(57)【要約】【課題】データ信号からジッタ系列を精度よく短時間で求めることができ、ジッタ測定のコストを大幅に削減することができるジッタ測定装置を提供する。【解決手段】被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗器（Squarer）と、自乗信号に基づいて、被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定器（Timing jitter estimator）とを備えるジッタ測定装置を提供する。【選択図】図２２
2005233946.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗器と、
前記自乗信号に基づいて、前記被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定器と
を備えるジッタ測定装置。
【請求項２】
前記タイミング・ジッタ推定器は、
前記自乗信号から、前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍を含む予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限処理器を有し、
前記被測定信号における前記周波数帯域内のジッタ成分についての前記タイミング・ジッタ系列を求める
請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項３】
前記自乗信号における、前記被測定信号の基本周波数の成分及び基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさに基づいて、前記周波数帯域を決定する周波数帯域決定部を更に備える請求項２記載のジッタ測定装置。
【請求項４】
前記自乗信号における前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍のキャリア成分を増幅するキャリア増幅器を更に備え、
前記タイミング・ジッタ推定器は、前記キャリア成分が増幅された前記自乗信号に基づいて、前記タイミング・ジッタ系列を求め、
更に、前記キャリア増幅器による前記キャリア成分の増幅率に基づいて、前記タイミング・ジッタ推定器により求められた前記タイミング・ジッタ系列の振幅を補正するジッタ振幅補正器を備える
請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項５】
前記タイミング・ジッタ推定器は、
前記自乗信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相からリニア位相を除去して瞬時位相雑音を求めるリニア位相除去器と、
前記瞬時位相雑音のデータ系列のうち、前記自乗信号における予め定められた瞬時位相に最も近いタイミングに対応するデータを瞬時位相雑音データとしてサンプリングして前記タイミング・ジッタ系列を出力するリサンプリング器と
を有し、
前記解析信号変換器は、
前記自乗信号から、前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍を含む予め定められた周波数帯域以外の成分を除去する帯域通過フィルタと、
前記周波数帯域以外の成分が除去された前記自乗信号をヒルベルト変換し、前記周波数帯域以外の成分が除去された前記自乗信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換器と
を含む請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項６】
前記タイミング・ジッタ推定器は、
前記自乗信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相からリニア位相を除去して瞬時位相雑音を求めるリニア位相除去器と、
前記瞬時位相雑音のデータ系列のうち、前記自乗信号における予め定められた瞬時位相に最も近いタイミングに対応するデータを瞬時位相雑音データとしてサンプリングして前記タイミング・ジッタ系列を出力するリサンプリング器と
を有し、
前記解析信号変換器は、
前記自乗信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する周波数領域変換器と、
前記スペクトル信号における、前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍の周波数を含む予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限処理器と、
前記帯域制限処理器の出力を時間領域の前記解析信号に変換する時間領域変換器と
を含む請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項７】
前記解析信号変換器は、前記スペクトル信号における、前記被測定信号の基本周波数の成分の大きさ、当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさ、及び、当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍におけるスペクトルの包絡線の傾きに基づいて、前記予め定められた周波数帯域を決定する周波数帯域決定部を更に含む請求項６記載のジッタ測定装置。
【請求項８】
前記周波数帯域決定部は、以下の式に基づき前記周波数帯域の幅ＢＷを算出し、前記基本周波数の２Ｎ倍を中心として幅ＢＷを有する周波数帯域を前記予め定められた周波数帯域として決定する請求項７記載のジッタ測定装置。
【数１】
2005233946.tif 000022
ただし、f0は前記被測定信号の基本周波数、-Kは当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍における前記スペクトル信号の包絡線の傾き（Kは当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍において当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の周波数から離れる方向に単位周波数分移動した場合における包絡線の振幅方向の座標値の減少量）、Lは当該基本周波数の成分の大きさから当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさを減じた値を示す。
【請求項９】
アナログ信号の前記被測定信号を入力してデジタル信号の前記被測定信号に変換するＡＤ変換器を更に備える請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項１０】
前記被測定信号のデータ系列の周期に同期して前記被測定信号を平均化することにより、平均化された前記被測定信号を求める波形平均化部を更に備える請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項１１】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置によるジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗段階と、
前記自乗信号に基づいて、前記被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定段階と
を備えるジッタ測定方法。
【請求項１２】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置用のプログラムであって、
前記ジッタ測定装置を、
前記被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗器と、
前記自乗信号に基づいて、前記被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定器と
して機能させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ジッタ測定装置、ジッタ測定方法およびプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、データ信号のジッタ測定方法としては、オシロスコープ（oscilloscope）を用いるアイ・ダイアグラム測定法が一般的に用いられている。図４８は、アイ・ダイアグラム測定法によるジッタ測定の一例を示す。アイ・ダイアグラム測定法において、サンプリング・オシロスコープは、被測定信号のアイ・ダイアグラム（eye diagram）を測定する。そして、アイ開口度（eye opening）から、被測定信号の遷移タイミング（transition timing）のばらつき、すなわち、タイミング・ジッタを求める。また、サンプリング・オシロスコープは、あらかじめ決められた時間対信号レベルの長方形の窓内に生じるサンプル数をカウントし、タイミング分布のヒストグラム（histogram）を作成することによりタイミング・ジッタを測定する。
【０００３】
また、近年、補間法（interpolation method）を用いてジッタ測定を行えるリアルタイム・デジタル・オシロスコープが提供されている。図４９は、補間ベース・ジッタ測定法の構成例を示すブロック図である。
【０００４】
この補間法をもちいたジッタ測定法（補間ベース・ジッタ測定法（interpolation-based jitter measurement method））は、サンプリングされた被測定信号の測定データのうち信号値がゼロクロスに近いデータ間を補間し、ゼロクロスのタイミングを推定する。また、測定データから被測定信号の基本周波数をもとめ、理想ゼロクロスのタイミングを推定する。さらに、補間法で求めたゼロクロス・タイミングを理想ゼロクロスのタイミングと比較することにより、タイミングの揺らぎを測定する。
【０００５】
なお、非特許文献１から４については、後述する。
【非特許文献１】D. Strassberg、"The scope trial"、EDN、米国、Reed Electronics Group社発行、２００３年２月６日号、pp. 44-54
【非特許文献２】A. Papoulis, "Probability, Random Variables, and Stochastic Processes", 2nd edition, McGraw-Hill Book Company, 1984
【非特許文献３】Donald G. Childers, David P. Skinner and Robert C. Kemerait, "The Cepstrum: A Guide to Processing," Proceedings of IEEE, vol. 65, pp. 1428-1442, 1977
【非特許文献４】J. S. Bendat and A. G. Piersol, "Random Data: Analysis and Measurement Procedure", 2nd edition, John Wiley & Sons, Inc., 1986
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
被測定信号としてデータ信号を測定する場合、データ信号はクロック信号のように毎サイクル同一の波形が送信されるものではないという相違点がある。この相違点により、サンプリング・オシロスコープ方式のジッタ測定法においては、受信したデータ系列のうちジッタを測定する対象のサンプル点の探索に時間を要する。このため、アイ・ダイアグラム解析およびヒストグラム解析に必要なデータ数を獲得するのに時間がかかるという問題がある。
【０００７】
また、広帯域のリアルタイム・オシロスコープと補間法を組み合わせたジッタ測定法は、メーカー・機種によってジッタ測定値に違いが出るという問題がある（非特許文献１参照。）。
【０００８】
そこで本発明は、上記の課題を解決し、従来のアイ・ダイアグラム測定法と互換性があるジッタ値をより短い時間で推定することのできるジッタ測定装置とその方法を提供することを目的とする。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明の第１の形態は、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、前記被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗器（Squarer）と、前記自乗信号に基づいて、前記被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定器（Timing jitter estimator）とを備えるジッタ測定装置を提供する。
【００１０】
前記タイミング・ジッタ推定器は、前記自乗信号から、前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍を含む予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限処理器（Bandwidth limiter）を有し、前記被測定信号における前記周波数帯域内のジッタ成分についての前記タイミング・ジッタ系列を求めてもよい。
【００１１】
前記自乗信号における、前記被測定信号の基本周波数の成分及び基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさに基づいて、前記周波数帯域を決定する周波数帯域決定部（Bandwidth determining unit）を更に備えてもよい。
前記自乗信号における前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍のキャリア成分を増幅するキャリア増幅器（Carrier amplifier）を更に備え、前記タイミング・ジッタ推定器は、前記キャリア成分が増幅された前記自乗信号に基づいて、前記タイミング・ジッタ系列を求め、更に、前記キャリア増幅器による前記キャリア成分の増幅率に基づいて、前記タイミング・ジッタ推定器により求められた前記タイミング・ジッタ系列の振幅を補正するジッタ振幅補正器（jitter amplitude corrector）を備えてもよい。
【００１２】
前記タイミング・ジッタ推定器は、前記自乗信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換器（Analytic signal transformer）と、前記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定器（Instantaneous phase estimator）と、前記瞬時位相からリニア位相を除去して瞬時位相雑音を求めるリニア位相除去器（Linear trend remover）と、前記瞬時位相雑音のデータ系列のうち、前記自乗信号における予め定められた瞬時位相に最も近いタイミングに対応するデータを瞬時位相雑音データとしてサンプリングして前記タイミング・ジッタ系列を出力するリサンプリング器（Resampler）とを有し、前記解析信号変換器は、前記自乗信号から、前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍を含む予め定められた周波数帯域以外の成分を除去する帯域通過フィルタ（Band-pass filter）と、前記周波数帯域以外の成分が除去された前記自乗信号をヒルベルト変換し、前記周波数帯域以外の成分が除去された前記自乗信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換器（Hilbert transformer）とを含んでもよい。
【００１３】
前記タイミング・ジッタ推定器は、前記自乗信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換器（Analytic signal transformer）と、前記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定器（Instantaneous phase estimator）と、前記瞬時位相からリニア位相を除去して瞬時位相雑音を求めるリニア位相除去器（Linear trend remover）と、前記瞬時位相雑音のデータ系列のうち、前記自乗信号における予め定められた瞬時位相に最も近いタイミングに対応するデータを瞬時位相雑音データとしてサンプリングして前記タイミング・ジッタ系列を出力するリサンプリング器（Resampler）とを有し、前記解析信号変換器は、前記自乗信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する周波数領域変換器（Time domain to frequency domain transformer）と、前記スペクトル信号における、前記被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍の周波数を含む予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限処理器（Bandwidth limiter）と、前記帯域制限処理器の出力を時間領域の前記解析信号に変換する時間領域変換器（Frequency domain to time domain transformer）とを含んでもよい。
【００１４】
前記解析信号変換器は、前記スペクトル信号における、前記被測定信号の基本周波数の成分の大きさ、当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさ、及び、当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍におけるスペクトルの包絡線の傾きに基づいて、前記予め定められた周波数帯域を決定する周波数帯域決定部（Bandwidth determining unit）を更に含んでもよい。
【００１５】
前記周波数帯域決定部は、以下の式に基づき前記周波数帯域の幅ＢＷを算出し、前記基本周波数の２Ｎ倍を中心として幅ＢＷを有する周波数帯域を前記予め定められた周波数帯域として決定してもよい。
【数１】
2005233946.tif 000003
【００１６】
ただし、f0は前記被測定信号の基本周波数、-Kは当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍における前記スペクトル信号の包絡線の傾き（Kは当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍において当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の周波数から離れる方向に単位周波数分移動した場合における包絡線の振幅方向の座標値の減少量）、Lは当該基本周波数の成分の大きさから当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさを減じた値（ｄＢ値）を示す。
【００１７】
アナログ信号の前記被測定信号を入力してデジタル信号の前記被測定信号に変換するＡＤ変換器（Analog-to-digital converter）を更に備えてもよい。
【００１８】
前記被測定信号における、前記被測定信号の基本周波数に対応する周期毎のデータ系列を平均化することにより、平均化された前記被測定信号を求める波形平均化部（Waveform averaging unit）を更に備えてもよい。
【００１９】
本発明の第２の形態は、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置によるジッタ測定方法であって、前記被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗段階と、前記自乗信号に基づいて、前記被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定段階とを備えるジッタ測定方法を提供する。
【００２０】
本発明の第３の形態は、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置用のプログラムであって、前記ジッタ測定装置を、前記被測定信号を２Ｎ乗（Ｎは正の整数）した自乗信号を求める自乗器（Squarer）と、前記自乗信号に基づいて、前記被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求めるタイミング・ジッタ推定器（Timing jitter estimator）として機能させるプログラムを提供する。
【００２１】
なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のジッタ測定方法によれば、被測定信号を２Ｎ乗した自乗信号に基づいて被測定信号のタイミング・ジッタを求めることにより、データ信号からジッタ系列を精度よく短時間で求めることができ、ジッタ測定のコストを大幅に削減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、また実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００２４】
以下、本実施形態に係るジッタ測定方法の原理について説明する。
（１）ジッタ
まず、ジッタについて定義する。ジッタは被測定信号の基本周波数（fundamental frequency）f0の揺らぎに対応する。そこで、ジッタ解析においては、基本周波数付近の信号成分のみを取りあつかう。
【００２５】
ジッタをもつ信号（被測定信号）の基本周波数成分は、振幅をA、基本周期をT0とすると、
【数２】
2005233946.tif 000004
で表される。ここで、φ(t)は、被測定信号の瞬時位相であり、基本周期T0を含むリニア瞬時位相成分2πt/T0と、初期位相成分φ0（計算上はゼロとできる）と、瞬時位相雑音成分Δφ(t)の和で表される。
【００２６】
瞬時位相雑音成分Δφ(t)がゼロのとき、被測定信号の立ち上がりゼロクロス点間は一定周期T0だけ隔たっている。ゼロでないΔφ(t)は、被測定信号のゼロクロス点を揺るがせる。すなわち、ゼロクロス点nT0におけるΔφ(nT0)はゼロクロス点の時間変動を表し、タイミング・ジッタと呼ばれる。したがって、被測定信号の瞬時位相φ(t)を推定し、ゼロクロス点における瞬時位相と直線位相（ジッタのない理想クロック信号の位相波形に対応する）2πt/T0 + φ0との差、すなわち、瞬時位相雑音Δφ(t)をもとめることにより、被測定信号のタイミング・ジッタを計算することができる。
【００２７】
（２）クロック再生法
図１に、被測定信号となるデータ信号の一例であるPRBS（pseudo-random binary sequence）信号のパワー・スペクトルを示す。被測定信号となるデータ信号は、図１に示すように、一般に広い周波数帯域にエネルギーをもち、その基本周波数成分（本例においては2.5GHz）のレベルは小さい。被測定信号のジッタを精度よく測定するためには、被測定信号の基本周波数成分を再生する必要がある。ここでは、データ信号からその基本周波数成分を再生する方法について説明する。
【００２８】
まず、データ信号x(t)を、±1のランダムなデータ値akにフィルタのインパルス応答gをかけたものとみなし、式（２）で表す。ここで、ランダムなデータ値は、送信対象となるデータの値である。また、フィルタのインパルス応答gは、データ信号の送信装置や伝送路の特性により定められる。
【数３】
2005233946.tif 000005
【００２９】
ここで、Tはデータ信号の基本周期（シンボル・タイミング）であり、逆数1/Tはデータ信号の基本周波数をあらわす。データ信号x(t)を自乗すると、以下の式（３）を得ることができる。
【数４】
2005233946.tif 000006
【００３０】
ここで、データ値akは+1又は-1のランダムなデータであることから、以下の式（４）が成立する。
【数５】
2005233946.tif 000007
【００３１】
式（３）は、式（４）を用いて以下の式（５）に変形することができる。
【数６】
2005233946.tif 000008
【００３２】
ここで、δはクロネッカーのδを表し、以下の式（６）を満たす。
【数７】
2005233946.tif 000009
【００３３】
式（５）は、図２に示すように自乗波形g2(t)とインパルス列の畳み込みであらわされる。これを周波数軸で考えると、図３に示すように、インパルス列とフィルタを自乗した周波数応答G(f)の乗算となり、その結果、周波数1/T間隔でインパルスが現れる。すなわち、データ信号波形を自乗することにより、データ信号の基本周波数（基本クロック）成分とその高調波を再生することができる。
【００３４】
ここで、被測定信号となるデータ信号x(t)の基本周波数成分は式（１）で表される。データ信号x(t)が基本周波数成分のみである場合において、データ信号x(t)の自乗信号x2(t)は、以下の式（７）で表すことができる。
【数８】
2005233946.tif 000010
【００３５】
すなわち、被測定信号の基本周波数成分は、２倍の周波数成分に周波数変換されることがわかる。一方、被測定信号の瞬時位相雑音成分Δφ(t)は保存される。したがって、自乗信号における２倍の周波数成分の瞬時位相雑音を求めれば、もとの被測定信号のジッタを求めることができる。
【００３６】
以上において、被測定信号となるデータ信号がPRBS信号である場合、図１に示したように基本周波数成分は小さい。そこで、本実施形態に係るジッタ測定方法においては、データ信号を自乗することにより基本周波数及び基本周波数の２倍の周波数成分を再生した上で、基本周波数の２倍の周波数近傍に現れるジッタ成分を測定することにより、被測定信号のジッタを求める。
【００３７】
なお、上記データ信号からその基本クロック成分を再生する方法において、データ信号を2N乗（Nは正の整数）してクロック成分を再生してもよい。このとき、2N乗された信号における被測定信号の基本周波数の2N倍の周波数成分の瞬時位相雑音をもとめることにより、もとの被測定信号のジッタを求めることができる。
【００３８】
（３）ジッタ測定法
本発明のジッタ測定方法は、最初に、図４に例示した被測定信号x(t)を2N乗し、自乗信号に変換する。以下、N = 1の場合を例として説明する。
【００３９】
図５は、図４に例示した被測定信号を自乗した自乗信号x2(t)を示す。次に、自乗信号x2(t)を複素数の解析信号z(t)に変換する。ここで、自乗信号を解析信号に変換するとき、自乗信号における被測定信号のキャリア周波数の２倍（自乗信号x2N(t)のときには2N倍）の周波数における周波数成分を所定の増幅率Aだけ増幅して、解析信号を求めてもよい。このとき、上記解析信号から得られる瞬時位相雑音のエネルギーは1/Aとなるため、推定されたタイミング・ジッタ値を増幅率Aに対応して補正する必要がある。図６は、図５の自乗信号x2(t)を変換した解析信号z(t)を示す。図６において、実線は解析信号の実数部、破線は解析信号の虚数部を示す。
【００４０】
次に、解析信号z(t)から被測定信号x(t)の瞬時位相φ(t)を推定する。図７は、図６の解析信号z(t)から推定された瞬時位相波形φ(t)を示す。
【００４１】
次に、瞬時位相波形のデータに対し最小自乗法による直線適合をおこなって、ジッタのない理想信号の瞬時位相波形に相当するリニア瞬時位相φlinear(t)を求める。そして、瞬時位相φ(t)とリニア瞬時位相φlinear(t)の差分を計算することにより被測定信号の瞬時位相雑音Δφ(t)を求める。図８は、図７に示した瞬時位相波形φ(t)から求めた瞬時位相雑音波形Δφ(t)を示す。
【００４２】
次に、解析信号z(t)の実数部x(t)の各ゼロクロス点にもっとも近いタイミング（近似ゼロクロス点）で瞬時位相雑音波形Δφ(t)をサンプリングし、ゼロクロス・タイミングnT0における瞬時位相雑音、すなわちタイミング・ジッタΔφ[n]（= Δφ(nT0)）を測定する。図９は、図８に示した瞬時位相雑音波形Δφ(t)から測定されたタイミング・ジッタ波形Δφ[n]を示す。
【００４３】
次に、タイミング・ジッタ系列Δφ[n]から、タイミング・ジッタのRMS値とピーク・ツゥ・ピーク値を測定する。RMSタイミング・ジッタΔφRMSは、タイミング・ジッタΔφ[n]の自乗平均値であり、以下の式（８）により算出できる。
【数９】
2005233946.tif 000011
【００４４】
ここで、Nは測定されたタイミング・ジッタ・データの標本数である。
【００４５】
また、ピーク・ツゥ・ピーク・タイミング・ジッタΔφPPは、Δφ[n]の最大値と最小値の差であり、以下の式（９）により算出できる。
【数１０】
2005233946.tif 000012
【００４６】
また、本実施形態にジッタ測定方法は、被測定信号の振幅変調（amplitude modulation、AM）成分を取り除き、ジッタに対応する位相変調（phase modulation、PM）成分のみを残すことにより、ジッタをより高精度に推定することもできる。
【００４７】
また、本発明のジッタ測定法は、低周波成分除去手段をもちいて、被測定信号の瞬時位相雑音における低周波成分を取り除いて、ジッタをもとめてもよい。これにより、電源変動等の低周波数のジッタを取り除くことができ、ジッタ測定の再現性を高めることができる。
【００４８】
（４）解析信号をもちいた瞬時位相（instantaneous phase）推定法
実信号y(t)を変換した解析信号（analytic signal）z(t)は、以下の式（１０）に示す複素信号により定義される。
【数１１】
2005233946.tif 000013
【００４９】
ここで、jは虚数単位であり、複素信号z(t)の虚数部（imaginary part）y^(t)（「y^」は、ハット付のyを示す）は実数部（real part）y(t)のヒルベルト変換（Hilbert transform）である。
【００５０】
一方、実信号y(t)のヒルベルト変換は、次式で定義される。
【数１２】
2005233946.tif 000014
【００５１】
ここで、y^(t)は関数y(t)と（1/πt）の畳み込みである。すなわち、ヒルベルト変換は、y(t)を全帯域通過フィルタを通過させたときの出力と等価である。ただし、このときの出力y^(t)は、スペクトル成分の大きさは変わらないが、その位相はπ/2だけシフトする。
【００５２】
解析信号およびヒルベルト変換については、例えば、非特許文献２に記載されている。
【００５３】
実信号y(t)の瞬時位相波形φ(t)は、解析信号z(t)から以下の式（１２）を用いて求められる。
【数１３】
2005233946.tif 000015
【００５４】
次に、ヒルベルト変換をもちいて自乗信号y(t) = x2(t)の瞬時位相を推定するアルゴリズムについて説明する。まず、図１０に示す自乗信号y(t)は、以下の式（１３）により表される。
【数１４】
2005233946.tif 000016
【００５５】
式（１３）の自乗信号y(t)にヒルベルト変換を適用することにより、以下の式（１４）に示す、複素信号の虚数部に対応する信号を求めることができる。
【数１５】
2005233946.tif 000017
【００５６】
式（１４）を用いて、入力信号y(t)を、以下の式（１５）に示す解析信号z(t)に変換することができる。
【数１６】
2005233946.tif 000018
【００５７】
図１１に変換された解析信号z(t)を示す。ここで、図１１に示した解析信号には帯域通過フィルタ処理が施されている。これは、ジッタが被測定信号の基本周波数の揺らぎに対応するため、ジッタ解析においては自乗信号x2(t)における被測定信号のキャリア周波数の２倍（自乗信号x2N(t)のときは2N倍）の周波数における周波数成分のみをあつかうためである。
【００５８】
次に、もとめられた解析信号z(t)から式（１２）を用いて、以下の式（１６）に示すように位相関数Φ(t)を推定する。
【数１７】
2005233946.tif 000019
【００５９】
ここで、Φ(t)は、-πから+πの範囲の位相の主値（principal value）を用いて表され、+πから-πに変化する付近で不連続点をもつ。図１２に推定された位相関数Φ(t)を示す。
【００６０】
最後に、不連続な位相関数Φ(t)をアンラップする（unwrapping）（すなわち、主値Φ(t)に2πの整数倍を適切に加える）ことにより不連続を取り除き、連続な瞬時位相φ(t)をえることができる。連続な瞬時位相φ(t)は、以下の式（１７）で表される。
【数１８】
2005233946.tif 000020
【００６１】
位相アンラップ法については、非特許文献３に記載されている。図１３にアンラップされた連続な瞬時位相関数φ(t)を示す。
【００６２】
（５）高速フーリエ変換をもちいた解析信号への変換
実信号から解析信号への変換は、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）をもちいたデジタル信号処理によっても実現できる。
はじめに、図１４に示す離散化された自乗信号y(t) = x2(t)にFFTを適用し、入力信号の両側スペクトル（正と負の周波数をもつ）Y(f)を求める。図１５は、得られた両側スペクトルY(f)を示す。
【００６３】
次に、スペクトルY(f)の正の２倍（一般に、自乗信号x2N(t)のとき2N倍）のキャリア周波数成分付近のデータのみを残して、残りのデータをゼロとし、さらに、正の周波数成分を２倍する。周波数領域におけるこれらの処理が、時間領域において被測定信号を帯域制限し解析信号に変換することに対応する。図１６は、得られた周波数領域の信号Z(f)を示す。
【００６４】
最後に、得られた信号Z(f)に逆FFTを適用することにより、帯域制限された解析信号z(t)を得ることができる。図１７は、帯域制限された解析信号z(t)を示す。
【００６５】
FFTをもちいた解析信号への変換については、たとえば、非特許文献４に記載されている。
また、瞬時位相推定が目的であるとき、正の周波数成分を２倍する処理は省略することができる。
【００６６】
（６）周波数帯域の決定
上記（４）又は（５）においては、被測定信号の基本周波数についてのジッタを測定するために、測定対象とするジッタ成分の周波数帯域を、自乗信号における被測定信号の2N倍を含む周波数帯域に制限する。例えば、上記（４）においては、図１０に示した自乗信号を図１１に示した解析信号に変換する際に、帯域通過フィルタ処理を施す。また、上記（５）においては、図１５に示した両側スペクトル信号の帯域を制限し、図１６に示した周波数領域の解析信号を得る。
【００６７】
この周波数帯域は、予め定められた周波数範囲とすることもできる。しかし、より適切に被測定信号のジッタを測定するためには、被測定信号に適した周波数帯域を定めるのが望ましい。以下、測定対象とするジッタ成分の周波数帯域を決定する方法を示す。
【００６８】
図１８は、Ｎが１の場合における自乗信号の周波数スペクトラムを模式的に示す。f0成分３０００は、被測定信号の基本周波数f0に対応する自乗信号の周波数成分である。2 f0成分３０１０は、被測定信号の2倍（Nが1でないとき2N倍）の周波数2f0に対応する自乗信号の周波数成分である。被測定信号のジッタを測定するためには、自乗信号における、被測定信号の2N倍の周波数の周辺に現れるジッタ成分を抽出するように帯域制限処理を行う。
【００６９】
ここで、ジッタ成分は、基準となる周波数成分に対する揺らぎであるから、基準となる周波数成分の振幅の大きさに比例すると見なすことができる。したがって、測定対象とする周波数帯域は、自乗信号におけるf0成分３０００及び2 f0成分３０１０の大きさに基づいて、決定することができる。
【００７０】
また、当該周波数帯域は、f0成分３０００及び／又は2 f0成分３０１０の近傍におけるスペクトルの包絡線３０２０ａ〜ｄの傾きに更に基づいて決定することもできる。ここで、被測定信号のジッタは、基本周波数f0に対する揺らぎであるから、包絡線３０２０ａ及び包絡線３０２０ｂは、f0成分３０００から離れるに従って振幅値が小さくなるのが一般的である。同様に、包絡線３０２０ｃ及び包絡線３０２０ｄは、2 f0成分３０１０から離れるに従って振幅値が小さくなるのが一般的である。
【００７１】
そこで、本実施形態に係るジッタ測定方法においては、包絡線３０２０ｂと包絡線３０２０ｃとが交差する点Ａを求め、点Ａよりf0成分３０００に近い周波数においてはf0成分３０００の影響が大きく、点Ａより2 f0成分３０１０に近い周波数においては2 f0成分３０１０の影響が大きいと見なす。そして、被測定信号の２Ｎ倍の周波数に対するジッタ成分を抽出するため、点Ａが位置する周波数を下限周波数とし2 f0成分３０１０を中心とする周波数帯域を、測定対象とする周波数帯域として決定する。
【００７２】
より具体的には、まず、f0成分３０００の大きさから2 f0成分３０１０の大きさを減じた値L（本図においては負の値）を求める。次に、基本周波数f0及び／又は基本周波数の２倍の周波数2f0の成分の近傍において、これらの周波数から離れる方向に単位周波数分走査した場合における包絡線の振幅方向の座標値の減少量Kを求める。このKは、包絡線３０２０ａ及び／又は包絡線３０２０ｃの傾きであり、-Kは、包絡線３０２０ｂ及び／又は包絡線３０２０ｄの傾きとなる。
【００７３】
そして、K及びLの値に基づいて、以下の式（１８）に示すように周波数帯域の幅BWを算出する。
【数１９】
2005233946.tif 000021
【００７４】
（７）近似ゼロクロス点の検出法
次に、近似ゼロクロス点の検出法について述べる。まず、入力された被測定信号x(t)の最大値を100%レベル、最小値を0%レベルとし、ゼロクロスのレベルとして50%レベルの信号値V50%を算出する。
【００７５】
次に、x(t)の各隣り合うサンプル値と50%レベルV50%との差（x(j-1)-V50%）、（x(j)-V50%）を求め、さらにこれらの積（x(j-1)-V50%）×（x(j)-V50%）を計算する。x(t)が50%レベル、すなわちゼロクロス・レベルを横切るときは、これらサンプル値（x(j-1)-V50%）、（x(j)-V50%）の符号が負から正、または正から負となるから、これらの積が負となったときは、x(t)がゼロクロス・レベルを横切ったことになり、その時点におけるサンプル値（x(j-1)-V50%）、（x(j)-V50%）の絶対値の小さいほうの時刻j-1またはjが近似ゼロクロス点として求めることができる。図１９は、解析信号の実数部x(t)の波形を示す。図１９中における○印は、検出されたゼロクロス点に最も近い点（近似ゼロクロス点）を示す。
【００７６】
（８）波形クリップ
波形クリップは、入力された信号からAM成分を取り除き、ジッタに対応するPM成分のみを残す処理である。波形クリップは、アナログあるいはデジタルの入力信号に対し、以下に示す処理により実現される。
【００７７】
まず、入力された信号の値を定数倍（multiply by a constant）する。次に、予め定めたしきい（threshold）値１より大きい信号値はしきい値１と置き換え、予め定めたしきい値２より小さい信号値はしきい値２と置き換える。ここで、しきい値１はしきい値２より大きいものとする。
【００７８】
図２０は、AM成分をもっているクロック信号を示す。時間波形の包絡線（envelope）が変動していることから、AM成分が存在することがわかる。図２１は、波形クリップ処理が行われたクロック信号を示す。時間波形は一定値の包絡線を示しているから、AM成分が除かれていることがわかる。
【００７９】
（９）波形平均化
データ信号をケーブルで伝送したとき、データパターンとケーブルの伝送特性の影響によりケーブル終端に生じるジッタ成分は、データ依存ジッタ（data dependent jitter）又は確定ジッタ（deterministic jitter）等と呼ばれる。このジッタ成分は、データ列をその周期Tseqだけ時間推移しても不変である。一方、ランダムジッタ成分とデータ列は、互いに無相関である。したがって、データ列の周期Tseqに同期し、測定したジッタ成分を時間平均すると、ランダムジッタ成分を取り除くことができ、確定ジッタ成分のみを推定できることになる。
【００８０】
しかし、一般に、データ列の周期は、標本化周期の整数倍とならず、例えば標本化インパルスからΔτ（標本化周期の整数倍でない）だけずれてしまう。この場合、時間波形x(t)をフーリエ変換し、スペクトル信号X(f)の位相角をexp(-j2πfΔτ)だけ回転させて逆フーリエ変換すれば、もとの波形をΔτ時間シフトした波形x(t - Δτ)を得ることができる。この波形を用いて平均化すれば、標本化周期によらずデータ列の信号波形を正しく平均化することができる。
【００８１】
上記平均化は、時間領域で行ってもよく、周波数領域で複素スペクトルを平均してもよい。すなわち、まず、時間波形x(t)をフーリエ変換して、スペクトル信号X(f)の位相角をexp(-j2πfΔτ)だけ回転させる。次に、位相回転した複素スペクトラムを平均化する。そして、平均化した複素スペクトラムを逆フーリエ変換することにより平均化された時間波形を求めることができる。
【００８２】
以下、上記の原理に基づくジッタ測定装置及びジッタ測定方法を示す。
【００８３】
図２２は、本発明の実施形態に係るジッタ測定装置１００の構成の一例を示す。ジッタ測定装置１００は、被測定信号のジッタを測定する装置であり、自乗器１０１（Squarer 101）と、タイミング・ジッタ推定器１０２（Timing jitter estimator 102）と、ジッタ検出器１０３（Jitter detector 103）とを備える。自乗器１０１は、入力された被測定信号を2N乗（Nは正の整数）した自乗信号を求める。タイミング・ジッタ推定器１０２は、自乗信号に基づいて、被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求める。
【００８４】
ジッタ検出器１０３は、被測定信号のタイミング・ジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタ値を求める。ジッタ検出器１０３は、ピーク・ツゥ・ピーク検出器１０４（Peak-to-peak detector 104）、ＲＭＳ検出器１０５（Root mean square detector 105）、及び／又はヒストグラム推定器１０６（Histogram estimator 106）を有する。ピーク・ツゥ・ピーク検出器１０４は、被測定信号のタイミング・ジッタ系列の最大値と最小値の差を求める。ＲＭＳ検出器１０５は、被測定信号のタイミング・ジッタ系列の自乗平均値を求める。ヒストグラム推定器１０６は、被測定信号のタイミング・ジッタ系列のヒストグラムを求める。
【００８５】
図２３は、本実施形態に係るジッタ測定装置１００により実現されるジッタ測定方法の動作を示すフローチャートである。まず、自乗器１０１は、入力された被測定信号の自乗信号を求める（ステップＳ２０１）。次に、タイミング・ジッタ推定器１０２は、自乗信号から被測定信号のタイミング・ジッタ系列を求める（Ｓ２０２）。
【００８６】
そして、ジッタ検出器１０３は、タイミング・ジッタ系列から被測定信号のタイミング・ジッタ値を求める（Ｓ２０４）。Ｓ２０４において、ピーク・ツゥ・ピーク検出器１０４は、式（９）に示したタイミング・ジッタのピーク・ツゥ・ピーク値を求める。また、ＲＭＳ検出器１０５は、式（８）に示したタイミング・ジッタのRMS値を求める。また、ヒストグラム推定器１０６は、タイミング・ジッタ系列からタイミング・ジッタの大きさの分布を示すヒストグラムを求める。
【００８７】
図２４は、本発明の実施形態の第１変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す。本変形例に係るジッタ測定装置１００は、自乗器１０１と、キャリア増幅器３０１（Carrier amplifier 301）と、タイミング・ジッタ推定器１０２と、ジッタ振幅補正器３０２（jitter amplitude corrector 302）と、ジッタ検出器１０３とを備える。ここで、本変形例に係るジッタ測定装置１００における、図２２と同一符号の部材は、図２２と同様の機能及び構成を有するため、以下相違点を除き説明を省略する。
【００８８】
キャリア増幅器３０１は、自乗器１０１が出力する自乗信号を入力し、自乗信号における被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍のキャリア成分を増幅して、タイミング・ジッタ推定器１０２へ出力する。ジッタ振幅補正器３０２は、キャリア増幅器３０１によるキャリア成分の増幅率に基づいて、タイミング・ジッタ推定器１０２により求められたタイミング・ジッタ系列の振幅を補正する。
【００８９】
図２５は、本発明の実施形態の第１変形例に係るジッタ測定方法の動作を示すフローチャートである。本変形例に係るジッタ測定方法における、図２３と同一符号のステップは、図２３と同様の処理を行うステップであるため、以下相違点を除き説明を省略する。
【００９０】
キャリア増幅器３０１は、Ｓ２０１において自乗器１０１により求められた自乗信号を入力し、自乗信号における被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍のキャリア成分を増幅する（Ｓ４０１）。より具体的には、キャリア増幅器３０１は、ジッタ測定方法の原理（３）に示したように、キャリア周波数成分を予め定められた増幅率Aだけ増幅する。
【００９１】
次に、タイミング・ジッタ推定器１０２は、キャリア増幅器３０１によりキャリア成分が増幅された自乗信号に基づいて、タイミング・ジッタ系列を求める（Ｓ２０２）。そして、ジッタ振幅補正器３０２は、キャリア増幅器３０１によるキャリア成分の増幅率に基づいて、タイミング・ジッタ推定器１０２により求められたタイミング・ジッタ系列の振幅を補正する（Ｓ４０２）。より具体的には、ジッタ振幅補正器３０２は、Ｓ４０２において、キャリア増幅器３０１によるキャリアの増幅率Aをタイミング・ジッタ系列に乗算することにより、タイミング・ジッタ系列の振幅を補正する。
【００９２】
図２６は、本実施形態に係るタイミング・ジッタ推定器１０２の構成の一例を示す図である。タイミング・ジッタ推定器１０２は、解析信号変換器５０１（Analytic signal transformer 501）と、瞬時位相推定器５０２（Instantaneous phase estimator 502）と、リニア位相除去器５０３（Linear trend remover 503）と、ゼロ・クロス・サンプラ５０４（Zero-crossing sampler 504）とを有する。
【００９３】
解析信号変換器５０１は、自乗信号を複素数の解析信号に変換する。瞬時位相推定器５０２は、解析信号の瞬時位相を求める。リニア位相除去器５０３は、瞬時位相からリニア位相を除去して瞬時位相雑音を求める。ゼロ・クロス・サンプラ５０４は、本発明に係るリサンプリング器（Resampler）の一例であり、瞬時位相雑音のデータ系列のうち、被測定信号の予め定められたタイミングに近いデータを瞬時位相雑音データとしてリサンプリングし、タイミング・ジッタ系列を出力する。
【００９４】
図２７は、本実施形態に係るタイミング・ジッタ推定器１０２によるタイミング・ジッタ推定方法の一例を示すフローチャートである。まず、解析信号変換器５０１は、自乗器１０１から入力された自乗信号、又は  キャリア増幅器３０１から入力された、キャリア成分が増幅された自乗信号を、予め定められた周波数成分を選択的に通過させて、複素数の解析信号に変換する（Ｓ６０１）。次に、瞬時位相推定器５０２は、解析信号変換器５０１から出力された解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を推定する（Ｓ６０２）。すなわち瞬時位相推定器５０２は、解析信号から式（１２）を用いて、式（１６）に示した瞬時位相を求める。
【００９５】
次に、リニア位相除去器５０３は、瞬時位相推定器５０２から出力された瞬時位相からリニア位相を除去して、瞬時位相雑音を求める（Ｓ６０３）。より具体的には、リニア位相除去器５０３は、まず、瞬時位相推定器５０２から出力された瞬時位相から、理想的なクロック信号に対応するリニア位相であるリニア瞬時位相を推定する。次に、リニア位相除去器５０３は、アンラップされた瞬時位相からリニア瞬時位相を除去して、瞬時位相雑音を推定する。
【００９６】
次に、ゼロ・クロス・サンプラ５０４は、瞬時位相雑音のデータ系列のうち、被測定信号の予め定められたタイミングに近いデータを瞬時位相雑音データとしてリサンプリングして、タイミング・ジッタ系列を推定し、出力する（Ｓ６０４）。より具体的には、ゼロ・クロス・サンプラ５０４は、自乗信号における予め定められた瞬時位相に最も近いタイミングに対応するデータを、瞬時位相雑音データとしてサンプリングする。
【００９７】
ここで、ゼロ・クロス・サンプラ５０４は、被測定信号のゼロクロス・タイミングに近いデータのみをリサンプリングしてもよく、これに代えて、被測定信号の自乗信号のゼロクロス・タイミングに近いデータのみをリサンプリングしてもよい。あるいはゼロ・クロス・サンプラ５０４は、被測定信号の基本周期の1 / 4Nの整数倍ごとにデータをリサンプリングしてもよく、更に他のタイミングでリサンプリングしてもよい。
【００９８】
図２８は、本実施形態に係る解析信号変換器５０１の構成の一例を示す図である。解析信号変換器５０１は、帯域通過フィルタ７０１（Band-pass filter 701）と、ヒルベルト変換器７０２（Hilbert transformer 702）とを含む。帯域通過フィルタ７０１は、入力された自乗信号から、予め定められた周波数付近の成分のみを取り出して、入力された信号を帯域制限する。ここで、帯域通過フィルタ７０１は、アナログフィルタ及びデジタルフィルタのいずれであってもよく、FFT等のデジタル信号処理を用いて実装してもよい。ヒルベルト変換器７０２は、帯域通過フィルタ７０１により帯域制限された自乗信号をヒルベルト変換し、自乗信号のヒルベルト変換対を生成する。
【００９９】
図２９は、本発明の実施形態に係る解析信号変換器５０１による解析信号変換方法の一例を示すフローチャートである。まず、帯域通過フィルタ７０１は、入力された自乗信号から、予め定められた周波数付近の成分のみを取り出して、入力された信号を帯域制限する（Ｓ８０１）。より具体的には、帯域通過フィルタ７０１は、入力された自乗信号から、被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍を含む予め定められた周波数帯域を取り出して、当該周波数帯域以外の成分を除去する。
【０１００】
次に、ヒルベルト変換器７０２は、帯域通過フィルタ７０１により帯域制限された自乗信号をヒルベルト変換し、自乗信号のヒルベルト変換対を生成する（Ｓ８０２）。より具体的には、ヒルベルト変換器７０２は、式（１４）に示したように、予め定められた周波数帯域以外の成分が除去された自乗信号をヒルベルト変換し、解析信号の虚数部に対応する、自乗信号のヒルベルト変換対を生成する。
【０１０１】
そして、解析信号変換器５０１は、帯域通過フィルタ７０１の出力信号を解析信号の実数部、ヒルベルト変換器７０２の出力信号を解析信号の虚数部として出力する（Ｓ８０３）。
【０１０２】
図３０は、本実施形態の第２変形例に係る解析信号変換器５０１の構成を示す。本変形例に係る解析信号変換器５０１は、周波数領域変換器９０１（Time domain to frequency domain transformer 901）と、帯域制限処理器９０２（Bandwidth limiter 902）と、時間領域変換器９０３（Frequency domain to time domain transformer 903）とを含む。
【０１０３】
周波数領域変換器９０１は、自乗信号を周波数領域の両側スペクトル信号に変換する。帯域制限処理器９０２は、周波数領域の両側スペクトル信号における、予め定められた周波数付近の成分のみを取り出す。時間領域変換器９０３は、帯域制限処理器９０２の出力を、時間領域の解析信号に変換する。以上において、周波数領域変換器９０１及び時間領域変換器９０３は、それぞれFFT及び逆FFTを用いて時間領域及び周波数領域の間の変換を行ってよい。
【０１０４】
また、解析信号変換器５０１は、自乗信号における、被測定信号の基本周波数の成分及び基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさに基づいて、帯域制限処理器９０２が通過させる周波数帯域を決定する周波数帯域決定部９１０（Bandwidth determining unit）を更に含んでもよい。
【０１０５】
図３１は、本実施形態の第２変形例に係る解析信号変換器５０１による解析信号変換方法を示すフローチャートである。まず、周波数領域変換器９０１は、入力された自乗信号にFFTを施すことにより、周波数領域の両側スペクトル信号に変換する（Ｓ１００１）。
【０１０６】
次に、帯域制限処理器９０２は、周波数領域変換器９０１から出力された周波数領域の両側スペクトル信号に対し、負の周波数成分をゼロに置き換える（Ｓ１００２）。次に、帯域制限処理器９０２は、Ｓ１００２において負の周波数成分をゼロに置き換えた片側スペクトルに対し、入力信号の所定の周波数付近の成分のみを残しその他の周波数成分をゼロに置き換え、周波数領域の信号を帯域制限する（Ｓ１００３）。より具体的には、帯域制限処理器９０２は、周波数領域の自乗信号である両側スペクトル信号から、被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍の周波数を含む予め定められた周波数帯域の成分を抽出する。これにより、タイミング・ジッタ推定器１０２は、被測定信号における、当該周波数帯域のジッタ成分についてのタイミング・ジッタ系列を求めることができる。
【０１０７】
そして、時間領域変換器９０３は、帯域制限された片側スペクトル信号に逆FFTを施すことにより、周波数領域の信号を時間領域の解析信号に変換する（Ｓ１００４）。
【０１０８】
以上に代えて帯域制限処理器９０２は、Ｓ１００３を行った後にＳ１００２を行ってもよい。より具体的には、帯域制限処理器９０２は、まず、Ｓ１００３において、入力信号の所定の周波数付近の成分のみを残しその他の周波数成分をゼロに置き換えて、周波数領域の信号を帯域制限する。次に、帯域制限処理器９０２は、Ｓ１００２において、帯域制限された両側スペクトル信号における負の周波数成分をゼロに置き換える。
【０１０９】
また、解析信号変換器５０１が周波数帯域決定部９１０を有する場合、周波数帯域決定部９１０は、Ｓ１００１において周波数領域変換器９０１から出力された自乗信号の両側スペクトル信号を入力する。そして、周波数帯域決定部９１０は、ジッタ測定方法の原理（６）で示したように、両側スペクトル信号における、被測定信号の基本周波数の成分の大きさ、当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の大きさ、及び、当該基本周波数又は当該基本周波数の２Ｎ倍の成分の近傍における両側スペクトル信号の包絡線の傾きに基づいて、帯域制限処理器９０２が通過させる周波数帯域を決定する（Ｓ１０１０）。より具体的には、周波数帯域決定部９１０は、ジッタ測定方法の原理（６）に示したK及びLを求めて、これらの値に基づいて周波数帯域の幅BWを式（１８）により算出する。そして、基本周波数の２Ｎ倍を中心とし、幅BWを有する周波数帯域を、帯域制限処理器９０２が通過させる周波数帯域として決定する。この結果、帯域制限処理器９０２は、Ｓ１００３において、周波数帯域決定部９１０により決定された周波数帯域の成分を抽出する。
【０１１０】
図３２は、本実施形態の第３変形例に係る解析信号変換器５０１の構成を示す。本変形例に係る解析信号変換器５０１は、バッファメモリ１１０１（Buffer memory 1101）と、波形データ選択器１１０２（Waveform data selector 1102）と、窓関数乗算器１１０３（Window function multiplier 1103）と、周波数領域変換器１１０４（Time domain to Frequency domain transformer 1104）と、帯域制限処理器１１０５（Bandwidth limiter）と、時間領域変換器１１０６（Frequency to time domain transformer）と、振幅補正器１１０７（Amplitude corrector 1107）とを含む。
【０１１１】
バッファメモリ１１０１は、入力された自乗信号を蓄積する。波形データ選択器１１０２は、バッファメモリ１１０１に蓄積された信号を、前回取り出された信号の一部と重なるように抽出する。窓関数乗算器１１０３は、波形データ選択器１１０２により抽出された信号のそれぞれと窓関数とを乗算する。周波数領域変換器１１０４は、窓関数が乗算された信号を、周波数領域の両側スペクトル信号に変換する。帯域制限処理器１１０５は、周波数領域に変換された両側スペクトル信号から、入力信号の予め定められた周波数付近の成分のみを取り出す。時間領域変換器１１０６は、帯域制限処理器１１０５の出力を時間領域の信号に変換する。振幅補正器１１０７は、時間領域に変換された信号に窓関数の逆関数を乗算して、帯域制限された解析信号を求める。以上において、周波数領域変換器１１０４及び時間領域変換器１１０６は、それぞれFFT及び逆FFTを用いて周波数領域及び時間領域の間の変換を行ってもよい。
【０１１２】
なお、本変形例に係る解析信号変換器５０１は、図３０に示した周波数帯域決定部９１０を更に含んでもよい。より具体的には、当該周波数帯域決定部９１０は、周波数領域変換器１１０４から出力された両側スペクトル信号に基づいて、帯域制限処理器１１０５が抽出すべき周波数領域を決定し、帯域制限処理器１１０５へ設定する。そして、帯域制限処理器１１０５は、両側スペクトル信号から、周波数帯域決定部９１０により設定された周波数帯域の成分を抽出する。
【０１１３】
図３３は、本実施形態の第３変形例に係る解析信号変換器５０１による解析信号変換方法を示すフローチャートである。まず、バッファメモリ１１０１は、入力された自乗信号を蓄積する（Ｓ１２０１）。次に、波形データ選択器１１０２は、バッファメモリ１１０１に蓄積された信号を、今回取り出す信号が、前回取り出した信号と一部重複させるように、順次取り出す（Ｓ１２０２）。次に、窓関数乗算器１１０３は、取り出した部分信号に窓関数を乗算する（Ｓ１２０３）。次に、周波数領域変換器１１０４は、窓関数を乗算された部分信号にFFTを施し、時間領域の信号を周波数領域の両側スペクトル信号に変換する（Ｓ１２０４）。
【０１１４】
次に、帯域制限処理器１１０５は、変換された周波数領域の両側スペクトル信号の負の周波数成分をゼロに置き換える（Ｓ１２０５）。次に、帯域制限処理器１１０５は、負の周波数成分をゼロに置き換えられた片側スペクトル信号に対し、入力された自乗信号の所定の周波数付近の成分のみを残しその他の周波数成分をゼロに置き換えることによい、周波数領域の信号を帯域制限する（Ｓ１２０６）。より具体的には、帯域制限処理器１１０５は、被測定信号の基本周波数の２Ｎ倍の周波数を含む予め定められた周波数帯域の成分を抽出する。
【０１１５】
次に、時間領域変換器１１０６は、帯域制限された周波数領域の片側スペクトル信号に逆FFTを施し、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する（Ｓ１２０７）。次に、振幅補正器１１０７は、時間領域変換器１１０６により変換された時間領域の信号に、Ｓ１２０３において乗算した窓関数の逆数を乗算し、帯域制限された解析信号を求める（Ｓ１２０８）。
【０１１６】
次に、波形データ選択器１１０２は、処理されていないデータがバッファメモリ１１０１に記憶されているか否かを確認する（Ｓ１２０９）。そして、解析信号変換器５０１は、処理されていないデータが記憶されている場合、前回取り出した信号と一部重複するようにバッファメモリ１１０１から信号を順次取り出して、Ｓ１２０３からＳ１２０９の処理を繰り返す（Ｓ１２１０）。
【０１１７】
以上に代えて、帯域制限処理器１１０５は、Ｓ１２０５及びＳ１２０６の処理を入れ替えてもよい。より具体的には、帯域制限処理器１１０５は、まず、入力された信号の所定の周波数付近の成分のみを残しその他の周波数成分をゼロに置き換えることにより、周波数領域の信号を帯域制限する（Ｓ１２０６）。その後、帯域制限処理器１１０５は、両側スペクトル信号における負の周波数成分をゼロに置き換える（Ｓ１２０５）。
【０１１８】
図３４は、本実施形態の第４変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す。本変形例に係るジッタ測定装置１００は、ＡＤ変換器１３０１（Analog-to-digital converter 1301）と、自乗器１０１と、タイミング・ジッタ推定器１０２と、ジッタ検出器１０３とを備える。ここで、本変形例に係るジッタ測定装置１００における、図２２と同一符号の部材は、図２２と同様の機能及び構成を有するため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１１９】
ＡＤ変換器１３０１は、アナログ信号の被測定信号を入力して離散化及びデジタル化することにより、デジタル信号の被測定信号に変換する。これを受けて自乗器１０１は、デジタル信号の被測定信号を自乗した自乗信号を求める。ここで、ＡＤ変換器１３０１は、高速なAD変換器、デジタイザ(digitizer)、又は、デジタル・サンプリング・オシロスコープであってよい。なお、ＡＤ変換器１３０１は、図２４に示したジッタ測定装置１００における自乗器１０１の前段に設けられてもよい。
【０１２０】
図３５は、本実施形態の第４変形例に係るジッタ測定装置１００によるジッタ測定方法を示すフローチャートである。本変形例に係るジッタ測定方法における、図２３と同一符号のステップは、図２３と同様の処理を行うステップであるため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１２１】
まず、ＡＤ変換器１３０１は、ジッタ測定の対象となるアナログ信号の被測定信号をサンプリング（離散化）しデジタル信号に変換する（Ｓ１４０１）。そして、自乗器１０１、タイミング・ジッタ推定器１０２、及びジッタ検出器１０３は、デジタル信号に変換された被測定信号に対してＳ２０１、Ｓ２０２、及びＳ２０４の処理をそれぞれ行う。
【０１２２】
図３６は、本実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す。本変形例に係るジッタ測定装置１００は、波形クリップ器１５０１（Waveform clipper 1501）と、自乗器１０１と、タイミング・ジッタ推定器１０２と、ジッタ検出器１０３とを備える。ここで、本変形例に係るジッタ測定装置１００における、図２２と同一符号の部材は、図２２と同様の機能及び構成を有するため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１２３】
波形クリップ器１５０１は、入力された被測定信号の振幅変調成分（AM成分）を除去して、位相変調成分（PM成分）を抽出する。なお、ＡＤ変換器１３０１は、図２４に示したジッタ測定装置１００における自乗器１０１の前段に設けられてもよい。
【０１２４】
図３７は、本発明の実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置１００によるジッタ測定方法を示すフローチャートである。本変形例に係るジッタ測定方法における、図２３と同一符号のステップは、図２３と同様の処理を行うステップであるため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１２５】
まず、波形クリップ器１５０１は、本ジッタ測定方法の原理（８）に示した処理により、入力された被測定信号の振幅変調成分を除去して、位相変調成分を抽出する（Ｓ１６０１）。次に、自乗器１０１は、波形クリップ器１５０１が出力した、振幅変調成分が除去された被測定信号を２Ｎ乗して、自乗信号を求める（Ｓ２０１）。そして、タイミング・ジッタ推定器１０２及びジッタ検出器１０３は、自乗器１０１が出力した自乗信号に基づいて、Ｓ２０２及びＳ２０４の処理をそれぞれ行う。
【０１２６】
図３８は、本実施形態の第６変形例に係るタイミング・ジッタ推定器１０２の構成を示す。本変形例に係るタイミング・ジッタ推定器１０２は、解析信号変換器５０１と、瞬時位相推定器５０２と、リニア位相除去器５０３と、低周波成分除去器１７０１と、ゼロ・クロス・サンプラ５０４とを有する。ここで、本変形例に係るタイミング・ジッタ推定器１０２における、図２６と同一符号の部材は、図２６と同様の機能及び構成を有するため、以下相違点を除き説明を省略する。低周波成分除去器１７０１は、リニア位相除去器５０３により出力された瞬時位相雑音の低周波成分を除去する。
【０１２７】
図３９は、本実施形態の第６変形例に係るジッタ測定装置１００によるタイミング・ジッタ推定方法を示すフローチャートである。本変形例に係るタイミング・ジッタ推定方法における、図２７と同一符号のステップは、図２７と同様の処理を行うステップであるため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１２８】
低周波成分除去器１７０１は、Ｓ６０３においてリニア位相除去器５０３により出力された瞬時位相雑音の低周波成分を除去する（Ｓ１８０１）。そして、ゼロ・クロス・サンプラ５０４は、低周波成分が除去された瞬時位相雑音に基づいてタイミング・ジッタ系列を出力する（Ｓ６０４）。
【０１２９】
図４０は、本実施形態の第７変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す。本変形例に係るジッタ測定装置１００は、波形平均化部１９０１（Waveform averaging unit 1901）と、自乗器１０１と、タイミング・ジッタ推定器１０２と、ジッタ検出器１０３とを備える。ここで、本変形例に係るジッタ測定装置１００における、図２２と同一符号の部材は、図２２と同様の機能及び構成を有するため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１３０】
波形平均化部１９０１は、被測定信号のデータ系列の周期に同期して被測定信号の平均化を行う。なお、波形平均化部１９０１は、図２４に示したジッタ測定装置１００における、自乗器１０１の前段に設けられてもよい。
【０１３１】
図４１は、本実施形態の第７変形例に係るジッタ測定装置１００によるジッタ測定方法を示すフローチャートである。本変形例に係るジッタ測定方法における、図２３と同一符号のステップは、図２３と同様の処理を行うステップであるため、以下相違点を除き説明を省略する。
【０１３２】
まず、波形平均化部１９０１は、入力された被測定信号における、被測定信号の基本周波数に対応する周期毎のデータ系列を平均化することにより、平均化された被測定信号を求める（Ｓ２００１）。そして、自乗器１０１、タイミング・ジッタ推定器１０２、及びジッタ検出器１０３は、自乗器１０１により平均化された被測定信号に対し、Ｓ２０１、Ｓ２０２、及びＳ２０４の処理を行う。
【０１３３】
図４２は、本発明の実施形態に係る波形平均化部１９０１の構成を示す。波形平均化部１９０１は、周波数領域変換器２１０１（Time domain to frequency domain transformer 2101）と、位相シフト器２１０２（Phase shifter 2102）と、時間領域変換器２１０３（Frequency domain to time domain transformer 2103）と、平均化部２１０４（Averaging unit 2104）とを有する。
【０１３４】
周波数領域変換器２１０１は、入力された被測定信号を周波数領域の複素スペクトル信号に変換する。位相シフト器２１０２は、周波数領域変換器２１０１により出力される複素スペクトル信号の各周波数成分の位相を、予め定められた量回転させることにより位相をシフトする。時間領域変換器２１０３は、位相シフトされた複素スペクトル信号を時間領域の信号に変換して、位相シフトされた被測定信号を出力する。平均化部２１０４は、位相シフトされた被測定信号に基づいて、平均化された被測定信号を求める。
【０１３５】
図４３は、本実施形態に係る波形平均化部１９０１による波形平均化方法を示すフローチャートである。まず、周波数領域変換器２１０１は、入力された被測定信号を周波数領域の複素スペクトル信号に変換する（Ｓ２２０１）。次に、位相シフト器２１０２は、ジッタ測定方法の原理（９）に示したように、周波数領域変換器２１０１により出力される周波数領域の複素スペクトル信号の各周波数成分の位相を、予め定められた量回転させて位相をシフトする（Ｓ２２０２）。
【０１３６】
次に、時間領域変換器２１０３は、位相シフトされた複素スペクトル信号を時間領域の信号に変換して、位相シフトされた被測定信号を出力する（Ｓ２２０３）。そして、平均化部２１０４は、時間領域変換器２１０３により時間領域に逆変換された、位相シフトされた被測定信号を加算して平均を取り、平均化された被測定信号を求める（Ｓ２２０４）。
【０１３７】
図４４は、本実施形態の第８変形例に係る波形平均化部１９０１の構成を示す。本変形例に係る波形平均化部１９０１は、図４２に示した波形平均化部１９０１において、位相シフト器２１０２の出力を平均化部２１０４へ入力し、平均化部２１０４の出力を時間領域変換器２１０３へ入力して、時間領域変換器２１０３の出力を波形平均化部１９０１の出力とする構成を採る。
【０１３８】
図４５は、本実施形態の第８変形例に係る波形平均化部１９０１による波形平均化方法を示すフローチャートである。本変形例に係る波形平均化方法は、図４３に示した波形平均化方法における、Ｓ２２０４及びＳ２２０３の処理順序を入れ替えたものとなる。すなわち、平均化部２１０４は、位相シフト器２１０２により出力された、位相シフトされた周波数領域の複素スペクトル信号を平均化して、平均化された周波数領域の複素スペクトル信号を時間領域変換器２１０３に供給する（Ｓ２２０４）。そして、時間領域変換器２１０３は、平均化された周波数領域の複素スペクトル信号を、時間領域の信号に逆変換する（Ｓ２２０３）。
【０１３９】
図４６は、本実施形態に係るジッタ測定方法を用いて測定したデータ信号のタイミング・ジッタ値と、従来法によりサンプリング・オシロスコープをもちいてアイ・ダイアグラム法で測定したタイミング・ジッタ値とを比較して示す。本測定は、被測定信号となるデータ信号を１ｍから２０ｍのケーブルで伝送し、データパターンとケーブルの伝送特性の影響によりケーブル終端に生じるタイミング・ジッタのRMS値（図４６（ａ））及びピーク・ツゥ・ピーク値（図４６（ｂ））を、ケーブル長毎にプロットした結果である。図４６に示すように、本ジッタ測定方法は、アイ・ダイアグラム法と互換のあるジッタ値を得ることができる。
【０１４０】
本ジッタ測定装置及びジッタ測定方法によれば、データ信号を自乗して信号の基本クロック成分を再生し、基本クロック成分の瞬時位相雑音をもとめることにより、データ信号からジッタ系列を精度よく短時間で求めることができ、ジッタ測定のコストを大幅に削減することができる。
【０１４１】
図４７は、本実施形態に係るコンピュータ４９００のハードウェア構成の一例を示す。本実施形態に係るコンピュータ４９００は、コンピュータ４９００に設けたＡＤ変換器１３０１等により被測定信号を取得し、ジッタ測定装置１００として機能する。コンピュータ４９００は、ホスト・コントローラ５０８２により相互に接続されるＣＰＵ５０００、ＲＡＭ５０２０、グラフィック・コントローラ５０７５、及び表示装置５０８０を有するＣＰＵ周辺部と、入出力コントローラ５０８４によりホスト・コントローラ５０８２に接続される通信インターフェイス５０３０、ハードディスクドライブ５０４０、及びＣＤ−ＲＯＭドライブ５０６０を有する入出力部と、入出力コントローラ５０８４に接続されるＲＯＭ５０１０、フレキシブルディスク・ドライブ５０５０、及び入出力チップ５０７０を有するレガシー入出力部とを備える。
【０１４２】
ホスト・コントローラ５０８２は、ＲＡＭ５０２０と、高い転送レートでＲＡＭ５０２０にアクセスするＣＰＵ５０００及びグラフィック・コントローラ５０７５とを接続する。ＣＰＵ５０００は、ＲＯＭ５０１０及びＲＡＭ５０２０に格納されたプログラムに基づいて動作し、各部の制御を行う。グラフィック・コントローラ５０７５は、ＣＰＵ５０００等がＲＡＭ５０２０内に設けたフレーム・バッファ上に生成する画像データを取得し、表示装置５０８０上に表示させる。これに代えて、グラフィック・コントローラ５０７５は、ＣＰＵ５０００等が生成する画像データを格納するフレーム・バッファを、内部に含んでもよい。
【０１４３】
入出力コントローラ５０８４は、ホスト・コントローラ５０８２と、比較的高速な入出力装置である通信インターフェイス５０３０、ハードディスクドライブ５０４０、ＣＤ−ＲＯＭドライブ５０６０を接続する。通信インターフェイス５０３０は、ネットワークを介して他の装置と通信する。ハードディスクドライブ５０４０は、コンピュータ４９００内のＣＰＵ５０００が使用するプログラム及びデータを格納する。ＣＤ−ＲＯＭドライブ５０６０は、ＣＤ−ＲＯＭ５０９５からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ５０２０を介してハードディスクドライブ５０４０に提供する。
【０１４４】
また、入出力コントローラ５０８４には、ＲＯＭ５０１０と、フレキシブルディスク・ドライブ５０５０、及び入出力チップ５０７０の比較的低速な入出力装置とが接続される。ＲＯＭ５０１０は、コンピュータ４９００が起動時に実行するブート・プログラムや、コンピュータ４９００のハードウェアに依存するプログラム等を格納する。フレキシブルディスク・ドライブ５０５０は、フレキシブルディスク５０９０からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ５０２０を介してハードディスクドライブ５０４０に提供する。入出力チップ５０７０は、フレキシブルディスク・ドライブ５０５０や、例えばパラレル・ポート、シリアル・ポート、キーボード・ポート、マウス・ポート等を介して各種の入出力装置を接続する。
【０１４５】
ＲＡＭ５０２０を介してハードディスクドライブ５０４０に提供されるプログラムは、フレキシブルディスク５０９０、ＣＤ−ＲＯＭ５０９５、又はＩＣカード等の記録媒体に格納されて利用者によって提供される。プログラムは、記録媒体から読み出され、ＲＡＭ５０２０を介してコンピュータ４９００内のハードディスクドライブ５０４０にインストールされ、ＣＰＵ５０００において実行される。
【０１４６】
コンピュータ４９００にインストールされ、コンピュータ４９００をジッタ測定装置１００として機能させるプログラムは、自乗モジュールと、タイミング・ジッタ推定モジュールと、ピーク・ツゥ・ピーク検出モジュール、ＲＭＳ検出モジュール、及び／又はヒストグラム推定モジュールを有するジッタ検出モジュールとを備える。これらのプログラム又はモジュールは、ＣＰＵ５０００等に働きかけて、コンピュータ４９００を、自乗器１０１と、タイミング・ジッタ推定器１０２と、ピーク・ツゥ・ピーク検出器１０４、ＲＭＳ検出器１０５、及びヒストグラム推定器１０６を有するジッタ検出器１０３としてそれぞれ機能させる。
【０１４７】
また、当該プログラムは、キャリア増幅モジュール及びジッタ振幅補正モジュール、AD変換モジュール、波形クリップモジュール、及び／又は、波形平均化モジュールを備えてもよい。これらのプログラム又はモジュールは、ＣＰＵ５０００等に働きかけて、コンピュータ４９００を、キャリア増幅器３０１及びジッタ振幅補正器３０２、ＡＤ変換器１３０１、波形クリップ器１５０１、及び波形平均化部１９０１としてそれぞれ機能させる。
【０１４８】
また、当該タイミング・ジッタ推定モジュールは、解析信号変換モジュールと、瞬時磯位相推定モジュールと、リニア位相除去モジュールと、リサンプリングモジュールとを有する。これらのプログラム又はモジュールは、ＣＰＵ５０００等に働きかけて、コンピュータ４９００を、解析信号変換器５０１、瞬時位相推定器５０２、リニア位相除去器５０３、及びゼロ・クロス・サンプラ５０４としてそれぞれ機能させる。また、当該タイミング・ジッタ推定モジュールは、コンピュータ４９００を低周波成分除去器１７０１として機能させる低周波成分除去モジュールを更に有してもよい。
【０１４９】
ここで、解析信号変換モジュールは、コンピュータ４９００を帯域通過フィルタ７０１及びヒルベルト変換器７０２として機能させる帯域通過フィルタモジュール及びヒルベルト変換モジュールを含んでもよい。これに代えて、解析信号変換モジュールは、コンピュータ４９００を周波数領域変換器９０１、帯域制限処理器９０２、及び時間領域変換器９０３として機能させる周波数領域変換モジュール、帯域制限処理モジュール、及び時間領域変換モジュールを含んでもよい。
【０１５０】
また、これに代えて、解析信号変換モジュールは、コンピュータ４９００をバッファメモリ１１０１、波形データ選択器１１０２、窓関数乗算器１１０３、周波数領域変換器１１０４、帯域制限処理器１１０５、時間領域変換器１１０６、及び振幅補正器１１０７として機能させるバッファメモリ管理モジュール、波形データモジュール、窓関数乗算モジュール、周波数領域変換モジュール、帯域制限処理モジュール、時間領域変換モジュール、及び振幅補正モジュールを含んでもよい。
【０１５１】
以上に示したプログラム又はモジュールは、外部の記憶媒体に格納されてもよい。記憶媒体としては、フレキシブルディスク５０９０、ＣＤ−ＲＯＭ５０９５の他に、ＤＶＤやＰＤ等の光学記録媒体、ＭＤ等の光磁気記録媒体、テープ媒体、ＩＣカード等の半導体メモリ等を用いることができる。また、専用通信ネットワークやインターネットに接続されたサーバシステムに設けたハードディスク又はＲＡＭ等の記憶装置を記録媒体として使用し、ネットワークを介してプログラムをコンピュータ４９００に提供してもよい。
【０１５２】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【図面の簡単な説明】
【０１５３】
【図１】PRBS信号のパワー・スペクトルの一例を示す図である。
【図２】時間領域の自乗信号を模式的に示す図である。
【図３】周波数領域の自乗信号を模式的に示す図である。
【図４】被測定データ信号の一例を示す図である。
【図５】被測定データ信号の自乗信号の一例を示す図である。
【図６】解析信号の一例を示す図である。
【図７】瞬時位相波形の一例を示す図である。
【図８】瞬時位相雑音波形の一例を示す図である。
【図９】被測定信号のタイミング・ジッタ波形の一例を示す図である。
【図１０】解析信号に変換される入力信号の一例を示す図である。
【図１１】変換された解析信号の一例を示す図である。
【図１２】不連続点をもつ瞬時位相信号の一例を示す図である。
【図１３】アンラップされた連続な瞬時位相信号の一例を示す図である。
【図１４】離散化された自乗信号の一例を示す図である。
【図１５】FFTによりえられた自乗信号の両側パワー・スペクトルの一例を示す図である。
【図１６】帯域制限された片側パワー・スペクトルの一例を示す図である。
【図１７】逆FFTによりえられた帯域制限された解析信号の一例を示す図である。
【図１８】自乗信号の周波数スペクトラムを模式的に示す図である。
【図１９】被測定信号の近似ゼロクロス点の一例を示す図である。
【図２０】AM成分をもつクロック信号の一例を示す図である。
【図２１】AM成分をもたないクロック信号の一例を示す図である。
【図２２】本発明の実施形態に係るジッタ測定装置１００の構成の一例を示す図である。
【図２３】本発明の実施形態に係るジッタ測定方法の動作を示すフローチャートである。
【図２４】本発明の実施形態の第１変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す図である。
【図２５】本発明の実施形態の第１変形例に係るジッタ測定方法の動作を示すフローチャートである。
【図２６】本発明の実施形態に係るタイミング・ジッタ推定器１０２の構成の一例を示す図である。
【図２７】本発明の実施形態に係るタイミング・ジッタ推定器１０２によるタイミング・ジッタ推定方法の一例を示すフローチャートである。
【図２８】本発明の実施形態に係る解析信号変換器５０１の構成の一例を示す図である。
【図２９】本発明の実施形態に係る解析信号変換器５０１による解析信号変換方法の一例を示すフローチャートである。
【図３０】本発明の実施形態の第２変形例に係る解析信号変換器５０１の構成を示す図である。
【図３１】本発明の実施形態の第２変形例に係る解析信号変換器５０１による解析信号変換方法を示すフローチャートである。
【図３２】本発明の実施形態の第３変形例に係る解析信号変換器５０１の構成を示す図である。
【図３３】本発明の実施形態の第３変形例に係る解析信号変換器５０１による解析信号変換方法を示すフローチャートである。
【図３４】本発明の実施形態の第４変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す図である。
【図３５】本発明の実施形態の第４変形例に係るジッタ測定装置１００によるジッタ測定方法を示すフローチャートである。
【図３６】本発明の実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す図である。
【図３７】本発明の実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置１００によるジッタ測定方法を示すフローチャートである。
【図３８】本発明の実施形態の第６変形例に係るタイミング・ジッタ推定器１０２の構成を示す図である。
【図３９】本発明の実施形態の第６変形例に係るジッタ測定装置１００によるタイミング・ジッタ推定方法を示すフローチャートである。
【図４０】本発明の実施形態の第７変形例に係るジッタ測定装置１００の構成を示す図である。
【図４１】本発明の実施形態の第７変形例に係るジッタ測定装置１００によるジッタ測定方法を示すフローチャートである。
【図４２】本発明の実施形態に係る波形平均化部１９０１の構成を示す図である。
【図４３】本発明の実施形態に係る波形平均化部１９０１による波形平均化方法を示すフローチャートである。
【図４４】本発明の実施形態の第８変形例に係る波形平均化部１９０１の構成を示す図である。
【図４５】本発明の実施形態の第８変形例に係る波形平均化部１９０１による波形平均化方法を示すフローチャートである。
【図４６】本発明のジッタ測定方法の測定結果と従来法の測定結果を比較して示す図である。
【図４７】本発明の実施形態に係るコンピュータ４９００のハードウェア構成の一例を示す図である。
【図４８】アイ・ダイアグラム測定法によるジッタ測定の一例を示す。
【図４９】補間ベース・ジッタ測定法の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１５４】
１００  ジッタ測定装置
１０１  自乗器
１０２  タイミング・ジッタ推定器
１０３  ジッタ検出器
１０４  ピーク・ツゥ・ピーク検出器
１０５  ＲＭＳ検出器
１０６  ヒストグラム推定器
３０１  キャリア増幅器
３０２  ジッタ振幅補正器
５０１  解析信号変換器
５０２  瞬時位相推定器
５０３  リニア位相除去器
５０４  ゼロ・クロス・サンプラ
７０１  帯域通過フィルタ
７０２  ヒルベルト変換器
９０１  周波数領域変換器
９０２  帯域制限処理器
９０３  時間領域変換器
９１０  帯域制限処理器
１１０１  バッファメモリ
１１０２  波形データ選択器
１１０３  窓関数乗算器
１１０４  周波数領域変換器
１１０５  帯域制限処理器
１１０６  時間領域変換器
１１０７  振幅補正器
１３０１  ＡＤ変換器
１５０１  波形クリップ器
１７０１  低周波成分除去器
１９０１  波形平均化部
２１０１  周波数領域変換器
２１０２  位相シフト器
２１０３  時間領域変換器
２１０４  平均化部
４９００  コンピュータ
５０００  ＣＰＵ
５０１０  ＲＯＭ
５０２０  ＲＡＭ
５０３０  通信インターフェイス
５０４０  ハードディスクドライブ
５０５０  フレキシブルディスク・ドライブ
５０６０  ＣＤ−ＲＯＭドライブ
５０７０  入出力チップ
５０７５  グラフィック・コントローラ
５０８０  表示装置
５０８２  ホスト・コントローラ
５０８４  入出力コントローラ
５０９０  フレキシブルディスク
５０９５  ＣＤ−ＲＯＭ
【図１】
2005233946.tif 000023
【図２】
2005233946.tif 000024
【図３】
2005233946.tif 000025
【図４】
2005233946.tif 000026
【図５】
2005233946.tif 000027
【図６】
2005233946.tif 000028
【図７】
2005233946.tif 000029
【図８】
2005233946.tif 000030
【図９】
2005233946.tif 000031
【図１０】
2005233946.tif 000032
【図１１】
2005233946.tif 000033
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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