(57)【要約】【課題】  高力率及び低ノイズの好適なスイッチング電源を提供する。【解決手段】  交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、一次巻線に前記平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、第１巻線を前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に第１のダイオードを介して接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記平滑コンデンサの正極との間に第２のダイオードを介して接続するカップルドインダクタとを備えることを特徴とするスイッチング電源。【選択図】                    図１
2005051958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、一次巻線に前記平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、
一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、
アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、
第１巻線を前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に第１のダイオードを介して接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記平滑コンデンサの正極との間に第２のダイオードを介して接続するカップルドインダクタと
を備えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記第２巻線に直列に接続すると共に、前記交流電圧と前記平滑コンデンサとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記トランスは、前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記トランスは、前記第２巻線に直列に接続すると共に、前記平滑コンデンサの正極と前記整流回路の正極との間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項６】
交流電圧を整流する整流回路と、負極に前記交流電圧の一端を接続し、前記整流回路の出力を平滑する第１平滑コンデンサと、正極に前記第１平滑コンデンサの負極を接続し、前記整流回路の出力を平滑する第２平滑コンデンサと、一次巻線に前記第１平滑コンデンサ及び前記第２平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、
一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、
アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記第１平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、
第１巻線を前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記第１平滑コンデンサの正極との間に接続し、第３巻線を前記第２平滑コンデンサの負極と前記整流回路の負極との間に接続するカップルドインダクタと、
前記第１巻線に直列に接続すると共に、アノードを前記第２平滑コンデンサの負極に接続し、カソードを前記スナバダイオードのアノードに接続するダイオードと
を備えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項７】
前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記トランスは、前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源。
【請求項９】
交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、一次巻線に前記平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、
一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、
アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、
第１巻線を前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記平滑コンデンサの正極との間に接続するカップルドインダクタと、
前記第１巻線に直列に接続すると共に、アノードを前記平滑コンデンサの負極に接続し、カソードを前記スナバダイオードのアノードに接続するダイオードと
を備えることを特徴とするスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を所定の出力に変換し、特に、高力率及び低ノイズの電力変換が可能なスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源に関して、スイッチに電圧サージが発生するものもある（例えば、特許文献１参照。）。その詳細について、図１８を用いて説明する。図１８は、従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【０００３】
同図において、共通電位ＣＯＭ及び共通電位ＧＮＤをスイッチング電源の共通電位とする。また、交流電圧ＡＣは、ＥＭＩフィルタ１０を介して、整流回路ＤＢ１に接続する。そして、整流回路ＤＢ１は交流電圧ＡＣを整流し電圧Ｖｒｅｃｔを生成する。
【０００４】
さらに、整流回路ＤＢ１は、インダクタＬ２及びダイオードＤ１を介して、平滑コンデンサＣ１に接続する。そして、平滑コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。そしてまた、電圧Ｖｒｅｃｔは、インダクタＬ２を介して、電圧Ｖｍ３となり、ダイオードＤ１を介して、電圧ＶＢｕｌｋとなる。
【０００５】
また、電圧ＶＢｕｌｋは、ダイオードＤ１１及びスイッチＱを介して、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続される。そして、スイッチＱのオンオフにより平滑コンデンサＣ１の電圧である電圧ＶＢｕｌｋが、一次巻線Ｎ１に印加される。そしてまた、トランスＴの二次巻線Ｎ２は出力となる電圧を誘起する。
【０００６】
さらに、同図の二次側回路において、二次巻線Ｎ２には、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６が接続され、さらに、インダクタＬ３及びコンデンサＣ３が接続され、さらにまた、負荷３０が接続される。そして、二次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６で整流され、さらに、インダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏとなる。そして、負荷３０に電力を供給する。
【０００７】
また、ダイオードＤ１０のアノードを電圧Ｖｍ３に接続し、ダイオードＤ１０のカソードをスイッチＱの一端（ドレイン）である電圧Ｖｄｒａｉｎに接続する。そして、スイッチＱのオンオフにより電圧ＶｒｅｃｔがインダクタＬ２に印加される。このため、図１８の従来例は、入力電流Ｉｉｎの導通が促進され、高調波電流が抑制されるため、高力率が得られる。
【０００８】
さらに、制御回路２０は、出力電圧Ｖｏが所定の値となるように、駆動波形Ｖｇａｔｅを生成し、スイッチＱのオンオフを制御する。また、制御回路２０は、入力電流Ｉｉｎが高力率となるように、スイッチＱのオンオフを制御する。
【０００９】
さらにまた、このような図１８の従来例は、インダクタＬ２の電流が不連続となる、いわゆるインダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作する。
【特許文献１】特開平９−２６６６７０号公報
【特許文献２】米国特許第６４７３３１８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図１８の従来例は、スイッチＱのターンオフのときに、電圧サージが発生するという課題がある。また、この電圧サージは、トランスＴの漏れインダクタンス等が大きくなると増大する。
【００１１】
そして、スイッチＱに発生する電圧サージは、スイッチング電源全体のノイズ特性を悪化させるという課題がある。
さらに、電圧サージに対する信頼性を確保するために、スイッチＱは高耐圧の素子で形成する必要がある。そして、高耐圧の素子はオン抵抗が高いため損失が大きいという課題がある。また、高耐圧の素子は高価という課題がある。
【００１２】
さらにまた、図１８の従来例を、インダクタＬ２の電流が連続となる、いわゆるインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で使用すると、高力率の特性が得られない。このため、図１８の従来例は、高出力が得られないという課題がある。
【００１３】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、高力率及び低ノイズの好適なスイッチング電源を提供することにある。
また、本発明の目的は、簡便・低コストの交流／直流変換のスイッチング電源を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、一次巻線に前記平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、第１巻線を前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に第１のダイオードを介して接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記平滑コンデンサの正極との間に第２のダイオードを介して接続するカップルドインダクタとを備えることを特徴とするスイッチング電源。
【００１５】
（２）前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【００１６】
（３）前記第２巻線に直列に接続すると共に、前記交流電圧と前記平滑コンデンサとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【００１７】
（４）前記トランスは、前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【００１８】
（５）前記トランスは、前記第２巻線に直列に接続すると共に、前記平滑コンデンサの正極と前記整流回路の正極との間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【００１９】
（６）交流電圧を整流する整流回路と、負極に前記交流電圧の一端を接続し、前記整流回路の出力を平滑する第１平滑コンデンサと、正極に前記第１平滑コンデンサの負極を接続し、前記整流回路の出力を平滑する第２平滑コンデンサと、一次巻線に前記第１平滑コンデンサ及び前記第２平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記第１平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、第１巻線を前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記第１平滑コンデンサの正極との間に接続し、第３巻線を前記第２平滑コンデンサの負極と前記整流回路の負極との間に接続するカップルドインダクタと、前記第１巻線に直列に接続すると共に、アノードを前記第２平滑コンデンサの負極に接続し、カソードを前記スナバダイオードのアノードに接続するダイオードとを備えることを特徴とするスイッチング電源。
【００２０】
（７）前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする（６）記載のスイッチング電源。
【００２１】
（８）前記トランスは、前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする（６）記載のスイッチング電源。
【００２２】
（９）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、一次巻線に前記平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、第１巻線を前記平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記平滑コンデンサの正極との間に接続するカップルドインダクタと、前記第１巻線に直列に接続すると共に、アノードを前記平滑コンデンサの負極に接続し、カソードを前記スナバダイオードのアノードに接続するダイオードとを備えることを特徴とするスイッチング電源。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば次のような効果がある。
高力率及び低ノイズの好適なスイッチング電源を提供できる。また、スイッチに電圧サージが発生しない。そして、トランスの二次巻線及び二次側回路の電圧サージも低くなる。さらに、ダイオード及びスナバダイオードのターンオフにおけるノイズ及び損失が小さい。
【００２４】
そしてまた、スイッチ及び二次側回路のダイオードは低耐圧・低コストにできる。また、スイッチ及び二次側回路のダイオードの損失を抑制できる。さらに、スナバコンデンサのエネルギーを無損失で回生できる。
【００２５】
また、部品点数が少ないため、簡便・低コストの交流／直流変換の好適なスイッチング電源を提供できる。
【００２６】
さらに、スナバコンデンサは、トランスをリセットすることができるため、一般的なフォワードコンバータに用いられるリセット回路を別途必要としない。
【００２７】
また、本発明は、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）においても高力率が得られる。よって、小形・高出力のスイッチング電源を提供できる。
【００２８】
詳しくは、本発明をインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作させる場合では、平滑コンデンサの電圧ストレス（耐圧）を低くできる。また、一次側回路に配置する素子（インダクタ、カップルドインダクタ、ダイオード、スナバダイオード、スナバコンデンサ等）の電流ストレスを抑制できる。さらに、ＥＭＩフィルタを小さくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図１８の従来例と同一の要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００３０】
図１の実施例の特徴は、特に、スナバコンデンサＣ２、スナバダイオードＤ３、カップルドインダクタＬ１及びダイオードＤ２の構成にある。
【００３１】
同図の一次側回路において、スナバコンデンサＣ２の一端を一次巻線Ｎ１とスイッチＱとの接続点に接続する。
【００３２】
また、スナバダイオードＤ３のアノードをスナバコンデンサＣ２の他端に接続する。さらにまた、スナバダイオードＤ３のカソードを平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
【００３３】
さらに、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の一端は、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらにまた、第１巻線ｎ１の他端は、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノード、即ち、スナバコンデンサＣ２とスナバダイオードＤ３との接続点に接続する。
【００３４】
また、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の一端は、インダクタＬ２を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。さらにまた、第２巻線ｎ２の他端は、ダイオードＤ１を介して、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。そして、インダクタＬ２、第２巻線ｎ２、ダイオードＤ１は直列回路を形成する。
【００３５】
さらに、ダイオードＤ２は、第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、ダイオードＤ２のアノードは、第１巻線ｎ１を介して、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、ダイオードＤ２のカソードは、スナバダイオードＤ３のアノード、即ち、スナバコンデンサＣ２とスナバダイオードＤ３との接続点に接続する。
【００３６】
また、カップルドインダクタＬ１において、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２とは磁気的に結合する。そして、第１巻線ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性と、第２巻線ｎ２における整流回路ＤＢ１の正極から平滑コンデンサＣ１の正極への極性とは一致する。
【００３７】
さらに、インダクタＬ２は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。さらにまた、インダクタＬ２は外付けの素子であってもよい。
【００３８】
また、整流回路ＤＢ１の正極と整流回路ＤＢ１の負極との間に、フィルタ用のコンデンサＣｆを接続する。さらに、電圧ＶＢｕｌｋは、スイッチＱを介して、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続される。
【００３９】
このような、図１の実施例における、スイッチＱのオンオフの周波数領域での動作を図２から図４を用いて説明する。図２は、図１の実施例の各期間の動作模式図である。同図において、電圧源Ｖａｃは図１の実施例における電圧Ｖｒｅｃｔの等価回路である。そして、図１の実施例の動作状態は、（ａ）期間１から（ｅ）期間５まで順に遷移した後、再び（ａ）期間１となる動作を繰り返す。
【００４０】
また、図３及び図４は、インダクタＬ１＝８００μＨ、第１巻線ｎ１：第２巻線ｎ２＝１：１、平滑コンデンサＣ１＝３３０μＦ、一次巻線Ｎ１：二次巻線Ｎ２＝３：１、スナバコンデンサＣ２＝１μＦ、インダクタＬ２＝８０μＨ、インダクタＬ３＝４０μＨ、コンデンサＣ３＝４７０μＦの条件における、図１の実施例の各部の動作波形である。
【００４１】
そして、図３は、交流電圧の位相角９０度近傍における動作波形を拡大したものである。さらに、図４は、交流電圧の位相角４５度近傍における動作波形を拡大したものである。
【００４２】
図３（ａ）及び図４（ａ）において、電圧ＶｇａｔｅはスイッチＱの駆動波形である。
また、図３（ｂ）及び図４（ｂ）において、電流ＩＤ３はスナバダイオードＤ３を流れる電流であり、電流ＩＴは一次巻線Ｎ１を流れる電流である。
【００４３】
さらに、図３（ｃ）及び図４（ｃ）において、電流ＩＣ２はスナバコンデンサＣ２を流れる電流である。
また、図３（ｄ）及び図４（ｄ）において、電圧ＶｄｒａｉｎはスイッチＱの電圧であり、電流ＩＱはスイッチＱの電流である。そして、電圧Ｖｄｒａｉｎには電圧サージが発生しない。そしてまた、二次巻線Ｎ２の電圧サージも低く抑制される（図示せず）。
【００４４】
さらにまた、図３（ｅ）及び図４（ｅ）において、電流ＩＤ１はダイオードＤ１の電流であり、電流ＩＤ２はダイオードＤ２の電流である。
また、図３（ｆ）及び図４（ｆ）において、電圧Ｖｍ２は第２巻線ｎ２とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電圧であり、電圧ＶＢｕｌｋは平滑コンデンサＣ１の電圧である。
【００４５】
さらに、図３（ｇ）及び図４（ｇ）において、電圧Ｖｍ１は第１巻線ｎ１とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電圧であり、電圧ＶＮＢはダイオードＤ２のカソードとスナバダイオードＤ３のアノードとスナバコンデンサＣ２との接続点の電圧である。
また、図３（ｈ）及び図４（ｈ）において、電圧Ｖｒｅｃｔは整流回路ＤＢ１の正極の電圧であり、電圧Ｖｍ３はインダクタＬ２と第２巻線ｎ２との接続点の電圧である。
【００４６】
以下に、図１の実施例における、期間１から期間５について、順に説明する。
期間１では、図２（ａ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。
【００４７】
このとき、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、スナバコンデンサＣ２は、スイッチＱ、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２の回路でランプ状に放電する。さらに、この放電は、カップルドインダクタＬ１を介して、インダクタＬ２をリセットする。
【００４８】
そして、インダクタＬ２が完全にリセットされると、ダイオードＤ１はオフとなり、期間１が終了し期間２へ遷移する。また、ダイオードＤ１の電流（電流ＩＤ１）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ１のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。
【００４９】
期間２では、図２（ｂ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。
【００５０】
このとき、期間１と同様に、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、第２巻線ｎ２には電流が流れない。さらに、期間２では、第１巻線ｎ１にスナバコンデンサＣ２の電圧が印加され、カップルドインダクタＬ１は励磁する。
【００５１】
また、図３の波形と図４の波形とを比較すると、図３の波形では期間１が長く期間２が短いに対し、図４の波形では期間１が短く期間２が長い点で相違している。即ち、電圧Ｖｒｅｃｔが高くなれば、期間１は長くなると共に期間２は短くなり、カップルドインダクタＬ１の励磁の期間は短くなる。
【００５２】
こうして、電圧Ｖｒｅｃｔ、即ち入力電圧ＡＣに基づき、カップルドインダクタＬ１の励磁の期間が自動的に変調される。
そして、スイッチＱをオフとすると、期間２が終了し期間３へ遷移する。
【００５３】
期間３では、図２（ｃ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。
【００５４】
このとき、一次巻線Ｎ１はスナバコンデンサＣ２でクランプされる。また、スナバコンデンサＣ２の電圧はトランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスをリセットする。さらに、スナバコンデンサＣ２とトランスＴの励磁インダクタンスとの共振周波数をスイッチＱのオンオフの周波数よりも大きくすると、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制される。
【００５５】
また、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）は減少し第２巻線ｎ２の電流（電流Ｉｎ２及び電流ＩＤ１）は増加する、即ち、カップルドインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーはインダクタＬ２へ移行する。
【００５６】
そして、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）が０となり、ダイオードＤ２がオフとなると、期間３が終了し期間４へ遷移する。また、ダイオードＤ２の電流（電流ＩＤ２）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ２のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。
【００５７】
期間４では、図２（ｄ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。
【００５８】
このとき、期間３と同様に、スナバコンデンサＣ２の電圧はトランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスをリセットする。また、電流ＩＤ３は減少する。
【００５９】
そして、電流ＩＤ３が０となると、即ち、トランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスが完全にリセットすると、スナバダイオードＤ３はオフとなり、期間４が終了し期間５へ遷移する。また、ダイオードＤ３の電流（電流ＩＤ３）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ３のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。
【００６０】
期間５では、図２（ｅ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。
【００６１】
そして、スイッチＱをオンとすると、期間５が終了し期間１へ遷移する。
また、二次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６で整流され、インダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏとなる。
【００６２】
さらに、このような、図１の実施例における、交流電圧ＡＣの周波数領域の動作について、図５を用いて説明する。図５は、交流電圧ＡＣが１００Ｖにおける、図１の実施例の各部の動作波形である。
【００６３】
図５（ａ）において、電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２）は、第１巻線ｎ１を流れる電流と第２巻線ｎ２を流れる電流との和である。また、図５（ｂ）において、電流Ｉｎ２は第２巻線ｎ２を流れる電流である。さらに、図５（ｃ）において、電流Ｉｎ１は第１巻線ｎ１を流れる電流である。また、図５（ｄ）は、入力電流Ｉｉｎである。
【００６４】
そして、図１の実施例において、入力電流Ｉｉｎは、そのピーク値が低く抑制され、導通角が広くなり、高力率となる。また、図５（ａ）の電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２）の波形は、カップルドインダクタＬ１がインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作していることを示す。即ち、第１巻線ｎ１または第２巻線ｎ２のいずれかに電流が流れ、これらの電流は途切れない。
【００６５】
また、図６は、図１の実施例における入力電流Ｉｉｎの高調波の特性である。同図は、各次数の高調波成分は、それぞれ高調波規制ＣｌａｓｓＤの限度値以下となることを示す。
【００６６】
このようにして、図１の実施例は、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。
【００６７】
また、図７は、本発明の第２の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００６８】
図７の実施例の特徴は、インダクタＬ４、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の配置にある。
【００６９】
同図において、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の一端は、インダクタＬ４及びダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の他端は、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。
【００７０】
また、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の一端は、ダイオードＤ１を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の他端は、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
【００７１】
さらに、ダイオードＤ２は、第１巻線ｎ１に直列に接続する。さらにまた、ダイオードＤ２のアノードは、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、ダイオードＤ２のカソードは、インダクタＬ４及び第１巻線ｎ１を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。
【００７２】
また、インダクタＬ４は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。また、インダクタＬ４は外付けの素子であってもよい。
【００７３】
さらに、電圧ＶＢｕｌｋ、電圧Ｖｄｒａｉｎ、共通電位ＣＯＭ、出力電圧Ｖｏ及び共通電位ＧＮＤは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０に接続する。さらにまた、電圧Ｖｄｒａｉｎは、高周波交流電圧源とする。そして、電圧Ｖｄｒａｉｎは、低インピーダンス・高周波で変動する。
【００７４】
詳しくは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、電圧ＶＢｕｌｋを入力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０内のスイッチのオンオフにより、出力電圧Ｖｏを生成し、電力変換を行うと共に、電圧Ｖｄｒａｉｎに高周波交流電圧を生成する。
【００７５】
このような、図７の実施例は、図１の実施例と電気的な等価回路は同じとなり、実質的に等価である。したがって、図７の実施例は、図１の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。
【００７６】
また、上述の構成とは別に、図７の実施例において、ダイオードＤ２とインダクタＬ４との配置を入れ換える等の変形をしても、図１の実施例と電気的な等価回路は同じとなり、実質的に等価である。
さらにまた、上述の構成とは別に、図７の実施例において、整流回路ＤＢ１とダイオードＤ１とを一体に形成するように変形することもできる（図示せず）。そして、これらのダイオードによる電圧降下の損失を抑制するように形成することもできる。
【００７７】
さらに、図８は、本発明の第３の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００７８】
図８の実施例の特徴は、補助巻線Ｎ３の構成にある。
【００７９】
同図において、トランスＴの補助巻線Ｎ３は第２巻線ｎ２に直列に接続する。また、補助巻線Ｎ３の一端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。さらに、補助巻線Ｎ３の他端は、ダイオードＤ１、第２巻線ｎ２、インダクタＬ２を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。
【００８０】
また、トランスＴ１において、一次巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ３とは磁気的に結合する。そして、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ３における平滑コンデンサＣ１の正極から整流回路ＤＢ１の正極への極性とは一致する。
【００８１】
さらに、インダクタＬ２は、トランスＴの補助巻線Ｎ３に係る漏れインダクタンスであってもよい。
【００８２】
また、同図の二次側回路において、二次巻線Ｎ２には、ダイオードＤ７が接続され、さらに、コンデンサＣ３が接続され、さらにまた、負荷３０が接続される。そして、二次巻線Ｎ２に誘起する電圧（フライバック電圧）は、ダイオードＤ７で整流され、さらに、コンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏとなる。そして、負荷３０に電力を供給する。
【００８３】
このような、図８の実施例の主な動作は、図１の実施例の動作と同様になる。よって、図８の実施例は、図１の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。
【００８４】
また、スイッチＱがオフのとき、補助巻線Ｎ３に発生する電圧は、電流ＩＤ１を抑制するように作用する。このため、図８の実施例のように補助巻線Ｎ３を配置する場合は、図１のように補助巻線を配置しない場合と比較して、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスを抑制できる。即ち、図８の実施例は平滑コンデンサＣ１の耐圧を低くでき、低コストにできる。
【００８５】
さらに、上述の構成とは別に、補助巻線Ｎ３の極性が反対の場合、即ち、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ３における整流回路ＤＢ１の正極から平滑コンデンサＣ１の正極への極性とは一致する場合では、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスは増加するが、好適に高調波電流が抑制されるため、高力率が得られる。
【００８６】
また、図９は、本発明の第４の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００８７】
図９の実施例の特徴は、補助巻線Ｎ４の構成にある。
【００８８】
同図において、トランスＴの補助巻線Ｎ４は第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、補助巻線Ｎ４の一端は、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、補助巻線Ｎ４の他端は、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。
【００８９】
また、トランスＴにおいて、一次巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ４とは磁気的に結合する。そして、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ４における平滑コンデンサＣ１の負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性とは一致する。
【００９０】
さらに、トランスＴは、補助巻線Ｎ４に係る漏れインダクタンスを有する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１は、疎結合の第１巻線ｎ１及び第２巻線ｎ２を有する。
【００９１】
また、ＥＭＩフィルタ１２は、整流回路ＤＢ１とカップルドインダクタＬ１及び共通電位ＣＯＭとの間に接続される。そしてまた、ＥＭＩフィルタ１２内の磁性素子は漏れインダクタンスを有する。
【００９２】
そして、図９の実施例と図１の実施例とを比較すると、図９の実施例は、補助巻線Ｎ４に係る漏れインダクタンス、疎結合の第１巻線ｎ１及び第２巻線ｎ２及びＥＭＩフィルタ１２内漏れインダクタンスを有するに対し、図１の実施例は、インダクタＬ２を有する点で一見相違するが、電気的な等価回路は同じとなり、実質的に等価となる。
【００９３】
そしてまた、このような、図９の実施例の主な動作は、図８の実施例の動作と同様になる。よって、図９の実施例は、図８の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。また、図９の実施例は平滑コンデンサＣ１の耐圧を低くでき、低コストにできる。
【００９４】
さらに、図１０は、本発明の第５の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００９５】
図１０の実施例の特徴は、倍電圧整流回路に適用する点にある。具体的には、整流回路ＤＢ１と、第１平滑コンデンサＣ１Ａと、第２平滑コンデンサＣ１Ｂと、トランスＴと、スナバコンデンサＣ２と、スナバダイオードＤ３と、カップルドインダクタＬ１と、ダイオードＤ２との構成にある。
【００９６】
同図において、第１平滑コンデンサＣ１Ａの正極は、ダイオードＤ１及びカップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。また、第１平滑コンデンサＣ１Ａの負極は、スイッチＳＷ１及びＥＭＩフィルタ１０を介して交流電圧ＡＣの一端に接続する。そして、第１平滑コンデンサＣ１Ａは、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。
【００９７】
さらに、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの正極は、第１平滑コンデンサＣ１Ａの負極に接続する。また、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極は、ダイオードＤ４及びカップルドインダクタＬ１の第３巻線ｎ３を介して、整流回路ＤＢ１の負極に接続する。そして、第２平滑コンデンサＣ１Ｂは、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。
【００９８】
また、スイッチＳＷ１はオンとする。そして、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧を電圧Ｖｍｉｄとし、第１平滑コンデンサＣ１Ａ及び第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧を電圧ＶＢｕｌｋとする。そしてまた、このような構成は、倍電圧整流回路を形成する。
【００９９】
さらに、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の一端は、インダクタＬ４を介して、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極に接続する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の他端は、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。
【０１００】
また、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の一端は、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。さらにまた、第２巻線ｎ２の他端は、ダイオードＤ１を介して、第１平滑コンデンサＣ１Ａの正極に接続する。
【０１０１】
さらに、カップルドインダクタＬ１の第３巻線ｎ３の一端は、ダイオードＤ４を介して、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極に接続する。さらにまた、第３巻線ｎ３の他端は、整流回路ＤＢ１の負極に接続する。
【０１０２】
さらに、ダイオードＤ２は、第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、ダイオードＤ２のアノードは、第１巻線ｎ１及びインダクタＬ４を介して、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極に接続する。さらに、ダイオードＤ２のカソードは、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。
【０１０３】
また、カップルドインダクタＬ１において、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２と第３巻線ｎ３とは磁気的に結合する。そして、第１巻線ｎ１における、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性と、第２巻線ｎ２における整流回路ＤＢ１の正極から第１平滑コンデンサＣ１Ａの正極への極性と、第３巻線ｎ３における第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極から整流回路ＤＢ１の負極への極性は一致する。
【０１０４】
さらに、インダクタＬ４は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。また、インダクタＬ４は外付けの素子であってもよい。
【０１０５】
このような、図１０の実施例における、スイッチＱのオンオフの周波数領域での動作を図１１から図１４を用いて、説明する。図１１は交流電圧の正の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。また、図１２は、交流電圧の負の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。図１１の動作模式図及び図１２の動作模式図は、図２の動作模式図に対応している。
【０１０６】
図１１及び図１２において、図１０の実施例の動作状態は、図２と同様に、（ａ）期間１から（ｅ）期間５まで順に遷移した後、再び（ａ）期間１となる動作を繰り返す。
【０１０７】
また、図１３及び図１４は、インダクタＬ１＝８００μＨ、第１巻線ｎ１：第２巻線ｎ２：第３巻線ｎ３＝１：１：１、第１平滑コンデンサＣ１Ａ＝１５０μＦ、第２平滑コンデンサＣ１Ｂ＝１５０μＦ、一次巻線Ｎ１：二次巻線Ｎ２＝３６：７、スナバコンデンサＣ２＝１μＦ、インダクタＬ４＝８０μＨ、インダクタＬ３＝４０μＨ、コンデンサＣ３＝４７０μＦの条件における、図１０の実施例の各部の動作波形である。
【０１０８】
そして、図１３は、交流電圧の位相角９０度近傍における動作波形を拡大したものである。さらに、図１４は、交流電圧の位相角４５度近傍における動作波形を拡大したものである。また、図１３の動作波形は図３の動作波形に対応している。さらに、図１４の動作波形は図４の動作波形に対応している。
【０１０９】
図１３（ａ）及び図１４（ａ）において、電圧ＶｇａｔｅはスイッチＱの駆動波形である。
また、図１３（ｂ）及び図１４（ｂ）において、電圧ＶｄｒａｉｎはスイッチＱの電圧であり、電流ＩＱはスイッチＱの電流である。そして、電圧Ｖｄｒａｉｎには電圧サージが発生しない。そしてまた、二次巻線Ｎ２の電圧サージも低く抑制される（図示せず）。
【０１１０】
さらに、図１３（ｃ）及び図１４（ｃ）において、電流ＩＣ２はスナバコンデンサＣ２を流れる電流である。
また、図１３（ｄ）及び図１４（ｄ）において、電流ＩＤ３はスナバダイオードＤ３を流れる電流であり、電流ＩＴは一次巻線Ｎ１を流れる電流である。
【０１１１】
さらにまた、図１３（ｅ）及び図１４（ｅ）において、電流ＩＤ１はダイオードＤ１の電流であり、電流ＩＤ２はダイオードＤ２の電流である。
また、図１３（ｆ）及び図１４（ｆ）において、電圧ＶＢｕｌｋは第１平滑コンデンサＣ１Ａ及び第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧であり、電圧Ｖｍｉｄは第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧である。
【０１１２】
さらに、図１３（ｇ）及び図１４（ｇ）において、電圧Ｖｍ３は第１巻線ｎ１とインダクタＬ４との接続点の電圧である。
また、図１３（ｈ）及び図１４（ｈ）において、電圧Ｖｍ２は第２巻線ｎ２とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電圧であり、電圧Ｖｒｅｃｔは、整流回路ＤＢ１の正極の電圧である。
【０１１３】
さらに、図１３（ｉ）及び図１４（ｉ）において、電圧Ｖｍ１は第１巻線ｎ１とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電圧であり、電圧Ｖｍ３は第１巻線ｎ１とインダクタＬ４との接続点の電圧であり、電圧ＶＮＢはダイオードＤ２のカソードとスナバダイオードＤ３のアノードとスナバコンデンサＣ２との接続点の電圧である。
【０１１４】
以下に、図１０の実施例における、期間１から期間５について、順に説明する。なお、図１の実施例における期間１から期間５の説明と同一となるものは説明を省略する。
【０１１５】
期間１では、図１１（ａ）及び図１２（ａ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。
【０１１６】
このとき、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、スナバコンデンサＣ２は、スイッチＱ、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ４の回路でランプ状に放電する。さらに、この放電は、インダクタＬ４をリセットする。
【０１１７】
そして、インダクタＬ４が完全にリセットされると、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４はオフとなり、期間１が終了し期間２へ遷移する。また、ダイオードＤ１の電流（ＩＤ１）またはダイオードＤ４の電流（ＩＤ４）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ１のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さく、ダイオードＤ４のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。
【０１１８】
期間２では、図１１（ｂ）及び図１２（ｂ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ４はオフ、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。
【０１１９】
このとき、期間１と同様に、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、第２巻線ｎ２及び第３巻線ｎ３には電流が流れない。さらに、期間２では、第１巻線ｎ１及びインダクタＬ４にスナバコンデンサＣ２の電圧が印加され、カップルドインダクタＬ１及びインダクタＬ４は励磁する。
【０１２０】
また、図１３の波形と図１４の波形とを比較すると、図１３の波形では期間１が長く期間２が短いに対し、図１４の波形では期間１が短く期間２が長い点で相違している。即ち、電圧Ｖｒｅｃｔが高くなれば、期間１は長くなると共に期間２は短くなり、カップルドインダクタＬ１及びインダクタＬ４の励磁の期間は短くなる。
【０１２１】
こうして、電圧Ｖｒｅｃｔ、即ち入力電圧ＡＣに基づき、カップルドインダクタＬ１及びインダクタＬ４の励磁の期間が自動的に変調される。
そして、スイッチＱをオフとすると、期間２が終了し期間３へ遷移する。
【０１２２】
期間３では、図１１（ｃ）及び図１２（ｃ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。
【０１２３】
このとき、一次巻線Ｎ１はスナバコンデンサＣ２でクランプされる。また、スナバコンデンサＣ２の電圧はトランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスをリセットする。さらに、スナバコンデンサＣ２とトランスＴの励磁インダクタンスとの共振周波数をスイッチＱのオンオフの周波数よりも大きくすると、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制される。
【０１２４】
また、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）は減少し第２巻線ｎ２の電流（電流Ｉｎ２及び電流ＩＤ１）または第３巻線ｎ３の電流（電流Ｉｎ３及び電流ＩＤ４）は増加する。
【０１２５】
そして、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）が０となり、ダイオードＤ２がオフとなると、期間３が終了し期間４へ遷移する。また、ダイオードＤ２の電流（電流ＩＤ２）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ２のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。
【０１２６】
期間４では、図１１（ｄ）及び図１２（ｄ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。
【０１２７】
このとき、期間３と同様に、スナバコンデンサＣ２の電圧はトランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスをリセットする。また、電流ＩＤ３は減少する。
【０１２８】
そして、電流ＩＤ３が０となると、即ち、トランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスが完全にリセットすると、スナバダイオードＤ３はオフとなり、期間４が終了し期間５へ遷移する。また、ダイオードＤ３の電流（電流ＩＤ３）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ３のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。
【０１２９】
期間５では、図１１（ｅ）及び図１２（ｅ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。
【０１３０】
そして、スイッチＱをオンとすると、期間５が終了し期間１へ遷移する。
【０１３１】
さらに、このような、図１０の実施例における、交流電圧ＡＣの周波数領域の動作について、図１５を用いて説明する。図１５は、交流電圧ＡＣが１００Ｖにおける、図１０の実施例の各部の動作波形である。図１５の動作波形は、図５の動作波形に対応している。
【０１３２】
図１５（ａ）において、電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２＋Ｉｎ３）は、第１巻線ｎ１を流れる電流と第２巻線ｎ２を流れる電流と第３巻線ｎ３を流れる電流との和である。また、図１５（ｂ）において、電流Ｉｎ３は第３巻線ｎ３を流れる電流である。さらに、図１５（ｃ）において、電流Ｉｎ２は第２巻線ｎ２を流れる電流である。また、図１５（ｄ）において、電流Ｉｎ１は第１巻線ｎ１を流れる電流である。図１５（ｅ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖｉｎは交流電圧ＡＣの電圧である。
【０１３３】
そして、図１０の実施例は、入力電流Ｉｉｎは、そのピーク値が低く抑制され、導通角が広くなり、高力率となる。また、図１５（ａ）の電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２＋Ｉｎ３）の波形は、カップルドインダクタＬ１がインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作していることを示す。即ち、第１巻線ｎ１または第２巻線ｎ２または第３巻線ｎ３のいずれかに電流が流れ、これらの電流は途切れない。
【０１３４】
また、図１６は、図１０の実施例における入力電流Ｉｉｎの高調波の特性である。同図は、各次数の高調波成分は、それぞれ高調波規制ＣｌａｓｓＤの限度値以下となることを示す。図１６の特性図は、図６の特性図に対応している。
【０１３５】
このようにして、図１０の実施例は、図１の実施例と同様に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。
【０１３６】
さらにまた、図１７は、本発明の第６の実施例を示す構成図である。図１０の実施例及び図９の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１３７】
図１７の実施例の特徴は、補助巻線Ｎ４の構成にある。また、図１７の実施例は、図９の実施例に対応している。
【０１３８】
図１７において、トランスＴの補助巻線Ｎ４は第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、補助巻線Ｎ４の一端は、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、補助巻線Ｎ４の他端は、インダクタＬ４、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。
【０１３９】
また、トランスＴにおいて、一次巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ４とは磁気的に結合する。そして、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ４における平滑コンデンサＣ１の負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性とは一致する。
【０１４０】
さらに、インダクタＬ４は、トランスＴの補助巻線Ｎ３に係る漏れインダクタンスであってもよい。また、インダクタＬ４は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。さらに、インダクタＬ４は外付けの素子であってもよい。
【０１４１】
このような、図１７の実施例の動作は、図１０の実施例の動作及び図９の実施例の動作と同様になる。よって、図１７の実施例は、図１０の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。また、図１７の実施例は平滑コンデンサＣ１の耐圧を低くでき、低コストにできる。
【図面の簡単な説明】
【０１４２】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図１の実施例の各期間の動作模式図である。
【図３】交流電圧の位相角９０度近傍における、図１の実施例の各部の動作波形である。
【図４】交流電圧の位相角４５度近傍における、図１の実施例の各部の動作波形である。
【図５】図１の実施例の各部の動作波形である。
【図６】図１の実施例における入力電流の高調波の特性である。
【図７】本発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図８】本発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図９】本発明の第４の実施例を示す構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施例を示す構成図である。
【図１１】交流電圧の正の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。
【図１２】交流電圧の負の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。
【図１３】交流電圧の位相角９０度近傍における、図１０の実施例の各部の動作波形である。
【図１４】交流電圧の位相角４５度近傍における、図１０の実施例の各部の動作波形である。
【図１５】図１０の実施例の各部の動作波形である。
【図１６】図１０の実施例における入力電流の高調波の特性である。
【図１７】本発明の第６の実施例を示す構成図である。
【図１８】従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【符号の説明】
【０１４３】
ＤＢ１  整流回路
Ｃ１  平滑コンデンサ
Ｃ１Ａ  第１平滑コンデンサ
Ｃ１Ｂ  第２平滑コンデンサ
Ｃ２  スナバコンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４  ダイオード
Ｄ３  スナバダイオード
Ｌ１  カップルドインダクタ
ｎ１  第１巻線
ｎ２  第２巻線
ｎ３  第３巻線
Ｌ２，Ｌ４  インダクタ
Ｑ  スイッチ
Ｔ  トランス
Ｎ１  一次巻線
Ｎ２  二次巻線
Ｎ３，Ｎ４  補助巻線
ＡＣ  交流電圧
Ｉｉｎ  入力電流
Ｖｏ  出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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