(57)【要約】【課題】地上デジタルテレビ放送のような帯域割当の放送システムにおいて、基準周波数が高く、位相雑音の抑圧が容易であり、回路規模および消費電力が小さい周波数シンセサイザを提供する。【解決手段】水晶発振器１で発生した１６ＭＨｚの信号を固定分周器２で１／２２４に分周して１／１４ＭＨｚの基準周波数を得る。この基準周波数は、１／７＋３２／６３＝４１／６３ＭＨｚから１／１２６ＭＨｚのオフセットを減じた値である＝９／１４ＭＨｚの整数分の１（１／９）となる。固定分周器２、位相比較器３、ループフィルタ４、電圧制御発振器５および位相比較器６からなる位相同期ループにより、既定発振周波数６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚに上記のオフセットを設けた、６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚとなる出力周波数を得る。これにより、高い基準周波数１／１４ＭＨｚの設定が可能になる。【選択図】  図１
2005026891.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準周波数と出力周波数の整数分の一の周波数とを一致させるように制御する位相同期ループを備えた周波数シンセサイザにおいて、
前記基準周波数が、周波数シンセサイザの既定発振周波数を所定周波数オフセットさせた周波数の整数分の１となるように設定されていることを特徴とする周波数シンセサイザ。
【請求項２】
固定周波数を有する固定周波数信号を出力する副位相同期ループと、
前記位相同期ループ内で前記出力周波数と前記固定周波数とを混合する混合部とを備えていることを特徴とする請求項１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項３】
前記オフセットが１／１２６ＭＨｚであることを特徴とする請求項１または２記載の周波数シンセサイザ。
【請求項４】
前記オフセットが１／６３ＭＨｚであることを特徴とする請求項１または２記載の周波数シンセサイザ。
【請求項５】
前記オフセットが１／１２６ＭＨｚである一方、前記位相同期ループの基準周波数が１／２ＭＨｚであり、前記副位相同期ループの基準周波数が８／７ＭＨｚであることを特徴とする請求項２記載の周波数シンセサイザ。
【請求項６】
前記オフセットが１／６３ＭＨｚである一方、前記位相同期ループの基準周波数が１ＭＨｚであり、前記副位相同期ループの基準周波数が８／３ＭＨｚであることを特徴とする請求項２記載の周波数シンセサイザ。
【請求項７】
前記オフセットが１／６３ＭＨｚである一方、前記位相同期ループの基準周波数が３ＭＨｚであり、前記副位相同期ループの基準周波数が１６／３ＭＨｚであることを特徴とする請求項２記載の周波数シンセサイザ。
【請求項８】
請求項１ないし７のいずれか１項に記載の周波数シンセサイザを備えていることを特徴とするチューナ。
【請求項９】
１／２ＭＨｚの中間周波数を出力することを特徴とする請求項８記載のチューナ。
【請求項１０】
３３／６３ＭＨｚの中間周波数を出力することを特徴とする請求項８記載のチューナ。
【請求項１１】
請求項８記載のチューナと、
前記チューナから出力される中間周波数から前記オフセットを除去するオフセット除去部とを備えていることを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上デジタルテレビ放送受信端末に使用される周波数シンセサイザ、チューナおよび受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、地上デジタルテレビ放送の伝送路符号化方式および運用ガイドラインについては、例えば、社団法人電波産業会（ＡＲＩＢ：Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  ａｎｄ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓ）から発行された標準規格書であるＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．１版（平成１３年５月３１日作成、平成１３年１１月１５日１．１改定）の項１０ないし１５、項７０および項７１に示されている。
【０００３】
地上デジタルテレビ放送の周波数は、図９に示す構成となっている。地上デジタルテレビ放送は、ＵＨＦ帯の１３チャンネルから６２チャンネルの５０個のチャンネルで放送が行われる。１つのチャンネルの帯域幅は、６ＭＨｚである。この帯域内の下部５／１４ＭＨｚと上部１／１４ＭＨｚとを除いた６−５／１４−１／１４＝６×１３／１４ＭＨｚ（約５．６ＭＨｚ）を１３個のセグメントに分割し、１セグメント（６／１４ＭＨｚ＝約４３０ＫＨｚ）を単位として変調方式を変えられるようになっている。ここで、ＵＨＦ帯の１３＋Ｎチャンネル（Ｎは０から４９までの整数）の帯域に含まれる１３個のセグメントの中心、すなわち中央の１セグメントの中心は、６Ｎ＋４７３＋１／７ＭＨｚとなる。
【０００４】
１３個のセグメントの使用方法としては、１３個のセグメントの中央の１セグメントを携帯端末向けの放送に使用し、残りの１２セグメントを固定端末向けの放送に使用することが考えられている。携帯端末向けの放送は、データ転送レートが低い一方、所要Ｃ／Ｎが低く、受信状況が悪くても受信しやすいＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式が採用されている。これによって、移動中でも地上デジタルテレビ放送の受信が容易になるので、地上デジタルテレビ放送の１セグメント受信用チューナが内蔵された携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）等の携帯端末が広く普及することが期待されている。
【０００５】
このような１セグメント受信用チューナを通常の方法で設計すると、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）は５７ＭＨｚになる。しかし、このような中間周波数を選んだ場合、チューナの後段のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）復調器におけるデジタル処理のために設けられたアナログ−デジタル変換器で用いるサンプリング周波数が高くなるので、消費電力が増大するという問題がある。
【０００６】
また、このような１セグメント受信用チューナとして、現在では公知ではないが、以下のように構成することが想定される。
【０００７】
１３セグメントの帯域が６×１３／１４ＭＨｚであるのに対し、１セグメントの帯域は６／１４ＭＨｚ＝約４３０ＫＨｚであるので、１セグメント受信用チューナの中間周波数を低く設定することが可能である。具体的には、地上デジタルテレビ放送の復調時のＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）サンプル周波数が５１２／６３ＭＨｚと定められていることから、その１／１６、１／８、１／４または１／２である３２／６３ＭＨｚ、６４／６３ＭＨｚ、１２８／６３ＭＨｚまたは２５６／６３ＭＨｚを所定の中間周波数と設定するのが妥当であると考えられる。
【０００８】
中間周波数が３２／６３ＭＨｚの場合、セグメントの中心周波数が６Ｎ＋４７３＋１／７ＭＨｚ（Ｎは０から４９までの整数）であることにより、チューナに用いられる周波数シンセサイザの既定発振周波数は６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚまたは６Ｎ＋４７３＋１／７−３２／６３ＭＨｚとなる。
【０００９】
なお、地上デジタル放送に使用されるＵＨＦ帯の最低チャンネルであるＵＨＦ１３チャンネルの中心周波数は、図９に示すように４７３＋１／７ＭＨｚである。
【００１０】
ところが、このような発振周波数を持つ周波数シンセサイザにおいては、以下のような問題がある。
【００１１】
周波数シンセサイザにおいては、所望の発振周波数よりはずれた周波数成分、すなわち位相雑音が問題となるが、周波数シンセサイザを構成するループフィルタのループ帯域内では位相雑音が抑圧される。ループ帯域の上限は、基準周波数の１／１０程度になるように設定される。
【００１２】
しかしながら、発振周波数が６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚまたは６Ｎ＋４７３＋１／７−３２／６３ＭＨｚである場合には、基準周波数が、例えば、１／７＋３２／６３＝４１／６３ＭＨｚまたは１＋１／７−３２／６３＝４０／６３の整数分の一（１／４１または１／４０）である１／６３ＭＨｚと低く設定される。この場合、ループ帯域の上限が１／６４０ＭＨｚ程度（約１．６ＫＨｚ）と低くなり、ループフィルタでの位相雑音の抑圧が困難になる。
【００１３】
また、基準周波数が低いと周波数シンセサイザを構成する可変分周器の分周数が大きくなるので、回路規模が大きくなり、消費電力が大きくなる。また、分周数が大きい為、発振周波数に対して位相比較する頻度が少なくなり位相雑音が発生しやすくなる。
【００１４】
所定の中間周波数６４／６３ＭＨｚ、１２８／６３ＭＨｚまたは２５６／６３６ＭＨｚの場合も、基準周波数が１／６３ＭＨｚと低く設定されると、同様の問題がある。
【００１５】
基準周波数を高く設定する技術としては、例えば特許文献１に開示された位相同期ループ回路が挙げられる。この文献には、複数の整数の分周比が可変の可変分周器を用いて複数の整数の分周比を切り替えることにより、平均的の分周比として整数値＋分数値を得て、基準周波数を高くすることが開示されている。
【００１６】
【特許文献１】
特開２００２―１６４９４（公開日：平成１４年１月１８日）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の位相同期ループ回路では、分周比を切り替えるための回路が複雑であるので、部品点数が多くなるだけでなく、消費電力も大きくなる。また、同位相同期ループ回路では、分周器の切り替えにメモリとＣＰＵとを用いたＣＰＵ制御が必要であること、およびメモリのアクセススピードが低いために高い周波数でメモリへのアクセスが間に合わない可能性のあることが問題である。
【００１８】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、地上デジタルテレビ放送のような帯域割当の放送システムにおいて、基準周波数が高く、位相雑音の抑圧が容易であり、回路規模および消費電力が小さい周波数シンセサイザ、チューナおよび受信機を提供することを目的としている。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明の周波数シンセサイザは、基準周波数と出力周波数の整数分の一の周波数とを一致させるように制御する位相同期ループを備えた周波数シンセサイザにおいて、上記の課題を解決するために、前記基準周波数が、周波数シンセサイザの既定発振周波数を所定周波数オフセットさせた周波数の整数分の１となるように設定されていることを特徴としている。
【００２０】
上記の周波数シンセサイザにおいて、位相同期ループは、例えば、基準周波数信号と可変分周器から出力される分周信号との位相差を出力する位相比較器と、この位相比較器の出力に基づいて制御電圧を発生する制御電圧発生部と、その制御電圧に基づいて制御した周波数の発振周波数信号を出力する電圧制御発振器と、前記発振周波数信号をチャンネル数に応じた数の異なる周波数に分周する可変分周器とを有するように構成される。基準周波数は、例えば、固定分周器によって得てもよいし、基準信号を発生する水晶発振器から直接得てもよいが、固定分周器で分周することで、より高い基準周波数が得られる。
【００２１】
上記の構成では、基準周波数が既定発振周波数を所定周波数オフセットさせた周波数の整数分の１となるように設定されていることにより、発振周波数（出力周波数）の分母の数値を小さくすることができる。それゆえ、基準周波数を高くすることができる。
【００２２】
例えば、地上デジタルテレビ放送のチャンネル数１３＋Ｎ（Ｎは０から４９までの整数）に対し、既定発振周波数が６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚである場合、この既定発振周波数に−１／１２６ＭＨｚのオフセットを設けると、位相同期ループからは、６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚとなる発振周波数が得られる。これにより、発振周波数の分数部分が１／７＋１／２＝９／１４ＭＨｚであるので、発振周波数の分母の数値が１４となり従来の数値に比べて小さくなる。それゆえ、基準周波数を９／１４ＭＨｚの整数分の一（１／９）である１／１４ＭＨｚに設定すると、高い値の基準周波数を得ることができる。
【００２３】
また、上記の場合と同様に、既定発振周波数が６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚである場合、この既定発振周波数に１／６３ＭＨｚのオフセットを設けると、位相同期ループからは、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる発振周波数が得られる。これにより、１／７＋３２／６３＝４１／６３ＭＨｚに対して発振周波数の分数部分が１／７＋３３／６３ＭＨｚ＝２／３ＭＨｚであるので、発振周波数の分母の数値が３となり従来の数値に比べて小さくなる。それゆえ、基準周波数を２／３ＭＨｚの整数分の一（１／２）である１／３ＭＨｚに設定すると、高い値の基準周波数を得ることができる。
【００２４】
それゆえ、位相同期ループのループ帯域上限も基準周波数に応じて高められる（基準周波数の１／１０程度）。
【００２５】
前記の周波数シンセサイザは、固定周波数を出力する副位相同期ループと、前記位相同期ループ内で前記出力周波数と前記固定周波数とを混合する混合部とを備えていることが好ましい。この構成では、副位相同期ループから出力された固定周波数と位相同期ループから出力された出力周波数とが混合部で混合されるので、単一の位相同期ループを備えた周波数シンセサイザに比べて、基準周波数をより高めることができる。
【００２６】
この周波数シンセサイザにおいては、前記位相同期ループの基準周波数ｆ１と前記副位相同期ループの基準周波数ｆ２とが次のように設定されていることが好ましい。
（ａ）ｆ１＝１／２ＭＨｚ，ｆ２＝８／７ＭＨｚ
（ｂ）ｆ１＝１ＭＨｚ，ｆ２＝８／３ＭＨｚ
（ｃ）ｆ１＝３ＭＨｚ，ｆ２＝１６／３ＭＨｚ
（ａ）の組み合わせでは、ループ帯域の上限を１／２０ＭＨｚ程度に高くすることができる。これにより、位相雑音をより大きく抑圧することができる。
【００２７】
（ｂ）の組み合わせでは、ループ帯域の上限を１／１０ＭＨｚ程度に高くすることができる。これにより、位相雑音をより大きく抑圧することができる。
【００２８】
（ｃ）の組み合わせでは、ループ帯域の上限を３／１０ＭＨｚ程度に高くすることができる。これにより、位相雑音をより大きく抑圧することができる。
【００２９】
本発明のチューナは、前記のいずれかの構成の周波数シンセサイザを備えていることを特徴としている。これにより、位相雑音の少ない、かつ回路規模および消費電力の小さいチューナを提供することができる。
【００３０】
このチューナは、１／２ＭＨｚまたは３３／６３ＭＨｚの中間周波数を出力することが好ましい。１／２ＭＨｚは、周波数シンセサイザにおける発振周波数の１／１２６ＭＨｚのオフセットに対応する周波数の中で最も低い周波数となる。また、３３／６３ＭＨｚは、周波数シンセサイザにおける発振周波数の１／６３ＭＨｚのオフセットに対応する周波数の中で最も低い周波数となる。中間周波数は、チューナの後段のＯＦＤＭ復調器におけるデジタル処理のために設けられたアナログ−デジタル変換器を用いてサンプリングされるので、低い方がサンプリング周波数を低くすることができ、アナログ−デジタル変換器の消費電力を低減することができる。
【００３１】
本発明の受信機は、前記チューナと、前記チューナから出力される中間周波数から前記オフセットを除去するオフセット除去部とを備えていることを特徴としている。
【００３２】
このような構成では、チューナが出力する中間周波数に含まれるオフセットが除去部によって除去されるので、既定の中間周波数を得ることができる。それゆえ、中間周波数の増幅を正常に行うことができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について図１ないし図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００３４】
〔第１の実施形態〕
図１は、第１の実施形態である直接分周型の周波数シンセサイザの構成を示している。
【００３５】
本周波数シンセサイザは、水晶発振器１、固定分周器２、位相比較器３、ループフィルタ４、電圧制御発振器５および可変分周器６を備えている。本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器３、ループフィルタ４、電圧制御発振器５および可変分周器６によって位相同期ループ７が形成されている。
【００３６】
水晶発振器１は、所定周波数、例えば１６ＭＨｚの信号を発生する。固定分周器２は、１６ＭＨｚの信号を固定の分周比２２４で分周して１／２２４の１／１４ＭＨｚの信号を基準周波数信号として出力する。１／１４ＭＨｚの基準周波数信号は、１／７＋３２／６３＝４１／６３ＭＨｚから１／１２６ＭＨｚのオフセットを減じた４１／６３−１／１２６＝９／１４の整数分の１（１／９）となっている。
【００３７】
位相比較器３は、入力された基準周波数信号と可変分周器６からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ４は、位相比較器３が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ位相同期ループ７の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器５に与える制御電圧を出力する。電圧制御発振器５は、入力された制御電圧に応じた周波数の出力信号を発生する。
【００３８】
可変分周器６は、電圧制御発振器５の出力信号、すなわち周波数シンセサイザの出力信号を可変の分周比８４Ｎ＋６６３１（Ｎは０から４９までの整数）によって１／（８４Ｎ＋６６３１）に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器３に出力する。可変分周器６は、可変の分周比８４Ｎ＋６６３１で分周するため、プログラマブルカウンタにより構成されている。例えば、可変分周器６の分周比は、６６３１〜１０７４７であり、１４ビットカウンタで実現される。
【００３９】
より具体的には、可変分周器６は、一般的に“パルススワローカウンタ”と呼ばれる可変分周回路によって構成されている。この可変分周回路は、Ｍ分周とＭ＋１分周とを切替えられる分周回路、およびこの分周回路による分周後のパルスをカウントするカウンタを内蔵している。このカウンタは、分周後のパルスをカウントすることにより、Ｌ−Ａカウント分はＭ分周、Ａカウント分はＭ＋１分周となるように分周回路を制御する。これにより、トータルとして、（Ｌ−Ａ）×Ｍ＋Ａ×（Ｍ＋１）＝Ｌ×Ｍ＋Ａ分周を実現し、入力パルスをＬ×Ｍ＋Ａ分周した出力パルスを出力する。可変分周器６は、位相比較器３での１比較サイクルの約１／Ｌの時間間隔（約１／ＬとなるのはＭ分周する期間とＭ＋１分周する期間が異なるため）でＭ分周とＭ＋１分周とを切替える。したがって、これらの整数Ｍ，Ｌ，Ａを適切に設定することにより、上記８４Ｎ＋６６３１という整数分周を実現することができる。
【００４０】
上記のように構成される周波数シンセサイザにおいて、出力信号の周波数制御は次のようにして行われる。分周信号の位相が基準周波数信号の位相より進んでいる場合には、電圧制御発振器５の発振周波数が低くなるように制御電圧が制御される。一方、分周信号の位相が基準周波数信号の位相より遅れている場合には、電圧制御発振器５の発振周波数が高くなるように制御電圧が制御される。これにより、基準周波数信号と分周信号との位相が一致し、基準周波数信号と分周信号との周波数が一致する。したがって、周波数シンセサイザの出力信号の周波数は、１／１４×（８４Ｎ＋６６３１）＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚとなる。
【００４１】
以上のように、本実施の形態の周波数シンセサイザは、既定発振周波数６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚに−１／１２６ＭＨｚのオフセットを設けて、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３−１／１２６ＭＨｚ＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚとなる出力信号の周波数を得ている。これにより、１／７＋１／２＝９／１４ＭＨｚであることを利用して、基準周波数を高い１／１４ＭＨｚに設定することができる。それゆえ、ループ帯域上限が基準周波数の１／１０である１／１４０ＭＨｚ程度（約７ｋＨｚ）に高められるので、位相雑音を容易に抑圧することができる。
【００４２】
〔第２の実施の形態〕
図２は、第２の実施の形態であるミキサ型の周波数シンセサイザの構成を示している。
【００４３】
本周波数シンセサイザは、水晶発振器１１、固定分周器１２、位相比較器１３、ループフィルタ１４、電圧制御発振器１５、ミキサ１６、ローパスフィルタ１７、可変分周器１８、固定分周器１９、位相比較器２０、ループフィルタ２１、電圧制御発振器２２および可変分周器２３を備えている。本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器１３、ループフィルタ１４、電圧制御発振器１５、ミキサ１６、ローパスフィルタ１７および可変分周器１８によって第１の位相同期ループ２４が形成される。また、本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器２０、ループフィルタ２１、電圧制御発振器２２および可変分周器２３によって第２の位相同期ループ２５が形成される。
【００４４】
水晶発振器１１は、前述の水晶発振器１と同様、所定周波数、例えば１６ＭＨｚの信号を発生する。固定分周器１２は、１６ＭＨｚの信号を固定の分周比３２で分周して１／３２の１／２ＭＨｚの信号を第１の基準周波数信号として出力する。
【００４５】
位相比較器１３は、入力された第１の基準周波数信号と可変分周器１８からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ１４は、位相比較器１３が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ第１の位相同期ループ２４の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器１５に与える制御電圧を出力する。電圧制御発振器１５は、ループフィルタ１４からの制御電圧に応じた周波数の出力信号を発生する。
【００４６】
ミキサ１６は、電圧制御発振器１５の出力信号の周波数と後述する電圧制御発振器２２からの固定周波数信号の周波数とを合成する。具体的には、ミキサ１６は、例えば、ｆａ，とｆｂ（ｆａ＞ｆｂ）の二つの周波数を掛け合わせることにより、ｆａ−ｆｂ，ｆａ＋ｆｂの周波数を生成する。
【００４７】
ローパスフィルタ１７は、ミキサ１６からの合成周波数信号における不要な高周波成分を除去する。
【００４８】
可変分周器１８は、ローパスフィルタ１７からの合成周波数信号を可変の分周比１２Ｎ＋１７（Ｎは０から４９までの整数）によって１／（１２Ｎ＋１７）に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器１３に出力する。可変分周器１８は、可変の分周比１２Ｎ＋１７で分周するため、前述の可変分周器６（図１参照）と同様、パルススワローカウンタのようなプログラマブルカウンタにより構成されている。例えば、可変分周器１８の分周比は、１７〜６０５であり、１０ビットカウンタで実現される。
【００４９】
固定分周器１９は、水晶発振器１１で発生した１６ＭＨｚの信号を固定の分周比１４で分周して１／１４の８／７ＭＨｚの信号を第２の基準周波数信号として出力する。
【００５０】
位相比較器２０は、入力された第２の基準周波数信号と固定分周器２３からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ２１は、位相比較器２０が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ第２の位相同期ループ２５の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器２２に与える制御電圧を出力する。
【００５１】
電圧制御発振器２２は、ループフィルタ２１からの制御電圧に応じた周波数、すなわち３２５６／７ＭＨｚの固定周波数信号を発生する。固定分周器２３は、電圧制御発振器２２からの出力信号を固定の分周比４０７で１／４０７に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器２０に出力する。
【００５２】
ここで、第１および第２の基準周波数の設定方法について説明する。
【００５３】
６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２に対して、１／７の整数倍の成分と１／２の整数倍の成分とに分けて、以下のように基準周波数を考える。
【００５４】
2005026891.tif 000003
ここで、Ｋは整数である。右辺第１項より第１の基準周波数が１／２ＭＨｚに定まる。また、右辺第２項は、ミキサ１６で合成される固定周波数であり、第２の基準周波数は（３３１２−７Ｋ）／７ＭＨｚの整数分の一になる。
【００５５】
第２項の固定周波数に対しては、以下の３つの評価を行うことによりＫを決定する。
（１）第２の基準周波数をできるだけ高くする。
（２）第２の基準周波数を第１の基準周波数と同じ水晶発信器１１からの信号で生成できるような値にする。
（３）ミキサ１６で合成した場合に生成される低周波側の成分と高周波側の成分とのうち不要な高周波側の成分をローパスフィルタ１７で十分除去できるように、（３３１２−７Ｋ）／７を大きくする。
【００５６】
以上のような条件を満たすのは、Ｋ＝８である。この場合、（３３１２−７Ｋ）／７＝３２５６／７＝２３×１１×３７／７であるので、第２の基準周波数は２３／７＝８／７ＭＨｚとなる。
【００５７】
なお、Ｋ＝０の場合でも、上記の条件を満たす。つまり、Ｋ＝０であるとき、
2005026891.tif 000004
となる。
【００５８】
上記のように構成される周波数シンセサイザにおいて、出力信号の周波数制御は次のようにして行われる。可変分周器１８からの分周信号の位相が第１の基準周波数信号の位相より進んでいる場合、電圧制御発振器１５の発振周波数が低くなるように制御電圧が制御される。一方、可変分周器１８からの分周信号の位相が第１の基準周波数信号の位相より遅れている場合、電圧制御発振器１５の発振周波数が高くなるように制御電圧が制御される。これにより、第１の基準周波数信号と分周信号との位相が一致し、第１の基準周波数信号と分周信号との周波数が一致する。
【００５９】
したがって、周波数シンセサイザの出力信号は、第１および第２位相同期ループ２４，２５の周波数ｆａ，ｆｂを合成することにより、１／２×（１２Ｎ＋１７）＋３２５６／７＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚとなる。また、ミキサ１６において、ｆａ（＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２＝（１２Ｎ＋１７）／２＋３２５６／７ＭＨｚ）とｆｂ（＝３２５６／７ＭＨｚ）とを掛け合わせることにより、ｆａ−ｆｂ＝（（１２Ｎ＋１７）／２＋３２５６／７）−（３２５６／７）＝（１２Ｎ＋１７）／２ＭＨｚが得られるので、第１の基準周波数を１／２ＭＨｚに設定できることになる。
【００６０】
ｆａ＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚにおいて、整数では表せない１／７および１／２の項をまとめて扱おうとすると１／７＋１／２＝９／１４となり分母が大きくなるので、基準周波数が低くなる。そこで、１／７および１／２の項を分け、１／２の項を中心に考えようとした場合、１／７の項は１／２の整数倍で表せない周波数となる。それゆえ、１／７に４６５を加えた３２５６／７という周波数ｆｂを位相同期ループ２５で生成することで、位相同期ループ２４で生成すべき周波数を６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２−３２５６／７＝（１２Ｎ＋１７）／２（１／２の整数倍）というように単純に表すことができる。
【００６１】
以上のように、本実施の形態の周波数シンセサイザは、既定発振周波数を６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚに−１／１２６ＭＨｚのオフセットを設けて、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３−１／１２６ＭＨｚ＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚとなる出力信号の周波数を得ている。また、周波数シンセサイザは、第１および第２の位相同期ループ２４，２５で生成した周波数を合成することにより、上記の周波数を得ている。
【００６２】
これにより、第１の基準周波数を１／２ＭＨｚに高く設定でき、第２の基準周波数も８／７ＭＨｚに高く設定できる。この結果、単一の位相同期ループを有する第１の実施の形態の周波数シンセサイザよりも高い出力周波数を得ることができる。それゆえ、ループ帯域の上限が１／２０ＭＨｚ程度（約５０ｋＨｚ）に高められるので、位相雑音を容易に抑圧することができる。また、第１および第２の位相同期ループ２４，２５を有することにより、いずれの位相同期ループの基準周波数も高くなるように、生成する周波数の組合せを適切に設定することができる。
【００６３】
第１の基準周波数１／２ＭＨｚの方が第２の基準周波数８／７ＭＨｚより小さいので、ループフィルタ１４のループ帯域の上限の方がループフィルタ２１のループ帯域の上限より低くなる。したがって、周波数シンセサイザ全体の位相雑音に影響するのはループフィルタ１４のループ帯域となる。これは、後述する第４および第５の実施の形態でも同様である。
【００６４】
〔第３の実施形態〕
図３は、第３の実施形態である直接分周型の周波数シンセサイザの構成を示している。
【００６５】
本周波数シンセサイザは、水晶発振器３１、固定分周器３２、位相比較器３３、ループフィルタ３４、電圧制御発振器３５および可変分周器３６を備えている。本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器３３、ループフィルタ３４、電圧制御発振器３５および可変分周器３６によって位相同期ループ３７が生成されている。
【００６６】
水晶発振器３１は、前述の水晶発振器１と同様、所定周波数、例えば１６ＭＨｚの信号を発生する。固定分周器３２は、１６ＭＨｚの信号を固定の分周比４８で分周して１／４８の１／３ＭＨｚの信号を基準周波数信号として出力する。１／３ＭＨｚの基準周波数信号は、１／７＋３２／６３＝４１／６３ＭＨｚに１／６３ＭＨｚのオフセットを加えた４１／６３＋１／６３＝２／３ＭＨｚの整数分の１（１／２）となっている。
【００６７】
位相比較器３３は、入力された基準周波数信号と可変分周器３６からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ３４は、位相比較器３３が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ位相同期ループ３７の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器３５に与える制御電圧を出力する。電圧制御発振器３５は、入力された制御電圧に応じた周波数の出力信号を発生する。
【００６８】
可変分周器３６は、電圧制御発振器３５の出力信号、すなわち周波数シンセサイザの出力信号を可変の分周比１８Ｎ＋１４２１（Ｎは０から４９までの整数）によって１／（１８Ｎ＋１４２１）に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器３３に出力する。可変分周器３６は、可変の分周比１８Ｎ＋１４２１で分周するため、前述の可変分周器６（図１参照）と同様、パルススワローカウンタのようなプログラマブルカウンタにより構成されている。例えば、可変分周器３６の分周比は、１４２１〜２３０３であり、１２ビットカウンタで実現される。
【００６９】
上記のように構成される周波数シンセサイザにおいて、出力信号の周波数制御は次のようにして行われる。分周信号の位相が基準周波数信号の位相より進んでいる場合には、電圧制御発振器３５の発振周波数が低くなるように制御電圧が制御される。一方、分周信号の位相が基準周波数信号の位相より遅れている場合には、電圧制御発振器３５の発振周波数が高くなるように制御電圧が制御される。これにより、基準周波数信号と分周信号との位相が一致し、基準周波数信号と分周信号との周波数が一致する。したがって、周波数シンセサイザの出力信号の周波数は、１／３×（１８Ｎ＋１４２１）＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる。
【００７０】
以上のように、本実施の形態の周波数シンセサイザは、既定発振周波数６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚに１／６３ＭＨｚのオフセットを設けて、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３＋１／６３ＭＨｚ＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる出力信号の周波数を得ている。これにより、１／７＋３３／６３＝２／３ＭＨｚであることを利用して、基準周波数を高い１／３ＭＨｚに設定することができる。それゆえ、ループ帯域上限が１／３０ＭＨｚ程度（約３３ｋＨｚ）に高められるので、位相雑音を容易に抑圧することができる。
【００７１】
また、可変分周器３６は、第１の実施の形態の周波数シンセサイザにおいて１４ビットカウンタで実現される可変分周器６に比べて分周比が小さいことから、１２ビットカウンタによって実現される。これにより、可変分周器６に比べて、可変分周器３６の回路規模を小さく、かつ消費電力を低減することができる。また、分周比が小さいことにより、発振周波数に対して位相比較器３３において位相比較する頻度が多くなるので、位相雑音がより発生しにくくなる。
【００７２】
〔第４の実施の形態〕
図４は、第４の実施の形態であるミキサ型の周波数シンセサイザの構成を示している。
【００７３】
本周波数シンセサイザは、水晶発振器４１、固定分周器４２、位相比較器４３、ループフィルタ４４、電圧制御発振器４５、ミキサ４６、ローパスフィルタ４７、可変分周器４８、固定分周器４９、位相比較器５０、ループフィルタ５１、電圧制御発振器５２および可変分周器５３を備えている。本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器４３、ループフィルタ４４、電圧制御発振器４５、ミキサ４６、ローパスフィルタ４７および可変分周器４８によって第１の位相同期ループ５４が形成される。また、本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器５０、ループフィルタ５１、電圧制御発振器５２および可変分周器５３によって第２の位相同期ループ５５が形成される。
【００７４】
水晶発振器４１は、前述の水晶発振器１と同様、所定周波数、例えば１６ＭＨｚの信号を発生する。固定分周器４２は、１６ＭＨｚの信号を固定の分周比１６で分周して１／１６の１ＭＨｚの信号を第１の基準周波数信号として出力する。
【００７５】
位相比較器４３は、入力された第１の基準周波数信号と可変分周器４８からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ４４は、位相比較器４３が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ第１の位相同期ループ５４の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器４５に与える制御電圧を出力する。電圧制御発振器４５は、ループフィルタ４４からの制御電圧に応じた周波数の出力信号を発生する。
【００７６】
ミキサ４６は、電圧制御発振器４５の出力信号の周波数と後述する電圧制御発振器５２からの固定周波数信号の周波数とを合成する。ローパスフィルタ４７は、ミキサ４６からの合成周波数信号における不要な高周波成分を除去する。可変分周器４８は、ローパスフィルタ４７からの合成周波数信号を可変の分周比６Ｎ＋７（Ｎは０から４９までの整数）によって１／（６Ｎ＋７）に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器４３に出力する。可変分周器４８は、可変の分周比６Ｎ＋７で分周するため、前述の可変分周器６（図１参照）と同様、パルススワローカウンタのようなプログラマブルカウンタにより構成されている。例えば、可変分周器４８の分周比は、７〜３０１であり、９ビットカウンタで実現される。
【００７７】
固定分周器４９は、水晶発振器４１で発生した１６ＭＨｚの信号を固定の分周比６で分周して１／６の８／３ＭＨｚの信号を第２の基準周波数信号として出力する。位相比較器５０は、入力された第２の基準周波数信号と固定分周器５３からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ５１は、位相比較器５０が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ第２の位相同期ループ５５の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器５２に与える制御電圧を出力する。
【００７８】
電圧制御発振器５２は、ループフィルタ５１からの制御電圧に応じた周波数、すなわち１４００／３ＭＨｚの固定周波数信号を発生する。固定分周器５３は、電圧制御発振器５２からの出力信号を固定の分周比、例えば１７５で１／１７５に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器５０に出力する。
【００７９】
ここで、第１および第２の基準周波数の設定方法について説明する。
【００８０】
６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３＝６Ｎ＋４７３＋２／３に対して、１の整数倍の成分と１／３の整数倍の成分とに分けて、以下のように基準周波数を考える。
【００８１】
2005026891.tif 000005
ここで、Ｋは整数である。右辺第１項より第１の基準周波数が１ＭＨｚに定まる。また、右辺第２項は、ミキサ４６で合成される固定周波数であり、第２の基準周波数は（１４２１−３Ｋ）／３ＭＨｚの整数分の一になる。
【００８２】
第２項の固定周波数に対しては、以下の３つの評価を行うことによりＫを決定する。
（１）第２の基準周波数をできるだけ高くする。
（２）第２の基準周波数を第１の基準周波数と同じ水晶発信器４１からの信号で生成できるような値にする。
（３）ミキサ４６で合成した場合に生成される低周波側の成分と高周波側の成分とのうち不要な高周波側の成分をローパスフィルタ４７で十分除去できるように、（１４２１−３Ｋ）／３を大きくする。
【００８３】
以上のような条件を満たすのは、Ｋ＝７である。この場合、（１４２１−３Ｋ）／３＝１４００／３＝２３×５２×７／３であるので、第２の基準周波数は２３／３＝８／３ＭＨｚとなる。
【００８４】
上記のように構成される周波数シンセサイザにおいて、出力信号の周波数制御は次のようにして行われる。可変分周器４８からの分周信号の位相が第１の基準周波数信号の位相より進んでいる場合、電圧制御発振器４５の発振周波数が低くなるように制御電圧が制御される。一方、可変分周器４８からの分周信号の位相が第１の基準周波数信号の位相より遅れている場合、電圧制御発振器４５の発振周波数が高くなるように制御電圧が制御される。これにより、第１の基準周波数信号と分周信号との位相が一致し、第１の基準周波数信号と分周信号との周波数が一致する。したがって、周波数シンセサイザの出力信号は、第１および第２位相同期ループ５４，５５の周波数を合成することによって、（６Ｎ＋７）＋１４００／３＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる。
【００８５】
以上のように、本実施の形態の周波数シンセサイザは、既定発振周波数を６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚに１／６３ＭＨｚのオフセットを設けて、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３＋１／６３ＭＨｚ＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる出力信号の周波数を得ている。また、周波数シンセサイザは、第１および第２の位相同期ループ５４，５５で生成した周波数を合成することにより、上記の周波数を得ている。
【００８６】
これにより、第１の基準周波数を１ＭＨｚに高く設定でき、第２の基準周波数も８／３ＭＨｚに高く設定できる。この結果、単一の位相同期ループを有する第３の実施の形態の周波数シンセサイザよりも高い出力周波数を得ることができる。それゆえ、ループ帯域の上限が１／１０ＭＨｚ程度（約１００ｋＨｚ）に高められるので、位相雑音を容易に抑圧することができる。また、第２の実施の形態の周波数シンセサイザと同様、第１および第２の位相同期ループ５４，５５を有することにより、いずれの位相同期ループの基準周波数も高くなるように、生成する周波数の組合せを適切に設定することができる。
【００８７】
また、可変分周器４８は、第２の実施の形態の周波数シンセサイザにおいて１０ビットカウンタで実現される可変分周器１８に比べて分周比が小さいことから、９ビットカウンタによって実現される。これにより、可変分周器１８に比べて、可変分周器４８の回路規模を小さく、かつ消費電力を低減することができる。また、分周比が小さいことにより、発振周波数に対して位相比較器４３において位相比較する頻度が多くなるので、位相雑音がより発生しにくくなる。
【００８８】
〔第５の実施の形態〕
図５は、第５の実施の形態であるミキサ型の周波数シンセサイザの構成を示している。
【００８９】
本周波数シンセサイザは、水晶発振器６１、固定分周器６２、位相比較器６３、ループフィルタ６４、電圧制御発振器６５、ミキサ６６、ローパスフィルタ６７、可変分周器６８、固定分周器６９、位相比較器７０、ループフィルタ７１、電圧制御発振器７２および可変分周器７３を備えている。本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器６３、ループフィルタ６４、電圧制御発振器６５、ミキサ６６、ローパスフィルタ６７および可変分周器６８によって第１の位相同期ループ７４が形成される。また、本周波数シンセサイザにおいては、位相比較器７０、ループフィルタ７１、電圧制御発振器７２および可変分周器７３によって第２の位相同期ループ７５が形成される。
【００９０】
水晶発振器６１は、所定周波数、例えば４８ＭＨｚの信号を発生する。固定分周器６２は、４８ＭＨｚの信号を固定の分周比１６で分周して１／１６の３ＭＨｚの信号を第１の基準周波数信号として出力する。
【００９１】
位相比較器６３は、入力された第１の基準周波数信号と可変分周器６８からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ６４は、位相比較器６３が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ第１の位相同期ループ７４の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器６５に与える制御電圧を出力する。電圧制御発振器６５は、ループフィルタ６４からの制御電圧に応じた周波数の出力信号を発生する。
【００９２】
ミキサ６６は、電圧制御発振器６５の出力信号の周波数と後述する電圧制御発振器７２からの固定周波数信号の周波数とを合成する。ローパスフィルタ６７は、ミキサ６６からの合成周波数信号における不要な高周波成分を除去する。可変分周器６８は、ローパスフィルタ６７からの合成周波数信号を可変の分周比２Ｎ＋５（Ｎは０から４９までの整数）によって１／（２Ｎ＋５）に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器６３に出力する。可変分周器６８は、可変の分周比２Ｎ＋５で分周するため、前述の可変分周器６（図１参照）と同様、パルススワローカウンタのようなプログラマブルカウンタにより構成されている。例えば、可変分周器６８の分周比は、５〜１０３であり、７ビットカウンタで実現される。
【００９３】
固定分周器６９は、水晶発振器６１で発生した４８ＭＨｚの信号を固定の分周比９で分周して１／９の１６／３ＭＨｚの信号を第２の基準周波数信号として出力する。位相比較器７０は、入力された第２の基準周波数信号と固定分周器７３からの分周信号との位相差を検出し、その位相差を電圧または電流のパルス状の位相差信号として出力する。ループフィルタ７１は、位相比較器７０が出力した位相差信号に含まれる不要な成分を除去し、かつ第２の位相同期ループ７５の全体的な応答特性を決定するために、位相差信号を積分して電圧制御発振器７２に与える制御電圧を出力する。
【００９４】
電圧制御発振器７２は、ループフィルタ７１からの制御電圧に応じた周波数、すなわち１３７６／３ＭＨｚの固定周波数信号を発生する。固定分周器７３は、電圧制御発振器７２からの出力信号を固定の分周比８６で１／８６に分周し、分周した結果を分周信号として位相比較器７０に出力する。
【００９５】
ここで、第１および第２の基準周波数の設定方法について説明する。
【００９６】
本周波数シンセサイザでは、第２または第４の実施の形態の周波数シンセサイザに比べて水晶発振器６１の発振周波数を４８ＭＨｚに高めることにより、第１の基準周波数を高めている。すなわち、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３＝６Ｎ＋４７３＋２／３に対して、３の整数倍の整数倍の成分と１／３の整数倍の成分とに分けて、以下のように基準周波数を考える。
【００９７】
2005026891.tif 000006
ここで、Ｋは整数である。右辺第１項より第１の基準周波数が３ＭＨｚに定まる。また、右辺第２項は、ミキサ６６で合成される固定周波数であり、第２の基準周波数は（１４２１−９Ｋ）／３ＭＨｚの整数分の一になる。
【００９８】
第２項の固定周波数に対しては、以下の３つの評価を行うことによりＫを決定する。
（１）第２の基準周波数をできるだけ高くする。
（２）第２の基準周波数を第１の基準周波数と同じ水晶発信器６１からの信号で生成できるような値にする。
（３）ミキサ６６で合成した場合に生成される低周波側の成分と高周波側の成分とのうち不要な高周波側の成分をローパスフィルタ６７で十分除去できるように、（１４２１−９Ｋ）／３を大きくする。
【００９９】
以上のような条件を満たすのは、Ｋ＝５である。この場合、（１４２１−９Ｋ）／３＝１３７６／３＝２５×４３／３であるので、第２の基準周波数は２４／３＝１６／３ＭＨｚとなる。
【０１００】
上記のように構成される周波数シンセサイザにおいて、出力信号の周波数制御は次のようにして行われる。可変分周器６８からの分周信号の位相が第１の基準周波数信号の位相より進んでいる場合、電圧制御発振器６５の発振周波数が低くなるように制御電圧が制御される。一方、可変分周器６８からの分周信号の位相が第１の基準周波数信号の位相より遅れている場合、電圧制御発振器６５の発振周波数が高くなるように制御電圧が制御される。これにより、第１の基準周波数信号と分周信号との位相が一致し、第１の基準周波数信号と分周信号との周波数が一致する。したがって、周波数シンセサイザの出力信号は、第１および第２位相同期ループ７４，７５の周波数を合成することによって、３×（２Ｎ＋５）＋１３７６／３＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる。
【０１０１】
以上のように、本実施の形態の周波数シンセサイザは、既定発振周波数を６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚに１／６３ＭＨｚのオフセットを設けて、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３＋１／６３ＭＨｚ＝６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚとなる出力信号の周波数を得ている。また、周波数シンセサイザは、第１および第２の位相同期ループ７４，７５で生成した周波数を合成することにより、上記の周波数を得ている。
【０１０２】
これにより、第１の基準周波数を３ＭＨｚに高く設定でき、第２の基準周波数も１６／３ＭＨｚに高く設定できる。この結果、第４の実施の形態の周波数シンセサイザよりも高い出力周波数を得ることができる。それゆえ、ループ帯域の上限が３／１０ＭＨｚ程度（約３００ｋＨｚ）に高められるので、位相雑音を容易に抑圧することができる。また、第２の実施の形態の周波数シンセサイザと同様、第１および第２の位相同期ループ７４，７５を有することにより、いずれの位相同期ループの基準周波数も高くなるように、生成する周波数の組合せを適切に設定することができる。
【０１０３】
また、可変分周器６８は、第４の実施の形態の周波数シンセサイザにおいて９ビットカウンタで実現される可変分周器４８に比べて分周比が小さいことから、７ビットカウンタによって実現される。これにより、可変分周器４８に比べて、可変分周器６８の回路規模を小さく、かつ消費電力を低減することができる。また、分周比が小さいことにより、発振周波数に対して位相比較器６３において位相比較する頻度が多くなるので、位相雑音がより発生しにくくなる。
【０１０４】
なお、第２、第４および第５の実施の形態の周波数シンセサイザでは、ミキサで出力周波数に合成する固定周波数が第２の位相同期ループで発生するが、これには限定されない。例えば、固定周波数を発生するための別の回路を備える構成であっても、第１の基準周波数を高くすることができる。別の回路としては、例えば、図２に示す水晶発振器１１とは別に、直接的に固定周波数を発生する水晶発振器が挙げられる。このような構成では、固定分周器１９以降の回路が不要になる。
【０１０５】
しかしながら、固定周波数を位相同期ループで発生することにより、共通の水晶発振器によって２つの異なる周波数を発生させることができる。これにより、部品点数の削減が可能になるとともに、前述のように固定周波数を容易に高くすることができる。
【０１０６】
また、水晶発振器によって得られる周波数よりも高い固定周波数を必要とする場合には、一般に位相同期ループが用いられる。第２、第４および第５の実施の形態における固定周波数の設定についての説明で用いたＫの値を大きくすると、固定周波数は水晶発振器で発生させることのできる値になりますが、この場合、ローパスフィルタで不要な周波数成分を除くことが困難になるという不都合がある。
【０１０７】
〔第６の実施の形態〕
図６は、第１または第２の実施の形態の周波数シンセサイザを構成要素として含むチューナの構成を示している。
【０１０８】
本チューナは、ＲＦフィルタ８１、ＲＦアンプ８２、ミキサ８３、周波数シンセサイザ８４、イメージ除去フィルタ８５、ＩＦフィルタ８６およびＩＦアンプ８７を備えている。
【０１０９】
ＲＦフィルタ８１は、ＲＦ入力から不要な成分を除去して、後の処理を施す必要がある成分のみを通過させる。ＲＦアンプ８２は、ＲＦフィルタ８１からの信号を制御信号（ＲＦ  ＡＧＣ信号）に基づいて制御したゲインで増幅する回路である。ミキサ８３は、周波数シンセサイザ８４で発生した局部発振信号とＲＦアンプ８２を経た信号とを混合する。ミキサ８３では、ＲＦアンプ８２からのＲＦ入力の周波数と周波数シンセサイザ８４の局部発振周波数とが掛け合わされる。
【０１１０】
周波数シンセサイザ８４は、前述の第１または第２の実施の形態の周波数シンセサイザによって構成され、指定されたチャンネル１３＋Ｎ（Ｎは０から４９までの整数）に応じた６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚの局部発振周波数の信号を発生する。イメージ除去フィルタ８５は、ミキサ８３より入力された信号の周波数のうち不要なイメージ成分を除去する。ＩＦフィルタ８６は、イメージ除去フィルタ８５より入力された信号からさらに不要な周波数成分を除去する。ＩＦアンプ８７は、ＩＦフィルタ８６を経た信号を制御信号（ＩＦ  ＡＧＣ信号）に基づいて制御したゲインで増幅する。
【０１１１】
上記のように構成されるチューナでは、周波数シンセサイザ８４で発生した６Ｎ＋４７３＋１／７＋１／２ＭＨｚの局部発振周波数と入力周波数とが掛け合わされ、イメージ除去フィルタ８５およびＩＦフィルタ８６による処理の後、ＩＦアンプ８７から得られたＩＦ出力の周波数は１／２ＭＨｚとなる。この中間周波数は、地上デジタルテレビ放送の所定の中間周波数３２／６３ＭＨｚに対して−１／１２６ＭＨｚのオフセット周波数ｆｏを有する。
【０１１２】
〔第７の実施の形態〕
図７は、第３、第４または第５の実施の形態の周波数シンセサイザを構成要素として含むチューナの構成を示している。
【０１１３】
本チューナは、ＲＦフィルタ９１、ＲＦアンプ９２、ミキサ９３、周波数シンセサイザ９４、イメージ除去フィルタ９５、ＩＦフィルタ９６およびＩＦアンプ９７を備えている。
【０１１４】
ＲＦフィルタ９１は、ＲＦ入力から不要な成分を除去して、後の処理を施す必要がある成分のみを通過させる。ＲＦアンプ９２は、ＲＦフィルタ９１からの信号を制御信号（ＲＦ  ＡＧＣ信号）に基づいて制御したゲインで増幅する回路である。ミキサ９３は、周波数シンセサイザ９４で発生した局部発振信号とＲＦアンプ９２を経た信号とを混合する。ミキサ９３では、ＲＦアンプ９２からのＲＦ入力の周波数と周波数シンセサイザ９４の局部発振周波数とが掛け合わされる。
【０１１５】
周波数シンセサイザ９４は、前述の第３、第４または第５の実施の形態の周波数シンセサイザによって構成され、指定されたチャンネル１３＋Ｎ（Ｎは０から４９までの整数）に応じた６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚの局部発振周波数の信号を発生する。イメージ除去フィルタ９５は、ミキサ９３より入力された信号の周波数のうち不要なイメージ成分を除去する。ＩＦフィルタ９６は、イメージ除去フィルタ９５より入力された信号からさらに不要な周波数成分を除去する。ＩＦアンプ９７は、ＩＦフィルタ９６を経た信号を制御信号（ＩＦ  ＡＧＣ信号）に基づいて制御したゲインで増幅する。
【０１１６】
上記のように構成されるチューナでは、周波数シンセサイザ９４で発生した６Ｎ＋４７３＋１／７＋３３／６３ＭＨｚの局部発振周波数と入力周波数とが掛け合わされ、イメージ除去フィルタ９５およびＩＦフィルタ９６による処理の後、ＩＦアンプ９７から得られたＩＦ出力の周波数は３３／６３ＭＨｚとなる。この中間周波数は、地上デジタルテレビ放送の所定の中間周波数３２／６３ＭＨｚに対して１／６３ＭＨｚのオフセット周波数ｆｏを有する。
【０１１７】
なお、以上に述べた第１ないし第７の実施の形態では、周波数シンセサイザの既定発振周波数は、６Ｎ＋４７３＋１／７＋３２／６３ＭＨｚ（Ｎは０から４９までの整数）であるが、これには限定されない。例えば、既定発振周波数は、６Ｍ＋４７３＋１／７−３２／６３ＭＨｚ（Ｎは０から４９までの整数）であってもよく、この既定発振周波数によっても同様の効果が得られる。また、所定の中間周波数は、３２／６３ＭＨｚであるが、６４／６３ＭＨｚ、１２８／６３ＭＨｚあまいは２５６／６３ＭＨｚであっても、同様の効果が得られる。
【０１１８】
〔第８の実施の形態〕
図８は、第６または第７の実施の形態のチューナを構成要素として含む受信機の構成を示している。
【０１１９】
本受信機は、アンテナ１０１、チューナ１０２、自動周波数制御器（図中、ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ））１０３およびＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ  ）復調器１０４を備えている。
【０１２０】
チューナ１０２は、前述の第６または第７の実施の形態のチューナによって構成される。このチューナ１０２は、アンテナ１０１で受信したＵＨＦ帯の地上デジタルテレビ用のＲＦ入力から指定されたチャンネル１３＋Ｎ（Ｎは０から４９までの整数）の信号を選択して、選択した信号をＩＦ出力に変換する。このＩＦ出力の周波数は、前述のように、地上デジタルテレビ放送の所定の中間周波数である３２／６３ＭＨｚに前記のオフセット周波数ｆｏが加えられている。このオフセット周波数ｆｏは、チューナ１０２における周波数シンセサイザが第１または第２の実施の形態の周波数シンセサイザである場合−１／１２６ＭＨｚであり、チューナ１０２における周波数シンセサイザが第３、第４または第５の実施の形態の周波数シンセサイザである場合１／６３ＭＨｚである。
【０１２１】
自動周波数制御器１０３は、上記の中間周波数が正しく３２／６３ＭＨｚとなるように周波数を制御する。この自動周波数制御器１０３は、入力された中間周波数が引き込み周波数の範囲に入っていれば、位相同期ループなどを用いて、中間周波数を３２／６３ＭＨｚに調整する。例えば、±６０ＫＨｚ程度の引き込み周波数をもつ自動周波数制御器１０３であれば、１／１２６ＭＨｚ＝７．９ＫＨｚや１／６３ＭＨｚ＝１５．９ＫＨｚのオフセット周波数ｆｏは、上記の調整動作によって吸収される。
【０１２２】
また、単にオフセット周波数ｆｏを除去するだけであれば、オフセット周波数ｆｏをメモリに記憶させておき、入力された中間周波数からオフセットを除くことも可能である。しかしながら、このような構成では、メモリやメモリを制御するための回路などが必要である。しかも、周波数シンセサイザにおける局部発振周波数は、周囲温度や経時変化によって変動するので、このような変動を吸収する必要がある。したがって、このような要求を満たすためにも、自動周波数制御器１０３が必要とされる。
【０１２３】
ＯＦＤＭ復調器１０４は、自動周波数制御器１０３からのＩＦ出力を復調して、地上デジタルテレビ放送の多重化フォーマット信号であるＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｓｔｒｅａｍ）出力を出力する。
【０１２４】
上記のように構成される受信機においては、自動周波数制御器１０３で入力周波数が所定の中間周波数となるように調整される。これにより、チューナ１０２からの中間周波数にオフセット周波数ｆｏが含まれていても、所定の中間周波数である３２／６３ＭＨｚが得られるので、ＯＦＤＭ復調器１０４において正常に復調を行うことができる。
【０１２５】
なお、上記の構成では、中間周波数の調整を自動周波数制御器１０２で行うが、この調整をＯＦＤＭ復調器１０４で行うようにしてもよい。
【０１２６】
【発明の効果】
以上のように、本発明の周波数シンセサイザは、基準周波数と出力周波数の整数分の一の周波数とを一致させるように制御する位相同期ループを備え、前記基準周波数が、周波数シンセサイザの既定発振周波数を所定周波数オフセットさせた周波数の整数分の１となるように設定されている構成である。
【０１２７】
これにより、発振周波数（出力周波数）の分母の数値を小さくすることができる。それゆえ、位相同期ループのループ帯域上限も基準周波数に応じて高められる（基準周波数の１／１０程度）。したがって、位相雑音を容易に抑圧することができる。また、基準周波数を高めることによって、発振周波数をチャンネル数に応じて分周するための分周比を小さくすることができる。それゆえ、その分周に用いられる分周器の回路規模および消費電力を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１２８】
上記の周波数シンセサイザは、固定周波数を出力する副位相同期ループと、前記位相同期ループ内で前記出力周波数と前記固定周波数とを混合する混合部とを備えていることにより、副位相同期ループから出力された固定周波数と位相同期ループから出力された出力周波数とが混合部で混合されるので、単一の位相同期ループを備えた周波数シンセサイザに比べて、基準周波数をより高めることができる。
【０１２９】
また、本発明のチューナは、前記の構成の周波数シンセサイザを備えていることにより、位相雑音の少ない、かつ回路規模および消費電力の小さいチューナを提供することができる。
【０１３０】
また、本発明の受信機は、前記チューナと、前記チューナから出力される中間周波数から前記オフセットを除去するオフセット除去部とを備えている構成である。これにより、中間周波数に含まれるオフセットが除去されるので、既定の中間周波数を得ることができる。それゆえ、中間周波数の増幅を正常に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る直接分周型の周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るミキサ型の周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係る直接分周型の周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態に係るミキサ型の周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態に係るミキサ型の周波数シンセサイザの構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第６の実施の形態に係るチューナの構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第７の実施の形態に係るチューナの構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第８の実施の形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】地上デジタルテレビ放送で用いられる周波数の構成を図である。
【符号の説明】
１，１１，３１，４１，６１    水晶発振器
２，１２，１９，３２，４２，４９，６２，６９    固定分周器
７，３７                      位相同期ループ
２４，５４，７４                第１の位相同期ループ（位相同期ループ）
２５，５５，７５                第２の位相同期ループ（副位相同期ループ）
８４，９４                      周波数シンセサイザ
１０２                          チューナ
１０３                          自動周波数制御器（オフセット除去部）
【図１】
2005026891.tif 000007
【図２】
2005026891.tif 000008
【図３】
2005026891.tif 000009
【図４】
2005026891.tif 000010
【図５】
2005026891.tif 000011
【図６】
2005026891.tif 000012
【図７】
2005026891.tif 000013
【図８】
2005026891.tif 000014
【図９】
2005026891.tif 000015