(57)【要約】【課題】  周波数オフセットを瞬時に補償するとともに補償範囲を拡大する。【解決手段】  既知の複数シンボルからなるユニークワードとデータとを備える無線フレームを受信するデジタル無線受信機の周波数オフセット補償回路であって、ユニークワード区間において受信されミキサで周波数変換され直交検波されたデジタル信号に含まれる前記複数シンボルの位相誤差の時間微分に基づき周波数オフセットを算出する初期位相判定部と、データ区間において前記デジタル信号を等化するタップ数が１の等化器と、初期位相判定部の出力及び前記等化器のタップ係数の虚数部に基づく値を積分する積分器と、積分器の出力に基づく周波数を発生して前記ミキサに与える発振器と、を備える周波数オフセット補償回路。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知のシンボルとデータとを備える無線フレームを受信するデジタル無線受信機の周波数オフセット補償回路であって、
受信されミキサで周波数変換され直交検波されたデジタル信号に含まれるシンボルの位相誤差に基づき周波数オフセットを算出する初期位相判定部と、
前記デジタル信号を等化するタップ数が１の等化器と、
初期位相判定部の出力及び前記等化器のタップ係数の虚数部に基づく値を積分する積分器と、
積分器の出力に基づく周波数を発生して前記ミキサに与える発振器と、を備える周波数オフセット補償回路。
【請求項２】
既知のシンボルとデータとを備える無線フレームを受信するための周波数オフセット補償方法であって、
前記シンボルの期間に、ミキサで周波数変換され直交検波されたデジタル信号に含まれるシンボルの位相誤差を算出するステップと、
前記シンボルの終了時若しくは終了前に少なくとも１度、前記位相誤差に基づき周波数オフセットを算出し、積分器が前記周波数オフセットを積分し、積分器の出力に基づきミキサに与える周波数を更新するステップと、
前記データの区間に、タップ数１の等化器が、前記デジタル信号を波形等化し、領域判定し、前記波形等化の結果と前記領域判定の結果との誤差を算出し、誤差に基づきタップ係数を更新するステップと、
前記データの区間に、前記タップ係数の虚数部をフィルタリングして積分器に入力し、積分器が積分結果を出力し、積分器の出力に基づきミキサに与える周波数を更新するステップと、を有する周波数オフセット補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数オフセット補償回路及び方法に関し、特にキャリアオフセットの補償範囲を広げ、復調特性を向上できる周波数オフセット補償回路及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
１６ＱＡＭ変調方式に代表される多値変調方式を利用した無線装置においては、送受信装置の双方で、基本的には同一周波数のキャリアを用いて変復調を行うものであるが、送受信機間の発振周波数の精度誤差、温度変動、経年変化などによって周波数誤差が生じ、その誤差が受信信号の周波数オフセット（キャリアオフセット）として現れることが知られる。この周波数オフセット（キャリアオフセット）は、次世代加入者系無線アクセスシステム（Fixed Wireless Access:FWA）の分野や、それに限らず無線通信の高周波数化の流れの中で解決すべき大きな問題であり、キャリアオフセット補償の重要度が増している。
【０００３】
この周波数オフセットは、受信機において、検波後の受信信号に位相回転となって現れ、正しい復調信号を得るためにはこのキャリアオフセットを補償する必要がある。ディジタル無線通信の場合には、この周波数オフセットを補償する一般的な技術の一つとして、例えば同期補足用、あるいは等化器のトレーニングのために送受信機双方の既知である信号（ユニークワード：ＵＷ）を伝送データに付加して送信し、受信機側でこのユニークワードと受信信号とから位相誤差を検出し、ＰＬＬ回路などで平均化処理を行い、局部発振器である電圧制御発振器に電圧値として入力することで、受信側の局部発振周波数を制御し、周波数オフセットを補償する技術がある。
【０００４】
また、ＵＷとして既知シンボルと可変データシンボルを含んだ受信信号の複数シンボルの位相差を遅延検波器で求め、その出力を元にして可変データシンボルの変調成分を除去した後の残留位相回転成分を判定器で求め、位相器で周波数オフセット推定値を求めてＬＰＦで平均化し、複素乗算器で周波数誤差を補償するように構成した自動周波数補償制御方式及び回路が知られる（例えば特許文献１参照。）。多値変調方式の受信復調回路におけるベースバンド信号処理に用いられるＡＦＣの周波数オフセット補償範囲を伝送効率を落とすことなく広げることができるものである。
【０００５】
また、適応アルゴリズムによりタップ係数が更新されるトランスバーサルフィルタを有する伝送路推定器を備え、そのタップ係数に基づいて位相回転量を検出する周波数誤差検出回路が知られる（例えば特許文献２参照。）。
【０００６】
【特許文献１】特開平１０‐９８５００号公報
【特許文献１】特開２０００‐６８８７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のキャリアオフセット補償回路ではＴＤＤ方式の通信システムに用いた場合、送信区間の時に局部発振器の制御ができないため、受信終了時点の制御値を保持する等の対策がとられるが、送信区間分における局部発振器の安定度相当の周波数オフセットは避けられないため、受信区間となったときに、受信信号が回転してしまい正常に復調できなくなるという問題点があった。
また、ＵＷの位相誤差を検出して補足を行う場合には、検出誤差が大きいことや、ＵＷの後のデータ部でキャリアオフセットの時間変動があるために安定度の高い発振器が要求されるという問題があった。
また、等化器を組み込んだキャリアオフセット補償回路の場合には、オフセット周波数に対応できる範囲が狭いという問題があった。
【０００８】
本発明は、上記実情に鑑みて為されたもので、ＴＤＤ方式の通信でもキャリアオフセット補償を可能とし、対応できるオフセット周波数の範囲を広くして、安定した動作を可能にするキャリアオフセット補償回路を用いた自動周波数制御方法及び回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の周波数オフセット補償回路は、既知のシンボル（ユニークワード）とデータとを備える無線フレームを受信するデジタル無線受信機の周波数オフセット補償回路であって、受信されミキサで周波数変換され直交検波されたデジタル信号に含まれるシンボルの位相誤差に基づき周波数オフセットを算出する初期位相判定部と、前記デジタル信号を等化するタップ数が１の等化器と、初期位相判定部の出力及び前記等化器のタップ係数の虚数部に基づく値を積分する積分器と、積分器の出力に基づく周波数を発生して前記ミキサに与える発振器と、を備える。
【００１０】
また、本発明の周波数オフセット補償方法は、既知のシンボルとデータとを備える無線フレームを受信するための周波数オフセット補償方法であって、前記シンボルの期間に、ミキサで周波数変換され直交検波されたデジタル信号に含まれるシンボルの位相誤差を算出するステップと、前記シンボルの終了時若しくは終了前に少なくとも１度、前記位相誤差に基づき周波数オフセットを算出し、積分器が前記周波数オフセットを積分し、積分器の出力に基づきミキサに与える周波数を更新するステップと、前記データの区間に、タップ数１の等化器が、前記デジタル信号を波形等化し、領域判定し、前記波形等化の結果と前記領域判定の結果との誤差を算出し、誤差に基づきタップ係数を更新するステップと、前記データの区間に、前記タップ係数の虚数部をフィルタリングして積分器に入力し、積分器が積分結果を出力し、積分器の出力に基づきミキサに与える周波数を更新するステップと、を有する。
【００１１】
このように、応答速度及び精度の異なる２つの制御を組み合わせ、初期位相判定部がＴＤＤの送信区間でずれた周波数を高速に捕捉して、広範囲の周波数オフセットに対応する発振器でキャリアオフセットを大まかに補償させ、等化器がシンセサイザの位相雑音のような高速な変動のような残留キャリアオフセットを高精度に補償し、更に精度を求めるために１タップ等化器の虚数部の情報から発振器周波数を制御する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の自動周波数制御回路及び方法によれば、高速且つ安定に動作するので、例えばＴＤＤ方式の通信に対しても瞬時にキャリアオフセットを補償でき、また対応できるオフセット周波数範囲を拡大できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウエアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
【００１４】
まず、本発明の実施形態に係るデジタル無線受信機に適用について、図１を使って説明する。ミキサ１０は、多値変調されたアナログ受信信号を直交検波器１１で検波可能な周波数にダウンコンバートする。ミキサは例えばＤＢＭ（Double Balanced Mixer）である。このミキサのローカル信号は、ＶＣＯ１２から出力され、ＶＣＯ１２の出力周波数は後述するようにキャリアオフセットを補償するように制御される。
直交検波器１１は多値変調された信号をＩ相Ｑ相の各成分信号に分離する。一般的な構成では、直交検波器１１の入力には帯域通過フィルタ、また出力にはロールオフフィルタによる波形整形がなされるが、図１では直交検波器に含まれるとして省略してある。直交検波器１１内部の構成は限定しないが、直交検波器の出力時点までに信号はデジタル化されるとする。
【００１５】
初期位相判定部１３は、直交検波器１１からデジタル信号を入力されると、受信信号中の既知のユニークワードからフレーム先頭での周波数オフセットを検出する。通常、送信データは図３に示すように、１フレームが送受信機間で既知であるユニークワード（図ではＵＷ）と送信情報（図ではＤＡＴＡ）で構成されている。図３は、送受信される信号のフレーム構成図を示している。
よって、送信側では、図３に示したようにフレーム毎にその先頭に送受信機間で既知のユニークワード（ＵＷ）を送信信号中に組み込んで伝送し、受信側の初期位相補正部で各シンボル毎にその位相をθ＝Ｔａｎ−１（Ｑｒ／Ｉｒ）により求め、ＵＷの各シンボルの本来の位相（初期位相判定部１３が記憶している）との差の時間的変化から周波数オフセットを算出する。
尚、シンボル位相の求め方は、arcTanによる位相計算に限定されるものではなく、従来から知られているような他の位相検出手段を用いても構わない。
【００１６】
等化器１４は、時間変化するキャリアオフセットに追従するように、受信信号とその領域判定結果をもとに適応的にタップ係数の更新を行いながら波形等化を行う、タップ数を１ＴＡＰとする等化器である。等化器１４は、１タップの等化器であるので、タップ係数の更新のための計算量が少なく高速処理が可能であり、応答性が良く、安定した動作が期待できる。
【００１７】
図２は、等化器１４の内部構成例を示すブロック図である。本実施形態の等化器１４の内部構成は、乗算器１４１と、判定器１４２と、加算器１４３と、タップ係数更新器１４４とから構成される。
乗算器１４１は、入力された受信信号に、後述するタップ係数更新器１４４で更新されたタップ係数を乗算するものである。
判定器１４２は、タップ係数が乗算されたデータの領域判定を行うものであり、仮にシンボルマッピングとしてＱＰＳＫを用いている場合、出力は４値化される。
加算器１４３は、タップ係数が乗算されたデータとその領域判定結果との差分（誤差）を求める加算器（減算器）である。
タップ係数更新器１４４は、入力される誤差に応じて、この誤差を最小にするようなタップ係数を求め、出力するものである。ここで、タップ更新アルゴリズムとしては、二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを用い、タップ数を１タップで構成している。本発明はタップ数を１に限定するものではなく、例えばタップ数が２以上の等化器の１タップ目のタップ係数の虚数部を位相誤差情報として用いることも可能だが、タップ数は１が最も望ましい。
そして、初期位相判定部１３により初期位相がほぼ除去されている場合、タップ係数はフレーム毎にリセットされて初期値（１＋ｊ０）が設定される。これにより等化器の等化誤差の収束を早くする。
【００１８】
再び図１に戻り、虚部抽出部１５は、タップ係数の虚数部を取り出す。等化器のタップ係数の虚数部には、初期位相判定部が検出するキャリアオフセットの検出誤差、更には初期位相判定部で用いるＵＷ信号からその後のＤＡＴＡが終了するまでの時間的な周波数変動が現れる。つまり、この虚数部はキャリアオフセットがそれほど大きくない時はキャリアオフセット（或いは位相誤差）を表していると見なせるので、そのキャリアオフセットを小さくするようにＶＣＯの制御電圧を制御すれば、更に広い範囲のキャリアオフセット補償を行うことができ、安定性も増す。
【００１９】
ループフィルタ１６は、取り出された虚数部に対し時定数に基づく平均化などを行う。積分器１７は、初期位相判定部１３やループフィルタ１６の出力を積分する。積分は、例えば入力された値を単に足し込んでいくことで達成されるが、純粋な積分に限らず忘却係数を有する累算でもよい。この積分結果をＶＣＯ１２の制御電圧とすることによって、等化器のタップ係数が（１＋ｊ０）に近づくように制御される。等化器のタップ係数が（１＋ｊ０）に近づくとタップ係数の虚数部は０、つまり積分器の入力が０に近づきキャリアオフセットが安定且つ精度よく補償された状態となる。
【００２０】
次に本発明のキャリアオフセット補償回路の動作について図４を用いて説明する。図４は本発明のキャリアオフセット補償回路におけるシンボルごとの動作の流れを示すフローチャート図である。
まず、積分器１７をリセットしてＶＣＯ１２の出力周波数を初期値に設定する（Ｓ０１）。この動作は通信開始時（周波数変更時）に１度行われる。
次に現在のシンボルがＵＷ区間であるかを判定する（Ｓ０２）。ＵＷ区間であるなら（Ｙｅｓ）、初期位相判定部１３で位相判定を行い（Ｓ０３）、ＵＷ区間が終了してない場合（Ｎｏ）には（Ｓ０４）、ＵＷ区間判定（Ｓ０２）に戻り、ＵＷの位相判定を繰り返す。ＵＷ区間が終了したら（Ｙｅｓ）、初期位相判定部１３でこのフレームに対する周波数オフセット補正値を算出し（Ｓ０５）、積分器１７はこのオフセット補正値を積分する（Ｓ０６）。また、等化器１４にリセットをかけてタップ係数を初期値（１＋ｊ０）に設定し（Ｓ０７）、ＵＷ区間の判定に戻る。
【００２１】
ＵＷ区間でなくなったなら、等化器及びＶＣＯ制御の２つの処理を行う。等化器側では、タップ係数の乗算による波形等化（Ｓ０８）、判定器１４２による領域判定を行う（Ｓ０９）。次に加算器１４３で波形等化信号と判定結果との誤差を求め（Ｓ１０）、求めた誤差からタップ係数更新器１４４でタップ係数を更新し（Ｓ１１）、ＵＷ区間判定（Ｓ０２）に戻り次のシンボルに対する波形等化、タップ係数更新等を繰り返すようになっている。なお、ＤＡＴＡ区間の最初のシンボルに対してはタップ係数の初期値（１＋ｊ０）が用いられるので等化処理は素通りに等しい。
一方ＶＣＯ制御側では、虚部抽出部１５がタップ係数の虚数部を取り出し（Ｓ１２）、ループフィルタ処理（Ｓ１３）した結果を積分して（Ｓ１４）、積分結果がＶＣＯに設定される。以上の処理が完了するとＵＷ区間の判定に戻り、次のシンボルに対してもタップ係数が（１＋ｊ０）に近づくように制御する。
【００２２】
なお、以上のフローチャートの説明において、図１のミキサ１０以降の処理遅延やＶＣＯの応答速度を考慮し、ＵＷ区間判定（Ｓ０２）はＵＷ区間の実際の終わりよりも一定シンボル数前にＵＷ区間が終了したと判定し、Ｓ０３以降の処理を早めに切り上げるようにしてもよい。またそれに伴い、等化器がＵＷ区間の終端の１ないし複数シンボルを等化し、ＤＡＴＡ区間の開始前に少なくとも一回タップ係数が更新されるようにしてもよく、この際誤差算出（Ｓ１０）が領域判定結果ではなく対応する既知ＵＷを減算する所謂トレーニングモードで動作してもよい。
また、フレーム毎に送受が切り替わるＴＤＤ方式でなく、フレームが連続する場合等には、Ｓ０７等が不要になることもある。
また本発明は、本発明と同一出願人による特願２００３−２９４５２４、及び特願２００３−７８６６６に記載の発明と組み合わせることを妨げない。例えば、等化器１４のほかに複数タップの等化器を備えてもよく、更にタップ係数の大きさを用いて振幅補償を行ってもよい。
【実施例１】
【００２３】
本実施例では、初期位相判定部１３、等化器１４の動作の詳細について記載する。本実施例においてＵＷ区間の長さを１０シンボル、１シンボルの時間をＴ、ＶＣＯの入力値に対する周波数の変化率をαとする。１０シンボルは全て同じ符号でも、本来のＵＷとして識別の役割を果たすように無線機等に固有の符号列でもよい。
【００２４】
初期位相判定部１３の動作を原理的に説明すると、直交検波器１１から入力されたＵＷシンボルのうち最初の９シンボルと、記憶している既知のＵＷの対応する９シンボルとの位相誤差を夫々θ１〜θ９として算出する。算出は例えば逆正接関数（Ｔａｎ−１）をＲＯＭ化しておき、入力シンボルと既知シンボルとの共役乗算結果のＩ，Ｑ値をＲＯＭに入力して算出する。次に隣接するシンボルの位相誤差の差分を夫々ＳＨ１＝θ２−θ１、…、ＳＨ８＝θ９−θ８として算出する。そして差分の平均ＳＨ＝（ＳＨ１＋ＳＨ２＋…＋ＳＨ９）／（８・Ｔ・α）を求めて周波数オフセットとする。ＳＨはＳＨ＝（θ９−θ１）／８Ｔαとも表せるが、個々の差分ＳＨ１等を算出して合計することでＳＨが±９０度を越えてもＳＨ１等が±９０度を越えない限り正常に動作させることが出来る。求まったＳＨが積分器に入力されると、積分器出力は直前の積分器出力にＳＨが加算された値に更新され、Ｄ／Ａ変換されＶＣＯ１２に入力される。
従来の位相あるいは周波数差検出方法、例えば複素共役を用いた遅延検波やクロスプロダクト回路などでは、検出結果が振幅に影響され、純粋な位相若しくは周波数を示すものではなかったのに対し、本実施例によれば、初期位相判定部１３が正確に周波数オフセットを検出し、検出した周波数オフセットをちょうど補償するような制御電圧をＶＣＯ１２に入力するので、ごく短時間で周波数オフセットを補償することが出来る。
【００２５】
次にループフィルタ１２について説明する。本実施例では、１タップ等化器１４は高速に制御し、１タップ等化器の虚数部を用いてＶＣＯ１２を制御するループは比較的低速で制御することを想定している。高速に変動するシンセサイザの位相雑音などに対しては１タップ等化器が高速に追従すれば十分であり、基準発振器の温度特性等による低速で大きい周波数オフセットに対してはＶＣＯ１２が追従するようにする。
フィルタの伝達関数は、制御ループの遅延時間や要求される応答特性に応じて設計する事柄であるが、本実施例ではビットシフトにより２―ｎを乗算する、単に利得を調整するスルーである。
【００２６】
次に等化器１４の動作を図２を参照して説明する。等化器への入力系列をＸ（ｎ）とする。Ｘは複素数でありその実部ＸＩ及び虚数部ＸＱは、直交復調されたＩ相、Ｑ相に夫々対応する。乗算器１４１は入力Ｘ（ｎ）にタップ係数Ｗ（ｎ）を複素乗算してＹ（ｎ）を出力するとともに判定器１４３にＹ（ｎ）を入力する。つまり、
ＹＩ：＝ＸＩ×ＷＩ−ＸＱ×ＷＱ、ＹＱ：＝ＸＩ×ＷＱ＋ＸＱ×ＷＩ
ただし：＝は代入を右辺を左辺に代入することを意味する。
判定器１４３はＹ（ｎ）をシンボル判定し、Ｙ（ｎ）に最も近い正規のシンボル点上の信号Ｒ（ｎ）を出力する。加算器１４３は出力Ｙ（ｎ）からＲ（ｎ）を減算して誤差信号ｅ（ｎ）を出力する。つまり、
ｅＩ：＝ＹＩ−ＲＩ，ｅＱ：＝ＹＱ−ＲＱ
タップ係数更新器は、誤差ｅ（ｎ）に基づいて次のタップ係数Ｗ（ｎ＋１）をＷ（ｎ＋１）＝Ｗ（ｎ）−μＸ＊（ｎ）ｅ（ｎ）として出力する。つまり、
ＷＩ：＝ＷＩ−μ×（ｅＩ×ＸＩ＋ｅＱ×ＸＱ），
ＷＱ：＝ＷＱ−μ×（ｅＱ×ＸＩ−ｅＩ×ＸＱ）
により、タップ係数が更新される。ただしμはステップサイズパラメータであり、一般に知られる技術により値が設定される。またＸ＊（ｎ）はＸ（ｎ）の複素共役である。
【実施例２】
【００２７】
本実施例は、初期位相判定部１３の動作が実施例１と異なり、その他は実施例１と同様である。本実施例では初期位相判定部１３がＵＷの２シンボル目を入力されてＳＨ１を求めた段階で、Ｓｈ１＝ＳＨ１／Ｔαを積分器に出力する。次に３シンボル目が入力されＳＨ２が求まった段階で、Ｓｈ２＝（ＳＨ１＋ＳＨ２）／（２Ｔα）−Ｓｈ１、つまり３シンボルを用いて検出した周波数オフセットに対する前回値Ｓｈ２の誤差分を積分器に出力する。以後同様にＳｈｍ＝（ＳＨ１＋ＳＨ２＋…＋ＳＨｍ）／（ｍＴα）−Ｓｈｍ−１を積分器に出力する。ＵＷの最終シンボルまで達した時点で、本実施例の初期位相判定部による周波数オフセット補償量（ＵＷ受信前と受信後の積分器１７出力の変化分）は実施例１と同一である。このように全ＵＷシンボルに基づく正確な周波数オフセットが求まる前に概算値をＶＣＯ１２に与えることで、ＶＣＯ１２などの応答が遅いときでもＤＡＴＡ期間の開始までに周波数オフセット補償を完了できる。
また本実施例を実施例１と組み合わせ、初期位相判定部１３はＵＷの前半において実施例２で動作しＵＷの後半において実施例１で動作するようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本実施の形態のディジタル無線受信機のブロック図
【図２】本実施の形態の等化器の内部構成図
【図３】本実施の形態のフレームフォーマット
【図４】本実施の形態の動作を説明するフローチャート
【符号の説明】
【００２９】
１０：ミキサ、１１：直交検波器、１３：初期位相判定部、１４：等化器、
１５：虚部抽出部、１６：ループフィルタ、１７：積分器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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