(57)【要約】  【課題】直流入力電流と各相負荷電流との関係等の判定を不要にし、簡単な処理によりインバータの制御に必要な負荷電流ベクトルの成分を導出して処理時間を短縮し、低コスト化、高性能化を図る。  【解決手段】三相インバータの制御装置は、３個のアーム部のうち1個のみにおいて負荷端子が直流電圧部の正極または負極と実質的導通状態となる複数のモードのうち、電圧指令ベクトルの所定位相周期ごとに特定される２種類のモードにおいて前記アーム部を介して直流電圧部と負荷との間を流れる直流入力電流をサンプル・ホールドする手段２６，２９，２７と、前記２種類のモードにおいてサンプル・ホールドした二つの直流入力電流値と、電圧指令ベクトルの位相角情報とを用いて負荷電流ベクトルの成分を求める電流変換手段３０と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２個の半導体スイッチング素子を直列に接続してなるアーム部が直流電圧部に３個並列接続され、これらの３個のアーム部における半導体スイッチング素子同士の接続部に負荷が接続された三相インバータと、このインバータを制御するための制御装置とを備えた三相インバータ装置において、
前記制御装置は、
３個のアーム部のうち1個のアーム部のみにおいて前記負荷の端子が前記直流電圧部の正極と実質的に導通状態となる３種類のモード、または、1個のアーム部のみにおいて前記負荷の端子が前記直流電圧部の負極と実質的に導通状態となる３種類のモードのうち、前記三相インバータの電圧指令ベクトルの所定位相周期ごとに特定される２種類の前記モードにおいて、前記アーム部を介して前記直流電圧部と前記負荷との間を流れる直流入力電流をサンプル・ホールドする手段と、
前記電圧指令ベクトルがとり得る位相角を前記所定位相周期により分割した各領域について、前記手段により２種類の前記モードにおいてそれぞれサンプル・ホールドした二つの直流入力電流値と、前記電圧指令ベクトルの位相角情報とを用いて負荷電流ベクトルの成分を求める手段と、
を備えたことを特徴とする三相インバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載した三相インバータ装置において、
前記所定位相周期を６０°に設定して、前記電圧指令ベクトルがとり得る位相角の領域を６個に分割したことを特徴とする三相インバータ装置。
【請求項３】
請求項２に記載した三相インバータ装置において、
電圧指令ベクトルの位相角情報が、１２０°間隔で分布する三相基準軸を中心とした−６０°〜６０°の値であることを特徴とする三相インバータ装置。
【請求項４】
請求項３に記載した三相インバータ装置において、
２種類の前記モードにおける直流入力電流値、電圧指令ベクトルの位相角情報及び係数を用いた四則演算と、電圧指令ベクトルの位相角の極性判定のみにより負荷電流ベクトルの成分を求めることを特徴とする三相インバータ装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した三相インバータ装置において、
負荷電流ベクトルの回転座標上の二軸成分を求めることを特徴とする三相インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相インバータの直流入力電流検出値を用いてインバータの負荷電流ベクトル成分を間接的に検出し、この負荷電流ベクトル成分をインバータの制御に用いるようにした三相インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は第１の従来技術を示す構成図であり、三相インバータ及びその制御装置の基本的な構成を示している。
図５において、１０は半導体スイッチング素子１１〜１６を備えた三相インバータであり、周知のように直列接続されたスイッチング素子１１，１４からなるｕ相アーム部と、同じく１２，１５からなるｖ相アーム部と、同じく１３，１６からなるｗ相アーム部とが、図示されていない直流電圧部に並列に接続されており、スイッチング素子１１，１４同士の接続部、同１２，１５同士の接続部、同１３，１６同士の接続部である出力端子に負荷が接続されている。
【０００３】
上記インバータ１０の三相出力のうち二相（例えばｕ相、ｗ相）分の負荷電流は電流検出手段２１，２２により検出され、これらの検出電流ｉｕ ｄｅｔ，ｉｗ ｄｅｔが座標変換手段２３に入力されている。
座標変換手段２３では、電圧指令ベクトルの位相に同期した位相角θを用いて、三相負荷電流を二軸回転座標上の成分に変換し、有効電流振幅ｉδ及び無効電流振幅ｉγを導出する。なお、座標変換手段２３では、電流検出手段２１，２２により検出されない他の一相（ｖ相）の電流を、三相電流の総和がゼロになることを利用して導出している。
【０００４】
ここで、有効電流振幅ｉδ及び無効電流振幅ｉγを求める場合、位相角θは電圧指令ベクトルの位相に他ならないが、例えば、負荷として同期電動機を用いる場合等には、回転子の磁極位置に従った座標変換、すなわち無負荷誘起電圧と同相の成分であるｑ軸成分ｉｑ、及び、これと直交するｄ軸成分ｉｄに分解する必要がある。その場合には、θとして磁極位置を表す位相角を用いればよい。
【０００５】
電圧指令演算手段２４は、導出された二軸電流ｉδ，ｉγを基に、電圧指令ベクトルの振幅Ｖ及び位相角θを決定する。このためには、例えば電流指令値と２軸電流ｉδ，ｉγとの偏差を計算し、これを最小化するような電圧指令の振幅Ｖ及び位相角θを出力する調節手段、代表的には比例積分調節器が用いられる。
指令パルス発生手段２５は、電圧指令の振幅Ｖ及び位相角θに基づいて、三相インバータ１０の各スイッチング素子１１〜１６に与えるオン、オフ信号を生成する。
三相インバータ１０は、各スイッチング素子１１〜１６が所定の規則に従ってオン、オフを繰り返すことにより、電圧指令に比例した電圧が出力されて負荷に印加されることになる。
【０００６】
次に、図６は第２の従来技術を示す構成図であり、低コスト化を目的として図５の負荷電流検出手段２１，２２を除去し、代わりにインバータ１０の直流入力電流を検出して有効電流振幅ｉδ及び無効電流振幅ｉγを導出するものである。
インバータ１０の直流入力電流ｉｄｃは、スイッチング素子１１〜１６のオン、オフ状態に依存して三相のうち何れかの相の負荷電流に必ず一致する。また、インバータ１０の全上アームのスイッチング素子１１〜１３のみがオンし、または、全下アームのスイッチング素子１４〜１６のみがオンする場合、負荷電流はオン状態のスイッチング素子を環流するため、ｉｄｃはゼロとなる。
【０００７】
従って、あるスイッチング素子の状態においてｉｄｃをサンプル・ホールドして制御系に取り込めば、スイッチング素子の状態からそのｉｄｃがどの相の負荷電流に相当しているかを判定することができ、この動作を三相のうち二相分についてごく短期間（ほぼ同時と見なせる期間）に行うことにより、ほぼ同時刻の二相の負荷電流を得ることができる。
【０００８】
図６の従来技術は上記原理に基づくものであり、直流入力電流検出手段２６により検出した直流入力電流ｉｄｃをサンプル・ホールド回路２７によりごく短期間に二相分、サンプル・ホールドして電流変換手段２８に取り込み、二相分の検出電流相当値ｉｕ ’，ｉｗ ’として座標変換手段２３に入力している。以後の動作は図５の従来技術と同様である。
なお、図６において、２９は電圧指令演算手段２４の出力に基づいてサンプル・ホールド信号ａを発生するサンプル・ホールド信号発生手段である。
この従来技術によれば、単一の安価な直流入力電流検出手段２６によってインバータ１０の負荷電流を検出し、インバータ１０を制御できるため、装置の低コスト化が可能になる。
【０００９】
なお、後述する特許文献１には、
ａ．前記図６と同様に、直流入力電流から負荷電流を導出する原理
ｂ．三相電圧指令値で規定される電圧ベクトルを定義し、その位相角６０°ごとに出力される瞬時電圧ベクトル（すなわちスイッチングモード）が２種類に決まり、従って直流入力電流と一致する負荷電流も２種類に決まり、これが電圧ベクトルが当該６０°の位相領域に依存する場合に検出可能な電流となること
ｃ．検出した直流入力電流がどの相の負荷電流に相当するかを判定し、二相の負荷電流から三相分の負荷電流を求めること
が開示されている。
また、特許文献２には、上記ａとほぼ同様の技術が開示され、特許文献３には、上記ａ，ｂとほぼ同様の技術が開示されている。
【００１０】
【特許文献１】特許２５６３２２６号公報（請求項１、［００１４］〜［００１６］、［００１９］〜［００２４］、図１〜図３、図５等）
【特許文献２】特開平８−１９２６３号公報（請求項１、［００２１］，［００３６］〜［００３８］、図２〜図４等）
【特許文献３】特開２００１−３１４０９０号公報（［００１６］〜［００１９］、図２，図３，図５等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図５と図６とを比較すれば明らかなように、図６の構成では電流検出手段が簡略化されるものの、直流入力電流がどの相の負荷電流に相当するかを判定する処理が必要である。この処理をマイクロプロセッサによりソフトウェアにて実現する場合、処理時間が増加してしまい、電圧指令演算等の制御装置本来の性能が犠牲になることがある。また、上記判定処理をハードウェアによって実現する場合には、コストの上昇やハードウェアの実装面積の増大を伴う等の不都合が予想される。これらの問題点は、特許文献１〜３の従来技術にも共通するものである。
【００１２】
なお、特許文献３の請求項１０、及びこれに対応する実施の形態（［００２７］，［００２８］）には、直流入力電流から直接的に有効電流及び無効電流を導出する旨記載されているが、実際には電圧指令ベクトルの６０°領域ごとに両電流を求める計算式が変更されていることから、実質的には、図６の従来技術のように、電圧ベクトルの領域ごとに負荷電流を検出可能な二相を判定しているのと変わらず、演算処理の煩雑さや処理時間は余り改善されていない。
【００１３】
そこで本発明の解決課題は、直流入力電流と負荷電流との関係や電圧指令ベクトルの帰属領域の判定を不要にして、簡単な処理によりインバータの制御に必要な負荷電流ベクトル成分を導出可能とした三相インバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、少なくとも２個の半導体スイッチング素子を直列に接続してなるアーム部が直流電圧部に３個並列接続され、これらの３個のアーム部における半導体スイッチング素子同士の接続部に負荷が接続された三相インバータと、このインバータを制御するための制御装置とを備えた三相インバータ装置において、
前記制御装置は、
３個のアーム部のうち1個のアーム部のみにおいて前記負荷の端子が前記直流電圧部の正極と実質的に導通状態となる３種類のモード（スイッチングモード）、または、1個のアーム部のみにおいて前記負荷の端子が前記直流電圧部の負極と実質的に導通状態となる３種類のモードのうち、前記三相インバータの電圧指令ベクトルの所定位相周期ごとに特定される２種類の前記モードにおいて、前記アーム部を介して前記直流電圧部と前記負荷との間を流れる直流入力電流をサンプル・ホールドする手段と、
前記電圧指令ベクトルがとり得る位相角を前記所定位相周期により分割した各領域について、前記手段により２種類の前記モードにおいてそれぞれサンプル・ホールドした二つの直流入力電流値と、前記電圧指令ベクトルの位相角情報とを用いて負荷電流ベクトルの成分を求める手段と、
を備えたものである。
なお、前記２種類のモードとは、言い換えれば、電圧指令ベクトルが存在する領域を決定する二つの電圧ベクトルを出力するためのスイッチングモードに他ならない。
【００１５】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記所定位相周期を６０°に設定して、前記電圧指令ベクトルがとり得る位相角の領域を６個に分割したものである。
【００１６】
請求項３に記載した発明は、請求項２において、
電圧指令ベクトルの位相角情報が、１２０°間隔で分布する三相基準軸を中心とした−６０°〜６０°の値であることを特徴とする。
【００１７】
請求項４に記載した発明は、請求項３において、
２種類の前記モードにおける直流入力電流値、電圧指令ベクトルの位相角情報及び係数を用いた四則演算と、電圧指令ベクトルの位相角の極性判定のみにより負荷電流ベクトルの成分を求めるものである。
【００１８】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
負荷電流ベクトルの回転座標上の二軸成分（有効電流成分、無効電流成分）を求めるものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、従来の直流入力電流検出に基づくインバータ制御において不可避であった、直流入力電流と各相負荷電流との関係や電圧ベクトルの帰属領域の判定を不要にし、簡単な処理によりインバータの制御に必要な負荷電流ベクトルの回転座標上の成分（二軸成分または一軸成分）を導出することができる。これにより、ソフトウェア及びハードウェアの負担を軽減して処理時間を短縮し、低コスト化や高性能化を同時に満足するインバータ装置を提供することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、実施形態にかかる三相インバータ装置の構成を示したものであり、図６と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。この実施形態は、直流入力電流がどの相の負荷電流に相当するかという判定処理を行わずに、負荷電流ベクトルの回転座標上の成分（以下、単に二軸電流ともいう）を導出可能としたものである。
【００２１】
図１において、主に図６との相違点を説明すると、サンプル・ホールド信号発生手段２９は、電圧指令演算手段２４から出力される電圧ベクトルの振幅Ｖ及び位相角θの情報を用い、インバータ１０が所定の電圧ベクトルを出力している２種類のモードでサンプル・ホールド手段２７がそれぞれ直流入力電流ｉｄｃを取り込むようにサンプル・ホールド信号ａを発生する。
【００２２】
このサンプル・ホールド信号ａは、図１に示した構成以外にも、例えば指令パルス生成手段２５からインバータ１０に出力される指令パルスによってどの電圧ベクトルが選択されているかが判明するため、上記パルスに基づいて出力させても良く、あるいは、上記指令パルスが出力されるタイミングを事前に決めておき、丁度所定の指令パルスが発生して直流入力電流ｉｄｃの検出が可能となるタイミングでサンプル・ホールドするようにタイマ処理によって出力してもよい。
また、サンプル・ホールド信号ａは、電圧指令ベクトルが存在する６０°の領域ごとに、検出可能な二相分の直流入力電流ｉｄｃが、ほぼ同時刻と見なせるごく短時間にサンプル・ホールド手段２７に取り込まれるように出力される。
【００２３】
電流変換手段３０は、得られた二つの直流入力電流検出値ｉｄｃ ｄｅｔがどの相の負荷電流に相当するかの判定を行わずに、負荷電流ベクトルの回転座標上の二軸成分（有効電流振幅ｉδ及び無効電流振幅ｉγ）を直接、導出する。これによって、制御装置の演算処理量が減るため、マイクロプロセッサ等の本来の性能を損なうことがない。
以下、上記の内容を詳述する。
【００２４】
図２の上段は、三相インバータ１０の電圧指令ベクトルｖ、インバータ１０が出力可能な６種類の、電圧基準軸に沿った電圧ベクトル（Ｕ，Ｕ’，Ｖ，Ｖ’，Ｗ，Ｗ’）、遅れ位相の電流ベクトルｉ、この電流ベクトルｉを構成する三相電流ベクトルｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、電圧指令ベクトルｖの位相角θ、及び、前記６種類の電圧ベクトルによって区分される領域＜I＞〜＜VI＞を示している。
なお、電圧ベクトルの記号に併記した（０，１，０），（１，０，０）等は、（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のスイッチング素子のオン、オフ状態を示しており、“１”は上アームのスイッチング素子がオン、“０”は下アームのスイッチング素子がオンの状態を表す。例えば、（０，１，０）は、図１のインバータ１０におけるｕ相の下アームスイッチング素子１４がオン、ｖ相の上アームスイッチング素子１２がオン、ｗ相の下アームスイッチング素子１６がオンの状態である。（０，０，０），（１，１，１）は何れもゼロ電圧ベクトルを示す。
また、ベクトル図の下には、電圧指令ベクトルがとり得る位相角θ（０〜３６０°）に応じた各相電圧指令の変化、及び、位相角θのときに電圧指令ベクトルｖが存在する６種類の領域＜I＞〜＜VI＞（ベクトル図の領域に対応する）を波形で示している。
【００２５】
まず、電流ベクトルｉを、複素ベクトルを用いて数式１のように表す。
【００２６】
【数１】
2005269768.tif 000003
【００２７】
数式１の関係は、三相交流では一般に成り立つ。また、三相電流には数式２に示す関係が成り立つものとする。
【００２８】
【数２】
2005269768.tif 000004
【００２９】
さて、電圧指令ベクトルｖが図２における領域＜I＞にあるとき、インバータ１０は電圧ベクトルＵ（１，０，０），Ｗ’（１，１，０）、及びゼロ電圧ベクトルの３通りを時間的に分割して出力するので、図１の直流入力電流ｉｄｃにより検出できる負荷電流はｕ相のｉｕとｗ相の−ｉｗである。同様にして、電圧指令ベクトルｖが領域＜II＞にあるときには、ｖ相のｉｖとｗ相の−ｉｗとを検出することができる。
ここで、検出できる二つの相の負荷電流のうち、極性が正である相の電流をｉｓ１とし、負である相の電流をｉｓ２として検出し、更に、極性が正である相を電流ベクトル基準相として数式２に従って電流ベクトルを定義するものとする。このときの電圧指令ベクトルｖの存在領域、ｉｓ１，ｉｓ２、電流ベクトル基準相の関係を整理すると、表１のようになる。
【００３０】
【表１】
2005269768.tif 000005
【００３１】
＜I＞〜＜VI＞の各領域について、表１に示す、負荷電流を検出可能な相の情報を用いて数式１，数式２の関係を整理すると、数式３〜数式８のようになる。
【００３２】
【数３】
2005269768.tif 000006
【００３３】
【数４】
2005269768.tif 000007
【００３４】
【数５】
2005269768.tif 000008
【００３５】
【数６】
2005269768.tif 000009
【００３６】
【数７】
2005269768.tif 000010
【００３７】
【数８】
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【００３８】
以上のように、各領域において電流ベクトルの計算式の実部Ｘと虚部ｊＹとは共通になり、虚部ｊＹの符号のみ交互に入れ替わることがわかる。
ここで更に、電圧指令ベクトルｖの位相角θも、電圧指令ベクトルｖが存在する領域ごとに表１に示す電流ベクトル基準相を基準として定義するものとし、その位相角を新たにθｖとすれば、数式９，数式１０の関係が成り立つ。
【００３９】
【数９】
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【００４０】
【数１０】
2005269768.tif 000013
【００４１】
以上の検討より、直流入力電流検出値ｉｄｃ ｄｅｔに基づく電流ベクトルｉの有効分ｉδ及び無効分ｉγの導出は、図３に示す演算ブロックによって、二つの時点の直流入力電流値、電圧指令ベクトルｖの位相角情報及び係数を用いた四則演算と、上記位相角の極性判定のみにより実現できることがわかる。
図３において、３１は電流検出値属性判定手段、３２,３４,３６は係数乗算手段、３３は６０°マスク処理手段、３５は加算手段、３７は符号判定関数、３８は乗算手段、３９は位相角関数行列である。
図３の構成により、係数乗算手段３４からＸが出力されると共に、係数乗算手段３６からＹが出力され、このＹは前記数式９により乗算手段３８にてＹｓに変換される。これらのＸ，Ｙｓと行列３９との演算により、電流ベクトルｉの有効分（有効電流振幅）ｉδ及び無効分（無効電流振幅）ｉγが求められる。
【００４２】
なお、電流検出値属性判定手段３１は、表１に示したように正極性の電流ｉｓ１としてｉｕ，ｉｖ，ｉｗの何れかを出力可能であり、負極性の電流ｉｓ１として−ｉｕ，−ｉｖ，−ｉｗの何れかを出力可能である。
また、６０°マスク処理手段３３は、θからθｖへの変換をソフトウェア処理で実現する場合を想定しており、符号付き２進数で表したθがθ＝６０°で桁上がりするようにし、符号ビットより上位の桁についてマスク処理を行うことによって実質的に処理の追加なしで実現可能である。これに関連して、θｖの符号判定関数sign（θｖ）は、θｖを符号付き２進数で表した場合に符号ビットの参照のみで実現可能であるため、ソフトウェア処理時間はごく小さく、全体に与える影響は無視することができる。
【００４３】
上記のように、本実施形態では従来技術のように直流入力電流検出値ｉｄｃ ｄｅｔがどの相の負荷電流に相当するかという判定処理を必要とせず、また、２軸電流計算方法の動的な切替も不要なシーケンシャルな処理によって負荷電流ベクトルの回転座標上の二軸成分ｉδ，ｉγを導出することができる。
上記電流成分ｉδ，ｉγを用いた三相インバータ１０の制御動作は従来技術と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００４４】
なお、図４は、電圧指令ベクトルｖが領域＜II＞に存在し、電流ベクトルｉが遅れ位相である場合（図２と同様のケース）の、Ｘ，Ｙ，ｉδ，ｉγ，θｖの関係を示したものである。ここでは、表１により電流ベクトル基準相がＶ相であるため、電圧指令ベクトルｖの位相角θもこのＶ相を基準とした位相角θｖとなる。
【００４５】
以上のように、本発明は、電圧指令ベクトルの位相角６０°ごとに分割した各領域において、負荷電流を検出可能な相と導出すべき電流ベクトルとの関係が同一になることが要旨であるため、前述した各数式の表現や定数の違いは本発明の範疇に含まれるものである。
また、領域＜I＞〜＜VI＞を循環させることも本願の範疇に含まれる。すなわち、図３，図４の例ではｕ相を基準にして領域＜Ｉ＞〜＜VI＞を決めているが、ｖ相を基準にして領域＜Ｉ＞〜＜VI＞を決めてもよい。）
更に、電流ベクトルは二軸成分として得られるため、このうちの一軸成分（例：有効電流）のみが必要な場合には、不要な成分の導出演算をなくして演算処理を更に簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施形態を示す構成図である。
【図２】三相インバータの電圧、電流ベクトル図である。
【図３】図１における電流変換手段の構成図である。
【図４】三相インバータの電圧、電流ベクトル図である。
【図５】第１の従来技術を示す構成図である。
【図６】第２の従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
【００４７】
１０：三相インバータ
１１〜１６：半導体スイッチング素子
２４：電圧指令演算手段
２５：指令パルス発生手段
２６：直流入力電流検出手段
２７：サンプル・ホールド手段
２９：サンプル・ホールド信号発生手段
３０：電流変換手段
３１：電流検出値属性判定手段
３２,３４,３６：係数乗算手段
３３：６０°マスク処理手段
３５：加算手段
３７：符号判定関数
３８：乗算手段
３９：位相角関数行列
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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