(57)【要約】【課題】  簡単且つ安価な構成で直流母線電流の検出値に基づいて各相の相電流を検出可能な３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を提供する。【解決手段】  電流検出回路８がインバータ主回路２のシャント抵抗１を流れる直流母線電流を検出し、サンプルホールド回路９が電流検出回路８にて検出した電流値をサンプルホールドし、マイコン４は、サンプルホールド回路９のコンデンサ９ｃにて保持された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、スイッチング素子２ｕ〜２ｚのスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。【選択図】  図１
2005269880.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
前記インバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、
その直流母線電流検出手段にて検出した電流値をサンプルホールドするサンプルホールド手段と、
そのサンプルホールド手段にて保持された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、
を備えたことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングで一の特定相の相電流を検出すると共に、前記ＰＷＭキャリア信号の山に隣接する谷近傍のタイミングで他の一の特定相の相電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項３】
前記サンプルホールド手段は、前記インバータ主回路を構成する複数のスイッチング素子の駆動信号の組み合わせに基づいて前記電流値のサンプル信号を生成するサンプル信号発生手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項４】
半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
前記インバータ主回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、
前記直流母線電流検出手段にて検出した電流値をピークホールドするピークホールド手段と、
そのピークホールド手段にて保持された電流値を前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、
を備えたことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項５】
３つのＰＷＭ変調信号のうちで中間レベルの変調信号とＰＷＭキャリア信号とが交差するタイミング付近で前記ピークホールド手段のリセットを終了させるように構成されたことを特徴とする請求項４に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項６】
前記ピークホールド手段にて保持された電流値の取り込み完了後に前記ピークホールド手段のリセットを開始させるように構成されたことを特徴とする請求項４又は５に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項７】
半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有し、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭキャリア周期でスイッチングする２相変調制御式の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
連続する２つのＰＷＭ期間で各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間が所定幅以上となるようにパルス幅を変調するＰＷＭ変調手段と、
前記インバータ主回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、
その直流母線電流検出手段によって前記各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間において検出された電流値を、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、
を備えたことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項８】
前記ＰＷＭ変調手段は、前記連続する２つのＰＷＭ期間のそれぞれ中心部で発生する電圧ベクトルの位相差が１２０度となるようにパルス幅を変調することを特徴とする請求項７に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項９】
前記ＰＷＭ変調手段は、前記位相差が１２０度異なる２つの電圧ベクトル及び前記電圧ベクトルに対し１８０度位相の異なる２つの電圧ベクトルを２つの連続するＰＷＭ期間で使用するとともに、前記４つの電圧ベクトルのうち６０度位相の異なる２つの電圧ベクトルを第１のＰＷＭ期間で、残りの２つの電圧ベクトルを第２のＰＷＭ期間でそれぞれ発生させることを特徴とする請求項８に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１０】
今回のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉａ（ｎ）と２回前のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉａ（ｎ−２）との平均値及び１回前のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉｂ（ｎ−１）に基づいて、電流振幅、電流位相、回転座標軸上のｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑの内、少なくとも１つを算出するように構成されたことを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１１】
半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有し、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭキャリア周期でスイッチングする２相変調制御式の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
前記インバータ主回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、
その直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、
を備えたことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１２】
２以上のＰＷＭキャリア周期からなる特定期間で１つの指令電圧ベクトルを作成すると共に、前記特定期間内の各ＰＷＭキャリア周期で前記指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を変更することを特徴とする請求項１１に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１３】
前記特定期間の各ＰＷＭキャリア周期では、大きさを持たないゼロ電圧ベクトルと大きさを持つ単一の基本電圧ベクトルとを発生させることを特徴とする請求項１２に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１４】
前記特定期間は、それぞれ１ＰＷＭキャリア周期をなす第１の期間と第２の期間とからなり、
３相中の１相の変調度が前記第１の期間及び前記第２の期間で略１００％であり且つ他の２相中の１相の変調度が前記第１の期間で略０％である、又は３相中の１相の変調度が前記第１の期間及び前記第２の期間で略０％であり且つ他の２相中の１相の変調度が前記第１の期間で略１００％であることを特徴とする請求項１２又は１３に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１５】
前記特定期間内の各ＰＷＭキャリア周期がＰＷＭキャリア信号の山又は谷で変更されるとともに、各ＰＷＭキャリア周期内で単一の基本電圧ベクトルを用いることを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１６】
通常のＰＷＭ変調を行う期間と前記特定期間とを切り換える制御を行うように構成したことを特徴とする請求項１２乃至１５のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１７】
大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする請求項１乃至１６のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１８】
前記第１の状態において検出した各々の相電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成されたことを特徴とする請求項１７に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項１９】
半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
前記インバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、
大きさを持つ６種類の基本電圧ベクトルＶ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ３（０，１，０）、Ｖ４（０，１，１）、Ｖ５（０，０，１）、Ｖ６（１，０，１）の少なくとも１つと、大きさを持たない２種類の零電圧ベクトルＶ０（０，０，０）、Ｖ７（１，１，１）の少なくとも１つとを合成して指令電圧ベクトルを発生させる方式によって前記半導体スイッチング素子の駆動信号を発生させる駆動信号発生手段と、
前記直流母線電流検出手段にて検出した電流値を、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、
を備え、
前記駆動信号発生手段は、奇数番号の前記基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５の各発生期間の略中央部では前記零電圧ベクトルＶ７を選択し、偶数番号の前記基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６の各発生期間の略中央部では前記零電圧ベクトルＶ０を選択するように構成されたことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項２０】
前記駆動信号発生手段は、前記零電圧ベクトルＶ０とＶ７とを電気角で略６０度毎に切り替えて使用するように構成されたことを特徴とする請求項１９に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項２１】
前記駆動信号発生手段は、奇数番号の前記基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５が偶数番号の前記基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６よりもサイズが大きいときは前記零電圧ベクトルＶ７を選択し、偶数番号の前記基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６が奇数番号の前記基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５よりもサイズが大きいときは前記零電圧ベクトルＶ０を選択するように構成されたことを特徴とする請求項１９又は２０に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項２２】
前記駆動信号発生手段は、回転数に応じてＰＷＭ周波数を変化させることを特徴とする請求項１９乃至２１のいずれかに記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項２３】
半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、
前記インバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、
前記半導体スイッチング素子の駆動信号を発生させる駆動信号発生手段と、
前記直流母線電流検出手段にて検出した電流値を、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、
その相電流検出手段によって検出された任意のタイミングθ１における相電流値と前記θ１よりΔθ経過後のタイミングθ１＋Δθにおける相電流値とから電流位相及び電流振幅を算出する電流位相・振幅検出手段と
を備えたことを特徴とする３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【請求項２４】
前記Δθが電気角で略６０度に設定されたことを特徴とする請求項２３に記載の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に関し、特に、インバータ主回路の直流母線電流の検出値に基づいて各相の相電流を検出するようにした３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置では、半導体スイッチング素子への過電流安全対策としてインバータ主回路にシャント抵抗を設け、その両端の電圧を検出することにより直流母線電流を検出する直流電流検出器が設けられると共に、２相の相電流を検出するために二つの電流センサが設けられる構成が採用されていた。しかし、上述した従来のＰＷＭインバータ装置は、相電流を検出するために二つの電流センサを設けることで装置が大型化するだけでなく、製造コストも高くなるという欠点がある。
【０００３】
このような従来技術の欠点に鑑みて、従来、インバータ主回路の直流母線電流を検出するために１つの電流検出器を設けると共に、その検出値と各相のスイッチング素子のスイッチングパターンとに基づいて相電流を検出する旨の技術が提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照。）。
【０００４】
一方、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、３相交流電流線の１つに相電流検出器を設け交流電流ゼロクロスタイミング時に印加電圧位相を基準とする電流位相を求め、この電流位相を所望の値となるように制御することにより動作の安定化等を図る旨の技術が提案されている（例えば、特許文献３参照。）。
【０００５】
また、直流母線から給電され制御回路により制御されるスイッチング素子を有するインバータを備えると共に、前記直流母線にその直流母線を通流する直流電流を測定する分流器を備え、出力電圧ベクトルの２つの成分のうちの少なくとも一方が所定値未満であるとき、２つの成分の各々が前記所定値と少なくとも等しい２つのベクトルを、これらのベクトル平均が前記出力電圧ベクトルと等しくなるように計算する手段を具備し、特に、前記２つのベクトルが２つの連続した対称なＰＷＭ周期の間に適用されることを特徴とする交流電動機用周波数変換器が提案されている（例えば、特許文献４参照。）。
【特許文献１】特許第２７１２４７０号公報
【特許文献２】特許第２５６３２２６号公報
【特許文献３】特開平５−２３６７８９号公報
【特許文献４】特開平１１−４５９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載された従来技術では、相数分のサンプルホールド回路を用いて個別に各相の相電流を検出するため、構成が複雑になるという問題がある。
【０００７】
また、特許文献２に記載された従来技術では、ＰＷＭ周期内の任意の２つのタイミングで電流を検出する必要があるため、一般的なマイコンを用いて相電流検出のためのＡ／Ｄ変換を行うことが困難であるという問題がある。
【０００８】
さらに、特許文献３に記載された従来技術では、相電流検出器が一般的に高価であり体格が大きく、インバータ装置の低コスト、小型化という市場ニーズに合致しないという問題がある。また、電流ゼロクロスタイミングで電流位相を検出するため、１８０度毎での位相検出となり、瞬時位相の検出ができないという問題がある。また、電流振幅が小さい場合において、ゼロクロスを検出できないために位相検出を行えないという問題もある。
【０００９】
また、特許文献４に記載された従来技術では、２つのパルス幅を所定時間以上にする第１ＰＷＭ期間で、２つの電圧ベクトルの内の１つの電圧ベクトルが２分割されてパルス幅が短くなり、高精度な相電流検出を行えない場合があるという問題がある。例えば、図３０（ａ）は単一のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させる場合におけるベクトル図及びスイッチングパターン図の一例であり、（ｂ）は２つのＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させる場合におけるベクトル図及びスイッチングパターン図の一例である。図３０（ｂ）では、第１ＰＷＭ期間において電圧ベクトルＶ１及びＶ２のパルス期間を所定幅以上として電流検出されるのであるが、一方の電圧ベクトルＶ２が２分割されてパルス幅が短くなっている。
【００１０】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、簡単且つ安価な構成で直流母線電流の検出値に基づいて各相の相電流を検出可能な３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を提供することを解決すべき課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
以下、上記課題を解決するのに適した各手段につき、必要に応じて作用効果等を付記しつつ説明する。
【００１２】
本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、前記インバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、その直流母線電流検出手段にて検出した電流値をサンプルホールドするサンプルホールド手段と、そのサンプルホールド手段にて保持された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
従って、直流母線電流検出手段は、インバータ主回路における直流母線電流を検出し、サンプルホールド手段は、直流母線電流検出手段にて検出した電流値をサンプルホールドし、相電流検出手段は、サンプルホールド手段にて保持された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、ＰＷＭ信号を作成するためのＰＷＭキャリア信号の山又は谷となるタイミングでＡ／Ｄ変換を行う一般的且つ安価なマイコンを相電流検出手段として用いることが可能であると共に、サンプルホールド手段を１箇所に設けるだけで相電流の検出を行うことができるため、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価な構成とすることができる。
【００１４】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングで一の特定相の相電流を検出し、前記ＰＷＭキャリア信号の山に隣接する谷近傍のタイミングで他の一の特定相の相電流を検出することを特徴とする。
【００１５】
従って、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングと隣接する谷近傍のタイミングとで連続して２相の相電流を検出するので、瞬時電流を高精度に検出することができる。
【００１６】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記サンプルホールド手段は、前記インバータ主回路を構成する複数のスイッチング素子の駆動信号の組み合わせに基づいて前記電流値のサンプル信号を生成するサンプル信号発生手段を備えたことを特徴とする。
【００１７】
従って、サンプル信号発生手段によって複数の半導体スイッチング素子の駆動信号の組み合わせに基づいてサンプル信号が生成され、そのサンプル信号に基づいて電流値がサンプルホールドされるため、各相の上下アームのスイッチング素子が共にオフとなるデッドタイム期間では、確実にサンプルホールドの実行が停止されるので、検出電流値の精度が悪化することがない。
【００１８】
また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、前記インバータ主回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、前記直流母線電流検出手段にて検出した電流値をピークホールドするピークホールド手段と、そのピークホールド手段にて保持された電流値を前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
従って、直流母線電流検出手段は、インバータ主回路の直流母線電流を検出し、ピークホールド手段は、直流母線電流検出手段にて検出した電流値をピークホールドし、相電流検出手段は、ピークホールド手段にて保持された電流値を前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、ピークホールド手段によって検出されたピークレベルの電流値の取り込みとピークホールド手段のリセットとを行うだけで相電流の検出を行うことができるため、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価な構成とすることができる。
【００２０】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、３つのＰＷＭ変調信号のうちで中間レベルの変調信号とＰＷＭキャリア信号とが交差するタイミング付近で前記ピークホールド手段のリセットを終了させるように構成されたことを特徴とする。
【００２１】
従って、３つのＰＷＭ変調信号のうちで中間レベルの変調信号とＰＷＭキャリア信号とが交差するタイミングで半導体スイッチング素子のスイッチングパターンが切り替わるので、このタイミング付近でピークホールド手段のリセットを終了させることにより、各相の相電流を順次検出することができる。
【００２２】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記ピークホールド手段にて保持された電流値の取り込み完了後に前記ピークホールド手段のリセットを開始させるように構成されたことを特徴とする。
【００２３】
従って、ピークホールド手段にて保持された電流値の取り込みにより一の特定相の相電流を確実に検出した後にピークホールド手段のリセットを開始させて、他の一の特定相の相電流検出の準備状態とすることができる。
【００２４】
また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有し、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭキャリア周期でスイッチングする２相変調制御式の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、連続する２つのＰＷＭ期間で各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間が所定幅以上となるようにパルス幅を変調するＰＷＭ変調手段と、前記インバータ主回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、その直流母線電流検出手段によって前記各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間において検出された電流値を、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２５】
従って、ＰＷＭ変調手段は、連続する２つのＰＷＭ期間で各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間が所定幅以上となるようにパルス幅を変調し、直流母線電流検出手段は、インバータ主回路の直流母線電流を検出し、相電流検出手段は、直流母線電流検出手段によって各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間において検出された電流値を、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、二分割されないＰＷＭ期間中心部において所定幅以上のパルスを検出できるので、電流検出の精度低下を回避することができる。
【００２６】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記ＰＷＭ変調手段が、前記連続する２つのＰＷＭ期間のそれぞれ中心部で発生する電圧ベクトルの位相差が１２０度となるようにパルス幅を変調することを特徴とする。
【００２７】
従って、連続する２つのＰＷＭ期間のそれぞれ中心部で発生する電圧ベクトルの位相差が１８０度でないので、異なる２つの相の電流検出が可能となり、さらにパルス幅を拡げることも可能となる。
【００２８】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記ＰＷＭ変調手段が、前記位相差が１２０度異なる２つの電圧ベクトル及び前記電圧ベクトルに対し１８０度位相の異なる２つの電圧ベクトルを２つの連続するＰＷＭ期間で使用するとともに、前記４つの電圧ベクトルのうち６０度位相の異なる２つの電圧ベクトルを第１のＰＷＭ期間で、残りの２つの電圧ベクトルを第２のＰＷＭ期間でそれぞれ発生させることを特徴とする。
【００２９】
従って、低変調度であっても対向する（１８０度位相の異なる）ベクトル成分を持たせることができるため、長いパルス幅を発生させることができる。
【００３０】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、今回のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉａ（ｎ）と２回前のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉａ（ｎ−２）との平均値及び１回前のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉｂ（ｎ−１）に基づいて、電流振幅、電流位相、回転座標軸上のｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑの内、少なくとも１つを算出するように構成されたことを特徴とする。
【００３１】
従って、電流検出の同時性が確保できるため、電流位相、電流振幅、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流の検出精度が向上する。
【００３２】
また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有し、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭキャリア周期でスイッチングする２相変調制御式の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、前記インバータ主回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、その直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００３３】
従って、直流母線電流検出手段は、インバータ主回路の直流母線電流を検出し、相電流検出手段は、直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。すなわち、２相変調制御では大きさを有する２つの異なる基本電圧ベクトルの発生期間の中心がＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍となるため、ＰＷＭ信号を作成するためのＰＷＭキャリア信号の山又は谷となるタイミングでＡ／Ｄ変換を行う一般的且つ安価なマイコンを相電流検出手段として用いることができると共に、サンプルホールド回路、ピークホールド回路、論理回路等を設けることなく相電流の検出を行うことができるため、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を極めて簡単且つ安価な構成とすることができる。
【００３４】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、２以上のＰＷＭキャリア周期からなる特定期間で１つの指令電圧ベクトルを作成すると共に、前記特定期間内の各ＰＷＭキャリア周期で前記指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を変更することを特徴とする。
【００３５】
従って、例えば、指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルに近い場合や変調度が低い場合等、電流値の正確な検出が困難な場合でも、特定期間内の各ＰＷＭキャリア周期で通常よりも大きな基本電圧ベクトルを発生させると共に、それらの平均が指令電圧ベクトルとなるように各ＰＷＭキャリア周期で基本電圧ベクトル成分の変更を行うことにより、電流値の取り込みに必要な時間幅が十分に確保されるので、高精度に相電流を検出することができる。
【００３６】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記特定期間の各ＰＷＭキャリア周期では、大きさを持たないゼロ電圧ベクトルと大きさを持つ単一の基本電圧ベクトルとを発生させることを特徴とする。
【００３７】
従って、指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルに近い場合や変調度が低い場合等、電流値の正確な検出が困難な場合でも、例えば、各ＰＷＭキャリア周期においてＰＷＭキャリア信号の山又は谷が発生中心となる通常よりも大きな単一の基本電圧ベクトルを発生させ、且つそれらの平均が指令電圧ベクトルとなるように基本電圧ベクトル成分の変更を行うことにより、電流値の取り込みに必要な時間が十分に確保されるので、高精度に相電流を検出することができる。
【００３８】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記特定期間が、それぞれ１ＰＷＭキャリア周期をなす第１の期間と第２の期間とからなり、３相中の１相の変調度が前記第１の期間及び前記第２の期間で略１００％であり且つ他の２相中の１相の変調度が前記第１の期間で略０％である、又は３相中の１相の変調度が前記第１の期間及び前記第２の期間で略０％であり且つ他の２相中の１相の変調度が前記第１の期間で略１００％であることを特徴とする。
【００３９】
従って、第１の期間と第２の期間との境界でＰＷＭキャリア信号が谷の場合は、変調度が略０％となっている相の変調度を、そのまま第２の期間においても略０％とし、第１の期間と第２の期間との境界でＰＷＭキャリア信号が山の場合は、変調度が略１００％となっている相の変調度を、そのまま第２の期間でも略１００％とすることにより、ＰＷＭキャリア信号の連続する山、谷で異なる電圧ベクトルの発生中心とすることができるので、短い期間で２相の電流値を取り込むことができ、高精度に瞬時電流を取り込むことができる。
【００４０】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記特定期間内の各ＰＷＭキャリア周期がＰＷＭキャリア信号の山又は谷で変更されるとともに、各ＰＷＭキャリア周期内で単一の基本電圧ベクトルを発生させることを特徴とする。
【００４１】
従って、特定期間内でＰＷＭキャリア周期を短縮する変更を行うことで２相の電流取り込みタイミング差が縮小すると共に、各ＰＷＭキャリア周期内で単一の基本電圧ベクトルが発生することにより、高精度に瞬時電流の検出を行うことができる。
【００４２】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、通常のＰＷＭ変調を行う期間と前記特定期間とを切り換える制御を行うように構成したことを特徴とする。
【００４３】
従って、通常のＰＷＭ変調を行う期間と特定期間とを所定のタイミングで切り替えて併用することにより、特定期間におけるＰＷＭ変調制御が間引かれて実行されるので、特定期間内に行われるキャリア周期毎のマイコンへのＰＷＭタイマの設定回数を減らすことができ、マイコンにおけるソフトウェア処理の負荷を軽減させることができる。
【００４４】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、前記各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、前記各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止したことを特徴とする。
【００４５】
従って、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【００４６】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記第１の状態で各ＰＷＭキャリア周期において検出した各電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成されたことを特徴とする。
【００４７】
従って、電流値の検出が禁止される第２の状態においては、メモリに保存されたｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧を基準にした電流位相、電流振幅の内、少なくとも１つの情報を読み出してモータ制御に使用することが可能となる。
【００４８】
また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、前記インバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、大きさを持つ６種類の基本電圧ベクトルＶ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ３（０，１，０）、Ｖ４（０，１，１）、Ｖ５（０，０，１）、Ｖ６（１，０，１）の少なくとも１つと、大きさを持たない２種類の零電圧ベクトルＶ０（０，０，０）、Ｖ７（１，１，１）の少なくとも１つとを合成して指令電圧ベクトルを発生させる方式によって前記半導体スイッチング素子の駆動信号を発生させる駆動信号発生手段と、前記直流母線電流検出手段にて検出した電流値を、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、を備え、前記駆動信号発生手段は、奇数番号の前記基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５の各発生期間の略中央部では前記零電圧ベクトルＶ７を選択し、偶数番号の前記基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６の各発生期間の略中央部では前記零電圧ベクトルＶ０を選択するように構成されたことを特徴とする。
【００４９】
従って、駆動信号発生手段が、大きさを持つ６種類の基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の少なくとも１つと、大きさを持たない２種類の零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の少なくとも１つとを合成して指令電圧ベクトルを発生させる方式によって半導体スイッチング素子の駆動信号を発生させると、直流母線電流検出手段は、インバータ主回路の直流母線電流を検出し、相電流検出手段は、直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。ここで、駆動信号発生手段は、奇数番号の基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５の各発生期間の略中央部では零電圧ベクトルＶ７を選択するので、奇数番号の基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５がそれぞれ１つの長いパルスで構成される。一方、偶数番号の基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６の各発生期間の略中央部では零電圧ベクトルＶ０を選択するので、偶数番号の基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６がそれぞれ１つの長いパルスで構成される。よって、常時、パルス幅の大きな電圧ベクトルを発生させることができるので、直流母線電流検出手段による直流母線電流の検出精度の向上及び検出可能領域の拡大を図ることができる。
【００５０】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記駆動信号発生手段は、前記零電圧ベクトルＶ０とＶ７とを電気角で略６０度毎に切り替えて使用するように構成されたことを特徴とする。
【００５１】
従って、パルス幅の大きな電圧ベクトルを常時発生させるための零電圧ベクトルの選択を極めて簡単なロジックで実現することができる。
【００５２】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記駆動信号発生手段が、奇数番号の前記基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５が偶数番号の前記基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６よりもサイズが大きいときは前記零電圧ベクトルＶ７を選択し、偶数番号の前記基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６が奇数番号の前記基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５よりもサイズが大きいときは前記零電圧ベクトルＶ０を選択するように構成されたことを特徴とする。
【００５３】
従って、奇数番号の基本電圧ベクトル及び偶数番号の基本電圧ベクトルの内、相対的にサイズが大きな基本電圧ベクトルを１つの長いパルスで構成することができるので、直流母線電流検出手段は直流母線電流をより高い精度で検出することができる。
【００５４】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記駆動信号発生手段が、回転数に応じてＰＷＭ周波数を変化させることを特徴とする。
【００５５】
従って、回転数に応じてＰＷＭ周波数を変化させることにより、直流母線電流検出手段による直流母線電流の検出可能領域を拡大することができる。例えば、低回転領域におけるＰＷＭ周波数を小さくすることにより、力率角検出可能領域の拡大を図ることができる。
【００５６】
また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置において、前記インバータ主回路における直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段と、前記半導体スイッチング素子の駆動信号を発生させる駆動信号発生手段と、前記直流母線電流検出手段にて検出した電流値を、前記半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する相電流検出手段と、その相電流検出手段によって検出された任意のタイミングθ１における相電流値と前記θ１よりΔθ経過後のタイミングθ１＋Δθにおける相電流値とから電流位相及び電流振幅を算出する電流位相・振幅検出手段とを備えたことを特徴とする。
【００５７】
従って、駆動信号発生手段が、半導体スイッチング素子の駆動信号を発生させると、直流母線電流検出手段は、インバータ主回路の直流母線電流を検出し、相電流検出手段は、直流母線電流検出手段によって検出された電流値を、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。そして、電流位相・振幅検出手段は、相電流検出手段によって検出された任意のタイミングθ１における相電流値と前記θ１よりΔθ経過後のタイミングθ１＋Δθにおける相電流値とから電流位相及び電流振幅を算出する。よって、タイミングの異なる２つの相電流値を用いて、任意のタイミングで確実に電流位相及び電流振幅を算出することができる。
【００５８】
また、前記３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の好ましい態様は、前記Δθが電気角で略６０度に設定されたことを特徴とする。
【００５９】
従って、一定周期で電流位相及び電流振幅を算出することで、計算回数の低減及び計算マップの縮小化を図り、計算処理を実行するマイコンの負荷を低減することができる。
【発明の効果】
【００６０】
本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置によれば、ＰＷＭ信号を作成するためのＰＷＭキャリア信号の山又は谷となるタイミングでＡ／Ｄ変換を行う一般的且つ安価なマイコンを用いた簡単且つ安価な構成で確実に相電流を検出することができる。
【００６１】
また、本発明の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置によれば、直流母線電流の検出に基づくタイミングの異なる２つの相電流値を用いて、任意のタイミングで確実に電流位相及び電流振幅を算出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６２】
以下、本発明を具体化した３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の各実施形態について図面を参照しつつ説明する。
【００６３】
まず、第一の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置（以下、インバータ装置と称する）１の全体構成について、図１の回路図を参照しつつ説明する。
【００６４】
インバータ装置１は、ＰＷＭスイッチング信号に基づいて三相交流電動機（以下、モータと称する）ＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相へ駆動電力を供給するインバータ主回路２と、インバータ主回路２を介してモータＭへ電力を供給する直流電源３と、インバータの出力電圧指令に比例したデューティ比のＰＷＭ信号を生成すると共に相電流検出のためのＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）を内蔵したマイコン４と、マイコン４から入力されたＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭスイッチング信号を発生するデッドタイム発生回路５と、ＰＷＭスイッチング信号に基づいてインバータ主回路２の上アームの各スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗをオンオフする上段ゲートドライブ回路６と、ＰＷＭスイッチング信号に基づいてインバータ主回路２の下アームの各スイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚをオンオフする下段ゲートドライブ回路７と、電流検出回路８と、サンプルホールド回路９とから構成されている。尚、マイコン４が、本発明の相電流検出手段を、サンプルホールド回路９がサンプルホールド手段をそれぞれ構成するものである。
【００６５】
インバータ主回路２は、直流母線２ａ，２ｂ間に、Ｕ相上段のスイッチング素子２ｕ、Ｕ相下段のスイッチング素子２ｘ、Ｖ相上段のスイッチング素子２ｖ、Ｖ相下段のスイッチング素子２ｙ、Ｗ相上段のスイッチング素子２ｗ、及びＷ相下段のスイッチング素子２ｚからなる６個のスイッチング素子をブリッジ接続した周知構成の三相インバータ回路である。また、インバータ主回路２の直流母線２ｂ上には電流検出用のシャント抵抗１０が設けられている。
【００６６】
デッドタイム発生回路５は、マイコン４から入力されたＰＷＭ信号に対し短絡防止のデッドタイムを設けてインバータ主回路２のアーム上下のスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚへの駆動信号（オンオフ指令）としてのＰＷＭスイッチング信号を発生する。
【００６７】
電流検出回路８は、オペアンプと２個の抵抗とからなり、シャント抵抗１０の一端側の電圧を検出することによって、直流母線２ｂを流れる直流母線電流を検出する回路である。尚、シャント抵抗１０及び電流検出回路８が本発明の直流母線電流検出手段を構成するものである。
【００６８】
サンプルホールド回路９は、電流検出回路８による直線母線電流の検出値をサンプルホールドするための回路であり、サンプル信号発生回路９ａと、アナログスイッチ９ｂと、コンデンサ９ｃとから構成される。サンプル信号発生回路９ａは、デッドタイム発生回路５より出力されるＰＷＭスイッチング信号に基づいてサンプル信号を発生させるための論理回路であり、アナログスイッチ９ｂはサンプル信号発生回路９ａによって入力されたサンプル信号によってオンオフされる。また、アナログスイッチ９ｂがオンされることによって、電流検出回路８にて検出された直線母線電流の電流値がコンデンサ９ｃにてサンプルホールドされる。尚、サンプル信号発生回路９ａが、本発明のサンプル信号発生手段を構成するものである。
【００６９】
次に、シャント抵抗１０を流れる直流母線電流の検出によって各相の相電流の検出が可能となる原理について説明する。
【００７０】
始めに、ＰＷＭスイッチング信号の生成方式について空間ベクトル法を用いて説明する。空間ベクトル法とは、指令電圧ベクトルを８個の基本電圧ベクトルで表現し、時間に換算して６個のスイッチング素子のオン／オフを決定するものである。基本電圧ベクトルとは、電圧型インバータにおいて６個のスイッチング素子のオン／オフの組合わせで決まる２3 ＝８種類の電圧ベクトルである。また、８種類の基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、図２に示すように、互いに６０度だけ位相が異なり且つ大きさの等しい６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、大きさを持たない２種のゼロ電圧ベクトルＶ０及びＶ７とからなる。ここで、８種のベクトル（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）は、８通りのスイッチングモードに対応し、各相の正側のスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗがオンであるときに、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを「１」と表し、逆に負側のスイッチング素子２ｘ，２ｙ，２ｚがオンであるときに「０」と表したものである。そして、本実施形態では、８種の基本電圧ベクトルを任意の組合わせで合成することにより３相ＰＷＭ電圧を発生させる。
【００７１】
次に、図３に示す表を参照しつつ、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と、各基本電圧ベクトルに対応する各スイッチング素子のスイッチングパターンと、直流母線電流の検出値によって検出される相電流の種類との関係について説明する。尚、図３の表ではゼロ電圧ベクトルＶ０及びＶ７が除外されているのは、ゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７時は還流モードが発生するため相電流の検出を行わないからである。
【００７２】
図３の表で、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームの各欄は、表の左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を発生させる場合にオンされるＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチング素子の上下アームのいずれかを表しており、「Ｈｉｇｈ」は上アームのスイッチング素子が、「Ｌｏｗ」は下アームのスイッチング素子がそれぞれオンされることを表している。また、検出相電流（Ｉｄｃ）の欄は、左端に示した各基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６発生時における直流母線電流の検出値Ｉｄｃに等しい相電流の種類を表しており、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、それぞれインバータ主回路２からモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ流れる相電流を、−Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗは、それぞれモータＭのＵ相，Ｖ相，Ｗ相からインバータ主回路２へ流れる相電流を表している。
【００７３】
例えば、基本電圧ベクトルＶ２の発生時は、図４に示すように、Ｕ相上アームのスイッチング素子２ｕ、Ｖ相上アームのスイッチング素子２ｖ及びＷ相下アームのスイッチング素子２ｚがそれぞれオンされ、その瞬間にシャント抵抗１０を流れる直流母線電流ＩｄｃはＷ相の相電流−Ｉｗと等しくなっている。
【００７４】
次に、本実施形態における相電流検出処理の流れについて、図５のタイミングチャートを参照しつつ説明する。図５は、各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、ＰＷＭスイッチング信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流、サンプルホールド値及びサンプル信号の一例及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを表すタイミングチャートである。
【００７５】
基本電圧ベクトルＶ４が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。一方、デッドタイム発生回路５より出力されるＰＷＭスイッチング信号に基づいてサンプル信号発生回路９ａによってサンプル信号が発生する。サンプル信号の入力によりアナログスイッチ９ｂがオンされると、電流検出回路８における電流検出値がコンデンサ９ｃにてサンプルホールドされる。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、コンデンサ９ｃにてサンプルホールドされた電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ４発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相上アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流−Ｉｕに等しい直流母線電流Ｉｄｃが流れているため、コンデンサ９ｃにてサンプルホールドされた電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＵ相の相電流−Ｉｕを検出することができる。
【００７６】
続いて、基本電圧ベクトルＶ５が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。一方、デッドタイム発生回路５より出力されるＰＷＭスイッチング信号に基づいてサンプル信号発生回路９ａによってサンプル信号が発生する。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、コンデンサ９ｃにてサンプルホールドされた電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ５発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｗに等しい直流母線電流が流れているため、コンデンサ９ｃにてサンプルホールドされた電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。
【００７７】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、電流検出回路８がインバータ主回路２のシャント抵抗１を流れる直流母線電流を検出し、サンプルホールド回路９が電流検出回路８にて検出した電流値をサンプルホールドし、マイコン４は、サンプルホールド回路９のコンデンサ９ｃにて保持された電流値を、ＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍のタイミングで、スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、ＰＷＭ信号を作成するためのＰＷＭキャリア信号の山又は谷となるタイミングでＡ／Ｄ変換を行う一般的且つ安価なマイコンを用いることが可能であると共に、サンプルホールド回路を１箇所に設けるだけで各相の相電流検出を行うことができるので、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価な構成とすることができる。
【００７８】
また、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングと、ＰＷＭキャリア信号の山に隣接する谷近傍のタイミングとで連続して２相の相電流を検出するので、瞬時電流を高精度に検出することができる。
【００７９】
また、サンプル信号発生回路９ａによってスイッチング素子の駆動信号の組み合わせに基づいてサンプル信号が生成されるため、各相の上下のスイッチング素子が共にオフされるデッドタイム期間では、確実にサンプルホールドの実行が停止されるので、検出電流値の精度が悪化することがない。
【００８０】
次に、本発明の第二の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置２１について、図面を参照しつつ説明する。まず、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置２１の全体構成について、図６の回路図を参照しつつ説明する。尚、上述した第一の実施形態と同一の構成については同一符号を付し、それらについての詳細な説明を省略する。
【００８１】
インバータ装置２１は、インバータ主回路２と、直流電源３と、マイコン４と、デッドタイム発生回路５と、上段ゲートドライブ回路６と、下段ゲートドライブ回路７と、電流検出回路８と、ピークホールド回路２９とから構成されている。尚、ピークホールド回路２９が、本発明のピークホールド手段を構成するものである。
【００８２】
ピークホールド回路２９は、電流検出回路８によって検出された直線母線電流の電流値のピークレベルの値を保持（ピークホールド）するための回路であり、オペアンプ２９ａと、ダイオード２９ｂと、抵抗と、コンデンサ２９ｃと、リセット回路２９ｄとから構成される。リセット回路２９ｄは、エミッタが接地され且つベースがマイコン４に接続されたトランジスタによって構成され、マイコン４からベースへリセット信号が入力されることにより、コンデンサ２９ｃに溜まった電荷が放電されてリセットされる。
【００８３】
次に、本実施形態における相電流検出処理の流れについて、図７を参照しつつ説明する。図７は、各相のＰＷＭ変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、直流母線電流、ピークホールド値及びリセット信号の一例とＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングとを表すタイミングチャートである。
【００８４】
基本電圧ベクトルＶ４が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。一方、ピークホールド回路２９によって電流検出回路８における電流検出値のピークレベルがコンデンサ２９ｃにて保持（ピークホールド）される。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の山近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、コンデンサ２９ｃにてピークホールドされた電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ４発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相上アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流−Ｉｕに等しい直流母線電流Ｉｄｃが流れているため、コンデンサ２９ｃにて保持された電流値（ピークホールド値）をＡ／Ｄ変換することによってＵ相の相電流−Ｉｕを検出することができる。
【００８５】
続いて、マイコン４によってピークホールド値の取り込みが完了した後に、マイコン４からリセット回路２９ｄへリセット信号が入力され、ピークホールド回路２９のリセットが開始される。そして、３つのＰＷＭ変調信号のうちで中間レベルの変調信号とＰＷＭキャリア信号とが交差するタイミング付近でピークホールド回路２９のリセットを終了させる。例えば、図７では、Ｖ相の変調度信号が中間レベルであるため、Ｖ相の変調度信号とＰＷＭキャリア信号とが交差するタイミング付近でリセットを終了する。
【００８６】
次に、基本電圧ベクトルＶ５が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。一方、ピークホールド回路２９によって電流検出回路８における電流検出値のピークレベルがコンデンサ２９ｃにて保持（ピークホールド）される。そして、マイコン４は、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでＡ／Ｄ変換割り込みを発生し、コンデンサ２９ｃにてピークホールドされた電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換する。ここで、基本電圧ベクトルＶ５発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｗに等しい直流母線電流が流れているため、コンデンサ２９ｃにて保持された電流値（ピークホールド値）をＡ／Ｄ変換することによってＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。
【００８７】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、電流検出回路８が、インバータ主回路２のシャント抵抗１０を流れる直流母線電流を検出し、ピークホールド回路２９が、電流検出回路８にて検出した電流値をピークホールドし、マイコン４が、ピークホールド回路２９にて保持されたピークホールド値をスイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。よって、ピークホールド回路２９によって検出されたピークレベルの電流値の取り込みとピークホールド回路２９のリセットとを行うだけで相電流の検出を行うことができるため、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を簡単且つ安価な構成とすることができる。
【００８８】
また、３つのＰＷＭ変調信号のうちで中間レベルの変調信号とＰＷＭキャリア信号とが交差するタイミングでスイッチング素子のスイッチングパターンが切り替わるので、このタイミング付近でピークホールド回路２９のリセットを終了させることにより、各相の相電流を順次検出することができる。
【００８９】
また、ピークホールド回路２９にて保持された電流値の取り込みにより一の特定相の相電流を確実に検出した後にピークホールド回路２９のリセットを開始させて、他の一の特定相の相電流検出の準備状態とするので、連続して複数相の相電流検出を行うことができる。
【００９０】
次に、本発明の第三の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置４１について、図面を参照しつつ説明する。尚、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置４１は、３相中の２相の半導体スイッチング素子のみを所定のＰＷＭキャリア周期でスイッチングする２相変調制御式の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置である。まず、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置４１の全体構成について、図８の回路図を参照しつつ説明する。尚、上述した第一，第二の実施形態と同一の構成については同一符号を付し、それらについての詳細な説明を省略する。
【００９１】
インバータ装置４１は、インバータ主回路２と、直流電源３と、マイコン４と、デッドタイム発生回路５と、上段ゲートドライブ回路６と、下段ゲートドライブ回路７と、電流検出回路８とから構成されている。
【００９２】
次に、本実施形態における相電流検出処理の流れについて、図９を参照しつつ説明する。図９は、ＰＷＭキャリア信号、基本電圧ベクトル及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングの一例を表すタイミングチャートである。
【００９３】
基本電圧ベクトルＶ５が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。ここで、本実施形態では上述したとおり２相変調制御が行われるため、基本電圧ベクトルの発生期間の中心がＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍となっている。このため、図９の例では、ＰＷＭキャリア信号の谷近傍のタイミングでマイコン４がＡ／Ｄ変換割り込みを発生することにより、電流検出回路８によって検出された電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換することができる。ここで、基本電圧ベクトルＶ５発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｗに等しい直流母線電流が流れているため、電流検出回路８によって検出された電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換することによってＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。
【００９４】
続いて、基本電圧ベクトルＶ４が発生すると、シャント抵抗１０に流れる直流母線電流Ｉｄｃが電流検出回路８によって検出される。このとき、基本電圧ベクトルＶ４の発生期間の中心がＰＷＭキャリア信号の谷近傍となっているため、このタイミングでマイコン４がＡ／Ｄ変換割り込みを発生することにより、電流検出回路８によって検出された電流検出値を取り込んでＡ／Ｄ変換することができる。ここで、基本電圧ベクトルＶ４発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流−Ｉｕに等しい直流母線電流Ｉｄｃが流れているため、電流検出回路８によって検出された電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＵ相の相電流−Ｉｕを検出することができる。
【００９５】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、２相変調制御では大きさを有する２つの異なる基本電圧ベクトルの発生期間の中心がＰＷＭキャリア信号の山近傍又は谷近傍となるため、ＰＷＭ信号を作成するためのＰＷＭキャリア信号の山又は谷となるタイミングでＡ／Ｄ変換を行う一般的且つ安価なマイコンを用いることが可能であると共に、サンプルホールド回路、ピークホールド回路、論理回路等を設けることなく相電流の検出を行うことができ、３相電圧型ＰＷＭインバータ装置を極めて簡単且つ安価な構成とすることができる。
【００９６】
次に、第三の実施形態の第一の変形例について、図面を参照しつつ説明する。まず、第一の変形例について、図１０及び図１１を参照しつつ説明する。図１０（ａ）は、通常の変調期間における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を、図１０（ｂ）は、特定期間における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表している。
【００９７】
通常の変調期間では、図１０（ａ）に示すように、指令電圧ベクトルを挟む通常の長さの基本電圧ベクトルＶ４とＶ５とを合成することにより指令電圧ベクトルが作成される。
【００９８】
一方、特定期間では、それぞれ１ＰＷＭキャリア周期をなす第１の期間と第２の期間とで基本電圧ベクトル成分を変更することによって指令電圧ベクトルを作成する。すなわち、第１の期間では、基本電圧ベクトルＶ４を通常の長さとし、且つＶ５を通常の２倍の長さとすると共に、第２の期間では、３相の変調度を変更して、通常の長さの基本電圧ベクトルＶ４のみを発生させる。
【００９９】
図１１は、図１０（ｂ）に示す特定期間における各相の変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流及びＡ／Ｄ変換割り込みのタイミングを示すタイミングチャートである。
【０１００】
まず、ＰＷＭキャリア信号の最初の谷のタイミングで、マイコン４によって電流取り込みのための割り込みが発生する。このとき、基本電圧ベクトルＶ５の発生期間の中心がＰＷＭキャリア信号の谷近傍となっているため、電流検出回路８によって検出された電流検出値を確実に取り込んでＡ／Ｄ変換することができる。ここで、基本電圧ベクトルＶ５発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流Ｉｗに等しい直流母線電流が流れているため、電流検出回路８によって検出された電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。
【０１０１】
次に、ＰＷＭキャリア信号の山のタイミングで３相の変調度を変更する。続いて、ＰＷＭキャリア信号の谷のタイミングで、マイコン４によって電流取り込みのための割り込みが発生する。このとき、基本電圧ベクトルＶ４の発生期間の中心がＰＷＭキャリア信号の谷近傍となっているため、電流検出回路８によって検出された電流検出値を確実に取り込んでＡ／Ｄ変換することができる。ここで、基本電圧ベクトルＶ４発生時は、図３の表より明らかなように、Ｕ相下アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アームがそれぞれオンされ、シャント抵抗１０には相電流−Ｉｕに等しい直流母線電流Ｉｄｃが流れているため、電流検出回路８によって検出された電流検出値をＡ／Ｄ変換することによってＵ相の相電流−Ｉｕを検出することができる。
【０１０２】
図１２は、上述した特定期間におけるＡ／Ｄ変換のための割り込み処理の流れを示すフローチャートである。図１２に示すように、ＰＷＭキャリア信号の山又は谷のタイミングでＡ／Ｄ変換のための割り込みが発生すると、ＰＷＭキャリア信号が山のタイミングであるか否かが判定される（ステップ１。以下、Ｓ１と略記する。他のステップも同様。）。谷のタイミングである場合は（Ｓ１：Ｎｏ）、電流値のＡ／Ｄ変換による取り込みが行われ（Ｓ５）、割り込み処理を終了する。Ｓ１で、山のタイミングである場合は（Ｓ１：Ｙｅｓ）、第１の期間であるか否かが判定される（Ｓ２）。第１の期間である場合は（Ｓ２：Ｙｅｓ）、３つの相の変調度が第１の期間用の変調度に変更される（Ｓ３）。一方、第２の期間である場合は（Ｓ２：Ｎｏ）、３つの相の変調度が第２の期間用の変調度に変更される（Ｓ４）。
【０１０３】
従って、本変形例によれば、例えば、指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルに近い場合や変調度が低い場合等、電流値の正確な検出が困難な場合でも、特定期間内の各ＰＷＭキャリア周期で通常よりも大きな基本電圧ベクトルを発生させると共に、それらの平均が指令電圧ベクトルとなるように各ＰＷＭキャリア周期毎に基本電圧ベクトル成分の変更を行うことにより、電流値の取り込みに必要な時間幅が十分に確保されるので、高精度に相電流を検出することができる。
【０１０４】
次に、第三の実施形態の第二の変形例について、図面を参照しつつ説明する。第二の変形例は、特定期間の各ＰＷＭキャリア周期では、大きさを持たないゼロ電圧ベクトルと大きさを持つ単一の基本電圧ベクトルとを発生させることを特徴とする。
【０１０５】
例えば、図１３（ａ）は、通常期間における１ＰＷＭ周期における各相の変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流及びＡ／Ｄ変換割り込みタイミングの一例を表すタイミングチャートであり、１ＰＷＭ周期の基本電圧ベクトル成分が、大きさを持つ基本電圧ベクトルＶ４、Ｖ５及びゼロ電圧ベクトルＶ７によって構成されている。一方、図１３（ｂ）は本変形例の特定期間におけるタイミングチャートを表しており、第１の期間における基本電圧ベクトル成分は、通常よりも長い基本電圧ベクトルＶ４及びゼロ電圧ベクトルＶ７により、第２の期間における基本電圧ベクトル成分は、通常よりも長い基本電圧ベクトルＶ５及びゼロ電圧ベクトルＶ７によって構成されている。
【０１０６】
従って、本変形例によれば、指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルに近い場合や変調度が低い場合等、電流値の正確な検出が困難な場合でも、例えば、各ＰＷＭキャリア周期においてＰＷＭキャリア信号の山又は谷が発生中心となる通常よりも大きな単一の基本電圧ベクトルを発生させ、且つそれらの平均が指令電圧ベクトルとなるように基本電圧ベクトル成分の変更を行うことにより、電流値の取り込みに必要な時間が十分に確保されるので、高精度に相電流を検出することができる。
【０１０７】
次に、第三の実施形態の第三の変形例について、図面を参照しつつ説明する。第三の変形例は、３相中の１相の変調度が第１の期間及び第２の期間で略１００％であり且つ他の２相中の１相の変調度が第１の期間で略０％である、又は３相中の１相の変調度が第１の期間及び第２の期間で略０％であり且つ他の２相中の１相の変調度が第１の期間で略１００％であることを特徴とする。
【０１０８】
例えば、通常の変調期間では、図１４（ａ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ４及びＶ５の合成により指令電圧ベクトルを作成し、特定期間では、図１４（ｂ）に示すように、第１の期間では基本電圧ベクトルＶ４及び（通常よりも長い）Ｖ５を合成すると共に、第２の期間では基本電圧ベクトルＶ４及びＶ３を合成することにより指令電圧ベクトルを作成する。ここで、図１４（ａ）に示す通常の変調期間における１ＰＷＭ周期における各相の変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流のタイミングチャートは図１５（ａ）のように表される。一方、図１４（ｂ）の特定期間におけるタイミングチャートは図１５（ｂ）のように表される。すなわち、第１の期間では、Ｕ相の変調度が略１００、Ｗ相の変調度が略０％となっており、第１の期間におけるＰＷＭキャリア信号の谷のタイミングで相電流Ｉｗが取り込まれる。次に、Ｕ相の変調度はそのまま第２の期間でも略１００％が維持されてＶ相とＷ相の変調度が変更されると共に、第１の期間と第２の期間との境界であるＰＷＭキャリア信号の隣接する山のタイミングで相電流−Ｉｕが取り込まれる。
【０１０９】
従って、本変形例によれば、第１の期間と第２の期間との境界でＰＷＭキャリア信号が谷の場合は、変調度が略０％となっている相の変調度を、そのまま第２の期間においても略０％とし、第１の期間と第２の期間との境界でＰＷＭキャリア信号が山の場合は、変調度が略１００％となっている相の変調度を、そのまま第２の期間でも略１００％とすることにより、ＰＷＭキャリア信号の連続する山、谷で異なる電圧ベクトルの発生中心とすることができるので、短い期間で２相の電流値を取り込むことができ、高精度に瞬時電流を取り込むことができる。
【０１１０】
次に、第三の実施形態の第四の変形例について、図面を参照しつつ説明する。第四の変形例は、特定期間内のＰＷＭキャリア周期がＰＷＭキャリア信号の山又は谷で変更されるとともに、各ＰＷＭキャリア周期内で単一の基本電圧ベクトルを発生させることを特徴とする。
【０１１１】
例えば、図１６（ａ）に示す通常の変調期間における１ＰＷＭ周期における各相の変調度信号、ＰＷＭキャリア信号、基本電圧ベクトル、直流母線電流の一例に対して、本変形例の特定期間におけるタイミングチャートは図１６（ｂ）のように表される。すなわち、特定期間は通常よりも短い３つのＰＷＭキャリア周期（第１の期間、第２の期間及び第３の期間）からなり、第１の期間で基本電圧ベクトルＶ４のみを、第２の期間で基本電圧ベクトルＶ５のみを、第３の期間でゼロ電圧ベクトルＶ７のみをそれぞれ発生させることによって指令電圧ベクトルを作成する。
【０１１２】
従って、本変形例によれば、ＰＷＭキャリア周期を短縮する変更を行うことで２相の電流取り込みタイミング差が縮小すると共に、各ＰＷＭキャリア周期内で単一の基本電圧ベクトルが発生することにより、高精度に瞬時電流の検出を行うことができる。
【０１１３】
次に、第三の実施形態の第五の変形例について、図面を参照しつつ説明する。本変形例は、上述した第四の変形例における特定期間と通常のＰＷＭ変調を行う期間とを切り換える制御を行うように構成したことを特徴とする。例えば、図１７に示すように、通常のＰＷＭ変調を行う期間が５〜６回連続する毎に特定期間のＰＷＭ変調を１回行うように変調方法の切り替えを行う。
【０１１４】
従って、本変形例によれば、特定期間と通常の変調期間とを所定のタイミングで切り換えて併用することにより特定期間におけるＰＷＭ変調制御が間引かれて実行されるので、特定期間内に行われるキャリア周期毎のマイコンへのＰＷＭタイマの設定回数を減らすことができ、マイコン４におけるソフトウェア処理の負荷を軽減させることができる。
【０１１５】
次に、第三の実施形態の第六の変形例について、図面を参照しつつ説明する。本変形例は、マイコン４が、連続する２つのＰＷＭ期間で各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間が所定幅以上となるようにパルス幅を変調し、電流検出回路８によって各ＰＷＭ期間の中心部の電圧ベクトル発生期間において検出されたインバータ主回路２の直流母線電流Ｉｄｃを、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンによって決まる特定相の相電流として検出する。尚、マイコン４が、本発明のＰＷＭ変調手段を構成するものである。
【０１１６】
図１８（ａ）は、単一のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図であり、（ｂ）は本変形例において第１と第２のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図である。図１８（ｂ）に示すように、２分割されることがないＰＷＭ期間の中心部で発生する電圧ベクトル発生期間で電流検出される。具体的には、第１ＰＷＭ期間では、電圧ベクトルＶ１発生期間で、第２ＰＷＭ期間では、電圧ベクトルＶ３発生期間でそれぞれ電流検出を行う。また、これら連続する２つのＰＷＭ期間で、中心部の電圧ベクトル発生期間が所定幅以上となるようにＰＷＭ変調される。本変形例によれば、二分割されないＰＷＭ期間中心部において所定幅以上のパルスを検出できるので、電流検出の精度低下を回避することができる。
【０１１７】
次に、第三の実施形態の第七の変形例について、図面を参照しつつ説明する。本変形例は、第六の変形例において、マイコン４が、連続する２つのＰＷＭ期間のそれぞれ中心部で発生する電圧ベクトルの位相差が１２０度となるようにパルス幅を変調することを特徴とする。
【０１１８】
図１９（ａ）は、単一のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図であり、（ｂ）は本変形例において第１と第２のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図である。図１９（ｂ）に示すように、第１ＰＷＭ期間では電圧ベクトルＶ１発生期間で電流検出を行い、第２ＰＷＭ期間では電圧ベクトルＶ１と１２０度の位相差を持つ電圧ベクトルＶ３発生期間で電流検出を行う。本変形例によれば、連続する２つのＰＷＭ期間のそれぞれ中心部で発生する電圧ベクトルの位相差が１８０度でないので、異なる２つの相の電流検出が可能となり、さらにパルス幅を拡げることも可能となる。
【０１１９】
尚、上述した図１８（ｂ）の例は、図１９（ｂ）の例と同様に連続する２つのＰＷＭ期間のそれぞれ中心部で発生する電圧ベクトルの位相差が１２０度となるようにパルス幅を変調するものであって、特に、位相差が１２０度異なる２つの電圧ベクトル及び前記電圧ベクトルに対し１８０度位相の異なる２つの電圧ベクトルを２つの連続するＰＷＭ期間で使用するとともに、これら４つの電圧ベクトルのうち６０度位相の異なる２つの電圧ベクトルを第１のＰＷＭ期間で、残りの２つの電圧ベクトルを第２のＰＷＭ期間でそれぞれ発生させている。すなわち、２分割されない電圧ベクトルＶ１とＶ３との位相差は１２０度であり、第１ＰＷＭ期間で発生する６０度の位相差を持つ電圧ベクトルＶ１，Ｖ６と第２ＰＷＭ期間で発生する６０度の位相差を持つ電圧ベクトルＶ３，Ｖ４とは１８０度位相が異なっている。図１８（ｂ）の例では、より低変調度であっても、対向する（１８０度位相の異なる）ベクトル成分を持たせることができるため長いパルス幅を発生させることができるという利点がある。
【０１２０】
次に、第三の実施形態の第八の変形例について、図面を参照しつつ説明する。本変形例は、駆動信号発生手段としてのマイコン４が、大きさを持つ６種類の基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の少なくとも１つと、大きさを持たない２種類の零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の少なくとも１つとを合成して指令電圧ベクトルを発生させる方式において、奇数番号の基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５の各発生期間の略中央部では零電圧ベクトルＶ７を選択し、偶数番号の基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６の各発生期間の略中央部では零電圧ベクトルＶ０を選択するように構成されたことを特徴とする。
【０１２１】
図２０は、本変形例の実施例における電圧ベクトルの選択パターンを示す図である。図２０（ａ）では、Ｖ１パルス幅（Ｔ１Ａ＋Ｔ１Ｂ）＜Ｖ２パルス幅（Ｔ２）であるので、零電圧ベクトルとして零電圧ベクトルＶ０が選択されることにより、偶数電圧ベクトルＶ２が一つの長いパルスで構成されている。図２０（ｂ）では、Ｖ１パルス幅（Ｔ１）＞Ｖ２パルス幅（Ｔ２Ａ＋Ｔ２Ｂ）であるので、零電圧ベクトルとして零電圧ベクトルＶ７が選択されることにより、奇数電圧ベクトルＶ１が一つの長いパルスで構成されている。
【０１２２】
一方、図２１は、サイズが大きい電圧ベクトルのパルスが２つに分かれている比較例を示す図である。比較例では、Ｖ１パルス幅はＶ２パルス幅よりも大きいが、零電圧ベクトルとしてＶ０が選択されているので、基本電圧ベクトルＶ１のパルスが２つに分かれて存在し、各パルス幅はそれぞれ二分の一となっている。
【０１２３】
次に、本変形例における零電圧ベクトルＶ０とＶ７とを切り換えることによって基本電圧ベクトルを長いパルスで構成することによって得られる効果について説明する。まず、シャント検出相電流値（シャント抵抗１０を流れる直流母線電流の検出に基づく相電流値）の実相電流値に対する合致率とパルス幅との関係を説明する。図２２は、シンクロナスリラクタンスモータ（定格０．５３Ｎｍ−２０００ｒｐｍ）を、トルク０．１３７Ｎｍ、回転数５００ｒｐｍでベクトル制御により駆動した場合の相電流値合致率の計測結果を示すグラフである。但し、相電流値合致率＝シャント検出相電流値／実相電流値であり、合致率の値が「１」に近いほど、シャント検出相電流値に精度が高いことを示すものである。図２０のグラフより明らかなように、パルス幅１０μｓ未満では合致率が１よりも小さい場合又は大きい場合等があり、値にばらつきが見られるのに対し、パルス幅１０μｓ以上では合致率がほぼ「１」となっている。このことから、パルス幅を１０μｓ以上とすることで合致率を向上させることができることがわかる。
【０１２４】
尚、パルス幅１０μｓ未満で相電流値の検出誤差が大きくなるのは、パルス幅１０μｓ未満ではＡ／Ｄ変換タイミングが母線電流のリンギング領域に入るからであると考えられる。図２３は、電圧ベクトルの切り換えとそれに伴う母線電流の変化の一例を示す図である。図２３より明らかなように、電圧ベクトルの切り換えによって、母線電流に所定時間のリンギングが発生している。また、デッドタイムが３．５μｓ、リンギング時間５μｓであり、Ａ／Ｄ変換のサンプリング時間（Ｔｓｍｐ）は１μｓである。マイコン４内部では、パルス幅＝デッドタイム＋電圧ベクトル発生期間、と定義されるため、パルス幅が１０μｓ未満ではＡ／Ｄ変換タイミングが母線電流のリンギング領域に入ってしまうことがわかる。
【０１２５】
図２４は、ある運転条件での零電圧ベクトルＶ０及びＶ７を、電気角で６０度毎に切り換えた本変形例の実施例における変調パターン及びパルス幅を示す図である。図２４より、実施例では、全ての基本電圧ベクトルにおいて、パルス幅が常時１０μｓとなっていることがわかる。一方、図２５は、常に零電圧ベクトルＶ０が選択された比較例における変調パターン及びパルス幅を示す図である。図２５より、比較例では、奇数番号の電圧基本ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５においてパルス幅が１０μｓとなっているが、偶数番号の電圧基本ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６においてパルス幅が１０μｓ未満となっていることがわかる。
【０１２６】
上述したことから明らかなように、本変形例によれば、常時、パルス幅の大きな電圧ベクトルを発生させることができるので、電流検出回路８による直流母線電流Ｉｄｃの検出精度が向上され、これにより相電流の検出を高精度に行うことができる。
【０１２７】
また、零電圧ベクトルＶ０とＶ７とを電気角で略６０度毎に切り替えて使用するように構成したので、パルス幅の大きな電圧ベクトルを常時発生させるための零電圧ベクトルの選択を極めて簡単なロジックで実現することができる。尚、零電圧ベクトルＶ０とＶ７との切り換え方式として、奇数番号の基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５が偶数番号の基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６よりもサイズが大きいときは零電圧ベクトルＶ７を選択し、偶数番号の基本電圧ベクトルＶ２、Ｖ４、Ｖ６が奇数番号の基本電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５よりもサイズが大きいときは零電圧ベクトルＶ０を選択する方式を採用してもよい。この方式によれば、奇数番号の基本電圧ベクトル及び偶数番号の基本電圧ベクトルの内、相対的に大きいサイズの基本電圧ベクトルを１つの長いパルスで構成することができるので、直流母線電流をより高い精度で検出することができる。
【０１２８】
また、本変形例によれば、上述した効果に加えて、力率角検出可能領域が拡大されるという効果が奏される。図２６は、図２４に示す実施例と図２５に示す比較例とについて、直流電圧Ｖｄｃ＝３９０Ｖ、トルクＴ＝０．５Ｎｍで、各回転数におけるパルス幅を計測し、１２０度期間中で１０μｓ以上のパルス幅が確保できる領域を算出した結果を示すグラフである。各回転数において、本変形例における検出可能領域の値が比較例における検出可能領域の値を上回っていることがわかる。例えば、回転数４０００ｒｐｍでは、比較例で０％であるのに対し、本変形例では５８％と大幅に拡大されている。
【０１２９】
さらに、本変形例において、回転数に応じてＰＷＭ周波数を変化させることにより、直流母線電流の検出可能領域を拡大することができる。例えば、図２７は、図２４に示す本変形例でＰＷＭ周波数を１０ｋＨｚ、５ｋＨｚ、２．５ｋＨｚとし、直流電圧Ｖｄｃ＝３９０Ｖ、トルクＴ＝０．５Ｎｍで、各回転数におけるパルス幅を計測し、１２０度期間中で１０μｓ以上のパルス幅が確保できる領域を算出した結果を示すグラフである。図２７より、低回転領域ではＰＷＭ周波数を小さくすることにより、力率角検出可能領域の拡大を図ることができることがわかる。例えば、回転数５００ｒｐｍの場合、ＰＷＭ周波数１０ｋＨｚ、５ｋＨｚでは検出可能領域が０％であったが、ＰＷＭ周波数を２．５ｋＨｚとすることにより、検出可能領域が２１％に拡大されている。
【０１３０】
次に、第三の実施形態の第九の変形例について、図面を参照しつつ説明する。本変形例は、上述した第三の実施形態において、マイコン４が、任意のタイミングθ１における相電流値と前記θ１よりΔθ経過後のタイミングθ１＋Δθにおける相電流値とから電流位相及び電流振幅を算出するように構成されたことを特徴とする。
【０１３１】
以下、電流位相及び電流振幅の算出方法について、具体的に説明する。図２８に示すように、任意のロータ位置θ１におけるシャント検出相電流が＋Ｉｕ（Ｕ相電流）であり、Δθ経過後のロータ位置θ１＋Δθにおけるシャント検出相電流が−Ｉｗ（Ｗ相電流）であるとき、Ｉｕ、Ｉｗは、それぞれ以下の数式１、数式２によって表わされる。ここで、αは電流位相であり、Ｉａは電流振幅である。
【０１３２】
【数１】
2005269880.tif 000003
【０１３３】
【数２】
2005269880.tif 000004
【０１３４】
上記の２式より、電流位相α及び電流振幅Ｉａは、それぞれ数式３、数式４により算出される。
【０１３５】
【数３】
2005269880.tif 000005
【０１３６】
【数４】
2005269880.tif 000006
【０１３７】
また、ロータ位置θ１及びΔθ経過後のシャント検出相電流の組合わせには、表１左欄に示す６パターンがあり、各パターン毎の電流位相α及び電流振幅Ｉａの算出式は表１右欄に示す通りである。尚、Ｉｕ’，Ｉｗ’，Ｉｖ’は、θ１における検出相電流（Ｉｕ，Ｉｗ，Ｉｖ）とΔθ経過後の検出相電流とが同一相である場合の相電流値である。
【０１３８】
【表１】
2005269880.tif 000007
【０１３９】
本変形例によれば、タイミングの異なる２つの相電流値を用いて、任意のタイミングで確実に電流位相及び電流振幅を算出することができる。そして、電流位相及び電流振幅の算出値を用いてモータ制御を行うことにより動作の安定化、運転効率の最適化等を図ることができる。尚、上述したΔθは電気角で略６０度に設定されることが好ましい。これにより、一定周期で電流位相及び電流振幅を算出することで、計算回数の低減及び計算マップの縮小化を図り、計算処理を実行するマイコン４の負荷を低減することができる。
【０１４０】
尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことが可能である。
【０１４１】
例えば、前記各実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置１，２１，４１において、大きさを持つ基本電圧ベクトルが出力される各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態では、各ＰＷＭキャリア周期で電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では、電流値の検出を禁止するように構成してもよい。本変形例によれば、出力電圧ベクトルの位相が基本電圧ベクトルに近い位相となるＰＷＭキャリア周期の時間幅が小さい状態では電流値が誤検出されやすいため、各ＰＷＭキャリア周期の各々の時間幅がそれぞれ所定値以上である第１の状態においてのみ電流値の検出を行い、各ＰＷＭキャリア周期のいずれかの時間幅が所定値未満である第２の状態では電流値の検出を禁止することにより電流値の誤検出を防止することができる。
【０１４２】
また、上述した変形例において、第１の状態で各ＰＷＭキャリア周期において検出した各電流値及びロータ位置情報より算出した回転座標軸上のｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧位相を基準とする電流位相、又は電流振幅の内、少なくとも１つの情報をメモリに保存するように構成してもよい。本変形例によれば、電流値の検出が禁止される第２の状態においては、メモリに保存されたｑ軸電流、ｄ軸電流、特定相の印加電圧を基準にした電流位相、電流振幅の内、少なくとも１つの情報を読み出してモータ制御に使用することが可能となる。
【０１４３】
さらに、上述した第三の実施形態の第６又は第７の変形例において、今回のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉａ（ｎ）と２回前のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉａ（ｎ−２）との平均値及び１回前のＰＷＭ期間に検出された電流値Ｉｂ（ｎ−１）に基づいて、電流振幅、電流位相、回転座標軸上のｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑの内、少なくとも１つを算出するように構成してもよい。図２９は、２回前のＰＷＭ期間から今回のＰＷＭ期間までの各相の変調度及び電流検出タイミングを示す図であり、３つの電流値Ｉａ（ｎ−２），Ｉｂ（ｎ−１），Ｉａ（ｎ）の検出タイミングを示している。本変形例によれば、電流検出の同時性が確保できるため、電流位相、電流振幅、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流の検出精度が向上する。
【産業上の利用可能性】
【０１４４】
本発明は、モータの電力制御に使用される半導体スイッチング素子を用いたインバータ主回路を有する３相電圧型ＰＷＭインバータ装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１４５】
【図１】本発明の第一の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。
【図２】基本電圧ベクトルを示す図である。
【図３】基本電圧ベクトル、スイッチングパターン及び検出相電流の関係を示す表である。
【図４】基本電圧ベクトルＶ２発生時における直流母線電流の検出によって相電流−Ｉｗが検出される原理を説明する図である。
【図５】第一の実施形態におけるサンプルホールド値の取り込みタイミング及び各信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図６】第二の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。
【図７】第二の実施形態におけるピークホールド値の取り込み及びリセットのタイミングと各信号の一例とを示すタイミングチャートである。
【図８】第三の実施形態の３相電圧型ＰＷＭインバータ装置の電気的回路構成を示す回路図である。
【図９】第三の実施形態における電流値の取り込みタイミング及び各信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図１０】第三の実施形態の第一の変形例における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を表す図であり、（ａ）は、通常の変調期間における基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は、特定期間における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表している。
【図１１】図１０（ｂ）に示す特定期間における電流値の取り込みタイミング及び各信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図１２】第三の実施形態の第一の変形例における特定期間におけるＡ／Ｄ変換のための割り込み処理の流れを示すフローチャートである。
【図１３】（ａ）は、通常の変調期間における１ＰＷＭ周期における各信号の一例を示すタイミングチャートであり、（ｂ）は第三の実施形態の第二の変形例の特定期間における電流値の取り込みタイミング及び各信号の一例を示すタイミングチャートを表している。
【図１４】第三の実施形態の第三の変形例における指令電圧ベクトルの基本電圧ベクトル成分を表す図であり、（ａ）は、通常の変調期間における基本電圧ベクトル成分を、（ｂ）は、特定期間における基本電圧ベクトル成分をそれぞれ表している。
【図１５】（ａ）は、通常の変調期間における１ＰＷＭ周期における各信号の一例を示すタイミングチャートであり、（ｂ）は、図１４（ｂ）に示す特定期間における電流値の取り込みタイミング及び各信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図１６】（ａ）は、通常の変調期間における１ＰＷＭ周期における各信号の一例を示すタイミングチャートであり、（ｂ）は、第三の実施形態の第四の変形例の特定期間における電流値の取り込みタイミング及び各信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図１７】第三の実施形態の第五の変形例において、通常の変調期間と特定期間とを切り換える制御を行う場合におけるＰＷＭキャリア信号の波形例を示す図である。
【図１８】（ａ）は、単一のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図であり、（ｂ）は第三の実施形態の第六の変形例において連続する２つのＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図である。
【図１９】（ａ）は、単一のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図であり、（ｂ）は第三の実施形態の第七の変形例において連続する２つのＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させた一例におけるベクトル図及び各相のスイッチングパターン図である。
【図２０】第三の実施形態の第八の変形例において、（ａ）は零電圧ベクトルＶ０が選択される例を、（ｂ）は零電圧ベクトルＶ７が選択される例をそれぞれ示す図である。
【図２１】電圧ベクトルのパルスが２つに分かれた比較例を示す図である。
【図２２】相電流値合致率とパルス幅との関係を示すグラフである。
【図２３】電圧ベクトルの切り換えと母線電流変化との関係の一例を示す図である。
【図２４】零電圧ベクトルＶ０とＶ７との切り換えを行う実施例における変調パターンとパルス幅とを示す図である。
【図２５】零電圧ベクトルとして常にＶ０を使用した比較例における変調パターンとパルス幅とを示す図である。
【図２６】第八の変形例の実施例及び比較例において回転数を変化させた場合における力率角検出可能領域を示すグラフである。
【図２７】第八の変形例において各ＰＷＭ周波数における力率角検出可能領域を示すグラフである。
【図２８】第三の実施形態の第九の変形例における相電流の検出タイミングを示す説明図である。
【図２９】変形例における２回前のＰＷＭ期間から今回のＰＷＭ期間までの各相の変調度及び電流検出タイミングを示す図である。
【図３０】（ａ）は単一のＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させる場合におけるベクトル図及びスイッチングパターン図の一例であり、（ｂ）は従来技術において２つのＰＷＭ期間で指令電圧ベクトルを発生させる場合におけるベクトル図及びスイッチングパターン図の一例である。
【符号の説明】
【０１４６】
１，２１,４１…３相電圧型ＰＷＭインバータ装置、２…インバータ主回路、２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｘ，２ｙ，２ｚ…半導体スイッチング素子、４…マイコン（相電流検出手段、駆動信号発生手段、ＰＷＭ変調手段）、８…電流検出回路（直流母線電流検出手段）、９…サンプルホールド回路（サンプルホールド手段）、９ａ…サンプル信号発生回路（サンプル信号発生手段）、９ｃ…コンデンサ（サンプルホールド手段）、１０…シャント抵抗（直流母線電流検出手段）、２９…ピークホールド回路（ピークホールド手段）、２９ｃ…コンデンサ（ピークホールド手段）。
【図１】
2005269880.tif 000008
【図２】
2005269880.tif 000009
【図３】
2005269880.tif 000010
【図４】
2005269880.tif 000011
【図５】
2005269880.tif 000012
【図６】
2005269880.tif 000013
【図７】
2005269880.tif 000014
【図８】
2005269880.tif 000015
【図９】
2005269880.tif 000016
【図１０】
2005269880.tif 000017
【図１１】
2005269880.tif 000018
【図１２】
2005269880.tif 000019
【図１３】
2005269880.tif 000020
【図１４】
2005269880.tif 000021
【図１５】
2005269880.tif 000022
【図１６】
2005269880.tif 000023
【図１７】
2005269880.tif 000024
【図１８】
2005269880.tif 000025
【図１９】
2005269880.tif 000026
【図２０】
2005269880.tif 000027
【図２１】
2005269880.tif 000028
【図２２】
2005269880.tif 000029
【図２３】
2005269880.tif 000030
【図２４】
2005269880.tif 000031
【図２５】
2005269880.tif 000032
【図２６】
2005269880.tif 000033
【図２７】
2005269880.tif 000034
【図２８】
2005269880.tif 000035
【図２９】
2005269880.tif 000036
【図３０】
2005269880.tif 000037