(57)【要約】【課題】可変容量コンデンサに高周波信号を入力した時に生じる高調波を抑制することが可能なコンデンサ装置を提供すること。【解決手段】入力端子Ｉと出力端子Ｏとの間に、第１の可変容量コンデンサＣ１と、これに並列に接続された第２の可変容量コンデンサＣ２とインダクタＬ２を設け、第１の可変容量コンデンサＣ１を流れるＮ次の高調波歪の位相と、第２の可変容量コンデンサＣ２とインダクタＬ２を流れるｎ次の高調波歪の位相を反転させることにより、高調波歪を相殺して高調波歪を補正するコンデンサ装置とする。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の伝送線路の途中に接続されるコンデンサ装置であって、可変容量コンデンサと、該可変容量コンデンサに対して並列に接続された、該可変容量コンデンサで発生する高調波歪と逆位相の高調波歪を発生させる補正回路と、を備えて成ることを特徴とするコンデンサ装置。
【請求項２】
前記補正回路は、補正用可変容量コンデンサとインダクタとを直列接続して成る直列共振回路を有することを特徴とする請求項１に記載のコンデンサ装置。
【請求項３】
前記補正用可変容量コンデンサと前記インダクタとで定められる直列共振周波数が、前記高周波信号の周波数より大きく、かつ前記高周波信号の２次以上の高調波周波数より小さいことを特徴とする請求項２に記載のコンデンサ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波伝送線路の入出力間に挿入されたコンデンサ装置に関し、可変容量コンデンサを備え、その可変容量コンデンサの電流特性における２次以上の項から発生する高調波歪を補正することが可能なコンデンサ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、可変容量コンデンサでは直流バイアスを印加することで誘電率が変化し、その結果として容量が変化することが知られている。このように、直流バイアスの印加により容量を変化させる可変容量コンデンサに関しては、例えば特許文献１に開示されている。
【０００３】
直流バイアスの印加によるコンデンサの容量変化は高周波領域にも及ぶので、高周波領域においても可変容量コンデンサが利用できる。このような可変容量コンデンサの容量変化を利用して、直流バイアスの印加により周波数特性を変化させる電子部品が得られる。例えば、前述の可変容量コンデンサとインダクタとを組み合わせた電圧制御型共振器では、制御電圧の制御により共振周波数を変化させることが可能である。また、可変容量コンデンサ、インダクタ、および共振器を組み合わせた電圧制御型帯域通過フィルタでは、制御電圧を制御することにより、通過帯域を変化させることができる。マイクロ波用の電圧制御型電子部品に関しては例えば特許文献２に開示されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−２６０６６７号公報
【０００５】
【特許文献２】
特表平８−５０９１０３号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した可変容量コンデンサを高周波用電子部品で用いる場合、可変容量コンデンサには容量可変用の直流バイアス電圧と高周波信号の電圧（以下、高周波電圧という）が同時に印加されることになる。高周波電圧が高い場合には、この電圧によっても可変容量コンデンサの容量が変化するようになる。
【０００７】
このような可変容量コンデンサを高周波部品に用いると、高周波電圧による可変容量コンデンサの容量変化のため高調波歪が生じる。高調波歪を小さくするためには、高周波電界強度を下げ高周波電圧による容量変化を小さく抑える必要があり、そのためには可変容量コンデンサを構成する誘電体層の厚みを増やすことが有効であるが、誘電体層を厚くすると直流電界強度も小さくなるため容量変化率も低下するという問題がある。
【０００８】
一般に、可変容量コンデンサの容量特性Ｃ（ｔ）、コンデンサの電流特性ｉ（ｔ）、および電荷特性ｑ（ｔ）は下記式のように表される。
【０００９】
Ｃ（ｔ）＝Ｃ０（１＋ａｖ（ｔ）＋ｂｖ（ｔ）２＋・・・）
（ただし、Ｃ０：０Ｖ時の静電容量、ａ，ｂ：次数に応じた係数、ｖ（ｔ）：正弦波などの周期的に変化する電圧、ｔ：時間）
ｉ（ｔ）＝ｄｑ（ｔ）／ｄｔ
ｑ（ｔ）＝Ｃ（ｔ）ｖ（ｔ）
以上により、可変容量コンデンサの電流特性ｉ（ｔ）は下記式のように表される。
【００１０】
ｉ（ｔ）＝ｄ（Ｃ０（ｖ（ｔ）＋ａｖ（ｔ）２＋ｂｖ（ｔ）３＋・・・））／ｄｔ
ここで、可変容量コンデンサの電流特性ｉ（ｔ）の式において、このｖ（ｔ）に関する２乗の項から２次高調波歪が発生し、ｖ（ｔ）に関する３乗の項から３次高調波歪が発生する。一般的に、ｖ（ｔ）に関するｎ乗の項からｎ次高調波歪が発生する（ただし、ｎは２以上の整数）。
【００１１】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、その目的は可変容量コンデンサにおいて発生する高調波歪を補正するコンデンサ装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明のコンデンサ装置は、１）高周波信号の伝送線路の途中に接続されるコンデンサ装置であって、可変容量コンデンサと、該可変容量コンデンサに対して並列に接続された、該可変容量コンデンサで発生する高調波歪と逆位相の高調波歪を発生させる補正回路と、を備えて成ることを特徴とする。
【００１３】
また、２）１）において、前記補正回路は、補正用可変容量コンデンサとインダクタとを直列接続して成る直列共振回路を有することを特徴とする。
【００１４】
また、３）２）において、前記補正用可変容量コンデンサと前記インダクタとで定められる直列共振周波数が、前記高周波信号の周波数より大きく、かつ前記高周波信号の２次以上の高調波周波数より小さいことを特徴とする。
【００１５】
また、４）１）における補正回路が、低誘電率の絶縁性の基板上に形成されていることを特徴とする。
【００１６】
また、５）２）における可変容量コンデンサと補正用可変容量コンデンサを構成する薄膜誘電体層が（Ｂａｘ，Ｓｒ１−ｘ）ｙＴｉ１−ｙＯ３−ｚ（ただし、０．４≦ｘ≦０．６，０．１≦ｙ≦０．３，０≦ｚ≦１）からなることを特徴とする。
【００１７】
さらに、６）２）において、インダクタはメアンダ状、直線状、またはスパイラル状に形成されていることを特徴とする。
【００１８】
特に、補正回路を構成する補正用可変容量コンデンサとインダクタとで定められる直列共振周波数が、高周波信号の周波数より大きく、かつ高周波信号の２次以上の高調波周波数より小さいこととした場合、補正用可変容量コンデンサとインダクタの直列接続部において、目的に合う共振周波数になるように適当な静電容量ＣとインダクタンスＬの値を選択する。このようなＣとＬの値を選択すると、共振周波数以上の歪信号では、Ｃに対してＬのインピーダンスが高くなる。すなわち、可変容量コンデンサで生じた高調波歪信号に対して、位相を１８０度反転させることができる。
【００１９】
伝送線路の両端で観測される電流は、並列接続の各々に流れる電流の足し算になる。よって、可変容量コンデンサで生じた高調波歪の位相と、補正用可変容量コンデンサとインダクタとで生じた高調波歪の位相は１８０度ずれているので、打ち消し合うことができる。
【００２０】
一方、高周波信号の基本波に対しては、可変容量コンデンサを流れる電流の位相と、補正用可変容量コンデンサとインダクタとを流れる電流の位相は同じままなので打ち消し合わない。よって、基本波はそのまま通し、高調波歪は抑制させることのできるコンデンサ装置とすることができる。
【００２１】
また、可変容量コンデンサおよび補正用可変容量コンデンサを構成する薄膜誘電体層が（Ｂａｘ，Ｓｒ１−ｘ）ｙＴｉ１−ｙＯ３−ｚ（ただし、０．４≦ｘ≦０．６，０．１≦ｙ≦０．３，０≦ｚ≦１）からなるようにすることで、容量変化率が大きく損失が小さいものとすることができる。
【００２２】
さらに、インダクタが同じ基板上にメアンダ状、直線状、またはスパイラル状に形成されることにより、歪補正するための補正回路をよりいっそう小型化にすることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明のコンデンサ装置の実施形態について図面を参照して説明する。
【００２４】
本発明のコンデンサ装置は、図１に示すように、高周波信号の伝送線路の途中、すなわち、高周波信号の伝送線路の途中、すなわち伝送線路の入出力間（入力端子Ｉ−出力端子Ｏ間）に接続されるコンデンサ装置であって、第１の可変容量コンデンサＣ１と、この第１の可変容量コンデンサＣ１に対して並列に接続し、この第１の可変容量コンデンサＣ１の高調波歪と逆位相の高調波歪を発生させる補正回路とを備えて成る。
【００２５】
ここで、補正回路は、第２の可変容量コンデンサである補正用可変容量コンデンサＣ２とインダクタＬ２とを直列接続して成る直列共振回路を有して成り、補正用可変容量コンデンサＣ２とインダクタＬ２とで定められる直列共振周波数が、高周波信号の基本波周波数より大きく、かつ高周波信号の２次以上の高調波周波数より小さいことを特徴とする。
【００２６】
また、前記補正回路は好適には、低誘電率の絶縁性の基板上に形成されており、第１の可変容量コンデンサＣ１と補正用可変容量コンデンサＣ２を構成する薄膜誘電体層が（Ｂａｘ，Ｓｒ１−ｘ）ｙＴｉ１−ｙＯ３−ｚ（ただし、０．４≦ｘ≦０．６，０．１≦ｙ≦０．３，０≦ｚ≦１）からなり、さらに、インダクタＬ２はメアンダ状、直線状、またはスパイラル状に形成されているとよい。
【００２７】
図１において、高周波信号は入出力端子Ｉ，Ｏで入出力され、同様に直流バイアスは共通端子である入出力端子Ｉ，Ｏにおいて印加される。高周波信号が供給されると、第１の可変容量コンデンサＣ１と補正用可変容量コンデンサＣ２に分流するが、補正用可変容量コンデンサＣ２とインダクタＬ２とを流れる高周波信号の高調波歪は位相が反転するため、第１の可変容量コンデンサＣ１を流れる高調波歪信号を打ち消すことができる。
【００２８】
図６は、図１の回路をより具体的な構造を模式的に図示したものであり、図７は、図６におけるＡ−Ａ線断面図である。なお、図６は簡単のため、信号が通過する部分のみを図示しており、例えば第１〜第４の絶縁層７，８，９，１０を省略した構成を示している。
【００２９】
図６，７において、１はアルミナなどのセラミック基板やサファイアなどの単結晶基板から成る低誘電率で絶縁性の支持基板であり、この支持基板１上に、下部電極層２が例えば高温スパッタ法によりＰｔ，Ｐｄ等の金属膜で形成され、この下部電極層２上にＡｕ，ＣｕまたはＰｔ，Ｐｄなどの低抵抗の金属により抵抗体３が、また少なくともＢａ，Ｓｒ，Ｔｉを含有するペロブスカイト型酸化物結晶粒子からなる高誘電率の誘電体により薄膜誘電体層４が、および耐湿性を向上させるために、ＳｉＯ２，Ｓｉ３Ｎ４の少なくとも１種類よりなる絶縁体により第１の絶縁層７がそれぞれ形成されている。また、抵抗体３および薄膜誘電体層４上には薄膜誘電体層との密着性向上のため高融点貴金属であるＰｔ，Ｐｄ等により上部電極層５が形成されている。また、上部電極層５上にはＡｕ，Ｃｕなどの低抵抗の金属により引出し電極６が形成され、第１の絶縁層７上には下部電極間の段差を埋めるために、ＢＣＢ（ベンゾシクロブテン）、ポリイミドなどの有機材料）により第２の絶縁層８が形成されている。さらに、引出し電極６および第２の絶縁層８上には耐熱性が高く、段差に対する被覆性に優れたものが良く、ＳｉＯ２，Ｓｉ３Ｎ４，ＢＣＢ，ポリイミドなどにより第３の絶縁層９が形成されており、第３の絶縁層９上には外部からの機械的な衝撃からの保護の他に、湿度による劣化，薬品の汚染，酸化等を防止するために、ポリイミド樹脂やＢＣＢ樹脂などにより第４の絶縁層１０が形成されている。そして、下部電極層２上にＡｕ，Ｃｕなどの低抵抗の金属により形成した引出し電極を介して半田拡散防止層１１および半田端子部１２（入力端子Ｉ側は１２ａ、出力端子Ｏ側は１２ｂである）がＮｉおよび半田により形成されている。図６において、１３は支持基板１上に形成されたメアンダ状のインダクタである。
【００３０】
下部電極層２は、薄膜誘電体層４の形成には高温スパッタが必要となるため、高融点であることが必要であり、具体的には、Ｐｔ，Ｐｄなどを用いることが好ましい。さらに、下部電極層２のスパッタ終了後、薄膜誘電体層４のスパッタ温度である７００〜９００℃へ加熱され、薄膜誘電体層４のスパッタ開始まで一定時間保持することにより平坦な膜となる。なお、高融点の貴金属Ｐｔ，Ｐｄ以外に、Ａｕ，Ａｇ，Ｃｕなどと積層化・合金化して、抵抗値をさげることも可能である。また、抵抗体３はＡｕ，Ｃｕなどの低抵抗な金属か、Ｐｔ，Ｐｄなどが使用可能である。
【００３１】
また、薄膜誘電体層４は、少なくともＢａ，Ｓｒ，Ｔｉを含有するペロブスカイト型酸化物結晶粒子からなる高誘電率の誘電体層である。例えば、ペロブスカイト型酸化物結晶粒子が得られる誘電体をターゲットとして、スパッタリングを所望の厚みになる時間まで行う。基板温度を高く、例えば８００℃としてスパッタリングを行うことにより、スパッタ後の熱処理を行うことなく、高誘電率で容量変化率の大きい、低損失の薄膜誘電体層が得られる。この薄膜誘電体層は特に、（Ｂａｘ，Ｓｒ１−ｘ）ｙＴｉ１−ｙＯ３−ｚ（ただし、０．４≦ｘ≦０．６，０．１≦ｙ≦０．３，０≦ｚ≦１）からなるようにするとよい。ここで、０．４≦ｘ≦０．６とするのは、０．４以下では容量変化率が小さく、０．６以上では温度特性劣化するからである。また、０．１≦ｙ≦０．３とするのは、誘電損失の増加を抑制できるからであり、０．１以下ではその効果が小さく、０．３以上ではペロブスカイト構造を維持できなくなるからである。なお、０≦ｚ≦１は酸素が欠損していることを示す。
【００３２】
また、上部電極層５は、電極の抵抗を下げるため、抵抗率の小さなＡｕが望ましく、その他に、Ａｇ，Ｃｕなども使用できるが、薄膜誘電体層４との密着性向上のためにはＰｔ，Ｐｄなどの高融点貴金属が望ましい。
【００３３】
また、引出し電極６は、Ａｕ，Ｃｕなどの低抵抗な金属を用いることが望ましい。
【００３４】
また、第１の絶縁層７は、耐湿性を向上させるために、ＳｉＯ２およびＳｉ３Ｎ４の少なくとも１種類よりなるものとする。第２の絶縁層８は、下部電極間の段差を埋めるために、ＳｉＯ２，Ｓｉ３Ｎ４等のセラミックスなど、または、ＢＣＢ、ポリイミドなどの有機材料を用いることができる。第３の絶縁層９は、耐熱性が高く、段差に対する被覆性に優れたものが良く、ＳｉＯ２，Ｓｉ３Ｎ４，ＢＣＢ、ポリイミドなどが好適である。また、これらの材料を多層構造にしても良い。第４の絶縁層１０は、ポリイミド樹脂やＢＣＢ樹脂などを用いる。これにより、外部からの機械的な衝撃からの保護の他、湿度による劣化、薬品の汚染、酸化等を防止する役割を果たすことができる。
【００３５】
また、半田拡散防止層１１は、半田端子１２の形成の際のリフローや実装の際に、半田の電極への拡散を防止するために形成する。材料としては、Ｎｉが好適である。また、半田拡散防止層１１の表面には、半田濡れ性を向上させるために、半田濡れ性の高いＡｕ，Ｃｕなどを０．１μｍ程度の厚みに形成するようにしてもよい。
【００３６】
また、半田端子部１２ａ，１２ｂは、半田ペーストを印刷後、リフローを行うことにより形成する。
【００３７】
また、インダクタ１３は、Ａｕ，Ｃｕなどの低抵抗な金属を用いることが望ましく、その形状はメアンダ状、直線状、またはスパイラル状に形成されることにより、歪補正するための補正回路をよりいっそう小型化にすることができる。特に、作製のしやすさ，配線のしやすさ，小型化等においてメアンダ状にするのが望ましい。
【００３８】
このように、同一支持基板１上に、可変容量コンデンサＣ１と、補正用可変容量コンデンサＣ２およびインダクタ等からなる補正回路とを形成することにより、小型化，低背化が実現されたコンデンサ装置を提供できる。
【００３９】
次に、高調波を抑制する例について説明する。まず、３次高調波を抑制する例について、図２の回路においてシミュレータを使って解析した結果に基づいて説明する。
【００４０】
第１の可変容量コンデンサＣ１は、Ｃ０＝１．０×１０−１２Ｆ、Ｃ０×ａ＝０，Ｃ０×ｂ＝−３．２×１０−１３Ｆとし、補正用可変容量コンデンサＣ２は、Ｃ０＝１．１１×１０−１２Ｆ，Ｃ０×ａ＝０，Ｃ０×ｂ＝−８．８８４×１０−１４Ｆとした。また、インダクタＬ２のインダクタンス値は１ｎＨとし、抵抗成分Ｒ１とＲ２の抵抗値は０．５Ωとした。補正用可変容量コンデンサＣ２（静電容量をＣ）とインダクタＬ２（インダクタンスをＬ）の直列共振周波数は、ｆ＝１／（２π×（Ｌ×Ｃ）１／２）より４．７７７ＧＨｚであるので、入力信号の周波数が２ＧＨｚであるならば、３次高調波の周波数は直列共振周波数より高い６ＧＨｚとなり、３次高調波歪を抑制することができる。
【００４１】
図３（ａ）は、図２のａ点を流れる電流の周波数特性、図３（ｂ）は、図２のｂ点を流れる電流の周波数特性、また、図３（ｃ）は、図２のｃ点を流れる電流の周波数特性を示す図である。図３（ｃ）から、３次高調波歪が抑制されていることがわかる。さらに、ａ点での電流波形を図３（ｄ）に、ｂ点での電流波形を図３（ｅ）に、ｃ点での電流波形を図３（ｆ）にそれぞれに示す。ａ点とｂ点での波形の歪み方が逆になっているために打ち消し合い、ｃ点での電流波形に歪がないことがわかる。
【００４２】
次に、２次高調波を抑制する例について説明する。回路は図２と同一とする。第１の可変容量コンデンサＣ１の各定数は、Ｃ０＝１．０×１０−１２Ｆ、Ｃ０×ａ＝１．３×１０−１３Ｆ，Ｃ０×ｂ＝０とした。第２の可変容量コンデンサＣ２の各定数は、Ｃ０＝１．５×１０−１２Ｆ、Ｃ０×ａ＝２．０６×１０−１４Ｆ，Ｃ０×ｂ＝０とした。また、インダクタＬ２のインダクタンス値は１．５ｎＨとし、抵抗成分Ｒ１とＲ２の抵抗値は０．５Ωとした。第２の可変容量コンデンサＣ２とインダクタＬ２の直列共振周波数は３．３６ＧＨｚであるので、入力信号の周波数が２ＧＨｚであるならば、２次高調波の周波数は直列共振周波数より高い４ＧＨｚとなり、２次高調波を抑制することができる。
【００４３】
図４（ａ）は、図２のａ点を流れる電流の周波数特性、図４（ｂ）は、図２のｂ点を流れる電流の周波数特性、図４（ｃ）は、図２のｃ点を流れる電流の周波数特性である。図４（ｃ）から、２次高調波歪が抑制されていることがわかる。
【００４４】
次に、２次高調波と３次高調波を同時に抑制する例について説明する。回路は図２同一とする。第１の可変容量コンデンサＣ１の各定数は、Ｃ０＝１．５×１０−１２Ｆ、Ｃ０×ａ＝１．３×１０−１３Ｆ、Ｃ０×ｂ＝−５．９×１０−１４Ｆとし、第２の可変容量コンデンサＣ２の各定数は、Ｃ０＝１．５×１０−１２Ｆ，Ｃ０×ａ＝２．１×１０−１４Ｆ，Ｃ０×ｂ＝−３．２×１０−１４Ｆとした。また、インダクタＬ２のインダクタンス値は１．５ｎＨとし、抵抗成分Ｒ１とＲ２の抵抗値は０．５２Ωとした。第２の容量化変コンデンサＣ２とインダクタＬ２の直列共振周波数は３．３６ＧＨｚであるので、入力信号の周波数が２ＧＨｚであるならば、２次高調波は４ＧＨｚ、３次高調波は６ＧＨｚとなり、２次・及び３次高調波を抑制することができる。
【００４５】
図５（ａ）は、図２のａ点を流れる電流の周波数特性、図５（ｂ）は、図２のｂ点を流れる電流の周波数特性、図５（ｃ）は、図２のｃ点を流れる電流の周波数特性を示す図である。図５（ｃ）から、２次高調波と３次高調波が同時に抑制されていることがわかる。
【００４６】
かくして、本発明のコンデンサ装置によれば、可変容量コンデンサにおいて発生する高調波歪を良好に抑制することができる。また、本発明のコンデンサ装置を高周波用電圧制御型共振器、電圧制御型高周波フィルタ、電圧制御型整合回路素子、または電圧制御型アンテナ共用器などに用いることにより、高調波歪を極力抑制できる信頼性に優れた高周波部品とすることができる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明のコンデンサ装置によれば、可変容量コンデンサと、この可変容量コンデンサに対して並列に接続し、この可変容量コンデンサの高調波歪と逆位相の高調波歪を発生させる補正回路とを備え、特にこの補正回路は、補正用可変容量コンデンサとインダクタとを直列接続して成るので、簡便な構成で可変容量コンデンサにおいて発生する高調波歪を補正することができる。
【００４８】
また、補正用可変容量コンデンサとインダクタとで定められる直列共振周波数が、可変容量コンデンサに入力される高周波信号の基本波周波数より大きく、かつこの高周波信号の２次以上の高調波周波数より小さいので、補正用可変容量コンデンサとインダクタの直列接続部において、目的に合う共振周波数になるように適当な静電容量ＣとインダクタンスＬの値を選択することにより、共振周波数以上の歪信号では、Ｃに対してＬのインピーダンスが高くなり、可変容量コンデンサで生じた高調波歪信号に対して、位相を１８０度反転させることができる。これにより、高周波信号の伝送線路の両端で観測される電流は、並列接続の各々に流れる電流の足し算になり、可変容量コンデンサで生じた高調波歪の位相と、補正用可変容量コンデンサとインダクタとで生じた高調波歪の位相は１８０度ずれているので、打ち消し合うことが可能であり、高周波信号の基本波に対しては、可変容量コンデンサを流れる電流の位相と、補正用可変容量コンデンサとインダクタとを流れる電流の位相は同じままなので打ち消し合わない。よって、基本波はそのまま通し、高調波歪は抑制させることのできる、簡単で優れたコンデンサ装置を提供することができる
また、補正回路が、低誘電率の絶縁性の基板上に形成されており、可変容量コンデンサと補正用可変容量コンデンサを構成する薄膜誘電体層が（Ｂａｘ，Ｓｒ１−ｘ）ｙＴｉ１−ｙＯ３−ｚ（ただし、０．４≦ｘ≦０．６，０．１≦ｙ≦０．３，０≦ｚ≦１）からなることにより、容量変化率が大きく損失が小さいものとすることができる。
【００４９】
さらに、インダクタが同じ基板上にメアンダ状、直線状、またはスパイラル状に形成することにより、歪補正するための補正回路をいっそう小型化・低背化にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るコンデンサ装置の一例を示す概略回路図である。
【図２】図１のコンデンサ装置に信号源を接続した様子を示す概略回路図である。
【図３】本発明に係るコンデンサ装置の特性を説明する図であり、（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ周波数特性図であり、（ｄ）〜（ｆ）は電流波形図である。
【図４】本発明に係るコンデンサ装置の特性を説明する図であり、（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ周波数特性図である。
【図５】本発明に係るコンデンサ装置の特性を説明する図であり、（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ周波数特性図である。
【図６】本発明に係るコンデンサ装置の一例の平面図である。
【図７】図６におけるＡ−Ａ線断面図である。
【符号の説明】
１・・・支持基板
２・・・下部電極層
３・・・抵抗体
４・・・薄膜誘電体層
５・・・上部電極層
６・・・引出し電極
７・・・第１の絶縁層
８・・・第２の絶縁層
９・・・第３の絶縁層
１０・・・第４の絶縁層
１１・・・半田拡散防止層
１２ａ、１２ｂ・・・半田端子部
１３・・・インダクタ
Ｉ，Ｏ・・・入出力端子
Ｒ１，Ｒ２・・・抵抗成分
Ｃ１，Ｃ２・・・可変容量コンデンサ
Ｌ２・・・インダクタ
【図１】
2005050865.tif 000003
【図２】
2005050865.tif 000004
【図３】
2005050865.tif 000005
【図４】
2005050865.tif 000006
【図５】
2005050865.tif 000007
【図６】
2005050865.tif 000008
【図７】
2005050865.tif 000009