(57)【要約】【課題】出力に含まれる電源ノイズの相殺を可能にしたスイッチングアンプを提供する。【解決手段】ＰＷＭ回路１４、ドライバ１５、スイッチング出力回路１６及びＬＰＦ１７を備えたスイッチングアンプに、電源電圧の変動を検出するための変動検出回路１２を設ける。変動検出回路１２は、正の電源１９と負の電源２０との間に直列に接続された検出抵抗１２２及び１２３を含む。変動検出端子１２１に生じた変動信号ＲＰＬは、非反転増幅回路１３の差動増幅器１３１の反転入力端子に与えられる。非反転増幅回路１３は変動信号ＲＰＬを反転して入力信号ｅＳに混入し、これらを増幅してＰＷＭ回路１４に与える。【選択図】図１
2005278039.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に応答してパルス変調信号を出力するパルス変調回路と、
電源に接続され、前記パルス変調信号に応答して電源電圧を出力するスイッチング出力回路と、
前記電源電圧に含まれる変動成分を検出する変動検出手段と、
前記変動検出手段により検出された変動成分を反転して前記入力信号に混入する反転手段とを備えたことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項２】
入力端子に与えられた入力信号に応答してパルス変調信号を出力するパルス変調回路と、
第１及び第２の電源に接続され、前記パルス変調信号に応答して第１又は第２の電源電圧を出力するスイッチング出力回路と、
前記第１の電源と変動検出端子との間に接続された第１の抵抗と、
前記第２の電源と前記変動検出端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記変動検出端子に生じた変動信号を反転して前記入力信号に混入する反転手段とを備えたことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項３】
請求項２に記載のスイッチングアンプであって、
前記反転手段は、
前記入力信号を増幅して前記パルス変調回路に与える非反転増幅回路を含むことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項４】
請求項３に記載のスイッチングアンプであって、
前記非反転増幅回路は、
前記入力端子に接続された非反転入力端子と、前記変動検出端子に接続された反転入力端子とを有する差動増幅器と、
前記スイッチング出力回路の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続された第３の抵抗と、
前記差動増幅器の反転入力端子とグランドとの間に接続された第４の抵抗とを含むことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項５】
請求項４に記載のスイッチングアンプであって、
前記第１及び第２の抵抗の値を２Ｒ３、前記第３の抵抗の値をＲ１、前記第４の抵抗の値をＲ２、前記差動増幅器の開ループ利得をＡとすると、Ｒ１〜Ｒ３及びＡは次の式（１）を満足することを特徴とするスイッチングアンプ。
【数１】
2005278039.tif 000027
【請求項６】
請求項４に記載のスイッチングアンプであってさらに、
前記変動検出端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続された可変抵抗を備えたことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項７】
請求項２に記載のスイッチングアンプであってさらに、
前記入力信号を増幅して前記パルス変調回路に与える非反転増幅回路を備え、
前記非反転増幅回路は、
前記入力端子に接続された非反転入力端子と、反転入力端子とを有する第１の差動増幅器と、
前記スイッチング出力回路の出力端子と前記第１の差動増幅器の反転入力端子との間に接続された第３の抵抗と、
前記第１の差動増幅器の反転入力端子とグランドとの間に接続された第４の抵抗とを含み、
前記反転手段は、
グランドに接続された非反転入力端子と、前記変動検出端子に接続された反転入力端子とを有する第２の差動増幅器と、
前記第２の差動増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続された第５の抵抗と、
前記第２の差動増幅器の出力端子と前記第１の差動増幅器の非反転入力端子との間に接続された第６の抵抗と、
前記入力端子と前記第１の差動増幅器の非反転入力端子との間に接続された第７の抵抗と含むことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項８】
請求項２に記載のスイッチングアンプであって、
前記反転手段は、
前記入力信号を増幅して前記パルス変調回路に与える反転増幅回路を含むことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項９】
請求項８に記載のスイッチングアンプであって、
前記反転増幅回路は、
グランドに接続された非反転入力端子と、前記変動検出端子に接続された反転入力端子とを有する差動増幅器と、
前記スイッチング出力回路の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続された第３の抵抗と、
前記入力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続された第４の抵抗とを含むことを特徴とするスイッチングアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングアンプに関し、さらに詳しくは、オーディオ用Ｄ級アンプとして用いられるスイッチングアンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般にデジタルアンプとも呼ばれるスイッチングアンプは、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）回路と、ドライバと、スイッチング出力回路と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ；Low Pass Filter）とを備える。ＰＷＭ回路は、入力信号のレベルに応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を出力する。ドライバは、ＰＷＭ信号に応じて駆動信号を出力する。スイッチング出力回路は、正の電源に接続されたパワーＭＯＳトランジスタと、負の電源に接続されたパワーＭＯＳトランジスタとを含む。ドライバは、ＰＷＭ信号に応答して正又は負の電源側のパワーＭＯＳトランジスタを選択的にオンにし、スイッチング出力回路に正又は負の電源電圧を出力させる。
【０００３】
正弦波の入力信号を受けた場合、図２１に示すように、正及び負の電源電圧Ｖ，−Ｖが一定であれば、スイッチングアンプは整った正弦波の出力信号を出力することができる。しかし、図２２に示すように、電源電圧が一定でなければ、スイッチングアンプは整った正弦波の出力信号を出力することができない。図２２では説明を簡単にするために、負の電源電圧は一定で、正の電源電圧だけが変動しているが、実際には両方の電源が変動することが多い。
【０００４】
たとえば商用の交流電源を整流して直流電源を得た場合、電源電圧にはリップルが含まれる。スイッチングアンプは上記の通り電源電圧をそのまま出力するため、リップルもそのまま出力信号に入り、いわゆるハムノイズが生じるという問題がある。
【０００５】
また、正の電源電圧の絶対値と負の電源電圧の絶対値との間に差が生じると、その差の半分が出力（ＤＣオフセット）されてしまうという問題がある。
【０００６】
図２３は、５０Ｈｚの交流電源を用いた場合において入力信号がゼロのときに得られる出力信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ；First Fourier Transform）波形を示す。図２３から明らかなように、５０Ｈｚの整数倍のところに大量のリップルが含まれている。また、図示しないが、ＤＣオフセットも含まれている。
【０００７】
交流電源を整流して直流電源を得た場合に限らず、電源電圧には種々のノイズが入る場合がある。この場合、スイッチングアンプはこの種のノイズをそのまま出力してしまうとい問題がある。
【０００８】
下記の特許文献１には、差動増幅器の電源リップル抑圧回路が開示されている。この差動増幅器はスイッチングアンプではなく、通常のアナログアンプである。特許文献１の図１に示されるように、この差動増幅器１の反転入力端子とグランドとの間には抵抗Ｒ１２及びインピーダンス素子Ｚ３が直列に接続されている。これらの接続点Ｔ１と正電源＋Ｂとの間にはインピーダンス素子Ｚ１が接続され、これらの接続点Ｔ１と負電源−Ｂとの間にはインピーダンス素子Ｚ２が接続されている。インピーダンス素子Ｚ３は抵抗Ｒ１２の１／１００以下に設定されなければならず（特許文献１の５欄１３〜１５行参照）、具体的にはわずか１Ωに設定されている（特許文献１の図３参照）。したがって、インピーダンス素子Ｚ３には大量の電流が流れ、大量の電力が消費される。そのため、この差動増幅器１はスイッチングアンプに対しては実用的ではない。
【特許文献１】特許第３３９４１１６号明細書
【特許文献２】実開昭５６−１５２４１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、出力に含まれる電源ノイズの低減を可能にしたスイッチングアンプを提供することである。
【００１０】
本発明のもう１つ目的は、出力に含まれる電源ノイズの相殺を可能にしたスイッチングアンプを提供することである。
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
【００１１】
本発明によるスイッチングアンプは、パルス変調回路と、スイッチング出力回路と、変動検出手段と、反転手段とを備える。パルス変調回路は、入力信号に応答してパルス変調信号を出力する。スイッチング出力回路は、電源に接続され、パルス変調信号に応答して電源電圧を出力する。変動検出手段は、電源電圧に含まれる変動成分を検出する。反転手段は、変動検出手段により検出された変動成分を反転して入力信号に混入する。
【００１２】
ここで、パルス変調回路としては、たとえばＰＷＭ回路、パルス密度変調（ＰＤＭ；Pulse Density Modulation）回路を用いることができる。ＰＷＭ回路は入力信号をパルス幅変調してＰＷＭ信号を得る。ＰＤＭ回路は入力信号をパルス密度変調してＰＤＭ信号を得る。
【００１３】
このスイッチングアンプでは、電源電圧に含まれる変動成分が検出され、さらに反転されて入力信号に混入される。反転された変動成分を含む入力信号がパルス変調回路及びスイッチング出力回路により電源電圧に増幅されるので、電源電圧に含まれる変動成分は低減され、出力されない。
【００１４】
本発明によるもう１つのスイッチングアンプは、パルス変調回路と、スイッチング出力回路と、第１及び第２の抵抗と、反転手段とを備える。パルス変調回路は、入力端子に与えられた入力信号に応答してパルス変調信号を出力する。スイッチング出力回路は、第１及び第２の電源に接続され、パルス変調信号に応答して第１又は第２の電源電圧を出力する。第１の抵抗は、第１の電源と変動検出端子との間に接続される。第２の抵抗は、第２の電源と変動検出端子との間に接続される。反転手段は、変動検出端子に生じた変動信号を反転して入力信号に混入する。
【００１５】
ここで、第１及び第２の電源電圧は、具体的には基準電位に対して概略対称な電圧である。したがって、第１又は第２の電源電圧の一方は接地電位でもよい。また、第１及び第２の電源電圧はともに正の電源電圧でもよく、また、負の電源電圧でもよい。たとえば接地電位を基準電位とした場合、第１及び第２の電源電圧は、絶対値が概略等しい正及び負の電源電圧である。
【００１６】
このスイッチングアンプでは、第１又は第２の電源電圧に含まれる変動成分が第１及び第２の抵抗により検出され、さらに反転されて入力信号に混入される。反転された変動成分を含む入力信号がパルス変調回路及びスイッチング出力回路により第１又は第２の電源電圧に増幅されるので、第１又は第２の電源電圧に含まれる変動成分は低減され、出力されない。
【００１７】
好ましくは、反転手段は、入力信号を増幅してパルス変調回路に与える非反転増幅回路を含む。さらに好ましくは、非反転増幅回路は、差動増幅器と、第３及び第４の抵抗とを含む。差動増幅器は、入力端子に接続された非反転入力端子と、変動検出端子に接続された反転入力端子とを有する。第３の抵抗は、スイッチング出力回路の出力端子と差動増幅器の反転入力端子との間に接続される。第４の抵抗は、差動増幅器の反転入力端子とグランドとの間に接続される。
【００１８】
さらに好ましくは、第１及び第２の抵抗の値を２Ｒ３、第３の抵抗の値をＲ１、第４の抵抗の値をＲ２、差動増幅器の開ループ利得をＡとすると、Ｒ１〜Ｒ３及びＡは次の式（１）を満足する。
【数１】
2005278039.tif 000003
【００１９】
この場合、第１又は第２の電源電圧に含まれる変動成分はほぼ完全に相殺され、ほとんど出力されない。
【００２０】
好ましくは、上記スイッチングアンプはさらに、変動検出端子と差動増幅器の反転入力端子との間に接続された可変抵抗を備える。
【００２１】
この場合、第１又は第２の電源電圧に含まれる変動成分がほぼ完全に相殺され、ほとんど出力されないように、可変抵抗を手動又は自動で調整することができる。
【００２２】
好ましくは、上記スイッチングアンプであってさらに、入力信号を増幅してパルス変調回路に与える非反転増幅回路を備える。非反転増幅回路は、第１の差動増幅器と、第３及び第４の抵抗とを含む。第１の差動増幅器は、入力端子に接続された非反転入力端子と、反転入力端子とを有する。第３の抵抗は、スイッチング出力回路の出力端子と第１の差動増幅器の反転入力端子との間に接続される。第４の抵抗は、第１の差動増幅器の反転入力端子とグランドとの間に接続される。反転手段は、第２の差動増幅器と、第５〜第７の抵抗とを含む。第２の差動増幅器は、グランドに接続された非反転入力端子と、変動検出端子に接続された反転入力端子とを有する。第５の抵抗は、第２の差動増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続される。第６の抵抗は、第２の差動増幅器の出力端子と第１の差動増幅器の非反転入力端子との間に接続される。第７の抵抗は、入力端子と第１の差動増幅器の非反転入力端子との間に接続される。
【００２３】
さらに好ましくは、第１及び第２の抵抗の値をＲ４、第３の抵抗の値をＲ１、第４の抵抗の値をＲ２、第５の抵抗の値をＲ５、第６の抵抗の値をＲ６、第７の抵抗の値をＲ７、第１の差動増幅器の開ループ利得をＡとすると、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４〜Ｒ７及びＡは次の式（２）を満足する。
【数２】
2005278039.tif 000004
【００２４】
この場合、第１又は第２の電源電圧に含まれる変動成分はほぼ完全に相殺され、ほとんど出力されない。
【００２５】
好ましくは、反転手段は、入力信号を増幅してパルス変調回路に与える反転増幅回路を含む。さらに好ましくは、反転増幅回路は、差動増幅器と、第３及び第４の抵抗とを含む。差動増幅器は、グランドに接続された非反転入力端子と、変動検出端子に接続された反転入力端子とを有する。第３の抵抗は、スイッチング出力回路の出力端子と差動増幅器の反転入力端子との間に接続される。第４の抵抗は、入力端子と差動増幅器の反転入力端子との間に接続される。
【００２６】
さらに好ましくは、第１及び第２の抵抗の値をＲ４、第３の抵抗の値をＲ１、第４の抵抗の値をＲ２、差動増幅器の開ループ利得をＡとすると、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４及びＡは次の式（３）を満足する。
【数３】
2005278039.tif 000005
【００２７】
この場合、第１又は第２の電源電圧に含まれる変動成分はほぼ完全に相殺され、ほとんど出力されない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２９】
［第１の実施の形態］
図１を参照して、第１の実施の形態によるスイッチングアンプ１０は、電源回路１１と、変動検出回路１２と、非反転増幅回路１３と、ＰＷＭ回路１４と、ドライバ１５と、スイッチング出力回路１６と、ＬＰＦ１７とを備える。電源回路１１、ＰＷＭ回路１４、ドライバ１５、スイッチング出力回路１６、及びＬＰＦ１７それ自体としては、いずれも周知のものが用いられる。
【００３０】
電源回路１１は、変圧用のトランス１１１と、全波整流用のダイオード１１２と、平滑用のコンデンサ１１３とを備え、商用電源（たとえばＡＣ１００Ｖ）１８に基づいて正の電源電圧＋Ｖ（たとえばＤＣ＋５０Ｖ）及び負の電源電圧−Ｖ（たとえばＤＣ−５０Ｖ）を発生する。
【００３１】
変動検出回路１２は、正の電源１９と変動検出端子１２１との間に接続された検出抵抗１２２と、負の電源２０と変動検出端子１２１との間に接続された検出抵抗１２３とを備え、電源電圧に含まれる変動成分を検出する。
【００３２】
非反転増幅回路１３は、このスイッチングアンプ１０の入力端子２１に与えられた入力信号ｅｓを増幅してＰＷＭ回路１４に与えるとともに、変動検出端子１２１に生じた変動信号ＲＰＬを反転して入力信号ｅｓに混入する。非反転増幅回路１３は、差動増幅器１３１と、負帰還抵抗１３２と、接地抵抗１３３とを備える。差動増幅器１３１は、入力端子２１に接続された非反転入力端子と、変動検出端子１２１に接続された反転入力端子とを有する。負帰還抵抗１３２は、スイッチング出力回路１６の出力端子１６１と差動増幅器１３１の反転入力端子との間に接続される。接地抵抗１３３は、差動増幅器１３１の反転入力端子とグランド２２との間に接続される。
【００３３】
ＰＷＭ回路１４は、入力信号ｅｓをパルス幅変調してＰＷＭ信号ＰＷＭを得る。ドライバ１５は、ＰＷＭ信号ＰＷＭに応答して駆動信号ＤＲＶを出力する。
【００３４】
スイッチング出力回路１６は、正の電源１９と負の電源２０との間に接続され、駆動信号ＤＲＶに応答して正の電源電圧＋Ｖ又は負の電源電圧−Ｖを出力する。スイッチング出力回路１６は具体的には、パワーＭＯＳトランジスタ１６２及び１６３を備える。トランジスタ１６２は、正の電源１９に接続されたドレインと、出力端子１６１に接続されたソースと、ドライバ１５の出力端子に接続されたゲートとを有する。トランジスタ１６３は、負の電源２０に接続されたソースと、出力端子１６１に接続されたドレインと、ドライバ１５の出力端子に接続されたゲートとを有する。
【００３５】
ＬＰＦ１７は、スイッチング出力回路１６の出力端子１６１とこのスイッチングアンプ１０の出力端子２３との間に接続され、高周波成分を除去して出力信号を得る。
【００３６】
負帰還抵抗１３２の値をＲ１、接地抵抗１３３の値をＲ２、検出抵抗１２２及１２３の値を２Ｒ３、差動増幅器１３１の開ループ利得をＡとすると、Ｒ１〜Ｒ３及びＡは次の式（１）を満足するように設定される。
【数４】
2005278039.tif 000006
【００３７】
次に、このスイッチングアンプ１０の動作を説明する。
【００３８】
まず基本的な動作を説明する。
【００３９】
入力信号ｅｓは非反転増幅回路１３により増幅され、ＰＷＭ回路１４によりパルス幅変調される。ＰＷＭ回路１４から出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭは、入力信号ｅｓのレベルに応じたパルス幅を有する。ＰＷＭ信号ＰＷＭはドライバ１５により電圧変換され、パワーＭＯＳトランジスタ１６２及び１６３のゲートを駆動可能な駆動信号ＤＲＶが得られる。
【００４０】
スイッチング出力回路１６においては、駆動信号ＤＲＶに応答してパワーＭＯＳトランジスタ１６２又は１６３が選択的にオンになる。トランジスタ１６２がオンになると、正の電源電圧＋Ｖが出力される。トランジスタ１６３がオンになると、負の電源電圧−Ｖが出力される。
【００４１】
スイッチング出力回路１６の出力信号はＬＰＦ１７に与えられ、パワーＭＯＳトランジスタ１６２及び１６３のスイッチング動作に伴う高周波成分が除去され、このスイッチングアンプ１０の出力信号が得られる。出力信号は、入力信号ｅｓを増幅したものである。
【００４２】
このスイッチングアンプ１０には変動検出回路１２が設けられ、正及び負の電源電圧の差２Ｖは検出抵抗１２２及び１２３により分圧され、変動信号ＲＰＬとして差動増幅器１３１の反転入力端子に与えられる。したがって、変動信号ＲＰＬは差動増幅器１３１により反転され、入力信号ｅｓに混入される。
【００４３】
ここで、Ｒ１〜Ｒ３及びＡは上記式（１）を満足するので、電源電圧にリップルなどの変動成分が含まれていても、その変動成分は相殺され、出力信号には含まれない。図２は、電源電圧にリップルが含まれている場合に、スイッチングアンプ１０が正弦波の入力信号ｅｓを増幅したときに得られる出力信号の波形を示す。図２に示すように、リップルは相殺され、出力信号には現れない。
【００４４】
図３は、商用電源１８の周波数が５０Ｈｚで、入力信号ｅｓがゼロのときに得られる出力信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ；First Fourier Transform）波形を示す。図２３に示した従来例に比べ、リップルは３０ｄＢほど低減されている。図示しないが、ＤＣオフセットも同様に３０ｄＢほど低減されている。
【００４５】
以下、式（１）の導出方法を説明する。
【００４６】
［電源電圧とスイッチング出力回路の出力電圧との関係］
図４は、スイッチング出力回路１６の出力電圧の波形を示す。平均出力電圧ＶＯは、斜線部の面積を時間で割った電圧になるので、次の式（４）で表される。
【数５】
2005278039.tif 000007
【００４７】
デューティが５０％の場合はＴ１＝Ｔ２であるから、ＶＯ＝０となる。
【００４８】
図５に示すように負の電源電圧−ＶがΔＶだけ変動した場合、平均出力電圧ＶＯは次の式（５）で表される。
【数６】
2005278039.tif 000008
【００４９】
デューティが５０％の場合はＴ１＝Ｔ２であるから、ＶＯ＝ΔＶ／２となる。
【００５０】
［ＰＷＭ回路の変調度及びスイッチングアンプの利得の定義］
図６に示すような出力電圧が得られるとすると、平均出力電圧ＶＯ（ＡＶＥ）は次の式（６）で表される。
【数７】
2005278039.tif 000009
【００５１】
ここで、（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）はＰＷＭ回路１４の変調度と定義される。
【００５２】
スイッチングアンプ１０の利得ＡＯは、通常のアナログアンプの利得と同様にＶＯ（ＡＶＥ）＝ＡＯ・ｅｓで表されるから、次の式（７）で定義される。
【数８】
2005278039.tif 000010
【００５３】
式（７）から明らかなように、スイッチングアンプ１０の利得ＡＯは電源電圧Ｖに応じて変化する。
【００５４】
[変動検出回路の等価回路]
変動検出回路１２の等価回路を求める。そのために、変動検出回路１２の抵抗分圧を信号源と出力インピーダンスとに置き換える。図７に示すように、正の電源電圧＋ＶがΔＶだけ変動した場合において、開放状態における変動検出端子１２１の変動信号ｅＯは次の式（８）で表される。
【数９】
2005278039.tif 000011
【００５５】
図８に示すように、変動検出端子１２１の出力インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｒ３となる。よって、変動検出回路１２の等価回路は、図９に示すように、信号源１２４と、それと直列に接続された抵抗１２５とからなる。
【００５６】
［抵抗Ｒ１〜Ｒ３及び開ループ利得Ａの関係］
図１０は、変動信号ｅＯに対する、変動検出回路１２及び非反転増幅回路１３の等価回路を示す。入力信号をｖ１、出力信号をｖＯとすると、次の式（９）が成立する。
【数１０】
2005278039.tif 000012
【００５７】
よって、入力信号ｖ１は次の式（１０）で表される。
【数１１】
2005278039.tif 000013
【００５８】
スイッチング出力回路１６の出力に含まれる電源電圧の変動成分を相殺するためには、ｖＯ＝−ｅＯにする必要がある。したがって、次の式（１１）が成立し、上記式（１）が導かれる。
【数１２】
2005278039.tif 000014
【００５９】
［非反転増幅回路の利得］
図１１は、入力信号ｅｓに対する、変動検出回路１２及び非反転増幅回路１３の等価回路を示す。したがって、次の式（１２）が成立し、非反転増幅回路１３の利得ＡＶが導かれる。
【数１３】
2005278039.tif 000015
【００６０】
[具体例]
変動検出回路１２がない場合、つまり抵抗Ｒ３がない場合、利得ＡＶは次の式（１３）で表される。
【数１４】
2005278039.tif 000016
【００６１】
Ａ＝１００、Ｒ１＝３３ＫΩ、Ｒ２＝２．２ＫΩとすると、利得ＡＶは次の式（１４）の通り「１３．７９」となる。
【数１５】
2005278039.tif 000017
【００６２】
一方、変動検出回路１２がある場合、つまり抵抗Ｒ３がある場合、上記式（１）により抵抗Ｒ３は次の式（１５）の通り「３２ＫΩ」となる。
【数１６】
2005278039.tif 000018
【００６３】
また、利得ＡＶは次の式（１６）の通り「１４．５４」となる。
【数１７】
2005278039.tif 000019
【００６４】
Ｖ＝５０Ｖとすると、抵抗１２２及び１２３に流れる電流Ｉ３は次の式（１７）の通り「０．７８×１０−３Ａ」となる。
【数１８】
2005278039.tif 000020
【００６５】
また、消費電力Ｐは次の式（１８）の通り「３８．９ｍＷ」となる。
【００６６】
Ｐ＝Ｉ３２２Ｒ３
＝（０．７８×１０−３）２×３２０００×２＝３８．９（ｍＷ）…（１８）
【００６７】
以上のように本実施の形態によれば、変動検出回路１２の追加に伴う消費電力の増大は少ない。よって、このスイッチングアンプ１０は実用的である。
【００６８】
［第２の実施の形態］
図１２を参照して、第２の実施の形態によるスイッチングアンプ３０は、上記第１の実施の形態に加え、差動増幅器３０１と、負帰還抵抗３０２と、分圧抵抗３０３及び３０４とを備える。差動増幅器３０１は、グランド２２に接続された非反転入力端子と、変動検出端子１２１に接続された反転入力端子とを有する。負帰還抵抗３０２は、差動増幅器３０１の出力端子と反転入力端子との間に接続される。分圧抵抗３０３は、差動増幅器３０１の出力端子と差動増幅器１３１の非反転入力端子との間に接続される。分圧抵抗３０４は、入力端子２１と差動増幅器１３１の非反転入力端子との間に接続される。
【００６９】
抵抗１２２，１２３，３０２及び差動増幅器３０１は、図１３に示すように反転増幅回路を形成する。本実施の形態では、この反転増幅回路が変動信号ＲＰＬを反転する。反転増幅回路の出力電圧は抵抗３０３及び３０４により分圧され、これにより反転された変動信号が入力信号ｅｓに混入される。
【００７０】
検出抵抗１２２及び１２３の値をＲ４、負帰還抵抗の値をＲ５、分圧抵抗の値をＲ６、分圧抵抗の値をＲ７とすると、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４〜Ｒ７及びＡは次の式（２）を満足するように設定される。
【数１９】
2005278039.tif 000021
【００７１】
以下、式（２）の導出方法を説明する。
【００７２】
図１４は、変動電圧ΔＶ／２に対する、図１３に示した反転増幅回路の等価回路を示す。検出抵抗１２２及び１２３は、ΔＶ／２の信号源１２４と、Ｒ４／２の出力インピーダンス１２６とに置き換えられる。
【００７３】
図１５は、図１４に示した反転増幅回路、分圧抵抗３０３，３０４、及び非反転増幅回路の等価回路を示す。図１４に示した反転増幅回路は、−（Ｒ５／Ｒ４）ΔＶの信号源３２に置き換えられる。差動増幅器１３１の非反転入力端子に与えられる入力信号をｖ２とすると、次の式（１９）が成立する。
【数２０】
2005278039.tif 000022
【００７４】
スイッチング出力回路１６の出力には電源電圧の変動成分ΔＶ／２が含まれるため、これを相殺するためには、ｖＯ＝−ΔＶ／２にする必要がある。したがって、次の式（２０）が成立し、上記式（２）が導かれる。
【数２１】
2005278039.tif 000023
【００７５】
以上のように本実施の形態によれば、検出された変動信号ＲＰＬは差動増幅器３０１で反転され、差動増幅器１３１の非反転入力端子に与えられる。したがって、上記第１の実施の形態のように、変動信号ＲＰＬは差増増幅器１３１では反転されない。
【００７６】
［第３の実施の形態］
図１６を参照して、第３の実施の形態によるスイッチングアンプ４０は、上記第１の実施の形態における非反転増幅回路１３に代え、入力信号ｅｓを増幅してＰＷＭ回路１４に与える反転増幅回路４１を備える。反転増幅回路４１は、差動増幅器１３１と、負帰還抵抗１３２と、入力抵抗４１１とを備える。差増増幅器１３１の非反転入力端子はグランド２２に接続され、反転入力端子は変動検出端子１２１に接続される。入力抵抗４１１は、入力端子２１と差動増幅器１３１の反転入力端子との間に接続される。本実施の形態では、反転増幅回路４１により変動信号ＲＰＬが反転され、入力信号ｅｓに混入される。
【００７７】
検出抵抗１２２及び１２３の値をＲ４、入力抵抗４１１の値をＲ２とすると、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４及びＡは次の式（３）を満足するように設定される。
【数２２】
2005278039.tif 000024
【００７８】
以下、式（３）の導出方法を説明する。
【００７９】
図１７に示すように変動検出回路１２の検出抵抗１２２及び１２３の値をＲ４とすると、変動検出回路１２の等価回路は図１８に示すように、ΔＶ／２の信号源１２４と、Ｒ４／２の出力インピーダンス１２５とからなる。反転増幅回路４１及び変動検出回路１２の等価回路は図１９に示した通りとなる。図１９から明らかなように、反転増幅回路４１及び変動検出回路１２は入力信号と変動信号とを加算する加算回路を形成しているため、次の式（２１）が成立する。
【数２３】
2005278039.tif 000025
【００８０】
スイッチング出力回路１６の出力には電源電圧の変動成分ΔＶ／２が含まれるため、これを相殺するためには、ｖＯ＝−ΔＶ／２にする必要がある。したがって、次の式（２２）が成立し、上記式（３）が導かれる。
【数２４】
2005278039.tif 000026
【００８１】
以上のように本実施の形態によれば、検出された変動信号ＲＰＬは反転増幅回路４１により入力信号ｅｓと加算され、さらに反転される。
【００８２】
［第４の実施の形態］
図２０を参照して、第４の実施の形態によるスイッチングアンプ５０は、上記第１の実施の形態に加え、可変抵抗５１を備える。可変抵抗５１は、変動検出端子１２１と差動増幅器１３１の反転入力端子との間に接続される。
【００８３】
検出抵抗１２２及び１２３の値をＲ４とし、可変抵抗５１の値をＲ６とすると、上記第１の実施の形態における「Ｒ３」を「Ｒ４＋Ｒ６」に置き換えれば、上記第１の実施の形態における式は全て成立する。
【００８４】
本実施の形態によれば、可変抵抗５１を手動又は自動で調整することにより、スイッチング出力回路１６の出力に含まれる電源電圧の変動成分をほぼ完全に相殺することができる。
【００８５】
上記実施の形態は全てパルス変調回路としてＰＷＭ回路を用いているが、これに代えて、入力信号ｅｓをパルス密度変調してＰＤＭ信号を得るＰＤＭ回路などを用いてもよい。
【００８６】
また、上記実施の形態は全て両電源方式であるが、これに限定されることなく、片電源方式であってもよい。すなわち、上記実施の形態における正又は負の電源電圧の一方を接地電位に変更してもよい。また、上記実施の形態における両方の電源電圧を正の電源電圧に変更してもよく、また、負の電源電圧に変更してもよい。
【００８７】
また、スイッチング出力回路１６におけるパワーＭＯＳトランジスタ１６２及び１６３はＮチャネル同士の組み合わせ限定されることなく、Ｐチャネル同士の組み合わせでも、ＮチャネルとＰチャネルとの組み合わせでも構わない。また、ＭＯＳトランジスタに代えて、バイポーラトランジスタなど、任意の適切なスイッチング素子を用いても構わない。
【００８８】
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明によるスイッチングアンプは、特にオーディオパワーアンプに利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明の第１の実施の形態によるスイッチングアンプの構成を示す機能ブロック図である。
【図２】電源電圧にリップルが含まれている場合において、図１に示したスイッチングアンプに正弦波の入力信号が与えられたときの出力信号を示す波形図である。
【図３】５０Ｈｚの交流電源を整流して直流電圧を得た場合において、入力信号がゼロのときの出力信号を示すＦＦＴ波形図である。
【図４】図１中のスイッチング出力回路の出力電圧を示す波形図である。
【図５】負の電源電圧−ＶがΔＶだけ変動した場合におけるスイッチング出力回路の出力電圧を示す波形図である。
【図６】スイッチング出力回路の出力電圧であって、特定の変調度を有するものを示す波形図である。
【図７】図１中の変動検出回路の構成を示す回路図である。
【図８】図７に示した変動検出回路の出力インピーダンスを示す回路図である。
【図９】図７に示した変動検出回路の等価回路を示す回路図である。
【図１０】変動信号に対する、図１中の変動検出回路及び非反転増幅回路の等価回路を示す回路図である。
【図１１】入力信号に対する、図１中の変動検出回路及び非反転増幅回路の等価回路を示す回路図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態によるスイッチングアンプの構成を示す機能ブロック図である。
【図１３】図１２中の反転増幅回路の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した反転増幅回路の等価回路を示す回路図である。
【図１５】図１４に示した反転増幅回路、分圧抵抗及び非反転増幅回路の等価回路を示す回路図である。
【図１６】本発明の第３の実施の形態によるスイッチングアンプの構成を示す機能ブロック図である。
【図１７】図１６中の変動検出回路の構成を示す回路図である。
【図１８】図１７に示した変動検出回路の等価回路を示す回路図である。
【図１９】変動信号に対する、図１６中の変動検出回路及び反転増幅回路の等価回路を示す回路図である。
【図２０】本発明の第４の実施の形態によるスイッチングアンプの構成を示す機能ブロック図である。
【図２１】電源電圧が一定の場合において入力信号が正弦波のときのスイッチング出力回路の出力電圧を示す波形図である。
【図２２】正の電源電圧が変動する場合において入力信号が正弦波のときのスイッチング出力回路の出力電圧を示す波形図である。
【図２３】５０Ｈｚの交流電源を整流して直流電圧を得た場合において入力信号がゼロのときの出力信号を示すＦＦＴ波形図である。
【符号の説明】
【００９１】
１０，３０，４０，５０  スイッチングアンプ
１１  電源回路
１２  変動検出回路
１３  非反転増幅回路
１４  ＰＷＭ回路
１５  ドライバ
１６  スイッチング出力回路
１９  正の電源
２０  負の電源
２１  入力端子
２２  グランド
２３，１６１  出力端子
４１  反転増幅回路
５１  可変抵抗
１２１  変動検出端子
１２２，１２３  検出抵抗
１３１，３０１  差増増幅器
１３２，３０２  負帰還抵抗
１３３  接地抵抗
１６２，１６３  トランジスタ
３０３，３０４  分圧抵抗
４１１  入力抵抗
【図１】
2005278039.tif 000028
【図２】
2005278039.tif 000029
【図３】
2005278039.tif 000030
【図４】
2005278039.tif 000031
【図５】
2005278039.tif 000032
【図６】
2005278039.tif 000033
【図７】
2005278039.tif 000034
【図８】
2005278039.tif 000035
【図９】
2005278039.tif 000036
【図１０】
2005278039.tif 000037
【図１１】
2005278039.tif 000038
【図１２】
2005278039.tif 000039
【図１３】
2005278039.tif 000040
【図１４】
2005278039.tif 000041
【図１５】
2005278039.tif 000042
【図１６】
2005278039.tif 000043
【図１７】
2005278039.tif 000044
【図１８】
2005278039.tif 000045
【図１９】
2005278039.tif 000046
【図２０】
2005278039.tif 000047
【図２１】
2005278039.tif 000048
【図２２】
2005278039.tif 000049
【図２３】
2005278039.tif 000050