(57)【要約】【課題】簡単な構成で高出力電圧、高力率を維持しながら高調波の抑制を可能とする大容量電源装置を提供すること。【解決手段】複数のリアクタ１０、１１と、６個のダイオード２〜７を用いて３相全波整流回路を構成したブリッジ整流回路８とを備え、複数のリアクタ１０、１１の中間接続点とブリッジ整流回路８の交流入力端を第２の双方向スイッチ１４を介して接続するという構成を備え、大出力時に第２の双方向スイッチを閉とすることにより、リアクタのインダクタンスを低減させた動作となり、直流出力電圧、力率の低下を回避できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、６個のダイオードを用いて３相全波整流回路を構成したブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有し、前記交流電源の交流は前記ブリッジ整流回路の中の４個のダイオードで全波整流される電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に直列に接続された複数のリアクタと、前記リアクタが接続される前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に第１の双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記複数のリアクタどうしの接続点と前記ブリッジ整流回路の残りの交流入力端との間の接続を開閉する第２の双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記第１の双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記第１の双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記複数のリアクタは、前記第２の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタのインダクタンスの合計値が他方にあるリアクタのインダクタンスの合計値より小さくなるようにそれぞれのリアクタのインダクタンスを設定した請求項1に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第２の双方向スイッチは、前記リアクタに流れる電流がゼロになった時点で開とする請求項1または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第２の双方向スイッチは、交流電源のゼロクロス点から所定の時間経過後に開とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記第２の双方向スイッチがトライアックで構成された請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項６】
交流電源から供給される入力電流が第１の所定値を超えると前記第２の双方向スイッチを閉とし、前記入力電流が前記第１の所定値より小さい第２の所定値を下回ると前記第２の双方向スイッチを開とする請求項1〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
第２の双方向スイッチを閉とする時に、同時に第１の双方向スイッチを開とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する従来の電源装置として、全波整流回路にコンデンサを付加した装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図５は、特許文献１に記載された従来の電源装置を示すものである。図５に示すように、交流電源１と、ダイオード２〜５より構成されたブリッジ整流回路８と、平滑コンデンサ９と、リアクタ１０と、双方向スイッチ１３と、コンデンサ１２と、ゼロクロス検出手段１６と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１７と、双方向スイッチ１８から構成されている。なお、基本構成を図５（ａ）に示し、図５（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は図５（ａ）と比較してゼロクロス検出手段１６と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１７と、双方向スイッチ１８の図示を省略すると共に、双方向スイッチ１３と、コンデンサ１２の電気的接続を変更したものである。
【０００４】
図６は前記従来の電源装置の各部動作波形図である。図６（ａ）は交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ１０を流れる交流入力電流ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ１３の駆動信号Ｖｇの各波形を、図３（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１２を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１２の両端間電圧Ｖｃの各波形を示している。また、図６（ｃ）に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較の一例を示しており、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【０００５】
図６を用いてその動作を説明する。交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点からΔｄだけ遅らせて双方向スイッチ１２がオンされると、交流電源１−リアクタ１０−ダイオード２−平滑コンデンサ９−双方向スイッチ１３−コンデンサ１２−交流電源１の経路で直列共振電流が流れ、コンデンサ１２の電荷が平滑コンデンサ９へ放電される。双方向スイッチ１３のオンからΔｔ後に双方向スイッチ１３をオフすると、リアクタ１０に流れる電流はダイオード２、５を通って通常の全波整流動作として継続される。次に交流電圧の負の半周期において、そのゼロクロス点からΔｄだけ遅らせて双方向スイッチ１３がオンされると、交流電源１−コンデンサ１２−双方向スイッチ１３−ダイオード３−リアクタ１０−交流電源１の経路でコンデンサ１２に充電電流が流れる。さらにΔｔ後に双方向スイッチ１３をオフすると、リアクタ１０に流れる電流はダイオード４、３を通って通常の全波整流動作として継続される。
【０００６】
以上の構成、動作において、リアクタ１０のインダクタンス、コンデンサ１２の静電容量を適当に選定し、前記Δｄ、Δｔを負荷に応じて適当に設定することにより高調波を抑制しながら高力率を実現するともに、リアクタ１０とコンデンサ１２の昇圧作用により直流出力電圧を制御することができるというものである。
【特許文献１】特開２００２−２２３５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、比較的小容量の電源装置では良好な特性を有するが、電源を大容量化しようとすると直流出力電圧および力率が低下してしまうという課題を有していた。特にＩＥＣ高調波規制をクリアする大容量電源を実現するた
めにはリアクタ１０のインダクタンスを大きくする必要があり、その結果リアクタ１０による電圧降下が大きくなって直流出力電圧が低下するとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが増大することにより力率が低下するという課題を有していた。
【０００８】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、大出力時も直流出力電圧および力率の低下を抑制できる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、複数のリアクタと３相全波整流回路を構成するブリッジ整流回路を備え、複数のリアクタの中間接続点とブリッジ整流回路の１交流入力端を第２の双方向スイッチを介して接続するという構成を備えたものである。
【００１０】
前記のような電源装置によれば、大出力時に第２の双方向スイッチを閉とすることによりリアクタのインダクタンスを低減した場合に相当する回路動作となり、リアクタによる電圧降下、電流位相のずれもが抑制されるため、出力電圧および力率の低下を抑制できることとなる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の電源装置は、出力電圧制御を行ないながら、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明は、交流電源と、６個のダイオード用いて３相全波整流回路を構成したブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有し、前記交流電源の交流は前記ブリッジ整流回路の中の４個のダイオードで全波整流される電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に直列に接続された複数のリアクタと、前記リアクタが接続される前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に第１の双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記複数のリアクタどうしの接続点と前記ブリッジ整流回路の残りの交流入力端との間の接続を開閉する第２の双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記第１の双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記第１の双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことにより、大出力時にリアクタのインダクタンス低減と同等の効果が得られることとなり、直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１４】
（実施の形態１）
図１（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態１における電源装置の構成図である。図１において、図５と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。ここで図１（ａ）、（ｂ）はそれぞれ図５（ｂ）、（ｄ）と関連付けられる。
【００１５】
図１において、ブリッジ整流回路８は６個のダイオード２〜７により３相全波整流回路を形成するように接続された構成となっている。リアクタ１０に加えてリアクタ１１がリアクタ１０と直列に、かつコンデンサ１２が接続されているラインに挿入されている。そしてリアクタ１０、１１の接続点とダイオード６、７の接続点間が第２の双方向スイッチ１４を介して接続されている。リアクタ１０、１１のインダクタンスおよびコンデンサ１２の静電容量は第１の双方向スイッチ１３を以下の動作説明のごとく出力に応じて適切に
オン、オフさせた時に、入力電流の高調波がＩＥＣ高調波規制をクリアするような値にあらかじめ設定されている。また、リアクタ１０のインダクタンスはリアクタ１１のインダクタンスより小さい値に設定されている。
【００１６】
以上の構成において図１（ａ）の回路動作を説明する。まず、出力が比較的小さい領域においては、前記第２の双方向スイッチ１４はオフとし、従来の電源装置と同様の動作を行なう。この時は図６に示した通り、第１の双方向スイッチ１３のオン時間は比較的短く、コンデンサ１２の電圧Ｖｃも変動分が少なく直流バイアスされた状態となる。出力が大きくなるにつれて高調波の抑制と直流出力電圧の維持のために、図６のΔｄを減少し、かつΔｔを増加してゆく。さらに出力が大きくなるとΔｄ＝０とし、電圧のゼロクロスから第１の双方向スイッチ１３をオンさせることとなる。また、出力の増加に伴ないコンデンサ１２の電圧Ｖｃの変動幅が大きくなり、やがてゼロと直流出力電圧Ｖｏとの間で変動することとなる。図２（ａ），（ｂ）は前記第２の双方向スイッチ１４を依然としてオフに保った状態で比較的大出力を出した時の各部動作波形例で、電源電圧を２３０Ｖ、５０Ｈｚ、リアクタ１０のインダクタンスを５ｍＨ、リアクタ１１のインダクタンスを１３ｍＨ、平滑コンデンサ９の静電容量を３３００μＦ、コンデンサ１２の静電容量を１００μＦとし、入力電力が３．５ｋＷの時のものである。この動作点では直流出力電圧が約２６８Ｖ、力率が９６％と良好な特性を有している。また、入力電流の高調波も図２（ｃ）に示す通り、ＩＥＣ高調波規制値１９を下回っている。
【００１７】
この状態でさらに負荷を増大して、入力電力が５．０ｋＷになった時の入力電流ＩＬ１０と直流出力電圧Ｖｏを図３（ａ）に示す。この動作点では直流出力電圧が約２００Ｖと大幅に低下しており、例えばこの電源装置をＤＣモータ駆動電源として用いる場合に所望のモータ最高回転数が得られない等、電源装置の用途によって支障が生じることが考えられる。また、入力電流ＩＬ１０は電源電圧Ｖｉと大きく位相がずれており、その結果力率は約７９％と大幅に低下してしまう。従がって従来の回路構成では実用上はもっと小さい出力範囲に抑制されてしまい、出力の拡大ができないという課題を招く。
【００１８】
ここで第２の双方向スイッチ１４をオンにすると、リアクタ１１がバイパスされるような動作となり、見かけ上リアクタのインダクタンスが減少した状態となる。この動作の詳細を図１および図３（ｂ）、（ｃ）を用いて説明する。まず交流電源１の正の半周期において第１の双方向スイッチ１３がオンされると、交流電源１−リアクタ１０−リアクタ１１−第１の双方向スイッチ１３−コンデンサ１２−ダイオード５−交流電源１の経路でコンデンサ１２に充電電流が流れる。次に第１の双方向スイッチ１３がオフされると交流電源１−リアクタ１０−第２の双方向スイッチ１４−ダイオード６−平滑コンデンサ９−ダイオード５−交流電源１の電流経路が形成される。これによりダイオード６が導通状態となるのでリアクタ１１はダイオード２とダイオード６で短絡され、その電流はほぼ一定値となって、交流電源１−リアクタ１０−リアクタ１１−ダイオード２−平滑コンデンサ９−ダイオード５−交流電源１の経路で流れる。交流電源１の負の半周期において第１の双方向スイッチ１３がオンされると、交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ９−コンデンサ１２−第１の双方向スイッチ１３−リアクタ１１−リアクタ１０−交流電源１の経路でコンデンサ１２の電荷が平滑コンデンサ９に放電される。次に第１の双方向スイッチ１３がオフされると交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ９−ダイオード７−第２の双方向スイッチ１４−リアクタ１０−交流電源１の電流経路が形成される。これによりダイオード７が導通状態となるのでリアクタ１１はダイオード３とダイオード７で短絡され、その電流はほぼ一定値となって、交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ９−ダイオード３−リアクタ１１−リアクタ１０−交流電源１の経路で流れる。
【００１９】
以上の動作により、リアクタ１０の電流波形は図３に示すＩＬ１０、リアクタ１１の電流はＩＬ１１、第２の双方向スイッチ１４の電流はＩＳＷ１４の如くになる。ここでリア
クタ１１の電流は前記の通りそのピークが一定値にクランプされた電流波形となる。このことは第２の双方向スイッチ１４をオンにすることによりリアクタ１１のインダクタンス成分の作用が減少したことを意味し、その結果図３の波形に示すように出力電圧Ｖｏは約２７２Ｖと高い値を維持している。また、電源電圧Ｖｉと入力電流ＩＬ１０の位相のずれもないため、力率も約９１％と高い値を実現している。
【００２０】
次に電源装置に求められる出力が低くなってきた場合には、第２の双方向スイッチ１４の電流がゼロとなった時点で第２の双方向スイッチ１４がオフされる。この動作によりリアクタ１０、１１に流れる電流が急変することによる電圧サージの発生を回避することができる。
【００２１】
本実施の形態１の回路構成では第２の双方向スイッチ１４がオフされる小〜中出力時には、リアクタ１０、１１はそのインダクタンスを加えた１個のリアクタと等価である。一方、第２の双方向スイッチ１４がオンされる大出力時は、前記の通りリアクタ１１に流れる電流のピークは一定値にクランプされるため、リアクタ１０に流れる電流に比べてリアクタ１１に流れる電流は低く抑えられる。従がって、本実施例では前記の通りリアクタ１０のインダクタンスを５ｍＨ、リアクタ１１のインダクタンスをリアクタ１０より大きい１３ｍＨとし、両リアクタのインダクタンス合計値１８ｍＨを確保している。このように電流の大きいリアクタ１０のインダクタンスを低く、比較的電流の小さいリアクタ１１のインダクタンスを大きく設定することにより、リアクタ１０を小型化することが可能となる。
【００２２】
以上のように、出力が所定の値を超えた時に第２の双方向スイッチをオンすることにより、大出力時にも直流出力電圧と力率の低下を抑制することができる。また、リアクタ１０のインダクタンスをリアクタ１１のインダクタンスより小さく設定することにより、リアクタ１０を小型化することができる。さらに第２の双方向スイッチ１４の電流がゼロになった時に同スイッチをオフすることにより、リアクタ１０、１１のサージ電圧発生を回避することができる。
【００２３】
なお、図１（ｂ）は図１（ａ）の構成と比較して、ゼロクロス検出手段１６と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１７と、双方向スイッチ１８の図示を省略すると共に、双方向スイッチ１３と、コンデンサ１２の電気的接続を変更したものであり、図１（ｂ）の構成による動作、作用は図１（ａ）に基づいて説明した内容と同様である。
【００２４】
なお、本実施の形態１の第２の双方向スイッチ１４には半導体スイッチ、リレー等の開閉手段が使用可能である。また、リアクタ１０、１１はそれぞれのインダクタンスが５ｍＨ、１３ｍＨのものを２個使用しているが、電流容量および製品サイズによってこれらのリアクタをさらに複数のリアクタの直列、並列接続により構成することも可能である。
【００２５】
（実施の形態２）
実施の形態２では実施の形態1の第２の双方向スイッチ１４を交流電源１の電圧のゼロクロス点から第２の双方向スイッチ１４に電流が流れ始めるまでの所定の時間経過後にオフするようにしている。前記第２の双方向スイッチ１４に流れる電流は図３のＩＳＷ１４に示す如く、第１の双方向スイッチ１３に電流が流れている間はゼロとなるため、その間の適切な所定時間を設定し、電圧のゼロクロス点からその所定時間経過後に第２の双方向スイッチ１４をオフするようにしている。電圧のゼロクロス点は双方向スイッチ１３の制御に必要なため既にその検出手段が設けられており、前記制御とすることで特に部品を追加することなく、簡単な制御で第２の双方向スイッチ１４の電流がゼロとなる区間でのオフが可能となり、リアクタ１０、１１の電流急変によるサージ電圧発生を回避できることとなる。
【００２６】
（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１における第２の双方向スイッチ１４がトライアックで構成されている。以上の構成により、第２の双方向スイッチ１４を任意のタイミングでオフしても、実際にはその電流がゼロになった時点でオフとなり、リアクタ１０、１１のサージ電圧発生を回避できるため、第２の双方向スイッチ１４の制御性が向上する。
【００２７】
以上の構成について、その動作を図４を用いて説明する。比較的負荷が軽く第２の双方向スイッチ１４がオフの運転状態から、負荷が大きくなって入力電流ＩＬ１０が増加し、第１の所定値を超えると第２の双方向スイッチ１４をオンする。そして再び負荷が軽くなり入力電流ＩＬ１０が第２の所定値を下回ると第２の双方向スイッチ１４をオフする。ここで前記第１の所定値は前記第２の所定値より大きい値に設定されている。また、第２の双方向スイッチ１４をオンする場合に、それと同時に第１の双方向スイッチ１３をオフする。
【００２８】
以上の動作により、負荷の大小を入力電流ＩＬ１０で判定し、負荷の大きい時には第２の双方向スイッチ１４をオンすることにより直流出力電圧と力率の低下が回避できる。また、第１の所定値は第２の所定値より大きく設定しているため、第２の双方向スイッチ１４のオンとオフを繰り返すハンチング現象を回避することができる。さらに、第１の双方向スイッチ１３のオンデューティを維持したままで第２の双方向スイッチ１４をオンすると、その瞬間に直流出力電圧が数１０Ｖ急上昇し、負荷の挙動に悪影響を与える場合が考えられるが、ここでは第２の双方向スイッチ１４をオンすると同時に第１の双方向スイッチ１３をオフしているため、それぞれの昇圧、降圧作用が相殺され、直流出力電圧の急上昇を回避することができる。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、大出力時の高力率と出力電圧維持の両立が可能となるので、大出力のインバータエアコン等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の比較的大出力時の各部動作波形図および高調波成分とＩＥＣ高調波規制値の比較を示す特性図
【図３】（ａ）従来の電源装置における大出力時の入力電流波形と出力電圧波形を示す波形図（ｂ）本発明の実施の形態１における電源装置の大出力時の各部動作波形図（ｃ）本発明の実施の形態１における電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態３における第２の双方向スイッチの動作説明図
【図５】従来の電源装置の一例に係る構成図
【図６】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形および高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す特性図
【符号の説明】
【００３１】
１  交流電源
２〜７  ダイオード
８  ブリッジ整流回路
９  平滑コンデンサ
１０  第１のリアクタ
１１  第２のリアクタ
１２  コンデンサ
１３  第１の双方向スイッチ
１４  第２の双方向スイッチ
１５  負荷
【図１】
2005269796.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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