(57)【要約】【課題】  ＦＤＴＳ／ビタビ複号等とその結果を用いて因果律を満たしながらＦＦＦの出力波形から歪みやＩＳＩを考慮した適正な等化処理を行なう。【解決手段】  前段のＦＦＦで因果律を満たすように等化した波形のＩＳＩの最初の部分のみＰＲ応答及び歪を含むものであって、ＰＲ応答以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、復号装置の判定結果を用いてＦＢＦでＰＲ部分の歪及び後縁ＩＳＩの応答を作り出し、それを判定遅延分遅らせたＦＦＦの出力より差し引くことによって、所望のＰＲの波形を作り出すようにした。また、ＦＦＦの因果律を満たすように等化する方法として、前述のようにして作り出したＰＲの波形にＬＭＳアルゴリズムを適用する。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィードフォワード型フィルタで等化した波形の前縁ＩＳＩのＰＲ応答とその歪みであって、それ以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、フィードバック型フィルタでＰＲ応答の歪みと後縁ＩＳＩの応答を作り出し、それをフィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させた結果から差し引くことにより、その結果がＰＲ応答になるようにした、
ことを特徴とする適応等化装置。
【請求項２】
前記フィードフォワード型フィルタが前縁ＩＳＩのみについてＰＲ応答及び歪みを含んだ波形に等化するように働くＬＭＳアルゴリズムを実行する手段を有することを特徴とする請求項１記載の適応等化装置。
【請求項３】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からの仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その二乗をフィードフォワード型フィルタのタップ係数で偏微分し、それをタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行する手段を有することを特徴とする請求項１記載の適応等化装置。
【請求項４】
フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタを有することを特徴とする適応等化装置。
【請求項５】
前記フィードバック型フィルタがＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを作り出すように働くＬＭＳアルゴリズムを実行する手段を有することを特徴とする請求項４記載の適応等化装置。
【請求項６】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からの仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その二乗をフィードバック型フィルタのタップ係数で偏微分し、それをタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行する手段を有することを特徴とする請求項４記載の適応等化装置。
【請求項７】
適応等化処理における因果律を満たすことを助ける位相シフタを前記フィードフォワード型フィルタの前段に配置したことを特徴とする請求項１記載の適応等化装置。
【請求項８】
前記フィルタがＦＩＲフィルタであり、前記ＦＩＲのフィルタ係数を求める場合に、定常位相特性を逆離散フーリエ変換の式にあてはめて予めタップ係数を位相回転角θとの関係式にして求めるタップ係数演算手段を有する位相推移装置を含むことを特徴とする請求項１記載の適応等化装置。
【請求項９】
前記タップ係数演算手段は、前記タップ係数を求める関係式において、前記位相回転角θに関する項と２πｋｎ／Ｎ（ただし、πは円周率、Ｎはタップ数で１以上の整数、ｋ及びｎは０≦ｋ≦Ｎ−１及び０≦ｎ≦Ｎ−１で定義されている整数）に対する三角関数のｋに関する総和演算の項との積和演算の形にして、さらに前記総和演算部分は各ｎに対して予め計算しておき、定数として扱い、そのときのθに対する三角関数を求めて論理演算によりタップ係数を求めることを特徴とする請求項８記載の適応等化装置。
【請求項１０】
フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタを有する適応等化装置の出力信号によってタップ係数であるＰＲ部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いてフィードフォワード型フィルタの等化波形から取り除いたメトリック演算を行う演算手段を有することを特徴とする復号装置。
【請求項１１】
前記メトリック演算を行う演算手段を有するＦＤＴＳ復号器を含むことを特徴とする請求項１０記載の復号装置。
【請求項１２】
前記メトリック演算を行う演算手段を有するビタビ復号器を含むことを特徴とする請求項１０記載の復号装置。
【請求項１３】
前記ビタビ復号器内のパスメトリックが最小になる状態を検出して、その結果を固定遅延判定に用いるＦＤＴＳ復号器を有することを特徴とする請求項１２記載の復号装置。
【請求項１４】
前記ＦＤＴＳ復号器は前記ビタビ復号器内のパスメモリの値を用いてＦＤＴＳの判定を行うことを特徴とする請求項１３記載の復号装置。
【請求項１５】
前記ＦＤＴＳ復号器はＦＤＴＳに関して記録符号のｄｍｉｎを考慮して、過去の判定値の関係を用いて判定することを特徴とする請求項１４記載の復号装置。
【請求項１６】
前記演算手段はノイズ予測項（ＮＰＭＬ）を導入した演算を行うことを特徴とする請求項１０載の復号装置。
【請求項１７】
フィードフォワード型フィルタの出力波形から仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算し、それをノイズプレディクタと同じタップ係数を持つＦＩＲフィルタに入力し、その結果の二乗をノイズプレディクタのタップ係数で偏微分して、それをノイズプレディクタのタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする演算装置。
【請求項１８】
フィードフォワード型フィルタの出力波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その値を用いて誤差計算を行う誤差演算手段を有することを特徴とする誤差検出装置。
【請求項１９】
前記誤差演算手段によって信号のレベル誤差を検出することを特徴とする請求項１８記載の誤差検出装置。
【請求項２０】
前記誤差演算手段によって信号のタイミング誤差を検出することを特徴とする請求項１８記載の誤差検出装置。
【請求項２１】
前記誤差演算手段によって信号の位相シフト量を検出することを特徴とする請求項１８記載の誤差検出装置。
【請求項２２】
フィードフォワード型フィルタで等化した波形の前縁ＩＳＩのＰＲ応答とその歪みであって、それ以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、フィードバック型フィルタでＰＲ応答の歪みと後縁ＩＳＩの応答を作り出し、それをフィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させた結果から差し引くことにより、その結果がＰＲ応答になるようにした、
ことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２３】
前記フィードフォワード型フィルタが前縁ＩＳＩのみについてＰＲ応答及び歪みを含んだ波形に等化するように働くＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする請求項２２記載の適応等化方法。
【請求項２４】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からの仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その二乗をフィードフォワード型フィルタのタップ係数で偏微分し、それをタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする請求項２２記載の適応等化方法。
【請求項２５】
フィードバック型フィルタを用いて、フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すことを特徴とする適応等化方法。
【請求項２６】
前記フィードバック型フィルタがＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを作り出すように働くＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする請求項２５記載の適応等化方法。
【請求項２７】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からの仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その二乗をフィードバック型フィルタのタップ係数で偏微分し、それをタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする請求項２５記載の適応等化方法。
【請求項２８】
適応等化処理における因果律を満たすことを助ける位相シフタを前記フィードフォワード型フィルタの前段に配置したことを特徴とする請求項２２記載の適応等化方法。
【請求項２９】
前記フィルタがＦＩＲフィルタであり、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を求める場合に、定常位相特性を逆離散フーリエ変換の式にあてはめて予めタップ係数を位相回転角θとの関係式にして求めるタップ係数演算を行う位相推移ステップを含むことを特徴とする請求項２２記載の適応等化方法。
【請求項３０】
前記タップ係数演算は、前記タップ係数を求める関係式において、前記位相回転角θに関する項と２πｋｎ／Ｎ（ただし、πは円周率、Ｎはタップ数で１以上の整数、ｋ及びｎは０≦ｋ≦Ｎ−１及び０≦ｎ≦Ｎ−１で定義されている整数）に対する三角関数のｋに関する総和演算の項との積和演算の形にして、さらに前記総和演算部分は各ｎに対して予め計算しておき、定数として扱い、そのときのθに対する三角関数を求めて論理演算によりタップ係数を求めることを特徴とする請求項２９記載の適応等化方法。
【請求項３１】
フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタを有する適応等化装置の出力信号によってタップ係数であるＰＲ部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いてフィードフォワード型フィルタの等化波形から取り除いたメトリック演算を行う演算ステップを有することを特徴とする復号方法。
【請求項３２】
前記メトリック演算をＦＤＴＳ復号器によって行うことを特徴とする請求項３１記載の復号方法。
【請求項３３】
前記メトリック演算をビタビ復号器によって行うことを特徴とする請求項３１記載の復号方法。
【請求項３４】
前記ビタビ復号器内のパスメトリックが最小になる状態を検出して、その結果をＦＤＴＳ復号器の固定遅延判定に用いることを特徴とする請求項３３記載の復号方法。
【請求項３５】
前記ＦＤＴＳ復号器は前記ビタビ復号器内のパスメモリの値を用いてＦＤＴＳの判定を行うことを特徴とする請求項３４記載の復号方法。
【請求項３６】
前記ＦＤＴＳ復号器でＦＤＴＳに関して記録符号のｄｍｉｎを考慮して、過去の判定値の関係を用いて判定することを特徴とする請求項３５記載の復号方法。
【請求項３７】
前記演算ステップはノイズ予測項（ＮＰＭＬ）を導入した演算を行うことを特徴とする請求項３１載の復号方法。
【請求項３８】
フィードフォワード型フィルタの出力波形から仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算し、それをノイズプレディクタと同じタップ係数を持つＦＩＲフィルタに入力し、その結果の二乗をノイズプレディクタのタップ係数で偏微分して、それをノイズプレディクタのタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする演算方法。
【請求項３９】
フィードフォワード型フィルタの出力波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その値を用いて誤差計算を行う誤差演算ステップを有することを特徴とする誤差検出方法。
【請求項４０】
前記誤差演算ステップによって信号のレベル誤差を検出することを特徴とする請求項３９記載の誤差検出方法。
【請求項４１】
前記誤差演算ステップによって信号のタイミング誤差を検出することを特徴とする請求項３９記載の誤差検出方法。
【請求項４２】
前記誤差演算ステップによって信号の位相シフト量を検出することを特徴とする請求項３９記載の誤差検出方法。
【請求項４３】
入力された波形のＩＳＩの前縁部分のみＰＲ方式による応答を行うとともに、前縁部分以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行うフィードフォワード型フィルタと、
前記フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答による歪みと前記後縁ＩＳＩの応答を作り出すフィードバック型フィルタと、
前記フィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させる遅延回路とを備え、
前記フィードバック型フィルタで生成された応答を前記遅延回路で遅延された応答から差し引くことによってその結果がＰＲ応答になるようにした、
ことを特徴とする適応等化装置。
【請求項４４】
前記フィードフォワード型フィルタが、前記波形の前縁ＩＳＩのみに対するＰＲ応答、及びこのＰＲ応答による歪みを含んだ波形に等化するように働くＬＭＳアルゴリズムを実行するＬＭＳブロックを有することを特徴とする請求項４３記載の適応等化装置。
【請求項４５】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からの仮判定結果から求めたＰＲ応答と、前記フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答部分の歪み及び前記後縁ＩＳＩとを演算した結果の二乗を前記フィードフォワード型フィルタのタップ係数で偏微分し、その結果をタップ係数の更新に用いるＬＭＳアルゴリズムを実行するＬＭＳブロックを有することを特徴とする請求項４３記載の適応等化装置。
【請求項４６】
前記フィードバック型フィルタは、前記フィードフォワード型フィルタで等化された波形の歪及び前記後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すことを特徴とする請求項４３記載の適応等化装置。
【請求項４７】
前記フィードバック型フィルタは、前記フィードフォワード型フィルタで等化された波形の歪及び前記後縁ＩＳＩを作り出すように働くＬＭＳアルゴリズムを実行するＬＭＳブロックを有することを特徴とする請求項４６記載の適応等化装置。
【請求項４８】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からの仮判定結果から求めたＰＲ応答と、前記フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答部分の歪み及び前記後縁ＩＳＩとを演算した結果の二乗を前記フィードバック型フィルタのタップ係数で偏微分し、その結果をタップ係数の更新に用いるＬＭＳアルゴリズムを実行するＬＭＳブロックを有することを特徴とする請求項４６記載の適応等化装置。
【請求項４９】
前記フィードフォワード型フィルタの前段に配置されて、適応等化処理における因果律を満たすことを助ける位相シフタを有することを特徴とする請求項４３記載の適応等化装置。
【請求項５０】
入力された波形に対してＰＲ方式による応答を行うことにより等化するフィードフォワード型フィルタと、前記フィードフォワード型フィルタによって等化された波形の歪及びＰＲ応答部分以降の後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタとを有する等化回路と、
前記等化回路の出力信号より前記ＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いて前記フィードフォワード型フィルタの等化波形から前記ＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを取り除いたメトリック演算を行う演算回路と、
を有することを特徴とする復号装置。
【請求項５１】
前記演算回路は、前記メトリック演算を行うＦＤＴＳ復号器を含むことを特徴とする請求項５０記載の復号装置。
【請求項５２】
前記演算回路は、前記メトリック演算を行うビタビ復号器を含むことを特徴とする請求項５０記載の復号装置。
【請求項５３】
前記ビタビ復号器内のパスメトリックが最小になる状態を検出して、その結果を固定遅延判定に用いるＦＤＴＳ復号器を有することを特徴とする請求項５２記載の復号装置。
【請求項５４】
前記ＦＤＴＳ復号器は、前記ビタビ復号器内のパスメモリの値を用いてＦＤＴＳの判定を行うことを特徴とする請求項５３記載の復号装置。
【請求項５５】
前記ＦＤＴＳ復号器は、ＦＤＴＳに関して記録符号のｄｍｉｎを考慮して、過去の判定値の関係を用いて判定することを特徴とする請求項５４記載の復号装置。
【請求項５６】
前記演算回路は、ノイズ予測項（ＮＰＭＬ）を導入した演算を行うことを特徴とする請求項５０載の復号装置。
【請求項５７】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形に対して雑音白色化を行うノイズプレディクタと、前記フィードフォワード型フィルタの出力波形から、前記仮判定データから求めたＰＲ応答と、前記フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答部分の歪み及び前記後縁ＩＳＩを引き算した結果を前記ノイズプレディクタと同じタップ係数を持つＦＩＲフィルタに入力し、その出力結果の二乗を前記ノイズプレディクタのタップ係数で偏微分して、それをノイズプレディクタのタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行するＬＭＳブロックとを有することを特徴とする請求項５０記載の復号装置。
【請求項５８】
前記フィードフォワード型フィルタの出力波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その値を用いて誤差計算を行う誤差演算回路を有することを特徴とする請求項５０記載の復号装置。
【請求項５９】
前記誤差演算回路は、入力される信号のレベル誤差を検出することを特徴とする請求項５８記載の復号装置。
【請求項６０】
前記誤差演算回路は、入力される信号のタイミング誤差を検出することを特徴とする請求項５８記載の復号装置。
【請求項６１】
前記誤差演算回路は、入力される信号の位相シフト量を検出することを特徴とする請求項５８記載の復号装置。
【請求項６２】
入力された波形に対して、ＩＳＩの前縁部分のみＰＲ方式による応答を行うとともに、前縁部分以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、
前記フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答による歪みと前記後縁ＩＳＩの応答を作り出し、
前記フィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させ、
前記フィードバック型フィルタで生成された応答を前記遅延された応答から差し引くことによってその結果がＰＲ応答になるようにした、
ことを特徴とする適応等化方法。
【請求項６３】
入力された波形に対して、ＰＲ方式による応答を行うことにより等化し、
前記等化された波形の歪及びＰＲ応答部分以降の後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出し、
出力信号より前記ＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いて前記等化ステップによる等化波形から前記ＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを取り除いたメトリック演算を行う、
ことを特徴とする復号方法。
【請求項６４】
前記等化ステップによって等化された出力波形をノイズプレディクタによって雑音白色化し、
前記等化波形から、前記仮判定結果から求めたＰＲ応答と、前記ＰＲ応答部分の歪み及び前記後縁ＩＳＩを引き算した結果を前記ノイズプレディクタと同じタップ係数を持つＦＩＲフィルタに入力し、
前記ＦＩＲフィルタの出力結果の二乗を前記ノイズプレディクタのタップ係数で偏微分して、
その偏微分値をノイズプレディクタのタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする請求項６３記載の復号方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光記録や磁気記録装置において再生波形をパーシャルレスポンス（ＰＲ）等化する適応等化装置、並びにその適応等化を利用した復号装置、及び誤差検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ＬＭＳ(Least Mean Square )アルゴリズムなどを用いて適応等化を行う適応等化装置が知られている。
また、従来より、信号判定手段にＦＤＴＳ(Fixed Delay Tree Search) を用いたＤＦＥ(Decision Feedback Equalizer)であるＦＤＴＳ／ＤＦＥが知られている（非特許文献１参照）。
さらに、ＰＲ等化の際にノイズも強調してしまうが、それを白色化して検出性能を向上するＮＰＭＬ(Noise Predictive Maximum Likelihood)が知られている（非特許文献２参照）。
【非特許文献１】JEAKYUN MOON, "Performance Comparison of Detection Methods in Magnetic Recording" IEEE Transaction on magnetic, vol.26 No.6
【非特許文献２】E.Eleftheriou, "Noise-Predictive Maximum-Likelihood(NPML) Detection for the Magnetic Recording Channel" (IEEE 1996等)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述したＬＭＳアルゴリズムなどを用いて適応等化を行う際に、波形から元のデータを仮判定しなければならない。そして、その仮判定としてノイズや等化誤差などの歪の多いＳＤＮＲ（Signal to Distortion and Noise Ratio）の低いデータを閾値検出すると、その判定結果に大きな誤りを含み、適応ゲインを上げて高速に追従させることが困難になる。
また、ＰＬＬ（フェイズロックドループ）やＡＧＣ（オートゲインコントロール）といった、ダイナミックにより速く追従させたいものにとっても同様で、ＳＤＮＲの低いデータを閾値検出して誤差信号を得ると誤りが多く、高速に追従させることが困難である。
また、ＰＲに必要な周波数領域に出力の乏しい、または欠落した部分のある入力波形をＰＲ等化しようとしても、どうしても等化できない周波数領域がある。このような誤差は入力データのパターンに強く依存した等化誤差となって残留してしまい、復号装置の性能を強く劣化させ、ＢＥＲ低下につながる。
【０００４】
また、上述したＦＤＴＳ／ＤＦＥにおいて、ＦＦＦ(Feed Forward Filter)は因果律を満たした波形に等化する必要がある。もし、前縁ＩＳＩ（ＦＦＦで等化した波形のＩＳＩ(Inter-Symbol Interference)の最初の部分）が残留していて因果律を満たさない波形がＦＤＴＳやビタビ復号器に入力すると、デジタル信号処理の基本原理である未来のデータは予知できないので、前縁ＩＳＩに起因する波形歪は取り除くことができない。
よって、ＦＤＴＳやビタビ復号器は前縁ＩＳＩに起因する等化誤差により誤り率の増加を招くことになる。
【０００５】
そこで本発明は、ＦＤＴＳ／ビタビ複号等とその結果を用いて因果律を満たしながらＦＦＦ（フィードフォワード型フィルタ）の出力波形から歪みやＩＳＩを考慮した適正な等化処理を行なうことが可能な適応等化装置、そのような波形の復号装置、及び誤差検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述の目的を達成するため、本発明の適応等化装置及び適応等化方法は、フィードフォワード型フィルタで等化した波形の前縁ＩＳＩのＰＲ応答とその歪みであって、それ以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、フィードバック型フィルタでＰＲ応答の歪みと後縁ＩＳＩの応答を作り出し、それをフィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させた結果から差し引くことにより、その結果がＰＲ応答になるようにしたことを特徴とする。
また本発明の適応等化装置は、フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタを有することを特徴とする。
【０００７】
また本発明の復号装置は、フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタを有する適応等化装置の出力信号によってタップ係数であるＰＲ部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いてフィードフォワード型フィルタの等化波形から取り除いたメトリック演算を行う演算手段を有することを特徴とする。
また本発明の演算装置は、フィードフォワード型フィルタの出力波形から仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算し、それをノイズプレディクタと同じタップ係数を持つＦＩＲフィルタに入力し、その結果の二乗をノイズプレディクタのタップ係数で偏微分して、それをノイズプレディクタのタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする。
また本発明の誤差検出装置は、フィードフォワード型ＦＩＲフィルタの出力波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その値を用いて誤差計算を行う誤差演算手段を有することを特徴とする。
【０００８】
また本発明の適応等化方法は、フィードバック型フィルタを用いて、フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すことを特徴とする。
また本発明の復号方法は、フィードフォワード型フィルタで等化した波形のＰＲ応答部分以外の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタを有する適応等化装置の出力信号によってタップ係数であるＰＲ部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いてフィードフォワード型フィルタの等化波形から取り除いたメトリック演算を行う演算ステップを有することを特徴とする。
また本発明の演算方法は、フィードフォワード型フィルタの出力波形から仮判定結果から求めたＰＲ応答とＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算し、それをノイズプレディクタと同じタップ係数を持つＦＩＲフィルタに入力し、その結果の二乗をノイズプレディクタのタップ係数で偏微分して、それをノイズプレディクタのタップ係数の誤差情報として用いるＬＭＳアルゴリズムを実行することを特徴とする。
また本発明の誤差検出方法は、フィードフォワード型フィルタの出力波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを引き算して、その値を用いて誤差計算を行う誤差演算ステップを有することを特徴とする。
【０００９】
また本発明の適応等化装置は、入力された波形のＩＳＩの前縁部分のみパーシャルレスポンス(ＰＲ)方式による応答を行うとともに、前縁部分以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行うフィードフォワード型フィルタと、フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答による歪みと後縁ＩＳＩの応答を作り出すフィードバック型フィルタと、フィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させる遅延回路とを備え、フィードバック型フィルタで生成された応答を遅延回路で遅延された応答から差し引くことによってその結果がＰＲ応答となるようにすることを特徴とする。
また、上述のフィードバック型フィルタは、フィードフォワード型フィルタで等化された波形の歪及び後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すことを特徴とする。
【００１０】
また本発明の復号装置は、 入力された波形に対してパーシャルレスポンス(ＰＲ)方式による応答を行うことにより等化するフィードフォワード型フィルタと、フィードフォワード型フィルタによって等化された波形の歪及びＰＲ応答部分以降の後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出すフィードバック型フィルタとを有する等化回路と、等化回路の出力信号よりＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いてフィードフォワード型フィルタの等化波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを取り除いたメトリック演算を行う演算回路を有することを特徴とする。
【００１１】
また本発明の適応等化方法は、入力された波形に対して、ＩＳＩの前縁部分のみパーシャルレスポンス(ＰＲ)方式による応答を行うとともに、前縁部分以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、フィードフォワード型フィルタのＰＲ応答による歪みと後縁ＩＳＩの応答を作り出し、フィードフォワード型フィルタによる等化後の応答を遅延させ、フィードバック型フィルタで生成された応答を遅延された応答から差し引くことによってその結果がＰＲ応答になるようにすることを特徴とする。
また本発明の復号方法は、 入力された波形に対して、パーシャルレスポンス(ＰＲ)方式による応答を行うことにより等化し、等化された波形の歪及びＰＲ応答部分以降の後縁ＩＳＩを過去の仮判定データから作り出し、出力信号よりＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを求め、過去のパスの値を用いて等化ステップによる等化波形からＰＲ応答部分の歪と後縁ＩＳＩを取り除いたメトリック演算を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の適応等化装置、復号装置、演算装置、誤差検出装置、及び各方法によれば、前段のフィードフォワード型フィルタ（ＦＦＦ）で等化した波形のＩＳＩの最初の部分（前縁ＩＳＩ）のＰＲ応答及びその歪であって、それ以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、フィードバック型フィルタ（ＦＢＦ）で歪及び後縁ＩＳＩの応答を作り出し、ＦＦＦ後の応答と併せてパス帰還構造のメトリック演算を行うことによって、入力波形の周波数的に欠落した部分を補いながら、よりエラーレートの低い復号を行えるようになる。
また、ＦＢＦで歪及び後縁ＩＳＩの応答を作り出し、ＦＦＦ後の応答を遅延させたものから差し引くことによって、その結果がＰＲ応答になるようにしたことから、その結果を利用して誤差検出を行うことによって、その誤差検出結果はより歪やＩＳＩの影響が少ないものになる。
さらに、この誤差検出の演算に仮判定結果を用いる場合、この仮判定値のエラーレートが悪いと、間違った誤差検出結果を多く含むことになるが、本発明によって得られる前述の仮判定結果を誤差検出演算に用いることによって、歪やＩＳＩの影響が少ない上に、より正しい誤差検出結果を多く含むものを出力することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の実施の形態による適応等化装置は、前段のＦＦＦで因果律を満たすように等化した波形のＩＳＩの最初の部分のみＰＲ応答及び歪を含むものであって、ＰＲ応答以降の後縁ＩＳＩを考慮しない等化を行い、復号装置の判定結果を用いてＦＢＦでＰＲ部分の歪及び後縁ＩＳＩの応答を作り出し、それを判定遅延分遅らせたＦＦＦの出力より差し引くことによって、所望のＰＲの波形を作り出すようにしたものである。
また、ＦＦＦの因果律を満たすように等化する方法として、前述のようにして作り出したＰＲの波形にＬＭＳアルゴリズムを適用する。さらに、ＦＢＦのＰＲ部分の歪及び後縁ＩＳＩの応答を作り出す方法として、前述のようにして作り出したＰＲの波形にＬＭＳアルゴリズムを適用する。
また、本実施の形態による復号装置は前段にＦＦＦを配置し、その出力からパス帰還構造によりＰＲ部分の歪及び後縁ＩＳＩを差し引いてメトリック演算を行うようなＦＤＴＳ復号やビタビ復号を行うものである。そして、このパス帰還構造のＦＤＴＳ復号やビタビ復号にはＦＢＦのタップ係数より作り出した係数を用いてメトリックを計算する。
また、本実施の形態の復号装置はＦＤＴＳ復号器とビタビ復号器のメトリック演算とパスメモリを共有させることにより、１つのハードウェアで実現できる。さらに、この復号装置では、ＦＦＦの後にノイズプレディクタを配置して、ＮＰＭＬの検出を行うことができる。
なお、本実施の形態では、本発明を適用した適応等化装置及び復号装置を例に説明するが、本発明は同様の演算を行う演算装置や誤差検出を行う誤差検出装置に適用することも可能であり、これらについても以下の実施例において適宜言及するものとする。
【実施例１】
【００１４】
以下、本発明の具体的な実施例について図面を参照して詳細に説明する。
本実施例は、通信や磁気記録、光記録再生装置などの波形等化装置において、前段にフィードフォワード型フィルタ（ＦＦＦ）を配置し、その出力をパス帰還構造の復号器によって復号する構成を有する装置において、ＦＦＦで等化した波形のＩＳＩ(Inter-Symbol Interference)の最初の部分（以下、前縁ＩＳＩという）のみＰＲ(Partial Response)応答及び歪であって、それ以降の応答（以下、後縁ＩＳＩという）を考慮しない等化を行い、パス帰還構造のメトリック演算を行うことによって復号を行えるようにした。
また、本実施例では、ＰＲ部分の歪及び後縁ＩＳＩ の応答を、復号結果を用いたフィードフォワード型フィルタ（ＦＢＦ）で作り出し、それを判定遅延分だけ遅らせたＦＦＦ後の応答から差し引くことによって、その結果がＰＲ応答になるようにし、それをＬＭＳアルゴリズム、位相誤差検出器、ゲイン誤差検出器に利用することにより、歪の影響を軽減した検出を行うことができるようにした。
【００１５】
図１は、本発明の実施例による光記録装置または磁気記録装置の基本的な構成を示すブロック図である。
図示のように、本実施例装置は、変調回路１０と、記録レーザや磁気ヘッドの記録電流を変調信号に応じて制御する記録制御回路２０と、記録及び再生を行うレーザーピックアップまたは磁気ヘッド３０と、再生アンプ４０と、ＡＧＣ(Automatic Gain Control)５０と、ＰＬＬ(Phase Locked Loop )６０と、ＰＲ等化装置７０と、最尤復号器８０と、復調回路９０とを有し、光ディスク或いは磁気ディスクからなるメディア１００に各種データの記録または再生を行なうものである。
【００１６】
図２は図１におけるＰＲ等化装置７０及び最尤復号器８０の詳細を示すブロック図である。
このＰＲ等化装置７０及び最尤復号器８０は、お互いの性能を向上するように動作することを特徴として複雑に絡み合ったハイブリッド構造となっており、位相シフタ１１１、１１２、ＦＦＦ１１３、プレディクタ１１４、ビタビ復号器（ＰＦＭＬ）１１５、ＦＢＦ１１６、１２５、ＭＬ遅延装置１１７、ＬＭＳ−ＦＢＦ１１８、ＦＤＴＳ／ＭＬ選択部１１９、ＬＭＳ−プレディクタ１２０、ＦＤＴＳ復号器（ＰＦ−ＦＤＴＳ）１２１、ＦＤＴＳ遅延装置１２２、レベルエラー検出部１２３、タイミング誤差検出部１２４、ＬＭＳ−ＦＦＦ１２６等を有する。なお、実際の回路設計において、ビタビ復号器１１５とＦＤＴＳ復号器１２１は少なくとも一部の回路を共用することが可能である。
以下、入力波形と等化波形などを例に挙げて説明する。しかし、あくまでも、これは一例であり、本発明の請求の範囲を制限するものではない。
【００１７】
まず、図２のＦＦＦ１１３には図３の波形(a)に示すような標本化された読み出し波形が入力される。例えば最初の３データ分をＰＲ(111)に等化しようとすると、出力として図３の波形(b)に示すような等化波形が得られる。
この等化波形をy0nで示すと、次の式（１）で表される。
【００１８】
【数１】
2005267840.tif 000003
【００１９】
ここで、ciは一般的に表したＰＲの係数であり、その干渉長をpr_lenとする。例えばＰＲ(11)ならばc0=1,c1=1,PR_len=2、ＰＲ(121)ならばc0=1,c1=2,c2=1,PR_len=3、ＰＲ(111)ならばc0=1,c1=1,c2=1,PR_len=3となる。
また、biは図３に示した想定しているＰＲからのずれである歪みを表す項である。また、anは時刻ｎでの記録されているＮＲＺデータの値で±1の値をとる。さらに、wnは重畳しているノイズを示す。
さて、ＦＦＦは、次の式（２）
【００２０】
【数２】
2005267840.tif 000004
【００２１】
の演算を行うデジタルフィルタであり、図４に示すように、遅延器２０１、乗算器２０２、加算器２０３を図示のように接続した構造を有している。ここで、係数ｆｉ（ｉは整数）は後述するＦＦＦのＬＭＳブロック１２６により供給される値を設定する。
【００２２】
また、図２には２つのＦＢＦ１１６、１２５があるが、一方のＦＢＦ１２５はＦＤＴＳ１２１の判定結果を利用するもので、その出力をy40とする。もう一方のＦＢＦ１１６はビタビ復号器１１５の出力を利用するもので、その出力をy41とする。これらは図３に波形(b) で示された等化波形の２データ目以降のＩＳＩを打ち消すために、後述するＦＢＦのＬＭＳブロック１１８により供給されるbi(i=0,1,...,fbf_len-1)のタップ係数が設定され、次の式（３）（４）
【００２３】
【数３】
2005267840.tif 000005
【００２４】
の演算を行うデジタルフィルタであり、図５に示すように、遅延器２１１、乗算器２１２、加算器２１３を図示のように接続した構造を有している。ここで、d0はＦＤＴＳの判定遅延、d1はビタビ復号器の判定遅延を表し、0以上の整数である。
これらのＦＢＦ１２５、１１６にはＦＤＴＳ復号器１２１またはビタビ復号器１１５の判定結果である−１または＋１のデータa(n-d0),a(n-d1)がそれぞれ入力される。
【００２５】
この結果が引き算器１２７，１２８によりＦＦＦの等化波形（図３の波形(a) ）を判定遅延分の長さをもつメモリ出力から引かれて、ＰＲ(111)の波形に整形される。この波形をy50(n-d0), y51(n-d1) として式で表すと、次の式（５）（６）のようになる。
【００２６】
【数４】
2005267840.tif 000006
【００２７】
また、図２に示すプレディクタ（Predictor ）１１４は雑音白色化を行うブロックであって、そのための予測係数pk(k=1,2,...,prd_len) が設定される。このpkの求め方については後述する。このプレディクタ１１４は、次の式（７）
【００２８】
【数５】
2005267840.tif 000007
【００２９】
の演算を行うデジタルフィルタであり、図６に示すように、遅延器２２１、乗算器２２２、加算器２２３を図示のように接続した構造を有している。
【００３０】
次に、ＦＤＴＳ及びビタビ復号器の動作を説明する。
ＦＤＴＳやビタビ復号器のブランチメトリックの演算は、E.Eleftheriou and W.Hirt "Noise-Predictive Maximum-Likelihood(NPML) Detection for the Magnetic Recording Channel" の(5)式または(7) 式に記述されているノイズ予測の部分に加えて、本発明の趣旨である歪みや後縁ＩＳＩを除去する演算を行う。ただし、本例では、メトリックは最小のものを用いるとして式の符号は逆転して考えるものとする。また、この論文ではＰＲ４ を例にして書かれているが、本例では一般化したＰＲの例として計算する。
まず、プレディクタ１１４の伝達関数P(D)は、次の式（８）
【００３１】
【数６】
2005267840.tif 000008
【００３２】
で表すことができる。
ビタビ復号器１１５の伝達関数G(D)を次の式（９）のように定義する。
【００３３】
【数７】
2005267840.tif 000009
【００３４】
この係数gi(g0=-c0)は後に説明する図１８のＬＭＳプレディクタ１２０のG(D)演算ブロックで計算される。
【００３５】
次に、本発明の特徴である歪み及び後縁ＩＳＩを除去するためのH(D)を次の式（１０）のように定義する。
【００３６】
【数８】
2005267840.tif 000010
【００３７】
この係数hi(h0=0)は後に説明する図１６のＬＭＳ-ＦＢＦ１１８のH(D)演算ブロックで計算される。
また、時刻ｎのブランチメトリックは以下の式（１１）のようになる。
【００３８】
【数９】
2005267840.tif 000011
【００３９】
ここで打ち切り深度τのＦＤＴＳのブランチメトリックを考えると、下記の式（１２）の演算を行うことになる。
【００４０】
【数１０】
2005267840.tif 000012
【００４１】
また、ビタビ復号器の状態に展開する拘束長をKとすると、ビタビ復号器の状態slからsmへのブランチメトリックは下記の式（１３）の演算を行うことになる。
【００４２】
【数１１】
2005267840.tif 000013
【００４３】
この場合のビタビ復号器の状態数は2^Kになる。
ここで記録符号の最小走行長（ｄｍｉｎまたはｄで表す）としてd=1の符号が記録されているシステムを考える。最小走行長とはＮＲＺ記録符号の−１または＋１の最小連続数のことを示す。つまり、ｄ＝１の符号とは−１または＋１の符号が最低限２回は連続すると言う意味である。ｄ＝１，τ＝２で、a(n-3)の過去のデータが−１の場合のＦＤＴＳのツリー構造を図７に示す。また、a(n-3)の過去のデータが＋１の場合のＦＤＴＳのツリー構造を図８に示す。
なお、ＦＤＴＳの演算は通常は、例えば本件出願人による特願２００３−３７１１１２号で開示した復号器の説明におけるτ＝１の例のようなハードウェア構造で行うが、本実施例の特徴であるビタビ復号器とＦＤＴＳ復号器のメトリック演算部のハードウェアの共用を行うことを示すため、後述のビタビ復号器の構造の中で復号回路を説明する。
【００４４】
さて、ここでd=1,K=2(状態数４)のパス帰還型ビタビ復号器を説明する。
図９は、この場合の状態遷移を示す説明図である。状態はa(n-2)a(n-1)に相当する。ただし符号−１を０で示してある。たとえば過去のデータa(n-2)=-1, a(n-1)=+1ならば状態01を示す。また遷移の線には"入力符号a(n)"/"出力ISI"の関係が示してある。
また、この状態遷移をトレリス線図で表すと図１０のようになる。例えば、図に示すように、状態00のブランチメトリックはs00→s00,s01→s00の遷移があるので、この２つのブランチメトリックを計算することになる。
パス帰還型ビタビ復号器の原型として、W. Schott, "IMPLEMENTATION OF TWO STATE VITERBI DECORDER WITH EMBEDDED DECISION FEEDBACK"に示されている２状態のものがある。本実施例のビタビ復号器も同様の構造をもつが、最小走行長を考慮して状態遷移を制限したことと、後述するように求めたgiとhiの値を用いてパス帰還構造のメトリック演算を行うことが本実施例の特徴である。
【００４５】
図１１は本実施例の特徴であるパス帰還型ビタビ復号器及びＦＤＴＳ復号器の全体ブロック図を示す。図示のように、この復号装置は、ブランチメトリック計算部２３１と、ＡＣＳ(Add Compare Select)２３２と、パスメモリ２３３と、パスメトリック計算部２３４と、ＦＤＴＳ復号部２３５とを有する。
そして、ブランチメトリック計算部２３１、ＡＣＳ(Add Compare Select)２３２、パスメモリ２３３は、ビタビ復号の状態の数だけ存在しており、パスメトリック計算部２３４は状態の数だけあるパスメトリックの正規化と最小の状態を求める機能を有する。また、ＦＤＴＳ復号部２３５は本実施例の特徴であるビタビ復号のパスメトリックやブランチメトリックを用いてＦＤＴＳ演算を行う機能を有する。
【００４６】
図１２に図９や図１０の状態遷移を行うビタビ復号器の詳細のブロック図を示す。
図示のように、このビタビ復号器は、図１１に示したようにブランチメトリック計算部２３１、ＡＣＳ２３２、パスメモリ２３３、及びパスメトリック計算部２３４で構成されている。
ここでパスメモリ２３３はpmem_lenの数のメモリをもつシフトレジスタから構成される。このシフトレジスタは時刻の新しい順に並んでおり、以下の説明において、ビタビ復号器の各構成要素の配列をパスメモリ２３３に対応する整数i(0〜pmem_len-1)の添え字を用いて表すものとする。
まず、ブランチメトリック計算部00はbm0000=λn(s00, s00)、bm1000=λn(s10,s00)を求めるが、それぞれパスメモリ pmem00,pmem10の過去の値を用いて計算する。ＡＣＳ00は正規化パスメトリックとブランチメトリックを加算した値 pm00+bm0000,pm10+bm1000を比較して小さい方を選択し、その値をm00として出力する。また、パスメモリpmem00[0]に−１と選択したブランチを示す情報を出力する。
【００４７】
また、ブランチメトリック計算部01はbm0001=λn(s00, s01)を求めるが、パスメモリ pmem00の過去の値を用いて計算する。ＡＣＳ01 は正規化パスメトリックとブランチメトリックを加算した値 pm00+bm0001をm01として出力する。この状態への入力は１つしかないので比較は行わない。また、パスメモリpmem01[0]に＋１を出力する。
また、ブランチメトリック計算部10はbm1110=λn(s11, s10)を求めるが、パスメモリ pmem11の過去の値を用いて計算する。ACS10は正規化パスメトリックとブランチメトリックを加算した値 pm11+bm1110をm10として出力する。この状態への入力は1つしかないので比較は行わない。また、パスメモリpmem10[0]に−１を出力する。
また、ブランチメトリック計算部11はbm1111=λn(s11, s11)、bm0111=λn(s01,s11)を求めるが、それぞれパスメモリ pmem11,pmem01の過去の値を用いて計算する。ACS11は正規化パスメトリックとブランチメトリックを加算した値 pm11+bm1111,pm01+bm0111を比較して小さいほうを選択し、その値をm11として出力する。また、パスメモリpmem11[0]に＋１と選択したブランチを示す情報を出力する。
そして、パスメトリック計算部は入力されたm00,m01,m10,m11の最小のものを見出して、以下の計算により正規化を行う。
pm00=m00-min(m00,m01,m10,m11)
pm01=m01-min(m00,m01,m10,m11)
pm10=m10-min(m00,m01,m10,m11)
pm11=m11-min(m00,m01,m10,m11)
また、最小の状態を見出す関数としてmin_stat()を用いて、minSを出力する。
minS=min_stat(m00,m01,m10,m11)
ここで、min_stat()はそれぞれ、m00が最小のときに00, m01が最小のときに01, m10が最小のときに10, m11が最小のときに11を出力する関数である。
【００４８】
次に、パスメモリpmem00はＡＣＳ00の選択情報により以下のようなメモリ更新を行う。
bm0000が選ばれた場合、
for(i=0; i<pmem_len-1; i++) pmem00[i+1] = pmem00[i]
bm1000が選ばれた場合、
for(i=0; i<pmem_len-1; i++) pmem00[i+1] = pmem10[i]
また、パスメモリpmem01は以下のメモリ更新を行う
for(i=0; i<pmem_len-1; i++) pmem01[i+1] = pmem00[i]
また、パスメモリpmem10は以下のメモリ更新を行う
for(i=0; i<pmem_len-1; i++) pmem10[i+1] = pmem11[i]
また、パスメモリpmem11はACS11の選択情報により以下のようなメモリ更新を行う。
bm0111が選ばれた場合、
for(i=0; i<pmem_len-1; i++) pmem11[i+1] = pmem01[i]
bm1111が選ばれた場合、
for(i=0; i<pmem_len-1; i++) pmem11[i+1] = pmem11[i]
【００４９】
次に図１３にＦＤＴＳ復号部１２１の詳細回路を示す。図示のように、このＦＤＴＳ復号部は、復号論理回路２４１と遅延器２４２、２４３を有する。これはτ＝２のＦＤＴＳを行う例である。
図中の選択部１１９はminSの値によって以下の選択を行う回路である。
minS=00:sd(n-2)=pmem00[2]
minS=01:sd(n-2)=pmem01[2]
minS=10:sd(n-2)=pmem10[2]
minS=11:sd(n-2)=pmem11[2]
さらに符号のdmin=1を守るために、過去の判定結果により以下の復号を行う。
a(n-4),a(n-3)=(-1,-1):a(n-2)=sd(n-2)
a(n-4)a(n-3)=(-1,+1):a(n-2)=+1
a(n-4)a(n-3)=(+1,-1):a(n-2)=-1
a(n-4)a(n-3)=(-1,-1):a(n-2)=sd(n-2)
つまり、dmin+1の過去をみて、d制限が満たされるように判定すればよい。これは本発明の特徴である。
【００５０】
ＦＤＴＳ遅延装置１２２はＦＢＦ１２５の出力より歪みや後縁ＩＳＩを除去するために波形遅延を行うためのものである。シフトレジスタで構成されており、y0nがＦＤＴＳの復号遅延分の遅延をさせる。ここではＦＤＴＳ１２１の復号遅延が(d0=)３クロックあるので、y0nを３クロック遅延させるものである。つまり、ＦＤＴＳ遅延装置１２２の出力はy0(n-3)である。
また、ＭＬ遅延装置１１７はＦＢＦ１１６の出力より歪みや後縁ＩＳＩを除去するために波形遅延を行うためのものである。シフトレジスタで構成されており、y0nがビタビ復号器の復号遅延分の遅延をさせる。ここではビタビ復号器１１５の復号遅延がpmem_lenクロックあるので、y0nをpmem_len(=d1)クロック遅延させるものである。つまり、ＭＬ遅延装置１１７の出力はy0(n-pmem_len)である。
ＦＤＴＳ／ＭＬ選択部１１９はＬＭＳアルゴリズムに用いる仮判定結果と歪み及びＩＳＩを除去した波形を、ＦＤＴＳ復号器１２１の復号結果を用いるのかビタビ復号器１１５の復号結果を用いるのかを選択する装置である。選択された仮判定値をa(n-d)、歪み及びＩＳＩを除去した波形をy5(n-d)と表すと、以下のようになる。
ＦＤＴＳ：a(n-d)=a(n-d0),y5(n-d)=y50(n-d0)
ビタビ復号器：a(n-d)=a(n-d1),y5(n-d)=y51(n-d1)
【００５１】
次に、ＦＦＦのＬＭＳブロックであるＬＭＳ−ＦＦＦ１２６の動作について説明する。  図１４は、このＬＭＳ−ＦＦＦの構成を示したブロック図である。図示のように、ＦＦＦ係数更新部１５１には仮判定結果a(n-d)と歪み及びＩＳＩ除去波形y5(n-d)、ＦＦＦ１１３のメモリ波形x(n-d-i)が入力される。係数更新結果は、ＦＦＦ１１３のそれぞれのタップ係数端子へ出力される。
次に、ＦＦＦ出力波形の評価関数として以下の式（１４）によるF(n)を考える。ここでｎは現在の時刻を表す。
【００５２】
【数１２】
2005267840.tif 000014
【００５３】
ここでPR()は所望のパーシャルレスポンスのリファレンス波形を得るものである。ここではPR(111)を想定しているので、a(n-d)+a(n-d-1)+a(n-d-2)を演算することになる。
ＬＭＳアルゴリズムでは二乗誤差を最小化するようにフィルタ係数を制御するものである。
例えばＦＦＦのタップ番号i のＦＩＲ部の係数fiについて偏微分を行うと、以下の式（１５）のようになる。
【００５４】
【数１３】
2005267840.tif 000015
【００５５】
この演算は図１４のＦＦＦ係数更新部１５１の内部で行われる。
【００５６】
図１５は図１４のＦＦＦ係数更新部のi 番目のタップ係数fiの係数に対する詳細ブロック図である。この図１５に示すＦＦＦ係数更新部はタップ係数の数fff_lenだけ存在するが、すべて同じ構造であるので、i 番目を例にとって示した。
そして、上記の偏微分演算は、加算器や遅延器等よりなるＦＦＦ偏微分演算部１６１にて行われる。この偏微分結果は加算器や遅延器等よりなる移動平均演算部１６２に送られ、この移動平均演算部１６２により与えられた移動平均数M0による移動平均演算を行う。そして、その結果は、乗算器１６３にて更新係数α0 が掛け算され、減算器１６４により１クロック前のfiから引き算されて更新される。
【００５７】
次にＦＢＦ１１６のＬＭＳブロックであるＬＭＳ−ＦＢＦ１１８の動作について説明する。
図１６は、このＬＭＳ−ＦＢＦの内部を示したブロック図である。図示のように、ＦＢＦ係数更新部１７１とH(D)演算ブロック１７２とを有し、ＦＢＦ係数更新部１７１に歪み及びＩＳＩ除去波形y5(n-d)、ＦＢＦのメモリ波形a(n-d-i)が入力される。係数更新結果は、ＦＢＦ１１６のそれぞれのタップ係数端子へ出力される。
ここで、ＦＢＦ出力波形の評価関数としてＦＦＦの場合と同様にF(n)を考える。
例えばＦＢＦ１１６のタップ番号i の係数biについて偏微分を行うと以下の式（１６）のようになる。
【００５８】
【数１４】
2005267840.tif 000016
【００５９】
図１７はＦＢＦ係数更新部１７１のi 番目のタップ係数biの係数に対する詳細ブロック図である。この図１７に示すＦＢＦ係数更新部１７１はタップ係数の数fbf_lenだけ存在するが、すべて同じ構造であるので、i 番目を例にとり示した。
そして、上記の偏微分演算は、加算器や遅延器等よりなるＦＢＦ偏微分演算部１８１にて行われる。この偏微分結果は加算器や遅延器等よりなる移動平均演算部１８２に送られ、この移動平均演算部１８２により与えられた移動平均数M2の移動平均演算を行う。そして、その結果は、乗算器１８３にて更新係数α2 が掛け算され、減算器１８４にて１クロック前のfiから引き算されて更新される。
【００６０】
次にＬＭＳプレディクタ１２０について説明する。
図１８はＬＭＳプレディクタの内部ブロック図である。
このＬＭＳプレディクタ１２０は、係数更新部１９１、Ｇ（Ｄ）演算ブロック１９２等を有し、y5(n-d) と仮判定値a(n-d)が入力されて、時刻n-d のw(n-d)の誤差信号を計算する。このwn(n-d) をノイズプレディクタであるＦＩＲフィルタに入力して、その結果とw(n-d-i)の信号を係数更新部１９１に入力して各タップ係数piを更新する(i=1,2,...,prd_len) 。
ここで、プレディクタの評価関数として以下の式（１７）によるe^2(n)を考える。ここでｎは現在の時刻を表している。
【００６１】
【数１５】
2005267840.tif 000017
【００６２】
そして、ＬＭＳアルゴリズムを用いてこれを最小にする方法を考える。
例えば、プレディクタのタップ番号i の係数piについて偏微分を行うと以下の式（１８）に示すようになる。
【００６３】
【数１６】
2005267840.tif 000018
【００６４】
この演算は係数更新部１９１の内部で行われる。
【００６５】
図１９は係数更新部のi 番目のタップ係数piの係数に対する詳細ブロック図である。この図１９に示す係数更新部はタップ係数の数prd_len だけ存在するが、すべて同じ構造であるので、i 番目を例にとり示した。
図示のように、上記の偏微分演算は加算器や遅延器等よりなる偏微分演算部３０１にて行われる。この偏微分結果は移動平均演算部３０２に送られ、この移動平均演算部３０２により与えられた移動平均数M4の移動平均演算を行う。そして、その結果は乗算器３０３によって更新係数α4 が掛け算され、加算器３０４によって１クロック前のpiから引き算されて更新される。
【００６６】
次に、ここまでは図３に示すような前縁ＩＳＩがない等化波形を想定していた。ここで、図２０に示すような前縁ＩＳＩ が存在する等化波形に対して等化する方法について説明する。
まず、この前縁ＩＳＩ が存在する等化波形の位相を廻すような操作を考える。位相θを廻すということは、周波数軸上で考えると、図２１のように、振幅特性と位相特性を掛け合わせることになる。ただし、fsはサンプリング周波数のことである。
ここで、図２１の周波数特性の逆ＤＦＴ変換を行ったタップ係数を持つＦＩＲを位相シフタ（Phase Shifter ）と定義する。ただし、この位相シフタは、例えば本件出願人が提案した特願２００３−３６９３１２号で開示した位相推移装置を用いることにより、逆ＤＦＴを必要としない簡単な演算で実現することができる。
この位相推移装置は、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を求める場合に、定常位相特性を逆離散フーリエ変換の式にあてはめて予めタップ係数を位相回転角θとの関係式にして求めるタップ係数演算を行うものであり、このタップ係数演算は、タップ係数を求める関係式において、位相回転角θに関する項と２πｋｎ／Ｎ（ただし、πは円周率、Ｎはタップ数で１以上の整数、ｋ及びｎは０≦ｋ≦Ｎ−１及び０≦ｎ≦Ｎ−１で定義されている整数）に対する三角関数のｋに関する総和演算の項との積和演算の形にして、さらに総和演算部分は各ｎに対して予め計算しておき、定数として扱い、そのときのθに対する三角関数を求めて論理演算によりタップ係数を求めるものである。なお、詳細は、特願２００３−３６９３１２号の開示内容であるので、ここでは省略する。
【００６７】
次に、等化波形が位相シフタを通過した波形の様子を図２２に示す。
ここで、位相θを大きくすると、前縁ＩＳＩのオーバーシュートが大きくなり、位相θを小さくすると前縁ＩＳＩのアンダーシュートが大きくなる様子が分かる。この前縁ＩＳＩが小さくなるように自動制御でθに帰還をかければ、前縁ＩＳＩが適当に小さな値になるように等化できる。
図２２のオーバーシュートは波形検出点での前縁ＩＳＩの干渉となって現れる。そして、図２０のようにθが大きい場合、検出点での誤差が＋方向に大きくなり、θが小さい場合は検出点での誤差が−方向に大きくなる。このことから以下の式（１９）を計算すれば、θの誤差に比例したもの（位相シフト量）が計算できる。
【００６８】
【数１７】
2005267840.tif 000019
【００６９】
これを用いて、θの更新を行うブロックが位相コントローラ１１２であり、その詳細ブロックを図２３に示す。この位相コントローラでは、加算器や遅延器等で構成されたθ演算部３１１で上記の演算を行う。そして、加算器と遅延器等よりなる移動平均加算部３１２でM5の間の移動平均を行い、α5 の更新係数を乗算器３１３で掛け合わせて、減算器３１４により１クロック前のθから減算する。
【００７０】
次に、レベルエラー検出器１２３について説明する。図２４はレベルエラー検出器の構成を示すブロック図である。図示のように、このレベルエラー検出器は、加算器３２１、３２２、遅延器３２３、乗算器３２４等を有して構成され、このようなレベルエラー検出器において、レベル誤差は以下の式（２０）を用いて演算される。
【００７１】
【数１８】
2005267840.tif 000020
【００７２】
次に、タイミングエラー検出器１２４について説明する。図２５はタイミングエラー検出器の構成を示すブロック図である。図示のように、このレベルエラー検出器は、加算器３３１、３３２、遅延器３３３、乗算器３３４等を有して構成され、このようなタイミングエラー検出器において、タイミング誤差は以下の式（２１）を用いて演算される。
【００７３】
【数１９】
2005267840.tif 000021
【００７４】
以上のような構成の本実施例によれば、前縁ＩＳＩを極力小さくして、デジタル信号処理を用いた復号方式における因果律を満たしながら歪みや後縁ＩＳＩの影響を小さくした復号を行うことができるようになり、ＦＤＴＳやビタビ復号器の復号性能が向上することが可能となる。
また、ノイズプレディクタと組み合わせることにより、歪み及びＩＳＩを除去しながらＮＰＭＬ復号を行うことができるようになる。
また、ＩＳＩや歪みを除去した波形を用いて、また上記判定性能の向上したＦＤＴＳの判定値を用いて適応等化、レベル誤差や位相誤差の検出をより正確に行うことができるようになる。
例えば、光記録ではディスクの傾きにより出力波形が歪み、ＰＬＬや復号性能が劣化する。そこで、このような歪を補正するために、本実施例で説明したような復号方法や誤差検出を行うことによって、この性能劣化を抑えることができる。
【００７５】
以下に青色レーザを用いた大容量光ディスクであるＢＤ（Blu-Ray Disc）のタンジェンシャルスキュー（Tangential Skew）のある場合の実験結果を示す。
図２６はＰＲ等化後の検出点ＳＤＮＲ（Signal to Distortion and Noise Ratio）を測定したものであり、縦軸のＳＤＮＲ、横軸はタンジェンシャルスキューである。ＳＤＮＲは等化しようとしているＰＲの検出点からのずれの検出点間レベルに対する割合をデシベルで表したものである。つまり、数値が高いほど性能のよい波形等化ができていることを示している。
等化方式はＰＲ（１１１）であり、従来のＬＭＳアルゴリズムで等化した結果がAEQ PR(111)で示される。
一方、本実施例の方法を用いた結果は、FDTS/Hybrid EQ PR(111)で示されるものであり、ＳＤＮＲが２ｄＢ〜３ｄＢ改善していることがわかる。
このように、この等化結果を用いて、位相誤差やレベル誤差などの誤差検出を行うことにより、歪やＩＳＩの影響を大きく取り除いた検出が可能である。
【００７６】
次に図２７はＦＤＴＳとビタビ復号の検出結果のＢＥＲ(Bit Error Rate)を示したものであり、縦軸はＢＥＲ、横軸はタンジェンシャルスキューである。こちらは、誤りが少ないほど性能がよいので、ＢＥＲが低いほど性能のよい復号が行えることを示すものである。
本図において、まず、ＦＤＴＳは従来の方法で等化してＦＤＴＳで検出した場合の結果である。一方、ＰＦ−ＦＤＴＳは本実施例のＦＤＴＳによる復号結果である。これを用いることにより、本実施例によってＢＥＲが改善することがわかる。
またViterbiは従来の方法で等化して従来のビタビ復号で復号した結果を示す。一方、ＰＦ−ＭＬが本実施例のビタビ復号を行った結果である。タンジェンシャルスキューが大きい場合に復号性能が向上していることがわかる。
これにより、光記録のディスクの傾きに対するマージンを増加させることができ、ドライブを作る際の調整が簡単になることにより、安価に製造することができるようになる。
なお、以上の実施例では、ＦＦＦ及びＦＢＦにＦＩＲフィルタを用いた場合を中心に説明したが、その代わりに、例えばＩＩＲフィルタ等を用いても同様に実現できるものであり、特に限定しないものとする。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施例による光記録装置または磁気記録装置の基本的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すＰＲ等化装置及び最尤復号器を示すブロック図である。
【図３】図２に示すＦＦＦへの入力波形の一例を示す説明図である。
【図４】図２に示すＦＦＦの構成例を示すブロック図である。
【図５】図２に示すＦＢＦの構成例を示すブロック図である。
【図６】図２に示すプレディクタの構成例を示すブロック図である。
【図７】図２に示すＦＤＴＳ復号器のa(n-3)の過去のデータが−１の場合のツリー構造を示す説明図である。
【図８】図２に示すＦＤＴＳ復号器のa(n-3)の過去のデータが＋１の場合のツリー構造を示す説明図である。
【図９】図２に示すビタビ復号器の状態遷移を示す説明図である。
【図１０】図９に示す状態遷移をトレリス線図で表した様子を示す説明図である。
【図１１】図２に示すパス帰還型ビタビ復号器及びＦＤＴＳ復号器の全体構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示すビタビ復号器の詳細を示すブロック図である。
【図１３】図１１に示すＦＤＴＳ復号器の詳細を示すブロック図である。
【図１４】図２に示すＬＭＳ−ＦＦＦの構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４に示すＦＦＦ係数更新部の詳細を示すブロック図である。
【図１６】図２に示すＬＭＳ-ＦＢＦの構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６に示すＦＢＦ係数更新部の詳細を示すブロック図である。
【図１８】図２に示すＬＭＳプレディクタの構成を示すブロック図である。
【図１９】図１８に示す係数更新部の詳細を示すブロック図である。
【図２０】図２に示すＦＦＦへの入力波形の他の例を示す説明図である。
【図２１】図２０に示す等化波形の位相を廻す際の原理を示す説明図である。
【図２２】図２に示す等化波形が位相シフタを通過した波形の様子を示す説明図である。
【図２３】図２に示す位相シフタの位相コントローラを示すブロック図である。
【図２４】図２に示すレベルエラー検出器の構成を示すブロック図である。
【図２５】図２に示すタイミングエラー検出器の構成を示すブロック図である。
【図２６】図２に示す本実施例装置による等化特性の実測結果を従来と比較して示す説明図である。
【図２７】図２に示す本実施例装置による等化特性の実測結果を従来と比較して示す説明図である。
【符号の説明】
【００７８】
１０……変調回路、２０……記録制御回路、３０……レーザーピックアップまたは磁気ヘッド、４０……再生アンプ、５０……ＡＧＣ、６０……ＰＬＬ、７０……ＰＲ等化装置、８０……最尤復号器、９０……復調回路、１００……メディア。
【図１】
2005267840.tif 000022
【図２】
2005267840.tif 000023
【図３】
2005267840.tif 000024
【図４】
2005267840.tif 000025
【図５】
2005267840.tif 000026
【図６】
2005267840.tif 000027
【図７】
2005267840.tif 000028
【図８】
2005267840.tif 000029
【図９】
2005267840.tif 000030
【図１０】
2005267840.tif 000031
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2005267840.tif 000036
【図１６】
2005267840.tif 000037
【図１７】
2005267840.tif 000038
【図１８】
2005267840.tif 000039
【図１９】
2005267840.tif 000040
【図２０】
2005267840.tif 000041
【図２１】
2005267840.tif 000042
【図２２】
2005267840.tif 000043
【図２３】
2005267840.tif 000044
【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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