(57)【要約】【課題】  電源電圧の変動によらず安定した電力増幅特性を有する高周波電力増幅器モジュールを提供する。【解決手段】  ＭＯＳトランジスタＱＮ３１２でのチャネル長変調効果による電流増加分を抽出するカレントミラー回路１，２と、前記抽出した電流増加分となる電流Ｉ３ｃの大きさをサイズ比によって調整するカレントミラー回路３と、定電流源５ｃでの定電流Ｉ３から前記調整された電流増加分となる電流Ｉ３ｄを差し引いた電流Ｉ３ｅが入力され、電力増幅を行うＭＯＳトランジスタＱＮ３に対してバイアス電流を供給するＭＯＳトランジスタＱＮ３１とを設け、前記ＭＯＳトランジスタＱＮ３１２と前記ＭＯＳトランジスタＱＮ３はチャネル長変調係数が同じものとする。【選択図】  図１
2005150917.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧が供給され電力増幅を行う半導体増幅素子と、前記半導体増幅素子に対してバイアス電流を供給する手段とを有する高周波電力増幅器モジュールであって、
前記バイアス電流を供給する手段は、
前記半導体増幅素子との間でカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、
前記電源電圧の変動に依存しない定電流を発生する手段と、
前記電源電圧の変動によって生じる前記半導体増幅素子でのバイアス電流変動分を補償する第１の電流を発生する手段と、
前記定電流から前記第１の電流を差し引いた第２の電流を前記第１のトランジスタに対して供給する手段とを有し、
前記第２の電流を前記第１のトランジスタに対して供給することで、前記半導体増幅素子に対して前記バイアス電流が供給されることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
【請求項２】
請求項１記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、
前記第１の電流を発生する手段は、
前記半導体増幅素子と同一の電流変動特性を有し前記半導体増幅素子と同一の前記電源電圧が供給される第２のトランジスタを含み、前記電源電圧の変動によって生じる前記第２のトランジスタでの電流変動分を抽出し、その抽出した電流変動分に基づいて前記第１の電流を発生することを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
【請求項３】
請求項２記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、
前記第１の電流を発生する手段は、
カレントミラー回路によって前記第２のトランジスタに前記定電流を供給する機能と、
前記第２のトランジスタに流れる電流から前記定電流を差し引くことで前記電流変動分を抽出する機能と、
前記抽出した前記電流変動分の大きさをカレントミラー回路のサイズ比を用いて調整する機能とを有し、
前記調整した前記電流変動分を前記第１の電流とすることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
【請求項４】
請求項２記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、
前記第１の電流を発生する手段は、
第３のトランジスタと前記第２のトランジスタから構成される第１のカレントミラー回路と、
第４のトランジスタと第５のトランジスタから構成される第２のカレントミラー回路と、
第６のトランジスタと第７のトランジスタから構成される第３のカレントミラー回路と、
前記定電流を発生する第１の定電流源および第２の定電流源とを有し、
前記第３のトランジスタは、前記第１の定電流源と接地電位との間に設けられ、前記第２のトランジスタは、第１のノードと前記接地電位との間に設けられ、前記第４のトランジスタは、前記電源電圧と前記第１のノードとの間に設けられ、前記第５のトランジスタは、前記電源電圧と前記第２の定電流源との間に設けられ、前記第６のトランジスタは、前記第５のトランジスタと前記第２の定電流源との間の第２のノードと前記接地電位との間に設けられ、前記第２のノードは、前記第５のトランジスタに流れる電流から前記第２の定電流源による前記定電流を差し引いた電流を前記第６のトランジスタに対して供給し、前記第３のカレントミラー回路によって前記第７のトランジスタから前記第１の電流を発生することを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、
前記半導体増幅素子は、短チャネルのＭＯＳトランジスタであることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅器モジュールに関し、特に、移動体通信装置に搭載され、出力電力の安定性が要求される高周波電力増幅器モジュールに適用して有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、様々な通信方式に代表される移動体通信装置（いわゆる携帯電話機）が世界的に普及している。この通信方式としては、例えば、欧州でのＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式、日本でのＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ）方式、北米でのＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式などが挙げられる。また、次世代の通信方式として、例えば、ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅｓ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）方式や、Ｗ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ）−ＣＤＭＡ方式、ｃｄｍａ２０００方式といったものが提案されている。
【０００３】
このような携帯電話機は、主に、ベースバンドの処理を行う部分と無線処理を行う部分から構成される。送信時において、この無線処理を行う部分では、信号の変調や変調された信号の増幅などが行われ、変調された信号を増幅する際に、高周波電力増幅器モジュールが用いられる。高周波電力増幅器モジュールは、例えば、ＭＯＳトランジスタやＧａＡｓトランジスタ等を順に接続した多段構成のトランジスタと、その多段構成のトランジスタにバイアス電流やバイアス電圧を印加するバイアス回路などを備えている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、本発明者が検討したところによれば、前記背景技術で述べたような高周波電力増幅器モジュールは、例えば図４に示すような構成となっている。図４は、本発明の前提として検討した従来の高周波電力増幅器モジュールにおいて、その構成の一例を示す回路図である。図４に示す高周波電力増幅器モジュールは、１ｓｔ（１段目）、２ｎｄ（２段目）、３ｒｄ（３段目）の３段構成からなる電力増幅部と、それらの電力増幅部にバイアス電流を供給するバイアス回路４０とを有している。
【０００５】
各電力増幅部は、電源電圧Ｖｄｄが供給されて電力増幅を行うＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３と、これらに対してそれぞれカレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタＱＮ１１，ＱＮ２１，ＱＮ３１などを有している。そして、バイアス回路４０は、温度や電源電圧Ｖｄｄなどに依存しない定電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を、それぞれ、前記ＭＯＳトランジスタＱＮ１１，ＱＮ２１，ＱＮ３１に対して供給する。
【０００６】
これによって、前記ＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３では、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタ（例えば、ＭＯＳトランジスタＱＮ１とＭＯＳトランジスタＱＮ１１）のトランジスタサイズの比率に応じてバイアス電流が印加される。前記ＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３は、信号入力端子Ｐｉｎより高周波信号が入力されると、前記バイアス電流に応じて１ｓｔ、２ｎｄ、３ｒｄの順に電力増幅を行い、その増幅された高周波信号を信号出力端子Ｐｏｕｔより出力する。
【０００７】
このような高周波電力増幅器モジュールにおいて、ＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３には、高周波特性を向上させることなどから、近年、ゲート長が短いものが用いられる。しかしながら、ゲート長が短くなると、図５に示すように、ソース−ドレイン間の飽和電流Ｉｄｓがソース−ドレイン間の電圧Ｖｄｓに応じてΔＩｄｓ増加するという現象（所謂チャネル長変調効果）が顕著に現れてくる。
【０００８】
このチャネル長変調効果は、カレントミラー回路の電流特性に影響を及ぼし、これによって高周波電力増幅器モジュールの電力増幅特性にも影響を及ぼすことになる。すなわち、カレントミラー回路を構成する２つのトランジスタは、それぞれ飽和電流が流れるように動作するが、そのうちのＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３の方のみが電源電圧に依存してその飽和電流が変化する。このため、カレントミラー回路を構成するトランジスタのサイズ比によって設定した飽和電流の比率と、実際に流れる飽和電流の比率との間で、電源電圧に依存した誤差が発生する。これは、ＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３に流すバイアス電流に設定誤差を生じさせることになり、電力増幅特性に影響を及ぼすことになる。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、電源電圧の変動によらず安定した電力増幅特性を有する高周波電力増幅器モジュールを提供することにある。
【００１０】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１２】
本発明による高周波電力増幅器モジュールは、電源電圧が供給され電力増幅を行う半導体増幅素子と、前記半導体増幅素子に対してバイアス電流を供給する手段とを有するものである。そして、前記バイアス電流を供給する手段は、前記半導体増幅素子との間でカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、前記電源電圧の変動に依存しない定電流を発生する手段と、前記電源電圧の変動によって生じる前記半導体増幅素子でのバイアス電流変動分を補償する第１の電流を発生する手段と、前記定電流から前記第１の電流を差し引いた第２の電流を前記第１のトランジスタに対して供給する手段とを有し、前記第２の電流を前記第１のトランジスタに対して供給することで、前記半導体増幅素子に対して前記バイアス電流を供給するものである。
【００１３】
これによって、例えばＭＯＳトランジスタで電力増幅を行う場合を例とすると、そのＭＯＳトランジスタでのチャネル長変調効果による飽和電流の増加を、そのＭＯＳトランジスタに供給する電流を減らして補償することができ、バイアス電流を安定させることが可能になる。
【００１４】
ここで、前記第１の電流を発生する手段は、例えば、前記半導体増幅素子と同一の電流変動特性を有し前記半導体増幅素子と同一の前記電源電圧が供給される第２のトランジスタを含み、前記電源電圧の変動によって生じる前記第２のトランジスタでの電流変動分を抽出し、その抽出した電流変動分に基づいて前記第１の電流を発生するものである。
【００１５】
すなわち、前記半導体増幅素子での電流変動分が前記第２のトランジスタでの電流変動分に等しいとみなすことによって、前記半導体増幅素子における電流変動分を抽出することが可能になる。そして、その抽出した電流変動分を用いれば、前記第１の電流を発生させることも可能になる。
【００１６】
また、前記第１の電流を発生する手段は、例えば、カレントミラー回路によって前記第２のトランジスタに前記定電流を供給する機能と、前記第２のトランジスタに流れる電流から前記定電流を差し引くことで前記電流変動分を抽出する機能と、前記抽出した前記電流変動分の大きさをカレントミラー回路のサイズ比を用いて調整する機能とを有し、前記調整した前記電流変動分を前記第１の電流とするものである。
【００１７】
これによって、前記第１の電流は、前記第２のトランジスタでの電流変動分に対し、さらに、各種条件に応じた調整を加えた電流とすることが可能になる。
【００１８】
なお、前述した半導体増幅素子は、短チャネルのＭＯＳトランジスタであった場合に、より有益なものとなる。
【発明の効果】
【００１９】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
【００２０】
半導体増幅素子でのチャネル長変調効果によって増加する電流変動分を、その半導体増幅素子に供給する電流を減少させて補償することによって、半導体増幅素子において電源電圧の変動によらず安定したバイアス電流を流すことが可能になる。これによって、電源電圧の変動によらず安定した電力増幅特性を持った高周波電力増幅器モジュールを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２２】
図１は、本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールにおいて、その構成の一例を示す回路図である。
【００２３】
図１に示す高周波電力増幅器モジュールは、前述した図４に示す回路において、例えば３ｒｄ電力増幅部内の構成を示すものである。その構成は、例えば、前記図４の３ｒｄ電力増幅部内と同一のＭＯＳトランジスタを有する第４のカレントミラー回路４に加えて、第１，第２，第３のカレントミラー回路１，２，３と、それぞれ同一の大きさの定電流Ｉ３を供給する３個の定電流源５ａ，５ｂ，５ｃと、インダクタンス素子としてチョークコイルＬ３と、交流結合コンデンサＣ３，Ｃ４などから構成されている。定電流源５ａ，５ｂ，５ｃは、前記図４に示したバイアス回路４０からの電流を意味し、温度や電源電圧の変動によらず一定の定電流Ｉ３を供給することができる。
【００２４】
第４のカレントミラー回路４は、ソース端子を接地電位（ＧＮＤ：グラウンド）とし、電力増幅を行うｎチャネルのＭＯＳトランジスタＱＮ３（半導体増幅素子）と、それとの間でカレントミラー回路を構成し、ＭＯＳトランジスタＱＮ３にバイアス電流Ｉｂｉａｓを供給するＭＯＳトランジスタＱＮ３１（第１のトランジスタ）と、ＭＯＳトランジスタＱＮ３のゲート端子とＭＯＳトランジスタＱＮ３１のゲート端子との間に設けられた抵抗素子Ｒとを有している。
【００２５】
ここで、高周波信号は、信号入力端子Ｐｉｎ２より入力され、交流結合コンデンサＣ３によってその交流成分のみが通過し、ＭＯＳトランジスタＱＮ３のゲート端子に入力される。ＭＯＳトランジスタＱＮ３は、バイアス電流Ｉｂｉａｓの値に応じて電力増幅を行う。電力増幅が行われた高周波信号は、交流結合コンデンサＣ４を介して信号出力端子Ｐｏｕｔから出力される。この際に、前記抵抗素子Ｒは、ＭＯＳトランジスタＱＮ３のゲート端子に入力された高周波信号が、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１に漏れ、その影響でカレントミラー回路の特性が変動するのを防止する役割を担う。
【００２６】
第１のカレントミラー回路１は、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＱＮ３１１（第３のトランジスタ）とｎチャネルのＭＯＳトランジスタＱＮ３１２（第２のトランジスタ）とを有している。ＭＯＳトランジスタＱＮ３１１には、定電流源５ａ（第１の定電流源）より定電流Ｉ３が供給され、これによって、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１１とＭＯＳトランジスタＱＮ３１２のサイズ比に応じた電流Ｉ３ａがＭＯＳトランジスタＱＮ３１２側に流れる。
【００２７】
第２のカレントミラー回路２は、ｐチャネルのＭＯＳトランジスタＱＰ３１１（第４のトランジスタ）とｐチャネルのＭＯＳトランジスタＱＰ３１２（第５のトランジスタ）とを有している。ＭＯＳトランジスタＱＰ３１１とＭＯＳトランジスタＱＮ３１２のドレイン端子（第１のノード）は共通に接続されており、これによって、ＭＯＳトランジスタＱＰ３１１には前記電流Ｉ３ａが供給される。そして、ＭＯＳトランジスタＱＰ３１２には、ＭＯＳトランジスタＱＰ３１１とＭＯＳトランジスタＱＰ３１２のサイズ比に応じた電流Ｉ３ｂが流れる。
【００２８】
第３のカレントミラー回路３は、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＱＮ３１３（第６のトランジスタ）とｎチャネルのＭＯＳトランジスタＱＮ３１４（第７のトランジスタ）とを有している。ＭＯＳトランジスタＱＮ３１３には、前記ＭＯＳトランジスタＱＰ３１２と定電流源５ｂ（第２の定電流源）との間に設けられたノード（第２のノード）によって電流Ｉ３ｃが供給される。この電流Ｉ３ｃは、前記電流Ｉ３ｂより前記定電流Ｉ３を差し引いた値となる。そして、電流Ｉ３ｃが供給されると、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１３とＭＯＳトランジスタＱＮ３１４のサイズ比に応じた電流Ｉ３ｄがＭＯＳトランジスタＱＮ３１４側に流れる。
【００２９】
また、前記第４のカレントミラー回路４のＭＯＳトランジスタＱＮ３１には、定電流源５ｃと前記ＭＯＳトランジスタＱＮ３１４との間に設けられたノードによって、電流Ｉ３ｅが供給される。この電流Ｉ３ｅは、前記定電流Ｉ３より前記電流Ｉ３ｄを差し引いた値となる。そして、電流Ｉ３ｅが供給されると、前記ＭＯＳトランジスタＱＮ３１と前記ＭＯＳトランジスタＱＮ３のサイズ比に応じて、前記ＭＯＳトランジスタＱＮ３には、前記バイアス電流Ｉｂｉａｓが発生する。
【００３０】
なお、前述した各カレントミラー回路を構成する各トランジスタのサイズ（チャネル幅Ｗ／チャネル長Ｌ）は、例えば、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１１，ＱＮ３１２，ＱＮ３１が共に１００μｍ／０．３μｍ、ＭＯＳトランジスタＱＰ３１１，ＱＰ３１２，ＱＮ３１３が共に１００μｍ／５μｍ、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１４が（ｋ×１００μｍ）／５μｍ（ｋは変数）、ＭＯＳトランジスタＱＮ３が（ｎ×１００μｍ）／０．３μｍ（ｎは変数）とする。
【００３１】
これにより、前記第１，第２のカレントミラー回路１，２内のトランジスタサイズ比は共に１：１、前記第３のカレントミラー回路３内のトランジスタサイズ比は１：ｋ、前記第４のカレントミラー回路４内のトランジスタサイズ比は１：ｎとなる。また、前記第１のカレントミラー回路１内のＭＯＳトランジスタＱＮ３１１，ＱＮ３１２と、前記第４のカレントミラー回路４内のＭＯＳトランジスタＱＮ３１，ＱＮ３は、共に短チャネルのＭＯＳトランジスタであり、例えばＬＤ−ＭＯＳ（Ｌａｔｅｒａｌｌｙ  Ｄｉｆｆｕｓｅｄ−ＭＯＳ）などを用いる。
【００３２】
そして、前記第１〜第４のカレントミラー回路において、それぞれペアとなるトランジスタ（例えばＭＯＳトランジスタＱＮ３１１とＭＯＳトランジスタＱＮ３１２）は、レイアウト上で近傍に設けられる。これによって、ペアのトランジスタ間で、製造ばらつきや温度変化などによる電気的特性のばらつきを相殺することができ、カレントミラー回路の特性を安定させることができる。
【００３３】
このような構成を備えた高周波電力増幅器モジュールは、以下に説明するような動作によって、電源電圧Ｖｄｄの変動によらず一定のバイアス電流Ｉｂｉａｓを発生することが可能になる。この説明に際し、まずは動作の流れを簡単に説明し、それ以降に具体的な式を用いて詳細な説明を行う。
【００３４】
まず、電力増幅を行うＭＯＳトランジスタＱＮ３と同じチャネル長変調係数（電流変動特性）を有し、同じ電源電圧Ｖｄｄが供給されている第１のカレントミラー回路１内のＭＯＳトランジスタＱＮ３１２に対して、定電流源５ａとＭＯＳトランジスタＱＮ３１１によって定電流Ｉ３を供給する。
【００３５】
つぎに、第２のカレントミラー回路２と定電流Ｉ３を発生する定電流源５ｂを用いて、このＭＯＳトランジスタＱＮ３１２で実際に流れる電流から定電流Ｉ３を差し引くことによって、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１２でのチャネル長変調効果によって増加した電流変動分のみを抽出する。この抽出した電流変動分は、電流Ｉ３ｃとなる。
【００３６】
そして、この抽出した電流変動分の大きさを、第３のカレントミラー回路３でのトランジスタサイズ比（１：ｋ）によって調整し、電流Ｉ３ｄ（第１の電流）を発生する。第４のカレントミラー回路４内のＭＯＳトランジスタＱＮ３１には、定電流源５ｃによって供給される定電流Ｉ３から、前記調整した電流変動分（電流Ｉ３ｄ）を差し引いた電流Ｉ３ｅ（第２の電流）が供給される。この電流Ｉ３ｅをＭＯＳトランジスタＱＮ３１に流すことによって、ＭＯＳトランジスタＱＮ３においてバイアス電流Ｉｂｉａｓが供給される。
【００３７】
すなわち、図１に示した回路は、ＭＯＳトランジスタＱＮ３においてチャネル長変調効果で増加するバイアス電流変動分を、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１に供給する電流Ｉ３ｅを減少させることで補償する回路である。そして、その電流Ｉ３ｅを減少させる大きさは電流Ｉ３ｄによって決められ、その電流Ｉ３ｄは、ＭＯＳトランジスタＱＮ３と同じチャネル長変調係数を有し、同じ電源電圧Ｖｄｄが供給されているＭＯＳトランジスタＱＮ３１２での電流変動分を反映した値となっている。
【００３８】
以上のような動作の流れを、式を用いて詳細に説明すると以下のようになる。
【００３９】
第１のカレントミラー回路１において、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１１とＭＯＳトランジスタＱＮ３１２のサイズ比が１：１であり、電源電圧Ｖｄｄが供給されるＭＯＳトランジスタＱＮ３１２においてチャネル長変調効果が発生することから、電流Ｉ３ａの値は次式で表される。
【００４０】
Ｉ３ａ＝Ｉ３（１＋λＶｄｄ）      （１）
ここで、λはＭＯＳトランジスタＱＮ３１２におけるチャネル長変調係数であり、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１２のソース端子−ドレイン端子間電圧は、近似により電源電圧Ｖｄｄとしている。
【００４１】
この電流Ｉ３ａは、第２のカレントミラー回路２によって、ＭＯＳトランジスタＱＰ３１２側に伝わり、その電流Ｉ３ｂは、Ｉ３ｂ＝Ｉ３ａとなる。したがって、第３のカレントミラー回路３に入力される電流Ｉ３ｃは次式となる。
【００４２】
Ｉ３ｃ＝Ｉ３ｂ−Ｉ３＝Ｉ３×λＶｄｄ      （２）
第３のカレントミラー回路３に電流Ｉ３ｃが入力されると、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１３とＭＯＳトランジスタＱＮ３１４のサイズ比が１：ｋであることから、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１４側の電流Ｉ３ｄは次式で表される。
【００４３】
Ｉ３ｄ＝ｋ×Ｉ３×λＶｄｄ      （３）
したがって、第４のカレントミラー回路４に入力される電流Ｉ３ｅは次式となる。
【００４４】
Ｉ３ｅ＝Ｉ３−Ｉ３ｄ＝Ｉ３−ｋＩ３λＶｄｄ      （４）
第４のカレントミラー回路４では、ＭＯＳトランジスタＱＮ３１とＭＯＳトランジスタＱＮ３のサイズ比が１：ｎであり、電源電圧Ｖｄｄが供給されるＭＯＳトランジスタＱＮ３においてチャネル長変調効果が発生する。この際のチャネル長変調係数は、ＭＯＳトランジスタＱＮ３の構造がＭＯＳトランジスタＱＮ３１２をｎ個並列接続したような構造となっていることから、ＱＮ３１２のチャネル長変調係数λと等しくなる。したがって、ＭＯＳトランジスタＱＮ３に供給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓは次式で表される。
【００４５】
Ｉｂｉａｓ＝ｎＩ３ｅ（１＋λＶｄｄ）
＝ｎＩ３（１−ｋλＶｄｄ）（１＋λＶｄｄ）      （５）
ここで、式（５）において、電源電圧Ｖｄｄの変動に対して係数値（１−ｋλＶｄｄ）（１＋λＶｄｄ）の変動幅が少なければ、電源電圧によらず近似的に一定のバイアス電流を供給できることになる。そこで、この電源電圧Ｖｄｄと係数値（１−ｋλＶｄｄ）（１＋λＶｄｄ）との関係の一例を図２に示す。
【００４６】
図２は、本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールにおいて、電源電圧の変動に対するバイアス電流の増加傾向の一例を、従来技術での場合も含めて示すグラフである。図２においては、前述した図４における従来技術での場合も併せて示しており、この従来技術における係数値は、（１＋λＶｄｄ）となる。また、チャネル長変調係数λの値は０．１と仮定し、図１において前記第３のカレントミラー回路３のトランジスタサイズ比であるｋの値は０．７５に設定している。なお、このｋの値は、式（５）から判るように、電源電圧Ｖｄｄの使用範囲などに応じて最適な値を設定することになる。
【００４７】
図２では、例えば、電源電圧の使用範囲である３Ｖから４Ｖの間において、従来技術における係数値（１＋λＶｄｄ）の変動幅が１０％（（１．４−１．３）／１）程度であるのに対し、本発明における係数値（１−ｋλＶｄｄ）（１＋λＶｄｄ）の変動幅は、極めて小さい値となっており、約３％程度である。電源電圧の使用範囲が広くなると、これらの格差は更に大きいものとなる。
【００４８】
以上、これまでの説明から判るように、本発明の一実施の形態である図１の高周波電力増幅器モジュールを用いることで、電源電圧の変動によらず一定のバイアス電流を供給することができる。そして、これによって、電源電圧の変動によらず安定した電力増幅特性を得ることができる。なお、図１においては、従来技術である図４での３ｒｄ電力増幅部内の構成例を示したが、３ｒｄ電力増幅部に限らず、１ｓｔ，２ｎｄ電力増幅部にも同様に適用することができる。
【００４９】
また、図１でのＭＯＳトランジスタＱＮ３１１，ＱＮ３１２，ＱＮ３１，ＱＮ３は、チャネル長を０．３μｍとしたが、これらのチャネル長が更に短くなるにつれてチャネル長変調効果がより顕著に表れ、電力増幅特性もより不安定なものとなる。したがって、より短チャネルのＭＯＳトランジスタになる程、本発明による効果がより重要度を増してくると考えられる。
【００５０】
ところで、これまでに説明した本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールは、特に携帯電話機などに適用して有益なものとなる。図３に、本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールを用いた携帯電話機の構成の一例を示す。
【００５１】
図３に示す携帯電話機は、例えば、信号電波送受信用のアンテナ２１と、このアンテナ２１につながるアンテナ送受信切換器２２と、送受信を制御する機能などを持つベースバンド処理回路２３を含むＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）リニア回路２４と、前述した高周波電力増幅器モジュール（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２５などを含み、送信信号を変調する機能などを持つ送信系回路２６と、受信信号を復調する機能などを持つ受信系回路２７などから構成される。
【００５２】
アンテナ送受信切換器２２は、たとえば送信と受信を切り換える送受信切換スイッチ２２ａ、受信側に接続されたコンデンサ２２ｂ、送信側に接続されたフィルタ２２ｃなどから構成される。このアンテナ送受信切換器２２の送受信切換スイッチ２２ａは、たとえばベースバンド処理回路２３などからの制御信号により送信側、受信側への切り換えが制御される。
【００５３】
ベースバンド処理回路２３は、たとえば図示しないＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロプロセッサ、半導体メモリなどから構成され、送信時に音声信号をベースバンド信号に変換したり、受信時に受信信号を音声信号に変換したり、その他各種制御信号を生成する機能などが設けられている。
【００５４】
送信系回路２６は、たとえばベースバンド処理回路２３に接続され、複数の周波数帯の発振信号を発生するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２６ａ、このＶＣＯ２６ａからの発振信号に基づいた搬送波によりＩＱ信号を変調するミキサ（ＭＩＸ）２６ｂ、ＲＦリニア回路２４に接続されたＣＰＵ２６ｃ、このＣＰＵ２６ｃの演算処理に基づき出力フィードバックをかけて電力制御を行うＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）２６ｄ、ミキサ２６ｂからの変調信号に対してＡＰＣ２６ｄのフィードバック制御に基づいてゲインを制御するＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）２６ｅ、このＡＧＣ２６ｅからの出力信号を増幅する前述した高周波電力増幅器モジュール２５、この高周波電力増幅器モジュール２５に接続された出力レベル検出用のカップラ２６ｆなどから構成される。
【００５５】
受信系回路２７は、たとえばアンテナ送受信切換器２２のコンデンサ２２ｂに接続され、受信信号から不要波を除去するフィルタ２７ａ、このフィルタ２７ａに接続されたＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２７ｂなどから構成される。
【００５６】
携帯電話機における送信時の出力電力は、電波干渉などの問題により基地局との距離に応じて変更する必要がある。このため、ＡＰＣ２６ｄは、ＡＧＣ２６ｅや高周波電力増幅器モジュール２５に対して、出力電力を設定する制御信号Ｖａｐｃなどを出力する。高周波電力増幅器モジュール２５は、この制御信号Ｖａｐｃに応じてバイアス電流などを設定し、電力増幅を行う。なお、高周波電力増幅器モジュール２５の出力変動は、カップラ２６ｆによって検出され、この検出値は、前記ＡＰＣ２６ｄにフィードバックされる。
【００５７】
このような携帯電話機において、高周波電力増幅器モジュールの電源電圧はバッテリによって供給される。ところが、バッテリの電圧は、充電が行われて以降、時間の経過とともに低下していく傾向にある。従来技術における高周波電力増幅器モジュールでは、このバッテリ電圧の低下とともにバイアス電流が変化し、出力電力にばらつきが発生することが起こり得た。なお、この出力電力のばらつきは、カップラ２６ｆからＡＰＣ２６ｄへのフィードバックによってある程度抑制することはできるが、カップラ２６ｆの性能が不十分であったり、ＡＰＣ２６ｄの負担が大きくなったりなどの問題が考えられた。
【００５８】
そこで、本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールを用いると、それ自身でバッテリ電圧の変動に対して出力電力を安定させることが可能になるため、このような問題を解決することが可能になる。また、高周波電力増幅器モジュールの一般的な製品仕様の面からも、電源電圧の変動によらず安定したパワー特性を備えることは有益な技術である。
【００５９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００６０】
例えば、これまでの説明では、ＭＯＳトランジスタのチャネル長変調効果を例に説明をしてきたが、ＭＯＳトランジスタに限らず、バイポーラトランジスタのアーリー効果に対しても同様な構成を適用することができる。また、図１に示したような構成は、高周波電力増幅器モジュールに限らず、一般的なカレントミラー回路の電流特性をより安定化させる手法としても適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールにおいて、その構成の一例を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールにおいて、電源電圧の変動に対するバイアス電流の増加傾向の一例を、従来技術での場合も含めて示すグラフである。
【図３】本発明の一実施の形態の高周波電力増幅器モジュールにおいて、それを用いた携帯電話機の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】本発明の前提として検討した従来の高周波電力増幅器モジュールにおいて、その構成の一例を示す回路図である。
【図５】本発明の前提として検討した従来の高周波電力増幅器モジュールにおいて、従来技術の課題となるチャネル長変調効果を説明する図である。
【符号の説明】
【００６２】
１，２，３，４  カレントミラー回路
５ａ，５ｂ，５ｃ  定電流源
２１  アンテナ
２２  アンテナ送受信切換器
２２ａ  送受信切換スイッチ
２２ｂ  コンデンサ
２２ｃ，２７ａ  フィルタ
２３  ベースバンド処理回路
２４  ＲＦリニア回路
２５  ＰＡ
２６  送信系回路
２６ａ  ＶＣＯ
２６ｂ  ミキサ
２６ｃ  ＣＰＵ
２６ｄ  ＡＰＣ
２６ｅ  ＡＧＣ
２６ｆ  カップラ
２７  受信系回路
２７ａ  フィルタ
２７ｂ  ＬＮＡ
４０  バイアス回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４  交流結合コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  チョークコイル
Ｒ  抵抗素子
ＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３，ＱＮ１１，ＱＮ２１，ＱＮ３１，ＱＮ３１１，ＱＮ３１２，ＱＮ３１３，ＱＮ３１４，ＱＰ３１１，ＱＰ３１２  ＭＯＳトランジスタ
Ｐｉｎ，Ｐｉｎ２  信号入力端子
Ｐｏｕｔ  信号出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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