(57)【要約】【課題】  ブラシレスＤＣモータのロータ位相を推定する推定位相方式により進み位相角を大きくし、弱め界磁制御を十分に発揮可能とする。【解決手段】  ブラシレスＤＣモータ８を制御する際、非通電相に発生する誘起電圧によるロータ位置検出ができない領域において、制御回路２０は通電切り替えにより発生する還流電流の時間ｔｓを計算し、この還流電流時間ｔｓが所定回転数に対応する値になるようにロータ位相を推定する推定位相方式によってブラシレスＤＣモータ８の通電タイミングの駆動信号をＩＰＭ６に出力して同モータ８を制御する。その推定位相方式により、進み位相角を大きくして弱め界磁制御を可能として回転数範囲を拡大する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を所定の直流電圧に変換してこれをインバータ手段によってブラシレスＤＣモータへ供給するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える際、上記インバータ手段によって得られた所定電圧を上記ブラシレスＤＣモータに印加して回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、
上記通電を切り替えた際に発生する還流電流の時間ｔｓに基づいてモータ回転数が所定値となるようにモータ位相を推定する推定位相方式によって上記ブラシレスＤＣモータを制御することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項２】
交流電源を所定の直流電圧に変換してこれをインバータ手段によってブラシレスＤＣモータへ供給するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える際、上記インバータ手段によって得られた所定電圧を上記ブラシレスＤＣモータに印加して回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、
上記通電を切り替えた際に発生する還流電流の時間ｔｓが予め得ている所定モータ回転数に対応する値になるようにロータ位相を推定する推定位相方式によって上記ブラシレスＤＣモータを制御し、その推定位相を大きい進み位相角とする一方、上記還流電流時間ｔｓが予め設定された所定値を越えないようにしたオープンループ制御を行うことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項３】
上記還流電流時間ｔｓは上記通電切り替えのタイミングと上記誘起電圧を含む波形の信号とをもとにして算出し、上記還流電流時間ｔｓを制限する所定値は当該装置の周辺温度が高いほど小さい値とすることを特徴とする請求項１または２に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項４】
上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えるにあたって、上記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧により検出されたロータ位置をもとにして上記インバータ手段を制御する際、上記誘起電圧によりロータ位置が検出できない領域において上記推定位相方式による制御を実行することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項５】
上記インバータ手段に流れる電流を検出し、該検出した電流が予め設定した所定値を超えるときにはモータを停止し、モータの再起動時においては上記還流電流時間ｔｓを制限する所定値を予め設定した量だけ下げることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項６】
上記交流電源に流れる入力交流電流を検出し、該検出した電流が予め設定した所定値を下回るときにはモータを停止し、モータの再起動時においては上記還流電流時間ｔｓを制限する所定値を予め設定した量だけ下げることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項７】
交流電源を所定の直流電圧に変換してこれをインバータ手段によってブラシレスＤＣモータへ供給するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える際、上記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧により検出されたロータ位置をもとにして上記インバータ手段を制御し、該インバータ手段によって得られた所定電圧を上記ブラシレスＤＣモータに印加して回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、
上記通電を切り替えた際に発生する還流電流の時間ｔｓをもとにして通電切換タイミングを得る際、上記還流電流時間ｔｓと前回得られた還流電流時間ｔｓとを比較して上記通電タイミングを補正することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項８】
交流電源を所定の直流電圧に変換してこれをインバータ手段によってブラシレスＤＣモータへ供給するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える際、上記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧により検出されたロータ位置をもとにして上記インバータ手段を制御し、該インバータ手段によって得られた所定電圧を上記ブラシレスＤＣモータに印加して回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、
上記インバータ手段の母線電流の変動量を検出し、その変動量からモータの乱調の大きさを推定し、この乱調の大きさに応じて回転数を補正するように通電タイミングを設定することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサレスの直流モータ（ブラシレスＤＣモータ；ＩＰＭモータ等）の進み位相制御技術であって、そのモータ非通電相に発生する誘起電圧（逆起電力）によるロータ位置検出ができない領域において回転数をアップし、回転数範囲を拡大するブラシレスＤＣモータの制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直流モータをインバータ制御する制御装置としては、例えばコンプレッサ等に適用する場合図９に示す構成としてなる。この制御装置は、交流電源１を高調波ノイズ除去用のノイズフィルタ２および力率改善用のリアクタ３に通してコンバータ回路４で所定の直流電源に整流し、これを平滑コンデンサ５で平滑化してＩＰＭ（インバータ手段）６に供給する。
【０００３】
ＩＰＭ６は制御回路（マイクロコンピュータ）７によって駆動されるが、制御回路７は上下アームのスイッチング素子を所定にスイッチングする駆動信号（例えば上アームに対してはＰＷＭ信号を含む）をモータ駆動回路９を介してＩＰＭ６に出力する。なお、ＩＰＭ６は上下アームの複数スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ等）がブリッジに構成され、上下アームの各スイッチング素子にはスイッチングオフした瞬間にモータ巻線の蓄積エネルギで発生する電流を入力電源側に逃がすための還流ダイオードが設けられている。
【０００４】
これにより、ＩＰＭ６の出力（直流電圧）が三相の矩形波電圧とされてセンサレスの直流モータ（例えば三相四極のブラシレスＤＣモータ）８に印加され、このブラシレスＤＣモータ８には駆動電流が流れて回転トルクが発生する。
【０００５】
このとき、ロータの位置を検出してステータの巻線電流切り替えタイミングを得るが、例えば１２０度通電方式等によって通電を切り替える場合、仮想中性点電圧回路１０によってブラシレスＤＣモータ８の非通電相の誘起電圧波形を含むモータ仮想中性点電圧を得るとともに、位置検出回路１１によってそのモータ仮想中性点と基準電圧とを比較してこの交点（ゼロクロス点）を検出する。
【０００６】
そのゼロクロス点を含む位置検出信号を制御回路７に入力すると、この制御回路７は、その位置検出信号をもとにして通電切り替えタイミングを算出し、これをもとにＩＰＭ６の各スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力してステータの巻線電流を切り替える。
【０００７】
また、ＰＷＭ制御方式を採用していることから、制御回路７は、位置検出信号から現モータ回転数を算出してこれを目標回転数とするために所定デューティ比のＰＷＭ波形を生成してこれを通電切替信号に重畳した駆動信号をＩＰＭ６に出力し、このＩＰＭ６によって変換された所定矩形波電圧を発生してブラシレスＤＣモータ８を目標回転数に制御する。
【０００８】
上記制御方式にあっては、例えば相通電を行わない区間が６０度であるとき、この区間の中心に誘起電圧のゼロクロス点が来るように構成した場合、通電位相タイミングが前後に３０度の範囲でしか制御することができない。また、弱め界磁制御を適用しようとすると、進み位相角が小さく、つまり通電相タイミングがそれほど早くならず、弱め界磁制御の効果が十分に発揮されない。
【０００９】
このようなことから、ロータ位置を検出するために誘起電圧と比較する仮想中性点を変化させて通電タイミングを大きく進めるようとする方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。この特許文献１の発明によると、インバータの母線電圧を分圧して仮想中性点を得るが、抵抗回路とスイッチング素子とを組み合わせて異なる分圧比の抵抗回路を構成し、異なる仮想中性点の１つを生成する。
【００１０】
これによれば、それら仮想中性点として通常の比較用電圧の他に、低い比較用電圧を用いることより、進み位相角を大きくして、弱め界磁制御の効果を発揮させることができる。
【００１１】
【特許文献１】特開平１１―１４６６８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明が解決しようとする課題は、特許文献１の発明にあってはＰＷＭ制御範囲内で適用されるが、誘起電圧によるロータ位置検出ができない領域では適用できず、進み位相角を大きくすることができない点にある。
【００１３】
具体的には、ＰＷＭ波形のデューティ比が１００％に達したときの駆動信号やインバータ回路３の還流ダイオードの影響によりその誘起電圧波形が隠れ、ロータ位置検出ができなくなり、また負荷増大によりモータ電流が増加した場合に誘起電圧の検出が不可能になる。
【００１４】
また、同期モータにおいて、モータの駆動トルクや負荷が変動する場合、Ｊ・１／ｐ・（ｄ２δ／ｄｔ２）＋Ｔｄ・（ｄδ／ｄｔ）＋Ｔｓ＝Ｔｍで表されように弾性振動系（内部相差角δの振動）となる。なお、Ｊは慣性モーメント、ｐは極数、上記式の第１項は慣性トルク、その第２項は制動トルク（Ｔｄ；係数）、その第３項は同期トルクである。
【００１５】
上記式から明なように、振動が顕著になると、モータに乱調が生じ、騒音およびコンプレッサの冷媒配管の破損や効率の観点からも好ましくない。そこで、現在の乱調抑制制御では、ロータ位相の変化を検出し、転流タイミングを調整してその位相を一定に近づけるようにし、つまり通電タイミングを補正して回転数を補正する。
【００１６】
この場合、ロータ位相の誤検出等により悪影響を抑えるために、回転制御のフィードバックゲインを積分項のみとにした積分制御を形成する。これによれば、当該モータを含むシステムの安定性に寄与するが、乱調量が大きい場合やモータ電流が急激に変動する場合には追従できない可能性がある。したがって、上記進み位相制御においても、実際問題として乱調を抑えないと、高回転数領域の拡大に影響することになる。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を所定の直流電圧に変換してこれをインバータ手段によってブラシレスＤＣモータへ供給するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える際、上記インバータ手段によって得られた所定電圧を上記ブラシレスＤＣモータに印加して回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、上記通電を切り替えた際に発生する還流電流の時間ｔｓに基づいてモータ回転数が所定値となるようにモータ位相を推定する推定位相方式によって上記ブラシレスＤＣモータを制御することを特徴としている。
【００１８】
また、本発明は、交流電源を所定の直流電圧に変換してこれをインバータ手段によってブラシレスＤＣモータへ供給するとともに、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替える際、上記インバータ手段によって得られた所定電圧を上記ブラシレスＤＣモータに印加して回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法において、上記通電を切り替えた際に発生する還流電流の時間ｔｓが予め得ている所定モータ回転数に対応する値になるようにロータ位相を推定する推定位相方式によって上記ブラシレスＤＣモータを制御し、その推定位相を大きい進み位相角とする一方、上記還流電流時間ｔｓが予め設定された所定値を越えないようにしたオープンループ制御を行うことを特徴としている。
【００１９】
上記還流電流時間ｔｓは上記通電切り替えのタイミングと上記誘起電圧を含む波形の信号とをもとにしてよって算出してなり、その還流電流時間ｔｓを制限する所定値は少なくとも当該装置の周辺温度が高いほど小さい値にすることが好ましい。
【００２０】
本発明においては、上記ブラシレスＤＣモータの通電を切り替えるにあたって、上記ブラシレスＤＣモータの非通電相に発生する誘起電圧により検出されたロータ位置をもとにして上記インバータ手段を制御する際、上記誘起電圧によりロータ位置が検出できない領域において上記推定位相方式による制御が好ましく実行される。
【００２１】
上記インバータ手段に流れる電流（過電流あるいは逆電流もしくは母線電流）を検出し、この検出した電流が予め設定した所定値を超えるときには、モータ脱調と判断して保護動作を行うようにし、その保護動作によりモータを停止した場合モータの再起動においては上記還流電流時間ｔｓを制限する所定値を予め設定した量だけ下げるとよい。
【００２２】
上記交流電源に流れる入力交流電流を検出し、この検出した電流が予め設定した所定値を超えるときには、モータ脱調と判断して保護動作を行うようにし、その保護動作によりモータを停止した場合モータの再起動においては上記還流電流時間ｔｓを制限する所定値を予め設定した量だけ下げるとよい。
【００２３】
また、本発明には、上記誘起電圧によりロータ位置検出ができない領域では、上記通電を切り替えた際に発生する還流電流の時間ｔｓが所定モータ回転数に対応する値になるようにモータ位相を推定位相方式によって上記ブラシレスＤＣモータを制御し、その推定位相を大きい進み位相角として回転数範囲の拡大を可能とする一方、上記還流電流時間ｔｓをもとにして通電タイミングを得る際、その還流電流時間ｔｓと前回得られた還流電流時間ｔｓとを比較し、この比較結果によりモータ乱調を抑えるようにその通電タイミングを補正する態様が含まれる。
【００２４】
この場合、上記インバータ手段の母線電流の変動量を検出してこの変動量からモータの乱調の大きさを推定し、この乱調の大きさに応じて回転数を補正するように通電タイミングを推定することが好ましい。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、非通電相に発生する誘起電圧によるロータ位置検出ができない領域、例えばＰＷＭデューティ比が１００％に達してロータ位置検出ができない領域、あるいはそのＰＷＭデューティ比が１００％に近くなっとき、通電切り替えにより発生する還流電流の時間ｔｓを用いてロータ位相を推定することから、その還流電流時間ｔｓを長くするようにして進み位相角を大きくし、弱め界磁制御を十分に発揮させて回転数範囲を拡大し、また例えばＩＰＭモータであればリラクタンストルクも発生し、モータ高効率化を図ることができるという効果が期待できる。
【００２６】
また、上記還流電流時間ｔｓが予め設定した制限値を越えないようにしていることから、モータの脱調を防止するとともに、モータ減磁およびインバータ回路４のスイッチング素子の破損を防止することができ、またその制限値を当該装置の周囲温度に応じて変えるていることから、当該装置の使用環境に応じてモータ脱調をより適切に防止し、部品等の破損を防止することができる。
【００２７】
また、ＩＰＭ（インバータ手段）６の電流（過電流あるいは逆電流もしくは母線電流）や入力交流電流を検出してこれによりモータ脱調を判断していることから、当該装置やモータを適切に保護することができ、またそのモータ脱調を判断して停止した後モータの再起動において上記還流電流時間ｔｓの制限値を所定量下げるようにしていることから、当該モータ脱調を抑制し、ひいては高回転数領域の拡大を実現することができる。
【００２８】
また、上記還流電流時間ｔｓの変化分（今回の還流電流時間と前回の還流電流時間の比較結果分）が小さくなるように通電タイミングを補正することから、モータ乱調を抑制することができるという効果が期待できる。
【００２９】
また、上記インバータ手段の母線電流の変動量が小さくなるように通電タイミングを補正することから、モータ乱調を抑制し、騒音やコンプレッサの冷媒配管破損等を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明のブラシレスＤＣモータの制御方法は、少なくともモータ誘起電圧波形による位置検出ができない領域にある場合、進み位相角を大きくし、より高回転数として回転数範囲を拡大する目的を、インバータ手段の還流電流の時間（転流スパイク電圧幅）ｔｓがモータの電流位相角を反映していることを利用して、その還流電流時間ｔｓが大きくなるように位相角（通電タイミング）を推定して実現する。
【００３１】
また、本発明は、モータの乱調を抑えて高回転数領域の拡大を可能とする目的を、その還流電流時間ｔｓと前回の還流電流時間ｔｓの差が小さくなるように、またインバータ手段の母線電流の変動量が小さくなるように、上記推定した通電タイミングを補正して実現する。
【実施例１】
【００３２】
図１は本発明のブラシレスＤＣモータの制御方法が適用される制御装置のブロック線図である。なお、図中、図７と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００３３】
図１において、この制御装置は、現転流間隔情報（通電タイミング）と位置検出回路１１からの位置情報（転流スパイク電圧波形）とにより、その転流スパイク電圧幅（いわゆる還流電流時間ｔｓ）を算出する一方、この還流電流時間ｔｓが大きくして進み位相角を大きく制御するように通電タイミングを推定する制御回路（マイクロコンピュータ）２０を備えている。なお、制御回路２０は、図７に示す制御回路７の機能も備えている。
【００３４】
還流電流はＩＰＭ６において転流タイミング時に還流ダイオードを介して入力側に流れる逆電流であり、還流電流時間ｔｓは例えば１２０度通電方式の場合図２に示すごとく、その逆電流が流れる時間である。
【００３５】
また、図３に示すように、電流位相角（通電位相角に相当）が大きくなると、還流角度（還流電流時間ｔｓに対応）が大きくなる。すなわち、還流電流が流れる時間がインダクタンスおよびモータ電流の二乗に比例するからである。したがって、還流電流時間ｔｓが大きくなるように通電タイミングを決定すれば、進み位相角を大きくすることができる。
【００３６】
上記制御装置には、上記制御回路２０等の他に、コンバータ回路４とＩＰＭ６との間に設けられたシャント抵抗２１と、このシャント抵抗２１を介してＩＰＭ６の過電流を検出する過電流検出回路２２、そのＩＰＭ６の逆電流を検出する逆電流検出回路２３およびそのＩＰＭ６の母線電流を検出する母線電流検出回路２４と、コンバータ回路４の入力側に設けられた電流センサ（ＣＴ）２５と、このＣＴ２５を介して入力電流を検出する入力電流検出回路２６とが備えられている。
【００３７】
これら検出された電流がＡ／Ｄ変換ポートや入力ポート（ＩＮＴ）を介して制御回路２０に入力され、当該装置の保護等に必要な処理が実行される。なお、位置検出回路１１からの位置信号は入力ポート（ＩＮＴ）を介して制御回路２０に入力され、また制御回路２０の出力ポートからはＩＰＭ６の駆動信号が出力される。
【００３８】
上記制御回路２０は、当該装置を例えばエアコンの室外機のコンプレッサに適用した場合、当該室外機システム２０ａ、この室外機システム２０ａによる指令（室内機を介したリモコン信号やコンプレッサ周波数情報等）によりブラシレスＤＣモータ８の回転数を制御するとともに、各保護のためにその制御を行う回転数コントローラ２０ｂ、およびＰＷＭ波形を発生してＩＰＭ６の駆動信号（例えば上アーム駆動信号のみ）に重畳するＰＷＭ生成コントローラ２０ｃの機能を備えてなる。
【００３９】
その制御回路２０における進み位相角制御について、図４に示す回転数コントローラ２０ｂのブロック線図を参照して説明すると、目標周波数と実周波数の偏差を算出器２０ｂａで算出し、この偏差に応じて指令回転数演算器２０ｂｂで指令周波数を発し、この指令実回転数により位相調整器２０ｂｃでインバータ位相角（通電信号）を生成してＩＰＭ６を制御する一方、その位相角によるブラシレスＤＣモータ８の転流情報（間隔）を実周波数演算器２０ｂｄに出力する。
【００４０】
実周波数演算器２０ｂｄは、入力された位置情報や転流情報も加味して実周波数を算出してフィードバックする一方、入力位置情報により位置検出ができない状態である場合その転流情報および位置情報に含まれているスパイク電圧情報をもとにして還流電流時間ｔｓを大きくする（進み位相角を大きくする）実周波数を算出してフィードバックする。これによって、位相調整器１２ｃにおいて、その大きい進み位相角による通電タイミングを算出してＩＰＭ６を制御することから、モータ実回転数がアップされる。
【００４１】
上記構成の制御装置の動作を図５のフローチャート図を参照して説明すると、まず制御回路２０は、従来同様に駆動信号（ＰＷＭ波形を含む通電信号）をＩＰＭ６に出力してブラシレスＤＣモータ８を回転制御するとともに、実回転数を目標回転数に制御する。
【００４２】
このとき、位置情報（検出信号）によりロータの回転数を算出するとともに、ロータ位置検出タイミングを予測し、つまり次回の位置検出予測時間を算出し、これをもとにして位相タイミング（つまり転流タイミング）を得てモータを回転制御する。しかしながら、例えばＰＷＭ波形のデューティ比が１００％に達したときの駆動信号やインバータ回路３の還流ダイオードの影響により、その誘起電圧波形が隠れることで、位置検出ができない状態になる。
【００４３】
そのロータの位置検出ができない状態になると、進み位相角制御により回転数をアップする。すなわち、現通電タイミング（転流情報）および位置情報に含まれているスパイク電圧波形をもとにして還流電流時間ｔｓを算出するとともに、この還流電流時間ｔｓが大きくなるように位相角を推定し、この推定した位相角による通電タイミングをもってＩＰＭ６の各スイッチング素子を駆動する。
【００４４】
具体的には、目標周波数と実周波数を比較し（ステップＳＴ１）、目標周波数が実周波数より大きいときには還流電流の時間ｔｓが制限値以下であるか否かを判断する（ステップＳＴ２）。すなわち、図３に示す還流電流の特性により電流位相が増大し、特に電流位相が６０度越えて９０度に近いほど、モータが脱調するためにその還流電流時間ｔｓに制限を加える必要があるからである。
【００４５】
そこで、図３に示す還流角度と電流位相角の関係、還流角度（還流電流時間ｔｓに相当）６０度、電流位相角９０度の範囲内において、モータが脱調しない還流電流時間ｔｓの制限値は予め回転数毎に負荷等を加味して経験的に求め、これら制限値を制御回路２０の内部メモリに記憶しておく。
【００４６】
還流電流時間ｔｓが現回転数における制限値以下であるときには、出力周波数を前回の出力周波数＋所定値（例えば０．１）とし（ステップＳＴ３）、つまり還流電流時間ｔｓがその出力周波数に対応する値になるように通電タイミングを推定してモータを回転制御する。
【００４７】
そして、実周波数が目標周波数になるまで、上記ステップを繰り返して還流電流時間ｔｓを長くし、進み位相角を順次大きくする。これにより、還流電流時間ｔｓを長くしていることから、従来よりも、進み位相角を大きくすることができ、モータ回転数のアップが実現される。
【００４８】
上記還流電流時間ｔｓが制限値より大きいときには、出力周波数を前回の出力周波数−所定値（例えば０．１）とする（ステップＳＴ４）。これにより、進み位相角が大きくなり過ぎず、つまりモータ回転数がアップせず、上述したモータ脱調が起こらずに済む。
上記目標周波数が実周波数よりも小さいときには、ステップＳＴ１からＳＴ５に進み、出力周波数を前回の出力周波数−所定値（例えば０．１）とする。
【００４９】
このようにして進み位相角制御を行うことにより、モータ回転数を目標回転数に導き、しかも高回転領域の拡大を図ることができる。
しかも、上記ブラシレスＤＣモータ８として、ＩＰＭモータを用いれば、マグネットトルクとともに、リラクタンストルクが発生するが、誘起電圧による位置検出ができない領域でも、そのリラクタンストルクが十分に発生し、上記弱め界磁制御と相まってモータの高効率化、モータ運転範囲を拡大する効果が期待できる。
【００５０】
また、モータ回転数が上記制限値で制限されるため、モータの脱調を防止し、またモータ減磁およびＩＰＭ６のスイッチング素子の破損を防止することができる。なお、上記制限値は負荷等を加味して決定しているが、例えばモータが圧縮機などの冷凍サイクル内に納められる場合、周囲温度によって冷凍サイクル負荷が変動することがあるため、その制限値を当該装置の周囲温度毎に算出してテーブル化し、これを制御回路２０の内部メモリに記憶しておき、周囲温度を監視して制限値を切り替えるようにしてもよい。
【００５１】
この場合、当該装置に温度センサを備える必要があるが、例えばエアコン等の機器には既にその温度センサ等が備えられていることから、それを兼用すればよい。また、その制限値は周囲温度毎に変えるようにするとよく、その周囲温度が高いほど、小さい値にするとよい。
【００５２】
ところで、上述した進み位相角制御は、還流電流時間ｔｓをもって進み位相角を制御しており、つまりロータ回転状態（回転位相）を直接フィードバックしておらず、オープンループ制御である。したがって、上記還電流時間ｔｓを制限するだけでは、当該装置の保護が十分でないこともある。
【実施例２】
【００５３】
上記装置を保護する実施形態について説明すると、上記制御装置に設けれているシャント抵抗２１および逆過電流検出回路２３によってＩＰＭ６に流れる逆電流を検出し、制御回路２０はその検出逆過電流が所定値に達したときに保護動作を行う。この保護動作は、シャント抵抗２１および過電流検出回路２２によって検出された過電流に基づいて行う動作と同じく、当該モータの回転数を下げ、あるいは一旦モータを停止する。
【００５４】
上記保護動作の判断基準とする所定値は、経験的に求めればよく、例えば図３に示す電流位相角が６０度付近にあるときにＩＰＭ６に流れる逆電流値を設定するとよい。すなわち、電流位相角９０度よりも低くする必要があるからである。これにより、当該装置やモータを保護することができ、モータの脱調を防止することができる。
【００５５】
また、上記保護として、シャント抵抗２１および母線電流検出回路２４を用いてＩＰＭ６の母線電流（負方向の電流）を検出し、制御回路２０はその母線電流が所定値以上であるときにはモータ脱調状態にあると判断して保護動作を行うようにしてもよい。すなわち、モータが脱調状態になると、負方向の母線電流が発生するからである。
【００５６】
さらに、上述したモータ脱調を判断する方法によっても、その脱調状態を検出できない場合がある。例えば、モータの使用環境や負荷等によっては逆過電流が所定値に達せず、あるいは負方向の母線電流が所定値以上にならなくとも、モータが脱調することもあるからである。
【００５７】
そのため、電流センサ（ＣＴ）２５および入力電流検出回路２６を用いて当該装置の入力電流（ＡＣ電流）を検出し、制御回路２０はその検出入力電流によるＡＣ電流を監視してモータ脱調を判断するとよい。すなわち、モータが脱調すると、モータ電流がＩＰＭ６内で回生し、これにより交流電源１から供給される電流の値が小さくなるからである。
【００５８】
この場合、予め回転数毎にモータ脱調状態におけるＡＣ電流の所定値を経験的に求め、これらを制御回路２の内部メモリに記憶しておき、上記検出されたＡＣ電流の値がその所定値より小さいときにはモータ脱調と判断して保護動作を行うようにする。
【００５９】
なお、上述したモータ脱調を判断して保護動作を行った後、モータを再起動する場合には還流電流リミット値（制限値）を所定量だけ下げるようにするとよい。これにより、進み位相角が抑えられ、モータ回転数が高回転数領域が抑えられるが、モータ脱調を抑制して当該制御の支障（運転効率の低下等）を解消することができる。
【実施例３】
【００６０】
本実施形態では、上記進み位相角制御を利用してモータの乱調を抑えるため、上記実施例で得ている還流電流時間ｔｓを前回の還流電流時間ｔｓと比較し、この結果を上記進み位相角制御に利用し、つまり通電タイミングに補正を加える。
【００６１】
図６のフローチャート図を参照して説明すると、まず制御回路２０は、還流電流時間ｔｓを計算するが（ステップＳＴ１０）、上記実施例において先に還流電流時間ｔｓが計算されている場合にはそれを用いればよい。なお、還流電流時間ｔｓは制御回路２０の内部メモリに記憶するとともに、通電切り替え毎に更新する。
【００６２】
続いて、前回の還流電流時間ｔｓ−αと今回の還流電流時間ｔｓとを比較し（ステップＳＴ１１）、前回の還流電流時間ｔｓ−αの方が今回の還流電流時間ｔｓよりも小さいときには、その差を少なくなするために、今回の補正値を前回の補正値＋β（ステップ量；例えば２μｓｅｃ）とする（ステップＳＴ１２）。なお、α（所定値；例えば４μｓｅｃ）は当該乱調抑制制御のハンチングを防止するためのヒステリシス幅、補正値は、上記還流電流時間ｔｓと同様に制御回路２０の内部メモリに記憶するととともに、更新する。
【００６３】
上記算出された補正値がγ（最大補正量；例えば８μｓｅｃ）より大きい値であるか否かを判断し（ステップＳＴＳＴ１３）、補正値がγより大きいときにはその補正値をγとして制限する（ステップＳＴ１４）。このようにして得た補正値分だけ次回通電タイミングを補正する（ステップＳＴ１５）。すなわち、今回の還流電流時間ｔｓが前回還流電流時間ｔｓより大きいということはモータの回転速度が減速する傾向にあることから、補正値を大きくしてその回転速度の下降を抑え、つまり乱調を抑制する。
【００６４】
しかし、上記補正値がγ以下であるときにはその補正値をそのままとし、この補正値分だけ次回通電タイミングを補正する（ステップＳＴ１５）。これにより、補正値が必要以上大きくならないため、回転速度が大きく変化することもなく、つまり乱調の発生が防げれる。
【００６５】
続いて、上記前回の還流電流時間ｔｓ−αと今回の還流電流時間ｔｓとの比較の結果、前回の還流電流時間ｔｓ−αの方が今回の還流電流時間ｔｓよりも大きいときには、その差を少なくなするために、今回の補正値を前回の補正値−β（ステップ量）とする（ステップＳＴ１６）。
【００６６】
上記算出された補正値ｋが−α≦ｋ≦＋αを満足するか否かを判断し（ステップＳＴ１７）、その補正値ｋが−α≦ｋ≦＋αの範囲にあるときには上記算出した補正値−β分だけ次回通電タイミングを補正する（ステップＳＴ１５）。すなわち、今回の還流電流時間ｔｓが前回還流電流時間ｔｓより小さいということはモータの回転速度が上昇する傾向にあることから、補正値を小さくしてその回転速度の上昇を抑え、つまり乱調を抑制する。
【００６７】
しかし、上記補正値ｋが−αより負方向大きい、あるいは＋αより大きいときにはその補正値をγとして制限し（ステップＳＴ１８）、その補正値分だけ次回通電タイミングを補正する（ステップＳＴ１５）。すなわち、モータの回転速度が低下し過ぎないようにし、つまり乱調を抑制する。
【００６８】
このように、誘起電圧による位置検出ができないため進み位相角制御を行っている場合に、還流電流値ｔｓをもとにして通電タイミングを推定する際、還流電流値ｔｓを通電タイミング毎に監視してその通電タイミングを補正することから、モータの乱調を抑制することができる。
【実施例４】
【００６９】
本実施形態では、図７に示す一定期間（判定周期）についてインバータ手段の母線電流の変動量を検出しこれを小さくするように、モータ回転数を補正する。なお、この実施形態を実現する制御装置については、図１に示す構成を参照されたい。
【００７０】
上記誘起電圧が検出できず、進み位相制御によってモータを目標回転数に制御しているときに、制御回路２０は図８に示すルーチンを実行し、まず母線電流検出回路２４による検出信号から所定サンプリング周期毎に母線電流を検出する（ステップＳＴ２０）。
【００７１】
続いて、その母線電流がＭＡＸ母線電流より大きいか否かを判断し（ステップＳＴ２１）、最初そのＭＡＸ母線電流が決まっていないことから、それを０Ａとして判断し、その検出母線電流が０Ａより大きいためこれをＭＡＸ母線電流とする（ステップＳＴ２２）。
【００７２】
その母線電流がＭＩＮ母線電流より小さいか否かを判断し（ステップＳＴ２３）、最初そのＭＩＮ母線電流が決まっていないことから、それを当該電流範囲の５０Ａとして判断し、その検出母線電流が５０Ａより低いためにこれをＭＩＮ母線電流とする（ステップＳＴ２４）。
【００７３】
続いて、上記一定期間における母線電流のサンプリング回数のカウンタをインクリメントし（ステップＳＴ２５）、そのカウンタの値が所定値に達したか否かを判断する（ステップＳＴ２６）。
【００７４】
その一定期間におけるサンプリング回数だけ母線電流を検出していなければ、当該ルーチンを一旦終了して上記ステップＳＴ１に戻って上述した処理を繰り替えす。サンプリング母線電流がＭＡＸ母線電流より大きいときにはそれをＭＡＸ母線電流に更新するが（ステップＳＴ２１，ＳＴ２２）、その母線電流がＭＡＸ母線電流より小さく、ＭＩＮ母線電流より小さいときにはそれをＭＩＮ母線電流に更新する（ステップＳＴ２３，ＳＴ２４）。
【００７５】
これにより、上記ステップＳＴ２０ないしＳＴ２６がサンプリング回数分だけ実行され、一定期間における母線電流の最小値を最大値が得られる（図７参照）。続いて、カウンタをクリアした後（ステップＳＴ２７）、それら最小値および最大値を用いて当該一定区間における母線電流の電流比率（つまり電流変動率）を最大値（ＭＡＸ母線電流）／最小値（ＭＩＮ母線電流）によって算出する（ステップ２８）。
【００７６】
続いて、その算出された電流比率が所定値より大きいか否かを判断する（ステップＳＴ２９）。その所定値は、予め経験的に求めた値（リップル制限値；通常生じる電流リップル値）である。
【００７７】
その電流比率がリップル制限値より大きいときには、モータ乱調を生じ、あるいは生じているとして、出力回転数を所定値（例えば０．１ｒｐｓ）だけ下げ、つまりモータ回転数を下げる（ステップＳＴ３０）。そして、ＭＡＸ母線電流を０Ａとし、ＭＩＮ母線電流を５０Ａとして次の一定区間（判定区間）における乱調抑制制御にそなえる。
【００７８】
このように、一定区間毎にモータ出力回転数を補正することから、上記実施例３と同様に、モータ乱調を抑制することができ、ひいてはモータ騒音やコンプレッサの冷媒配管の破損等を防止することができる。なお、その母線電流の変動量による乱調抑制制御は上述した還流電流時間ｔｓの変化量による乱調抑制制御を行った後に行うようにしてもよく、これによればモータ乱調の抑制がより効果的に行われ、ひいては進み位相角制御における高回転数領域の拡大が損なわれることもない。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
ブラシレスＤＣモータ８の回転数範囲を拡大することから、ファンやコンプレッサ等を搭載する家電機器全般に利用してそれらの機能アップを図ることが可能であり、特にコンプレッサを搭載したエアコンや冷蔵庫等に利用してそれらの性能向上を図ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の実施例を示すブラシレスＤＣモータの制御方法が適用される制御装置を説明する概略的ブロック線図。（実施例１，２，３，４）
【図２】図１に示す制御装置の動作を説明する概略的波形図。（実施例１，２）
【図３】図１に示す制御装置の動作を説明する概略的グラフ図。
【図４】図１に示す制御装置を構成する制御回路を説明するための概略的部分模式。
【図５】図１に示す制御装置の動作を説明する概略的フローチャート図。
【図６】本発明の実施例を説明する概略的フローチャート図。（実施例３）
【図７】本発明の実施例を説明する概略的グラフ図。（実施例４）
【図８】本発明の実施例を説明する概略的フローチャート図。
【図９】従来のブラシレスＤＣモータの制御装置を説明する概略的ブロック線図。
【符号の説明】
【００８１】
１  直流電源
４  コンバータ回路
６  ＩＰＭ（インバータ手段）
７，２０  制御回路（マイクロコンピュータ）
８  直流モータ（ブラシレスＤＣモータ；ＩＰＭモータ）
１０  仮想中性点電圧回路
１１  位置検出回路
２１  シャント抵抗
２２  過電流検出回路
２３  逆電流検出回路
２４  母線電流検出回路
２５  電流センサ（ＣＴ）
２６  入力電流検出回路
ｔｓ  還流電流時間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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