(57)【要約】【課題】  短絡端部での電流集中を低減する。【解決手段】  誘電体基板１１上に中心導体１２とその両側に間隔をおいて地導体１３が形成され、中心導体１２と両側の地導体１３とが短絡端部１４でコプレーナ状態で連結され、中心導体１２の長さＬ１は電気長で４分の１波長とされ、コプレーナ線路型共振器が得られる。特に短絡端部１４が円弧状曲線で凹まされ、中心導体１２及び地導体１３と短絡端部１４との各角部２１が、９０度よりも大きい角度を持つことで、この角部の角点での電流集中が抑止される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
中心導体と、
１組の地導体と、
１組の短絡端部と、
誘電体基板と、からなり
誘電体基板の同一平面上に、中心導体の両側に間隙部を介して地導体が配置され、この間隙部に誘電体が露出され、各短絡端部の一端部が中心導体の一端部と接続され、他端部が地導体の一方と接続されて、複数の角部が形成されるように、コプレーナ状態で配置されているコプレーナ線路型共振器において、
各角部は、その角点で接続され、９０度より大きい誘電体側の角度を持つ２本の縁線から構成されていることを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
【請求項２】
各短絡端部が中心導体との接続部と地導体との接続部とに角部を持ち、これらの角部の間に形成される縁線が、間隙部に露出された誘電体側にあり、短絡端部の内側へ凹んで形成されていることを特徴とする請求項１記載のコプレーナ線路型共振器。
【請求項３】
短絡端部の誘電体側の縁線が、さらに、地導体に切込んで形成されていることを特徴とする請求項１または２記載のコプレーナ線路型共振器。
【請求項４】
各短絡端部の誘電体側の縁線が、少なくとも２本の直線の連結からなり、この２本の直線の交点が短絡端部の内側へ凹んだ位置にあり、この交点の誘電体側の角度は９０度より大であることを特徴とする請求項１乃至３記載のコプレーナ線路型共振器。
【請求項５】
短絡端部の誘電体側の縁線が連続した微分係数を有する曲線形状に形成されていることを特徴とする請求項１乃至３記載のコプレーナ線路型共振器。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載のコプレーナ線路型共振器の複数が誘導性又は容量性結合部を介して順次結合されて上記誘電体基板に形成されたフィルタ構成をもつことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれかに記載の２つのコプレーナ線路型共振器が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両方の共振器が同じ短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
【請求項８】
請求項１〜５のいずれかに記載の２つのコプレーナ線路型共振器が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両方の共振器が異なる短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
【請求項９】
請求項１〜５のいずれかに記載の一つのコプレーナ線路型共振器とコプレーナ入力部又は出力部が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両者が同じ短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
【請求項１０】
請求項１〜５のいずれかに記載の一つのコプレーナ線路型共振器とコプレーナ入力部又は出力部が一つの誘電体基板上に誘導性結合部を介して結合され、両者が異なる短絡端部の縁線形状を持つことを特徴とするコプレーナ線路型共振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は例えば移動通信、固定マイクロ波通信などの送受信の共振器やフィルタに利用され、コプレーナ線路により構成されたコプレーナ線路型共振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のコプレーナ線路型共振器を図１１に示す。なお、以後、このコプレーナ線路型共振器の表現を単に共振器と略して記載することもある。
誘電体基板１１上に中心導体１２ａが形成され、その中心導体１２の両側にそれぞれ間隔ｓをあけて地導体１３ａと１３ａ’が形成され、中心導体１２ａの一端において中心導体１２ａの１方の側２１２ａと地導体１３ａとが短絡端部１４ａで、及び他の側２１２ａ’と地導体１３ａ’とが短絡端部１４ａ’でそれぞれ短絡連結されている。地導体１３ａと１３ａ’の他端は地導体連結部１３ｃｏｎにより連結され、中心導体１２ａの他端は間隔ｇを隔ててこの地導体連結部１３ｃｏｎに対向しており、中心導体１２ａ、地導体１３ａ，１３ａ’、及び短絡端部１４ａ、１４ａ’によりコプレーナ型線路が構成される。なお、短絡端部１４ａ、１４ａ’、地導体連結部１３ｃｏｎは、図では点線でその区別をつけて示してあるが、地導体や中心導体と外見上は一体に形成されている。コプレーナ型線路は中心導体１２ａの幅ｗと、地導体１３ａ及び１３ａ’間の距離ｗ＋２ｓとの比によって特性インピーダンスが決定され、中心導体１２ａ及び地導体１３ａ，１３ａ’、１３ｃｏｎは同一平面上に形成されているため、短絡端部１４ａ，１４ａ’を簡単に形成することができる。つまり、ビアホールを必要とするマイクロストリップ型線路を用いたマイクロ波回路より、コプレーナ型線路を用いたマイクロ波回路の方が設計の自由度が大きく、製造し易い。
なお、このコプレーナ型線路の一例として、誘電体基板１１はｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  ｃｏｎｓｔａｎｔ＝９．６８を持ち、導体材料は超伝導材からなる。誘電体基板１１の厚さＬｃ＝０．５ｍｍ、導体の厚さＬｄ＝０．５μｍ、ｗ＝２１８μｍ、ｓ＝９１μｍとする。
【０００３】
中心導体１２ａの長さＬ１は電気長で４分の１波長であって、本件の場合５ＧＨｚの高周波信号に共振する。以下の説明では地導体１３ａ、１３ａ’及び１３ｃｏｎを総称して地導体１３と、また短絡端部１４ａ及び１４ａ’を総称して短絡端部１４と記載することがある。短絡端部１４はスタブとも云われている。
【０００４】
コプレーナ線路型共振器を複数個縦続接続してコプレーナフィルタを構成できることが例えば非特許文献１、非特許文献２及び非特許文献３に示されている。
図１１に示したコプレーナ線路型共振器から構成したコプレーナフィルタの例を図１２のＡに示す。この例は４個のコプレーナ線路型共振器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ及び１５ｄを共通の誘電体基板１１上で縦続接続した場合であり、共振器１５ａと１５ｂはその短絡端部１４を共通として、詳しくは、共振器１５ａの２つの短絡端部１４ａ、１４ａ’が、共振器１５ｂの２つの短絡端部１４ｂ、１４ｂ’とそれぞれ共通になり、いわゆるｆｏｏｔ−ｔｏ−ｆｏｏｔ  ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ （誘導性結合部）１６ａｂを構成して結合され、共振器１５ｂと１５ｃは中心導体１２ｂ、１２ｃの開放側（短絡端部１４と反対側）端縁を互いに対向接近させたｔｏｐ−ｔｏ−ｔｏｐ  ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ （容量性結合部）１７ｂｃを構成して結合され、共振器１５ｃと１５ｄは短絡端部１４ｃ、１４ｃ’と１４ｄ、１４ｄ’とがそれぞれ共通になりＦｏｏｔ−ｔｏ−ｆｏｏｔ  ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ （誘導性結合部）１６ｃｄを構成して結合されている。つまり容量性結合と誘導性結合とが交互に用いられ、４段の共振器による帯域通過特性のフィルタとされている。これら共振器の直列接続の一端の共振器１５ａの開放端と容量性結合部１７ｉａで結合したコプレーナ線路型入力部１８が、また他端の共振器１５ｄの開放端と容量性結合部１７ｄｏで結合したコプレーナ線路型出力部１９が、誘電体基板１１上に地導体１３を共通にして形成されている。入力部１８及び出力部１９と共振器１５ａ及び１５ｄとを結合する各容量性結合部１７ｉａ、１７ｄｏは、共振器１５ｂ及び１５ｃ間の容量性結合部１７ｂｃよりも結合度が大とされている。
【０００５】
モーメント法を用いた電磁界シミュレーションによる図１２のＡに示したフィルタの電流密度分布の計算結果を図１３に示す。このときの計算条件を以下に示す。
【表１】
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この計算においては、図１２のＡにおいてＸ−Ｙ軸として示された直交座標軸を用いてシミュレーションを行う。すなわちこの直交座標軸の原点は図１２のＡに示すこのコプレーナフィルタの図において左手前隅に採る。しかしこれは適宜変更可能である。したがって、図１３においてＸ軸の位置でＸ０の位置が入力部１８の入力端に相当し、Ｘ６の位置が出力部１９の出力端に相当し、Ｘ１〜Ｘ５の各位置がそれぞれ容量性結合部１７ｉａ、誘導性結合部１６ａｂ、容量性結合部１７ｂｃ、誘導性結合部１６ｃｄ、容量性結合部１７ｄｏに相当する。以下他の同様の図でも同じである。
各共振器１５ａ〜１５ｄのいずれにおいても電流密度分布は開放端部が節、短絡端部１４が腹となるほぼ正弦波状である。共振器１５ａと１５ｂの結合部１６ａｂ、また共振器１５ｃと１５ｄの結合部１６ｃｄ、つまり正弦波状電流密度分布の最大となる部分においてそれぞれ電流密度分布にピークが生じている。これはいわゆるエッジ効果によりエッジ部（中心導体１２、地導体１３、短絡端部１４の各側面と表面との交差エッジ）に電流が集中し、かつ、中心導体１２を地導体１３へと短絡する各短絡端部１４の誘電体側の縁線２０が図１２のＡの平面図で直線形状を有しているために、各短絡端部１４と中心導体１２及び地導体１３との連結部の各角部２１（図１２のＡにおいて点線丸で示すもの）の角度は９０度であって、特にこの角部の角点に電流が集中するためである。
なお、各短絡端部の誘電体側の縁線２０とは、例えば短絡端部１４ａについて図１１に基づき説明すると、この短絡端部１４ａは、長さｓで、導体厚み分の高さを持った側面を１４ａ０を備えている。そして、この側面は、露出されている誘電体１１に面している。この短絡端部の側面１４ａ０と表面とのエッジ部が、図１２のＡの如く平面図でみると、直線２０となるので、これを短絡端部の誘電体側の縁線と称する。
他の、例えば地導体１３ａの露出した誘電体１１に面している側面１３ａ０と表面とのエッジ部も、平面図で直線となるので、これを地導体の誘電体側の縁線１１３ａと称する。他の縁線も同様である。
【０００６】
いま図１２のＡに示したフィルタ中の２つの共振器１５ａと１５ｂの結合部１６ａｂの動作を考察するために、図１２のＢの構成を取り出し、(ただし、励振部は図示省略)、かつ、中心導体の開放側端部に対向して地導体１３ａと１３ａ’との間が連結部１３ｃｏｎにより連結された構成において、このうちの一方の共振器１５ａの１つの短絡端部１４ａにおける電流密度分布例を、先に述べたのと同様の方法でシミュレーションし、その結果を図１４に示す。
この図１４においては、図１２のＢに図示した構成から、１個の短絡端部をとりだし、ｘ−ｙ軸からなる座標軸の範囲で計算を行った。このため、ｙ軸上の位置ｙＡが地導体１３ａの誘電体１１側の縁線である直線１１３ａの位置に相当し、位置ｙＢが共振器１５ａの中心導体１２ａの誘電体側の縁線である直線１１２ａの位置に相当する。また、ｘ軸上の位置ｘＡが短絡端部１４ａの誘電体側の縁線である直線２０ａの位置に相当する。
短絡端部１４ａと地導体１３ａとの連結部である角部２１ａ１の角点（屈折点）１２１ａ１（座標はｘＡ，ｙＡ）と、短絡端部１４ａと中心導体１２ａとの連結部である角部２１ａ２の角点１２１ａ２（座標はｘＡ，ｙＢ）において、図１４から明らかなように、電流密度分布に鋭い大きなピークが生じている。  特に角点１２１ａ２で最大電流密度値＝１３６５．５Ａ/ｍという値が生じている。
なお、これまでは図１２のＡにおいて、たとえば角部は総称して２１として示してきたが、図１２のＢではより詳細に特定の角部を示すために添字を付した。以下においても、すべて総称で示したもののうち、特定の１つを指定して示す場合には添字を付す。
この角部２１ａ１は、短絡端部１４ａの誘電体側の縁線である直線２０ａと、共振器１５ａにおける地導体１３ａの誘電体側の縁線である直線１１３ａとが角点１２１ａ１で交わって形成され、両直線のなす角度θ１を持ち、この角部２１ａ１の持つ斯かる角度θ１は誘電体側で９０度である。また、角部２１ａ２は、短絡端部１４ａの誘電体側の縁線２０ａと、中心導体１２ａの誘電体側の縁線である直線１１２ａとが角点１２１ａ２で交わって形成され、両直線のなす角度θ２を持ち、この角部２１ａ２の持つ斯かる角度θ２も誘電体側で９０度である。また、同様にこの共振器１５ａの中心導体１２ａと地導体１３ａ’とを短絡する他の短絡端部１４ａ’の縁線が、中心導体１２ａ及び地導体１３ａ’の誘電体側の縁線とでなす角部２１ａ２’、２１ａ１’の持つ角度θ２’、θ１’も誘電体側で９０度である。
なお、今後かかる角部の角度というのはすべて誘電体側の角度を指すものとする。
【０００７】
しかし、従来のコプレーナ共振器は短絡端部１４の角部（点線丸で示したもの）が９０度の角度を持つために、これらの角部の角点において、電流密度分布が最大となる鋭い大きなピークが生じ、電力損失を増大させる要因となっており、問題であった。
さらにまた、導体が超伝導材料で構成されるコプレーナ線路型共振器においては、超伝導材料固有の臨界電流が存在し、たとえ共振器が臨界温度以下に冷却されていたとしても、ある部分で臨界電流密度を超える電流が流れることによって超伝導状態が破壊されるといった問題があった。  
【非特許文献１】T. TSUJIGUCHI et al. “A Miniaturized End-Coupled Band pass Filter Using λ/4 Hair-pin Coplanar Resonators,” p.829, 1998 IEEE MTT-S Digest.
【非特許文献２】I. AWAI et al. “Coplanar Stepped-Impedance-Resonator Bandpass Filter” pp.1-4, 2000 China Japan Joint Meeting On Microwaves.
【非特許文献３】H. SUZUKI et al. “A Low-Loss 5 GHz Bandpass Filter Using HTS Quarter-Wavelength Coplanar Waveguide Resonators” pp. 714-719, IEICE TRANS. ELECTRON., VOL.E85, NO. 3, MARCH 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この発明の目的は、短絡端部を有するコプレーナ線路型共振器における最大電流密度を低減し、電力損失の増大を回避する線路型共振器を提供することにあり、また導体が超伝導材料で構成された場合には超伝導状態破壊を阻止するコプレーナ線路型共振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明によれば、短絡端部を備えるコプレーナ線路型共振器において、中心導体と短絡端部との連結部の角部及び地導体と短絡端部との連結部の角部はその各角部を構成する２つの連結する縁線がなす誘電体側の角度を９０度より大とする。
この発明によれば、さらに、各短絡端部の誘電体側の縁線形状を、短絡端部の内側へ凹んだ形状とする。
【発明の効果】
【００１０】
各短絡端部（例えば１４ａ）の縁線に着目すると、図１２のＢに示した従来例は２個の角部２１ａ１、２１ａ２を有しその角度は９０度である。一方本願発明は、２個以上の角部を有し、すべての角部の角度が９０度よりゆるやかな鈍角を持つので、それだけ、この部分での電流密度の集中を低減することができ、電力損失を減少することができる。また導体が超伝導材料で構成された場合には超伝導状態破壊を同一の入出力電力の場合阻止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下この発明の実施形態を実施例により、図を参照して説明する。各図において図１１及び図１２と対応する部分には同一参照番号を付けて示す。
【実施例１】
【００１２】
従来例を考察すると、前述した如く、図１２のＢ中の共振器１５ａの中心導体１２ａを地導体１３ａへと短絡する短絡端部１４ａに着目した場合、この短絡端部１４ａの誘電体側の縁線２０ａが直線状に形成されているために、２つの角部２１ａ１と２１ａ２の角度θ１、θ２がそれぞれ９０度となって、電流が集中することが分かった。
そこでこの欠点を解消するために、本発明は、これら２つの角部の角度を９０度よりも大きくする。
そして、実施例１としては、これら２つの角部の角点間を結ぶ短絡端部の誘電体側の縁線の形状を、短絡端部の内側へと凹む非直線（曲線）形状に形成する。
曲線は多数の微小長の直線を連続させたものと等価であると云えるから、短絡端部の誘電体側の縁線を曲線形状とした場合、角部を形成する２つの縁線がなす誘電体側の角度が９０度を超え〜１８０度未満になる。
【００１３】
図１のＡにこの発明の実施例１を示す。この例は２つのコプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂをその短絡端部１４ａと１４ｂとをそれぞれ共通にして誘導性結合部１６ａｂを構成して結合させた場合であり、図１２のＢに示した従来例と対応する部分には同一参照番号を付けて示す。なお電流密度の比較が出来るように、共振器１５ａと１５ｂ間の結合量を同じとする。
この実施例１が従来例と異なる点は、共振器１５ａの地導体１３ａ及び中心導体１２ａと、短絡端部１４ａとの連結部の角部２１ａ１及び２１ａ２の角点１２１ａ１と１２１ａ２の間を結ぶ短絡端部１４ａの縁線２３ａを半円弧状に形成したことである。
つまり図１２のＢに示した従来のコプレーナ線路型共振器の２つの角点１２１ａ１と１２１ａ２との間を結ぶ短絡端部１４ａの縁線２０ａは、直線であったが、この図１のＡに示す実施例１のコプレーナ線路型共振器の短絡端部１４ａの縁線２３ａは、２つの角点１２１ａ１と１２１ａ２との間の長さｓを直径とする円の半円弧を縁線にしたと云える。そして、本発明では、この短絡端部の誘電体側の縁線２３ａは、短絡端部の内部側に凹む形状とする。この凹部を２４ａ’とする。
【００１４】
図１のＡに示すように、中心導体１２ａの誘電体１１側の縁線１１２ａをｘ０軸、共振器１５ａの短絡端部１４ａが地導体１３ａ及び中心導体１２ａとそれぞれ交わる角点１２１ａ１と１２１ａ２を結ぶ直線をｙ０軸とし、共振器１５ｂの短絡端部１４ｂが中心導体１２ｂと交わる角点１２１ｂ２と、共振器１５ａの角点１２１ａ２（いずれもｘ０軸上の点）との間の距離をＬとする。
共振器１５ａの短絡端部１４ａの縁線２３ａがなす曲線（円弧）は次式となる。
ｘ０2 ＋（ｙ０−ｓ／２）2 ＝（ｓ／２）2 ，  ０≦ｘ０，０≦ｙ０
共振器１５ｂの短絡端部１４ｂの縁線２３ｂがなす曲線は次式となる。
（ｘ０−Ｌ）2 ＋（ｙ０−ｓ／２）2 ＝（ｓ／２）2 ，Ｌ−ｓ／２≦ｘ０≦Ｌ，０≦ｙ０
【００１５】
この場合縁線２３ａ，２３ｂは、多数の微小長の直線を順次連続させ、その隣接する微小長直線のなす角度が９０度より大きい角度で順次連続させたものと等価であり、角部２１ａ１、２１ａ２、２１ｂ１、２１ｂ２の角度が従来例の９０度の場合と比較して、その曲りがゆるやかになり、実質的には角点（屈折点）が存在しないため、各角部２１（総称）のエッジ部での電流集中が少なくなる。この実施例１の短絡端部１４ａにおける電流密度分布の計算例を図２に示す。計算条件は短絡端部１４ａの縁線２３ａを半円弧状に形成した以外は図１４の従来例の場合と同一である。また、ｘ、ｙ軸も従来例の図１２のＢと同じ位置に設定する。
【００１６】
この図２において、ｙ軸上の位置ｙＡが直線１１３ａの位置に相当し、ｙＢが直線１１２ａの位置に相当し、ｘ軸上の位置ｘＡが角点１２１ａ１と１２１ａ２を結ぶ直線の位置に相当する。この図から明らかなように全体として電流密度がほぼ平坦化され、最大電流密度値は１１３０．３Ａ/ｍであり、角点１２１ａ１（座標はｘＡ，ｙＡ）、１２１ａ２（座標はｘＡ，ｙＢ）に相当する点で電流密度に大きなピークが生じていない。
図１４に示した図１２のＢの従来例の電流密度分布と見比べて本発明による電流密度分布が可成り改善されていることが直ちに理解される。具体的には電流密度の最大値が図１４の場合よりも約１７％小さくなっている。従って電力にすると最大値が約３１％小さくなったことになる。
短絡端部１４ａ、１４ｂの縁線２３ａ，２３ｂの形状は円弧より曲率が強くても弱くてもよく、曲率を強くした例を図３に図１のＡと対応する部分に同一参照番号を付けて示し説明は省略する。このような曲線形状の縁線２３ａ，２３ｂの一般的なものとしては円錐の周面を任意の平面で切断した次式で示す円錐曲線の一部を用いてもよい。
ａｘ０2 ＋２ｂｘ０ｙ０＋ｃｙ０2 ＋２ｄｘ０＋２ｅｙ０＋ｆ＝０
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ：任意定数
【００１７】
更に一般的に述べれば縁線２３ａ，２３ｂは連続した微分係数を有する曲線形状であればよい。そして、短絡端部の内側へと凹むものであればよい。ただしその曲線形状を保持する範囲内で折線近似した場合に、その隣接する折線のなす角度が９０度より大となるものとする。このことは以下の実施例でも同様である。
実施例１では共通の誘電体基板１１上に２つのコプレーナ線路型共振器を設けたが、１個のコプレーナ共振器のみでもよく、３個以上のコプレーナ共振器を設けてもよい。このことは以下の実施例においても同様である。
【実施例２】
【００１８】
図１のＡに示した実施例１において、コプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂとの結合度を大きくした例を実施例２として図４のＡに，その一部拡大図を４のＢに示す。、図４のＡ、Ｂにおいて図１のＡ、図１２のＢ、と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。
この実施例２においても、結合部１６ａｂを構成している４つの短絡端部の内の１つの短絡端部１４ａに着目して説明すると、この短絡端部１４ａと地導体１３ａとが連結する角点１２１ａ１とこの短絡端部１４ａと中心導体１２ａとが連結する角点１２１ａ２とを結ぶ直線を縁線２０ａとしたものが、図１２のＢの従来例の構成であり、長さｓを直径とする円の半円弧を縁線２３ａとしたものが実施例１である図１のＡの構成であったが、本実施例２では角点１２１ａ２の位置を、元の位置からｘ０軸に沿って短絡端部の内部側に長さａだけ切り込んだ位置に設け、これにより上記長さａを持った直線状の縁線２９が形成され、これに連続して長さｓの半径の円の１/４の円弧からなる縁線３０が形成され、これに連続して地導体１３ａの誘電体側の縁線である直線１１３ａから地導体１３ａ内部側に垂直に切り込む長さａを持った直線状の縁線３１が形成され、これに連続して長さ２ｂ＝ｓの直径の円の１/４円弧からなる２つの縁線３２と２７が形成され、これに連続して長さａの半径の円の１/４の円弧からなる縁線２８が形成されこの端が角点１２１ａ１に連結し、総合して短絡端部１４ａの縁線が形成される。
斯く得られた、実施例２の角点１２１ａ２と角点１２１ａ１とを結ぶ短絡端部１４ａの縁線の長さは、縁線２９、３０、３１、３２、２７及び２８を加えた長さとなり、実施例１では、長さｓの直径の円の半円弧からなる縁線２３ａであったので、それに比べてより長いことが分かる。
ここにおいて、直線２９と縁線３０は短絡端部内へ切り込んだ凹部２４ａ’の縁線とみなされ、縁線３１、３２、２７、及び２８は地導体１３ａ内へ切り込んだ凹部２４ａの縁線とみなされる。
上記凹部２４ａ、２４ａ’、２４ｂ、２４ｂ’の形成によって、共振器１５ａ、１５ｂでは、共通となった短絡端部１４ａ、１４ｂが、中心導体１２と直角方向に地導体の誘電体側縁線１１３ａ、１１３ｂから、２つの共振器の縁線２７と３２の連結点３３ａ、３３ｂ同士を結んだ線１３３まで、地導体の内部に延伸して形成されたものとみなされる。それとともに、２つの共振器の誘導性結合部１６ａｂのｘ０軸方向の長さが短かくなる。この結果、２つの共振器間の結合度が上がる。
この実施例２における各縁線２９、３０、３２、２７、２８は円弧状の形状を持ち、図４のＡ中の１部分を拡大した図４のＢにより以下説明する。
中心導体１２ａの一方の地導体１３ａ側の縁線１１２ａの延長である直線２９は
ｙ０＝０，  ０≦ｘ０≦ａ，ａは短絡端部１４の縁線とｘ０軸との交点からｘ０−ｙ０座標系の座標原点までの距離、
で表わされる直線であり、
縁線２９と連続する縁線３０は、
（ｘ０−ａ）2 ＋（ｙ０−ｓ）2 ＝ｓ2 ， ａ≦ｘ０≦ａ＋ｓ， ０≦ｙ０≦ｓ
で表わされる半径がｓの円の４分の１円弧であり、
縁線３０と連続し、中心導体１２と直角方向に地導体１３ａの内部側に切り込む縁線３１は
ｘ０＝ａ＋ｓ，  ｓ≦ｙ０≦ｓ＋ａ
で表わされる直線であり、
縁線３１と連続する縁線３２、２７はそれぞれ
（ｘ０−（ａ＋ｂ））2 ＋（ｙ０−（ｓ＋ａ））2 ＝ｂ2 ， ａ＋ｂ≦ｘ０≦ａ＋２ｂ， ｓ＋ａ≦ｙ０≦ｓ＋ａ＋ｂ， ｂ＝ｓ／２、
（ｘ０−（ａ＋ｂ））2 ＋（ｙ０−（ｓ＋ａ））2 ＝ｂ2 ， ａ≦ｘ０≦ａ＋ｂ， ｓ＋ａ≦ｙ０≦ｓ＋ａ＋ｂ， ｂ＝ｓ／２、
で表わされる半径がｂの円の１/４円弧であり、
縁線２７と連続する縁線２８は
ｘ０2 ＋（ｙ０−（ｓ＋ａ））2 ＝ａ2 ， ０≦ｘ０≦ａ， ｓ≦ｙ０≦ｓ＋ａ
で表わされる半径がａの円の１/４円弧である。
【００１９】
この実施例２によれば、コプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂの結合を大きくし、かつ各角部を円弧で形成したので結合部１６ａｂでの電流密度の集中を抑圧できる。
このようにコプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂ間の結合度を大きくしかつ、各角部の縁線を曲線状とする場合は、前述したように円弧形状とする場合に限らず、その曲率を強くも、弱くもすることができる。その一例を図５に図４と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。図４に示した例では凹部２４ａの形成による縁線３２と２７の連なりを半円弧形状としたが、図５では凹部２４ａの形成による短絡端部１４ａの誘電体側の縁線を図４の円弧よりも曲率を強くした場合である。詳細な説明は省略する。
【実施例３】
【００２０】
図１Ａに示した実施例１は、短絡端部１４ａが半円弧状の曲線２３ａからなる縁線を持つものであった。そして、この半円弧状の縁線は無数の微小長さの直線が互いに隣り合って連結したものとして説明した。
この発明の実施例３は、中心導体１２ａと短絡端部１４ａとの角部２１ａ２から、地導体１３ａと短絡端部１４ａとの角部２１ａ１までの短絡端部１４ａの縁線として、少なくとも３本の直線が順次に互いに連結されたもので構成し、それらの直線のうちの隣接する２本同士が連結して作る角部を少なくとも２個有し、これらの角部を短絡端部の内側に凹んだ位置に設け、その各角部において隣接する２直線がなす誘電体側の角度はいずれも９０度より大となるように構成し、かつ、角部２１ａ２及び２１ａ１における角度も９０度より大となるように構成した場合である。
【００２１】
図６にその１例を示す。この場合も２個のコプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂを短絡端部１４ａと１４ｂとを共通とした結合部１６ａｂにより結合させた場合である。中心導体１２ａと短絡端部１４ａとの角部２１ａ２から、地導体１３ａと短絡端部１４ａとの角部２１ａ１までの短絡端部１４ａの縁線を、順次に互いに連結された３本の直線２２ａ１、２２ａ２及び２２ａ３で構成し、この縁線中に２個の角部２１ａ３と２１ａ４を設けている。
つまり角部２１ａ２の角点１２１ａ２において、直線２２ａ１の一端が、中心導体１２ａの誘電体側の縁線を構成する直線１１２ａと、９０度より大きい誘電体側の角度θ２で連結され、直線２２ａ１の他端は、角部２１ａ３の角点１２１ａ３において９０度より大きい誘電体側の角度θ３で、中心導体１２に対し直角な直線２２ａ２の一端と連結されている。
【００２２】
さらに、この直線２２ａ２の他端は、角部２１ａ４の角点１２１ａ４において９０度より大きい誘電体側の角度θ４で直線２２ａ３の一端と連結され、この直線２２ａ３の他端は、角部２１ａ１の角点１２１ａ１において９０度より大きい誘電体側の角度θ１で地導体１３ａの誘電体側の縁線である直線１１３ａの一端と連結されている。
【００２３】
この実施例３は２つの角点１２１ａ１と１２１ａ２とを結ぶ短絡端部１４の縁線内にさらに２つの角点１２１ａ３、１２１ａ４を加えたもので、これらの角点を結ぶと台形となり、本実施例の縁線は、短絡端部の従来の縁線２０ａから内に台形状の凹部２４ａ’を形成することによって得られたものと云える。
図６のＡにおいて短絡端部１４ａの縁線を構成する３本の直線２２ａ１、２２ａ２、２２ａ３を同一の長さとした場合、従ってθ１＝θ２、θ３＝θ４で、他の条件は図１４の場合と同一として短絡端部１４の電流密度分布を計算した結果を図１５に示す。得られた最大電流密度値は１１９４．７Ａ/ｍである。  なお、この図１５において、ｙ軸上の位置ｙＡが直線１１３ａの位置に相当し、ｙＢが角点１２１ａ４の位置に相当し、ｙＣが角点１２１ａ３の位置に相当し、ｙＤが直線１１２ａの位置に相当し、ｘ軸上の位置ｘＡが角点１２１ａ１と１２１ａ２の位置に相当し、ｘＢが角点１２１ａ３と１２１ａ４を結ぶ直線２２ａ２の位置に相当する。
この図１５と図１４とを見ると、本発明によれば最大電流密度が小となっていることが直ちにわかる。
この実施例３から理解されるように、要は短絡端部の縁線中の４つの角部における角度中の最小のもの、すなわち図６では直線２２ａ１と２２ａ２のなす角度θ３又は直線２２ａ２と２２ａ３のなす角度θ４のいずれかが、９０度より大であればよい。つまりそのことに基づき、各角部２１での電流密度の集中が従来のもの（短絡端部１４の縁線２０ａが直線のもの）よりも１％程度、好ましくは５％程度以上、電力にして２％程度、好ましくは１０％程度抑圧される程度改善されればよい。これは要求される機器により異なる。
【実施例４】
【００２４】
この発明の実施例４は実施例２と同様にコプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂ間の結合度を大きくし、かつ実施例３と同様に、短絡端部１４の縁線を台形状とした場合である。つまり地導体１３ａ、１３ｂ内に切込み２４ａ，２４ｂが形成されて結合部１６ａｂの中心導体に直角な方向の長さが地導体内に直線１３３に至るまで延長され、かつ短絡端部１４a、１４ｂ内に切り込み２４a’、２４ｂ’が形成されて、結合部１６ａｂの中心導体に沿う方向の長さが短くされて結合度が大きくなっている。図７に図４及び図６と対応する部分に同一参照番号を付けて実施例４を示す。
【００２５】
中心導体１２ａと短絡端部１４ａとの角部２１a２は角点１２１ａ２を持ち、及び地導体１３ａと短絡端部１４ａとの角部２１a１は角点１２１ａ１を持つ。また、切込み２４aの形成により地導体１３a内に５個の角点１２１a４、１２１a５、１２１a６、１２１a７、１２１ａ８が得られる。
また、さらに切込み２４a’の形成により角点１２１ａ２は、直線２９の一端に位置し、角点１２１a３も得られる。
この角点１２１a２において直線２９と２２a１とが角度q２で連結し、角点１２１a３において直線２２a１と２２a２とが角度q３で連結し、角点１２１a４において直線２２a２と２２a３とが角度q４で連結し、角点１２１a５において直線２２a３と２２a４とが角度q５で連結し、角点１２１a６において直線２２a４と２２a５とが角度q６で連結し、角点１２１a７において直線２２a５と２２a６とが角度q７で連結し、角点１２１a８において直線２２a６と２２a７とが角度q８で連結し、角点１２１a１において直線２２a７と地導体１３aの縁線１１３aとが角度q１で連結して、短絡端部の縁線が形成される。
つまり短絡端部１４aの縁線は台形状をなしている。なお、すべての角点において、隣接する２直線のなす角度の誘電体側の角度が９０度より大とする。
この実施例４も、角点の数、隣接直線のなす角度の関係は、実施例３と同様に変形可能である。
【実施例５】
【００２６】
実施例５として、図２１に示すように、三角形状の切り込み２４a，２４ａ’を短絡端部内に形成し、共振器１５ａの地導体１３aと短絡端部１４ａとの角部２１ａ１の角点１２１ａ１と中心導体１２aと短絡端部１４ａとの角部２１ａ２の角点１２１ａ２とを結ぶ短絡端部１４ａの縁線中に角点１２１a３を得て、図１２のＢに示した従来例の短絡端部１４ａの縁線２０ａから３角形状に凹ませる。
図２１に示した例では、角点１２１ａ１において、地導体１３ａの誘電体側の縁線である直線１１３ａと直線２２a２とが角度θ１で連結し、角点１２１ａ２において、中心導体１２ａの誘電体側の縁線である直線１１２ａと、直線２２ａ１とが角度θ２で連結し、またこれら２つの直線２２ａ１と２２a２とが中央角点１２１ａ３において、角度θ３で連結し、中央角部２１ａ３を構成する。
この実施例５の上記中央角部２１ａ３の角度θ３が９０度を越える鈍角が望ましく、例えば角度は１２０度とする場合における電流密度分布の計算例を図２２に示す。計算条件は短絡端部１４ａの縁線を三角形状に形成した以外は図１４の従来例の場合と同一である。また、ｘ、ｙ軸も従来例の図１２のＢと同じ位置に設定する。
この図２２から明らかなように、最大電流密度値は１２３６．６Ａ/ｍという計算結果が得られ、短絡端部１４の電流密度分布において図１２のＢに示した従来例のものよりもピークを小さく出来ることを確認した。なお、すべての角部の角度は９０度を越える鈍角であることが望ましい。
この図２２において、ｙ軸上の位置ｙＡが直線１１３ａの位置に相当し、ｙＢが直線１１２ａの位置に相当し、ｘ軸上の位置ｘＡが角点１２１ａ１と１２１ａ２を結ぶ直線２０ａの位置に相当し、ｘＢが中央角点１２１ａ３の位置に相当する。
【実施例６】
【００２７】
実施例６は複数のコプレーナ線路型共振器によりフィルタを構成するときに、個々のコプレーナ線路型共振器にこの発明を適用した場合である。その一例を図８に、図１のＡ、図１２のＡと対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この図８に示す例では、図１２のＡに示したフィルタを構成したコプレーナ線路型共振器に、図１のＡに示した実施例１を適用したものであり、重複説明は省略する。このフィルタを構成するコプレーナ線路型共振器として、実施例１のみならず、実施例２、実施例３、実施例４、実施例５のいずれも適用できることは容易に理解されよう。上述した各実施例において中心導体１２の長さＬ１は４分の１波長に限らず、要は使用周波数に対し、共振する電気長であればよい。
【００２８】
その他の実施例、応用例
上記実施例では、２つの共振器１５ａと１５ｂの短絡端部１４ａと１４ｂの縁線は、対称の形状を持つものとして説明してきたが、これに限らない。
例えば、図１のＡ、３、４のＡ、５、６のＡ、７、２１の形状からなる縁線を持った共振器２つを組み合わせて用いるということも可能である。その一例を図１６に示す。
さらに、実施例１においては、コプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂとの間を誘導性結合部１６ａｂにて結合する場合で説明したが、コプレーナ共振器１５とコプレーナ入力部１８又は／及び出力部１９との間を誘導性結合部１６にて結合する場合にも本発明が適用できる。図１７はその構成を示す。
また、この結合部１６の一方の短絡端部の縁線の形状を、他方の短絡端部の縁線の形状と異ならせることも出来る。図１８はその構成を示す。これらの説明は省略する。
図４Ａと７に示した実施例２及び４においては、コプレーナ線路型共振器１５ａと１５ｂとの間の誘導性結合部１６の結合度を大とするために凹部２４ａを形成した場合に、この発明を適用したが、コプレーナ線路型共振器とコプレーナ入力部又は／及び出力部との誘導性結合部１６の結合度を大とするためにその結合部の両側に凹部２４ａを形成した場合にもこの発明を適用することができる。
そのコプレーナ線路型共振器１５とコプレーナ入力部１８又は出力部１９あるいは入出力部との間の誘導性結合部１６にこの発明を適用した例を図１９に、フィルタを構成するコプレーナ線路型共振器と、その入力部又は／及び出力部との各誘導性結合部１６にこの発明を適用した例を図２０に、それぞれ、図４、図７、図８と対応する部分に同一の参照番号を付けて示し、説明は省略する。これらの場合はいずれも本発明の一つのコプレーナ線路型共振器（図１９においては、共振器１５を指し、図２０においては、共振器１５ａ又は１５ｂを指す）の短絡端部を中心にその反対側に、中心導体、地導体をそれぞれ延長してもう一つのコプレーナ入力部１８又はコプレーナ出力部１９が設けられている。
また一般に一つのコプレーナ線路型共振器においても、短絡端部１４の地導体１３側に凹部２４ａを形成する場合にも、図４、５、及び７に示したように構成できる。
【００２９】
実施例１〜６の各コプレーナ線路型共振器はいずれの角部も９０度を超える鈍角を持つので角部での電流密度の集中を抑圧でき、それだけ電力損失を少なくすることができる。
実施例１〜６の各コプレーナ線路型共振器において、中心導体１２と地導体１３，短絡端部１４，結合部１６を、臨界温度以下で超伝導状態となる超伝導材料を用いて構成して、電流損失を著しく小さくすることができる。その場合、超伝導材料として、臨界温度が液体窒素の沸点７７．４Ｋ以上の高温超伝導体を用いることもできる。この種の高温超伝導体としては、例えばＢｉ，Ｔｌ系，Ｐｂ系，Ｙ系等の銅酸化物超伝導体があり、これらはいずれも使用可能である。このような超伝導体では、例えば液体窒素の沸点７７．４Ｋ程度に冷却するだけで超伝導状態が得られるため、超伝導状態を得るための冷却手段の冷却能力を緩和できる。このように超伝導材料で構成しても、この発明を適用すれば、電流密度の集中を低減できるため、大信号電力入力時に、臨界電流超える電流が流れて超伝導状態が破壊されるといった問題を阻止することができ、超伝導体の低損失性が十分に発揮できる。
フィルタの従来例である図１２の構成に再度着目すると、誘導性結合部１６を構成している２組のコプレーナ線路型共振器（１５ａと１５ｂ、並びに１５ｃと１５ｄ）の短絡端部の縁線２３ａと２３ｂにおいて、必ずしも電流密度が等しくならない。
実際入力側又は出力側の共振器１５ａと１５ｄの短絡端部の縁線の電流密度よりも、他方の共振器１５ｂ、１５ｃの短絡端部の縁線の電流密度のほうが高いという現象がある。
したがって、電流密度が高くなる一方の共振器（１５ｂと１５ｃ）の短絡端部の縁線形状を、電流密度低減効果の大きい円弧形状（図２３参照）、或いは多角点形状（図２４、２５参照）に形成し、他方の共振器（１５ａと１５ｄ）の短絡端部の縁線形状を、９０度の角部を２個持った形状（図２３、２４参照）または角部を３個持った形状（図２５参照）とすると、フィルタ全体として電流密度低減効果が生じて、従来例よりも超伝導状態が破壊される惧れを低減できる。この場合、両方の共振器の短絡端部の縁線形状を円弧形状あるいは多角点形状に設計するための計算機シミュレーションの時間を短縮する効果がある。
【００３０】
本発明の適用状況
図９に示すようにアンテナ端子４１に受信周波数帯域を通過させ、送信周波数帯域を阻止する受信フィルタ４２と、送信周波数帯域を通過させ、受信周波数帯域を阻止する送信フィルタ４３とを接続して１個のアンテナを送信と受信に共用する送受共用器４０を構成する場合がある。この受信フィルタ４２及び送信フィルタ４３は、この発明のフィルタを構成するコプレーナ線路型共振器を適用することができる。更に、この送受共用器４０の受信端子Ｒに受信回路４４が接続され、送信端子Ｔに送信回路４５が接続され、かつアンテナ端子４１にアンテナ４６が接続され、通信装置とすることもできる。この場合、この発明のフィルタを構成するコプレーナ線路型共振器を用いることにより、フィルタ挿入損失が低減し、通信装置の高周波送受信部において低挿入損失化、低雑音化が可能となる。
纏めとして、従来例と本発明による最大電流密度の比較を示す。
【表２】
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【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】この発明の実施例１を示し、Ａは平面図、Ｂは本図１のＡの１Ｂ−１Ｂ線断面図。
【図２】実施例１の短絡端部の電流密度分布を示す図。
【図３】実施例１の変形例を示す平面図。
【図４】この発明の実施例２を示し、Ａは平面図、Ｂはその一つの短絡端部の縁線の拡大図。
【図５】実施例２の変形例を示す平面図。
【図６】この発明の実施例３を示し、Ａは平面図、Ｂは本図６のＡの６Ｂ−６Ｂ線断面図。
【図７】この発明の実施例４を示す平面図。
【図８】この発明の実施例６を示す平面図。
【図９】アンテナ送受共用器を示すブロック図。
【図１０】送受共用器を用いた通信装置基本構成を示すブロック図。
【図１１】従来のコプレーナ線路型共振器を示す斜視図。
【図１２】従来のコプレーナフィルタを示し、Ａは平面図、Ｂは本図１２のＡの中の２個のコプレーナ線路型共振器で構成したコプレーナフィルタの平面図。
【図１３】図１２のＢに示した従来のコプレーナフィルタの電流密度分布を示す図。
【図１４】図１２のＢに示した従来のコプレーナフィルタの一つのコプレーナ線路型共振器の短絡端部における電流密度分布を示す図。
【図１５】実施例３の短絡端部の電流密度分布を示す図。
【図１６】２つのコプレーナ線路型共振器の誘導性結合部にこの発明の実施例１〜５を適用した例を示す平面図。
【図１７】一つのコプレーナ線路型共振器と入、出力部との誘導性結合部にこの発明の実施例１〜５を適用した例を示す平面図。
【図１８】図１７の変形例図。
【図１９】図１７のさらに他の変形例図。
【図２０】フィルタ構成におけるコプレーナ線路型共振器と入力部及び出力部との誘導性結合部にこの発明を適用した例を示す平面図。
【図２１】この発明の実施例５を示す平面図。
【図２２】実施例６の短絡端部の電流密度分布を示す図。
【図２３】本発明の他の一つの適用例を示す平面図。
【図２４】本発明のその他の適用例を示す平面図。
【図２５】本発明の更に他の適用例を示す平面図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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