧範囲内において、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態である。
【００３２】
制御電圧ＶＧＰが負荷駆動トランジスタ１１がオン状態を維持する第１の制御電圧範囲（ＶＧＰ≦Ｖｃ）内であれば、第１の時間微分値で制御電圧ＶＧＰを変化させる。即ち、制御電圧ＶＧＰが第１の制御電圧範囲内において、以下の動作をする。負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態からオン状態に変化した後のオン状態においては、電圧電流変換増幅器１８及びＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１４（ソースフォロア）と、電圧電流変換増幅器１７とが、第１の時間微分値（負極性）で制御電圧ＶＧＰを低下させる。負荷駆動トランジスタ１１がオン状態からオフ状態に変化する途中でのオン状態においては、電圧電流変換増幅器１５及びＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３（ソースフォロア）と、電圧電流変換増幅器１７とが、第１の時間微分値（正極性）で制御電圧ＶＧＰを上昇させる。正極性の第１の時間微分値と負極性の第１の時間微分値の絶対値が同一でなくても良い。電圧電流変換増幅器１８の出力端子はＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１４のゲートに接続される。電圧電流変換増幅器１５の出力端子はＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３のゲートに接続される。
【００３３】
第１の制御電圧範囲内において、電圧電流変換増幅器１７の動作を停止させ、電圧電流変換増幅器１８及びＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１４（ソースフォロア）又は電圧電流変換増幅器１５及びＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３（ソースフォロア）のみが動作しても良い。
制御電圧ＶＧＰが第１の制御電圧範囲内であれば、負荷駆動トランジスタ１１は必ずオン状態である。通常、第１の制御電圧範囲は、負荷駆動トランジスタ１１がオン状態である制御電圧ＶＧＰの全範囲より狭い。
【００３４】
制御電圧ＶＧＰが、負荷駆動トランジスタ１１がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲（Ｖｃ＜ＶＧＰ≦Ｖｂ）内において、第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で制御電圧ＶＧＰを変化させる。即ち、制御電圧ＶＧＰが第２の制御電圧範囲内において、以下の動作をする。負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態からオン状態に変化する時は（途中でオフからオンへの切換が生じる。）、電圧電流変換増幅器１７が、第２の時間微分値（負極性）で制御電圧ＶＧＰを低下させる。負荷駆動トランジスタ１１がオン状態からオフ状態に変化する時は（途中でオンからオフへの切換が生じる。）、電圧電流変換増幅器１７が、第２の時間微分値（正極性）で制御電圧ＶＧＰを上昇させる。正極性の第２の時間微分値と負極性の第２の時間微分値の絶対値が同一でなくても良い。
Ｖｂは、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態の時の最大ゲート電圧である。Ｖｂは電源電位であっても良い。
【００３５】
論理回路１１２は、入力スイッチング信号と、論理回路１０１の出力信号とを入力し、電圧電流変換増幅器２５、２７、２８の制御信号を出力する。電圧電流変換増幅器２５、２７、２８は、それぞれ後述する電流を吐き出し又は吸い込み、制御電圧ＶＧＮを生成する。制御電圧ＶＧＮは、負荷駆動トランジスタ２１のゲートに入力される。電圧比較器２２及び論理回路１１１は、制御電圧ＶＧＮと入力スイッチング信号とを入力し、負荷駆動トランジスタ１１の制御信号を生成する。論理回路１１１が出力する制御信号は、制御電圧ＶＧＮが負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態である制御電圧範囲（ＶＧＮ≦Ｖｄ。第３の制御電圧範囲）内の電圧になった後、制御電圧ＶＧＰが負荷駆動トランジスタ１１をオフからオンに切り換えるよう変化することを許可する。第３の制御電圧範囲は、制御電圧ＶＧＮがその範囲内であれば、負荷駆動トランジスタ１１、２１が同時にオンすることにより貫通電流が流れても、発熱や破壊の問題を生じない範囲である。典型的には第３の制御電圧範囲内において、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態である。
【００３６】
制御電圧ＶＧＮが負荷駆動トランジスタ２１がオン状態を維持する第１の制御電圧範囲（ＶＧＮ≧Ｖｆ）内であれば、第１の時間微分値で制御電圧ＶＧＮを変化させる。即ち、制御電圧ＶＧＮが第１の制御電圧範囲内において、以下の動作をする。負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態からオン状態に変化した後のオン状態においては、電圧電流変換増幅器２８及びＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２３（ソースフォロア）と、電圧電流変換増幅器２７とが、第１の時間微分値（正極性）で制御電圧ＶＧＮを上昇させる。負荷駆動トランジスタ２１がオン状態からオフ状態に変化する途中でのオン状態においては、電圧電流変換増幅器２５及びＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２４（ソースフォロア）と、電圧電流変換増幅器２７とが、第１の時間微分値（負極性）で制御電圧ＶＧＮを低下させる。正極性の第１の時間微分値と負極性の第１の時間微分値の絶対値が同一でなくても良い。電圧電流変換増幅器２８の出力端子はＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２３のゲートに接続される。電圧電流変換増幅器２５の出力端子はＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２４のゲートに接続される。
【００３７】
第１の制御電圧範囲内において、電圧電流変換増幅器２７の動作を停止させ、電圧電流変換増幅器２８及びＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２３（ソースフォロア）又は電圧電流変換増幅器２５及びＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２４（ソースフォロア）のみが動作しても良い。
制御電圧ＶＧＮが第１の制御電圧範囲内であれば、負荷駆動トランジスタ２１は必ずオン状態である。通常、第１の制御電圧範囲は、負荷駆動トランジスタ２１がオン状態である制御電圧ＶＧＮの全範囲より狭い。
【００３８】
制御電圧ＶＧＮが、負荷駆動トランジスタ２１がオン状態からオフ状態に変化し及び／又はオフ状態からオン状態に変化する制御電圧を含む第２の制御電圧範囲（Ｖｅ≦ＶＧＮ≦Ｖｄ）内において、第１の時間微分値よりゆるやかな傾きである第２の時間微分値で制御電圧ＶＧＮを変化させる。即ち、制御電圧ＶＧＮが第２の制御電圧範囲内において、以下の動作をする。負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態からオン状態に変化する時は（途中でオフからオンへの切換が生じる。）、電圧電流変換増幅器２７が、第２の時間微分値（正極性）で制御電圧ＶＧＮを上昇させる。負荷駆動トランジスタ２１がオン状態からオフ状態に変化する時は（途中でオンからオフへの切換が生じる。）、電圧電流変換増幅器２７が、第２の時間微分値（正極性）で制御電圧ＶＧＮを低下させる。正極性の第２の時間微分値と負極性の第２の時間微分値の絶対値が同一でなくても良い。
Ｖｅは、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態の時の最低ゲート電圧である。Ｖｅはグラウンド電位であっても良い。
【００３９】
負荷駆動トランジスタ１１、２１のゲートは、それぞれ電圧比較器１２、２２の入力と、ドレインがそれぞれ高電位電源に接続されたＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３、２３のソースと、ドレインがそれぞれ低電位電源に接続されたＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１４、２４のソースと、電圧電流変換増幅器１７、２７とに接続される。電圧比較器１２、２２の出力はそれぞれ論理回路１０１、１１１に入力され、論理回路１０１と１１１の出力と入力信号はそれぞれ論理回路１１２、１０２に入力される。
【００４０】
基準電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆの出力回路を図３に示す。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ１１のサイズの１／Ｎ倍（Ｎは１より大きな値。典型的にはＮは２以上の正整数）のサイズで形成され、ゲートとドレインが接続されて飽和領域で駆動され、負荷駆動トランジスタ１１、２１が同時にオンすることにより貫通電流が流れても発熱や破壊の問題を生じない範囲の上限である所定の電流値（負荷駆動トランジスタ１１に流れる電流値）の１／Ｎ倍の電流Ｉａを出力する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０２のドレインは基準電圧Ｖａを出力する。基準電圧Ｖａは電圧比較器１２に入力され、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態からオン状態に切り換わるように制御電圧ＶＧＮが変化することを許容する制御電圧ＶＧＰの最低値を規定する。
【００４１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０１は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ１１のサイズの１／Ｎ倍のサイズで形成され、ゲートとドレインが接続されて飽和領域で駆動され、制御電圧ＶＧＰの最高値において負荷駆動トランジスタ１１に流れる電流値の１／Ｎ倍の電流Ｉｂを出力する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０１のドレインはその時のゲート電圧である基準電圧Ｖｂを出力する。典型的には制御電圧ＶＧＰが基準電圧Ｖｂに一致する時、負荷駆動トランジスタ１１はオフ状態であって、ほとんど電流を出力しない。基準電圧Ｖｂは電圧電流変換増幅器１７に入力され、制御電圧ＶＧＰの上限値を規定する。
実施の形態１において、基準電圧Ｖｂ、Ｖｅは負荷駆動トランジスタ１１、２１がそれぞれオフしている際でも、定常的に流れても許容される電流値になるゲート電圧と等しくなるように決定される。
【００４２】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ１１のサイズの１／Ｎ倍のサイズで形成され、ゲートとドレインが接続されて飽和領域で駆動され、負荷駆動トランジスタ１１がオン状態の時、負荷駆動トランジスタ１１に少なくとも流れる所定の電流値の１／Ｎ倍の電流Ｉｃを出力する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０２のドレインはその時のゲート電圧である基準電圧Ｖｃを出力する。基準電圧Ｖｃは電圧電流変換増幅器１５、１８に入力され、第１の時間微分値で制御電圧ＶＧＰを変化させる第１の制御電圧範囲（ＶＧＰ≦Ｖｃ）の上限値を規定する。ここで、Ｖｂ＞Ｖａ＞Ｖｃが成立する。
【００４３】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４０２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ２１のサイズの１／Ｎ倍のサイズで形成され、ゲートとドレインが接続されて飽和領域で駆動され、負荷駆動トランジスタ１１、２１が同時にオンすることにより貫通電流が流れても発熱や破壊の問題を生じない範囲の上限である所定の電流値（負荷駆動トランジスタ２１に流れる電流値）の１／Ｎ倍の電流Ｉｄを出力する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４０２のドレインはその時のゲート電圧である基準電圧Ｖｄを出力する。基準電圧Ｖｄは電圧比較器２２に入力され、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態からオン状態に切り換わるように制御電圧ＶＧＰが変化することを許容する制御電圧ＶＧＮの最高値を規定する。
【００４４】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４０１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ２１のサイズの１／Ｎ倍のサイズで形成され、ゲートとドレインが接続されて飽和領域で駆動され、制御電圧ＶＧＮの最低値において負荷駆動トランジスタ２１に流れる電流値の１／Ｎ倍の電流Ｉｅを出力する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４０１のドレインはその時のゲート電圧である基準電圧Ｖｅを出力する。典型的には制御電圧ＶＧＮが基準電圧Ｖｅに一致する時、負荷駆動トランジスタ２１はオフ状態であって、ほとんど電流を出力しない。基準電圧Ｖｅは電圧電流変換増幅器２７に入力され、制御電圧ＶＧＮの下限値を規定する。
【００４５】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４０３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである負荷駆動トランジスタ２１のサイズの１／Ｎ倍のサイズで形成され、ゲートとドレインが接続されて飽和領域で駆動され、負荷駆動トランジスタ２１がオン状態の時、負荷駆動トランジスタ２１に少なくとも流れる所定の電流値の１／Ｎ倍の電流Ｉｆを出力する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４０２のドレインはその時のゲート電圧である基準電圧Ｖｆを出力する。基準電圧Ｖｆは電圧電流変換増幅器２５、２８に入力され、第１の時間微分値で制御電圧ＶＧＮを変化させる第１の制御電圧範囲（ＶＧＮ≧Ｖｆ）の下限値を規定する。ここで、Ｖｅ＜Ｖｄ＜Ｖｆが成立する。
【００４６】
基準電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆを所定の基準電圧（例えば電源電圧）から抵抗分割して生成しても良い。
実施例１に代えて、基準電圧Ｖａは、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲の下限値を規定しても良い。この場合、制御電圧ＶＧＰが第３の制御電圧範囲内であれば負荷駆動トランジスタ１１はオフ状態である。通常、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態である制御電圧ＶＧＰの実際の下限値は、第３の制御電圧範囲の下限値Ｖａより低い電圧である。
【００４７】
実施例１に代えて、基準電圧Ｖｄは、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲の上限値を規定しても良い。制御電圧ＶＧＮが第３の制御電圧範囲内であれば負荷駆動トランジスタ２１はオフ状態である。通常、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態である制御電圧ＶＧＮの実際の上限値は、第３の制御電圧範囲の上限値Ｖｄより高い電圧である。
【００４８】
上記図１の回路例において、負荷駆動トランジスタ１１がオン、２１がオフしている状態から負荷駆動トランジスタ１１がオフ、２１がオンする状態に変化し、さらに再度、負荷駆動トランジスタ１１がオン、２１がオフするタイミングチャートを図２に示す。
図２はそれぞれ、負荷駆動トランジスタ１１、２１のそれぞれのゲート電圧ＶＧＰとＶＧＮと、論理回路１０２と１１２の出力信号ａとｂ、電圧比較器１２と２２の出力信号ｃとｄ、論理回路１０１と１１１の出力信号ｅとｆを表す。
入力信号がＨの時、論理回路１０２、１１２の出力ａ、ｂはＬで、電圧比較器１２、２２の出力ｃ、ｄと論理回路１０１、１１１の出力ｅ、ｆはＨである。また、制御電圧（ゲート電圧）ＶＧＰは０Ｖで、負荷駆動トランジスタ１１がオン、制御電圧ＶＧＮはＶｅとなり、電源から負荷駆動トランジスタ１１を介して負荷１と負荷駆動トランジスタ２１（制御電圧Ｖｅで決定される電流値が流れる。）へそれぞれ電流が供給される。（時刻ｔ０）
【００４９】
この状態から入力信号がＨからＬへ遷移すると、論理回路１０２の出力ａがＬからＨ、論理回路１１１の出力ｆがＨからＬへ変化する。これにより電圧電流変換増幅器１８の出力電流は吸い込みから吐き出しに変化し、負荷駆動トランジスタ１１を駆動するＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１４はオフする。一方、電圧電流変換増幅器１５と１７の出力電流は吸い込みから吐き出しに変化する。電圧電流変換増幅器１５の出力電流が吐き出しになり、電圧電流変換増幅器１５の出力がゲートにつながるＮチャネルトランジスタ１３をオンさせることと、負荷駆動トランジスタ１１のゲートに直接接続された電圧電流変換増幅器１７の出力が電流を吐き出すことにより負荷駆動トランジスタ１１のゲート電圧ＶＧＰの電位が上昇する。
【００５０】
ここで、電圧電流変換増幅器１５は、論理回路の出力ａの反転出力電圧または負荷駆動トランジスタ１１のゲート電圧ＶＧＰのどちらか高い方の電位と、基準電圧Ｖｃとの電位差に比例した電流を出力する。電圧電流変換増幅器１５の出力電流は、Ｖｃが高い時には吐き出し、Ｖｃが低い時には吸い込み電流となる。また、電圧電流変換器１８は、基準電圧Ｖｃまたは負荷駆動トランジスタ１１のゲート電圧ＶＧＰのどちらか高い方の電位と、論理回路の出力ａとの電位差に比例した電流を出力する。電圧電流変換増幅器１８の出力電流は、論理回路の出力ａが高い時には吐き出し電流となり、論理回路の出力ａが低い時には吸い込み電流となる。また、電圧電流変換器１７は、論理回路の出力ａの反転出力電圧または負荷駆動トランジスタ１１のゲート電圧ＶＧＰのどちらか高い方の電位と、基準電圧Ｖｂとの電位差に比例した電流を出力する。電圧電流変換増幅器１７の出力電流は、基準電圧Ｖｂが高い時には吐き出し、基準電圧Ｖｂが低い時には吸い込み電流となる。
【００５１】
負荷駆動トランジスタ１１の制御電圧（ゲート電圧）ＶＧＰは、制御電圧がＶｃになるまでは電圧電流変換増幅器１５、１７共に電流吐き出しの状態で動作している。ここで、電圧電流変換増幅器１７より電圧電流変換増幅器１５にゲートが接続されたＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３の吐き出し電流能力が高い。そのため、ＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３によってゲート電圧ＶＧＰの電位の傾きは決定され、Ｖｃ電圧付近まで高速にオフ動作に向かう。（時刻ｔ１）
【００５２】
さらに、制御電圧ＶＧＰがＶｃ付近になると電圧電流変換増幅器１５は、差電圧がほとんど無くなるため電流吐き出し量が徐々に減少し、制御電圧ＶＧＰが電圧Ｖｃと等しくなるとゼロ電流となる。その後、負荷駆動トランジスタ１１がオン状態からオフ状態に切り換わる時の制御電圧ＶＧＰの傾きは電圧電流変換増幅器１７の吐き出し電流値により決定される。そのため、電流変換増幅器１７のゲインが、負荷駆動トランジスタ１１のオンからオフへのスルーレートを制御する。（時刻ｔ２）
電圧電流変換増幅器１７は制御電圧が電圧Ｖｂまで電流を吐き出すため、制御電圧ＶＧＰは電圧Ｖｂまで上がり続ける。ここで、制御電圧ＶＧＰが電圧Ｖｃを超えると電圧電流変換増幅器１５は吸い込み電流となりＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３はオフする。（時刻ｔ３）
制御電圧ＶＧＰは最終的に電圧Ｖｂと同電位となり、電圧Ｖｂで決定される電流値が定常的に負荷駆動トランジスタ１１に流れることになる。（時刻ｔ４から時刻ｔ８）
【００５３】
以上のように、電圧電流変換増幅器１５が、負荷駆動トランジスタ１１のオンからオフへのスルーレートへの影響が無い範囲で高速にオフへの動作を行い、電圧電流変換増幅器１７が、負荷駆動トランジスタ１１のオンからオフへのスルーレートを決定する。
次に、負荷駆動トランジスタ１１の制御電圧ＶＧＰが０Ｖから電圧Ｖｂに遷移する際、電圧Ｖａを越えることにより電圧比較器１２の出力ｃがＨからＬへ変化する。この電圧比較器１２の出力ｃの変化により論理回路１０１の出力ｅがＨからＬへ変化し、さらに論理回路１１２の出力ｂがＬからＨへ変化する。
【００５４】
この論理回路１１２の出力ｂを受けて、電圧電流変換増幅器２５の出力電流は吸い込みから吐き出し電流に変化し、ＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２４をオフする。一方、電圧電流変換増幅器２７の出力電流は吸い込みから吐き出しに変化する。そのため、負荷駆動トランジスタ２１の制御電圧（ゲート電圧）ＶＧＮの電位は上昇する。やがて、負荷駆動トランジスタ２１はオフ状態からオン状態に切り換わる。この時、電圧電流変換増幅器２７が負荷駆動トランジスタ２１のオフからオンへのスルーレートを決定する。（時刻ｔ３から時刻ｔ４）    
【００５５】
その後、制御電圧ＶＧＮが上昇し、Ｖｆ電圧付近になると電圧電流変換増幅器２８の出力電流が吐き出しになり、電圧電流変換増幅器２８の出力がゲートにつながるＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２３をオンさせるため、負荷駆動トランジスタ２１のゲート電圧ＶＧＮの電位が高速に上昇する。（時刻ｔ５）
以上の様に、電圧電流変換増幅器２７が、負荷駆動トランジスタ２１のオフからオンへのスルーレートが決定した後（負荷駆動トランジスタ２１がオン状態になった後）、電圧電流変換増幅器２８及びバッファトランジスタ２３によって高速にゲート電圧ＶＧＮが上昇する。これにより、負荷駆動トランジスタ２１は、すぐに低オン抵抗領域で動作することが出来る。
【００５６】
この時、電圧電流変換増幅器２８は、論理回路１１２の出力ｂまたは負荷駆動トランジスタ２１のゲート電圧ＶＧＮのどちらか低い方の電位と、基準電圧Ｖｆの電位差に比例した電流を出力する。電圧電流変換増幅器２８の出力電流は、Ｖｆが低い時には吐き出し、Ｖｆが高い時には吸い込み電流となる。
また、電圧電流変換増幅器２５は、論理回路１１２の出力ｂの反転出力電圧または負荷駆動トランジスタ２１のゲート電圧ＶＧＮのどちらか低い方の電位と、基準電圧Ｖｆの電位差に比例した電流を出力する。電圧電流変換増幅器２５の出力電流は、Ｖｆ電圧が高い時には吐き出し、Ｖｆ電圧が低い時には吸い込み電流となる。
また、電圧電流変換増幅器２７は、論理回路１１２の出力ｂの反転出力電圧または負荷駆動トランジスタ２１の制御電圧（ゲート電圧）ＶＧＮのどちらか低い方の電位と、基準電圧Ｖｅの電位差に比例した電流を出力する。電圧電流変換増幅器２７の出力電流は、基準電圧Ｖｅが高い時には吐き出し、Ｖｅ電圧が低い時には吸い込み電流となる。
【００５７】
さらに、制御電圧ＶＧＮが電圧Ｖｅから高電位電源電圧に遷移する際、電圧Ｖｄを越える事により電圧比較器２２の出力ｄがＨからＬへ変化し、次の入力信号を受け付けることが可能となる。
ここで、入力信号がさらにＬからＨへ変化すると、論理回路１１２の出力ｂがＨからＬへ変化する。論理回路１１２の出力ｂにより電圧電流変換増幅器２８の出力電流は吐き出し電流から吸い込み電流に変化し、負荷駆動トランジスタ２１に接続されたＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２３はオフする。電圧電流変換増幅器２５、２７の出力電流は吐出しから吸い込み電流に変化する。
負荷駆動トランジスタ２１の制御電圧（ゲート電圧）ＶＧＮは、電圧Ｖｆ付近までは電圧電流変換増幅器２５、２７共に電流吸い込みの状態で動作している。ここで、電圧電流変換増幅器２７よりも、電圧電流変換増幅器２５にゲートが接続されたＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ２４によって制御電圧ＶＧＮの電位の傾きは決定され、Ｖｆ電圧付近まで高速にオフ動作に向かう。（時刻ｔ７）
【００５８】
さらに、制御電圧ＶＧＮがＶｆ電圧付近になると電圧電流変換増幅器２５は差電圧がほとんど無くなるため電流吸い込み量が徐々に減少し、制御電圧ＶＧＮが電圧Ｖｆと等しくなるとゼロ電流となる。その後、負荷駆動トランジスタ２１がオン状態からオフ状態に変化する際の制御電圧ＶＧＮの変化は電圧電流変換増幅器２７の吸い込み電流値により決定される。そのため、電圧電流変換増幅器２７のゲインが、負荷駆動トランジスタ２１のオンからオフへのスルーレートを制御する。（時刻ｔ８から時刻ｔ９）
【００５９】
また、負荷駆動トランジスタ２１の制御電圧ＶＧＮが基準電圧Ｖｄより下がると電圧比較器２２の出力ｄがＬからＨへ変化する。その結果、論理回路１１１の出力ｆがＬからＨへ変化し、論理回路１０２の出力ａがＨからＬへ変化する。論理回路１０２の出力ａにより電圧電流変換増幅器１５の出力電流は吐き出し電流から吸い込み電流に変化し、負荷駆動トランジスタ１１に接続されたＮチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１３はオフする。一方、電圧電流変換増幅器１７の出力電流は吐き出しから吸い込み電流に変化する。そのため負荷駆動トランジスタ１１の制御電圧ＶＧＰの電位は下降し、やがて負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態からオン状態に切り換わる。
この時、電圧電流変換増幅器１７が負荷駆動トランジスタ１１のオフからオンへのスルーレートを決定する。（時刻ｔ９から時刻ｔ１０）
【００６０】
その後更に、制御電圧ＶＧＰが下降し、電圧Ｖｃ付近になると電圧電流変換増幅器１８の出力電流が吸い込みになり、電圧電流変換増幅器１８の出力がゲートにつながるＰチャネルＭＯＳバッファトランジスタ１４をオンさせるため、負荷駆動トランジスタ１１のゲート電圧ＶＧＰの電位が高速に下降する。（時刻ｔ１１）
負荷駆動トランジスタ１１が電圧電流変換増幅器１７によりオフからオンへのスルーレートが決定された後、電圧電流変換増幅器１８によって高速にゲート電圧ＶＧＰが下降することにより、負荷駆動トランジスタ１１は、すぐに低オン抵抗領域で動作することが出来る。
【００６１】
このように、負荷駆動トランジスタ１１、２１のそれぞれがオンからオフまたはオフからオンに切り換わる付近のゲート電圧の傾きを、フォロワ接続された電圧電流変換増幅器１７、２７で制御することで負荷１につながる出力のスルーレートを緩やかに制御することが出来る。その結果、出力電圧切り換わり時の不要輻射ノイズを低減することが可能となる。また、スルーレートが決定された後（負荷駆動トランジスタ１１、２１のそれぞれがオフからオンに切り換わった後、又はオンからオフに切り換わる遷移におけるオン状態において）は、電圧電流変換増幅器１５、１８、２５、２８によって負荷駆動トランジスタ１１、２１のゲート電圧ＶＧＰ、ＶＧＮが高速に低オン抵抗領域で動作するため、高速な入力信号の切り換わりに対しても負荷駆動トランジスタ１１、２１の出力はオンとオフの切り換えが可能になる。
なお、実施例１では上下にスイッチング素子を配した所謂ハーフブリッジ構成を２個設け、各々の出力端子が負荷の両端に接続された場合を例にとって説明した。これに代えて、ハーフブリッジ構成を複数個設け、各々の出力端子相互間に負荷が接続された構成や、負荷の一端に接続されたスイッチング素子だけを駆動素子とし、負荷の他端を第１または第２の電位の電源に接続した半波駆動構成したとしても、本発明の効果は有効である。
【実施例２】
【００６２】
本発明の実施例２に係る出力駆動回路を図４に示す。前述実施例１の駆動回路に加えて、負荷駆動トランジスタ１１、２１のゲートに、それぞれＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６１が、また、負荷駆動トランジスタ１１、２１のそれぞれのゲートと電圧電流変換増幅器１７、２７の間にそれぞれスイッチ素子５２、６２が接続された構成から成る。
【００６３】
実施例１において基準電圧Ｖａは、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態からオン状態に切り換わるように制御電圧ＶＧＮが変化することを許容する制御電圧ＶＧＰの最低値を規定した。実施例２において基準電圧Ｖａは、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲の下限値を規定する。制御電圧ＶＧＰが第３の制御電圧範囲内であれば負荷駆動トランジスタ１１はオフ状態である。通常、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態である制御電圧ＶＧＰの実際の下限値は、第３の制御電圧範囲の下限値Ｖａより低い電圧である。
【００６４】
実施例１において基準電圧Ｖｄは、負荷駆動トランジスタ１１がオフ状態からオン状態に切り換わるように制御電圧ＶＧＰが変化することを許容する制御電圧ＶＧＮの最高値を規定した。実施例２において基準電圧Ｖｄは、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態を維持する制御電圧である第３の制御電圧範囲の上限値を規定する。制御電圧ＶＧＮが第３の制御電圧範囲内であれば負荷駆動トランジスタ２１はオフ状態である。通常、負荷駆動トランジスタ２１がオフ状態である制御電圧ＶＧＮの実際の上限値は、第３の制御電圧範囲の上限値Ｖｄより高い電圧である。それ以外の点において、実施例２は実施例１と同一である。図４において、実施例１と同一の素子には同一の符号を付している。
【００６５】
実施例１では、負荷駆動トランジスタ１１がオフしている時も、負荷駆動トランジスタ１１には基準電圧Ｖｂで決定される電流値が定常的に流れている。また、負荷駆動トランジスタ２１がオフしている時も、負荷駆動トランジスタ２１には基準電圧Ｖｅで設定される電流値が定常的に流れている。
実施例２について図５のタイミングチャートに基づき動作を説明する。負荷駆動トランジスタ１１、２１がそれぞれオンからオフまたはオフからオンする動作は前述の通りである。
【００６６】
ここで、負荷駆動トランジスタ１１がオンからオフする際、負荷駆動トランジスタ１１のゲート電圧ＶＧＰは電圧電流変換増幅器１７の基準電位Ｖｂに等しい電圧になろうとする。
この時、ＶＧＰ電位が基準電圧Ｖａより大きくなると電圧比較器１２の出力ｃがＨからLへ変化する。この出力ｃにより論理回路１０１の出力ｅがＨからＬへ変化し、論理回路１１２の出力ｂがＬからＨへ変化する。この論理回路１１２の出力ｂの反転出力によりＰチャネルＭＯＳトランジスタ５１をオンさせ、かつ論理回路１１２の出力ｂによりスイッチ素子５２を開放する。これにより駆動トランジスタ１１のゲート電圧は高電位電源電圧と等しくなり完全にオフし、制御電圧ＶＧＰが基準電圧Ｖｂであった場合に流れた電流が完全に流れなくなる。（時刻ｔ３から時刻ｔ９）
【００６７】
同様に負荷駆動トランジスタ２１がオンからオフする際、負荷駆動トランジスタ２１のゲート電圧ＶＧＮは電圧電流変換増幅器２７の基準電位Ｖｅに等しい電圧になろうとする。この時、ＶＧＮ電位が基準電圧Ｖｄより小さくなると電圧比較器２２の出力ｄがＬからＨへ変化する。この出力ｄにより論理回路１１１の出力ｆがＬからＨへ変化し、論理回路１０２の出力aがＨからＬへ変化する。この論理回路１０２の出力ａの反転出力によりＮチャネルＭＯＳトランジスタ６１をオンさせ、かつ論理回路１０２の出力aによりスイッチ素子６２を開放する。これにより負荷駆動トランジスタ２１のゲート電圧は低電位電源電圧と等しくなり完全にオフし、制御電圧ＶＧＮが基準電圧Ｖｅであった場合に流れた電流が完全に流れなくなる。（時刻ｔ９から時刻ｔ１２）
この結果、実施例１よりもさらに駆動トランジスタ１１、２１のオンとオフの切り換えを高速にすることが出来、基準電圧Ｖｂ、Ｖｅで決定される定常的に流れる電流値も無くすことが出来る。
【００６８】
このように、負荷駆動トランジスタ１１、２１のそれぞれがオンからオフまたはオフからオンに切り換わる付近のゲート電圧の傾きを、フォロワ接続された電圧電流変換増幅器をオフし、それらより吐き出す電流又は吸い込む電流の値が小さい電圧電流変換増幅器で規定する構成により、負荷につながる出力のスルーレートを緩やかに制御することが出来る。その結果、出力電圧切り換わり時の不要輻射ノイズを低減することが可能となる。また、スルーレートが決定された後は、負荷駆動トランジスタ１１、２１のゲート電圧ＶＧＰ、ＶＧＮを高速に低オン抵抗領域で動作させることが出来る。
さらに電圧Ｖｂ、Ｖｅで設定される負荷駆動トランジスタ１１、２１に流れる電流も完全に無くすことが出来、実施例１よりオフの動作を高速にすることが出来る。これにより、実施例１より高速な入力信号の切り換わりに対しても負荷駆動トランジスタ１１、２１の出力はオンとオフの切り換えが可能になる。
【００６９】
なお、実施例２では上下にスイッチング素子を配した所謂ハーフブリッジ構成を２個設け、各々の出力端子が負荷の両端に接続された場合を例にとって説明した。これに代えて、ハーフブリッジ構成を複数個設け、各々の出力端子相互間に負荷が接続された構成や、負荷の一端に接続されたスイッチング素子だけを駆動素子とし、負荷の他端を第１または第２の電位電源に接続した半波駆動構成したとしても、本発明の効果は有効である。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明は、例えばＤＣ−ＤＣコンバータの駆動装置又はモータ駆動装置等の駆動装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の実施例１の駆動装置の回路図。
【図２】本発明の実施例１の駆動装置の動作を示すタイミングチャート。
【図３】本発明の実施例１の駆動装置の基準電圧出力回路の回路図
【図４】本発明の実施例２の駆動装置の回路図。
【図５】本発明の実施例２の駆動装置の動作を示すタイミングチャート。
【図６】従来例の駆動装置。
【符号の説明】
【００７２】
１    負荷
１０    入力端子
１１、２１    負荷駆動トランジスタ
１４、２４、５１、３０１、３０２、３０３    ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
１３、２３、６１、４０１、４０２、４０３    ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
１２、２２    電圧比較器
１５、１７、１８、２５、２７、２８    電圧電流変換増幅器
３１、３２、３３、４１、４２、４３    基準電圧源
５２、６２    スイッチ素子
１０１、１０２、１１１、１１２    論理回路
６０１、６０２、６０７、６０８    抵抗
６０３、６０９    ＮＰＮトランジスタ
【図１】
2005080407.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005080407.tif 000007
【図６】
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