(57)【要約】  【課題】高速な演算装置やアナログ回路による高調波検出手段等を用いずに、入力電圧に高調波が含まれる場合や電源の不平衡時にも出力電圧波形に歪みのない正弦波を得る。  【解決手段】多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ１１０等の交流交流電力変換器において、制御装置５００Ａは、電圧検出手段５０１と、検出した入力電圧に基づいて瞬時有効電力を一定とし、かつ、瞬時無効電力がその指令に一致するように入力電流指令を演算する入力電流指令演算手段５０２と、前記入力電流指令に応じた電流が流れるようにマトリクスコンバータ１１０を制御する整流器制御手段５０３、インバータ制御手段５０４、ＰＷＭパルス合成手段５０５を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流交流電力変換器において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する手段と、
この手段により検出した入力電圧に基づいて前記電力変換器の瞬時有効電力が一定になるように前記電力変換器の入力電流を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電流を制御する手段は、
入力電圧に基づいて瞬時有効電力を一定とし、かつ、瞬時無効電力がその指令に一致するように入力電流指令を演算する手段と、
前記入力電流指令に応じた入力電流が流れるように前記電力変換器を制御する手段と、
を有することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電圧の正相分及び逆相分を求める正相分逆相分演算手段を備え、
前記電力変換器の入力電流を制御する手段は、
前記正相分逆相分演算手段の出力を用いて、入力電圧の不平衡時に入力電流に逆相分電流を流して瞬時有効電力を一定に制御するための逆相分電流指令を演算する手段と、
入力電圧から逆相分電圧を除去した電圧情報に基づき、瞬時無効電力がその指令に一致するように入力電流指令を演算する手段と、
この入力電流指令に前記逆相分電流指令を重畳して最終的な入力電流指令を演算する手段と、
この入力電流指令に応じた入力電流が流れるように前記電力変換器を制御する手段と、
を有することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電圧の正相分及び逆相分を求める正相分逆相分演算手段を備え、
前記電力変換器の入力電流を制御する手段は、
前記正相分逆相分演算手段の出力を用いて、逆相分電圧に応じた瞬時無効電力指令を演算する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流交流電力変換器の制御装置に関し、特に、大形のエネルギーバッファを有しない電力変換器において、その入力電圧が高調波を含む場合における出力電圧波形の歪みを低減させる技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）による従来の交流交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三相を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図６において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は還流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
上記従来技術では、電力変換器の入力電圧に高調波成分が含まれていたとしても、この高調波成分はフィルタ３０により平滑されるのでその影響は出力側に現れない。
すなわち、図６の回路では、入力電圧に高調波成分が重畳されている場合でも、出力電圧を所望の大きさ、周波数を有する正弦波状に制御することができる。
【０００７】
なお、図６に示したようなコンバータ−インバータ方式の交流交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば後述する特許文献１に記載されたものがある。
【０００８】
ここで、前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、コンデンサ３２と共にフィルタ３０を構成する前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
このため、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置全体の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。すなわち、図６におけるフィルタ３０を除去した電力変換器や、マトリクスコンバータのように直流リンク部に大きなエネルギーバッファを必要としない電力変換器を使用すれば、この種の電力変換器の大幅な小形化、長寿命化を図ることが可能になる。
【０００９】
さて、図７は、マトリクスコンバータにおいて、入力電圧に高調波が含まれる場合の入出力電圧波形を単位法表示したものであり、入力電圧に５次高調波が５％、７次高調波が２.５％含まれる場合のシミュレーションの結果を示している。なお、出力電圧は本来、短冊状の波形であるが、低周波成分が理解しやすいように観測時にスイッチング周波数を除去するローパスフィルタを挿入している。
【００１０】
入力電圧に高調波が含まれる場合、入力電流を正弦波状に制御すると直流リンク部の電圧にリプルが現れ、有効電力が脈動する。図６に示した電力変換器のように大形のエネルギーバッファがある場合、上記有効電力脈動分はエネルギーバッファにより吸収することが可能であるが、大形エネルギーバッファを有しないマトリクスコンバータ等の電力変換器では、図７に示すように入力電圧の歪みが出力側にそのまま現れ、出力電圧を歪ませることになる。
この種の出力電圧の歪みは、交流交流電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合に、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加して効率を低下させることにもなる。
【００１１】
上記の点に鑑み、発明者は、入力電圧に高調波が含まれていても出力電圧波形に歪みを生じさせないマトリクスコンバータ等の制御装置として、特願２００３−０３６６６０号（本件出願の出願時において未だ出願公開されていない先願である）を提案した。
以下、この先願発明の概要を説明する。
【００１２】
図８は、上記先願発明のブロック図であり、交流交流電力変換器１００と、三相交流電源１０からの入力電圧を検出する電圧検出手段２００と、瞬時有効電力が一定になるように制御を行う瞬時有効電力一定化手段３００と、この一定化手段３００により求めた入力電流の高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して電力変換器１００の入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段４００とを備えている。
なお、交流交流電力変換器１００は、例えば図６に示した如く電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とから構成されており、直流リンク部にはリアクトル及びコンデンサからなるフィルタ等の大容量のエネルギーバッファを備えていない。
【００１３】
この先願発明では、入力側の瞬時有効電力が一定になるように入力電流を制御して出力電圧波形を改善するものであり、以下に、その原理を述べる。
この種の交流交流電力変換器は、交流入力電圧から所望の大きさ、周波数の交流電圧を出力する。電力変換器から出力される対称三相交流電圧ｖｏｕｔを瞬時空間ベクトルにて表すと、数式１となる。数式１において、Ｖｍｏｕｔは出力電圧の振幅、θ＝ωｔ、αは位相角である。
【００１４】
【数１】
2005269805.tif 000003
【００１５】
また、電力変換器から出力される対称三相正弦波電流を瞬時空間ベクトルにて表すと、数式２となる。数式２において、Ｉｍｏｕｔは出力電流の振幅、φは位相角である。
【００１６】
【数２】
2005269805.tif 000004
【００１７】
数式１，数式２から、瞬時有効電力は数式３となる。この結果、電力変換器の出力側の瞬時有効電力は一定であることがわかる。
【００１８】
【数３】
2005269805.tif 000005
【００１９】
一方、入力電圧にｎ次高調波が重畳されている場合、入力電圧ベクトルは数式４となる。なお、数式４において、Ｖｍｉｎは入力電圧の振幅、Ｖｎｉｎは入力電圧のｎ次高調波成分の振幅、ζ＝ωｔ、βは位相角である。
【００２０】
【数４】
2005269805.tif 000006
【００２１】
このとき、入力電流として対称三相交流電流を流した場合、入力電流ベクトルは数式５で表されると共に、数式４，数式５から、瞬時有効電力は数式６となる。数式５において、ρは位相角を示し、数式６において、Ｒｅは実数部を示す。
【００２２】
【数５】
2005269805.tif 000007
【００２３】
【数６】
2005269805.tif 000008
【００２４】
前述した数式３は出力側の瞬時有効電力であり、数式６は入力側の瞬時有効電力である。エネルギー保存の法則から、エネルギーバッファのない電力変換器では、入力側と出力側の瞬時有効電力を一致させる必要がある。
しかし、数式６は右辺第２項にζを含んでいることから脈動分を持っており、入力電圧に高調波成分を含んでいる場合には入力電流と出力電圧とを対称三相正弦波とすることは物理的に不可能である。
【００２５】
数式３と数式６を一致させるためには、入力電流または出力電圧の何れか一方または両方を歪ませることにより、数式６の第２項を打ち消す必要がある。電力変換器に電動機等が接続されている場合、出力電圧を歪ませて高調波が含まれると、電動機にトルクリプルを生じ、騒音が発生するので好ましくない。
そこで、先願発明では、入力側の瞬時有効電力が一定になるように、入力電流指令に高調波成分を重畳して数式７により制御することとしている。
【００２６】
【数７】
2005269805.tif 000009
【００２７】
ここで、入力側の瞬時有効電力を求めると、数式８となる。
【００２８】
【数８】
2005269805.tif 000010
【００２９】
数式８の右辺第４項は、入力電圧及び入力電流の高調波成分によって生じる瞬時有効電力であり、ζに対し、定数項Ｃ及び高調波次数ｎに応じた変動項ｆ（ｎζ）によって表すことができるので、数式８は数式９となる。
【００３０】
【数９】
2005269805.tif 000011
【００３１】
数式９において、右辺第１項と第４項は定数項であり、一定である。瞬時有効電力の脈動は、ζを含む右辺第２項、第３項及び第５項により発生する。従って、瞬時有効電力を一定とするためには、数式１０を満たす（数式９の右辺第２，３，５項の和が０となるような）高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を入力電流指令に重畳すればよい。
【００３２】
【数１０】
2005269805.tif 000012
【００３３】
なお、スイッチングを伴う電力変換器では有効電力は入力側から出力側に伝達されるが、無効電力は電力変換器の還流モードにより発生する。これは従来の直流−交流電力変換器（インバータ）を考えれば、明らかである。インバータの入力は直流であるから、瞬時電力はすべて瞬時有効電力である。
しかし、インバータの出力側では負荷に応じて無効電力が発生し、瞬時有効電力の他に、負荷に応じた瞬時無効電力が発生している。従って、入力側の電流波形を変化させ、入出力の瞬時有効電力を一致させることで、大容量のエネルギーバッファがない場合でも出力側に一定の瞬時有効電力を取り出すことができる。
【００３４】
図８において、電圧検出手段２００は数式４に基づいて入力電圧ｖｉｎを検出し、瞬時有効電力一定化手段３００は、Ｖｍｉｎ，Ｖｎｉｎ，ζ，β，ｎ（高調波次数）を用いて数式１０を満たす入力電流の高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ）を算出する。そして、入力電流指令発生手段４００は、数式５で示す入力電流基本波指令に前記高調波成分ΣＩｎｉｎｅｊｋｎ（ζ＋ρ））を重畳し、数式７により交流交流電力変換器１００に与える入力電流指令ｉｉｎを生成して出力する。
これにより、入力側の瞬時有効電力が一定に制御され、電力変換器１００の出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００３５】
ここでは、以下の理由により、入力電圧に含まれる５次高調波と７次高調波について補償を行うものとする。
（１）数式１０は比較的複雑であり、すべての次数の高調波について補償するためには演算量が多くなるため高速の制御装置が必要である。
（２）負荷が電動機の場合、入力電圧の高次高調波は漏れインダクタンスにより平滑され、電流に現れる影響は小さくなる。
（３）加えて、高周波のトルクリプルは電動機の慣性モーメントに吸収されるため、回転ムラとしては現れず、問題にならない。
（４）電源電圧高調波に最も多く含まれるのは、一般に５次、７次である。また、高次高調波は入力フィルタを設けることで減衰させることができる。
【００３６】
すなわち、数式１０に基づき、入力電圧に５次高調波と７次高調波が含まれる場合について瞬時有効電力ｐｉｎを求めると、数式１１となる。数式１１において、Ｖ５ｉｎ，Ｖ７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電圧振幅、Ｉ５ｉｎ，Ｉ７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電流振幅である。
【００３７】
【数１１】
2005269805.tif 000013
【００３８】
数式１１の右辺第３項以降が、ζによる変動項である。入力力率を１とし（β＝ρ）、数式１１の右辺第３項以降をゼロとするためには、数式１２が成立すればよい。
【００３９】
【数１２】
2005269805.tif 000014
【００４０】
数式１２により、入力電流基本波指令に重畳する５次高調波、７次高調波の電流振幅は数式１３となる。
【００４１】
【数１３】
2005269805.tif 000015
【００４２】
従って、図８の瞬時有効電力一定化手段３００及び入力電流指令演算手段４００が、入力電圧の基本波や５次高調波、７次高調波の振幅、及び位相を用いて上記数式１３を演算し、更に、基本波電流に５次高調波、７次高調波を重畳する数式１４の演算を行うことにより、交流交流電力変換器１００に与える入力電流指令ｉ＊を得るものである。
これにより、入力側の瞬時有効電力を一定に保って出力電圧波形を歪みのない正弦波に制御している。
【００４３】
【数１４】
2005269805.tif 000016
【００４４】
【特許文献１】特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４５】
上記先願発明において、数式１３を演算するために入力電圧に含まれる高調波の振幅や位相を検出するには、バンドパスフィルタ等を用いているが、高調波は周波数が高いため、バンドパスフィルタを構成するには高速な演算装置が必要であり、制御装置のコストが上昇する。また、アナログ回路で高調波の振幅等を検出しようとすると、部品のばらつき等により周波数選別性能が低下するという問題がある。
【００４６】
そこで本発明は、高速な演算装置やアナログ回路による高調波検出手段を用いることなく、入力電圧に高調波が含まれる場合を始めとして電源電圧が不平衡の場合でも出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることが可能であり、小形化及び低価格化が可能な制御装置を提供し、併せて、電動機等の運転に障害を与えることがない電力変換器を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００４７】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流交流電力変換器において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する手段と、
この手段により検出した入力電圧に基づいて前記電力変換器の瞬時有効電力が一定になるように前記電力変換器の入力電流を制御する手段と、
を備えたものである。
【００４８】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記電力変換器の入力電流を制御する手段は、
入力電圧に基づいて瞬時有効電力を一定とし、かつ、瞬時無効電力がその指令に一致するように入力電流指令を演算する手段と、
前記入力電流指令に応じた入力電流が流れるように前記電力変換器を制御する手段と、
を有するものである。
【００４９】
請求項３に記載した発明は、請求項１において、
前記電力変換器の入力電圧の正相分及び逆相分を求める正相分逆相分演算手段を備え、
前記電力変換器の入力電流を制御する手段は、
前記正相分逆相分演算手段の出力を用いて、入力電圧の不平衡時に入力電流に逆相分電流を流して瞬時有効電力を一定に制御するための逆相分電流指令を演算する手段と、
入力電圧から逆相分電圧を除去した電圧情報に基づき、瞬時無効電力がその指令に一致するように入力電流指令を演算する手段と、
この入力電流指令に前記逆相分電流指令を重畳して最終的な入力電流指令を演算する手段と、
この入力電流指令に応じた入力電流が流れるように前記電力変換器を制御する手段と、
を有するものである。
【００５０】
請求項４に記載した発明は、請求項２において、
前記電力変換器の入力電圧の正相分及び逆相分を求める正相分逆相分演算手段を備え、
前記電力変換器の入力電流を制御する手段は、
前記正相分逆相分演算手段の出力を用いて、逆相分電圧に応じた瞬時無効電力指令を演算する手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００５１】
本発明によれば、ＰＷＭ整流器及びインバータを備え、かつ大容量のエネルギーバッファとしてのフィルタを有しない交流交流電力変換器や、マトリクスコンバータ等の直接形電力変換器において、入力電圧に高調波が含まれたり不平衡が存在する場合でも、高速な演算装置やアナログ回路による高調波検出手段を用いることなく、出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることができる。これにより、小形で低価格の制御装置を実現可能であると共に、高調波による障害を電動機等の負荷に与えない電力変換器を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は請求項１，２に相当する第１実施形態の構成図であり、制御対象である交流交流電力変換器としてマトリクスコンバータ１１０を例示している。
なお、マトリクスコンバータ１１０は、入力側のＲ，Ｓ，Ｔ相と出力側のＵ，Ｖ，Ｗ相との間に交流スイッチ（双方向スイッチ）Ｓ１〜Ｓ９を接続して構成されており、各スイッチＳ１〜Ｓ９は、例えば２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に還流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００５３】
次に、上記マトリクスコンバータ１１０を制御するための本実施形態の制御装置５００Ａについて説明する。
この制御装置５００Ａは、電圧検出手段５０１により検出したマトリクスコンバータ１１０の入力電圧に基づき、入力側の瞬時有効電力を一定とし、かつ、瞬時無効電力を瞬時無効電力指令に従って制御するための電流指令を演算する入力電流指令演算手段５０２を備えている。そして、この演算手段５０２により演算した入力電流指令と出力電圧指令とを用いて、マトリクスコンバータ１１０の各交流スイッチＳ１〜Ｓ６に対するパルスパターンを生成する。
【００５４】
上記入力電流指令及び出力電圧指令からマトリクスコンバータのパルスパターンを求める方法としては、例えば、下記の文献１に記載されているように、マトリクスコンバータ内に想定した仮想整流器及び仮想インバータのパルスパターンを合成する方法を用いている。
・文献１：伊東淳一、佐藤以久也、小西茂雄、「仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの入出力波形改善法」（半導体電力変換研究会  SPC02-90/IEA-02-31,2002）
【００５５】
この方法では、マトリクスコンバータ１１０内の仮想整流器の制御を整流器制御手段５０３にて行うと共に、仮想インバータの制御をインバータ制御手段５０４にて行い、各制御手段５０３，５０４により得られたＰＷＭパルスをＰＷＭパルス合成手段５０５により合成してマトリクスコンバータ１１０の各交流スイッチＳ１〜Ｓ６に対するパルスパターンパルスを得る。
ここで、本発明は、入力電流指令及び出力電圧指令を生成した後のマトリクスコンバータ１１０のパルスパターンの生成方法には依存しないため、上記文献１に記載された方法以外の方法を用いてマトリクスコンバータ１１０のパルスパターンを求めても良い。
また、パルスパターンの生成にあたり、下記の文献２に記載されている電流分配率を用いる場合には、入力電流指令から所望の電流分配率になるように変換すればよい。
・文献２：小山、樋口他、「電圧形PWMサイクロコンバータの定常特性」（電気学会論文誌Ｄ部門  Vol.113No.9, 1993）
なお、上記電流分配率を用いてパルスパターンを作成する場合にも、マトリクスコンバータ１１０等の電力変換器の入力電流が入力電流指令に等しくなるように制御されることに変わりはない。
【００５６】
以下に、本実施形態の主題である入力電流指令の演算方法について説明する。
まず、直交２軸の静止座標上で表した入力電圧をｖα，ｖβとし、同じく直交２軸の静止座標上で表した入力電流指令をｉα＊，ｉβ＊とすれば、瞬時有効電力、瞬時無効電力はそれぞれ数式１５，数式１６で表される。
【００５７】
【数１５】
2005269805.tif 000017
【００５８】
【数１６】
2005269805.tif 000018
【００５９】
マトリクスコンバータの場合、入力電流の振幅は入力電力と入力電圧に依存する。従って、瞬時有効電力で入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力は“１”となり、瞬時無効電力の指令値をｑ＊とすると、数式１５，数式１６はそれぞれ数式１７，数式１８となる。
【００６０】
【数１７】
2005269805.tif 000019
【００６１】
【数１８】
2005269805.tif 000020
【００６２】
数式１７，数式１８から各軸の電流指令を求めると、数式１９，数式２０となる。
【００６３】
【数１９】
2005269805.tif 000021
【００６４】
【数２０】
2005269805.tif 000022
【００６５】
つまり、数式１９，数式２０により電流指令を与えれば瞬時有効電力は一定となり、瞬時無効電力は数式１８で示される所望の値ｑ＊になる。例えば、入力力率を１に制御するには、瞬時無効電力指令ｑ＊＝０とすればよい。
【００６６】
図２は、図１における入力電流指令演算手段５０２の具体的な構成を示している。
電圧検出手段５０１から出力された入力電圧を三相／二相変換手段５０２ａにより直交２軸の静止座標上に変換してｖα，ｖβを求め、二相電流指令演算手段５０２ｂにより数式１９，数式２０に基づいて静止座標における電流指令ｉα＊，ｉβ＊を求め、更に二相／三相変換手段５０２ｃにより三相の入力電流指令を得る。
この入力電流指令を整流器制御手段５０３に入力して得た仮想ＰＷＭ整流器用のパルスとインバータ制御手段５０４により得た仮想インバータ用のパルスをＰＷＭパルス合成手段５０５により合成し、そのパルスパターンを用いてマトリクスコンバータ１１０を制御することにより、瞬時有効電力を一定に保つことができ、また、瞬時無効電力指令をゼロにすれば入力力率を１に制御することができる。
【００６７】
図３は、この実施形態のシミュレーション結果を示しており、図７の従来技術と同様に入力電圧に５次高調波が５％、７次高調波が２.５％含まれる場合である。
本実施形態によれば、入力電流及び出力電圧に歪みのない正弦波状の波形を得ることができる。
【００６８】
次に、図４は請求項３に相当する第３実施形態を示す構成図である。
入力電圧が不平衡である場合、発生する瞬時有効電力の脈動は電源周波数の２倍の周波数を持つ。この瞬時有効電力が持つ２倍周波数の脈動を打ち消すには、次の二つの方法がある。
（１）入力電流に逆相分を流す。
（２）入力電流に三次の逆相分電流を流す。
【００６９】
前記第１実施形態では、瞬時有効電力を一定にすると共に瞬時無効電力をゼロとするように入力電流指令を生成するため、入力電圧に不平衡がある場合には入力電流に三次の逆相分高調波が発生して脈動を打ち消そうとする。しかし、三次の逆相分電流は三相回路における非論理高調波（偶数高調波、３の倍数高調波）であり、波形は三相対称にならない。
また、入力電圧が不平衡であると高調波電流が増加するが、通常、三相電源のフィルタは５次、７次を除去するように選ばれるので、非論理高調波は除去されにくく系統に悪影響を及ぼす。よって、不平衡補償は上述した（１）の方法で行うことが望ましい。
【００７０】
そこで、この第２実施形態では、入力電圧の不平衡時における有効電力脈動を第１実施形態の高調波補償により抑制するのではなく、逆相分電流指令をもとの入力電流指令に加算して最終的な入力電流指令を求めるようにした。
すなわち、図４に示す制御装置５００Ｂは、電圧検出手段５０１から出力される入力電圧の正相分及び逆相分を求める正相分逆相分演算手段５０６と、入力電圧の不平衡時に瞬時有効電力を一定に制御するための入力電流の逆相分を演算する逆相分電流指令演算手段５０７とを備え、加算手段５０８により入力電圧から逆相分電圧を除去した信号が入力電流指令演算手段５０２に入力されている。
【００７１】
入力電流指令演算手段５０２において、逆相分電圧が除去された入力電圧情報から入力電流指令を演算すれば、演算された入力電流指令には逆相分補償情報は含まれない。
このため、入力電圧の逆相分による瞬時有効電力脈動は、前述した逆相分電流指令演算手段５０７により求めた逆相分電流指令により補償することとし、最終的な入力電流指令は、入力電流指令演算手段５０２により演算した入力電流指令と前記逆相分電流指令とを加算手段５０９により加算して求める。
この実施形態によれば、入力電圧に不平衡が存在する場合でも、出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることができる。
【００７２】
図５は、請求項４に相当する第３実施形態の構成図である。
前述した第２実施形態では、入力電圧から逆相分を除去して逆相分補償情報を含まない入力電流指令を求め、その後、この入力電流指令に逆相分電流指令を加算して最終的な電流指令を求めている。
これに対し、第３実施形態では、瞬時無効電力を逆相分電圧に応じて制御することにより、第２実施形態のように逆相分電流指令を別途演算して重畳しなくても、逆相分電流指令を含んだ電流指令を数式１９，数式２０から直接求めるようにした。
以下に、本実施形態の原理を説明する。
【００７３】
入力電圧に逆相分が含まれると、入力電圧は数式２１で表され、逆相分を重畳した入力電流は数式２２となる。数式２１，数式２２から瞬時電力を求めると数式２３となる。
【００７４】
【数２１】
2005269805.tif 000023
【００７５】
【数２２】
2005269805.tif 000024
【００７６】
【数２３】
2005269805.tif 000025
【００７７】
瞬時有効電力ｐは、数式２３より数式２４となる。
【００７８】
【数２４】
2005269805.tif 000026
【００７９】
ここで、ｉｎ＝−ｖｎ／ｖｐ，αｐ＝０，αｎ＝φｎとなるように電流を制御することにより、入力基本波力率を１（αｐ＝０）にし、数式２４における第３項と第４項とが相殺されて有効電力の脈動を打ち消せることが分かる。このときの瞬時無効電力を求めると、数式２５となる。
【００８０】
【数２５】
2005269805.tif 000027
【００８１】
数式２５に、基本波力率１で、かつ瞬時有効電力が一定になる条件として、
ｉｎ＝−ｖｎ／ｖｐ，αｐ＝０，αｎ＝φｎを代入すると、数式２６となる。
【００８２】
【数２６】
2005269805.tif 000028
【００８３】
数式１９，数式２０により求める電流指令は、独立変数ｉα＊，ｉβ＊に対し、独立した条件二つにより求めるものであり、唯一の解である。
逆相分の電流が流れたときに瞬時無効電力が数式２６で変動するのであれば、数式２６に従って瞬時無効電力を変動させることにより、入力電流には数式２２に示す如く逆相分を重畳した電流が得られることになる。
【００８４】
図５の実施形態では、正相分逆相分演算手段５０６により逆相分電圧の大きさ及び位相を演算し、瞬時無効電力指令演算手段５１０により数式２６を演算して得た瞬時無効電力指令を入力電流指令演算手段５０２に与える。
入力電流指令演算手段５０２では、数式２２に示した入力電流（逆相分を含む）を流すように、数式１９，数式２０により電流指令を演算し、これらを更に三相の入力電流指令に変換して出力する。以後の制御方法は第１実施形態と同様である。
この実施形態によれば、第２実施形態よりも制御装置の構成を簡略化できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】図１における入力電流指令演算手段の構成図である。
【図３】本発明の第１実施形態による入出力電圧波形を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図５】本発明の第３実施形態を示す構成図である。
【図６】交流−直流−交流変換方式を用いた従来の交流交流電力変換器の概略的な構成図である。
【図７】マトリクスコンバータにおいて、入力電圧に高調波が含まれる場合の入出力電圧波形を示す図である。
【図８】先願に係る発明の構成図である。
【符号の説明】
【００８６】
１０：三相交流電源
１１０：マトリクスコンバータ
５００Ａ，５００Ｂ，５００Ｃ：制御装置
５０１：電圧検出手段
５０２：入力電流指令演算手段
５０２ａ：三相／二相変換手段
５０２ｂ：二相電流指令演算手段
５０２ｃ：二相／三相変換手段
５０３：整流器制御手段
５０４：インバータ制御手段
５０５：ＰＷＭパルス合成手段
５０６：正相分逆相分演算手段
５０７：逆相分電流指令演算手段
５０８，５０９：加算手段
５１０：瞬時無効電力指令演算手段
Ｓ１〜Ｓ９：交流スイッチ
【図１】
2005269805.tif 000029
【図２】
2005269805.tif 000030
【図３】
2005269805.tif 000031
【図４】
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【図５】
2005269805.tif 000033
【図６】
2005269805.tif 000034
【図７】
2005269805.tif 000035
【図８】
2005269805.tif 000036