(57)【要約】【課題】  強入力レベルにおいても低歪みを実現し、円滑な利得変化を維持する。【解決手段】  第１の利得制御信号によって利得制御可能である高利得低ノイズの第１の増幅器１０と、第２の利得制御信号によって利得制御可能である低利得低歪みの第２の増幅器２０とを設け、さらに増幅器１０，２０の出力に第３の増幅器３０を結合する。第１の増幅器１０の第１の増幅器入力と第２の増幅器２０の第２の増幅器入力とを互いに結合し、かつ第１の増幅器１０の第１の増幅器出力と第２の増幅器２０の第２の増幅器出力とを互いに結合する。そして、モード切り替え信号により第１の増幅器１０の出力をオンまたはオフする。第１の増幅器１０のオンオフによる利得の変化を第３の増幅器３０で補正する。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の増幅器入力および第１の増幅器出力を有するとともに第１の利得制御信号によって利得制御可能である高利得低ノイズの第１の増幅器と、
第２の増幅器入力および第２の増幅器出力を有するとともに第２の利得制御信号によって利得制御可能である低利得低歪みの第２の増幅器とを備え、
前記第１の増幅器入力と前記第２の増幅器入力とが互いに結合され、かつ前記第１の増幅器出力と前記第２の増幅器出力とが互いに結合され、
モード切り替え信号により前記第１の増幅器の出力をオンまたはオフできる機能を有している可変利得回路。
【請求項２】
前記第１の利得制御信号と前記第２の利得制御信号が共通化されている請求項１記載の可変利得回路。
【請求項３】
前記第１の増幅器入力と前記第２の増幅器入力がそれぞれ差動入力である請求項１または２記載の可変利得回路。
【請求項４】
前記第１の増幅器出力と前記第２の増幅器出力がそれぞれ差動出力である請求項３記載の可変利得回路。
【請求項５】
第３の増幅器入力および第３の増幅器出力を有するとともに第３の利得制御信号によって利得制御可能である第３の増幅器をさらに備え、
前記第３の増幅器入力を前記第１の増幅器出力と前記第２の増幅器出力とに結合した請求項１、２、３または４記載の可変利得回路。
【請求項６】
前記第１の増幅器の出力をオフすると同時に、前記第１の増幅器の出力をオフすることによって変動する利得変化分を、前記第３の利得制御信号により前記第３の増幅器の利得を変化させることにより補正し前記第３の増幅器出力における振幅が変動しないようにする機能を備えている請求項５記載の可変利得回路。
【請求項７】
第４の利得制御信号から前記第１の利得制御信号および前記第２の利得制御信号を作成する利得制御信号変換回路を備えている請求項１、２、３または４記載の可変利得回路。
【請求項８】
第４の利得制御信号から前記第１の利得制御信号、前記第２の利得制御信号および前記第３の利得制御信号を作っている利得制御信号変換回路を備えている請求項５または６記載の可変利得回路。
【請求項９】
前記モード切り替え信号により前記第１の増幅器の出力をオフするのに連動し、変動する利得変化分を補正するための利得補正回路により、前記利得制御信号変換回路の出力である前記第３の利得制御信号をシフトすることにより前記第３の増幅器出力での振幅が変動しないようにする機能を備えている請求項８記載の可変利得回路。
【請求項１０】
前記第４の利得制御信号を基準信号と比較することにより、前記モード切り替え信号を出力する検知回路を備えている請求項９記載の可変利得回路。
【請求項１１】
前記第３の増幅器の出力振幅を基準信号と比較することにより、前記モード切り替え信号を出力する検知回路を備えている請求項９記載の可変利得回路。
【請求項１２】
前記第３の増幅器の出力の後段に増幅器もしくはミキサ回路が接続され、前記増幅器もしくは前記ミキサ回路の出力信号の振幅を基準信号と比較することにより、前記モード切り替え信号を出力する検知回路を備えている請求項９記載の可変利得回路。
【請求項１３】
前記第１の増幅器の入力振幅を基準信号と比較することにより、前記モード切り替え信号を出力する検知回路を備えている請求項９記載の可変利得回路。
【請求項１４】
前記検知回路は、前記第４の利得制御信号の検知にクロック信号を用い、あるタイミングごとに検知を行う機能を備えている請求項１０記載の可変利得回路。
【請求項１５】
前記検知回路は、前記第３の増幅器の出力振幅の検知にクロック信号を用い、あるタイミングごとに検知を行う機能を備えている請求項１１記載の可変利得回路。
【請求項１６】
前記検知回路は、前記増幅器もしくは前記ミキサ回路の出力信号の振幅の検知にクロック信号を用い、あるタイミングごとに検知を行う機能を備えている請求項１２記載の可変利得回路。
【請求項１７】
前記検知回路は、前記第１の増幅器の入力信号の検知にクロック信号を用い、あるタイミングごとに検知を行う機能を備えている請求項１３記載の可変利得回路。
【請求項１８】
切り替え許可信号により、前記第１の増幅器の切り替え動作とそれに連動する前記利得補正回路の制御を許可するアクティブ状態と禁止するスリープ状態とを実現するモード切り替え状態回路を備えている請求項１０〜１７のいずれか１項の可変利得回路。
【請求項１９】
前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の入力より前段に、利得可変機能を有する増幅器もしくはアッテネータを備えている請求項１〜１８のいずれか１項記載の可変利得回路。
【請求項２０】
前記利得可変機能を有する増幅器もしくはアッテネータは、前記モード切り替え信号の発生と同時に利得を変化させる請求項１９項記載の可変利得回路。
【請求項２１】
請求項１〜２０のいずれかに記載の可変利得回路を用いた通信モジュール。
【請求項２２】
請求項１〜２０のいずれかに記載の可変利得回路を用いた通信機器。
【請求項２３】
請求項１〜２０のいずれかに記載の可変利得回路を用いた移動端末。
【請求項２４】
請求項２３記載の移動端末と前記移動端末と接続するその他の移動端末とからなる移動体通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体端末を含めた無線通信機器で使用される可変利得回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
可変利得回路の先行技術を図２２に示す。この可変利得回路は、第１の利得制御信号１１によって利得制御可能な高利得低ノイズの第１の増幅器１０と、第２の利得制御信号２１によって利得制御可能な低利得低歪みの第２の増幅器２０とを備えている。
【０００３】
第１および第２の増幅器１０，２０は互いに並列に接続されている。つまり、第１の増幅器１０の入力と第２の増幅器２０の入力とが互いに結合され、第１の増幅器１０の出力と第２の増幅器２０の出力とが互いに結合されている。
【０００４】
この可変利得回路は、第１および第２の利得制御信号１１，２１により第１および第２の増幅器１０，２０の各々の利得寄与度を変化させることにより、低利得から高利得まで円滑に変えられるように構成して、高利得低ノイズ特性および低利得低歪み特性を有する広ダイナミックレンジの可変利得回路を実現している。
【０００５】
図２２に示した可変利得回路の具体的な回路構成例を図２３に示す。この可変利得回路は、差動対１と差動対２とを有している。差動対１は、高利得低ノイズ増幅器を構成するトランジスタＱ１とトランジスタＱ２のエミッタ同士を抵抗Ｒ１を介して互いに結合し、それぞれのエミッタに電流源Ｉ１１，Ｉ１２を備えている。差動対２は、低利得低歪み増幅器を構成するトランジスタＱ３とトランジスタＱ４のエミッタ同士を抵抗Ｒ２を介して互いに結合し、それぞれのエミッタに電流源Ｉ２１，Ｉ２２を備えている。
【０００６】
そして、差動対１，２の入力同士を互いに結合している。具体的には、トランジスタＱ１のベースとトランジスタＱ３のベースとを結合し差動入力Ｖin1とし、トランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ４のベースとを結合し差動入力Ｖin2としている。
【０００７】
さらに、差動対１，２の出力同士を互いに結合している。具体的には、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ同士を結合してトランジスタＱ３のコレクタに接続し、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタ同士を結合してトランジスタＱ１のコレクタに接続し、トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ同士を結合してトランジスタＱ２のコレクタに接続し、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ同士を結合してトランジスタＱ４のコレクタに接続している。
【０００８】
可変利得回路の出力としては、トランジスタＱ６，Ｑ７のコレクタ同士およびトランジスタＱ１０，Ｑ１１のコレクタ同士をそれぞれ結合することにより、それらの結合点からコレクタ電流が取り出される。トランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１２のコレクタはそれぞれ抵抗を介して電源に接続されている。
【０００９】
また、トランジスタＱ７，Ｑ１０のベースに第１の利得制御電圧（利得制御信号）Ｖgca1の正極を結合し、トランジスタＱ８，Ｑ９のベースに第１の利得制御電圧Ｖgca1の負極を結合している。また、トランジスタＱ６，Ｑ１１のベースに第２の利得制御電圧（利得制御信号）Ｖgca2の正極を結合し、トランジスタＱ５，Ｑ１２のベースに第２の利得制御電圧Ｖgca2の負極を結合している。
【００１０】
つぎに、この可変利得回路における利得制御の方法について説明する。トランジスタＱ１のコレクタ電流が、利得制御電圧Ｖgca1によってトランジスタＱ７とトランジスタＱ８とに分流するので、トランジスタＱ７とトランジスタＱ８とは利得制御電圧Ｖgca1により制御可能な線形電流分流器を形成する。同様に、トランジスタＱ２のコレクタ電流が、利得制御電圧Ｖgca1によってトランジスタＱ９とトランジスタＱ１０とに分流するので、トランジスタＱ９とトランジスタＱ１０とは利得制御電圧Ｖgca1により制御可能な線形電流分流器となる。
【００１１】
すると、利得制御電圧Ｖgca1の正極側がベースに結合されているトランジスタＱ７とトランジスタＱ１０とのコレクタ電流のペアと、負極側がベースに結合されているトランジスタＱ８とトランジスタＱ９とのコレクタ電流のペアに流れる電流比を利得制御電圧Ｖgca1によって制御することができる。
【００１２】
また、トランジスタＱ３のコレクタ電流が、利得制御電圧Ｖgca2によってトランジスタＱ５とトランジスタＱ６とに分流するので、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とは利得制御電圧Ｖgca2により制御可能な線形電流分流器を形成する。同様に、トランジスタＱ４のコレクタ電流が、利得制御電圧Ｖgca2によってトランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２とに分流するので、トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２とは利得制御電圧Ｖgca2により制御可能な線形電流分流器となる。
【００１３】
すると、利得制御電圧Ｖgca2の正極側がベースに結合されているトランジスタＱ６とトランジスタＱ１１とのコレクタ電流のペアと、負極側がベースに結合されているトランジスタＱ５とトランジスタＱ１２とのコレクタ電流のペアに流れる電流比を利得制御電圧Ｖgca2によって制御することができる。
【００１４】
トランジスタＱ６，Ｑ７のコレクタ同士を結合して取り出されるコレクタ電流の和をＩout1、トランジスタＱ１０，Ｑ１１のコレクタ同士を結合して取り出されるコレクタ電流の和をＩout2とすると、これまでの説明から電流Ｉout1と電流Ｉout2は差動電流となることがわかる。そして、電流Ｉout1と電流Ｉout2は、弱入力ではノイズ・フィギュア（Noise  Figure）を劣化させないよう高利得低ノイズの差動対１のコレクタ電流が主体となり、強入力では歪みを発生させないよう低利得低歪みの差動対２のコレクタ電流が主体となるように、利得制御電圧Ｖgca1およびＶgca2を変化させることによって分流している。そして、分流した電流を合計することにより、出力電流Ｉout1とＩout2とを調整することができ、合計利得を円滑に変化させることができる。
【特許文献１】特表２００２−５１０８８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、先行技術による可変利得回路においては、合計利得を円滑に変化させるために、ある強入力レベルにおいては、低利得低歪みの増幅器２０からの利得と、わずかながら高利得低ノイズの増幅器１０の利得も合計されるときがある。その結果、ダイナミックレンジの狭い高利得低ノイズの増幅器１０の歪み成分が出力に混入してしまう。さらに入力レベルを大きくしていくと、高利得低ノイズの増幅器１０の利得がゼロに近づいていくので歪み成分は小さくなる。つまり、ある強入力レベルにおいて歪み成分が大きくなるという課題があった。具体的に図２３で説明すると、トランジスタＱ７，Ｑ１０のコレクタ電流が完全にオフしていないために、トランジスタＱ１，Ｑ２の非線形性がトランジスタＱ７，Ｑ１０を介して、出力による歪み成分という形で現れてしまう。
【００１６】
したがって、本発明の目的は、強入力に低歪みとなり、微弱入力から強入力まで広いダイナミックレンジにわたって、線形に近い特性を得ることができる可変利得回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために、本発明では、第１に強入力時に高利得低ノイズの増幅器の出力をオフすることによって歪み成分を完全にカットする構成を採用する。また、第２に、高利得低ノイズの増幅器の出力がオフしたことによる利得の減少を次段の増幅器で補正する機能を備える構成を採用する。これにより、強入力時に低歪みで、かつ利得を円滑に変化させることにより上記課題を解決する。
【００１８】
上記解決手段に加えて、高利得低ノイズの増幅器のオフを許可するアクティブ状態（強入力時に高利得低ノイズの増幅器がオフする）と、オフを禁止するスリープ状態（高利得低ノイズ増幅器が強入力であってもオフしない）を実現する回路を備える。
【００１９】
以下、詳しく説明する。
【００２０】
本発明の可変利得回路は、第１の増幅器入力および第１の増幅器出力を有するとともに第１の利得制御信号によって利得制御可能である高利得低ノイズの第１の増幅器と、第２の増幅器入力および第２の増幅器出力を有するとともに第２の利得制御信号によって利得制御可能である低利得低歪みの第２の増幅器を備えている。そして、第１の増幅器入力と第２の増幅器入力とが互いに結合され、かつ第１の増幅器出力と第２の増幅器出力とが互いに結合され、モード切り替え信号により第１の増幅器の出力をオンまたはオフできる機能を有している。
【００２１】
本発明によれば、並列に設けられた高利得低ノイズの第１の増幅器と低利得低歪みの第２の増幅器のうち、第１の増幅器の出力をモード切り替え信号によってオンまたはオフできるようにしているので、強入力時に第１の増幅器の出力をオフにすることにより、強入力に低歪みとなり、微弱入力から強入力まで広いダイナミックレンジにわたって、線形に近い特性を得ることができる。
【００２２】
上記本発明の可変利得回路においては、第１の利得制御信号と第２の利得制御信号が共通化されていることが好ましい。
【００２３】
また、上記本発明の可変利得回路においては、第１の増幅器入力と第２の増幅器入力がそれぞれ差動入力であることが好ましい。さらに、第１の増幅器出力と第２の増幅器出力がそれぞれ差動出力であることが好ましい。
【００２４】
また、上記本発明の可変利得回路においては、第３の増幅器入力および第３の増幅器出力を有するとともに第３の利得制御信号によって利得制御可能である第３の増幅器をさらに備え、第３の増幅器入力を第１の増幅器出力と第２の増幅器出力とに結合することが好ましい。
【００２５】
この構成によれば、利得制御範囲をさらに広げることができる。
【００２６】
上記のように、第３の増幅器を備えた構成においては、第１の増幅器の出力をオフすると同時に、第１の増幅器の出力をオフすることによって変動する利得変化分を、第３の利得制御信号により第３の増幅器の利得を変化させることにより補正し第３の増幅器出力における振幅が変動しないようにする機能を備えていることが好ましい。
【００２７】
このようにすれば、第１の増幅器の出力のオンオフ切り替えによる利得変化分を第３の増幅器を用いて補正することができ、第１の増幅器の出力のオンオフ切り替えによる第３の増幅器の出力での振幅変動を防止することができる。
【００２８】
また、上記本発明の可変利得回路においては、第４の利得制御信号から第１の利得制御信号および第２の利得制御信号を作成する利得制御信号変換回路を備えていることが好ましい。また、第３の増幅器を備えた可変利得回路においては、第４の利得制御信号から第１の利得制御信号、第２の利得制御信号および第３の利得制御信号を作成している利得制御信号変換回路を備えていることが好ましい。
【００２９】
上記構成においては、モード切り替え信号により第１の増幅器の出力をオフするのに連動し（例えば同時）、変動する利得変化分を補正するための利得補正回路により、利得制御信号変換回路の出力である第３の利得制御信号をシフトすることにより第３の増幅器出力での振幅が変動しないようにする機能を備えていることが好ましい。
【００３０】
上記の構成においては、第４の利得制御信号を基準信号と比較することにより、モード切り替え信号を出力する検知回路を備えていることが好ましい。
【００３１】
また、上記構成においては、第３の増幅器の出力振幅を基準信号と比較することにより、モード切り替え信号を出力する検知回路を備えていることが好ましい。
【００３２】
また、上記構成においては、第３の増幅器の出力の後段に増幅器もしくはミキサ回路が接続され、増幅器もしくはミキサ回路の出力信号の振幅を基準信号と比較することにより、モード切り替え信号を出力する検知回路を備えていることが好ましい。
【００３３】
また、上記構成においては、第１の増幅器の入力振幅を基準信号と比較することにより、前記モード切り替え信号を出力する検知回路を備えていることが好ましい。
【００３４】
上記構成においては、検知回路は、第４の利得制御信号の検知、第３の増幅器の出力振幅の検知、増幅器もしくはミキサ回路の出力信号の振幅の検知、または第１の増幅器の入力信号の検知にクロック信号を用い、あるタイミングごとに検知を行う機能を備えていることが好ましい。
【００３５】
上記本発明の構成においては、切り替え許可信号により、第１の増幅器の切り替え動作とそれに連動する利得補正回路の制御を許可するアクティブ状態と禁止するスリープ状態とを実現するモード切り替え状態回路を備えていることが好ましい。
【００３６】
また、上記本発明の可変利得回路においては、第１の増幅器および第２の増幅器の入力より前段に、利得切り替え機能を有する増幅器もしくはアッテネータを備えていることが好ましい。その場合、モード切り替え信号の発生もしくは出力と同時に利得を変化させることが好ましい。利得を変化させるタイミングはモード切り替え信号と同時でなくてもよい。
【００３７】
この構成によれば、モード切り替えに伴う利得変化分を利得切り替え機能を有する増幅器もしくはアッテネータで補正することができ、出力変動を防止できる。
【００３８】
本発明の通信モジュールは、上記した本発明の可変利得回路を用いて構成されている。また、本発明の通信機器は、上記した本発明の可変利得回路を用いて構成されている。さらに、本発明の移動端末は、上記した本発明の可変利得回路を用いて構成されている。さらに、本発明の移動体通信システムは、上記した本発明の移動端末とこの移動端末と接続するその他の移動端末とからなる。
【００３９】
上記した本発明の通信モジュール、通信機器、移動端末、移動体通信システムは、上記した本発明の可変利得回路と同様の効果を奏する。
【発明の効果】
【００４０】
本発明によれば、強入力に低歪みとなり、高利得時に低ノイズでかつ低利得時に低歪みであるので、微弱入力から強入力まで広いダイナミックレンジで、線形に近い特性を有する可変利得回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００４２】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の可変利得回路を図１に示す。この可変利得回路は、図１に示すように、第１の増幅器入力および第１の増幅器出力を有するとともに第１の利得制御信号１１によって利得制御可能である高利得低ノイズの第１の増幅器１０と、第２の増幅器入力および第２の増幅器出力を有するとともに第２の利得制御信号２１によって利得制御可能である低利得低歪みの第２の増幅器２０を備えている。そして、第１の増幅器１０と第２の増幅器２０とが並列に結合されている。具体的に説明すると、第１の増幅器入力と第２の増幅器入力とが互いに結合され、かつ第１の増幅器出力と第２の増幅器出力とが互いに結合され、モード切り替え信号１２により第１の増幅器１０の出力をオンまたはオフできる機能を有している。
【００４３】
並列に設けられた高利得低ノイズの第１の増幅器と低利得低歪みの第２の増幅器のうち、第１の増幅器１０の出力をモード切り替え信号１２によってオンまたはオフできるようにしているので、強入力時に第１の増幅器１０をオフにすることにより、強入力時に低歪みとなり、微弱入力から強入力まで広いダイナミックレンジにわたって、線形に近い特性を得ることができる。
【００４４】
なお、上記実施の形態１では、第１の利得制御信号１１と第２の利得制御信号２１とが独立して設けられているが、共通化されていてもよい。
【００４５】
また、上記実施の形態の可変利得回路においては、第１の増幅器入力と第２の増幅器入力がそれぞれ差動入力となっていて、第１の増幅器出力と第２の増幅器出力もそれぞれ差動出力となっていることが好ましい。
【００４６】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の可変利得回路を図２に示す。この可変利得回路は、図２に示すように、第３の増幅器入力および第３の増幅器出力を有するとともに第３の利得制御信号３１によって利得制御可能である第３の増幅器３０をさらに備え、第３の増幅器入力を第１の増幅器出力と第２の増幅器出力とに結合している。
また、この実施の形態では、第４の利得制御信号４１から第１の利得制御信号１１、第２の利得制御信号２１および第３の利得制御信号３１を作成する利得制御信号変換回路４０を備えている。この利得制御信号変換回路４０は、第１、第２および第３の利得制御信号１１，２１，３１の可変範囲を、第４の利得制御信号４１の可変範囲より拡大もしくは縮小するための回路である。
【００４７】
なお、実施の形態１の場合に適用するとすれば、第４の利得制御信号４１から第１の利得制御信号１１および第２の利得制御信号２１を作成するということになる。
【００４８】
その他の構成は図１と同様である。
【００４９】
この実施の形態によれば、第３の増幅器３０を設けたので、利得可変範囲を広くすることができる。また、第１の増幅器１０の出力をオフすると同時に、第１の増幅器１０の出力をオフすることによって変動する利得変化分を、第３の利得制御信号３１により第３の増幅器３０の利得を変化させることにより補正すれば、第３の増幅器出力における振幅が変動しないようにすることができる。
【００５０】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の可変利得回路を図３に示す。この可変利得回路は、図３に示すように、モード切り替え信号１２により第１の増幅器１０の出力をオフするのに連動し、変動する利得変化分を補正するための利得補正回路５０により、利得制御信号変換回路４０の出力である第３の利得制御信号３１をシフトすることにより第３の増幅器出力での振幅が変動しないようにする機能を備えている。
【００５１】
また、この可変利得回路では、モード切り替え信号１２を作成するために、第４の利得制御信号４１を検知する検知回路６０を備え、検知回路６０により検知信号と基準信号を比較した結果をモード切り替え信号１２として出力するようにしている。
【００５２】
上記検知回路６０は、図４に示すように、第４の利得制御信号４１（検知信号）と基準信号とを比較し、その出力であるモード切り替え信号１２をクロック信号のタイミングで出力する。
【００５３】
上記以外の構成は実施の形態２と同様である。
【００５４】
この実施の形態によれば、第４の利得制御信号４１のレベルに応じて自動的にモード切り替え信号を作成することができる。また、利得補正回路５０によって第３の利得制御信号をモード切り替えと同時にシフトさせるので、モード切り替え時における第３の増幅器３０の出力レベルの急な変化を防止することができる。
【００５５】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の可変利得回路を図５に示す。この可変利得回路は、図５に示すように、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、第３の増幅器３０の出力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態３と同様である。
【００５６】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の可変利得回路を図６に示す。この可変利得回路は、図６に示すように、第３の増幅器３０の後段にさらに第４の増幅器８０を有する構成であり、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、第４の増幅器８０の出力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態３と同様である。
【００５７】
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６の可変利得回路を図７に示す。この可変利得回路は、図７に示すように、第３の増幅器３０の後段にミキサ回路９０を有する構成であり、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、ミキサ回路９０の出力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態３と同様である。
【００５８】
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７の可変利得回路を図８に示す。この可変利得回路は、図８に示すように、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、第１および第２の増幅器１０，２０の入力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態３と同様である。
【００５９】
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８の可変利得回路を図９に示す。この可変利得回路は、図９に示すように、図３の構成に、切り替え許可信号１０１により、第１の増幅器１０のオンオフ切り替え動作とそれに連動する利得補正回路５０の制御を許可するアクティブ状態と、それを禁止するスリープ状態とを実現するモード切り替え状態回路１００を追加したもので、それ以外は図３の実施の形態と同様である。
【００６０】
この実施の形態によれば、入力信号の強度に応じた第１の増幅器１０の出力のオンオフ動作を無効にすることができ、先行技術と同様の動作も行うことが可能となる。また、データ送信中に第1の増幅器１０のオンオフが切り替わると、その瞬間データを正しく受信することができないので、データ送信中には切り替え機能をオフできるようにベースバンドLSIで制御することができる。これにより正しくデータを受信することができる。その他の効果は、実施の形態３と同様である。
【００６１】
（実施の形態９）
本発明の実施の形態９の可変利得回路を図１０に示す。この可変利得回路は、図１０に示すように、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、第３の増幅器３０の出力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態８と同様である。
【００６２】
（実施の形態１０）
本発明の実施の形態１０の可変利得回路を図１１に示す。この可変利得回路は、図１１に示すように、第３の増幅器３０の後段にさらに第４の増幅器８０を有する構成であり、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、第４の増幅器８０の出力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態８と同様である。
【００６３】
（実施の形態１１）
本発明の実施の形態１１の可変利得回路を図１２に示す。この可変利得回路は、図１２に示すように、第３の増幅器３０の後段にミキサ回路９０を有する構成であり、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、ミキサ回路９０の出力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態８と同様である。
【００６４】
（実施の形態１２）
本発明の実施の形態１２の可変利得回路を図１３に示す。この可変利得回路は、図１３に示すように、検知回路６０が第４の利得制御信号４１のレベルを検出する代わりに、第１および第２の増幅器１０，２０の入力レベルを検出するようにしたものである。その他の構成および作用効果は実施の形態８と同様である。
【００６５】
（実施の形態１３）
本発明の実施の形態１３の可変利得回路を図１４に示す。この実施の形態は、図２の実施の形態における第１、第２および第３の増幅器の部分の構成を具体的に示すものである。
【００６６】
すなわち、この可変利得回路は、図１４に示すように、図２３で使用した可変利得回路を２つ使用し、それらを縦続接続した構成を有している。前段側を可変利得回路部２００と記し、後段側を可変利得回路部３００と記す。
【００６７】
以下、具体的に説明する。前段側の可変利得回路部２００には、図２３で使用した可変利得回路の出力電流Ｉout1、Ｉout2を抵抗Ｒ３，Ｒ４を通して出力電圧Ｖout1、Ｖout2に変換し、さらに利得制御電圧Ｖgca1の正極と利得制御電圧Ｖgca2の負極とを結合して利得制御電圧Ｖgca3を与え、利得制御電圧Ｖgca1の負極と利得制御電圧Ｖgca2の正極とを結合してバイアス電圧Ｖbias1を与えるように変更している。この構成は、第１および第２の増幅器１０，２０の利得制御電圧を共通化していることになる。
【００６８】
後段側の可変利得回路部３００は、可変利得回路部２００と同様の構成を有し、高利得低ノイズの増幅器を構成する差動対３と、低利得低歪みの増幅器を構成する差動対４とで構成されている。図１４において、符号Ｑ１３〜Ｑ２４はそれぞれトランジスタを示し、符号Ｒ５〜Ｒ８はそれぞれ抵抗を示し、Ｉ３１，Ｉ３２，Ｉ４１，Ｉ４２はそれぞれ電流源を示している。
【００６９】
この可変利得回路部３００では、利得制御電圧Ｖgca3を可変利得回路部２００と共通に与え、バイアス電圧Ｖbias2については、可変利得回路部２００とは独立して与えている。可変利得回路部３００の出力電圧をＶout3、Ｖout4としている。
【００７０】
そして、可変利得回路部２００の出力を可変利得回路部３００の入力に結合することにより、２つの可変利得回路部２００，３００を縦続接続している。
【００７１】
可変利得回路部２００の利得制御電圧を上記のように共通化すると、利得変化は、高利得低ノイズ増幅器である差動対１の利得と低利得低歪み増幅器である差動対２の利得を異なる寄与度で合計することにより得られる。同様に、可変利得回路部３００の利得制御電圧を上記のように共通化すると、利得変化は、高利得低ノイズ増幅器である差動対３の利得と低利得低歪み増幅器である差動対４の利得を異なる寄与度の割合で合計することにより得られる。具体的な利得変化は次式となる。
【００７２】
G＝（A＊ｘ）＋（B＊（１−ｘ））
０≦ｘ≦１のとき  Ｂ≦Ｇ≦Ａ
G＝可変利得回路の合計利得
A＝高利得低ノイズ増幅器の利得
B＝低利得低歪みの利得
ｘ＝高利得低ノイズ増幅器の利得寄与度
１−ｘ＝低利得低歪み増幅器の利得寄与度
ここで、バイアス電圧Ｖbias1、バイアス電圧Ｖbias2の設定は、ノイズ・フィギュア(Noise Figure)を劣化させないために、弱入力から強入力に入力レベルを変化させる場合、先に可変利得回路部２００の利得が飽和するように  Ｖbias2＞Ｖbias1  と設定する。また、可変利得回路部２００と可変利得回路部３００の利得が線形で変化する範囲が重ならないように、バイアス電圧Ｖbias1とバイアス電圧Ｖbias2の値により制御幅を調節する。図１５に可変利得回路部２００と可変利得回路部３００の各利得曲線と、合計利得曲線を示す。図１５において、細実線は可変利得回路部２００の利得制御電圧に対する利得を示し、破線は可変利得回路部３００の利得制御電圧に対する利得を示し、太実線は可変利得回路部２００，３００の利得制御電圧に対する合計利得を示している。
【００７３】
すると、利得制御電圧Ｖgca3が最小のときは、可変利得回路部２００と可変利得回路部３００の利得は最小となり、利得制御電圧を大きくしていくと、まず可変利得回路２００の利得が増大し、ほぼ最大に達したところで可変利得回路３００の利得が増大し始め、利得制御電圧が最大のとき、可変利得回路２００と可変利得回路３００の利得は最大となる。
【００７４】
課題となる強入力レベルでは、可変利得回路３００の利得は最小で、可変利得回路２００の利得が減少していく過程にあり、トランジスタＱ７，Ｑ１０のコレクタ電流が完全にオフでないために歪みの影響が出力に現れる。さらに強入力レベルになると、トランジスタＱ７，Ｑ１０を完全にオフするようになるので歪みの影響は小さくなる。出力が一定となるように利得制御電圧Ｖgca3を変化させた時の入力レベルに対する３次のアウトプットインターセプトポイントＯＩＰ３を図１６に示す。図１６において、実線は差動対１をオフにしなかったときの状態を示し、破線は差動対１をオフにし、かつ利得補正を行ったときの状態（後述）を示している。
【００７５】
トランジスタＱ７，Ｑ１０のコレクタ電流を完全にオフにするために、差動対１の電流源Ｉ１１，Ｉ１２をオフにする。その方法の一例として、図１４の差動対１の電流源の実回路として、図１７のように構成することが考えられる。すなわち、トランジスタＱ１のエミッタに電流源Ｉ１１となるトランジスタＱ２５のコレクタを結合し、トランジスタＱ２のエミッタに電流源Ｉ１２となるトランジスタＱ２６を結合し、トランジスタＱ２５とトランジスタＱ２６のベースにトランジスタＱ２７のベースを結合する。共通化したトランジスタＱ２５，Ｑ２６およびＱ２７のベースをトランジスタＱ２７のコレクタに結合し、トランジスタＱ２７のコレクタに結合した電流源Ｉ５１の電流をトランジスタＱ２５，Ｑ２６にミラーする。また、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン側をトランジスタＱ２７のコレクタに結合し、トランジスタＭ１のゲートに、モード切り替え信号Ｖswを入力する。
【００７６】
トランジスタＭ１に与えられるモード切り替え信号Ｖswがローレベルの時はトランジスタＭ１がオフとなり、差動対１はオンとなる。一方、モード切り替え信号Ｖswがハイレベルの時はトランジスタＭ１がオンとなり、差動対１はオフとなるので、モード切り替え信号Ｖswにローレベルまたはハイレベルの信号を入力することにより差動対１をオンオフすることができる。
【００７７】
しかし、差動対１をオフしたことにより、利得制御電圧Ｖgca3に対する可変利得回路２００と可変利得回路部３００の合計利得が図１８のように連続ではなくなってしまう。ここで、差動対１のオンオフを切り替える時の利得制御電圧Ｖgca3をある任意の基準電圧（切り替え電圧）Ｖthとする。図１８において、細実線は可変利得回路部２００の利得制御電圧に対する利得を示し、破線は可変利得回路部３００の利得制御電圧に対する利得を示し、太実線は可変利得回路部２００，３００の利得制御電圧に対する合計利得を示している。
【００７８】
そこで、可変利得回路部２００の差動対１がオフすると同時に、そのときの利得減少分を利得可変回路３００の利得を増加させることにより補正する利得補正回路を備える。
【００７９】
図１９は利得補正回路の一例を示す。この例では、可変利得回路３００のバイアス電圧Ｖbias2を、可変利得回路部２００の差動対１がオフするのと同時に変化させるために、差動対１をオフするのに用いたモード切り替え信号Ｖswを使用する。
【００８０】
具体的に説明すると、ＭＯＳトランジスタＭ２のソースをグランドに結合し、ドレインをトランジスタＱ２９のエミッタに結合し、ゲートにモード切り替え信号Ｖswを入力する。トランジスタＱ２９のベースとトランジスタＱ２８のベースとを結合し、結合したベースとトランジスタＱ２８のコレクタを結合し、トランジスタＱ２８のコレクタに結合した電流源Ｉ１の電流をトランジスタＱ２９にミラーする。トランジスタＱ２９のコレクタを電流源Ｉ２と抵抗Ｒ９間に結合する。ただし、Ｉ１＜Ｉ２とする。
【００８１】
以上のような構成においては、モード切り替え信号Ｖswがハイレベルの時、トランジスタＭ２はオンとなり、トランジスタＱ２９のコレクタにはミラー電流Ｉ１が流れ、抵抗Ｒ９には電流Ｉ２から電流Ｉ１を引いた電流が流れる。一方、モード切り替え信号Ｖswがローレベルの時、トランジスタＭ２はオフとなり、トランジスタＱ２９には電流は流れないので、抵抗Ｒ９には電流Ｉ２がそのまま流れる。したがって、バイアス電圧Ｖbias2はモード切り替え信号Ｖswがハイレベルのときの方がローレベルのときよりも小さくなる。
【００８２】
したがって、Ｖswがハイレベルで差動対１がオフするのと同時に、利得補正回路によりバイアス電圧Ｖbias2が小さくなる。
【００８３】
利得補正回路によりバイアス電圧Ｖbias2を小さくし、利得可変回路３００の利得制御電圧に対する利得制御幅を、利得制御電圧の小さい方へシフトさせることにより、差動対１をオフさせるときの利得制御電圧において、可変利得回路３００の利得を増加させることを可能にする。この結果、図２０のように可変利得回路２００，３００の合計利得は差動対１のオンオフに関わらず、利得制御電圧に対して連続かつ等しい変化を得ることができる。図２０において、細実線は可変利得回路部２００の利得制御電圧に対する利得を示し、細破線は可変利得回路部３００の利得制御電圧に対する利得を示し、太破線は利得制御幅をシフトした状態を示し、太実線は可変利得回路部２００，３００の利得制御電圧に対する合計利得を示している。
【００８４】
また、差動対１がオンの時とオフの時の入力レベルに対する３次のインターセプトポイントＯＩＰ３を図１６に示す。以上が強入力レベルに対して歪みを軽減し、かつ利得を円滑に変化させる本発明の可変利得回路の一例である。
【００８５】
（実施の形態１４）
本発明の実施の形態１４の可変利得回路を図２１に示す。この実施の形態は、検知回路６０とモード切り替え状態回路１００の構成を具体的に示すものである。検知回路６０が検知する信号は、実施の形態毎に異なるが、検知回路６０自体の回路構成は同じであるので、ここでは一例として検知信号として利得制御電圧を用いた場合について説明する。
【００８６】
この検知回路は、図２１に示すように、ロジック回路４００からなり、モード切り替え状態回路１００は、フリップフロップ回路４１０およびロジック回路４２０からなる。
【００８７】
ロジック回路４００は、利得制御電圧Ｖgca3が、ある任意の基準電圧Ｖth以上でモード切り替え信号Ｖswとしてローレベルを出力し、基準電圧Ｖth以下でモード切り替え信号Ｖswとしてハイレベルを出力する。基準電圧Ｖthはここではバイアス電圧Ｖbias4である。なお、クロック信号の図示は省略している。
【００８８】
フリップフロップ回路４１０は、ロジック回路４００の出力をデータ入力としている。フリップフロップ回路４１０のクロック入力には、ロジック回路４２０の出力が使用される。
【００８９】
ロジック回路４２０は、クロックClockとして温度補償水晶発振器のクロックを入力とし、ＤＣ信号として電源電圧Ｖｃｃを入力とし、さらにクロック出力を許可する切り替え許可信号RXCENを入力としている。そして、このロジック回路４２０は、切り替え許可信号RXCENがハイレベルの時クロックClockを出力し、ローレベルの時電源電圧ＶｃｃのＤＣ信号を出力する。
【００９０】
利得制御電圧Ｖgca3の検知方法は以下の通りである。すなわち、切り替え許可信号RXCENをハイレベルにした時は、ロジック回路４２０から出力されたクロックがフリップフロップ回路４１０のクロックClkとなるので、クロック周期のタイミングで利得制御電圧Ｖgca3の状態を、ロジック回路４００を介して検知することができ、モード切り替え信号Ｖswのレベルがハイレベルもしくはローレベルに決まる。一方、切り替え許可信号RXCENがローレベルのときロジック回路４２０から電圧ＶｃｃのＤＣ信号が出力されるので、フリップフロップ４１０の出力は固定される。そのため、切り替え許可信号RXCENをローレベルにした瞬間のモード切り替え信号Ｖswも、ハイレベルもしくはローレベルの状態に固定される。
【００９１】
よって、利得補正回路の制御を許可するアクティブ状態は、切り替え許可信号RXCENをハイレベルとし、利得補正回路の制御を禁止するスリープ状態は切り替え許可信号RXCENをローレベルにすることによって実現することができる。
【００９２】
なお、上記の実施の形態では、利得補正回路によって、可変利得回路３００の利得を制御するものについて説明したが、これに限らず、可変利得回路２００の前段、つまり差動対１，差動対２の入力より前段に、利得可変（もしくは切り替え）機能を有する増幅器もしくはアッテネータを設けてもよい。
【００９３】
以下、この点について詳しく説明する。差動対１をオフにし、それによって生じる利得変化分を、利得補正回路５０によって可変利得回路３００の利得を制御することで補正する機能は、使用してもしなくてもかまわない。
【００９４】
第１の増幅器１０をオフにし、それによって生じる利得変化分を、利得補正回路５０によって可変利得回路３００の利得を制御することで補正する機能を使用しない場合は、以下のように前段のアッテネータもしくは増幅器を動作させる。すなわち、可変利得回路２００が歪み始める入力レベル（第１の増幅器１０をオフするレベル）以上で、前段のアッテネータを動作、もしくは増幅器の利得を下げることによって、可変利得回路２００の入力レベルを下げる。その結果、強入力時に低ひずみ低利得を実現することができる。強入力判定には検知回路６０を用い、検知結果のモード切り替え信号１２によりアッテネータもしくは増幅器の制御を行う。この効果は、可変利得回路３００の利得を補正する必要がないので、利得補正回路を必要とせずに、ダイナミックレンジを広げることができるということである。
【００９５】
一方、第１の増幅器をオフにし、それによって生じる利得変化分を、利得補正回路によって可変利得回路３００の利得を制御することで補正する機能を使用する場合は、以下のように前段のアッテネータもしくは増幅器を動作させる。すなわち、アッテネータや増幅器をモード切り替えと同時に動作させても良いが、可変利得回路２００と可変利得回路３００の合計利得が最小になった時に動作させるのが好ましい。同時に動作させる場合は検知回路６０とモード切り替え状態回路１００を共通に使用できる。また、同時に動作させない場合は基準信号の異なった検知回路とモード切り替え状態回路を複数用意すればよい。この効果は、アッテネータもしくは増幅器による利得減少分、強入力レベルが広がるので、より広ダイナミックレンジを得ることができるということである。
【００９６】
また、上記の各実施の形態は、可変利得回路について説明したが、これらの実施の形態の可変利得回路を用いて、通信モジュールを構成することができる。同様に、これらの実施の形態の可変利得回路を用いて、通信機器を構成することができる。さらに、これらの実施の形態の可変利得回路を用いて、移動端末を構成することができる。さらに、上記した移動端末と、この移動端末と接続されるその他の移動端末とで移動体通信システムを構成することもできる。
【００９７】
上記した通信モジュール、通信機器、移動端末、移動体通信システムは、上記した可変利得回路と同様の効果を有する。
【産業上の利用可能性】
【００９８】
本発明にかかる可変利得回路は、高利得低雑音および低利得低歪みを持つ広ダイナミックレンジを有し、通信モジュールや携帯端末を含めた無線通信機器等の回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明の実施の形態１の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態２の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態３の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図４】検知回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態４の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態５の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態６の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態７の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態８の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態９の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態１０の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施の形態１１の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態１２の可変利得回路の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態１３の可変利得回路の構成を示す回路図である。
【図１５】可変利得回路部を２段縦続接続した可変利得回路の利得制御電圧に対する利得を示す特性図である。
【図１６】差動対１がオンの時とオフの時の入力レベルに対する３次のアウトプットインターセプトポイントＯＩＰ３を示すグラフである。
【図１７】利得制御回路の具体例を示す回路図である。
【図１８】前段の可変利得回路部の第１の増幅器をオフすることができる縦続２段接続の可変利得回路の利得制御電圧に対する利得を示す特性図である。
【図１９】利得補正回路の具体例を示す回路図である。
【図２０】利得補正回路を加えた縦続２段接続の可変利得回路の利得制御電圧に対する利得を示す特性図である。
【図２１】検知回路の具体例を示すブロック図である。
【図２２】可変利得回路の先行技術の構成を示すブロック図である。
【図２３】可変利得回路の先行技術の具体的な構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１００】
１０    第１の増幅器
２０    第２の増幅器
３０    第３の増幅器
４０    利得制御信号変換回路
５０    利得補正回路
６０    検知回路
８０    増幅器
９０    ミキサ回路
１００    モード切り替え状態回路
２００    可変利得回路部
３００    可変利得回路部
【図１】
2005217887.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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