(57)【要約】【課題】LSI の製造ばらつきに対して、温度特性が安定で、且つ、高精度の基準電圧を得るようにトリミングすることが可能な基準電圧発生回路を提供する。【解決手段】エミッタ電流密度が異なるバイポーラ型の２つのトランジスタQ1,Q2 と、２つのトランジスタのそれぞれのベース・エミッタ間電圧の差の電圧を増幅する増幅回路OPと、増幅回路の出力が印加される抵抗R2と、この抵抗に発生した電圧を２つのトランジスタのうちの一方のトランジスタQ1のベース・エミッタ間電圧に加える電圧加算回路と、抵抗R2に直列に接続され、抵抗値の調整が可能な調整用抵抗R4と、この調整用抵抗の一端あるいは中間点から取り出される基準電圧を調整する基準電圧調整部とを具備する。【選択図】    図１
2005182113.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流密度が異なるバイポーラ型の２つのトランジスタと、
前記２つのトランジスタのそれぞれのベース・エミッタ間電圧の差の電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の出力が印加される抵抗と、
前記抵抗に発生した電圧を前記２つのトランジスタのうちの一方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧に加える電圧加算回路と、
前記抵抗に直列に接続され、抵抗値の調整が可能な調整用抵抗と、
前記調整用抵抗の一端あるいは中間点から取り出される基準電圧を調整する基準電圧調整部
とを具備することを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項２】
コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続された第１のNPN トランジスタと、
コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続され、エミッタが第１の電位ノードに接続され、前記第１のNPN トランジスタよりも大きな電流密度で動作する第２のNPN トランジスタと、
前記第１のトランジスタと直列に接続された第１の抵抗と、
前記第１のトランジスタおよび第１の抵抗のコレクタが直列接続された回路に一端が接続されている第２の抵抗と、
前記第２のトランジスタのコレクタに一端が接続され、他端が前記第２の抵抗の他端と一括接続されている第３の抵抗と、
前記第２の抵抗の一端に反転入力端（−）が接続され、前記第３の抵抗の一端に非反転入力端（＋）が接続されている演算増幅回路と、
前記演算増幅回路の出力端と前記第２の抵抗・第３の抵抗の一括接続ノードとの間に接続された基準電圧調整用の第４の抵抗と、
前記第４の抵抗の一端あるいは所望の中間接続点から基準電圧を取り出す基準電圧調整部
とを具備することを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項３】
前記第４の抵抗は、直列接続された複数個の抵抗からなり、
前記基準電圧調整部は、前記第４の抵抗の一端から所望の中間接続点までを配線パターンにより短絡接続することによって第４の抵抗の抵抗値を調整し、前記第４の抵抗の一端から基準電圧を出力することを特徴とする請求項２記載の基準電圧発生回路。
【請求項４】
前記第４の抵抗は、直列接続された複数個の抵抗からなり、
前記基準電圧調整部は、前記第４の抵抗を構成する複数個の抵抗にそれぞれ対応して並列接続された複数個のスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のオン／オフにより複数個の抵抗の直列接続抵抗値を調整し、前記第４の抵抗の一端から基準電圧を出力することを特徴とする請求項２記載の基準電圧発生回路。
【請求項５】
前記第４の抵抗は、直列接続された複数個の抵抗からなり、
前記基準電圧調整部は、前記第４の抵抗を構成する複数個の抵抗にそれぞれ対応して各一端が接続され、各他端が共通に接続された複数個のスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子を介して前記第４の抵抗の一端あるいは所望の中間点から基準電圧を取り出すことを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
【請求項６】
前記第４の抵抗は、並列接続された複数個の抵抗からなり、
前記基準電圧調整部は、前記第４の抵抗を構成する複数個の抵抗にそれぞれ対応して直列に挿入されて接続された複数個のスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のオン／オフにより複数個の抵抗の並列接続抵抗値を調整し、前記第４の抵抗の一端から基準電圧を出力することを特徴とする請求項２記載の基準電圧発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路(LSI) に形成される基準電圧発生回路に係り、特にトランジスタと抵抗を用いたバンドギャップ基準電圧回路のトリミング技術に関するもので、高精度を必要とする定電圧回路に使用されるものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は、従来のLSI に形成されている高精度の定電圧回路の一例（特許文献１参照）を示している。図１２に示す定電圧回路においては、基準電圧回路160 で生成される基準電圧Vrefを増幅するアンプ161 の利得をトリミング可能なトリミング回路163 が設けられている。図中、Q1はPNP トランジスタ、R1,R2,r11 〜r2n は抵抗、F11 〜F2n はヒューズ、Vcc は電源電位、GND は接地電位、Vcciは出力電圧である
この定電圧回路は、LSI の製造ばらつきによって基準電圧Vrefがばらついたとしても、ある特定の温度での電圧をトリミング回路163 により調整することは可能である。しかし、基準電圧Vrefがばらつくことにより、基準電圧Vrefの温度係数もばらつくので、たとえトリミングしたとしても温度が変化した時の出力電圧Vcciの大きさがばらつく。したがって、出力電圧Vcciに低い温度係数特性が要求される機器に図１２の定電圧回路を適用した場合には、機器の仕様を満足することは難しい。
【特許文献１】特開平１１−３３８５６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記したように従来のLSI に形成される基準電圧発生回路は、LSI の製造ばらつきによって基準電圧がばらつくことにより出力電圧の温度特性が変化してしまい、温度が変化すると出力電圧の大きさがばらつき、出力電圧に低温度係数が要求される機器に適用した場合には機器の仕様を満足することが難しいという問題があった。
【０００４】
本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、LSI の製造ばらつきに対して、温度特性が安定で、且つ、高精度の基準電圧を得るようにトリミングすることが可能な基準電圧発生回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の基準電圧発生回路の第１の態様は、電流密度が異なるバイポーラ型の２つのトランジスタと、前記２つのトランジスタのそれぞれのベース・エミッタ間電圧の差の電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路の出力が印加される抵抗と、前記抵抗に発生した電圧を前記２つのトランジスタのうちの一方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧に加える電圧加算回路と、前記抵抗に直列に接続され、抵抗値の調整が可能な調整用抵抗と、前記調整用抵抗の一端あるいは中間点から取り出される基準電圧を調整する基準電圧調整部とを具備することを特徴とする。
【０００６】
本発明の基準電圧発生回路の第２の態様は、コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続された第１のNPN トランジスタと、コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続され、エミッタが第１の電位ノードに接続され、前記第１のNPN トランジスタよりも大きな電流密度で動作する第２のNPN トランジスタと、前記第１のトランジスタと直列に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタおよび第１の抵抗のコレクタが直列接続された回路に一端が接続されている第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのコレクタに一端が接続され、他端が前記第２の抵抗の他端と一括接続されている第３の抵抗と、前記第２の抵抗の一端に反転入力端（−）が接続され、前記第３の抵抗の一端に非反転入力端（＋）が接続されている演算増幅回路と、前記演算増幅回路の出力端と前記第２の抵抗・第３の抵抗の一括接続ノードとの間に接続された基準電圧調整用の第４の抵抗と、前記第４の抵抗の一端あるいは所望の中間接続点から基準電圧を取り出す基準電圧調整部とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、バンドギャップ電圧を利用した基準電圧発生回路において、その温度特性を左右する抵抗値をトリミングにより調整することにより、温度特性が安定で、且つ、高精度の基準電圧を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明のLSI に形成される基準電圧発生回路の第１実施形態を示す回路図である。この基準電圧発生回路において、Q1,Q2 は同一極性の第１のトランジスタおよび第２のトランジスタである。これらの２つのトランジスタQ1,Q2 は、互いに異なるエミッタ電流密度で動作するものであり、本例では、第１のトランジスタQ1のエミッタ電流密度が第２のトランジスタQ2のエミッタ電流密度よりも小さい。
【０００９】
エミッタ電流密度が小さい第１のトランジスタQ1として、本例ではコレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続されたマルチエミッタ型のNPN トランジスタが用いられており、第２のトランジスタQ2として、コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続されたNPNトランジスタQ2が用いられている。そして、第１のトランジスタQ1のエミッタと接地電位GND との間に第１の抵抗R1が接続され、第１のトランジスタQ1のコレクタに第２の抵抗R2の一端が接続されている。エミッタ電流密度が大きい第２のトランジスタQ2のエミッタはGND に接続され、そのコレクタに第３の抵抗R3の一端が接続されており、この第３の抵抗R3の他端と前記第２の抵抗R2の他端は一括接続されている。なお、第１の抵抗R1は、第１のトランジスタQ1と直列に接続されていればよく、第１のトランジスタQ1のコレクタ側に接続されていてもよい。
【００１０】
一方、OPは演算増幅回路（オペアンプ;AMP）であり、その反転入力端（−）には第２の抵抗R2の一端（第１のトランジスタQ1・第１の抵抗R1側）が接続されており、その非反転入力端（＋）には第３の抵抗R3の一端（第２のトランジスタQ2側）が接続されている。そして、上記オペアンプOPの出力端は、抵抗値の調整が可能な第４の抵抗（調整用抵抗）R4を介して、前記第２の抵抗R2の他端と第３の抵抗R3の他端との一括接続ノードに接続されている。
【００１１】
さらに、後述するように第４の抵抗R4の一端あるいは中間点から所望の基準電圧を取り出すように調整する基準電圧調整部（機能）を備えている。
【００１２】
上記構成の基準電圧発生回路において、説明の便宜上、第１のトランジスタQ1のエミッタサイズは第２のトランジスタQ2のエミッタサイズの８倍、第２の抵抗R2と第３の抵抗R3とは抵抗値が等しい（R2=R3 ）ものとする。
【００１３】
オペアンプOPは、第１の抵抗R1に発生する電圧に第１のトランジスタQ1のベース・エミッタ間電圧ＶBEQ1を加えた電圧と第２のトランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧ＶBEQ2との差の電圧を増幅し、その増幅出力を第４の抵抗R4および第２の抵抗R2、第３の抵抗R3に印加する。
【００１４】
いま、オペアンプOPの出力電圧Ｖref が規定値より低い場合、各抵抗R1〜R4に流れる電流は規定値よりも減少する。それに対して、第２の抵抗R2と第３の抵抗R3の値は比較的大きく設定され、R2, R3の電圧降下VR2,VR3 が、第１のトランジスタQ1, 第２のトランジスタQ2にそれぞれ発生するベース・エミッタ間電圧ＶBEQ1，ＶBEQ2より大きくなるように設定されているので、ＶBEQ1，ＶBEQ2は規定値の時とほぼ同じ値になる。このため、第１の抵抗R1に流れる電流をI1とすると、オペアンプOPの非反転入力端（＋）の入力電位はＶBEQ1＋R1・I1、反転入力端（−）の入力電位はＶBEQ2で決まるが、I1は出力電圧が規定値の時よりも少なくなっているので、非反転入力端（＋）の入力電位が反転入力端（−）の入力電位よりも低くなり、オペアンプOPの出力電圧Ｖref は上昇するように動作し、定常値まで上がる。
【００１５】
これに対して、オペアンプOPの出力電圧Ｖref が規定値より高い場合、第１の抵抗R1に発生する電圧は高くなり、前述の説明と同様の理由で、オペアンプOPの反転入力端（−）の入力電圧の方が非反転入力端（＋）の入力電圧よりも高くなり、オペアンプOPの出力電圧Ｖref は定常値まで下がる。
【００１６】
基準電圧発生回路の動作が安定状態になった時、オペアンプOPの非反転入力端（＋）と反転入力端（−）の入力電圧は同電位になる。したがって、第１のトランジスタQ1, 第２のトランジスタQ2には同じ値の電流が流れるが、前述したように第１のトランジスタQ1のエミッタサイズは第２のトランジスタQ2のエミッタサイズの８倍であるので、第１のトランジスタQ1, 第２のトランジスタQ2にそれぞれ発生するベース・エミッタ間電圧ＶBEQ1，ＶBEQ2の差の電圧ΔＶBEは次式のようになる。
【００１７】
ΔＶBE＝ＶBEQ2−ＶBEQ1
＝（ＫＴ／ｑ）×ｌｎ８      …（１）
ここで、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電荷量である。
【００１８】
したがって、第１の抵抗R1にはΔＶBE／Ｒ１なる電流が流れ、その電流は第２の抵抗R2にも流れる。第１のトランジスタQ1, 第２のトランジスタQ2には同じ値の電流が流れ、第２の抵抗R2と第３の抵抗R3には同じ値の電流が流れ、それぞの電流の和が第４の抵抗R4に流れるので、オペアンプOPの出力電圧Ｖref は、
Ｖref ＝ＶBEQ2＋（△ＶBE／Ｒ１）×（Ｒ２＋２×Ｒ４）      …（２）
となる。ここで、ΔＶBEの値は前式（１）に示したように絶対温度Ｔに比例しているので温度が高くなれば大きくなるが、ＶBEQ2は温度が高くなれば下がるので、各抵抗R1〜R4の値を適切に選べば、温度特性の無い基準電圧Ｖref を発生させることが可能となる。
【００１９】
上記した第１実施形態の基準電圧発生回路は、基本的構成として、エミッタ電流密度が異なるバイポーラ型の２つのNPN トランジスタQ1,Q2 と、この２つのNPN トランジスタQ1,Q2 のそれぞれのベース・エミッタ間電圧の差の電圧ΔＶBEを増幅する増幅回路OPと、この増幅回路OPの出力Ｖref が印加される抵抗R2と、この抵抗R2に発生した電圧を２つのNPN トランジスタQ1,Q2 のうちの一方のNPN トランジスタQ1のベース・エミッタ間電圧ＶBEQ1に加える電圧加算回路と、抵抗R2に直列に接続され、抵抗値の調整が可能な調整用抵抗R4と、後述するように第４の抵抗R4の一端あるいは中間点から取り出される基準電圧を調整する基準電圧調整部（図示せず）を具備している。
【００２０】
このようにバンドギャップ電圧を利用した基準電圧発生回路において、その温度特性を左右する基準電圧Ｖref を決定する抵抗値をトリミングにより調整することにより、温度特性が安定で、且つ、高精度の基準電圧を得ることができる。
【００２１】
＜第１実施形態の具体例１＞
図２は、図１の基準電圧発生回路の具体例１を示す回路図である。この基準電圧発生回路は、図１中の第４の抵抗R4として、複数（本例では４個）の抵抗R41,R42,R43,R44 を直列に接続している。そして、第４の抵抗R4の一端から所望の中間接続点までを製造工程で配線パターン（実線または点線で示す）21により短絡接続するようにトリミングを行うことによって第４の抵抗の抵抗値を調整する基準電圧調整部を備えている。これにより、第４の抵抗R4の一端から所望の基準電圧を取り出している。ここで、第４の抵抗R4の一端の電圧をＶOUT1、抵抗R41,R42,R43,R44 の各接続点の電圧をＶOUT2、ＶOUT3、ＶOUT4、第４の抵抗R4の他端の電圧をＶOUT5で表している。
【００２２】
なお、図２では、図１中の第１の抵抗R1を第１のトランジスタQ1のコレクタ側に直列に接続変更した例を示しているが、図１中と同様に、第１の抵抗R1を第１のトランジスタQ1のエミッタ側に直列に接続するようにしてもよい。
【００２３】
＜第１実施形態の具体例２＞
図３は、図１の基準電圧発生回路の具体例２を示す回路図であり、図１中の第１の抵抗R1を第１のトランジスタQ1のコレクタ側に直列に接続変更した例を示している。この基準電圧発生回路は、図１中の第４の抵抗R4として、複数（本例では４個）の抵抗R41,R42,R43,R44 を直列に接続している。そして、第４の抵抗R4を構成する複数個の抵抗にそれぞれ対応して並列接続された複数個のスイッチ素子S1〜S4を接続し、スイッチ素子S1〜S4のオン／オフにより複数個の抵抗R41,R42,R43,R44 の直列接続抵抗値を調整する基準電圧調整部を備えている。これにより、第４の抵抗R4の一端から所望の基準電圧を取り出している。ここで、第４の抵抗R4の一端の電圧をＶOUT1、抵抗R41,R42,R43,R44 の各接続点の電圧をＶOUT2、ＶOUT3、ＶOUT4、第４の抵抗R4の他端の電圧をＶOUT5で表している。
【００２４】
＜第１実施形態の具体例３＞
図４は、図１の基準電圧発生回路の具体例３を示す回路図であり、図１中の第１の抵抗R1を第１のトランジスタQ1のコレクタ側に直列に接続変更した例を示している。この基準電圧発生回路は、図１中の第４の抵抗R4として、複数（本例では４個）の抵抗R41,R42,R43,R44 を直列に接続している。そして、第４の抵抗R4を構成する複数個の抵抗にそれぞれ対応して各一端が接続され、各他端が共通に接続された複数個のスイッチ素子S1〜S5を接続し、このスイッチ素子S1〜S5を選択的にオンとなるように制御し、第４の抵抗R4の一端あるいは所望の中間点から基準電圧を取り出す基準電圧調整部を備えている。ここで、第４の抵抗R4の一端の電圧をＶOUT1、抵抗R41,R42,R43,R44 の各接続点の電圧をＶOUT2、ＶOUT3、ＶOUT4、第４の抵抗R4の他端の電圧をＶOUT5で表している。
【００２５】
この場合、製造上のばらつきにより、抵抗値，トランジスタの電流増幅率Hfe などのセンターずれが発生することを想定して、センターずれがない場合に４個の抵抗R41,R42,R43,R44 のうちのセンターである抵抗R42,R43 の接続点の電圧ＶOUT3が期待する基準電圧になるように各定数を設定している。
【００２６】
図５は、図２乃至図４に示した基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、トランジスタのHfe がセンター値である（センターずれがない）場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示してある。
【００２７】
ここでは、電圧ＶOUT3の温度特性がほぼ平坦になっており、その値はほぼ１．２４Ｖになっていることが分かる。この電圧ＶOUT3の値は、製造プロセスにより若干変化するが、理想値と見做す。
【００２８】
図６は、図２乃至図４に示した基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、トランジスタのHfe がセンター値の２倍にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示してある。
【００２９】
このようにHfe がセンター値からずれた場合でも、△ＶBEの値は変化がなく、Hfe がセンター値の２倍になったことにより、トランジスタの飽和電流ISの値が２倍になるので、ＶBEの値が小さくなり、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5は、図５に示したようなHfe がセンター値である場合に比較してＶBEの値だけ下がっていることが分かる。この場合は、抵抗R41,R42の接続点の電圧ＶOUT2がほぼ、１．２４Ｖになっており、また、その温度特性が他の温度特性よりも最も良くなっていることが分かる。
【００３０】
図７は、図２乃至図４に示した基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、トランジスタのHfe がセンター値の１／２にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示してある。
【００３１】
このようにHfe がセンター値からずれた場合でも、△ＶBEの値は変化がなく、Hfe がセンター値の１／２になったことにより、トランジスタの飽和電流ISの値が１／２になるので、ＶBEの値が大きくなり、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5は、図５に示したようなHfe がセンター値である場合に比較してＶBEの値だけ上がっていることが分かる。この場合は、抵抗R43,R44 の接続点の電圧ＶOUT4がほぼ、１．２４Ｖになっており、また、その温度特性が他の温度特性よりも最も良くなっていることが分かる。
【００３２】
図８は、図２乃至図４に示した基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、第４の抵抗R4の抵抗値がセンター値の−２０％の値にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示してある。
【００３３】
第４の抵抗R4の抵抗値が低くなると、トランジスタに流れる電流が増えるので、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5は、図５に示したようなHfe がセンター値である場合に比較して電圧値が高くなる。
【００３４】
一方、第４の抵抗R4の抵抗値がセンター値の＋２０％の値にずれた場合を考える。第４の抵抗R4の抵抗値が高くなると、トランジスタに流れる電流が減るので、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5は、図５に示したようなHfe がセンター値である場合に比較して電圧値が低くなる。
【００３５】
図９は、図２乃至図４に示した基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、第４の抵抗R4の抵抗値がセンター値の−２０％の値にずれ、同時にトランジスタのHfe がセンター値の１／２にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示してある。
【００３６】
このようにHfe がHfe がセンター値の１／２になった場合、トランジスタの飽和電流ISの値が１／２になるので、ＶBEの値が大きくなり、しかも、第４の抵抗R4の抵抗値が低くなると、トランジスタに流れる電流が増える。これにより、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5は、図３に示したようなHfe がセンター値である場合に比較して最も高くなっている。
【００３７】
一方、第４の抵抗R4の抵抗値がセンター値の＋２０％の値にずれ、同時にトランジスタのHfe がセンター値の２倍にずれた場合を考える。Hfe がセンター値の２倍になった場合、トランジスタの飽和電流ISの値が２倍になるので、ＶBEの値が小さくなり、しかも、第４の抵抗R4の抵抗値が高くなると、トランジスタに流れる電流が減る。これにより、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5は、図５に示したようなHfe がセンター値である場合に比較して最も低くなる。
【００３８】
以上述べたようなシミュレーション結果を纏めると、第４の抵抗R4の抵抗値およびトランジスタのHfe の様々なばらつきに対して、電圧ＶOUT1〜ＶOUT5のいずれかの電圧値が、約１．２４Ｖ近辺で良好な温度特性が得られることが分かる。
【００３９】
＜第１実施形態の具体例４＞
図１０は、図１の基準電圧発生回路の具体例４を示す回路図であり、図１中の第１の抵抗R1を第１のトランジスタQ1のコレクタ側に直列に接続変更した例を示している。この基準電圧発生回路は、図１中の第４の抵抗R4として、複数（本例では４個）の抵抗R41,R42,R43,R44 を並列に接続している。そして、第４の抵抗R4を構成する複数個の抵抗にそれぞれ対応して直列にスイッチ素子S1〜S4を挿入接続し、スイッチ素子S1〜S4のオン／オフにより複数個の抵抗R41,R42,R43,R44 の並列接続抵抗値を調整する基準電圧調整部を備えている。これにより、第４の抵抗R4の一端から所望の基準電圧を取り出している。また、R4は、直列と並列接続を組み合わせて構成しても支障はない。
【００４０】
なお、前述した第１実施形態の基準電圧発生回路の各具体例において、出力電圧Ｖrefとして、一定電圧、且つ、温度特性が良好な電圧を得たいので、Ｖref の設定に際して第４の抵抗R4により細かく調整できるようにしておき、実際には、Ｖref をモニターした後に第４の抵抗R4の抵抗値を設定する、あるいは、出力電圧Ｖref の取り出し接続点を決定するようにすればよい。
【００４１】
＜第１実施形態の応用例＞
前述した第１実施形態の基準電圧発生回路の後段に、従来例の基準電圧発生回路と同様に、バッファ増幅回路およびトリミング回路を付加接続することによって、基準電圧の大きさをさらに調整することも可能である。
【００４２】
＜第２実施形態＞
図１１は、本発明のLSI に形成される基準電圧発生回路の第２実施形態を示す回路図である。この基準電圧発生回路においては、互いに異なるエミッタ電流密度で動作する同一極性の２つのトランジスタQ1,Q2 として、例えばマルチエミッタ型の第１のNPN トランジスタQ1と、コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続された第２のNPN トランジスタQ2が用いられており、本例では、第１のトランジスタQ1のエミッタ電流密度が第２のトランジスタQ2のエミッタ電流密度よりも小さい。
【００４３】
エミッタ電流密度が小さい第１のトランジスタQ1に直列に（本例では、第１のトランジスタQ1のエミッタと接地電位ノードGND との間）に第１の抵抗R1が接続され、第１のトランジスタQ1のコレクタに第２の抵抗R2の一端が接続されている。エミッタ電流密度が大きい第２のトランジスタQ2のエミッタはGND に接続され、そのコレクタに第３の抵抗R3の一端が接続されており、この第３の抵抗R3の他端と前記第２の抵抗R2の他端は一括接続されている。
【００４４】
さらに、Vcc ノードとGND との間に、電流源回路I1および第３のトランジスタQ3のコレクタ・エミッタ間が接続されており、この第３のトランジスタQ3のベースは前記第１のトランジスタQ1のコレクタに接続されている。そして、電流源回路I1と第３のトランジスタQ3のコレクタとの直列接続ノードに第４のトランジスタQ4のベースが接続され、この第４のトランジスタQ4のコレクタはVcc に接続され、そのエミッタは抵抗値の調整が可能な第４の抵抗R4を介して第２の抵抗R2の他端と第３の抵抗R3の他端との一括接続ノードに接続されている。さらに、図示しないが、前述したように第４の抵抗R4の一端あるいは中間点から所望の基準電圧を取り出すように調整する基準電圧調整部を備えている。
【００４５】
即ち、上記基準電圧発生回路は、第１のNPN トランジスタQ1と、第１のNPN トランジスタQ1のベースにベースが接続され、エミッタがGND に接続され、コレクタ・ベースが短絡されてダイオード接続され、前記第１のNPN トランジスタQ1に比べて大きい電流密度で動作する第２のNPN トランジスタQ2と、第１のNPN トランジスタQ1のエミッタとGND との間に接続された第１の抵抗R1と、第１のNPN トランジスタのコレクタQ1に一端が接続されている第２の抵抗R2と、第２のNPN トランジスタQ2のコレクタに一端が接続され、他端が第２の抵抗R2の他端と一括接続されている第３の抵抗R3と、第１のNPN トランジスタQ1のコレクタにベースが接続され、エミッタがGND に接続された第３のNPN トランジスタQ3と、第３のNPN トランジスタQ3のコレクタとVcc ノードとの間に接続された電流源回路I1と、第３のNPN トランジスタQ3のコレクタにベースが接続され、コレクタがVcc ノードに接続された第４のNPN トランジスタQ4と、第４のNPN トランジスタQ4のエミッタと第２の抵抗R2・第３の抵抗R3の一括接続ノードとの間に接続された基準電圧調整用の第４の抵抗R4と、第４の抵抗R4の一端あるいは所望の中間接続点から基準電圧を取り出す基準電圧調整部とを具備している。
【００４６】
上記基準電圧発生回路の基本的な動作は、エミッタ電流密度が異なるバイポーラ型の２つのNPN トランジスタQ1,Q2 のそれぞれのベース・エミッタ間電圧の差の電圧ΔＶBEをNPN トランジスタQ3,Q4 で増幅し、その増幅出力を抵抗R2に印加し、この抵抗R2に発生した電圧をNPN トランジスタQ1のベース・エミッタ間電圧ＶBEQ1に加える。そして、この抵抗R2に直列に接続されている調整用抵抗R4の一端あるいは中間点から取り出される基準電圧を基準電圧調整部（図示せず）により調整する。
【００４７】
上記した第２実施形態の基準電圧発生回路によれば、前述した第１実施形態の基準電圧発生回路とほぼ同様の動作を実現し、同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の基準電圧発生回路の第１実施形態を示す回路図。
【図２】図１の基準電圧発生回路の具体例１を示す回路図。
【図３】図１の基準電圧発生回路の具体例２を示す回路図。
【図４】図１の基準電圧発生回路の具体例３を示す回路図。
【図５】第１実施形態の基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態においてトランジスタのHfe がセンター値である場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示す特性図。
【図６】第１実施形態の基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態においてトランジスタのHfe がセンター値の２倍にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示す特性図。
【図７】第１実施形態の基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態においてトランジスタのHfe がセンター値の１／２にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示す特性図。
【図８】第１実施形態の基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、第４の抵抗R4の抵抗値がセンター値の−２０％の値にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示す特性図。
【図９】第１実施形態の基準電圧発生回路の基準電圧出力の調整が行われる前の状態において、第４の抵抗R4の抵抗値がセンター値の−２０％の値にずれ、トランジスタのHfe がセンター値の１／２にずれた場合の温度と電圧ＶOUT1〜ＶOUT5の関係をシミュレーションした結果を示す特性図。
【図１０】図１の基準電圧発生回路の具体例４を示す回路図。
【図１１】本発明の基準電圧発生回路の第２実施形態を示す回路図。
【図１２】従来の半導体集積回路に形成されている高精度の定電圧回路の一例を示す回路図。
【符号の説明】
【００４９】
Q1…第１のNPN トランジスタ、Q2…第２のNPN トランジスタ、R1…第１の抵抗、R2…第２の抵抗、R3…第３の抵抗、R4…第４の抵抗、OP…演算増幅回路（オペアンプ;AMP）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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