(57)【要約】  【課題】  インバータの電源電圧が変動すると、電流ゲインが等価的に変動してしまうことになり、電流ゲインの最適な状態が保てなくなる。  【解決手段】  直流の定電圧電諒を備え、電圧指令を三角波比較によりＰＷＭ変調して電圧指令に応じた可変電圧を生成するインバータ制御装置において、直流電源の電圧を検出する手段と、一定周期のクロックをアップダウンカウンタでカウントして三角波を生成する手段と、アップダウンカウンタのアップカウントからダウンカウントに転じる基準値を直流電源電圧の検出値に比例した値に変更する手段を備え、このアップダウンカウンタの値を三角波としてＰＷＭ変調を行ってインバータ制御を行う構成とする。【選択図】  図１
2005057874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源への電圧指令を三角波比較によりＰＷＭ変調して前記電圧指令に応じた可変電圧を生成するインバータ制御装置において、前記直流電源の電圧を検出する手段と、一定周期のクロックをアップダウンカウンタでカウントして三角波を生成する手段と、アップダウンカウンタのアップカウントからダウンカウントに転じる基準値を前記直流電源の電圧の検出値に比例した値に変更する手段を設け、このアップダウンカウンタの値を三角波としてＰＷＭ変調を行うインバータ制御装置。
【請求項２】
アップダウンカウンタでカウントするクロックの周期を、直流電源の電圧の検出値に反比例した値に変更して出力するクロックの生成手段を設けた請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
直流電源への電圧指令を三角波比較によりＰＷＭ変調して電圧指令に応じた可変電圧を生成するインバータの制御方法において、前記直流電源の電圧を検出し、一定周期でカウンタ値を増加させ基準値に達したらカウンタ値を減少させ、この際のカウンタ値の減少を開始するための基準値を前記直流電源の電圧の検出値に比例した値とし、このカウンタ値と電圧指令の値との比較でＰＷＭ変調を行うインバータの制御方法。
【請求項４】
カウンタ値の増減の割合を、直流電源の電圧の検出値に比例した値に変更してカウンタ値の増減を行う請求項３記載のインバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ制御装置およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの可変速駆動においては、一般にインバータが用いられる。特にサーボ制御装置等、モータ電流を精度よく制御する必要がある場合には、これに電流制御部を加えて、電流フィードバック制御が行われる。（特許文献１参考）
図６は、このような電流制御を行うための構成の一例で、商用電源１からの電力を整流器２で整流し、コンデンサ３で平滑した後、トランジスタなどのスイッチング素子からなる主回路４でPWM変調してモータ６の駆動電力として出力するインバータ１０である。なお、電流制御部８では、速度ループ等の上位ループからの電流指令と、電流検出器５からのモータ電流の検出値（電流フィードバック）を比較し、その偏差量にもとづいて電圧指令をPWM処理部１１へ出力する。このPWM処理部１１の信号は主回路４に入力され、PWM変調に用いられる。インバータ１０は、この電圧指令を受けてモータにそれに対応した電圧を与え、さらに、その結果生じる電流を供給する。
【０００３】
図７は、３相モータを駆動する場合の電流制御部８の構成である。３相電流フィードバック信号をＡ／D変換４５でＡ／Ｄ変換し、この変換した信号を２相／３相変換４６で３相電流を２相直流に変換して、これら各相毎に電流指令との偏差４０、４１を出し、この偏差４０、４１の結果に基づいてＰ制御演算４２、４３を行う。そしてＰ制御演算４２、４３からの２相電圧指令を３相／２相変換４４にて３相に変換して、３相電圧指令として出力する構成としている。
【０００４】
図８は、３相モータの駆動を行う場合の主回路４の一般的な構成である。各トランジスタ５０、５１、５２、５３、５４、５５をブリッジ接続し、ブリッジの両端に直流電力をかけ、トランジスタ５０にはＰＷＭ制御の信号のうちＵ相に関するＵ１信号が、トランジスタ５３にはＰＷＭ制御の信号のうちＵ相に関するＵ２信号が、トランジスタ５１にはＰＷＭ制御の信号のうちＶ相に関するＶ１信号が、トランジスタ５４にはＰＷＭ制御の信号のうちＶ相に関するＶ２信号が、トランジスタ５２にはＰＷＭ制御の信号のうちＷ相に関するＷ１信号が、トランジスタ５５にはＰＷＭ制御の信号のうちＷ相に関するＷ２信号が、それぞれのトランジスタのベースに入力される。そして、各相に対応したトランジスタ間５０と５３、５１と５４、５２と５５の接続点からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力を出すようにしている。このように各トランジスタ５０、５１、５２、５３、５４、５５のＯＮ／ＯＦＦの組合せとそのＯＮ／ＯＦＦ時間を調整することで、直流電圧の供給を受けながら、等価的に、任意の電圧の交流電圧を出力する。
【０００５】
なお、ＰＷＭ処理部１１は、電流制御部８からの３相電圧指令を主回路４のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ信号に変換する部分であり、この電圧指令をＯＮ／ＯＦＦ信号に変換する方法の一つに三角波比較方式がある。図９はこれを示すものである。三角波と各相電圧指令とを比較して、電圧指令が三角波より大きければ、主回路の対応する相の上側トランジスタをＯＮし、逆に小さければ、下側トランジスタをＯＮする。なお、図９（ａ）の各相出力に記している符号は、「＋」は上側トランジスタがＯＮしだ状態、「−」は下側トランジスタがＯＮした状態を示している。これと同符号の電圧がモータ６にかかる。
【０００６】
なお、図９（ａ）では、三角波の周期に対して各相電圧指令の正弦波の周期は十分に大きいものとして描いてある。
【０００７】
図９（ａ）に示す区間（１）〜（４）での出力パターンについて、（１）と（４）のときは、図８に示す構成から明らかなように、モータ端子にかかる電圧は等価的に０である。区間（２）と（３）のときに、モータ電流を流すのに有効な電圧がモータ６にかかる。モータ６内の３相の連結点を基準にして見たときの各相の電圧を、図９（ｂ）に示す。なお、Ｅｄはインバータの直流電源電圧の大きさを示す。区間（１）〜（４）を通しての平均電圧が、等価電圧と見なせる。図９（ａ）に示すような電圧指令の位相、振幅での、各相の等価電圧を、図９の符号を用いて表わすと、次の式（１）〜（３）のようになる。
【０００８】
Ｅｄ・ｔｅ／（３Ｔ）（２−α）        ・・・（１）
Ｅｄ・ｔｅ／（３Ｔ）（−１十２α）    ・・・（２）
Ｅｄ・ｔｅ／（３Ｔ）（−１−α）      ・・・（３）
ここで、ｔｅ、αは、
ｔｅ＝ｔ１＋ｔ２  ・・・（４）
α＝ｔ１／ｔｅ    ・・・（５）
であり、ｔ１は、３相の電圧指令の中で、値の最も小さいものが三角波と交叉してから次に値が小さい相の電圧指令が三角波と交叉するまでの時間、ｔ２は、そこからさらに値の最も大きい相の電圧指令が三角波と交叉するまでの時間である。また、Ｔは三角波の下側ピーク点と上側ビーク点との間の時間である。
【特許文献１】特開平４−４７９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述の式（１）〜（３）の意味するところは、直流電源電圧Ｅｄが上昇または低下すると、等価等価的に３相の出力電圧も上昇または低下するということである。
【００１０】
モータ駆動においては、減速時に回生電圧が生じて直流電源電圧が上昇することがある。あるいは３相電源電圧が低下した場合には、直流電源電圧が低下する。
【００１１】
このため、電流ゲインを最適に調整しても、電源電圧が上昇した場合には、電流ゲインが等価的に大きくなった状態になり電流制御部の発振を起こしたり、また、電源電圧が低下した場合には、電源電圧が等価的に小さくなった状態になり、電流制御の応答性が低下するという不都合が生じる。
【００１２】
本発明は上記課題を解決するものであって、インバータの電源電圧が変動しても、電流ゲインの最適な状態が保たれるようにすることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために本発明は、直流電源への電圧指令を三角波比較によりＰＷＭ変調して前記電圧指令に応じた可変電圧を生成するインバータ制御装置において、前記直流電源の電圧を検出する手段と、一定周期のクロックをアップダウンカウンタでカウントして三角波を生成する手段と、アップダウンカウンタのアップカウントからダウンカウントに転じる基準値を前記直流電源の電圧の検出値に比例した値に変更する手段を設け、このアップダウンカウンタの値を三角波としてＰＷＭ変調を行うもので、または、直流電源への電圧指令を三角波比較によりＰＷＭ変調して電圧指令に応じた可変電圧を生成するインバータの制御方法において、前記直流電源の電圧を検出し、一定周期でカウンタ値を増加させ基準値に達したらカウンタ値を減少させ、この際のカウンタ値の減少を開始するための基準値を前記直流電源の電圧の検出値に比例した値とし、このカウンタ値と電圧指令の値との比較でＰＷＭ変調を行うものであり、インバータの電源電圧の変動に応じて、前出の式（１）〜（３）のＴを変更させることになるから、電源電圧の変動に係わらずに出力電圧は電圧指令にだけに応じた値とすることができるという作用を有する。
【００１４】
また、本発明において、アップダウンカウンタでカウントするクロックの周期を、直流電源の電圧の検出値に反比例した値に変更して出力するクロックの生成手段を設け、または、カウンタ値の増減の割合を、直流電源の電圧の検出値に比例した値に変更してカウンタ値の増減を行うことで、前出の式（１）〜（３）のＴはそのままに、インバータの電源電圧の変動に応してｔｅを変更させることになるから、インバータの主回路のスイッチング周期を変えることなく、電源電圧の変動に影響しない指令電圧通りの出力電圧を得ることができるという作用を有する。
【発明の効果】
【００１５】
以上の説明から明らかなように、本発明の第１の構成と方法によれば、インバータの電源電圧の変動に関わらず、出力電圧は電圧指令にだけに応じた値とすることができ、電流ゲインを最適な状態に保つことができる。
【００１６】
また、本発明の第２の構成と方法によれば、インパークの主回路のスイツチング周期を変えることなく、直流電諒電圧の変動に影響しない、指令電圧通りの出力電圧を得ることができ、電流ゲインを最適な状態に保つことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
次に本発明の実施の形態例を説明する。
（実施の形態１）
図１および図２は、本発明の第１の構成を示すブロック図である。また、図３は，本発明の第１の方法を示すフロー図である。
【００１８】
なお、図において、従来例を含めて各図において同じ構成要素については、同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００１９】
図１において、コンデンサ３と主回路４の間にコンデンサ３や主回路４に並列に電圧検出部９を設けている。この電圧検出部９はインバータ１０の電源電圧を検出する部分である。
【００２０】
ＰＷＭ処理部７は、電流制御部８からの電圧指令と電圧検出部９からの電圧検出値とから、主回路４への駆動信号を生成する。
【００２１】
図２はＰＷＭ処理部７の構成を示す図である。
【００２２】
電圧検出部９からの電圧検出値は、電圧検出部９からの電圧検出値に比例した値を保持するレジスタ２０に入力し、このレジスタ２０の値を１／２にして出力する乗算部２１にレジスタ２０の出力を入力する。
【００２３】
この乗算部２１の出力を、Ｕ相電圧指令、Ｖ相電圧指令、Ｗ相電圧指令の各電圧指令にそれぞれ加算する。
【００２４】
また、一定周期のクロックを発生するクロック発生器２２の出力とレジスタ２０の出力は、アップ／ダウンカウンタ２３に入力する。
【００２５】
アップ／ダウンカウンタ２３は、クロック発生器２２からのクロックをカウントして、三角波を生成する部分であり、アップ／ダウンカウンタ２３では、初期状態を初期値をＯとしてアップカウントから始めて、カウント値がレジスタ２０からの出力値と同じ値になったら、ダウンカウントに転じる動作をする。
【００２６】
アップ／ダウンカウンタ２３からの三角波信号と加算器３０〜３２からの出力を比較器３３〜３５に入力し、ＵＶＷ各相それぞれについて、加算器３０、３１、３２からの出力が三角波信号よりも大きければ、ＯＮ信号を出力する。この出力は主回路４の上側トランジスタ（図８における５０、５１、５２）の入力となる。反転器３６〜３８は、比較器３３〜３５の出力を反転する部分である。この出力は主回路４の下側トランジスタ（図８における５３、５４、５５）の入力となる。
【００２７】
図３はこれらの処理の方法を示すフロー図である。
【００２８】
先ず、クロック発生器２２のクロックをスタートし、アップ／ダウンカウンタ２３のカウンタ値を０、フラグを１に初期化する。
【００２９】
次に電圧検出部９で電圧検出し、この検出した電圧に比例した値を記憶し、Ａとする。
【００３０】
次にフラグが１か判定して条件分岐する。
【００３１】
フラグが１なら、前回のカウンタ値に１以上のｄを加えて今回のカウンタ値とし、今回のカウンタ値とＡを比較し、今回のカウンタ値がＡ以上の場合にはフラグを０にする。
【００３２】
フラグが１で無いなら、前回のカウンタ値から１以上のｄを引いて今回のカウンタ値とし、今回のカウンタ値とＡを比較し、今回のカウンタ値が０以下の場合にはフラグを１にする。
【００３３】
次に各相の電圧指令値にＡ／２を加えてＸとし、カウンタ値をＹとする。
【００３４】
このＸがＹ以上かどうか判定し、ＸがＹ以上の場合は出力を１とし、それ以外の場合は出力を０とする。
【００３５】
以降、電圧検出部９で電圧検出するステップから繰り返す。
（実施の形態２）
図１および図４は，本発明の第２の構成を示すブロック図である。また、図５は、本発明の第２の方法を示すフロー図である。
【００３６】
なお、各図において同じ構成要素については、同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００３７】
本実施の形態において、クロック発生器２４は、電圧検出部９からの電圧検出値を入力として、これに反比例した周期のクロックを生成する点が実施の形態１のものと異なる。
【００３８】
図５はこれらの処理の方法を示すフロー図である。
【００３９】
先ず、クロック発生器２２のクロックをスタートし、アップ／ダウンカウンタ２３のカウンタ値を０、フラグを１に初期化する。
【００４０】
次に電圧検出部９で電圧検出し、この検出した電圧に比例した値を記憶し、Ａとする。
【００４１】
次にカウンタの増減値ｄを検出した電圧に比例した値にする。
【００４２】
次にフラグが１か判定して条件分岐する。
【００４３】
フラグが１なら、前回のカウンタ値に１以上のｄを加えて今回のカウンタ値とし、今回のカウンタ値とＡを比較し、今回のカウンタ値がＡ以上の場合にはフラグを０にする。
【００４４】
フラグが１で無いなら、前回のカウンタ値から１以上のｄを引いて今回のカウンタ値とし、今回のカウンタ値とＡを比較し、今回のカウンタ値が０以下の場合にはフラグを１にする。
【００４５】
次に各相の電圧指令値にＡ／２を加えてＸとし、カウンタ値をＹとする。
【００４６】
このＸがＹ以上かどうか判定し、ＸがＹ以上の場合は出力を１とし、それ以外の場合は出力を０とする。
【００４７】
以降、電圧検出部９で電圧検出するステップから繰り返す。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明のインバータ制御装置とその制御方法によれば、インバータの電源電圧の変動に関わらず、出力電圧は電圧指令にだけに応じた値とすることができ、電流ゲインを最適な状態に保つことができるもので、モータ制御のためのインバータ制御に限定されるものではなく、電圧指令を三角波比較でＰＷＭ変調して等価な電圧に変換するインバータ制御の何れにも有用なものである。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１の実施の形態における構成図
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるＰＷＭ処理部の構成図
【図３】本発明の第１の実施の形態におけるフロー図
【図４】本発明の第２の実施の形態におけるＰＷＭ処理部の構成図
【図５】本発明の第２の実施の形態におけるフロー図
【図６】従来の構成を示す図
【図７】電流制御部の構成図
【図８】主回路の構成図
【図９】三角波比較によるＰＷＭ変調の原理を示す図
【符号の説明】
【００５０】
１    交流電源
２    整流器
３    コンデンサ
５    電流検出器
６    モータ
７    記憶部
８    電圧検出部
２１  乗算部
３０〜３２  加算部
３３〜３５  比較部
３６〜３７  反転器
４０〜４１  減算部
５０〜５５  トランジスタ
【図１】
2005057874.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005057874.tif 000009
【図８】
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【図９】
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