(57)【要約】  【課題】直流リンク部のフィルタを除去したＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式の電力変換器やマトリクスコンバータにおいて、簡易な演算により電源電圧不平衡による波形歪みを抑制し、コストを低減する。  【解決手段】ＰＷＭ整流器制御手段１０１Ａに、電源電圧／位相検出手段１０と、電源電圧ベクトルの大きさを算出する電圧ベクトル変換手段１１と、電圧ベクトルの大きさの最大値，最小値を検出する最大／最小検出手段１２と、電圧ベクトルの大きさが最大値または最小値、またはその両方となる時の電源位相から求めた正相，逆相電圧の位相と、電圧ベクトルの大きさの最大値，最小値から求めた正相，逆相電圧の大きさと、正相または逆相電流指令の大きさとを用いて、瞬時有効電力をほぼ一定にする入力電流指令を作成する手段１３と、この入力電流指令に従ってＰＷＭ信号を作成する手段１４と、を備える。【選択図】図１
2005073380.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されて交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、このＰＷＭ整流器の直流側に接続されて直流電力を交流電力に変換するインバータとからなる電力変換器の制御装置であって、前記ＰＷＭ整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを備えた制御装置において、
前記整流器制御手段は、
電源電圧及び電源位相を検出する電源電圧／位相検出手段と、
前記電源電圧検出手段から出力された電源電圧から電圧ベクトルの大きさを算出して出力する電圧ベクトル変換手段と、
前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値を検出する最大／最小検出手段と、
前記電圧ベクトルの大きさが、最大値または最小値、もしくは、最大値及び最小値となる時の前記電源位相から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの位相と、前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの大きさと、正相または逆相電流指令の大きさとを用いて、電力変換器の瞬時有効電力をほぼ一定にするようなＰＷＭ整流器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、
前記入力電流指令に従って前記ＰＷＭ整流器に対するＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
交流電源に接続される交流−交流直接変換器としてのマトリクスコンバータの制御装置であって、前記マトリクスコンバータ内の半導体スイッチング素子を制御するためのマトリクスコンバータ制御手段を備えた制御装置において、
前記マトリクスコンバータ制御手段は、
電源電圧及び電源位相を検出する電源電圧／位相検出手段と、
前記電源電圧検出手段から出力された電源電圧から電圧ベクトルの大きさを算出して出力する電圧ベクトル変換手段と、
前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値を検出する最大／最小検出手段と、
前記電圧ベクトルの大きさが、最大値または最小値、もしくは、最大値及び最小値となる時の前記電源位相から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの位相と、前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの大きさと、正相または逆相電流指令の大きさとを用いて、前記マトリクスコンバータの瞬時有効電力をほぼ一定にするような入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、
前記入力電流指令に従って前記マトリクスコンバータに対するＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、
前記整流器制御手段は、
電源電圧に含まれる高調波成分の影響を除去するためのフィルタリング手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載した電力変換器の制御装置において、
前記マトリクスコンバータ制御手段は、
電源電圧に含まれる高調波成分の影響を除去するためのフィルタリング手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項１または３に記載した電力変換器の制御装置において、
前記整流器制御手段は、
制御遅れを補償するために電源位相を補正する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項２または４に記載した電力変換器の制御装置において、
前記マトリクスコンバータ制御手段は、
制御遅れを補償するために電源位相を補正する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧から任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧を出力する電力変換器の制御装置に関し、特に、電源電圧の不平衡状態における入力電流波形と出力電圧波形の歪みを低減させるようにした制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図８は、従来技術の電力変換器の概略的な構成を示すもので、この電力変換器の主回路は、ＰＷＭ整流器１と、ＰＷＭ制御される電圧形インバータ２と、両者間の直流リンク部に接続されたリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ３とを備えている。ここでは、入出力される多相交流として一般的な三相の場合を表してあり、以下では、電力変換器の入力側（電源側）をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶ。また、直流リンク部の電圧をｅｄｃ、電流をｉｄｃとする。
この電力変換器においては、三相のＰＷＭ整流器１により入力電流を制御しながら所望の直流電圧を得ると共に、この直流電圧から三相の電圧形インバータ２により所望の出力電圧を得ている。
【０００３】
ＰＷＭ整流器１の制御は、入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ整流器１のＰＷＭ信号を得る整流器制御手段１０１により、ＰＷＭ整流器１の各半導体スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６にゲートパルスを与えている。
インバータ２についても同様に、出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりインバータ２のＰＷＭ信号を得るインバータ制御手段１０２により、インバータの各半導体スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２にゲートパルスを与えている。
【０００４】
ここで、図９は、図８の電力変換器における入力側の各相電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴ及び電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴ、出力側の各線間電圧ｖＵＶ，ｖＶＷ，ｖＷＵ及び瞬時有効電力Ｐを示す波形図である。
【０００５】
図９に示す如く電源電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴが不平衡状態の場合、図８のようなＰＷＭ整流器１及びインバータ２からなる電力変換器において、入力電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴを正弦波状に制御すると、有効電力Ｐには電源周波数の２倍の脈動が生じ、直流リンク電圧ｅｄｃが脈動する。
しかし、直流リンク部に大形の電解コンデンサを備えていると、有効電力Ｐの脈動をこの電解コンデンサにより吸収することができるので、インバータ２の出力電圧波形に歪みを生じない。すなわち、大形のエネルギーバッファを備えることで、入力電流や出力電圧の波形歪みを抑制しながらＰＷＭ整流器１及びインバータ２をそれぞれ独立して制御することができる。
【０００６】
上記のような理由により、図８におけるフィルタ３のコンデンサ３２には、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは大形であって寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化が困難となる。更に、フィルタ用リアクトル３１も大形であるため、フィルタ３の全体が装置を小形化する際の妨げとなる。
【０００７】
近年、装置の小形化、長寿命化を目的として、フィルタ用コンデンサを小形化、小容量化することが提案されており、更には、直流リンク部のフィルタ自体を除去したＰＷＭ整流器及びインバータからなる電力変換器が、後述の非特許文献１に記載されている。
【０００８】
また、大形のエネルギーバッファを有しない交流−交流直接変換器として、マトリクスコンバータが従来から知られており、後述する特許文献１では、電源電圧の不平衡状態においてもマトリクスコンバータの入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減する方法が開示されている。
この特許文献１に記載された発明では、三相の電源電圧を検出して三相−二相変換により二相交流電圧を生成し、回転座標変換を行って電源電圧の正相分及び逆相分を抽出し、これらの正相分、逆相分に基づいて入力電流指令を作成している。
【０００９】
【非特許文献１】樽見治、外２名，「平滑回路なし電圧形インバータのコンバータ部制御時の特性」，平成８年電気学会産業応用部門全国大会，Ｔ−２３
【特許文献１】特開２００２−３５４８１５号公報（請求項１〜３，８，９、図１等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、直流リンク部にコンデンサ等の大形のエネルギーバッファを有しない非特許文献１記載の電力変換器や通常のマトリクスコンバータにおいて、電源電圧不平衡により有効電力の脈動が生じると、この脈動分を吸収することができないため、入力電流波形及び出力電圧波形に歪みを生じる。
周知のように、入力電流波形の歪みは電源電圧の歪みを増加させ、系統の電圧低下や他の電気機器の誤動作を招く恐れがある。また、負荷として電動機を接続した場合、出力電圧波形に歪みを生じると電動機のトルク脈動が発生し、更には高調波電流による銅損が増加して効率の低下を招く。
【００１１】
更に、前記特許文献１に記載された発明によれば、入力電流波形等の歪みの低減は期待できるが、制御上、三相−二相変換及び回転座標変換が必要である。しかしながら、これらの処理は演算量が多いため、ＣＰＵによる演算時間が増大するという問題があり、この演算時間を短縮するには高速なＣＰＵが必要になってコストの上昇が避けられない。
【００１２】
そこで本発明の目的は、小容量のフィルタを備えた、またはフィルタを除去したＰＷＭ整流器及びインバータからなる電力変換器や、マトリクスコンバータにおいて、簡易な演算により入力電流指令値を求めることによって電源電圧の不平衡による影響を抑制し、しかもコストを低減可能な電力変換器の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、交流電源に接続されて交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、このＰＷＭ整流器の直流側に接続されて直流電力を交流電力に変換するインバータとからなる電力変換器の制御装置であって、前記ＰＷＭ整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを備えた制御装置において、
前記整流器制御手段は、
電源電圧及び電源位相を検出する電源電圧／位相検出手段と、
前記電源電圧検出手段から出力された電源電圧から電圧ベクトルの大きさを算出して出力する電圧ベクトル変換手段と、
前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値を検出する最大／最小検出手段と、
前記電圧ベクトルの大きさが、最大値または最小値、もしくは、最大値及び最小値となる時の前記電源位相から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの位相と、前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの大きさと、正相または逆相電流指令の大きさとを用いて、電力変換器の瞬時有効電力をほぼ一定にするようなＰＷＭ整流器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、
前記入力電流指令に従って前記ＰＷＭ整流器に対するＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段と、
を備えたものである。
【００１４】
請求項２記載の発明は、交流電源に接続される交流−交流直接変換器としてのマトリクスコンバータの制御装置であって、前記マトリクスコンバータ内の半導体スイッチング素子を制御するためのマトリクスコンバータ制御手段を備えた制御装置において、
前記マトリクスコンバータ制御手段は、
電源電圧及び電源位相を検出する電源電圧／位相検出手段と、
前記電源電圧検出手段から出力された電源電圧から電圧ベクトルの大きさを算出して出力する電圧ベクトル変換手段と、
前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値を検出する最大／最小検出手段と、
前記電圧ベクトルの大きさが、最大値または最小値、もしくは、最大値及び最小値となる時の前記電源位相から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの位相と、前記電圧ベクトルの大きさの最大値及び最小値から求めた正相及び逆相電圧ベクトルの大きさと、正相または逆相電流指令の大きさとを用いて、前記マトリクスコンバータの瞬時有効電力をほぼ一定にするような入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、
前記入力電流指令に従って前記マトリクスコンバータに対するＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段と、
を備えたものである。
【００１５】
請求項３記載の発明は、請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、
前記整流器制御手段は、電源電圧に含まれる高調波成分の影響を除去するためのフィルタリング手段を備えたものである。
請求項４記載の発明は、請求項２に記載した電力変換器の制御装置において、
前記マトリクスコンバータ制御手段は、電源電圧に含まれる高調波成分の影響を除去するためのフィルタリング手段を備えたものである。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項１または３に記載した電力変換器の制御装置において、
前記整流器制御手段は、 制御遅れを補償するために電源位相を補正する手段を備えたものである。
請求項６記載の発明は、請求項２または４に記載した電力変換器の制御装置において、
前記マトリクスコンバータ制御手段は、制御遅れを補償するために電源位相を補正する手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、電源電圧ベクトルの大きさ及び位相に基づいて電力変換器の入力電流指令値を得ることにより、電源電圧の不平衡時における瞬時有効電力の脈動や、入力電流波形、出力電圧波形の歪みを十分抑制することができる。また、従来必要とされた回転座標変換を不要にしてＣＰＵの演算量を削減し、演算時間の短縮によってコストの低減も可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、主回路がＰＷＭ整流器１と電圧形インバータ２とからなる電力変換器の制御装置に関するものである。なお、この電力変換器の直流リンク部には、図８のようなフィルタ３が接続されていない。
【００１９】
また、インバータ２は、図８と同様にインバータ制御手段１０２により制御されるが、この実施形態では、ＰＷＭ整流器１を制御する整流器制御手段１０１Ａが、三相交流電源４に接続された電源電圧／位相検出手段１０と、電圧ベクトル変換手段１１と、最大／最小検出手段１２と、入力電流指令作成手段１３と、ＰＷＭ信号作成手段１４とによって構成されており、このＰＷＭ信号作成手段１４からＰＷＭ整流器１の各半導体スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６にゲートパルスが与えられている。
【００２０】
以下に、電源電圧が不平衡状態でも、瞬時有効電力をほぼ一定にして入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを抑制する本発明の原理を説明する。
数式１で表される電源電圧ｖｉに対し、数式２で表される平衡電流を流すと、瞬時有効電力Ｐは数式３となる。
【００２１】
【数１】
2005073380.tif 000003
【００２２】
【数２】
2005073380.tif 000004
【００２３】
【数３】
2005073380.tif 000005
【００２４】
ただし、ｖｐ，ｖｎ：正相，逆相電圧ベクトル、Ｖｐ，Ｖｎ：正相，逆相電圧ベクトルの大きさ、θ：電源電圧ベクトルの位置、αｐ，αｎ：正相，逆相電圧ベクトルの位相、Ｉｉ：電流ベクトルの大きさ、φ：電流ベクトルの位相である。
数式３より、瞬時有効電力Ｐはcos（２θ）で脈動することになり、例えば負荷が電動機の場合には、トルク脈動が発生する。
前述した図９から明らかな如く、電源電圧不平衡時に三相平衡電流を流すと出力電圧波形に歪みが生じ、瞬時有効電力Ｐも脈動する。
そこで、この瞬時有効電力Ｐを一定にするため、数式４のごとく、電力変換器（ＰＷＭ整流器１）の入力電流指令ｉｉ＊に逆相分を重畳する。
【００２５】
【数４】
2005073380.tif 000006
【００２６】
ただし、Ｉｐ＊，Ｉｎ＊：正相，逆相電流指令の大きさ、φｐ＊，φｎ＊：正相，逆相電流指令の位相である。
この場合、瞬時有効電力Ｐは、数式５となる。
【００２７】
【数５】
2005073380.tif 000007
【００２８】
数式５の右辺｛  ｝内の第３項，第４項の和をゼロにすることにより、瞬時有効電力Ｐは一定となる。
ここで、入力力率を１とすると（φｐ＊＝αｐ）、Ｉｎ＊及びφｎ＊は数式６で表される。
【００２９】
【数６】
2005073380.tif 000008
【００３０】
数式６を数式４に代入し、入力電流指令ｉｉ＊を求めると、数式７となる。
【００３１】
【数７】
2005073380.tif 000009
【００３２】
数式７における正相，逆相電圧ベクトルの大きさＶｐ，Ｖｎは、以下のように求める。
まず、電源電圧ベクトルｖｉは、正相電圧ベクトルｖｐと逆相電圧ベクトルｖｎとの和である。
図２にｖｐとｖｎとが同位置になった時のベクトル図を、図３にｖｐとｖｎとの位相差がπになった時のベクトル図をそれぞれ示す。
図２から明らかなように、ｖｐとｖｎが同位置となった時に、ｖｉの大きさは最大値となる。一方、図３に示すように、ｖｐとｖｎとの位相差がπとなった時に、ｖｉの大きさは最小値となる。従って、ｖｉの最大値をＶｍａｘ、最小値をＶｍｉｎとすると、これらは数式８によって表される。
【００３３】
【数８】
2005073380.tif 000010
【００３４】
数式８より、Ｖｐ，Ｖｎは数式９によって求められる。
【００３５】
【数９】
2005073380.tif 000011
【００３６】
また、数式７における逆相電圧の位相αｎは、以下のように求める。
正相電圧ベクトルｖｐを基準とし（αｐ＝０）、図２に示すように電源電圧ベクトルｖｉが最大となる位相をθｌとすると、逆相電圧ベクトルの位相αｎは数式１０となる。
【００３７】
【数１０】
2005073380.tif 000012
【００３８】
なお、逆相電圧ベクトルの位相αｎは、図３に示すように、電源電圧ベクトルｖｉが最小となる位相θ２から求めてもよい。この場合、逆相電圧ベクトルの位相αｎは数式１１となる。
【００３９】
【数１１】
2005073380.tif 000013
【００４０】
更に、逆相電圧ベクトルの位相αｎは、電源電圧ベクトルが最大になる位相θｌと最小になる位相θ２とから求めても良い。すなわち、数式１０，１１の平均値より、αｎを算出する。この平均値は数式１０と数式１１との和から数式１２によって求まる。
【００４１】
【数１２】
2005073380.tif 000014
【００４２】
以上より、数式９，１０を数式７に代入し、入力電流指令を算出すると数式１３となる。
【００４３】
【数１３】
2005073380.tif 000015
【００４４】
数式１３におけるＶｍａｘ，Ｖｍｉｎは、例えば三相／二相変換により計算できるので、本発明では、特許文献１のように正相、逆相電圧の大きさＶｐ，Ｖｎを算出するのに従来必要であった回転座標変換を行う必要がない。なお、Ｖｍａｘ，Ｖｍｉｎは極座標変換によっても求めることができる。
【００４５】
以下に、図１における各手段の機能の詳細について述べる。
電源電圧／位相検出手段１０は、電源４の三相電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴと電源位相θとを検出する。また、電圧ベクトル変換手段１１は、数式１４に基づいて三相電圧を二相量に変換すると共に、電源電圧ベクトルの大きさＶｉを数式１５に基づいて算出し、最大／最小検出手段１２へ出力する。
【００４６】
【数１４】
2005073380.tif 000016
【００４７】
【数１５】
2005073380.tif 000017
【００４８】
最大／最小検出手段１２は、電源電圧ベクトルの大きさＶｉの最大値Ｖｍａｘと最小値Ｖｍｉｎとを検出する。また、電圧／位相検出手段１０から入力された電源位相θに基づき、Ｖｉ＝Ｖｍａｘとなった時の電源位相θ１を入力電流指令作成手段１３へ出力する。このとき、必要に応じて、Ｖｉ＝Ｖｍｉｎとなった時の電源位相θ２を入力電流指令作成手段１３へ出力する。
【００４９】
入力電流指令作成手段１３は、数式１３に基づいて入力電流指令ｉｉ＊を作成し、ＰＷＭ信号作成手段１４へ出力する。なお、前述したように、逆相電圧ベクトルの位相αｎは、電源電圧ベクトルｖｉが最小となる位相θ２から求めても良いし、最大となる位相θ１と最小となる位相θ２から求めても良い。
【００５０】
図４は、この実施形態による電源電圧、入力電流、出力線間電圧、瞬時有効電力のシミュレーション結果を示す波形図である。この図４から、電源電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴが不平衡状態であっても入力電流波形や出力電圧波形に歪みは生じておらず、瞬時有効電力Ｐも脈動が抑制されてほぼ一定になっていることがわかる。
【００５１】
なお、図１の実施形態は直流リンク部のフィルタを除去した構成となっているが、小容量のフィルタを備える場合も、同一の手段によって入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減して瞬時有効電力をほぼ一定にすることができる。
【００５２】
次に、図５は本発明の第２実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、電力変換器として交流−交流直接変換器の一種であるマトリクスコンバータ５を用いた例である。
マトリクスコンバータ５は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相の入力端子とＵ，Ｖ，Ｗ相の出力端子との間に双方向スイッチ５１〜５９を接続して構成されており、各双方向スイッチ５１〜５９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に還流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成されている。
【００５３】
このマトリクスコンバータ５の制御には、図１におけるＰＷＭ整流器１及びインバータ２と同様な構成の仮想ＰＷＭ整流器及び仮想インバータを想定し、仮想ＰＷＭ整流器に対するＰＷＭパルスを図１と同様に構成された整流器制御手段１０１Ａにより作成すると共に、仮想インバータに対するＰＷＭパルスを図１と同様に構成されたインバータ制御手段１０２により作成する。そして、各制御手段１０１Ａ，１０２から出力されたＰＷＭパルスをＰＷＭパルス合成手段１０３により合成して、双方向スイッチ５１〜５９に対するゲートパルスを得るものである。
【００５４】
なお、マトリクスコンバータにおける仮想整流器及び仮想インバータの制御方法は、例えば、伊東淳一、外２名，「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」，半導体電力変換研究会，SPC 02-90／IEA-02-31(2002)等に詳しく説明されている。
すなわち、図８のようなＰＷＭ整流器１及びインバータ２からなる電力変換器の入力電圧及び出力電圧の関係は、これらのＰＷＭ整流器１及びインバータ２を構成するスイッチング素子のオン、オフ状態を示すスイッチング関数のマトリクス（スイッチングマトリクス）によって一意的に決まり、電力変換器の内部構成が異なっても、同一のスイッチングマトリクスを有していれば、入出力電圧や入出力電流の関係は同一になる。
【００５５】
このことから、例えば図５のように三相入出力で９個の双方向スイッチ５１〜５９からなるマトリクスコンバータ５では、３行３列のスイッチング関数からなるスイッチングマトリクスを、仮想ＰＷＭ整流器及び仮想インバータの各スイッチング素子のスイッチング関数（言い換えればＰＷＭパルス）を合成してなるスイッチングマトリクスに展開して制御すれば良く、ＰＷＭパルス合成手段１０３は、上述したスイッチング関数の合成及びゲートパルスの作成を行っている。
なお、マトリクスコンバータ５の制御に当たっては、電源短絡及び負荷側のリアクトルのエネルギーの還流経路を確保するため、負荷端開放が生じないようにスイッチングする必要がある。
【００５６】
また、図５において、整流器制御手段１０１Ａ、インバータ制御手段１０２及びＰＷＭパルス合成手段１０３からなる全体が、請求項２におけるマトリクスコンバータ制御手段を構成しているが、このようにマトリクスコンバータを仮想ＰＷＭ整流器及び仮想インバータの組合せに見立てて制御する場合以外にも、本発明の適用が可能である。
【００５７】
さて、図５の第２実施形態では、上述したマトリクスコンバータ５の制御に当たり、三相の電源電圧が不平衡の場合でも瞬時有効電力Ｐが一定となるように制御を行う。すなわち、マトリクスコンバータ５の仮想ＰＷＭ整流器に与える入力電流指令を、第１実施形態と同様に数式１３によって得る。以下、整流器制御手段１０１Ａにおける各手段の動作は第１実施形態と同一であるため、説明を省略する。
【００５８】
次いで、図６は本発明の第３実施形態における整流器制御手段１０１Ｂを示すブロック図である。
この実施形態では、電圧ベクトル変換手段１１と最大／最小検出手段１２との間に、ローパスフィルタやバンドパスフィルタからなるフィルタリング手段１５が設けられている。このフィルタリング手段１５は、電源電圧／位相検出手段１０と電圧ベクトル変換手段１１との間に挿入することもできる。
【００５９】
このようにフィルタリング手段１５を設けることにより、仮に電源電圧に高調波が含有されている場合でも整流器制御手段１０１Ｂは高調波の影響を受けることがない。
この実施形態は、第１実施形態のようなＰＷＭ整流器１及びインバータ２からなる電力変換器や、第２実施形態のようなマトリクスコンバータ５からなる電力変換器を問わず、適用可能である。
【００６０】
図７は、本発明の第４実施形態における整流器制御手段１０１Ｃを示すブロック図である。
この整流器制御手段１０１Ｃは、図６の整流器制御手段１０１Ｂに位相補償手段１６を付加して構成されている。位相補償手段１６は補償用位相θｃｏｍを出力し、このθｃｏｍと最大／最小検出手段１２から出力される電源位相θ１との和θ１’を入力電流指令作成手段１３に入力する。すなわち、θ１’は数式１６によって算出される。
【００６１】
【数１６】
2005073380.tif 000018
【００６２】
この実施形態によれば、フィルタリング手段１５によって制御系に遅れが生じても、電源位相θ１を補正することでその遅れ分を補償することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】正相，逆相電圧のベクトル図である。
【図３】正相，逆相電圧のベクトル図である。
【図４】第１実施形態のシミュレーション結果を示す電圧、電流、有効電力の波形図である。
【図５】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。
【図８】従来技術を示すブロック図である。
【図９】従来技術におけるシミュレーション結果を示す電圧、電流、有効電力の波形図である。
【符号の説明】
【００６４】
１：ＰＷＭ整流器
２：電圧形インバータ
４：三相交流電源
５：マトリクスコンバータ
１０：電源電圧／位相検出手段
１１：電圧ベクトル変換手段
１２：最大／最小検出手段
１３：入力電流指令作成手段
１４：ＰＷＭ信号作成手段
１５：フィルタリング手段
１６：位相補償手段
５１〜５９：双方向スイッチ
１０１Ａ，１０１Ｂ，１０１Ｃ：整流器制御手段
１０２：インバータ制御手段
１０３：ＰＷＭパルス合成手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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