(57)【要約】【課題】平滑コンデンサの容量を著しく小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行う際に、インバータを効率よく動作させる。【解決手段】平滑回路３が備えるコンデンサＣの両端電圧ｖｄｃがインバータ４の入力電圧となる。インバータ４は３相のスイッチングトランジスタを備えており、オン時間τｕ，τｖ，τｗが設定される。制御回路６において、両端電圧ｖｄｃの時間平均値として出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘが最大電圧演算部６８１によって求められる。一方、オン時間τｕ，τｖ，τｗ、両端電圧ｖｄｃに基づいて、インバータの出力電圧の絶対値の時間平均値Ｖｏが出力電圧演算部６８２によって求められる。電流位相指令演算部６８３は時間平均値Ｖｏが出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘに等しくなるように電流位相指令β＊を設定する。【選択図】        図１
2005020838.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧の全波整流を行うダイオード群（２）と、
前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（Ｃ）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路（３）の出力を受け、多相の交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）と
を備え、
前記インバータの出力電圧の時間平均値（Ｖｏ）及び、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）に基づいて生成される制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）によって、前記インバータのスイッチングが制御される多相電流供給回路。
【請求項２】
前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）に対して前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）を用いてフィードバックすることによって前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の位相を設定する電流位相指令（β＊）を生成する界磁制御部（６８）
を更に備える、請求項１記載の多相電流供給回路。
【請求項３】
前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）を前記交流電圧の周期の半分についての時間平均によって求める第１の平均化処理回路（６１１）と、
前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）を前記交流電圧の前記周期の半分についての時間平均によって求める第２の平均化処理回路（６０１）と
を更に備える、請求項２記載の多相電流供給回路。
【請求項４】
前記制御信号のキャリア周期（Ｔｃ）中におけるインバータ（４）の各相の前記スイッチングのオン時間（τｕ，τｖ，τｗ）と、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）とに基づいて、各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を求める相電圧演算回路（６０６）と、
前記各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を合成した電圧の絶対値（ｖｏ）を求める合成回路（６０９，６１０）と
を更に備え、
前記第１の平均化処理回路（６１１）は、前記絶対値の、前記交流電圧の前記周期の半分についての時間平均を求めることにより、前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）を求める、請求項３記載の多相電流供給回路。
【請求項５】
前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）と、前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）との差を求める減算回路（６０３）と、
前記減算回路の結果に対して比例・積分演算を行う演算回路（６０４）と、
前記演算回路の結果を上限値と下限値との間に制限して前記電流位相指令（β＊）を求めるリミッタ（６０５）と
を更に備える、請求項２乃至請求項４のいずれか一つに記載の多相電流供給回路。
【請求項６】
交流電圧の全波整流を行うダイオード群（２）と、
前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（Ｃ）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路（３）の出力を受け、多相の交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）と、
前記インバータ（４）のスイッチングを制御する制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する制御回路（６）と
を備える多相電流供給回路において、
前記インバータの出力電圧の時間平均値（Ｖｏ）及び、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）に基づいて前記制御信号を生成する多相電流供給回路の制御方法。
【請求項７】
前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）に対して前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）を用いてフィードバックすることにより、前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の位相を設定する電流位相指令（β＊）を生成する、請求項６記載の多相電流供給回路の制御方法。
【請求項８】
前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）及び前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）のいずれも、前記交流電圧の周期の半分についての時間平均によって求める、請求項７記載の多相電流供給回路の制御方法。
【請求項９】
前記制御信号のキャリア周期（Ｔｃ）中におけるインバータ（４）の各相の前記スイッチングのオン時間（τｕ，τｖ，τｗ）と、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）とに基づいて、各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を求め、
前記各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を合成した電圧の絶対値（ｖｏ）を求め、
前記絶対値の、前記交流電圧の前記周期の半分についての時間平均を求めることにより、前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）が求められる、請求項８記載の多相電流供給回路の制御方法。
【請求項１０】
前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）と、前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）との差に対して比例・積分演算を行い、その結果を上限値と下限値との間に制限して前記電流位相指令（β＊）を求める、請求項７乃至請求項９のいずれか一つに記載の多相電流供給回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
平滑コンデンサの容量を著しく小さくし、しかも力率改善用リアクトルを用いず、単相交流電源から多相交流電流を得る技術が、例えば特許文献１乃至３及び非特許文献１乃至２に開示されている。この技術においては多相交流電流を出力するインバータに対して、単相交流電源のほぼ２倍の周波数で大きく脈動する直流電圧が印加されるものの、当該インバータにおけるスイッチングを適切に制御することにより、多相交流電流を出力できる。かかるスイッチング制御をここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。
【０００３】
単相コンデンサレスインバータ制御では、平滑コンデンサを小型化でき、しかもリアクトルをも必要としないので、整流回路及びインバータを含む回路の全体を小型化し、コストダウンを招来する。非特許文献２には、小さな容量の平滑コンデンサの両端電圧の最大値が最小値の２倍以上であれば、力率に鑑みて実用上問題ないことが示されている。
【０００４】
上述の通り、単相コンデンサレスインバータ制御では、インバータに与えられる直流電圧が単相交流電源のほぼ２倍の周波数で大きく脈動する。従って当該インバータから得られる多相交流電流を用いてモータ、例えば埋め込み永久磁石同期モータに定常回転を行わせるためには、この脈動に応じて界磁を制御する必要がある。
【０００５】
図３は脈動に応じた界磁の制御を示す概念図である。モータ内部に確立した主磁束方向をｄ軸と、これに対して位相的に９０°進んだｑ軸とを座標軸に採用している。永久磁石のｄ軸方向の磁束に比例するモータ逆起電圧定数φａと、回転角速度（電気角の角速度）ωｅとの積により、ｄ軸に対して９０°位相が進んだｑ軸方向の電圧ωｅφａが決定する。インバータ出力電圧は、入力電圧が脈動することにより、その絶対値が例えばＶｌｉｍ’からＶｌｉｍ”へと変動する。これに対して、インバータの出力電流のうち、ｄ軸方向の磁束電流（いわゆるｄ軸電流）及びｑ軸の電流成分たるトルク電流（いわゆるｑ軸電流）はそれぞれｉｄ’，ｉｑ’からｉｄ”，ｉｑ”へと変動する。ｄ軸のモータインダクタンスＬｄ及びｑ軸のモータインダクタンスＬｑを導入すると、これらに基づいて生じる電圧は、それぞれωｅＬｄｉｄ’，ωｅＬｑｉｑ’（入力電圧の絶対値がＶｌｉｍ’の場合）又はωｅＬｄｉｄ”，ωｅＬｑｉｑ”（入力電圧の絶対値がＶｌｉｍ”の場合）となる。インバータから得られる出力電圧は入力電圧によって定まる値（Ｖｌｉｍ’やＶｌｉｍ”）を超えることはできない。よってインバータが最も効率よく機能する場合には、インバータの出力電圧Ｖ’，Ｖ”はそれぞれＶｌｉｍ’，Ｖｌｉｍ”に対応して示される電圧制限円まで原点から延びるベクトルとして表される。
【０００６】
よってインバータの出力電圧Ｖ’の位相θ’は出力電圧Ｖ”の位相θ”よりも進むことになる。単相コンデンサレスインバータ制御では、このようなインバータの出力電圧の位相差を得るために、ｄ軸電流の大きさは、回転数に関わらず絶えず変動している。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−０５１５８９号公報
【特許文献２】
特開２００２−２２３５９９号公報
【特許文献３】
特開２００２−３５４８２６号公報
【非特許文献１】
芳賀仁、高橋勲「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高力率インバータ制御法」、平成１３年電気学会全国大会４−００９（平成１３年３月）、第１２１４頁
【非特許文献２】
高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、電圧制限円が脈動しない一般的な界磁制御においては、電流の位相を進めてｄ軸電流の大きさを増大させ、回転角速度を増大させる、いわゆる弱め界磁が行われている。図４は弱め界磁の有無が、回転数とトルクとの関係に与える影響を示すグラフである。弱め界磁を採用することにより、同一トルクに対して大きな回転数を得ることができることが知られている。
【０００９】
そこで本発明は、単相コンデンサレスインバータ制御において、インバータに与えられる入力電圧の脈動に応じて定常回転を行うための界磁制御のみならず、回転数を増大させるための界磁制御をも行う技術を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは多相電流供給回路であって、交流電圧の全波整流を行うダイオード群（２）と、前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（Ｃ）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路（３）の出力を受け、多相の交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）とを備える。そして前記インバータの出力電圧の時間平均値（Ｖｏ）及び、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）に基づいて生成される制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）によって、前記インバータのスイッチングが制御される。
【００１１】
この発明のうち請求項２にかかるものは、請求項１記載の多相電流供給回路であって、前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）に対して前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）を用いてフィードバックすることによって前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の位相を設定する電流位相指令（β＊）を生成する界磁制御部（６８）を更に備える。
【００１２】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項２記載の多相電流供給回路であって、前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）を前記交流電圧の周期の半分についての時間平均によって求める第１の平均化処理回路（６１１）と、前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）を前記交流電圧の前記周期の半分についての時間平均によって求める第２の平均化処理回路（６０１）とを更に備える。
【００１３】
この発明のうち請求項４にかかるものは、請求項３記載の多相電流供給回路であって、前記制御信号のキャリア周期（Ｔｃ）中におけるインバータ（４）の各相の前記スイッチングのオン時間（τｕ，τｖ，τｗ）と、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）とに基づいて、各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を求める相電圧演算回路（６０６）と、前記各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を合成した電圧の絶対値（ｖｏ）を求める合成回路（６０９，６１０）とを更に備える。そして、前記第１の平均化処理回路（６１１）は、前記絶対値の、前記交流電圧の周期の半分についての時間平均を求めることにより、前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）を求める。
【００１４】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項２乃至請求項４のいずれか一つに記載の多相電流供給回路であって、前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）と、前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）との差を求める減算回路（６０３）と、前記減算回路の結果に対して比例・積分演算を行う演算回路（６０４）と、前記演算回路の結果を上限値と下限値との間に制限して前記電流位相指令（β＊）を求めるリミッタ（６０５）とを更に備える。
【００１５】
この発明のうち請求項６にかかるものは多相電流供給回路の制御方法であって、交流電圧の全波整流を行うダイオード群（２）と、前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（Ｃ）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路（３）の出力を受け、多相の交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）と、前記インバータ（４）のスイッチングを制御する制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する制御回路（６）とを備える多相電流供給回路において、前記インバータの出力電圧の時間平均値（Ｖｏ）及び、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）に基づいて前記制御信号を生成する。
【００１６】
この発明のうち請求項７にかかるものは、請求項６記載の多相電流供給回路の制御方法であって、前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）に対して前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）を用いてフィードバックすることにより、前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の位相を設定する電流位相指令（β＊）を生成する。
【００１７】
この発明のうち請求項８にかかるものは、請求項７記載の多相電流供給回路の制御方法であって、前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）及び前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）のいずれも、前記交流電圧の周期の半分についての時間平均によって求める。
【００１８】
この発明のうち請求項９にかかるものは、請求項８記載の多相電流供給回路の制御方法であって、前記制御信号のキャリア周期（Ｔｃ）中におけるインバータ（４）の各相の前記スイッチングのオン時間（τｕ，τｖ，τｗ）と、前記平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）とに基づいて、各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を求め、前記各相についての前記インバータの前記出力電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を合成した電圧の絶対値（ｖｏ）を求め、前記絶対値の、前記交流電圧の前記の半分についての時間平均を求めることにより、前記インバータの前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）が求められる。
【００１９】
この発明のうち請求項１０にかかるものは、請求項７乃至請求項９のいずれか一つに記載の多相電流供給回路の制御方法であって、前記インバータ（４）の前記出力電圧の前記時間平均値（Ｖｏ）と、前記平滑回路（３）の前記出力電圧（ｖｄｃ）の前記時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）との差に対して比例・積分演算を行い、その結果を上限値と下限値との間に制限して前記電流位相指令（β＊）を求める。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置は駆動部たるモータ５と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路を備えている。
【００２１】
多相電流供給回路はダイオードブリッジ２、平滑回路３、インバータ４、制御回路６を備えている。ダイオードブリッジ２には単相交流の電源１が接続され、単相交流電圧が供給される。ダイオードブリッジ２はこの単相交流電圧を全波整流して平滑回路３に入力する。平滑回路３は平滑コンデンサＣを有しており、平滑コンデンサＣの両端にダイオードブリッジ２から得られた全波整流後の電圧が印加される。平滑コンデンサＣの両端電圧を整流電圧ｖｄｃとして表す。単相コンデンサレスインバータ制御では、平滑コンデンサＣを小さく、具体的には数十μＦ程度に設定する。よって上述のように、整流電圧ｖｄｃは電源１から供給される単相交流電圧のほぼ２倍の周波数で脈動する。
【００２２】
インバータ４はコンデンサＣと並列に接続され、整流電圧ｖｄｃがインバータ４の入力電圧となる。インバータ４は三相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ５に供給する。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
【００２３】
インバータ４は、いずれも平滑コンデンサＣの一端に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれも平滑コンデンサＣの他端に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路６からのスイッチング信号Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに基づいてオン／オフが制御される。スイッチング信号Ｔｕ、Ｔｖ、ＴｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
【００２４】
なお、モータ５からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。
【００２５】
制御回路６は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及びモータ５の回転子の回転角（機械角）θｍ、並びに交流電圧ＶＳの位相角θｉ及びインバータ４に入力する整流電圧ｖｄｃを入力する。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。制御回路６にはモータ５の回転角速度（機械角の角速度）の指令値ωｍ＊も入力する。そしてこれらの値に基づいて、スイッチング信号Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを後述する計算に基づいて生成する。
【００２６】
制御回路６は、位置・速度演算部６１、ｄ−ｑ座標変換部６２、速度制御演算部６３、指令電流演算部６４、電流制御演算部６５、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７、弱め界磁制御部６８を備えており、それぞれ下記の計算を実行する機能を有している。
【００２７】
位置・速度演算部６１はモータ５の回転子の機械角θｍに基づいて、モータ５の回転子の回転角（電気角）θｅと電気角の角速度ωｅを求めて出力する。ｄ−ｑ座標変換部６２は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとモータ５の電気角θｅとから、式（１）に基づいてｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを求める。
【００２８】
【数１】
2005020838.tif 000003
【００２９】
速度制御演算部６３はモータ５の機械角の角速度の指令値ωｍ＊と電気角の角速度ωｅに基づいて比例・積分演算（ＰＩ演算）を行ってモータ電流指令ｉｍ＊を出力する。更に指令電流演算部６４はモータ電流指令ｉｍ＊と、弱め界磁制御部６８から得られる電流位相指令β＊と、位相角θｉとを入力し、式（２）に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊を出力する。これらは単相交流電圧の２倍の周波数のリップルで大きく変動する。電流位相指令β＊は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相を設定する因子である。
【００３０】
【数２】
2005020838.tif 000004
【００３１】
電流制御演算部６５は、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ並びにｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊を入力し、式（３）に基づいてｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を出力する。但し、式（３）においてＫｄ，Ｋｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸の比例ゲインである。
【００３２】
【数３】
2005020838.tif 000005
【００３３】
ＰＷＭ演算部６６は、電気角θｅ並びにｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力し、式（４）に基づいて各相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成する。
【００３４】
【数４】
2005020838.tif 000006
【００３５】
更に、ＰＷＭ演算部６６は整流電圧ｖｄｃも入力し、これと各相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊とを用いて、式（５）に基づいて、各相のアッパーアーム側トランジスタのオン時間τｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を求める。但し式（５）において、キャリア周期Ｔｃを導入した。またオン時間τｊがＴｃを越える場合にはその値を強制的にＴｃにし、オン時間τｊが０未満となる場合にはその値を強制的に０にする。
【００３６】
【数５】
2005020838.tif 000007
【００３７】
ＰＷＭタイマ部６７はオン時間τｕ，τｖ，τｗをキャリア周期Ｔｃ毎に記憶し、記憶された時間に応答して各相トランジスタをオン・オフする制御信号Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗをインバータ４に与える。
【００３８】
図２は弱め界磁制御部６８の構成を例示するブロック図である。弱め界磁制御部６８は整流電圧ｖｄｃ及びオン時間τｕ，τｖ，τｗに基づいて電流位相指令β＊を計算する。単相コンデンサレスインバータ制御では、整流電圧ｖｄｃ及びｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊が単相交流電圧の２倍の周波数のリップルで大きく変動する。よってインバータ４の入力電圧と出力電圧とに基づいて界磁制御を行う場合、時間平均値、より具体的には単相交流電圧の周期２Ｔの半分Ｔについての平均値を用いれば、入力電圧及び出力電圧についての適切な平均値を評価することになる。よってこれらの時間平均値を用いて界磁制御に必要な位相差を計算する。
【００３９】
弱め界磁制御部６８は、最大電圧演算部６８１、出力電圧演算部６８２、電流位相指令演算部６８３を有しており、これらは下記の計算を行う。
【００４０】
最大電圧演算部６８１は、整流電圧ｖｄｃに基づいて出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘを求める。具体的には式（６）によってインバータ線間電圧の波高値の時間平均値Ｖｄｃを求め、インバータの線間電圧実効値の最大値Ｖｏ＿ｍａｘを式（７）により算出する。従来から公知のように、整流電圧ｖｄｃが一定値Ｖｄｃであれば、Ｖｄｃ／√２がインバータ出力電圧実効値の最大値となる。単相コンデンサレスインバータでは整流電圧ｖｄｃが電源周波数のほぼ２倍の周波数で脈動するが、その場合においても整流電圧ｖｄｃを時間平均した値Ｖｄｃを用いれば、インバータ出力電圧実効値はＶｄｃ／√２でほぼ最大値となることを実験で確認した。従ってインバータ４の出力電圧の平均値は出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘを超えることはない。
【００４１】
【数６】
2005020838.tif 000008
【００４２】
【数７】
2005020838.tif 000009
【００４３】
例えば最大電圧演算部６８１は、平均化処理回路６０１及び乗算回路６０２を有しており、それぞれ式（６）、（７）の計算に対応した処理を行う。即ち平均化処理回路６０１は整流電圧ｖｄｃに基づいて波高値の平均値Ｖｄｃを求め、乗算回路６０２は波高値の平均値Ｖｄｃに基づいて出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘを求める。乗算回路６０２の乗数ｋは１／√２に設定される。
【００４４】
出力電圧演算部６８２はインバータ４から得られる出力電圧の平均値Ｖｏを求める。具体的には式（８）に則って、実効的な出力電圧ｖｏの、単相交流電圧の周期２Ｔの半分Ｔについての平均値を求める。
【００４５】
【数８】
2005020838.tif 000010
【００４６】
但し、実効的な出力電圧ｖｏは二相電圧ｖα，ｖβから式（９）に則って求められる。
【００４７】
【数９】
2005020838.tif 000011
【００４８】
二相電圧ｖα，ｖβは三相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗから式（１０）に則って求められる。つまり、実効的な出力電圧ｖｏは三相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを合成した電圧の絶対値として把握できる。
【００４９】
【数１０】
2005020838.tif 000012
【００５０】
三相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは整流電圧ｖｄｃ、オン時間τｕ，τｖ，τｗ、キャリア周期Ｔｃから式（１１）に則って求められる。
【００５１】
【数１１】
2005020838.tif 000013
【００５２】
式（１０）においてすでに波高値から実効値への変換が含まれているので、出力電圧の平均値Ｖｏについては√２で除す必要はない。
【００５３】
例えば出力電圧演算部６８２は、相電圧演算回路６０６、三相／二相変換回路６０９、絶対値算出回路６１０、平均化処理回路６１１を有している。相電圧演算回路６０６には整流電圧ｖｄｃ、オン時間τｕ，τｖ，τｗを入力する。そして式（１１）に則って三相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが求められる。三相／二相変換回路６０９には三相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが入力し、式（１０）に則って二相電圧ｖα，ｖβが求められる。絶対値算出回路６１０には二相電圧ｖα，ｖβが入力し、式（９）に則って実効的な出力電圧ｖｏが求められる。平均化処理回路６１１には実効的な出力電圧ｖｏが入力し、式（８）に則って出力電圧の平均値Ｖｏが求められる。
【００５４】
電流位相指令演算部６８３は減算回路６０３、ＰＩ演算回路６０４、リミッタ６０５を備えている。減算回路６０３は出力電圧の平均値Ｖｏから出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘを減じ、その結果がＰＩ演算回路６０４に入力される。ＰＩ演算回路６０４において比例・積分計算が行われることにより電流位相が求められるが、その結果はリミッタ６０５によって所定の上限値と下限値との間に制限された後に電流位相指令β＊として出力される。
【００５５】
減算回路６０３が設けられることにより、インバータ線間電圧の最大値を、現在の出力線間電圧が超えた場合に、電流位相指令β＊を増大させ、その結果、ｄ軸電流が永久磁石磁束による起電圧を小さくする方向に増大し、インバータ電圧を減少させる。
【００５６】
リミッタ６０５が設けられることにより、電流位相指令β＊が小さくなりすぎてトルク電流比が悪化することや、電流位相指令β＊が大きくなりすぎてトルクが低下することを防止できる。
【００５７】
減算回路６０３の機能により、出力電圧の平均値Ｖｏに対して出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘを用いたフィードバックが掛けられる。電流位相指令β＊は式（２）〜（５），（８）〜（１０）に示されるように出力電圧の平均値Ｖｏを制御する一方、式（６），（７）に示されるように出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘは電流位相指令β＊に依存しない。
【００５８】
以上のことから、本実施の形態によれば、インバータ４への入力電圧を有効に利用しつつ、単相コンデンサレスインバータ制御を行う交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをインバータ４から出力することができる。
【００５９】
ところで、上記の計算において、整流電圧ｖｄｃの検出において誤差が生じた場合を考察する。整流電圧ｖｄｃをその真値ｖｄｃチルダ（チルダは数式においては記号の上部に「〜」を乗せて表される。また他の諸量に関しても、チルダが付された記号を用いることにより、チルダが付されていない場合の当該記号が示す諸量の真値を示す）及び誤差率εを用いて表すと、式（１２）のように表すことができる。
【００６０】
【数１２】
2005020838.tif 000014
【００６１】
そこで式（１２）を用いて式（６）を書き換えると、式（１３）のように計算される。
【００６２】
【数１３】
2005020838.tif 000015
【００６３】
よって式（７）も式（１４）のように計算される。
【００６４】
【数１４】
2005020838.tif 000016
【００６５】
また式（１１）も式（１５）のように計算される。
【００６６】
【数１５】
2005020838.tif 000017
【００６７】
よって式（１０），（９），（８）はそれぞれ式（１６），（１７），（１８）のように計算される。
【００６８】
【数１６】
2005020838.tif 000018
【００６９】
【数１７】
2005020838.tif 000019
【００７０】
【数１８】
2005020838.tif 000020
【００７１】
上述のようにフィードバックが掛かるので、理想的にフィードバックが掛かった状態では式（１９）が成立する。
【００７２】
【数１９】
2005020838.tif 000021
【００７３】
式（１９）に式（１４），（１８）を代入することにより、式（２０）が得られる。
【００７４】
【数２０】
2005020838.tif 000022
【００７５】
式（２０）は理想的にフィードバックが掛かった状態では誤差率εの大きさによらず、出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘと出力電圧の平均値Ｖｏの真値について理想的にフィードバックが掛かっていることを示している。よって当該フィードバックは、整流電圧ｖｄｃの検出における誤差の影響を受けにくいことが判る。これは出力電圧上限値Ｖｏ＿ｍａｘ及び出力電圧の平均値Ｖｏのいずれも同じ整流電圧ｖｄｃに基づいて求められることに由来する。
【００７６】
【発明の効果】
この発明の請求項１にかかる多相電流供給回路及び請求項６にかかる多相電流供給回路の制御方法によれば、コンデンサ（Ｃ）の容量を小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行う際でも、平滑回路の出力を効率よく使用する交流電流をインバータから出力することができる。
【００７７】
この発明の請求項２にかかる多相電流供給回路及び請求項７にかかる多相電流供給回路の制御方法によれば、平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）と等しくなるまでインバータの出力電圧の時間平均値（Ｖｏ）を大きくすることができる。
【００７８】
この発明の請求項３にかかる多相電流供給回路及び請求項８にかかる多相電流供給回路の制御方法によれば、単相コンデンサレスインバータ制御において交流電圧の２倍の周期で大きく脈動する平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の平均値を適切に評価することができる。
【００７９】
この発明の請求項４にかかる多相電流供給回路及び請求項９にかかる多相電流供給回路の制御方法によれば、多相で交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）の出力電圧の、時間平均を求めることができる。また平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の時間平均値（Ｖｏ＿ｍａｘ）とインバータの出力電圧の時間平均値（Ｖｏ）のいずれもが、平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）に基づいて求められるので、理想的にフィードバックが掛かった状態では平滑回路（３）の出力電圧（ｖｄｃ）の検出における誤差の影響を受けにくい。
【００８０】
この発明の請求項５にかかる多相電流供給回路及び請求項１０にかかる多相電流供給回路の制御方法によれば、電流位相指令が小さくなりすぎてトルク電流比が悪化することや、電流位相指令が大きくなりすぎてトルクが低下することを防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態の構成を例示するブロック図である。
【図３】従来の技術を示す概念図である。
【図４】従来の技術を示すグラフである。
【符号の説明】
１  電源
２  ダイオードブリッジ
３  平滑回路
４  インバータ
６０１，６１１  平均化処理回路
６０６  相電圧演算回路
６０９  三相／二相変換回路
６１０  絶対値算出回路
６８１  最大電圧演算部
６８２  出力電圧演算部
６８３  電流位相指令演算部
Ｃ  コンデンサ
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  交流電流
Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ  スイッチング信号
β＊  電流位相指令
【図１】
2005020838.tif 000023
【図２】
2005020838.tif 000024
【図３】
2005020838.tif 000025
【図４】
2005020838.tif 000026