(57)【要約】【課題】ＩＦ信号をＡ／Ｄコンバータでアンダーサンプリングし、一般に実用的な動作速度のＡ／Ｄコンバータ、デジタル回路で構成できるようにする。【解決手段】周波数を僅かにオフセットさせた同一チャンネルのテレビ放送信号を複数の送信局より受信する場合、ＩＦ信号をＡ／Ｄコンバータ２２でアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換する。デジタル直交復調部３０は、上記デジタル信号を直交復調処理し、映像信号とオフセットビート成分を含む同相成分Ｉ（ｔ）と、オフセットビート成分の直交成分Ｑ（ｔ）を出力する。上記同相成分Ｉ（ｔ）はローパスフィルタ４１を介して減算回路４２へ送られ、直交成分Ｑ（ｔ）はローパスフィルタ４３及びπ／２位相シフト回路４４を介して減算回路４２へ送られる。減算回路４２は、上記両入力の差分をとり、オフセットビート成分を除去して映像信号を抽出する。【選択図】      図１
2005323170.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数を僅かにオフセットさせた同一チャンネルのアナログテレビ放送信号を複数の送信局より受信した場合に、そのＩＦ帯テレビ映像信号を直交復調することにより、映像信号とオフセットビート成分を含んだ同相成分（Ｉ）を抽出すると共に、オフセットビート成分の直交成分（Ｑ）を抽出し、前記同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）との差分を求めて映像信号を抽出するオフセットビートキャンセル装置において、
受信信号のＩＦ帯テレビ映像信号をアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を直交復調処理し、映像信号とオフセットビート成分を含んだ同相成分（Ｉ）を出力すると共に、オフセットビート成分の直交成分（Ｑ）を出力するデジタル直交復調部と、
前記デジタル直交復調部から出力される同相成分（Ｉ）から映像信号とオフセットビート成分を含んだ信号を抽出する第１のローパスフィルタと、前記デジタル直交復調部から出力される直交成分（Ｑ）からオフセットビート成分を含んだ信号を抽出する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出力信号の位相をπ／２シフトするπ／２位相シフト手段と、前記ローパスフィルタの出力信号と前記π／２位相シフト手段の出力信号との差分をとり、オフセットビート成分を除去して映像信号を抽出する演算手段とからなるビートキャンセル部とを具備したことを特徴とするオフセットビートキャンセル装置。
【請求項２】
前記Ａ／Ｄコンバータは、ＩＦ帯テレビ映像信号をアンダーサンプリングする周波数を、アンダーサンプリングにて発生する周波数スぺクトラムのうち最も直流に近いスぺクトラムの映像信号の搬送波周波数に対して４倍に設定することを特徴とする請求項１に記載のオフセットビートキャンセル装置。
【請求項３】
前記デジタル直交復調部は、直交復調の復調搬送波の余弦波成分をサンプリングクロックに同期して「＋１」、「０」、「−１」、「０」の順序で変化させ、入力信号を前記余弦波成分に基づき同相成分（Ｉ）として出力する手段と、復調搬送波の正弦波成分をサンプリングクロックに同期して「０」、「＋１」、「０」、「−１」の順序で変化させ、入力信号を前記正弦波成分に基づき直交成分（Ｑ）として出力する手段とにより構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載のオフセットビートキャンセル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つのアナログテレビ放送局から周波数を僅かにオフセットさせた同じチャンネルの放送電波が届く地域において、受信するアナログテレビ放送の映像信号と、この映像信号に含まれる妨害放送映像信号の干渉によって生じる映像ビート成分を除去するオフセットビートキャンセル装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、アナログテレビ放送では、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯の電波を使用し、各地域において放送信号が混信しないように各チャンネルの割当が行なわれている。しかし、実際には図８に示すように、２つのアナログテレビ放送局１Ａ、１Ｂ局から同じチャンネルの放送電波が届く地域が存在する。このような地域において、テレビ放送局１Ａ、１Ｂ局から送信される同じチャンネルのテレビ放送を各家庭２等に設置されているテレビ受像機（図示せず）で受信した場合、テレビ画面の走査線が粗くなったような画面となるビート妨害が発生する。
【０００３】
上記のようなビート妨害を軽減するために、従来では、一方のテレビ放送局１Ａから送信されるテレビ放送波（搬送波）の周波数を僅かに例えば＋１０ｋＨｚ、もしくは−１０ｋＨｚずらすオフセットキャリア方式と呼ばれる方式が用いられている。しかし、このような対策を行なった場合においても、本来の受信波ともう一方の放送局からの受信波（妨害波）とのＤ／Ｕ比（Desire Undesired signal ratio）が小さい場合、例えば３０ｄＢ以上得られない場合にはビート妨害が発生してしまう。
【０００４】
上記のビート妨害を防ぐには、受信アンテナとテレビ受像機との間にオフセットビートキャンセル装置を挿入する方法がある（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
図９は、ＵＨＦテレビ放送におけるオフセットビートキャンセル装置の概略構成を示すブロック図である。図９において、１１はＵＨＦのテレビ放送電波を受信する受信アンテナで、その受信信号はチューナ部１２に入力される。チューナ部１２は、受信アンテナ１１で受信された放送電波（ＲＦ）の中から所定チャンネルの信号を選択し、映像ＩＦ信号（ＩＦ帯テレビ映像信号）及び音声ＩＦ信号（中間周波信号）に変換する。
【０００６】
上記チューナ部１２から出力される映像ＩＦ信号は、直交復調部１３及びビートキャンセル部１４によりオフセットビート成分が除去された後、ＵＨＦ変調器１５に入力され、また、チューナ部１２から出力される音声ＩＦ信号は直接ＵＨＦ変調器１５に入力される。このＵＨＦ変調器１５は、入力された映像ＩＦ信号及び音声ＩＦ信号を変調して元の高周波周波数あるいは他の高周波周波数に変換した後、テレビ受像機（図示せず）へ送出する。
【０００７】
上記直交復調部１３及びビートキャンセル部１４は、図１０に示すように構成される。直交復調部１３は、cos（ωｔ）（余弦波成分）の搬送波信号を発生する局部発振器１３１、上記cos（ωｔ）の信号の位相をπ／２進めてsin（ωｔ）（正弦波成分）の信号を得るπ／２位相シフト回路１３２、上記チューナ部１２からのＩＦ信号と上記cos（ωｔ）の信号とを乗算して同相成分Ｉ（ｔ）を出力する第１の乗算器１３３、チューナ部１２からのＩＦ信号と上記sin（ωｔ）の信号とを乗算して直交成分Ｑ（ｔ）を出力する第２の乗算器１３４からなっている。
【０００８】
上記直交復調部１３から出力される同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）には映像信号とオフセットビート成分が含まれ、直交成分Ｑ（ｔ）にはオフセットビート成分が含まれている。上記直交復調部１３から出力される同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）は、ビートキャンセル部１４へ送られる
ビートキャンセル部１４に入力された同相成分Ｉ（ｔ）は、第１のＡ／Ｄコンバータ１４１によりデジタル信号に変換された後、復調搬送波の２倍以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４２を介して減算回路１４３の＋端子に入力される。また、ビートキャンセル部１４に入力された直交成分Ｑ（ｔ）は、第２のＡ／Ｄコンバータ１４４によりデジタル信号に変換された後、復調搬送波の２倍以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４５を介して取り出され、その後、π／２位相シフト回路１４６により位相がπ／２進められて減算回路１４３の−端子に入力される。この減算回路１４３では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４２の出力信号とπ／２位相シフト回路１４６の出力信号との差分を求めてオフセットビート成分を除去する。すなわち、減算回路１４３は、映像信号とオフセットビート成分を含む同相成分Ｉ（ｔ）からオフセットビート成分を含む直交成分Ｑ（ｔ）を減算し、オフセットビート成分を除去して映像信号のみを抽出する。
【０００９】
そして、上記減算回路１４３でオフセットビート成分が除去された映像信号は、Ｄ／Ａコンバータ１４７でアナログ信号に変換され、映像ＩＦ信号として図９のＵＨＦ変調器１５へ送られる。このＵＨＦ変調器１５は、上記オフセットビート成分が除去された映像ＩＦ信号及びチューナ部１２で分離された音声ＩＦ信号を変調して元の高周波周波数あるいは他の高周波周波数に変換した後、テレビ受像機（図示せず）へ送出する。
【００１０】
上記ビートキャンセル装置の動作原理は、以下のように式で示すことができる。
【００１１】
（１）入力信号Ｒ（ｔ）
直交復調部１３の入力信号Ｒ（ｔ）は、下式で示される。  
Ｒ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・cos（ωｔ）＋ｋ・Ｂ（ｔ）｛（ω＋δ）ｔ＋φ｝
但し
Ａ（ｔ）：希望波映像信号（被変調信号）
cos（ωｔ）：搬送波
Ｂ（ｔ）：妨害波映像信号（被変調信号）
δ：オフセット周波数
φ：希望波映像信号Ａ（ｔ）と妨害波映像信号Ｂ（ｔ）の位相差
ｋ：希望波映像信号Ａ（ｔ）と妨害波映像信号Ｂ（ｔ）のレベル比（Ｄ／Ｕ比）
（Ｄ／Ｕ＝２０ｌｏｇ１０（｜Ａ（ｔ）｜／｜Ｂ（ｔ）｜）  （ｄＢ））
（２）復調後信号
cos（ωｔ）で復調した後の信号をＩ（ｔ）（同相成分）、sin（ωｔ）で復調した後の信号をＱ（ｔ）（直交成分）とする。
【数１】
2005323170.tif 000003
【００１２】
（３）ＬＰＦ出力
ビートキャンセル部１４のローパスフィルタ１４２から出力される同相成分をＩＬ（ｔ）、直交成分をＱＬ（ｔ）とする。
【００１３】
（ａ）同相成分ＩＬ（ｔ）
ＩＬ（ｔ）＝（Ａ（ｔ）／２）＋（ｋ・Ｂ（ｔ）／２）・cos（δｔ＋φ）
（ｂ）直交成分ＱＬ（ｔ）
ＱＬ（ｔ）＝−（ｋ・Ｂ（ｔ）／２）・sin（δｔ＋φ）
（４）π／２位相シフト回路１４６の出力信号ＱＳ（ｔ）
ＱＬ（ｔ）をπ／２位相シフトすると、その出力信号ＱＳ（ｔ）は、
ＱＳ（ｔ）＝（ｋ・Ｂ（ｔ）／２）・cos（δｔ＋φ）
（５）ビートキャンセル部１４の出力信号
上記ＩＬ（ｔ）及びＱＳ（ｔ）を減算回路１４３で減算処理し、その出力信号をＳ（ｔ）とすると、
Ｓ（ｔ）＝ＩＬ（ｔ）−ＱＳ（ｔ）＝Ａ（ｔ）／２
となる。
【００１４】
上記のようにビートキャンセル処理を行なうことにより、希望波Ａ（ｔ）の６ｄＢダウンの信号がビートキャンセル部１４から出力される。
【特許文献１】特開２００３−１７９７８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上記従来のオフセットビートキャンセル装置では、アナログ回路で構成した直交復調部１３により直交復調を行なって同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）とに分離し、それらをＡ／Ｄコンバータ１４１、１４４でそれぞれデジタル信号に変換した後、フィルタリング処理及び差分演算処理を行ない、その結果をＤ／Ａコンバータ１４７で再びアナログ信号に変換することにより、オフセットビートのない映像信号を得ている。
【００１６】
しかし、上記従来の方式では、直交復調部１３をアナログ回路で実現しているので、直交性の精度が悪く、また、温度変動の影響を受けるなどの問題があり、画像の劣化を生じていた。
【００１７】
上記の問題を解決するため、直交復調部をデジタル回路で構成することが考えられる。しかし、通常、サンプリング定理から、入力する信号の周波数帯域の２倍以上のサンプリング周波数を取り込まなくてはならない。ＵＨＦ帯のテレビ放送を受信する場合、ＩＦ帯のテレビ映像信号は通常搬送周波数が５８．７５ＭＨｚであるので、そのまま２倍以上でサンプリングを行なうと、約１３０ＭＨｚ以上の周波数でサンプリングしなければならず、非常に高速で動作するＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータやデジタル回路が必要となり、実用上問題となる。
【００１８】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、ＩＦ帯テレビ映像信号をＡ／Ｄコンバータにて比較的低い周波数でアンダーサンプリングすることにより、一般に実用的な動作速度のＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ、デジタル回路で構成することができるオフセットビートキャンセル装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
（１）本発明は、周波数を僅かにオフセットさせた同一チャンネルのアナログテレビ放送信号を複数の送信局より受信した場合に、そのＩＦ帯テレビ映像信号を直交復調することにより、映像信号とオフセットビート成分を含んだ同相成分（Ｉ）を抽出すると共に、オフセットビート成分の直交成分（Ｑ）を抽出し、前記同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）との差分を求めて映像信号を抽出するオフセットビートキャンセル装置において、
受信信号のＩＦ帯テレビ映像信号をアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を直交復調処理し、映像信号とオフセットビート成分を含んだ同相成分（Ｉ）を出力すると共に、オフセットビート成分の直交成分（Ｑ）を出力するデジタル直交復調部と、
前記デジタル直交復調部から出力される同相成分（Ｉ）から映像信号とオフセットビート成分を含んだ信号を抽出する第１のローパスフィルタと、前記デジタル直交復調部から出力される直交成分（Ｑ）からオフセットビート成分を含んだ信号を抽出する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出力信号の位相をπ／２シフトするπ／２位相シフト手段と、前記ローパスフィルタの出力信号と前記π／２位相シフト手段の出力信号との差分をとり、オフセットビート成分を除去して映像信号を抽出する演算手段とからなるビートキャンセル部とを具備したことを特徴とする。
【００２０】
（２）前記Ａ／Ｄコンバータは、ＩＦ帯テレビ映像信号をアンダーサンプリングする周波数を、アンダーサンプリングにて発生する周波数スぺクトラムのうち最も直流に近いスぺクトラムの映像信号の搬送波周波数に対して４倍に設定することを特徴とする。
【００２１】
（３）前記デジタル直交復調部は、直交復調の復調搬送波の余弦波成分をサンプリングクロックに同期して「＋１」、「０」、「−１」、「０」の順序で変化させ、入力信号を前記余弦波成分に基づき同相成分（Ｉ）として出力する手段と、復調搬送波の正弦波成分をサンプリングクロックに同期して「０」、「＋１」、「０」、「−１」の順序で変化させ、入力信号を前記正弦波成分に基づき直交成分（Ｑ）として出力する手段とにより構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、デジタル直交復調部の前段にＡ／Ｄコンバータを設け、ＩＦ帯テレビ映像信号をアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換することにより、一般に実用的な動作速度のＡ／Ｄコンバータ、デジタル直交復調部、ビートキャンセル部を用いて構成することができる。また、サンプリング周波数を直流に最も近いスぺクトラムの搬送周波数の４倍とすることで、デジタル直交復調部における搬送波をデジタル信号処理で非常に扱い易い数値で表すことができ、デジタル直交復調部の構成を著しく簡易化することができる。更に、各デジタル回路の動作周波数を低くでき、回路の消費電流を低減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。  
図１は、本発明の一実施形態に係るオフセットビートキャンセル装置の概略構成を示すブロック図である。図１において、２１はＩＦ入力端子で、このＩＦ入力端子２１には上記図９に示したチューナ部１２から出力される映像ＩＦ信号（ＩＦ帯テレビ映像信号）が入力される。この映像ＩＦ信号は、搬送波周波数ｆＣが例えば５８．７５ＭＨｚである。ＩＦ入力端子２１に入力されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄコンバータ２２に送られてデジタル信号ＩＦＤに変換される。
【００２４】
上記Ａ／Ｄコンバータ２２は、ＩＦ信号をサンプリングクロック（サンプリング周波数ｆＳ）でアンダーサンプリングし、デジタル信号ＩＦＤに変換してデジタル直交復調部３０に出力する。上記サンプリング周波数ｆＳは、映像ＩＦ信号の搬送波周波数ｆＣより低い周波数、例えば２６．１１ＭＨｚに設定されるが、その詳細については後述する。
【００２５】
デジタル直交復調部３０は、詳細を後述する同相成分処理部３１及び直交成分処理部３２からなり、上記サンプリングクロック（サンプリング周波数ｆＳ）に同期して直交復調処理を行ない、同相成分処理部３１から同相成分Ｉ（ｔ）、直交成分処理部３２から直交成分Ｑ（ｔ）を出力する。上記デジタル直交復調部３０から出力される同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）は、ビートキャンセル部４０へ送られる。
【００２６】
ビートキャンセル部４０に入力された同相成分Ｉ（ｔ）は、復調搬送波の２倍以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１を介して減算回路４２の＋端子に入力される。また、ビートキャンセル部４０に入力された直交成分Ｑ（ｔ）は、復調搬送波の２倍以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３を介して取り出され、その後、π／２位相シフト回路４４により位相がπ／２進められて減算回路４２の−端子に入力される。この減算回路４２では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１の出力信号とπ／２位相シフト回路４４の出力信号との差分を求めてオフセットビート成分を除去する。すなわち、減算回路４２は、映像信号とオフセットビート成分を含む同相成分Ｉ（ｔ）からオフセットビート成分の直交成分Ｑ（ｔ）を減算し、オフセットビート成分を除去して映像信号のみを抽出する。
【００２７】
そして、上記減算回路４２でオフセットビート成分が除去された映像信号は、Ｄ／Ａコンバータ４５でアナログ信号に変換され、出力端子４６から映像ＩＦ信号として図９のＵＨＦ変調器１５へ送られる。このＵＨＦ変調器１５は、上記オフセットビート成分が除去された映像ＩＦ信号及びチューナ部１２で分離された音声ＩＦ信号を変調して元の高周波周波数あるいは他の高周波周波数に変換した後、テレビ受像機（図示せず）へ送出する。
【００２８】
次に、上記Ａ／Ｄコンバータ２２及びデジタル直交復調部３０に入力するサンプリングクロックの周波数ｆＳの設定について説明する。  
図２は、現在行なわれているアナログテレビ放送における映像ＩＦ信号の残留側波帯特性を示したものである。この場合のテレビ映像信号の搬送波周波数ｆＣは５８．７５ＭＨｚ、信号帯域幅は６ＭＨｚである。
【００２９】
上記ＩＦ信号をＡ／Ｄコンバータ２２でサンプリングクロック（ｆＳ）によりアンダーサンプリングすると、周波数スぺクトラムは、図３に示したようになる。ここで、アンダーサンプリングするクロックの周波数をｆＳ、ＩＦ帯テレビ映像信号の搬送波周波数をｆＣ（５８．７５ＭＨｚ）、直流に最も近いスぺクトラムの搬送周波数をｆＣ０として、下記の関係を満足するようにサンプリング周波数ｆＳを設定する。
【００３０】
サンプリング定理から、
・２×ｆmax ＜ Ｎ×ｆＳ
ここで、ｆmaxは、ＩＦ帯テレビ映像信号の最大周波数
・ｆＳ＝（４／（２・Ｎ＋１））・ｆＣ
ここで、Ｎ＝０、１、２、３、・・・（自然数）
・ｆＣ０＝ｆＳ／４
但し、
ｆＳ ＞（テレビ映像信号帯域）×２倍
上記の３つの式を満足し、かつサンプリング後の周波数スぺクトラムが重ならないようにする。そして、より大きな効果を得るために、できるだけ低いサンプリング周波数ｆＳを選択する。
【００３１】
１つの例として、Ｎ＝４としたとき、
サンプリング周波数ｆＳ＝２６．１１ＭＨｚ
搬送周波数ｆＣ０＝６．５３ＭＨｚ
となる。
【００３２】
上記のようにＡ／Ｄコンバータ２２において、ＩＦ信号をアンダーサンプリングしてデジタル信号ＩＦＤに変換することにより、一般に実用的な動作速度のＡ／Ｄコンバータ２２、デジタル直交復調部３０、ビートキャンセル部４０、Ｄ／Ａコンバータ４５を用いてオフセットビートキャンセル装置を構成することができる。
【００３３】
また、上記のようにサンプリング周波数ｆＳが直流に最も近いスぺクトラムの搬送周波数ｆＣ０の４倍になっていることにより、デジタル直交復調部３０で直交復調する搬送波、すなわち、同相成分処理部３１における搬送波cos（ωｔ）＝cos（２πｆＣ０ｔ）は、図４（ａ）に示すように「＋１、０、−１、０、＋１、０、…」、また、直交成分処理部３２における搬送波sin（ωｔ）＝sin（２πｆＣ０ｔ）は、図４（ｂ）に示すように「０、＋１、０、−１、０、＋１、…」のようにデジタル信号処理で非常に扱い易い数値となる。すなわち、デジタル直交復調部３０で使用する搬送波は、cos（ωｔ）及びsin（ωｔ）の各周期を４分割した点における値を用いることができる。
【００３４】
デジタル直交復調部３０では、直交復調するために乗算器により受信信号と搬送波とを乗算処理するが、上記のような搬送波の値との乗算には、乗算器を必要とせず、
「＋１」を乗算するときは受信信号をそのまま出力し、
「０」を乗算するときは何も出力せず（出力“０”）、
「−１」を乗算するときは受信信号を極性反転して出力する、
だけで良くなる。このため本来ならば、一般的に大規模なハードウェア量を必要とする乗算器が不要となり、図１に示したようにデジタル直交復調部３０の構成が非常に簡単になる。
【００３５】
例えばデジタル直交復調部３０の同相成分処理部３１は、スイッチ回路３３とインバータ３４により構成される。スイッチ回路３３は、Ａ／Ｄコンバータ２２から出力されるＩＦＤ信号が入力される切替端子ａと、この切替端子ａにより順次切替えられる４つの固定端子１〜４を備え、サンプリングクロック（サンプリング周波数ｆＳ）に同期してスイッチング動作を行なう。上記スイッチ回路３３の固定端子１から取り出される信号及び固定端子３からインバータ３４を介して取り出される信号は、同相成分Ｉ（ｔ）としてビートキャンセル部４０のローパスフィルタ４１へ送られる。また、スイッチ回路３３の固定端子２、４は、オープンとなっている。
【００３６】
上記のように構成された同相成分処理部３１は、切替端子ａにより固定端子１が選択された場合はＩＦＤ信号を「＋１」倍した信号、固定端子２が選択された場合は「０」信号、固定端子３が選択された場合はＩＦＤ信号をインバータ３４により反転（「−１」倍）した信号、固定端子４が選択された場合は「０」信号を出力する。すなわち、同相成分処理部３１は、サンプリングクロックに同期してＩＦＤ信号を「＋１」倍→「０」倍→「−１倍」→「０」倍して順次出力する。
【００３７】
また、デジタル直交復調部３０の直交成分処理部３２は、スイッチ回路３５とインバータ３６により構成される。スイッチ回路３５は、Ａ／Ｄコンバータ２２から出力されるＩＦＤ信号が入力される切替端子ａと、この切替端子ａにより順次切替えられる４つの固定端子１〜４を備え、サンプリングクロック（サンプリング周波数ｆＳ）に同期してスイッチング動作を行なう。
【００３８】
上記スイッチ回路３５の固定端子２から取り出される信号及び固定端子４からインバータ３６を介して取り出される信号は、直交成分Ｑ（ｔ）としてビートキャンセル部４０のローパスフィルタ４３へ送られる。スイッチ回路３５の固定端子１、３は、オープンとなっている。
【００３９】
上記のように構成された直交成分処理部３２は、切替端子ａにより固定端子１が選択された場合は「０」信号、固定端子２が選択された場合はＩＦＤ信号を「＋１」倍した信号、固定端子３が選択された場合は「０」信号、固定端子４が選択された場合はＩＦＤ信号をインバータ３６により反転（「−１」倍）して出力する。すなわち、直交成分処理部３２は、サンプリングクロックに同期してＩＦＤ信号を「０」倍→「＋１」倍→「０」倍→「−１」倍して順次出力する。  
上記のようにデジタル直交復調部３０を非常に簡単な構成とすることができる。
【００４０】
次に、上記デジタル直交復調部３０の具体的な回路構成例について、図５及び図６を参照して説明する。図５において、５０はスイッチ回路で、図１における同相成分処理部３１のスイッチ回路３３及び直交成分処理部３２のスイッチ回路３５に相当する。
【００４１】
上記スイッチ回路５０は、４進カウンタ５１及びＡＮＤゲート５２〜４５により構成される。４進カウンタ５１のクロック入力端子ＣＬＫには、サンプリングクロック（ｆＳ）が入力される。４進カウンタ５１は、上記サンプリングクロック（ｆＳ）をカウントし、そのカウント値に応じて出力端子Ｑ０、Ｑ１から信号を出力する。
【００４２】
ＡＮＤゲート５２には、上記４進カウンタ５１のＱ０、Ｑ１端子から出力される信号がそれぞれ反転入力端子に入力される。  
ＡＮＤゲート５３には、一方の入力端子に４進カウンタ５１のＱ０端子から出力される信号が入力され、他方の反転入力端子に４進カウンタ５１のＱ１端子から出力される信号が入力される。
【００４３】
ＡＮＤゲート５４には、一方の反転入力端子に４進カウンタ５１のＱ０端子から出力される信号が入力され、他方の入力端子に４進カウンタ５１のＱ１端子から出力される信号が入力される。  
ＡＮＤゲート５５には、上記４進カウンタ５１のＱ０、Ｑ１端子から出力される信号が入力される。  
すなわち、上記ＡＮＤゲート５２〜４５は、その出力Ａ〜Ｄが４進カウンタ５１のカウントアップ動作に応じて順次“１”となるように設定されている。
【００４４】
上記ＡＮＤゲート５２〜４５の出力Ａ〜Ｄは、同相成分処理部３１及び直交成分処理部３２へ送られる。  
同相成分処理部３１は、ＯＲゲート６１、ＮＡＮＤゲート６２〜６４、ＮＯＲゲート６５、及びＡＮＤゲート６６により構成される。ＯＲゲート６１は、一方の入力端子にＡ／Ｄコンバータ２２から出力されるｎビットのデジタル信号Ｅ（ＩＦＤ信号）が入力され、他方の反転入力端子に上記ＡＮＤゲート５２の出力信号Ａが入力される。この場合、上記ＯＲゲート６１、ＮＡＮＤゲート６２〜６４、ＮＯＲゲート６５、及びＡＮＤゲート６６は、Ａ／Ｄコンバータ２２から出力されるデジタル信号Ｅのビット数ｎに対応する数だけ設けられる。
【００４５】
例えばＯＲゲート６１の場合、図６に示すように構成される。Ａ／Ｄコンバータ２２から出力されるデジタル信号Ｅのビット数ｎがｂ７〜ｂ０の８ビットである場合、８個のＯＲゲート６１ａ〜６１ｈが設けられ、それぞれ一方の入力端子にデジタル信号ｂ７〜ｂ０が入力され、他方の反転入力端子にＡＮＤゲート５２の出力Ａが共通に入力される。  
そして、図５に示すように上記ＯＲゲート６１（６１ａ〜６１ｈ）から出力されるｎビットの信号は、ＡＮＤゲート６６の一方の入力端子に入力される。
【００４６】
また、ＮＡＮＤゲート６２は、それぞれ一方の反転入力端子が接地され、他方の入力端子に上記ＡＮＤゲート５３の出力Ｂが共通に入力される。
【００４７】
また、ＮＡＮＤゲート６３は、それぞれ一方の入力端子にＡ／Ｄコンバータ２２から出力されるｎビットのデジタル信号Ｅが入力され、他方の入力端子に上記ＡＮＤゲート５４の出力Ｃが共通に入力される。
【００４８】
また、ＮＡＮＤゲート６４は、それぞれ一方の反転入力端子が接地され、他方の入力端子に上記ＡＮＤゲート５５の出力Ｄが共通に入力される。  
そして、上記ＮＡＮＤゲート６２〜６４から出力されるｎビットの出力Ｇ、Ｈ、Ｉは、ＮＯＲゲート６５の反転入力端子に入力される。このＮＯＲゲート６５のｎビットの出力信号は、ＡＮＤゲート６６の他方の入力端子にそれぞれ入力され、このＡＮＤゲート６６から出力されるｎビットの信号が同相成分Ｉ（ｔ）の出力（ＯＵＴ）となる。
【００４９】
一方、直交成分処理部３２は、ＮＡＮＤゲート７１、ＯＲゲート７２、ＮＡＮＤゲート７３、７４、ＮＯＲゲート７５、ＡＮＤゲート７６により構成される。これらのゲート７１〜７６は、同相成分処理部３１の場合と同様に、Ａ／Ｄコンバータ２２から出力されるデジタル信号Ｅのビット数ｎに対応する数だけ設けられる。
【００５０】
上記ＮＡＮＤゲート７１は、それぞれ一方の反転入力端子が接地され、他方の入力端子に上記スイッチ回路５０のＡＮＤゲート５２の出力Ａが共通に入力される。上記ＮＡＮＤゲート７１から出力されるｎビットの信号は、ＡＮＤゲート７６の一方の入力端子に入力される。
【００５１】
また、上記ＯＲゲート７２は、それぞれ一方の入力端子にｎビットのデジタル信号Ｅが入力され、他方の反転入力端子にそれぞれスイッチ回路５０のＡＮＤゲート５３の出力Ｂが共通に入力される。
【００５２】
また、ＮＡＮＤゲート７３は、それぞれ一方の反転入力端子が接地され、他方の入力端子に上記ＡＮＤゲート５４の出力Ｃが共通に入力される。  
また、ＮＡＮＤゲート７４は、それぞれ一方の入力端子にＡ／Ｄコンバータ２２から出力されるｎビットのデジタル信号Ｅが入力され、他方の入力端子に上記ＡＮＤゲート５５の出力Ｄが共通に入力される。
【００５３】
そして、上記ＮＡＮＤゲート７１、７３、７４から出力されるｎビットの出力は、ＮＯＲゲート７５の反転入力端子に入力される。このＮＯＲゲート７５のｎビットの出力信号は、ＡＮＤゲート７６の他方の入力端子にそれぞれ入力され、このＡＮＤゲート７６から出力されるｎビットの信号が直交成分Ｑ（ｔ）の出力（ＯＵＴ）となる。
【００５４】
次に、上記同相成分処理部３１の動作を図７に示すタイミングチャートを参照して説明する。スイッチ回路５０の４進カウンタ５１は、図７（ａ）に示すサンプリングクロック（ｆＳ）によってカウントアップ動作し、出力端子Ｑ０から図７（ｂ）に示すようにサンプリングクロック（ｆＳ）の２倍の周期の信号を出力し、出力端子Ｑ１から図７（ｃ）に示すようにＱ０出力の２倍の周期の信号を出力する。
【００５５】
上記４進カウンタ５１のＱ０、Ｑ１出力とＡＮＤゲート５２〜５５の組合せにより、ＡＮＤゲート５２〜５５からは、図７（ｄ）〜（ｇ）に示すようにＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの順に“１”信号が出力され、同相成分処理部３１に入力される。すなわち、４進カウンタ５１は、サンプリングクロック（ｆＳ）によって「０」→「１」→「２」→「３」→「０」…の順にカウント動作を繰り返し、それに応じてＡＮＤゲート５２〜５５からＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの順に“１”信号が出力される。
【００５６】
一方、Ａ／Ｄコンバータ２２は、ＩＦ信号をサンプリングクロック（ｆＳ）によりアンダーサンプリングしてデジタル信号ＩＦＤに変換し、図７（ｈ）に示すように信号Ｅとして出力する。
【００５７】
上記４進カウンタ５１のカウント値が「０」でスイッチ回路５０のＡＮＤゲート５２の出力Ａが“１”となるタイミングでは、図７（ｉ）に示すようにＡ／Ｄコンバータ２２の出力ＥがＯＲゲート６１の出力Ｆとして出力される。このときスイッチ回路５０のＡＮＤゲート５３の出力Ｂは“０”であり、図７（ｊ）に示すようにＮＡＮＤゲート６２の出力Ｇが“１”、ＮＯＲゲート６５の出力が“１”となってＡＮＤゲート６６のゲートが開かれる。このため上記ＯＲゲート６１を介して出力されるＡ／Ｄコンバータ２２の出力Ｅが図７（ｍ）に示すようにＡＮＤゲート６６の出力ＯＵＴとして取り出される。
【００５８】
次に、４進カウンタ５１のカウント値が「１」にカウントアップされてスイッチ回路５０のＡＮＤゲート５３の出力Ｂが“１”になると、図７（ｊ）に示すＮＡＮＤゲート６２の出力Ｇが“０”でＮＯＲゲート６５の出力が“０”となるので、ＡＮＤゲート６６のゲートが閉じ、その出力ＯＵＴも図７（ｍ）に示すように“０”となる。
【００５９】
更に、４進カウンタ５１のカウント値が「２」にカウントアップされてＡＮＤゲート５４の出力Ｃが“１”になると、ＮＡＮＤゲート６３のゲートが開かれ、図７（ｋ）に示すようにＡ／Ｄコンバータ２２の出力Ｅが反転して出力される。このＮＡＮＤゲート６３の出力Ｈは、ＮＯＲゲート６５を介してＡＮＤゲート６６に入力される。このときスイッチ回路５０のＡＮＤゲート５２の出力Ａは“０”で、ＯＲゲート６１の出力は“１”となってＡＮＤゲート６６のゲートが開かれ、図７（ｍ）に示すように上記ＮＯＲゲート６５から出力されるＡ／Ｄコンバータ２２の反転出力／ＥがＯＵＴとして取り出される。
【００６０】
次に、４進カウンタ５１のカウント値が「３」にカウントアップされてＡＮＤゲート５５の出力Ｄが“１”になると、図７（ｌ）に示すようにＮＡＮＤゲート６４の出力Ｉが“０”でＮＯＲゲート６５の出力が“０”となるので、ＡＮＤゲート６６のゲートを閉じ、その出力ＯＵＴも図７（ｍ）に示すように“０”となる。
【００６１】
以下、同様の動作が繰り返され、４進カウンタ５１のカウントアップ動作に応じてＡＮＤゲート６６から図７（ｍ）に示すように「Ｅ」→「０」→「／Ｅ」→「０」…の順序でＡ／Ｄコンバータ２２の出力Ｅ（デジタル信号ＩＦＤ）が出力される。
【００６２】
すなわち、同相成分処理部３１では、図１にて説明したように、サンプリングクロック（ｆＳ）に同期してＡ／Ｄコンバータ２２の出力Ｅ（デジタル信号ＩＦＤ）を「＋１」倍→「０」倍→「−１倍」→「０」倍して順次出力する。
【００６３】
また、図５に示す直交成分処理部３２においても、詳細な説明は省略するが、上記同相成分処理部３１と同様の動作が行なわれ、４進カウンタ５１のカウントアップ動作に応じてＡＮＤゲート７６から「０」→「Ｅ」→「０」→「／Ｅ」…の順序でＡ／Ｄコンバータ２２の出力Ｅ（デジタル信号ＩＦＤ）が出力される。すなわち、直交成分処理部３２は、サンプリングクロック（ｆＳ）に同期してＡ／Ｄコンバータ２２の出力Ｅ（デジタル信号ＩＦＤ）を「０」倍→「＋１」倍→「０」倍→「−１」倍して順次出力する。
【００６４】
上記実施形態で示したように、デジタル直交復調部３０の前段にＡ／Ｄコンバータ２２を設け、ＩＦ信号をアンダーサンプリングしてデジタル信号ＩＦＤに変換することにより、一般に実用的な動作速度のＡ／Ｄコンバータ２２、デジタル直交復調部３０、ビートキャンセル部４０、Ｄ／Ａコンバータ４５を用いてオフセットビートキャンセル装置を構成することができる。また、従来では、２回路使用していたＡ／Ｄコンバータを１回路で実現でき、回路構成を簡略化することができる。
【００６５】
更に、サンプリング周波数ｆＳを直流に最も近いスぺクトラムの搬送周波数ｆＣ０の４倍とすることにより、同相成分処理部３１における搬送波cos（ωｔ）及び直交成分処理部３２における搬送波sin（ωｔ）は、「＋１」、「−１」、「０」といったデジタル信号処理で非常に扱い易い数値となり、デジタル直交復調部３０の構成を著しく簡易化することができる。また、各デジタル回路の動作周波数を低くできるので、回路の消費電流を低減することができる。
【００６６】
なお、図５に示したデジタル直交復調部３０は、具体的な構成の一例を示したものであり、その他の構成としても良いことは勿論である。
【００６７】
また、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の一実施形態に係るオフセットビートキャンセル装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】アナログテレビ放送における映像ＩＦ信号の残留側波帯特性を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るオフセットビートキャンセル装置において、Ａ／ＤコンバータでＩＦ信号をアンダーサンプリングした場合の周波数スぺクトラムを示す図である。
【図４】同実施形態において、デジタル直交復調部で直交復調する搬送波の例を示す図である。
【図５】同実施形態におけるデジタル直交復調部の具体的な回路構成図である。
【図６】図５における要部の詳細な構成例を示す図である。
【図７】同実施形態における動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図８】同一域に対して２つのアナログテレビ放送局から同じチャンネルの放送電波が届く場合の例を示す図である。
【図９】従来のＵＨＦ放送におけるオフセットビートキャンセル装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１０】図９における直交復調部及びビートキャンセル部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６９】
１１…受信アンテナ、１２…チューナ部、１３…直交復調部、１４…ビートキャンセル部、１５…ＵＨＦ変調器、２１…ＩＦ入力端子、２２…Ａ／Ｄコンバータ、３０…デジタル直交復調部、３１…同相成分処理部、３２…直交成分処理部、３３…スイッチ回路、３４…インバータ、３５…スイッチ回路、３６…インバータ、４０…ビートキャンセル部、４１、４３…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、４２…減算回路、４４…位相シフト回路、４５…Ｄ／Ａコンバータ、４６…出力端子、５０…スイッチ回路、５１…４進カウンタ、５２〜５５…ＡＮＤゲート、６１、６１ａ〜６１ｈ…ＯＲゲート、６２〜６４…ＮＡＮＤゲート、６５…ＮＯＲゲート、６６…ＡＮＤゲート、７１、７３、７４…ＮＡＮＤゲート、７２…ＯＲゲート、７５…ＮＯＲゲート、７６…ＡＮＤゲート。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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