(57)【要約】【課題】逓倍発振回路を、ＰＬＬ回路を使用することなく、省サイズ化及び低パワー化する。【解決手段】高周波の基本周波数の発振出力を出力する周波数発振回路を構成する電圧制御型発振器２と、この電圧制御型発振器２の出力側に接続された基本周波数でインピーダンス整合を行う第１の整合回路３と、この第１の整合回路３の整合出力が入力されて基本周波数の整数倍の逓倍周波数を出力する逓倍用バイポーラトランジスタ４と、この逓倍用バイポーラトランジスタ４の出力側に接続された逓倍周波数でインピーダンス整合を行う第２の整合回路５とを備えている。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波の基本周波数信号を出力する周波数発振回路と、該高周波発振回路の基本周波数信号を整数倍した逓倍周波数信号を出力する逓倍用能動素子と、前記周波数発振回路及び前記逓倍用能動素子の入力側との間に介装された基本周波数でインピーダンス整合を行う第１の整合回路と、前記逓倍用能動素子の逓倍出力側で基本周波数の整数倍の周波数でインピーダンス整合を行う第２の整合回路とを備えたことを特徴とする逓倍発振回路。
【請求項２】
前記周波数発振回路は弾性表面波共振子を有する高周波発振器で構成されていることを特徴とする請求項１記載の逓倍発振回路。
【請求項３】
前記高周波発振器は、増幅器と、該増幅器に対して帰還回路を構成する弾性表面波共振子、周波数調整回路及び発振ループ内の電力を分配して前記発振ループ外に出力する分配器とを備えた電圧制御発振器で構成されていることを特徴とする請求項２記載の逓倍発振回路。
【請求項４】
前記高周波発振器は、ダイヤモンド基板上に弾性表面波共振子を形成した構成を有することを特徴とする請求項２又は３に記載の逓倍発振回路。
【請求項５】
前記請求項１乃至４の何れかの逓倍発振回路を含む構成を有することを特徴とする無線通信装置。
【請求項６】
アンテナに接続された送受信切換器と、該送受信切換器の送信側に接続された、送信信号を変調する前記請求項１乃至４の何れかの逓倍発振回路と、該逓倍発振回路で変調された変調信号を増幅する電力増幅器とを有する送信回路と、前記送受信切換器の受信側に接続された、受信した変調信号から所望帯域の高周波変調波を選択するフィルタと、該フィルタのフィルタ出力を増幅する低雑音増幅器と、該低雑音増幅器の増幅出力を復調する復調回路とを有する受信回路とを備えたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項７】
アンテナに接続された送受信切換器と、前記請求項１乃至４の何れかの構成を有する逓倍発振回路と、該逓倍発振回路の周波数逓倍信号を使用して送信信号をアップコンバートして前記送受信切換器に供給する送信回路と、前記送受信切換器から出力される受信信号を前記周波数逓倍回路の周波数逓倍信号を使用してダウンコンバートして復調信号を得る受信回路とを備えたことを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数発振回路から出力される基本周波数の発振出力を整数倍して出力する逓倍発振回路及びこれを使用した無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最近のように無線通信装置に使用する発振器の発振周波数が数ＧＨｚ帯から数１０ＧＨｚ帯となる場合には、高精度の発振器を構成しようとする場合に、一般的な手法としてフェーズロックドループ回路（以下、ＰＬＬ回路と称す）によって数１００ＭＨｚ帯から逓倍する方法が一般的な手法として採用されている。しかし、ＰＬＬ回路を使用する場合には、逓倍数が大きいと位相雑音特性やジッタ等が劣化し、高い信号品質を得ることができないと共に、逓倍数の増加により回路サイズや消費電流も大きくなるという問題点がある。
この問題点を解決するために、従来の逓倍発振回路としては、発振器の出力をｎ逓倍器でｎ逓倍して局部発振信号とし、これをミキサにおいてＩＦ入力端子の信号を周波数変換ＲＦ出力端子から出力する周波数変換器において、ｎ＋１逓倍波、又はｎ−１逓倍波を第一フィルタで阻止してこれらが直接出力されることを防止し、且つミキサで発生される近傍波の原因となる２ｎ＋１逓倍波、又は２ｎ−１逓倍波を第二のフィルタで阻止するようにしてＰＬＬ回路を用いることなくマイクロ波帯で使用する周波数変換器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭５−１２１９４９号公報（第１頁、図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、逓倍回路によって発生する不要スプリアスを除去するために、バンドパスフィルタで構成される第一のフィルタとローパスフィルタで構成される第二のフィルタとの複数のフィルタを必要とし、これら複数のフィルタの挿入損失によって出力パワーが低下することになり、これを補うために増幅器が必要となることにより、省サイズ化及び低パワー化を図ることができないという未解決の課題がある。
【０００５】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、ＰＬＬ回路を使用することなく、省サイズ化及び低パワー化を図ることができる逓倍発振回路及びこれを使用した無線通信装置を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る逓倍発振回路は、高周波の基本周波数信号を出力する周波数発振回路と、該周波数発振回路の基本周波数信号を整数倍した逓倍周波数信号を出力する逓倍用能動素子と、前記周波数発振回路及び前記逓倍用能動素子の入力側との間に介装された基本周波数でインピーダンス整合を行う第１の整合回路と、前記逓倍用能動素子の逓倍出力側で基本周波数の整数倍の周波数でインピーダンス整合を行う第２の整合回路とを備えたことを特徴としている。
【０００７】
この第１の発明では、第１の整合回路で逓倍用能動素子の入力側を周波数発振回路から出力される発振信号を基本周波数に整合し、整合された発振出力を逓倍用能動素子で周波数を整数倍に逓倍した後、第２の整合回路で基本周波数の整数倍の逓倍周波数に整合させるので、逓倍用能動素子の入力側では基本周波数に最も適したインピーダンスで周波数発振回路に接続するため、効率よく逓倍用能動素子にパワーが伝達され、また、逓倍用能動素子の出力側では、基本周波数の整数倍の周波数に整合されたインピーダンスで後段の回路に接続されて、所望の逓倍周波数で最小の損失で効率よく取り出すことができる。このため、周波数逓倍に伴う変換損失が最小となるので、全体として低消費電流化が可能となると共に、部品点数を減少させて、回路サイズの小型化を図ることができる。
【０００８】
また、第２の発明に係る逓倍発振回路は、第１の発明において、前記周波数発振回路は弾性表面波共振子を有する高周波発振器で構成されていることを特徴としている。
この第２の発明では、周波数発振回路を、弾性表面波共振子を有する高周波発振器で構成することにより、ＧＨｚ帯でのダイレクト発振が容易で低位相雑音特性を持たせることができ、高精度で高品質な基本周波数の発振信号を得ることができる。また、ＧＨｚ帯でのダイレクト発振が可能なことから数１０ＧＨｚ帯へ逓倍する場合により少ない逓倍数で逓倍することができ、低位相雑音特性をより向上させることができる。
【０００９】
さらに、第３の発明に係る逓倍発振回路は、第２の発明において、前記高周波発振器が、増幅器と、該増幅器に対して帰還回路を構成する弾性表面波共振子、周波数調整回路及び発振ループ内の電力を分配して前記発振ループ外に出力する分配器とを備えた電圧制御型発振器で構成されていることを特徴としている。
この第３の発明では、高周波発振器を電圧制御型発振器で構成することにより、基本周波数を所望の周波数に容易に切り換えることができる。
【００１０】
さらにまた、第４の発明に係る逓倍発振回路は、第２又は第３の発明において、前記高周波発振器が、ダイヤモンド基板上に弾性表面波共振子を形成した構成を有することを特徴としている。
この第４の発明では、ダイヤモンド基板上に弾性表面波共振子を形成するようにしたので、基板中の伝播速度を大きくすることができ、より高い周波数まで発振可能となると共に、他の基板材料に比較して弾性表面波共振子の電極幅を大きくすることができるので、耐電力特性を向上させることができ、さらに、温度変化に対する周波数変動も小さくなり、より高精度な周波数逓倍回路を実現することができる。
【００１１】
なおさらに、第５の発明に係る無線通信装置は、第１乃至４の何れかの発明の逓倍発振回路を含む構成を有することを特徴としている。
この第５の発明では、無線通信装置が低消費電力で小型化された周波数逓倍回路を使用して構成されているので、この無線通信装置自身も低消費電力で小型化することができる。
【００１２】
また、第６の発明に係る無線通信装置は、アンテナに接続された送受信切換器と、該送受信切換器の送信側に接続された、送信信号を変調する前記第１乃至第４の何れかの発明における逓倍発振回路と、該逓倍発振回路で変調された変調信号を増幅する電力増幅器とを有する送信回路と、前記送受信切換器の受信側に接続された、受信した変調信号から所望帯域の高周波変調波を選択するフィルタと、該フィルタのフィルタ出力を増幅する低雑音増幅器と、該低雑音増幅器の増幅出力を復調する復調回路とを有する受信回路とを備えたことを特徴としている。
【００１３】
この第６の発明では、送信回路で、送信信号を第１乃至第４の発明に係る逓倍発振回路を使用して変調された変調信号を電力増幅器で電力増幅して送受信切換器を介してアンテナから送信し、アンテナで受信した微小な受信信号は、送受信切換器を介して受信回路に送られて、フィルタで所望帯域の高周波変調波が抽出され、抽出された高周波変調波が低雑音増幅器で増幅されて復調回路で復調されるので、直接発振方式を使用して、簡易な無線通信装置を提供することができる。
【００１４】
さらに、第７の発明に係る無線通信装置は、アンテナに接続された送受信切換器と、前記第１乃至第４の何れかの発明における逓倍発振回路と、該逓倍発振回路の周波数逓倍信号を使用して送信信号をアップコンバートして前記送受信切換器に供給する送信回路と、前記送受信切換器から出力される受信信号を前記周波数逓倍回路の周波数逓倍信号を使用してダウンコンバートして復調信号を得る受信回路とを備えたことを特徴としている。
【００１５】
この第７の発明では、逓倍発振回路から出力される周波数逓倍信号を局部発振信号として送信回路及び受信回路に供給するので、送信信号のアップコンバート及び受信信号のダウンコンバートの周波数変換を正確に行うことができ、全体の回路構成を低消費電流化及び小型化することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示すブロック図であって、図中、１は本発明による逓倍発振回路であって、この逓倍発振回路１は、低１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ程度の高周波の基本周波数信号を出力する周波数発振回路としての電圧制御型発振器２と、この電圧制御型発振器２から出力される基本周波数信号が、第１の整合回路３に供給されて基本周波数にインピーダンス整合され、この第１の整合回路３から出力される整合出力が基本周波数の整数倍に逓倍する逓倍用能動素子としての逓倍用バイポーラトランジスタ４に供給され、この逓倍用バイポーラトランジスタ４から出力される基本周波数を整数倍に逓倍した逓倍周波数が第２の整合回路５に供給されて基本周波数の整数倍の逓倍周波数にインピーダンス整合され、この第２の整合回路５の整合出力が逓倍周波数信号として出力端子６から出力される。
【００１７】
電圧制御発振器２は発振用増幅器２１を有し、この発振用増幅器２１の出力側及び入力側間の帰還回路に、発振ループ内の電力を分配して一方の分配出力を出力端子２２に出力する分配器２３と、この分配器２３の他方の分配出力が移相器２４及び位相調整回路２５で構成される周波数調整回路２６を介して入力される弾性表面波共振子２７とが設けられている。
【００１８】
ここで、弾性表面波共振子２７は、図２（ａ）に示すように、ダイヤモンド層またはダイヤモンド状炭素膜層２８ａ上にＺｎＯ、ＡｌＮ、Ｐｂ（Ｚｒ，Ｔｉ）Ｏ２  等の薄膜圧電体層２８ｂをスパッタ法や気相合成法等によって形成し、この薄膜圧電体層２８ｂ上に櫛歯状電極２８ｃを形成した構成とされている。この他、図２（ｂ）に示すように、ダイヤモンド層またはダイヤモンド状炭素膜層２８ａ及び圧電体層２８ｂ間に絶縁性ダイヤモンド単結晶にＢ、Ａｌ、Ｐ、Ｓ等の不純物を導入したり、及び／又はイオン注入や電子線照射により格子欠陥を導入したりすることにより半導電性ダイヤモンド層２８ｄを形成するようにしてもよく、さらには櫛歯状電極２８ｃを半導電性ダイヤモンド層で形成するようにしてもよい。
【００１９】
このように、櫛歯状電極を絶縁性ダイヤモンド層上に形成することにより、基板中の伝播速度を大きくすることができ、より高い周波数まで発振可能となると共に、他の基板材料に比較して弾性表面波共振子の電極幅を大きくすることができるので、耐電力特性を向上させることができ、さらに、温度変化に対する周波数変動も小さくなり、より高精度な周波数逓倍回路を実現することができる。
【００２０】
上記構成を有する電圧制御型発振器２は、発振用増幅器２１に帰還回路が接続された帰還型発振器と考えることができる。
今、増幅率Ｇの増幅器２１の入力側にＶｉという入力電圧が現れた時、出力側には、入力電圧ＶｉがＧ倍された出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｉ・Ｇ）が現れる。この出力電圧Ｖｏが帰還率βの帰還回路を通って、帰還電圧Ｖｆ（Ｖｆ＝Ｖｏ・β＝Ｖｉ・Ｇ・β）が入力側に戻される。
【００２１】
この時、帰還電圧Ｖｆと入力電圧Ｖｉとの位相が等しければ、入力電圧Ｖｉよりも帰還電圧Ｖｆの方が大きくなるので、正帰還となり発振が起こる。
ここで、入力電圧Ｖｉの位相をθｉ  、帰還電圧Ｖｆの位相をθｆ  、増幅器２の位相変化をθＧ  、帰還回路での位相変化をθβとすると、発振が起こるためには、以下の（１）式が成り立つ必要がある。
【００２２】
Ｖｉ  ・Ｇ・β・ｅｊ（θｉ＋θＧ＋θβ）  ≧Ｖｉ  ・ｅｊ（２π＋  θｉ）・・・（１）
（１）式において、入力電圧Ｖｉ  が、増幅器１１および帰還回路を一巡して入力側に帰還された時、最初に入力された時と同位相であることが必要である。つまり、
θＧ  ＋θβ＝２ｎπ，  （ｎ＝０，１，２，・・・）      ・・・（２）
Ｇ・β＞１                                          ・・・（３）
が成り立つ必要がある。
【００２３】
なお、（２）式は発振器の位相条件、（３）式は振幅条件を表している。
実際には、帰還電圧Ｖｆが大きくなってくると、増幅器１１の出力電圧Ｖｏは飽和して定常状態となり、Ｇ・β＝１となる。
上記電圧制御型発振器２場合、移相器２４によって帰還回路の位相θβを変化させることにより、発振周波数を変化させることができる。
【００２４】
ここで、移相器２４として、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラとそれに付随したリアクタンス可変回路を用いることにより、低挿入損失・低リターンロスで大きな位相変化をもたらすことができる。
その結果、電圧制御型発振器２の周波数可変幅を大きく取ることができ、制御電圧Ｖｃに対し、良好な周波数可変特性を得ることが可能になり、数Ｇｂｉｔ／ｓｅｃの伝送速度を上回る通信ネットワーク系の基準発振器として用いることが可能となる。
【００２５】
また、低挿入損失・低リターンロスであることから、回路損失も最小限に抑えることができ、出力変動が少なく、効率のよい電圧制御型発振器２を実現することができる。
さらに、分配器２３によって発振ループ内のインピーダンスを乱すことなく、電力を分配して発振ループ外に出力することができるため、負荷に対してより安定的な回路動作をさせることができる。なお、この分配器は、電力を１／２に分配する等分配器や、それ以外の比率で分配する不等分配器としてもよい。
【００２６】
また、発振用増幅器２１、分配器２３、移相器２４、位相調整回路２５および弾性表面波共振子２７を少なくとも２層以上に多層配置することにより、多くの部品点数や実装面積が必要となる分配器２３や移相器２４を用いた場合においても、電圧制御型発振器のコンパクト化を図ることが可能となる。
すなわち、電圧制御型発振器の出力周波数が数ＧＨｚ台の場合、分配器２３や移相器２４を分布定数回路で構成した場合においても、伝送ラインの長さや大きさが実装面積の増大に与える影響を抑制して、実装基板のコンパクト化を図ることが可能となる。
【００２７】
また、第１の整合回路３は、電圧制御型発振器２の出力と逓倍用バイポーラトランジスタ４のベースとの間に介装されたコンデンサ３１と、このコンデンサ３１と電圧制御型発振器２との接続点と接地との間に接続されたコイル３２とで集中定数形に構成され、逓倍用バイポーラトランジスタ４の入力側を電圧制御型発振器２から出力される基本周波数にインピーダンス整合するように構成されている。
【００２８】
さらに、逓倍用バイポーラトランジスタ４はベースが第１の整合回路３のコンデンサ３１に接続され、エミッタが接地に接続され、コレクタが第２の整合回路５に接続された構成を有し、ベースに入力される第１の整合回路３でインピーダンス整合された基本周波数信号を整数倍した逓倍周波数信号をコレクタから第２の整合回路５に出力する。
【００２９】
第２の整合回路５は、逓倍用バイポーラトランジスタ４のコレクタ及び出力端子６間に直列に接続されたコンデンサ５１及び５２と、これらコンデンサ５１及び５２間の接続点と接地との間に接続されたコイル５３とで集中定数形に構成され、逓倍用バイポーラトランジスタ４の出力側をこれから出力される基本周波数信号の整数倍の周波数信号でなる逓倍周波数信号でインピーダンス整合するように構成されている。
【００３０】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
前述したように、電圧制御型発振器２から例えば基本周波数を１ＧＨｚとする基本周波数信号が出力されるもとすると、この基本周波数信号が第１の整合回路３に供給されるので、この第１の整合回路３で、逓倍用バイポーラトランジスタ４の入力側即ちベースを基本周波数に最も適したインピーダンスで電圧制御型発振器２に接続するため、効率よく逓倍用バイポーラトランジスタ４にパワーが伝達され、また、逓倍用バイポーラトランジスタ４の出力側即ちコレクタ側では、基本周波数の整数倍の周波数に整合されたインピーダンスで出力端子６に接続されて基本周波数の所望整数倍の逓倍周波数を最小の損失で効率よく取り出すことができる。このため、周波数逓倍に伴う変換損失が最小となるので、全体として低消費電流化が可能となると共に、部品点数を減少させて、回路サイズの小型化を図ることができる。
なお、上記第１の実施形態では、フィルタを使用しない構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図３に示すように、第２の整合回路５と出力端子６との間に逓倍用バイポーラトランジスタ４から出力される不要スプリアス成分を除去するハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタの何れかで構成されるフィルタ６２を介装するようにしてもよく、この場合には不要スプリアスを確実に除去した逓倍周波数信号を出力することができる。
【００３１】
また、上記第１の実施形態では、逓倍用能動素子としてバイポーラトランジスタを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタに代えてＧａＡｓの電界効果型トランジスタを適用するようにしてもよく、他の能動素子を適用するようにしてもよい。
さらに、上記第１の実施形態においては、第１の整合回路３及び第２の整合回路５を集中定数形回路構成とした場合について説明したが、整合素子数や整合段数はこれに限定されるものではなく、これら第１の整合回路３及び第２の整合回路５をショートスタブやオープンスタブを使用した分布定数形回路構成とするようにしてもよい。
【００３２】
さらにまた、上記第１の実施形態においては、周波数発振回路として電圧制御型発振器２を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、固定発振器としたものや、水晶発振器等の他の周波数発振回路を適用することができる。
次に、本発明の第２の実施形態を図４について説明する。
【００３３】
この第２の実施形態は、本発明による逓倍発振回路１を携帯型無線通信装置としての無線ＬＡＮ装置に適用したものである。
すなわち、第２の実施形態では、図４に示すように、送受信アンテナ７１が送受切換回路７２に接続され、この送受切換回路７２の受信側出力端子が受信回路７３に接続され、送信側入力端子が送信回路７４に接続されている。
【００３４】
受信回路７３は、送受切換回路７２から出力される受信信号が入力される低雑音増幅器（ＬＮＡ）７５と、この低雑音増幅器７５の増幅出力信号が入力されるバンドパスフィルタ７６と、このバンドパスフィルタ７６のフィルタ出力が入力されると共に、上記第１の実施形態における逓倍発振回路１から出力される数ＧＨｚの局部発振信号が入力され、フィルタ出力をダウンコンバートして中間周波信号ＩＦに変換するミキサ７８と、このミキサ７８から出力される中間周波信号ＩＦが入力されるバンドパスフィルタ７９とを備えており、バンドパスフィルタ７９のフィルタ出力が受信データとしてベースバンド信号処理回路８０に入力される。
【００３５】
一方、送信回路７４は、ベースバンド信号処理回路８０から入力される送信信号が入力されると共に、前述した逓倍発振回路１から出力される局部発振信号が入力され、送信信号をアップコンバートして出力するミキサ８１と、このミキサ８１から出力される送信信号が入力されるバンドパスフィルタ８２と、このバンドパスフィルタ８２のフィルタ出力を増幅して送受切換回路７２に出力するパワーアンプ８３とを備えている。
【００３６】
この第２の実施形態では、ベースバンド信号処理回路８０で送信信号が存在しないときには、送受切換回路７２を受信回路７３側に切換えて受信状態となり、他のアクセスポイント等から送信された送信信号を送受信アンテナ７１で受信すると、これが送受切換回路７２を介して低雑音増幅器７５に供給して、この低雑音増幅器７５で増幅してからミキサ７８で中間周波信号にダウンコンバートし、バンドパスフィルタ７９でフィルタ処理した受信データをベースバンド信号処理回路８０に入力することにより、受信データ処理が行われる。
【００３７】
また、ベースバンド信号処理回路８０で他のアクセスポイント等に対する送信データが存在する場合には、送受切換回路７２を送信回路７４側に切換えて、送信データをミキサ８１に出力することにより、このミキサ８１でアップコンバートしてからバンドパスフィルタ８２でフィルタ処理し、最後にパワーアンプ８３で増幅して送受切換回路７２を介して送受信アンテナ７１に供給して、他のアクセスポイント等に送信する。
【００３８】
この無線ＬＡＮ装置でも、局部発振器として第１の実施形態の逓倍発振回路１を適用することにより、局部発振器を小型化することができると共に、低消費電流化することができ、無線ＬＡＮ装置全体の構成を小型化すると共に、低消費電流化することができる。
なお、上記第２の実施形態では、１段の周波数変換を行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、複数段の周波数変換を行う場合にも本発明を適用し得るものである。
また、上記第２の実施形態では、本発明を無線ＬＡＮ装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２．４ＧＨｚ帯のＩＳＭバンドを用いて周波数ホッピング方式で無線通信を行う近距離無線通信機器や、携帯電話機等の移動無線通信機器に適用することができる他、衛星放送送受信装置にも適用することができ、その他任意の通信機器に適用することができる。
【００３９】
次に、本発明の第３の実施形態を図５について説明する。
この第３の実施形態では、送信側で電圧制御型発振器に直接送信信号を入力して直接変調を行う直接変調方式に本発明を適用したものである。
すなわち、第３の実施形態では、図５に示すように、アンテナ９１と、これに接続された送受信切換回路９２と、この送受信切換回路９２の送信側に接続された送信回路９３及び受信側に接続された受信回路９４とを備えている。
【００４０】
送信回路９３は、送信信号が直接入力される前述した第１の実施形態における逓倍発振回路１に入力し、この逓倍発振回路１から出力される変調送信信号を電力増幅器９５で増幅するように構成され、電力増幅器９５から出力される送信信号が送受信切換回路９２に供給される。ここで、逓倍発振回路１としては、第１の実施形態のように電圧制御によって発振周波数を可変できる電圧制御型発振器として構成する場合に限らず、単一の周波数を出力する固定発振器として構成するようにしてもよい。
【００４１】
また、受信回路９４は、送受信切換回路９２から出力される受信変調波から所望帯域の高周波変調波を抽出するバンドパスフィルタ９６と、このバンドパスフィルタ９６で抽出した微小な高周波変調波を増幅する低雑音増幅器９７と、この低雑音増幅器９７の増幅出力を復調する復調回路９８とから構成されている。
この第３の実施形態によると、データを送信する場合には、送信信号を逓倍発振回路１に入力して、この逓倍発振回路１で送信信号を所定周波数に直接変調し、この直接変調信号を電力増幅器９５で増幅して、送受信切換器９２を介してアンテナ９１から送信する。
【００４２】
また、アンテナ９１で受信した微小な高周波変調波は、送受信切換回路９２から受信回路９４に送られ、そのバンドパスフィルタ９６で所望周波数の高周波変調波信号が抽出され、抽出された高周波変調波信号が低雑音増幅器９７で増幅されて復調回路９８で元信号に復調されて受信信号として出力される。
この第３の実施形態でも、直接変調を行う発振器として逓倍発振回路１を適用しているので、全体の構成を小型化することができると共に、低消費電力化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態に適用し得る弾性表面波共振子の一例を示す断面図である。
【図３】第１の実施形態におけるフィルタを設けた場合のブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…逓倍発振回路、２…電圧制御型発振器、３…第１の整合回路、４…逓倍用バイポーラトランジスタ、５…第２の整合回路、６…出力端子、２１…発振用増幅器、２２…出力端子、２３…分配器、２４…移相器、２５…位相調整回路、２６…周波数調整回路、２７…弾性表面波共振子、３１…コンデンサ、３２…チョークコイル、５１，５２…コンデンサ、５３…チョークコイル、６１…配線基板、６２……フィルタ、７１…アンテナ、７２…送受信切換回路、７３…受信回路、７４…送信回路、７５…低雑音増幅器、７６…バンドパスフィルタ、７８…ミキサ、７９…バンドパスフィルタ、８０…ベースバンド信号処理回路、８１…ミキサ、８２バンドパスフィルタ、８３…パワーアンプ、９１…アンテナ、９２…送受信切換回路、９３…送信回路、９４…受信回路、９５…電力増幅器、９６…バンドパスフィルタ、９７…低雑音増幅器、９８…復調回路
【図１】
2005051350.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005051350.tif 000007