(57)【要約】【課題】  可飽和インダクタを遅延素子として応用した従来方式のソフトスイッチ回路において、より入手しやすい安価な可飽和インダクタを遅延素子として用いて同等な性能を得ることができる回路。【解決手段】  自励式スイッチング電源において、スイッチ素子１３の制御電極と正帰還巻線１２の間に挿入されている可飽和インダクタ１５に並列にダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路を接続した。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次巻線と前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と前記スイッチ素子に並列に接続されたスナバコンデンサと前記１次巻線に電磁的に結合している正帰還巻線と前記正帰還巻線と前記スイッチ素子の制御電極の間に接続されたコンデンサと抵抗からなる直列回路を有する自励式スイッチング電源装置において、前記コンデンサと抵抗からなる直列回路に可飽和インダクタを直列に挿入し前記可飽和インダクタに並列にダイオードとツェナーダイオードからなる直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
トランスの１次巻線と前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と前記スイッチ素子に並列に接続されたスナバコンデンサと前記１次巻線に電磁的に結合している正帰還巻線と前記正帰還巻線と前記スイッチ素子の制御電極の間に接続されたコンデンサと抵抗からなる直列回路を有する自励式スイッチング電源装置において、前記コンデンサと抵抗からなる直列回路にインダクタを直列に挿入し前記インダクタに並列にダイオードとツェナーダイオードからなる直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明はスイッチング電源装置に関し、特に共振現象を利用した部分共振スイッチに関する。
【背景技術】
【０００２】  従来、自励式スイッチング電源のソフトスイッチ回路としては、本出願人が先に実用新案登録した自励式スイッチング電源のソフトスイッチング回路（実用新案登録第２５６０２０８号）がある。図４にその回路構成を示し、図５に動作波形を示す。【０００３】  図４に示した回路はＲＣＣと呼ばれる自励発振型のスイッチング電源であり、１次巻線１１に流れる電流でトランス１０２内に励磁エネルギが蓄積され、その電流を止めることによって２次巻線１０５に生じる逆起電力がダイオード１０６を介して放出され、コンデンサ１０７に静電エネルギとして蓄積される。そして、コンデンサ１０７から負荷１０８に直流電力が供給される。１次巻線１１に流れる電流をオン・オフする素子がスイッチ素子１３である。【０００４】  一般的に、スイッチ素子がオン・オフする際にスイッチ素子内でスイッチングロスと呼ばれる電力の損失が起きる。オン・オフのスピードを速める程、スイッチングロスは小さくなるが、スピードを速めることによって電流と電圧の変化のスピードも速くなるのでノイズが大きくなる。スイッチングロスとノイズを同時に抑えるためにはソフトスイッチ回路が必要になるが、図４において、スナバコンデンサ１４と可飽和インダクタ１５がソフトスイッチ回路を構成する主要な部品になっている。【０００５】  スイッチ素子１３が１次巻線１１に流れる電流をオフしたとき、励磁エネルギの大部分は２次巻線１０５とダイオード１０６を介してコンデンサ１０７に蓄積されるが、１部は１次巻線１１自身を介してスナバコンデンサ１４に蓄積される。スナバコンデンサ１４の容量を大きくしておけば、１次巻線１１に流れる電流の変化のスピードが緩くなるのでノイズの発生が抑えられる。【０００６】  トランス１０２内に蓄積された励磁エネルギの放出が終わると、スイッチ素子１３は再びオン状態に入るが、放出終了と同時にオン状態に入るとスナバコンデンサ１４の電荷が全てスイッチ素子１３に流れてロスになるので、可飽和インダクタ１５によってスイッチ素子１３がオン状態になるのを遅らせている。可飽和インダクタは飽和するまでは高いインピーダンスを持ち、飽和するとショート状態に近いインピーダンスになるので、制御電極の電圧は、図５のＶＧで示した波形のように、飽和するまではゆっくり上昇し、飽和と同時にしきい値を超える電圧まで立ち上がる。スイッチ素子１３の電流はＩＤで示したようにＶＧがしきい値に達すると流れ始める。スイッチ素子１３がターンオンするときに制御電極の電圧の上昇がなめらかではないが、これはスイッチ素子１３がターンオンするときに制御電極の電圧が引きずられて一時的に下がるためである。【０００７】  スイッチ素子１３のターンオンが遅れると、スナバコンデンサ１４の電圧が直流電源１０１の電圧より高いので、スナバコンデンサ１４から１次巻線１１を介して直流電源１０１に電流が逆流する。この逆流する電流はスナバコンデンサ１４と１次巻線１１の直列共振回路によって共振電流となり、スナバコンデンサ１４の静電エネルギは損失をともなうことなく直流電源１０１に回生される。また、スナバコンデンサ１４の電圧はスイッチ素子１３両端の電圧でもあるが図５の波形のＶＤで示したように共振の半周期後に最も低い電圧に達する。【０００８】  可飽和インダクタ１５によるスイッチ素子１３のターンオンの遅れを上記の半周期に選んでおけば、スナバコンデンサ１４の電荷がスイッチ素子１３を流れることによって失われる電力を最小にできる。また、トランス１０２の１次巻線１１と２次巻線１０５の比を適当に選ぶことによってスナバコンデンサ１４の電圧が共振の半周期後に達する最も低い電圧がゼロになるようにすることも可能である。
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】  上に示してきたように、従来の方式は可飽和インダクタ１５をスイッチ素子１３の制御電極と正帰還巻線１２の間に直列に挿入することによって遅れ時間を作り出しているが遅れ時間は可飽和インダクタ１５が飽和するまでの時間であり、従って、正帰還巻線１２からスイッチ素子１３の制御電極に流れる電流で飽和する特性を持っていなければならない。
【００１０】  可飽和インダクタに電流を流すとコイル内に磁界が発生し、コア内には磁束が発生する。磁界を負の所定の値から正の所定の値まで変化させると、磁束は図６に示したように変化する。図６において、Ｂｍは最大磁束密度と呼ばれ、Ｂｒは残留磁束密度と呼ばれている。可飽和インダクタの特性の１つを表す角型比はＢｒをＢｍで割った値でこれが１に近い程優れている。図６の太い線で示したループは磁界が正負両方向に比較的小さいが同じ幅の変化をしているのに一方の磁束だけがＢｍに達している。ＢｒがＢｍに近いと、このような現象が生じる。
【００１１】  可飽和インダクタの特性を表す項目の中に電圧時間積と呼ばれる項目がある。電圧時間積とは、可飽和インダクタに交流電圧を加えたときに飽和するまでの間の可飽和インダクタ両端の電圧を時間積分したものである。例えば５Ｖを１０μ秒加えたときに飽和すれば電圧時間積は５０μＶ秒ということになる。この電圧時間積ＶＴは、コアの最大磁束密度をＢｍ（テスラ）、コアの断面積をＳ（ｍ２）コイルの巻数をｎとしたときに数１で表すことができる。式が示すように電圧時間積は巻数に比例する。
【数１】
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一方、インダクタンスは巻数の２乗に比例するので、使用するコアの透磁率と最大磁束密度の値によっては同じ回路でも飽和しないことがある。図４の回路において、可飽和インダクタ１５が飽和しない状態で動作するとスイッチ素子１３の制御電極を駆動する電圧と電流が共振を引き起こして止まらないので制御電極の電圧が不安定になる。
【００１２】  従来方式の回路に用いられる可飽和インダクタのコアに比べて透磁率が低くて最大磁束密度が大きいコアを用いるときは、可飽和インダクタのインダクタンスを所定の値にするためにより多く巻く必要があるが、より多く巻くことによって、もともと最大磁束密度が高いので電圧時間積が大きくなり過ぎて飽和しないことが起きる。交流磁界を加えても、磁界の変化の幅が小さいと、図６の太い線で示したような一方の磁束がＢｍに達するという現象が起きない。
【００１３】  透磁率と最大磁束密度はコアの材質と製法によって異なるが透磁率の高いコアを作るのは難しく高価になる。図４の回路に応用する可飽和インダクタは透磁率のなるべく高いコアを必要とするので使用できるコアの特性に制限がでてくる。一方、低い透磁率のコアは安価で容易に入手できる。そこで本発明は、透磁率が低いので所定のインダクタンスを得るためにたくさん巻く必要があり、そのため電圧時間積が所定の値より大きくなってしまう可飽和インダクタを用いて、従来の方式と同じ効果を得る回路を提供することを目的としている。また、インダクタを用いて従来方式と同じ効果を得る回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】  上の目的を達成するために請求項１記載の発明は、スイッチ素子１３に並列に接続されたスナバコンデンサ１４と、スイッチ素子１３の制御電極と正帰還巻線１２の間に接続されたとコンデンサ１７と抵抗１６からなる直列回路を有する自励式スイッチング電源装置において、コンデンサ１７と抵抗１６からなる直列回路に可飽和インダクタ１５を直列に挿入し、その可飽和インダクタ１５に並列にダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路を接続した。
【００１５】  請求項２記載の発明はスイッチ素子１３に並列に接続されたスナバコンデンサ１４と、スイッチ素子１３の制御電極と正帰還巻線１２の間に接続されたとコンデンサ１７と抵抗１６からなる直列回路を有する自励式スイッチング電源装置において、コンデンサ１７と抵抗１６からなる直列回路にインダクタ１９を直列に挿入し、そのインダクタ１９に並列にダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路を接続した。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】  請求項１記載の発明において、可飽和インダクタ１５にダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路が並列に接続されているので、可飽和インダクタ１５に流れる電流の正方向の値と負方向の値が互いに等しくならず、磁界と磁束の関係は図７の太い線で示したループを描く。従来の方式では可飽和インダクタに流れる電流が交流であったのに対して、本発明では直流が重畳した交流になり、図７に示したように磁界の中心がゼロからＨ０だけ正方向にずれ、その分正方向に飽和しやすくなっている。すなわち、電圧時間積が多少大きくなっても飽和させて使うことが可能になる。ツェナーダイオード２０のツェナー電圧を適当に選ぶことによりどの程度正方向に片寄らせるかを決めることができる。ツェナーダイオード２０をショートして用いることもできるのでツェナー電圧はゼロから任意の値まで選ぶことができる。【００１７】  請求項２記載の発明において、インダクタ１９にダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路が並列に接続されているので、インダクタ１９が引き起こす共振は、インダクタ１９両端の電圧が反転してダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路によって電圧がクランプされるところで止まり、制御電極の電圧が共振によって不安定になるという問題が解決される。
【実施例】
【００１８】  図１は請求項１記載の発明の実施例に係るスイッチング電源装置である。【００１９】  図１に示した回路において、正帰還巻線１２にスイッチ素子１３をターンオンさせる極性の電圧が発生するときは、電流が可飽和インダクタ１５だけに流れ、その極性が逆になるとダイオード１８とツェナーダイオード２０からなる直列回路にも流れるので、可飽和インダクタ１５に流れる電流は正方向と負方向では異なる。すなわち、直流が重畳された交流になり磁界と磁束の関係は図７に太い線で示したループを描き、正方向に飽和させて用いることができる。【００２０】  スイッチ素子１３のターンオンの遅れとスナバコンデンサ１４の電荷が直流電源１０１に回生される原理は図４に示した従来方式と同じである。回路の主要部の電圧と電流の波形も図５に示した従来方式の波形と同じである。【００２１】  図２は請求項２記載の発明の実施例に係るスイッチング電源装置である。図３は図２の回路図の主要部分の電圧電流波形を示す波形図である。【００２２】  図２に示した回路において、正帰還巻線１２にスイッチ素子１３をターンオンさせる極性の電圧が発生するときは、インダクタ１９に共振電流が流れ、制御電極の電圧は図３の中のＶＧの波形のように余弦波を逆さまにした波形を描いて上昇する。このときインダクタ１９両端の電圧は下降してゼロになり更に下降する。インダクタ１９がゼロを境に更に下降するということはインダクタ１９両端の電圧の極性が反転したことになるが、この反転の後も制御電極の電圧は上昇している。そして、反転した電圧がダイオード１８の順方向電圧とツェナーダイオード２０のツェナー電圧の和に達したところでクランプされ、制御電極の電圧の上昇が止まる。【００２３】  スイッチ素子は制御電極の電圧がゼロからピークまで上昇する途中のしきい値に達したところでターンオンする。図３のＶＧと図５のＶＧと比べると、図５の場合は上昇の途中で可飽和インダクタ１５が飽和してショート状態になるので、その後は抵抗１６と制御電極の容量の時定数で決まるカーブで立ち上がり、その傾きは急である。それに対して、図３の場合はしきい値を超えてもインダクタ１９は飽和せずに共振のカーブで立ち上がり続けるので傾きは緩い。また、しきい値に達するまでの時間である遅れ時間は入力電圧と負荷が変わると少し変わる。【００２４】  遅れ時間が入出力の条件で少し変化するので請求項１記載の発明の可飽和インダクタ１５の性能に比べて少し劣るが、条件があえばソフトスイッチ回路として有効である。インダクタ１５は飽和しないが制御電極の電圧がピークに達したときに共振も止まるのでオン期間に制御電極の電圧が変化するという問題は起きない。
【発明の効果】
【００２５】  図４に示した従来方式に比べて、ダイオードとツェナーダイオードが追加されるが可飽和インダクタのコアとして使用できる材質と形状が広くなるのでコアの選択の幅が広がり、合計したコストを下げることができ、経済的効果が上がる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  請求項１記載の発明の実施例に係る自励式スイッチング電源を示す回路図である。
【図２】  請求項２記載の発明の実施例に係る自励式スイッチング電源を示す回路図である。
【図３】  図２の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図４】  従来方式の一例を示す図である。
【図５】  図４の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図６】  可飽和インダクタの磁界と磁束の関係を示すカーブと、小さい振幅の交流電流に対する磁界と磁束の関係を示すカーブのグラフである。
【図７】  角型比が少し劣る可飽和インダクタの磁界と磁束の関係を示すカーブと、直流重畳のある小さい振幅の交流電流に対する磁界と磁束の関係を示すカーブのグラフである。
【符号の説明】
１１    トランスの１次巻線
１２    トランスの正帰還巻線
１３    スイッチ素子
１４    スナバコンデンサ
１５    可飽和インダクタ
１６    抵抗
１７    コンデンサ
１８    ダイオード
１９    インダクタ
２０    ツェナーダイオード
１０１  直流電源
１０２  トランス
１０３  エラーアンプ
１０４  基準電圧源
１０５  トランスの２次巻線
１０６  ダイオード
１０７  コンデンサ
１０８  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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