(57)【要約】  【課題】  ベースバンド部でＣ／Ｎを検出し、それに応じた重み係数を算出し、ダイバーシチ合成することが可能なＯＦＤＭ変調信号受信装置を得る。  【解決手段】  ダイバーシチ受信する全系統が、受信サンプル値系列に対して有効シンボル期間の遅延を行い、遅延した信号と遅延しない受信サンプル値系列とを減算し、減算の結果を絶対値化し、絶対値化の結果に基づいて雑音レベルを検出する雑音レベル検出手段３０と、検出した結果に基づいて受信信号に混入している雑音レベルを規格化処理する手段２６と、規格化処理をした後の受信信号に基づいて所定の重み係数を乗じる処理をする手段２８を具備し、さらに全系統の重み係数を乗じた結果の信号を加算処理する手段２９を具備する。【選択図】  図１
2005175878.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバル期間を有する直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ)変調方式で変調された信号を複数のアンテナでダイバーシチ受信するＯＦＤＭ変調信号受信装置において、
ダイバーシチ受信する各系統に受信サンプル値系列に対して有効シンボル期間の遅延を行う遅延手段と、該遅延した信号と遅延しない受信サンプル値系列とを減算する減算手段と、該減算の結果を絶対値化する絶対値化手段と、該絶対値化の結果に基づいて雑音レベルを検出する検出手段とを備えた雑音レベル検出手段と、該検出した結果に基づいて各系統の受信信号に混入している雑音レベルを規格化処理する雑音規格化手段と、該規格化処理をした後の各系統の受信信号に基づいて所定の重み係数を乗じる処理をする重み付け処理手段を具備し、さらに前記各系統の前記重み係数を乗じた結果の信号を加算処理する合成処理手段を具備することを特徴とするＯＦＤＭ変調信号受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、前記雑音規格化手段は、各系統の受信信号の雑音レベルが等しい場合には、全ての受信信号に対して所定値を乗算し、各系統の受信信号の雑音レベルが等しくない場合には、最も雑音レベルが小さな受信信号に対しては所定値を乗算し、それ以外の受信信号に対しては、該受信信号の雑音レベルが、最も小さな雑音レベルと該所定値との乗算結果に一致するような係数を乗算することを特徴とするＯＦＤＭ変調信号受信装置。
【請求項３】
ガードインターバル期間を有するＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ変調信号受信装置において、
受信サンプル値系列に対して有効シンボル期間の遅延を行う遅延手段と、該遅延した信号と遅延しない受信サンプル値系列とを減算する減算手段と、該減算の結果を絶対値化する絶対値化手段と、該絶対値化の結果から雑音レベルを検出する検出手段とを備えた雑音レベル検出手段を具備することを特徴とするＯＦＤＭ変調信号受信装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のうちいずれかに記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、前記雑音レベル検出手段は、前記絶対値化の結果の信号波形を微分処理し、該微分の結果に対して正と負の閾値を設けて微分の結果とのレベル比較を行い、微分の結果が負の閾値より小さくなるタイミングの中で時間的に最も遅いタイミングと、微分の結果が正の閾値より大きくなるタイミングの中で時間的に最も速いタイミングとの区間に時間的な窓を設けて、前記絶対値化の結果において前記時間的な窓に含まれる信号の平均値を算出することにより雑音レベルを検出することを特徴とするＯＦＤＭ変調信号受信装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のうちいずれかに記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、前記雑音レベル検出手段の結果に基づいて伝送路状況あるいは符号誤り率を推定する推定手段を具備することを特徴とするＯＦＤＭ変調信号受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、さらに、前記推定した伝送路状況あるいは符号誤り率をメータ，ランプ，映像表示装置等による視覚的表現手段、あるいは音量や音階等に変換して聴覚的による表示手段、あるいは電気信号や光信号に変換する変換手段を具備することを特徴とするＯＦＤＭ変調信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式で変調されたＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ変調信号受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体向けディジタル伝送や、地上系ディジタルテレビジョン放送や、無線ＬＡＮ等への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（以下、ＯＦＤＭ方式と称す）が注目を浴びている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交するｎ本（ｎは数十〜数千）の搬送波（キャリア）にそれぞれディジタル変調を施した伝送方式である。
【０００４】
これらの各キャリアのＩ軸成分、Ｑ軸成分には、各々に被変調信号として離散的な符号を割り当て、シンボル周期（例えば、数μsec〜数百msec）毎にその符号を更新する。
【０００５】
キャリアのディジタル変調方式としては、４相差動位相偏移変調方式(ＤＱＰＳＫ:Differential Quadrature Phase Shift Keying)も用いられるが、１６値直交振幅変調(１６ＱＡＭ:16 Quadrature Amplitude Modulation)や６４ＱＡＭなどの多値変調方式が良く用いられている。
【０００６】
１６ＱＡＭや６４ＱＡＭの変調方式では、各キャリアの振幅及び位相に情報を持たせているため、復調時には受信キャリアの絶対振幅、及び絶対位相を正確に再生する必要がある。
【０００７】
そのため、送信機から、振幅と位相が規定されたパイロットキャリアを数キャリア毎に配置した信号を送信し、受信機では受信したパイロットキャリアの振幅と位相の変動に基づいて伝送路特性を推定し、振幅、位相の等化を行う方式が用いられている。
【０００８】
また、伝送性能を向上させるため、パイロットキャリアの振幅は通常のデータキャリアよりも大きめに設定して送信することが多い。例えば、データキャリアと比較して、４／３倍の振幅比に設定する。
【０００９】
これらのキャリアは互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤＭ時間軸波形が生成される。
【００１０】
この加算処理は、各キャリアに対しＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourie Transform)処理を行うことで実現できる。
【００１１】
ＯＦＤＭ信号のシンボル構成は、図４に示すように、上記ＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有効シンボルと、有効シンボルの一部を複写して有効シンボルの前に付加したガードインターバルから構成される。
【００１２】
ガードインターバルを付加することにより、ガードインターバル期間内の遅延時間の遅延波に対しては、シンボル間干渉による劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージングに対して、強い耐性を有することができる。
【００１３】
上記処理により生成されたＯＦＤＭ信号は、高周波（ＲＦ）に周波数変換された後、送信される。
【００１４】
図５に示す従来の受信装置においては、アンテナ２１で受信した信号を増幅器２２で増幅した後、ＡＧＣ部２３にて後続する回路に対して適正な信号レベルになるように自動利得制御（Automatic Gain Control：以下ＡＧＣという）を行う。
【００１５】
その後、ベースバンド帯域に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器２４にてサンプリングされる。
【００１６】
ＯＦＤＭ変調信号に対する復調処理は、得られた受信サンプル系列上に有効シンボル期間長の時間窓を設ける。ＦＦＴ部２５では、設けた時間窓内に含まれるサンプル信号に対してＦＦＴ演算処理を施し、時間軸信号から周波数軸信号へと変換する。
【００１７】
そして、伝送路推定部２７では、図６に示すようにＦＦＴ演算処理後の信号からパイロットキャリアのみを抽出し、パイロットキャリアから伝送路の特性を推定する。
【００１８】
具体的には、パイロットキャリアに対してフィルタ処理を施すことで、マルチパスフェージング等で生じた伝送路の周波数特性を推定する。
【００１９】
等化部５１では推定した伝送路特性を用いて受信データキャリアの振幅及び位相の等化を行う。最後に、復調部２ａでは等化後のデータキャリアの振幅、位相情報に基づいて、１６ＱＡＭやＤＱＰＳＫや等の復調を行い、ＯＦＤＭ受信を完了する。
【００２０】
このような、受信装置の復調処理に関しては、下記の非特許文献１に記載されている。
【００２１】
ところで、ＯＦＤＭは移動体伝送に適しているとの理由から、マラソン中継や緊急報道などのテレビ中継を行うＦＰＵ（Field Pickup Unit：陸上中継装置）と称する画像無線伝送装置の伝送方式に用いられることがある。
【００２２】
マラソン中継のように屋外での伝送では、その地形に応じて、送信機から直接到来する主波の他に、建物等から反射して遅延時間を伴って到来する反射波が存在するマルチパス通信路が形成されることがある。
【００２３】
マルチパス環境下では、主波と反射波の位相が逆相付近になる周波数帯域では、信号が打ち消され、振幅が小さくなってしまう、周波数選択性フェージングと呼ばれる劣化が生じる。
【００２４】
ＯＦＤＭではキャリア１本毎の帯域が狭いため、周波数選択性フェージングでレベルの低下したキャリアには伝送誤りが多発してしまう。
【００２５】
更に、移動体伝送においては、主波と反射波のレベルも時々刻々と変化するレイリーフェージング環境も発生することがある。
【００２６】
レイリーフェージング環境下では、シンボル全体のレベルが低下してしまうこともあり、シンボル内に含まれる全キャリアのレベルも低下してしまう。このように、レイリーフェージングにより、レベルの低下したシンボルも伝送誤りが多発してしまう。
【００２７】
画像伝送においては、これらのフェージングにより生じた伝送誤りによって受信側の画像デコード処理が不可能になり、画像が一時ストップするフリーズやブロック的なノイズを引き起こしてしまうことがある。
【００２８】
生中継などの伝送においては、このような画像のフリーズは視聴者への影響を考慮すると、絶対に避けなければならない事項である。
【００２９】
そのため、これらのフェージング劣化を軽減するためにスペース（空間）ダイバーシチ（以下ダイバーシチという）と呼ばれる受信処理方式を適用することがある。
【００３０】
ダイバーシチとは、複数のアンテナを空間的に離して配置し、それぞれのアンテナで受信した信号を適切に合成、あるいは複数のアンテナの中から受信強度の大きい方を選択して受信処理することで、フェージング劣化の影響を軽減することができる。
【００３１】
ダイバーシチの方式の中でもダイバーシチ効果の優れている最大比合成方式がよく用いられており、この方式について以下に説明する。
【００３２】
図７は従来技術における２系統のアンテナを有するダイバーシチ受信装置の構成を示した図である。
【００３３】
送信機から送出された電波はフェージング等の歪みを受け２系統のアンテナ２１で受信する。この時、それぞれのアンテナで受信する信号の相関性が低くなるように電波の波長の半分以上離して配置するのが一般的である。
【００３４】
受信信号はそれぞれ増幅器２２、ＡＧＣ部２３を経てＡ／Ｄ変換器２４にてディジタル信号に変換され、ＦＦＴ部２５にて時間軸信号から周波数軸の信号に変換される。ここまでの処理は前述した図５の受信処理と同様である。
【００３５】
伝送路推定部２７も同様にパイロットキャリア伝送路特性を推定する。
【００３６】
次にそれぞれの重み付け処理部２８では、ＦＦＴ部２５からの出力信号に対して、伝送路推定部２７からの信号に基づいた係数を乗じる。
【００３７】
例えば、マルチパスフェージングでレベル低下したキャリアに対してはＣ／Ｎが劣化し、伝送誤りを引き起こし易いため、そのキャリアの重み（重要度）を低く設定する。
【００３８】
理論的には、Ｍ個の受信アンテナを有する最大比合成の最適重み係数ｗｉ（ｋ）（ｉ：アンテナ番号，ｋ：キャリア番号）は、送信機からｉ番目のアンテナまでの伝送路特性をｈｉ（ｋ）とすると、次の式（１）となり、これはＣ／Ｎを最大にする係数であることが知られている。
【００３９】
【数１】
2005175878.tif 000003
上記係数により重み付けされた各系統の信号は合成処理部２９により加算処理される。
【００４０】
上記に説明したダイバーシチの原理については、下記の非特許文献２に詳述されている。
【００４１】
【非特許文献１】映像情報メディア学会誌ｖｏｌ．５３，Ｎｏ．１１，ｐｐ１５３８〜１５４９（１９９９）
【００４２】
【非特許文献２】映像情報メディア学会技術報告，Ｖｏｌ．２３，Ｎｏ．３５，ＰＰ１３〜１８（１９９９）
【特許文献１】特開２００３−１１０５２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４３】
従来技術におけるダイバーシチ処理では、各アンテナに届く受信信号の強度が弱くなってもＡＧＣ処理により最適な信号レベルになるように自動的に利得が制御される。
【００４４】
しかし、この時、信号レベルと同様に増幅器で発生した熱雑音も同時に増幅されるため、アンテナ毎の受信強度が異なると、信号レベルはほぼ同レベルになるがＣ／Ｎ比は大きく異なってしまうことがある。
【００４５】
このような信号をダイバーシチ合成する際、このＣ／Ｎの差を考慮せずに式（１）の係数による重み付けを行うと、合成結果が劣化してしまうという欠点が挙げられる。
【００４６】
例えば、図８（ａ）は受信強度が強くＣ／Ｎが良好な信号で、図８（ｂ）は受信強度が弱くＣ／Ｎの劣化した信号であるが、ＡＧＣ処理によりそれぞれの信号レベルはほぼ同レベルに制御されている。
【００４７】
信号レベルが同程度であるため、式（１）の係数もほぼ同程度になり、この係数により重み付けされた後の波形は図８（ｃ）（ｄ）のようになり、重み付け処理する前とあまり変化のない波形である。
【００４８】
これらの信号を合成した結果、図８（ｅ）に示すように、Ｃ／Ｎの劣化した信号（図８（ｄ））の影響を強く受け、合成する前よりも劣化してしまうことがある。
【００４９】
図９は、２系統のアンテナを有するダイバーシチ装置において、上記に示したＣ／Ｎの劣化度合いについて示した図である。系統ＡのＣ／Ｎを、０，１０，２０，３０，４０［ｄＢ］とし、系統ＢのＣ／Ｎを変化させて（横軸）合成を行ったときの合成後のＣ／Ｎを縦軸に示してある。
【００５０】
例えば、系統ＡのＣ／Ｎを２０［ｄＢ］とした時、系統ＢのＣ／Ｎも２０［ｄＢ］であった場合には、合成Ｃ／Ｎは約３［ｄＢ］向上する。
【００５１】
しかし、系統ＢのＣ／Ｎが２６［ｄＢ］以上となっても、合成した結果は約２６［ｄＢ］に留まってしまう。この場合には、合成せずに系統Ｂのみを使用する方が良い。
【００５２】
また、系統ＢのＣ／Ｎが０［ｄＢ］付近になると、合成した結果、系統Ｂの影響が強くなり、合成Ｃ／Ｎも１０［ｄＢ］程度まで劣化してしまう。この場合にも、合成せずに系統Ａのみを使用する方が良い。
【００５３】
この様に、ダイバーシチ合成する際にそれぞれの系統のＣ／Ｎが異なる場合には、Ｃ／Ｎの劣化した系統の影響が大きくなり、合成した結果、逆に特性が劣化してしまうこととなる。
【００５４】
この様な影響を軽減するために、一般的にはアンテナの受信信号レベルを示すＲＳＳI(Received Signal Strength Indicator：受信信信号強度表示信号)や、ＡＧＣ処理する際のコントロール信号に基づいて重み係数を可変させている。
【００５５】
例えば、微弱な信号をＡＧＣ処理で大きく増幅させた場合、雑音も同時に増幅されているので、この場合には重み係数を小さくして、合成時の影響を少なくするという方式が用いられている。
【００５６】
しかし、上記で述べたＦＰＵ等の装置は中継車や鉄塔の上に搭載することが多く、アンテナ２１や増幅器２２、ＡＧＣ部２３などの高周波部と、ダイバーシチ合成するベースバンド部とが離れた位置に設置される場合が多い。
【００５７】
また、システムを簡素化するため高周波部との接続ケーブルもＩＦ信号を伝送するケーブル１本のみであるため、ＲＦ部のＡＧＣコントロール信号やＲＳＳＩを有効に使用することが非常に困難である。
【００５８】
本発明の目的は、ベースバンド部でＣ／Ｎを検出し、それに応じた重み係数を算出することが可能なＯＦＤＭ変調信号受信装置を提供することにある。
【００５９】
本発明の他の目的は、ベースバンド部での雑音レベルを検出する雑音レベル検出装置を用いて伝送路状況を観測するあるいは符号誤り率が分かるようにすることが可能なＯＦＤＭ変調信号受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００６０】
本発明の請求項１記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置は、ガードインターバル期間を有する直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ)変調方式で変調された信号を複数のアンテナでダイバーシチ受信するＯＦＤＭ変調信号受信装置において、ダイバーシチ受信する各系統に受信サンプル値系列に対して有効シンボル期間の遅延を行う遅延手段と、該遅延した信号と遅延しない受信サンプル値系列とを減算する減算手段と、該減算の結果を絶対値化する絶対値化手段と、該絶対値化の結果に基づいて雑音レベルを検出する検出手段とを備えた雑音レベル検出手段と、該検出した結果に基づいて各系統の受信信号に混入している雑音レベルを規格化処理する雑音規格化手段と、該規格化処理をした後の各系統の受信信号に基づいて所定の重み係数を乗じる処理をする重み付け処理手段を具備し、さらに前記各系統の前記重み係数を乗じた結果の信号を加算処理する合成処理手段を具備することを特徴とする。
【００６１】
本発明の請求項２記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置は、請求項１に記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、前記雑音規格化手段は、各系統の受信信号の雑音レベルが等しい場合には、全ての受信信号に対して所定値を乗算し、各系統の受信信号の雑音レベルが等しくない場合には、最も雑音レベルが小さな受信信号に対しては所定値を乗算し、それ以外の受信信号に対しては、該受信信号の雑音レベルが、最も小さな雑音レベルと該所定値との乗算結果に一致するような係数を乗算することを特徴とする。
【００６２】
本発明の請求項３記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置は、ガードインターバル期間を有するＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ変調信号受信装置において、受信サンプル値系列に対して有効シンボル期間の遅延を行う遅延手段と、該遅延した信号と遅延しない受信サンプル値系列とを減算する減算手段と、該減算の結果を絶対値化する絶対値化手段と、該絶対値化の結果から雑音レベルを検出する検出手段とを備えた雑音レベル検出手段を具備することを特徴とする。
【００６３】
本発明の請求項４記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置は、請求項１乃至３のうちいずれかにに記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、前記検出手段は、前記絶対値化の結果の信号波形を微分処理し、該微分の結果に対して正と負の閾値を設けて微分の結果とのレベル比較を行い、微分の結果が負の閾値より小さくなるタイミングの中で時間的に最も遅いタイミングと、微分の結果が正の閾値より大きくなるタイミングの中で時間的に最も速いタイミングとの区間に時間的な窓を設けて、前記絶対値化の結果において前記時間的な窓に含まれる信号の平均値を算出することにより雑音レベルを検出することを特徴とする。
【００６４】
本発明の請求項５記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置は、請求項乃至４のうちいずれかに記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置において、前記雑音レベル検出手段の結果に基づいて伝送路状況あるいは符号誤り率を推定する推定手段を具備することを特徴とする。
に基づいて前記検出手段で前記雑音レベルを検出することを特徴とする。
【００６５】
本発明の請求項６記載のＯＦＤＭ変調信号受信装置は、請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置において、さらに、前記推定した伝送路状況あるいは符号誤り率をメータ，ランプ，映像表示装置等による視覚的表現手段、あるいは音量や音階等に変換して聴覚的による表示手段、あるいは電気信号や光信号に変換する変換手段を具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００６６】
本発明によれば、ベースバンド部でＣ／Ｎを検出し、それに応じた重み係数を算出することが可能なＯＦＤＭ変調信号受信装置を得ることができる。また本発明によれば、ベースバンド部での雑音レベルを検出する雑音レベル検出装置を用いて伝送路状況を観測するあるいは符号誤り率が分かるようにすることが可能なＯＦＤＭ変調信号受信装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６７】
まず、本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置について、図１及び図２に図示する第一の実施の形態により詳細に説明する。
【００６８】
図１は本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置の第一の実施の形態の構成図である。図２は本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置における雑音レベル検出装置の実施の形態の構成図である。
【００６９】
図１は図７の構成に対して、それぞれのＦＦＴ部２５の出力にそれぞれの雑音規格化部２６を挿入し、それぞれのＡ／Ｄ変換器２４の出力にそれぞれの雑音レベル検出部３０を接続し、それぞれの雑音レベル検出部３０の出力をそれぞれの雑音規格化部２６のもう一方の入力に接続した構成である。
【００７０】
即ち、ＦＦＴ部２５の前段のＡ／Ｄ変換器２４出力からそれぞれの雑音レベルを検出し、検出したそれぞれの雑音レベルに基づいて、後述の様にそれぞれの雑音規格化部２６で、それぞれの雑音レベルを規格化処理するものである。その他の構成及び処理方式は図７と同様である。
【００７１】
また、雑音レベル検出部３０の詳細な構成は、図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器２４（図１）からの受信サンプル値系列は遅延部３１と減算部３２のプラス（＋）入力に接続される。遅延部３１の出力は減算部３２のマイナス（−）入力に接続される。
【００７２】
減算部３２の出力は絶対値化部３３に入力され、絶対値化部３３の出力はフィルタ部３４の入力に接続され、フィルタ部３４の出力はフロアレベル検出部３５に入力される。そして、フロアレベル検出部３５の出力は雑音レベル検出部３０の出力信号としている。
【００７３】
次に、雑音レベル検出部３０の動作について図１０を用いて説明する。また、基本的には複素数の信号を取り扱うため、特記しない限り複素数での表記としている。
【００７４】
まず、雑音レベル検出部３０にはＡ／Ｄ変換器２４（図１）からの受信サンプル値系列が入力される。遅延部３１では図１０（ａ）に示す受信サンプル値系列に対して、図１０（ｂ）に示すように有効シンボル長の遅延を行う。
【００７５】
前述したようにＯＦＤＭ変調信号は有効シンボルの後半期間（図１０（ａ）の格子の網掛）をガードインターバルとしてシンボルの先頭に複写（斜線の網掛）した構成となっている。
【００７６】
そのため、遅延部３１にて有効シンボル長の遅延を行えば、図１０の太線内に示すようにシンボル後半期間（格子の網掛）とガードインターバル期間（斜線の網掛）が時間的に一致する。
【００７７】
これらの信号を減算器１２に入力し、減算器１２ではプラス（＋）入力端子の信号からマイナス（−）入力端子の信号を減算する。
【００７８】
理想的にはシンボル後半期間（格子の網掛）とガードインターバル期間（斜線の網掛）の信号は一致するため、図１０（ｃ）に示すように減算した結果は０となり、それ以外の期間では信号は無相関であるため振幅の大きな雑音のような波形となる。
【００７９】
しかし、実際には伝送路で生じたフェージング歪みや雑音により、ガードインターバル期間の減算信号が０にはならなくなる。
【００８０】
図１０（ｄ）は、伝送路でマルチパスフェージングが発生し、雑音も発生している時の減算部３２の出力信号について示している。図中のｇで示した信号はマルチパスフェージングによる成分である。
【００８１】
マルチパスの遅延時間が長くなると、この成分は時間方向に増大し、マルチパスのレベルが大きくなると振幅方向に増大する。
【００８２】
次に、ｈで示した信号は雑音による成分である。これは、雑音成分が大きくなると振幅方向に増大していく。
【００８３】
減算部３２の出力信号は絶対値化部３３にて絶対値化する。絶対値処理には様々な方法が考えられるが、例えば、次式（２）に示すように実数軸信号と虚数軸信号をそれぞれ２乗した後加算し、平方根処理する方式がある。
【００８４】
【数２】
2005175878.tif 000004
また、次式（３）示すように、実数軸信号と虚数軸信号をそれぞれ絶対値化した後、それぞれを加算する方式も考えられる。
【００８５】
【数３】
2005175878.tif 000005
式（２）の方式は正確な絶対値の演算であるが２乗処理や平方根処理などにより回路規模が大きくなってしまうという欠点がある。それに対して式（３）の方式は式（２）の方式と比較して回路規模を大幅に削減することが出来る。
【００８６】
また、正規分布を呈している信号に対して式（３）の演算を行うのであれば、式（２）の正確な演算結果に比例した結果を得ることが出来る。雑音やＯＦＤＭ信号もほぼ正規分布を呈している信号であるため、式（３）の演算を用いても何ら問題はない。
【００８７】
図１０（ｄ）に示したようなマルチパス、雑音が混入した信号に対して、絶対値化した信号を図１０（ｅ）に示す。
【００８８】
次に絶対値化部３３の出力信号はフィルタ３４部にて平均化処理される。
【００８９】
絶対値化部３３の信号には雑音やＯＦＤＭの成分により、値のばらつきが生じている。後続するフロアレベル検出部３５では、この信号から雑音レベルを検出しているが、信号のばらつきが大きいと精度の良い検出を行うことが出来ない。
【００９０】
そのため、フィルタ部３４にて予めフィルタ処理を施すことで、図１０（ｆ）に示すようにばらつきを抑えている。フィルタ処理方式は、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等の一般的なディジタルフィルタにより容易に実現することが出来る。
【００９１】
フィルタ部３４の出力信号はフロアレベル検出部１５に入力される。図１０（ｆ）のｉで示したレベルは雑音によるものであり、このレベルは雑音の大きさに応じて値が変化する。従って、図１０（ｆ）のｉで示したレベルを検出することで、雑音量を検出することが出来る。
【００９２】
このレベルを検出する際に注意しなければならないことは、マルチパスによる生じたレベルを誤って雑音レベルとして誤検出しないようにしなければならない。
【００９３】
これを回避して雑音レベルを検出方法としては、信号成分の中で最も低いレベルを検出し、これを雑音レベルとして出力する方法がある。更に、この値がばらつくことを考慮して、検出結果にフィルタ処理を施し、値のばらつきを抑えることもある。
【００９４】
その他にも、図１１に示すように図１０（ｆ）の信号成分を微分処理し、微分結果に正と負の閾値を設け、微分結果が負の閾値を超えた位置から微分結果が正の閾値を超えるまでの期間の平均値を雑音レベルとしても良い。
【００９５】
以上の処理により、増幅器等で発生した雑音のレベルを検出し、検出された信号は雑音レベル検出部３０から出力される。
【００９６】
また、他の雑音レベル検出方式としては、コンスタレーションの誤差を雑音レベルとして用いる方法も考えられ、これは特許文献１：特開２００３−１１０５２１号公報に詳述されている。
【００９７】
図１２は１６ＱＡＭの受信コンスタレーションを用いて雑音レベルを検出する方式について説明した図である。符号Ｃ１〜Ｃ４は雑音等の劣化が無い理想の状態に受信される点である。また、符号ＴＨ１〜４は復調を行う際の閾値であり、例えば、ＴＨ１とＴＨ２の間、尚且つ、ＴＨ３とＴＨ４の間に囲まれた領域に受信された信号は、送信側でＣ１信号を送信したものとみなし、Ｃ１に対応する符号を復調する。
【００９８】
ここで、雑音によりばらついた受信信号をＤ１〜Ｄ３とし、Ｃ１との距離をそれぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ３’とする。雑音レベルが大きくなれば、距離も大きくなるため、この距離を算出することで雑音レベルを検出することができる。
【００９９】
しかし、受信信号Ｄ３ついては閾値ＴＨ２を超えた領域に受信されているので、Ｃ２点に誤って復調されてしまう。この時、同時に雑音レベル検出もＣ２からの距離Ｌ３と誤った雑音レベルを算出してしまう。雑音が比較的小さい時には、上記方式による雑音レベル検出は精度良く行うことができるが、雑音量が多くなると、閾値を超える確率が大きくなり、算出する雑音レベル値に誤差が含まれてしまうという欠点が生じてしまう。
【０１００】
このように、精度の良い雑音レベル検出が出来ないということは、課題の項で述べたように、「Ｃ／Ｎの劣化した系統に影響して合成後のＣ／Ｎも劣化してしまうという」という欠点に再度帰着してしまう。
【０１０１】
本発明は、受信コンスタレーションから雑音レベルを検出する際の問題点を解決し、雑音量が多くても、雑音レベルを精度良く検出できるという特徴もある。
【０１０２】
図１３は雑音レベル検出部３０にて検出される雑音レベルを示す図であり、横軸がＣ／Ｎ、縦軸が雑音レベルを示している。また、条件としてＡＧＣ処理が施されているものとする。
【０１０３】
この図よりＣ／Ｎが向上すると雑音レベルは減少し、Ｃ／Ｎが劣化すると雑音レベルが増加していることが分かる。
【０１０４】
次に、算出した雑音レベルを用いて、上記に述べた課題を解決する方法について図１を用いて説明する。
【０１０５】
図１は図７で説明したように、２系統のアンテナを有するダイバーシチ受信装置の構成図である。
【０１０６】
図７と同様に、２系統のアンテナで受信した受信信号は、それぞれ増幅器２２、ＡＧＣ部２３を経てＡ／Ｄ変換器２４にてディジタル信号に変換され、ＦＦＴ部２５にて時間軸信号から周波数軸の信号に変換される。ここまでの処理は前述した図７の受信処理と同様である。
【０１０７】
更には、受信コンスタレーションから精度よく雑音を検出するためには、雑音のばらつきを軽減するため、長期間にわたる平均化処理が必要となる。それに対して、本発明では、短期間で精度の良い雑音レベル検出が可能であるため、移動体等の伝送路特性の変動の激しい環境にも適することが可能であるという特徴もある。
【０１０８】
また、それぞれのＡ／Ｄ変換器２４の出力信号はそれぞれの雑音レベル検出部３０に入力され、雑音レベル検出部３０では雑音のレベルに応じた値が出力される。
【０１０９】
また、それぞれのＦＦＴ部２５からの信号はそれぞれの雑音規格化部２６に入力され、雑音規格化部２６のもう一方の入力には雑音レベル検出部３０の出力信号が接続される。
【０１１０】
雑音規格化部２６ではＦＦＴ部２５からの出力信号を雑音レベル検出部３０からの出力信号で除算処理する。図１４（ａ）（ｂ）は図８で説明したように、それぞれの系統のＣ／Ｎが異なった場合のＦＦＴ部２５の出力結果を図示したものである。
【０１１１】
また、図中の矢印は雑音レベル検出部から出力された雑音レベル値を示している。この雑音レベル値は絶対的な雑音レベルとは異なることもあるが、それぞれが相対的な関係であれば問題ない。
【０１１２】
雑音規格化部２６にて、雑音レベルに応じた除算処理を行い、図１４（ｃ）（ｄ）に示すように、それぞれの系統の雑音レベルはほぼ等しくなる。
【０１１３】
また、この除算処理により信号成分のレベルも同時に変動し、雑音レベルの大きな図１４（ｂ）の信号のレベルは除算した結果、図１４（ｄ）に示すように小さなレベルとなっている。
【０１１４】
こうして、雑音レベルで除算された信号が雑音規格化部２６から出力される。
【０１１５】
また、図２の構成とは異なる雑音規格化部２６の構成について図１５を用いて説明する。
【０１１６】
図１５は図２の構成において２系統ある雑音規格化部２６を雑音比規格化部１３１に集約した構成となっている。
【０１１７】
図２の雑音規格化部２６では、雑音レベルに応じてそれぞれの系統の信号をそのまま除算していた。
【０１１８】
それに対して、図１５の雑音比規格化部１３１では雑音レベルの大きい系統の信号を、雑音レベルの小さい系統のレベルに一致するような係数を乗じる処理を行う。
【０１１９】
この雑音比規格化部１３１の詳細について図１６を用いて説明する。
【０１２０】
２系統の信号をそれぞれ系統Ａ、系統Ｂとし、系統Ａの雑音レベル検出部３０からの信号をＮＡ、系統Ｂの雑音レベル検出部３０からの信号をＮＢとする。
【０１２１】
ＮＡ，ＮＢは雑音レベル比較器１４１に入力され、雑音レベル比較器１４１ではそれらの大きさを比較し、比較結果を係数設定部１４２に入力する。
【０１２２】
係数乗算部Ａ１４３と係数乗算部Ｂ１４４は係数設定部１４２にて設定された係数をそれぞれのＦＦＴ部出力信号に乗算する。
【０１２３】
係数設定部１４２では雑音レベル比較部１４１からの比較結果、及びＮＡ，ＮＢの値に応じた係数を設定する。
【０１２４】
この係数は以下に示す３つの条件により設定する。
【０１２５】
第一の条件として、ＮＡとＮＢの値が等しい場合には、それぞれの系統の係数を１に設定する。
【０１２６】
第二の条件として、ＮＡよりもＮＢの方が大きい場合には、系統Ａの係数を１に設定し、系統Ｂの係数をＮＡ／ＮＢに設定する。
【０１２７】
第三の条件として、ＮＢよりもＮＡの方が大きい場合には、系統Ｂの係数を１に設定し、系統Ａの係数をＮＢ／ＮＡに設定する。
【０１２８】
この係数設定をフローチャートにまとめたものを図１７に示す。ここで、ＫＡは系統Ａの係数値、ＫＢは系統Ｂの係数値を示す。
【０１２９】
まずステップ１７１にて、２系統の受信信号の雑音レベルＮＡ、ＮＢが等しいかを判断し、等しい場合には、ステップ１７２にて、２つの受信信号に対して係数値ＫＡ、ＫＢを１に設定する。
【０１３０】
ステップ１７１にて、２系統の受信信号の雑音レベルＮＡ、ＮＢが等しくない場合には、ステップ１７３にて、雑音レベルＮＢがＮＡより大きいかを判断する。
【０１３１】
大きい場合には、ステップ１７４にて、雑音レベルＮＡを有する系統Ａの受信信号に対しては係数値ＫＡを１に設定し、雑音レベルＮＢを有する系統Ｂの受信信号に対しては係数値ＫＢをＮＡ／ＮＢに設定する。
【０１３２】
逆に大きくない場合には、ステップ１７５にて、雑音レベルＮＡを有する系統Ａの受信信号に対しては係数値ＫＡをＮＢ／ＮＡに設定し、雑音レベルＮＢを有する系統Ｂの受信信号に対しては係数値ＫＢを１に設定する。
【０１３３】
図２に示す雑音規格化部２６では除算演算が必要になるため、図２に示す構成では系統毎に除算演算が必要になり、回路規模が大きくなるという欠点がある。
【０１３４】
それに対して図１５の雑音比規格化部１３１では一方の系統の係数は１であるため、乗算演算あるいは除算演算が１系統のみとなり、回路規模を削減出来るという特徴がある。
【０１３５】
このように、雑音レベルが異なっても、上記の処理により雑音レベルが一致するため、後続する合成処理部２９にて加算を行う際、それぞれの系統の雑音の影響度は等しくなる。
【０１３６】
再度、図２、図１５の処理について説明する。
【０１３７】
雑音規格化部２６あるいは雑音比規格化部１３１からの出力信号はそれぞれの伝送路推定部２７、及び重み付け処理部２８に入力され、それぞれの重み付け処理部２８の出力信号は合成処理部２９にて図１４（ｅ）のように加算処理され、復調部２ａにより復調される。
【０１３８】
これらの一連の処理については従来の受信装置と同様である。
【０１３９】
上記の処理により、雑音レベルを一致させた後に合成を行うことで、それぞれの系統のＣ／Ｎが異なっても最適なダイバーシチ合成が行えるようになる。
【０１４０】
図１８は上記処理の効果について示した図である。
【０１４１】
図１８は図９と同様に、２系統のダイバーシチ受信装置において、ダイバーシチ合成後のＣ／Ｎについて示している。系統ＡのＣ／Ｎを０，１０，２０，３０，４０［ｄＢ］とし、系統ＢのＣ／Ｎを変化させて（横軸）合成を行ったときの合成後のＣ／Ｎを縦軸に示してある。
【０１４２】
例えば、系統ＡのＣ／Ｎを２０［ｄＢ］とした時、系統ＢのＣ／Ｎが劣化しても合成Ｃ／Ｎは２０［ｄＢ］に収束する。
【０１４３】
更に、系統ＢのＣ／Ｎが２０［ｄＢ］であった場合には、合成Ｃ／Ｎは約３［ｄＢ］向上し、系統ＢのＣ／Ｎが２０［ｄＢ］以上の時は系統Ａの影響は除々に少なくなり、合成Ｃ／Ｎが系統ＢのＣ／Ｎよりも劣化することはない。
【０１４４】
次に、本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置の、図３に図示する第二の実施の形態の構成について詳細に説明する
上記に述べたように、ＯＦＤＭ方式はＦＰＵ等の移動体伝送に用いられることがある。
【０１４５】
ＦＰＵはテレビ中継等の高信頼性が要求される用途に用いられることが多いため、伝送誤りにより画質劣化した映像が放送されることは避けなければならない。
【０１４６】
この課題に対する有効な手段として、伝搬路状況あるいは符号誤り率を観測して、画質劣化が発生しそうな状況になった場合には、テレビ放送に用いる映像信号を他の映像信号に切り替えるという手法が用いられている。
【０１４７】
この課題を解決する本発明を用いた第二の実施の形態として、雑音レベルを用いて伝送路の状況を観測する装置について説明する。
【０１４８】
図３は図５に示す従来の受信装置の構成において、Ａ／Ｄ変換機２４の出力信号を雑音レベル検出部３０に入力し、雑音レベル検出部３０の出力信号を符号誤り率推定部３６に入力し、符号誤り率推定部３６の出力信号を表示部３７に接続した構成である。
【０１４９】
雑音レベル検出部３０の動作は前述したように雑音レベルを検出し、その大きさに応じた値を出力している。
【０１５０】
誤り率推定部３６では、検出した雑音レベルを符号誤り率に変換している。雑音レベル検出部」３０にて検出した雑音レベルは、一般的には伝送帯域内であり、全キャリアに対して一定量の雑音が混入していることになる。この信号レベルに関しては、マルチパス等の影響により、キャリアによって異なった大きさとなる。この信号レベルは前述したように、パイロットキャリアの内挿補間処理することで算出することができる。これらの信号レベルと雑音レベルの比率をキャリア毎に算出すれば、キャリア１本単位のＣ／Ｎを算出することができる。
【０１５１】
また、ディジタル変復調器では、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ等の多ビットを伝送できる変調方式から、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫの低ビット伝送変調方式まで、伝送路特性に応じて種々の変調方式を使い分けている。
【０１５２】
一般的に、多ビットを伝送できる変調方式は劣悪な環境下では復調誤りを引き起こす確率は高いが、低ビット伝送の変調方式は劣悪な環境化であっても、復調誤りを引き起こす確率は低い。この様に、用いる変調方式により同一の伝送路環境であっても、復調誤り率は異なる
従って、雑音レベルに対する復調誤り率は用いる変調方式によって異なり、これは予め計算機シミュレーションや、実機により測定することにより、復調誤り率を推定することができる。
【０１５３】
この誤り率推定部３６は、変調方式、雑音レベルあるいはキャリア毎のＣ／Ｎを入力信号とし、それに対する復調誤り率を出力信号とし、それらの対応関係を記録したＲＯＭテーブル等により容易に構成することが可能である。
【０１５４】
更に、ディジタル変復調器では誤り訂正処理を併用することがある。これも、変調方式の条件と同様に、誤り訂正方式の訂正能力を予め算出することで、誤り訂正後の符号誤り率も容易に推定することが可能となる。
【０１５５】
表示部３７では符号誤り率に応じてメータのレベルを変化させたり、符号誤り率に応じてランプやＬＥＤ等の輝度を変化させたり、映像信号に変換してモニタ等で表示することにより、符号誤り率を視覚的に認識できるような表示形態で実施する。
【０１５６】
あるいは、他の表現方法として、符号誤り率に応じて音量や音階の高低を変化させることにより聴覚的に表現する方法や、符号誤り率をコンピュータ等に取り込みが可能なデータ形式の信号に変換して出力する方法もある。
【０１５７】
更には、画質劣化が予測される符号誤り率になると、ランプやＬＥＤの輝度、色やブザー音等にて警告を表示させる方法や、推定した符号誤り率に基づいてテレビ放送に用いる映像信号を他の映像信号と切換えることも考えられる。
以上説明したように本発明の第二の実施の形態を用いることで、雑音レベルにより伝送路の状況を観測し、雑音レベルを符号誤り率に変換することにより、画質劣化が生じる符号誤り率を推定することが可能となり、画質劣化の限界点を容易に知ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１５８】
【図１】本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置の第一の実施の形態の構成図である。
【図２】本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置における雑音レベル検出装置の実施の形態の構成図である。
【図３】本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置の第二の実施の形態の構成図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成を示す図である。
【図５】従来技術における受信装置の構成を示す図である。
【図６】受信パイロットキャリアからの伝送路の特性を推定する図である。
【図７】従来技術における２系統のアンテナを有するダイバーシチ受信装置の構成を示す図である。
【図８】系統毎のＣ／Ｎが異なった場合の従来技術におけるダイバーシチ合成を示す図である。
【図９】系統毎のＣ／Ｎが異なった場合の従来技術におけるダイバーシチ合成結果を示す図である。
【図１０】図１の雑音レベル検出部の動作を説明する図である。
【図１１】図１の雑音レベル検出部でのフロアレベル検出部で、微分処理アルゴリズムを用いた時の処理を説明する図である。
【図１２】受信コンスタレーションからの、雑音レベルの算出を説明する図である
【図１３】図１の雑音レベル検出部にて検出される雑音レベルを示す図である。
【図１４】系統毎のＣ／Ｎが異なった場合の本発明によるダイバーシチ合成を示す図である。
【図１５】図２の本発明によるＯＦＤＭ変調信号受信装置の第一の実施の形態において、２系統ある雑音規格化部を雑音比規格化部で集約した構成を示す図である。
【図１６】図１５の雑音比規格化部の構成を示す図である。
【図１７】図１５の雑音比規格化部での係数設定部の動作を説明するフローチャート図である。
【図１８】系統毎のＣ／Ｎが異なった場合の本発明によるダイバーシチ合成結果を示す図である。
【符号の説明】
【０１５９】
２１：アンテナ、２２：増幅器、２３：ＡＧＣ部、２４：Ａ／Ｄ変換器、２５：ＦＦＴ部、２６：雑音規格化部、２７：伝送路推定部、２８：重み付け処理部、２９：合成処理部、２ａ：復調部、３０：雑音レベル検出部、３１：遅延部、３２：減算部、３３：絶対値化部、３４：フィルタ部、３５：フロアレベル検出部、３６：符号誤り率推定部、３７：表示部、１３１：雑音比規格化部、１４１：雑音レベル比較部、１４２：係数設定部、１４３：係数乗算部Ａ、１４４：係数乗算部Ｂ。
【図１】
2005175878.tif 000006
【図２】
2005175878.tif 000007
【図３】
2005175878.tif 000008
【図４】
2005175878.tif 000009
【図５】
2005175878.tif 000010
【図６】
2005175878.tif 000011
【図７】
2005175878.tif 000012
【図８】
2005175878.tif 000013
【図９】
2005175878.tif 000014
【図１０】
2005175878.tif 000015
【図１１】
2005175878.tif 000016
【図１２】
2005175878.tif 000017
【図１３】
2005175878.tif 000018
【図１４】
2005175878.tif 000019
【図１５】
2005175878.tif 000020
【図１６】
2005175878.tif 000021
【図１７】
2005175878.tif 000022
【図１８】
2005175878.tif 000023