(57)【要約】【課題】温度変化の影響を受けることなく、送信回路側から出力されたデジタル信号を正常な状態で確実に受信できるようにした受信回路を提供する。【解決手段】カレントミラー回路２１のトランジスタＱ１１，Ｑ１２は、温度変化してもノーマル領域で動作するため、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦの切り換え動作を迅速に行うことができる。よって、トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２との間の時間遅れが小さくなり、且つ出力Ｖ２の立上がり時と立下り時の時間の差を小さくすることが可能となるため、源信号Ｖｓを正常な状態で受信することができる。【選択図】    図１
2005020068.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側に設けられて入力信号を通過させる入力抵抗と、前記入力抵抗を通過した入力信号を受ける入力側のトランジスタと前記入力側のトランジスタに流れる電流と等しい電流を流す出力側のトランジスタとを備えたカレントミラー回路と、前記出力側のトランジスタのコレクタ端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗と、前記出力側のトランジスタのコレクタ端子から出力される電圧と閾値電圧とを比較した結果を出力信号として出力する比較手段と、が設けられていることを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記入力抵抗をＲａ、前記プルアップ抵抗をＲｂとしたときに、前記カレントミラー回路がＲｂ／Ｒａの増幅率で動作する請求項１記載の受信回路。
【請求項３】
前記カレントミラー回路の出力のＨレベル時の電圧値をＶ２（ｍａｘ）、Ｌレベル時の電圧値をＶ２（ｍｉｎ）、前記比較手段の閾値電圧をＶＴＬとしたときに、前記閾値電圧ＶＴＬが前記出力の中点（Ｖ２（ｍａｘ）＋Ｖ２（ｍｉｎ））／２に設定されている請求項１または２記載の受信回路。
【請求項４】
前記電源とプルアップ抵抗との間に、温度変化に応じて順方向電圧が変化するダイオードが設けられている請求項１ないし４のいずれか記載の受信回路。
【請求項５】
前記入力側のトランジスタのコレクタ端子とグランドとの間に逆方向電圧が印加されるのを防止するダイオードが設けられている請求項１ないし４のいずれか記載の受信装置。
【請求項６】
前記入力側のトランジスタのコレクタ端子とグランドとの間に信号ラインのインピーダンスを下げるコンデンサおよび抵抗が設けられている請求項１ないし５のいずれか記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各回路間で送受信されるデジタル信号の受信回路に係わり、特に温度変化の影響を受けずに高速デジタルデータ信号の受信を可能とした受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来の送信回路と受信回路を示す回路図、図５は受信回路内の各部の信号波形を示し、Ａは源信号の波形、Ｂはトランジスタの出力部の波形、Ｃは比較手段の出力波形を示している。なお、図５ＢおよびＣでは点線が−５０℃の場合、実線が２５℃の場合、一点鎖線が１００℃の場合を示している。
【０００３】
図４ではＡ−Ａ線より図示左端側が送信回路１を示し、図示右端側が受信回路１０を示している。
【０００４】
送信回路１に示す符号２は信号源を示しており、任意の回路で生成される矩形波状の源信号（デジタル信号、デューティ比は１：１）Ｖｓの代表例を示すものである。前記信号源２の後段には、ｐ型とｎ型の２ヶのＣＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２で構成されたインバータ手段３が設けられ、さらにその後段には２ヶのトランジスタＱ３，Ｑ４で構成されたバッファ手段４が設けられている。
【０００５】
一方、受信回路１０はトランジスタＱ５、比較手段Ｘ１その他抵抗Ｒ１〜Ｒ５およびダイオードＤ１とで構成されている。前記ダイオードＤ１はトランジスタＱ５に逆方向電圧が印加されるのを防止するためのものである。
【０００６】
前記信号源２によって生成された源信号Ｖｓは、インバータ手段３で反転させられた後、前記バッファ手段４を介して受信側に送出される。なお、インバータ３の出力部ＯＵＴの出力は前記源信号Ｖｓを反転させた信号である。
【０００７】
図４に示すように、前記源信号Ｖｓは、前記バッファ手段４から信号ラインＬ上を通り、前記抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ５のベース端子ｂに入力される。
【０００８】
前記トランジスタＱ５のベース端子ｂにＨレベル信号が入力されると、トランジスタＱ５のコレクタ端子ｃの電位がエミッタ端子ｅの電位（接地電位）まで下がるため、前記トランジスタＱ５のコレクタ端子ｃの出力Ｖ２がＬレベルとなる。また反対に、前記トランジスタＱ５のベース端子ｂにＬレベル信号が入力されると、トランジスタＱ５のコレクタ端子ｃは抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されるため、前記トランジスタＱ５の出力部ＯＵＴ２の出力Ｖ２がＨレベルとなる。すなわち、トランジスタＱ５はベース端子ｂに入力される信号によって動作する反転アンプとして機能しており、トランジスタＱ５の出力Ｖ２は前記源信号Ｖｓと同じ位相の信号になる。
【０００９】
前記比較手段Ｘ１では、前記トランジスタＱ５の出力Ｖ２と所定の閾値電圧（スレッショルド電圧）ＶＴＬとの比較を行うことによって出力信号Ｖｏを生成する。
【００１０】
すなわち、比較手段Ｘ１は出力信号Ｖｏとして、前記出力Ｖ２が閾値電圧ＶＴＬを越えた時点を基準とする立ち下りの早いＬレベル信号と、前記出力Ｖ２が閾値電圧ＶＴＬ以下になった時点を基準とする立ち上がりの早いＨレベル信号とを生成する。
【００１１】
よって、受信回路１０では前記比較手段Ｘ１を用いることにより、前記源信号Ｖｓと同様の信号を得ることが可能となっている。
【００１２】
このようにして、前記受信回路１０において受信された源信号Ｖｓは、前記受信回路１０以下の後段に接続される他の回路に出力される。
【００１３】
上記従来の回路構成では、前記信号ラインＬに静電気や電波ノイズ等の誘導ノイズが重畳すると、トランジスタＱ５が誤動作させられ、前記源信号Ｖｓが受信回路１０側に正確に伝達されなくなる。特に、源信号Ｖｓがデジタル信号である場合には、受信回路１０側では源信号Ｖｓと異なる信号がデータとして送信されるというおそれがある。
【００１４】
そこで、従来は送信回路１の出力部ＯＵＴ１と受信回路１０の入力部ＩＮ２の間で、前記信号ラインＬとグランドとの間にコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ挿入し、信号ラインＬのインピーダンスを下げることにより前記誘導ノイズの影響を受け難くする等の対策が講じられている。
【００１５】
【特許文献１】
特開平１０−８４２３１号公報
【特許文献２】
特開２００２−１９０９９５号公報
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の受信回路１０では、源信号ＶｓにコンデンサＣ１，Ｃ２の影響を受けた鈍りが生じるため、トランジスタＱ５の出力Ｖ２が図５Ｂに示すような鈍りのある信号となり、結果として前記比較手段Ｘ１の出力信号Ｖｏが源信号Ｖｓから大きく遅れた信号になるという問題がある。
【００１７】
また受信回路１０の信号ラインＬに直列的に接続されている抵抗Ｒ１は、前記トランジスタＱ５のベース−エミッタ間に対し並列に接続されている抵抗Ｒ４と共に働き、トランジスタＱ５のベース端子ｂに流れ込むベース電流Ｉｂの調整を行っている。しかし、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅは、周囲の環境温度の変化に応じて変化（前記電圧Ｖｂｅは低温になるほど大きくなる）するため、前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ４だけによっては要求される広い温度範囲（例えば、−５０℃〜＋１００℃）のすべてにおいて前記ベース電流Ｉｂを適正値内に保つことは困難である。
【００１８】
一方、トランジスタＱ５の出力Ｖ２は、コレクタ−エミッタ間電圧（コレクタ電圧）Ｖｃｅのことであり、これはコレクタ端子ｃからエミッタ端子ｅに流れるコレクタ電流をＩｃとすると、前記ＶｃｅはＶｃｅ＝Ｖｃｃ２−Ｒ２・Ｉｃで定まる。ところが、トランジスタは一般的にコレクタ電流Ｉｃ＝０の近傍において前記コレクタ電圧Ｖｃｅが定まらない飽和領域を有する。そして、その飽和の深度は温度によって変化する前記ベース電流Ｉｂの大きさ（キャリアの注入度）に応じて変化するため、前記コレクタ電流Ｉｃがコレクタ電圧Ｖｃｅを遮断するのに要する時間が前記飽和の深度が深くなるほどに遅れるという傾向を示す。
【００１９】
すなわち、図５Ｂに示すように、ベース電流Ｉｂが流れてコレクタ電流Ｉｃが流れ、前記トランジスタＱ５の出力Ｖ２がＬレベルの状態から、前記ベース電流Ｉｂの流れを止めてコレクタ電流Ｉｃを遮断し、前記出力Ｖ２をＨレベルへと切り換えるために要する時間（立上り時間）ｔ１（図５Ｂ参照）が、前記ベース電流Ｉｂの変化に応じて大きく変化させられてしまう。例えば、図５Ｂに示すものでは、前記立上り時間ｔ１が、−５０℃のときにｔ１＝１．９μｓｅｃ、２５℃のときにｔ１＝５．２μｓｅｃ、１００℃のときにはｔ１＝６．０μｓｅｃ程度かかっている。
【００２０】
ただし、前記出力Ｖ２がＨレベルからＬレベルへと切り換わる時間（立下り時間）ｔ２は、前記の場合に比較して小さくｔ２＝０．８μｓｅｃ程度である。
【００２１】
このため、前記出力部ＯＵＴ２の出力Ｖ２は、その立ち上がり時間ｔ１と立下り時間ｔ２との差Δｔ＝｜ｔ１−ｔ２｜（絶対値）が環境温度により、例えば−５０℃のとき１．１μｓｅｃ、１００℃のとき５．２μｓｅｃ程度と大きく異なるようになる。よって、図５Ｃに示すように比較手段Ｘ１から出力される出力信号Ｖｏのデューティ比が、前記源信号Ｖｓ（デューティ比は１：１）に比較して大きく異なる信号に変形させられてしまうため、受信されたデジタルデータ信号にエラーが発生しやすいという問題がある。
【００２２】
特に、前記のような温度の影響は、源信号Ｖｓの転送速度が高速（例えば、２５０ｋｂｉｔ／ｓｅｃ以上）になるほど顕著に現れる傾向があり、デジタルデータ信号の高速伝送の妨げになっていた。
【００２３】
本発明は上記従来の課題を解決するためのものであり、誘導ノイズや温度変化の影響を受けることなく、送信回路側から出力されたデジタル信号を正常な状態で確実に受信できるようにした受信回路を提供することを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、入力側に設けられて入力信号を通過させる入力抵抗と、前記入力抵抗を通過した入力信号を受ける入力側のトランジスタと前記入力側のトランジスタに流れる電流と等しい電流を流す出力側のトランジスタとを備えたカレントミラー回路と、前記出力側のトランジスタのコレクタ端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗と、前記出力側のトランジスタのコレクタ端子から出力される電圧と閾値電圧とを比較した結果を出力信号として出力する比較手段と、が設けられていることを特徴とするものである。
【００２５】
本発明の受信回路では、カレントミラー回路を構成するトランジスタの動作状態を不飽和領域で使用することにより、その入力側のトランジスタと出力側のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの切り替え動作を迅速に行わせることができる。よって、源信号に対する出力側のトランジスタ出力の時間遅れが防止され、デューティ比を源信号と同じとすることができる。よって、送信側から送信されたデジタルデータ信号を迅速且つ確実に受信するすることができる。
【００２６】
上記において、前記入力抵抗をＲａ、前記プルアップ抵抗をＲｂとしたときに、前記カレントミラー回路がＲｂ／Ｒａの増幅率で動作するものが好ましい。
【００２７】
上記手段では受信した源信号が受信回路内で減衰してしまうのを防止することができる。よって、カレントミラー回路の後段に設けられた比較回路を確実に駆動させることが可能となり、デジタル信号を確実に生成することができる。
【００２８】
また前記カレントミラー回路の出力のＨレベル時の電圧値をＶ２（ｍａｘ）、Ｌレベル時の電圧値をＶ２（ｍｉｎ）、前記比較手段の閾値電圧をＶＴＬとしたときに、前記閾値電圧ＶＴＬが前記出力の中点（Ｖ２（ｍａｘ）＋Ｖ２（ｍｉｎ））／２に設定されているものが好ましい。
【００２９】
上記手段では、カレントミラー回路の出力（コレクタ電圧）の立上がり時間および立下り時間の中点で比較手段の切り換えが行われるようになるため、生成される出力（デジタル信号）のデューティ比を１：１とすることが可能となる。
【００３０】
さらに前記電源とプルアップ抵抗との間に、温度変化に応じて順方向電圧が変化するダイオードが設けられているものが好ましい。
【００３１】
上記手段では、カレントミラー回路を構成するトランジスタのベース−エミッタ間電圧の温度変化による電圧変化分をダイオードの順方向電圧の温度変化による電圧変化分でキャンセルすることが可能となる。よって、比較手段では前記カレントミラー回路の出力の中点が閾値電圧に達したときに切り換えが行われるようにできる。よって、温度変化の影響の少ない受信回路を提供できる。
【００３２】
また前記入力側のトランジスタのコレクタ端子とグランドとの間に逆方向電圧が印加されるのを防止するダイオードが設けられているもの、さらには前記入力側のトランジスタのコレクタ端子とグランドとの間に信号ラインのインピーダンスを下げるコンデンサおよび抵抗が設けられているものが好ましい。
【００３３】
上記手段では、静電気や電波ノイズ等の誘導ノイズが信号ラインに重畳されるのを効果的に防止することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施の形態として送信回路と受信回路を示す回路図、図２は受信回路内の各部の信号波形を示し、Ａは源信号Ｖｓの波形、Ｂはトランジスタの出力Ｖ２の波形と比較手段の出力信号Ｖｏの波形を示す図である。なお、図２Ｂでは点線が−５０℃の場合、実線が２５℃の場合、一点鎖線が１００℃の場合を示している。
【００３５】
図１ではＡ−Ａ線よりも左側が送信回路１であり、前記送信回路１は上記従来の技術の欄で説明したものと同じものである。すなわち、送信回路１は、デジタル信号を発生する出力源２と、その後段に設けられたｐ型とｎ型の２ヶのＣＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２で構成された公知のインバータ手段３と、さらにその後段に２ヶのトランジスタＱ３，Ｑ４で構成された公知のバッファ手段４とを有している。
【００３６】
一方、前記Ａ−Ａ線の右側は受信回路２０であり、主としてカレントミラー回路２１と、比較手段（コンパレータ）２２および抵抗（入力抵抗）Ｒａと抵抗（プルアップ抵抗）Ｒｂとからなるシンプルな回路で構成されている。
【００３７】
前記カレントミラー回路２１は、２ヶのＮＰＮ型のトランジスタＱ１１，Ｑ１２を有しており、これらは１つのパッケージ内に作られた相似のトランジスタとして構成されている。前記トランジスタＱ１１，Ｑ１２は互いのベース端子ｂ，ｂどうしが接続され、また各エミッタ端子ｅ，ｅはともにグランドＧに接地されている。
【００３８】
一方のトランジスタＱ１１のコレクタ端子ｃは、前記ベース端子ｂと信号ラインＬに直列接続された抵抗Ｒａの出力側（図示右側）の端子に接続されている。他方のトランジスタＱ１２のコレクタ端子ｃは、抵抗Ｒｂを介して電源Ｖｃｃ２に接続されるとともに、出力部ＯＵＴ２を介してその後段に設けられた比較手段２２の入力部２２ａに接続されている。
【００３９】
前記抵抗Ｒａの入力側（図示左側）の端子は、前記受信回路２０の入力部ＩＮ２および信号ラインＬを介して送信回路１の出力部ＯＵＴ１に接続されている。
【００４０】
前記比較手段２２は、上記従来の比較手段Ｘ１と同じ構成であり、前記トランジスタＱ１２の出力部ＯＵＴ２の出力Ｖ２の電圧と所定の閾値電圧（スレッショルド電圧）ＶＴＬとの比較を行い、比較手段２２の出力部ＯＵＴ３から所定のＨレベル信号とＬレベル信号からなる出力信号Ｖｏを出力する。すなわち、比較手段２２は閾値電圧ＶＴＬを基準として、前記出力Ｖ２が所定の閾値電圧ＶＴＬを越えた時点でＬレベル信号を出力し、また前記出力部ＯＵＴ２の出力が閾値電圧ＶＴＬ以下になった時点でＨレベル信号を出力する。よって、受信回路２０は、前記送信回路１の信号源２の源信号Ｖｓと同様のデジタル信号からなる出力信号Ｖｏを出力することが可能となっている。
【００４１】
ここで、送信回路１の出力部ＯＵＴ１から出力され受信回路２０の入力部ＩＮ２へ入力される入力信号（源信号）Ｖｓの電圧変化分（電源電圧Ｖｃｃの中点付近（Ｖｃｃ／２）における電圧変化分）をΔＶｓ、トランジスタＱ１１のコレクタｃからエミッタｅに流れる電流の変化分をΔＩ１とすると、前記ΔＶｓは、以下の数１で示すことができる。
【００４２】
【数１】
2005020068.tif 000003
【００４３】
一方、トランジスタＱ１２のコレクタ−エミッタ間電圧（コレクタ電圧）Ｖｃｅ２の電圧変化分をΔＶｃｅ２、トランジスタＱ１２のコレクタｃからエミッタｅに流れる電流の変化分をΔＩ２とすると、前記ΔＶｃｅ２は、以下の数２で示すことができる。
【００４４】
【数２】
2005020068.tif 000004
【００４５】
よって、電圧利得をＡとすると、電圧利得Ａは以下の数３で示すことができる。
【００４６】
【数３】
2005020068.tif 000005
【００４７】
カレントミラー回路の性質（ΔＩ１＝ΔＩ２）より、数３は以下の数４のように変形できる。
【００４８】
【数４】
2005020068.tif 000006
【００４９】
すなわち、カレントミラー回路２１は電圧利得Ｒｂ／Ｒａの増幅器（アンプ）として機能している。この場合の電圧利得（増幅率）Ｒｂ／Ｒａは１．０近傍（１．０〜１．２倍）程度が好ましい。前記増幅率Ｒｂ／Ｒａを１．０近傍に設定すると、外部から誘導するノイズを増幅することなく二値化することが可能となる。また温度により利得が変化しないので外来ノイズの影響度合いも変化することがなくなる。
【００５０】
なお、前記入力信号の電圧変化分ΔＶｓは、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のダイナミックレンジ内での小振幅信号である。
【００５１】
前記受信回路２０を取り巻く環境の温度が変化すると、トランジスタＱ１１，１２は同じパッケージ内に形成されているため、そのトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ１，Ｖｂｅ１は同じように変化するようになる。すなわち、トランジスタＱ１１側のコレクタ電圧Ｖｃｅ１とトランジスタ１２側のコレクタ電圧Ｖｃｅ２を同じように増加しまたは減少する。
【００５２】
しかも、抵抗ＲａはトランジスタＱ１１のベース電流Ｉｂとコレクタ電流Ｉｃの双方を制限することができるため、前記抵抗Ｒａとして適正な値を選択することによりトランジスタＱ１１の飽和を防止できる。よって、常にトランジスタＱ１１を不飽和領域で動作させること可能となる。よって、カレントミラー回路２１を構成するトランジスタＱ１１，Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦ動作が迅速に行われるようになり、トランジスタＱ１１の動作とトランジスタＱ１２の動作との間の時間遅れを小さくできる。また環境温度が変化した場合であっても、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のＯＦＦからＯＮへと切り換わる立上り時間ｔ１とＯＮからＯＦＦへ切り換わる立下り時間ｔ２との差Δｔ＝｜ｔ１−ｔ２｜を小さくできる。
【００５３】
例えば、図２に示すものでは信号源２の源信号Ｖｓに対するトランジスタＱ２の出力Ｖ２の立上り時間ｔ１を−５０℃でｔ１≒０．７６μｓｅｃ、２５℃でｔ１≒１．１μｓｅｃ、１００℃でｔ１≒１．５μｓｅｃ程度と小さくすることができ、且つ立下り時間ｔ２を−５０℃〜１００℃の範囲でｔ２≒０．９〜１．５μｓｅｃ程度と小さくすることができる。そして、前記立上り時間ｔ１と立下り時間ｔ２との差Δｔ＝｜ｔ１−ｔ２｜（絶対値）を従来に比較して十分に小さくすることができる（０．１０μｓｅｃ〜０．１４μｓｅｃ）。
【００５４】
よって、トランジスタＱ１２の出力部ＯＵＴ２の出力Ｖ２のデューティ比を源信号Ｖｓのデューティ比にほぼ等しくすることが可能となる。
【００５５】
このように本願発明の受信回路２０では、環境温度が大きく変化した場合であっても、信号伝搬の遅れを防止し、しかも源信号Ｖｓのデューティ比が変形を受けない信号として受信し、これを後段の回路に送出することができる。
【００５６】
図３は、本発明の第２の実施の形態としての送信回路と受信回路を示す回路図である。
【００５７】
図３に示す受信回路３０は、基本的な部分は前記第１の実施の形態に示した受信回路２０と同じである。したがって、以下には異なる部分について説明する。
【００５８】
図３に示す受信回路３０では、前記入力部ＩＮ２と前記抵抗Ｒａの入力側の端子との間で且つ前記グランドＧとの間にコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１３が並列接続されている。
【００５９】
前記コンデンサＣ２および抵抗Ｒ１３は、送信回路１の出力部ＯＵＴ１と受信回路３０の入力部ＩＮ２とを結ぶ信号ラインＬのインピーダンスを下げ、前記信号ラインＬに重畳しようとする誘導ノイズを低減する。よって、この受信回路３０は、誘導ノイズによる影響を受けない源信号Ｖｓを受信できるようになる。
【００６０】
また前記抵抗Ｒａの出力側の端子とグランドＧとの間には、カソード側を前記トランジスタＱ１１のコレクタ端子ｃ側に接続され、アノード側がグランドＧに接続されたダイオードＤ１１が設けられている。
【００６１】
前記ダイオードＤ１１は、例えば前記送信回路１の出力部ＯＵＴ１と受信回路２０の入力部ＩＮ２との間がコネクタによって分離可能なものである場合において、前記コネクタが着脱される際に静電気などの誘導ノイズとして前記信号ラインＬ上に印加される逆方向電圧を効果的に防止する役割を果たすものである。このダイオード１１によって、逆電圧によりトランジスタＱ１や他の部品が静電気によって破壊されるのを防止できる。あるいは比較手段２２の入力部２２ａに異常な信号が入力されることがなくなるため、受信回路３０の後段に接続される回路に正常ではないデジタル信号が出力されるのを防止することができる。
【００６２】
前記受信回路２０では、トランジスタＱ１２の出力部ＯＵＴ２の出力Ｖ２の下限値Ｖ２（ｍｉｎ）（Ｌレベルの時の電圧）にＶｂｅ２がバイアスされているため、このバイアス電圧（Ｖｂｅ２）が温度の変化に応じて変化（変化分ΔＶ２（ｍｉｎ））すると、前記出力Ｖ２の上限値Ｖ２（ｍａｘ）（Ｈレベルの時の電圧）もそれに応じて振幅方向に変動させられる。このため、低温時にＶｂｅ２が大きくなる方向に変化した場合には出力Ｖ２の前記上限値Ｖ２（ｍａｘ）と下限値Ｖ２（ｍｉｎ）の中点（（Ｖ２（ｍａｘ）＋Ｖ２（ｍｉｎ））／２）よりも低めの位置の電圧が閾値電圧ＶＴＨを交差したタイミングで比較手段の出力が切り換わることになり、また高温時にＶｂｅ２が小さくなる方向に変化した場合には前記中点（（Ｖ２（ｍａｘ）＋Ｖ２（ｍｉｎ））／２）よりも高めの位置の電圧が閾値電圧ＶＴＨを交差したタイミングで比較手段２２の出力が切り換わるようになる。このため、温度変化によって比較手段２２の切り換えのタイミングが微妙にずれることになる。
【００６３】
そこで、上記受信回路３０では、電源電圧Ｖｃｃ２と抵抗Ｒｂとの間にダイオードＤ１２を挿入されており、しかも前記ダイオードＤ１２は前記トランジスタＱ１１，Ｑ１２のパッケージの近傍に設けられている。したがって、温度変化によって前記トランジスタＱ１２のＶｂｅ２が変化すると、これに追従するようにダイオードＤ１２の順方向電圧ＶＦを変化させることができる。
【００６４】
このため、前記トランジスタＱ１２のＶｂｅ２が大きくなる方向に変化したときにはダイオードＤ１２の順方向電圧ＶＦも大きくなる方向に変化し、また前記Ｖｂｅ２が小さくなる方向に変化したときには前記順方向電圧ＶＦも小さくなる方向に変化する。よって、前記受信回路３０では、温度変化による前記出力Ｖ２の下限値の変化分ΔＶ２（ｍｉｎ）を、上限値側の前記順方向電圧ＶＦの電圧変化分ΔＶＦで相殺することができる。
【００６５】
よって、出力Ｖ２の前記中点（（Ｖ２（ｍａｘ）＋Ｖ２（ｍｉｎ））／２）が、前記閾値電圧ＶＴＨを交差するタイミングで、前記比較手段２２の出力信号Ｖｏを切り換えることが可能となる。よって、この点においても源信号Ｖｓに忠実な信号を得ることができる。
【００６６】
【発明の効果】
以上のように本発明では、温度変化の影響を受けることなく、送信回路側から出力されたデジタル信号を正常な状態で確実に受信することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態として送信回路と受信回路を示す回路図、
【図２】受信回路内の各部の信号波形を示し、Ａは源信号の波形、Ｂはトランジスタの出力部の波形と比較手段の出力波形を示す図、
【図３】本発明の第２の実施の形態としての送信回路と受信回路を示す回路図、
【図４】従来の送信回路と受信回路を示す回路図、
【図５】受信回路内の各部の信号波形を示し、Ａは源信号の波形、Ｂはトランジスタの出力部の波形、Ｃは比較手段の出力波形、
【符号の説明】
１  送信回路
２  信号源
３  インバータ手段
４  バッファ手段
２０，３０  受信回路
２１  カレントミラー回路
２２  比較手段
ｂ  ベース端子
ｃ  コレクタ端子
ｅ  エミッタ端子
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード
Ｌ  信号ライン
ＯＵＴ１  送信回路の出力部
ＯＵＴ２  受信回路のトランジスタＱ１２の出力部
ＯＵＴ３  比較手段の出力部
Ｑ１１，Ｑ１２  トランジスタ
Ｒａ  抵抗（入力抵抗）
Ｒｂ  抵抗（プルアップ抵抗）
Ｖｃｅ１  トランジスタＱ１１のコレクタ−エミッタ間電圧
Ｖｃｅ２  トランジスタＱ１２のコレクタ−エミッタ間電圧
Ｖｂｅ１  トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧
Ｖｂｅ２  トランジスタＱ１２のベース−エミッタ間電圧
Ｖｓ  源信号（受信回路への入力信号）
Ｖ２  受信回路のトランジスタＱ１２の出力部の出力電圧（出力信号）
Ｖｏ  比較手段の出力信号
Ｖｃｃ２  受信回路側の電源又は電源電圧
【図１】
2005020068.tif 000007
【図２】
2005020068.tif 000008
【図３】
2005020068.tif 000009
【図４】
2005020068.tif 000010
【図５】
2005020068.tif 000011