(57)【要約】【課題】劣化したジッタの多いクロック信号に対して、一定の制御電圧の範囲で広範囲に渡り周波数制御を行うことのできる電圧制御型発振器を得る。【解決手段】本発明の電圧制御型発振器は、所定の周波数で共振するＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子と外部からの制御電圧に基づいて所定の周波数を制御する可変容量素子との直列回路と、伸張コイルとをそれぞれトランジスタに接続したコルピッツ型の発振回路を備え、共振特性の改善が図られたＷＡＶＥ電極型のＳＡＷ共振子と並列に前記伸張コイルを接続する。【選択図】    図１
2005026829.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で共振するＳＡＷ共振子と外部からの制御電圧に基づいて前記所定の周波数を制御する可変容量素子との直列回路と、伸張コイルとをそれぞれトランジスタに接続するコルピッツ型の発振回路を備え、
前記ＳＡＷ共振子と並列に前記伸張コイルを接続することを特徴とする電圧制御型発振器。
【請求項２】
前記ＳＡＷ共振子は、
圧電基板と、この圧電基板上に形成されたすだれ状電極と、前記圧電基板上に形成されて前記すだれ状電極を挟んで両側に位置する反射器とを備え、
前記すだれ状電極の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ１だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、
前記反射器の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ２だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、かつ、前記距離Ｌ１は、３λ／８≦Ｌ１≦５λ／８を満たし、前記距離Ｌ２は、３λ／８≦Ｌ２≦５λ／８を満たすようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電圧制御型発振器。
【請求項３】
少なくとも、供給される制御電圧により周波数が変化し、帰還ループ用出力信号を出力する電圧制御型発振器と、前記電圧制御型発振器からの前記帰還ループ用出力信号と外部からの入力信号それぞれの位相を比較し、位相差信号を出力する位相比較部と、前記位相差信号を平滑化し前記制御電圧を生成するループフィルタとにより帰還ループを形成し構成されるクロック変換器であって、
前記電圧制御型発振器は、
所定の周波数で共振するＳＡＷ共振子と外部からの前記制御電圧に基づいて前記所定の周波数を制御する可変容量素子との直列回路と、伸張コイルとをそれぞれトランジスタに接続するコルピッツ型の発振回路を備え、
前記ＳＡＷ共振子と並列に前記伸張コイルを接続することを特徴とするクロック変換器。
【請求項４】
前記ＳＡＷ共振子は、
圧電基板と、この圧電基板上に形成されたすだれ状電極と、前記圧電基板上に形成されて前記すだれ状電極を挟んで両側に位置する反射器とを備え、
前記すだれ状電極の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ１だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、
前記反射器の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ２だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、かつ、前記距離Ｌ１は、３λ／８≦Ｌ１≦５λ／８を満たし、前記距離Ｌ２は、３λ／８≦Ｌ２≦５λ／８を満たすようにしたことを特徴とする請求項３に記載のクロック変換器。
【請求項５】
請求項３及び請求項４のいずれかに記載のクロック変換器を備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧制御型発振器、クロック変換器及び電子機器に関し、さらに、詳しくは、高周波数で共振する圧電振動子、例えば、共振特性を改善したＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子を用いた、周波数可変範囲が広くとれる電圧制御型発振器とクロック変換器及び電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、通信ネットワークのブロードバンド化が進み、市場の要求が１ＧＨｚを超えた高周波帯に移り、この帯域おいてデータの送受信が高速で行われるようになっている。具体的には、ギガビット帯を使用したイーサネット（登録商標）やファイバーチャンネル等の高速ネットワークの市場が急成長を見せている。
【０００３】
又、近年の通信機器を始めとする電子機器においては、通信速度の高速化に伴ない、高周波発振器に対して、高周波帯域で周波数安定度が高いこと、そして、発振器から出力されるクロック信号のジッタを軽減することが望まれている。
【０００４】
図１０は、ＡＴカット型水晶振動子を用いた従来の電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｒｉｓｔａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の構成を示すブロック図である。この電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１Ｂは、数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚの帯域で安定して共振する特性を有するＡＴカット型水晶振動子Ｘを用いた発振回路８０と、この発振出力を数１００ＭＨｚの高周波信号として生成するための逓倍回路８１と、さらに、１つの入力信号から出力信号として差動信号が取り出せる差動変換回路８２から構成されている。発振回路８０は、インバータ型発振回路が使用され、外部からの制御電圧Ｖｃを入力し、一定の範囲で発振周波数を可変できるようになっている。
【０００５】
図１１に示すインバータ型発振回路８０は、水晶振動子Ｘと、これに直列に接続される伸張コイルＬｖと、水晶振動子Ｘを動作させるための帰還増幅回路（インバータＩＮＶ１，帰還抵抗Ｒａ）と、帰還増幅回路の両端に接続されるコンデンサＣ１，Ｃ２、そして、可変容量ダイオードＣｖから構成される。可変容量ダイオードＣｖでは、外部からの制御電圧Ｖｃによりそのリアクタンスが可変し、この結果、インバータ発振回路８０の発振周波数を変化させて、所望の発振周波数が得られる。インバータ型発振回路を使用した圧電制御型発振器として、特許文献１が、又、コルピッツ型発振器を使用したものとして、特許文献２がある。
【０００６】
高周波用の発振器としては、数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚで発振するＳＡＷ共振子を用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）がある。このＳＡＷ共振子は、図１２に示すように、圧電基板１上に、すだれ状電極からなる入力電極２及び出力電極３と、入力電極２及び出力電極３を挟んで両側に位置する反射器４，４とを形成したものである。そして、励振電極で励振された表面波を反射器で反射させることで定在波を発生させ、共振子として機能させるものである。
【０００７】
上記で説明した電圧制御型発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を応用した、低周波のクロック信号を高周波のクロック信号に変換するクロック変換器が知られている。そして、近年、上記した高速ネットワークの市場においては、外部から入力されるジッタを多く含んだクロック信号に対しても同期がとれるように、周波数可変範囲に対し広い可変範囲のクロック変換器が求められている。  具体的には、クロック変換器を構成する電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）や電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  ＳＡＷ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）に対して要求される。例えば、低速のネットワークシステムと１０ギガビットの光ネットワークシステムとを接続するような場合、低速のネットワークシステムの周波数精度が当初、規定の仕様（以下、システム精度と呼ぶ）：±２０ｐｐｍ以内で、その後、伝送路における損失等の要因で５０ｐｐｍ程度に劣化したとする。米国のＳＯＮＥＴ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｏｐｔｉｃａｌ  ＮＥＴｗｏｒｋ）方式においては、その劣化した入力信号の周波数変動５０ｐｐｍに対して規定された±２０ｐｐｍ以内に抑えて、同期がとれることが要求されている。
【特許文献１】
特開平１１−３０８０５０号公報  （段落［０００９］，第１図）
【特許文献２】
特開２００３―３７４３９号公報  （段落［００１９］，第１図）
【発明が解決しようとする課題】
上記で説明した電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）や電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）には次のような問題点（課題）があった。
【０００８】
図１０に示したＡＴカット型水晶振動子には、主振動以外に副振動が励起されて、所定の共振点以外にも数多く共振点が存在するためスプリアスやノイズが発生し、主振動以外に副振動が近接して存在すると、温度条件が変わったときにさらに近接して主振動と結合しやすい。
【０００９】
又、逓倍回路８１はＡＴカット型水晶振動子のもつ主振動を基にして高調波を発生させ、必要な高調波のみを高周波信号として得る方式を採用している。このため、逓倍回路８１において、ＡＴカット型水晶振動子Ｘの主振動を基に発生させた高周波信号以外の不要な高調波も、雑音となる。又、ＡＴカット型水晶振動子Ｘの主振動と副振動の結合やその振動に起因する不要なスプリアスも雑音となり、それらの雑音が発生要因となってジッタを増大させるという課題があった。
【００１０】
図１３は、等価回路で示されたＳＡＷ共振子、伸長コイル、可変容量ダイオードとが直列に接続された場合の回路図である。又、図１４は、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０を除くＳＡＷ共振子Ｘの等価回路で形成される直列共振回路による共振周波数ｆｓ０、及び、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０で形成される直列共振回路による共振周波数ｆｓ１、それぞれの存在を示した図である。
【００１１】
図１３に示したＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖとの直列共振回路による共振周波数ｆｓ０の可変範囲を広範囲に確保しようとすると、伸長コイルＬｖのインダクタンスを上げてＱを下げることが必要になる。しかしながら、伸長コイルＬｖのインダクタンスを上げると、図１４の矢印で示したように２つの共振周波数ｆｓ０，ｆｓ１の差を縮小させることになる。この結果、２つの共振が重なり合って異常発振を起し易くなる為、伸長コイルＬｖのインダクタンスを上げることは容易でないという課題があった。特許文献１に示す電圧制御型圧電発振器で使用している複数の伸張コイルにより、上記の２つの共振周波数ｆｓ０，ｆｓ１の差を縮小させる虞が生じる。又、特許文献２に示す高周波用の電圧制御型圧電発振器の場合、直列型の伸張コイル１１では、十分大きなインダクタンスがとれないため、ＬＣ同調回路１８を設けている。このため、このコイル１６により周波数可変範囲の調整機能をもたせる結果、発振器の小型化、低価格化を阻害する要因となっている。
【００１２】
又、近年の低消費電力化に呼応して、電圧制御型発振器に供給される電源電圧の低電圧化が進み、現在の電源電圧は３．３Ｖが主流であるが、今後、さらに低い電源電圧（例えば、２．５Ｖ）への動きが強まっている。このように電源電圧が低電圧化すると、クロック信号の周波数を可変させるための制御電圧を広く変化させることができないため、必要な周波数可変範囲が狭くなり、システム精度の仕様を満足させることができなくなるという虞があった。
【００１３】
又、電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）は、数百ＭＨｚの高周波のクロック信号を得るための逓倍回路や差動変換回路を必要とする。このため、発振回路用の集積回路の規模が大きく、かつ、コスト高となり、近年の市場からの電圧制御型発振器の小型化、低価格化の要請に反するという課題があった。
【００１４】
さらに、上記した従来のＳＡＷ共振子は、次のような問題を有していた。
【００１５】
即ち、ＳＡＷ共振子の圧電基板は、通常、水晶からなり、一般にインピーダンスが高く、例えば、測定用ケーブルの出力インピーダンス：５０Ωに整合させるためには出来るだけ低い負荷インピーダンスが要求される。このために、図１２に示す入力電極２及び出力電極３の交差幅（電極指の対向する長さ）ａを大きくすることが、一般的に、行われる。しかし、入力電極２及び出力電極３の交差幅ａを大きくすると、弾性表面波の伝搬方向と垂直にエネルギーが分布する横モードの共振が生じ、この横モードの共振により共振特性にスプリアスが発生する。
【００１６】
即ち、図１２に示すような構造では、入出力電極２，３の交差幅ａの方向に、図１２の波形で示した１次の横モードのみならず、２次以上の横モードの振動エネルギーが閉じ込められる。１次の横モードは主応答となるのに対し２次以上はスプリアスとなる。そして、高次横モードの中で２次横モードにおける電荷は、入出力電極２、３内で相殺されるが、３次横モードによる電荷は相殺されることがなく、ＳＡＷ共振子の共振特性にスプリアスが発生する。つまり、偶数次の横モードは相殺され、奇数次の横モードはスプリアスとして残存するという課題があった。
【００１７】
図１５は、入出力電極２、３の交差幅ａと、ＳＡＷ共振子Ｘがもつ横モードによるスプリアスの位置（中心周波数からのスプリアスの位置）との関係の一例を示す図である。図１５によれば、交差幅ａを大きくするほど、中心周波数に近接してスプリアスが発生することが判る。このスプリアスの発生を防ぐために、入力電極２及び出力電極３を重み付けして交差幅に変化を付けることが行われている。しかし、この交差幅に変化を与える方法は、交差幅が小さくなるので、負荷インピーダンスが大きくなるという問題がある。
【００１８】
（目的）
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ネットワーク内で伝送路の損失等の要因で劣化したジッタの多いクロック信号に対して、一定の制御電圧の範囲で広範囲に渡り周波数制御を行うことのできる電圧制御型発振器を得ることを目的とする。
【００１９】
併せて、近年の電源電圧の低電圧化による制御電圧の範囲が広く取れない場合においても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を追加することなく、簡易に周波数の制御範囲を維持・拡大できる電圧制御型発振器を得ることを目的とする。
【００２０】
又、ＡＴカット型水晶振動子や逓倍回路、差動変換回路を使用することなく、ジッタの少ない小型化、低コスト化が図られた電圧制御型発振器を得ることを目的とする。
【００２１】
又、本発明は、低インピーダンス化を可能とし、高次の横モードの共振により発生するスプリアスの影響の少ないＳＡＷ共振子を用いた電圧制御型発振器を提供することを目的とする。
【００２２】
そして、本発明は、狭い制御電圧の範囲であっても、仕様に定められた所定の周波数可変範囲を確保することのできる電圧制御型発振器を備えたクロック変換器を得ることを目的とする。
【００２３】
さらに、本発明は、一定の制御電圧の範囲で広範囲に渡り周波数制御を行うことができる、ジッタの少ない小型化、低コスト化が図られたクロック変換器を用いた電子機器、例えば、光ネットワーク通信機器を得ることも目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明による電圧制御型発振器は、所定の周波数で共振するＳＡＷ共振子と外部からの制御電圧に基づいて前記所定の周波数を制御する可変容量素子との直列回路と、伸張コイルとをそれぞれトランジスタに接続するコルピッツ型の発振回路を備え、前記ＳＡＷ共振子と並列に前記伸張コイルを接続することを特徴とする。
【００２５】
本発明の構成によれば、伸長コイルを並列接続するＳＡＷ共振子を用いることにより、伸長コイルを直列に接続した場合に比べて、周波数可変範囲を拡大できるという効果が得られる。併せて、近年の電源電圧の低電圧化に伴う制御電圧可変範囲が低下しても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路や部品を追加することなく、簡易に周波数可変範囲を維持・拡大できるという効果がある。
【００２６】
本発明による電圧制御型発振器は、前記ＳＡＷ共振子において、圧電基板と、この圧電基板上に形成されたすだれ状電極と、前記圧電基板上に形成されて前記すだれ状電極を挟んで両側に位置する反射器とを備え、前記すだれ状電極の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ１だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、前記反射器の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ２だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、かつ、前記距離Ｌ１は、３λ／８≦Ｌ１≦５λ／８を満たし、前記距離Ｌ２は、３λ／８≦Ｌ２≦５λ／８を満たすようにしたことを特徴とする。
【００２７】
本発明の構成によれば、共振特性が改善されたＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子を用いることにより、従来のＳＡＷ共振子を使用した場合に比べて、周波数可変範囲を拡大できるという効果が得られる。併せて、近年の電源電圧の低電圧化に伴い制御電圧可変範囲が低下しても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路や部品を追加することなく、簡易に周波数可変範囲を維持・拡大できるという効果がある。
【００２８】
本発明によるクロック変換器は、少なくとも、供給される制御電圧により周波数が変化し、帰還ループ用出力信号を出力する電圧制御型発振器と、前記電圧制御型発振器からの前記帰還ループ用出力信号と外部からの入力信号それぞれの位相を比較し、位相差信号を出力する位相比較部と、前記位相差信号を平滑化し前記制御電圧を生成するループフィルタとにより帰還ループを形成し構成されるクロック変換器であって、前記電圧制御型発振器は、所定の周波数で共振するＳＡＷ共振子と外部からの制御電圧に基づいて前記所定の周波数を制御する可変容量素子との直列回路と、伸張コイルとをそれぞれトランジスタに接続するコルピッツ型の発振回路とを備え、前記ＳＡＷ共振子と並列に前記伸張コイルを接続することを特徴とする。
【００２９】
本発明の構成によれば、伸張コイルを並列接続したＳＡＷ共振子を用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）を備えている。この結果、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）に対する狭い制御電圧幅であっても、市場から要求されているシステム精度を満足させることができるという効果がある。
【００３０】
本発明によるクロック変換器は、前記ＳＡＷ共振子において、圧電基板と、この圧電基板上に形成されたすだれ状電極と、前記圧電基板上に形成されて前記すだれ状電極を挟んで両側に位置する反射器とを備え、前記すだれ状電極の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ１だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、前記反射器の電極指は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ２だけ離れた少なくとも２つの直線部を有し、かつ、前記距離Ｌ１は、３λ／８≦Ｌ１≦５λ／８を満たし、前記距離Ｌ２は、３λ／８≦Ｌ２≦５λ／８を満たすようにしたことを特徴とする。
【００３１】
本発明の構成によれば、共振特性が改善されたＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子を用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）を備えている。この結果、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）に対する狭い制御電圧幅であっても、市場から要求されているシステム精度を満足させることができるという効果がある。
【００３２】
本発明の電子機器は、上記のいずれかに記載のクロック変換器を備えたことを特徴とする。
【００３３】
本発明の構成によれば、本発明に係る可変範囲の広い電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）を適用したクロック変換器を光トランシーバ用モジュールに用いて、ジッタの多く含んだクロック信号を入力する。そして、クロック変換器は非常にジッタの少ない高周波数のクロック信号を生成するので、多重化する送信データとクロック信号との間におけるタイミングマージンが確保される結果、送信データの誤動作を防止することができるという効果がある。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について詳細に説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）  第１の実施形態の構成
＜発振回路の構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電圧制御型発振器を構成するコルピッツ型発振回路の構成を示す回路図である。このコルピッツ型発振回路２は、図示していないが、通常、出力端子ＯＵＴに外部とインターフェースするための出力回路、例えば、図１０に示した差動変換回路が接続されて、電圧制御型発振器１Ａは構成される。
【００３５】
このコルピッツ型発振回路２は、一般的に良く知られた回路であり、バイポーラトランジスタＴｒのエミッタが抵抗Ｒ３を介して接地され、抵抗Ｒ３に並列にコンデンサＣ２が接続され、エミッタが出力端子ＯＵＴとして用いられる。所定の電源電圧Ｖｃｃと接地間に抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点はバイポーラトランジスタＴｒのベースと接続される。これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、バイポーラトランジスタＴｒにバイアス電圧を供給する。又、バイポーラトランジスタＴｒのベースには、ＳＡＷ共振子Ｘが接続される。そして、ＳＡＷ共振子Ｘの他端は可変容量ダイオード（可変容量素子）Ｃｖのカソードが接続され、この接続点は抵抗Ｒｖを介して制御電圧用端子Ｖｔと接続される。
【００３６】
本構成において、特徴とする点は、伸張コイルＬｖをＳＡＷ共振子Ｘに並列に接続した点にある。このように構成し周波数可変範囲が広くとれる理由については、（１−２）第１の実施形態の原理で詳述する。
【００３７】
（１−２）  第１の実施形態の原理
次に、図２乃至図４に基づいて、第１の実施形態の原理について説明する。
【００３８】
第１の実施形態の特徴とは、図１に示した発振回路１Ａで形成される正帰還発振ループにおいて、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖが並列に接続されるという点である。即ち、このような構成を採用する発振器１Ａにより、狭い制御電圧可変範囲であっても、周波数可変範囲が広い範囲で確保されるという知見によるものである。
【００３９】
上記の知見を説明する前に、ＳＡＷ共振子Ｘの等価回路について説明する。図２は、可変容量ダイオードＣｖと、伸張コイルＬｖを並列に接続したＳＡＷ共振子Ｘとによる等価回路図である。図２において、ＳＡＷ共振子Ｘの等価回路は、２つの直列回路を組み合わせた並列回路から成り、その一つは直列に接続される直列抵抗Ｒ、直列容量Ｃ及び直列インダクタンスＬとで構成される。もう一つは、ＳＡＷ共振子Ｘが２枚の電極の間に置かれることから、振動とは無関係な、そのＳＡＷ共振子と並列に接続される並列容量（主に、電極間の静電容量）Ｃ０である。それら２つの直列回路を組み合わせた並列回路に、さらに伸張コイルＬｖが並列接続される。
【００４０】
次に、図３，図４を参照して、ＳＡＷ共振子Ｘに並列された伸長コイルＬｖ、可変容量ダイオードＣｖとで構成された場合、直列に伸張コイルが接続された場合に比べ、広い周波数可変範囲が確保される点について説明する。
【００４１】
図３は、等価回路で表したＳＡＷ共振子Ｘと伸張コイルＬｖと可変容量ダイオードＣｖと構成したときの回路のリアクタンス特性を計算により求めた特性図である。図３において、実線で示した特性（ａ）は、図２で示した伸張コイルＬｖを並列接続させたＳＡＷ共振子Ｘと可変容量ダイオードＣｖを直列に接続したときの回路のリアクタンス特性を示す。又、点線で示した特性（ｂ）は、図１３で示したＳＡＷ共振子Ｘと伸張コイルＬｖと可変容量ダイオードＣｖとを直列に接続したときの回路のリアクタンス特性を示す。
【００４２】
ここで、それぞれの場合の周波数可変範囲を算定する際、リアクタンスの可変範囲を１０〜１００Ωとしている。又、リアクタンス特性を計算により求める場合、直列インダクタンスＬと並列容量Ｃ０による基本の共振周波数は、６２３ＭＨｚ近傍の周波数とし、使用する伸張コイルＬｖのインダクタンスは同一のものを使用する。そして、図２に示した可変容量ダイオードＣｖは、図示しないが外部から制御電圧Ｖｃによりその容量値が可変されるものとする。この場合、外部からの制御電圧Ｖｃの制御範囲は、同一範囲とする。
【００４３】
まず、伸張コイルＬｖを並列に接続した場合について説明する。図３の特性（ａ）が示すように、（ｃ）に相当する部分が周波数可変範囲となり、ほぼ５００ＫＨｚ：８００ｐｐｍの周波数可変範囲が得られるのが判る。この範囲よりも広く得ようとする場合は、図示しないが、伸張コイルＬｖのインダクタンスの値を小さくすればよい。
【００４４】
そして、伸張コイルＬｖを直列に接続した場合については、図３の特性（ｂ）が示すように、（ｄ）に相当する部分が周波数可変範囲ととなり、ほぼ２８０ＫＨｚ：４５０ｐｐｍの周波数可変範囲が得られるのが判る。この範囲よりも広く得ようとする場合は、図示しないが、伸張コイルＬｖのインダクタンスの値を大きくすればよい。
【００４５】
従って、以上の得られた結果を比較すると、伸張コイルＬｖを並列に接続した場合のほうが、直列にした場合よりも２倍近く広くとれることが判る。
【００４６】
次に、制御電圧との関係を示す周波数対制御電圧特性について、説明する。
【００４７】
図４は、周波数対制御電圧特性を示す特性図である。図４の特性（ａ）は、伸張コイルＬｖを直列に接続した場合、特性（ｂ）は、伸張コイルＬｖを並列に接続した場合のそれぞれの特性図である。
【００４８】
図４によれば、特性（ａ）の場合、周波数可変範囲は、特性（ａ）との交点（ｃ）、例えば、６２２．８ＭＨｚとしてこの共振周波数を中心に±２２５ｐｐｍである。又、ＳＡＷ共振子Ｘと並列に伸長コイルＬｖを接続した場合の周波数可変範囲は、特性（ａ）との交点（ｃ）６２３．２５ＭＨｚとしてこの共振周波数を中心にほぼ±４００ｐｐｍである。これらの周波数可変範囲を電源電圧３．３Ｖの範囲で制御される。図４の特性図から、この電源電圧がさらに２．４Ｖに低下しても、並列に接続した場合は、周波数可変範囲を十分確保することができることが判る。
【００４９】
（１−３）  ＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子
ＳＡＷ共振子Ｘは、圧電基板上にすだれ状の励振電極と梯子状の反射器を配置し、励振電極で励振された表面波を反射器で反射させることで定在波を発生させ、共振子として機能するものである。そして、振動エネルギーがＳＡＷ共振子表面に局在し主振動以外の副振動と結合しにくいため、ＡＴカット型水晶振動子と比較すると、所定の周波数以外には共振点が少ないという大きな利点を有する。ＳＡＷ共振子は、その共振周波数が数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚで、高周波発振回路に用いられる。
【００５０】
ここで、共振特性が改善されたＳＡＷ共振子、いわゆるＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子について、図５乃至図７を参照して説明する。
【００５１】
Ａ．実施例１
ＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子の実施例１について、図５を参照して説明する。図５は、本発明の第１実施形態におけるＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子の構成を示す図である。
【００５２】
この実施例１の特徴は、図５に示したすだれ電極３２において、それぞれの電極指３２１，３２２が２つの直線部３２１ａ，３２１ｂ  又は、３２２ａ，３２２ｂで構成された点である。
【００５３】
ＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子は、図５に示すように、圧電基板３１と、この圧電基板３１上に形成されるすだれ状電極３２と、このすだれ状電極３２を挟んで両側に位置する反射器３３、３３とから構成される。
【００５４】
圧電基板３１は、例えば、水晶からなる矩形板状に形成される。すだれ状電極３２及び反射器３３は、圧電基板３１の表面に導体金属を蒸着又はスパッタリング等により薄膜状に形成した上で、フォトリソグラフィ等により形成される。
【００５５】
すだれ状電極３２は、互いにかみ合う一対の櫛歯状の電極指３２１，３２２とからなり、電極指３２１、３２２は、これの長手方向の一端側がそれぞれ共通接続される。
【００５６】
電極指３２１は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向と直交する方向に分割して配置される直線部３２１ａ，３２１ｂと、その両者を接続する傾斜状の接続部３２１ｃとから構成される。その直線部３２１ａ，３２１ｂは、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ１＝λ／２（λ：弾性表面波の波長）だけ離れた位置に配置される。電極指３２２は、同様に、直線部３２２ａ、３２２ｂと、この両者を接続する傾斜状の接続部３２２ｃとから構成される。
【００５７】
従って、電極指３２１と電極指３２２との交差幅ａは、直線部３２１ａと直線部３２２ｂとが対向する部分における交差幅ｃ１と、直線部３２１ｂと直線部３２２ａとが対向する部分における交差幅ｃ２とを加算したものである。
【００５８】
反射器３３は、複数の電極指３３１が弾性表面波の伝搬方向に所定の間隔で配置され、それぞれの電極指３３１は長手方向の両端部を短絡するように形成される。
【００５９】
電極指３３１は、その一部が斜めに折り曲げられ、弾性表面波の伝搬方向と直交する方向に分割して配置される直線部３３１ａ、３３１ｂと、その両者を接続する傾斜状の接続部３３１ｃとから構成される。その直線部３３１ａと直線部３３１ｂとは、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ２＝λ／２だけ離れた位置に配置されている。
【００６０】
次に、実施例１の動作について、図５を参照して説明する。
【００６１】
いま、高周波電圧がすだれ状電極３２に供給されると、圧電効果により弾性表面波に変換される。この弾性表面波は、すだれ状電極３２の電極指３２１、３２２の長手方向に対して直交する方向に、すだれ状電極３２の両側に放射され、放射された弾性表面波は、さらに、反射器３３，３３により反射されてすだれ状電極３２に戻される。
【００６２】
すだれ状電極３２を構成する電極指３２１が備える直線部３２１ａ、３２１ｂは、弾性表面波の伝搬方向に対して互いに距離Ｌ１＝λ／２だけ離れた位置に配置される。このため、すだれ状電極３２において、電極指３２１の直線部３２１ａと電極指３２２の直線部３２２ａとは、図５に示すように弾性表面波の伝搬方向と直交する方向で同一直線上に位置し、電極指３２１と電極指３２２には異なる正負の電圧が印加されることになる。
【００６３】
従って、上記した動作では、弾性表面波の伝搬方向と垂直にエネルギーが分布する横モードについて、各直線部の１次横モードは主応答となるのに対し、２次横モード以上はスプリアスとなる。各直線部の２次横モードにおける電荷は、すだれ状電極３２内で相殺されるが、各直線部の３次横モードによる電荷は相殺されず、共振特性にスプリアスとして現われる。しかしながら、このスプリアスは共振周波数の近傍から遠ざけられる結果、この不要なスプリアスによる影響は軽減することができる。この点について、さらに、後述する試作品により詳細に説明する。
【００６４】
Ｂ．実施例２
次に、本発明による実施例２について、図６を参照して説明する。
【００６５】
図６は、本発明の実施例２における構成を示す平面図である。
【００６６】
実施例２としてのＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子は、図６に示すように、圧電基板３１と、すだれ状電極４２と、反射器４３、４３とを備えて構成させることは実施例１と同じである。従って、実施例１と異なる点について説明する。
【００６７】
図５に示したすだれ状電極３２の電極指３２１、３２２の場合は、それぞれの直線部を２つで構成したものである。一方、図６に示すように、すだれ状電極４２の電極指４２１、４２２の場合は、それぞれの直線部を５つで構成した点が異なる。従って、電極指４２１と電極指４２２との全体の交差幅ａは、それぞれの交差幅ｃ１〜ｃ５を総和したものとなる。
【００６８】
ここで、全体の交差幅ａと交差幅ｃ１〜ｃ５の具体的な数値の一例をあげると、全体の交差幅ａは１００λであり、分割された部分の各交差幅ｃ１〜ｃ５はそれぞれ１５λ〜２０λである。
【００６９】
又、図５に示す反射器３３の電極指３３１と同様に構成されるが、図６に示すように、反射器４３の電極指４３１は、その直線部を５つで構成した点が異なる。
【００７０】
Ｃ．得られる効果
次に、実施例１，２から得られる効果について説明する。
【００７１】
まず、本発明のＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子を実際に試作して得られた結果について説明する。即ち、上記で説明した実施例１と従来例について、図５の構造を基本にして試作を行った。
【００７２】
この実施例１は、図５において、すだれ状電極３２の電極指を構成する直線部（トラック）の個数を２とし、その各トラックの弾性表面波の伝搬方向における配置間隔Ｌは、Ｌ＝λ／２としたものである。そして、すだれ状電極３２の全体の交差幅ａを４０λとし、各直線部の交差幅をそれぞれ２０λとし、使用周波数は約６００ＭＨｚである。又、従来例は、実施例１とその基本構成を同一にし、上記の直線部間の配置間隔Ｌだけを、Ｌ＝０に変更したものである。
【００７３】
図７は、本発明によるＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子と従来におけるＳＡＷ共振子それぞれの共振特性を示し、（Ａ）は本発明の実施例１によるもの、（Ｂ）は従来例による共振特性である。
【００７４】
従来例では、図７（Ｂ）に示すようにスプリアスが認められるが、実施例１によれば、（Ａ）に示すように共振周波数の近傍からそのスプリアスを遠ざけることができ、そのスプリアスの影響を軽減できることが判る。
【００７５】
ところで、本発明のＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子では、実施例１としてＬ＝λ／２について試作したものである。本発明のＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子は、電極指の直線部間の配置間隔Ｌが異なっても、同様のふるまいをするので、Ｌ＝３λ／８，５λ／８の場合にも、実施例１と同様にスプリアスの影響を軽減できると考えられる。
【００７６】
以上の結果から、本発明のＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子では、すだれ状電極や反射器の電極指を構成する各直線部の弾性表面波の伝搬方向に対して、互いに距離Ｌで配置され、Ｌ＝λ／２が最良であるが、３λ／８≦Ｌ≦５λ／８を満たせば、実用上差し支えないといえる。
【００７７】
上記で説明したように、すだれ状電極３２の電極指を複数の直線部から構成し、交差幅の小さい複数の直線部を総和することにより、その全体の大きな交差幅が得られる結果、共振時のインピーダンスを小さくすることができるという効果が得られる。
【００７８】
又、すだれ状電極３２の交差幅を小さくすることにより、横モードにより発生するスプリアスを共振周波数の近傍から遠ざけられる結果、不要なスプリアスの影響を軽減できるという効果が得られる。
【００７９】
（１−４）  第１の実施形態から得られる効果
本発明の第１の実施形態から得られる効果は、次のような効果を得ることができる。
【００８０】
上記したように、伸長コイルを並列接続するＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子を用いることにより、伸長コイルを直列に接続した従来のＳＡＷ共振子の場合に比べて、周波数可変範囲を拡大できるという効果が得られる。併せて、近年の電源電圧の低電圧化に伴う制御電圧可変範囲が低下しても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路や部品を追加することなく、簡易に周波数可変範囲を維持・拡大できるという効果を得られる。
【００８１】
又、数１００ＭＨｚ以上の高周波で共振し、副振動が存在することのないＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子Ｘを用いることで、従来の逓倍回路を省略することができるという効果が得られる。
【００８２】
又、ＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子は、「発明が解決しようとする課題」で説明したような、ＡＴカット型水晶振動子が有する主振動と副振動の結合や不要なスプリアスがなく、又、逓倍回路を必要としないので不要な高調波を生成することがなくなる。この結果、主振動と副振動の結合、不要なスプリアスや高調波に起因して発生するジッタのない電圧制御型発振器を得ることができるという効果が得られる。
【００８３】
さらに、上記したように、従来の逓倍回路を必要としなくなること、又、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を追加することなく小型化や低コスト化が図られた電圧制御型発振器を得ることができるという効果が得られる。
【００８４】
（２）第２の実施形態
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
（２−１）  第２の実施形態の構成及び動作
本発明の第２の実施形態では、第１の実施形態に係る電圧制御型発振器１Ａを適用したクロック変換器２０について詳細に説明する。
【００８５】
図８は、クロック変換器２０の構成を示すブロック図である。図８に示すように、第１の実施形態に係る電圧制御型発振器１Ａは、クロック変換器２０の一構成要素、即ち、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３として用いられる。
【００８６】
図８において、クロック変換器２０は、少なくとも、供給される制御電圧Ｖｃにより周波数が変化し、帰還ループ用出力信号を出力する電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３と、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３からの帰還ループ用出力信号Ｓ１と外部からの入力信号Ｆ１との位相を比較し、位相差信号を出力する位相比較部２１と、その位相差信号を平滑化し制御電圧Ｖｃを生成するループフィルタ２２とにより帰還ループを形成し構成される。尚、図８に示すように、位相比較部２１の入力段及び電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３の出力段それぞれに分周回路２４，２５を設けて、低周波化を図ることもできる。
【００８７】
クロック変換器２０では、その電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３をＰＬＬ回路の一構成として適用し、クロック周波数の変換やジッタ低減のために用いられる。このクロック変換器２０は、一般的にジッタ低減回路とも呼ばれ、デジッタ回路、ジッタクリーンアップ回路、クロックスムージング回路のように、いろいろな呼び方がされている。
【００８８】
次に、図８に基づいて、クロック変換器２０の動作を説明する。
【００８９】
位相比較部２１の一方の入力端子に外部からジッタのある、例えば、１５５．５２ＭＨｚのクロック信号Ｆ１を分周回路２４によりＭ分周して入力する。又、他方の入力端子に電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３で生成された、例えば、６２２．０８ＭＨｚのクロック信号Ｆ２を帰還ループ用出力信号として分周回路２５でＮ分周して入力し、前述のＭ分周したクロック信号と位相比較を行う。そして、ループフィルタ２２において、この位相比較結果に応じた所定の制御電圧Ｖｃを生成し、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３に出力する。電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３では、所定の制御電圧Ｖｃに応じた、所望の高周波数のクロック信号Ｆ２が得られる。そして、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３から出力されたクロック信号Ｆ２は、図示しない負荷回路とインピーダンス整合が図られたバッファ回路２６を介して、出力される。
【００９０】
（２−２）第２の実施形態から得られる効果
本発明の第２の実施形態から得られる効果について説明する。
【００９１】
本発明のクロック変換器は、伸張コイルを並列接続し、共振特性が改善されたＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子を用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）を備えている。この結果、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）に対する狭い制御電圧幅であっても、市場から要求されているシステム精度を満足させることができるという効果が得られる。
【００９２】
又、狭い制御電圧幅で電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）の周波数可変範囲を制御できるので、この制御電圧を生成するループフィルタの構成を簡易にできる。併せて、狭い制御電圧幅で周波数を制御できる結果、電源電圧が低電圧化されても必要な周波数可変範囲を容易に補償でき、かつ、変換されたクロック信号の周波数偏差を高精度に維持できるという効果が得られる。
【００９３】
又、ジッタが大幅に低減され、かつ、周波数可変のための専用の回路を不要とする電圧制御型ＳＡＷ発振器を使用しているので、自己に起因するジッタの少ない小型化、低価格化が図られたクロック変換器を実現できるという効果が得られる。
【００９４】
（３）第３の実施形態
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
【００９５】
この第３の実施形態は、第２の実施形態で説明したクロック変換器を応用した光トランシーバ用モジュールに関するものである。
【００９６】
図９は、以上説明した第１の実施形態に係る電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを適用したクロック変換器２０を用いた、１０．３１２５ギガビット光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュール３０の概略構成を示す図である。
【００９７】
この光トランシーバ用モジュール３０は、例えば、サーバ用コンピュータと光ネットワークとの間で、光／電気変換及び電気／光変換と多重化及び多重分離のためのインターフェース機能を実現するものである。
【００９８】
図９に示すように、例えば、多重分離化部３４で抽出されたジッタの多い低周波クロック信号ＲＬＣＫが、外部からの制御信号ＣＯＮＴにより選択部３６で選択される。選択されたこのジッタの多い低周波クロック信号ＲＬＣＫは、本発明の電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３を適用したクロック変換器２０において、ジッタが低減された高周波のクロック信号ＲＨＣＫに変換される。そして、このクロック信号ＲＨＣＫは、多重化部３１において、Ｎ個の送信データＴｘＤＡＴＡを１つの送信データとして多重化するための基準クロック信号として用いられる。
【００９９】
ここで、光トランシーバ用モジュール３０の動作について、図９を参照して説明する。
【０１００】
本発明に係る可変範囲の広い電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）２３を適用したクロック変換器２０は、選択部３６により選択された低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を高周波数のクロック信号に変換する。例えば、選択部３６が６４ＫＨｚ〜１５５．５２ＭＨｚの低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を選択して、クロック変換器２０へ供給する。そして、クロック変換器２０は、６００ＭＨｚ帯の６２２．０８ＭＨｚの高周波数のクロック信号に変換して多重化部３１へ供給する。これにより、電気／光変換部３２では１０ＧＨｚ帯（ＯＣ−１９２）の光信号が光伝送路へ送出される。
【０１０１】
又、多重分離化部３４は、ＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ  ａｎｄ  Ｄａｔａ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）機能により、光／電気変換部３５において受信した光信号（ＯＰＩＮ）のデータから高周波数のクロック信号を抽出する。選択部３６が、クロック信号ＲＣＬＫを選択した場合は、クロック変換器２０からジッタの少ない高周波数のクロック信号が多重化部３１へ供給される。
【０１０２】
つまり、本発明に係る可変範囲の広い発振器、即ち、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）を適用したクロック変換器を光トランシーバ用モジュールに用いて、ジッタの多く含んだクロック信号を入力する。クロック変換器は非常にジッタの少ない高周波数のクロック信号を生成して多重化部へ供給する。これにより、多重化部において多重化する送信データ（ＴｘＤＡＴＡ×Ｎ）とクロック信号との間におけるタイミングマージンが確保されるので、多重化部の送信データの誤動作を防止することができるという効果が得られる。
【０１０３】
又、動画像のような大量のデータが伝送できる１０ギガビットに代表される高速なネットワークシステムにおいて、安定した動作を容易に確保することができるという効果が得られる。
【０１０４】
（４）変形例
本願発明は、上述した実施形態に限らず種々の態様で実施することができる。例えば、以下のような変形実施が可能である。
【０１０５】
（第１変形例）
上記した実施形態の増幅器は、バイポーラトランジスタを使用して構成した実施例を示し説明したが、トランジスタの種類が異なるＭＯＳトランジスタにより構成してもよい。
【０１０６】
（第２変形例）
又、発振回路をネットワーク用の光トランシーバ用モジュールに用いる場合について説明したが、発振回路、特に高周波発振回路を必要とする携帯電話などの無線通信機器など各種電子機器に適用することが可能である。
【０１０７】
（第３変形例）
水晶振動子、セラミック振動子やＳＡＷ共振子等の圧電振動子を構成する圧電材料について、水晶の他、他の圧電材料としてランガサイトや四ほう酸リチウムを用いた構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電圧制御型発振器が備えるコルピッツ型発振回路の構成を示す回路図である。
【図２】可変容量ダイオードと、伸長コイルを並列接続させたＳＡＷ共振子による等価回路図である。
【図３】等価回路で表したＳＡＷ共振子と伸張コイルと可変容量ダイオードとにより構成したときの回路のリアクタンス特性を計算により求めた図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る電圧制御型発振器の周波数対制御電
圧特性を示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態で用いたＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子の実施例１の構成を示す平面図である。
【図６】本発明の第１実施形態で用いたＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子の実施例２の構成を示す平面図である。
【図７】ＷＡＶＥ電極型ＳＡＷ共振子及び従来のＳＡＷ共振子それぞれの共振周波数特性を示す図である。
【図８】第１の実施形態に係る電圧制御型発振器を適用したクロック変換器の構成を示すブロック図である。
【図９】第１の実施形態に係る電圧制御型発振器を適用したクロック変換器を用いた、光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュールの概略構成を示す図である。
【図１０】ＡＴカット型水晶振動子を用いた従来の電圧制御型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【図１１】電圧制御型水晶発振器の発振回路として用いるインバータ型発振回路の構成を示す回路図である。
【図１２】従来のＳＡＷ共振子の構成を示す平面図である。
【図１３】等価回路で示されたＳＡＷ共振子、伸長コイル、可変容量ダイオードとが直列に接続された場合の回路図である。
【図１４】伸長コイルとＳＡＷ共振子の等価回路で形成される直列共振回路、及び、伸長コイルと電極容量で形成される直列共振回路による共振周波数特性を示す図である。
【図１５】入出力電極の交差幅とＳＡＷ共振子がもつスプリアスの位置との関係の一例を示す図である。
【符号の説明】
１Ａ・・・電圧制御型ＳＡＷ発振器
１Ｂ・・・電圧制御型水晶発振器
２・・・コルピッツ型発振回路
Ｘ・・・ＳＡＷ共振子
３１，４１・・・圧電基板
３２，４２・・・すだれ状電極
３３，４３・・・反射器
３２１，３２２，３３１，４２１，４２２・・・電極指
Ｌ・・・直列インダクタンス
Ｃ・・・直列コンデンサ
Ｒ・・・直列抵抗
Ｃ０・・・電極間静電容量
Ｃｖ・・・可変容量ダイオード
Ｌｖ・・・伸張コイル
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒａ，Ｒｂ・・・抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５・・・コンデンサ
Ｔｒ・・・バイポーラトランジスタ
３０・・・光トランシーバモジュール
３１・・・多重化部
３２・・・電気／光変換部
２０・・・クロック変換器
２１・・・位相比較部
２２・・・ループフィルタ
２３・・・電圧制御型ＳＡＷ発振器
２４，２５・・・分周回路
２６・・・バッファ回路
３４・・・多重分離化部
３５・・・光／電気変換部
３６・・・選択部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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