(57)【要約】【課題】任意の周波数を通過するような振幅特性を得ることができ、カットオフ周波数に依存せずに高精度な変換を実現できるサンプリングレート変換装置を提供する。【解決手段】各信号間に（Ｕ−１）個の零点を挿入し、サンプリング周波数ＦｓｉをＵ倍に上げるアップサンプラ１０３と、ＦＩＲフィルタを含みアップサンプラの出力信号に対して畳み込みで値を補間する畳み込み演算部１０４と、サンプリング周波数ＵＦｓｉの畳み込み演算部１０４の出力信号から２点のサンプルを選出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロック１０５とを有し、ＦＩＲフィルタは、インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられ、フィルタ係数が、プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている。【選択図】      図５
2005217837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入し、サンプリング周波数をＵ倍にするアップサンプラと、
ＦＩＲフィルタを含み、上記アップサンプラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部のＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている
サンプリングレート変換装置。
【請求項２】
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されている
請求項１記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３】
上記重みつき近似は、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項１記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項１記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項５】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項１記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項６】
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入し、サンプリング周波数をＵ倍にするアップサンプラと、
ＦＩＲフィルタを含み、上記アップサンプラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部のＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている
サンプリングレート変換装置。
【請求項７】
上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過するレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項６記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項８】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項６記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項９】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項６記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１０】
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入し、サンプリング周波数をＵ倍にするアップサンプラと、
ＦＩＲフィルタを含み、上記アップサンプラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部のＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている
サンプリングレート変換装置。
【請求項１１】
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されている
請求項１０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１２】
上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項１０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１３】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項１０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１４】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項１０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１５】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする複数のアップサンプラと、
上記複数のアップサンプラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
サンプリングレート変換装置。
【請求項１６】
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されている
請求項１５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１７】
上記重みつき近似は、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項１５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１８】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項１５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項１９】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項１５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２０】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする複数のアップサンプラと、
上記複数のアップサンプラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
サンプリングレート変換装置。
【請求項２１】
上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過するレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項２０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２２】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項２０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２３】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項２０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２４】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする複数のアップサンプラと、
上記複数のアップサンプラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
サンプリングレート変換装置。
【請求項２５】
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されている
請求項２４記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２６】
上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項２４記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２７】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項２４記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２８】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項２４記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項２９】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択するためのセレクタと、
必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
サンプリングレート変換装置。
【請求項３０】
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されている
請求項２９記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３１】
上記重みつき近似は、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項２９記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３２】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項２９記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３３】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項２９記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３４】
上記セレクタは、少なくとも線形補間の係数、ポリフェーズの係数セットの番号、入力サンプル数が求められるカウントを含む
請求項２９記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３５】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択するためのセレクタと、
必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
サンプリングレート変換装置。
【請求項３６】
上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過するレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項３５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３７】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項３５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３８】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項３５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項３９】
上記セレクタは、少なくとも線形補間の係数、ポリフェーズの係数セットの番号、入力サンプル数が求められるカウントを含む
請求項３５記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４０】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択するためのセレクタと、
必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
サンプリングレート変換装置。
【請求項４１】
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されている
請求項４０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４２】
上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項４０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４３】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジング成分が発生し、折り返しが生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項４０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４４】
入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルない周波数成分が生じること防止する低域通過フィルタを含む
請求項４０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４５】
上記セレクタは、少なくとも線形補間の係数、ポリフェーズの係数セットの番号、入力サンプル数が求められるカウントを含む
請求項４０記載のサンプリングレート変換装置。
【請求項４６】
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍する第１ステップと、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数をＵ倍された信号に対して所定の畳み込み演算を行う第２ステップと、
上記演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第３ステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項４７】
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍する第１ステップと、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっているＦＩＲフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数をＵ倍された信号に対して所定の畳み込み演算を行う第２ステップと、
上記演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第３ステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項４８】
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍する第１ステップと、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数をＵ倍された信号に対して所定の畳み込み演算を行う第２ステップと、
上記演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第３ステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項４９】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第１ステップと、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする第２のステップと、
上記サンプリング周波数がＵ倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する第３のステップと、
上記第３のステップによる信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第４のステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数を、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項５０】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第１ステップと、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする第２のステップと、
上記サンプリング周波数がＵ倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する第３のステップと、
上記第３のステップによる信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第４のステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数を、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項５１】
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第１ステップと、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする第２のステップと、
上記サンプリング周波数がＵ倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する第３のステップと、
上記第３のステップによる信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第４のステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項５２】
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択する第１ステップと、
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第２ステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数を、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項５３】
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択する第１ステップと、
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第２ステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数を、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項５４】
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択する第１ステップと、
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第２ステップと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数を、通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
【請求項５５】
サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、
上記サンプリングレート変換装置は、
サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にするアップサンプラと、
ＦＩＲフィルタを含み、上記アップサンプラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部のＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および／または上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている
オーディオ装置。
【請求項５６】
サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、
上記サンプリングレート変換装置は、
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする複数のアップサンプラと、
上記複数のアップサンプラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および／または上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
オーディオ装置。
【請求項５７】
サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、
上記サンプリングレート変換装置は、
所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択するセレクタと、
を有し、
上記ＦＩＲフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、
上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および／または上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである
オーディオ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば音声（オーディオ）のサンプリング周波数の変換や画像の画枠の拡大や縮小の解像度変換に適用可能なサンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
音声や画像のディジタル信号処理では、フィルタ処理がよく使われる。そのフィルタ処理に使われるフィルタは、有限のタップ数で直線位相を持つという特徴から直線位相ＦＩＲ(Finite Impulse Response；有限インパルス応答）フィルタがよく利用される。
【０００３】
図１は、直線位相ＦＩＲフィルタのトランスバーサル型回路構成を示す図である。
この直線位相ＦＩＲフィルタ１は、図１に示すように、入力端子ＴINに対して縦続接続されシフトレジスタを構成する（ｎ−１）個の遅延器２−１〜２−n-1 と、入力端子ＴINに入力された信号および各遅延器２−１〜２−n-1 の出力信号に対してそれぞれフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を乗算するｎ個の乗算器３−１〜３−ｎと、ｎ個の乗算器３−１〜３−ｎの出力信号を加算し出力端子ＴOUT に出力する加算器４により構成される。
【０００４】
このような直線位相ＦＩＲフィルタの代表的な設計法としては、たとえばParks, T.W.
and McClellan, J.H. らが直線位相ＦＩＲフィルタに適用したレムズ交換(Remez Exchange)アルゴリズムが知られている（非特許文献１参照）。
【０００５】
レムズ交換アルゴリズムは、所望の振幅特性に対して重みつき近似誤差が等リプルな形になるように近似するアルゴリズムである。
【０００６】
ところで、直線位相ＦＩＲフィルタを用いたフィルタ処理の応用にサンプリングレート変換を利用した画像の解像度変換や音声のサンプリング周波数の変換がある。
たとえば解像度変換では、インタポレータ（補間器）とデシメータ（間引き器）と直線位相ＦＩＲフィルタを要素技術とするマルチレートフィルタを使用する（たとえば貴家仁志著, 「マルチレート信号処理」, 昭晃堂, 1997  参照）。
【０００７】
マルチレートフィルタでは、一般に直線位相ＦＩＲフィルタをインタポレータに合わせてポリフェーズ分解して使用する。インタポレータとデシメータは共に周期的時不変システムであり、時不変システムとは異なる特性を持つ。
そのインタポレータの周期的時不変性が原因で、画像の解像度変換ではチェス盤歪みと呼ばれる格子上の歪みが起きてしまう。
【０００８】
そこで、原田、貴家は、チェス盤歪みを回避する条件をフィルタの零点配置から考察した（原田康裕、貴家仁志: ”チェス盤歪みを伴わないマルチレートフィルタとその零点配置について",信学技法CAS96-78, pp1-6, 1997-01）。
【０００９】
チェス盤歪みを伴わないマルチレートフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、何らかの方法で設計された直線位相ＦＩＲフィルタ( 以後、イコライザと呼ぶ) の伝達関数Ｋ（ｚ）に、あとからチェス盤歪みを回避するため零点の伝達関数Ｚ（ｚ）を乗算することによって求められる。
【００１０】
（数１）
Ｈ（ｚ）＝Ｚ（ｚ）・Ｋ（ｚ）                            …（１）
【００１１】
（数２）
Ｚ（ｚ）＝１＋ｚ-1＋ｚ-2＋・・・＋ｚ-(U-1)              …（２）
【００１２】
ここで、チェス盤歪みを回避するための零点の伝達関数Ｚ（ｚ）のように、あらかじめ固定されている直線位相ＦＩＲフィルタをプリフィルタと呼ぶことにする。
【００１３】
図２（Ａ）〜（Ｃ）に、レムズ交換アルゴリズムで設計したイコライザにプリフィルタを乗算してチェス盤歪みを回避したマルチレートフィルタの周波数応答と重みつき近似誤差の一例を示す。
【非特許文献１】Parks, T.W. and McClellan, J.H.: "Chebyshev Approximation for Nonrecursive Digital Filters with Linear Phase", IEEE Trans. Circuit Theory, CT-19, 2,pp.189-194, 1972、およびRabiner, L.R., McClellan, J.H. and Parks, T.W.: "FIR Digital Filter Design Techniques Using Weighted Chebyshev Approximation", Proc. IEEE, Vol 63,April, pp.595-610, 1975
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかし、上記の方法によるチェス盤歪みの回避方法には次のような不利益がある。
すなわち、従来方法で設計された伝達関数Ｈ（ｚ）のマルチレートフィルタは、図２（Ｃ）に示すように、レムズ交換アルゴリズムで設計した重みつき近似誤差の等リプルが崩れてしまう。
また、従来方法で設計されたマルチレートフィルタは、図２（Ｂ）に示すように、通過域の利得が一定値ではなく、右端が減衰している。
【００１５】
このようなフィルタを使って解像度変換を行うと、画像の輪郭がぼけてしまい、画質に影響する。同様に、このようなフィルタを使って音声のサンプリング周波数の変換を行うと、高周波成分が減衰して精度の高い音声再生を行うことができない。
この通過域の減衰は、フィルタ係数を増やしても回避することはできない。
【００１６】
また、直線位相ＦＩＲフィルタの設計仕様で、周波数ｗ＝０のとき直流利得を１にしなければならない場合がある。
しかしながら、レムズ交換アルゴリズムでは、図３（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、指定した任意の周波数点を通過するような振幅特性を得ることができない。
【００１７】
また、図４に、従来のマルチレート信号処理の理論に基づいたサンプリングレート変換器の構成例を示す。
図４のサンプリングレート変換器１０は、アップサンプラ１１、ＦＩＲフィルタ１２、ダウンサンプラ１３を有している。
また、図４において、ＵおよびＤは互いに素な正整数であり、Ｈ（ｚ）はＦＩＲフィルタの伝達関数を示している。また、上向きの矢印は各信号間に（Ｕ−１）個の零点を挿入するアップサンプラ、下向き矢印は信号をＤ個間隔で間引くダウンサンプラを示している。
【００１８】
図４のサンプリングレート変換器１０は、アップサンプラ１１により信号のサンプリングレートをＵ倍に上げ、ＦＩＲフィルタ１２を用いて帯域制限を行い、最後にダウンサンプラ１３によりサンプリングレートを１／Ｄに下げる動作をする。
これにより、サンプリングレートをＵ／Ｄ倍に変換することができる。このＦＩＲフィルタのカットオフ周波数は次のようになる。
【００１９】
（数３）
ωc ＝π／ｍａｘＵ，Ｄ                                    …（３）
【００２０】
たとえば４４．１ｋＨｚからの、または、４４．１ｋＨｚへのサンプリングレート変換を図４に示すような従来のマルチレート信号処理の理論に基づいて実現するためには、低域通過フィルタであるＦＩＲフィルタ２のカットオフ周波数が極端に厳しいフィルタを用意しなければならない。
一般に、以下に示すように、このようなフィルタは非常に多くのタップ数が必要であり、実現自体も非常に難しい。
【００２１】
・ 44.1kHzから48kHz へ、
Up = 160, Down = 147、
カットオフ周波数π/160。
・ 44.1kHzから32kHz へ、
Up = 320, Down = 441、
カットオフ周波数π/441。
・ 44.1kHzから24kHz へ、
Up = 80, Down = 147、
カットオフ周波数π/147。
・ 48kHzから44.1kHz へ、
Up = 147, Down = 160、
カットオフ周波数π/160。
・ 32kHzから44.1kHz へ、
Up = 441, Down = 320、
カットオフ周波数π/441。
・ 24kHzから44.1kHz へ、
Up = 147, Down= 80、
カットオフ周波数π/147。
【００２２】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、重みつき近似誤差の等リプルが崩れてしまうことがなく、また、通過域の利得を略一定値に保持でき、さらに任意の周波数を通過するような振幅特性を得ることができ、高精度な変換を実現できるサンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るサンプリングレート変換装置は、サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入し、サンプリング周波数をＵ倍にするアップサンプラと、ＦＩＲフィルタを含み、上記アップサンプラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、上記畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記畳み込み演算部のＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数が、通過させたい周波数、および／または、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている。
【００２４】
本発明の第２の観点に係るサンプリングレート変換装置は、所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする複数のアップサンプラと、上記複数のアップサンプラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、上記加算手段による信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記ＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数が、通過させたい周波数、および／または、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである。
【００２５】
本発明の第３の観点に係るサンプリングレート変換装置は、所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択するためのセレクタと、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記ＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数が、通過させたい周波数、および／または、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである。
【００２６】
本発明の第４の観点に係るサンプリングレート変換方法は、サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍する第１ステップと、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数をＵ倍された信号に対して所定の畳み込み演算を行う第２ステップと、上記演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第３ステップと、を有し、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、通過させたい周波数、および／または、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する。
【００２７】
本発明の第５の観点に係るサンプリングレート変換方法は、所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第１ステップと、対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする第２のステップと、上記サンプリング周波数がＵ倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する第３のステップと、上記第３のステップによる信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める第４のステップと、を有し、上記ＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数を、通過させたい周波数、および／または、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する。
【００２８】
本発明の第６の観点に係るサンプリングレート変換方法は、出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択する第１ステップと、所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第２ステップと、を有し、上記ＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数を、通過させたい周波数、および／または、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する。
【００２９】
本発明の第７の観点は、サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、上記サンプリングレート変換装置は、サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にするアップサンプラと、ＦＩＲフィルタを含み、上記アップサンプラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、上記畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記畳み込み演算部のＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および／または上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている。
【００３０】
本発明の第８の観点は、サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、上記サンプリングレート変換装置は、所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、対応する上記畳み込み演算部の出力信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍にする複数のアップサンプラと、上記複数のアップサンプラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、上記加算手段による信号に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記ＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および／または上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである。
【００３１】
本発明の第９の観点は、サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、上記サンプリングレート変換装置は、所定のＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択するセレクタと、を有し、上記ＦＩＲフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられているＦＩＲフィルタであって、上記フィルタ係数が、通過させたい周波数点および／または上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されたＦＩＲフィルタである。
【００３２】
本発明によれば、たとえばＦＩＲフィルタが設計される。たとえば初期設定により、直線位相ＦＩＲフィルタの設定、バンドの設定、プリフィルタの係数の設定、通過させたい任意の周波数点の入力、初期極値点の設定が行われる。
次に、現在の極値点と通過させたい周波数点から振幅特性を補間する補間多項式が生成される。
次に、生成した補間多項式から求められた振幅特性から新しい極値点が決定される。
これらが繰り返されて、たとえば極値の位置が所望の範囲内に近似されたか否かが判断される。
そして、近似された振幅特性からフィルタ係数が求められる。
このように、係数が設定されているＦＩＲフィルタは、重みつき近似誤差が等リプルになり、また、通過域の利得が一定値に保たれる。
また、指定した周波数点を通過することができる。
【００３３】
そして、アップサンプラにおいて、サンプル信号間にＵ−１の零点を挿入に、サンプリング周波数をＵ倍する。
次に、上記のように設計されたＦＩＲフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数をＵ倍された信号に対して所定の畳み込み演算を行う。
次に、畳み込み演算部の演算結果に対して２点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、カットオフ周波数が厳しいサンプリングレート変換が可能である。
また、チェス盤ひずみを回避可能である。
また、任意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能である。
また、演算量を必要最小限に抑えることが可能で、処理速度の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に関連付けて詳細に説明する。
【００３６】
第１実施形態
図４は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第１の実施形態を示す構成図である。
図４において、ＵおよびＤは互いに素な正整数であり、Ｈ（ｚ）はＦＩＲフィルタの伝達関数を示している。また、上向きの矢印は各信号間に（Ｕ−１）個の零点を挿入するアップサンプラを示している。
さらに、Ｆｓｉは入力のサンプリング周波数を、Ｆｓｏは出力のサンプリング周波数をそれぞれ示しており、本第１の実施形態はＦｓｏ＜Ｆｓｉの場合の構成例を示している。
【００３７】
すなわち、本サンプリングレート変換装置１００は、図１に示すように、入力端子１０１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０２、アップサンプラ１０３、畳み込み演算部１０４、線形補間ブロック（ｌｉｎｅａｒ）１０５、および出力端子１０６を有している。
【００３８】
入力端子１０１には、サンプリング周波数Ｆｓｉのサンプル信号ｘ（ｎ）が入力される。
【００３９】
ＬＰＦ１０２は、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが高い場合には、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じることから、入力端子１０１から入力されたサンプリング周波数Ｆｓｉのサンプル信号ｘ（ｎ）から折り返しの発生を防止（抑止）して、アップサンプラ１０３に出力する。
【００４０】
アップサンプラ１０３は、入力端子１０１から入力され、ＬＰＦ１０２を介したサンプリング周波数Ｆｓｉのサンプルデータｘ（ｎ）を受けて、Ｕ−１の零点を挿入（補間）し、サンプリング周波数ＦｓｉをＵｐ倍に上げ（オーバーサンプリングし）、サンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号を畳み込み演算部１０４に出力する。
【００４１】
畳み込み演算部１０４は、後述するレムズ交換アルゴリズムに基づいて設計されたＦＩＲフィルタを含み、次式で示す畳み込み演算を行い（帯域制限を行い）、演算結果を次段の線形補間ブロック１０５に出力する。畳み込み演算部１０４は、カットオフ周波数が１／Ｕｐの低域通過フィルタ（伝達関数Ｈ（ｚ））の畳み込みで値を補間する。
【００４２】
【数４】
2005217837.tif 000003
【００４３】
ここで、ｈ（ｎ）はＦＩＲフィルタのインパルス応答をであり、畳み込みの出力（ダウンサンプラ前) は、入力はアップサンプラで零点を挿入されたサンプルである。
【００４４】
線形補間ブロック１０５は、図６および図７に示すように、サンプリング周波数ＵＦｓｉの畳み込み演算部１０４の出力信号から２点のサンプルを選び出し、次式のように、必要な位置の値を線形補間から求め（図７）、サンプル信号ｙ（ｍ）として出力端子１０６から出力する。
【００４５】
（数５）
ｙ（ｍ）＝α×Ｉｎ Ａ＋β×Ｉｎ Ｂ
β＝１−α                                      …（５）
【００４６】
以下に、畳み込み演算部１０４のＦＩＲフィルタの設計方法について詳述する。
【００４７】
本実施形態に係る直線位相ＦＩＲフィルタは、等価的にはたとえば図１に示すようなトランスバーサル型回路構成をとることが可能である。
ただし、フィルタ係数ｈ（ｎ）は、以下に詳述するように、レムズ交換(Remez Exchange)アルゴリズムを拡張し、通過させたい周波数点を指定でき、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮した上で所望の振幅特性をチェビシェフ近似し、近似された振幅特性から求められる。
【００４８】
以下、本発明に係る直線位相ＦＩＲフィルタの係数設定の具体的な方法について、図面に関連付けて順を追って説明する。
【００４９】
式（６）のように、Ｎタップの直線位相ＦＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、プリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）とイコライザの伝達関数Ｋ（ｚ）の積から成り立つようなフィルタである。
【００５０】
（数６）
Ｈ（ｚ）＝Ｚ（ｚ）・Ｋ（ｚ）                            …（６）
【００５１】
ここで、プリフィルタとイコライザは、それぞれＵタップ、Ｎ−（Ｕ−１）タップの直線位相ＦＩＲフィルタであり、プリフィルタの伝達関数はあらかじめ与えられているものとする。
また、周波数領域でＮｐ個の任意の周波数点を通過させる。したがって、ここでの伝達関数Ｈ（ｚ）のフィルタ設計とは、指定した任意の周波数点を通過し、かつ、振幅特性Ｈ（ｅjw）を所望の振幅特性Ｄ（ｅjw）に近づけるように、Ｎ−（Ｕ−１）タップのイコライザの伝達関数Ｋ（ｚ）を決定することである。
【００５２】
伝達関数Ｋ（ｚ）のイコライザに割り当てられるタップ数をＬ＝Ｎ−（Ｕ−１）とおく。
直線位相ＦＩＲフィルタの伝達関数Ｋ（ｚ）は、図８に示すように、直線位相を持つために４つの場合に分類される。
具体的には、図８（Ａ）に示す奇数タップ、偶対称の場合１、図８（Ｂ）に示す偶数タップ、偶対称の場合２、図８（Ｃ）に示す奇数タップ、奇対称の場合３、および図８（Ｄ）に示す偶数タップ、奇対称の場合４の４つ場合に分類される。
【００５３】
そして、その振幅特性関数Ｋ（ｅjw）を場合１はそのままにして、場合２〜４を次のように書き直す。
【００５４】
【数７】
2005217837.tif 000004
【００５５】
すなわち、振幅特性関数Ｋ（ｅjw）は、図９に示した固定パラメータの関数Ｑ（ｅjw）と設計パラメータを含む余弦級数Ｐ（ｅjw）との積で表される。以後、各式（７−１）〜（式７−４）の和の上限をＲ−１＋２×Ｎｐと表すことにする。すなわち、Ｒは図９のように計算される。また、a(n); ￣ b(n);￣c(n); ￣ d(n) をｐ（ｎ）と総称する。
【００５６】
所望の振幅特性Ｄ（ｅjw）とし、各周波数に対する重みをＷ（ｅjw）とするとき、重みつき近似誤差は次のように定義される。
【００５７】
【数８】
2005217837.tif 000005
【００５８】
【数９】
2005217837.tif 000006
【００５９】
式（８）に式（９）を代入すると次のようになる。
【００６０】
【数１０】
2005217837.tif 000007
【００６１】
ただし、＾Ｗ（ｅjw）、＾Ｄ（ｅjw）は下記のようであるとする。
【００６２】
【数１１】
2005217837.tif 000008
【００６３】
【数１２】
2005217837.tif 000009
【００６４】
式（１０）は、場合１〜場合４の４つの場合の直線位相ＦＩＲフィルタの重みつき近似誤差を表している。
重みつきチェビシェフ近似問題は、式（８）において指定周波数帯域内での｜Ｅ（ｅjw）｜の最大値を最小にするような式（７−１）〜（７−４）のa(n); ￣ b(n);￣ c(n);￣ d(n) を決定することである。
【００６５】
以下、具体例に関連付けて説明する。
ここでは、下記および図１０に示すように、振幅特性Ｄ（ｅjw）を定義する。
【００６６】
【数１３】
2005217837.tif 000010
【００６７】
ただし、Ｒが与えられると、δ1 ，δ2 の値は任意に指定できないが、その比率を指定することができる。
Ｗ（ｅjw）は通過域では一定値Ｗ1 、阻止域ではＷ2 とし、Ｗ1 δ1 ＝Ｗ2 δ2 が成立するように選ぶ。たとえば、Ｗ1 ＝１、Ｗ2 ＝δ1 ／δ2 と選ぶ。このとき、次の交番定理が成り立つ。
【００６８】
定理
（Ｒ−１）次の余弦級数Ｐ（ｅjw）がｗの区間（０，π）で目的特性に対する最良重みつきチェビシェフ近似であるための必要十分条件は、
(1) Ｅ（ｅjw）は区間（０，π）で少なくとも（Ｒ＋１）回、極値をとること。そのときの極値をとる周波数をｗ0 ＜ｗ1 ＜ｗ2 ＜・・＜ｗR-1 ＜ｗR とする。
(2) 隣り合う極値の符号は異なり、かつすべての極値の絶対値は等しいこと。すなわち、次の条件を満足する。
【００６９】
【数１４】
2005217837.tif 000011
【００７０】
したがって、｜Ｅ（ｅjwi ）｜は区間内での｜Ｅ（ｅjw）｜の最大値に等しい。
【００７１】
最良なチェビシェフ近似を得る手法に交番定理に基づいたレムズ交換アルゴリズム(Remez Exchange Algorithm)がある（Rabiner, L.R., McClellan, J.H. and Parks, T.W.: "FIR Digital Filter Design Techniques Using Weighted Chebyshev Approximation", Proc. IEEE, Vol 63,April, pp.595-610, 1975 参照）。
レムズ交換アルゴリズムは、周波数領域で所望の振幅特性をチェビシェフ近似し、近似された振幅特性から直線位相ＦＩＲフィルタの係数を求めるものである。
【００７２】
図１１は、本発明に係る任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムのフローチャートである。
具体的なプリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムは以下のようになる。
【００７３】
ｓｔｅｐ０
図１１に示すように、まず、初期設定を行う（Ｆ１０１）。この初期設定では、直線位相ＦＩＲフィルタの設定、バンドの設定、プリフィルタの係数の設定、通過させたい任意の周波数点の入力、初期極値点の設定を行う。
具体的に設定する項目は以下の通りである。
・タップ数、
・直線位相ＦＩＲフィルタは、偶対称あるいは奇対称、
・バンドの数、
・各バンドの両端の周波数、
・各バンドの所望の振幅値、
・各バンドに対する重みづけ、
・プリフィルタの係数、
・通過させたい点の周波数と振幅値（ｗR+i ，Ｄ（ｅjwR+1 ），ｉ＝１，・・，Ｎｐ）、
・近似帯域で極値となる周波数ｗ(0) ＝ｗk (0) （ｋ＝０，・・，Ｒ）
ただし、右肩文字(i) は繰り返しの回数を表している。
【００７４】
ｓｔｅｐ１
次に、現在の極値点から振幅特性を補間するラグランジュ補間多項式を生成する（Ｆ１０２）。
上記式（８）で示すチェビシェフ近似の目的関数が最小になる必要十分条件は交番定理により示されている。そこで、交番定理をもとにして、各周波数点で所望の振幅特性からの重みつき近似誤差δ(i) が等しく、符号が交番するように、次式のパラメータｐ（ｎ）を求める。
【００７５】
【数１５】
2005217837.tif 000012
【００７６】
すなわち、周波数点ｗ(i) ＝ｗk (i) （ｋ＝０，・・，Ｒ）における式（９）の重みつき近似誤差が次式を満足する。
【００７７】
【数１６】
2005217837.tif 000013
【００７８】
以下、簡略化のために右肩文字(i) は省略する。式（１６）を変形すると次のようになる。
【００７９】
【数１７】
2005217837.tif 000014
【００８０】
そして、式（１７）に制約として周波数領域で通過させたい点の等式が加わる。
【００８１】
【数１８】
2005217837.tif 000015
【００８２】
式（１７）と式（１８）を行列表現すると、次のようになる。
【００８３】
【数１９】
2005217837.tif 000016
【００８４】
しかし、この式を解くのは非常に計算量が多いので、まずδを解析的に求める。
【００８５】
【数２０】
2005217837.tif 000017
【００８６】
【数２１】
2005217837.tif 000018
【００８７】
【数２２】
2005217837.tif 000019
【００８８】
αk は行列Ｆのｋ行（Ｒ＋１）列の要素の余因子である。ただし、＾Ｗ（ｅjw），＾Ｄ（ｅjw）は、それぞれ式（１１）、式（１２）を使う。
次にこのδを用いて次式のようにおく。
【００８９】
【数２３】
2005217837.tif 000020
【００９０】
【数２４】
2005217837.tif 000021
【００９１】
極値点以外の周波数の振幅特性を求めるために、極値点と通過させたい周波数点を用いて補間する補間多項式として、今回はラグランジュ補間多項式を用いることにする。すなわち、Ｐ（ｅjw）は、ラグランジュ補間多項式を用いて、ｗk(ｋ＝０，・・，Ｒ＋Ｎｐ)
で値Ｃk をとるような補間をすることで計算される。
【００９２】
【数２５】
2005217837.tif 000022
【００９３】
【数２６】
2005217837.tif 000023
【００９４】
【数２７】
2005217837.tif 000024
【００９５】
この結果は、式（１９）を解いたことに相当する。
【００９６】
ｓｔｅｐ２
補間多項式から求められた振幅特性から新しい極値点を求めることと（Ｆ１０３）、最適近似が得られた否かを繰り返し判断する（Ｆ１０４）。
上記したｓｔｅｐ１の結果の各極値点ｗk は必ずしも重みつき誤差関数Ｅ（ｅjw）の極値になっておらず、｜Ｅ（ｅjw）｜＞δ(i) となる点が存在することがある。そこで新しい極値点ｗ(i+1) を全点同時入れ替え法から決定する。
全点同時入れ替え法: 
次式に基づいて、補間に用いた極値点から計算される重みつき近似誤差の極値を近似帯域全体にわたり探し求め、それを新しい極値点ｗ(i+1) ＝ｗk (i+1) (k=0,1, ・・,R) とし、ｓｔｅｐ１の処理に戻る。
【００９７】
【数２８】
2005217837.tif 000025
【００９８】
極値の位置が変化しなくなったとき最適近似が得られたとする。これが繰り返しの終了条件であり、次のｓｔｅｐ３の処理へ進む。
【００９９】
図１２（Ａ）〜（Ｃ）は、全点入れ替え法の概念図である。
簡単に説明すると、図１２（Ａ）〜（Ｃ）中の黒丸が補間に用いた極値点を表し、この極値点から求めた重みつき近似誤差Ｅ（ｅjw）が実線に相当する。
図１２（Ａ）に示すように、黒丸の極値点での重みつき近似誤差の値は白丸となるが、実際の極値は四角で示す周波数である。そこで、四角で示す周波数を新しい極値点として、ｓｔｅｐ１の処理に戻る。
また、図１２（Ｂ）に示すように、補間に用いた極値点と実際の極値の周波数がずれているので、四角で示す周波数を新しい極値点として、ｓｔｅｐ１の処理に戻る。
そして、図１２（Ｃ）に示すように、補間に用いた極値点と、実際の重みつき近似誤差の極値点（白丸）が同じになったときに、繰り返しは終了する。
【０１００】
ｓｔｅｐ３
近似された振幅特性から直線位相ＦＩＲフィルタの係数を求める（Ｆ１０５）。
最適近似関数Ｐ（ｅjw）からＮタップのインパルス応答ｈ（ｎ）を求める際に、ｐ（ｎ）から求める代わりに、次式から求める。
【０１０１】
【数２９】
2005217837.tif 000026
【０１０２】
【数３０】
2005217837.tif 000027
【０１０３】
【数３１】
2005217837.tif 000028
【０１０４】
【数３２】
2005217837.tif 000029
【０１０５】
【数３３】
2005217837.tif 000030
【０１０６】
また、Ｌ＝Ｎ−（Ｕ−１）タップのイコライザのインパルス応答ｋ（ｎ）を求めるときは、次式から計算する。
【０１０７】
【数３４】
2005217837.tif 000031
【０１０８】
【数３５】
2005217837.tif 000032
【０１０９】
【数３６】
2005217837.tif 000033
【０１１０】
【数３７】
2005217837.tif 000034
【０１１１】
【数３８】
2005217837.tif 000035
【０１１２】
もし、プリフィルタが、次式で示すように伝達関数Ｚ（ｚ）が１のときは、任意の周波数点を通過するレムズ交換アルゴリズムと同じである。
【０１１３】
（数３９）
Ｚ（ｚ）＝１                                  …（３９）
【０１１４】
また、もし、プリフィルタが通過させたい任意の周波数点がない場合Ｎｐ＝０のときは、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムと同じである。
【０１１５】
さらに、もし、プリフィルタが、次式で示すように伝達関数Ｚ（ｚ）が１であり、かつ、通過させたい任意の周波数点がない場合Ｎｐ＝０のときは、通常のレムズ交換アルゴリズムと同じである。
【０１１６】
（数４０）
Ｚ（ｚ）＝１                                  …（４０）
【０１１７】
図１３（Ａ）〜（Ｄ）は、以下の仕様に対して、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮できるように拡張したレムズ交換アルゴリズムで設計された低域通過フィルタの周波数応答を示す図である。
なお、以降の説明では、チェス盤歪みを回避するための零点をプリフィルタとして扱うことにする。
プリフィルタの周波数応答は、次のように表される。
【０１１８】
【数４１】
2005217837.tif 000036
【０１１９】
以下に、仕様を示す。
【０１２０】
直線位相ＦＩＲフィルタ
・２４タップ
・偶対称
・式（２）のプリフィルタＵ＝３（直流利得がＵとなるように調節する）
設計方法
・任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムで設計した。
【０１２１】
【表１】
2005217837.tif 000037
【０１２２】
【表２】
2005217837.tif 000038
【０１２３】
図１３（Ａ）デシベルで表示した周波数応答を示す図、図１３（Ｂ）はそのままの値で表示シタ周波数応答を示す図、図１３（Ｃ）は利得３付近を拡大した図、図１３（Ｄ）は利得０付近を拡大した図である。
図１３（Ａ）〜（Ｄ）中、点線はプリフィルタの周波数特性(Pre-filter)およびイコライザの周波数特性(Equalizer) を示し、実曲線は最終的に得られた周波数特性(Proposed
H(z)) 、および縦実線はチェス盤歪みを回避するためにH(z) = 0とならなければならない周波数(Zero Point)、および黒丸はバンドの区切りを示している。
【０１２４】
図１３（Ａ）から通過域の利得が一定値を保っており、チェス盤歪みを回避する零点を通過していることが確認できる。
また、図１３（Ｃ）から指定した周波数点を通過していることが確認できる。
さらに、図１３（Ｃ），（Ｄ）から、等リップルを保っていることが確認できる。
【０１２５】
すなわち、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮できるように拡張したレムズ交換アルゴリズムで設計された低域通過フィルタは、良好な周波数応答特性を得ることができる。
【０１２６】
次に、上記構成を有するサンプリングレート変換装置の動作を説明する。
【０１２７】
入力端子１０１から入力されたサンプリング周波数Ｆｓのサンプルデータｘ（ｎ）がＬＰＦ１０２に入力される。
ＬＰＦ１０２では、入力端子１０１から入力されたサンプリング周波数Ｆｓｉのサンプル信号ｘ（ｎ）から折り返しの発生が防止（抑止）されて、アップサンプラ１０３に出力される。
アップサンプラ１０３では、各信号間に（Ｕ−１）個の零点が挿入され、サンプリング周波数ＦｓｉがＵ倍に上げられ、サンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号が畳み込み演算部１０４に出力される。
畳み込み演算部１０４においては、式（３）に基づく畳み込み演算が行われ、サンプル信号の帯域制限が行われ、次段の線形補間ブロック１０５に供給される。
このとき、畳み込みの出力（ダウンサンプラ前) は、入力はアップサンプラで零点を挿入されたサンプルである。
そして、線形補間ブロック１０５おいて、サンプリング周波数ＵＦｓｉの畳み込み演算部１０４の出力信号から２点のサンプルが選出される。そして、必要な位置の値が線形補間から求められる。
これにより、サンプリング周波数周波数Ｆｓｏのサンプル信号ｙ（ｍ）が出力端子１０６から出力される。
【０１２８】
以上の機能を有するサンプリングレート変換装置１００において、畳み込み演算部１０４のＦＩＲフィルタは、インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）およびイコライザの伝達関数Ｋ（ｚ）に関連付けられ、通過させたい周波数点およびプリフィルタの周波数応答に関連付けられている直線位相ＦＩＲフィルタであり、フィルタ係数が、通過させたい周波数点およびプリフィルタの周波数応答に関連付けて、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムを用いて所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定されていることから、本サンプリングレート変換装置は、以下の利点を有する。
すなわち、チェス盤ひずみを回避可能である。また、任意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能である。
【０１２９】
また、各信号間に（Ｕ−１）個の零点を挿入し、サンプリング周波数ＦｓｉがＵ倍に上げらるアップサンプラ１０３と、カットオフ周波数が１／Ｕｐの低域通過フィルタ（伝達関数Ｈ（ｚ））の畳み込みで値を補間する畳み込み演算部１０４と、サンプリング周波数ＵＦｓｉの畳み込み演算部１０４の出力信号から２点のサンプルを選出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロック１０５を設けたので、表３に示すように、カットオフ周波数が厳しいサンプリングレート変換が可能となる利点がある。
【０１３０】
表３に、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置がサポートする周波数帯を示す。
【０１３１】
【表３】
2005217837.tif 000039
【０１３２】
表３において、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが８ｋＨｚ，１１．０２５ｋＨｚ，１２ｋＨｚ，２２．０５ｋＨｚ，２４ｋＨｚ，３２ｋＨｚ，４４．１ｋＨｚ，４８ｋＨｚ，９６ｋＨｚで、出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが８ｋＨｚ，１１．０２５ｋＨｚ，１２ｋＨｚ，２２．０５ｋＨｚ，２４ｋＨｚ，３２ｋＨｚ，４４．１ｋＨｚ，４８ｋＨｚである。
【０１３３】
表３において、「△」の部分は、一般的なマルチレート信号処理に基づくサンプリングレート変換装置で実現できる周波数である。一般に、マルチレート信号処理に基づいたものの方が、減衰量の特性が良く、通過域などの制御が容易であるが、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置でも実現は可能である。
【０１３４】
また、本第１の実施形態によれば、入力端子１０１とアップサンプラ１０３間にＬＰＦ１０２を設けたので、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが高い場合に、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じるを抑止することができる。
【０１３５】
第２実施形態
図１４は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第２の実施形態を示す構成図である。
【０１３６】
本第２の実施形態が上述した第１の実施形態と異なる点は、ＬＰＦ１０２を入力端子１０１とアップサンプラ１０３間に設ける代わりに、ＬＰＦ１０７を線形補間ブロック１０５と出力端子１０６間に設けて、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにない周波数成分の発生を防止（抑止）するように構成したことにある。
【０１３７】
その他の構成は上述した第１の実施形態と同様である。
【０１３８】
第２の実施形態によれば、オリジナルにない周波数成分の発生を防止（抑止）することができ、かつ、第１の実施形態と同様に、チェス盤ひずみを回避可能で、また、任意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能であり、カットオフ周波数が厳しいサンプリングレート変換が可能となる利点がある。
【０１３９】
なお、ＬＰＦ１０２を入力端子１０１とアップサンプラ１０３間に設け、ＬＰＦ１０７を線形補間ブロック１０５と出力端子１０６間に設けることも可能である。
【０１４０】
第３実施形態
図１５は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第３の実施形態を示す構成図である。
【０１４１】
なお、図１５において、ＵおよびＤは互いに素な正整数であり、Ｒ（ｚ）はポリフェーズフィルタの伝達関数を示している。また、上向きの矢印は各信号間に（Ｕ−１）個の零点を挿入するアップサンプラを示している。
【０１４２】
本第３の実施形態が上述した第１の実施形態と異なる点は、ＦＩＲフィルタをＵ個にいわゆるポリフェーズ（Ｐｏｌｙｐｈａｓｅ）分解してポリフェーズ構成をとるようにしたことにある。
【０１４３】
ここで、まずポリフェーズ分解について説明する。
【０１４４】
ポリフェーズ分解
サンプリングレート変換装置は、（Ｎ−１）次のＦＩＲフィルタ（伝達関数Ｈ（ｚ））を用いて帯域制限し、零点部分のサンプルを補間する。
【０１４５】
【数４２】
2005217837.tif 000040
【０１４６】
このＦＩＲフィルタのカットオフ周波数ωC は次のようになる。
【０１４７】
【数４３】
2005217837.tif 000041
【０１４８】
図５の構成は、ポリフェーズ構成により図１５のように等価表現することができる。式（４２）のフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）とポリフェーズフィルタの伝達関数Ｒi （ｚ）は、次のような関係で表される。
【０１４９】
【数４４】
2005217837.tif 000042
【０１５０】
【数４５】
2005217837.tif 000043
【０１５１】
ただし、ＮはＵの整数倍にするか、または、ＮＵタップに足りない場合は０の係数が存在するとして計算する。
【０１５２】
図１５で示されるインタポレータの入出力関係は、ポリフェーズフィルタＲi （ｚ）のインパルス応答をｒi （ｎ）と表すと畳み込みとアップサンプラの処理により次のようになる。
【０１５３】
【数４６】
2005217837.tif 000044
【０１５４】
ただし、ｋは整数であり、ｘｉ（ｍ）は次のようになる。
【０１５５】
【数４７】
2005217837.tif 000045
【０１５６】
本第３の実施形態に係るサンプリングレート変換装置２００は、図１５に示すように、入力端子２０１、ＬＰＦ２０２、畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕ、アップサンプラ２０４−１〜２０４−Ｕ、遅延器２０５−１〜２０５−U-1 、加算器２０６−１〜２０６−U-1 、線形補間ブロック２０７、および出力端子２０８を有する。
これらの構成要素のうち、遅延器２０５−１〜２０５−U-1 、および加算器２０６−１〜２０６−U-1 により加算手段が構成される。
【０１５７】
入力端子２０１には、サンプリング周波数Ｆｓのサンプル信号ｘ（ｎ）が入力される。
【０１５８】
ＬＰＦ２０２は、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが高い場合には、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じることから、入力端子２０１から入力されたサンプリング周波数Ｆｓｉのサンプル信号ｘ（ｎ）から折り返しの発生を防止（抑止）して、畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕに出力する。
【０１５９】
畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕは、それぞれ上述したレムズ交換アルゴリズムに基づいて設計されたＦＩＲフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号とポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を上記式（４７）に基づいて行い、演算結果を次段のアップサンプラ２０４−１〜２０４−Ｕに出力する。
【０１６０】
アップサンプラ２０４−１〜２０４−Ｕは、畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕの出力サンプル信号を受けて、それぞれ（Ｕ−１）個の零点を挿入し、サンプリング周波数ＦｓｉをＵ倍に上げ、サンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号を出力する。
【０１６１】
遅延器２０５−１は、アップサンプラ２０４−１によるサンプリング周波数ＵＦｓのサンプル信号を所定時間遅延させて加算器２０６−１に出力する。
また、遅延器２０５−２〜２０５−U-1 は、それぞれ加算器２０６−１〜２０６−U-2
の出力信号を所定時間遅延させて加算器２０６−２〜２０６−U-1 に出力する。
【０１６２】
加算器２０６−１は、アップサンプラ２０４−２によるサンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号と遅延器２０５−１により遅延されたサンプル信号を加算して遅延器２０５−２に出力する。
加算器２０６−２は、アップサンプラ２０４−３によるサンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号と遅延器２０５−２により遅延されたサンプル信号を加算して遅延器２０５−３に出力する。
同様にして、加算器２０６−U-1 は、アップサンプラ２０４−Ｕによるサンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号と遅延器２０５−U-1 により遅延されたサンプル信号を加算して線形補間ブロック２０７に出力する。
【０１６３】
線形補間ブロック２０７は、加算器２０６−U-1 の出力信号、すなわち、各アップサンプラ２０４−１〜２０４−U-1 によりサンプリング周波数がＵ倍されたサンプル信号を加算した信号から２点のサンプルを選び出し、上記式（５）のように、必要な位置の値を線形補間から求め（図７）、サンプル信号ｙ（ｍ）として出力端子２０８から出力する。
【０１６４】
サンプリングレート変換装置２００においては、入力端子２０１から入力された周波数Ｆｓのサンプル信号ｘ（ｎ）が、ＬＰＦ２０２において、折り返しの発生が防止（抑止）された後、ポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部２０３−１〜２０２−Ｕに並列的に入力される。
【０１６５】
各畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕにおいて、入力されたサンプル信号とポリフェーズフィルタとの畳み込み演算が行われ、演算結果が次段のアップサンプラ２０４−１〜２０４−Ｕに供給される。
アップサンプラ２０４−１〜２０４−Ｕにおいては、畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕの出力サンプル信号間に（Ｕ−１）個の零点が挿入され、サンプリング周波数ＦｓｉがＵ倍に上げられ、サンプリング周波数ＵＦｓｉのサンプル信号が出力される。
アップサンプラ２０４−１〜２０４−Ｕに出力信号は、遅延器２０５−１〜２０５−U-1 および加算器２０６−１〜２０６−U-1 により遅延され、かつ累積的に加算されて、線形補間ブロック２０７に供給される。
そして、線形補間ブロック２０７おいて、サンプリング周波数ＵＦｓｉの加算器２０６−U-1 の出力信号から２点のサンプルが選出される。そして、必要な位置の値が線形補間から求められる。
これにより、サンプリング周波数周波数Ｆｓｏのサンプル信号ｙ（ｍ）が出力端子２０８から出力される。
【０１６６】
本第３の実施形態によれば、上述した第１の実施形態の効果に加えて、演算量を必要最小限に抑えることが可能で、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
【０１６７】
第４実施形態
図１６は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第４の実施形態を示す構成図である。
【０１６８】
本第４の実施形態が上述した第３の実施形態と異なる点は、ＬＰＦ２０２を入力端子２０１と畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕ間に設ける代わりに、ＬＰＦ２０９を線形補間ブロック２０７と出力端子２０８間に設けて、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにない周波数成分の発生を防止（抑止）するように構成したことにある。
【０１６９】
その他の構成は上述した第３の実施形態と同様である。
【０１７０】
第４の実施形態によれば、上述した第２の実施形態の効果に加えて、演算量を必要最小限に抑えることが可能で、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
【０１７１】
なお、ＬＰＦ２０２を入力端子２０１と畳み込み演算部２０３−１〜２０３−Ｕ間に設け、ＬＰＦ２０９を線形補間ブロック２０７と出力端子２０８間に設けることも可能である。
【０１７２】
第５実施形態
図１７は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第５の実施形態を概念的に示す図である。
【０１７３】
本第５の実施形態が上述した第３の実施形態と異なる点は、線形補間ブロックでは、線形補間に必要なサンプルの位置を特定することができるので、線形補間ブロックをセレクタ２１０と見立てて、セレクタ２１０により出力されるサンプルに対応するポリフェーズフィルタ係数セットを選択して、上記式（４７）に基づくポリフェーズの畳み込み計算を行うように構成したことにある。
【０１７４】
このように、線形補間ブロックをセレクタ２１０と見立てて、出力されるサンプルに対応するポリフェーズフィルタを選択して、式（４７）のポリフェーズの畳み込み計算のみを行えばよい。
こうすることで、不必要な計算をする必要がなくなる。
【０１７５】
この場合のサンプリングレート変換装置２００Ｂの構成は、基本的には、図１７に示すように、サンプリング周波数Ｆｓのサンプル信号ｘ（ｎ）が入力される入力端子２０１、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが高い場合に、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じるを抑止するＬＰＦ２０２、入力されたサンプルとポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み計算（式（４７））を行う畳み込み演算部２０３（−１〜−ｎ）、出力サンプルに対応するポリフェーズフィルタを選択するためのセレクタ２１０、および所望のサンプリング周波数に変換されたサンプル信号ｙ（ｍ）を出力するための出力端子２０８を有する。
【０１７６】
図１８は、図１７の概念的に示すサンプリングレート変換装置２００Ｂを、より具体的に示す図である。
【０１７７】
このサンプリングレート変換装置２００Ｃは、図１８に示すように、サンプリング周波数Ｆｓのサンプル信号ｘ（ｎ）が入力される入力端子２１１と、上述した図１１のアルゴリズムに基づいて係数が設定されたＦＩＲフィルタ設計部２１２と、ＦＩＲフィルタ設計部２１２によるポリフェーズフィルタの係数セットを記憶する第１メモリ２１３と、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが高い場合に、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じるを抑止するＬＰＦの畳み込み演算を行う畳み込み演算部２１４と、ＬＰＦ係数を記憶する第２メモリ２１５と、畳み込み演算部２１４の入力データを蓄えておく入力バッファ２１６と、入力バッファ２１６に蓄えられた入力データと第１係数メモリ２１２から読み出された係数に基づいて、入力データとポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部２１７と、出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタを選択するための役割と線形補間の係数を求めるカウンタ制御部２１８と、カウンタ制御部２１８による線形補間の係数に基づいて畳み込み演算部２１７の出力から必要な位置の値を求める線形補間演算部２１９と、所望のサンプリング周波数に変換されたサンプル信号を出力するための出力端子２２０とを有している。
【０１７８】
カウンタ制御部２１８は、線形補間ブロックに含まれ、変数マスタカウンタ（ＭａｔｅｒＣｏｕｎｔｅｒ）を有している。
【０１７９】
図１９は、線形補間ブロックで使用する変数について説明するための図である。
【０１８０】
図１９に示すように、線形補間ブロックは、変数として、線形補間の動作を決めるＭａｔｅｒＣｏｕｎｔｅｒであるＭａｓｔｅｒＣｏｕｎｔ、ＭａｔｅｒＣｏｕｎｔｅｒに加算する小数点以下のＣｏｕｎｔｅｒであるＣｏｕｎｔ１０００、ＭａｔｅｒＣｏｕｎｔｅｒに加算する整数部の加算値、およびＣｏｕｎｔ１０００に加算する少数点以下の誤りの加算値であるＣｏｕｎｔＡｍａｒｉ、を含む。
【０１８１】
図２０（Ａ），（Ｂ）は、ＭａｓｔｅｒＣｏｕｎｔを具体的に説明するための図である。
【０１８２】
ＭａｓｔｅｒＣｏｕｎｔは、図２０（Ａ），（Ｂ）に示すように、少なくとも２６ビットからなり０ビット〜１５ビットまでの１６ビットが線形補間の係数αを示し、１６ビットから２２ビットまでの７ビットがポリフェーズ係数セットの番号を示し、２３ビット〜２５ビットまでの３ビットが読み込むサンプル数を示している。
【０１８３】
第６実施形態
図２１は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第６の実施形態を概念的に示す図である。
【０１８４】
本第６の実施形態が上述した第４の実施形態と異なる点は、線形補間ブロックでは、線形補間に必要なサンプルの位置を特定することができるので、線形補間ブロックをセレクタ２３０と見立てて、セレクタ２３０により出力されるサンプルに対応するポリフェーズフィルタ係数セットを選択して、上記式（４７）に基づくポリフェーズの畳み込み計算を行うように構成したことにある。
【０１８５】
このように、線形補間ブロックをセレクタ２３０と見立てて、出力されるサンプルに対応するポリフェーズフィルタを選択して、式（４７）のポリフェーズの畳み込み計算のみを行えばよい。
こうすることで、不必要な計算をする必要がなくなる。
【０１８６】
この場合のサンプリングレート変換装置２００Ｄの構成は、基本的には、図２１に示すように、サンプリング周波数Ｆｓのサンプル信号ｘ（ｎ）が入力される入力端子２０１、入力されたサンプルとポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み計算（式（４７））を行う畳み込み演算部２０３（−１〜−ｎ）、出力サンプルに対応するポリフェーズフィルタを選択するためのセレクタ２３０、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにない周波数成分が発生するのを抑止するＬＰＦ２０９、および所望のサンプリング周波数に変換されたサンプル信号ｙ（ｍ）を出力するための出力端子２０８を有する。
【０１８７】
図２２は、図２１の概念的に示すサンプリングレート変換装置２００Ｄを、より具体的に示す図である。
【０１８８】
このサンプリングレート変換装置２００Ｅは、図１８に示すように、サンプリング周波数Ｆｓのサンプル信号ｘ（ｎ）が入力される入力端子２３１と、上述した図１１のアルゴリズムに基づいて係数が設定されたＦＩＲフィルタ設計部２３２と、ＦＩＲフィルタ設計部２３２によるポリフェーズフィルタの係数セットを記憶する第１メモリ２３３と、畳み込み演算部２１４の入力データを蓄えておく入力バッファ２３４と、入力バッファ２３４に蓄えられた入力データと第１係数メモリ２３２から読み出された係数に基づいて、入力データとポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部２３５と、出力サンプルに必要な２点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタを選択するための役割と線形補間の係数を求めるカウンタ制御部２３６と、カウンタ制御部２３６による線形補間の係数に基づいて畳み込み演算部２３５の出力から必要な位置の値を求める線形補間演算部２３７と、入力のサンプリング周波数Ｆｓｉが出力のサンプリング周波数Ｆｓｏが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにない周波数成分が発生するのを抑止するＬＰＦの畳み込み演算を行う畳み込み演算部２３８と、ＬＰＦ係数を記憶する第２メモリ２３９と、所望のサンプリング周波数に変換されたサンプル信号を出力するための出力端子２４０とを有している。
【０１８９】
なお、カウンタ制御部２３６の具体的な内容は、図１９、図２０（Ａ），（Ｂ）に関連付けて説明したものと同様である。
【０１９０】
以下、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の実装法および具体的な例について順を追って説明する。
ここでは、図５、図１７および図１８のサンプリングレート変換装置、並びに図１４、図２１および図２２のサンプリングレート変換装置の実装法および具体的な例について順を追って説明する。
【０１９１】
サンプリングレート変換装置の実装法（図５、図１７および図１８）
図５に示すサンプリングレート変換装置を実現する際には、図１７に示すポリフェーズ構成を用いて実現する。以下で説明する実現法では、出力に対して必要な入力とポリフェーズフィルタを選択することで必要最小限の計算で済むようにしている。
【０１９２】
図２３は、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の実装法を説明するためのフローチャートである。
具体的な処理は以下のようになる。なお、説明の都合上、Ｃ言語的な表現を用いているが、実装手段はハードウェア、ソフトウェア、ハードウェアとソフトウェアの混合を問わない。
【０１９３】
ｓｔｅｐ１０
図２３に示すように、まず、初期設定を行う（Ｆ２０１）。この初期設定では、入力データ数、出力データ数、入力データの中心、ポリフェーズフィルタのタップ数、ポリフェーズフィルタの係数セットの番号の設定を行う。具体的には、カウンタ制御部２１９の初期値を設定する。
具体的には以下の通りである。
・入力データ数: InputSample、
・タップ数: Tap、
・入力データの中心: InputOffset= 0、
・ポリフェーズフィルタのタップ数: PolyTap = (Tap + Up-1)/Up 、
・ポリフェーズフィルタの係数セットの番号:  Coeff Count。
・線形補間ブロック:
CountAddとCountAmariの求め方は，入力のサンプリング周波数Ｆｓｉと出力のサンプリング周波数Ｆｓｏから定義される。
整数部のみ*/
CountAdd = (int)(Fso / Fsi * 2＾23); 
小数点以下の1000倍*/
CountAmari = ((Fso / Fsi * 2＾23) - CountAdd) * 1000; 
【０１９４】
44.1kHz から48kHz に変換する場合には、具体的には以下のようになる。
例44.1kHz -> 48kHzに変換*/
CountAdd = 9130457;
CountAmari = 687;
Count1000 の初期値は，以下のように決まる。
Count1000 = 500; /* 四捨五入のため*/
【０１９５】
ｓｔｅｐ１１
次に、たとえば既に図１１等に関連付けて説明したレムズ交換（Remez Exchange）アルゴリズムにより低域通過ＦＩＲフィルタを設計する（Ｆ２０２）。
ここでは、その詳細は省略する。
【０１９６】
ｓｔｅｐ１２
次に、ポリフェーズフィルタを準備する（Ｆ２０３）。すなわち、ＦＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）から、上記式（４２）の展開式を用いてポリフェーズフィルタの伝達関数Ｒｉ（ｚ）を求める。
次式のように、各ポリフェーズの正規化係数ＲiNormal を求めておく。
【０１９７】
【数４８】
2005217837.tif 000046
【０１９８】
そして、畳み込みのための係数反転を行う。すなわち、上記式（４７）の畳み込みを行うために、各ポリフェーズフィルタの係数を逆順に並び替える。
【０１９９】
最初のポリフェーズフィルタの係数セット
タップの中心の位置が一番最初の出力になるように*/
係数のセットを選ぶ必要がある。*/
CoeffCount = (PolyTap * Up / 2) % Up;
MasterCountの初期値を設定する．*/
MasterCount = (H(z) の中央値を含むポリフェーズの係数セットの番号CoeffCou        nt) << 16;
なお、<< 16 は16ビットシフトを示す。
【０２００】
ｓｔｅｐ１３
次に、ポリフェーズフィルタと入力の中心を決定する（Ｆ２０４）。
線形補間の係数LinearCoefとポリフェーズの係数セットの番号CoefCount は，以下のようにして求まる。
/* Master Countから係数セットと線形補間係数を求める*/
CoefCount = ((MasterCount & 0x007fffff) >> 16) & 0x0000007f; 
LinearCoef = ((MasterCount & 0x007fffff) & 0x0000ffff); 
【０２０１】
ｓｔｅｐ１４
低域通過フィルタＬＰＦによるフィルタリングを行う（Ｆ２０９）。
具体的には、式（４９）のように畳み込みを行い、次に、式（５０）のように四捨五入した後、式（５１）のように正規化した後、式（５２）のようにクリッピングを行う。
【０２０２】
【数４９】
2005217837.tif 000047
【０２０３】
【数５０】
2005217837.tif 000048
【０２０４】
【数５１】
2005217837.tif 000049
【０２０５】
【数５２】
2005217837.tif 000050
【０２０６】
16bit の場合は、CLIP MAX = 32767, CLIP MIN = 32768となる。
24 bitの場合は、CLIP MAX = 8388607, CLIP MIN = 8388608となる。
符号化８ビット（signed 8bit ）の場合は、CLIP MAX = 127, CLIP MIN = 128となる。
非符号化８ビット（unsigned 8bit ）の場合は、CLIP MAX = 255, CLIP MIN = 0となる。
【０２０７】
ｓｔｅｐ１５
次に、上記式（４７）の畳み込みを行う（Ｆ２０５）。
線形補間ブロックで必要な２点のサンプルを求める。畳み込みの計算には、表４に示すような、左のサンプルInA と右のサンプルInB 用にポリフェーズの係数セットの番号と入力データの中心を以下の値を用いて計算する。
【０２０８】
【表４】
2005217837.tif 000051
【０２０９】
具体的には、式（５３）のように畳み込みを行い、次に、式（５４）のように四捨五入した後、式（５５）のように正規化した後、式（５６）のようにクリッピングを行う。
【０２１０】
【数５３】
2005217837.tif 000052
【０２１１】
【数５４】
2005217837.tif 000053
【０２１２】
【数５５】
2005217837.tif 000054
【０２１３】
【数５６】
2005217837.tif 000055
【０２１４】
16bit の場合は、CLIP MAX = 32767, CLIP MIN = 32768となる。
24 bitの場合は、CLIP MAX = 8388607, CLIP MIN = 8388608となる。
符号化８ビット（signed 8bit ）の場合は，CLIP MAX = 127, CLIP MIN = 128となる。
非符号化８ビット（unsigned 8bit ）の場合は，CLIP MAX = 255, CLIP MIN = 0となる。
【０２１５】
ｓｔｅｐ１６
次に、線形補間を行う（Ｆ２０６）。
１サンプルの線形補間は以下のように行う。
【０２１６】
PCM 24 bit のマイナス最小値*/
#define  SRC PCM  24BIT  MINUS -8388608
PCM 24 bit のプラス最大値*/
#define  SRC PCM  24BIT  PLUS   8388607
Linear Up128 のAlpha, Beta 係数の最大値*/
#define  SRC LINEAR MAX  COEF      65535
Linear 線形補間の16 bitの四捨五入*/
#define  SRC LINEAR NORMAL          32768
Linear 線形補間の16 bitのシフト量*/
#define  SRC LINEAR SHIFT              16
【０２１７】
線形補間を１サンプル行う*/
alpha,   /* 16 bit input */
IN A,   /* 24 bit input */ 
IN B,   /* 24 bit input */ 
Out  Y  /* 24 bit output */ 
lldata = alpha * IN B + (SRC LINEAR MAX  COEF - alpha) * IN A; 
/* Rounding */           四捨五入
if ( lldata >= 0 ) lldata += (SRC LINEAR NORMAL); 
else lldata -= (SRC LINEAR NORMAL); 
/* Normalize */         正規化
Out  Ya = (lldata >> SRC LINEAR SHIFT); 
Clipping */              クリッピング
Y(n) = (Out  Ya < SRC PCM  24BIT  MINUS) ? SRC PCM  24BIT  MINUS :             ((Out Ya > SRC PCM  24BIT  PLUS) ? SRC  PCM  24BIT  PLUS : O              ut Ya);
【０２１８】
ｓｔｅｐ１７
カウンタ値と入力サンプルの中心を更新する（Ｆ２０８）。
MasterCount の更新と読み込むサンプル数ReadSampleは、以下のように行う。
Add Count Value to control Master Counter */
MasterCount += CountAdd;
少数点以下のあまり* 1000倍*/
Count1000 += CountAmari;
if (Count1000 >= 1000)｛
MasterCount += 1;
Count1000 -= 1000;
｝
InputOffset += (( MasterCount ) >> 23) & 0x00000007;
MasterCount = MasterCount & 0x007fffff;
【０２１９】
ｓｔｅｐ１８
ここで、終了条件を満足しているか否かの判定を行う（Ｆ２０７）。条件を満足している場合は、処理を終了する。満足していない場合には、Ｆ２０８、Ｆ２０９の処理に戻る。
【０２２０】
次に、図１４、図２１および図２２のサンプリングレート変換装置の実装法および具体的な例について説明する。
【０２２１】
サンプリングレート変換装置の実装法（図１４、図２１および図２２）
図１４に示すサンプリングレート変換装置を実現する際には、図２１に示すポリフェーズ構成を用いて実現する。以下で説明する実現法では、出力に対して必要な入力とポリフェーズフィルタを選択することで必要最小限の計算で済むようにしている。
【０２２２】
図２４は、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の実装法を説明するためのフローチャートである。
具体的な処理は以下のようになる。なお、説明の都合上、Ｃ言語的な表現を用いているが、実装手段はハードウェア、ソフトウェア、ハードウェアとソフトウェアの混合を問わない。
【０２２３】
図２４の処理は、図２３の処理のうち、Ｆ２０９の処理がＦ２０６の処理の後に行われる以外は、図２３の処理の同様な処理である。
各ステップにおける処理内容は、図２３に関連付けて説明した内容と同様であることから、ここでは重複した説明は省略する。
【０２２４】
第７実施形態
第７の実施形態として、上述した各サンプリングレート変換装置を採用したオーディオ装置について説明する。
【０２２５】
図２５は、本発明に係るサンプリングレート変換装置を採用したオーディオ装置の構成例を示すブロック図である。
【０２２６】
本オーディオ装置３００は、入力端子３０１、ＬＲ分離回路（ＤＳＢ）３０２、サンプリングレート変換装置（ＳＲＣ）３０３、アッテネータ（ＡＴＴ）３０４、ミュート回路（ＭＵＴＥ）３０５、および出力端子３０６を有している。
【０２２７】
そして、サンプリングレート変換装置（ＳＲＣ）３０３が、上述した第１〜第６の実施形態として図５、図１４、図１７、図１８、図２１、図２２に関連付けて説明したサンプリングレート変換装置１００，１００Ａ、２００，２００Ａ〜２００Ｅが適用される。
【０２２８】
この場合、上述した説明の例外処理として、以下の処理を行う。
【０２２９】
端点処理を行う。すなわち、初めのフィルタ演算をするときTap/2 サンプル分足らない。そのTap/2 サンプル分、０を補っておく。
また、前データの保持処理を行う。オーディオ特有の処理として，以下のように、Width に対してフィルタをかけ終わった後、次のフィルタ演算用に入力データをコピーしておく必要がある。
【０２３０】
【数５７】
2005217837.tif 000056
【０２３１】
このオーディオ装置３００においては、たとえば入力端子３０１から入力された４８ｋＨｚのＰＣＭデジタル信号が分離回路３０２で所定の分離処理が施された後、サンプリングレート変換装置３０３でサンプリングレートが変換され、たとえば４４．１ｋＨｚの信号として出力される。
そして、アッテネータ３０４で減衰処理を受け、さらにミュート回路３０５を介して、出力端子３０６からＰＣＭデジタル音声信号が出力される。
【０２３２】
本オーディオ装置３００によれば、チェス盤歪みが回避され、また、任意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能で、演算量を必要最小限に抑えることが可能なサンプリングレート変換装置を有することから、ノイズ耐性が向上し、また、直線利得のずれを回避でき、また、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
【０２３３】
第８実施形態
第８の実施形態として、上述した各サンプリングレート変換装置を採用した画像処理装置について説明する。
【０２３４】
直線位相ＦＩＲフィルタを用いたフィルタ処理の応用にサンプリングレート変換を利用した画像の解像度変換では、インタポレータ（補間器）とデシメータ（間引き器）と直線位相ＦＩＲフィルタを要素技術とするマルチレートフィルタを使用する。
【０２３５】
この場合、端点処理を行う。両端の処理として、第１に零を補う、第２に反射（Mirror）したデータを入れる、第３に両端の画素を保持する、といった処理を行う。
また、初期化処理を行う。具体的には、画像の端まで処理をしたらCoefCount = 0 と初期化する。
【０２３６】
本画像処理装置によれば、チェス盤歪みが回避され、また、任意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能で、演算量を必要最小限に抑えることが可能なサンプリングレート変換装置を有することから、画像が格子状になることはなく、また、直線利得のずれを回避でき、また、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【０２３７】
【図１】ＦＩＲフィルタのトランスバーサル型回路構成を示す図である。
【図２】従来方法におけるチェス盤歪みを回避した周波数応答と重みつき近似誤差の一例を示す図である。
【図３】従来方法における周波数応答と利得１付近の拡大図である。
【図４】一般的なサンプリングレート変換装置の構成例を示す図である。
【図５】本発明に係るサンプリングレート変換装置の第１の実施形態を示す構成図である。
【図６】本実施形態に係る線形補間ブロックの線形補間処理を概念的に示す図である。
【図７】本実施形態に係る線形補間ブロックの線形補間処理により必要な位置の値を求める処理を概念的に示す図である。
【図８】ＦＩＲフィルタが直線位相を持つ４つの場合のインパルス応答を示す図である。
【図９】直線位相ＦＩＲフィルタの４つの場合に対するＱ（ｅjw）とＲを示す図である。
【図１０】重みつきチェビシェフ近似の例を示す図である。
【図１１】本発明に係るプリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムのフローチャートである。
【図１２】重みつき近似誤差Ｅ（ｅjw）の新しい極値の決定法を説明するための図である。
【図１３】本発明の任意の周波数点を指定したときの周波数応答とその拡大図を示す図である。
【図１４】本発明に係るサンプリングレート変換装置の第２の実施形態を示す構成図である。
【図１５】本発明に係るサンプリングレート変換装置の第３の実施形態を示す構成図である。
【図１６】本発明に係るサンプリングレート変換装置の第４の実施形態を示す構成図である。
【図１７】本発明に係るサンプリングレート変換装置の第５の実施形態を概念的に示す図である。
【図１８】図１７の概念的に示すサンプリングレート変換装置を、より具体的に示す図である。
【図１９】線形補間ブロックで使用する変数について説明するための図である。
【図２０】ＭａｓｔｅｒＣｏｕｎｔを具体的に説明するための図である。
【図２１】本発明に係るサンプリングレート変換装置の第６の実施形態を概念的に示す図である。
【図２２】図２１の概念的に示すサンプリングレート変換装置を、より具体的に示す図である。
【図２３】本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の第１の実装法を説明するためのフローチャートである。
【図２４】本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の第２の実装法を説明するためのフローチャートである。
【図２５】本発明に係るサンプリングレート変換装置を採用したオーディオ装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０２３８】
１…直線位相ＦＩＲフィルタ、２−１〜２−n-1 …遅延器、３−１〜３−ｎ…乗算器、４…加算器、ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）…フィルタ係数、ＴIN…入力端子、ＴOUT …出力端子、１００，１００Ａ…サンプリングレート変換装置、１０１…入力端子、１０２…ＬＰＦ、１０３…アップサンプラ、１０４…畳み込み演算部、１０５…線形補間ブロック、１０６…出力端子、２００，２００Ａ〜２００Ｅ…サンプリングレート変換装置、２０１…入力端子、２０２…ＬＰＦ、２０３−１〜２０３−Ｕ…畳み込み演算部、２０４−１〜２０４−Ｕ…アップサンプラ、２０５−１〜２０５−U-1 …遅延器、２０６−１〜２０６−U-1 …加算器、２０７…ダウンサンプラ、２０８…出力端子、２０９…ＬＰＦ、２１０…セレクタ、２１１…入力端子、２１２…ＦＩＲフィルタ設計部、２１３…第１メモリ、２１４…ＬＰＦの畳み込み演算部、２１５…第２メモリ、２１６…入力バッファ、２１７…畳み込み演算部、２１８…カウンタ制御部、２１９…線形補間演算部、２２０…出力端子、２３０…セレクタ、２３１…入力端子、２３２…ＦＩＲフィルタ設計部、２３３…第１メモリ、２３４…入力バッファ、２３５…畳み込み演算部、２３６…カウンタ制御部、２３７…線形補間演算部、２３８…ＬＰＦの畳み込み演算部、２３９…第２メモリ、２４０…出力端子、３００…オーディオ装置、３０１…入力端子、３０２…ＬＲ分離回路（ＤＳＢ）、３０３…サンプリングレート変換装置（ＳＲＣ）、３０４…アッテネータ（ＡＴＴ）、３０５…ミュート回路（ＭＵＴＥ）、３０６…出力端子。
【図１】
2005217837.tif 000057
【図２】
2005217837.tif 000058
【図３】
2005217837.tif 000059
【図４】
2005217837.tif 000060
【図５】
2005217837.tif 000061
【図６】
2005217837.tif 000062
【図７】
2005217837.tif 000063
【図８】
2005217837.tif 000064
【図９】
2005217837.tif 000065
【図１０】
2005217837.tif 000066
【図１１】
2005217837.tif 000067
【図１２】
2005217837.tif 000068
【図１３】
2005217837.tif 000069
【図１４】
2005217837.tif 000070
【図１５】
2005217837.tif 000071
【図１６】
2005217837.tif 000072
【図１７】
2005217837.tif 000073
【図１８】
2005217837.tif 000074
【図１９】
2005217837.tif 000075
【図２０】
2005217837.tif 000076
【図２１】
2005217837.tif 000077
【図２２】
2005217837.tif 000078
【図２３】
2005217837.tif 000079
【図２４】
2005217837.tif 000080
【図２５】
2005217837.tif 000081