(57)【要約】【課題】隣接チャンネル検出に煩雑な制御が必要になるともに、隣接チャンネル妨害信号等による混変調の低減に時間が掛かるという問題点があった。【解決手段】隣接チャンネル妨害信号が大きい場合などに発生する混変調を復調後のコンスタレーションより直接的に検出するもので、受信したシンボルのうち、振幅が大きいシンボルの振幅誤差と、振幅が小さいシンボルの振幅誤差とを分けて検出し、それらの差により混変調レベルを検出することを最も主要な特徴とする。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信シンボルより振幅誤差を検出する振幅誤差検出手段と、前記振幅誤差検出手段の出力を入力として振幅が小さいシンボルの振幅誤差を平均化する第１の振幅誤差平均化手段と、前記振幅誤差検出手段の出力を入力として振幅が大きいシンボルの振幅誤差を平均化する第２の振幅誤差平均化手段とを備え、前記第１の振幅平均化手段の出力と前記第２の振幅平均化手段の出力とを比較することによって混変調のレベルを検出することを特徴とする混変調検出装置。
【請求項２】
ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、前記第２の増幅手段の出力信号レベルと所望のレベルとの誤差を検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の出力を入力として前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得配分を制御する利得制御手段と、受信シンボルより振幅誤差を検出する振幅誤差検出手段と、前記振幅誤差検出誤差の出力を入力として振幅が小さいシンボルの振幅誤差を平均化する第１の振幅誤差平均化手段と、前記振幅誤差検出誤差の出力を入力として振幅が大きいシンボルの振幅誤差を平均化する第２の振幅誤差平均化手段と、前記第１の振幅平均化手段の出力と前記第２の振幅平均化手段の出力とを入力としてそれらを比較することによって混変調のレベルを検出する混変調レベル検出手段とを備え、
前記利得制御手段を前記混変調レベル検出手段で制御することを特徴とする自動利得制御装置。
【請求項３】
受信シンボルより振幅誤差を検出する振幅誤差検出手段と、前記振幅誤差検出手段の出力を入力として、同相成分／直交成分からなる振幅誤差に位相回転を施し、同相成分／直交成分からなる位相回転後の振幅誤差のうちどちらか一方を振幅誤差として出力する位相回転手段と、前記位相回転手段の出力を入力として振幅が小さいシンボルの振幅誤差を平均化する第１の振幅誤差平均化手段と、前記位相回転手段の出力を入力として振幅が大きいシンボルの振幅誤差を平均化する第２の振幅誤差平均化手段とを備え、前記第１の振幅平均化手段の出力と前記第２の振幅平均化手段の出力とを比較することによって混変調のレベルを検出することを特徴とする混変調検出装置。
【請求項４】
ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、前記第２の増幅手段の出力信号レベルと所望のレベルとの誤差を検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の出力を入力として前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得配分を制御する利得制御手段と、
受信シンボルより振幅誤差を検出する振幅誤差検出手段と、前記振幅誤差検出手段の出力を入力として、同相成分／直交成分からなる振幅誤差に位相回転を施し、同相成分／直交成分からなる位相回転後の振幅誤差のうちどちらか一方を振幅誤差として出力する位相回転手段と、
前記位相回転手段の出力を入力として振幅が小さいシンボルの振幅誤差を平均化する第１の振幅誤差平均化手段と、前記位相回転手段の出力を入力として振幅が大きいシンボルの振幅誤差を平均化する第２の振幅誤差平均化手段と、前記第１の振幅平均化手段の出力と前記第２の振幅平均化手段の出力とを入力としてそれらを比較することによって混変調のレベルを検出する混変調レベル検出手段とを備え、
前記利得制御手段を前記混変調レベル検出手段で制御することを特徴とする自動利得制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル変調信号の受信に際し、隣接チャンネル信号等による混変調の低減を高速に実現するための混変調検出装置及び自動利得制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、放送のデジタル化が進み、衛星、ＣＡＴＶ、地上波のそれぞれの放送メディアにおいてデジタル放送が各国で開始されようとしている。その変調方式は各伝送路に合った方式が選ばれ、衛星放送では位相変調（ＰＳＫ）、地上波放送では残留側波帯−ＡＭ（ＶＳＢ）及び、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、及びＣＡＴＶでは直交振幅変調（ＱＡＭ）が用いられている。
【０００３】
さて、デジタル変調信号を受信するには、アンテナで受信した複数のチャンネルの中から希望するチャンネルをＲＦ周波数から所定の中間周波数（ＩＦ）に周波数変換した後、チャンネルフィルタで希望チャンネル以外の信号を除去して、デジタル的に復調、及び誤り訂正の処理が施される。また、復調の際には、所定の信号レベルが必要になる為、自動利得制御により、ＲＦ及びＩＦブロックの増幅器の利得を制御して、復調器に入力される受信レベルを常に一定のレベルに保っている。
【０００４】
このようなデジタル変調信号の受信に際し、伝送路の様々な条件で発生する妨害による受信障害を低減する必要がある。その中の一つとして、隣接チャンネル妨害があり、希望チャンネルよりそれに隣接するチャンネルの受信レベルが極端に大きい場合、アンプ等で歪が発生して、受信障害を起こしてしまう。
【０００５】
以下、このような隣接チャンネル妨害を低減する従来例について、図８を用いて説明する。
【０００６】
図８は従来の自動利得制御装置の構成を示すブロック図である。図８において、従来の自動利得制御装置は、ＲＦ信号入力端子１００と、ＲＦＡＧＣアンプ１０１と、周波数変換部１０２と、チャンネルフィルタ１０３と、ＩＦＡＧＣアンプ１０４と、ＡＤコンバータ１０５と、復調部１０６と、誤り訂正部１０７と、振幅検出部１０８と、利得制御部１０９と、誤り率検出部１１０と、誤り率保持及び判定部１１１と、カウンタ１１２と、ディレイポイント切り替え部１１３と、を備える。
【０００７】
以下に従来の自動利得制御ならびに、隣接チャンネル検出の動作を説明する。
【０００８】
アンテナで受信したＲＦ信号はＲＦ入力端子１００より入力され、ＲＦＡＧＣアンプ１０１により増幅された後、周波数変換部１０２に入力される。周波数変換部１０２では、複数のチャンネルの中から希望するチャンネルを所定のＩＦ周波数に周波数変換を行い、ＩＦＡＧＣアンプ１０４に出力する。ＩＦＡＧＣアンプ１０４で増幅された信号はチャンネルフィルタ１０３により、希望信号以外の信号が除去されて、ＡＤコンバータ１０５に入力される。ＡＤコンバータ１０５でデジタル化された変調信号は、自動利得制御のために振幅検出部１０９に入力されるとともに、復調部１０６に入力される。復調部１０６では、入力された変調信号に対し、クロック再生、搬送波再生、波形等化、などの処理を施すことによって、送信されたデジタル信号を変調信号から復元する。復調部１０６の出力は誤り訂正部１０７に入力され、伝送路における雑音や妨害信号により誤った送信信号の誤り訂正を行って出力端子１２０より出力する。
【０００９】
振幅検出部１０９では、ＡＤコンバータの出力を入力として、入力信号レベルを検出して、所望のレベルとの誤差を検出して、利得制御部１０９に出力する。利得制御部１０９では、レベル誤差信号の平均化を行った後、その平均化したレベル誤差信号を元にして、ＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１及びＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得制御信号１０１Ｓ、１０４Ｓを生成する。この利得制御信号によって、ＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１とＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得が決定され、復調部１０６に入力される受信信号のレベルが一定に保たれる。
【００１０】
さて、利得制御信号１０１Ｓ、１０４Ｓで決定されるＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１及びＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得は、受信機の対雑音性能及び歪性能を決定するものであり、次にその様子を図９を用いて説明する。
【００１１】
図９（Ａ）は対雑音性能を良好にするためのＲＦ入力端子１００における入力レベルに対するＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１及びＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得、図９（Ｂ）は歪性能を良好にするためのＲＦ入力端子１００における入力レベルに対するＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１及びＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得を示したものである。図９（Ａ）、（Ｂ）において、横軸は入力レベルを示しており、縦軸はＲＦＡＧＣＡＭＰ及びＩＦＡＧＣＡＭＰの利得を示している。
【００１２】
図９（Ａ）においてＲＦ入力端子１００への入力レベルが大きくなると、まずＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得が下げることによって、復調部１０６への入力レベルを一定値にする。更にＲＦ入力端子１００における入力レベルが大きくなり、ある一定値になると、ＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得は一定値に保ち、次はＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１の利得を下げることによって、復調部１０６への入力レベルを一定値にする。このＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４とＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１動作切り替えポイントをディレイポイントと呼ぶ。
【００１３】
図９（Ｂ）は図９（Ａ）に対し、ディレイポイントが小さくした場合であり、ＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１の利得を下げ始めるポイントを低入力レベル化したものである。
【００１４】
さて、図９（Ａ）及び（Ｂ）で示したようにディレイポイントが異なる場合において、ある入力レベルＸの時のＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１及びＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得を比較すると図９（Ｃ）のようになる。ディレイポイントが異なっても、ＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１とＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４との総合利得は同じであるので、ディレイポイントを小さくした図９（Ｂ）の場合では、図９（Ａ）の場合に比べ、ＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１の利得は小さくなり、その代わりＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４の利得は大きくなる。
【００１５】
つまり、図９（Ａ）の場合は前段のＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１の利得が大きいので、雑音指数は小さくなって対雑音性能では有利になるが、隣接チャンネル妨害が大きいとＲＦＡＧＣＡＭＰ１の利得が高すぎて飽和することにより、混変調を発生させ、復調部１０６の復調性能を著しく低下させる。一方、図９（Ｂ）の場合はＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１の利得が小さくなるので、雑音指数は大きくなって対雑音性能では不利になるが、隣接チャンネル妨害が大きくてもＲＦＡＧＣＡＭＰ１の利得が高すぎて飽和することがなくなるため、混変調歪による復調部１０６の復調性能劣化を防ぐことが可能となる。
【００１６】
このように、利得制御部１０９に設定されるディレイポイントにより、復調部１０６の復調性能が左右されることになるのであるが、これを隣接チャンネル信号があるかないかを検出してディレイポイントを適切な値にするために下記に示す動作が行われる。図８において、カウンタ１１２は、所定の間隔でステート信号をディレイポイント切り替え部１１３及び誤り率検出部１１０に供給する。誤り率検出部１１０は誤り訂正部１０７から供給される信号により、誤り率を検出し、カウンタ１１２より供給されるステート信号の示す状態毎に保持する。ディレイポイント切り替え部１１３は、カウンタ１１２より供給されるステート信号の示す状態毎に、異なるディレイポイントの値を利得制御部１０９に設定する。カウンタ１１２が出力したステートが一巡した時点で、その中で最も低い誤り率が低い状態を判定部１１１が判定して、カウンタ１１２に設定することにより、ディレイポイント切り替え部１１３は最も低い誤り率が得られるディレイポイントを利得制御部１０９に設定する。
【００１７】
以上説明したように、従来の自動利得制御装置はディレイポイントの値を変化させ、変化させたディレイポイント値毎に誤り率を検出して、それぞれの誤り率を比較することにより、間接的に隣接チャンネル妨害の存在を推定して、ディレイポイントの設定を行っていた。
【００１８】
しかしながら、上記の方法では、隣接チャンネル検出のために煩雑な制御が必要になるとともに、ある一定時間が必要な誤り率検出を複数回行ったあと、それらを比較して隣接チャンネルの有無を判定していため、判定に時間が掛かる、つまりはチャンネル選局から受信するまでの時間が長くなってしまっていた。
【特許文献１】特開２０００−３１２２３５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
以上の従来例では、隣接チャンネル検出に煩雑な制御が必要になるともに、隣接チャンネル妨害信号等による混変調の低減に時間が掛かる、つまりデジタル変調信号を受信するまでに時間が掛かるという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、隣接チャンネル妨害信号が大きい場合などに発生する混変調を復調後のコンスタレーションより直接的に検出するもので、受信したシンボルのうち、振幅が大きいシンボルの振幅誤差と、振幅が小さいシンボルの振幅誤差とを分けて検出し、それらの差により混変調レベルを検出することを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の混変調検出装置並びに自動利得制御装置は、隣接チャンネル妨害信号が大きい場合などに発生する混変調を復調後のコンスタレーションより直接的に検出するため、隣接チャンネル妨害信号等による混変調の低減を煩雑な制御が不要でかつ、高速に行うことができる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
隣接チャンネル信号等による混変調の低減を高速に実現するという目的を、簡単な回路と制御で実現した。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の自動利得制御装置の実施の形態の一例を示すブロック図であって、図８に示した従来の自動利得制御装置に、混変調検出部５０を追加し、誤り率検出部１１０、判定部１１１、及びカウンタ１１２を削除したもので、その他の構成は図８に示した従来例と同一であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００２４】
復調部１０６の出力は混変調検出部５０に入力され、復調後のコンスタレーションより隣接チャンネル妨害信号等による混変調のレベルを検出する。
【００２５】
混変調はアンプの非直線性により生じるもので、非直線性を有するアンプに入力Ｘを加えたとき、その出力Ｙ（Ｘ）を数式で表現すると、下記の数式１のようになることが分かっている。
【００２６】
（数１）
Ｙ（Ｘ）＝Ｋ０＋Ｋ１Ｘ＋Ｋ２Ｘ２＋Ｋ３Ｘ３＋・・・・＋ＫｎＸｎ
上記、数式１において、アンプとして必要な増幅動作はＫ１Ｘ項のみであるが、その他に入力の２次（Ｋ２Ｘ２）、３次（Ｋ３Ｘ３）の項、等が存在し、これらは２次歪、３次歪と呼ばれる。このようなアンプに数式２で示すような周波数の異なる３つの信号を入力し、上記数式１を展開すると数多くの項が存在する。
【００２７】
（数２）
Ｘ＝Ａｃｏｓ（ａ）＋Ｂｃｏｓ（ｂ）＋Ｃｃｏｓ（ｃ）
いま、数式２における周波数の異なる３つの信号のうち、希望する信号をＡｃｏｓ（ａ）とすると、希望する信号と同じ周波数（ａ）に現れる歪成分は、数式３のように表わされる。
【００２８】
（数３）
（３／２）Ｋ３ＡＢ２ｃｏｓ（ａ）＋（３／２）Ｋ３ＡＣ２ｃｏｓ（ａ）
＝（３／２）Ｋ３Ａ（Ｂ２＋Ｃ２）ｃｏｓ（ａ）
この数式３で示したのが、混変調成分であり、その大きさは希望する信号の振幅Ａと他の信号の振幅の自乗（Ｂ２＋Ｃ２）との積で決まるのが分かる。つまり隣接チャンネル信号妨害が存在すると、その振幅の自乗と希望チャンネル信号の振幅との積で決まる、混変調が現れることになる。
【００２９】
この様子を１６ＱＡＭのコンスタレーション上で模式的に表したのが図４である（便宜上、第一象限のみを示している）。図４において、４つのシンボル（図４中１〜４）の振幅はそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ３で表している。各受信シンボルは本来１点に収束しているはずであるが、混変調があると広がりを持つことになる。その広がり方は、図４に示すように各シンボルの振幅（Ａ１からＡ３）に比例するため、振幅の大きいシンボル（図４では４）ほど、その広がりが大きくなる。
【００３０】
このような混変調による受信シンボルの広がり方を利用して、混変調検出部５０は混変調の大きさを検出する。図２は混変調検出部５０の詳細なブロック図を示したものであり、以下図２を用いて、混変調検出部５０の動作を説明する。
【００３１】
図２において、本発明の混変調検出装置は受信シンボル入力端子１０と、シンボル推定部１１と、振幅誤差検出部１２と、内シンボル振幅誤差抽出部１３と、外シンボル振幅誤差抽出部１４と、第１の振幅誤差平均化部１５と、第２の振幅誤差平均化部１６と、比較部１７と、混変調レベル出力端子１８とを備える。
【００３２】
図１における復調部１０６の出力は受信シンボル入力端子１０より入力され、シンボル推定部１１と、振幅誤差検出部１２にそれぞれ入力される。シンボル推定部１１では、受信シンボルから、それに最も近い送信シンボルを推定して、その推定結果を振幅誤差検出部１２と、内シンボル振幅誤差抽出部１３と、外シンボル振幅誤差抽出部１４と、にそれぞれ出力する。振幅誤差検出部１２では、受信シンボル入力端子１０より入力された受信シンボルと、シンボル推定部１１の出力とを入力して、受信されたシンボルの振幅誤差を検出する。
【００３３】
図５は振幅誤差検出部１２の動作を模式的に示したものであり、振幅誤差検出部１２は、図５において図中●印で示した受信シンボルと、シンボル推定部１１でそれに最も近いと推定された送信シンボル（図中○印で示す）との振幅誤差である「Ｉｅｒｒ＾２＋Ｑｅｒｒ＾２」（但し、ＩｅｒｒはＩ軸方向の振幅誤差、ＱｅｒｒはＱ軸方向の振幅誤差、＾２は２乗を示す）を検出する。振幅誤差検出部１２の出力は、内シンボル振幅誤差抽出部１３と、外シンボル振幅誤差抽出部１４とにそれぞれ入力され、シンボル推定部１１の推定結果に基づいて、内シンボル振幅誤差抽出部１３は内シンボル（振幅が小さいシンボル、図４において１に相当）の振幅誤差を抽出して第１の振幅誤差平均化部１５に出力し、外シンボル振幅誤差抽出部１４は外シンボル（振幅が大きいシンボル、図４において４に相当）の振幅誤差を抽出して、第２の振幅誤差平均化部１６に出力する。第１の振幅誤差平均化部１５は内シンボル振幅誤差抽出部１３の出力を、第２の振幅誤差平均化部１６は外シンボル振幅誤差抽出部１４の出力を平均化して、比較部１７に出力する。
【００３４】
図１０は第１の振幅誤差平均化部１５及び、第２の振幅誤差平均化部１６の出力値を混変調レベルに対してプロットしたものであり、混変調レベルが大きくなるほど、第１の振幅誤差平均化部１５の出力である平均化した内シンボルの振幅誤差と、第２の振幅誤差平均化部１６の出力である平均化した外シンボルの振幅誤差との差が大きくなる。比較部１７は、第１の振幅誤差平均化部１５の出力と第２の振幅誤差平均化部１６の出力とを比較することによって、混変調のレベルを検出して、混変調レベル出力端子１８に出力する。
【００３５】
混変調レベル出力端子１８より出力された混変調レベルは、図１におけるディレイポイント切り替え部１１３に入力される。ディレイポイント切り替え部１１３は検出された混変調レベルに応じたディレイポイントを利得制御部１０９に出力することによって、利得制御部１０９はＲＦＡＧＣＡＭＰ１０１及びＩＦＡＧＣＡＭＰ１０４に対し隣接チャンネル信号レベルに応じた利得配分を行える。
【００３６】
以上のように本発明の混変調検出装置並びに自動利得制御装置は、隣接チャンネル妨害信号が大きい場合などに発生する混変調を復調後のコンスタレーションより直接的に検出するため、隣接チャンネル妨害信号等による混変調の低減を煩雑な制御が不要でかつ、高速に行うことができる。
【００３７】
なお、上記の説明では、振幅誤差検出部１２で検出する振幅誤差として、Ｉ軸方向の振幅誤差（Ｉｅｒｒ）、Ｑ軸方向の振幅誤差（Ｑｅｒｒ）の自乗和としたが、それに限定されるものではなく、単にＩｅｒｒとＱｅｒｒ和、またはｎ乗和でも同様の効果が得られる。
【００３８】
また、上記の説明では１６ＱＡＭを例にとって説明したが、ｎ値ＱＡＭやＶＳＢなどシンボルによって振幅の異なる他の変調方式で同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【００３９】
（実施の形態２）
図３は、本発明の自動利得制御装置の第２の実施の形態の一例を示すブロック図であって、図１に示した実施の形態１に記載した自動利得制御装置における、混変調検出部５０を混変調検出部５０Ａに置き換えたものであり、その他の構成は図１に示した実施の形態１に記載した自動利得制御装置と同一であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００４０】
以下、実施の形態１と異なる混変調検出部５０Ａの動作について、図６を用いて説明する。
【００４１】
図６は混変調検出部５０Ａの詳細を示したブロック図であり、図２で示した実施の形態１に記載した混変調検出部５０に、位相回転部２０を追加したもので、その他の構成は図２に示した実施の形態１に記載した隣接チャンネル検出部５０と同一であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００４２】
さて、受信シンボル入力端子１０より入力された受信シンボルに位相ジッタが含まれると、図１１に示すように、位相方向に受信シンボルに広がりを生じることになる。このように位相ジッタを含んだ受信シンボルは、外シンボルの方が内シンボルよりシンボルの広がりが大きくなり、このような受信シンボルで内シンボルの振幅誤差および外シンボルの振幅誤差を検出した場合、混変調レベルが小さいにも関わらず、内シンボルの振幅誤差と、外シンボルの振幅誤差との差が大きくなり、混変調検出に誤動作が生じてしまう恐れがある。
【００４３】
そこで、図６における振幅誤差検出部１２において検出される、Ｉ軸方向の振幅誤差（Ｉｅｒｒ）、Ｑ軸方向の振幅誤差（Ｑｅｒｒ）を位相回転部２０に入力して、図７に示すように４５度回転させる。そうすることによって、混変調によるシンボルの広がりはＱｅｒｒ軸上、位相雑音によるシンボルの広がりはＩｅｒｒ軸上に分かれて分布する。そこで、Ｑｅｒｒのみを選択して、振幅誤差検出部１２に戻し、振幅誤差検出部１２は混変調による振幅誤差としてＱｅｒｒ２を、内シンボル振幅誤差抽出部１３と、外シンボル振幅誤差抽出部１４とにそれぞれ出力する。なお、位相回転部２０が振幅誤差検出部１２に出力する振幅誤差は上記のように、第１象限では４５度位相回転後のＱ軸方向の振幅誤差（Ｑｅｒｒ）であったが、第２、第４象限では４５度位相回転後のＩ軸方向の振幅誤差（Ｉｅｒｒ）、第３象限では４５度位相回転後のＱ軸方向の振幅誤差（Ｑｅｒｒ）になる。
【００４４】
以上のように本発明の混変調検出装置並びに自動利得制御装置は、受信シンボルに位相ジッタが存在する場合でも誤動作することなく、隣接チャンネル妨害信号が大きい場合などに発生する混変調を復調後のコンスタレーションより直接的に検出するため、隣接チャンネル妨害信号等による混変調の低減を煩雑な制御が不要でかつ、高速に行うことができる。
【００４５】
なお、上記の説明では、振幅誤差検出部１２で検出する振幅誤差として、Ｉ軸方向の振幅誤差（Ｉｅｒｒ）、Ｑ軸方向の振幅誤差（Ｑｅｒｒ）の自乗和としたが、それに限定されるものではなく、単にＩｅｒｒとＱｅｒｒ和、またはｎ乗和でも同様の効果が得られる。
【００４６】
また、上記の説明では１６ＱＡＭを例にとって説明したが、ｎ値ＱＡＭやＶＳＢなどシンボルによって振幅の異なる他の変調方式で同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明は、ｎ値ＱＡＭやＶＳＢなどシンボルによって振幅の異なる振幅変調を用いたものであれば、隣接チャンネル妨害信号が大きい場合などに発生する混変調を復調後のコンスタレーションより直接的に検出するため、デジタル放送受信だけではなく、携帯電話などのデジタル通信等でも利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る自動利得制御装置のブロック図
【図２】本発明の第１の実施形態に係る混変調検出装置のブロック図
【図３】本発明の第２の実施形態に係る自動利得制御装置のブロック図
【図４】混変調がある場合の受信シンボル広がりの様子を示した図
【図５】受信シンボルの振幅誤差検出方法を模式的に示した図
【図６】本発明の第２の実施形態に係る混変調検出装置のブロック図
【図７】受信シンボルの振幅誤差の位相回転を模式的に示した図
【図８】従来例の自動利得制御装置のブロック図
【図９】ＲＦＡＧＣＡＭＰ及びＩＦＡＧＣＡＭＰの利得配分について説明した図
【図１０】振幅が小さいシンボルの平均化振幅誤差及び、振幅が大きいシンボルの振幅平均化誤差を混変調レベルに対してプロットした図
【図１１】位相ジッタがある場合の受信シンボル広がりの様子を示した図
【符号の説明】
【００４９】
１０    受信シンボル入力端子
１１    シンボル推定部
１２    振幅誤差検出部
１３    内シンボル振幅誤差抽出部
１４    外シンボル振幅誤差抽出部
１５    第１の振幅誤差平均化部
１６    第２の振幅誤差平均化部
１７    比較部
１８    混変調レベル出力端子
２０    位相回転部
５０、５０Ａ    混変調検出部
【図１】
2005269027.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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