(57)【要約】    【課題】可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機の制御特性を改善するのに必要な誘導電動機の漏れインダクタンスの精度良い測定方法を提供する。    【解決手段】電力変換装置１と制御装置２０とで誘導電動機２を可変速制御する電動制御装置を形成し、この制御装置２０の補正手段２１により、定数測定手段１５で導出される誘導電動機２の一次抵抗測定値、励磁インダクタンス測定値、漏れインダクタンス測定値、二次抵抗測定値から前記漏れインダクタンス測定値に対してより実際値に近い誘導電動機２の漏れインダクタンス演算値を導出する。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機において、
前記電力変換装置への電圧指令値とこの電圧指令値に基づいて前記誘導電動機に流れる一次電流とから、該誘導電動機の一次抵抗測定値と励磁インダクタンス測定値と漏れインダクタンス測定値と二次抵抗測定値とを導出し、これらの測定値から前記漏れインダクタンス測定値を補正した前記誘導電動機の漏れインダクタンス演算値を演算し、
この漏れインダクタンス演算値に基づき前記誘導電動機を可変速制御することを特徴とする誘導電動機の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２は、この種の誘導電動機の制御方法の従来例を示す電動機制御装置の回路構成図であり、１は後述の制御装置１０からの三相の電圧指令ｖU*，ｖV*，ｖW*（交流量）それぞれをＰＷＭ演算して内蔵するインバータ主回路を形成するそれぞれの半導体スイッチへのオン・オフ駆動信号に変換し、これらのオン・オフ駆動信号に基づき前記インバータ主回路から三相の交流電圧を発生する電力変換装置、２は電力変換装置１により給電される誘導電動機、３は電力変換装置１から誘導電動機２への電流、すなわち、誘導電動機２の一次電流ｉ1 を検出する電流検出器、１０は指令値発生手段１１と積分器１２とベクトル回転器１３とベクトル回転器１４と定数測定手段１５とから形成され、電力変換装置１を介して駆動される誘導電動機２を可変速制御する制御装置である。
【０００３】
この制御装置１０において、指令値発生手段１１では指令される誘導電動機２の一次角周波数設定値ω1 と、この一次角周波数設定値ω1 を積分器１２による時間積分演算で得られる位相角設定値θ1 に基づき電流検出器３で検出された誘導電動機２の一次電流ｉ1 をベクトル回転器１４による三相−二相変換およびｄ−ｑ変換したｉ1d，ｉ1qと、後述の定数測定手段１５により得られる誘導電動機２の電動機定数の測定値（一次抵抗測定値Ｒ1#，励磁インダクタンス測定値Ｌｍ# ，二次抵抗測定値Ｒ2#，漏れインダクタンス測定値Ｌσ# ）とから、周知の技術により、ｄ軸電圧指令値ｖ1d* ，ｑ軸電圧指令値ｖ1q* を演算し、これらの指令値をベクトル回転器１３へ出力している。このベクトル回転器１３では前記位相角設定値θ1 に基づき前記ｄ軸電圧指令値ｖ1d* ，ｑ軸電圧指令値ｖ1q* をα−β変換および二相−三相変換した前記電圧指令ｖU*，ｖV*，ｖW*を生成している。
【０００４】
図２に示した定数測定手段１５での誘導電動機２の電気定数の測定値を導出するための動作について、上述のｖ1d* ，ｖ1q* ，ｉ1d，ｉ1q，θ1 と図３，図４に示した誘導電動機の等価回路図とを参照しつつ、以下に説明する。
【０００５】
先ず、静止状態の誘導電動機２に電力変換装置１から直流電圧Ｖ1 を印加し、このときに電力変換装置１から流れる直流電流Ｉ1 を測定することにより、誘導電動機２の一次抵抗測定値Ｒ1#は、Ｒ1#＝Ｖ1 ／Ｉ1 として導出することができる。
【０００６】
次に、電力変換装置２を介して誘導電動機２を無負荷で回転させた状態にし、このときの一次角周波数設定値ω1 とすると、誘導電動機２のｄ軸成分電流ｉ1dは、下記数１式で表される。
【０００７】
【数１】
2005057891.tif 000003
【０００８】
ここで、一次角周波数設定値ω1 が十分大きいときには、下記数２式に示す近似式が成り立つ。
［数２］
ｉ1d≒｜ｖ1｜／｛ω1（Ｌσ＋Ｌｍ）｝
上記数２式において、Ｌσ＜＜Ｌｍであることを考慮し、さらに近似することにより、誘導電動機２の励磁インダクタンスＬｍは、下記数３式で表すことができる。
［数３］
Ｌｍ≒｜ｖ1｜／（ω1・ｉ1d）
すなわち、誘導電動機２の励磁インダクタンス測定値Ｌｍ# はｄ軸電圧指令値ｖ1d* とｑ軸電圧指令値ｖ1q* とに基づく誘導電動機２の一次電圧ベクトルの大きさ｜ｖ1｜と、一次角周波数設定値ω1 と、誘導電動機２のｄ軸成分電流ｉ1dとから、上記数３式に従って導出することができる。
【０００９】
また、誘導電動機２の漏れインダクタンスＬσの測定値Ｌσ# の導出方法としては、下記特許文献１に記載されているものが知られている。
【００１０】
すなわち、誘導電動機２に電力変換装置１を介して角周波数ωh の交流電流Δｉ1 を流す状態にし、このときに必要な電圧をΔｖ1 とすると、図３に示した誘導電動機の静止状態（すなわち、すべりｓ＝１）でのＴ−１型等価回路図における二次側を直列インピーダンス回路（ＲE ，ＬE ）に変換した図４に示す等価回路図に基づくと、下記数４式に示す関係がある。
［数４］
Δｉ1＝Δｖ1／｛Ｒ1＋ＲE＋ｊωh（Ｌσ＋ＬE）｝
上記数４式から、誘導電動機２の漏れインダクタンスＬσは下記数５式となる。
【００１１】
【数５】
2005057891.tif 000004
【００１２】
さらに角周波数ωh が十分高いとして、上記数４式におけるＬE ≒０（図４参照）とし、数４式の右辺分母をｊωh Ｌσと近似することにより、従来の誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ# の導出方法として、下記数６式により求めている。
［数６］
Ｌσ#＝（１／ωh）・｛｜（Δｖ1／Δｉ1）｜｝
また、誘導電動機２の二次抵抗Ｒ2 の測定値Ｒ2#の導出方法としては、下記特許文献２に記載されているものが知られている。
【００１３】
すなわち、誘導電動機２に電力変換装置１を介して所定の交流電流が流れる状態にし、誘導電動機２のｄ軸成分の誘起電圧演算値ｅ2d# を、下記数７式に示すように求める。
［数７］
ｅ2d#＝ｖ1d*−Ｒ1#・ｉ1d−ｐＬσ#・ｉ1d
ここで、Ｒ1#は上述の一次抵抗測定値、Ｌσ#は上述の漏れインダクタンス測定値、また、ｐは微分演算子である。
【００１４】
さらに、上記数７式で得られる誘起電圧演算値ｅ2d# と前記ｄ軸成分電流ｉ1dとを入力とする調節演算回路により、誘導電動機２の二次抵抗測定値Ｒ2#を同定している。
【特許文献１】特許第３０６７６８１号公報  （第６頁、図１など）
【特許文献２】特許第３１１１８９８号公報  （第６，９頁、図５，１６など）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上述の数４式と数６式とから、誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ# と実際値Ｌσとの間には、下記数８式の関係がある。
【００１６】
【数８】
2005057891.tif 000005
【００１７】
上記数８式からも明らかなように、前記数６式により導出される誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ# は誘導電動機２他の電気定数（一次抵抗Ｒ1 ，励磁インダクタンスＬｍ，二次抵抗測定値Ｒ2 ）の影響で実際値Ｌσに対して誤差が生じている。
【００１８】
すなわち、前記角周波数ωh が十分大きければ、前記Ｌσ# ≒Ｌσと見做せるが、電力変換装置１と制御装置１０とを、所謂、汎用インバータで具現するときには、上述のようにして誘導電動機２の漏れインダクタンス測定値Ｌσ# を導出する際の交流電流Δｉ1 の角周波数ωh は１００Ｈｚ相当が実用上限値であり、その結果、前記測定値Ｌσ# は実際値Ｌσの約２倍の値になることもあり、このときには、誘導電動機２のトルク制御誤差が約１０％、速度制御誤差が約１％生ずることとなる。
【００１９】
この発明の目的は、上記問題点を解決するために、誘導電動機の漏れインダクタンス以外の電気定数の影響で生ずる漏れインダクタンス測定値の誤差を補正できる誘導電動機の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この発明は、可変電圧可変周波数の交流電力を発生する電力変換装置により駆動される誘導電動機において、
前記電力変換装置への電圧指令値とこの電圧指令値に基づいて前記誘導電動機に流れる一次電流とから、該誘導電動機の一次抵抗測定値と励磁インダクタンス測定値と漏れインダクタンス測定値と二次抵抗測定値とを導出し、これらの測定値から前記漏れインダクタンス測定値を補正した前記誘導電動機の漏れインダクタンス演算値を演算し、この漏れインダクタンス演算値に基づき前記誘導電動機を可変速制御することを特徴とした制御方法を行う。
【発明の効果】
【００２１】
この発明の誘導電動機の制御方法によれば、所謂、汎用インバータの演算機能を用いても誘導電動機の電気定数としての漏れインダクタンスをより正確に導出することが可能なので、安価な汎用インバータで駆動される誘導電動機においてもそのトルク特性、トルク制御精度、速度制御精度、トルク・速度の安定性の向上を計ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
図１は、この発明の誘導電動機の制御方法の実施の形態を示す電動機制御装置の回路構成図であり、図２に示した従来例構成と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００２３】
すなわち、図１に示した制御装置２０には指令値発生手段１１、積分器１２、ベクトル回転器１３、ベクトル回転器１４、定数測定手段１５の他に、新たに補正手段２１が追加されている。
【００２４】
この制御装置２０において、指令値発生手段１１では指令される誘導電動機２の一次角周波数設定値ω1 と、電流検出器３で検出された誘導電動機２の一次電流ｉ1 のｄ軸成分電流ｉ1dおよびｑ軸成分電流ｉ1qと、定数測定手段１５により得られる誘導電動機２の一次抵抗測定値Ｒ1#，励磁インダクタンス測定値Ｌｍ# ，二次抵抗測定値Ｒ2#と、後述の補正手段２１により得られる誘導電動機２の漏れインダクタンス演算値Ｌσ##とから、周知の技術により、ｄ軸電圧指令値ｖ1d* ，ｑ軸電圧指令値ｖ1q* を演算し、これらの指令値をベクトル回転器１３へ出力している。
【００２５】
図１に示した補正手段２１では、定数測定手段１５により得られる誘導電動機２の一次抵抗測定値Ｒ1#，励磁インダクタンス測定値Ｌｍ# ，漏れインダクタンス測定値Ｌσ# ，二次抵抗測定値Ｒ2#と、前記漏れインダクタンス測定値Ｌσ# を導出する際の交流電流の角周波数ωh とから、下記数９式および数１０，数１１式の演算を行うことにより前記漏れインダクタンス測定値Ｌσ# の精度を補正した誘導電動機２の漏れインダンタンス演算値Ｌσ##を得ている。
【００２６】
【数９】
2005057891.tif 000006
【００２７】
ここで、ＲE#とＬE#は下記数１０式と数１１式とで表される値である。
【００２８】
【数１０】
2005057891.tif 000007
【００２９】
【数１１】
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【００３０】
すなわち、前記ＲE#とＬE#は図４に示した誘導電動機の等価回路図における直列インピーダンスＲE ，ＬE に、上述の誘導電動機２の励磁インダクタンス測定値Ｌｍ# ，二次抵抗測定値Ｒ2#を当てはめたものである。
【００３１】
その結果、図１に示した制御装置２０によれば、誘導電動機２の電気定数としての漏れインダクタンスをより正確に導出でき、従って、電力変換装置１で駆動される誘導電動機２のトルク特性、トルク制御精度、速度制御精度、トルク・速度の安定性などを改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】この発明の実施の形態を示す電動機制御装置の回路構成図
【図２】従来例を示す電動機制御装置の回路構成図
【図３】図２の動作を説明する誘導電動機の等価回路図
【図４】図２の動作を説明する誘導電動機の等価回路図
【符号の説明】
【００３３】
１…電力変換装置、２…誘導電動機、３…電流検出貴、１０…制御装置、１１…指令値発生手段、１２…積分器、１３…ベクトル回転器、１４…ベクトル回転器、１５…定数測定手段、２０…制御装置、２１…補正手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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