(57)【要約】  【課題】  正確に９０度位相差を有する出力信号をより確実に出力することができる９０度移相器を提供する。  【解決手段】  トランジスタＱ３〜Ｑ６及びＱ９〜１２によって構成される双差動回路、入力信号をベースに入力する入力トランジスタＱ１及びＱ２、並びに前記入力信号の相補信号をベースに入力する入力トランジスタＱ７及びＱ８を有するＴフリップフロップと、各入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードにそれぞれ接続される可変電流源１４〜１７と、前記Ｔフリップフロップから出力される信号間の位相差を比較し、その位相差の９０度からのずれに応じた信号を出力する９０度位相比較器１０と、を備え、可変電流源１４〜１７が９０度位相比較器１０の出力に基づく信号によって制御される。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を制御端子に入力する第１の入力トランジスタ及び第２の入力トランジスタ、前記入力信号の相補信号を制御端子に入力する第３の入力トランジスタ及び第４の入力トランジスタ、並びに前記第１〜４の入力トランジスタのスイッチングに応じて動作する双差動回路を有するＴフリップフロップと、
前記第１の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第１の可変電流源と、
前記第２の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第２の可変電流源と、
前記第３の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第３の可変電流源と、
前記第４の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第４の可変電流源と、
前記Ｔフリップフロップから出力される信号間の位相差を比較し、その比較結果に応じた信号を出力する位相比較器と、
を備え、
前記第１〜４の可変電流源が前記位相比較器の出力に基づく信号によって制御されることを特徴とする９０度移相器。
【請求項２】
前記位相比較器と前記第１〜４の可変電流源との間にローパスフィルタを備える請求項１に記載の９０度移相器。
【請求項３】
前記位相比較器と前記第１〜４の可変電流源との間に増幅器を備える請求項１又は請求項２に記載の９０度移相器。
【請求項４】
前記第１〜４の可変電流源の可動範囲を制限する制限手段を備える請求項１〜３のいずれかに記載の９０度移相器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、９０度移相器に関し、特にＴフリップフロップを用いて構成される９０度移相器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の９０度移相器の一構成例を図３に示す。図３に示す従来の９０度移相器は、Ｔフリップフロップを用いて構成される９０度移相器であって、トランジスタＱ１〜Ｑ１２と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、入力端子１及び２と、定電流源３及び４と、定電圧源５と、出力端子６〜９とを備えている。
【０００３】
デューティ比が５０％である所定周波数の入力信号を入力端子１に入力すると、入力端子１にベースが接続されている入力トランジスタＱ１及びＱ８は、前記入力信号に応じてオン、オフを繰り返す。また、前記入力信号の相補信号を入力端子２に入力すると、入力端子２にベースが接続されている入力トランジスタＱ２及びＱ７は、入力トランジスタＱ１及びＱ８のオン、オフと逆のタイミングでオン、オフを繰り返す。
【０００４】
その結果、前記入力信号を１／２分周した信号であってゼロクロスが前記入力信号の立ち上がりゼロクロスに同期する第１の分周信号（０°信号）が出力端子６から出力され、第１の分周信号の相補信号（１８０°信号）が出力端子７から出力され、前記入力信号を１／２分周した信号であってゼロクロスが前記入力信号の立ち下がりゼロクロスに同期する第２の分周信号（９０°信号）が出力端子８から出力され、第２の分周信号の相補信号（２７０°信号）が出力端子９から出力される。
【０００５】
前記入力信号がＤＣオフセットや歪みのない信号である場合、入出力信号のタイムチャートは例えば図４に示すようになる。図４中のＡは入力端子１に入力する入力信号を、バーＡは入力端子２に入力する入力信号を、Ｂは出力端子６から出力される出力信号を、バーＢは出力端子７から出力される出力信号を、Ｃは出力端子８から出力される出力信号を、バーＣは出力端子９から出力される出力信号をそれぞれ示している。入力信号Ａのような理想的な入力信号に対してＴフリップフロップが理想的に動作すると、２つの出力信号（出力信号Ｂ及びＣ）の位相差は正確に９０度になる。
【０００６】
一方、前記入力信号がＤＣオフセット及び／又は歪みを有する信号である場合やＴフリップフロップを構成する素子に相対的な特性ばらつきがある場合、２つの出力信号の位相差が９０度からずれるという問題が発生する。例えば、前記入力信号がＤＣオフセットを有する信号である場合、入出力信号のタイムチャートは例えば図５に示すようになる。図５中のＡ’は入力端子１に入力する入力信号を、バーＡ’は入力端子２に入力する入力信号を、Ｂ’は出力端子６から出力される出力信号を、バーＢ’は出力端子７から出力される出力信号を、Ｃ’は出力端子８から出力される出力信号を、バーＣ’は出力端子９から出力される出力信号をそれぞれ示している。入力信号Ａ’はＤＣオフセットを有するためにデューティ比が５０％からずれており、このずれによって２つの出力信号（出力信号Ｂ’及びＣ’）の位相差は９０度からずれる。
【０００７】
このような問題を解決するための９０度移相器が特許文献１において提案されている。特許文献１において提案されている９０度移相器は図６に示すような構成である。なお、図６において図３と同一の部分には同一の符号を付す。
【０００８】
図６に示す従来の９０度移相器は、図３に示す従来の９０度移相器に９０度位相比較器１０と、ローパスフィルタ１１と、ＤＣ増幅器１２と、コンデンサＣ１及びＣ２とを新たに設けた構成である。
【０００９】
図６に示す従来の９０度移相器では、９０度位相比較器１０が９０度からの位相ずれを検出し、ローパスフィルタ１１及びＤＣ増幅器がその位相ずれに対応した直流成分を９０度位相比較器１０の出力から取り出して各入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７、及びＱ８の制御端子（ベース）に帰還する。これにより、９０度からの位相ずれが補正できるように各入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７、及びＱ８のベースに直流バイアスがかかり、９０度からの位相ずれがなくなる。
【特許文献１】特開平８−２３７０７７号公報（第１図）
【非特許文献１】Behzad Razavi，“RF microelectoronics” ，Prentice Hall PTR，1998年，p.290-291
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図６に示す従来の９０度移相器は、９０度からの位相ずれを電圧で帰還しているため、ノイズの影響を受けやすい。また、図６に示す従来の９０度移相器は、９０度からの位相ずれを電圧で帰還しているため、９０度からの位相ずれを帰還する際に生じる配線抵抗による電圧降下の影響が多くなる。なお、９０度移相器は通常集積回路内に設けられるので、前記配線抵抗の値は比較的大きい場合が多い。
【００１１】
図６に示す従来の９０度移相器は、上記ノイズの影響や配線抵抗による電圧降下の影響によって、正確に９０度位相差を有する出力信号を出力できないおそれがあった。
【００１２】
本発明は、上記の問題点に鑑み、正確に９０度位相差を有する出力信号をより確実に出力することができる９０度移相器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するために本発明に係る９０度移相器においては、入力信号を制御端子に入力する第１の入力トランジスタ及び第２の入力トランジスタ、前記入力信号の相補信号を制御端子に入力する第３の入力トランジスタ及び第４の入力トランジスタ、並びに前記第１〜４の入力トランジスタのスイッチングに応じて動作する双差動回路を有するＴフリップフロップと、前記第１の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第１の可変電流源と、前記第２の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第２の可変電流源と、前記第３の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第３の可変電流源と、前記第４の入力トランジスタと前記双差動回路との接続ノードに接続される第４の可変電流源と、前記Ｔフリップフロップから出力される信号間の位相差を比較し、その比較結果に応じた信号を出力する位相比較器と、を備え、前記第１〜４の可変電流源が前記位相比較器の出力に基づく信号によって制御されるようにする。
【００１４】
このような構成によると、Ｔフリップフロップから出力される信号間の位相差の９０度からのずれを第１〜４の可変電流源の電流で帰還しているので、ＤＣオフセットが有りデューティ比が５０％でない所定周波数の入力信号が入力された場合でも、Ｔフリップフロップから出力される信号間の位相差が正確に９０度になるように調整することができる。
【００１５】
そして、９０度からの位相ずれを第１〜４の可変電流源の電流で帰還しているため、ノイズの影響を受けにくい。また、９０度からの位相ずれを電流で帰還しているため、位相比較器と第１〜４の可変電流源との間の各配線を短くすれば、たとえ第１〜４の入力トランジスタと双差動回路の各接続ノードから第１〜４の可変電流源までの各配線が長くなっても、９０度からの位相ずれを帰還する際に生じる配線抵抗による電圧降下の影響が少なくなる。したがって、正確に９０度位相差を有する出力信号をより確実に出力できる。
【００１６】
また、上記構成の９０度移相器において、前記位相比較器と前記第１〜４の可変電流源との間にローパスフィルタを設けてもよい。
【００１７】
このような構成によると、位相比較器の出力信号に含まれる交流成分を除去することができるので、位相比較器の位相比較結果に応じたフィードバック制御を正確に行うことができる。これにより、より正確に９０度位相差を有する出力信号を出力することができる。
【００１８】
また、上記いずれかの構成の９０度移相器において、前記位相比較器と前記第１〜４の可変電流源との間に増幅器を設けてもよい。
【００１９】
このような構成によると、フィードバックループのループゲインが高くなるので、フィードバック制御を高精度に行うことができる。これにより、より正確に９０度位相差を有する出力信号を出力することができる。
【００２０】
また、上記いずれかの構成の９０度移相器において、前記第１〜４の可変電流源の可動範囲を制限する制限手段を設けてもよい。
【００２１】
このような構成によると、Ｔフリップフロップを構成する素子の相対的な特性ばらつきがあっても双差動回路のバランスが大きくずれることがないので、動作開始時においても確実にＴフリップフロップが１／２分周動作を行う。そして、Ｔフリップフロップにおいてひとたび１／２分周動作が開始されれば、フィードバック制御により正確に９０度位相差を有する出力信号を出力することができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によると、正確に９０度位相差を有する出力信号をより確実に出力することができる９０度移相器を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の一実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係る９０度移相器の一構成例を図１に示す。なお、図１において図６と同一の部分には同一の符号を付す。
【００２４】
図１に示す本発明に係る９０度移相器は、図３に示す従来の９０度移相器に９０度位相比較器１０と、ローパスフィルタ１１と、ＤＣ増幅器１２と、リミッタ回路１３と、可変電流源１４〜１７とを新たに設けた構成である。
【００２５】
ＮＰＮ型トランジスタＱ１〜Ｑ１２と、入力端子１及び２と、定電流源３及び４と、抵抗Ｒ１からＲ４と、定電圧源５と、出力端子６〜９と、によって、１／２分周器として機能するＴフリップフロップが構成される。入力端子１が入力トランジスタＱ１のベースと入力トランジスタＱ８のベースに接続され、入力端子２が入力トランジスタＱ２のベースと入力トランジスタＱ７のベースに接続される。入力トランジスタＱ１のエミッタと入力トランジスタＱ２のエミッタは共通接続され、定電流源３を介して接地される。また、入力トランジスタＱ７のエミッタと入力トランジスタＱ８のエミッタは共通接続され、定電流源４を介して接地される。
【００２６】
入力トランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッタの接続ノードに接続され、入力トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ５のエミッタとトランジスタＱ６のエミッタの接続ノードに接続される。
【００２７】
入力トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ９のエミッタとトランジスタＱ１０のエミッタの接続ノードに接続され、入力トランジスタＱ８のコレクタはトランジスタＱ１１のエミッタとトランジスタＱ１２のエミッタの接続ノードに接続される。
【００２８】
トランジスタＱ３のベースは、トランジスタＱ１１のベース、出力端子９、トランジスタＱ１０のコレクタ、及びトランジスタＱ１２のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ４を介して定電圧源５の正極に接続される。また、トランジスタＱ５のベースは、トランジスタＱ１０のベース、出力端子７、トランジスタＱ６のコレクタ、及びトランジスタＱ４のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ２を介して定電圧源５の正極に接続される。
【００２９】
トランジスタＱ６のベースは、トランジスタＱ９のベース、出力端子６、トランジスタＱ３のコレクタ、及びトランジスタＱ５のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ１を介して定電圧源５の正極に接続される。また、トランジスタＱ４のベースは、トランジスタＱ１２のベース、出力端子８、トランジスタＱ９のコレクタ、及びトランジスタＱ１１のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介して定電圧源５の正極に接続される。そして、定電圧源５の負極は接地される。
【００３０】
９０度位相比較器１０は、上記構成の１／２分周器として機能するＴフリップフロップの出力を入力し、出力端子６から出力される出力信号と出力端子８から出力される出力信号の位相差を検出し、検出した位相差の９０度からのずれに応じた電圧差を有する二相の直流電圧を出力する。９０度位相比較器１０の出力信号は、通常、位相比較結果を示す直流成分の他に９０度位相比較器１０が入力する信号の周波数に関連した周波数の交流成分を含んでいる。この交流成分を含んだままだと位相比較結果に応じたフィードバック制御を正確に行えないので、本実施形態では９０度位相比較器１０の次段にローパスフィルタ１１を設けている。ローパスフィルタ１１は９０度位相比較器１０の出力信号から交流成分を除去する。
【００３１】
フィードバック制御を高精度に行うためには、フィードバックループにおいてある程度高いループゲインが要求される。このため、本実施形態ではローパスフィルタ１１の次段にＤＣ増幅器１２を設けている。ＤＣ増幅器１２は、ローパスフィルタ１１の出力信号を増幅する。
【００３２】
また、本実施形態ではローパスフィルタ１１の次段にリミッタ回路１３を設けている。リミッタ回路１３は、ＤＣ増幅器１２の出力信号が所定の範囲内であればそのまま出力し、ＤＣ増幅器１２の出力信号が所定の範囲外であれば所定の範囲内になるように補正したのち出力する。
【００３３】
リミッタ回路１３から出力される二相の直流電圧の一方によって可変電流源１４及び１７の電流値が制御され、リミッタ回路１３から出力される二相の直流電圧のもう一方によって可変電流源１５及び１６の電流値が制御される。
【００３４】
可変電流源１４は入力トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッタとの接続ノードから電流を引き抜き、可変電流源１５は入力トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ５のエミッタとトランジスタＱ６のエミッタとの接続ノードから電流を引き抜く。また、可変電流源１６は、入力トランジスタＱ７のコレクタとトランジスタＱ９のエミッタとトランジスタＱ１０のエミッタとの接続ノードから電流を引き抜く。また、可変電流源１７は、入力トランジスタＱ８のコレクタとトランジスタＱ１１のエミッタとトランジスタＱ１２のエミッタとの接続ノードから電流を引き抜く。
【００３５】
ここで、ＤＣオフセットや歪みのないデューティ比が５０％である所定周波数の入力信号が入力端子１に入力され、入力端子１に入力された入力信号の相補信号が入力端子２に入力された場合について説明する。入力端子１に入力される入力信号のデューティ比が５０％であるので、出力端子６から出力される信号と出力端子８から出力される信号との位相差は正確に９０度になる。
【００３６】
このため、９０度位相比較器１０が出力する二相の直流電圧は同一の値となり、可変電流源１４及び１７と可変電流源１５及び１６とは同一値（零でも構わない）の電流を流す。可変電流源１４〜１７が同一値の電流を流すことにより、トランジスタＱ３〜Ｑ６とトランジスタＱ９〜Ｑ１２によって構成される双差動回路のバランスがずれないため、出力端子６から出力される信号と出力端子８から出力される信号との位相差は正確に９０度を保つ。
【００３７】
続いて、ＤＣオフセットが有りデューティ比が５０％でない所定周波数の入力信号が入力端子１に入力され、入力端子１に入力された入力信号の相補信号が入力端子２に入力された場合について説明する。この場合の入出力信号のタイムチャートは例えば図２に示すようになる。図２中のＡ’’は入力端子１に入力する入力信号を、バーＡ’ ’は入力端子２に入力する入力信号を、Ｂ’’は出力端子６から出力される出力信号を、バーＢ’’は出力端子７から出力される出力信号を、Ｃ’’は出力端子８から出力される出力信号を、バーＣ’ ’は出力端子９から出力される出力信号をそれぞれ示している。
【００３８】
入力信号Ａ’ ’はＤＣオフセットを有するためにデューティ比が５０％からずれているので、出力端子６から出力される信号と出力端子８から出力される信号との位相差９０度からずれることになる。入力信号Ａ’ ’のデューティ比が５０％より大きいので、９０度位相比較器１０によって電圧差を有する二相の直流電圧が出力され、可変電流源１４及び１７が流す電流は可変電流源１５及び１６が流す電流より大きい値となり、トランジスタＱ３〜Ｑ６とトランジスタＱ９〜Ｑ１２によって構成される双差動回路のバランスがずれるため、図２に示すように、出力端子６から出力される出力信号Ｂ’ ’は入力信号Ａ’ ’を１／２分周した信号であってゼロクロスが入力信号Ａ’ ’の立ち上がりゼロクロスに対して所定の位相だけ遅れる信号となり、出力端子７から出力される出力信号バーＢ’ ’は出力端子６から出力される出力信号Ｂ’ ’の相補信号となり、出力端子８から出力される出力信号Ｃ’ ’は入力信号Ａ’ ’を１／２分周した信号であってゼロクロスが入力信号Ａ’ ’の立ち下がりゼロクロスに対して所定の位相だけ進んだ信号となり、出力端子９から出力される出力信号バーＣ’ ’は出力端子８から出力される出力信号Ｃ’ ’の相補信号となる。
【００３９】
このようなフィードバック制御により、ＤＣオフセットが有りデューティ比が５０％でない所定周波数の入力信号が入力端子１に入力され、入力端子１に入力された入力信号の相補信号が入力端子２に入力された場合でも、出力端子６から出力される信号と出力端子８から出力される信号との位相差が正確に９０度になるように調整することができる。
【００４０】
なお、入力端子１に入力される入力信号のデューティ比が５０％より小さい場合、可変電流源１４及び１７が流す電流は可変電流源１５及び１６が流す電流より小さい値となる。
【００４１】
図１に示す本発明に係る９０度移相器は、９０度からの位相ずれを可変電流源１４〜１７の電流で帰還しているため、ノイズの影響を受けにくい。また、図１に示す本発明に係る９０度移相器は、９０度からの位相ずれを電流で帰還しているため、９０度位相比較器１０と可変電流源１４〜１７との間の配線を短くすれば、たとえ入力トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のエミッタとの接続ノードから可変電流源１４までの配線、入力トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ５のエミッタとトランジスタＱ６のエミッタとの接続ノードから可変電流源１５までの配線、入力トランジスタＱ７のコレクタとトランジスタＱ９のエミッタとトランジスタＱ１０のエミッタとの接続ノードから可変電流源１６までの配線、或いは入力トランジスタＱ８のコレクタとトランジスタＱ１１のエミッタとトランジスタＱ１２のエミッタとの接続ノードから可変電流源１７までの配線が長くなっても、９０度からの位相ずれを帰還する際に生じる配線抵抗による電圧降下の影響が少なくなる。したがって、図１に示す本発明に係る９０度移相器は正確に９０度位相差を有する出力信号を出力でき、その確実性は図６に示す従来の９０度移相器よりも高くなる。
【００４２】
なお、ここではＤＣオフセットが有りデューティ比が５０％でない所定周波数の入力信号が入力端子１に入力された場合について説明したが、歪みが有りデューティ比が５０％でない所定周波数の入力信号が入力端子１に入力された場合についても図１に示す本発明に係る９０度移相器は同様の動作を行う。
【００４３】
次に、本実施形態においてリミッタ回路１３を設けた理由について説明する。リミッタ回路１３は、ＤＣ増幅器１２の出力信号が所定の範囲内であればそのまま出力し、ＤＣ増幅器１２の出力信号が所定の範囲外であれば所定の範囲内になるように補正したのち出力することによって、１／２分周器として機能するＴフリップフロップが正常に動作する範囲に可変電流源１４〜１７の可動範囲を制限している。
【００４４】
ここで、可変電流源１４〜１７の可変範囲を制限することによる効果を考察するため、リミッタ回路１３を設けない場合すなわち可変電流源１４〜１７の可変範囲を制限しない場合におけるＴフリップフロップが動作し始める時の動作について考える。このとき、Ｔフリップフロップを構成する素子の相対的な特性ばらつきによって、９０度位相比較器１０から出力される二相の直流電圧の電圧差（ＤＣオフセット）が大きくなり、それに伴って可変電流源１４〜１７の電流が大きく変化した場合、トランジスタＱ３〜Ｑ６及びトランジスタＱ９〜Ｑ１２によって構成される双差動回路のバランスが大きくずれ、入力トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７、及びＱ８が入力信号又は入力信号の相補信号によりスイッチングしたとしても、Ｔフリップフロップが１／２分周動作をしなくなる。これに対して、リミッタ回路１３を設け、Ｔフリップフロップが正常に動作する範囲に可変電流源１４〜１７の可変範囲を制限した場合は、Ｔフリップフロップを構成する素子の相対的な特性ばらつきがあってもトランジスタＱ３〜Ｑ６及びトランジスタＱ９〜Ｑ１２によって構成される双差動回路のバランスが大きくずれることがないので、動作開始時においても確実にＴフリップフロップが１／２分周動作を行う。そして、Ｔフリップフロップにおいてひとたび１／２分周動作が開始されれば、フィードバック制御により正確に９０度位相差を有する出力信号を出力することができる。
【００４５】
なお、本実施形態では、１／２分周器として機能するＴフリップフロップを構成するトランジスタにバイポーラトランジスタを用いたが、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタを用いても構わない。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】は、本発明に係る９０度移相器の構成を示す図である。
【図２】は、図１に示す９０度移相器にＤＣオフセットが有る入力信号を入力した場合における入出力信号のタイムチャートの一例を示す図である。
【図３】は、従来の９０度移相器の構成を示す図である。
【図４】は、図３に示す９０度移相器にＤＣオフセットや歪みのない入力信号を入力した場合における入出力信号のタイムチャートの一例を示す図である。
【図５】は、図３に示す９０度移相器にＤＣオフセットが有る入力信号を入力した場合における入出力信号のタイムチャートの一例を示す図である。
【図６】は、従来の９０度移相器の他の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
１、２  入力端子
３、４  定電流源
５  定電圧源
６〜９  出力端子
１０  ９０度位相比較器
１１  ローパスフィルタ
１２  ＤＣ増幅器
１３  リミッタ回路
１４〜１７  可変電流源
Ｑ１〜Ｑ１２  トランジスタ
【図１】
2005175937.tif 000003
【図２】
2005175937.tif 000004
【図３】
2005175937.tif 000005
【図４】
2005175937.tif 000006
【図５】
2005175937.tif 000007
【図６】
2005175937.tif 000008