(57)【要約】【課題】  本発明は、安定した出力リップル特性を実現する新規のスイッチング電源を提供する。【解決手段】  電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を電源回路に構成したフィルタ回路２１より得られる三角波形とを比較して第一の比較信号を整流スイッチＳ１に出力し、前記誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記三角波形とを比較して第二の比較信号を生成可能な構成とし、前記第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、負荷急変時に前記第二の比較信号を出力して、前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から前記第二の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するようにしたことを特徴とするスイッチング電源。【選択図】図１
2005185023.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して第一の比較信号を前記整流スイッチに出力し、前記誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記三角波形とを比較して第二の比較信号を生成可能な構成とし、前記第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、負荷急変時に前記第二の比較信号を出力して、前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から第二の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオンのタイミングを前記クロック信号で固定するようにしたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して第一の比較信号を生成可能な構成とし、前記第一の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、前記整流スイッチに出力し、前記誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記三角波形とを比較して第二の比較信号を出力し、負荷急変時に前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から第一の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオフのタイミングを前記クロック信号で固定するようにしたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して比較信号を前記整流スイッチに出力し、前記整流スイッチのオンのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項４】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して比較信号を出力し、前記整流スイッチのオフのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項５】
前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に、前記フィルタ回路を構成し、このフィルタ回路は、抵抗及びコンデンサを各々少なくとも一つずつ設けて構成してあることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかの記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記フィルタ回路は抵抗と二つのコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記二つのコンデンサ間に前記フィルタ回路の出力部を設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してあることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記フィルタ回路は抵抗とコンデンサを直列に接続して構成し、この抵抗とコンデンサとの接続部に前記フィルタ回路の出力部を設けてあることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記出力チョークの入力端に前記転流スイッチと並列に抵抗を複数個直列に、同じく出力端に前記転流スイッチと並列にコンデンサを複数個直列にそれぞれ接続し、抵抗間及びコンデンサ間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路を構成し、この接続部を前記フィルタ回路の出力部にしてあることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源。
【請求項９】
前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してあることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源。
【請求項１０】
前記整流スイッチに電流検出回路を接続し、この電流検出回路を前記フィルタ回路に接続してあることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のスイッチング電源。
【請求項１１】
前記出力チョークと前記平滑コンデンサとの間に電流検出部を接続し、この電流検出部の入力側並びに出力側にバッファアンプの入力を接続し、このバッファアンプの出力にフィルタ回路を接続してあることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源。
【請求項１２】
前記フィルタ回路はコンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記バッファアンプの出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてあることを特徴とする請求項１１記載のスイッチング電源。
【請求項１３】
前記フィルタ回路はコンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記バッファアンプの出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してあることを特徴とする請求項１１記載のスイッチング電源。
【請求項１４】
前記出力チョークに電流検出回路を接続し、この電流検出回路に前記フィルタ回路を接続してあることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のスイッチング電源。
【請求項１５】
前記フィルタ回路はコンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてあることを特徴とする請求項１４記載のスイッチング電源。
【請求項１６】
前記フィルタ回路はコンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してあることを特徴とする請求項１４記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングの応答速度の高速化を図るための制御手段を備えたスイッチング電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング波形の制御手段の代表例として、図１９で示すような、電流モード型ＰＷＭ制御がある（例えば、特許文献１参照。）。この電流モード型ＰＷＭ制御とは、電源回路の出力側に誤差増幅器を接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、誤差増幅器の出力を比較器１２の一方の入力に接続し、比較器１２の他方の入力に電流検出回路２７を接続して、電源回路のチョーク電流を制御するものである。
【特許文献１】米国特許第４９４３９０２号公報
【０００３】
しかし、この電流モード型ＰＷＭ制御では、固定周波数三角波の代わりにチョーク電流信号を用いることで、誤差増幅信号との位相余裕を大きく取れるようになったが、誤差増幅信号の周波数帯域を大きく上げることはできない。
【０００４】
以上のような課題が生じたことより、図２０に示すように、検出電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅器１１の出力を２つの比較器１２，１３に接続し、一方の比較器１２には直接、他方の比較器１３には分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接続してあり、電源回路に設けた転流スイッチＳ２と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１及びコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２を備えたフィルタ回路２１を接続し、このフィルタ回路２１の出力を２つの比較器１２，１３の他方の入力に接続して、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が第一の比較器１２の一方の入力レベルと第二の比較器１３の一方の入力レベルとの間に収まるように制御する制御手段を備えたスイッチング電源を発明した（特許文献２参照。）。
【特許文献２】特願２００２−２７０３２７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、この方式は発振周波数が可変であるため、電源から発生するスイッチングノイズの対策が難しい場合がある。一例として装置側がノイズに敏感な回路の場合、通常フィルタ回路を用いてノイズを減衰させるが、上記実施例のように発振周波数が可変してしまう場合、設定した周波数からずれてしまうことによりノイズが減衰せず、不具合が発生するおそれがある。また、大電流化のためのマルチフェーズ運転が難しいという課題がある。高速応答が要求される負荷装置は同時に大電流も要求されており、これに対応するためにマルチフェーズ化をするのが一般的であるが、発振周波数が可変であると位相をずらした信号の発生が困難である。
【０００６】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、安定した出力リップル特性を実現する新規のスイッチング電源を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明スイッチング電源は、整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して第一の比較信号を前記整流スイッチに出力し、前記誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記三角波形とを比較して第二の比較信号を生成可能な構成とし、前記第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、負荷急変時に前記第二の比較信号を出力して、前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から第二の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオンのタイミングを前記クロック信号で固定するようにした。
【０００８】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して第一の比較信号を生成可能な構成とし、前記第一の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、前記整流スイッチに出力し、前記誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記三角波形とを比較して第二の比較信号を出力し、負荷急変時に前記整流スイッチへの出力信号を前記クロック信号から第一の比較信号へ切り換えて、前記三角波形の振幅が前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオフのタイミングを前記クロック信号で固定するようにした。
【０００９】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して比較信号を前記整流スイッチに出力し、前記整流スイッチのオンのタイミングをクロック信号で固定するようにした。
【００１０】
整流スイッチ、転流スイッチ、出力チョーク並びに平滑コンデンサを備え、前記転流スイッチと並列に、抵抗及びコンデンサを接続したフィルタ回路を設けてあるスイッチング電源であって、この電源回路の出力電圧と基準電圧との誤差を増幅し、この誤差増幅信号を分圧して、この分圧信号を前記フィルタ回路より得られる三角波形とを比較して比較信号を出力し、前記整流スイッチのオフのタイミングをクロック信号で固定するようにした。
【００１１】
前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に、前記フィルタ回路を構成し、このフィルタ回路は、抵抗及びコンデンサを各々少なくとも一つずつ設けて構成してある。
【００１２】
前記フィルタ回路は抵抗と二つのコンデンサを直列に接続して構成し、前記抵抗を前記整流スイッチと前記出力チョークとの間に接続し、前記二つのコンデンサ間に前記フィルタ回路の出力部を設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してある。
【００１３】
前記フィルタ回路は抵抗とコンデンサを直列に接続して構成し、この抵抗とコンデンサとの接続部に前記フィルタ回路の出力部を設けてある。
【００１４】
前記出力チョークの入力端に前記転流スイッチと並列に抵抗を複数個直列に、同じく出力端に前記転流スイッチと並列にコンデンサを複数個直列にそれぞれ接続し、抵抗間及びコンデンサ間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路を構成し、この接続部を前記フィルタ回路の出力部にしてある。
【００１５】
前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してある。
【００１６】
前記整流スイッチに電流検出回路を接続し、この電流検出回路を前記フィルタ回路に接続してある。
【００１７】
前記出力チョークと前記平滑コンデンサとの間に電流検出部を接続し、この電流検出部の入力側並びに出力側にバッファアンプの入力を接続し、このバッファアンプの出力にフィルタ回路を接続してある。
【００１８】
前記フィルタ回路はコンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記バッファアンプの出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてある。
【００１９】
前記フィルタ回路はコンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記バッファアンプの出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してある。
【００２０】
前記出力チョークに電流検出回路を接続し、この電流検出回路に前記フィルタ回路を接続してある。
【００２１】
前記フィルタ回路はコンデンサと抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部をコンデンサと抵抗との間の接続部に設けてある。
【００２２】
前記フィルタ回路はコンデンサに２つの抵抗を直列に接続して構成し、前記電流検出回路の出力を前記コンデンサに接続し、このフィルタ回路の出力部を前記２つの抵抗の接続部に設けてあるとともに、前記電源回路の出力側に電圧検出部を設け、この電圧検出部を前記誤差増幅器の入力に接続してある。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、フィルタ回路より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に出力電圧と基準電圧との誤差を増幅した誤差増幅信号と、この誤差増幅信号を分圧して得られる分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチのオン又はオフのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となり、マルチフェーズ化のための位相をずらした信号の発生が容易であるという効果がある。
【００２４】
また、本発明によれば、分圧信号を用いなくても、分圧信号を用いた場合と同様に、発振周波数が固定となり、マルチフェーズ化のための位相をずらした信号の発生が容易であるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、添付図面を用いて本発明スイッチング電源に係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す。Ｃはコンデンサ、Ｓはスイッチング素子、Ｒは抵抗、Ｚはインピーダンス、１１は誤差増幅器、１２，１３は比較器、１４はＯＲ回路、１６はフリップフロップ回路、１７はドライバ、２１はフィルタ回路である。
【００２６】
本実施例に係るスイッチング電源は、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。
【００２７】
電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続し、分圧信号を出力するようにしてある。
【００２８】
出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１と２つのコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００２９】
第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第二の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００３０】
以上のように構成してあるスイッチング電源は以下のような作用をする。先ず、定常時については、前記クロック信号がＯＲ回路１４を介しフリップフロップ回路１６のセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオンし転流スイッチＳ２はオフする。整流スイッチＳ１がオンする事で出力電圧が発生し出力に接続されている誤差増幅器１１が誤差増幅信号を出力する。この誤差増幅信号と、転流スイッチＳ２と並列に接続されたフィルタ回路２１によって生成された三角波形を比較し、三角波形が誤差増幅信号より大きくなった時にフリップフロップ回路１６のリセット側に入力される事で整流スイッチＳ１がオフし転流スイッチがオンする。以上を繰り返して動作する。
【００３１】
次に負荷が急減した場合について説明する。負荷電流が急激に減少すると、出力電圧が瞬間的に跳ね上がり、チョーク電流が急激に減少する。このとき、電源回路に備えた出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に接続したフィルタ回路２１により得られる三角波形と、誤差増幅器１１により出力電圧と基準電圧との誤差を増幅して生成される２つのレベルとを使い、第一の比較器１２で比較して得られた第一の比較信号をフリップフロップ回路１６のリセット側に入力する。これとともに、電源回路に備えた出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に接続したフィルタ回路２１により得られる三角波形と、誤差増幅器１１により出力電圧と基準電圧との誤差を増幅した信号から分割抵抗Ｒ３，Ｒ４により抵抗分割して生成される２つのレベルとを使い、第二の比較器１３で比較して得られた第二の比較信号をＯＲ回路１４を介してフリップフロップ回路１６のセット側に入力する。このように信号を入力することにより、三角波の振幅が前記２つのレベルの間に収まるように制御を行っている。
【００３２】
三角波形の振幅が前記２つのレベルの間に収まるように制御を行っているため、三角波形の下り傾斜はチョーク電流が減少する期間であり、三角波形の登り傾斜は出力チョークＬ１を流れる電流が増加する期間である。この方式では、誤差増幅信号が変動したとき、その変動量の大きさに応じて三角波形の周波数及びデューティ比が変化する。前記２つのレベルの間に三角波形が収まるように制御を行うことで、誤差増幅信号と三角波形との波形の位相差は最大９０度で固定される。三角波形はまた、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路の手前に接続されている整流スイッチＳ１のオン／オフにより生成されるため、整流スイッチＳ１の動作状態と誤差増幅信号との位相差も固定されることになる。このため、誤差増幅信号の周波数帯域を下げなくても安定性を確保することが可能となり、スイッチング電源として応答速度を飛躍的に改善することができる。
【００３３】
また、誤差増幅器１１の出力信号に応じて、（電源における２つのスイッチの駆動状態を示す）三角波形の周波数及び位相が瞬時に変化し、それに応じてチョーク電流も変化するために高速な応答が実現できており、出力電圧の跳ね上がりを最大限に抑えることができる。
【００３４】
続いて、負荷が急増した場合について説明する。この動作波形図を図２に示す。なお、図２の上側にはチョーク電流波形を、下側には出力電圧波形をそれぞれ示してある。負荷電流が急激に増大すると、図２に示す通り、出力電圧が瞬間的に落ち込み、チョーク電流が急激に増大する。
【００３５】
このとき、電源回路に備えた出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴと並列に接続したフィルタ回路２１により得られる三角波形と、誤差増幅器１１により出力電圧と基準電圧との誤差を増幅して生成される２つのレベルとを使い、第一の比較器１２で比較して得られた第一の比較信号をフリップフロップ回路１６のリセット側に入力する。これとともに、電源回路に備えた出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に接続したフィルタ回路２１により得られる三角波形と、誤差増幅器１１により出力電圧と基準電圧との誤差を増幅した誤差増幅信号から分割抵抗Ｒ３，Ｒ４により抵抗分割して生成される２つのレベルとを使い、第二の比較器１３で比較して得られた第二の比較信号をＯＲ回路１４の一方の入力に入力し、このＯＲ回路１４の他方の入力にクロック信号を入力する。定常時ではＯＲ回路１４からクロック信号を出力するが、負荷急変すると、ＯＲ回路１４から第二の比較信号が出力し、この第二の比較信号をフリップフロップ回路１６のセット側に入力する。フリップフロップ回路１６では、整流スイッチＳ１に出力する信号がクロック信号から第二の比較信号に切り換わり、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が誤差増幅信号と分圧信号との間に収まる。
【００３６】
三角波形の振幅が前記２つの信号の間に収まるように制御を行っているため、この方式では、誤差増幅信号が変動したとき、その変動量の大きさに応じて三角波形の周波数及びデューティ比が変化する。前記２つのレベルの間に三角波形が収まるように制御を行うことで、誤差増幅信号と三角波形との波形の位相差は最大９０度で固定される。三角波形はまた、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路の手前に接続されている整流スイッチＳ１のオン／オフにより生成されるため、整流スイッチＳ１の動作状態と誤差増幅信号との位相差も固定されることになる。このため、誤差増幅信号の周波数帯域を下げなくても安定性を確保することが可能となり、スイッチング電源として応答速度を飛躍的に改善することができる。
【００３７】
また、誤差増幅器１１の出力信号に応じて、（電源における２つのスイッチの駆動状態を示す）三角波の周波数及び位相が瞬時に変化し、それに応じてインダクタ電流も変化するために高速な応答が実現できており、出力電圧の変動を最大限に抑えることができる。
【実施例１】
【００３８】
図３は、図１図示実施例と異なるスイッチング電源を示す。本実施例に係るスイッチング電源は、図１図示実施例と同様に、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。
【００３９】
電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続し、分圧信号を出力するようにしてある。
【００４０】
出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１と２つのコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００４１】
第二の比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第二の比較信号を出力するようにしてある。また、第一の比較器１２の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第一の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第一の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に前記誤差増幅信号と前記分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオフのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００４２】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様な作用をする。ただし、本実施例は、第一の比較器１２から得られる第一の比較信号とクロック信号とを付き合わせ、整流スイッチＳ１に出力し、負荷急変時に整流スイッチＳ１への出力信号をクロック信号から第一の比較信号へ切り換えて、フィルタ回路２１から得られる三角波形の振幅が誤差増幅信号と分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４から得られる分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に前記整流スイッチのオフのタイミングをクロック信号で固定するようにした点で作用は異なる。なお、以下の実施例においても上記実施例のように、定常時に整流スイッチＳ１のオフのタイミングをクロック信号で固定する構成を有することが可能である。
【実施例２】
【００４３】
図４は、前記実施例と異なるスイッチング電源を示す。本実施例に係るスイッチング電源は、図１図示実施例と同様に、本実施例に係るスイッチング電源は、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。
【００４４】
電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に比較器１２の負の入力に接続してある。
【００４５】
出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１と２つのコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を比較器１２の正の入力に接続してある。
【００４６】
比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、クロック信号をフリップフロップ回路１６のセット側に接続して、クロック信号を出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形と誤差増幅信号とを比較して比較信号を出力して、整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００４７】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様な作用をする。ただし、本実施例は、図１図示実施例と異なり、図１図示実施例で示す第二の比較器１３が無いため、第二の比較器１３より出力される第二の比較信号とクロック信号とを付き合わせる作用はなく、誤差増幅信号をフィルタ回路２１より得られる三角波形とを比較して比較信号を整流スイッチＳ１に出力し、整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定する。なお、以下の実施例においても上記実施例のように、整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定する構成を有することが可能である。
【実施例３】
【００４８】
図５は、図２図示実施例と異なるスイッチング電源を示す。本実施例に係るスイッチング電源は、図２図示実施例と同様に、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。この電源回路の出力側に制御回路を接続してある。この制御回路の出力は整流スイッチＳ１と転流スイッチＳ２に接続してある。
【００４９】
電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して比較器１３の正の入力に接続し、分圧信号を出力するようにしてある。
【００５０】
出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１と２つのコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を比較器１３の負の入力に接続してある。
【００５１】
比較器１３の出力をフリップフロップ回路１６のセット側の入力に接続し、比較信号を出力するようにしてある。また、クロック信号をフリップフロップ回路１６のリセット側に接続して、クロック信号を出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形と誤差増幅信号とを比較して比較信号を出力して、整流スイッチＳ１のオフのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００５２】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図２図示実施例とほぼ同様な作用をする。ただし、本実施例は、図２図示実施例と異なり、図２図示実施例で示す第一の比較器１２が無いため、第一の比較器１２より出力される第一の比較信号とクロック信号とを付き合わせる作用はなく、誤差増幅信号をフィルタ回路２１より得られる三角波形とを比較して比較信号を整流スイッチＳ１に出力し、整流スイッチＳ１のオフのタイミングをクロック信号で固定する。なお、以下の実施例においても上記実施例のように、整流スイッチＳ１のオフのタイミングをクロック信号で固定する構成を有することが可能である。
【実施例４】
【００５３】
図６は、図１図示実施例をマルチフェーズ化したスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、共通の電源Ｖinを有し、２つの電源回路を有する。２つの電源回路は、それぞれ、整流スイッチＳ１、転流スイッチＳ２、出力チョークＬ１並びに平滑コンデンサＣＯＵＴを備え、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとを直列に接続した電源回路を備えてある。これら電源回路の出力側は共通になっており、電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して制御回路を接続してある。
【００５４】
電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差増幅信号を出力するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力には２つ設けた第一の比較器１２の負の入力に接続してあり、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して２つ設けた第二の比較器１３の正の入力に接続してある。
【００５５】
出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１と２つのコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２１を接続してある。このフィルタ回路２１の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００５６】
第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第二の比較器１３からＯＲ回路１４へ第二の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に誤差増幅信号と分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００５７】
以上のように構成してあるスイッチング電源は以下のような作用をする。定常時及び負荷急減時については、図１に示すシングルの場合とほぼ同様の作用をするため、説明を省略する。
【００５８】
次に負荷が急増した場合について説明する。この動作波形図を図７に示す。なお、図７の上側にはチョーク電流波形を、下側には出力電圧波形をそれぞれ示してある。負荷電流が急激に増大すると、図７に示す通り、出力電圧が瞬間的に落ち込み、それぞれのチョーク電流が急激に増大する。
【００５９】
このときも、図１図示実施例と同様にそれぞれのフィルタ回路２１により得られる三角波形と、誤差増幅器１１により出力電圧と基準電圧との誤差を増幅して生成される２つのレベルとを使い、第一の信号をフリップフロップ回路１６のリセット側に入力する。これとともに、フィルタ回路２１により得られる三角波形と、誤差増幅器１１により出力電圧と基準電圧との誤差を増幅した誤差増幅信号から分割抵抗Ｒ３，Ｒ４により抵抗分割して生成される２つのレベルとを使い、第二の比較器１３で比較して得られた第二の比較信号をＯＲ回路１４の一方の入力に入力し、このＯＲ回路１４の他方の入力にクロック信号を入力する。定常時ではＯＲ回路１４からクロック信号を出力するが、負荷急変すると、ＯＲ回路１４から第二の比較信号が出力し、この第二の比較信号をフリップフロップ回路１６のセット側に入力する。フリップフロップ回路１６では、整流スイッチＳ１に出力する信号がクロック信号から第二の比較信号に切り換わり、フィルタ回路２１より得られる三角波形の振幅が誤差増幅信号と分圧信号との間に収まる。よって、マルチフェーズ化した場合もシングルの場合と同様に作用する。なお、本実施例では電源回路を２つ設けてマルチフェーズ化したが、電源回路を３つ以上設けてマルチフェーズ化しても同様な作用をする。また、以下の実施例においてもマルチフェーズ化が可能である。
【実施例５】
【００６０】
図８は、図１図示実施例と異なる構成のスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。
【００６１】
出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの直列回路と並列に、抵抗ＲＳＡＷ１とコンデンサＣＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２２を接続してある。このフィルタ回路２２の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００６２】
第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続してある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２２より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に誤差増幅信号と分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００６３】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示の実施例とほぼ同様の作用をし、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となる。但し、本実施例では、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗を設けておらず、また、フィルタ回路２２は図１図示実施例のフィルタ回路２１と構成が異なる。
【実施例６】
【００６４】
図９は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。
【００６５】
この実施例では、出力チョークＬ１の入出力端間にフィルタ回路２３を設けてある。このフィルタ回路２３は以下のように構成してある。転流スイッチＳ２と並列に、かつ出力チョークＬ１の入力端側に２つの抵抗ＲＳＡＷ１，ＲＳＡＷ２を直列に接続し、同じく転流スイッチＳ２と並列に、かつ出力チョークＬ１の出力端側に２つのコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２を直列に接続してある。直列に接続した抵抗ＲＳＡＷ１，ＲＳＡＷ２の間、並びに直列に接続したコンデンサＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２の間に接続部を設け、これら接続部を接続してフィルタ回路２３を構成してある。前記接続部はフィルタ回路２３の出力部であり、出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００６６】
第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第二の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２３より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に誤差増幅信号と分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００６７】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様の作用をし、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となる。
【実施例７】
【００６８】
図１０は、図９図示実施例とはほぼ同様のスイッチング電源であり、このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。このスイッチング電源は図９図示実施例とほぼ同様の作用をし、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となる。
【実施例８】
【００６９】
図１１は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備え、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続部を誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。
【００７０】
この実施例では、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの間に電流検出用の抵抗Ｒ５を接続してあり、この抵抗Ｒ５の入力側をバッファアンプ１５の正の入力に、出力側を同じくバッファアンプ１５の負の入力にそれぞれ接続してある。このバッファアンプ１５の出力にコンデンサＣＳＡＷ１と２つの抵抗ＲＳＡＷ１，ＲＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２４を接続してある。このフィルタ回路２４の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００７１】
第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第二の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２４より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に誤差増幅信号と分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００７２】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図１図示実施例とほぼ同様の作用をし、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となる。また、この実施例は電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備えてあるとともに、フィルタ回路２４をコンデンサＣＳＡＷ１と２つの抵抗ＲＳＡＷ１，ＲＳＡＷ２とを直列に接続して構成してあることにより、高周波成分のみを取り出すことができる。
【実施例９】
【００７３】
図１２は、前記実施例とは異なるスイッチング電源を示す。このスイッチング電源は、電源回路の出力側に誤差増幅器１１の負の入力に接続し、この誤差増幅器１１で検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成してある。この誤差増幅器１１の出力に第一の比較器１２の負の入力に接続し、同じくこの誤差増幅器１１の出力を分割抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して第二の比較器１３の正の入力に接続してある。
【００７４】
この実施例では、出力チョークＬ１と平滑コンデンサＣＯＵＴとの間に電流検出用の抵抗Ｒ５を接続してあり、この抵抗Ｒ５の入力側をバッファアンプ１５の正の入力に、出力側を同じくバッファアンプ１５の負の入力にそれぞれ接続してある。このバッファアンプ１５の出力をコンデンサＣＳＡＷと抵抗ＲＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２５を接続してある。このフィルタ回路２５の出力を第一の比較器１２の正の入力、並びに第二の比較器１３の負の入力に接続してある。
【００７５】
第一の比較器１２の出力をフリップフロップ回路１６のリセット側の入力に接続し、第一の比較信号を出力するようにしてある。また、第二の比較器１３の出力をＯＲ回路１４の一方の入力に接続して、第二の比較信号を出力するようにしてある。ＯＲ回路１４の他方の入力にはクロック信号を入力し、フリップフロップ回路１６のセット側にこのＯＲ回路１４の出力を接続して、定常時にはクロック信号を、負荷急変した際には第二の比較信号をそれぞれ出力するようにしてある。このフリップフロップ回路１６の出力をドライバ１７の入力に接続し、このドライバ１７の出力を整流スイッチＳ１並びに転流スイッチＳ２の制御端子に接続し、フィルタ回路２５より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に誤差増幅信号と分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングを前記クロック信号で固定するように制御する構成にしてある。
【００７６】
以上のように構成してあるスイッチング電源は図８図示実施例とほぼ同様の作用をし、定常時に整流スイッチＳ１のオンのタイミングをクロック信号で固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となる。
【実施例１０】
【００７７】
図１３図示の実施例は、出力チョークＬ１に電流検出回路２７を接続し、この電流検出回路２７の出力にコンデンサＣＳＡＷ１と２つの抵抗ＲＳＡＷ１，ＲＳＡＷ２とを直列に接続して構成するフィルタ回路２４を接続してある。これ以外については図１１図示実施例とほぼ同様の構成である。以上のように構成してある図１３図示のスイッチング電源は図１１図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をする。
【実施例１１】
【００７８】
図１４図示の実施例も出力チョークＬ１に電流検出回路２７を接続し、この電流検出回路２７の出力をコンデンサＣＳＡＷと抵抗ＲＳＡＷ１とを直列に接続して構成するフィルタ回路２５を接続してある。これ以外については図１２図示実施例とほぼ同様の構成である。以上のように構成してある図１４図示のスイッチング電源は図１２図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をする。
【実施例１２】
【００７９】
図１５図示実施例は図１図示実施例に、図１６図示実施例は図８図示実施例に、図１７図示実施例は図９図示実施例に、図１８図示実施例は図１０図示実施例に対応するもので、これらの実施例は、整流スイッチＳ１に電流検出回路２８を接続し、この電流検出回路２８の出力を出力チョークＬ１の出力端に接続した抵抗ＲＳＡＷ１の他端に接続してある。
【００８０】
以上のように構成してある図１５乃至図１８に示すスイッチング電源は、それぞれ対応する図１、図８、図９並びに図１０図示のスイッチング電源とほぼ同様の作用をするが、これらに加え、これらのスイッチング電源は、フィルタ回路２１，２２，２３，２４で電流検出回路２８から流れた電流を加えるため、出力インピーダンスを調整することができる。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明のスイッチング電源によれば、フィルタ回路より得られる三角波形の振幅が負荷急変時に出力電圧と基準電圧との誤差を増幅した誤差増幅信号と、前記誤差増幅信号を分圧して得られる分圧信号との間に収まるように制御し、定常時に整流スイッチのオン又はオフのタイミングを固定するようにしたことにより、発振周波数が固定となり、マルチフェーズ化のための位相をずらした信号の発生が容易である。
【００８２】
また、本発明によれば、分圧信号を用いなくても、分圧信号を用いた場合と同様に、発振周波数が固定となり、マルチフェーズ化のための位相をずらした信号の発生が容易である。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明に係る一実施例の回路図である。
【図２】図１図示実施例の動作波形図である。
【図３】図１とは別の実施例の回路図である。
【図４】同じく別の実施例の回路図である。
【図５】同じく別の実施例の回路図である。
【図６】図１図示実施例をマルチフェーズ化した場合の実施例の回路図である。
【図７】図６図示実施例の動作波形図である。
【図８】同じく別の実施例の回路図である。
【図９】同じく別の実施例の回路図である。
【図１０】同じく別の実施例の回路図である。
【図１１】同じく別の実施例の回路図である。
【図１２】同じく別の実施例の回路図である。
【図１３】同じく別の実施例の回路図である。
【図１４】同じく別の実施例の回路図である。
【図１５】同じく別の実施例の回路図である。
【図１６】同じく別の実施例の回路図である。
【図１７】同じく別の実施例の回路図である。
【図１８】同じく別の実施例の回路図である。
【図１９】従来例の回路図である。
【図２０】図１９とは別の従来例の回路図である。
【符号の説明】
【００８４】
Ｓ１  整流スイッチ
Ｓ２  転流スイッチ
Ｌ１  出力チョーク
ＣＯＵＴ  平滑コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，ＲＳＡＷ，ＲＳＡＷ１，ＲＳＡＷ２  抵抗
ＣＳＡＷ１，ＣＳＡＷ２  コンデンサ
１１  誤差増幅器
１２  第一の比較器
１３  第二の比較器
１４  ＯＲ回路
１５  バッファアンプ
１６  フリップフロップ回路
１７  ドライバ
１８  電流検出回路
２１，２２，２３，２４，２５  フィルタ回路
３１  誤差増幅器
３２  比較器
３３  発振器
３４  電流検出回路
３５  ラッチ
３６  フリップフロップ回路
３７  ドライバ
【図１】
2005185023.tif 000003
【図２】
2005185023.tif 000004
【図３】
2005185023.tif 000005
【図４】
2005185023.tif 000006
【図５】
2005185023.tif 000007
【図６】
2005185023.tif 000008
【図７】
2005185023.tif 000009
【図８】
2005185023.tif 000010
【図９】
2005185023.tif 000011
【図１０】
2005185023.tif 000012
【図１１】
2005185023.tif 000013
【図１２】
2005185023.tif 000014
【図１３】
2005185023.tif 000015
【図１４】
2005185023.tif 000016
【図１５】
2005185023.tif 000017
【図１６】
2005185023.tif 000018
【図１７】
2005185023.tif 000019
【図１８】
2005185023.tif 000020
【図１９】
2005185023.tif 000021
【図２０】
2005185023.tif 000022