(57)【要約】【課題】無線伝送路におけるサブキャリア間の変動が大きい場合にもチャネル推定の精度を向上させることを可能とする。【解決手段】チャネル推定器１６によりＯＦＤＭ信号に乗せられているパイロットシンボルを利用して、その振幅・位相特性から複数のサブキャリアそれぞれに対するチャネル推定結果を個別に求め、平滑化器１８によりサブキャリアの単位チャネル推定値と、高域側に隣接するサブキャリアの単位チャネル推定値と、低域側に隣接する単位チャネル推定値とを加算し、その加算値の平均値を求めることで伝送路歪みを補正するための振幅補正値及び位相補正値を作成し、補正器１７にて振幅補正値及び位相補正値を受信信号の各サブキャリアに乗算することにより各サブキャリアに対する振幅補正及び位相補正を行うようにした。【選択図】      図２
2005102169.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交関係にある複数のサブキャリアの少なくとも一部に既知の振幅・位相特性を有する基準シンボルを多重したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
前記ＯＦＤＭ伝送信号を前記複数のサブキャリアに変換する変換手段と、
前記複数のサブキャリアの少なくとも１つから前記基準シンボルを抽出する抽出手段と、
前記基準シンボルが持つ既知の振幅・位相特性に基づいて前記サブキャリアそれぞれの伝送路歪みを推定する推定手段と、
前記複数のサブキャリアのうち少なくとも１つの第１のサブキャリア、この第１のサブキャリアの高域側に隣接する第２のサブキャリア、前記第１のサブキャリアの低域側に隣接する第３のサブキャリアを含むサブキャリアグループごとに前記伝送路歪みの推定結果を加算する加算手段と、
前記第１のサブキャリアを時間方向にシフトしている間に、前記加算値の平均値を前記第１のサブキャリアに対する振幅補正値及び位相補正値として求める演算手段と、
前記振幅補正値及び位相補正値に従って、前記複数のサブキャリアそれぞれに対する振幅補正及び位相補正を行う補正手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記ＯＦＤＭ伝送信号が、ヘッダ領域にガードインターバル及びプリアンブルを配置し、それに続くデータ領域にそれぞれガードインターバルが付加された複数のデータシンボルを配置してなる伝送フレーム構造をとるとき、
前記ＯＦＤＭ伝送信号をヘッダ領域とデータ領域に振り分け、このうちヘッダ領域を時間軸方向に平均化する前処理手段をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記前処理手段は、前記ＯＦＤＭ伝送信号をヘッダ領域とデータ領域に振り分け、それぞれ時間軸方向に平均化することを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記基準シンボルは、パイロットシンボルであることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記加算手段は、前記第１、第２及び第３のサブキャリアの推定結果に対し、それぞれ重み係数を乗算し、これら乗算値を加算することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
前記重み係数は、伝送路の状況に応じて互いに異なる複数の係数であることを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
互いに直交関係にある複数のサブキャリアの少なくとも一部に既知の振幅・位相特性を有する基準シンボルを多重したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送信号を受信するＯＦＤＭ受信方法において、
前記ＯＦＤＭ伝送信号を前記複数のサブキャリアに変換し、
前記複数のサブキャリアの少なくとも１つから前記基準シンボルを抽出し、
この基準シンボルが持つ既知の振幅・位相特性に基づいて前記サブキャリアそれぞれの伝送路歪みを推定し、
前記複数のサブキャリアのうち少なくとも１つの第１のサブキャリア、この第１のサブキャリアの高域側に隣接する第２のサブキャリア、前記第１のサブキャリアの低域側に隣接する第３のサブキャリアを含むサブキャリアグループごとに前記伝送路歪みの推定結果を加算し、
前記第１のサブキャリアを時間方向にシフトしている間に、前記加算値の平均値を前記第１のサブキャリアに対する振幅補正値及び位相補正値として求め、
前記振幅補正値及び位相補正値に従って、前記複数のサブキャリアそれぞれに対する振幅補正及び位相補正を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項８】
前記ＯＦＤＭ伝送信号が、ヘッダ領域及びデータ領域を有し、ヘッダ領域にガードインターバル及びプリアンブルを配置し、それに続くデータ領域にそれぞれガードインターバルが付加された複数のデータシンボルを配置してなる伝送フレーム構造をとるとき、
前記ＯＦＤＭ伝送信号をヘッダ領域とデータ領域に振り分け、このうちヘッダ領域を時間軸方向に平均化処理することを特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ受信方法。
【請求項９】
前記処理する過程は、前記ＯＦＤＭ伝送信号をヘッダ領域とデータ領域に振り分け、それぞれ時間軸方向に平均化することを特徴とする請求項８記載のＯＦＤＭ受信方法。
【請求項１０】
前記基準シンボルは、パイロットシンボルであることを特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ受信方法。
【請求項１１】
前記加算する過程は、前記第１、第２及び第３のサブキャリアのチャネル推定結果に対し、それぞれ重み係数を乗算し、これら乗算値を加算することを特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ受信方法。
【請求項１２】
前記重み係数は、伝送路の状況に応じて互いに異なる複数の係数であることを特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）無線伝送システムなどマルチキャリア無線伝送システムに関し、特にＯＦＤＭ受信装置およびＯＦＤＭ受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭでは、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを用いて情報を伝送する。無線通信環境においては、送受信機間の相対位置関係の変動に伴うレイリーフェ−ジングやマルチパスによって受信信号に振幅変動や位相変動が生じる。同期検波を行なう場合、無線通信路で生じたこれらのひずみをサブキャリア毎に推定しなければならない。
【０００３】
ところで、無線ＬＡＮシステムにおいては、伝送フレームの先頭部にプリアンブル信号（既知信号）が送信されており、このプリアンブル信号を使用して伝送路におけるひずみを推定（チャネル推定）することができる。
【０００４】
しかしながら、単にプリアンブル信号から計算されたチャネル推定値のままでは、精度が悪く受信特性が劣化してしまうことになる。そこで、これまでにプリアンブル信号から推定されたチャネル推定値の精度を向上させる方式が提案されている。この方式は、まずプリアンブル信号からサブキャリア毎にチャネル推定値（ベクトル値）を計算した後、これら複数のチャネル推定値をベクトル平均することによって平滑化を行なうものである（例えば、特許文献１及び特許文献２）。
【特許文献１】特開２００１−１９７０３２公報
【特許文献２】特開２００１−２６８０４８公報。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記ベクトル平均によってサブキャリア間の平滑化を行なうチャネル推定方式においては、サブキャリア間の伝送路変動が大きい場合にチャネル推定精度が劣化するという問題があった。つまり、サブキャリア間の伝送路変動が大きい場合、複数のサブキャリアのベクトル平均をとると、平均化されたベクトルは大きな振幅を有するサブキャリアの影響を受け、サブキャリア間の位相差が不均一になってしまう。
【０００６】
そこでこの発明の目的は、無線伝送路におけるサブキャリア間の変動が大きい場合にもチャネル推定の精度を向上させ得るＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、上記目的を達成するために、以下のように構成される。  
互いに直交関係にある複数のサブキャリアの少なくとも一部に既知の振幅・位相特性を有する基準シンボルを多重したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭ伝送信号を前記複数のサブキャリアに変換する変換手段と、複数のサブキャリアの少なくとも１つから基準シンボルを抽出する抽出手段と、基準シンボルが持つ既知の振幅・位相特性に基づいてサブキャリアそれぞれの伝送路歪みを推定する推定手段と、複数のサブキャリアのうち少なくとも１つの第１のサブキャリア、この第１のサブキャリアの高域側に隣接する第２のサブキャリア、第１のサブキャリアの低域側に隣接する第３のサブキャリアを含むサブキャリアグループごとに伝送路歪みの推定結果を加算する加算手段と、第１のサブキャリアを時間方向にシフトしている間に、加算値の平均値を第１のサブキャリアに対する振幅補正値及び位相補正値として求める演算手段と、振幅補正値及び位相補正値に従って、複数のサブキャリアそれぞれに対する振幅補正及び位相補正を行う補正手段とを備えるようにしたものである。
【０００８】
この構成によれば、ＯＦＤＭ信号に乗せられている基準シンボルを利用して、その振幅・位相特性から各サブキャリアに対するチャネル推定結果を個別に求め、サブキャリアのチャネル推定結果と、高域側に隣接するサブキャリアのチャネル推定結果と、低域側に隣接するチャネル推定結果とを加算し、その加算値の平均値を求めることで伝送路歪みを補正するための振幅補正値及び位相補正値を作成しているので、特別な測定器等を用いることなく、簡単な演算でチャネル推定の精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【０００９】
以上詳述したようにこの発明によれば、無線伝送路におけるサブキャリア間の変動が大きい場合にもチャネル推定の精度を向上させ得るＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、この発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。  
（第１の実施形態）  
この第１の実施形態に係るＯＦＤＭ無線伝送システムは、図１に示すようなフォーマットの信号を扱うことを想定する。このフォーマットにおいては、伝送フレームの先頭、つまりヘッダ領域に伝送路応答推定用の既知の振幅・位相特性を有するプリアンブル信号が２回繰り返して現れ（プリアンブルＰ１，プリアンブルＰ２）、このプリアンブルの前にはガードインターバルＧＩが付加されている。プリアンブルＰ２の後ろにあるガードインターバルＧＩ以降についてはデータ領域となる。このデータ領域では、全てのキャリアに既知の振幅・位相特性を有するパイロットシンボルが挿入されているわけではない。  
ここでは、ＯＦＤＭシンボルはｎ個のサブキャリアから構成されるとする。
【００１１】
図２は、ＯＦＤＭ無線伝送システムの受信機に設けられる復調装置の要部構成を示すブロック図である。  
図２において、受信したＯＦＤＭ信号（以下、受信信号と称する）は、スイッチ１１により伝送フレーム先頭のヘッダ領域部分、ガードインターバル（ＧＩ）及び２つのプリアンブル信号が平均化器１２に導出され、この後に続くデータシンボル（ガードインターバルも含む）がガードインターバル（ＧＩ）除去器１３に導出される。平均化器１２は、ガードインターバル及びプリアンブル信号に対し時間軸方向への平均化を行うものである。
【００１２】
ＧＩ除去器１３は、平均化器１２から出力される平均化信号に基づいてスイッチ１１からの入力信号からガードインターバルを除去する。このガードインターバルが除去された受信信号は、サブキャリア分離器１４によりＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理やＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）処理が施され、時間軸信号から周波数軸信号に変換されてスイッチ１５により、プリアンブル部はチャネル推定器１６へ、データ部は補正器１７へ供給される。この周波数軸信号は、各サブキャリア成分が分離された信号となる。
【００１３】
チャネル推定器１６は、複数のサブキャリアの少なくとも一部からパイロットシンボルを抽出し、このパイロットシンボルが持つプリアンブル値と、受信信号のプリアンブル部から得られた各サブキャリア値との差分（ｎサブキャリア分）を平滑化器１８に出力するものである。  
平滑化器１８は、チャネル推定器１６から得られた、周波数軸上で連続するｎ個の各サブキャリアに対する伝送路推定値を利用して平滑化し、新たに伝送路推定値を生成するものである。以後、この新たな伝送路推定値のことを改良伝送路推定値と言う。
【００１４】
補正器１７は、平滑化器１８から得られた改良伝送路推定値の共役の複素数を、受信信号（データシンボル）の各サブキャリアに乗算するものである。
【００１５】
次に、上記平均化器１２について図３を用いて詳細に説明する。  
平均化器１２は、図３に示すように、受信信号をまず分離器１２１によりプリアンブル１信号（Ｐ１）、プリアンブル２信号（Ｐ２）、ガードインターバル（ＧＩ）に分離する。もともとＰ１とＰ２は同一である。また、ＧＩはＰ１の後ろ部分と同一である。これらＰ１，Ｐ２，ＧＩは、バッファ１２２，１２３，１２４にそれぞれ一時的に保持された後、平均化部１２５に供給される。
【００１６】
よって、これらＰ１とＰ２とＧＩを平均化部１２５にて平均化することによってＳＮ（受信感度）を向上させることができる。ただし、Ｐ１とＰ２は同一の長さを持っているが、ＧＩはＰ１よりも短いため、Ｐ１とＰ２のみの平均化と、Ｐ１とＰ２とＧＩの平均化の２種類が考えられる。
【００１７】
例えばＰ１の値をＰＴ１(Ｊ)：Ｊ＝１…ｎ  そしてＰ２の値をＰＴ２(Ｊ)：Ｊ＝１…ｎ  そしてＧＩの値をＧＩＴ(Ｊ)：Ｊ＝１…ｍ  とすると（ＧＩの長さをｍとする）、Ｐ１とＰ２の平均化部分では、  
｛ＰＴ１(Ｊ)＋ＰＴ２(Ｊ)｝／２        ただしＪ＝１…ｎ−ｍ
Ｐ１とＰ２とＧＩの平均化部分では
｛ＰＴ１(Ｊ)＋ＰＴ２(Ｊ)＋ＧＴＩ(J−ｎ＋ｍ)｝／３    ただし、J=ｎ−ｍ＋１…ｎ
とする。
【００１８】
このように、ＧＩも平均化に加えることでＳＮを向上させることができるため、伝送路応答推定値の精度が向上する。尚、この例では、ＧＩの長さ分（つまりｍ個）の平均をとるようにしたが、同期処理の誤差やマルチパス時の遅延波の影響を考慮して、ＧＩを含めた平均化はｍ個より少ない数としてもよい。
【００１９】
次に、平滑化器１８について図４を用いて詳細に説明する。  
平滑化器１８は、図４に示すように、３つのレジスタ１８１−１，１８１−２，１８１−３と、振幅測定器１８２−１，１８２−２，１８２−３と、割算器１８３−１，１８３−２，１８３−３と、ベクトル合成器１８４と、平均化器１８５と、振幅測定器１８６と、割算器１８７と、乗算器１８８とからなる。
【００２０】
振幅測定器１８２−１〜１８２−３，１８６は、ベクトル値の振幅を計算するものである。割算器１８３−１〜１８３−３，１８７は各ベクトルを単位ベクトルにするために使用する。ベクトル合成器１８４は、各単位ベクトルを加算するものである。平均化器１８５は３つのベクトルの平均振幅を計算するものである。乗算器１８８はベクトル合成器１８４から出力され単位ベクトルになったベクトルに、平均化器１８５の出力を乗算するものである。
【００２１】
次に、上記構成による動作について図５から図７を用いて詳細に説明する。  
まず、図５に示すように、プリアンブルから検出されたチャネル推定値が、サブキャリア１，２，３のように振幅変動が存在した場合を考える。サブキャリア２に対して平滑化を行おうとした場合、サブキャリア１，２，３をそのままベクトル平均した結果をサブキャリア２の位相にしてしまうと、図６に示すように、合成後のベクトルは振幅の大きいサブキャリア１の影響で、サブキャリア１とサブキャリア２との間の位相差が狭くなる。
【００２２】
そこで、本実施形態では、平滑化器１８にて図７に示す処理手順を実行するようにした。  
ここで、チャネル推定器１６からの出力をＨ(Ｊ)：Ｊ＝１…ｎとする。平滑化器１８は、制御処理を開始すると、まず、Ｊ＝０として初期起動し（ステップＳＴ７ａ）、Ｊがｎ−２より小さいか否かを判断し（ステップＳＴ７ｂ）、ｎ−２より小さければ（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ７ｃに移行する。
【００２３】
まず、ステップＳＴ７ｃにおいて、レジスタ１８１−１〜１８１−３の初期値は、レジスタ１８１−１がＨ(１)、レジスタ１８１−２がＨ(２)、レジスタ１８１−３がＨ(３)となる。そして各レジスタ１８１−１〜１８１−３に格納されたベクトルの振幅値Ａ１、Ａ２、Ａ３をそれぞれ振幅測定器１８２−１〜１８２−３により計算する(ステップＳＴ７ｄ)。
【００２４】
Ａ１＝｜Ｈ（１）｜  
Ａ２＝｜Ｈ（２）|  
Ａ３＝｜Ｈ（３）|
次に、割算器１８３−１〜１８３−３にて各ベクトルをそれぞれの振幅値で割り、単位ベクトルを生成し、これらをベクトル合成器１８４に入力する（ステップＳＴ７ｅ）。ベクトル合成器１８４では、３つの単位ベクトルをベクトル加算する（ステップＳＴ７ｆ）。
【００２５】
Ｈ(１)／Ａ１＋Ｈ(２)／Ａ２＋Ｈ(３)／Ａ３
次に、振幅測定器１８６により、ステップＳＴ７ｆでベクトル加算したベクトルの振幅Ａ４を計算してから割算器１８７にて単位ベクトルＶ１を生成する（ステップＳＴ７ｇ）。
【００２６】
Ａ４＝｜  Ｈ(１)／Ａ１＋Ｈ(２)／Ａ２＋Ｈ(３)／Ａ３  ｜  
Ｖ１＝（Ｈ(１)／Ａ１＋Ｈ(２)／Ａ２＋Ｈ(３)／Ａ３）／Ａ４
一方、平均化器１８５では、ベクトルＨ(１)、Ｈ(２)、Ｈ(３)の平均振幅値Ａ５を計算する（ステップＳＴ７ｈ）。
【００２７】
Ａ５＝（Ａ１＋Ａ２＋Ａ３）／３
次に、乗算器１８８において単位ベクトルＶ１に平均振幅Ａ５を乗算する（ステップＳＴ７ｉ）。
【００２８】
Ａ５×Ｖ１
この乗算した値がベクトルＨ(２)の補正後の値となり、図８に示す点線のベクトルとなる。  
次に、この出力値をレジスタ１８１−１へ書きこむ。レジスタ１８１−２にはレジスタ１８１−３の値をシフトさせる。レジスタ１８１−３には新たな入力信号Ｈ(４)を書きこむ（ステップＳＴ７ｊ）。
【００２９】
そして、同様の計算を行ないＨ(３)の補正値を得ることができる。このような手順によってＨ(ｎ)までレジスタ１８１−３に入力したところで補正が終了する。つまり、チャネル推定値Ｈ(１)からＨ(ｎ)の中で、Ｈ(２)からＨ(ｎ−１)まで補正が行なわれることになる。サブキャリアの両端であるＨ(１)とＨ(ｎ)は補正されない。
【００３０】
このような簡易な演算で、チャネル推定値を平滑化することによって、サブキャリア間の位相差をほぼ等しくすることができ、チャネル推定精度を向上させることができる。
【００３１】
尚、ここでは、平均化の数を３本としているが、３本に限る必要はない。
【００３２】
以上のように本実施形態では、チャネル推定器１６によりＯＦＤＭ信号に乗せられているパイロットシンボルを利用して、その振幅・位相特性から複数のサブキャリアそれぞれに対するチャネル推定値を個別に求め、平滑化器１８によりサブキャリアの単位チャネル推定値と、高域側に隣接するサブキャリアの単位チャネル推定値と、低域側に隣接する単位チャネル推定値とを加算し、この加算値の平均値を求めることで伝送路歪みを補正するための振幅補正値及び位相補正値を作成しているので、特別な測定器等を用いることなく、簡単な演算でチャネル推定の精度を向上させることができる。
【００３３】
また、本実施形態によれば、平均化器１２によりプリアンブル信号とガードインターバルの平均値を求めるようにしているので、ＳＮを向上させることができ、これにより伝送路応答推定値の精度を向上させることができる。
【００３４】
ところで、上記実施形態では、チャネル推定に使用するプリアンブルとＧＩの平均化について説明したが、データ部についても同様のことができる。このときの受信機構成例を図９に示す。なお、図９において、上記図２と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００３５】
すなわち、スイッチ１１とＧＩ除去器１３との間に平均化器１９を介挿接続するようにしている。そして、平均化器１９は、図１０に示すように、受信信号をまず分離器１９１によりデータシンボルと、ガードインターバル（ＧＩ）とに分離する。ＧＩはデータシンボルの後ろ部分と同一である。これらデータシンボル及びＧＩは、バッファ１９２，１９３にそれぞれ一時的に保持された後、平均化部１９４に供給される。
【００３６】
よって、データシンボルとＧＩを平均化部１９４にて平均化することによってＳＮを向上させることができる。ただし、ＧＩはデータシンボルよりも短いため、平均化は、データシンボルとＧＩの重なり合う部分だけとなる。データシンボルの値をＤＴ１(Ｊ)：Ｊ＝１…ｎ  そしてＧＩの値をＧＩＴ１(Ｊ)：Ｊ＝１…ｈ  とすると（ＧＩの長さをｈとする）、
データシンボルとＧＩの平均化部分では
｛ＤＴ１(Ｊ)＋ＧＩＴ１(Ｊ−ｎ＋ｈ)｝／２    ただし、Ｊ＝ｎ−ｈ＋１…ｎ
とする。
【００３７】
このように、ＧＩも平均化に加えることでＳＮを向上させることができるため、データシンボルの精度が向上し受信特性が改善される。尚、この例では、ＧＩの長さ分（つまりｈ個）の平均をとるようにしたが、同期処理の誤差やマルチパス時の遅延波の影響を考慮して、ＧＩとの平均化はｈ個より少ない数としてもよい。
【００３８】
（第２の実施形態）  
図１１は、この発明の第２の実施形態に係わる平滑化器１８の構成を示すブロック図である。なお、図１１において、上記図４と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００３９】
すなわち、割算器１８３−１，１８３−２，１８３−３とベクトル合成器１８４との間に重み係数乗算器２１１−１，２１１−２，２１１−３を介挿接続するようにしている。また、振幅測定器１８２−１，１８２−２，１８２−３と平均化器１８５との間に重み係数乗算器２１２−１，２１２−２，２１２−３を介挿接続するようにしている。
【００４０】
重み係数乗算器２１１−１，２１１−２，２１１−３は、ベクトルに対する重み係数を乗算するものである。重み係数乗算器２１２−１，２１２−２，２１２−３についても同様である。この重み係数は、レジスタ１８１−１からの値に対してはα、レジスタ１８１−２からの値にはβ、レジスタ１８１−３からの値に対してはαであり、２α＋β＝１（合成後の振幅値を規格化するため。ただし、α＜＝β）の関係が成り立つ。例えば、α、β値は伝播路におけるマルチパス数が基準数に比して多い環境ではα＝１／８、β＝３／４のようにαよりもβの値をより大きくし、マルチパスが基準数に比して少ない環境ではα＝１／３、β＝１／３とするとよい。
【００４１】
ところで、チャネル推定器１６からの出力は、Ｈ(Ｊ)：Ｊ＝１…ｎに設定される。まず、レジスタの初期値は、レジスタ１８１−１がＨ（１）、レジスタ１８１−２がＨ（２）、レジスタ１８１−３がＨ（３）である。そして各レジスタ１８１−１〜１８１−３に格納されたベクトルの振幅値Ａ１、Ａ２、Ａ３を計算する。
【００４２】
Ａ１＝｜Ｈ（１）｜
Ａ２＝｜Ｈ（２）|
Ａ３＝｜Ｈ（３）|
割算器１８３−１〜１８３−３にて各ベクトルをそれぞれの振幅値で割り、単位ベクトルを生成し、これらを重み係数乗算器２１１−１〜２１１−３に入力する。ベクトル合成器１８４では、３つの単位ベクトルをベクトル加算する。すると、３つの単位ベクトルは次のように表される。
【００４３】
αＨ（１）／Ａ１＋βＨ（２）／Ａ２＋αＨ（３）／Ａ３
続いて、振幅測定器１８６にて合成ベクトルの振幅Ａ４を求め、割算器１８７にて単位ベクトルＶ１を生成する。すると、合成ベクトルの振幅Ａ４及び単位ベクトルＶ１は次のように表される。
【００４４】
Ａ４＝｜  αＨ（１）／Ａ１＋βＨ（２）／Ａ２＋αＨ（３）／Ａ３  ｜
Ｖ１＝（αＨ（１）／Ａ１＋βＨ（２）／Ａ２＋αＨ（３）／Ａ３）／Ａ４
一方、重み係数乗算器２１２−１〜２１２−３は、振幅測定器１８２−１〜１８２−３の出力に重み係数を乗算して平均化器１８５に供給する。平均化器１８５では、ベクトルαＨ（１）、βＨ（２）、αＨ（３）の平均振幅Ａ５を計算する。
【００４５】
Ａ５＝（αＡ１＋βＡ２＋αＡ３）／３
次に乗算器１８８において単位ベクトルＶ１に平均振幅Ａ５を乗算する。
【００４６】
Ａ５×Ｖ１
この値がベクトルＨ(２)の補正後の値となる。
【００４７】
この出力値はレジスタ１８１−１へ書き込まれる。レジスタ１８１−２にはレジスタ１８１−３の値をシフトさせる。レジスタ１８１−３にはＨ（４）を書きこむ。
【００４８】
そして、同様の計算を行ないＨ（３）の補正値を得ることができる。このような手順によってＨ(ｎ)までレジスタ１８１−３に入力したところで補正が終了する。つまり、チャネル推定値Ｈ（１）からＨ(ｎ)の中で、Ｈ（２）からＨ(ｎ−１)まで補正が行なわれることになる。サブキャリアの両端であるＨ（１）とＨ(ｎ)は補正されない。
【００４９】
このような簡易な演算で、チャネル推定値を平滑化することによって、サブキャリア間の位相差をほぼ等しくすることができ、チャネル推定精度を向上させることができる。
【００５０】
尚、ここでは、平均化の数を３本としているが、３本に限る必要はない。また、係数α、βについては、伝送路の状況たとえばマルチパス数に応じて任意の値に設定してもよい。
【００５１】
従って、第２の実施形態によれば、伝送路の状況に応じてチャネル推定の精度を向上させることができる。
【００５２】
（その他の実施形態）  
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】この発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ無線伝送システムで取り扱う信号のフォーマットを示す図。
【図２】この発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ無線伝送システムの受信機に設けられる復調装置の要部構成を示すブロック図。
【図３】上記図２に示した平均化器の具体的構成を示すブロック図。
【図４】上記図２に示した平滑化器の具体的構成を示すブロック図。
【図５】以前に考えられていたサブキャリアに対する伝送路推定値ベクトルの例を示す図。
【図６】以前に考えられていた方式による補正の例を示す図。
【図７】同実施形態における平滑化器の処理手順を説明するために示すフローチャート。
【図８】同実施形態における補正の例を示す図。
【図９】この発明の他の実施形態に係るＯＦＤＭ無線伝送システムの受信機に設けられる復調装置の要部構成を示すブロック図。
【図１０】図９に示した平均化器の具体的構成を示すブロック図。
【図１１】この発明の第２の実施形態に係る平滑化器の具体的構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００５４】
１１…スイッチ、１２…平均化器、１３…ガードインターバル（ＧＩ）除去器、１４…サブキャリア分離器、１５…スイッチ、１６…チャネル推定器、１７…補正器、１８…平滑化器、１９…平均化器、１２１…分離器、１２２，１２３…バッファ、１２５…平均化部、１８１−１〜１８１−３…レジスタ、１８２−１〜１８２−３…振幅測定器、１８３−１〜１８３−３…割算器、１８４…ベクトル合成器、１８５…平均化器、１８６…振幅測定器、１８７…割算器、１８８…乗算器、１９１…分離器、１９２，１９３…バッファ、１９４…平均化部、２１１−１〜２１１−３，２１２−１〜２１２−３…重み係数乗算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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