(57)【要約】【課題】ちらつきや立ち消えの発生を抑制することができ、しかも調光可能な調光レベルの下限を低くすることを可能とした放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】インバータ２は直流電源１から電源が供給され放電灯Ｌａを含む負荷回路３に電力を供給する。検出回路４は、放電灯Ｌａのランプ電流が通過する２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を有し、一方の抵抗Ｒ１にスイッチ要素ＳＷ１が並列接続される。スイッチ要素ＳＷ１は、調光器６からの調光信号Ｓｇ１により指示される調光レベルが規定値より高いときにオンになる。検出回路４から出力される検出値は、ゲインが一定である帰還制御回路５に与えられ、調光信号Ｓｇ１により指示される調光レベルを維持するようにインバータ２への調光制御信号Ｓｇ２を生成する。検出回路４の出力値は、調光レベルが規定値よりも低いときに、高いときよりも変化率が大きくなる。【選択図】        図１
2005302428.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯を含む負荷回路に電力を供給し放電灯を点灯させる電子安定器と、放電灯の光出力を反映する出力関連値を検出し出力関連値に一対一対応する検出値を出力する検出回路と、調光信号により決定される目標値と検出回路から出力された検出値との差分を増幅する誤差増幅器を有し検出値が目標値に保たれるように誤差増幅器の出力により電子安定器の出力をフィードバック制御する帰還制御回路とを有し、検出回路は、調光信号により放電灯に供給されるランプ電力が小さくなるほど出力関連値に対する検出値の変化率を大きくすることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記出力関連値はランプ電流であり、前記検出回路は、前記放電灯に直列接続されランプ電流が通過する電流検出用の抵抗を備え、抵抗の両端電圧を前記検出値に用いる構成であって、調光信号により指示される調光レベルが低い区間において抵抗の抵抗値を大きくすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を変化させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に１次巻線が直列接続されランプ電流が１次巻線を通過するカレントトランスと、カレントトランスの２次側に接続され電子安定器の出力周波数によりインピーダンスが変化するリアクタンス要素とからなり、電子安定器の出力周波数がランプ電力を低下させる方向に変化したときのリアクタンス要素のインピーダンスの変化によりランプ電流に対する前記検出値の変化率が大きくなるようにリアクタンス要素を接続していることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を高周波側に変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を低減させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に１次巻線が直列接続されランプ電流が１次巻線を通過するとともにリーケージギャップを有したカレントトランスであり、カレントトランスの２次出力を前記検出値に用いることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、調光制御が可能な放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、蛍光灯のような放電灯の調光制御が可能な放電灯点灯装置が提供されている。この種の放電灯は、調光時に調光レベルを低く（調光を深く）した場合や周囲温度が低い場合には、放電状態が不安定になって移動縞が生じたりちらつきが生じたりすることがあり、また、さらに調光レベルを低くすると放電を維持できなくなって立ち消えを生じたりすることがある。要するに、放電灯に供給するランプ電力が定格に比較して小さくなるほど、ランプ電流が小さくなり、発熱量が低下するから、放電を安定に維持するのが困難になり、光出力が不安定になったり立ち消えしたりするという問題が生じやすくなる。
【０００３】
このような問題に対処する技術としては、図１０に示すように、放電灯Ｌａを含む負荷回路３に対してインバータなどを備えた電子安定器（図示例では商用電源ＡＣを電源とした高周波電源２′で構成してある）から電力を供給し、電流検出回路４′においてランプ電流を検出するとともに、検出したランプ電流が調光レベルに応じたランプ電流の目標値に維持されるように高周波電源２′の出力を帰還制御回路５′によりフィードバック制御することが考えられている。帰還制御回路５′は調光器６から出力される調光信号Ｓｇ１を目標値として電流検出回路４′での検出値との差分を求める減算器５１を備え、さらに、減算器５１の出力を増幅する誤差増幅器５２と、誤差増幅器５２の出力を調光信号Ｓｇ１と加算する加算器５４とを備え、加算器５４の出力を調光制御信号Ｓｇ２として高周波電源２′に与えるように構成されている。帰還制御回路５′では、調光レベルに応じたランプ電流を維持するようにフィードバック制御を行うから、周囲温度が変化してもランプ電流はほぼ一定に維持され、光出力がほぼ安定に維持されることになり、ちらつきや立ち消えの発生を抑制することができる。
【０００４】
ちらつきや立ち消えは、放電灯の光出力が小さいほど、つまりランプ電流が小さいほど生じやすくなるから、ランプ電流の微小変化に対して電子安定器の出力変化が大きくなるように、フィードバック制御の際のゲインを大きくするほうが、ちらつきや立ち消えが生じにくくなる。すなわち、ちらつきや立ち消えを抑制する効果を高めるためには、フィードバック制御を行う帰還制御回路においてランプ電流の検出値と目標値との差分を求めるために用いる誤差増幅器のゲインを大きくするほうが望ましいと言える。一方、放電灯の光出力が大きくランプ電流が大きい領域においては、ちらつきや立ち消えはほとんど生じないから、ランプ電流のフィードバック制御はほとんど必要がない。
【０００５】
このような知見に基づいて、放電灯の調光レベルが４０〜６０％よりも低い領域においてのみフィードバック制御を行うことが提案されている（たとえば、特許文献１参照）。特許文献１には、ランプ電流が小さいほど誤差増幅器のゲインを大きくするようにゲインを切り替える構成が記載されている。
【０００６】
具体的には、図１０に示すように、誤差増幅器５１と加算器５４との間にスイッチ要素ＳＷ３を設け、調光レベルに応じてスイッチ要素ＳＷ３をオンオフするように構成してあり、スイッチ要素ＳＷ３がオンである期間にのみフィードバック制御を行うように構成してある。スイッチ要素ＳＷ３のオンオフには、調光器６から出力される調光信号Ｓｇ１と、スイッチ要素ＳＷ３のオンオフを切り替える調光レベルが設定される基準信号発生部７と、調光信号Ｓｇ１と基準信号発生部７から出力される基準信号とを比較する比較器８とを設けている。比較器８では、調光信号Ｓｇ１により指示される調光レベルが基準信号で指定された調光レベル以下になったときにスイッチ要素ＳＷ３をオンにし、フィードバック制御を有効にする。
【０００７】
特許文献１には、誤差増幅器としてゲインを連続的に変化させることのできるものを用いる例も開示されている。また、ゲインを連続的に変化させる誤差増幅器を用いる場合において、ゲインに上限を設けることによって異常発振の発生を防止する構成が開示されている。
【特許文献１】特開平９−２５１８９９号公報（第００１８−００２１段落、第００３４−００３５段落、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、近年、定格電力の異なる放電灯に共用可能な放電灯点灯装置が提供されており、この種の放電灯点灯装置に適合する放電灯は一般に定格電力が異なっていても定格電流が略等しくなるように設計されている（たとえば、ＦＨＴ４２、ＦＨＴ３２、ＦＨＴ２４）。ただし、放電灯の定格電流が略等しい場合であっても、放電灯のランプ電流−ランプ電圧特性は放電灯の種類によって異なっているから、調光器６から指示する調光レベルに対するランプ電流は放電灯の種類によって異なる。言い換えると、複数種類の放電灯が適合する放電灯点灯装置であっても、使用する放電灯の定格電力によってちらつきや立ち消えが発生する調光レベルは異なるから、特許文献１に記載の技術を採用しても、適合するすべての放電灯に対してちらつきや立ち消えを抑制することは困難である。
【０００９】
いま、図１１に示すように、ランプ電流−ランプ電圧の特性が曲線Ａ，Ｂで表される２種類の放電灯を調光制御する場合について考える。放電灯点灯装置は、調光制御信号Ｓｇ２により高周波電源２′の出力周波数を変化させることにより、放電灯の光出力を制御するものとする。図１１において縦方向の４本の曲線は高周波電源２′の出力の電流−電圧特性を示しており、右側２本の曲線と左側２本の曲線とは、それぞれ同じ調光信号Ｓｇ１に対する特性を示している。つまり、左右各２本の曲線の範囲が帰還制御回路５による制御範囲になる。図示例においては、曲線Ａの放電灯は曲線Ｂの放電灯に対して同じランプ電流に対するランプ電圧の変化率が大きいから、ちらつきが発生しやすいと言える。また、同じ調光信号Ｓｇ１に対するランプ電流の変化幅は、曲線Ａの放電灯のほうが曲線Ｂの放電灯よりも広いから、調光制御信号の変化に対するランプ電流の変化率も曲線Ａの放電灯のほうが大きく、曲線Ａの放電灯のほうが安定に点灯させるのは難しいと言える。
【００１０】
ところで、放電灯Ｌａの固有の出力応答に比較して、帰還制御回路５のゲインが大きく帰還制御回路５の応答時間が短いと、ランプ電流の瞬時値の微小変化に対して高周波電源２′が過剰に応答し、オーバーシュートを生じやすくなる。たとえば、ランプ電流の瞬時値が減少したときに、帰還制御回路５ではランプ電流を増加させるように調光制御信号Ｓｇ２を生成するが、誤差増幅器５２のゲインが大きいときには、ランプ電流を過剰に増加させることになる。つまり、オーバーシュートを生じてランプ電流が増加するから、次には、ランプ電流を減少させようとしてランプ電流を過剰に減少させ、結果的に図１２に示すように、ランプ電流が振動し、ちらつきを生じることになる。このように、帰還制御回路５における誤差増幅器５２のゲインが大きくなると、帰還制御回路５を設けない場合よりもちらつきを発生しやすくなることがある。
【００１１】
また、調光レベルが低いほど誤差増幅器５２のゲインを大きくする構成を採用すると、ゲインが大きくなる調光レベルの低い区間では帰還制御に異常発振を生じる可能性が高くなる。たとえば、調光信号Ｓｇ１が調光レベルの下限付近であると、図１１の左側の曲線で示すように、高周波電源２′の電流−電圧特性が略垂直になっている。これは、調光レベルの下限付近では無負荷２次電圧が高くなることを意味している。無負荷２次電圧が高いと、ちらつきや立ち消えは発生しにくくなるものの、ちらつきが一旦発生すると、上述のようにオーバシュートを繰り返し、ランプ電流の増減が大きくなって帰還制御に異常発振を生じやすくなる。特許文献１では、この種の異常発振を防止するために、誤差増幅器５２のゲインに上限を設ける技術が記載されているが、定格電力の異なる複数種類の放電灯を用いる場合には、ゲインの上限を適切に定めることは困難であり、すべての放電灯について調光レベルの下限を深くするのは困難である。
【００１２】
さらに、特許文献１に記載の技術では、調光レベルが高い区間においてはフィードバック制御を行っていないものであって、定格電流が略等しい放電灯を使用する場合であっても、放電灯の種類によってランプ電流は若干の差があるから、定格電力の異なる複数種類の放電灯を適合させようとすると、適正なランプ電流を得ることができず、放電灯の種類によってはちらつきや立ち消えを生じる可能性もある。なお、誤差増幅器５２としてゲインが可変であるものを用いると、コスト高になる可能性がある。
【００１３】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、定格電力の異なる放電灯を使用する場合でも、すべての放電灯に対して異常発振を生じることがなく、ちらつきや立ち消えの発生を抑制することができ、しかも調光可能な調光レベルの下限を低くすることを可能とした放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１の発明は、放電灯を含む負荷回路に電力を供給し放電灯を点灯させる電子安定器と、放電灯の光出力を反映する出力関連値を検出し出力関連値に一対一対応する検出値を出力する検出回路と、調光信号により決定される目標値と検出回路から出力された検出値との差分を増幅する誤差増幅器を有し検出値が目標値に保たれるように誤差増幅器の出力により電子安定器の出力をフィードバック制御する帰還制御回路とを有し、検出回路は、調光信号により放電灯に供給されるランプ電力が小さくなるほど出力関連値に対する検出値の変化率を大きくすることを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、調光レベルの下限付近では出力関連値に対する検出値の変化率が調光レベルの上限付近よりも大きいから、出力関連値を安定化させるフィードバック制御において出力関連値が小さいほど応答性を高めることができ、ちらつきや立ち消えを防止することが可能になる。また、フィードバック制御の応答性を可変としながらも誤差増幅器のゲインは変化させる必要がないから、誤差増幅器のゲインを大きくする場合のような異常発振の可能性を低減できる。しかも、定格電力の異なる放電灯を使用する際に、各放電灯に対して調光レベルに対応する出力関連値を等しくすることが可能であり、放電灯の種類にかかわらず深い調光が可能になる。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記出力関連値はランプ電流であり、前記検出回路は、前記放電灯に直列接続されランプ電流が通過する電流検出用の抵抗を備え、抵抗の両端電圧を前記検出値に用いる構成であって、調光信号により指示される調光レベルが低い区間において抵抗の抵抗値を大きくすることを特徴とする。
【００１７】
この構成によれば、ランプ電流を検出するために放電灯に直列接続された電流検出用の抵抗の抵抗値を調光レベルに応じて変化させるだけの簡単な構成で目的を達成することができる。
【００１８】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を変化させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に１次巻線が直列接続されランプ電流が１次巻線を通過するカレントトランスと、カレントトランスの２次側に接続され電子安定器の出力周波数によりインピーダンスが変化するリアクタンス要素とからなり、電子安定器の出力周波数がランプ電力を低下させる方向に変化したときのリアクタンス要素のインピーダンスの変化によりランプ電流に対する前記検出値の変化率が大きくなるようにリアクタンス要素を接続していることを特徴とする。
【００１９】
この構成によれば、ランプ電流の検出に際してカレントトランスの１次巻線を放電灯に直列接続しているから、検出回路でのランプ電流の損失がほとんど生じない。また、電子安定器の出力周波数を変化させて放電灯への供給電力を変化させる構成を採用し、かつ検出回路がリアクタンス要素を含むことによって、電子安定器の出力周波数に応じてランプ電流に対する検出値の変化率を変化させることができ、スイッチ要素を用いることなく簡単な構成で目的を達成することができる。
【００２０】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、前記出力関連値はランプ電流であり、前記電子安定器は出力周波数を高周波側に変化させることにより前記放電灯に供給するランプ電力を低減させる構成であって、前記検出回路は、前記放電灯に１次巻線が直列接続されランプ電流が１次巻線を通過するとともにリーケージギャップを有したカレントトランスであり、カレントトランスの２次出力を前記検出値に用いることを特徴とする。
【００２１】
この構成によれば、ランプ電流の検出に際してカレントトランスの１次巻線を放電灯に直列接続しているから、検出回路でのランプ電流の損失がほとんど生じない上に、カレントトランスのリーケージインダクタンスによるインピーダンスが電子安定器の出力周波数に依存することを利用して、ランプ電流に対する検出回路の検出値の変化率を変化させているから、部品点数が少なく、低コストで実現することができる。
【００２２】
なお、放電灯の光出力を反映する出力関連値として、以下に説明する実施形態ではランプ電流を例示するが、ランプ電力、放電灯の光出力を光センサで検出した検出値、電子安定器に用いるスイッチング素子の通過電流などを用いることができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の構成によれば、調光レベルの下限付近では出力関連値に対する検出値の変化率が調光レベルの上限付近よりも大きいから、出力関連値を安定化させるフィードバック制御において出力関連値が小さいほど応答性を高めることができ、ちらつきや立ち消えを防止することが可能になるという利点がある。また、フィードバック制御の応答性を可変としながらも誤差増幅器のゲインは変化させる必要がないから、誤差増幅器のゲインを大きくする場合のような異常発振の可能性を低減できるという利点がある。しかも、定格電力の異なる放電灯を使用する際に、各放電灯に対して調光レベルに対応する出力関連値を等しくすることが可能であり、放電灯の種類にかかわらず深い調光が可能になるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、直流電源１とインバータ２とからなる電子安定器を備え、放電灯Ｌａを含む負荷回路３に対してインバータ２から出力される高周波電力を供給する構成を採用している。直流電源１には、周知のように、商用電源を整流しチョッパ回路などで電圧を安定化させる電源回路を用いることができる。インバータ２は、直流電源１を電源とし、スイッチング素子を高周波数（数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）でオンオフさせることにより高周波交番電圧を出力する。図示例では、直流電源１とインバータ２とを個別に記載しているが、直流電源１においてチョッパ回路のようにスイッチング素子を用いる回路を採用する場合には、インバータ２のスイッチング素子と直流電源１のスイッチング素子とを兼用する構成を採用することも可能である。また、インバータ２は、後述する調光制御信号Ｓｇ２を受けて、スイッチング素子をオンオフさせる周波数を変化させたりデューティを変化させたりすることが可能になっている。
【００２５】
負荷回路３は、インバータ２の出力端間に接続されるインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路を備え、コンデンサＣ１の両端間に放電灯Ｌａが接続される。放電灯Ｌａとしては蛍光灯のような熱陰極型の放電灯を想定している。インダクタＬ１とコンデンサＣ１とは共振回路を構成しており、この共振回路の共振周波数はインバータ２の出力周波数よりも低く設定される。したがって、インバータ２の出力周波数を変化させると、放電灯Ｌａへの印加電圧が変化し、放電灯Ｌａの予熱、始動、点灯、調光の各制御が可能になる。
【００２６】
ところで、放電灯Ｌａの一端には放電灯Ｌａの光出力を反映する出力関連値としてランプ電流を検出するとともにランプ電流に一対一対応する検出値を電圧として出力する検出回路４を設けてある。検出回路４から出力される電圧は帰還制御回路５に入力される。帰還制御回路５は、調光器６から電圧で与えられる調光信号Ｓｇ１に応じた目標値と、検出回路４から出力された検出値との差分を出力する減算器５１を備え、減算器５１から出力された差分を増幅する誤差増幅器５２を備える。減算器５１は、目標値から検出値を減算するように構成され、誤差増幅器５２はゲインが一定になっている。誤差増幅器５２の出力は帰還制御回路５に設けた加算器５３において調光信号Ｓｇ１と加算され、上述した調光制御信号Ｓｇ２としてインバータ２に与えられる。
【００２７】
したがって、検出回路４で検出されたランプ電流に一対一対応する検出値と調光信号Ｓｇ１で規定される目標値との差分が誤差増幅器５２で増幅され、誤差増幅器５２の出力と調光信号Ｓｇ１とが加算され調光制御信号Ｓｇ２としてインバータ２に与えられる。この構成により、調光信号Ｓｇ１で設定された目標値よりもランプ電流が増加すれば検出回路４から出力される検出値が増加して減算器５１の出力が負になり、加算器５３から出力される調光制御信号Ｓｇ２はインバータ２の出力を低下させ、逆にランプ電流が目標値よりも減少すれば検出回路４から出力される検出値が減少して調光制御信号Ｓｇ２はインバータ２の出力を上昇させる。
【００２８】
本実施形態における検出回路４は、放電灯Ｌａの一端とコンデンサＣ１の一端との間に挿入された２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と、一方の抵抗Ｒ１に並列接続されたスイッチ要素ＳＷ１とを備え、さらに、抵抗Ｒ１と放電灯Ｌａとの接続点にアノードが接続され抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の両端電圧を整流するダイオードＤ１と、ダイオードＤ１で整流された電圧が印加されるコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３との並列回路とを備える。検出回路４の出力はコンデンサＣ２の両端電圧であって、この電圧が上述した減算器５１に入力される。
【００２９】
抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路にはランプ電流が通過するから、検出回路４の出力としてランプ電流に比例する電圧が上記検出値として減算器５１に入力される。ただし、抵抗Ｒ１にはスイッチ要素ＳＷ１が並列接続されており、スイッチ要素ＳＷ１がオンであれば、オフである場合に比較すると、同じランプ電流に対するダイオードＤ１の両端の電圧差が小さくなる。つまり、スイッチ要素ＳＷ１がオフであるときのほうが、コンデンサＣ２の充電電流が増加し、ランプ電流の変化に対するコンデンサＣ２の両端電圧の変化率が大きくなる。スイッチ要素ＳＷ１のオンオフは、調光器６から調光信号Ｓｇ１の調光レベルに応じて出力される切替信号Ｓｇ３により制御され、調光レベルが規定値Ｔｈ１以下のときにスイッチ要素ＳＷ１がオフになる。つまり、調光レベルが規定値Ｔｈ１を越える範囲ではランプ電流の変化に対する検出値の変化率は比較的小さく、調光レベルが規定値Ｔｈ１以下の範囲ではランプ電流の変化に対する検出値の変化率が比較的大きくなる。すなわち、ランプ電流と検出回路４から出力される検出値との関係は、図２のようになる。
【００３０】
上述のように、調光レベルが規定値Ｔｈ１以下か規定値Ｔｈ１を越えるかに応じてスイッチ要素ＳＷ１を切り替えるから、図２に示しているように、切替点においては検出値が変化する。そこで、本実施形態では、調光器６から調光信号Ｓｇ１の調光レベルに応じて出力される切替信号Ｓｇ４により開閉されるスイッチ要素ＳＷ２を設けてあり、このスイッチ要素ＳＷ２により、調光器６から出力される調光信号Ｓｇ１を一方の入力とする加算器５４の他方の入力として電圧源Ｅ１から出力される直流電圧を印加するか否かを選択する構成を採用している。
【００３１】
加算器５４の出力は、上述した減算器５１の一方の入力であり、スイッチ要素ＳＷ２がオフであれば減算器５１の一方の入力は調光信号Ｓｇ１になり、スイッチ要素ＳＷ２がオンであれば減算器５１の一方の入力は調光信号Ｓｇ１に電圧源Ｅ１の出力電圧を加算した値になる。したがって、スイッチ要素ＳＷ２がオンであれば、スイッチ要素ＳＷ２がオフである場合に比較すると、減算器５１の上記一方に入力される電圧が電圧源Ｅ１の電圧分だけ高くなる。スイッチ要素ＳＷ２をオンオフする切替信号Ｓｇ４は、スイッチ要素ＳＷ１をオンオフする切替信号Ｓｇ３と同じタイミングで発生するが、両スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオンオフは互いに逆になるように制御される。つまり、調光レベルが規定値Ｔｈ１以下の区間では、スイッチ要素ＳＷ１がオフでスイッチ要素ＳＷ２がオンになり、規定値Ｔｈ１を越える区間では、スイッチ要素ＳＷ１がオンでスイッチ要素ＳＷ２がオフになる。この構成では電圧源Ｅ１の出力電圧を適宜に設定することによって、検出回路４から出力される検出値が規定値Ｔｈ１の前後で大きく変化するのを防止することが可能になり、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２のオンオフの前後で光出力が不連続に変化するのを防止することができる。
【００３２】
本実施形態の動作を従来構成と対比するために、図３に放電灯Ｌａのランプ電流−ランプ電圧特性と、インバータ２の出力の電流−電圧特性との関係を示す。図１１と同様に、曲線Ａ，Ｂはそれぞれ定格電力の異なる放電灯Ｌａのランプ電流−ランプ電圧特性を示しており、縦方向の曲線はそれぞれ調光信号に応じたインバータ２の電流−電圧特性を示している。調光信号Ｓｇ１により制御される調光レベルの下限付近では、従来構成と同様にインバータ２の電流−電圧特性は略垂直になるから、無負荷２次電圧が高くなり、立ち消えが生じにくくなる。
【００３３】
一方、定格点灯に近い区間ではインバータ２の電流−電圧特性は傾いているが、帰還制御回路５が動作しているから、曲線Ａ，Ｂのどちらの放電灯Ｌａを使用する場合もランプ電流は一定に保たれる。すなわち、同じ調光信号に対して、曲線Ａに対応する放電灯Ｌａのほうが曲線Ｂに対応する放電灯Ｌａに比べて調光制御信号Ｓｇ２が大きくなる。一般に、定格点灯付近では調光レベルの下限付近に比較すると、ランプ電圧が低く、ちらつきや立ち消えが生じにくいから、インバータ２の定格出力付近でのゲインが調光レベルの下限と同じであれば、定格電力が異なっていてもランプ電流を一定にすることができる。
【００３４】
また、調光レベルの下限付近においてインバータ２の電流−電圧特性が略垂直になるから、ちらつきが発生しにくく、また、調光レベルの下限付近での調光制御信号Ｓｇ２はほぼ等しくなり、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着されてもゲインを増加させる必要がない。
【００３５】
調光レベルの下限付近では、周囲温度の変化や放電灯Ｌａの仕様のばらつきによって、ちらつきや立ち消えが発生しやすいが、調光レベルの下限付近ではランプ電流の変化に対する検出回路４の検出値の変化率が大きくなっているから、調光レベルの下限付近において感度よくランプ電流をフィードバック制御することができる。つまり、従来構成に比較すると、調光レベルの下限付近においてランプ電流に対する検出値の変化が大きいから、フィードバック制御の応答性が改善され、オーバシュートによる異常発振が生じにくくなる。定格点灯付近では、ちらつきのようなランプ電流の急峻な変化はほとんど発生しないから、ランプ電流に対する検出値の変化率を小さくしている。
【００３６】
誤差増幅器５２のゲインを一定にする場合に、ランプ電流と検出値とが比例関係である検出回路４を用いると、定格点灯付近と調光レベルの下限付近との両方で最適なゲインを設定することは困難であるが、本実施形態のように検出回路４の入出力特性を非線形にすれば、誤差増幅器５２のゲインは一定でよく帰還制御回路５の設計が容易かつ設計の自由度が高くなる。本実施形態の構成は、定格電力の異なる放電灯Ｌａに用いる場合にとくに有効であり、定格電力が異なっていても同じ調光レベルに対してランプ電流を等しくすることができるから、定格電力の異なる放電灯Ｌａのいずれかについて調光レベルの下限が他の放電灯Ｌａよりも高くなることがなく、すべての放電灯Ｌａについて深い調光が可能になる。
【００３７】
以上説明したように、本実施形態の構成を採用することにより、調光レベルが規定値Ｔｈ１以下の区間では、規定値Ｔｈ１を越える区間に比較して、ランプ電流に対する検出回路４の出力である検出値の変化率を大きくすることができ、結果的に、放電灯の出力が小さく、ちらつきや立ち消えが生じやすい条件では、ランプ電流の変化に対する帰還制御回路５の応答性を高めることができ、調光レベルの低い区間においても安定な点灯が可能になる。しかも、帰還制御回路５の応答性を調光レベルに応じて変化させる構成として、従来構成のように誤差増幅器５２のゲインを変化させるのではなく、誤差増幅器５２に入力する検出値の変化率を変化させているから、誤差増幅器５２の異常発振を防止する構成が不要である。
【００３８】
（実施形態２）
実施形態１では、２個のスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２を切替信号Ｓｇ３，Ｓｇ４で制御する構成を示したが、本実施形態は、図４に示すように、図１に示した実施形態１の構成からスイッチ要素ＳＷ２および電圧源Ｅ１を省略し、スイッチ要素ＳＷ１に代えて逆並列に接続した２個のダイオードＤ２，Ｄ３を用いるものである。つまり、ダイオードＤ２，Ｄ３は抵抗Ｒ１に並列接続され、かつ互いに他方のアノードとカソードとを接続している。
【００３９】
この構成では抵抗Ｒ１を適宜に設定すれば、ランプ電流が図５に示す規定値Ｔｈ２以下の区間では、ダイオードＤ２，Ｄ３が導通しない条件にすることができ、ランプ電流が規定値Ｔｈ２以下の区間では２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の合成抵抗で検出回路４の検出値が得られ、規定値Ｔｈ２を越える区間では抵抗Ｒ２のみで検出回路４の検出値が得られることになる。つまり、実施形態１においてスイッチＳＷ１をオンオフさせる動作と同様の動作が可能になる。その結果、ランプ電流が規定値Ｔｈ２以下の区間であって調光レベルが低い区間では、検出回路４から出力される検出値のランプ電流に対する変化率を大きくすることができ、帰還制御回路５の応答性を高めてちらつきや立ち消えを抑制することができる。また、本実施形態の構成ではスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２および電圧源Ｅ１を用いていないから、実施形態１の構成よりも構成が簡単になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４０】
（実施形態３）
本実施形態は、図６に示すように、図４に示した実施形態２における検出回路４に代えて、ランプ電流を検出するためにカレントトランスＣＴ１を用いた検出回路４を採用している。また、インバータ２の出力を調光制御信号Ｓｇ２によって変化させる技術には、インバータ２に設けたスイッチング素子のオンオフの周波数（出力周波数）を変化させる技術のほか、インバータ２のスイッチング素子をオンオフさせるデューティを変化させる技術なども知られているが、本実施形態では、インバータ２の出力周波数を変化させることにより調光レベルを変化させる構成を前提とする。
【００４１】
検出回路４は、カレントトランスＣＴ１の２次出力を、リアクタンス要素としてのインダクタＬ２とコンデンサＣ３とを介して別のカレントトランスＣＴ２に与えており、カレントトランスＣＴ２の２次出力をダイオードブリッジからなる整流器ＤＢにより整流し、整流器ＤＢの出力電圧をコンデンサＣ４と抵抗Ｒ４との並列回路の両端に印加するように構成される。コンデンサＣ３はインバータ２の出力周波数によるインピーダンスの変化を無視できる程度に容量の十分に大きいものを用いる。コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４との並列回路は、実施形態１、２におけるコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３との並列回路と同様に作用し、コンデンサＣ４の両端電圧が検出回路４の出力として減算器５１に入力される。
【００４２】
本実施形態の構成では、調光レベルを変化させるためにインバータ２の出力周波数を変化させると（たとえば、定格点灯時に５０ｋＨｚ、調光レベルの下限付近において９０ｋＨｚ）、２個のカレントトランスＣＴ１，ＣＴ２の間に設けたインダクタＬ２のインピーダンスが変化することを利用し、ランプ電流に対する検出回路４の検出値の変化率を調光レベルに応じて変化させている。インダクタＬ２のインダクタンスをＬ、インバータ２の出力周波数をｆとすれば、インダクタＬ２のインピーダンスは２πｆＬになるから、検出回路４の出力はインダクタＬ２のインピーダンスに依存しており、ランプ電流に対して検出回路４から出力される検出値は図７のような変化になる。つまり、調光レベルが低い区間ではインバータ２の出力周波数が高くなるから、インダクタＬ２のインピーダンス（リアクタンス）が大きくなり、ランプ電流に対するカレントトランスＣＴ２の出力の変化率が大きくなる。したがって、本実施形態の構成でも調光レベルが低い区間では、高い区間よりも、ランプ電流に対する検出値の変化率を大きくすることができる。
【００４３】
また、本実施形態の構成では、実施形態１、２の構成のようにランプ電流を抵抗Ｒ１，Ｒ２により検出するのではなく、カレントトランスＣＴ１を用いてランプ電流を検出しているから、カレントトランスＣＴ１，ＣＴ２の巻数比によって信号を増幅することになり、また抵抗Ｒ１，Ｒ２を用いる場合に比較すると発熱も少ないから電力損失を低減することができる。なお、リアクタンス要素としてインダクタＬ２ではなくコンデンサを用いたり、インダクタとコンデンサとを組合せた回路を用いることも可能であるが、いずれの場合も、調光レベルが低い区間において高い区間よりもランプ電流に対する検出値の変化率が大きくなる接続関係とする。他の構成は実施形態１と同様である。
【００４４】
（実施形態４）
本実施形態は、図８に示すように、図６に示した実施形態３の構成の検出回路４と同様にカレントトランスＣＴを用いてランプ電流を検出するように検出回路４を構成したものであるが、実施形態３のように２個のカレントトランスＣＴ１，ＣＴ２を用いるのではなく、１個のカレントトランスＣＴのみを用い、さらにインダクタＬ２およびコンデンサＣ３を省略し、インダクタＬ２に代えてカレントトランスＣＴのリーケージインダクタンスを用いる構成としてある。つまり、カレントトランスＣＴのコアにはリーケージギャップを設けてある。カレントトランスＣＴの２次出力は、実施形態３の構成におけるカレントトランスＣＴ２の２次出力と同様に、ダイオードブリッジからなる整流器ＤＢにより整流している。また、実施形態３では整流器ＤＢの出力を抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４との並列回路に印加しているが、本実施形態では抵抗Ｒ４のみ接続してあり、誤差増幅器５２を積分回路として構成することによりコンデンサＣ４を省略している。さらに、誤差増幅器５２は、調光器６からの調光信号Ｓｇ１の調光レベルに応じて電圧が変化する調光電圧Ｖｄｉｍと検出回路４から出力される検出値との差分を出力する機能を有しており、上述した各実施形態における減算器５１および加算器５３の機能を兼ね備えている。つまり、誤差増幅器５２の出力が調光制御信号Ｓｇ２になるのであって、この調光制御信号Ｓｇ２はインバータ制御回路ＣＯＮ２に与えられる。
【００４５】
図８では直流電源１およびインバータ２の構成例を具体回路で示している。図示する直流電源１は、昇圧型のチョッパ回路を用いており、商用電源のような交流電源ＶＳをダイオードブリッジからなる整流回路ＲＥにより全波整流し、チョッパ回路により力率改善と高調波歪の除去とを行う構成になっている。したがって、図示していないが、交流電源ＶＳと整流回路ＲＥとの間には高周波を除去するローパスフィルタが設けられる。
【００４６】
チョッパ回路は、整流回路ＲＥの直流出力端間にインダクタＬ３とスイッチング素子Ｑ３との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ３の両端間にダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ５との直列回路を接続した構成を有している。スイッチング素子Ｑ３にはＭＯＳＦＥＴを用いており、スイッチング素子Ｑ３はチョッパ制御回路ＣＯＮ１により高周波でオンオフされる。図示していないが、チョッパ制御回路ＣＯＮ１では、直流電源１の出力を監視するとともにスイッチング素子Ｑ３のオンオフのデューティを制御することにより出力電圧を制御する。
【００４７】
インバータ２は、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を平滑コンデンサＣ５の両端間に接続したハーフブリッジ型のインバータであって、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と負荷回路３との間に直流カット用のコンデンサＣｄを接続してある。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インバータ制御回路ＣＯＮ２により高周波で交互にオンオフされ、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にはスイッチング素子Ｑ１を通して負荷回路３に給電するとともにコンデンサＣｄを充電し、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にはコンデンサＣｄを電源として負荷回路３に給電するように構成されている。
【００４８】
負荷回路３に用いるインダクタＬ１には２個の予熱巻線を設けてあり、放電灯Ｌａに設けたフィラメントを予熱する電力を予熱巻線から与えるようにしてある。各予熱巻線と各フィラメントとの間にはそれぞれコンデンサＣｈ１，Ｃｈ２を挿入してあり、予熱時のようにインバータ２の出力周波数が高い期間においてフィラメントに比較的大きい電流が流れ、放電灯Ｌａの定格点灯時のようにインバータ２の出力周波数が低い期間にはフィラメントに流れる電流が少なくなるようにしてある。
【００４９】
誤差増幅器５２は、演算増幅器ＯＰ１を用いて構成され、演算増幅器ＯＰ１の出力端と反転入力端との間にコンデンサＣｐと抵抗Ｒｐとの並列回路を接続することによって積分回路として機能し、低周波のリプル成分を除去できるように構成してある。また、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端と非反転入力端とにはそれぞれ入力用の抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２が接続されている。非反転入力端には検出回路４の出力が抵抗Ｒｉ１を介して入力され、反転入力端には上述した調光電圧Ｖｄｉｍが抵抗Ｒｉ２を介して印加される。つまり、誤差増幅器５２は調光電圧Ｖｄｉｍと検出回路４の検出値との差分を増幅する機能を有しているから、減算器５１としての機能も有している。つまり、誤差増幅器５２は、調光電圧Ｖｄｉｍから検出回路４の検出値を減算し、減算値を積分するとともに増幅して調光制御信号Ｓｇ２として出力するのである。
【００５０】
誤差増幅器５２から出力される調光制御信号Ｓｇ２は、調光電圧Ｖｄｉｍを目標値としており、検出回路４から出力される検出値が目標値よりも大きいときには調光制御信号Ｓｇ２が負になり、逆に検出回路４から出力される検出値が目標値よりも小さいときには調光制御信号Ｓｇ２が正になる。したがって、インバータ制御回路ＣＯＮ２では、調光制御信号Ｓｇ２が負になるとインバータ２の出力周波数を高くなるように制御してランプ電流を減少させ、調光制御信号ＳＧ２が正になるとインバータ２の出力周波数を低くなるように制御してランプ電流を増加させる。
【００５１】
ところで、カレントトランスＣＴの１次巻線に流れる電流（１次電流）と、２次巻線に誘起される電圧（２次電圧）とは図９に示すように比例関係になる。ただし、１次電流に対する２次電流の傾きは、周波数が高いほど大きく、２次巻線の巻数が多い（１次巻線に対する２次巻線の巻数比が大きい）ほど大きく、リーケージギャップが小さいほど大きくなる。要するに、これらの要素が変化すると、カレントトランスＣＴの１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスが変化し、カレントトランスＣＴの１次巻線と２次巻線との結合係数が変化するのである。相互インダクタンスＭは、真空中の透磁率をμ０、コアの透磁率をμｒ、実効断面積をＡｅ、磁路長をＬ、１次巻線と２次巻線との巻数をそれぞれＮ１，Ｎ２とするとき次式で表される。
Ｍ＝μ０・μｒ・Ａｅ・Ｎ１・Ｎ２／Ｌ
いま、カレントトランスＣＴの等価回路として、結合係数が１である理想トランスと、理想トランスの１次巻線に励磁インダクタンスが並列接続されるとともに、理想トランスの１次巻線と励磁インダクタンスとの並列回路と直列にリーケージギャップによる漏れインダクタンスが接続されたものを考える。この等価回路では励磁インダクタンスに流れる電流が大きいほど、理想トランスの２次出力が大きくなる。
【００５２】
しかるに、インバータ２の出力周波数が高いほど励磁インダクタンスを流れる電流は小さくなり、出力周波数が低くなると励磁インダクタンスを流れる電流が増加して２次側の電圧が低下する。すなわち、出力周波数が低く、巻数が少なく、リーケージギャップが大きいほど図９における傾きが小さくなる。言い換えると、カレントトランスＣＴのリーケージギャップの調節によって、ランプ電流に対する検出値の変化率を調節することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５３】
本実施形態の構成では、上述した各実施形態と同様に、調光レベルの下限付近でのちらつき、立ち消え、異常発振を生じることなく、深い調光が可能であり、しかも、上述した各実施形態に比較して部品点数が少なく、コストの低減が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】本発明の実施形態２を示す回路図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】本発明の実施形態３を示す回路図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】本発明の実施形態４を示す回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】従来例を示す回路図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
【００５５】
１  直流電源
２  インバータ
３  負荷回路
４  検出回路
５  帰還制御回路
５２  誤差増幅器
ＣＴ  カレントトランス
ＣＴ１  カレントトランス
ＣＴ２  カレントトランス
Ｌａ  放電灯
Ｌ２  インダクタ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
ＳＷ１  スイッチ要素
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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