(57)【要約】【課題】  振幅復調のための閾値が送信側から送信されないシステムの受信側において、復調器の特性を損なわず、且つ復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能とする。【解決手段】  閾値算出部３４は、復調部３２が１６ＱＡＭの復調を行う際に必要となる閾値を、復調器入力信号から算出する。ＳＮ変動推定部３３は、復調器入力信号のＳＮ変動からドップラー周波数を推定し、そのドップラー周波数が高い時には、閾値算出部３４での閾値算出頻度を多くするように制御し、一方、ドップラー周波数が低いときには、閾値算出部３４での閾値算出頻度を少なくするように制御する。【選択図】  図４
2005150798.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも振幅変調がなされて無線送信されてきた受信信号を振幅復調する際に必要となる閾値を算出する閾値算出手段と、
上記無線送信されてきた受信信号の受信品質に基づいて、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御する算出頻度制御手段と、
上記閾値算出手段により算出された閾値を用いて、上記受信信号の振幅復調を行う復調手段と
を有することを特徴とする復調装置。
【請求項２】
請求項１記載の復調装置であって、
上記算出頻度制御手段は、上記受信信号の振幅の時間当たりの変動レベルを上記受信品質として求め、上記時間当たりの変動レベルからドップラー周波数を推定し、そのドップラー周波数に応じて、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御することを特徴とする復調装置。
【請求項３】
請求項２記載の復調装置であって、
上記算出頻度制御手段は、上記ドップラー周波数が低くなるに従い、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を少なく制御することを特徴とする復調装置。
【請求項４】
請求項３記載の復調装置であって、
上記算出頻度制御手段は、上記閾値算出手段での閾値頻度数と上記ドップラー周波数との対応表を有することを特徴とする復調装置。
【請求項５】
請求項１記載の復調装置であって、
上記算出頻度制御手段は、上記受信信号のレイク受信パス数を上記受信品質として求め、そのレイク受信パス数に応じて、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御することを特徴とする復調装置。
【請求項６】
請求項５記載の復調装置であって、
上記算出頻度制御手段は、上記レイク受信パス数が多くなるに従い、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を少なく制御することを特徴とする復調装置。
【請求項７】
請求項５記載の復調装置であって、
上記算出頻度制御手段は、上記閾値算出手段での閾値頻度数と上記レイク受信パス数との対応表を有することを特徴とする復調装置。
【請求項８】
少なくとも振幅変調がなされて無線送信されてきた受信信号を振幅復調する際に必要となる閾値を閾値算出手段が算出するステップと、
上記無線送信されてきた受信信号の受信品質に基づいて、算出頻度制御手段が、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御するステップと、
上記閾値算出手段により算出された閾値を用い、復調手段が、上記受信信号の振幅復調を行うステップと
を有することを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話機等の移動無線通信端末に好適な復調装置及び復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、携帯電話システム等の移動無線通信システムに使用される変調方式の一つとして、適応変調方式が知られている。以下、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）のＨＳＤＰＡ（high speed downlink packet access）方式を例に挙げ、適応変調方式について説明する。
【０００３】
上記Ｗ−ＣＤＭＡのＨＳＤＰＡ方式では、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の変調方式と、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の変調方式を、伝播路品質に応じて適応的に切り換え使用することで、伝播路品質が良い移動無線通信端末に対しては雑音耐久特性を犠牲にする一方で高速なデータ通信を提供可能とし、伝播路品質が悪い移動無線通信端末に対しては通信速度を犠牲にする一方で高い雑音耐久特性での低速データ通信を提供可能とするような、適応変調方式の適用が検討されている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
ここで、上記適応変調方式は、以下の基本手順により実現される。
【０００５】
先ず、第１の手順として、基地局から送信された信号の受信品質を移動無線通信端末が測定する。
【０００６】
次に、第２の手順として、移動無線通信端末は、その受信品質測定結果を、基地局に通達する。
【０００７】
次に、第３の手順として、基地局は、移動無線通信端末から報告された受信品質測定結果に基づいて、符号化率，変調度数等の送信パラメータを決定する。
【０００８】
次に、第４の手順として、基地局は、上記送信パラメータを移動無線通信端末へ送信すると共に、当該送信パラメータに基づいて符号化及び変調したデータを送信する。
【０００９】
その後、第５の手順として、移動無線通信端末は、基地局からの送信パラメータを受信すると共にデータを受信し、上記送信パラメータに基づいて受信データの復調及び復号処理を行う。
【００１０】
そして、これら第１〜第５の手順が周期的に繰り返されることで、データの送受信が続けられる。
【００１１】
なお、１６ＱＡＭは、位相変調のみならず振幅変調も施されているため、送信側から１６ＱＡＭ変調信号が送られた場合、受信側の復調器では、振幅復調のための閾値が必要になっている。したがって、従来は、基地局側から１６ＱＡＭ変調信号が送信された場合、それに付随して上記閾値情報も移動無線通信端末側へ送信されていた。
【特許文献１】特開２００３−１９８４２６号公報（第６図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところが、第３世代の携帯電話システムの標準化プロジェクトである３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）の最新仕様では、ＱＡＭ復調に必要な閾値関連情報は一切送信しない仕組みに変更された。
【００１３】
そのため、受信側では、自らＱＡＭ復調に必要な閾値を算出しなければならなくなっている。すなわち、受信側は、例えば無線通信チャネルの最小単位であるスロット（slot：0.667ms）毎に閾値を算出することにより、ＱＡＭ復調を行えることになる。
【００１４】
しかしながら、スロット毎に閾値を算出するようにした場合、復調処理時間が長くなり、また消費電力も増大してしまうという欠点があり好ましくない。
【００１５】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、振幅復調のための閾値関連情報が送信側から一切送信されない移動無線通信システムの受信側において、受信側復調器の特性を損なわないようにしつつ、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能とする復調装置及び復調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の復調装置は、少なくとも振幅変調がなされている受信信号を振幅復調するのに必要な閾値を算出する閾値算出手段と、受信信号の受信品質に基づいて閾値算出の頻度を制御する算出頻度制御手段と、その算出された閾値を用いて受信信号の振幅復調を行う復調手段とを有する。
【００１７】
ここで、算出頻度制御手段は、受信信号の振幅の時間当たりの変動レベルからドップラー周波数を推定し、そのドップラー周波数に応じて閾値算出の頻度を制御する。また、算出頻度制御手段は、受信信号のレイク受信パス数に応じて閾値算出の頻度を制御する。
【００１８】
本発明の復調方法は、少なくとも振幅変調がなされている受信信号を振幅復調するのに必要な閾値を算出するステップと、受信信号の受信品質に基づいて閾値算出の頻度を制御するステップと、その算出された閾値を用いて、受信信号の振幅復調を行うステップとを有する。
【００１９】
すなわち、本発明によれば、振幅復調のための閾値の算出頻度を制御可能となっており、閾値算出頻度を下げれば復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能となる。また、本発明によれば、閾値算出頻度の制御は、受信信号の受信品質に基づいて行われているため、例えば受信品質が良い場合にのみ閾値算出頻度を下げるようにすれば、復調特性が損なわれることはない。
【発明の効果】
【００２０】
本発明においては、受信信号の受信品質に基づいて、振幅復調のための閾値の算出頻度を制御することにより、受信側復調器の特性を損なわないようにしつつ、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施の形態として、ＱＡＭ復調に必要な閾値関連情報は一切送信しない仕組みとなされた３ＧＰＰの最新仕様を例に挙げて、本発明の復調装置及び復調方法について説明する。
【００２２】
〔移動無線通信システムの構成〕
図１には、本発明実施形態の移動無線通信システムの概略的な構成を示す。なお、この図１では、無線アンテナやＲＦ回路など、一般的な構成の図示及びその説明は省略し、本発明にかかる主要部のみを示している。
【００２３】
この図１において、基地局である送信側装置１では、送信するべき情報信号が符号化器１１により符号化され、変調器１２に送られる。当該変調器１２では、無線通信路品質に応じてＱＰＳＫの変調方式と１６ＱＡＭの変調方式とが適応的に切り換え使用される。この変調器１２の出力信号は、多重化器１３へ送られる。
【００２４】
パイロット信号発生器１４は、符号化器１１での符号化の際の符号化率や、変調器１２での変調度数、無線通信路で生じる振幅及び位相変動の補償に用いられる補償情報を、受信側装置２へ通知するための送信パラメータがパイロット信号として出力され、多重化器１３へ送られる。なお、３ＧＰＰの最新仕様によれば、送信側装置１から１６ＱＡＭ変調信号が送出された場合であっても、振幅復調のための閾値が送信側装置１から受信側装置２へ送られることはない。したがって、パイロット信号に振幅復調のための閾値が含まれることはない。
【００２５】
多重化器１３は、変調器１２からの信号とパイロット信号発生器１４からのパイロット信号とを多重化する。当該多重化器１３からの出力信号は、図示しないＲＦ回路やアンテナ等を介し、さらに無線通信路を介して受信側装置２へ送信される。
【００２６】
ここで、図２には、図１の基地局である送信側装置１から、移動無線通信端末である受信側装置２へユーザデータＤ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，・・・）を送信するための下りユーザデータチャネルと、上記パイロット信号Ｐ（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，・・・）が送られる下り制御チャネルとの関係を示す。
【００２７】
この図２において、受信側装置２は、下りユーザデータチャネルのユーザデータＤを受信する前に、パイロット信号Ｐが付加されている下り制御チャネルデータを受信し、そのパイロット信号を復調して送信パラメータを取り出すことにより、下りユーザデータチャネルのユーザデータＤに適用されている符号化率や変調度数、振幅及び位相の補償情報を検出するようになされている。
【００２８】
図１に戻り、受信側装置２は、上記送信側装置１から無線通信路を通って伝送されてきた信号を、図示しないアンテナやＲＦ回路等の受信手段を介して受信し、その受信信号を復調器２１へ入力する。
【００２９】
復調器２１は、受信信号から上記パイロット信号を取り出し、そのパイロット信号から復調した送信パラメータの変調度数に基づいて、ＱＰＳＫの復調と１６ＱＡＭの復調とを適宜切り換え、一方、送信パラメータの補償情報に基づいて、無線通信路で生じた振幅及び位相変動を補償する。
【００３０】
また、送信側装置１から１６ＱＡＭ変調信号が送られてきている場合、復調器２１は、受信信号から後述するようにして振幅復調のための閾値を算出し、その閾値を用いて振幅復調を行う。当該復調器２１にて復調された受信信号は、復号器２２へ送られる。
【００３１】
復号器２２は、上記送信パラメータの符号化率に基づいて、復調器２１からの出力信号を復号することで、送信側装置１が送った情報信号を取り出す。
【００３２】
〔１６ＱＡＭ復調のための閾値算出処理〕
以下、本実施形態の受信側装置２の復調器２１における１６ＱＡＭの復調に必要な閾値算出処理について説明する。
【００３３】
先ず、図３を参照して１６ＱＡＭの復調の概念を説明する。
【００３４】
１６ＱＡＭ復調では、１６ＱＡＭの各受信シンボルを構成する「００００」〜「１１１１」までの各４ビットデータを、それぞれ左から０番目のビットｂ０及び２番目のビットｂ２と、左から１番目のビットｂ１及び３番目のビットｂ３とに分けて２段階に復調する。ビットｂ０，ｂ２はＱＰＳＫと同様にＩ，Ｑ軸を判定軸として「０」，「１」判定を行い、ビットｂ１，ｂ３はＩ＝２α，Ｑ＝２αを判定軸として「０」，「１」判定を行う。
【００３５】
本実施形態では、当該２αがＱＡＭ復調に必要な閾値となる。当該２αの算出方法の一例としては、式（１）に示すように、受信したＩ，Ｑ信号の振幅平均値を使う方法が考えられる。
【００３６】
【数１】
2005150798.tif 000003
この式（１）において、ＩrefはＩ信号の閾値、ＱrefはＱ信号の閾値、Ｍは受信シンボル数、absは絶対値、Ｒｅは実軸、Ｉｍは虚軸、Ｚiは各受信シンボルの値を示している。
【００３７】
なお、確からしさ情報を併せ持つようにビットを判定して復調する、いわゆる軟判定復調は、上記判定軸からの距離をデータビットが持つ重みとして出力すれば良い。
【００３８】
本実施形態の受信側装置２の復調器２１は、上述した２αをＱＡＭ復調に必要な閾値として算出し、その閾値を用いて振幅復調を行うが、その際、無線通信路を介した受信信号品質に基づいて、上記ＱＡＭ復調に必要な閾値の算出頻度をコントロールすることにより、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能としている。
【００３９】
より具体的に説明すると、本実施形態の受信側装置２の復調器２１は、上記受信信号品質として、信号が無線通信路を通ってくることにより生じたＳＮ（Signal/Noise）変動量を求め、そのＳＮ変動量に基づいて上記ＱＡＭ復調に必要な閾値の算出頻度をコントロールする。
【００４０】
〔復調器の構成及び動作〕  
図４には、上述のＳＮ変動量に応じた閾値算出頻度のコントロールを行う、本発明実施形態の復調器２１の構成を示す。
【００４１】
図４において、当該復調器２１の入力端子３０には、図１の上記送信側装置１から無線通信路を通って伝送され、受信側装置２のアンテナやＲＦ回路等を介して受信された信号が入力される。入力端子３０に供給された復調器入力信号は、入力信号バッファ３１と、閾値算出部３４と、ＳＮ変動推定部３３とに送られる。
【００４２】
入力信号バッファ３１は、復調器入力信号を、ＳＮ変動推定部３３及び閾値算出部３４にて行われる演算時間分だけ遅延させた後、復調部３２へ出力する。
【００４３】
閾値算出部３４は、ＳＮ変動推定部３３による制御の元、上述した式（１）の演算により、ＱＡＭ復調に必要な閾値（２α）を算出する。
【００４４】
ＳＮ変動推定部３３は、データの受信中、以下の第１ステップ〜第４ステップの処理を周期的に行うことにより、無線通信路で受信信号に生じたＳＮ比の劣化度合いを推定し、更に、そのＳＮ比劣化度合いの推定値に基づいて、閾値算出部３４にて上記閾値を算出する頻度を制御する算出頻度コントロール信号を生成する。
【００４５】
先ず、ＳＮ変動推定部３３は、第１ステップの処理として、ＣＰＩＣＨ（Common Pilot Channel）ＲＳＣＰレベル（CPICH_RSCP）を、式（２）により算出する。
【００４６】
【数２】
2005150798.tif 000004
なお、式（２）において、cpic_symbiはパスｉの逆拡散後のＣＰＩＣＨ信号、Ｍは受信パス数、ＮpilotはＣＰＩＣＨシンボルの平均サンプル数ある。Ｎpilotは例えばスロット単位（Ｎpilot＝１０）とすれば計算の処理を軽くすることが可能になる。
【００４７】
次に、ＳＮ変動推定部３３は、第２ステップの処理として、ＣＰＩＣＨ  ＩＳＣＰレベル（CPICH_ISCP）を式（３），式（４）により算出する。
【００４８】
【数３】
2005150798.tif 000005
なお、式（３）中のcpichjは、パスｉの逆拡散後のＣＰＩＣＨ信号である。
【００４９】
そして、ＣＰＩＣＨ  ＩＳＣＰは、各パスの平均値とし、式（４）の計算により求められる。
【００５０】
【数４】
2005150798.tif 000006
なお、式（４）中のＮはＣＰＩＣＨシンボルの平均サンプル数であり、Ｍは受信パス数である。Ｎは、例えばスロット単位（Ｎ＝１０）とすれば計算の処理を軽くすることが可能になる。
【００５１】
次に、ＳＮ変動推定部３３は、第３ステップの処理として、ＣＰＩＣＨのＳＮ比（CPICH_SNR）を、式（５）により算出する。ここで、ＣＰＩＣＨ＿ＲＳＣＰは信号成分の電力に相当し、ＣＰＩＣＨ＿ＩＳＣＰは干渉成分の電力に相当するので、式（５）によりＣＰＩＣＨのＳＮ比が求められる。
【００５２】
【数５】
2005150798.tif 000007
次に、ＳＮ変動推定部３３は、第４ステップの処理として、式（６）により、ＤＳＣＨのＳＮ比（DSCH_SNR）を算出する。
【００５３】
【数６】
2005150798.tif 000008
ＳＮ変動推定部３３は、以上の第１ステップ〜第４ステップの処理を周期的に行って求めたＳＮ比から、無線通信路で受信信号に生じたＳＮ比の劣化度合いを推定し、閾値算出部３４にて上記閾値を算出する頻度を制御する算出頻度コントロール信号を生成する。
【００５４】
より具体的に説明すると、ＳＮ変動推定部３３は、例えば図５に示すように、移動無線通信端末の移動に応じて発生するドップラー周波数Ｆｄと閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用い、ＳＮ変動レベルからドップラー周波数Ｆｄを推定して、その推定されたドップラー周波数Ｆｄに対応する閾値算出頻度を当該ルックアップテーブルから求め、その閾値算出頻度のコントロール信号を閾値算出部３４へ送る。
【００５５】
すなわち図５の例において、無線通信路に生じたドップラー周波数Ｆｄが２４０Ｈｚ相当であると推定した場合、ＳＮ変動推定部３３は、閾値算出部３４における閾値２αの計算を１スロット毎に行うよう制御する。同様に、ＳＮ変動推定部３３は、ドップラー周波数Ｆｄが８０Ｈｚであると推定した場合には、閾値算出部３４での閾値２αの計算を２スロットに１回行うよう制御し、ドップラー周波数Ｆｄが６Ｈｚであると推定した場合には、閾値算出部３４での閾値２αの計算を３スロットに１回行うよう制御する。
【００５６】
ここで、図６には、ドップラー周波数Ｆｄが例えば６Ｈｚと２４０Ｈｚの場合の、復調器入力信号のＩ，Ｑ信号振幅の測定例を示す。この図６の測定例から判るように、ドップラー周波数Ｆｄが６Ｈｚの場合、複数スロットに渡ってＩ，Ｑ信号振幅は殆ど変化していないが、ドップラー周波数Ｆｄが２４０Ｈｚである場合には、スロット毎にＩ，Ｑ信号振幅が大きく変化していることが判る。これは、ドップラー周波数Ｆｄ＝６Ｈｚのようにスロット間でＩ，Ｑ信号振幅が大きく変化しない環境ならば、先頭スロットで算出したＱＡＭ復調に必要な閾値を、後ろの数スロットに対して適用することができることを示唆している。一方、ドップラー周波数Ｆｄ＝２４０Ｈｚのように、スロット間でＩ，Ｑ信号振幅が大きく変化する環境ではそれは困難になる。
【００５７】
このようなことから、本実施形態の復調器２１においては、図５に示したような、無線通信路のＳＮ変動幅とＱＡＭ復調に必要な閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用い、受信状況（つまりドップラー周波数の高低）に応じて閾値算出頻度を切り換え選択することにより、ＱＡＭ復調性能を損なわずに、閾値算出頻度を最小限に抑え、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能となっている。またそれに伴い、端末コストの低減も可能となる。
【００５８】
なお、本発明実施形態の復調器２１は、上述したようなドップラー周波数だけでなく、レイク（Ｒａｋｅ）合成している受信パス数に応じた閾値算出頻度コントロール信号を生成するものであっても良い。
【００５９】
この場合の復調器２１は、受信信号品質として、無線通信路を信号が伝播する際に通ったパス数、言い換えるとＲａｋｅ合成されるパス数を求め、そのパス数に基づいて上記ＱＡＭ復調に必要な閾値の算出頻度をコントロールする。
【００６０】
このように、受信パス数に応じた閾値算出頻度コントロール信号を生成する場合の復調器２１は、図４のＳＮ変動推定部３３に代えて、受信パス数検出部を備える。当該受信パス数検出部は、例えば図７に示すようなＲａｋｅ受信パス数と閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用い、Ｒａｋｅ受信パス数に対応する閾値算出頻度を当該ルックアップテーブルから求め、その閾値算出頻度のコントロール信号を閾値算出部３４へ送る。
【００６１】
すなわち、この図７の例において、Ｒａｋｅ受信パス数が「１」である場合、受信パス数検出部は、閾値算出部３４における閾値２αの計算を１スロット毎に行うよう制御する。同様に、受信パス数検出部は、Ｒａｋｅ受信パス数が「３」である場合には、閾値算出部３４での閾値２αの計算を２スロットに１回行うよう制御し、Ｒａｋｅ受信パス数が「６」である場合には、閾値算出部３４での閾値２αの計算を３スロットに１回行うよう制御する。
【００６２】
つまり、Ｒａｋｅ受信パス数が例えば「１」である場合のように、受信パス数が少ない場合には、Ｒａｋｅ合成により得られる信号振幅の変化が大きいと考えられるため、閾値算出部３４での閾値計算を１スロット毎に行うようにし、一方で、Ｒａｋｅ受信パス数が「６」である場合のように、受信パス数が多い場合には、Ｒａｋｅ合成により得られる信号振幅の変化が少ないと考えられるため、閾値算出部３４での閾値計算を減らして３スロットに１回行うようにする。
【００６３】
このように、本実施形態の復調器２１においては、図７に示したＲａｋｅ受信パス数と閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用いた場合も、上述同様に、受信状況に応じた閾値算出頻度の切り換えが可能となり、したがって、ＱＡＭ復調性能を損なわずに、閾値算出頻度を最小限に抑え、復調に要する処理時間と消費電力を削減可能となり、また端末コストの低減も可能となる。
【００６４】
説明を図４に戻し、以上のようにして閾値算出頻度が制御された閾値算出部３４が求めた閾値は、復調部３２へ送られる。
【００６５】
復調部３２は、入力信号バッファ３１を介した信号を、上記閾値算出部３４が求めた閾値を用いて復調する。そして、当該復調部３２からの出力信号が、端子３５から図１の復号器２２へ送られることになる。
【００６６】
図８には、閾値算出部３４での閾値２αの算出を１スロット毎に行うことにした場合の図４の復調器２１のタイミングチャートを示す。
【００６７】
この図８において、閾値算出部３４は、各スロットにおいて、そのスロットの先頭から復調器入力信号をサンプリングして閾値２αを算出する。そして当該算出された２αは、復調部３２に渡される。
【００６８】
同時に、復調器入力信号は、入力信号バッファ３１に渡され、当該入力信号バッファにて、上記ＳＮ変動推定部３３での処理と閾値算出部３４での閾値算出処理に要する時間（例えば１スロット分）だけバッファリングされる。
【００６９】
そして、上記入力信号バッファ３１でバッファリングされた信号は、復調部３２に渡され、当該復調部３２にて閾値２αを用いて復調されることになる。
【００７０】
なお、上述した実施の形態の説明は、本発明の一例である。このため、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんである。
【００７１】
例えば、本発明実施形態は、無線通信路品質に応じてＱＰＳＫの変調方式と１６ＱＡＭの変調方式とを適応的に切り換える適応変調方式に限定されず、例えば１６ＱＡＭの変調方式のみを用いたシステムにも適用可能である。
【００７２】
また、本発明実施形態の移動無線通信システムは、携帯電話システムにも限定されない。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明実施の形態の移動無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態の移動無線通信システムにおける下りユーザデータチャネルと下り制御チャネルとの関係を示す図である。
【図３】１６ＱＡＭの復調の概念説明に用いる象限配置図である。
【図４】本発明実施形態の受信側装置が備えている復調器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】ＳＮ変動推定部が有するドップラー周波数と閾値算出頻度のルックアップテーブルを示す図である。
【図６】ドップラー周波数が６Ｈｚと２４０Ｈｚの場合の、復調器入力信号のＩ，Ｑ信号振幅の測定波形の一例を示す図である。
【図７】受信パス数検出部が有するＲａｋｅ受信パス数と閾値算出頻度のルックアップテーブルを示す図である。
【図８】閾値算出部での閾値２αの算出を１スロット毎に行うことにした場合の復調器のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００７４】
１  送信側装置、２  受信側装置、１１  符号化器、１２  変調器、１３  多重化器、１４  パイロット信号発生器、２１  復調器、２２  復号器、３１  入力信号バッファ、３２  復調部、３３  ＳＮ変動推定部、３４  閾値算出部
【図１】
2005150798.tif 000009
【図２】
2005150798.tif 000010
【図３】
2005150798.tif 000011
【図４】
2005150798.tif 000012
【図５】
2005150798.tif 000013
【図６】
2005150798.tif 000014
【図７】
2005150798.tif 000015
【図８】
2005150798.tif 000016