(57)【要約】    【課題】   永久磁石式同期モータ装置において低コストでかつ円滑なトルク制御を達成すること    【解決手段】   巻き線を備えるステータと、複数の永久磁石を備えるロータと、コントローラとを備える永久磁石式同期モータ装置であって、前記コントローラは、２個の磁界センサであって、前記ロータに対して０度より大きく１８０度より小さいか若しくは１８０度より大きく３６０度より小さい電気角Aの角度で互いに離れて位置し、前記ロータの磁界強さを検出して前記ロータの位置を検出する磁界センサと、該磁界センサの出力信号の正規化された直交成分を表す第１および第２の信号を作成する信号作成手段と、前記第１および第２の信号から、前記ロータを駆動させるために前記巻き線を励磁する正弦波電流を発生する電流発生手段とを備える構成としたこと。【選択図】  図１
2005323490.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
巻き線を備えるステータと、
複数の永久磁石を備えるロータと、
コントローラと
を備える永久磁石式同期モータ装置であって、
前記コントローラは、
２個の磁界センサであって、前記ロータに対して０度より大きく１８０度より小さいか若しくは１８０度より大きく３６０度より小さい電気角Aの角度で互いに離れて位置し、前記ロータの磁界強さを検出して前記ロータの位置を検出する磁界センサと、
該磁界センサの出力信号の正規化された直交成分を表す第１および第２の信号を作成する信号作成手段と、
前記第１および第２の信号から、前記ロータを駆動させるために前記巻き線を励磁する正弦波電流を発生する電流発生手段と
を備えることを特徴とする永久磁石式同期モータ装置。
【請求項２】
前記電気角Aは９０度とは異なる角度であり、
前記信号作成手段は、
前記磁界センサの出力信号から互いに直交する２つの成分を導き出す直交成分導出手段と、
前記互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式同期モータ装置。
【請求項３】
前記電気角Aは９０度であり、
前記信号作成手段は、前記磁界センサの出力信号の互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式同期モータ装置。
【請求項４】
前記正規化手段は、２相タイプフェーズドロックループであることを特徴とする請求項２若しくは請求項３の何れかに記載の永久磁石式同期モータ装置。
【請求項５】
巻き線を備えるステータと複数の永久磁石を備えるロータとを備える永久磁石式同期モータ装置に用いられるコントローラであって、
該コントローラは、
２個の磁界センサであって、前記ロータに対して０度より大きく１８０度より小さいか若しくは１８０度より大きく３６０度より小さい電気角Aの角度で互いに離れて位置し、前記ロータの磁界強さを検出して前記ロータの位置を検出する磁界センサに接続する入力部と、
該磁界センサの出力信号の正規化された直交成分を表す第１および第２の信号を作成する信号作成手段と、
前記第１および第２の信号から、前記ロータを駆動させるために前記巻き線を励磁する正弦波電流を発生する電流発生手段と
を備えることを特徴とするコントローラ。
【請求項６】
前記電気角Aは９０度とは異なる角度であり、
前記信号作成手段は、
前記磁界センサの出力信号から互いに直交する２つの成分を導き出す直交成分導出手段と、
前記互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段と
を備えることを特徴とする請求項５に記載のコントローラ。
【請求項７】
前記電気角Aは略９０度であり、
前記信号作成手段は、前記磁界センサの出力信号の互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段を備えることを特徴とする請求項５に記載のコントローラ。
【請求項８】
前記正規化手段は、２相タイプフェーズドロックループであることを特徴とする請求項６若しくは請求項７の何れかに記載のコントローラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コントローラを備える永久磁石式同期モータ装置に関するものである。また永久磁石式同期モータ装置を制御するコントローラに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流回転機の正弦波制御は一般に公知のベクトル制御（磁界座標制御）を用いる事で達成される。この制御は、３相の誘導モータと永久磁石式交流同期機械の可変速度制御に広く用いられている。これらの制御を達成するには、高度な演算が必要で、高速マイクロコントローラ、ＤＳＰ（Ｄｅｇｉｔａｌ  ｓｉｎｇａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ  ｕｎｉｔ）等が通常必要とされる。  また、高性能なベクトル制御を達成するには、高精度なロータ位置の情報も必要とされる。
【０００３】
しかしながら、高精度なロータ位置情報を得るための高い分解能の位置センサは、通常、ノイズを多く含むため信頼性が低く、高価である。その為、コストと信頼性の問題を排除するために位置センサ自体を無くすための開発も進んでいる。このような位置センサの無い制御システムは信頼性の面、コスト面を考慮すると工業用として望ましい。しかしながら、特にモータの始動時や低回転時において、ロータの位置情報が得られないため精度の高いロータ位置の決定を行うことは困難となる。同時に、正弦波制御のために複雑なアルゴリズムを必要とするため、やはり高性能なＭＰＵ等が必要となる。
【０００４】
ロータ位置情報を得て制御の信号切り替えを行うための位置センサとしては、従来の６ステップ矩形波駆動におけるブラシレスＤＣモータ制御において、低コストのホールセンサが一般的に用いられている。また、ホールセンサを用いた低コストの正弦波駆動も提案されている。しかしながら、これらの位置センサを用いても、その精度が十分でないため、極低速で永久磁石式同期モータ装置（ＰＭＳＭ）の円滑なトルク制御は達成されていない。
【０００５】
ロータ位置情報を得るための別の手段としてはリニアホールセンサがある。リニアホールセンサは連続的な信号により、ロータ位置の高精度な位置計測が可能である。リニアホールセンサは磁束の強度を計測するために広く用いられている。下記の特許文献１では、ロータにリング磁石を配置し、ステータに９０度の位相関係を持った２個のリニアホールセンサが提案されている。２個のリニアホールセンサからのサイン／コサイン信号出力を、公知のＲＤ（レゾルバー／デジタル）変換を使うことによって、直接的にロータ位置を解読することができる。公知のＲＤ変換は、例えばレゾルバーの信号処理に用いられるものである。従って、リング磁石の磁束配分が正弦波なら高精度で低コストな位置決定が達成できる。その結果、ベクトル制御理論に基づいた正弦波制御は比較的低コストで実現可能である。
【０００６】
しかしながら、上記の全ての正弦波制御は、高性能なＭＰＵを用いることではじめて応答性の良い円滑なトルク制御が可能となる。つまり、これらは応答性の良い円滑なトルク制御が可能であるため、高性能なサーボシステムに適している。しかしながら、ある種の工業用途においては円滑なトルク制御のみを主に狙いとし、特別に高い応答性を求められない領域がある。更に言うと、それらの領域では、コストの面を考慮すると高度なＭＰＵの使用は望ましくない。即ち、より低コストな正弦波駆動が望まれる。
【０００７】
一方、低コストな制御の例としては、誘導モータにおけるオープンループ制御がある。この制御は、よく知られたＶ／Ｆ（電圧／周波数）制御で構成することができ、位置センサと電流センサ無しで構成される。この様な低コストであるが低い性能の交流駆動は、低コストなＭＣＵを用いて、もしくはＭＣＵ無しで実現することが可能である。なぜならば、誘導モータの磁界はロータ周波数とステータの、同期電流の周波数のすべりによって発生し、トルクはロータに誘導した磁界とステータの制御磁界との相互作用で発生するからである。
【０００８】
しかしながら、ＰＭＳＭでは同様な構成で低コスト化を図ることはできない。ＰＭＳＭのロータの位置は、ロータの回転磁界と同期するように、適切にステータの３相電流に合致しなければならない。つまり、ＰＭＳＭは、ロータの位置に対応した位相の電流を流さないと機能しない。従って、単純に従来のＶ／Ｆ信号をＰＭＳＭのステータに入れただけではＰＭＳＭを適切に作動させることはできない。
【特許文献１】米国特許６５２２１３０号（Ｆｉｇ．５Ａ参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の解決しようとする課題は、永久磁石式同期モータ装置において低コストでかつ円滑なトルク制御を達成することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するために本発明において講じた技術的手段は、請求項１に記載のように永久磁石式同期モータ装置が、巻き線を備えるステータと、複数の永久磁石を備えるロータと、コントローラとを備える永久磁石式同期モータ装置であって、前記コントローラは、２個の磁界センサであって、前記ロータに対して０度より大きく１８０度より小さいか若しくは１８０度より大きく３６０度より小さい電気角Aの角度で互いに離れて位置し、前記ロータの磁界強さを検出して前記ロータの位置を検出する磁界センサと、該磁界センサの出力信号の正規化された直交成分を表す第１および第２の信号を作成する信号作成手段と、前記第１および第２の信号から、前記ロータを駆動させるために前記巻き線を励磁する正弦波電流を発生する電流発生手段とを備える構成としたことである。
【００１１】
好ましくは、請求項２に記載のように、前記電気角Aは９０度とは異なる角度であり、前記信号作成手段は、前記磁界センサの出力信号から互いに直交する２つの成分を導き出す直交成分導出手段と、前記互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段とを備える構成とすると良い。
【００１２】
好ましくは、請求項３に記載のように、前記電気角Aは略９０度であり、前記信号作成手段は、前記磁界センサの出力信号の互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段を備える構成とすると良い。
【００１３】
好ましくは、請求項４に記載のように、前記正規化手段は、２相タイプフェーズドロックループである構成とすると良い。
【００１４】
また、上記の課題を解決するために本発明において講じた技術的手段は、請求項５に記載のように、巻き線を備えるステータと複数の永久磁石を備えるロータとを備える永久磁石式同期モータ装置に用いられるコントローラであって、該コントローラは、２個の磁界センサであって、前記ロータに対して０度より大きく１８０度より小さいか若しくは１８０度より大きく３６０度より小さい電気角Aの角度で互いに離れて位置し、前記ロータの磁界強さを検出して前記ロータの位置を検出する磁界センサに接続する入力部と、該磁界センサの出力信号の正規化された直交成分を表す第１および第２の信号を作成する信号作成手段と、前記第１および第２の信号から、前記ロータを駆動させるために前記巻き線を励磁する正弦波電流を発生する電流発生手段とを備える構成としたことである。
【００１５】
好ましくは、請求項６に記載の様に、前記電気角Aは９０度とは異なる角度であり、前記信号作成手段は、前記磁界センサの出力信号から互いに直交する２つの成分を導き出す直交成分導出手段と、前記互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段とを備える構成とすると良い。
【００１６】
好ましくは、請求項７に記載の様に、前記電気角Aは略９０度であり、前記信号作成手段は、前記磁界センサの出力信号の互いに直交する２つの成分を正規化する正規化手段を備える構成とすると良い。
【００１７】
好ましくは、請求項８に記載の様に、前記正規化手段は、２相タイプフェーズドロックループである構成とすると良い。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、永久磁石式同期モータ装置のコントローラが、磁界センサの直交成分を表す第１および第２の信号から巻き線を励磁する正弦波電流を発生する電流発生手段を備えている。つまり、コントローラが、正弦波電流駆動を行う構成となっているためトルクリップルが低減され、それによって円滑なトルク制御が達成される。
【００１９】
さらに、本発明によれば、ロータの位置を示す磁界センサの出力信号が正規化されて第１および第２の信号が作成されるため、電流発生手段が発生する電流のレベルの変動が少なく抑えられる。それによっても円滑なトルク制御が達成される。同時に、従来、ロータ位置に従って正弦波信号を作り出す手段として用いられていた高価な位置センサ（レゾルバーやエンコーダ等絶対角度が検出できるセンサ）や、その情報を基に数学的に正弦波信号を算出する高価なＭＰＵを用いる必要がない。
【００２０】
以上より、低コストでかつ円滑なトルク制御が達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は本発明の実施の形態であるオープンループ正弦波駆動の永久磁石式同期モータ装置１（永久磁石式同期モータ装置）を表すブロック図である。永久磁石式同期モータ装置１は、永久磁石式同期モータ（ＰＭＳＭ）２０とオープンループコントローラＣ（コントローラ）とを備える。
【００２２】
コントローラＣは、検知する磁界の強さにリニアに応答する２つのホールセンサ１６（ＨａｌｌＡ，ＨａｌｌB）（磁界センサ）を備える。このホールセンサ１６は図２ｂに示すロータ１１（ロータ）の磁界の強さを検出してロータ１１の位置を検出する。この例では２つのホールセンサ１６は、ロータ１１に対して互いに９０度の電気角（電気角Ａ）の間隔で配置されている。しかしながら電気角は１８０ｎ（ｎは整数）を除き他のいかなる角度も採用しても良い。つまり、ホールセンサ１６は、ロータ１１に対して０度より大きく１８０度より小さいか、若しくは１８０度より大きく３６０度より小さい角度のいかなる角度で配置されても良い。
【００２３】
ただし、２つのホールセンサ１６が９０度とは異なる角度で配置された場合には、２つのホールセンサ１６の出力信号から互いに直交するｓｉｎθとｃｏｓθの成分の信号を作成する回路２２２(直交成分導出手段)が設置される。回路２２２は、２つのホールセンサ１６のうちの一つのホールセンサ１６の出力信号を基準として、もう一方のホールセンサ１６の出力信号を補正させて電気角をシフトさせる回路である。
【００２４】
具体的には、基準となるホールセンサ１６の出力信号をHallAとし、もう一方のホールセンサ１６の信号をHallＢとすると、回路２２２での互いに直交するｓｉｎθとｃｏｓθの成分の信号の導出は次の様に達成される。
【００２５】
つまり、ｓｉｎθ＝HallAとすると、これに直交する成分の信号は、
ｃｏｓθ＝−（ｃｏｓα／ｓｉｎα）HallA＋（１／ｓｉｎα）HallＢで表される信号として変換される。ここでαは２つのホールセンサ１６の配置角度であり既知である。従って、この変換は実質的にはHallA とHallＢに係数を掛けて演算することにより達成される。例えば、オペアンプからなる簡単なアナログ演算回路にて達成することが可能である。
【００２６】
また、２つのホールセンサ１６の出力は、以下の式の様に現される。
【００２７】
HallA = GA(t)sin     HallB = GB(t)cos( + )                (1-a, 1-b)
ここで、GA（ｔ）およびGB(ｔ)はホールセンサ１６の各々の出力ゲインであり、GA（ｔ）＝GB(ｔ)＝一定であること望ましい。しかしながら、現実には、機械的な組付け誤差、図２に示すリング磁石１８の磁界の不均一、およびリング磁石１８とホールセンサ１６との距離の不均一により、ホールセンサ１６からの出力信号の振幅は不均一なものとなっている。つまり、出力信号の振幅は特定の値から変動した値となっている。
【００２８】
２相タイプフェーズロックループ２２（ＴＰ−ＰＬＬ２２）（２相タイプフェーズロックループ、信号作成手段、正規化手段）は２つのホールセンサ１６の出力信号を正規化しｓｉｎθおよびｃｏｓθの信号（第１および第２の信号）を出力信号として発生する。ＴＰ−ＰＬＬ２２は、正規化されたｓｉｎθの信号をHallA-norm、正規化されたｃｏｓθの信号をHallB-normとすると、以下の式に基づく正規化処理を実行する機能を達成している。
【００２９】
2005323490.tif 000003
(2-a)
2005323490.tif 000004
(2-b)
ＴＰ−ＰＬＬ２２の詳細については後述する。
【００３０】
２相−３相変換のクラーク変換機能ブロックである変換器２４は２相のｓｉｎθおよびｃｏｓθ信号を３相の電圧のＵａ、ＵｂおよびＵｃ信号に変換する（図１中２４´にて示す）。この変換は、公知のクラーク変換を用いて行われる。つまり、下式に基づいて変換される。
【００３１】
2005323490.tif 000005
(3)
そしてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調器２８はキャリア信号源２６によって作成された三角波を変調し、パルス幅が変調された相信号Ｓａ、ＳｂおよびＳｃを出力する。インバータ３０（電流発生手段）はＰＷＭ相信号Ｓａ、ＳｂおよびＳｃを変換して、３相モータＰＭＳＭ２０のステータ１４（図２ａ、２ｂ参照）（ステータ）の巻き線１２（図２ａ、２ｂ参照）（巻き線）を励磁する正弦波電流を発生させる。
【００３２】
本実施の形態では、キャリア信号源２６のキャリア信号の振幅は制御機２６０で調整可能である。キャリア信号を調整する事で、相電圧のＵａ、ＵｂおよびＵｃ信号を同時に調整し、各相別々に調整する手間を省くことができる。
【００３３】
図２ａ、２ｂには、ＰＭＳＭモータ２０を示している。ＰＭＳＭモータ２０は表面に１２極の永久磁石リング１０を備えるロータ１１を持ち、ステータ１４は鉄の積層板で巻き線１２を備えるものであり、そのための１８個のスロットを持つ。２つのホールセンサ１６は９０度の電気角の間隔でステータ１４に設置され、ホールセンサ励起用のリング磁石１８はロータ１１に装着される。そのリング磁石１８はロータ１１と同様に正弦波の１２極の着磁を備えている。本実施の形態では、励起用のリング磁石１８は、信号処理を簡単にするためにロータ１１の位相と対応するように設定されている。
【００３４】
また、ステータ１４のホールセンサ１６とロータ１１上のリング磁石１８は、ステータ電流による電機子作用を小さくにするためステータ１４から距離を置いて設置されている。従って、ステータ１４からの磁束はホールセンサ１６とリング磁石１８に影響を及ぼさない。
【００３５】
なお、本実施の形態では、ホールセンサ１６としてＨｏｎｅｙｗｅｌｌリニアホールセンサＳＳ４９５Ａを用いているが、これに限られるものではない。ホールセンサ１６の具体的形状を図３に示す。
【００３６】
図４には、励起用のリング磁石１８の磁束分布を示す。リング磁石１８は１２極正弦波磁束分布をしている。リング磁石１８の磁束分布に対応して、図５に励起磁束に対する２つのホールセンサ１６の取り付け位置を示す。図５ａに示すように、２つのホールセンサ１６はリング磁石１８から同じ距離に配置される。相角度は９０度電気角である。また、図５ｂに示すように、最適な磁束の検出を行うために、リング磁石１８の径方向はホールセンサ１６の平面１６ａに対して直角となっている。ＴＰ−ＰＬＬ２２によりホールセンサ１６からのサイン／コサイン信号が正規化されるため、ホールセンサ１６とリング磁石１８の間隔は厳密に設置する必要は無い。唯一の規制事項は全回転機械角において出力の飽和を防止する事である。
【００３７】
図６にＴＰ−ＰＬＬ２２の２つの実施の形態を示す。図６ａには、ハード的に構成されたＴＰ−ＰＬＬ２２の概略図を示す。ＴＰ−ＰＬＬ２２は比例−積分（ＰＩ）制御機４６、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）コンバータ４８、アップダウンカウンター５０、サイン／コサインルックアップテーブルＲＯＭ５４、そして、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ５６を備える。フィードバックされた成分ｓｉｎθおよびｃｏｓθは、ホールセンサ１６の出力信号ＨａｌｌＡとＨａｌｌＢの正規化された信号（HallA-norm、HallB-norm）を表す。
【００３８】
２相のｓｉｎθとｃｏｓθの出力信号はマルチプライヤー（掛け算機）４２と４０にそれぞれ供給される。マルチプライヤー４２、４０の出力は引き算回路４４に供給されその出力ΔはＴＰ−ＰＬＬ２２の制御機４６に供給される。つまり、Δ＝ＨａｌｌA・ｃｏｓθ−ＨａｌｌＢ・ｓｉｎθとなっている。
【００３９】
次に、図６ｂにＴＰ−ＰＬＬ２２の他の実施の形態を示す。この実施の形態はＭＰＵ等によりソフト的に構成されるものであり、その内容は図６ｂの式に示すようにソフト的に実現される。ここで、ｓｉｎθｋおよびｃｏｓθｋは、サンプリング間隔Ｋにおける正規化されたサイン／コサイン信号である。そして、ｓｉｎθｋおよびｃｏｓθｋはＴＰ−ＰＬＬ２２のアルゴリズムから計算された周期的な位置に基づく正弦波ルックアップテーブルから数値補完される。
【００４０】
図６ｂに示される実施の形態において、相誤差は(ＨａｌｌAｋ・ｃｏｓθ−ＨａｌｌＢｋ・ｓｉｎθ)の式によって検出される。フェーズロックのフィードバックループが成立していれば推定位置θは（実際の）ロータ１１の位置に近い値となるはずである。理論上、ＴＰ−ＰＬＬ２２のラプラス（Laplace）変換は以下のように近似できる。
【００４１】
2005323490.tif 000006
（4）
この近似式（4）は標準２次の制御システム（standard 2-order control system）を表している。ループの安定性は全てＰＩゲインであるＫｐおよびＫｉによって支配される。そのＫｐおよびＫｉは、応答性、オーバーシュートレベル、最終的なトラッキング誤差と言った希望値に合致するように容易に調整できる。
【００４２】
また、図７ａに示される３相正弦波波形６２、６４および６６(Ｕa、Uｂ、Uc)は変換器２４によって作り出され、キャリア信号６０は信号源２６によって作り出される。図７ｂには、信号源２６の一の実施の形態としての信号源２６１を、図７ｃには、信号源２６の他の実施の形態としての信号源２６２を示している。図７ｂおよび図７ｃに示すように、ＴＰ−ＰＬＬ２２および変換器２４にて正規化され固定化された３相正弦波波形６２、６４および６６は、信号源２６１、２６２からの高周波キャリアを持つＰＷＭ変調器６８に送られる。キャリア信号６０の振幅は希望するＰＷＭ出力を得るために調整される。この様な設計によってシステム回路の設計をより簡素化することができる。つまり、ＰＭＷ出力を調整する手段として、キャリア信号６０を変更する設計であるため、３相の正弦波波形６２、６４および６６を変更するよりも簡素なものとなっている。図７ｂおよび図７ｃに示すように、キャリア信号６０は信号源２６１から発生する非対称三角波又は信号源２６２から発生する対称三角波のいずれかを採用することができる。信号源２６２からの対称三角波のキャリア信号６０の方が周波数が低いので電磁障害の可能性が低く、電磁気障害（ＥＭＩ）の観点から望ましい。
【００４３】
図８に示されるように、３相のＰＷＭ変調器２８からの出力信号Ｓａ、ＳｂおよびＳｃは、ゲートドライバーＳ１, Ｓ２およびＳ３に印加され、従来の３相ハーフブリッジＤＣ−ＡＣインバータのアッパーパワースイッチを制御する。ロウアー側への信号は印加信号はアッパー信号の各々相補関係にある。ある間隔のデッドタイムはインバータの各ハーフブリッジの２つのパワースイッチ間のショートを防止するため設定されるべきである。用途によって、パワースイッチはＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴとなる。また、インバータの出力はＰＭＳＭ２０のステータ１４（図２示）の３相巻き線１２（図２示）に直接接続される。モータの結線はスター或いはデルタのいずれかを選択できるが、図８には本実施の形態としてスター結線が示されている。
【００４４】
ここで、本実施の形態における永久磁石式同期モータ装置１の作動を説明する。
【００４５】
図９にＴＰ−ＰＬＬ２２によるホールセンサ１６から出力される２つの出力信号の正規化の実験結果を示す。図９ａから分かるように、通常、ホールセンサ１６のステータ１４への取り付けのばらつきによりサイン／コサイン信号には振幅の変動および位相のずれといった歪みが生じている（ＰＬＬｉｎ＿ｓｉｎ，ＰＬＬｉｎ＿ｃｏｓ参照）。しかしながら、ＴＰ−ＰＬＬ２２による正規化処理をした後は、上記の歪みは低減している（ＰＬＬｏｕｔ＿ｓｉｎ，ＰＬＬｏｕｔ＿ｃｏｓ参照）。つまり、振幅が一定の値に統一されまた異相のずれも解消されている。ＴＰ−ＰＬＬ２２により正規化されたサイン／コサイン信号の出力は、ホールセンサ１６の振幅の変動の程度によることなく達成される。
【００４６】
図９ｂには、ホールセンサ１６からＴＰ−ＰＬＬ２２により正規化されたサイン／コサイン信号であって、更に変換器２４によって、２相−３相クラーク変換された後の３相波形を示す。図９ｂから分かるように、ＴＰ−ＰＬＬ２２により正規化された信号は、上記の歪みが驚異的に改善されている。そして、３相の信号全てにおいて振幅は単一化されている。
【００４７】
もし、正規化されないままの３相の信号を直接ＰＷＭ変調に入れた場合、ＰＭＳＭ２０のトルク制御品質は低下する。言い換えると、量産する工業製品においては、ホールセンサ１６とリング磁石１８との距離および、磁石の磁束強度を一定に保つことは難しい。もし、この正規化する構成であるＴＰ−ＰＬＬ２２を採用しなければ、全ての量産品にわたって、均一に円滑なトルク制御を達成するために費やされるコストと工数は莫大になものとなる。このＴＰ−ＰＬＬ２２の採用によって、コストと工数は大幅に削減される。つまり、ホールセンサ１６からの出力信号をＴＰ−ＰＬＬ２２により正規化することにより、低コストで円滑なトルク制御を達成することができ、回路の調整する努力をすることなく制御の安定化を保つ事ができる。
【００４８】
図１０にＰＭＳＭ２０を無負荷状態の条件化でスタートアップさせた場合の応答の結果を示す。キャリア信号６０の振幅はある値に固定される。ここで、ｉa、ｉｂ、ｉｃは各相の電流、ｉｄとｉｑはそれぞれ、ｄ軸ｑ軸の電流である。表面磁石式ＰＭＳＭ回転機械の理論に従うと、ｉｑはトルクに比例する。ｉｄとｉｑがロータ１１の回転に同期して変動している。図１０から明らかなように、スタートアップ後速やかにｉｑが上昇し、静止状態から速やかにフルトルク状態が得られたことが分かる。その後、モータ速度の増大に従って逆起電力が徐々に上昇し、各相の電流ｉa、ｉｂ、ｉｃとトルクに比例する電流ｉｑは、ＰＭＳＭ２０が最高回転数にて逆起電力とバランスして駆動するまで安定的に低減する。また低減する過程において、各相の電流ｉa、ｉｂ、ｉｃは、２つのホールセンサ１６の取り付け精度のばらつきにより振動するが、本実施の形態では、ＴＰ−ＰＬＬ２２がホールセンサ１６の出力信号を正規化するため、その振動の振幅が非常に少なく抑えられている。また、正規化により、トルクとは関係のない電流ｉｄもその振動の振幅が非常に少なく抑えられている。
【００４９】
次に、図１１にＰＭＳＭ２０の負荷状態の条件下での実験結果を示す。ｉa、ｉｂ、ｉｃは各相の電流、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは各相の電圧を示している。３層ライン−中天電圧はキャリア信号６０を削除するローパスフィルターを介して得られる。図１１から分かるように、基本的に、３相電圧と電流は正弦波に近いものとなっている。一旦、負荷が与えられると、ＰＭＳＭ２０は最高回転数から、バランスして駆動する回転数の速度まで回転速度が落ちる。この実験結果より分かるように、ＰＭＳＭ２０は円滑、静粛に回転する。そして、キャリア信号６０の振幅を調整すると、相電流およびトルクに相応する新たな速度にて円滑、静粛に回転する。この様に、ＴＰ−ＰＬＬ２２の正規化によりＰＷＭ信号が安定化するため、従来の技術のように、クローズドループ制御により電流をフィードバックすることなく安定したトルク制御が実現される。
【００５０】
図１２に矩形波駆動、即ち従来式のブラシレスＤＣ−６ステップ制御のオープンループ制御との比較を示す。図１２ａは正弦波駆動の実験結果を、図１２ｂは矩形波駆動の実験結果を示している。矩形波駆動では、オープンループ制御の相切り換えロジックは２個のリニアホールセンサにより決定される。この矩形波駆動において、静止状態からフルトルクスタートさせるには、従来のスイッチングタイプホールセンサを用いた場合、スタート段階でのバタつきを抑える為に、少なくとも３個のセンサが必要である。
【００５１】
図１２aと１２ｂの比較から明らかなように、トルクに比例するｉｑの経時変化は、矩形波駆動よりも正弦波駆動の方が安定したものとなっている。つまり、ＰＭＳＭの機械を制御する上で、正弦波駆動は矩形波駆動よりも円滑なトルク制御を提供するものである。矩形波制御では、トルクに比例するiqが大きく変動するため、その結果もたらせる機械の振動と騒音が大きいものとなる。オープンループの正弦波駆動ではiqが安定しているため、駆動時の振動と騒音はより小さいものとなる。
【００５２】
以上説明したように、図１に示される本発明の一の実施の形態の概要は以下の通りである。コントローラＣは低コストなオープンループ制御であり、ロータ１１磁界を検出する２個のホールセンサ１６を備えている。ホールセンサ１６はステータ１４に対して９０度の電気角となるように配置されている。さらに、ＰＭＳＭ２０のロータ１１の磁石と同じ極数を持ち正弦波磁気分布を持つ外部リング磁石１８がロータ１１に固定されており、ホールセンサ１６を励磁する。そして、ＴＰ−ＰＬＬ２２が、ホールセンサ１６の出力信号（サイン／コサイン信号）を正規化するために設置されている。正規化されたサイン／コサイン信号は、変換器２４にて３相の正弦波同期信号に変換されてＰＷＭ変調器２８に入力される。また、ＰＷＭキャリア２６のキャリア信号の振幅は、各相の相電流を制限するべく調整される。最終的に、ＰＷＭ変調器２８からの出力は３相インバータ３０に入力され、インバータ３０の励磁によってＰＭＳＭ２０が駆動する。
【００５３】
本実施の形態では、ＴＰ−ＰＬＬ２２がホールセンサ１６の出力信号が正規化されてオープンループ制御に用いられるため、トルクリップルの衝撃が少ないものとなり、円滑なトルク制御が実現できた。これは、機械的な組付けや、リング磁石１８とホールセンサ１６との距離を厳密に設定する必要なく達成できる。
【００５４】
また、上記(2-a)、(2-b)式に基づく正規化処理がＴＰ−ＰＬＬ２２により行われるため、正規化処理のために高価なＭＰＵ等を用いる必要がなく、永久磁石式同期モータ装置１の構成が簡易なものとなり、かつ低コストなものとなっている。なお、既に図１０から図１２に示した実験結果を基に作動について説明した様に、各状況下でのトルクの安定性は確保されている。
【００５５】
従来、一般的に行われているＰＭＳＭの高性能な正弦波制御では、ｄｑ軸の電流を独立で制御しており、３相のＰＭＳＭの複雑な磁界座標制御アルゴリズムを達成するためには少なくとも２相の電流の高精度な計測と高精度なロータ位置検出に依存している。この様な高性能なＰＭＳＭにおいては３相電流のクローズドループ制御は必須であった。しかしながら、ベクトル制御を基本にしたＰＭＳＭ駆動用のための電流センサは非常に高価である。本実施の形態では、３相の電流の直接的なクローズドループのフィードバック制御は無く、これによって低コストなものとなっている。
【００５６】
図１３に、ＰＭＳＭ２０のクローズドループ制御を用いた本発明の他の実施の形態を示す。図１３における構成１６, ２０, ２２, ２４, ２６, ２８および３０は図１の各構成と同じであるため、説明は省略する。図１３に示す他の実施の形態が図１の実施の形態と異なる点は、コントローラ２７０を備えている点である。つまり、コントローラ２７０は、実測値のＶ値を制御するために、制信号源２６０から得られる基準値Ｒする。この例では、V値は、図６ａのTP-PLL２２によって作り出されるところのモータ回転位置またはモータ回転速度であるθまたはωであってもいい。つまり、図６ａにおけるＴＰ−ＰＬＬ２２のフィードバックループは、θおよびωをコントローラ２７０に供給する。
【００５７】
上記の如くホールセンサ１６は励起リング磁石１８の磁束を検知するが、ホールセンサ１６はロータ極の磁束を検知してもいい。
【００５８】
上記の如く磁気センサはホールセンサ１６であるが、他のリニア磁気センサであってもいい。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】オープンループ正弦波駆動の永久磁石式同期モータ装置を表すブロック図。
【図２】永久磁石式同期モータ装置の断面図。
【図３】ホールセンサを示す図。
【図４】ホールセンサの励起に用いた１２極のリング磁石とその正弦波磁束パターンを示す図。
【図５】２つのリニアホールセンサの、励起リング磁石に対する取り付け位置を示す図。
【図６】２相タイプフェーズロックループのハードにより構成された概略図およびデジタル的に構成された式を示す図。
【図７】ＰＷＭチョッピングを説明する図。
【図８】３相インバータと永久磁石式同期モータ装置の接続状態を示す図。
【図９】２相タイプフェーズロックループによる出力信号の正規化の実験結果を示す図。
【図１０】オープンループ正弦波制御の無負荷状態でのスタートアップさせた場合の応答状態を示す図
【図１１】負荷状態でオープンループ制御をした場合における３相電流および電圧波形を示す図。
【図１２】オープンループにおける正弦波制御と矩形波制御の比較を示す図。
【図１３】クローズドループ制御の永久磁石式同期モータ装置を表すブロック図
【符号の説明】
【００６０】
１    永久磁石式同期モータ装置（永久磁石式同期モータ装置）
１１  ロータ（ロータ）
１４  ステータ（ステータ）
２０  永久磁石式同期モータ装置（ＰＭＳＭ）（永久磁石式同期モータ装置）
Ｃ    コントローラ（コントローラ）
１６  ホールセンサ（ホールセンサ）
２２  ２相タイプフェーズロックループ（ＴＰ−ＰＬＬ）（２相タイプフェーズロックループ、信号作成手段、正規化手段）
２２２  回路（直交成分導出手段）
３０  インバータ（電流発生手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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