(57)【要約】【課題】  出力の平滑フィルタ容量が低減できると共に高調波も低減でき、分散電源の状況が変化しても安定な出力が供給できるパワーコンディショナを得る。【解決手段】  単相インバータ１ａ〜１ｃの交流側を複数直列接続して多重化した電力変換装置を用い、分散電源２から、ＤＣ/ＤＣコンバータを介して単相インバータ１ａ〜１ｃの入力となる複数の直流電源Ｖａ、Ｖb、Ｖcを生成し、各直流電源の電圧比に略比例する巻き数比を有するリアクトルＬ１〜Ｌ３を各ＤＣ/ＤＣコンバータ内にそれぞれ配し、該複数のリアクトルＬ１〜Ｌ３は、その磁束を互いに鎖交させ、容易に分散電源２から電圧制御された複数の直流電源Ｖａ、Ｖb、Ｖcを生成する。【選択図】        図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、該各直流電源の電圧を制御する電圧制御手段を有したＤＣ/ＤＣコンバータを介して分散電源から生成され、上記複数の直流電源の小さい直流電圧から順に、Ｖ１、Ｖ２、・・、Ｖｍとすると、
Ｖ２は、Ｖ１の２倍もしくは３倍
Ｖｎ（ｎ＝３〜ｍ）はＶ１の整数倍で、Ｖｎ≦Ｖ１＋２・ΣＶｋ（ｋ＝１〜n-1）
を満足することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記ＤＣ/ＤＣコンバータは、電圧制御される上記各直流電源に対応してそれぞれ設けられ、上記電圧制御手段は、上記各直流電源の電圧比に略比例する巻き数比を有するリアクトルを上記各ＤＣ/ＤＣコンバータ内にそれぞれ配し、該複数のリアクトルは、その磁束が互いに鎖交することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記複数の直流電源の内、所定の直流電源について、上記階調制御における放電と他の直流電源の電荷による充電との組み合わせを、該所定の直流電源から流れ出る電流の平均値が略ゼロになるように制御し、上記他の直流電源の電圧を、上記ＤＣ/ＤＣコンバータで制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記所定の直流電源から流れ出る電流の平均値が略ゼロになるように、上記他の直流電源の電圧レベルを変化させて制御することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記所定の直流電源から流れ出る電流の平均値が略ゼロになるように、上記階調制御における各出力電圧レベルのパルス幅を制御することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記複数の単相インバータの内、所定の単相インバータの出力電圧をＰＷＭ制御し、上記階調制御における各出力電圧レベルに、上記ＰＷＭ制御による出力電圧を組み合わせたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置を用いて所定の交流電圧、交流電流を出力して系統に並列に接続し、上記分散電源を該系統に連系させるパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のインバータを組み合わせて滑らかな交流出力波形を得ることが可能な電力変換装置および、このような電力変換装置を用いて分散電源を系統に連系するパワーコンディショナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。ＤＣ／ＤＣコンバータ部を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。インバータ部に接続されたリアクトルとコンデンサがあることで、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
また、上記従来のパワーコンディショナではＰＷＭ制御のインバータを用いているが、従来から、複数の単相出力インバータの出力端子を直列接続して高調波を低減した電力変換装置があり、以下に説明する。それぞれ絶縁された入力を持つ３レベル出力が可能な単相出力インバータブリッジをｎ個備えて、各単相出力インバータブリッジの出力端子を直列接続して直列ｎ段の単相出力の電力変換装置を構成する。また、ｎ個の単相出力インバータブリッジの各出力電圧の振幅Ｖ１〜Ｖｎの振幅比を、Ｖ１：Ｖ２：・・：Ｖｎ＝１：２：・・：２ｎ−１とする（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−８９２４２号公報
【非特許文献１】「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年、
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のパワーコンディショナでは、出力側にはインバータ部のＰＷＭ制御による切り刻まれたスイッチング波形を平滑するためのフィルタが設置されている。また、スイッチングによる高調波のノイズを系統に流入させないようにＥＭＩ除去フィルタも設けられている。このようにインバータ部のスイッチング動作を用いて出力に正弦波の電流や電圧を発生させているため、平滑フィルタを小型化しようと思うとスイッチング周波数を上げざるを得なかった。このため、スイッチングによる高調波電流が増加し、高調波ノイズの系統流入を抑制するＥＭＩ除去フィルタが大型化するという問題点があった。また、スイッチング周波数を増加するとインバータ部を構成するスイッチング素子の損失が増加するという問題点もあった。
【０００６】
また、上記のような従来の電力変換装置では、高調波の低減のために多くのインバータ回路が必要となり、それぞれのインバータは絶縁された直流電源が必要となる。このような複数の直流電源を、太陽電池などの分散電源から安定した電圧で得るのは、装置が非常に複雑となり困難であった。
【０００７】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、単相インバータの交流側を複数直列接続して多重化した電力変換装置で、装置構造を複雑にすることなく、分散電源の状況が変化しても複数の直流電源の電圧を安定に得ることを目的とする。
また、このような電力変換装置を用いることで、出力の平滑フィルタ容量が低減できると共に高調波も低減でき、分散電源の状況が変化しても安定な出力が供給できるパワーコンディショナを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する。そして、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、該各直流電源の電圧を制御する電圧制御手段を有したＤＣ/ＤＣコンバータを介して分散電源から生成され、上記複数の直流電源の小さい直流電圧から順に、Ｖ１、Ｖ２、・・、Ｖｍとすると、
Ｖ２は、Ｖ１の２倍もしくは３倍
Ｖｎ（ｎ＝３〜ｍ）はＶ１の整数倍で、Ｖｎ≦Ｖ１＋２・ΣＶｋ（ｋ＝１〜n-1）
を満足するものである。
【０００９】
またこの発明によるパワーコンディショナは、上記電力変換装置を用いて所定の交流電圧、交流電流を出力して系統に並列に接続し、上記分散電源を該系統に連系させるものである。
【発明の効果】
【００１０】
このような電力変換装置では、各単相インバータの電圧の組み合わせにより精度良く滑らかな出力電圧波形を得ることができる。このため、出力の平滑フィルタ容量が大幅に低減する。また、スイッチング回数も少なくてすむため、高調波ＥＭＩも低減できる。さらに、電圧制御手段により直流電源の電圧を制御できるため、分散電源の状況が変化しても装置構造を複雑にすることなく複数の直流電源の電圧を安定に得ることができる。
また、このような電力変換装置を用いたパワーコンディショナでは、出力の平滑フィルタ容量が低減できると共に、高調波ノイズの系統流入を抑制するＥＭＩ除去フィルタも小型化あるいは省略でき、さらに分散電源の状況が変化しても安定な出力が供給できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
図１（ａ）に示すように、複数の単相インバータ１ａ、１ｂ、１ｃの交流側を直列に接続して単相多重変換器を構成する。各単相インバータ１ａ〜１ｃは、図１（ｂ）に示すように、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源としての平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３からの直流電力を交流電力に変換して出力し、負荷３に電力供給する。
【００１２】
また、図に示すように、太陽光、燃料電池等の分散電源２の後段にリアクトルＬ３およびスイッチング素子Ｓ１からなるチョッパ回路が設置されている。チョッパ回路は分散電源２で得られた直流電圧を所定の値に昇圧する（なお、降圧もしくは昇降圧でもよい）。昇圧された電圧はダイオードＤ３および平滑コンデンサＣ３で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ回路によって直流平滑化され平滑コンデンサＣ３に充電される電圧Ｖcが得られる。
また、リアクトルＬ２およびリアクトルＬ１はリアクトルＬ３と磁束が結合しているため、リアクトルＬ３に電圧が発生するときには同じくリアクトルＬ２、Ｌ１にも電圧が発生し、同様に、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ回路、およびダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ回路によって直流平滑化され、平滑コンデンサＣ２、Ｃ１に充電される電圧Ｖb、Ｖaが得られる。リアクトルＬ３、Ｌ２、Ｌ１に発生する逆起電力が所定の関係になるように巻き数を設定すると、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路（以下、単にコンバータと称す）によって得られた直流電圧も巻き数比に比例した関係となる。
なお、図１においては、リアクトルＬ３およびスイッチング素子Ｓ１（以下、単にスイッチＳ１と称す）からなるチョッパ回路は非絶縁の構成をとっているが、トランスを用いたフライバック型の構成またはフォワード型の構成などいずれの構成でもかまわない。
【００１３】
上述した各単相インバータ１ａ〜１ｃは、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３の後段にそれぞれ接続され、これらの単相インバータ１ａ〜１ｃは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができる。この３つの単相インバータ１ａ〜１ｃの発生電圧を組み合わせることによって、その総和として所定の電圧を階調制御により発生させる。
各ビット（以下、リアクトルとコンデンサ、インバータの一塊をビットと呼ぶ）の直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係は、それぞれ異なる値（Ｖa＜Ｖb＜Ｖc）で、１：２：３、１：２：４、１：２：５、１：２：６、１：２：７、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、各ビットの単相インバータ１ａ〜１ｃの出力論理（組み合わせパターン）とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図２のＡ〜Ｊの論理表に示す。なお、出力階調数の最も小さい１：２：３の場合は、便宜上、図示を省略した。
【００１４】
例えば、Ｊ表の場合、Ｖa、Ｖb、Ｖcは、１：３：９の関係で、これらの発生電圧の総和で０〜１３の１４階調の出力電圧が得られる。これにより、正弦波に近い極めて滑らかな出力電圧波形が得られる。なお、ビットの数を増やせば出力電圧波形をより滑らかにすることができる。
【００１５】
ここで、滑らかな出力電圧を得るための条件としては、各出力階調レベルに電圧の飛びがないことであり、各出力階調レベルの電圧差が一定の値をとることが必要である。この条件を満足させるためには、以下の関係を満足することが望ましい。
ＶcおよびＶbは、Ｖaの概ね整数倍であること。
Ｖbは、Ｖaの２倍もしくは３倍であること。
Ｖcは、（Ｖa＋Ｖb）・２＋Ｖa  以下であること。
なお、ビットが４つ以上の場合も同様であり、以下の関係を満足することが望ましい。
小さい直流電圧から順に、Ｖ１、Ｖ２、・・、Ｖｍとすると、
Ｖ２は、Ｖ１の２倍もしくは３倍であること。
Ｖｎ（ｎ＝３〜ｍ）はＶ１の整数倍で、Ｖｎ≦Ｖ１＋２・ΣＶｋ（ｋ＝１〜n-1）
【００１６】
このような図２に示すような直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係を得るためには、予め各ビットの直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcを所定の値となるようにしておく必要がある。例えば図１の構成の場合においては、リアクトルＬ１〜Ｌ３の巻き数比を図２の各表におけるＶａ〜Ｖｃの関係になるよう設定しておけばよい。
【００１７】
この実施の形態では、各ビットの電圧の組み合わせによる階調制御により正弦波に近い極めて滑らかな出力電圧波形が得られるため、平滑用の出力フィルタを省略する、あるいは小容量にすることができ、電力変換器の低コスト化、小型化、簡略化が実現できる。また、スイッチングの回数は従来のＰＷＭ制御に比べて格段に少なくなり、それにより高調波も激減する。それにより、高調波ノイズの系統流入を抑制するＥＭＩ除去フィルタは省略あるいは、格段と小容量にすることができる。
また、各ビット毎にリアクトルＬ１〜Ｌ３を有するコンバータを設け、それらのリアクトルＬ１〜Ｌ３は互いに磁束が鎖交しており、それぞれのリアクトルＬ１〜Ｌ３が発生する逆起電力の大きさは、各ビットが有する直流電圧の大きさに比例させる。これにより、チョッパ回路を構成するスイッチＳ１は一つでも、分散電源２から該チョッパ回路により、各ビット毎に異なる直流電圧を一度に容易に生成することができ、装置構成も簡略化できる。
【００１８】
実施の形態２．
この実施の形態では、上記実施の形態１で示したパワーコンディショナにより、商用ライン（系統）に電力を供給する場合について説明する。
図３は、図１で示したパワーコンディショナにより、系統に電力を供給する場合の構成図である。図に示すように、パワーコンディショナを系統に並列に接続し、この接続点のパワーコンデイショナ側に、パワーコンデイショナと直列にリアクトルＬfを挿入する。なお、５は系統電源である。
電力系統は電圧が既に確立しているので、系統にパワーコンディショナ電流を流し込むよう動作させる必要がある。パワーコンディショナと直列にリアクトルＬfを挿入することによって、パワーコンディショナと系統との電位差による過大な電流が流れるのを防ぐ。
【００１９】
図４は、パワーコンディショナの制御機能を付加した構成図であり、６はビットパターン形成回路、７は電流制御回路である。
図に示すように、パワーコンディショナから流れ出る電流を電流センサ９で検出し、該電流が所定の電流目標値になるように、電流制御回路７により、リアクトルＬ３およびスイッチＳ１からなるチョッパ回路のスイッチＳ１を制御して、チョッパ回路からの出力電圧を制御する。チョッパ回路は、上述したように、分散電源２で得られた直流電圧を所定の値に昇圧するもので、昇圧された電圧はコンバータ（Ｄ３、Ｃ３）によって直流平滑化され電圧Ｖcが得られる。また、リアクトルＬ２およびリアクトルＬ１はリアクトルＬ３と磁束が鎖交しているため、リアクトルＬ３に電圧が発生するときには同じくリアクトルＬ２、Ｌ１にも電圧が発生する。このように、各ビットの直流電圧が、チョッパ回路のスイッチＳ１を制御することにより、分散電源２から生成される。
【００２０】
ビットパターン形成回路６は、系統の電圧を電圧検出手段８により検出して、系統電圧瞬時値が得られる出力階調電圧レベルと出力ビットパターン（組み合わせパターン）を予め形成しておく。
系統の瞬時電圧とパワーコンディショナの電圧の差によって、リアクトルＬfを通して電流が流れる。高周波分の差電圧はリアクトルＬfによって平滑化される。電流の微妙なコントロールは、電流制御回路７によりチョッパ用スイッチＳ１にてコントロールする。具体的には、スイッチＳ１のdutyを変化させる。それによって、各ビットの直流電圧が変化し、図５（ａ）に示すように出力電圧波形１０が調整され、系統に供給する電流が決まる。
図５（ｂ）、図５（ｃ）に示すように、系統に供給する電流を増加させたいときは、出力電圧波形の電圧レベルを若干増大させ、電流を低下させたいときは、出力電圧波形の電圧レベルを若干低減させる。なお、１０ａは電圧レベルが低減したときの出力電圧波形、１０ｂは電圧レベルが増大したときの出力電圧波形、１１は出力電圧波形１０ａ、１０ｂの差を表すための基準波形である。
【００２１】
系統に供給する電流の電流目標値は、分散電源２の発電量によって定めるよう設定すればよい。簡単には、分散電源２の電圧が高ければ電流量が高くなるよう設定する。分散電源２は一般に電流を多く出力すれば、電圧が低下する特性を持つため、このような制御を施すことにより効率良くパワーを引き出すことができる。
以上のように系統に供給する電流を制御することにより、分散電源２を信頼性よく系統に連系することができる。
【００２２】
なお、所定ビットの単相インバータの電圧出力方法に、予めＰＷＭ制御を加えることによって、系統の瞬時電圧とパワーコンディショナの電圧との差電圧の制御精度を向上できる。
上述したように、系統の瞬時電圧とパワーコンディショナの電圧との差によって、リアクトルＬfを通して電流が流れるが、図６に示すように、電圧の出力方法にＰＷＭ制御を加えることによって出力電圧波形をより滑らかな目標値に近づけることができる。例えば、Ｖa：Ｖb：Ｖcが１：３：９の電圧関係のように、０〜１３の１４階調の電圧を出力できたとしても、ＰＷＭ制御を付加しない階調制御のみでは、リアクトルＬfの容量が小さいと、電圧差によって流れる高周波電流が大きくなってしまう場合がある。
各出力階調レベルにおける出力ビットパターンで選択された所定の単相インバータ出力に、簡単なＰＷＭ制御を加え、その高周波分の波形をリアクトルＬfで平滑することにより、より滑らかな出力電圧波形が得られる。これにより、平滑用の出力フィルタをより小容量にできると共に、系統の瞬時電圧とパワーコンディショナの電圧との差電圧の制御精度を向上でき、系統に流れる電流をより精度よくコントロールできる。このため、パワーコンディショナ、系統間に過大な電流が流れることはない。またこのとき、各出力階調レベルにおいて電圧の出力方法にＰＷＭ制御を加えるには、Ｖa：Ｖb：Ｖcの電圧関係によっては、複数の単相インバータの出力にＰＷＭ制御を加える必要がある。
【００２３】
実施の形態３．
次に、上記実施の形態２で示したパワーコンディショナにおける、各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３に流れる平均の電流の調整について以下に説明する。
図７は、各ビットの直流電圧関係が１：２：４の場合（ここでは１階調に相当する電圧を１０と表した）について、１〜７の各出力階調レベルを出力可能とする出力ビットパターンを示したものである。
図７（ａ）に示すように、出力ビットパターンは同じ出力階調電圧に対して複数存在することがわかる。ビット出力が−１というのは、そのビットの平滑コンデンサを充電するよう単相インバータが動作するものであり、１というのは平滑コンデンサを放電するよう単相インバータが動作する。この充電と放電をうまく使い分けることにより、平滑コンデンサに流れる平均の電流を調整することが可能である。
【００２４】
図７（ｂ）は、直流電圧Ｖa、Ｖbの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に流れる平均電流が少なくなるよう出力ビットパターンを選定するものである。例えば、平滑コンデンサＣ２では、出力電圧レベルが２０以下のところでは、充電されるのみであり、出力電圧レベルが５０以上の場合には放電するパターンしか選定できない。このように出力ビットパターンを選定することにより、直流電圧Ｖa、Ｖbの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に流れる平均電流が小さくなり、そのビットのリアクトルＬ１、Ｌ２やコンバータの容量を大幅に低減できる。それにより、コスト低減が図れる。
【００２５】
この実施の形態では、直流電圧Ｖa、Ｖbの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に流れる平均電流が小さくなるような出力ビットパターンを選定したが、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に流れる平均電流を所定の値に制御したい場合にも、出力ビットパターンを選定することが有効となる。また、ある時間周期で出力ビットパターンを変化するよう制御することにより、上記平均電流を所定の値により制御しやすくなる。
【００２６】
実施の形態４．
上記実施の形態１、２では、各ビットの直流電圧比と各ビットのリアクトルＬ１〜Ｌ３の巻き数比を一致させ、コンバータ回路を通して各ビットの直流電源を生成していた。
この実施の形態では、図８に示すように、電流制御ビットパターン形成回路６ａおよび電圧制御回路７ａを用いた制御により、所定ビットのリアクトルＬ１、Ｌ２とコンバータを不要とする。
【００２７】
まず、比較例として、各ビットのリアクトルＬ１〜Ｌ３とコンバータが省略できない場合について図９を用いて説明する。図９は、各ビットの直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係が１：３：９の場合に、パワーコンディショナの出力電圧波形と各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。半周期後の放電電荷量が正であればそのビットの平滑コンデンサはエネルギーを放出していることになる。
この場合、Ｖa＝１０Ｖ、Ｖb＝３０Ｖ、Ｖc＝９０Ｖに設定されているものとする。ここで、出力したい交流電圧の最大値をVacpeakと定め、それに対するＶa〜Ｖcの電圧の合計値の比を変化させて、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量の変化を調べた。図９に示すように、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝１の条件では、いずれのビットの半周期後の放電電荷量も正の値を示している。つまり、各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３には、外部から電力を補う必要があり、各ビットにリアクトルＬ１〜Ｌ３とコンバータとが必要となる。
【００２８】
次に、直流電圧Ｖaのビット（以下、Ｖaビットと称す）のリアクトルＬ１とダイオードＤ１が不要となる場合について説明する。
図１０（ａ）は、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．９５の条件で、図９と同様に、各ビットの直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係が１：３：９の場合に、パワーコンディショナの出力電圧波形と各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。図に示すように、平滑コンデンサＣ１から流れ出る放電電荷量の合計がゼロとなっていることがわかる。このような状態では、Ｖaビットの電力消費はなく、外部からの電力の供給も不要である。従って、図１、図３で示されたリアクトルＬ１やダイオードＤ１などが不要となり、回路構成が簡略となりコスト低減が図れる。
なお、この場合の出力電圧波形から分かるように、図９で示した場合に比べ、出力階調レベルが１３レベル部分において、パルス幅、即ち出力時間を短くしている。これにより、その部分で放電電荷量が減少し、平滑コンデンサＣ１から流れ出る放電電荷量の合計がゼロとなる。
【００２９】
このように、平滑コンデンサＣ１から流れ出る放電電荷量の合計をゼロとするには、平滑コンデンサＣ１に流れる平均電流を略ゼロに制御すれば良く、上記実施の形態３で説明したように、出力ビットパターンを選定することで可能になる。即ち、平滑コンデンサＣ１に流れる平均電流が略ゼロになるように、出力ビットパターンを決定して階調制御すると共に、パルス幅を調整する。
【００３０】
図１０（ｂ）、図１０（ｃ）は、図１０（ａ）で示した場合の比較例であり、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．９６５、０．９４と変化させた場合における、各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。平滑コンデンサＣ１から流れ出る放電電荷量の合計は、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．９６５の場合は正（つまり電力消費有り）、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．９４の場合は負（つまり電力充電有り）正となっていることが分かる。
【００３１】
このため、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を選定もしくは制御することによって、Ｖaビットの電力消費をゼロにすることができる。従って、Ｖaビットの平滑コンデンサＣ１の直流電圧を検出し、あるいは平滑コンデンサＣ１からの放電電荷量を検出、あるいは演算して求め、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を変化させることにより、自動的にＶaビットの電力消費をゼロに制御することができる。
なお、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を変化させるということは、リアクトルＬ２、Ｌ３およびスイッチＳ１によってＶｂ、Ｖｃの電圧を変化させるということに他ならない。即ち、平滑コンデンサＣ１に流れる平均電流が略ゼロになるように、出力ビットパターンを決定して階調制御すると共に、チョッパ回路によりＶｂ、Ｖｃの電圧を変化させる。
【００３２】
次に、ＶbビットのリアクトルＬ２とダイオードＤ２が不要となる場合について説明する。
図１１（ａ）は、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．８０７の条件で、各ビットの直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係が１：３：９の場合に、パワーコンディショナの出力電圧波形と各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。図に示すように、平滑コンデンサＣ２から流れ出る放電電荷量の合計がゼロとなっていることがわかる。このような状態では、Ｖbビットの電力消費はなく、外部からの電力の供給も不要である。従って、ＶbビットのリアクトルＬ２とダイオードＤ２が不要となる。
Ｖbビットの場合、直流電圧ＶbがＶaに比べて高いため、リアクトルＬ２やダイオードＤ２も比較的大きくなるものであったが、これらを不要とできるため、回路構成の簡略化およびコスト低減の効果が大きなものとなる。
【００３３】
図１１（ｂ）、図１１（ｃ）は、図１１（ａ）で示した場合の比較例であり、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．８２５７、０．８０４と変化させた場合における、各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。平滑コンデンサＣ２から流れ出る放電電荷量の合計は、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．８２５７の場合は正（つまり電力消費有り）、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．８０４場合は負（つまり電力充電有り）であり、このため、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を選定もしくは制御することによって、Ｖbビットの電力消費をゼロにすることができる。従って、Ｖbビットの平滑コンデンサＣ２の直流電圧を検出し、あるいは平滑コンデンサＣ２からの放電電荷量を検出、あるいは演算して求め、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を変化させることにより、自動的にＶbビットの電力消費をゼロに制御することができる。
なお、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を変化させるということは、リアクトルＬ1 、Ｌ３およびスイッチＳ１によってＶa 、Ｖcの電圧を変化させるということに他ならない。即ち、平滑コンデンサＣ２に流れる平均電流が略ゼロになるように、出力ビットパターンを決定して階調制御すると共に、チョッパ回路によりＶa 、Ｖcの電圧を変化させる。
【００３４】
次に、ＶaビットおよびＶbビットのリアクトルＬ１、Ｌ２とダイオードＤ１、Ｄ２が不要となる場合について説明する。
図１２（ａ）は、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．７９６の条件で、各ビットの直流電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係が１：３：９の場合に、パワーコンディショナの出力電圧波形と各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。この場合、出力階調レベルが１０レベルと１１レベルの部分でパルス幅を調整している。図に示すように、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２から流れ出る放電電荷量の合計がゼロとなっていることがわかる。このような状態では、ＶaビットおよびＶbビットの双方で電力消費はなく、外部からの電力の供給も不要である。従って、ＶaビットおよびＶbビットのリアクトルＬ１、Ｌ２とダイオードＤ１、Ｄ２が不要となり、回路構成の簡略化およびコスト低減が一層推進できる。
【００３５】
図１２（ｂ）、図１２（ｃ）は、図１２（ａ）で示した場合の比較例であり、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）＝０．８１８、０．７８と変化させた場合における、各ビットの平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電荷量（合計）を示したものである。Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を０．８１８とした場合と０．７８とした場合で、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２共、放電電荷量の極性が逆転していることが分かる。このため、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を０．８１８と０．７８の間で選定もしくは制御することによって、ＶaビットおよびＶbビットの電力消費をゼロにすることができる。これに階調制御におけるパルス幅の調整を加えることで、ＶaビットおよびＶbビットの電力消費を同時にゼロにすることができる。
【００３６】
従って、Ｖa、Ｖbビットの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直流電圧を検出し、あるいは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２からの放電電荷量を検出、あるいは演算して求め、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を変化させ、パルス幅を調整して、Ｖa、Ｖbビットの電力消費を同時にゼロに制御することができる。
なお、Vacpeak／（Ｖa＋Ｖb＋Ｖc）の値を変化させるということは、リアクトルＬ３およびスイッチＳ１によってＶcの電圧を変化させるということに他ならない。即ち、平滑コンデンサＣ２に流れる平均電流が略ゼロになるように、出力ビットパターンを決定して階調制御すると共に、パルス幅を調整し、チョッパ回路によりＶcの電圧を変化させる。
【００３７】
図８に示す構成は、図１２で示した、ＶaビットおよびＶbビットのリアクトルＬ１、Ｌ２とダイオードＤ１、Ｄ２が不要となる場合に対応しており、制御動作について以下に説明する。
電流制御ビットパターン形成回路６ａは目標の正弦波電流実効値（電流目標値）が得られるよう、各出力階調のビットパターンおよびそのパルス幅を決定して、出力電圧の実効値を変化させる。これにより、出力電圧のハンチング等の現象がなくなり安定性が高まる。図１３に目標電流の状態とそのときの出力電圧を示した。図１３（ａ）に示すように、目標電流が高い状態では、電流目標値全体（正弦波）を高いものとして、出力電圧の実効値を変化させ、図１３（ｂ）に示すように、目標電流が低い状態では、電流目標値全体（正弦波）を低いものとして、出力電圧の実効値を変化させる。これにより、出力電圧波形を正弦波に保った状態で安定化することができる。
【００３８】
そして、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直流電圧Ｖa、Ｖbを測定し、それぞれの電圧が一定の値となるよう、チョッパ回路のスイッチＳ１を制御して平滑コンデンサＣ３に充電される電圧Ｖcを制御する。例えば、Ｖaが上昇していき、Ｖbが下降していくならば、チョッパ回路によってＶcの電圧を増加するよう制御する。逆に、Ｖbが上昇していき、Ｖaが下降していくならば、チョッパ回路によってＶcの電圧を減少させるように制御する。
【００３９】
なお、上記実施の形態４においても、所定ビットの単相インバータの電圧出力方法に、予めＰＷＭ制御を加えることによって、系統の瞬時電圧とパワーコンディショナの電圧との差電圧の制御精度を向上できる。各出力階調レベルにおける出力ビットパターンで選択された所定の単相インバータ出力に、簡単なＰＷＭ制御を加え、その高周波分の波形をリアクトルＬfで平滑することにより、より滑らかな出力電圧波形が得られる。これにより、平滑用の出力フィルタをより小容量にできると共に、系統の瞬時電圧とパワーコンディショナの電圧との差電圧の制御精度を向上でき、系統に流れる電流をより精度よくコントロールできる。このため、パワーコンディショナ、系統間に過大な電流が流れることはない。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力論理と出力階調との関係を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナにより、系統に電力を供給する場合の構成図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナの制御機能を付加した構成図である。
【図５】この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナの制御動作を説明する波形図である。
【図６】この発明の実施の形態２の別例によるパワーコンディショナの制御動作を説明する波形図である。
【図７】この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの制御を説明する図である。
【図８】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。
【図９】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナの制御を説明するための比較例を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナの制御を説明する図である。
【図１１】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナの制御を説明する図である。
【図１２】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナの制御を説明する図である。
【図１３】この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナの制御を説明する図である。
【符号の説明】
【００４１】
１ａ〜１ｃ  単相インバータ、２  分散電源、３  負荷、５  系統電源、
Ｃ１〜Ｃ３  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ３  ダイオード、Ｌ１〜Ｌ３  リアクトル、
Ｓ１  スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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