(57)【要約】【課題】駆動出力波形のゼロクロス部に発生するデッドゾーンを解消した電圧帰還型パルス幅変調方式駆動装置を提供すること。【解決手段】インダクタンス負荷を駆動するパワートランジスタＱ１〜Ｑ４に電圧波形整形手段２００を接続することにより、電流回生時に発生するオーバーシュート電圧、アンダーシュート電圧をクランプして、平滑した帰還電流を、電圧増幅器２１の入力に接続されたラグリードフィルタ（Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１）に帰還する。【選択図】    図１
2005020363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧波形を帰還する際に、インダクタ負荷電流回生によるオーバーシュート電圧およびアンダーシュート電圧をクランプすることを特徴とするパルス幅変調駆動装置。
【請求項２】
抵抗器およびコンデンサの直列回路よりなるラグリードフィルタと、前記ラグリードフィルタを介して入力信号を増幅し非反転信号と反転信号を出力する電圧増幅器と、その非反転信号および反転信号と三角波信号とを比較してパルス信号に変換する二つの比較器と、前記比較器の出力パルスのパルス幅に応じて非反転駆動信号及び反転駆動信号を出力する電源端子間に直列接続された二組のパワートランジスタと、入力される前記非反転駆動出力信号と前記反転駆動出力信号とを波形整形して電源端子間の電圧成分のみをそれぞれ出力する電圧波形整形手段と、前記電圧波形整形手段の出力電圧を電流に変換して前記ラグリードフィルタに帰還するように構成した電流出力差動増幅器とを備えたことを特徴とするパルス幅変調駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス幅変調駆動装置に係り、特にインダクタ負荷を高効率に駆動するパルス幅変調駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パルス幅変調駆動装置は光ディスクドライブ等における消費電力を少なくする手段の一つとして、例えば光ピックアップのアクチュエータコイルの駆動、トラバースモータの駆動などに多く用いられている。以下、従来のパルス幅変調駆動装置の一例について説明する。
【０００３】
図４は従来のパルス幅変調駆動装置の例の基本構成図であり、１０は入力端子、Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１はラグリードフィルタを構成する抵抗器とコンデンサ、２０はパルス幅変調信号生成手段、５０は出力段駆動回路、Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれパワートランジスタ、１１０はパワー電源供給端子、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子、７０は電流出力差動増幅器である。リニア信号を入力する入力端子１０は所定値の抵抗器Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路で接地され、抵抗器Ｒ１とＲ２との接続点からパルス幅変調信号生成手段２０の入力に接続されている。パルス幅変調信号生成手段２０の四つの出力はそれぞれパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の制御端子へ入力される。パワートランジスタＱ１とＱ２の中点より非反転駆動出力端子６０を、パワートランジスタＱ３とＱ４の中点より反転駆動出力端子６１をそれぞれ取りだしインダクタ負荷の両端に接続しこれを駆動する。非反転駆動出力端子６０の電圧信号と反転駆動出力端子６１の電圧信号を電流出力差動増幅器７０に入力し電流出力が抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に負帰還されている。
【０００４】
以上のように構成されたパルス幅変調駆動装置について、以下その回路動作を説明する。
【０００５】
図５は図４中の出力段駆動回路５０の動作説明図である。図５において（ａ）はパワートランジスタＱ１とＱ４がＯＮしているパルス幅変調信号の通電状態、（ｂ）は非通電時の下側電流回生状態、（ｃ）は同様に非通電時の上側電流回生状態の電流経路を説明するものである。１１０はパワー電源供給端子、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子である。通電状態（ａ）でインダクタ負荷に非反転駆動出力端子６０から反転駆動出力端子６１の方向に流れる電流が、Ｑ１がオフした下側電流回生状態（ｂ）ではＱ２のボディダイオードを通して回生電流がＧＮＤより供給される。また、通電状態（ａ）からＱ４がオフになる上側電流回生状態（ｃ）ではＱ３のボディダイオードを通じて前記パワー電源供給端子１１０へ回生電流が流れ込む。
【０００６】
図６の（Ａ）はパルス幅変調駆動時の駆動波形説明図である。図５における通電状態（ａ）では非反転駆動出力電圧はパワー電源電位、反転駆動出力電圧はＧＮＤ電位であるが、下側電流回生状態（ｂ）では非反転駆動出力電圧はＧＮＤ電位よりダイオード電圧分降下する。また、上側電流回生状態（ｃ）では非反転駆動出力電圧はパワー電源電位よりダイオード電圧分高くなる。このとき逆方向に帰還がかかる。図６の（Ｂ）は同期整流技術を用いた場合のパルス幅変調駆動時の駆動波形説明図である。前記（Ａ）の波形図と比べて逆方向の帰還成分が発生する区間を一定期間内に抑えており、それ以外の帰還電流が０Ａとなる区間は回生経路のパワートランジスタがＯＮしている。即ち図５（ｂ）の状態ならパワートランジスタＱ２、（ｃ）の状態ならパワートランジスタＱ３をＯＮさせることでダイオード電圧による電力損失を抑える方式である。この方式では逆方向帰還の領域の幅はほぼ一定となる。
【０００７】
図７は上記パルス幅変調駆動装置の動作波形図である。簡単の為ここでは時間軸に対してリニアな入力信号が入力されたとする。（ａ）は入力端子１０への入力信号、（ｃ）はパワートランジスタＱ１の制御信号、（ｄ）はパワートランジスタＱ２の制御信号、（ｅ）はパワートランジスタＱ３の制御信号、（ｆ）はパワートランジスタＱ４の制御信号、（ｇ）は非反転駆動出力端子６０の電圧波形、（ｈ）は反転駆動出力端子６１の電圧波形、（ｋ）はラグリードフィルタへの帰還がかかっていない場合の前記電流出力差動増幅器の出力信号、（ｌ）は帰還電流信号（ｋ）からフィルタリングされた平均帰還信号、（ｍ）は入力信号と前記フィルタリングされた平均帰還信号（ｌ）の差分信号、（ｑ）は前記差分信号（ｍ）をもって帰還がかかったときの平均化された負荷電流である。
【０００８】
まず、リニア入力信号をパルス幅変調信号生成手段２０に入力し（ｃ）〜（ｆ）のようなパルス幅変調信号を生成する。これらをパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の制御端子に入力しパルス幅変調方式の非反転駆動出力電圧（ｇ）および反転駆動出力電圧（ｈ）を発生させる。これをインダクタ負荷の両端に印加することでインダクタ負荷を駆動する。これらの駆動出力電圧を前記電流出力差動増幅器７０に入力することで双方向のパルス状帰還電流信号（ｋ）を得ることができ、これをラグリードフィルタの抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に帰還させることで（ｑ）のような全体としては安定したリニアな負荷電流を得ることが出来る。このような駆動方式では、パワートランジスタは完全なオン状態と完全なオフ状態との何れかでしか動作しないため、パワートランジスタの消費電力を抑制することができ、リニア駆動信号を用いてインダクタ負荷を駆動する場合に比べ消費電力を低く抑えることが可能となる。このような技術については例えば特許文献１に詳細が述べられている。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１０−１３５８０２号公報（第５頁、第１図）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、非反転駆動出力電圧および反転駆動出力電圧は下側電流回生状態と上側電流回生状態で駆動出力電圧がアンダーシュート、オーバーシュートしＧＮＤ電位とパワー電源電位の間の領域を超えるため、帰還電流信号にパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの電流が発生する。この帰還電流信号を直接前記ラグリードフィルタへ帰還させると、図７の波形（ｍ）のように入力信号と帰還信号の間に回生部分のデューティに応じた誤差成分を持つことになり、ゼロクロス部分に出力方向のデッドゾーンを発生させてしまうという課題があった。このため前記パルス幅変調信号生成手段にある程度のデッドゾーンを設けるなどして出力に飛びが出ないよう入力デッドゾーンを設けるなどの対策が必要であった。
【００１１】
図８は駆動出力信号のゼロクロス部デューティ特性図である。
【００１２】
従来の技術においては先に説明したような、駆動出力信号がパワー電源電位よりダイオード電圧分高くなったり、ＧＮＤ電位よりダイオード電圧分低くなったりした状態で逆方向の帰還信号を含んだまま駆動出力電圧の帰還をかけるとこの逆方向の不要帰還信号の分だけ理想特性から実際の特性へとデューティ特性がシフトしてしまう。その結果負荷電流にデッドゾーンが発生し、ひいては負荷に発生するトルクにも同様のデッドゾーンを発生させる。
【００１３】
このようなデッドゾーンは前述のような光ディスクドライブ等の光ピックアップのフォーカスコイルやトラッキングコイルを制御するサーボ特性に歪みを発生させレーザーの焦点がディスクの記録面から外れたり、トラッキングのトレーサビリティを悪化させる原因となっていた。本発明は上記従来の課題を解決するもので、デッドゾーンによる歪みを発生させず高精度にインダクタ負荷を駆動する事が出来るパルス幅変調駆動装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成する為に、本発明のパルス幅変調駆動装置は、前記非反転駆動出力電圧および反転駆動出力電圧の上記下側電流回生状態と上側電流回生状態で、ＧＮＤ電位とパワー電源電圧の間の領域を超える部分をクランプすることで削除して帰還量に反映させないようにする波形整形手段を含む構成を有している。この構成により帰還電流信号に、図６（Ａ）に示した負荷電流に比例しないパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの帰還信号が発生することを抑制しデッドゾーンの無い入力電圧−パルス幅変調出力電流特性を実現する事が出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のそれぞれの実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は本発明の第一の実施形態におけるパルス幅変調駆動装置の基本構成図であり、１０は入力端子、Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１はラグリードフィルタを構成する抵抗器とコンデンサ、２１は電圧増幅器、３０は非反転側比較器、４０は反転側比較器、３２、４２は同期整流信号生成手段、Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれパワートランジスタ、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子、７０は電流出力差動増幅器、２００は電圧波形整形手段である。入力端子１０はラグリードフィルタを構成する所定値の抵抗器Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路で接地され、抵抗器Ｒ１とＲ２との接続点から前記電圧増幅器２１の入力に接続されている。電圧増幅器２１の非反転側出力電圧および反転側出力電圧はそれぞれ非反転側比較器３０と反転側比較器４０にて三角波信号１００と比較され非反転側比較器３０の出力は同期整流信号生成手段３２を経てパワートランジスタＱ１とＱ２の、同様に反転側比較器４０の出力は同期整流信号生成手段４２を経て前記パワートランジスタＱ３およびＱ４のそれぞれの制御端子へ入力される。パワートランジスタＱ１とＱ２の中点より非反転駆動出力端子６０を、パワートランジスタＱ３とＱ４の中点より反転駆動出力端子６１をそれぞれ取りだしインダクタ負荷の両端に接続しこれを駆動する。非反転駆動出力信号と反転駆動出力信号を電圧波形整形手段２００に入力しパワー電源電圧を超える部分はパワー電源電位にクランプしＧＮＤ電位を下回る部分はＧＮＤ電位にクランプする。電圧波形整形手段２００の整形後非反転側出力２１０と整形後反転側出力２２０を前記電流出力差動増幅器７０に入力し電流出力を前記ラグリードフィルタの抵抗器とコンデンサの接続点に負帰還する。この構成に用いるのに適した電圧波形整形手段の構成例について、図２を用いて説明する。
【００１７】
図２は本発明の第一の実施形態における電圧波形整形手段２００の実施回路例である。６０、６１はそれぞれ図１中の非反転駆動出力端子と反転駆動出力端子、１１０はパワー電源供給端子、２１０と２２０はそれぞれ整形後非反転駆動出力と整形後反転駆動出力である。前記パワー電源供給端子１１０はＰＮＰトランジスタＱ１０とＱ１１のベース端子に接続されている。前記非反転駆動出力端子６０は前記ＰＮＰトランジスタＱ１２に接続され、Ｑ１０とＱ１２はエミッタ、コレクタをそれぞれ共通接続され、コレクタ端子が接地されている。同様に前記反転駆動出力端子６１はＱ１３のベースに接続され、Ｑ１１とＱ１３はエミッタ端子、コレクタ端子をそれぞれ共通接続され、コレクタ端子が接地されている。ここで前記ＰＮＰトランジスタＱ１０とＱ１２の共通エミッタ端子はＮＰＮトランジスタＱ１４のベース端子と定電流源に接続されており、さらに前記ＮＰＮトランジスタＱ１４はもう一つのＮＰＮトランジスタＱ１５とコレクタ端子、エミッタ端子がそれぞれ共通接続されており、コレクタ端子は電源、エミッタ端子は所定の抵抗値の抵抗器Ｒ１０を介して接地されている。同様に前記ＰＮＰトランジスタＱ１１とＱ１３の共通エミッタ端子はＮＰＮトランジスタＱ１６のベース端子と定電流源に接続されており、さらに前記ＮＰＮトランジスタＱ１６はもう一つのＮＰＮトランジスタＱ１７とコレクタ端子、エミッタ端子がそれぞれ共通接続されており、コレクタ端子は電源、エミッタ端子は所定の抵抗値の抵抗器Ｒ１１を介して接地されている。前記ＮＰＮトランジスタＱ１４とＱ１５の共通エミッタ端子と抵抗器Ｒ１０の接続点から本電圧波形整形手段の非反転側出力信号が出力され、前記ＮＰＮトランジスタＱ１６とＱ１７の共通エミッタ端子と抵抗器Ｒ１１の接続点から同様に本電圧波形整形手段の反転側出力信号が出力される。また、前記ＮＰＮトランジスタＱ１５とＱ１７のベース端子は接続されダイオードＤ１を介して接地され電流源に接続されている。この構成により前記駆動出力端子６０、６１の信号はまずＰＮＰトランジスタの共通エミッタ、コレクタ接続によりパワー電源電圧を超える部分がパワー電源電位にクランプされ、次にＮＰＮトランジスタの共通エミッタ、コレクタ接続によりＧＮＤ電位を下回る部分がＧＮＤ電位にクランプされそれぞれ出力端子２１０、２２０より出力される。
【００１８】
図３は本発明の第一の実施形態における動作波形図である。従来例と同様、時間軸上でリニアな入力信号が入力されたとする。（ａ）は入力端子１０への入力信号、（ｂ）は前記反転増幅器２１の非反転出力信号、反転出力信号と三角波信号１００の比較波形図、（ｃ）、（ｅ）はそれぞれパワートランジスタＱ１、Ｑ３の制御信号、（ｇ）は非反転駆動出力端子６０の電圧波形、（ｈ）は反転駆動出力端子６１の電圧波形、（ｉ）は整形後の非反転駆動出力信号、（ｊ）は整形後の反転駆動出力信号、（ｋ）は電流出力差動増幅器の出力電流、（ｐ）はインダクタ負荷に流れる電流、（ｑ）は平均化された負荷電流である。
【００１９】
まず入力信号を前記電圧増幅器２１に入力すると非反転信号と反転信号が発生し、これらを前記非反転側比較器３０と前記反転側比較器４０にて三角波信号１００と比較しパルス状の信号を発生させ、それぞれ同期整流信号生成手段３２、４２、を通してパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の制御端子へ入力される。これによりパルス幅変調方式の非反転駆動出力電圧（ｇ）および反転駆動出力電圧（ｈ）を発生させこれをインダクタ負荷の両端に印加することでインダクタ負荷を駆動する。これらの駆動出力電圧を前記電圧波形整形手段に入力しパワー電源電圧とＧＮＤ電位の間の領域を超える部分をクランプした整形後非反転駆動出力信号（ｉ）と整形後反転駆動出力信号（ｊ）を出力し、これらを前記電流出力差動増幅器７０へ入力し従来回路にて発生していたパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの電流を含まない双方向のパルス状帰還電流信号（ｋ）を得ることができ、これを前記ラグリードフィルタの抵抗器とコンデンサの接続点に帰還させることで（ｑ）の丸で囲んだ部分のようにデッドゾーンやクロスオーバ歪のない線形な負荷電流を得ることが出来る。なお、本実施形態において同期整流方式を実現した例として同期整流信号生成手段３２、４２を設けたが、同期整流を行なわない場合でも同様の効果が得られるので同期整流信号生成手段３２、４２は無くても良い。
【００２０】
【発明の効果】
本発明は、前記非反転駆動出力電圧および反転駆動出力電圧の下側電流回生状態と上側電流回生状態でＧＮＤ電位とパワー電源電位の間の領域を超える部分をクランプすることで削除して帰還させないようにする波形整形手段を設けることによりデッドゾーンの発生を抑制し、図８における従来技術の実際の特性から理想特性へと改善することが可能となる。これによりレーザーによる情報書き込み精度／読み出し精度を向上し記録密度を飛躍的に向上した記憶装置実現を可能にするものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施形態におけるパルス幅変調駆動装置の基本構成図
【図２】本発明の第一の実施形態における電圧波形整形手段の実施回路例を示す図
【図３】本発明の第一の実施形態における動作波形図
【図４】従来のパルス幅変調駆動装置の基本構成図
【図５】出力部分の動作説明図
【図６】駆動出力の波形説明図
【図７】従来装置の動作波形図
【図８】従来装置の駆動出力信号のゼロクロス部の特性図
【符号の説明】
１０  入力端子
２０  パルス幅変調信号生成手段
２１  反転増幅器
３０  非反転側比較器
３２  非反転側同期整流信号生成手段
４０  反転側比較器
４２  反転側同期整流信号生成手段
５０  出力段駆動回路
６０  非反転駆動出力端子
６１  反転駆動出力端子
７０  電流出力差動増幅器
１００  三角波信号
１１０  パワー電源供給端子
２００  電圧波形整形手段
２１０  電圧波形整形手段の非反転側出力
２２０  電圧波形整形手段の反転側出力
Ｃ１  ラグリードフィルタを構成するコンデンサ
Ｄ１  ダイオード
Ｑ１〜Ｑ４  パワートランジスタ
Ｑ１０〜Ｑ１３  ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１４〜Ｑ１７  ＮＰＮトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２  ラグリードフィルタを構成する抵抗器
Ｒ１０、Ｒ１１  抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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