(57)【要約】【課題】  消費電流を低減しつつ、歪み特性の劣化も防止する、また、妨害波が大きいときに消費電流が増大することなく歪特性が改善される高周波可変利得増幅装置を提供することを目的とする。【解決手段】  高周波可変利得増幅装置１００は、制御装置２００からの制御信号に応じて、インピーダンスを可変して増幅器１０１の利得を調整できるフィードバック回路１０３と、増幅器１０１の消費電流を調整できる消費電流調整回路１０２とを備える。制御装置２００は、入力電力レベルと妨害波の電力レベルとに基づいて、フィードバックインピーダンスと消費電流とを制御する。入力電力レベルが所定値を超えている場合、制御装置２００は、フィードバックインピーダンスを小さくして、フィードバック信号の量を多くすることによって、増幅器１０１を低利得動作とし、歪み特性の劣化を防ぎ、消費電流を小さくする。【選択図】  図１
2005057745.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部からの制御信号に応じて利得を変化させて、入力される高周波信号を増幅するための高周波可変利得増幅装置であって、
前記高周波信号を増幅するための増幅器と、
前記制御信号に応じてインピーダンスが変化し、前記増幅器の出力信号を前記増幅器の入力側に帰還させるフィードバック回路と、
前記制御信号に応じて、前記増幅器の消費電流を調整する消費電流調整回路とを備える、高周波可変利得増幅装置。
【請求項２】
前記フィードバック回路は、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超えていることを示す制御信号が入力された場合、フィードバックインピーダンスが大きくなるようにインピーダンスを変化させ、前記希望波電力レベルの大きさが前記希望波所定値を超えていないことを示す制御信号が入力された場合、フィードバックインピーダンスが小さくなるようにインピーダンスを変化させ、
前記消費電流調整回路は、前記希望波電力レベルの大きさが前記希望波所定値を超える状況において、妨害波電力レベルの大きさが妨害波所定値を超えていることを示す制御信号が入力された場合、歪み特性が劣化しないように消費電流を調整し、前記妨害波電力レベルの大きさが前記妨害波所定値を超えていないことを示す制御信号が入力された場合、消費電流が低減されるように調整することを特徴とする、請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項３】
さらに、希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えていることを示す制御信号が入力された場合、前記増幅器をオフ動作するためのオフ回路と、
希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えていることを示す制御信号が入力された場合、前記高周波信号を減衰させて前記増幅器の出力側に迂回させるバイパス回路とを備える、請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項４】
内蔵されている増幅器の消費電流、および前記増幅器の出力信号を前記増幅器の入力側へ帰還させるためのフィードバック回路のインピーダンスが調整可能な高周波可変利得増幅装置を制御するための制御装置であって、
前記高周波可変利得増幅装置に入力される高周波信号における希望波電力レベルを検出する希望波電力レベル検出手段と、
前記高周波可変利得増幅装置からの出力信号における妨害波の妨害波電力レベルを検出する妨害波電力レベル検出手段と、
前記希望波電力レベル検出手段が検出した前記希望波電力レベルの大きさに応じて、前記高周波可変利得増幅装置におけるフィードバックインピーダンスを制御するフィードバックインピーダンス制御手段と、
前記妨害波電力レベル判断手段が検出した前記妨害波電力レベルの大きさに応じて、前記高周波可変利得増幅装置における消費電流を制御する消費電流制御手段とを備え、
前記フィードバックインピーダンス制御手段は、
前記希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超えている場合、フィードバックインピーダンスが大きくなるように前記高周波可変利得増幅装置を制御し、
前記希望波電力レベルの大きさが前記希望波所定値を超えていない場合、フィードバックインピーダンスが小さくなるように前記高周波可変利得増幅装置を制御し、
前記消費電流制御手段は、前記希望波電力レベルの大きさが前記希望波所定値を超える状況において、
前記妨害波電力レベルの大きさが妨害波所定値を超えている場合、歪み特性が劣化しないように消費電流が減るよう前記高周波可変利得増幅装置を制御し、
前記妨害波電力レベルの大きさが前記妨害波所定値を超えていない場合、消費電流が低減するように前記高周波可変利得増幅装置を制御する、制御装置。
【請求項５】
さらに、前記希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えている場合、前記高周波可変利得増幅装置をオフ動作とさせるオフ手段と、
前記希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えている場合、入力信号を減衰させて前記増幅器の出力側に迂回させるバイパス手段を備える、請求項４に記載の制御装置。
【請求項６】
前記フィードバック回路は、互いに並列に接続されており、インピーダンスが相異なる複数のインピーダンス回路を含み、
各前インピーダンス回路は、前記制御信号に応じて、オンオフ制御されるスイッチ回路を有する請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項７】
各前記インピーダンス回路は、互いに並列に接続される抵抗器とコンデンサとからなり、
各前記インピーダンス回路における前記抵抗器の抵抗値は、相異なっており、
前記抵抗器とコンデンサとの並列回路によって、フィードバック信号の位相が反転されることを特徴とする、請求項６に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項８】
各前記スイッチ回路は、前記インピーダンス回路の両端に接続されている二つのスイッチからなり、
各前記二つのスイッチは、前記制御信号に応じて、同時にオンオフすることを特徴とする、請求項６に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項９】
前記フィードバック回路は、可変容量ダイオードからなり、
可変容量ダイオードの逆バイアス電圧を調整することによって、フィードバックインピーダンスが調整されることを特徴とする、請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項１０】
前記増幅器は、第１および第２のバイポーラトランジスタを有し、
前記第１のバイポーラトランジスタのコレクタと前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタとが接続され、前記第１のバイポーラトランジスタのベースに入力信号が入力され、前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタから出力信号が出力されることを特徴とする、請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項１１】
前記消費電流調整回路は、互いに並列に接続されており、インピーダンスが相異なる複数のインピーダンス回路を含み、
各前記インピーダンス回路は、前記制御信号に応じて、オンオフ制御されるスイッチ回路を有する、請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
【請求項１２】
外部からの制御信号に応じて利得を変化させて、入力される高周波信号の周波数を変換するための高周波可変利得周波数変換装置であって、
前記高周波信号の周波数を変換するための周波数変換器と、
前記制御信号に応じてインピーダンスが変化し、前記周波数変換器の出力信号を入力側に帰還させるフィードバック回路と、
前記制御信号に応じて、前記周波数変換器の消費電流を調整する消費電流調整回路とを備える、高周波可変利得周波数変換装置。
【請求項１３】
高周波信号を受信する通信機器であって、
アンテナで受信した高周波信号を増幅して出力する高周波可変利得増幅装置を備え、
前記高周波可変利得増幅装置は、請求項１〜３のいずれかに記載の高周波可変利得増幅装置であることを特徴とする、通信機器。
【請求項１４】
さらに、前記高周波可変利得増幅装置からの出力信号を周波数変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器からの出力信号の利得を変化させて、一定のレベルに調整する可変利得増幅装置とを備える、請求項１３に記載の通信機器。
【請求項１５】
高周波信号を受信する通信機器であって、
アンテナで受信した高周波信号を増幅して出力する高周波可変利得増幅装置と、
前記高周波可変利得増幅装置からの出力信号を周波数変換する高周波可変利得周波数変換装置とを備え、
前記高周波可変利得周波数変換装置は、請求項１２に記載の高周波可変利得周波数変換装置であることを特徴とする、通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波可変利得増幅装置、制御装置、高周波可変利得周波数変換装置、および通信機器に関し、より特定的には、低利得動作時における歪み特性の劣化を低減するための高周波可変利得増幅装置、制御装置、高周波可変利得周波数変換装置、および通信機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話器に代表される無線通信システムの受信機器において、微弱な希望波信号を受信する場合、初段増幅器には、低雑音特性および高利得特性が要求される。また、大きな希望波信号を受信する場合、初段増幅器には、低利得特性および低歪み特性が要求される。特に近年の移動体通信では、基地局と端末との間の距離の関係に応じて、受信時の電界強度が大きく変化することがあるので、受信機器には大きなダイナミックレンジが必要となる。したがって、受信フロントエンド部の低雑音増幅器には、利得制御機能が必要となる。
【０００３】
このような利得制御機能を有する従来の増幅装置では、消費電流を増減することによって、利得を可変していた（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図１７は、特許文献１に開示されている利得制御機能を持つ従来の受信回路９００の構成を示す図である。図１７に示すように、受信回路９００は、増幅素子９０１と、定インピーダンス素子９０２，９０３と、定インピーダンス素子９０２に並列に接続された可変抵抗器９０４とを備える。受信信号レベルが過大である場合、受信回路９００は、可変抵抗器９０４の抵抗値を大きくして、消費電流を減少させることによって、利得を低減する。これにより、同じ入力電力に対して出力電力が低下することとなるので、３次相互変調歪み（ＩＭ３）が低減することとなる。
【特許文献１】特開２００２−０１６４６２号公報
【特許文献２】特開２００２−５３６８５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このように、従来の受信回路では、ＩＭ３を低減するために消費電流を低減していた。しかし、消費電流を低減することによって受信回路が低利得となり、希望波信号の利得も低下してしまうこととなる。結果、ＩＭ３と希望波信号とを相対的に比較した場合の歪み特性（たとえば、ＩＰ３（３次インターセプトポイント：３ｒｄ  Ｏｄｒｅｒ  Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ  Ｐｏｉｎｔ））が劣化することとなる。
【０００６】
図１８Ａ，Ｂは、従来の受信回路において、消費電流の低減と共に、ＯＩＰ３（３ｒｄ  Ｏｄｒｅｒ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ  Ｐｏｉｎｔ）が低下する様子を示した図である。図１８Ａにおけるａ点からｂ点への遷移に示すように、従来の受信回路では、消費電流を低減させることによって、利得を低減させていた。しかし、図１８Ｂにおけるａ点からｂ点への遷移に示すように、単に、消費電流を低減させただけでは、ＯＩＰ３が低下してしまう。したがって、入力電力レベルが大きくなってくると３次歪みも大きくなってしまい、３次歪みが支配的となってしまう。このように、従来の受信回路には、消費電流を低減させることによって、利得は低減するが、歪み特性が劣化してしまうという問題があり、消費電流の低減と歪み特性の劣化の防止とは、両立し得ないものであった。
【０００７】
同様の問題が、増幅素子を含む高周波可変利得周波数変換装置にもあった。
【０００８】
それゆえ、本発明の目的は、消費電流を低減しつつ、歪み特性の劣化も防止できる高周波可変利得増幅装置、制御装置、高周波可変利得周波数変換装置、および通信機器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明は、以下のような特徴を有している。本発明は、外部からの制御信号に応じて利得を変化させて、入力される高周波信号を増幅するための高周波可変利得増幅装置であって、高周波信号を増幅するための増幅器と、制御信号に応じてインピーダンスが変化し、増幅器の出力信号を増幅器の入力側に帰還させるフィードバック回路と、制御信号に応じて、増幅器の消費電流を調整する消費電流調整回路とを備える。
【００１０】
好ましくは、フィードバック回路は、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超えていることを示す制御信号が入力された場合、フィードバックインピーダンスが大きくなるようにインピーダンスを変化させ、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超えていないことを示す制御信号が入力された場合、フィードバックインピーダンスが小さくなるようにインピーダンスを変化させ、消費電流調整回路は、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超える状況において、妨害波電力レベルの大きさが妨害波所定値を超えていることを示す制御信号が入力された場合、歪み特性が劣化しないように消費電流を調整し、妨害波電力レベルの大きさが妨害波所定値を超えていないことを示す制御信号が入力された場合、消費電流が低減されるように調整するとよい。
【００１１】
さらに、希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えていることを示す制御信号が入力された場合、増幅器をオフ動作するためのオフ回路と、高周波信号を減衰させて増幅器の出力側に迂回させるバイパス回路とを備えるとよい。
【００１２】
たとえば、フィードバック回路は、互いに並列に接続されており、インピーダンスが相異なる複数のインピーダンス回路を含み、各前インピーダンス回路は、制御信号に応じて、オンオフ制御されるスイッチ回路を有するとよい。
【００１３】
たとえば、各インピーダンス回路は、互いに並列に接続される抵抗器とコンデンサとからなり、各インピーダンス回路における抵抗器の抵抗値は、相異なっており、抵抗器とコンデンサとの並列回路によって、フィードバック信号の位相が反転されるとよい。
【００１４】
たとえば、各スイッチ回路は、インピーダンス回路の両端に接続されている二つのスイッチからなり、各二つのスイッチは、制御信号に応じて、同時にオンオフするとよい。
【００１５】
たとえば、フィードバック回路は、可変容量ダイオードからなり、可変容量ダイオードの逆バイアス電圧を調整することによって、フィードバックインピーダンスが調整されるとよい。
【００１６】
たとえば、増幅器は、第１および第２のバイポーラトランジスタを有し、第１のバイポーラトランジスタのコレクタと第２のバイポーラトランジスタのエミッタとが接続され、第１のバイポーラトランジスタのベースに入力信号が入力され、第２のバイポーラトランジスタのコレクタから出力信号が出力されるとよい。
【００１７】
たとえば、消費電流調整回路は、互いに並列に接続されており、インピーダンスが相異なる複数のインピーダンス回路を含み、各インピーダンス回路は、制御信号に応じて、オンオフ制御されるスイッチ回路を有するとよい。
【００１８】
また、本発明は、内蔵されている増幅器の消費電流、および増幅器の出力信号を増幅器の入力側へ帰還させるためのフィードバック回路のインピーダンスが調整可能な高周波可変利得増幅装置を制御するための制御装置であって、高周波可変利得増幅装置に入力される高周波信号における希望波電力レベルを検出する希望波電力レベル検出手段と、高周波可変利得増幅装置からの出力信号における妨害波の妨害波電力レベルを検出する妨害波電力レベル検出手段と、希望波電力レベル検出手段が検出した希望波電力レベルの大きさに応じて、高周波可変利得増幅装置におけるフィードバックインピーダンスを制御するフィードバックインピーダンス制御手段と、妨害波電力レベル判断手段が検出した妨害波電力レベルの大きさに応じて、高周波可変利得増幅装置における消費電流を制御する消費電流制御手段とを備え、フィードバックインピーダンス制御手段は、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超えている場合、フィードバックインピーダンスが大きくなるように高周波可変利得増幅装置を制御し、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超えていない場合、フィードバックインピーダンスが小さくなるように高周波可変利得増幅装置を制御し、消費電流制御手段は、希望波電力レベルの大きさが希望波所定値を超える状況において、妨害波電力レベルの大きさが妨害波所定値を超えている場合、歪み特性が劣化しないように消費電流が減るよう高周波可変利得増幅装置を制御し、妨害波電力レベルの大きさが妨害波所定値を超えていない場合、消費電流が低減するように高周波可変利得増幅装置を制御する。
【００１９】
好ましくは、さらに、希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えている場合、高周波可変利得増幅装置をオフ動作とさせるオフ手段と、希望波電力レベルの大きさが所定の許容範囲を超えている場合、入力信号を減衰させて出力側に迂回させるバイパス手段を備えるとよい。
【００２０】
また、本発明は、外部からの制御信号に応じて利得を変化させて、入力される高周波信号の周波数を変換するための高周波可変利得周波数変換装置であって、高周波信号の周波数を変換するための周波数変換器と、制御信号に応じてインピーダンスが変化し、周波数変換器の出力信号を入力側に帰還させるフィードバック回路と、制御信号に応じて、周波数変換器の消費電流を調整する消費電流調整回路とを備えるとよい。
【００２１】
また、本発明は、高周波信号を受信する通信機器であって、アンテナで受信した高周波信号を増幅して出力する高周波可変利得増幅装置を備え、高周波可変利得増幅装置は、上記の高周波可変利得増幅装置であるとよい。
【００２２】
さらに、上記通信機器は、高周波可変利得増幅装置からの出力信号を周波数変換する周波数変換器と、周波数変換器からの出力信号の利得を変化させて、一定のレベルに調整する可変利得増幅装置とを備えるとよい。
【００２３】
また、本発明は、高周波信号を受信する通信機器であって、アンテナで受信した高周波信号を増幅して出力する高周波可変利得増幅装置と、高周波可変利得増幅装置からの出力信号を周波数変換する高周波可変利得周波数変換装置とを備え、高周波可変利得周波数変換装置は、上記の高周波可変利得周波数変換装置である。
【発明の効果】
【００２４】
本発明に係る高周波可変利得増幅装置、高周波可変利得周波数変換装置、および制御装置を用いると、フィードバックインピーダンスを調整することによって、フィードバック信号の量を調整し、増幅器の利得を調整することができる。フィードバックインピーダンスを大きくして利得を低減することによって、歪み特性が向上する。したがって、利得が低減している間に消費電流を低減しても歪み特性が劣化しないこととなる。ゆえに、消費電流を低減しつつ、歪み特性の劣化を防止できる高周波利得増幅装置が提供されることとなる。また、消費電流を増加させることなく歪特性が改善できる高周波利得増幅装置が提供されることになる。
【００２５】
また、高周波可変利得増幅装置にバイパス回路をさらに備えることによって、入力電力レベルが許容範囲を超えると、出力側に入力信号が迂回することとなるので、強入力による飽和が原因の歪みの発生を防止することができる。
【００２６】
フィードバック回路は、インピーダンスが相異なる並列に接続された複数のインピーダンス回路とスイッチとによって構成されることにより、スイッチを選択的にオンすることで、フィードバック回路のインピーダンスを調整することができる。また、インピーダンス回路に並列接続されたコンデンサと抵抗器とを用いることによって、フィードバック信号の位相を反転させることができ、妨害波をキャンセルすることができる。また、インピーダンス回路を二つのスイッチの間に配置することによって、熱雑音による影響を低減することができる。また、フィードバック回路を可変容量ダイオードを用いて構成することにより、フィードバックインピーダンスを細かく調整することができる。
【００２７】
増幅器にカスコード接続された第１および第２のバイポーラトランジスタを用いることにより、高周波信号の増幅が可能となる。また、第２のバイポーラトランジスタのベース電位をほぼ０にすると、第１のバイポーラトランジスタに強入力電界の信号が入力されても、第２のバイポーラトランジスタを動作させないことができる。
【００２８】
消費電流調整回路は、インピーダンスが相異なる並列に接続された複数のインピーダンス回路とスイッチとによって構成されることにより、スイッチを選択的にオンすることで、結果、増幅器の消費電流を調整することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る増幅回路１の構成を示すブロック図である。図１において、増幅回路１は、いわゆるヘテロダイン方式のシステムであって、高周波可変利得増幅装置１００と、制御装置２００と、周波数変換器３００と、チャネル選択フィルタ４００とを備える。
【００３０】
高周波可変利得増幅装置１００は、入力信号を増幅して出力する。制御装置２００は、希望波の電力レベルおよび妨害波の電力レベルに基づいて、高周波可変利得増幅装置１００における消費電流および利得を制御する。周波数変換器３００は、高周波可変利得増幅装置１００から出力される増幅後の信号の周波数を変換して出力する。チャネル選択フィルタ４００は、周波数変換器３００から出力される信号の内、希望波を選択して通過させ、妨害波を減衰させる帯域制限フィルタである。
【００３１】
高周波可変利得増幅装置１００は、入力端子Ｐ１と、出力端子Ｐ２と、増幅器１０１と、消費電流調整回路１０２と、フィードバック回路１０３とを含む。増幅器１０１は、トランジスタ等からなっており、入力信号を増幅するための回路である。消費電流調整回路１０２は、制御装置２００から出力される制御信号に応じて、増幅器１０１における消費電流を調整するための回路である。フィードバック回路１０３は、増幅器１０１の出力信号を入力側へフィードバックするための回路である。以下、フィードバック回路１０３のインピーダンスをフィードバックインピーダンスということにする。フィードバック回路１０３は、制御装置２００から出力される制御信号に応じて、フィードバックインピーダンスを調整する。これによって、高周波可変利得増幅装置１００の利得が制御される。
【００３２】
制御装置２００は、制御回路２０１と、第１の電力検出装置２０２と、第２の電力検出装置２０３とを含む。第１の電力検出装置２０２は、入力信号の電力レベルを検出するための装置である。第１の電力検出装置２０２で検出される電力レベルは、高周波可変利得増幅装置１００の入力端における希望波の電力レベルと妨害波の電力レベルとの和である。第２の電力検出装置２０３は、高周波可変利得増幅装置１００の出力側の電力を検出するための装置である。第２の電力検出装置２０３で検出される電力レベルは、高周波可変利得増幅装置１００で増幅された希望波の電力レベルとチャネル選択フィルタ４００で減衰された妨害波の電力レベルとの和である。
【００３３】
制御回路２０１は、第１および第２の電力検出装置２０２，２０３が検出した電力レベルに基づいて、高周波可変利得増幅装置１００の入力端における希望波の絶対値および高周波可変利得増幅装置１００の出力側における妨害波の絶対値を計算する。制御回路２０１は、この計算結果に基づいて、消費電流を制御するための制御信号を消費電流調整回路１０２に送り、フィードバックインピーダンスを制御するための制御信号をフィードバック回路１０３に送って、高周波可変利得増幅装置１００における消費電流および利得を制御する。
【００３４】
図２は、フィードバック回路１０３の内部構成を示す回路図である。図２において、フィードバック回路１０３は、第１および第２のスイッチ１１３ａ，１１３ｂと、第１および第２の抵抗器１２３ａ，１２３ｂとを有する。第１のスイッチ１１３ａと第１の抵抗器１２３ａとは、直列に接続され、一つのインピーダンス回路を構成する。第２のスイッチ１１３ｂと第２の抵抗器１２３ｂとは、直列に接続され、一つのインピーダンス回路を構成する。これらのインピーダンス回路は、互いに並列に接続されている。端子Ｐ３は、増幅器１０１の入力側に接続される。端子Ｐ４は、増幅器１０１の出力側に接続される。ここで、第１の抵抗器１２３ａのインピーダンス値は、第２の抵抗器１２３ｂのインピーダンス値よりも小さいと想定する。
【００３５】
制御回路２０１は、第１および第２のスイッチ１１３ａ，１１３ｂのオンオフを制御することによって、フィードバック回路１０３全体のインピーダンス（フィードバックインピーダンス）を調整する。フィードバックインピーダンスは、三つの段階に調整可能である。以下、第一段階のフィードバックインピーダンスが最も大きく、第二段階、第三段階の順に小さくなるものとする。
【００３６】
フードバックインピーダンスを最大の第一段階にしたい場合、制御回路２０１は、スイッチ制御端子Ｐ６に信号を送って第１のスイッチ１１３ａをオフにすると共に、スイッチ制御端子Ｐ７に信号を送って第２のスイッチ１１３ｂもオフにする。これにより、フィードバック回路１０３全体のインピーダンスは、増幅器１０１の入力インピーダンスに対して非常に大きくなる。よって、増幅器１０１の出力側から入力側への帰還信号（以下、フィードバック信号という）がほとんどなくなるので、増幅器１０１の利得が最も大きくなる。このときの利得をＧ１とする。
【００３７】
フードバックインピーダンスを第一段階から中間の第二段階にしたい場合、制御回路２０１は、スイッチ制御端子Ｐ６に信号を送って第１のスイッチ１１３ａをオフにすると共に、スイッチ制御端子Ｐ７に信号を送って第２のスイッチ１１３ｂをオンにする。これにより、フィードバック回路１０３全体のインピーダンスは、第２の抵抗器１２３ｂのインピーダンスのみとなる。よって、第一段階に比べて、インピーダンスが小さくなるので、フィードバック信号の量が増え、増幅器１０１の利得が低下する。このときの利得をＧ２とする。Ｇ２＜Ｇ１である。
【００３８】
フードバックインピーダンスを第二段階から最小の第三段階にしたい場合、制御回路２０１は、スイッチ制御端子Ｐ６に信号を送って第１のスイッチ１１３ａをオンにすると共に、スイッチ制御端子Ｐ７に信号を送って第２のスイッチ１１３ｂをオフにする。これにより、フィードバック回路１０３全体のインピーダンスは、第１の抵抗器１２３ａのインピーダンスのみとなる。よって、第二段階に比べて、インピーダンスが小さくなるので、フィードバック信号の量が増え、増幅器１０１の利得が低下する。このときの利得をＧ３とする。Ｇ３＜Ｇ２＜Ｇ１である。
【００３９】
図３は、増幅器１０１および消費電流調整回路１０２の内部構成を示す回路図である。図３において、増幅器１０１は、第１のバイポーラトランジスタＴ１と、第２のバイポーラトランジスタＴ２と、接地用コンデンサＣＳとを有する。第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースは、入力端子Ｐ１に接続される。第１のバイポーラトランジスタＴ１のエミッタは、接地される。第１のバイポーラトランジスタＴ１のコレクタは、第２のバイポーラトランジスタＴ２のエミッタと接続される。第２のバイポーラトランジスタＴ２のコレクタは、出力端子Ｐ２と接続される。第２のバイポーラトランジスタＴ２のベースは、接地用コンデンサＣＳを介して高周波的に接地される。このように、第１のバイポーラトランジスタＴ１と第２のバイポーラトランジスタＴ２とは、カスコード接続されている。
【００４０】
なお、第１のバイポーラトランジスタＴ１と第２のバイポーラトランジスタＴ２のうち、少なくとも１つを電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）としてもよい。
【００４１】
図３において、消費電流調整回路１０２は、第３のバイポーラトランジスタＴ３と、第４のバイポーラトランジスタＴ４と、第１〜第４の抵抗器Ｒ１〜Ｒ４と、第１のコンデンサＣ１と、第１〜第３のＤＣスイッチＳ１〜Ｓ３とを有する。ここでは、第２の抵抗器Ｒ２の抵抗値は、第３の抵抗器Ｒ３の抵抗値よりも大きいと想定する。
【００４２】
第１の抵抗器Ｒ１の一端は、第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースと接続される。その他端は、第４の抵抗器Ｒ４の一端および第４のバイポーラトランジスタＴ４のエミッタと接続される。第４の抵抗器Ｒ４の他端は、第３のバイポーラトランジスタＴ３のベースと接続される。第３のバイポーラトランジスタＴ３のエミッタは、接地される。第３のバイポーラトランジスタＴ３のコレクタとエミッタとの間には、第１のコンデンサＣ１と第１のＤＣスイッチＳ１とがそれぞれ並列に接続される。第３のバイポーラトランジスタＴ３のコレクタは、第４のバイポーラトランジスタＴ４のベースと接続される。第３のバイポーラトランジスタＴ３のコレクタと電源端子Ｐ５との間には、第２の抵抗器Ｒ２および第２のＤＣスイッチＳ２からなる直列回路と第３の抵抗器Ｒ３および第３のＤＣスイッチＳ３からならなる直列回路とが並列に接続される。第１〜第３のＤＣスイッチＳ１〜Ｓ３は、たとえば、ｎチャネルＦＥＴからなるスイッチである。第４のバイポーラトランジスタＴ４のエミッタは、第１の抵抗器Ｒ１と第４の抵抗器Ｒ４との間に接続される。第４のバイポーラトランジスタＴ４のコレクタは、電源端子Ｐ５に接続される。なお、フィードバック回路１０３の端子Ｐ３は、入力端子Ｐ１と第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースとの間に接続される。端子Ｐ４は、出力端子Ｐ２と第２のバイポーラトランジスタＴ２のコレクタとの間に接続される。
【００４３】
制御回路２０１は、第２および第３のＤＣスイッチＳ２，Ｓ３のオンオフを制御することによって、増幅器１０１における消費電流を調整する。消費電流は、三つの段階に調整可能である。以下、第一段階の消費電流が最も大きく、第二段階、第三段階の順に小さくなるものとする。なお、初期状態では、消費電流は第二段階であるとする。また、第１のＤＣスイッチＳ１は、オフとなっている。なお、第１のＤＣスイッチＳ１はなくてもよい。
【００４４】
消費電流を最大の第一段階にしたい場合、制御回路２０１は、第２のＤＣスイッチＳ２をオンにすると共に、第３のＤＣスイッチＳ３もオンにする。これにより、第２および第３の抵抗器Ｒ２，Ｒ３からなる並列回路のインピーダンスが、それぞれの単体のインピーダンス値よりも小さくなる。インピーダンス値が小さくなることによって、第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースに流れる電流量が大きくなるので、増幅器１０１の消費電流を大きくすることができる。
【００４５】
消費電流を第一段階から中間の第二段階にしたい場合、制御回路２０１は、第２のＤＣスイッチＳ２をオフにすると共に、第３のＤＣスイッチＳ３をオンにする。これにより、第２および第３の抵抗器Ｒ２，Ｒ３からなる並列回路全体のインピーダンスは、第３の抵抗器Ｒ３のインピーダンスのみとなる。よって、第一段階に比べて、インピーダンスが大きくなるので、第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースに流れる電流量が小さくなる。よって、増幅器１０１の消費電流を小さくすることができる。
【００４６】
消費電流を第二段階から最小の第三段階にしたい場合、制御回路２０１は、第２のＤＣスイッチＳ２をオンにすると共に、第３のＤＣスイッチＳ３をオフにする。これにより、第２および第３の抵抗器Ｒ２，Ｒ３からなる並列回路全体のインピーダンスは、第２のＤＣ抵抗器Ｓ２のインピーダンスのみとなる。よって、第二段階に比べて、インピーダンスが大きくなるので、第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースに流れる電流量が小さくなる。よって、増幅器１０１の消費電流を小さくすることができる。
【００４７】
図４は、第１の実施形態における制御回路２０１の動作を示すフローチャートである。図５Ａは、図４に示すフローに従って制御された場合の増幅器１０１の利得の遷移を示す図である。図５Ｂは、図４に示すフローに従って制御された場合の増幅器１０１のＯＩＰ３の遷移を示す図である。なお、図５Ａ，Ｂにおいては、図１８Ａ，Ｂに示した従来の回路との違いが理解できるように、従来の回路の利得およびＯＩＰ３をｂ点として示している。また、図５Ａ，Ｂにおいて、フィードバックインピーダンスの第一〜第三段階を、ＦＩ１、ＦＩ２、ＦＩ３と表し、フィードバックインピーダンスの大小もあわせて記載してある。以下、図４および図５Ａ，Ｂを参照しながら、高周波可変利得増幅装置１００の制御方法について説明する。
【００４８】
まず、制御回路２０１は、第１の電力検出装置２０２が検出した入力側での電力レベル、第２の電力検出装置２０３が検出した出力側での電力レベル、増幅器１０１の増幅率、およびチャネル選択フィルタ４００の減衰率に基づいて、入力側での希望波の電力レベルを算出する。具体的には、制御回路２０１は、入力側での電力レベルに増幅率および減衰率を乗算し、出力側での電力レベルから乗算結果を減算して妨害波の電力レベルを算出し、算出した妨害波の電力レベルに増幅率の逆数および減衰率の逆数を乗算して、入力側での妨害波の電力レベルを逆算し、入力側での電力レベルから逆算された妨害波の電力レベルを減算することによって、入力側での希望波の電力レベルを検出する。そして、制御回路２０１は、算出した入力側での希望波の電力レベルが所定値ｔ１以内であるか否かを判断する（ステップＳ１０１）。所定値ｔ１のことを第１の希望波所定値ということにする。所定値ｔ１以内である場合、受信信号は高利得で増幅されなければならないので、制御回路２０１は、増幅器１０１の利得が大きくなるように、フィードバック回路１０３を制御する（ステップＳ１０２）。
【００４９】
なお、入力側に希望波のみを通過するフィルタを設けて、第１の電力検出装置２０２が、フィルタを通過する信号の電力レベルを求めることによって、希望波の電力レベルが求められてもよい。
【００５０】
ステップＳ１０２において、具体的には、制御回路２０１は、フィードバックインピーダンスが最小の第三段階となるように、フィードバック回路１０３の第１および第２のスイッチ１１３ａ，１１３ｂをオフにするための制御信号を、スイッチ制御端子Ｐ６およびＰ７に送る。これにより、増幅器１０１の利得がＧ１となる。このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、図５Ａ，Ｂに示すａ点である。
【００５１】
次に、制御回路２０１は、第２の電力検出装置２０３が検出した出力側の電力レベルから、ステップＳ１０１で算出した希望波の入力電力レベルに増幅器１０１の増幅率を乗算した値を差し引いて、出力側での妨害波（代表的には、３次相互変調歪み（ＩＭ３）のことをいう）の電力レベルを計算し、計算結果が所定値Ｅ１を超えるか否かを判断する（ステップＳ１０３）。所定値Ｅ１のことを第１の妨害波所定値ということにする。
【００５２】
妨害波の電力レベルが所定値Ｅ１を超える場合、歪み特性を改善するために、制御回路２０１は、増幅器１０１における消費電流が増大するように、消費電流調整回路１０２を制御して（ステップＳ１０４）、ステップＳ１０１の動作に戻る。
【００５３】
ステップＳ１０４において、具体的には、制御回路２０１は、消費電流が第一段階となるように、消費電流調整回路１０２の第２および第３のスイッチＳ２，Ｓ３の両方をオンにする。これにより、増幅器１０１の消費電流が増大するので、歪み特性を向上させることができる。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｇ点である。図５Ａ，Ｂに示すように、消費電流の増加に伴って利得およびＯＩＰ３が大きくなっていることが分かる。
【００５４】
一方、妨害波のレベルが所定値Ｅ１を超えていない場合、制御回路２０１は、そのまま消費電流が一定に保たれるように、消費電流調整回路１０２を制御し（ステップＳ１０５）、ステップＳ１０１の動作に戻る。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ａ点のままである。具体的には、制御回路２０１は、消費電流調整回路１０２における第２および第３のＤＣスイッチＳ２，Ｓ３の状態を維持するように働く。
【００５５】
ステップＳ１０１において、希望波の入力側での電力レベルが所定値ｔ１を超えていると判断した場合、制御回路２０１は、希望波の入力側での電力レベルが所定値ｔ２以下であるか否かを判断する（ステップＳ１０６）。所定値ｔ２を第２の希望波所定値ということにする。
【００５６】
希望波の入力側での電力レベルが所定値ｔ２以下である場合、制御回路２０１は、増幅器１０１が利得Ｇ２（Ｇ１＞Ｇ２）となるようにフィードバック回路１０３を制御する（ステップＳ１０７）。具体的には、フィードバックインピーダンスが第二段階となるように、制御回路２０１は、フィードバック回路１０３の第１のスイッチ１１３ａをオフにし、第２のスイッチ１１３ｂをオンにするための制御信号をそれぞれのスイッチ制御端子Ｐ６，Ｐ７に送る。これにより、第１および第２のスイッチ１１３ａおよび１１３ｂの両方をオフにしたときと比べ、大きなインピーダンス値をフィードバック回路１０３が持つこととなるので、増幅器１０１の利得をＧ１よりも小さいＧ２とすることができる。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｃ点である。図５Ｂに示すように、フィードバックをかけることによって、ＯＩＰ３が向上していることが分かる。
【００５７】
次に、制御回路２０１は、妨害波の電力レベルが所定値Ｅ２を超えるか否かを判断する（ステップＳ１０８）。所定値Ｅ２のことを第２の妨害波所定値ということにする。妨害波の電力レベルが所定値Ｅ２を超える場合、よりよい歪み特性（ＯＩＰ３が大きいことをいう）が必要であるので、制御回路２０１は、消費電流が低減しないように、消費電流調整回路１０２を制御し（ステップＳ１０９）、ステップＳ１０１の動作に戻る。具体的には、制御回路２０１は、消費電流調整回路１０２における第２および第３のＤＣスイッチＳ２，Ｓ３の状態を維持するように働く。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｃ点のままである。
【００５８】
一方、妨害波の電力レベルが所定値Ｅ２を超えない場合、十分よい歪み特性であるので、制御回路２０１は、消費電流を減らすように、消費電流調整回路１０２を制御し（ステップＳ１１０）、ステップＳ１０１の動作に戻る。具体的には、制御回路２０１は、消費電流が第三段階となるように、第２のＤＣスイッチＳ２をオンにし、第３のＤＣスイッチＳ３をオフにする。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｄ点である。この場合、図５Ａに示すように利得は低下するが、図５Ｂに示すように、ＯＩＰ３がａ点の場合まで維持されていることが分かる。したがって、第２の抵抗器Ｒ２のインピーダンス値は、ＯＩＰ３のレベルが維持される程度に消費電流の値を低減するようなインピーダンス値を有していればよい。なお、希望波の入力電力が大きい場合、高周波可変利得増幅装置１００の利得が低下したとしても、実用上問題は生じない。
【００５９】
ステップＳ１０６において、希望波の入力側の電力レベルが所定値ｔ２を超えると判断した場合、制御回路２０１は、増幅器１０１の利得がＧ３（Ｇ２＞Ｇ３）となるようにフィードバック回路１０３を制御する（ステップＳ１１１）。具体的には、制御回路２０１は、フィードバックインピーダンスが第一段階となるように、フィードバック回路１０３の第１のスイッチ１１３ａをオンにし、第２のスイッチ１１３ｂをオフにするための制御信号をそれぞれのスイッチ制御端子Ｐ６，Ｐ７に送る。これにより、増幅器１０１の利得をＧ３とすることができる。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｆ点である。この場合、図５Ｂに示すように、ＯＩＰ３が飛躍的に向上していることが分かる。
【００６０】
次に、制御回路２０１は、妨害波の電力レベルが所定値Ｅ３（Ｅ２＜Ｅ３）を超えるか否かを判断する（ステップＳ１１２）。所定値Ｅ３のことを第３の妨害波所定値ということにする。妨害波の電力レベルが所定値Ｅ３を超える場合、よりよい歪み特性が必要であるので、制御回路２０１は、消費電流が低減しないように、消費電流調整回路１０２を制御し（ステップＳ１１３）、ステップＳ１０１の動作に戻る。具体的には、制御回路２０１は、消費電流調整回路１０２における第２および第３のＤＣスイッチＳ２，Ｓ３の状態を維持するように働く。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｆ点のままである。
【００６１】
一方、妨害波の電力レベルが所定値Ｅ３を超えない場合、十分よい歪み特性であるので、制御回路２０１は、消費電流を減らすように、消費電流調整回路１０２を制御し（ステップＳ１１４）、ステップＳ１０１の動作に戻る。具体的には、制御回路２０１は、消費電流が第三段階となるように、第２のＤＣスイッチＳ２をオンにし、第３のＤＣスイッチＳ３をオフにする。図５Ａ，Ｂにおいて、このときの増幅器１０１の利得およびＯＩＰ３は、ｅ点である。この場合、図５Ａに示すように利得は低下するが、図５Ｂに示すように、ＯＩＰ３がａ点の場合まで維持されていることが分かる。したがって、第２の抵抗器Ｒ２のインピーダンス値は、消費電流を第三段階とした後、ａ点と同じＯＩＰ３のレベルが維持される程度に消費電流の値を低減するようなインピーダンス値を有していればよい。
【００６２】
このように、第１の実施形態では、受信した希望波の電力レベルに応じて、フィードバックインピーダンスを制御して、増幅器の利得を調整する。さらに、妨害波の電力レベルに応じて、消費電流を制御し、ＯＩＰ３の値を調整する。
【００６３】
希望波の受信電力レベルおよび妨害波の電力レベルが共に許容範囲内である場合（すなわち、希望波電力レベルの大きさが第１の希望波所定値ｔ１を超えず、かつ妨害波電力レベルが第１の妨害波所定値Ｅ１を超えないことを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に対して入力された場合）、フィードバック回路１０３は、フィードバックインピーダンスを小さくすることによって、高周波可変利得増幅装置１００の利得を大きくする（図４のステップＳ１０５、図５Ａ，Ｂのａ点参照）。
【００６４】
希望波の受信電力レベルが許容範囲内であるが、妨害波の電力レベルが許容範囲を超えている場合（すなわち、希望波電力レベルが第１の希望波所定値ｔ１を超えず、かつ妨害波電力レベルが第１の妨害波所定値Ｅ１を超えることを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に対して入力された場合）、フィードバック回路１０３は、フィードバックインピーダンスを小さくすることによって、高周波可変利得増幅装置１００の利得を大きくする。さらに、消費電流調整回路１０２は、消費電流を大きくすることによって、ＯＩＰ３の値を大きくする（図４のステップＳ１０４、図５Ａ，Ｂのａ点からｇ点への遷移を参照）。
【００６５】
希望波の受信電力レベルが許容範囲を超えている場合（すなわち、希望波電力レベルの大きさが第１の希望波所定値ｔ１を超えていることを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に対して入力された場合）、所望波の受信電力レベルの大きさは、段階的に判断される。
【００６６】
希望波の受信電力レベルが、第１の希望波所定値ｔ１から第２の希望波所定値ｔ２である（以下、第１の電力状態であるという）場合で、かつ妨害波の電力レベルが第２の妨害波所定値Ｅ２を超える場合（すなわち、希望波電力レベルの大きさが第１の希望波所定値ｔ１を超える状況でかつ希望波電力レベルの大きさが第２の希望波所定値ｔ２を超えない状況において、妨害波電力レベルの大きさが第２の妨害波所定値Ｅ２を超えることを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に入力された場合）、フィードバック回路１０３は、フィードバックインピーダンスを大きくすることによって、高周波可変利得増幅装置の利得を小さくし、ＯＩＰ３の値を大きくする（図４のステップＳ１０９、図５Ａ，Ｂのｃ点参照）。これにより、利得の低減が図られながら、歪み特性の改善が図られていることとなる。
【００６７】
第１の電力状態であり、かつ妨害波の電力レベルが第２の妨害波所定値Ｅ２を超えない場合（すなわち、希望波電力レベルの大きさが第１の希望波所定値ｔ１を超える状況でかつ希望波電力レベルの大きさが第２の希望波所定値ｔ２を超えない状況において、妨害波電力レベルの大きさが第２の妨害波所定値Ｅ２を超えていないことを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に入力された場合）、妨害波による影響が小さいので、消費電流を低減することができる。したがって、フィードバック回路１０３は、フィードバックインピーダンスを大きくすることによって、高周波可変利得増幅装置の利得を小さくする。さらに、消費電流調整回路１０２は、ＯＩＰ３の値が許容レベルになるまで消費電流を小さくする（図４のステップＳ１１０、図５Ａ，Ｂのｃ点からｄ点への遷移を参照）。これにより、消費電流の低減が図られながら、歪み特性の維持が図られることとなる。
【００６８】
希望波の受信電力レベルが第２の希望波所定値ｔ２を超えている（以下、第２の電力状態であるという）場合で、かつ妨害波の電力レベルが第３の妨害波所定値Ｅ３を超える場合（すなわち、希望波電力レベルの大きさが第１の希望波所定値ｔ１を超える状況でかつ希望波電力レベルの大きさが第２の希望波所定値ｔ２を超える状況において、妨害波電力レベルの大きさが第３の妨害波所定値Ｅ３を超えることを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に入力された場合）、フィードバック回路１０３は、フィードバックインピーダンスをさらに大きくすることによって、高周波可変利得増幅装置１００の利得をさらに小さくし、ＯＩＰ３の値を大きくする（図４のステップＳ１１３、図５Ａ，Ｂのｆ点参照）。これにより、利得の低減が図られながら、歪み特性の改善が図られていることとなる。
【００６９】
第２の電力状態であり、かつ妨害波の電力レベルが第３の妨害波所定値Ｅ３を超えない場合（すなわち、希望波電力レベルの大きさが第１の希望波所定値ｔ１を超える状況でかつ希望波電力レベルの大きさが第２の希望波所定値ｔ２を超える状況において、妨害波電力レベルの大きさが第３の妨害波所定値Ｅ３を超えないことを示す制御信号が制御装置２００から高周波可変利得増幅装置１００に入力された場合）、妨害波による影響が小さいので、消費電流を低減することができる。したがって、フィードバック回路１０３は、フィードバックインピーダンスをさらに大きくすることによって、高周波可変利得増幅装置１００の利得をさらに小さくする。消費電流調整回路１０２は、ＯＩＰ３の値が許容レベルになるまで消費電流を小さくする（図４のステップＳ１１４、図５Ａ，Ｂのｆ点からｅ点への遷移を参照）。これにより、消費電流の低減が図られながら、歪み特性の維持が図られることとなる。
【００７０】
なお、一般に、受信信号の電力レベルが上がると、ＩＭ３による受信信号への影響は小さくなるので、第３の妨害波所定値Ｅ３を第２の妨害波所定値Ｅ２よりも大きくすることができる。よって、Ｅ２＜Ｅ３の関係であってよい。妨害波が所定値よりも小さい場合、妨害波による影響が小さいので、消費電流を低減することができる。
【００７１】
なお、上記実施形態では、ステップＳ１１４において、消費電流を低減する場合、ｃ点からｄ点への遷移と同様の量だけ消費電流を低減することとしたが、それ以上に消費電流を低減してもよい。なぜなら、図５Ｂに示すように、ｅ点におけるＯＩＰ３は、十分高い値であるので、消費電流をさらに低減させたとしても、ＯＩＰ３がａ点のレベルまで維持されることとなるからである。ただし、この場合、消費電流は四段階に調整される必要があるので、第２のＤＣスイッチＳ２および第２の抵抗器Ｒ２からなる直列回路と第３のＤＣスイッチＳ３および第３の抵抗器Ｒ３からなる直列回路とに並列に接続されるＤＣスイッチおよび抵抗器からなる別の直列回路を設ける必要がある。このときの抵抗器の抵抗値は、第２および第３の抵抗器Ｒ２，Ｒ３の抵抗値とは相異なるものとする。第１の実施形態では、スイッチ１１３ａとスイッチ１１４ａとが同時にオンすることは無いとした。しかし、スイッチ１１３ａとスイッチ１１４ａとが同時にオンするようにしてもよい。このように同時にオンすることによって、フィードバック回路１０３は、第１の抵抗器１２３ａと第２の抵抗器１２３ｂとの抵抗回路となる。したがって、そのインピーダンスは、第１の抵抗器１２３ａよりも小さくなるので、フィードバックインピーダンスが第三段階よりも小さくなり、第四段階を実現することができる。このように、同時にオンすることによって、二つのインピーダンス回路および二つのスイッチ回路でフィードバック回路を構成する場合、４つの段階のフィードバックインピーダンスを実現することができる。
【００７２】
また、ＤＣスイッチおよび抵抗器からなる別の直列回路をさらに設けることによって、消費電流をさらに段階分け（すなわち、五段階以上）することができる。この場合、複数のＤＣスイッチの内、０個またはいずれか１個、または複数個のＤＣスイッチが選択的にオンされることによって、小数の素子数でインピーダンスを多数の段階に分けることができる。
【００７３】
なお、上記実施形態では、入力電力レベルを二段階（すなわち、第１および第２希望波所定値）に分けて、第２の入力所定値を超える場合は、さらにフィードバックインピーダンスを大きくすることとしたが、入力電力レベルは、第１の入力所定値によって一段階だけに分けるようにしてもよい。逆に、受信電力レベルをさらに細かく段階（すなわち、三段階以上に）分けして、それぞれの段階に応じて、フィードバックインピーダンスを調整するようにしてもよい。この場合、フィードバック回路は、抵抗器とスイッチとの対が複数組あってもよいし、可変抵抗器等によってフィードバックインピーダンスを調整するようにしてもよい。
【００７４】
なお、高周波可変利得増幅装置１００とチャネル選択フィルタ４００との間には、周波数変換器３００が挿入されていなくてもよい。
【００７５】
なお、チャネル選択フィルタ４００は高周波可変利得増幅装置１００の出力と周波数変換器３００の入力との間にあってもよい。この場合、第２の電力検出装置２０３で検出される電力レベルは、高周波可変利得増幅装置１００で増幅された希望波の電力レベルとチャネル選択フィルタ４００で減衰された妨害波の電力レベルとの和である。
【００７６】
なお、第１の電力検出装置２０２は、高周波可変利得増幅装置１００の出力端子Ｐ２に接続されてもよい。この場合、制御回路２０１は、チャネル選択フィルタ４００の減衰量から高周波可変利得増幅装置１００の出力端子Ｐ２における希望波の絶対値を計算することができ、この値に基づいて、高周波可変利得増幅装置１００を制御してもよい。
【００７７】
なお、フィードバック回路の構成としては、図２に示したものに限られない。図６は、フィードバック回路の他の構成例を示す図である。図６に示すように、第１の抵抗器１２３ａと第１のコンデンサ１３３ａとが並列に接続されたインピーダンス回路、および第２の抵抗器１２３ｂと第２のコンデンサ１３３ｂとが並列に接続されたインピーダンス回路を用いてもよい。このようにすることによって、フィードバック回路は、フィードバック信号の位相を調整することができる。したがって、フィードバック信号の位相と入力信号の位相との差を１８０°に近づけることができ、これによって、歪み成分をキャンセルでき、歪み特性のさらなる改善を図ることが可能となる。
【００７８】
なお、図６に示したフィードバック回路は、抵抗器とコンデンサとからなる並列回路であるが、抵抗器とインダクタとの組み合わせからなる並列回路であってもよい。
【００７９】
図７は、フィードバック回路の他の構成例を示す図である。図７に示すフィードバック回路では、並列回路を挟む二組のスイッチ１４３ａ，１５３ａおよび１４３ｂ，１５３ｂは、同時にオンオフされる。これにより、フィードバック回路の雑音特性が改善される。具体的に、たとえば、第１のフィードバック経路切り換えスイッチ１４３ａと第３のフィードバック経路切り換えスイッチ１５３ａとがオンで、第２のフィードバック経路切り換えスイッチ１４３ｂと第４のフィードバック経路切り換えスイッチ１５３ｂとがオフである場合、第１の抵抗器１２３ａで発する熱雑音は、スイッチがオフの第４のフィードバック経路切り換えスイッチ１５３ｂによって増幅器１０１の入力端子Ｐ３から増幅器１０１に入力されないので、雑音特性が改善する。
【００８０】
図８は、フィードバック回路の他の構成例を示す図である。図８に示すフィードバック回路は、第１および第２の直流遮断コンデンサ１６３，１７３と、可変容量ダイオード１８３と、可変電圧源１９３とを有する。可変容量ダイオード１８３の両端には、可変容量ダイオードに与える電圧を可変できる可変電圧源１９３が付加されている。増幅器１０１の入力端子Ｐ１に入力される入力信号の電界強度が微弱である場合、制御回路２０１は、可変電圧源１８３に印加する逆バイアス電圧を調整して可変容量ダイオードの容量値を小さくすることによってフィードバック回路のインピーダンスを大きくし、フィードバック信号量を低減し、増幅器１０１を高利得とする。希望波信号が大きくなるにしたがって、制御回路２０１は、可変電圧源の電圧を調整して、可変容量ダイオードの容量を大きくしてフィードバック回路のインピーダンスを小さくして、増幅器１０１の利得を小さくする。直流遮断コンデンサ１６３，１７３が挿入されることによって、増幅器のバイアス電圧と可変容量ダイオードの逆バイアス電圧とを分離することができるので、互いの電圧の影響をなくした安定した動作を実現することができる。
【００８１】
なお、制御回路２０１の制御信号を可変電圧にして、直接可変容量ダイオード１８３が直接駆動されるようにしてもよい。この場合、可変電圧源１９３は無くてもよい。
【００８２】
なお、上記実施形態において、Ｐ１〜Ｐ７の端子は、パッド電極のような端子であってもよいし、配線内の素子の接続点のようなノードであってもよい。
【００８３】
なお、上記実施形態では、増幅器１０１において、トランジスタがカスコード接続されているものとしたが、カスコード接続されていないトランジスタを用いてもよい。
【００８４】
なお、上記実施形態では、直列接続されたＤＣスイッチと抵抗器とを二組並列に接続して、消費電流を調整することとしたが、消費電流調整用の回路は、これに限定されるものではない。たとえば、図６、図７、図８に示したような構成を用いて、インピーダンスを調整することによって、消費電流を調整するようにしてもよい。
【００８５】
なお、上記実施形態において、制御装置は、ステップＳ１０１において、入力される希望波の電力レベルの大小を判断することとしたが、希望波のみの電力レベルだけでなく、妨害波が含まれている入力信号の電力レベルの大小を判断して、フィードバックインピーダンスを調整するようにしてもよい。
【００８６】
（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係る増幅回路２の構成を示すブロック図である。図９において、増幅回路２は、高周波可変利得増幅装置１１０と、制御装置２１０と、周波数変換器３００と、チャネル選択フィルタ４００とを備える。図９において、第１の実施形態における増幅回路１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。
【００８７】
高周波可変利得増幅装置１１０は、入力端子Ｐ１と、出力端子Ｐ２と、増幅器１１１と、消費電流調整回路１０２と、フィードバック回路１０３と、モード切替スイッチ１１４と、減衰器１１５とを含む。モード切替スイッチ１１４は、制御回路２１１からの指示に応じて、増幅器１１１への入力信号を出力側へ迂回させるためのスイッチである。減衰器１１５は、入力信号を減衰させて出力側へ迂回させるためのアッテネータである。ボード切替スイッチ１１４と減衰器１１５とをあわせて、バイパス回路ということにする。
【００８８】
制御装置２１０は、制御回路２１１と、第１の電力検出装置２０２と、第２の電力検出装置２０３とを含む。制御回路２１１は、第１および第２の電力検出装置２０２，２０３が検出した電力レベルに応じて、消費電流調整回路１０２、フィードバック回路１０３、およびモード切替スイッチ１１４を制御する。
【００８９】
図１０は、増幅器１１１および消費電流調整回路１０２の内部構成を示す回路図である。図１０において、図３に示した部分と同様の部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。
【００９０】
図１０において、増幅器１１１は、第１および第２のバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２と、第５〜第７のバイポーラトランジスタＴ５〜Ｔ７、接地用コンデンサＣＳと、第２のコンデンサＣ２と、第５〜第８の抵抗器Ｒ５〜Ｒ８と、第４および第５のＤＣスイッチＳ４，Ｓ５とを含む。
【００９１】
第５のバイポーラトランジスタＴ５のエミッタは、第８の抵抗器Ｒ８を介して接地される。第５のバイポーラトランジスタＴ５のコレクタは、第２のバイポーラトランジスタＴ２のベース、および第６のバイポーラトランジスタＴ６のエミッタと接続される。第６のバイポーラトランジスタＴ６のベースは、それぞれ直列に接続された第５の抵抗器Ｒ５と第６の抵抗器Ｒ６との共通端子に接続される。第５の抵抗器Ｒ５の他端子は、第４のＤＣスイッチＳ４を介して電源端子Ｐ５に接続される。第６の抵抗器Ｒ６の他端子は、第７のバイポーラトランジスタＴ７のコレクタに接続される。
【００９２】
第７のバイポーラトランジスタＴ７のベースは、第５のバイポーラトランジスタＴ５のベースと接続される。第７のバイポーラトランジスタＴ７のベースとコレクタとは、互いに接続される。第７のバイポーラトランジスタＴ７のコレクタとエミッタとの間には、第７の抵抗器Ｒ７を介して、第２のコンデンサＣ２と第５のＤＣスイッチＳ５とからなる並列回路が接続される。第７のバイポーラトランジスタＴ７のエミッタは、第７の抵抗器Ｒ７を介して接地される。
【００９３】
第４および第５のＤＣスイッチＳ４，Ｓ５は、たとえば、ｎチャネルＦＥＴからなるスイッチである。
【００９４】
図１０に示す回路において、第１〜第５のＤＣスイッチＳ１〜Ｓ５のオンオフを制御することによって、第１および第２のバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２の増幅動作とオフ動作とを切り換えることができる。
【００９５】
増幅動作にするためには、第１および第５のＤＣスイッチＳ１，Ｓ５がオンとなり、第４のＤＣスイッチＳ４がオフとなり、第２または第３のＤＣスイッチＳ２，Ｓ３の少なくとも一方がオンとならなければならない。
【００９６】
一方、オフ動作にするためには、第１および第５のＤＣスイッチＳ１，Ｓ５がオンになり、第２〜第４のＤＣスイッチＳ２〜Ｓ４がオフにならなければならない。このように、オフ動作にするためのスイッチ回路をオフ回路と呼ぶことにする。
【００９７】
以下、増幅動作およびオフ動作について詳しく説明する。
【００９８】
増幅動作の場合、上記のようにスイッチングすることによって、第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースバイアス電圧は約０．７Ｖとなる。また、第５，第６および第７の抵抗器Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の抵抗値を、それぞれｒ５，ｒ６，ｒ７とすると、第２のバイポーラトランジスタＴ２のベースバイアス電圧Ｖｂは、以下の式（１）で表すことができる。
Ｖｂ＝（Ｖｃｃ−０．７）（ｒ６＋ｒ７）／（ｒ５＋ｒ６＋ｒ７）  …（１）
なお、ここでは、第３のスイッチＳ３がオンの場合を想定している。
【００９９】
これらのバイアス電圧によって、第１および第２のバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２がオンになるので、増幅器１１１は、入力信号を増幅して出力することができる。
【０１００】
このとき、カスコード接続された第１および第２のバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２によって構成される増幅器を流れる消費電流Ｉは、第１の抵抗器Ｒ１の抵抗値をｒ１、第４の抵抗器Ｒ４の抵抗値をｒ４、第２の抵抗器Ｒ２の抵抗値をＲとし、第１および第３のバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ３の電流増幅率をｈｆｅとすると、以下の式（２）で表すことができる。
Ｉ＝（ｒ４／ｒ１）（Ｖｃｃ−１．４）／（Ｒ＋ｒ４／ｈｆｅ）  …（２）
ここでは、第２のスイッチＳ２がオンの場合を想定している。また、バイポーラトランジスタがオン時のベース−エミッタ間の電圧は全て０．７Ｖで計算している。
【０１０１】
上記式（２）によると、カスコード接続された増幅器の消費電流は、Ｒの大きさによって変動することがわかる。したがって、図１０に示すように、第２および第３の抵抗器Ｒ２，Ｒ３を並列に接続することによって、Ｒの大きさを可変にすることができる。抵抗値Ｒを選択するために、第２のＤＣスイッチＳ２または第３のＤＣスイッチＳ３の少なくとも１つがオンにする。たとえば、第２のＤＣスイッチＳ２がオンの場合、式（２）のＲは、第２のＤＣスイッチＳ２に接続されている第２の抵抗器Ｒ２の抵抗値になる。第３のＤＣスイッチＳ３がオンの場合、式（２）のＲは、第３の抵抗器Ｒ３の抵抗値になる。第２および第３のＤＣスイッチＳ２，Ｓ３が共にオンの場合、式（２）のＲは、第２および第３の抵抗器Ｒ２，Ｒ３を並列接続したときの抵抗値となる。このように、第２の抵抗器Ｒ２の抵抗値と第３の抵抗器Ｒ３の抵抗値とをお互いに異なる値にすることによって、Ｒを可変にすることができ、消費電流の調整を行うことができる。消費電流を減らすためには、大きなＲを持つ抵抗器に接続されている消費電流調整用ＤＣスイッチの方をオンすればよい。
【０１０２】
オフ動作の場合、オフ回路における第１および第５のＤＣスイッチＳ１，Ｓ５をオンにし、第２〜第４のＤＣスイッチＳ２〜Ｓ４をオフにすることによって、第１のバイポーラトランジスタＴ１のベースバイアス電圧と第２のバイポーラトランジスタＴ２のベースバイアス電圧とがほぼ０Ｖになる。したがって、増幅器１１１はオフ状態となり、消費電流が発生しない。
【０１０３】
図１１は、第２の実施形態における制御回路２１１の動作を示すフローチャートである。以下、図１１を参照しながら、高周波可変利得増幅装置１１０の制御方法について説明する。図１１において、第１の実施形態の場合と同様の動作を有するステップについては、図４におけるのと同一のステップ番号を付すこととする。
【０１０４】
まず、制御回路２１１は、第１の電力検出装置２０２によって検出された希望波の入力電力レベルが許容値Ｔ以下であるか否かを判断する（ステップＳ２０１）。希望波での入力電力レベルの求めた方は、第１の実施形態の場合と同様である。
【０１０５】
許容値Ｔ以下であると判断した場合、制御回路２１１は、増幅器１０１が増幅動作となるようにスイッチングする（ステップＳ２０３）。このように、増幅器１０１が増幅動作となっていることを高利得動作モードということにする。具体的には、先述のように、第１および第５のＤＣスイッチＳ１，Ｓ５をオンにし、第４のＤＣスイッチＳ４をオフにする。その後、制御回路２１１は、第１の実施形態と同様にして、受信信号の電力レベルおよび妨害波の電力レベルに応じて、フィードバック回路１０３および消費電流調整回路１０２を制御して（Ｓ１０１〜Ｓ１１４）、歪み特性の劣化を防ぐ。
【０１０６】
一方、許容値Ｔを超える場合、受信レベルが大きいので、入力信号を増幅する必要がない。したがって、制御回路２１１は、増幅器１０１をオフ動作とするようにし、フィードバック回路１０３がオープンとなるようにし、かつモード切替スイッチ１１４がオンになるように制御し（ステップＳ２０２）、ステップＳ２０１の動作に戻る。このように、増幅器１０１をオフ動作とし、モード切替スイッチ１１４をオンにして、入力信号を減衰器１１５を介して出力するモードのことを、アッテネータモードということにする。
【０１０７】
具体的には、制御回路２１１は、第１および第５のＤＣスイッチＳ１，Ｓ５をオンにし、第２〜第４のＤＣスイッチＳ２〜Ｓ４をオフにすることによって、増幅器１０１をオフ動作にする。また、制御回路２１１は、第１および第２のスイッチ１１３ａ，１１３ｂをオフにすることによって、フィードバック回路１０３をオフにする。
【０１０８】
これにより、入力端子Ｐ１に入力された希望波信号は、モード切替スイッチ１１４および減衰器１１５を通過して、受信信号よりも減衰された状態で出力端子Ｐ２から出力されることなる。
【０１０９】
このように、第２の実施形態では、受信信号の電界強度が許容範囲を超えている場合、増幅器１０１がオフとなるので、増幅器１０１が飽和することにより発生する歪み成分をほぼ０にすることができ、さらに受信信号を減衰器１１５によって減衰することによって、高周波可変利得増幅装置１１０に強電界信号入力が入力されても高周波可変利得増幅装置１１０の後段の回路が飽和することによる歪み成分の発生を防ぐことが可能になる。結果、低歪みでダイナミックレンジが大きい可変利得増幅装置を実現することができる。
【０１１０】
なお、上記第２の実施形態においても、フィードバック回路として、図６、図７、図８のいずれかに示したフィードバック回路を用いてもよい。
【０１１１】
なお、受信電力が許容値Ｔよりも大きい場合、増幅することなく入力側から出力側へバイパスするのみの構成であってもよい。
【０１１２】
なお、バイパス回路を２つ以上お互いに並列に接続して、スイッチによるバイパス経路切り換えを行い、バイパスモードにおける減衰量の切り換えを行ってもよい。
【０１１３】
なお、チャネル選択フィルタ４００は、高周波可変利得増幅装置１００の出力と周波数変換器３００の入力との間にあってもよい。この場合、第２の電力検出装置２０３で検出される電力レベルは、高周波可変利得増幅装置１００で増幅された希望波の電力レベルとチャネル選択フィルタ４００で減衰された妨害波の電力レベルとの和である。
【０１１４】
（第３の実施形態）
図１２は、本発明の第３の実施形態に係る増幅回路３の構成を示すブロック図である。第３の実施形態では、図４のフローチャートを援用することとする。増幅回路３は、ダイレクトコンバーション方式による増幅回路である。図１２において、図１に示す増幅回路１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略することとする。図１１において、増幅回路３は、高周波可変利得増幅装置１００と、制御装置２２０と、ミキサ３０１ａ，３０１ｂと、ローパスフィルタ４０１ａ，４０１ｂと、９０°移相器５００と、局部発振器６０１とを備える。制御装置２２０は、制御回路２２１と、第１の電力検出装置２０２と、第１および第２の出力電力検出回路２２３ａ，２２３ｂとを含む。
【０１１５】
局部発振器６０１の出力信号は、９０°移相器５００によって、互いに９０度の位相差を有するローカル信号となり、ミキサ３０１ａ，３０１ｂに入力する。ミキサ３０１ａ，３０１ｂは、９０°移相器５００からのローカル信号と高周波可変利得増幅装置１００からの出力信号とを乗算して、ローパスフィルタ４０１ａ，４０１ｂに入力する。ローパスフィルタ４０１ａ，４０１ｂは、ミキサ３０１ａ，３０１ｂからの出力信号の内、希望波を選択して通過し、妨害波を減衰させ、直交信号と同相信号とを出力する。
【０１１６】
第１および第２の出力電力検出回路２２３ａ，２２３ｂは、それぞれ、ローパスフィルタ４０１ａ，４０１ｂからの出力信号の電力レベルを検出する。制御回路２２１は、第１の実施形態と同様（図４参照）、第１の電力検出装置２０２が検出した希望波の受信電力レベル、および第１および第２の出力電力検出回路２２３ａ，２２３ｂが検出した出力信号の電力レベルに基づいて計算される妨害波の電力レベルに基づいて、フィードバックインピーダンスおよび消費電流を制御する。
【０１１７】
（第４の実施形態）
図１３は、本発明の第４の実施形態に係る周波数変換回路４の構成を示すブロック図である。図１３において、周波数変換回路４は、高周波可変利得周波数変換装置１２０と、制御装置２００と、チャネル選択フィルタ４００とを備える。高周波可変利得周波数変換装置１２０は、周波数変換器８００と、入力ポートＰ１と、出力ポートＰ２と、ローカル周波数信号入力ポートＬＯと、フィードバック回路１０３と、消費電流調整回路１０２とを含む。
【０１１８】
図１３において、第１の実施形態における増幅回路１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。図１３において、周波数変換回路４は、第１の実施形態に係る高周波可変利得増幅装置１００を高周波可変利得周波数変換装置１２０に置き換え、周波数変換器３００を取り除いた構成である。
【０１１９】
ローカル周波数信号入力ポートＬＯからは、ローカル周波数信号が入力される。周波数変換器８００は、ローカル周波数信号入力ポートＬＯから入力されるローカル信号と入力ポートＰ１から入力される高周波信号とを乗算して、出力ポートＰ２から出力する。
【０１２０】
第１の実施形態と同様にして、制御回路２０１は、フィードバック回路１０３および消費電流調整回路１０２に制御信号を入力して、フィードバックインピーダンスおよび周波数変換器８００の消費電流を調整する。
【０１２１】
図１４は、周波数変換器８００および消費電流調整回路１０２の内部構成を示す回路図である。図１４において、消費電流調整回路１０２の構成は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。周波数変換器８００は、バイポーラトランジスタＴ５と、ローカル周波数信号入力ポートＬＯと、入力ポートＰ３と、出力ポートＰ４とを含む。入力ポートＰ３から入力される高周波信号は、ローカル周波数信号入力ポートＬＯから入力されるローカル周波数信号と乗算されて、出力ポートＰ４から出力される。
【０１２２】
このように、第４の実施形態では、受信した希望波の電力レベルに応じて、フィードバックインピーダンスが制御され、周波数変換器の利得が調整される。さらに、妨害波の電力レベルに応じて、消費電流が制御され、ＯＩＰ３の値が調整される。これにより、消費電流を低減しつつ、歪み特性の劣化も防止できる高周波可変利得周波数変換装置が提供されることとなる。
【０１２３】
なお、上記第４の実施形態では、周波数変換器はシングル型であるとしたが、バランス型の周波数変換器であってもよい。図１５は、バランス型の周波数変換器を用いる場合の周波数変換器８００、消費電流調整回路１０２ｂ、利得調整回路１０２ａの内部構成を示す回路図である。図１５において、バランス型の周波数変換器は、トランジスタＴ６，Ｔ７，Ｔ８と、抵抗Ｒ７と、入力ポートＰ３と、出力ポートＰ４ａ，Ｐ４ｂと、ローカル周波数信号入力ポートＬＯとからなる。ローカル周波数信号入力ポートＬＯには、差動のローカル周波数信号が入力される。差動のローカル周波数信号は、入力ポートＰ３から入力された高周波信号と、トランジスタＴ７，Ｔ８において乗算され、出力ポートＰ４ａ，Ｐ４ｂから出力される。
【０１２４】
トランジスタＴ７，Ｔ８には、第１の実施形態に示す消費電流調整回路１０２と同様の回路構成を有する利得調整回路１０２ａが接続される。ただし、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８は、適切な抵抗値となっている。利得調整回路１０２ａは、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴ８のベースに接続され、抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴ７のベースに接続される。
【０１２５】
トランジスタＴ６には、第１の実施形態に示す消費電流調整回路１０２と同様の回路構成を有する消費電流調整回路１０２ｂが接続される。ただし、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は、適切な抵抗値となっている。消費電流調整回路１０２ｂは、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＴ６のベースに接続される。
【０１２６】
この場合、第１のフィードバック回路（図示せず）が、出力ポートＰ４ａと入力ポートＰ３との間に接続される。第２のフィードバック回路（図示せず）が、出力ポートＰ４ｂと入力ポートＰ３との間に接続される。
【０１２７】
制御装置２００の制御回路２０１は、利得を変更すべきであると決定した場合（図４のステップＳ１０２、Ｓ１０７、Ｓ１１１参照）、第１および第２のフィードバック回路のフィードバックインピーダンスの大きさが第１の実施形態で示したのと同様の方向に変化するように、第１および第２のフィードバック回路のフィードバックインピーダンスを調整すると共に、利得調整回路１０２ａに対して制御信号を入力し、スイッチＳ５，Ｓ６を切り換えて、周波数変換器８００の利得を変化させる。トランジスタＴ７，Ｔ８のベース電圧Ｖｂ４が変化すると、飽和出力レベルが変化する。飽和出力レベルの変化は最大出力電力の変化となるので、飽和出力レベルを変化させることによって、利得を切り換えることができる。具体的には、利得を大きくしたい場合、トランジスタＴ７，Ｔ８のベース電圧Ｖｂ４を小さくしなければならないので、制御回路２０１は、抵抗Ｒ６，Ｒ７によって構成される回路全体の抵抗が大きくなるように、スイッチＳ５，Ｓ６を切り換える。一方、利得を小さくしたい場合、トランジスタＴ７，Ｔ８のベース電圧Ｖｂ４を大きくしなければならないので、制御回路２０１は、抵抗Ｒ６，Ｒ７によって構成される回路全体の抵抗が小さくなるように、スイッチＳ５，Ｓ６を切り換える。ただし、トランジスタＴ７，Ｔ８のベース電圧Ｖｂ４が、エミッタ電圧Ｖｃ５以下になってはいけない。このように、第１および第２のフィードバック回路のフィードバックインピーダンスの調整および利得調整回路のインピーダンスの調整によって、周波数変換器８００の利得が調整される。
【０１２８】
制御装置２００の制御回路２０１は、消費電流を変更すべきであると決定した場合（図４のステップＳ１０４、Ｓ１１０、Ｓ１１４参照）、消費電流調整回路１０２ｂに対して制御信号を入力し、スイッチＳ２，Ｓ３を第１の実施形態と同様にして切り換える。これによって、周波数変換器８００の消費電流が調整される。
【０１２９】
このように、周波数変換器はバランス型であってもよく、この場合、利得調整回路をさらに設けることによって、周波数変換器の利得を調整することができる。フィードバックインピーダンスの調整による利得の調整と併せて、利得調整回路によって利得を調整することによって、単に利得を調整するだけでなく、歪みを抑圧することができる。なお、利得調整回路を設けずに、フィードバック回路だけで、利得を調整するようにしてもよい。
【０１３０】
（第５の実施形態）
図１６は、本発明の第１または第２の実施形態に係る増幅回路１，２，または３を適用した通信機器７０の構成を示すブロック図である。増幅回路１，２，３を適用した場合の通信機器の全体構成は、増幅回路３では局部発振器が外部に不要である点以外、同様であるので、以下、代表して増幅回路１を適用した場合の構成について説明する。
【０１３１】
図１６において、通信機器７０は、アンテナ６００と、増幅回路１と、局部発振器７００と、可変利得増幅装置７０１とを具備する。アンテナ６００は、増幅回路１の入力端子に接続される。局部発振器７００は、増幅回路１の周波数変換器３００に局部発振信号を入力する。この場合、周波数変換器３００は、ミキサとして機能する。通信機器７０の出力側には、主に、データ処理回路が接続される。
【０１３２】
アンテナで受信した受信信号は、増幅回路１内の高周波可変利得増幅装置１００で増幅される。周波数変換器３００から高周波可変利得増幅装置１００の出力信号の周波数と局部発振器７００の発振周波数との差の周波数を有する差周波信号は、可変利得増幅装置７０１に入力され、一定のレベルに調整されて通信機器７０の出力端子から出力され、データ処理回路に入力される。
【０１３３】
なお、各回路ブロック間には不要な周波数成分を低減するためのフィルタが設けられてもよい。
【０１３４】
なお、アンテナで受信した高周波信号を増幅して出力する高周波可変利得増幅装置と、当該高周波可変利得増幅装置からの出力信号を周波数変換する周波数変換装置とを備える通信装置において、当該周波数変換装置が第４の実施形態に係るものであってもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１３５】
本発明に係る高周波可変利得増幅装置、制御装置、高周波可変利得周波数変換装置、および通信機器は、消費電流を低減しても歪特性が劣化しない、または、消費電流を増加しなくても歪特性が改善でき、通信分野等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１３６】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る増幅回路１の構成を示すブロック図
【図２】フィードバック回路１０３の内部構成を示す回路図
【図３】増幅器１０１および消費電流調整回路１０２の内部構成を示す回路図
【図４】第１の実施形態における制御回路２０１の動作を示すフローチャート
【図５Ａ】図４に示すフローに従って制御された場合の増幅器１０１の利得の遷移を示す図
【図５Ｂ】図４に示すフローに従って制御された場合の増幅器１０１のＯＩＰ３の遷移を示す図
【図６】フィードバック回路の他の構成例を示す図
【図７】フィードバック回路の他の構成例を示す図
【図８】フィードバック回路の他の構成例を示す図
【図９】本発明の第２の実施形態に係る増幅回路２の構成を示すブロック図
【図１０】増幅器１１１および消費電流調整回路１０２の内部構成を示す回路図
【図１１】第２の実施形態における制御回路２１１の動作を示すフローチャート
【図１２】本発明の第３の実施形態に係る増幅回路３の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の第４の実施形態に係る周波数変換回路４の構成を示すブロック図
【図１４】周波数変換器８００および消費電流調整回路１０２の内部構成を示す回路図
【図１５】バランス型の周波数変換器を用いる場合の周波数変換器８００、消費電流調整回路１０２ｂ、利得調整回路１０２ａの内部構成を示す回路図
【図１６】本発明の第１または第２の実施形態に係る増幅回路１，２，または３を適用した通信機器７０の構成を示すブロック図
【図１７】特許文献１に開示されている利得制御機能を持つ従来の受信回路９００の構成を示す図
【図１８Ａ】従来の受信回路において、消費電流の低減と共に、ＯＩＰ３が低下する様子を示した図
【図１８Ｂ】従来の受信回路において、消費電流の低減と共に、ＯＩＰ３が低下する様子を示した図
【符号の説明】
【０１３７】
１，２，３  増幅回路
４  高周波可変利得周波数変換装置
７０  通信機器
１００，１１０  高周波可変利得増幅装置
１０１，１１１  増幅器
１０２  消費電流調整回路
１０３  フィードバック回路
１１４  モード切替スイッチ
１１５  減衰器
１２０  高周波可変利得周波数変換装置
Ｐ１  入力端子
Ｐ２  出力端子
Ｐ３，Ｐ４  端子
Ｐ５  電源端子
Ｐ６，Ｐ７  スイッチ制御端子
２００，２１０，２２０  制御装置
２０１，２１１，２２１  制御回路
２０２  第１の電力検出装置
２０３  第２の電力検出装置
２３３ａ  第１の出力電力検出装置
２３３ｂ  第２の出力電力検出装置
３００  周波数変換器
３０１ａ，３０１ｂ  ミキサ
４００  チャネル選択フィルタ
４０１ａ，４０１ｂ  ローパスフィルタ
５００  ９０°移相器
６００  アンテナ
６０１，７００  局部発振器
７０１  可変利得増幅装置
８００  周波数変換器
１１３ａ  第１のスイッチ
１１３ｂ  第２のスイッチ
１２３ａ  第１の抵抗器
１２３ｂ  第２の抵抗器
１３３ａ  第１のコンデンサ
１３３ｂ  第２のコンデンサ
１４３ａ，１４３ｂ，１５３ａ，１５３ｂ  第１〜第４のフィードバック経路切替スイッチ
１６３，１７３  直流遮断コンデンサ
１８３  可変容量ダイオード
１９３  可変電圧源
Ｔ１〜Ｔ７  第１〜第７のバイポーラトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８  第１〜第８の抵抗器
Ｓ１〜Ｓ５  第１〜第５のＤＣスイッチ
Ｃ１  第１のコンデンサ
Ｃ２  第２のコンデンサ
ＣＳ  接地用コンデンサ
【図１】
2005057745.tif 000003
【図２】
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【図３】
2005057745.tif 000005
【図４】
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【図５Ａ】
2005057745.tif 000007
【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2005057745.tif 000011
【図９】
2005057745.tif 000012
【図１０】
2005057745.tif 000013
【図１１】
2005057745.tif 000014
【図１２】
2005057745.tif 000015
【図１３】
2005057745.tif 000016
【図１４】
2005057745.tif 000017
【図１５】
2005057745.tif 000018
【図１６】
2005057745.tif 000019
【図１７】
2005057745.tif 000020
【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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