(57)【要約】【課題】  低コスト・低損失で簡便なスイッチング電源を提供する。【解決手段】  交流電圧を入力し所定の出力に変換するスイッチング電源において、前記交流電圧を整流する整流回路と、一端を前記整流回路の正極に接続し、他端を共通電位に接続し、前記出力に基づきオンオフするスイッチと、一端を前記共通電位に接続し、他端を前記整流回路の負極に接続し、前記オンオフにより励磁されるインダクタと、アノードを前記整流回路の負極と前記インダクタの接続点に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を整流するダイオードと、正極を出力及び前記ダイオードのカソードに接続し、負極を共通電位に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を平滑する平滑コンデンサとを備えることを特徴とするスイッチング電源。【選択図】                    図１
2005051923.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を入力し所定の出力に変換するスイッチング電源において、
前記交流電圧を整流する整流回路と、
一端を前記整流回路の正極に接続し、他端を共通電位に接続し、前記出力に基づきオンオフするスイッチと、
一端を前記共通電位に接続し、他端を前記整流回路の負極に接続し、前記オンオフにより励磁されるインダクタと、
アノードを前記整流回路の負極と前記インダクタの接続点に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を整流するダイオードと、
正極を出力及び前記ダイオードのカソードに接続し、負極を共通電位に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を平滑する平滑コンデンサと
を備えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記スイッチの制御回路と後段のコンバータの制御回路とを一体に形成することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記スイッチをオンオフさせると共に、前記平滑コンデンサの電圧を前記交流電圧の振幅のピーク値よりも低くする制御回路を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記整流回路の正極と前記整流回路の負極との間に接続するコンデンサと、前記共通電位に接続する前記整流回路のヒートシンクとを備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を入力し所定の出力に変換し、特に、入力電流の高調波を抑制し、高力率で電力を変換するスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源は、例えば、磁性素子であるディザ用のトランスを備えるシングル・ステージ・コンバータである（例えば、特許文献１及び特許文献２参照。）。その詳細について、図２を用いて説明する。図２は、従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【０００３】
図２において、共通電位ＣＯＭ及び共通電位ＧＮＤはスイッチング電源の共通電位である。また、交流電圧Ｖａｃは整流回路ＤＢ１に接続する。
【０００４】
また、整流回路ＤＢ１の正極、即ち電圧Ｖａは、ディザ用のトランスＴ１の一次巻線Ｎ１１の一端に接続する。さらに、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１１の他端は、ダイオードＤ３を介して、スイッチＱ１の一端（ドレイン）に接続する。さらにまた、スイッチＱ１の他端（ソース）は共通電位ＣＯＭに接続する。
【０００５】
さらに、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１２の一端は、ダイオードＤ１のアノードに接続する。さらにまた、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１２の他端は、共通電位ＣＯＭに接続する。
【０００６】
また、ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサＣ１の正極、即ち出力である電圧Ｖｂに接続する。さらにまた、平滑コンデンサＣ１の負極は共通電位ＣＯＭに接続する。
【０００７】
さらに、電圧Ｖｂは、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続する。さらにまた、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の他端はダイオードＤ２を介してスイッチＱ１の一端（ドレイン）に接続する。
【０００８】
また、トランスＴ２の二次巻線Ｎ２２は、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ２に接続する。
【０００９】
さらに、制御回路（図示せず）は、出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチＱ１のオンオフを制御する。
【００１０】
また、負荷３０を電圧Ｖｂと共通電位ＣＯＭとの間に接続する。即ち、負荷３０を平滑コンデンサＣ１に並列に接続する。
【００１１】
このような、図２の従来例の動作を説明する。
交流電圧Ｖａｃは、整流回路ＤＢ１で整流され、電圧Ｖａとなる。また、スイッチＱ１のオンオフにより、整流回路ＤＢ１の出力、即ち電圧Ｖａは、一次巻線Ｎ１１に印加される。さらに、ダイオードＤ１は、二次巻線Ｎ１２に誘起する電圧を整流する。また、平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１で整流する電圧を平滑し、電圧Ｖｂを生成する。
【００１２】
さらに、スイッチＱ１のオンオフにより、電圧Ｖｂは一次巻線Ｎ２１に印加される。さらに、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ２は、二次巻線Ｎ２２に誘起する電圧を整流及び平滑し、出力電圧Ｖｏを生成する。
【００１３】
このようにして、スイッチＱ１のオンオフにより、交流電圧Ｖａｃは、電圧Ｖａ及び電圧Ｖｂを介して、出力電圧Ｖｏへ変換される。
【００１４】
また、スイッチＱ１のオンオフを制御することにより、出力電圧Ｖｏは所定の値に安定化される。さらに、スイッチＱ１のオンオフにより、入力電流Ｉｉｎの導通角は広くなり、入力電流Ｉｉｎの高調波は抑制される。そして、図２の従来例は、高力率で電力を変換する。
【００１５】
【特許文献１】特許第３２５７０１４号公報
【特許文献２】特開１１−１９１９６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、図２の従来例において、トランスＴ１は高価という課題がある。また、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ１２との結合が完全ではないために、損失及びノイズが増加するという課題がある。
【００１７】
さらに、平滑コンデンサＣ１の電圧の変動が大きいため、負荷３０が不安定となるという課題がある。
【００１８】
また、図２の従来例等のシングル・ステージ・コンバータは、簡易的な力率改善であり、１００％に近い力率を得ることはできない。
【００１９】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、低コスト・低損失・低ノイズのスイッチング電源を提供することにある。
また、本発明の目的は、平滑コンデンサＣ１の電圧が安定かつ簡便で好適なスイッチング電源を供給することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）交流電圧を入力し所定の出力に変換するスイッチング電源において、前記交流電圧を整流する整流回路と、一端を前記整流回路の正極に接続し、他端を共通電位に接続し、前記出力に基づきオンオフするスイッチと、一端を前記共通電位に接続し、他端を前記整流回路の負極に接続し、前記オンオフにより励磁されるインダクタと、アノードを前記整流回路の負極と前記インダクタの接続点に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を整流するダイオードと、正極を出力及び前記ダイオードのカソードに接続し、負極を共通電位に接続し、前記インダクタに誘起する電圧を平滑する平滑コンデンサとを備えることを特徴とするスイッチング電源。
（２）前記スイッチの制御回路と後段のコンバータの制御回路とを一体に形成することを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
（３）前記スイッチをオンオフさせると共に、前記平滑コンデンサの電圧を前記交流電圧の振幅のピーク値よりも低くする制御回路を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
（４）前記整流回路の正極と前記整流回路の負極との間に接続するコンデンサと、前記共通電位に接続する前記整流回路のヒートシンクとを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば次のような効果がある。
インダクタを構成要素とするため、低コストとなる。また、結合率は１となるため、低損失となる。また、実装が容易となり、簡便となる。
【００２２】
さらに、スイッチの他端（ソース）を共通電位とするために、スイッチの駆動を安定にできる。
【００２３】
また、本発明は昇降圧形コンバータであるために、平滑コンデンサの電圧ストレスを下げることができる。そして、交流電圧の振幅のピーク付近においても安定に動作し、入力電流の歪を小さくできる。そしてまた、平滑コンデンサの耐圧及び後段のコンバータの耐圧を低くできる。
【００２４】
さらに、交流電圧の投入時に発生する突入電流が小さい。
【００２５】
また、平滑コンデンサの電圧が安定となるため、平滑コンデンサに並列に接続する負荷は安定となる。
【００２６】
さらに、スイッチのオンオフを制御することにより、１００％に近い高力率を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下に、図１に基づいて、本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図２の従来例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００２８】
図１の実施例の特徴は、整流回路ＤＢ１と、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１との接続に係る構成にある。
【００２９】
また、図１の実施例と図２の従来例とを比較すると、図１の実施例は、磁性素子であるインダクタＬ１が共通電位ＣＯＭに接続するというレイアウトで構成される。
【００３０】
そして、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１で形成する昇降圧形コンバータと、後段のコンバータ１０とは、それぞれ独立して制御する。
【００３１】
また、図１の実施例の特徴は、スイッチＱ２の他端（ソース）と後段のコンバータ１０のスイッチＱ３の他端（ソース）とを共に、共通電位ＣＯＭとする点にある。
【００３２】
図１において、スイッチＱ２の一端（ドレイン）は整流回路ＤＢ１の正極、即ち電圧Ｖａに接続する。また、スイッチＱ２の他端（ソース）は共通電位ＣＯＭに接続する。そして、スイッチＱ２は平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｂに基づきオンオフする。
【００３３】
さらに、インダクタＬ１の一端を共通電位ＣＯＭに接続する。また、インダクタＬ１の他端を整流回路ＤＢ１の負極に接続する。そして、スイッチＱ２のオンオフにより、インダクタＬ１は、電圧Ｖａが印加され、励磁される。
【００３４】
さらにまた、ダイオードＤ１のアノードを整流回路ＤＢ１の負極とインダクタＬ１の接続点に接続する。そして、ダイオードＤ１はインダクタＬ１に誘起する電圧を整流する。
【００３５】
また、平滑コンデンサＣ１の正極をダイオードＤ１のカソードと電圧Ｖｂとに接続する。さらに、平滑コンデンサＣ１はコンバータ１０に接続し、電力を供給する。また、平滑コンデンサＣ１の負極を共通電位ＣＯＭに接続する。そして、平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１が整流した電圧を平滑する。即ち、インダクタＬ１に誘起する電圧を平滑する。
【００３６】
そしてまた、図１の実施例において、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１は、入力が電圧Ｖａ、出力が電圧Ｖｂとなる非絶縁方式の昇降圧形コンバータを形成する。
【００３７】
さらに、電圧Ｖｂは、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続する。さらに、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１の他端はスイッチＱ３の一端（ドレイン）に接続する。また、スイッチＱ３の他端（ソース）を共通電位ＣＯＭに接続する。
【００３８】
そして、図１の実施例において、スイッチＱ３と、トランスＴ２と、ダイオードＤ４と、コンデンサＣ２は、入力が電圧Ｖｂ、出力が出力電圧Ｖｏとなるフライバック形のコンバータ１０を形成する。
【００３９】
即ち、図１の実施例は、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１で形成する非絶縁方式の昇降圧形コンバータの後段に、スイッチＱ３と、トランスＴ２と、ダイオードＤ４と、コンデンサＣ２で形成するフライバック形のコンバータ１０を接続する。
【００４０】
そして、スイッチＱ２の他端（ソース）とスイッチＱ３の他端（ソース）とは共に、共通電位ＣＯＭとなる。また、制御回路２０は、電圧Ｖｂに基づきスイッチＱ２のオンオフを制御し、出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ３のオンオフを制御する。即ち、制御回路２０は、スイッチＱ２の制御回路と後段のコンバータ１０の制御回路とを一体に形成する。
【００４１】
また、コンデンサＣ３を整流回路ＤＢ１の正極と整流回路ＤＢ１の負極との間に接続する。さらに、整流回路ＤＢ１のヒートシンクＨを共通電位ＣＯＭに接続する。
【００４２】
このような図１の実施例の動作を説明する。
スイッチＱ２のオンオフにより、整流回路ＤＢ１の出力、即ち電圧Ｖａは、インダクタＬ１に印加される。さらに、ダイオードＤ１は、インダクタＬ１に誘起する電圧を整流する。また、平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１で整流する電圧を平滑し、電圧Ｖｂを生成する。
【００４３】
さらに、スイッチＱ３のオンオフにより、電圧Ｖｂは、一次巻線Ｎ２１に印加される。さらに、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ２は、二次巻線Ｎ２２に誘起する電圧を整流及び平滑し、出力電圧Ｖｏを生成する。
【００４４】
このようにして、図１の実施例は、スイッチＱ２のオンオフにより、交流電圧Ｖａｃを電圧Ｖｂに変換する。また、図１の実施例は、スイッチＱ３のオンオフにより、電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｏに変換する。
【００４５】
そして、スイッチＱ２のオンオフを制御することにより、電圧Ｖｂは所定の値に安定化される。さらに、スイッチＱ３のオンオフを制御することにより、出力電圧Ｖｏは所定の値に安定化される。さらにまた、スイッチＱ２のオンオフにより、入力電流Ｉｉｎの導通角は広くなり、入力電流Ｉｉｎの高調波は抑制される。そしてまた、図１の実施例は、高力率で電力を変換する。
【００４６】
さらに、図１の実施例はインダクタＬ１の構成要素に対し、図２の従来例はトランスＴ１の構成要素である点で、図１の実施例は低コストとなる。
【００４７】
また、図１の実施例のインダクタＬ１は結合率が１であるに対し、図２の従来例のトランスは結合率が１よりも小さい点で、図１の実施例は低損失となる。
【００４８】
さらに、図１の実施例のインダクタＬ１端子数は２であるに対し、図２の従来例はトランスＴ１の端子数は４である点で、図１の実施例は実装が容易となり、簡便となる。
【００４９】
また、スイッチＱ２と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と及び平滑コンデンサＣ１で形成する昇降圧形コンバータにおいて、スイッチＱ２のオンオフを調整することにより、出力であるＶｂを入力である電圧Ｖａよりも低くできる。
【００５０】
したがって、平滑コンデンサＣ１の耐圧は、交流電圧Ｖｉｎの振幅のピーク値よりも下げることができる。そして、スイッチＱ３の耐圧を低くできる。
【００５１】
さらに、交流電圧の投入時に発生する突入電流は、整流回路ＤＢ１、スイッチＱ２、インダクタＬ１の回路で流れる。よって、交流電圧の投入時に発生する突入電流は、平滑コンデンサＣ１を経路としないため、小さい。
【００５２】
さらに、整流回路ＤＢ１の正極の電位と整流回路ＤＢ１の負極の電位とは、スイッチＱ２のオンオフにより、共に変動する。そして、この変動によるノイズは、コンデンサＣ３及びヒートシンクＨにより低く抑制される。
【００５３】
また、図１の実施例は、スイッチＱ２とスイッチＱ３とが独立して動作できるため、広範囲の交流電圧Ｖｉｎに対応できると共に、高い効率で電力を変換できる。
【００５４】
さらに、平滑コンデンサＣ１の電圧の変動を抑制できるため、負荷３０が安定となる。
【００５５】
また、上述とは別に、コンデンサＣ３に替えてフィルタ回路（図示せず）を配置してもノイズを抑制できる。
【００５６】
さらに、上述の例では、スイッチＱ２及びスイッチＱ３は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であったが、これとは別に、伝導度変調型ＭＯＳＦＥＴ（ＩＧＢＴ）及びバイポーラトランジスタ等であっても同様の好適な効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【符号の説明】
【００５８】
Ｃ１  平滑コンデンサ
Ｃ３  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３  ダイオード
ＤＢ１  整流回路
Ｈ  ヒートシンク
Ｌ１  インダクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３  スイッチ
Ｔ１，Ｔ２  トランス
１０  コンバータ
２０  制御回路
３０  負荷
Ｖａｃ  交流電圧
Ｉｉｎ  入力電流
Ｖｏ  出力電圧
ＣＯＭ，ＧＮＤ  共通電位
【図１】
2005051923.tif 000003
【図２】
2005051923.tif 000004