(57)【要約】【課題】簡単な回路で負荷状態を精度よく検出可能とする。【解決手段】コンデンサＣｅ１，Ｃｅ２の直列回路と、逆導通型のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とを並列に接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点にコンデンサＣ１の一端を接続し、コンデンサＣｅ１，Ｃｅ２の接続点とコンデンサＣ１の他端との間にインダクタＬ１を接続し、負荷であるランプＬａとインダクタＬ２との直列回路をコンデンサＣ１に並列に接続し、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１が境界電流モードとなるようにスイッチング素子Ｑ１をオン・オフする期間とスイッチング素子Ｑ２をオン・オフする期間を切り替えることで、負荷であるランプＬａに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、インダクタＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ１を含むＬＣ回路に負荷の状態を検出する検出回路３を接続した。【選択図】図１
2005093138.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、逆導通型の第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の直列回路とを並列に接続し、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点に第３コンデンサの一端を接続し、第１コンデンサと第２コンデンサの接続点と第３コンデンサの他端との間に第１インダクタを接続し、負荷であるランプと第２インダクタとの直列回路を第３コンデンサに並列に接続し、第１の期間では第１インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第１スイッチング素子を高周波でオン・オフし、第２の期間では第１インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第２スイッチング素子を高周波でオン・オフすることで、負荷であるランプに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、第１インダクタと第２インダクタと第３コンデンサを含むＬＣ回路に負荷の状態を検出する検出回路を接続したことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、負荷の状態を検出する検出回路がランプと第１インダクタとの接続点に接続されていることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１において、負荷の状態は第１インダクタの両端電圧から検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１において、負荷の状態は第２スイッチング素子の両端電圧から検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項５】
第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、逆導通型の第１スイッチング素子および第２スイッチング素子および電流検出抵抗の直列回路とを並列に接続し、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の接続点と、第１コンデンサと第２コンデンサの接続点との間に、第３コンデンサと第１インダクタの直列回路を接続し、負荷であるランプと第２インダクタとの直列回路を第３コンデンサに並列に接続し、第１の期間では第１インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第１スイッチング素子を高周波でオン・オフし、第２の期間では第１インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第２スイッチング素子を高周波でオン・オフすることで、負荷であるランプに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、前記放電灯に流れる電流を第２スイッチング素子と直列に接続された電流検出抵抗により検出する検出回路を設けたことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を備える照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１は従来例の回路図を示し、直流電源Ｖｂｔと、この直流電源Ｖｂｔと並列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御する制御回路１と、負荷２の状態を検出する検出回路３等から構成されている。このインバータ装置はハーフブリッジインバータ回路で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフし、負荷２に高周波電圧を印加し、検出回路１の出力が制御回路１へ送られて、負荷２の状態に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフを制御するものである。
【０００３】
チョークコイルＬ１は負荷２の限流要素で、トランスＴ１は電圧検出用であり、トランスＴ１の２次側ではダイオードＤ２とコンデンサＣ２によって検出電圧を直流電圧Ｖｃに平滑している。直流電源ＶｂｔをコンデンサＣｅ１，Ｃｅ２で分担し、チョークコイルＬ１と負荷２にはＶｂｔ／２の電圧が印加されるようになっている。この図１１の回路は特許文献１に開示されている。
【特許文献１】特許第２８１０６７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このように、負荷２の一端がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点に接続され、負荷２の他端もチョークコイルＬ１に接続された状態においては、負荷２の電圧を検出するためには、トランスＴ１を介して検出しなければならない。したがって、検出回路３にトランスＴ１を用いるために大型化し、重いものとなる。また、トランスＴ１の主回路への影響を少なくするために、１次側のインピーダンスを高くする必要があり、１次側のターン数が増大する。さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数、負荷の電圧の変化などを考慮した設計など、種々の回路設計上の制約を受け、設計範囲が狭くなるなどの問題があった。
【０００５】
本発明は、負荷がスイッチング素子の中点に接続される場合においても安価で小型化した簡単な回路で負荷状態を検出でき、しかも、精度のよい検出回路を設けた点灯装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、第１コンデンサＣｅ１および第２コンデンサＣｅ２の直列回路と、逆導通型の第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路とを並列に接続し、第１スイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点に第３コンデンサＣ１の一端を接続し、第１コンデンサＣｅ１と第２コンデンサＣｅ２の接続点と第３コンデンサＣ１の他端との間に第１インダクタＬ１を接続し、負荷であるランプＬａと第２インダクタＬ２との直列回路を第３コンデンサＣ１に並列に接続し、図２に示すように、第１の期間では第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１が境界電流モードとなるように第１スイッチング素子Ｑ１を高周波でオン・オフし、第２の期間では第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１が境界電流モードとなるように第２スイッチング素子Ｑ２を高周波でオン・オフすることで、負荷であるランプＬａに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２と第３コンデンサＣ１を含むＬＣ回路に負荷の状態を検出する検出回路３を接続したことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、負荷がスイッチング素子の接続点に接続される場合においても安価で小型化できる簡単な回路で精度良く負荷状態を検出できるという効果がある。特に、請求項２又は４の発明によれば、負荷状態の検出にトランスを用いる必要がなく、回路構成を簡単化できる利点がある。また、請求項３の発明によれば、第１インダクタの２次巻線より負荷状態を検出することができるので、トランスを個別に用いる必要がなく、回路構成を簡単化できる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明を実施するための最良の形態を図１に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｖｂｔの両端には電解コンデンサＣｅ１，Ｃｅ２の直列回路とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴであり、内蔵ダイオードをドレイン・ソース間に逆並列接続されている。電解コンデンサＣｅ１，Ｃｅ２の接続点にはインダクタＬ１の一端が接続されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点にはインダクタＬ２の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端とインダクタＬ２の他端の間にはランプＬａが接続されている。ランプＬａは高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。ランプＬａとインダクタＬ２の直列回路にはコンデンサＣ１が並列接続されている。
【０００９】
制御回路１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間に図２に示すような制御信号を供給している。すなわち、第１の期間では、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオン・オフ動作させて、スイッチング素子Ｑ２はオフさせておく。また、第２の期間では、スイッチング素子Ｑ２を高周波でオン・オフさせて、スイッチング素子Ｑ１はオフさせておく。第１の期間と第２の期間とは低周波ＬＦで交互に切り替わり、そのたびに放電灯Ｌａの両端電圧ＶＬａの極性は反転する。これにより、放電灯Ｌａの両端電圧ＶＬａは図２に示すように低周波の矩形波電圧となる。
【００１０】
なお、図示しないが、制御回路１はインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１を検出する手段を有しており、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１がゼロになると同時にスイッチング素子をオンさせるように動作する。すなわち、図２に示すように、インダクタＬ１の電流ＩＬ１がゼロになった瞬間に次のオン信号が発生するような境界電流モード：ＢＣＭ（Ｂｏｕｎｄａｒｙ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ）でスイッチング素子をオン・オフ動作させている。
【００１１】
インダクタＬ１，Ｌ２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作による高周波成分をブロックするローパスフィルタとして機能し、コンデンサＣ１は高周波成分をバイパスするハイパスフィルタとして機能する。これにより、放電灯Ｌａには高周波成分が低減された低周波の矩形波電流ＩＬａが流れることになるので、高圧放電灯の音響的共鳴現象が回避される。
【００１２】
コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２は充分大きな容量を持ち、極性反転の半周期では、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２の電圧は変動しないものとする。また、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２は同容量に設定しているため、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２に印加される電圧は常に直流電圧Ｖｂｔの半分の値となっているものとする。
【００１３】
次に、負荷状態検出回路３について説明する。インダクタＬ１と放電灯Ｌａの接続点の電位Ｖａは抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧されている。抵抗Ｒ２の両端にはＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ３が並列接続されている。制御回路１からスイッチング素子Ｑ２のゲート電極に供給される制御信号は反転素子により論理反転されて、スイッチング素子Ｑ３のゲート電極に供給されている。したがって、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、スイッチング素子Ｑ３はオンとなる。抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧点の電圧はバッファＢｕｆ１により低インピーダンス化されて、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１の直列回路を介してコンデンサＣ２によりピークホールドされる。抵抗Ｒ３とダイオードＤ１の直列回路には抵抗Ｒ４が並列接続されている。コンデンサＣ２の電圧はバッファＢｕｆ２により低インピーダンス化されて検出電圧として出力される。なお、バッファＢｕｆ１，Ｂｕｆ２はオペアンプの反転入力端子を出力端子と接続して成り、非反転入力端子の電圧を低インピーダンス化して出力端子にそのまま出力する。
【００１４】
図３にスイッチング素子Ｑ２がオン／オフする第２の期間における負荷状態検出回路３の各部電圧波形を示す。スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、コンデンサＣｅ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１（放電灯Ｌａ、インダクタＬ２）→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣｅ２の経路で電流が流れるから、コンデンサＣ１の両端にはランプ電圧ＶＬａが印加されており、このとき、コンデンサＣｅ２の負極側に設けた基準電位（回路グランド）からコンデンサＣ１とインダクタＬ１の接続点を見た電位ＶａもＶＬａとなる。また、スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、インダクタＬ１→コンデンサＣ１（放電灯Ｌａ、インダクタＬ２）→スイッチング素子Ｑ１の逆方向ダイオード→コンデンサＣｅ１→インダクタＬ１の経路で電流が流れるから、基準電位からコンデンサＣ１とインダクタＬ１の接続点を見た電位は、Ｖｂｔ＋ＶＬａ＝２×Ｖｃｅ２＋ＶＬａとなる。従って、スイッチング素子Ｑ２がオンしているときにコンデンサＣ１とインダクタＬ１の接続点の電圧Ｖａを検出することにより負荷状態（負荷電圧ＶＬａ）が検出できる。
【００１５】
このときの負荷状態検出回路３の各部波形は、図３に示すようになる。負荷状態検出回路３は、スイッチング素子Ｑ２がオンしているときのコンデンサＣ１とインダクタＬ１の接続点の電圧、つまり、Ｖａ＝ＶＬａを抵抗分圧したものをピークホールドして検出する構成となっている。ここで、電圧を精度よく検出するために、抵抗Ｒ３はできるだけ小さく設定されている。すなわち、抵抗Ｒ３はコンデンサＣ２を短い時間で充電できるように十分小さな値に設定し、抵抗Ｒ４はスイッチング素子Ｑ２がオン／オフしない第１の期間（残りの半周期）でもコンデンサＣ２の電圧が変化しないような値に設定されている。
【００１６】
このように、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフと連動して負荷状態を検出することにより小型で安価な且つ精度のよい検出回路を提供できる。また、負荷電圧の検出にトランスを必要としないので、回路を軽量化できる。
【実施例１】
【００１７】
図４に実施例１の回路図を示す。主回路の構成は図１と同様であり、主回路の動作は図２で説明したのと同様である。本実施例では、インダクタＬ１に２次巻線を設けてある。２次巻線の中点は接地されており、２次巻線の一端は抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を介して、また、他端は抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接地されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点はダイオードＤ２のアノード・カソード間を介して、また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点はダイオードＤ１のアノード・カソード間を介して、それぞれ抵抗Ｒ５の一端に接続されており、抵抗Ｒ５の他端は接地されている。インダクタＬ１に流れる電流が一方の極性のときにはダイオードＤ１を介して、他方の極性のときにはダイオードＤ２を介して抵抗Ｒ５に電流が流れる。抵抗Ｒ５の一端に生じる電位はバッファＢｕｆ１により低インピーダンス化されて、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２よりなるＣＲ時定数回路により電圧Ｖｃとして出力される。
【００１８】
なお、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２は充分大きな容量を持ち、極性反転の半周期では、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２の電圧は変動しないものとする。また、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２は同容量に設定しているため、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２に印加される電圧は常に直流電圧Ｖｂｔの半分の値となっているものとする。
【００１９】
図５にスイッチング素子Ｑ２がオン／オフするときの各部電流、電圧波形を示す。スイッチング素子Ｑ１がオン／オフするときもスイッチング素子Ｑ２がオン／オフするときと同様となる。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣｅ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１（放電灯Ｌａ、インダクタＬ２）→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣｅ２の経路で電流が流れ、放電灯Ｌａに電力を供給すると共に、インダクタＬ１にエネルギーを蓄積する。このとき、コンデンサＣ１には放電灯電圧ＶＬａが印加され、インダクタＬ１にはコンデンサＣｅ１、Ｃｅ２の接続点側を正極性とすると、ＶＬ１＝Ｖｃｅ２−ＶＬａが印加される。
【００２０】
次にスイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーにより、インダクタＬ１→コンデンサＣ１（放電灯Ｌａ、インダクタＬ２）→スイッチング素子Ｑ１（寄生ダイオード）→コンデンサＣｅ１→インダクタＬ１の経路で電流が流れ、放電灯Ｌａに電力を供給すると共に、コンデンサＣｅ１を充電する。このとき、インダクタＬ１にはＶＬ１＝−（Ｖｃｅ１＋ＶＬａ）が印加される。
【００２１】
この一連の動作より、インダクタＬ１の両端には図５に示すように、Ｖｃｅ２−ＶＬａ、−（Ｖｃｅ１＋ＶＬａ）が交互に印加される。ここで、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２の容量は充分に大きく設定していることから、コンデンサＣｅ１、Ｃｅ２に印加される電圧は変動せず、１／２Ｖｂｔとなっている。従って、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときのインダクタＬ１の両端電圧を検出することで、負荷状態（負荷電圧）を検出することが可能となる。
【００２２】
これまでは、スイッチング素子Ｑ２がオン／オフするときについて述べたが、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフするときも同様になることから、図４の回路図では、インダクタＬ１の２次巻線よりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオン／オフするどちらの極性においても負荷の状態を検出できるようにしている。
【００２３】
また、負荷状態検出回路３は、インダクタＬ１に印加される電圧の巻数比倍した電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２およびＲ３，Ｒ４で分圧し、その電圧値のピーク電圧を検出するように抵抗Ｒ６、コンデンサＣ２の時定数を設定している。
【実施例２】
【００２４】
図６に実施例２の回路図を示す。主回路の構成は図１と同様であり、主回路の動作は図２で説明したのと同様である。本実施例では、負荷の状態をスイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖｄｓより検出する。インダクタＬ１に流れる電流モードが図７に示すような境界電流モード：ＢＣＭ（Ｂｏｕｎｄａｒｙ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｏｄｅ）であるとき、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときに、両端に印加される電圧Ｖｄｓは常にＶｂｔとなる。これは、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーからの電流によりスイッチング素子Ｑ１がオン状態となるからである。
【００２５】
また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン幅Ｔｏｎ、オフ幅Ｔｏｆｆは次式により算出される。
Ｔｏｎ＝Ｔ（１＋ＶＬａ／Ｖｃｅ１）／２
Ｔｏｆｆ＝Ｔ（１−ＶＬａ／Ｖｃｅ１）／２
ここで、Ｔ：スイッチング周期、ＶＬａ：コンデンサＣ１の電圧（放電灯電圧）、Ｖｃｅ１：コンデンサＣｅ１の電圧（＝Ｖｂｔ／２）、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆである。
【００２６】
上式より、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン幅は、放電灯電圧ＶＬａと共に変化し、図８に示すように、放電灯電圧ＶＬａが０ＶのときにＴｏｎ＝Ｔｏｆｆとなり、Ｖｃｅ１（Ｖｃｅ２）＝ＶＬａのときにＴｏｆｆ＝０となる。つまり、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２のオン幅Ｔｏｎ、オフ幅Ｔｏｆｆは放電灯電圧ＶＬａとともに比例的に変化する。
【００２７】
従って、境界電流モード：ＢＣＭ（Ｂｏｕｎｄａｒｙ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ）のときにスイッチング素子Ｑ１又はＱ２の両端電圧Ｖｄｓを検出することにより負荷の状態が精度よく検出できる。
【００２８】
図６の具体回路図では、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフ動作を行っているときに検出回路３が働かないようにスイッチング素子Ｑ３をオンさせて、スイッチング素子Ｑ２がオン／オフ動作しているときには検出回路３が働くようにスイッチング素子Ｑ３をオフとするように、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作とスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ動作を切り替えるための低周波信号ＬＦをスイッチング素子Ｑ３のドライブ信号としている。さらに、負荷状態の検出電圧Ｖｄが抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧により検出される電圧に影響を与えないように、トランジスタＱ４よりなるエミッタホロワ回路を設け、さらに、スイッチング素子Ｑ２の印加電圧Ｖｄｓの平均値を算出するために、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２よりなるローパスフィルタ回路を構成している。なお、トランジスタＱ４と抵抗Ｒ３よりなるエミッタホロワ回路に代えてオペアンプを用いたバッファ回路を用いても良い。
【実施例３】
【００２９】
図９に実施例３の回路図を示す。主回路の構成は図１とほぼ同様であるが、スイッチング素子Ｑ２のソースと回路グランドの間に電流検出抵抗Ｒ１が挿入されている点が異なる。インダクタＬ１に流れる電流が図１０に示すように、境界電流モード：ＢＣＭ（Ｂｏｕｎｄａｒｙ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｅ）のとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオン／オフ動作を行う時の電流経路は、実施例１で説明したような経路となる。また、放電灯電流ＩＬａは、インダクタＬ１に流れる電流の１／２となることは周知の事実である。つまり、インダクタＬ１のピーク電流値ＩｐＬ１と放電灯電流ＩＬａとの関係は、ＩｐＬ１＝２×ＩＬａとなる。従って、図９の回路図のように、スイッチング素子Ｑ２のソースと回路グランドの間に挿入された電流検出抵抗Ｒ１を用いてスイッチング素子Ｑ２に流れる電流のピーク電流値を検出することにより放電灯電流ＩＬａを検出できる。
【００３０】
なお、上述の各実施例では、直流電源Ｖｂｔがバッテリーである場合を前提に説明してきたが、これは商用交流電源を整流・平滑した直流電圧であっても良いし、チョッパ回路やＤＣ−ＤＣコンバータ回路により昇降圧した直流電圧であっても良い。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明は車両用照明装置あるいはオフィスや一般家庭用の照明器具に広く利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の基本動作を示す波形図である。
【図３】負荷状態検出回路の動作説明のための波形図である。
【図４】本発明の実施例１の回路図である。
【図５】本発明の実施例１の動作波形図である。
【図６】本発明の実施例２の回路図である。
【図７】本発明の実施例２の動作波形図である。
【図８】本発明の実施例２の動作説明図である。
【図９】本発明の実施例３の回路図である。
【図１０】本発明の実施例３の動作波形図である。
【図１１】従来例の回路図である。
【符号の説明】
【００３３】
Ｃｅ１    第１コンデンサ
Ｃｅ２    第２コンデンサ
Ｑ１      第１スイッチング素子
Ｑ２      第２スイッチング素子
Ｌ１      第１インダクタ
Ｌ２      第２インダクタ
Ｃ１      第３コンデンサ
Ｌａ      放電灯
３        負荷状態検出回路
【図１】
2005093138.tif 000003
【図２】
2005093138.tif 000004
【図３】
2005093138.tif 000005
【図４】
2005093138.tif 000006
【図５】
2005093138.tif 000007
【図６】
2005093138.tif 000008
【図７】
2005093138.tif 000009
【図８】
2005093138.tif 000010
【図９】
2005093138.tif 000011
【図１０】
2005093138.tif 000012
【図１１】
2005093138.tif 000013