(57)【要約】【課題】  力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、電力変換効率向上、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。【解決手段】共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路において、商用交流電源のレベル変化に応じて可飽和インダクタとしての絶縁コンバータトランスのリーケージインダクタンスを可変制御する。また、これとともに、二次側直流出力電圧のレベルを検出して、そのレベル誤差に応じて、共振形コンバータのスイッチング周波数を可変制御する。また、力率改善は、電圧帰還方式による力率改善回路５により行うように構成する。さらに、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下に設定することで、二次側直流出力電圧の変動に関わらず二次側整流動作が連続モードとなるようにする。【選択図】  図１
2005237076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された商用交流電源から整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線と、制御巻線とが巻装され、上記制御巻線に流れる制御電流のレベルに応じて、自身の漏洩インダクタンスが可変されるようにして形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の所要数の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるように上記スイッチング駆動手段を制御する、又は、上記制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御することで、上記二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第１の定電圧制御手段と、
１つの特定の上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御する、又は、上記スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるように上記スイッチング駆動手段を制御することで、上記特定の二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第２の定電圧制御手段と、
上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づいて得られる交番電圧を、上記整流平滑手段において形成される整流電流経路に帰還すると共に、上記スイッチング出力に基づいて得られる交番電圧を利用して、上記整流電流経路に流れると整流電流を断続することにより力率を改善するように構成される力率改善回路と、を少なくとも備えて形成され、
上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定した、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近づける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００６】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば図１０に示すようになる。
この図１０においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００７】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００８】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００９】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【００１０】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１１】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１２】
図１１（ａ）は、上記図１０に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１３】
また、図１１（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１１（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１１（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１４】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１１（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１１（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１５】
また、図１２には、図１０の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１０と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１０においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１６】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１７】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１８】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１９】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１０にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００２０】
図１３は、図１０に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２１】
この図１３に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２２】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１０，図１２における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１０に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２３】
スイッチング素子Ｑ6は、図１０におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１２に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１２における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１０及び図１２により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図１３に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１２では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、ボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2を備える。これらダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図１３に示した電源回路は、従来から知られている図１０及び図１２に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３６】
しかしながら、上記図１３に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図１３に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９３％、ηDC→DC＝９４％であり、総合効率は８７．４％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９５％、ηDC→DC＝９４％となり、総合効率は８９．３％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００３７】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１３に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００３８】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
つまり、入力された商用交流電源から整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、２つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線と、制御巻線とが巻装され、制御巻線に流れる制御電流のレベルに応じて、自身の漏洩インダクタンスが可変されるようにして形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、１以上の所要数の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、商用交流電源のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるようにスイッチング駆動手段を制御する、又は、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御することで、二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第１の定電圧制御手段と、１つの特定の二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変制御する、又は、スイッチング手段のスイッチング周波数が可変されるようにスイッチング駆動手段を制御することで、特定の二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られるように構成される第２の定電圧制御手段とを備える。
また、スイッチング手段によるスイッチング出力に基づいて得られる交番電圧を、整流平滑手段において形成される整流電流経路に帰還すると共に、スイッチング出力に基づいて得られる交番電圧を利用して、整流電流経路に流れると整流電流を断続することにより力率を改善するように構成される力率改善回路を備える。
そして、上記回路部位や手段等を備えたうえで、絶縁コンバータトランスの磁束密度を、二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定して構成することとした。
【００４０】
上記構成によるスイッチング電源回路は、共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、二次側直流出力電圧を安定化するのにあたり、スイッチング周波数制御と、絶縁コンバータトランスにおけるリーケージインダクタンス制御とが複合的に組み合わされる。
そして、これら２つの制御のうち、いずれか一方の制御によっては、商用交流電源のレベルに応じて二次側直流出力電圧を定電圧化し、他方の制御によっては、二次側直流出力電圧のレベルに応じて二次側直流出力電圧を定電圧化するようにされる。つまり、上記一方の制御は、商用交流電源のレベル変化に起因する二次側直流出力電圧の変動に対して定電圧制御を行い、上記他方の制御は、二次側直流出力電圧に接続される負荷変動に起因する二次側直流出力電圧の変動に対して定電圧制御を行うようにされている。
例えば二次側直流出力電圧のみのレベルに応じて、単純にスイッチング周波数制御、若しくは絶縁コンバータトランスのリーケージインダクタンス制御を行うことで安定化を図る構成と、本発明による上記構成とを比較してみる。すると、本発明のほうが、より広い商用交流電源の入力レベル範囲と、より広い負荷変動幅に対応した定電圧制御を行うことが可能となる。これにより、例えばＡＣ１００Ｖ系からAC２００Ｖ系の範囲の商用交流電源入力に対応するワイドレンジ対応とすることが可能になる。
また、力率改善は、スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大することで行うようにされる。
これらのことから、本発明としては、アクティブフィルタを備えなくとも、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路が得られることとなる。
【００４１】
さらに本発明では、上記のように絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、二次側直流出力電圧の変化にかかわらず、二次側整流動作として、二次側整流電流が連続的に流れる連続モードとなるようにしている。二次側整流動作が連続モードとなれば、不連続モードとされた場合よりも二次側整流電流のピークレベルを低下させることができ、これによって不連続モードである場合と比較して二次側の整流ダイオードの導通損が低減される。
【発明の効果】
【００４２】
このようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る電源回路よりも電力変換効率が向上される。
【００４３】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【００４４】
さらに、二次側直流出力電圧の変化にかかわらず、二次側整流動作が常に連続モードとなるようにされることで、二次側整流電流のピークレベルを低下させることができ、これによって、不連続モードであることによる二次側の整流ダイオードの導通損が低減される。これにより、二次側における電力損失が低減されることとなり、電力変換効率としてはさらに向上が図られることになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）としてのスイッチング電源回路の構成例を示した回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、他励式によるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。また、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源ＡＣの定格レベルにも対応する、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採っている。
【００４６】
先ず、この図１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。コモンモードチョークコイルＣＭＣの２組の巻線は、それぞれ商用交流電源ＡＣの正極ラインと負極ラインとの各々に対して直列に挿入される。
そして、上記コモンモードノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路５が介在するようにして設けられる。この力率改善回路５の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。また、この場合においては、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する４本の整流ダイオードには、低速リカバリ型を選定している。
【００４７】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）するスイッチングコンバータとしては、２本のスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2を備えるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えることとしている。
【００４８】
このスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2としては、スイッチング素子Ｑ1のドレインを平滑コンデンサＣｉの正極端子側と接続し、スイッチング素子Ｑ1のソースを、スイッチング素子Ｑ2のドレインと接続する。スイッチング素子Ｑ2のソースは、平滑コンデンサＣｉの負極端子（一次側アース）と接続される。つまり、ハーフブリッジ結合として、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにして直列接続された上で、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続される。
【００４９】
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、それぞれ、ボディダイオードとしてのダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。これらのダンパーダイオードＤD1，ＤD2としては、そのアノードとカソードが、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のソースとドレインに対して接続される形態となる。
また、この回路においても、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続している。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５０】
発振・ドライブ回路２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
この発振・ドライブ回路２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＴGH，ＴGLが備えられる。ドライブ信号出力端子ＴGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＴGLからは、ローサイドのスイッチング素子（Ｑ2）をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＴGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＴGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＴGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＴGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のゲートに対しては、例えばゲート抵抗などを備えたゲート回路が備えられる。
【００５１】
発振・ドライブ回路２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、発振・ドライブ回路２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＴGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＴGLから出力するようにされる。
【００５２】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ドライブ信号出力端子ＴGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGHとしては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図５（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図５（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶGHによって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGHは、例えば１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGHが０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００５３】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ドライブ信号出力端子ＴGLから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図５（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGLが得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶGLは、図５（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGHと同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGHに対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図５（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００５４】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣpにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えば発振・ドライブ回路２側で設定することができるようになっており、発振・ドライブ回路２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＴGH，ＴGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００５５】
この場合、発振・ドライブ回路２は、一次側にて生成される低圧の直流電圧Ｅ10を入力して動作する。
直流電圧Ｅ10は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される低圧電圧用巻線Ｎ4と、ダイオードＤ11、コンデンサＣ11から成る半波整流回路により得られる。なお、この図においては図示が省略されているが、起動抵抗を備えることとして、電源起動時においては、発振・ドライブ回路２は、この起動抵抗を介して入力される整流平滑電圧Ｅｉを起動用電源として入力して動作を開始できるように構成すればよい。
【００５６】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するとともに、定電圧制御のためのリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）の可変が行われる。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には一次巻線Ｎ1が巻装され、二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。そして、さらに制御巻線Ｎｃが巻装される。また、一次側には、上記一次巻線Ｎ1とともに、三次巻線Ｎ3、及び低圧電圧用巻線Ｎ4が接続される。そして、後述するような構造とされることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、可飽和リアクタとして機能し、これにより、制御巻線Ｎcに流れる直流電流（制御電流Ｉc）のレベルに応じて、自身におけるリーケージインダクタンスを可変する。
【００５７】
絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2ドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、一次側アースに対して接続される。
【００５８】
この絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンス（漏洩インダクタンス）Ｌ1を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振（電流共振）回路を形成する。上記した接続態様によればスイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、この一次側直列共振回路に伝達されることとなる。一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
本実施の形態の場合には、図２〜図４に例示したようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴが可飽和リアクタによる制御トランスとしての構造を採っているのであるが、これにより、後述するようにして制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルが変化するのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の各リーケージインダクタンスは変化する。つまり、本実施の形態においては、一次側直列共振回路を形成するリーケージインダクタンスＬ1については、固定ではなく可変となっている。
【００５９】
また、上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3は、後述する力率改善回路５において、スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2）のスイッチング出力を電圧帰還するために一次巻線Ｎ1と磁気的に結合するインダクタとして機能する。
また、低圧電圧用巻線Ｎ4は、前述のようにして、一次側において低圧の直流電圧Ｅ10を生成するための半波整流回路（コンデンサＣ11，Ｄ11）の交流入力源となる。つまり、巻線Ｎ3には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。コンデンサＣ11，及びダイオードＤ11から成る半波整流回路は、この低圧電圧用巻線Ｎ4に得られた交番電圧を整流平滑化して直流電圧Ｅ10を生成する。
この直流電圧Ｅ10は、前述のようにして発振・ドライブ回路２の動作電源とされると共に、制御回路３の動作電源としても用いられる。
【００６１】
この場合の制御回路３は、交流入力電圧ＶACのレベル変化に応じて絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに流すべき制御電流Ｉcのレベルを可変制御するもので、一次側において、抵抗Ｒ3，Ｒ4、ツェナーダイオードＺＤ、ＰＮＰ型のトランジスタＱ3、分圧抵抗Ｒ1，Ｒ2を備えて形成される。
【００６２】
抵抗Ｒ3，Ｒ4、及びツェナーダイオードＺＤによっては、上記直流電圧10を所定レベルに安定化して、トランジスタＱ3のエミッタに印加するようにされる。トランジスタＱ3のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcの直列接続を介して一次側アースに接続される。
また、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路は、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続されており、トランジスタＱ3のベースは、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点に対して接続される。
【００６３】
このような接続態様によると、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を分圧しており、トランジスタＱ3のベースには、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られた電圧レベルに応じたベース電流が流れることになる。そして、このベース電流に応じた増幅出力であるコレクタ電流が、制御電流Ｉcとして制御巻線Ｎcに流れることとなる。つまり、制御回路３において、トランジスタＱ3は、増幅動作として整流平滑電圧Ｅｉのレベルに応じたレベルの制御電流Ｉcを流すようにされている。
ここで、上記分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2では、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を分圧しているが、整流平滑電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣを整流平滑化して生成するものであるから、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに対応するものとなる。従って、制御回路３としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに流すべき制御電流Ｉcのレベルを可変制御していることになる。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、前述のようにして可飽和リアクタとして構成されるが、これにより、制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは変化する。従って、本実施の形態としては、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル変化に応じて、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスが可変制御されるということになる。
【００６４】
なお、確認のために述べておくと、通常、ワイドレンジ対応の電源回路に入力される商用交流電源ＡＣとしては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とされる所定の定格レベルに応じた不連続的な変更となるものであるが、上記制御回路３による制御電流Ｉcの可変制御動作そのものは連続的なものとなる。つまり、仮に商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）をＡＣ１００Ｖ系とされる所定レベルと、ＡＣ２００Ｖ系とされる所定レベルとの間（例：ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖ）で連続的に変化させていったとすれば、これに応じて、制御回路３は、制御電流Ｉcのレベルを連続的に可変させるように動作する。
【００６５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2としては、図のようにセンタータップを設けることで、このセンタータップを境界に、二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとに分割される。これら二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bとしては、それぞれ同じ所定のターン数を巻装するものとしている。
【００６６】
上記二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
そして、二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。ここでは、二次巻線Ｎ2A側の端部に整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、二次巻線Ｎ2B側の端部に整流ダイオードＤO2のアノードを接続している。そして、これら整流ダイオードＤO1、ＤO2の各カソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、この平滑コンデンサＣｏの負極端子側を二次側アースに接地している。
これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６７】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、先に説明した発振・ドライブ回路２の制御端子に対して出力される。
発振・ドライブ回路２では、制御端子に入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＴGH，ＴGLから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御端子に入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル）に応じて、可変制御されることになる。
【００６８】
図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対し、力率改善のための構成として力率改善回路５が備えられる。この力率改善回路５は、図示するようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3、高周波インダクタＬ10、高速型（高速リカバリ型）のスイッチングダイオードＤ1、フィルタコンデンサＣNを備えて形成される。
【００６９】
スイッチングダイオードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、高周波インダクタＬ10の直列接続を介して、三次巻線Ｎ3の一端と接続される。三次巻線Ｎ3の他端は平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。
つまり、力率改善回路５としては、スイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10−三次巻線Ｎ3の直列接続回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のライン部位に挿入して形成していることになる。このライン部位は、商用交流電源ＡＣを整流平滑化する全波整流回路（Ｄｉ、Ｃｉ）の整流動作に応じて形成される整流電流経路において、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる両期間において、同じ方向に整流電流が流れる経路となる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉとの間には、フィルタコンデンサＣNが挿入される。この場合、フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−高周波インダクタＬ10−三次巻線Ｎ3の直列接続回路に対して並列に接続されているものと見ることができる。
【００７０】
このようにして形成される力率改善回路５の動作としては次のようになる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3は磁気結合の状態にある。従って、一次巻線Ｎ1を含むとされる一次側直列共振回路に伝送されたスイッチング出力は、三次巻線Ｎ3に対しても磁気結合を介するようにして伝達される。つまり、三次巻線Ｎ3には、スイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。このような動作は、例えば一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3の磁気結合を介するようにして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力を、力率改善回路５が挿入される整流電流経路に対して電圧として帰還しているものとみることができる。
【００７１】
この三次巻線Ｎ3に得られる交番電圧成分が高周波インダクタＬ10に印加されることで、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧には、このスイッチング周期に応じた交番電圧が重畳することになる。そして、スイッチングダイオードＤ1は、この交番電圧が重畳された整流電圧が印加されることで、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から平滑コンデンサＣｉの正極端子に流入しようとする整流電流を断続するようにしてスイッチング動作を行うことになる。
これにより、もとの整流出力電圧レベルが、平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して整流ダイオードが導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。例えば図６に示すようにして、１周期が２０ｍｓ（５０Ｈｚ）の交流入力電圧ＶACが入力されているとして、交流入力電流ＩACとしては、例えば図示するようにして、交流入力電圧ＶACの半周期ごとにおいて、半波の正弦波状により、或る一定の導通角により流れるものとなる。そして、この交流入力電流ＩACの実際の導通角としては、例えば力率改善回路５を備えない場合よりも拡大しており、交流入力電圧ＶACの波形により近づいているものである。
【００７２】
続いては、図１に示す電源回路における定電圧制御動作について説明することして、先ず、図８を参照して、交流入力電圧ＶACの変動に対する制御電流Ｉc、スイッチング周波数ｆｓ、二次側整流電流の変化特性について説明しておく。この図では、負荷電力Ｐｏとしては、Ｐｏ＝９４Ｗで一定の条件としている。ちなみに、この負荷電力Ｐｏ＝９４Ｗという負荷条件は、図１に示す電源回路が実際に対応する負荷電力として、ほぼ最大負荷電力となる。
【００７３】
この図によると、スイッチング周波数ｆｓは、横軸に示される交流入力電圧ＶACが上昇するようにして変化するのに応じて、ほぼ比例的に上昇するようにして可変制御されていることが分かる。実際には、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ→２６４Ｖの変動に対してスイッチング周波数ｆｓ＝６８ＫＨｚ〜１６０ＫＨｚの範囲で変化するようにされている。
二次側直流出力電圧Ｅoは、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて上昇するようにして変動するが、二次側直流出力電圧Ｅoの変動要因としては、二次側直流出力電圧Ｅoに接続される負荷の変動も存在する。そして、二次側直流出力電圧Ｅoは、軽負荷の傾向となるのに応じて上昇するようにして変化する。従って、図１に示す電源回路におけるスイッチング周波数ｆｓとして、図８に示す特性が得られているということは、このスイッチング周波数ｆｓは、軽負荷の条件となるのに応じて上昇するように可変制御されるものであるということを意味する。逆に、重負荷傾向となることで二次側直流出力電圧Ｅoが低下するようにして変動するのに応じては、スイッチング周波数ｆｓは低くなるようにして制御される。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcは、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて低下していく特性となっている。この特性は、図１に示した制御回路３の構成にも対応したものとなっている。なお、実際としては、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対して、制御電流Ｉcは、Ｉc＝６５ｍＡ〜１０ｍＡの範囲で可変する。
また、二次側整流回路において、二次巻線Ｎ2のセンタータップと二次側アース間のラインに流れるとされる整流電流Ｉoの絶対値レベルは、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて低下する特性となる。
【００７４】
前述もしたように、本実施の形態の発振・ドライブ回路２は、制御回路１の制御により、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓを可変制御する。
制御回路１によるスイッチング周波数ｆｓの可変制御動作としては、上記図８により説明したように、交流入力電圧ＶACが上昇して、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する傾向となるのに従って、スイッチング周波数ｆｓを高くするように制御する。
【００７５】
上記ようなスイッチング周波数ｆｓの可変制御によっては、次のような動作が得られる。
ここで説明を分かりやすいものとするために、図２に示す電源回路における一次側直列共振回路の共振周波数foは、二次側直流出力電圧のレベル変化（負荷変動）にかかわらず一定であることとする。この場合において、安定化のためのスイッチング周波数ｆｓの可変制御は、共振周波数foよりも高い周波数範囲で行われる。このようなスイッチング周波数制御については、アッパーサイド制御ともいう。
このようなアッパーサイド制御によるスイッチング周波数の可変制御を行った場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなって共振周波数foから離れていくほど、共振インピーダンスが高くなっていく。ここで共振インピーダンスが高くなっていくということは、一次側から二次側に励起されるようにして伝送されるスイッチング出力の電力量が小さくなっていくことに対応し、これにより、二次側にて生成される二次側直流出力電圧のレベルも低下することになる。
また、上記とは逆に、負荷電力が大きくなって二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下した場合には、スイッチング周波数ｆｓを低くするようにして可変して、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを高くするようにして制御することになる。
つまり、図１に示す電源回路では、制御回路１及び発振・ドライブ回路２から成る定電圧制御回路系は、スイッチング周波数制御方式により、負荷電力変動に対応する二次側直流出力電圧Ｅoの変動に対して安定化制御を行っている、ということになる。
【００７６】
また、前述したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに流すべき制御電流Ｉcは、制御回路３により、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベルに応じて可変される。そして、この制御電流Ｉcの変化傾向としては、図８によっても示したように、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルが上昇するのに応じて低下していくものとなる。
可飽和リアクタとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、上記のようにして制御巻線Ｎcに流れる制御電流Ｉcが低減していくのに応じて、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスの値が増加していく状態が得られる。
【００７７】
ここで、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）としては、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1が増加することに応じては、共振周波数foが低下していくこととなる。そして、この場合においても、共振周波数foに対してスイッチング周波数ｆｓのほうが高い周波数領域にあることを前提とし、また、説明を簡単にするためにスイッチング周波数ｆｓについては固定であるとすると、共振周波数foが低下していくのに応じて、スイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｏの周波数差は拡大するから、共振インピーダンスは高くなっていく。共振インピーダンスが高くなるのに応じては、前述もしているように二次側直流出力電圧のレベルは低下するようにして制御されることになる。
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変動は、二次側直流出力電圧Ｅoの変動としても現れる。従って、上記のようにして、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルが上昇するのに応じて、二次側直流出力電圧のレベルが低下するように制御されるということは、交流入力電圧ＶACの変化に起因する二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が行われたことを意味する。
なお、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）が低下するようにして変動したときは、上記とは逆の動作が得られることで、安定化が行われる。つまり、商用交流電源ＡＣの手低下に応じて制御電流Ｉcが増加することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるインダクタンスが減少する。これにより、共振周波数foが高くなってスイッチング周波数ｆｓとの周波数差が小さくなって共振インピーダンスが低下して、二次側直流出力電圧のレベルは上昇するようにされ、結果的に交流入力電圧ＶACの変化に起因する二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が行われることになる。
【００７８】
上記した内容によれば次のことがいえる。
電源回路における二次側直流出力電圧（Ｅo）が変動する要素としては、負荷変動と、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変動の２つであると捉えることができる。そして、図１に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るのにあたり、負荷変動に起因する二次側直流出力電圧（Ｅo）の変動に対する安定化と、商用交流電源ＡＣの変動に起因する二次側直流出力電圧（Ｅo）の変動に対する安定化とを、それぞれ異なる定電圧制御系によって行うこととしている。つまり、負荷変動に起因する二次側直流出力電圧（Ｅo）の変動に対しては、制御回路１及び発振・ドライブ回路２を備えて成る定電圧制御回路系がスイッチング周波数制御方式により安定化を行なうようにされる。また、商用交流電源の変動に起因する二次側直流出力電圧（Ｅo）の変動に対しては、制御回路３及び可飽和リアクタとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えて成る定電圧制御回路系が、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスの可変制御（インダクタンス制御方式）により安定化を行なうようにされる。
【００７９】
このような安定化のための動作により、共振インピーダンスが変化することの結果として、図８においては、二次側の整流電流Ｉoの特性が示されている。つまり、交流入力電圧ＶACの上昇（即ち二次側直流出力電圧Ｅoの上昇にも対応する）に応じて、図８に示すようにして、スイッチング周波数ｆｓ及び制御電流Ｉcのレベルが可変されて、共振インピーダンスが低下することで、一次側から伝送されるスイッチング出力に基づいて得られるとされる二次側整流電流Ｉoは低下していくものとなる。そして、このような二次側整流電流Ｉoにより充電される平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとしても低下していくこととなり、この結果、定電圧化が行われることとなる。
【００８０】
ところで、電源回路として、二次側直流出力電圧の安定化にあたり、スイッチング周波数制御方式を採用する構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対して、重負荷となって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
上記したような不連続モードの状態では、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような電流不連続の状態となる。そして、このように整流電流が短期間で流れるようにされることで、このときの二次側整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が増加する傾向となる。つまり、不連続モードの状態では、上記のような二次側の整流ダイオードの導通損により相応の電力損失が生じるという問題がある。
【００８１】
そこで、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて次のような構成を採ることとしている。図２〜図４は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示している。先ず、図２から説明する。
図２に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。なお、この場合において、ダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２は、互いに同一サイズ形状のものを用いることができる。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部において隣り合う２つの接合部については所定長のギャップＧ，Ｇをそれぞれ形成し、残る２つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
【００８２】
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、先ず、例えばダブルコの字型コアＣＲ１側のギャップＧを形成していない２本の磁脚に巻き付けるようにして、二次巻線Ｎ2を所定ターン数（巻数）巻装する。また、反対側のダブルコの字型コアＣＲ２側でも、ギャップＧを形成していない２本の磁脚に巻き付けるようにして、一次巻線Ｎ1を所定ターン数巻装する。なお、この場合には、一次巻線Ｎ1を巻装した部位には、三次巻線Ｎ3，低圧電圧用巻線Ｎ4も巻装するようにされる。
制御巻線Ｎcは、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の接合部分において、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして、所定ターン数を巻装するようにされる。
上記のようにして一次巻線Ｎ1（N3，Ｎ4）、二次巻線Ｎ2、制御巻線Ｎcとを巻装することで、一次巻線Ｎ1（N3，Ｎ4）と二次巻線Ｎ2の巻回方向は、制御巻線Ｎcの巻回方向に対して直交することになる。つまり、いわゆる直交型トランスとしての構造が得られる。また、この場合の制御巻線Ｎcは、一次巻線Ｎ1（N3，Ｎ4）と二次巻線Ｎ2との間に在るようにされる。
このような直交型トランスの構造とされることにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、制御巻線Ｎｃに流れる直流電流（制御電流Ｉc）の増加により磁気飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。このような可飽和リアクタとしての構成を採ることで、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流Ｉcのレベルに応じて、一次巻線Ｎ1（及び二次巻線Ｎ2）のリーケージインダクタンスが変化する。つまり、この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、制御巻線Ｎcと、この制御巻線Ｎcに対してその巻方向が直交するようされた被制御巻線としての一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2とが巻装される、直交型の制御トランスとして構成されるものである。
【００８３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの他の構造としては、図３に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ１とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ２に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ３として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図２の絶縁コンバータトランスＰＩＴと同様の位置関係により２つのギャップＧ，Ｇを形成するようにされる。そして、二次巻線Ｎ2については、ダブルコの字型コアＣＲ１におけるギャップが形成されていない側の２本の磁脚に対して巻装することとし、一次巻線Ｎ1は、シングルコの字型コアＣＲ３においてギャップが形成されていない側の磁脚に対して巻き付けるようにして巻装するようにされる。
制御巻線Ｎcについては、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ１の磁脚端部側の位置にて、ギャップＧが形成される磁脚部分と、この磁脚と隣り合うギャップＧが形成されていない磁脚部分とに巻き付けるようにして巻装するようにされる。
この場合にも、制御巻線Ｎｃと、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の組とが、互いの巻き方向が直交するようにされ、直交型トランスとしての構成が得られる。また、この構造を採る場合には、図２の場合よりもダブルコの字型コアＣＲ１の磁脚を長く取り、その分、シングルコの字型コアＣＲ３の磁脚を短くするようにしている。ダブルコの字型コアＣＲ１の磁脚端部側に制御巻線Ｎcを巻装すると、その一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻装位置を挟んで、ほぼ真ん中あたりに制御巻線Ｎc位置しているような状態が得られるようにしている。
【００８４】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記したダブルコの字型コア、若しくはシングルコの字型コアを用いる他に、図４に示す形状のコアを用いた構造としてもよい。
先ず、図４に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、２つの半目字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、このうち、内側２本の磁脚が対向する各面について、所定長のギャップＧを形成する。
そして、二次巻線Ｎ2は、一方の半目字型コアＣＲ１１における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。一次巻線Ｎ1（Ｎ3，Ｎ4）は、他方の半目字型コアＣＲ１２における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。
制御巻線Ｎcは、半目字型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の磁脚が接合する部位にて、１本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数を巻装する。
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造では、一次巻線Ｎ1（Ｎ3，Ｎ4）と二次巻線Ｎ2が巻回される外側磁脚と、制御巻線Ｎcが巻回される外側磁脚とが互いに異なるようにされているが、この関係としては、図２及び図３に示したように巻回方向直交させたのと等価となる。従って、この図４に示す構造によっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、可飽和リアクタとして機能することになる。また、この場合にも、一次巻線Ｎ1（Ｎ3，N4）の巻位置と二次巻線Ｎ2の巻位置との間に制御巻線Ｎcが位置するような状態とされている。
【００８５】
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２〜図４に示した構造の何れにおいても、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とは、物理的に制御巻線Ｎcがその間に介在するようにして、互いに離れた位置に在るようにされている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に説明したようにギャップＧを形成すると共に、上記しているような一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の位置関係とすることで、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。
また、二次巻線Ｎ2の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、２．５Ｖ／Ｔ以下となるように、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との巻線数の関係を設定することとしている。例えば従来において、可飽和リアクタとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成しようとする場合には、制御巻線Ｎcに対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを同じ巻装位置に巻装していた。また、二次巻線Ｎ2の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルは５Ｖ／Ｔ程度となっていた。また、結合係数ｋとしてはｋ＝０．８以上を設定することとしていた。
【００８６】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ1、二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）の巻線数設定とすることで、従来よりも絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下して、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンスについても、従来より大きな値が得られることになる。
【００８７】
図７の波形図により、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成に基づいて得られる動作について説明する。この図においては、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ソース−ドレイン間電圧）ＶQ1、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流ＩQ1、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1(Ｌ1)）に流れる一次側直列共振電流Ｉ1、及び二次巻線Ｎ2において、二次側アースからセンタータップに流れる二次側整流電流Ｉoが示されている。
図６において、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧ＶQ1は、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ状態に対応している。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFでは所定レベルでクランプされた矩形波となる。なお、この期間ＴON−ＴOFFとしての１周期分の期間が、１スイッチング周期に対応するが、この図７においては、直流安定化のためのスイッチング周波数の可変範囲において、ほぼ最低のスイッチング周波数となっていることとする。
そして、スイッチング素子Ｑ1（ダンパーダイオードＤD1を含む）に流れるスイッチング電流ＩQ1としては、期間ＴONに示されるように、ターンオン時においては、ダンパーダイオードＤD1を順方向に流れることで負極性となり、これが反転して正極性によりスイッチング素子Ｑ1のドレイン→ソースを流れ、期間ＴOFFにおいてオフとなって０レベルとなる波形が得られる。
また、スイッチング素子Ｑ2は、上記スイッチング素子Ｑ1に対して交互にオン／オフするようにしてスイッチングを行う。このため、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧、及びスイッチング電流としては、図示はしていないが、それぞれ、上記スイッチング素子Ｑ1の両端電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1に対して１８０°位相がシフトした波形となる。
【００８８】
そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点と一次側アース間に接続される一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）に流れる一次側直列共振電流Ｉ1は、スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2とが合成されたものとなる。従って、この場合の一次側直列共振電流Ｉ1は、図示するようにして正弦波状となる。
【００８９】
ここで、本実施の形態のようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴを疎結合の状態としない従来の回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして例えばｋ＝０．８以上となる結合係数が設定されて、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてより高い磁束密度が得られるようにされていたが、これによっては、一次側直列共振電流Ｉｏは正弦波状とはならず、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスにより発生する矩形状波成分が含まれる。
これに対し本実施の形態では、先にも説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をより疎結合な状態とする等して、磁束密度を所要以下に設定したことで一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１を増加させており、例えば、この増加分によって、相対的に一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスが小さくなるようにしている。図７に示すようにして一次側直列共振電流Ｉ1として正弦波状の波形が得られているのは、例えば上記のようにして一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスが小さくなったことによる。
【００９０】
このような一次側直列共振電流Ｉ1の波形が得られるのに応じて、ここでは図示していないが、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧は、０レベルの区間を挟むことなく正／負で反転し、例えば二次側直流出力電圧Ｅoに対応したレベルでクランプされる矩形波となる。そして、二次側の両波整流回路では、この二次側巻線Ｎ2の交番電圧に応じて交番電圧が反転する半周期の期間ごとに対応して整流ダイオードＤo1，Ｄo2が交互にオン／オフするようにして整流動作を行うことになるが、上記のようにして二次側巻線Ｎ2の交番電圧に０レベルの区間が無いことから、センタータップにおいて流れるとされる整流電流Ｉ1の波形からも分かるように、正極性の正弦波状の半波の波形が、０レベルの期間を生じることなく連続して流れるものとなる。つまり、本実施の形態としては、例えば重負荷もしくは商用交流電源が低下するなどの状態に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが低下傾向となって、スイッチング周波数が低くなるようにして制御されているときにも、二次側整流動作として連続モードが得られていることになる。そして、このことは、二次側直流出力電圧Ｅo（スイッチング周波数）の変動にかかわらず、連続モードが得られているということにつながる。
【００９１】
二次側整流電流Ｉoは、二次側整流動作が不連続モードの状態では、その導通期間が相対的に短くなることでピークレベルが上昇するが、連続モードの状態では、結果的に二次側整流電流Ｉoの導通期間は拡大されることとなってピークレベルが抑制されることになる。
そして、このように二次側整流電流Ｉoのピークレベルが抑制されるようになれば、二次側の整流ダイオード（Ｄo1、Ｄo2）の導通損が低減されることとなって、その分の無効電力が低減されることになる。そして、本実施の形態としては、このような電力損失の少ないとされる二次側の動作状態が、二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、定常的に得られるものである。
【００９２】
図９には、図１に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８０Ｖの変動に対する力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、及び整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉの変化を示している。なお、図９に示す実験結果を得るのにあたっては、図８の場合と同様にして、負荷電力Ｐｏ＝９４Ｗで一定の条件としている。
先ず、整流平滑電圧Ｅｉについては、交流入力電圧ＶACが上昇するの応じて比例的にレベルが上昇するものとなる。このことは、本実施の形態の電源回路としては、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流回路として、ブリッジ整流回路を備える通常の全波整流回路の構成としていることで、ワイドレンジ対応でありながら、直流入力電圧（Ｅｉ）としては、交流入力電圧ＶACのレベルに応じてそのまま変動するものとなることを示している。
また、力率改善回路５による力率特性としては、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖに対して、力率ＰＦ＝０．９６〜０．７５となり、また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、力率ＰＦ＝０．９４、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては力率ＰＦ＝０．７６という、実用上充分とされる力率の値が得られている。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定となる特性が得られており、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝８８．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝９０．０％が得られている。
【００９３】
ここで、参考として、上記図９及び先に説明した図８に示した実験結果を得るにあたっての、図１の回路の各部の定数を下記に示しておく。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、図３に示す構造を採用した。そして、立体型コアのサイズとして、図３に示すａ×ｂ×ｃについて、30mm×20mm×20mmとし、ギャップＧのギャップ長としては、０．４mmとする。また、一次巻線部Ｎ1については巻数を５０Ｔ（ターン）とし、二次巻線Ｎ2についてはＮ2A＝Ｎ2B＝１０Ｔとし、制御巻線Ｎcについては１０００Ｔとした。また、三次巻線Ｎ3＝１０Ｔとしている。
また、他の主要部品素子については、下記のように選定した。
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
高周波インダクタＬ10＝６０μＨ
フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
スイッチングダイオードＤ1＝３０Ａ／６００Ｖ
また、二次側直流出力電圧Ｅoは、Ｅo＝２３．５Ｖで安定化されるものとして、負荷電力Ｐｏ＝９４Ｗ〜０Ｗ（負荷電流Ｐｏ＝４Ａ〜０Ａ）の負荷変動に対応するようにされる。
【００９４】
これまでの説明から、以下のようなことがいえる。
先ず、図１に示す実施の形態の電源回路は、力率改善についてはスイッチング出力を電圧として整流電流経路に帰還することで整流電流をスイッチングするようにされた、いわゆる電圧帰還方式により行うものとしている。そして、定電圧制御に関しては、二次側直流出力電圧のレベル変化には、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）の入力レベルの変化と、二次側直流出力電圧に接続される負荷状態の変化との２つの要因があるものとして捉え、これらの各要因ごとに対応して、それぞれ異なる制御系により安定化を図る構成としている。図１の場合には、負荷変動に起因するとされる二次側直流出力電圧Ｅoの変動を、スイッチング周波数制御方式により安定化し、交流入力電圧ＶACのレベル変動に起因するとされる二次側直流出力電圧Ｅoの変動を、絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス制御により安定化している。
【００９５】
例えば従来からの電流共振形コンバータとしては、二次側直流出力電圧のレベルのみに基づいて、スイッチング周波数制御又は絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス制御を行うことで直流安定化を図る構成を採るのが通常である。しかしながら、このような直流安定化の構成では、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖの範囲に及ぶ商用交流電源ＡＣの変化と、相応の程度の重負荷とされる条件での負荷変動に対応しようとした場合には、二次側直流出力電圧の変化量に対してスイッチング周波数の最大可変幅が不足して、適正な定電圧制御ができなくなる場合がある。
これに対して、本実施の形態の電源回路の定電圧制御の構成では、上記しているように、商用交流電源ＡＣの変動に対応する安定化と、負荷変動に対応する安定化とが、それぞれ異なる制御方式で分担され、かつ、これらの制御方式が同時に行われるようにされている。
例えばスイッチング周波数の最大可変範囲と、リーケージインダクタンスの最大可変範囲が同等の条件であるとして、二次側直流出力電圧のみのレベルに応じて、単純にスイッチング周波数制御、若しくは絶縁コンバータトランスのリーケージインダクタンス制御を行うことで安定化を図る従来からの構成と、本実施の形態のように２つの定電圧制御を同時に動作させる構成とを比較してみる。すると、本実施の形態のほうが、より広い商用交流電源の入力レベル範囲と、より広い負荷変動幅に対応して、定電圧制御を行うことが可能であるということがいえる。
これにより、本実施の形態としては、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖ）とされる広範囲の商用交流電源の入力レベル範囲と、相応に大きいとされる負荷変動幅に対応して二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化することが保証されることになる。つまり、ワイドレンジ対応であり、かつ、負荷変動幅が大きいとされる負荷条件に対応する電源回路として、充分に実用的な電源回路が得られることとなる。
【００９６】
例えば発振・ドライブ回路２の実際として、或る特定の汎用の駆動用ＩＣを用いた場合のスイッチング周波数ｆｓの最大可変範囲は５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚとなるのであるが、図１に示す電源回路のスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、前述したように、ｆｓ＝６８ＫＨｚ〜１６０ＫＨｚであり、最大可変範囲の５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚに収まっているものとなっている。
ここで、確認のために述べておくと、図１に示す電源回路が対応すべきものとしてここで設定している負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜９４Ｗの負荷変動範囲は、あくまでも実験結果を得るのにあたって任意に設定した負荷条件であり、従って、本実施の形態に基づく電源回路としては、部品選定などを変更することで、さらに広い負荷変動範囲にも対応して適正に安定化を図ることが可能である。また、さらに広い商用交流電源の入力レベル範囲にも対応させることは可能とされる。
このような構成とされることにより、本実施の形態の電源回路としては、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉについて、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の範囲にわたって一定とする必要もないということになる。
これにより、本実施の形態のスイッチング電源回路では、ワイドレンジ対応で、かつ、力率改善機能を備える電源回路を構成するのにあたって、アクティブフィルタを不要としている。
【００９７】
前述したように、アクティブフィルタは、その構成上、総合的な電力変換効率が低く、例えば、先行技術として示した図１３の回路の総合的なAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８７．４％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝８９．３％となっていた。これに対して、図１に示す実施の形態の電源回路では、図９によっても説明したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはηAC→DC＝８８．０％であり、０．６％向上している。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝９０．０％であり０．７％向上している。
このように本実施の形態において、より高い電力変換効率が得られるのは、アクティブフィルタの省略を可能としたことと、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして所要以下の磁束密度を設定することで、二次側直流出力電圧のレベル（スイッチング周波数）の変化にかかわらず二次側整流動作が定常的に連続モードとなるようにして、二次側整流ダイオードに発生する導通損を低減したことによるものである。
【００９８】
また、アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１３による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す実施の形態の電源回路に備えられる力率改善回路５は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに追加的に巻装する三次巻線Ｎ3と、スイッチングダイオードＤ1、高周波インダクタＬ10、及びフィルタコンデンサＣNを備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【００９９】
また、例えばワイドレンジ対応として、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）をほぼ一定とするために、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、直流入力電圧を生成する整流回路系の動作を倍電圧整流動作と全波（両波）整流動作とで切り換えるように構成したものも知られている。このような整流回路系は、例えば平滑コンデンサＣｉを直列接続して２組備えることが必要であり、また、整流動作を切り換えるための電磁リレーも必要となる。また、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに倍電圧整流回路に切り換わるような誤動作により回路破壊が生じないようにするために、高い信頼性の誤動作防止のための回路を備える必要がある。このような誤動作防止回路は回路構成が比較的複雑であり回路規模も大きい。本実施の形態としては、このような構成を採る必要もないわけであり、通常の全波整流回路としている。これにより、例えば直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては１組でよく、また、電磁リレー及び誤動作防止回路に関しては不要とすることができる。
【０１００】
また、先に本出願人は、ワイドレンジ対応の電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで、電流共振形コンバータの構成をフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とで切り換えるようにした構成を提案しているのであるが、この場合には、４石のスイッチング素子が必要になり、また、スイッチング素子を駆動するドライブ回路系は、ハーフブリッジされるスイッチング素子の組ごとに２つ必要となって、比較的に回路構成が複雑であるといえる。
これに対して、本実施の形態の電源回路は、スイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式で固定である。従って、スイッチング素子としては２石でよく、また、ドライブ回路系の構成としても、より簡略なものとすることができる。このために、総合的には、より基板実装面積が少なくて済み、また、低コストな電源回路とすることが可能となる。
また、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作との切り換えが行われる構成の電源回路の場合、フルブリッジ動作では４石のスイッチング素子がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。これに対して本実施の形態では、常に２石のスイッチング素子のスイッチング動作となるので、その分、スイッチングノイズも少ないということがいえる。
【０１０１】
また、図１に示す実施の形態の電源回路では、ワイドレンジ対応とするために、従来からのスイッチング周波数制御方式による定電圧制御系に加えて、インダクタンス制御方式による定電圧制御系を設けているということがいえる。このためには、交流入力電圧ＶACのレベル（整流平滑電圧Ｅｉ）を検出するための制御回路３を設けると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２〜図３に示したような構造とすることになる。しかしながら、図１に示すように、制御回路３は非常に簡単な回路構成であり、これを形成する部品点数は少数、かつ安価である。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴを図２〜図３に示したような構造とすることについても特にコストアップにつながることはない。
【０１０２】
このようなことから、本実施の形態は、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、アクティブフィルタを備える回路や、更には他のワイドレンジ対応の電源回路などと比較しても、より低コストであり、また、小型軽量化が促進可能であるということがいえる。
【０１０３】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路５の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１３に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、例えば図１に示したような、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより十分な効果が得られる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１０４】
また、図１に示す電源回路において存在するスイッチング周波数は、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング動作により生じるものだけとなる。従って、図１に示す電源回路の一次側アース電位としては、図１３の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定したものとなり、異常発振の問題も解消される。
【０１０５】
また、力率改善回路５のようにして、電力帰還方式による力率改善回路では、帰還すべき電圧レベルを高く設定するのに応じて高い力率が得られる。従って、図１に示す力率改善回路５としても、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧レベルを高く設定していくほど、より高い力率が得られる。
【０１０６】
ここで、二次側整流動作が不連続モードである場合、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ボディダイオードＤD1、ＤD2が導通して電流が流れるダンパー期間が比較的短いものとなるために、帰還電圧のレベルを高く設定することは困難とされていた。
つまり、帰還電圧レベルを高く設定することによっては、一次側直列共振電流Ｉ1の波形に変化を生じさせ、これに伴って、一次側直列共振電流Ｉ1の元となるスイッチング電流としては、上記ダンパー期間は短くなるように変化する。従って、不連続モードの下で、帰還電圧レベルを高く設定すると、ダンパー期間が相当に短くなってしまうことになる。ダンパー期間が、必要充分な長さ以下である場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が破壊される可能性が高くなる。このために、帰還電圧としては、上記ダンパー期間との兼ね合いで、一定以下のレベル範囲で設定されていたものである。
【０１０７】
これに対して本実施の形態では、二次側整流動作として、定常的に連続モードが得られるようにされている。これによっては、先にも述べたように一次側直列共振電流Ｉ1の波形として正弦波状の波形が得られるが、これに伴ってスイッチング電流の波形としても、ダンパー期間が拡大される。
このようにダンパー期間が拡大された状態を得ていることによって、本実施の形態としては、例えばより高い力率を得るために帰還電圧レベルを高く設定したとしても、ダンパー期間について必要充分な長さを得ることが可能となり、安定なスイッチング動作を確保することが可能となる。つまり、本実施の形態としては、力率改善回路５において得るべき力率値の設定について、これまでよりも高い自由度を得ており、実際の力率としても、電圧帰還方式としては高い値を得ている。
【０１０８】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えば先ず、図１に示した実施の形態としての構成では、スイッチング周波数制御方式と、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンス制御方式とを組み合わせる定電圧制御の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変化に起因する二次側直流出力電圧の変動については、インダクタンス制御方式により安定化することとし、負荷変動に応じた変動についてはスイッチング周波数制御により安定化することとしている。
しかしながら、本発明としては、この関係を入れ替えて、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）の変化に起因する二次側直流出力電圧の変動に対して、スイッチング周波数制御方式により安定化し、一方の負荷変動に起因する二次側直流出力電圧の変動に対してはインダクタンス制御方式により安定化する構成とすることも可能である。
このためには、交流入力電圧ＶACのレベルに応じた制御出力を、制御回路から発振・ドライブ回路２に入力させることとし、発振・ドライブ回路２が交流入力電圧ＶACのレベル変化に応じてスイッチング周波数を制御するように構成する。これと共に、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてレベルが可変の制御電流（直流電流）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの制御巻線Ｎcに流すように構成する。
【０１０９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてであるが、例えばコア形式や巻線の巻装の仕方などをはじめとして、その構造については、可飽和リアクタとして機能し、かつ所要以下の磁束密度となるようにされていれば、適宜変更されて構わない。
また、例えば、上記各実施の形態としてのスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子（Ｑ1,Ｑ2）としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、図１においては、１つの二次側直流出力電圧Ｅoのみを生成して出力する構成となっているが、例えば複数の二次側直流出力電圧を生成する構成としてもよい。この場合には、負荷変動に対応する定電圧制御系は、複数の二次側直流出力電圧のうちから、例えば特に高い精度の安定化が必要な１つの二次側直流出力電圧のレベルに基づいて安定化を行うように構成される。
さらには、力率改善回路としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電力回生（帰還）方式による回路形態を基とした構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態としての電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態としての電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】実施の形態としての電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図５】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図６】実施の形態の電源回路における力率改善回路の動作結果を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図７】実施の形態の電源回路にて得られる連続モードの動作を、スイッチング周期により示す波形図である。
【図８】実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧に対するスイッチング周波数、制御電流レベル、及び二次側整流電流レベルの特性を示す図である。
【図９】実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。
【図１０】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１２】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１３】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１１１】
１，３  制御回路、２  発振・ドライブ回路、５  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ1  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｎ3  三次巻線、Ｎ4  低圧電圧用巻線、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｌ10  高周波インダクタ、Ｄo1，Ｄo2  整流ダイオード（二次側）、Ｑ3  トランジスタ、Ｒ1，Ｒ2  分圧抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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