(57)【要約】【課題】１つの放電灯点灯装置で複数の異なる定格電力の放電灯を点灯可能とするとともに、放電灯負荷の違いによる効率の低下を最小限に抑えて高効率な放電灯点灯装置を実現する。【解決手段】直流電源と、直流電源に接続されるインバータ回路と、インバータ回路に接続される二重共振回路と、二重共振回路から電力供給される放電灯と、二重共振回路の共振電流または共振電圧を検出する検出回路と、その検出回路の検出値に応じインバータの動作周波数を可変させる制御回路を備えた放電灯点灯装置であって、放電灯点灯装置は複数の異なる定格電力の放電灯を適合負荷としており、各放電灯を点灯させた時の動作周波数は所定値以下となるように制御する。【選択図】図１
2005050648.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流電源に接続されるインバータ回路と、インバータ回路に接続される二重共振回路と、二重共振回路から電力供給される放電灯と、二重共振回路の共振電流または共振電圧を検出する検出回路と、その検出回路の検出値に応じてインバータの動作周波数を可変させる制御回路を備えた放電灯点灯装置であって、放電灯点灯装置は複数の異なる定格電力の放電灯を適合負荷としており、各放電灯を点灯させた時の動作周波数は所定値以下となるように制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記共振電流を検出する検出回路は、インバータ回路が有するスイッチング素子に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記二重共振回路とは、前記インバータに第１のインダクタと第１のコンデンサの直列接続により構成される第１の共振回路が並列接続され、第１のコンデンサに、第２のコンデンサと前記放電灯の直列接続回路が並列接続され、第１のインダクタ、第２のコンデンサ、及び放電灯により構成される第２の共振回路を備えたことを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記動作周波数は前記第１のインダクタ、第１のコンデンサ、第２のコンデンサ、及び接続する放電灯のインピーダンスにより定まる固有振動周波数ｆ０に対しｆ０≦ｆ≦ｆ０＋３０ＫＨｚとしたことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記第１、第２のコンデンサの容量比率は第１のコンデンサに対し第２のコンデンサの容量が２０倍以下としたことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記放電灯のフィラメントを予熱するための予熱回路は、前記二重共振回路のインダクタの補助巻線から予熱電流を供給するよう構成されたことを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記放電灯のフィラメントを予熱するための予熱回路は、前記二重共振回路とは別に第２のインダクタ、第３のコンデンサの直列接続による第３の共振回路を前記インバータに並列接続し、インダクタの補助巻線から予熱電流を供給するよう構成されたことを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記放電灯とは、略同一の長さである複数異種の放電灯であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
前記放電灯とは、略同一の長さ、略同一の口金寸法であり、略同一の照明器具にて使用可能な複数異種の放電灯であることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
前記放電灯がＦＨＦ３２の時の動作周波数とＦＬＲ４０Ｓ／３６の時の周波数の差△ｆは△ｆ＜１０ＫＨｚとしたことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
前記放電灯とは、略同一の長さ、略同一の口金寸法であり、略同一の照明器具にて使用可能な複数異種の放電灯であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の放電灯点灯装置を搭載し、用途に応じて放電灯を選択可能なことを特徴とする照明器具。
【請求項１２】
請求項１１記載の照明器具を搭載した照明システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路と共振回路を有する放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図２は、従来の放電灯点灯装置の一例を示す回路図である。放電灯点灯装置ＤＬＡは、商用の電源ＳＶに接続され、その電圧を直流平滑電圧に変換する直流電源回路ＣＶを備え、この直流電源回路ＣＶの出力側にはインバータ回路ＩＶが接続されている。このインバータ回路ＩＶは、そのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、インバータ制御回路ＩＶＣＣによって交互にオン／オフ駆動制御されることにより、高周波電力を出力する。そして、インバータ回路ＩＶの出力側にはインバータ負荷回路ＩＬが接続されている。インバータ負荷回路ＩＬは、共振用のインダクタＴ１、直流阻止用のコンデンサＣ２、放電灯負荷ＬＡの一方のフィラメントｆｔ１、共振用のコンデンサＣ１、放電灯負荷ＬＡの他方のフィラメントｆｔ２からなる直列回路で構成されている。その場合、両コンデンサＣ１，Ｃ２の容量はＣ１＜Ｃ２のように設定される。
【０００３】
図３は、従来の放電灯点灯装置の他の一例を示す回路図である。基本的な回路構成は、図２と同様であるが、図３の回路では、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を抵抗Ｒ１によって検出し、その電流に応じてインバータ回路ＩＶの動作周波数を変化させる帰還制御回路ＦＢＣを付加されて構成される。
【０００４】
ところで、従来から放電灯ＬＡにはその使用対象の多様さから種々の規格品の物が提供されている。例えば、４フィートの長さの放電灯（ランプ）にはＦＨＦ３２（Ｈｆ専用ランプ：３２Ｗ，４５Ｗの２重定格ランプ）、ＦＬＲ４０Ｓ（ラピッド型一般ランプ：４０Ｗ）、ＦＬＲ４０Ｓ／３６（ラピッド型省電力ランプ：３６Ｗ）、ＦＬ４０Ｓ（グロー型一般ランプ：４０Ｗ）、ＦＬ４０ＳＳ／３７（グロー型省電力ランプ：３７Ｗ）等、数種類の放電灯が存在するが、それぞれの放電灯は管径やフィラメント構造、あるいは管内の封入ガス組成などの違いにより点灯時の負荷インピーダンスに差が生じている。
【０００５】
これまでもラピッド型ランプのように同形状でフィラメント構造も同じであり、電気特性についても一般ランプ（ＦＬＲ４０Ｓ：ランプ電流＝３８０ｍＡ、ランプ電圧＝１０５Ｖ、ランプ電力＝４０Ｗ）と省電力型ランプ（ＦＬＲ４０Ｓ／３６：ランプ電流４００ｍＡ、ランプ電圧＝９０Ｖ、ランプ電力＝３６Ｗ）で略１０％程度の違いしかないものについては一種類の放電灯点灯装置で共用することはあった（松下電工製ＥＳＸ４０２１ＨＫ−５ＥＮＨ等）。
【０００６】
しかしながら、例えば前述の５種類の放電灯全てを１種類の放電灯点灯装置で共用化するとなると、前述したように、各放電灯では負荷インピーダンスが異なるため、各負荷に対する最適設計状態での定常点灯が確保できず、ランプによる出力電力の差が出来ることはもちろんのこと、ランプによっては回路効率の非常に悪い状態での動作とならざるを得なかった。出力電力の差をなくすための手段も提案されているが、回路効率に関しては更に悪化するものであった。
【０００７】
ここで、ランプの種類による出力電力の差と、回路効率とについて、従来の技術での問題を具体的に説明する。
（１）ランプの種類による出力電力の差
図６は、図２の従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいて、交流電源ＳＶが投入されてから放電灯負荷ＬＡが安定点灯するまでのインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブを示した特性図である。ここに横軸は周波数ｆ、縦軸は無負荷時においては放電灯ＬＡに印加される電圧ＶＬ、点灯時においては放電灯ＬＡの出力電力ＷＬ、更に各モードにおける放電灯ＬＡのフィラメントｆｔ１，ｆｔ２を予熱する予熱電流Ｉｆを示す。なお、点灯後の状態として、２種類の放電灯ＬＡ（ここでは一例としてＦＨＦ３２ランプ及びＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ）の出力電力ＷＬの共振カーブを示している。
【０００８】
商用電源ＳＶが投入されると、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは、まず予熱モードで動作する。この予熱モードでは、所定時間にわたって周波数ｆａにて動作する。この時、放電灯ＬＡの両端にはインダクタＴ１及びコンデンサＣ１によって決まる無負荷時の共振カーブ上の点ａに相当する電圧が印加されるのと同時に、コンデンサＣ１を通じて点ａ２に相当する一定の電流Ｉｆａが流れ、この電流によって放電灯ＬＡの各フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が予熱される。
【０００９】
次に、放電灯ＬＡを始動点灯させるために、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは始動モードに移行する。この始動モードでは、インバータ回路ＩＶは周波数ｆｂで動作し、放電灯ＬＡの両端には共振カーブの点ｂに相当する電圧ＶＬｂが印加される。そして、放電灯ＬＡが始動すると放電灯ＬＡの放電抵抗成分がＬＣ共振系に加わるため、例えばＦＨＦ３２ランプに着目するとその共振カーブが変化して点ｂ’へ移行する。そして、所望の点灯出力を得るために、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは最終的に点灯モードに移行する。この点灯モードではインバータ回路ＩＶは周波数ｆｃにて動作する。
【００１０】
ここで、ＦＨＦ３２ランプ及びＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプをそれぞれ点灯した場合、その点灯モードの周波数ｆｃにおいてランプ電力に差ΔＷＬが発生する。これは、個々の放電灯ＬＡが持つ放電インピーダンスが異なるため、ＬＣ共振系に放電灯ＬＡの抵抗分を含めた上での共振カーブが異なってしまうためである。つまり、ＦＨＦ３２ランプよりもＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプの方が放電インピーダンスが小さいため、ＦＬＲ４０Ｓ／３６点灯時の共振カーブのピークは無負荷時の共振周波数ｆ０からより低い周波数へと遠ざかるとともに、共振ピーク自体も下がる傾向になる。換言すれば、共振が弱まる方向になる。
【００１１】
このように、図２の従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、種類の異なる複数の放電灯ＬＡの点灯時の出力電力差ΔＷＬが大きく、即ち放電灯ＬＡの種類によって明るくなったり暗くなったりしてしまうという不具合が生じていた。
【００１２】
これに対し、異なるランプ間の点灯出力電力差を無くすための手段を講じた図３に示した放電灯点灯装置ＤＬＡについて、交流電源ＳＶが投入されてから放電灯負荷ＬＡが安定点灯するまでのインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブを示した特性図を図７に示す。横軸、縦軸、各共振カーブ及び電源投入から予熱・始動及び点灯モードの流れは図６の場合と同様の動作となる。
【００１３】
所望の点灯出力を得るために、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは最終的に点灯モードに移行するが、この点灯モードにおいて、インバータ回路ＩＶはそのスイッチング素子Ｑ２の電流から放電灯ＬＡの出力電力が略一定になるように動作周波数を変化させるため、２種類の放電灯ＬＡによって、動作周波数はそれぞれｆｃα，ｆｃβとなる。このため、動作周波数の差Δｆｃ０が存在することとなる。
【００１４】
（２）回路効率
（２）−１  無効電流
図１０に、略同相動作時及び遅相動作時における、インバータ負荷回路ＩＬの回路電流ＩＴ１と、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形を示す。ここで、同相動作とは共振周波数ｆ０付近の動作周波数で動作させることを言い、遅相動作とはｆ０よりも高い周波数で動作させることを言う。インバータ負荷回路ＩＬの回路電流ＩＴ１は、その位相のずれ方によって有効電流と無効電流とに分けて考えられ、この内の有効電流が放電灯ＬＡの出力として使われ、無効電流は文字通り出力に関与しない無効な電流と言える。そして、有効電流成分を略等しくすることは、即ち放電灯ＬＡの出力を略等しくすることに繋がる。
【００１５】
略同相動作時と遅相動作時の有効電流を等しくする、即ち放電灯ＬＡの出力を略等しくした状態において、無効電流の多い遅相動作時の方が、略同相動作時に比べ、インバータ負荷回路電流ＩＴ１とスイッチング素子Ｑ２の電流ＩｄＱ２が増えることとなり、ひいては回路効率を悪化させるのである。
【００１６】
このことを従来の放電灯点灯装置ＤＬＡに当てはめると、図２の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、図６から読み取れるように、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプが共振周波数ｆ０αから比較的離れた動作周波数となり、図３の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては図７から読み取れるように、ＦＨＦ３２ランプが共振周波数ｆ０βから比較的離れた動作周波数となるため、各々が回路効率の悪い負荷となっている。図１１には、図３の放電灯点灯装置ＤＬＡにおけるインバータ負荷回路ＩＬの回路電流ＩＴ１と、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形を示す。
【００１７】
（２）−２  フィラメント予熱電流Ｉｆ
放電灯ＬＡが点灯する前に、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２を予熱するのは、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２へのストレスを少なくして放電灯ＬＡの点灯を容易化するためである。つまり、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２を適正温度に加熱することでフィラメントｆｔ１，ｆｔ２に塗布された熱電子放出物質（エミッタ）から熱電子を放出させ、これにより放電灯ＬＡが点灯するのに必要な始動電圧を低減することができる。
【００１８】
ここで、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が加熱不足の場合には、熱電子の放出量が少なく、放電灯ＬＡの点灯に必要な始動電圧が高くなる。そのため、管内ガスイオン等によるフィラメントｆｔ１，ｆｔ２への損傷（スパッタ現象）が生じる。これとは逆に、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が過剰加熱された場合は、熱電子放出物質の蒸発を異常に促進させてしまい、早期エミッタ不足などが生じる。これらは放電灯の寿命を悪化させる要因となるため、フィラメント予熱は、適度のフィラメント電流Ｉｆａを適度の時間印加して、適切なフィラメント温度にすることが必要である。
【００１９】
それに加えて、先行予熱時には放電灯ＬＡが放電を起こさずにフィラメントｆｔ１，ｆｔ２だけが加熱されるように放電灯ＬＡの両端に加わるランプ電圧ＶＬはできるだけ低く抑える必要がある。なぜなら、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が先行予熱時に放電することは、予熱不足状態で放電することを意味し、これは前述のスパッタ現象を起こすなどの要因となるからである。
【００２０】
そして、安定点灯時のフィラメント予熱電流Ｉｆｃについても点灯前と同様に、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２の温度を適正に保つ必要があり、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２の温度が適正温度よりも低ければスパッタ現象を起こし、逆に適正温度よりも高ければ早期エミッタ不足等を招くことで、放電灯ＬＡの寿命を悪化させる要因となる。
【００２１】
ところが、図２、図３に示されるような従来の構成では、コンデンサＣ１に流れる電流がフィラメント電流Ｉｆとなっているので、予熱電流Ｉｆとランプ電圧Ｖ１は比例関係にある。
まず、予熱モードにおいては適正な予熱電流Ｉｆを低いランプ電圧Ｖ１にて得るためのコンデンサＣ１のインピーダンスＸｃ（＝１／ωＣ＝１／（２πｆＣ））がほぼ決まるので、予熱モードの動作周波数ｆａとコンデンサＣ１の容量とが、ほぼ決まることとなる。
【００２２】
その時、点灯時の予熱電流も同様に、Ｉｆ＝２πｆ×Ｃ×ＶＬで決定されるため、図３に示す従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、ＦＨＦ３２ランプ点灯時の動作周波数ｆｃβがＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ点灯時の動作周波数ｆｃαに比べて高いので、ＦＨＦ３２ランプ点灯時のフィラメント予熱電流Ｉｆｃβが多くなる傾向がある。動作周波数の差Δｆｃ０が大きいと、それに伴って予熱電流の差ΔＩｆｃ０が大きくなるということである。
【００２３】
ここで、点灯時の過剰なフィラメント電流Ｉｆｃは、前述のように早期エミッタ不足等から放電灯ＬＡの寿命を悪化させることと、フィラメントでのロスを増大させ、回路効率の悪化を招くという問題があった。
【００２４】
これとは逆に、ＦＨＦ３２ランプ点灯時のフィラメント予熱電流Ｉｆｃβを適正値に抑えた場合には、それに伴って予熱モードとＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ点灯時のフィラメント予熱電流（Ｉｆａ及びＩｆｃα）が相対的に下がり、予熱不足となりスパッタ現象によって放電灯ＬＡの寿命を悪化させることに繋がる。
このことから、従来の技術では、回路効率とランプ寿命の双方を満足させるフィラメント予熱条件を達成することは非常に困難であった。
【００２５】
（２）−３  スイッチング損失
図１２はインバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形を拡大して示したものである。横軸は時間ｔ、縦軸はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖｓと流れる電流Ｉｄと、スイッチング素子Ｑ２の損失ＷＱ２を示す。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ２の動作状態は、（ａ）オフ領域，（ｂ）ターンオン領域，（ｃ）オン領域，（ｄ）ターンオフ領域の４つの領域を１サイクルとして繰り返す。ここで、（ａ）オフ領域，（ｂ）ターンオン領域においては、スイッチング素子Ｑ２の損失は殆どなく、（ｃ）オン領域においては、スイッチング素子Ｑ２はオン抵抗Ｒ（ｏｎ）を持つため、Ｗａ＝Ｉｄ2  Ｒ（ｏｎ）の損失を持ち、（ｄ）ターンオフ領域においては、スイッチング素子Ｑ２の損失はＷｂのように現れる。
【００２７】
ここで、（ｂ）ターンオン領域と（ｄ）ターンオフ領域については、スイッチング素子Ｑ２の持つ遅れ時間とインバータ制御回路ＩＶＣＣの駆動遅れ時間とにより、動作周波数が変化しても略一定である。即ち、インバータ回路ＩＬの回路電流ＩＴ１が一定で動作周波数が変化した場合、（ａ）オフ領域と（ｃ）オン領域においては、損失の増加は無いが、それに対して（ｂ）ターンオン領域と（ｄ）ターンオフ領域は周波数が高くなるに連れて、その領域が増えてしまい、相対的にスイッチング素子Ｑ２の損失が増えてしまうこととなる。
【００２８】
このことを従来の放電灯点灯装置ＤＬＡに当てはめると、図３の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいてはＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプとＦＨＦ３２ランプとの点灯モードでの動作周波数の差Δｆｃが大きく離れてしまうため、それに伴って、ＦＨＦ３２ランプ負荷時のスイッチング損失が大きくなる傾向にあった。
【００２９】
以上のように、形状や定格の異なる多種類の放電灯の全てを１種類の放電灯点灯装置で共用化した場合には、上述の（１）及び（２）−１〜３で指摘したように、各放電灯の出力電力差が生じることと、ランプによっては回路効率の非常に悪い状態での動作となることから、従来技術では形状や定格の異なる放電灯毎に専用の放電灯点灯装置を使用しているのが現状である。そのため、放電灯点灯装置も放電灯ＬＡの種類に応じて各種のものを準備しなければならず、コストアップを招来していた。
【特許文献１】特開２００３−１６８５８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、異種複数の放電灯全てにおいて、第１には点灯時の出力電力差を無くすこと、第２には回路効率を悪化させないこと、第３には適正な予熱条件とすることにより長寿命化を図ること、第４にはそれらの結果として、異種複数の放電灯を共用化して信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源と、直流電源に接続されるインバータ回路と、インバータ回路に接続される二重共振回路と、二重共振回路から電力供給される放電灯と、二重共振回路の共振電流または共振電圧を検出する検出回路と、その検出回路の検出値に応じてインバータの動作周波数を可変させる制御回路を備えた放電灯点灯装置であって、放電灯点灯装置は複数の異なる定格電力の放電灯を適合負荷としており、各放電灯を点灯させた時の動作周波数は所定値以下となるように制御することを特徴とするものである。
前記共振電流を検出する検出回路は、インバータ回路が有するスイッチング素子に流れる電流を検出しても良いし、放電灯と回路グランド間に流れる電流を検出しても良い。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、１つの放電灯点灯装置で複数の異なる定格電力の放電灯を点灯可能とするとともに、放電灯負荷の違いによる効率の低下を最小限に抑えることが出来、複数の放電灯対応の高効率な放電灯点灯装置を実現することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
図１は本発明を実施するための最良の形態に係る放電灯点灯装置の回路図である。この放電灯点灯装置ＤＬＡは、商用の交流電源ＳＶを所定の直流平滑電圧に変換する直流電源回路ＣＶを備え、この直流電源回路ＣＶの出力側にインバータ回路ＩＶが接続され、そのインバータ回路ＩＶの出力側にはインバータ負荷回路ＩＬが接続されている。また、直流電源回路ＣＶのスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＣＶＣＣと、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＩＶＣＣと、そのインバータ制御回路ＩＶＣＣに対して、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を検出してインバータ制御回路ＩＶＣＣの制御に帰還する帰還回路ＦＢＣを含む制御回路ＣＣが接続された構成である。さらに、放電灯点灯装置Ｄ１Ａの回路グランドＧｎｄはコンデンサＣ１７を介して対地アースＥ／Ｇに接続されている。
次に、この放電灯点灯回路ＤＬＡについて、構成回路ブロック毎の構成及び動作を簡単に説明する。
【００３４】
１）直流電源回路ＣＶ
直流電源回路ＣＶは、商用電源ＳＶの両端に、インバータ等で発生する高周波成分を除去するフィルタ回路ＦＩの入力と商用電源ＳＶより入力されるサージ電圧を吸収するサージ電圧吸収素子ＺＮＲの並列接続された回路が、放電灯点灯装置ＤＬＡ内の故障等による電源短絡時に直ちに交流電源ＳＶから回路を遮断する電流ヒューズＦｕｓｅを介して接続され、フィルタ回路ＦＩの出力端には、交流電圧を全波整流する整流器ＤＢの入力が接続され、整流器ＤＢの出力には突入電流抑制回路ＩＣＣと昇圧チョッパ回路ＵＶＣの入力端の直列回路が接続される。さらに、昇圧チョッパ回路ＵＶＣのスイッチング素子Ｑ３には、そのスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＣＶＣＣが接続されて、構成される。
【００３５】
ここで、昇圧チョッパ回路ＵＶＣとその制御回路ＣＶＣＣについて、構成及びその動作を簡単に説明する。
昇圧チョッパ回路ＵＶＣは、整流器ＤＢの＋出力に突入電流抑制回路ＩＣＣを介した電圧を入力とし、インダクタＴ２の一次巻線ｎ１とコンデンサＣ８が接続され、インダクタＴ２の一次巻線ｎ１の他端にはスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子とダイオードＤ１の陽極が接続され、スイッチング素子Ｑ３のソース端子にはスイッチング素子Ｑ３の電流検出抵抗Ｒ２が接続され、ダイオードＤ１の陰極には平滑用のコンデンサＣ５が接続され、コンデンサＣ８，電流検出抵抗Ｒ２，コンデンサＣ５の他端及び整流器ＤＢの−端子が回路グランドＧｎｄに接続されて、コンデンサＣ５に所定の平滑電圧Ｖｄｃを出力するように構成される。
【００３６】
制御回路ＣＶＣＣは、制御回路ＣＶＣＣ内の制御部ＩＣであるＰＦＣに、汎用のチョッパ制御用ＩＣ、例えばモトローラ社製のＭＣ３３２６２を用いて制御されるものであり、その構成は既に周知であるので、ここでは詳しい説明は省略し、制御部ＩＣのＰＦＣに対する外付け部品の構成を以下に簡単に説明する。
【００３７】
制御回路ＩＣの１番ピン（出力電圧帰還端子）には、平滑用のコンデンサＣ５に並列接続された抵抗Ｒ１４と可変抵抗ＶＲ１の直列回路によって平滑出力電圧Ｖｄｃを分圧した電圧が入力される。２番ピン（誤差アンプ出力／補償端子）には抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１とが並列接続される。３番ピン（マルチプライヤ入力端子）にはチョッパ入力電圧（コンデンサＣ８の両端電圧）の脈流電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８によって分圧された電圧が、コンデンサＣ１０によって平滑されて入力される。４番ピン（電流センス入力端子）にはスイッチング素子Ｑ３に流れる電流を検出するために、抵抗Ｒ２で得られた電圧が抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ１２で平滑して入力される。５番ピン（ゼロ電流検出入力端子）にはインダクタＴ２を流れる電流のゼロクロス点を検出するために、インダクタＴ２の二次巻線ｎ２の出力が抵抗Ｒ９を介して入力される。６番ピン（グランド端子）は回路グランドＧｎｄに接続される。７番ピン（出力端子）には、スイッチング素子Ｑ３を駆動するために、抵抗Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続されている。８番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＣＣの電源用として、抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧された電圧Ｖｃｃが、コンデンサＣ９及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力される。
【００３８】
以上のように構成することにより、制御回路ＰＦＣは昇圧チョッパ回路ＵＶＣの入力電圧（脈流電圧）を３番ピンの入力に基づいて検出し、昇圧チョッパ回路からの平滑出力電圧を１番ピンの入力に基づいて検出し、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流を４番ピンの入力に基づいて検出し、更にインダクタＴ２に流れる電流を５番ピンの入力に基づいて検出しながら、スイッチング素子Ｑ３の駆動制御を行なうことができる。
【００３９】
続いて、突入電流抑制回路ＩＣＣについて、構成及びその動作を簡単に説明する。
突入電流抑制回路ＩＣＣは、ＰＴＣサーミスタＰＴＨとサイリスタＱ４が並列に接続され、サイリスタＱ４のゲート・陰極間には、インダクタＴ２の二次巻線ｎ３と抵抗Ｒ６とダイオードＤ２の直列回路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ７が並列に接続されて構成される。
【００４０】
突入電流抑制回路ＩＣＣの動作は、昇圧チョッパ回路ＵＶＣの動作時はインダクタＴ２の二次巻線ｎ３に電圧が発生するため、サイリスタＱ４がオンし、サイリスタＱ４を通じて昇圧チョッパ回路ＵＶＣに電流供給が行なわれ、昇圧チョッパ回路ＵＶＣの不動作時はインダクタＴ２の二次巻線ｎ３に電圧が殆ど発生しないため、サイリスタＱ４がオフし、ＰＴＣサーミスタＰＴＨを通じて昇圧チョッパ回路ＵＶＣに電流供給が行なわれる。
【００４１】
つまり、電源投入時は昇圧チョッパ回路ＵＶＣが不動作のため、ＰＴＣサーミスタＰＴＨによって突入電流が抑制され、定常時には昇圧チョッパ回路ＵＶＣが動作するため、サイリスタＱ４にてＰＴＣサーミスタＰＴＨが短絡されて、ＰＴＣサーミスタＰＴＨによるロスは発生しないという回路動作となる。
【００４２】
２）インバータ回路ＩＶ
インバータ回路ＩＶは、直流電源回路ＣＶの出力端（コンデンサＣ５の平滑出力電圧Ｖｄｃ）を入力とし、直流電源回路ＣＶの出力端には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、そのスイッチング素子Ｑ１のソース端子にはスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子が接続され、さらにそのスイッチング素子Ｑ２のソース端子には帰還回路ＦＢＣの検出抵抗Ｒ１が接続されて、その抵抗Ｒ１は回路グランドＧＮＤへと接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート端子及びインバータ回路ＩＶの出力端Ｖｓは、制御回路ＩＶＣＣへ接続される。
【００４３】
制御回路ＩＶＣＣは、インバータ駆動回路ＩＶＤＲとタイマー回路ＴＩＭ及びそれらの周辺部品で構成される。
以下に、インバータ駆動回路ＩＶＤＲとタイマー回路ＴＩＭについて、それらの周辺部品の構成及び動作の説明を行なう。
インバータ駆動回路ＩＶＤＲの１番ピン（発振器用抵抗接続端子）には、可変抵抗ＶＲ２と、スイッチＳＷ２と抵抗Ｒ２３の直列回路と、スイッチＳＷ１と抵抗Ｒ２４の直列回路との並列回路が接続されている。２番ピン（発振器用コンデンサ接続端子）にはコンデンサＣ１５が接続され、３番ピン（グランド端子）は回路グランドＧｎｄに接続され、４番ピン（電源電圧端子）には制御回路の電源用として、抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧された電圧Ｖｃｃが、コンデンサＣ９及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力される。５番ピン（高圧側駆動用基準電圧端子）にはインバータ出力電圧Ｖｓが接続されている。６番ピン（高圧側駆動用電源端子）には、コンデンサＣ１４が５番ピンとの間に接続され、ダイオードＤ５の陰極が６番ピンヘ、同陽極が制御電源Ｖｃｃへと接続される。７番ピン（高圧側駆動電圧出力端子）は抵抗Ｒ１６を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート端子へ、８番ピン（低圧側駆動電圧出力端子）は抵抗Ｒ１８を介してスイッチング素子Ｑ２へ、それぞれ接続される。
【００４４】
インバータ駆動回路ＩＶＤＲの動作は、電源投入後Ｖｃｃが８番ピンの動作開始電圧に達すると、１，２番ピンに接続されている抵抗値と容量値に因って決まる周波数にて、７，８番ピンに交互に駆動電圧を発生させることで、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせるものである。
【００４５】
タイマー回路ＴＩＭの１番ピン（発振器用抵抗接続端子）には、抵抗Ｒ２５が接続され、２番ピン（発振器用コンデンサ接続端子）にはコンデンサＣ１５が接続され、３番ピン（グランド端子）は回路グランドに接続され、４番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＣＣの電源用として、抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧された電圧Ｖｃｃが、コンデンサＣ９及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力される。５，６，７番の各ピンには、夫々スイッチＳＷ１，２，３が接続されている。
【００４６】
タイマー回路ＴＩＭの動作は、電源投入後Ｖｃｃが８番ピンの動作開始電圧に達すると、１，２番ピンに接続されている抵抗値と容量値によって決まる時定数にて動作を開始し、スイッチＳＷ１〜３のオン／オフ切替時間を制御する。具体的には図８に示すシーケンスで変化する。
【００４７】
まず、インバータが起動すると、スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３がオフと制御され、定電圧源であるＩＶＤＲの１番ピンからは可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４への電流ＩＶＲ２、ＩＲ２３、ＩＲ２４が流れ、１番ピンを流れる合成電流：Ｉ１＝ＩＶＲ２＋ＩＲ２３＋ＩＲ２４が、インバータ駆動回路ＩＶＤＲ内部を介し、コンデンサＣ１５が接続される２番ピンへ所定の倍率ｎ×Ｉ１で伝達され、コンデンサＣ１５の充電電流ＩＣ１５ｃｈａｒｇｅ、放電電流ＩＣ１５ｄｉｓｃｈａｒｇｅが定まり、コンデンサＣ１５の充放電周期、つまり、インバータの予熱モード動作周波数ｆａが定まる。
【００４８】
次に、予熱モードが終了すると、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３がオフと制御され、抵抗Ｒ２４を流れていた電流ＩＲ２４が遮断される。１番ピンには可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２３の合成電流ＩＶＲ２＋ＩＲ２３が流れ、上記と同様、コンデンサＣ１５に伝達され、インバータの周波数が始動モード周波数ｆｂに変化する。
【００４９】
始動モードが終了すると、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３がオンと制御され、抵抗Ｒ２３を流れていた電流Ｉ２３が遮断される。１番ピンには可変抵抗ＶＲ２への電流ＩＶＲ２及び、スイッチＳＷ３、抵抗Ｒ２２、ダイオードＤ６、オペアンプＯＰ１等により構成される帰還制御回路ＦＢＣへの電流ＩＦＢＣの合成電流ＩＶＲ２＋ＩＦＢＣが流れ、上記と同様、コンデンサＣ１５に伝達され、インバータの周波数が点灯モード周波数ｆｃ（帰還制御回路ＦＢＣ側への電流がない場合）、ｆｃ’（帰還制御回路ＦＢＣ側への電流がある場合）に変化する。
【００５０】
以上のタイマー制御により予熱モード（周波数ｆａ），始動モード（周波数ｆｂ），点灯モード（周波数ｆｃ），帰還制御スタート（周波数ｆｃ’）と段階的に周波数を変化させながらインバータ回路ＩＶを駆動することができる。
【００５１】
次に、帰還制御回路ＦＢＣの構成及び動作を説明する。帰還制御用オペアンプＯＰ１は制御電源Ｖｃｃを電源として動作する。オペアンプＯＰ１の＋側入力端子には、制御電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ１９と可変抵抗ＶＲ３の分圧比で分圧した基準電圧が入力され、−側入力端子には、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２の電流を検出する抵抗Ｒ１の電圧が、抵抗Ｒ２０を介して入力される。オペアンプＯＰ１の出力端子には、−側入力端子との間に抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１３とが並列に接続され、インバータ駆動回路ＩＶＤＲの１番ピンとの間にダイオードＤ６，抵抗Ｒ２２及びスイッチＳＷ３が接続されている。
【００５２】
帰還制御回路ＦＢＣの動作は、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１によって電圧変換し、この電圧が抵抗Ｒ２０を介してオペアンプＯＰ１の−端子に入力される。このオペアンプＯＰ１の−端子に現れる電圧と、オペアンプＯＰ１の＋端子電圧に印加される基準電圧とを比較して、双方の電圧が略等しくなるように、オペアンプＯＰ１の出力電圧が変化し、インバータ駆動回路ＩＶＤＲの１番ピンとオペアンプＯＰ１の出力との電位差の変化によりスイッチＳＷ３、抵抗Ｒ２２、ダイオードＤ６を介して流れる電流ＩＦＢＣが変化し、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる働きを持つ。
【００５３】
ここで、オペアンプＯＰ１の−端子に現れる電圧は、インバータ負荷回路ＩＬの消費電力にほぼ正比例で変化する。そして、インバータ負荷回路ＩＬの消費電力の大半は、放電灯負荷ＬＡの出力電力が占めている。つまり、帰還制御回路ＦＢＣは、放電灯負荷ＬＡの出力電力を略一定にするように、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる、即ち定電力制御を行なうものである。
【００５４】
上記でも述べたが、帰還制御回路ＦＢＣは図８に示すように、タイマー回路ＴＩＭのスイッチＳＷ３によって予熱及び始動モードでは帰還制御回路ＦＢＣは動作せず、点灯モードにおいては放電灯負荷ＬＡの種類によって、ｆｃα〜ｆｃβの間で放電灯負荷ＬＡの出力電力を略一定にするように、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる動作を行なう。
【００５５】
３）インバータ負荷回路ＩＬ
インバータ負荷回路ＩＬは、インバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−Ｇｎｄ間に接続され、放電灯負荷回路ＬＡに電力供給する二重共振回路ＤＲＣと、放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２を予熱する予熱回路ＰＨＣによって構成される。二重共振回路ＤＲＣは、インバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−ＧＮＤ間に、共振用インダクタＬ１の一次巻線ｎ１と、共振用コンデンサＣ１が直列に接続され、コンデンサＣ１の両端に、放電灯負荷ＬＡと共振兼直流阻止用コンデンサＣ２が直列に接続して構成されている。予熱回路ＰＨＣは、共振用インダクタＴ３の二次巻線ｎ２，ｎ３に対し、それぞれコンデンサＣ３，Ｃ４を介して放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２に接続して構成されている。
【００５６】
本インバータの詳細な動作について以下に記載する。インバータ回路ＩＶ及びインバータ負荷回路ＩＬの回路動作について、図４に示す共振カーブを用いて説明する。なお、図４には従来の場合（図６）と同様に、点灯時の２種類の放電灯負荷ＬＡ（ここでは一例としてＦＨＦ３２ランプ及びＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ）の共振カーブを示している。
【００５７】
商用電源ＳＶが印加されてから点灯するまでに、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶの動作周波数が、予熱モード（周波数ｆａにて動作）、始動モード（周波数ｆｂにて動作）、点灯モード（帰還制御回路ＦＢＣの働きにより、周波数ｆｃαと周波数ｆｃβの間にて動作）と、段階的に切り替えられる点は、従来の場合と同様である。
【００５８】
ここで、二重共振回路ＤＲＣに着目すると、二重共振回路ＤＲＣは大きく分けて２つの共振カーブを持つ。つまり、無負荷時（放電灯ＬＡのインピーダンスが∞）の場合と、負荷短絡時（放電灯ＬＡのインピーダンスが０）の場合とである。
【００５９】
無負荷時は、放電灯ＬＡが未装着で開放状態にあるため、共振動作にコンデンサＣ２が寄与せず、従って、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とによって決定される共振周波数ｆ０での共振カーブとなる。一方、負荷短絡時は両コンデンサＣ２，Ｃ１が並列接続されるため、インダクタＬ１と両コンデンサＣ２，Ｃ１によって決定される共振周波数ｆ０’での共振カーブとなる。当然ながらｆ０＞ｆ０’であり、コンデンサＣ２の容量によって共振周波数ｆ０とｆ０’の格差が決定される。
【００６０】
放電灯ＬＡが点灯すると、放電インピーダンスが発生するが、そのインピーダンス値は０〜∞の範囲であるため、点灯時の共振（出力）カーブの固有振動周波数ｆ１（出力ピーク）は必ずｆ０〜ｆ０’の間に存在する。
【００６１】
次に、放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２の予熱回路に着目すると、インダクタＬ１の二次巻線ｎ２，ｎ３を予熱回路の電源としており、インダクタＬ１の二次巻線ｎ２，ｎ３に発生する電圧は、インダクタＬ１の１次巻線ｎ１に発生する電圧に比例するため、無負荷時の予熱電流カーブは二重共振回路ＤＲＣの共振カーブにほぼ沿った形で推移する。点灯時においては、インダクタＬ１の電圧の変化よりも予熱回路のコンデンサＣ３，Ｃ４の周波数変化によるインピーダンス変化が大きく、周波数が下がるとコンデンサＣ３，Ｃ４のインピーダンスの増加により予熱電流が減少する。よって、図４に示されるような左下がりのカーブとなる。この予熱電流カーブは、インダクタＬ１の巻数比とコンデンサＣ３，Ｃ４の定数によって周波数特性の傾きを変化させることができる。
【００６２】
以上の点を踏まえて、この実施の形態１の放電灯点灯装置ＤＬＡにおける放電灯ＬＡの点灯出力時の特性とフィラメント予熱電流特性について説明する。
１）点灯特性について
従来の場合と同様に、２種類の放電灯ＬＡ（ＦＨＦ３２ランプ及びＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ）をそれぞれ点灯した場合、図４に示すように点灯時の動作周波数には差Δｆｃ１が生じる。これは、放電灯ＬＡの種類によって、各放電灯ＬＡが持つ個々の放電インピーダンスが異なるために起こり、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプの共振カーブのピーク時周波数即ち固有振動周波数ｆ０αは、ＦＨＦ３２ランプの場合の固有振動周波数ｆ０βに比べて無負荷時の共振周波数ｆ０からより低い周波数へ遠ざかる。
【００６３】
しかしながら、前述のように放電灯ＬＡが点灯状態にある時の固有振動周波数は、必ずｆ０〜ｆ０’の間に存在するため、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプの出力ピーク値が減少することなく、ＦＨＦ３２ランプの共振カーブからほぼ水平移動に近い形で変化する。このため、従来の装置の動作周波数の差Δｆｃ０に比べて本実施形態における動作周波数の差Δｆｃ１は小さくなる傾向にある。
さらに、共振カーブのピークが殆ど変わらないため、どちらのランプにおいても固有振動周波数に近い設計が可能となり、従来の装置に比べ、無効電流の減少が図れ、効率の良い動作を実現できる。
【００６４】
２）フィラメント予熱電流Ｉｆについて
また、本実施形態の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、動作周波数の差Δｆｃ１が従来の装置の動作周波数の差Δｆｃ０に比べて少ないため、２種類の放電灯ＬＡを点灯した時のフィラメント予熱電流の差ΔＩｆｃ１が少なく、いずれの放電灯においても予熱時の十分な先行予熱電流を得ながら、かつ常時の予熱電流を抑制するといった、ランプ寿命と回路効率の双方を満足させる設計を容易にした。これにより、先行予熱条件の最適化を図りつつ、常時の予熱電流を抑制することができる。
【００６５】
３）スイッチングロスについて
同様に、動作周波数の差Δｆｃ１が少ないことから、従来課題であったＦＨＦ３２ランプ負荷時のスイッチング損失も抑制することが出来る。
以上のことから、本実施形態の放電灯点灯装置ＤＬＡは、複数の異なる定格電力の放電灯ＬＡに対し、出力電力を略一定にすることに加え、回路効率を悪化させること無く、高効率な設計、および適正なフィラメント予熱条件を得ることにより放電灯ＬＡの長寿命化を実現することができた。
【実施例１】
【００６６】
図１３は実施例１に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施例１の放電灯点灯装置ＤＬＡは、図１の基本構成に比べると、インバータ負荷回路ＩＬの構成が異なっている。インバータ負荷回路ＩＬは、インバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−Ｇｎｄ間に接続され、直列接続された２灯の放電灯負荷回路ＬＡ１，ＬＡ２に電力供給する二重共振回路ＤＲＣと、放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２，ｆｔ３，ｆｔ４を予熱する予熱回路ＰＨＣによって構成される。
【００６７】
二重共振回路ＤＲＣは、インバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−ＧＮＤ間に、共振用インダクタＬ１の一次巻線ｎ１と、共振用コンデンサＣ１が直列に接続され、コンデンサＣ１の両端に、直列接続された放電灯負荷ＬＡ１，ＬＡ２と共振兼直流阻止用コンデンサＣ２が直列に接続して構成されている。
予熱回路ＰＨＣは、共振用インダクタＴ３の二次巻線ｎ２，ｎ３，ｎ４に対し、それぞれコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９を介して放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２，ｆｔ３，ｆｔ４に接続して構成されている。
なお、図１の基本構成と同一の構成要素には同一の符号を付して重複する説明は省略する。また、インバータ負荷回路ＩＬ以外の動作については図１の基本構成と同一であるので、重複する動作説明は省略する。
【００６８】
放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２，ｆｔ３，ｆｔ４の予熱回路に着目すると、インダクタＬ１の二次巻線ｎ２，ｎ３，ｎ４を予熱回路の電源としており、インダクタＬ１の二次巻線ｎ２，ｎ３，ｎ４に発生する電圧は、インダクタＬ１の一次巻線ｎ１に発生する電圧に比例するため、無負荷時の予熱電流カーブは二重共振回路ＤＲＣの共振カーブにほぼ沿った形で推移する。点灯時においては、インダクタＬ１の電圧の変化よりも予熱回路のコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９の周波数変化によるインピーダンス変化が大きく、周波数が下がるとコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９のインピーダンスの増加により予熱電流が減少する。よって図４に示されるような左下がりのカーブとなる。この予熱電流カーブは、インダクタＬ１の巻数比とコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９の定数によって周波数特性の傾きを変化させることができる。
【００６９】
本実施例においては、コンデンサＣ１とＣ２の容量比を、コンデンサＣ２の容量がコンデンサＣ１の容量の２０倍以下となるように設定し、いずれのランプにおいても動作周波数ｆがｆ０≦ｆ≦ｆ０＋３０ＫＨｚといった特性を実現し、かつ、ＦＨＦ３２の時の動作周波数とＦＬＲ４０Ｓ／３６の時の周波数の差ΔｆをΔｆ＜１０ＫＨｚとすることが出来た。
【実施例２】
【００７０】
図１４は実施例２に係る放電灯点灯装置の回路図である。本実施例は、図１３に示した実施例１の回路において、帰還制御回路ＦＢＣの入力信号を一部変更したものであり、帰還制御用オペアンプＯＰ１の−側入力端子には、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を検出する抵抗Ｒ１の電圧が抵抗Ｒ２０を介して入力されている。
【００７１】
実施例１においては、フィードバック用の抵抗Ｒ１をスイッチング素子Ｑ２とＧＮＤ間に挿入していたので、インダクタＴ１、コンデンサＣ１、Ｃ２、ランプ負荷に流れる共振電流と、予熱回路ＰＨＣに流れる電流の合成電流を検知することとなり、出力電力を一定化するためのフィードバック制御に誤差を生じていたが、本実施例においては、フィードバック用の抵抗Ｒ１を図１４の位置に挿入することにより、抵抗Ｒ１には、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流のみが流れることになり、正確なフィードバック制御が可能となった。
【実施例３】
【００７２】
図１５は実施例３に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施例３では、直流電源回路ＣＶに降圧チョッパ回路ＤＶＣが付加されている。すなわち、昇圧チョッパ回路ＵＶＣの出力コンデンサＣ５の両端にはインダクタＬ１、電解コンデンサＣ２１、スイッチング素子Ｑ５の直列接続回路が並列接続されるとともに、電解コンデンサＣ２１、スイッチング素子Ｑ５の接続点と出力コンデンサＣ５、インダクタＬ１の接続点の間にはダイオードＤ８がコンデンサＣ１２、スイッチング素子Ｑ５側を陽極として接続され、インダクタＬ１、電解コンデンサＣ２１、スイッチング素子Ｑ５、ダイオードＤ８により降圧チョッパ回路ＤＶＣが構成されている。
【００７３】
ここで、降圧チョッパ回路ＤＶＣの動作を簡単に説明する。降圧チョッパ回路ＤＶＣは、昇圧チョッパ回路ＵＶＣの出力コンデンサＣ５に蓄積された所定の平滑電圧Ｖｄｃを入力とし、スイッチング素子Ｑ５のＯＮ、ＯＦＦの繰返しにより電解コンデンサＣ２１に出力コンデンサＣ５より低い所定の平滑電圧Ｖｄｃ’が作成される。スイッチング素子Ｑ５には抵抗Ｒ２７を介してインバータ制御ＩＣであるＩＶＤＲの８番ピン（低圧側駆動電圧出力端子）に接続され、インバータ低圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動と同期した状態でＯＮ、ＯＦＦを繰返す。スイッチング素子Ｑ５がＯＮすると出力コンデンサＣ５の平滑電圧ＶｄｃよりインダクタＬ１、電解コンデンサＣ２１、スイッチング素子Ｑ５を介して電流が流れる。その後、スイッチング素子Ｑ５がＯＦＦするとインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが電解コンデンサＣ２１、ダイオードＤ８を介して放出される。
このように、直流電源回路ＣＶに昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路の組合せを用いることにより昇圧チョッパ回路による入力高調波抑制性能を低下させることなく、さらなる高効率化を実現することができる。
【実施例４】
【００７４】
図１６は実施例４に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施例４の放電灯点灯装置ＤＬＡは、商用の交流電源ＳＶを所定の直流平滑電圧に変換する直流電源回路ＣＶを備え、この直流電源回路ＣＶの出力側にインバータ回路ＩＶが接続され、そのインバータ回路ＩＶの出力側にはインバータ負荷回路ＩＬが接続されている。また、直流電源回路ＣＶのスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＣＶＣＣと、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＩＶＣＣと、そのインバータ制御回路ＩＶＣＣに対して、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流及び電圧を検出してインバータ制御回路ＩＶＣＣの制御に帰還する帰還回路ＦＢＣを含む制御回路ＣＣが接続された構成である。本実施例においてはＣＶＣＣ制御のためのＰＦＣ制御部、ＩＶＣＣ制御のためのＩＮＶ制御部、ＦＢＣ制御のためのＦＢＣ制御部、そしてＱ１，Ｑ２をドライブする為のドライバ回路ＤＲＶ、放電灯起動時の予熱時間等を制御するタイマー回路ＴＩＭ等を１つのウェハチップもしくは１つのパッケージに集積したＩＣを用いて制御を行っている。さらに、放電灯点灯装置ＤＬＡの回路グランドＧｎｄはコンデンサＣ１７を介して対地アースＥ／Ｇに接続されている。
【００７５】
次に、この放電灯点灯回路ＤＬＡについて、構成回路ブロック毎の構成及び動作を簡単に説明する。
１）直流電源回路ＣＶ
直流電源回路ＣＶは、商用電源ＳＶの両端に、インバータ等で発生する高周波成分を除去するフィルタ回路ＦＩの入力と、商用電源ＳＶより入力されるサージ電圧を吸収するサージ電圧吸収素子ＺＮＲの並列接続された回路が、放電灯点灯装置ＤＬＡ内の故障等による電源短絡時に直ちに交流電源ＳＶから回路を遮断する電流ヒューズＦｕｓｅを介して接続され、フィルタ回路ＦＩの出力端には、交流電圧を全波整流する整流器ＤＢの入力が接続され、整流器ＤＢの出力には突入電流抑制回路ＩＣＣと昇圧チョッパ回路ＵＶＣの入力端の直列回路が接続される。さらに、昇圧チョッパ回路ＵＶＣのスイッチング素子Ｑ３には、そのスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＣＶＣＣが接続されて構成される。
【００７６】
ここで、昇圧チョッパ回路ＵＶＣとその制御回路ＣＶＣＣについて、構成及びその動作を簡単に説明する。
昇圧チョッパ回路ＵＶＣは、整流器ＤＢの＋出力に突入電流抑制回路ＩＣＣを介した電圧を入力とし、インダクタＴ２の一次巻線ｎ１とコンデンサＣ８が接続され、インダクタＴ２の一次巻線ｎ１の他端にはスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子とダイオードＤ５の陽極が接続され、スイッチング素子Ｑ３のソース端子にはスイッチング素子Ｑ３の電流検出抵抗Ｒ２が接続され、ダイオードＤ５の陰極には平滑用のコンデンサＣ５が接続され、コンデンサＣ８、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ５の他端及び整流器ＤＢの−端子が回路グランドＧｎｄに接続されて、コンデンサＣ５に所定の平滑電圧Ｖｄｃを出力するように構成される。
【００７７】
制御回路ＣＶＣＣは、制御部ＩＣ内のＰＦＣ制御部に制御されており、平滑用のコンデンサＣ５から抵抗Ｒ１４と可変抵抗ＶＲ１の直列回路によって平滑出力電圧Ｖｄｃを分圧した電圧が出力電圧帰還信号として入力され、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１との並列接続回路が誤差アンプ出力／補償部に入力される。また、チョッパ入力電圧（コンデンサＣ８の両端電圧）の脈流電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８によって分圧された電圧が、コンデンサＣ１０によって平滑されて、マルチプライヤ入力部に入力される。スイッチング素子Ｑ３に流れる電流は、抵抗Ｒ２により検出し、抵抗Ｒ２で得られた電圧が抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ１２で平滑し、電流センス入力部に入力される。
【００７８】
インダクタＴ２にはインダクタＴ２を流れる電流のゼロクロス点を検出するための二次巻線ｎ２が備わっており、その出力が抵抗Ｒ９を介してゼロ電流検出入力部に入力される。ＰＦＣ制御部の出力端子には、抵抗Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ３のゲートが接続されており、上記各入力信号に応じ所定の時間でのＯＮ、ＯＦＦ信号を出力する。以上の昇圧チョッパ制御動作により、入力電流高調波歪みを抑制することができると共に電源ＳＶの電圧変動に対しても平滑出力電圧Ｖｄｃを略一定に制御することが出来る。
【００７９】
続いて、突入電流抑制回路ＩＣＣについて、構成及びその動作を簡単に説明する。突入電流抑制回路ＩＣＣは、ＰＴＣサーミスタＰＴＨとサイリスタＱ４が並列に接続され、サイリスタＱ４のゲート・陰極間には、インダクタＴ２の二次巻線ｎ３と抵抗Ｒ６とダイオードＤ２の直列回路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ７が並列に接続されて構成される。突入電流抑制回路ＩＣＣの動作は、昇圧チョッパ回路ＵＶＣ動作時はインダクタＴ２の二次巻線ｎ３に電圧が発生するため、サイリスタＱ４がオンし、サイリスタＱ４を通じて昇圧チョッパ回路ＵＶＣに電流供給が行なわれ、昇圧チョッパ回路ＵＶＣ不動作時はインダクタＴ２の二次巻線ｎ３に電圧が殆ど発生しないため、サイリスタＱ４がオフし、ＰＴＣサーミスタＰＴＨを通じて昇圧チョッパ回路ＵＶＣに電流供給が行なわれる。つまり、電源投入時は昇圧チョッパ回路ＵＶＣが不動作のため、ＰＴＣサーミスタＰＴＨによって突入電流が抑制され、定常時には昇圧チョッパ回路ＵＶＣが動作するため、サイリスタＱ４にてＰＴＣサーミスタＰＴＨが短絡されて、ＰＴＣサーミスタによるロスは発生しないという回路動作となる。
【００８０】
２）インバータ回路ＩＶ
インバータ回路ＩＶは、直流電源回路ＣＶの出力端（コンデンサＣ５の平滑出力電圧Ｖｄｃ）を入力とし、直流電源回路ＣＶの出力端には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、そのスイッチング素子Ｑ１のソース端子にはスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子が接続され、さらにそのスイッチング素子Ｑ２のソース端子には帰還回路ＦＢＣの検出抵抗Ｒ１が接続されて、その抵抗Ｒ１は回路グランドＧＮＤへと接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート端子及びインバータ回路ＩＶの出力端ＶＳは、制御回路ＩＶＣＣへ接続される。
【００８１】
制御回路ＩＶＣＣは、ＩＣ内のインバータ制御部、ドライバＤＶＲ、タイマー回路ＴＩＭ及びそれらの周辺部品で構成される。
以下に、インバータ制御回路とタイマー回路ＴＩＭについて、それらの周辺部品の構成及び動作の説明を行なう。
インバータ制御回路には、動作周波数設定用の可変抵抗ＶＲ２と、スイッチＳＷ２と抵抗Ｒ２３の直列回路と、スイッチＳＷ１と抵抗Ｒ２４の直列回路、及び発振器用コンデンサＣ１５が接続されて発振器出力から所定の周波数信号がドライバＤＲＶに伝達される。ドライバＤＲＶは高圧側駆動用のＣＯＭ端子としてＶｓが接続されている。また、Ｖｃｃ−ＣＯＭ間にダイオードＤ５とコンデンサＣ１４の直列回路が接続され、コンデンサＣ１４に高圧側の駆動電源が蓄積される。ドライバＤＲＶには低圧側、高圧側それぞれ抵抗Ｒ１８、Ｒ１６を介してスイッチング素子Ｑ２、Ｑ１が接続されており、上記所定の周波数にてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にＯＮ、ＯＦＦさせる。
【００８２】
タイマー回路ＴＩＭには、抵抗Ｒ２５が接続され、コンデンサＣ１５が接続され、抵抗Ｒ２５とコンデンサＣ１５によって決まる時定数にて動作を開始し、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３のオン／オフ切替時間を制御する。
具体的には図８に示すシーケンスで変化するモードによって定まる所定の周期にて発振動作する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３のオン／オフによりインバータ制御部の動作周波数を変化させることにより放電灯起動時の予熱、始動時間を設定する。さらに詳細な動作について以下に記載する。
【００８３】
まず、インバータが起動すると、スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３がオフと制御され、定電圧源であるインバータ制御部からは可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４への電流ＩＶＲ２、ＩＲ２３、ＩＲ２４が流れ、その合成電流：Ｉ１＝ＩＶＲ２＋ＩＲ２３＋ＩＲ２４がインバータ制御部内部を介し、コンデンサＣ１５へ所定の倍率ｎ×Ｉ１で伝達され、コンデンサＣ１５の充電電流ＩＣ１５ｃｈａｒｇｅ、放電電流ＩＣ１５ｄｉｓｃｈａｒｇｅが定まり、コンデンサＣ１５の充放電周期、つまり、インバータの予熱モード動作周波数ｆａが定まる。
【００８４】
次に予熱モードが終了すると、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３がオフと制御され、抵抗Ｒ２４を流れていた電流ＩＲ２４が遮断される。インバータ制御部には可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２３の合成電流ＩＶＲ２＋ＩＲ２３が流れ、上記と同様、コンデンサＣ１５に伝達され、インバータの周波数が始動モード周波数ｆｂに変化する。
【００８５】
始動モードが終了すると、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３がオンと制御され、抵抗Ｒ２３を流れていた電流Ｉ２３が遮断される。インバータ制御部には可変抵抗ＶＲ２への電流ＩＶＲ２及び、スイッチＳＷ３、抵抗Ｒ２２、ダイオードＤ６、オペアンプＯＰ１等により構成される帰還制御回路ＦＢＣへ電流ＩＦＢＣの合成電流ＩＶＲ２＋ＩＦＢＣが流れ、上記同様、コンデンサＣ１５に伝達され、インバータの周波数が点灯モード周波数ｆｃ（帰還制御回路ＦＢＣ側への電流がない場合）、ｆｃ’（帰還制御回路ＦＢＣ側への電流がある場合）に変化する。
以上のタイマー制御により予熱モード（周波数ｆａ）、始動モード（周波数ｆｂ）、点灯モード（周波数ｆｃ）、帰還制御スタート（周波数ｆｃ’）と段階的に周波数を変化させながらインバータ回路ＩＶを駆動することができる。
【００８６】
次に、帰還制御回路ＦＢＣの動作を説明する。帰還制御回路ＦＢＣの制御部には、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２の電流を検出する抵抗Ｒ１の電圧が、抵抗Ｒ２０を介し、また、インダクタＴ１の補助巻線ｎ２に発生する電圧が抵抗Ｒ２８を介して入力される。ＦＢＣ制御部出力端子には、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ２２及びスイッチＳＷ３を介し、インバータ制御部と可変抵抗ＶＲ２の接続点に接続される。
【００８７】
帰還制御回路ＦＢＣの動作は、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１によって電圧変換し、この電圧が抵抗Ｒ２０を介して入力される。また、ランプの電圧とほぼ比例した特性を示すインダクタＴ１の両端電圧を補助巻線ｎ２にて検出し、抵抗Ｒ２８を介して入力される。つまり、スイッチング素子Ｑ２側の電流とインダクタＴ１の電圧の合成信号がＦＢＣ制御部に入力され、この信号に応じてスイッチＳＷ３、抵抗Ｒ２２、ダイオードＤ６を介して流れる電流ＩＦＢＣが変化し、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる働きを持つ。負荷電力に追従した動きを示すスイッチング素子Ｑ２の電流とランプ電圧に追従した動きを示すインダクタＴ１の電圧のＦＢＣ制御部への伝達の割合を抵抗Ｒ２０、Ｒ２８の定数等により可変させることができ、帰還電流の割合を変化させ、用途や使用環境に応じた電力制御動作を行うことが出来る。
【００８８】
上記でも述べたが、帰還制御回路ＦＢＣは図８に示すようにタイマー回路ＴＩＭのスイッチＳＷ３によって予熱及び始動モードでは動作せず、点灯モードにおいては放電灯負荷ＬＡの種類によって、ｆｃα〜ｆｃβの間で放電灯負荷ＬＡの出力電力を所定の特性にするように、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる動作を行なう。
【実施例５】
【００８９】
本実施例では実施例１〜４で述べたような放電灯点灯装置を搭載した照明器具の構成を例示する。図１７及び図１８は放電灯２灯を点灯可能な一般的な２灯用富士形照明器具のイメージ図である。図中、Ｓ１〜Ｓ４はソケット、Ｒは反射板、Ｓはばね、Ｈはランプピン接触穴である。尚、放電灯点灯装置としては、図１３〜図１６のような２灯用の放電灯点灯装置１台あるいは図１のような１灯用の放電灯点灯装置２台を搭載している。
【００９０】
例えば、表１に掲載したＦＨＦ３２、ＦＬ４０Ｓ、ＦＬ４０ＳＳ／３７、ＦＬＲ４０Ｓ、ＦＬＲ４０Ｓ／３６の５種類の放電灯は、同一の管長（１１９８ｍ）で且つ、同一の口金寸法（Ｇ１３形）であるため、図１７及び図１８で示した１種類の照明器具にて共用可能である。
【表１】
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【００９１】
これにより照明器具ユーザーは放電灯の種類を気にすることなく使用可能となり、また、ユーザーの嗜好（放電灯コスト、デザイン、光出力など）に合わせて放電灯の選択も可能となる。尚、本実施例では２灯用の照明器具であるが、放電灯の灯数及び放電灯点灯装置の点灯可能灯数などは限定しない。
【実施例６】
【００９２】
本実施例では実施例５に記載した照明器具複数台を制御装置にて一括制御する照明システムについて説明する。実施例５に記載した照明器具Ａ〜Ｌの１２台が人体感知センサー、及びプログラム制御可能なシステムを備えた制御装置に接続されている。本実施例においては照明器具Ａ〜Ｉにランプ負荷としてＦＨＦ３２を装着し、外光の入る窓側の照明器具Ｊ〜Ｌには、光束はＦＨＦ３２より低いがコストの安いＦＬＲ４０／３６を装着している。本制御装置の特徴として人体感知センサーにより人を感知すると放電灯が点灯し、人が不在となると消灯する機能や、負荷の装着状況の入力、任意の照明器具の点灯、消灯条件の設定が可能であるプログラム制御機能を有しており、実施例１〜４に示した放電灯点灯装置と組み合わせることにより、制御装置への電力負荷を変えることのなく、設置環境に応じた、非常に効率の高い、省エネルギーの照明システムを実現することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明はオフィスや一般家庭用の照明器具、照明システムに利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の放電灯点灯装置の詳細な構成を示す回路図である。
【図２】従来例１を示す回路図である。
【図３】従来例２を示す回路図である。
【図４】本発明に用いる共振回路の第１の説明図である。
【図５】本発明に用いる共振回路の第２の説明図である。
【図６】図２の従来例１の共振動作の説明図である。
【図７】図３の従来例２の共振動作の説明図である。
【図８】本発明の予熱、始動、点灯モードの説明図である。
【図９】本発明の各部の動作波形を示す第１の動作波形図である。
【図１０】本発明の各部の動作波形を示す第２の動作波形図である。
【図１１】本発明の各部の動作波形を示す第３の動作波形図である。
【図１２】本発明のスイッチング損失を説明するための動作波形図である。
【図１３】本発明の実施例１の詳細な構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施例２の詳細な構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施例３の詳細な構成を示す回路図である。
【図１６】本発明の実施例４の詳細な構成を示す回路図である。
【図１７】本発明の実施例５の照明器具の斜視図である。
【図１８】本発明の実施例５の照明器具の下面図である。
【符号の説明】
【００９５】
ＤＬＡ    放電灯点灯装置
ＬＡ      放電灯
ＣＶ      直流電源回路
ＩＶ      インバータ回路
ＩＬ      インバータ負荷回路
ＰＨＣ    予熱回路
ＤＲＣ    二重共振回路
ＣＣ      制御回路
ＩＶＣＣ  インバータ制御回路
ＣＶＣＣ  チョッパー制御回路
ＦＢＣ    帰還制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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