(57)【要約】    【課題】  高精度に受信時刻を計測可能な受信時刻計測装置を提供する。    【解決手段】  送信装置１から、信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に生じさせる送信信号を送信する一方、受信信号を復調して信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を出力する復調部１２と、復調部１２の出力する復調信号の信号変化部分に含まれる周波数成分を通過させる帯域通過フィルタ１３と、帯域通過フィルタ１３の出力信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する時刻計測部１４とを備え、帯域通過フィルタ１３の通過域を、復調信号のメインローブを構成する周波数成分より高い周波数を通過させるよう設定する構成した。【選択図】  図１
2005201655.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置からの送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置であって、
前記送信信号を、信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に生じさせる信号とする一方、
受信信号を復調して前記復調信号を出力する復調部と、
該復調部の出力する復調信号の前記信号変化部分に含まれる周波数成分を通過させる帯域通過フィルタと、
該帯域通過フィルタの出力信号に基づいて前記受信信号の受信時刻を計測する第１時刻計測部と、
を備えて構成したことを特徴とする受信時刻計測装置。
【請求項２】
前記信号変化部分は、時間軸上で前記復調信号の電圧レベル、周波数及び位相のうちの少なくとも１つが変化する部分である請求項１に記載の受信時刻計測装置。
【請求項３】
前記帯域通過フィルタは、前記信号変化部分に含まれる周波数成分の少なくとも一部の周波数を通過させるよう通過域が設定され、且つ、前記復調信号のメインローブを構成する周波数成分を阻止するよう阻止域が設定される構成とした請求項１又は２に記載の受信時刻計測装置。
【請求項４】
前記帯域通過フィルタは、低域通過フィルタと高域通過フィルタを従属接続して構成し、前記低域通過フィルタの遮断周波数を帯域通過フィルタの高域側遮断周波数とし、前記高域通過フィルタの遮断周波数を帯域通過フィルタの低域側遮断周波数とする請求項３に記載の受信時刻計測装置。
【請求項５】
復調信号に存在するノイズによる前記受信時刻の誤計測を防止する誤計測防止部を設ける構成とした請求項１〜４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
【請求項６】
前記誤計測防止部は、前記帯域通過フィルタの出力信号と予め定めた相関用基準信号との相関演算を行って両信号の類似度が高いほど高レベルの相関信号を出力する相関演算部であり、前記第１時刻計測部は、前記相関演算部からの相関信号に基づいて受信時刻を計測する構成である請求項５に記載の受信時刻計測装置。
【請求項７】
前記復調部が、互いに直交関係にある２つの第１及び第２復調信号を出力する構成であるとき、前記帯域通過フィルタは、前記第１復調信号を入力する第１フィルタ部と前記第２復調信号を入力する第２フィルタ部を備え、前記第１時刻計測部は、前記第１フィルタ部の出力信号と第２フィルタ部の出力信号の各自乗演算結果を加算した自乗和信号を出力する自乗和演算部を備え、該自乗和演算部からの前記自乗和信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する構成である請求項１〜４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
【請求項８】
前記第１時刻計測部は、前記自乗和演算部の前段に、前記第１及び第２フィルタ部の各出力信号について予め定めた相関用基準信号との相関演算をそれぞれ行って両信号の類似度が高いほど高レベルの第１及び第２相関信号をそれぞれ出力する第１及び第２演算部を有する相関演算部を備え、前記自乗和演算部から出力される第１及び第２相関信号に基づいた自乗和信号により受信信号の受信時刻を計測する構成である請求項７に記載の受信時刻計測装置。
【請求項９】
前記復調信号が、ＰＮ系列の符号信号である請求項１〜８のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
【請求項１０】
復調信号の逆拡散処理を行って逆拡散信号を出力する逆拡散処理部と、該逆拡散処理部からの逆拡散信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する第２時刻計測部とを備える構成とした請求項９に記載の受信時刻計測装置。
【請求項１１】
前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻とし当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で計測される受信時刻の存在範囲を予め定め、前記第１時刻計測部で計測された受信時刻が、前記存在範囲内のときに計測時刻正常を通報し前記存在範囲外のときに計測時刻異常を通報する計測値判定部を備える請求項１０に記載の受信時刻計測装置。
【請求項１２】
前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻とし当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う復調信号範囲又はフィルタ出力信号範囲を設定し、前記復調信号範囲又はフィルタ出力信号範囲についてのみ、前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う構成とした請求項１０に記載の受信時刻計測装置。
【請求項１３】
前記復調部、前記帯域通過フィルタ及び前記第１時刻計測部からなる受信時刻計測部を複数組備えると共に、前記複数の受信時刻計測部でそれぞれ計測された複数の受信時刻情報を照合して受信時刻を決定する時刻照合部を備える構成とした請求項１〜１２のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置。
【請求項１４】
前記複数の帯域通過フィルタの各通過域が、それぞれ異なる構成である請求項１３に記載の受信時刻計測装置。
【請求項１５】
送信装置と受信装置間の距離を計測する距離計測装置であって、
前記受信装置は、請求項１〜１４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置と、前記送信装置における送信信号の送信時刻情報と前記受信時刻計測装置で計測された受信信号の受信時刻情報とから送信装置と受信装置間の距離を算出する距離算出部と、を備えることを特徴とする距離計測装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置に関し、特に、受信時刻を高精度に計測できる受信時刻計測装置に関する。また、この受信時刻計測装置を用いた距離計測装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信装置から受信装置への電波の伝搬時間を計測して距離を算出する距離計測装置では、受信装置における電波の受信時刻を計測する必要がある。
【０００３】
電波の受信時刻計測方法として、従来、スペクトル拡散通信を用いた計測方法がある（例えば、非特許文献１参照）。以下に、ＰＮ符号による直接拡散方式を用いた場合について簡単に説明する。
【０００４】
送信装置は、データ信号をＰＮ符号で拡散処理してベースバンド帯域の拡散信号を生成し、この拡散信号を変調してＲＦ（無線周波数）帯域の無線信号として送信する。受信装置は、受信した無線信号をベースバンド帯域の復調信号に復調し、復調信号を送信側と同じＰＮ符号を用いて整合フィルタで逆拡散処理する。整合フィルタから出力される逆拡散出力は、復調信号が整合フィルタのＰＮ符号と同位相であるとき最大値を示し、ＰＮ符号の１チップ以上位相がずれると略零となる三角波形状となり、例えば、三角波の最大値の発生時刻を計測して受信時刻とする。
【０００５】
また、電波の受信時刻差を求めて距離を計測するものがある（例えば、特許文献１参照）。
これは、車両側から送信した搬送波を路上の無線機で受信し、無線機は受信した搬送波をスペクトル拡散符号に基づいて変調して車両側に返信する。車両側では、路上の無線機からの変調波を複数の受信機でそれぞれ受信し、受信した変調波から帯域通過フィルタを用いて搬送波成分を除去してスペクトル拡散符号の周波数成分をそれぞれ抽出し、抽出した各スペクトル拡散符号を復調して位相差（受信時刻差に相当する）を求め、この位相差から車両の各受信機と路上無線機との距離差を算出して車両位置を特定する。
【０００６】
【非特許文献１】丸林他、「スペクトル拡散通信とその応用」、電子情報通信学会
【特許文献１】特開２００１−３６９４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、距離計測の精度は時刻計測の精度に依存する。前述の非特許文献１の場合、時刻計測精度は逆拡散出力として得られる三角波の最大値の検出精度に依存し、三角波形状が鋭い程、計測精度は向上する。従って、計測精度を向上するにはＰＮ符号のチップレート（周波数）を高くすればよいが、送信する無線信号の占有周波数帯幅が通常は電波法等で制限されているため、使用できるチップレートには上限があり、計測精度をこの上限以上に向上させることは難しいという問題ある。
【０００８】
また、前述の特許文献１の場合、距離計測精度は、各スペクトル拡散符号の位相差（時刻差）の計測精度に依存する。ここで、特許文献１の帯域通過フィルタは、搬送波成分だけを除去し、スペクトル拡散符号のメインローブの周波数成分の殆どを通過させるよう設定されている。このため、フィルタ出力信号の波形は、概ねスペクトル拡散符号のメインローブ成分により定まることになり、復調された各スペクトル拡散符号の位相差の計測精度は、拡散符号の基本周波数、即ち、拡散符号のチップレートに依存し、非特許文献１の場合と同様の問題がある。
【０００９】
本発明は上記問題点に着目してなされたもので、高周波成分を含む信号変化部分を利用して受信時刻を高精度に計測できる受信時刻計測装置を提供することを目的とする。また、この受信時刻計測装置を用いた距離計測装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このため、請求項１の発明は、送信装置からの送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置であって、前記送信信号を、信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に生じさせる信号とする一方、受信信号を復調して前記復調信号を出力する復調部と、該復調部の出力する復調信号の前記信号変化部分に含まれる周波数成分を通過させる帯域通過フィルタと、該帯域通過フィルタの出力信号に基づいて前記受信信号の受信時刻を計測する第１時刻計測部とを備えて構成した。
かかる構成では、送信装置から信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に生じさせる信号を送信する。復調部は、受信信号を復調し、信号変化部分が時間軸上で偏在する復調信号を出力する。帯域通過フィルタは、復調信号に含まれる信号変化部分に含まれる周波数成分を通過させる。第１時刻計測部は、入力する帯域通過フィルタの出力信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測し通報する。
【００１１】
前記信号変化部分は、請求項２のように、時間軸上で前記復調信号の電圧レベル、周波数及び位相のうちの少なくとも１つが変化する部分とするとよい。
前記帯域通過フィルタは、請求項３のように、前記信号変化部分に含まれる周波数成分の少なくとも一部の周波数を通過させるよう通過域が設定され、且つ、前記復調信号のメインローブを構成する周波数成分を阻止するよう阻止域が設定される構成とするとよい。
かかる構成では、通過帯域フィルタの出力信号は、信号変化部分に含まれる高周波成分が主成分となり、メインローブを構成する周波数成分が減衰されるようになる。これにより、通過帯域フィルタの出力信号における信号変化部分の波形がより先鋭化され、受信時刻検出精度が高まる。
【００１２】
前記帯域通過フィルタは、請求項４のように、低域通過フィルタと高域通過フィルタを従属接続して構成し、前記低域通過フィルタの遮断周波数を帯域通過フィルタの高域側遮断周波数とし、前記高域通過フィルタの遮断周波数を帯域通過フィルタの低域側遮断周波数とする構成とするとよい。
かかる構成では、通過帯域フィルタの出力信号に生じるリンギングが短期間で収束するので、信号変化部分の位置検出が容易になり受信時刻検出精度がより高まる。
【００１３】
請求項５のように、復調信号に存在するノイズによる前記受信時刻の誤計測を防止する誤計測防止部を設ける構成とするとよい。
かかる構成では、ノイズ部分を信号変化部分と見なして誤計測をするようなことを防止できるようになる。
【００１４】
前記誤計測防止部は、具体的には請求項６のように、前記帯域通過フィルタの出力信号と予め定めた相関用基準信号との相関演算を行って両信号の類似度が高いほど高レベルの相関信号を出力する相関演算部であり、前記第１時刻計測部は、前記相関演算部からの相関信号に基づいて受信時刻を計測する構成とするとよい。
かかる構成では、ノイズと相関用基準信号との類似度は低いので、ノイズ部分では相関信号レベルが低くなり、ノイズ部分を信号変化部分と見なすことはない。
【００１５】
請求項７の発明では、互いに直交関係にある２つの第１及び第２復調信号を出力する構成であるとき、前記帯域通過フィルタは、前記第１復調信号を入力する第１フィルタ部と前記第２復調信号を入力する第２フィルタ部を備え、前記第１時刻計測部は、前記第１フィルタ部の出力信号と第２フィルタ部の出力信号の各自乗演算結果を加算した自乗和信号を出力する自乗和演算部を備え、該自乗和演算部からの前記自乗和信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する構成とするとよい。
請求項７の構成では、自乗和演算部により受信信号を復調する際の位相差を考慮することなく受信時刻の計測処理が実行できるようになる。また、請求項８の構成では、ノイズの影響も排除することができるようになる。
【００１６】
請求項９の発明では、前記復調信号が、ＰＮ系列の符号信号とするとよい。この場合、請求項１０のように、復調信号の逆拡散処理を行って逆拡散信号を出力する逆拡散処理部と、該逆拡散処理部からの逆拡散信号に基づいて受信信号の受信時刻を計測する第２時刻計測部とを備える構成とするとよい。
かかる構成では、耐ノイズ性に優れたスペクトラム拡散通信方式を利用した受信時刻計測処理が可能となる。
【００１７】
請求項１１のように、前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻とし当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で計測される受信時刻の存在範囲を予め定め、前記第１時刻計測部で計測された受信時刻が、前記存在範囲内のときに計測時刻正常を通報し前記存在範囲外のときに計測時刻異常を通報する計測値判定部を備える構成とするとよい。
かかる構成では、ノイズの影響を受け難い基準受信時刻に基づいてノイズの影響による第１時刻計測部で計測された受信時刻の精度悪化を検出できるようになる。また、第１時刻計測部で計測された受信時刻の精度が基準受信時刻の計測精度より悪化することを防止できるようになる。
【００１８】
請求項１２の発明では、前記第２時刻計測部で計測した受信時刻を基準受信時刻とし当該基準受信時刻に基づいて前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う復調信号範囲又はフィルタ出力信号範囲を設定し、前記復調信号範囲又はフィルタ出力信号範囲についてのみ、前記第１時刻計測部で時刻計測処理を行う構成とするとよい。
かかる構成では、時刻計測処理を簡素化できるようになる。
【００１９】
請求項１３の発明では、前記復調部、前記帯域通過フィルタ及び前記第１時刻計測部からなる受信時刻計測部を複数組備えると共に、前記複数の受信時刻計測部でそれぞれ計測された複数の受信時刻情報を照合して受信時刻を決定する時刻照合部を備える構成とするとよい。この場合、請求項１４のように、前記複数の帯域通過フィルタの各通過域が、それぞれ異なる構成とするとよい。
請求項１３の構成では、複数の受信時刻計測部でそれぞれ独立して計測した受信時刻計測値を時刻照合部で照合し、照合結果に基づいて受信時刻を決定するので、受信時刻計測値の信頼性が向上するようになる。また、請求項１４の構成では、各受信時刻計測部における時刻計測に利用される周波数成分がそれぞれ異なるようになり、共通の要因による時刻計測の誤りが生じ難くなることにより、受信時刻計測値の信頼性がより高まるようになる。
【００２０】
請求項１５の発明は、送信装置と受信装置間の距離を計測する距離計測装置であって、前記受信装置は、請求項１〜１４のいずれか１つに記載の受信時刻計測装置と、前記送信装置における送信信号の送信時刻情報と前記受信時刻計測装置で計測された受信信号の受信時刻情報とから送信装置と受信装置間の距離を算出する距離算出部と、を備えることを特徴とする。
かかる構成では、送信装置と受信装置間の距離を高精度に計測できるようになる。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように本発明の受信時刻計測装置によれば、信号変化部分に含まれる高周波成分を利用して受信時刻を計測する構成としたので、電波法で定められた無線信号の占有周波数帯幅の制限内で受信時刻を従来に比べて高精度に計測することが可能となる。従って、無線信号の占有周波数帯幅を拡大せずに済み、有限な周波数資源を有効利用できると共に、無線通信における情報伝送速度を犠牲にしなくて済むようになる。
また、本発明の距離計測装置によれば、本発明の受信時刻計測装置を用いて送信装置と受信装置間の距離を計測するので、高精度に送信装置と受信装置間の距離を計測できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る受信時刻計測装置の第１実施形態を適用した通信装置の構成を示すブロック図である。
図１において、通信装置は、送信信号を送信する送信装置１と、送信装置１からの送信信号を受信する受信装置１０とからなり、受信装置１０は、送信信号の受信時刻を計測する受信時刻計測装置１１を備える。
【００２３】
送信装置１は、受信時刻計測装置１１の復調部１２において信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に生じさせる送信信号を送信する構成であり、例えば変調信号のディジタル波形データをＤ／Ａ変換器によりＤ／Ａ変換してアナログ変調信号を生成する変調信号生成部２と、アナログ変調信号を変調してＲＦ帯域の無線信号を出力する変調部３とを備え、この無線信号をアンテナから送信する。ここで、信号変化部分が時間軸上で偏在するとは、復調信号における極めて狭い期間に信号変化部分が存在することを意味するものである。また、周期的とは、信号変化部分が偏在する復調信号が間欠的に現れる場合、或いは、互いに異なるパターンを有する複数の復調信号で構成した１つの集合体が連続的に現れる場合を含むものである。尚、変調部３の後段に増幅器を設けて前記無線信号を増幅してアンテナから送信するようにしてもよい。
【００２４】
本実施形態の受信時刻計測装置１１は、アンテナを介して入力する送信信号を復調して復調信号を出力する前記復調部１２と、復調信号を入力して復調信号に偏在する信号変化部分に含まれる高周波の周波数成分を通過させる帯域通過フィルタ１３と、該帯域通過フィルタ１３の出力信号を入力して受信信号の受信時刻を計測し通報する第１時刻計測部としての時刻計測部１４とを備える。尚、復調部１２の前段に増幅器を設けて受信信号を増幅した後に復調部１２に入力するようにしてもよい。
【００２５】
前記復調部１２は、信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に出力する。ここで、前記信号変化部分は、復調信号において電圧レベル、周波数及び位相のうちの少なくとも１つが変化する部分である。
前記帯域通過フィルタ１３は、信号変化部分に含まれる高周波の周波数成分を通過させるものである。具体的には、信号変化部分に含まれる周波数成分の少なくとも一部の周波数成分を通過させるよう通過域を設定し、復調信号のメインローブを構成する周波数成分を阻止するよう阻止域を設定する。ここで、信号変化部分は、復調信号のメインローブを構成する周波数成分より高周波の周波数成分を含む。
【００２６】
例えば、復調信号がスペクトル拡散信号で用いられるＰＮ符号であって、ＰＮ符号がＭ系列１５チップで復調信号はこのＰＮ符号の繰り返し信号であるとき、その電力スペクトルは図２で示すように、（sinπｆＴｃ／πｆＴｃ）2の包絡線をもつ、１／１５Ｔｃ（Ｈｚ）毎の線スペクトルの集合になる。ここで、Ｔｃはチップ幅である。このとき、帯域通過フィルタ１３の通過域を、図２の破線で示すように、メインローブを構成する周波数成分（図のａの範囲）より高い周波数成分（図のｂの範囲）を通過させるように設定する。そして、信号変化部分の時間軸上での存在範囲をＰＮ符号の１符合長（１チップ幅）より狭い範囲とすることで、信号変化部分に復調信号（ＰＮ符号）の基本周波数よりも高周波の周波数成分が含まれることになる。これにより、復調信号が帯域通過フィルタ１３に入力するとフィルタ出力信号が生じ、このフィルタ出力信号の信号波形の幅は、拡散符号のチップレートに依存せず、従来のスペクトル拡散通信を用いた場合よりも高精度な受信時刻計測が可能になる。図２中、横軸は周波数、縦軸はパワーを示し、ａはメインローブ領域、ｂは信号変化部分に含まれる高周波成分領域を示す。
【００２７】
また、帯域通過フィルタ１３は、低域通過フィルタと高域通過フィルタを従属接続して構成するとよい。この場合、前記低域通過フィルタ及び高域通過フィルタは、いずれも単体の帯域通過フィルタに比べて広い通過域を有するものを用い、低域通過フィルタの遮断周波数を帯域通過フィルタ１３の高域側遮断周波数とし、高域通過フィルタの遮断周波数を帯域通過フィルタ１３の低域側遮断周波数とする。尚、低域通過フィルタと高域通過フィルタの接続順序は、どちらが前であってもよい。
このように帯域通過フィルタ１３を構成すれば、フィルタ出力信号に生じるリンギングが短期間で収束するようになるため、フィルタ出力信号における信号変化部分の存在位置を容易に検出でき、受信時刻計測の信頼性が向上する。
【００２８】
前記時刻計測部１４は、例えば図３のように、レベル比較器１４Ａと、計時部１４Ｂと、受信時刻算定部１４Ｃとを備えて構成される。レベル比較器１４Ａは、帯域通過フィルタ１３から入力するフィルタ出力信号の信号レベルと予め設定した閾値Ｖｔｈとを比較し、フィルタ出力信号の信号レベルが閾値Ｖｔｈ以上になったときに論理値１の信号を受信時刻算定部１４Ｃに出力する。計時部１４Ｂは現在時刻情報を受信時刻算定部１４Ｃに出力する。受信時刻算定部１４Ｃは、レベル比較部１４Ａから論理値１の信号が入力したときの時刻情報により信号変化部分の受信時刻、即ち、受信信号の受信時刻を計測する。尚、図３の点線で示すように絶対値化回路１４Ｄを設けてフィルタ出力信号の絶対値をレベル比較器１４Ａに入力する構成としてもよい。
【００２９】
ここで、信号変化部分を含む復調信号について説明する。
信号変化部分は、前述したように復調信号における電圧レベル、周波数及び位相の少なくとも１つが変化する部分である。
【００３０】
復調信号として、例えば次の式で表される信号Ｆ（ｔ）を考える。
Ｆ（ｔ）＝Ｖ×cos［ωｔ＋cos-1（ｆ（ｔ））］
ここで、ｆ（ｔ）は、時間軸上で＋１の期間と、−１の期間と、＋１（又は−１）→−１（又は＋１）へ変化する期間とを有する信号であって、変化する期間の波形は例えば次の例１、例２（数１及び数２）に示す式で表される。
（例１）
−１から＋１へ変化する部分
ｆ1ｕ（ｔ）＝２ｔ／ａＴ        −ａＴ／２≦ｔ≦ａＴ／２
＋１から−１へ変化する部分
ｆ1ｄ（ｔ）＝−２ｔ／ａＴ      −ａＴ／２≦ｔ≦ａＴ／２
（例２）
−１から＋１へ変化する部分
【数１】
2005201655.tif 000003
＋１から−１へ変化する部分
【数２】
2005201655.tif 000004
ここで、ｐは自然数である。例１のａや例２のｐの値を適切に設定することで、電波法の規制を満たすための所定の遮断周波数を有する低域通過フィルタを使用せずに、電波法等の規制値を満たす復調信号にすることができる。
【００３１】
上述の復調信号Ｆ（ｔ）の式で、ω＝０のとき、Ｆ（ｔ）＝Ｖ×ｆ（ｔ）になり、この場合、信号変化部分は、電圧レベルが＋Ｖから−Ｖへ変化する部分、及び、−Ｖから＋Ｖへ変化する部分である。また、ω≠０のとき、ｆ（ｔ）が時間軸上で＋１から−１へ、又は、−１から＋１へ変化することで、復調信号Ｆ（ｔ）に位相の非線形的な変化（周波数の変化）が生じ、この部分が信号変化部分となる。
【００３２】
図４は、復調信号Ｆ（ｔ）の式においてω＝０のときの復調信号Ｆ（ｔ）の波形と帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の出力信号波形の例である。ここで、信号ｆ（ｔ）は、Ｍ系列１５チップ、５ＭｃｐｓのＰＮ符号であり、信号変化部分は、例１のａ＝１／４の波形で構成してある。図４の信号変化部分は、復調信号Ｆ（ｔ）において電圧レベルが変化する部分であり、その一部を円で囲んで示してある。帯域通過フィルタとしては、同図（ａ）では、遮断周波数２５ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと遮断周波数１５ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続したものであり、同図（ｂ）では、遮断周波数３０ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと遮断周波数１０ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続したものである。
【００３３】
図５は、復調信号Ｆ（ｔ）の式においてω≠０のときの復調信号Ｆ（ｔ）の波形と帯域通過フィルタの出力信号波形の例である。ここで、信号ｆ（ｔ）は、図４の場合と同様のＰＮ符号であり、例１のａ＝１／２の波形で構成してある。また、ω＝２π×１０ＭＨｚとした。図５の信号変化部分は、復調信号Ｆ（ｔ）において位相が非線形的に変化する（周波数が変化する）部分であり、その一部を円で囲んで示してある。帯域通過フィルタとしては、遮断周波数４０ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと遮断周波数３５ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続したものである。
【００３４】
送信装置１において、変調部３は例えば振幅変調や角度変調等の種々の変調方式が利用可能であり、上述したような信号変化部分が時間軸上で偏在するような復調信号を周期的に生じさせる送信信号を送信できればよい。受信装置１０の復調部１２は、送信装置１からの送信信号を復調できる構成とすることは言うまでもない。
【００３５】
図６に、図１に示す変調部３と復調部１２の構成例を示す。
図６の（Ａ）は変調部３を示し、（Ｂ）は復調部１２を示す。
図６（Ａ）において、変調信号ｆＭ（ｔ）は、変調信号生成部２で生成され、受信装置１０の復調部１２で本来生成されるべき復調信号と同じ信号であり、例えば前述のＦ（ｔ）である。
【００３６】
図６（Ａ）、（Ｂ）の変調部３と復調部１２による変復調動作を説明する。
変調部３では、変調信号ｆＭ（ｔ）が入力すると、Ｖ／Ｆ変換器で中心周波数ｆｏを変調信号ｆＭ（ｔ）で周波数変調したベースバンド帯域の信号ｆｃｏ（ｔ）に変換し、この周波数変調信号ｆｃｏ（ｔ）を信号源ＲＦの変調用基準信号（周波数ｆｒ）により周波数変換器で無線帯域に周波数変換し、フィルタで不要な周波数帯域成分を除去して送信信号ｆＳＤ（ｔ）を生成し送信する。この送信信号ｆＳＤ（ｔ）が受信されて入力する同図（Ｂ）の復調部１２では、送信信号ｆＳＤ（ｔ）を周波数変換器で信号源ＬＯの復調用基準信号（周波数ｆｒ）により周波数変換し、フィルタで不要な周波数帯域成分を除去してベースバンド帯域の周波数変換信号ｆＤＮ（ｔ）としてＦ／Ｖ変換器に入力し、Ｆ／Ｖ変換器で信号ｆＤＮ（ｔ）の周波数に比例した電圧レベルの周波数検波信号ｆＤＭ（ｔ）を生成する。この周波数検波信号ｆＤＭ（ｔ）は、例えば周波数ｆｏを電圧出力の基準として次式で表せる。
ｆＤＭ（ｔ）＝Ｄ・ｆＭ（ｔ）    （Ｄは定数）
この式から復調信号としてｆＭ（ｔ）を得ることができ、また、送信装置１は、復調信号ｆＭ（ｔ）を生じさせる送信信号を送信できることが分かる。
【００３７】
図７は、変調部３と復調部１２の別の構成例を示す。
図７の（Ａ）は変調部３を示し、（Ｂ）は復調部１２を示す。
図７は一般的な直交変復調回路であり、変調部３の動作は、変調信号ｆＭＩ（ｔ）をＩｓ入力とし、変調信号ｆＭＱ（ｔ）をＱｓ入力として、直交変調器で、信号源ＬＯ１からの変調用基準信号（周波数ｆｒ）をＩｓ入力とＱｓ入力で変調して信号ｆＱＭ（ｔ）を出力し、出力信号ｆＱＭ（ｔ）の不要周波数帯成分をフィルタで除去して送信信号ｆＳＤ（ｔ）を送信する。ここで、ｆＭＩ（ｔ）とｆＭＱ（ｔ）は、ｆＭＩ（ｔ）2＋ｆＭＱ（ｔ）2＝１が成立するように定め、次式とする。
ｆＭＩ（ｔ）＝ｆＭ（ｔ）
ｆＭＱ（ｔ）＝sin［cos-1（ｆＭ（ｔ））］
ただし、（｜ｆＭ（ｔ）｜≦１）である。
ここで、ｆＭ（ｔ）は例えば前述のｆ（ｔ）である。
また、フィルタから出力される送信信号ｆＳＤ（ｔ）がｆＱＭ（ｔ）と殆ど同等になるようにフィルタとｆＭ（ｔ）を定める。これにより、ｆＳＤ（ｔ）＝ｆＱＭ（ｔ）となる。
【００３８】
送信信号ｆＳＤ（ｔ）が受信されて入力する復調部１２では、直交復調器で、信号源ＬＯ２からの復調用基準信号（周波数ｆｐ）により受信信号を復調して、互いに直交関係にある直交復調信号ｆＩＲ（ｔ）とｆＱＲ（ｔ）を出力し、フィルタで不要な高周波成分を除去して信号ｆＤＩ（ｔ）とｆＤＱ（ｔ）を出力する。ここで、信号ｆＤＩ（ｔ）、ｆＤＱ（ｔ）は次式で表せる。
ｆＤＩ（ｔ）＝Ｅ′・cos［２π（ｆｐ−ｆｒ）ｔ＋cos-1（ｆＭ（ｔ））＋φ′］
ｆＤＱ（ｔ）＝Ｅ′・sin［２π（ｆｐ−ｆｒ）ｔ＋cos-1（ｆＭ（ｔ））＋φ′］
ここでＥ′は定数である。上式で、位相差φ′＝０を保持できるとき、
ｆＤＩ（ｔ）＝Ｅ′・cos［２π（ｆｐ−ｆｒ）ｔ＋cos-1（ｆＭ（ｔ））］
ｆＤＱ（ｔ）＝Ｅ′・sin［２π（ｆｐ−ｆｒ）ｔ＋cos-1（ｆＭ（ｔ））］
となり、２π（ｆｐ−ｆｒ）＝ωであり、ｆＭ（ｔ）＝ｆ（ｆ）であり、位相差φ′＝０を保持できる構成とすれば、前述の復調信号Ｆ（ｔ）としてｆＤＩ（ｔ）を用いることができる。尚、ｆｐ＝ｆｒの場合はω＝０となる。
【００３９】
以下に、第１実施形態の計測動作について説明する。
送信装置１では、変調信号生成部２において、変調部３が図６（Ａ）の場合には変調信号ｆＭ（ｔ）を生成し、図７（Ａ）の場合にはｆＭＩ（ｔ）及びｆＭＱ（ｔ）を生成して変調部３に入力し、前述したように変調部３から送信信号ｆＳＤ（ｔ）を送信する。ここで、前記変調信号ｆＭ（ｔ）或いはｆＭＩ（ｔ）は、例えば前述のＦ（ｔ）であり、前述した例１のａや例２のｐの値を適切に設定することにより、送信信号ｆＳＤ（ｔ）は周波数帯幅が電波法等の占有周波数帯幅の規定を満たすものとすることができる。
【００４０】
受信装置１０では、前記送信信号ｆＳＤ（ｔ）を受信して受信時刻計測装置１１に入力する。受信時刻計測装置１１では、受信信号が復調部１２に入力し、前述したように復調部１２が図６（Ｂ）の場合には復調信号ｆＤＭ（ｔ）（＝ｆＭ（ｔ））を出力し、図７（Ｂ）の場合には復調信号としてｆＤＩ（ｔ）（＝ｆＭ（ｔ）；ただし、位相差φ′＝０が保持されているものとする）を出力する。復調信号ｆＤＭ（ｔ）或いはｆＤＩ（ｔ）は、帯域通過フィルタ１３に入力し、帯域通過フィルタ１３から図４、図５のようなフィルタ出力信号が生じる。帯域通過フィルタ１３からの出力信号は、時刻計測部１４のレベル比較器１４Ａに入力して予め設定した閾値Ｖｔｈと比較され、フィルタ出力信号の信号レベルが閾値Ｖｔｈ以上になれば、レベル比較器１４Ａから論理値１の信号が受信時刻算定部１４Ｃに入力する。受信時刻算定部１４Ｃには、計時部１４Ｂから時刻情報が逐次入力しており、受信時刻算定部１４Ｃは、レベル比較器１４Ａから論理値１の信号が入力したときの時刻を受信信号の受信時刻として通報する。尚、フィルタ出力信号が負の値の場合には、図３の点線で示す絶対値化回路１４Ｄを設けてレベル比較器１４Ａに入力すればよい。
【００４１】
かかる構成によれば、復調信号のメインローブを構成する周波数成分より高い、信号変化部分に含まれる高周波成分を用いることにより、無線信号の占有周波数帯幅を拡大することなく、受信信号の受信時刻を高精度に検出することが可能となる。従って、有限の周波数資源を有効利用でき、実用的効果大である。
【００４２】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
無線通信においては、受信信号へのノイズ混入を配慮する必要があり、受信信号にノイズが混入した場合、復調信号に含まれる信号変化部分の検出を妨害したり、誤ってノイズを信号変化部分として検出したりする虞れがあり、時刻計測精度の悪化を招く。
【００４３】
第２実施形態は、ノイズによる誤計測を防止するよう構成したものであり、例えば、図１の帯域通過フィルタ１３と時刻計測部１４との間に、誤計測防止部として図８の構成の相関演算部２０を設ける構成である。
図８において、相関演算部２０は、入力信号と相関用基準信号との相関演算を行い両者の類似度が高いときほど高レベルの相関信号を出力するものであり、ｎ個の遅延要素Ｄからなる遅延回路２１と、各遅延要素Ｄの出力Ｄｓ１〜Ｄｓｎと相関用基準信号から定める相関演算用の係数１〜係数ｎとをそれぞれ乗算するｎ個の乗算器２２−１〜２２−ｎと、ｎ個の乗算器２２−１〜２２−ｎの出力を加算して相関信号を出力する加算回路２３とで構成される。
【００４４】
次に、図８の相関演算部２０の動作を説明する。
帯域通過フィルタ１３のアナログ出力信号はＡ／Ｄ変換器２４でディジタル信号に変換して相関演算部２０に入力する。この入力信号は遅延回路２１を各遅延要素Ｄで遅延されながら伝搬し、伝搬中における各遅延要素Ｄの出力Ｄｓ１〜Ｄｓｎに係数１〜係数ｎを乗算器２２−１〜２２−ｎで掛け合わせる。その演算結果を加算回路２３で加算して相関信号として出力する。係数１〜係数ｎは、遅延回路２１の出力Ｄｓ１〜Ｄｓｎの出力パターンが本来生成されるべきフィルタ出力信号の発生パターンであるときに加算回路２３から高レベルの相関信号が発生するよう入力信号と相関用基準信号の相関演算を実現するよう相関用基準信号から定める。ここで、相関用基準信号は、本来生成されるべき一連のフィルタ出力信号を類似度が高い信号と見なすように定める。これにより、フィルタ出力信号が遅延回路２１に入力し、遅延回路２１の出力パターンが本来生成されるべきフィルタ出力信号の発生パターンであれば、加算回路２３から高レベルの相関信号が発生し、その後は本来の発生パターンが継続する限り加算回路２３から時刻計測部１４における閾値Ｖｔｈ以上の高レベルの相関信号が発生する。ノイズの混入によりフィルタ出力信号の発生パターンが本来のパターンと異なると、加算回路２３からの相関信号レベルは閾値Ｖｔｈより低くなる。これにより、ノイズが存在するとレベル比較器１４Ａから論理値１の出力が発生せず、受信時刻を通報することはなく、ノイズによる誤計測を防止できる。
【００４５】
また、ノイズにより誤計測防止のため、図８の相関演算部２０に代えて、例えば復調部１２と帯域通過フィルタ１３との間に誤計測防止部として図９の構成のノイズ抑制部３０を設ける構成としてもよい。
【００４６】
図９のノイズ抑制部３０は、加算回路３１と遅延回路３２とで構成され、入力信号を加算回路３１と遅延回路３２に入力する。遅延回路３２は、入力信号を所定時間遅延して加算回路３１に伝達する。加算回路３１は、入力信号と遅延回路３２の遅延出力を加算しその加算信号を帯域通過フィルタ１３に入力する復調信号として出力する。ここで、ノイズ抑制部３０に入力する復調信号は、所定期間の信号波形を単位とし、その信号波形の繰り返しで構成される信号とし、復調信号に信号変化部分が１つ以上含まれるように前記所定期間を設定する。
かかる構成では、遅延回路３２の遅延時間を前記信号波形の繰り返し周期と同一に設定すれば、加算回路３１は、ノイズが存在しなければ所定期間の信号波形を加算することになり、復調信号が強調されノイズは抑圧されて帯域通過フィルタ１３に入力する。ノイズが存在すれば本来生成されるべき復調信号と異なる波形の加算信号となる。
【００４７】
尚、図９のノイズ抑制部３０は、帯域通過フィルタ１３と時刻計測部１４との間に設けてもよい。また、図８の相関演算部２０と図９のノイズ抑制部３０を組み合わせてもよい。例えば、復調部１２と帯域通過フィルタ１３との間にノイズ抑制部３０を設けると共に帯域通過フィルタ１３と時刻計測部１４との間に相関演算部２０を設ける構成や、帯域通過フィルタ１３と時刻計測部１４との間に帯域通過フィルタ１３側から順次ノイズ抑制部３０と相関演算部２０を設ける構成等が考えられる。
【００４８】
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
復調部１２に図７の直交復調回路を用いる場合に、位相差φ′＝０の保持を必要とするが、このためには一般的に複雑な位相保持のための構成が必要となり、装置が複雑化する。
図１０に示す本発明の第３実施形態は、複雑な位相保持構成を不要とするものである。
図１０において、本実施形態の受信時刻計測装置４１の復調部４２は、図７（Ｂ）に示す構成である。また、帯域通過フィルタ４３は、復調信号Ｉを入力してフィルタ出力信号Ｉを出力する第１フィルタ部４３Ａ及び復調信号Ｑを入力してフィルタ出力信号Ｑを出力する第２フィルタ部４３Ｂを備える。第１フィルタ部４３Ａ及び第２フィルタ部４３Ｂは、それぞれ図１の帯域通過フィルタ１３と同様の構成である。時刻計測部４４は、図３の構成に、相関演算部４５及び自乗和演算部４６を付加し、自乗和演算部４６の自乗和信号をレベル比較器１４Ａに入力する構成である。ここで、復調信号Ｉが第１復調信号に相当し、復調信号Ｑが第２復調信号に相当する。
【００４９】
相関演算部４５は、フィルタ出力信号Ｉと相関用基準信号との相関演算を実行して相関信号Ｉを出力する第１演算部４５Ａ及びフィルタ出力信号Ｑと相関用基準信号との相関演算を実行して相関信号Ｑを出力する第２演算部４５Ｂを備える。第１演算部４５Ａ及び第２演算部４５Ｂは、それぞれ図８と同様の構成である。ここで、第１演算部４５Ａと第２演算部４５Ｂの相関用基準信号は同一の信号を用い、例えば、位相差φ′＝０のときに本来生成されるべきフィルタ出力信号Ｉを用いる。相関信号Ｉが第１相関信号に相当し相関信号Ｑが第２相関信号に相当する。
【００５０】
自乗和演算部４６は、図１１に示すように、相関信号Ｉの自乗演算を行う乗算器４６Ａと、相関信号Ｑの自乗演算を行う乗算器４６Ｂと、両乗算器４６Ａ，４６Ｂの出力を加算して自乗和信号を出力する加算回路４６Ｃとを備えて構成される。
尚、ノイズを考慮しなければ相関演算部４５は不要である。
【００５１】
かかる構成では、それぞれの復調信号Ｉ，Ｑには信号変化部分の情報が含まれており、帯域通過フィルタ４３の各第１及び第２フィルタ４３Ａ，４３Ｂから信号変化部分の情報を含んだフィルタ出力信号Ｉ，Ｑが出力され、相関演算部４５の各第１及び第２演算部４５Ａ，４５Ｂから前述のようにしてそれぞれの加算信号が相関信号Ｉ，Ｑとして出力される。各相関信号Ｉ，Ｑは自乗和演算部４６の各乗算器４６Ａ，４６Ｂで自乗演算され、加算回路４６Ｃで加算された自乗和信号がレベル比較器１４Ａで閾値Ｖｔｈと比較され、受信時刻算定部１４Ｃで受信時刻が計測される。
かかる構成によれば、自乗和演算部４６で自乗和演算することにより、位相差φ′の影響を排除できる。また、相関演算部４５を設けることによりノイズの影響を抑制できる。従って、高精度に受信時刻を計測できる。
【００５２】
上述の各実施形態において、復調信号としてＰＮ符号を用いることができる。ＰＮ符号は、２値のデータ信号であって、時間軸上でデータ値の変化点を複数個持つので、ＰＮ符号を低域通過フィルタで帯域制限した信号やＰＮ符号のデータ値の変化する部分を前述のｆ1ｕ（ｔ）、ｆ1ｄ（ｔ）等で置き換えて得られる信号を、復調信号とすることや、前述のｆ（ｔ）とすることが考えられる。尚、ＰＮ符号はスペクトル拡散通信で用いられる擬似雑音信号であり、ここでは、Ｍ系列、Ｇｏｌｄ系列、Ｂａｒｋｅｒ系列等の種々の符号系列を利用できる。
【００５３】
次に、復調信号をＰＮ符号で構成した場合の本発明の第４実施形態について説明する。
図１２は、本実施形態の受信時刻計測装置の構成図である。
図１２において、本実施形態の受信時刻計測装置５１は、復調部５２と、帯域通過フィルタ５３と、第１時刻計測部５４と、逆拡散処理部５５と、第２時刻計測部５６と、計測値判定部５７とを備えて構成される。尚、前記復調部５２及び帯域通過フィルタ５３は第１実施形態と同様の構成であり、第１時刻計測部５４は、図３のレベル比較器１４Ａの前段に図８の相関演算部２０を設けた構成である。
【００５４】
前記逆拡散処理部５５は、ＰＮ符号で構成した復調信号をＡ／Ｄ変換器で離散化し、この離散化復調信号をディジタル整合フィルタで逆拡散処理して逆拡散信号を出力する。前記第２時刻計測部５６は、図３の構成を有し、入力する前記逆拡散信号が所定の閾値以上になった時刻を計測して基準受信時刻として計測値判定部５７に入力する。計測値判定部５７は、第２時刻計測部５３から入力する基準受信時刻に基づいて第１時刻計測部５４から入力する受信時刻の正常／異常を判定して判定信号を出力する。尚、逆拡散処理部５５と第２時刻計測部５４による時刻計測方法は、前述したスペクトラム拡散通信を用いた計測方式であり、「スペクトラム拡散通信とその応用」（丸林他、電子情報通信学会）に記載されている公知の計測方法を用いる。
【００５５】
次に、第４実施形態の動作を説明する。
復調部５２からの復調信号は、逆拡散処理部５５と帯域通過フィルタ５３にそれぞれ入力する。帯域通過フィルタ５３からのフィルタ出力信号は第１時刻計測部５４に入力する。第１時刻計測部５４では、相関演算部２０によりフィルタ出力信号と基準用相関信号との相関演算を実行して相関信号が生成される。尚、ＰＮ符号で構成した復調信号の場合には、ＰＮ符号の周期で相関信号が高レベルとなる。この相関信号レベルと閾値をレベル比較器１４Ａで比較し、相関信号レベルが所定の閾値以上となったときの時刻を受信時刻として計測値判定部５７に出力する。計測値判定部５４は、前述のようにして逆拡散処理部５５、第２時刻計測部５６を経て入力する基準受信時刻に基づいて第１時刻計測部５４の受信時刻が正常／異常かを判定する。
【００５６】
逆拡散信号と相関信号は同じ復調信号から生成されるので、逆拡散信号と相関信号の高レベル発生時刻の間には一定の関係が存在する。即ち、第２時刻計測部５６からの基準受信時刻と受信時刻との間には一定の関係が存在する。また、スペクトル拡散通信は耐ノイズ性の高い通信方式であり、第２時刻計測部５６から得られる基準受信時刻は、第１時刻計測部５４から得られる受信時刻に比べて精度は劣るが耐ノイズ性に優れる。そこで、基準受信時刻に基づいて受信時刻が存在すべき時間軸上での範囲（以下、受信時刻存在範囲とする）を、計測精度等を勘案して予め定める。例えば、基準受信時刻を中心としてＰＮ符号の前後１チップ幅を受信時刻存在範囲として定める。そして、計測値判定部５７では、第１時刻計測部５４の受信時刻が、前記受信時刻存在範囲内であるとき受信時刻は正しい値と判定して正常を通報し、前記受信時刻存在範囲外であるとき受信時刻は正しくない値と判定して異常を通報する。
【００５７】
かかる構成によれば、受信時刻計測の精度が基準受信時刻の計測精度より悪化することはなく、また、ノイズ増加による受信時刻の計測精度の悪化を検出できるので、受信時刻計測装置の信頼性が向上する。
尚、図１２に点線で示すように、第２時刻計測部５６の基準受信時刻も計測受信時刻情報として出力するよう構成してもよい。
【００５８】
復調部５２が図７の直交復調回路である場合は、基準受信時刻は位相差φ′に影響される。従って、復調信号Ｉ，Ｑをそれぞれ逆拡散処理する逆拡散処理部と、各逆拡散処理部からそれぞれ出力される各逆拡散信号を自乗和演算する自乗和演算部とを設け、自乗和演算部からの自乗和信号を第２時刻計測部５６に入力して基準受信時刻を計測すれば、基準受信時刻に対する位相差φ′の影響を排除できる。前記各逆拡散処理部は図１２の逆拡散処理部と同じ構成でよく、自乗和演算部は図１１の構成でよい。この場合、帯域通過フィルタ５３及び第１時刻計測部５４は、図１０に示す第３実施形態の構成とする。
【００５９】
次に、図１２の第４実施形態における信号処理を軽減する場合の本発明の第５実施形態について説明する。
前述したように、第１時刻計測部５４から得られる受信時刻と第２時刻計測部５６から得られる基準受信時刻の間には一定の関係があり、基準受信時刻から受信時刻存在範囲を定めることができる。受信時刻はフィルタ出力信号に基づいて計測されるので、フィルタ出力信号との間に時間軸上で所定の対応関係にあり、従って、受信時刻存在範囲に対応するフィルタ出力信号範囲を予め定めることができ、受信時刻の計測処理を、フィルタ出力信号範囲内の信号についてのみ行うようにすることで、受信時刻の計測処理を軽減できる。
【００６０】
図１３は、受信時刻計測処理を所定のフィルタ出力信号範囲のみ行うようにした本発明の第５実施形態の要部構成図である。
図１３において、本実施形態の受信時刻計測装置は、図１２の帯域通過フィルタ５３の後段に信号記憶部６０を設ける構成である。
信号記憶部６０は、フィルタ出力信号を離散化フィルタ出力信号に変換するＡ／Ｄ変換器６１と、離散化フィルタ出力信号と時刻情報とを対応付けして記憶すると共に入力する基準受信時刻に基づいてその後の信号処理に使用するためのフィルタ出力信号範囲を定める記憶装置６２とを備える。
【００６１】
本実施形態の動作を説明する。
フィルタ出力信号が信号記憶部６０に入力すると、Ａ／Ｄ変換器６１で離散化フィルタ出力信号に変換され、記憶装置６２に順次入力する。記憶装置６２は、離散化フィルタ出力信号が入力する毎に時刻情報と対応付けて記憶する。第２時刻計測部５６から基準受信時刻が入力すると、基準受信時刻に基づいてフィルタ出力信号範囲を定め、記憶した離散化フィルタ出力信号の中から前記フィルタ出力信号範囲に該当するものを、入力した順番通りに読出フィルタ出力信号として第１時刻計測部５４に順次出力する。同時に対応付けて記憶した時刻情報を読出時刻情報として第１時刻計測部５４に順次出力する。第１時刻計測部５４は、フィルタ出力信号に基づく相関信号と読出時刻情報とから受信時刻を計測する。
【００６２】
かかる構成によれば、フィルタ出力信号の所定の範囲だけ信号処理すればよいので、受信時刻計測のための信号処理を軽減できる。
尚、帯域通過フィルタ５３をディジタルフィルタとして、信号記憶部６０のＡ／Ｄ変換器６１の後段に設ける構成としてもよく、また、信号記憶部６０と第１時刻計測部５４との間に設ける構成としてもよい。
【００６３】
次に、本発明の第６実施形態について説明する。
計測された受信時刻が安全に係る場合、受信時刻に高い信頼性が要求される。図１４に示す第６実施形態は、受信時刻の信頼性を高めるための構成例である。
図１４において、本実施形態の受信時刻計測装置７１は、分配器７２と、複数、例えば２の受信時刻計測部７３，７４と、時刻照合部７５とを備えて構成される。
分配器７２は、アンテナから入力する受信信号を各受信時刻計測部７３，７４に分配する。
各受信時刻計測部７３，７４は、それぞれ図１に示す復調部１２、帯域通過フィルタ１３及び時刻計測部１４を備える受信時刻計測装置１１と同様の構成である。
時刻照合部７５は、受信時刻計測部７３で計測されて出力される受信時刻１と、受信時刻計測部７４で計測されて出力される受信時刻２とを照合して、最終的な受信時刻或いは異常判定を通報する。
【００６４】
かかる第６実施形態では、アンテナで受信した受信信号は、分配器７１を介してそれぞれの受信時刻計測部７３，７４の復調部１１，１１に入力される。各受信時刻計測部７３，７４では、前述のようにして受信信号の受信時刻をそれぞれ計測し、各計測結果は、それぞれ受信時刻１、受信時刻２として時刻照合部７５に出力される。時刻照合部７５では、両受信時刻１，２を照合して受信時刻を決定する。例えば両者が一致していればその値を受信時刻として通報し、不一致のときは異常を通報する。或いは、両受信時刻１，２の誤差が所定範囲以内であるときは両受信時刻の平均値を受信時刻として通報し、誤差が所定範囲より大きい場合は異常を通報するようにしてもよい。
このように、各受信時刻計測部の計測値を照合して最終的な受信時刻を決定するよう、受信時刻計測部を２重系構成にすれば、計測された受信時刻の信頼性を高めることができる。
【００６５】
図１４のように２重系構成とする場合、受信時刻計測部７３，７４を互いに異なる構成にするとよい。かかる構成の場合には、各系が異なる時刻計測処理を行うことになるので、受信時刻計測部７３，７４を互いに同じ構成にする場合に比べて時刻計測の信頼性を高めることができる。受信時刻計測部７３，７４を互いに異なる構成とする場合、特に、各系の帯域通過フィルタ１３，１３の通過域を異ならせることが有効である。この場合、（１）一方の帯域通過フィルタの通過域を他方の帯域通過フィルタの通過域を含むよう設定する場合、（２）両帯域通過フィルタの通過域が一部重複するよう設定する場合、（３）両帯域通過フィルタが重複しないよう設定する場合がある。前記（１）の場合の例として、例えば受信時刻計測部７３側の帯域通過フィルタを高域側遮断周波数２５ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと低域側遮断周波数１５ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続して構成し、受信時刻計測部７４側の帯域通過フィルタを高域側遮断周波数３０ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと低域側遮断周波数１０ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続して構成する。この場合、各系の復調部における、図６（Ｂ）の信号源ＬＯや図７（Ｂ）の信号源ＬＯ２から発生する復調用基準信号は、送信装置側の変調用基準信号と同周波数に設定する。また、前記（３）の場合の例として、例えば受信時刻計測部７３側の帯域通過フィルタを高域側遮断周波数２５ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと低域側遮断周波数１５ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続して構成し、受信時刻計測部７４側の帯域通過フィルタを高域側遮断周波数４０ＭＨｚのバターワース低域通過フィルタと低域側遮断周波数３５ＭＨｚのバターワース高域通過フィルタを従属接続して構成する。この場合、受信時刻計測部７３側の復調部における前記復調用基準信号は送信装置側の変調用基準信号と同周波数に設定し、受信時刻計測部７４側の復調部における前記復調用基準信号は受信時刻計測部７３側の復調用基準信号と１０ＭＨｚ異なる周波数に設定する。
【００６６】
このように、各系の帯域通過フィルタ１３，１３の通過域を異ならせる構成にすると、受信信号に含まれる周波数成分のうち時刻計測に利用される成分がそれぞれの系で一部異なるために時刻計測に多様性が生じ、共通の要因による時刻計測の誤りが生じ難くなる。
【００６７】
尚、図１３の第５実施形態を利用した１重系構成でも、時刻計測の信頼性を高めることが可能である。具体的には、図１３で帯域通過フィルタをディジタルフィルタとして信号記憶部６０の記憶装置６２と第１時刻計測部５４との間に配置する。この場合、復調信号はＡ／Ｄ変換器６１で離散化されて離散化復調信号として記憶装置６２に記憶される。この離散化復調信号について、受信時刻計測を複数回（例えば２回）行う。こうすることで、複数の受信時刻計測値が得られるので、これら複数の受信時刻計測値を時刻照合器で照合するようにすれば、一時的な処理誤りによる受信時刻の誤りを発見でき、排除することが可能になり、受信時刻の信頼性を向上できる。また、毎回帯域通過フィルタの通過帯域を異ならせれば、更に、信頼性を高めることができる。
【００６８】
次に、上述した本発明の受信時刻計測装置を適用した本発明に係る距離計測装置の一実施形態の構成を図１５に示す。
図１５において、本実施形態の距離計測装置８０は、送信装置９０と受信装置１００から構成される。
前記送信装置９０は、変調信号生成部９１、変調部９２及び送信装置側計時部としての計時部９３を備える。変調信号生成部９１及び変調部９２は前述した受信時刻計測装置の場合と同様の構成である。計時部９３は、受信装置１００側の計時部１０２と十分な精度で同期しているものである。
受信装置１００は、前述した本発明の受信時刻計測装置１０１、受信装置側計時部としての計時部１０２及び距離算出部１０３を備える。距離算出部１０３は、受信時刻計測装置１０１からの受信時刻情報と計時部１０２からの時刻情報とから送信装置９０と受信装置１００との間の距離を算出する。
【００６９】
次に、本実施形態の距離計測装置の距離計測動作について説明する。
送信装置９０は、計時部９３の時刻情報に基づいて予め定めた送信時刻毎に変調信号生成部９１で変調信号を生成して送信信号を送信する。送信信号を受信した受信装置１００では、受信時刻計測装置１０１で受信時刻を計測し計測結果を距離算出部１０３に通報する。距離算出部１０３は、送信側の計時部９３と互いに同期する計時部１０２の時刻情報に基づいて予め定めた送信時刻情報を得る。これにより、距離算出部１０３は、（距離）＝（電波の伝搬速度）×（（受信時刻）−（送信時刻））の演算式により距離を算出する。
尚、距離算出部１０３において受信時刻と送信時刻を対応付けることができるよう、送信時刻は（計測予定の最大距離）／（電波の伝搬速度）で算出される時間よりも十分間隔をあけて設定することが望ましい。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明に係る受信時刻計測装置の第１実施形態を示す構成図
【図２】帯域通過フィルタの通過域の設定例を示す図
【図３】時刻計測部の構成図
【図４】復調信号Ｆ（ｔ）の式においてω＝０のときの復調信号波形と帯域通過フィルタ出力信号波形の例を示す図
【図５】復調信号Ｆ（ｔ）の式においてω≠０のときの復調信号波形と帯域通過フィルタ出力信号波形の例を示す図
【図６】変調部と復調部の構成例を示し、（Ａ）は変調部、（Ｂ）は復調部
【図７】変調部と復調部の別の構成例を示し、（Ａ）は変調部、（Ｂ）は復調部
【図８】本発明に係る受信時刻計測装置の第２実施形態における相関演算部の構成図
【図９】ノイズ抑制部の構成図
【図１０】本発明に係る受信時刻計測装置の第３実施形態の要部構成図
【図１１】自乗和演算部の構成図
【図１２】本発明に係る受信時刻計測装置の第４実施形態を示す構成図
【図１３】本発明に係る受信時刻計測装置の第５実施形態を示す構成図
【図１４】本発明に係る受信時刻計測装置の第６実施形態を示す構成図
【図１５】本発明に係る距離計測装置の一実施形態を示す構成図
【符号の説明】
【００７１】
１、９０    送信装置
１０、１００    受信装置
１１、４１、５１、７１、１０１    受信時刻計測装置
１２、４２、５２    復調部
１３、４３、５３    帯域通過フィルタ
１４、４４、５４    第１時刻計測部
２０、４５    相関演算部
３０    ノイズ抑制部
４６    自乗和演算部
５５    逆拡散処理部
５６    第２時刻計測部
５７    計測値判定部
６０    信号記憶部
７３、７４    受信時刻計測部
７５    時刻照合部
８０    距離計測装置
１０２    計時部
１０３    距離算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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