(57)【要約】【課題】入力を増幅した出力を正反転切換信号に応じて基準電位に対称に反転させる正反転切換増幅回路に関し、低電圧化が可能であり、良好な入出力特性が得られる正反転切換増幅回路を提供することを目的とする。【解決手段】本発明は、入力を増幅した出力を正反転切換信号に応じて基準電位（Ｖbright）に対称に反転させる正反転切換増幅回路（１）において、基準電位（Ｖbright）と入力とを差動増幅し、その非反転出力を出力する第１の差動増幅回路（１１）と、基準電位（Ｖbright）と入力とを差動増幅し、その反転出力を出力する第２の差動増幅回路（１２）と、正反転切換信号に応じて第１の差動増幅回路（１１）の出力又は第２の差動増幅回路の出力のいずれかを選択的に出力させる切換回路（１３）とを有することを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力を増幅した出力を正反転切換信号に応じて基準電位に対称に反転させる正反転切換増幅回路であって、
前記基準電位と前記入力とを差動増幅し、その非反転出力を出力する第１の差動増幅回路と、
前記基準電位と前記入力とを差動増幅し、その反転出力を出力する第２の差動増幅回路と、
前記正反転切換信号に応じて前記第１の差動増幅回路の出力又は前記第２の差動増幅回路の出力のいずれかを選択的に出力させる正反転切換回路とを有することを特徴とする正反転切換増幅回路。
【請求項２】
前記正反転切換信号は、第１の正反転切換信号と、該第１の正反転切換信号を反転させた第２の正反転切換信号とから構成され、
前記正反転切換回路は、前記第１の正反転切換信号に応じて前記第１の差動増幅回路への駆動電流の供給が制御される第１の電流供給回路と、
前記第２の正反転切換信号に応じて前記第２の差動増幅回路への駆動電流の供給が制御される第２の電流供給回路とを有することを特徴とする請求項１記載の正反転切換増幅回路。
【請求項３】
前記正反転切換回路により選択された前記第１の差動増幅回路の出力又は前記第２の差動増幅回路の出力を増幅し、出力する出力回路を有することを特徴とする請求項１又は２記載の正反転切換増幅回路。
【請求項４】
前記第１の差動増幅回路及び前記第２の差動増幅回路は、その出力回路部が共通化されたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項記載の正反転切換増幅回路。
【請求項５】
前記第１の差動増幅回路及び前記第２の差動増幅回路の共通回路部は、前記第１の差動増幅回路の出力又は前記第２の差動増幅回路の出力のいずれかに応じた電流を生成するカレントミラー回路と、
前記カレントミラー回路のベース電流を補正する電流補正回路を有することを特徴とする請求項４記載の正反転切換増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は正反転切換増幅回路に係り、特に、入力を増幅した出力を正反転切換信号に応じて基準電位に対称に反転させる正反転切換増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
液晶ディスプレイなどでは、液晶に与えられる信号の直流成分の安定化、表示画質の向上などを目的として、映像信号を１水平同期期間毎に反転させている。
【０００３】
図３は液晶駆動用映像信号の動作波形図を示す。図３（Ａ）は複合映像信号、図３（Ｂ）は正反転切換映像信号の動作波形図を示す。
【０００４】
映像信号は、図３（Ａ）に示すような複合映像信号として供給され、液晶ディスプレイのドライバなどでは、図３（Ａ）に示す複合映像信号から図３（Ｂ）に示すような正反転映像信号を生成する。このとき、液晶ディスプレイのドライバなどでは、複合映像信号中の映像信号を反転させるために正反転切換増幅回路が内蔵されている。
【０００５】
図４は従来の正反転切換増幅回路の一例の回路構成図を示す。
【０００６】
正反転切換増幅回路１００は、トランジスタＱ111〜Ｑ118、抵抗Ｒ11〜Ｒ13、電流源１１１、電圧源１１２から構成される。
【０００７】
トランジスタＱ111のベースにはブライト電圧Ｖbrightが印加され、トランジスタＱ112のベースには入力映像信号Ｖinが印加される。このとき、ブライト電圧Ｖbrightは、入力映像信号Ｖinより高い直流電圧である。
【０００８】
これにより、抵抗Ｒ11には、ブライト電圧Ｖbrightと入力映像信号Ｖinとの電位差により電流Ｉr11、
Ｉr11＝（Ｖbright−Ｖin−２ＶBE）／（Ｒ11＋２ｒe）              ・・・（１）
で表される電流が流れる。ここで、ＶBEはトランジスタＱ111、Ｑ112のベース−エミッタ間電圧、ｒeはエミッタ抵抗である。
【０００９】
また、トランジスタＱ113のベースには第１の正反転切換信号ｆｐ１、トランジスタＱ114のベースには第１の正反転切換信号ｆｐ１とは逆相の第２の正反転切換信号ｆｐ２が供給されている。
【００１０】
まず、第１の正反転切換信号ｆｐ１がローレベル、第２の正反転切換信号ｆｐ２がハイレベルのときには、差動回路を構成するトランジスタＱ113がオンし、トランジスタＱ114がオフする。トランジスタＱ113からの電流により、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ115〜Ｑ117、抵抗Ｒ13が動作し、トランジスタＱ117に入力映像信号Ｖin及びブライト電圧Ｖbrightに応じた電流Ｉr11が流れる。このとき、トランジスタＱ114はオフであるので、トランジスタＱ118のエミッタからは、電流（Ｉ111＋Ｉr11）が引き込まれる。
【００１１】
トランジスタＱ118は、ベース接地増幅回路を構成しており、抵抗Ｒ12の流れる電流Ｉr12は、
Ｉr12＝α（Ｉ111＋Ｉr11）                                      ・・・（２）
となる。ここで、αはトランジスタＱ118の電流増幅率である。
【００１２】
一方、第１の正反転切換信号ｆｐ１がハイレベル、第２の正反転切換信号ｆｐ２がローレベルのときには、差動回路を構成するトランジスタＱ113がオフし、トランジスタＱ114がオンする。トランジスタＱ113がオフすることによりトランジスタＱ115〜Ｑ117、抵抗Ｒ13から構成されるカレントミラー回路が非動作状態となり、入力映像信号Ｖin及びブライト電圧Ｖbrightに応じた電流Ｉr11がトランジスタＱ118のエミッタ側に流れる。このため、抵抗Ｒ12の流れる電流Ｉr12´は、
Ｉr12´＝α（Ｉ111−Ｉr11）                                    ・・・（３）
となる。
【００１３】
この抵抗Ｒ12に電流Ｉr12、Ｉr12´が流れることにより、電圧（Ｖcc2−α＊Ｉ111＊Ｒ12）を中心として正反転映像信号を生成できる。
【００１４】
このとき、ゲインＡvは、
Ａv＝Ｖout／Ｖin                                              ・・・（４）
で表される。
【００１５】
このとき、出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝Vcc2-Ｒ12×Ｉr12                                        ・・・（５）
で表せる。
【００１６】
電流Ｉr12は、式（２）より
Ｉr12＝α（Ｉ111＋Ｉr11）
であり、電流Ｉr11は、式（１）より
Ｉr11＝（Ｖbright−Ｖin−２ＶBE）／（Ｒ11＋２ｒe）
であるので、
Ｖout＝Vcc2-Ｒ12×α（（Ｖbright−Ｖin−２ＶBE）／（Ｒ11＋２ｒe）＋Ｉ111）
・・・（６）
で表せる。
【００１７】
このとき、Vcc2、Ｖbright、２ＶBE、Ｉ111は一定であり、信号のゲインに関与しないので、無視すると、ゲインＡvは、
Ａv＝（Ｖout／Ｖin）＝α｛Ｒ112／（Ｒ111＋２ｒe）｝            ・・・（７）
で表せる。また、Ir12の場合も同様に求められる。
【００１８】
なお、上記の構成の正反転切換増幅回路に関して公知例調査を行ったが、関連する公知例を発見できなかった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかるに、図４に示す従来の正反転切換増幅回路１００では、ブライト電圧Ｖbrightが必ず入力映像信号Ｖinより高く設定されていなければ、トランジスタＱ111、Ｑ112がオフしてしまうため、動作しない。このため、ブライト電圧Ｖbrightを充分に高い電圧に設定する必要があり、これによって、電源電圧Ｖcc1、Ｖcc2を高くする必要があった。
【００２０】
また、電源電圧Ｖcc1にトランジスタを直列に５段接続する必要があったため、トランジスタ、１段で０．７〔Ｖ〕が必要であるとすると、電源電圧Ｖcc1として０．７〔Ｖ〕×５＝３．５〔Ｖ〕が最低でも必要であり、通常の電源電圧の設定では５〔Ｖ〕程度に設定する必要があった。
【００２１】
また、従来の正反転切換増幅回路は、式（７）よりゲインＡvがエミッタ抵抗ｒeに影響されるため、ブライト電圧Ｖbrightが映像信号に近似してくると、ゲイン変動の要因となり、リニアリティーが劣化するなどの課題があった。
【００２２】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、低電圧化が可能であり、かつ、良好な入出力特性が得られる正反転切換増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、入力（Ｖin）を増幅した出力を正反転切換信号（ｆｐ１、ｆｐ２）に応じて基準電位（Ｖbright）に対称に反転させる正反転切換増幅回路（１）であって、基準電位（Ｖbright）と入力とを差動増幅し、その非反転出力を出力する第１の差動増幅回路（１１）と、基準電位（Ｖbright）と入力とを差動増幅し、その反転出力を出力する第２の差動増幅回路（１２）と、正反転切換信号に応じて第１の差動増幅回路（１１）の出力又は第２の差動増幅回路（１２）の出力のいずれかを選択的に出力させる正反転切換回路（１３）とを有することを特徴とする。
【００２４】
本発明は、正反転切換信号が、第１の正反転切換信号と、該第１の正反転切換信号を反転させた第２の正反転切換信号とから構成され、切換回路が第１の正反転切換信号に応じて第１の差動増幅回路への駆動電流の供給が制御される第１の電流供給回路と、第２の正反転切換信号に応じて第２の差動増幅回路への駆動電流の供給が制御される第２の電流供給回路とを有することを特徴とする。
【００２５】
また、本発明は、正反転切換回路（１３）により選択された第１の差動増幅回路（１１）の出力又は第２の差動増幅回路（１２）の出力を増幅し、出力する出力回路（１４）を有することを特徴とする。
【００２６】
第１の差動増幅回路（１１）及び第２の差動増幅回路（１２）がその出力回路部（２１、Ｑ21〜Ｑ24、Ｒ２）が共通化されたことを特徴とする。
【００２７】
第１の差動増幅回路（１１）及び前記第２の差動増幅回路（１２）の共通回路部（２１、Ｑ21〜Ｑ24、Ｒ２）は、第１の差動増幅回路（１１）の出力又は第２の差動増幅回路の出力（１２）のいずれかに応じた電流を生成するカレントミラー回路（Ｑ21、Ｑ22）と、カレントミラー回路のベース電流を補正する電流補正回路（２１、Ｑ23、Ｑ24、Ｒ２）を有することを特徴とする。
【００２８】
なお、上記参照符号はあくまでも参考であり、これによって特許請求の範囲が限定されるものではない。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、基準電位（Ｖbright）と入力（Ｖin）とを差動増幅し、その非反転出力を出力する第１の差動増幅回路（１１）と、基準電位（Ｖbright）と入力とを差動増幅し、その反転出力を出力する第２の差動増幅回路（１２）と、正反転切換信号に応じて第１の差動増幅回路（１１）の出力又は第２の差動増幅回路（１２）の出力のいずれかを選択的に出力させる正反転切換回路（１３）とを設けることにより、トランジスタの段数を削減できるため、電源電圧（Ｖcc1）を低下させることができる。
【００３０】
また、入力（Ｖin）と基準電位（Ｖbright）との差動出力を用いることにより、基準電位（Ｖbright）を自由に設定できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
〔正反転切換増幅回路１〕
図１は本発明の一実施例の回路構成図を示す。
【００３２】
本実施例の正反転切換増幅回路１は、第１の差動増幅回路１１、第２の差動増幅回路１２、正反転切換回路１３、出力回路１４から構成される。
【００３３】
〔第１の差動増幅回路１１〕
第１の差動増幅回路１１は、トランジスタＱ11、Ｑ12、抵抗Ｒ１並びに第２の差動増幅回路１２との共通回路である電流源２１、トランジスタＱ21、Ｑ22、Ｑ23、Ｑ24、抵抗Ｒ２から構成される。第１の差動増幅回路１１は、入力Ｖinと基準電位Ｖbrightとの差電圧を非反転増幅して出力する回路である。
【００３４】
〔第２の差動増幅回路１２〕
第２の差動増幅回路１２は、トランジスタＱ31、Ｑ32、抵抗Ｒ３並びに第１の差動増幅回路１１との共通回路である電流源２１、トランジスタＱ21、Ｑ22、Ｑ23、Ｑ24、抵抗Ｒ２から構成される。第２の差動増幅回路１２は、基準電位Ｖbrightと入力Ｖinとの差電圧を反転増幅して出力する回路である。
【００３５】
〔正反転切換回路１３〕
正反転切換回路１３は、電流源３１、トランジスタＱ41〜Ｑ44、Ｑ51〜Ｑ54から構成される。正反転切換回路１３には、第１の正反転切換信号ｆｐ１及び第２の正反転切換信号ｆｐ２が供給されており、第１の正反転切換信号ｆｐ１及び第２の正反転切換信号ｆｐ２に応じて第１の差動増幅回路１１又は第２の差動増幅回路１２のいずれかに選択的に駆動電流Ｉ11を供給する。
【００３６】
〔出力回路１４〕
出力回路１４は、電流源４１、電圧源４２、トランジスタＱ61、抵抗Ｒ４から構成される。出力回路１４は、正反転切換回路１３により選択された第１の差動増幅回路１１の出力又は第２の差動増幅回路１２の出力を増幅し、出力する。
【００３７】
〔動作〕
第１の正転切換信号ｆｐ１がハイレベル、第２の正転切換信号ｆｐ２がローレベルの場合、トランジスタＱ41、Ｑ51の差動動作によりトランジスタＱ41がオン、トランジスタＱ51がオフして、トランジスタＱ42から電流Ｉ11が引き込まれる。トランジスタＱ42は、トランジスタＱ43、Ｑ44とともにカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ43、Ｑ44に電流Ｉ11が流れる。
【００３８】
トランジスタＱ43、Ｑ44に電流Ｉ11が流れることにより、第１の差動増幅回路１１に駆動電流が流れ、第１の差動増幅回路１１は動作状態となる。なお、このとき、トランジスタＱ51はオフ状態であるので、トランジスタＱ52〜Ｑ54に電流が流れることはなく、よって、第２の差動増幅回路１２には駆動電流が供給されないので、第２の差動増幅回路１２は非動作状態となる。
【００３９】
第１の正転切換信号ｆｐ１がローレベル、第２の正転切換信号ｆｐ２がハイレベルの場合、トランジスタＱ41、Ｑ51の差動動作によりトランジスタＱ51がオン、トランジスタＱ41がオフして、トランジスタＱ52から電流Ｉ11が引き込まれる。トランジスタＱ52は、トランジスタＱ53、Ｑ54とともにカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ53、Ｑ54に電流Ｉ11が流れる。
【００４０】
トランジスタＱ53、Ｑ54に電流Ｉ11が流れることにより、第２の差動増幅回路１２に駆動電流が流れ、第２の差動増幅回路１２が動作状態となる。なお、このとき、トランジスタＱ41はオフ状態であるので、トランジスタＱ42〜Ｑ44に電流は流れることはなく、よって、第１の差動増幅回路１１に駆動電流が供給されないので、第１の差動増幅回路１１は非動作状態となる。
【００４１】
なお、第１の差動増幅回路１１及び第２の差動増幅回路１２の共通回路部を構成するトランジスタＱ23、Ｑ24は、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ21、Ｑ22のベース電位補正回路を構成している。トランジスタＱ23はトランジスタＱ21、Ｑ22のベース電流を補正するためのバッファ回路を構成している。
【００４２】
電流源２１及びトランジスタＱ24はトランジスタＱ21のコレクタをそのベース電位と等しくするための回路である。電流源２１及びトランジスタＱ24によりトランジスタＱ23のベース電位を設定することにより、電源電圧Ｖcc1の上昇を抑制できる。
【００４３】
ここではより低電位動作をさせるため本構成としたが、回路動作上は一般的なカレントミラー回路であれば良い。
【００４４】
抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉr1は、トランジスタＱ11、Ｑ12のエミッタ抵抗をｒe、入力電圧をＶin、基準電位をＶbrightとすると、
Ｉr1＝｛（Ｖbright−Ｖin）／（Ｒ１＋２ｒe）｝
で決定される。
【００４５】
ここで、トランジスタＱ11、Ｑ12に流れる電流のトータルは、トランジスタＱ43、Ｑ44によって決定される定電流であり、トランジスタＱ11、Ｑ12は差動動作するため、トランジスタＱ11、Ｑ12のトータルのエミッタ抵抗２ｒeは常に一定とすることができる。よって、信号レベルによって、エミッタ抵抗２ｒeが変動してリニアリティーを悪化させることを防止できる。
【００４６】
〔第１の差動増幅回路１１、第２の差動増幅回路１２のゲインＡp、Ａn〕
なお、第１の差動増幅回路１１の最終的なゲインＡpは、
Ａp＝Ｖout／Ｖin
である。
【００４７】
このとき、出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝Vcc2-Ｉr4・Ｒ4＝α（２Ｉr1＋Ｉ13）・Ｒ4
＝Vcc2-α｛（２（Ｖbright−Ｖin−２ＶBE）／（Ｒ１＋２ｒe））＋Ｉ13｝・Ｒ4
で表される。
【００４８】
ここで、Vcc2、Ｖbright、２ＶBE、Ｉ13は一定であり、ゲインに関与しないので、無視すると、ゲインＡpは、
Ａp＝（Ｖout／Ｖin）＝α｛２Ｒ4／（Ｒ1＋２ｒe）｝
で表せる。
【００４９】
このとき、出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝Ｉr4・Ｒ4＝α（２Ｉr2＋Ｉ13）・Ｒ4
＝α｛（２（Ｖbright−Ｖin−２ＶBE）／（Ｒ１＋２ｒe））＋Ｉ13｝・Ｒ4
で表される。
【００５０】
ここで、Ｖbright、２ＶBE、Ｉ13は一定であり、信号のゲインに関与しないので、無視すると、ゲインＡnは、
Ａn＝（Ｖout／Ｖin）＝α｛２Ｒ4／（Ｒ2＋２ｒe）｝
で表せる。
【００５１】
よって、第１の差動増幅回路１１の抵抗Ｒ1と第２の差動増幅回路１２の抵抗Ｒ2とを一致させ、
Ｒ1＝Ｒ2
にすることにより、ゲインＡp、Ａnを一致、
Ａp＝Ａn
させることができる。これは、例えば、少なくとも第１の差動増幅回路１１及び第２の差動増幅回路１２を同一のＩＣ（integrated circuit）チップに搭載することにより容易に実現できる。これは、ＩＣチップ化することにより、同一チップに内蔵される素子はその特性を略同じにでき、よって、抵抗Ｒ１、Ｒ２を略同じに設定することができるためである。
【００５２】
〔その他〕
本実施例によれば、駆動電源Ｖcc1と接地との間に多くても３段のトランジスタを直列に接続することにより、回路を構成できるため、映像信号振幅の動作所要電圧を０.７〔Ｖ〕分をとったとしても、
０.  ７〔Ｖ〕×４＝２．８〔Ｖ〕
で動作可能となる。
このため、Vcc1は３V系電源で駆動する事ができる。
【００５３】
また、本実施例によれば、第１の差動増幅回路１１及び第２の差動増幅回路１２により入力電圧Ｖinと基準電位Ｖbrightとを差動増幅することにより、基準電位Ｖbrightを比較的自由に設定できる。
【００５４】
図２は正反転切換増幅回路１により出力可能な信号出力波形図の一例を示す。
【００５５】
基準電位Ｖbrightを出力信号振幅Ｖp-pの中間レベルに設定することにより、図２に示すように出力信号振幅Ｖp-pの間で入力電圧Ｖinを反転させることが可能となる。液晶によっては非反転黒レベルと反転黒レベル間の電位差が小さくても動作できるものがあり、このような場合、図２に示すように振幅を圧縮することで、電源電圧Ｖcc1、Ｖcc2を低下させることができる。
【００５６】
通常、電源電圧としては、３〔Ｖ〕、５〔Ｖ〕、１２〔Ｖ〕が一般的であるが、従来、電源電圧Ｖcc1として５〔Ｖ〕、電源電圧Ｖcc2として１２〔Ｖ〕を用いていたものを、本実施例の正反転切換増幅回路１によれば、電源電圧Ｖcc1として３〔Ｖ〕、電源電圧Ｖcc2として５〔Ｖ〕を用いることが可能となる。
【００５７】
なお、本実施例では、第１の差動増幅回路１１と第２の差動増幅回路１２とで、電流源２１、トランジスタＱ21〜Ｑ24、抵抗Ｒ２を共通化したが、これらの回路は、必ずしも共通化する必要はなく、第１の差動増幅回路１１と第２の差動増幅回路１２との各々に設けるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の一実施例の回路構成図である。
【図２】本発明の一実施例の動作説明図である。
【図３】液晶駆動用映像信号の動作波形図である。
【図４】従来の正反転切換増幅回路の一例の回路構成図である。
【符号の説明】
【００５９】
１  正反転切換増幅回路
１１  第１の差動増幅回路
２１  電流源、Ｑ11、Ｑ12、Ｑ21〜Ｑ24  トランジスタ、Ｒ１、Ｒ２  抵抗
１２  第２の差動増幅回路
２１  電流源、Ｑ31、Ｑ32、Ｑ21〜Ｑ24  トランジスタ、Ｒ２、Ｒ３  抵抗
１３  正逆転切換回路
３１  電流源、Ｑ41〜Ｑ44、Ｑ51〜Ｑ54  トランジスタ
１４  出力回路
４１  電流源、４２  電圧源、Ｑ61  トランジスタ、Ｒ４  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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