(57)【要約】【課題】  Ｖ結線インバータ回路を有する電力変換装置における主スイッチのターンオン時、ターンオフ時のスイッチング損失の低減、及びノイズの低減が要求されている。【解決手段】  昇圧変換回路３０の出力端子を中継端子４に接続する。中継端子４と第２の直流端子２との間に第１の補助スイッチＱ１を介して第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路を接続する。第２の補助スイッチＱ２と共振リアクトルＬｒとの直列回路の一端を中継端子４に接続し、この他端を第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの相互接続点に接続する。中継端子４の出力段にＶ結線のインバ−タ回路を接続する。昇圧変換回路３０に含まれている第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎを同時にオン制御する期間を設けることによって、共振リアクトルＬｒの電流の正負のバランスを改善する。【選択図】図１０
2005245089.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第１及び第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ、Ｓｎ）の直列回路と、
前記第１又は第２の直流端子（１、２）と前記第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｎ）との間に接続された昇圧変換用リアクトル（Ｌｉｎ ）と、
前記第１及び第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ、Ｓｎ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１及び第２の昇圧変換用ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２ ）と、
前記第１及び第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ、Ｓｎ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１及び第２のスナバ用コンデンサ（Ｃ11 、Ｃ12）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）を介して接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相交流端子（３ｖ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された個別又は寄生の第１の補助ダイオード（Ｄa ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された個別又は寄生の第２の補助ダイオード（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記第１及び第２の直流端子（１、２）間の電圧を昇圧させるために前記第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｎ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御し且つ前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ）をオン・オフ制御する昇圧変換用スイッチ制御回路（３１）と
を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記第１及び第２の直流端子（１、２）と前記中継端子（４）との間に接続された電圧変換回路（３０）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）を介して接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相交流端子（３ｖ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された個別又は寄生の第１の補助ダイオード（Ｄa ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された個別又は寄生の第２の補助ダイオード（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と
を具備し、前記主スイッチ制御回路（５a）は、更に、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御する機能を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記第１の直流端子（１）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２の直流端子（２）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の直流端子（１）と前記中継端子（４）との間に接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と
を具備し、前記主スイッチ制御回路（５a）は、更に、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御する機能を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
少なくとも第１及び第２の入力交流端子（１r 、１ｔ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄb ）と、
前記第１の入力交流端子（１r）と前記第１の中継端子（４）との間に接続された第１の変換用スイッチ（Ｑ１１）、前記第１の入力交流端子（１r）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の変換用スイッチ（Ｑ１２）、前記第２の入力交流端子（１ｔ）と前記第１の中継端子（４）との間に接続された第３の変換用スイッチ（Ｑ１３）、及び前記第２の入力交流端子（１ｔ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の変換用スイッチ（Ｑ１４）を含む交流−直流変換回路（３０ｂ）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５又は５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記交流−直流変換回路（３０ｂ）から直流出力電圧を得るように第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４）を制御する機能、及び前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１1 、Ｑ１2 ）又は前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３ 、Ｑ１４ ）又は前記第１〜第４の変換用スイッチ（Ｑ１1 〜Ｑ１４ ）を同時にオン制御する機能を有している変換用スイッチ制御回路（３１ｂ）と
を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
少なくとも第１及び第２の入力交流端子（１r 、１ｔ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄb ）と、
前記第１及び第２の入力交流端子（１r、１ｔ）と前記第１及び第２の中継端子（４，４ａ）との間に接続された交流−直流変換回路（３０ｂ）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
を具備し、前記主スイッチ制御回路（５a）は、更に、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御する機能を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
第１、第２及び第３相入力交流端子（１r 、１s 、１t ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相入力交流端子（１r、１s、１t ）と前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）との間に接続された交流−直流変換回路（３０ｂ）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５又は５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記交流−直流変換回路（３０ｂ）を制御するための交流−直流変換制御回路（３１ｂ）と
を具備し、前記交流−直流変換回路（３０ｂ）は、前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12 ）の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ13、Ｑ14 ）の第２の直列回路と、前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13、Ｑ14 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ11 、Ｃ12 、Ｃ13 、Ｃ14 ）と、前記第１相入力交流端子（１r ）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12）の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトル（Ｌ11 ）と、前記第３相入力交流端子（１t ）と前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ1３、Ｑ1４）の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトル（Ｌ12 ）とを有し、前記第２相入力交流端子（１s ）が前記第１及び第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃa 、Ｃb ）の相互接続点に接続されており、
前記交流−直流変換制御回路（３１ｂ）は、交流電圧を直流電圧に変換するように前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１，Ｑ１２、Ｑ１３，Ｑ１４）を制御する機能、及び前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１，Ｑ１２）又は前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３，Ｑ１４）又は前記第１〜第４の変換用スイッチ（Ｑ１１〜Ｑ１４）を同時にオン制御する機能を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
第１、第２及び第３相入力交流端子（１r 、１s 、１t ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相入力交流端子（１r、１s、１t ）と前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）との間に接続された交流−直流変換回路（３０ｂ）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記交流−直流変換回路（３０ｂ）を制御するための交流−直流変換制御回路（３１ｂ）と
を具備し、前記交流−直流変換回路（３０ｂ）は、前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12  ）の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ13、Ｑ14 ）の第２の直列回路と、前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13、Ｑ14   ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ11 、Ｃ12 、Ｃ13 、Ｃ14 ）と、前記第１相入力交流端子（１r ）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12）の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトル（Ｌ11 ）と、前記第３相入力交流端子（１t ）と前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ1３、Ｑ1４）の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトル（Ｌ12 ）とを有し、前記第２相入力交流端子（１s ）が前記第１及び第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃa 、Ｃb ）の相互接続点に接続されており、
前記主スイッチ制御回路（５a）は、更に、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御する機能を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
更に、前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１のフィルタ用リアクトル（Ｌu ）と、前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第２のフィルタ用リアクトル（Ｌw ）とを有していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
更に、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）に対して逆方向並列に接続された個別又は寄生の第１、第２、第３及び第４の主ダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 ）を有していることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記補助スイッチ制御回路（６）は、前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ4 ）の内の少なくとも１つのターンオン時点（ｔ3 ）よりも少し前の第１の時点（ｔ1 ）から前記ターンオン時点（ｔ3 ）よりも少し後の第２の時点（ｔ6 ）まで前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）をオフ状態に制御し且つ前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）をオン状態に制御する機能を有し、前記第１の時点（ｔ1 ）から前記ターンオン時点（ｔ3 ）までの第１の時間長（Ｔa ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記ターンオン時点(ｔ3)までに前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間又は前記第１の中継端子（４）と前記第２の中継端子（４ａ）との間の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされ、前記ターンオン時点（ｔ3 ）から前記第２の時点（ｔ6 ）までの第２の時間長（Ｔb ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記第２の時点（ｔ6 ）までに前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされていることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記昇圧変換用スイッチ制御回路（３１）は、前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）のターンオンに同期して所望時間（Tｃ）を計測し、前記所望時間（Ｔｃ）だけ前記第１の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ）をオン制御するタイマ（４７）を有していることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記昇圧変換用スイッチ制御回路（３１）は、前記第１及び第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃa、Ｃｂ ）の電圧の差を低減するように前記タイマ（４７）が計測する前記所望時間（Ｔｃ）の長さを制御する手段を有していることを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記主スイッチ制御回路（５a）は、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４）のオン期間を選択的に延長する手段を有していることを特徴とする請求項２又３又は５又は７記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソフトスイッチング回路を有して直流を交流に又は交流を交流に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
パワーコンディショナ、無停電電源装置、モータ駆動用インバータ、バッテリの充電器等に用いられるスイッチング方式の電力変換装置において２相交流出力を得る場合には、３相スイッチング回路を有する３相インバータ又はＶ結線構成のインバータを使用する。図１は従来のＶ結線構成の３相電圧型インバータを示す。この図１のインバータは、太陽電池、昇圧チョッパ、整流器、電解コンデンサもしくはバッテリ等で構成される直流電源５０が接続された第１及び第２の直流端子１、２と、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb と、第１相（Ｕ相）スイッチング回路を構成する第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 と、第３相（Ｗ相）スイッチング回路を構成する第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 と、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 に並列に接続された個別又は寄生（内蔵）の第１〜第４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 と、第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw と、第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣf1、Ｃf2と、第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗと、電圧基準値発生器５１と、鋸波発生器５２と、第１及び第２の比較器５３、５４と、スイッチ制御信号形成回路５５とから成る。
第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb は第１及び第２の直流端子１、２間に接続され且つ互いに直列に接続されている。第２相交流端子３ｖは第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点に接続されている。
【０００３】
電圧基準値発生器５１は、図２（Ａ）に示す正弦波から成る第１相電圧基準値Ｖruと第３相電圧基準値Ｖrwを発生する。第１相電圧基準値Ｖruと第３相電圧基準値Ｖrwは６０度の位相差を有する。図２には交流電圧の１周期Ｔac分が示されているのみであるが、電圧基準値発生器５１は図２の第１及び第３相電圧基準値Ｖru、Ｖrwを繰返して発生する。
鋸波発生器５２は、正弦波の第１及び第３相電圧基準値Ｖru、Ｖrwの繰返し周波数よりも十分に高い周波数で図２（Ａ）の鋸波電圧Ｖt を発生する。
第１及び第２の比較器５３、５４は、第１及び第３相電圧基準値Ｖru、Ｖrwと鋸波電圧Ｖt とを比較して図２（Ｂ）（Ｃ）に示す第１及び第３の主スイッチＳ1 、Ｓ3 のための第１及び第３の制御信号Ｖg1、Ｖg3を発生する。スイッチ制御信号形成回路５５は、図２（Ｂ）（Ｃ）の第１及び第３のスイッチ制御信号Ｖg1、ｖg3を第１及び第３の主スイッチＳ1 、Ｓ3 の制御端子（ゲート）に送ると共に、第１及び第３のスイッチ制御信号Ｖg1、Ｖg3の位相反転信号から成る第２及び第４のスイッチ制御信号Ｖg2、Ｖg4を形成して第２及び第４の主スイッチＳ2 、Ｓ4 の制御端子に送る。
【０００４】
ところで、図１の第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 で電流が直接に遮断されると、ターンオフ時に主スイッチＳ1 〜Ｓ4 に電気的ストレスがかかり、スイッチングサージ、スイッチングノイズ、及びスイッチング損失が生じる。また、主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のターンオン時においてもスイッチングサージ及びスイッチング損失が問題になる。
【０００５】
３相フルブリッジ型インバータにおいて変換用スイッチをソフトスイッチングさせてスイッチングサージ、スイッチングノイズ、スイッチング損失を低減することは後記特許文献１に開示されている。しかし、前記特許文献１のソフトスイッチング回路を図１のＶ結線構成のインバータにそのまま使用することはできない。また、３相フルブリッジ型インバータはＶ結線構成のインバータに比べて主スイッチの数が多くなり、必然的にコスト高及び大型になるという欠点を有する。
【０００６】
そこで、本件出願人は特願２００３−４６２１９号において、図１のＶ結線構成のインバータにソフトスイッチング回路を付加した電力変換装置を提案した。上記出願に開示されている電力変換装置は図3に示すように、図１のインバータと同様に、太陽電池、昇圧チョッパ、整流器、電解コンデンサもしくはバッテリ等で構成される直流電源が接続される第１及び第２の直流端子１、２と、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb と、第１相（Ｕ相）スイッチング回路を構成する第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 と、第３相（Ｗ相）スイッチング回路を構成する第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 と、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 に並列に接続された個別又は寄生（内蔵）ダイオードから成る第１〜第４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 と、第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw と、第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣf1、Ｃf2と、第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗとを有する他に、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 に並列接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 と、第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2と 、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb 、共振リアクトルＬｒとを有する。
【０００７】
図３では第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 と第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で示されているが、これ等をＮＰＮ型又はＰＮＰ型トランジスタ、電界効果トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチ等とすることができる。
【０００８】
第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 に逆方向並列に接続された第１〜第４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 は個別ダイオードであってもよいし、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 の半導体基体中に形成される周知の寄生即ち内蔵ダイオードであってもよい。また、第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb は個別ダイオードであってもよいし、第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 の半導体基体中に形成される周知の寄生即ち内蔵ダイオードであってもよい。第１〜第４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 は第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに接続された負荷の電力を直流側に回生する方向性を有する。第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄbは第１及び第２の直流端子１，２間の電圧で逆バイアスされる方向性を有する。
【０００９】
スナバコンデンサとも呼ぶことができる第１〜第４の共振用コンデンサＣ1 〜Ｃ4 は個別コンデンサであってもよいし、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 の主端子間（コレクタ・エミッタ間）の寄生容量であってもよい。図３では個別コンデンサの容量と寄生容量との和が第１〜第４の共振用コンデンサＣ1 〜Ｃ4 として示されている。
【００１０】
電解コンデンサから成る第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb は第１及び第２の直流端子１、２間に接続され且つ互いに直列に接続されている。第２相交流端子３ｖは第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点に接続されている。
【００１１】
図３の電力変換装置は中継端子４を有する。ここでの中継端子４は接続導体、又は電気回路の一部、又はソフトスイッチング回路とインバータ回路との境界点を意味する。
【００１２】
第１の補助スイッチＱ1 は、第１の直流端子１から中継端子４に向って電流を流す方向性を有して第１の直流端子１と中継端子４との間に接続されている。
【００１３】
第２の補助スイッチＱ2 と共振リアクトルＬｒとの直列回路は、中継端子４と第２相交流端子３ｖ及び第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点に接続されている。第２の補助スイッチＱ2 は中継端子４から第２の電圧分割用コンデンサＣb に向って電流を流す方向性を有する。
インダクタとしての共振リアクトルＬｒは、第１〜第４の共振用コンデンサＣ1 〜Ｃ4 と共振するものであり、転流リアクトルと呼ぶこともできるものである。
【００１４】
第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗは、互いに１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuを出力するものであり、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 がインバータ動作している時には、第１、第２及び第３相出力交流端子として機能する。
【００１５】
インバータ回路の第１の主スイッチＳ1 は、中継端子４と第１相交流端子３ｕとの間に第１のリアクトルＬu を介して接続されている。第２の主スイッチＳ2 は、第１相交流端子３ｕと第２の直流端子２との間に第１のリアクトルＬu を介して接続されている。第３の主スイッチＳ3 は中継端子４と第３相交流端子３ｗとの間に第２のリアクトルＬw を介して接続されている。第４の主スイッチＳ4 は第３相交流端子３ｗと第２の直流端子２との間に第２のリアクトルＬw を介して接続されている。従って、第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 は第１相（Ｕ相）ハーフブリッジ変換回路を構成し、第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 は第３相（Ｗ相）ハーフブリッジ変換回路を構成している。
【００１６】
第１のリアクトルＬu は第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続点と第１相交流端子３ｕとの間に直列に接続されている。第２のリアクトルＬw は第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 の相互接続点と第３相交流端子３ｗとの間に直列に接続されている。第１及び第２のリアクトルＬｕ、Ｌｗは第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のオン・オフによる高周波成分を除去するフィルタとして機能する。
第１のフィルタ用コンデンサＣf1は第１及び第２相交流端子３ｕ、３ｖ間に接続されている。第２のフィルタ用コンデンサＣf2は第２及び第３相交流端子３ｖ、３ｗ間に接続されている。第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣf1、Ｃf2は第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のオン・オフによる高周波成分を除去するものである。
第１〜第４の共振用コンデンサＣ1 〜Ｃ4 の容量、及び第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣf1、Ｃf2の容量は、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の容量よりも大幅に小さい。
【００１７】
第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のための第１〜第４の主スイッチ制御信号Ｖg1、Ｖg2、Ｖg3、Ｖg4を形成するために、第１及び第２の電流検出器ＣＴu 、ＣＴw と主スイッチ制御回路５とが設けられている。また、第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｖq1、Ｖq2を形成するために補助スイッチ制御回路６が設けられている。第１及び第２の電流検出器ＣＴu 、ＣＴw は、第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw を流れる電流Ｉu 、Ｉw を検出し、ライン７、８によって主スイッチ制御回路５及び補助スイッチ制御回路６に送る。主スイッチ制御回路５は第１、第２、第３及び第４の出力ライン９、１０、１１、１２は第１、第２、第３及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 の制御端子（ゲート）に駆動回路（図示せず）を介して接続される。主スイッチ制御回路５は第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに３相交流電圧を得ることができるように周知の方法で第１〜第４の主スイッチ制御信号Ｖg1〜Ｖg4を形成する。
【００１８】
補助スイッチ制御回路６は、電流Ｉu 、Ｉw を検出するライン７、８に接続されていると共にライン１５によって主スイッチ制御回路５に接続され、第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のターンオン時点以前に第１〜第４の共振用コンデンサＣ1 〜Ｃ4 の電圧及び中継端子４と第２の直流端子２との間の電圧を電源電圧よりも低い零又はほぼ零にするための第１及び第２の補助スイッチ制御信号Ｖq1、Ｖq2を形成してライン１３、１４に送出する。ライン１３、１４は第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御端子（ゲート）に駆動回路（図示せず）を介して接続される。
【００１９】
図４は図３の主スイッチ制御回路５及び補助スイッチ制御回路６を詳しく示す回路図である。主スイッチ制御回路５は、図１の従来のインバータの制御回路と同様に形成された電圧基準値発生器５１、鋸波発生器５２、第１及び第２の比較器５３、５４、主スイッチ制御信号形成回路５５の他に、第１の補正回路としてのＵ相補正回路５６及び第２の補正回路としてのＷ相補正回路５７を有する。
【００２０】
電圧基準値発生器５１は、図５（Ｂ）（Ｃ）に示す第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwを周期Ｔacを有して繰返して発生する。第１の電圧基準値Ｖruは３相正弦波交流電圧の第１相即ちＵ相と第２相即ちＶ相との間の線間電圧Ｖuｖと同一の正弦波であり、第２の電圧基準値Ｖrwは第２相即ちＶ相と第３相即ちＷ相との間の線間電圧Ｖｖｗに対して180度の位相差を有する逆相線間電圧Ｖｗｖと同一の正弦波である。従って、図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）に示すように第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwは６０度の位相差を有し、第２の電圧基準値Ｖrwは第１の電圧基準値Ｖruよりも６０度進んでいる。なお、図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）の第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwは図２（Ａ）示す第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwと同一であり、第１の電圧基準値Ｖruを基準にすると第２の電圧基準値Ｖrwは第１の電圧基準値Ｖruよりも３００度遅れている。
【００２１】
鋸波発生器５２は第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwの周波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い周波数（例えば２０kHz ）で図５（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖt を発生する。この鋸波電圧Ｖt は傾斜して立上った後に垂直に立下っている。勿論、図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖt と傾きが逆の鋸波電圧とすることもできる。Ｕ相及びＷ相補正回路５６、５７は鋸波発生器５２と第１及び第２の比較器５３、５４との間に接続され、第１及び第２の電流検出器ＣＴu 、ＣＴw の出力ライン７、８の信号に応答して鋸波電圧Ｖt の位相を制御する。即ち、Ｕ相補正回路５６は、図５（Ｂ）に示すように、図５（Ｅ）に示すＵ相負荷電流Ｉu が正の半波の期間ｔ0 〜ｔ3 には図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖt と同一の正相鋸波電圧を出力し、Ｕ相負荷電流Ｉu が負の半波の期間ｔ3 〜ｔ6 には図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖt と逆相の鋸波電圧を出力する。図５（Ｂ）の正相鋸波電圧と逆相鋸波電圧との合成から成る第１の補正鋸波電圧Ｖtuは第１の比較器５３に入力する。
【００２２】
Ｗ相補正回路５７は、図５（Ｃ）に示すように、図５（Ｅ）に示すＷ相負荷電流Ｉw が正の半波の期間ｔo 〜ｔ1 及びｔ4 〜ｔ6 で図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖt と同一の正相鋸波電圧を出力し、Ｗ相負荷電流Ｉw が負の半波の期間ｔ1 〜ｔ4 で逆相鋸波電圧を出力する。図５（Ｃ）に示す正相鋸波電圧と逆相鋸波電圧との合成から成る第２の鋸波電圧Ｖtwは第２の比較器５４に入力する。なお、図５（Ｂ）（Ｃ）から明らかなように第１及び第２の電圧基準値Ｖrｕ、Ｖrｗの正ピークと負ピークとの中間位置と第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖtu、Ｖtwの正ピークと負ピークとの中間位置とが互いに一致するようにそれぞれのレベルが設定されている。
【００２３】
電圧基準値発生器５１とＵ相及びＷ相補正回路５６、５７と主スイッチ制御信号形成回路５５とに接続された第１及び第２の比較器５３、５４は、図５（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwと第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖtu、Ｖtwとを比較し、図５（Ｆ）（Ｇ）に示す第１及び第３の主スイッチ制御信号Ｖg1、Ｖg3を形成し、主スイッチ制御信号形成回路５５に送る。なお、第１及び第２の比較器５３、５４は、第１及び第２の電圧基準値Ｖru、Ｖrwが第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖtu、Ｖtwよりも大きい時に高レベル即ち論理の１を出力し、これ以外で低レベル即ち論理の０を出力する。
【００２４】
主スイッチ制御信号形成回路５５は、第１及び第２の比較器５３、５４で形成された第１及び第３の主スイッチ制御信号Ｖg1、Ｖg3をライン９、１１を介して図３の第１及び第３の主スイッチＳ1 、Ｓ3 の制御端子に送ると共に、第１及び第３の主スイッチ制御信号Ｖg1、Ｖg3の逆相信号から成る第２及び第４の主スイッチ制御信号Ｖg2、Ｖg4を形成し、ライン１０、１２を介して図３の第２及び第４の主スイッチＳ2 、Ｓ4 の制御端子に送る。なお、主スイッチ制御信号形成回路５５は、周知のデッドタイム付与手段を含む。このデッドタイム付与手段によって、第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 が同時にオンになることを阻止する期間、及び第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 が同時にオンになることを阻止する期間が設けられる。
【００２５】
図４の補助スイッチ制御回路６は第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 をソフトスイッチングできるように第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制御するものであり、第１の電圧レベルＶtaを設定するためのＶta設定回路５８、第２の電圧レベルＶtbを設定するためのＶtb設定回路５９、第３及び第４の比較器６０、６１、排他的ＯＲ回路６２、及びＮＯＴ回路６３から成る。
なお、鋸波発生器５２を補助スイッチ制御回路６に含めることができる。
【００２６】
Ｖta設定回路５８は、図６（Ａ）の上側に示す第１の電圧レベルＶtaを設定し、これを第３の比較器６０に供給するものである。Ｖtb設定回路５９は、図６（Ａ）の下側に示す第２の電圧レベルＶtbを設定し、これを第４の比較器６１に供給するものである。なお、Ｖta設定回路５８及びＶtb設定回路５９は演算手段を含み、ライン７、８のＵ相及びＷ相負荷電流Ｉu 、Ｉw と図３の各部の定数とに基づいて図６及び図７のｔ1 〜ｔ3 期間Ｔa 及びｔ3 〜ｔ6 期間Ｔb が最適時間長になるように第１及び第２の電圧レベルＶta、Ｖtbを決定する。この際、鋸波電圧Ｖt の振幅を考慮して第１及び第２の電圧レベルＶta、Ｖtbを決定する。
第１及び第２の電圧レベルＶta、Ｖtbは第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフのタイミングを決定するので、第１及び第２のタイミング信号指令値と呼ぶこともできる。この第１及び第２の電圧レベルＶta、Ｖtbを、鋸波電圧Ｖt を横切る一定値とすることも可能であるが、この実施形態では、Ｕ相負荷電流Ｉu 及びＷ相負荷電流Ｉw の変化に応じて切り換えている。このために、Ｖta設定回路５８及びＶtb設定回路５９はＵ相及びＷ相負荷電流Ｉu 、Ｉw の検出ライン７、８に接続されている。
【００２７】
Ｖta設定回路５８及びＶtb設定回路５９による第１及び第２の電圧レベルＶta、Ｖtbを設定するための演算式の１例を次に示す。
Ｉu ＜０、Ｉw ＜０の時、
Ｖta＝Ｖt ×［１−｛（２ｘＬr ｘ（Ｉu ′＋Ｉw ′））／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖtb＝Ｖt ×［２ｘＬr ｘ｛（Ｉu ′＋Ｉw ′）｝／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）］／Ｔ
Ｉu ＜０、Ｉw ＞０の時、
Ｖta＝Ｖt ×［１−｛（２ｘＬr ｘ（Ｉu ′））／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖtb＝Ｖt ×［２ｘＬr ｘ｛（Ｉu ′＋Ｉw ′）｝／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）］／Ｔ
Ｉu ＞０、Ｉw ＜０の時、
Ｖta＝Ｖt ×［１−｛（２ｘＬr ｘ（Ｉw ′））／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖtb＝Ｖt ×［２ｘＬr ｘ｛（Ｉw ′＋Ｉu ′）｝／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）］／Ｔ
Ｉu ＞０、Ｉw ＞０の時、
Ｖta＝Ｖt ×［１−｛π√（Ｌr ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖtb＝Ｖt ×［２ｘＬr ｘ｛（Ｉw ′＋Ｉu ′）｝／Ｖdc＋π√（Ｌr ｘＣ）］／Ｔ
ここで、Ｖt は図６の鋸波電圧、
Ｖdcは鋸波電圧Ｖt の最大振幅、
Ｔは鋸波電圧Ｖt の周期、
Ｌr は図３の共振リアクトルＬr のインダクタ値、
Ｃは中継端子４と第２の直流端子２との間の容量即ち、Ｃ1 ＋Ｃ4 又はＣ2 ＋Ｃ3又はＣ1＋Ｃ3又はＣ2＋Ｃ4 、
Ｉu ′、Ｉw ′はＵ相及びＷ相負荷電流Ｉu 、Ｉw の絶対値である。
【００２８】
第３の比較器６０はＶta設定回路５８とライン１５とに接続されており、鋸波発生器５２に接続されているライン１５の鋸波電圧Ｖt と第１の電圧レベルＶtaとを比較し、鋸波電圧Ｖt が第１の電圧レベルＶtaよりも高い時に高レベル即ち論理の１となる図６（Ｂ）の信号Ｐtaを出力する。なお、第１の電圧レベルＶtaは鋸波電圧Ｖt の最大値よりも少し低い値に設定されている。
【００２９】
第４の比較器６１はＶtb設定回路５９とライン１５に接続されており、ライン１５の鋸波電圧Ｖt と第２の電圧レベルＶtbとを比較し、第２の電圧レベルＶtbが鋸波電圧Ｖt よりも高い時に低レベル即ち論理の０となる図６（Ｃ）の信号Ｐtbを出力する。
【００３０】
排他的ＯＲ回路６２は第３及び第４の比較器６０、６１に接続されており、第３及び第４の比較器６０、６１から出力された信号Ｐta、Ｐtbが互いに異なる電圧レベルの時に高レベルとなる信号を図６（Ｅ）に示すように発生する。この排他的ＯＲ回路６２の出力は第１の補助スイッチＱ1 を制御するための第１の補助スイッチ制御信号Ｖq1となる。排他的ＯＲ回路６２に接続されたＮＯＴ回路６３は排他的ＯＲ回路６２の出力を位相反転し、図６（Ｄ）に示す第２の補助スイッチＱ2 の制御のための第２の補助スイッチ制御信号Ｖq2を出力する。第１及び第２の補助スイッチ制御信号Ｖq1、Ｖq2はライン１３、１４によって図３の第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御端子に送られる。
なお、第３の比較器６０の出力が鋸波電圧Ｖt が第１の電圧レベルＶtaよりも高い時に低レベル即ち論理の０となるように第３の比較器６０を変形し、且つ排他的ＯＲ回路６２をＡＮＤゲートに変形することができる。また、排他的ＯＲ回路６２と等価な別な論理回路を設けることができる。
【００３１】
次に、図３の回路の動作を図７の波形図と図８及び図９の電流経路図を参照して説明する。なお、以下の説明において電流経路を回路要素の参照符号のみで示すこともある。
図７、図８及び図９は、Ｕ相負荷電流Ｉu が零よりも大きく、Ｖ相負荷電流Ｉv が零であり、Ｗ相負荷電流Ｉw が零よりも小さいタイミングにおける各部の状態を示す。また、図７のｔ1 、ｔ3 、ｔ6 時点は図６のｔ1 、ｔ3 、ｔ6 時点と同一時点を示す。図７のｔ1 〜ｔ7 は鋸波電圧Ｖt の周期Ｔよりも十分に短い時間（例えばＴ／２０〜Ｔ／１０）である。また、図７（Ｅ）の電流ＩLrは共振リアクトルＬr の電流を示す。また、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖlinkは図８（Ａ）に示すように第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路又は第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 の直列回路の両端間の電圧を示す。また、図７（Ｇ）のＶs1は第１の主スイッチＳ1 の両端子間の電圧を示し、Ｉs1は第１の主スイッチＳ1 と第１の主ダイオードＤ1 とを流れる電流を示す。なお、Ｖs1を第１の主スイッチ電圧、Ｉs1を第１の主スイッチ電流と呼ぶことにする。
図８及び図９において、電流が流れる電流経路が太い線で示され、電流が実質的に流れない部分は細い線で示されている。また、第１及び第２の直流端子１、２は図８及び図９において省略されている。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに電流方向を示す矢印及び電流値の相対レベルを示す値が付されている。
【００３２】
（ｔ1 以前）
図７のｔ1 時点以前においては第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 がオフ制御され、第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3 がオン制御され、第１の補助スイッチＱ1 がオン制御、第２の補助スイッチＱ2 がオフ制御されている。図６のｔ0 時点よりも前の期間に第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 がオンであるために第１のリアクトルＬu に正方向のＵ相負荷電流Ｉu が流れ、第２のリアクトルＬw に負方向のＷ相負荷電流Ｉw が流れ、第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw にエネルギが蓄積され、第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 のオフ期間に第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw の蓄積エネルギの放出が生じ、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ−Ｄ3 −Ｄa −Ｃa −Ｃb −Ｄ2 の経路に電流が流れる。この時、第１の主スイッチＳ1 の両端子間電圧Ｖs1は図７（Ｇ）に示すようにほぼ電源電圧Ｖdcに保たれている。電源電圧Ｖdcは第１及び第２の直流端子１、２間の電圧及び第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の電圧の和に相当する。この時、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖlinkは電源電圧Ｖdcにほぼ同一になる。
【００３３】
（ｔ1 〜ｔ2 ）
図７のｔ1 時点で第１の補助スイッチＱ1 がオフ、第２の補助スイッチＱ2 がオンに制御されると、図８（Ａ）の電流経路に追加して、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｄ3 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb −Ｄ2 の経路に図７（Ｅ）に示す共振リアクトルＬr の電流ＩLrが流れ始める。この電流ＩLrは時間と共に増大する。即ち、図８（Ａ）で第１の補助ダイオードＤa を流れていた電流の一部が共振リアクトルＬr に転流し、第１の補助ダイオードＤa の電流が徐々に減少、逆に共振リアクトルＬr の電流ＩLrが徐々に増大する。従って、第１の補助スイッチＱ1のタ−ンオフは零電圧スイッチング(ＺＶＳ)となり、第２の補助スイッチＱ2 のターンオンは零電流スイッチング（ＺＣＳ）となる。
【００３４】
（ｔ2 〜ｔ3 ）
図７のｔ2 時点で第１の補助ダイオードＤa を通る電流が零になると、図８（Ｂ）と同様なＬu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｄ3 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb −Ｄ2 の経路の電流の他に、Ｃ1 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb −Ｄ2 の経路の共振電流及びＣ4 −Ｄ3 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb の経路の共振電流が流れ、第１及び第４の共振用コンデンサＣ1 、Ｃ4 の電圧が徐々に低下し、図７（Ｆ）に示す直流リンク電圧Ｖlink及び図７（Ｇ）に示す第１の主スイッチＳ1 の両端子間電圧Ｖs1及び図示されていない第４の主スイッチＳ4 の両端子間の電圧も徐々に低下し、ｔ3 時点以前にほぼ零になる。なお、共振リアクトルＬr を流れる電流ＩLrは図７のｔ2 時点で少しオーバシュートした後に徐々に低下する。
【００３５】
（ｔ3 〜ｔ4 ）
ｔ3 時点で第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 が同時にオン制御される。第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 の同時のオン制御及び第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3 の同時のオン制御は、図５（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖtu、Ｖtwを形成することによって達成されている。図７のｔ3 時点での第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 のターンオンは零電圧スイッチング（ＺＶＳ）になる。また、第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 の電流はｔ3 時点から傾斜を有して増大するので、これ等のターンオンは零電流スイッチング（ＺＣＳ）にもなる。ｔ3 時点で第１及び第４の主スイッチＳ1 、Ｓ4 がオンになると、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｄ3 −Ｓ1 の経路の電流、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｓ4 −Ｄ2 の経路の電流が流れ、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｄ3 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb −Ｄ2 の経路の電流ＩLrは図７（Ｅ）に示すように零に向って低下する。
【００３６】
（ｔ4 〜ｔ5 ）
図７（Ｅ）のｔ4 時点で共振リアクトルＬr の電流ＩLrが零になった後には、この電流ＩLrは逆方向に流れる。即ち、ｔ4 〜ｔ5 期間には、図８（Ｅ）に示すように、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｓ4 −Ｃb −Ｌr −Ｄb −Ｓ1 の経路の電流ＩLrと、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｄ3 −Ｓ1 の経路の電流と、Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｓ4 −Ｄ2 の経路の電流が流れる。共振リアクトルＬr を逆方向に流れる電流ＩLrが第３の主ダイオードＤ3 を流れる電流よりも小さい間は、第２及び第３の共振用コンデンサＣ2 、Ｃ3 の充電が開始せず、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖlinkは零又はほぼ零に保たれる。
【００３７】
（ｔ5 〜ｔ6 ）
図７のｔ5 時点で共振リアクトルＬr の電流ＩLrが第２及び第３の主ダイオードＤ2 、Ｄ3 の電流よりも大きくなると、第２及び第３の主ダイオードＤ2 、Ｄ3 がオフになり、図９（Ａ）に示すＬr −Ｄb −Ｓ1 −Ｃ2 −Ｃb の経路で第２の共振用コンデンサＣ2 が充電され、同時にＬr −Ｄb −Ｃ3 −Ｓ4 −Ｃb の経路で第３の共振用コンデンサＣ3 が充電され、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖlinkは徐々に増大し、ｔ6 時点以前に電源電圧Ｖdcになる。
【００３８】
（ｔ6 〜ｔ7 ）
図７のｔ6 時点では直流リンク電圧Ｖlinkが電源電圧Ｖdcと同一又はほぼ同一であるので、第１の補助スイッチＱ1 の両端子間電圧は零又はほぼ零である。従って、このｔ6 時点で第１の補助スイッチＱ1 を図７（Ｃ）に示すようにターンオン制御すると、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。この実施形態では第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｖq1、Ｖq2を容易に形成するために、第２の補助スイッチＱ2 がｔ6 時点でターンオフ制御されている。しかし、ｔ4 時点から第２の補助スイッチＱ2 に電流が流れていないので、ｔ4 時点又はこれよりも後にターンオフ制御することができる。なお、第２の補助スイッチＱ2 のターンオフ制御は、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）のために第２の補助ダイオードＤb が流れているｔ4 〜ｔ7 期間に行うのが望ましい。
ｔ6 〜ｔ7 期間には、Ｃb −Ｃa −Ｑ1 −Ｓ1 −Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｓ4 の経路に電流が流れると共に、Ｌr −Ｄb −Ｓ1 −Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｓ4 −Ｃb の経路で電流が流れ、共振リアクトルＬr の残ったエネルギが負荷側に回生される。
【００３９】
（ｔ7 以後）
ｔ7 時点で共振リアクトルＬr の蓄積エネルギの放出が終了すると、第２の補助ダイオードＤb が逆バイアス状態となり、図９（Ｃ）に示すＣb −Ｃa −Ｑ1 −Ｓ1 −Ｌu −３ｕ−３ｗ−Ｌw −Ｓ4 の経路で電流が流れる。
【００４０】
鋸波電圧Ｖｔ、第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｗの立上り又は立下りに同期して第２及び第３の主スイッチＳ２，Ｓ3 をターンオン制御し、第１及び第４の主スイッチＳ１，Ｓ4 をターンオフ制御する時の前後においても、電流経路の相違を除いて図７〜図９と同様な動作が生じる。
また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相負荷電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の大小関係が図７〜図９の状態と異なる場合においても、図７〜図９と実質的に同一の動作が生じる。
なお、第６図のt６時点よりも後における第２及び第３の主スイッチS２、S３のターンオン時には、Lｕ−３ｕ−３ｗ−Lｗ−C３−Ｃ１の経路、及びLｕ−３ｕ−３ｗ−Lｗ−C４−C２の経路に電流が流れ、第２及び第３の共振用コンデンサC２、C３が逆充電即ち放電し、第１及び第４の共振用コンデンサC１、C４が徐々に充電される。しかる後、第２及び第３の主ダイオ−ドD２、D３の逆バイアス状態が解除されると、  Lｕ−３ｕ−３ｗ−Lｗ−D３−Ｄａ−Ca−Cb−Ｄ２の経路に電流が流れる。第２及び第３の主ダイオードD２、D３が導通している時に第２及び第３の主スイッチS２、S３がターンオン制御されると、これ等のターンオンは実質的にZVSになる。また、第１及び第４の共振用コンデンサC１、C４の電圧が零又は近傍の時に第１及び第４のスイッチS１、S４がターンオフ制御されると、これ等のターンオフは実質的にZVSになる。
【００４１】
図3の電力変換装置は次の効果を有する。
（１）  第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のソフトスイッチングを比較的簡単な回路で達成することができ、サージ、ノイズ、及びスイッチング損失の低減を図ることができる。
（２）  第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 のソフトスイッチングも達成される。
（３）  インバータ回路がＶ結線構成であるので、前記特許文献１の電力変換装置に比べて主スイッチの数を低減することができ、電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００４２】
しかし、前記特許出願に係わる電力変換装置において、図７（Ｅ）に示すように共振リアクトルＬｒに流れる電流ILrの正の半波と負の半波とが同一とならず、共振電流に直流が重畳された状態となる。これにより、中間電圧の不バランス、即ち第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ、Ｃｂの端子間電圧の不一致、が生じた。なお、直流分を有する電流がインバータの出力段のトランスに流れると、トランスが飽和する危険性が生じる。
【特許文献１】特開２０００−２６２０６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４３】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、ソフトスイッチング回路を有する電力変換装置において、第１及び第２の電圧分割用コンデンサの端子間電圧が不一致になることである。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
次に、本発明を図面の符号を参照して説明する。但し、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本願発明の理解を助けるためのものであって、本願発明を限定するものではない。
上記課題を解決するための本願発明は、第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第１及び第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ、Ｓｎ）の直列回路と、
前記第１又は第２の直流端子（１、２）と前記第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｎ）との間に接続された昇圧変換用リアクトル（Ｌｉｎ ）と、
前記第１及び第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ、Ｓｎ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１及び第２の昇圧変換用ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２ ）と、
前記第１及び第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ、Ｓｎ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１及び第２のスナバ用コンデンサ（Ｃ11 、Ｃ12）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）を介して接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相交流端子（３ｖ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された個別又は寄生の第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された個別又は寄生の第１の補助ダイオード（Ｄa ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された個別又は寄生の第２の補助ダイオード（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記第１及び第２の直流端子（１、２）間の電圧を昇圧させるために前記第２の昇圧変換用スイッチ（Ｓｎ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御し且つ前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ）をオン・オフ制御する昇圧変換用スイッチ制御回路（３１）と
を有していることを特徴とする電力変換装置に係わるものである。
【００４５】
なお、請求項２，３，５及び７に示すように、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御することができる。
また、請求項３に示すように、電力変換装置を、
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記第１の直流端子（１）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２の直流端子（２）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の直流端子（１）と前記中継端子（４）との間に接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５又は５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）とで構成することができる。
また、請求項４に示すように、電力変換装置を、
少なくとも第１及び第２の入力交流端子（１r 、１ｔ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄb ）と、
前記第１の入力交流端子（１r）と前記第１の中継端子（４）との間に接続された第１の変換用スイッチ（Ｑ１１）、前記第１の入力交流端子（１r）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の変換用スイッチ（Ｑ１２）、前記第２の入力交流端子（１ｔ）と前記第１の中継端子（４）との間に接続された第３の変換用スイッチ（Ｑ１３）、及び前記第２の入力交流端子（１ｔ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の変換用スイッチ（Ｑ１４）を含む交流−直流変換回路（３０ｂ）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（5又は５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記交流−直流変換回路（３０ｂ）から直流出力電圧を得るように第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４）を制御する機能を有し且つ前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１1 、Ｑ１2 ）又は前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３ 、Ｑ１４ ）又は前記第１〜第４の変換用スイッチ（Ｑ１1 〜Ｑ１４ ）を同時にオン制御する機能を有している変換用スイッチ制御回路（３１ｂ）と
で構成することができる。
また、請求項５に示すように、請求項４で前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１〜第４の変換用スイッチ（Ｑ１1 〜Ｑ１４ ）を制御する代わりに、前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御することができる。
また、請求項６に示すように、電力変換装置を、
第１、第２及び第３相入力交流端子（１r 、１s 、１t ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ1 ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ2 ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ3 ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ4 ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄa ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄb ）と、
前記第１、第２及び第３相入力交流端子（１r、１s、１t ）と前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）との間に接続された交流−直流変換回路（３０ｂ）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖuv、Ｖvw、Ｖwu）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５又は５a）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と、
前記交流−直流変換回路（３０ｂ）を制御するための交流−直流変換制御回路（３１ｂ）と
で構成し、前記交流−直流変換回路（３０ｂ）を、前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12 ）の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ13、Ｑ14 ）の第２の直列回路と、前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13、Ｑ14 ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ11 、Ｃ12 、Ｃ13 、Ｃ14 ）と、前記第１相入力交流端子（１r ）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ11、Ｑ12）の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトル（Ｌ11 ）と、前記第３相入力交流端子（１t ）と前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ1３、Ｑ1４）の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトル（Ｌ12 ）とで構成し、前記第２相入力交流端子（１s ）を前記第１及び第２の分割用コンデンサ（Ｃa 、Ｃb ）の相互接続点に接続することができる。この電力変換装置の前記交流−直流変換制御回路（３１ｂ）は、交流電圧を直流電圧に変換するように前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１，Ｑ１２、Ｑ１３，Ｑ１４）を制御する機能の他に、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するように前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１，Ｑ１２）又は前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３，Ｑ１４）又は前記第１〜第４の変換用スイッチ（Ｑ１１〜Ｑ１４）を同時にオン制御する機能を有していることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記共振リアクトル（Ｌｒ ）に流れる正方向電流の値と逆方向電流の値との差を低減するために請求項６で前記第１〜第４の変換用スイッチ（Ｑ１１〜Ｑ１４）をオン制御する代わりに、前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）又は前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）又は前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ４ ）を同時にオン制御することができる。
また、請求項８に示すように、前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１のフィルタ用リアクトル（Ｌu ）と、前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第２のフィルタ用リアクトル（Ｌw ）とを有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、更に、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）に対して逆方向並列に接続された個別又は寄生の第１、第２、第３及び第４の主ダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 ）を有していることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記補助スイッチ制御回路（６）は、前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ1 〜Ｓ4 ）の内の少なくとも１つのターンオン時点（ｔ3 ）よりも少し前の第１の時点（ｔ1 ）から前記ターンオン時点（ｔ3 ）よりも少し後の第２の時点（ｔ6 ）まで前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）をオフ状態に制御し且つ前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）をオン状態に制御する機能を有し、前記第１の時点（ｔ1 ）から前記ターンオン時点（ｔ3 ）までの第１の時間長（Ｔa ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記ターンオン時点までに前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間又は前記第１の中継端子（４）と前記第２の中継端子（４ａ）との間の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされ、前記ターンオン時点（ｔ3 ）から前記第２の時点（ｔ6 ）までの第２の時間長（Ｔb ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記第２の時点（ｔ6 ）までに前記第１の補助スイッチ（Ｑ1 ）の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされていることが望ましい。
また、請求項１１に示すように、請求１の前記昇圧変換用スイッチ制御回路（３１）は、前記第２の補助スイッチ（Ｑ2 ）のターンオンに同期して所望時間を計測し、前記所望時間（Ｔｃ）だけ前記第１の昇圧変換用スイッチ（Ｓｐ）をオン制御するタイマ（４７）を有していることが望ましい。
また、請求項１２に示すように、請求項１１の前記昇圧変換用スイッチ制御回路（３１）は、前記第１及び第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃa、Ｃｂ ）の電圧の差を低減するように前記タイマ（４７）が計測する前記所望時間（Ｔｃ）の長さを制御する手段を有していることが望ましい。
また、請求項１３に示すように、請求項２又３又は５又は７の前記主スイッチ制御回路（５又は５a）は、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４）のオン期間を選択的に延長する手段を有していることが望ましい。
【発明の効果】
【００４６】
各請求項の発明によれば次の効果が得られる。
（１）  第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 及び第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb 及び共振リアクトルＬｒ を本願発明で特定された状態に接続することによって第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 の電気的ストレスを低減し、スイッチングサージ、スイッチングノイズ、及びスイッチング損失を低減することができる。
（２）第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ、Ｓｎ又は第１及び第２の主スイッチＳ1、Ｓ2又は第３及び第４の主スイッチＳ3、Ｓ4又は第１及び第２の変換用スイッチＱ11、Ｑ12又は第３及び第４の変換用スイッチＱ13、Ｑ14を同時にオン制御することによって、共振リアクトルの電流を調整することができ、共振リアクトルの正方向電流と負方向電流とのバランス及び第１及び第２の電圧分割用コンデンサの端子間電圧のバランスを容易に改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
次に、図３〜図２２を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【００４８】
図１０に示す実施例１の電力変換装置は、図３の電力変換装置に直流―直流変換回路としての昇圧変換回路３０とこのための昇圧変換用スイッチ制御回路３１を付加し、この他は図３と同一に形成したものである。従って、図１０において図３の実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
昇圧変換回路３０は、昇圧変換用リアクトルＬｉｎと、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチから成る第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎと、第１及び第２の昇圧変換用ダイオードＤ１１、Ｄ１２と、第１及び第２のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２とを有している。第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの直列回路は中継端子４と第２の直流端子２との間に接続されている。第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ、Ｓｎは共振リアクトルＬｒの正方向電流と負方向電流とのバランスを改善するためにも使用されているので、これらを第３及び第４の補助スイッチと呼ぶこともできる。第１及び第２の昇圧変換用ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧で逆バイアスされる方向性を有して第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎに逆方向並列に接続された個別ダイオード又は第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの寄生即ち内蔵ダイオードである。第１及び第２のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳＰ，Ｓｎに並列に接続された個別コンデンサ又は第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの寄生容量であり、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂよりも十分に小さい容量値を有する。
昇圧変換用リアクトルＬｉｎの一端は第１の直流端子１に接続され、この他端は第１及び第２の変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの相互接続点に接続されている。
【００４９】
昇圧変換用スイッチ制御回路３１はライン３２，３３によって第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの制御端子に接続され、第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎをオン・オフ制御するための第１及び第２の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖｓｐ，Ｖｓｎを形成する。なお、昇圧変換用スイッチ制御回路３１は、昇圧変換するために第２の昇圧変換用スイッチＳｎをオン・オフ制御する機能の他に、共振リアクトルＬｒの電流の正負のバランスを改善するように第１の昇圧変換用スイッチＳｐをオン・オフ制御する機能も有する。昇圧変換用スイッチ制御回路３１は主スイッチ制御回路５の鋸波発生器５２に接続されており、第１の主スイッチＳ１のターンオンに同期して第１の昇圧変換用スイッチＳｐをターンオン制御する。従って、第１のスナバ用コンデンサＣ１１の電荷が第１の昇圧変換用スイッチＳｐのターンオン時点以前に共振動作で放出され、第１の昇圧変換用スイッチＳｐの零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。また、第２の昇圧変換用スイッチＳｎは第１及び第４の主スイッチＳ１，Ｓ４又は第２及び第３の主スイッチＳ２，Ｓ３に同期してターンオン制御され、第１〜第４の主スイッチＳ〜Ｓ４と同様に零電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。なお、第１及び第２のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎのターンオフ時のソフトスイッチングにも寄与する。
【００５０】
中継端子４と第２の直流端子２との間の直流電圧を安定化させるための帰還制御回路を構成するために電圧検出回路４０が設けられている。この電圧検出回路４０は中継端子４と第２の直流端子２とに接続され、これ等の間の直流電圧を示す電圧検出信号をライン４１によって昇圧変換用スイッチ制御回路３１に送る。
第１の昇圧変換用スイッチＳp を第２の補助スイッチＱ2 に同期させてオン制御するために、昇圧変換用スイッチ制御回路３１がライン４３によって第２の補助スイッチ制御信号Ｖq2の伝送ライン１４に接続されている。また、第２の昇圧変換用スイッチＳn を第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のオン・オフに同期してオン制御するために昇圧変換用スイッチ制御回路３１がライン４２によって主スイッチ制御回路５に接続されている。
【００５１】
図１１に主スイッチ制御回路５と補助スイッチ制御回路６と昇圧変換用スイッチ制御回路３１の詳細が示されている。図１１において図４と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５２】
図１１の主スイッチ制御回路５と補助スイッチ制御回路６は図４と同一に形成はされている。昇圧変換用スイッチ制御回路３１は、基準電圧源４４と、誤差増幅器４５と、比較器４６と、タイマ４７とを有する。
【００５３】
誤差増幅器４５の一方の入力端子はライン４１によって図１０の電圧検出回路４０に接続され、他方の入力端子は基準電圧源４４に接続されている。従って、誤差増幅器４５はライン４１の検出電圧と基準電圧源４４の基準電圧との差を示す帰還制御信号Ｖf を図１２（Ｃ）に示すように出力する。比較器４６の一方の入力端子は誤差増幅器４５に接続され、他方の入力端子はライン４２によって鋸波発生器５２に接続されている。従って、比較器４６は、図１２（Ｃ）に示すように鋸波電圧Ｖt と帰還制御信号Ｖf とを比較して図１２（Ｍ）に示す制御信号Ｖsnを形成し、これをライン３３によって図１０の第２の昇圧変換用スイッチＳn の制御端子に送る。周知のように、第２の昇圧変換用スイッチＳn のオン期間に昇圧変換用リアクトルＬinにエネルギが蓄積され、第２の昇圧変換用スイッチＳn のオフ期間に昇圧変換用リアクトルＬinの蓄積エネルギが放出され、第１及び第２の直流端子１、２間の電圧に昇圧変換用リアクトルＬinの電圧が加算されて出力される。
【００５４】
タイマ４７は第１の昇圧変換用スイッチ制御信号形成回路と呼ぶこともできるものであって、図１２（Ｋ）及び図１３（Ｄ）に示す第２の補助スイッチ制御信号Ｖq2に同期して図１２（Ｌ）及び図１３（Ｅ）に示す第１の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖspを形成し、これをライン３２によって図１０の第１の昇圧変換用スイッチＳp の制御端子に送る。即ち、タイマ４７は、図１３（Ｄ）に示す第２の補助スイッチ制御信号Ｖq2の立上り時点ｔ1 でトリガされて図１３（Ｅ）に示す時間Ｔc を計測し、この時間Ｔc の継続時間を有するパルスを出力する。このパルスは第１の昇圧変換用スイッチＳp のオン制御に使用される。第１の昇圧変換用スイッチＳp は、昇圧変換回路３０で必須の第１の昇圧変換用ダイオードＤ11に並列接続されているので、ここでは説明の都合上、昇圧変換用スイッチと呼ばれているが、主として共振リアクトルＬr の電流の正負のバランス改善に寄与するので、電流バランス改善用スイッチ、又は第３の補助スイッチと呼ぶこともできる。図７（Ｅ）に示すように従来回路では共振リアクトルＬr の負方向電流が正方向電流よりも小さいので、負方向電流を増大させると電流バランスが改善される。従って、第１の昇圧変換用スイッチＳp を共振リアクトルＬr に負方向電流を流すことができる期間のみオン制御すればよい。しかし、本実施例では、第１の昇圧変換用スイッチＳp の制御回路を簡単にするため及びこのソフトスイッチングを達成するために、図１３（D）に示す第２の補助スイッチ制御信号Ｖq2のターンオン時点ｔ1 に同期して図１３（E ）に示すように第１の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖspがターンオン制御されている。第１の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖspのオン制御の継続を示す時間Ｔc は、共振リアクトルＬr に負方向電流を流すことができるように決定され、ｔ5 時点で終了している。なお、この時間Ｔc は、共振リアクトルＬr を通る電流の経路の各部の回路定数を考慮して、図１３（Ｇ）に示す共振リアクトルＬr の電流ＩLrの正方向成分の大きさと負方向成分の大きさとの差を最も小さくすることができるように決定される。図１３（Ｅ）（Ｆ）から明らかなように第１及び第２の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖsp、Ｖsnは同時にオンになる期間ｔ3 〜ｔ5 を有している。これにより、共振リアクトルＬr の負方向電流を流す経路が生じ、共振リアクトルＬr の電流ＩLrの正負のバランスが改善され、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の電圧バランスも改善される。
【００５５】
次に、図１０のインバータ回路及びソフトスイッチング回路及び昇圧変換回路３０の動作を図１２及び図１３の波形図と図１４〜図１６の電流経路図を参照して説明する。なお、以下の説明において電流経路を回路要素の参照符号のみで示すこともある。
【００５６】
図１２、図１３及び図１４〜図１６は、正弦波から成るＵ相負荷電流Ｉu の３００度近傍の状態を示す。また、図１２のｔ1 〜ｔ８時点は図１３のｔ1 〜ｔ８時点と同一時点を示す。従って、図１３のｔ1 〜ｔ８ は図１２（Ｃ）に示す鋸波電圧Ｖt の周期Ｔよりも十分に短い時間（例えばＴ／２０〜Ｔ／１０）である。また、図１３（Ｈ）の直流リンク電圧Ｖlinkは図１４（Ａ）に示すように第１及び第２の主スイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路又は第３及び第４の主スイッチＳ3 、Ｓ4 の直列回路の両端間の電圧を示す。また、図１３（Ｉ）のＶs３は第３の主スイッチＳ３ の両端子間の電圧を示し、Ｉs３は第３の主スイッチＳ３ と第３の主ダイオードＤ３ とを流れる電流を示す。なお、Ｖs３を第３の主スイッチ電圧、Ｉs３を第３の主スイッチ電流と呼ぶことにする。
図１４〜図１６において、電流が流れる電流経路が太い線で示され、電流が実質的に流れない部分が上記太い線よりも細い線で示されている。また、第１及び第２の直流端子１、２及びＵ相、Ｖ相及びＷ相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに電流方向を示す矢印が付されている。
【００５７】
図１０の第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 から成るインバータ回路の動作、及び第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 と共振リアクトルＬr から成るソフトスイッチング回路の動作、及び主スイッチ制御回路５の動作、及び補助スイッチ制御回路６の動作は、図３のこれ等に対応する部分の動作と同一であるので、これ等の詳しい説明を省略する。
【００５８】
図６では省略されていた第１及び第２の比較器５３、５４の入力が図１２（Ａ）（Ｂ）に示されている。第１の比較器５３は図１２（Ａ）に示すように第１の補正鋸波電圧Ｖtuと第１の電圧基準値Ｖruとを比較して図１２（D）に示す第１の主スイッチ制御信号Ｖg1を形成する。図１２（E）の第２の主スイッチ制御信号Ｖg2は第１の主スイッチ制御信号Ｖg1の位相反転信号である。第２の比較器５４は図１２（Ｂ）に示すように第２の補正鋸波電圧Ｖtwと第２の電圧基準値Ｖrwとを比較して図１２（F）に示す第３の主スイッチ制御信号Ｖg3を形成する。図１２（G）の第４の主スイッチ制御信号Ｖg4は第３の主スイッチ制御信号Ｖg3の位相反転信号である。
【００５９】
補助スイッチ制御回路６に関係する図１２（Ｃ）（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）は図６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）と同一のものを示す。但し、図１２（Ｃ）に図１２（Ｍ）の第２の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖsnを形成するための帰還制御信号Ｖf が付加されている。図１２（Ｌ）（Ｍ）に図１３（Ｅ）（Ｆ）と同一の第１及び第２の昇圧変換用スイッチ制御信号Ｖsp、Ｖsnが示されている。
【００６０】
（ｔ1 以前）
ｔ1 時点以前には図１４（Ａ）に示す動作が生じる。即ち、図１３のｔ1 時点以前においては第１及び第４の主スイッチＳ１ 、Ｓ４ がオン制御され、第２及び第３の主スイッチＳ２ 、Ｓ３ がオフ制御され、第１の補助スイッチＱ1 がオン制御、第２の補助スイッチＱ2 がオフ制御されている。図１２のｔ0 時点よりも前の期間に第２及び第３の主スイッチＳ２ 、Ｓ３ がオンであるために第２のリアクトルＬｗ に正方向のＷ相負荷電流Ｉｗ が流れ、第１のリアクトルＬｕ に負方向のＵ相負荷電流Ｉｕ が流れ、第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw にエネルギが蓄積され、その後の第２及び第３の主スイッチＳ２ 、Ｓ３ のオフ期間に第１及び第２のリアクトルＬu 、Ｌw の蓄積エネルギの放出が生じ、Ｌｗ−３ｗ−３u−Ｌｕ−Ｄ１ −Ｄa −Ｃa −Ｃb −Ｄ４ の経路、及びＬｗ−３ｗ−３ｖ−Ｃb −Ｄ４の経路に電流が流れる。この時、第３の主スイッチＳ３の両端子間電圧Ｖs３は図１３（Ｉ）に示すようにほぼ電源電圧Ｖdcに保たれている。電源電圧Ｖdcは第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣa 、Ｃb の電圧の和に相当するので、図１３（Ｈ）の直流リンク電圧Ｖlinkは電源電圧Ｖdcにほぼ同一になる。なお、ｔ1 時点以前の期間には第２の昇圧変換用スイッチＳｎがオフのため、１−Ｌｉｎ−Ｄ１１−Ｄａ−Ｃａ−Ｃｂ−２の電流経路も形成される。
【００６１】
（ｔ1 〜ｔ2 ）
ｔ1 〜ｔ2期間には図１４（Ｂ）に示す動作が生じる。即ち、図１３のｔ1 時点で第１の補助スイッチＱ1 がオフ、第２の補助スイッチＱ2 がオンに制御されると、図１４（Ａ）の電流経路に追加して、Ｌw−３w−３ｕ−Ｌu−Ｄ１−Ｑ2 −Ｌr −Ｃb −Ｄ４ の経路に図１３（Ｇ）に示す共振リアクトルＬr の電流ＩLrが流れ始める。この電流ＩLrは時間と共に増大する。即ち、図１４（Ａ）で第１の補助ダイオードＤa を流れていた電流の一部が共振リアクトルＬr に転流し、第１の補助ダイオードＤa の電流が徐々に減少、逆に共振リアクトルＬr の電流ＩLrが徐々に増大する。従って、第１の補助スイッチＱ1のタ−ンオフは零電圧スイッチング(ＺＶＳ)となり、第２の補助スイッチＱ2 のターンオンは零電流スイッチング（ＺＣＳ）となる。
【００６２】
（ｔ2 〜ｔ3 ）
ｔ2〜ｔ3期間には図１４（Ｃ）に示す動作が生じる。即ち、図１３のｔ2 時点で第１の補助ダイオードＤa を通る電流が零になると、図１４（Ｂ）の電流経路に追加してＣ3 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb −Ｄ4 の経路の共振電流及びＣ2 −Ｄ1 −Ｑ2 −Ｌr −Ｃb の経路の共振電流及びＣ12−Ｄ11−Ｑ2−Ｌｒ−Ｄｂの経路の共振電流が流れ、第２及び第３の共振用コンデンサＣ3 、Ｃ２と第２のスナバ用コンデンサＣ12の電圧が徐々に低下し、図１３（Ｈ）に示す直流リンク電圧Ｖlink及び図１３（Ｉ）に示す第３の主スイッチＳ3 の両端子間電圧Ｖs3及び図示されていない第２の主スイッチＳ2 及び第２の昇圧変換用スイッチＳｎの両端子間の電圧も徐々に低下し、ｔ3 時点以前にほぼ零になる。なお、共振リアクトルＬr を流れる電流ＩLrは図１３のｔ2 時点で少しオーバシュートした後に徐々に低下する。
【００６３】
（ｔ3 〜ｔ4 ）
ｔ3〜ｔ4期間には図１５（Ａ）に示す動作が生じる。即ち、ｔ3 時点で第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3及び第２の昇圧変換用スイッチＳｎ が同時にオン制御される。第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3及び第２の昇圧変換用スイッチＳｎの同時のオン制御は、互いに同期している図１２（Ａ）（Ｂ）に示す第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖtu、Ｖtw及び図１２（C）の鋸波電圧Ｖｔを使用することによって達成されている。図１３のｔ3 時点での第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3 及び第２の昇圧変換用スイッチＳｎのターンオンは零電圧スイッチング（ＺＶＳ）になる。また、第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3及び第２の昇圧変換用スイッチＳｎの電流はｔ3 時点から傾斜を有して増大するので、これ等のターンオンは零電流スイッチング（ＺＣＳ）にもなる。ｔ3 時点で第２及び第３の主スイッチＳ2 、Ｓ3及び第２の昇圧変換用スイッチＳｎがオンになると、Ｌｗ −３ｗ−３ｕ−Ｌｕ −Ｄ1−Ｓ3 の経路の電流、Ｌｗ −３ｗ−３ｕ−Ｌｕ −Ｓ2 −Ｄ4 の経路の電流、Ｌｒ−Ｃｂ−Ｓｎ−Ｄ11−Ｑ2の経路の電流、及び１−Ｌｉｎ−Ｓｎ−２の経路の電流が流れる。なお、共振リアクトルLrの電流ＩLrは図１３（Ｇ）に示すように零に向って低下する。
【００６４】
（ｔ4 〜ｔ5 ）
ｔ4〜ｔ5期間には図１５（Ｂ）に示す動作が生じる。即ち、図１３（Ｇ）のｔ4 時点で共振リアクトルＬr の電流ＩLrが零になった後に、この電流ＩLrは逆方向に流れる。このｔ4 〜ｔ5 期間には、図１５（B）に示すように、Ｌｗ −３ｗ−３ｕ−Ｌｕ−Ｓ2 −Ｃb −Ｌr −Ｄb −Ｓ3 の経路の電流と、Ｌｗ −３ｗ−３ｖ−Ｌｒ−Ｄｂ−Ｓ３の経路の電流と、Ｌｗ −３ｗ−３u−Ｌｕ−Ｄ1−Ｓ３の経路の電流と、Ｌｗ−３ｗ−３ｕ−Ｌｕ−Ｓ2−Ｄ4の経路の電流と、Ｌｒ−Ｄｂ−Ｓｐ−Ｓｎ−Ｃｂの経路の本発明に従う電流バランス改善電流と、1−Lin−Ｓｎ−２の経路の電流が流れる。共振リアクトルＬr を逆方向に流れる電流ＩLrが第１及び第４の主ダイオードD1、D4を流れる電流よりも小さい間は、第１及び第４の共振用コンデンサＣ1 、Ｃ4の充電が開始せず、図１３（Ｈ）の直流リンク電圧Ｖlinkは零又はほぼ零に保たれる。
【００６５】
（ｔ5 〜ｔ6 ）
ｔ5〜ｔ6期間には図１６（Ａ）に示す動作が生じる。即ち、図１３のｔ5 時点で共振リアクトルＬr の電流ＩLrが第１及び第４の主ダイオードＤ1 、Ｄ4の電流よりも大きくなると、第１及び第４の主ダイオードＤ1 、Ｄ4 がオフになり、図１６（Ａ）に示すＬr −Ｄb −Ｓ3 −Ｃ4−Ｃb の経路で第４の共振用コンデンサＣ4 が充電され、同時にＬr −Ｄb −Ｃ1 −Ｓ2 −Ｃb の経路で第１の共振用コンデンサＣ1 が充電され、更に、Ｌｒ−Ｄｂ−Ｃ11−Ｓｎ−Ｃｂの経路で第１のスナバ用コンデンサＣ11が充電され、図１３（Ｈ）の直流リンク電圧Ｖlinkは徐々に増大し、ｔ6 時点以前に電源電圧Ｖdcになる。なお、ｔ5〜ｔ6期間において、第１及び第４の共振用コンデンサＣ1、Ｃ4と第１のスナバ用コンデンサＣ11以外の部分にはｔ4〜ｔ5期間と同様な電流が流れる。
【００６６】
（ｔ6 〜ｔ7 ）
ｔ６〜ｔ７期間には図１６（Ｂ）に示す動作が生じる。即ち、図１３のｔ6 時点では直流リンク電圧Ｖlinkが電源電圧Ｖdcと同一又はほぼ同一であるので、第１の補助スイッチＱ1 の両端子間電圧は零又はほぼ零である。従って、このｔ6 時点で第１の補助スイッチＱ1 を図１３（Ｃ）に示すようにターンオン制御すると、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。この実施例では第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｖq1、Ｖq2を容易に形成するために、第２の補助スイッチＱ2 がｔ6 時点でターンオフ制御されている。しかし、ｔ4 時点から第２の補助スイッチＱ2 に電流が流れていないので、ｔ4 時点又はこれよりも後にターンオフ制御することができる。なお、第２の補助スイッチＱ2 のターンオフ制御は、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するために第２の補助ダイオードＤb が流れているｔ4 〜ｔ7 期間に行うのが望ましい。
ｔ6 〜ｔ7 期間には、Ｃb −Ｃa −Ｑ1 −Ｓ３ −Ｌｗ −３ｗ−３ｕ−Ｌｕ −Ｓ２ の経路に電流が流れると共に、Ｌr −Ｄb −Ｓ３ −Ｌｗ −３ｗ−３ｕ−Ｌｕ −Ｓ２ −Ｃb の経路で電流が流れ、共振リアクトルＬr の残ったエネルギが負荷側に回生される。なお、ｔ6 〜ｔ7 期間には、１−Ｌｉｎ−Ｓｎ−２の経路にも電流が流れ、昇圧変換用リアクトルＬｉｎにエネルギが蓄積される。
【００６７】
（ｔ7 以後）
ｔ７以後の期間には図１６（Ｃ）に示す動作が生じる。即ち、ｔ7 時点で共振リアクトルＬr の蓄積エネルギの放出が終了すると、第２の補助ダイオードＤb が逆バイアス状態となり、Ｃb −Ｃa −Ｑ1 −Ｓ３ −Ｌｗ −３ｗ−３ｕ−Ｌｕ −Ｓ２ の経路に電流が流れる。なお、このｔ７以後の期間には１−Ｌｉｎ−Ｓｎ−２の経路にも電流が流れ、昇圧変換用リアクトルＬｉｎにエネルギが蓄積される。
【００６８】
鋸波電圧Ｖｔ、第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｗの立上り又は立下りに同期して第１及び第４の主スイッチＳ１，Ｓ4をターンオン制御し、第２及び第３の主スイッチＳ２，Ｓ３ をターンオフ制御する時の前後においても、電流経路の相違を除いて図１３〜図１６と同様な動作が生じる。
また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相負荷電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の大小関係が図１３〜図１６の状態と異なる場合においても、図１３〜図１６と実質的に同一の動作が生じる。
なお、第１２図のt９時点における第１及び第４の主スイッチS1、S4のターンオン時には、Lw−３ｗ−３ｕ−Lu−C1−Ｃ3の経路及びLw−３w−３ｕ−Lu−C２−C４の経路に電流が流れ、第１及び第４の共振用コンデンサC1、C2が逆充電即ち放電し、第２及び第３の共振用コンデンサC2、C3が徐々に充電される。しかる後、第１及び第４の主ダイオ−ドD1、D4の逆バイアス状態が解除されると、Lw−３w−３ｕ−Lu−D1−Ｄａ−Ca−Cb−Ｄ４の経路及びLw−３ｗ−３ｖ−Ｃｂ−Ｄ4の経路に電流が流れる。第１及び第４の主ダイオードD1、D4が導通している時に第１及び第４の主スイッチS1、S4がターンオン制御されると、これ等のターンオンは実質的にZVSになる。また、第２及び第３の共振用コンデンサC2、C3の電圧が零又は近傍の時に第２及び第３のスイッチS2、S3がターンオフ制御されると、これ等のターンオフは実質的にZVSになる。
【００６９】
本実施例１によれば次の効果が得られる。
（１）  第１〜第４の主スイッチＳ1 〜Ｓ4 のソフトスイッチングを比較的簡単な回路で達成することができ、サージ、ノイズ、及びスイッチング損失の低減を図ることができる。
（２）  第１及び第２の補助スイッチＱ1 、Ｑ2 と第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎのソフトスイッチングも達成される。
（３）  インバータ回路がＶ結線構成であるので、前記特許文献１の電力変換装置に比べて主スイッチの数を低減することができ、電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
（４）  第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ、Ｓｎを同時にオンにする期間ｔ３〜ｔ５を設け、この期間の長さを調整することによって共振リアクトルＬｒの負方向電流の値を調整し、正方向電流の値と負方向電流の値とのバランスを改善することができる。これにより、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧のバランスも改善される。
（５）  共振リアクトルＬｒの電流ＩLrの正負のバランス改善を、昇圧変換回路３０の一部を使用して実行するので、バランス改善を簡単な回路で実行できる。
（６）  昇圧変換回路３０の第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの直列回路はインバータ回路の第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２の直列回路及び第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４の直列回路と同一構成であり且つこれ等を一体に構成にすることができるので、構成の単純化及び低コスト化を図ることができる。即ち、既存のＩＧＢＴ等から成る６個のスイッチの3相アーム構成体を使用して第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２の直列回路及び第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４の直列回路及び第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎの直列回路を形成することができる。
（７）  第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ、ＣｂをＶ結線のための電圧分割とソフトスイッチングとの両方に利用できるので、回路構成が簡単になる。  
【実施例２】
【００７０】
次に、図１７〜図１９を参照して実施例２の電力変換装置を説明する。但し、図１７〜図１９において図１０〜図１６と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図１７の電力変換装置は、変形された昇圧変換回路３０ａと昇圧変換用スイッチ制御回路３１ａと主スイッチ制御回路５ａを設け、これ等以外を図１０と同一の構成したものである。
【００７１】
図１７の昇圧変換回路３０ａは、直流―直流変換回路を構成するものであって、図１０の昇圧変換回路３０から第１の昇圧変換用スイッチＳｐと第１のスナバ用コンデンサＣ１１を省いたものに相当する。昇圧変換用スイッチ制御回路３１ａは、図１１に示すタイマ４７を省いた他は図１１の昇圧変換用スイッチ制御回路３１と同一に構成されている。
【００７２】
図１７の実施例２では、共振リアクトルＬｒの電流ＩLrの正負のバランスを改善するために、実施例１の昇圧変換回路３０を使用して中継端子４と第２の直流端子２との間を選択的に短絡する代りに、第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２を同時にオンにする期間と第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４を同時にオンにする期間とのいずれか一方又は両方を設けることによって中継端子４と第２の直流端子２との間を選択的に短絡している。例えば、図１９（Ｂ）に示すように第１及び第４の主スイッチＳ１，Ｓ４の制御信号Ｖｇ１，Ｖｇ４のオン期間を図１３に比べてｔ3〜ｔ５だけ延長し、ｔ３〜ｔ５期間において第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２を同時にオン制御し、且つ第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４を同時にオン制御している。なお、図１９（Ｂ）において第１及び第４の主スイッチＳ１，Ｓ４の制御信号Ｖｇ１，Ｖｇ４のいずれか一方のみをｔ3〜ｔ５だけ延長してもよい。
【００７３】
図１９のｔ３時点は、図１２の第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ，Ｖｔｗの垂直立上り又は立下りに時点に対応している。従って、図１９では第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ，Ｖｔｗの立上り又は立下り時点ｔ３の直前にオン状態にある第１及び第４の主スイッチＳ１，Ｓ４のオン期間がｔ３〜ｔ５だけ延長されている。
なお、第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ，Ｖｔｗの立上り又は立下り時点の直前において第２及び第３の主スイッチＳ２，Ｓ３がオン状態になる時がある。この時には第２及び第３の主スイッチＳ２，Ｓ３のオン期間を図１９のｔ３〜ｔ５と同様な期間だけ延長させる。
この実施例２では、図１９（Ｅ）に示すようにｔ３〜ｔ５で高レベルになる延長信号Ｖｄが形成され、これが図１３（Ｂ）の第１及び第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ１，Ｖｇ４に加算されて図１９（Ｂ）の第１及び第２の主スイッチ制御信号Ｖｇ１，Ｖｇ２が形成されている。
【００７４】
図１８は図１７の変形された主スイッチ制御回路５ａの一部を示す。図１８の変形された主スイッチ制御回路５ａは、図１１の主スイッチ制御回路５の主スイッチ制御信号形成回路５５を変形し、この他は図１１と同一に形成したものである。図１８に示す変形された主スイッチ制御信号形成回路５５ａは、第１及び第２の比較器５３，５４の出力ライン７１，７２に接続された第１及び第２のＮＯＴ回路７３，７４と、第１、第２、第３及び第４の延長回路７５，７６，７７，７８と、延長制御回路７９とを有する。第１〜第４の延長回路７５〜７８は、図１９のｔ３〜ｔ５に相当する延長期間を示す延長信号Ｖｄをライン７１，７２の信号及び第１及び第２のＮＯＴ回路７３，７４の出力信号に加算する加算回路又はＯＲ回路から成る。
【００７５】
延長制御回路７９は、ライン５２ａによって図１１に示されている鋸波発生器５２に接続され、且つ電流検出ライン７，８にも接続されている。この延長制御回路７９は、ライン５２ａの鋸波電圧Ｖｔの立下りに同期して図１９（Ｅ）に示すように所望時間ｔ３〜ｔ５だけ高レベルになる延長信号Ｖｄを形成し、この延長信号Ｖｄをライン７９ａ、７９ｂ、７９ｃ、７９ｄから選択されたものに送出する。なお、延長信号Ｖｄを選択的に供給するためのライン７９ａ、７９ｂ、７９ｃ、７９ｄはＵ相及びＷ相負荷電流Ｉｕ，Ｉｗの位相に基づいて決定される。
第１の延長回路７５は、ライン７１の信号にライン７９ａの延長信号Ｖｄを選択的に加算してライン９に第１の主スイッチ制御信号Ｖｇ１を送出する。第２の延長回路７６は第１のＮＯＴ回路７３の出力信号にライン７９ｂの延長信号Ｖｄを選択的に加算してライン１０に第２の主スイッチ制御信号Ｖｇ２を送出する、第３の延長回路７７はライン７２の信号にライン７９ｃの延長信号Ｖｄを加算してライン１１に第３の主スイッチ制御信号Ｖｇ３を送出する。第３の延長回路７８は第２のＮＯＴ回路７４の出力信号にライン７９ｄの延長信号Ｖｄを選択的に加算してライン１２に第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ４を送出する。
【００７６】
実施例２において第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２が同時にオン状態の時にＬｒ−Ｄｂ−Ｓ１−Ｓ２−Ｃｂの経路に電流が流れ、また、第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４が同時にオン状態の時にＬｒ−Ｄｂ−Ｓ３−Ｓ４−Ｃｂの経路に電流が流れる。従って、インバータ回路を使用して共振リアクトルＬｒの電流ＩLrの正負のバランスの改善を実施例１と同様に容易に達成することができる。また、実施例２によれば、実施例１の（１）（２）（３）と同一の効果も得ることができる。
なお、図１７において昇圧変換回路３０aの代わりに図１０の昇圧変換回路３０を設けることができる。
【実施例３】
【００７７】
次に、図２０に示す実施例３の電力変換装置を説明する。図２０の電力変換装置は、図３の電力変換装置に第１、第２及び第３相入力交流端子ｌｒ、ｌｓ、ｌｔと、交流−直流変換回路３０ｂと、変換用スイッチ制御回路３１ｂとを付加し、この他は図３と実質的に同一に形成したものである。
【００７８】
図２０では、インバータ回路を構成する第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２の直列回路及び第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４の直列回路の一端が第１の中継端子４に接続され、これ等の他端が第２の中継端子４ａに接続されている。従って、インバータ回路に直流電圧を入力させるための対の導体が第１及び第２の中継端子４，４ａとされている。また、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路が第１の補助スイッチＱ１を介して第１及び第２の中継端子４，４ａ間に接続されている。
【００７９】
交流−直流変換回路３０ｂは、第１及び第２の中継端子４，４ａ間に接続された第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチＱ１３，Ｑ１４の第２の直列回路と、第１〜第４の変換用ダイオードＤ１１〜Ｄ１４と、第１〜第４のスナバ用コンデンサＣ１１〜Ｃ１４と、第１相入力交流端子ｌｒと第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトルＬ１１と、第３相入力交流端子ｌｔと第３及び第４の変換用スイッチＱ１３，Ｑ１４の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトルＬ１２と、第１及び第２の入力フィルタ用コンデンサＣｆｒ，Ｃｆｔとを有し、第２相入力交流端子ｌｓが第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの相互接続点に接続されている。従って、図２０の交流−直流変換回路３０ｂは、第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４から成るＶ結線のインバータ回路と同様にＶ結線のコンバータ回路に構成されている。
【００８０】
第１、第２、第３及び第４の変換用ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４は、第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４に対して逆方向並列に接続されている。それぞれ共振用ンデンサと呼ぶこともできる第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４は第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４に並列に接続され、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂよりも十分に小さい容量を有する個別コンデンサ又は寄生容量で構成されている。
【００８１】
変換用スイッチ制御回路３１ｂは、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を周知の方法でオン・オフするものであり、第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の制御端子に第１、第２及第３び第４の変換用スイッチ制御信号Ｖｑ１１，Ｖｑ１２、Ｖｑ１３，Ｖｑ１４を送るためのライン６５、６６、６７、６８を有する。この変換用スイッチ制御回路３１ｂは、交流―直流変換できるように第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４をオン・オフするための第１、第２及第３及び第４の変換用スイッチ制御信号Ｖｑ１１，Ｖｑ１２、Ｖｑ１３，Ｖｑ１４を周知の方法で形成する。第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４に同期してターンオンさせるために、変換用スイッチ制御回路３１ｂが主スイッチ制御回路５の鋸波発生器５２又はＵ相及びＷ相補正回路５６，５７に対して単一又は複数の伝送路で接続されている。
【００８２】
第１及び第２の入力リアクトルＬ１１．Ｌ１２及び第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆｒ，Ｃｆｔは第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４のオン・オフによる高周波成分を除去するフィルタとして機能する。
【００８３】
交流−直流変換回路３０ｂを構成する第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を周知の方法でオン・オフ制御すると、第１、第２及び第３相入力交流端子ｌｒ、ｌｓ、ｌｔの交流電圧が直流電圧に変換されて第１及び第２の中継端子４，４ａ間に送られ、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂが充電される。
【００８４】
図２０の主スイッチ制御回路５ａは図１８と同一に構成されている。従って、図１９のｔ３〜ｔ４に示すように第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２又は第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４を同時にオン制御することによって共振リアクトルＬｒの負方向電流を増大することができる。
なお、図２０において、第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２又は第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４を同時にオン制御する代わりに、第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２又は第３及び第４の変換用スイッチＱ１３，Ｑ１４を実施例１の第１及び第２の昇圧変換用スイッチＳｐ，Ｓｎ、又は第１及び第２の主スイッチS1、S2、又は第３及び第４の主スイッチS3、S4と同様に同時にオン制御することができる。図２０の第１及び第２の変換用スイッチQ11、Q12又は第３及び第４の変換用スイッチQ13、Q14を同時にオン制御する信号は、図１１の昇圧変換用スイッチ制御回路３１のタイマ４７、又は図１８の主スイッチ制御回路５aの延長回路７５〜７８と同様な技術で形成する。
【００８５】
図２０の電力変換装置は図３及び図１０及び図１７の電力変換装置と同様の効果を有する他に、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４のソフトスイッチングを容易に達成できるという効果を有する。即ち、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４は第１〜第４のスナバ用コンデンサＣ１１〜Ｃ１４を伴なって第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４と同様に第１及び第２の中継端子４，４ａ間に接続されているので、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４と同様にソフトスイッチングすることができる。
【００８６】
本発明は上記の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  図３において、主スイッチ制御回路５の代りに図１８の主スイッチ制御回路５ａを使用することができる。これにより、図３のインバータ回路及びソフトスイッチング回路が図１７のインバータ回路及びソフトスイッチング回路と同様に動作し、第１及び第２の主スイッチＳ1、Ｓ2又は第３及び第４の主スイッチＳ3、Ｓ4が同時にオンになることによって共振リアクトルＬｒの電流ＩLrの正負のバランスが改善され、実施例２と同一の効果を得ることができる。
（２）  図１８の第１の延長回路７５を図２１に示すように遅延回路８０と選択スイッチ８１とＯＲ回路８２又はこれと同様な論理回路とで構成すること、及び第２〜第４の延長回路７６〜７８も図２０の第１の延長回路７５と同様に構成することができる。遅延回路８０は図１９のｔ３〜ｔ５に相当する遅延を与えるように設定される。図２１のＯＲ回路８２の一方の入力端子がライン７１に接続され、他方の入力端子がスイッチ８１と遅延回路８０とを介してライン７１に接続されている。スイッチ８１は、遅延が要求された時に図１８の延長制御回路７９の制御信号でオンになり、非遅延信号と遅延信号との論理和信号がＯＲ回路８２から得られ、これがライン９の第１の主スイッチ制御信号Ｖｇ１となる。
（３）  図１１のタイマ４７及び図１８の延長制御回路７９及び図２１の遅延回路８０を、図２２に示す帰還制御信号形成回路９０の出力ライン９４の信号で制御し、延長時間又は遅延時間を最適に制御することができる。図２２の帰還制御信号形成回路９０は、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧Ｖｃａ，Ｖｃｂを検出するためのＶｃａ検出回路９１及びＶｃｂ検出回路９２と、これ等の出力の差を示す信号を形成するための減算器９３とから成る。延長時間及び遅延時間は減算器９３の出力が零に近づくように制御される。なお、中継端子４と第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ、Ｃｂの相互接続点Ｐｍとの間の電圧と相互接続点Ｐｍと第２の直流端子２との間の電圧のバランスを検出する代りに、共振リアクトルＬｒの電流ＩLrを検出する電流検出器を設け、この電流ＩLrの正方向成分と負方向成分とを検出して正負のバランスを示す信号を形成し、これによって上述の延長時間又は遅延時間を制御することもできる。
（４）  実施例２を示す図１７の昇圧変換回路３０ａの代わりに、周知の降圧変換形式の直流―直流変換回路を接続することができる。また、実施例３を示すＶ結線構成の交流―直流変換回路３０ｂの代わりに、Ｖ結線としない一般の単相又は３相ブリッジ型交流―直流変換回路とすることができる。
（５）  同一容量の第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの代りに同
一電圧の第１及び第２の蓄電池を接続することができる。
（６）  第１相、第２相及び第３相交流端子３ｕ，３ｖ，３ｗに接続する負荷がフィルタ作用を有する場合には、第１及び第２のリアクトルＬｕ，Ｌｗと第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２とのいずれか一方又は両方を省くことができる。
（７）  第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４のための第１〜第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ１〜Ｖｇ４を図１及び図２に示すように形成することもできる。
（８）  図３の回路に電力変換装置の異常を検出する回路を設け、異常検出時に第１の補助スイッチＱ１をオフ制御することができる。
（９）  鋸波発生器５２を主スイッチ制御回路５又は５ａと補助スイッチ制御回路６と昇圧変換用スイッチ制御回路３１又３１ａ又は変換用スイッチ制御回路３１ｂで兼用させず、それぞれ独立に設けることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図３】先願及び本発明の変形例の電力変換装置を示す回路図である。
【図４】図３の先願の主スイッチ制御回路及び補助スイッチ制御回路を示すブロック図である。
【図５】図３及び図４の各部の状態を概略的に示す波形図である。
【図６】図４の各部の状態を詳しく示す波形図である。
【図７】第１の主スイッチのターンオン時点及びその近傍における図３の各部の状態を示す波形図である。
【図８】図７の分割された複数の区間における電流経路を示す回路図である。
【図９】図７の分割された別の区間における電流経路を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施例１の電力変換装置を示す回路図である。
【図１１】図１０の主スイッチ制御回路、補助スイッチ制御回路、及び昇圧変換用スイッチ制御回路を示すブロック図である。
【図１２】図１１の各部の状態を示す波形図である。
【図１３】図１２の第３の主スイッチのターンオン時点近傍における図１０及び図１１の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】図１３の分割された８個の区間の中の３個の区間における図１１の電力変換装置の電流経路を示す回路図である。
【図１５】図１３の分割された別の２個の区間における図１１の電力変換装置の電流経路を示す回路図である。
【図１６】図１３の分割された別の３個の区間における図１１の電力変換装置の電流経路を示す回路図である。
【図１７】実施例２の電力変換装置を示す回路図である。
【図１８】図１７の主スイッチ制御回路の一部を示すブロック図である。
【図１９】図１７の各部の状態を図１３と同様に示す波形図である。
【図２０】実施例３の電力変換装置を示す回路図である。
【図２１】延長回路の変形例を示す回路図である。
【図２２】変形例の電力変換装置の一部を示す回路図である。
【符号の説明】
【００８８】
１、２  第１及び第２の直流端子
３ｕ，３ｖ，３ｗ  第１、第２及び第３相交流端子
４  中継端子
５  主スイッチ制御回路
６  補助スイッチ制御回路
３０，３０ａ  昇圧変換回路
３１，３１ａ  昇圧変換用スイッチ制御回路
Ｓ１〜Ｓ４  第１〜第４の主スイッチ
Ｑ１，Ｑ２  第１及び第２の補助スイッチ
Ｓｐ、Ｓｎ  第１及び第２の昇圧変換用スイッチ
Ｃ１〜Ｃ４  第１〜第４の共振用コンデンサ
Ｌｒ  共振リアクトル
【図１】
2005245089.tif 000003
【図２】
2005245089.tif 000004
【図３】
2005245089.tif 000005
【図４】
2005245089.tif 000006
【図５】
2005245089.tif 000007
【図６】
2005245089.tif 000008
【図７】
2005245089.tif 000009
【図８】
2005245089.tif 000010
【図９】
2005245089.tif 000011
【図１０】
2005245089.tif 000012
【図１１】
2005245089.tif 000013
【図１２】
2005245089.tif 000014
【図１３】
2005245089.tif 000015
【図１４】
2005245089.tif 000016
【図１５】
2005245089.tif 000017
【図１６】
2005245089.tif 000018
【図１７】
2005245089.tif 000019
【図１８】
2005245089.tif 000020
【図１９】
2005245089.tif 000021
【図２０】
2005245089.tif 000022
【図２１】
2005245089.tif 000023
【図２２】
2005245089.tif 000024