(57)【要約】【課題】本発明はサンプル・レート変換方法及び装置に関し，高速のサンプリング速度でサンプリングした信号を，本来の信号を劣化させることなく簡易な手段により低いサンプリング速度の信号に変換して出力できることを目的とする。【解決手段】  入力時系列信号を設定したサンプリング速度（Ｓｎ）でＡＤ変換して，時系列サンプリングデータを生成し，時系列サンプリングデータを所定のフーリエ変換点（Ｎ）で離散的フーリエ変換を行い，フーリエ変換されたデータについて，フーリエ変換点（Ｎ）と異なる逆フーリエ変換点（Ｍ）で離散的逆フーリエ変換を行って，サンプリング速度をＳｎ・Ｍ／Ｎのクロック速度でサンプル・レートを変換して出力するよう構成する。【選択図】図１
2005073105.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力時系列信号を設定したサンプリング速度（Ｓｎ）でＡＤ変換して，時系列サンプリングデータを生成し，前記時系列サンプリングデータを所定のフーリエ変換点（Ｎ）で離散的フーリエ変換を行い，
前記フーリエ変換されたデータについて，前記フーリエ変換点（Ｎ）と異なる逆フーリエ変換点（Ｍ）で離散的逆フーリエ変換を行って，サンプリング速度をＳｎ・Ｍ／Ｎのクロック速度でサンプル・レートを変換して出力することを特徴とするサンプル・レート変換方法。
【請求項２】
入力時系列信号を設定したサンプリング速度（Ｓｎ）でＡＤ変換するＡＤ変換器と，
前記ＡＤ変換器で生成された時系列サンプリングデータを所定のフーリエ変換点（Ｎ）で離散的フーリエ変換を行うフーリエ変換器と，
前記フーリエ変換されたデータについて，前記フーリエ変換点（Ｎ）と異なる逆フーリエ変換点（Ｍ）で離散的逆フーリエ変換を行い，サンプリング速度をＳｎ・Ｍ／Ｎのクロック速度でサンプル・レートを変換して出力する逆フーリエ変換器と，
を備えることを特徴とするサンプル・レート変換装置。
【請求項３】
請求項２において，
前記ＡＤ変換器で生成された時系列サンプリングデータを格納する第１のメモリと，
前記フーリエ変換器で生成したデータを格納する第２のメモリと，
前記逆フーリエ変換器で生成したデータを格納する第３のメモリとを設けたことを特徴とするサンプル・レート変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はサンプル・レート変換方法及び装置に関する。
【０００２】
音響信号や電波信号を解析する場合に，情報処理装置を用いて音響信号や電波信号などのアナログ時系列信号を，ディジタル信号に変換した後，ディジタル的な信号処理が行われる。その場合に時系列信号はフーリエ変換などで，周波数系列の信号に変換して情報処理することが多い。
【０００３】
信号処理の技術の進歩はめざましく，最新の技術にもとづく装置が開発されるが，コストの増大を防ぐため古い装置と組み合わせてシステムを構成する場合が多い。
【背景技術】
【０００４】
図１０は従来技術の第１の構成例を示す，図中，８０はアンテナ，８１は特定の周波数帯域を通過させるフィルタ，８２は第１のＡＤ変換器，８３はフーリエ変換処理による周波数解析機能を備えた第１の情報処理装置，８４はＤＡ変換器，８５は第２のＡＤ変換器，８６はフーリエ変換による周波数解析機能を備えた第２の情報処理装置である。
【０００５】
この構成例は，例えば，アンテナ８０を宇宙空間に向けて宇宙からの電波（数１０ＧＨｚ等の周波数帯）を観測する例であり，アンテナ８０で受信した信号（アナログ信号）の中からフィルタ８１で観測対象となる周波数帯域（例えば，数ギガヘルツ）の周波数成分を選択し，選択された信号（アナログ信号）について第１のＡＤ変換器８２で信号周波数の２倍以上のサンプリング周期でサンプリングしてディジタル信号（離散信号）に変換する。第１の情報処理装置８３は，この第１のＡＤ変換器８２のサンプリング周期のディジタル信号についてフーリエ変換による周波数解析の処理能力を備えている。
【０００６】
一方，第１のＡＤ変換器８２から出力されたディジタル信号について，処理能力（分解能）が低い第２の情報処理装置８６（旧型）により処理を行うことが要求される場合がある。すなわち，第１のＡＤ変換器８２のサンプリング周期のディジタル信号が高い周波数であり，そのような周波数のディジタル信号について周波数の解析処理をする第１の情報処理装置８３は高価であり，多数の場所で解析を行う場合に，多数の装置を用意することは困難であるからである。
【０００７】
この要求に対応するには，第１のＡＤ変換器８２はサンプリング周期が高いため，第２の情報処理装置８６ではそのディジタル信号を処理する能力がなく，一旦ＤＡ変換器８４によりアナログ信号に戻す。このアナログ信号を第２のＡＤ変換器８５によりディジタル信号に変換する。この場合，第２のＡＤ変換器８５のサンプリング周期は第１のＡＤ変換器８２のサンプリング周期と異なる（低い周波数）。その第２のＡＤ変換器８５のディジタル信号を第２の情報処理装置８６により周波数分析の処理を行う。なお，ＡＤ変換器８５からのディジタル信号を一旦テープレコーダに記録して，そのテープを第２の情報処理装置８６が設けられた施設に運んで，情報処理することもある。
【０００８】
図１１は従来技術の第２の構成例である。図中，８３，８６の各符号は上記図１０の同一符号の各部に対応し，８２’はＡＤ変換器，８７はディジタルフィルタであるＦＩＲ（Finite Impulse Response:有限インパルス応答）フィルタである。なお，図１１では図１０に示すアンテナ８０及びフィルタ８１は図示省略されている。この第２の構成例では，ＡＤ変換器８２’で生成したディジタル信号をＦＩＲフィルタ８７によりサンプリング間を補間（サンプリング周期を増大）または間引き（サンプリング周期を逓減）する機能を備える。実際には，第２の情報処理装置８６による処理が可能なようにＦＩＲフィルタ８７によりサンプリング周期を逓減する処理をして，第２の情報処理装置８６へ入力する。
【０００９】
なお，再生速度を本来の速度と変えて再生する場合に従来は必要とされていた音の高さを調整するためのキーコントロール機構を不要にするため，ＭＰＥＧフォーマットのオーディオデータを各サブバンドごとのデータに復号された後，それらを帯域合成フィルタバンクで合成し，再生速度に合わせて，マイクロプロセッサで帯域合成フィルタバンク内のバンドパスフィルタの係数を変更することで，オーディオ信号の再生を行うという技術が提案されている（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００１−１０２９３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記従来の第１の構成例では，アナログ時系列信号をＡＤ変換することで離散時刻ディジタル時系列信号に変換して，フーリエ変換することで周波数時系列データに変換して周波数解析などの情報処理を行っていたが，ＡＤ変換処理におけるサンプリング速度は，周波数分解能に関連しており，後続の情報処理装置はサンプリング速度に対応して作られており，サンプリング速度の異なる，新しいＡＤ変換器と新しいフーリエ変換器を導入した場合，従来のサンプリング速度に対応した情報処理装置（第２の情報処理装置）を使用したい場合，サンプリング速度の変換が必要になるが，第１のＡＤ変換器からの信号をＤＡ変換器を通してアナログ信号に戻して更に第２のＡＤ変換器でディジタル信号に変換するという複数回の変換処理を経る必要があり，変換を行う毎に原信号に対するＳ／Ｎ比が劣化するという問題がある。また，上記第２の構成例では，ＦＩＲフィルタ（ディジタルフィルタ）を使用しているが，サンプリング速度の変換値によっては，高速な補間処理が必要になる場合があり，高価なＦＩＲフィルタが必要になる。
【００１１】
更に上記特許文献１の技術は，オーディオデータを複数のサブバンドに分けて復号して合成する技術に関し，電波の高い周波数を対象とする本願発明の技術分野とは異なる。
【００１２】
本発明は高速のサンプリング速度でサンプリングした信号を，本来の信号を劣化させることなく簡易な手段により低いサンプリング速度の信号に変換して出力できるサンプル・レート変換方法及び装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
図１は本発明の原理構成を示す図である。図中，１は速度ＳｎでサンプリングしてＡＤ変換を行うＡＤ変換器，２はフーリエ変換点数Ｎで離散的フーリエ変換を行うフーリエ変換器，３は逆フーリエ変換点数Ｍで離散的逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換器，４はフーリエ変換器２のサンプリング速度に対応した処理能力を持たない第２の情報処理装置，５はフーリエ変換器２のサンプリング速度に対応する処理能力を備えた第１の情報処理装置である。
【００１４】
周波数成分を含むアナログ信号がＡＤ変換器１に入力されると，速度Ｓｎ（ｓｐｓ(sample per second) ）の周期（解析の対象となる周波数の２倍以上の周波数に対応）でサンプリングし，各サンプリング信号をディジタル信号に変換することで時系列サンプリングデータが生成される。この時系列サンプリングデータはフーリエ変換器２に入力されると，フーリエ変換点数Ｎで離散的フーリエ変換が行われる。このフーリエ変換器２で離散的フーリエ変換された信号は，次に逆フーリエ変換器３へ入力されると，出力対象とする周波数成分が選択され，逆フーリエ変換点数Ｍで離散的逆フーリエ変換を行い，サンプリング速度をＳｎ・Ｍ／Ｎに変換し，変換後のサンプルデータをＳｎ・Ｍ／Ｎのクロック速度で出力する。逆フーリエ変換器３から出力されたサンプリング速度Ｓｎ・Ｍ／Ｎのサンプルデータは，第２の情報処理装置４の処理能力により処理が可能なサンプリング速度である。なお，第１の情報処理装置５はフーリエ変換器２から出力されたフーリエ変換データをその速度のままで処理可能な能力を備えている。
【発明の効果】
【００１５】
半導体の技術進歩に伴って高速・高性能の新たな情報処理装置が開発されても，従来の低速のデータの速度に対応した情報処理装置を使用して並行して処理を行いたい場合が多く発生するが，本発明によるサンプル・レートの変更を行うことで信号を劣化を招くことなく処理が可能になった。これにより，新規装置と従来装置を併設してシステムを構成できることとなり，従来の資産を有効に利用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図２は実施例の構成である。図中，１０はサンプリング速度Ｓｎで変換を行うＡＤ変換器，１１はアドレスカウンタ，１２は第１のメモリ，１３はフーリエ変換点数Ｎ（設定可能な数）による高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform) 機能を備えた第１のディジタル信号処理装置（第１のＤＳＰで表示：Digital Signal Proccessor ），１４は第２のメモリ，１５は第１の情報処理装置，１６は逆フーリエ変換の変換点数Ｍで離散的逆フーリエ変換機能を備えた第２のディジタル信号処理装置（第２のＤＳＰで表示），１７は第３のメモリ，１８はアドレスカウンタ，１９はレジスタ，２０は第１の情報処理装置１５より低い処理速度で動作する第２の情報処理装置，２１は第１のクロックを入力して設定された周波数の第２のクロックに変換するＰＬＬ（Phase Clock Loop) 回路である。なお，第１のクロックはサンプリング速度Ｓｎに対応し，第２のクロックは逆フーリエ変換後の出力サンプリング速度に対応する。
【００１７】
また，この実施例ではフーリエ変換と逆フーリエ変換をＤＳＰを使用して実現している例を示すが，一般の処理装置（ＣＰＵ，メモリを含む）や専用のフーリエ変換装置を使用することができる。また，フーリエ変換点数Ｎが２のべき乗であれば，高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による演算回数を減らして高速な処理を行うことができ，また高速フーリエ変換専用のハードウェアで実現することもできる。
【００１８】
図３は実施例の構成による動作フローであり，以下に図２の実施例の動作を図３を参照しながら説明する。
【００１９】
最初に，アナログ時系列入力信号がＡＤ変換器１０に入力するとサンプリング速度Ｓｎ（sps:samples per second) でＡＤ変換されて時系列サンプリングデータとなる（図３のａ）。時系列サンプリングデータは，図２の第１のクロック（サンプリング速度Ｓｎと同じ）に従って書込みアドレスを発生するアドレスカウンタ１１により第１のメモリ１２に書込まれる（図３のｂ）。第１のメモリ１２に書込まれた時系列サンプリングデータは，次に第１のＤＳＰ１３によりフーリエ変換点数Ｎで離散的フーリエ変換を行って周波数成分に変換される（図３のｃ）。なお，フーリエ変換点数Ｎは予め第１のＤＳＰ１３に設定される。
【００２０】
この時のフーリエ変換処理の詳細を以下に説明する。
【００２１】
フーリエ変換Ｈ(f) は, 周波数番号ｆ，時系列番号ｋ，フーリエ変換点数Ｎ，ＡＤ変換後の時系列サンプリングデータをＸ(k) とすると次式で表される。
【００２２】
【数１】
2005073105.tif 000003
【００２３】
これはサンプリング周期τｎ[sec.]＝１／Ｓｎで，サンプリング数Ｎだけデータをサンプリングし，サンプリング期間Ｔｎ＝τｎ・Ｎ[sec.]の周期の信号をフーリエ変換するものである。
【００２４】
例えば，周波数番号ｆ＝１の周波数成分の振幅Ｈ(1) は，フーリエ変換点数Ｎ＝１６とすると，
Ｈ(1) ＝(1/16)・[ ｛X(0)・cos(2 π・1 ・0/16) ＋X(1)・cos(2 π・1 ・1/16) ＋X(2)・cos(2 π・1 ・2/16) ＋……＋X(16-1) ・cos(2 π・1 ・(16-1)/16 ｝
−ｊ｛X(0)・sin(2 π・1 ・0/16) ＋X(1)・sin(2 π・1 ・1/16) ＋X(2)・sin(2 π・1 ・2/16) ＋……＋X(16-1) ・sin(2 π・1 ・(16-1)/16 ｝］
cosとｓinの各値を予め計算しておき,cos定数Kci, sin定数Ksi として保持していたものを使用すると，
Ｈ(1) ＝(1/16)・[ ｛X(0)・Kc0 ＋X(1)・Kc1 ＋X(2)・Kc2 ＋……＋X(15) ・Kc15｝
−ｊ｛X(0)・Ks0 ＋X(1)・Ks1 ＋X(2)・Ks2 ＋……＋X(15) ・Ks15｝］
この実部と虚部のそれぞれの計算は，乗算と乗算結果の累算を行うことであり，第１のＤＳＰ１３はこのような処理を行う。周波数番号ｆについて，０からＮ−１＝１５まで，計算することでフーリエ変換結果が求まる。
【００２５】
フーリエ変換器により得られた周波数成分データは第２のメモリ１４（図２）に書込まれる（図３のｄ）。
【００２６】
サンプルレートの異なる信号を出力する場合は，出力対象とする周波数成分を選択する（図３のｅ）。選択は逆フーリエ変換を行うときに，処理対象の周波数成分を選択することで行う。フーリエ変換後の周波数成分は，正の周波数と負の周波数に分離されている。フーリエ変換点数Ｎ＝１６の場合，０，＋１，＋２，…，＋７，−８，−７，−６，…，−２，−１の周波数成分で表現されている。フーリエ変換後の周波数番号は，８以上の場合，ｆ−Ｎと読み替えなければならない。例えば，ｆ＝９は，９−１６＝−７である。
【００２７】
サンプル・レートを遅くして，低い周波数成分を出力する場合は，正と負の低い周波数成分を残し，正と負の高い周波数成分を捨てる処理を行う。
【００２８】
サンプル・レートを早くして，元の周波数成分を出力する場合は，元の周波数成分より高い正と負の周波数成分を“０”にしてから，処理を行う。
【００２９】
一般的な逆フーリエ変換
逆フーリエ変換Ｙ(t) は，周波数番号ｆ，時系列番号ｔ，フーリエ変換点数Ｍ，フーリエ変換後の周波数成分データをＨ(f) とすると，次の式で表される。
【００３０】
【数２】
2005073105.tif 000004
【００３１】
これはサンプリング期間Ｔｎ[sec.]＝τｎ・Ｎの周期の間，信号をフーリエ変換した結果の周波数成分Ｈ(f) を使って, サンプリング周期τｍ[sec.]＝１／Ｓｍで，サンプリング数Ｍの時系列サンプリング信号に，サンプリング期間Ｔｎ＝τｎ・Ｎ＝τｍ・Ｍの周期の間，逆フーリエ変換するものである。また，フーリエ変換後の周波数成分Ｈ(f) は，一般に複素数であるから，実部をＨｒ(f) ，虚部をＨｉ(f) とすると，Ｈ(f) ＝Ｈｒ(f) ＋ｊＨｉ(f) であるから，次の式になる。
【００３２】
【数３】
2005073105.tif 000005
【００３３】
例えば，サンプリング時刻ｔ＝１の時系列サンプリングデータの振幅Ｙ(1) は，逆フーリエ変換点数Ｍ＝１０とすると，次式が成立する。但し，以下の式では，上記の式中の２πｆｔの項のｆ・ｔの順序を入替えて，２πｔｆとして記述している。
【００３４】
Ｙ(1) ＝[ ｛Hr(0) ・cos(2 π・1 ・0/10)+Hr(1) ・cos(2 π・1 ・1/10)+Hr(2) ・
cos(2 π・1 ・2/10) ＋……＋Hr(10-1)・cos(2 π・1 ・(10-1)/10)｝
−｛Hi(0) ・ sin(2π・1 ・0/10)+Hi(1) ・sin(2 π・1 ・1/10)+Hi(2) ・sin(2 π・1 ・2/10) ＋……＋Hi(10-1)・sin(2 π・1 ・(10-1)/10)｝
＋j ｛Hi(0) ・cos(2 π・1 ・0/10)+Hi(1) ・cos(2 π・1 ・1/10)+Hi(2) ・cos(2 π・1 ・2/10) ＋……＋Hi(10-1)・cos(2 π・1 ・(10-1)/10)｝
＋Hr(0) ・sin(2 π・1 ・0/10)+Hr(1) ・sin(2 π・1 ・1/10)+Hr(2) ・sin(2 π・1 ・2/10) ＋……＋Hr(10-1)・sin(2 π・1 ・(10-1)/10)｝] 
cos とsin の各値をあらかじめ計算しておき，cos 定数Ｋci,sin定数Ｋsiとして保持していたものを使用する。
【００３５】
Ｙ(1) ＝[ ｛Hr(0) ・Ｋc0＋Hr(1) ・Ｋc1＋Hr(2) ・Ｋc2＋……+Hr(9)・Ｋc9｝
−｛Hi(0) ・Ｋs0＋Hi(1) ・Ｋs1＋Hi(2) ・Ｋs2＋……+Hi(9)・Ｋs9｝
＋ｊ｛Hi(0) ・Ｋc0＋Hi(1) ・Ｋc1＋Hi(2) ・Ｋc2＋……+Hi(9)・Ｋc9｝
＋Hr(0) ・Ｋs0＋Hr(1) ・Ｋs1＋Hr(2) ・Ｋs2＋……+Hr(9)・Ｋs9｝〕
この実部と虚部のそれぞれの計算は，乗算と乗算結果の累算を行うことであり，ＤＳＰは，このような処理を行うために一般に使われる。
【００３６】
サンプリング時刻ｔについて，０からＭ−１＝９まで，計算すれば逆フーリエ変換結果が求められ（図３のｆ），第３のメモリ１７に格納される。
【００３７】
実数値を出力する逆フーリエ変換
上記に説明した一般的な逆フーリエ変換では，実部と虚部を出力する場合を示したが，実部の出力だけでよい場合は，演算が簡単になる。
【００３８】
【数４】
2005073105.tif 000006
【００３９】
例えば，サンプリング時刻ｔ＝１の時系列サンプリングデータの振幅Ｙ(1) は, 逆フーリエ変換点数Ｍ＝１０とすると，
Ｙ(1) ＝[ ｛Hr(0) ・cos(2 π・1 ・0/10)+Hr(1) ・cos(2 π・1 ・1/10)+Hr(2) ・
cos(2 π・1 ・2/10) ＋……＋Hr(10-1)・cos(2 π・1 ・(10-1)/10)｝
−｛Hi(0) ・ sin(2π・1 ・0/10)+Hi(1) ・sin(2 π・1 ・1/10)+Hi(2) ・sin(2 π・1 ・2/10) ＋……＋Hi(10-1)・sin(2 π・1 ・(10-1)/10)｝］
この場合も，cos とsin の各値をあらかじめ計算しておき，cos 定数Ｋci,sin定数Ｋsiとして保持していたものを使用し，次の式により求められる。
【００４０】
Ｙ(1) ＝[ ｛Hr(0) ・Ｋc0＋Hr(1) ・Ｋc1＋Hr(2) ・Ｋc2＋……Hr(9) ・Ｋc9｝
−｛Hi(0) ・Ｋs0＋Hi(1) ・Ｋs1＋Hi(2) ・Ｋs2＋……Hi(9) ・Ｋs9｝］
サンプリング時刻ｔについて，０からＭ−１＝９まで，計算すれば，逆フーリエ変換変換結果が求められる（図３のｆ）。また，フーリエ変換した結果の正と負の周波数成分は，互いに共役複素数の関係にあるから，正か負のどちらかの周波数成分を使い時系列信号を復元することができる。
【００４１】
時系列データの出力
逆フーリエ変換点数Ｍの離散的逆フーリエ変換を行った結果，サンプリング速度ＳｍがＳｎ・Ｍ／Ｎ[sps] の時系列サンプリングデータに変換される。
【００４２】
Ｓｍ＝1/τm ＝1/(Tn/M)＝1/( τn ・N/M)＝1/｛(1/Sn)・N/M ｝＝Sn・M/N [sps] 
変換後のサンプリングデータをＳn ・Ｍ／Ｎのクロック速度（図２のＰＬＬ２１から発生する第２のクロック）で第３のメモリ１７（図２）から読出し，出力することで，サンプルレートを変換した時系列信号を出力する（図３のｇ）。
【００４３】
サンプル・レートが変換された時系列信号は，レジスタ１９から第２の情報処理装置２０へ渡されて，必要な周波数解析の処理が行われる。
【００４４】
サンプル・レート変換後の出力のサンプリング速度は，整数ではないが，入力データのサンプリングクロックである第１のクロックからＰＬＬ回路２１を使用して，Ｓｍ＝Ｓｎ・Ｍ／Ｎの第２のクロックを生成する。一般にサンプリング速度は整数ではない。このとき，第２の情報処理装置２０が動作可能なクロック速度の範囲になるようにＭを設定し，第２のクロックを作る。
【００４５】
図４は上記実施例で使用するＤＳＰ（図２の第１のＤＳＰ１３，第２のＤＳＰ１６）の構成例であり，従来から知られている構成である。図中，３０，３１は外部から入力されるデータまたは内部からのデータを保持するレジスタＡ，レジスタＢ，３２はレジスタＡ，レジスタＢの値を乗算する乗算器，３３は乗算器３２の出力とレジスタＣ（後述する）の出力を加算する累算器，３４は累算器３３の出力を保持するレジスタＣ，３５，３６はデータ・メモリ♯０，♯１である。
【００４６】
次に図５乃至図９を用いて具体例について説明する。                                    
【００４７】
図５は入力信号の例であり，横軸は時刻ｔを表し，０〜１の区間を示し，縦軸が振幅を表し，１．５〜−１．５の範囲を示す。実線は入力信号ａを表し，２つの点線は入力信号ａを構成する信号成分ｂと信号成分ｃを表す。
【００４８】
図６は図５に示す入力信号のスペクトルを示し，周波数１と周波数６の２つの信号成分により構成され，図５の信号成分ｂ（周波数１）と信号成分ｃ（周波数６）に対応する。
【００４９】
図７は時系列入力サンプリング信号と出力サンプリング信号の例を表す。
【００５０】
図７のＡ．は時系列入力サンプリング信号であり，τｎはサンプリングクロックの周期であり，ｓ０〜ｓ１５の合計１６個のサンプリング回数で１サイクルのＴｎ＝τｎ・Ｎ（Ｎ＝１６）である。図７のＢ．とＣ．は時系列出力サンプリング信号を示し，フーリエ変換信号をフーリエ変換時と異なるサンプル・レートで逆フーリエ変換する場合の例を示し，Ｂ．はＡ．のフーリエ変換時のサンプル・レート（１サイクルで１６回）に対して遅くした（１サイクルで１０回）場合である。この時，τｍがサンプリングクロックの周期であり，１サイクルのＴｎ＝τｎ・Ｎ＝τｍ・Ｍ（Ｍ＝１０）の関係が成立する。図７のＣ．はサンプル・レートを早くした（１サイクルで２０回）場合である。この場合，τｍのサンプリングクロックの周期に対し，１サイクルのＴｎ＝τｎ・Ｎ＝τｍ・Ｍの関係が成立する。
【００５１】
図８はフーリエ変換と逆フーリエ変換後の周波数成分を表し，縦軸が振幅，横軸が周波数（ｆ）を表す。図８のＡ．は上記図５に示す入力信号ａについて，フーリエ変換点数Ｎ＝１６とした場合の，フーリエ変換後の周波数成分を表し，周波数「１」と周波数「１５」の振幅が０．５，周波数「６」と周波数「１０」の振幅が０．１２５である。上記したようにフーリエ変換後の周波数成分は正と負の周波数に分離され，Ｎ＝１５の場合は０，＋１，＋２，…，＋７，＋８，−８，−７，−６，…，−１となり，Ａ．の横軸の目盛りを０を中心としてその絶対値に応じて左右対象に，−８，−７，…，−１，０，１，２，…，７という順に並べ替えたものが，図８のＢ．である。
【００５２】
この図８のＡ．に示すフーリエ変換した周波数信号に対して，逆フーリエ変換によりサンプル・レートを遅くしてサンプル数「１０」とする場合の周波数成分を図８のＣ．に示す。この例では，正と負の低い周波数成分（正の周波数１，負の周波数−１）を残し，正負の高い周波数成分を捨てる処理を行う。
【００５３】
図８のＤ．は上記Ｂ．に示すフーリエ変換した周波数信号に対して，逆フーリエ変換によりサンプル・レートを早くする場合の周波数成分である。この場合，元の周波数成分（−８，−７，…，６，７の１６個）より高い正と負の周波数成分（８，９，−１０，−９の振幅を“０”にしてから処理を行う。
【００５４】
図９は出力信号の例を示し，図９のＡ．はサンプル・レートを遅くした場合であり，この波形は，上記図５に示す入力信号ａについて，上記図７のＢ．に示すように遅い周期（１サイクルで１０回）でサンプリングしたもので，時刻０から１．００の期間に振幅１．０〜−１．０〜１．０とコサインの波形が１サイクル分形成される。これにより，上記図８のＣ．に示すように周波数１（−１）の周波数成分が得られることが分かる。
【００５５】
図９のＢ．はサンプル・レートを早くした場合であり，この波形は上記図５の入力信号ａについて，上記図７のＣ．に示すように早い周期（１サイクルで２０回）でサンプリングしたもので，時刻０から１．００の期間に複数の周波数の波形が形成される。これにより，上記図８のＤ．に示すように周波数１（−１）と周波数６（−６）の成分が周波数解析処理により求められる。
【００５６】
（付記１）  入力時系列信号を設定したサンプリング速度（Ｓｎ）でＡＤ変換して，時系列サンプリングデータを生成し，前記時系列サンプリングデータを所定のフーリエ変換点（Ｎ）で離散的フーリエ変換を行い，前記フーリエ変換されたデータについて，前記フーリエ変換点（Ｎ）と異なる逆フーリエ変換点（Ｍ）で離散的逆フーリエ変換を行って，サンプリング速度をＳｎ・Ｍ／Ｎのクロック速度でサンプル・レートを変換して出力することを特徴とするサンプル・レート変換方法。
【００５７】
（付記２）  入力時系列信号を設定したサンプリング速度（Ｓｎ）でＡＤ変換するＡＤ変換器と，前記ＡＤ変換器で生成された時系列サンプリングデータを所定のフーリエ変換点（Ｎ）で離散的フーリエ変換を行うフーリエ変換器と，前記フーリエ変換されたデータについて，前記フーリエ変換点（Ｎ）と異なる逆フーリエ変換点（Ｍ）で離散的逆フーリエ変換を行い，サンプリング速度をＳｎ・Ｍ／Ｎのクロック速度でサンプル・レートを変換して出力する逆フーリエ変換器と，を備えることを特徴とするサンプル・レート変換装置。
【００５８】
（付記３）  付記２において，前記フーリエ変換器と前記逆フーリエ変換器のそれぞれの機能をディジタル信号処理装置により構成することを特徴とするサンプル・レート変換装置。
【００５９】
（付記４）  付記２において，前記ＡＤ変換器で生成された時系列サンプリングデータを格納する第１のメモリと，前記フーリエ変換器で生成したデータを格納する第２のメモリと，前記逆フーリエ変換器で生成したデータを格納する第３のメモリとを設けたことを特徴とするサンプル・レート変換装置。
【００６０】
（付記５）  付記４において，前記ＡＤ変換器と第１のメモリを駆動する第１のクロックを入力し，前記第３のメモリを駆動して逆フーリエ変換データを出力する前記第１のクロックと異なる速度の第２のクロックを発生するフェーズロックループ回路を備えることを特徴とするサンプル・レート変換装置。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の原理構成を示す図である。
【図２】実施例の構成を示す図である。
【図３】実施例の構成による動作フローを示す図である。
【図４】実施例で使用するＤＳＰの構成例を示す図である。
【図５】入力信号の例を示す図である。
【図６】入力信号のスペクトルを示す図である。
【図７】時系列入力サンプリング信号と出力サンプリング信号の例を表す図である。
【図８】フーリエ変換と逆フーリエ変換後の周波数成分を表す図である。
【図９】出力信号の例を示す図である。
【図１０】従来技術の第１の構成例を示す図である。
【図１１】従来技術の第２の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００６２】
１      ＡＤ変換器
２      フーリエ変換器
３      逆フーリエ変換器
４      第２の情報処理装置
５      第１の情報処理装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005073105.tif 000011
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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