(57)【要約】【課題】  発振回路および定電圧源のばらつきや温度特性による動作特性のばらつきを最小限にして、パワートランジスタの休止時間を最小限に抑えることを可能にし、それによってＤＣ／ＤＣコンバータのオン時間の最大値をDuty Maxを大きく設定できるようにする。【解決手段】  定電圧源と発振回路が半導体チップ内に形成されたＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記定電圧源を構成する第１のトランジスタは第１の電流源に接続され、上記発振回路を構成する第２のトランジスタは第２の電流源に接続され、上記第１の電流源と第２の電流源との出力電流が等しく、上記第１のトランジスタと第２のトランジスタとが、近接して、かつ、同一形状に形成される。【選択図】  図１
2005245152.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電圧源と発振回路が半導体チップ内に形成されたＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記定電圧源を構成するトランジスタと、上記発振回路を構成するトランジスタとが、近接して、かつ、同一形状に形成されたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
定電圧源と発振回路が半導体チップ内に形成されたＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記定電圧源を構成する第１のトランジスタは第１の電流源に接続され、上記発振回路を構成する第２のトランジスタは第２の電流源に接続され、
上記第１の電流源と第２の電流源との出力電流が等しく、
上記第１のトランジスタと第２のトランジスタとが、近接して、かつ、同一形状に形成されたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
電流源と第２のトランジスタのベースに接続され、オン状態で第２のトランジスタのベースの電荷を放電する第３のトランジスタを具えた請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に係るもので、特にそのスイッチング素子のオン−デユーテイ（オン時間）を制御する回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流入力をスイッチングによっていったん交流に変換してその出力を整流、平滑して直流出力を得ている。すなわち、直流入力をスイッチングし、インダクタに生じる電圧から出力を得るようにしている。スイッチング素子のオン−オフの時間の設定によって出力を制御する。Duty Maxを大きくすることによって連続モードで昇圧比を大きくとることができる。
【０００３】
スイッチング素子のオン−オフの切替はPWMコンパレータの出力電圧によっている。図２に示したように、パワートランジスタＱ0のコレクタがコイルに接続され、ベースがPWMコンパレータの出力端に接続される。PWMコンパレータの逆相入力端子には発振回路OSCの出力が入力され、正相入力端子には基準電圧Ｖrefが入力される。図３に示すように、発振回路OSCの周期Ｔの鋸波の電圧と基準電圧Ｖrefとが比較されて（図3：Ｖ1参照）、その出力としてパワートランジスタの休止期間Toffを設定するパルスが得られる（図3：OUT参照）。
【０００４】
図２に示す回路構成によって図３に示す動作をさせてパワートランジスタの休止時間を設定する場合、発振回路OSCの振幅のばらつきと温度特性、また基準電圧Ｖrefのばらつきと温度特性等の影響を受けるので、パワートランジスタの休止時間を短く設定することが難しい。ＤＣ／ＤＣコンバータを連続モードでアプリケーションする場合、昇圧比を高くとるためには、オン−デユーテイの最大値、すなわち式１のDuty Maxを大きくすることが望ましい。DC-DCコンバータを連続モードで動作させることにより、スイッチングトランジスタのピーク電流を低く抑えることができる。これにより、部品の小型化が可能なことや、効率的に有利である。
【０００５】
【数１】
2005245152.tif 000003
【０００６】
しかし、パワートランジスタの休止時間を最小にしてDuty Maxを大きくしたいが、上記のような制約によってその値を大きくすることができない。
【特許文献１】特開２００３−９５２４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、発振回路および定電圧源のばらつきや温度特性による動作特性のばらつきを最小限にして、パワートランジスタの休止時間を最小限に抑えることを可能にし、それによってＤＣ／ＤＣコンバータのDuty Maxを大きく設定できるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、定電圧源と発振回路を構成する素子を半導体チップ内に近接して同じ構造で形成することによって、上記の課題を解決するものである。すなわち、定電圧源と発振回路が半導体チップ内に形成されたＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記定電圧源を構成する第１のトランジスタは第１の電流源に接続され、上記発振回路を構成する第２のトランジスタは第２の電流源に接続され、上記第１の定電流源と第２の定電流源との出力電流が等しく、上記第１のトランジスタと第２のトランジスタとが、近接して、かつ、同一形状に形成されたことに特徴を有するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのオン−デユーテイの最大値Duty Maxを大きくできるので、昇圧比の高い領域で連続モードの動作が可能になる。また連続モードにはいることによって、スイッチングトランジスタのピーク電流を抑えることも可能となる。
【実施例】
【００１０】
以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。図１は、本発明の実施例を示す回路図である。図２に示した従来の回路と機能的には同じであるが、発振回路と定電圧源の構成が異なる。電圧源Vccから電流源を経てトランジスタのコレクタを接続し、エミッタ側を接地した６組の電流路が形成されている。
【００１１】
定電流回路Ｉ1とトランジスタＱ1とで基準電圧源が構成される。トランジスタＱ1のコレクタとベースが短絡して、トランジスタQ1のベース−エミッタ電圧ＶBE(Q1)を基準電圧として利用し、これをPWMコンパレータの正相入力端子に入力する。残りのトランジスタQ2〜Q6で発振回路が構成されるが、発振回路の振幅値はトランジスタQ3のベース−エミッタ電圧VBE(Q3)とトランジスタQ2のコレクタ−エミッタ電圧VCE(Q2)によって決まる。すなわち、電流源I3から抵抗Ｒを経てコンデンサCが充電され、トランジスタQ3がオンした時のベース電圧からQ2のコレクタ−エミッタ電圧までの振幅がPWMコンパレータの逆相入力端子に入力され、PWMコンパレータの出力パルスによってパワートランジスタQ0がオンされる。
【００１２】
電流源I3により、コンデンサCが充電されてトランジスタQ3のベースーエミッタ電圧VBE(Q3)が所定の値に達するとトランジスタQ3がオンし、それにともなってトランジスタＱ６がオフとなる。それによってトランジスタQ2がオンとなって電流源I3を接地することになり、コンデンサCの電荷が放電され、トランジスタQ3はオフに転じる。それにしたがってトランジスタQ2もオフとなり、再びコンデンサCへの充電が始まる。このようにして、発振回路が構成される。
【００１３】
本発明においては、トランジスタQ1のベースーエミッタ電圧VBE(Q1)とトランジスタQ3のベース−エミッタ電圧VBE(Ｑ3）を等しくするように、定電流I1＝I2とし、素子のレイアウトにおいてもトランジスタQ1とトランジスタQ3の形状を同じにする。また、その形成位置も極力近づける。これによって、トランジスタQ1とトランジスタQ3のベースーエミッタ電圧VBE(Q1)とVBE(Q3)の相対的なばらつきが小さくなり、温度特性の差異も小さい範囲に抑えられる。
【００１４】
上記の構成により、オンーデユーテイの最大値Duty Maxは以下のようになる。
【００１５】
【数２】
2005245152.tif 000004
【００１６】
上式の電流源I3を基準電圧VBE(Q10)とインピーダンスRXで構成される回路にし、電流値を式で表すと次式になる。電流源を構成する回路図を図４に示す。
【００１７】
【数３】
2005245152.tif 000005
【００１８】
RXとＲの相対ばらつきを抑える構成にすることによって前記のDuty Maxは相対的に変動が小さくなる。それによって、パワートランジスタの休止時間を短く設定できるようになり、それにともなってDuty Maxを大きくとることができる。
【産業上の利用可能性】
【００１９】
本発明によれば、高効率で安定した出力のＤＣ／ＤＣコンバータとして使用できる半導体集積回路が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例を示す回路図
【図２】従来のＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図
【図３】その特性の説明図
【図４】本発明の他の実施例を示す回路図
【符号の説明】
【００２１】
Ｑ0、Ｑ１〜Ｑ6、Ｑ10〜Ｑ11：トランジスタ
Ｉ1〜Ｉ3：電流源
【図１】
2005245152.tif 000006
【図２】
2005245152.tif 000007
【図３】
2005245152.tif 000008
【図４】
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