(57)【要約】【課題】  二次側の高周波高電圧の出力側電圧の変動の情報を、一次側に帰還させ、当該一次側の入力電圧に付与するクロック数を制御することで、出力電圧を安定させる。【解決手段】  高電圧変換部１０８の出力電圧を分圧して、容量性の負荷へ印加する所望の電圧に応じた参照電圧を比較し、その比較によって得られた差分に応じて、クロック信号を出力／出力停止を行うようにした（フィードバック制御）。このため、交流発生発生部１０４での昇圧動作が断続され、結果としてオン・オフ制御により高電圧変換部１０８の出力電圧を所望の電圧に安定させることができる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量性の負荷に交流高電圧を印加することで、当該負荷を駆動する高電圧電源装置であって、
直流低電圧から所定の周波数のクロック信号を用いて交流高電圧を発生させる交流高電圧発生手段と、
前記交流高電圧発生手段の出力として発生する交流高電圧の変動量を前記交流高電圧発生手段の入力側にフィードバックして、前記交流高電圧発生手段の出力電圧を所定の電圧に維持する制御手段と、
を有する高電圧電源装置。
【請求項２】
容量性の負荷に高電圧を印加することで、当該負荷を駆動する高電圧電源装置であって、
所定の周波数のクロック信号に基づいて動作するスイッチング素子により、直流低電圧を正側又は負側に分割し、それぞれを共振回路を用いて電圧を増幅し、当該増幅した電圧を出力することで前記負荷へ供給するための交流電圧を発生させる交流電圧発生手段と、
前記交流電圧発生手段で発生した負荷供給用の交流電圧を入力電圧として、コンデンサとダイオードとの組合せの段数に基づいて、前記入力電圧を倍電圧化し、前記負荷への出力電圧としての高電圧電源を得るための高電圧変換手段と、
前記高電圧変換手段から出力される出力電圧を分圧する分圧手段と、
前記分圧手段で分圧された被検査電圧と、予め設定された参照電圧とを比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記クロック信号の出力を調整するクロック調整手段と、
を有する高電圧電源装置。
【請求項３】
前記比較手段が、前記分圧手段で分圧された被検査電圧とし、予め設定された参照電圧との差に応じたパルス幅の差分パルス信号を出力する差動増幅器であることを特徴とする請求項２記載の高電圧電源装置。
【請求項４】
前記クロック調整手段が、前記差分演算手段から出力される差分パルス信号発生しているときはその発生期間中前記クロック信号を出力し、差分パルス信号が発生していないときはクロック信号の出力を中止するアンド回路動作を実行する、ことを特徴とする請求項２又は請求項３記載の高電圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、容量性の負荷に高電圧を印加することで、当該負荷を駆動する高電圧電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電源装置を適用した電子写真方式の画像形成装置として、感光体ドラムの表面を一次帯電器によって所定の電圧に一様に帯電し、その後、感光体ドラムの表面に光ビーム等により露光して静電潜像を形成すると共に、この静電潜像をトナー現像器により現像して、トナー像を得るようになっている。
【０００３】
トナー像は、転写部により記録用紙に転写され、定着処理が施されることで、当該記録用紙への画像形成が完了する。
【０００４】
フルカラー画像を形成する場合は、感光体ドラムが４回転する間にフルカラー画像用のＣＭＹＫの各色の露光・現像を行う必要があり、そのため、フルカラー画像形成装置の各現像器には、現像中の１つの現像器に対して、良好な現像を行うための交流電圧（ＡＣ）を重畳した直流電圧（ＤＣ）からなる現像バイアス電圧を印加し、一方、現像を行っていない他の現像器に対しては、感光体ドラム上に不要なトナーが付着するのを防止する所定の直流電圧を印加するための高電圧電源装置が必要となる。
【０００５】
ここで、画像形成装置において、通常の駆動電源として生成される入力電圧（ＤＣ２４Ｖ）を昇圧して高電圧を得る場合、トランス回路が一般的であるが、昇圧のレベル（一次側と二次側との電圧比）が大きいと、トランス回路の補償が重要な課題となり、廉価なトランス回路が使用できない場合が生じる。例えば、一次側電圧が２４Ｖで二次側に１．０ＫＶが要求される場合、単純計算で５０倍も昇圧しなければならない。
【０００６】
また、トランス回路では、現像器等のバイアス電圧に適用するための高周波に制限があり、対応させるのは困難である。
【０００７】
このため、共振を利用したスイッチングによって、高電圧信号を得る交流バイアス電源装置が提案されている（特許文献１参照）。
【０００８】
この特許文献１では、容量性負荷（現像器等）に直列に接続され、当該容量性の負荷と共にＬＣ直接共振回路を構成するインダクタンスと、ＬＣ直列共振回路を正方向及び負方向にそれぞれ付勢する付勢時間制御可能なスイッチング回路及び該スイッチング回路による付勢終了後の直列共振エネルギを回生するダイオードを備えた一対の付勢回路と、で構成され、付勢回路の付勢時間を制御することにより、出力電圧を制御するようになっている。
【０００９】
ところが、この特許文献１では、高周波を得ることができるものの、要求される高電圧に対して最終段でトランスを用いることになり、前述したトランス回路自体の問題点は依然として解消することができない。
【００１０】
共振を利用した高電圧電源回路としては、特許文献２に、インダクタンスとコンデンサとからなる共振回路を備え、この共振回路に発振用のトランジスタが接続されると共に、複数のコンデンサ及びダイオードからなる倍電圧整流回路（コッククロフトウォルトン回路（Cockcroft-Walton circuit））によって倍電圧整流されるものが提案されている。
【００１１】
この高電圧電源回路は、トランスを用いない構成であり、電源とスイッチング素子であるトランジスタ間に並列狂信回路を持ち、共振によって正・負に触れた波形を、整流倍電圧回路を介して出力することで、正・負両極性の直流電圧を得ることができるものである。
【００１２】
なお、コッククロフトウォルトン回路は、高圧電源を製作するときに整流回路方式、或いは多段型整流方式の回路であり、２本の基線に、千鳥状に設けたコンデンサを境界として、ダイオードのアノードとカソードとが互い違いになるように並列に配線することで、複数段の整流回路を構成した所謂ラダー構造となっている。入力電圧に対して要求される電圧に必要な段数とすることで、容易に高圧電源装置を得ることができる。
【００１３】
なお、本出願人は、上記構成の電源回路を応用し、高周波数の交流波形を出力でき、かつ入力電圧と出力電圧との比が大きくすることが可能な電源回路を提案している（平成１４年１２月９日出願）。
【００１４】
ところで、出力側の電圧は、コッククロフトウォルトン回路の時定数等に依存されるため、計算とは若干異なる到達電圧となった場合、従来はその到達電圧を正確に調整する必要があり、開発期間に時間を要していた。
【００１５】
また、到達電圧を簡便に抑制する手段としては、ツェナーダイオード等が考えられるが、このような電圧抑制のための電子部品を追加しなければならず、高電圧の下での補償が重要となり、安易に電子部品を追加することは好ましくない。
【００１６】
なお、参考として、特許文献３には、コッククロフトウォルトン回路を用いた電源装置が開示されている。この特許文献３では、一次側低電圧交流電圧を高電圧直流電圧に変換して充電用コンデンサに充電しておき、あるタイミングで高抵抗から低抵抗に変化する負荷に、充電された高電圧直流電圧を印加（通電）する構成となっており、前記一次側低電圧交流電圧を供給する電源（一次側）から充電用コンデンサ（二次側）に至る間にスイッチを設け、充電用コンデンサの電圧に応じてスイッチを開成している。このため、負荷の抵抗変化に依存することなく、通電時に負荷に印加される電圧を任意に調整することができる。
【特許文献１】特開平６−１９７５４２号公報
【特許文献２】特開平７−１０７７３７号公報
【特許文献３】特開昭６４−５３６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、特許文献３では、その用途がキセノンフラッシュランプ等、瞬間的に高電圧直流電圧が必要な負荷を対象としており、継続的に安定した高電圧を供給する負荷に対しては適用はできない。また、スイッチを設ける箇所が、「一次側から二次側に至る間」という特許請求の範囲に対して、特許文献３の実施例では、二次側の実施例のみが記載されており、一次側での電圧調整の具体的手段については何ら記載がなく、予測すらつかない。
【００１８】
本発明は上記事実を考慮し、二次側の高周波高電圧の出力側電圧の変動の情報を、一次側に帰還させ、当該一次側の入力電圧に付与するクロック数を制御することで、出力電圧を安定させることができる高電圧電源装置を得ることが目的である。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
第１の発明は、容量性の負荷に交流高電圧を印加することで、当該負荷を駆動する高電圧電源装置であって、直流低電圧から所定の周波数のクロック信号を用いて交流高電圧を発生させる交流高電圧発生手段と、前記交流高電圧発生手段の出力として発生する交流高電圧の変動量を前記交流高電圧発生手段の入力側にフィードバックして、前記交流高電圧発生手段の出力電圧を所定の電圧に維持する制御手段と、を有している。
【００２０】
第１の発明によれば、交流高電圧発生手段は、トランス回路を用いないものとしては、コッククロフトウォルトン回路が適用可能である。
【００２１】
このコッククロフトウォルトン回路の出力は、入力される電圧に依存するため、制御手段では、出力として発生する交流高電圧の変動量を前記交流高電圧発生手段の入力側にフィードバックする。このフィードバックされた出力電圧を所定の電圧に維持するように入力電圧を調整することで、常時安定した出力電圧を得ることができる。
【００２２】
第２の発明は、容量性の負荷に高電圧を印加することで、当該負荷を駆動する高電圧電源装置であって、所定の周波数のクロック信号に基づいて動作するスイッチング素子により、直流低電圧を正側又は負側に分割し、それぞれを共振回路を用いて電圧を増幅し、当該増幅した電圧を出力することで前記負荷へ供給するための交流電圧を発生させる交流電圧発生手段と、前記交流電圧発生手段で発生した負荷供給用の交流電圧を入力電圧として、コンデンサとダイオードとの組合せの段数に基づいて、前記入力電圧を倍電圧化し、前記負荷への出力電圧としての高電圧電源を得るための高電圧変換手段と、前記高電圧変換手段から出力される出力電圧を分圧する分圧手段と、前記分圧手段で分圧された被検査電圧と、予め設定された参照電圧とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて、前記クロック信号の出力を調整するクロック調整手段と、を有している。
【００２３】
第２の発明によれば、交流電圧発生手段では、直流低電圧をスイッチング素子を用いて、正側と負側に分割する。このため、クロック信号を所定の周波数で入力し、このクロック信号に基づいて、分割する。
【００２４】
例えば、クロック信号及びこのクロック信号から１８０°位相がずれたインバータクロック信号によってそれぞれスイッチング素子をオン・オフすることで、交互に直流低電圧が立ち上がるパルス波形を得ることができる。それぞれのパルス波形を並列共振回路によって増幅し、かつ並列共振回路を直列共振回路で接続することで、直列共振回路の両端電圧を増幅された交流電圧とすることができる。すなわち、クロック信号が出力され続けることで、所定の電圧まで増幅された交流電圧を得ることができる。
【００２５】
交流電圧発生手段で得られた交流電圧は、高圧電圧変換手段の入力電圧となり、コンデンサとダイオードとの組合せ段数に基づいて倍電圧化する。すなわち、高圧電圧変換手段は、コッククロフトウォルトン回路を適用している。
【００２６】
ところで、コッククロフトウォルトン回路の出力電圧は、入力電圧に依存しており、入力電圧は、Ｑ値（先鋭度）で決まる。言い換えれば、目標とするコッククロフトウォルトン回路の出力電圧とするための入力電圧とする調整が難しい。
【００２７】
そこで、分圧手段では、高電圧変換手段から出力される出力電圧を分圧し、比較手段によって、分圧された被検査電圧と、予め設定された参照電圧とを比較し、この比較結果に基づいて、前記クロック信号の出力を調整する（クロック調整手段）。例えば、クロック信号が出力されている間は、最大電圧まで昇圧され、クロック信号が途絶えれば昇圧機能がなくなる。これを利用して、フィードバックされたデータによる所謂オン・オフ制御を行うことで、目的とする出力電圧を維持することができる。
【００２８】
ここで、第２の発明おいて、前記比較手段が、前記分圧手段で分圧された被検査電圧とし、予め設定された参照電圧との差に応じたパルス幅の差分パルス信号を出力する差動増幅器であることを特徴としている。
【００２９】
差動増幅器を用いることで、分圧手段で分圧された被検査電圧とし、予め設定された参照電圧との差に応じたパルス幅の差分パルス信号が出力され、パルス幅に応じた制御が可能となる。
【００３０】
また、第２の発明において、前記クロック調整手段が、前記差分演算手段から出力される差分パルス信号発生しているときはその発生期間中前記クロック信号を出力し、差分パルス信号が発生していないときはクロック信号の出力を中止するアンド回路動作を実行する、ことを特徴としている。
【００３１】
例えば、差動増幅器からの出力（差分に応じたパルス幅）と、クロック信号とのアンドをとると、差が生じているときのみクロック信号を出力し、差がないときはクロック信号を休止させることができ、必要以上の昇圧を回避することができる。
【００３２】
なお、本発明は、一般の電子回路では広く用いられる技術であるフィードバック制御を用いたことが主体となっているが、これは、高圧電源回路との単なる組合せではない。
【００３３】
高電圧電源回路では、フィードバック制御するほどの精度が要求されていなかったこともあるが、ツェナーダイオード等の電圧抑制手段により電圧を所定値で制限することで対応してきた。しかし、要求される出力電圧が高くなり、電圧抑制手段として適用するツェナーダイオードの補償が困難となっている。また、例えば、帯電露光された感光体へ静電潜像を形成し、トナー画像を現像する現像器のバイアス電圧として交流高電圧を用いる場合、画質の向上の要求からバイアス電圧の精度も飛躍的に上がってきている現状を鑑み、フィードバック制御により、常時安定した電源の供給を確立する必要があった。そこで、本発明では、高電圧電源回路におけるフィードバック制御を効率的に確立した。
【発明の効果】
【００３４】
以上説明した如く本発明では、二次側の高周波高電圧の出力側電圧の変動の情報を、一次側に帰還させ、当該一次側の入力電圧に付与するクロック数を制御することで、出力電圧を安定させることができるという優れた効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
図１には、本実施の形態に係る高圧電源装置１００が示されている。
【００３６】
この高圧電源装置１００は、直流電源１０２（２４Ｖ）に対して、２段階で交流高電圧（１．０ＫＶ）を発生させる構成となっており、直流電源１０２は、交流電圧発生部１０４に入力されている。この交流電圧発生部１０４には、交流発生信号出力部１０６から所定の周波数のクロック信号が入力されている。交流発生信号出力部１０６には、所定の周波数のクロック信号が入力されており（後述）、このクロック信号に基づいて、位相の異なる（互いに逆位相）２種類の信号（以下、一方を「クロック信号」他方を「インバータクロック信号」という）が生成されるようになっている。
【００３７】
（交流電圧発生部１０４）
図２には、交流電圧発生部１０４を構成する回路の一例が示されている。簡単に動作を説明すると、トランジスタＱ３１には、クロック信号が供給され、トランジスタＱ３２には、クロック信号と逆位相のインバータクロック信号が入力される。このため、ドランジスタＱ３１、Ｑ３２は交互にオン・オフすることになる。
【００３８】
クロック信号が「Ｈ」、インバータクロック信号が「Ｌ」のとき、トランジスタＱ３１はオフとなり、トランジスタＱ３２はオンとなるため、直流電源１０２から、電流制限抵抗Ｒ３２、インダクタ３３、トランジスタＱ３２を経て、グランド（ＧＮＤ）へ電流が流れる。従って、トランジスタＱ３１のドレイン端子の電圧は、並列共振回路の効果によって直流電源１０２から出力される直流電源電圧ＶＤＤ（２４Ｖ）の約２倍程度（ＶＤＤ’）となる（なお、この昇圧率は先鋭度Ｑに依存する。）。また、このときのトランジスタＱ３２のドレイン端子の電圧は０Ｖである。
【００３９】
次に、クロック信号が「Ｌ」、インバータクロック信号が「Ｈ」のとき、トランジスタＱ３１はオンとなり、トランジスタＱ３２はオフとなるため、直流電源１０２から、電流制限抵抗Ｒ３１、インダクタＬ３１、コンデンサＱ３１を経て、グランド（ＧＮＤ）へ電流が流れる。従って、トランジスタＱ３１のドレイン端子の電圧は０Ｖとなり、トランジスタＱ３２の電圧は、並列共振回路の効果によってＶＤＤ’となる。
【００４０】
クロック信号（インバータクロック信号）が出力され続けることで、上記動作を繰り返すため、トランジスタＱ３１、Ｑ３２のそれぞれのドレイン端子電圧は０ＶとＶＤＤ’との間を振動する波形となり、直列共振回路部（Ｌ３２、Ｃ３２）の両端にかかる電圧は、上記の最大値と最小値との差になるため、２ＶＤＤ’となり、直流電源電圧ＶＤＤの約４倍（約１００Ｖ）の電圧（０Ｖを基準としたプラス・マイナス方向に５０Ｖ振動する交流）を直列共振回路部の両端にかけることができる。
【００４１】
図１に示される如く、交流電圧発生部１０４は、高電圧変換部１０８に接続されており、交流電圧発生部１０４で発生した電圧（約１００Ｖ）が入力電圧として、高電圧変換部１０８に入力されるようになっている。
【００４２】
高電圧変換部１０８では、入力電圧（１００Ｖ）に対して所望の電圧（１．０ＫＶ）に昇圧するようになっている。
【００４３】
（高電圧変換部１０８）
高電圧変換部１０８としては、周知のロッククロフトウォルトン回路を適用することができる（図３参照）。簡単に回路構成を説明すると、図３に示した状態では平行線となっている２本の基線１１０、１１２に対して、掛け渡されるようにダイオード１１４の両端が接続されている。このとき、ダイオード１１４は、隣接するダイオードに対して、アノードとカソードとが互い違いに接続されている。また、それぞれのダイオード１１４の基線１１０、１１２への接続端の間は、千鳥状にコンデンサ１１６が介在されている。以上が簡単な回路構成であるが、コッククロフトウォルトン回路は、要求される昇圧率や電流によってダイオード１１４の段数はまちまちであるため、図３に示す回路に限定されるものではない。
【００４４】
図１に示される如く、高電圧変換部１０８によって昇圧された交流電圧（１．０ＫＶ）は、容量性の負荷へ印加され、負荷は動作する。
【００４５】
ここで、本実施の形態では、この高電圧変換部１０８からの出力電圧が、所望の電圧を維持するべく、フィードバック制御するようにしている。
【００４６】
すなわち、高電圧変換部１０８と容量性の負荷とを接続する信号線１１８には、分圧部１２０が介在されている。
【００４７】
分圧部１２０は、図３に示される如く、前記信号線１１８から分岐された分岐線１２２と、この分岐線１２２に介在された抵抗１２４とで構成されており、容量性の負荷へ印加する電圧を抵抗１２４によって分圧することで、抵抗１２４の両端に容量性の負荷へ印加する電圧の変化に応じて変化する電圧（低電圧）を取り出すことができ、フィードバック制御用の被検査電圧として利用する。
【００４８】
図１に示される如く、この分圧部１２０の出力は、比較部１２６に接続されており、前記抵抗１２４によって取り出した被検査電圧が、比較部１２６へ入力されるようになっている。比較部１２６は、差分検出部１２８と、参照電圧生成部１３０と、を備えており、前記被検査電圧は、差分検出部１２８に入力される。
【００４９】
参照電圧生成部１３０は、直流電源１０２から参照電圧を生成し、前記差分検出部１２８へ送出する。参照電圧は、前記抵抗１２４によって分圧したときの分圧比と、容量性の負荷へ印加するべき電圧との積で設定されるようになっている。
【００５０】
差分検出部１２８では、前記被検査電圧を参照電圧と比較し、その比較結果（差分）をクロック調整部１３２送出するようになっている。
【００５１】
比較部１２６としては、図３に示される如く、差動増幅器１２８Ａが適用可能であり、差動増幅器１２８Ａの出力端から出力される電圧値から、前記高電圧変換部１０８の出力電圧の変動を認識することができる。
【００５２】
図１に示される如く、比較部１２６の差分検出部１２８は、クロック調整部１３２の差分−パルス幅変換部１３４に接続されており、前記差分（電圧）が、クロック信号に対応した電圧（５Ｖ）のオン・オフ信号（差分信号）に置換されるようになっている。すなわち、差が多ければ多いほどパルス幅が長い矩形波が生成され、差がない場合は０Ｖを維持する。
【００５３】
差分−パルス幅変換部１３４は、クロック信号出力判別部１３６に接続されており、パルス幅に置換された差分信号が入力されるようになっている。このクロック信号出力判別部１３６には、クロック発生部１３８が接続されており、所定の周波数のクロック信号を送出している。
【００５４】
クロック信号出力判別部１３６は、図３に示される如く、アンド回路１３６Ａが適用可能である。アンド回路１３６Ａの出力（論理積演算結果）は、クロック信号と差分信号の双方が「Ｈ」のときのみアンド回路１３６Ａの出力が「Ｈ」となり、クロック信号が出力される。
【００５５】
逆に、差分信号が「Ｌ」の場合は、アンド回路１３６Ａの出力が「Ｌ」となり、交流発生信号出力部１０６にクロック信号が到達しないことになり、この期間は、交流電圧発生部１０４での電圧の昇圧が実行されない。また、その後、差分が生じたときは、その差分に応じた期間中、クロック信号が交流発生信号出力部１０６へ到達し、交流電圧発生部１０４での電圧の昇圧が実行される（オン・オフ制御）。
【００５６】
これ（オン・オフ制御）を繰り返すことで、容量性の負荷へ印加する電圧は、所望の電圧のレベルを基準に収束するように安定する。
【００５７】
以下に本実施の形態の作用を説明する。
【００５８】
直流電源１０２を交流電圧発生部１０４へ印加すると共に、この交流電圧発生部１０４へ交流発生信号出力部１０６からクロック信号とインバータクロック信号とを送出する。
【００５９】
図２の回路を用いて詳細に説明すると、クロック信号が「Ｈ」、インバータクロック信号が「Ｌ」のとき、トランジスタＱ３１はオフとなり、トランジスタＱ３２はオンとなる。このため、直流電源１０２から、電流制限抵抗Ｒ３２、インダクタ３３、トランジスタＱ３２を経て、グランド（ＧＮＤ）へ電流が流れ、トランジスタＱ３１のドレイン端子の電圧は、並列共振回路の効果によって直流電源１０２から出力される直流電源電圧ＶＤＤ（２４Ｖ）の約２倍程度（ＶＤＤ’）となる（トランジスタＱ３２のドレイン端子の電圧は０Ｖ）。
【００６０】
次に、クロック信号が「Ｌ」、インバータクロック信号が「Ｈ」のとき、トランジスタＱ３１はオンとなり、トランジスタＱ３２はオフとなる。このため、直流電源１０２から、電流制限抵抗Ｒ３１、インダクタＬ３１、コンデンサＱ３１を経て、グランド（ＧＮＤ）へ電流が流れ、トランジスタＱ３１のドレイン端子の電圧は０Ｖとなり、トランジスタＱ３２の電圧は、並列共振回路の効果によってＶＤＤ’となる。
【００６１】
クロック信号（インバータクロック信号）が出力され続けることで、上記動作を繰り返すため、トランジスタＱ３１、Ｑ３２のそれぞれのドレイン端子電圧は０ＶとＶＤＤ’との間を振動する波形となり、直列共振回路部（Ｌ３２、Ｃ３２）の両端にかかる電圧は、直流電源電圧ＶＤＤの約４倍（約１００Ｖ）の電圧（０Ｖを基準としたプラス・マイナス方向に５０Ｖ振動する交流）となる。
【００６２】
交流電圧発生部１０４で発生した交流（１００Ｖ）は、高電圧変換部１０８によって高電圧（１．０ＫＶ）まで昇圧され、容量性の負荷へ印加される。
【００６３】
ここで、高電圧変換部１０８で変換される電圧は、回路構成部品により変動するため、所望の電圧以外で安定してしまう可能性がある。そこで、本実施の形態では、目的の電圧よりも高めの電圧で安定するように設計し、クロック信号の出力を制御することで、所望の電圧を維持するように制御するようにした。
【００６４】
すなわち、高電圧変換部１０８の出力を分圧部１２０によって分圧し、被検査電圧を生成する。
【００６５】
生成された被検査電圧は、比較部１３０の差分検出部１２８に入力され、参照電圧生成部１３０で生成した参照電圧と比較する。参照電圧は、容量性の負荷へ印加する所望の電圧と、前記分圧部１２０での分圧比との積によって得られるものである。
【００６６】
差分検出部１２８では、被検査電圧と参照電圧との差に応じた電圧の信号が出力され、クロック調整部１３２の差分−パルス幅変換部１３４では、クロック信号に準じた差分信号に置換される。
【００６７】
クロック信号出力判別部１３６では、この差分信号が「Ｈ」のときのみ、クロック信号を交流発生信号出力部１０６へ送出する。この結果、高電圧変換部１０８からの出力電圧が、所望の電圧を超えると、クロック信号が途絶え、交流電圧発生部１０４での昇圧機能が停止する。この結果、高電圧変換部１０８からの出力電圧が低下する。
【００６８】
差分信号がなくなると、クロック信号の出力が再開され、交流電圧発生部１０４での昇圧機能が復帰して、高電圧変換部１０８からの出力電圧が上昇する。すなわち、所望の電圧を基準として、オン・オフ制御が実行されることになり、高電圧変換部１０８の出力電圧を自動的に制御することが可能となる。
【００６９】
図４は、上記制御を実行したときの、高電圧変換部１０８の出力特性であり、所望の１．０ＫＶ付近で収束し、安定していることがわかる。なお、図４の鎖線は、本実施の形態のようなフィードバック制御を行わない場合の出力特性であり、所望の電圧とは異なる電圧で収束していることがわかる。
【００７０】
以上説明したように本実施の形態では、高電圧変換部１０８の出力電圧を分圧して、容量性の負荷へ印加する所望の電圧に応じた参照電圧を比較し、その比較によって得られた差分に応じて、クロック信号を出力／出力停止を行うようにした（フィードバック制御）。このため、交流発生発生部１０４での昇圧動作が断続され、結果としてオン・オフ制御により高電圧変換部１０８の出力電圧を所望の電圧に安定させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本実施の形態に係る高電圧電源回路の概略を示すブロック図である。
【図２】交流電圧発生部の一例を示す回路図である。
【図３】高電圧電源回路を含む、高電圧電源回路の一例を示す回路図である。
【図４】高電圧変換部から出力される電圧特性図である。
【符号の説明】
【００７２】
１００    高圧電源装置
１０２    直流電源
１０４    交流電圧発生部（交流電圧発生手段）
１０６    交流発生信号出力部（クロック調整手段）
１０８    高電圧変換部（高電圧変換手段）
１１０、１１２    基線
１１４    ダイオード
１１６    コンデンサ
１１８    信号線
１２０    分圧部（分圧手段）
１２２    分岐線
１２４    抵抗
１２６    比較部（比較手段）
１２８    差分検出部（比較手段）
１２８Ａ    差動増幅器
１３０    参照電圧生成部
１３２    クロック調整部
１３４    差分−パルス幅変換部
１３６    クロック信号出力判別部
１３６Ａ    アンド回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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