(57)【要約】【課題】再生信号中に含まれる所定周期信号（ＶＦＯ領域）に基づき、位相同期を行える光ディスク装置を提供する。【解決手段】光ディスク媒体が所定周期の繰り返しデータが記録された領域を有する。この領域に所定周期の繰り返しデータが記録されていることから、光ディスク媒体からの情報の読み出しのための基準クロックの位相制御に用いることができる。この基準クロックの周波数の制御はこの領域に基づいて行うことができる。また、これに換えて他の手段（例えば、トラックのウォブル信号の検出）を用いて基準クロックの周波数制御を行うこともできる。【選択図】図７
2005166113.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランダムデータの変調規則が最小ラン長ｄ、最大ラン長ｋとするとき、繰り返し周期が最小ラン長ｄの２倍以上、最大ラン長ｋの２倍以下の所定周期の繰り返しデータが記録された領域を有する光ディスク媒体を記録または生成する光ディスク装置であって、
前記光ディスク媒体を回転する回転機構と、
前記光ディスク媒体に光を照射する光源と、
前記光源から出射され光ディスク媒体から反射された光を受光する受光素子と、
光ディスク媒体への記録または再生のための基準クロックを生成する基準クロック生成部と、
前記受光素子から出力される前記所定周期の繰り返しデータに対応する信号に基づき、前記基準クロック生成部で生成されるクロックの位相を制御する位相制御部と、
を具備することを特徴とする光ディスク装置。
【請求項２】
前記位相制御部が、
前記所定周期の繰り返しデータに対応する信号を生成する信号生成部と、
前記受光素子から出力される前記複数の領域に対応する所定周期の繰り返し信号と前記信号生成手段で生成された信号とに基づき、前記基準クロック生成部で生成される基準クロックの位相を制御するための位相誤差情報を生成する位相誤差情報生成部と、を有する
ことを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
【請求項３】
前記受光素子から出力される信号に基づき、前記領域を検出する領域検出部、
をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
【請求項４】
前記領域検出部が、
前記受光素子から出力される信号とこの信号の所定クロック前の信号との相関を計算する相関計算部と、
前記相関計算部によって計算された信号の相関に基づき、前記領域を検出する検出部と、を有する
ことを特徴とする請求項３記載の光ディスク装置。
【請求項５】
前記受光素子から出力される信号とこの信号の第１の所定クロック前の信号との相関を計算する第１の相関計算部と、
前記受光素子から出力される信号とこの信号の第１の所定クロックと異なる第２の所定クロック前の信号との相関を計算する第２の相関計算部と、
前記第１、第２の相関計算部による計算結果に基づき、前記基準クロック生成部のクロック周波数を制御する周波数制御部と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ディスク媒体にデジタルデータを記録または再生する光ディスク装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタルデータを記録および再生することが可能な記録媒体として、ＤＶＤに代表される光ディスクがあげられる。たとえば、ＤＶＤの一つであるＤＶＤ−ＲＡＭでは、記録媒体に信号記録層を備えており、この信号記録層に適切なエネルギーを持つレーザー光を照射することで記録層の結晶状態を変化させる。この記録層に再度適切なエネルギーのレーザー光を照射すると、記録層の結晶状態に応じた量の反射光が得られる。この反射光を検出することでデジタルデータの記録再生を行う。
【０００３】
ところで、近年、記録密度を上げるためにＰＲＭＬ技術が採用されている（特許文献１参照）。このＰＲＭＬ技術は以下のパーシャルレスポンス方式とビタビ復号方式（最尤復号）を組み合わせた方式である。
パーシャルレスポンス（ＰＲ）は、符号間干渉（隣り合って記録されているビットに対応する再生信号同士の干渉）を積極的に利用して必要な信号帯域を圧縮しつつデータ再生を行う方法である。この時の符号間干渉の発生のさせかたによってさらに複数種類クラスに分類できるが、例えばクラス１の場合、記録データ"１"に対して再生データが"１１"の２ビットデータとして再生され、後続の１ビットに対して符号間干渉を発生させる。
また、ビタビ復号方式（ＭＬ）は、いわゆる最尤系列推定方式の一種であって、再生波形のもつ符号間干渉の規則を有効に利用し、複数時刻にわたる信号振幅の情報に基づいてデータ再生を行う。この処理のために、記録媒体から得られる再生波形に同期した同期クロックを生成し、このクロックによって再生波形自身をサンプルし振幅情報に変換する。その後適切な波形等化を行うことによってあらかじめ定めたパーシャルレスポンスの応答波形に変換し、ビタビ復号部において過去と現在のサンプルデータを用い、最も確からしいデータ系列を再生データとして出力する。
以上のパーシャルレスポンス方式とビタビ復号方式（最尤復号）を組み合わせる方式がＰＲＭＬ方式であり、この技術を適用するために、再生信号が目的のＰＲクラスの応答となるようにする適応等化技術およびこれを支えるクロック再生技術を用いる。
【０００４】
次にＰＲＭＬ技術で用いられるラン長制限符号について説明する。ＰＲＭＬ再生回路では、記録媒体から再生された信号自身から、これに同期したクロックを生成する。安定したクロックを生成するために、記録信号は予め定めた時間以内で極性が反転する必要がある。同時に、記録信号の最高周波数を下げるために予め定めた時間中では記録信号の極性が反転しないようにする。ここで、記録信号の極性が反転しない最大データ長を最大ラン長と呼び、極性が反転しない最小データ長を最小ラン長と呼ぶ。最大ラン長が８ビットで、最小ラン長が２ビットである変調規則を(１，７)RLLと呼び、最大ラン長が８ビットで、最小ラン長が３ビットである変調規則を(２，７)RLLと呼ぶ。光ディスクで用いられる代表的な変調・復調方式として(１，７)RLLやEFM Plusがあげられる（特許文献２参照）。
【０００５】
ＤＶＤを始めとする光ディスク装置においては、目的のデータをすばやく再生開始する高速頭だし機能が求められる。ここで、一般的に光ディスク装置においてはデータ記録再生時の線速度を略一定とすることから、記録媒体の内周側と外周側での回転角速度が大きく異なる。データ再生時に限定して回転角速度を常に一定とする方法もあるが、記録時の線速度は一定なので記録媒体の内周側と外周側での再生信号周波数が大きく異なる。このような状況において高速頭だしを実現する為には、高速の光学ヘッド移動（高速シーク）を行い、再生信号周波数が本来の周波数とずれた状態（回転角速度がずれている状態）でも周波数・位相同期を確立する必要がある。
なお、ＰＲＭＬ技術を用いる場合は、そのタイミングリカバリ処理において高速の周波数・位相引き込みが可能なキャプチャ範囲を広げるのが困難であることが、知られている（非特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平９−１７１３０号公報
【特許文献２】米国特許第５，６９６，５０５号明細書
【非特許文献１】Masaru Sawada，"A SIGNAL INTERPOLATED TIMING RECOVERY SYSTEM WITH FREQUENCY OFFSET DETECTOR"，Digest of INTERMAG2003 DT-25， 2003.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
近年になって、青紫色レーザを用いて大容量を実現する光ディスク装置が提案されている。さらに、波長の短い青紫色レーザを用いることに加え、前述のＰＲＭＬ技術を採用することによって線記録密度を上げ、さらにデータ記録フォーマットにも工夫を加えて大容量を実現することが考えられる。
この場合、ＰＲＭＬ技術を利用することが前提であり、高速頭だしを行うためには、そのタイミングリカバリにおけるキャプチャ範囲を広げる必要がある。
そこで、本発明は、再生信号中に含まれる所定周期信号（ＶＦＯ領域）に基づき、位相同期を行える光ディスク装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明に係る光ディスク装置は、ランダムデータの変調規則が最小ラン長ｄ、最大ラン長ｋとするとき、繰り返し周期が最小ラン長ｄの２倍以上、最大ラン長ｋの２倍以下の所定周期の繰り返しデータが記録された領域を有する光ディスク媒体を記録または生成する光ディスク装置であって、前記光ディスク媒体を回転する回転機構と、前記光ディスク媒体に光を照射する光源と、前記光源から出射され光ディスク媒体から反射された光を受光する受光素子と、光ディスク媒体への記録または再生のための基準クロックを生成する基準クロック生成部と、前記受光素子から出力される前記所定周期の繰り返しデータに対応する信号に基づき、前記基準クロック生成部で生成されるクロックの位相を制御する位相制御部と、を具備することを特徴とする。
【０００８】
光ディスク媒体がランダムデータの変調規則が最小ラン長ｄ、最大ラン長ｋとするとき、繰り返し周期が最小ラン長ｄの２倍以上、最大ラン長ｋの２倍以下の所定周期の繰り返しデータが記録された領域（ＶＦＯ領域）を有する。この領域に所定周期の繰り返しデータが記録されていることから、光ディスク媒体からの情報の読み出しのための基準クロックの位相制御に用いることができる。
この基準クロックの周波数の制御はこの領域に基づいて行える。また、これに換えて他の手段（例えば、トラックのウォブル信号の検出）を用いて基準クロックの周波数制御を行うこともできる。
【０００９】
（１）ここで、前記所定周期の繰り返しデータに対応する信号を生成する信号生成部と、前記受光素子から出力される前記複数の領域に対応する所定周期の繰り返し信号と前記信号生成手段で生成された信号とに基づき、前記基準クロック生成部で生成される基準クロックの位相を制御するための位相誤差情報を生成する位相誤差情報生成部と、を有してもよい。
所定周期の繰り返しデータを受光素子からの信号とは別途に生成し、これらの信号に基づいてクロックの位相を制御し、位相同期を行うことができる。
【００１０】
（２）光ディスク装置が、前記受光素子から出力される信号に基づき、前記領域を検出する領域検出部、をさらに具備してもよい。
ここで、前記領域検出部が、前記受光素子から出力される信号とこの信号の所定クロック前の信号との相関を計算する相関計算部と、前記相関計算部によって計算された信号の相関に基づき、前記領域を検出する検出部と、を有しても差し支えない。
領域に記録されているのが所定周期の繰り返しデータであることを利用して、領域の存在を検出できる。具体的には、この所定周期に対応するクロック数だけ（例えば、周期が８である場合の４クロック（１／２周期）、８クロック（１周期））信号をずらして相関をとることで、この領域を検出できる。
【００１１】
（３）光ディスク装置が、前記受光素子から出力される信号とこの信号の第１の所定クロック前の信号との相関を計算する第１の相関計算部と、前記受光素子から出力される信号とこの信号の第１の所定クロックと異なる第２の所定クロック前の信号との相関を計算する第２の相関計算部と、前記第１、第２の相関計算部による計算結果に基づき、前記基準クロック生成部のクロック周波数を制御する周波数制御部と、をさらに具備してもよい。
【００１２】
領域に記録されているのが所定周期の繰り返しデータであることを利用して、基準クロック生成部のクロック周波数を制御できる。具体的には、この所定周期に対応するクロック数より大きいクロック数、小さいクロック数だけ信号をずらして相関をとると、信号の再生に用いているクロック周波数が本来の周波数より大きいか小さいかを判定できる。この判定結果に基づいてクロック周波数を制御することで周波数同期を行える。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、再生信号中に含まれる所定周期信号（ＶＦＯ領域）に基づき、位相同期を行える光ディスク装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図を用いて、本発明の具体的な実施形態を説明する。
（光ディスク媒体の詳細）
Ａ．光ディスク媒体の構成
まず、本発明に係る光ディスク媒体１００の詳細を説明する。
本実施の形態では光ディスク媒体１００の種類（再生専用／追記可能型／書換え可能型）に依らず、光ディスク媒体１００上に記録されるデータは図１に示すような記録データの階層構造を持っている。
【００１５】
すなわち、データのエラー検出もしくはエラー訂正が可能となる最も大きなデータ単位である一個のＥＣＣブロック４０１内は３２個のセクタ２３０〜２４１から構成されている。各セクタ２３０〜２４１内はそれぞれ２６個ずつのシンクフレーム（＃０）４２０〜（＃２５）４２９から構成される。１個のシンクフレーム内は図１に示すようにシンクコード４３１とシンクデータ４３２を構成する。１個のシンクフレーム内は１１１６（＝２４＋１０９２）チャネルビットのデータが含まれ、この１個のシンクフレームが記録される光ディスク媒体１００上の物理的距離であるシンクフレーム長４３３は至るところほぼ一定（ゾーン内同期のための物理的距離の変化分を除いた場合）になっている。
図１に示す３２個のセクタから構成される１個分のＥＣＣブロック（＃２）４１２内の領域をデータ領域４７０と呼ぶ。
【００１６】
Ｂ．再生専用の場合の光ディスク媒体の構成
図２は、再生専用の光ディスク媒体１００の第１、第２の記録形式を表す模式図である。
図２（ａ）は第１の例を示し、各ＥＣＣブロック（＃１）４１１〜（＃５）４１５間は物理的に詰めて連続して光ディスク媒体１００上に記録される。それに対して第２の例では図２（ｂ）に示すように各ＥＣＣブロック（＃１）４１１〜（＃８）４１８間にそれぞれガード領域（＃１）４４１〜（＃８）４４８が挿入配置されている。各ガード領域（＃１）４４１〜（＃８）４４８の物理的長さは前記シンクフレーム長４３３に一致している。
【００１７】
図２（ｂ）に示す第２の例におけるガード領域内の詳細な構造を図３に示す。セクタ内の構造はシンクコード４３１とシンクデータ４３２の組み合わせから構成されることを図１に示したが、ガード領域内も同様にシンクコード４３３とシンクデータ４３４の組み合わせから構成され、ガード領域（＃３）４４３内のシンクデータ４３４領域内もセクタ内のシンクデータ４３２と同じ変調規則に従って、変調されたデータが配置される。
【００１８】
図３におけるＶＦＯ（Variable Frequency Oscillator）領域４７１、４７２はデータ領域４７０を再生する時の情報再生装置または情報記録再生装置の基準クロックの同期合わせに利用する。この領域４７１、４７２内に記録されるデータ内容として、後述する共通の変調規則における変調前のデータは"７Ｅｈ"の連続繰り返しとなり、変調後の実際に記録されるチャネルビットパターンは"０１０００１  ０００１００"の繰り返しパターン（"０"が連続３個ずつ繰り返すパターン）となる。なお、このパターンが得られるためにはＶＦＯ領域４７１、４７２の先頭バイトは変調におけるState２の状態に設定される必要がある。
【００１９】
プリシンク領域４７７、４７８はＶＦＯ領域４７１、４７２とデータ領域４７０間の境目位置を表し、変調後の記録チャネルビットパターンは"１０００００  １０００００"（"０"が連続５個ずつ繰り返すパターン）の繰り返しになっている。情報再生装置または情報記録再生装置ではＶＦＯ領域４７１、４７２内の"０１０００１  ０００１００"の繰り返しパターンから、プリシンク領域４７７、４７８内の"１０００００  １０００００"の繰り返しパターンのパターン変化位置を検出し、データ領域４７０が近付くことを認識する。
【００２０】
ポストアンブル領域４８１はデータ領域４７０の終了位置を示すと共に、ガード領域４４３の開始位置を表している。
エキストラ領域４８２はコピー制御や不正コピー防止用に使われる領域である。特に、コピー制御や不正コピー防止用に使われない場合にはチャネルビットで全て"０"に設定する。
バッファ領域はＶＦＯ領域４７１、４７２と同じ変調前のデータは"７Ｅｈ"の連続繰り返しとなり、変調後の実際に記録されるチャネルビットパターンは"０１０００１  ０００１００"の繰り返しパターン（"０"が連続３個ずつ繰り返すパターン）となる。なお、このパターンが得られるためにはＶＦＯ領域４７１、４７２の先頭バイトは変調におけるState２の状態に設定される必要がある。
【００２１】
図３に示すようにＳＹ１のパターンが記録されているポストアンブル領域４８１がシンクコード領域４３３に該当し、その直後のエキストラ領域４８２からプリシンク領域４７８までの領域がシンクデータ領域４３４に対応する。また、ＶＦＯ領域４７１からバッファ領域４７５に至る領域（すなわち、データ領域４７０とその前後のガード領域の一部を含む領域）を本実施の形態ではデータセグメント４９０と呼び、後述する物理セグメントとは異なる内容を示している。また、図３に示した各データのデータサイズは変調前のデータのバイト数で表現している。 
【００２２】
Ｃ．記録可能型の場合の光ディスク媒体の構成
図４を用いて本実施形態の記録可能型光ディスク媒体におけるウォブル変調を用いたアドレス情報の記録形式について説明する。
ウォブル変調を用いたアドレス情報設定方法では図１に示したシンクフレーム長４３３を単位として割り振りを行っている。１セクターは２６シンクフレームから構成され、１ＥＣＣブロックは３２セクターから成り立っているので、１ＥＣＣブロックは２６×３２＝８３２個のシンクフレームから構成される。
【００２３】
ＥＣＣブロック４１１〜４１８間に存在するガード領域４６２〜４６８の長さは１シンクフレーム長４３３に一致するので、１個のガード領域４６２と１個のＥＣＣブロック４１１を足した長さは８３２＋１＝８３３個のシンクフレームから構成される。ここで、
８３３＝７×１７×７                        （１０１）
に素因数分解できるので、この特徴を生かした構造配置にしている。
すなわち、図４（ｂ）に示すように１個のガード領域と１個のＥＣＣブロックを足した領域の長さに等しい領域を書換え可能なデータの基本単位としてデータセグメント５３１と定義（後述するように書換え可能な光ディスク媒体及び追記可能な光ディスク媒体におけるデータセグメント内の構造は図３に示した再生専用光ディスク媒体におけるデータセグメント構造と全く一致している）し、１個のデータセグメント５３１の物理的な長さと同じ長さの領域を７個の物理セグメント（＃０）５５０〜（＃６）５５６に分割し、各物理セグメント（＃０）５５０〜（＃６）５５６毎にウォブルアドレス情報６１０をウォブル変調の形で事前に記録しておく。
【００２４】
図４に示すようにデータセグメント５３１の境界位置と物理セグメント５５０の境界位置は一致せずに後述する量だけずれている。さらに、各物理セグメント（＃０）５５０〜（＃６）５５６毎にそれぞれ１７個のウォブルデータユニット（ＷＤＵ：ウォブルデータユニット）（＃０）５６０〜（＃１６）５７６に分割する（図４（ｃ））。式（１０１）から１個のウォブルデータユニット（＃０）５６０〜（＃１６）５７６の長さにはそれぞれ７個のシンクフレーム分が割り当てられることが分かる。
各ウォブルデータユニット（＃０）５６０〜（＃１６）５７６の中は１６ウォブル分の変調領域と６８ウォブル分の無変調領域５９０、５９１から構成される。無変調領域５９０、５９１は常に一定周波数でグルーブまたはランドがウォブルしているため、この無変調領域５９０、５９１を利用してＰＬＬ（Phase Locked Loop）を掛け、光ディスク媒体に記録された記録マークを再生する時の基準クロックまたは新たに記録する時に使用する記録用基準クロックを安定に抽出（生成）することが可能となる。
【００２５】
変調領域に対する無変調領域５９０、５９１の占有比を大幅に大きくすることで、再生用基準クロックの抽出（生成）または記録用基準クロックの抽出（生成）の精度と抽出（生成）安定性を大幅に向上させることが出来る。無変調領域５９０、５９１から変調領域に移る時には４ウォブル分を使って変調開始マーク５８１、５８２を設定し、この変調開始マーク５８１、５８２を検出直後にウォブル変調されたウォブルアドレス領域５８６、５８７が来るように配置されている。
実際にウォブルアドレス情報６１０を抽出するには、図４の（ｄ）、（ｅ）に示すように各ウォブルセグメント（＃０）５５０〜（＃６）５５６内での無変調領域５９０、５９１と変調開始マーク５８１、５８２を除いたウォブルシンク領域５８０と各ウォブルアドレス領域５８６、５８７を集めて図４の（ｅ）に示すように再配置する。ここでは、１８０度の位相変調とＮＲＺ（Non Return to Zero）法を採用しているので、ウォブルの位相が０度か１８０度かでアドレスビット（アドレスシンボル）が"０"か"１"かを設定している。
【００２６】
図４の（ｄ）に示すようにウォブルアドレス領域５８６、５８７では１２ウォブルで３アドレスビットを設定している。すなわち、連続する４ウォブルで１アドレスビットを構成している。
ＮＲＺ法を採用すると、ウォブルアドレス領域５８６、５８７内では連続する４ウォブル内で位相が変化することは無い。この特徴を利用してウォブルシンク領域５８０と変調開始マーク５６１、５８２のウォブルパターンを設定している。すなわち、ウォブルアドレス領域５８６、５８７内では発生し得無いウォブルパターンをウォブルシンク領域５８０と変調開始マーク５６１、５８２に対して設定することでウォブルシンク領域５８０と変調開始マーク５６１、５８２の配置位置識別を容易にしている。
図４では連続する４ウォブルで１アドレスビットを構成するウォブルアドレス領域５８６、５８７に対してウォブルシンク領域５８０位置では１アドレスビット長を４ウォブル以外の長さに設定している。すなわち、ウォブルシンク領域５８０ではウォブルビットが"１"になる領域を４ウォブルとは異なる６ウォブルに設定すると共に１個のウォブルデータユニット（＃０）５６０内での変調領域（１６ウォブル分）全てをウォブルシンク領域５８０に割り当てることでウォブルアドレス情報６１０の開始位置（ウォブルシンク領域５８０の配置位置）の検出容易性を向上させている。
【００２７】
ウォブルアドレス情報６１０は以下を含む。
１．トラック情報６０６、６０７
ゾーン内のトラック番号を意味し、グルーブ上でアドレスが確定する（不定ビットを含まないので、ランド上で不定ビットが発生する）グルーブトラック情報６０６とランド上でアドレスが確定する（不定ビットを含まないので、グルーブ上で不定ビットが発生する）ランドトラック情報６０７が交互に記録されている。また、トラック情報６０６、６０７の部分のみトラック番号情報がグレイコードまたは特殊トラックコードで記録されている。
【００２８】
２．セグメント情報６０１
トラック内（光ディスク媒体１００内での１周内）でのセグメント番号を示す情報である。セグメントアドレス情報６０１としてセグメント番号を"０"からカウントすると、セグメントアドレス情報６０１内に６ビット"０"が続く"００００００"のパターンが現れてしまう。この場合には、アドレスビット領域５１１の境界部（黒塗りの三角印の部分）の位置検出が難しくなり、アドレスビット領域５１１の境界部の位置をずれて検出するビットシフトが発生し易くなる。その結果、ビットシフトによるウォブルアドレス情報の誤判定が起きる。上記の問題を回避するため、本実施の形態ではセグメント番号として"０００００１"からカウントしている。
【００２９】
３．ゾーン識別情報６０２
光ディスク媒体１００内のゾーン番号を示し、Ｚｏｎｅ（ｎ）の"ｎ"の値が記録される。
【００３０】
４．パリティ情報６０５
ウォブルアドレス情報６１０からの再生時のエラー検出用に設定されたもので、セグメント情報６０１から予約情報６０４までの１７アドレスビットを個々に加算し、加算結果が偶数の場合には"０"、奇数の場合には"１"を設定する。
【００３１】
６．ユニティ領域６０８
前述したように各ウォブルデータユニット（＃０）５６０〜（＃１６）５７６の中は１６ウォブル分の変調領域と６８ウォブル分の無変調領域５９０、５９１から構成されように設定し、変調領域に対する無変調領域５９０、５９１の占有比を大幅に大きくしている。更に、無変調領域５９０、５９１の占有比を広げて再生用基準クロックまたは記録用基準クロックの抽出（生成）の精度と安定性をより向上させている。図４の（ｅ）に示したユニティ領域６０８が含まれる場所は図４の（ｃ）のウォブルデータユニット（＃１６）５７６と、図示して無いがその直前のウォブルデータユニット（＃１５）内とがそっくりそのまま該当する。モノトーン情報６０８は６アドレスビット全てが"０"になっている。従って、このモノトーン情報６０８が含まれるウォブルデータユニット（＃１６）５７６と図示して無いがその直前のウォブルデータユニット（＃１５）内とには変調開始マーク５８１、５８２を設定せず、全て均一位相の無変調領域になっている。
【００３２】
以下に図４に示したデータ構造について詳細に説明を行う。
データセグメント５３１は７７３７６バイトのデータを記録可能なデータ領域５２５を含む。データセグメント５３１の長さは通常７７４６９バイトであり、データセグメント５３１は６７バイトのＶＦＯ領域５２２、４バイトのプリシンク領域５２３、７７３７６バイトのデータ領域５２５、２バイトのポストアンブル領域５２６、４バイトのエキストラ領域（予約領域）５２４、１６バイトのバッファ領域フィールド５２７からなる。データセグメント５３１のレイアウトは図４の（ａ）に示す。
【００３３】
ＶＦＯ領域５２２のデータは"７Ｅｈ"に設定される。変調の状態はＶＦＯ領域５２２の最初のバイトにState２と設定される。ＶＦＯ領域５２２の変調パターンはパターン"０１０００１  ０００１００"の繰り返しである。
ポストアンブル領域５２６はシンクコードＳＹ１で記録される。
エキストラ領域５２４はリザーブとされ、全てのビットが"０ｂ"とされる。
バッファ領域５２７のデータは"７Ｅｈ"に設定される。バッファ領域５２７の最初のバイトの変調の状態は予約領域の最終バイトに依存する。最初のバイト以外のバッファ領域の変調パターンはパターン"０１０００１  ０００１００"である。
【００３４】
データ領域５２５に記録さえるデータは、信号処理の段階に応じて、データフレーム、スクランブルドフレーム、記録フレーム、あるいは物理セクタと呼ばれる。データフレームは２０４８バイトのメインデータ、４バイトのデータＩＤ、２バイトのＩＤエラー検出コード（ＩＥＤ）、６バイトの予約データ、４バイトのエラー検出コード（ＥＤＣ）からなる。ＥＤＣスクランブルドデータがデータフレーム中の２０４８バイトのメインデータに加算された後、スクランブルドフレームが形成される。クロスリードソロモンエラー訂正コード(Cross Reed-Solomon error correction code)がＥＣＣブロックの３２スクランブルドフレームに渡って与えられる。
【００３５】
記録フレームはＥＣＣエンコーディング後、外側符号（ＰＯ）と内側符号（ＰＩ）が付け足されてスクランブルドフレームとなる。３２スクランブルドフレームからなるＥＣＣブロック毎にＰＯとＰＩが発生される。
９１バイト毎の記録フレームの先頭にシンクコードを付加するＥＴＭ処理後、記録データ領域は記録フレームとされる。３２物理セクタが１つのデータ領域に記録される。
ＮＰＷ、ＩＰＷはトラックに記録される。ＮＰＷはディスクの外側に向かって変動開始し、ＩＰＷはディスクの内側に向かって変動開始する。物理セグメントの開始点はシンク領域の開始点と等しい。
物理セグメントはウォブルで変調された周期的ウォブルアドレス位置情報（ＷＡＰ：Wobble address in Periodic position）に整列される。各ＷＡＰ情報は１７ウォブルデータユニット（ＷＤＵ）で示される。物理セグメントの長さは１７ＷＤＵと等しい。
【００３６】
Ｄ．書換え型の光ディスク媒体の構成
書換え型光ディスク媒体に記録する書換え可能なデータの記録フォーマットを図５に示す。本実施の形態では書換え可能なデータに関する書換えは図５（ｂ）及び（ｅ）に示す記録用クラスタ５４０、５４１単位で行われる。１個の記録用クラスタは後述するように１個以上のデータセグメント５２９〜５３１と、最後に配置される拡張ガード領域５２８から構成される。すなわち、１個の記録用クラスタ５３１の開始はデータセグメント５３１の開始位置に一致し、ＶＦＯ領域５２２から始まる。
複数のデータセグメント５２９、５３０を連続して記録する場合には、図５（ｂ）、（ｃ）に示すように同一の記録用クラスタ５３１内に複数のデータセグメント５２９、５３０が連続して配置されると共に、データセグメント５２９の最後に存在するバッファ領域５４７と次のデータセグメントの最初に存在するＶＦＯ領域５３２が連続してつながっているため、両者間の記録時の記録用基準クロックの位相が一致している。連続記録が終了した時には記録用クラスタ５４０の最後位置に拡張ガード領域５２８を配置する。この拡張ガード領域５２８のデータサイズは変調前のデータとして２４データバイト分のサイズを持っている。
【００３７】
図５（ａ）と（ｃ）の対応から分かるように書換え型のガード領域４６１、４６２の中にポストアンブル領域５４６、５３６、エキストラ領域５４４、５３４、バッファ領域５４７、５３７、ＶＦＯ領域５３２、５２２、プリシンク領域５３３、５２３が含まれ、連続記録終了場所に限り拡張ガード領域５２８が配置される。
【００３８】
図６に示すように物理セグメントの先頭位置から２４ウォブル以降に次のＶＦＯ領域５２２と拡張ガード領域５２８の重なり部分が来るが、図４（ｄ）から分かるように物理セグメント５５０の先頭から１６ウォブルまではウォブルシンク領域５８０となるが、それ以降６８ウォブル分は無変調領域５９０内になる。したがって２４ウォブル以降の次のＶＦＯ領域５２２と拡張ガード領域５２８が重なる部分は無変調領域５９０内となる。
【００３９】
本実施の形態における書換え型光ディスク媒体における記録膜は相変化形記録膜を用いている。相変化形記録膜では書換え開始／終了位置近傍で記録膜の劣化が始まるので、同じ位置での記録開始／記録終了を繰り返すと記録膜の劣化による書換え回数の制限が発生する。本実施の形態では上記問題を軽減するため、書換え時には図６に示すようにＪｍ＋１／１２データバイト分ずらし、ランダムに記録開始位置をずらしている。 
図４（ｃ）、（ｄ）では基本概念を説明するため、拡張ガード領域５２８の先頭位置とＶＦＯ領域５２２の先頭位置が一致しているが、厳密に言うと図６のようにＶＦＯ領域５２２の先頭位置がランダムにずれている。
【００４０】
図５（ｅ）において記録用クラスタ５４１の記録開始位置を正確に設定する必要がある。本実施の形態の情報記録再生装置では書換え型または追記型光ディスク媒体に予め記録されたウォブル信号を用いてこの記録開始位置を検出する。図４（ｄ）から分かるようにウォブルシンク領域５８０以外は全て４ウォブル単位でパターンがＮＰＷからＩＰＷに変化している。それに比べて、ウォブルシンク領域５８０ではウォブルの切り替わり単位が部分的に４ウォブルからずれているため、ウォブルシンク領域５８０が最も位置検出し易い。そのため、本実施の形態の情報記録再生装置ではウォブルシンク領域５８０の位置を検出後、記録処理の準備を行い、記録を開始する。そのため、記録用クラスタ５４１の開始位置はウォブルシンク領域５８０の直後の無変調領域５９０の中にくる必要がある。
【００４１】
図６ではその内容を示している。物理セグメントの切り替わり直後にウォブルシンク領域５８０が配置されている。図４（ｄ）に示すようにウォブルシンク領域５８０の長さは１６ウォブル周期分になっている。更に、そのウォブルシンク領域５８０を検出後、記録処理の準備にマージンを見越して８ウォブル周期分必要となる。従って、図６に示すように記録用クラスタ５４１の先頭位置に存在するＶＦＯ領域５２２の先頭位置がランダムシフトを考慮して物理セグメントの切り替わり目位置から２４ウォブル以上後方に配置される必要がある。
【００４２】
図５に示すように書換え時の重複箇所５４１では何度も記録処理が行われる。書換えを繰り返すとウォブルグルーブまたはウォブルランドの物理的な形状が変化（劣化）し、そこからのウォブル再生信号品質が低下する。本実施の形態では図５（ｆ）または図４（ａ）、（ｄ）に示すように、書換え時の重複箇所５４１がウォブルシンク領域５８０やウォブルアドレス領域５８６内にくるのを避け、無変調領域５９０内に記録されるように工夫している。無変調領域５９０は一定のウォブルパターン（ＮＰＷ）が繰り返されるだけなので、部分的にウォブル再生信号品質が劣化しても前後のウォブル再生信号を利用して補間できる。
【００４３】
（記録再生回路の構成）
図７は、本発明の第１の実施形態に係る書き換え型媒体対応の記録再生回路の構成を示す図である。
変調回路１１５は、記録データをラン長制限符号などの予め定めた規則に従い変調データに変換する。得られた変調データは、記録補償制御回路１１４によって記録媒体に正しく記録できるようにパルス幅が細かく調整される。
光ディスク媒体１００は、光学ヘッド１０１から適切なレーザ光が照射されることで、データの記録または再生を行う。
光学ヘッド１０１は、データ記録時においては、記録補償制御回路１１４で適切な記録補償が行われた記録パルス信号を受け取り、記録データに対応する適切なレーザ光を光ディスク媒体１００に照射する。また、データ再生時において、光学ヘッド１０１は適切な電力のレーザ光を照射し、光ディスク媒体１００からの反射光を検出することで、アドレス情報を含む差信号１０３とデータ情報を含む和信号１０２の２種類の信号を出力する。
【００４４】
この二つの信号については、図８を用いて説明する。図８は、記録媒体上のトラックと、レーザビームスポットの関係を表す。前述のように、書き換え型媒体における記録トラックは、半径方向に僅かに蛇行(ウォブリング)している。この反射光が光学ヘッド１０１のセンサーで検出されるが、光センサーは、図８（Ａ）に示すように半径方向に分割されている。それぞれのセンサーが検出した信号は、図８（Ｂ）に示すように接続されている。ここで、和信号１０２側は、ビームスポット中のトラック幅に応じた信号レベルとなるので、光ディスク媒体１００の結晶状態に応じた信号が得られるのに対して、差信号１０３は、トラックの蛇行(ウォブリング)に応じた信号が得られる。
【００４５】
図７の光学ヘッド１０１で出力する和信号１０２は、高域通過フィルタ１０４、低域通過フィルタ１０５を経てアナログ・デジタル変換器１０６の入力信号となる。和信号１０２は、光学ヘッド１０１の原理上その信号に直流成分を含むが、その後の処理を容易にするために遮断周波数１ｋＨｚ程度の高域通過フィルタ１０４が使用される。さらに、アナログ・デジタル変換を行うための帯域制限（アンチエイリアス）処理のために低域通過フィルタ１０５が使用される。低域通過フィルタ１０５の出力信号は、アナログ・デジタル変換器１０６においてデジタル信号に変換される。このときの変換タイミングが適切となるように、周波数・位相制御回路１０８で制御を行う。アナログ・デジタル変換器１０６の出力信号は、予め定めたＰＲクラス、代表例としてはＰＲ(３４４３)の応答となるように適応型等化器１０７において波形等化が行われる。この時の等化特性が適切となるように適応学習回路１０９が調整を行う。これらの適応型等化器１０７，適応学習回路１０９の具体的な構成については、特開２００１-３４４９０３号公報他多数の文献にてその内容が開示されているが、後ほどさらに説明する。
【００４６】
適応型等化器１０７の出力は、予め定めたＰＲクラスに波形等化され、ビタビ復号器１１０において最尤列推定(ビタビ復号)を行うことによってバイナリデータを得る。ここで、記録データ列はフレームと呼ばれる１１１６bit毎のデータとして記録されるが、各フレームの開始位置を表す２４bitのバイナリデータ列(SYNCコード)を検出し、後段の復調処理のための１２bit毎の同期信号を生成するのが、SYNC検出・同期回路１１１である。復調回路１１２では、SYNC検出・同期回路１１１が出力する１２bit毎のバイナリデータを、予め定めた規則に従い８bitの再生データへ復調処理を行う。
【００４７】
次に、適応型等化器１０７と適応学習回路１０９における適応学習について図９を用いて説明する。この図は、適応型等化器１０７および適応学習回路１０９の詳細を示すブロック図である。この図において、符号２０１，２０２は遅延回路で、入力信号を１クロック遅延させて出力する。符号２０３，２０４，２０５は乗算回路であり、二つの入力値の積を出力する。符号２０６，２０７，２０８は加算回路であり、二つの入力値の和を出力する。この図９では、三つの乗算器を用いる３tapのデジタルフィルタの例を示したが、乗算器の数が変化しても基本的な動作は同じであり、３tapの場合のみ説明する。
【００４８】
時刻kにおける適応型等化器１０７の入力信号をx(k)，乗算器２０３，２０４，２０５に入力される乗数をそれぞれ c1， c2， c3とすると、適応型等化器１０７の出力Y(k)は以下の式で表現できる。
Y(k) = x(k)*c1 +x(k-１)*c2 + x(k-2)*c3                (１)
Y(k)に対してビタビ復号器１１０で得られるバイナリデータをA(k)とする。目的とするＰＲのクラスを例えばＰＲ(３ ４ ４ ３)とし、A(k)が正しい再生データであるとすると、時刻kでの適応型等化器１０７の本来の出力Z(k)は、以下の式となる。
Z(k) = 3*A(k) +4*A(k-1) +4*A(k-2) +3*A(k-3) -7        (２)
そこで、時刻kでの等化誤差 E(k)を以下の式で定義する。
E(k) = Y(k) - Z(k)                                    (３)
【００４９】
適応学習では以下の式に従い各乗算器の係数を更新する。
c１(k+1) = c１(k) -α*x(k)  *E(k)                      (４)
c２(k+1) = c２(k) -α*x(k-1)*E(k)                      (５)
c３(k+1) = c３(k) -α*x(k-2)*E(k)                      (６)
(４)〜(６)式のαは、更新係数であり正の小さな値(例えば ０.０１)を設定する。
【００５０】
上記の式(２)に示した処理を行うのが波形合成回路２１６である。遅延回路２１５では、加算回路２０８の出力Y(k)をビタビ復号器１１０での処理時間相当の遅延を行い、加算回路２１７において、上記の式(３)に示した処理を行う。係数更新回路２１２では、式(４)に示した演算を行い乗算器２０３の係数を更新する。更新結果は、レジスタ２０９に格納される。係数更新回路２１３では、式(５)に示した演算を行い乗算器２０４の係数を更新する。更新結果は、レジスタ２１０に格納される。係数更新回路２１４では、式(６)に示した演算を行い乗算器２０５の係数を更新する。更新結果は、レジスタ２１１に格納される。以上のようにして、適応型等化器１０７の適応学習が行われる。
【００５１】
次に、アドレス再生回路の詳細について、図１０を用いて説明する。ここでは差信号（ウォブル信号）に変調を行なうことでアドレス情報を表現するものとする。
図１０に位相変調された差信号（ウォブル信号）からアドレス情報を得るためのアドレス再生回路例を示す。
【００５２】
ウォブル信号には媒体固有の雑音や、隣接するトラックからのクロストークによる雑音などが含まれている。このためバンドパスフィルタ(BPF)等を介し、ウォブル信号の周波数帯域以外の雑音を取り除く必要がある。雑音を除去されたウォブル信号は位相検波器に、また搬送波を生成するためにフェイズロックドループ回路(PLL)に入力される。
【００５３】
PLLでは位相同期処理がおこなわれ、ウォブル信号と同期した搬送波が出力される。位相検波器ではウォブル信号とこれに同期した搬送波によって、位相検波処理が行われる。位相検波処理の代表的な方法としては変調信号と搬送波の乗算によって位相の極性を判別するものがある。乗算後の波形は第１位相と第２位相でオフセットされた形で検波される。
その後位相検波によって生じた高周波(元波形の倍周波数)をローパスフィルタ(LPF)等を用いて取り除く。そして、LPF後の波形をスライサによって閾値検出することで信号を２値化する。
【００５４】
２値化された波形からアドレスのビット情報を得るにはアドレスビットに同期したクロック(以下シンボルクロック)が必要となる。シンボルクロックは、PLLから出力されるウォブル周期に同期したウォブルクロックと、スライサから出力される２値化信号を用いて生成される。シンボルクロック生成器では２値化信号に対して、ウォブルクロックを１/N分周した波形が同期するように処理を行う。
【００５５】
ここでＮは１アドレスビットを表現するのに用いるウォブル波数によって決定する。例えばウォブル４波で１アドレスビットを構成した場合、２値化信号は４の倍数のウォブル波数分で極性の切り替わりが生じる。この時の最短変調周期は４ウォブルである。つまりＮを４とすればアドレスビットに同期したクロックを生成することができる。
【００５６】
２値化信号に同期した１/N分周ウォブルクロックは、シンボルクロックとしてアドレスデコーダーに送られる。アドレスデコーダはスライサより入力された２値化信号とシンボルクロックを用いてアドレスの復号を行う。しかしながらウォブルは物理アドレス情報だけでなく、アドレス情報の開始位置を示す同期信号を含むよう変調されているのが一般的である。
【００５７】
同期信号はアドレス情報との誤識別を防ぐためにアドレスビットと異なる変調周期で変調されていることが多い。この場合、シンボルクロックは同期信号を含む最小の変調周期で生成する必要がある。ただし、同期信号の検出をアドレスビット検出と別の方法で行う場合(例えばウォブル１波単位での検出等)はシンボルクロックはアドレスビットの最短変調周期に合わせればよい。
【００５８】
以上のようにして、変調されたウォブル信号からアドレス情報を得ることができる。さらに、差信号と和信号には、前述の図５、図６に示した位置(時間)関係が存在するため、各ＥＣＣブロックの第７番目のウォブルセグメントの最終地点から２４ウォブルサイクル後に次のＥＣＣブロックのデータが始まることが明らかである。各ＥＣＣブロックの先頭には所定周期信号（ＶＦＯ領域）が記録されている。この領域では、単一周期の再生信号が得られるため、キャプチャーレンジを広く保つ位相引き込みを実現することが可能である。
【００５９】
本実施形態での周波数・位相引き込みは次の三つのステップによって行なう。第１のステップとして、差(ウォブル)信号の周期がチャネルクロック周期の９３倍であることを利用する周波数引込み動作。第２のステップとして、ＶＦＯ領域でのみ動作可能なＶＦＯパターン位相引込みステップ。第３のステップとして、ランダムなデータ領域でも動作可能な追従用位相引込み、以上の３段階の動作である。
【００６０】
次に、本発明による周波数・位相引き込みのシーケンスについて図を用いて詳しく説明する。図１１は周波数・位相制御回路１０８の詳細を示す図である。
周波数・位相制御回路１０８は、追従用位相比較器１２０、ＶＦＯパターン位相比較器１２１、周波数比較器１２２、切替えスイッチ１２３、ループフィルタ１２４、デジタルアナログ変換器１２５、電圧制御発振器１２６の大きく七つの構成要素からなる。
【００６１】
図１１に示す各構成要素の機能について簡単に説明する。
追従用位相比較器１２０は、記録データが未知のランダムデータに対する再生信号に対する位相比較を行い、アナログ・デジタル変換器１０６におけるサンプルタイミングの位相誤差に相当する値を出力する。
ＶＦＯパターン位相比較器１２１は、追従用位相比較器１２０と同様にアナログ・デジタル変換器１０６におけるサンプルタイミングの位相誤差に相当する値を出力するが、記録データが既知であるＶＦＯ領域を再生中のみ有効に機能する位相比較器である。
【００６２】
周波数比較器１２２は、アナログ・デジタル変換器１０６におけるサンプリング周波数の誤差に相当する値を検出する。
切替えスイッチ１２３は、追従用位相比較器１２０、ＶＦＯパターン位相比較器１２１、周波数比較器１２２とループフィルタ１２４との接続を適切に切替えることで、適切なシーケンスによって周波数・位相引き込みが行えるようにする。
【００６３】
ループフィルタ１２４は、追従用位相比較器１２０、ＶＦＯパターン位相比較器１２１、周波数比較器１２２からの、位相誤差信号や周波数制御信号に適切な演算を行うことで２次ＰＬＬループを構成し、電圧制御発振器１２６を駆動する信号を生成する。
デジタルアナログ変換器１２５は、ループフィルタ１２４の出力するデジタル信号をアナログ信号に変換する。
【００６４】
電圧制御発振器１２６は、デジタルアナログ変換器１２５の出力する電圧に応じた周波数のクロックを生成する。図１１の例では、デジタルアナログ変換器１２５の出力する電圧と電圧制御発振器１２６の発振周波数が反比例の関係にあるとする。
【００６５】
以下、各ステップに応じた動作について説明する。
第１のステップでは、電圧制御発振器１２６の発振周波数がほぼチャネルクロック周波数になるように周波数制御を行う。前述のように、アドレス生成回路で出力するウォブルクロックの周期がチャネルクロック周期の９３倍になるので、図１１の周波数比較器１２２において、ウォブルクロックの周期を電圧制御発振器１２６のクロックでカウントする。
【００６６】
図１１のカウンタ１２９は、電圧制御発振器１２６の出力によってカウントアップするカウンタである。このカウンタ１２９は、ウォブルクロックの立上がりでカウント値をゼロにリセットする。このとき同時に、リセット前のカウント値をフリップフロップ１３０に取込む。
【００６７】
取込まれた周期が９３より小さい場合は、その差に適切なゲインG３を掛け、これをループフィルタへ出力することによって電圧制御発振器１２６の発振周波数を高くする。また、得られた周期が９３より大きい場合は、その差に適切なゲインG３を掛け、これをループフィルタへ出力することにより電圧制御発振器１２６の発振周波数を低くする。このとき、切り替えスイッチ１２３を周波数比較器１２２が有効となるように接続する。
このようにして、電圧制御発振器１２６の発振周波数を再生信号のチャネルレートにほぼ等しくすることができる。
【００６８】
第２のステップでは、ＶＦＯ領域の再生信号を利用し、広キャプチャーの周波数・位相引き込みをＶＦＯパターン位相比較器１２１で行う。前述のように、ウォブルアドレス再生回路によって各ＥＣＣブロックの第７番目のセグメントの最終時点が検出されると、その２４ウォブルサイクル後に和信号にＶＦＯ領域の再生信号が開始する。そこで、各ＥＣＣブロックの第７番目のセグメントの最終時点が検出されてから予め定めた一定時間後に切り替えスイッチ１２３を切替えて、ＶＦＯパターン位相比較器１２１を有効にする。
【００６９】
さて、本実施形態の場合、ＶＦＯ領域の記録信号は、１周期が８チャネルビットの単一周期の信号である。ここで、ＰＲクラスを（３４４３）とすると、等化出力は、(・・０， ４， ７， ４， ０， -４， -７， -４， ０， ４， ７， ・・)となる。
【００７０】
図１２は、ＶＦＯパターン位相比較器１２１の詳細を示す図である。ＶＦＯパターン位相比較器１２１は大きくゼロ位相検出部と位相比較部から構成される。
ゼロ位相検出部では、ＶＦＯ領域の再生信号パターンとしてありえる８相、すなわち、００００１１１１， ０００１１１１０， ００１１１１００， ０１１１１０００， １１１１００００， １１１００００１， １１００００１１， １００００１１１ のうち実際の再生信号に最も近い一つのパターンを選び、かつ、このパターンを位相比較の基準とするためにこのパターンを自己生成する。
【００７１】
このような動作を行うために、まず、ＶＦＯパターン位相比較器１２１の動作開始時に、スイッチ１５１が上側に接続される。符号判定器１５０で現在の入力信号Y(k)と３時刻前の入力Y(k-3)を比較する。現在の入力Y(k)の値がY(k-3)より大きい場合は"１"を出力しそれ以外の場合は"０"を出力する。符号判定器１５０の出力は、フリップフロップ１５２，１５３，１５５，１５６、反転回路１５４と図１２に示すように順次伝わる。
ＶＦＯパターン位相比較器１２１の動作開始後予め定めた時間(例えば８クロック)が経過するとスイッチ１５１が下側に接続される。すると、フリップフロップ１５２，１５３、反転回路１５４、フリップフロップ１５５，１５６が一巡する発振ループとなり、位相比較の基準となるＶＦＯパターンを生成する。フリップフロップ１５５の出力は、フリップフロップ１５７，１５８，１５９ とそれぞれ一時刻遅延しながら伝播する。
ここで、フリップフロップ１５５の出力をA(k)， フリップフロップ１５７の出力をA(k-1) ， フリップフロップ１５８の出力をA(k-2) ， フリップフロップ１５９の出力をA(k-3)とする。パターン判定回路は、フリップフロップ１５５，１５７，１５８，１５９ の出力を用いて現在の等化出力信号が、ＶＦＯ領域の所定周期信号のどの位相に近いかを判定する。
【００７２】
上記の処理とあわせて、等化出力Y(k)をフリップフロップ１６０，１６１，１６２，１６３で順次一時刻づつ遅延させる。フリップフロップ１６１の出力をY(k-2)，フリップフロップ１６３の出力をY(k-4)とする。等化出力から以下の式に従い位相誤差ＰＤを出力する。
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[１１１１] の場合，ＰＤ＝  ０
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[１１１０] の場合，ＰＤ＝  Y(k) -Y(k-2)
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[１１００] の場合，ＰＤ＝  Y(k) -Y(k-4)
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[１０００] の場合，ＰＤ＝  Y(k) +Y(k-2)
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[００００] の場合，ＰＤ＝  ０
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[０００１] の場合，ＰＤ＝ -Y(k) +Y(k-2)
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[００１１] の場合，ＰＤ＝ -Y(k) +Y(k-4)
A(k)，A(k-1)，A(k-2)，A(k-3)=[０１１１] の場合，ＰＤ＝ -Y(k) -Y(k-2) (７)
【００７３】
パターン判定回路１６５の出力に従い、上記の位相誤差を選択するのが選択回路１６４である。このような位相比較動作は、ＶＦＯ領域の記録パターンが既知であることを前提にし、かつ位相比較頻度が高いため、広いキャプチャーレンジを達成することが可能である。
なお、ここに示した式(７)は、ＶＦＯ領域の記録信号の周期と使用するＰＲクラスの関係によって決定される。他の周期や他のＰＲクラスを使用する場合でも容易に応用可能である。
【００７４】
第３のステップでは、ＶＦＯ領域の終了前に非ＶＦＯ領域(ランダム領域)でも動作する追従動作用の位相比較である。第２のステップでは、記録パターンが既知であることを前提にしているが第３のステップでは未知の記録パターンに対しても位相比較が可能である。第２のステップでの位相比較動作の開始後、予め定めた一定時間後に切替スイッチ１２３の接続を変更して第３のステップに移行する。このとき使用するのが、図１１の追従用位相比較器１２０である。ここでは、以下の式に従い位相誤差ＰＤを出力する。
Y(k)>0 かつ Y(k-1)<=0 の場合、        ＰＤ＝ -(Y(k) +Y(k-1))
Y(k)<=0 かつ Y(k-1)>0 の場合、        ＰＤ＝ +(Y(k) +Y(k-1))
上記以外                              ＰＤ＝0                        (８)
【００７５】
上記の式(８)に従い位相比較を行うことで、未知の記録パターンに対しても位相比較を行うことができる。ステップ２，３とも、得られた位相誤差信号に対して、ループフィルタ１２４において適切な演算を行う。ループフィルタ１２４の出力は、デジタル・アナログ変換器１２５によってアナログ信号に変換されたのちに電圧制御発振器１２６の発振周波数を制御する。以上のようにして、書き換え型媒体においてＶＦＯ領域の到来を検出し、この領域の信号を利用することで高速・広キャプチャレンジのタイミングリカバリを実現できる。
【００７６】
（第２の実施形態）
次に、再生専用媒体を用いる場合の本発明の第２の実施形態について説明する。
再生専用媒体の場合は、書き換え型媒体と異なりウォブル信号が存在しない。よってアドレス再生回路が機能しないためＶＦＯ領域の到来を事前に知ることができない。
しかしながら、再生専用媒体では記録データの上書き動作がありえないため、図２，３のＶＦＯ領域全体が連続する単一周期信号であることが保証されている、同時に、上書き動作が発生しないために有効に利用できるＶＦＯ領域の長さ(時間)が書き換え型媒体の場合よりも長いという特徴がある。
そこで、第２の実施形態では、このＶＦＯ領域の前半部分でＶＦＯ領域の到来を自己検出し、ＶＦＯ領域の後半部分で第１の実施形態と同様にＶＦＯ領域の記録パターンが既知であることを利用して位相引き込みを行う。すなわち、再生専用媒体における周波数・位相引き込みは以下のステップに従って行う。
【００７７】
まず第１のステップとして、非同期状態でのＶＦＯ領域の検出をおこなう。第２のステップとして、ＶＦＯ領域でのみ動作可能なＶＦＯパターン位相引込みをおこなう。第３の動作として、ランダムなデータ領域でも動作可能な追従用位相引込みをおこなう。以上の３段階の動作である。
このうち、第２、第３のステップは、第１の実施形態の場合と同一の動作である。
図１３は、本発明に係る再生専用媒体対応の再生回路の構成を示す図である。図１３と図７の違いは、図１３にはアドレス再生回路１１３が存在せず、ＶＦＯ領域検出回路１１６が存在する点である。
【００７８】
つぎに、ＶＦＯ領域検出回路１１６の詳細について図１４のブロック図を用いて説明する。ＶＦＯ領域検出回路１１６は、相関計算部、平均化部、検出部から構成される。
相関計算部では、入力信号の自己相関を計算することでＶＦＯ領域特有の所定周期パターンの検出を行う。具体的には、入力信号をY(k)とし、この信号をフリップフロップ１７０，１７１，１７２，１７３ でそれぞれ一時刻づつ遅延させる。するとフリップフロップ１７３の出力は入力信号Y(k)に対して４時刻遅れたY(k-４)となる。
【００７９】
乗算回路１７４において、Y(k)*Y(k-4)の演算を行う。前述のように、ＶＦＯ領域においては周期が８チャネルクロックの一定周期の信号が記録されている。よって、ＶＦＯ領域の信号では、４時刻離れる自己相関は、丁度逆相の関係となり負の相関が最大となる。仮に、電圧制御発振器１２６の発振周波数が再生信号のチャネルクロック周波数と僅かにずれていたとしても、ＶＦＯ領域においては４時刻離れる自己相関が強い負の相関を表す。
【００８０】
しかしながら、実際の再生信号には様々な雑音成分が含まれるため、これを除去するための平均化処理を平均化部で行う。図１４の例では、相関計算部の出力をZ(k)とすると、連続する４サンプルのZ(k)の値の総和、すなわち Z(k)+Z(k-1)+Z(k-2)+Z(k-3) を計算する。この総和区間の４サンプルは実際の再生信号の信号対雑音比によって適切な値に設定すればよく、６サンプルや８サンプルでも同等の効果が得られる。平均化部の出力値は、検出部において負の相関の強さを評価される。
【００８１】
カウンタ１８０は、入力が"１"のとき１づつカウントアップし、入力が"０"のとき出力が０にリセットするカウンタである。すなわち、平均化部の出力値が負の値の場合はカウンタ１８０がカウントアップし、平均化部の出力値が正の値の場合はカウンタ１８０が０にリセットされる。カウンタ１８０の出力は、予め定めたしきい値(ＶＦth)と比較し、カウンタ１８０の値がしきい値(ＶＦth)よりも大きい場合にＶＦＯ領域検出出力が"１"となる。
このような構成とすることで、ＶＦＯ領域の再生開始後、約ＶＦth +α ビット後にＶＦＯ領域検出出力が"１"となり、ＶＦＯ領域の終了とほぼ同時にＶＦＯ領域検出出力が"０"となる。以上のようにして、非同期状態においてもＶＦＯ領域の到来を検出することが可能である。
ＶＦＯ領域を検出したのちに、第１の実施形態における第２のステップの位相引き込み動作を開始することで書き換え型媒体の場合と同様に広キャプチャーの周波数・位相引き込みを実現することが可能である。
【００８２】
（第３の実施形態）
次に、第２の実施形態をさらに改良する第３の実施形態について説明する。
前述のように、再生専用媒体にはウォブル信号が存在しないため、第１の実施形態におけるウォブル信号を用いる周波数比較を行うことができない。この問題を解決するために、第２の実施形態に対してＶＦＯ領域の再生信号を用いて周波数比較を行う機能を追加する。
【００８３】
図１５が、第３の実施形態における周波数比較機能を含むＶＦＯ領域検出器の構成を示す図である。図１５に示した機能は、図１４に示したＶＦＯ領域検出回路１１６に、図１１の周波数比較器に似た機能を加えたものにあたる。このうち、ＶＦＯ領域検出部の構成・動作に関しては、第２の実施形態で述べた内容と同一であるのでここでの説明は省略する。
【００８４】
第３の実施形態における周波数比較部は、二つの異なるＶＦＯ領域検出部から構成される。一つは、周期が６サンプルの単一周期信号を検出するためのＶＦＯ領域検出部であり、もう一つは、周期が１０サンプルの単一周期信号を検出するためのＶＦＯ領域検出部である。説明の便宜上、前者を６Ｔパターン検出部、後者を１０Ｔパターン検出部、図１４に示したＶＦＯ領域検出器を８Ｔパターン検出部と呼ぶ。構成上のこれらの違いは、それぞれの相関計算部において、６Ｔパターン検出部が３時刻遅延した信号との相関を計算し、８Ｔパターン検出部が４時刻遅延した信号との相関を計算し、１０Ｔパターン検出部が５時刻遅延した信号との相関を計算する点である。
【００８５】
電圧制御発振器１２６の発振周波数が、実際のチャネルレートより遥かに高い場合、本来の周期が８サンプルであるＶＦＯ領域の再生信号を、より長い周期の信号であるかのごとく誤検出する。すると、１０Ｔパターン検出部のみ出力が"１"となる。この場合は、電圧制御発振器１２６の発振周波数を下げるように適切なゲインＧ３で制御を行う。逆に、電圧制御発振器１２６の発振周波数が、実際のチャネルレートより遥かに低い場合、本来の周期が８サンプルであるＶＦＯ領域の再生信号を、より短い周期の信号であるかのごとく誤検出する。すると、６Ｔパターン検出部のみ出力が"１"となる。この場合は、電圧制御発振器１２６の発振周波数を上げるように適切なゲインＧ３で制御を行う。電圧制御発振器１２６の発振周波数が、実際のチャネルレートに近づくと、第２の実施形態で説明したようにＶＦＯ領域検出信号が"１"となる。その後は、第２の実施形態で示したように位相引き込み動作を開始する。以上のようにして、再生専用媒体においても周波数引き込み動作を行うことが可能である。
【００８６】
（第４の実施形態）
次に、第１または第２または第３の実施形態において、ＶＦＯ領域の到来を検出することによって適応学習機能を制御する第４の実施形態について説明する。図９に示した適応型等化回路および適応学習回路の適応学習機能が正しく機能するためには、チャネルクロックが位相同期を確立し、アナログ・デジタル変換器１０６で正しいタイミングでアナログ・デジタル変換が行われている必要がある。また、記録データを正しく読み取るためには、適応学習機能を用いて等化特性を最適な状態に調整する必要がある。しかしながら、再生信号の信号対雑音比が低い状態でチャネルクロックが位相同期を確立したことを自力検出するのは困難である。しかしながら、本発明による位相引き込みシーケンスは、非常に高い確率で第２のステップ完了時に位相同期を確立できる。
【００８７】
そこで、第１または第２または第３の実施形態において、位相引き込みシーケンスの第３のステップの開始後、予め定めた極小の時間が経過した時点で適応学習機能を有効にする。具体的には、以下のようなシーケンスをとなる。
第１または第２または第３の実施形態において、位相引き込みの第１、第２のステップにおいては、  図９および式(１)における等化係数 c1， c2， c3 に、目的のＰＲクラスの応答に近くなるように予め求めた係数を設定する。同時に、式(４)(５)(６)におけるαをゼロに設定する。αをゼロすることで、適応学習は機能しない。この状態のまま、第１または第２または第３の実施形態で記述した手順に従い位相引き込みを行う。位相引き込みの第３のステップが開始されてから予め定めた極小の時間が経過した時点で、式(４)(５)(６)におけるαをゼロより大きい適切な値に設定する。すると、等化係数 c1， c2， c3 に適切なフィードバックがかかり、適応学習が機能する。以上のようにして、速やかに適応学習機能を動作開始させることができる。
【００８８】
（第５の実施形態）
次に、第１，２，３，４の実施形態において、SYNC検出・同期回路１１１の動作を高速化する実施形態について説明する。まず、理解容易のために記録データ列のフレーム構造について図１６を用いて簡単に説明する。媒体に記録するデータは、セクタと呼ばれる２ＫＢ毎のデータに分割されている。一つのセクタは２６個のフレームと呼ばれるデータにさらに分割される。一つのフレームはフレームの開始位置を表す２４bitのバイナリデータ列(SYNCコード)と変調された記録データ１０９２bitの合計１１１６bitから構成される。SYNCコードは、SY0， SY1， SY2， SY3 の全部で４種類ある。これをSYNC番号と呼ぶ。セクタ内の各フレームの先頭には、図１６に示す順にSYNCコードが挿入されている。すなわち、最初のフレームの先頭には SY0，２番目のフレームの先頭には SY1，３番目のフレームの先頭には SY1，以後、SY1， SY2， SY1， SY1， SY3， SY1， SY2， SY2， SY1， SY3， SY2， SY1， SY2， SY3， SY3， SY3， SY2， SY2， SY2， SY3， SY2， SY3， SY1 の順に挿入されている。
【００８９】
説明の便宜上、各セクタ内のフレームを、先頭から順に第０フレーム、第１フレーム、第２フレーム、‥‥、第２５フレームと呼び、この数字をフレーム番号と呼ぶ。図１６に示したセクタ内のフレーム構造は、連続する三つ以上のSYNC番号からフレーム番号を求めることができるという特徴がある。ここで、図１に示した構成図よりも後段の処理である誤り訂正処理を行うためには、再生したデータのフレーム番号を必要とするので、少なくとも連続する３フレームのSYNC番号を検出した後でなければ誤り訂正処理を行うことができない。
【００９０】
すでに述べたように、SYNC検出・同期回路１１１は、各フレームの開始位置を表す２４bitのバイナリデータ列(SYNCコード)を検出し、後段の復調処理のための１２bit毎の同期信号を生成する。SYNC検出・同期回路１１１の構成例として、例えば特開平５−２９２０７５号公報にその詳細が開示されている。
【００９１】
図１７は、SYNC検出・同期回路１１１の構成を示すブロック図である。
この図において、再生データは、図７または図１３のビタビ復号器１１０が出力する１bitのバイナリデータ列である。
チャネルクロックは、電圧制御発振器１２６で生成するクロックである。
SYNC検出回路３０１は、再生データ列がSYNCコードに一致するか否かを判定する。一致した場合は、SYNC検出パルスを生成すると同時に、検出したSYNC番号を出力する。生成されたSYNC検出パルスは、同期保護回路３０２において、誤って検出されたSYNC検出パルスが取り除かれる。SYNC検出回路３０１で生成されたSYNC検出パルスが正しい検出パルスである場合は、そのまま同期保護回路３０２の出力パルスとなる。
【００９２】
フレームカウンタ３０３は、チャネルクロックが入力される毎に内部のカウンタをカウントアップする回路である。同時にフレームカウンタ３０３は、同期保護回路３０２からのパルス入力があると、そのカウンタ値をゼロにリセットする。前述のように、SYNCコードは、１１１６bit毎に挿入されている。そこで、フレームカウンタ３０３のカウント値が１１１６付近になると同期窓信号をアクティブにする。同期保護回路３０２では、この同期窓信号を用いて誤って検出されたSYNC検出パルスを取り除く。
【００９３】
バイトカウンタ３０４は、シリアルデータである再生バイナリデータをパラレルデータにするためのバイトクロックを生成する。バイトカウンタ３０４は、チャネルクロックが入力される毎に内部のカウンタをカウントアップする回路である。同時にバイトカウンタ３０４は、同期保護回路３０２からのパルス入力があると、そのカウンタ値をゼロにリセットする。また、バイトカウンタ３０４は、内部のカウント値が１２になるとパルスを出力すると同時にカウント値をゼロにリセットする。シリアル・パラレル変換器３０５は、シリアルの入力再生データ列を１２bitのパラレルデータに変換する。この時の変換タイミングには、バイトカウンタ３０４の出力を用いる。
【００９４】
符号３０６〜３１３は、フリップフロップである。SYNC検出回路３０１でSYNC番号を検出する毎に、順次SYNC番号を取り込む。すなわち、最新のSYNC番号がフリップフロップ３０６に格納され、１フレーム前のSYNC番号がフリップフロップ３０７に格納され、以後同様にして７フレーム前のSYNC番号がフリップフロップ３１３に格納される。フレーム番号検出部３１４では、最大で八つのSYNC番号を図１６に示したSYNC番号の並びと比較して現在のフレーム番号を出力する。ここで、最大で八つのSYNC番号を使用するのは、SYNC番号は誤検出の確率が比較的高いため、SYNC番号の誤検出がフレーム番号に影響しないようにロバスト判定を行うためである。以上のようにして、SYNC検出・同期回路１１１はフレーム番号を出力し、再生シリアルデータをパラレルデータに変換する。
【００９５】
ところで、図１６に示したフレーム構造において、SY０ はセクタ内の最初のフレームにのみ単独で挿入されている。すなわち、SYNC検出回路３０１で検出したSYNC番号が SY0 であった場合は、即座にそのフレームが第０フレームであることが判定可能である。すなわち、フリップフロップ３０６の出力が SY0 の場合は、フレーム番号は０を出力し、フリップフロップ３０７の出力が SY０ の場合は、フレーム番号は１を出力し、フリップフロップ３０８の出力が SY0 の場合は、フレーム番号は２を出力する。このような場合は、即座に誤り訂正処理を開始することができる。
【００９６】
ここで、第１〜４の実施形態においては、書き換え型媒体、再生専用媒体ともにＶＦＯ領域から再生動作を開始する。図３、５から、ＶＦＯ領域の直後にはフレーム０から始まるデータが記録されている。よって、第１〜４の実施形態における位相引き込み動作の第３ステップの開始後に最初に検出されるSYNCコードは、SY０ になるはずである。そこで、フレーム番号検出部では、位相引き込み動作の第３ステップ開始後予め定めた時間が経過するまでに SY０ が検出された場合は即座にフレーム番号０を出力する。このようにすることで、最大八つのSYNC番号検出を待つことなく誤り訂正動作を開始することが可能になる。
【００９７】
以上説明したように、上記実施形態によれば、高密度記録を行う書き換え型のディスク媒体において、広キャプチャーレンジかつ高速頭だしが可能な光ディスク装置を提供することが可能である。
また、上記実施形態によれば、再生専用のディスク媒体において広キャプチャーレンジかつ高速頭だしが可能な光ディスク装置を提供することが可能である。
また、上記実施形態によれば、高速・高精度に適応学習を行い読みとりマージンの広い光ディスク装置を提供することが可能である。
また、上記実施形態によれば、フレーム番号を高速に検出することが可能であり、高速頭だしが可能な光ディスク装置を提供することが可能である。
【００９８】
（その他の実施形態）
本発明の実施形態は上記の実施形態に限られず拡張、変更可能であり、拡張、変更した実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明の一実施形態に係る光ディスク媒体の記録データの階層構造を示す図である。
【図２】再生専用の光ディスク媒体の記録データの階層構造を示す図である。
【図３】図２に示す再生専用の光ディスク媒体の記録データの一部の詳細を示す図である。
【図４】記録可能型の光ディスク媒体の記録データの階層構造を示す図である。
【図５】書換え型の光ディスク媒体の記録データの階層構造を示す図である。
【図６】リンキングのレイアウトを示す図である。
【図７】本発明の第１の実施形態に係る記録再生回路の構成を示す図である。
【図８】光学ヘッドの出力信号の一例を表す図である。
【図９】適応型等化回路および適応学習回路の構成例を示す図である。
【図１０】アドレス再生回路の一例を表す図である。
【図１１】周波数・位相制御回路の一例を表す図である。
【図１２】ＶＦＯパターン位相比較器の一例を表す図である。
【図１３】本発明の第２の実施形態に係る再生回路の構成例を示す図である。
【図１４】ＶＦＯ領域検出器の一例を表す図である。
【図１５】周波数比較機能を含むＶＦＯ領域検出器の構成例を示す図である。
【図１６】ＳＹＮＣフレーム構造を表す図である。
【図１７】ＳＹＮＣ検出・同期回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０１００】
１００…光ディスク媒体、１０１…光学ヘッド、１０２…和信号、１０３…差信号、１０４…高域通過フィルタ、１０５…低域通過フィルタ、１０６…アナログ・デジタル変換器、１０７…適応型等化器、１０８…周波数・位相制御回路、１０９…適応学習回路、１１０…ビタビ復号器、１１１…検出・同期回路、１１２…復調回路、１１３…アドレス再生回路、１１４…記録補償制御回路、１１５…変調回路、１１６…領域検出回路、１２０…追従用位相比較器、１２１…パターン位相比較器、１２２…周波数比較器、１２３…切替スイッチ、１２４…ループフィルタ、１２５…デジタル・アナログ変換器、１２６…電圧制御発振器、１２９…カウンタ、１３０…フリップフロップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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