(57)【要約】  【課題】従来の周波数シフト方式を採用した単独運転検出方式を搭載した連系インバータ装置において、単独運転検知感度を上げるために、周波数バイアスの大きい電流歪を付与すると電流歪み率が大きくなり、電源高調波が原因で発生する誘導正負荷に消費される損失損失が大きくなる問題点があった。【解決手段】インバータ装置２の出力周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位、または、位相が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段１３を備えることにより、検知性能が良好で高調波電流が原因で発生する誘導正負荷に消費される損失も小さい単独運転検出方式を搭載したインバータ装置２を提供できる。【選択図】図１
2005269757.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力系統に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にインバータ出力電圧に生じる周波数変動、もしくはその周波数変動に起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置において、該インバータ装置の出力電流の周波数に変動が生じるように、該インバータ装置の出力電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の変位または位相が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備え、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内にある場合は、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形と、その波形の半周期分を任意の奇数回連結した余弦波形であってその出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形とを組合せて連結して繰り返して出力し、第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにして、その変位または位相が連続でその周波数が上昇するか下降するかまたは変動しない電流歪をピークポイントにおいて付与する電流波形を連結してインバータ装置から出力することにより、出力電流の高調波電流を少なくして単独運転検知感度が良好で高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失を小さくする事ができるインバータ装置。
【請求項２】
１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
１周期分の第２の電流波形、１周期分の第１の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項４】
１周期分の第１の電流波形、半周期分の第３の電流波形、１周期分の第２の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項５】
１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形、１周期分の第１の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項６】
第１の電流波形、第２の電流波形、第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項７】
第２の電流波形、第１の電流波形、第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項８】
第１の電流波形、第３の電流波形、第２の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項９】
第２の電流波形、第３の電流波形、第１の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項１０】
前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定する電圧周期演算手段と、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングから前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント検出手段を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置。
【請求項１１】
前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定する電圧周期演算手段と、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングから前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント検出手段を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置。
【請求項１２】
前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動するタイミングから、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動する次のタイミングまでの経過時間を負荷電圧の半周期として検出し、該半周期の逆数の２倍を負荷電圧の周波数として検出する電圧周波数検出手段を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置。
【請求項１３】
前記電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、負荷電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置。
【請求項１４】
前記電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめたと判定する周波数異常検出手段を有することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、風力エネルギーを利用して電力を発生する風力発電や、太陽光エネルギーを利用して電力を発生する発電設備や、公害を発生しない水素などの燃料を利用して電力を発生する燃料電池などの発電設備等から得られる直流電力を交流電力に返還し、商用電源との系統連係運転を行う場合において、社団法人日本電気協会が発行している分散型電源系統連係技術指針に指摘されている、交流電力系統の停電時に自家用発電設備が系統から切断されない状態、すなわち、単独運転となったときに、単独運転を検出する能動的方式として、周波数シフト方式（周波数ドリフト方式）を採用した系統連係を行なうインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の周波数シフト方式を能動的単独運転検出方式として採用したインバータ装置は、交流電力系統が通常運転時に分散電源装置の出力に周波数バイアスを与えておいて、単独運転移行時に交流電力系統電圧に現れる周波数変化を検出して単独運転状態になった事を検出する方式が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
以下、その周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用したインバータ装置の構成について図９を参照しながら説明する。図に示すように、直流電源１０１より供給された直流電力は、インバータ装置１０２により交流電力系統１０３に連係させつつ交流電力に変換され、負荷１０４に供給されている。負荷１０４にはインバータ装置１０２とは別に、交流電力系統１０３の交流電力が、遮断器１０５および柱上トランス１０６を介して供給されている。負荷１０４にかかる電圧の周波数の上限値ｆｍａｘを監視するオーバーフレクエンシーリレー（以降ＯＦＲと称す）１０７と、同周波数の下限値ｆｍｉｎを監視するアンダーフレクエンシーリレー（以降ＵＦＲと称す）１０８は、周波数の上下限値の範囲を超えた事を検出できるようにインバータ装置１０２に接続されている。負荷１０４は、図９に示すように、並列等価抵抗１０９、並列等価インダクタンス１１０、および、並列等価キャパシタンス１１１より成る並列共振回路による等価回路で表現する事ができる。
【０００４】
以下、従来の周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置１０２の検出動作手順について図１０を参照しながら説明する。なお以下の説明においては、交流電力系統の定格周波数をｆ0（例えば６０Hｚ）とした系統連携運転を想定して説明する。
【０００５】
交流電力系統１０３が正常であれば、従来の周波数シフト方式を採用するインバータ装置１０２は、図１０に示すフローチャートのステップ１１３にて、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆをほぼｆ＝ｆ０［Ｈｚ］（ここで、ｆ０は交流電力系統の定格周波数で例えば５０Ｈｚ）として検出するが、ステップ１１４にて（ｆ０−ｆａ）〜（ｆ０＋ｆａ）の範囲内にあると判定されるので、インバータ装置１０２は、図１０に示すフローチャートのステップ１１２→１１３→１１４→１１５→１１６→１１７→１１８→１１９→１１３、１１２→１１３→１１４→１１５→１１６→１２０→１１８→１１９→１１３、または、１１２→１１３→１１４→１１５→１１６→１２１→１１８→１１９→１１３のループを繰り返して、周波数バイアスを与えないＦ＝ｆ０、すなわち、定格周波数の出力電流を挿入しつつ、定格周波数ｆ０に＋Δｆのバイアスを与えたＦ＝（ｆ０＋Δｆ）の周波数の出力電流、または、定格周波数ｆ０に−Δｆのバイアスを与えたＦ＝（ｆ０−Δｆ）の周波数の出力電流を交互に出力する。
【０００６】
交流電力系統１０３が停電となったとき、前回サイクルのステップ１２１においてインバータ装置１０２が周波数Ｆ＝（ｆ０＋Δｆ）の出力電流を出力した場合、ステップ１１３において、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の出力電流の周波数に等しいＦ＝（ｆ０＋Δｆ）として検出され、インバータ装置１０２は、ステップ１１４にて、（ｆ０−ｆａ）〜（ｆ０＋ｆａ）の範囲外にあると判定されるので、ステップ１２２にて、（ｆ＞ｆ０）と判定し、図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１２２→１２３→１１８→１１９→１１３のループを繰り返し、出力電流の周波数を上昇させ、このループを何度か繰り返したところで、周波数上限値ｆmａxに達した事を監視していたOFR１０７の信号を検出したインバータ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状態になったことを検出して出力を停止する。
【０００７】
また、交流電力系統１０３が停電となったとき、前回サイクルのステップ１２１においてインバータ装置１０２が周波数Ｆ＝（ｆ０−Δｆ）の出力電流を出力した場合、ステップ１１３において、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の出力電流の周波数に等しいＦ＝（ｆ０−Δｆ）として検出され、インバータ装置１０２は、ステップ１１４にて、（ｆ０―ｆａ）〜（ｆ０＋ｆａ）の範囲外にあると判定し、ステップ１２２にて、（ｆ＜ｆ０）と判定するので、図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１２２→１２５→１１８→１１９→１１３のループを繰り返し、出力電流の周波数を減少させ、このループを何度か繰り返したところで、周波数下限値ｆｍｉｎに達した事を監視していたＵＦＲ１０８の信号を検出したインバータ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状態になったことを検出して出力を停止する。
【０００８】
以下、従来の単独運転検出方法による交流電力系統１０３の電圧と従来のインバータ装置１０２の出力電流のタイミングについて図１１および図１２を参照しながら説明する。図において、図１１（ａ）は交流電力系統１０３の電圧波形と交流電力系統１０３の定格電圧よりも高い周波数変動を与える歪みを付与したインバータ出力電流波形を、図１１（ｂ）は交流電力系統１０３の電圧波形と交流電力系統１０３の定格電圧よりも低い周波数変動を与える歪みを付与したインバータ出力電流を示す。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【０００９】
図１１（ａ）に示すように、従来のインバータ装置１０２は、出力電流の周波数が増加するように、ゼロクロスポイントを終点とする所定期間ｔｚが出力ゼロとなるわずかに歪んだ電流を出力する。図１１（ａ）に示すｔ０は、交流電力系統の電圧波形の半周期であり、ｔ１はインバータ装置１０２の出力電流波形の正弦波形部分の半周期である。ここで、電圧波形の半周期、すなわち、ｔ０に対するゼロ時間ｔｚの割合は、チョッピング・フリクションｃｆ（以降、ｃｆ値と称する）と呼ばれる。図１１（ａ）に示すインバータ装置１０２の出力電流は、交流電力系統電圧の定格半周期ｔ０よりも短い半周期ｔ１の基本波成分を持つので、第１半サイクルにおいて交流電力系統電圧の定格周波数ｆ０よりも高い周波数となる。次の第２の半サイクルが始まる前に、インバータ装置１０２の出力電流がゼロに達したとき、出力電流は、時間ｔｚの期間、交流電力系統電圧の次の半サイクルが始まるまで、ゼロを維持しつづける。次の半サイクルについては、インバータ装置１０２の出力電流と、交流電力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第１半サイクルと同様な歪みを付与した電流が出力される。
【００１０】
図１１（ｂ）に示すように、インバータ装置１０２は、出力電流の周波数が減少するように、出力電流波形のピークポイントからゼロクロスポイントに至る下降波形経路側に任意の電流を出力するわずかに歪んだ電流を出力する。図１１（ｂ）に示すｔ２はインバータ装置１０２の出力電流波形の正弦波形部分の半周期である。図１１（ｂ）に示すインバータ装置１０２の出力電流は、第１半サイクルにおいて交流電力系統電圧の定格半周期ｔ０よりも長い半周期ｔ２の基本波成分を持つので、定格周波数ｆ０よりも低い周波数となる。次の半サイクルについては、インバータ装置１０２の出力電流と、交流電力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第１半サイクルと同様な歪みを付与した電流が出力される。
【００１１】
このインバータ装置１０２によるインバータ出力電流波形の歪ませ方は、図１１（ａ）に示したほか、図１２（ａ）に示すように、ピークポイントを中心とする両側のゼロクロスポイントを含む所定期間ｔｚが出力レベルゼロとなる歪みをインバータ出力に付与しても良い、そうすれば、インバータ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ１は、定格周波数の半周期ｔ０よりも短くなるので、出力電流の周波数は定格周波数ｆ０より高くなる。
【００１２】
さらには、図１１（ｂ）に示したほか、図１２（ｂ）に示すように、ピークポイントを中心とする両側のゼロクロスポイントにおいて任意の電流出力を出力する歪をインバータ出力波形に付与してもよい。そうすれば、インバータ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ２は、定格周波数の半周期ｔ０よりも長くなる結果、出力電流の周波数は定格周波数ｆ０より低くなる。
【００１３】
以下、図１１（ａ）〜（ｂ）に示したようなインバータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使って、図１０のフローチャートに示した検出動作に従ってインバータ装置１０２を制御した場合において、交流電力系統が正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形について図１３を参照しながら説明する。図において、図１１の説明で述べた周波数が上昇または下降する歪みを付与した電流波形の間には交流電力系統１０３の定格周波数に等しい周波数の一周期分の電流波形が挿入される。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１４】
さらに、図１２（ａ）〜（ｂ）に示したようなインバータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使って、図１０のフローチャートに示した検出動作に従ってインバータ装置１０２を制御した場合において、交流電力系統が正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形について図１４を参照しながら説明する。図において、図１２の説明で述べた周波数が上昇または下降する歪みを付与した電流波形の間には交流電力系統１０３の定格周波数に等しい周波数の一周期分の電流波形が挿入される。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１５】
図１３に示すインバータ装置１０２の出力電流をＩｏ、交流電力系統電圧の定格角周波数をω０とおくと、フーリエ級数は（数１）のように表現できる。
【００１６】
【数１】
2005269757.tif 000003
【００１７】
ここで、ａ０は直流成分、ａｎおよびｂｎはフーリエ係数で、それぞれ、（数２）、（数３）、（数４）のように表現できる。
【００１８】
【数２】
2005269757.tif 000004
【００１９】
【数３】
2005269757.tif 000005
【００２０】
【数４】
2005269757.tif 000006
【００２１】
図１５は、従来のインバータ装置１０２のｃｆ値をパラメータとする、出力電流高調波の次数と基本波成分に対する高調波の振幅の割合の関係を示す周波数スペクトラムを示す。図において、ｃｆ値は０．０５、０．０２、および、０．０１の各場合について測定した結果を示している。（数１）〜（数４）で明らかなように、周波数スペクトラムは（ω０／３）の整数倍の高調波となり、ｃｆ値が大きな値をとるほど、出力電流の高調波成分の振幅は大きくなるという傾向を示している。
【００２２】
図１６は、従来のインバータ装置１０２について任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不感帯の特性図である。すなわち、従来の周波数シフト方式を採用した従来のインバータ装置１０２について、図９で述べた負荷７の並列等価抵抗１０９の抵抗値をＲ［Ω］、並列等価インダクタンス１１０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、および、並列等価キャパシタンス１１１のキャパシタンスをＣ［Ｆ］とおき、等価インダクタンスＬを横軸に、負荷７の等価キャパシタンスＣを縦軸にとり、ｃｆ値をパラメータとして変化させた場合の不感帯を調べた実験結果が図１６である。実験では、等価抵抗Ｒは１４．４Ωの場合について述べてある。図において横軸に平行な２本の点線は、ＯＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転検出方法として使った場合において、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、横軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、ＯＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転検出方法として使った場合における不感帯領域を示している。
【００２３】
次に、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線は、従来の周波数シフト方式のみを能動的単独運転検出方式として使った従来のインバータ装置１０２について、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線で囲まれた領域は、従来の周波数シフト方式のみを能動的単独運転検出方法として使った場合における不感帯を示している。受動的単独運転による不感帯と能動的単独運転による不感帯の領域が重なり合わない場合、システム全体として不感帯が存在しない理想的な特性を得ていると言える。また、受動的単独運転による不感帯と能動的単独運転による不感帯が重なり合う領域が小さい場合、システム全体として不感帯となる領域が小さい良好な特性を得ていると言える。図で明らかなように、ｃｆ値として大きな値を選んだ方が不感帯の重なり合う領域が小さくなる良好な特性が得られるという事がわかる。
【００２４】
次に、従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と出力電流の歪み率ＴＨＤｉの関係を図１７に示す。図に示すように、ｃｆ値と電流歪み率ＴＨＤｉの関係は線形比例していることがわかる。一般的に、電流歪み率ＴＨＤｉが大きくなるほど、交流電力系統に接続されるトランスや各種回転電機のような誘導性負荷によって消費される損失が増大する事が知られており、図１７に示す特性から、ｃｆ値を大きくとるほど、誘導性負荷等によって消費される損失が増大する事がわかる。
【００２５】
以上述べたように、従来の周波数シフト方式による能動的単独運転方式では、不感帯の領域を小さくするか、または、不感帯の領域を無くして、単独運転検知感度を良好にするためにｃｆ値を大きくすると、電流歪み率ＴＨＤｉが増大し、誘導性負荷によって消費される損失が増大するという問題点があった。
【特許文献１】特開平８−１３４６５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
このような従来のインバータ装置では、単独運転検知感度を上げるため、ｃｆ値を大きく設定して不感帯領域を小さくすると、インバータ装置の出力電流の高調波成分が大きくなり、出力電流の電流歪み率が増大し、高調波電流が原因となって発生する交流電力系統に接続される誘導性負荷に消費される損失が増大するという課題があり、高調波電流が原因となって発生する交流電力系統に接続される誘導性負荷に消費される損失を小さくすることが要求されている。
【００２７】
本発明は、このような課題を解決するものであり、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失を小さくすることができる単独運転検知方法を搭載したインバータ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明のインバータ装置は上記目的を達成するために、直流電力を交流電力系統に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にインバータ出力電圧に生じる周波数変動、もしくはその周波数変動に起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置において、該インバータ装置の出力電流の周波数に変動が生じるように、該インバータ装置の出力電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の変位または位相が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備え、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内にある場合は、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形と、その波形の半周期分を任意の奇数回連結した余弦波形であってその出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形とを組合せて連結して繰り返して出力し、第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにして、その変位または位相が連続でその周波数が上昇するか下降するかまたは変動しない電流歪をピークポイントにおいて付与する電流波形を連結してインバータ装置から出力して、出力電流の高調波電流を少なくして単独運転検知感度が良好で高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失を小さくする事ができるインバータ装置としたものである。
【００２９】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３０】
また、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３１】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３２】
また、１周期分の第２の電流波形、１周期分の第１の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３３】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３４】
また、１周期分の第１の電流波形、半周期分の第３の電流波形、１周期分の第２の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３５】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３６】
また、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形、１周期分の第１の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３７】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３８】
また、第１の電流波形、第２の電流波形、第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３９】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００４０】
また、第２の電流波形、第１の電流波形、第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００４１】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００４２】
また、第１の電流波形、第３の電流波形、第２の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００４３】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００４４】
また、第２の電流波形、第３の電流波形、第１の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにした前記電流歪付与手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００４５】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００４６】
また、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定する電圧周期演算手段と、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングから前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント検出手段を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置としたものである。
【００４７】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００４８】
また、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定する電圧周期演算手段と、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングから前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント検出手段を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置としたものである。
【００４９】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００５０】
また、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動するタイミングから、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動する次のタイミングまでの経過時間を負荷電圧の半周期として検出し、該半周期の逆数の２倍を負荷電圧の周波数として検出する電圧周波数検出手段を備えることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置としたものである。
【００５１】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００５２】
また、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、負荷電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置としたものである。
【００５３】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００５４】
また、前記電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめたと判定する周波数異常検出手段を有することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８または請求項９記載のインバータ装置としたものである。
【００５５】
この手段により、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【発明の効果】
【００５６】
本発明によれば、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５７】
本発明は、その変位、または、位相が連続でその周波数が変動する電流歪をピークポイントおよびその近傍の所定区間において付与する電流波形であって、出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形と、出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数第３の電流波形とを組合せて連結して繰り返して出力し、第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしたものであり、その電流波形は奇関数と対象波の性質を合わせ持つことから、出力電流波形のフーリエ級数は、高調波の正弦波級数項のみで表現でき、従来のインバータ装置の出力電流のフーリエ級数が、直流成分項と、正弦波級数項と、余弦波級数項の和で表現されるのに対して、本発明のインバータ装置の出力電流には余弦波級数項がない分だけ、高調波成分の振幅が少なくなる。このため、本発明のインバータ装置の電流歪み率ＴＨＤｉは、周波数変動率ζとじ値のｃｈ値の電流歪み率ＴＨＤｉよりも小さくなり、単独運転の検知感度を良好にするために、従来と同じ周波数変動をともなう電流歪を付与しても、出力電流の電流歪み率を抑圧する事ができるので、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷による損失は僅かな値にとどめる事ができ、従来のインバータ装置と比較して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失がより小さい単独運転検知感度の良好なインバータ装置が得られるという作用を有する。
【００５８】
また、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む周波数区間の範囲内にある場合は、出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形と、出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数第３の電流波形とを、さまざまな順列組合せで連結して繰り返して出力したものであり、単独運転時への移行直後、交流電力系統に接続される誘導性負荷によって、見かけのインバータ出力周波数が上昇したり、または、交流電力系統に接続される容量性負荷によって、見かけのインバータ出力周波数が下降することがあっても、ある期間は電流歪付与による周波数変動と負荷による周波数変動が相殺し合って単独運転を検出できなくなっても、次の期間では周波数変動を助長し合うようになるので、インバータ出力周波数は確実に変動する事になり、単独運転への移行を短時間のうちに完璧に検出する事ができるインバータ装置が得られるという作用を有する。
【００５９】
また、第１から第３の電流波形を連結して繰り返して２回出力を完結する期間において、インバータ出力電流は、振幅が同じで極性が異なる波形を出力するようにしたものであり、出力電流の平均値は必ず零となり直流成分が消失するので、直流成分が交流電力系統に加わる事によって発生する各種電気機器への悪影響が発生しないという作用を有する。
【００６０】
また、電圧周期演算手段は、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定することを特徴としたものであり、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングのゼロクロスポイントの間隔から計測される電圧周期は、負荷電圧の波形変化の影響を受けずに安定した電圧周期が得られ、さらに、その安定した電圧周期の移動平均値を演算する事による低域フィルタ効果により高周波成分を除去した安定した電圧周期を得ることができる。
【００６１】
また、電圧周期演算手段は、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定することを特徴としたものであり、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングのゼロクロスポイントの間隔から計測される電圧周期は、負荷電圧の波形変化の影響を受けずに安定した電圧周期が得られ、さらに、その安定した電圧周期の移動平均値を演算する事による低域フィルタ効果により高周波成分を除去した安定した電圧周期を得ることができる。
【００６２】
また、ピークポイント検出手段は、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングから電圧周期演算手段が決定した前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定する事を特徴としたものであり、ゼロクロスポイント基準点から、電圧周期演算手段が決定した安定した電圧周期平均値の４分の１と４分の３の時間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定しているので、発生タイミングがばらつかない安定したタイミングでピークポイントを得ることができ、ピークポイントをもとにして電流歪を付与する本発明の電流歪付与手段の処理動作を確実にするという作用を有する。
【００６３】
また、電圧周波数検知手段は、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動するタイミングから、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動する次のタイミングまでの経過時間を負荷電圧の半周期として決定しているので、出力周波数が上昇する第１の電流波形の１周期分が出力を完了する期間中、または、出力周波数が下降する第２の電流波形の１周期分が出力を完了する期間中に、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動するタイミングが、それぞれ、１回づつ必ず出現するので、第１の電流波形と、第２の電流波形が出力を完了する期間中に、これらのタイミングの間隔を半周期として確実に決定する事ができ、この期間中に確実に負荷電圧の周波数を決定する事ができるので、インバータ装置が単独運転に移行した際に、定格周波数を含む所定の周波数範囲、すなわち所定区間Ａをはずれたか否かを迅速に判定する事ができ、単独運転に移行した際に迅速に単独運転を検出できるという作用を有する。
【００６４】
また、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲外にある場合は、負荷電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴としたものであり、インバータ装置が単独運転に移行した際に、負荷電圧周波数は正帰還ループで加速されて迅速に変動して単独運転と判定される周波数上限値または周波数下限値に達するので、単独運転に移行した際に迅速に単独運転を検出できるという作用を有する。
【００６５】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例】
【００６６】
図１は本発明の実施例のインバータ装置のブロック図を示し、図において直流電源１より供給された直流電力は、インバータ装置２により交流電力系統３に連係させつつ交流電力に変換され、並列等価抵抗４、並列等価インダクタンス５、並列等価キャパシタンス６より構成される負荷７に供給されている。負荷７にはインバータ装置２とは別に、交流電力系統３の交流電力が、遮断器８および柱上トランス９を介して供給されている。
【００６７】
インバータ装置２は、直流電源１より供給された直流電力を交流電力系統３に連系させつつ交流電力に変換して負荷７に供給するインバータ主回路１０と、負荷７に供給された負荷電圧Ｖｏを検出する電圧検出器１１と、インバータ主回路１０が出力する出力電流Ｉｏを検出する電流検出器１２と、負荷電圧Ｖｏ、および、出力電流Ｉｏをもとにして電流歪を付与する電流がインバータ装置２から出力されるようにインバータ主回路１０をＰＷＭ制御するゲートパルス信号ＧＰを発生する電流歪付与手段１３と、電流歪付与手段１３が出力するゲートパルス信号ＧＰによってインバータ主回路１０を駆動するゲートドライブ信号ＧＤを発生するゲートドライブ回路１４を備えている。インバータ主回路１０と負荷７の間にはコイル１５、１６とコンデンサ１７によって構成され、インバータ出力に含まれる高調波成分を除去するフィルタ回路１８が挿入されている。
【００６８】
電流歪付与手段１３は、電圧検出器１１から検出した負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変動するタイミングをとらえて負荷電圧Ｖｏの電圧周期Ｔｖを演算する電圧周期演算手段１９と、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変動するタイミングと電圧周期Ｔｖからピークポイントを発生させるタイミングを演算してピークポイント同期信号ＰＳを発生するピークポイント検出手段２０と、ピークポイント同期信号ＰＳと付加電圧ＶｏをもとにしてアドレスポインタＡＰを発生するアドレスポインタ発生手段２１と、内蔵メモリーに記憶している余弦波パターンをアドレスポインタＡＰが指示するアドレスに格納された電流波形データＩＷＤとして出力する電流波形記憶手段２２と、電流波形データＩＷＤを出力電流設定信号Ｉｓｅｔと乗算して電流目標値Ｉｏｂｊを演算する乗算手段２３と、電流検出器１２から計測した出力電流Ｉｏと電流目標値Ｉｏｂｊの電流偏差ｅｉを演算する電流偏差演算手段２４と、電流偏差ｅｉをもとにＰＩ演算した制御量ＩＹを計算するＰＩ演算手段２５と、制御量ＩＹをパルス幅変調してＰＷＭデータＤｐｗｍを発生するＰＷＭ変調手段２６と、負荷電圧Ｖｏの極性が変動するタイミングをもとにして負荷電圧Ｖｏの周波数を検出する電圧周波数検出手段２７と、負荷電圧Ｖｏの周波数を監視してその周波数が上下限値の範囲を超える場合はゲートドライブ回路１４のスイッチング制御を停止させる周波数異常信号ＦＥＲを発生する周波数異常検出手段２８と、負荷電圧Ｖｏを監視して上下限値の範囲を超える場合はゲートドライブ回路１４のスイッチング信号を停止させる電圧異常信号ＶＥＲを発生する電圧異常検出手段２９を備えている。
【００６９】
次に、このインバータ装置の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｂ）は、負荷電圧Ｖｏ、および、ピークポイント同期信号ＰＳのタイミングを示すタイムチャートである。電圧周期演算手段１９は、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変化するタイミングの今回のタイミングから１回前のタイミングの間隔から計測される周期をＴｏ、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変化するタイミングの１回前のタイミングから２回前のタイミングの間隔から計測される周期Ｔ１、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変化するタイミングの（ｍ−２）回前のタイミングから（ｍ−１）回前のタイミングの間隔から計測される周期Ｔｍ−２、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変化するタイミングの（ｍ−１）回前のタイミングからｍ回前のタイミングの間隔から計測される周期Ｔｍ−１をそれぞれ計測し、周期Ｔｋ（ｋ＝０〜（ｍ−１））の和を周期の出現個数ｍで割った移動平均値Ｔａｖｒを（数５）で示す演算式より計算する。
【００７０】
【数５】
2005269757.tif 000007
【００７１】
（数５）で示す演算式は、前述した周期を計測する毎に、高い周波数で振動する成分を抑圧する低域フィルタとしての効果があり、高い周波数成分の変動を抑えた安定した平均周期Ｔａｖｒが得られる。負荷の状況によっては負荷電圧波形が変形して、負荷電圧Ｖｏが正となる区間と負荷電圧Ｖｏが負となる区間が均等にならない場合があり、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正または正から負に変動するタイミング、すなわち、ゼロクロスの間隔から負荷電圧Ｖｏの半周期を計測する方法では、計測毎に計測される半周期が振動する事になるが、本実施例の電圧周期演算手段１９では、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変化するタイミングの間隔から電圧周期を計測しているので、負荷電圧波形の変形の影響を受けずに安定した電圧周期が得られる。さらに、その移動平均を演算する事により高い周波数成分の変動を抑えた安定した電圧周期を得ることができる。
【００７２】
ピークポイント検出手段２０は、前述した演算方法で平均周期Ｔａｖｒを求めた後、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正に変化するタイミングからＴａｖｒ／４だけ経過したタイミングと、３Ｔａｖｒ／４だけ経過したタイミングをピークポイントとして決定し、図２（ｂ）に示すようなピークポイント同期信号ＰＳを発生する。本実施例のピークポイント検出手段２０では、負荷の状態によって変形する負荷電圧Ｖｏ波形の影響で発生タイミングがばらつく事がほとんどないピークポイントを基準点として、前述した電圧周期演算手段１９で求めた安定した平均周期Ｔａｖｒの４分の１および４分の３の時間を経過させたタイミングをピークポイントとしているので、発生タイミングがほとんどばらつかない安定したタイミングでピークポイントを得ることができる。
【００７３】
図３（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ、インバータ装置２が単独運転状態となっていない通常の運転状態における負荷電圧Ｖｏ、ピークポイント同期信号ＰＳ、後述するアドレスポインタＡＰの読み出し増加率Ｒｃ、アドレスポインタＡＰおよび、インバータ出力電流Ｉｏのタイミングを示すタイムチャートである。図３（ｅ）において、点線で示す波形は、負荷電圧Ｖｏの波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置２の出力電流Ｉｏの波形を示す。
【００７４】
ピークポイント検出手段２０は、前述した電圧周期演算手段１９とピークポイント検出手段２０の動作により、図３（ａ）に示す負荷電圧Ｖｏのピークポイント近傍で、図３（ｂ）に示すようなピークポイント同期信号ＰＳを発生する。
【００７５】
ところで、電流波形記憶手段２２は内蔵メモリーを有し、該内蔵メモリーは、任意アドレスにアドレスＮ０とのアドレス偏差に比例した位相の余弦波データが５周期分、すなわち、位相が０〜１０πの範囲の余弦波データを記憶している。ここで、アドレスＮ０には位相が零となる余弦波データを格納し、アドレスＮ２πには位相が２π、アドレスＮ４πには位相が４π、アドレスＮ５πには位相が５π、アドレスＮ７πには位相が７π、アドレスＮ９πには位相が９π、アドレスＮ１０πには位相が１０πとなる余弦波データを格納しているものとする。アドレスポインタ発生手段２１は、後述するタイミングで変化するアドレスポインタＡＰを出力する。電流波形記憶手段２２は、アドレスポインタＡＰが指示するアドレスの内蔵メモリーに記憶された余弦波データを電流波形データＩＷＤとして出力する。
【００７６】
次に、インバータ出力電流Ｉｏが生成されるまでのフィードバック処理について説明する。乗算手段２３は出力電流設定信号Ｉｓｅｔと電流波形データＩＷＤを乗算して電流目標値Ｉｏｂｊを作成して電流偏差演算手段２４に出力する。電流偏差演算手段２４は、電流検出器１２が計測した出力電流Ｉｏと電流目標値Ｉｏｂｊから電流偏差ｅｉを演算してＰＩ演算手段２５に出力する。ＰＩ演算手段２５は、電流偏差ｅｉに比例する比例項と電流偏差を一定区間積分した電流偏差積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御量ＩＹを演算してＰＷＭ変調手段２６に出力する。ＰＷＭ変調手段２６は、制御量ＩＹをパルス幅変調してインバータ主回路１０をＰＷＭ制御するためのゲートパルス信号ＧＰを作成してゲートドライブ回路１４に出力する。ゲートパルス信号ＧＰよりゲートドライブ回路１４を介してＰＷＭ制御されたインバータ主回路１０は、図３（ｅ）に示すようなインバータ出力電流Ｉｏを出力する。
【００７７】
図３（ｂ）に示すピークポイントが立ち上がる（１）のタイミングにおいて、アドレスポインタ発生手段２１は、読み出し増加率Ｒｃを１以上の適当な値Ｒｃ１に設定し、同時に、該内蔵カウンタをリセットする。（１）のタイミングから、図３（ｄ）に示すアドレスポインタＡＰがＮ２πに達する（２）のタイミングに至るまでのＴ１期間において、アドレスポインタＡＰは、カウントアップし続ける該内臓カウンタに１を越える値に設定された読み出し増加率Ｒｃ１を乗算した積にアドレスＮ０を加えた、図３（ｄ）に図示するアドレスを指示する。Ｔ１期間において、電流波形記憶手段２２から、内蔵メモリーに記憶された位相が０〜２πの範囲の余弦波データが出力電流データＩＷＤとして出力され、前述したフィードバック処理によりインバータ主回路１０を制御すれば、図３（ｅ）に図示する周波数が上昇する電流波形（以降、第１の電流波形と称する）が生成される。
【００７８】
（２）のタイミングにおいて、アドレスポインタ発生手段２１は、読み出し増加率Ｒｃを（数６）で示す値に設定し、内蔵カウンタをリセットする。
【００７９】
【数６】
2005269757.tif 000008
【００８０】
（２）のタイミングから、アドレスポインタＡＰがＮ４πに達する（３）のタイミングに至るまでのＴ２期間において、アドレスポインタＡＰは、カウントアップし続ける該内臓カウンタに読み出し増加率Ｒｃ２を乗算した積にアドレスＮ２πを加えた、図３（ｄ）に図示するアドレスを指示する。Ｔ２期間において、電流波形記憶手段２２から、内蔵メモリーに記憶された位相が２π〜４πの範囲の余弦波データが出力電流データＩＷＤとして出力され、前述したフィードバック処理によりインバータ主回路１０を制御すれば、図３（ｅ）に図示する電流波形（以降、第２の電流波形と称する）が生成される。
（数６）を変形して（数７）が得られる。
【００８１】
【数７】
2005269757.tif 000009
【００８２】
内蔵カウンタの単位時間あたりのカウント値をＣｔとすると、期間Ｔ１と期間Ｔ２において、内蔵カウンタは、Ｎｏからカウントを開始して、単位時間あたりのカウント値がＣｔで（Ｔ１＋Ｔ２）の期間カウントアップ動作をしたとすると、内蔵カウンタはアドレス値Ｎ４πに達するから、（数８）が成立する。
【００８３】
【数８】
2005269757.tif 000010
【００８４】
期間Ｔ１において、アドレスポインタＡＰがＮｏからカウントを開始して、単位時間あたりのカウント値がＣｔＲｃ１でＴ１の期間カウントアップ動作をした結果、アドレスポインタＡＤはＮ２πに達するから、（数９）が成立する。
【００８５】
【数９】
2005269757.tif 000011
【００８６】
期間Ｔ２において、アドレスポインタＡＰがＮ２πからカウントを開始して、単位時間あたりのカウント値がＣｔＲｃ２でＴ２の期間カウントアップ動作をした結果、アドレスポインタＡＤはＮ４πに達するから、（数１０）が成立する。
【００８７】
【数１０】
2005269757.tif 000012
【００８８】
（数９）および（数１０）より、（数１１）が得られる。
【００８９】
【数１１】
2005269757.tif 000013
【００９０】
（数８）を変形して（数１２）が得られる。
【００９１】
【数１２】
2005269757.tif 000014
【００９２】
（数７）、（数１１）および（数１２）より（数１３）が得られる。
【００９３】
【数１３】
2005269757.tif 000015
【００９４】
期間Ｔ１における読み出し増加率Ｒｃ１に適当な値を設定した後、区間Ｔ２における読み出し増加率Ｒｃ２を（数６）によって設定すれば（数１３）が成立し、第１と第２の電流波形が出力を完結する期間（Ｔ１＋Ｔ２）は、負荷電圧Ｖｏの２周期分２Ｔ０に等しくなる。これは、第１と第２の電流波形が出力を完結するタイミングが、負荷電圧Ｖｏが２周期分を出力し終わるタイミングと一致している事を意味する。すなわち、本発明のインバータ装置２の電流歪付与手段１３により、インバータ装置２を制御すれば第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相は、負荷電圧Ｖｏの位相、すなわち、ゼロ〔ｒａｄ〕に一致する。さらに、図３に図示する位置関係から明らかなように、第２の電流波形の周期Ｔ２は電力系統電圧の定格周期Ｔ０より大きくなるので、第２の電流波形は、電力系統電圧の定格周波数よりも低い周波数となる。
【００９５】
図３（ｄ）に示すアドレスポインタＡＰがＮ４πに達する（３）のタイミング、または、ピークポイントが立ち上がる（４）のタイミングにおいて、読出し増加率Ｒｃを１にセットし、内臓カウンタをリセットする。（３）または（４）のタイミングから、図３（ｄ）に示すアドレスポインタＡＰがＮ５πに達する（５）のタイミングに至るまでのＴ３期間において、アドレスポインタＡＰは、カウントアップし続ける該内臓カウンタに１の値に設定された読み出し増加率Ｒｃを乗算した積にアドレスＮ４πを加えた、図３（ｄ）に図示するアドレスを指示する。Ｔ３期間において、電流波形記憶手段２２から、内蔵メモリーに記憶された位相が４π〜５πの範囲の余弦波データが出力電流データＩＷＤとして出力され、前述したフィードバック処理によりインバータ主回路１０を制御すれば、図３（ｅ）に図示する負荷電圧Ｖｏの位相と一致する電流波形（以降、第３の電流波形と称す）が生成される。
【００９６】
図３（ｄ）に示すアドレスポインタＡＰが５πに達する（５）のタイミング、または、図３（ｂ）に示すピークポイントが立ち上がる（６）のタイミングにおいて、アドレスポインタ発生手段２１は、読み出し増加率Ｒｃを再び１以上の適当な値Ｒｃ１に設定し、内蔵カウンタをリセットする。
【００９７】
（５）または（６）のタイミングから、図３（ｄ）に示すアドレスポインタＡＰがＮ７πに達する（７）のタイミングに至るまでのＴ４期間において、アドレスポインタＡＰは、カウントアップし続ける該内臓カウンタに１を越える値に設定された読み出し増加率Ｒｃ１を乗算した積にアドレスＮ５πを加えた、図３（ｄ）に図示するアドレスを指示する。Ｔ４期間において、電流波形記憶手段２２から、内蔵メモリーに記憶された位相が５〜７πの範囲の余弦波データが出力電流データＩＷＤとして出力され、前述したフィードバック処理によりインバータ主回路１０を制御すれば、前述したＴ１期間の場合と同様に、図３（ｅ）に図示する周波数が上昇する第１の電流波形が生成される。
【００９８】
（７）のタイミングから、アドレスポインタＡＰがＮ９πに達する（８）のタイミングに至るまでの図３で示すＴ５期間において、読み出し増加率Ｒｃを（数６）で示す値に設定すれば、アドレスポインタＡＰは、カウントアップし続ける該内臓カウンタに読み出し増加率Ｒｃ２を乗算した積にアドレスＮ７πを加えた、図３（ｄ）に図示するアドレスを指示する。Ｔ５期間において、電流波形記憶手段２２から、内蔵メモリーに記憶された位相が７π〜９πの範囲の余弦波データが出力電流データＩＷＤとして出力され、前述したフィードバック処理によりインバータ主回路１０を制御すれば、前述したＴ２期間の場合と同様に、図３（ｅ）に図示する第２の電流波形が生成される。
【００９９】
区間Ｔ５における読み出し増加率Ｒｃ２を（数６）によって設定すれば、  前述した同様の理由により、（数１３）が成立し、第１と第２の電流波形が出力を完結する期間（Ｔ１＋Ｔ２）は、負荷電圧Ｖｏの２周期分２Ｔ０に等しくなり、インバータ装置２より、周波数が上昇する第１の電流波形と周波数が下降する第２の電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完結する出力電流の位相は、負荷電圧Ｖｏの位相、すなわち、ゼロ〔ｒａｄ〕に一致する。
【０１００】
（８）のタイミングにおいて、読出し増加率Ｒｃを１にセットし、内蔵メモリーをリセットする。（８）のタイミングから、アドレスポインタＡＰがＮ１０πに達する（９）のタイミングに至るまでの図３で示すＴ６期間において、アドレスポインタＡＰは、カウントアップし続ける該内臓カウンタに１の値に設定された読み出し増加率Ｒｃを乗算した積にアドレスＮ９πを加えた、図３（ｄ）に示すようなアドレスポインタＡＰを指示する。Ｔ６期間において、電流波形記憶手段２２から、内蔵メモリーに記憶された位相が９π〜１０πの範囲の余弦波データが出力電流データＩＷＤとして出力され、前述したフィードバック処理によりインバータ主回路１０を制御すれば、前述したＴ３期間の場合と同様に、図３（ｅ）に図示する第３の電流波形が生成される。
【０１０１】
（９）または（１’）のタイミング以降は、図３に示す（１）のタイミング以降の動作と同様の処理を繰り返し反覆し続ける。
【０１０２】
図４（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、図３で述べたインバータ装置２が単独運転状態となっていない通常の運転状態において、負荷電圧Ｖｏ、ピークポイント同期信号ＰＳ、および、インバータ出力電流Ｉｏのタイミングを示すタイムチャートである。図４（ｃ）において、点線で示す波形は、負荷電圧Ｖｏを示し、実線で示す波形は、インバータ装置２の出力電流Ｉｏを示す。前述したように、出力電流Ｉｏは、変位または位相は連続しているが、Ｔ１、Ｔ４期間における出力電流の一周期は、商用電力の定格周期Ｔｏよりも短く、Ｔ２、Ｔ５期間における出力電流の一周期は、商用電力の定格周期Ｔｏよりも長く、Ｔ３、Ｔ６期間における出力電流の半周期は、商用電力の定格周期Ｔｏの半周期に等しくなる。任意期間Ｔｉと次の期間Ｔｉ＋１の結合点、すなわち、ピークポイントまたはその近傍の所定区間において、周波数が不連続となり、この結合点で電流歪みを発生させる事になる。インバータ装置２は、Ｔ１、Ｔ４期間において、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する電流波形を出力し、Ｔ２、Ｔ５期間区間において、その出力周波数が下降する電流歪を付与する電流波形を出力し、Ｔ３、Ｔ６期間区間において、その出力周波数が商用電力の定格周波数に等しい周波数の電流歪を付与する電流波形を出力している事になる。
【０１０３】
次に、交流電力系統３の停電等が原因となって発生する単独運転状態を検知してインバータ出力を停止する検出方法について説明する。
【０１０４】
まず、受動的単独運転検出方法について述べる。この単独運転検出方法は、インバータ装置２が供給している無効電力が、負荷７が要求している無効電力と一致しない場合に有効である。この場合、インバータ装置２が単独運転状態となると、負荷電圧Ｖｏの周波数は、急激に定格周波数から変動し、これにともなって負荷電圧Ｖｏの電圧値も変動する。電圧周波数検出手段２７は、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正または正から負に変動するタイミングの間隔から計測した負荷電圧Ｖｏの半周期から負荷電圧Ｖｏの周波数を演算し、周波数異常検出手段２８は、その負荷電圧Ｖｏの周波数が周波数上限値ＯＦから周波数下限値ＵＦの範囲からはずれる事を監視し、周波数上限値ＯＦを超えるか、または、周波数下限値ＵＦを下回った事で、単独運転を検出し、周波数異常信号ＦＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【０１０５】
電圧異常検出手段２９は、負荷電圧Ｖｏの周波数が変動した事で同時に変動する負荷電圧Ｖｏが電圧下限値ＵＶから電圧上限値ＯＶの範囲からはずれる事を監視し、負荷電圧Ｖｏが電圧上限値ＯＶを超えるか、電圧下限値ＵＶを下回った事で、単独運転を検出し、電圧異常信号ＶＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【０１０６】
次に、能動的単独運転検出方法について述べる。インバータ装置２が供給している無効電力が、負荷７が要求している無効電力にほぼ一致する場合、インバータ装置２が単独運転状態になっても負荷供給電圧Ｖｏの周波数はほとんど変動しなくなり、前述した負荷電圧Ｖｏの周波数の異常周波数検出や異常電圧検出で単独運転を監視する受動的単独運転検出方法では単独運転を検出できなくなるので、以下に述べる能動的単独運転検出方法によって単独運転を検出する。
【０１０７】
図５は、今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆｉと次回サイクルにて電流歪付与手段１３によって制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆｏの関係を示すものである。電圧周波数検出手段２７は、負荷電圧Ｖｏの極性が負から正または正から負に変動するタイミングの間隔から計測した負荷電圧Ｖｏの半周期から負荷電圧Ｖｏの周波数を演算し、これを図５で示す、今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆｉとする。図５に示すように、電流歪発生手段１３は、定格周波数ｆ０を含む所定の区間［ｆ０−Δｆ、ｆ０＋Δｆ］（以降所定区間Ａと称す）を設け、負荷電圧Ｖｏの周波数が所定区間Ａの範囲内にある場合は、インバータ装置２は、前述したように、第１、第２、および、第３の電流波形を連結して繰り返し出力する。今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆｉが所定区間Ａの範囲以下となる場合は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆｏを、今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆｉよりもさらに低くなるように設定する。今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆｉが所定区間Ａの範囲以上となる場合は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆｏを、今回サイクルにて計測される負荷電圧Ｖｏの負荷電圧周波数計測値Ｆｉよりもさらに高くなるように設定する。
【０１０８】
ところで、インバータ装置２の単独運転検出方法に、負荷電圧の極性が変化するタイミングの間隔から周期を計測する方法を採用している場合、単独運転移行直後の負荷電圧の見かけの負荷電圧周波数は、負荷７の種類によって影響を受ける。例えば、負荷７が誘導性負荷の場合、負荷電圧はインバータ出力電流よりも進み位相となり、前回検出された負荷電圧の極性が変化するタイミングと、単独運転移行直後検出される負荷電圧の極性が変化するタイミングの間隔は短縮され、見かけの負荷電圧周波数は上昇する。負荷７が容量性負荷の場合、負荷電圧はインバータ出力電流よりも遅れ位相となり、前回検出された負荷電圧の極性が変化するタイミングと、単独運転移行直後検出される負荷電圧の極性が変化するタイミングの間隔は延長され、見かけの出力周波数は上昇する。単独運転移行直後、負荷７の状態によって変動する見かけの周波数と、歪電流付与による周波数変動との大きさが同じで方向が逆となる場合は、相殺しあって周波数変動が発生しない場合があり、単独運転に移行していても単独運転に以降した事が検出されるまでの時間が長くなる事があった。
【０１０９】
そこで、負荷電圧Ｖｏの周波数が、所定区間Ａの範囲内にあると判断する場合は、前述したように、インバータ装置２から、周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、周波数が下降する電流歪みを付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力すれば、ある期間は電流歪付与による周波数変動と負荷による周波数変動が相殺し合って周波数変動がなくても、次の期間では周端数変動を助長し合うようになり、インバータ装置２の出力周波数は確実に変動して、負荷電圧周波数Ｆｉが所定区間Ａの範囲以下、または、所定区間Ａの範囲以上となり、後述する処理を実行するので、単独運転への移行を短時間のうちに確実に検出する事ができる。
【０１１０】
次に、今回計測される負荷電圧周波数Ｆｉが所定区間Ａの範囲以下となる場合は、負荷電圧周波数Ｆｉよりもさらに低くなるように出力電流周波数設定値Ｆｏを設定しておけば、負荷電圧周波数が迅速に減少する動作を刳り返して、負荷電圧周波数Ｆｏが周波数下限値ＵＦに達したところで迅速に単独運転を検出して、周波数異常信号ＦＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【０１１１】
次に、今回計測される負荷電圧周波数Ｆｉが所定区間Ａの範囲以上となる場合は、負荷電圧周波数Ｆｉよりもさらに高くなるように出力電流周波数設定値Ｆｏを設定しておけば、負荷電圧周波数が迅速に増加する動作を刳り返して、負荷電圧周波数Ｆｏが周波数下限値ＯＦに達したところで迅速に独運転が検出して、周波数異常信号ＦＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【０１１２】
ところで、電圧周波数検知手段２７は、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動するタイミングから、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動する次のタイミングまでの経過時間を負荷電圧の半周期として決定しているので、出力周波数が上昇する第１の電流波形の１周期分が出力を完了する期間中、または、出力周波数が下降する第２の電流波形が出力を完了する期間中に、負荷電圧の極性が正から負または負から正に変動するタイミングが、それぞれ、１回づつ必ず出現するので、第１の電流波形、または、第２電流波形の１周期分が出力を完了する期間中に、これらのタイミングの間隔を半周期として確実に決定する事ができ、この期間中に確実に負荷電圧の周波数を決定する事ができるので、インバータ装置が単独運転に移行した際に、負荷電圧周波数が所定区間Ａを外れたか否かを迅速に判定する事ができ、単独運転に移行した際に迅速に単独運転を検出することができる。
【０１１３】
図６は、第１実施例のインバータ装置２の周波数変動率ζをパラメータとする、出力電流高調波の次数と基本波成分に対する高調波の振幅の割合の関係を示す周波数スペクトラムを示す。図において、周波数変動率ζは０．０５、０．０２、および、０．０１の各場合について測定した結果を示している。すなわち、インバータ装置２から、周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形一周期分と、周波数が下降する電流歪みを付与する第２の電流波形一周期分と、周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形半周期分を連結して繰り返して出力した図４（ｃ）に示す出力電流波形について、電流波形の周波数変動率ζをパラメータとした場合の、出力電流の高調波の次数と、基本波成分に対する高調波成分の振幅の割合との関係を示したものである。ここで、図４（ｃ）で示すように、周波数が上昇（下降）する歪みを付与した電流波形の周期をＴｉ（ｉ＝１，２，３…）、負荷電圧Ｖｏの定格周波数をＴ０とおくと周期変動率ζは（数１４）としている。
【０１１４】
【数１４】
2005269757.tif 000016
【０１１５】
ところで、従来技術の説明で述べたｃｆ値は、（数１５）で示す、電圧波形の半周期ｔ０に対するゼロ時間ｔｚの割合と定義される。
【０１１６】
【数１５】
2005269757.tif 000017
【０１１７】
（数１５）より（数１６）が成立する。
【０１１８】
【数１６】
2005269757.tif 000018
【０１１９】
インバータ装置２の出力電流Ｉｏの時間関数をＩｏ（ｔ）とすると、図４（ｃ）で示すような波形の出力電流Ｉｏ（ｔ）は、（数１７）で示す奇関数の性質と、（数１８）で示す対象波の性質を合わせ持っているので出力電流Ｉｏのフーリエ級数は（数１９）のように表現できる。
【０１２０】
【数１７】
2005269757.tif 000019
【０１２１】
【数１８】
2005269757.tif 000020
【０１２２】
【数１９】
2005269757.tif 000021
【０１２３】
ここで、ωｏは交流電力系統電圧の定格角周波数、ａ２ｍ＋１はフーリエ係数で（数２０）のようになる。
【０１２４】
【数２０】
2005269757.tif 000022
【０１２５】
（数１７）から明らかなように、出力電流は、基本波周波数の５分の１を奇数倍した正弦波級数のみが存在する周波数スペクトラムとなる。従来のインバータ装置１０２の出力電流Ｉｏのフーリエ級数（数１）と比較すると、本発明のインバータ装置２の出力電流Ｉｏの高調波は、余弦波級数項がない分だけ、高調波成分が小さくなるはずである。
【０１２６】
図１１〜図１２に示す従来のインバータ装置の出力電流波形と、図４（ｃ）に示す本発明のインバータ装置の出力電流波形を比較して、図１１〜図１２の２ｔｚは、図４（ｃ）の電流波形周期Ｔｉ（ｉ＝１，２…６）と定格周期Ｔ０との差｜Ｔｉ−Ｔ０｜に相当し、図１１〜図１２の２ｔ０は図４（ｃ）の定格周期Ｔ０に相当するので、（数１６）の２ｔｚを｜Ｔｉ−Ｔ０｜、（数１６）の２ｔ０をＴ０に置き換えると（数１４）になる。すなわち、従来のインバータ装置１０２のｃｆ値は、本発明の周期変動率ζに相当する量と考えて良い。図６と図１４を比較して、図６の周波数変動率ζが０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれの値をとる場合の高調波電流成分は、図１４のｃｆ値が同じ０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれの値をとる場合の高調波電流成分と比較して減少している事がわかる。これは、前述したように、本発明のインバータ装置２の出力電流Ｉｏの高調波は、余弦波級数項がない分だけ、高調波成分が小さくなるという数式を比較した見解と一致している。
【０１２７】
図７は、本発明のインバータ装置２の周期変動率ζと出力電流歪率ＴＨＤｉの関係と従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と出力電流歪率ＴＨＤｉの関係を示したものである。図において、実線は本発明のインバータ装置２の周期変動率ζと電流歪み率ＴＨＤｉの関係、点線は従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と電流歪み率ＴＨＤｉの関係を示す。図を見て明らかなように、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζにおいて、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率ＴＨＤｉは、従来のそれと比較して著しく減少している事がわかる。
【０１２８】
図８は、本発明のインバータ装置２について、任意の並列等価インダクタンス５の値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンス６の値の限界点をプロットして得た不感帯の特性である。
【０１２９】
図８では、負荷７の並列等価抵抗４の抵抗値をＲ［Ω］、並列等価インダクタンス５のインダクタンスをＬ［Ｈ］、および、並列等価キャパシタンス６のキャパシタンスをＣ［Ｆ］とおき、等価インダクタンスＬを横軸に、キャパシタンスＣを縦軸にとり、従来例のｃｆ値を０．０１、０．０２および０．０５の各値に変化させたのと同様に、ここでは、これに相当するパラメータである周波数変動率ζを０．０１、０．０２および０．０５の各値に変化させたときの不感帯を調べた実験結果を示す。実験では、従来例と同様に、等価抵抗Ｒは１４．４Ωの場合について調べてある。
【０１３０】
図において横軸に平行な２本の点線は、周波数異常検出手段２８のみを受動的単独運転検出方法として使った場合において、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、横軸に平行な２本の点線の間にはさまれた領域は、周波数異常検出手段２８のみを受動的単独運転検出方法として使った場合の不感帯領域を示している。
【０１３１】
次に、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線は、単独運転検出方法として、前述した本発明の電流歪付与手段１３による能動的単独運転検出方法のみを使ったインバータ装置２について、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線で囲まれた領域は、本発明の能動的単独運転検出方法のみを使った場合における不感帯を示している。受動的単独運転検出方法による不感帯と能動的単独運転検出方法による不感帯が重なり合う領域が小さい場合、システム全体として不感帯となる領域が小さい良好な特性を得ていると言える。図８と図１６を比較して明らかなように、従来のｃｆ値に相当する本発明の周波数変動率ζの各値、０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおいて、本発明のインバータ装置２の不感帯特性は、従来のインバータ装置１０２の不感帯特性とほぼ同等のものが得られた。次に、能動的単独運転検出方法と受動的単独運転検出方法の不感帯領域が重なり合う領域が最も小さくなる、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合について考える。周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合において、本発明のインバータ装置２の能動的単独運転検出方法と受動的単独運転検出方法の不感帯境界特性は、周波数変動率ζに相当するｃｆ値として０．０５を選んだ従来のインバータ装置１０２のそれとほぼ同一の特性が得られる。従って、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合における本発明のインバータ装置２の能動的単独運転検出方法による不感帯領域と、受動的単独運転検出方法による不感帯領域が重なり合う不感帯領域は、周波数変動率ζに相当するｃｆ値として０．０５を選んだ場合における従来のインバータ装置１０２のそれとほぼ同一のものが得られる。ゆえに、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合における本発明のインバータ装置２の単独運転検知感度は、その周波数変動率に相当するｃｆ値として０．０５を選んだ場合における従来のインバータ装置１０２の単独運転検知感度とほぼ同等のものが得られる。ところが、前述した図７の説明で、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζにおいて、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率ＴＨＤｉは、従来のそれと比較して著しく減少するので、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができる。すなわち、本発明のインバータ装置２と従来のインバータ装置１０２の単独運転検知感度を同等の性能とした場合、本発明のインバータ装置２は、従来のインバータ装置１０２と比較して、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができる。
【０１３２】
以上で述べたように、従来のインバータと同等レベルで単独運転検知感度が良好な従来のインバータ装置と比較して、本発明のインバータ装置の出力電流の電流歪み率の方が、従来のインバータ装置よりもさらに小さくする事ができるので、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を、従来のインバータ装置よりも低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が、より小さくてすむという理想的なインバータ装置を提供する事ができる。
【０１３３】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、１周期分の第２の電流波形、１周期分の第１の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１３４】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、１周期分の第１の電流波形、半周期分の第３の電流波形、１周期分の第２の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１３５】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形、１周期分の第１の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１３６】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形、その波形の半周期分を任意の奇数回連結した余弦波形であってその出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１３７】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形、その波形の半周期分を任意の奇数回連結した余弦波形であってその出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１３８】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形、その波形の半周期分を任意の奇数回連結した余弦波形であってその出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１３９】
なお、実施例の電流歪付与手段は、１周期分の第１の電流波形、１周期分の第２の電流波形、半周期分の第３の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第２の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしているが、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形、その波形の半周期分を任意の奇数回連結した余弦波形であってその出力周波数が商用電力周波数に等しい周波数の電流歪みを付与する第３の電流波形、その波形の一周期分を任意の自然数回連結した余弦波形であってその出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形の順に連結して繰り返して出力し、第１の電流波形が出力を完了する時点から最短時間で発生する負荷電圧のピークポイントにおいて、インバータ出力電流の位相が、負荷電圧の位相に一致するようにしても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１４０】
なお、実施例の前記電流歪付与手段は、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定する電圧周期演算手段と、負荷電圧の極性が負から正に変動するタイミングから前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント検出手段を備えているが、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検出される負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する負荷電圧一周期分の出現個数で除算して求めた負荷電圧の周期の移動平均を電圧周期として決定する電圧周期演算手段と、負荷電圧の極性が正から負に変動するタイミングから前記電圧周期の４分の１に相当する期間を経過させたタイミングと前記電圧周期の４分の３に相当する期間を経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント検出手段を備えても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１４１】
なお、実施例の電流歪付与手段は、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、負荷電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力し、その結果、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合に、交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめたと判定しているが、負荷電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、即、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめたと判定しても良く、その作用効果に差異を生じない。
【産業上の利用可能性】
【０１４２】
発電設備に取り付けた本発明のインバータ装置を用いて商用電源との系統連係運転を行なう場合において、良好な感度で単独運転を検出でき、モータやトランス等の誘導性負荷が多い工場施設やプラント施設等に設置される発電設備に取り付けたインバータ装置の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１４３】
【図１】本発明の実施例を示すブロック図
【図２】（ａ）、（ｂ）同インバータ装置の同負荷電圧Ｖｏ、および、ピークポイント同期信号ＰＳのタイミングを示すタイムチャート
【図３】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）同インバータ装置が単独運転状態となっていない通常の運転状態における負荷電圧Ｖｏ、ピークポイント同期信号ＰＳ、アドレスポインタＡＰの読み出し増加率Ｒｃ、アドレスポインタＡＰおよび、インバータ出力電流Ｉｏのタイミングを示すタイムチャート
【図４】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）同インバータ装置が単独運転状態となっていない通常の運転状態において、負荷電圧Ｖｏ、ピークポイント同期信号ＰＳ、および、インバータ出力電流Ｉｏのタイミングを示すタイムチャート
【図５】同インバータ装置の今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆｉと次回サイクルにて電流歪付与手段に制御される出力電流周波数設定値Ｆｏの関係図
【図６】同インバータ装置の周波数変動率ζをパラメータとする出力電流高調波の次数と基本波成分に対する高調波の振幅の割合の関係を示す周波数スペクトラム図
【図７】同インバータ装置の周期変動率ζと出力電流歪率ＴＨＤｉの関係と従来のインバータ装置のｃｆ値と出力電流歪率ＴＨＤｉの関係図
【図８】同インバータ装置の任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不感帯の特性図
【図９】従来の周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置の構成図
【図１０】同周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置の検出動作手順を示すフローチャート
【図１１】（ａ）、（ｂ）同単独運転検出方法による交流電力系統の電圧と従来のインバータ装置の出力電流のタイミングを示すタイムチャート
【図１２】（ａ）、（ｂ）同単独運転検出方法による交流電力系統の電圧と従来のインバータ装置の出力電流のタイミングを示すタイムチャート
【図１３】同交流電力系統が正常時のインバータ装置の出力電流のタイミングを示すタイムチャート
【図１４】同交流電力系統が正常時のインバータ装置の出力電流のタイミングを示すタイムチャート
【図１５】同インバータ装置のｃｆ値をパラメータとする出力電流高調波の次数と基本波成分に対する高調波の振幅の割合の関係を示す周波数スペクトラム図
【図１６】同インバータ装置について任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不感帯の特性図
【図１７】同インバータ装置について調べたｃｆ値と出力電流の歪み率ＴＨＤｉの関係図
【符号の説明】
【０１４４】
１    直流電源
２    インバータ装置
３    交流電力系統
７    負荷
１０  インバータ主回路
１３  電流歪付与手段
１９  電圧周期演算手段
２０  ピークポイント検出手段
２８  周波数異常検出手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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