(57)【要約】【課題】  本発明の課題は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングによる隣接する回路の妨害の危険が著しく低減されている、冒頭に記載の種類のＤＣ−ＤＣコンバータを提示することである。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣコンバータが、周期的な参照信号（Ｕｒｅｆ）によって開いた状態と閉じた状態の間でスイッチング可能であるスイッチ装置（１）を有する。該参照信号のデューティサイクルによって該ＤＣ−ＤＣコンバータの入力信号（Ｖｃｃ）と出力電圧（Ｖｏｕｔ）の比が決定されている。参照信号（Ｕｒｅｆ）を送るための参照周波数源（６，７，８，９）が、周波数および／または参照信号を変調させるための変調回路（６）を含む。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
参照信号（Ｕｒｅｆ）によって開いた状態と閉じた状態の間でスイッチング可能なスイッチ装置（１）を備えており、前記参照信号のデューティサイクルによりそのＤＣ−ＤＣコンバータの前設定可能な出力電圧（Ｖｏｕｔ）が決定可能であり、かつ前記参照信号（Ｕｒｅｆ）を送るための参照信号源（６，７，８，９）を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記参照信号源が周波数および／または位相が変調された前記参照信号を発生させるための変調回路（６）を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記変調回路による変調は、周期的であることを特徴とする、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記変調回路による変調は、確率的であることを特徴とする、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
開いた状態と閉じた状態の間でスイッチング可能なスイッチ装置（１）のデューティサイクルがＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（Ｖｏｕｔ）を決定することを特徴とする、請求項１から３までのいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記参照信号源が、制御発振器（７）を備え、かつ前記変調回路（６）が発振器（７）から送られる参照信号の周波数および／または位相に作用させるための制御信号を該発振器に送ることを特徴とする、請求項１から４までのいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチ装置（ｌ）がＣＭＯＳトランジスタであることを特徴とする、請求項１から５までのいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記参照信号源が、前記参照信号（Ｕｒｅｆ）のデューティサイクルをＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（Ｖｏｕｔ）の目標値と測定値に基づいて制御するための制御回路（９）を含むことを特徴とする、請求項１から６までのいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御回路が出力電圧の目標値と測定値との偏差の場合にデューティサイクルを更新するのに用いる時定数は、前記制御回路（９）が出力電圧への変調の効果を逆に制御しようとし、かつこれにより不安定になることを回避するために、変調の周期より大きく、および／または前記時定数は、非周期的な変調の場合には第２の連続する変調過程の時間間隔より顕著に大きいことを特徴とする、請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
増大する出力電流が生じる場合には、前もって設定可能な出力電圧（Ｖｏｕｔ）が達成されるようにデューティサイクルが調整されることを特徴とする、請求項１から８までのいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス変調の原理に従って作動するＤＣ−ＤＣコンバータ、すなわち、参照信号によって開いた状態と閉じた状態の間でスイッチング可能なスイッチ装置を備えており、該参照信号のデューティサイクルによって該ＤＣ−ＤＣコンバータの前もって設定可能な出力電圧が決定可能であるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のＤＣ−ＤＣコンバータが著しく概略的に図１に示されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、この図の場合には電界効果トランジスタとして示された遮断器（スイッチ装置）１を含み、その入力制御ポートには振動性の参照信号Ｕｒｅｆが加わる。この遮断器１の主端子、この場合これら主端子間の電流がゲートに加わる参照信号によって制御可能である、は、供給電位(Versorgungspotential)Ｖｃｃ、ＧＮＤ間のインダクタンス２に直列に接続されている。第１のフィルタコンデンサ(Glaettkondensator)３は、これら２つの供給電位間に直接接続されている。第２のフィルタコンデンサ４は、この遮断器１に対して並列のツェナーダイオード５と直列に配置されている。これらフィルタコンデンサ３，４の容量は、参照信号の周波数およびインダクタンス２の値に応じて、第２のフィルタコンデンサ４とツェナーダイオード５の間に配置された、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子Ｖｏｕｔにて参照信号Ｕｒｅｆのデューティサイクルに比例した十分に安定した出力電圧が得られるように選択されている。
【０００３】
開いた状態から閉じた状態へとその逆の遮断器１のそのつどの切り替わりによって、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける電流の突然の増大がもたらされ、この電流は干渉パルス(Stoerungsimpulse)として出力電圧Ｖｏｕｔまたは供給電位ＶｃｃおよびＧＮＤに伝送される。このことによって、図３に概略的に示されたスペクトルを有する干渉信号が前記の電位に重畳するという結果がもたらされる。このスペクトルは、参照信号Ｕｒｅｆの周波数ｆ＝１／Ｔとその整数倍による不連続で等距離の線から成る。これらの干渉信号は、ＤＣ−ＤＣコンバータのような同じ供給電圧またはその出力電圧が供給される回路ならびに近くの他の回路の機能に影響を及ぼしうる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の課題は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングによる隣接する回路の妨害の危険が著しく低減されている、冒頭に記載の種類のＤＣ−ＤＣコンバータを提示することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題は、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ、即ち、参照信号（Ｕｒｅｆ）によって開いた状態と閉じた状態の間でスイッチング可能なスイッチ装置（１）を備えており、該参照信号のデューティサイクルによってそのＤＣ−ＤＣコンバータの前もって設定可能な出力電圧（Ｖｏｕｔ）が決定可能であり、かつ参照信号（Ｕｒｅｆ）を送るための参照信号源（６，７，８，９）を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該参照信号源が周波数および／または位相が変調された参照信号を発生させるための変調回路（６）を含む、という特徴を有するＤＣ−ＤＣコンバータによって解決される。
【発明の効果】
【０００６】
変調回路が参照信号を位相および／または周波数を変調した形で提供することによって、遮断器のスイッチングがもはや厳密に周期的に行なわれるのではなく、スイッチング時間点が変調の強さに応じた程度にばらつくことが達成される。従来のＤＣ−ＤＣコンバータの場合には干渉信号のスペクトルは理想化された形としては、帯域幅は無視しうるが強度のピーク値が著しく高い線をもつ線スペクトルとして理解することができるに対し、本発明によるＤＣ-ＤＣコンバータの場合にはこれらの“線”は、周波数に関してのその強度の積分を維持しながら変調によって拡張され、その結果、スペクトルの強度ピークが著しく弱められる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
好ましくは本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、位相および／または周波数に関して制御可能である発振器を含み、かつ変調回路は周期的もしくは不規則な制御信号をこの発振器に送る。
【０００８】
参照信号の変調は原則的に任意の方式でよく、技術的に特に簡単に実施可能であるのは、周期的な変調、即ち、例えば正弦波振動による、参照信号の位相および／または周期の周期的な変更である。
【０００９】
干渉抑圧の観点で特に有効であるのは、しかしながら、参照信号の周期および／または位相の確率的な変調である。このような確率的な変調は、真の乱数または擬似乱数を用いて行なうことができ、この場合、これ以降、これら２つの選択肢間で区別は行なわれない。
【００１０】
位相の変調は、場合によっては既にデューティサイクルによって変調されている次のスイッチング現象の目標時間点に乱数が付加されることによって得られる。したがって負の乱数は減じられる。
【００１１】
周波数の変調は、次のスイッチング現象の目標時間点が本来の、かつ場合によってはデューティサイクルによって変調された周期時間点にあるのではなく、目下のスイッチング時間点をもとに、場合によってはデューティサイクルによって変調された部分周期の付加によって生成されることによって得られる。この新たな目標時間点に再び乱数が正負符号どおりに付加される。時間のこうした連鎖によって乱数が蓄積される。
【００１２】
周波数変調の場合には乱数発生器の適当な構成によって多くの乱数による時間の積分がゼロになることが好ましく、これにより平均にとどまって本来の変調されていないクロック発振器の周波数が得られる。
【００１３】
これに対する選択肢として、固定周波数であることができる発振器が基本波信号を変調回路に送り、この変調回路が参照信号をその基本波信号の位相-および／または周期変調によって発生させる参照信号源の構造も考えられる。
【００１４】
参照信号のデューティサイクルは、好ましく制御回路によってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の目標値および測定値に基づいて制御される。制御回路が出力電圧の目標値と測定値との偏差の場合にデューティサイクルを更新するのに用いる時定数は、制御回路が出力電圧への変調の効果を逆に制御しようとし、かつこれによりおそらく不安定になることを回避するために変調の周期より大きくなければならない。
【００１５】
さらなる特徴および利点は、添付の図面に関連しての実施例についての次の記載に示されている。
【００１６】
図４に示されている本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの部品１から５は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータの相応の部品に同じであり、ここではあらためて説明しない。
【００１７】
符号６は変調回路を示しており、この変調回路６は変調信号を電圧制御発振器７の入力制御ポートに送る。変調回路６は、連続的に変化するレベルをもつ周期信号、例えば伴った正弦波振動もしくは三角波を周期Ｔ６で変調信号として発生させる発振器であることができる。これに対する選択肢として該変調回路は、確率的に変動する変調信号を発生させる乱数発生器として実施されていてもよい。
【００１８】
該電圧制御発振器（発振器）７は、変調信号の振幅に対して直接比例する周波数を有する出力信号を送るように設計されていてもよく；この場合には、出力信号の平均周波数を決定する変調信号の平均値はゼロと異なっていなければならない。これに対する選択肢として該電圧制御発振器７は、ほんのわずかな変調信号の場合に固定された消失しない周波数を有する出力信号を送るように設計されていてもよく；この場合には  ―その場合好ましくは平均でほんのわずかな―  変調信号を、その変調信号の振幅に対して比例する、出力信号の周波数のその固定された周波数からの偏差または  ―周波数が一定である場合には―  振幅に比例する出力信号の移相を制御するために使用することができる。電圧制御発振器７の出力信号はのこぎり波もしくは三角波の形を有することができ、コンパレータ８の第１の入力に送られる。電圧制御発振器７の周期Ｔ７は、周期的な変調信号の場合のＴ６より明らかに短い。コンパレータ８の第２の入力には制御回路、例えば比例積分調節器９からの制御信号が来ている。
【００１９】
この比例積分調節器９は、デューティサイクルの調節により目標出力電圧への測定出力電圧の補正を達成するために、第１の入力にはＤＣ−ＤＣコンバータの実際の出力電圧Ｖｏｕｔを、そして第２の入力にはこの出力電圧の目標値を受け、さらに時定数Ｔ９をもって該比例積分調節器が発生させた制御信号の値を更新する。この時定数Ｔ９は、変調回路６によって生じた、電圧制御発振器７の出力信号の周波数変調から得られた出力電圧Ｖｏｕｔの変化を比例積分調節器９が逆に制御しようとしないことを保証するために、通常、周期Ｔ６より明らかに大きい。
【００２０】
この場合には制御回路、殊に比例積分調節器９、の制御信号は、図４に示された実施の形態と異なり、コンパレータ８にではなく直接、該発振器７ないしはその制御に作用することができ、該発振器の周波数をＶｏｕｔのその目標値への補正のために相応に更新することができる。コンパレータの使用をこのように省略してもよい。
【００２１】
コンパレータ８から出される参照信号Ｕｒｅｆはこの場合には、方形パルスを伴った、図５に示されている形を有し、この方形パルスは図２の従来の参照信号と比較して、図５に点線の輪郭として書き入れられた形で、時間的に前後にずれていてもよい。参照信号のデューティサイクル、即ち周期時間と比較したパルスの幅は、この変調によって平均では影響を及ぼされていない。
【００２２】
図６は、変調回路６から電圧制御発振器７に送られる位相変調信号が正弦波であるという前提で、連なる(durchgezogene)曲線として図４のＤＣ−ＤＣコンバータの雑音スペクトルを示しており；  比較のために、例えば図３に示されている、変調されていない参照信号を有するＤＣ−ＤＣコンバータのスペクトルが破線で書き入れられている。基本波は電圧制御発振器７の周波数１／Ｔ７で現れ、高調波はその奇数倍のところで現れている。周波数０ならびに１／Ｔ７の偶数倍でのスペクトル成分は、不均等なスイッチオン／オフ時間を伴った参照信号のデューティサイクルによって生じる。本発明による正弦波変調信号による該発振器７の位相変調によって、基本波のスペクトル線の両側で±ｎ／Ｔ６の間隔での、ないしは高調波の該線の両側でこの相応倍の間隔でｎ次の不連続の側線が同時の出現下に基本波および高調波の振幅の減少が得られる。一方で基本波ないしは高調波および他方で側線の振幅は、ｎ次の第１種のベッセル関数によって記載され、変調指数、即ち変調信号が参照信号を変調させる強さ、に依存する。
【００２３】
図７は、変調回路６が乱数列によって定義される電圧値を有する変調信号であり、この電圧値の継続した合計をもって発振器７の出力信号が位相変調されるという前提で、連なる線として図４のＤＣ−ＤＣコンバータの雑音スペクトルを示しており；  比較のためにまたもや、変調されていない参照信号でのスペクトルが破線で書き入れられている。基本波および高調波はこの場合にも顕著に縮小されており、この場合、図６の不連続な側線の代わりにこの場合には連続的な側波帯が現れ、これらの最高振幅は図６の側線の最高振幅を明らかに下回っている。
【００２４】
図８の連なる線は、変調回路６が再び乱数列によって定義される電圧値を有する変調信号であり、この電圧値の継続した合計をもって発振器の出力信号がこの場合にはしかしながら周波数変調されるという前提で、図４のＤＣ−ＤＣコンバータの雑音スペクトルを示している。比較のためにまたもや、変調されていない参照信号でのスペクトルが破線で書き入れられている。再び連続的な側波帯が現れている。そのうえ、基本波および高調波の振幅は、図７での確率的に位相変調された参照信号の場合より小さいという結果である。これは、確率的な周波数変調の場合の得られた（蓄積された）移相が時間の経過とともに、確率的な位相変調の場合の移相がそうである場合よりはるかに著しく一層強く本来の位相から逸れる可能性があることに基づいている。
【００２５】
基本波および各高調波のエネルギー含量が図１の従来のＤＣ−ＤＣコンバータの場合と同じであるため、本発明により広げられた各線の強さについての周波数の積分は図３の雑音スペクトルの相応する線についての積分とまったく同じである。しかしながら、周波数の関数としての最大強度は著しく減少されている。
【００２６】
これら図面に関連して常にいわゆる「ステップアップコンバータ」が示されかつ説明されていたが、しかしながら、本発明はいわゆる「ステップダウンコンバータ」にも使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】既述のとおり、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの概略的な回路図が示されている。
【図２】既述のとおり、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの参照信号が示されている。
【図３】既述のとおり、非対称のデューティサイクルを伴った従来のＤＣ−ＤＣコンバータの雑音スペクトルが示されている。
【図４】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の形態の概略的な回路図が示されている。
【図５】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの参照信号が時間の関数として示されている。
【図６】参照信号の正弦波位相変調を伴った本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の形態の雑音スペクトルが示されている。
【図７】参照信号の確率的な位相変調を伴った本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の形態の雑音スペクトルが示されている。
【図８】参照信号の確率的な周波数変調を伴った本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第３の形態の雑音スペクトルが示されている。
【符号の説明】
【００２８】
１・・・遮断器（スイッチ装置）
２・・・ＧＮＤ間のインダクタンス
３・・・第１のフィルタコンデンサ(Glaettkondensator)
４・・・第２のフィルタコンデンサ
５・・・ツェナーダイオード
６・・・変調回路
７・・・電圧制御発振器（制御発振器）
８・・・コンパレータ
９・・・比例積分調節器（制御回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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