(57)【要約】【課題】入力電流を減じずに入力回路全体における消費電力を低減し、かつ、耐ノイズ特性を向上した制御機器の入力回路を提供する。【解決手段】本発明の入力回路は、入力スイッチに接続された電力変換手段３と、電力変換手段から電力が供給され、入力スイッチのオン／オン動作にもとづくオン／オフ信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号を、プログラマブルコントローラ３０に出力する信号結合手段４とを備え、入力スイッチがオンしたとき外部直流電源が出力する第１の電力から、電力変換手段から信号結合手段に供給する第２の電力を、差引いた差電力を電力変換手段によって外部直流電源に帰還するように電力制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部直流電源に接続されたｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチと、制御機器との間に設けられ、前記各入力スイッチに接続された前記制御機器の入力回路において、
前記入力スイッチに接続された電力変換手段と、
前記電力変換手段から電力が供給され、前記入力スイッチのオン／オフ動作にもとづくオン／オフ信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号を、前記制御機器に出力する信号結合手段とを備え、
前記入力スイッチがオンしたとき前記外部直流電源が出力する第１の電力から、前記電力変換手段から前記信号結合手段に供給する第２の電力を、差引いた差電力を前記電力変換手段によって前記外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする制御機器の入力回路。
【請求項２】
前記第１の電力が、前記入力回路の入力インピーダンスが一定となるように前記入力回路の入力電圧に比例した電流制御により電力制御することを特徴とする請求項１記載の制御機器の入力回路。
【請求項３】
前記電力変換手段は、前記入力電圧に比べて高い出力電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項２記載の制御機器の入力回路。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、チョッパ型またはチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータからなることを特徴とする請求項３記載の制御機器の入力回路。
【請求項５】
前記信号結合手段が、フォトカプラからなることを特徴とする請求項４記載の制御機器の入力回路。
【請求項６】
前記電力変換手段は、前記入力電圧より高い出力電圧を出力するチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、かつ、信号結合手段は、１次側コイルと２次側コイルを有するトランスからなり、
前記１次側コイルを前記コンバータのコイルと兼用とし、前記第１の電力を前記１次側コイルに供給し、前記第２の電力を前記２次側コイルに供給し前記第１の電力と前記第２の電力の差電力を前記チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータによって前記外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする請求項２記載の制御機器の入力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＬＣ（プログラマブルコントローラ）、シーケンサ、インバータ装置等の制御機器における入力回路に関し、特に消費電力を低減し、かつ、耐ノイズ特性を向上した入力回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
消費電力を低減した入力回路として、例えば特許文献１に記載のものが知られている。この入力回路は、外部直流電源に並列に接続され入力スイッチを介しフォトカプラが接続された複数の回路を有し、絶縁型コンバータを備えている。
【０００３】
図１０に、この入力回路を示す。外部直流電源２にｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn が接続され、これらの各入力スイッチとＰＬＣ回路３０との間に入力回路が設けられている。この入力回路では、入力スイッチＳＷ1〜ＳＷn が入力抵抗ＲIN1 〜ＲINn を介して接続されたスイッチング素子Ｑ1〜Ｑn 、これらのスイッチング素子の入力端子に接続されたフォトカプラＰＣ1 〜ＰＣn  、これらのフォトカプラの発光素子に直列に接続された限流抵抗ＲL1〜ＲLnと、フォトカプラの受光素子に接続されたプルアップ抵抗ＲP1〜ＲPnと、二次側出力電圧を各フォトカプラの発光素子に供給する絶縁型コンバータ２０とを備えることにより、全体で消費電力を低減させている。
【特許文献１】特開平４−４２３０６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載の入力回路では、外部直流電源ＶINは各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑn のオン／オフに必要な電流を供給する。絶縁型コンバータ２０は各フォトカプラの駆動に必要な電流を供給する。スイッチング素子Ｑ1〜Ｑn のオン／オフのために外部直流電源ＶINより供給する電流は、各フォトカプラＰＣ1 〜ＰＣnの駆動電流に比較して格段に少なくてすむので、入力抵抗ＲIN1 〜ＲINn に流れる電流値が小さくなり入力抵抗で消費される電力が低減でき、入力抵抗における発熱量が抑制でき、全体で消費電力が低減できる。
【０００５】
しかし、もし、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn とスイッチング素子Ｑ1〜Ｑn との配線の経路が長い場合、入力抵抗を流れる電流値を小さくすると、抵抗における消費電力が低減できるが、耐ノイズ特性が低下するという問題が生じる。何故ならば、回路の入力インピーダンスが大きくなると、配線自身の浮遊容量，電磁誘導等により配線を流れる電流による高周波ノイズが増加し、または配線が外部からの電気的外乱を受けて、いわゆる、信号対ノイズの比が劣化し、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑn へのオン／オフ信号の識別が困難となる問題を生じる虞があるからである。
【０００６】
そこで、入力スイッチとスイッチング素子との配線の経路が長い場合、この問題を解決するために、入力抵抗を流れる電流値は耐ノイズ特性が保証できる電流値の範囲内で、かつ、電流値が最小となるような入力抵抗ＲIN1 〜ＲINn の抵抗値を選択する必要がある。結局、入力抵抗に流れる電流の値は多くせざるを得なくなるので、入力抵抗で消費される電力が回路全体で増える問題が生じる。結局、従来の入力回路は耐ノイズ特性と低消費電力化が両立しない。
【０００７】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解決し、入力電流を減じずに入力回路全体における消費電力を低減し、かつ、耐ノイズ特性を向上した制御機器の入力回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、外部直流電源に接続されたｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチと、制御機器との間に設けられ、前記各入力スイッチに接続された前記制御機器の入力回路において、前記入力スイッチに接続された電力変換手段と、前記電力変換手段から電力が供給され、前記入力スイッチのオン／オフ動作にもとづくオン／オフ信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号を、前記制御機器に出力する信号結合手段とを備え、前記入力スイッチがオンしたとき前記外部直流電源が出力する第１の電力から、前記電力変換手段から前記信号結合手段に供給する第２の電力を、差引いた差電力を前記電力変換手段によって前記外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする。
【０００９】
さらに好適には、第１の電力が、入力回路の入力インピーダンスが一定となるように入力回路の入力電圧に比例した電流制御により電力制御することを特徴とする。
【００１０】
さらに好適には、電力変換手段は、入力電圧に比べて高い出力電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする。
【００１１】
さらに好適には、ＤＣ／ＤＣコンバータは、チョッパ型またはチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータからなることを特徴とする。
【００１２】
さらに好適には、信号結合手段が、フォトカプラからなることを特徴とする。
【００１３】
さらに、電力変換手段は、入力電圧より高い出力電圧を出力するチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、かつ、信号結合手段は、１次側コイルと２次側コイルを有するトランスからなり、１次側コイルをチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータのコイルと兼用とし、第１の電力を1次側コイルに供給し、第２の電力を2次側コイルに供給し第１の電力と第２の電力の差電力をチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータによって外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、入力スイッチがオンしたときに外部直流電源が出力する第１の電力から信号結合手段に供給する第２の電力を差引いた差電力を電力変換手段によって外部直流電源に帰還するように電力制御するので、入力回路全体で低消費電力化ができ、かつ、配線における耐ノイズ特性の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下に図面を参照し、本発明の入力回路の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１６】
本実施例は、本発明の入力回路をＰＬＣに適用したものである。
【００１７】
まず、本発明の入力回路の全体の構成について図１にもとづいて説明する。図中、１は入力回路群を示す。この入力回路群１は、ｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn とＰＬＣ３０との間に設けられたｎ個の入力回路１-1〜１-nよりなる。各入力スイッチＳＷ1〜ＳＷn には、外部直流電源２が接続される。
【００１８】
入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷnは、入力回路１-1〜１-nの入力手段であり、具体的には、機械的な接点、例えば、アナログスイッチ、カードリレー等を開閉することにより電流経路をオン／オフするスイッチを用いたものの他、電気的センサ、例えば、２線式センサを用いたもの等で構成できる。
【００１９】
入力回路１-1〜１-nは、それぞれ同一の回路であり、以下、代表的に入力回路１-1について説明する。
【００２０】
入力回路１-1は、電力変換手段３と信号結合手段４から構成されている。
【００２１】
電力変換手段３は、例えば、チョッパ型またはチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、外部直流電源２から電力変換手段３に供給する第１の電力Ｗ1 を入力する。電力変換手段３は、信号結合手段４に第２の電力Ｗ2を供給し、第１の電力Ｗ1 からなる第２の電力Ｗ2 を差引いた差電力Ｗ3 を外部直流電源２に帰還する。
【００２２】
信号結合手段４は、例えば、フォトカプラまたはトランスであり、入力スイッチＳＷ1 のオン／オフ動作に応じたオン／オフ信号を入力とし、その信号に応じた電気的に絶されたオン／オフ信号をＰＬＣ３０に出力する。
【００２３】
以上のように、本発明に係る入力回路の全体の構成は、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn と入力回路１-1〜１-nとの組み合わせからなる回路が、外部直流電源２とＰＬＣ３０との間に並列に接続されている。
【００２４】
次に、図１の入力回路の動作について説明する。
【００２５】
入力スイッチＳＷ1 がオンすると、外部直流電源２から入力回路１-1に電力が供給される。入力回路１-1に供給された第１の電力Ｗ1 のうち、その一部である第２の電力Ｗ2 が電力変換手段３によって信号結合手段４に供給され、その残りの電力、すなわち第１の電力Ｗ1から第２の電力Ｗ2 を差引いた差電力Ｗ3 が、外部直流電源２の正極側Ｐ1 点に帰還される。いま電力変換手段３の電力変換効率を１００％とすると、電力変換手段３における消費電力はゼロとなるので、外部直流電源２が供給する電力は、基本的に信号結合手段４における消費電力に相当する。例えば、信号結合手段４としてフォトカプラを用いた場合、外部直流電源２が入力回路１-1を動作させるために供給する電力は、発光ダイオードを発光させる電流を制限する、例えば、図２に示す限流抵抗５に流れる電流による消費電力と一致する。また、信号結合手段４としてトランスを用いた場合、基本的に消費電力はゼロと見なせる。
【００２６】
結局、外部直流電源２から供給する第１の電力Ｗ1 のうち、信号結合手段４に入力する第２の電力Ｗ2 を差引いた差電力Ｗ3を、電力変換手段３により外部直流電源２に帰還することによって、外部直流電源２が供給する電力を極小に抑制することができる。
【００２７】
なお、差電力Ｗ3 が外部直流電源２に帰還できるためには、電力変換手段３の出力電圧が、外部直流電源２の正極電圧より大きくなければならない。このため電力変換手段３は、ＤＣ／ＤＣコンバータの機能により、出力電圧を高めるように構成されている。
【００２８】
従来技術と同様に、本発明の入力回路１-1においても、入力スイッチＳＷ1 から入力回路１-1までの配線の経路が長いと、配線の浮遊容量，電磁誘導等のため高周波ノイズが発生し、または配線に外乱を受けて電気的耐ノイズ特性が劣化する虞がある。しかし、本発明では、入力スイッチＳＷ1がオンしたとき外部直流電源２が出力する第１の電力Ｗ1 から、信号結合手段４の入力部に供給する第２の電力Ｗ2 を差引いた差電力Ｗ3を電力変換手段３によって外部直流電源２に帰還するので、配線に大きな電力を供給することが可能となる。したがって、信号対ノイズ比を大きくできるので、耐ノイズ特性が改善される。配線に大きな電力を供給したとしても、電力変換手段３の電力変換効率が１００％であれば、電力変換手段３では電力が全く消費されないので、入力回路全体で実質的に消費する電力は低減できる。もし、電力変換手段３を構成する回路素子による電力損失が生じ、電力変換効率が１００％に至らない場合には、電力変換手段３の電力変換効率が１００％より悪化した分だけ、外部直流電源２の供給電力を増大させることになる。
【００２９】
さらに、第１の電力Ｗ1 が、入力回路１-1の入力インピーダンスが一定となるように入力回路１-1の入力電圧に比例した電流制御により電力制御するので、入力回路１-1が終端抵抗と見られるように制御でき、入力回路１-1に接続する入力スイッチＳＷ1の仕様を変更しないので、耐ノイズ特性が悪化しない。
【００３０】
以上、入力回路１-1の動作を説明したが、他の入力回路１-2〜１-nの動作も同様である。
【００３１】
入力回路１-1の構成を、図２にもとづいて詳細に説明する。
【００３２】
入力回路１-1は、電力変換手段３であるチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Aと、信号結合手段４-Aから構成される。
【００３３】
チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Aは、コイル４１、スイッチング素子４３、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５、電流変化低減用コンデンサ５１、電流検出器４６、電流指令発生器４７、電流制御器４８、ＰＷＭ制御部４９、駆動回路５０から構成される。
【００３４】
スイッチング素子４３は、例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）であり、入力回路１-1に供給される直流電圧をパルス電圧に変換するためのスイッチング素子である。
【００３５】
電流検出器４６は、外部直流電源２から入力スイッチＳＷ1 を経てチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Aのコイルに流入する電流ＩCを検出し、電流検出信号ＩC*として電流制御器４８に出力する。例えば、０．０１Ωなる抵抗を配線上に配置し、抵抗の両端の電圧を計測した後、この電圧と抵抗の値から電流を演算処理する。
【００３６】
電流指令発生器４７は、入力電流指令信号Ｉ* を発生する発生器であり、入力回路１-1の入力インピーダンスＲINが一定となるように、入力回路１-1の入力電圧ＶINとすると、入力電圧ＶINを入力インピーダンスＲINの逆数を乗算し得られた入力電流指令信号Ｉ*を電流制御器４８に出力する。
【００３７】
電流制御器４８は、入力電流指令信号Ｉ* および電流検出信号ＩC*を入力し、入力電流指令信号Ｉ* から電流検出信号ＩC*を減算し、得られた電流偏差信号εI  をＰＷＭ制御部４９に出力する。
【００３８】
ＰＷＭ制御部４９は、パルス幅変調制御部であり、制御信号として電流偏差信号εI  を入力し、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（以下、ＰＷＭ信号という）を発生し、駆動回路５０に出力する。
【００３９】
駆動回路５０は、スイッチング素子４３をスイッチング駆動する回路であり、ＰＷＭ信号でスイッチング素子４３をオン／オフ制御する。
【００４０】
一方、信号結合手段４-Aは、入力スイッチＳＷ1 によるオン／オフ信号を入力とし、この入力信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号をＰＬＣ３０に出力する手段であり、フォトカプラＰＣと、限流抵抗５から構成される。
【００４１】
フォトカプラＰＣは、発光素子（例えば、発光ダイオード）および受光素子（例えば、フォトトランジスタ）から構成され、発光素子と受光素子とを光によって結合し、１次側と２次側を電気的に絶縁したものである。
【００４２】
限流抵抗５は、発光素子と直列に接続され、入力スイッチＳＷ1  がオン時に、発光ダイオードを発光させるために必要な電流を制御する。例えば、外部直流電源２の直流電圧が２４Ｖとすると、フォトカプラＰＣの発光ダイオードに流す電流ＩBを２ｍＡとすれば、限流抵抗５は約１１．４ｋΩとなる。ここで、発光ダイオードの順方向の電圧降下ＶF  は１．２Ｖとする。
【００４３】
なお、図２において、ＣＯＭはグランド（接地）を意味している。図から明らかなように、信号結合手段４-Aでは、これらＣＯＭは電気的に絶縁されている。
【００４４】
次に、図２の入力回路１-1の動作を、詳細に説明する。
【００４５】
入力スイッチＳＷ1 がオンすると、外部直流電源２がチョッパ型コンバータ３-Aに第１の電力Ｗ1 を供給する。第１の電力Ｗ1 がチョッパ型コンバータ３-Aの入力部Ｓ点において２分岐される。一方の第２の電力Ｗ2が信号結合手段４-AのフォトカプラＰＣに供給され、他の電力すなわち第１の電力Ｗ1 から第２の電力Ｗ2を差引いた差電力Ｗ3  を、外部直流電源２に帰還する。
【００４６】
この場合のチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Aの動作を説明する。ＰＷＭ制御部４９からのＰＷＭ信号によりスイッチング素子４３がオンすると、外部直流電源２、コイル４１、スイッチング素子４３、コモン配線よりなるループを経て電流が流れる。つまり、スイッチング素子４３をオンしているときに、コイル４１に電磁エネルギーが蓄えられる。いまスイッチング素子４３の抵抗が０Ωとすると、入力回路１-1上Ｒ点の出力電圧ＶOUT はゼロボルトになるので、整流用ダイオード４４はオフとなる。
【００４７】
一方、スイッチング素子４３がオフすると、コイル４１に逆起電力が発生し極性が反転してコイル４１に蓄積された電磁エネルギーが放出される。つまり、スイッチング素子４３がオフの期間では、入力回路１-1の入力電圧ＶINとコイル４１が出す電圧とが加わって、入力回路１-1上のＲ点に出力電圧ＶOUT が出力される。
【００４８】
スイッチング素子４３がオフのとき、コイル４１の両端の電圧ＶL とすると、ＶOUT は次式で表される。
【００４９】
ＶOUT ＝ＶIN＋ＶL
これにより入力回路１-1上のＲ点の出力電圧ＶOUT は入力電圧ＶINに比べてＶL だけ高い電圧となる。このとき整流用ダイオード４４はオンする。したがって、外部直流電源２、コイル４１、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５，コモン配線よりなるループを経て電流が流れる。
【００５０】
入力スイッチＳＷ1 がオンされているときに、スイッチング素子４３のオン／オフが繰り返され、平滑用コンデンサ４５には、入力電圧ＶINより大きい出力電圧が供給される。
【００５１】
図５は、入力回路１-1における入力電圧ＶIN、スイッチング信号のタイミング、コイル両端電圧ＶL 、電流ＩC 、Ｒ点出力電圧ＶOUT、フォトカプラの入力電圧ＶPCと時間との関係を示す図である。ここで、縦軸は、図５（Ａ）では入力電圧ＶIN、図５（Ｂ）ではスイッチング素子４３へのスイッチング信号のタイミング、図５（Ｃ）ではコイル４１の両端における電圧ＶL、図５（Ｄ）では入力回路１-1の電流ＩC 、図５（Ｅ）ではＲ点における出力電圧ＶOUT 、図５（Ｆ）ではフォトカプラＰＣの入力電圧ＶPCを示し、横軸は、経過時間を示す。
【００５２】
図５（Ａ）に示すように入力スイッチＳＷ1 がオンすると、入力電圧ＶINが入力回路１-1上Ｓ点に印加される。仮に電流偏差信号εIが限りなくゼロのとき、デューティ２．５：９７．５（オン期間２．５％、オフ期間９７．５％）とすると、ＰＷＭ制御部４９により出力される電流偏差信号εIに対応したスイッチング信号（ＰＷＭ信号）のタイミングは、図５（Ｂ）に示すようになる。
【００５３】
このスイッチング信号により、スイッチング素子４３がオン／オフされ、図５（Ｃ）に示すように、コイル４１両端にパルス状の電圧ＶL が発生する。プラス側がマイナス側より振幅が低いのは、整流用ダイオード４４の順方向電圧降下を０．６Ｖとしたためである。コイル４１両端に発生する電圧ＶLの変化により、図５（Ｄ）に示すように、脈流分を有する電流ＩC が流れる。図５（Ｅ）に示すように、入力回路１-1におけるＲ点の出力電圧は、図５（Ａ）の電圧ＶINと図５（Ｃ）の電圧ＶLとを加算した電圧となる。さらに、この出力電圧ＶOUT が整流用ダイオード４４を通って平滑用コンデンサ４５により平滑されて、直流の出力電圧となる。
【００５４】
ところで、チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Aから出力される差電力Ｗ3 に相当する電流の変化の一例として、いま、スイッチング素子４３がオンし、入力電圧ＶIN＝２４Ｖ、入力電流ＩA＝２６ｍＡ、フォトカプラＰＣのダイオードを流れる電流ＩB ＝２ｍＡとすると、ＩA からＩB を減算した差電流ＩCは２４ｍＡであり、コイル４１の両端の電圧ＶL は２４Ｖとなる。
【００５５】
一方、コイル４１のインダクタンスＬ＝２００μＨとすると、コイル４１における単位時間当たりの電流変化ΔＩは、レンツの法則により１．２×１０5 Ａ／秒となる。このときＰＷＭ制御部４９により出力されるスイッチングパルス信号（ＰＷＭ信号）の周波数Ｆが５００ｋＨｚ、スイッチング素子４３のオン期間とオフ期間の比２．５／９７．５とすると、スイッチング信号の周期Ｔ＝２×１０-6秒、オン期間の時間Ｔ１＝Ｔ／４０秒、したがって、オン期間における電流変化ΔＩT1＝ΔＩ×Ｔ１＝６ｍＡとなる。入力回路１-1のコンデンサ５１は、入力電流ＩAの電流変化ΔＩT1を低減するために使用し、さらに、入力スイッチＳＷ1  のオン／オフ動作によるフォトカプラＰＣへのオン／オフ信号の周波数よりＰＷＭ信号のスイッチング周波数を十分に高く選ぶと、コンデンサ５１の容量が小さくなり、その結果、入力回路１-1の周波数特性が向上する。よって、入力回路１-1におけるＲ点の出力電圧ＶOUTは２４．６Ｖとなる。その結果、平滑用コンデンサ４５で平滑された直流電圧は、入力電圧ＶIN＝２４Ｖよりも大きくなる。したがって、電力Ｗ3を外部直流電源に帰還させることが可能となる。
【００５６】
入力回路の他の例の構成および動作を、図３にもとづいて詳細に説明する。図３において、図２と同一の要素には同一の符号を付して示している。
【００５７】
まず、構成について説明する。入力回路１-1は、電力変換手段であるチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Bと、信号結合手段４-Aであるフォトカプラから構成される。すなわち、チャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Bは、電流検出器４６、電流指令発生器４７、電流制御器４８、パルス周波数制御発振回路６１、スイッチ制御部６２、チャージポンプ用コンデンサ６３、コンデンサ切替えスイッチ６４（ＳＷC1〜ＳＷC4）、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５から構成される。チャージポンプ用コンデンサ６３は、例えば、セラミックコンデンサであり、チャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧作用を行うために必要なコンデンサである。信号結合手段４-Aは、図２の信号結合手段と同じである。
【００５８】
パルス周波数制御発振回路６１は、パルス幅を一定としパルス周波数を電流偏差信号εI に比例させたパルス信号を発生する。すなわち、電流制御器４８からの電流偏差信号εI に従って、パルス幅が一定の搬送波のパルス周波数を変調させる回路である。例えば、電流偏差信号εIの振幅が大きいときは周波数を高く、逆に電流偏差信号εI の振幅が小さいときは、周波数を低く変調する。
【００５９】
コンデンサ切替えスイッチＳＷC1〜ＳＷC4は、例えば、スイッチング用トランジスタであり、チャージポンプ用コンデンサ６３を充電または放電するための電気的切替えスイッチである。
【００６０】
スイッチ制御部６２は、パルス周波数制御発振回路６１から出力するパルス信号を入力とし、コンデンサ切替えスイッチＳＷC1〜ＳＷC4の組み合わせを替えるようにしたスイッチ指令信号を出力する。具体的には、コンデンサ切替えスイッチＳＷC1〜ＳＷC4が、ＳＷC1とＳＷC3、ＳＷC2とＳＷC4のような２つの組み合わせとなるようにする。例えば、スイッチ制御部６２によりスイッチ指令信号がオンしたとき、ＳＷC2とＳＷC4がオンするように、一方、スイッチ指令信号がオフしたときには、ＳＷC1とＳＷC3がオンするように制御する。
【００６１】
次に、図３の入力回路１-1の動作を説明する。図２と同様に、外部直流電源２から供給される第１の電力Ｗ1 は、入力回路１-1上の点Ｓにおいてチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-B側の第３の電力Ｗ3と信号結合手段４-A側の第２の電力Ｗ2 （＝Ｗ1 −Ｗ3 ）とに分岐供給される。
【００６２】
スイッチ制御部６２から出力されるスイッチ指令信号がオンすると、コンデンサ切替えスイッチ６４のうちＳＷC2とＳＷC4がオンし、ＳＷC1とＳＷC3がオフする。これにより、外部直流電源２、コンデンサ切替えスイッチＳＷC2、チャージポンプ用コンデンサ６３、コンデンサ切替えスイッチＳＷC4、コモン配線よりなるループを経て電流が流れる。そうするとチャージポンプ用コンデンサ６３に電荷が蓄積する。次に、スイッチ指令信号がオフすると、コンデンサ切替えスイッチ６４のうち、ＳＷC1とＳＷC3がオンし、ＳＷC2とＳＷC4がオフする。これにより、外部直流電源２、コンデンサ切替えスイッチＳＷC3、チャージポンプ用コンデンサ６３、コンデンサ切替えスイッチＳＷC1、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５、コモン配線よりなるループを経て電流が流れ、コンデンサ６３が放電する。これにより入力回路１-1上のＲ点における出力電圧ＶOUT は、入力電圧ＶINの最大２倍まで昇圧できる。
【００６３】
この出力電圧ＶOUT は、ダイオード４４およびコンデンサ４５で平滑されて、直流電圧を発生する。この直流電圧は、入力電圧ＶINより大きい。
【００６４】
したがって、電力変換手段３-Bによって出力電圧ＶOUT にもとづく電力を外部直流電源２に帰還することができる。したがって、この場合についても入力回路全体で消費電力の低減化が図ることができ、かつ、配線における耐ノイズ特性の向上も図ることができる。
【００６５】
図６は、入力回路１-1における入力電圧ＶIN、スイッチ指令信号のタイミング、コンデンサ電流ＩD 、電流IC 、Ｒ点出力電圧ＶOUT、フォトカプラの入力電圧ＶPCと時間との関係を示す図である。ここで、縦軸は、図６（Ａ）では入力電圧ＶIN、図６（Ｂ）ではスイッチ制御部６２からのスイッチ指令信号のタイミング、図６（Ｃ）ではチャージポンプ用コンデンサ６３に流れる電流ＩD、図６（Ｄ）では入力回路１-1の電流IC 、図６（Ｅ）ではＲ点における出力電圧ＶOUT 、図６（Ｆ）ではフォトカプラＰＣの入力電圧ＶPCを示し、横軸は、経過時間を示す。
【００６６】
図６（Ａ）に示すように、入力スイッチＳＷ1 がオンすると、入力電圧ＶINが入力回路１-1上のＳ点に印加される。仮に電流偏差信号εI がゼロのときデューティ５０％とし、パルス周波数制御発振回路６１により電流偏差信号εIに対応したスイッチ指令信号のタイミングは、図６（Ｂ）に示すようになる。
【００６７】
このスイッチ指令信号により、スイッチＳＷC1〜ＳＷC4がオン／オフされ、図６（Ｃ）に示すように、チャージポンプ用コンデンサ６３に対し充・放電作用を行わせた結果、コンデンサに流れる電流を示す。図６（Ｄ）は、脈流分を含む電流ＩC を示す。図６（Ｅ）に示すように、スイッチ指令信号がオンのとき入力回路１-1上Ｒ点の出力電圧ＶOUT はゼロボルトとなる。
【００６８】
入力回路のさらに他の例の構成および動作を、図４にもとづいて詳細に説明する。図４において、図２と同一の要素には、同一の符号を付して示している。この場合、電流検出器４６への電流検出信号ＩC は入力電流ＩA と同一である。
【００６９】
まず、構成について説明する。入力回路１-1は、チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-Aと、信号結合手段４-Bであるトランス４２から構成されている。トランス４２は、１次側コイル４２P 、２次側コイル４２S から構成される。すなわち、図４は信号結合手段がトランス４２である点において図２と異なる。
【００７０】
次に、図４の入力回路１-1の動作を説明する。基本的な動作について前記チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３-AとフォトカプラＰＣとの組み合わせの入力回路と同様であるので、フォトカプラに代わる信号結合手段の動作についてのみ説明する。スイッチング素子４３がオン／オフ動作することによって、コイル４２の１次側コイル４２P の両端に電圧が発生する。この電圧が発生すると、２次側コイル４２Sにも電圧が発生する。何故ならば、スイッチング素子４３のオン／オフ信号によってトランスの１次側コイル４２P に流れる電流が時間の経過に伴って変化し、１次側コイル４２Pに逆起電力を発生し、この逆起電力が、トランス４２の電磁誘導作用によって２次側コイル４２S に新たな電圧を誘起するからである。スイッチング素子４３のオン／オフに応じてトランスの２次側に誘起される電圧は脈流分を含んでいるので、例えば、コンデンサを使用した平滑回路と、平滑回路の出力電圧と基準電圧とを比較し、前記出力電圧が前記基準信号より大きいときＨＩＧＨ信号、出力電圧が基準信号より小さいときＬＯＷ信号を出力するコンパレータとを使用することによって、入力スイッチのオン／オフに応じて、電気的に絶縁されたオン／オフ信号をＰＬＣ回路３０に出力することができる。
【００７１】
図７は、入力回路１-1における入力電圧ＶIN、スイッチング信号のタイミング、トランス１次側電圧ＶLP、トランス２次側電圧ＶLS、電流ＩC 、Ｒ点における出力電圧ＶOUT と時間との関係を示す図である。ここで、縦軸は、図７（Ａ）では入力電圧ＶIN、図７（Ｂ）ではスイッチング素子４３へのスイッチング信号のタイミング、図７（Ｃ）ではトランス４２の１次側電圧ＶLP、図７（Ｄ）ではトランス４２の２次側電圧ＶLS、図７（Ｅ）では電流ＩC、図７（Ｆ）ではＲ点における出力電圧ＶOUT を示し、横軸は、経過時間を示す。
【００７２】
図７（Ｄ）に示すトランス２次側電圧ＶLSにもとづいて、入力スイッチＳＷ1 のオン／オフ信号に応じた電気的に絶縁されたオン／オフ信号が得られる。
【実施例２】
【００７３】
図８は、本発明の入力回路をバスパワーシステムに適用した構成を示す図である。ここに、バスパワーとは、通常、DeviceNET、ＵＳＢ等のようなケーブルから供給された電源を使用し、周辺機器を動作させる方式をいう。
【００７４】
従来、ＰＬＣ（プログラマブルコントローラ）を複数個の入力スイッチの入力回路群から遠くに離して被制御装置を制御する場合、入力スイッチに接続した入力回路の電源をケーブルから供給できるようにするバスパワーを使用したリモートＩ／Ｏを使用することがある。
【００７５】
しかし、上記の場合、安全に送れる電圧で長距離伝送しようとすると、ケーブルの太さなどの制約により供給できる電力に制限が発生する。このように限られた電力で動作しなければならない入力回路において、低消費電力化を行おうとすると、入力インターフェースの仕様を一般的なものにできなかったり、入力回路の接続台数が制限されたりする。例えば、ケーブルに安全に送れる電圧は直流電圧５０Ｖ以下、距離は５００メートル以下、電流値は４Ａ以下であると、ケーブルに流せる許容電力は２００ワット以下となる。入力スイッチＳＷ１個当たりの入力回路（低消費電力化されていない場合）の消費電力が１ワットであるとすると、ケーブルに２００個の入力回路（または入力スイッチ）しか接続できないという問題が生じる虞がある。
【００７６】
そこで、本発明の入力回路をバスパワーシステムに適用することにより、すなわち、低消費電力化したプログラマブルコントローラの入力回路を、バスパワーシステムに適用することにより、バスに必要な電源を減少でき、長距離伝送が安全に行うことができ、入力回路の接続台数またはＩ／Ｏ点数も増大できる。何故ならば、ケーブルの許容電力を一定とし、許容電力内で電源を供給したとき、入力回路の接続台数が、入力回路が低消費電力化されていない場合に比べて、増大できる、例えば、入力スイッチＳＷ１個当たりの入力回路の消費電力が０．２ワットとすると、ケーブルに１０００個の入力回路（または入力スイッチ）が接続できるからである。逆に、入力回路の接続台数が一定とすると、ケーブルに供給する必要な電力も低減できケーブルの太さをより細くできる可能性がある。
【００７７】
以下、バスパワーシステムについて詳細に説明する。
【００７８】
まず、図８にもとづいてバスパワーシステム７０の構成を説明する。図８において、図１と同一の機能である要素には同一の符号を付して示す。
【００７９】
バスパワーシステム７０は、外部直流電源２、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn 、入力回路群１、リモートＩ／Ｏ回路７１、ＰＬＣ７２、ケーブル７３から構成される。ここで、ＰＬＣ７２は、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａとＣＰＵ７２ｂからなる。ケーブル７３は、電源用２線７３ａ、信号用２線７３ｂ、シールド線（図示せず）からなる一体型で構成される。
【００８０】
外部直流電源２は、配置が図１の場合と異なり、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn および入力回路群１から物理的に遠くに離し、ＰＬＣ７２の近傍に配置される。外部直流電源２から各入力回路に電源を分配する場合、各電源系を互いに絶縁する手段、例えば、各回路電源系の入り口にＤＣ／ＤＣ変換器（図示せず）を採用するのが望ましい。
【００８１】
リモートＩ／Ｏ回路７１は、通信用回路であり、入力回路群１より出力するパラレルなディジタル信号を入力とし、シリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号を、ケーブル７３を経て、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａに送出する。
【００８２】
リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａは、インターフェース回路からなる通信用回路であり、通信用２線７３ｂを経由したシリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号を入力とし、パラレルなディジタル信号をＣＰＵ７２ｂに出力する。
【００８３】
ＣＰＵ７２ｂは、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａが出力するパラレルなディジタル信号にもとづいて演算処理し、被制御装置（図示せず）を制御する中央処理装置である。
【００８４】
次に、図８に示したバスパワーシステムの概略動作を説明する。
【００８５】
入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn がオンしたとき、外部直流電源２が出力する第１の電力から、電力変換手段３から信号結合手段４に供給する第２の電力を差引いた差電力を、電力変換手段３によって、電力ケーブル７３を経て外部直流電源２に帰還する。
【００８６】
同時に、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn のオンオフ動作に応じ、各信号結合手段４からパラレルなディジタル信号を出力する。
【００８７】
入力回路群１の各信号結合手段４から出力するパラレルなディジタル信号がリモートＩ／Ｏ回路７１に入力する。
【００８８】
リモートＩ／Ｏ回路７１によって、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７４にてデータ保持し、その保持したパラレルなディジタル信号をＰ／Ｓ信号変換部７５にてシリアルなディジタル信号に変換する。そのシリアルなディジタル信号をリモートＩ／Ｏ信号として、通信用２線７３ｂを経由し、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）７２ａに送出する。
【００８９】
リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）７２ａは、送られてきたシリアルなディジタル信号をＳ／Ｐ信号変換器７６にてパラレルなディジタル信号に変換し、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７７にて保持し、ＣＰＵ７２ｂに出力する。
【００９０】
ＣＰＵ２ｂによって、そのパラレルなディジタル信号に応じ演算処理し、被制御装置を制御する。
【実施例３】
【００９１】
図９は、本発明の入力回路をリモートＩ／Ｏを使用した省配線システムへ適用した構成を示す図である。
【００９２】
従来、入力スイッチの接続点数と、入力回路群１とＰＬＣとの間を結ぶケーブルの本数は、ほぼ同数である。しかし、入力スイッチの接続点数が多くなると、入力回路群１とＰＬＣとの間のケーブルが複雑になり、また、入力回路の接続台数の増加によりＩ／Ｏ点数が増えると、通常、ケーブルを増加せざるを得なくなり、システムの柔軟性が損なわれるという問題が生じる虞がある。
【００９３】
そこで、本発明の入力回路を省配線システムに適用することにより、入力回路群とＰＬＣ間の配線が単純になり、ＰＬＣの入力回路の低消費電力化およびシステムの柔軟性が保証できる。
【００９４】
以下、省配線システムについて詳細に説明する。図９は、省配電システム８０の構成を示す。図９において、図１と同一の機能である要素については同一の符号を付して示す。
【００９５】
図９の省配電システム８０は、基本的に図８におけるリモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）７２ａとＣＰＵ７２ｂを分離した構成とみなすことができる。
【００９６】
省配線システム８０は、外部直流電源２、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn 、入力回路群１、リモートＩ／Ｏ回路８１、リモートＩ／Ｏ出力回路８２、ＰＬＣ８３、ケーブル７３から構成される。ここで、リモートＩ／Ｏ出力回路８２は、リモートＩ／Ｏ回路８２ａと出力回路８２ｂからなり、ＰＬＣ８３は、入力回路８３ａ、ＣＰＵ８３ｂから構成される。
【００９７】
外部直流電源２は、配置が図８の場合と同等である。すなわち、外部直流電源２は、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn および入力回路群１から物理的に離れ、ＰＬＣ８３の近傍に配置する。外部直流電源２から各入力回路に電源を分配する場合、各電源系を互いに絶縁する手段例えば、各回路の電源系の入り口にＤＣ／ＤＣ変換器（図示せず）を採用するのが望ましい。
【００９８】
リモートＩ／Ｏ回路８１は、通信用回路であり、入力回路群１より出力するパラレルなディジタル信号を入力とし、シリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号を、通信用２線７３ｂを経由して、リモートＩ／Ｏ回路８２ａに送出する。
【００９９】
リモートＩ／Ｏ回路８２ａでは、リモートＩ／Ｏ信号を入力とし、パラレルなディジタル信号を出力回路８２ｂに出力する。
【０１００】
出力回路８２ｂは、リモートＩ／Ｏ回路８２ａより出力するパラレルなディジタル信号を入力とし、パラレルなディジタル信号を、配線８４を経由して、入力回路８３ａに出力する。
【０１０１】
入力回路８３ａは、配線８４を経由し順次変換したパラレルなディジタル信号を入力とし、パラレルなディジタル信号をＣＰＵ８３ｂに出力する。
【０１０２】
ＣＰＵ８３ｂは、入力回路８３ａから出力するパラレルなディジタル信号に応じ演算処理し、被制御装置を制御する中央処理装置である。
【０１０３】
次に、省配線システムの概略動作を説明する。
【０１０４】
入力スイッチＳＷ１〜ＳＷｎがオンしたとき、外部直流電源２が出力する第１の電力から、電力変換手段３から信号結合手段４に供給する第２の電力を、差引いた差電力を電力変換手段３によって外部直流電源２に帰還する。
【０１０５】
同時に、入力スイッチＳＷ1 〜ＳＷn のオン／オフ動作に応じ、各信号結合手段４からパラレルなディジタル信号を出力する。
【０１０６】
そのパラレルなディジタル信号がリモートＩ／Ｏ回路８１に入力される。
【０１０７】
リモート回路Ｉ／Ｏ８１では、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７４にてデータ保持し、その保持したパラレルなディジタル信号をＰ／Ｓ信号変換部７５にてシリアルなディジタル信号に変換する。そのシリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号として、通信用２線７３ｂを経由しリモートＩ／Ｏ回路８２ａに送出する。
【０１０８】
リモートＩ／Ｏ回路８２ａでは、シリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号をＳ／Ｐ信号変換部７６にてパラレルなディジタル信号に変換し、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７７にてデータ保持し、出力回路８２ｂに出力する。
【０１０９】
出力回路８２ｂでは、パラレルなディジタル信号を入力データ保持部（図示せず）にてデータ保持し、その保持したパラレルなディジタル信号を、配線８４を経て入力回路８３ａに出力する。
【０１１０】
入力回路８３ａでは、パラレルなディジタル信号を入力とし、ＣＰＵ８３ｂにパラレルなディジタル信号を出力する。
【０１１１】
ＣＰＵ８３ｂによって、入力回路８３ａから出力するパラレルなディジタル信号に応じて演算処理し被制御装置を制御する。
【０１１２】
図９に示す実施例は、入力スイッチの点数が多いときケーブルスペースの点について特に有効である。何故ならば、リモートＩ／Ｏを使用しない場合、通常、ケーブル７３ｂが入力スイッチＳＷとほぼ同数となる。例えば、入力スイッチＳＷの点数が２５６個だとすると、ケーブル本数はおよそ２５６線となる。
【０１１３】
一方、入力回路とＰＬＣの間をリモートＩ／Ｏシステム等で接続すると、例えば、１個のリモートＩ／Ｏに入力信号が１６点、かつ、１６台接続可能とすれば、２５６点の信号が接続できる。言い換えると、２５６点の信号を１個のリモートＩ／Ｏで通信用２線により送受信できるからである。
【０１１４】
図９に示す実施例は、本発明の入力回路を、ＰＬＣ８３を有する省配線システム８０に適用した例であるが、ＰＬＣ８３の代わりに他の制御機器、例えば、インバータ装置にも適用できる。
【０１１５】
更に、上記実施例の変形例として、例えば、本発明をバスパワーによらないリモートＩ／Ｏに適用することが考えられる。すなわち、図８および９の外部直流電源２が、入力スイッチの近傍に移行した場合、および外部直流電源２がＰＬＣの近傍に配置されているが、電源系ケーブルが通信用ケーブルから全く独立した場合についても、本発明の要素を包含し、本発明の特徴であるプログラマブルコントローラの入力回路全体で低消費電力化ができ、かつ、入力回路の配線における耐ノイズ特性の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】本発明の入力回路の概略構成を示す図である。
【図２】チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータとフォトカプラの組み合わせよりなる入力回路を示す図である。
【図３】チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータとフォトカプラの組み合わせよりなる入力回路を示す図である。
【図４】チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとトランスの組み合わせよりなる入力回路を示す図である。
【図５】チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータとフォトカプラを組み合わせた入力回路における入力電圧、スイッチング信号のタイミング、コイル両端の電圧、電流、Ｒ点出力電圧およびフォトカプラ入力電圧と時間との関係を示す図である。
【図６】チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータとフォトカプラを組み合わせた入力回路における入力電圧、スイッチング信号のタイミング、コンデンサ電流、電流およびＲ点出力電圧およびフォトカプラ入力電圧と時間との関係を示す図である。
【図７】チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとトランスを組み合わせた入力回路における入力電圧、スイッチ指令信号のタイミング、コイル１次側電圧、コイル２次側電圧、電流およびＲ点出力電圧と時間との関係を示す図である。
【図８】本発明の入力回路を適用したバスパワーシステムの構成を示す図である。
【図９】本発明の入力回路を適用した省配電システムの構成を示す図である。
【図１０】従来技術における入力回路を示す図である。
【符号の説明】
【０１１７】
１  入力回路群
１-1〜１-n  入力回路
２  外部直流電源
３  電力変換手段
３-A  チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３-B  チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
４  信号結合手段
４-A  フォトカプラタイプの信号結合手段
４-B  トランスタイプの信号結合手段
５  限流抵抗
２０  絶縁型コンバータ
３０  ロジック回路（ＰＬＣの演算回路）
４１  コイル
４２  トランス
４２ｐ  １次側コイル
４２ｓ  ２次側コイル
４３  スイッチング素子
４４  整流用ダイオード
４５  平滑用コンデンサ
４６  電流検出器
４７  電流指令発生器
４８  電流制御器
４９  ＰＷＭ制御部
５０  駆動回路
５１  電流変化低減用コンデンサ
６１  パルス周波数制御発振回路
６２  スイッチ制御部
６３  チャージポンプ用コンデンサ
６４  コンデンサ切替え用スイッチ
７０  バスパワーシステム
７１，８１，８２ａ  リモートＩ／Ｏ回路
７２，８３  ＰＬＣ
７２ａ  リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路
７２ｂ，８３ｂ  ＣＰＵ
７３  ケーブル
７３ａ  電源用２線
７３ｂ  信号用２線
８０  省配電システム
８２  リモートＩ／Ｏ出力回路
８２ｂ  出力回路
８３ａ  入力回路
ＩA   入力電流
ＩB   フォトカプラの発光ダイオードに流れる電流
ＩC   電流
ＩC*  電流検出信号
Ｉ*   入力電流指令信号
εI  電流偏差信号
ＰＣ  フォトカプラ
Ｑ１  スイッチング素子（トランジスタ）
ＲIN  入力抵抗
ＳＷ1 〜ＳＷn   入力スイッチ（接点）
ＶIN  外部入力電圧
ＶOUT   整流用ダイオードのアノード端子直前の電圧
Ｗ1   入力電力
Ｗ2    電力変換手段から信号結合手段に供給する電力
Ｗ3   Ｗ1 からＷ2 を減算した電力
【図１】
2005141719.tif 000003
【図２】
2005141719.tif 000004
【図３】
2005141719.tif 000005
【図４】
2005141719.tif 000006
【図５】
2005141719.tif 000007
【図６】
2005141719.tif 000008
【図７】
2005141719.tif 000009
【図８】
2005141719.tif 000010
【図９】
2005141719.tif 000011
【図１０】
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