(57)【要約】【課題】しきい値レベルを基準とした入力信号の特性に基づいて極モードと線形モードの間で動作を切り替えている増幅器システムを提供する。【解決手段】入力信号を増幅させるように動作する電力増幅器２２と、しきい値レベルを基準とした入力信号の特性に基づいて該増幅器の動作を極モードと線形モードの間で制御するモードセレクタ１６と、を備える。電力増幅器が入力端子および給電端子を有しており、前記モードセレクタは極モード動作の間において、入力信号の位相変調した信号コンポーネントを入力端子に、また入力信号の振幅変調した信号コンポーネントを給電端子に伝送すると共に、該モードセレクタは線形モード動作の間において、複合信号コンポーネントを入力端子に、また実質的に一定の振幅信号コンポーネントを給電端子に伝送する。【選択図】図１
2005020693.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅させるように動作する電力増幅器と、
しきい値レベルを基準とした入力信号の特性に基づいて該増幅器の動作を極モードと線形モードの間で制御するモードセレクタと、
を備える増幅器システム。
【請求項２】
前記電力増幅器が入力端子および給電端子を有しており、前記モードセレクタは極モード動作の間において、入力信号の位相変調した信号コンポーネントを入力端子に、また入力信号の振幅変調した信号コンポーネントを給電端子に伝送すると共に、該モードセレクタは線形モード動作の間において、複合信号コンポーネントを入力端子に、また実質的に一定の振幅信号コンポーネントを給電端子に伝送する、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記入力信号が位相および／または振幅変調した信号であり、かつ前記しきい値レベルが該入力信号と関連づけされた包絡線振幅レベルであり、前記電力増幅器がしきい値レベルを超える入力信号包絡線振幅レベルでは極モードで、またしきい値レベル未満の入力信号包絡線振幅レベルでは線形モードで動作する、請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
前記モードセレクタが、第１のディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）を介して電力増幅器の入力端子と結合させた第１の出力と、第２のＤＡＣおよび変調増幅器を介して電力増幅器の給電端子と結合させた第２の出力とを有すると共に、該モードセレクタは増幅器入力信号コンポーネントおよび増幅器給電信号コンポーネントのディジタル表示を、ディジタル表示をアナログ信号に変換する第１および第２のＤＡＣのそれぞれに伝送する、請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
増幅器入力信号コンポーネントおよび給電信号コンポーネントのうちの少なくとも一方のディジタル表示が所望の無線送信周波数において直接アナログ領域に変換されるように、前記第１および第２のＤＡＣのうちの少なくとも一方がデルタ−シグマＤＡＣである、請求項４に記載のシステム。
【請求項６】
前記電力増幅器がある一定のクラスを有する線形クラスタイプの増幅器である、請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
さらに、電力増幅器の出力ひずみを軽減させるように、入力信号の複合信号コンポーネントおよび入力信号の極コンポーネントのうちの一方を修正する事前ひずみコンポーネントを備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項８】
増幅器システムの所望の出力信号に対応した基準信号を発生しているディジタル相互キャンセレイションコンポーネントをさらに備えており、該クリーンな基準信号は電力増幅器からの出力信号の一部分と結合させ、最終の出力信号を生成させるように反転させかつ遅延バージョンの電力増幅器の出力信号と結合させるための誤差信号を決定する、請求項１に記載のシステム。
【請求項９】
前記基準信号が、基準信号をディジタル領域からアナログ領域に変換して所望の無線送信周波数に直接変換するデルタ−シグマディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）に供給される、請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】
入力信号から大きなピーク信号を除去するピーク対平均低減（ＰＡＲ）コンポーネントをさらに備えており、該大きなピーク信号は前記ディジタル相互キャンセレイションコンポーネントによって最終の出力信号に戻すように加算する、請求項８に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、全般的には電子デバイスに関し、さらに詳細には極および線形増幅器システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
スペクトル効率の良い変調形式を有するワイヤレス通信送信機に使用されるＲＦ電力増幅器では、変調精度を保持しかつスペクトル再生成（ｒｅｇｒｏｗｔｈ）を制限するために高い直線性が必要である。典型的には、入力信号を忠実に再生しかつ増幅器出力を厳密な放射マスク内に制限するために、クラスＡタイプ、クラスＡＢタイプまたはクラスＢの線形増幅器が利用される。線形増幅器は飽和時の動作の５０％を超える電気的（ＤＣ電力入力対ＲＦ電力出力またはＤＣ−ＲＦ）効率が可能である。しかし線形増幅器は、高い直線性の提供が必要であるため、一般に高効率で動作できない。一定の包絡線波形を得るには、その線形形態の動作を提供できるように線形増幅器を飽和以下で動作させることが多い。時間変動する包絡線では、さらに別の問題が提起される。一般的な解決法は、波形のピークを飽和の近傍で増幅し、これによってその波形の平均パワーが飽和から十分にバックオフさせたレベルで増幅されるようにすることである。このバックオフレベルは、出力電力バックオフ（ＯＰＢＯ）とも云い、線形増幅器の電気的効率を決定する。
【０００３】
たとえば、クラスＡタイプ増幅器の効率はそのピーク値に対する出力電力（ＥＦＦ＝ＰOUT／ＰPEAK）に従って減少する。さらに、クラスＢタイプ増幅器の効率も、そのピーク値に対する出力電力（ＥＦＦ＝（ＰOUT／ＰPEAK）1/2）に従って減少し、クラスＡＢタイプ増幅器はこれらの値の中間にある出力電力変動を有する。したがって、増幅器設計において直線性と効率の間で本来的なトレードオフが存在するのが通例である。
【０００４】
携帯通信、パーソナル通信、衛星通信などの用途のための最近の送信機では、４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）などのディジタル変調技法を符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信と組み合わせて利用する。データパルスを成形すると、隣接するチャンネル内に帯域外放射が生じることが軽減されるが、時間変動する包絡線を生成させる。多くの送信機（特に、基地局内の送信機）は、時間変動する包絡線によって個々の波形を増幅する以外に、複数のキャリアを増幅するように構成している。マルチキャリア信号は、大きなピーク対平均比（ＰＡＲ）が得られるような極めて広い分布の電力レベルを有する。したがって、これらのタイプの信号における線形増幅器の動作は極めて非効率である、というのは、これらの増幅器では、その信号は全期間のかなりの部分で大きなピーク電圧よりかなり小さいが、その給電電圧をこの大きなピーク電圧を扱えるような大きさとしなければならないためである。さらに、電力増幅器のサイズおよびコストは、一般に増幅器に要求されるピーク出力電力に比例する。
【０００５】
広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、グローバル・スタンダード・フォー・モバイル通信（ＧＳＭ）や符号分割多重アクセス２０００（ＣＤＭＡ２０００）のマルチキャリアバージョンは、利用が増加するワイヤレス用標準および用途である。これらの各々では、いくつかの場合で１０ｄＢを超えるような高いＰＡＲレベルを有する波形の増幅が必要である。地上ワイヤレス通信に割り当てられたスペクトル量は希薄であるため、送信で帯域外（ＯＯＢ）放射を最小にし、干渉環境を最小化することが必要である。１０ｄＢ以上のＰＡＲを有する波形の増幅に使用する線形増幅器は、５〜１０％のＤＣ−ＲＦ効率しか提供できない。この増幅器のピーク出力電力はピーク波形によって大きさが決まる。この増幅器のコストはそのピーク電力に従ったサイズになる。ヒートシンクやＤＣ−ＤＣ給電を含むいくつかの別の回路コストは、ピーク電力および消費熱（電気的非効率性に起因する）と逆の規模となる。ＡＣ−ＤＣ給電、バックアップバッテリ、冷却および回路遮断器からなる関連する基地局コストも、電気的動作コストの場合と同様に効率と逆の規模になる。ＤＣ−ＲＦ効率を改善させると製作および動作の両方に関して大きなコスト削減となることは明らかである。
【０００６】
非線形クラスのＲＦ電力増幅器（たとえば、クラスＣ、Ｄ、ＥおよびＦタイプの増幅器）は、飽和または飽和近傍においてＲＦデバイスのオンオフを切り替えており、これらは、ＲＦサイクルの少なくとも半分の間で実施され、かつ圧縮によって十分にバックオフされているようなクラスＡ、クラスＡＢまたはクラスＢタイプなど線形クラスの動作と比べてより効率が良い。しかし、非線形増幅器は、周波数変調（ＦＭ）やある種の形態をした位相変調（ＰＭ）など一定の包絡線信号と一緒にしか利用することができず、変調された振幅を有する信号ではこれらのクラスの増幅器からの出力に極度のひずみを生じさせる。
【０００７】
利用されている効率増強技法の１つは、Ｋａｈｎ技法または包絡線消去および再生（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ：ＥＥＲ）技法と呼ぶものである。このＥＥＲ技法では、ベースバンド振幅変調された（ＡＭ）信号を生成させるように着信する信号の包絡線を検出する。このＥＥＲ技法では、一定の包絡線を有する位相変調された（ＰＭ）コンポーネントを生成させるようにその入力信号を制限する。このＰＭ信号は、ＰＭパスに沿って電力増幅器の入力に提供されており、また振幅変調したコンポーネントはＡＭパスに沿って電力増幅器の給電を変調するために利用されている。最終のＲＦ電力増幅器の振幅変調によってこの包絡線を位相変調したキャリアまで復元させ、これによって増幅バージョンの入力信号を生成している。電力増幅器に入力される信号は一定の包絡線振幅を有するため、入力信号を増幅するのに、より効率の良いクラスの電力増幅器（たとえば、クラスＣタイプの増幅器）を利用することができる。さらに、給電信号は振幅変調されているため、この増幅器は、増幅器の効率に対する圧縮増強において動作する。
【０００８】
ＥＥＲ技法を利用する増幅器は、極増幅器（ｐｏｌａｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）と呼んでいる。極増幅器は、極めて高い効率を示すが、信号を歪ませ、多量のＯＯＢ放射を生じさせる可能性がある。従来の実現形態では、２つの信号パス（ＡＭおよびＰＭ）の極度に十分な同期が必要である。この２つのパスはそれぞれ、元の信号と比べて実質的により広いバンド幅コンポーネントを必要とすることがある。その信号がゼロ振幅点と交差すると、これにより極増幅器をカットオフさせる、かつ／または一定の包絡線（ＰＭ）パス内に極度に高速で困難な位相変化が必要となることがある。信号が広いダイナミックレンジにわたって変動すると、これによりさらに信号ひずみを生じさせるような極めて低い給電（たとえば、ドレイン）電圧で極増幅器を動作させることがあり、また給電電圧が低くなりすぎると増幅器をしゃ断させる可能性がある。その結果、極増幅器は限定された範囲の波形でしか利用することができていない。従来のＥＥＲシステムでは、信号の復元を同期させるようにその遅延を２つのパスに沿って較正すること、ならびに出力の包絡線を検出し包絡線を増幅するパス（ＡＭパス）にフィードバックを供給すること、によってＯＯＢ放射を制御する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
以下では、本発明のいくつかの態様に関する基本的理解を提供するために本発明の簡単な要約を提示する。この要約は、本発明に関する広範な概要ではない。この要約の目的は、本発明の主要なまたは決定的な要素を特定することではなく、また本発明の範囲を示すことでもない。その唯一の目的は、後で提示するより詳細な記載に対する導入として、本発明のいくつかの概念を簡略な形式で提示することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、しきい値レベルを基準とした入力信号の特性（たとえば、包絡線振幅しきい値レベル、信号レベルのディジタルカウント表示、電力増幅器電力レベルなど）に基づいて、極モードと線形モードの間で動作モードを切り替えている増幅器システムに関する。極モードでは、その積が入力信号に比例するような２つの項を形成させるようにその入力信号を分解する。コンポーネントの１つは、入力信号の実質的に一定の包絡線の位相変調コンポーネントであり、電力増幅器の入力端子に伝送する。２つ目のコンポーネントは、入力信号の振幅変調されたコンポーネントであり、電力増幅器の給電端子に伝送する。線形モードでは、複合（積）信号コンポーネントを入力端子に伝送し、また実質的に一定の振幅信号は給電端子に伝送する。たとえば、包絡線振幅レベルによってしきい値レベルが設定されている場合、増幅器システムは、しきい値レベルを超える（または該レベルである）包絡線振幅レベルに関しては極モードで、またしきい値レベル未満（または該レベルである）包絡線振幅レベルに関しては線形モードで、動作する。
【００１１】
本発明の一態様では、モードセレクタなどのディジタルコンポーネントによって、複合信号（線形モード）、または複合信号の極コンポーネント（極モード）について電力増幅器に伝送すべきか否かを決定する。このモードセレクタは、プログラム可能な論理デバイス、フィールドプログラム可能なゲートアレイ、離散的論理デバイスなどのディジタル式ハードウェアデバイス、あるいはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、コントローラ、マイクロプロセッサ、その他の上で実行させるアルゴリズムを備えることができる。モードセレクタは、さまざまな異なるハードウェアおよび／またはソフトウェアコンポーネントを含むことができる。入力信号は、それぞれのディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）を介してディジタル領域からアナログ領域に変換する。増幅器システム内で、ディジタル領域からアナログ領域に入力信号を変換し直接無線送信周波数にするようなＤＡＣを用いることもできる。この無線送信周波数は無線周波数（ＲＦ）レンジ（たとえば、メガヘルツレンジ）とすることや、マイクロ波周波数レンジ（たとえば、ギガヘルツレンジ）とすることができる。本発明の別の態様では、これらのＤＡＣのうちの少なくとも１つはデルタ−シグマ変調器ＤＡＣである。
【００１２】
本発明のさらに別の態様では、事前ひずみ（たとえば、特にディジタル事前ひずみによく適合するような）技法を通じて入力信号を修正し、増幅器システムの線形化を容易にしかつ帯域外放射を軽減させることができる。極コンポーネントと複合信号に対しては別の事前ひずみを適用する。別法として、その出力信号は、出力信号内のひずみの補正に使用する「クリーンな」バージョンの所望信号を生成させるために独立したディジタル基準信号を利用するようなディジタル相互キャンセレイション技法によって修正することができる。このディジタル相互キャンセレイション技法によって、増幅器パフォーマンスを改善（たとえば、信号ピークレベルの低減）させるような入力信号の修正が可能であり、この修正は電力増幅器の出力位置において補正することができる。この事前ひずみ技法およびディジタル相互キャンセレイション技法は、増幅器システムについてその線形化を容易にしかつ帯域外放射を軽減させるように組み合わせることができる。
【００１３】
上述の目的および関連する目的の実現に対して、本明細書では、本発明のある種の例示的態様について以下の説明および添付の図面に関連して記載する。しかし、これらの態様は、本発明の原理を利用することができるさまざまな方法のうちのほんのいくつかに関して示しただけであり、また本発明はこうした態様のすべてならびにこれらの等価態様を含ませることを目的とする。本発明のその他の利点ならびに新規の特徴は、本発明に関する以下の詳細な説明を図面と共に検討することによって明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明は、しきい値レベルを基準とした入力信号の特性（たとえば、包絡線振幅レベル、信号レベルのディジタルカウント表示、電力増幅器電力レベル）に基づいて動作モードを切り替えている増幅器システムに関する。この増幅器システムは、極モードでは極増幅器システムとして動作し、また線形モードでは線形増幅器システム（たとえば、クラスＡ、Ａ／ＢまたはＢ）として動作する。この増幅器システムは、電力増幅器に関する直線性の改良およびサイズの低減を達成するためにディジタル機能にアナログコンポーネントを組み込んでいる。モードセレクタは、信号の極コンポーネント（「極モード」）を電力増幅器に送信するのか、複合信号を増幅させるのか（「線形モード」）を制御する。この増幅器システムは、一定クラスの構成を維持させた電力増幅器を利用することができる。しかし、一定クラスの構成を維持させた電力増幅器は必ずしも必要でない。
【００１５】
本発明では、その各々において広いバンド幅が要求されるような２つの信号パスの同期、入力信号のダイナミックレンジが広いことによる信号ひずみ、ゼロ交差による信号ひずみ、並びに飽和増幅器の動作に関連した信号ひずみおよびＯＯＢ放射、を含め、極増幅器設計における１つまたは複数の周知の障害を克服する。信号包絡線がより低レベルにあるときには線形増幅器として動作させることによって、ＡＭパスとＰＭパスの両方に関して必要となるバンド幅を小さくする。ゼロ交差は、線形モードにおいて生じ、極増幅器のひずみ無しに増幅を受ける。１つまたは複数のデルタ−シグマＤＡＣを使用することによって、各パス内のコンポーネントの数を減少させ、これによって同期を簡単にする。線形増幅器として動作させると、低い給電電圧において極増幅器で生じる問題が回避される。
【００１６】
図１は、本発明の一態様に従った増幅器システム１０を表する。この増幅器システム１０は、しきい値レベルを基準とした入力信号の特性（たとえば、包絡線振幅レベル、信号レベルのディジタルカウント表示、電力増幅器電力レベル）に基づいて極モードと線形モードの間で動作を切り替えている。たとえば、しきい値レベルは選択した包絡線振幅レベルとすることや、包絡線振幅レベルに対応したディジタルカウントとすることができる。次いで増幅器システム１０は、包絡線ピーク電圧としきい値レベルの間の包絡線振幅レベルに対しては極モードで、またしきい値レベルにあるか該レベル未満の包絡線振幅レベルに対しては線形モードで、動作することができる。
【００１７】
増幅器システムのしきい値レベルは、増幅器システム１０に関する所望の効率、直線性、ひずみおよび受容可能なＯＯＢ放射に基づいて入力信号に関連付けされた１つまたは複数の特性とすることができることを理解すべきである。さらに、このしきい値レベルは、増幅器システム製作テクノロジ（たとえば、砒化ガリウム（ＧａＡｓ）、燐化インジウム（ＩｎＰ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、シリコン（Ｓｉ）、横方向拡散金属酸化物半導体（ＬＤＭＯＳ））に関連づけた１つまたは複数の特性による影響を受ける可能性がある。本発明に関する多くの例示的実施形態について、例示目的のために選択した包絡線振幅レベルとしたしきい値レベルを基準として記載することにする。しかし、極動作モードと線形動作モードの間での増幅器システムの切り替えを制御するために、その入力信号、電力増幅器および／または製作テクノロジに関連づけしたその他の特性を利用することもできる。
【００１８】
増幅器システム１０は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、利用者書き込み可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはディジタル式ハードウェアおよび／またはソフトウェアのコンポーネントの組合せなどのディジタルコンポーネント１２を含んでいる。このディジタルコンポーネント１２は、極モードと線形モードの間で増幅器システム１０を切り替えているモードセレクタ１６を含む。このモードセレクタ１６は、複合信号コンポーネントおよび入力信号の極表示を受け取っている。この入力信号は典型的には、次式によって極形式で表示できるような、位相変調および／または振幅変調した信号である。
【００１９】
Ａ（ｔ）ＣＯＳ（ωC（ｔ）＋Φ（ｔ））                                  式１
上式において、Ａ（ｔ）は振幅変調コンポーネントであり、またＣＯＳ（ωC（ｔ）＋Φ（ｔ））は位相変調コンポーネントで、Φ（ｔ）は位相コンポーネントまたωC（ｔ）はキャリア周波数である。この入力信号は振幅および／または位相変調させたさまざまな異なる形式とすることができる。式１は、実際の信号をマルチキャリア信号とすることが可能な場合で、単一のキャリア入力信号に対する１つの極表示を例示することを理解すべきである。
【００２０】
たとえば、この信号は、ＷＣＤＭＡ、マルチキャリアＧＳＭ、ＯＦＤＭ、あるいはピーク対平均（ＰＡＲ）比が大きい類似のノイズ様シグネチャを有するその他の信号に準拠した信号とすることができる。この入力信号は、入力信号を極複合信号に変換する極変換器１８（随意選択による）に提供することができる。別法として、その入力信号を極形態で直接モードセレクタ１６に提供することもできる。モードセレクタ１６または極変換器１８は、複合信号を別々の位相変調コンポーネントと振幅変調されたコンポーネントとに分離させるように動作させることができる。モードセレクタ１６はさらに、その入力信号に関連づけさせた選択可能またはプログラム可能とした１つまたは複数の固定の特性（たとえば、包絡線振幅レベル）であるしきい値レベルＴ1を受け取る。
【００２１】
この増幅器システム１０は、入力端子（ＩＮ）と給電端子（ＳＵＰＰＬＹ）を含んでいる主電力増幅器２２を含む。モードセレクタ１６は、位相変調（ＰＭ）パスに沿った第１のディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）２０を介して電力増幅器２２の入力端子と結合している第１の出力を有する。モードセレクタ１６は、振幅変調（ＡＭ）パスに沿った第２のＤＡＣ２６を介して変調増幅器２８と結合している第２の出力を有する。変調増幅器２８の出力は、主電力増幅器２２の給電端子と結合している。この変調増幅器２８は典型的には、効率が良いクラスＳタイプまたはクラスＧタイプの変調器である。全体的効率が変調増幅器２８の効率に比例するため、変調増幅器２８は比較的効率を良くする必要がある。変調増幅器２８は、所望するバンド幅および受容可能なひずみ限界に基づいてパルス幅変調器、スイッチング増幅器または線形増幅器とすることもできることを理解すべきである。極モードではＡＭパスによって情報伝達信号を送っているためひずみを小さくする必要がある。必要となるバンド幅とピーク対ピーク電圧スイングは、しきい値レベル（Ｔ1）の関数となる、この際、極モードを開始させる電圧レベルが高いほどＡＭパス増幅器に関して要求されるバンド幅および電圧スイングが小さくなる。
【００２２】
線形モードでは線形増幅器に対する入力は振幅変調信号であるため、電力増幅器２２は典型的には線形増幅器（たとえば、クラスＡ、クラスＡＢ、クラスＢ）である。さらに、電力増幅器２２は、所望するバンド幅および受容可能なひずみ限界に基づいて効率がより良い別のタイプの増幅器とすることができることを理解すべきである。しかし、線形増幅器を利用するため、線形性がより望ましく、かつ費用効果の高い解決法が提供できる。
【００２３】
極モードでは、モードセレクタ１６は、複合信号の位相変調コンポーネントＣＯＳ（ωC（ｔ）＋Φ（ｔ））をディジタル形式で第１のＤＡＣ２０に適当な時間遅延を伴って伝送する。この位相変調コンポーネントは実質的に一定の信号包絡線を有する。第１のＤＡＣ２０は複合信号の位相変調コンポーネントをアナログ領域に変換しており、さらに主電力増幅器２２の入力端子に提供する。モードセレクタ１６は同時に、複合信号の振幅変調コンポーネントＡ（ｔ）をディジタル形式で第２のＤＡＣ２６に伝送する。第２のＤＡＣ２６は振幅変調コンポーネントＡ（ｔ）をディジタル領域からアナログ領域に変換する。次いでこのアナログ振幅変調コンポーネントは、電力増幅器２２の給電端子に対する振幅変調を行う変調増幅器２８に提供される。電力増幅器２２の出力は再構成増幅バージョンの複合信号である。次いで増幅させた複合信号は、所望の送信帯域の外にある残りのあらゆる不要信号をフィルタ除去する随意選択の帯域通過フィルタ２４に提供される。
【００２４】
線形モードでは、モードセレクタは複合信号Ａ（ｔ）ＣＯＳ（ωC（ｔ）＋Φ（ｔ））をディジタル形式で第１のＤＡＣ２０に伝送する。この第１のＤＡＣ２０は複合信号をアナログ領域に変換しており、これをさらに主電力増幅器２２の入力端子に提供する。モードセレクタ１６は同時に、一定振幅（たとえば、Ｋ＊Ｔ1）をもつ信号をディジタル形式で第２のＤＡＣ２６に伝送する（ここで、Ｔ1はしきい値レベル、またＫは１を超えるか１に等しい定数である）。第２のＤＡＣ２６はこの一定振幅の信号をディジタル領域からアナログ領域に変換し、増幅バージョンの一定振幅信号を変調増幅器２８に提供する。この変調増幅器２８は、増幅バージョンの一定振幅を電力増幅器２２の給電端子に提供する。この電力増幅器２２の出力は、再構成し増幅したバージョンの複合信号である。次いでこの複合信号は、所望の送信帯域の外にある残りのあらゆる不要信号をフィルタ除去する帯域通過フィルタ２４に提供される。
【００２５】
本発明の一態様では、第１のＤＡＣ２０および第２のＤＡＣ２６のうちの一方または両方はデルタ−シグマ変調のＤＡＣである。デルタ−シグマ変調とは、少ない数の量子化レベルおよび極めて高いサンプリングレートを用いて信号の大まかな推定値を生成させるために使用される一技法である。量子化レベルの数が少ない（１ビット量子化器ごとに２レベル）ため、システム内に「量子化」ノイズが導入される。過剰サンプリングの効果、およびデルタ−シグマ変調において積分器フィードバックループを使用することは、ノイズを帯域外周波数にシフトさせる際に有効である。このノイズのシフト特性および量子化誤差の導入によって、後続のフィルタ処理段の効率の良い使用が可能となり、ノイズが低下すると共に、入力のより精細な表示をさらに高い周波数で生成させることができる。このデルタ−シグマＤＡＣは、従来のアナログ混合器を介した信号の追加的周波数変換が必要ないように、入力信号を無線送信周波数に直接アップコンバートさせるために利用することができる。この無線送信周波数は、無線周波数（ＲＦ）レンジ（たとえば、メガヘルツレンジ）とすることや、マイクロ波周波数レンジ（たとえば、ギガヘルツレンジ）とすることができる。
【００２６】
このしきい値レベルは所望の効率、直線性および増幅器コストを達成できるように選択することができることを理解すべきである。図２は、例示的な複合入力信号４２の電圧を時間に対して表したグラフ４０を表する。このしきい値レベルは、包絡線振幅電圧しきい値レベルＶTとなるように選択する。さらに、位相変調コンポーネントの一定包絡線振幅ＥTは、包絡線振幅電圧しきい値レベルＶTと比べてより大きく、より小さく、または等しくなるように選択することができる。効率を高くするためには、そのしきい値レベルはさらに、信号の包絡線振幅電圧レベルが振幅電圧レベルであるか該レベルを超える期間が、その信号が包絡線振幅しきい値電圧レベルＶTであるか該レベル未満である期間と比べて実質的により長くなるように選択する。したがって、増幅器システムは線形モードの場合と比べて極モードにおいて実質的により長い時間動作することになる。極モードでは線形モードと比べて増幅器がさらにより効率が良いため、従来の線形増幅器と比べて増幅器全体の効率がより良くなる。
【００２７】
極モードにおいて飽和または飽和の近傍で動作させることによって、小さい電力増幅器の使用が可能となる。線形増幅器は典型的には、その最大出力電力が与えられた給電電圧で可能なピーク出力電力未満となるように動作させる。したがって、こうした増幅器は本発明で使用する同等の増幅器と比べてより大きくかつより高価である。この最大出力電力は、与えられた給電電圧で可能なピーク出力電力と同じである。線形モード領域では低い給電電圧またはドレイン電圧に関連する問題、並びに極増幅器動作に関連するゼロ交差問題が軽減される。
【００２８】
図３は、本発明の増幅器システムの信号波形に関する効率をピーク対平均比（ＰＡＲ）に対して表したグラフ５０を、従来の線形増幅器システムと比較して表する。曲線５２は、従来のクラスＡ／Ｂ増幅器システムに関する効率をＰＡＲに対してプロットしたものであり、一方曲線５４は、本発明の一態様に従った（クラスＡ／Ｂの増幅器を両モードで使用する）増幅器システムに関する効率をＰＡＲに対してプロットしたものである。最新世代の携帯システムは、従来設計に対して極端に低くかつ高価な効率レベルを設けしているような８〜１２ｄＢのＰＡＲレベルを有する。クラスＡ増幅器の最大効率は１０ｄＢのＰＡＲ値では５％である。本発明により改良した効率および低いＯＯＢ放射を提供できる。
【００２９】
図４は、所与の給電電圧における電力増幅器の電力出力（ＰOUT）を電力入力（ＰIN）に対して表したグラフ６０である。給電電圧が小さくなるに連れてこの伝達曲線はその飽和点（領域６４）がより低い電圧レベルで生じるようにスケール調整する。グラフ６０に図示したように、電力増幅器は線形動作領域６２と飽和領域６４を有する。線形動作領域６２と飽和領域６４は、その電力増幅器の特性並びに選択した給電電圧またはドレイン電圧に基づいて決定される。しきい値電力レベルＰTは、増幅器が電力増幅器の線形動作領域６２に沿った線形モード（ＬＭＯＤＥ）で動作するように選択することができる。極モード（ＰＭＯＤＥ）では、給電電圧が可変であるため増幅器システムの飽和における動作が保証される。電力増幅器のサイズおよびしきい値電力レベルＰTは、所望の効率、直線性、バンド幅および受容可能なＯＯＢ放射を提供するように選択することができる。
【００３０】
たとえば、ＰTは、増幅器システムが全期間の９０％において極モードで動作し、また全期間の１０％において線形モードで動作するように選択することができる。増幅器システムが極モードでは概ね５０〜６０％の効率であり、かつ、線形モードでは概ね２０〜３０％の効率であれば、その増幅器システム全体では概ね４５〜５５％の合成効率を有することになり、従来の線形増幅器と比べてかなりの改善となる。したがって、この増幅器システムは、入力信号のＰＡＲ値と無関係にかなり高い効率を提供できる。システムのバンド幅は、増幅器システムの振幅変調に関連する。すなわち、変調増幅器パスのバンド幅は信号バンド幅を超えているか該バンド幅に等しくする必要がある。増幅器システムを極モードで動作させる時間を制限する（ＰTを増加させる）ことによってシステムのバンド幅を小さくすることができる。
【００３１】
本発明の増幅器システムでは、増幅器システムにおいて変数を生成する機能の多くをディジタル領域で実行することによって、所与の入力信号を増幅するのに必要となる回路の複雑性を最小限にする。これによればさらに、従来の極増幅器に関連した遅延の多くが軽減されるため、極モードにおける振幅および位相変調の同期が容易となる。さらに、線形化技法をディジタル領域で利用することによってこの増幅器システムの動作を一層改良することができる。
【００３２】
図５は、本発明の一態様に従ったディジタル事前ひずみ線形化技法を利用する増幅器システム８０を表する。事前ひずみ技法は、アナログ包絡線検出器および制限器を用いている従来のＥＥＲ増幅器では利用できない。事前ひずみによって、増幅器チェーン内並びに複合出力信号内のひずみを減少させるようにその信号を修正する。初期事前ひずみゲインおよび位相項の決定は、典型的にはオフラインで実行させる。本発明の事前ひずみ技法は、ディジタル対アナログ変換に先だってディジタル入力信号を修正するようにディジタル領域において使用する。事前ひずみは複合信号を振幅および位相変調したコンポーネントに分離させる前に、複合信号に対して実行することができる。別法として、事前ひずみは選択した動作モード（たとえば、極モード、線形モード）に従って複合信号、振幅変調コンポーネントおよび位相変調コンポーネントに対して別々に実行することができる。
【００３３】
増幅器システム８０は、たとえば、振幅および位相変調を有するような入力信号を受け取っている極変換器８２を含む。この極変換器８２は、入力信号を極複合信号、極振幅変調コンポーネントおよび極位相変調コンポーネントに変換する。増幅器システム８０の動作モード（線形モード、極モード）はモードセレクタ８４によって決定する。線形モードでは、このモードセレクタ８４は複合信号および実質的に一定の振幅信号を事前ひずみコンポーネント８６に伝送する。極モードでは、このモードセレクタ８４は複合信号の位相変調コンポーネントおよび複合信号の振幅変調コンポーネントを事前ひずみコンポーネント８６に伝送する。
【００３４】
このモードセレクタ８４は、包絡線振幅などしきい値レベルＴ2に対する入力信号の特性に基づいて増幅器システムのモードを決定する。モードセレクタ８４は、実質的に一定の振幅（線形モード）を有する給電信号または振幅変調された（極モード）給電信号を、給電ライン（Ｓ）を介して事前ひずみコンポーネント８６に提供する。同時に、モードセレクタ８４は複合信号（線形モード）または一定の包絡線位相変調したコンポーネント（極モード）を入力ライン（Ｉ）を介して提供する。モードセレクタ８４はさらに、事前ひずみコンポーネント８６にモードライン（Ｍ）を介してモード情報を提供する。
【００３５】
事前ひずみコンポーネント８６はこのモード情報を利用して、入力信号および給電信号を修正させるための所望の事前ひずみを決定する。たとえば、複合信号、位相変調コンポーネントおよび振幅変調コンポーネントに対しては、異なる事前ひずみが適用される。この事前ひずみコンポーネント８６、モードセレクタ８４および極変換器８２は、１つまたは複数のディジタルハードウェアコンポーネントおよび／またはソフトウェアアルゴリズムとすることができることを理解すべきである。
【００３６】
この事前ひずみコンポーネント８６は、振幅変調（ＡＭ）パスに沿って給電信号をアナログ信号に変換するディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）１００と結合させた第１の出力を有する。アナログ給電信号に対するバッファリングおよびゲインの付加のためにドライバ１０２を設けており、この信号は次いで、パルス幅変調器１０４に提供されている。このパルス幅変調器１０４は低域通過フィルタ１０６と協働しクラスＳタイプまたはクラスＧタイプの増幅器／変調器を提供する。パルス幅変調器１０４のパルスは低域通過フィルタ１０６を介して統合し、パルス幅変調器１０４のパルスの幅の関数であるような出力を提供する。低域通過フィルタ１０６の出力は電力増幅器９６の給電端子に結合している。
【００３７】
事前ひずみコンポーネント８６は、位相変調（ＰＭ）パスに沿った遅延コンポーネント８８を介してデルタ−シグマＤＡＣ９０と結合させた第２の出力を有する。遅延コンポーネント８８は、極モード動作の間における位相変調コンポーネントと振幅変調コンポーネントの同期を容易にする。このデルタ−シグマＤＡＣ９０は、ＤＡＣ９１と結合させたデルタ−シグマ変調器８９を含む。このＤＡＣ９１はマルチビットのＤＡＣとすることや、単一ビットのＤＡＣとすることができる。デルタ−シグマＤＡＣの出力は帯域通過フィルタ９３と結合している。
【００３８】
デルタ−シグマ変調器８９は、入力信号に対してディジタル対ディジタル変換または量子化を実行し、より高い周波数においてより分解能が低い信号を提供する。次いでＤＡＣ９１は、この量子化された信号をディジタル領域からアナログ領域に変換する。帯域通過フィルタ９３は入力信号の量子化に関連するノイズをフィルタ除去する。デルタ−シグマＤＡＣ９０は、アナログまたはディジタル混合器を不要にするようにその信号を無線送信周波数に変換する。次いで帯域通過フィルタ９３の出力は入力信号に対して何らかの追加的なゲインを提供するドライバ９４に提供される。次いでドライバ９４の出力は、増幅のため電力増幅器９６の入力端子に提供される。電力増幅器９６は一般に線形の増幅器（たとえば、クラスＡ、クラスＡＢ、クラスＢ）とすることになる。いくつかのクラスの入力信号に関しては、非線形タイプの増幅器（たとえば、クラスＣ、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ）とすることができる。増幅器の選定基準としては、所望のパフォーマンス、受容可能な効率および受容可能なＯＯＢ放射が含まれる。
【００３９】
増幅器システム８０は、システム内の変動を補償するために出力信号から事前ひずみコンポーネント８６への随意選択のフィードバック（ＦＢ）パスを含んでいる。この随意選択のフィードバック経路には、混合器１０８および局部発振器１１０が含まれる。この出力信号はダウンコンバートし、ダイナミックレンジが広く線形性の高いＡＤＣ１１２を用いてディジタル化する。このディジタル化した値は信号パラメータの期待値と比較する。この計測値と期待値との差は、事前ひずみコンポーネント８６が使用する値を適応させるために用いられる。この適応はその信号と比べて実質的により低速であり、また主にシステム８０内の温度変化および経年変化に備えるためのものである。
【００４０】
電力増幅器９６のゲート入力およびドレイン入力の位置には、その相対的遅延を較正しかつ同期させるために随意選択のタップ（図示せず）を設けることができることを理解すべきである。さらに、ＡＭパスに対しても増幅器出力９６から随意選択のフィードバック経路（図示せず）を設けることができる。この随意選択のフィードバック経路では、電力増幅器の出力はアナログ包絡線検出器を通過させ、またＡＭパスのＤＡＣ１００の後にある小誤差の増幅器に送りそのＡＭ信号内の誤差を除去する。ＡＭパスのＤＡＣ１００の出力上には、利用するＤＡＣのタイプ（たとえば、デルタ−シグマＤＡＣ）に応じて必要となることがあるような随意選択のフィルタ（図示せず）を設けることができる。
【００４１】
極モードでは、事前ひずみコンポーネント８６は、複合信号の事前ひずみ処理済みの位相変調コンポーネントをＰＭパスを介して、また複合信号の事前ひずみ処理済みの振幅変調コンポーネントをＡＭパスを介して伝送する。この位相変調コンポーネントおよび振幅変調コンポーネントは事前ひずみコンポーネント８６によってディジタル形式で提供されており、アナログ形式に変換して電力増幅器９６のそれぞれ入力端子と給電端子に提供されている。線形モードでは、事前ひずみコンポーネント８６は事前ひずみ処理済みの複合信号をＰＭパスを介して、また随意選択として事前ひずみ処理済みの一定振幅をＡＭパスに伝送する。この複合信号と一定振幅は、事前ひずみコンポーネント８６によりディジタル形式で提供されており、電力増幅器９６の入力端子および給電端子のそれぞれに合わせてアナログ形式に変換する。次いで電力増幅器９６の出力は随意選択の帯域通過フィルタ９８によってフィルタ処理し、増幅させたフィルタ処理出力信号を通信リンクを介してワイヤレス式また有線式で送信できるようにする。
【００４２】
図６は、本発明の一態様に従った代替的な線形化技法を利用する増幅器システム１２０を表する。この代替的技法は、ディジタル相互キャンセレイションと呼ばれるもので、単独で、あるいは図５に示した事前ひずみ技法と組み合わせて実施することができる。このディジタル相互キャンセレイション技法は、無ひずみの、すなわち「クリーンな」バージョンの所望する信号を発生させる単独のＤＡＣに対して入力するための所望する信号の別のディジタルコピーを提供する。このクリーンバージョンの所望信号は反転させて、電力増幅器からの出力信号の一部分と合成させ、出力信号の誤差すなわち不要部分を決定する。この誤差信号は、必要な信号のひずみおよび望ましくないＯＯＢ放射から構成されている。次いでこの誤差信号を反転させ、スケール調整して遅延バージョンの出力信号と合成させ、出力信号から不要部分を相殺している。典型的には、信号をコンポーネントに分離させる増幅器システム（たとえば、従来のＥＥＲ増幅器）は、線形化の提供のために使用できるようなクリーンな基準信号を有しない。本発明では、クリーン基準信号または反転バージョンのクリーン基準信号をディジタル領域で発生させることができる。
【００４３】
ＤＣＣ技法によりさらに、ピーク信号を減少させるための入力信号のクリッピングおよび／またはコンポーネントの追加または削除を行う能力が提供される。したがって、同じパフォーマンス、並びにもっと大きく効率が悪い電力増幅器を有する増幅器システムと比較して改良した増幅器システム効率を達成するために、より小さく（パワー容量がより低く）またより廉価な電力増幅器を利用することが可能である。
【００４４】
極変換器／モードセレクタ１２８は、たとえば振幅および位相変調を有する入力信号を受け取っている。この極変換器／モードセレクタ１２８は、入力信号を極複合信号、極振幅変調コンポーネントおよび極位相変調コンポーネントに変換する。この極変換器／モードセレクタ１２８は、しきい値レベルＴ3に基づいて増幅器システム１２０の動作モード（線形モード、極モード）を決定する。
【００４５】
線形モードでは、極変換器／モードセレクタ１２８は複合信号および実質的に一定の振幅信号をＰＡＲ低減コンポーネント１２９に伝送する。極モードでは、極変換器／モードセレクタ１２８は、複合信号の位相変調コンポーネントおよび複合信号の振幅変調コンポーネントをＰＡＲ低減コンポーネント１２９に伝送する。極変換器／モードセレクタ１２８は実質的に一定の振幅給電信号（線形モード）または振幅変調された給電信号（極モード）を給電ライン（Ｓ）を介してＰＡＲ低減コンポーネント１２９に提供する。同時に、極変換器／モードセレクタ１２８は、複合入力信号（線形モード）または複合入力信号の一定の包絡線位相変調コンポーネント（極モード）を入力ライン（Ｉ）を介してＰＡＲ低減コンポーネント１２９に提供する。ＰＡＲ低減コンポーネント１２９は、クリッピングによってピーク信号レベルを低下させたり、予測されるひずみに対処するように信号の追加並びに複合信号および／または振幅・位相項に対する事前ひずみを包含させることができる。
【００４６】
次いでＰＡＲ低減コンポーネント１２９は選択した信号をディジタル相互キャンセレイションコンポーネントに渡する。このディジタル相互キャンセレイションコンポーネント１３０は、位相変調（ＰＭ）パスに沿った第１のディジタル出力信号と、振幅変調（ＡＭ）パスに沿った第２のディジタル出力信号とを発生している。第１のディジタル出力は、線形モードにおける複合信号と極モードにおける複合信号の一定の包絡線位相変調コンポーネントのうちの一方であり、また第２のディジタル出力は、線形モードにおける実質的に一定の振幅信号と極モードにおける振幅変調コンポーネントのうちの一方である。ディジタル相互キャンセレイションコンポーネント１３０は増幅器システム１２０のパフォーマンスを改良させるように第１および第２のディジタル出力に対して信号を追加または除去することができる。ディジタル相互キャンセレイションコンポーネント１３０はさらに、ＰＡＲ低減前の元の入力信号を受け取り、所望の出力に関連したクリーンな基準信号（ＲＥＦ）である第３のディジタル出力信号を発生している。クリーンな基準信号は、所望の出力信号の一表示または所望の出力信号の反転表示とすることができることを理解すべきである。
【００４７】
この第１のディジタル出力信号は、遅延コンポーネント１３２を介してデルタ−シグマ変調器１３４に伝送される。この遅延コンポーネント１３２は、最終の出力信号の相互キャンセレイションを容易にするのに加えて、極モード動作における位相変調コンポーネントと振幅変調コンポーネントの同期を容易にする。デルタ−シグマ変調器１３４は１ビットＤＡＣ１３６および帯域通過フィルタ１３８に結合している。デルタ−シグマ変調器１３４、１ビットＤＡＣ１３６および帯域通過フィルタ１３８は協働して、無線送信周波数への直接のディジタル対アナログ変換を実行する。１ビット変換器は、極めて高い直線性（低いひずみ）のアナログ変換を提供できる。次いで帯域通過フィルタ１３８の出力は、アナログ入力信号に対して追加的なゲインを提供するドライバ１４２に提供される。次いでドライバ１４２の出力は、増幅のため電力増幅器１４４の入力端子に提供される。電力増幅器１４４は、線形の増幅器（たとえば、クラスＡ、クラスＡＢ、クラスＢ）とすることができ、またいくつかのクラスの入力信号に対しては、所望のパフォーマンス、受容可能な効率および受容可能なＯＯＢ放射に基づいて非線形タイプの増幅器（たとえば、クラスＣ、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ）とすることができる。
【００４８】
この第２のディジタル出力信号は、デルタ−シグマ変調器１４６に伝送されている。デルタ−シグマ変調器１４６は１ビットＤＡＣ１４８および帯域通過フィルタ１５０と結合している。デルタ−シグマ変調器１４６、１ビットＤＡＣ１４８および帯域通過フィルタ１５０は協働して、無線送信周波数への直接のディジタル対アナログ変換を実行する。次いで帯域通過フィルタの出力は、変調増幅器１５２（たとえば、クラスＳ、クラスＧ）に提供される。変調増幅器１５２の出力は、極モードでは所望の振幅変調を提供し、また線形モードでは実質的に一定の給電電圧を提供するように電力増幅器１４４の給電端子に結合している。
【００４９】
ディジタル相互キャンセレイションコンポーネント１３０は第３のディジタル信号をＤＣＣパスに沿ってディジタル位相反転器１５６に提供する。この第３のディジタル信号は、任意の修正をする前の所望の増幅出力信号に対応した基準バージョン（ＲＥＦ）の入力信号である。別法では、このディジタル反転器１５６を除くことができ、ディジタル相互キャンセレイションコンポーネント１３０によって反転バージョンのクリーン基準信号を提供させることができる。この反転させたクリーン基準信号は、デルタ−シグマ変調器１５８に伝送される。デルタ−シグマ変調器１５８は１ビットＤＡＣ１６０および帯域通過フィルタ１６２と結合している。デルタ−シグマ変調器１５８、１ビットＤＡＣ１６０および帯域通過フィルタ１６２は協働して、反転バージョンのクリーン基準信号（ＲＥＦ）の無線送信周波数への直接のディジタル対アナログ変換を実行する。電力増幅器出力のある小部分を減衰器１５４を通してカプラにより分離させ、これに加算器１６４を通じて反転させたクリーン基準信号を加算する。加算器１６４の出力は信号ひずみおよびＯＯＢ放射である。この加算器１６４の出力は誤差増幅器１６６によって増幅し、誤差信号（ε）を生成させる。この誤差信号は、反転誤差信号を提供するように反転器１６８を通して反転している。この反転させた誤差信号は、加算器１７０を通して遅延コンポーネント１７１を介した遅延バージョンの電力増幅器１４４の出力と再合成させて、ＯＯＢ放射を除去しかつひずみレベルを低下している。次いでこの加算器１７０の出力は、所望の送信帯域の外にある残りのあらゆる不要信号をフィルタ除去する随意選択の帯域通過フィルタ１７２に提供される。
【００５０】
本発明の一態様に従ったディジタル相互キャンセレイション技法は、増幅器ひずみに対する補正を供給できると共に、また増幅器のサイズ低減を可能にする（たとえば、ＡＭおよびＰＭパス内の増幅器をそのピーク信号に従ったサイズにする）ように実行させる所望する信号に対する意図的なクリッピングに起因して生じるようなスペクトルスプラッタを補正することができる。さらに、ディジタル基準信号を用いて出力位置における所望の補正を決定できるため、増幅処理の間で追加的な補正情報を必要とせずに、信号に対する任意の修正を最終の出力段位置で補正することができる。
【００５１】
本発明の増幅器システムは、多くの用途で利用することができる。この増幅器システムは、基地局に関するワイヤレス送信機用途（たとえば、衛星、携帯）、ハンドセット、並びにその他の移動通信デバイスで利用することができる。図７は、本発明の一態様に従った増幅器システム２１２（極および線形デュアルモード動作、すなわち、ＰＯＬＩＮＥＡＲ（登録商標）動作）を利用した送信機２１２を備えた基地局２０２を有する通信システム２００を表する。この増幅器システム２１４は、包絡線信号がしきい値レベルであるか該レベル未満である場合には線形モードで、また包絡線信号がしきい値レベルを超える場合には極モードで増幅器システム２１４を動作させるためにＤＳＰを利用する。
【００５２】
増幅器２１４のＤＳＰには中央演算処理装置（ＣＰＵ）２０６を結合している。このＣＰＵ２０６によって、増幅器システム２１４の制御およびしきい値選択を容易にすることができる。たとえば、ＣＰＵ２０６は送信させる信号のタイプ（たとえば、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ、ＯＦＤＭ）を生成させ、増幅器システムを極モードと線形モードの間で切り替える際のしきい値レベルを選択する。基地局２０２は、ＭＣＵ２２０および２２２から構成される一群の移動通信ユニット（ＭＣＵ）と通信する。これらのＭＣＵ２２０および２２２は例示を目的としたものであって、この一群のＭＣＵは出力信号のキャリア数に基づいてこれ以上の数のＭＣＵを含むことができることを理解すべきである。
【００５３】
基地局２０２はさらに、冷却デバイス２０４および電力デバイス２０８を含む。この電力デバイス２０８は、電源断障害から基地局２０２を保護するＡＣ−ＤＣ変換器およびバッテリバックアップデバイスを含むことができる。本発明の増幅器システムは従来の増幅器システムと比べて実質的により効率良く動作するため、この電力デバイス２０８および冷却デバイス２０４では、従来のデバイスと比較して実質的にサイズおよびコストを削減することができる。この基地局２０２は単一の送信機２１２を有するように図示するが、基地局２０２は、同じ通信信号標準または異なる通信信号標準に及ぶそれぞれ異なるＭＣＵ群と通信する複数の送信機を有することができる。さらに、ＭＣＵ２２０および２２２は、送信機２１２に関して記載したのと同様に線形モードと極モードで動作するような増幅器システムを備えた送信機も含むことができる。
【００５４】
上述した構造的および機能的な特徴を考慮して図８を参照すると、本発明のさまざまな態様に従った方法についてより十分な理解が得られよう。説明を簡略とするため、図８の方法では順次処理されるものとして図示し説明するが、本発明は図示した順序に限定されるものではなく、いくつかの態様では、本発明に従って、異なる順序および／または本明細書に図示し記載した態様と別の態様と同時に実施される可能性もあることを理解すべきである。さらに、本発明の一態様に従った方法を実施するためには、図示した特徴のすべてを必要としないことがある。図８は、本発明の一態様に従った給電端子と入力端子を備えた電力増幅器を有する増幅器システムを動作させるための方法を表する。本方法はしきい値レベルを選択する３００で開始される。しきい値レベルはたとえば、そのしきい値レベルを超えている、あるいは該レベルにあるか該レベルを超えるような包絡線振幅レベルでは増幅器システムを極モードで、またこのしきい値レベルにあるか該レベル未満であるか、該レベル未満であるような包絡線振幅レベルでは増幅器システムを線形モードで動作しているような包絡線振幅レベルとすることができる。３１０では、入力信号を極複合信号、並びに極複合信号の振幅および位相変調したコンポーネントに変換する。この入力信号は、単一キャリアまたはマルチキャリアの振幅および／または位相変調した多くのさまざまな信号形式（たとえば、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ、ＯＦＤＭ）とすることができる。
【００５５】
３２０では、増幅器システムは、しきい値レベルに対する入力信号の比較に基づいて、極モードの動作または線形モードでの動作を連続的に選択する。たとえば、このしきい値レベルは、信号の振幅レベルとすることができ、また極モードは、入力信号レベルの包絡線振幅が、選択した包絡線振幅しきい値レベルを超えるか、該レベルにあるか、あるいは該レベル未満であるかに関して選択される。入力信号のどの部分において増幅器システムが極モードで動作し、また入力信号のどの部分において増幅器システムが線形モードで動作するかを決定するために、別の信号特性を利用することもできることを理解すべきである。
【００５６】
極モードの間では、複合信号の振幅変調コンポーネントが電力増幅器の給電端子に伝送され、また一定の包絡線の位相変調コンポーネントが電力増幅器の入力に伝送される。線形モードの間では、実質的に一定の電圧振幅信号が電力増幅器の給電端子に伝送され、また複合信号が電力増幅器の入力に伝送される。電力増幅器の入力信号および電力増幅器の給電信号は、ディジタル形式で伝送し、それぞれのＤＡＣ（たとえば、デルタ−シグマ変調のＤＡＣ）を介してアナログ領域に変換することができる。次いで、増幅器の給電信号は、電力増幅器の給電端子に提供する前に、たとえば、クラスＳまたはクラスＧの増幅器／変調器を利用して増幅している。
【００５７】
３３０では、電力増幅器の給電信号および電力増幅器の入力信号に対してはその増幅器モードに基づいた事前ひずみ処理をする。事前ひずみによって、予期される不要なひずみに対処するように入力信号の振幅および／または位相が修正される。この事前ひずみは、線形モードにおいて複合信号と合成している事前ひずみとは別に、極モードにおいて振幅変調コンポーネントおよび一定包絡線の位相変調コンポーネントと合成している。事前ひずみは、信号コンポーネントをアナログ領域に変換する前にディジタル領域で信号コンポーネントと合成させることができる。次いでこの信号は３４０において電力増幅器の出力に伝送する。３５０では、電力増幅器の出力に対してディジタル相互キャンセレイションを実行する。このディジタル相互キャンセレイション技法は、「クリーン」バージョンの所望信号を発生させる別のＤＡＣに対してディジタル基準を提供する。クリーンバージョンの所望信号は反転させ、さらに電力増幅器からの減衰バージョンの実際の出力信号と合成させ、出力信号の不要部分を決定する。次いでこの入力信号の不要部分は、反転させ、増幅させ、かつ、遅延バージョンの電力増幅器出力と合成し、出力信号の不要部分を相殺している。３６０では、事前ひずみ処理しディジタル相互キャンセレイション処理した再合成信号を１つまたは複数の目標の受信器に送信する。
【００５８】
上述した内容は本発明の例示的な実現形態を含む。もちろん、本発明の説明を目的としてコンポーネントや方法に関する考え得るあらゆる組合せを記載することは不可能であるが、当業者であれば、本発明に関して別の多くの組合せおよび置換が可能であることを理解するであろう。したがって、本発明は添付の特許請求の範囲の精神および趣旨の域内にあるようなこうしたすべての代替形態、修正形態および変形形態を包含するように意図したものである。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の一態様に従った増幅器システムの概要ブロック図である。
【図２】例示的な複合入力信号に関する電圧を時間に対して表したグラフである。
【図３】従来の線形増幅器システムと比較して本発明の増幅器システムの信号波形に関して効率をピーク対平均比（ＰＡＲ）に対して表したグラフである。
【図４】本発明の一態様に従った電力増幅器に関して電力出力を電力入力に対して表したグラフである。
【図５】本発明の一態様に従った事前ひずみ線形化技法を利用する増幅器システムの概要ブロック図である。
【図６】本発明の一態様に従った代替的な線形化技法を利用する増幅器システムの概要ブロック図である。
【図７】本発明の一態様に従った通信システムのブロック図である。
【図８】本発明の一態様に従った増幅器システムを動作させるための方法を表した図である。
【符号の説明】
【００６０】
１０  増幅器システム
１２  ディジタルコンポーネント
１６  モードセレクタ
１８  極変換器
２０  第１のディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）
２２  主電力増幅器
２４  帯域通過フィルタ
２６  第２のディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）
２８  変調増幅器
８０  ディジタル事前ひずみ線形化技法を利用した増幅器システム
８２  極変換器
８４  モードセレクタ
８６  事前ひずみコンポーネント
８８  遅延コンポーネント
８９  デルタ−シグマ変調器
９０  デルタ−シグマＤＡＣ
９１  ＤＡＣ
９３  帯域通過フィルタ
９４  ドライバ
９６  電力増幅器
１００  ディジタル対アナログ変換器（ＤＡＣ）
１０２  ドライバ
１０４  パルス幅変調器
１０６  低域通過フィルタ
１０８  混合器
１１０  局部発振器
１１２  ＡＤＣ
１２０  代替的線形化技法を利用した増幅器システム
１２８  極変換器／モードセレクタ
１２９  ＰＡＲ低減コンポーネント
１３０  ディジタル相互キャンセレイションコンポーネント
１３２  遅延コンポーネント
１３４  デルタ−シグマ変調器
１３６  １ビットＤＡＣ
１３８  帯域通過フィルタ
１４２  ドライバ
１４４  電力増幅器
１４６  デルタ−シグマ変調器
１４８  １ビットＤＡＣ
１５０  帯域通過フィルタ
１５２  変調増幅器
１５６  ディジタル位相反転器
１５８  デルタ−シグマ変調器
１６０  １ビットＤＡＣ
１６２  帯域通過フィルタ
１６６  誤差増幅器
１６８  反転器
１７１  遅延コンポーネント
１７２  帯域通過フィルタ
２００  通信システム
２０２  基地局
２０４  冷却デバイス
２０６  中央演算処理装置（ＣＰＵ）
２０８  電力デバイス
２１２  送信機
２１４  増幅器システム
２２０  移動通信ユニット（ＭＣＵ）
２２２  移動通信ユニット（ＭＣＵ）
【図１】
2005020693.tif 000003
【図２】
2005020693.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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