(57)【要約】  【課題】  簡単な構成と制御により、入力電流の導通角を広げて力率を改善して大きな出力を得ると共に、高調波電流を抑制する。  【解決手段】  交流電源１からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサ４とを有する電源装置において、交流電源１の片側のラインとブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続されたリアクタ２と、ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に接続された力率改善用コンデンサ５と、ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサ６とを備えた構成とする。【選択図】  図１
2005051925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源の片側のラインと前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に接続された力率改善用コンデンサと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサとを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
力率改善用コンデンサと位相改善用コンデンサの接続点とブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続された開閉手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に力率改善用コンデンサに直列に接続された第１の開閉手段と、ブリッジ整流回路の交流入力端子間に位相改善用コンデンサに直列に接続された第２の開閉手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
直流出力電圧の値を検出する直流電圧検出手段を備え、前記直流電圧検出手段が検出する直流電圧値が所定の値を超えたとき、開閉手段をオフして、力率改善用コンデンサと位相改善用コンデンサの両方を遮断することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段を備え、前記負荷状態検出手段が検出する負荷の大きさに応じて第１および第２の開閉手段をオン・オフし、開閉状態の組み合わせを切換えることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項６】
力率改善用コンデンサと位相改善用コンデンサにそれぞれ並列に接続された放電用抵抗を備えたことを特徴とする請求項２から請求項５のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換する整流回路で、入力電流の高調波成分を低減して力率を改善することを目的とする電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より交流−直流変換回路として交流電圧をダイオ−ド整流回路に入力して脈流出力を得て、これをコンデンサにより平滑して直流電圧を得るコンデンサインプット型整流回路が様々な分野で用いられている。この回路の入力電流は電流導通角が狭くなり力率が悪く、無効電力が多いため電力の有効利用ができない上に多くの高調波成分を含んでおり同一電源系統に接続された機器への障害が問題となっている。
【０００３】
そこで力率を改善して高調波成分を低減する技術としてリアクタや力率改善用のコンデンサを追加した電源装置が検討されている（例えば、特許文献１参照）。図９は前記特許文献１に記載された従来の電源装置の回路図である。
【０００４】
図９において、７１は交流電源で、リアクタ７２、７３ａ〜７３ｄから成るブリッジ整流ダイオードおよび平滑コンデンサ７４より構成される整流回路で、ブリッジ整流ダイオード７３ａ〜７３ｄの交流入力端子と直流出力端子間に力率改善用コンデンサ７５を挿入したものである。８０はモータを駆動するインバータなどの負荷である。
【０００５】
図１０は図９の電源装置の電圧・電流の動作波形の一例を示すものである。以下、図１０を用いて交流電源７１の１周期を４つの期間に分けて、従来の電源装置の動作を詳細に説明する。
【０００６】
期間１：力率改善用コンデンサ７５に充電電圧は無く、交流電源７１がゼロから正電圧を出力し始めるとともに図１１（ａ）に示すように交流電源７１、リアクタ７２、力率改善用コンデンサ７５、ダイオード７３ｄ、交流電源７１の順に力率改善用コンデンサ７５を充電する電流Ｉｉｎが流れる。
【０００７】
この動作は力率改善用コンデンサ７５が充電され、力率改善用コンデンサ７５の両端電圧Ｖｃが平滑コンデンサ７４の両端電圧Ｖｄｃに等しくなるまで継続する。
【０００８】
期間２：交流電源７１の電圧値Ｖａｃが平滑コンデンサ７４の両端電圧Ｖｄｃより高くなるので、図１１（ｂ）に示すように交流電源７１、リアクタ７２、ダイオード７３ａ、平滑コンデンサ７４、ダイオード７３ｄ、交流電源７１の順に平滑コンデンサ７４を充電する電流Ｉｉｎが流れる。
【０００９】
これに加えて期間１および期間２でリアクタ７２に蓄えられたエネルギーが放出されるまで図１１（ｂ）の経路で電流が流れつづける。
【００１０】
期間３：力率改善用コンデンサ７５には平滑コンデンサ７４の両端電圧Ｖｄｃと同じ電圧Ｖｃが充電されており、交流電源７１がゼロから負電圧を出力し始めるとともに図１１（ｃ）に示すように交流電源７１、ダイオード７３ｃ、平滑コンデンサ７４、力率改善用コンデンサ７５、リアクタ７２、交流電源７１の順に力率改善用コンデンサ７５の電荷を放電する電流Ｉｉｎが流れる。
【００１１】
この動作は力率改善用コンデンサ７５に充電された電圧Ｖｃが放電されゼロになるまで継続する。
【００１２】
期間４：交流電源７１の電圧値Ｖａｃが平滑コンデンサ７４の両端電圧Ｖｄｃより大きくなるので、図１１（ｄ）に示すように交流電源７１、ダイオード７３ｃ、平滑コンデンサ７４、ダイオード７３ｂ、リアクタ７２、交流電源７１の順に平滑コンデンサ７４を充電する電流Ｉｉｎが流れる。
【００１３】
これに加えて期間３および期間４でリアクタ７２に蓄えられたエネルギーが放出されるまで図１１（ｄ）の経路で電流が流れつづける。
【００１４】
以上のように交流電源７１の周期毎に期間１から期間４の動作を繰り返すことにより電流導通角が広がるので力率を改善することができ、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分を減少させることができる。
【００１５】
また、特に期間１および期間３においてリアクタ７２に蓄えられたエネルギーをそれぞれ期間２および期間４において放出するので、平滑コンデンサ７４の電圧Ｖｄｃすなわち電源装置の出力電圧を高くすることができる。
【特許文献１】特許第３３７７９５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、上記図９に示す従来の電源装置では、簡単な構成で力率を改善することができ、日本国内の高調波規制ガイドラインには対応できるものの、規制のより厳しいＩＥＣ高調波規制に対応するためには、電流波形の導通角を広げて正弦波に近づけ高調波電流成分を抑制するためにリアクタ７２の値を大きく設定する必要があり、この結果負荷が増加するにともない交流電源７１の電圧Ｖａｃに対する電流Ｉｉｎの位相が遅れ、力率が低下して負荷８０に供給できる実効電力が低下し、料金の高い高アンペア数の電源ブレーカに変更する必要性が生じるという課題を有していた。
【００１７】
またリアクタ７２による電圧降下が大きく、平滑コンデンサ７４の両端電圧すなわち出力電圧が低下するので、負荷８０が増加するほど必要な出力電圧、従って出力電力を得ることができないという課題を有していた。
【００１８】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、高力率および高出力を実現するとともに、ＩＥＣ高調波規制に対応することができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
前記課題を解決するために本発明の電源装置は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源の片側のラインと前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に接続された力率改善用コンデンサと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサとを備えたものである。上記構成によって、簡単で安価に力率および出力電圧低下を大幅に改善し、高出力を実現するとともに、ＩＥＣ高調波規制に対応した電源装置を提供することができる。
【発明の効果】
【００２０】
以上のように本発明の電源装置によれば、ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に接続された力率改善用コンデンサと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサとを備え回路定数を適切に選ぶことにより、簡単な構成で安価に力率および出力電圧低下を大幅に改善し、料金の安い低アンペア数の電源ブレーカで動作させても高出力を実現することができて大きな負荷の駆動が可能なると共に、ＩＥＣ高調波規制に対応した電源装置を提供することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源の片側のラインと前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に接続された力率改善用コンデンサと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサとを備えたものであり、力率および出力電圧低下を大幅に改善し高出力を実現することができると共に、ＩＥＣ高調波規制に対応することができる。
【００２２】
請求項２に記載の発明は、力率改善用コンデンサと位相改善用コンデンサの接続点とブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続された開閉手段を備えたものであり、力率改善動作に伴って出力電圧が過上昇した場合には前記２つのコンデンサの回路接続を任意に遮断し出力電圧を下げることができるので、電源装置を停止させることなく安全に動作を継続させることができる。
【００２３】
請求項３に記載の発明は、ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に力率改善用コンデンサに直列に接続された第１の開閉手段と、ブリッジ整流回路の交流入力端子間に位相改善用コンデンサに直列に接続された第２の開閉手段を備えたものであり、２つの開閉手段の開と閉の組み合わせにより４パターンの力率改善形態を任意に選択することができるので、より適切な力率と出力電圧の組み合わせを実現することができる。
【００２４】
請求項４に記載の発明は、請求項２に記載の電源装置において直流出力電圧の値を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、前記直流電圧検出手段が検出する直流電圧値が所定の値を超えたとき、開閉手段をオフし、力率改善用コンデンサと位相改善用コンデンサの両方を遮断するものであり、出力電圧の過昇による構成部品の破壊を確実に防止することができるので、高力率・高出力を実現するとともに安全で信頼性を高くすることができる。
【００２５】
請求項５に記載の発明は、請求項３の電源装置において負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段をさらに備え、負荷状態検出手段が検出する負荷の大きさに応じて第１および第２の開閉手段の接続状態の組み合わせを切換えるものであり、負荷の大きさに応じて最適な力率改善動作を自動的に選択することができるので、変動範囲の大きな負荷に対して常に高力率・高出力を実現することができる。
【００２６】
請求項６に記載の発明は、請求項２から請求項５のいずれかに記載の電源装置において、力率改善用コンデンサと位相改善用コンデンサにそれぞれ並列に接続された放電用抵抗を備えたものであり、各コンデンサに蓄えられた電荷の放電を行い、負荷が大きくなり再度開閉手段を接続する場合には力率改善用コンデンサおよび位相改善用コンデンサの電荷をゼロから充電させることができる。
【００２７】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２８】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置の回路図である。
【００２９】
図１において、１は交流電源、２は力率改善用リアクタ、３ａ〜３ｄはブリッジ整流回路を形成する整流素子であり交流電圧を整流して脈流電圧を出力する。４は整流素子３ａ〜３ｄにより整流された脈流電圧を平滑して略直流電圧を得るための平滑コンデンサ、５はリアクタ２とともに力率改善を行う力率改善用コンデンサ、６は電流位相を改善する位相改善用コンデンサ、１０は電源装置の負荷であり、モ−タ・照明機器を駆動するインバ−タや電熱線等がある。
【００３０】
図２は本発明の実施の形態１における電源装置の各部の動作波形図であり、図中Ｖａｃは交流電源１の電圧波形、Ｉｉｎはリアクタ２に流れる電流波形、Ｖｃ１は力率改善用コンデンサ５の両端電圧波形、Ｖｃ２は位相改善用コンデンサ６の両端電圧波形、Ｖｄｃは平滑コンデンサ４の両端電圧波形を示す。
【００３１】
また図３は図２に示す波形図の各期間において電流の流れる経路を示す電流導通経路図である。以下、図１から図３を用いて各期間の動作について詳細に説明する。
【００３２】
期間１：直前の負の半周期の間に力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１はゼロに放電され、また位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２はほぼ−Ｖｄｃに充電されている。交流電源１がゼロから正電圧を出力し始めるとともに図３（ａ）に示すように交流電源１、リアクタ２、位相改善用コンデンサ６、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２を放電する電流Ｉｉｎが流れる。
【００３３】
この動作は位相改善用コンデンサ６に充電された電圧Ｖｃ２が放電されゼロになるまで継続する。
【００３４】
期間２：力率改善用コンデンサ５、位相改善用コンデンサ６ともに充電電圧はゼロで、交流電源１の電圧Ｖａｃの上昇とともに図３（ｂ）に示すように交流電源１、リアクタ２、力率改善用コンデンサ５、ダイオード３ｄ、交流電源１の順に力率改善用コンデンサ５を充電する電流と、交流電源１、リアクタ２、位相改善用コンデンサ６、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６を充電する電流が流れ、Ｉｉｎはこれら２つの電流の和となる。
【００３５】
この動作は力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１および位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２がともに平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しくなるまで継続する。
【００３６】
期間３：力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６の電圧はともにほぼＶｄｃに充電されているのでこれらのコンデンサには電流が流れない。この期間では期間１および期間２においてリアクタ２に蓄えられたエネルギ−が放出され、図３（ｃ）に示すように交流電源１、リアクタ２、ダイオード３ａ、平滑コンデンサ４、ダイオード３ｄ、交流電源１の順に平滑コンデンサ４を充電する電流Ｉｉｎが流れる。
【００３７】
期間４：力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６の電圧はともにほぼＶｄｃに充電されており、この期間ではまず図３（ｄ）に示すように交流電源１、位相改善用コンデンサ６、リアクタ２、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６の電荷を放電する電流Ｉｉｎが流れる。
【００３８】
この動作は位相改善用コンデンサ６に充電された電圧Ｖｃ２が放電されゼロになるまで継続する。
【００３９】
期間５：位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２はゼロに放電されているが、力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１はＶｄｃに充電されたままであり、図３（ｅ）に示すように交流電源１、位相改善用コンデンサ６、リアクタ２、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６を充電する電流と、交流電源１、ダイオード３ｃ、平滑コンデンサ４、力率改善用コンデンサ５、リアクタ２、交流電源１の順に力率改善用コンデンサ５の電荷を放電する電流が流れ、Ｉｉｎはこれら２つの電流の和となる。
【００４０】
この動作は位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２が−Ｖｄｃ、力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１がゼロになるまで継続する。
【００４１】
期間６：力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１はゼロに放電され、位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２は−Ｖｄｃに充電されているのでこれらのコンデンサには電流が流れない。この期間では期間４および期間５においてリアクタ２に蓄えられたエネルギ−が放出され、図３（ｆ）に示すように交流電源１、ダイオード３ｃ、平滑コンデンサ４、ダイオード３ｂ、リアクタ２、交流電源１の順に平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。
【００４２】
以上のように交流電源１の周期毎に期間１から期間６の動作を繰り返して入力電流の立上がりを早めることによって、導通角の広い電流波形を得ることができる。これによって力率を改善することができ、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波電流成分を減少させることができる。
【００４３】
特に回路定数を適切に選ぶことにより図９に示す従来の電源装置に比較して、交流電源１の電圧Ｖａｃのゼロからの立上がり時には位相改善用コンデンサ６の放電電流により電流Ｉｉｎをすばやく流すことができ、さらに続いて力率改善用コンデンサ５と位相改善用コンデンサ６の充放電電流により電流Ｉｉｎを比較的緩やかに流すことにより、全体的に略正弦波状の電流波形を実現することができる。これにより従来の電源装置に比較してリアクタ２の値を大きくすることなく、高調波電流を低減すると共に非常に高い力率を実現することができる。
【００４４】
さらに図２の期間１および期間４におけるリアクタ２へのエネルギー蓄積の増加分、さらには期間２および期間５において力率改善用コンデンサ５に加えて位相改善用コンデンサ６への充放電が増加することによるリアクタ２へのエネルギー蓄積の増加分が期間３および期間６において平滑コンデンサ４に充電されるので、リアクタ２の値を大きくする必要がなく電圧降下が小さいことと相まって、十分に高い出力電圧Ｖｄｃを得ることができ、同じ電流容量の電源ブレーカを使用しても高い出力電力を得ることができる。
【００４５】
以上の説明のように本発明の実施の形態１の電源装置によれば、簡単な構成で安価に力率および出力電圧低下を大幅に改善し、料金の安い低アンペア数の電源ブレーカで動作させても高出力を実現できると共に、電流波形を正弦波に近づけて高調波電流成分を低減しＩＥＣ高調波規制に対応した電源装置を提供することができる。
【００４６】
尚、本実施の形態において力率改善用コンデンサ５はブリッジ整流回路のリアクタ２の入った側の交流入力端子と負の直流出力端子との間に接続されているが、正の直流出力端子との間に接続してもよいし、リアクタ２の入っていない側の交流入力端子とそれぞれ正または負の直流出力端子との間に接続してもよい。
【００４７】
（実施の形態２）
図４は本発明の電源装置の実施の形態２を示す回路図である。尚、図１と同一の構成要素には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
【００４８】
図４において、７は力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６を回路から遮断・接続する開閉手段であり、リレー等のスイッチが用いられる。また３０は平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃ即ち直流出力電圧の値を検出する直流電圧検出手段３２を備えると共に開閉手段７を入り切りする制御部であり、マイコンや簡単にはコンパレータ等を用いた回路により構成される。以下、図４を用いて本発明の電源装置の実施の形態２の動作について詳細に説明する。
【００４９】
負荷１０がモータを可変速駆動するインバータである場合には、負荷１０の大きさはモータの回転速度などにより変化することになる。ここで、負荷１０が小さくなると平滑コンデンサ４から負荷１０への放電が少なくなるため、力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６の昇圧作用により平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃの値が上昇することになる。この値Ｖｄｃが平滑コンデンサ４の耐圧を超えることが長時間続くと平滑コンデンサ４が破壊に到る恐れがある。
制御装置３０はこの平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃを直流電圧検出手段３２で検出しこの値が所定の値を超えた場合には、開閉手段７をオフにして力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６を回路から遮断する。これにより、平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃの過昇を抑制し、平滑コンデンサ４の破壊を防止することが可能である。特に本発明の実施の形態２における電源装置では１つの開閉手段７のみで力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６の両方を同時に回路より遮断することが可能である。
【００５０】
尚、力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６には図示しない放電用抵抗がそれぞれ並列に接続されており、各コンデンサに蓄えられた電荷の放電を行う。これにより負荷１０が大きくなり、再度開閉手段７を接続する場合には力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６の電荷をゼロから充電させることができる。
【００５１】
以上の説明のように本発明の実施の形態２における電源装置によれば、実施の形態１の電源装置と同じ基本構成により高い力率と十分な出力電圧で高出力を得、かつＩＥＣ高調波規制に対応する共に、独自の簡単な追加構成により、負荷１０が小さい出力電圧の過昇時にも電源装置を停止させることなく部品の保護を行い安全に動作を継続させることができるので、信頼性の高い電源装置を提供することができる。
【００５２】
（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３における電源装置の回路図である。尚、図１と同一の構成要素には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
【００５３】
図５において、８は力率改善用コンデンサ５をブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子の間に接続・遮断する第１の開閉手段（以下、図中と図の説明においてはＳＷ１と記す）、９は位相改善用コンデンサ６をブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続・遮断する第２の開閉手段（以下、図中と図の説明においてはＳＷ２と記す）であり、リレー等のスイッチが用いられる。さらに３１は平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃ即ち直流出力電圧の値を検出する直流電圧検出手段３２および負荷１０に流れる電流を抵抗２０の両端電圧として検出することにより負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段３３を備えると共に、第１の開閉手段８と第２の開閉手段９をオン・オフする制御部であり、マイコンや簡単にはコンパレータ等を用いた回路により構成される。
【００５４】
また、図６は本発明の実施の形態３における電源装置において回路定数を適当に設定して、第１の開閉手段８と第２の開閉手段９をオン・オフした場合の力率特性図、図７は平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃをそれぞれ負荷１０の大きさに対してプロットした出力電圧特性図である。
【００５５】
図６よりＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフ状態により力率が最大となる負荷１０の範囲が異なることがわかる。以下、図６および図７を用いて図５の本発明の実施の形態３における電源装置について詳細に説明する。
【００５６】
負荷１０がモータを可変速駆動するインバータである場合には、負荷１０の大きさはモータの回転速度などにより変化することになる。従って、電源装置はこの負荷１０の変動範囲において高調波を抑制させるために必要な力率と負荷１０を駆動するために必要な出力電圧（Ｖｄｃ）を確保することが望まれる。
【００５７】
制御部３１は直流電圧検出手段３２で検出した平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃと抵抗２０の両端電圧を検出することにより、負荷状態検出手段３３で負荷１０の大きさを算出することができる。図８は負荷１０の大きさに応じて制御部３１が第１の開閉手段８と第２の開閉手段９をオン・オフさせる動作の一例を示す。図８に示すように制御部３１は検出する負荷１０の大きさが無負荷および軽負荷（１ｋＷ以下）ではＳＷ１、ＳＷ２ともにオフとする。これにより平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃの過昇を防止するとともに、この負荷領域では高調波抑制に十分な力率を得ることができる。
【００５８】
続いて低中負荷（１ｋＷ〜２．５ｋＷ）では制御部３１はＳＷ１のみをオンさせる。この結果、この負荷全範囲において０．９を超える高い力率を得ることができるとともに十分な平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを得ることができる。さらに続いて中高負荷（２．５ｋＷ〜３．５ｋＷ）では制御部３１はＳＷ１をオフし、ＳＷ２をオンさせる。ＳＷ１のみオンの状態では負荷が大きくなると力率および平滑コンデンサ電圧が低下するが、この開閉パターンにすることによって高い力率を得ることができると共に十分な平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを得ることができる。
尚、力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６には図示しない放電用抵抗がそれぞれ並列に接続されており、各コンデンサに蓄えられた電荷の放電を行う。
【００５９】
最後に高負荷（３．５ｋＷ以上）では制御部３１はＳＷ１、ＳＷ２ともにオンさせる。これにより引き続き高い力率と平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを得ることができる。
【００６０】
以上の説明のように本発明の実施の形態３の電源装置によれば、回路定数および開閉手段のオン・オフ動作を適切に設定することにより、実施の形態２の電源装置よりもさらに変動範囲の大きい負荷の全領域において高い力率と高出力を得ることができると共に、ＩＥＣ高調波規制に対応した信頼性の高い電源装置を提供することができる。
【００６１】
また半導体によるパルス幅スイッチング制御を行うアクティブフィルタ方式の回路と比べて、高周波ノイズの発生が少ない簡単な構成と制御なので、より信頼性が高い電源装置を提供することができる。
【００６２】
尚、本実施の形態３で説明した第１の開閉手段８と第２の開閉手段９のオン・オフの動作組み合わせと範囲は一例であり、本発明の電源装置の動作はこれに限られるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の回路図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の電流経路図
【図４】本発明の実施の形態２における電源装置の回路図
【図５】本発明の実施の形態３における電源装置の回路図
【図６】本発明の実施の形態３における電源装置の力率特性図
【図７】本発明の実施の形態３における電源装置の出力電圧特性図
【図８】本発明の実施の形態３における電源装置の開閉手段のオン・オフ動作説明図
【図９】従来の電源装置の回路図
【図１０】従来の電源装置の動作波形図
【図１１】従来の電源装置の電流経路図
【符号の説明】
【００６４】
１  交流電源
２  リアクタ
３  整流素子
４  平滑コンデンサ
５  力率改善用コンデンサ
６  位相改善用コンデンサ
７  開閉手段
８  第１の開閉手段
９  第２の開閉手段
１０  負荷
２０  検出抵抗
３０  制御部
３１  制御部
３２  直流電圧検出手段
３３  負荷状態検出手段
【図１】
2005051925.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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