(57)【要約】【課題】  電子写真の帯電バイアス発生回路や現像バイアス発生回路などで使用される交流電源において、擬似正弦波の実効値を変化可能にするとともに、低コスト化を図る。【解決手段】  信号源からの連続する矩形波パルスから、論理回路で１／４周期のアクティブ期間を有し、前記アクティブ期間の間に１／４周期の非アクティブ期間を有する相互にアクティブ期間がずれた信号Ｓ１，Ｓ２を作成し、その信号Ｓ１，Ｓ２を直流電源ライン間に相互に直列に接続されたトランジスタＱ１，Ｑ２のベースにそれぞれ与えるとともに、それらのトランジスタＱ１，Ｑ２のオフ時における接続点の電位を、前記直流電源ライン間に相互に直列に接続される抵抗Ｒ１，Ｒ２によって定める。したがって、簡単な構成で、前記接続点から階段状の擬似正弦波を出力することができる。抵抗Ｒ１，Ｒ２のバランスや矩形波パルスのデューティを変化することで、擬似正弦波の実効値を変化できる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
連続する矩形波パルスを発生する信号源と、
前記信号源からの矩形波パルスを間引いた相互にアクティブ期間がずれて、かつ予め定める１周期期間内で、周期の始めまたは終わりと中央とに非アクティブ期間を有する複数の分周信号を作成する論理回路と、
直流電源ライン間に相互に直列に接続され、前記分周信号が制御入力端にそれぞれ入力される複数のスイッチング素子と、
前記直流電源ライン間に相互に直列に接続されるとともに、それらの接続点が前記スイッチング素子の中間の接続点に接続され、前記複数のスイッチング素子のオフ時における前記中間の接続点の電位を定める２組のインピーダンス素子とを含むことを特徴とする交流電源。
【請求項２】
前記スイッチング素子は２組であり、それらの制御入力端にそれぞれ入力される前記分周信号は、１／４周期間のアクティブ期間を有し、相互間に１／４周期間の非アクティブ期間を有し、
前記２組のインピーダンス素子のインピーダンスは、相互に等しいことを特徴とする請求項１記載の交流電源。
【請求項３】
前記スイッチング素子は２組であり、それらの制御入力端にそれぞれ入力される前記分周信号は、１／４周期間のアクティブ期間を有し、相互間に１／４周期間の非アクティブ期間を有し、
前記２組のインピーダンス素子の少なくとも一方のインピーダンスは、可変であることを特徴とする請求項１記載の交流電源。
【請求項４】
前記論理回路は、
前記信号源からの矩形波パルスを１／２分周する分周器と、
前記分周器からの信号と、前記信号源からの矩形波パルスとの論理積を得て、出力を一方のスイッチング素子の制御入力端に与える第１のＡＮＤゲートと、
前記分周器からの反転出力と、前記信号源からの矩形波パルスとの論理積を得て、出力を他方のスイッチング素子の制御入力端に与える第２のＡＮＤゲートとを備えて構成されることを特徴とする請求項２または３記載の交流電源。
【請求項５】
前記接続点からの出力が与えられ、ＣＲの並列回路によって負帰還が行われるオペアンプと、
前記オペアンプからの出力が１次側コイルに与えられ、２次側コイルに高電圧を誘起する高圧トランスとを備え、
画像形成装置における帯電バイアスおよび／または現像バイアスを発生することを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の交流電源。
【請求項６】
前記請求項５記載の交流電源を、前記帯電バイアスおよび／または現像バイアスを発生するための電源として用いることを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複写機、ファクシミリ、プリンタなどで好適に実施される交流電源およびそれを用いる画像形成装置に関し、特に電子写真方式で、帯電バイアスや現像バイアスなどの高圧交流を発生するための構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
前記電子写真方式の画像形成装置では、トナーの活性化などのために、帯電バイアスや現像バイアスとして、直流電圧に交流電圧を重畳した電圧が用いられるようになっている。そのような交流電圧としては、矩形波を用いることが一般的である。その理由は、比較的低コストな構成で発生させることができ、またデューティを変化させて実効値を変化させることが比較的容易なためである。
【０００３】
しかしながら、矩形波の高圧を、帯電ローラや現像ローラ（マグネットローラ）に印加すると、急峻な電圧変動によって、ローラに近接する感光体との間で放電が起り易くなり、その放電に伴うノイズによって印字中に誤動作が発生したり、感光体が痛むという問題がある。
【０００４】
また、帯電器も、オゾンの発生を抑えるなどのために、スポンジ状の帯電ローラによる接触帯電が行われるようになっており、同様の問題が発生する。
【０００５】
そこで、このような問題を解決するためには、前記矩形波に代えて正弦波を用いることで、交流の周波数は同じであっても、共鳴音等を小さくすることができる。前記正弦波を比較的低コストで得ることができる交流電源としては、ウィーンブリッジや、図６で示すような２相発振回路等のアナログ発振回路、図７で示すようなデジタル／アナログ変換回路、特許文献１で示すように前記矩形波を波形整形するフィルタなどが考えられる。
【０００６】
図６は、前記２相発振回路の一構成例を示すブロック図である。この２相発振回路は、大略的に、２つのオペアンプａ１，ａ２が直列に接続され、正帰還をかけることで正弦波信号を作成し、得られた正弦波信号を電力増幅用のアンプａ３で電力増幅して高圧トランスｔの１次側コイルに与え、２次側コイルから高圧交流を得るようにしたものである。発生された高圧交流は、図示しない直流電源からの直流電圧に重畳されて、前記帯電バイアスや現像バイアスとなる。この２相発振回路では、正弦波信号の発振周波数は、Ｃ，Ｒの値によって決まり、ツェナダイオードによって振幅変動が抑制されている。
【０００７】
また、図７は、前記デジタル／アナログ変換回路による発振回路であり、このデジタル／アナログ変換回路７１では、デコーダ７２にクロックおよびデータが入力され、クロック周期毎にデータに対応してスイッチ回路７３内の複数のスイッチｓが順次切換えられ、それによって基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗値の異なる抵抗ｒを介して、階段状の電圧となって前記電力増幅用のアンプａ３に与えられ、電力増幅されて高圧トランスｔへ出力される。
【０００８】
さらにまた、特許文献１には、矩形波のクロック信号を直接フィルタリングして正弦波にするとともに、分周器およびＰＬＬで任意の分周周波数のトリガ信号を作成し、前記正弦波信号をトリガ信号のタイミングでサンプリングした後、フィルタリングすることで、固定周波数のクロックから、正弦波信号とトリガ信号との差分の任意周波数の正弦波信号を作成するようにした正弦波発振回路が示されている。
【特許文献１】特許第３２１７８１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前記図６で示す従来技術では、アナログ発振回路であるので、発振周波数を安定させるために、回路部品、特にコンデンサに、公差の小さいフィルムコンデンサを使用しなければならず、また発振振幅も変動するので、前記ツェナダイオード等の振幅を一定にする手段も必要となり、コストが嵩むという問題がある。
【００１０】
また、前記図７で示す従来技術でも、高速でデジタル／アナログ変換する回路が必要になり、コストが嵩むという問題がある。また、専用の変換素子を用いるのではなく、前記デジタル／アナログ変換回路１のように、カウンタやマルチプレクサを用いて簡易的にデジタル／アナログ変換することも可能であるが、デューティ、すなわち実効値を変化することはできない。
【００１１】
さらにまた、特許文献１の従来技術でも、分周器やＰＬＬ等が必要であり、コストが嵩むという問題がある。
【００１２】
本発明の目的は、擬似正弦波の実効値を変化させることができるとともに、低コスト化することができる交流電源およびそれを用いる画像形成装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の交流電源は、連続する矩形波パルスを発生する信号源と、前記信号源からの矩形波パルスを間引いた相互にアクティブ期間がずれて、かつ予め定める１周期期間内で、周期の始めまたは終わりと中央とに非アクティブ期間を有する複数の分周信号を作成する論理回路と、直流電源ライン間に相互に直列に接続され、前記分周信号が制御入力端にそれぞれ入力される複数のスイッチング素子と、前記直流電源ライン間に相互に直列に接続されるとともに、それらの接続点が前記スイッチング素子の中間の接続点に接続され、前記複数のスイッチング素子のオフ時における前記中間の接続点の電位を定める２組のインピーダンス素子とを含むことを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、前記直流電源ライン間に、たとえば２つのスイッチング素子が接続される場合、ハイ側のスイッチング素子とロー側のスイッチング素子とは、論理回路で作成された相互にアクティブ期間がずれて、かつ予め定める１周期期間内で、周期の始めまたは終わりと中央とに非アクティブ期間を有する分周信号でそれぞれ駆動される。
【００１５】
したがって、前記接続点の電位は、前記ハイ側のスイッチング素子のオン期間には前記直流電源のハイ側の電位、たとえばＶｃｃと略等しくなり、前記ロー側のスイッチング素子のオン期間には前記直流電源のロー側の電位、たとえばＧＮＤと略等しくなり、共にオフしている切換わりの期間には２組のインピーダンス素子で規定された電位、たとえばインピーダンスが相互に等しい場合には前記直流電源の１／２の電位、Ｖｃｃ／２と等しくなる。
【００１６】
これによって、前記中間の接続点から、階段状の擬似正弦波を出力することができる。そして、前記インピーダンス素子のインピーダンスのバランスや矩形波パルスのデューティを変化することで、前記擬似正弦波の実効値を変化させることができる。さらにそのような交流電源を、オペアンプのような複雑な構成ではなく、主に論理回路と、トランジスタなどのスイッチング素子との簡単な構成によって実現することができる。
【００１７】
また、本発明の交流電源では、前記スイッチング素子は２組であり、それらの制御入力端にそれぞれ入力される前記分周信号は、１／４周期間のアクティブ期間を有し、相互間に１／４周期間の非アクティブ期間を有し、前記２組のインピーダンス素子のインピーダンスは、相互に等しいことを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によれば、たとえば直流電源のハイ側の電位をＶｃｃとし、ロー側の電位をＧＮＤとするとき、前記接続点には、略Ｖｃｃ→Ｖｃｃ／２→略ＧＮＤ→Ｖｃｃ／２→略Ｖｃｃ→Ｖｃｃ／２→‥の電位が、１／４周期毎に順に発生する。
【００１９】
したがって、最も正弦波に近い擬似正弦波を発生することができる。
【００２０】
さらにまた、本発明の交流電源では、前記スイッチング素子は２組であり、それらの制御入力端にそれぞれ入力される前記分周信号は、１／４周期間のアクティブ期間を有し、相互間に１／４周期間の非アクティブ期間を有し、前記２組のインピーダンス素子の少なくとも一方のインピーダンスは、可変であることを特徴とする。
【００２１】
上記の構成によれば、たとえば直流電源のハイ側の電位をＶｃｃとし、ロー側の電位をＧＮＤとするとき、前記接続点には、略Ｖｃｃ→中間電位→略ＧＮＤ→中間電位→略Ｖｃｃ→中間電位→‥の電位が、１／４周期毎に順に発生する。前記中間電位は、２組のインピーダンス素子のインピーダンスが相互に等しい場合にはＶｃｃ／２となり、少なくとも一方の可変によって、ロー側のインピーダンスが大きくなれば前記Ｖｃｃ／２よりも高くなり、ハイ側のインピーダンスが大きくなれば前記Ｖｃｃ／２よりも低くなる。
【００２２】
したがって、前記擬似正弦波の実効値を任意に変化することができる。
【００２３】
また、本発明の交流電源では、前記論理回路は、前記信号源からの矩形波パルスを１／２分周する分周器と、前記分周器からの信号と、前記信号源からの矩形波パルスとの論理積を得て、出力を一方のスイッチング素子の制御入力端に与える第１のＡＮＤゲートと、前記分周器からの反転出力と、前記信号源からの矩形波パルスとの論理積を得て、出力を他方のスイッチング素子の制御入力端に与える第２のＡＮＤゲートとを備えて構成されることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、それぞれ１／４周期間のアクティブ期間を有し、相互間に１／４周期間の非アクティブ期間を有する２つの分周信号を作成することができる論理回路を、簡易な構成で、具体的に実現することができる。
【００２５】
さらにまた、本発明の交流電源は、前記接続点からの出力が与えられ、ＣＲの並列回路によって負帰還が行われるオペアンプと、前記オペアンプからの出力が１次側コイルに与えられ、２次側コイルに高電圧を誘起する高圧トランスとを備え、画像形成装置における帯電バイアスおよび／または現像バイアスを発生することを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、画像形成装置における感光体の帯電バイアスおよび／または現像バイアスとなる高圧交流を発生する交流電源において、前記の構成を用い、さらに前記接続点からの出力が与えられ、ＣＲの並列回路によって負帰還が行われるオペアンプを設けることで、前記階段状の擬似正弦波を、より正弦波に近く波形整形するとともに電力増幅し、そのオペアンプからの出力が１次側コイルに与えられる高圧トランスを設けることで、２次側コイルに前記帯電バイアスおよび／または現像バイアスのための高電圧を発生させる。こうして、前記のように簡単な構成の交流電源によって、画像形成装置における帯電バイアスおよび／または現像バイアスとなる高圧交流を発生する交流電源を実現することができる。
【００２７】
また、本発明の画像形成装置は、前記の交流電源を、前記帯電バイアスおよび／または現像バイアスを発生するための電源として用いることを特徴とする。
【００２８】
上記の構成によれば、帯電バイアスおよび／または現像バイアスとなる高圧交流を簡単な構成で発生する画像形成装置を実現することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明の交流電源は、以上のように、信号源からの連続する矩形波パルスから、論理回路で相互にアクティブ期間がずれて、かつ予め定める１周期期間内で、周期の始めまたは終わりと中央とに非アクティブ期間を有する複数の分周信号を作成し、その分周信号を、直流電源ライン間に相互に直列に接続される複数のスイッチング素子の制御入力端にそれぞれ入力し、中間の接続点から出力を導出するようにし、かつ前記中間の接続点を２組のインピーダンス素子によって直流電源ラインに接続することで、前記複数のスイッチング素子のオフ時における前記中間の接続点の電位を定める。
【００３０】
それゆえ、前記接続点の電位は、ハイ側のスイッチング素子のオン期間には前記直流電源のハイ側の電位、たとえばＶｃｃと略等しくなり、前記ロー側のスイッチング素子のオン期間には前記直流電源のロー側の電位、たとえばＧＮＤと略等しくなり、共にオフしている切換わりの期間には２組のインピーダンス素子で規定された電位、たとえばインピーダンスが相互に等しい場合には前記直流電源の１／２の電位、Ｖｃｃ／２と等しくなり、前記中間の接続点から、階段状の擬似正弦波を出力することができる。そして、前記インピーダンス素子のインピーダンスのバランスや矩形波パルスのデューティを変化することで、前記擬似正弦波の実効値を変化させることができる。さらにそのような交流電源を、オペアンプのような複雑な構成ではなく、主に論理回路と、トランジスタなどのスイッチング素子との簡単な構成によって実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の一形態の交流電源の電気的構成を示すブロック図である。この交流電源は、大略的に、連続する矩形波パルスであるクロック信号ＣＬＫを発生する信号源１と、前記信号源１からのクロック信号ＣＬＫのパルスを間引いた相互にアクティブ期間がずれて、かつ予め定める１周期期間内で、周期の始めまたは終わりと中央とに非アクティブ期間を有する２つの分周信号Ｓ１，Ｓ２を作成する論理回路２と、電源電圧Ｖｃｃの直流電源ライン間に相互に直列に接続され、前記分周信号Ｓ１，Ｓ２がベースにそれぞれ入力される２つのトランジスタＱ１，Ｑ２と、前記直流電源ライン間に相互に直列に接続されるとともに、それらの接続点が前記トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点Ｐ１に接続され、前記２つのトランジスタＱ１，Ｑ２のオフ時における前記接続点Ｐ１の電位を定める抵抗Ｒ１，Ｒ２と、後述するように前記接続点Ｐ１に現れる階段状の擬似正弦波信号を電力増幅するとともに波形整形するアンプＡ１と、アンプＡ１からの正弦波信号を昇圧する高圧トランスＴとを備えて構成される。
【００３２】
前記論理回路２は、ＤフリップフロップＦと、２つのＡＮＤゲートＧ１，Ｇ２とを備えて構成される。前記信号源１からのクロック信号ＣＬＫは前記ＤフリップフロップＦのエッジトリガのクロック入力端に与えられるとともに、２つのＡＮＤゲートＧ１，Ｇ２の一方の入力端に与えられる。ＡＮＤゲートＧ１の他方の入力端にはＤフリップフロップＦの正転出力端Ｑからの出力Ｓ３が与えられ、ＡＮＤゲートＧ２の他方の入力端にはＤフリップフロップＦの反転出力端／Ｑ（／は、反転であることを表す）からの出力Ｓ４が与えられる。また、前記ＤフリップフロップＦの反転出力Ｓ４は、該ＤフリップフロップＦのデータ入力端Ｄに帰還されている。
【００３３】
したがって、図２で示すように、前記信号源１からのクロック信号ＣＬＫから、ＤフリップフロップＦは、１／２分周された出力Ｓ３を作成して正転出力端Ｑから出力し、１／２分周、かつ反転された出力Ｓ４を作成して反転出力端／Ｑから出力する。これによって、ＡＮＤゲートＧ１，Ｇ２は、図２で示すように、それぞれ１／４周期間のアクティブ期間を有し、相互間に１／４周期間の非アクティブ期間を有する２つの分周信号Ｓ１，Ｓ２を作成する。
【００３４】
一方、前記直流電源ライン間に相互に直列に接続される２つのトランジスタＱ１，Ｑ２において、ハイ側のトランジスタＱ１はＰＮＰ型であり、ロー側のトランジスタＱ２はＮＰＮ型である。このため、トランジスタＱ１に関連して前記分周信号Ｓ１の極性を反転するＮＰＮ型のトランジスタＱ３およびバイアス抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が設けられる。前記分周信号Ｓ１は、抵抗Ｒ２１を介してトランジスタＱ３のベースに与えられ、該トランジスタＱ３のエミッタはＧＮＤに接続され、コレクタは抵抗Ｒ１２を介して前記トランジスタＱ１のベースに接続され、またこのトランジスタＱ１のベースは抵抗Ｒ１１によって前記電源電圧Ｖｃｃにプルアップされる。これに対して、前記分周信号Ｓ２は、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を介してトランジスタＱ２のベースに与えられる。
【００３５】
前記トランジスタＱ１のエミッタは前記電源電圧Ｖｃｃのハイ側の電源ラインに接続され、前記トランジスタＱ２のエミッタはロー側の電源ラインであるＧＮＤに接続され、それらのトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には前記抵抗Ｒ１，Ｒ２がそれぞれ接続され、コレクタ同士の前記接続点Ｐ１が出力端となる。したがって、前記接続点Ｐ１からの出力Ｓ５は、図２で示すように、略Ｖｃｃ→中間電位→略ＧＮＤ→中間電位→略Ｖｃｃ→中間電位→‥の電位が、１／４周期毎に順に発生する階段状の波形となる。前記中間電位は、２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が相互に等しい場合にはＶｃｃ／２となり、少なくとも一方の可変によって、ロー側の抵抗Ｒ２の抵抗値が大きくなれば前記Ｖｃｃ／２よりも高くなり、ハイ側の抵抗Ｒ１の抵抗値が大きくなれば前記Ｖｃｃ／２よりも低くなる。
【００３６】
前記接続点Ｐ１からの出力Ｓ５は、直流カット用の結合コンデンサＣ１および抵抗Ｒ３を介して、前記アンプＡ１の反転入力端に与えられる。このアンプＡ１は、前記電源電圧Ｖｃｃで駆動され、非反転入力端には、前記電源電圧Ｖｃｃが、その直流電源ライン間に相互に直列に接続される抵抗Ｒ６，Ｒ５によって分圧されて与えられ、動作点が設定される。前記アンプＡ１の出力は、コンデンサＣ２および抵抗Ｒ４の並列回路を介して負帰還される。したがって、前記アンプＡ１からは、前記接続点Ｐ１からの階段状の出力Ｓ５が、図２で示すように波形整形され、電力増幅された出力Ｓ６が出力される。
【００３７】
前記アンプＡ１からの出力Ｓ６は、直流カット用の結合コンデンサＣ３を介して、前記高圧トランスＴの１次巻線に入力され、２次巻線からは、巻数比倍に昇圧された高圧交流を得ることができる。発生された高圧交流は、図示しない直流電源からの直流電圧に重畳されて、前記帯電バイアスや現像バイアスとなる。
【００３８】
したがって、前記帯電バイアスや現像バイアスは、直流バイアス電圧を中心に、プラス方向とマイナス方向とに振れることになり、波高値、面積比率、周波数等が画質に大きく影響することになる。そこで、それらの調整を行う必要がある。先ず、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗比によってアンプＡ１の増幅率を調整することで、前記波高値を調整することができる。たとえば抵抗Ｒ３を低く、抵抗Ｒ４を高くすることによって、前記波高値は高くなる。
【００３９】
次に、矩形波でのデューティ比に対応する振幅のプラス方向とマイナス方向との比率は、前述のように抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比によって調整することができる。これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２が相互に等しい抵抗値であれば、接続点Ｐ１からの出力Ｓ５およびアンプＡ１で波形整形され、電力増幅された出力Ｓ６は、前記図２で示すようになる。すなわち、最も正弦波に近い擬似正弦波を発生することができる。
【００４０】
これに対して、抵抗Ｒ１に比べて抵抗Ｒ２の抵抗値が高くなれば、トランジスタＱ１，Ｑ２のオフ時における接続点Ｐ１の電圧が高くなり、前記各出力Ｓ５，Ｓ６は、図３（ａ）で示すようになる。一方、抵抗Ｒ２に比べて抵抗Ｒ１の抵抗値が高くなれば、トランジスタＱ１，Ｑ２のオフ時における接続点Ｐ１の電圧が低くなり、前記各出力Ｓ５，Ｓ６は、図３（ｂ）で示すようになる。このようにして、所望とする波高値や面積比率に設定することができる。
【００４１】
このようにして、簡易な構成の論理回路２およびトランジスタＱ１〜Ｑ３等を用いて、擬似正弦波を発生させ、直流電源電圧がＶｃｃのみの単電源であるにも拘わらず、その実効値を変化させることができる交流電源を実現することができる。また、前記のように簡単な構成の交流電源によって、画像形成装置における帯電バイアスおよび／または現像バイアスとなる高圧交流を発生する交流電源を実現することができる。
【００４２】
［実施の形態２］
図４は、本発明の実施の他の形態の現像バイアス発生回路の電気的構成を示すブロック図である。この現像バイアス発生回路は、前述の図１で示す交流電源に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この現像バイアス発生回路では、前記抵抗Ｒ２に代えて、トランジスタＱ４および抵抗Ｒ２ａの直列回路が用いられ、外部からのコントロール信号ＣＴＬによって前記抵抗Ｒ１との抵抗比を変化させ、交流波形の波高値や面積比率を可変に構成したことである。これによって、たとえば前記現像バイアスの場合、印字濃度を変化することができる。
【００４３】
具体的には、前記アンプＡ１の出力Ｓ６は、結合コンデンサＣ４を介して取出され、ダイオードＤ１，Ｄ２によって整流され、コンデンサＣ５によって平滑される。コンデンサＣ５には並列に放電用の抵抗Ｒ７が設けられており、そのコンデンサＣ５の充電電圧が抵抗Ｒ８によって取出され、オペアンプＯＰの反転入力端に与えられる。このオペアンプＯＰの非反転入力端には、抵抗Ｒ３１を介して前記コントロール信号ＣＴＬが与えられる。このオペアンプＯＰの出力は、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３を介して前記トランジスタＱ４のベースに与えられるとともに、抵抗Ｒ３４およびコンデンサＣ３１の直列回路によって反転入力端に負帰還される。
【００４４】
高圧トランスＴの２次側では、一方の端子はコンデンサＣ４１および抵抗Ｒ４１の並列回路を介してＧＮＤに接続されており、他方の端子は該他方の端子側をカソードとするダイオードＤ４１からコンデンサＣ４２および抵抗Ｒ４２の並列回路を介してＧＮＤに接続されている。そして、この他方の端子の電圧が抵抗Ｒ４３を介して取出され、前記現像バイアスとして使用されるバイアス電圧ＶＢとなる。
【００４５】
したがって、図５で示すように、前記コントロール信号ＣＴＬが高くなる程、オペアンプＯＰの基準入力が高くなり、トランジスタＱ４のベース電圧が高くなって、トランジスタＱ１，Ｑ２のオフ時における接続点Ｐ１の電圧が低くなる。これによって、ダイオードＤ４１を流れる電流Ｉ４１のデューティが小さくなり、Ｉ４１×Ｒ４１で生じる電圧をコンデンサＣ４１で平滑化した該コンデンサＣ４１の充電電圧ＶＣ４１も低下してゆく。このコンデンサＣ４１の充電電圧ＶＣ４１が、高圧トランスＴの２次側に誘起される交流電圧に重畳される直流電圧となる。
【００４６】
これによって、前記交流電圧でトナーを活性化しつつ、コントロール信号ＣＴＬで直流電圧を変化することで、前記印字濃度を調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施の一形態の交流電源の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す交流電源の動作を説明するための波形図である。
【図３】図１で示す交流電源の他の動作を説明するための波形図である。
【図４】本発明の実施の他の形態の現像バイアス発生回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図５】図１で示す現像バイアス発生回路の動作を説明するための波形図である。
【図６】２相発振回路の一構成例を示すブロック図である。
【図７】デジタル／アナログ変換回路による発振回路の一構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４８】
１    信号源
２    論理回路
Ａ１    アンプ
Ｃ１，Ｃ３，Ｃ４    結合コンデンサ
Ｃ２，Ｃ５    コンデンサ
Ｃ３１，Ｃ４１    コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２    ダイオード
Ｆ    Ｄフリップフロップ
Ｇ１，Ｇ２    ＡＮＤゲート
Ｑ１，Ｑ２    トランジスタ（スイッチング素子）
Ｑ３    トランジスタ
Ｑ４    トランジスタ（インピーダンス素子）
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ２ａ    抵抗（インピーダンス素子）
Ｒ３〜Ｒ８    抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２    バイアス抵抗
Ｒ２２，Ｒ２３    抵抗
Ｒ３１〜Ｒ３４，Ｒ４１〜Ｒ４３    抵抗
Ｔ    高圧トランス
【図１】
2005217833.tif 000003
【図２】
2005217833.tif 000004
【図３】
2005217833.tif 000005
【図４】
2005217833.tif 000006
【図５】
2005217833.tif 000007
【図６】
2005217833.tif 000008
【図７】
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