(57)【要約】【課題】  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングのオン時間およびオフ時間を個別に調整できるとともに、最低スイッチング周波数を制御回路によって規定できる放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】  スイッチング素子２２のオン時には、インダクタンス素子２１１に電圧ＶＬ１が印加されてインダクタンス素子２１１に電流Ｉ１が流れエネルギーが蓄積され、スイッチング素子２２のオフ時には、インダクタンス素子２１１に蓄積されたエネルギーが負荷回路１０側に放出されてインダクタンス素子２１１に電圧ＶＬ２が印加される。制御回路６は、スイッチング素子２２の最大オフ時間を、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛ＶＬ１／（ＶＬ１＋ＶＬ２）｝で算出される結果に基づいて可変とする。なお、Ｔｍａｘ：スイッチング素子２２の最大スイッチング周期である。【選択図】図１
2005216540.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
少なくともスイッチング素子とインダクタンス素子とを具備して、スイッチング素子のオン時には少なくともインダクタンス素子に直流電源からのエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時には少なくともインダクタンス素子に蓄えたエネルギーを放出することで、直流電源の出力を少なくとも放電灯が必要とする電力に変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力状態を検出する出力状態検出手段と、出力状態検出手段が出力する出力検出信号と所定の指令値とを入力とする誤差増幅手段と、誤差増幅手段の出力に応じて前記スイッチング素子のオン時間の調整を行い、前記スイッチング素子がオンからオフに切り換わった後で前記インダクタンス素子を流れる電流が略ゼロに達したときに前記スイッチング素子をオンさせ、前記スイッチング素子のオフ時間が少なくとも第１の時間継続し且つ第２の時間を超えないように制御し、前記スイッチング素子のオン時間が少なくとも第３の時間継続し且つ第４の時間を超えないように制御するスイッチング制御手段とを具備して前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス素子に印加される第１の電圧と、前記スイッチング素子のオフ時に前記インダクタンス素子に生じる第２の電圧とを変数とする最大オフ時間調整関数によって第２の時間を調整することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記制御回路は、第１の電圧を第１の電圧と第２の電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記インダクタンス素子はトランスであり、前記制御回路は、第１の電圧にトランスの昇圧比を乗じた値を第１の電圧にトランスの昇圧比を乗じた値と第２の電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
第１の電圧を、第１の電圧を等価的に求めることができる前記ＤＣ−ＤＣ変換回路内の電圧に置き換え、第２の電圧を、第２の電圧を等価的に求めることができる前記ＤＣ−ＤＣ変換回路内の電圧に置き換えることを特徴とする請求項２または３記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
第１の電圧および第２の電圧を等価的に求めることができる前記ＤＣ−ＤＣ変換回路内の電圧は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧および出力電圧であることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は昇降圧コンバータで構成され、前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は前記インダクタンス素子としてトランスを備える昇降圧コンバータまたはフライバックコンバータで構成され、前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記制御回路は、アナログ演算回路で構成されて前記第２の時間を求める関数回路と、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路とを備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
前記制御回路は、マイコンを用いて求めた前記第２の時間をアナログ変換して出力する関数回路と、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧とアナログ変換された第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路とを備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路を備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせるもので、第１のコンデンサの充電電流は、分数で表される前記最大オフ時間調整関数の分母を構成する要素によって調整され、第１の電圧は、分数で表される前記最大オフ時間調整関数の分子を構成する要素のうち少なくとも変動する要素によって調整されることを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
前記制御回路は、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路を備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせるもので、第１のコンデンサの充電電流は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧とを加算した値に比例した電流であり、第１の電圧は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した電圧であることを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
前記制御回路は、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路を備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせるもので、第１のコンデンサの充電電流は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した値と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧に比例した値とを加算した電流であり、第１の電圧は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した電圧であることを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
前記制御回路は、第２のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電電圧と第３の時間または第４の時間に応じて設定される第２の電圧とを比較する比較器を具備して第３の時間または第４の時間を計測するオンタイマ回路とを備えており、前記スイッチング素子がオンした直後から、充電電圧が略ゼロである第２のコンデンサを充電し、第２のコンデンサの充電電圧が第２の電圧に達したことを比較器が検出することで、第３の時間または第４の時間が経過したことを検知するもので、第２のコンデンサの充電電流は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した電流であることを特徴とする請求項１２記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】
前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオフ時間を前記第２の時間に設定し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第４の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオン時間を前記第３の時間に設定することを特徴とする請求項１乃至１３いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項１５】
前記第３の電圧は、前記第４の電圧以下であることを特徴とする請求項１４記載の放電灯点灯装置。
【請求項１６】
前記制御回路は、放電灯が点灯しているか否かを判別する点灯判別回路の判別結果によって、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えたか否かを判断することを特徴とする請求項１４記載の放電灯点灯装置。
【請求項１７】
前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオフ時間を前記第２の時間より短い第５の時間に設定し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第４の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオン時間を前記第３の時間に設定することを特徴とする請求項１乃至１３いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項１８】
前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時間を調整するオン時間調整信号がオン時間を減少させる方向に変動したとき、オン時間調整信号が第１のレベル以下に達すると、前記スイッチング素子のオン時間を前記第３の時間に固定し、オン時間調整信号が第２のレベル以下に達すると、オン時間調整信号と第２のレベルとの差に応じて前記第２の時間を増加させることを特徴とする請求項１乃至１３いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項１９】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御回路は、電流検出手段の検出出力に第１の信号をオフセット量として重畳させ、前記第１の信号を重畳させた検出出力が、前記スイッチング素子のオン時間を調整するオン時間調整信号に達するまでの時間を前記スイッチング素子のオン時間に設定し、オン時間調整信号の大きさが第２の信号以下に達すると、オン時間調整信号と第２の信号との差に応じて前記第２の時間を増加させることを特徴とする請求項１乃至１３いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項２０】
前記第１の信号の大きさは、前記第２の信号の大きさ以上であることを特徴とする請求項１９記載の放電灯点灯装置。
【請求項２１】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御回路は、電流検出手段の電流検出信号に第１の信号をオフセット量として重畳させ、前記第１の信号を重畳させた電流検出信号が、前記スイッチング素子のオン時間を調整するオン時間調整信号に達するまでの時間を前記スイッチング素子のオン時間に設定し、オン時間調整信号の大きさが第２の信号以下に達すると、オン時間調整信号と第２の信号との差に応じて、前記第２の時間を計測するオフタイマ回路が備える前記第１のコンデンサの充電電流を減少させることを特徴とする請求項８乃至１２いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項２２】
前記第１の信号を生成する手段は、電流検出手段の検出出力に一端を接続した抵抗と、該抵抗の他端に所定電流を供給する電流源とを備えることを特徴とする請求項１９乃至２１いずれか記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の出力を、放電灯を安定点灯させるために必要な電力に変換して供給する放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電池や直流電源装置等の直流出力を電源として放電灯を安定に点灯させるためには、直流電源の出力を放電灯が必要とする電力へと変換するＤＣ−ＤＣ変換回路を備えた放電灯点灯装置が必要となる。図１３は従来の放電灯点灯装置の構成を示しており、放電灯点灯装置は、直流電源１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２と、インバータ回路３と、始動回路４と、放電灯５と、制御回路６とから構成される。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２はフライバックコンバータの構成を有する。直流電源１の正極はトランス２１の１次巻線の一端に接続されており、該１次巻線の他端はスイッチング素子２２の一端に接続されている。スイッチング素子２２の他端は１次側電流検出手段を介して直流電源１の負極に接続されている。直流電源１の負極は回路グランドに接続されている。トランス２１の２次巻線の一端は、ダイオード２３のアノードに接続されており、ダイオード２３のカソードはコンデンサ２４の正極に接続されている。コンデンサ２４の負極は２次側電流検出手段を介してトランス２１の２次巻線の他端に接続されている。トランス２１の１次巻線と２次巻線は図中の黒丸で示される極性に巻回されている。スイッチング素子２２がオンして、１次側電流Ｉ１が流れているオン期間にはトランス２１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子２２がオフすると、トランス２１の蓄積エネルギーによる逆起電力によりダイオード２３がオンとなり、２次側電流Ｉ２が流れる。これにより、平滑コンデンサ２４が充電される。そして、スイッチング素子２２をオン・オフすることで、トランス２１の２次巻線に誘起した電圧をダイオード２３で整流し、平滑コンデンサ２４を介して出力するもので、直流電源１の出力を放電灯５が必要な電力に変換している。
【０００４】
次に、インバータ回路３はＤＣ−ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４に充電された直流電圧を交流電圧に変換するためのフルブリッジインバータ回路であり、４個のスイッチング素子３１〜３４とそのドライブ回路３５とを備えている。コンデンサ２４の正極に接続されたスイッチング素子３１，３３は、コンデンサ２４の負極に接続されたスイッチング素子３２，３４とそれぞれ直列に接続され、それらの接続点の間に数百Ｈｚ程度の交流電圧が生じるように、スイッチング素子３１，３４がオンする期間とスイッチング素子３２，３３がオンする期間とが交番するように制御される。
【０００５】
次に、始動回路４はインバータ回路３の出力電圧を受けて、放電灯５が無負荷状態のときには、放電灯５を起動するための高電圧パルスを発生させるものであり、放電灯５が点灯した後は、高電圧パルスの発生を停止させるように構成されている。
【０００６】
次に、制御回路６について説明する。この放電灯点灯装置は、放電灯５に与える電力をＤＣ−ＤＣ変換回路２の動作により制御しており、制御回路６はＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の動作を制御している。まず、電力指令値発生回路６０１は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電力（すなわち放電灯５に供給するランプ電力）を決定するためのランプ電力指令Ｗｌａ’を発生する。電流指令値演算部６０２は電力指令値発生回路６０１から与えられたランプ電力指令Ｗｌａ’と放電灯５のランプ電圧とからＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電流の制御目標となるランプ電流指令Ｉｌａ’を演算する。そのために、出力電圧検出手段により検出したＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖｏｕｔ（コンデンサ２４の電圧）からランプ電圧Ｖｌａを等価的に検出し、ランプ電圧Ｖｌａはアンプ６０７を介して電流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部６０２で演算されたランプ電流指令Ｉｌａ’は、誤差増幅器６０３の一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力には、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の入力の間に設けられた出力電流検出手段により等価的に検出されたランプ電流Ｉｌａがアンプ６０６を介して入力されている。誤差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与えられたランプ電流指令Ｉｌａ’とアンプ６０６を介して入力されたランプ電流Ｉｌａの検出値とが入力され、比例積分演算器ＰＩを介してＰＷＭ信号指令値として作用する１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋ（オン時間調整信号）を作成し、コンパレータ６１０の反転入力端子に入力する。
【０００７】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２のトランス２１の１次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値とは、制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出値は、コンパレータ６１０の非反転入力端子に入力されており、その検出値が１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋよりも大きくなると、発振回路６０８ＨのＲｅｓｅｔ端子に強制オフ信号を送る。また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレータ６０９の反転入力端子に入力されている。コンパレータ６０９の非反転入力端子は回路グランドに接続されている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値がゼロになると、コンパレータ６０９から発振回路６０８ＩのＳｅｔ端子に強制オン信号が送られる。発振回路６０８Ｉはセット・リセットフリップフロップを含んで構成されており、そのＱ出力によりＤＣ−ＤＣ変換回路２のスイッチング素子２２をオン・オフ制御する。また、発振回路６０８Ｉには最大オフ時間可変信号発生回路６９０が接続されている。
【０００８】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、図１３ではフライバックコンバータを用いているが、直流電源１の出力を放電灯５が必要な電力に変換できるものであれば、チョークコンバータ、チョッパ回路等でもよい。
【０００９】
上記従来の放電灯点灯装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２のスイッチング素子２２を駆動するために発振回路６０８Ｉが出力するＰＷＭ信号は、所定のオン時間と、所定のオフ時間とを有しており、発振回路６０８ＩはＰＷＭ信号の強制オン・オフ機能を備えている。まず、スイッチング素子２２がオンして、スイッチング素子２２を流れる１次電流Ｉ１が１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋに達したことをコンパレータ６１０で検出すると、コンパレータ６１０は強制オフ信号を発振回路６０８Ｉへ出力して、発振回路６０８Ｉはスイッチング素子２２をオンからオフへ強制的に切り換える。スイッチング素子２２がオンからオフへ切り換わった後、トランス２１の２次電流Ｉ２が流れ出し、ダイオード２３を介して負荷側へ電力を供給する。そして、スイッチング素子２２のオン期間にトランス２１に蓄えられた磁気エネルギーが負荷側へ全て放出されると、２次電流Ｉ２がゼロになる。２次電流Ｉ２がゼロに達したことをコンパレータ６０９で検出すると、コンパレータ６１０９は強制オン信号を発振回路６０８Ｉへ出力して、発振回路６０８Ｉはスイッチング素子２２をオフからオンへ強制的に切り換える。
【００１０】
ただし、発振回路６０８Ｉでは、誤動作防止、および安定で適切なスイッチング動作の確保のために、所定の最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎの間はオン状態を継続し、所定の最小オフ時間Ｔｏｆｆｍｉｎの間はオフ状態を継続して、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎ、または最小オフ時間Ｔｏｆｆｍｉｎの間にコンパレータ６０９，６１０からの強制切換信号が入力されたとしても、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎまたは最小オフ時間Ｔｏｆｆｍｉｎが経過するまでは強制切換信号を無視する。
【００１１】
また、発振回路６０８Ｉは所定の最大オン時間Ｔｏｎｍａｘ、および所定の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘで発振しており、前記強制切換信号がなくても発振動作を行っている。ここで最大オン時間Ｔｏｎｍａｘは、電源インピーダンスが何らかの要因で高くなった場合や、出力の急変によって１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋが、電流が供給できないほどに瞬時的に過大な値となった場合に、スイッチング動作を可能とするために設けられている。
【００１２】
さらに、ＨＩＤランプのような放電灯５の場合、ランプが冷えている条件では、ランプ電圧が低いため、スイッチング素子２２のオン時に、トランス２１に蓄えられたエネルギーを負荷側に供給する時間が長くなり、スイッチング周波数が大幅に低下する。スイッチング周波数の低下は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の大型化を招くため、スイッチング周波数が過度に低下しないように、最大オフ時間可変信号発生回路６９０で最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘが設定されている。したがって、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘが経過してもオフである場合は、オンに移行し、このとき、トランス２１の２次電流Ｉ２が略ゼロにならないうちに再びオンする電流連続モードで動作する。
【００１３】
また、最大オフ時間可変信号発生回路６９０で設定される最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘは、入出力条件、例えば出力指令である１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋによって可変とされる。これは、電源電圧範囲が広い場合や、ＨＩＤランプのように広範囲でランプ電圧が変動する場合、特にＨＩＤランプが冷えている場合に初期光束が低いため光束立上げ速度を上げるため一時的に過大なランプ電力を供給する場合に、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを大きい値に固定していると、低電源電圧、低ランプ電圧の条件下でのスイッチング周波数の低下が大きくなり、逆に最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを小さい値に固定していると、低ランプ電圧、高ランプ電力の条件下でスイッチング周波数が上昇し、スイッチング損失の増大を招くためである。（例えば、特許文献１参照）
【特許文献１】特開２０００−３４０３８５号公報（段落番号［００１７］〜［００３６］、図１，図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上記従来例の最大オフ時間可変信号発生回路６９０は、スイッチング素子２２のオン時間によらず、所定の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを設定しているため、スイッチング周波数が最も低くなると考えられる低電源電圧時、低ランプ電圧時の電流連続モード等において、その最低スイッチング周波数を一義的に決定することが難しい。スイッチングノイズやリプル等を除去するフィルタは、スイッチングの最低周波数を考慮して設計するが、応答性や、フィルタ部品の大型化等の問題があって過度に低い最低周波数に設定することは望ましくない。また、トランスやインダクタ等のインダクタンス素子の最大電流にも影響するため、最低周波数が規定されないと設計は難しく、コア等が必要以上に大きくなる場合がある。このように、最低スイッチング周波数が決定されなければ、フィルタや、インダクタンス素子の設計が難しいものとなっていた。
【００１５】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングのオン時間およびオフ時間を個別に調整できるとともに、最低スイッチング周波数を制御回路によって規定できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１の発明は、直流電源と、少なくともスイッチング素子とインダクタンス素子とを具備して、スイッチング素子のオン時には少なくともインダクタンス素子に直流電源からのエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時には少なくともインダクタンス素子に蓄えたエネルギーを放出することで、直流電源の出力を少なくとも放電灯が必要とする電力に変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力状態を検出する出力状態検出手段と、出力状態検出手段が出力する出力検出信号と所定の指令値とを入力とする誤差増幅手段と、誤差増幅手段の出力に応じて前記スイッチング素子のオン時間の調整を行い、前記スイッチング素子がオンからオフに切り換わった後で前記インダクタンス素子を流れる電流が略ゼロに達したときに前記スイッチング素子をオンさせ、前記スイッチング素子のオフ時間が少なくとも第１の時間継続し且つ第２の時間を超えないように制御し、前記スイッチング素子のオン時間が少なくとも第３の時間継続し且つ第４の時間を超えないように制御するスイッチング制御手段とを具備して前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス素子に印加される第１の電圧と、前記スイッチング素子のオフ時に前記インダクタンス素子に生じる第２の電圧とを変数とする最大オフ時間調整関数によって第２の時間を調整することを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングのオン時間およびオフ時間を個別に調整できるとともに、スイッチング周波数が最も低くなる低電源電圧時、低ランプ電圧時の電流連続モードにおけるスイッチング周波数を制御回路によって規定することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各定数や、フィルタ、インダクタンス素子の設計を容易にすることができる。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１において、前記制御回路は、第１の電圧を第１の電圧と第２の電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、最大オフ時間調整関数を具体的に表すことができる。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項１において、前記インダクタンス素子はトランスであり、前記制御回路は、第１の電圧にトランスの昇圧比を乗じた値を第１の電圧にトランスの昇圧比を乗じた値と第２の電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、インダクタンス素子にトランスを用いた場合でも、最大オフ時間調整関数を具体的に表すことができる。
【００２２】
請求項４の発明は、請求項２または３において、第１の電圧を、第１の電圧を等価的に求めることができる前記ＤＣ−ＤＣ変換回路内の電圧に置き換え、第２の電圧を、第２の電圧を等価的に求めることができる前記ＤＣ−ＤＣ変換回路内の電圧に置き換えることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、検出が容易な電圧信号を用いて最大オフ時間調整関数を具体的に表すことができる。
【００２４】
請求項５の発明は、請求項４において、第１の電圧および第２の電圧を等価的に求めることができる前記ＤＣ−ＤＣ変換回路内の電圧は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧および出力電圧であることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、検出が容易なＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧および出力電圧を用いて最大オフ時間調整関数を具体的に表すことができる。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項５において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は昇降圧コンバータで構成され、前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路が昇降圧コンバータで構成される場合に、検出が容易なＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧および出力電圧を用いて最大オフ時間調整関数を具体的に表すことができる。
【００２８】
請求項７の発明は、請求項５において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は前記インダクタンス素子としてトランスを備える昇降圧コンバータまたはフライバックコンバータで構成され、前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧との和で除した値に、前記スイッチング素子の最大スイッチング周期を乗じた値を前記第２の時間とすることを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がトランスを備える昇降圧コンバータまたはフライバックコンバータで構成される場合に、検出が容易なＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧および出力電圧を用いて最大オフ時間調整関数を具体的に表すことができる。
【００３０】
請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれかにおいて、前記制御回路は、アナログ演算回路で構成されて前記第２の時間を求める関数回路と、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路とを備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、関数回路で求めたスイッチング素子の最大オフ時間を計測可能なオフタイマ回路を構成することができる。
【００３２】
請求項９の発明は、請求項１乃至７いずれかにおいて、前記制御回路は、マイコンを用いて求めた前記第２の時間をアナログ変換して出力する関数回路と、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧とアナログ変換された第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路とを備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
【００３３】
この発明によれば、関数回路で求めたスイッチング素子の最大オフ時間を計測可能なオフタイマ回路を構成することができる。
【００３４】
請求項１０の発明は、請求項１乃至７いずれかにおいて、前記制御回路は、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路を備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせるもので、第１のコンデンサの充電電流は、分数で表される前記最大オフ時間調整関数の分母を構成する要素によって調整され、第１の電圧は、分数で表される前記最大オフ時間調整関数の分子を構成する要素のうち少なくとも変動する要素によって調整されることを特徴とする。
【００３５】
この発明によれば、最大オフ時間調整関数によって、第１のコンデンサの充電電流および第１の電圧を設定することができる。
【００３６】
請求項１１の発明は、請求項７において、前記制御回路は、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路を備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせるもので、第１のコンデンサの充電電流は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧とを加算した値に比例した電流であり、第１の電圧は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した電圧であることを特徴とする。
【００３７】
この発明によれば、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がトランスを備える昇降圧コンバータまたはフライバックコンバータで構成される場合に、第１のコンデンサの充電電流および第１の電圧を設定することができる。
【００３８】
請求項１２の発明は、請求項７において、前記制御回路は、第１のコンデンサおよび第１のコンデンサの充電電圧と第２の時間に応じて設定される第１の電圧とを比較する比較器を具備して第２の時間を計測するオフタイマ回路を備えており、前記スイッチング素子がオフした直後から、充電電圧が略ゼロである第１のコンデンサを充電し、第１のコンデンサの充電電圧が第１の電圧に達したことを比較器が検出すれば前記スイッチング素子をオンさせるもので、第１のコンデンサの充電電流は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した値と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧に比例した値とを加算した電流であり、第１の電圧は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した電圧であることを特徴とする。
【００３９】
この発明によれば、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がトランスを備える昇降圧コンバータまたはフライバックコンバータで構成される場合に、第１のコンデンサの充電電流および第１の電圧を設定することができる。
【００４０】
請求項１３の発明は、請求項１２において、前記制御回路は、第２のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電電圧と第３の時間または第４の時間に応じて設定される第２の電圧とを比較する比較器を具備して第３の時間または第４の時間を計測するオンタイマ回路とを備えており、前記スイッチング素子がオンした直後から、充電電圧が略ゼロである第２のコンデンサを充電し、第２のコンデンサの充電電圧が第２の電圧に達したことを比較器が検出することで、第３の時間または第４の時間が経過したことを検知するもので、第２のコンデンサの充電電流は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧にトランスの昇圧比を乗じた値に比例した電流であることを特徴とする。
【００４１】
この発明によれば、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がトランスを備える昇降圧コンバータまたはフライバックコンバータで構成される場合に、第２のコンデンサの充電電流を設定することができる。
【００４２】
請求項１４の発明は、請求項１乃至１３いずれかにおいて、前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオフ時間を前記第２の時間に設定し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第４の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオン時間を前記第３の時間に設定することを特徴とする。
【００４３】
この発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が過電圧時にスイッチング素子のスイッチング周波数が高くならないように制御できる。
【００４４】
請求項１５の発明は、請求項１４において、前記第３の電圧は、前記第４の電圧以下であることを特徴とする。
【００４５】
この発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が過電圧時にスイッチング素子のオフ時間が最大となった場合でも、スイッチング素子のオン時間を最小とすることで、過電圧時にスイッチング素子のスイッチング周波数が高くならないように制御できる。
【００４６】
請求項１６の発明は、請求項１４において、前記制御回路は、放電灯が点灯しているか否かを判別する点灯判別回路の判別結果によって、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えたか否かを判断することを特徴とする。
【００４７】
この発明によれば、点灯判別回路を用いることで、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えたか否かを判断する手段を別に設ける必要がなく、構成の簡略化を図ることができる。
【００４８】
請求項１７の発明は、請求項１乃至１３いずれかにおいて、前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第３の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオフ時間を前記第２の時間より短い第５の時間に設定し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が第４の電圧を超えている間、前記スイッチング素子のオン時間を前記第３の時間に設定することを特徴とする。
【００４９】
この発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が所定値を超えている場合に、スイッチング素子のオフ時間を一定に制御できる。
【００５０】
請求項１８の発明は、請求項１乃至１３いずれかにおいて、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時間を調整するオン時間調整信号がオン時間を減少させる方向に変動したとき、オン時間調整信号が第１のレベル以下に達すると、前記スイッチング素子のオン時間を前記第３の時間に固定し、オン時間調整信号が第２のレベル以下に達すると、オン時間調整信号と第２のレベルとの差に応じて前記第２の時間を増加させることを特徴とする。
【００５１】
この発明によれば、負荷短絡時にスイッチング素子の最大オフ時間を増加させることで短絡電流を制御することができる。
【００５２】
請求項１９の発明は、請求項１乃至１３いずれかにおいて、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御回路は、電流検出手段の検出出力に第１の信号をオフセット量として重畳させ、前記第１の信号を重畳させた検出出力が、前記スイッチング素子のオン時間を調整するオン時間調整信号に達するまでの時間を前記スイッチング素子のオン時間に設定し、オン時間調整信号の大きさが第２の信号以下に達すると、オン時間調整信号と第２の信号との差に応じて前記第２の時間を増加させることを特徴とする。
【００５３】
この発明によれば、負荷短絡時にスイッチング素子の最大オフ時間を増加させることで短絡電流を制御することができる。
【００５４】
請求項２０の発明は、請求項１９において、前記第１の信号の大きさは、前記第２の信号の大きさ以上であることを特徴とする。
【００５５】
この発明によれば、負荷短絡時にスイッチング素子のオン時間が最大となった場合でも、スイッチング素子の最大オフ時間を増加させることで短絡電流を制御することができる。
【００５６】
請求項２１の発明は、請求項８乃至１２いずれかにおいて、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御回路は、電流検出手段の電流検出信号に第１の信号をオフセット量として重畳させ、前記第１の信号を重畳させた電流検出信号が、前記スイッチング素子のオン時間を調整するオン時間調整信号に達するまでの時間を前記スイッチング素子のオン時間に設定し、オン時間調整信号の大きさが第２の信号以下に達すると、オン時間調整信号と第２の信号との差に応じて、前記第２の時間を計測するオフタイマ回路が備える前記第１のコンデンサの充電電流を減少させることを特徴とする。
【００５７】
この発明によれば、負荷短絡時にスイッチング素子の最大オフ時間を増加させることで短絡電流を制御することができる。
【００５８】
請求項２２の発明は、請求項１９乃至２１いずれかにおいて、前記第１の信号を生成する手段は、電流検出手段の検出出力に一端を接続した抵抗と、該抵抗の他端に所定電流を供給する電流源とを備えることを特徴とする。
【００５９】
この発明によれば、第１の信号生成手段を簡易な構成とすることができる。
【発明の効果】
【００６０】
以上説明したように、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングのオン時間およびオフ時間を個別に調整できるとともに、スイッチング周波数が最も低くなる低電源電圧時、低ランプ電圧時の電流連続モードにおけるスイッチング周波数を制御回路によって規定することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各定数や、フィルタ、インダクタンス素子の設計を容易にすることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６１】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００６２】
（実施形態１）
図１は本発明の放電灯点灯装置の基本構成を示しており、放電灯点灯装置は、直流電源１と、直流電源１の出力を所望の出力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の動作を制御する制御回路６と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２から必要な電力を供給される放電灯を含む負荷回路１０とから構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は少なくとも、トランスやインダクタ等のインダクタンス素子２１１と、スイッチング素子２２と、ダイオード２３と、負荷回路１０に並列接続したコンデンサ２４とを備え、制御回路６がスイッチング素子２２をＰＷＭ駆動する。図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子２２のオン時には、少なくとも直流電源１と、スイッチング素子２２と、インダクタンス素子２１１とからなる閉回路中のインダクタンス素子２１１に電圧ＶＬ１が印加され、インダクタンス素子２１１に電流Ｉ１が流れてエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２のオフ時には、インダクタンス素子２１１に蓄積されたエネルギーが電流Ｉ２として負荷回路１０側に放出され、少なくとも負荷回路１０とコンデンサ２４との並列回路と、インダクタンス素子２１１とからなる閉回路中のインダクタンス素子２１１に電圧ＶＬ２が発生する。
【００６３】
制御回路６は、上記のようにスイッチング素子２２をオン・オフ駆動するときに、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを、最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛ＶＬ１／（ＶＬ１＋ＶＬ２）｝で算出される結果に基づいて可変とする。なお、Ｔｍａｘ：スイッチング素子２２の最大スイッチング周期である。ここで、インダクタンス素子２１１の両端電圧をスイッチング素子２２のオン時およびオフ時に測定することは難しいので、等価的な方法で電圧ＶＬ１，ＶＬ２を求めて、演算してもよい。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の構成が決まれば、スイッチング素子２２のオン時およびオフ時のインダクタンス素子２１１の両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔ等の比較的測定が容易な値を用いて等価的に置き換えることが可能である。
【００６４】
例えば図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２が昇圧チョッパ構成である場合、スイッチング素子２２オン時には、ＶＬ１＝Ｖｉｎ、スイッチング素子２２オフ時には、ＶＬ２＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎとなり、電圧ＶＬ１，ＶＬ２を電圧Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔに等価的に置き換えることが可能となる。
【００６５】
次に図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２が昇降圧チョッパ構成である場合、スイッチング素子２２オン時には、ＶＬ１＝Ｖｉｎ、スイッチング素子２２オフ時には、ＶＬ２＝Ｖｏｕｔとなり、電圧ＶＬ１，ＶＬ２を電圧Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔに等価的に置き換えることが可能となる。
【００６６】
次に図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２が降圧チョッパ構成である場合、スイッチング素子２２オン時には、ＶＬ１＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ、スイッチング素子２２オフ時には、ＶＬ２＝Ｖｏｕｔとなり、電圧ＶＬ１，ＶＬ２を電圧Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔに等価的に置き換えることが可能となる。
【００６７】
また、インダクタンス素子２１１がトランス構造である場合は、トランスの１次側から２次側への昇圧比をＮとすると、２次側電圧を１次側電圧に変換、あるいは１次側電圧を２次側電圧に変換することで対応する。例えば、図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２が昇圧比Ｎのトランスを用いたフライバックコンバータである場合、フライバックコンバータは昇降圧チョッパ回路をトランス構成にしたものと等価であると考えられ、２次側電圧を１次側電圧に変換して、スイッチング素子２２オン時には、ＶＬ１＝Ｖｉｎ、スイッチング素子２２オフ時には、ＶＬ２＝Ｖｏｕｔ／Ｎとなり、あるいは１次側電圧を２次側電圧に変換して、スイッチング素子２２オン時には、ＶＬ１＝Ｎ・Ｖｉｎ、スイッチング素子２２オフ時には、ＶＬ２＝Ｖｏｕｔとなる。いずれの変換を用いても、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘは同じ値となり、最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛Ｎ・Ｖｉｎ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝で算出される結果に基づいて可変となる。
【００６８】
このように本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２のスイッチング２２のオン時間およびオフ時間を個別に調整できるとともに、スイッチング周波数が最も低くなる低電源電圧時、低ランプ電圧時の電流連続モードにおけるスイッチング周波数を制御回路６によって規定することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の各定数や、フィルタ、インダクタンス素子の設計を容易にすることができる。
【００６９】
なお、スイッチング素子２２オン時にトランスやインダクタ等のインダクタンス素子にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子２２オフ時にインダクタンス素子に蓄積されたエネルギーを負荷側に放出する方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２であれば、前記チョッパ回路や、前記フライバックコンバータの回路方式に限定されるものではなく、スイッチング素子２２のオン時およびオフ時のインダクタンス素子の両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２を等価的に置き換えることができる電圧値であれば、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを算出する最大オフ時間調整関数は前記同様に変換することができる。
【００７０】
（実施形態２）
図３は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示しており、放電灯点灯装置は、直流電源１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２と、インバータ回路３と、始動回路４と、放電灯５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の動作を制御する制御回路６とから構成され、従来例の図１３と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００７１】
本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２が昇圧比Ｎのトランスを用いたフライバックコンバータであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の動作を制御する制御回路６が備える関数回路６１３に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチング素子２２の最低スイッチング周波数を設定する最大周期信号指令Ｔｍａｘとが入力されて、実施形態１で説明したフライバックコンバータのスイッチング素子２２の最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛Ｎ・Ｖｉｎ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝を適用したものである。そして、関数回路６１３は、算出した最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘに応じて最大オフ時間調整信号を発振回路６０８Ａへ出力する。
【００７２】
また、コンパレータ６０９の反転入力端子にはスイッチング素子２２の両端電圧Ｖｓｗが入力され、コンパレータ６０９の非反転入力端子にはしきい値電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。
【００７３】
次に、関数回路６１３および発振回路６０８Ａの具体的な回路構成を図４に示す。発振回路６０８Ａは、電流源ＪｓによってコンデンサＣｓを充電し、コンデンサＣｓの両端電圧が所定値に達したことをコンパレータＣｏｍｐ１で検出することでスイッチング素子２２のオフ時間を計測するオフタイマ回路６０８ａと、電流源ＪｒによってコンデンサＣｒを充電し、コンデンサＣｒの両端電圧が所定値に達したことをコンパレータＣｏｍｐ２で検出することでスイッチング素子２２のオン時間を計測するオンタイマ回路６０８ｂと、オフタイマ回路６０８ａの出力をセット端子に入力し、オンタイマ回路６０８ｂの出力をリセット端子に入力して、スイッチング素子２２のオン・オフ信号を出力するセット・リセットフリップフロップ６０８ｃとを備える。
【００７４】
そして、発振回路６０８Ａの外部から強制オフ信号がオンタイマ回路６０８ｂに入力されなければ、オンタイマ回路６０８ｂでは、コンデンサＣｒの両端電圧が電圧Ｖｒ２に達したときにコンパレータＣｏｍｐ２の出力はＨレベルとなり、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃをリセットし、スイッチング素子２２をオフさせる。これが最大オン時間Ｔｏｎｍａｘとなる。対して、発振回路６０８Ａの外部から強制オフ信号がオンタイマ回路６０８ｂに入力されると、コンパレータＣｏｍｐ２のしきい値電圧が電圧Ｖｒ２から電圧Ｖｒ１に切換わり（Ｖｒ１＜Ｖｒ２）、コンデンサＣｒの両端電圧が電圧Ｖｒ１に達したときにコンパレータＣｏｍｐ２の出力はＨレベルとなり、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃを強制的にリセットし、スイッチング素子２２を強制オフさせる。強制オフ信号が入力されても、コンデンサＣｒの両端電圧が電圧Ｖｒ１に達するまではスイッチング素子２２はオン状態を維持する。すなわち、これが最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎとなる。コンデンサＣｒは、スイッチＳＷｒ１を並列接続しており、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃの反転出力によってスイッチＳＷｒ１をオンして充電電荷を放電する。
【００７５】
また、発振回路６０８Ａの外部から強制オン信号がオフタイマ回路６０８ａに入力されなければ、オフタイマ回路６０８ａでは、コンデンサＣｓの両端電圧が、関数回路６１３から最大オフ時間調整信号として入力された電圧に達したときにコンパレータＣｏｍｐ１の出力はＨレベルとなり、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃをセットし、スイッチング素子２２をオンさせる。これが最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを計測、規定しており、最大オフ時間調整信号の電圧に比例した最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘとなる。対して、発振回路６０８Ａの外部から強制オン信号がオフタイマ回路６０８ａに入力されると、コンパレータＣｏｍｐ１のしきい値電圧が最大オフ時間調整信号から電圧Ｖｓ１に切換わり（Ｖｓ１＜最大オフ時間調整信号）、コンデンサＣｓの両端電圧が電圧Ｖｓ１に達したときにコンパレータＣｏｍｐ１の出力はＨレベルとなり、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃを強制的にセットし、スイッチング素子２２を強制オンさせる。強制オン信号が入力されても、コンデンサＣｓの両端電圧が電圧Ｖｓ１に達するまではスイッチング素子２２はオフ状態を維持する。すなわち、これが最小オフ時間Ｔｏｆｆｍｉｎとなる。コンデンサＣｓは、スイッチＳＷｓ１を並列接続しており、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃの出力によってスイッチＳＷｓ１をオンして充電電荷を放電する。なお、オフタイマ回路６０８ａ、オンタイマ回路６０８ｂの回路構成は、上記と同様の機能を有するものであればよい。
【００７６】
最大オフ時間調整信号を出力する関数回路６１３は、フライバックコンバータのスイッチング素子２２の最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛Ｎ・Ｖｉｎ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝によって求めた最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘに応じた最大オフ時間調整信号を出力するもので、基本的に除算機能が必要となるため、図４ではトランジスタのＶｂｅ（ベース−エミッタ間電圧）−Ｉｅ（エミッタ電流）特性を利用した乗除算回路６１３ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号をＮ倍して電圧−電流変換した｛ｋ・Ｎ・Ｖｉｎ｝で表される電流Ｉｖｉｎを供給するＶ−Ｉ変換器６１３ｂと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号を電圧−電流変換した｛ｋ・Ｎ・Ｖｏｕｔ｝で表される電流Ｉｖｏｕｔを供給するＶ−Ｉ変換器６１３ｃと、Ｖ−Ｉ変換器６１３ｂの供給電流Ｉｖｉｎを入力とする電流ミラー回路６１３ｄと、最大オフ時間調整信号を発生させるＩ−Ｖ変換器６１３ｅとを備える。ここで、ｋは電圧−電流変換の変換係数である。
【００７７】
乗除算回路６１３ａは、制御電源Ｖｃｃに各コレクタを接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ５を備え、トランジスタＴｒ１のエミッタは、スイッチング素子２２の最大スイッチング周期Ｔｍａｘに応じた電流を供給する電流源Ｊ１を介して回路グランドに接続しており、電流Ｉ１が流れる。トランジスタＴｒ２は、ベースをトランジスタＴｒ１のエミッタに接続し、エミッタをＶ−Ｉ変換器６１３ｂの出力を介して回路グランドに接続しており、電流Ｉ２＝ｋ・Ｎ・Ｖｉｎが流れる。トランジスタＴｒ３のエミッタは、トランジスタＴｒ２のエミッタをベースに接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ６および電流源Ｊ２を介して回路グランドに接続している。トランジスタＴｒ４のエミッタは、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ７および電流源Ｊ２を介して回路グランドに接続して、電流Ｉ４が流れており、電流Ｉ４はＩ−Ｖ変換器６１３ｅによって最大オフ時間調整信号に変換される。トランジスタＴｒ５は、ベースをトランジスタＴｒ３のエミッタに接続し、エミッタをＶ−Ｉ変換器６１３ｃの出力を介して回路グランドに接続するとともに、電流ミラー回路６１３ｄの出力を介して回路グランドに接続して、電流Ｉ３が流れており、電流Ｉ３はＶ−Ｉ変換器６１３ｃおよび電流ミラー回路６１３ｄの各出力電流の和となっている。また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ４の各ベースにはしきい値電圧Ｖｒｅｆ２が接続され、トランジスタＴｒ７のベースはトランジスタＴｒ５のエミッタに接続されている。
【００７８】
上記乗除算回路６１３ａでは、Ｉ４＝Ｉ１・Ｉ２／Ｉ３の関係であり、Ｉ−Ｖ変換器６１３ｅでは、この電流Ｉ４に電流−電圧変換を施して、最大オフ時間調整信号を出力しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２のスイッチング周波数の下限を規定している。なお、関数回路６１３は上記構成に限定されるものではなく、他の乗算回路、除算回路を用いたものであっても同様の演算を行うものであればよい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の回路方式の違いによって最大オフ時間調整関数が変われば、最大オフ時間調整関数に応じて乗除算回路６１３ａの回路構成を変える必要がある。
【００７９】
また、図４に示す関数回路６１３はアナログ演算回路を用いているが、図５に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの各検出信号をＡ／Ｄコンバータ６１３ｆでＡ／Ｄ変換してデジタル化して、マイコン６１３ｇに取り込み、マイコン６１３ｇ内で乗算、加算、除算等の数値演算を行った結果をＤ／Ａコンバータ６１３ｈでＤ／Ａ変換して、最大オフ時間調整信号として出力してもよい。あるいは、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘの計測のみを高速のデジタルカウンタで行うことで、マイコンでの数値演算値を直接設定する構成でもよい。
【００８０】
（実施形態３）
実施形態２では、乗除算回路を具備した関数回路６１３によって最大オフ時間調整信号を生成していたが、本実施形態では関数回路６１３を削除して、図６に示す発振回路６０８Ｂに最大オフ時間調整機能を組み込んだものである。
【００８１】
以下、発振回路６０８Ｂについて説明する。発振回路６０８Ｂが具備するオフタイマ回路６０８ａにおいては、コンデンサＣｓを充電する電流源Ｊｓの電流値を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号をＮ倍した信号と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号との和、すなわち最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛Ｎ・Ｖｉｎ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝の分母を構成する｛Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ｝によってコントロールする。さらに発振回路６０８Ｂの外部から強制オン信号がオフタイマ回路６０８ａに入力されていないときにコンパレータＣｏｍｐ１でコンデンサＣｓの両端電圧と比較するしきい値電圧を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号をＮ倍した信号、すなわち最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛Ｎ・Ｖｉｎ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝の分子を構成する変動量｛Ｎ・Ｖｉｎ｝によってコントロールする。このようにオフタイマ回路６０８ａを構成することによって、発振回路６０８Ｂに最大オフ時間調整機能を組み込むことができる。
【００８２】
本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２にフライバックコンバータを用いているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２に他の回路方式を用いた場合は、その回路方式に対応する最大オフ時間調整関数の分母によって、電流源Ｊｓの電流を制御し、その回路方式に対応する最大オフ時間調整関数の分子を構成する変動量によって、コンパレータＣｏｍｐ１でコンデンサＣｓの両端電圧と比較する上記しきい値電圧をコントロールする。
【００８３】
なお、他の構成は実施形態２と同様であり、説明は省略する。
【００８４】
（実施形態４）
実施形態３の発振回路６０８Ｂでは、コンデンサＣｓの充電電流を、｛Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ｝によってコントロールしたが、図７に示す本実施形態での発振回路６０８Ｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号をＮ倍した信号を電圧−電流変換して、｛ｋ・Ｎ・Ｖｉｎ｝で表される電流Ｉｖｉｎを供給するＶ−Ｉ変換器６０８ｄと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号を電圧−電流変換した｛ｋ・Ｎ・Ｖｏｕｔ｝で表される電流Ｉｖｏｕｔを供給するＶ−Ｉ変換器６０８ｅと、Ｖ−Ｉ変換器６０８ｄの供給電流Ｉｖｉｎを入力とする電流ミラー回路６０８ｆとを備えて、電流Ｉｖｉｎと電流Ｉｖｏｕｔとの和をコンデンサＣｓの充電電流Ｉｓとしている。電流信号の加減算は配線の接続のみで行うことができるので、加減算回路を別途用いる必要がなく、簡易な構成とすることができる。
【００８５】
また、実施形態３の発振回路６０８Ｂでは、オフタイマ回路６０８ａ、オンタイマ回路６０８ｂにおいて、強制オン信号、強制オフ信号が外部から各々入力されると、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２がコンデンサＣｓ，Ｃｒの各充電電圧と比較する各しきい値電圧は、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを規定するための電圧、スイッチング素子２２の最大オン時間Ｔｏｎｍａｘを規定するための電圧から、最小オフ時間Ｔｏｆｆｍｉｎを規定するための電圧、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを規定するための電圧に切換わるように設定されている。
【００８６】
対して、本実施形態の発振回路６０８Ｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号をＮ倍した信号を入力とする抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２、スイッチＳＷｓ２の直列回路、および電圧Ｖｒ２を入力とする抵抗Ｒｒ１，Ｒｒ２、スイッチＳＷｒ２の直列回路を備えており、抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２の接続点電圧が、コンパレータＣｏｍｐ１でコンデンサＣｓの両端電圧と比較されるしきい値電圧となり、抵抗Ｒｒ１，Ｒｒ２の接続点電圧が、コンパレータＣｏｍｐ２でコンデンサＣｒの両端電圧と比較されるしきい値電圧となる。そして、スイッチＳＷｓ２，ＳＷｒ２は強制オン信号、強制オフ信号によって各々オンされるもので、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを規定するための電圧Ｎ・Ｖｉｎ、最大オン時間Ｔｏｎｍａｘを規定するための電圧Ｖｒ２を、スイッチＳＷｓ２，ＳＷｒ２オン時に各々抵抗分圧することで、最小オフ時間Ｔｏｆｆｍｉｎを規定するためのしきい値電圧、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを規定するためのしきい値電圧を生成するとともに、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２の各しきい値電圧を切換えている。
【００８７】
さらに、実施形態３の発振回路６０８Ｂでは、オンタイマ回路６０８ｂで規定される最大オン時間Ｔｏｎｍａｘ、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎは、各々固定時間であった。ここで、オンタイマ回路６０８ｂは通常、オン時間が過大にならないように最大オン時間Ｔｏｎｍａｘを設け、安定した連続発振が得られるように最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを設けるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２ではオン時間が長いほど、あるいは直流電源１の電源電圧が高いほど、オン状態のスイッチング素子２２に流れる電流が大きくなる。そのため、上記最大オン時間Ｔｏｎｍａｘ、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎは、直流電源１の電源電圧に反比例するように可変とすることが望ましい。
【００８８】
そこで、本実施形態の発振回路６０８Ｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎに比例した電流信号Ｉｖｉｎを入力とする電流ミラー回路６０８ｆの出力を、コンデンサＣｒの充電電流Ｉｒとすることで、直流電源１の電源電圧に反比例するように最大オン時間Ｔｏｎｍａｘ、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを可変としており、１次電流Ｉ１の保護機能として有効に働く。
【００８９】
なお、他の構成は実施形態３と同様であり、説明は省略する。
【００９０】
（実施形態５）
図８に構成を示す本実施形態の発振回路６０８Ｄは、実施形態４の発振回路６０８Ｃに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力過電圧の保護回路を設けたものである。発振回路６０８Ｄは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号が所定のしきい値電圧Ｖｎ２に達したことを検出するコンパレータＣｏｍｐ４と、コンパレータＣｏｍｐ４の出力と強制オフ信号とが入力されるＯＲ素子６０８ｉとを備え、電圧Ｖｏｕｔの検出信号が所定のしきい値電圧Ｖｎ２を超えている間は、オンタイマ回路６０８ｂのスイッチＳＷｒ２がオンして、スイッチング素子２２が常に最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎで動作するように制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔが低下するように制御する。また、このような過電圧保護制御においてスイッチング素子２２が最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎで動作したときは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力が図３のインバータ回路３、始動回路４、放電灯５からなる負荷回路の最低消費電力より小さくなるように設定されている。
【００９１】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力過電圧時は、定常時に比べてスイッチング素子２２のオン時にトランス２１（インダクタンス素子）に蓄えられたエネルギーを、スイッチング素子２２のオフ時に放出する時間が短くなる。そのため、トランス２１の２次側電流Ｉ２が略ゼロになったことを検出して発振回路６０８Ｄに入力される強制オン信号は、スイッチング素子２２の短いオフ期間後に入力されるため、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が高くなる。スイッチング周波数が高いと、上記過電圧保護制御時にＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなるので、過電圧保護には不利となる。そこで、発振回路６０８Ｄは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号が所定のしきい値電圧Ｖｎ１に達したことを検出するコンパレータＣｏｍｐ３と、コンパレータＣｏｍｐ３の出力と強制オン信号とが入力されるＡＮＤ素子６０８ｈとを備え、電圧Ｖｏｕｔの検出信号が所定のしきい値電圧Ｖｎ１を超えている間は、強制オン信号がオフタイマ回路６０８ａのスイッチＳＷｓ２に伝達されず、スイッチＳＷｓ２はオフ状態を維持し、スイッチング素子２２が常に最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘで動作するように制御する。ここでは、Ｖｎ１≦Ｖｎ２に設定している。
【００９２】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２として図８のようなフライバックコンバータを用いている場合、最大オフ時間調整関数  Ｔｏｆｆｍａｘ＝Ｔｍａｘ×｛Ｎ・Ｖｉｎ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝であり、その分母にＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔがあり、過電圧時のように出力電圧Ｖｏｕｔが大きい場合、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘが短くなり、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘで動作していてもスイッチング素子２２のスイッチング周波数は上昇してしまう。そこで本実施形態の発振回路６０８Ｄは、実施形態４の発振回路６０８Ｃに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号を電圧−電流変換した｛ｋ・Ｎ・Ｖｏｕｔ｝で表される電流Ｉｖｏｕｔを供給するＶ−Ｉ変換器６０８ｅの前段に、出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号に対して最大制限値を設定して、Ｖ−Ｉ変換器６０８ｅが供給する電流Ｉｖｏｕｔが一定値以上とならないように制限を設ける最大値制限回路６０８ｇを備えて、出力電圧Ｖｏｕｔの過電圧時に、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が過度に高くならないようにしている。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔの過電圧保護を安定して制御することができる。
【００９３】
なお、放電灯点灯装置の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧となる条件は、点灯直前のように、放電灯５が消灯している状態でＤＣ−ＤＣコンバータ回路２を動作させる場合等である。また、点灯状態を維持する最高電圧と、上記消灯時の過電圧との差は比較的大きく、上記しきい値電圧Ｖｎ１を、点灯時の最高電圧に対応する電圧以上、且つ上記しきい値電圧Ｖｎ２未満に設定し、出力電圧Ｖｏｕｔが想定値以上の領域では、上記最大値制限回路６０８ｇによって、Ｖ−Ｉ変換器６０８ｅが供給する電流Ｉｖｏｕｔが一定値以上とならないように制限を設けることが望ましい。
【００９４】
なお、他の構成は実施形態４と同様であり、説明は省略する。
【００９５】
（実施形態６）
実施形態５の発振回路６０８Ｄは、コンパレータＣｏｍｐ３を備えて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号がしきい値電圧Ｖｎ１に達したことを検出し、電圧Ｖｏｕｔの検出信号が所定のしきい値電圧Ｖｎ１を超えている間はスイッチング素子２２が常に最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘで動作するように制御するが、本実施形態では図９に構成を示すように、発振回路６０８Ｅと、コンパレータＣｏｍｐ３の代わりに制御回路６に設けた点灯判別回路６１５とを用いる。点灯判別回路６１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号としきい値電圧ＶＬＧＴとを比較して、点灯判別信号を出力するヒステリシスコンパレータＣｏｍｐ５で構成され、出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号がしきい値電圧ＶＬＧＴより大きい場合、Ｌレベルの点灯判別信号を出力し、出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号がしきい値電圧ＶＬＧＴより小さい場合、Ｈレベルの点灯判別信号を出力する。そして、放電灯５の消灯時にＤＣ−ＤＣコンバータ回路２を動作させれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔは放電灯５が点灯状態を維持する最高電圧を超えてしまうため、点灯判別回路６１５はＬレベルの点灯判別信号をＡＮＤ素子６０８ｈへ出力し、発振回路６０８Ｅでは強制オン信号がオフタイマ回路６０８ａのスイッチＳＷｓ２に伝達されず、スイッチＳＷｓ２がオフ状態を維持して、スイッチング素子２２が常に最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘで動作するように制御する。
【００９６】
なお、点灯判別回路６１５は、上記のようにランプ電圧と略等価であると考えられる出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号を用いる構成だけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電流を用いる構成や、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧および出力電流を複合的に用いる構成や、放電灯５の光出力を検知する構成でもよい。
【００９７】
さらに実施形態５の発振回路６０８Ｄは、最大値制限回路６０８ｇによって、Ｖ−Ｉ変換器６０８ｅが供給する電流Ｉｖｏｕｔが一定値以上とならないように制限を設けているが、本実施形態では最大値制限回路６０８ｇを削除し、点灯判別回路６１５が点灯直前の消灯状態であると判別してＬレベルの点灯判別信号を出力すると、発振回路６０８Ｅは、Ｖ−Ｉ変換器６０８ｅの出力経路に直列接続されたスイッチ６０８ｊをオフして、オフタイマ回路６０８ａが備えるコンデンサＣｓへの電流Ｉｖｏｕｔの充電経路を遮断する。
【００９８】
また、抵抗Ｒｓ２とスイッチＳＷｓ２との直列回路に対して、抵抗Ｒｓ３とスイッチＳＷｓ３の直列回路が並列接続されており、スイッチＳＷｓ３は、点灯判別回路６１５が出力するＬレベルの点灯判別信号によってオンし、Ｈレベルの点灯判別信号によってオフする。そして、点灯判別回路６１５が点灯直前の消灯状態であると判別してＬレベルの点灯判別信号を出力した場合にスイッチＳＷｓ３はオンし、コンパレータＣｏｍｐ１がコンデンサＣｓの両端電圧と比較する電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号をＮ倍した電圧をｍ倍（ｍ＜１）した電圧ｍ・Ｎ・Ｖｉｎとなるように構成される。したがって、点灯判別回路６１５が点灯直前の消灯状態であると判別したときのスイッチング素子２２のオフ時間は、ｍ・Ｔｍａｘとなる。
【００９９】
本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧を超えて、点灯直前の消灯状態であると点灯判別回路６１５が判別したときは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２のスイッチング素子２２のオフ時間をｍ・Ｔｍａｘとするものであるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の回路方式が異なる場合でも、最大オフ時間調整関数の分母と分子とを相殺して定数となるようにオフタイマ回路６０８ａを構成すればよく、コンデンサへの充電電流やしきい値電圧に対して信号の加減算を行うことでも同様の効果を得ることができる。
【０１００】
なお、他の構成は実施形態５と同様であり、説明は省略する。
【０１０１】
（実施形態７）
実施形態１〜６の放電灯点灯装置において、負荷（インバータ回路３、始動回路４、放電灯５）が短絡した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電流が増加するが、電流指令値演算部６０２から出力される電流指令値には上限値が設定されており、一定値以上には増加しない。そのため、短絡電流が増加しても、誤差演算増幅器６０３の出力である１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋ（オン時間調整信号）を低減していき、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２のスイッチング素子２２のオン時間を短くしていくようにフィードバック制御される。
【０１０２】
しかし上述のように、発振回路は所定の最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを決めてスイッチング素子２２を駆動しており、スイッチング素子２２のオン時間は最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎより小さくできない。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２に接続されるインバータ回路３や始動回路４の損失が大きければ、短絡電流をある程度制御できるが、損失が小さい場合は、短絡電流を目標値、例えば電流指令値の上限値にまで制御できない可能性がある。
【０１０３】
そこで図１０の構成を示す本実施形態の放電灯点灯装置では、制御回路６のコンパレータ６１０に入力する１次電流検出信号にオフセット量Ｖｄｏ１を重畳する。そして、オフセット量Ｖｄｏ１を重畳させた１次電流検出信号が、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋに達するまでの時間をスイッチング素子２２のオン時間に設定する。この場合、誤差演算増幅器６０３の出力である１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋは、コンパレータ６１０に入力された１次電流検出信号がオフセット量Ｖｄｏ１以上であるときに、スイッチング素子２２のオン時間を可変可能で、負荷短絡時の出力制御が可能となる。
【０１０４】
しかし、負荷短絡時に１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋがオフセット量Ｖｄｏ１以下となり、スイッチング素子２２のオン時間が最小となっても、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋに応じた出力電流に制御できない場合、誤差増幅器６０３の作用で１次ピーク電流指令Ｕｉｐｋがさらに低下していく。
【０１０５】
そこで本実施形態の制御回路６では、関数回路６１４を設けており、関数回路６１４は、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋからオフセット量Ｖｄｏ２を減算した信号に、負の係数−Ｋｓｔを乗じた値を算出し、この算出値が正であれば（すなわち１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋがオフセット量Ｖｄｏ２より小さければ）、その大きさに比例した信号を出力する。そして、関数回路６１３が出力する最大オフ時間調整信号に関数回路６１４が出力する上記信号を加算する。すなわち、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋがオフセット量Ｖｄｏ２を下回るほど、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘが長くなるように制御される。ここでは、Ｖｄｏ１≧Ｖｄｏ２とし、さらに、回路のバラツキによってＶｄｏ１＜Ｖｄｏ２とならないように設定しておく。
【０１０６】
したがって、スイッチング素子２２のオン時間が最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎにまで短くなったとしても、オフ時間を調整することで短絡電流を指令値にまで制御可能となり、負荷短絡時においても、電流制限を安定して行い、過大な出力電流を防止して、回路保護を実現している。
【０１０７】
また、本実施形態では、出力制御のために、制御回路６が出力するＰＷＭ信号幅を１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋによって調整しているが、三角波比較によってスイッチング素子２２のオン時間調整を行う構成であっても、上記同様に、出力指令が所定値より低下すると、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを延長する構成を用いることが可能である。
【０１０８】
（実施形態８）
実施形態５の放電灯点灯装置では、負荷短絡時の出力電流制御を、フィードバックされる１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋがオフセット値Ｖｄｏ２より小さくなると、最大オフ時間調整量を増加させる構成としていたが、図１１に示す本実施形態の発振回路６０８Ｇおよびその周辺回路では、発振回路６０８Ｇのオフタイマ回路６０８ａが有するコンデンサＣｓの充電電流Ｉｓを低減させることで最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを延長する構成によって、短絡電流制御を行うものである。
【０１０９】
本実施形態の制御回路６は、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋを電圧−電流変換して電流Ｉｕを供給するＶ−Ｉ変換器６１６と、オフセット量Ｖｄｏ２を電圧−電流変換して電流Ｉｄｏ２を供給するＶ−Ｉ変換器６１７と、コンパレータ６１０に入力する１次電流検出信号の経路に挿入した抵抗Ｒｉｐと、抵抗Ｒｉｐとコンパレータ６１０との接続点に電流Ｉｉｐを供給する電流源Ｊ３とを備え、Ｖ−Ｉ変換器６１６の電流出力はＶ−Ｉ変換器６１７の電流入力に接続される。そして、オフセット量Ｖｄｏ１＝Ｒｉｐ・Ｉｉｐが、１次電流検出信号に重畳され、コンパレータ６１０は、１次電流検出信号とオフセット量Ｖｄｏ１との加算値と、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋとを比較して、強制オフ信号を出力する。
【０１１０】
本実施形態の発振回路６０８Ｇは、実施形態４に示す発振回路６０８ＣのＶ−Ｉ変換器６０８ｄの電流出力とＶ−Ｉ変換器６０８ｅの電流出力との接続点から、Ｖ−Ｉ変換器６１６の電流出力に向かって順方向に接続されたダイオードＤｓ１と、Ｖ−Ｉ変換器６０８ｄの電流出力とＶ−Ｉ変換器６０８ｅの電流出力との接続点から、コンデンサＣｓに向かって順方向に接続したダイオードＤｓ２とを備え、ダイオードＤｓ１を介して電流Ｉｔｆｘが流れ、ダイオードＤｓ２を介して電流Ｉｓが流れる。
【０１１１】
そして上記回路では、Ｖ−Ｉ変換器６１６が供給する電流ＩｕからＶ−Ｉ変換器６１７が供給する電流Ｉｄｏ２との差Ｉｕ−Ｉｄｏ２をとり、Ｖｄｏ２＜Ｕｉｐｋの場合、電流Ｉｕと電流Ｉｄｏ２との差は正となり、この差電流Ｉｕ−Ｉｄｏ２はコンデンサＣｓ方向へ流れようとしてコンデンサＣｓへの充電電流Ｉｓを増加させようとするが、Ｖ−Ｉ変換器６１６からコンデンサＣｓへ向かう電流はダイオードＤｓ１によって阻止され、回路動作に影響は及ぼさない。対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力が短絡して電圧Ｖｄｏ２＞電圧Ｕｉｐｋとなった場合、電流Ｉｕと電流Ｉｄｏ２との差Ｉｕ−Ｉｄｏ２は負となり、コンデンサＣｓの充電電流Ｉｓの一部が電流Ｉｔｆｘとして、ダイオードＤｓ１を介してＶ−Ｉ変換器６１７に流れ込むことで、充電電流Ｉｓが減少し、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘが増加するように制御される。
【０１１２】
このように本実施形態では、オフタイマ回路６０８ａを構成するコンデンサＣｓの充電電流Ｉｓを出力短絡時に減少させて、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを延長する構成としているが、オフタイマ回路６０８ａを構成するコンパレータＣｏｍｐ１でコンデンサＣｓの両端電圧と比較するしきい値電圧を、出力短絡時に増加させて、最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを延長する構成としてもよい。
【０１１３】
また、１次電流検出信号へのオフセット量の重畳手段は、１次電流検出信号の入力経路に直列に接続された抵抗Ｒｉｐと、抵抗Ｒｉｐの出力側に電流Ｉｉｐを供給する電流源Ｊ３とで構成される。このような構成とすることで、オフセット量の重畳時に、１次電流検出信号のレベルを下げることがなく、応答性を悪化させることはない。この構成でのオフセット電圧は、Ｒｉｐ・Ｉｉｐで決まる。
【０１１４】
（実施形態９）
図１２は本実施形態の発振回路６０８Ｈ、およびその周辺回路である点灯判別回路６１５、短絡制御回路６１８、オフセット重畳回路６１９、出力電圧検出回路６２０、入力電圧検出回路６２１の具体例を示している。発振回路６０８は、オフタイマ回路６０８ａ、オンタイマ回路６０８ｂ、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃ、Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｄ、Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｅ、過電圧制御回路６０８ｋ、下限周波数規定回路６０８ｍを有している。
【０１１５】
オフタイマ回路６０８ａは、制御電源Ｖｃｃに各エミッタを接続するとともに互いのベースを接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒｓ１，Ｔｒｓ２と、トランジスタＴｒｓ２のコレクタ−回路グランド間に接続したコンデンサＣｓと、コンデンサＣｓに並列接続した抵抗Ｒｓ４とＮＰＮ型トランジスタＴｒｓ３との直列回路と、トランジスタＴｒｓ２のコレクタを反転入力端子に接続し、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃのセット端子に出力を接続したコンパレータＣｏｍｐ１と、コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子−回路グランド間に接続した抵抗Ｒｓ５とＮＰＮ型トランジスタＴｒｓ４との直列回路と、コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子に各一端を接続した抵抗Ｒｓ６，Ｒｓ７と、トランジスタＴｒｓ４のベース抵抗Ｒｓ８と、抵抗Ｒｓ８を介してトランジスタＴｒｓ４を駆動するＡＮＤ素子ＩＣｓ１と、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃの出力−ＡＮＤ素子ＩＣｓ１の一方の入力間に接続したＮＯＴ素子ＩＣｓ２とを備えて、トランジスタＴｒｓ３のベースは、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃの出力に抵抗Ｒｓ９を介して接続され、ＡＮＤ素子ＩＣｓ１の他方の入力にはコンパレータ６１０が出力する強制オン信号がアンド素子６０８ｎを介して入力され、トランジスタＴｒｓ１のベース−コレクタ間は短絡される。
【０１１６】
オンタイマ回路６０８ｂは、制御電源Ｖｃｃに各エミッタを接続するとともに互いのベースを接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒｒ１，Ｔｒｒ２と、トランジスタＴｒｒ２のコレクタ−回路グランド間に接続したコンデンサＣｒと、コンデンサＣｒに並列接続した抵抗Ｒｒ４とＮＰＮ型トランジスタＴｒｒ３との直列回路と、トランジスタＴｒｒ２のコレクタを反転入力端子に接続し、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃのリセット端子に出力を接続したコンパレータＣｏｍｐ２と、コンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子−回路グランド間に接続した抵抗Ｒｒ５とＮＰＮ型トランジスタＴｒｒ４との直列回路と、５Ｖ電源−コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子間に接続した抵抗Ｒｒ６と、トランジスタＴｒｒ４のベース抵抗Ｒｒ８と、抵抗Ｒｒ８を介してトランジスタＴｒｒ４を駆動するＡＮＤ素子ＩＣｒ１と、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃの反転出力−トランジスタＴｒｒ３のベース間に接続した抵抗Ｒｒ９と、セット・リセットフリップフロップ６０８ｃの反転出力−ＡＮＤ素子ＩＣｒ１の一方の入力間に接続したＮＯＴ素子ＩＣｒ２とを備え、ＡＮＤ素子ＩＣｒ１の他方の入力にはコンパレータ６０９が出力する強制オフ信号が入力され、トランジスタＴｒｒ１のエミッタはトランジスタＴｒ４０のコレクタに接続し、トランジスタＴｒｒ１のベース−コレクタ間は短絡される。
【０１１７】
Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｄは、入力電圧検出回路６２１が出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎの検出信号を電圧−電流変換するもので、制御電源Ｖｃｃに各エミッタを接続するとともに互いのベースを接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒ１０，Ｔｒ１１と、トランジスタＴｒ１１のコレクタ−回路グランド間に接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ１２と抵抗Ｒｖｉとの直列回路とを備え、トランジスタＴｒ１１のベース−コレクタ間は短絡され、トランジスタＴｒ１２のベースに入力電圧検出回路６２１の出力が接続され、トランジスタＴｒ１２に電圧−電流変換された電流Ｉｖｉｎが流れる。
【０１１８】
Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｅは、出力電圧検出回路６２０が出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号を電圧−電流変換するもので、制御電源Ｖｃｃに各エミッタを接続するとともに互いのベースを接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４と、トランジスタＴｒ１４のコレクタに接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ１５とを備え、トランジスタＴｒ１４のベース−コレクタ間は短絡され、トランジスタＴｒ１５のベースに出力電圧検出回路６２０の出力が接続され、トランジスタＴｒ１３に電圧−電流変換された電流Ｉｖｏｕｔが流れる。
【０１１９】
過電圧制御回路６０８ｋは、実施形態６と同様の構成を有する点灯判別回路６１５が出力する点灯判別信号を入力されるＮＯＴ素子ＩＣ１と、ＮＯＴ素子ＩＣ１の出力によって駆動されるＮＰＮ型トランジスタＴｒ１６，Ｔｒ１８と、トランジスタＴｒ１６のベース抵抗Ｒ１と、トランジスタＴｒ１８のベース抵抗Ｒ３と、Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｅのトランジスタＴｒ１５のエミッタが非反転入力端子に接続され、しきい値電圧Ｖｎ２が反転入力端子に接続されたコンパレータＣｏｍｐ４と、コンパレータＣｏｍｐ４の出力によって駆動されるトランジスタＴｒ１７と、トランジスタＴｒ１７のベース抵抗Ｒ２とを備え、Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｅのトランジスタＴｒ１３のコレクタはトランジスタＴｒ１８のコレクタに接続され、トランジスタＴｒ１６のコレクタはオフタイマ回路６０８ａの抵抗Ｒｓ６に接続される。
【０１２０】
下限周波数規定回路６０８ｍは、オフタイマ回路６０８ａのトランジスタＴｒｓ１のコレクタ−回路グランド間に接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ１９，Ｔｒ２１と、トランジスタＴｒ１９とベース同士を接続し、トランジスタＴｒ１３とコレクタ同士を接続するとともにベース−コレクタ間を短絡したＮＰＮ型トランジスタＴｒ２０と、トランジスタＴｒ２１とベース同士を接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ２２と、トランジスタＴｒ２２のコレクタにベースを接続し、制御電源Ｖｃｃにコレクタを接続し、トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２の各ベースにエミッタを接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ２３と、入力電圧検出回路６２１の出力をベースに接続し、制御電源Ｖｃｃをコレクタに接続し、抵抗Ｒｓ７の他端にエミッタを接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ２４とを備え、トランジスタＴｒ２１，２２の各ベースはトランジスタＴｒ４０のベースに接続される。
【０１２１】
次に短絡制御回路６１８は、制御電源Ｖｃｃに各エミッタを接続するとともに互いのベースを接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒ２５，Ｔｒ２６、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ２９，Ｔｒ３０、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ３３，Ｔｒ３４と、トランジスタＴｒ２５のコレクタ−回路グランド間に接続した抵抗Ｒｓｃ１とＰＮＰ型トランジスタＴｒ２７との直列回路と、トランジスタＴｒ２６のコレクタ−回路グランド間に接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ２８と、トランジスタＴｒ２９のコレクタ−回路グランド間に接続した抵抗Ｒｓｃ２とＰＮＰ型トランジスタＴｒ３１との直列回路と、トランジスタＴｒ３０のコレクタ−回路グランド間に接続したＮＰＮ型トランジスタＴｒ３２と、トランジスタＴｒ３４に直列接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒ３５と、一端から１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋを入力して、他端をトランジスタＴｒ２７のベースに接続した抵抗Ｒｓｃ３とを備え、トランジスタＴｒ２５，Ｔｒ２８，Ｔｒ２９，Ｔｒ３４の各ベース−コレクタ間は短絡し、トランジスタＴｒ３１のベースはオフセット電圧Ｖｄｏ２に接続し、トランジスタＴｒ３０，Ｔｒ３３の各コレクタはトランジスタＴｒ３５のベースに接続される。
【０１２２】
オフセット重畳回路６１９は、制御電源Ｖｃｃに各エミッタを接続するとともに互いのベースを接続したＰＮＰ型トランジスタＴｒ３６〜Ｔｒ３９と、トランジスタＴｒ３６のコレクタに一端を接続して、他端から１次電流検出信号を入力される抵抗Ｒｉｐと、トランジスタＴｒ３７のコレクタに一端を接続して、他端から１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋを入力される抵抗Ｒｉｐ１と、トランジスタＴｒ３７のコレクタ−回路グランド間に接続された抵抗Ｒｉｐ２と、トランジスタＴｒ３９のコレクタ−回路グランド間に接続されて電流Ｉｉｐを供給する電流源Ｊ４とを備え、トランジスタＴｒ３９のベース−コレクタ間は短絡し、トランジスタＴｒ３８のコレクタにはスイッチング素子２２両端の電圧検出信号が入力される。このスイッチング素子電圧検出信号はコンパレータ６１０の反転入力端子にも入力され、コンパレータ６１０の非反転入力端子は５Ｖ電源に接続される。また、コンパレータ６０９の非反転入力端子にはトランジスタＴｒ３６のコレクタが接続し、コンパレータ６０９の反転入力端子にはトランジスタＴｒ３７のコレクタが接続する。
【０１２３】
出力電圧検出回路６２０は、オペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に一端を接続した抵抗Ｒｏ１と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に一端を接続して、点灯判別回路６１５のコンパレータＣｏｍｐ５の反転入力端子およびＶ−Ｉ変換回路６０８ｅのトランジスタＴｒ１５のエミッタに他端を接続した抵抗Ｒｏ２と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子−回路グランド間に接続した抵抗Ｒｏ３とを備え、抵抗Ｒｏ１の他端には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒｏ４，Ｒｏ５で抵抗分圧した電圧が入力される。
【０１２４】
入力電圧検出回路６２１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎを抵抗分圧する抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２の直列回路と、抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２の接続点を非反転入力端子に接続したオペアンプＯＰ２とを備え、オペアンプＯＰ２の反転入力端子はＶ−Ｉ変換回路６０８ｄのトランジスタＴｒ１２のエミッタに接続し、オペアンプＯＰ２の出力はトランジスタＴｒ１２，Ｔｒ２４の各ベースに接続する。
【０１２５】
次に本実施形態の動作について説明する。まず、発振回路６０８Ｈのオフタイマ回路６０８ａは、コンデンサＣｓの充電電圧をコンパレータＣｏｍｐ１でしきい値と比較することでスイッチング素子２２のオフ時間が所定時間に達したことを検知し、発振回路６０８Ｈのオンタイマ回路６０８ｂは、コンデンサＣｒの充電電圧をコンパレータＣｏｍｐ２でしきい値と比較することでスイッチング素子２２のオン時間が所定時間に達したことを検知する。コンデンサＣｒへの充電電流Ｉｒは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧Ｖｉｎすなわち直流電源１の電圧によって決まる電流Ｉｖｉｎとなり、コンデンサＣｓへの充電電流Ｉｓは、電流Ｉｖｉｎと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔによって決まる電流Ｉｖｏｕｔとの和となる。実施形態８との違いは、オフタイマ回路６０８ａおよびオンタイマ回路６０８ｂへの電流信号Ｉｖｉｎ，Ｉｖｏｕｔが、オフタイマ回路６０８ａおよびオンタイマ回路６０８ｂ内部の各電流ミラー回路によって、コンデンサＣｓ，Ｃｒへの充電電流Ｉｓ，Ｉｒに変換されている点である。
【０１２６】
入力電圧検出回路６２１は、オペアンプＯＰ２が抵抗Ｒｖｉの電圧を帰還電圧とすることでバッファアンプを構成しており、抵抗Ｒｖｉに流れる電流、すなわちトランジスタＴｒ１２のコレクタ電流を電流信号Ｉｖｉｎとしている。このとき、電流信号Ｉｖｉｎ＝ＲＶｉｎ・｛Ｒｉ２／（Ｒｖｉ・（Ｒｉ１＋Ｒｉ２））｝となる。
【０１２７】
出力電圧検出回路６２０も、入力電圧検出回路６２１と同様に、オペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の出力端に接続されたトランジスタＴｒ１５と、トランジスタＴｒ１５のエミッタ抵抗Ｒｏ２，Ｒｏ３によって電圧−電流変換するが、抵抗Ｒｏ２をオペアンプＯＰ１の帰還抵抗と兼用させたものである。なお、出力電圧検出回路６２０、入力電圧検出回路６２１の回路構成は上記構成に限定されるものではない。
【０１２８】
また、スイッチング素子２２のオン時間の調整信号である１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋが、オフセット電圧Ｖｄｏ２以下である場合、短絡制御回路６１８のトランジスタＴｒ３５のコレクタから調整信号Ｉｔｆｘがオフタイマ回路６０８ａへ出力され、コンデンサＣｓへの充電電流Ｉｓ、すなわち電流Ｉｖｉｎと電流Ｉｖｏｕｔとの和電流を減少させる作用を及ぼし、充電電流Ｉｓを低減させて、スイッチング素子２２の最大オフ時間Ｔｏｆｆｍａｘを長くする。
【０１２９】
短絡制御回路６１８において、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋから得られてトランジスタＴｒ３２を流れる電流信号Ｉｕ’は、Ｉｕ’＝｛（Ｖｃｃ−２・Ｖｂｅ）／Ｒｓｃ｝−（Ｕｉｐｋ／Ｒｓｃ）となる。また、オフセット電圧Ｖｄｏ２から得られてトランジスタＴｒ３０を流れる電流信号Ｉｄｏ２’は、Ｉｄｏ２’＝｛（Ｖｃｃ−２・Ｖｂｅ）／Ｒｓｃ｝−｛Ｖｄｏ２／Ｒｓｃ｝となる。ここで、Ｖｂｅは短絡制御回路６１８を構成する各トランジスタのベース−エミッタ間電圧であり、Ｒｓｃは抵抗Ｒｓｃ１，Ｒｓｃ２の抵抗値である。そして、電流信号Ｉｕ’と電流信号Ｉｄｏ２’との差信号が電流ミラー回路を介して調整信号Ｉｔｆｘとして出力される。短絡制御回路６１８を構成する各トランジスタ，および抵抗の各特性が略同一であるとすれば、Ｉｔｆｘ＝（Ｖｄｏ２−Ｕｉｐｋ）／Ｒｓｃとなる。短絡制御回路６１８を構成する終段の電流ミラー回路は、Ｉｕ’＜Ｉｄｏ２’である場合、すなわちＵｉｐｋ＞Ｖｄｏ２である場合は、調整信号Ｉｔｆｘは略ゼロとなり、実施形態８と同様の動作となる。
【０１３０】
オフセット重畳回路６１９においては、１次電流検出信号は抵抗Ｒｉｐを介して入力され、さらに電流Ｉｉｐが電流ミラー回路を介して供給されることで、オフセット電圧Ｖｄｏ１＝Ｒｉｐ・Ｉｉｐを１次電流検出信号に重畳させている。
【０１３１】
さらに、コンパレータ６０９で１次電流検出信号と比較される１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋにもオフセット電圧を重畳させており、１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋが上記オフセット電圧Ｖｄｏ１であるとき、コンパレータ６０９の非反転入力端子に入力される信号がオフセット電圧Ｖｄｏ１となるように、抵抗Ｒｉｐ１，Ｒｉｐ２の各抵抗値を設定することが望ましい。また、抵抗Ｒｉｐ１，Ｒｉｐ２は１次側ピーク電流指令Ｕｉｐｋを分圧するため、１次電流検出信号が小さい場合には、制御ゲインの設定や耐ノイズ性を向上させることができる。
【０１３２】
そして、放電灯５が点灯直前の消灯状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔが通常より高くなり、点灯判別回路６１５において、出力電圧検出回路６２０が出力する検出信号が電圧ＶＬＧＴを超えたことをコンパレータＣｏｍｐ５が検出すると、コンパレータＣｏｍｐ５はＬレベルの信号を出力し、過電圧制御回路６０８ｋにおいては、ＮＯＴ素子ＩＣ１を介してトランジスタＴｒ１８をオンさせることで、Ｖ−Ｉ変換回路６０８ｅから電流Ｉｖｏｕｔが流れる経路を回路グランドに短絡し、オフタイマ回路６０８ａのコンデンサＣｓの充電電流Ｉｓから電流Ｉｖｏｕｔ分を削除する。さらに、ＡＮＤ素子６０８ｎの一方の入力にもＬレベルの信号が入力され、強制オン信号がオフタイマ回路６０８ａに伝達されないようにする。また、コンパレータＣｏｍｐ５が出力するＬレベルの信号はＮＯＴ素子ＩＣ１を介してトランジスタＴｒ１６をオンさせて、オフタイマ回路６０８ａのコンパレータＣｏｍｐ１がコンデンサＣｓの充電電圧と比較するしきい値電圧を所定値に固定する。さらには、過電圧制御回路６０８ｋにおいて、出力電圧検出回路６２０が出力する検出信号が電圧Ｖｎ２を超えたことをコンパレータＣｏｍｐ４が検出すると、トランジスタＴＲ１７がオンし、オンタイマ回路６０８ｂのコンパレータＣｏｍｐ２がコンデンサＣｒの充電電圧と比較するしきい値電圧を最小にして、スイッチング素子２２のオン時間を最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎに固定する。
【０１３３】
なお、本発明は上記実施形態に示された構成に限定されるものではなく、同様の動作をする構成であればよい。
【図面の簡単な説明】
【０１３４】
【図１】本発明の実施形態１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図２】同上の動作を示す図であり、（ａ）はスイッチング素子の状態、（ｂ）はインダクタンス素子を流れる電流波形、（ｃ）はインダクタンス素子の電圧波形を示す。
【図３】本発明の実施形態２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図４】同上の関数回路および発振回路の構成を示す図である。
【図５】同上のマイコンを用いた関数回路の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施形態３の発振回路の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施形態４の発振回路の構成を示す図である。
【図８】本発明の実施形態５の発振回路の構成を示す図である。
【図９】本発明の実施形態６の発振回路の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態７の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態８の発振回路、およびその周辺回路の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施形態９の発振回路、およびその周辺回路の構成を示す図である。
【図１３】従来の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１３５】
１  直流電源
２  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
６  制御回路
１０  負荷回路
２２  スイッチング素子
２３  ダイオード
２４  コンデンサ
２１１  インダクタンス素子
ＶＬ１，ＶＬ２  インダクタンス素子電圧
Ｉ１，Ｉ２      インダクタンス素子電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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