(57)【要約】【課題】  電子閃光装置用の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、複雑な制御をすることなく、電源電圧の変動に拘わらずに１次側電流を所定値に維持する。【解決手段】  本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、１次側スイッチング素子と、２次側整流回路と、第１スイッチング回路と、第２スイッチング回路とを備えている。２次側整流回路は、１次巻線に１次側電流が流れている期間、２次巻線に電流が流れることを防止してトランスにエネルギーを蓄積させ、１次側電流が流れていない期間、この蓄積エネルギーを、２次側電流として流出させる。第２スイッチング回路は、２次側電流の流出終了に同期して、１次側スイッチング素子を導通状態に切り替え、第１スイッチング回路は、１次側電流の絶対値が上限値に達したとき、１次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。【選択図】      図１
2005073363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
閃光装置の発光エネルギーを蓄えるメインコンデンサを２次側電流により充電する自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次巻線に１次側電流が供給されるトランスと、
導通状態及び非導通状態を有し、前記１次側電流を周期的にスイッチングする１次側スイッチング素子と、
前記１次巻線に前記１次側電流が流れている期間、前記２次巻線に前記２次側電流が流れることを防止して前記トランスにエネルギーを蓄積させ、前記１次巻線に前記１次側電流が流れていない期間、前記トランスの蓄積エネルギーを、前記２次巻線及び前記メインコンデンサに流れる前記２次側電流として流出させる２次側整流回路と、
前記１次側電流を検出して、前記１次側電流の絶対値が予め定められた上限値に達したときに同期して、前記１次側スイッチング素子を前記非導通状態に切り替える第１スイッチング回路と、
前記２次側電流を検出して、前記２次側電流の流出終了に同期して、前記１次側スイッチング素子を前記導通状態に切り替える第２スイッチング回路と
を備えていることを特徴とする自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記メインコンデンサの電圧が目標値に達したときに同期して、前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路によるスイッチング動作を停止させて、前記メインコンデンサの充電を停止させる強制オフ回路を備えている
ことを特徴とする自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２スイッチング回路は、導通状態において前記２次側電流を通過させるトランジスタを有し、前記トランジスタのベースーエミッタ間電圧として前記２次側電流を検出し、前記２次側電流の流出終了に同期して、前記トランジスタを非導通状態に切り替える
ことを特徴とする自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１または請求項２記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２スイッチング回路は、前記２次側電流の経路に挿入されたダイオードを有し、前記ダイオードの順方向電圧として前記２次側電流を検出する
ことを特徴とする自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜請求項４のいずれか１項記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１スイッチング回路は、
前記１次側電流の経路に直列に挿入された電流検出用抵抗と、
前記１次側電流の経路外において前記電流検出用抵抗に接続され、前記１次巻線に前記１次側電流が流れている期間、電流が供給される分圧用抵抗と、
前記電流検出用抵抗の電圧及び前記分圧用抵抗の電圧の和を受けるオンオフ制御端子を有すると共に、前記オンオフ制御端子の電圧が所定の電圧値に達したときに同期して、導通状態に切り替わることにより、前記１次側スイッチング素子を前記非導通状態に切り替えるトランジスタと
を備えていることを特徴とする自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
発光して被写体に光を照射する発光部と、
前記発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、
２次側電流により前記メインコンデンサを充電する請求項１〜請求項５のいずれか１項記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記被写体を撮像する撮像部と
を備えていることを特徴とするカメラ。
【請求項７】
発光して被写体に光を照射する発光部と、
前記発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、
２次側電流により前記メインコンデンサを充電する請求項１〜請求項５のいずれか１項記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータと
を備えていることを特徴とする電子閃光装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。特に本発明は、閃光装置の発光エネルギーを蓄えるコンデンサを高電圧に充電するための、自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
カメラに内蔵される閃光装置は、発光エネルギーを蓄電するメインコンデンサと、カメラに装填される電池から給電されてメインコンデンサを高電圧に充電するＤＣ−ＤＣコンバータとを有している。このＤＣ−ＤＣコンバータは、充電に際して大きな電流を必要とする一方で、電池電圧を大きく低下させないように動作する必要がある。なぜなら、電池電圧が大きく低下すると、カメラ内の他の回路が正常に給電されなくなるからである。従って、カメラに内蔵される閃光装置には、消費電流が比較的小さいという特徴を有するフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。
【０００３】
図７は、従来の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１０（以下、コンバータ１０と略記）の回路図である。図に示すように、コンバータ１０は、交換可能な電池Ｂａｔｔと、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃと、トランジスタＱａと、コンデンサＣａと、ダイオードＤａとを１次側に有している。また、コンバータ１０は、ダイオードＤｂ及びメインコンデンサＣｍを２次側に有すると共に、１次側及び２次側を磁気的に結合するトランスＴａを有している。トランスＴａは、１次巻線ｎ１と、２次巻線ｎ２と、フィードバック巻線ＦＢとで構成されている。１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との磁気的結合は逆極性であり、１次巻線ｎ１とフィードバック巻線ＦＢとの磁気的結合は同極性である。
【０００４】
図８は、コンバータ１０の各部の電圧波形を示すタイミング図である。以下、図７、８を用いて、コンバータ１０の動作を説明する。
まず、電池Ｂａｔｔから抵抗Ｒａを介してトランジスタＱａにベース電流が注入されて、トランジスタＱａは導通状態に切り替わる。これに同期して、１次巻線ｎ１には、図１に示す方向に１次側電流Ｉａが流れ出し、フィードバック巻線ＦＢには、図７の丸印（・）側に正の電圧が励起され、図示の方向に電流Ｉｆｂが流れる。電流Ｉｆｂは、抵抗Ｒｂ及びコンデンサＣａを介してトランジスタＱａへのベース電流を増加させ、これによりトランジスタＱａは、完全に導通状態となる。そして、フィードバック巻線ＦＢには、図８に示すように、１次側電流Ｉａの微分値に比例した一定電圧が丸印側を正として生じる。
【０００５】
ここで、電池Ｂａｔｔの電圧をＥ（ボルト）、１次巻線ｎ１のインダクタンスをＬａ（ヘンリー）、トランジスタＱａが導通に切り替わってから経過した時間をｔ（秒）とすると、１次側電流Ｉａは、次式で表される。
Ｉａ＝Ｅ×ｔ÷Ｌａ・・・（１）
トランジスタＱａの導通期間Ｔｏｎ中において、２次巻線ｎ２には、丸印側に正の電圧が励起されるが、ダイオードＤｂがあるため、２次巻線ｎ２に電流は流れない。トランジスタＱａの導通期間ＴｏｎにトランスＴａのコアに蓄積される磁気エネルギーＥｇは、１次側電流の最大値をＩａｍａｘとすると、次式で表される。
Ｅｇ＝（１／２）×Ｌ×（Ｉａｍａｘの２乗）・・・（２）
なお、上式の導出に際して、フィードバック巻線ＦＢに流れる電流Ｉｆｂは、１次側電流Ｉａに対して十分小さいので、無視されている。
【０００６】
また、電流ＩｆｂがトランジスタＱａのベース電流として図示の方向に流れる時間、即ち、トランジスタＱａの導通期間Ｔｏｎは、抵抗Ｒｂの抵抗値及びコンデンサＣａの容量で決まる時定数に依存する。この導通時間Ｔｏｎを過ぎて、トランジスタＱａのベース電流が少しでも減り始めたら、それまでは増加していた１次側電流Ｉａは減少し始める。これに同期して、フィードバック巻線ＦＢには、丸印側に負の電圧が励起されるので、図示と逆方向に電流Ｉｆｂが流れる。従って、抵抗Ｒａを介して流れる電流はトランジスタＱａのベースに流れないので、トランジスタＱａは非導通状態に切り替わる。
【０００７】
トランジスタＱａの非導通期間Ｔｏｆｆ中において、２次巻線ｎ２には、丸印側に負の電圧が励起される。このため、トランジスタＱａの導通期間Ｔｏｎに蓄積された磁気エネルギーＥｇは、図示の方向に２次側電流Ｉｂとして流れて、メインコンデンサＣｍを充電することで放出される。この後、磁気エネルギーＥｇの放出終了により２次側電流Ｉｂがゼロになると、フィードバック巻線ＦＢには、負電圧が励起されなくなる。従って、トランジスタＱａには、電池Ｂａｔｔから抵抗Ｒａを介してベース電流が流れ込み、トランジスタＱａは再度導通状態に切り替わる。このようにトランジスタＱａが導通状態または非導通状態への切り替えを繰り返すことで、メインコンデンサＣｍは充電される。
【０００８】
ところで、１次側電流の最大値Ｉａｍａｘは、（１）式に示したように、電池電圧Ｅ及びトランジスタＱａの導通時間Ｔｏｎに比例し、インダクタンスＬａに反比例して増加する。導通時間Ｔｏｎは、抵抗Ｒｂの抵抗値、コンデンサＣａの容量、及びフィードバック巻線ＦＢに励起される電圧Ｖｆｂに依存する。抵抗Ｒｂの抵抗値及びコンデンサＣａの容量は定数であり変化しないが、電池電圧Ｅが変化して１次側電流Ｉａが変化すると、Ｖｆｂも変化する。
【０００９】
具体的には、電池電圧Ｅが大きいと、フィードバック巻線ＦＢの電圧Ｖｆｂが大きくなり、導通期間Ｔｏｎが長くなるので、１次側電流の最大値Ｉａｍａｘは大きくなる。この場合、メインコンデンサＣｍの充電時間は短くなるが、１次側電流Ｉａが大きくなりすぎて回路温度が上昇したり、回路素子が破損するおそれがある。反対に、電池Ｂａｔｔが消耗して電池電圧Ｅが下がると、１次側電流の最大値Ｉａｍａｘは小さくなる。この場合、メインコンデンサＣｍの充電に要する時間が極端に長くなり、閃光を伴う撮影が終わってから次の撮影までの間、長時間待たなければならないという不具合が生じる。
【００１０】
このような電源電圧の変動またはバラツキによる不具合を解消するため、特許文献１は、電池電圧或いはメインコンデンサの充電電圧に応じて、ＰＷＭのパルス幅及びデューティ比を変化させる他励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータを提案している。また、特許文献２は、予めデジタルメモリに記録されたデータに基づいて、充電の進行に応じて１次側電流を変化させながらメインコンデンサの充電を行う他励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータを提案している。
【特許文献１】特開平７−８５９８８号公報  （第３−４項、図６）
【特許文献２】特開２００３−５２１７３号公報  （第３−７項、図１−図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
特許文献１、２の方法では、いずれもマイクロコンピュータなどを使って１次側電流或いは２次側電流の通電時間に複雑な制御を行う必要がある。このようなＤＣ−ＤＣコンバータは、回路構成が複雑になる上、製造コストも高くなってしまう。
本発明の目的は、電子閃光装置用のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、マイクロコンピュータ等を用いた複雑な制御をすることなく、電源電圧の変動に拘わらずに１次側電流（の最大値）を所定値に維持することである。
【００１２】
本発明の別の目的は、上記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次側電流を所望の値に設定可能にすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
請求項１の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、閃光装置の発光エネルギーを蓄えるメインコンデンサを２次側電流により充電するものであり、トランスと、１次側スイッチング素子と、２次側整流回路と、第１スイッチング回路と、第２スイッチング回路とを備えていることを特徴とする。トランスは、１次巻線及び２次巻線を有し、１次巻線には１次側電流が供給される。１次側スイッチング素子は、導通状態及び非導通状態を有し、１次側電流を周期的にスイッチングする。２次側整流回路は、１次巻線に１次側電流が流れている期間、２次巻線に２次側電流が流れることを防止してトランスにエネルギーを蓄積させ、１次巻線に１次側電流が流れていない期間、トランスの蓄積エネルギーを、２次巻線及びメインコンデンサに流れる２次側電流として流出させる。第１スイッチング回路は、１次側電流を検出して、１次側電流の絶対値が予め定められた上限値に達したときに同期して、１次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。第２スイッチング回路は、２次側電流を検出して、２次側電流の流出終了に同期して、１次側スイッチング素子を導通状態に切り替える。
【００１４】
請求項２の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１記載の発明において、強制オフ回路を備えていることを特徴とする。この強制オフ回路は、メインコンデンサの電圧が目標値に達したときに同期して、第１スイッチング回路及び第２スイッチング回路によるスイッチング動作を停止させて、メインコンデンサの充電を停止させる。
請求項３の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１または請求項２記載の発明において、『第２スイッチング回路が、導通状態において２次側電流を通過させるトランジスタを有し、トランジスタのベースーエミッタ間電圧として２次側電流を検出し、２次側電流の流出終了に同期して、トランジスタを非導通状態に切り替える』ことを特徴とする。
【００１５】
請求項４の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１または請求項２記載の発明において、『第２スイッチング回路は、２次側電流の経路に挿入されたダイオードを有し、ダイオードの順方向電圧として２次側電流を検出する』ことを特徴とする。
請求項５の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜請求項４のいずれか１項記載の発明において、『第１スイッチング回路が、電流検出用抵抗と、分圧用抵抗と、トランジスタとを備えている』ことを特徴とする。電流検出用抵抗は、１次側電流の経路に直列に挿入されている。分圧用抵抗は、１次側電流の経路外において電流検出用抵抗に接続されている。また、１次巻線に１次側電流が流れている期間、分圧用抵抗には、電流が供給される。トランジスタは、電流検出用抵抗の電圧及び分圧用抵抗の電圧の和を受けるオンオフ制御端子を有すると共に、オンオフ制御端子の電圧が所定の電圧値に達したときに同期して、導通状態に切り替わることにより、１次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。
【００１６】
請求項６のカメラは、発光して被写体に光を照射する発光部と、発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、２次側電流によりメインコンデンサを充電する請求項１〜請求項５のいずれか１項記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータと、被写体を撮像する撮像部とを備えていることを特徴とする。
請求項７の電子閃光装置は、発光して被写体に光を照射する発光部と、発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、２次側電流によりメインコンデンサを充電する請求項１〜請求項５のいずれか１項記載の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータとを備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明では、第１スイッチング回路は、１次側電流を検出して、１次側電流の絶対値が予め定められた上限値に達したときに同期して、１次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。このため、１次側電流の最大値を所定値に維持できるので、電池電圧が変化してもＤＣ−ＤＣコンバータの消費電流はあまり変わらない。従って、閃光装置の発光エネルギーを蓄積するメインコンデンサを充電する時間も、大きく変化しない。この結果、電池が新しいときには消費電流が大きく、消耗により電池電圧が低下しているときには充電時間が極端に長くなるという従来課題を解消できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図において、同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
＜第１の実施形態の構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態における、電子閃光装置用の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、コンバータ３０と略記）の回路図である。本実施形態は、請求項１、請求項２、及び請求項４に対応する。
【００１９】
図に示すように、コンバータ３０は、交換可能な電池Ｂａｔｔと、スタート信号入力端子ＳＴと、抵抗Ｒｆ、Ｒｇ、Ｒｈ、Ｒｉ、Ｒｊ、Ｒｋ、Ｒｌと、フリップフロップＦＦと、ＮＰＮトランジスタＱｆ、Ｑｇと、コンデンサＣｆと、ＭＯＳトランジスタＱｈとを１次側に有している。また、コンバータ３０は、ダイオードＤｆ、Ｄｇ、Ｄｈと、ツェナダイオードＺと、ＮＰＮトランジスタＱｉと、抵抗Ｒｍ、Ｒｎと、メインコンデンサＣｍとを２次側に有している。さらに、コンバータ３０は、互いに磁気的に結合された１次巻線ｗ１及び２次巻線ｗ２からなるトランスＴｆを有している。
【００２０】
なお、１次巻線ｗ１と２次巻線ｗ２との磁気的結合は逆極性であり、図中のＧＮＤは接地線（電圧ゼロＶ）を示している。また、メインコンデンサＣｍは、電子閃光装置（図示せず）の発光エネルギーを蓄電するためのものである。さらに、フリップフロップＦＦは、クロック端子ＣＫ、データ入力端子Ｄ、リセット端子Ｒ、及び出力端子ＯＵＴを有している。フリップフロップＦＦは、クロック端子ＣＫへの入力電圧の立ち上がりに同期して、この立ち上がり時におけるデータ入力端子Ｄの入力電圧を、出力端子ＯＵＴから出力する。
【００２１】
＜第１の実施形態の動作説明＞
図２は、コンバータ３０の各部の電圧波形を示すタイミング図である。以下、図２に示された時刻ｔ０〜ｔ５のタイミングに従って、コンバータ３０の動作を説明する。なお、説明の簡単化のため、図１に示すように、抵抗Ｒｈ、Ｒｊ、クロック端子ＣＫの接続ノードをノードｊとする。また、抵抗Ｒｊ、２次巻線ｗ２、ダイオードＤｈの接続ノードをノードｋとし、ダイオードＤｆ、Ｄｇ、ツェナダイオードＺの接続ノードをノードｍとする。
【００２２】
コンバータ３０が発振動作を停止している状態において（時刻ｔ０より前）、フリップフロップＦＦの出力電圧は低レベルとなっているため、ＭＯＳトランジスタＱｈは非導通状態である。このため、１次巻線ｗ１にも２次巻線ｗ２にも電流は流れておらず、ＮＰＮトランジスタＱｇ、Ｑｉは非導通状態である。従って、リセット端子Ｒ、及びデータ入力端子Ｄの入力電圧は、どちらも電池電圧Ｅに等しく、高レベルである。また、ＮＰＮトランジスタＱｆも非導通状態であり、クロック端子ＣＫの入力電圧は高レベルである。そして、スタート信号入力端子ＳＴへの入力電圧は低レベルであり、メインコンデンサＣｍは未充電の状態である。
【００２３】
次に、時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間に、スタート信号入力端子ＳＴにスタート信号が入力される。具体的には、時刻ｔ０において、スタート信号入力端子ＳＴへの入力電圧は、高レベルに切り替わる。これに同期して、ＮＰＮトランジスタＱｆが導通して、クロック端子ＣＫの入力電圧は低レベルに切り替わる。
この後、時刻ｔ１において、スタート信号入力端子ＳＴへの入力電圧は、低レベルに切り替わる。これに同期して、ＮＰＮトランジスタＱｆが非導通状態となり、クロック端子ＣＫの入力電圧は高レベルに切り替わる。このとき、データ入力端子Ｄの入力電圧（高レベル）がラッチされ、フリップフロップＦＦの出力電圧は高レベルに切り替わる。このため、ＭＯＳトランジスタＱｈは、コンデンサＣｆを介してゲートに高レベルの電圧を受けて、導通状態に切り替わる。従って、１次巻線ｗ１に１次側電流Ｉｆが図１に示す方向に流れ始める。
【００２４】
１次巻線ｗ１のインダクタンスをＬｗ（ヘンリー）、ＭＯＳトランジスタＱｈが導通に切り替わってからの経過時間をＴ（秒）とすると、１次側電流Ｉｆは、次式で表される。
Ｉｆ＝Ｅ×Ｔ÷Ｌｗ・・・（３）
図２に示すように、ＭＯＳトランジスタＱｈが非導通に切り替わるまで（後述する時刻ｔ２）、１次側電流Ｉｆは経過時間Ｔに比例して増加する。従って、抵抗Ｒｌの抵抗値と、１次側電流Ｉｆとの積で与えられるＮＰＮトランジスタＱｇのベース電圧Ｖｂｅも、１次側電流Ｉｆに比例して増加する。
【００２５】
また、ＭＯＳトランジスタＱｈの導通期間ＴＯＮにおいて、２次巻線ｗ２には、図１の丸印側に正の電圧が励起される。しかし、ダイオードＤｆがあるため、導通期間ＴＯＮ中には、２次巻線ｗ２に電流は流れず、次式で表される磁気的エネルギーＥｍがトランスＴｆのコアに蓄積される。
Ｅｍ＝（１／２）×Ｌｗ×（Ｉｆｍａｘの二乗）・・・（４）
なお、上式において、Ｉｆｍａｘは、１次側電流Ｉｆの最大値である。また、コンデンサＣｆの容量と、抵抗Ｒｋの抵抗値との積で与えられる時定数は、ＭＯＳトランジスタＱｈの導通期間ＴＯＮよりも、十分長い。即ち、回路動作としては、コンデンサＣｆがショートしていると考えてよい。従って、コンバータ３０の回路動作においては、フリップフロップＦＦの出力電圧が高レベルの間、ＭＯＳトランジスタＱｈは導通状態になると考えてよい。
【００２６】
次に、時刻ｔ２において、ＮＰＮトランジスタＱｇは、そのベース電圧Ｖｂｅが約０．６Ｖに達するため、導通状態に切り替わる。これに同期して、リセット端子Ｒの入力電圧が低レベルに切り替わるため、フリップフロップＦＦの出力電圧は低レベルに切り替わり、ＭＯＳトランジスタＱｈは非導通状態に切り替わる。従って、ＮＰＮトランジスタＱｇが導通になるのに必要なベース電圧をＶｂｅｏｎとすれば、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘ（請求項で言及している１次側電流の上限値に対応）は、次式で表される。
Ｉｆｍａｘ＝Ｖｂｅｏｎ÷（Ｒｌの抵抗値）・・・（５）
ＭＯＳトランジスタＱｈの非導通期間ＴＯＦＦにおいて、２次巻線ｗ２には、丸印側に負の電圧が励起される。このため、接地線ＧＮＤ、ダイオードＤｈ、２次巻線ｗ２、ダイオードＤｆ、ダイオードＤｇ、メインコンデンサＣｍの経路で図１に示す方向に２次側電流Ｉｓが流れる。即ち、２次側電流ＩｓがメインコンデンサＣｍを充電することで、ＭＯＳトランジスタＱｈの導通期間ＴＯＮ中に蓄積された磁気的エネルギーＥｍは放出される。
【００２７】
非導通期間ＴＯＦＦ、即ち、２次側電流Ｉｓが流れている期間において、メインコンデンサＣｍの充電電圧Ｖｃが不十分であれば、ノードｍの電圧は、ツェナダイオードＺに逆方向に電流を流すのに十分な電圧Ｖｒｅｆに達しない。このため、ツェナダイオードＺは非導通状態を維持して、ＮＰＮトランジスタＱｉも非導通状態を維持する。従って、データ入力端子Ｄの入力電圧は、抵抗Ｒｇを介して電池電圧Ｅを受けて、高レベルを維持する。また、ノードｋの電圧は、ダイオードＤｈの順方向電圧降下分（約０．６Ｖ）だけ、接地線ＧＮＤよりも低い電圧となる。この−０．６Ｖと、電池電圧Ｅとの差の電圧は、抵抗Ｒｈ、Ｒｊにより分圧される。そして、抵抗Ｒｈ、Ｒｊの抵抗値の比は、このときのノードｊの電圧がゼロＶになるように選択されている。このため、非導通期間ＴＯＦＦにおいて、クロック端子ＣＫの入力電圧は低レベルとなる。
【００２８】
次に、時刻ｔ３において、トランスＴｆの磁気的エネルギーＥｍの放出終了に伴い、２次側電流Ｉｓがゼロになる。これにより、ノードｋ及びノードｊの電圧は、電池電圧Ｅになる。このため、クロック端子ＣＫの入力電圧は、高レベルに切り替わる。このとき、メインコンデンサＣｍの充電電圧Ｖｃが前記したＶｒｅｆに達していないため、ツェナダイオードＺは非導通状態であり、ＮＰＮトランジスタＱｉも非導通状態であり、データ入力端子Ｄの入力電圧は高レベルでのままである。従って、時刻ｔ３において、フリップフロップＦＦが再度高レベルをラッチするため、コンバータ３０の各部は、メインコンデンサＣｍの充電電圧Ｖｃを除いて、時刻ｔ１と同じ状態に切り替わる。このように、ＭＯＳトランジスタＱｈが導通状態または非導通状態への切り替えを繰り返すことで、メインコンデンサＣｍは充電される。
【００２９】
次に、時刻ｔ４において、メインコンデンサＣｍの充電電圧Ｖｃは、前記したＶｒｅｆに達する。これに同期して、これまでメインコンデンサＣｍを充電していた２次側電流Ｉｓは、ツェナダイオードＺに対する逆方向電流として流れる。即ち、Ｖｒｅｆは、メインコンデンサＣｍの充電電圧Ｖｃの目標値でもある（例えば３３０ボルト）。また、ツェナダイオードＺに逆方向電流が流れるため、ＮＰＮトランジスタＱｉは導通状態に切り替わり、データ入力端子Ｄの入力電圧は低レベルに切り替わる。
【００３０】
次に、時刻ｔ５において、磁気的エネルギーＥｍの放出終了に伴い、２次側電流Ｉｓがゼロになると、前述と同様にクロック端子ＣＫの入力電圧は、高レベルに切り替わる。従って、時刻ｔ５において、フリップフロップＦＦは、時刻ｔ４で低レベルに切り替わったデータ入力端子Ｄの入力レベルをラッチするため、ＭＯＳトランジスタＱｈのゲート電圧は、低レベルを維持する。即ち、ＭＯＳトランジスタＱｈは導通状態に切り替わらないので、コンバータ３０の発振動作は停止する。
【００３１】
＜第１の実施形態の効果＞
本実施形態では、抵抗Ｒｌにより、１次側電流Ｉｆが最大値Ｉｆｍａｘに達したとき、ＮＰＮトランジスタＱｇは導通し、リセット端子Ｒの入力電圧は低レベルに切り替わり、ＭＯＳトランジスタＱｈは非導通状態に切り替わる。これにより、１次側電流Ｉｆが流れる期間は終了し、２次側電流Ｉｓが流れ始める。
【００３２】
そして、Ｉｆｍａｘは、（５）式に示したように、ＮＰＮトランジスタＱｇがオンするベース電圧Ｖｂｅｏｎと、抵抗Ｒｌの抵抗値により決まる。従って、電池電圧Ｅのバラツキ及び変動、トランスＴｆの巻線のインダクタンスのバラツキに拘わらず、消費電流、即ち、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘをほぼ一定に維持できる。即ち、電池電圧Ｅが変動しても、メインコンデンサＣｍの充電に要する時間は殆ど変わらない。この結果、電池が新しいときは消費電流が大きく、消耗により電池電圧が低下すると消費電流が小さくなって充電時間が長くなるという従来課題を解消できる。
【００３３】
また、例えば可変抵抗を用いることで抵抗Ｒｌの抵抗値を変えることにより、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘを所望の値に設定できる。これにより、２次側電流Ｉｓの電流値、及びメインコンデンサＣｍの充電に要する時間も、所望の値に設定できる。
さらに、フリップフロップＦＦの出力端子ＯＵＴと、ＭＯＳトランジスタＱｈのゲートとの間に、コンデンサＣｆを挿入した。このため、フリップフロップＦＦが誤動作して高レベルの電圧Ｈを出力し続けたとしても、時刻ｔ秒後にＭＯＳトランジスタＱｈのゲートに供給される電圧Ｖｇａｔｅは、コンデンサＣｆの容量をＣｃｆ、抵抗Ｒｋの抵抗値をＲｒｋとすれば、
Ｖｇａｔｅ＝Ｈ×｛１−ｅ-t/(Ccf×Rrk)｝となる。即ち、この場合もＭＯＳトランジスタＱｈは、所定時間で低レベルに切り替わる。
【００３４】
従って、ＭＯＳトランジスタＱｈが導通し続けて、過大な１次側電流Ｉｆが流れて回路素子が破損することはない。また、図１から明らかなように、マイクロコンピュータを用いた複雑な制御を必要とせず、簡単な回路構成で、以上の効果を実現できる。さらに、トランスＴｆは２巻線でよいため、図７に示したような従来の３巻線の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータよりも、製造コストを削減できる。
【００３５】
＜第１の実施形態の補足事項＞
［１］  なお、第１の実施形態では、フリップフロップＦＦの出力端子ＯＵＴと、ＭＯＳトランジスタＱｈのゲートとの間に、コンデンサＣｆを接続する例を述べた。本発明は、かかる実施形態に限定されるものではない。コンデンサＣｆを用いずに、ＭＯＳトランジスタＱｈのゲートをフリップフロップＦＦの出力端子ＯＵＴに直接接続してもよい。この場合も、コンバータは同様に動作する。
【００３６】
［２］  図３に示す自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ４０のように、コンバータ３０のダイオードＤｈをＮＰＮトランジスタＱｊに置き換えてもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の動作は、図１のコンバータ３０と同様である。即ち、ＭＯＳトランジスタＱｈの導通期間中にトランスＴｆに磁気的エネルギーが蓄積される。そして、ＭＯＳトランジスタＱｈが非導通に切り替わると、接地線ＧＮＤ、ＮＰＮトランジスタＱｊのベースーエミッタ、２次巻線ｗ２、ダイオードＤｆ、Ｄｇ、メインコンデンサＣｍの経路で２次側電流が流れる。クロック入力端子の入力電圧は、２次側電流が流れている期間において低レベルであり、２次側電流がゼロになると高レベルに切り替わる。
【００３７】
なお、図３のＤＣ−ＤＣコンバータ４０は請求項１〜３に対応し、図３のＮＰＮトランジスタＱｊは、請求項３記載のトランジスタに対応する。また、メインコンデンサＣｍの充電電圧の目標値を例えば約３３０Ｖとすれば、２次側電流が流れている期間の各部の電圧は次のようになる。ＮＰＮトランジスタＱｊのベースがゼロＶ、ＮＰＮトランジスタＱｊのエミッタ及び２次巻線ｗ２の一端が−０．６Ｖ、２次巻線ｗ２の他端及びダイオードＤｆのアノードが約３３０Ｖである。従って、ＮＰＮトランジスタＱｊのベースーエミッタ間に過大な電圧が加わることはない。
【００３８】
図１のコンバータ３０では、動作を停止している間、電池Ｂａｔｔの正極、抵抗Ｒｈ、Ｒｊ、２次巻線ｗ２、ダイオードＤｆ、Ｄｈ、負荷（図示せず）、接地線ＧＮＤ、電池Ｂａｔｔの負極のルートで極く僅かに電流が消費される。ここでの負荷は、メインコンデンサＣｍから見た場合の電子閃光装置の回路の静的な負荷抵抗である。一方、図３のＤＣ−ＤＣコンバータ４０では、動作を停止している間、ＮＰＮトランジスタＱｊは、そのベース電圧がゼロＶであるため、非導通状態である。従って、前述したような動作停止時におけるリーク電流は発生しない。
【００３９】
［３］  コンバータ３０を、電子閃光装置の発光エネルギーを蓄電するコンデンサの充電に用いる例を述べた。本発明は、かかる実施形態に限定されるものではない。本発明の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、電源等の、他の用途のＤＣ−ＤＣコンバータとしても用いることができる。これは、後述する第２の実施形態に関しても同様である。
【００４０】
［４］  最後に、請求項と本実施形態との対応関係を説明する。なお、以下に示す対応関係は、参考のために示した一解釈であり、本発明を限定するものではない。
請求項記載の１次側スイッチング素子は、ＭＯＳトランジスタＱｈに対応する。請求項記載の２次側整流回路は、ダイオードＤｆ、Ｄｇに対応する。請求項記載の第１スイッチング回路は、抵抗Ｒｌ、ＮＰＮトランジスタＱｇ、抵抗Ｒｉ、フリップフロップＦＦ（による低レベルを出力する機能）、コンデンサＣｆ、抵抗Ｒｋに対応する。請求項記載の第２スイッチング回路は、ダイオードＤｈ、抵抗Ｒｈ、Ｒｊ、フリップフロップＦＦ（による高レベルを出力する機能）に対応する。請求項で言及している第２スイッチング回路が有するダイオードは、ダイオードＤｈに対応する。請求項記載の強制オフ回路は、ツェナダイオードＺ、抵抗Ｒｍ、Ｒｎ、ＮＰＮトランジスタＱｉに対応する。
【００４１】
＜第２の実施形態の構成及び動作＞
図４は、本発明の第２の実施形態における、電子閃光装置用の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、コンバータ５０と略記）の回路図である。本実施形態は、請求項１、請求項２、請求項４、及び請求項５に対応する。図に示すように、コンバータ５０は、第１の実施形態のコンバータ３０におけるコンデンサＣｆをショートし、さらに、ダイオードＤｉ、Ｄｊ、抵抗Ｒｐ、Ｒｑ、ＰＮＰトランジスタＱｋ、スイッチＳＷを有している。コンバータ５０の他の構成は、コンバータ３０と同様である。
【００４２】
以下、コンバータ５０の動作を、スイッチＳＷが開いている場合と、閉じている場合とに分けて説明する。
スイッチＳＷが開いている（非導通）状態では、ＰＮＰトランジスタＱｋは動作しないので、コンバータ５０は、コンバータ３０と同様に動作する。従って、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘは、前記した（５）式で表される。例えば、ＮＰＮトランジスタＱｇが導通になるのに必要なベース電圧Ｖｂｅｏｎが約０．６Ｖの場合、Ｒｌの抵抗値を０．６オームにすれば、Ｉｆｍａｘは約１アンペアとなる。
【００４３】
次に、スイッチＳＷが閉じている（導通）状態について説明する。なお、ダイオードＤｉ、Ｄｊの順方向電圧降下をどちらもＶｄ（例えば０．６Ｖ）、ＰＮＰトランジスタＱｋの導通状態におけるベースーエミッタ間電圧をＶｂｅｑｋ（例えば０．６Ｖ）とする。また、ＶｂｅｏｎはＶｄに等しいとし、抵抗Ｒｌの抵抗値をＲｒｌとする。
フリップフロップＦＦの出力電圧が高レベルになると、ＰＮＰトランジスタＱｋが導通して、抵抗Ｒｋ、ＰＮＰトランジスタＱｋのエミッターコレクタ、抵抗Ｒｑ、抵抗Ｒｌの経路で電流が流れる。このとき、抵抗Ｒｋでの電圧降下Ｖｒｋは、ダイオード２つ分（Ｄｉ、Ｄｊ）の順方向電圧降下から前述のＶｂｅｑｋを差し引いた値となり、一定となる。このため、抵抗Ｒｋを流れる電流値Ｉｒｋは、次式に示されるように一定となる。
Ｉｒｋ＝（２×Ｖｄ−Ｖｂｅｑｋ）÷Ｒｒｋ
＝Ｖｄ÷Ｒｒｋ・・・（６）
この電流値Ｉｒｋは抵抗Ｒｑを流れる電流値と殆ど等しくなるため、抵抗Ｒｑでの電圧降下Ｖｒｑも一定となる。従って、抵抗Ｒｋでの電圧降下Ｖｒｋと、抵抗Ｒｑでの電圧降下Ｖｒｑとの比は、抵抗Ｒｋの抵抗値Ｒｒｋと、抵抗Ｒｑの抵抗値Ｒｒｑとの比に等しくなる。
【００４４】
また、ＮＰＮトランジスタＱｇは、そのベースーエミッタ間電圧がＶｂｅｏｎに達したとき、導通状態に切り替わってフリップフロップＦＦをリセットし、１次側電流を遮断する。即ち、ＮＰＮトランジスタＱｇが導通に切り替わるときの１次側電流が、その最大値Ｉｆｍａｘである。従って、Ｖｂｅｏｎは、次式で表される。
Ｖｂｅｏｎ＝Ｖｒｑ＋（Ｖｒｌの最大値）
＝（Ｉｒｋ×Ｒｒｑ）＋（Ｉｆｍａｘ×Ｒｒｌ）
＝（Ｖｄ÷Ｒｒｋ×Ｒｒｑ）＋（Ｉｆｍａｘ×Ｒｒｌ）・・・（７）
上式を変形して、さらにＶｂｅｏｎがＶｄに等しいとすれば、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘは、次式で表される。
Ｉｆｍａｘ＝｛（１−Ｒｒｑ÷Ｒｒｋ）×Ｖｄ｝÷Ｒｒｌ・・・（８）
例えば、Ｖｄ＝０．６Ｖ、Ｒｒｑ＝０．５×Ｒｒｋ、Ｒｒｌ＝０．６オームとすれば、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘは０．５アンペアとなる。
【００４５】
図５（ａ）は、電池電圧Ｅに対する１次側電流の変化について、本発明のコンバータ３０、５０と、従来のコンバータ１０とを比較したグラフである。図５（ｂ）は、電池電圧Ｅに対する、メインコンデンサＣｍの充電に要する時間の変化について、本発明のコンバータ３０、５０と、従来のコンバータ１０とを比較したグラフである。図５（ａ）、（ｂ）から分かるように、従来のコンバータ１０では、電池電圧Ｅにほぼ比例して１次側電流が増加しているため、電池電圧Ｅの下降に伴い充電時間はかなり長くなっている。一方、本実施形態のコンバータ５０及び第１の実施形態のコンバータ３０では、電池電圧Ｅの変動に拘わらず、１次側電流は殆ど変化していない。このため、充電時間も、電池電圧Ｅの変動に拘わらずにほぼ一定となっている。
【００４６】
＜第２の実施形態の効果＞
以上、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、本実施形態では、抵抗Ｒｋと、抵抗Ｒｑとの抵抗値の比により、スイッチＳＷを閉じた状態における１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘを所望の値に設定できる。また、スイッチＳＷを開いた状態では、本実施形態のコンバータ５０は、第１の実施形態と同様に動作する。
【００４７】
即ち、スイッチＳＷを開閉するだけで、１次側電流の最大値Ｉｆｍａｘを切り替え可能である。従って、本実施形態のコンバータ５０を、カメラに内蔵される閃光装置に用いる場合、必要に応じてスイッチＳＷを閉じて１次側電流を小さくすることで、閃光装置への給電量を削減できる。これは、カメラの他の機能に電源電力を多く配分しなければならないときに、非常に有効な手段である。
【００４８】
また、導通時にフリップフロップＦＦをリセットして１次側電流を遮断するＮＰＮトランジスタＱｇのベースーエミッタ間電圧を、抵抗Ｒｑ及び抵抗Ｒｌの電圧降下の和にした。このため、抵抗Ｒｑがない場合よりも、ＮＰＮトランジスタＱｇが導通に切り替わるときの抵抗Ｒｌの電圧降下を小さくできる。従って、１次側電流の経路に直列に挿入された抵抗Ｒｌでの電力損失量を小さくできる。この結果、コンバータ５０における１次側から２次側への変換効率も向上することになる。なお、（８）式に示される通り、１次側電流Ｉｆは、ダイオードの温度特性を有する。
【００４９】
＜第２の実施形態の補足事項＞
［１］  図６に示すように、本発明の電子閃光装置用のＤＣ−ＤＣコンバータを電子カメラに搭載してもよい（請求項６に対応）。図において、電子カメラ６０は、電子閃光装置６２（請求項７に対応）と、撮影レンズ６８と、タイミングジェネレータ７０と、撮像素子７２と、システムバス７４と、アナログ信号処理部７６と、ＭＰＵ（Micro Processor Unit）８０と、画像処理部８２と、画像メモリ（ＲＡＭ）８４と、カードインターフェース８６と、交換可能なメモリカード８８と、操作部９０とを有している。そして、電子閃光装置６２は、本発明の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（３０、４０、５０のいずれか。以下符号を省略）と、発光部９４と、発光制御部９６とを有している。
【００５０】
なお、請求項記載の撮像部は、撮影レンズ６８、タイミングジェネレータ７０、撮像素子７２、システムバス７４、アナログ信号処理部７６、ＭＰＵ８０、画像処理部８２に対応する。
コンバータの１次側に接続された電池Ｂａｔｔの電力は、不図示の配線により、電子カメラ６０の各部に供給される。ＭＰＵ８０は、システムバス７４を用いて、電子カメラ６０のシステム制御を行う。操作部９０は、電源釦、レリーズ釦などの設定用の釦群を有している（図示せず）。発光制御部９６は、ＭＰＵ８０の指令に従って、コンバータの２次側に接続されたメインコンデンサＣｍの蓄積電荷を、撮影時に放電電流として発光部９４に供給する。これに同期して、発光部９４は、閃光発光を行って被写体に光を照射する。
【００５１】
撮像素子７２は、例えば発光部９４の発光に同期して露光され、アナログの画素信号を出力する。アナログ信号処理部７６は、この画素信号を受けて、デジタルの画像データを生成する。この画像データは、画像処理部８２により画像処理を施された後、メモリカード８８に記録される。電子カメラ６０は、本発明のコンバータ（３０、４０、５０のいずれか）を搭載していることを主な特徴とし、その詳細な撮像動作は、電子閃光装置６２の発光動作も含めて公知なので説明を省略する。
【００５２】
［２］  第１の実施形態の補足事項［２］と同様に、本実施形態のコンバータ５０のダイオードＤｈを、ＮＰＮトランジスタＱｊに置き換えてもよい（図示せず、請求項１〜５に対応）。この場合、ＭＯＳトランジスタＱｈが非導通に切り替わると、接地線ＧＮＤ、ＮＰＮトランジスタＱｊのベースーエミッタ、２次巻線ｗ２、ダイオードＤｆ、Ｄｇ、メインコンデンサＣｍの経路で２次側電流が流れる。また、２次側電流がゼロになると、ＮＰＮトランジスタＱｊがオフして、クロック入力端子の入力電圧は、抵抗Ｒｈを介して電池電圧Ｅを受け、高レベルに切り替わる。この場合も、前述と同様に、動作停止時におけるリーク電流が発生しないという効果を有する。
【００５３】
［３］  最後に、請求項と本実施形態との対応関係を説明する。なお、以下に示す対応関係は、参考のために示した一解釈であり、本発明を限定するものではない。
請求項で言及している第１スイッチング回路の電流検出用抵抗は、抵抗Ｒｌに対応する。請求項で言及している第１スイッチング回路の分圧用抵抗は、抵抗Ｒｑに対応する。請求項で言及している第１スイッチング回路のトランジスタ、及びそのオンオフ制御端子は、ＮＰＮトランジスタＱｇ及びそのベースに対応する。他の要素の対応関係は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
以上詳述したように本発明は、電子閃光装置用の自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータの分野において、多いに利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるＤＣ-ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】第１の実施形態のＤＣ-ＤＣコンバータの動作波形図である。
【図３】第１の実施形態のＤＣ-ＤＣコンバータの変形例の回路図である。
【図４】第２の実施形態のＤＣ-ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】電池電圧に対する１次側電流及び充電時間の変化について、本発明と従来方式を比較した説明図である。
【図６】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを有する電子閃光装置を搭載したカメラのブロック図である。
【図７】従来のフライバック方式のＤＣ-ＤＣコンバータの回路図である。
【図８】従来のフライバック方式のＤＣ-ＤＣコンバータの各部の電圧波形を示すタイミング図である。
【符号の説明】
【００５６】
１０  従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
３０  第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ
４０  第１の実施形態ＤＣ−ＤＣコンバータ（の変形例）
５０  第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ
６０  電子カメラ
６２  電子閃光装置
６８  撮影レンズ
７０  タイミングジェネレータ
７２  撮像素子
７４  システムバス
７６  アナログ信号処理部
８０  ＭＰＵ
８２  画像処理部
８４  画像メモリ
８６  カードインターフェース
８８  メモリカード
９０  操作部
９４  発光部
９６  発光制御部
Ｂａｔｔ  電池
Ｃａ、Ｃｆ  コンデンサ
Ｃｍ  メインコンデンサ
ＣＫ  フリップフロップのクロック端子
Ｄ  フリップフロップのデータ入力端子
Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｆ、Ｄｇ、Ｄｈ、Ｄｉ、Ｄｊ  ダイオード
ＦＢ  フィードバック巻線
ＦＦ  フリップフロップ
ｎ１  １次巻線
ｎ２  ２次巻線
ＯＵＴ  フリップフロップの出力端子
Ｑａ  トランジスタ
Ｑｆ、Ｑｇ、Ｑｉ、Ｑｊ  ＮＰＮトランジスタ
Ｑｈ  ＭＯＳトランジスタ
Ｑｋ  ＰＮＰトランジスタ
Ｒ  フリップフロップのリセット端子
Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ  抵抗
Ｒｆ、Ｒｇ、Ｒｈ、Ｒｉ、Ｒｊ、Ｒｋ、Ｒｌ、Ｒｍ、Ｒｎ、Ｒｐ、Ｒｑ  抵抗
ＳＴ  スタート信号入力端子
ＳＷ  スイッチ
Ｔａ、Ｔｆ  トランス
ｗ１  １次巻線
ｗ２  ２次巻線
Ｚ  ツェナダイオード
【図１】
2005073363.tif 000003
【図２】
2005073363.tif 000004
【図３】
2005073363.tif 000005
【図４】
2005073363.tif 000006
【図５】
2005073363.tif 000007
【図６】
2005073363.tif 000008
【図７】
2005073363.tif 000009
【図８】
2005073363.tif 000010