(57)【要約】【課題】  本発明は、アレーアンテナを介して所望の受信波を受信する無線装置に関し、アレーアンテナの数や個々のアレーアンテナの素子の数の如何にかかわらず、ハードウエアの規模が削減され、かつ精度よくキャリブレーションが達成されることを目的とする。【解決手段】  アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、特定の複数のブランチの特性の偏差を補正する第一の校正手段と、前記特定の複数のブランチの何れかに該当する単一の基準ブランチを介して受信された無線周波信号を基準として、前記複数のブランチの内、これらの特定の複数のブランチ以外の残りのブランチの特性の偏差を補正する第二の校正手段とを備えて構成される。【選択図】      図１
2005051553.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、特定の複数のブランチの特性の偏差を補正する第一の校正手段と、
前記特定の複数のブランチの何れかに該当する単一の基準ブランチを介して受信された無線周波信号を基準として、前記複数のブランチの内、これらの特定の複数のブランチ以外の残りのブランチの特性の偏差を補正する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
【請求項２】
リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチを介して受信された到来波に、これらの到来波に同相で含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と、前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対距離で定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
【請求項３】
リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチに到来した個々の到来波に既知の基準信号を並行して多重化し、これらの到来波に個別に対応した複数の準到来波を生成する前置処理手段と、
前記複数の準到来波に、これらの準到来波に含まれる基準信号と前記既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの準到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と、前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対距離で定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
【請求項４】
アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチを介して受信された到来波に、これらの到来波に同相で含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記複数の第一の校正到来波に基づいて前記到来波の到来角を推定する到来角推定手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対位置と、前記到来角とで定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
【請求項５】
アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチに到来した個々の到来波に既知の基準信号を並行して多重化し、これらの到来波に個別に対応した複数の準到来波を生成する前置処理手段と、
前記複数の準到来波に、これらの準到来波に含まれる基準信号と前記既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの準到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記複数の第一の校正到来波に基づいて前記到来波の到来角を推定する到来角推定手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対位置と、前記到来角とで定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムあるいは無線伝送システムにおいて、アダプティブアレーアンテナあるいはアレーアンテナを介して所望の受信波を受信する無線装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アダプティブアレーアンテナ（以下、「ＡＡＡ」という。）が適用されたセルラ移動通信システムの無線基地局では、デジタル信号処理に基づいてビームパターンがシャープに設定されることによって、エリア内における干渉の低減およびＳＩＮＲの改善に併せて、１つのセルに収容可能なユーザ数の増加、あるいはサービスエリアの拡大が可能である。
このようなＡＡＡが適用された無線基地局では、例えば、上述したディジタル信号処理による受信波の到来方向（以下、「ＤＯＡ(Direction of Arrival)情報」という。）の推定が可能であり、そのＤＯＡ情報は、上りのリンクや下りのリンクについて形成されるべきビームの方向等に適用可能な重要であって有益な情報である。
【０００３】
また、上述したデジタル信号処理の対象となるディジタル信号は、アダプティブアレーアンテナを構成する個々のアンテナ素子（以下、単に「素子」という。）を介して受信されたＲＦ信号に、非線形な特性を有する素子を含んで構成される下記の要素によるアナログ領域の処理とＡ／Ｄ変換とが施されることによって生成される。
・  低雑音増幅器(ＬＮＡ:Low noise amplifier)
・  周波数変換に供されるミキサ
ところで、このようなディジタル信号で示される演算対象の振幅や位相には、これらの要素の特性の個体差だけではなく、温度その他の環境条件の変化および経年変化に起因する偏差が生じる。
したがって、ＤＯＡ情報の推定やビームフォーミングの精度の向上には、全てのアンテナブランチについて上述した振幅や位相の偏差を並行して補正するキャリブレーションが必須である。
【０００４】
図９は、キャリブレーションが行われる無線装置の構成例を示す図（１）である。
図において、アレーアンテナ９０の素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-Nの給電点にはそれぞれ方向性結合器９１-1〜９１-Nの第一の端子が接続され、これらの方向性結合器９１-1〜９１-Nの第二の端子はそれぞれ受信部９２-1〜９２-Nの入力に接続される。受信部９２-1〜９２-Nの出力はそれぞれ乗算器９３-1〜９３-Nの一方の入力に接続され、これらの乗算器９３-1〜９３-Nの出力は図示されないビームフォーミング部の対応する入力に接続される。方向性結合器９１-1〜９１-Nの第三の端子にはパワースプリッタ９４の対応する出力が接続され、そのパワースプリッタ９４の入力には基準信号発生部９５の一方の出力が接続される。この基準信号発生部９５の他方の出力と受信部９２-1〜９２-Nの出力とは補正ウエイト算出部９６の対応する入力に接続され、その補正ウエイト算出部９６の第一ないし第Nの出力は乗算器９３-1〜９３-Nの他方の入力に接続される。
【０００５】
このような構成の無線装置（以下、「第一の従来例」という。）では、基準信号発生部９５によって生成された基準信号は、パワースプリッタ９４を介して方向性結合器９１-1〜９１-Nに分配される。方向性結合器９１-1〜９１-Nは、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-Nに並行して到来した受信波にこれらの分配された基準信号を注入する。受信部９２-1〜９２-Nは、これらの基準信号が注入された受信波に並行して所定の処理を施すことによって、ディジタル信号を生成する。
【０００６】
補正ウエイト算出部９６は、これらのディジタル信号に含まれる基準信号の成分と基準信号発生部９５によって生成された基準信号とを並行して比較することによって振幅および位相の偏差を求め、これらの振幅および位相の偏差に適合した補正ウエイトを算出する。乗算器９３-1〜９３-Nは、これらの補正ウエイトと受信部９２-1〜９２-Nによって生成されたディジタル信号との積をとることによって、そのディジタル信号に伴う既述の位相および振幅の偏差を補正する。
【０００７】
図１０は、キャリブレーションが行われる無線装置の構成例を示す図（２）である。
図１０に示す無線装置は、本願と出願人および発明が同じである特願２００１−５３３５９４に掲載され、下記の点で図９に示す無線装置の構成と異なる。
・  基準信号発生部９５が備えられず、かつ補正ウエイト算出部９６とパワースプリッタ９４とに代えて、補正ウエイト算出部９６Ａとパワーコンバイナ９７-1とがそれぞれ備えられる。
・  パワーコンバイナ９７-1の出力が受信部９８を介して補正ウエイト算出部９６Ａの対応する入力に接続される。
・  乗算器９３-1〜９３-Nの出力がパワーコンバイナ９７-2の対応する入力に接続され、そのパワーコンバイナ９７-2の出力が補正ウエイト算出部９６Ａの対応する入力に接続される。
【０００８】
このような構成の無線装置（以下、「第二の従来例」という。）では、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-Nに並行して到来した受信波がパワーコンバイナによって合成され、かつ受信部９８によって所定の処理が施されることによって基準信号が生成される。
また、補正ウエイト算出部９６Ａは、その基準信号と、受信部９２-1〜９２-Nによって生成されたディジタル信号と、乗算器９３-1〜９３-Nの出力に得られたディジタル信号とを参照して行うMMSE(Minimum Mean Square Error)アルゴリズムに基づく適応制御の下で、補正ウエイトを算出し、かつ適宜更新する。
【特許文献１】特開２０００−９１８３３号公報（要約、請求項１、６、７）
【特許文献２】特許第３３６０７３１号（請求項１、段落００７９）
【特許文献３】特開２００１−３５８５２０号公報（要約）
【特許文献４】特開２００２−２２１５６１号公報（要約）
【特許文献５】特開２００３−６９４６０号公報（要約）
【特許文献６】特許第３２８５０２２号（要約）
【特許文献７】特開２００１−１８５９３３号公報（要約）
【特許文献８】特開２００２−２０８８１２号公報（要約）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、上述した第一および第二の従来例においてアレーアンテナ９０の素子９０-1〜９０-Nに個別に対応して備えられた方向性結合器９１-1〜９１-Nは、アナログの部品であって一般的に小型化には限界がある。
したがって、このような方向性結合器９１-1〜９１-Nは、今後予想される高速データ通信の需要およびユーザ数の増大と、サービスエリアの拡大とに応じて１セクタ当りに設置されるアレーアンテナの数が例として「１６」以上となる場合には、ハードウエアの規模が増大し、あるいはこのようなアレーアンテナの数に制約が生じる主要な要因となる可能性が高い。
【００１０】
また、第一の従来例において基準信号発生部９５から方向性結合器９１-1〜９１-Nの出力に至る経路（以下、「第一の径路」という。）、あるいは第二の従来例において方向性結合器９１-1〜９１-Nからパワーコンバイナの出力に至る経路（以下、「第二の経路」という。）およびこれらの方向性結合器９１-1〜９１-Nには、挿入損失や移相量の偏差が許容される程度に小さいことが要求される。
【００１１】
さらに、これらの第一の経路や第二の経路の特性の偏差は、一般に、製造時、あるいは保守や運用の過程において多くの工数をかけて調整されなければ、十分に小さな値にはならないために、１セクタ当たりに設置されるアレーアンテナの数が大きいほど総合的なコストが増加する可能性が高かった。
本発明は、設置されるアレーアンテナの数や個々のアレーアンテナの素子の数の如何にかかわらず、ハードウエアの規模が小さく維持され、かつ安価に精度よくキャリブレーションが達成される無線装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１に記載の発明では、第一の校正手段は、アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、特定の複数のブランチの特性の偏差を補正する。第二の校正手段は、特定の複数のブランチの何れかに該当する単一の基準ブランチを介して受信された無線周波信号を基準として、複数のブランチの内、これらの特定の複数のブランチ以外の残りのブランチの特性の偏差を補正する。
【００１３】
すなわち、アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチにかかわる特性の偏差の補正は、これらのブランチの内、特定の複数のブランチのみにかかわる第一の校正と、その第一の校正の対象となった既述の単一の基準ブランチを介して受信された無線周波数信号を基準として残りのブランチについて行われる第二の校正として実現される。
したがって、上述した第一の校正が全てのブランチについて並行して行われ、これらの全てのブランチに入力される到来波にその第一の校正に供される基準信号が注入される従来例に比べて、ハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られる。
【００１４】
請求項２に記載の発明では、第一の校正手段は、リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチを介して受信された到来波に、これらの到来波に同相で含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する。副基準信号推定手段は、基準ブランチに含まれる素子と、特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対距離で定まる到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する。第二の校正手段は、残りのブランチを介して受信された到来波に副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する。
【００１５】
すなわち、リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチにかかわる特性の偏差の補正は、これらのブランチの内、特定の複数のブランチのみにかかわる第一の校正と、その第一の校正の対象となった既述の単一の基準ブランチを介して受信された無線周波数信号を基準として残りのブランチについて行われる第二の校正として実現される。さらに、このような第二の校正に適用される既述の副基準信号は、所定の間隔で直線上に配置されたリニアアレーアンテナの何れの素子に到来する到来波の到来角も共通であるために、その到来角が何ら推定されることなく簡便に推定される。
【００１６】
したがって、従来例に比べて、ハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られ、かつ第二の校正に要する処理量が低く抑えられる。
請求項３に記載の発明では、前置処理手段は、リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチに到来した個々の到来波に既知の基準信号を並行して多重化し、これらの到来波に個別に対応した複数の準到来波を生成する。第一の校正手段は、複数の準到来波に、これらの準到来波に含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの準到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する。副基準信号推定手段は、基準ブランチに含まれる素子と、特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対距離で定まる到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する。第二の校正手段は、残りのブランチを介して受信された到来波に副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する。
【００１７】
すなわち、リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチにかかわる特性の偏差の補正は、これらのブランチの内、特定の複数のブランチのみにかかわる第一の校正と、その第一の校正の対象となった既述の単一の基準ブランチを介して受信された無線周波数信号を基準として残りのブランチについて行われる第二の校正として実現される。さらに、これらの第一および第二の校正は、上述した特定の複数の素子に到来した到来波に既述の基準信号が何ら重畳されない場合であっても、確実に達成され、その第一の校正に供される基準信号が前段で注入されるべきブランチがこれらの特定の複数の素子に限定される。
【００１８】
したがって、従来例に比べて、ハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られ、かつ本発明にかかわる無線装置によって受信されるべき到来波の送信端の多様な構成と、上述したリニアアレーアンテナを含む空中線系の構成とに対する柔軟な適応が可能となる。
請求項４に記載の発明では、第一の校正手段は、アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチを介して受信された到来波に、これらの到来波に同相で含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する。到来角推定手段は、複数の第一の校正到来波に基づいて到来波の到来角を推定する。副基準信号推定手段は、基準ブランチに含まれる素子と特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対位置と、到来角とで定まる到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する。第二の校正手段は、残りのブランチを介して受信された到来波に副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する。
【００１９】
すなわち、アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチにかかわる特性の偏差の補正は、これらのブランチの内、特定の複数のブランチのみにかかわる第一の校正と、その第一の校正の対象となった既述の単一の基準ブランチを介して受信された無線周波数信号を基準として残りのブランチについて行われる第二の校正として実現される。さらに、このような第二の校正に適用される副基準信号は、上述した到来角の推定が所望の精度および応答性の下で達成され、かつアレーアンテナの構成の下で既述の相対位置および移相量が既知である限り、そのアレーアンテナの構成の如何にかかわらず、副基準信号推定手段によって推定される。
【００２０】
したがって、適用され得るアレーアンテナの素子の配置に対する柔軟な適応と、所望の精度による第一の校正と第二の校正とが達成され、かつハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られる。
請求項５に記載の発明では、前置処理手段は、アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチに到来した個々の到来波に既知の基準信号を並行して多重化し、これらの到来波に個別に対応した複数の準到来波を生成する。第一の校正手段は、複数の準到来波に、これらの準到来波に含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの準到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する。到来角推定手段は、複数の第一の校正到来波に基づいて到来波の到来角を推定する。副基準信号推定手段は、基準ブランチに含まれる素子と特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対位置と、到来角とで定まる到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する。第二の校正手段は、残りのブランチを介して受信された到来波に副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する。
【００２１】
すなわち、アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチにかかわる特性の偏差の補正は、これらのブランチの内、特定の複数のブランチのみにかかわる第一の校正と、その第一の校正の対象となった既述の単一の基準ブランチを介して受信された無線周波数信号を基準として残りのブランチについて行われる第二の校正として実現される。さらに、このような第二の校正に適用される副基準信号は、上述した到来角の推定が所望の精度および応答性の下で達成され、かつアレーアンテナの構成の下で既述の相対位置および移相量が既知である限り、そのアレーアンテナの構成の如何にかかわらず、副基準信号推定手段によって推定される。
【００２２】
したがって、適用され得るアレーアンテナの素子の配置に対する柔軟な適応と、所望の精度による第一の校正と第二の校正とが達成され、かつハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られる。
請求項２または請求項４に記載の下位概念の発明では、基準信号送信手段は、複数のブランチに同相で到来する位相で基準信号を送信する。
【００２３】
すなわち、基準信号は、上述した特定の複数の素子に個別に到来した到来波に、これらの特定の複数の素子に共通の基準信号送信手段によって並行して多重化される。
したがって、このような基準信号がこれらの特定の複数の素子の給電路以降で注入される場合に比べて、ハードウエアの規模の縮小化と簡略化とが図られる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した発明では、基準信号生成手段は、複数のブランチの何れかに含まれる素子に到来した到来波を復元し、かつ所望の遅延を与えることによって既知の基準信号を生成する。
すなわち、このような基準信号は、専用の発生器が備えられることなく生成され、かつ上述した到来波に対して所望の相関性を有する信号となる。
したがって、多様な変調方式、多元接続方式、チャネル構成および周波数配置に対する柔軟な適応が可能となる。
【発明の効果】
【００２４】
上述したように請求項１に記載の発明では、従来例に比べて、ハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られる。
請求項２に記載の発明では、従来例に比べて、ハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られ、かつ第二の校正に要する処理量が低く抑えられる。
請求項３に記載の発明では、従来例に比べて、ハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られ、かつ本発明にかかわる無線装置によって受信されるべき到来波の送信端の多様な構成と、リニアアレーアンテナを含む空中線系の構成とに対する柔軟な適応が可能となる。
【００２５】
請求項４および請求項５に記載の発明では、適用され得るアレーアンテナの多様な構成に柔軟に適応して第一の校正と第二の校正とが確度高く所望の精度で達成され、かつハードウエアの構成にかかわる規模の縮小と簡略化とが図られる。
請求項２または請求項４に記載の下位概念の発明では、基準信号が既述の特定の複数の素子の給電路以降で注入される場合に比べて、ハードウエアの規模の縮小化と簡略化とが図られる。
【００２６】
請求項１ないし請求項５に記載の発明に関連した発明では、多様な変調方式、多元接続方式、チャネル構成および周波数配置に対する柔軟な適応が可能となる。
したがって、これらの発明が適用された無線伝送システムや無線応用システムでは、単一のアレーアンテナに備えられる素子の数と、同一の局舎に設置されるべきアンテナの数との上限にかかわる物理的な制約に妨げられることなく、アレーアンテナを介して所望のビームフォーミングが精度よく安定に達成され、かつ伝送品質やサービス品質の向上およびサービスエリアの増加に併せて、所望の高いシステム容量の確保が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
［実施形態１］
図１は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
本発明の第一および第二の実施形態は、下記の通りに構成される。
・  アレーアンテナ９０が４つの素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4から構成される。
・  方向性結合器９１-2、９２-4が備えられない。
・  上述した素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4の内、素子９０Ｅ-2、９０Ｅ-4の給電点が受信部９２-2、９２-4の入力にそれぞれ接続される。
・  パワースプリッタ９４に代えてパワースプリッタ９４Ａが備えられる。
・  受信部９２-1、９２-3の出力および基準信号発生部９５の出力にそれぞれ接続された第一ないし第三の入力を有し、乗算器９３-1、９３-3の他方の入力に接続された２つの出力を有する補正ウエイト算出部１１が補正ウエイト算出部９６に代えて備えられる。
・  受信部９２-2、９２-4の出力と乗算器９３-1、９３-3の出力とにそれぞれ接続された第一ないし第四の入力を有し、かつ乗算器９３-2、９３-4の他方の入力にそれぞれ接続された２つの出力を有する補正ウエイト算出部２０が備えられる。
【００２８】
また、補正ウエイト算出部２０は、下記の要素から構成される。
・  乗算器９３-1、受信部９２-2、乗算器９３-3および受信部９２-4の出力に個別に縦続接続されたユーザ対応部２１-1〜２１-4
・  ユーザ対応部２１-1〜２１-4の内、ユーザ対応部２１-1、２１-3の出力に接続されたＤＯＡ推定部２２
・  ユーザ対応部２１-1〜２１-4とＤＯＡ推定部２２との出力に接続され、かつ出力が乗算器９３-2、９３-4の他方の入力に接続された補正ウエイト生成部２３
・  出力がその補正ウエイト生成部２３の特定の入力に接続された構成レジスタ２４
以下、図１を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
【００２９】
以下では、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4、あるいは受信部９２-1〜９２-4に共通に成立する事項については、添え番号「１」〜「４」の何れにも該当し得る文字「ｃ」がこれらの添え番号に代えて付加された符号を用いて記述する。
さらに、以下では、素子９０Ｅ-cと、その素子９０Ｅ-cの給電点から対応する受信部９２-cの出力に至る区間（添え文字「ｃ」が「１」または「３」に該当する場合には、受信部９２-cの前段に配置された方向性結合器を含む。）については、単に「ブランチ」という。
【００３０】
基準信号発生部９５によって生成された基準信号は、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4の内、素子９０-1、９０-3のみの給電路にパワースプリッタ９４Ａおよび方向性結合器９１-1、９１-3を介して分配され、これらの素子９０-1、９０-3に到来した受信波に重畳される。
補正ウエイト算出部１１は、始動時その他の所定の契機に、下記の信号の瞬時値の列に応じて後述する処理（ａ）〜（ｃ）を行う。
・  受信部９２-1によって従来例と同様に生成され、かつ上述した基準信号の成分を含むと共に、実際に観測された振幅ａ1 および位相ψ1 に対して時間関数ｆ1(＝ａ1・ｅjψ1）で表される第一のディジタル信号
・  受信部９２-3によって従来例と同様に生成され、かつ上述した基準信号の成分を含むと共に、実際に観測された振幅ａ3 および位相ψ3 に対して時間関数ｆ3(＝ａ3・ｅjψ3）で表される第三のディジタル信号
・  基準信号生成部９５によって生成され、かつ振幅Ａおよび位相θが既知である時間関数ｆｒ（＝Ａ・ｅjθ）で表される基準信号
（補正ウエイト算出部１１によって行われる処理の手順）
（ａ）下式（１）、（２）で示される比ｗ1 、ｗ2 を時系列の順に求める。
【００３１】
ｗ1＝ｆｒ／ｆ1＝Ａ・ｅjθ／ａ1・ｅjψ1＝(Ａ／ａ1)・ｅ-j(ψ1-θ)  ・・・（１）
ｗ3＝ｆｒ／ｆ3＝Ａ・ｅjθ／ａ3・ｅjψ3＝(Ａ／ａ3)・ｅ-j(ψ3-θ)  ・・・（２）
（ｂ）所定の期間に亘って上述した比ｗ1 、ｗ2 を個別に積分することによって、補正ウエイトＷ1 、Ｗ2を算出する。
（ｃ）これらの補正ウエイトＷ1、Ｗ3を乗算器９３-1、９３-3にそれぞれ与える。
【００３２】
したがって、乗算器９３-1、９３-3の出力には、従来例と同様にキャリブリレーションが施されたディジタル信号が出力される。なお、以下では、このようなキャリブレーションについては、「第一のキャリブレーション」という。
さらに、補正ウエイト算出部２０の各部は、下記の通りに連係する。
ユーザ対応部２１-1〜２１-4は、それぞれ乗算器９３-1、受信部９２-2、乗算器９３-3および受信部９２-4の出力に得られるディジタル信号と、チャネル制御の下で所望のユーザ（通信サービスの提供を受ける無線端末）に割り付けられた無線チャネルを示す拡散符号に基づく逆拡散処理を行うことによって、そのユーザから到来した受信波の成分を示す第一ないし第四のディジタル信号（以下、「ユーザ信号」という。）を生成する。
【００３３】
ＤＯＡ推定部２２は、これらのユーザ信号の内、第一のユーザ信号と第三のユーザ信号の位相を抽出し、これらの位相の差に基づいて、素子９０Ｅ-1（９０Ｅ-3）に到来した受信波の到来角Θ（ここでは、簡単のため、図２に示すように、水平面上において素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の中心を結ぶ「第一の仮想的な直線」に対する垂線に対してなす角度であると仮定する。）を推定する。
【００３４】
以下では、簡単のため、素子９０Ｅ-2、９０-4と、これらの素子９０Ｅ-2、９０-4をそれぞれ含んで構成されるブランチに共通の事項については、添え番号「２」、「４」の何れにも該当し得ることを意味する添え文字「Ｃ」を適用して記述する。
ところで、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の内、何れか一方（ここでは、簡単のため、素子９０Ｅ-1であると仮定する。）に上述した到来角Θで示される方向から到来した受信波がその素子９０Ｅ-1と素子９０Ｅ-Cとに到来する伝搬路の長さの差ＬC は、図２に示すように、その到来角Θと、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3、９０-Cの既知の配置（ここでは、簡単のため、構成レジスタ２４に予め登録されていると仮定する。）に基づいて定まる下記の値とに基づいて下式（３）で与えられる。
・  素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-Cとの距離ＤC
・  素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-Cの間を結ぶ「第二の仮想的な直線」と上述した「第一の仮想的な直線とが交叉する角度αC
ＬC ＝ＤC・sin(Θ＋αC）  ・・・（３）
さらに、第一のユーザ信号（ユーザ対応部２１-1の出力に得られる。）の振幅Ｂおよび位相εが実際に観測可能であり、その第一のユーザ信号がこれらの振幅Ｂおよび位相εに対して下式（４）の右辺で示される場合には、上述した伝搬路の長さの差ＬC に相当する距離に亘って受信波が伝搬する過程におけるその受信波の移相量φは、この受信波の波長λに対して下式（５）で与えられる。
【００３５】
Ｓ1 ＝Ｂ・ｅjε   ・・・（４）
φ＝２πＬC／λ  ・・・（５）
したがって、既述の通りに乗算器９３-1の出力に得られ、かつキャリブレーションが先行して完了した第一のユーザ信号が素子９０Ｅ-1に仮想的に到来する場合には、素子９０Ｅ-Cにも仮想的に到来するその第一のユーザ信号は、その素子９０Ｅ-Cを含むブランチに適用可能な仮想的基準信号に該当し、かつ数学的に下式（６）の右辺で与えられる。
【００３６】
ＲC ＝Ｂ・ｅj(ε+φ)   ・・・（６）
補正ウエイト生成部２３は、下記の信号の瞬時値の列を観測し、かつ上式（３）〜（６）で示される前提の下で下記の処理（Ａ）〜（Ｃ）を行う。
・  ユーザ対応部２１-Cによって生成された第Ｃのユーザ信号を示す時間関数ｆC(ここでは、簡単のため、実際に観測された振幅ａC および位相βC に対して下式（７）で示されると仮定する。）で表される第Ｃのディジタル信号
ｆC＝ｂC・ｅjβC  ・・・（７）
・  上式（６）で示される時間関数ＲC で表される仮想的な基準信号
（補正ウエイト生成部２３によって行われる処理の手順）
（Ａ）下式（８）で示される比ｗC を時系列の順に求める。
【００３７】
ｗC ＝ＲC／ｆC
＝Ｂ・ｅj(ε+φ)／ｂC・ｅjβC
＝(Ｂ／ｂC)・ｅ-j(βC-(ε+φ))  ・・・（８）
（Ｂ）所定の期間に亘って上述した比ｗC を積分することによって、補正ウエイトＷC を算出する。
（Ｃ）その補正ウエイトＷC を乗算器９３-Cに与える。
【００３８】
すなわち、乗算器９３-2、９３-4の出力には、乗算器９３-1、９３-3によって出力されたディジタル信号の一方を基準信号として数学的に成立するキャリブレーション（以下、「第二のキャリブレーション」という。）の下で、振幅および位相の偏差が補正されたディジタル信号が出力される。
このように本実施形態によれば、全てのブランチに対する基準信号の注入を目的としてこれらのブランチに方向性結合器が個別に備えられていた従来例に比べて、キャリブレーションの精度や応答性が低下することなく、ハードウエアの規模の縮小化が図られる。
【００３９】
したがって、アレーアンテナ９０の素子の数と、共通の無線局に設置されるべきアレーアンテナの数との如何にかかわらず、従来例に比べて、ハードウエアの規模が大幅に削減され、かつ製造、保守および運用の過程で必要であった調整が無用となると共に、所望のサービス品質や伝送容量に対する柔軟な適応が安価に達成される。
なお、本実施形態では、既述の到来角Θの推定を実現する技術が詳細に開示されていない。
しかし、このような到来角Θは、公知の多様な技術を適用することによって推定が可能であり、その推定に適用されるべきブランチの数がアレーアンテナ９０に備えられた素子の総数より小さい限り、如何なる技術に基づいて推定されてもよい。
［実施形態２］
図３は、本発明の第二の実施形態を示す図である。
【００４０】
本発明の第二の実施形態は、下記の通りに構成される。
・  アレーアンテナ９０は、、図４に示すように、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4が所定の間隔で直線上に配置されたリニアアレーアンテナとして構成される。
・  補正ウエイト算出部２０に代えて補正ウエイト算出部２０Ａが備えられる。
補正ウエイト算出部２０Ａは、下記の要素から構成される。
・  乗算器９３-1、受信部９２-2、乗算器９３-3および受信部９２-4の出力に個別に縦続接続されたユーザ対応部２１-1〜２１-4
・  これらのユーザ対応部２１-1〜２１-4の出力に接続され、かつ出力が乗算器９３-2、９３-4の第三の入力に接続された補正ウエイト生成部２３Ａ
・  出力がその補正ウエイト生成部２３Ａの特定の入力に接続された構成レジスタ２４
以下、図３および図４を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。
【００４１】
本実施形態の特徴は、既述の第一のキャリブレーションに後続して行われる第二のキャリブレーションの手順にある。
乗算器９３-1、９３-3の出力には、既述の第一のキャリブリレーションの下で第一の実施形態と同様のディジタル信号が出力される。
補正ウエイト算出部２０Ａでは、ユーザ対応部２１-1〜２１-4は、既述の第一の実施形態と同様に、所望のユーザから到来した受信波の成分を示す第一ないし第四のユーザ信号を生成する。
【００４２】
ところで、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の内、何れか一方（ここでは、簡単のため、素子９０Ｅ-3であると仮定する。）に到来した受信波がその素子９０Ｅ-3と素子９０Ｅ-Cとに到来する伝搬路の長さの差ｙC は、図４に示すように、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3、９０-Cの既知の配置（ここでは、簡単のため、構成レジスタ２４に予め登録され、かつ素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-2、９０Ｅ-3、９０Ｅ-4の順に配置されていると仮定する。）に応じて定まる下記の値に基づいて下式（９）で与えられる。
・  素子９０Ｅ-3、９０Ｅ-Cの間の距離ｄC
・  素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の間の距離（＝Ｄ）
・  乗算器９３-1、９３-3によって既述の第一のキャリブリレーションの結果として出力された２つのディジタル信号の位相差δ
・  受信波の波長λ
ｙC ＝(δλ／２π)・(ｄC／Ｄ)  ・・・（９）
したがって、例えば、既述の第一のキャリブレーションが先行して完了した第三のユーザ信号が素子９０Ｅ-3に仮想的に到来した場合には、素子９０Ｅ-Cにも仮想的に到来するその第三のユーザ信号（その素子９０Ｅ-Cを含むブランチに適用可能な仮想的な基準信号に該当する。）は、数学的に下式（１０）の右辺で与えられる。
【００４３】
ＲC ＝ＢC・ｅj(2πyC/λ)   ・・・（１０）
補正ウエイト生成部２３Ａは、下記の信号の瞬時値の列を観測し、かつ上式（９）〜（１０）で示される前提の下で下記の処理（Ａ）〜（Ｃ）を行う。
・  ユーザ対応部２１-Cによって生成された第二または第四のユーザ信号を示す時間関数ｆC(ここでは、簡単のため、実際に観測された振幅ｂC および位相βC に対して下式（７）で示されると仮定する。）で表される第Ｃのディジタル信号
ｆC＝ｂC・ｅjβC  ・・・（１１）
・  上式（１０）で示される時間関数ＲC で表される仮想的な基準信号
（補正ウエイト生成部２３Ａによって行われる処理の手順）
（Ａ）下式（１２）で示される比ｗC を時系列の順に求める。
【００４４】
ｗC ＝ＲC／ｆC
＝ＢC・ｅj(2πyC/λ)／ｂC・ｅjβC
＝(ＢC／ｂC)・ｅ-j(βC-(2πyC/λ))  ・・・（１２）
（Ｂ）所定の期間に亘って上述した比ｗC を積分することによって、補正ウエイトＷC を算出する。
（Ｃ）その補正ウエイトＷC を乗算器９３-Cに与える。
【００４５】
すなわち、乗算器９３-2、９３-4の出力には、乗算器９３-1、９３-3によって出力されたディジタル信号の一方を基準信号として数学的に成立し、かつ受信波の到来角Θの推定を何ら行われることなく実現されるキャリブレーションの下で、振幅および位相の偏差が補正されたディジタル信号が出力される。
したがって、本実施形態によれば、アレーアンテナ９０がリニアアレーアンテナであることが有効に活用されることによって、第二のキャリブレーションの精度が低下することなくその第二のキャリブレーションにかかわる処理量が大幅に削減され、あるいはハードウエアの規模の削減が図られる。
［実施形態３］
図５は、本発明の第三の実施形態を示す図である。
【００４６】
本実施形態は、下記の通りに構成される。
・  方向性結合器９１-1、９１-3が備えられず、かつ素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の給電点がこれらの方向性結合器９１-1、９１-3を介することなくそれぞれ受信部９２-1、９２-3の入力に接続される。
・  パワースプリッタ９４Ａが備えられない。
・  素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3に近く、これらの素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3に対する距離が既知の位置にアンテナ４１が配置される。
・  基準信号発生部９５の出力がこのアンテナ４１の給電点に接続される。
【００４７】
以下、図５を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
基準信号発生部９５によって生成された基準信号は、アンテナ４１を介して素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3が位置する方向に放射される。
一方、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3には、このようにアンテナ４１から放射された基準信号が既知の位相で到来し、その基準信号と共に既述の受信波が到来する。
【００４８】
すなわち、これらの素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3を介して受信部９２-1、９２-3にそれぞれ入力される受信波には、既述の第一および第二の実施形態と同様に、共通の基準信号が既知の位相で並行して注入される。
したがって、本実施形態によれば、アンテナ４１と、基準信号発生部９５からそのアンテナ４１の給電点に至る給電路の敷設に要するコストの増加その他の制約が許容される限り、アレーアンテナ９０の素子の数および共通の局舎に設置されるべきアレーアンテナの数の如何にかかわらず、既述の方向性結合器９１-1、９１-3が何ら備えられることなく、第一および第二のキャリブレーションが確実に達成される。
【００４９】
なお、本実施形態は、既述の第一の実施形態に既述の改良が施されることによって構成されている。
しかし、本発明はこのような第一の実施形態だけではなく、既述の第二の実施形態にも同様に適用可能である。
また、本実施形態では、アレーアンテナ９０の近傍に設置されたアンテナ４１を介してそのアレーアンテナ９０に到来する受信波に対する基準信号の注入が行われている。
【００５０】
しかし、このような基準信号の注入は、例えば、図６に示すように、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3から等しい距離の位置に素子９０Ｅ-2が配置され、その素子９０Ｅ-2の給電点から受信部９２-2の入力に至る給電路に挿入されたサーキュレータ５１を介してこの素子９０Ｅ-2に基準信号が供給されることによって、既述のアンテナ４１が備えられることなく、受信部９２-1、９２-3にそれぞれ入力される受信波に対して同じ既知の位相で達成されてもよい。
【００５１】
さらに、本実施形態では、既述の基準信号の注入は、例えば、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4が回路基板上に形成された場合には、図７(a) に示すように、所望の素子に対する電気的な結合（静電結合や電磁結合であってもよい。）がこの回路基板上で達成される特定の導体パターンを介して実現されてもよい。
また、このような特定の導体パターンに対する基準信号の供給は、例えば、図７(b) に示すように、サーキュレータ６１と、そのサーキュレータ６１が有する開口に個別に接続され、かつストリップ線路等として形成されたスタッブ６２-1〜６２-3からなる回路を介して行われてもよい。
さらに、この回路は、例えば、図７(b) に示すように、下記の２つのスタッブ６２-1、６２-2の長さａ、長さｂが受信波の波長λと所望の奇数ｎ(＝１,３,５,…) とに対して下式（１３）が成立する値に設定されることによって、上述した特定の導体パターンのインピーダンスが素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4のインピーダンスに比べて大幅に大きく、あるいはほぼ無限大となる回路として構成され、その特定の導体パターンが付加されたことに起因して生じ得るアレーアンテナ９０のインピーダンスの変化が回避されてもよい。
・  一端が特定の導体パターンに接続され、かつ他端がサーキュレータ６１の第一の開口に接続されたスタッブ６２-1
・  一端がそのサーキュレータ６１の第二の開口に接続され、かつ他端が接地されたスタッブ６２-2
ａ＋ｂ＝ｎ（λ／４）    (ｎ＝１,３,５,…)    ・・・（１３）
また、本実施形態では、アンテナ４１は、第一のキャリブレーションに適用されるべき素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の双方との距離が既知の位置に配置されている。
【００５２】
さらに、アンテナ４１の位置は、そのアンテナ４１から素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3にそれぞれ到来する基準信号の到来角が共に既知であり、あるいはその到来角の推定が別途行われる場合には、これらの素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3の間においてこの到来角に応じて基準信号に個別に生じる位相の差が補正される限り、如何なる位置であってもよい。
さらに、このような補正が行われる場合には、アンテナ４１は、受信波の送信端に備えられた送信用のアンテナで代替されてもよい。
［実施形態４］
図８は、本発明の第四の実施形態を示す図である。
【００５３】
本発明の第四の実施形態は、図８(a) に示すように、下記の通りに構成される。
・  受信部９２-1〜９２-4の内、特定の受信部（ここでは、簡単のため、「受信部９２-1」であると仮定する。）に備えられ、かつヘテロダイン検波に供される周波数変換部の前段に方向性結合器７１-1が配置される。
・  その方向性結合器７１-1には、縦属接続されたスイッチ７２および遅延回路７３が接続される。
・  図１または図３に示すパワースプリッタ９４Ａ、図５に示すアンテナ４１の給電点、図６に示すサーキュレータ５１の対応する開口、図７(a) に示す特定の導体パターン、図７(b) に示すスタッブ６２-3の何れかに、この遅延回路７３の出力が既述の標準信号発生部９５の出力に代わって接続される。なお、補正ウエイト算出部１１へは最初に受信した信号の復調出力を基準信号として入力する。
【００５４】
以下、図８を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。
本実施形態の特徴は、基準信号が生成される下記の過程にある。
既述の第一および第二のキャリブレーションに適用される基準信号は、下記の条件の何れかが成立する限り、一般に、素子９０Ｅ-1〜９０Ｅ-4の何れかを介して先行して受信された受信波で代替されてもよい。
・  適用された変調方式、多元接続方式、チャネル構成、チャネル制御の手順その他の下で、アレーアンテナ９０を介して受信されるべき受信波に対する干渉や妨害が生じない。
・  このような干渉や妨害が許容され、あるいは抑圧する技術が別途適用される。
【００５５】
受信部９２-1に入力された受信波は、上述した方向性結合器７１-1によって既述の周波数変換部とスイッチ７２とに分配される。
スイッチ７２は、時間軸上で第一のキャリブレーションが行われるべき期間のみ、上記の分配された受信波をその遅延回路７３に与える。
すなわち、第一のキャリブレーションが行われるべき期間には、上述した基準信号として適用可能な受信波が遅延回路７３によって出力される。
したがって、本実施形態によれば、専用の基準信号発生部９５が備えられることなくなく基準信号が生成され、かつ先行して受信された受信波に対して所望の相関性を有する基準信号に基づいて第一のキャリブレーションが達成される。
【００５６】
なお、本実施形態では、素子９０Ｅ-1に到来した受信波に無線周波数領域で遅延が与えられることによって基準信号が生成されている。
しかし、このような基準信号は、下記の何れの形態で生成されてもよい。
・  受信部９２-1によって中間周波領域で抽出された受信波の成分に、その受信器９２-1の内部において既述の周波数変換器とその前段に備えられた回路とによって行われる処理と逆の処理が施される（図８(b))。
・  受信部９２-1によってベースバンド領域（復調が行われる前と後との何れでもよい。）で抽出された受信波の成分（既述のディジタル信号であってもよい。）に、その受信器９２-1の内部において先行して行われた処理と逆の処理が施される（図８(c)、(d))。
【００５７】
また、上述した各実施形態では、第一のキャリブレーションの対象となるブランチの数は、受信波の到来角Θの推定に必要な最小値である「２」に設定されている。
しかし、このようなブランチの数は、アレーアンテナ９０に備えられた素子の数より少ない限り、「３」以上であってもよい。
さらに、上述した各実施形態では、素子９０Ｅ-1、９０Ｅ-3をそれぞれ含んで構成される２つのブランチのみが第一のキャリブレーションの対象となっている。
【００５８】
しかし、このような第一のキャリブレーションの対象となるブランチの組み合わせは、対応する素子の配置が既知である限り、如何なるものであってもよい。
また、上述した各実施形態では、ユーザ対応部２１-1〜２１-4によって所望のユーザ信号が受信波から抽出されている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、並行して到来し得る受信波の送信端であるユーザが単一である場合には、これらのユーザ対応部２１-1〜２１-4が備えられなくてもよい。
【００５９】
さらに、上述した各実施形態では、ＣＤＭＡ方式が適用された移動通信システムの無線基地局に本発明が適用されている。
しかし、本発明は、このような無線基地局に限定されず、如何なる変調方式、多元接続方式、チャネル配置、ゾーン構成、周波数配置が適用された無線伝送システム（無線通信システムを含む。）や無線応用システム（測位システム、測距システム、航法機器等を含む。）にも適用可能である。
【００６０】
また、上述した各実施形態では、既述の積分の方法が具体的に示されていない。
しかし、このような積分は、既述の補正ウエイトが所望の精度で求められる限り、移動平均法、指数平滑法その他の如何なるアルゴリズムに基づいて行われてもよい。
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成装置の一部もしくは全てに如何なる改良が施されてもよい。
【００６１】
以下、上述した各実施形態に開示された発明を階層的・多面的に整理し、付記項として列記する。
（付記１）  アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、特定の複数のブランチの特性の偏差を補正する第一の校正手段と、
前記特定の複数のブランチの何れかに該当する単一の基準ブランチを介して受信された無線周波信号を基準として、前記複数のブランチの内、これらの特定の複数のブランチ以外の残りのブランチの特性の偏差を補正する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
（付記２）  リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチを介して受信された到来波に、これらの到来波に同相で含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と、前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対距離で定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
（付記３）  リニアアレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチに到来した個々の到来波に既知の基準信号を並行して多重化し、これらの到来波に個別に対応した複数の準到来波を生成する前置処理手段と、
前記複数の準到来波に、これらの準到来波に含まれる基準信号と前記既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの準到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と、前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対距離で定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
（付記４）  アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチを介して受信された到来波に、これらの到来波に同相で含まれる基準信号と既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記複数の第一の校正到来波に基づいて前記到来波の到来角を推定する到来角推定手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対位置と、前記到来角とで定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
（付記５）  アレーアンテナの素子を個別に含む複数のブランチの内、単一の基準ブランチを含む特定の複数のブランチに到来した個々の到来波に既知の基準信号を並行して多重化し、これらの到来波に個別に対応した複数の準到来波を生成する前置処理手段と、
前記複数の準到来波に、これらの準到来波に含まれる基準信号と前記既知の基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、これらの準到来波に個別に対応した複数の第一の校正到来波を生成する第一の校正手段と、
前記複数の第一の校正到来波に基づいて前記到来波の到来角を推定する到来角推定手段と、
前記基準ブランチに含まれる素子と前記特定の複数のブランチ以外の残りのブランチに含まれる素子との相対位置と、前記到来角とで定まる前記到来波の伝搬路長の差に比例した移相量に亘って、前記複数の第一の校正到来波の内、この基準ブランチを介して受信された到来波に対応する基準校正到来波の位相がシフトした副基準信号を推定する副基準信号推定手段と、
前記残りのブランチを介して受信された到来波に前記副基準信号との振幅および位相の偏差を補正する処理を施し、その到来波に対応した第二の校正到来波を生成する第二の校正手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
（付記６）  付記２または付記４に記載の無線装置において、
前記複数のブランチに同相で到来する位相で前記基準信号を送信する基準信号送信手段を備えた
ことを特徴とする無線装置。
（付記７）  付記１ないし付記６の何れか１項に記載の無線装置において、
前記複数のブランチの何れかに含まれる素子に到来した到来波を復元し、かつ所望の遅延を与えることによって前記既知の基準信号を生成する基準信号生成手段を備えた
ことを特徴とする無線装置。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の第一の実施形態を示す図である。
【図２】第一の実施形態における素子の配置と受信波の伝搬路長との関係を示す図である。
【図３】本発明の第二の実施形態を示す図である。
【図４】第二の実施形態における素子の配置と受信波の伝搬路長との関係を示す図である。
【図５】本発明の第三の実施形態を示す図である。
【図６】本発明の第三の実施形態の他の構成を示す図（１）である。
【図７】本発明の第三の実施形態の他の構成を示す図（２）である。
【図８】本発明の第四の実施形態を示す図である。
【図９】キャリブレーションが行われる無線装置の構成例を示す図（１）である。
【図１０】キャリブレーションが行われる無線装置の構成例を示す図（２）である。
【符号の説明】
【００６３】
１１，２０，２０Ａ，９６  補正ウエイト算出部
２１  ユーザ対応部
２２  ＤＯＡ推定部
２３，２３Ａ  補正ウエイト生成部
２４  構成レジスタ
４１  アンテナ
５１，６１  サーキュレータ
６２  スタッブ
７１，９１  方向性結合器
７２  スイッチ
７３  遅延回路
９０  アレーアンテナ
９０Ｅ  素子
９２，９８  受信部
９３  乗算器
９４，９４Ａ  パワースプリッタ
９５  基準信号発生部
９７  パワーコンバイナ
【図１】
2005051553.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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