(57)【要約】  【課題】燃料電池の模擬装置として既に開示されている回路構成においては、出力電圧制御部とその制御用信号部とでは電源電圧が異なっているために、両者の間に絶縁回路が必要となる。しかし、この絶縁部を含む回路は大きな遅れ時間を含んでいるため、出力電圧が安定せず発振の懸念があった。本発明はこの遅れ要素を電圧安定化の制御ループの外に配置する手段の開発を目的とした。  【解決手段】出力電圧の制御を行うフィードバックループを電圧変換後の高電圧側で構成し、絶縁回路を制御用信号回路の出力側に配置する構成とした。これにより回路動作の不安定要因となっている遅れ要素を含む部分をフィードバックループの外側に配置し、当該ループ内の動作不安定要因を排除することが出来た。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧の制御部を含む直流電圧生成系と、該直流電圧生成系からの出力電圧を安定化させるフィードバック方式の制御用信号処理系とを有し、
前記直流電圧生成系は高電圧で動作し、
前記制御用信号処理系は低電圧で動作し、
前記高電圧動作の前記直流電圧生成系と、前記低電圧動作の前記制御用信号処理系とは、絶縁回路を介して結合した構成の電源装置において、
前記制御用信号処理系の内、制御用フィードバックループに含まれる部分を高電圧側の電位で動作するように構成することにより、前記絶縁回路を前記フィードバックループの外側に配置する構成としたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
直流電源供給手段と、
該直流電源供給手段の出力を制御する制御手段と、
該制御手段出力に接続されている負荷と、
該負荷に流れる負荷電流検出手段と、
該検出された負荷電流を出力電圧指令値に変換する信号変換部と、
前記制御手段出力を分圧して生成した制御電圧と、前記出力電圧指令値との差を求める演算手段と
該演算手段に電源を供給する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと、
該演算手段の出力で前記制御手段を制御し、
前記信号変換部および前記演算手段を含む回路部と、燃料電池出力電圧生成部の回路部とを分離する絶縁回路を有する電源装置において、
前記信号変換部出力を前記絶縁回路の入力端子に接続し、
前記絶縁回路のグランド端子と前記演算手段のグランド端子と前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータのグランド端子を共通接続し、該共通接続したグランド電位を前記電源装置の出力端子に接続し、
前記演算手段の一方の入力端子には前記絶縁回路の出力を接続し、
前記演算手段の他方の入力端子には、前記制御手段出力を分圧して生成した制御電圧の代わりに、前記制御手段の入出力端子間に２本の抵抗を直列接続し、該２本の抵抗の接続点における電圧を印加し、
前記演算手段の出力を前記制御手段の制御入力端子に接続した構成であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電源装置において、
前記制御手段としてＦＥＴを使用し、該ＦＥＴのドレイン端子を前記制御手段の入力端子として前記直流電源供給手段の出力端子に接続し、ソース端子を前記制御手段の出力として負荷に接続し、
前記絶縁回路として絶縁アンプを使用し、該絶縁アンプの入力端子を前記信号変換部の出力端子に接続し、
前記演算手段としてオペアンプを差動増幅器として使用し、
前記絶縁アンプの出力端子を前記オペアンプの反転入力端子に接続し、
前記直列接続した２本の抵抗の接続点における電圧を前記オペアンプの非反転入力端子に印加し、
前記オペアンプの出力を前記ＦＥＴのゲート端子に接続したことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源装置において、
前記信号変換部の出力端子からはディジタルデータが出力されるものとし、
前記絶縁アンプの代わりにフォトカプラの入力端子を前記信号変換部のディジタルデータの出力端子に接続し、
該フォトカプラの出力端子にはＤ／Ａコンバータのディジタル入力端子を接続し、
該Ｄ／Ａコンバータのアナログ出力端子を前記オペアンプの反転入力端子に接続した回路構成としたことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源装置において、
前記制御手段である前記ＦＥＴとオペアンプをそれぞれ同数で複数個並列に配置し、
第１のＦＥＴのソース・ドレイン間に直列接続された第１および第２の抵抗の接続点を第１の演算手段であるオペアンプの非反転入力端子に接続し、かつ、該第１の演算手段であるオペアンプの出力端子は前記第１のＦＥＴのゲート端子に接続されており、
第２のＦＥＴのソース・ドレイン間に直列接続された第３および第４の抵抗の接続点を第２の演算手段であるオペアンプの非反転入力端子に接続し、かつ、該第２の演算手段であるオペアンプの出力端子は前記第２のＦＥＴのゲート端子に接続されており、
以下、同様に構成された他のＦＥＴ、および他のオペアンプの各回路が並列に配置され、
前記第１のＦＥＴのドレイン端子には第５の抵抗の一端を接続し、
前記第２のＦＥＴのドレイン端子には第６の抵抗を接続し、
これら第５および第６の抵抗の他端は全て共通接続して前記直流電源供給手段の出力端子に接続していることを特徴とする電源装置。
【請求項６】
直流電源電圧供給手段から供給された直流電圧を制御手段により制御して負荷に出力する電源装置の制御方法であって、
該負荷に流れる電流を測定し、該測定した負荷電流をデータ処理装置である信号炎管部により出力電圧指令値に変換し、
前記制御手段における直流電圧の入出力端子間の電位差を２本の抵抗で分圧した電圧を生成し、
前記出力電圧指令値を、絶縁回路を経由して演算手段の一方の入力端子に入力し、  前記分圧して生成した電圧を前記演算手段の他方の入力端子に入力し、前記演算手段でこれら両入力端子に入力された電圧の差を算出し、
該算出された差電圧を前記制御手段の制御入力端子に入力することにより、出力制御は前記演算回路と前記制御手段とで実行し、前記絶縁回路は前記信号変換部と前記演算回路の他方の入力端子との間に挿入することにより直流出力電圧の制御を行うフィードバックループの外側に配置し、
上記各手段の配置を可能にするために絶縁回路の出力側、演算回路のグランド電位を共通として前記出力電圧にレベルシフトすることを特徴とする電源装置制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は燃料電池の動作をシミュレートする燃料電池模擬装置およびその制御方法に係る。
【背景技術】
【０００２】
従来、燃料電池の開発に際して、下記特許文献１に記載されているような計算機シミュレーションによる方法か、あるいは、実機との対応関係を良くするために商用電源や２次電池を電源として、模擬的に燃料電池の特性を有するように構成した模擬装置が知られている。
【０００３】
【特許文献１】特開平６−１８８０２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の燃料電池の模擬電源装置を具体化した場合に、コントローラによる制御信号系と、燃料電池出力系としての高電圧を生成する系とでは使用する電源電圧が異なるためにその両者の間に絶縁回路を挿入する必要があった。しかしながらこのように構成した場合には、絶縁回路の遅れ特性に起因して、出力電圧が安定せず、場合によってはこの模擬装置が発振を起こしてしまうことも考えられる。本発明においては、出力電圧が安定し、かつ発振の懸念のない安定な燃料電池の模擬装置を提供することを目的とした。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するために、本発明においては、高電圧動作系の回路と低電圧動作系の回路を結合している絶縁回路を直流電圧制御系を構成しているフィードバックループの外側に配置するようにした。
【発明の効果】
【０００６】
本発明により、回路動作不安定要因となっている絶縁回路部分を制御系フィードバックループの外側に配置することを可能とすることが出来、回路の発振等不安定要因のない動作が安定な電源装置を実現し得た。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明による燃料電池模擬装置の構成を以下図により説明する。
【０００８】
（第１の実施の形態）
図１に第１の実施の形態としての構成図を示す。元来この種の電源装置は、大別すれば出力直流電圧を安定化するように制御する部分を含む直流電圧生成系と、この出力電圧を安定に制御するための信号を発生させる制御用信号処理系との二つの部分で構成されている。
【０００９】
図１において安定化電源１は直流電源供給手段となるもので、一定電圧の直流電圧Ｖを供給しており、この直流電圧Ｖは制御手段である可変抵抗素子としてのＦＥＴ２により必要とする電圧降下分をソース・ドレイン電圧（ＶＤＳ）として発生させ、模擬装置の出力電圧Ｖｏｕｔを得ている。この出力電圧Ｖｏｕｔは負荷３に印加され負荷電流ＩＤが流れる。この負荷電流ＩＤは電流センサ４で計測され、この計測された負荷電流ＩＤを出力電圧指令値Ｖ＊に変換する信号変換部であるＣＰＵ７に入力される。ＣＰＵ７内での処理については後述するが、ＣＰＵ７ではこの電流の計測値をもとに電圧換算した出力電圧指令値Ｖ＊が算出され、この出力電圧指令値Ｖ＊は絶縁アンプ６の入力側に印加される。
【００１０】
ここで、絶縁アンプ６は異なる電源電圧系の回路を接続する時の電源部に対する絶縁回路となるもので、絶縁アンプ６の出力側部分のグランド電位を本模擬装置の出力電圧Ｖｏｕｔで底上げ（レベルシフト）し、これにより前記の出力電圧指令値Ｖ＊を出力電圧Ｖｏｕｔだけ底上げ（レベルシフト）している。この底上げ（レベルシフト）した絶縁アンプ６の出力電圧を、共通のグランド電位に接続されている演算手段であるオペアンプ５の反転入力端子（−）に入力する。オペアンプ５の非反転入力端子（＋）には、ＦＥＴ２のソース・ドレイン間の電圧降下分（ＶＤＳ）から抵抗Ｒ１およびＲ２により分圧して得られた電圧を印加する。すなわち、本実施の形態でオペアンプは差動増幅器として使用している。このオペアンプ５で上記出力電圧指令値Ｖ＊と抵抗（Ｒ１，Ｒ２）で分圧された電圧との差分を求め、この差分電圧で上記可変抵抗素子としてのＦＥＴ２のゲート電圧を制御するフィードバックループを構成した燃料電池模擬装置の出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を図っている。
【００１１】
従来は出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗により分圧し、この分圧した電圧を電圧指令値Ｖ＊とオペアンプ等差動増幅器で比較し、この比較により得られた差電圧を絶縁回路として使用している絶縁アンプの入力側に印加する構成が用いられていた。この構成では絶縁アンプの出力でＦＥＴのゲートを駆動する形となっているため、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるためのフィードバックループはオペアンプ５−絶縁アンプ６−ＦＥＴ２の３要素で形成されることになる。
【００１２】
燃料電池の模擬装置は、燃料電池自体のＩ−Ｖ特性と１次遅れ系の直列接続としてモデル化されている。ここで、前記絶縁アンプは遅れ量の大きな遅れ要素を有する一次遅れ系を構成しており、従来の構成ではこの遅れ量の大きな一次遅れ系が制御系のフィードバックループの中に含まれることになり、このためフィードバックループにおける位相余裕が少なくなり、制御系の発振等模擬装置が不安定になる可能性があった。これに対して、前記図１に示した本発明による燃料電池の模擬装置においては、フィードバックループは、オペアンプ５およびＦＥＴ２のみの２要素で形成し、絶縁アンプ６はオペアンプ５に供給する出力電圧指令値Ｖ＊側の系に含まれる形として、フィードバックループの外に配置する構成となっている。
【００１３】
このように、絶縁アンプ６をフィードバックループの外に配置するためには、出力電圧Ｖｏｕｔと、制御系にあるオペアンプ５の信号系の電圧範囲とが大きく異なっている問題を解決する必要がある。すなわち、ＦＥＴ２のソース電圧は数百Ｖのオーダであり、一方、オペアンプ５の信号系電圧範囲はせいぜい±１５Ｖ程度である。図１における本発明による回路においては、以下に示す構成でこの問題を解決している。従来の回路構成においては、絶縁アンプ６をフィードバックループの外に出すべく考えた場合、オペアンプ５のグランド端子が接地のままでは、絶縁アンプ６から出力される高電圧出力をそのままオペアンプ５に入力することは出来ない。このためオペアンプ５のグランド電位を絶縁アンプ６の出力側グランド電位と共通にして絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ８に接続し、そのＤＣ−ＤＣコンバータ８のグランド端子を出力電圧Ｖｏｕｔに接続することによりグランド電位を出力電圧Ｖｏｕｔに底上げ（レベルシフト）する構成としている。これによりオペアンプ５への高電位入力を可能とした。この場合、オペアンプ６のグランド電位が出力電位Ｖｏｕｔと等しいため、オペアンプ５の反転入力端子に印加する電圧は、安定化電源１により供給される電圧Ｖから可変抵抗素子としてのＦＥＴ２における電圧降下分、すなわちＦＥＴ２のソース・ドレイン電圧ＶＤＳを差し引いた電圧を２本の抵抗Ｒ１およびＲ２により分圧した電圧Ｖｄで与えられ、この電圧Ｖｄは（数１）式で示される。
【００１４】
【数１】
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ここで、図１の回路におけるフィードバックループによる制御系の動作について説明する。図２は燃料電池のＩ−Ｖ特性を示したもので、負荷電流ＩＤの増加と共に安定化電源１からの供給電圧Ｖに対する出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。今、この図２における出力電圧Ｖｏｕｔが外乱により変動し、折れ線で示す燃料電池のＩ−Ｖ特性（Ｖｏｕｔ）よりも大となった場合は、前記の安定化電源１からの供給電圧Ｖに対する電圧低下分ＶＤＳは減少することになる。これは上記（数１）式で与えられる電圧Ｖｄが減少したことを示し、出力電圧指令値Ｖ＊との差分（Ｖｄ−Ｖ＊）が減少することになり、このためオペアンプ５の出力すなわちゲート電圧ＶＧＳが減少する。これにより、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳが増大する方向に向い、結局Ｖｏｕｔの増加が抑圧され減少するように作用する。逆に、外乱による変動で出力電圧Ｖｏｕｔが減少した場合も同様にこの減少分を抑圧して増加させるように作用する。このようにして、オペアンプ５の入力部でＶｄ＝Ｖ＊が成り立つように出力電圧Ｖｏｕｔは安定化される。
【００１５】
データ処理装置としてのＣＰＵ７における処理過程のフロー図を図３に示す。まず、電流センサ４により負荷電流ＩＤを測定する（ステップ１００１）。次にこの測定した電流値から出力電圧指令値Ｖ＊をディジタル演算により算出すためにＡ／Ｄ変換器によりディジタル化する（ステップ１００２）。次に、ＣＰＵ７に予め登録されている燃料電池のＩ−Ｖ特性をモデル化したデータであるＩ−Ｖマップを用いて、１次遅れの影響を受ける前の状態の出力電圧指令値Ｖ＊を求める（ステップ１００３）。さらに、ＣＰＵ７に予め設定しておいた１次遅れ要素を有する伝達関数を用いて、１次遅れの影響をとり込んだ出力電圧指令値Ｖ＊をディジタルデータとして算出する（ステップ１００４）。最後にＤ／Ａ変換器により上記ディジタルデータの出力電圧指令値Ｖ＊をアナログデータに変換（ステップ１００５）して絶縁アンプ６に出力し、同時に次の演算処理待機の状態に戻る。
【００１６】
図４は本第１の実施の形態における模擬装置の動作状態を示すタイムチャートである。また図５は従来の装置における動作状態を示すタイムチャートを図４の結果と比較のために示した。図４において、(数１)式で示される値がＶ＊に対して変動すると(ａ点)、オペアンプ出力であるゲート電圧ＶＧＳも変動し(ｂ点)、これによりＦＥＴ２での電圧降下分ＶＤＳは制御され（ｃ点）、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧変動が抑圧される（ｄ点）。図５において「理想の」系として記載しているデータは１次遅れの影響を無視し得る状態の場合で、この制御過程は図７の場合と同様に説明される。ここで、破線で示した制御過程は従来の装置の場合を示しており、実線は理想の系における制御過程を示している。図４に示した本実施の形態の場合と、この理想の系とは殆ど合致しており、特に、出力電圧Ｖｏｕｔのピークトゥピークの変動幅が小さく抑えられ、ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧＳの位相遅れが殆ど無視し得る程度にまで低減していることにより本発明である絶縁アンプ６をフィードバックループの外に移したことの効果を確認することが出来る。
【００１７】
（第２の実施の形態）
前記第１の実施の形態において、絶縁アンプ６の代わりにフォトカプラ１０を適用することも可能である。図６にこの場合の燃料電池模擬装置の回路図を示す。この場合、ＣＰＵ７における図３の処理は、ステップ１００１からステップ１００４までについては変ることはないが、ステップ１００５のＤ／Ａ変換器の処理は不要となる。すなわち、出力電圧指令値Ｖ＊はディジタルデータのままＣＰＵ７から出力し、フォトカプラ１０の通過後の信号をＤ／Ａ変換器１２によりアナログ電圧に変換する構成である。この場合は、絶縁アンプ６の場合のような電源周りの影響により生じる１次遅れの影響は軽減されるのみならず、制御系の基準電圧となる出力電圧指令値Ｖ＊周りの雑音の電磁結合による影響を軽減し得る等性能上のメリットがある。
【００１８】
（第３の実施の形態）
前記第１および第２の実施の形態においては電流制御を行うＦＥＴ２は１個のみであったために負荷に供給し得る電流はこのＦＥＴ２の最大定格で制限されてしまう問題があった。また、供給電流を増すためにＦＥＴを並列接続する方法も知られている。この方法によれば、ＦＥＴ単独の場合よりも大電流は流せるようになるが、並列接続するＦＥＴの特性のばらつきにより、飽和領域で動作させた場合内部抵抗の低いＦＥＴに電流集中が生じて過大電流がそこに流れ、さらには、この過大電流のために熱暴走を生じ、ＦＥＴが破損する恐れがあるという問題があった。
【００１９】
本第３の実施の形態においては、このような問題を解決するための構成を開示するもので、ＦＥＴを２個使用する場合について図７にその回路構成の例を示す。図７は基本的には図１と同じ構成で、大電流化するためにＦＥＴを並列接続した構成としている。単に複数のＦＥＴを並列接続したのでは前記のように特定のＦＥＴに電流集中を生じる問題があるため、本第３の実施の形態においてはそれぞれのＦＥＴに直列に抵抗Ｒ５，Ｒ６を接続する構成としている。以下図７の構成の動作について説明する。  
図７において、出力電圧指令値Ｖ＊は絶縁アンプ６の出力として供給され、オペアンプ５および１１の反転入力端子（−）に印加される。オペアンプ５および１１の非反転入力端子（＋）にはそれぞれに対応するＦＥＴ２および９のソース・ドレイン端子間に接続された抵抗Ｒ１およびＲ２、Ｒ３およびＲ４により分圧された電圧がフィードバックされる。これら各電圧は前記図１の場合と同様にオペアンプ５および１１でそれぞれＶ＊と比較され、得られた差電圧で各ＦＥＴの電流制御用としてのゲート電圧ＶＧＳが生成され各ＦＥＴのゲートに印加される。ここで、Ｒ２，Ｒ４＝０Ω、Ｒ１，Ｒ３＝∞Ωとしてフィードバックすると、各ＦＥＴのドレイン・ソース電圧ＶＤＳはＣＰＵ７から得られる出力電圧指令値Ｖ＊に等しくなるように制御される。
【００２０】
次に、各ＦＥＴ２および９のドレイン側に直列に抵抗Ｒ５，Ｒ６を接続し、これら抵抗はＲ５＝Ｒ６とする。前記により両ＦＥＴのソース・ドレイン電圧ＶＤＳは等しくなり(電圧Ｖ２)、また、抵抗Ｒ５およびＲ６の安定化電源側は共通に接続されているため電圧Ｖ１に関しても等しくなる。したがって、電圧Ｖ３も抵抗Ｒ５およびＲ６に関して等しくなることが分かる。ここで、２個のＦＥＴ２および９に初期のばらつきがあったとしても、前記のように各々のＦＥＴのソース・ドレイン電圧ＶＤＳ電圧を出力電圧指令値Ｖ＊になるように、各々のゲート電圧ＶＧＳを調整するので、飽和領域におけるＦＥＴの内部抵抗値を同じにすることが出来る。以上のように、本実施の形態による図７の構成により、各々のＦＥＴには同じ値の抵抗Ｒ５，Ｒ６を挿入したことにより、それぞれのＦＥＴに流れる電流は同じになり、電流集中によるＦＥＴの破損を防ぐことが出来る、と同時に単一のＦＥＴでは流し得ない大電流を流すことが出来るようになった。
【００２１】
以上、本実施の形態においては、ＦＥＴを２個並列接続した場合について説明したが、本実施の形態の方法により、さらに多数のＦＥＴを並列接続し得ることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明による第１の実施の形態を示す燃料電池模擬装置の回路図。
【図２】燃料電池の電流−電圧特性図。
【図３】負荷電流−出力電圧指令値変換系の動作を説明するフロー図。
【図４】本発明による図１の回路の各部動作状況を示す波形図。
【図５】本発明による効果を示すため従来装置の各部動作状況を示す波形図。
【図６】本発明による第２の実施の形態を示す燃料電池模擬装置の回路図。
【図７】本発明による第３の実施の形態を示す燃料電池模擬装置の回路図。
【符号の説明】
【００２３】
１：安定化電源            ２、９：ＦＥＴ
３：負荷                  ４：電流センサ
５、１１：オペアンプ        ６：絶縁アンプ
７：ＣＰＵ                ８：絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０：フォトカプラ        １２：Ｄ／Ａ変換器
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６：抵抗
【図１】
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【図２】
2005149864.tif 000005
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2005149864.tif 000009
【図７】
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