(57)【要約】【課題】アンプ回路の電源電圧のプラス電圧のリップル成分を抑制し、音質を改善すること。【解決手段】スイッチング素子Ｍ１が、電源回路１の入力と電源回路２の出力との間に配置される。また、スイッチング素子Ｍ２が、電源回路１の出力とグランドとの間に配置される。そして、制御回路１１が、電源回路１の出力電圧Ｖｄｄに応じて、スイッチング素子Ｍ１およびスイッチング素子Ｍ２をスイッチングさせ、出力電圧Ｖｄｄを目標電圧Ｖｄｄｏに近づける。【選択図】  図１
2005026726.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンプ回路のドライバと、上記アンプ回路のドライバの出力側のローパスフィルタと、上記アンプ回路のドライバに電源電圧を印加する電源回路とを備えるアンプ装置において、
上記電源回路の入力と上記電源回路の出力との間に配置される第１のスイッチング素子と、
上記電源回路の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子と、
上記電源回路の出力電圧に応じて、上記第１のスイッチング素子および上記第２のスイッチング素子をスイッチングさせる制御回路と、
を備えることを特徴とするアンプ装置。
【請求項２】
Ｄクラスアンプのドライバと、
上記Ｄクラスアンプのドライバの出力側の第１のローパスフィルタと、
この電源回路の入力とこの電源回路の出力との間に配置される第１のスイッチング素子、およびこの電源回路の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子のスイッチング動作により上記Ｄクラスアンプのドライバに電源電圧を印加する電源回路と、
上記第２のスイッチング素子と上記Ｄクラスアンプのドライバとの間に配置された第２のローパスフィルタと、
上記Ｄクラスアンプのドライバへの電源電圧の値で所定の基本信号をパルス幅変調してゲート信号を生成し、そのゲート信号を上記第１のスイッチング素子および上記第２のスイッチング素子へ供給する制御回路と、
を備えることを特徴とするアンプ装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記基本信号を、オーディオ帯域の上限周波数の少なくとも１０倍の周波数で生成することを特徴とする請求項２記載のアンプ装置。
【請求項４】
前記第２のローパスフィルタは、前記基本信号の周波数において少なくとも８０デシベルの減衰量を有することを特徴とする請求項２または請求項３記載のアンプ装置。
【請求項５】
前記第２のローパスフィルタは、前記基本信号の周波数の１００分の１のカットオフ周波数を有する２次パッシブフィルタであることを特徴とする請求項４記載のアンプ装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記ゲート信号の値が連続して同一となる期間が前記基本信号の１周期未満となるように前記ゲート信号を出力することを特徴とする請求項２記載のアンプ装置。
【請求項７】
前記電源回路の出力電圧と所定の目標電圧との誤差に応じた電圧の誤差信号を出力する出力電圧誤差出力回路を備え、
上記出力電圧誤差出力回路は、前記制御回路により生成される前記基本信号の電圧の最大値より低くかつ最小値より高い範囲の電圧で上記誤差信号を出力し、前記制御回路は、前記基本信号と上記誤差信号とを比較し、その比較結果に応じて前記ゲート信号の値を決定すること、
を特徴とする請求項２記載のアンプ装置。
【請求項８】
オーディオ用のアンプ回路に電源電圧を印加するアンプ用電源回路において、
このアンプ用電源回路の入力とこのアンプ用電源回路の出力との間に配置される第１のスイッチング素子と、
このアンプ用電源回路の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子と、
上記第２のスイッチング素子と上記アンプ回路との間に配置されたローパスフィルタと、
上記アンプ回路への電源電圧の値で所定の基本信号をパルス幅変調してゲート信号を生成し、そのゲート信号を上記第１のスイッチング素子および上記第２のスイッチング素子へ供給し、上記第１のスイッチング素子および上記第２のスイッチング素子の動作により上記アンプ回路に電源電圧を印加させる制御回路とを備え、
上記制御回路は、上記基本信号を、オーディオ帯域の上限周波数の少なくとも１０倍の周波数で生成し、
上記ローパスフィルタは、上記基本信号の周波数において少なくとも８０デシベルの減衰量を有すること、
を特徴とするアンプ用電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンプ装置およびアンプ用電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、従来のアンプ装置の構成例を示すブロック図である。図５に示す従来のアンプ装置では、直流電源２の出力電圧Ｖｄ１がＤＣ／ＤＣコンバータ３により昇圧され、昇圧後の電圧Ｖｄ２がシリーズレギュレータ２０１に印加される。シリーズレギュレータ２０１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３からの入力電圧Ｖｄ２を降圧させ、出力電圧Ｖｄｄを、Ｄクラスアンプ回路４の仕様に応じた電圧にして、電源電圧としてＤクラスアンプ回路４のドライバ３２に印加する。
【０００３】
Ｄクラスアンプ回路４では、前段回路３１が、アナログの入力信号に基づいて三角波信号などの基本信号にパルス幅変調またはパルス密度変調を施して、ドライバ３２のスイッチング素子のゲート信号を生成し、ドライバ３２が、そのゲート信号に基づいてスイッチング動作し、コイルＬ１およびコンデンサＣ１からなるローパスフィルタ３３が、上記基本信号の周波数成分の信号を減衰させ、オーディオ帯域の信号を透過させる（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
これにより、Ｄクラスアンプ回路４は、シリーズレギュレータ２０１からの電源電圧に基づいて音声信号の増幅を行う。
【０００５】
シリーズレギュレータ２０１では、基準電圧発生部２１１により生成される基準電圧と、出力電圧Ｖｄｄを抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂで分圧した電圧とがエラーアンプ２１２により比較され、出力電圧Ｖｄｄが、所定の目標電圧Ｖｄｄｏ以下になると、エラーアンプ２１２の出力電圧、つまりゲート信号の電圧が低くなり、スイッチング素子Ｍがオン動作する。これにより、シリーズレギュレータ２０１の出力電圧Ｖｄｄが所定の電圧Ｖｄｄｏになるように制御される。
【０００６】
なお、過電流保護回路２１３は、シリーズレギュレータ２０１の出力電流が所定の値を超えると、スイッチング素子Ｍへのゲート信号を遮断する回路である。また、コンデンサＣａ，Ｃｂは、平滑用コンデンサである。
【０００７】
その他、従来の汎用ＤＣ／ＤＣコンバータの一種として、相補型同期式バックコンバータがある（例えば特許文献２参照）。相補型同期式バックコンバータでは、相補的な２つのスイッチング素子を入力電圧とグランドとの間に直列に接続し、２つのスイッチング素子の共通ノードにローパスフィルタが接続され、そのローパスフィルタを介して出力電圧が負荷に印加される。そして、その出力電圧に応じて、パルス幅変調により生成されたゲート信号がスイッチング素子に供給される。このような従来の汎用ＤＣ／ＤＣコンバータは、携帯型コンピュータなどの内蔵電源に使用されたりする。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００２−１１８４３０号公報（従来の技術欄）
【特許文献２】
特開平９−２２３７９９号公報（従来の技術欄）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
Ｄクラスアンプ回路４では、上述のように、ローパスフィルタ３３が使用されるため、ローパスフィルタ３３のコイルＬによる逆起電力に起因するドライバ３２の特有の負荷変動が生じる。この特有の負荷変動により、Ｄクラスアンプ回路４の電源電圧Ｖｄｄには、プラス電圧のリップル成分が重畳してしまう。
【００１０】
従来のアンプ装置では、上述のようなシリーズレギュレータ２０１により電源電圧Ｖｄｄを安定化しているため、電源電圧Ｖｄｄが所定の電圧Ｖｄｄｏより低い場合には、スイッチング素子Ｍをオン動作させることで、電源電圧Ｖｄｄを所定の電圧Ｖｄｄｏに上昇させることができる。しかしながら、上述のようにして電源電圧Ｖｄｄが所定の電圧Ｖｄｄｏ以上となった場合には、シリーズレギュレータ２０１のスイッチング素子Ｍは、オフ状態のままとなるだけであり、電源電圧Ｖｄｄｏを、所定の電圧Ｖｄｄｏへ減少させることが困難である。したがって、従来のアンプ装置では、Ｄクラスアンプ回路４のドライバ３２の電源電圧Ｖｄｄにリップル成分が重畳したままとなり、スピーカ５への出力音声信号に歪みが生じ、音質が劣化してしまうという問題がある。図６は、ある入力信号を供給したときの、従来のアンプ装置の電源電圧の特性の一例を示す図である。図６に示す測定結果では、従来のアンプ装置において、振幅が約３５０ミリボルトで周波数が約２５０ヘルツの正弦波の音声信号を出力する場合に、１１７ミリボルトのプラス電圧のリップル成分が観測されている。
【００１１】
このような歪みを回避するために、特殊ヘッドホンなどの特定の機器におけるスピーカを正側と負側の両側から駆動する特殊なアンプ装置が提案されている。図７は、そのような従来のアンプ装置の構成例を示すブロック図である。図７に示す従来のアンプ装置では、Ｄクラスアンプ回路３０１のドライバ３１２として、右側と左側のそれぞれに、正側のドライバＡと負側のドライバＡが設けられている。そして、前段回路３１１および反転回路３１３Ｌにより互いに逆相のＰＷＭ被変調信号が、左側スピーカ３２１Ｌ用の２つのドライバＡに供給され、互いに逆相の出力音声信号が、左側スピーカ３２１Ｌの正負の両端子に供給される。また、同様にして、前段回路３１１および反転回路３１３Ｒにより互いに逆相のＰＷＭ被変調信号が、右側スピーカ３２１Ｒ用の２つのドライバＡに供給され、互いに逆相の出力音声信号が、右側スピーカ３２１Ｒの正負の両端子に供給される。しかしながら、このようなアンプ装置は特殊なヘッドホン３０２に合わせて作成されるため、接続機器が限定され、一般的な汎用スピーカを使用する場合には、このようなアンプ装置を使用することが困難である。
【００１２】
また、上述のような従来の汎用ＤＣ／ＤＣコンバータは、オーディオ機器用に設計されていないため、音質を考慮すると、アンプ装置の電源回路として単体で使用することは考えられない。
【００１３】
本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、アンプ回路の電源電圧のプラス電圧のリップル成分を抑制し、音質を改善することができるアンプ装置およびアンプ用電源回路を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明のアンプ装置は、アンプ回路のドライバと、アンプ回路のドライバの出力側のローパスフィルタと、アンプ回路のドライバに電源電圧を印加する電源回路とを備えるアンプ装置であって、電源回路の入力と電源回路の出力との間に配置される第１のスイッチング素子と、電源回路の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子と、電源回路の出力電圧に応じて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子をスイッチングさせる制御回路とを備える。
【００１５】
また、本発明のアンプ装置は、Ｄクラスアンプのドライバと、Ｄクラスアンプのドライバの出力側の第１のローパスフィルタと、この電源回路の入力とこの電源回路の出力との間に配置される第１のスイッチング素子、およびこの電源回路の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子のスイッチング動作によりＤクラスアンプのドライバに電源電圧を印加する電源回路と、第２のスイッチング素子とＤクラスアンプのドライバとの間に配置された第２のローパスフィルタと、Ｄクラスアンプのドライバへの電源電圧の値で所定の基本信号をパルス幅変調してゲート信号を生成し、そのゲート信号を第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子へ供給する制御回路とを備える。
【００１６】
さらに、本発明のアンプ装置は、上記発明のアンプ装置に加え、制御回路が、基本信号を、オーディオ帯域の上限周波数の少なくとも１０倍の周波数で生成するようにしたものである。
【００１７】
さらに、本発明のアンプ装置は、上記発明のアンプ装置のいずれかに加え、第２のローパスフィルタが、基本信号の周波数において少なくとも８０デシベルの減衰量を有するものである。
【００１８】
さらに、本発明のアンプ装置は、上記発明のアンプ装置のいずれかに加え、第２のローパスフィルタとして、基本信号の周波数の１００分の１のカットオフ周波数を有する２次パッシブフィルタを有する。
【００１９】
さらに、本発明のアンプ装置は、上記発明のアンプ装置のいずれかに加え、ゲート信号の値が連続して同一となる期間が基本信号の１周期未満となるように、制御回路がゲート信号を出力するようにしたものである。
【００２０】
さらに、本発明のアンプ装置は、上記発明のアンプ装置のいずれかに加え、電源回路の出力電圧と所定の目標電圧との誤差に応じた電圧の誤差信号を出力する出力電圧誤差出力回路を備える。そして、出力電圧誤差出力回路は、制御回路により生成される基本信号の電圧の最大値より低くかつ最小値より高い範囲の電圧で誤差信号を出力し、制御回路は、基本信号と誤差信号とを比較し、その比較結果に応じてゲート信号の値を決定する。
【００２１】
本発明のアンプ用電源回路は、オーディオ用のアンプ回路に電源電圧を印加するアンプ用電源回路であって、このアンプ用電源回路の入力とこのアンプ用電源回路の出力との間に配置される第１のスイッチング素子と、このアンプ用電源回路の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子とアンプ回路との間に配置されたローパスフィルタと、アンプ回路への電源電圧の値で所定の基本信号をパルス幅変調してゲート信号を生成し、そのゲート信号を第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子へ供給し、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の動作によりアンプ回路に電源電圧を印加させる制御回路とを備える。そして、制御回路は、基本信号を、オーディオ帯域の上限周波数の少なくとも１０倍の周波数で生成する。また、ローパスフィルタは、基本信号の周波数において少なくとも８０デシベルの減衰量を有する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
【００２３】
図１は、本発明の実施の形態に係るアンプ装置の構成を示すブロック図である。図１において、電源回路１は、Ｄクラスアンプ回路４におけるドライバ３２などに電源電圧を印加する回路であって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３からの入力電圧Ｖｄ２の印加を受け、出力電圧Ｖｄｄを所定の目標電圧Ｖｄｄｏに制御する回路である。また、直流電源２は、充電式バッテリ、乾電池、ＡＣ／ＤＣ変換器などの、直流電圧Ｖｄ１を発生する回路または装置である。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、直流電源２の発生電圧Ｖｄ１を所定の電圧Ｖｄ２に昇圧する回路である。
【００２４】
また、Ｄクラスアンプ回路４は、アナログの入力音声信号に基づいてパルス幅変調またはパルス密度変調を施してスイッチング素子のゲート信号を生成し、そのゲート信号に基づいてスイッチング素子をスイッチング動作させて入力音声信号を増幅し、増幅後の信号のうち、ローパスフィルタにより上記基本信号の周波数成分を減衰させ、増幅後のオーディオ帯域の信号を出力する回路である。
【００２５】
なお、スピーカ５は、Ｄクラスアンプ回路４に接続され、Ｄクラスアンプ回路４からのアナログ音声信号に応じた音声を出力する装置である。
【００２６】
図１に示す電源回路１において、スイッチング素子Ｍ１は、回路上、電源回路１の入力と電源回路１の出力との間に配置される第１のスイッチング素子である。スイッチング素子Ｍ２は、回路上、電源回路１の出力とグランドとの間に配置される第２のスイッチング素子である。
【００２７】
スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、互いに相補的な金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。この実施の形態では、スイッチング素子Ｍ１を、Ｐ型トランジスタとし、スイッチング素子Ｍ２をＮ型トランジスタとしている。スイッチング素子Ｍ１のソースが、電源回路１の入力を介してＤＣ／ＤＣコンバータ３に接続され、スイッチング素子Ｍ１のドレインが、電源回路１の出力に接続されたローパスフィルタ１２に接続される。また、スイッチング素子Ｍ２のソースが、グランドに接続され、スイッチング素子Ｍ２のドレインが、スイッチング素子Ｍ１のドレイン、および電源回路１の出力に接続されたローパスフィルタ１２に接続される。
【００２８】
また、制御回路１１は、電源回路１の出力電圧Ｖｄｄに応じて、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２をスイッチングさせる回路である。さらに詳しくは、制御回路１１は、Ｄクラスアンプ回路４のドライバ３２への電源電圧Ｖｄｄの値で所定の基本信号をパルス幅変調してゲート信号を生成し、そのゲート信号をスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２へ供給する回路である。制御回路１１において、基本信号発生回路２１は、所定の周波数ｆｏで所定の波形の基本信号を生成する回路である。基本信号の周波数ｆｏは、オーディオ帯域の上限（通常２０キロヘルツ）の１０倍以上のいずれかの値とされ、基本信号の波形は、三角波、ノコギリ波などとされる。この実施の形態では、基本信号の周波数ｆｏは、２００キロヘルツとされる。ゲート信号生成回路２２は、基本信号とエラーアンプ１４の出力信号とを比較し、比較結果に応じて、ゲート信号をハイレベルまたはローレベルとする回路である。
【００２９】
また、ローパスフィルタ１２は、コイルＬ２およびコンデンサＣ２からなる２次パッシブフィルタとして構成される第２のローパスフィルタである。図２は、本発明の実施の形態に係るアンプ装置の電源回路１におけるローパスフィルタ１２の減衰特性の一例を示す図である。図２に示すように、ローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃは、基本信号の周波数ｆｏの１００分の１程度となるように設定される。したがって、この実施の形態では、ローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃは、２キロヘルツとされる。また、ローパスフィルタ１２による減衰量は、基本信号の周波数ｆｏにおいて少なくとも８０デシベルとなるように設定される。すなわち、このような特性となるように、コイルＬ２のリアクタンス値およびコンデンサＣ２のキャパシタンス値が設定される。
【００３０】
また、基準電圧発生部１３は、所定の目標電圧Ｖｄｄｏを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して得られる基準電圧（＝Ｖｄｄｏ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））を発生する回路または素子である。
【００３１】
また、エラーアンプ１４は、基準電圧発生部１３による基準電圧と電源回路１の出力電圧Ｖｄｄを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧（＝Ｖｄｄ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））とを比較し、出力信号を両者の差に応じた電圧値とする回路である。すなわち、エラーアンプ１４は、電源回路１の出力電圧Ｖｄｄと所定の目標電圧Ｖｄｄｏとの誤差に応じた電圧の誤差信号を出力する出力電圧誤差出力回路である。
【００３２】
また、図１に示すＤクラスアンプ回路４において、前段回路３１は、アナログの音声入力信号に基づいて三角波信号などの基本信号にパルス幅変調またはパルス密度変調を施し、ドライバ３２のスイッチング素子のゲート信号として、パルス幅変調またはパルス密度変調の被変調信号を生成する回路である。また、ドライバ３２は、スイッチング素子を有し、前段回路３１からのゲート信号の値に応じたそのスイッチング素子のスイッチング動作により電力増幅し、パルス幅変調またはパルス密度変調された信号を出力する回路である。ローパスフィルタ３３は、Ｄクラスアンプ回路４のドライバ３２の出力側に配置される第１のローパスフィルタである。このローパスフィルタ３３は、コイルＬ１およびコンデンサＣ１からなる２次パッシブフィルタとして構成される。このローパスフィルタ３３は、上記基本信号の周波数ｆｏの成分を減衰させ、オーディオ帯域の信号を透過させるように設定される。
【００３３】
次に、上記装置の動作について説明する。
【００３４】
直流電源２は、電圧Ｖｄ１を発生し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、直流電源２により印加される電圧Ｖｄ１を昇圧し、出力電圧Ｖｄ２を、直流電源２の電圧Ｖｄ１およびアンプ回路４に印加する電源電圧Ｖｄｄより高い電圧とする。
【００３５】
そして、電源回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３により印加される電圧Ｖｄ２を安定化し、所定の電圧ＶｄｄｏとなるようにＤクラスアンプ回路４のドライバ３２などに電源電圧Ｖｄｄを印加する。
【００３６】
Ｄクラスアンプ回路４は、電源としての電源回路１から電力を供給され、音声入力信号を増幅し、増幅後の出力音声信号をスピーカ５に出力する。
【００３７】
ここで、電源回路１の動作の詳細について説明する。
【００３８】
電源回路１では、スイッチング素子Ｍ１が、入力・出力間の直列スイッチとして動作し、スイッチング素子Ｍ２が、出力・グランド間のシャントスイッチとして動作する。スイッチング素子Ｍ１とスイッチング素子Ｍ２は、互いに相補的であり、かつ同一のゲート信号を供給されるため、一方がオン状態にあるときには他方がオフ状態にあり、制御回路１１からのゲート信号に応じてプッシュプル動作をする。
【００３９】
他方、エラーアンプ１４が、基準電圧発生部１３により生成される基準電圧と、電源回路１の出力電圧Ｖｄｄを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧した電圧とを比較し、両者の差に応じた電圧値の誤差信号を、制御回路１１のゲート信号生成回路２２に供給する。
【００４０】
制御回路１１のゲート信号生成回路２２は、基本信号発生回路２１からの基本信号の値とエラーアンプ１４からの誤差信号の値とを比較し、エラーアンプ１４の誤差信号の値が基本信号発生回路２１からの基本信号の値より大きいときには、ゲート信号をハイレベル（所定の電圧Ｖｏ、Ｖｏ≠０）とし、エラーアンプ１４の誤差信号の値が基本信号発生回路２１からの基本信号の値以下であるときには、ゲート信号をローレベル（電圧ゼロ）とし、時系列に沿って連続的にゲート信号を出力する。
【００４１】
図３は、本発明の実施の形態に係るアンプ装置の電源回路１におけるゲート信号生成回路２２の入出力関係について説明する図である。図３（Ａ）は、基本信号の波形をノコギリ波とした場合の入出力関係の一例であり、図３（Ｂ）は、基本信号の波形を三角波とした場合の入出力関係の一例である。図３（Ａ）では、ゲート信号生成回路２２により、２つの入力であるエラーアンプ１４の誤差信号１０１と、ノコギリ波の基本信号１０２Ａとが比較され、エラーアンプ１４の誤差信号１０１の電圧値が基本信号１０２Ａの電圧値より高い場合には、出力であるゲート信号の電圧値がＶｏとされ、そうでない場合には、その電圧値はゼロとされる。同様に、図３（Ｂ）では、エラーアンプ１４の誤差信号１０１と、三角波の基本信号１０２Ｂとが比較され、エラーアンプ１４の誤差信号１０１の電圧値が基本信号１０２Ｂの電圧値より高い場合には、出力であるゲート信号の電圧値がＶｏとされ、そうでない場合には、その電圧値はゼロとされる。
【００４２】
このように、エラーアンプ１４からの誤差信号の電圧値が大きくなると、ゲート信号のデューティ比が増加し（つまり、スイッチング素子Ｍ１がオン状態である期間が短くなり）、エラーアンプ１４からの誤差信号の電圧値が小さくなると、ゲート信号のデューティ比が減少する。
【００４３】
したがって、電源回路１の出力電圧Ｖｄｄが所定の目標電圧Ｖｄｄｏより高くなると、エラーアンプ１４の出力値が大きくなり、エラーアンプ１４の出力値が大きくなると、ゲート信号のデューティ比は、大きくなる。そして、ゲート信号のデューティ比が大きくなると、スイッチング素子Ｍ１のオン状態である期間の割合が減り、かつシャントスイッチとして機能するスイッチング素子Ｍ２のオン状態である期間の割合が増え、これにより、出力電圧Ｖｄｄが減少する。
【００４４】
一方、出力電圧Ｖｄｄが所定の電圧Ｖｄｄｏより低くなると、エラーアンプ１４の出力値が小さくなり、エラーアンプ１４の出力値が小さくなると、ゲート信号のデューティ比は、小さくなる。そして、ゲート信号のデューティ比が小さくなると、スイッチング素子Ｍ１のオン状態である期間の割合が増え、かつスイッチング素子Ｍ２のオン状態である期間の割合が減り、これにより、出力電圧Ｖｄｄが増加する。
【００４５】
このようにして、電源回路１は、負荷が変動し、Ｄクラスアンプ回路４の電源電圧Ｖｄｄが所定の電圧Ｖｄｄｏより高くなっても低くなっても、その電源電圧Ｖｄｄを所定の電圧Ｖｄｄｏになるように制御する。
【００４６】
なお、図３に示すように、エラーアンプ１４は、制御回路１１の基本信号発生回路２１により生成される基本信号の電圧の最大値より低くかつ最小値より高い範囲の電圧で出力信号（誤差信号）を出力する。すなわち、この誤差信号の電圧の最大値は、基本信号の電圧の最大値より小さく設定され、この誤差信号の電圧の最小値は、基本信号の電圧の最小値より大きく設定される。
【００４７】
例えば、エラーアンプ１４は、基準電圧発生部１３による基準電圧と出力電圧Ｖｄｄを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧との差に所定の定数を乗じて得られる値を電圧値とする出力信号を生成し、その電圧値が、所定の最大値より大きくなった場合には、出力信号の電圧値をその最大値にクランプするようにしてもよい。同様に、エラーアンプ１４は、例えば、出力信号の電圧値が、所定の最小値より小さくなった場合には、出力信号の電圧値をその最小値にクランプするようにしてもよい。
【００４８】
なお、ここでは、エラーアンプ１４の出力信号の電圧値に上限値と下限値を設けているが、その代わりに、制御回路１１が、ゲート信号のデューティ比を監視し、基本信号の１周期以上連続してデューティ比が０または１となってしまうと判断した場合に、強制的にゲート信号の値を反転させて、デューティ比が０または１とならないようにしてもよい。
【００４９】
以上のように、上記実施の形態によれば、スイッチング素子Ｍ１が、電源回路１の入力と電源回路２の出力との間に配置され、スイッチング素子Ｍ２が、電源回路１の出力とグランドとの間に配置される。そして、制御回路１１が、電源回路１の出力電圧に応じて、スイッチング素子Ｍ１およびスイッチング素子Ｍ２をスイッチングさせる。これにより、Ｄクラスアンプ回路４の電源電圧のプラス電圧のリップル成分を抑制し、音質を改善することができる。
【００５０】
図４は、ある入力信号を供給したときの、本発明の実施の形態のアンプ装置の電源電圧の特性の一例を示す図である。図４に示す測定結果では、本実施の形態のアンプ装置において、振幅が約３５０ミリボルトで周波数が約２５０ヘルツの正弦波の音声信号を出力する場合に、２３ミリボルトのプラス電圧のリップル成分が観測されている。このように、本実施の形態によれば、従来のアンプ装置の場合（図６）と比べ、Ｄクラスアンプ回路４の電源電圧Ｖｄｄに発生するプラス電圧のリップル成分が大幅に抑制される。
【００５１】
また、上記実施の形態によれば、制御回路１１は、基本信号を、オーディオ帯域の上限周波数の少なくとも１０倍の周波数で生成する。これにより、電源回路１で生成される基本信号に起因する、可聴帯域の出力音声信号の劣化を抑制することができる。
【００５２】
さらに、上記実施の形態によれば、ローパスフィルタ１２が、基本信号の周波数において少なくとも８０デシベルの減衰量を有する。これにより、電源回路１で生成される基本信号に起因する、可聴帯域の音声信号の劣化を抑制することができる。
【００５３】
さらに、上記実施の形態によれば、ローパスフィルタ１２として、基本信号の周波数の１００分の１のカットオフ周波数を有する２次パッシブフィルタが使用される。これにより、電源回路１で生成される基本信号に起因する、可聴帯域の出力音声信号の劣化を抑制することができる。
【００５４】
さらに、上記実施の形態によれば、制御回路１１は、ゲート信号の値が連続して同一となる期間が基本信号の１周期未満となるようにゲート信号を出力する。これにより、出力音声信号の劣化を抑制することができる。
【００５５】
さらに、上記実施の形態によれば、エラーアンプ１４は、制御回路１１により生成される基本信号の電圧の最大値より低くかつ最小値より高い範囲の電圧で誤差信号を出力し、制御回路１１は、基本信号と誤差信号とを比較し、その比較結果に応じてゲート信号を生成する。これにより、ゲート信号の値が連続して同一となる期間が基本信号の１周期未満となり、出力音声信号の劣化を抑制することができる。
【００５６】
なお、上述の実施の形態は、本発明の好適な例であるが、本発明は、これらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能である。
【００５７】
例えば、上述の実施の形態における電源回路１は、１つのＩＣチップとして構成してもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバータ３に内蔵させてもよい。また、ローパスフィルタ１２は、電源回路１に内蔵されていてもよいし、電源回路１に外付けされていてもよい。
【００５８】
また、上述の実施の形態においては、スイッチング素子Ｍ１をＰ型トランジスタとし、スイッチング素子Ｍ２をＮ型トランジスタとしているが、その代わりに、スイッチング素子Ｍ１をＮ型トランジスタとし、スイッチング素子Ｍ２をＰ型トランジスタとし、さらに、上述の実施の形態におけるゲート信号に対してハイレベルとローレベルとを反転させたゲート信号を制御回路１１から供給するようにしてもよい。
【００５９】
また、上述の実施の形態においては、ローパスフィルタ１２として、２次フィルタを使用しているが、３次以上の高次のフィルタを使用するようにしてもよい。その場合には、カットオフ周波数ｆｃが、２次フィルタの場合より、高く設定される。
【００６０】
また、上述の実施の形態においては、一例として、基本信号の周波数ｆｏを２００キロヘルツとし、ローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃを２キロヘルツとしているが、基本信号の周波数ｆｏをより高く設定してもよい。また、ここでは、オーディオ帯域の上限周波数を２０キロヘルツと想定しているが、用途に応じて、取り扱う音声信号（入力信号）に高周波数域の成分が含まれない場合には、オーディオ帯域の上限周波数を２０キロヘルツ未満として、基本信号発生回路２１による基本信号の周波数ｆｏおよびローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃを設定してもよい。
【００６１】
また、上述の実施の形態においては、直流電源２の電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ３により昇圧しているが、直流電源２の電圧が十分高い場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３を省き、直流電源２の出力電圧を電源回路１に直接印加するようにしてもよい。
【００６２】
また、上述の実施の形態においては、電源回路１は、Ｄクラスアンプ回路４に電源電圧を印加しているが、アンプ回路内で逆起電力が生じ、電源電圧に正のリップル電圧が生じるような他のアンプ回路にも同様にこの電源回路１を適用することができる。
【００６３】
また、上述の実施の形態においては、スイッチング素子Ｍ１のゲート信号とスイッチング素子Ｍ２のゲート信号とは全く同一のものを使用しているが、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２が両方ともオン状態となる期間の発生を抑制するために、ゲート信号の値の反転時に、両者ともオフ状態となる微小期間（デッドタイム）をゲート信号に設けてもよい。
【００６４】
また、上述の実施の形態においては、電源回路１は、Ｄクラスアンプ回路４に電源電圧を印加しているが、アンプ回路内で逆起電力が生じ、電源電圧に正のリップル電圧が生じるような他のアンプ回路にも同様にこの電源回路１を適用することができる。
【００６５】
【発明の効果】
本発明によれば、アンプ回路の電源電圧のプラス電圧のリップル成分を抑制し、音質を改善するアンプ装置およびアンプ用電源回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施の形態に係るアンプ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施の形態に係るアンプ装置の電源回路におけるローパスフィルタの減衰特性の一例を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施の形態に係るアンプ装置の電源回路におけるゲート信号生成回路の入出力関係について説明する図である。
【図４】図４は、ある入力信号を供給したときの、本発明の実施の形態のアンプ装置の電源電圧の特性の一例を示す図である。
【図５】図５は、従来のアンプ装置の構成例を示すブロック図である。
【図６】図６は、ある入力信号を供給したときの、従来のアンプ装置の電源電圧の特性の一例を示す図である。
【図７】図７は、特殊な従来のアンプ装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  電源回路（電源回路、アンプ用電源回路）
４  Ｄクラスアンプ回路（Ｄクラスアンプ、アンプ回路）
１１  制御回路
１２  ローパスフィルタ（ローパスフィルタ、第２のローパスフィルタ）
１４  エラーアンプ（出力電圧誤差出力回路）
３２  ドライバ
３３  ローパスフィルタ（ローパスフィルタ、第１のローパスフィルタ）
Ｍ１  スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
Ｍ２  スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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