(57)【要約】【課題】  ＧＰＳ用の信号の如きスペクトラム拡散信号を良好に受信できるようにする。【解決手段】  チップレートが既知であるスペクトラム拡散信号を受信する場合、または特定のチップレートの拡散符号のスペクトラム拡散信号を検出する際に、拡散符号のチップレートに基づいてサンプリング周波数を調整して、サンプリング周波数を拡散符号のチップレートのほぼ整数倍としてサンプリングし、サンプリングされた信号から相関検出を行うようにして、スペクトラム拡散信号のチップレートの整数倍とサンプリング周波数との誤差がなくなると共に，スペクトラム拡散信号のチップレートに対して常時一定比率のサンプリング周波数で受信したスペクトラム拡散信号をサンプリングできるようにした。【選択図】  図３  
2005204079.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトラム拡散信号を受信する受信方法において、
拡散符号のチップレートが既知であるスペクトラム拡散信号を受信する際、または特定のチップレートの拡散符号のスペクトラム拡散信号を検出する際に、サンプリング周波数を前記拡散符号のチップレートのほぼ整数倍となるように調整してサンプリングし、
前記サンプリングされた信号から相関検出を行う
受信方法。
【請求項２】
請求項１記載の受信方法において、
前記スペクトラム拡散信号は、衛星より送信される測位用の信号であり、
前記相関検出された拡散符号の捕捉を行って、捕捉された信号に基づいて測位演算を行う
受信方法。
【請求項３】
スペクトラム拡散信号を受信する受信装置において、
チップレートが既知である拡散符号のチップレートに基づいてサンプリング周波数を調整して、前記サンプリング周波数を前記拡散符号のチップレートのほぼ整数倍とするサンプリング周波数調整手段と，
前記サンプリング周波数調整手段により調整された周波数でサンプリングを行うサンプリング手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングされた信号から相関検出を行う相関検出手段とを備えた
受信装置。
【請求項４】
請求項３記載の受信装置において、
前記サンプリング手段がサンプリングするスペクトラム拡散信号は、衛星より送信される測位用の信号であり、
前記相関検出手段で検出された拡散符号の捕捉を行って、捕捉された信号に基づいて測位演算を行う
受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スペクトラム拡散信号を受信する受信方法及び受信装置に関し、特に、いわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）における衛星からの信号を受信して自己の位置などを算出する受信方法及び受信装置に適用して好適なものに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するＧＮＳＳシステムが普及しつつある。このＧＮＳＳシステムとしては、例えば全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）がある。このＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機は、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて当該ＧＰＳ受信機の位置を算出し、ユーザに報知することが基本機能である。
【０００３】
すなわち、ＧＰＳ受信機は、各ＧＰＳ衛星からの信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道情報を取得し、各ＧＰＳ衛星の軌道及び時間情報と受信信号の遅延時間とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機の３次元位置を連立方程式によって導出するものである。なお、ＧＰＳシステムにおいて、受信信号を得るＧＰＳ衛星が少なくとも４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機が備える時計による内部時間とＧＰＳ衛星が備える原子時計による時間との間に誤差があり、その誤差の影響を除去した３次元位置と正確な時刻との４つの未知パラメータを算出するためには、少なくとも４個のＧＰＳ衛星からの擬似距離が必要となることによる。
【０００４】
ＧＰＳシステムにおいては、民生用のＧＰＳ受信機を用いる場合には、ＧＰＳ衛星からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
このＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信信号は、送信信号速度、すなわち、チップレートが１．０２３ＭＨｚであり、例えばいわゆるＧｏｌｄ符号等の符号長が１０２３の擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号で、５０ｂｐｓのデータを直接拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）に対して２相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、ＢＰＳＫ変調方式という。）に基づく変調を施した信号である。この場合、符号長が１０２３であることから、Ｃ／Ａコードは、図４中１段目に示すように、拡散符号が１０２３チップを１周期として、すなわち、１周期＝１ミリ秒（msec）として、繰り返すものとなる。
【０００６】
このＣ／Ａコードの拡散符号は、ＧＰＳ衛星毎に異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どの拡散符号を用いるかは、予めＧＰＳ受信機に登録されている。
また、ＧＰＳ受信機は、後述する航法メッセージにより、どのＧＰＳ衛星からの信号をその地点及びその時点で受信することができるかが把握できるようになされている。そのため、ＧＰＳ受信機は、例えば３次元測位であれば、その地点及びその時点で取得することができる少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信してスペクトラム逆拡散を施し、測位演算を行うことにより、自己の位置を算出する。
【０００７】
また、ＧＰＳ衛星からの信号データの１ビットは、同図中２段目に示すように、拡散符号の２０周期分、すなわち、２０ミリ秒単位として伝送される。すなわち、データの伝送速度は、上述したように、５０ｂｐｓである。さらに、拡散符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが"１"であるときと"０"であるときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
さらに、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中３段目に示すように、３０ビット、すなわち、６００ミリ秒で１ワードを形成する。さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中４段目に示すように、１０ワード、すなわち、６秒で１サブフレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号には、同図中５段目に示すように、１サブフレームの先頭のワードに、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルに後続してデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、５サブフレーム、すなわち、３０秒で１フレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号においては、上述した航法メッセージが、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。
【００１０】
この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス（Ephemeris）情報と呼ばれるＧＰＳ衛星固有の情報である。このエフェメリス情報には、ＧＰＳ衛星の軌道を求めるためのパラメータと、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１１】
全てのＧＰＳ衛星は、原子時計を備えることによって共通の時刻情報を用いており、エフェメリス情報に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星の拡散符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１２】
エフェメリス情報に含まれる軌道情報は、数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、エフェメリス情報に含まれる軌道情報をメモリに保持しておくことにより、数時間は同じ軌道情報を精度よく使用することができる。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、ＴＯＷ（Time Of Week）情報として６秒毎に更新される。
【００１３】
一方、１フレームのデータのうちの残りの２個のサブフレームの航法メッセージは、アルマナック（Almanac）情報と呼ばれる全てのＧＰＳ衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるものであり、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能であるのかを示す情報等から構成される。このアルマナック情報は、数日毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、アルマナック情報をメモリに保持しておくことにより、数日は同じ情報を精度よく使用することができる。しかし、ＧＰＳ受信機は、精度は多少落ちるものの、数か月の間、同じアルマナック情報を使用することもできる。
【００１４】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信して上述したデータを得るために、まず、キャリアを除去した後、受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じ拡散符号を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期をとることによってＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。ＧＰＳ受信機は、Ｃ／Ａコードとの位相同期をとってスペクトラム逆拡散を行うと、ビットが検出され、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいて時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能となる。
【００１５】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉をＣ／Ａコードの位相同期探索によって行うが、この位相同期探索として、自己が発生する拡散符号とＧＰＳ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定められた値よりも大きい場合に、両者が同期しているものと判定する。そして、ＧＰＳ受信機は、同期がとれていないものと判定した場合には、何らかの同期手法を用いて、自己が発生する拡散符号の位相を制御し、受信信号の拡散符号と同期させるようにしている。
【００１６】
ところで、ＧＰＳ衛星からの信号は、上述したように、データを拡散符号で拡散した信号によってキャリアをＢＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号である。したがって、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するには、拡散符号のみならず、キャリア及びデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期を独立に行うことはできない。
【００１７】
また、ＧＰＳ受信機は、通常、受信信号のキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという）に変換することによって受信信号をＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号で上述した同期検出処理を行う。このＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという）には、主に、ＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラシフトによる周波数誤差分と、受信信号をＩＦ信号に変換する際にＧＰＳ受信機の内部で生成する局部発振器の周波数誤差分とが含まれる。
【００１８】
したがって、ＧＰＳ受信機においては、これらの周波数誤差要因によってＩＦキャリア周波数が未知であることから、その周波数のサーチが必要となる。また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存することに起因して未知であることから、ＧＰＳ受信機においては、上述したように、何らかの同期手法が必要となる。
【００１９】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器による同期捕捉、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスループによる同期保持とを組み合わせた同期手法を用いている。以下、この同期手法について説明する。
【００２０】
ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動するクロックは、当該ＧＰＳ受信機に用意されている基準周波数発振器を分周したものが一般に用いられる。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられ、ＧＰＳ受信機は、この基準周波数発振器の出力に基づいて、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換するために用いる局部発振信号を生成する。
【００２１】
ここで、周波数サーチについての処理内容を図５に示す。ＧＰＳ受信機は、拡散符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときの拡散符号についての位相同期探索を行う。すなわち、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を１チップずつ順次ずらしていくことによって各チップ位相のときのＧＰＳ衛星からの受信信号と拡散符号との相関を検出し、相関のピークを検出することにより、同期がとれる位相を検出する。また、ＧＰＳ受信機は、クロック信号の周波数がｆ１であるときにおいて、１０２３チップ分の位相探索の全てで同期する位相が存在しない場合には、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変化させ、クロック信号の周波数を他の周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相探索を行う。ＧＰＳ受信機は、このような動作を、クロック信号の周波数をステップ的に変化させて繰り返すことによって周波数サーチを実現する。
【００２２】
そして、ＧＰＳ受信機は、このような周波数サーチを行うことによって同期可能とされるクロック信号の周波数を検出すると、そのクロック信号の周波数で最終的な拡散符号の位相同期を行う。これにより、ＧＰＳ受信機は、水晶発振器の発振周波数にずれがある場合であっても、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉することが可能となる。
【００２３】
しかしながら、このような従来の同期手法は、原理的には高速同期には不向きである。ＧＰＳ受信機においては、拡散符号及びＩＦキャリアの同期に時間を要すると反応が遅くなり、使用上において不便を生じる。そのため、実際のＧＰＳ受信機においては、この欠点を補うため、多チャンネル化して並列処理によって同期捕捉までの時間を短縮している。
【００２４】
一方、上述したスライディング相関を用いた手法に代わってスペクトラム拡散信号の同期捕捉を高速に行う手法としては、マッチドフィルタの利用がある。マッチドフィルタは、いわゆるトランスバーサルフィルタによってデジタル的に実現可能である。また、マッチドフィルタとしては、近年のＤＳＰ（Digital Signal Processor）に代表されるハードウェアの能力の向上により、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという）を利用したデジタルマッチドフィルタによって拡散符号の同期を高速に行う手法が実現されている。後者は、古くから知られる相関計算の高速化手法に基づくものである。
【００２５】
ＧＰＳ受信機は、これらのマッチドフィルタを用いることにより、相関がある場合には、例えば図６に出力波形の１周期分を示すように、相関のピークを検出する。このピークの位置は、拡散符号の先頭を示すものである。ＧＰＳ受信機は、このピークを検出することにより、同期を捕捉、すなわち、受信信号における拡散符号の位相を検出することができる。また、ＧＰＳ受信機は、例えば上述したＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタを用い、拡散符号の位相とともにＩＦキャリア周波数を検出することができる。そして、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を擬似距離に換算し、少なくとも４個のＧＰＳ衛星が検出された場合には当該ＧＰＳ受信機の位置を算出することができ、また、ＩＦキャリア周波数に基づいて当該ＧＰＳ受信機の速度を算出することができる。
【００２６】
ここで、このマッチドフィルタを用いたＧＰＳ受信機の構成例を、図７に示す。このＧＰＳ受信機は、クロックを発生させる手段として、同図に示すように、所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する水晶発振器（X'tal Oscillator；以下、ＸＯという。）４２と、このＸＯ４２とは異なる所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号を生成する温度補償型水晶発振器（Temperature Compensated X'tal Oscillator；以下、ＴＣＸＯという。）４６と、このＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２を逓倍（multiply）及び／又は分周（divide）する逓倍／分周器４７とを備える。
【００２７】
ＸＯ４２は、例えば３２．７６８ｋＨｚ程度の所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する。ＸＯ４２は、生成した発振信号Ｄ１を後述するＲＴＣ（Real Time Clock）４３に供給する。
【００２８】
ＴＣＸＯ４６は、ＸＯ４２とは異なる例えば１６．３８４ＭＨｚ程度の所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する。逓倍／分周器４７は、後述するＣＰＵ（Central Processing Unit）２７から供給される制御信号に基づいて、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２を、所定の逓倍率で逓倍し、及び／又は所定の分周比で分周する。逓倍／分周器４７は、逓倍及び／又は分周した発振信号Ｄ４を後述するＣＰＵ４１、タイマ４４、メモリ４５、同期捕捉部２０、同期保持部３０及び周波数シンセサイザ１６等に供給する。
【００２９】
次に、信号を受信する構成について説明すると、この受信機は、周波数変換部１０として、ＧＰＳ衛星から送信されてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信するアンテナ１１と、このアンテナ１１によって受信された受信ＲＦ信号を増幅するローノイズ・アンプ（Low Noise Amplifier；以下、ＬＮＡという。）１２と、このＬＮＡ１２によって増幅された増幅ＲＦ信号のうち所定の周波数帯域成分を通過させる帯域通過フィルタ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）１３と、このＢＰＦ１３によって通過された増幅ＲＦ信号をさらに増幅する増幅器１４と、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号を生成する周波数シンセサイザ１６と、増幅器１４によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号に対して周波数シンセサイザ１６から供給された局部発振信号を乗算するミキサ１５と、このミキサ１５によって乗算されることによってダウンコンバートされた所定の周波数ＦＩＦを有する中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）信号を増幅する増幅器１７と、この増幅器１７によって増幅された増幅ＩＦ信号のうち所定の周波数帯域成分を通過させるＢＰＦ１８と、このＢＰＦ１８によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号をデジタル形式の増幅ＩＦ信号に変換するアナログ／デジタル変換器（Analog/Digital Converter；以下、Ａ／Ｄという。）１９とを備える。
【００３０】
アンテナ１５は、ＧＰＳ衛星から送信されてきた周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアがＣ／Ａコードで拡散されたいわゆるスペクトラム拡散信号であるＲＦ信号を受信する。ＢＰＦ１３は、いわゆるＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタからなる。
【００３１】
周波数シンセサイザ１６は、ＣＰＵ４１から供給される制御信号による制御のもとに、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号を生成する。このとき、周波数シンセサイザ１６は、ＴＣＸＯ４６によって生成される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに応じて設定を可変とする。
【００３２】
ミキサ１５は、増幅器１４によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号に対して周波数シンセサイザ１６から供給された局部発振信号を乗算することによって増幅ＲＦ信号をダウンコンバートし、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の所定の周波数ＦＩＦを有するＩＦ信号を生成し、生成されたＩＦ信号が増幅器２１に供給される。
【００３３】
Ａ／Ｄ１９によって変換された増幅ＩＦ信号は、同期捕捉部２０及び同期保持部３０に供給される。
【００３４】
同期捕捉部２０は、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタを備えて、自己が発生する拡散符号とＡ／Ｄ１９から供給される増幅ＩＦ信号における拡散符号との同期捕捉及び増幅ＩＦ信号におけるキャリア周波数の検出を行う。同期保持部３０は、Ａ／Ｄ１９から供給される増幅ＩＦ信号における拡散符号とキャリアとの同期保持及びメッセージの復調を行う。ＣＰＵ４１は、受信機内の各部を統括的に制御して各種演算処理を行う。さらに、ＸＯ４２から供給される発振信号Ｄ１に基づいて時間を計測するＲＴＣ４３と、ＣＰＵ４１の内部時計としてのタイマ４４と、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等からなるメモリ４５とを備える。
【００３５】
同期捕捉部２０で検出したＧＰＳ衛星を識別するための衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数は、同期保持部３０及びＣＰＵ４１に供給する。
【００３６】
同期保持部３０が同期保持処理用に備えるフィルタとしては、例えばトランスバーサルフィルタが使用される。図８は、トランスバーサルフィルタの構成例を示した図である。このトランスバーサルフィルタは、入力を複数段接続された遅延回路３１１，３１２，‥‥３１ｎに供給し、遅延される前の信号と、各遅延信号を係数乗算器３２１，３２２，‥‥３２ｍを介して加算器３３に供給して加算する。そして、加算器３３の出力を、１／Ｍ回路３４を介して出力させる。この場合、各係数乗算器３２１，３２２，‥‥３２ｍに設定する係数を＋１または−１として、受信するＰＮ符号と逆向きに設定する。
【００３７】
図７の説明に戻ると、ＣＰＵ４１は、同期保持部２０から供給される拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージを取得し、これらの各種情報に基づいて、当該受信機の位置及び速度を算出するとともに、航法メッセージから得られるＧＰＳ衛星の正確な時間情報に基づいて、当該携帯電話機１０の時間情報を補正するといったＧＰＳに関する各種演算処理を行う。また、ＣＰＵ４１は、当該受信機の各部及び外部との入出力（Input/Output）に関する制御を統括的に行う。
【００３８】
ＲＴＣ４３は、ＸＯ４２から供給される発振信号Ｄ１に基づいて、時間を計測する。このＲＴＣ４３によって計測される時間情報は、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報が得られるまでの間に代用されるものであって、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報を得たＣＰＵ４１がＸＯ４２を制御することによって適宜補正される。
【００３９】
タイマ４４は、ＣＰＵ４１の内部時計として機能するものであり、各部の動作に必要となる各種タイミング信号の生成及び時間参照に用いられる。
【００４０】
メモリ４５は、ＲＡＭやＲＯＭ等からなる。メモリ４５においては、ＣＰＵ４１等による各種処理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられるとともに、入力した各種データをバッファリングする際や、演算過程で生成される中間データ及び演算結果データを保持する際にもＲＡＭが用いられる。また、メモリ４５においては、各種プログラムや固定データ等を記憶する手段としてＲＯＭが用いられる。
【００４１】
特許文献１には、このようなデジタルマッチドフィルタを用いた同期捕捉を行う受信機についての記載がある。
【特許文献１】特開２００２−５３８９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４２】
ところで、上述したＣ／Ａコードを利用したＧＰＳ受信機においては、C/Aコードはチップレートが1.023MHz、符号長1,023で周期は1ms（1kHz）であり、衛星内で航法メッセージと乗算した信号を，fRF＝1575.42MHzの搬送波を用いて変調する。ＧＰＳ衛星から放射された信号は、衛星自身とＧＰＳ受信機の運動によりドップラ効果が起こる。この時、搬送波に対するドップラシフト量をΔfDとすると、C/Aコードの周期は（1−ΔｆD/fRF）msにずれることになる。分析単位内で1チップ長＝約1μsずれると図６に示したような相関が得られなくなり、分析単位内では1チップ長以下にずれが収まっていても、複数の分析単位の結果を加算すると相関のピークの幅が広がり、かつピークの値が下がり、S/Nが劣化する。
【００４３】
すでに説明したように、ＧＰＳ受信機内では受信信号を中間周波数信号（IF信号）に変換し、サンプリングと相関計算を行う。通常、図７のＴＣＸＯ４６などから供給される発振信号であるクロックには公称周波数ｆOSCに対して誤差ΔｆOSCが含まれており、IF信号変換時にはIFにおける搬送波の周波数fIFが、サンプリング時にはIF搬送波の周波数とＣ／Ａコードの周期がこの誤差によってずれることになる。
【００４４】
ドップラシフト量ΔfDとクロックの誤差によるIF搬送波周波数とのずれをΔFIFとすると、IF受信信号におけるＣ／Ａコードの１周期長とクロックの公称発振周波数でカウントした1msとの比は1−ΔFIF /FRFで、図９（ａ）に示す受信信号と、図９（ｂ）に示すサンプリング周期との間にずれが生じることになり、T秒間の間に−T×ΔFIF /FRF秒ずれることになる。例えば、ドップラ効果による搬送波のずれを4[kHz]，クロックの誤差を3[ppm]とすると，サンプリング動作においてC/Aコードの位相は1秒で5.7[chip]ずれることになる。
【００４５】
先に説明した特許文献１では、Ｃ／Ａコードの１周期長ごとにクロックタイミングをリセットしてこのずれを補正するようにしていた。ところが、このようにＣ／Ａコードの１周期長ごとにクロックタイミングをリセットして補正すると、そのリセットする時点で受信信号をサンプリングするタイミングが不連続になり、受信信号のサンプリングタイミングが必ずしも適正ではなくなって、受信特性が劣化する可能性があった。
【００４６】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、ＧＰＳ用の信号の如きスペクトラム拡散信号を良好に受信できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４７】
本発明は、拡散符号のチップレートが既知であるスペクトラム拡散信号を受信する場合に、既知の拡散符号のチップレートに基づいてサンプリング周波数を調整して、サンプリング周波数を拡散符号のチップレートのほぼ整数倍としてサンプリングし，サンプリングされた信号から相関検出を行うようにしたものである。
【００４８】
かかる発明によると、スペクトラム拡散信号の拡散符号の周期とサンプリング周期の整数倍との誤差がなくなると共に、スペクトラム拡散信号のチップレートに対して常時一定比率のサンプリング周波数で受信したスペクトラム拡散信号をサンプリングできることになる。
【発明の効果】
【００４９】
本発明によると、スペクトラム拡散信号の周期とサンプリング周期の整数倍との誤差がなくなると共に、スペクトラム拡散信号のチップレートに対して常時一定比率のサンプリング周波数で受信したスペクトラム拡散信号をサンプリングできることになる。従って、例えばデジタルマッチドフィルタで相関のピークが検出される位相はいつも同じになり、Ｃ／Ａコードのずれの補正が不要になる．また、相関計算結果を複数回加算する際、例えば、１，０２３[kHz]×（１＋ΔＦＩＦ／ΔＦＲＦ）に同期したタイミングで信号の取り込みを行うと、信号の取り込みが時間的に連続的/非連続的に行われたにかかわらず、同様の効果を発揮する。
【００５０】
サンプリング周波数の調整は衛星のドップラ周波数とクロックの誤差情報がある場合に特に有効で、長時間に渡って相関計算を容易に行えるので高感度化しやすくなる。また、サンプリング周波数を決めるため衛星のドップラ周波数とクロックの誤差情報の精度が高くなかったとしても、固定の場合に比べるとずれはかなり小さくなる。なお、衛星のドップラ周波数はおおよその自位置とエフェメリス情報あるいはアルマナック情報から計算できる。クロックの誤差情報としては、例えば前回の測位時に計算された情報や出荷調整時の情報が利用できる。
【００５１】
また、サンプリング周波数を決めるため衛星のドップラ周波数とクロックの誤差情報がなく、搬送波周波数などを変えながら衛星をサーチする場合でも、サーチする周波数に合わせてサンプリング周波数を変えることで高感度化しやすくなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
以下、本発明を適用した一実施の形態について、図１〜図３を参照しながら詳細に説明する。
【００５３】
この実施の形態は、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するいわゆるＧＮＳＳシステムの一種である全地球測位システム（ＧＰＳ）を適用したものであり、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて自己の位置を算出するＧＰＳ受信機である。このＧＰＳ受信機は、Ｌ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信信号として受信するものである。
【００５４】
本例のＧＰＳ受信機の基本的な構成については、従来例として説明した図７に示す受信機と同じであり、図７のアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１９で受信信号をサンプリングするクロックの周波数の設定と、その周辺の処理及び構成に特徴があるものである。
【００５５】
図１は、このＡ／Ｄ１９までの構成の概要と、Ａ／Ｄ１９で得たＩＦ信号から同期捕捉を行う同期捕捉部２０の構成例を示した図である。Ａ／Ｄ１９から同期捕捉部２０に供給されたＩＦ信号は、同期捕捉部２０内でＩＦ信号における拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の検出を高速に行う。同期捕捉部２０は、拡散符号の同期捕捉を高速に行うためにマッチドフィルタを利用する。具体的には、同期捕捉部２０は、マッチドフィルタとして、例えば図１に示すように、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという）を利用したデジタルマッチドフィルタとして同期捕捉部２０を構成する。
【００５６】
具体的には、デジタルマッチドフィルタである同期捕捉部２０は、同図に示すように、上述したアンテナ１１からフィルタ１８までの処理で得られる増幅ＩＦ信号を、ＴＣＸＯ４６によって生成される発振信号Ｄ２に基づくクロック周波数（サンプリング周波数）で入力信号をサンプリングするにＡ／Ｄ１９によってサンプリングした上で入力する。
【００５７】
同期捕捉部２０は、Ａ／Ｄ１９によってサンプリングされたＩＦ信号をバッファリングするメモリ２１と、このメモリ２１によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部２２と、このＦＦＴ処理部２２によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ２３と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生器２５と、この拡散符号発生器２５によって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部２６と、このＦＦＴ処理部２６によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ２７と、メモリ２３にバッファリングされている周波数領域信号とメモリ２７にバッファリングされている周波数領域信号とのうちいずれか一方の複素共役と他方とを乗算する乗算器２４と、この乗算器２４によって乗算された周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴという）処理を施すＩＦＦＴ処理部２８と、このＩＦＦＴ処理部２８によってＩＦＦＴ処理が施されて得られた相関関数に基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と拡散符号発生器２５によって発生された拡散符号との相関のピークを検出するピーク検出器２９とを有する。
【００５８】
なお、このようなデジタルマッチドフィルタ構成の同期捕捉部２０は、ＦＦＴ処理部２２，２６、乗算器２４、拡散符号発生器２５、ＩＦＦＴ処理部２８、及びピーク検出器２９の各部をＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって実行されるソフトウェアとして実装することもできる。
【００５９】
この同期捕捉部２０によって検出した少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星に対する拡散符号の位相とキャリア周波数とに基づいて、ＣＰＵ４１などでの演算で当該受信機の位置と速度とを算出することができる。
【００６０】
ここで、本例においては、図７に示した源発振器としてのＴＣＸＯ４６から供給される発振信号を逓倍／分周器４７で所定の周波数とする場合に、この逓倍／分周器４７として、図２に示したＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）で構成して、Ａ／Ｄ１９に供給するサンプリング周波数を決めるクロック周波数を調整できる構成としてある。
【００６１】
次に、このＮＣＯの構成を、図２を参照して説明する。ここでは、受信するＲＦ信号がスペクトラム拡散信号であるため、ＮＣＯが拡散符号であるＣ／Ａコードのチップレートである１．０２３ＭＨｚ付近をカバーするように、ＴＣＸＯ４６の発振周波数ＦＯＳＣに応じて分周比を設定する。すなわち、ＮＣＯは、同図に示すように、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２を所定の分周比で分周する分周器５１，５２と、後述するレジスタ５５に保持される値の分解能を表すＫビットのレジスタ値が設定されるレジスタ値設定部５３と、このレジスタ値設定部５３に設定されたレジスタ値とレジスタ５５から読み出された値とを累積加算する加算器５４と、この加算器５４から供給される累積加算値を保持する有限長のレジスタ５５と、分周器５２から供給される分周された発振信号を所定の分周比で分周する分周器５６と、ＣＰＵ４１によって設定された設定値Ｎ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を保持するレジスタやメモリ等の記憶素子５７とを有する。
【００６２】
分周器５１は、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ４１によって記憶素子５７に設定された設定値Ｍ１を用いて表される分周比１／Ｍ１で分周する。分周器５１は、分周した信号をレジスタ５５に供給する。
【００６３】
分周器５２は、レジスタ５５から読み出された値に応じて、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ４１によって記憶素子５７に設定された設定値Ｍ２を用いて表される分周比１／（Ｍ２−１）又は分周比１／Ｍ２又は分周比１／（Ｍ２＋１）で分周する。分周器５２は、分周した信号を分周器５６に供給する。
【００６４】
レジスタ値設定部５３には、ＣＰＵ４１によって記憶素子５７に設定された設定値Ｎが、レジスタ５５に保持される値の分解能を表すＫビットのレジスタ値として設定される。このレジスタ値Ｎは、２の補数で表され、正負の値をとるものである。レジスタ値設定部５３に設定されたレジスタ値Ｎは、加算器５４に供給される。
【００６５】
加算器５４は、レジスタ値設定部５３に設定されたレジスタ値Ｎとレジスタ５５から読み出された値とを加算する。加算器５４は、加算して得られた累積加算値をレジスタ５５に供給する。その結果、レジスタ５５に保持される値は、レジスタ値Ｎの累積加算値となる。
【００６６】
レジスタ５５は、Ｋビットの有限長からなり、分周器５１から供給される分周された発振信号をゲート信号としたタイミングに基づいて、加算器５４から供給された累積加算値を保持する。このレジスタ５５に保持された累積加算値は、分周器５２における分周比を決定するのに用いられる。
【００６７】
分周器５６は、分周器５２から供給される発振信号を、ＣＰＵ４１によって記憶素子５７に設定された設定値Ｍ３を用いて表される分周比１／Ｍ３で分周する。分周器５６は、分周した信号をサンプリング用のクロックとして出力する。
【００６８】
記憶素子５７は、ＣＰＵ４１によって設定された少なくとも４つの設定値Ｎ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を保持する。この記憶素子５７に保持された設定値Ｎは、上述したように、レジスタ値設定部５３に設定されるレジスタ値として用いられ、設定値Ｍ１は、分周器５１における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｍ２は、分周器５２における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｍ３は、分周器５３における分周比を決定するのに用いられる。
【００６９】
このように構成されるＮＣＯは、４つの設定値Ｎ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を固定値とするのではなく、ＣＰＵ４１によって可変的に設定されるものとする。これにより、ＮＣＯにおいては、周波数及び可変幅を設定することができる。ここで、ＮＣＯにおいては、レジスタ５５が有限長であることから、桁あふれが生じる場合がある。そこで本例のＮＣＯにおいては、レジスタ値設定部５３に設定されたレジスタ値Ｎを加算器５４によって累積加算していく際に、レジスタ５５に保持される値の桁あふれがない場合には、分周器５２によって分周比１／Ｍ２で分周するが、負の桁あふれが生じた場合には、分周器５２の図示しないカウンタを"１"だけ多くカウントアップすることによって分周比１／（Ｍ２＋１）で分周し、正の桁あふれが生じた場合には、分周器５２のカウントアップを"１"だけ少なくすることによって分周比１／（Ｍ２−１）で分周する。したがって、レジスタ値設定部５３に設定されるレジスタ値がＮ＝０とされた場合には、ＴＣＸＯ４６から供給される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣを１／（Ｍ２×Ｍ３）倍した周波数を有するクロックを出力し、レジスタ値がＮ＞０とされた場合には、レジスタ値がＮ＝０とされた場合よりも高い周波数を有する再生キャリアを出力し、レジスタ値がＮ＜０とされた場合には、レジスタ値がＮ＝０とされた場合よりも低い周波数を有するクロックを出力する。
【００７０】
また、ＮＣＯの周波数範囲は、拡散符号のチップレートにＴＣＸＯ４６の発振周波数ＦＯＳＣの誤差と、送信側であるＧＰＳ衛星と受信側との相対速度によって生じるドップラシフト量とを加えた範囲をカバーするように設定する。例えば、ＴＣＸＯ４６を用いるものとすると、その発振周波数誤差が±約３ｐｐｍ以内であれば、ドップラシフト量が±約３ｐｐｍ以内であることから、全体としてＮＣＯの可変範囲が少なくとも１．０２３ＭＨｚ±６ｐｐｍ程度を含むものであればよい。
【００７１】
このように構成されるＮＣＯを使用して、Ａ／Ｄ１９でＩＦ信号をサンプリングするサンプリング周波数を設定するクロックの周波数を調整する。具体的な調整状態について説明すると、ＴＣＸＯ４６により供給される受信機内のクロックには公称周波数ｆOSCに対して誤差ΔｆOSCが含まれており、IF信号変換時にはIFにおける搬送波の周波数fIFが、サンプリング時にはサンプリング周波数がこの誤差によってずれることになる。
【００７２】
ここで、ドップラシフト量ΔfDとクロックの誤差によるIF搬送波周波のずれの合計をΔFIFとすると、IF受信信号におけるＣ／Ａコードの１周期長とクロックの公称発振周波数でカウントした1msとの比は1−ΔFIF /FRFで、すでに説明した図９のようにずれが生じることになり、T秒間の間に−T×ΔFIF /FRF秒ずれることになる。
【００７３】
ここで本例においては、サンプリング周波数をドップラシフト量とクロックの誤差を考慮した値に設定することで、Ｃ／Ａコードのチップレートのずれを補正するものである。即ち、従来サンプリング周波数はＣ／Ａコードのチップレートに合わせて1023[kHz]の整数倍に固定するのだが、本例では1023[kHz]／（1−ΔFIF/FRF）≒1023[kHz]×（1＋ΔFIF/FRF）の整数倍に調整することでＣ／Ａコードのチップレートのずれを打ち消す。FRFは1575.42MHzでΔFIFはΔFIF＝ΔFD−N×ΔFOSCにより求められる。Nは定数（N >> 1）で、局部発振周波数FLOとFLO＝N×FOSCの関係がある。
【００７４】
このようにしてサンプリング周波数を補正して、受信信号のサンプリングを行う例を、図３に示すと、拡散符号のチップレートの整数倍とサンプリング周波数とに誤差を含んでいる場合、一定のサンプリングクロックでサンプリングすると、例えば図３（ｂ）に示すように、サンプリングする時間長によっては拡散符号の１周期あたりのサンプリング数に端数を生じ、タイミングが時間の経過とともにずれていく事態を生じ得る。この現象は、拡散符号の多周期にわたって信号処理を行う場合には好ましくないものである。
【００７５】
ここで本例の場合には、拡散符号の基本周期の整数倍がサンプリング周波数となるように調整することで、図３（ｃ）に示すように，拡散符号に対し，サンプリングクロックが一定周期となって、一定のタイミングで連続してサンプリングできるようになる。
【００７６】
なお、相関のピークの検出感度を高めるために，異なるタイミングで複数回取り込んだ信号による相関計算結果を加算することがある。このような場合、従来では、加算の際にドップラ効果，クロックの誤差，経過時間に応じた相関ピークの位置のずれを補正して加算する必要があったが、本例のように拡散符号のチップレートの整数倍とサンプリング周波数に誤差をなくすことで、相関ピークの位置のずれを補正して加算する処理が不要になる。即ち、本例の場合には、相関のピークが検出される位相はいつも同じになり、加算の際の相関ピークの位相ずれの補正が不要になる。
【００７７】
また、１０２３[kHz]×（１＋ΔＦＩＦ/ΔＦＲＦ）に同期したタイミングで信号の取り込みを行うと、本例の処理は信号の取り込みが時間的に連続的/非連続的に行われたにかかわらず、同様の効果を発揮する。
【００７８】
本例のようなサンプリング周波数の調整は衛星のドップラ周波数とクロックの誤差情報がある場合に特に有効で、長時間に渡って相関計算を容易に行えるので高感度化しやすくなる。サンプリング周波数を決めるため衛星のドップラ周波数とクロックの誤差情報の精度が高くなかったとしても、固定の場合に比べるとずれはかなり小さくなる。また、それらの情報がない場合に、ドップラシフト量ΔfDとクロックの誤差によるIF搬送波周波数とのずれであるΔFIFを変えながら衛星をサーチする場合でも、サーチするΔFIFに合わせてサンプリング周波数を変えることで高感度化できる。
【００７９】
なお、上述した実施の形態では、相関検出用のマッチドフィルタとして、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用したデジタルマッチドフィルタとしたが、例えば図８に示した如きトランスバーサルフィルタを利用したデジタルマッチドフィルタとしても良い。
また、上述したように１周期長ごとにクロックタイミングをリセットして補正する場合、リセットするタイミングの周期を既知の拡散符号のチップレートに基づいて調整することも出来る。
【００８０】
また、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態では、単体のＧＰＳ受信機として説明したが、他の各種電子機器に内蔵されたＧＰＳ受信機としても良い。また、上述した実施の形態では、ＧＰＳのスペクトラム拡散信号を復調するものとして説明したが、他のシステムのスペクトラム拡散信号を受信する処理にも適用することができる。
【００８１】
さらに、測位用のシステムに適用する場合、ＧＰＳ受信機以外の測位システム、すなわち、ＧＮＳＳシステムを適用した受信機の機能が組み込まれた電子機器であれば、いかなるものであっても適用することができる。ＧＮＳＳシステムとしては、米国における上述したＧＰＳシステムの他、旧ソ連邦におけるＧＬＯＮＡＳＳ（Global Navigation Satellites System）や、欧州を中心として開発が進められているＧＡＬＩＬＥＯ等があるが、本発明は、これら全てのＧＮＳＳシステムを適用することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の一実施の形態による同期捕捉部の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態によるＮＣＯの構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施の形態によるサンプリングタイミングの補正例を示すタイミング図である。
【図４】ＧＰＳ衛星からの信号を示す説明図である。
【図５】ＧＰＳ衛星からの信号の周波数サーチ例を示す説明図である。
【図６】マッチドフィルタの出力波形の例を示す説明図である。
【図７】ＧＰＳ受信機の構成例を示すブロック図である。
【図８】トランスバーサルフィルタによるマッチドフィルタの構成例を示すブロック図である。
【図９】サンプリング周波数のずれを示す説明図である。
【符号の説明】
【００８３】
１０…周波数変換部、１１…アンテナ、１２…ＬＮＡ、１３、１８…ＢＰＦ、１４，１７…増幅器、１５…ミキサ、１６…周波数シンセサイザ、１９…Ａ／Ｄ、２０…同期捕捉部、２１，２３，２７…メモリ、２２，２６…ＦＦＴ回路、２４…ミキサ、２５…拡散符号発生器、２８…ＩＦＦＴ回路、２９…ピーク検出回路、３０…同期保持部、４１…ＣＰＵ、４２…ＸＯ、４３…ＲＴＣ、４４…タイマ、４５…メモリ、４６…ＴＣＸＯ、４７…逓倍／分周器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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