(57)【要約】【課題】  スイッチング電源に入力される商用電源１の電圧値や電流値を検出する場合、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品が必要となり高価になる。【解決手段】  電圧変成器５の二次側に直列に接続された整流ダイオード７に印加される電圧を入力し、その電圧に対応する電圧信号Ｖvpを生成する入力電圧検出回路２７と、その入力電圧検出回路２７により生成された電圧信号の電圧値に基づいて、電圧変成器５の一次側に入力される電圧値Ｖinを算出する演算素子１０とを有する。【選択図】  図１
2005245097.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧を入力し、当該電圧に対応する電圧信号を生成する電圧波形検出手段と、
前記電圧波形検出手段により生成された前記電圧信号の電圧値に基づいて、前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値を算出する制御手段と、
を有することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記電圧波形検出手段は、
前記整流ダイオードに印加される電圧を入力して増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の出力を保持する保持回路とを有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記制御手段は、前記電圧信号の電圧値をＶvpとし、前記前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値をＶinとすると、
Ｖin＝Ｎ1×Ｖvp／√２×αＮ2  （但し、Ｎ1，Ｎ2は前記電圧変成器の一次側巻数、二次側巻数、αは増幅回路のゲインである）
により算出することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧を入力してクランプするクランプ回路と、
前記クランプ回路によりクランプされた電圧信号を入力して積分する積分回路と、
前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値と、前記積分回路により積分された電圧信号の周期に基づいて、前記電圧変成器の一次側に入力される電流値を算出する第２制御手段とを更に有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記第２制御手段は、前記前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値をＶin、前記積分回路により積分された電圧信号の電圧値Ｖiin、前記クランプ回路によるクランプ電圧値Ｖzとすると、前記入力される電流値Ｉinは、
Ｉin＝√２Ｖin×ｔ2×Ｖiin2／２Ｌ1×β2Ｖz2  （但し、Ｌ1は前記電圧変成器の一次インダクタンス、βは積分回路のゲイン、ｔ2は前記電圧信号の周期である）
により算出することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧のパルス幅を計測する計時手段と、
前記電圧変成器の二次側の出力電圧と、前記計時手段により計測された前記パルス幅とに基づいて、前記電圧変成器の二次側の出力電流値を算出する制御手段と、
を有することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項７】
前記制御手段は、前記前記電圧変成器の二次インダクタンスＬ2、前記二次側の出力電圧Ｖout、前記パルス幅をｔ3、周期をｔ2としたとき前記出力電流値Ｉoutは、
Ｉout＝（Ｖout＋Ｖf）×ｔ32／２Ｌ2×ｔ2  （但し、Ｖfは前記整流ダイオードの順電圧である）
により算出することを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記電圧波形検出手段は、前記整流ダイオードのアノードに印加される電圧の負のピーク電圧値を検出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項９】
前記電圧波形検出手段は、前記整流ダイオードのアノードに印加される電圧の負のパルス幅を検出することを特徴とする請求項４又は５に記載のスイッチング電源。
【請求項１０】
前記計時手段は、前記整流ダイオードのアノードに印加される電圧の正のパルス幅を検出することを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源。
【請求項１１】
前記スイッチング電源は、フライバック方式で電力の変換を行うことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項１２】
電子写真方式によって画像を形成する画像形成装置であって、
記録媒体上に形成されたトナー画像を熱によって定着させる定着ユニットと、
前記定着ユニットに電力を供給する定着用電源と、
画像形成動作を行うアクチュエータと、
前記アクチュエータに電力を供給するためのスイッチング電源と、
前記スイッチング電源に入力される電流値を求める演算手段と、
前記演算手段により求めた前記電流値に応じて前記定着用電源による電力供給を制御する電力制御手段と、
を有することを特徴とする画像形成装置。
【請求項１３】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧を入力し、当該電圧に対応する電圧信号を生成する電圧波形検出工程と、
前記電圧波形検出工程で生成された前記電圧信号の電圧値に基づいて、前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値を算出する制御工程と、
を有することを特徴とするスイッチング電源の制御方法。
【請求項１４】
前記電圧波形検出工程は、
前記整流ダイオードに印加される電圧を入力して増幅する工程と、
前記増幅する工程の出力を保持する保持工程とを有することを特徴とする請求項１３に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項１５】
前記制御工程では、前記電圧信号の電圧値をＶvpとし、前記前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値をＶinとすると、
Ｖin＝Ｎ1×Ｖvp／√２×αＮ2  （但し、Ｎ1，Ｎ2は前記電圧変成器の一次側巻数、二次側巻数、αは増幅回路のゲインである）
により算出することを特徴とする請求項１４に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項１６】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧を入力してクランプする工程と、
前記クランプされた電圧信号を入力して積分する積分工程と、
前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値と、前記積分回路により積分された電圧信号の周期に基づいて、前記電圧変成器の一次側に入力される電流値を算出する第２制御工程とを更に有することを特徴とする請求項１３に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項１７】
前記第２制御工程は、前記前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値をＶin、前記積分回路により積分された電圧信号の電圧値Ｖiin、前記クランプ回路によるクランプ電圧値Ｖzとすると、前記入力される電流値Ｉinは、
Ｉin＝√２Ｖin×ｔ2×Ｖiin2／２Ｌ1×β2Ｖz2  （但し、Ｌ1は前記電圧変成器の一次インダクタンス、βは積分回路のゲイン、ｔ2は前記電圧信号の周期である）
により算出することを特徴とする請求項１６に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項１８】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧のパルス幅を計測する計時工程と、
前記電圧変成器の二次側の出力電圧と、前記計時工程により計測された前記パルス幅とに基づいて、前記電圧変成器の二次側の出力電流値を算出する制御工程と、
を有することを特徴とするスイッチング電源の制御方法。
【請求項１９】
前記制御工程は、前記前記電圧変成器の二次インダクタンスＬ2、前記二次側の出力電圧Ｖout、前記パルス幅をｔ3、周期をｔ2としたとき前記出力電流値Ｉoutは、
Ｉout＝（Ｖout＋Ｖf）×ｔ32／２Ｌ2×ｔ2  （但し、Ｖfは前記整流ダイオードの順電圧である）
により算出することを特徴とする請求項１８に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項２０】
前記電圧波形検出工程は、前記整流ダイオードのアノードに印加される電圧の負のピーク電圧値を検出することを特徴とする請求項１３乃至１５のいずれか１項に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項２１】
前記電圧波形検出工程は、前記整流ダイオードのアノードに印加される電圧の負のパルス幅を検出することを特徴とする請求項１６又は１７に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項２２】
前記計時工程は、前記整流ダイオードのアノードに印加される電圧の正のパルス幅を検出することを特徴とする請求項１８に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項２３】
前記スイッチング電源は、フライバック方式で電力の変換を行うことを特徴とする請求項１３乃至２２のいずれか１項に記載のスイッチング電源の制御方法。
【請求項２４】
記録媒体上に形成されたトナー画像を熱によって定着させる定着ユニットと、前記定着ユニットに電力を供給する定着用電源と、画像形成動作を行うアクチュエータと、前記アクチュエータに電力を供給するためのスイッチング電源とを有する画像形成装置の制御方法であって、
前記スイッチング電源に入力される電流値を求める演算工程と、
前記演算工程で求めた前記電流値に応じて前記定着用電源による電力供給を制御する電力制御工程と、
を有することを特徴とする画像形成装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用電源電圧を整流、平滑及びスイッチングすることによって電圧変成器の二次側に所定の直流電圧を生成するスイッチング電源及びその制御方法に関する。また、このようなスイッチング電源を搭載した画像形成装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源に入力される商用電源の電圧値や、スイッチング電源に入力される電流値、或はスイッチング電源が出力する電流値を検出し、その電源の回路素子の保護や、二次側負荷の動作制御を行う場合がある。スイッチング電源に入力される商用電源の電圧値や電流値を検出する方法として、フォトカプラ及びカレントトランスを使用する方法が提案されている（特許文献１参照）。
【０００３】
図１１を用いて、上記従来の方法について説明する。
【０００４】
商用電源１より供給された交流電圧は、ダイオードブリッジ２及び一次平滑コンデンサ３によって整流、平滑され、概略一定の電圧Ｖpとなる。この電圧Ｖpは、トランス５を介してＦＥＴ６に供給される。ここで駆動回路４によりＦＥＴ６がスイッチングすることにより、トランス５の二次側にパルス電圧が誘起される。こうして誘起されたパルス電圧は、二次整流ダイオード７及び二次平滑コンデンサ８によって整流、平滑され、所定の電圧Ｖoutとなる。この電圧Ｖoutが負荷９に供給される。
【０００５】
このスイッチング電源において、商用電源１の電圧値を検出する方法について説明する。
【０００６】
一次電圧Ｖpは、抵抗１７と抵抗１８で分圧され、フォトカプラ１３のＬＥＤに供給される。このＬＥＤの発光光量は、電圧Ｖpに比例するので、フォトカプラ１３のフォトトランジスタのコレクタ電流も、この電圧Ｖpに比例する。従って、演算素子１０に供給される電圧値Ｖvpは、一次電圧値Ｖpに比例することとなる。演算素子１０は、抵抗１７，１８の抵抗値、及びフォトカプラ１３の光電流変換効率値（CTR値）から一次電圧値Ｖpを逆算して求めることにより、商用電源１の電圧値Ｖinを知ることができる。
【０００７】
次に、スイッチング電源に入力される電流値を検出する方法について説明する。
【０００８】
スイッチング電源の入力部には、カレントトランス１１の一次側端子が接続されている。従って、カレントトランス１１の二次側端子には、入力されるＡＣ電流値Ｉinに比例する電流が流れる。この電流は抵抗１２によって電圧に変換され、差動アンプ１４に供給される。この差動アンプ１４の出力電圧Ｖiinは、抵抗１６とコンデンサ１９によって平滑され演算素子１０に供給される。これにより演算素子１０は、この電圧Ｖiinを基に、カレントトランス１１の巻数比及び抵抗１２の抵抗値からＩinを逆算し、スイッチング電源に入力される電流値Ｉinを知ることができる。
【０００９】
更に、スイッチング電源が出力する電流値を検出する方法として、電流検出抵抗を使用する方法が提案されている（特許文献２参照）。
【００１０】
図１２を用いて、スイッチング電源が出力する電流値を検出する方法について説明する。
【００１１】
スイッチング電源の出力部には、電流検出用抵抗３４が接続されている。この電流検出用抵抗３４の両端には、スイッチング電源の出力電流Ｉoutに比例した電圧Ｖioutが発生する。この電圧Ｖioutは差動アンプ３３によって検出され、演算素子１０に供給される。演算素子１０は、この電圧ＶioutをＡ／Ｄ変換し、電流検出抵抗３４の抵抗値から出力電流Ｉoutを逆算して求める。こうしてスイッチング電源が出力する電流値Ｉoutを知ることができる。
【００１２】
更に、図１１に説明したスイッチング電源を画像形成装置に搭載した場合の制御について、図１３を用いて説明する。
【００１３】
商用電源１は、上記スイッチング電源に供給されると共に定着電源３４にも供給される。この定着電源３４の出力は、定着装置３７に供給されている。定着装置３７は、トナー画像を融解して紙面上に定着する。演算素子１０は、定着装置３７に設けられた温度検知素子（不図示）から供給される温度情報信号ｔhmを基に、定着装置３７が概略一定の温度となるように、定着電源３４の出力電力をオン／オフする。このとき、定着電源３４のオン／オフタイミングは、演算素子１０から定着電源３４に供給されるオン／オフ信号によって規定される。また定着電源３４の出力電力は、電力上限信号Ｐwtgtによって規定される。
【００１４】
ところで、一般に、商用電源１から電気機器が消費可能な電流値は、安全規格によってその最大電流値Ｉmaxが規制されている。例えば、日本国内において、商用コンセントから電気機器が消費可能な電流値は、最大１５Ａまでである。従って演算素子１０は、画像形成装置が商用電源１から入力する電流が上記規制電流値Ｉmaxを超えないよう、Ｐwtgtを逐次算出し、定着装置３７に供給される電力を規制する。図１４を用いて、この動作を説明する。
【００１５】
図１４（ａ）は、スイッチング電源が入力する電流Ｉinの推移を表している。タイミングＴ1において、画像形成装置のメインスイッチ（不図示）が投入されると、演算素子１０は、アクチュエータ３６を適宜動作させて画像形成動作の前準備を行う。これに伴い、スイッチング電源への入力電流Ｉinは逐次変化する。演算素子１０は、入力電流値Ｉinを逐次検出し、規制電流値Ｉmaxとの差Ｉtgt＝Ｉmax−Ｉinを算出する。即ち、Ｉtgtが定着装置３７に許容される電流値である。更に、演算素子１０は、入力電圧Ｖinを検出し、ＩtgtとＶinから定着装置３７に許容される電力Ｐwtgt＝Ｉtgt×Ｖinを算出する。
【００１６】
演算素子１０は、定着装置３７の温度を概略一定とするべく、図１４（ｂ）に示すように、定着装置３７に入力する電力Ｐwtgtをオン／オフ制御する。これにより、画像形成装置が商用電源１から入力する電流が、規制値Ｉmaxを超えないように制御される。
【００１７】
【特許文献１】特開平１０−２７４９０１号公報
【特許文献２】特開平０５−０７６１７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上記従来例には以下のような問題があった。まず、スイッチング電源に入力される商用電源１の電圧値や電流値を検出する場合、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品が必要となり高価になる。更に、スイッチング電源が出力する電流値を検出する場合、出力電源ラインに電流検出抵抗を挿入するため、電流検出用抵抗で電力のロスを生じてしまうという問題があった。また、電流検出用抵抗で生じる電圧降下のため、スイッチング電源の出力電圧の精度が悪化するという問題があった。
【００１９】
また画像形成装置にこのような従来のスイッチング電源を搭載した場合には、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品が必要となって画像形成装置が高価になる。更に、このようなフォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品を搭載せずに商用電源の規制電流値を守るべく、アクチュエータが消費する電流値の最大値をＩamaxとして演算素子に記憶し、定着装置へは最大でも、（Ｉmax−Ｉamax）×Ｖinmin（Ｖinminは、商用電源電圧の最小値）の電力しか投入しない構成をとる画像形成装置も提案されている。しかしながら上記構成では、例えば、アクチュエータの消費電流がＩamaxに満たない動作状態や、商用電源電圧がＶinminよりも高い場合に、商用電源から供給可能な電流に余裕があるにも拘わらずその電流を効率良く使用できないという問題がある。これにより、メインスイッチがオンされてから、定着装置が画像形成動作可能な温度に達するまでの時間（ウォームアップタイム）が長くなるという問題があった。
【００２０】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、スイッチング電源が出力する電流を、電力ロス及び出力電圧精度の悪化を抑えて検出できるスイッチング電源及び画像形成装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明のスイッチング電源は以下のような構成を備える。
【００２２】
電圧変成器の二次側に直列に接続された整流ダイオードに印加される電圧を入力し、当該電圧に対応する電圧信号を生成する電圧波形検出手段と、
前記電圧波形検出手段により生成された前記電圧信号の電圧値に基づいて、前記電圧変成器の一次側に入力される電圧値を算出する制御手段と、
を有することを特徴とする。
【００２３】
本発明の画像形成装置は以下のような構成を備える。
【００２４】
電子写真方式によって画像を形成する画像形成装置であって、
記録媒体上に形成されたトナー画像を熱によって定着させる定着ユニットと、
前記定着ユニットに電力を供給する定着用電源と、
画像形成動作を行うアクチュエータと、
前記アクチュエータに電力を供給するためのスイッチング電源と、
前記スイッチング電源に入力される電流値を求める演算手段と、
前記演算手段により求めた前記電流値に応じて前記定着用電源による電力供給を制御する電力制御手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、フォトカプラ及びカレントトランス等の高価な一次−二次絶縁部品が不要となり、二次側の回路のみで一次側の入力電圧或は入力電流を検出できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、添付図面を参照して本発明の好適な実施の形態を詳しく説明する。
【００２７】
［実施例１］
図１は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源回路を説明するブロック図である。この実施の形態では、発振周波数が固定型のフライバック電源に適用した場合で説明する。この実施の形態では、二次整流ダイオードのアノード電圧波形を監視し、電圧波形の負のピーク値から商用電源の電圧値を検出することを特徴とする。
【００２８】
商用電源１より供給された交流電圧は、ダイオードブリッジ２及び一次平滑コンデンサ３によって整流、平滑され、概略一定の電圧Ｖpとなる。この電圧Ｖpは、トランス５を介してＦＥＴ６に供給される。駆動回路４の駆動によりＦＥＴ６がスイッチングすることにより、トランス５の二次側にパルス電圧が誘起される。こうして誘起されたパルス電圧は二次整流ダイオード７及び二次平滑コンデンサ８によって整流、平滑され、所定の電圧Ｖoutとなり、負荷９に供給される。
【００２９】
二次整流ダイオード７のアノード端子には、入力電圧検出回路２７が接続されている。以下、図２及び図３を参照して、この入力電圧検出回路２７の動作について説明する。
【００３０】
入力電圧検出回路２７は、ダイオード１９、反転増幅回路（抵抗２０，２１、オペアンプ２２）、ピークホールド回路（ダイオード２３、コンデンサ２４、抵抗２５）を含んでいる。
【００３１】
図２は、二次整流ダイオード７のアノード端子の電圧変化を説明する図である。
【００３２】
図２において、２００はＦＥＴ６がオフの場合のアノード電圧の波形を示し、２０１はＦＥＴ６がオンの場合のアノード電圧の波形を示している。
【００３３】
図３（ａ）〜（ｃ）は、ＦＥＴ６のオン／オフに応じた二次整流ダイオード７のアノード端子の電圧変化、及び入力電圧検出回路２７の出力電圧の変化を説明する図である。
【００３４】
図３（ａ）は、駆動回路４により駆動されるＦＥＴ６のゲート電圧を示す図で、このゲート電圧がハイレベルのときにＦＥＴ６がオンされる。
【００３５】
図３（ｂ）は、図３（ａ）のＦＥＴ６のゲート電圧に応じて変化する二次整流ダイオード７のアノードの電圧波形を示す図である。ここでは、振幅（−Ｖlow）から（Ｖout＋Ｖf）までの波形となる。ここで電圧Ｖfは、二次整流ダイオード７の順電圧である。このアノード電圧の波形は、ダイオード１９によって負電圧部分のみにスライスされ、オペアンプ２２で構成される反転増幅回路に入力される。
【００３６】
図３（ｃ）は、この反転増幅回路の出力を示す図で、破線で示されるようなパルス波形となる。このとき、破線のハイレベル電圧Ｖvpは、反転増幅回路のゲインをαとすると、次式（１）で表すことができる。
【００３７】
Ｖvp＝αＶlow              …式（１）
更に、電圧Ｖlowは、一次電解コンデンサ３の端子電圧Ｖp、トランス５の一次側巻数Ｎ1、二次側巻数Ｎ2から次式（２）で表すことができる。
【００３８】
Ｖlow＝Ｖp×Ｎ2／Ｎ1        …式（２）
また、商用電源１の電圧（正弦波電圧）の実効値Ｖinと、一次電解コンデンサ３の端子電圧Ｖpの間には、概略次式（３）が成り立つ。
【００３９】
Ｖp＝√２×Ｖin            …式（３）  
従って、次式（４）、（５）が成り立つ。
【００４０】
Ｖvp＝√２×αＶin×Ｎ2／Ｎ1        …式（４）
Ｖin＝Ｎ1×Ｖvp／√２×αＮ2        …式（５）
即ち、商用電源１の電圧の実効値Ｖinは、反転増幅回路のハイレベル電圧Ｖvpに比例することになる。この反転増幅回路の出力パルスは、後段のピークホールド回路によって、概略Ｖvpの直流電圧に変換され、演算素子１０のＡ／Ｄ変換ポートへ入力される。演算素子１０は、反転増幅回路のゲインα、トランス５の一次側巻数Ｎ1、二次側巻数Ｎ2、及び出力電圧値Ｖvpから、上記式（５）を用いて商用電源の電圧Ｖinを知ることができる。
【００４１】
尚、本実施の形態１で説明したスイッチング電源及び入力電圧検出回路等の構成は適宜変更が可能であり、本願発明を限定するものではない。
【００４２】
以上説明したように本実施の形態１によれば、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品が不要になり、かつスイッチング電源が出力する電流値を検出する場合にも、出力電源ラインに電力ロスとなる電流検出抵抗を挿入する必要がないため、電力のロスを生じることなく、精度良く入力電圧を求めることができる。
【００４３】
［実施例２］
図４は、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源を説明するブロック図で、前述の実施の形態１と共通する部分は同じ記号で示し、それらの説明を省略している。本実施の形態２では、発振周波数固定型フライバック電源に適用したものである。実施の形態２は、前述の実施の形態１と同様にして、商用電源１からの入力電圧値を検出すると共に、二次整流ダイオード７のアノード電圧波形を監視し、負のパルス幅からスイッチング電源に入力される電流値を検出することを特徴とする。
【００４４】
以下、図４〜図６を用いて、入力電流検出回路３５の動作について説明する。尚、図４において、入力電流検出回路３５以外の動作は、前述の実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。
【００４５】
入力電流検出回路３５は、ダイオード１８及び積分回路（ツェナーダイオード３０、抵抗２６，２８，３１、コンデンサ３２、オペアンプ２９）によって構成される。
【００４６】
図５は、二次整流ダイオード７のアノード端子の電圧変化を説明する図で、前述の図２の場合と同様であるが、ＦＥＴ６がオンの場合のアノード電圧の波形５０１において、そのパルス幅は、入力電流の１／２乗に比例したものとなっている。
【００４７】
図６（ｂ）は、二次整流ダイオード７のアノードの電圧波形を示す図で、振幅（−Ｖlow）から（Ｖout＋Ｖf）までの波形となる。この電圧は、ダイオード１８によって負電圧部分のみにスライスされ、更に、ツェナーダイオード３０によって電圧（−Ｖz）にクランプされる。従って、オペアンプ２９を含む積分回路の入力電圧は、図６（ｄ）の破線で示されるように、振幅０[Ｖ]から（−Ｖz）までのパルス波形となる。
【００４８】
この波形において、負のパルス幅をｔ1、周期をｔ2、積分回路のゲインをβとすると、積分回路の出力電圧Ｖiinは次式（６）で表される。
【００４９】
Ｖiin＝βＶz・ｔ1／ｔ2                …式（６）
従って、負のパルス幅ｔ1は次式（７）で表される。
【００５０】
ｔ1＝ｔ2×Ｖiin／β×Ｖz              …式（７）
フライバック電源の入力電流Ｉinは、パルス幅ｔ1、商用電源電圧Ｖin、トランス５の一次インダクタンスＬ1を用いて以下の式（８）のように表すことができる。
【００５１】
Ｉin＝√２Ｖin×ｔ12／２ｔ2×Ｌ1            …式（８）
従って、Ｉinは次式（９）で表される。
【００５２】
Ｉin＝√２Ｖin×ｔ2×Ｖiin2／２Ｌ1×β2Ｖz2    …式（９）
即ち、商用電源１からの入力電流Ｉinは、積分回路の出力電圧Ｖiinの二乗に比例する。
【００５３】
この出力Ｖiinは、演算素子１０のＡ／Ｄ変換ポートへ入力される。よって演算素子１０は、このＡ／Ｄ変換した積分回路の出力電圧Ｖiin、及び先に説明したＶin、及びその他の定数（ｔ2，Ｌ1，β，Ｖz）から、上述の式（９）により入力電流Ｉinを求めることができる。
【００５４】
なお、本実施の形態２で説明したスイッチング電源回路、入力電圧検出回路及び入力電流検出回路の構成は適宜変更が可能であり、本願発明の範囲を限定するものではない。
【００５５】
以上説明したように本実施の形態２によれば、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品が不要になり、かつスイッチング電源が出力する電流値や電圧値を検出する場合にも、出力電源ラインに電力ロスとなる電流検出抵抗を挿入する必要がないため電力のロスを生じることなく、精度良く入力電圧値及び入力電流値を求めることができる。
【００５６】
［実施例３］
図７は、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源回路を説明するブロック図で、前述の図１と共通する部分は同じ記号で示し、それらの説明を省略する。この実施の形態３では、発振周波数が固定型フライバック電源に適用したものである。この実施の形態３では、二次整流ダイオード７のアノード電圧の波形を監視し、そのアノード電圧が正であるパルス幅からスイッチング電源が出力する電流値Ｉoutを検出することを特徴とする。
【００５７】
以下、図８を用いて、出力電流検知回路４０の動作について説明する。この出力電流検知回路４０以外の構成は、前述の実施の形態１と同様であるため、それらの説明を省略する。
【００５８】
出力電流検知回路４０は、計時装置３２を備えている。この計時装置３２は、二次整流ダイオード７のアノード電圧の波形を監視し、そのアノード電圧が正であるパルス幅の時間ｔ3を演算素子１０に出力する。尚、この計時装置３２による計時動作自体を演算素子１０で行っても良い。
【００５９】
図８は、このフライバック電源の出力に該当する二次整流ダイオード７のアノード電圧の波形例を示す図で、８０１はアノード電圧が正である状態を示し、８０２は、アノード電圧が負である状態を示している。
【００６０】
出力電流Ｉoutは、アノード電圧が正である時間ｔ3、スイッチングの周期ｔ2、トランス５の二次インダクタンスＬ2、出力電圧Ｖout、二次整流ダイオードの順電圧Ｖfを用いて、次式（１０）で表される。
【００６１】
Ｉout＝（Ｖout＋Ｖf）×ｔ32／２Ｌ2×ｔ2    …式（１０）
即ち、出力電流Ｉoutは、アノード電圧が正である時間ｔ3の二乗に比例する。よって演算素子１０は、この時間ｔ3、及びその他の定数（ｔ2，Ｌ2，Ｖout，Ｖf）から、式（１０）を用いて出力電流Ｉoutを求めることができる。
【００６２】
なお、本実施の形態３で説明したスイッチング電源、出力電流検出回路の構成は適宜変更が可能であり、本願発明の範囲を限定するものではない。
【００６３】
以上説明したように本実施の形態３によれば、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品が不要になり、かつスイッチング電源が出力する電流値や電圧値を検出する場合にも、出力電源ラインに電力ロスとなる電流検出抵抗を挿入する必要がないため電力のロスを生じることなく、精度良く入力電圧値及び入力電流値を求めることができる。
【００６４】
［実施例４］
図９は、本発明の実施の形態４に係る画像形成装置を説明するブロック図である。本実施の形態４では、前述の実施の形態２（図４）で説明したスイッチング電源を、画像形成装置のアクチュエータ用の電源とし、前記スイッチング電源が検出した商用電源電圧値、及び入力電流値に基づいて、画像形成装置の定着装置を制御する方法について説明する。尚、スイッチング電源が、商用電源電圧値Ｖin、及びスイッチング電源への入力電流値Ｉinを検出する方法については、前述の実施の形態１及び実施の形態２と同様であるため、説明を省略する。
【００６５】
スイッチング電源の出力電圧Ｖoutは、アクチュエータ３６に供給される。このアクチュエータ３６は、演算素子１０の制御に基づいて画像形成動作を行う。商用電源１は、上記スイッチング電源に供給されると共に、定着電源３４にも供給される。定着電源３４の出力は、定着装置３７に供給されている。定着装置３７は、トナー画像を紙面上に融解して定着する。演算素子１０は、この定着装置３７に設けられた温度検知素子（図示せず）から供給される温度情報信号ｔhm９０１を基に、定着装置３７が概略一定の温度となるように、定着電源３４の出力電力をオン／オフする。このとき、定着電源３７のオン／オフのタイミングは、演算素子１０から定着電源３４に供給されるオン／オフ信号９０２によって規定される。また、定着電源３４の出力電力は、電力上限信号Ｐwtgt９０３によって規定される。
【００６６】
ところで一般に、商用電源１から電気機器が消費可能な電流値は、安全規格によってその最大値Ｉmaxが規制されている。例えば、日本国内において、商用コンセントから電気機器が消費可能な電流値は、最大１５Ａまでである。
【００６７】
従って、演算素子１０は、画像形成装置が商用電源１から入力する電流が上記規制電流値Ｉmaxを超えないようにＰwtgtを逐次算出し、定着装置３７に供給される電力を規制する。
【００６８】
図１０（ａ），（ｂ）を用いて、この動作を説明する。
【００６９】
図１０（ａ）は、スイッチング電源が入力する電流Ｉinの推移を表している。タイミングＴ1において、画像形成装置のメインスイッチ（不図示）が投入されると、演算素子１０は、アクチュエータ３６を適宜動作させ、画像形成動作の前準備を行う。これに伴い、スイッチング電源への入力電流Ｉinが逐次変化する。演算素子１０は、この電流値Ｉinを逐次検出し（実施の形態２）、規制電流値Ｉmaxとの電流差Ｉtgt（＝Ｉmax−Ｉin）を算出する。即ち、この電流差Ｉtgtが定着装置３７に供給可能な電流値である。更に、演算素子１０は入力電圧Ｖinを検出し（前述の実施の形態１）、この電流差Ｉtgtと入力電圧Ｖinとから、定着装置３７に供給可能な電力Ｐwtgt（＝Ｉtgt×Ｖin）を算出する。
【００７０】
演算素子１０は、定着装置３７の温度を概略一定とするべく、図１０（ｂ）に示すように、定着装置３７に入力する電力Ｐwtgt９０３をオン／オフ制御する。これにより画像形成装置が商用電源１から入力する電流が規制値Ｉmaxを超えないように制御される。
【００７１】
本実施の形態４で説明した画像形成装置では、フォトカプラ及びカレントトランス等の一次−二次絶縁部品を用いずに、アクチュエータ用のスイッチング電源に入力される電流、及び画像形成装置に入力される商用電源電圧を逐次検出することができるため安価に構成できる。更に、商用電源から供給可能な電流を無駄にすることがないため、メインスイッチのオンから、定着装置３７が画像形成動作が可能な温度に達するまでの時間（ウォームアップタイム）を短くすることができる。
【００７２】
図１５は、この実施の形態４に係る画像形成装置の演算素子１０による定着装置３７の制御処理を説明するフローチャートで、この処理を実行するプログラムは演算素子１０のプログラムメモリ（不図示）に記憶されている。
【００７３】
この処理は例えば装置の電源がオンされることにより開始され、まずステップＳ１で、入力電圧検出回路２７から出力される電圧値Ｖvpを入力し、前述の式（５）に基づいて、入力電圧Ｖinを算出する（ステップＳ２）。次にステップＳ３で、入力電流検出回路３５から出力される電圧値Ｖiinを入力し、前述の式（９）に基づいて、入力電流Ｉinを算出する（ステップＳ４）。そしてステップＳ５で、規制電流値Ｉmaxとの電流差Ｉtgt（＝Ｉmax−Ｉin）を算出し、次にステップＳ６で、定着装置３７に供給可能な電力Ｐwtgt（＝Ｉtgt×Ｖin）を算出し、この供給可能電力Ｐwtgtにより定着用電源３４を制御して定着装置３７への供給電力を制御する。次にステップＳ３７で、定着装置３７の温度が規定内であるかどうかを調べ、規定内であれば（十分に加熱されていれば）ステップＳ８に進み、定着装置３７への電力供給を遮断してステップＳ１に進む。一方、ステップＳ７で、定着装置３７の温度が規定内に達していない場合はステップＳ１に進み、前述の処理を繰り返し実行する。
【００７４】
なお本実施の形態で説明した構成は適宜変更が可能であり、本願発明の範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源回路及び入力電圧検出回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る二次整流ダイオードのアノード電圧を説明する波形図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源回路及び入力電圧検出回路の動作を説明する信号波形図である。
【図４】本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源回路、入力電圧検出回路及び入力電流検出回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態２に係る二次整流ダイオードのアノード電圧を説明する波形図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源回路及び入力電流検出回路の動作を説明する信号波形図である。
【図７】本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源回路及び出力電流検出回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態３に係る二次整流ダイオードのアノード電圧を説明する波形図である。
【図９】本発明の実施の形態４に係る画像形成装置における電源周りの構成を説明するブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態４に係る画像形成装置の動作を説明する波形図である。
【図１１】従来の画像形成装置の電源周りの構成を説明する図である。
【図１２】従来の画像形成装置の電源周りの構成を説明する図である。
【図１３】従来の画像形成装置の電源周りの構成を説明する図である。
【図１４】従来の画像形成装置における定着装置の電力供給制御を説明する図である。
【図１５】本発明の実施の形態４に係る画像形成装置における定着装置の電力供給制御を説明するフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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