(57)【要約】【課題】電源電圧で出力電力を制御できるとともに、バッテリ電圧のような電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力の変化が少ない高周波電力増幅回路および無線通信システムを実現する。【解決手段】高周波電力増幅回路（２１０）の最終段の増幅用トランジスタ（Ｑ１３）の入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタ（Ｑ２３）により与えられるように構成され、増幅用トランジスタの電源電圧端子側に出力制御電圧に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を制御する電源電圧制御用トランジスタ（ＴＲ１）を設けた高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）において、上記電源電圧制御用トランジスタとカレントミラーをなし当該電源電圧制御用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す電流検出用トランジスタ（ＴＲ２）と、該電流検出用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段（Ｒｓ）とを設けるようにした。【選択図】  図１
2005020383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅用トランジスタを含む複数の増幅段が従属接続され、少なくとも最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタにより与えられるように構成された電力増幅回路と、前記増幅用トランジスタの電源電圧端子側に設けられ出力電力を制御する信号に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を生成する電源電圧制御用トランジスタと、前記電源電圧制御用トランジスタとカレントミラーをなし当該電源電圧制御用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す電流検出用トランジスタを備えてなることを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項２】
前記電源電圧制御用トランジスタの制御端子には、前記電力増幅回路の出力電力を制御するための制御電圧が入力されることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項３】
前記電源電圧制御用トランジスタの制御端子には、前記電力増幅回路の出力電力を制御するための制御電圧を一方の入力とし、前記電源電圧制御用トランジスタから前記電力増幅回路の少なくとも最終段の増幅用トランジスタに供給される電圧もしくはその電圧を分圧した電圧を他方の入力とする差動増幅回路の出力電圧が、入力されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項４】
前記電流検出用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
【請求項５】
前記バイアス用トランジスタに流す電流を供給するバイアス回路を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
【請求項６】
増幅用トランジスタを含む複数の増幅段が従属接続され、少なくとも最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタにより与えられるように構成された電力増幅回路と、前記バイアス用トランジスタに流す電流を供給するバイアス回路と、前記増幅用トランジスタの電源電圧端子側に設けられ出力電力を制御する信号に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を生成する電源電圧制御用トランジスタとを備え、前記電源電圧制御用トランジスタから前記電力増幅回路に供給される電圧が前記バイアス回路に供給され、該バイアス回路は供給された電圧に応じた電流を前記バイアス用トランジスタに流すように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項７】
前記電源電圧制御用トランジスタとカレントミラーをなし当該電源電圧制御用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す電流検出用トランジスタを備えていることを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増幅回路。
【請求項８】
送信信号を増幅する請求項１〜５のいずれかまたは請求項７に記載の高周波電力増幅回路と、前記電流検出用トランジスタにより検出された電流に応じた電圧と出力レベル指定信号との電位差を検出する誤差増幅回路とを備え、前記誤差増幅回路の出力が前記電源電圧制御用トランジスタの制御端子もしくは前記差動増幅回路の一方の入力端子に入力されていることを特徴とする無線通信システム。
【請求項９】
送信信号を増幅する請求項５に記載の高周波電力増幅回路と、前記電流検出用トランジスタにより検出された電流に応じた電圧と所定のレベルの信号との電位差を検出する誤差増幅回路とを備え、前記誤差増幅回路の出力が前記バイアス回路に供給され、前記誤差増幅回路の出力に応じた電流が前記バイアス回路から前記バイアス用トランジスタに流されるように構成されていることを特徴とする無線通信システム。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅回路と、音声信号をベースバンド信号に変換し受信信号を音声信号に変換するベースバンド回路と、受信信号を復調し送信信号を変調する変復調回路とからなり、前記高周波電力増幅回路は前記変復調回路より変調された送信信号を、前記ベースバンド回路もしくは前記変復調回路から前記高周波電力増幅回路へ供給される出力電力制御電圧に応じて増幅して出力することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１１】
前記高周波電力増幅回路として、第１の周波数帯の信号を増幅する第１の高周波電力増幅回路と、第２の周波数帯の信号を増幅する第２の高周波電力増幅回路とを備え、前記電源電圧制御用トランジスタは、前記第１と第２の高周波電力増幅回路に対して共通の回路として設けられ、送信すべき信号に応じて生成する電源電圧が異なるようにされていることを特徴とする請求項１０に記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波電力増幅回路および高周波電力増幅回路を組み込んだ携帯電話機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路を構成する増幅用トランジスタの電源電圧を制御して出力電力を制御する高周波電力増幅回路における出力電力の制御ばらつきを低減させる技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の送信側出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ等の半導体増幅素子を用いた高周波電力増幅回路（一般には多段構成にされる）が組み込まれている。
この種の高周波電力増幅回路は、一般に、増幅用トランジスタとそのバイアス回路、電源電圧制御回路などを含んだ半導体チップが、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に他の半導体チップや容量などのディスクリート部品とともに実装されて、上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されることが多い。
【０００３】
上記電子部品はＲＦパワーモジュールと呼ばれる。ただし、複数の半導体チップとディスクリート部品で構成する代わりに１つの半導体集積回路と若干の外付け部品で構成することも可能である。本明細書においては、かかる半導体集積回路と上記ＲＦパワーモジュールを総称して高周波電力増幅回路と称する。
【０００４】
ところで、携帯電話機では基地局からのパワーレベル指示情報によって基地局から遠い時は出力電力（送信パワー）を高め基地局に近い時は出力電力を低くするように周囲環境に合わせた出力電力制御を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようにシステムが構成される。
【０００５】
従来、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）方式の携帯電話機における送信側出力段のＲＦパワーモジュールには、出力のＤＣレベルをカップラ等により検出し、出力レベル指定信号（Ｖｒａｍｐ）と比較して出力パワー素子の入力バイアス電圧（ゲートバイアス電圧）を生成するバイアス回路にフィードバックをかけて通話に必要な出力電力となるように制御するＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路が設けられているものがある（例えば特許文献１参照）。この方式は、クローズドループ方式と呼ばれる。
【０００６】
また、要求出力レベルに応じた出力レベル指定信号（Ｖｒａｍｐ）に基づいて出力パワー・トランジスタの電源電圧を制御することによって、要求される出力電力レベルに応じたレベルの信号を高周波電力増幅回路から出力させるようにした方式がある（例えば特許文献２参照）。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クローズドループ方式に比べて制御精度は劣るが、回路規模を小さくできるという利点がある。
【０００７】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】
特開２００２−１３５０６８号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記クローズドループ方式は、カップラやＡＰＣ回路を必要とするため回路規模が大きくなり実装密度が低下するとともに、カップラにおいて電力損失が発生するという問題点がある。一方、従来のオープンループ方式の高周波電力増幅回路は、カップラが不要であるため実装密度が高く電力損失も少ないという利点はあるものの、帰還経路がないためバッテリ電圧が変化したり温度が変化すると出力電力が変化してしまうという課題がある。
【０００９】
さらに、上記ゲートバイアス制御方式や電源電圧制御方式とは別に、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタのゲート電圧と同一の電圧をゲートに受けるトランジスタを設けて、最終段の増幅用トランジスタに流れる電流を検出して出力電力を制御するようにした方式（電流センス方式と呼ばれる）も提案されている。この方式も、カップラが不要であるため実装密度が向上し電力損失も少ないという利点はあるものの、電流検出用トランジスタの特性（しきい値電圧）が製造工程でばらついたり温度変動に応じて特性が変化すると出力電力もばらついたり変化してしまうという課題がある。
【００１０】
本発明の目的は、実装密度が高く電力損失も少ない高周波電力増幅回路および無線通信システムを提供することにある。
本発明の他の目的は、電源電圧で出力電力を制御できるとともに、電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力の変化が少ない高周波電力増幅回路および無線通信システムを提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、消費電流および電力損失を減らしこれによって１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待受け時間を長くすることができる高周波電力増幅回路および無線通信システムを提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本出願の第１の発明は、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタにより与えられるように構成され、増幅用トランジスタの電源電圧端子側に出力レベルを指定する信号に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を制御する電源電圧制御用トランジスタを設けた高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）において、上記電源電圧制御用トランジスタとカレントミラーをなし当該電源電圧制御用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す電流検出用トランジスタと、該電流検出用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とを設けるようにしたものである。
【００１２】
最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタにより与えられるように構成された高周波電力増幅回路においては、最終段の増幅用トランジスタに流れる電流と出力電力とが一定の関係になる。そのため、上記した手段によれば、電流検出用トランジスタに流れる電流を変換した電圧と出力レベル指定信号とを比較して上記電源電圧制御用トランジスタもしくは上記入力バイアス電圧を生成する回路にフィードバックさせることによって、電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力が変化することがない高周波電力増幅回路が得られる。また、高周波電力増幅回路を構成する各段の増幅用トランジスタの特性が製造工程でばらついたとしても出力電力がばらつくことがない。しかも、上記した手段によれば、カップラが不要であるため、実装密度が高く電力損失も少ない高周波電力増幅回路が得られる。
【００１３】
さらに、望ましくは、上記電流検出用トランジスタとして、電源電圧制御用トランジスタのサイズの数１００〜数１０００分の１の大きさのトランジスタを用いる。これによって、電流検出のために増加する電流を最小限に抑えてトータルの消費電流を減少させ、この高周波電力増幅回路を使用した携帯電話機等の無線通信システムにおける１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待受け時間を長くすることができる。
【００１４】
本出願の第２の発明は、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタにより与えられるように構成され、増幅用トランジスタの電源電圧端子側に出力レベルを指定する信号に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を制御する電源電圧制御用トランジスタを設けた高周波電力増幅回路において、上記電源電圧制御用トランジスタにより最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を上記入力バイアス電圧を生成する回路にフィードバックして該電源電圧に応じて最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧を制御するようにしたものである。
【００１５】
かかる制御方式は、出力レベル指定信号に着目した場合、オープンループ方式の制御となるが、カレントミラーでバイアスを与える方式の高周波電力増幅回路では最終段の増幅用トランジスタに流れる電流と出力電力とが一定の関係になるため、温度が変化しても出力電力が変化することがない。これとともに、出力レベル指定信号に応じて最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が変化されるので、出力レベル指定信号のレベルが小さい時は最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧を下げ、出力レベル指定信号のレベルが大きい時は最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧を上げるように制御することで高周波電力増幅回路の電力効率を向上させることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明に係る高周波電力増幅回路の第１の実施例の概略構成を示す。本実施例の高周波電力増幅回路は、特に制限されるものでないが、複数の半導体チップと容量などのディスクリート部品がセラミック基板のような絶縁基板上に実装されたモジュールとして構成されている。
図１の実施例の高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）２００は、３段の増幅段２１１、２１２、２１３からなるパワーアンプ部２１０と、該パワーアンプ部２１０の電源電圧端子に印加される電圧を制御する電源電圧制御回路２２０と、上記増幅段２１１、２１２、２１３にバイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３を印加するバイアス回路２３０とから構成されている。
【００１７】
この実施例の電源電圧制御回路２２０は、モジュール２００の電源電圧端子Ｖｄｄとパワーアンプ部２１０の電源電圧端子との間に接続されたＰＮＰバイポーラ・トランジスタＴＲ１と、図示しないベースバンド回路から供給される出力レベルを指定する出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰに応じた制御電圧Ｖｒａｍｐが反転入力端子に印加され出力端子が上記トランジスタＴＲ１のベース端子に接続されたオペアンプ（差動増幅回路）ＡＭＰ１と、上記トランジスタＴＲ１と並列に接続されＴＲ１のベース端子に印加される電圧（ＡＭＰ１の出力）と同一の電圧がベース端子に印加された電流検出用トランジスタＴＲ２と、該トランジスタＴＲ２のコレクタ端子と接地点との間に接続された電流−電圧変換用抵抗Ｒｓと、上記トランジスタＴＲ１のコレクタとオペアンプＡＭＰ１の内部ノードとの間に接続された直列形態の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０からなる位相補償回路と、上記トランジスタＴＲ１のコレクタとオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１およびオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子と接地点の間に接続された抵抗Ｒ２とから構成されている。
【００１８】
オペアンプＡＭＰ１の出力によって制御される上記ＰＮＰトランジスタＴＲ１は、飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの値（Ｖｓａｔ）が小さいトランジスタにより構成されており、これによりそのコレクタ電圧（２次電源電圧Ｖｄｄ１）を１次電源電圧Ｖｄｄに近いレベルまで制御することができる。このような低Ｖｓａｔのトランジスタは公知であるので、その構造の説明は省略する。
【００１９】
上記トランジスタＴＲ１のコレクタ電圧Ｖｃは、オペアンプＡＭＰ１の作用により出力制御電圧Ｖｒａｍｐを抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗の比に応じた電圧にされる。具体的には、Ｖｃ＝Ｖｒａｍｐ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２で表わされるような電圧にされる。従って、抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗値を適当に設定することにより、出力制御電圧Ｖｒａｍｐに比例した電圧Ｖｄｄ１を発生させてパワーアンプ部２１０の電源電圧端子に印加することができる。ＰＮＰトランジスタＴＲ１の代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用するようにしても良い。
【００２０】
電流検出用トランジスタＴＲ２は、トランジスタＴＲ１と所定のサイズ比にとなるように形成されている。具体的には、トランジスタＴＲ２のエミッタはトランジスタＴＲ１のエミッタの数１００〜数１０００の１の大きさとなるように設定され、これによりＴＲ２にはＴＲ１のコレクタ電流Ｉｄｄをエミッタサイズ比Ｎで割ったような大きさのコレクタ電流Ｉｃ１が流れるようにされる。このコレクタ電流Ｉｃ１が抵抗Ｒｓによって電圧に変換されて検出電圧Ｖｓｅｎｓとして出力される。従って、検出電圧ＶｓｅｎｓはトランジスタＴＲ１のコレクタ電流Ｉｄｄの大きさに比例した電圧となる。しかも、トランジスタＴＲ２のエミッタはトランジスタＴＲ１のエミッタの数１００〜数１０００の１の大きさとなるように設定されているため、トランジスタＴＲ２を設けたことによる電流の増加は極めて少ないものとなる。
【００２１】
上記のように構成された本実施例の高周波電力増幅回路２００は、出力制御電圧Ｖｒａｍｐに比例した電圧Ｖｄｄ１を発生させてパワーアンプ部２１０の電源電圧端子に印加することができるため、パワーアンプ部２１０の出力電圧Ｖｏｕｔを、図２に実線Ａで示すように、制御電圧Ｖｒａｍｐに応じてリニアに制御することができる。しかも、モジュール２００に供給される電源電圧Ｖｄｄが変化しても、トランジスタＴＲ１のコレクタ電圧すなわちパワーアンプ部２１０に供給される２次電源電圧Ｖｄｄ１はほぼ一定に保たれるため、実施例の電源電圧制御回路２２０は電源電圧依存性のない電圧Ｖｄｄ１を生成することができる。
【００２２】
携帯電話機では、一般にリチウムイオン電池を電源として使用しているが、リチウムイオン電池は、充電直後は４．７Ｖのような比較的高い電圧値であるがその後徐々にレベルが下がり、必要最小限のパワーが得られるレベルまで消耗した場合には２．９Ｖのようなかなり低い電圧値まで下がってしまう。したがって、モジュール２００に供給される電源電圧Ｖｄｄがリチウムイオン電池等からのバッテリ電圧であるような場合、上記実施例の高周波電力増幅回路を適用することにより、電源電圧Ｖｄｄが大きく変化しても電源電圧依存性のない２次電源電圧Ｖｄｄ１をパワーアンプ部２１０に与えることができ、これによって１次電源電圧Ｖｄｄが変化してもパワーアンプ部２１０の出力電圧Ｖｏｕｔを制御電圧Ｖｒａｍｐに応じてリニアに制御することができるようになる。なお、１次電源電圧Ｖｄｄはバッテリからの直接の電圧に限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータなどで降圧あるいは昇圧した電圧であってもよい。
【００２３】
また、本発明者等が行なったシミュレーションによると、パワーアンプ部２１０の少なくとも最終増幅段２１３を構成する増幅用トランジスタが、図３に示すようなカレントミラー回路によりバイアスされるように構成されている場合には、温度が変化しても増幅用トランジスタＱ１３のドレイン電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔとは、図４に示すように、ほぼ一定の関係にある。従って、電源電圧制御用のトランジスタＴＲ１から増幅用トランジスタに供給される電流Ｉｄｄの大きさを検出できれば、それは出力電力Ｐｏｕｔを検出したのと同じ結果となる。本実施例の高周波電力増幅回路においては、トランジスタＴＲ１に流れるコレクタ電流Ｉｄｄに比例した電流が流される電流検出用トランジスタＴＲ２により電流Ｉｄｄを検出しているので、結果として出力電力Ｐｏｕｔを検出することができる。
【００２４】
従って、図５に示すように、電流Ｉｄｄに比例した電流が流される電流検出用トランジスタＴＲ２により検出された電圧Ｖｓｅｎｓとベースバンド回路から供給される出力レベルを指定する出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰとの電位差を誤差アンプＥ−ＡＭＰで検出して、電位差に応じた制御電圧Ｖｒａｍｐを生成して実施例の高周波電力増幅回路の電源電圧制御回路２２０にフィードバックさせるように構成したシステムにおいては、温度が変化しても増幅用トランジスタのドレイン電流Ｉｄｄが変化しないように制御することができる。
【００２５】
より詳細に説明すると、例えば増幅用トランジスタがＦＥＴの場合、温度が変化するとしきい値電圧が変化するため、ゲート電圧Ｖｇおよび２次電源電圧Ｖｄｄ１が一定でもドレイン電流Ｉｄｄが変化する。しかし、ドレイン電流Ｉｄｄが変化すると電流検出用トランジスタＴＲ２に流れる電流Ｉｃ１も変化するため、これに応じて検出電圧Ｖｓｅｎｓが変化する。
【００２６】
そのため、この検出電圧Ｖｓｅｎｓと出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰとの電位差を誤差アンプＥ−ＡＭＰで検出して、電位差に応じた制御電圧Ｖｒａｍｐを電源電圧制御回路２２０のオペアンプＡＭＰ１にフィードバックさせると、温度が変化しても増幅用トランジスタのドレイン電流Ｉｄｄが増加した時はトランジスタＴＲ１のコレクタ電流を減らすように、増幅用トランジスタのドレイン電流Ｉｄｄが減少した時はトランジスタＴＲ１のコレクタ電流を増加させるように制御し、温度が変化しても電流Ｉｄｄを一定にすることができる。その結果、出力電力Ｐｏｕｔを温度変化にかかわらず一定に保つことができる。
【００２７】
ところで、例えば増幅用トランジスタがＦＥＴの場合、温度が変化して増幅用トランジスタのしきい値が変化してもドレイン電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔとが図４に示すように一定の関係にあるとすると、製造ばらつきで増幅用トランジスタのしきい値がばらついたとしても、ドレイン電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔとは図４に示すのと同様に一定の関係になることが分かる。従って、本実施例の高周波電力増幅回路においては、製造ばらつきで増幅用トランジスタのしきい値がばらついてドレイン電流Ｉｄｄがばらついたとしても、電流Ｉｄｄを検出して図５を用いて説明したようなフィードバックをかけることで、出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰと出力電力Ｐｏｕｔとの関係を一定に保つことができる。
【００２８】
また、本実施例では、ドレイン電流Ｉｄｄが比較的大きいのでこれを流すトランジスタＴＲ１としてエミッタサイズの大きなものを用いる必要があるが、オペアンプＡＭＰ１によりトランジスタＴＲ１を駆動するようにしているため、出力制御電圧Ｖｒａｍｐを生成する回路の駆動力が小さかったとしても高速でトランジスタＴＲ１を動作させることができる。
【００２９】
さらに、この実施例では、オペアンプＡＭＰ１に位相補償回路（Ｒ０，Ｃ０）を設けているので、図５のように検出電圧Ｖｓｅｎｓに基づいて制御電圧Ｖｒａｍｐにフィードバックをかけた時の位相余裕が大きくなり、発振を防止することができる。また、本実施例の高周波電力増幅回路２００は、図６に示すように、誤差アンプＥ−ＡＭＰによって、電流検出用トランジスタＴＲ２により検出された検出電圧Ｖｓｅｎｓと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの電位差を検出して、バイアス回路２３０に供給するバイアス制御電圧ＶＢｉａｓを制御して、出力電力を制御するようなシステムを構成する場合にも利用することができる。
【００３０】
図６のようなシステムにおいても、最終段の増幅用トランジスタに流される電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔは、温度にかかわらず一定になるという関係が成立するので、温度が変化して電流Ｉｄｄが増加または減少するとその電流変化がバイアス回路２３０にフィードバックされて、増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させてドレイン電流Ｉｄｄを減少または増加させるように働く。その結果、温度変化にかかわらず出力電力Ｐｏｕｔは一定に保たれる。また、パワーアンプ部２１０を構成する増幅用トランジスタの特性がばらついても、制御電圧Ｖｒａｍｐに対する出力電力Ｐｏｕｔの関係を一定にすることができる。
【００３１】
この場合においても、トランジスタＴＲ１からの電源電圧Ｖｄｄ１が１段目〜３段目のすべての増幅段のトランジスタに供給される場合は、バイアス回路２３０によりすべての増幅段のトランジスタのバイアス電圧を検出電流に応じて変化させ、トランジスタＴＲ１からの電源電圧Ｖｄｄ１が３段目の増幅段のトランジスタのみに供給される場合は、バイアス回路２３０により３段目の増幅段のトランジスタのバイアス電圧のみを検出電流に応じて変化させ、１段目と２段目の増幅段は固定バイアスとすればよい。
【００３２】
なお、図３において、Ｑ２３は高周波信号Ｐｉｎを増幅する増幅用トランジスタＱ１３とカレントミラー接続されたトランジスタ、ＶＩＣはバイアス制御電圧ＶＢｉａｓに基づいてトランジスタＱ２３に流すバイアス電流Ｉｂ３を生成する電圧−電流変換回路、Ｒｂは高周波信号Ｐｉｎがバイアス回路２３０側に漏れないようにするための抵抗、ＭＮ１はインピーダンス整合回路、ＣＤＣ１，ＣＤＣ２は直流成分を遮断する容量素子、Ｌ１は電源制御回路２２０との間のインピーダンスを整合させるインダクタンスである。トランジスタＱ１３とＱ２３のサイズを所定の比率Ｍに設定することにより、Ｑ２３に流されるバイアス電流Ｉｂ３のＭ倍の電流ＩｄｄがトランジスタＱ１３に流されるようにされる。
【００３３】
図示しないが、１段目と２段目の増幅段２１１，２１２にも、上記カレントミラー用トランジスタＱ２３と抵抗Ｒｂ、電圧−電流変換回路ＶＩＣに相当する回路が設けられる。これらの回路により図１のバイアス回路２３０が構成される。１段目と２段目の増幅段２１１，２１２のカレントミラー用トランジスタ（Ｑ２１，Ｑ２２）に流される電流（Ｉｂ１，Ｉｂ２）は、３段目の増幅段２１３カレントミラー用トランジスタＱ２３に流される電流Ｉｂ３よりも小さな電流とされる。
【００３４】
この実施例の高周波電力増幅回路においては、インダクタンスＬ１やインピーダンス整合回路ＭＮ１は、セラミックなどの絶縁基板上に形成されたマイクロストリップ線路などから構成することができる。直流カットの容量素子ＣＤＣ１，ＣＤＣ２はディスクリートの部品でも良いが、絶縁基板として複数の誘電体層を積層したものを用いる場合には、いずれかの誘電体層の表裏にそれぞれ対向するように形成された導電体層を電極とする容量を用いるようにしても良い。
【００３５】
上記説明では、増幅用トランジスタがＭＯＳＦＥＴの場合について説明したが、増幅用トランジスタがバイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等他のトランジスタである場合にも、本実施例を適用することにより同様な効果を得ることができる。
【００３６】
また、図１の実施例では、電源電圧制御回路２２０により生成された２次電源電圧Ｖｄｄ１が１段目と２段目と３段目のすべての増幅用トランジスタに供給されるように構成されているが、電源電圧制御回路２２０により生成された２次電源電圧Ｖｄｄ１が少なくとも３段目の増幅用トランジスタに供給されるように構成されている場合にも本発明を適用することで同様の効果を得ることができる。
【００３７】
次に、本発明の他の実施例を説明する。
図７は、本発明を適用した高周波電力増幅回路の第２の実施例を示す。この実施例の高周波電力増幅回路は、電源電圧制御回路２２０により生成されパワーアンプ部２１０に供給される２次電源電圧Ｖｄｄ１をバイアス回路２３０へも供給して、バイアス回路２３０は外部から供給されるバイアス制御電圧ＶＢｉａｓと上記２次電源電圧Ｖｄｄ１とに基づいて各増幅段のバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成するようにしたものである。
【００３８】
電源電圧制御回路２２０により生成される２次電源電圧Ｖｄｄ１は出力制御電圧Ｖｒａｍｐに応じた電圧であり、バイアス回路２３０は制御電圧Ｖｒａｍｐに応じたバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成することにより、このバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３と２次電源電圧Ｖｄｄ１とによって出力電力Ｐｏｕｔが制御される。この実施例においては、バイアス制御電圧ＶＢｉａｓが一定であっても制御電圧Ｖｒａｍｐに応じて各増幅段のバイアス電圧を制御して出力電力を制御できるとともに、例えば要求出力レベルが低い時は初段の増幅段のゲインを抑えるようにして低出力レベルの時の電力効率を向上させるような制御が可能となる。なお、バイアス制御電圧ＶＢｉａｓを省略することが可能である。
【００３９】
このように、制御電圧Ｖｒａｍｐに応じてバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を制御することで効率が良くなるのは、固定のバイアス電圧を与えるようにした場合には、入力電圧Ｖｒａｍｐが小さくなって電源電圧Ｖｄｄ１が下がった時に増幅用ＦＥＴＱ１１〜Ｑ１３のゲート−ドレイン間電圧が小さくなってＦＥＴの増幅率が極端に小さくなってしまうのに対し、電源電圧Ｖｄｄ１が下がった時にこれに応じてゲートバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３下げてやると、電源電圧Ｖｄｄ１が低い領域では出力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１１〜Ｑ１３のゲート−ドレイン間電圧が固定バイアスの場合よりも大きく保たれるため、ＦＥＴの増幅率が極端に小さくなってしまうのを回避できるためである。
【００４０】
この実施例の高周波電力増幅回路は、図５のようなシステムを構成する場合に利用することができる。図５のように、電流検出用トランジスタＴｒ２により検出された検出電圧Ｖｓｅｎｓと出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰとの電位差を誤差アンプＥ−ＡＭＰで検出して、電位差に応じた制御電圧Ｖｒａｍｐを電源電圧制御回路２２０のオペアンプＡＭＰ１にフィードバックさせることにより、温度が変化してもパワーアンプ部２１０に供給される電流Ｉｄｄを一定にすることができる。その結果、出力電力Ｐｏｕｔも温度変化にかかわらず一定に保つことができる。また、パワーアンプ部２１０を構成する増幅用トランジスタの特性がばらついても、制御電圧Ｖｒａｍｐに対する出力電力Ｐｏｕｔの関係を一定にすることができる。
【００４１】
さらに、図７の実施例の高周波電力増幅回路においては、パワーアンプ部２１０に供給される電流Ｉｄｄを検出するトランジスタＴＲ２と検出した電流を電圧に変換する抵抗Ｒｓとを設けているが、このトランジスタＴＲ２と抵抗Ｒｓを省略することも可能である。ただし、トランジスタＴＲ２と抵抗Ｒｓを省略したモジュールは、図５や図６のような誤差アンプＥ−ＡＭＰを有するクローズドループのシステムには利用できないが、ベースバンド回路等からの出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰをモジュールの出力制御電圧ＶｒａｍｐとしてオペアンプＡＭＰ１に入力してやればよい。
【００４２】
このようにしても、バイアス回路２３０が２次電源電圧Ｖｄｄ１のレベルに応じたバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成してパワーアンプ部２１０の各段に与えることにより、制御電圧ＶＲＡＭＰに従って出力電力を制御することができるオープンループのシステムを実現することができる。また、図７の高周波電力増幅回路から電流検出用トランジスタＴＲ２と抵抗Ｒｓを省略したものを用いても、出力電力を検出するカップラを設けカップラの検出出力を、出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰを他方の入力とする誤差アンプに入力させることでクローズドループのシステムを構成することが可能である。
【００４３】
なお、図７の実施例においては、オペアンプＡＭＰ１のフィードバック経路に図１に示すような抵抗Ｒ１，Ｒ２が設けられていないので、電源電圧制御回路２２０により生成される２次電源電圧Ｖｄｄ１は出力制御電圧Ｖｒａｍｐと同一レベルの電圧であり、１次電源電圧Ｖｄｄが変化しても２次電源電圧Ｖｄｄ１は一定に保たれる。図１の実施例と同様に、オペアンプＡＭＰ１のフィードバック経路に抵抗Ｒ１，Ｒ２を設けて抵抗比に応じた２次電源電圧Ｖｄｄ１を生成させるように構成しても良いことは言うまでもない。
【００４４】
図８は、本発明を適用した高周波電力増幅回路の第３の実施例を示す。この実施例は、図１の第１の実施例におけるオペアンプＡＭＰ１と位相補償回路（Ｒ０，Ｃ０）および抵抗Ｒ１，Ｒ２を省略して、出力制御信号ＶｒａｍｐをトランジスタＴＲ１とＴＲ２のベース端子に直接印加するように構成したものである。
【００４５】
この実施例においても、各増幅段２１１〜２１３に供給される２次電源電圧Ｖｄｄ１は、出力制御信号Ｖｒａｍｐに応じた電圧（≒Ｖｒａｍｐ）となる。また、この実施例では、出力制御信号Ｖｒａｍｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、図２に示すようなリニアな特性から若干ずれるが、温度変化や素子のばらつきに対して出力電力Ｐｏｕｔを一定にできるという第１の実施例と同様な効果を有する上、第１実施例に比べて回路が簡単になるという利点がある。
【００４６】
また、この実施例の高周波電力増幅回路は、第１の実施例と同様に、図５または図６のいずれのシステムを構成する場合にも利用することができる。なお、この実施例においても、出力制御信号Ｖｒａｍｐが印加されるトランジスタＴＲ１は、飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの値（Ｖｓａｔ）が小さい低ＶｓａｔのＰＮＰトランジスタまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用するのが望ましい。
【００４７】
図９は、本発明を適用した高周波電力増幅回路の第４の実施例を示す。この実施例は、図７の第２の実施例におけるオペアンプＡＭＰ１と位相補償回路（Ｒ０，Ｃ０）を省略して、出力制御信号ＶｒａｍｐをトランジスタＴＲ１とＴＲ２のベース端子に直接印加するように構成したものである。また、この実施例においては、バイアス回路２３０に対して外部から供給するバイアス制御電圧ＶＢｉａｓをなくし、バイアス回路２３０が電源電圧制御回路２２０により生成された２次電源電圧Ｖｄｄ１に応じてパワーアンプ部２１０の各増幅段２１１〜２１３に対するバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成するように構成されている。
【００４８】
この実施例においても、出力制御信号Ｖｒａｍｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係が、図２に示すようなリニアな特性から若干ずれるが、温度変化や素子のばらつきに対して出力電力Ｐｏｕｔを一定にできるという第３の実施例と同様な効果を有する上、第２実施例に比べて回路が簡単になるという利点がある。この実施例の高周波電力増幅回路は、図５のようなシステムを構成する際に利用することができる。
【００４９】
図１０には、本発明を適用した高周波電力増幅回路の他の実施例を示す。この実施例の高周波電力増幅回路２００は、ＧＳＭの送信信号とＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）の送信信号の両方を増幅して出力できるように２つのパワーアンプ部２１０ａ，２１０ｂを設けるとともに、電源電圧制御回路２２０とバイアス回路２３０をＧＳＭ用のパワーアンプ部２１０ａとＤＣＳ用のパワーアンプ部２１０ｂとで共用させるように構成したものである。
【００５０】
また、特に制限されるものでないが、本実施例では、パワーアンプ部２１０ａ，２１０ｂの最終増幅段を構成するトランジスタ（図３のＱ１３）がそれぞれディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ等）で構成され、１段目と２段目の増幅用トランジスタＱ１１，Ｑ１２およびバイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３を生成するバイアス回路２３０と、電源電圧制御回路２２０は１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。電源電圧制御回路２２０のうちトランジスタＴＲ１や電流−電圧変換用抵抗Ｒｓはディスクリートの部品を用いるようにしても良い。
【００５１】
さらに、図１０において、符号ＳＷ２で示されているのは、図示しないベースバンド回路から供給されるバイアス制御電圧ＶＢｉａｓまたはモジュール内部で設定した電圧のいずれかの電圧に基づいてバイアス回路２３０が電源電圧制御回路２２０に対するバイアス電圧を生成するか設定するための切替えスイッチであり、この切替えスイッチＳＷ２はさらに抵抗Ｒ１１またはＲ１２を介して接地電位を上記バイアス回路２３０に入力させる切替えを行なう切替えスイッチＳＷ３に接続されている。
【００５２】
切替えスイッチＳＷ２はベースバンド回路から供給されるバイアス方式を指示するモード信号ＭＯＤＥによって切り替えが行なわれ、切替えスイッチＳＷ３はベースバンド回路から供給されるＧＳＭまたはＤＣＳのいずれのバンドの送信信号を増幅するか指示する信号ＢＡＮＤにより切り替えが行なわれる。切替えスイッチＳＷ３を切り替えることにより、ＧＳＭ方式の送信の際の初期バイアス電圧とＤＣＳ方式の送信の際の初期バイアス電圧を切り替えることができる。
【００５３】
従来の高周波電力増幅回路においては、最終増幅段２１３ａ，２１３ｂの出力端子とモジュールの出力端子ＯＵＴａ，ＯＵＴｂとの間に出力電力レベルを検出するためのカップラが設けられることが多かったが、この実施例では電源電圧制御回路２２０内の電流検出用トランジスタＴＲ２により検出された電圧Ｖｓｅｎｓが出力電力レベルを示す信号として出力されるため、モジュールの小型化が可能となる。
【００５４】
なお、図１０において、２５０は上記電源電圧制御回路２２０を動作させたり非動作状態にさせたりするための電源スイッチ回路で、Ｔｘｏｎはこの電源スイッチ回路２５０を制御する送信制御信号が入力される端子、Ｖｒｅｇはこの電源スイッチ回路２５０を介して電源電圧制御回路２２０に供給される動作電圧が印加される電源端子であり、電源スイッチ回路２５０によって電源電圧制御回路２２０への動作電圧（Ｖｒｅｇ）が遮断されると電源電圧制御回路２２０の動作が停止されるようにされている。また、このような状態においても外部から直接供給される電圧でパワーアンプ部２１０ａ，２１０ｂが動作できるようにするため、電源端子Ｖｃｔｌが設けられている。
【００５５】
図１１は、図１０の実施例の高周波電力増幅回路を使用したＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機システムの一実施例を示す。
図１１において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はフロントエンド・モジュール、２００は上記実施例の高周波電力増幅回路、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したりバンド切替え信号を生成したりするベースバンドＬＳＩ、４００は受信信号をダウンコンバートして復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする変復調用ＩＣ、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズや妨害波を除去するフィルタである。図１１に示されている高周波電力増幅回路２００は、図５や図６に示されている誤差アンプＥ−ＡＭＰを含んだものである。
【００５６】
なお、これらのうち例えばフィルタＦＬＴ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２はＤＣＳ用の回路とされる。ベースバンドＬＳＩ３００は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロプロセッサ、メモリなど内蔵したＬＳＩで構成することができる。この実施例の携帯電話システムでは、高周波電力増幅回路２００に対するモード指定信号ＭＯＤＥおよびバンド指定信号ＢＡＮＤ、バイアス制御電圧ＶＢｉａｓ、送信制御信号ＴｘｏｎはベースバンドＬＳＩ３００から供給され、出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰは変復調用ＩＣ４００から高周波電力増幅回路２００に供給されるように構成されている。出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰをベースバンドＬＳＩ３００から高周波電力増幅回路２００へ供給するシステムも可能である。ベースバンドＬＳＩ３００と変復調用ＩＣ４００とを１つの半導体集積回路とすることも可能である。
【００５７】
フロントエンド・モジュール１００は、高周波電力増幅回路２００の送信出力端子に接続されてインピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０などから構成され、これらの回路および素子は１つのセラミック基板上に実装されてモジュールとして構成されている。送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２の切替え信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はベースバンドＬＳＩ３００から供給される。
【００５８】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、電流検出用トランジスタＴＲ２と直列に電流−電圧変換用の抵抗Ｒｓを設け、検出電流を電圧に変換してモジュールから出力するように構成されているが、電流検出用トランジスタＴＲ２に流れる電流をそのまま検出電流としてモジュールから出力するように構成しても良い。
【００５９】
また、前記実施例では、電源電圧制御用トランジスタＴＲ１としてバイポーラ・トランジスタを用いているがＭＯＳＦＥＴであっても良い。また、前記実施例の高周波電力増幅回路では、増幅用トランジスタが３段接続されているが、２段構成あるいは４段以上であっても良い。また、前記実施例では、最終段の増幅用トランジスタＱ３を別のチップで構成していると説明したが、他の増幅用トランジスタＱ１，Ｑ２と同様にバイアス回路と同一のチップ上に形成されていても良い。
【００６０】
さらに、前記実施例では、ＧＳＭ方式とＤＣＳ方式の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回路について説明したが、上記２つの方式の他に、例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式の高周波電力増幅回路に適用することができる。そして、その場合、ＤＣＳとＰＣＳは比較的周波数帯が近いので、ＤＣＳとＰＣＳの信号の入力及び出力と信号の増幅に、図１０の入出力端子ＩＮａ，ＯＵＴａとパワーアンプ部２１０ａとを共用するように構成しても良い。
【００６１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力が変化することがない高周波電力増幅回路が得られる。また、高周波電力増幅回路を構成する各段の増幅用トランジスタの特性が製造工程でばらついたとしても出力電力がばらつくことがない。しかも、カップラが不要となるため、実装密度が高く電力損失も少ない高周波電力増幅回路が得られる。その結果、この高周波電力増幅回路を使用した携帯電話機等の無線通信システムにおける１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待受け時間を長くすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）の第１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】実施例の高周波電力増幅回路における出力制御電圧Ｖｒａｍｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
【図３】実施例の高周波電力増幅回路の最終増幅段の具体例を示す回路構成図である。
【図４】実施例の高周波電力増幅回路における出力電力Ｐｏｕｔと最終増幅段に流れる電流Ｉｄｄとの関係を示すグラフである。
【図５】実施例の高周波電力増幅回路を用いた無線通信システムの要部の一構成例を示すブロック図である。
【図６】実施例の高周波電力増幅回路を用いた無線通信システムの要部の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る高周波電力増幅回路の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図８】本発明に係る高周波電力増幅回路の第３の実施例を示す回路構成図である。
【図９】本発明に係る高周波電力増幅回路の第４の実施例を示す回路構成図である。
【図１０】本発明に係る高周波電力増幅回路のさらに他の実施例を示すブロック図である。
【図１１】図１０の実施例の高周波電力増幅回路を用いた携帯電話機の全体構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２００  高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）
２１０  パワーアンプ部
２１１〜２１３  増幅段
２２０  電源電圧制御回路
２３０  バイアス回路
１００  フロントエンドモジュール
３００  ベースバンドＬＳＩ
４００  変復調用ＩＣ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005020383.tif 000009
【図８】
2005020383.tif 000010
【図９】
2005020383.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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