(57)【要約】【課題】  一般化インピーダンス変換器の機能を拡張して正負に渉って入力インピーダンスを可変できる可変インピーダンス変換器を提供することである。【解決手段】  一般化インピーダンス変換器内の直列接続された４つのインピーダンス素子を全て抵抗に置き換え、特に第２，第３のインピーダンス素子はポテンショメータＲ０に置き換える。ポテンショメータＲ０のタップ出力Ｒ０’を第６のインピーダンス素子Ｚ６、オペアンプＱ１，Ｑ２の−入力端子に接続する。タップ出力Ｒ０’による配分比１−ｋ：ｋを変えて、入力インピーダンスＺ１１’を正負に渉って変化させる。【選択図】  図１
2005073016.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
４つの直列接続された第１乃至第４のインピーダンス素子と、
上記第１乃至第４のインピーダンス素子に対し負帰還ループを形成するように入出力を接続した２つのオペアンプ回路と、
上記第４のインピーダンス素子と接地間に接続される負荷となる第５のインピーダンス素子と、
上記第１乃至第４のインピーダンス素子と２つのオペアンプ回路との中央接続点と接地間に接続される第６のインピーダンス素子と、を備えたインピーダンス変換器において、
上記第１のインピーダンス素子を入力端子に接続すると共に該第１のインピーダンス素子と第４のインピーダンス素子とを、同一抵抗で置き換え、第２及び第３のインピーダンス素子をポテンショメータで置き換え、該ポテンショメータのタップ出力を前記中央接続点として、第７の抵抗を介して第６のインピーダンス素子及び２つのオペアンプ回路に接続し、第５及び第６のインピーダンス素子を同種のインピーダンスとするように構成したことを特徴とする可変インピーダンス変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般化負性インピーダンス変換器の適用範囲を拡大して、正負に渉って可変できるインピーダンス変換を可能とした可変インピーダンス変換器の回路構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
インピーダンス変換器は同種のインピーダンス間での変換だけでなく、異種のインピーダンス間での変換も行うものであるが、従来のインピーダンス変換器として一般化インピーダンス変換器（例えば、A.Antoniou,"Realization of Gyrators Using Operational Amplifiers,and Their Use in RC Active Network Synthesis",Proc.IEE,vol.116,pp.1838-1850,1969.参照）がある。この一般化インピーダンス変換器は２つのオペアンプと直列接続された４つのインピーダンス素子を組み合わせた回路から成り、４つのインピーダンス素子に種々のインピーダンス素子を用いることにより、負荷インピーダンスの大きさに比例する各種のインピーダンスをその入力インピーダンスとして得ることができる。例えば、キャパシタと抵抗で等価的インダクタを作ったり、ω２に反比例する周波数依存型負性抵抗を作ったりすることができる。
【０００３】
しかし上述した一般化インピーダンス変換器では、周波数依存型ではない純粋の負性キャパシタや負性インダクタを作ることはできないので、本発明者は、先に、特願２００３−１３１１８８号を出願し、この出願の発明の回路構成によれば、負性キャパシタや負性インダクタを実現できることを示した。
【０００４】
図３に本発明の負性インピーダンス変換器の基本的構成を示す。同図において、Ｚ１〜Ｚ４は夫々第１乃至第４のインピーダンス素子、Ｚ５は負荷となる第５のインピーダンス素子、Ｑ１，Ｑ２はオペアンプ回路で、４つの第１乃至第４のインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４は直列接続され、これらインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４に対し２つのオペアンプ回路Ｑ１，Ｑ２は負帰還ループｎ１，ｎ２を形成するように接続されている。Ｚ６は第６のインピーダンス素子で、Ｂ点と接地間に接続されている。
【０００５】
第１乃至第４のインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４に対し２つのオペアンプ回路Ｑ１，Ｑ２の夫々の入力端子が接続された３点をＡ，Ｂ，Ｃとすると、上述のように２つのオペアンプ回路Ｑ１，Ｑ２とも負帰還ループｎ１，ｎ２が形成されているため、この３点の電位はほぼ同一になるように動作する。従ってこの３点は仮想的に接続されていると見なすことができる。そこで、図３に示すようにＢ点と接地間に第６のインピーダンス素子Ｚ６を接続し、その値をＺ５＞Ｚ６のように設定すると、Ｚ６を通じて流れる電流は、Ｚ５を通して供給されるだけでなく、入力側１，１'に接続される外部回路（図示せず）からも吸い込まれることになるから、入力インピーダンスＺ１１’は負性を呈することになる。
【０００６】
以下この点について詳細に説明する。但し、図３のインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４を全て同一抵抗Ｒ１としてある。
【０００７】
図３の回路において、以下の４式（１１）〜（１４）が成り立つ。
【０００８】
【数１】
2005073016.tif 000003
【０００９】
【数２】
2005073016.tif 000004
【００１０】
【数３】
2005073016.tif 000005
【００１１】
【数４】
2005073016.tif 000006
【００１２】
上記４式より入力インピーダンスＺ１１’、即ち、Ｖ１／Ｉ１を求めることができ、Ｚ１１’は
【００１３】
【数５】
2005073016.tif 000007
【００１４】
となり、入力インピーダンスＺ１１’はＺ５とＺ６だけで決まることになる。
【００１５】
従って、これから次のことが言える。即ち、
【００１６】
【数６】
2005073016.tif 000008
【００１７】
【特許文献１】特願２００３−１３１１８８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上述したように図３の回路構成とすれば、負性インダクタや負性キャパシタを得ることはできる。しかし、何れの場合でも、そのインピーダンス値は固定のままであって、可変することはできない。
【００１９】
そこで本発明の課題は、一般化インピーダンス変換器の回路形成を活用し、その適用範囲を更に拡大し、正負に渉って可変できるインピーダンスが得られる回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記課題を解決するため、本発明の可変インピーダンス変換器は、４つの直列接続された第１乃至第４のインピーダンス素子と、上記第１乃至第４のインピーダンス素子に対し負帰還ループを形成するように入出力を接続した２つのオペアンプ回路と、上記第４のインピーダンス素子と接地間に接続される負荷となる第５のインピーダンス素子と、上記第１乃至第４のインピーダンス素子と２つのオペアンプ回路との中央接続点と接地間に接続される第６のインピーダンス素子と、を備えたインピーダンス変換器において、上記第１のインピーダンス素子を入力端子に接続すると共に該第１のインピーダンス素子と第４のインピーダンス素子とを、同一抵抗で置き換え、第２及び第３のインピーダンス素子をポテンショメータで置き換え、該ポテンショメータのタップ出力を前記中央接続点として、第７の抵抗を介して第６のインピーダンス素子及び２つのオペアンプ回路に接続し、第５及び第６のインピーダンス素子を同種のインピーダンスとするように構成したことを要旨とする。
【発明の効果】
【００２１】
上述した本発明の構成によれば、一般化インピーダンス変換器の機能を拡張して、その入力インピーダンスを正負に渉って可変できるインピーダンス変換器を容易に実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
負性インピーダンス変換器は、前述しかつ図３に示すように、直列接続された同一抵抗値Ｒ１を有する第１乃至第４の４つのインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４の中央接続点Ｂと接地間に第６のインピーダンス素子Ｚ６を接続し、その値を第４のインピーダンス素子Ｚ４に接続されて負荷となる第５のインピーダンス素子Ｚ５（Ｚ６と同種のインピーダンス素子）の値より小さい値に設定することにより、入力インピーダンスＺ１１’を負性にするという構成になっている。
【００２３】
この場合、第６のインピーダンス素子Ｚ６は、２つのオペアンプ出力から等しい値（Ｒ１）の第２，第３のインピーダンス素子Ｚ２，Ｚ３を通じて駆動されているが、その合成回路の合成比、即ち、両オペアンプＱ１，Ｑ２の出力からの駆動電圧の配分比を変えれば、直列４抵抗回路の入出力の電圧比が変わるから、これに伴って入力インピーダンスＺ１１’を変えられる、つまり可変インピーダンス変換器を実現できる。
【実施例１】
【００２４】
上述のように、両オペアンプＱ１，Ｑ２からの駆動電圧を、Ｚ２，Ｚ３の値（Ｒ１）を変更することにより変えると、その結果、入力インピーダンスＺ１１’は変化する。しかし、それと同時に、Ｚ２，Ｚ３の合成抵抗とＺ６のインピーダンスによりハイパスフィルタ又はローパスフィルタが形成されているからそのカットオフ周波数も変化してしまうことになり、使い難い。
【００２５】
そこで、本発明では、例えば、図１に示す実施例のように可変インピーダンス変換器を構成する。図１において、図３と同一符号は同一又は類似の回路で、Ｒ０はポテンショメータであり、前記第２，第３のインピーダンス素子Ｚ２，Ｚ３に相当し、そのタップ出力Ｒ０’は前記中央接続点Ｂに相当する。タップ出力Ｒ０’は抵抗Ｒ７を介して第６のインピーダンス素子Ｚ６及びオペアンプＱ１，Ｑ２の−入力端子に接続される。オペアンプＱ１，Ｑ２の出力からの駆動電圧の配分比はポテンショメータＲ０のタップ出力Ｒ０’による配分比１−ｋ：ｋで決められる。但し、ポテンショメータＲ０と抵抗Ｒ７の抵抗値はＲ０≪Ｒ７であるように設定する。
【００２６】
図１の実施例において、以下の４式が成り立つ。
【００２７】
【数７】
2005073016.tif 000009
【００２８】
【数８】
2005073016.tif 000010
【００２９】
【数９】
2005073016.tif 000011
【００３０】
【数１０】
2005073016.tif 000012
この４式より入力インピーダンスＺ１１’として
【００３１】
【数１１】
2005073016.tif 000013
が得られるが、図１の実施例のインピーダンス変換器は式（５）において、（Ｒ７／Ｚ６）≫２および（Ｒ１／Ｚ５）≫１となる周波数範囲で使用すべきであるから、この条件を入れると、近似的に
【００３２】
【数１２】
2005073016.tif 000014
【００３３】
となる。従ってこの式より、入力インピーダンスＺ１１’は分母第１項より第２項が小さければ正インピーダンスとなり、逆に大きければ負インピーダンスとなることが分かる。
【実施例２】
【００３４】
ここで、適用例として図２の実施例で、第５，第６のインピーダンス素子としてインダクタＬ５，Ｌ６を使用し、Ｚ５＝ｓＬ５、Ｚ６＝ｓＬ６とし、Ｌ５＝Ｌ６＝ＬおよびＲ７＝Ｒ１／２に選んだ場合には
【００３５】
【数１３】
2005073016.tif 000015
【００３６】
となる。従って、この場合、入力インピーダンスＺ１１’は1/2＞ｋにすると正インダクタンスとなり、1/2＜ｋにすると負インダクタンスとなる。ｋを1/2より正側から1/2に近づけると入力インピーダンスＺ１１’は負の無限大に近づき、1/2より負側から1/2に近づけると入力インピーダンスＺ１１’は正の無限大に近づく。従って正負に渉ってインダクタンスを可変できる可変インダクタンス回路を実現できる。
【実施例３】
【００３７】
つぎに、可変キャパシタンス回路を得るために、式（８）においてＺ５＝１／ｓＣ５、Ｚ６＝１／ｓＣ６とすれば、入力インピーダンスＺ１１’は、
【００３８】
【数１４】
2005073016.tif 000016
【００３９】
となる。前記の場合と同様、適用例としてＣ５＝Ｃ６＝ＣおよびＲ７＝Ｒ１／２で使用するとすると
【００４０】
【数１５】
2005073016.tif 000017
【００４１】
となるから、この場合、入力インピーダンスＺ１１’は、1/2＞ｋのとき正キャパシタンス、1/2＜ｋのとき負キャパシタンスとなる。また、ｋを1/2より正側から1/2に近づけると入力キャパシタンス（Ｚ１１’）は負の値からゼロに近づき、1/2より負側から1/2に近づけると入力キャパシタンス（Ｚ１１’）は正の値からゼロに近づく。従って、正負に渉ってキャパシタンスを可変できる可変キャパシタンス回路を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明の可変インピーダンス変換器は、例えば、走査型受信器の同調回路等に使用される。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図３】負性インピーダンス変換器の回路構成図である。
【符号の説明】
【００４４】
Ｒ０  ポテンショメータ
Ｑ１，Ｑ２  オペアンプ
Ｚ１〜Ｚ６  インピーダンス素子
ｋ  ポテンショメータのタップ出力による配分比
Ｚ１１’  入力インピーダンス
Ｖ１〜Ｖ５  各部電圧
【図１】
2005073016.tif 000018
【図２】
2005073016.tif 000019
【図３】
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