(57)【要約】【課題】３相を超える相数の多相交流電流を、各相の電流実際値がそれぞれの相の電流指令値に位相遅れなく追従できるようにする。【解決手段】例えば５相の電動機２をインバータ１を介してＰＷＭ制御するに当り、各相電流ｉ１〜ｉ５を直交回転座標上の電流成分に座標変換し、定常状態では直流電流となる少なくとも２つの電流成分ｉｄ，ｉｑを演算する座標変換器７と、得られた各電流成分をそれぞれフィードバック制御する電流調節器８，９と、各相の電流を直接的にそれぞれフィードバック制御する電流調節器１３とを設け、電流調節器８，９から得られる電圧指令と電流調節器１３から得られる電圧指令との合成値を用いて、インバータ１を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置を用いて３相を超える相数の多相交流電流を制御する制御装置において、
多相の交流電流を直交回転座標上の電流成分に座標変換し、定常状態では直流電流となる少なくとも２つの電流成分を演算する座標変換手段と、この座標変換手段から得られる各電流成分をそれぞれフィードバック制御する複数の第１電流調節手段と、各相の電流を直接的にそれぞれフィードバック制御する複数の第２電流調節手段とを設け、前記第１電流調節手段から得られる電圧指令と前記第２電流調節手段から得られる電圧指令との合成値に基づき、前記電力変換装置を制御することを特徴とする多相交流電流の制御装置。
【請求項２】
前記第１電流調節手段は、少なくとも積分要素を有することを特徴とする請求項１に記載の多相交流電流の制御装置。
【請求項３】
前記第１電流調節手段を積分器とし、前記第２電流調節手段を比例増幅器とすることを特徴とする請求項１に記載の多相交流電流の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置を用いて３相を超す多相交流電流を制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電動機のベクトル制御では、直流電動機と同等な高性能トルク制御特性や速度制御特性が得られることが知られている。しかし、その実現のためには電動機の３相交流電流が目標値に対して位相遅れなく、かつ３相平衡して制御されることが必要となる。このため、一般には次のような電流制御系を構成して対処している。
図３はインバータを用いて永久磁石同期電動機の速度制御を行なう従来例で、例えば特許文献１に開示されている。
【０００３】
図３について、以下に説明する。
インバータ１は、直流電源を３相交流電源に電力変換する。その出力は２組の電流検出器３を経て電動機２に接続されており、電動機２には位置検出器４が接続されている。位置検出器４で検出された回転子位置θを速度演算器５で微分することにより、電動機の速度ωが求められる。速度調節器６は、速度指令値ω*と速度ωとの偏差を増幅する。
【０００４】
永久磁石同期電動機の電流は、永久磁石の作る磁束と同一方向の磁束を作る電流成分と、それに直交してトルク発生に寄与する電流成分とに分解できることが知られている。前者の電流成分は直軸電流またはｄ軸電流と呼ばれ、後者の電流成分は横軸電流またはｑ軸電流と呼ばれる。上記速度調節器６の出力をｑ軸電流の指令ｉｑ*とし、ｄ軸電流の指令をｉｄ*とすると、ｉｄ*は例えばゼロに設定される。また、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑは電流検出器３で検出された電動機の２相電流ｉａ，ｉｂから、座標変換器７において次の数１に示す（１）式のような演算を行なうことで、算出される。
【０００５】
【数１】
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【０００６】
ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの偏差は電流調節器８で増幅され、ｑ軸電圧指令ｖｑ*が得られる。同様に、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの偏差は電流調節器９で増幅され、ｄ軸電圧指令ｖｄ*が得られる。座標変換器１０はｖｄ*とｖｑ*および回転子位置θから、次の数２に示す（２）式のような演算をすることで、３相の電圧指令ｖａ*，ｖｂ*，ｖｃ*を求める。求められた３相電圧指令からＰＷＭ（パルス幅変調）回路１１でＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号によりインバータ１の制御が行なわれる。
【０００７】
【数２】
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【０００８】
以上の制御で特徴的なことは、３相交流電流が直接的に制御されるのではなく、一旦ｄ軸電流とｑ軸電流に座標変換されて、この両電流が目標とする電流に制御されることである。もし、交流電流を直接的に制御すると、電流指令値に対して電流実際値には少なからず位相遅れが生じ、また電流の実効値も指令値に対して誤差を生じる。すなわち、電流の定常偏差が生じる。しかるに、３相交流電流を直交回転座標系であるｄ−ｑ軸座標系に座標変換すると、座標変換されたｄ軸電流とｑ軸電流は定常的には直流となるため、ｄ軸電流とｑ軸電流を制御することによって、定常偏差なく電流を制御することができる。このことにより、高性能な電流制御が達成でき、電動機の高性能な速度制御を行なうことが可能となる。
【０００９】
【特許文献１】特公昭５９−０４９７９７号公報（第２，６頁、図２，１０）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
一般産業用の電動機では、通常３相電動機が用いられる。しかし、いろいろな目的から、３相を超す多相電動機が用いられる場合もある。例えば、製作が容易な中小容量の電力変換装置を複数用いて、大容量の多相電動機を駆動する場合がある。また、インバータなどの電力変換装置で駆動される電動機には高調波電流が流れ、この高調波電流に起因したトルクリプルが問題になる場合があるが、多相電動機では多相の高調波電流によるトルクリプルが相殺されるため、トルクリプルを低減する目的で３相を超す多相電動機を適用する場合もある。
【００１１】
ところで、多相の電流を制御する場合は、電流の独立変数（または自由度）の数に注意する必要がある。従来例としての図３の例では、２相の電流値が決まると残りの相の電流値も決まるため、電流の独立変数の数は２である。一方、座標変換後の電流もｄ軸電流とｑ軸電流であり、独立変数の数は２である。このように、座標変換前後で独立変数の数が同じだと、ｄ軸電流とｑ軸電流を目標とする指令値に制御することで、間接的に各相の電流を目標値に制御することができる。
【００１２】
しかるに、３相を超える多相電動機の場合は、上記のような関係にはならない。例えば、５組の単相インバータで駆動される５相電動機の場合を考える。この場合、電流の独立変数は５であるが、座標変換してｄ軸電流とｑ軸電流に変換したときの電流の独立変数は２である。このことは、ｄ軸電流とｑ軸電流を目標値に制御しても、各相の電流は目標とする電流になるとは限らないことを示している。
【００１３】
例えば、各巻線のインピーダンスや誘起電圧の不平衡により、特定の相電流が過大になったり、その逆に特定相の電流が異常に小さくなったりする。この場合、インバータや電動機の利用率が悪くなり目標とする出力が得られなかったり、最悪の場合は機器を損傷する事故に至るおそれもある。
したがって、この発明の課題は、３相を超える多相負荷の各相の電流を位相遅れなく制御できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電力変換装置を用いて３相を超える相数の多相交流電流を制御する制御装置において、
多相の交流電流を直交回転座標上の電流成分に座標変換し、定常状態では直流電流となる少なくとも２つの電流成分を演算する座標変換手段と、この座標変換手段から得られる各電流成分をそれぞれフィードバック制御する複数の第１電流調節手段と、各相の電流を直接的にそれぞれフィードバック制御する複数の第２電流調節手段とを設け、前記第１電流調節手段から得られる電圧指令と前記第２電流調節手段から得られる電圧指令との合成値に基づき、前記電力変換装置を制御することを特徴とする。
【００１５】
上記請求項１の発明においては、前記第１電流調節手段は、少なくとも積分要素を有することができ（請求項２の発明）、または、前記第１電流調節手段を積分器とし、前記第２電流調節手段を比例増幅器とすることができる（請求項３の発明）。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、第１の電流調整手段により位相遅れのない電流制御が達成でき、第２の電流調整手段により各相の電流を平衡して制御できるので、高性能な多相交流電流の制御を行なうことができる。
また、ｄ軸電流とｑ軸電流の調節器に積分要素を持たせることで、定常偏差を理論的にゼロにできる。
さらに、ｄ軸電流とｑ軸電流の調節器を積分器とし、第２の電流調整手段を比例増幅器とすることで、制御系の構成を簡単にすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図１はこの発明の実施の形態を示すブロック図である。
従来例と同じ部分の説明は省略し、主として相違点について説明する。
図示のインバータは、例えば５組の単相インバータで構成されており、その出力は５個の電流検出器３を経由して、５相電動機２に接続されている。５相電動機２には、位置検出器４が接続されている。座被変換器７は、位置検出器４で検出された回転子位置θと、５相の電流ｉ１〜ｉ５とから、次の数３に示す（３）式のような演算を行なうことにより、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを算出する。
【００１８】
【数３】
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【００１９】
ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの偏差は電流調節器８で増幅され、ｑ軸電圧指令ｖｑ１*が得られる。同様に、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの偏差は電流調節器９で増幅され、ｄ軸電圧指令ｖｄ１*が得られる。座標変換器１０はｖｄ１*とｖｑ１*および回転子位置θから、次の数４に示す（４）式のような演算をすることで、５相の電圧指令ｖ１０*〜ｖ５０*を算出する。
【００２０】
【数４】
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【００２１】
一方、座標変換器１２は、ｄ軸電流指令ｉｄ*，ｑ軸電流指令ｉｑ*および回転子位置θから、次の数５に示す（５）式のような演算をすることにより、各相の電流指令ｉ１*〜ｉ５*を求める。
【００２２】
【数５】
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【００２３】
各相の電流指令ｉ１*〜ｉ５*と各相電流ｉ１〜ｉ５のそれぞれの偏差は、５組の交流電流調節器１３で増幅され、交流電流調節器１３の各出力は加算器１４において上記のｖ１０*〜ｖ５０*と加算され、各相の電圧指令ｖ１*〜ｖ５*が求められる。この電圧指令からＰＷＭ（パルス幅変調）回路１１でＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号によりインバータ１を制御する。
【００２４】
以上では多相電動機の例を説明したが、この発明は例えば複数のリアクトルに多相交流電流を給電するような場合にも適用できる。図２は３組を超える多相リアクトルに対し、多相交流電流を給電する場合の例を示す。
ここでは、電流指令が電流の大きさと周波数に分離して与えられ、電流の大きさはｄ軸電流指令ｉｄ*およびｑ軸電流指令ｉｑ*として設定され、周波数指令は発信器４Ａに設定される。すなわち、図１の電動機２がリアクトル２Ａに、位置検出器４が発信器４Ａに置き換わった構成となっているが、その他の電流制御に関する部分は図１と同じである。従って、その詳細説明は省略する。
【００２５】
なお、上記座標変換器７ではｄ軸電流とｑ軸電流を演算しているが、さらに零相電流などの演算を追加し、この零相電流を所望値に制御する機能を付加するようにしても良い。
また、図１と図２の構成において、ｑ軸電流を制御する電流調節器８と、ｄ軸電流を制御する電流調節器９は少なくとも積分要素を持った調節器とすることで、定常偏差を理論的にゼロとすることができる。
さらに、図１と図２の構成において、ｑ軸電流を制御する電流調節器８とｄ軸電流を制御する電流調節器９は積分器とし、各相の電流を制御する交流電流調節器１３は比例増幅器とすることで、制御系の構成を簡単化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】この発明の実施の形態を示すブロック図
【図２】図１の変形例を示すブロック図
【図３】従来例を示すブロック図
【符号の説明】
【００２７】
１…インバータ、２…電動機、２Ａ…リアクトル、３…電流検出器、４…位置検出器、４Ａ…発信器（ＯＳＣ）、５…速度演算器、６…速度調節器、７，１０，１２…座標変換器、８，９…電流調節器、１１…ＰＷＭ（パルス幅変調）回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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