(57)【要約】【課題】  高精度で且つ高速にセンサ出力の収束値を予想できるようにする。【解決手段】  センサの出力信号ｙ（ｔ）をオーバサンプリングによりデジタルの原信号列ｙ（ｋ）に変換し（Ｓ１）、その原信号列に含まれる交流成分の信号列Δｙ（ｋ）を検出する（Ｓ２）。そして、原信号列と交流成分の信号列との位相および振幅が合うように補正し、その補正された両信号列の加算または減算を行い、原信号列の直流成分の信号列ｚ（ｋ）を検出し、さらにこの直流成分に対して間引き処理と、高域遮断処理を行うことにより、センサの出力信号の収束予想値Ｍ′を求める。【選択図】        図１
2005274320.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサの出力信号をオーバサンプリングによりデジタルの原信号列に変換する段階（Ｓ１）と、
前記原信号列に含まれる交流成分の信号列を検出する段階（Ｓ２）と、
前記原信号列と前記抽出した交流成分の信号列との位相および振幅を合わせる段階（Ｓ３）と、
前記位相および振幅を合わせた両信号列の加算または減算を行い、前記原信号列の直流成分の信号列を検出する段階（Ｓ４）と、
前記直流成分の信号列に対する間引き処理を行う段階（Ｓ５）と、
前記間引きされた信号列に対する高域遮断処理を行う段階（Ｓ６）とを含み、
前記高域遮断処理された信号列を前記センサの出力信号の収束予想値とする信号処理方法。
【請求項２】
センサ（１）の出力信号をオーバサンプリングして、デジタルの原信号列に変換するＡ／Ｄ変換手段（２１）と、
前記原信号列の交流成分を検出する交流分検出手段（２３）と、
前記交流分検出手段から出力される交流成分の信号列と前記原信号列との位相および振幅を合わせる補正手段（２４、２５）と、
前記補正手段によって補正された交流成分の信号列と原信号列との加算または減算を行い、前記原信号列の直流成分の信号列を検出する演算手段（２６）と、
前記演算手段から出力される直流成分の信号列に対する間引き処理を行う間引き手段（３０）と、
前記間引き処理された直流成分の信号列に対する高域遮断処理を行い、該処理結果を前記センサの出力信号の収束予想値として出力する低域通過フィルタ（３１）とを備えた信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサが過渡状態に出力する信号からその収束値を速やかに且つ精度よく予測するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種の物理量を検出するためのセンサには、その物理量の変化に対して過渡的な応答を示すものが多い。
【０００３】
例えば、ロードセル等のように物品の質量を検出するためのセンサは、物品の荷重を受けて変形し、その変形量に応じた電圧の信号を出力するが、センサに対する物品の荷重が急激に行なわれた場合、このセンサの系の固有振動モードが励起されてセンサに伝達されるため、その出力信号ｙ（ｔ）は例えば図８の（ａ）に示すように非線形振動をする。
【０００４】
この出力信号の非線形振動は時間が経過するにしたがって減衰して、最終的には物品の質量Ｍに対応した一定の値に収束するが、ライン等で物品の質量検査を連続的に行なう場合、この振動が完全に収束するまで待っていたのでは効率的な検査がおこなえない。
【０００５】
このため、従来では、図９に示しているように、センサ１からの出力信号ｙ（ｔ）を低域通過フィルタ２に入力して、出力信号ｙ（ｔ）に含まれる振動成分（過渡変動成分）を除去し、低域通過フィルタ２から図８の（ｂ）のように出力される信号ｙ（ｔ）′から、物品の質量を検出する方法が多く採用されていた。
【０００６】
ところが、機械的な剛体に取り付けられたセンサ１の過渡応答の振動周波数は数Ｈｚ〜数１０Ｈｚと低いため、これに合わせて低域通過フィルタ２の高域遮断周波数も非常に低く設定しなければならず、その時定数が非常に大きくなる。
【０００７】
このため、図８の（ｂ）に示したように、物品の荷重タイミングｔ０から相当な時間が経過しなければ低域通過フィルタ２の出力信号ｙ（ｔ）′は質量Ｍに達せず、このＬＰＦ２の時定数によって測定時間が制限されてしまい、より高速な計量に対応できない。
【０００８】
また、フィルタとしてデジタルフィルタを用いるとともに、センサの過渡的な動作を表す伝達関数を求め、その伝達関数の逆数となるような関数に対応するフィルタ係数をデジタルフィルタに設定することで、振動成分を抑圧する方法も提案されている（特許文献１）。
【０００９】
【特許文献１】特開平７−１３４０５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、実際のセンサにはその構造に起因する非線形的な要素があるため、過渡的な動作を正確に表す伝達関数を定義することは困難で、その関数で定義できない非線形要素による誤差が発生する。また、振動成分を抑圧するために多くのサンプル値を必要とし、速度の点でも十分といえなかった。
【００１１】
本発明は、この問題を解決し、高精度で且つ高速にセンサ出力の収束値を予想できる信号処理方法および信号処理装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記目的を達成するために、本発明の信号処理方法は、
センサの出力信号をオーバサンプリングによりデジタルの原信号列に変換する段階（Ｓ１）と、
前記原信号列に含まれる交流成分の信号列を検出する段階（Ｓ２）と、
前記原信号列と前記抽出した交流成分の信号列との位相および振幅を合わせる段階（Ｓ３）と、
前記位相および振幅を合わせた両信号列の加算または減算を行い、前記原信号列の直流成分の信号列を検出する段階（Ｓ４）と、
前記直流成分の信号列に対する間引き処理を行う段階（Ｓ５）と、
前記間引きされた信号列に対する高域遮断処理を行う段階（Ｓ６）とを含み、
前記高域遮断処理された信号列を前記センサの出力信号の収束予想値としている。
【００１３】
また、本発明の請求項２の信号処理装置は、
センサ（１）の出力信号をオーバサンプリングして、デジタルの原信号列に変換するＡ／Ｄ変換手段（２１）と、
前記原信号列の交流成分を検出する交流分検出手段（２３）と、
前記交流分検出手段から出力される交流成分の信号列と前記原信号列との位相および振幅を合わせる補正手段（２４、２５）と、
前記補正手段によって補正された交流成分の信号列と原信号列との加算または減算を行い、前記原信号列の直流成分の信号列を検出する演算手段（２６）と、
前記演算手段から出力される直流成分の信号列に対する間引き処理を行う間引き手段（３０）と、
前記間引き処理された直流成分の信号列に対する低次の高域遮断処理を行い、該処理結果を前記センサの出力信号の収束予想値として出力する低域通過フィルタ（３１）とを備えている。
【発明の効果】
【００１４】
このように、本発明では、センサの出力信号に対するオーバサンプリングによって得られた原信号列から交流分を検出し、その交流分と原信号列との位相および振幅を合わせて加減算処理することで、原信号列に含まれる直流成分を検出し、さらに、この直流成分に対して間引き処理と高域遮断処理とを行ってセンサの出力信号の収束予想値を求めている。
【００１５】
このため、オーバサンプリングで得られた誤差の少ない原信号列から精度の高い交流成分を検出することができ、その位相と振幅を原信号列に合わせて加減算することで精度の高い直流分を検出することができる。そして、この直列分に対する間引き処理を行った分だけ低次の高域遮断処理により、直流分の誤差変動を短時間に除去することができ、センサの出力信号の収束値を高精度で且つ高速に予想できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
始めに、本発明の信号処理方法を図１のフローチャートに基づいて説明する。
【００１７】
図１に示しているように、本発明の信号処理方法は、質量、圧力等の物理量Ｍを受けたセンサからの出力信号ｙ（ｔ）をオーバサンプリングによりデジタルの原信号列ｙ（ｋ）に変換し（Ｓ１）、その原信号列ｙ（ｋ）に含まれる交流成分の信号列Δｙ（ｋ）を検出する（Ｓ２）。この交流分の検出処理は、差分演算処理あるいは離散ヒルベルト変換によって実現できる。
【００１８】
次に、原信号列ｙ（ｋ）と交流成分の信号列Δｙ（ｋ）との位相および振幅を合わせて（Ｓ３）、両信号列の加算または減算を行うことで、原信号列ｙ（ｋ）の直流成分の信号列ｚ（ｋ）を検出する（Ｓ４）。
【００１９】
そして、この直流成分の信号列ｚ（ｋ）に対して間引き処理（Ｓ５）と高域遮断処理と（Ｓ６）を行い、センサの出力信号ｙ（ｔ）の収束予想値を求める。
【００２０】
このように、オーバサンプリングで得られた誤差の少ない原信号列ｙ（ｋ）から精度の高い交流成分Δｙ（ｋ）を検出することができ、その位相と振幅を原信号列ｙ（ｋ）に合わせて加減算することで直流分を高い精度で検出することができる。そして、さらにこの直流分に含まれる誤差を、直列分の信号列ｚ（ｋ）に対する間引き処理を行い、その間引き効果により、低次の高域遮断処理を行うことができて、直流分の誤差変動を短時間に除去することができ、センサの出力信号ｙ（ｔ）の収束値を高精度で且つ高速に予想できる。
【００２１】
図２は、上記信号処理方法を適用した実施形態の信号処理装置２０の構成を示している。
【００２２】
この信号処理装置２０は、物理量Ｍ（例えば重量）を受けたときの過渡状態におけるセンサ１の出力信号ｙ（ｔ）を受けて、その収束値を予測検出するためのものであり、Ａ／Ｄ変換器２１は、センサ１から出力されるアナログの信号ｙ（ｔ）を、所定のサンプリング周期でサンプリングしてデジタルの原信号列ｙ（ｋ）に変換して振動成分除去部２２に出力する。
【００２３】
このＡ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波数は、入力信号ｙ（ｔ）の予想される周波数帯域の上限（例えば数１０Ｈｚ）に対して十分高く（例えば数１００Ｈｚ〜数１０ｋＨｚ以）に設定されている。なお、一般的にアナログ信号に対するサンプリングは、ナイキスト周波数（信号の上限周波数の２倍）で十分とされているが、この信号処理装置２０では、上記のようにアナログ信号の上限周波数の２倍より格段に高い周波数でサンプリングを行うオーバサンプリング方式により量子化誤差を低減している。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換器２１から出力される原信号列ｙ（ｋ）は、信号処理部２２の交流分検出手段２３および後述する位相補正手段２４に入力される。
【００２５】
交流分検出手段２３は、原信号列ｙ（ｋ）に含まれる交流成分（過渡振動成分）を検出するためのものであり、差分演算（連続信号空間における微分演算）あるいは後述する離散ヒルベルト変換によって実現できるが、ここでは、差分演算の場合で説明する。
【００２６】
差分演算の場合、入力される信号列ｙ（ｋ）についての次の一次差分演算を逐次行い、差分信号列Δｙ（ｋ）を順次求めることで実現できる。
【００２７】
Δｙ（１）＝ｙ（１）−ｙ（０）
Δｙ（２）＝ｙ（２）−ｙ（１）
Δｙ（３）＝ｙ（３）−ｙ（２）
……
Δｙ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｙ（ｋ−１）
【００２８】
前記したようにＡ／Ｄ変換器２１はオーバサンプリング方式で、入力信号ｙ（ｔ）の変化に対してサンプリング周期が十分短いため、上記の差分信号列Δｙ（ｋ）は、入力信号ｙ（ｔ）を微分した信号にほぼ正確に対応している。入力信号ｙ（ｔ）は、物理量Ｍに対応する直流成分と正弦的で且つ減衰的な振動成分（交流成分）との和で表される。差分信号列Δｙ（ｋ）は、その交流成分を９０度移相したものにほぼ等しいので、物理量Ｍに対応する直流成分を含まない特性を有する。
【００２９】
この差分信号列Δｙ（ｋ）は、位相補正手段２４に入力される。
位相補正手段２４は、差分信号列Δｙ（ｋ）の位相と原信号列ｙ（ｋ）の振動成分の位相とが同相または逆相となるように、少なくとも一方の信号列に対する移相処理を行う。
【００３０】
例えば、図３の（ａ）の実線で示す原信号列ｙ（ｋ）の振動成分に対して、交流分検出手段２３の差分演算処理で得られる差分信号列Δｙ（ｋ）の位相は図３の（ｂ）のように９０度分進んでいるので、交流分検出手段２３の処理遅延が無いと仮定すれば、その差分信号列Δｙ（ｋ）を図３の（ｂ）の点線で示す差分信号列Δｙ′（ｋ）のように９０度分遅らせることで、原信号列ｙ（ｋ）の振動成分の位相と同相にすることができる。
【００３１】
また、逆に原信号列ｙ（ｋ）を図３の（ａ）の点線で示す原信号列ｙ′（ｋ）のように９０度分遅らせることで、両信号列の位相が１８０度ずれた逆相の状態にすることができる。
【００３２】
振幅補正手段２５は、位相補正手段２４とともにこの実施形態の補正手段を構成するものであり、位相補正された差分信号列Δｙ′（ｋ）に例えば所定の補正係数を乗算して、位相補正された原信号列ｙ（ｋ）′の振動成分の振幅と一致させる。
【００３３】
このように、差分信号列と原信号列の振動成分との位相を同相あるいは逆相にして振幅を合わせれば、両信号列の減算あるいは加算によって交流分を除去（相殺）することができ、直流分の検出が可能となる。
【００３４】
ただし、実際には交流検出手段２３の処理のための遅延と振幅補正のための遅延が少なくとも１クロック分ずつあるので、位相補正手段２４は、それらの処理遅延時間を見込んで移相処理を行い、振幅補正された差分信号列Δｙ″（ｋ）と位相補正された原信号列ｙ（ｋ）′の振動成分とが同相または逆相の状態で、演算手段２６に入力されるようにする。
【００３５】
また、上記の位相補正のための移相量や振幅補正のための係数は、センサ１について予め最適値を求めて設定しておく。
【００３６】
演算手段２６は、上記のように位相補正および振幅補正された差分信号列Δｙ″（ｋ）と位相補正された原信号列ｙ′（ｋ）との減算（同相の場合）または加算（逆相の場合）を行って、原信号列ｙ′（ｋ）から振動成分を除去して直流分の信号列ｚ（ｋ）を出力する。
【００３７】
演算手段２６から出力される信号列ｚ（ｋ）は、センサ１が受けている物理量Ｍの大きさおよびその変化に対応している。
【００３８】
ただし、この加減算処理で得られる直流分の信号列ｚ（ｋ）には、前記したセンサ１の非線形要素による誤差が含まれており、要求される精度が例えば１／１００（１パーセント）程度であれば信号列ｚ（ｋ）による予想で十分である場合が多いが、１／１０００以下（０．１パーセント以下）の精度が要求される場合には十分とはいえない。
【００３９】
この誤差は非線形振動の主モードの周波数と同一の周波数成分を有しており、その抑圧はＦＩＲ型の低域通過フィルタを用いることで実現できるが、上記したように入力信号ｙ（ｔ）に対してオーバサンプリング方式で得られた信号列から高精度に直流分（非常に低い周波数帯も含む）を得るためには、非常に高い次数（例えば５００次）の大がかりなフィルタが必要となり、しかも、次数分のフィルタ係数の多くの乗算演算処理を必要とし、さらに、処理遅延により、誤差の少ない結果を得るまでに多くの時間を要してしまう。
【００４０】
これを防ぐために、この信号処理装置２０では、演算手段２６で得られた直流分の信号列ｚ（ｋ）に対する間引き（デシメーション）処理と低次の高域遮断処理とを行って誤差変動分を除去し、高速で且つ高精度に収束予想値Ｍ′を求めている。
【００４１】
即ち、演算手段２６から出力される直流分の信号列ｚ（ｋ）を間引き手段３０に入力して１／Ｎ（Ｎは例えば１０）の間引き処理を行い、その間引き処理で得られた信号列ｚ（ｍ・Ｎ）（ｍは正の整数）を、低次（たとえば３０次）のＦＩＲ型の低域通過フィルタ３１に入力して、誤差変動分を抑圧している。
【００４２】
この間引き処理と低次の高域遮断処理によって、高次フィルタだけで誤差変動分を抑圧する方法より、格段に高速に且つ精度のよい収束予想値を簡単な構成で得ることができる。
【００４３】
図４は、上記した信号処理装置２０のサンプリング周波数約１０ｋＨｚにおけるシミュレーション結果である。
【００４４】
図４の（ａ）は、センサ１に負荷を一定時間与えたときの出力信号ｙ（ｔ）に対してオーバサンプリングして得られた原信号列ｙ（ｋ）を示したもので、非線形減衰振動を伴いながら負荷の変化に追従して変動する。なお、前記したように、Ａ／Ｄ変換器２１のサンプリング周期は十分短いので、この原信号列ｙ（ｋ）は、センサ出力信号ｙ（ｔ）に少ない誤差（量子化誤差）で追従している。
【００４５】
また、図４の（ｂ）は、図４の（ａ）の原信号列ｙ（ｋ）に対して、高次のデジタルフィルタで高域遮断処理をした結果（従来方法による結果）を表している。
【００４６】
図４の（ｃ）は、上記原信号列ｙ（ｋ）の差分演算処理で得られた差分信号列Δｙ（ｋ）に対して、前記位相補正（同相）および振幅補正して得られた差分信号列Δｙ″（ｋ）を表しており、この差分信号列を図４の（ａ）の原信号列ｙ（ｋ）から減じて得られた直流分の信号列ｚ（ｋ）が図４の（ｄ）となる。
【００４７】
この信号列ｚ（ｋ）は、負荷の変化に対して、図４の（ｂ）に示した従来方法の結果と比べて格段に高速な追従性を示しているが、前記した誤差による変動が含まれている。
【００４８】
図５の（ａ）はこの誤差変動を拡大したものであり、前記したように１／１０００以下の精度が要求される場合には無視できない大きさである。
【００４９】
しかし前記した間引き処理と低次の高域遮断処理を行うことにより、この誤差による変動は図４の（ｄ）および図５の（ｂ）の拡大図でもほとんど無視できる程度に抑圧され、その処理のための演算両が少なく且つ遅延時間も比較的短くて済み、図４の（ｂ）の従来方法の結果に対する高速性も失われていないことが判る。
【００５０】
上記のシミュレーション結果から、実施形態の信号処理装置２０はセンサ１の出力信号の収束値を従来に比べて格段に高速且つ高精度に予想できることがわかる。
【００５１】
以上、交流分検出手段２３が差分演算（連続信号空間における微分演算）によって、原信号列ｙ（ｋ）の交流分を検出する場合について説明したが、前記したように、離散ヒルベルト変換を用いて交流分を検出することも可能である。離散ヒルベルト変換は、入力される信号列の交流分を９０度移相して出力する機能を有しており、前記差分演算と同様に、原信号列ｙ（ｋ）の交流分の検出が可能である。
【００５２】
その場合、図６のように、交流分検出手段２３を、２つの離散型のヒルベルト変換器４１、４２の縦列接続で構成すれば、原信号列ｙ（ｋ）の振動成分に対して１８０度分位相が遅れた信号列を得ることができ、位相補正手段２４を簡略化できる。なお、後段のヒルベルト変換器４２は位相補正手段２４の一部と解釈することもできる。
【００５３】
図７は、上記のように２つのヒルベルト変換器４１、４２を用いた場合のシミュレーション結果を示している。
【００５４】
前記同様に図７の（ａ）はセンサ１の出力信号ｙ（ｋ）をオーバサンプリングして得られた原信号列ｙ（ｋ）、図７の（ｂ）は従来方法による結果を示しており、原信号列ｙ（ｋ）に対して２段のヒルベル変換処理を行い、位相補正（処理遅延に関する補正）と振幅補正して得られた交流分の信号列Δｙ″（ｋ）が図７の（ｃ）である。
【００５５】
そして、この信号列Δｙ″（ｋ）を原信号列ｙ（ｋ）と加算して得られた直流分の信号列ｚ（ｋ）は、図７の（ｄ）のようになる。
【００５６】
この直流分の信号列ｚ（ｋ）も従来方法の結果に比べて、負荷に対して極めて高速な追従性を示しているが、前記同様に無視できない誤差変動を含んでいる。
【００５７】
この誤差変動は、前記同様に間引き手段３０による間引き処理と、低域通過フィルタ３１による低次の高域遮断処理を行うことで、図７の（ｄ）のように無視できる程度まで抑圧することができ、しかも、高速性は失われていないことがわかる。
【００５８】
なお、上記説明では、交流分の信号列に対して位相補正を行ってから、振幅補正を行っているが、振幅補正を先に行ってから、位相補正してもよい。
【００５９】
また、高域遮断処理に使用する低域通過フィルタとして、演算を低速化するポリフェーズ構成を採用してもよい。
【００６０】
また、上記説明では、重量測定用のセンサの出力信号に対する信号処理について説明したが、物理量の負荷に対して過渡的な応答を示す他のセンサの出力信号についても、本発明を同様に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の信号処理方法の手順を示すフローチャート
【図２】本発明の実施形態の構成を示す図
【図３】実施形態の要部の処理を説明するための波形図
【図４】差分処理を用いた実施形態のシミュレーション結果を示す波形図
【図５】図４の一部を拡大した波形図
【図６】交流分検出手段をヒルベルト変換器で構成した例を示す図
【図７】ヒルベルト変換処理を用いた実施形態のシミュレーション結果を示す波形図
【図８】センサの出力信号の波形図
【図９】従来装置の構成図
【符号の説明】
【００６２】
１……センサ、２０……信号処理装置、２１……Ａ／Ｄ変換器、２３……交流分検出手段、２４……位相補正手段、２５……振幅補正手段、２６……演算手段、３０……間引き手段、３１……低域通過フィルタ、４１、４２……ヒルベルト変換器
【図１】
2005274320.tif 000003
【図２】
2005274320.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005274320.tif 000009
【図８】
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【図９】
2005274320.tif 000011