(57)【要約】【課題】ＰＭモータ全般に適用でき、磁極位置を簡単なアルゴリズムで検出できる交流電動機の制御装置を提供することにある。【解決手段】交流電動機に任意の交流を印加するインバータと、前記インバータに制御信号を送る制御装置を備えた交流電動機の制御装置において、前記制御装置は、前記電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、磁極位置推定手段とを有し、前記磁極位置推定手段では、前記脈動電流の正側，負側のそれぞれに対して、前記脈動電流の少なくとも２つの電流値を観測し、前記交流電動機の磁極位置を推定することである。【選択図】  図１
2005020918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機に任意の交流を与えるインバータに制御信号を送る制御装置を備えた交流電動機の制御装置において、
前記制御装置は、前記交流電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、
磁極位置推定手段とを有し、
前記磁極位置推定手段では、前記脈動電流の正側，負側のそれぞれに対して、前記脈動電流の少なくとも２つの電流値を観測し、前記交流電動機の磁極位置を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記少なくとも２つの電流値に基づいて電流変化率を求め、前記電流変化率に基づいて前記電動機の磁極位置を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記脈動電流印加手段の印加電圧指令は、方形波電圧であることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記インバータはキャリアを用いたパルス幅変調制御を行うものとし、
前記方形波電圧は、キャリア周期の４以上の偶数整数倍周期を持つことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項１において、
前記脈動電流印加手段の印加電圧指令は、階段波電圧であることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記インバータはキャリアを用いたパルス幅変調制御を行うものとし、
前記階段波電圧は、キャリア周期の４以上の偶数整数倍周期を持つことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記与える電圧の振幅を設定し、または変更するための、電流振幅差演算手段を有することを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項８】
請求項２において、
前記脈動電流印加手段は、前記脈動電流の前記電流変化率が所定の範囲内になるように、印加電圧指令の振幅の調整を行うことを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項９】
請求項１において、前記電動機内部の磁極位置を推定する手段が、前記インバータ及び前記制御装置の異常を検知する異常検知処理を行った後に動作する事を特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項１０】
交流電動機に任意の交流を与えるインバータに制御信号を送る制御装置を有する交流電動機の制御装置において、
前記制御装置は、前記電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、
磁極位置推定手段とを有し、
前記脈動電流印加手段の印加電圧指令は、振幅が異なる方形波電圧を順次与え、
前記磁極位置推定手段では、前記脈動電流の正側，負側のそれぞれに対して前記脈動電流の少なくとも１つの電流値を観測し、前記交流電動機の磁極位置を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記少なくとも２つの電流値に基づいて電流変化率を求め、前記電流変化率に基づいて前記交流電動機の磁極位置を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項１２】
請求項１０において、
前記インバータはキャリアを用いたパルス幅変調制御を行うものとし、
前記振幅が異なる方形波電圧は、キャリア周期の２以上の整数倍周期であることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項１３】
請求項１０において、
前記脈動電流の少なくとも１つの電流値を観測するのは、前記脈動電流の正側および負側の最大値付近のみを観測することを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項１４】
請求項１において、
前記脈動電流を、任意の２つ以上の位相軸上に与えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項１５】
請求項１０において
前記振幅が異なる２つの方形波電圧を、制御装置の推定磁束軸であるｄｃ軸及び該ｄｃ軸に直交するｑｃ軸上双方に所定の期間ずつ与えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記振幅が異なる２つの方形波電圧を、第一の方形波電圧及び第二の方形波電圧とし、
前記ｄｃ軸上に前記第一の方形波電圧を与える期間ｄ１，前記ｄｃ軸上に前記第二の方形波電圧を与える期間ｄ２，前記ｑｃ軸上に前記第一の方形波電圧を与える期間ｑ１，前記ｑｃ軸上に前記第二の方形波電圧を与える期間ｑ２とすると、
電圧を与える期間の順序が、前記期間ｄ１，前記期間ｄ２，前記期間ｑ１，前記期間ｑ２であること、又は、電圧を与える期間の順序が、前記期間ｄ１，前記期間ｑ１，前記期間ｄ２，前記期間ｑ２であることを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項１７】
請求項１０において、
前記与える電圧の振幅を設定し、または変更するための、電流振幅差演算手段を有することを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項１８】
請求項１１において、
脈動電流印加手段は、前記脈動電流の前記電流変化率が所定の範囲内になるように、印加電圧指令の振幅の調整動作を行うことを特徴とした交流電動機の駆動システム。
【請求項１９】
請求項１０において、前記電動機内部の磁極位置を推定する手段が、前記インバータ及び前記制御装置の異常を検知する異常検知処理を行った後で動作する事を特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項２０】
交流電動機に任意の交流を印加するインバータに制御信号を送る制御装置を備えた交流電動機の制御装置において、
前記制御装置は、前記電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、
磁極位置推定手段とを有し、
前記脈動電流印加手段の印加電圧指令は、階段波電圧を与え又は振幅が異なる方形波電圧を順次与え、
前記交流電動機の磁極位置を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２１】
交流電動機と、交流電動機に任意の交流を印加するインバータと、前記インバータに制御信号を送る制御装置を有する交流電動機システムにおいて、
前記制御装置は、前記交流電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、
磁極位置推定手段とを有し、
前記磁極位置推定手段では、前記脈動電流の正側，負側のそれぞれに対して、前記脈動電流の少なくとも２つの電流値を観測し、前記交流電動機の磁極位置を推定することを特徴とする交流電動機システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気角位置を検出するセンサを用いずに電動機制御を実現する交流電動機の制御装置及び交流電動機システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機を電気角位置の検出なしに制御する手法は、例えば、特開２００２−７８３９２号公報（以下、文献１）があり、同期電動機内部の磁極位置推定方法に関するものである。
【０００３】
又、特開２００１−９５２１５号公報（以下、文献２）で述べられている様なＰＭモータ固定子の部分的な飽和が影響する場合がある。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−７８３９２号公報
【特許文献２】
特開２００１−９５２１５号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
文献１は、同期電動機に対し、直交する２つの軸方向に電圧パルスを印加して、夫々の軸方向に発生する電流パルスの振幅を検出し、それを基に磁極位置を推定する。この手法では、発生する電流と推定磁極位置との関係を近似特性で与えることで、電圧パルスの印加回数と推定精度とを両立させている。
【０００６】
しかしながら、文献１では、磁気飽和による前記電流の脈動成分の変化について、次の様な仮定をしている。図１４は文献１が仮定する、永久磁石磁束φｍ  と発生する電流Ｉｄｃとの関係を示すもので、夫々（ａ）ｄｃ軸と電動機内部の永久磁石磁束φｍ  の方向、（ｂ）前記電流Ｉｄｃと一次磁束φ１ｄの関係の模式図、（ｃ）電流Ｉｄｃの波形、であり、同図（ａ）の様に、電圧パルスを印加するｄｃ軸が、電動機内部の永久磁石磁束φｍ  の方向に一致するとした。前記電流Ｉｄｃと前記永久磁石磁束φｍ  の方向が一致する時、前記電流Ｉｄｃによる磁束と該永久磁石磁束φｍ  の方向が一致し、電動機の鉄心の磁気飽和を強める方向に働く。この時のインダクタンスＬｄｓ０  は、前記電流Ｉｄｃと前記永久磁石磁束φｍ  の方向が逆の場合のインダクタンスＬｄ０に対して相対的に小さくなり、前記電流Ｉｄｃは、同図（ｃ）の様に変化する。
【０００７】
ところが、文献２で述べられている様なＰＭモータ固定子の部分的な飽和が影響する場合、前記電流Ｉｄｃの大きさによっては、この仮定が必ずしも成り立たなくなり、磁極位置の推定誤差が大きくなる可能性がある。この部分的な飽和その影響はＰＭモータの構造にも依存し、電流Ｉｄｃを大きくすれば相対的に下げられるが、電動機を駆動するコントローラの制約を受ける可能性がある。
【０００８】
本発明の目的は、磁極位置を精度良く推定できる交流電動機の制御装置及び交流電動機システムを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の一つの特徴は、交流電動機に任意の交流を印加するインバータに制御信号を送る制御装置を有する交流電動機の制御装置において、前記制御装置は、前記交流電動機に対して脈動電流を与える脈動電流印加手段と、磁極位置推定手段とを有し、前記磁極位置推定手段では、前記脈動電流の正側，負側のそれぞれに対して、前記脈動電流の少なくとも２つの電流値を観測し、前記交流電動機の磁極位置を推定することである。
【００１０】
なお、本発明のその他の特徴は本願特許請求の範囲に記載のとおりである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に本発明の第１の実施形態であるシステム構成図を示す。本システムは、電動機を制御する制御装置１，電動機を駆動するインバータ２および三相交流電動機３からなり、制御装置１内で、電動機３内部の磁束の推定軸であるｄｃ軸を持ち、この軸に対して電圧変化を与える手段と、前記電動機に流れる電流を観測する手段とを備え、該電流の観測値に含まれる脈動成分に対し、該脈動成分の正側、ならびに負側の通流時間に基づき、前記電動機内部の磁極位置を推定する。
【００１２】
具体的には、電動機３の電流を検出する電流検出器４，電流検出値を制御装置の回転座標軸ｄｃｑｃ軸へ座標変換するｄｑ変換器５，電動機３の速度あるいはトルクを制御するベクトル制御器６，電動機３の電気角周波数ω１  を積分し、電気角位置（位相）θｄｃを演算する積分器７，ｄｃｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊  を、三相交流の電圧指令に座標変換するｄｑ逆変換器８，三相電圧指令に基づいて、インバータ２を制御するためのパルスを発生させるＰＷＭ発生器９，信号を加算する加算器１０，脈動電流を発生させるための電圧信号を与える脈動電流印加手段１１，特徴部分である軸誤差（電動機内部と制御器内での磁極位置の誤差）Δθを演算する磁極位置推定手段１２，軸誤差Δθに基づき、制御器内の電気角位置θｄｃを補正する補正ゲイン１３，前記磁極位置推定手段に基づいて制御機内での磁極位置を補正するための加算器１４、よりなる。
【００１３】
次に、本実施形態の動作原理を説明する。ベクトル制御器６において、電動機３の速度、あるいはトルクを制御するための制御演算を行う。電流検出器４で検出された三相交流電流は、座標変換器により、制御器内部の回転座標軸ｄｃｑｃ軸上の値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに変換される。電動機の磁極が存在する方向の成分をＩｄｃ、それと直交する成分をＩｑｃとし、それぞれが所定の値になるように、ベクトル制御器６において、電動機３への印加電圧Ｖｄｃ０＊，Ｖｑｃ０＊の値が演算され出力される。これらの電圧指令は、再び三相交流量に変換され、ＰＷＭ発生器９において、インバータ２をスイッチング動作させるためのパルス信号へと変換される。インバータ２は、ＰＷＭ発生器９の信号により駆動され、制御装置１で演算された電圧指令に相当する電圧を、電動機３に印加する。
【００１４】
電動機３の磁極の位相θ（位置）が磁極位置検出器から直接検出できる場合は、その検出位相に基づいて三相の検出電流を座標変換することができるので、励磁電流成分Ｉｄｃとトルク電流成分Ｉｑｃが得られる。ベクトル制御器６はこれら二つの電流成分を独立に制御するもので、内部に電動機３の速度やトルクを所望の値にするためのトルク電流指令，励磁電流指令が存在し、それらに検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃが一致するように、電圧指令Ｖｄｃ０＊，Ｖｑｃ０＊の値を変化させる。
【００１５】
上記のように、ベクトル制御を行うには、電動機内部の磁極位置を検出する必要がある。本発明による電動機駆動システムでは、磁極位置検出器（センサ）を用いずに、電動機内部の磁極位置を検出するものである。
【００１６】
次に、本実施例の特徴部分である、磁極位置推定手段について説明する。
【００１７】
図２に磁極位置推定手段１２の構成例を示し、図３には脈動電流印加手段１１が印加電圧指令Ｖｈｄ＊  を与えた時の、磁極位置推定手段１２の動作を示す。尚、ここで前記三相交流電動機３は停止状態で、また初期状態では、ｄｃ軸位相は前記三相交流電動機３の固定子Ｕ相にあると仮定し、またインバータ出力はパルス幅変調されるものとする。ここで図３（ａ）はＰＷＭ三角波キャリアであり、制御系の演算周期はキャリア半周期であるとする。
【００１８】
本実施形態では、図３（ｂ）の印加電圧指令Ｖｈｄ＊  は、ＰＷＭ三角波キャリアの２倍周期を持つ方形波電圧とする。この時、制御系演算一周期分としてＰＷＭ三角波キャリア半周期遅れて、Ｖｈｄ＊を２相３相変換した各相電圧指令Ｖｈｕ＊，Ｖｈｖ＊，Ｖｈｗ＊は図３（ｂ−２）と図３（ｂ−３）に示す様になり、更にこれをパルス幅変調した各相電圧が、図３（ｃ），図３（ｄ），図３（ｅ）に示すように出力される。
【００１９】
この電圧出力により、三相交流電動機には脈動電流が生ずる。図３（ｆ）は座標変換器で得られたｄｃ軸電流Ｉｄｃである。電流値の検出は、同図中の黒丸で示すタイミングで行う。この時、正側の半波についてΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｐ２、負側の半波についてΔＩｄｃｎ１とΔＩｄｃｎ２、という、電流極性毎に２つずつの絶対値の異なる電流値を得る。
【００２０】
該電流値について、遅延器１２１と減算器１２２により、一階差分値ΔＩｄｃを演算する。減算器１２２の出力である一階差分値ΔＩｄｃを図３（ｇ）に示す。ここでは、電流検出一周期分の演算遅れが生じる。この一階差分値ΔＩｄｃから絶対値演算器１２３により、その絶対値｜ΔＩｄｃ｜が求められる。他方、電流極性演算器１２４は、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  に基づいて、発生したｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性を示す電流極性信号Ｓｐ  を求める。このＳｐ  は、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  に対し、パルス幅変調された電圧が出力されるための制御系演算一周期分の遅れ時間、一階差分値ΔＩｄｃを演算するための電流検出一周期分の遅れ時間、図３（ｆ）に示す脈動電流の一周期の４分の１に相当する遅れ時間、の合計に相当する遅れ時間を持つ信号と、同じタイミングで変化する方形波信号とすればよい。本実施例の場合、前記電流極性信号Ｓｐ  は、図３（ｈ）に示す様に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  に対して、電流検出１周期分遅らせ、極性を反転すれば求められる。
【００２１】
電流変化量演算手段１２５では、次式（１）に示す｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜を、以下の手順に従って演算する。
【００２２】
【数１】
2005020918.tif 000003
まず、前記電流極性信号Ｓｐ  を、前記絶対値｜ΔＩｄｃ｜に乗ずる。その結果、図３（ｉ）に示す様に、｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜を含む信号となる。次に、図３（ｉ）中に黒三角で示すタイミングの値を抽出する。前記黒三角で示すタイミングは、前記電流極性信号Ｓｐ  の極性が変化するタイミングの真中とすればよい。磁極位置推定手段１２では、この｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜に基づいて、軸誤差Δθを演算する。
【００２３】
次に、本実施形態での磁極位置推定の動作原理を説明する。図４は電動機内部の永久磁石と発生するｄｃ軸電流Ｉｄｃとの関係を示すもので、夫々（ａ）ｄｃ軸と電動機内部の永久磁石磁束φｍ  の方向、（ｂ）前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃと一次磁束φ１ｄの関係の模式図、（ｃ）ｄｃ軸電流Ｉｄｃの波形、である。以下、同図（ａ）の様に、ｄｃ軸が電動機内部の永久磁石磁束φｍ  の方向に一致するとした。
【００２４】
前記永久磁石磁束φｍ  の影響により、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃは、その極性に対して非対称に変化する。これは前記永久磁石磁束φｍ  により、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性に対して、インダクタンス（Ｌ∝ｄＩ／ｄｔ）が変化するためである。ここで、前記インダクタンスをｄｃ軸正方向についてＬｄｓ０、ｄｃ軸負方向についてＬｄ０とすると、Ｌｄｓ０＜Ｌｄ０である。
【００２５】
一方、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃが小さい場合、例えば電動機の固定子構造等の影響を受け、前記インダクタンスはｄｃ軸正方向についてＬｄｓ１、ｄｃ軸負方向についてＬｄｓ２となる。尚、本図ではＬｄ０＞Ｌｄｓ２，Ｌｄｓ１＞Ｌｄｓ０を仮定している。
【００２６】
この時、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃが小さい時（ΔＩｄｃｎ１＜Ｉｄｃ＜ΔＩｄｃｐ１）、Ｉｄｃは、ｄｃ軸正方向ではＬｄｓ１、ｄｃ軸負方向ではＬｄｓ２に従って変化し、一方、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃが大きくなった（Ｉｄｃ＜ΔＩｄｃｎ１またはΔＩｄｃｐ１＜Ｉｄｃ）時は、Ｉｄｃは、ｄｃ軸正方向ではＬｄｓ０、ｄｃ軸負方向ではＬｄ０に従って変化する。
【００２７】
軸誤差Δθの推定には、前記インダクタンスの内、Ｌｄｓ０  とＬｄ０の情報が必要だが、実際に検出されるｄｃ軸電流Ｉｄｃの大きさΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２は、夫々Ｌｄｓ０とＬｄｓ１，Ｌｄ０  とＬｄｓ２、の影響を含む。発生するｄｃ軸電流Ｉｄｃの波形と、検出される電流値ΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｎ１，ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２の関係は、図４（ｃ）の様になる。そこで、（｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜の式）に従って、｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜を求めると、それぞれ、｜ΔＩｄｃｐ′｜はＬｄｓ０  に、｜ΔＩｄｃｎ′｜はＬｄ０に従って変化した、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの成分となり、前記永久磁石磁束φｍによるインダクタンスの変化の影響を、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの変化として抽出できる。
【００２８】
ところで、｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜と、軸誤差Δθについては、例えば次式（２）の様な近似特性を適用すればよい。
【００２９】
【数２】
2005020918.tif 000004
この近似特性を用いる場合、推定可能な軸誤差Δθは±π／２以内の範囲となる。
【００３０】
本実施形態によれば、電動機の固定子構造等によるインダクタンス変化の影響を受けずに、軸誤差Δθの推定精度を高めることが可能となる。
【００３１】
（実施例２）
ところで本発明の第１の実施形態においては、電流値の検出タイミングは、図３に示す様に前記ＰＷＭ三角波キャリアのピーク値並びに中間値とする必要があるが、ＰＷＭ三角波キャリアの中間値のタイミングを生成するには、ソフトウェア処理が複雑になることがある。
【００３２】
そこで、本発明の第２の実施形態では、全体のシステム構成は図１と同一の構成とし、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊について、図５（ｂ）に示す様に、周期をＰＷＭ三角波キャリア周期の４倍とする。また、前記磁極位置推定手段１２の動作は、前記電流極性信号Ｓｐ  がＶｈｄ＊  の極性を反転したものとなることを除き、第１の実施形態と同一である。この時、電流値の検出タイミングは、図５（ｆ）中で黒丸で示す様にＰＷＭ三角波キャリアがピーク値となるタイミングと一致する。従って、本実施形態によればＰＷＭ三角波キャリアがピーク値となるタイミングで電流を検出すればよく、前記電流値の検出タイミングの生成が容易になる。
【００３３】
更に、本実施形態においてＶｈｄ＊  の周期をＰＷＭ三角波キャリア周期の２ｎ倍（ｎは２以上の整数）とすれば、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの周期は、ＰＷＭ三角波キャリア半周期の４ｎ倍となるので、ＰＷＭ三角波キャリアのピーク値のタイミングで電流値を検出する事で、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの正側，負側夫々に対して、絶対値の異なる最大ｎ個の電流値を得る事ができる。
【００３４】
（実施例３）
本発明の第３の実施形態では、全体のシステム構成は図１と同一の構成で、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  について、図６（ｂ）の様に、前記ＰＷＭ三角波キャリアの４倍の周期とし、更に、振幅がＶｈｄ１とＶｈｄ２の２段階で変化する階段波とする。例えば、Ｖｈｄ＊  の振幅の平均値（Ｖｈｄ１＋Ｖｈｄ２）／２は一定値としてＶｈｄ１  とＶｈｄ２  の値を変化させると、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃのピーク値ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２は一定としたままで、ΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｎ１の値を変化させる事が可能になる。本発明の第２の実施形態においては、ΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｎ１は、本実施形態におけるＶｈｄ１＝Ｖｈｄ２の時の値になる。しかし本実施形態ではＶｈｄ１とＶｈｄ２の比を任意に選べるので、ｄｃ軸電流Ｉｄｃのピーク値ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２を変えずに、ΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｎ１を、固定子構造等のインダクタンス変化を受けない様に設定できる。
【００３５】
従って、本実施形態によれば、ｄｃ軸電流Ｉｄｃを増やすことなく、軸誤差Δθの推定精度を高めることが可能となる。
【００３６】
また第２の実施形態の場合と同様に、Ｖｈｄ＊  の周期をＰＷＭ三角波キャリア周期の２ｎ倍（ｎは２以上の整数）とする事で、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの正側，負側夫々に対して、絶対値の異なる最大ｎ個の電流値を得る事ができる。
【００３７】
（実施例４）
本発明の第４の実施形態では、全体のシステム構成は図１と同一の構成で、磁極位置推定動作は、図７に示す様に２つのフェーズ（それぞれ第１フェーズ，第２フェーズとする）に分けて実施し、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  は、それぞれの振幅が異なる２つの方形波電圧を順次与える。即ち図７（ｂ）の様に、振幅は、前記第１フェーズでＶｈｄ１′、前記第２フェーズでＶｈｄ２′とし、周期は、どちらのフェーズでも前記ＰＷＭ三角波キャリア周期の２倍とする。前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの検出タイミングは、図７（ｆ）に黒丸で示す様に、前記ＰＷＭ三角波キャリアのピークで行う。この時、前記第１フェーズではΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１が、前記第２フェーズではΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２が、検出される電流値となる。
【００３８】
本実施形態では、図７（ｉ）に示す様に、前記絶対値｜ΔＩｄｃ｜に前記電流極性信号Ｓｐ  を乗じた結果には、前記｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜の情報は含まれないが、夫々のフェーズに於ける前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの最大値であるΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｎ１，ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２が判る。そのため、前記電流変化量演算手段１２５の動作は次の様にする。即ち、前記電流変化量演算手段１２５は、前記絶対値｜ΔＩｄｃ｜に前記電流極性信号Ｓｐ  を乗じた結果として、前記第１フェーズでΔＩｄｃｐ１及びΔＩｄｃｎ１を、前記第２フェーズでΔＩｄｃｐ２及びΔＩｄｃｎ２を、夫々求め、前記第１フェーズと前記第２フェーズの両方が終了した後で、前記｜ΔＩｄｃｐ′｜及び｜ΔＩｄｃｎ′｜を求める。
【００３９】
本実施形態では、Ｖｈｄ１′，Ｖｈｄ２′を独立で設定できるので、ｄｃ軸電流Ｉｄｃのピーク値ΔＩｄｃｐ２とΔＩｄｃｎ２を変えずに、ΔＩｄｃｐ１とΔＩｄｃｎ１を、固定子構造等のインダクタンス変化を受けない様に設定することで、ｄｃ軸電流Ｉｄｃを増やすことなく、軸誤差Δθの推定精度を高めることが可能となる。また、ΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｎ１は前記第１フェーズの、ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２は前記第２フェーズの、それぞれにおける、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの正側と負側のピーク値と等しい。従って、一階差分値の演算を行わずに、夫々のフェーズにおける正側と負側の検出値をΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｎ１，ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２として、数式（１）よりΔＩｄｃｐ′とΔＩｄｃｎ′を求めることもでき、この場合は演算処理の簡略化が図れる。
【００４０】
第１から第４の実施形態では、印加電圧指令Ｖｈｄ＊は、１つの位相軸（ｄｃ軸）の正側と負側に変化する方形波電圧として与えるとした。この場合は、磁極位置の推定は電気角で±π／２の範囲のみ可能で、±πの推定誤差が本質的に存在する。従って、磁極位置の推定を電気角で±πの範囲で実現するためには、前述の位相軸を複数用いる必要がある。
【００４１】
（実施例５）
本発明の第５の実施形態に於けるシステム構成を図８に示す。図１に対して、前記脈動電流印加手段１１が、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  と同時に電圧変化を与えるｄｃ軸位相の指令値θｄｃ＿ｉｎｉを出力すること、前記加算器１４の入力に、θｄｃ＿ｉｎｉが追加されたことが異なる。この構成により、θｄｃ＿ｉｎｉを操作する事で、電動機の任意の位相に電圧変化を与えられる。
【００４２】
図９は、本実施形態における前記磁極位置推定手段１２の構成図で、図１０は、前記脈動電流印加手段１１が前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  を与えた時の、前記磁極位置推定手段１２の動作を示す説明図である。本実施形態では、図７（ｊ）に示す様に、前記電圧変化を与えるｄｃ軸位相の指令値θｄｃ＿ｉｎｉを９０°変更して、電圧変化を直交する２方向に対して与える事とする。また、θｄｃ＿ｉｎｉが０°と９０°それぞれの状態に於いて、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  は、第４の実施形態と同様に、周期が前記ＰＷＭ三角波キャリア周期の２倍で、それぞれの振幅が異なる２つの方形波電圧を順次与えるとする。この時、θｄｃ＿ｉｎｉが０°で振幅がＶｈｄ１′となるＶｈｄ＊を印加する期間をフェーズｄ１、θｄｃ＿ｉｎｉが０°で振幅がＶｈｄ２′となるＶｈｄ＊を印加する期間をフェーズｄ２、θｄｃ＿ｉｎｉが９０°で振幅がＶｈｄ１′となるＶｈｄ＊を印加する期間をフェーズｑ１、θｄｃ＿ｉｎｉが９０°で振幅がＶｈｄ２′となるＶｈｄ＊を印加する期間をフェーズｑ２、とする。
【００４３】
前記フェーズｄ１に於いては、まず処理開始時に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  の振幅をＶｈｄ１′  、前記電圧変化を与えるｄｃ軸位相の指令値θｄｃ＿ｉｎｉを０°とする。その後、前記脈動電流印加手段１１は、Ｖｈｄ＊  を設定周期だけ印加する。図１０では、前記設定周期は２となる。この時、制御系演算一周期分としてＰＷＭ三角波キャリア半周期遅れて、Ｖｈｄ＊  をパルス幅変調した各相電圧が、図１０（ｃ），図１０（ｄ），図１０（ｅ）に示すように出力される。この電圧出力により発生する前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃを図１０（ｆ）に示す。電流値の検出は同図中の黒丸で示すタイミングで行い、正側の半波についてΔＩｄｃｐ１、負側の半波についてΔＩｄｃｎ１という電流値を得る。該電流値について、前記遅延器１２１と前記減算器１２２から演算される前記一階差分値ΔＩｄｃは図１０（ｇ）に示す様になり、ΔＩｄｃを前記絶対値演算器１２３により、その絶対値｜ΔＩｄｃ｜を得る。他方、前記電流極性演算器１２４は、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊に基づいて、前記電流極性信号Ｓｐ  を求める。本実施形態に於ける特徴部分である、電流振幅差演算手段１２７は、振幅Ｖｈｄ１′  の方形波電圧をθｄｃ＿ｉｎｉ＝０°の方向へ印加した時に発生するＩｄｃの、正極性への振幅ΔＩｄｃｐ１と負極性への振幅ΔＩｄｃｎ１との振幅差の積算値ＰＦｄ＿ｏｆｆを求める。
【００４４】
【数３】
2005020918.tif 000005
この積算値の算出後、前記フェーズｄ２へ移行する。
【００４５】
前記フェーズｄ２に於いては、処理開始時に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  の振幅をＶｈｄ２′  、前記電圧変化を与えるｄｃ軸位相の指令値θｄｃ＿ｉｎｉを０°とする。その後、前記脈動電流印加手段１１は、Ｖｈｄ＊  を設定周期だけ印加する。前記フェーズｄ１と同様にＶｈｄ＊  によって前記各相電圧が出力され、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃが発生する。前記フェーズｄ１と異なるのは検出される電流値で、正側の半波についてΔＩｄｃｐ２、負側の半波についてΔＩｄｃｐ２となる。この前記フェーズｄ２では、前記電流振幅差演算手段１２７は、振幅Ｖｈｄ２′  の方形波電圧をθｄｃ＿ｉｎｉ＝０°の方向へ印加した時に発生するＩｄｃの、正極性への振幅ΔＩｄｃｐ２と負極性への振幅ΔＩｄｃｎ２との振幅差の積算値ＰＦｄ＿ｓｉｇを求める。
【００４６】
【数４】
2005020918.tif 000006
この積算値の算出後、前記フェーズｑ１へ移行する。
【００４７】
前記フェーズｑ１に於いては、処理開始時に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  の振幅をＶｈｄ１′  、前記電圧変化を与えるｄｃ軸位相の指令値θｄｃ＿ｉｎｉを９０°とする。その後、前記脈動電流印加手段１１は、Ｖｈｄ＊  を設定周期だけ印加する。前記フェーズｄ１と同様にＶｈｄ＊  によって前記各相電圧が出力され、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃが発生する。前記フェーズｄ１と異なるのは検出される電流値で、正側の半波についてΔＩｑｃｐ２、負側の半波についてΔＩｑｃｐ２となる。この前記フェーズｄ２では、前記電流振幅差演算手段１２７は、振幅Ｖｈｄ１′  の方形波電圧をθｄｃ＿ｉｎｉ＝９０°の方向へ印加した時に発生するＩｄｃの、正極性への振幅ΔＩｑｃｐ１と負極性への振幅ΔＩｑｃｎ１との振幅差の積算値ＰＦｑ＿ｏｆｆを求める。
【００４８】
【数５】
2005020918.tif 000007
この積算値の算出後、前記フェーズｑ２へ移行する。
【００４９】
前記フェーズｑ２に於いては、処理開始時に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  の振幅をＶｈｄ２′  、前記電圧変化を与えるｄｃ軸位相の指令値θｄｃ＿ｉｎｉを９０°とする。その後、前記脈動電流印加手段１１は、Ｖｈｄ＊  を設定周期だけ印加する。前記フェーズｄ１と同様にＶｈｄ＊  によって前記各相電圧が出力され、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃが発生する。前記フェーズｄ１と異なるのは検出される電流値で、正側の半波についてΔＩｑｃｐ２、負側の半波についてΔＩｑｃｐ２となる。この前記フェーズｄ２では、前記電流振幅差演算手段１２７は、振幅Ｖｈｄ１′の方形波電圧をθｄｃ＿ｉｎｉ＝９０°の方向へ印加した時に発生するＩｄｃの、正極性への振幅ΔＩｑｃｐ２と負極性への振幅ΔＩｑｃｎ２との振幅差の積算値ＰＦｑ＿ｓｉｇを求める。
【００５０】
【数６】
2005020918.tif 000008
以上の様にして得られたＰＦｄ＿ｏｆｆ，ＰＦｄ＿ｓｉｇ，ＰＦｑ＿ｏｆｆ，ＰＦｑ＿ｓｉｇは、次の様な関係がある。まず、ＰＦｄ＿ｏｆｆ，ＰＦｄ＿ｓｉｇについては、
【００５１】
【数７】
2005020918.tif 000009
またＰＦｑ＿ｏｆｆ，ＰＦｑ＿ｓｉｇは、前記脈動電流印加手段１１による電圧変化が９０°変化した時のＰＦｄ＿ｏｆｆ，ＰＦｄ＿ｓｉｇである。従って、第１の実施形態に於ける近似特性式（１）を仮定すると、
【００５２】
【数８】
2005020918.tif 000010
【００５３】
【数９】
2005020918.tif 000011
より、磁極位置推定手段１２では、次式に基づいて前記軸誤差Δθを推定する。
【００５４】
【数１０】
2005020918.tif 000012
【００５５】
この式（１０）によれば、Δθは±πの範囲で推定できる。
【００５６】
本実施形態では、前記脈動電流印加手段１１による電圧変化を、直交する２つの方向に与えられる様にしたことで、電気角で±πの範囲で磁極位置推定が可能となる。
【００５７】
尚、本実施形態では前記フェーズｄ１，前記フェーズｄ２，前記フェーズｑ１，前記フェーズｑ２の順で前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  による電圧変化を与えるとしたが、これらフェーズの順番を任意に変更しても、同様の手順で磁極位置推定演算が可能である。
【００５８】
また、ΔＩｄｃｐ１のΔＩｄｃｎ１は前記フェーズｄ１の、ΔＩｄｃｐ２とΔＩｄｃｎ２は前記フェーズｄ２の、ΔＩｑｃｐ１とΔＩｑｃｎ１は前記フェーズｑ１の、ΔＩｑｃｐ２とΔＩｑｃｎ２は前記フェーズｑ２の、それぞれにおける、前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃの正側と負側の最大値である。従って、一階差分値の演算を行わずに、夫々のフェーズにおける正側と負側の検出値をΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｎ１，ΔＩｄｃｐ２，ΔＩｄｃｎ２，ΔＩｑｃｐ１，ΔＩｑｃｎ１，ΔＩｑｃｐ２，ΔＩｑｃｎ２として、数式（３）〜（６）を適用することで、演算処理の簡略化が図れる。
【００５９】
（実施例６）
本発明の第６の実施形態に於けるシステム構成を図１１に示す。
【００６０】
本実施形態の特徴部分である電圧設定変更手段１５は、前記制御装置１内に在るか、または前記制御装置の外部に在って、且つ前記制御装置１とは通信手段が確保されている。前記電圧設定変更手段１５は、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  についてその振幅や周期が入力されると、その入力結果を前記脈動電流印加手段１１に受け渡す様に動作する。前記脈動電流印加手段１１は、受け渡された前記入力結果に合う様に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  を変更する。これにより、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  を外部から変更できる機能が実現できる。
【００６１】
また、本実施形態に於ける、前記磁極位置推定手段１２の構成を図１２に示す。前記電流振幅差演算手段１２７は、ＰＦｄ＿ｏｆｆ，ＰＦｄ＿ｓｉｇ，ＰＦｑ＿ｏｆｆ，ＰＦｑ＿ｓｉｇを演算すると同時にそれぞれを所定値と比較する。ＰＦｄ＿ｏｆｆ，ＰＦｄ＿ｓｉｇ，ＰＦｑ＿ｏｆｆ，ＰＦｑ＿ｓｉｇ  の全てが所定値より小さい場合は、前記永久磁石磁束φｍ  の影響が前記ｄｃ軸電流Ｉｄｃに充分現れていないために、前記軸誤差Δθの推定が適切に行えないと判定し、電圧調整指令信号を前記脈動電流印加手段１１へ出力する。前記脈動電流印加手段１１は、電圧調整指令信号が入った場合は、次回から前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  の振幅を所定の割合だけ増加させる。本構成により、前記軸誤差Δθの推定が適切に行われる様に、前記印加電圧指令Ｖｈｄ＊  を自動的に調節する機能が実現できる。
【００６２】
（実施例７）
本発明の第７の実施形態に於ける、前記制御装置１の動作フローを図１３に示す。
【００６３】
前記制御装置１に対して、システムの起動指令が入力されると、まずインバータ起動時処理２０１が実行され、終了後に前記制御装置１はモータ運転開始指令判定処理２０２を実行し、モータ運転開始待ち状態となる。
【００６４】
そして、モータ運転開始の指令が、前記制御装置１に入力されると、本実施形態の特徴であるシステム異常診断処理２０３を実施する。該システム異常診断処理２０３では、前記インバータ２の出力回路短絡や地絡、断線といった故障や、入力電圧の過大や過少等の異常状態、或いは前記制御装置１自身の故障等を検出する。前記システム異常診断処理２０３の終了後、システム異常状態判定処理２０４で、異常が検出された場合には、システム異常時処理２０５へ移行する。異常が検出されていなければ、初期磁極位置推定処理２０６として、例えば第１から第５の何れかの実施形態で述べた方法で前記軸誤差Δθの初期値を推定した後、モータの運転を開始する。
【００６５】
前記システム異常診断処理２０３並びに前記システム異常状態判定処理２０４が無かった場合は、システムに何らかの異常が発生してもモータ運転動作が行われてしまう。この時、例えば前記電流検出器４で異常が発生した場合は、前記初期磁極位置推定処理２０６が適切に前記軸誤差Δθを推定できず、更に、第６の実施形態に於ける前記印加電圧Ｖｈｄ＊  を自動的に調節する機能が、誤動作する恐れがあるが、本実施形態の構成にする事で、本発明による磁極位置推定方法の確度を上げることができる。
【００６６】
これより、本発明は、電動機を制御する制御装置内で磁極位置を検出し、ベクトル制御を行うことを目的とし、本発明の磁極位置の検出は、前記電動機の推定磁束軸であるｄｃ軸の電圧指令に対して電圧変化を与え、前記電動機に流れる電流を前記ｄｃ軸上で観測し、前記ｄｃ軸で観測された電流値に含まれる脈動成分に対して、該脈動成分の正側および負側に分離して、それぞれについて絶対値の異なる２つ以上の電流値を検出し、該絶対値の異なる２つ以上の電流値を検出に基づいて、前記電動機内部の磁極位置を推定する。
【００６７】
前記絶対値の異なる２つ以上の電流値の検出は、一つの脈動成分の波形について実施すれば良いが、前記ｄｃ軸に与える電圧変化を２種類以上与え、それぞれについて１つずつの電流値を検出しても良い。
【００６８】
また、前記ｄｃ軸を動かして、２つ以上の方向に対して前記電圧変化を与えることで、極性を含めた磁極位置が検出可能になる。
【００６９】
また、ｄｃ軸の電圧指令に対して与える電圧変化について、外部からの設定機能や、制御装置内部での自動調整機能を持つことで、前記電動機が変更された場合にも磁極位置が検出できるようにする。
【００７０】
また、制御装置に異常検出機能を持たせることで、前記自動調整機能を含めた磁極位置の検出動作の誤動作を防止する。
【００７１】
以上により、本発明の交流電動機駆動システムによれば、電動機に電圧変化を印加して、それに伴い発生する電流脈動成分の正側、及び負側について観測される、絶対値の異なる２値以上の電流値から演算される電流変化率に基づき、前記電動機内部の磁極位置を推定できる。
【００７２】
また、前記電動機の磁気飽和による脈動成分の変化を利用し、更にこの脈動成分のうち、電動機の構造に依存して発生する成分を取り除けるので、電動機の構造によらず適用でき、脈動電流の振幅を増やさずに、磁極位置の推定精度を高められる。
【００７３】
また、前記電圧変化について、外部からの設定機能や、制御装置内部での自動調整機能を持つことで、前記電動機が変更された場合にも磁極位置が検出でき、制御装置に異常検出機能を持たせることで、前記自動調整機能を含めた磁極位置の検出動作の誤動作を防止できる。
【００７４】
なお、交流電動機と、交流電動機に任意の交流を与えるインバータと、インバータに制御信号を送る制御装置とを有するシステムを交流電動機システムという。
【００７５】
【発明の効果】
本発明によれば、磁極位置を精度良く推定できる交流電動機の制御装置及び交流電動機システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例によるシステム構成図。
【図２】本発明の第１の実施例による磁極位置推定手段の構成図。
【図３】本発明の第１の実施例における制御装置の動作の説明図。
【図４】磁極軸と推定軸が一致している場合の磁気飽和と電流リプルの関係を示す図。
【図５】本発明の第２の実施例における制御装置の動作の説明図。
【図６】本発明の第３の実施例における制御装置の動作の説明図。
【図７】本発明の第４の実施例における制御装置の動作の説明図。
【図８】本発明の第５の実施例によるシステム構成図。
【図９】本発明の第５の実施形態による磁極位置推定手段の構成図。
【図１０】本発明の第５の実施例における制御装置の動作の説明図。
【図１１】本発明の第６の実施例によるシステム構成図。
【図１２】本発明の第６の実施例による磁極位置推定手段の構成図。
【図１３】本発明の第７の実施例における制御装置の動作の説明図。
【図１４】従来技術で仮定する、磁極軸と推定軸が一致している場合の磁気飽和と電流リプルの関係を示す図。
【符号の説明】
１…制御装置、２…インバータ、３…電動機、４…電流検出器、５…ｄｑ変換器、６…ベクトル制御器、７…積分器、８…ｄｑ逆変換器、９…ＰＷＭ発生器、１０，１４…加算器、１１…脈動電流印加手段、１２，１２６，１２８…磁極位置推定手段、１３…補正ゲイン、１５…電圧設定変更手段、１２１…遅延器、１２２…減算器、１２３…絶対値演算器、１２４…電流極性演算器、１２５…電流変化量演算手段、１２７…電流振幅差演算手段、２０１…インバータ起動時処理、２０２…モータ運転開始指令判定処理、２０３…システム異常診断処理、２０４…システム異常状態判定処理、２０５…システム異常時処理、２０６…初期磁極位置推定処理、ｄｃ軸…推定磁束軸、ｑｃ軸…推定トルク軸、φｍ  …永久磁石磁束、φ１ｄ…一次磁束、Ｉｄｃ，Ｉｑｃ…（夫々ｄｃ軸，ｑｃ軸上の）電流、ω１  …電動機の電気角周波数、θｄｃ…電動機の電気角位置（位相）、Ｖｄｃ０＊，Ｖｑｃ０＊…（夫々ｄｃ軸，ｑｃ軸上の）電圧指令、Ｖｈｄ＊…印加電圧指令、ΔＩｄｃｐ１，ΔＩｄｃｐ２…正側の半波のｄｃ軸電流検出値、ΔＩｄｃｎ１，ΔＩｄｃｎ２…負側の半波のｄｃ軸電流検出値、ΔＩｑｃｐ１，ΔＩｑｃｐ２…正側の半波のｑｃ軸電流検出値、ΔＩｑｃｎ１，ΔＩｑｃｎ２…負側の半波のｑｃ軸電流検出値、Ｓｐ  …電流極性信号、Ｌｄｓ０，Ｌｄ０…（夫々ｄｃ軸正方向，同負方向の）インダクタンス、Ｌｄｓ１，Ｌｄｓ２…（夫々ｄｃ軸正方向，同負方向の）Ｉｄｃが小さい時のインダクタンス、ΔＩｄｃ…一階差分値、Ｖｈｄ１，Ｖｈｄ２，Ｖｈｄ１′，Ｖｈｄ２′…印加電圧指令Ｖｈｄ＊  の振幅、θｄｃ＿ｉｎｉ…ｄｃ軸位相の指令値、ＰＦｄ＿ｏｆｆ，ＰＦｄ＿ｓｉｇ，ＰＦｑ＿ｏｆｆ，ＰＦｑ＿ｓｉｇ…電流振幅差。
【図１】
2005020918.tif 000013
【図２】
2005020918.tif 000014
【図３】
2005020918.tif 000015
【図４】
2005020918.tif 000016
【図５】
2005020918.tif 000017
【図６】
2005020918.tif 000018
【図７】
2005020918.tif 000019
【図８】
2005020918.tif 000020
【図９】
2005020918.tif 000021
【図１０】
2005020918.tif 000022
【図１１】
2005020918.tif 000023
【図１２】
2005020918.tif 000024
【図１３】
2005020918.tif 000025
【図１４】
2005020918.tif 000026