(57)【要約】【課題】ＢＴＬ方式の音声出力装置においてショック音（ポップ音）の発生を抑制する。【解決手段】比較部３３は、電源電圧Ｖｃｃに対応して変化する参照点の電圧Ｖ１と、電源電圧Ｖｃｃに対して所定の時間遅れをもって変化する基準電圧Ｖ０とを比較する。トランジスタＱ８は、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が参照点Ｐ１の電圧Ｖ１より低いときにはＯＮし、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が参照点Ｐ１の電圧Ｖ１より高くなるとＯＦＦする。トランジスタＱ８がＯＦＦするとバッファ１６，１８，２０を経由してスピーカ２２の両端子に基準電圧が印加され、不要な音声出力が抑制される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を発生する基準電圧発生部であって、当該基準電圧が電源電圧の変化に応じて所定の時間遅れをもって変化する基準電圧発生部と、
前記基準電圧と音声信号とが入力され、その出力端子がスピーカの一方の端子に接続される第一のオペアンプと、
前記基準電圧と音声信号の反転信号とが入力され、その出力端子がスピーカの他方の端子に接続される第二のオペアンプと、
電源電圧に対応して変化する参照点の電圧と前記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う比較部と、
前記比較部の比較結果に基づいて、前記基準点の電圧が前記参照点の電圧より低いときにはＯＮし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より高いときにはＯＦＦするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子がＯＦＦのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加され、他方当該スイッチング素子がＯＮのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替える切替制御部と、
を備えるショック音抑制回路。
【請求項２】
前記切替制御部は、さらに、前記スイッチング素子がＯＦＦのときには第一および第二のオペアンプをＯＦＦさせ、スイッチング素子がＯＮのときには第一および第二のオペアンプをＯＮさせることを特徴とする請求項１に記載のショック音抑制回路。
【請求項３】
前記基準電圧発生部はコンデンサを含み、そのコンデンサの容量に応じた前記時間遅れが生じることを特徴とする請求項１または２に記載のショック音抑制回路。
【請求項４】
さらに、音声信号中の直流成分を除去する直流阻止コンデンサを備え、
スピーカの両端子に基準電圧が印加されているときには前記直流阻止コンデンサにも前記基準電圧が印加されることを特徴とする請求項１〜３のうちいずれか一つに記載のショック音抑制回路。
【請求項５】
電源電圧に対応して変化する第二の参照点の電圧と前記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う第二の比較部と、
前記第二の比較部の比較結果に基づいて、前記基準点の電圧が前記第二の参照点の電圧より低いときにはＯＦＦし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より高いときにはＯＮする第二のスイッチング素子と、
を備え、
前記切替制御部は、前記スイッチング素子または前記第二のスイッチング素子がＯＦＦのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加され、当該スイッチング素子および第二のスイッチング素子がＯＮのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替えることを特徴とする請求項１〜４のうちいずれか一つに記載のショック音抑制回路。
【請求項６】
前記切替制御部は、
前記スイッチング素子または前記第二のスイッチング素子がＯＦＦすると電圧が降下する第三の参照点の電圧と、他の第四の参照点の電圧とを比較する第三の比較部と、
前記第三の比較部の比較結果に基づいて、前記第三の参照点の電圧が前記第四の参照点の電圧より低い場合は基準電圧をスピーカの両端子に印加させるための制御信号が出力され、他方前記第三の参照点の電圧が前記第四の参照点の電圧より高い場合は前記第一および第二のオペアンプをＯＮするための制御信号が出力されるよう、所定の回路接続を選択的に切り替える切替部と、
前記第四の参照点の電圧を前記第三の参照点の電圧より高く保持するための機構と、
を含むことを特徴とする請求項１〜５のうちいずれか一つに記載のショック音抑制回路。
【請求項７】
前記スイッチング素子は電源開放後にＯＦＦとなり、前記第二のスイッチング素子は電源投入後にＯＦＦとなるよう構成されることを特徴とする請求項１〜６のうちいずれか一つに記載のショック音抑制回路。
【請求項８】
電源電圧の変化に応じて所定の時間遅れをもって変化する基準電圧と音声信号とが入力され、その出力端子がスピーカの一方の端子に接続される第一のオペアンプと、
前記基準電圧と音声信号の反転信号とが入力され、その出力端子がスピーカの他方の端子に接続される第二のオペアンプと、
電源電圧に対応して変化する参照点の電圧と前記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う比較部と、
前記比較部の比較結果に基づいて、前記基準点の電圧が前記参照点の電圧より高いときにはＯＦＦし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より低いときにはＯＮするオープンコレクタとして構成されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子がＯＦＦのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加され、他方当該スイッチング素子がＯＮのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替える切替制御部と、
を備えるショック音抑制回路。
【請求項９】
入力された音声信号に基づいて音声出力を行うスピーカと、
基準電圧を発生する基準電圧発生部であって、当該基準電圧が電源電圧の変化に応じて所定の時間遅れをもって変化する基準電圧発生部と、
前記基準電圧と音声信号とが入力され、その出力端子が前記スピーカの一方の端子に接続される第一のオペアンプと、
前記基準電圧と音声信号の反転信号とが入力され、その出力端子が前記スピーカの他方の端子に接続される第二のオペアンプと、
電源電圧に対応して変化する参照点の電圧と前記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う比較部と、
前記比較部の比較結果に基づいて、前記基準点の電圧が前記参照点の電圧より高いときにはＯＦＦし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より低いときにはＯＮするオープンコレクタとして構成されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子がＯＦＦのときには前記スピーカの両端子に基準電圧が印加され、他方当該スイッチング素子がＯＮのときには当該スピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替える切替制御部と、
音声信号中の直流成分を除去する直流阻止コンデンサと、
を含む音声出力装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＢＴＬ（Balanced Transformer Less）方式の音声増幅器に用いられるショック音抑制回路に関し、特に、一の基準電圧によってバイアスがかけられる２つのオペアンプを含む音声増幅器用のショック音抑制回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ビデオカメラやディジタルカメラ等には、音声出力機能を備えるものがある。電源投入等の際にその旨を知らせるいわゆるビープ音も、その音声出力機能によって出力される。
【０００３】
また、ビデオカメラやディジタルカメラ等では、電源電圧は比較的低く設定される（例えば３Ｖ）。このため、スピーカの両端子に互いに逆位相の音声信号を印加することでダイナミックレンジを拡大するいわゆるＢＴＬ方式が採用される場合が多い。
【０００４】
ここで、図３を参照して、従来のＢＴＬ方式の音声増幅器の一例について説明する。図３の音声増幅器５０において、端子２８に印加された音声信号は、コンデンサＣ２を経由して端子３０に入力される。このコンデンサＣ２は、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみ伝播させるべく設けられた直流阻止コンデンサである。
【０００５】
端子３０に印加された音声信号は、第一のオペアンプ１２で増幅される。この第一のオペアンプ１２は、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。端子３０は抵抗Ｒ９を介して第一のオペアンプ１２の負極端子（−）に接続されているため、第一のオペアンプ１２からは位相の反転した音声信号（反転信号）が出力される。この反転信号はスピーカ２２の一方の端子２４に印加される。
【０００６】
また、上記反転信号は、第二のオペアンプ１４で増幅される。この第二のオペアンプ１４は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。第一のオペアンプ１２の出力端子は抵抗Ｒ１１を介して第二のオペアンプ１４の負極端子（−）に入力されているため、第二のオペアンプからは反転信号の位相が反転した音声信号（正転信号）が出力される。この正転信号はスピーカ２２の他方の端子２６に印加される。
【０００７】
また、第一および第二のオペアンプ１２，１４の正極端子（＋）には、基準電圧源３４から基準電圧が印加される。
【０００８】
このような構成により、スピーカ２２の一方の端子２４には反転信号が、また他方の端子２６には正転信号が入力される。このため、例えば第一および第二のオペアンプ１２，１４の利得がほぼ同じに設定される場合、スピーカ２２の両端子間の出力レベルは、正転信号のみが入力される場合に比べて略２倍となる。なお、この種の音声増幅器は、例えば特許文献１に開示されている。
【０００９】
【特許文献１】特開平１１−１３６０４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、上記従来の音声増幅器では、電源投入時あるいは電源開放時において、電源電圧の変化等に起因して、スピーカからショック音（ポップ音）が発生してしまう場合がある。特にＢＴＬ方式では、音声増幅器のダイナミックレンジが広くなっており、比較的小さな電位差、あるいはその変化であっても、ショック音発生の原因となることがある。ショック音は使用者に違和感を与え、またビープ音を阻害することにもなるため、好ましくない。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明にかかるショック音抑制回路は、基準電圧を発生する基準電圧発生部であって、当該基準電圧が電源電圧の変化に応じて所定の時間遅れをもって変化する基準電圧発生部と、上記基準電圧と音声信号とが入力され、その出力端子がスピーカの一方の端子に接続される第一のオペアンプと、上記基準電圧と音声信号の反転信号とが入力され、その出力端子がスピーカの他方の端子に接続される第二のオペアンプと、電源電圧に対応して変化する参照点の電圧と上記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う比較部と、上記比較部の比較結果に基づいて、上記基準点の電圧が上記参照点の電圧より低いときにはＯＮし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より高いときにはＯＦＦするスイッチング素子と、上記スイッチング素子がＯＦＦのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加され、他方当該スイッチング素子がＯＮのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替える切替制御部と、を備える。
【００１２】
また上記本発明にかかるショック音抑制回路では、上記切替制御部は、さらに、上記スイッチング素子がＯＦＦのときには第一および第二のオペアンプをＯＦＦさせ、スイッチング素子がＯＮのときには第一および第二のオペアンプをＯＮさせるのが好適である。
【００１３】
また上記本発明にかかるショック音抑制回路では、上記基準電圧発生部はコンデンサを含み、そのコンデンサの容量に応じた上記時間遅れが生じるのが好適である。
【００１４】
また上記本発明にかかるショック音抑制回路では、さらに、音声信号中の直流成分を除去する直流阻止コンデンサを備え、スピーカの両端子に基準電圧が印加されているときには上記直流阻止コンデンサにも上記基準電圧が印加されるのが好適である。
【００１５】
また上記本発明にかかるショック音抑制回路では、電源電圧に対応して変化する第二の参照点の電圧と上記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う第二の比較部と、上記第二の比較部の比較結果に基づいて、上記基準点の電圧が上記第二の参照点の電圧より低いときにはＯＦＦし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より高いときにはＯＮする第二のスイッチング素子と、を備え、上記切替制御部は、上記スイッチング素子または上記第二のスイッチング素子がＯＦＦのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加され、当該スイッチング素子および第二のスイッチング素子がＯＮのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替えるのが好適である。
【００１６】
また上記本発明にかかるショック音抑制回路では、上記切替制御部は、上記スイッチング素子または上記第二のスイッチング素子がＯＦＦすると電圧が降下する第三の参照点の電圧と、他の第四の参照点の電圧とを比較する第三の比較部と、上記第三の比較部の比較結果に基づいて、上記第三の参照点の電圧が上記第四の参照点の電圧より低い場合は基準電圧をスピーカの両端子に印加させるための制御信号が出力され、他方上記第三の参照点の電圧が上記第四の参照点の電圧より高い場合は上記第一および第二のオペアンプをＯＮするための制御信号が出力されるよう、所定の回路接続を選択的に切り替える切替部と、上記第四の参照点の電圧を上記第三の参照点の電圧より高く保持するための機構と、を含むのが好適である。
【００１７】
また上記本発明にかかるショック音抑制回路では、上記スイッチング素子は電源開放後にＯＦＦとなり、上記第二のスイッチング素子は電源投入後にＯＦＦとなるよう構成されるのが好適である。
【００１８】
本発明にかかるショック音抑制回路は、電源電圧の変化に応じて所定の時間遅れをもって変化する基準電圧と、音声信号とが入力され、その出力端子がスピーカの一方の端子に接続される第一のオペアンプと、上記基準電圧と音声信号の反転信号とが入力され、その出力端子がスピーカの他方の端子に接続される第二のオペアンプと、電源電圧に対応して変化する参照点の電圧と上記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う比較部と、上記比較部の比較結果に基づいて、上記基準点の電圧が上記参照点の電圧より高いときにはＯＦＦし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より低いときにはＯＮするオープンコレクタとして構成されるスイッチング素子と、上記スイッチング素子がＯＦＦのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加され、他方当該スイッチング素子がＯＮのときにはスピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替える切替制御部と、を備える。
【００１９】
また本発明にかかる音声出力装置は、入力された音声信号に基づいて音声出力を行うスピーカと、基準電圧を発生する基準電圧発生部であって、当該基準電圧が電源電圧の変化に応じて所定の時間遅れをもって変化する基準電圧発生部と、上記基準電圧と音声信号とが入力され、その出力端子が上記スピーカの一方の端子に接続される第一のオペアンプと、上記基準電圧と音声信号の反転信号とが入力され、その出力端子が上記スピーカの他方の端子に接続される第二のオペアンプと、電源電圧に対応して変化する参照点の電圧と上記基準電圧に対応して変化する基準点の電圧との比較を行う比較部と、上記比較部の比較結果に基づいて、上記基準点の電圧が上記参照点の電圧より高いときにはＯＦＦし、当該基準点の電圧が当該参照点の電圧より低いときにはＯＮするオープンコレクタとして構成されるスイッチング素子と、上記スイッチング素子がＯＦＦのときには上記スピーカの両端子に基準電圧が印加され、他方当該スイッチング素子がＯＮのときには当該スピーカの両端子に基準電圧が印加されないよう、所定の回路接続を切り替える切替制御部と、音声信号中の直流成分を除去する直流阻止コンデンサと、を含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態にかかるショック音抑制機能を有する音声出力装置１０の一例を示す図、また図２は、音声出力装置１０に含まれる切替制御回路４０の一例を示す図である。なお、図１の音声出力装置１０は、図３の音声増幅器５０と同様の構成要素を含んでいる。このため以下では、同様の構成要素については図３と同じ符号を付すとともに、重複する説明を省略する。
【００２１】
図１の例では、基準電圧発生部１１は、コンデンサＣ１を含んでいる。コンデンサＣ１の両端間電圧として規定される基準電圧は、バッファ１６を経由して第一のオペアンプ１２および第二のオペアンプ１４の正極端子（＋）に印加される。
【００２２】
また、バッファ１６の出力端子は、各バッファ１８，２０を経由して、スピーカ２２の両端子２４，２６に接続されている。ここで、バッファ１８，２０は、切替制御回路４０の端子Ｃから供給される制御信号によってＯＮ／ＯＦＦするように構成されており、バッファ１８，２０がＯＮした場合には、各バッファ１８，２０を経由してスピーカ２２の両端子２４，２６に基準電圧が印加されるようになっている。その場合、スピーカ２２の両端子２４，２６が同じ電位となるので、スピーカ２２からの不要な音声出力（ショック音等）が抑制される。したがって、この例では、制御信号によってバッファ１８，２０をＯＮするタイミングを制御することで、スピーカ２２の不要な音声出力を抑制するタイミングを制御することができる。なお、バッファ１８，２０がＯＦＦした場合には、基準電圧は当該端子２４，２６には印加されない。したがって、通常の音声出力中（入力された音声信号をスピーカ２２から出力する状態）は、バッファ１８，２０をＯＦＦしておく必要がある。
【００２３】
また、スピーカ２２の両端子２４，２６に基準電圧が印加されるとき、直流阻止コンデンサＣ２にも抵抗Ｒ１０，Ｒ９を介して基準電圧が印加される。これにより、第一のオペアンプ１２の正極端子（＋）の電圧と負極端子（−）の電圧とが等しくなり、これら端子間の電圧に起因するショック音の発生が抑制される。したがって、この効果をより有効に発揮させるためには、コンデンサＣ２の容量は、直流阻止の性能が確保される範囲で極力小さく設定するのがよい。
【００２４】
さらに、第一および第二のオペアンプ１２，１４は、切替制御回路４０のＤ端子から供給される制御信号によってＯＮ／ＯＦＦするように構成されており、ＯＮされた場合にのみ、音声信号の増幅器として機能し、ＯＦＦされた場合には、音声信号の増幅器としての機能を失う。したがって、この例では、制御信号によって第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＦＦするタイミングを制御することで、スピーカ２２の不要な音声出力を抑制するタイミングを制御することができる。
【００２５】
スピーカ２２の両端子２４，２６に対して基準電圧を印加するとともに、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＦＦすれば、スピーカ２２からの不要な音声出力を一層効果的に抑制することができる。そこで、図１の例では、切替制御回路４０は、端子Ｃまたは端子Ｄのうちいずれか一方のみから制御信号を出力し、バッファ１８，２０および第一および第二のオペアンプ１２，１４のうちいずれか一方のみを選択的にＯＮするように制御している。すなわち、入力された音声信号に基づいて通常の音声出力を行う場合、切替制御回路は、制御信号によってバッファ１８，２０をＯＦＦし、かつ第一及び第二のオペアンプ１２，１４をＯＮとし、他方、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制する場合は、バッファ１８，２０をＯＮし、かつ第一及び第二のオペアンプ１２，１４をＯＦＦとするのである。
【００２６】
そして、図１の音声出力装置１０は、電源開放時および電源投入時に、バッファ１８，２０をＯＮし、第一および第二のオペアンプをＯＦＦすることで、当該期間におけるショック音の抑制を図っている。ここで、そのための回路構成および制御について説明する。
【００２７】
基準電圧発生部１１の基準電圧Ｖ０は、電源電圧Ｖｃｃに応じて所定の時間遅れを持って変動する。例えば、電源投入時には、電源電圧Ｖｃｃが０［Ｖ］から比較的短期間のうちに所望の定常電圧（上昇して安定した電圧；例えば３［Ｖ］）に到達するのに対し、基準電圧Ｖ０は、電源電圧Ｖｃｃの変化に対しては回路定数（コンデンサＣ１の容量値や抵抗Ｒ１，Ｒ３の抵抗値）によって定まる時定数分だけ遅れて所望の定常電圧（例えば１．５［Ｖ］）に到達することになる。また、電源開放時には、電源電圧Ｖｃｃが定常電圧から比較的短期間のうちに０［Ｖ］に到達するのに対し、基準電圧Ｖ０は、電源電圧Ｖｃｃの変化に対しては回路定数（コンデンサＣ１の容量値や抵抗Ｒ２の抵抗値）によって定まる時定数分だけ遅れて０［Ｖ］に到達することになる。本実施形態では、回路中の二点における電圧変化速度の差異、すなわち基準電圧Ｖ０と電源電圧Ｖｃｃとの電圧変化速度の差異を利用して、電源投入時あるいは電源開放時において、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制する期間を定めている。
【００２８】
まず、電源投入時に不要な音声出力を抑制するための具体的な構成例およびその動作について説明する。電源投入時は、基準点Ｐ０の電圧と第二の参照点Ｐ２の電圧との電圧変化速度の差を利用する。ここで、この例では、基準点Ｐ０の電圧は基準電圧Ｖ０そのものとなっている。ただし、基準電圧Ｖ０の変化に対応して（比較的素早く追従して）変化し、かつ電源電圧Ｖｃｃに対して所定の時間遅れをもって変化する点の電圧であれば、これには限定されない。他方、第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２は、この例では、抵抗Ｒ６，Ｒ７およびＲ８の抵抗値によって定まる電源電圧Ｖｃｃの分圧となっており、電源電圧Ｖｃｃに対応して（比較的素早く追従して）変化する。
【００２９】
さて、上述したように、電源投入時においては、電源電圧Ｖｃｃは直ちに上昇するのに対し、基準電圧Ｖ０は所定の時間遅れをもって上昇する。したがって、電源投入時には、第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２が先に上昇し、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が遅れて上昇することになる。このため、定常状態（電圧が上昇して安定した通常状態）において第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２が定常時の基準電圧Ｖ０より低くなるよう、抵抗Ｒ６，Ｒ７およびＲ８を設定しておけば、電源開始後基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が上昇して第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２に到達するまでの期間をスピーカ２２からの不要な音声出力を抑制する期間として設定することができる。
【００３０】
そこで、図１の例では、抵抗Ｒ４、基準点Ｐ０をベースとするトランジスタＱ４（ＰＮＰ）、および第二の参照点をベースとするトランジスタＱ５（ＰＮＰ）により、第二の比較部３５を形成している。この場合、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２より低い場合にはトランジスタＱ４がＯＮかつトランジスタＱ５はＯＦＦとなり、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２より高い場合にはトランジスタＱ４はＯＦＦかつトランジスタＱ５がＯＮとなる。
【００３１】
さらに、この例では、トランジスタＱ５に連動するトランジスタＱ７（ＮＰＮ）が設けられている。この例では、トランジスタＱ７のベースはトランジスタＱ５のコレクタに接続されている。したがって、トランジスタＱ７は、トランジスタＱ５がＯＮのとき、すなわち第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２が基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より低いとき（Ｖ２＜Ｖ０）にはＯＮとなり、トランジスタＱ５がＯＦＦのとき、すなわち第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２が基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より高いとき（Ｖ２＞Ｖ０）にはＯＦＦとなる。
【００３２】
そして、トランジスタＱ７は、この例ではオープンコレクタとして構成されている。すなわち、そのコレクタが出力端子として切替制御回路４０に接続されており、トランジスタＱ７がＯＦＦのとき、すなわち基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２より低いとき、切替制御回路４０の端子ＡはＨ（ハイ）レベルとなる。ここで、切替制御回路４０は、端子ＡがＨレベルのとき、バッファ１８，２０をＯＮとし、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＦＦとして、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制する。かかる構成により、電源開始後、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が上昇して第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２に到達するまでの期間、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制することができる。なお、切替制御回路４０の詳細な構成例については後述する。
【００３３】
他方、トランジスタＱ７がＯＮのとき端子ＡはＬ（ロー）レベルとなり、そのとき切替制御回路４０は、バッファ１８，２０をＯＦＦとし、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＮとする。すなわち、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が上昇して、第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２を超えた以降、定常状態となっている間は、端子２８から入力された音声信号がスピーカ２２から出力される。なお、ここで説明した構成に替えて、トランジスタＱ４に連動するトランジスタを設け、第二の比較部３５の比較結果をそのトランジスタのＯＮまたはＯＦＦとして切替制御回路４０に入力するよう構成してもよい。
【００３４】
また、この例では、電源投入時における第二の比較部３５の動作に関し、トランジスタＱ６（ＮＰＮ）が設けられている。トランジスタＱ６のベースはトランジスタＱ５のコレクタに接続され、またコレクタは第二の参照点Ｐ２（すなわちトランジスタＱ５のベース）に接続されている。したがって、トランジスタＱ５がＯＮとなったときにトランジスタＱ６はＯＮとなり、これにより第二の参照点Ｐ２の電圧Ｖ２が低下する。すなわち、このトランジスタＱ６を設けることにより、トランジスタＱ４がＯＮである状態からトランジスタＱ５がＯＮとなる状態への移行、すなわち第二の比較部３５の切り替え動作が、より迅速にかつより確実に行われるようになる。
【００３５】
ところで、この例では、コンデンサＣ１の正極側は、電源ライン（Ｖｃｃ）とグラウンドとの間に直列に設けられた抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に接続されている。このため、コンデンサＣ１へのチャージ速度はコンデンサＣ１の容量と抵抗Ｒ１（およびＲ２）の回路定数によって定まることになる。加えて、この例では、チャージ速度を調整可能とする回路構成が含まれている。すなわち、抵抗Ｒ１と並列にトランジスタＱ１（ＰＮＰ）を設け、このトランジスタＱ１とトランジスタＱ２とでカレントミラー回路を構成し、さらにトランジスタＱ２側のラインに、抵抗Ｒ３とトランジスタＱ４に連動するトランジスタＱ３（ＰＮＰ）とを直列に設けている。かかる構成により、電源ラインからトランジスタＱ１を経由してコンデンサＣ１に流れる電流を、抵抗Ｒ３の大きさによっても調整することができるようになる。なお、このカレントミラー回路は、トランジスタＱ４がＯＮとなっている状態、すなわち電源投入時において基準電圧Ｖ０が０［Ｖ］から上昇している状態でのみ、トランジスタＱ３がＯＮとなって、有効に機能するものである。また、図１に示したものは、あくまで一例に過ぎず、他の等価な回路構成によっても同様の機能を実現することができる。
【００３６】
さて、次に、電源開放時に不要な音声出力を抑制するための具体的な構成例およびその動作について説明する。電源開放時は、基準点Ｐ０の電圧と第一の参照点Ｐ１の電圧との電圧変化速度の差を利用する。ここで、この例では、基準点Ｐ０の電圧は基準電圧Ｖ０そのものとなっている。ただし、基準電圧Ｖ０の変化に対応して（比較的素早く追従して）変化し、かつ電源電圧Ｖｃｃに対して所定の時間遅れをもって変化する点の電圧であれば、これには限定されない。他方、第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１は、この例では、抵抗Ｒ６，Ｒ７およびＲ８の抵抗値によって定まる電源電圧Ｖｃｃの分圧となっており、電源電圧Ｖｃｃに対応して（比較的素早く追従して）変化する。
【００３７】
さて、上述したように、電源開放時においては、電源電圧Ｖｃｃは直ちに下降するのに対し、基準電圧Ｖ０は所定の時間遅れをもって下降する。したがって、電源開放時には、第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が先に下降し、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が遅れて下降することになる。このため、定常状態（電圧が上昇して安定した通常状態）における第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が、定常時の基準電圧Ｖ０より高くなるよう、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８を設定しておけば（ただしトランジスタＱ６を含む回路も考慮する必要がある）、電源開放後第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が下降して、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より低くなった以降、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制することができる。
【００３８】
そこで、図１の例では、抵抗Ｒ５、基準点Ｐ０をベースとするトランジスタＱ９（ＰＮＰ）、および第一の参照点Ｐ１をベースとするトランジスタＱ１０（ＰＮＰ）により、第一の比較部３３を形成している。この場合、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１より低い場合にはトランジスタＱ９がＯＮかつトランジスタＱ１０はＯＦＦとなり、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１より高い場合にはトランジスタＱ９はＯＦＦかつトランジスタＱ１０がＯＮとなる。
【００３９】
そして、この例では、トランジスタＱ９に連動するトランジスタＱ８（ＮＰＮ）が設けられている。この例では、トランジスタＱ８のベースはトランジスタＱ９のコレクタに接続されている。したがって、トランジスタＱ８は、トランジスタＱ９がＯＮのとき、すなわち第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より低いとき（Ｖ１＜Ｖ０）にはＯＮとなり、トランジスタＱ９がＯＦＦのとき、すなわち第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より高いとき（Ｖ１＞Ｖ０）にはＯＦＦとなる。
【００４０】
そして、トランジスタＱ８は、この例ではオープンコレクタとして構成されている。すなわち、そのコレクタが出力端子として切替制御回路４０に接続されており、トランジスタＱ８がＯＦＦのとき、すなわち基準点Ｐ０の電圧Ｖ０が第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１より低いとき、切替制御回路４０の端子ＢはＨレベルとなる。ここで、切替制御回路４０は、端子ＢがＨレベルのとき、バッファ１８，２０をＯＮとし、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＦＦとして、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制する。かかる構成により、電源開放後、第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が下降して、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より低くなった以降、スピーカ２２からの不要な音声出力を抑制することができる。
【００４１】
他方、トランジスタＱ８がＯＮのとき端子ＢはＬレベルとなり、そのとき切替制御回路４０は、バッファ１８，２０をＯＦＦとし、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＮとする。すなわち、定常状態の間、および電源解放後第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が下降して、基準点Ｐ０の電圧Ｖ０より低くなるまでの間は、端子２８から入力された音声信号がスピーカ２２から出力される。
【００４２】
ここで、トランジスタＱ８を、トランジスタＱ９に連動するオープンコレクタとするのには意味がある。今、仮に、トランジスタＱ８に替えて、トランジスタＱ１０の動作に連動するトランジスタ（そのベースがトランジスタＱ１０のコレクタに接続され、コレクタが端子Ｂに接続されるＮＰＮ）を設けた場合を考えると、そのトランジスタをＯＮするには、最低でも、当該トランジスタのベース−エミッタ間電圧、トランジスタＱ１０の飽和電圧、および抵抗Ｒ５を流れる電流の降下電圧の和に相当する分の電圧が必要となってしまう。しかし、第一の参照点Ｐ１の電圧は、電源電圧Ｖｃｃに追従して下降するから、比較的早い段階で当該トランジスタのベース電圧（すなわちトランジスタＱ１０のコレクタ電圧）も低下し、当該トランジスタをＯＮするだけの電圧を確保できず、スピーカ２２からの不要音出力の抑制ができない状態となってしまう可能性がある。そこで、本実施形態では、トランジスタＱ８を、電源開放時に比較的高い電圧が確保されるトランジスタＱ９側に連動するオープンコレクタと構成し、電源開放時において第一の参照点Ｐ１の電圧Ｖ１が基準点Ｐ０の電圧より低くなった以降における比較結果の出力の安定化を図ったのである。
【００４３】
なお、図１の例では、一点鎖線の枠内の構成要素を一の集積回路（例えばＩＣ）として構成し、コンデンサＣ１，Ｃ２はいずれも外付けコンデンサとするのが好適である。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２を交換するなど、それらの容量をより容易に調整することができるようになる。
【００４４】
次に、切替制御回路４０の構成例について図２を参照して説明する。上述したように、端子Ａには、電源投入時にスピーカ２２からの不要な音声出力を抑制するためのＨレベル信号が入力される。また端子Ｂには、電源開放時にスピーカ２２からの不要な音声出力を抑制するためのＨレベル信号が入力される。そこで、図２の切替制御回路４０は、端子Ａまたは端子Ｂのいずれか一方がＨレベルとなったときに、バッファ１８，２０をＯＮし、かつ第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＦＦとするよう構成されている。なお、各端子への入力に対応する切替制御回路をそれぞれ別個に設けてもよいが、その場合は、回路規模がより大きくなる。
【００４５】
図２の切替制御回路４０では、端子Ａは抵抗Ｒｓ１を介して電源ライン（Ｖｃｃ）に接続され、また端子Ｂは抵抗Ｒｓ２を介して電源ラインに接続されている。そして、互いに並列なトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２（いずれもＮＰＮ）が設けられている。トランジスタＱｓ１のベースは端子Ａに接続され、トランジスタＱｓ２のベースが端子Ｂに接続されている。それらのエミッタは接地され、それらのコレクタは互いに直列な二つの抵抗Ｒｓ３およびＲｓ４を介して電源ラインに接続されている。
【００４６】
かかる構成では、端子Ａおよび端子Ｂのうちいずれか一方がＨレベルのとき、トランジスタＱｓ１またはＱｓ２がＯＮとなり、抵抗Ｒｓ３およびＲｓ４の間の点（第三の参照点Ｐ３）の電圧Ｖ３が低下する。これを利用し、図２の例では、第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３と、第四の参照点Ｐ４との電圧Ｖ４とを比較する第三の比較部３７を設け、第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３が第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４より低いときには、バッファ１８，２０をＯＮする端子ＣをＨレベルとし、第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３が第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４より高いときには、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＮとする端子ＤをＨレベルとするように構成している。なお、このとき、端子Ｃおよび端子Ｄのうちいずれか一方のみがＨレベルとなる。
【００４７】
具体的には、抵抗Ｒｓ５、そのベースが第三の参照点Ｐ３に接続されるトランジスタＱｓ４（ＰＮＰ）、およびそのベースが第四の参照点Ｐ４に接続されるトランジスタＱｓ７（ＰＮＰ）により、第三の比較部３７を形成する。第四の参照点Ｐ４は、電源ラインとグラウンドとの間に直列に設けられる二つの抵抗Ｒｓ６，Ｒｓ７の間の点とする。そして、抵抗Ｒｓ３，Ｒｓ４，Ｒｓ６，Ｒｓ７の抵抗値は、トランジスタＱｓ１またはＱｓ２がＯＦＦのときには第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３が第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４より高くなり、トランジスタＱｓ１またはＱｓ２がＯＮのときには第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３が第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４より低くなるように設定する。これにより、端子Ａおよび端子Ｂのうちいずれか一方がＨレベルのとき、トランジスタＱｓ４がＯＮとなり、端子Ａおよび端子Ｂの双方がＬレベルのとき、トランジスタＱｓ７がＯＮとなる。
【００４８】
そして、トランジスタＱｓ４と直列にかつその接地側にトランジスタＱｓ５（ＮＰＮ）を設け、そのベースを端子Ｃに接続するとともに、ベースとコレクタとを接続している。これにより、トランジスタＱｓ４がＯＮのときにトランジスタＱｓ５はＯＮとなり、端子Ｃに向けて電流が流れ、当該端子ＣがＨレベルとなる。これが、バッファ１８，２０をＯＮとする制御信号である。
【００４９】
他方、トランジスタＱｓ７と直列にかつその接地側にトランジスタＱｓ８（ＮＰＮ）を設け、そのベースを端子Ｄに接続するとともに、ベースとコレクタとを接続している。これにより、トランジスタＱｓ４がＯＮのときにトランジスタＱｓ８はＯＮとなり、端子Ｄに向けて電流が流れ、当該端子ＤがＨレベルとなる。これが、第一および第二のオペアンプ１２，１４をＯＮとする制御信号である。
【００５０】
ここで、上記回路構成において、電源開放時に端子ＢがＨレベルの状態では、第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３が第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４より低い状態が維持されることが必要であるが、電源開放時には電源電圧Ｖｃｃ自体も低下するため、何らかの原因でそのバランスがくずれ、第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３が第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４より高くなってしまうことが無いとも限らない。そこで、この例では、第四の参照点Ｐ４の電圧Ｖ４が第三の参照点Ｐ３の電圧Ｖ３より高い状態を維持すべく、ダイオードＤ１を設けている。当該ダイオードＤ１は、第四の参照点Ｐ４から接地側への電流のみを許容するものであり、相対的に第四の参照点Ｐ４側の電位を高くする。
【００５１】
なお、この例では、制御信号として流れる電流が、定電流源４２によって決定されるようにしている。すなわち、トランジスタＱｓ４およびトランジスタＱｓ７がＯＮとなったとき、それらトランジスタＱｓ４，Ｑｓ７の設けられる各ラインを流れる電流が、定電流源４２の設けられるラインに流れる電流と同じになるよう、カレントミラー回路が形成されている。具体的には、トランジスタＱｓ４の電源側にはトランジスタＱｓ３（ＰＮＰ）を、トランジスタＱｓ７の電源側にはトランジスタＱｓ６（ＰＮＰ）を、また定電流源４２の電源側にはトランジスタＱｓ９（ＰＮＰ）を設け、それらのベースを共通とし、かつトランジスタＱｓ９のベースとコレクタとを接続している。ただし、図２に示したものは、あくまで一例に過ぎず、他の等価な回路構成によっても同様の機能を実現することができる。
【００５２】
以上、本発明の好適な実施形態について示したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、他の等価な回路構成によっても本発明にかかるショック音抑制回路および音声出力装置を実現可能であることは容易に理解できよう。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施形態にかかるショック音抑制機能を有する音声出力装置の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施形態にかかるショック音抑制機能を有する音声出力装置に含まれる切替制御回路の一例を示す図である。
【図３】ＢＴＬ方式の音声増幅器の回路図である。
【符号の説明】
【００５４】
１０  音声出力装置、１１  基準電圧発生部、１２，１４  オペアンプ、１６，１８，２０  バッファ、２２  スピーカ、２４，２６，２８，３０  端子、３３  第一の比較部、３４  基準電圧源、３５  第二の比較部、３７  第三の比較部、４０  切替制御回路、４２  定電流源、５０  音声増幅器、Ｃ１  コンデンサ、Ｃ２  （直流阻止）コンデンサ、Ｄ１  ダイオード、Ｐ０  基準点、Ｐ１  第一の参照点、Ｐ２  第二の参照点、Ｐ３  第三の参照点、Ｐ４  第四の参照点、Ｑ１〜Ｑ１０，Ｑｓ１〜Ｑｓ９  トランジスタ（スイッチング素子）、Ｒ１〜Ｒ１２，Ｒｓ１〜Ｒｓ７  抵抗、Ｖ０  基準電圧、Ｖ１〜Ｖ４  各参照点の電圧、Ｖｃｃ  電源電圧。
【図１】
2005073082.tif 000003
【図２】
2005073082.tif 000004
【図３】
2005073082.tif 000005