(57)【要約】【課題】起動時の突入電流を時間遅れが少なく迅速に低減することができるチャージポンプ回路を得ること。【解決手段】電源投入時の初期状態では、トランジスタＱ３，Ｑ５がオフ動作状態にあり、定電流回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）から、充放電用コンデンサＣｐの両端を交互に電源側に接続する制御スイッチＳＷ１，ＳＷ４に定電流を供給する。このとき、電流可変用トランジスタＱ６のオン抵抗は、増幅器５の出力によって、電源投入直後の所定値から出力電圧の上昇に伴い低下するように制御される。すなわち、定電流回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）から制御スイッチＳＷ１，ＳＷ４に供給する定電流は、電源投入直後は所定値に制限され、その後出力電圧の上昇に伴い増加するように制御される。そして、出力電圧が所定値に到達すると、トランジスタＱ３，Ｑ５がオン動作状態となり、定電流回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）が本回路から切り離される。【選択図】        図１
2005057969.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の正極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとを電源と接地との間に直列に配置して充放電用コンデンサの充電電荷を出力用コンデンサを介して放電させることで出力用コンデンサの正極性充電電荷に充放電用コンデンサの正極性充電電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される昇圧型のチャージポンプ回路において、
前記制御スイッチのうち前記充放電用コンデンサの両端を交互に電源に接続する２つの制御スイッチと電源との間に設けられ、当該２つの制御スイッチに定電流を供給する定電流回路と、
前記定電流回路が発生する定電流を、電源投入直後は所定値に制限し、その後前記出力用コンデンサの保持電圧の上昇に伴い増加させる制御を行う電流制御回路と、
前記出力用コンデンサの保持電圧が所定値に到達すると、前記２つの制御スイッチを直接電源に接続する接続切替回路と、
を備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の負極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとの直列回路の両端を接地に接続して充放電用コンデンサの充電電荷を接地側放電させることで出力用コンデンサに負極性電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される反転型のチャージポンプ回路において、
前記制御スイッチのうち前記充放電用コンデンサの一端を電源に接続する制御スイッチと電源との間に設けられ、当該制御スイッチに定電流を供給する定電流回路と、
前記定電流回路が発生する定電流を、電源投入直後は所定値に制限し、その後前記出力用コンデンサの保持電圧の下降に伴い増加させる制御を行う電流制御回路と、
前記出力用コンデンサの保持電圧が所定値に到達すると、前記電源側に配置される制御スイッチを直接電源に接続する接続切替回路と、
を備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＤＣ・ＤＣコンバータとして使用されるチャージポンプ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ・ＤＣコンバータとして使用されるチャージポンプ回路には、電源電圧を２倍に昇圧する昇圧チャージポンプ回路と、電源電圧を反転して出力する反転チャージポンプ回路とがある。
【０００３】
構成方法には、種々あるが、例えば、昇圧チャージポンプ回路は、基本的には、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地（グランド）との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の正極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとを電源と接地（グランド）との間に直列に配置して充放電用コンデンサの充電電荷を出力用コンデンサを介して放電させることで出力用コンデンサの正極性充電電荷に充放電用コンデンサの正極性充電電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される。
【０００４】
また、反転チャージポンプ回路は、同様に、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地（グランド）との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の負極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとの直列回路の両端を接地（グランド）に接続して充放電用コンデンサの充電電荷を接地（グランド）側放電させることで出力用コンデンサに負極性電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される。
【０００５】
【特許文献１】特開平９−５１６６８号公報（００１７〜００１９、図１）
【特許文献２】特開平１０−１４２１８号公報（００１４〜００２０、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記のチャージポンプ回路では、電源投入時では、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサには、電荷が蓄積されていないので、起動時に電源から流れ込む突入電流が過大なものになるという問題がある。
【０００７】
そして、例えば、特許文献１，２では、この起動時の突入電流を低減する技術が開示されている。しかし、特許文献１，２に開示された技術では、突入電流を検出してから制御スイッチを開路させるように制御するので、保護がかかるまでに遅延が生じ、対策としては不十分である。
【０００８】
この発明は、上記に鑑みてなされたもので、起動時の突入電流を時間遅れが少なく迅速に低減することができるチャージポンプ回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、この発明にかかるチャージポンプ回路は、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の正極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとを電源と接地との間に直列に配置して充放電用コンデンサの充電電荷を出力用コンデンサを介して放電させることで出力用コンデンサの正極性充電電荷に充放電用コンデンサの正極性充電電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される昇圧型のチャージポンプ回路において、前記制御スイッチのうち前記充放電用コンデンサの両端を交互に電源に接続する２つの制御スイッチと電源との間に設けられ、当該２つの制御スイッチに定電流を供給する定電流回路と、前記定電流回路が発生する定電流を、電源投入直後は所定値に制限し、その後前記出力用コンデンサの保持電圧の上昇に伴い増加させる制御を行う電流制御回路と、前記出力用コンデンサの保持電圧が所定値に到達すると、前記２つの制御スイッチを直接電源に接続する接続切替回路とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
この発明によれば、昇圧型のチャージポンプ回路において、電源投入時の初期状態では、出力電圧が所定値まで上昇する間は、充放電用コンデンサと出力用コンデンサに対する充電電流に制限を加えることができるので、大きな突入電流が流れるのを防止できる。しかも、電源投入直後から遅延遅れなく制限を加えることができる。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、起動時の突入電流を時間遅れが少なく迅速に低減することができるチャージポンプ回路を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかるチャージポンプ回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。この実施の形態１では、昇圧型チャージポンプ回路の構成例が示されている。
【００１４】
図１において、直流電圧Ｖｉｎの入力端子１と接地（グランド）との間には、制御信号発生回路２が設けられる。制御信号発生回路２の４つの出力端には、制御スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のゲート電極がそれぞれ接続されている。
【００１５】
電源電圧Ｖｉｎの入力端子１には、カレントミラー回路（定電流回路）を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４のソース電極と分離用トランジスタＱ３，Ｑ５のソース電極とが接続されている。カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４のうち、トランジスタＱ１のドレイン電極は、電流可変用トランジスタＱ６および抵抗素子Ｒを介して接地（グランド）に接続されている。
【００１６】
トランジスタＱ２には、分離用トランジスタＱ３が並列に接続され、互いのドレイン電極には、制御スイッチＳＷ１のソース電極が接続されている。制御スイッチＳＷ１のドレイン電極には、制御スイッチＳＷ３のドレイン電極と充放電用コンデンサＣｐの一端とが接続されている。制御スイッチＳＷ３のソース電極は、接地（グランド）に接続されている。
【００１７】
また、トランジスタＱ４には、分離用トランジスタＱ５が並列に接続され、互いのドレイン電極には、制御スイッチＳＷ４のソース電極が接続されている。制御スイッチＳＷ４のドレイン電極には、充放電用コンデンサＣｐの他端と制御スイッチＳＷ２のソース電極とが接続されている。制御スイッチＳＷ２のドレイン電極には、出力端子３が設けられるとともに、接地（グランド）と間には出力用コンデンサＣｏが接続されている。そして、制御スイッチＳＷ２のドレイン電極は、コンパレータ４の逆相入力端（−）と増幅器５の一方の入力端とに接続されている。
【００１８】
コンパレータ４の正相入力端（＋）には、基準電圧Ｖが入力され、コンパレータ４の出力端は、分離用トランジスタＱ３，Ｑ５のゲート電極に接続されている。また、増幅器５の他方の入力端には、基準電圧Ｖｃｏｎｓｔが入力され、増幅器５の出力端は、電流可変用トランジスタＱ６のゲート電極に接続されている。
【００１９】
次に、動作について説明する。制御信号発生回路２は、高レベル（以降「Ｈレベル」という）と低レベル（以降「Ｌレベル」という）とがデューティー５０％で交互する制御信号を発生する。そして、制御スイッチＳＷ１，ＳＷ２は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチＳＷ３，ＳＷ４は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチＳＷ１，ＳＷ２と制御スイッチＳＷ３，ＳＷ４とは互いに逆位相でオン・オフ動作を行うようになっている。
【００２０】
まず、昇圧動作について簡単に説明する。すなわち、分離用トランジスタＱ３，Ｑ５がオン動作状態にあり、その結果、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）が機能停止状態にある場合、つまり、制御スイッチＳＷ１，ＳＷ４のソース電極が共に入力端子１に直接接続され、直流電圧Ｖｉｎが印加されている状態を考える。昇圧動作では、次の（位相１１）と（位相１２）とが交互に繰り返され、出力端子３に直流電圧Ｖｉｎを２倍した出力電圧Ｖｏｕｔが定常的に保持出力される。
【００２１】
（位相１１）制御スイッチＳＷ３，ＳＷ４がオン動作状態にあるときは、制御スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフ動作状態にある。この状態では、充放電用コンデンサＣｐのみが入力端子１と接地（グランド）との間に配置され、直流電圧Ｖｉｎで充電される。出力用コンデンサＣｏには前回の正極性充電電荷が保持される。
【００２２】
（位相１２）制御スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオン動作状態にあるときは、制御スイッチＳＷ３，ＳＷ４はオフ動作状態にある。この状態では、入力端子１と接地（グランド）との間に充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏとが直列に配置され、充放電用コンデンサＣｐの充電電荷が出力用コンデンサＣｏを介して放電することで出力用コンデンサＣｏの正極性充電電荷に充放電用コンデンサＣｐの正極性充電電荷が加算される。
【００２３】
さて、電源投入時の初期状態では、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏとは未充電の状態である。したがって、コンパレータ４は、逆相入力端（−）に入力する出力電圧Ｖｏｕｔが正相入力端（＋）に入力する基準電圧Ｖよりも低いので、出力をＨレベルにしている。その結果、分離用トランジスタＱ３，Ｑ５は共にオフ動作状態にあり、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）が所定の定電流を発生する動作を行う状態となる。これによって、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）から供給されることになる。
【００２４】
このとき、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）が発生する定電流の大きさは、電流可変用トランジスタＱ６によって可変制御される。すなわち、増幅器５では、出力電圧Ｖｏｕｔに基準電圧Ｖｃｏｎｓｔを加算して電流可変用トランジスタのゲート電極に与えるので、電流可変用トランジスタの導通状態は、電源投入直後では基準電圧Ｖｃｏｎｓｔに対応した所定の高いオン抵抗の状態であるが、その後、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴いオン抵抗が減少する。
【００２５】
その結果、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）が発生する定電流の大きさは、電源投入直後では小さく、その後、次第に増加することになる。これによって、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、大幅に制限される。そして、コンパレータ４では、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖを超えると、分離用トランジスタＱ３，Ｑ５をオン動作状態にするので、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４）は、その機能を停止する。つまり、回路から切り離される。その後は、通常時の動作状態に移行し、上記の（位相１１）と（位相１２）との交互繰り返しによって出力端子３に２Ｖｉｎの出力電圧Ｖｏｕｔが定常的に保持出力される。
【００２６】
このように、実施の形態１によれば、昇圧型のチャージポンプ回路において、電源投入時の初期状態では、出力電圧が所定値まで上昇する間は、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏに対する充電電流に制限を加えることができるので、大きな突入電流が流れるのを防止できる。しかも、電源投入直後から遅延遅れなく制限を加えることができる。
【００２７】
実施の形態２．
図２は、この発明の実施の形態２であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。この実施の形態２では、反転型チャージポンプ回路の構成例が示されている。なお、図２では、図１に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。
【００２８】
図２において、直流電圧Ｖｉｎの入力端子１と接地（グランド）との間には、制御信号発生回路２が設けられる。制御信号発生回路２の４つの出力端には、制御スイッチＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８のゲート電極がそれぞれ接続されている。
【００２９】
電源電圧Ｖｉｎの入力端子１には、カレントミラー回路（定電流回路）を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２のソース電極と分離用トランジスタＱ３のソース電極とが接続されている。カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２のうち、トランジスタＱ１のドレイン電極は、電流可変用トランジスタＱ７および抵抗素子Ｒを介して接地（グランド）に接続されている。
【００３０】
トランジスタＱ２には、分離用トランジスタＱ３が並列に接続され、互いのドレイン電極には、制御スイッチＳＷ５のソース電極が接続されている。制御スイッチＳＷ５のドレイン電極には、制御スイッチＳＷ７のドレイン電極と充放電用コンデンサＣｐの一端とが接続されている。制御スイッチＳＷ７のソース電極は、接地（グランド）に接続されている。
【００３１】
充放電用コンデンサＣｐの他端には、制御スイッチＳＷ６のドレイン電極と制御スイッチＳＷ８のソース電極とが接続されている。制御スイッチＳＷ６のソース電極は、接地（グランド）に接続されている。制御スイッチＳＷ８のドレイン電極には、出力端子３が設けられるとともに、接地（グランド）と間には出力用コンデンサＣｏが接続されている。そして、制御スイッチＳＷ８のドレイン電極は、コンパレータ６の正相入力端（＋）と増幅器７の一方の入力端とに接続されている。
【００３２】
コンパレータ６の逆相入力端（−）には、基準電圧−Ｖが入力され、コンパレータ６の出力端は、分離用トランジスタＱ３のゲート電極に接続されている。また、増幅器７の他方の入力端には、基準電圧Ｖｃｏｎｓｔが入力され、増幅器７の出力端は、電流可変用トランジスタＱ７のゲート電極に接続されている。
【００３３】
次に、動作について説明する。制御信号発生回路２は、実施の形態１にて説明したように、ＨレベルとＬレベルとがデューティー５０％で交互する制御信号を発生する。そして、制御スイッチＳＷ５，ＳＷ６は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチＳＷ７，ＳＷ８は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチＳＷ５，ＳＷ６と制御スイッチＳＷ７，ＳＷ８とは互いに逆位相でオン・オフ動作を行うようになっている。
【００３４】
まず、反転動作について簡単に説明する。すなわち、分離用トランジスタＱ３がオン動作状態にあり、その結果、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２）が機能停止状態にある場合、つまり、制御スイッチＳＷ５のソース電極が入力端子１に直接接続され、直流電圧Ｖｉｎが印加されている状態を考える。反転動作では、次の（位相２１）と（位相２２）とが交互に繰り返され、出力端子３に直流電圧Ｖｉｎを反転した反転電圧−Ｖｉｎの出力電圧Ｖｏｕｔが定常的に保持出力される。
【００３５】
（位相２１）制御スイッチＳＷ５，ＳＷ６がオン動作状態にあるときは、制御スイッチＳＷ７，ＳＷ８はオフ動作状態にある。この状態では、充放電用コンデンサＣｐのみが入力端子１と接地（グランド）との間に配置され、直流電圧Ｖｉｎで充電される。出力用コンデンサＣｏには前回の負極性充電電荷が保持される。
【００３６】
（位相２２）制御スイッチＳＷ７，ＳＷ８がオン動作状態にあるときは、制御スイッチＳＷ５，ＳＷ６はオフ動作状態にある。この状態では、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏとの直列回路の両端が接地（グランド）に接続され、充放電用コンデンサＣｐの充電電荷が接地（グランド）側に放電することで出力用コンデンサＣｏに負極性電荷が加算される。
【００３７】
さて、電源投入時の初期状態では、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏとは未充電の状態である。したがって、コンパレータ６は、正相入力端（＋）に入力する出力電圧Ｖｏｕｔが逆相入力端（−）に入力する基準電圧−Ｖよりも高いので、出力をＨレベルにしている。その結果、分離用トランジスタＱ３はオフ動作状態にあり、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２）が所定の定電流を発生する動作を行う状態となる。これによって、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２）から供給されることになる。
【００３８】
このとき、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２）が発生する定電流の大きさは、電流可変用トランジスタＱ７によって可変制御される。すなわち、増幅器７では、出力電圧Ｖｏｕｔに基準電圧Ｖｃｏｎｓｔを加算して電流可変用トランジスタのゲート電極に与えるので、電流可変用トランジスタの導通状態は、電源投入直後では基準電圧Ｖｃｏｎｓｔに対応した所定の高いオン抵抗の状態であるが、その後、出力電圧Ｖｏｕｔの下降に伴いオン抵抗が減少する。
【００３９】
その結果、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２）が発生する定電流の大きさは、電源投入直後では小さく、その後、次第に増加することになる。これによって、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、大幅に制限される。そして、コンパレータ６では、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧−Ｖを下回ると、分離用トランジスタＱ３をオン動作状態にするので、カレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２）は、その機能を停止する。つまり、回路から切り離される。その後は、通常時の動作状態に移行し、上記の（位相２１）と（位相２２）との交互繰り返しによって出力端子３に反転電圧−Ｖｉｎの出力電圧Ｖｏｕｔが定常的に保持出力される。
【００４０】
このように、実施の形態２によれば、反転型のチャージポンプ回路において、電源投入時の初期状態では、出力電圧が所定値まで上昇する間は、充放電用コンデンサＣｐと出力用コンデンサＣｏに対する充電電流に制限を加えることができるので、大きな突入電流が流れるのを防止できる。しかも、電源投入直後から遅延遅れなく制限を加えることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
この発明は、電源投入時の突入電流が時間遅れなく抑制できるので、突入電流が問題となる場面で用いるのに好適である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】この発明の実施の形態１であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態２であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４３】
１  入力端子
２  制御信号発生回路
３  出力端子
４，６  コンパレータ
５，７  増幅器
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ３  制御スイッチ
Ｃｐ  充放電用コンデンサ
Ｃｏ  出力用コンデンサ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３  カレントミラー回路を構成するトランジスタ
Ｑ６，Ｑ７  電流可変用トランジスタ
Ｖｃｏｎｓｔ  基準電圧
【図１】
2005057969.tif 000003
【図２】
2005057969.tif 000004