(57)【要約】【課題】  マルチパスが存在する伝搬環境において少ないアンテナ素子数で計算負荷を低減し電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる電波到来方向推定装置及びそれを用いたアレーアンテナシステムを提供することを目的とする。【解決手段】  複数系統のアンテナ素子で受信した信号を直交復調し周波数領域へ変換した信号それぞれからパイロット信号を抽出する抽出手段３２１〜３２ｍと、複数系統のパイロット信号のＩＱ座標を補正する補正手段３８１〜３８ｍと、補正された各系統のパイロット信号を変換した時間領域の信号それぞれと、参照パイロット信号を変換した時間領域の信号との相互相関を求める相互相関手段５８１〜５８ｍと、各系統それぞれの相互相関値を要素とし希望波の方向を指し示すステアリングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手段６２を有し構成する。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロットキャリアを含むＯＦＤＭ信号電波を複数系統のアンテナ素子で受信して電波到来方向を推定する電波到来方向推定装置において、
前記複数系統のアンテナ素子で受信した信号を直交復調し周波数領域へ変換した信号それぞれからパイロット信号を抽出する抽出手段と、
前記複数系統のパイロット信号のＩＱ座標を補正する補正手段と、
補正された各系統のパイロット信号を変換した時間領域の信号それぞれと、参照パイロット信号を変換した時間領域の信号との相互相関を求める相互相関手段と、
各系統それぞれの相互相関値を要素とし希望波の方向を指し示すステアリングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手段を
有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項２】
請求項１記載の電波到来方向推定装置において、
前記抽出手段で抽出した複数系統のパイロット信号を各系統それぞれの振幅・位相特性に応じて較正し前記補正手段に供給する較正手段を
有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の電波到来方向推定装置において、
前記補正手段は、各系統で複数キャリアから得られるパイロット信号のうち位相が９０度から２７０度の範囲で異なり最大振幅を持つ２点を通る直線に直交しＩＱ平面の原点を通る直線を境界として領域を２分割する第１境界設定手段を有し、
領域毎のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を領域毎に求め、各領域のＩＱ座標の推定値を各領域にあるキャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項４】
請求項１または２記載の電波到来方向推定装置において、
前記補正手段は、ＩＱ平面の原点を通る直線の傾きを順次可変し、直線毎に各キャリアのパイロット信号位置から当該直線までの距離の総和を求め、前記距離の総和が最小となる直線に垂直な直線を境界として領域を２分割する第２境界設定手段を有し、
領域毎のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を領域毎に求め、各領域のＩＱ座標の推定値を各領域にあるキャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項５】
請求項３または４記載の電波到来方向推定装置において、
前記補正手段は、前記２分割された各領域におけるキャリアをパイロット信号の値毎に計数し、各領域で少数派の値を持つキャリアのパイロット信号を異なる領域のパイロット信号のＩＱ座標の平均値で置き換える再補正手段を
有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項６】
請求項１または２記載の電波到来方向推定装置において、
前記補正手段は、各キャリアのパイロット信号の値が既知である場合、各キャリアを前記パイロット信号の値に応じたグループに分割するグループ分割手段を有し、
グループ毎のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値をグループ毎に求め、各グループのＩＱ座標の推定値を各グループにあるキャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項７】
請求項１または２記載の電波到来方向推定装置において、
前記補正手段は、各キャリアのパイロット信号の値が単一の値である場合、キャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を求め、前記ＩＱ座標の推定値を各キャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項記載の電波到来方向推定装置において、
前記複数系統のアンテナ素子の間隔を前記ＯＦＤＭ信号電波の半波長以下としたことを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか１項記載の電波到来方向推定装置で生成されたステアリングベクトルが指し示す希望波の方向に、複数系統のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナの指向性を向ける指向性可変制御部を
有することを特徴とするアレーアンテナシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波到来方向推定装置及びそれを用いたアレーアンテナシステムに関し、特に、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調された信号の到来方向を推定する電波到来方向推定装置及びそれを用いたアレーアンテナシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電波の到来方向推定方法については、種々の文献に記されている（例えば、非特許文献１参照。）。参照信号を用いない到来方向推定方法としては、ビームフォーマ法、線形予測法、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）やＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）等の方法がある。これらはビーム走査またはヌル走査により到来波の方向を受信電力の大小によりサーチする方法が主流である。
【０００３】
また、ＯＦＤＭの参照パイロット信号を使用した指向性制御方法ではＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ：最小２乗誤差法）などによる方法が提案されている（例えば、非特許文献２参照。）。一般的に、これらは参照信号から相関ベクトルや相関行列を求め、到来方向推定を行わず、直接指向性制御のための重み係数を求める方法である。
【非特許文献１】菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版、ｐ．１７３−２６８
【非特許文献２】木村  濱住  渋谷「地上デジタル放送用ＯＦＤＭアダプティブアレーの検討」映像メディア学会技術報告、Ｖｏｌ．２７，Ｎｏ．１７，ｐ２５−２８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電波到来方向推定方法は、ビームフオーマ法、線形予測法、ＭＵＳＩＣ法やＥＳＰＲＩＴ法のようにビーム走査またはヌル走査により到来方向をサーチする方法が主流であるが、これらの方法で正確な推定値を得るには、データの収集時間が十分長い、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が十分高い等の一定の条件を必要とし、ピークサーチを行うため計算負荷が大きく、相関性の高いマルチパス等の信号が入射した場合には、到来方向を正確に推定ができなくなることがあるという問題があった。
【０００５】
また、参照信号を使用する指向性制御方法は、アレーアンテナの指向性を制御するための重みを直接計算することが一般的であり、直接重みを計算するためアンテナ素子系統毎に受信機が必要となるので装置の小型化が難しい。また、解の収束まで繰り返し計算処理を行うため、アンテナ利得を必要とする伝搬環境に適用するためにアンテナ素子数を増大した場合や、広帯域信号を受信する場合には装置の大型化や計算負荷が増大するという問題があった。
【０００６】
一方、アンテナ素子数が少ない場合は利得の低下を生じるだけでなく、干渉波を抑圧するために形成するヌルの数はアンテナ素子数から１を引いた数、という制約があるため、干渉波がアンテナ素子数以上ある伝搬環境においては、適切な指向性を形成することは困難であるという問題があった。
【０００７】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、マルチパスが存在する伝搬環境において少ないアンテナ素子数で計算負荷を低減し電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる電波到来方向推定装置及びそれを用いたアレーアンテナシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の発明は、複数系統のアンテナ素子で受信した信号を直交復調し周波数領域へ変換した信号それぞれからパイロット信号を抽出する抽出手段と、
前記複数系統のパイロット信号のＩＱ座標を補正する補正手段と、
補正された各系統のパイロット信号を変換した時間領域の信号それぞれと、参照パイロット信号を変換した時間領域の信号との相互相関を求める相互相関手段と、
各系統それぞれの相互相関値を要素とし希望波の方向を指し示すステアリングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手段を有することにより、
マルチパスが存在する伝搬環境において少ないアンテナ素子数で計算負荷を低減し電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、抽出手段で抽出した複数系統のパイロット信号を各系統それぞれの振幅・位相特性に応じて較正し前記補正手段に供給する較正手段を有することにより、電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明では、補正手段は、各系統で複数キャリアから得られるパイロット信号のうち位相が９０度から２７０度の範囲で異なり最大振幅を持つ２点を通る直線に直交しＩＱ平面の原点を通る直線を境界として領域を２分割する第１境界設定手段を有し、
領域毎のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を領域毎に求め、各領域のＩＱ座標の推定値を各領域にあるキャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことにより、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１１】
請求項４に記載の発明では、補正手段は、ＩＱ平面の原点を通る直線の傾きを順次可変し、直線毎に各キャリアのパイロット信号位置から当該直線までの距離の総和を求め、前記距離の総和が最小となる直線に垂直な直線を境界として領域を２分割する第２境界設定手段を有し、
領域毎のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を領域毎に求め、各領域のＩＱ座標の推定値を各領域にあるキャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことにより、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１２】
請求項５に記載の発明では、補正手段は、前記２分割された各領域におけるキャリアをパイロット信号の値毎に計数し、各領域で少数派の値を持つキャリアのパイロット信号を異なる領域のパイロット信号のＩＱ座標の平均値で置き換える再補正手段を有することにより、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１３】
請求項６では、前記補正手段は、各キャリアのパイロット信号の値が既知である場合、各キャリアを前記パイロット信号の値に応じたグループに分割するグループ分割手段を有し、
グループ毎のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値をグループ毎に求め、各グループのＩＱ座標の推定値を各グループにあるキャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことにより、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１４】
請求項７では、前記補正手段は、各キャリアのパイロット信号の値が単一の値である場合、キャリアのパイロット信号のＩＱ座標もしくは位相情報を用いて本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を求め、前記ＩＱ座標の推定値を各キャリアのパイロット信号のＩＱ座標として補正を行うことにより、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、複数系統のアンテナ素子の間隔を前記ＯＦＤＭ信号電波の半波長以下としたことにより、最小２系統のアンテナ素子で電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【発明の効果】
【００１６】
請求項１に記載の発明によれば、マルチパスが存在する伝搬環境において少ないアンテナ素子数で計算負荷を低減し電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１７】
また、請求項２に記載の発明によれば、電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１８】
また、請求項３に記載の発明によれば、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００１９】
また、請求項４に記載の発明によれば、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００２０】
また、請求項５に記載の発明によれば、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００２１】
また、請求項６に記載の発明によれば、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００２２】
また、請求項７に記載の発明によれば、マルチパスが存在する伝搬環境において電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【００２３】
また、請求項８に記載の発明によれば、最小２系統のアンテナ素子で電波到来方向の推定を高い精度で行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２５】
図１は、本発明の電波到来方向推定装置を用いたアレーアンテナシステムの一実施形態のブロック図を示す。同図中、リニアアレーアンテナを構成するｎ系統のアンテナ素子１０１〜１０ｎでＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）等のパイロットキャリアを含むＯＦＤＭ信号電波を受信する。このＯＦＤＭ信号は、例えば、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３３に記載された形式のものである。
【００２６】
ｎ系統のアンテナ素子１０１〜１０ｎで受信された高周波信号は、可変減衰器１２１〜１２ｎと可変移相器１４１〜１４ｎで構成される指向性可変部１６を通して加算部１８に供給され、更に、後続のＯＦＤＭ受信機に供給される。
【００２７】
また、ｎ系統のアンテナ素子１０１〜１０ｎで受信された高周波信号のうちｍ（ｍ≦ｎ）系統はダウンコンバータ２０１〜２０ｍでダウンコンバートされ、Ａ／Ｄコンバータ２２１〜２２ｍにおいて変調側と同期したサンプリング周波数で、シンボル単位で一定時間間隔をおいてサンプリングされ、更に、直交復調部２４１〜２４ｍで直交復調されて到来方向推定部２６に供給される。
【００２８】
到来方向推定部２６はＯＦＤＭ信号電波の到来方向を推定し、推定した到来角を指向性制御部２８に供給する。指向性制御部２８は到来角に基づいて可変減衰器１２１〜１２ｎと可変移相器１４１〜１４ｎの可変制御を行い、アンテナ素子１０１〜１０ｎで構成されるリニアアレーアンテナの指向性をメインローブがＯＦＤＭ信号電波の到来方向に向けるように制御する。
【００２９】
図２は、本発明の電波到来方向推定装置の一実施形態のブロック図を示す。同図中、ＦＦＴ演算部（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）３０１〜３０ｍそれぞれには直交復調部２４１〜２４ｍの出力する信号がシンボル単位で供給され、各ＦＦＴ演算部３０１〜３０ｍは１シンボル分の復調信号をフーリエ変換することにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換してパイロット抽出部３２１〜３２ｍに供給する。
【００３０】
ここで、周波数領域のＯＦＤＭ信号は、図３に示すように、互いに直交する全Ｋ（Ｋは例えば８５７）本のキャリア（搬送波）の中に、一定数Ｑ（Ｑは例えば８）本の搬送波毎にパイロットキャリア（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）がＰ（Ｐは例えば１０８）本挿入されている。このＰ本のパイロットキャリアはキャリア番号ｉに相当するＷｉの値（１または０）に従って、ＢＰＳＫ変調されている。なお、上記Ｗｉの値はＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ  Ｎｏｉｓｅ）系列で規定されている。
【００３１】
パイロット抽出部３２１〜３２ｍそれぞれは、上記Ｐ本のパイロット信号を抽出して機器特性較正部３４１〜３４ｍに供給する。機器特性較正部３４１〜３４ｍそれぞれは、抽出されたパイロット信号を較正係数保持部３６からそれぞれ供給される較正係数で複素除算することにより較正して雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍに供給する。
【００３２】
ここで、機器特性較正方法について図４を用いて説明する。初期較正時には、到来方向の基準となる位置にｎ系統のアンテナ素子１０１〜１０ｎを対面して設置し、通常の伝送時と同じＣＰ信号を含むＯＦＤＭ信号を伝送する。このＯＦＤＭ信号を受信して、パイロット抽出部３２１〜３２ｍそれぞれで抽出したパイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｒ）を図４に示す複素除算部４０に供給する。
【００３３】
参照パイロット発生部４２は抽出したパイロット信号の基準となる参照パイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｔ）を発生しており、複素除算部４０は抽出したパイロット信号のＩＱ座標値を参照パイロット信号のＩＱ座標値で複素除算し、較正係数（複素数Ｈｘ＝Ｐｒ／Ｐｔ）として較正係数保持部４４に保持する。この較正係数保持部４４は図２の較正係数保持部３６に対応している。
【００３４】
伝送時には、パイロット抽出部３２１〜３２ｍそれぞれで抽出した複数のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｒ）を較正部４６に供給し、較正係数保持部４４から供給される較正係数（Ｈｘ）で複素除算することで較正する。これにより、ダウンコンバータ２０１〜２０ｍ，Ａ／Ｄコンバータ２２１〜２２ｍ，直交復調部２４１〜２４ｍ，ＦＦＴ演算部３０１〜３０ｍ，パイロット抽出部３２１〜３２ｍそれぞれのパイロット信号に対する振幅・位相特性が較正される。なお、較正部４６は図２の機器特性較正部３４１〜３４ｍに対応している。
【００３５】
次に、雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍそれぞれが実行する雑音やマルチパスによる相関性干渉波の影響を補正する方法について説明する。
【００３６】
図３に示すように、ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号はキャリア番号ｉに相当するＷｉの値（１または０）に従ってＢＰＳＫ変調されている。例えば、あるアンテナ素子の受信信号から抽出したパイロット信号のコンスタレーションを図５〜図７に示す。
【００３７】
雑音やマルチパスがない場合、図５に示すように、等化前のパイロット信号の位相は、伝搬路長や反射等に由来する回転分だけＩＱ平面上で原点Ｏを中心として全体的に回転する。
【００３８】
熱雑音の影響を受けた場合、パイロット信号のコンスタレーションは、図６に示すように、本来のＩＱ平面上の位置を中心とし、ガウス分布に従って周辺にばらついて分布する傾向にある。
【００３９】
マルチパス１波がある時間遅延して受信される場合、パイロット信号のコンスタレーションは、図７に示すように、本来のＩＱ平面上の位置を中心とし、同心円状に分布する傾向にある。
【００４０】
図５に示すような全体的な位相回転は、到来方向推定に与える悪影響はないが、雑音やマルチパス等が存在する場合は、図５に示す本来のコンスタレーションの位置からばらつき、その状態で到来方向推定を行うと、推定精度に劣化が生じる原因となる。
【００４１】
雑音やマルチパス等によるパイロット信号のある程度のばらつきは、本来とりうるコンスタレーションの位置を推定し、その位置へ補正を行うことで雑音やマルチパス等の影響を低減することができる。本来とりうるコンスタレーションの位置を推定する方法として、コンスタレーションを示すＩＱ平面上で幾何学的な境界を設定し各領域の推定値を求める方法や、各キャリアのパイロット信号の値（キャリア値）そのものが既知であることを利用し、パイロットキャリアをパイロット信号の値に応じた各グループに分割し、グループ毎に本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を求める方法等がある。
【００４２】
前者の幾何学的な境界の設定法として第１境界設定法と第２境界設定法がある。
【００４３】
第１境界設定法では、図８（Ａ），図９（Ａ）に示すように、本来のＩＱ平面上でのパイロット信号位置は、位相が９０度から２７０度の範囲（１８０度近傍が最もあり得る）で異なり、最大振幅を有する２点ａ１とａ２、ａ３とａ４を結んだ直線Ｉ１，Ｉ２（図中、破線で示す）の近傍にあると推定される。このため、上記直線Ｉ１，Ｉ２に直交し原点Ｏを通る直線Ｉ３，Ｉ４を境界として、２つの領域Ｔ１，Ｔ２に分割する。
【００４４】
第２境界設定法では、図１０（Ａ），図１１（Ａ）に示すように、原点Ｏを通る直線の傾きを順次可変し、直線毎に各キャリアのパイロット信号位置から当該直線までの距離Ｈｉの総和Ｌを求め、距離Ｈｉの総和Ｌが最小となる直線（図中、破線で示す）Ｉ５，Ｉ６を求める。上記直線Ｉ５，Ｉ６に垂直で原点Ｏを通る直線Ｉ７，Ｉ８を境界として、２つの領域Ｔ１，Ｔ２に分割する。ここで、ＨｉはＩＱ平面上でｉ番目のパイロット信号から直線までの距離を表し、ｉは０からＰ−１までの整数である。
【００４５】
次に、２分された領域Ｔ１，Ｔ２ごとに複素平面上で全キャリアのパイロット信号のＩＱ座標（複素振幅）の平均値を求める。領域Ｔ１，Ｔ２ごとのＩＱ座標の平均値を本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として、各領域Ｔ１，Ｔ２内のパイロット信号のＩＱ座標とすることで、図８（Ａ），図９（Ａ），図１０（Ｂ），図１１（Ｂ）に示すように各パイロット信号のＩＱ座標を補正する。
【００４６】
なお、ここでは、本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として、各領域のＩＱ座標の平均値を用いているが、場合に応じて上記平均値の代りに、振幅情報を除いた位相値だけの平均値、分布の中央値、最頻値などを本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として用いることもできる。また、全パイロット信号を用いる必要もなく、間引いて抽出したパイロット信号だけを用いたり、逆に、１シンボル中のパイロット信号に限らず複数シンボルにわたるパイロット信号を用いて推定値を求めることも可能である。ここでは、各パイロット信号が一定値をとるものとして説明したが、一定値である必要はなく、シンボル毎に変化しても同様の効果を得ることができる。
【００４７】
ところで、マルチパス等の相関性干渉波の影響が比較的小さい場合は、上記第１、第２境界設定法により高精度で補正が可能である。ただし、マルチパス等の相関性干渉波の影響が大きい場合、特定のキャリアのパイロット信号においては、境界Ｉ３，Ｉ４，Ｉ７，Ｉ８を越えて誤判定され、誤判定されたキャリアのパイロット信号が到来方向推定結果を劣化させるほど多数になる場合もあるため、次の再補正を行う。
【００４８】
パイロットキャリアが２値でＢＰＳＫ変調されている場合、各キャリアのパイロット信号の値（１または０）は既知であるため、上記のように補正した後、領域Ｔ１と領域Ｔ２内で各キャリアのパイロット信号の値を計数し、各領域内で少数派の値を持つキャリアのパイロット信号（少数派キャリア）は誤って補正されていると判断し、領域Ｔ１の少数派キャリアを領域Ｔ２のＩＱ座標の平均値に再補正し、領域Ｔ２の少数派キャリアを領域Ｔ１のＩＱ座標の平均値に再補正する。これによって、誤判定を除き、推定精度を保持することが可能となる。
【００４９】
各キャリアのパイロット信号の値そのものが既知であることを利用し、パイロットキャリアをパイロット信号の値（キャリア値）に応じた各グループに分割し、グループ毎に本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を求める後者の方法について説明する。
【００５０】
パイロットキャリアが２値でＢＰＳＫ変調されている場合、各パイロットキャリアに割り当てられている既知のパイロット信号の値でパイロットキャリアをグループ分けする。ここで、例として図３に示すパイロットキャリア番号のうち、奇数番号のパイロットキャリアにパイロット信号の値（キャリア値）１が割り当てられ、偶数番号のパイロットキャリアにパイロット信号の値（キャリア値）０が割り当てられていると仮定する。また、パイロット信号の値が１であるパイロットキャリアをグループ１とし、パイロット信号の値が０であるパイロットキャリアをグループ２とする。
【００５１】
この場合、受信信号から較正したパイロット信号をグループ１（奇数番号のパイロットキャリア）とグループ２（偶数番号のパイロットキャリア）に分け、グループ毎に各パイロット信号のＩＱ座標の平均を求める。グループ１，２それぞれのＩＱ座標の平均値を、本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として、各パイロットのＩＱ座標を補正する。
【００５２】
パイロットキャリアはＢＰＳＫ変調に限らず、ＱＰＳＫ変調やその他の多値変調されている場合も同様にグループ分けすることが可能である。さらに、パイロットキャリアが単一の値のみで変調されている場合においても、そのＩＱ座標の平均値を本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として各パイロット信号のＩＱ座標を補正することができる。
【００５３】
なお、ここでは、本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として、各グループのＩＱ座標の平均値を用いているが、場合に応じて上記平均値の代りに、振幅情報を除いた位相値だけの平均値、分布の中央値、最頻値などを本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値として用いることもできる。また、全パイロット信号を用いる必要もなく、間引いて抽出したパイロット信号だけを用いたり、逆に、１シンボル中のパイロット信号に限らず複数シンボルにわたるパイロット信号を用いて推定値を求めることも可能である。ここでは、各パイロット信号が一定値をとるものとして説明したが、一定値である必要はなく、シンボル毎に変化しても同様の効果を得ることができる。
【００５４】
図１２は、雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍが実行する補正処理の第１実施形態のフローチャートを示す。この処理はＩＱ平面上で幾何学的な境界を設定し各領域の推定値を求める方法を用いている。同図中、ステップＳ１０で第１境界設定法または第２境界設定法によりＩＱ平面上に境界（Ｉ３，Ｉ４，Ｉ７，Ｉ８）を設定する。ステップＳ１２で各領域Ｔ１，Ｔ２ごとに複素平面上で全キャリアのパイロット信号の複素振幅（ＩＱ座標）の平均値を求める。
【００５５】
次に、ステップＳ１４で、各領域Ｔ１，Ｔ２内の全キャリアのパイロット信号のＩＱ座標（位置）を領域Ｔ１，Ｔ２ごとのＩＱ座標の平均値で置き換え各パイロット信号のＩＱ座標を補正する。次に、ステップＳ１６で領域Ｔ１と判定された各パイロット信号の値（キャリア値）Ｗｉ（１または０）を調べ、値Ｗｉ＝１であるパイロット信号の数が少ない場合は、ステップＳ１８で値Ｗｉ＝１であるパイロット信号を誤判定とみなし値Ｗｉ＝１であるパイロット信号のＩＱ座標を領域Ｔ２のＩＱ座標の平均値に再補正する。
【００５６】
一方、値Ｗｉ＝０であるパイロット信号の数が少ない場合は、ステップＳ２０で値Ｗｉ＝０であるパイロット信号を誤判定とみなし値Ｗｉ＝０であるパイロット信号のＩＱ座標を領域Ｔ２のＩＱ座標の平均値に再補正する。
【００５７】
更に、ステップＳ２２で領域Ｔ２と判定された各パイロット信号の値Ｗｉ（１または０）を調べ、値Ｗｉ＝１であるパイロット信号の数が少ない場合は、ステップＳ２４で値Ｗｉ＝１であるパイロット信号を誤判定とみなし値Ｗｉ＝１であるパイロット信号のＩＱ座標を領域Ｔ１のＩＱ座標の平均値に再補正する。
【００５８】
一方、値Ｗｉ＝０であるパイロット信号の数が少ない場合は、ステップＳ２６で値Ｗｉ＝０であるパイロット信号を誤判定とみなし値Ｗｉ＝０であるパイロット信号のＩＱ座標を領域Ｔ１のＩＱ座標の平均値に再補正する。
【００５９】
伝搬環境内にマルチパスがある場合、パイロット信号は上述したように本来の位置を中心とした同心円上に分布し、アンテナ素子間の路長差に相当する位相回転量は保存されないため、キャリア１本で到来方向推定することは不可能である。しかし、本発明による複数もしくは全てのパイロット信号を用いた上述の補正を施すことで、マルチパスの影響を低減する到来方向推定が可能となる。
【００６０】
図１３は、雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍが実行する補正処理の第２実施形態のフローチャートを示す。この処理は各キャリアのパイロット信号の値そのものが既知であることを利用し、パイロットキャリアをパイロット信号の値に応じた各グループに分割し、グループ毎に本来示すパイロット信号のＩＱ座標の推定値を求める方法を用いている。
【００６１】
同図中、ステップＳ３０で、パイロット信号の値（キャリア値）が１であるパイロットキャリアをグループ１に、パイロット信号の値が０であるパイロットキャリアをグループ２に分割する。次に、ステップＳ３２でグループ１の各パイロット信号のＩＱ座標の平均値を求め、ステップＳ３４でグループ１の各パイロット信号のＩＱ座標を上記ＩＱ座標の平均値に補正する。次に、ステップＳ３６でグループ２の各パイロット信号のＩＱ座標の平均値を求め、ステップＳ３８でグループ２の各パイロット信号のＩＱ座標を上記ＩＱ座標の平均値に補正する。
【００６２】
図２に戻って説明するに、雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍで補正された各パイロット信号は逆ＦＦＴ演算部５２１〜５２ｍに供給され、シンボル単位で逆フーリエ変換することにより、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。
【００６３】
一方、参照パイロット発生部５４で発生した参照パイロット信号を逆ＦＦＴ演算部５６によりシンボル単位で逆フーリエ変換することにより、周波数領域から時間領域へ変換し、相互相関部５８１〜５８ｍでシンボル区間にわたって逆ＦＦＴ演算部５２１〜５２ｍの出力する受信パイロット信号の時間領域信号と参照パイロット信号の時間領域信号との相互相関値を求める。
【００６４】
相互相関部５８１〜５８ｍの出力するｍ系統の相互相関値は正規化部６０１〜６０ｍで正規化されてステアリングベクトル生成部６２に供給され、ここで、ｍ系統の相互相関値を要素とする要素数ｍの列ベクトルを、希望波の方向を指し示すステアリングベクトルとして生成する。
【００６５】
本発明では、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３３に記載されているＰＮ系列で規定されているＯＦＤＭの参照パイロット信号を使用する場合、相互相関を求める際に鋭い時間ピーク特性が得られ、高精度の到来方向推定結果を得ることができる。
【００６６】
ここで、数式を用いて上記手順を説明する。受信ＯＦＤＭ信号のパイロット信号の入力複素ベクトルＸｍは（１）式で表される。
【００６７】
【数１】
2005140768.tif 000003
但し、ｓは希望波、ｈｄは希望波のステアリングベクトル、ｃｉはｉ番目の相関性干渉波、ｈｃ，ｉはｉ番目の相関性干渉波のステアリングベクトル、ｕｊはｊ番目の非相関性干渉波、ｈｕ，ｊはｊ番目の非相関性干渉波のステアリングベクトル、ｎは熱雑音である。
【００６８】
ここで、相関性干渉波とはマルチパス、非相関性干渉波とはマルチパス以外の妨害波を意味する。一方、参照パイロット信号をｒとし、ｒ＝ｓとする。入力複素ベクトルＸｍと参照パイロット信号ｒの共役複素数ｒ＊（つまりｓ＊）との相関ベクトルｒｘｒは（２）式で表される。なお、Ｅ［］は［］内の時間平均を表す。
【００６９】
【数２】
2005140768.tif 000004
伝搬路に相関性干渉波が存在しない場合または無視できる場合、（２）式は次のように近似できる。
【００７０】
ｒｘｒ≒Ｅ［｜ｓ｜２］ｈｄ
この相関ベクトルｒｘｒを正規化した値を要素とする要素数ｍのステアリングベクトルを得る。一方、伝搬路に相関性干渉波が存在する場合は、マルチパスによって生じるサイドローブを含むステアリングベクトルとなるため、マルチパスなどの相関性干渉波の影響を抑圧するために、図１２に示す補正及び再補正が必要となる。
【００７１】
ステアリングベクトルは希望波の到来角情報を有しているため、到来角算出部６４は、ステアリングベクトルから基準のアンテナ素子と他のアンテナ素子間の位相回転差分を求め、ｍ−１個の到来方向推定値を求めることが可能である。
【００７２】
基本的にはアンテナ素子間隔がＯＦＤＭ信号電波の半波長以下で、位相回転差分に対して、到来方向がただ１つ特定できる範囲であれば、最低２つのアンテナ素子だけで、真の到来方向つまり到来角を、精度を落とすことなく推定することができる。
【００７３】
図１に示す指向性制御部２８は、到来方向推定部２６で推定された到来角に基づき、指向性制御部２８で保持している到来角対重みテーブルを参照し、本線系であるｎ系統の受信高周波信号に対して可変減衰器１２１〜１２ｎと可変移相器１４１〜１４ｎで適切な重みを付け、加算部１８で合成する。
【００７４】
この到来角対重みのテーブルは、例えばアンテナの形状、種類に応じて、予め用意されており、希望波の方向にメインビームを向けるような適切な重みを可変減衰器１２１〜１２ｎと可変移相器１４１〜１４ｎに与える。
【００７５】
このように、本発明では、参照信号としてＰＮ系列で規定されているＯＦＤＭの参照パイロット信号を使用する場合、相関を求める際に鋭い時間ピーク特性が得られ、高精度の推定結果を得ることができる。さらに、ＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴ等の方法に比較して、精度を落とさず計算量を低減することが可能になる。
【００７６】
また、相関性の高いマルチパスによる遅延波が入射した場合、一般に到来方向の推定は困難となるが、本発明では受信パイロット信号のコンスタレーションでの位置情報を基にして補正及び再補正することにより、精度を維持したまま推定を行うことが可能となる。
【００７７】
なお、上記実施態様ではリニアアレーアンテナで説明したが、アンテナ素子が２次元配置された平面アレーアンテナなどに適用可能で、２次元の到来方向を拡張して推定することができる。
【００７８】
また、「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１で規定されている地上デジタルテレビジョン放送波に含まれるパイロットキャリア（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）も、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）と同様に、ＢＰＳＫ変調された信号であるため、本発明を容易に適用することが可能である。なお、ＳＰとＣＰでは挿入されるキャリアの位置が異なっている。
【００７９】
なお、パイロット抽出部３２１〜３２ｍが請求項記載の抽出手段に対応し、雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍが補正手段に対応し、相互相関部５８１〜５８ｍが相互相関手段に対応し、ステアリングベクトル生成部６２がステアリングベクトル生成手段に対応し、機器特性較正部３４１〜３４ｍが較正手段に対応する。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の電波到来方向推定装置を用いたアレーアンテナシステムの一実施形態のブロック図である。
【図２】本発明の電波到来方向推定装置の一実施形態のブロック図である。
【図３】周波数領域のＯＦＤＭ信号を説明するための図である。
【図４】機器特性較正方法を説明するためのブロック図である。
【図５】パイロットキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図６】パイロットキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図７】パイロットキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図８】第１境界設定法を説明するための図である。
【図９】第１境界設定法を説明するための図である。
【図１０】第２境界設定法を説明するための図である。
【図１１】第２境界設定法を説明するための図である。
【図１２】雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍが実行する補正処理の第１実施形態のフローチャートである。
【図１３】雑音・マルチパス補正部３８１〜３８ｍが実行する補正処理の第２実施形態のフローチャートである。
【符号の説明】
【００８１】
１０１〜１０ｎ  アンテナ素子
１２１〜１２ｎ  可変減衰器
１４１〜１４ｎ  可変移相器
１６  指向性可変部
１８  加算部
２０１〜２０ｍ  ダウンコンバータ
２２１〜２２ｍ  Ａ／Ｄコンバータ
２４１〜２４ｍ  直交復調部
２６  到来方向推定部
２８  指向性制御部
３０１〜３０ｍ  ＦＦＴ演算部
３２１〜３２ｍ  パイロット抽出部
３４１〜３４ｍ  機器特性較正部
３６  較正係数保持部
３８１〜３８ｍ  雑音・マルチパス補正部
５２１〜５２ｍ，５６  逆ＦＦＴ演算部
５４  参照パイロット発生部
５８１〜５８ｍ  相互相関部
６０１〜６０ｍ  正規化部
６２  ステアリングベクトル生成部
６４  到来角算出部
【図１】
2005140768.tif 000005
【図２】
2005140768.tif 000006
【図３】
2005140768.tif 000007
【図４】
2005140768.tif 000008
【図５】
2005140768.tif 000009
【図６】
2005140768.tif 000010
【図７】
2005140768.tif 000011
【図８】
2005140768.tif 000012
【図９】
2005140768.tif 000013
【図１０】
2005140768.tif 000014
【図１１】
2005140768.tif 000015
【図１２】
2005140768.tif 000016
【図１３】
2005140768.tif 000017