(57)【要約】      （修正有）【課題】  入力電圧を起動抵抗を介してスイッチング素子に供給するスイッチング電源回路において、起動抵抗における消費電力を抑制することのできるスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】  一次巻線に補助巻線Ｓを有するトランスＴと、トランスＴの一次巻線に接続されたスイッチング素子Ｆと、起動抵抗Ｒ１と、補助巻線Ｓに誘起される電圧に基づいて補助電源を生成する補助電源回路４と、補助電源回路４で補助電源が生成されると、この補助巻線ＳによりオフにされるトランジスタＱと、補助電源回路４で補助電源が生成されると、この補助電源を供給してスイッチング素子Ｆをオンにする電圧供給抵抗Ｒ２とを備える。トランジスタＱがオンのとき、直流電源が電界効果トランジスタＦに供給され、トランジスタＱがオフのとき、補助電源が電界効果トランジスタＦに供給される。【選択図】  図１
2005051942.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主巻線に補助巻線を有するトランスと、
前記トランスの主巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記主巻線に入力される直流電源の一端と前記スイッチング素子の制御端子との間に設けられ、前記直流電源を供給して前記スイッチング素子をオンにする第１の抵抗と、
前記補助巻線に誘起される電圧によって駆動され、前記スイッチング素子を所定の周期でオン、オフする駆動制御回路と、
前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて前記直流電源よりも低い補助電源を生成する補助電源生成手段と、
前記第１の抵抗と前記スイッチング素子の制御端子との間に設けられ、前記補助電源生成手段で補助電源が生成されると、この補助電源によりオフにされるスイッチ手段と、
前記補助電源生成手段と前記スイッチング素子の制御端子との間に設けられ、前記補助電源生成手段で補助電源が生成されると、この補助電源を供給して前記スイッチング素子をオンにする第２の抵抗とを備え、
前記スイッチ手段がオンのとき、前記直流電源が前記スイッチング素子の制御端子に供給され、前記スイッチ手段がオフのとき、前記補助電源が前記スイッチング素子の制御端子に供給されることを特徴とする、スイッチング電源回路。
【請求項２】
前記補助電源生成手段は、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて充電されるコンデンサを備え、
前記スイッチ手段は、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値以上になったとき、オフにされる、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記スイッチング素子は、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタによって構成されている、請求項１または２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源回路を備えたことを特徴とする、スイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチングレギュレータにおけるＲＣＣ（Ringing Choke Convertor）方式を用いたスイッチング電源回路では、商用交流電源からの交流電圧を整流、平滑化し、それによって得られた直流電圧を、スイッチング素子によってスイッチングすることにより高い周波数を有する交流電圧に変換している。そして、この交流電圧を高周波トランスを用いて所望の直流電圧を生成し、この直流電圧がたとえば電子機器の内部電源電圧として用いられている。
【０００３】
図３は、このようなスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。このスイッチング電源回路では、スイッチング素子としてたとえば電界効果トランジスタＦが備えられ、この電界効果トランジスタＦのゲート端子と入力電源回路１１の出力端の間には、入力電源回路１１からの直流電圧を駆動電圧として電界効果トランジスタＦに供給するために抵抗Ｒ１１が接続されている。この抵抗Ｒ１１は、入力電源回路１１内に設けられた電源スイッチ（図略）がオン（閉成）になると、入力電源回路１１の直流電圧を電界効果トランジスタＦのゲート端子に供給して当該電界効果トランジスタＦをオンさせる、すなわち、高周波トランスＴの一次巻線に電流を流してスイッチング電源回路を起動させる機能を果たしている。以下、この抵抗Ｒ１１を起動抵抗Ｒ１１という。
【０００４】
入力電源回路１１の出力端には、補助巻線Ｓを有する高周波トランスＴの一次巻線側が接続されているとともに、高周波トランスＴの一次巻線側には、電界効果トランジスタＦのドレイン端子が接続されている。電界効果トランジスタＦのゲート端子には、当該電界効果トランジスタＦをスイッチング制御するための駆動回路１２が設けられ、この駆動回路１２は、高周波トランスＴの補助巻線Ｓから電源電圧が供給されるようになっている。また、高周波トランスＴの２次巻線側には、整流平滑回路１３を介して図示しない負荷が接続されている。
【０００５】
この構成により、電源スイッチがオンになり、入力電源回路１１から直流電圧（たとえばＤＣ１４０Ｖ）が与えられると、起動抵抗Ｒ１１によって電界効果トランジスタＦがオンし、高周波トランスＴの一次巻線側に電流が流れるとともに、高周波トランスＴの補助巻線Ｓに電圧が誘起され、この電圧が駆動回路１２に電源電圧として供給される。これにより、スイッチング電源回路は起動し、この後は駆動回路１２が電界効果トランジスタＦをオン、オフ制御し、その結果、高周波トランスＴの２次巻線側に接続されている負荷に対して、スイッチング制御された直流電圧が整流平滑回路１３を介して供給される。
【０００６】
この場合、起動抵抗Ｒ１１に流れる電流の波形は、駆動回路１２の電界効果トランジスタＦに対するスイッチング制御に応じて、図４に示すような波形になる。すなわち、駆動回路１２から出力されるオン、オフ制御信号（パルス信号）の立下りに応じて、電界効果トランジスタＦのゲート端子が「ＬＯＷ」レベルになり、電界効果トランジスタＦをオフさせる。このとき、起動抵抗Ｒ１１には突入電流が流れ、時間の経過にともない起動抵抗Ｒ１１を流れる電流は低下し、駆動回路１２からのオン、オフ制御信号によって再び、起動抵抗Ｒ１１に突入電流が流れ、以降、この周期で電界効果トランジスタＦがスイッチング制御される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記構成のスイッチング電源回路によれば、電界効果トランジスタＦがオンするごとに、起動抵抗Ｒ１１を介して直流電圧が電界効果トランジスタＦに供給されるので、図４に示したように、起動抵抗Ｒ１１にも電流が流れ、この起動抵抗Ｒ１１における消費電力が大きいといった問題点があった。
【０００８】
ここで、起動抵抗Ｒ１１の電力損失を求めてみると、入力電源回路１１にたとえばＡＣ１００Ｖが入力されれば、整流平滑後に出力される直流電圧は、たとえばＤＣ１４０Ｖとなる。そして、電界効果トランジスタＦの起動に必要な電流をＩｉｎとすれば、起動抵抗Ｒ１１における電力損失は、ほぼ１４０×Ｉｉｎとなる。
【０００９】
また、入力電源回路１１にたとえばＡＣ２４０Ｖが入力されるとすれば、整流平滑後に出力される直流電圧は、たとえばＤＣ３３６Ｖとなる。そのため、起動抵抗Ｒ１１における電力損失は、ほぼ３３６×Ｉｉｎによって求められる。
【００１０】
なお、起動抵抗における消費電力を抑制する方法には、たとえば、特許文献１に開示された方法がある。この特許文献１による電力抑制方法では、トランスの一次巻線に接続され、当該一次巻線に印加される直流電源をスイッチングするためのスイッチングトランジスタを有し、それをオン、オフ制御するための電源制御回路に対して起動抵抗とスイッチ回路とを介して上記直流電源が供給されるようになされるとともに、トランスの一次巻線に補助巻線を設け、当該補助巻線に電圧が誘起されると、この誘起電圧から駆動電源を生成して電源制御回路に供給するようになっている。電源スイッチがオンになると、起動抵抗を介して電源制御回路に電源が供給されて当該電源制御回路が起動し、これによりトランスの一次巻線に電流が流れるとともに補助巻線に電圧が誘起されると、スイッチ回路により起動抵抗が電源制御回路から切り離され、電源制御回路は補助巻線の誘起電圧に基づく駆動電源で駆動されるようなっており、起動時だけ起動抵抗に電流を流すことにより、起動抵抗における電力消費を削減するようにしている。
【特許文献１】特開平７−１２３７０９号公報
【００１１】
しかし、上記公報に記載の制御方法は、他励発振タイプのスイッチングレギュレータには適用することができるが、自励発振タイプのスイッチングレギュレータには適用することができない。
【００１２】
本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、入力電圧を起動抵抗を介してスイッチング素子に供給するスイッチング電源回路において、起動抵抗における消費電力を抑制することのできるスイッチング電源回路を提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１４】
本願発明の第１の側面によって提供されるスイッチング電源回路によれば、主巻線に補助巻線を有するトランスと、前記トランスの主巻線に接続されたスイッチング素子と、前記主巻線に入力される直流電源の一端と前記スイッチング素子の制御端子との間に設けられ、前記直流電源を供給して前記スイッチング素子をオンにする第１の抵抗と、前記補助巻線に誘起される電圧によって駆動され、前記スイッチング素子を所定の周期でオン、オフする駆動制御回路と、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて前記直流電源よりも低い補助電源を生成する補助電源生成手段と、前記第１の抵抗と前記スイッチング素子の制御端子との間に設けられ、前記補助電源生成手段で補助電源が生成されると、この補助電源によりオフにされるスイッチ手段と、前記補助電源生成手段と前記スイッチング素子の制御端子との間に設けられ、前記補助電源生成手段で補助電源が生成されると、この補助電源を供給して前記スイッチング素子をオンにする第２の抵抗とを備え、前記スイッチ手段がオンのとき、前記直流電源が前記スイッチング素子の制御端子に供給され、前記スイッチ手段がオフのとき、前記補助電源が前記スイッチング素子の制御端子に供給されることを特徴としている。
【００１５】
この発明によれば、スイッチング電源回路を起動させると、主巻線（一次巻線）に直流電源が入力され、この直流電源が第１の抵抗によりスイッチング素子の制御端子に供給されてスイッチング素子がオンになる。スイッチング素子がオンになると、トランスの主巻線に電流が流れ、補助巻線に電圧が誘起されて駆動制御回路が起動する。駆動制御回路が起動すると、スイッチング素子が所定の周期でオフにされるため、主巻線に供給される電源が所定の周期で断続され、これによりトランスの二次巻線に電圧が誘起されることになる。補助巻線に電圧が誘起されると、補助電源生成手段により補助電源が生成され、この補助電源によりスイッチ手段がオフにされるため、第１の抵抗によるスイッチング素子の制御端子への電源供給が阻止されるが、それに代えて補助電源が第２の抵抗によりスイッチング素子の制御端子に供給されるので、スイッチング電源回路の電源生成動作は継続される。スイッチング電源回路を起動させたとき、スイッチング素子の制御端子に電源を供給する回路が直流電源および第１の抵抗を含む回路から補助電源生成手段および第２の抵抗を含む回路に切り換えられるので、スイッチング素子をオン動作させるための消費電力を削減することができる。
【００１６】
好ましい実施の形態によれば、前記補助電源生成手段は、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて充電されるコンデンサを備え、前記スイッチ手段は、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値以上になったとき、オフにされる。
【００１７】
他の好ましい実施の形態によれば、前記スイッチング素子は、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタによって構成されてもよい。
【００１８】
本願発明の第２の側面によって提供されるスイッチングレギュレータによれば、本願発明の第１の側面にかかるスイッチング電源回路を備えたことを特徴としている。
【００１９】
本願発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【実施例】
【００２１】
図１は、本願発明の実施例にかかるスイッチング電源回路を示す回路図である。
【００２２】
このスイッチング電源回路は、安定した電源電圧の出力が可能なスイッチングレギュレータに適用され、いわゆるＲＣＣ方式（自励発振タイプ）が採用されている。このスイッチングレギュレータは、たとえば給湯機能、風呂追い焚き機能および温水暖房機能のうち少なくともいずれか一つを備えた給湯装置などの各種住宅設備機器の電源として用いられる。
【００２３】
スイッチング電源回路は、図１に示すように、入力電源回路１と、起動抵抗Ｒ１（特許請求の範囲に記載の「第１の抵抗」に相当）と、スイッチング素子としてのＭＯＳ型の電界効果トランジスタＦと、駆動回路２と、スイッチ回路３と、高周波トランスＴと、補助電源回路４と、電圧供給抵抗Ｒ２（特許請求の範囲に記載の「第２の抵抗」に相当）と、二次側整流平滑回路５とを備えている。
【００２４】
入力電源回路１は、図示しない整流ダイオードおよび平滑コンデンサなどを有し、このスイッチング電源回路に入力される、たとえば商用電源（たとえばＡＣ１００Ｖ）を整流平滑化するものである。入力電源回路１は、たとえばＤＣ１４０Ｖを出力する。
【００２５】
入力電源回路１には、高周波トランスＴの一次巻線および電界効果トランジスタＦが直列に接続されている。高周波トランスＴは、一次巻線側に入力された電気エネルギーを、電圧を変成（すなわち、昇圧もしくは降圧）して二次巻線側に伝達するものであり、二次巻線側においてたとえば所定の電圧もしくは電流が負荷（図略）に対して出力される。高周波トランスＴは、１次側に補助巻線Ｓを備えている。
【００２６】
電界効果トランジスタＦは、高周波トランスＴの一次巻線側の回路を開閉することにより当該一次巻線に印加される入力電源回路１からの直流電圧をスイッチング（断続）するためのものであり、駆動回路２からの制御信号によってオン、オフ動作される。電界効果トランジスタＦのゲート端子は、駆動回路２に接続され、そのドレイン端子は、高周波トランスＴの一次巻線の一端に接続され、そのソース端子は、グランドに接続されている。
【００２７】
入力電源回路１には、起動抵抗Ｒ１が接続されている。入力電源回路１内にはスイッチング電源回路の電源スイッチ（図略）が設けられ、電源スイッチがオンになると、起動抵抗Ｒ１は、入力電源回路１からの直流電圧（たとえばＤＣ１４０Ｖ）を、スイッチ回路３を介して電界効果トランジスタＦに供給し、当該電界効果トランジスタＦをオンにして、すなわち、高周波トランスＴの一次巻線の回路を閉成して当該一次巻線に電流を流すとともに、補助巻線Ｓに電圧を誘起させ、これによりスイッチング電源回路を起動させるものである。なお、後述するように、起動時はスイッチ回路３はオン状態（起動抵抗Ｒ１を電界効果トランジスタＦのゲート端子に接続する状態）になっている。
【００２８】
起動抵抗Ｒ１には、スイッチ回路３が接続されている。スイッチ回路３は、ＰＮＰ型のスイッチングトランジスタＱと抵抗Ｒ４，Ｒ５とからなり、起動抵抗Ｒ１から電界効果トランジスタＦに与えられる直流電圧の供給を許可または阻止するためのものである。詳細な接続構成を説明すると、起動抵抗Ｒ１の一端には、スイッチングトランジスタＱのエミッタ端子が接続され、そのコレクタ端子には、電界効果トランジスタＦのゲート端子が接続されているとともに、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ３の他端が接続されている。また、スイッチングトランジスタＱのベース端子とグランドとの間に抵抗Ｒ４が接続されるとともに、ベース端子と補助電源回路４の出力端（後述するダイオードＤ１のカソード端子）との間に抵抗Ｒ５が接続されている。
【００２９】
電源スイッチがオフ状態では、補助電源回路４からの出力がないため、スイッチングトランジスタＱはオン状態（起動抵抗Ｒ１と電界効果トランジスタＦのゲート端子が導通状態）になっている。電源スイッチがオンになると、この直後は補助電源回路４からスイッチングトランジスタＱをオフにする電圧が出力されないため、スイッチングトランジスタＱは暫くオン状態が継続され、この間に電界効果トランジスタＦのゲート端子に入力電源回路１からの直流電圧を起動抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３とによって分圧した電圧が供給され、これにより高周波トランスＴの一次巻線側の回路が閉成されて当該一次巻線に電流が流れ、スイッチング電源回路は起動する。そして、その後、補助電源回路４からの出力電圧が上昇すると、スイッチングトランジスタＱがオフになり、起動抵抗Ｒ１は、電界効果トランジスタＦのゲート端子から切り離され、入力電源回路１からの直流電圧の電界効果トランジスタＦへの供給は阻止される。
【００３０】
補助電源回路４は、補助巻線Ｓに誘起される電圧を直流電圧（たとえばＤＣ１０Ｖ〜２０Ｖ）に整流平滑化するものであり、整流ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１を有している。詳細な接続構成を説明すると、高周波トランスＴの補助巻線Ｓの一方端はグランドに接続され、他方端に整流ダイオードＤ１のアノード端子が接続され、この整流ダイオードＤ１のカソード端子と補助巻線Ｓの一方端との間に平滑コンデンサＣ１が並列接続されている。なお、平滑コンデンサＣ１は、たとえば電解コンデンサからなり、プラス側端子がカソード端子に接続されるように並列接続されている。そして、上述したように、整流ダイオードＤ１のカソード端子は、抵抗Ｒ５を介してスイッチングトランジスタＱのベース端子に接続されている。
【００３１】
また、整流ダイオードＤ１のカソード端子には、電圧供給抵抗Ｒ２の一端が接続されており、電圧供給抵抗Ｒ２の他端は、電界効果トランジスタＦのゲート端子に接続されている。この電圧供給抵抗Ｒ２は、補助巻線Ｓにおいて電圧が誘起され整流平滑化された直流電圧を電界効果トランジスタＦに対して供給するためのものである。
【００３２】
なお、平滑コンデンサＣ１は、補助巻線Ｓに誘起される電圧に基づく電流を充電する機能も有する。すなわち、補助巻線Ｓに誘起される電圧は、平滑コンデンサＣ１によって充電されつつスイッチ回路３に与えられ、上述したようにスイッチ回路３のオフ制御に用いられる。すなわち、平滑コンデンサＣ１の両端における充電電圧が所定の閾値（スイッチングトランジスタＱをオフさせる所定の電圧）より高くなると、スイッチングトランジスタＱはオン状態からオフ状態に切り替わる。スイッチングトランジスタＱはオフ状態に切り替わると、起動抵抗Ｒ１を介して入力電源回路１からの電界効果トランジスタＦに対する直流電圧の供給が阻止される。
【００３３】
補助巻線Ｓには、駆動回路２が接続されている。駆動回路２は、電界効果トランジスタＦのオン、オフ動作を制御するものであり、補助巻線Ｓにおいて誘起される電圧が供給されることによって駆動される。
【００３４】
高周波トランスＴの二次巻線側には、二次側整流平滑回路５が接続されている。二次側整流平滑回路５は、整流ダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ２を有し、高周波トランスＴの二次巻線側に誘起される交流電圧を整流平滑化するものである。高周波トランスＴの二次巻線側の一方端には、整流ダイオードＤ２のアノード端子が接続され、高周波トランスＴの二次巻線側の他端には、平滑コンデンサＣ２のマイナス端子が接続されるとともに、出力端子ｂに接続されている。平滑コンデンサＣ２のプラス端子は、整流ダイオードＤ２のカソード端子に接続されるとともに、出力端子ａに接続されている。この出力端子ａ，ｂから直流電圧が出力される。
【００３５】
次に、上記回路構成における作用を、図２に示すタイミングチャートをも参照して説明する。
【００３６】
入力電源回路１からは、たとえば商用電源（たとえばＡＣ１００Ｖ）が図示しない整流ダイオードおよび平滑コンデンサによって整流平滑化され、このスイッチング電源回路に直流電圧（たとえばＤＣ１４０Ｖ）が入力される。
【００３７】
電源スイッチがオフ状態からオン状態になると、スイッチングトランジスタＱはオン状態となる。そのため、入力電源回路１からの直流電圧が起動抵抗Ｒ１を介して電界効果トランジスタＦのゲート端子に供給可能になっている。今、図２において、タイミングＴ１で電源スイッチがオンになると、入力電源回路１から出力される直流電圧が起動抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の直列回路に供給され、起動抵抗Ｒ１には、図２に示すように、電界効果トランジスタＦをオンさせるのに必要な電流が流れる。
【００３８】
電界効果トランジスタＦのゲート端子には、起動抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ３およびスイッチングトランジスタＱを介して駆動電圧が供給されるため、電界効果トランジスタＦはオンされ、導通状態となり、高周波トランスＴの一次巻線には、入力電源回路１からの直流電圧により電流が流れる。
【００３９】
高周波トランスＴの一次巻線側に電流が流れると、これにより補助巻線Ｓに電圧が誘起され、誘起された電圧により補助電源回路４の平滑コンデンサＣ１が充電される。これにより、図２のタイミングチャートに示すように、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し、タイミングＴ２で所定の閾値を超えると（図２のＡ点参照）、スイッチングトランジスタＱのベース端子のレベルが「ＬＯＷ」から「ＨＩＧＨ」になり、これにより、スイッチングトランジスタＱはオフ動作する。そのため、電界効果トランジスタＦに対して供給された入力電源回路１からの直流電圧がスイッチングトランジスタＱによって阻止されることになり、起動抵抗Ｒ１には電流が流れなくなる。
【００４０】
また、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が所定の閾値を超えると、補助巻線Ｓにおいて誘起され整流平滑化された電圧は、電圧供給抵抗Ｒ２を介して電界効果トランジスタＦに供給され、電圧供給抵抗Ｒ２に電流が流れ出す（図２のＢ点参照）。
【００４１】
一方、タイミングＴ１において補助巻線Ｓに電圧が誘起されると、その誘起電圧は駆動回路２に供給され、これにより、駆動回路２が起動して電界効果トランジスタＦのスイッチング制御を開始する。すなわち、駆動回路２は、電界効果トランジスタＦのゲート端子を所定の周期で「ＬＯＷ」レベルにすることにより、電界効果トランジスタＦをオフさせる。
【００４２】
タイミングＴ１からタイミングＴ２までの間は、電界効果トランジスタＦには起動抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ３およびスイッチングトランジスタＱを介して駆動電圧が供給されるため、起動抵抗Ｒ１の電流波形には、駆動回路２から出力されるオン、オフ制御信号（パルス信号）の立下りごとに突入電流が流れるが（図２のＤ点参照）、タイミングＴ２を過ぎると、起動抵抗Ｒ１は電界効果トランジスタＦから切り離され、電界効果トランジスタＦには電圧供給抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を介して補助電源回路４から駆動電圧が供給されるため、電圧供給抵抗Ｒ２の電流波形に、駆動回路２から出力されるオン、オフ制御信号（パルス信号）の立下りごとに突入電流が流れる（図２のＣ点参照）。電界効果トランジスタＦは、駆動回路２によってスイッチングされて、高周波トランスＴの一次巻線に供給される入力電圧をスイッチング制御する。高周波トランスＴでは、一次巻線および二次巻線によって所望の電圧に変換され、変換された電圧は、二次側整流平滑回路５を介して負荷に与えられる。
【００４３】
従来の構成では、起動抵抗Ｒ１１が電界効果トランジスタＦを起動させた後、電界効果トランジスタＦによってスイッチング制御される間においても、起動抵抗Ｒ１１を介して入力電源回路１１からの直流電圧が供給されていたため、起動抵抗Ｒ１１における電力損失が大きかった。
【００４４】
しかし、本実施例によれば、起動抵抗Ｒ１が電界効果トランジスタＦを起動させた後、高周波トランスＴの補助巻線Ｓに誘起される電圧に基づいてスイッチ回路３のスイッチングトランジスタＱをオフにするので、電界効果トランジスタＦに対する入力電圧の供給が阻止される。また、電界効果トランジスタＦには、電圧供給抵抗Ｒ２を介して補助巻線Ｓに誘起される電圧が整流平滑化されて供給される。
【００４５】
すなわち、電界効果トランジスタＦのゲート端子に駆動電圧を供給する回路が、入力電源回路１、起動抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ３からなる回路から補助巻線Ｓ、補助電源回路４、電圧供給抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３からなる回路に切り換えられる。したがって、以下に説明するように、スイッチング電源が起動した後の電界効果トランジスタＦのゲート端子に駆動電圧を供給するための回路で消費される電力を低減させることができる。
【００４６】
ここで、電圧供給抵抗Ｒ２の電力損失を求めてみると、補助電源回路４によって整流平滑化された直流電圧は、たとえばＤＣ２０Ｖとなり、電界効果トランジスタＦの駆動に必要な電流をＩｉｎとすれば、電圧供給抵抗Ｒ２における電力損失は、ほぼ２０×Ｉｉｎによって求められる。この結果を、発明が解決しようとする課題の欄で求めた、起動抵抗Ｒ１１の電力損失と比べて見ると、約１／７に削減されたことがわかる。
【００４７】
また、入力電源回路１に入力される電圧がたとえばＡＣ２４０Ｖである場合、補助電源回路４によって整流平滑化された直流電圧は、たとえばＤＣ２０Ｖとなるため、電圧供給抵抗Ｒ２における電力損失は、ほぼ２０×Ｉｉｎによって求められる。この結果においても、電圧供給抵抗Ｒ２における電力損失が起動抵抗Ｒ１１における電力損失に比べて、大幅に削減されたことがわかる。
【００４８】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。本願発明が適用されるスイッチング電源回路としては、定電圧出力電源あるいは定電流出力電源のいずれであってもよい。また、降圧方式あるいは昇圧方式のいずれであってもよい。また、ＰＡＭ制御方式あるいはＰＷＭ制御方式のいずれであってもよい。要するに、本願発明の範囲を逸脱しないスイッチング電源回路であれば、いかなるタイプまたは方式のものにも適用可能である。
【００４９】
また、上記実施形態においては、回路中に採用される、電界効果トランジスタＦおよびそれ以外の各種スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどに適宜設計変更可能である。また、上記実施形態におけるその他の回路部品も適宜設計変更可能である。
【００５０】
また、上記実施形態の変形例として、電界効果トランジスタＦのゲート端子に供給される電源を切り替えるスイッチングトランジスタＱに代えて、たとえばリレーを用いてその電源が切り替えられる構成としてもよい。すなわち、スイッチングトランジスタＱに代えて、リレーの接点スイッチ（ノーマリクローズタイプ）を起動抵抗Ｒ１および電圧供給抵抗Ｒ２の間に介在させ、抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５を削除して、リレーのコイル側を平滑コンデンサＣ１の両端に並列に接続する。このようにすれば、リレーの接点スイッチは、常時閉塞状態であるため、直流電源が電界効果トランジスタＦのゲート端子に供給され、補助電源により所定以上の電圧がリレーのコイル側に印加されると、リレーの接点スイッチが開放されて、補助電源が電界効果トランジスタＦのゲート端子に供給される。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
上記実施形態にかかるスイッチング電源回路は、各種電子機器のスイッチング電源として利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本願発明の実施例にかかるスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図２】スイッチング電源回路のタイミングチャートを示す図である。
【図３】従来のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源回路のタイミングチャートを示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１    入力電源回路
２    駆動回路
３    スイッチ回路
４    補助電源回路
５    二次側整流平滑回路
Ｆ    電界効果トランジスタ
Ｑ    スイッチングトランジスタ
Ｒ１  起動抵抗
Ｒ２  電圧供給抵抗
Ｓ    補助巻線
Ｔ    高周波トランス
【図１】
2005051942.tif 000003
【図２】
2005051942.tif 000004
【図３】
2005051942.tif 000005
【図４】
2005051942.tif 000006