(57)【要約】【課題】  光通信システムにおいて伝送リンク上で受信された光複２進信号に複数サンプリング処理を適用するように構成された光受信機を提供すること。【解決手段】  一実施形態では、受信機は復号器に結合された光‐電気信号変換器を有し、この復号器は、変換器で生成された電気信号を処理して光信号に対応するビット・シーケンスを生成するように構成されている。ビット値を生成するために、復号器は、最初に、対応する信号送信期間内で２度以上電気信号をサンプリングして、２以上のビット推定値を得る。それから、復号器は、論理機能をビット推定値に適用し、これによって、ビット・シーケンスの対応するビット値を生成する。有利なことには、本発明の実施例は、例えば、受信光信号のタイミング・ジッタおよび／または自発ビート雑音に関連した符号誤りの数を減らして、連続した（すなわち、ソースから宛先までの）システム動作全体を改善する。【選択図】図４Ａ
2005237007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を、前記光信号の光パワーに対応する振幅を有する電気信号に変換する工程と、
２以上のサンプリング窓を使用して前記電気信号をサンプリングして、２以上のビット推定値を生成する工程と、
前記２以上のビット推定値に論理機能を適用して、前記光信号に対応するビット・シーケンスを生成する工程とを備える信号処理の方法。
【請求項２】
前記２以上のサンプリング窓が、単一信号送信期間に対応し、さらに、
前記光信号が、光複２進信号である、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
各サンプリング窓が幅を有し、
前記電気信号が、第１および第２の複数の波形を備える一連の波形を有し、前記第１の複数の各波形が２進「０」を表すものであり、かつ前記第２の複数の各波形が２進「１」を表すものであり、さらに、
各サンプリング窓について、
波形が前記サンプリング窓の幅にわたって積分されて、対応するビット推定値を生成し、
前記サンプリング窓幅が、前記第１の複数の波形に対応する積分結果への前記第２の複数の波形の寄与を減少させるように選ばれる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記電気信号をサンプリングする工程が、
前記電気信号を第１のサンプリング窓にわたって積分して第１の積分結果を生成する工程、
前記第１の積分結果を第１の決定閾値と比較して第１のビット推定値を生成する工程、
前記電気信号を第２のサンプリング窓にわたって積分して第２の積分結果を生成する工程、および
前記第２の積分結果を第２の決定閾値と比較して第２のビット推定値を生成する工程を備え、さらに、
前記論理機能を適用する工程が、「論理積」機能を前記第１および第２のビット推定値に適用して前記ビット・シーケンスのビットを生成する工程を備える、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記第１の決定閾値が、前記第２の決定閾値と異なる、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
光信号を前記光信号の光パワーに対応する振幅を有する電気信号に変換するように構成された信号変換器と、
前記信号変換器に結合され、かつ
（ｉ）２以上のサンプリング窓を使用して前記電気信号をサンプリングして２以上のビット推定値を生成し、さらに、
（ｉｉ）論理機能を前記２以上のビット推定値に適用して前記光信号に対応するビット・シーケンスを生成するように構成された復号器と、を備える光受信機。
【請求項７】
前記信号変換器に結合された決定回路と、
前記信号変換器に結合され、かつ前記電気信号に基づいて第１のクロック信号を生成するように構成されたクロック回復回路と、
前記クロック回復回路と前記決定回路の間に結合され、かつ前記第１のクロック信号の周波数を逓倍して第２のクロック信号を生成するように構成されたクロック逓倍器であって、前記決定回路が、前記電気信号を前記第２のクロック信号に対応するサンプリング・レートでサンプリングして、第１および第２のビット推定値を含むビット・ストリームを生成するものであるクロック逓倍器と、
入力ポートおよび複数の出力ポートを有するデマルチプレクサであって、
前記入力ポートが前記決定回路に結合され、
第１の出力ポートが前記第１のビット推定値に対応する信号を受け取るように構成され、さらに、
第２の出力ポートが前記第２のビット推定値に対応する信号を受け取るように構成されているデマルチプレクサと、
前記第１および第２の出力ポートに結合され、かつ「論理積」機能を前記第１および第２のビット推定値に適用して前記ビット・シーケンスのビットを生成するように構成された「論理積」ゲートと、を備える、請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
それぞれ前記信号変換器に結合されている第１および第２の決定回路と、
前記信号変換器と前記第１および第２の決定回路との間に結合され、かつ前記電気信号に基づいてクロック信号を生成するように構成されたクロック回復回路とを備え、
各決定回路が、前記電気信号を前記クロック信号に対応するサンプリング・レートでサンプリングするように構成され、
前記第１の決定回路が、第１のビット推定値を生成するように構成され、
前記第２の決定回路が、第２のビット推定値を生成するように構成され、さらに、
前記第１および第２の決定回路が、相対的な時間遅れをともなって前記電気信号をサンプリングする、請求項６に記載の受信機。
【請求項９】
前記第１および第２の決定回路に結合され、かつ「論理積」機能を前記第１および第２のビット推定値に適用して前記ビット・シーケンスのビットを生成するように構成された「論理積」ゲートを備える、請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
光通信システムであって、伝送リンクを介して光送信機に結合された光受信機を備え、前記光受信機が、
光信号を前記光信号の光パワーに対応する振幅を有する電気信号に変換するように構成された信号変換器と、
前記信号変換器に結合され、かつ
（ｉ）２以上のサンプリング窓を使用して前記電気信号をサンプリングして２以上のビット推定値を生成し、さらに、
（ｉｉ）論理機能を前記２以上のビット推定値に適用して前記光信号に対応するビット・シーケンスを生成するように構成された復号器と、を備えるものである光通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この出願の内容は、２００３年１２月８日に出願された米国特許出願番号１０／７３０，４１３号の内容に関係している。この出願を参照して本明細書に組み込む。
本発明は、光通信装置に関し、より詳細には、光複２進信号を処理するための装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複２進信号方式は１９６０年代に導入され、それ以来通信システムで非常に多く利用されている。複２進信号方式の原理は、例えば、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、８２巻（１９６３年５月）、２１４〜２１８頁に発表されたＡ．Ｌｅｎｄｅｒの論文に説明されている。この論文の教示は、参照して本明細書に組み込む。簡単に言うと、複２進信号方式は、３つの信号、例えば「＋１」、「０」、および「−１」を使用する。これらのレベル（すなわち、複２進記号）のうちの１つに対応する信号は、信号送信期間（タイム・スロット）ごとに伝送される。複２進信号は、一般に、ある特定の変換規則を使用して、対応する２進信号から生成される。両方の信号は同じ情報を含むが、複２進信号の帯域幅は、２進信号の帯域幅に比べて２分の１だけ減少させることができる。その上、複２進信号は、ある特定の記号間相関関係（ＩＳＣ）データを有するように構築することができ、この記号間相関関係（ＩＳＣ）データは、受信機で誤り訂正アルゴリズムを実施するために使用することができる。
【０００３】
光通信システムにおいて、複２進符号化は、一般に、米国特許第５，８６７，５３４号に開示されているようにキャリア光ビームの位相変調を使用して実施される。この特許の教示は、参照して本明細書に組み込む。より具体的には、「０」ビットについては、実質的に光が伝送されない。しかし、「＋１」および「−１」ビットは、それぞれ＋Ｅおよび−Ｅの電界を有する光として伝送される。ここで、電界の反対極性は、１８０度の相対的光位相シフトに対応する。このように変調された光ビームは電界に関して３レベル信号であるが、光パワーに関しては２レベル信号である。複２進信号のこの特性に基づいて、「２進」受信機を、複２進受信機として働くように構成することができる。従来の２進受信機は、ただ光パワーを測定するだけである。「＋１」と「−１」の両方の複２進状態が光「オン」に対応するので、２進受信機は、光パワーを測定して光複２進入力信号を電気出力信号に変換することができる。しかし、通常の２進受信機の代わりに通信システムに配置されたとき、光複２進符号化の有利点を使用してシステム性能を改善する専用の複２進受信機を持っていることが望ましい。
【特許文献１】米国特許出願番号１０／７３０，４１３号
【非特許文献１】Ａ．Ｌｅｎｄｅｒ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、（１９６３年５月）、８２巻、２１４〜２１８頁
【特許文献２】米国特許第５，８６７，５３４号
【非特許文献２】Ｊ．Ｍ．Ｇｅｎｅ  ｅｔ  ａｌ．、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００２年、１４巻、８４３頁
【非特許文献３】Ｗ．Ｋａｉｓｅｒ  ｅｔ  ａｌ．、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００１年、１３巻、８８４頁
【非特許文献４】Ｈ．Ｋｉｍ  ａｎｄ  Ｃ．Ｘ．Ｙｕ、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００２年、１４巻、１２０５頁
【非特許文献５】Ｈ．Ｂｉｓｓｅｓｓｕｒ、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００１年、３７巻、４５頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の原理に従って、光通信システムの伝送リンク上で受信された光複２進信号に対して複数サンプリング処理を適用するように構成された光受信機によって、従来の問題に対処する。一実施形態では、受信機は、復号器に結合された光‐電気信号変換器を有し、この復号器は、変換器で生成された電気信号を処理して光信号に対応するビット・シーケンスを生成するように構成されている。ビット値を生成するために、復号器は、最初に、対応する信号送信期間内に２度以上電気信号をサンプリングして、２以上のビット推定値を得る。それから、復号器は、論理機能をビット推定値に適用し、これによって、ビット・シーケンスのための対応するビット値を生成する。有利なことには、本発明の実施形態は、例えば、受信光信号のタイミング・ジッタおよび／または自発ビート雑音に関連した復号誤りの数を減らして、連続した（すなわち、ソースから宛先まで）システム動作全体を改善する。
【０００５】
他の実施形態によれば、本発明は信号処理の方法であり、この方法は、光信号を光信号の光パワーに対応する振幅を有する電気信号に変換する工程、２以上のサンプリング窓を使用して電気信号をサンプリングして２以上のビット推定値を生成する工程、および論理機能を２以上のビット推定値に適用して光信号に対応するビット・シーケンスを生成する工程を備える。
【０００６】
さらに他の実施例によれば、本発明は光通信システムであり、この光通信システムは伝送リンクを介して光送信機に結合された光受信機を備え、この光受信機は、光信号を光信号の光パワーに対応する振幅を有する電気信号に変換するように構成された信号変換器と、信号変換器に結合され、かつ（ｉ）２以上のサンプリング窓を使用して電気信号をサンプリングして２以上のビット推定値を生成し、さらに、（ｉｉ）論理機能を２以上のビット推定値に適用して光信号に対応するビット・シーケンスを生成するように構成された復号器と、を備える。
本発明の他の態様、特徴、および恩恵は、次の詳細な説明、添付の特許請求の範囲、および添付の図面からより完全に明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本明細書で「一実施形態（ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」または「実施形態（ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」を参照することにより、その実施形態に関連して説明した特定の特徴、構造、または特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることが意図される。明細書の様々な場所における「一実施形態における」という句が現れても、まさにその実施形態をすっかり参照することでは必ずしもなく、また他の実施形態のうちの互いに相容れない別個または他の実施形態を参照することでもない。
【０００８】
図１は、光複２進符号化を使用するように構成された代表的な光通信システム１００のブロック図を示す。システム１００は、光ファイバ１０４および１つまたは複数の光増幅器１０６を有する伝送リンクを介して、受信機１０８に結合された複２進送信機１０２を含む。送信機１０２は、２進シーケンスａｋを受け取り、対応する光複２進信号Ａ（ｔ）を生成し、この光複２進信号Ａ（ｔ）は受信機１０８で信号Ｓ（ｔ）として受け取られる。信号Ａ（ｔ）に比べて、信号Ｓ（ｔ）は、ファイバ１０４における色分散（ＣＤ）および分極モード分散（ＰＭＤ）および／または増幅器１０６における増幅雑音による歪みを有するかもしれない。受信機１０８は、光信号Ｓ（ｔ）を対応する電気信号に変換し、シーケンスａｋに対応する２進シーケンスａ’ｋを生成するようにその信号を処理する。
【０００９】
送信機１０２として使用することができる複２進送信機の説明は、例えば、次の論文に見出すことができる。すなわち、（１）Ｊ．Ｍ．Ｇｅｎｅ  ｅｔ  ａｌ．、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００２年、１４巻、８４３頁、（２）Ｗ．Ｋａｉｓｅｒ  ｅｔ  ａｌ．、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００１年、１３巻、８８４頁、（３）Ｈ．Ｋｉｍ  ａｎｄ  Ｃ．Ｘ．Ｙｕ、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００２年、１４巻、１２０５頁、および（４）Ｈ．Ｂｉｓｓｅｓｓｕｒ、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００１年、３７巻、４５頁。これらの論文全ての教示は、参照して本明細書に組み込む。
【００１０】
図２は、システム１００で受信機１０８として使用することができる受信機２００のブロック図を示す。受信機２００は、光‐電気（Ｏ／Ｅ）信号変換器（例えば、フォトダイオード）２０６を有し、この光‐電気（Ｏ／Ｅ）信号変換器２０６は、光信号Ｓ（ｔ）を、信号Ｓ（ｔ）の光パワーに比例した振幅を持つ電気信号Ｓ’（ｔ）に変換する。復号器２０８は、例えば、信号Ｓ’（ｔ）を「サンプリング窓」と呼ばれる各ビット長の部分にわたって積分して、信号Ｓ’（ｔ）をサンプリングし、そして、その積分結果を決定閾値と比較する。この比較に基づいて、復号器２０８は、シーケンスａ’ｋのためにディジタル「１」かディジタル「０」かのどちらかを出力する。信号Ｓ’（ｔ）に歪みおよび雑音が存在することで生じる復号誤りの数を最小限にするように、サンプリング窓の幅と決定閾値の両方を適切に選ぶとき、復号器２０８の最適動作が実現される。
【００１１】
図３Ａ〜Ｂは、それぞれ、システム１００における、（１０Ｇｂ／ｓ）信号Ｓ（ｔ）の代表的なアイ・ダイアグラムおよび対応する雑音分布関数を示す。図３Ａを参照すると、このアイ・ダイアグラムは、２ビット期間に対応する時間期間にシステム１００で伝送することができる様々な波形を示す。例えば、約１００ｐｓに中心のある比較的広いパルスを有する波形３０２は、「０１０」２進シーケンスに対応する。同様に、約１００ｐｓに中心のある比較的狭い谷を有する波形３０４は、「１０１」２進シーケンスに対応する。当業者は理解することであろうが、図４Ａに示す他の波形は、ビット・シーケンス「１１１」、「１１０」、「１００」、「０００」、「００１」、および「０１１」に対応する。図３Ｂを参照して、「マーク」・レベル（すなわち、２進「１」に対応するレベル）で、全雑音は、光増幅器例えば増幅器１０６（図１）の自発ビート雑音が支配的である。「スペース」・レベル（すなわち、２進「０」に対応するレベル）で、全雑音は、熱雑音と自発ビート雑音の和が支配的である。しかし、マーク・レベルとスペース・レベルの間の領域には、通常、雑音分布関数の最小に対応する比較的低雑音確率の領域が存在する。
【００１２】
上で既に示したように、復号器２０８を構成するために、サンプリング窓の幅および決定閾値を選択しなければならない。図３Ａ〜Ｂは、この選択をグラフで示す。従来技術の処理方法、すなわち上で言及した米国特許出願番号１０／７３０，４１３で開示された方法と、本発明の一実施例とに従って行なわれたこの選択をグラフで示す。より具体的には、サンプリング窓Ｃは、復号器２０８の従来技術構成に対応し、サンプリング窓Ｄは、‘４１３出願に開示された構成に対応し、そしてサンプリング窓Ｍ１〜Ｍ２は、本発明の一実施形態に対応する。
【００１３】
一般的な従来技術構成では、サンプリング窓は比較的大きな幅、例えばビット長の３０％よりも大きな幅を有する。比較的大きな幅値を選ぶ１つの考えは、一般に比較的長い積分時間は雑音平均化を実現しこれによって復号誤りを減らすことができるということである。比較的狭いサンプリング窓を設定すると、雑音平均化の恩恵が減少し、受信機２００の性能に悪影響を及ぼすと一般に信じられている。しかし、分散の影響を受けた信号の場合、比較的広いサンプリング窓を使用すると、例えば、「１０１」２進部分でのゼロの間違った解釈のために、復号誤りが増加する。同様な理由で、類似の復号誤りは、例えば１よりも大きな比較的大きなデューティ・サイクル値を使用する分散の無い信号によって生じるかもしれない（図３Ａを参照されたい）。
【００１４】
図３Ａを参照すると、波形３０４は、２つの比較的広いパルスの間に比較的狭い谷を有する。サンプリング窓Ｃを使用するとき、波形３０４に対応する積分結果は、前の光「１」の立ち下がりに対応する波形の部分および次の光「１」の立ち上がりに対応する波形の部分からの寄与が比較的大きいかもしれない。これによって、復号誤りの確率が増す。というのは、雑音が無くても、決定閾値と波形３０４の積分結果との差は、比較的小さいからである。そして、雑音の寄与によって、積分結果は容易に決定閾値を通り越すようになる可能性があり、それによって、波形３０４の復号誤りが生じる。しかし、サンプリング窓Ｃの場合の決定閾値の増加によって、決定閾値と波形３０２の雑音の無い積分結果との差が小さくなる。そして、信号自発ビート雑音の寄与によって（図３Ｂ）、積分結果が決定閾値に届かなくなる可能性があり、それによって、波形３０２の復号誤りが生じる。したがって、サンプリング窓Ｃの決定閾値をただ調整することで、前記の誤りを減らそうとすることは、ほとんど効果がない。
【００１５】
‘４１３出願で実証されているように、一般的な予想に反して、複２進信号の場合、サンプリング窓幅を減少し、かつ前記窓を信号の波形に対して十分に合わせることで、復号器２０８の復号誤りの数を減らすことができる。例えば、サンプリング窓Ｄを波形３０４に使用するとき（図３Ａ）、前の光「１」の立ち下がりに対応する波形の部分および次の光「１」の立ち上がりに対応する波形の部分の積分結果への寄与は、サンプリング窓Ｃを使用する構成に比べて、著しく減少する。これによって、復号誤りの確率が減少する。というのは、決定閾値と雑音の無い波形３０４の積分結果との差は、今や比較的大きくなることができるからである。結果として、雑音の寄与で積分結果が決定閾値を通り越すようになることはいっそう困難になり、それによって、復号誤りの数が減少する。その上、今や、近接する光「１」の立ち下がり／立ち上がりから比較的大きな不利を受けることなしに、決定閾値自体は、「低雑音」領域に対応するように選択することができる。そのために、積分結果への雑音の全体的な寄与が減少する。さらに、決定閾値と波形３０２の雑音の無い積分結果との差は比較的大きい。したがって、信号自発ビート雑音の寄与によって（図３Ｂ）、前記積分結果が決定閾値に届かなくなることはいっそう困難になり、これによって、復号誤りの数がさらに減少する。
【００１６】
以下で実証するように、２つの比較的短いサンプリング窓を使用し、かつその窓に対応するビット推定値に対して適切な論理機能を適用することによって、復号器２０８の復号誤りの数をさらにいっそう減らすことができる。例えば、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２を使用するとき（図３Ａ）、２つの積分結果が得られる。サンプリング窓Ｍ１およびＭ２の幅を適切に選び、かつそのサンプリング窓Ｍ１およびＭ２をサンプリング窓Ｄの近くに置くことによって、サンプリング窓Ｄに対応する上述のサンプリングの恩恵の大部分を、各サンプリング窓に対して維持することができる。そのとき、サンプリング窓Ｍ１〜Ｍ２を用いて得られた積分結果をさらに処理することで、他の改善が得られる。より具体的には、最初に積分結果の各々を対応する決定閾値と比較して、ビット推定値を生成する。ビット推定値は、積分結果が決定閾値以上であるとき２進「１」であり、また、積分結果が決定閾値よりも小さいとき２進「０」である。それから、論理「論理積」機能がビット推定値に適用されて、復号器から出力される最終ビット値が生成される。
【００１７】
サンプリング窓Ｍ１およびＭ２に対応するビット推定値に適用される論理機能の選択は、主に、光信号に誤りを発生する障害の種類によって決定される。例えば、上で既に述べたように、図３Ａのアイ・ダイアグラムでは、大抵の復号誤りは、波形３０４による間違った２進「１」に関係している。この状況では、「論理積」機能が適切な機能選択である。というのは、ビット推定値の少なくとも１つが「０」であるときいつでも論理積機能は「０」に復帰するからである。異なる状況では、例えば、大抵の復号誤りが波形３０２による間違った２進「ゼロ」に関係しているとき、「論理和」機能が適切な機能選択であろう。当業者は理解することであろうが、障害および／または波形形状の種類に依存して、他の論理機能またはサンプリング窓の他の数（例えば、３以上）を同様に使用することができる。例えば、本発明は３つのサンプリング窓で実施することができ、この場合、（ｉ）これらのサンプリング窓のうちの２つに対応するビット推定値に「論理和」機能が適用され、そして（ｉｉ）第３のサンプリング窓に対応するビット推定値および「論理和」機能で復帰された値に「論理積」機能が適用されて、復号器から出力されるべき最終ビット値が生成される。
【００１８】
図４Ａ〜Ｂは、サンプリング窓Ｄを使用する構成に対して、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２を使用する復号器２０８の１つの可能な構成で実現された誤り低減をグラフで示す。より具体的には、図４Ａおよび４Ｂは、それぞれ、タイミング・ジッタおよび雑音歪みが存在する状態での誤り低減を示す。
【００１９】
図４Ａは、３つの波形４０４ａ〜ｃを示し、その波形の各々は、図３Ａの波形３０４に似ている。波形４０４ｂは、「ゼロ」・ビットに対応するタイム・スロットの中に実質的に中心があり、実質的に無タイミング・ジッタに対応する。対照的に、波形４０４ａおよび４０４ｃは、それぞれ負および正のタイミング・ジッタによって、波形４０４ｂに対してずれている。図４Ａの矢印は、サンプリング窓ＤおよびＭ１〜Ｍ２のそれぞれの位置を示す（図３Ａも参照されたい）。例示のために、３つのサンプリング窓全てについて、水平の破線で示される共通の決定閾値があると想定する。特定の窓に対応する積分結果を決定閾値とグラフで比較するために、矢印を波形に投影し、かつ決定閾値破線に対する投影の交点の位置に注目することができる。例えば、交点が破線より上にあるとき、積分結果は決定閾値を超えている。同様に、交点が破線より下にあるとき、積分結果は決定閾値よりも小さい。
【００２０】
図４Ａで理解できるように、ジッタの無い状態では（波形４０４ｂ）、３つのサンプリング窓全ては、決定閾値よりも下の積分結果を生成する。これは、両方の復号器構成について復号器出力に正しい復号結果すなわち２進「０」を与える。しかし、ジッタの存在する状態では、サンプリング窓Ｄに対応する構成は復号誤りを生じるが、一方で、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２に対応する構成は、信号を正しく復号することができる。より具体的には、負か正かどちらかのジッタの場合（それぞれ、波形４０４ａおよび４０４ｃ）、サンプリング窓Ｄは決定閾値より上の積分結果を生成し、これは間違った「１」を復号器出力に生じる。この誤りは、以下のようにサンプリング窓Ｍ１およびＭ２に対応する構成を用いて避けられる。波形４０４ａの場合、サンプリング窓Ｍ１の積分結果は決定閾値よりも下であるが、一方で、サンプリング窓Ｍ２の積分結果はその値よりも上である。結果として、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２それぞれに対して、「０」および「１」のビット推定値が生成される。これらのビット推定値に「論理積」機能を適用することで、２進「０」に復帰し、これは正しい復号結果である。同様に、波形４０４ｃの場合、サンプリング窓Ｍ２の積分結果は決定閾値より下であるが、一方で、サンプリング窓Ｍ１の積分結果はその値よりも上である。その結果として、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２それぞれに対して、「１」および「０」のビット推定値が生成される。再び、これらのビット推定値に対して「論理積」機能を適用することで、正しい復号結果が生成される。
【００２１】
図４Ｂは、図４Ａに似ており、２つの波形４０４ｄ〜ｅを示す。これらの波形の各々は図３の波形３０４に似ている。波形４０４ｄは実質的に無歪みであるが、一方で、波形４０４ｅは、先行する光「１」による信号自発ビート雑音が存在するためにゆがんでいる。波形４０４ｂの復号と同様に、波形４０４ｄの復号は、両方の復号器構成で正しい結果、すなわち２進「０」を生成する。しかし、波形４０４ｅに関して、サンプリング窓Ｄに対応する構成は復号誤りを生じるが、一方で、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２に対応する構成は、その誤りの発生を防止する。より具体的には、波形４０４ｅの場合、サンプリング窓Ｄは決定閾値よりも上の積分結果を生成し、これは復号器出力に間違った「１」を生じる。しかし、サンプリング窓Ｍ１およびＭ２の積分結果は、それぞれ決定閾値よりも上および下である。その結果として、「１」および「０」のビット推定値が生成される。そして、「論理積」機能を適用することで、２進「０」を生じ、これは正しい復号結果である。
【００２２】
図５は、本発明の一実施形態に従ってシステム１００で受信機１０８として使用することができる受信機５００のブロック図を示す。図２の受信機２００と同様に、受信機５００は、光複２進信号Ｓ（ｔ）を受け取り、かつそれを対応する２進シーケンスａ’ｋに変換するように構成されている。しかし、受信機５００は、本発明の実施形態に従ってデュアル・サンプリング処理を実施する。
【００２３】
受信機５００は、受信機２００の変換器２０６に似たＯ／Ｅ信号変換器５０６を有する。Ｏ／Ｅ信号変換器５０６の出力は、フィルター／増幅器５２０で随意にフィルター処理／増幅され、決定回路５０８に供給される。適切な時間基準を決定回路５０８に与えるために、受信機５００はクロック回復回路５０２およびクロック逓倍器５０４を有する。回路５０２は、信号Ｓ’（ｔ）を処理して、信号Ｓ’（ｔ）と同期した第１のクロック信号を生成する。そして、クロック逓倍器５０４は、第１のクロック信号の周波数を逓倍して、決定回路５０８に供給される第２のクロック信号を生成する。受信機５００の代表的な実施では、第２のクロック信号は、第１のクロック信号の周波数の４倍の周波数値を有する。
【００２４】
決定回路５０８は、第２のクロック信号のクロック・パルスを使用して、受け取られた信号をサンプリングする。より具体的には、クロック・パルスごとに、決定回路５０８は信号サンプル（積分結果）を生成し、それを決定閾値と比較し、そして、比較結果に対応する２進値を出力する。各信号送信期間で２つのサンプリング窓が図３Ａに示すサンプリング窓Ｍ１およびＭ２に対応するように、決定回路５０８のサンプリング窓は、信号に対して調整される。結果として、決定回路５０８の出力のビット・ストリームは、サンプリング窓Ｍ１〜Ｍ２に対応しかつ図３および４の背景において上で説明したビット推定値を含むビットを有する。しかし、このビットは、サンプリング窓Ｍ１〜Ｍ２に関係のない他のビットとインタリーブされている。
【００２５】
ビット推定値を含むビットを、決定回路５０８で出力されるビット・ストリームの残りのものから分離するために、受信機５００は、信号送信期間ごとに決定回路５０８が取り込む信号サンプルの数に等しい数の出力ポートを有するデマルチプレクサ５１０を有する。したがって、デマルチプレクサ５１０の各出力ポートは、各信号送信期間中にビット・ストリームから１ビットを受け取り、その結果、デマルチプレクサ５１０の２つの特定の出力ポートがサンプリング窓Ｍ１〜Ｍ２のビット推定値を含むビットを受け取るようになる。一実施形態では、この２つの特定出力ポートは、「論理積」ゲート５１２に結合され、一方で、残りの出力ポートは利用されない。ゲート５１２は、「論理積」機能をビット推定値に適用し、かつ図３の背景において上で説明したようにシーケンスａ’ｋを生成するように構成される。留意されたいことであるが、サンプリング窓Ｍ１とＭ２の間の相対的時間遅延を補償するために、適切な時間遅延要素Δｔが、ゲート５１２と、サンプリング窓Ｍ１に対応するデマルチプレクサ５１０の出力ポートとの間に挿入される（図３Ａも参照）。
【００２６】
図６は、本発明の他の実施例に従ってシステム１００で受信機１０８として使用することができる受信機６００のブロック図を示す。図５の受信機５００と同様に、受信機６００は、デュアル・サンプリング処理を実施し、また、光複２進信号Ｓ（ｔ）を対応する２進シーケンスａ’ｋに変換するように構成されている。しかし、受信機５００で実現された直列サンプル処理方法ではなくて、受信機６００は並列サンプル処理方法を実施する。
【００２７】
受信機６００は、受信機５００のＯ／Ｅ信号変換器５０６およびクロック回復回路５０２にそれぞれ似ているＯ／Ｅ信号変換器６０６およびクロック回復回路６０２を有する。Ｏ／Ｅ信号変換器６０６の出力は、フィルター／増幅器６２０ａ〜ｂで随意にフィルター処理／増幅され、決定回路６０８ａ〜ｂに供給される。決定回路６０８ａ〜ｂの各々は、受信機５００の決定回路５０８に似ている。しかし、決定回路５０８と異なって、決定回路６０８ａ〜ｂは、どのような周波数逓倍もなしに、クロック回復回路６０２で生成されたクロック周波数で直接動作する。各決定回路６０８は、比較的短いサンプル窓を使用して信号サンプル（積分結果）を生成し、そのサンプルを対応する決定閾値と比較し、そして、比較結果に対応する２進値を出力する。留意されたいことであるが、決定回路６０８ａ〜ｂは、同じ決定閾値を有するかもしれないし、有しないかもしれない。
【００２８】
第１の時間遅延要素Δｔが、クロック回復回路６０２と決定回路６０８ａの間に挿入され、一方で、クロック回復回路６０２と決定回路６０８ｂの間にはそのような時間遅延要素は存在しない。このことは、決定回路６０８ａのサンプリング窓と６０８ｂのサンプリング窓の間に所望の時間遅れを導入するのに役立つ。そして、これらのサンプリング窓は、図３Ａに示すサンプリング窓Ｍ１およびＭ２に対応するように、信号に対して調整される。その結果として、決定回路６０８ａ〜ｂの出力のビット・ストリームは、それぞれサンプリング窓Ｍ２およびＭ１に対応するビット推定値を含む。決定回路６０８ａおよび６０８ｂの出力は、「論理積」機能をビット推定値に適用しかつ上述のようにシーケンスａ’ｋを生成するように構成された「論理積」ゲート６１２に結合される。留意されたいことであるが、第１の時間遅延要素によって導入された時間遅延を補償するために、第２の時間遅延Δｔが、ゲート６１２と決定回路６０８ｂの出力の間に挿入される。
【００２９】
図７〜８は、システム１００の３つの異なる構成の動作特性をグラフで比較する。より具体的には、図７は、１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ）での分散許容誤差を示し、図８Ａ〜Ｂは、信号Ｓ（ｔ）のパワーへのＢＥＲ依存性を示す。全ての構成で、送信機１０２は、１０Ｇｂ／ｓのビット・レートで動作するマッハ‐ツェンダー変調器に基づいた送信機である。構成Ｉにおいて、受信機１０８は受信機６００（図６）である。構成ＩＩおよびＩＩＩでは、受信機１０８は受信機２００（図２）であり、この受信機２００は、図３Ａに示すサンプリング窓ＤおよびＣそれぞれに対応するサンプリング窓を有する。
【００３０】
図７を参照して、特定の分散値での異なる曲線間の差は、システム１００の受信機１０８の異なる構成間の相対的な光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）利得を示す。図７で理解することができるように、構成Ｉは、０から約４０００ｐｓ／ｎｍまで範囲内の色分散値に関して、構成ＩＩＩに対して約２〜４ｄＢのＯＳＮＲ利得を実現する。同様に、構成Ｉは、０から約３０００ｐｓ／ｎｍまで範囲内の色分散値に関して、構成ＩＩに対して約１〜３ｄＢのＯＳＮＲ利得を実現する。
【００３１】
図８Ａ〜Ｂに示すデータは、受信機を最初に固定公称ＢＥＲに対して最適化し、そして次に実際のＢＥＲを受信機での光パワーの関数として測定して集められた。図８Ａ〜Ｂのデータ点は実際のＢＥＲを示し、一方で、受信機がそれに対して最適化された公称ＢＥＲは符号ボックス中に示す。図８Ａと図８Ｂの比較から理解することができるように、異なる実際のＢＥＲ値について、構成Ｉは、受信機での光パワーの点で構成ＩＩを超えるかなりの利得を実現する。例えば、１０−９のＢＥＲ値に関して、構成Ｉでは、構成ＩＩの光パワーに対して約１ｄＢだけ対応する光パワーが下がる。要約すると、本発明の実施形態は、分散許容誤差を改善し、複２進伝送システムで選択されたＢＥＲ値に対応する光パワーを減少させ、それによって、そのようなシステムの全体的な連続した（すなわち、ソースから宛先までの）動作が改善される。
【００３２】
この発明は例示の実施例に関連して説明したが、この説明は、制限する意味で解釈するためのものではない。本発明は複２進信号に関連して説明したが、他の種類の信号、例えば高デューティ・サイクル２進ＮＲＺ信号を処理するために使用することもできる。本発明が関係する当業者には明らかな、本発明の他の実施例だけでなく上述の実施例の様々な修正物も、特許請求の範囲に表されるような本発明の原理および範囲内にあると思われる。
【００３３】
方法の請求項における工程は、もしあれば、対応するラベル表示の付いた特定の順番で列挙するが、それらの工程のいくつかまたは全てを実施する特定の順番を請求項列挙が特別に示さなければ、それらの工程は、その特別の順番で実施されることに必ずしも限定されるつもりではない。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】光複２進符号化を使用するように構成された代表的な光通信システムを示すブロック図である。
【図２】図１のシステムで使用することができる代表的な受信機を示すブロック図である。
【図３】Ａは、図１のシステムにおいて、（１０Ｇｂ／ｓ）複２進信号の代表的なアイ・ダイアグラムを示す図であり、Ｂは、図１のシステムにおいて、（１０Ｇｂ／ｓ）複２進信号の対応する雑音分布関数を示す図である。
【図４Ａ】図３Ａに示す信号にタイミング・ジッタが存在するとき、本発明の一実施形態に従って達成される誤り低減をグラフで示す図である。
【図４Ｂ】図３Ａに示す信号に雑音歪みが存在するとき、本発明の一実施形態に従って達成される誤り低減をグラフで示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に従って図１のシステムで使用することができる受信機を示すブロック図である。
【図６】本発明の他の実施形態に従って図１のシステムで使用することができる受信機を示すブロック図である。
【図７】図１に示すシステムの異なる構成の動作特性をグラフで比較する図である。
【図８】ＡおよびＢは、図１に示すシステムの異なる構成の動作特性をグラフで比較する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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