(57)【要約】【課題】コアの全面積を使用でき、定常負荷時には損失を低減し、ピーク負荷時にはコアの飽和を回避することにより、スイッチング電源装置の平均損失を低減し、効率を向上させる巻線装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置に用いられる巻線装置において、巻線２０が巻回されたコア３０のギャップに、巻線２０に流れる電流に応じて透磁率が変化するプラスチック磁性体４０が設けられる。【選択図】図１
2005237077.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源装置に用いられる巻線装置において、
巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする巻線装置。
【請求項２】
スイッチング電源装置に用いられる巻線装置において、
巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする巻線装置。
【請求項３】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流しリアクトルとコンデンサにより平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、
前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流しリアクトルとコンデンサにより平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、
前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオフ時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、
前記トランスは、前記１次巻線及び前記２次巻線が巻回されたコアのギャップに、前記１次巻線及び前記２次巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオフ時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、
前記トランスは、前記１次巻線及び前記２次巻線が巻回されたコアのギャップに、前記１次巻線及び前記２次巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
交流電源の交流電圧を整流回路で整流した整流電圧をリアクトルとスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフして前記交流電源の力率を改善するとともに、整流平滑回路により直流の出力電圧を得るスイッチング電源装置において、
前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
交流電源の交流電圧を整流回路で整流した整流電圧をリアクトルとスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフして前記交流電源の力率を改善するとともに、整流平滑回路により直流の出力電圧を得るスイッチング電源装置において、
前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ピーク電流を持つ負荷に対応したスイッチング電源装置に用いられる巻線装置及びスイッチング電源装置に関し、特に巻線装置の小型化、スイッチング電源装置の小型及び高効率化を図る技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１２にスイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の一例を示す。図１２に示す消費電流波形は、モータ等を有する装置の電流波形であり、スイッチング電源装置を起動時にモータ等を起動させるため、起動時のみピーク電流が流れる。
【０００３】
図１３にスイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の他の一例を示す。図１３に示す消費電流波形は、プリンタ等を有する装置の電流波形であり、印字するときにピーク電流が流れる。図１２及び図１３に示す電流波形ともに、定常電流に対して、ピーク電流が大きいが、持続時間は短い。
【０００４】
このようなモータやプリンタ等の負荷に電力を供給するスイッチング電源装置に用いられる巻線装置（リアクトル又はトランス）は、ピーク電流に対応した仕様で製作された場合、大型化し、コストが高くなる。このため、図１４に示すような構造のリアクトルが用いられている。
【０００５】
図１４に示すリアクトルは、中央脚３３ｃ及び側脚３３ａ，３３ｂを有し且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア３３と、このコア３３の中央脚３３ｃに巻回された巻線（コイル）２０とを有し、中央脚３３ｃには、定常負荷（軽負荷）時対応の狭いギャップ５１とピーク負荷（重負荷）時対応の比較的広いギャップ５２を有する。
【０００６】
このような構成のリアクトルにより、図１５に示すように、電流の増加に対してインダクタンスが減少するようにし、定常負荷時では、インダクタンスが大きく、ピーク負荷時でもコア３３を飽和させずに動作できるようにしていた。
【０００７】
なお、従来の巻線装置の関連技術として例えば、特許文献１がある。
【特許文献１】特開２００２−３７３８１１号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、定常負荷時には主にギャップ５１の部分の面積のみが働き、ピーク負荷時にはギャップ５１部分は飽和するため、ギャップ５２の部分の面積のみが有効に働く。このときのインダクタンスは、コア全面に定常負荷時に適したギャップ、又はコア全面にピーク負荷時にピーク電流に適したギャップを挿入した場合のインダクタンスに比較して約１／２となる。このため、同一のインダクタンスを持つようにするためには、コア面積を約２倍としなければならないという問題があった。
【０００９】
本発明は、コアの全面積を使用でき、定常負荷時には損失を低減し、ピーク負荷時にはコアの飽和を回避することにより、スイッチング電源装置の平均損失を低減し、効率を向上させる巻線装置を提供することにある。
【００１０】
また、本発明は、巻線装置を有し、小型化を図るとともに損失を低減できるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は上述した課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、スイッチング電源装置に用いられる巻線装置において、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする。
【００１２】
請求項２の発明は、スイッチング電源装置に用いられる巻線装置において、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする。
【００１３】
請求項３の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流しリアクトルとコンデンサにより平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする。
【００１４】
請求項４の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流しリアクトルとコンデンサにより平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする。
【００１５】
請求項５の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオフ時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、前記トランスは、前記１次巻線及び前記２次巻線が巻回されたコアのギャップに、前記１次巻線及び前記２次巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする。
【００１６】
請求項６の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフし前記スイッチがオフ時に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して別の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、前記トランスは、前記１次巻線及び前記２次巻線が巻回されたコアのギャップに、前記１次巻線及び前記２次巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする。
【００１７】
請求項７の発明は、交流電源の交流電圧を整流回路で整流した整流電圧をリアクトルとスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフして前記交流電源の力率を改善するとともに、整流平滑回路により直流の出力電圧を得るスイッチング電源装置において、前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする。
【００１８】
請求項８の発明は、交流電源の交流電圧を整流回路で整流した整流電圧をリアクトルとスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフして前記交流電源の力率を改善するとともに、整流平滑回路により直流の出力電圧を得るスイッチング電源装置において、前記リアクトルは、巻線が巻回されたコアのギャップに、前記巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、巻線装置のコアのギャップに電流に応じて透磁率が変化する磁性体を設け、電流が増加した場合に透磁率を減少させることによりインダクタンスを調整してコアの全面積を使用し、定常負荷時には、大きなインダクタンスで動作させて、スイッチング素子の電流を減少させることにより損失を低減し、ピーク負荷時には、インダクタンスを減少させてコアの飽和を回避することにより、スイッチング電源装置の平均損失を低減して、効率を向上させることができる。
【００２０】
また、ピーク電流を持つ装置に使用されるスイッチング電源装置に、出力電流に対応してインダクタンスが変化する巻線装置を使用することにより、小型な巻線装置で負荷に適したインダクタンスでスイッチング電源装置を動作できるため、スイッチング素子のピーク電流を減少させ、損失を低減できるとともにスイッチング電源装置を小型化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明に係る巻線装置及び巻線装置を有するスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は実施例１のリアクトルの構造図である。図１に示すリアクトルは、中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂを有し且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア３０と、このコア３０の中央脚３０ｃに巻回された巻線（コイル）２０とを有している。コア３０は、フェライトのような高い透磁率で鉄損の少ない磁性体が用いられる。コア３０の透磁率μは、例えば３０００〜４０００である。
【００２３】
また、中央脚３０ｃに形成されたギャップには、厚さＬのギャップ用磁性体４０が設けられている。このギャップ用磁性体４０は、透磁率の低い材料で、巻線２０に流れる電流が増加するに伴って透磁率が減少していくプラスチック磁性体等からなる。このプラスチック磁性体は、プラスチックの中にフェライト等の磁性体粉末を混合したものであり、この磁性体粉末の含有量に応じて透磁率を変えることができる。
【００２４】
図２は実施例１のリアクトルに設けられたギャップ用磁性体の電流に対する透磁率特性を示す図である。図３は実施例１のリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。
【００２５】
図２において、電流がゼロの時の透磁率を例えば５とし、電流が最大時の透磁率を例えば２とすると、電流がゼロの時のギャップは、ギャップ用磁性体４０の厚さＬの１／５のエアーギャップに相当し、電流が最大時のギャップは、ギャップ用磁性体４０の厚さＬの１／２のエアーギャップに相当するインダクタンスを有するリアクトルと同等のリアクトルとなる。
【００２６】
また、ギャップが増大すると、ギャップの厚さＬに反比例してインダクタンスが減少する。このため、図３に示すように、電流が増加するに伴ってインダクタンスが減少していく。
【００２７】
また、コア３０が飽和するときの電流は、ギャップの厚さＬに比例するため、電流が最大時のインダクタンスは、電流がゼロの時のインダクタンスの１／（２．５）となるが、電流が最大時のギャップは、電流がゼロの時のギャップの２．５倍となるため、最大時の電流は、定常時の２．５倍の電流まで飽和しないことになる。
【００２８】
また、実施例１の構造では、コア３０のギャップが電流により変化するように働くため、コア３０の一部が飽和することなく断面積全体で均一に動作するため、コア３０の利用率が良く、リアクトルを小型化することができる。
【００２９】
このように実施例１のリアクトルによれば、リアクトルのギャップに、電流（起磁力）に応じて透磁率が変化するプラスチック磁性体４０を設け、電流が増加した場合に透磁率を減少させることによりインダクタンスを調整してコア３０の全面積を使用し、定常負荷時には大きなインダクタンスで動作させて、スイッチング素子の電流を減少させることにより損失を低減し、ピーク負荷時にはインダクタンスを減少させてコア３０の飽和を回避することにより、スイッチング電源装置の平均損失を低減し、効率を向上させることができる。
【００３０】
図４は変形例１のリアクトルに設けられたギャップ用磁性体の電流に対する透磁率特性を示す図である。図４に示す変形例１のリアクトルでは、中央脚３０ｃのギャップに、コア３０よりも低い電流で磁性材料が飽和するギャップ用磁性体（図示せず）を設けたものである。この場合、図４において、電流がゼロの時の透磁率を５とすると、コア３０が飽和時の透磁率は、１であるので、最大電流時のインダクタンスは、定常時の１／５となり、定常時の５倍の電流まで飽和しないリアクトルを製作することができる。変形例１のリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を図５に示す。
【実施例２】
【００３１】
図６は実施例２のリアクトルの構造図である。図６に示すリアクトルは、中央脚３１ｃ及び側脚３１ａ，３１ｂを有し且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア３１と、このコア３１の中央脚３１ｃに巻回された巻線（コイル）２０とを有している。コア３１は、フェライトのような高い透磁率で鉄損の少ない磁性体が用いられる。
【００３２】
また、中央脚３１ｃに形成されたギャップには、ギャップ用磁性体４０とエアーギャップ５０とが設けられている。このギャップ用磁性体４０の厚みとエアーギャップ５０の厚みとを調整することにより、インダクタンスと飽和電流とを適宜、調整することができる。
【実施例３】
【００３３】
図７は実施例１又は実施例２のリアクトルを用いた実施例３のスイッチング電源装置の回路構成図である。図７に示すスイッチング電源装置は、図１又は図６のリアクトルを図７に示すリアクトルＬ１に使用したフォワードコンバータの一例である。
【００３４】
通常、ピーク負荷に対応するため、最大電流で飽和しないようにコアにギャップを設ける。このため、図１又は図６の例では、最大電流のときのインダクタンスのリアクトルとなり、小型なリアクトルを使用した場合、小さなインダクタンスのリアクトルを使用することになる。
【００３５】
図８はリアクトルが大きい場合のスイッチ電流波形を示す図である。図９はリアクトルが小さい場合のスイッチ電流波形を示す図である。図８及び図９を比較すると、インダクタンスが小さい場合には、スイッチＱ１の電流のピークが大きく、スイッチＱ１の損失も大きいことがわかる。
【００３６】
スイッチング電源装置の出力電流（スイッチング電源装置に接続される装置の消費電流）は、図１２及び図１３に示すように大きなピークを有する場合が多い。また、ピーク電流の継続時間は短く、定常負荷に対して割合が少ない。このため、定常電流では大きなインダクタンスを有し、ピーク電流時でもコアが飽和しないリアクトルを使用すれば、時間の長い定常負荷時は、損失が低減され、ピーク負荷時には損失が増大しても、短い時間のため、問題とならない。
【００３７】
このような場合に、図１又は図６に示すリアクトルを使用し、定常負荷時には、インダクタンスが大きい部分で動作させ、ピーク負荷時には、インダクタンスを減少させるようにし、コアの飽和を回避することにより、小型な巻線装置（リアクトル）を使用しながら定常負荷での損失を低減することができる。
【００３８】
次に、図７に示すスイッチング電源装置の構成を説明する。図７に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＦＥＴ等からなるスイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。スイッチＱ１の両端には、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との直列回路が接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【００３９】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４０】
制御回路１０は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４１】
次に、このように構成されたスイッチング電源装置の動作を図８に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図８では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【００４２】
まず、時刻ｔ１において、Ｑ１制御信号によりスイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００４３】
なお、時刻ｔ１から時刻ｔ２では、１次巻線５ａのスイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ１→５ｂと電流が流れる。
【００４４】
次に、時刻ｔ２において、スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２に蓄えられる。
【００４５】
また、時刻ｔ２〜時刻ｔ３では、スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ３では、Ｌ１→Ｃ１→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００４６】
このように実施例３のスイッチング電源装置によれば、ピーク電流を持つ装置に使用されるスイッチング電源装置に、出力電流に対応してインダクタンスが変化する図１又は図６のリアクトルをリアクトルＬ１に使用したので、小型な巻線装置で、負荷に適したインダクタンスでスイッチング電源装置を動作できる。このため、スイッチング素子のピーク電流を減少させ、損失を低減できるとともにスイッチング電源装置を小型化できる。
【実施例４】
【００４７】
図１０は実施例１又は実施例２のリアクトルを用いた実施例４のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１０に示すスイッチング電源装置は、図１又は図６のリアクトルを図１０に示すトランスＴに使用したリバースコンバータの一例である。
【００４８】
トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは、図１又は図６に示すリアクトルの巻線２０に対応する。このため、巻線２０としては、１次巻線５ａ上に２次巻線５ｂが巻回されたものであってもよく、あるいは、中央脚３０ｃ（３１ｃ）に１次巻線５ａと２次巻線５ｂとが近接して巻回されたものでもよい。
【００４９】
図１０に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＦＥＴ等からなるスイッチＱ１が接続されている。スイッチＱ１の両端には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【００５０】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００５１】
次に、このように構成されたスイッチング電源装置の動作を説明する。
【００５２】
まず、スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００５３】
また、１次巻線５ａのスイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１には電流は流れない。
【００５４】
次に、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起されたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、２次巻線５ｂに発生した電圧により、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００５５】
このように実施例４のスイッチング電源装置によれば、ピーク電流を持つ装置に使用されるスイッチング電源装置に、出力電流に対応してインダクタンスが変化する図１又は図６のリアクトルをトランスＴに使用したので、実施例３のスイッチング電源装置の効果と同等な効果が得られる。
【実施例５】
【００５６】
図１１は実施例１又は実施例２のリアクトルを用いた実施例５のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１１に示すスイッチング電源装置は、昇圧型の力率改善回路である。
【００５７】
図１１に示す力率改善回路において、交流電源Ｖａｃの交流電圧を整流する全波整流回路Ｂの出力両端Ｐ１及びＰ２には、リアクトルＬ１とＦＥＴ等からなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒｓｈからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース間）には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とで整流平滑回路を構成している。スイッチＱ１は、制御回路１０ａのＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【００５８】
電流検出抵抗Ｒｓｈは、全波整流回路Ｂの負極側出力端Ｐ２とスイッチＱ１の一端及びコンデンサＣ１の一端との間に接続され、全波整流回路Ｂに流れる入力電流を検出する。
【００５９】
制御回路１０ａは、出力電圧検出オペアンプ１１、乗算器１２、電流検出オペアンプ１３、パルス幅変調器１４を有して構成されている。
【００６０】
出力電圧検出オペアンプ１１は、コンデンサＣ１の電圧と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し、誤差電圧を生成して乗算器１２に出力する。乗算器１２は、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧と全波整流回路Ｂの正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を電流検出オペアンプ１３に出力する。
【００６１】
電流検出オペアンプ１３は、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧と乗算器１２からの乗算出力電圧との誤差を増幅し、誤差電圧を生成してこの誤差電圧を比較入力信号としてパルス幅変調器１４に出力する。
【００６２】
パルス幅変調器１４は、その内部で発生される三角波信号と電流検出オペアンプ１３からの比較入力信号とを比較する。そして、比較入力信号の値が三角波信号の値以上のときに例えばオンで、比較入力信号の値が三角波信号の値未満のときに例えばオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。
【００６３】
交流電源Ｖａｃの入力電圧（交流電圧）を全波整流回路Ｂで整流した全波整流電圧は、半サイクル毎に正弦波の形をしている。乗算器１２は、全波整流回路Ｂからの半サイクル正弦波電圧を入力し、また、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧を入力し、この２つの電圧を乗算することにより正弦波の大きさを変えて出力する。電流検出オペアンプ１３は、乗算器１２からの半サイクル正弦波電圧と入力電流によって発生した電流検出抵抗Ｒｓｈに比例した電圧とを比較して、入力電流が半サイクルの正弦波になるように制御している。これにより、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流を半サイクル毎に交流電源Ｖａｃの入力電圧と相似形の正弦波にすることができるので、力率を改善できる。
【００６４】
次に、このように構成された力率改善回路の動作を説明する。まず、スイッチＱ１がオンすると、Ｂ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒｓｈ→Ｂに電流が流れる。この電流は、時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００６５】
次に、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わるとき、リアクトルＬ１に誘起された電圧によりスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、スイッチＱ１がオフとなるため、スイッチＱ１に流れる電流は零になる。また、Ｌ１→Ｄ１→Ｃ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００６６】
このように実施例６の力率改善回路によれば、ピーク電流を持つ装置に使用されるスイッチング電源装置に、出力電流に対応してインダクタンスが変化する図１又は図６のリアクトルをリアクトルＬ１に使用したので、実施例３のスイッチング電源装置の効果と同等な効果が得られる。
【００６７】
なお、本発明は実施例１乃至実施例５に限定されるものではない。例えば、図７に示す１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂを有するトランスＴに、図１又は図６に示すリアクトルを用いても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、ＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】実施例１のリアクトルの構造図である。
【図２】実施例１のリアクトルに設けられたギャップ用磁性体の電流に対する透磁率特性を示す図である。
【図３】実施例１のリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。
【図４】変形例１のリアクトルに設けられたギャップ用磁性体の電流に対する透磁率特性を示す図である。
【図５】変形例１のリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。
【図６】実施例２のリアクトルの構造図である。
【図７】実施例１又は実施例２のリアクトルを用いた実施例３のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図８】リアクトルが大きい場合のスイッチ電流波形を示す図である。
【図９】リアクトルが小さい場合のスイッチ電流波形を示す図である。
【図１０】実施例１又は実施例２のリアクトルを用いた実施例４のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１１】実施例１又は実施例２のリアクトルを用いた実施例５のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１２】スイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の一例を示す図である。
【図１３】スイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の他の一例を示す図である。
【図１４】従来のピーク電流に対応したリアクトルの構造図である。
【図１５】従来のリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。
【符号の説明】
【００７０】
Ｖｄｃ１  直流電源
Ｖａｃ  交流電源
Ｂ  全波整流回路
１０，１０ａ  制御回路
１１  出力電圧検出オペアンプ
１２  乗算器
１３  電流検出オペアンプ
１４  パルス幅変調器
２０  巻線
３０，３１，３３  コア
３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂ，３３ａ，３３ｂ  側脚
３０ｃ，３１ｃ，３３ｃ  中央脚
４０  ギャップ用磁性体
５０，５１，５２  ギャップ
Ｑ１  スイッチ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３  ダイオード
Ｌ１  リアクトル
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
ＲＬ  負荷
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗
Ｒｓｈ  電流検出抵抗
Ｔ  トランス
５ａ  １次巻線（ｎ１）
５ｂ  ２次巻線（ｎ２）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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