(57)【要約】【課題】  無損失で分散を生じない伝送線路を提供するためのシステム及び方法を提供する。  【解決手段】  第１の主導体１１+と、第１の主導体１１+に誘導結合された第１の補助導体１２+と、入力が前記第１の主導体１１+に接続され、出力が第１の補助導体１２+に接続されており、伝送線路の全長に沿って分布している第１の非反転増幅部３１０と、接地導体１３とを備える。【選択図】        図１
2005057783.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
（Ａ）  第１の主導体と、
（Ｂ）  前記第１の主導体に誘導結合された第１の補助導体と、
（Ｃ）  入力が前記第１の主導体に接続され、出力が前記第１の補助導体に接続されており、伝送線路の全長に沿って分布している第１の非反転増幅部と、
（Ｄ）  接地導体と、
を備えることを特徴とする伝送線路。
【請求項２】
前記第１の非反転増幅部に増幅段を設け、
前記増幅段のそれぞれに、
（Ｅ）  ゲートが前記第１の主導体に接続され、ドレインが前記接地導体に接続され、ソースが第２のトランジスタのソースに接続された第１のトランジスタと、
（Ｆ）  ゲートが基準電圧入力ＲＥＦに接続され、ドレインが前記第１の補助導体に接続されると共にコンダクタンス素子を介して前記接地導体に接続された前記第２のトランジスタと、
を備えたことを特徴とする特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
【請求項３】
前記第１の非反転増幅部に、前記伝送線路に沿って間隔をあけて配置された非反転増幅器を備えたことを特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
【請求項４】
（Ｇ）  前記第１の主導体に対して並列をなしかつ前記第１の主導体に対して間隔をあけて配置された第２の主導体と、
（Ｈ）  前記第２の主導体に誘電結合された第２の補助導体と、
（Ｉ）  入力が前記第２の主導体に接続され、出力が前記第２の補助導体に接続されており、前記伝送線路の全長に沿って分布されている第２の非反転増幅部と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
【請求項５】
交流信号を転送するための方法であって、
（ａ）  第１の主導体に沿って交流信号を伝搬させるステップと、
（ｂ）  前記第１の主導体の全長に沿って、前記第１の主導体から第１の補助導体に伝搬交流信号を結合するステップと、
（ｃ）  前記第１の補助導体と接地導体との間にコンダクタンス素子及び相互コンダクタンス素子の両方を設けるステップと、
を有することを特徴とする方法。
【請求項６】
前記結合に誘電結合が含まれることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
（ｄ）  第２の主導体に沿って、前記交流信号に対する差を示す差分信号を伝搬するステップと、
（ｅ）  前記第２の主導体の全長に沿って、前記第２の主導体から第２の補助導体に伝搬差分信号を結合するステップと、
（ｆ）  前記第２の補助導体と前記接地導体との間にコンダクタンス素子及び相互コンダクタンス素子の両方を設けるステップと、
をさらに有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項８】
（ｇ）  前記第１の補助導体に結合された前記交流信号によって、前記第２の補助導体に関連した相互コンダクタンス素子を制御するステップと、
（ｈ）  前記第２の補助導体に結合された前記差分信号によって、前記第１の補助導体に関連した相互コンダクタンス素子を制御するステップと、
をさらに有することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記設けるステップは、前記主導体と前記補助導体の全長に沿って前記コンダクタンス素子及び相互コンダクタンス素子を分布させるステップを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記設けるステップは、前記主導体と前記補助導体の全長に沿った位置に前記コンダクタンス素子及び相互コンダクタンス素子を集中させるステップを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送線路に関するものであり、特に、無損失で分散を生じない伝送線路を提供するためのシステム及び方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、１ＧＨｚ以上の高周波数では、導電線に沿った電気信号の伝搬は、損失の影響によって阻害される。こうした損失は、一般に、信号の減衰並びに分散を生じさせる。信号がディジタル・データのストリームである場合には、分散によって、一時的なエッジの平滑化が生じ、シンボル間干渉を受けずに、ディジタル・シンボルを送信可能な速度が制限される。さらに、減衰によって、ディジタル・シンボルの識別が困難になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
様々な目的に伝送線路を用いるのが有用であることが分っており、こうした目的の１つに遅延線としてのものがある。しかし、高周波数における信号の減衰及び／又は分散のために、遅延線素子としての伝送線路の有用性が制限される。
【０００４】
主導体における減衰及び／又は分散を制御するためのシステムの１つとしては、主導体に誘導結合された補助導体の利用によるものがある。補助導体は、伝送線路に沿って分布された能動分路網を介して主導体によって駆動される。このシステムの変形では、第１及び第２の主導体と第１及び第２の補助導体を含む２対の導体を、差動モードで動作させることが可能である。後で明らかになるように、分布型能動分路網は、差動モードにおいて特に単純にすることが可能である。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
主導体に誘導結合した補助導体を用いることによって、無損失（又は低損失）伝送線路を構成することが可能である。補助導体は、伝送線路に沿って分布された能動分路網を介して主導体によって駆動される。補助導体は、主導体に十分に近接して配置されているので、２つの導体は誘電結合する（すなわち、自己インダクタンスに比較して可成りの量の相互インダクタンスを有している）。このシステムの変形では、第１及び第２の主導体と第１及び第２の補助導体を含む２対の導体を、差動モードで動作させることが可能である。
【０００６】
実施態様の１つでは、コンダクタンスと相互コンダクタンスの組合せを利用して、高周波信号伝送用の伝送線路における損失が打ち消され、分散が制御される。信号は、振幅がバイナリ（binary）であると想定されているわけではなく、伝送線路は、ディジタル信号だけではなく、アナログ信号についても機能することが可能である。こうした実施態様では、相互コンダクタンスは、信号を各伝送線路から近接して結合された並列線路に誘導によって送り込み、結合された各線路間の能動素子を共通接地面に追加し、反対側の（対向している）伝送線路（opposite transmission line）の信号によって各能動素子を通る電流に影響を及ぼすことによって、差動伝送線路において得られる。
【０００７】
もう１つの実施態様では、伝送線路によって、利得が生じるが、分散は無い状態のままである。総利得は、線路長に応じて指数関数的に増大するが、伝送線路が利得を生じる長さに対する基本的制限はない。
【０００８】
もう１つの実施態様では、伝送線路の双方向性によって、オンチップ周波数基準として用いられる能動共振線路セグメントの実施が可能になる。従って、水晶又は他の制御素子を利用せずに、発振器を製作することが可能になる。
【０００９】
さらにもう１つの実施態様では、伝送線路は、例えば、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタにおける遅延線として利用することが可能である。
【００１０】
以上は、後続の本発明に関する詳細な説明をより明確に理解できるようにするため、本発明の特徴及び技術的利点を可成り大まかに概説したものである。本発明の請求項の内容を形成する、本発明のさらなる特徴及び利点については、後述することにする。当然明らかなように、開示される概念及び特定の実施態様は、本発明の同じ目的を実施するために、修正を加えるか、他の構造を設計するための基礎として容易に利用することが可能である。また、当然明らかなように、こうした同等の構造は、付属の請求項に記載の本発明を逸脱するものではない。その利点と共に、その構成及び動作方法の両方に関して本発明に固有のものと確信する新規の特徴については、添付の図面との関連において考察することにより、下記の説明から明らかになるであろう。ただし、各図が、例証及び説明のためだけに示されたものであり、本発明の限界を定めることを意図したものでないことは、明確に理解しておくべきである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
説明を始める前に、言及しておくべきは、想定されている用途には、大規模チップ内における、又は、信号をブーストして信号分散を制御するために中継器において用いられる、本明細書で教示する概念を有する長距離伝送線路における、クリティカルな高周波交流信号の伝送が含まれるという点である。さらに、本明細書において論考の概念に基づいて、正確な遅延線，オンチップ発振器及び周波数基準，高速出力ドライバ及び分散型静電気放電（ＥＳＤ）防護構造，有限インパルス応答フィルタ及び他の回路素子を設計することも可能である。これらの概念に基づく増幅器アレイ・チップは、その全長を分割し、長いプリント回路基板（ＰＣＢ）のトレースの帯域幅をブーストするために、こうしたトレースと直列に挿入することが可能である。
【００１２】
図１には、対称分布構造を表わした、実施態様の１つの概略図が示されている。図１に示す分布構造には、伝送線路１１+によって、伝送線路１１-とは正反対の信号が伝送されるようになっている、差動伝送線路が含まれている。各伝送線路には、導体１２+及び導体１２-のような補助導体が結合されているが、これらは伝送線路１１+，１１-に接続されているわけではない。導体１３は、共通の帰路である接地導体である。断面構造は、ｘ軸の方向に沿って殆ど不変である。各導体１２+，１２-は、導体１１+上のポイント１１ａ+〜１１ｎ+、及び、導体１１-上のポイント１１ａ-〜１１ｎ-に対応する、伝送線路に沿って間隔をあけて配置されたいくつかのコンダクタンス素子及び相互コンダクタンス素子によって、共通アース１３に接続されている。図示の実施態様の場合には、相互コンダクタンスは、差動「反対側（opposite）」伝送線路からの電流デバイス１４ａＧｍ+のような電流装置を制御することによって得られる。従って、伝送線路１１+に関連した相互コンダクタンス素子は、反対側伝送線路１１-のそれぞれのポイントにおける信号によって制御される。図１の場合、ｘは交流伝送の方向であり、後述するように、双方向にすることも可能である。
【００１３】
より分りやすくするため、図２には、図１に示す構造の単一スライス２０の概略が示されている。導体１１及び１２（便宜上、導体１１の表記は、導体１１+及び導体１１-の両方を意味し、同様に、導体１２の表記は、導体１２+及び導体１２-の両方を意味している）は、互いに十分に近接して配置されているので、それらの間のキャパシタンスは、導体１１と導体１３の間のキャパシタンス、又は、導体１２と導体１３の間のキャパシタンスを大幅に下回ることはない。差動伝送線路対の正側と負側との間隔は、クリティカルではない。好ましくは、正の導体と負の導体は、それらの間のキャパシタンスがそれらと導体１３の間のキャパシタンスより小さくなるように、十分に離れているべきである。１／３なら十分であろう。例えば、導体の間隔は、導体１１+と導体１１-との間のキャパシタンスが、６０ｐＦ／ｍ未満になり、一方、表２に示すように、導体１１と導体１３（アース）との間のキャパシタンス（Ｃ１０’）が、例えば、１７３ｐＦ／ｍになるようにすべきである。導体１２+と導体１２-との間のキャパシタンスが、７ｐＦ／ｍ未満になり、一方、導体１２と導体１３との間のキャパシタンス（Ｃ２０’）が、例えば、２１．２ｐＦ／ｍになる。これらの例は、他のキャパシタンスが、後述する表２に示す値であるものと想定している。
【００１４】
能動分路網２１は、伝送線路の全長に沿って真に分布しているのが理想である。この場合、コンダクタンス素子１４ａＧ+は、連続抵抗材料から製作され、一方、電流デバイス１４ａＧｍ+は、単一の極めて幅広のトランジスタということになる。しかし、一般的な集積回路テクノロジの場合、真に分布した実施例において、差動構造の両側間に制御電極を交差接続するのは困難になる。これがそうなるのは、線路１４ａ+及び線路１４ａ-（並びに、線路１４ｂ+及び線路１４ｂ-、線路１４ｃ+及び線路１４ｃ-等）が、それぞれ、連続しており、従って、物理的に交差することができないためである。代わりに、図１に示すように、伝送線路に沿って等間隔に配置された集中分路によって、分布分路網に極めて近似したものを得ることが可能である。
【００１５】
各対をなす結合伝送線路は、単位長当たりの１組のキャパシタンス及びインダクタンス、並びに、各導体の単位長当たりの直列抵抗によって特性が決まる。これらのパラメータは、表１にリストアップされ、説明されている。後述するように、導体１１+及び導体１１-における波の伝搬は、分路素子の値を下記のように選択すれば（プライム・マーク〈′〉は、単位長当たりを表わすために用いられている）、差動モードにおいて、無損失で、分散がない。
【数１】
2005057783.tif 000003
【００１６】
【表１】
2005057783.tif 000004
【００１７】
上記条件を満たすことができれば、無損失で分散を生じない伝搬が周波数範囲全体にわたって得られる。留意すべきは、数ギガヘルツの周波数においてさえ、導体が、一般に、浸透厚に比べて薄い場合には、単位長当たりの定抵抗（不変抵抗）Ｒ１’が、集積回路においてまずまずの近似値になるという点である。
【００１８】
負の分布相互コンダクタンス素子Ｇｍ２’を利用すれば、シングル・エンド式（非差動）無損失伝送線路を実現することが可能になる。あいにく、こうした素子は得られないので、制御電極１４+，１４-を交差結合した差動構造によって、導体１１+，１１-における波の差分成分に関する相互コンダクタンスＧｍ２’が有効にエミュレートされる。いかなるコモン・モード成分も、波が伝送線路に沿って進行する際の損失及び減衰による影響を受けることになる。
【００１９】
図３Ａには、集中能動分路網の１つの実施態様３０が描かれている。この回路例又はその同等物が、伝送線路に沿って等間隔Δｘで配置されている。図１において、これらの間隔は、位置１１ａ，１１ｂ，１１ｃ〜１１ｎに相当し、両差動線路（＋及び−）とも同じになる。集中コンダクタンスＧ２（１４ａＧ+）の値はＧ２’・Δｘである。同様に、トランジスタＮ１（３０１）及びＮ２（３０２）の相互コンダクタンスＧｍ２は、Ｇｍ２’・Δｘに等しいはずである。この相互コンダクタンスは、例えば、入力端子バイアス（３０４）及びトランジスタＮ３（３０３）を利用して調整することが可能である。この回路は、図示のように、ＭＯＳＦＥＴを利用する代わりに、他のタイプのトランジスタを利用して、又は、他の回路素子を利用してさえ、同様に実現することが可能である。
【００２０】
図３Ａの場合、導体１１+，１１-は、それぞれ、導体１２+，１２-の上に示されている。この構成は、その上部の金属層がより厚く（又はより広く）なる集積回路テクノロジにおいて有利である。導体１１+，１１-の単位長当たりの抵抗Ｒ１’によって、受動伝送線路における損失量が決まり、従って、損失補償のために、能動回路網が消費しなければならない電力量が決まる。このため、導体１１+，１１-には、可能性のある最大断面を割当てるのが有効である。逆に、導体１２+，１２-の単位長当たりの抵抗を低くしなければならない理由は特になく、従って、それらを薄く、狭いままにしておくのは容認することが可能である。
【００２１】
周知のように、相互コンダクタンス素子Ｇｍとコンダクタンス素子Ｇを組み合わせることによって、
Ａ＝−Ｇｍ／Ｇ      ………  （３）
で示される電圧利得Ａと、
Ｚｏｕｔ＝１／Ｇ    ………  （４）
で示される出力インピーダンスＺｏｕｔを生じる要素増幅器が構成される。
【００２２】
従って、図３Ａに示す能動分路網は、図３Ｂに示すように、適切な利得及び出力インピーダンスを生じる増幅器の機能を備えた他の回路に置換することが可能である。理想の能動分路網の分布性は、３１０，３１１のような集中増幅器を伝送線路に沿って等間隔Δｘに配置することによって近似させることが可能である。間隔Δｘは、この応用例にとって問題となる最短波長より非常に短くしなければならない。これは、図３Ａに示す実施態様についても当てはまる。無損失伝搬の状態を実現するためには、各増幅器の電圧利得は、
【数２】
2005057783.tif 000005
で、出力インピーダンスは、
【数３】
2005057783.tif 000006
でなければならない。
【００２３】
この一般化された枠組みにおいて、本発明のシングル・エンド（すなわち、非差動）・バージョンを同様に実施することが可能であることが分る。図３Ｃには、シングル・エンド伝送線路に関する分路網の断面の概要が示されている。主たる相違は、能動分路網を構成する増幅器（この場合、非反転増幅器）が、正の利得を生じなければならないという点である。あいにく、実際に、正の利得を得ることができるのは、負の利得を生じる２つの増幅段を縦続接続することによって、差動バージョンに比べると多少魅力に乏しいシングル・エンド・バージョンを形成した場合に限られる。図３Ａに示す回路に僅かな修正を加えたバージョンである、図３Ｄに示すシングル・エンド式分路網の適正な実施例によれば、非反転増幅段が得られる。なお、この回路にあっては、第１のトランジスタＮ１のゲートが主導体１１に接続され、そのドレインが接地導体１３に接続され、そのソースが第２のトランジスタＮ２のソースに接続されている。また、第２のトランジスタＮ２のゲートが基準電圧入力ＲＥＦに接続され、そのドレインが前記第１の補助導体に接続されると共にコンダクタンス素子を介して前記接地導体に接続されている。入力端子ＲＥＦは、導体１１内を進行する信号のＤＣ成分にほぼ等しい定電圧に設定しなければならない。相互コンダクタンスではなく、増幅器の枠組みにおいて検討すると、差動構造の利点は、その入力を交差接続することによって、増幅器を、非反転式ではなく、反転式（一段）にすることが可能になり、その結果、各側に一段増幅器を利用できるようになるという点にある。
【００２４】
端部における反射を回避するため、各対をなす結合された伝送線路（１１+，１２+、並びに、１１-，１２-）は、図４に示す集中回路網によって終端されている。所望の場合には、被駆動端において、導体１３より先に電圧源４１のような電圧源を挿入して、抵抗Ｒ０を電圧源の出力インピーダンスに部分的又は完全に吸収することが可能である。
【００２５】
後述するように、素子の値が下記の場合には、反射が完全に打ち消されることになる。
【数４】
2005057783.tif 000007
【００２６】
表１において上述の伝送線路パラメータは、この場合にも当てはまる。位相速度ｖphは、伝送線路導体のまわりの誘電体材料中における光速に等しい。位相速度ｖphはこの材料の誘電率によってのみ決まる。
【００２７】
導体１２の終端インピーダンスＺ２の性質及び値は、導体１１の伝搬状態に影響しない。可能性のある選択範囲には、短絡の場合（Ｚ２＝０）、並びに、開路の場合（導体１２が非結合状態のまま）が含まれる。
【００２８】
長さ４８ｍｍの伝送線路（例えば、おそらくは、有限インパルス応答フィルタにおける遅延線に用いることが可能な）が、回路シミュレータを利用してシミュレートされた。これは、約３２０ｐｓの公称遅延に相当する。この線路は、集中コンデンサ，インダクタ，及び抵抗器から構成される４８００の縦続接続されたセグメントによってモデル化された。表２には、この線路に関する数値パラメータがリストアップされている。このパラメータは、０．１３μｍＣＭＯＳプロセスによる上部の４つの金属層を用いて、３．８μｍ幅の線路に関する有限要素アプローチを利用して計算された。
【００２９】
【表２】
2005057783.tif 000008
【００３０】
最初のシミュレーションにおいて、能動分路網（図２の分路網２１+，２１-のような）は、除外された。最高最低振幅が２００ｍＶ（差動）の１．２５ＧＨｚの方形波が、終端回路網の入力に加えられた。図５には、６ｍｍ間隔の９つの異なるタップ（５１〜５９）における電圧が示されている。図示のように、エッジ振幅は、駆動点からの距離に応じて急速に減衰する。
【００３１】
図６に示す第２のシミュレーションでは、能動分路網が付加されている。相互コンダクタンスは、電圧制御式電流源によってモデル化される。従って、分路網が線路に容量負荷を加えることはなく、相互コンダクタンスは、どの周波数においても正確である。図６には、同じポイント（５１〜５９）における波形が示されている。その結果は、ほぼ理想的であり、減衰及び分散が生じない。この結果によって、相互コンダクタンスが適正に作用することが可能な周波数範囲内においては、無損失で、分散の生じない伝送線路を実現することができるという理論に基づく予測が確証される。エッジ６１，６２，６３において認めることができる幾分穏やかなリンギング（ringing）は、離散的インダクタンス及びキャパシタンスによる伝送線路のモデル化の人為的影響であると思われる。こうしたリンギングは、損失が極めて少なく、エッジが極めてシャープである場合、従来の伝送線路のスパイス・シミュレーションにおいても生じる。
【００３２】
図７に示す第３のシミュレーションでは、相互コンダクタンス素子は、図３Ａに示す概要に従って、実際のＭＯＳトランジスタによって実施されている。符号７１，７２，及び７３で示す楕円の部分における振動は、やはり、リンギングであり、容量負荷のため、リンギング周波数が低くなっているので、図６よりもはっきりと見て取ることが可能である。シミュレーションの最初の３２０ｐｓの経過後に生じる上昇及び下降に反射を認めることが可能である。伝送線路は、ほぼ全てのポイントにおいて、当初は、ほぼゼロであるため、波形は、最初の３２０ｐｓについて、ほぼ完全のようである。全線路にわたって進行すると（３２０ｐｓ）、波は終端に達するが、終端インピーダンスが伝送線路の特性インピーダンスに対して完全には整合しないので、部分的に反射される。反射波は、発生源から送り続けられてくる前進波に加わることになる。楕円７２，７３内において、摂動も方形波であることを極めて明確に見て取ることができるが、これによって、歪が反射波の付加に起因するものであるという見解が裏付けられる。
【００３３】
駆動点から遠隔のタップに対応するトレース（trace）において、多少の分散を観測することも可能である。図７と図６とを比較して、最初の３２０ｐｓのシミュレーションを観察すると分るように、信号の勾配は、波が伝送線路に沿って伝搬するにつれて、徐々に緩やかになる。完全な非分散状況の場合には、波形は、伝搬する間中、同じままということになる。この欠点に関して可能性のある理由は、ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスが、チャネルの走行時間効果により、あるコーナ周波数を超えると低下するためである。この周波数を超えると、無損失で、分散の生じない伝搬条件を完全には満たすことができなくなる可能性がある。
【００３４】
損失を補償するだけではなく、僅かに異なるバージョンから利得を得ることが可能である。図８には、回路網利得を実現する可能性のある修正実施態様の１つが示されている。この修正実施態様は、導体１１+，１１-と導体１３との間に分布コンダクタンス素子８１+，８１-を追加することと、相互コンダクタンスＧｍ２′の値を修正することから構成される。特定の利得α（単位長当りネーパーで測定される）を実現するため、素子の値は、下記のように選択するのが望ましい。
【００３５】
【数５】
2005057783.tif 000009
【００３６】
従来の分布増幅器とは異なり、この線路が利得を生じることになる長さに基本的な制限はない。しかし、総利得に反射係数を掛けた値が１を超えると、終端での反射によって増幅器が発振することになる。従って、実現可能な最大利得は、終端において、反射を打ち消す（又は、反射を抑制する）ことが可能な精度によって、有効に制限される。
【００３７】
図９には、無損失伝送を制御することが可能な他の開路を識別するための理論モデルとして、汎用分路網９０が示されている。この分路網は、導体１１+、１２+、及び、１３間のコンダクタンス素子及び相互コンダクタンス素子から構成されている。図９の場合、Ｖ１は、導体１１+と導体１３間の電圧であり、Ｖ２は、導体１２+と導体１３間の電圧である。後述するように、素子の値が下記の条件を満たす場合には、導体１１+によって波を伝搬すると、分散がなく、単位長当たり利得αが得られる。
【００３８】
【数６】
2005057783.tif 000010
【００３９】
７つの自由パラメータと、４つだけの制約条件があり、従って、多様な選択の可能性がある。図１に関連して解説の解決法は、Ｇｍ１′，Ｇ１２′，Ｇｍ１２′，Ｇｍ２１′，Ｇ１′が、全て、０に設定されている事例に対応する。これは、これらの制約条件を満たす最も単純な回路であると確信されるが、他の解決法もある。
【００４０】
回路網の接続性は、素子値の符号によって決まるので、これらの制約条件を満たす可能性のある全ての回路を１つの回路図で表わすのは不可能である。負の素子値は、例えば、図１及び２に示すように、差動構造の両側間において素子を交差接続することによって実現可能であり、一方、正のパラメータは、構造の一方の側だけに接続された素子に対応する。可能性のある全ての解決法を描くのは時間のかかる仕事である。代わりに、他の解決法がどれほど多種多様になる可能性があるかを明らかにするため、図１０には、単一の代替解決法だけが示されている。この回路は、正のＧｍ２１′，正のＧ２′，及び負のＧ１′をもたらすことになる、Ｇ１２′＝０，Ｇｍ１２′＝０，及びＧｍ２′＝０に対応する。この回路は、望ましい実施例に比べると実際上の欠点があるが、原理的には、やはりうまく機能する。
【００４１】
図１に解説の分布構造は、完全に集中素子から構成された回路で近似させることが可能である。回路の目的が、あるポイントからもう１つのポイントに信号を伝送することではなく、ある特定量だけ信号を遅延させることにある場合、この集中素子による近似は有効である。この場合、結合された伝送線路は、結合された集中インダクタ及びコンデンサによる梯子型回路網に置き換えられる。離散的能動分路網回路が、インダクタにおける抵抗損失を打ち消すため、梯子型回路網の各ノードに付加される。
【００４２】
図１１には、こうした実施態様の概要が示されている。点線の矢印は、被制御電流源Ｇｍ２+が、差動構造の反対側の導体１１-における電圧によって制御されることを表わしている。シングル・エンド回路網の２段が示されているが、回路網は、縦続接続された任意の数のこうした段を備えることが可能である。差動構造の片側（正側）だけが示されている。もう一方の側（負側）も同じである。意図的な回路素子だけが示されている。インダクタには、不可避的に、損失を生じさせる直列寄生抵抗がある。コンダクタンスＧ２及び被制御電流源Ｇｍ２から構成される能動分路網によって、これらの損失が打ち消される。実際には、能動分路網は、図３に示すのと同じ回路によって実施可能である。
【００４３】
回路網１１００によって遅延線が構成されることを明らかにすることが可能である。線路の一方の端部で導体１１に加えられる信号は、回路網に沿って定速で伝搬する。各段毎に、下記によって示される遅延Δｔが導入される。
【数７】
2005057783.tif 000011
【００４４】
従って、各段は、分布伝送線路の長さｖph・Δｔに近似する。ここで、ｖphは、検討されている媒体内での光の速度である。
【００４５】
無損失で、分散の生じない伝搬を実現するため、図１１に示す素子の値は、下記の方程式に指定のような関係がなければならない。
【数８】
2005057783.tif 000012
【００４６】
この概念について可能性のある応用例がいくつか存在する。そうした応用例の１つが、大規模チップにおける高速信号の伝送である。もう１つは、増幅器である。他の２つの応用例については、図１２Ａ及び図１２Ｂに関連して述べることにする。
【００４７】
有限インパルス応答フィルタは、下記のように、その入力信号の遅延コピーの離散的加重和を計算する。
【００４８】
【数９】
2005057783.tif 000013
【００４９】
有限インパルス応答フィルタがなす働きは、タップ重みとして知られる係数値Ｗkによって決まる。遅延Δｔkは、一般に、ある単位遅延の整数倍である。有限インパルス応答フィルタの可能性のある２つのアナログ実施例が、図１２Ａ及び図１２Ｂに例示されている。
【００５０】
図１２Ａには、遅延線１２０２に加えられる入力信号１２０１が示されている。この線路に沿ったタップによって、入力信号の遅延コピーが得られる。各タップの電圧は、電圧に比例した電流を送り出す、１２０３−１のような相互コンダクタンス増幅器に印加される。電流と電圧の比Ｇｍｋによって、タップの重みが決まる。全ての相互コンダクタンス増幅器からの電流が、抵抗器Ｒloadの負荷がかかった大域ノード出力１２０４にまとめて加えられる。この大域ノードの電圧は、フィルタの出力信号である。この回路は、原理的にはうまく機能するが、大域出力ノードの寄生キャパシタンスが大きくなりがちであるため、実際には、極めて早い速度に達するのは困難である可能性がある。
【００５１】
図１２Ｂには、僅かに修正されたアーキテクチャが示されている。この変形の場合、遅延素子１２０５が、相互コンダクタンス増幅器の出力間に追加され、これにより、全遅延を、信号がある特定のタップを介して入力から出力に進む場合と同じに保つため、入力側の遅延が相応に短縮される。この回路は、図１２Ａに示す回路と全く同じように働くが、タップ出力が遅延線によって統合されるので、非常に高い帯域幅を実現することが可能である。その理由は、相互コンダクタンス増幅器の出力において不可避的に生じる寄生キャパシタンスが、この場合、遅延線キャパシタンスの一部になるためである。受動（すなわち、損失のある）インダクタ／コンデンサ梯子型回路網を遅延線として利用するこのアーキテクチャの実施例が、最近発表されている（例えば、Ｗｕ氏他、「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ４−Ｔａｐ  ａｎｄ  ７−Ｔａｐ  Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ  Ｆｉｌｔｅｒｓ  ｉｎ  ＳｉＧｅ  ｆｏｒ  １０Ｇｂ／ｓ  Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ  Ｆｉｂｅｒ  Ｏｐｔｉｃ  Ｌｉｎｋ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃ．Ｃｏｎｆ．、米国、２００３年２月参照。今後は、Ｗｕと称する）。Ｗｕのフィルタは、図１２Ａ及び図１２Ｂに示す技法を利用して実施可能である。
【００５２】
両方のアーキテクチャとも、分布伝送線路の形、又は、集中近似伝送線路の形で実施可能である。
【００５３】
上述のように、伝送線路の概念は、増幅器として利用可能である。伝送線路の両端を図４に関連して解説のように終端すると、一方の端部に加えられる信号は、伝送線路を一方向にのみ進行し、終端によって完全に吸収されることになる。終端インピーダンスが、伝送線路の特性インピーダンスと完全には整合しない場合には、信号の少なくとも一部が反射され、信号源への帰路においてもう一度増幅されることになる。やはり、信号源インピーダンスが伝送線路の特性インピーダンスに整合しない場合には、信号の一部が、反射されて、伝送線路内に送り込まれる。
【００５４】
増幅線路の全利得がＡで、信号の一部αが各終端から反射される場合、積α・Ａが１を超えると、線路は不安定になる。この場合、ノイズから発振が生じ、線路は発振器として用いることが可能になる。基本振動周波数ｆ0は、
【数１０】
2005057783.tif 000014
である。ここで、ｖphは検討される媒体中における光の速度であり、Ｌは線路長である。発振器の出力には、一般に、この周波数の高調波も含まれることになる。
【００５５】
こうした発振を生じさせる経済的な方法は、線路の両端を開いたままにしておくことであり（無終端）、これによって、αが１に近似する。この場合、持続振動を生じさせるには、１よりほんの僅かに大きい利得で十分なはずである。
【００５６】
集積回路において、ｖph及びＬは、両方とも、時間及び環境条件に関して正確に制御し、安定させることが可能であり、従って、こうした発振器をオンチップ周波数基準として利用することができるはずである。
【００５７】
次に、分布能動分路網を備えた１対の結合線路の波の伝搬特性について述べることにする。図１３には、検討下にある構造の短いセグメントである等価回路１３００が示されている。分布キャパシタンスＣ１０’，Ｃ２０’，及びＣ１２’、インダクタンスＬ１’，Ｌ２’，及びＭ１２’、及び、直列抵抗Ｒ１’及びＲ２’は、伝送線路導体に固有のものである。分路コンダクタンスＧ１’，Ｇ２’及び相互コンダクタンスＧｍ２’は、分散の生じない、無損失の線路にしようとして付加される。戻り電流を伝送する接地導体１３は、明確に示されていない。
【００５８】
留意すべきは、伝搬が純粋にＴＥＭモードの場合、１組の伝送線路パラメータが冗長になるという点である。インダクタンス・パラメータＬ１’，Ｌ２’、並びに、Ｍ１２’は、キャパシタンス・パラメータＣ１０’，Ｃ２０’，及びＣ１２’と関連している。それらの関係は、次にように示すことが可能である。
【００５９】
【数１１】
2005057783.tif 000015
【００６０】
これらの方程式において、ｃ0は真空内における光の速度であり、εrは導体まわりの媒体の誘電率である。
【００６１】
伝送線路のある特定のポイントにおける電圧傾度は、下記のように、このポイントにおける電流に関連している。
【００６２】
【数１２】
2005057783.tif 000016
【００６３】
同様に、電流傾度は次のように書くことが可能である。
【００６４】
【数１３】
2005057783.tif 000017
【００６５】
これらの方程式は、下記の行列形式に書き直すのが役に立つ。
【数１４】
2005057783.tif 000018
ここで、
【数１５】
2005057783.tif 000019
【００６６】
電圧の二次微分方程式を得るため、下記のように方程式（２８）から電流を削除することが可能である。
【００６７】
【数１６】
2005057783.tif 000020
ここで、
γ2＝Ｚ・Ｙ    ………  （３２）
である。
【００６８】
導体１１において分散の生じない波の伝搬を実現するため、行列γ2は下記の形をとらなければならない。
【００６９】
【数１７】
2005057783.tif 000021
【００７０】
利得指数αは、実数で、正か、又は、ゼロでなければならない。量ｖphは導体１１中における波の位相速度である。この形式の行列γ2が実現可能と仮定すると、方程式（３１）の解は、導体１１に関する限り、下記のように書くことが可能である：
Ｖ1（ｘ）＝Ａf・ｅｘｐ（−γ1ｘ）＋Ａr・ｅｘｐ（γ1ｘ）  ………  （３４）
【００７１】
パラメータＡf及びＡrは、伝送線路の両端における境界条件を用いて決定することが可能な定数である。伝搬指数は次の通りである。
【数１８】
2005057783.tif 000022
【００７２】
この伝搬指数の形は、導体１１を進行する波の振幅が、距離とともに指数関数的に増大し、線形位相を示し、従って、分散が生じないということを表わしている。
【００７３】
依然として、実際には、Ｇ１’、Ｇ２’、及び、Ｇｍ２’の適正な選択によって、所望の形の指数行列γ2が得られることを示している。このため、最初の行の行列積ＺＹは、方程式（２９）及び（３０）を利用して、詳細に完全な形で書かなければならず、方程式（３３）によって定義される行列γ2の最初の行に等しくなるようにしなければならない。結果得られる１組の方程式を解いて、Ｇ１’、Ｇ２’、及び、Ｇｍ２’を求めなければならない。この単純であるが、多少時間のかかる手順によって、下記の関係が満たされる場合には、γ2が必要な形をなすという結果が得られる。
【００７４】
【数１９】
2005057783.tif 000023
【００７５】
予測できたように、導体１１を進行する波の位相速度ｖphは、次のようになる。
【数２０】
2005057783.tif 000024
【００７６】
方程式（３６）〜（３８）は、明示せずに、上記で、方程式として既に導入されている。
【００７７】
図１３のより単純なバージョンではなく、図９からの汎用能動分路網を検討すると、行列Ｙは多少異なるが、同じ手順を用いて、上述の結果を求めることが可能である。
【００７８】
１対の結合された伝送線路の特性インピーダンスは、一般に、単一のスカラでは表わすことは不可能であり、むしろ行列Ｚcによって表すことが可能である。この行列は、方程式（２９）によって定義された直列インピーダンス行列Ｚと線路内を進行する波の伝搬指数との比である。
【００７９】
無損失の場合、α＝０になり、特性インピーダンス行列は、下記の形式をなす。
【数２１】
2005057783.tif 000025
【００８０】
項Ｚc21及びＺc22は、計算することができるが、結果得られる式は、かなり複雑であり、導体１１による信号伝搬とはほとんど関連性がない。このため、ここでは、詳細な式は提示されない。
【００８１】
有限長の線路は、Ｚcと同じインピーダンス行列によって特性が決まる集中回路網によって終端しなければならない。図４に示す終端回路網は、この制約条件を満たす。多少の有限利得又は損失が生じる（α≠０）場合には、特性インピーダンス行列は、より複雑になるので、結合される線路のインピーダンスと完全に整合する終端回路網というのは、簡単なことではない。従って、きちんとした結果を得るには、αはできる限り小さいことが望ましい。
【００８２】
開示の伝送線路は、分散の生じない伝搬を実現するのに必要な形式に相当する、方程式（３５）に示す伝搬指数によって特性が決定される。方程式（３５）は、ラプラス定義域で書かれており、従って、ｊｗに等しいラプラス変数を利用する。回路によって利得が得られるので、方程式（３５）では、αについて負の符号が用いられている。より一般的な形式では（αの前に正の符号がつく）、αの正の値は損失が生じることを表わし、一方、負の値は利得が生じることを表わす。本発明によって利得が生じることが分っているので、αの正の値が利得を表わすように、逆の規則を用いるのが最良である。
【００８３】
本明細書において論考の概念は、伝送線路長が約四分の一波長に達するか、それを超える場合、いくつかの周波数において、関連するようになるという点に留意されたい。電磁波が真空内の光の速度の約半分の速度で伝搬する媒体内における１ＧＨｚの信号の場合、その長さが３７．５ｍｍを超えると、導線は、伝送線路の様相を呈し始める。この時点で、損失が重要になる。１ＧＨｚの値は、集積回路内又はプリント回路基板上において用いるのに適度である。長距離伝搬（数メートル程度の、あるいは、数キロメートル程度のものさえ）を考察すると、伝送線路理論は、非常に低い周波数においても当てはまり、損失も同様に考慮しなければならない。
【００８４】
以上を要約すると、次の通りである。すなわち、無損失（又は低損失）の伝送線路は、主導体１１に誘導結合され、かつ、伝送線路に沿って分布された能動分路網を介して主導体によって駆動される補助導体１２を用いて構成され得る。補助導体と主導体の両導体が自己インダクタンスに比較して可成りの量の相互インダクタンスを有するように、補助導体は、主導体に十分に近接して配置される。１つの実施形態では、高周波信号伝送用の伝送線路における損失が打ち消し（キャンセルし）、かつ、分散を制御するために、コンダクタンスＧ２及び相互コンダクタンスＧｍ２の組み合わせが利用される。相互コンダクタンスは、信号を各伝送線路から近接して結合された並列線路に誘導によって送り込み、結合された各線路間の能動素子を共通接地面に追加し、対向している（反対側の）伝送線路の信号によって各能動素子を通る電流に影響を及ぼすことによって、差動伝送線路において得られる。
【００８５】
本発明及びその利点について詳述してきたが、もちろん、これを考慮して、付属の請求項によって定義された本発明を逸脱することなく、様々な変更，置換，及び代替を施すことが可能である。さらに、本出願は、本明細書に解説のプロセス，機械，製造，物質の組成，手段，方法，及びステップの特定の実施態様に制限されることを意図したものではない。この開示から容易に明らかになるように、現存するか、又は、これから開発されることになる、本明細書に解説の対応する実施態様とほぼ同じ機能を実施するか、又は、ほぼ同じ結果を達成する、プロセス，機械，製造，物質の組成，手段、方法，又はステップを利用することが可能である。従って、付属の請求項は、その範囲内に、こうしたプロセス，機械，製造，物質の組成，手段，方法，又はステップを含むことを意図したものである。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本発明の１つの実施態様の概略図である。
【図２】図１の構造の単一スライスを示す図である。
【図３Ａ】集中能動分路網を示す図である。
【図３Ｂ】集中能動分路網を示す図である。
【図３Ｃ】シングル・エンド伝送線路に関する分路網を示す図である。
【図３Ｄ】シングル・エンド伝送線路に関する分路網を示す図である。
【図４】終端回路網を示す図である。
【図５】テスト・システムのグラフである。
【図６】テスト・システムのグラフである。
【図７】テスト・システムのグラフである。
【図８】回路網利得を得るための修正態様の１つを示す図である。
【図９】汎用分路網を示す図である。
【図１０】典型的な代替回路を示す図である。
【図１１】インダクタ及びコンデンサによる梯子型回路網による伝送線路の近似例を示す図である。
【図１２Ａ】有限インパルス応答フィルタを実施する回路アーキテクチャを例示する図である。
【図１２Ｂ】有限インパルス応答フィルタを実施する回路アーキテクチャを例示する図である。
【図１３】能動結合線路の等価回路を示す図である。
【符号の説明】
【００８７】
１１+  第１の主導体
１１-  第２の主導体
１２+  第１の補助導体
１２-  第２の補助導体
１３  接地導体
３１０  第１の非反転増幅部
３１１  第２の非反転増幅部
Ｇ２  コンダクタンス素子
Ｇｍ２  相互コンダクタンス素子
Ｎ１  第１のトランジスタ
Ｎ２  第２のトランジスタ
【図１】
2005057783.tif 000026
【図２】
2005057783.tif 000027
【図３Ａ】
2005057783.tif 000028
【図３Ｂ】
2005057783.tif 000029
【図３Ｃ】
2005057783.tif 000030
【図３Ｄ】
2005057783.tif 000031
【図４】
2005057783.tif 000032
【図５】
2005057783.tif 000033
【図６】
2005057783.tif 000034
【図７】
2005057783.tif 000035
【図８】
2005057783.tif 000036
【図９】
2005057783.tif 000037
【図１０】
2005057783.tif 000038
【図１１】
2005057783.tif 000039
【図１２Ａ】
2005057783.tif 000040
【図１２Ｂ】
2005057783.tif 000041
【図１３】
2005057783.tif 000042