(57)【要約】【課題】平滑コンデンサの容量を著しく小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行う際に、インバータに供給される電流の高調波成分を低減する。【解決手段】平滑回路３はチョークインプット型のローパスフィルタを形成するコンデンサ３１とインダクタ３２とを備える。コンデンサ３１とインダクタ３２とは直列共振回路を形成し、その共振周波数は、インバータ４のスイッチングを制御する制御信号のキャリア周期Ｔｃの１／１０以下に設定される。【選択図】        図１
2005020837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧（Ｖ１）の全波整流を行うダイオード群（２）と、前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路（３）の出力を受け、多相の交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）と、
前記インバータ（４）のスイッチングを所定の周期（Ｔｃ）で制御する制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する制御回路（６）と、
前記コンデンサと直列共振回路を構成するインダクタ（３２）と
を備え、
前記コンデンサの容量は、前記コンデンサの両端電圧が前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で大きく脈動し、前記両端電圧の最大値が最小値の２倍以上となるように設定され、
前記直列共振回路の共振周波数は前記所定の周期（Ｔｃ）の逆数の１／１０以下である、多相電流供給回路。
【請求項２】
前記制御回路（６）は前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）についてのフィードバックを行って前記制御信号を生成する、請求項１記載の多相電流供給回路。
【請求項３】
前記制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）によって、前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）の増加／減少に応じて、インバータ出力電圧がそれぞれ増加／減少する、請求項２記載の多相電流供給回路。
【請求項４】
前記制御回路（６）は、
前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に基づいてｄ軸電流（ｉｄ）及びｑ軸電流（ｉｑ）を求め、
前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流並びにｄ軸電流指令（ｉｄ＊）及びｑ軸電流指令（ｉｑ＊）に基づいてｑ軸電圧指令（ｖｑ＊）及びｄ軸電圧指令（ｖｄ＊）を求め、
前記ｑ軸電圧指令に対して、前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）の定数倍（Ｋｃ）を加算して、前記ｑ軸電圧指令（ｖｑ＊）を更新し、
更新後の前記ｑ軸電圧指令及び前記ｄ軸電圧指令に基づいて、前記制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する、請求項３記載の多相電流供給回路。
【請求項５】
前記制御回路（６）は、
前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に基づいてｄ軸電流（ｉｄ）及びｑ軸電流（ｉｑ）を求め、
前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流並びにｄ軸電流指令（ｉｄ＊）及びｑ軸電流指令（ｉｑ＊）に基づいてｑ軸電圧指令（ｖｑ＊）及びｄ軸電圧指令（ｖｄ＊）を求め、
前記ｄ軸電圧指令に対して、前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）の定数倍（Ｋｃ）を減算して、前記ｄ軸電圧指令（ｖｄ＊）を更新し、
前記ｑ軸電圧指令及び更新後の前記ｄ軸電圧指令に基づいて、前記制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する、請求項３記載の多相電流供給回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
平滑コンデンサの容量を著しく小さくし、しかも力率改善用リアクトルを用いず、単相交流電源から多相交流電流を得る技術が、例えば特許文献１乃至３に開示されている。この技術においては多相交流電流を出力するインバータに対して、単相交流電源のほぼ２倍の周波数で大きく脈動する直流電圧が印加されるものの、当該インバータにおけるスイッチングを適切に制御することにより、多相交流電流を出力できる。かかるスイッチング制御をここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。
【０００３】
単相コンデンサレスインバータ制御では、平滑コンデンサを小型化でき、しかもリアクトルをも必要としないので、整流回路及びインバータを含む回路の全体を小型化し、コストダウンを招来する。
【０００４】
なお、本件発明に関して特許文献１乃至３の他、非特許文献１がある。非特許文献１には、単相コンデンサレスインバータ制御について、小さな容量の平滑コンデンサＣの両端電圧の最大値が最小値の２倍以上であれば、力率に鑑みて実用上問題ないことが示されている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−０５１５８９号公報
【特許文献２】
特開２００２−２２３５９９号公報
【特許文献３】
特開２００２−３５４８２６号公報
【非特許文献１】
高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
単相コンデンサレスインバータ制御において採用される平滑コンデンサの容量は小さく、数十μＦ程度に設定される。一方、整流の対象となる単相交流の電源系統にはインダクタンスが寄生しており、これは平滑コンデンサと直列に接続される。よって平滑コンデンサと寄生インダクタンスとの直列共振周波数近傍において、インバータに入力する電流の高調波の振幅が大きくなる。
【０００７】
図９は整流回路の入力側での単相交流電圧Ｖ１の波形（破線）及び単相交流電流ｉ１の波形（実線）とを示すグラフである。ここでは単相交流電圧Ｖ１が周波数５０Ｈｚ、実効値２２０Ｖであり、その電源系統に寄生するインダクタのインダクタンス及び平滑コンデンサの容量をそれぞれ３５０μＨ及び２０μＦとしている。電流ｉ１の波形に、基本周波数（５０Ｈｚ）と比較して非常に高い周波数の成分が重畳していることが示されている。
【０００８】
図１０は、電流ｉ１の高調波の実効値（実線）及びＩＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）のＣｌａｓｓ  Ａの上限値（破線）を、高調波次数に対してプロットしたグラフである。但し、電流ｉ１の高調波の実効値はＩＥＣの規格に則って次数毎に算出しているため、図９に示された電流ｉ１の波形を周波数成分毎に単純に示したものとは一致しない。
【０００９】
第２８次乃至第３９次において電流ｉ１の高調波の実効値はＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を超えており、望ましくない。寄生するインダクタと平滑コンデンサとによる直列共振の共振周波数がほぼ１．９ｋＨｚであり、これが基本周波数の３８倍程度であることに鑑みれば、ＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を超える電流ｉ１の高調波は、この直列共振に基づくものであると考えられる。
【００１０】
ところで、単相コンデンサレスインバータ制御においてインバータに対して指令するスイッチングのタイミングは、数値演算によって求められる。当該演算には例えばマイクロコンピュータが採用され、その演算周期は百数十μｓ程度であり、これを周波数に換算すると数ｋＨｚ程度となる。例えば演算周期に対応する周波数（すなわち演算周期の逆数）は６ｋＨｚに設定される。従ってかかる演算周期によって演算されるスイッチングのタイミングを用いて、上述の第２８次乃至第３９次の高調波を低減することは容易ではない。
【００１１】
本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、平滑コンデンサの容量を著しく小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行う際に、インバータに供給される電流の高調波成分を低減することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１にかかる多相電流供給回路は、交流電圧（Ｖ１）の全波整流を行うダイオード群（２）と、前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路（３）の出力を受け、多相の交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を出力するインバータ（４）と、前記インバータ（４）のスイッチングを所定の周期（Ｔｃ）で制御する制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する制御回路（６）と、前記コンデンサと直列共振回路を構成するインダクタ（３２）とを備える。そして、前記コンデンサの容量は、前記コンデンサの両端電圧が前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で大きく脈動し、前記両端電圧の最大値が最小値の２倍以上となるように設定され、前記直列共振回路の共振周波数は前記所定の周期（Ｔｃ）の逆数の１／１０以下である。
【００１３】
この発明の請求項２にかかる多相電流供給回路は、請求項１記載の多相電流供給回路であって、前記制御回路（６）は前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）についてのフィードバックを行って前記制御信号を生成する。
【００１４】
この発明の請求項３にかかる多相電流供給回路は、請求項２記載の多相電流供給回路であって、前記制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）によって、前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）の増加／減少に応じて、インバータ出力電圧がそれぞれ増加／減少する。
【００１５】
この発明の請求項４にかかる多相電流供給回路は、請求項３記載の多相電流供給回路であって、前記制御回路（６）は、前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に基づいてｄ軸電流（ｉｄ）及びｑ軸電流（ｉｑ）を求め、前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流並びにｄ軸電流指令（ｉｄ＊）及びｑ軸電流指令（ｉｑ＊）に基づいてｑ軸電圧指令（ｖｑ＊）及びｄ軸電圧指令（ｖｄ＊）を求め、前記ｑ軸電圧指令に対して、前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）の定数倍（Ｋｃ）を加算して、前記ｑ軸電圧指令（ｖｑ＊）を更新し、更新後の前記ｑ軸電圧指令及び前記ｄ軸電圧指令に基づいて、前記制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する。
【００１６】
この発明の請求項５にかかる多相電流供給回路は、請求項３記載の多相電流供給回路であって、前記制御回路（６）は、前記交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に基づいてｄ軸電流（ｉｄ）及びｑ軸電流（ｉｑ）を求め、前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流並びにｄ軸電流指令（ｉｄ＊）及びｑ軸電流指令（ｉｑ＊）に基づいてｑ軸電圧指令（ｖｑ＊）及びｄ軸電圧指令（ｖｄ＊）を求め、前記ｄ軸電圧指令に対して、前記コンデンサ（３１）に流れる電流（ｉｃ）の定数倍（Ｋｃ）を減算して、前記ｄ軸電圧指令（ｖｄ＊）を更新し、前記ｑ軸電圧指令及び更新後の前記ｄ軸電圧指令に基づいて、前記制御信号（Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ）を生成する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置は駆動部たるモータ５と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路を備えている。
【００１８】
多相電流供給回路はダイオードブリッジ２、平滑回路３、インバータ４、制御回路６を備えている。ダイオードブリッジ２には単相交流の電源１が接続され、単相交流電圧Ｖ１及び単相交流電流ｉ１が供給される。但し上述のように電源系統には寄生インダクタンスが存在するので、電源１にこれを含めて表示している。すなわち、電源１は交流電源１３と寄生インダクタンスを表す寄生インダクタ１２との直列接続として表されている。ここで寄生インダクタンスの値はＬ０＝３５０（μＨ）とする。
【００１９】
ダイオードブリッジ２は全波整流を行う機能を有し、交流電圧Ｖ１を全波整流して平滑回路３に入力する。平滑回路３は、コンデンサ３１及びインダクタ３２を有しており、チョークインプット型のローパスフィルタで構成されている。具体的にはインダクタ３２の一端とコンデンサ３１の一端とが接続され、インダクタ３２の他端とコンデンサ３１の一端との間にダイオードブリッジ２の出力を受け、コンデンサ３１の両端に生じた整流電圧ｖｄｃをインバータ４に出力する。インバータ４は平滑回路３の出力を受け、インダクタ３２の一端とコンデンサ３１の一端との接続点からインバータ４へと電流ｉ２が入力する。コンデンサ３１の容量は、整流電圧ｖｄｃが交流電圧Ｖ１の周波数の２倍の周波数で大きく脈動し、整流電圧ｖｄｃの最大値が最小値の２倍以上となるように設定される。例えばコンデンサ３１の容量をＣ＝２０μＦに、インダクタ３２のインダクタンスをＬ＝６ｍＨに、それぞれ設定する。
【００２０】
インバータ４は三相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ５に供給する。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。インバータ４は、いずれもコンデンサ３１の一端に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれもコンデンサ３１の他端に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路６からのスイッチング信号Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに基づいてオン／オフが制御される。スイッチング信号Ｔｕ、Ｔｖ、ＴｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
【００２１】
なお、モータ５からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。
【００２２】
制御回路６は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及びモータ５の回転子の回転角（機械角）θｍ、並びに交流電圧ＶＳの位相角θ１及びインバータ４に入力する整流電圧ｖｄｃを入力する。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。制御回路６にはモータ５の回転角速度（機械角の角速度）の指令値ωｍ＊、電流位相指令β＊も入力する。そしてこれらの値に基づいて、スイッチング信号Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを後述する計算に基づいて生成する。
【００２３】
制御回路６は、位置・速度演算部６１、ｄ−ｑ座標変換部６２、速度制御演算部６３、指令電流演算部６４、電流制御演算部６５、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７を備えており、それぞれ下記の計算を実行する機能を有している。
【００２４】
位置・速度演算部６１はモータ５の回転子の機械角θｍに基づいて、モータ５の回転子の回転角（電気角）θｅと回転角速度（電気角の角速度）ωｅを求めて出力する。ｄ−ｑ座標変換部６２は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとモータ５の電気角θｅとから、式（１）に基づいていわゆるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを求める。モータ５内部に確立した主磁束方向に磁束を作る電流成分たる磁束電流がいわゆるｄ軸電流であり、これに対して位相的に９０°進んでトルクを直接制御するトルク電流がいわゆるｑ軸電流である。
【００２５】
【数１】
2005020837.tif 000003
【００２６】
速度制御演算部６３は、モータ５の機械角の角速度の指令値ωｍ＊と電気角の角速度ωｅとに基づいて比例・積分演算（ＰＩ演算）を行ってモータ電流指令ｉｍ＊を出力する。更に指令電流演算部６４はモータ電流指令ｉｍ＊と、電流位相指令β＊と、位相角θ１とを入力し、式（２）に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊を出力する。これらは交流電圧Ｖ１の２倍の周波数のリップルで大きく変動する。
【００２７】
【数２】
2005020837.tif 000004
【００２８】
電流制御演算部６５は、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ並びにｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊を入力し、式（３）に基づいてｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を出力する。但し、式（３）においてＫｄ，Ｋｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸の比例ゲインであり、Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸のモータインダクタンスであり、φａはモータ逆起電圧定数である。
【００２９】
【数３】
2005020837.tif 000005
【００３０】
ＰＷＭ演算部６６には、回転子の回転角（電気角）θｅ並びにｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力し、式（４）に基づいて各相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成する。
【００３１】
【数４】
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【００３２】
更に、ＰＷＭ演算部６６は整流電圧ｖｄｃも入力し、これと各相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊とを用いて、式（５）に基づいて、各相のアッパーアーム側トランジスタのオン時間τｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を求める。但し式（５）において、キャリア周期Ｔｃを導入している。またオン時間τｊがＴｃを越える場合にはその値を強制的にＴｃにし、オン時間τｊが０未満となる場合にはその値を強制的に０にする。
【００３３】
【数５】
2005020837.tif 000007
【００３４】
ＰＷＭタイマ部６７はオン時間τｕ，τｖ，τｗをキャリア周期Ｔｃ毎に記憶し、記憶された時間に応答して各相トランジスタをオン・オフする制御信号Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗをインバータ４に与える。キャリア周期Ｔｃは例えば周波数に換算して、６ｋＨｚに設定される。
【００３５】
平滑回路３のインダクタ３２は、平滑回路３のコンデンサ３１と電源１の寄生インダクタ１２との間に直列に入り、そのインダクタンスが寄生インダクタ１２のインダクタンスの２０倍近く大きいので、これらの三者によって構成される直列共振回路の共振周波数は寄生インダクタ１２のインダクタンスの影響を無視することができ、ほぼ約０．４６ｋＨｚとなる。
【００３６】
図２は本実施の形態における、交流電圧Ｖ１の波形（破線）及びダイオードブリッジ２に入力する電流ｉ１の波形（実線）とを示すグラフである。インダクタンス３２によって共振周波数を著しく下げたため、電流ｉ１の波形は交流電圧Ｖ１のほぼ８倍の周波数で大きく歪んでいる。図３は、本実施の形態における、電流ｉ１の高調波の実効値（実線）及びＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値（破線）を、高調波次数に対してプロットしたグラフである。第７次及び第９次の高調波がＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を上回っている。上述の通り、電流ｉ１の高調波の実効値は、図２に示された電流ｉ１の波形を周波数成分毎に単純に示したものとは一致しない。
【００３７】
従来の技術のように次数の高い高調波はＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を超えてはいないものの、次数の低い高調波でＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を超えてしまっている。しかしながら共振周波数を著しく、具体的にはキャリア周期Ｔｃに対応する周波数６ｋＨｚと比較して１／１０よりも小さく低減させたので、上述の制御信号Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗは、上記直列共振回路による共振現象に対処した制御をインバータ４に対して行うことができる。
【００３８】
第２の実施の形態．
本実施の形態においても、図１に示された構成が採用されるが、制御回路６は図４に示される制御回路６に置換される。図４は、共振現象に対処した制御をインバータ４に対して行うための制御回路６の構成を例示するブロック図である。図４で示された制御回路６の構成は、図１に示された制御回路６の構成にｉｃ演算部６８と乗算部６９及び減算器６０を追加した構成を有している。
【００３９】
ｉｃ演算部６８は平滑回路３のコンデンサ３１の容量をＣとして、式（６）に基づき、コンデンサ３１に流れる電流ｉｃを求める。乗算器６９は電流ｉｃに比例ゲインＫｃ（＞０）を乗じてＫｃ・ｉｃを求める。減算器６０は、式（３）で求められたｑ軸電圧指令ｖｑ＊に対してＫｃ・ｉｃを減算して、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を更新する。ＰＷＭ演算部６６はこの更新されたｑ軸電圧指令ｖｑ＊に基づいて式（４）の演算を行う。
【００４０】
【数６】
2005020837.tif 000008
【００４１】
平滑回路３に直列共振による振動電流が電源側から流れ込んだ場合であっても、インバータ４へ出力する電流ｉ２を増大させることにより、コンデンサ３１に流れる電流ｉｃを小さくすることができる。一方、平滑回路３からインバータ４へ出力される電流ｉ２を減少すれば、コンデンサ３１に流れる電流ｉｃを大きくすることができる。こうした制御を行うことで、直列共振による電流ｉｃの振動成分を抑え、この振動成分に基づきコンデンサ両端に生ずるリプル電圧を抑え、ひいては、直列共振による振動電流を抑制することができる。よって、例えばｑ軸電圧指令ｖｑ＊に対して、Ｋｃ・ｉｃを加算し、電流ｉｃに応答してモータ電流を変動させることで、直列共振によって生じる振動的電流を抑制することができる。
【００４２】
図５は本実施の形態における交流電圧Ｖ１の波形（破線）及びダイオードブリッジ２に入力する電流ｉ１の波形（実線）とを示すグラフである。図２に示された波形や図９に示された波形と比較して、電流ｉ１の波形に歪みが少なくなっていることが判る。図６は、本実施の形態における、電流ｉ１の高調波の実効値（実線）及びＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値（破線）を、高調波次数に対してプロットしたグラフである。いずれの次数においてもＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を大きく下回っていることが判る。
【００４３】
このような電流ｉｃの影響を抑制する制御を行うためには、第１の実施の形態で述べたように、共振周波数を、キャリア周期Ｔｃに対応する周波数と比較して著しく低下させることが望ましい。
【００４４】
例えば、平滑回路３においてインダクタ３２のインダクタンスを０とすると、寄生インダクタ１２と平滑コンデンサ３１とが構成する直列共振回路の共振周波数は１．９ｋＨｚ程度となる。このような周波数において増大する電流ｉｃを、キャリア周期６ｋＨｚのフィードバック制御によって抑制しようとしても効果的ではない。
【００４５】
図７は図４に示された制御回路６を採用しつつも、インダクタ３２のインダクタンスを０とした場合の交流電圧Ｖ１の波形（破線）及びダイオードブリッジ２に入力する電流ｉ１の波形（実線）とを示すグラフである。高い次数での高調波が重畳していることが判る。図８は図７に示された電流ｉ１の高調波の実効値（実線）及びＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値（破線）を、高調波次数に対してプロットしたグラフである。図１０のグラフと比較すると低い次数の高調波成分は抑制されているものの、第２７乃至第３８次の高調波においてＩＥＣのＣｌａｓｓ  Ａの上限値を上回っていることが判る。
【００４６】
変形．
上記の実施の形態では、インダクタ３２を平滑回路３内に含み、平滑回路３においてインダクタ３２がコンデンサ３１とともにローパスフィルタを構成する場合を例示した。しかしダイオードブリッジ２を介してインダクタ３２がコンデンサ３１に対して直列に接続されれば本発明の効果を得ることができる。よってインダクタ３２はダイオードブリッジ２の入力と電源１との間に直列に接続されてもよい。その場合には平滑回路３をコンデンサ３１のみで形成することができる。
【００４７】
あるいはダイオードブリッジ２の入力と電源１との間に直列に接続されるインダクタと、平滑回路３においてコンデンサ３１とともにローパスフィルタを構成するインダクタとの双方を設けても良い。これらの２つのインダクタンスも、コンデンサ３１に対して直列に接続されるからである。
【００４８】
直列共振の影響を抑制すべくモータ電流を変動させるために、前記実施例のｑ軸電圧指令ｖｑ＊を更新するものに代えて、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を更新してもよい。この場合、弱め界磁効果を得、かつモータ電流を増大させるために、負のｄ軸電流の大きさを増大する。よって、式（３）で求められたｄ軸電圧指令に対して、Ｋｃ・ｉｃを減算し、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を更新する。
【００４９】
当然のことながら、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を共に更新する構成としてもよく、それぞれに用いる定数倍（Ｋｃ）に異なる値を用いてもよい。
【００５０】
【発明の効果】
この発明のうち請求項１にかかる多相電流供給回路によれば、コンデンサ（３１）の容量値を小さくして単相コンデンサレスインバータ制御を行うことができ、かつ交流電圧を供給する電源（１）に寄生インダクタンス（１２）が存在しても、直列共振回路の共振周波数が、制御信号による制御の周期（Ｔｃ）の逆数と比較して十分に低いので、高調波を低減する制御を行うことができる。
【００５１】
この発明のうち請求項２にかかる多相電流供給回路によれば、直列共振によってコンデンサに流れる電流（ｉｃ）の大きさを考慮してインバータのスイッチングを制御できるので、その影響を抑制してスイッチング制御を行うことができる。
【００５２】
この発明のうち請求項３乃至請求項５にかかる多相電流供給回路によれば、コンデンサに流れる電流の大きさを考慮してインバータのスイッチングが制御される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図３】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図４】本発明の第２の実施の形態に用いられる制御を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図６】本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図７】参考技術の動作を示すグラフである。
【図８】参考技術の動作を示すグラフである。
【図９】従来技術の動作を示すグラフである。
【図１０】従来技術の動作を示すグラフである。
【符号の説明】
１  電源
２  ダイオードブリッジ
３  平滑回路
４  インバータ
６  制御回路
３１  コンデンサ
３２  インダクタ
Ｖ１  交流電圧
ｉｄ  ｄ軸電流
ｉｑ  ｑ軸電流
ｉｄ＊  ｄ軸電流指令
ｉｑ＊  ｑ軸電流指令
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  交流電流
Ｔｃ  キャリア周期
Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ  スイッチング信号
ｖｄ＊  ｄ軸電圧指令
ｖｑ＊  ｑ軸電圧指令
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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