(57)【要約】 【課題】  安定で逓倍次数が高く、かつ回路構成が簡単でしかも、消費電力の小さい注入同期発振器を提供する。【解決手段】  この注入同期発振器は、増幅回路２１と並列帰還回路２０を有し、この発振器の基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有する入力側の伝送線路２２を有する。この入力側の伝送線路２２の一端２２Ｂが増幅回路２１の入力側の接続部Ｐ５に接続され、他端２２Ａが入力側のキャパシタ２３を介して接地されている。この入力側のキャパシタ２３と入力側の伝送線路２２の接続部Ｐ１に、上記基本発振周波数の１／ｍ(ｍは２以上の整数)の周波数の信号を注入する。入力側の伝送線路２２は増幅回路２１との接続点Ｐ２において、基本発振信号に対して高インピーダンスとなり、何も接続されていないのとほぼ等価となる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅部とこの増幅部に並列接続された並列帰還部とを少なくとも有する発振器であって、
基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有する入力側の伝送線路と、入力側のキャパシタとを有し、
上記入力側の伝送線路の一端が上記増幅部と上記並列帰還部との入力側の接続部に接続され、上記入力側の伝送線路の他端が上記入力側のキャパシタを介して接地されており、
かつ、上記入力側のキャパシタと上記入力側の伝送線路との接続部に、信号が注入される入力端子を接続したことを特徴とする注入同期発振器。
【請求項２】
請求項１に記載の注入同期発振器において、
上記基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有する出力側の伝送線路と、出力側のキャパシタとを有し、
上記出力側の伝送線路の一端が上記増幅部と上記並列帰還部との出力側の接続部に接続され、上記出力側の伝送線路の他端が上記出力側のキャパシタを介して接地されており、
かつ、上記出力側のキャパシタと上記出力側の伝送線路との接続部に、直流電圧を印加する直流バイアス端子を接続したことを特徴とする注入同期発振器。
【請求項３】
請求項２に記載の注入同期発振器において、
上記出力側のキャパシタは、上記基本発振周波数に対するリアクタンスの絶対値が２０オーム以下であり、かつ、上記基本発振周波数の１／ｍ(ｍは２以上の整数)の周波数に対するリアクタンスの絶対値が４０オーム以上となるように、容量が設定されていることを特徴とする注入同期発振器。
【請求項４】
請求項１に記載の注入同期発振器を備えたことを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、注入同期発振器および高周波通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、情報量の増大に伴い、マイクロ波やミリ波のような高周波搬送波を用いて、高速で大容量のアナログ・ディジタル情報を無線伝送するパーソナル通信が注目されている。
【０００３】
このような通信においては、周波数安定性が高く位相雑音の低い、小型で軽量のマイクロ波・ミリ波信号発生器が要求されている。このようなマイクロ波・ミリ波信号発生器を構成するための技術の一つとして注入同期発振器がある。
【０００４】
従来の注入同期発振器の一例として、特開平７−２２１５４６号公報に記載されている技術を図６に示す。図６において、１０は非可逆性の４端子回路であって、１は第１の入力端子、２は第２の入力端子、３は第１の出力端子、４は第２の出力端子である。
【０００５】
上記第１の入力端子１から上記４端子回路１０に入力された注入信号は、第１の出力端子３および第２の出力端子４にのみ分配される。一方、第２の入力端子２から４端子回路１０に入力された信号は、第１の出力端子３および第２の出力端子４にのみ分配され、第１の入力端子１と第２の入力端子２と間および第１の出力端子３と第２の出力端子４との間には信号の伝達はない。
【０００６】
また、この注入同期発振器が備える増幅器１１は、電圧利得がＡ、移相量がθで、入力端子５と出力端子６を有する。この増幅器１１の入力端子５は、上記４端子回路１０の第１の出力端子３に接続され、この増幅器１１の出力端子６は上記４端子回路１０の第２の入力端子２に接続されている。
【０００７】
ここで、仮に、第１の入力端子１または第２の入力端子２からの入力信号が第１の出力端子３および第２の出力端子４に対して電圧比１／２で同相分配されるとすると、次式(１)が成り立つ。
【０００８】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝１／(２−Ａ・ｅ−ｊθ)      ……(１)
上式(１)において、Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔは、それぞれ、入力電圧，出力電圧である。ここで、上記増幅器１１の電圧利得Ａが２以上であり、上記移相量θがπ(ラジアン)の整数倍付近であると、第２の入力端子２、第１の出力端子３、入力端子５、出力端子６、第２の入力端子２の発振ループにおいて、発振が立ち上がり、発振レベルの上昇に伴い、増幅器１１の利得Ａが抑圧され、利得Ａ＝２で発振が安定する。
【０００９】
ここで、４端子回路１０の上記の動作が任意の周波数において成り立つ場合、第１の入力端子１から４端子回路１０に高安定で低位相雑音の信号を注入信号として入力すると、この注入信号の２分の１が第１の出力端子３を介して増幅器１１に入力され、発振中の増幅器１１の非線型性によって高調波が生じる。
【００１０】
この高調波のひとつが、上記発振周波数付近の場合には、上記発振による波と上記高調波とによるうねりが生じ、このうねりが零となるように、増幅器１１の発振状態が変化して、注入信号に同期した発振状態となる。
【００１１】
増幅器１１の発振出力は、第２の入力端子２を経由して、第２の出力端子４に出力される。一方、上記発振出力は、４端子回路１０が持つ非可逆性によって、信号入力端子である第１の入力端子１には現れない。したがって、第１の入力端子１が不整合の状態であったとしても、上記発振出力の一部が第１の入力端子１で反射されることがなくて、上記発振ループに再注入されることがない。また、第２の出力端子４での反射波は他のどの端子にも現れないので、上記反射波が、上記発振ループに再注入されることはない。つまり、この注入同期発振器は、外部回路の影響を受けにくい構成となっている。
【特許文献１】特開平７−２２１５４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、図６を参照して説明した上記従来技術では、非可逆性の４端子回路を具体的に実現するためには、電界効果トランジスタ等の能動素子が少なくとも４つ必要となる。このため、消費電力が大きくなるという課題があった。
【００１３】
そこで、この発明の目的は、以上の課題点を鑑み、安定で逓倍次数が高く、かつ回路構成が簡単でしかも、消費電力の小さい注入同期発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するため、この発明の注入同期発振器は、増幅部とこの増幅部に並列接続された並列帰還部とを少なくとも有する発振器であって、
基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有する入力側の伝送線路と、入力側のキャパシタとを有し、
上記入力側の伝送線路の一端が上記増幅部と上記並列帰還部との入力側の接続部に接続され、上記入力側の伝送線路の他端が上記入力側のキャパシタを介して接地されており、
かつ、上記入力側のキャパシタと上記入力側の伝送線路との接続部に、信号が注入される入力端子を接続したことを特徴としている。
【００１５】
この発明の注入同期発振器では、上記入力側の伝送線路は、上記増幅部との入力側での接続部において、上記基本発振周波数の信号(つまり基本発振信号)に対して高インピーダンスとなり、上記基本発振信号に対して上記入力側での接続部に何も接続されていないのとほぼ等価となる。したがって、上記基本発振信号は上記入力端子からはほとんど出力されず、また、上記入力端子にいかなるインピーダンスを有する回路ブロックが接続されても、発振の状態には影響しない。したがって、この発明の注入同期発振器によれば、従来に比べて能動素子の数を削減でき、簡単な回路構成でもって、安定した発振が可能となる。
【００１６】
また、一実施形態の注入同期発振器は、上記基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有する出力側の伝送線路と、出力側のキャパシタとを有し、
上記出力側の伝送線路の一端が上記増幅部と上記並列帰還部との出力側の接続部に接続され、上記出力側の伝送線路の他端が上記出力側のキャパシタを介して接地されており、
かつ、上記出力側のキャパシタと上記出力側の伝送線路との接続部に、直流電圧を印加する直流バイアス端子を接続した。
【００１７】
この実施形態では、上記出力側の伝送線路は、上記増幅部との出力側での接続部において、上記基本発振周波数に対して高インピーダンスとなる。したがって、上記増幅器から見て上記出力側での接続部に何も接続されていないのとほぼ等価となる。したがって、この実施形態によれば、上記出力側のキャパシタと上記出力側の伝送線路の上記接続部にいかなるインピーダンスを有する回路ブロックが接続されても、発振の状態には影響せずに安定した発振が可能となる。
【００１８】
また、一実施形態の注入同期発振器は、上記出力側のキャパシタは、上記基本発振周波数に対するリアクタンスの絶対値が２０オーム以下であり、かつ、上記基本発振周波数の１／ｍ(ｍは２以上の整数)の周波数に対するリアクタンスの絶対値が４０オーム以上となるように、容量が設定されている。
【００１９】
この実施形態では、上記出力側のキャパシタの容量を上記の範囲内に設定したことによって、上記入力端子に注入される注入信号の周波数において上記入力端子での反射係数のデジベル値を０以下にすることができる。このため、この実施形態によれば、注入信号用の整合回路を容易に構成できる。
【００２０】
なお、上記基本発振周波数に対する上記出力側のキャパシタのリアクタンスの絶対値が２０オームを上回ると、出力側の伝送線路と増幅部との接続部での基本発振周波数でのインピーダンスが減少して、増幅部での発振信号の一部が入力側に反射され、出力側への出力が低下する。一方、上記基本発振周波数の１／ｍ(ｍは２以上の整数)の周波数に対する上記出力側のキャパシタのリアクタンスの絶対値が４０オームを下回ると、上記入力端子での上記反射係数のデジベル値が０を越える。
【００２１】
また、一実施形態の高周波通信装置は、上記注入同期発振器を備えた。この実施形態の高周波通信装置では、上記注入同期発振器を備えたことで、従来に比較して、非常に簡素な構成で等価的に逓倍動作が可能となり、装置の小型化、低コスト化、低消費電力化が可能となる。
【発明の効果】
【００２２】
この発明の注入同期発振器では、入力側の伝送線路は、増幅部との入力側での接続点において、基本発振周波数の信号(つまり基本発振信号)に対して高インピーダンスとなり、何も接続されていないのとほぼ等価となる。したがって、上記基本発振信号は入力端子からはほとんど出力されず、また、上記入力端子にいかなるインピーダンスを有する回路ブロックが接続されても、発振の状態には影響しない。したがって、この発明の注入同期発振器によれば、従来に比べて能動素子の数を削減でき、簡単な回路構成でもって、安定した発振が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、この発明を図示の実施の形態に基いて詳細に説明する。
【００２４】
(第１の実施形態)
図１に、この発明の注入同期発振器の第１実施形態の構成を示す。この第１実施形態は、並列帰還部としての並列帰還回路２０と、増幅部をなす増幅回路２１と、入力側の伝送線路２２と、入力側のキャパシタ２３とを備える。上記並列帰還回路２０は、入力側の接続部Ｐ２と出力側の接続部Ｐ５で、上記増幅回路２１に並列接続されている。
【００２５】
上記入力側の伝送線路２２は、この発振器の基本発振信号の基本発振周波数ｆ１の波長に対して略１／４(４分の１)の電気長を有する。また、上記入力側の伝送線路２２の一端２２Ｂは、並列帰還回路２０と増幅回路２１の入力側との接続部Ｐ２に接続されている。また、上記入力側の伝送線路２２の他端２２Ａは、入力側のキャパシタ２３を介して接地されている。
【００２６】
また、上記入力側のキャパシタ２３と上記入力側の伝送線路２２の接続部Ｐ１に、入力端子２４が接続されている。この入力端子２４には、上記基本発振周波数ｆｏのｍ分の１(ｍは２以上の整数)の周波数の信号が注入される。
【００２７】
この第１実施形態では、並列帰還回路２０によって、基本発振周波数で正帰還がかかるように、増幅回路２１の入力信号と出力信号の位相差が調整されている。この結果、この第１実施形態では、上記基本発振周波数付近で発振が立上がり、発振レベルの上昇に伴い、増幅回路２１の利得が抑圧され、発振が安定し、発振信号が出力端子２５から出力される。
【００２８】
一方、入力側の伝送線路２２は上記基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有しており、他端２２Ａが入力側のキャパシタ２３を介して接地されている。このため、入力側の伝送線路２２と、並列帰還回路２０および増幅回路２１との接続部Ｐ２において、入力側の伝送線路２２は基本発振周波数の基本発振信号に対して高インピーダンスとなり、並列帰還回路２０および増幅回路２１からみて、入力側の接続部Ｐ２には何も接続されていないのとほぼ等価となる。したがって、上記基本発振信号は、入力端子２４からはほとんど出力されない。また、この第１実施形態では、入力端子２４にいかなるインピーダンスを有する回路ブロックが接続されても、発振の状態には影響せずに安定した発振が可能となる。
【００２９】
また、上記入力端子２４から基本発振周波数の１／ｍ(ｍは２以上の整数)の周波数を有する注入信号を入力すると、この注入信号は増幅回路２１に入力され、発振中の増幅回路２１の非線型性によって高調波が生じる。この高調波のうちのｍ次の高調波と上記基本発振周波数の基本発振信号とによるうねりが生じ、このうねりが零となるように、増幅回路２１の発振の状態が変化して、上記注入信号に同期した発振状態となる。
【００３０】
したがって、この第１実施形態の注入同期発振器によれば、非常に簡素な構成で、等価的に注入信号をｍ逓倍(ｍは２以上の整数)した出力信号が得られる。しかも、この出力信号の純度は注入信号の純度となり、また、この出力信号の安定度は上記注入信号の純度のｍ逓倍分となる。したがって、注入信号源を高安定で低雑音のもので構成すれば、準ミリ波／ミリ波帯での出力信号も高安定で低雑音な信号を得ることが可能となる。
【００３１】
(第２の実施形態)
次に、図２に、この発明の注入同期発振器の第２実施形態の構成を示す。この第２実施形態は、図１に示した第１実施形態の構成に追加して、出力側のバイアス回路Ｂ１を備えた点が、前述の第１実施形態と異なる。したがって、この第２実施形態では、主に第１実施形態と異なる点を説明する。
【００３２】
上記出力側のバイアス回路Ｂ１は、出力側の伝送線路２６と出力側のキャパシタ２７とインダクタ２８とキャパシタ２９で構成される。
【００３３】
上記出力側の伝送線路２６は、この発振器が発振する基本発振信号の基本発振周波数の波長に対して略１／４の電気長を有する。この出力側の伝送線路２６の一端２６Ａが接続部Ｐ３と出力側の接続部Ｐ５を経由して、上記増幅回路２１の出力側に接続されている。また、上記出力側の伝送線路２６の他端２６Ｂは、接続部Ｐ４で出力側のキャパシタ２７に接続され、この出力側のキャパシタ２７を介して接地されている。
【００３４】
また、上記出力側のキャパシタ２７と上記出力側の伝送線路２６との接続部Ｐ４に、インダクタ２８を経由して、直流バイアス端子３０が接続されている。この直流バイアス端子３０には、直流電圧を印加する直流電源(図示せず)が接続される。上記インダクタ２８は、直流電流のみを通過させるチョークとして機能する。また、上記キャパシタ２９は、上記直流バイアス端子３０に接続される上記直流電源(図示せず)のノイズを短絡するデカプリングキャパシタとして機能する。
【００３５】
この第２実施形態では、出力側のキャパシタ２７は、上記基本発振周波数に対するリアクタンスの絶対値が２０オーム以下、かつ、上記基本発振周波数のｍ分の１(ｍは２以上の整数)の周波数に対するリアクタンスの絶対値が４０オーム以上となるように、容量が設定されている。
【００３６】
したがって、上記出力側の伝送線路２６と並列帰還回路２０および増幅回路２１との接続部Ｐ３において、出力側の伝送線路２６は上記基本発振周波数に対して高インピーダンスとなる。したがって、上記基本発振信号に対して、接続部Ｐ３には何も接続されていないのとほぼ等価となる。このため、出力側の伝送線路２６は、上記増幅回路２１の発振状態に影響を与えない。
【００３７】
一方、出力側のキャパシタ２７は、上記基本発振周波数のｍ分の１(ｍは２以上の整数)の周波数を有する注入信号に対しては、リアクタンスの絶対値が４０オーム以上となるように、出力側のキャパシタ２７の容量が小さめに設定されている。したがって、出力側の伝送線路２６は、並列帰還回路２０および増幅回路２１との接続部Ｐ３において、比較的高インピーダンスに見える。
【００３８】
このように、この第２実施形態では、正帰還回路となる並列帰還回路２０を有し、増幅回路２１の出力側が、所定の周波数(上記基本発振周波数のｍ分の１の周波数)に対して高インピーダンスであれば、上記所定の周波数における増幅回路２１の入力側の入力端子２４の反射係数のデジベル値は０以下となる。これにより、入力端子２４からの注入信号用の入力整合回路をリアクティブ素子のみで容易に構成することが可能となる。
【００３９】
これに対して、仮に、出力側のキャパシタ２７を、上記小さめの容量に比べて非常に大きな容量に設定した場合、入力端子２４からの注入信号の周波数に対して増幅回路２１の出力側が非常に低インピーダンスとなる。この場合は、増幅回路２１の入力側の入力端子２４での反射係数のデジベル値が０以上となり、入力端子２４からの注入信号に対する整合回路が構成できないばかりか、注入信号源に大きな反射波が戻ることになり、注入信号源が誤動作する可能性が生じる。
【００４０】
なお、上記出力側のキャパシタ２７の機能に関しては、次の第３の実施形態において、より具体的な例を用いて詳述する。
【００４１】
(第３の実施形態)
次に、図３に、この発明の注入同期発振器の第３実施形態を示す。この図３は、前述の図１,図２に示した第１,第２の実施形態が有する概念をより具体的な回路構成で示している。
【００４２】
この第３実施形態では、基本発振周波数ｆｏを２９.５ＧＨｚとし、注入信号の周波数を基本発振周波数ｆｏの８分の１倍波である３.６８７５ＧＨｚとする。
【００４３】
この第３実施形態は、増幅部である増幅回路ＡＭＰ１と並列帰還部ＰＦとが正帰還回路Ｃ１を構成している。この増幅回路ＡＭＰ１は、能動素子１０１と、この能動素子１０１の入力側に接続された伝送線路１０６と、能動素子１０１の出力側に接続された伝送線路１０２を有する。上記能動素子１０１はｎｐｎバイポーラトランジスタで構成されている。上記能動素子１０１であるトランジスタのベースは、伝送線路１０６に接続され、能動素子１０１のコレクタは伝送線路１０２に接続され、エミッタは接地されている。
【００４４】
また、並列帰還部ＰＦは、伝送線路１０３とキャパシタ１０４と伝送線路１０５とで構成される。上記伝送線路１０３,キャパシタ１０４,伝送線路１０５は、順に直列接続されて並列帰還部ＰＦをなしている。この正帰還回路Ｃ１は、２９.５ＧＨｚ付近で自励発振する。
【００４５】
上記増幅回路ＡＭＰ１の伝送線路１０２は、接続部Ｐ３７に接続され、この接続部Ｐ３７はキャパシタ１１４を経由して出力端子１１８に接続されている。また、上記接続部Ｐ３７は、接続部Ｐ３３を経由して、上記伝送線路１０３に接続されている。
【００４６】
また、上記並列帰還部ＰＦの伝送線路１０５と上記増幅回路ＡＭＰ１の伝送線路１０６との接続部Ｐ３２には、入力側の伝送線路としての伝送線路１０９の一端１０９Ｂが接続され、この伝送線路１０９の他端１０９Ａは、接続部Ｐ３１で入力側のキャパシタとしてのキャパシタ１１０に接続されている。このキャパシタ１１０は接地されている。
【００４７】
また、上記入力側のキャパシタ１１０と入力側の伝送線路１０９との接続部Ｐ３１は、キャパシタ１１３を経由して、入力端子１１７に接続されている。また、このキャパシタ１１３と接続部Ｐ３１との間の接続部Ｐ３４には、抵抗１１２と抵抗１１１が接続されている。抵抗１１２は接地され、抵抗１１１は、能動素子１０１への直流バイアス電圧が印加される直流バイアス端子１１９に接続されている。
【００４８】
この第３実施形態における入力側の伝送線路１０９,入力側のキャパシタ１１０は、図１,図２の入力側の伝送線路２２,入力側のキャパシタ２３に相当し、それらの機能は第１の実施形態で説明したものと同じである。また、上記キャパシタ１１３は、ＤＣ(直流)分をカットする機能を有する同時に、キャパシタ１１０と共に最適な容量値に設定することにより、入力端子１１７から注入される注入信号の所望の周波数に対して整合がとれる。
【００４９】
また、この第３実施形態では、上記直流バイアス端子１１９にキャパシタ１１６が接続され、このキャパシタ１１６は接地されている。また、上記バイアス端子１１９に、インダクタ１１５が接続され、このインダクタ１１５は出力側のキャパシタであるキャパシタ１０８を介して接地されている。また、この出力側のキャパシタ１０８とインダクタ１１５との接続点Ｐ３６に、出力側の伝送線路である伝送線路１０７の他端１０７Ａが接続され、この出力側の伝送線路１０７の一端１０７Ｂは、上記並列帰還回路ＰＦの伝送線路１０３と増幅回路ＡＭＰ１の伝送線路１０２との接続部Ｐ３３に接続されている。
【００５０】
上記出力側の伝送線路１０７と出力側のキャパシタ１０８とインダクタ１１５とキャパシタ１１６とが、出力側のバイアス回路Ｂ３１を構成し、この出力側のバイアス回路Ｂ３１は、前述の第２実施形態における出力側のバイアス回路Ｂ１と同様の機能を有する。
【００５１】
すなわち、この第３実施形態における上記出力側の伝送線路１０７,出力側のキャパシタ１０８,インダクタ１１５,キャパシタ１１６は、それぞれ、図２に示す第２実施形態における出力側の伝送線路２６,出力側のキャパシタ２７,インダクタ２８,キャパシタ２９に相当し、それらの機能は第２の実施形態で説明したものと同じである。
【００５２】
また、この第３実施形態では、能動素子１０１へのバイアスについては、直流バイアス端子１１９から直流バイアス電圧が印加され、この直流バイアス電圧はインダクタ１１５および出力側の伝送線路１０７を介して、能動素子１０１の出力側に印加される。さらに、能動素子１０１の入力側には、直流バイアス端子１１９からの直流バイアス電圧が、上記抵抗１１１と抵抗１１２によって、最適な電圧に分圧されて、印加される。
【００５３】
次に、図４を参照して、この第３実施形態における出力側のキャパシタ１０８(図２のキャパシタ２７に相当)の効果を説明する。図４では、この出力側のキャパシタ１０８の容量を０.４ｐＦ,１ｐＦおよび２ｐＦとしたときの入力端子１１７における反射係数Ｓ１１(ｄＢ)の周波数特性を、それぞれ、特性曲線Ｃ１,Ｃ２およびＣ３で示した。
【００５４】
なお、上記出力側のキャパシタ１０８の容量を０.４ｐＦとした場合、キャパシタ１０８のリアクタンスは、基本発振周波数ｆｏの８分の１の周波数である(１／８)ｆｏに対して１０８Ωであり、基本発振周波数ｆｏに対して１３Ωである。また、上記出力側のキャパシタ１０８の容量を１ｐＦとした場合、キャパシタ１０８のリアクタンスは、基本発振周波数ｆｏの８分の１の周波数である(１／８)ｆｏに対して４３Ωであり、基本発振周波数ｆｏに対して５.２Ωである。また、上記出力側のキャパシタ１０８の容量を２ｐＦとした場合、キャパシタ１０８のリアクタンスは、基本発振周波数ｆｏの８分の１の周波数(１／８)ｆｏに対して２２Ωであり、基本発振周波数ｆｏに対して２.６Ωである。
【００５５】
図４を参照すれば、特性曲線Ｃ１で示すように、出力側のキャパシタ１０８の容量が０.４ｐＦの時は、注入信号の周波数(３.６８７５ＧＨｚ)付近で大きな反射損が得られる。しかし、出力側のキャパシタ１０８の容量が１ｐＦ,２ｐＦと大きくなるにしたがって、特性曲線Ｃ２,Ｃ３で示すように、上記注入信号の周波数付近で反射損が劣化(減少)し、上記容量が２ｐＦの場合の特性曲線Ｃ３では、反射利得となってしまう。
【００５６】
したがって、上述の如く、出力側のキャパシタ１０８の容量を変化させた範囲では、上記出力側のキャパシタ１０８の容量が小さいほうが注入信号の入力端子１１７での整合が取り易くなる。
【００５７】
しかしながら、出力側のキャパシタ１０８の容量をあまりにも小さくすると、上記基本発振周波数ｆｏに対するキャパシタ１０８のリアクタンスの絶対値が大きくなり、出力側の伝送線路１０７と増幅回路ＡＭＰ１との接続点Ｐ３３での基本発振周波数でのインピーダンスが小さくなる。このため、この第３実施形態の増幅回路ＡＭＰ１での発振信号の一部が、入力側に反射され、出力端子１１８からの出力が低下する。したがって、出力側のキャパシタ１０８の容量としては、上記基本発振周波数ｆｏに対するリアクタンスの絶対値が２０Ω以下、かつ、上記基本発振周波数ｆｏの１／ｍ(ｍは２以上の整数)の周波数に対するリアクタンスの絶対値が４０Ω以上となる範囲で設定するのが望ましい。
【００５８】
なお、この第３実施形態では、増幅部である増幅回路ＡＭＰ１が有する能動素子１０１をｎｐｎバイポーラトランジスタとしたが、増幅回路ＡＭＰ１はｐｎｐトランジスタや電界効果トランジスタ等の他の能動素子で構成してもよい。また、この第３実施形態では、注入信号の周波数を基本発振周波数の８分の１としたが、注入信号の周波数を基本発振周波数のｍ分の１(ｍは２以上の整数)としてもよい。
【００５９】
(第４の実施形態)
次に、図５に、この発明の第４実施形態としての高周波通信装置の構成を示す。この高周波通信装置は、送信機９０１と受信機９０２で構成され、上記第３実施形態と同じ構成の注入同期発振器８０６,８１６を備える。
【００６０】
図５のブロック図に示すように、上記送信機９０１は、変調信号源８０１とハーモニックミキサ８０２と帯域通過フィルタ８０３とパワーアンプ８０４とアンテナ８０５と注入同期発振器８０６と基準信号源８０７とで構成される。上記変調信号源８０１に、ハーモニックミキサ８０２と帯域通過フィルタ８０３とパワーアンプ８０４とアンテナ８０５が順に接続され、上記ハーモニックミキサ８０２に注入同期発振器８０６と基準信号源８０７が順に接続されている。
【００６１】
一方、受信器９０２は、チューナ８１１とハーモニックミキサ８１２と帯域通過フィルタ８１３とローノイズアンプ８１４とアンテナ８１５と注入同期発振器８１６と基準信号源８１７とで構成される。上記アンテナ８１５に、ローノイズアンプ８１４と帯域通過フィルタ８１３とハーモニックミキサ８１２とチューナ８１１が順に接続され、上記ハーモニックミキサ８１２に注入同期発振器８１６と基準信号源８１７が順に接続されている。
【００６２】
上記注入同期発振器８０６,８１６は、基本発振周波数(ｆo)が２９.５ＧＨｚである。また、基準信号源８０７,８１７は、基本発振周波数(ｆo)の１／８サブハーモニックである３.６８７５ＧＨｚの信号を出力する。
【００６３】
つまり、上記送信機９０１,受信機９０２は、それぞれ、基準信号源８０７,８１７から、周波数が３.６８７５ＧＨｚの信号を注入同期発振器８０６,８１６に注入し、この注入同期発振器８０６,８１６からは、上記注入された信号の８倍波である２９.５ＧＨｚの信号が出力される。
【００６４】
一方、上記送信機９０１の変調信号源８０１で生成される中間周波信号の周波数は１ＧＨｚから２ＧＨｚの間を占めており、この中間周波信号はハーモニックミキサ８０２の中間周波信号用端子に入力される。また、上記注入同期発振器８０６から出力される局部発振信号は周波数２９.５ＧＨｚの正弦波であり、この局部発振信号はハーモニックミキサ８０２の局部発振信号用端子に入力される。
【００６５】
上記中間周波信号と局部発振信号はハーモニックミキサ８０２内で混合される。このハーモニックミキサ８０２から発生する信号のうち、周波数６０ＧＨｚから６１ＧＨｚの間の高周波信号のみが帯域通過フィルタ８０３を通過し、パワーアンプ８０４に入力されて増幅され、アンテナ８０５から、高周波電波８２０として放射される。
【００６６】
この高周波電波８２０はアンテナ８１５で受信され、受信機９０２の高周波信号となり、ローノイズアンプ８１４で増幅される。さらに、帯域通過フィルタ８１３を通過して、ハーモニックミキサ８１２の高周波信号用端子に入力される。
【００６７】
一方、注入同期発振器８１６から出力された周波数２９.５ＧＨｚの正弦波の信号は、ハーモニックミキサ８１２の局部発振信号用端子に入力される。そして、上記高周波信号は、ハーモニックミキサ８１２の内部で局部発振信号(すなわち局部発振信号用端子に入力された周波数２９.５ＧＨｚの正弦波の信号)と混合され、再び周波数１ＧＨｚから２ＧＨｚの間の中間周波信号に変換される。この中間周波信号は、ハーモニックミキサ８１２からチューナ８１１に入力され、所望の情報に変換される。
【００６８】
なお、上記ハーモニックミキサ８０２と８１２は、全く同じ構成のものを使用することが可能である。また、パワーアンプ８０４とローノイズアンプ８１４、アンテナ８０５と８１５、注入同期発振器８０６と８１６、基準信号源８０７と８１７は、それぞれ、同じ構成のものを用いることができる。
【００６９】
上記基準信号源８０７,８１７は３ＧＨｚ帯の信号を出力するので、従来からのマイクロ波の技術で、高安定で、低位相雑音な基準信号源８０７,８１７を容易に構成できる。一方、注入同期発振器８０６,８０７は、非常に簡素な構成で等価的に８逓倍動作が可能であり、装置の小型化、低コスト化、低消費電力化に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】この発明の注入同期発振器の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の注入同期発振器の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】この発明の注入同期発振器の第３実施形態を示す回路図である。
【図４】上記第３実施形態の入力端子(注入端子)における反射特性の周波数依存性を示す特性図である。
【図５】上記第３実施形態の注入同期発振器を備えた第４実施形態としての高周波通信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】従来の注入同期発振器を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７１】
２０  並列帰還回路
２１  増幅回路
２２  入力側の伝送線路
２６  出力側の伝送線路
２３,１１０  入力側のキャパシタ
２７,１０８  出力側のキャパシタ
２９,１０４,１１３,１１４,１１６  キャパシタ
２８，１１５  インダクタ
２４，１１７  入力端子
２５，１１８  出力端子
３０，１１９  直流バイアス端子
１０１  能動素子
１０２，１０３，１０５，１０６  伝送線路
Ｐ１〜Ｐ５,Ｐ３１〜Ｐ３７  接続部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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