(57)【要約】  【課題】他励式でスイッチング動作しながら、起動スピードの低下を抑えつつ、起動回路の消費電力を削減することができる電源装置を提供する。  【解決手段】電源の起動時において、起動用の抵抗Ｒ３から供給される電力によって自励発振が起こり、自励式スイッチング電源としての動作が開始される。自励発振の開始により、キャパシタＣ４の充電電圧が上昇して所定のレベルに達すると、自励発振停止部３０によってｎｐｎトランジスタＱ２がオンに駆動され、自励発振が停止される。一方、キャパシタＣ４の充電電圧を受けて他励制御部４０が動作すると、自励発振停止部３０によって自励発振が停止された後で、他励制御部４０からｎｐｎトランジスタＱ１に駆動信号が供給される。これにより、他励式スイッチング電源としての動作が開始される。【選択図】      図１
2005218168.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源出力および第２の電源出力を有する自励式スイッチング電源と、
上記自励式スイッチング電源に起動用の電力を供給する起動回路と、
上記第２の電源出力の電圧が所定のレベルに達する場合に、上記自励式スイッチング電源の自励発振を停止させる自励発振停止回路と、
上記第２の電源出力より電源電圧を受けて動作する制御回路であって、上記自励発振停止回路によって自励発振が停止された後、該自励発振時にスイッチングを行う上記自励式スイッチング電源のスイッチ回路に駆動信号を供給して、上記第１の電源出力の電圧および／または電流を制御する第１の制御回路と、
を有する電源装置。
【請求項２】
上記自励式スイッチング電源は、
上記スイッチ回路のスイッチング動作に応じたパルス電圧をそれぞれ出力する第１のパルス出力部および第２のパルス出力部と、
上記第１のパルス出力部より出力されるパルス電圧を整流して上記第２の電源出力の電圧を生成する整流回路と、を含み、
上記スイッチ回路は、上記自励発振の際に、上記第２のパルス出力部より出力されるパルス電圧に応じてスイッチングを行う、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
上記自励式スイッチング電源は、
上記スイッチ回路のスイッチング動作に応じたパルス電圧を出力するパルス出力部と、
上記パルス出力部より出力されるパルス電圧を整流して上記第２の電源出力の電圧を生成する整流回路と、を含み、
上記スイッチ回路は、上記自励発振の際に、上記パルス出力部より出力されるパルス電圧に応じてスイッチングを行う、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
上記スイッチ回路は、ゲート絶縁型の電界効果トランジスタを含む、
請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
上記自励発振の際に上記スイッチ回路を駆動するパルス電圧が上記自励式スイッチング電源において発生しているか否かを判定する判定回路を有し、
上記第１の制御回路は、上記判定回路においてパルス電圧が発生していないと判定された場合に、上記スイッチ回路を駆動する、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項６】
上記自励式スイッチング電源は、自励発振時において、上記スイッチ回路が間欠的にスイッチングを行う、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項７】
上記自励発振の際に上記スイッチ回路を駆動するパルス電圧が上記自励式スイッチング電源において発生しているか否かを判定する判定回路を有し、
上記自励発振停止回路は、上記判定回路においてパルス電圧が発生していないと判定された場合に上記自励発振を停止させる、
請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
上記自励式スイッチング電源は、上記スイッチ回路を間欠的にスイッチングさせることにより上記第２の電源出力の電圧を一定の電圧に制御する第２の制御回路を含む、
請求項６に記載の電源装置。
【請求項９】
上記自励発振停止回路は、上記一定に制御された第２の電源出力の電圧の時間的な平均が上記所定のレベルに達する場合に上記自励発振を停止させる、
請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
上記自励式スイッチング電源は、
上記自励発振の際に上記スイッチ回路を駆動するパルス電圧を出力するパルス出力部と、
上記パルス出力部から上記スイッチ回路へ上記パルス電圧を供給する配線上に挿入された第１の抵抗および第２の抵抗と、を含み、
上記第２の制御回路は、
その導通時において、上記第１の抵抗を介して上記スイッチ回路の駆動信号の入力を短絡するとともに、上記第２の抵抗を介して上記パルス出力部の出力を短絡する第２のスイッチ回路と、
上記第２の電源出力の電圧が一定の電圧に達しない場合に上記第２のスイッチ回路を遮断させ、該電圧に達する場合に上記第２のスイッチ回路を導通させるスイッチ駆動回路と、を含む、
請求項９に記載の電源装置。
【請求項１１】
上記第１の電源出力の電圧および／または電流を検出する検出回路と、
上記自励発振時において、上記検出回路の検出結果に応じて上記スイッチ回路の駆動信号を帰還制御し、上記自励発振停止回路において上記自励発振が停止された場合、該駆動信号の帰還制御を停止する第３の制御回路と、を有する、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項１２】
上記第１の制御回路は、上記自励発振停止回路において上記自励発振が停止された後、上記検出回路の検出結果に応じて上記スイッチ回路に供給する駆動信号を帰還制御する、
請求項１１に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に係り、特に、スイッチング方式の電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯機器の普及や環境問題などを背景として、電子機器に対する低消費電力化の要求は年々高まっている。特に、電子機器に用いられるスイッチング電源の効率は、電子機器の消費電力を左右する重要な要素である。
【０００３】
スイッチング電源の効率を低下させる原因の１つとして、スイッチング電源の制御回路に供給する起動用の電力がある。起動用の電力は、例えば次に述べるように、電源の入力ラインから高抵抗を介してキャパシタに電流を流し込み、これを充電させて電源電圧として制御回路に供給することが多い。
【０００４】
図１５は、従来のスイッチング電源の構成例を示す図である。
【０００５】
図１５に示すスイッチング電源は、交流電圧の入力端子Ｔ２１およびＴ２２と、整流回路ＤＢ２１と、３つの巻線（Ｗ２１１〜Ｗ２１３）を有するトランスＴＲ２１と、ｎｐｎトランジスタＱ２１と、キャパシタＣ２０〜Ｃ２２と、抵抗Ｒ２１およびＲ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、出力検出部１０４と、発振部１０１と、ＰＷＭ部１０２と、駆動部１０３と、直流電圧の出力端子Ｔ２３およびＴ２４とを有する。
【０００６】
整流回路ＤＢ２１は、入力端子Ｔ２１およびＴ２２に印加される交流電圧を整流する。
キャパシタＣ２０は、整流回路ＤＢ２１の正負の整流出力端子間に接続される。
ｎｐｎトランジスタＱ２１エミッタは、整流回路ＤＢ２１の負側の整流出力端子に接続され、そのコレクタは、巻線Ｗ２１１を介して整流回路ＤＢ２１の正側の整流出力端子に接続される。
キャパシタＣ２１の一方の端子は、整流回路ＤＢ２１の負側の整流出力端子に接続され、その他方の端子は、抵抗Ｒ２１を介して整流回路ＤＢ２１の正側の整流出力端子に接続される。
【０００７】
巻線Ｗ２１２は、ダイオードＤ２１を介してキャパシタＣ２１に接続される。
巻線Ｗ２１３は、ダイオードＤ２２を介してキャパシタＣ２２に接続される。
出力端子Ｔ２３およびＴ２４は、キャパシタＣ２２の両端に接続される。
抵抗Ｒ２２は、出力端子Ｔ２４とキャパシタＣ２２との接続ライン上に挿入される。
【０００８】
出力検出部１０４は、出力端子Ｔ２３−Ｔ２４間に発生する出力電圧、および、抵抗Ｒ２２に流れる出力電流を検出する。
発振部１０１は、一定周波数の発振信号を出力する。
ＰＷＭ部１０２は、出力検出部１０４において検出される出力電圧および出力電流に応じて、発振部１０１の発振信号のパルス幅を変調する。
駆動部１０３は、ＰＷＭ部１０２においてパルス幅変調された信号に基づいてｎｐｎトランジスタＱ２１の駆動信号を生成し、これをスイッチングさせる。
【０００９】
上述した構成のスイッチング電源において、発振部１０１、ＰＷＭ部１０２、および駆動部１０３は、ｎｐｎトランジスタＱ２１の駆動信号を生成する制御回路２０１を構成する。この制御回路２０１に供給される電源電圧は、キャパシタＣ２１の充電によって発生する。
【００１０】
スイッチング動作が起動する前、キャパシタＣ２１は、整流回路ＤＢ２１から抵抗Ｒ２１を介して流れる電流により充電される。キャパシタＣ２１の充電電圧が制御回路の動作可能な電圧になると、制御回路２０１において駆動信号が生成され、ｎｐｎトランジスタＱ２１のスイッチング動作が起動する。スイッチング動作が起動した後は、巻線２１２からダイオードＤ２１を介して流れる電流によりキャパシタＣ２１が充電される。以降、この充電によって制御回路２０１の供給電力が賄われる。
【００１１】
上述した従来のスイッチング電源において消費電力の削減を図るためには、スイッチング動作の起動前後において定常的に電力を消費する抵抗Ｒ２１の抵抗値をできるだけ大きくすることが望ましい。しかしながら、この抵抗値を大きくすると、キャパシタＣ２１の充電に要する時間が長くなり、電源の起動スピードが遅くなるという問題を生じる。
【００１２】
そこで、下記の特許文献１では、次に述べるように、キャパシタの直列回路を低抵抗で充電する方式が提案されている。
【００１３】
図１６は、従来のスイッチング電源の他の構成例を示す図であり、図１５と図１６の同一符号は同一の構成要素を示す。
図１６に示すスイッチング電源では、図１５に示すスイッチング電源における抵抗Ｒ２１の代わりとして、抵抗Ｒ３１およびキャパシタＣ３１の直列回路と、キャパシタＣ３１に並列接続された抵抗Ｒ３２とを有する。
【００１４】
図１６に示すスイッチング電源によれば、起動時において、低抵抗の抵抗Ｒ３１を介してキャパシタＣ３１およびＣ２１の直列回路が急速に充電される。制御回路２０１には、整流回路ＤＢ２１の出力をキャパシタＣ３１およびＣ２１の静電容量比に応じて分圧された電圧が供給される。抵抗Ｒ３２は、ｎｐｎトランジスタＱ２１のスイッチング停止後に制御回路２０１の各種の保護動作を継続させるのに必要な電力を供給するためのものであり、抵抗Ｒ３１と比較して高抵抗である。
このような構成により、電源の起動を極端に遅くすることなく、消費電力の低減を図ることができる。
【００１５】
【特許文献１】特開平１１−１８４２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ところで、図１５および図１６に示す電源は何れも他励式のスイッチング電源である。他励式の場合、図１５に示すように、制御回路の構成が複雑であり、その起動には多くの電力を必要とする。これに対し、自励式のスイッチング電源は制御回路が簡素であり、他励式のものに比べて起動電力が小さい。そのため、電源の起動用の回路で定常的に消費される電力を比較すると、自励式スイッチング電源は他励式スイッチング電源に比べて非常に小さくなる。
【００１７】
しかしながら、自励式スイッチング電源は、内部の発振作用によりスイッチの駆動信号を生成しているため、他励式スイッチング電源のようにスイッチを十分にオンオフさせることができず、スイッチング損失が多く発生する。また、出力の制御幅を他励式スイッチング電源のように広くすることができないため、出力の短絡等から装置を十分に保護することが難しいという問題もある。そのため、一般に自励式スイッチング電源は、大電力用途には不向きである。
【００１８】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、他励式でスイッチング動作しながら、起動スピードの低下を抑えつつ、起動回路の消費電力を削減することができる電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記の目的を達成するため、本発明の電源装置は、第１の電源出力および第２の電源出力を有する自励式スイッチング電源と、自励式スイッチング電源に起動用の電力を供給する起動回路と、第２の電源出力の電圧が所定のレベルに達する場合に、自励式スイッチング電源の自励発振を停止させる自励発振停止回路と、第２の電源出力より電源電圧を受けて動作する制御回路であって、自励発振停止回路によって自励発振が停止された後、該自励発振時にスイッチングを行う自励式スイッチング電源のスイッチ回路に駆動信号を供給して、第１の電源出力の電圧および／または電流を制御する第１の制御回路とを有する。
【００２０】
本発明によると、自励式スイッチング電源は、起動回路から起動用の電力を供給されて起動する。この起動によって自励発振が始まり、第２の電源出力の電圧が上昇して上記所定のレベルに達すると、自励発振停止回路によって自励発振が停止される。一方、該第２の電源出力より電源電圧を受けて第１の制御回路が動作すると、該自励発振時にスイッチングを行う自励式スイッチング電源のスイッチ回路には、自励発振停止回路によって自励発振が停止された後で、該第１の制御回路によって駆動信号が供給される。そして、第１の電源出力の電圧および／または電流が、該第１の制御回路の駆動信号に応じて制御される。
このように、電源の起動時には、起動回路から供給される電力によって自励式スイッチング電源が立ち上がり、その後自励発振が停止されて、第１の制御回路で生成される駆動信号により他励式スイッチング電源としてスイッチング動作が行われる。そのため、従来の他励式スイッチング電源において起動回路の抵抗値を大きくする場合のように起動スピードを犠牲にすることなく、起動回路の消費電力が大幅に削減される。
【００２１】
上記自励式スイッチング電源は、スイッチ回路のスイッチング動作に応じたパルス電圧をそれぞれ出力する第１のパルス出力部および第２のパルス出力部と、第１のパルス出力部より出力されるパルス電圧を整流して第２の電源出力の電圧を生成する整流回路とを含んでも良く、スイッチ回路は、自励発振の際に、第２のパルス出力部より出力されるパルス電圧に応じてスイッチングを行っても良い。
上記の構成によると、スイッチ回路を駆動するパルス電圧の出力部（第２のパルス出力部）と、第２の電源出力の電源電圧生成に用いるパルス電圧の出力部（第１のパルス出力部）とが独立に設けられるため、例えばスイッチ回路に用いられるスイッチング素子のしきい電圧が第１の制御回路の電源電圧より非常に小さい場合でも、該電源電圧とは独立に第２のパルス出力部のパルス電圧の振幅を該しきい電圧に合わせて適切に設定することが可能になり、安定な自励発振動作が実現される。
【００２２】
あるいは、上記自励式スイッチング電源は、スイッチ回路のスイッチング動作に応じたパルス電圧を出力するパルス出力部と、該パルス出力部より出力されるパルス電圧を整流して第２の電源出力の電圧を生成する整流回路とを含んでも良く、スイッチ回路は、自励発振の際に、該パルス出力部より出力されるパルス電圧に応じてスイッチングを行っても良い。
上記の構成によると、スイッチ回路を駆動するパルス電圧の出力部が、第２の電源出力の電源電圧生成に用いるパルス電圧の出力部と共通化されるため、回路構成が単純になる。
この場合、パルス出力部より出力されるパルス電圧の振幅は、第２の電源出力の電圧に相当する比較的大きな振幅になるため、スイッチ回路には、比較的高いしきい電圧を有するゲート絶縁型の電界効果トランジスタを用いても良い。
【００２３】
また、本発明は、上記自励発振の際にスイッチ回路を駆動するパルス電圧が自励式スイッチング電源において発生しているか否かを判定する判定回路を有しても良く、この場合、第１の制御回路は、該判定回路においてパルス電圧が出力されていないと判定された場合に、スイッチ回路を駆動しても良い。
上記の構成によれば、判定回路においてパルス電圧の発生停止が判定された場合に、第１の制御回路によってスイッチ回路が駆動されるため、自励動作時のパルス電圧と他励動作時の駆動信号とが両方同時にスイッチ回路へ供給されなくなる。
【００２４】
更に、上記自励式スイッチング電源は、その自励発振時において、スイッチ回路が間欠的にスイッチングを行っても良い。これにより、例えば出力に重負荷が接続された状態で電源が起動する場合でも、スイッチ回路において間欠的にスイッチングが行なわれるため、スイッチ回路のスイッチング損失が小さくなり、素子を劣化させにくくなる。また、自励式スイッチング電源で起動した後は、他励式スイッチング電源として動作するため、電源出力の制御幅が広くなり、過電流保護などの適切な保護動作が可能になる。
この場合、自励発振停止回路による自励式スイッチング電源の自励発振の停止は、上記判定回路においてパルス電圧が発生していないと判定されたときに行っても良い。これにより、自励動作時のパルス電圧と他励動作時の駆動信号とが両方同時にスイッチ回路へ供給されなくなる。
【００２５】
また、自励式スイッチング電源は、スイッチ回路を間欠的にスイッチングさせることにより第２の電源出力の電圧を一定の電圧に制御する第２の制御回路を含んでも良い。これにより、自励式スイッチング電源の自励発振時において第２の電源出力の過電圧が防止される。
この場合、自励発振停止回路による自励式スイッチング電源の自励発振の停止は、上記一定に制御された第２の電源出力の電圧の時間的な平均が上記所定のレベルに達するときに行っても良い。
【００２６】
また、本発明は、第１の電源出力の電圧および／または電流を検出する検出回路と、自励式スイッチング電源の自励発振時において、該検出回路の検出結果に応じてスイッチ回路の駆動信号を帰還制御し、自励発振停止回路において自励発振が停止された場合、該駆動信号の帰還制御を停止する第３の制御回路とを有しても良い。
上記の構成によれば、自励式スイッチング電源の自励発振時において第１の電源出力の帰還制御が行なわれるため、該電源出力の過電圧および／または過電流が防止される。
この場合、第１の制御回路は、自励発振停止回路において自励発振が停止された後、検出回路の検出結果に応じてスイッチ回路に供給する駆動信号を帰還制御しても良い。
これにより、自励式動作と他励式動作とにおいて第１の電源出力の電圧および／または電流の帰還制御に用いる検出回路が共通化されるため、回路構成が簡単になる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、第１に、他励式でスイッチング動作しながら、起動スピードの低下を抑えつつ、起動回路の消費電力を削減することができる。第２に、重い負荷が電源出力に接続された状態でも、スイッチ回路に過大な負担をかけることなく、安全に電源を起動させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【００２９】
図１に例示する電源装置は、交流電圧の入力端子Ｔ１およびＴ２と、整流回路ＤＢ１と、４つの巻線（Ｗ１１、Ｗ１２、Ｗ１３、Ｗ２１）を有するトランスＴＲ１と、ｎｐｎトランジスタＱ１およびＱ２と、キャパシタＣ１〜Ｃ４と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、ダイオードＤ１およびＤ２と、電圧検出部１０と、電源供給部２０と、自励発振停止部３０と、他励制御部４０と、出力検出部５０と、直流電圧の出力端子Ｔ３およびＴ４とを有する。
上記の構成において、トランスＴＲ１、ｎｐｎトランジスタＱ１、抵抗Ｒ１およびＲ２、キャパシタＣ２〜Ｃ４、ダイオードＤ１およびＤ２を含む回路は、本発明の自励式スイッチング電源の一実施形態である。
巻線Ｗ１３は、本発明の第１のパルス出力部の一実施形態である。
巻線Ｗ１２は、本発明の第２のパルス出力部の一実施形態である。
ダイオードＤ１およびキャパシタＣ４は、本発明の整流回路の一実施形態である。
抵抗Ｒ３は、本発明の起動回路の一実施形態である。
電圧検出部１０、自励発振停止部３０、およびｎｐｎトランジスタＱ２を含む回路は、本発明の自励発振停止回路の一実施形態である。
他励制御部４０は、本発明の第１の制御回路の一実施形態である。
【００３０】
整流回路ＤＢ１は、入力端子Ｔ１およびＴ２に印加される交流電圧を整流する回路であり、例えばブリッジ型に接続されたダイオードで構成される。
【００３１】
キャパシタＣ１は、整流回路ＤＢ１の正負の整流出力端子間に接続される。
ｎｐｎトランジスタＱ１のエミッタは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続され、そのコレクタは、巻線Ｗ１１を介して整流回路ＤＢ１の正側の整流出力端子に接続される。
【００３２】
抵抗Ｒ３の一方の端子は、整流回路ＤＢ１の正側の整流出力端子に接続され、他方の端子は、抵抗Ｒ１を介してｎｐｎトランジスタＱ１のベースに接続される。
ｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３との接続中点に接続され、そのエミッタは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。
このｎｐｎトランジスタＱ２と並列に、キャパシタＣ２、抵抗Ｒ２、および巻線Ｗ１２の直列回路が接続される。
【００３３】
巻線Ｗ１３は、ダイオードＤ１およびキャパシタＣ４の直列回路と並列に接続される。キャパシタＣ４には、巻線Ｗ１３に発生するパルス電圧をダイオードＤ１で整流した電圧が発生する。この整流電圧の負側電圧を出力するキャパシタＣ４の一方の端子が、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。
【００３４】
巻線Ｗ２１は、ダイオードＤ２およびキャパシタＣ３の直列回路と並列に接続される。キャパシタＣ３には、巻線Ｗ２１に発生するパルス電圧をダイオードＤ２で整流した電圧が発生する。この整流電圧の負側電圧を出力するキャパシタＣ３の一方の端子が、抵抗Ｒ４を介して出力端子Ｔ４に接続される。また、キャパシタＣ３の他方の端子は、出力端子Ｔ３に接続される。
【００３５】
電圧検出部１０は、キャパシタＣ４に発生する電圧が所定の電圧に達するか否かを検出する。例えば、ローパスフィルタ等の回路でキャパシタＣ４の電圧を時間的に平均化し、該平均化した電圧が所定の電圧に達するか否かを検出する。
【００３６】
電源供給部２０は、電圧検出部１０においてキャパシタＣ４の電圧が所定の電圧に達したことが検出された場合に、該キャパシタＣ４の電圧を自励発振停止部３０および他励制御部４０に供給する。
【００３７】
自励発振停止部３０は、電圧検出部１０においてキャパシタＣ４の電圧が所定の電圧に達したことが検出された場合、電源供給部２０より供給されるキャパシタＣ４の電圧に基づいて、ｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号を生成する。
【００３８】
他励制御部４０は、電源供給部２０より供給されるキャパシタＣ４の電圧に基づいて動作する回路であり、ｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号が自励発振停止部３０において生成された後、出力検出部５０の検出結果に応じたｎｐｎトランジスタＱ１の駆動信号をそのベースに入力し、端子Ｔ３−Ｔ４から出力される電圧および／または電流を制御する。
【００３９】
他励制御部４０は、例えば図１に示すように、発振部４１、ＰＷＭ部４２、および駆動部４３を有する。
発振部４１は、一定周波数の発振信号を出力する。
ＰＷＭ部４２は、出力検出部５０において検出される出力電圧および出力電流に応じて、発振部４１の発振信号のパルス幅を変調する。
駆動部４３は、ＰＷＭ部４２においてパルス幅変調された信号に基づいてｎｐｎトランジスタＱ１の駆動信号を生成し、これをスイッチングさせる。
【００４０】
出力検出部５０は、出力端子Ｔ３−Ｔ４間に発生する出力電圧、および抵抗Ｒ４に流れる出力電流を検出する。
【００４１】
上述した構成を有する図１に示す電源装置の動作について、図２のフローチャートを参照しながら説明する。
【００４２】
端子Ｔ１−Ｔ２間に交流電圧が印加され（ステップＳＴ１０１）、起動用の抵抗Ｒ３から抵抗Ｒ１を介してｎｐｎトランジスタＱ１のベースに電流が供給されると、次に述べるような自励発振が開始する（ステップＳＴ１０２）。
【００４３】
起動用抵抗Ｒ３からのベース電流を受けてｎｐｎトランジスタＱ１がオンすると、巻線Ｗ１１には、そのインダクタンスに応じた時間的傾斜で増大する電流が流れる。
この電流が、ｎｐｎトランジスタＱ１の飽和状態を維持できる電流を超えると、ｎｐｎトランジスタＱ１は飽和状態から非飽和状態に変化する。
この非飽和状態への変化により、巻線電流の増大は止まり、ｎｐｎトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧が大きくなるとともに、巻線Ｗ１１の電圧が小さくなる。巻線Ｗ１１の電圧低下に伴って巻線Ｗ１２の電圧が低下すると、キャパシタＣ２を介して巻線Ｗ１２に流れる電流が増えてｎｐｎトランジスタＱ１のベース電流が減少し、これによりｎｐｎトランジスタＱ１のコレクタ電流が減少してコレクタ−エミッタ間電圧が更に大きくなり、巻線Ｗ１１の電圧が更に小さくなる。この正帰還動作によって、ｎｐｎトランジスタＱ１は急速にオフする。
ｎｐｎトランジスタＱ１がオフすると、トランスＴＲ１の各巻線（Ｗ１１、Ｗ１２、Ｗ１３、Ｗ２１）には、ｎｐｎトランジスタＱ１がオンのときとは逆の極性の電圧が発生する。これによりダイオードＤ１およびＤ２がオンして、キャパシタＣ４およびＣ３が充電される。
トランスＴＲ１に蓄積されたエネルギーが全てキャパシタＣ４およびＣ３に放出され、各巻線の電圧がゼロになと、ｎｐｎトランジスタＱ１のベースに起動用抵抗Ｒ３から再び電流が供給されて、ｎｐｎトランジスタＱ１が再びオンになる。
このようにして、ｎｐｎトランジスタＱ１のオンとオフが繰り返されて、キャパシタＣ４およびＣ３に充電電圧が発生する。
【００４４】
キャパシタＣ４の充電電圧は、電圧検出部１０において、自励発振停止部３０および他励制御部４０の動作に必要な所定の電圧に達しているか否か監視される（ステップＳＴ１０３）。キャパシタＣ４の電圧が所定の電圧に達したことが検出されると、このキャパシタ電圧は、電源供給部２０を介して自励発振停止部３０および他励制御部４０に電源電圧として供給される。
【００４５】
この電源供給を受けて、自励発振停止部３０においてｎｐｎトランジスタＱ２の駆動信号が生成され、ｎｐｎトランジスタＱ２がオンになると、起動用抵抗Ｒ３や巻線Ｗ１２から流れる電流がｎｐｎトランジスタＱ２に流れ込み、ｎｐｎトランジスタＱ１は強制的にオフ状態にされる。これにより、自励発振が停止される（ステップＳＴ１０４）。
【００４６】
自励発振停止部３０においてｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号が生成された後、他励制御部４０による駆動信号の生成が開始され、ｎｐｎトランジスタＱ１に供給される。以降、端子Ｔ３−Ｔ４から出力される電圧および／または電流は、他励制御部４０によって所望のレベルに制御される。また、キャパシタＣ４を充電する電力は、他励制御部４０の駆動信号によるスイッチング動作に応じて巻線Ｗ１３より出力される電力によって賄われる。
【００４７】
以上述べたように、図１に示す電源装置によれば、電源の起動時において、起動用の抵抗Ｒ３から供給される電力によって自励発振が起こり、自励式スイッチング電源としての動作が開始される。この自励式スイッチング電源の起動により、キャパシタＣ４の充電電圧が上昇して所定のレベルに達すると、自励発振停止部３０によってｎｐｎトランジスタＱ２がオンに駆動され、自励発振が停止される。一方、キャパシタＣ４に充電される電圧を受けて他励制御部４０が動作すると、自励発振停止部３０によりｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号が生成された後で、他励制御部４０からｎｐｎトランジスタＱ１に駆動信号が供給される。これにより、他励式スイッチング電源としての動作が開始され、端子Ｔ３−Ｔ４から出力される電圧および／または電流は、他励制御部４０の駆動信号に応じて制御される。
すなわち、電源の起動時には、起動抵抗Ｒ３から供給される電力によって自励式スイッチング電源が立ち上がり、その後自励発振が停止されて、他励制御部４０の駆動信号により他励式スイッチング電源としてスイッチング動作が行われる。そのため、起動用の抵抗Ｒ３には、自励式スイッチング電源で一般に用いられる高い抵抗値のものを使用可能であり、従来の他励式スイッチング電源に比べて起動回路の消費電力を大幅に削減できる。その上、起動スピードは自励式スイッチング電源と同程度であり、十分高速である。しかも、起動後には他励式スイッチング電源として動作するため、自励式スイッチング電源では制御が難しい大電力の電源装置や出力変動幅の大きい電源装置にも適用可能である。
【００４８】
また、図１に示す電源装置によれば、ｎｐｎトランジスタＱ１を駆動するパルス電圧の出力用巻線Ｗ１２と、キャパシタＣ４の充電電圧の発生に用いるパルス電圧の出力用巻線Ｗ１３とが独立に設けられている。
そのため、ｎｐｎトランジスタＱ１のオン時のベース−エミッタ間電圧（０．７Ｖ程度）に合う適切な振幅のパルス電圧を、他励制御部４０の電源電圧とは独立に、巻線Ｗ１２の巻数調節によって容易に発生させることが可能である。例えば、他励制御部４０に必要な電源電圧が１２Ｖであり、ベース−エミッタ間電圧がこれより非常に小さい場合でも、ｎｐｎトランジスタＱ１の駆動に適切な振幅のパルス電圧を、巻線Ｗ１２の巻数調節だけで容易に発生させることができる。このようにして、ｎｐｎトランジスタＱ１の駆動用パルス電圧の振幅を最適化することにより、安定な自励発振動作を実現できる。
【００４９】
更に、図１に示す電源装置によると、巻線Ｗ１２からｎｐｎトランジスタＱ１のベースにパルス電圧を供給する配線上には、抵抗Ｒ１と、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路とが直列に挿入されており、これらの接続中点にｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタが接続されている。また、他励制御部４０の駆動信号を出力する配線はｎｐｎトランジスタＱ１のベースに接続されている。そして、ｎｐｎトランジスタＱ２がオンすると、ｎｐｎトランジスタＱ１のベース−エミッタ間が抵抗Ｒ１で短絡されるとともに、巻線Ｗ１２がキャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路で短絡される。
これにより、ｎｐｎトランジスタＱ２がオンした場合、巻線Ｗ１２からの電流は、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路を介してｎｐｎトランジスタＱ２に流れ、他励制御部４０の駆動信号による電流は、抵抗Ｒ１を介してｎｐｎトランジスタＱ２に流れる。そのため、巻線Ｗ１２や他励制御部４０からｎｐｎトランジスタＱ２に流れる電流を、抵抗Ｒ１や抵抗Ｒ２によって適切なレベルに制限することができる。また、巻線Ｗ１２に発生するパルス電圧がｎｐｎトランジスタＱ１のベースに影響を与え難くなるため、このパルス電圧が他励動作時のｎｐｎトランジスタＱ１の駆動信号に干渉して出力の制御動作が不安定になることを防止できる。
【００５０】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態を述べる。
図３は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【００５１】
図３に例示する電源装置は、図１に示す電源装置における４巻線のトランスＴＲ１を３巻線（Ｗ１１、Ｗ１３、Ｗ２１）のトランスＴＲ２に置き換え、ｎｐｎトランジスタＱ１をｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３に置き換え、起動用の抵抗Ｒ３を抵抗Ｒ５〜Ｒ７の回路に置き換えたものであり、他の構成については図１と同様である。
【００５２】
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のソースは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続され、そのドレインは、巻線Ｗ１１を介して整流回路ＤＢ１の正側の整流出力端子に接続される。
【００５３】
抵抗Ｒ５およびＲ６は、整流回路ＤＢ１の正負の整流出力端子間に直列に接続される。
抵抗Ｒ７は、この抵抗Ｒ５およびＲ６の接続中点に一方の端子が接続される。抵抗Ｒ７の他方の端子は、抵抗Ｒ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに接続されるとともに、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路を介して巻線Ｗ１３の一方の端子に接続される。巻線Ｗ１３の他方の端子は、キャパシタＣ４を介して整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。
【００５４】
ダイオードＤ１のアノードは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続され、そのカソードは、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路と巻線Ｗ１３との接続中点に接続される。
ｎｐｎトランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ１とＲ７との接続中点に接続され、そのエミッタは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。
【００５５】
その他の接続関係については、図１に示す電源装置と同様である。
【００５６】
上述した図３に示す電源装置において、交流電圧が入力端子Ｔ１およびＴ２に印加されると、その整流電圧が抵抗Ｒ５およびＲ６により分圧され、この分圧された電圧が抵抗Ｒ７およびＲ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに印加される。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンになり、図１に示す電源装置と同様な自励発振が開始され、キャパシタＣ４が充電される。
【００５７】
図４は、図３に示す電源装置の等価回路を示す図である。
図４に示すように、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチング周波数と比較して、キャパシタＣ４の電圧は直流電圧と見なすことが可能である。この直流電圧はキャパシタＣ２によって遮断されるため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートには、巻線Ｗ１３に生じるパルス電圧に応じた交流成分と、起動用抵抗Ｒ５〜Ｒ７の回路によって生成される直流成分とを合成した電圧が印加される。
【００５８】
巻線Ｗ１３に生じるパルス電圧は、他励制御部４０の電源電圧の生成に用いられるため、図１における巻線Ｗ１２のパルス電圧よりも大きな振幅を有する。ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートには、この巻線Ｗ１３のパルス電圧を、抵抗Ｒ２およびキャパシタＣ２の直列回路と、起動用抵抗Ｒ５〜Ｒ７の回路とにより分圧した信号が、抵抗Ｒ１を介して入力される。
【００５９】
図５は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート−ソース間の寄生キャパシタＣｇｓを図解した図である。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３は、図５に示すように、ゲート−ソース間に寄生的なキャパシタＣｇｓを有しており、これが充放電されることによってスイッチング動作する。ゲートの直流的なインピーダンスは非常に高いため、図１に示す電源装置のように抵抗Ｒ３のみでバイアス電圧を印加すると、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートには、整流回路ＤＢ１の整流電圧に相当する過大な電圧が印加される。そのため、図３に示す電源装置では、整流回路ＤＢ１の整流電圧を抵抗Ｒ５およびＲ６で分圧し、バイアス電圧を制限している。
【００６０】
抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５〜Ｒ７の抵抗値、ならびにキャパシタＣ２の静電容量は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに適切なバイアス電圧を有する適切な振幅の駆動信号が供給されるように設定される。
【００６１】
このような駆動信号によってｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がスイッチング動作し、キャパシタＣ４の充電電圧が上昇して所定の電圧に達すると、上述した図１に示す電源装置と同様な動作により、自励動作から他励動作への切り替えが起こり、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３は他励制御部４０の駆動信号によりスイッチング動作する。
【００６２】
以上述べたように、図３に示す電源装置によれば、キャパシタＣ４の充電電圧の発生に用いるパルス電圧の出力巻線Ｗ１３が、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３を駆動するパルス電圧の出力用にも用いられるため、図１に示す電源装置と比較してトランスの巻線の数が少なくなり、トランスのサイズを小型化することができる。
【００６３】
また、スイッチング回路にゲート絶縁型の電界効果トランジスタを用いているため、バイポーラトランジスタを用いる図１の電源装置に比べて、起動用抵抗の抵抗値を大きくすることが可能になり、消費電力を更に削減することができる。
【００６４】
また、ｎｐｎトランジスタＱ２がオンした場合、巻線Ｗ１３からの電流は、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路を介してｎｐｎトランジスタＱ２に流れ、他励制御部４０の駆動信号による電流は、抵抗Ｒ１を介してｎｐｎトランジスタＱ２に流れる。そのため、ｎｐｎトランジスタＱ２に流れる電流を適切なレベルに制限することができるとともに、巻線Ｗ１３に発生するパルス電圧が他励動作時のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の駆動信号に干渉して出力の制御動作が不安定になることを防止できる。
【００６５】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態を述べる。
図６は、本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【００６６】
図６に例示する電源装置は、図３の電源装置おける他励制御部４０を他励制御部４０Ａに置き換え、更に、キャパシタＣ５およびＣ６と、ダイオードＤ３およびＤ４と、判定部６０とを設けたものである。
上記の構成において、キャパシタＣ５およびＣ６と、ダイオードＤ３およびＤ４と、判定部６０とを含む回路は、本発明の判定回路の一実施形態である。
【００６７】
ダイオードＤ３のアノードは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続され、そのカソードは、キャパシタＣ５を介してダイオードＤ１のカソードに接続される。
ダイオードＤ４のアノードは、ダイオードＤ３とキャパシタＣ５との接続中点に接続され、そのカソードは、キャパシタＣ６を介して整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。
【００６８】
判定部６０は、電源供給部２０から供給されるキャパシタＣ４の電圧に基づいて動作する回路であり、キャパシタＣ６の電圧が所定の電圧より低くなった場合に、巻線Ｗ１３からのパルス電圧の発生が停止したと判定する。
【００６９】
他励制御部４０Ａは、自励発振停止部３０においてｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号が生成され、かつ、判定部６０においてパルス電圧の停止が判定された場合に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の駆動信号の生成する。その他の動作については、上述した他励制御部４０と同様である。
【００７０】
上述した構成を有する図６に示す電源装置の動作について、図７のフローチャートを参照しながら説明する。
【００７１】
端子Ｔ１−Ｔ２間に交流電圧が印加され（ステップＳＴ２０１）、起動用の抵抗Ｒ５から抵抗Ｒ７およびＲ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに電圧が印加されると、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンして自励発振が開始する（ステップＳＴ２０２）。
【００７２】
自励発振の開始により、トランスＴＲ２の各巻線にパルス電圧が発生すると、このパルス電圧がダイオードＤ１およびＤ２により整流されて、キャパシタＣ３およびＣ４が充電される。
【００７３】
また、巻線Ｗ１３にパルス電圧が発生すると、ダイオードＤ３およびＤ４が交互にオンオフを繰り返して、キャパシタＣ６が充電される。
すなわち、ダイオードＤ１のカソード側が正になる極性で巻線Ｗ１３に電圧が発生すると、ダイオードＤ４がオンになり、キャパシタＣ５を介してキャパシタＣ６に電荷が充電される。次いで、ダイオードＤ１のカソード側が負になる極性で巻線Ｗ１３に電圧が発生すると、ダイオードＤ４はアノードの電圧が低下してオフになる。また、ダイオードＤ３およびＤ１がともにオンになり、キャパシタＣ５の電荷がダイオードＤ３を介して放電される。巻線Ｗ１３の電圧が正負に反転して、上述の動作が繰り返されることにより、キャパシタＣ６が充電される。
【００７４】
キャパシタＣ４の充電電圧が上昇して、これが自励発振停止部３０、他励制御部４０Ａ、および判定部６０の動作に必要な所定の電圧に達すると、キャパシタＣ４の電圧は、電源供給部２０を介して自励発振停止部３０、他励制御部４０Ａ、および判定部６０に電源電圧としてそれぞれ供給される。
【００７５】
この電源供給を受けて、自励発振停止部３０においてｎｐｎトランジスタＱ２の駆動信号が生成され、ｎｐｎトランジスタＱ２がオンになる。これにより、ｎｐｎトランジスタＱ１が強制的にオフ状態にされて、自励発振が停止される（ステップＳＴ２０４）。
【００７６】
ここで、キャパシタＣ６に蓄積された電荷は、例えば判定部６０の図示しない放電回路によって一定の時定数で放電されるものとすると、自励発振が停止されることにより、キャパシタＣ６の電圧は徐々に低下する。そして、この電圧が所定の電圧より低くなると、判定部６０において、巻線Ｗ１３のパルス電圧が停止したと判定される（ステップＳＴ２０５）。
【００７７】
自励発振停止部３０からｎｐｎトランジスタＱ２に駆動信号が供給され、かつ、判定部６０においてパルス電圧の停止が判定された場合に、他励制御部４０Ａにおいてｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の駆動信号が生成される。以降、端子Ｔ３−Ｔ４から出力される電圧および／または電流は、他励制御部４０Ａによって制御される（ステップＳＴ２０６）。
【００７８】
以上述べたように、図６に示す電源装置によれば、自励発振停止部３０からｎｐｎトランジスタＱ２をオフさせる駆動信号が生成され、更に、判定部６０において巻線Ｗ１３のパルス電圧の停止が判定された場合に、他励制御部４０Ａにおいてｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の駆動信号が生成されて、他励動作が開始される。
そのため、自励動作時に巻線Ｗ１３で発生するパルス電圧と、他励動作時に他励制御部４０Ａで生成される駆動信号とが両方同時にｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３に供給されることがなくなるため、自励動作から他励動作への切り替え時に電源の動作が不安定になることを防止できる。
【００７９】
その他の動作については、図３に示す電源装置と同様であり、これと同様な効果を奏することができる。
【００８０】
＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態を述べる。
図８は、本発明の第４の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【００８１】
図８に示す電源装置は、図６に示す電源装置における自励発振停止部３２を自励発振停止部３１に置き換え、他励制御部４０Ａを他励制御部４０に置き換えるとともに、更に、ｎｐｎトランジスタＱ４と、抵抗Ｒ８およびＲ９と、キャパシタＣ７およびＣ８と、定電圧ダイオードＺＤ１とを設けたものである。ただし、他励制御部４０は、既に述べた図１，図３の同一符号の構成要素と同じである。
また、上記の構成において、ｎｐｎトランジスタＱ４と、抵抗Ｒ８およびＲ９と、定電圧ダイオードＺＤ１とを含む回路は、本発明の第２の制御回路の一実施形態である。
ｎｐｎトランジスタＱ４は、本発明の第２のスイッチ回路の一実施形態である。
抵抗Ｒ８およびＲ９と、定電圧ダイオードＺＤ１とを含む回路は、本発明のスイッチ駆動回路の一実施形態である。
巻線Ｗ１３は、本発明のパルス出力部の一実施形態である。
抵抗Ｒ１は、本発明の第１の抵抗の一実施形態である。
抵抗Ｒ２は、本発明の第２の抵抗の一実施形態である。
【００８２】
ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタは、抵抗Ｒ１およびＲ７の接続中点に接続され、そのエミッタは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。また、ｎｐｎトランジスタＱ４のベースは、抵抗Ｒ８および定電圧ダイオードＺＤ１の直列回路を介して、正側の充電電圧が出力されるキャパシタＣ４の一方の端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ９を介して、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。
キャパシタＣ７は、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ−ベース間に接続される。キャパシタＣ８は、ｎｐｎトランジスタＱ４のベース−エミッタ間に接続される。
【００８３】
自励発振停止部３１は、電圧検出部１０においてキャパシタＣ４の電圧が所定の電圧に達したことが検出され、かつ、判定部６０において巻線Ｗ１３のパルス電圧の停止が判定された場合に、電源供給部２０より供給されるキャパシタＣ４の電圧に基づいて、ｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号を生成する。
【００８４】
上述した構成を有する図８に示す電源装置の動作について、図９のフローチャートを参照しながら説明する。
【００８５】
端子Ｔ１−Ｔ２間に交流電圧が印加され（ステップＳＴ３０１）、起動用の抵抗Ｒ５から抵抗Ｒ７およびＲ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに電圧が印加されると、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンして、自励発振が開始する（ステップＳＴ３０２）。
【００８６】
図１０および図１１は、自励発振動作に関わる電源装置の要部を図解した図である。
まず、抵抗Ｒ５から抵抗Ｒ７へ流れる電流Ｉ１のうち、電流Ｉ２が抵抗Ｒ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート−ソース間容量を充電し、ｎ型ＭＯＳトランジスタをオンさせる。また、電流Ｉ３がキャパシタＣ２、抵抗Ｒ２、巻線Ｗ１３を介してキャパシタＣ４を充電する（図１０）。
【００８７】
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンすると、自励発振によるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチング動作が開始して、巻線Ｗ１３にパルス電圧が発生する。これにより、キャパシタＣ４の充電電圧が上昇する。
【００８８】
キャパシタＣ４の電圧が定電圧ダイオードＺＤ１の定電圧動作の開始電圧を超えて大きくなると、定電圧ダイオードＺＤ１が導通して抵抗Ｒ８に電流Ｉ４が流れ、ｎｐｎトランジスタＱ４がオンする（図１１）。
【００８９】
ｎｐｎトランジスタＱ４がオンすると、抵抗Ｒ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート−ソース間容量が放電され、ゲート電圧が低下し、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオフする。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチング動作が一時的に停止される。
【００９０】
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチング動作が停止されると、キャパシタＣ４から巻線Ｗ１３、抵抗Ｒ２、キャパシタＣ２、ｎｐｎトランジスタＱ４の経路に電流が流れるとともに、キャパシタＣ４から定電圧ダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ８、ｎｐｎトランジスタＱ４の経路にも電流が流れる。これにより、キャパシタＣ４が放電されて、その充電電圧が低下する。
【００９１】
キャパシタＣ４の電圧低下により定電圧ダイオードＺＤ１がオフすると、ｎｐｎトランジスタＱ４のベース電流が遮断されてｎｐｎトランジスタＱ４がオフする。これにより、抵抗Ｒ７から抵抗Ｒ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに電流が流れて、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンし、自励発振によるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチング動作が再開される。
【００９２】
このような動作により、自励発振時において、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチングが間欠的に行われる。
【００９３】
図１２は、このように間欠的な自励発振を起こしている場合の、図８に示す電源装置の各部の信号波形例を示す図である。
図１２（Ａ）は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート−ソース間電圧を示す。
図１２（Ｂ）は、トランスＴＲ２の各巻線に発生するパルス電圧を示す。
図１２（Ｃ）は、ｎｐｎトランジスタＱ４のベース電流を示す。
図１２（Ｄ）は、キャパシタＣ４の充電電圧を示す。
【００９４】
図１２の例によると、時刻ｔ１〜ｔ２において、自励発振によるｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチングが起こり（図１２（Ａ））、トランスＴＲ２の巻線にパルス電圧が発生する（図１２（Ｂ））。これにより、キャパシタＣ４が充電されて、その電圧が上昇する（図１２（Ｄ））。
【００９５】
時刻ｔ２においては、キャパシタＣ４の電圧上昇によって定電圧ダイオードＺＤ１が導通する。これにより、ｎｐｎトランジスタＱ４のベースに電流が供給されて（図１２（Ｃ））ｎｐｎトランジスタＱ４がオンし、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート電圧が低下して（図１２（Ａ））、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチングが止まる。キャパシタＣ４の電圧は、放電によって徐々に低下する（図１２（Ｄ））。
【００９６】
時刻ｔ３においては、キャパシタＣ４の電圧低下によって定電圧ダイオードＺＤ１がオフし、ｎｐｎトランジスタＱ４がオフする。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートには、抵抗Ｒ５、Ｒ７、Ｒ１の経路で電流が流れ込み、その電圧が徐々に上昇する（図１２（Ａ））。
【００９７】
時刻ｔ４においては、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート電圧がしきい電圧に達して、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のスイッチングが再開される（図１２（Ａ））。
【００９８】
図１２（Ｄ）に示すように、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３が間欠的にスイッチングを行うことによって、キャパシタＣ４の電圧はほぼ一定に制御される。
【００９９】
キャパシタＣ４の電圧が上昇して、図１２（Ｄ）に示すように一定に制御されると、電圧検出部１０において検出されるキャパシタＣ４の時間的な平均電圧も、この一定制御された電圧へ徐々に近づく。電圧検出部１０において、この平均電圧が所定のレベルに達したことが検出されると（ステップＳＴ３０３）、キャパシタＣ４の充電電圧は、電源供給部２０を介して自励発振停止部３１、他励制御部４０、および判定部６０に電源電圧としてそれぞれ供給される。この電源供給を受けて、判定部６０では、巻線Ｗ１３からパルス電圧が出力されているか否かの判定が行なわれる（ステップＳＴ３０４）。
【０１００】
電圧検出部１０においてキャパシタＣ４の電圧が所定の電圧に達したことが検出され、かつ、判定部６０において巻線Ｗ１３からのパルス電圧の停止が判定された場合、自励発振停止部３１によってｎｐｎトランジスタＱ２の駆動信号が生成され、ｎｐｎトランジスタＱ２がオンになる。これにより、ｎｐｎトランジスタＱ１が強制的にオフ状態にされて、自励発振が停止される（ステップＳＴ３０５）。
【０１０１】
自励発振停止部３０においてｎｐｎトランジスタＱ２をオンさせる駆動信号が生成された後、他励制御部４０による駆動信号の生成が開始され、他励動作に切り替わる。
【０１０２】
以上述べたように、図８に示す電源装置によれば、電源が自励動作によって起動するときに、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３において間欠的にスイッチングが行なわれる。
そのため、例えば出力端子Ｔ３−Ｔ４に重負荷が接続された状態で電源が起動する場合でも、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３において間欠的にスイッチングが行なわれるため、そのスイッチング損失が小さくなり、素子を劣化させにくくすることができる。
【０１０３】
また、自励動作で起動した後は、他励式スイッチング電源として動作するため、電源出力の制御幅が広くなり、過電流保護などの適切な保護動作を容易に行うことができるため、装置の故障を効果的に防ぐことが可能になる。
【０１０４】
更に、自励発振部３１による自励発振の停止は、判定部６０において巻線Ｗ１３のパルス電圧の停止が判定されたときに行なわれるため、自励動作時のパルス電圧と他励動作時の駆動信号とが両方同時にｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３へ供給されることがなくなり、自励動作から他励動作への切り替え時に電源の動作が不安定になることを防止できる。
【０１０５】
しかも、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３を間欠的にスイッチングさせることによりキャパシタＣ４の電圧が一定に制御されるため、自励発振時においてキャパシタＣ４に過電圧が発生することを防止できる。
【０１０６】
また、ｎｐｎトランジスタＱ２，Ｑ４がオンした場合、巻線Ｗ１３からの電流は、キャパシタＣ２および抵抗Ｒ２の直列回路を介してｎｐｎトランジスタＱ２，Ｑ４に流れ、他励制御部４０の駆動信号による電流は、抵抗Ｒ１を介してｎｐｎトランジスタＱ２，Ｑ４に流れる。そのため、ｎｐｎトランジスタＱ２，Ｑ４に流れる電流を抵抗Ｒ１およびＲ２により適切なレベルに制限することができる。また、巻線Ｗ１３に発生するパルス電圧が他励動作時のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の駆動信号に干渉し難くなり、出力の制御動作が不安定になることを防止できる。
【０１０７】
加えて、図８に示す電源装置によれば、巻線Ｗ１３のパルス電圧がｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３をオンさせる極性に変化すると、キャパシタＣ７およびＣ８によってそのパルス成分の一部がｎｐｎトランジスタＱ４のベースに印加されて、ｎｐｎトランジスタＱ４のインピーダンスが小さくなる方向に変化する。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３をオフさせる方向にゲート電圧が変化し、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のオフのタイミングが早くなる。すなわち、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のオンとオフの時比率ならびにスイッチング周期が、キャパシタＣ７およびＣ８の静電容量に応じて調節される。
したがって、キャパシタＣ７およびＣ８の静電容量を適切に設定することにより、上述のような間欠的な自励発振を安定に動作させる最適な時比率およびスイッチング周期を容易に設定することが可能になる。
【０１０８】
＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態を述べる。
図１３は、本発明の第５の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【０１０９】
図１３に例示する電源装置は、図３に示す電源装置と同様な構成を有するとともに、ｎｐｎトランジスタＱ５およびＱ６と、抵抗Ｒ１０とを有する。
上記の構成において、ｎｐｎトランジスタＱ５およびＱ６と、抵抗Ｒ１０とを含む回路は、本発明の第３の制御回路の一実施形態である。
【０１１０】
ｎｐｎトランジスタＱ５のコレクタは、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに接続され、そのエミッタは、整流回路ＤＢ１の負側の整流出力端子に接続される。また、そのベースには、抵抗Ｒ１０を介して出力検出部５０の検出結果の信号が入力される。
ｎｐｎトランジスタＱ６のコレクタは、ｎｐｎトランジスタＱ５のベースに接続され、そのエミッタは、ｎｐｎトランジスタＱ５のエミッタに接続される。
【０１１１】
図１４のフローチャートを参照して、図１３に示す電源装置の動作を説明する。
【０１１２】
端子Ｔ１−Ｔ２間に交流電圧が印加されると（ステップＳＴ４０１）、起動用の抵抗Ｒ５およびＲ７から抵抗Ｒ１を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに電流が供給され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３がオンに変化し、自励発振が開始される。このとき、出力検出部５０の検出結果の信号が抵抗Ｒ１０、ｎｐｎトランジスタＱ５を介してｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに帰還される。これにより、出力電圧および／または出力電流が基準値を超えて増大しないように出力の帰還制御がなされる（ステップＳＴ４０２）。
【０１１３】
キャパシタＣ４の充電電圧が所定の電圧に達したことが電圧検出部１０において検出されると（ステップＳＴ４０３）、このキャパシタ電圧は、電源供給部２０を介して自励発振停止部３０および他励制御部４０に電源電圧として供給される。
【０１１４】
この電源供給を受けて、自励発振停止部３０においてｎｐｎトランジスタＱ２およびＱ６の駆動信号が生成され、ｎｐｎトランジスタＱ２およびＱ６は共にオンになる。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３およびｎｐｎトランジスタＱ５がオフになり、自励発振が停止されるとともに、出力の帰還制御が停止される（ステップＳＴ４０４）。
【０１１５】
自励発振停止部３０からｎｐｎトランジスタＱ２およびＱ６に駆動信号が供給された後、他励制御部４０による駆動信号の生成が開始され、他励動作が開始される。これにより、端子Ｔ３−Ｔ４から出力される電圧および／または電流は、他励制御部４０によって所望のレベルに制御される。
【０１１６】
以上述べたように、図１３に示す電源装置によれば、自励発振時において、出力検出部５０の検出結果に応じてｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３の駆動信号が帰還制御され、自励発振停止部３０によって自励発振が停止された場合に、該駆動信号の帰還制御が停止される。そのため、出力の電圧および／または電流を帰還制御によって調節して、その過電圧および／または過電流を防止することが可能になる。また、自励式動作と他励式動作とにおいて出力の電圧および／または電流を帰還制御するための出力検出部１０４が共用されるため、回路の構成を簡易化することができる。
【０１１７】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の改変が可能である。
【０１１８】
上述した実施形態はＡＣ−ＤＣ型のスイッチング電源に関するものであるが、本発明はこれに限定されず、ＤＣ−ＤＣ型のスイッチング電源についても適用可能である。例えば、整流回路ＤＢ１の正負の整流出力端子を直流電圧の入力端子としたＤＣ−ＤＣ型のスイッチング電源としても良い。
【０１１９】
上述した実施形態における自励式スイッチング電源は一例であり、これに限らず、他の様々な方式の自励式スイッチング電源を用いても良い。
【０１２０】
図１３に示す電源装置では、自励発振の停止用のトランジスタ（Ｑ２）と出力の帰還制御用のトランジスタ（Ｑ５）とが個別に設けられているが、本発明はこれに限定されず、例えば両者を共通化しても良い。この場合、例えば、ｎｐｎトランジスタＱ２のベース電流を出力検出部５０の検出結果に応じて制御する回路を設けても、図１３に示す電源装置と同様に動作させることが可能である。
【０１２１】
上述した実施形態において示す回路の構成は、何れも説明上の一例に過ぎず、同等な機能を有する他の回路に置き換え可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【図２】図１に示す電源装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【図４】図３に示す電源装置の等価回路を示す第１の図である。
【図５】図３に示す電源装置において、ＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間の寄生キャパシタを図解した図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【図７】図６に示す電源装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【図９】図８に示す電源装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１０】図８に示す電源装置において、自励発振動作に関わる部分を図解した第１の図である。
【図１１】図８に示す電源装置において、自励発振動作に関わる部分を図解した第２の図である。
【図１２】図８に示す電源装置の自励発振時における各部の信号波形の一例を示す図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態に係る電源装置の構成の一例を示す図である。
【図１４】図１３に示す電源装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１５】従来のスイッチング電源の構成例を示す図である。
【図１６】従来のスイッチング電源の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０１２３】
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４〜Ｑ６…ｎｐｎトランジスタ、Ｑ３…ｎ型ＭＯＳトランジスタ、ＴＲ１，ＴＲ２…トランス、Ｗ１１〜Ｗ１３，Ｗ２１…巻線、ＤＢ１…整流回路、Ｒ１〜Ｒ１０…抵抗、Ｃ１〜Ｃ８…キャパシタ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、ＺＤ１…定電圧ダイオード、Ｔ１〜Ｔ４…端子、１０…電圧検出部、２０…電源供給部、３０，３１…自励発振停止部、４０，４１…他励制御部、５０…出力検出部、６０…判定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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