(57)【要約】【課題】  装置が大型化せずに断続する負荷に電流を安定して供給することのできるスイッチング定電流電源装置を提供する。【解決手段】  電力変換回路３に連動した出力電圧が得られる複数の整流平滑回路を設け、その第１の整流平滑回路３１の出力側には断続動作をする負荷６を接続し、第２の整流平滑回路の出力側には電圧検出回路７を接続する。このような構成とすると、負荷６が接続された瞬間に大きな負荷電流ＩＬが流れ、第１の整流平滑回路３１の出力電圧が大きく変動しても、第２の整流平滑回路３２の出力電圧は第１の整流平滑回路３１の出力電圧のような大きな変動はしない。このため第２の帰還信号Ｆ２に誤動作を誘発するようなノイズが重畳されず、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に静電容量の小さい素子を使用しても帰還回路８、制御回路４の動作が不安定化しない。【選択図】  図１
2005073352.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に所定の電流を供給するスイッチング方式の電力変換回路、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路および、該第１の帰還信号に応じて該負荷電流を安定化するように該電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、
ほぼ連動した出力が得られる第１と第２の整流平回路を有し、該第１の整流平滑回路から該負荷に所定の電流を供給する前記電力変換回路と、
該第２の整流平滑回路の出力側に接続され、該電力変換回路の出力電圧に応じた第２の帰還信号を生成する電圧検出回路と、
該電流検出回路と該電圧検出回路と該制御回路の間に設けられ、該第１と第２の帰還信号のいずれか一方を該制御回路に供給する帰還回路と、
該負荷の状態が変化した時、該制御回路内の同一の誤差増幅器に入力される基準電圧と該第２の帰還信号の相対的な大小関係を変化させるように該第２の帰還信号の大きさを変化させる切替回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング定電流電源装置。
【請求項２】
負荷に所定の電流を供給するスイッチング方式の電力変換回路、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路および、該第１の帰還信号に応じて該負荷電流を安定化するように該電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、
ほぼ連動した出力が得られる第１と第２の整流平回路を有し、該第１の整流平滑回路から該負荷に所定の電流を供給する前記電力変換回路と、
該第２の整流平滑回路の出力側に接続され、該電力変換回路の出力電圧に応じた第２の帰還信号を生成する電圧検出回路と、
該電流検出回路と該電圧検出回路と該制御回路との間に設けられ、該負荷の状態に応じて該第１と第２の帰還信号のいずれか一方を該制御回路に供給する帰還回路と、
該電圧検出回路に接続され、該負荷の状態に応じて該電圧検出回路から出力される該第２の帰還信号の信号レベルを変化させる切替回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング定電流電源装置。
【請求項３】
前記負荷電流は前記負荷の動作に従って任意あるいは所定のタイミングで断続され、
前記帰還回路は、該負荷電流が流れている時には前記第１の帰還信号を前記制御回路に供給し、該負荷電流が流れていない時には前記第２の帰還信号を前記制御回路に供給し、
前記切替回路は、該負荷電流の流通が遮断された時に該第２の帰還信号を相対的に大きな値に変化させ、該負荷電流の流通が開始した時に該第２の帰還信号を相対的に小さな値に変化させる、
ことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載したスイッチング定電流電源装置。
【請求項４】
負荷電流の流通が遮断された直後の前記第２の帰還信号は前記制御回路内の同一の誤差増幅器に入力される基準電圧よりも大きな値となり、負荷電流の流通が開始した直後の該第２の帰還信号は該基準電圧よりも小さな値となることを特徴とする、請求項３に記載したスイッチング定電流電源装置。
【請求項５】
前記基準電圧より大きい前記第２の帰還信号が供給されている間、前記制御回路は該電力変換回路の動作を実質的に停止させることを特徴とする、請求項４に記載したスイッチング定電流電源装置。
【請求項６】
前記切替回路は、前記電圧検出回路の一端とグランドとの間に接続された抵抗とスイッチの並列回路より構成され、該スイッチが前記第１の帰還信号に応じてオン、オフすることを特徴とする、請求項１から請求項５のいずれかに記載したスイッチング定電流電源装置。
【請求項７】
前記切替回路は、前記電圧検出回路に接続されたレベルシフト回路と、該レベルシフト回路に並列接続されたスイッチより構成され、該スイッチが前記第１の帰還信号に応じてオン、オフすることを特徴とする、請求項１から請求項５のいずれかに記載したスイッチング定電流電源装置。
【請求項８】
前記負荷が高速で点滅を繰り返す発光ダイオード素子を含むことを特徴とする、請求項１から請求項７のいずれかに記載したスイッチング定電流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、断続が繰り返される負荷に安定した電流を供給するためのスイッチング式定電流電源装置の小型化を図るための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の電子機器には大小様々な表示装置や照明装置が取り付けられており、その表示装置や照明装置の光源に発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）を使用するケースが増えている。ＬＥＤを利用した光源の発光量や輝度等を一定にするには、ＬＥＤへの供給電流を安定化する必要がある。そこで近年の電子機器の中には、表示装置や照明装置に付随して図５に示すような回路構成を持つスイッチング定電流電源装置を設け、当該電源装置からＬＥＤに安定化した電流を供給しているものが存在した。（特許文献１乃至特許文献３参照）
【０００３】
ところで近年のＬＥＤを光源として使用する表示装置や照明装置の中には、人間の目では認識できない速度（具体的には数百Ｈｚ）でＬＥＤの点灯と消灯を繰り返し、調光を行うようにしたものが存在する。このような表示装置や照明装置ではＬＥＤに電流が流れている期間（以下、電流流通期間と言う）と流れていない期間（以下、電流遮断期間と言う）が当然に生じる。
【０００４】
ここでＬＥＤへ電流を供給するための電源を図５に示すようなスイッチング定電流電源装置とした場合、負荷の断続によって生じる電流遮断期間には電流検出回路５から制御回路４に供給される帰還信号Ｆ１がほぼゼロレベルとなってしまう。すると制御回路４は、電流遮断期間にはスイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作のオンデューティを最大に設定しようとし、その次に現れる電流流通期間には帰還信号に応じたオンデューティに設定しようとする。電流遮断期間中にオンデューティが最大になると平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が急激かつ必要以上に上昇してしまい、次の電流流通期間に、比較的長い間、安定化目標値以上の負荷電流が流れるという問題があった。
【０００５】
このような問題に対して本願発明者は、特願２００３−１９０３６５号において図６に示すような構成を持つスイッチング定電流電源装置を提案した。
図６において、１は外部のバッテリー等から電力の供給を受けるための入力端子であり、２ａ、２ｂは、その間に接続された負荷６に所定の電流を安定供給するための出力端子である。入力端子１と一方の出力端子２ａとの間にはチョークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１が昇圧チョッパコンバータを形成するように接続構成された電力変換回路３が接続されている。
【０００６】
電力変換回路３のスイッチングトランジスタＱ１のベースには当該電力変換回路３を駆動するための制御回路４が接続されている。出力端子２ａと回路の基準電位点としてのグランドとの間には電圧検出回路７と切替回路９が直列に接続され、他方の出力端子２ｂとグランドとの間には電流検出回路５が接続されている。そして、制御回路４と電流検出回路５と電圧検出回路７の間には、電流検出回路５からの第１の帰還信号Ｆ１と電圧検出回路７からの第２の帰還信号Ｆ２のいずれか一方を制御回路４に供給するための帰還回路８が接続されている。
【０００７】
このような構成とした図６のスイッチング定電流電源装置では、電流流通期間と電流遮断期間で次のような異なった動作が行われる。
負荷電流が流れている時（電流流通期間）には、切替回路９は第２の帰還信号Ｆ２の信号レベルを相対的に低くする。具体的には、制御回路４の内部で同一の誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆ（換言すると、安定した負荷電流が流れている時の第１の帰還信号Ｆ１）よりも低い信号レベルとする。すると、帰還回路８から制御回路４には第１の帰還信号Ｆ１が供給され、制御回路４は負荷電流ＩＬを安定化するように電力変換回路３を駆動する。
【０００８】
一方、負荷電流ＩＬが流れていない時（電流遮断期間）には、切替回路９は第２の帰還信号Ｆ２の信号レベルを相対的に高くする。具体的には基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い信号レベルとする。この時、負荷電流ＩＬに応じた第１の帰還信号Ｆ１の信号レベルはほぼゼロレベルであるので帰還回路８から制御回路４には第２の帰還信号Ｆ２が供給される。
【０００９】
基準電圧Ｖｒｅｆより信号レベルの高い第２の帰還信号Ｆ２が供給されると制御回路４は電力変換回路３（直接的にはスイッチングトランジスタＱ１）の動作を停止させる。このため電流遮断期間に平滑コンデンサＣ１の端子間電圧は上昇せず、電流遮断期間から電流流通期間に移行した時、安定化目標値以上の負荷電流ＩＬが長期に渡って流れることは無くなる。
このような動作の結果、図６のスイッチング定電流電源装置は、断続動作する負荷に対して安定した電流を供給することが可能になっていた。
【特許文献１】特開平１１−０６８１６１号公報
【特許文献２】特開２００１−２１５９１３号公報
【特許文献３】特開２００２−２０３９８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ＬＥＤは容量性の負荷であるため、電流遮断期間から電流流通期間に移行した時、負荷６には瞬間的に大きな電流が流れようとする。負荷６に瞬間的に大きな電流が流れると線路に現れるインピーダンスのインダクタンス成分の作用も加わって平滑コンデンサＣ１の端子間電圧は大きく変化する。すると電圧検出回路７から出力される第２の帰還信号Ｆ２にノイズが重畳され、誤動作を起こすなど、帰還回路８や制御回路４の動作が不安定になる恐れが有る。このため、従来は平滑コンデンサＣ１に静電容量の大きな素子を使用してノイズを小さく抑え、帰還回路８と制御回路４の動作の不安定化を防止していた。
【００１１】
しかし、このように平滑コンデンサＣ１に静電容量の大きな素子を使用すると電源装置が大型化してしまう。そこで本発明は、装置形状が大型化せずに断続する負荷に電流を安定して供給することのできるスイッチング定電流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明は、負荷に所定の電流を供給するスイッチング方式の電力変換回路、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路および、第１の帰還信号に応じて負荷電流を安定化するように電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、  ほぼ連動した出力が得られる第１と第２の整流平回路を有し、第１の整流平滑回路から負荷に所定の電流を供給するように構成された前記電力変換回路と、  第２の整流平滑回路の出力側に接続され、電力変換回路の出力電圧に応じた第２の帰還信号を生成する電圧検出回路と、  電流検出回路と電圧検出回路と制御回路の間に設けられ、第１と第２の帰還信号のいずれか一方を制御回路に供給する帰還回路と、  負荷の状態が変化した時、制御回路内の同一の誤差増幅器に入力される基準電圧と第２の帰還信号の相対的な大小関係を変化させるように第２の帰還信号の大きさを変化させる切替回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
電力変換回路に整流平滑回路を複数個設け、負荷と電圧検出回路を異なる整流平滑回路に接続する事で、負荷の断続動作によって生じたノイズが電圧検出回路から帰還回路および制御回路に侵入するのを防止する。これにより各整流平滑回路の平滑コンデンサに静電容量の小さな素子が使用でき、スイッチング定電流電源装置の小型化を図ることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路を有する電力変換回路と、電力変換回路を駆動する制御回路と、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路とによりスイッチング定電流電源装置を構成する。
電力変換回路の第１の整流平滑回路の出力側には断続動作をする負荷を接続し、第２の整流平滑回路の出力側には、その出力電圧に応じた第２の帰還信号を発生する電圧検出回路を接続する。電圧検出回路の所定位置に負荷状態が変化した時に第２の帰還信号の大きさを変化させる切替回路を接続し、電流検出回路と電圧検出回路と制御回路との間に帰還回路を接続する。
【００１５】
このような構成としたスイッチング定電流電源装置では、電流遮断期間から電流流通期間に移行する時、瞬間的に負荷に大きな電流が流れて第１の整流平滑回路の出力電圧は大きく変動する。しかし第２の整流平滑回路の出力電圧は、整流平滑回路を構成する整流ダイオードの作用によって、少なくとも第１の整流平滑回路の出力電圧が低下した時に一緒に低下することは無い。つまり、負荷の断続動作によって生じた第１の整流平滑回路の電圧変動が第２の整流平滑回路に伝播されにくく、動作を不安定化するようなノイズが電圧検出回路を介して帰還回路や制御回路に侵入しない。
【実施例】
【００１６】
本発明によるスイッチング定電流電源装置の実施例を図１に示した。
図１のスイッチング定電流電源装置は、電力変換回路３の内部に、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路３１の他に、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２からなる第２の整流平滑回路３２を設ける。そして、この第２の整流平滑回路３２に電圧検出回路７を接続し、第１の整流平滑回路３１の出力電圧にほぼ連動した第２の整流平滑回路３２の出力電圧を電圧検出回路７で検出するように構成したことを特徴としている。これらの点を除けば、図１の回路は図６の回路とほぼ同じ構成となっている。
【００１７】
このように負荷６に電流を供給するための整流平滑回路（３１）と電圧検出回路７に電圧を供給するための整流平滑回路（３２）が独立した図１の回路では、整流ダイオードＤ１とＤ２が介在することによって平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２の間で充放電が行われない。このため、電流遮断期間から電流流通期間に移行した時、大きな負荷電流ＩＬが瞬間的に流れ、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が大きく変化しても、平滑コンデンサＣ２の端子間電圧は直接には影響を受けない。したがって、電圧検出回路７から出力される第２の帰還信号Ｆ２に振幅の大きなノイズが重畳されず、帰還回路８および制御回路４に安定した動作を行わせることができる。
【００１８】
ところで、図１の回路中に設けられた切替回路９は、負荷電流ＩＬが流れている時には第２の帰還信号Ｆ２のレベルを基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくし、負荷電流ＩＬが流れていない時には逆に大きくするという機能を持つものである。この機能を実現する切替回路９としては図２に示すような２つの形態の回路が考えられる。
図２の右側（ａ）に示す切替回路９は抵抗Ｒ３とスイッチＳＷの並列回路から成っており、左側（ｂ）に示す切替回路９は定電圧ダイオードＤＺとスイッチＳＷの並列回路から成っている。それぞれの切替回路９の動作等については特願２００３−１９０３６５号に詳細に説明されている。
【００１９】
図３には本発明によるスイッチング定電流電源装置の具体的な回路を示した。図３に示す回路の構成は次の通りである。
入力端子１と一方の出力端子２ａの間にチョークコイルＬ１と整流ダイオードＤ１が直列に接続され、出力端子２ａとグランドとの間に平滑コンデンサＣ１が接続されている。チョークコイルＬ１と整流ダイオードＤ１のアノードの接続点とグランドの間にはスイッチングトランジスタＱ１の主電流路が接続され、さらに当該接続点とグランドの間には整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２が直列に接続されている。
【００２０】
このスイッチングトランジスタＱ１、チョークコイルＬ１、整流ダイオードＤ１、Ｄ２および平滑コンデンサＣ１、Ｃ２により、昇圧チョッパコンバータの回路構成を持つ電力変換回路３が構成されている。なお、電力変換回路３の内部において整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１は第１の整流平滑回路３１を形成し、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２は第２の整流平滑回路３２を形成している。
【００２１】
出力端子２ａ、２ｂ間には断続動作を行う負荷６が接続されている。
出力端子２ｂとグランドとの間には抵抗Ｒ４が接続され、抵抗Ｒ４の出力端子２ｂ側の端子は増幅器ＥＡ２の非反転入力端子（＋）に接続されている。増幅器ＥＡ２の反転入力端子（−）とグランドとの間には抵抗Ｒ５が接続され、増幅器ＥＡ２の出力端子と反転入力端子（−）との間には抵抗Ｒ６が接続されている。これら抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６と増幅器ＥＡ２により電流検出回路５が構成されている。
【００２２】
電力変換回路３内部において第２の整流平滑回路３２を構成する整流ダイオードＤ２のカソードと平滑コンデンサＣ２の共通接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３が直列に接続され、抵抗Ｒ３に対して並列にトランジスタＱ２の主電流路が接続されている。トランジスタＱ２のベースはバッファ回路Ｂｕｆの出力側に接続され、バッファ回路Ｂｕｆの入力側は電流検出回路５の抵抗Ｒ４の出力端子２ｂ側端子に接続されている。この抵抗Ｒ１とＲ２により電圧検出回路７が構成され、抵抗Ｒ３とトランジスタＱ２とバッファ回路Ｂｕｆにより切替回路９が構成されている。
【００２３】
また、２つの増幅器ＥＡ３とＥＡ４が設けられ、増幅器ＥＡ３の非反転入力端子（＋）は抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点に接続され、増幅器ＥＡ４の非反転入力端子（＋）は増幅器ＥＡ２の出力端子に接続されている。増幅器ＥＡ３の出力端子は逆流防止用のダイオードＤ３のアノードに接続され、増幅器ＥＡ４の出力端子は逆流防止用のダイオードＤ４のアノードに接続され、ダイオードＤ３とＤ４のカソードは共通接続されている。このダイオードＤ３とＤ４のカソードの共通接続点は増幅器ＥＡ３とＥＡ４の各反転入力端子（−）に接続され、さらに制御回路４（具体的には制御回路４の内部に設けられた誤差増幅器ＥＡ１の非反転入力端子（＋））に接続されている。これら増幅器ＥＡ３、ＥＡ４、ダイオードＤ３、Ｄ４により帰還回路８が構成されている。
【００２４】
このような構成の回路では、負荷６に負荷電流ＩＬが流れている時、電流検出回路５内の抵抗Ｒ４の端子間に負荷電流ＩＬに応じた電圧が発生する。この端子間電圧は増幅器ＥＡ２において適当な信号レベルに増幅された後、第１の帰還信号Ｆ１として帰還回路８に供給される。
【００２５】
また、抵抗Ｒ４の端子間電圧は切替回路９のバッファ回路Ｂｕｆにも供給され、有意な大きさの端子間電圧が供給されたバッファ回路ＢｕｆはトランジスタＱ２をオンさせる。するとトランジスタＱ２によって抵抗Ｒ３の端子間が短絡され、抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点に現れる電圧は、電力変換回路３の出力電圧を抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した値になる。この時に抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点に現れた電圧は制御回路４内部の同一の誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆより若干低い値となり、第２の帰還信号Ｆ２として帰還回路８に供給される。
【００２６】
ここで帰還回路８は、増幅器ＥＡ３と増幅器ＥＡ４の各反転入力端子（−）に同じ信号が帰還される回路構成となっているため、増幅器ＥＡ３に供給される第２の帰還信号Ｆ２と増幅器ＥＡ４に供給される帰還信号Ｆ１のうち、信号レベルの高い方の帰還信号が帰還回路８から制御回路４に供給される。ちなみに、負荷電流ＩＬが安定化目標値にほぼ等しい値である時、第１の帰還信号Ｆ１は制御回路４内部の基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ同じになる。一方、第２の帰還信号Ｆ２は切替回路９の作用により、基準電圧Ｖｒｅｆより若干低い値になる。このため負荷６に負荷電流ＩＬが流れている時には、第１の帰還信号Ｆ１が制御回路４に供給されることになる。
【００２７】
第１の帰還信号Ｆ１が供給された制御回路４は、その内部に構成された制御ロジックに従い、スイッチングトランジスタＱ１に対して第１の帰還信号Ｆ１の信号レベルに応じたオンデューティにてオン、オフ動作させる信号を供給する。その結果、負荷電流ＩＬは安定化目標値に等しい値に誘導され、安定化されることになる。
所定時間後に負荷６に流れていた負荷電流ＩＬが遮断されると、抵抗Ｒ４の端子間に生じていた電圧はほぼゼロとなる。すると増幅器ＥＡ２から出力される第１の帰還信号Ｆ１の信号レベルもほぼゼロとなる。
【００２８】
ここでバッファ回路Ｂｕｆは、抵抗Ｒ４の端子間電圧がほぼゼロとなったのに応じてトランジスタＱ２をオフさせる。すると、抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点に現れる電圧は電力変換回路３の出力電圧を抵抗Ｒ１と（抵抗Ｒ２＋抵抗Ｒ３）で分圧した値になる。つまり、この時に抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点に現れる電圧は抵抗Ｒ３の端子間に生じる電圧降下の分だけ嵩上げされ、これにより第２の帰還信号Ｆ２の信号レベルは制御回路４内部の基準電圧Ｖｒｅｆより若干高い値となる。
【００２９】
帰還回路８は信号レベルの高い方の帰還信号を制御回路４に供給する回路構成であるため、負荷電流ＩＬが遮断された時には第２の帰還信号Ｆ２を制御回路４に供給する。
第２の帰還信号Ｆ２の信号レベルは基準電圧Ｖｒｅｆより若干高い値であることから、第１の帰還信号Ｆ１が供給された制御回路４はスイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作を停止させる。その結果、負荷電流ＩＬが流れない電流遮断期間に平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇することが無くなり、次の電流流通期間に安定化目標値以上の負荷電流ＩＬが流れるという不都合な現象が発生しなくなる。
【００３０】
また、電流遮断期間から電流流通期間に移行した時に負荷６に瞬間的に大きな電流が流れ、これによって平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が大きく変化しても、整流ダイオードＤ１、Ｄ２によって平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間で充放電が行われないため、平滑コンデンサＣ２の端子間電圧は影響を受けない。このため電圧検出回路７から出力される第２の帰還信号Ｆ２に振幅の大きなノイズが重畳されることは無くなり、帰還回路８や制御回路４の動作の不安定化を防止できる。
【００３１】
実際に本発明の効果を確認するために、図３の回路と、電圧検出回路７を第１の整流平滑回路３１に接続した従来回路とを同一素子を用いて試験基板上に形成し、２つの回路の動作を比較してみた。ここで効果の確認は、負荷電流ＩＬを監視しながら平滑コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の静電容量を変化させ、負荷電流ＩＬが流通を再開してから規定の時間が経過した時点で負荷電流ＩＬが安定化目標値で安定するような平滑コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の静電容量を求めるという形で行った。
【００３２】
すると図３の回路は、条件によっては２つの平滑コンデンサ（Ｃ１とＣ２）の合成静電容量が従来回路の平滑コンデンサ（Ｃ１のみ）の静電容量の約１／３の大きさでも規定時間の経過時点で負荷電流ＩＬが安定していた。
つまり、図３の回路構成とすれば平滑コンデンサＣ１およびＣ２に静電容量の小さな素子を使用でき、これによりスイッチング定電流電源装置を小型化する事が可能であることが確認された。
【００３３】
なお、図１と図３の実施例の回路では、第１の整流平滑回路３１と第２の整流平滑回路３２はチョークコイルＬ１から見て並列に設置されている。しかし第１と第２の整流平滑回路は、その出力電圧がほぼ連動するような構成になっていれば良く、例えば図４に示すようにチョークコイルＬ１から見て直列に設置されていても構わない。また、以上の本発明に実施例の説明では電力変換回路３に昇圧チョッパ型の回路、制御回路４に他励ＰＷＭ型の制御用ＩＣを想定して説明したが、本発明を適用するスイッチング定電流電源装置はこれに限定されるものではない。本発明の要旨を変更しない範囲であれば具体的な回路構成の変形が可能であることは言うまでも無い。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
消費電流が大きい負荷はもとより、通常時の消費電流が小さくとも瞬間的に大きな電流が流れ得るような容量性の負荷を含め、断続動作をした時に電力変換回路の出力電圧（＝平滑コンデンサの端子間電圧）を大きく変化させ得る負荷に安定した電流を供給するための定電流電源装置に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明によるスイッチング定電流電源装置の実施例を示すブロック図。
【図２】切替回路の具体的な構成の回路図。
【図３】本発明によるスイッチング定電流電源装置の具体的な回路図。
【図４】第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路の別の接続例による回路図。
【図５】従来のスイッチング定電流電源装置の一例の回路図。
【図６】特願２００３−１９０３６５号で提案したスイッチング定電流電源装置の回路図。
【符号の説明】
【００３６】
１：入力端子
２ａ、２ｂ：出力端子
３：電力変換回路
３１：第１の整流平滑回路
３２：第２の整流平滑回路
４：制御回路
５：電流検出回路
６：負荷（断続を繰り返す負荷）
７：電圧検出回路
８：帰還回路
９：切替回路
Ｆ１：第１の帰還信号
Ｆ２：第２の帰還信号
ＩＬ：負荷電流
ＥＡ１：制御回路内に設けられた誤差増幅器
Ｖｒｅｆ：基準電圧（帰還信号と同一の誤差増幅器に供給される基準電圧）
【図１】
2005073352.tif 000003
【図２】
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【図３】
2005073352.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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