(57)【要約】【課題】  クランプ及びソフト・スタートを備えた電力変換回路を提供する。【解決手段】  電力コンバータは、入力電流を提供する電流源と、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、電流源と一次巻線を結合するスイッチ回路網と、スイッチ回路網に結合されたクランプ回路とを備える。出力バスが二次巻線に結合され、出力電圧を提供する。制御回路は、出力電圧及び入力電流に基づく入力を有し、これらの入力に基づいてスイッチ回路網制御信号を生成する。また、制御回路は、スイッチ回路網制御信号に基づいてクランプ回路制御信号を生成する。電力コンバータは、出力電圧を所望のレベルに上昇させるためにスイッチ回路網及びクランプ回路を選択的に制御するように構成されたスタートアップ制御回路を備えることもできる。幾つかの実施形態では、スイッチ回路網はフルブリッジであり、クランプ回路は、第１及び第２のクランピング・スイッチを含む。【選択図】  図１
2005020988.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電流を提供する電流源と、
一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、
前記電流源及び前記一次巻線に結合され、第１及び第２のスイッチ対を有するフルブリッジ・スイッチ回路網であって、それぞれの前記スイッチ対が、ハイ及びロー側スイッチを有し、前記ハイ側スイッチを介して前記一次巻線へ、および前記ロー側スイッチを介して前記一次巻線から、電流を通すように構成することができ、前記スイッチ対が、前記一次巻線をバイパスするように構成することができるものである、フルブリッジ・スイッチ回路網と、
クランピング・コンデンサを有し、それぞれの前記スイッチ対に対して、前記ハイ側スイッチと前記一次巻線との間の接合部に接続されるクランプ回路と、
前記二次巻線に結合され、出力電圧を提供する出力バスと、
前記出力電圧及び前記入力電流に基づく入力を有し、前記スイッチ対及び前記クランプ回路を制御する出力を生成するように構成された制御回路と
を備える電力コンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の電力コンバータであって、前記クランプ回路が、第１の前記ハイ側スイッチに結合された第１のクランピング・スイッチと、第２の前記ハイ側スイッチに結合された第２のクランピング・スイッチとを備える、電力コンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載の電力コンバータであって、前記制御回路の出力が、第１のスイッチ対制御信号、第２のスイッチ対制御信号、第１のクランピング・スイッチ制御信号、及び第２のクランピング・スイッチ制御信号を含む、電力コンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載の電力コンバータであって、前記クランピング・スイッチ制御信号が、前記第１及び第２のスイッチ対制御信号から導出される、電力コンバータ。
【請求項５】
請求項３に記載の電力コンバータであって、
前記第１及び第２のスイッチ対制御信号により、前記スイッチ対が、前記第１のスイッチ対が導電し、前記第２のスイッチ対が非導電となるフェーズと、前記第１及び第２のスイッチ対が導電するフェーズと、及び前記第２のスイッチ対が導電し、前記第１のスイッチ対が非導電となるフェーズとをサイクルするようにし、
前記第１及び第２のクランピング・スイッチ制御信号により、前記第２のスイッチ対が非導電であるときに前記第１のクランピング・スイッチが導電するようにし、前記第１のスイッチ対が非導電であるときに前記第２のクランピング・スイッチが導電するようにする、
電力コンバータ。
【請求項６】
請求項１に記載の電力コンバータであって、前記電力コンバータが電力停止状態から起動されるときに、前記出力電圧を所望のレベルへ上昇させるように、前記スイッチ対及び前記クランプ回路を選択的に制御するように構成されるスタートアップ制御回路を更に備える電力コンバータ。
【請求項７】
請求項６に記載の電力コンバータであって、前記スタートアップ制御回路が、それぞれの前記スイッチ対の個々のスイッチを選択的に作動および作動停止させる、電力コンバータ。
【請求項８】
請求項７に記載の電力コンバータであって、
前記クランプ回路が、前記第１のハイ側スイッチに結合された第１のクランピング・スイッチを備え、
前記クランプ回路が、前記第２のハイ側スイッチに結合された第２のクランピング・スイッチを更に備え、
前記スタートアップ回路が、前記第１のクランピング・スイッチと前記第２のクランピング・スイッチとを選択的に作動および作動停止させる、
電力コンバータ。
【請求項９】
請求項８に記載の電力コンバータであって、前記スタートアップ回路が、それぞれの前記スイッチ対の個々の前記スイッチを作動および作動停止するための繰返しパターンの信号を出力するように構成されるコントローラを備える、電力コンバータ。
【請求項１０】
入力電流を提供する電流源と、
一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、
前記電流源と前記一次巻線とを結合するスイッチ回路網と、
前記スイッチ回路網に結合されたクランプ回路と、
前記二次巻線に結合され、出力電圧を提供する出力バスと、
前記出力電圧及び前記入力電流に基づく入力を有し、前記入力に基づいてスイッチ回路網制御信号を生成するように構成され、かつ、前記スイッチ回路網制御信号に基づいてクランプ回路制御信号を生成するように構成される制御回路と
を備える電力コンバータ。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電力コンバータであって、
前記スイッチ回路網が、第１及び第２のスイッチ対を有するフルブリッジを備え、
前記クランプ回路が、第１及び第２のクランピング・スイッチを備える、
電力コンバータ。
【請求項１２】
請求項１１に記載の電力コンバータであって、前記スイッチ回路網制御信号が、前記第１のスイッチ対を制御する第１セットの制御信号と、前記第２のスイッチ対を制御する第２セットの制御信号とを含み、前記クランプ回路制御信号が、第１のクランピング・スイッチ制御信号と、第２のクランピング・スイッチ制御信号とを含む、
電力コンバータ。
【請求項１３】
請求項１２に記載の電力コンバータであって、
前記第１セット及び第２セットの制御信号により、前記スイッチ対が、前記第１のスイッチ対が導電し、前記第２のスイッチ対が非導電となるフェーズと、前記第１及び第２のスイッチ対が導電するフェーズと、前記第２のスイッチ対が導電し、前記第１のスイッチ対が非導電しなるフェーズとをサイクルするようにし、
前記第１及び第２のクランピング・スイッチ制御信号により、前記第２のスイッチ対が非導電であるときに前記第１のクランピング・スイッチが導電するようにし、前記第１のスイッチ対が非導電であるときに前記第２のクランピング・スイッチが導電するようにする、
電力コンバータ。
【請求項１４】
請求項１０に記載の電力コンバータであって、前記電力コンバータが電力停止状態から起動されたときに、前記出力電圧を所望のレベルへ上昇させるように、前記スイッチ回路網と前記クランプ回路とを選択的に制御するように構成されるスタートアップ制御回路を更に備える電力コンバータ。
【請求項１５】
請求項１４に記載の電力コンバータであって、前記スタートアップ制御回路が、前記スイッチ回路網の個々のスイッチを選択的に作動および作動停止する、電力コンバータ。
【請求項１６】
請求項１５に記載の電力コンバータであって、前記クランプ回路がクランピング・スイッチを備え、前記スタートアップ回路が前記クランピング・スイッチを選択的に作動および作動停止させる、電力コンバータ。
【請求項１７】
請求項１６に記載の電力コンバータであって、前記スタートアップ回路が、前記スイッチ回路網の前記個々のスイッチを作動および作動停止するための繰返しパターンの信号を出力するように構成されたコントローラを備える、電力コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に電力変換回路に関する。詳細には、本発明は、クランプ用のエレメントを有するブリッジ型の電力変換回路のトポロジーに関する。
【背景技術】
【０００２】
制御されたＤＣ電源を提供するための様々なトポロジー（形態）が知られている。フルブリッジ電流給電の設計は、このようなトポロジーの１つである。このような設計では、ＤＣ電流源が、変圧器の一次側のフルブリッジ・スイッチング回路網の対角線間で交互にスイッチングされる。対角線の各々が導電する周期（期間）を制御することにより、変圧器の二次側に所望の出力電圧を得ることができる。しかしながら、このようなトポロジーにおいては、ブリッジの半導体スイッチング・コンポーネントにかかる限界ストレスが固有の課題になっている。この課題に対処すべく、様々なスナバ、クランプ及び他のストレス低減回路の設計が提案されている。ブリッジ回路の導電および非導電の制御に加えて、ストレス低減回路には、通常、いくつかの制御機構が必要である。
【０００３】
米国特許第６，０３８，１４２号に、アクティブ・クランプ回路を備えるフルブリッジ電力変換器の一例が記載されている。この記載されているシステムでは、コンデンサ及びスイッチングＭＯＳＦＥＴを備えるアクティブ・クランプ回路が、スイッチング・トランジスタのフルブリッジ回路網のＤＣ側にまたがって接続される。スイッチング・サイクルの間、スイッチング回路網の電圧が監視される。その電圧が零（第６，０３８，１４２号特許では、「零電圧遷移（ｚｅｒｏ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）」と呼ばれている）に達すると、ブリッジの非導電のスイッチがターン・オンされる。この記載されたシステムは、少なくとも理論的には、変換回路の動作中にスイッチング・トランジスタにかかるストレスを低減するシステムを提供するが、複数のモニタ（監視）回路が必要である。詳細には、この記載されたシステムには、変圧器の二次側の変換器からの出力電圧を監視し、かつ、一次側のスイッチング回路網の電圧を監視するための監視回路が必要である。これにより、電力変換器の複雑性を増し、かつコストを高くする。また、特定の条件の下では、第６，０３８，１４２号特許に記載されたシステムは、スイッチング回路網の雑音及び遷移に敏感であり、これが零電圧状態の感知に悪影響を及ぼし得るものであり、従って、システムの動作に悪影響を及ぼし得る。
【０００４】
上記及び他の従来技術に鑑みて、スイッチング・コンポーネントのストレスの低減と制御の簡素化とのバランスが取れた電力変換回路の必要性が依然としてある。
【特許文献１】米国特許第６，０３８，１４２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、上述および他の従来の設計の多くの目標に取り組むものである。スイッチング回路網の零電圧遷移点をチェックするための別個の監視回路を必要とせずに、本発明による回路によれば、通常動作中の出力バス電圧に基づいて、スイッチング・トランジスタ及びクランピング・トランジスタの両方の動作を制御する。動作のスタートアップ・モードの間、出力電圧が所望の始動レベルに達するまで、マイクロプロセッサを使用して、事前に設定したサイクルに従ってスイッチング・トランジスタ及びクランピング・トランジスタを制御する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一実施形態では、電力コンバータ（電力変換器）は、入力電流を提供する電流源と、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、電流源と一次巻線とを結合するスイッチ回路網と、スイッチ回路網に結合されたクランプ回路とを備える。出力母線が二次巻線に結合され、出力電圧を提供する。制御回路は、出力電圧及び入力電流に基づく入力を有しており、これらの入力に基づいてスイッチ回路網制御信号を生成する。また、制御回路は、スイッチ回路網制御信号に基づいてクランプ回路制御信号を生成する。電力変換器は、出力電圧を所望のレベルに上昇させるために、スイッチ回路網とクランプ回路とを選択的に制御するように構成されたスタートアップ制御回路を備えることもできる。いくつかの実施形態では、スイッチ回路網はフルブリッジであり、クランプ回路には、第１及び第２のクランピング・スイッチを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
図１は、本発明の一実施形態による電力変換回路１０の概略図である。電力変換回路１０は変圧器１２を備える。一実施形態では、変圧器１２の巻線の比は１：１であるが、他の構成では他の巻線比率にすることも可能である。変圧器１２の一次側は、図１では左側に示されている。電圧源１４は、整流されたＤＣ入力（例えば整流されたＡＣ線路入力）、バッテリにより供給されるＤＣ入力、または他のＤＣ入力であってよい。電圧源１４には昇圧インダクタ１６が結合される。電圧源１４とインダクタ１６との間に、ホール効果トランスフォーマ１８又は他の適切な電流センサが配置され、出力信号Ｅを提供する（この目的については後述する）。電圧源１４及びインダクタ１６は、スイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６によって変圧器１２の一次巻線に結合されている。スイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６は、フルブリッジ・スイッチ回路網を形成する。スイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６は、スイッチ・トランジスタの個々のゲートに印加される信号Ａ（１）、Ｂ（１）、Ｂ（２）及びＡ（２）によって制御される。信号Ａ（１）及びＡ（２）がハイであり、信号Ｂ（１）及びＢ（２）がローである場合、電流は、上側のトランジスタ２０を通じ、変圧器１２の一次巻線を通じ、そして下側のトランジスタ２６を通じて流れることにより、ブリッジの「Ａ」の対角線を通って流れることとなる。信号Ａ（１）及びＡ（２）がローであり、信号Ｂ（１）及びＢ（２）がハイである場合、電流は、上側のトランジスタ２２を通じ、変圧器１２の一次巻線を通じ（この場合、逆方向に流れる）、そして下側のトランジスタ２４を通じて流れることにより、ブリッジの「Ｂ」の対角線を通って流れることとなる。信号Ａ（１）、Ａ（２）、Ｂ（１）及びＢ（２）が全てハイである場合、変換回路１２は一次の短絡された状態にあり、電流は、昇圧インダクタ１６の出力部から、スイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６を通り、変圧器１２の一次巻線をバイパスして、接地へ流れる。
【０００８】
クランピング・スイッチ・トランジスタ２８及び３０は、クランピング・コンデンサ３２と共に、ブリッジのＡＣ側に配置される。つまり、クランピング・スイッチ・トランジスタ２８のソースは、トランジスタ２０のソースと変圧器１２の一次巻線との間の接続部に結合され、クランピング・スイッチ・トランジスタ３０のソースは、トランジスタ２２のソースと変圧器１２の一次巻線との間の接続部に結合される。また、図には、トランジスタ２８及び３０の一部として、トランジスタ２８及び３０のソースからドレインへ電流が流れることを可能にするボディ・ダイオードが示されている。ボディ・ダイオードは、トランジスタ２０、２２、２４及び２６にも存在させることができる（通常は存在する）が、図面を簡素にするために省略されている。クランピング・スイッチ・トランジスタ２８は、そのゲートに印加される信号Ｃにより制御される。クランピング・スイッチ・トランジスタ３０は、そのゲートに印加される信号Ｄにより制御される。信号Ａ（１）、Ａ（２）及びＣがハイであり、信号Ｂ（１）、Ｂ（２）及びＤがローである場合、クランピング・スイッチ・トランジスタ２８及びクランピング・コンデンサ３２によって、変圧器１２の一次側が接地に接続される。信号Ａ（１）、Ａ（２）及びＣがローであり、信号Ｂ（１）、Ｂ（２）及びＤがハイである場合、クランピング・スイッチ・トランジスタ３０及びクランピング・コンデンサ３２によって、変圧器１２の一次側が接地に接続される。
【０００９】
変圧器の二次側では、端子３５及び３７によって形成される出力母線（バス）の両端間に出力電圧ＶOUTが提供される。ダイオード３８、４０、４２及び４４は整流ブリッジを形成し、変圧器１２の二次巻線を出力バスに結合する。コンデンサ３４及び３６は倍電圧器を形成する。その目的については後述するが、信号Ｆは、出力バスからタップされる。
【００１０】
図２は、通常動作モード時における電力変換回路１０のための制御回路１００の概略図である。本明細書で使用されている「通常動作モード」という表現は、所望される電圧出力を提供するべく電力変換回路１０が使用される状態を示すものである。また、「スタートアップ・モード」という表現は、電力変換回路１０が初期起動中の状態（例えば、システム全体がターン・オフされている状態からや、電力が実質的に供給されていない状態からの）であり、また、様々な回路コンポーネントが通常動作モードのための準備中の状態であることを意味する。制御回路１００への入力の１つは、出力バス（図１）からのフィードバック信号である信号Ｆである。出力電圧フィードバック信号Ｆ及び基準電圧ＶREFは、演算増幅器（オペアンプ）１１２、抵抗１１４、１１６、及びコンデンサ１１８、１２０によって形成された比例積分器微分器（ＰＩＤ）１１０へ提供される。ＶI-REF（図では下付文字を「Ｉ＿ＲＥＦ」と表している）とラベル付けされたＰＩＤ１１０の出力信号は、抵抗１２２を介して、オペアンプ１２４の反転ノードへ提供される。また、オペアンプ１２４の反転ノードには、電圧源１４と昇圧インダクタ１６との間の電流を測定するホール効果トランスフォーマ１８（図１）から生成される信号Ｅが、抵抗１２６を介して提供される。オペアンプ１２４の出力ノードと反転ノードは、抵抗１２８及びコンデンサ１３０を有するフィードバック・ループによって接続される。オペアンプ１２４の出力信号ＶI-X（図では下付文字をＩ＿Ｘと表している）は、コンパレータ（比較器）１３２の非反転入力部へ供給される。比較器１３２の反転入力部には、搬送波発生器１３４からの鋸波形信号ＳＡＷが入力される。ＳＨＯＲＴ（短絡）とラベル付けされた比較器１３２の出力は、ＯＲゲート１３６の一方の入力部及びＯＲゲート１３８の一方の入力部へ供給される。
【００１１】
キャリア（搬送波）発生器１３４は、また、フリップ・フロップ１４０へクロック信号ＣＬＯＣＫを提供する。クロック信号の周波数は、ＳＡＷ信号の周波数と同じである。フリップ・フロップ１４０は、ＯＲゲート１３６への入力としてＲＣ回路網１５２、１５４を介して提供されるＰＨＡＳＥ＿Ａ（フェーズＡ）とラベル付けされた信号と、ＯＲゲート１３８への入力としてＲＣ回路網１５６、１５８を介して提供されるＰＨＡＳＥ＿Ｂ（フェーズＢ）とラベル付けされた信号との２つの信号を出力する。ＳＨＯＲＴ信号は、ＯＲゲート１３６及び１３８への第２の入力として提供される。ＯＲゲート１３６の出力は、スイッチ・トランジスタ２２及び２４のゲートへの制御信号Ｂ（１）及びＢ（２）を提供する。ＯＲゲート１３８の出力は、スイッチ・トランジスタ２０及び２６のゲートへの制御信号Ａ（１）及びＡ（２）を提供する。クランピング・スイッチ・トランジスタ２８のための制御信号ＣはＡＮＤゲート１４２によって提供される。このＡＮＤゲート１４２への入力は、ＯＲゲート１３６の反転された出力（インバータ１４１を介する）と、ＯＲゲート１３８の反転されていない出力とである。クランピング・スイッチ・トランジスタ３０のための制御信号ＤはＡＮＤゲート１４４によって提供される。このＡＮＤゲート１４４への入力は、ＯＲゲート１３８の反転された出力（インバータ１４３を介する）と、ＯＲゲート１３６の反転されていない出力とである。
【００１２】
図３は、スタートアップ・モード時における電力変換回路１０のための制御回路２００の一実施形態を示す。マイクロコントローラ２１０は、システム・クロック信号Ｃｌｋ（ＣＬＯＣＫ信号とは異なっていても良い）を受け取り、４つの出力Ｐ１〜Ｐ４を提供する。Ｐ１〜Ｐ４は、それぞれ、スイッチ・トランジスタ２０、２６、２２及び２４に制御信号Ａ（１）、Ｂ（２）、Ｂ（１）及びＡ（２）を提供する。以下でより詳細に説明するように、出力Ｐ１〜Ｐ４は、所定のシーケンスを通してサイクル（循環）する。Ｐ１信号及びＰ４信号は、ＯＲゲート２１２へ入力され、ＯＲゲート２１２の出力が、クランピング・スイッチ・トランジスタ２８を制御する信号Ｃである。Ｐ２信号及びＰ３信号は、ＯＲゲート２１４へ入力され、ＯＲゲート２１４の出力が、クランピング・スイッチ・トランジスタ３０を制御する信号Ｄである。
【００１３】
図４は、通常動作モード時における電力変換回路１０の様々な部分の波形を示すタイミング図である。図５〜図１１は、通常動作モードの様々なフェーズ（段階）の間に電力変換回路１０に流れる電流を示す。図４のタイミング図における図５〜図１１の各々が対応する部分は、該当する電流図に対応する数字で図４の最上部に示されている。通常動作モード・サイクルの初めに、ブリッジの両方の対角線（スイッチ・トランジスタ２０、２６と、スイッチ・トランジスタ２２、２４）が最初にターン・オンされる。それにより、図５に示すように、変圧器１２の一次側が短絡され（以下、「一次短絡状態」と呼ぶ）、電流は、昇圧インダクタ１６から、スイッチ・トランジスタ２０、２４を通じて及びスイッチ・トランジスタ２２、２６を通じて、接地へ流れる。図４に示すように、昇圧インダクタ１６を流れる電流Ｉ（１６）が上に向かってランプし（傾き）、スイッチ・トランジスタ２０及び２２を流れる電流Ｉ（２０）及びＩ（２２）が上に向かってランプする。図には示されていないが、スイッチ・トランジスタ２４及び２６を流れる電流Ｉ（２４）及びＩ（２６）も同様に上に向かってランプする。また、図４には、スイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６のオン又はオフ状態、及びクランピング・トランジスタ２８、３０のオン又はオフ状態が示されている。詳細には、スイッチ・トランジスタ２０、２６、２２及び２４、及びクランピング・トランジスタ２８、３０がそれぞれに導電（導通）（オン）している間、制御信号Ａ（１）、Ａ（２）、Ｂ（１）、Ｂ（２）、Ｃ及びＤはそれぞれにハイであり、また、これらのトランジスタがそれぞれに非導電（非導通）（オフ）である間、上記各制御信号はそれぞれにローである。
【００１４】
通常動作モード・サイクルの次のフェーズで、スイッチ・トランジスタ２２及び２４がターン・オフされ、同時にトランジスタ２８がターン・オンされる。図４に示すように、信号Ａ（１）及びＡ（２）はハイ状態を維持し、信号Ｂ（１）及びＢ（２）がローになり、信号Ｃがハイになる。図６に示すように、変圧器の漏れインダクタンスにより、最初にクランピング・トランジスタ２８のボディ・ダイオード及びチャージ・コンデンサ３２を通って電流が流れる。コンデンサ３２へ流れるこの初期電流は、図４にも、負の電流Ｉ（２８）として示されている。昇圧インダクタ１６を通って流れる電流Ｉ（１６）もまた、下へ向かってランプし始め、ブリッジが一次短絡状態にあった際に蓄積されたエネルギを解放する。昇圧インダクタ１６をこのように使用することにより、変圧器の一次巻線の両端間（及び変圧器の巻線の比率が１：１であるため、ＶOUTの両端間）の電圧を、電圧源１４によって供給される電圧ＶINより高くすることができる。
【００１５】
コンデンサ３２の充電が開始されると、トランジスタ２８のボディ・ダイオードを通って流れる電流が減少する。図５〜図１１には示されていないが、電流がコンデンサ３２へ及び変圧器１２の一次巻線へ流れる期間が存在する。最終的には、電流は、図７に示すように、トランジスタ２８のドレイン及びソースを通って変圧器１２の一次巻線へと戻るように流れ始める。図４に示すように、トランジスタ２８を通って流れる電流Ｉ（２８）は正の電流になる。昇圧インダクタの電流Ｉ（１６）は、下に向かったランプし続け、それにより一次短絡状態の間に蓄積されたエネルギを解放する。また、図４に示すように、Ｖ（３２）の降下によりコンデンサ３２の電荷が出される（ドレインされる）。
【００１６】
次のフェーズで、図８に示すように、スイッチ・トランジスタ２２及び２４をターン・オンすることによって、ブリッジが一次短絡状態に戻る。同時に、クランピング・トランジスタ２８はターン・オフされる。図４に示すように、信号Ｂ（１）及び信号Ｂ（２）がハイになり、信号Ｃがローになる。一次短絡状態に復帰すると、スイッチ・トランジスタ２２及び２４の間の電圧（以前は、反映されたＶOUT）が零に降下する。ブリッジは再び一次短絡状態にあるため、昇圧インダクタ１６を通って流れる電流Ｉ（１６）は上に向かってランプを開始し、より多くのエネルギを蓄積する。
【００１７】
次のフェーズで、スイッチ・トランジスタ２０及び２６がスイッチ・オフされ、同時にクランピング・トランジスタ３０がターン・オンされる。図４に示すように、信号Ａ（１）及び信号Ａ（２）がローになり、信号Ｄがハイになる。図９に示すように、電流は、トランジスタ３０のボディ・ダイオード及びチャージ・コンデンサ３２を通って流れる。これについては図４にも反映されており、その場合においてＩ（３０）が負であり、Ｖ（３２）が増加している。ここではスイッチ・トランジスタ２０がオフであるため、このトランジスタの両端間（及びトランジスタ２６の両端間）は反映されたＶOUTの電圧である。また、昇圧インダクタ１６を通って流れる電流Ｉ（１６）もまた下に向かってランプを開始し、以前の一次短絡状態（図８）の間に蓄積されたエネルギを解放する。コンデンサ３２の充電が開始されると、トランジスタ３０のボディ・ダイオードを通って流れる電流が減少する。図５〜図１１には示されていないが、この場合も、電流がコンデンサ３２へ及び変圧器１２の一次巻線へ流れる期間が存在する（ただし、ここでは、一次巻線を逆方向に流れる）。
【００１８】
図１０に示すように、最終的には、電流は、トランジスタ３０のドレイン及びソースを通って変圧器１２の一次巻線へと戻るように流れる。図４にも示すように、Ｉ（３０）は正であり、Ｖ（３２）は減少している。昇圧インダクタ１６を通って流れる電流Ｉ（１６）は、下に向かってランプを続けて、図８の一次短絡状態の間に蓄積されたエネルギを解放し、そして、トランジスタ２０及び２６の間の電圧が維持される（図４には示していない）。次に、図１１においてサイクルが繰り返されるものであり、スイッチ・トランジスタ２０及び２６の両方が再びターン・オンされ、同時にトランジスタ３０がターン・オフされ、一次短絡状態に戻る。図４に示すように、信号Ａ（１）及び信号Ａ（２）がハイになり、信号Ｄがローになる。ブリッジが一次短絡状態に戻るまで、トランジスタ２０及び２６の間の電圧は存続するが、これらのトランジスタが再びターン・オンされると零に戻る。
【００１９】
通常動作モードの間、変圧器１２の一次巻線の電圧は、クランピング・コンデンサ３２の電圧レベルでクランプされる。それによりスイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６にかかる電圧ストレスが最小化される。
【００２０】
電力変換回路１０が通常動作モードにある間、出力電圧ＶOUTは、それぞれの半サイクルの間における一次短絡状態の期間を増加あるいは減少させることによって（即ち、各半サイクルの間のスイッチ・トランジスタ２０、２２、２４及び２６がすべてオンされる時間を長くあるいは短くすることによって）制御される。ＶOUTが所望のレベルより上昇すると、一次短絡状態の期間を減少させることにより、昇圧インダクタ１６に蓄積されるエネルギが減少させられる。ＶOUTが所望のレベルより下に降下すると、一次短絡状態の期間を増加させることにより、昇圧インダクタ１６に蓄積されるエネルギが増加させられる。これは図１２に詳細に示されており、電力変換回路１０が通常動作モードにある場合の制御回路１００に関連する一連の波形が示されている。
【００２１】
ＶOUTが所望される出力電圧レベルにあるか、あるいはそれを超えているか、あるいはそれ未満であるかを決定するために、電圧信号Ｆが出力バス（図１）からタップされ（取られ）、制御回路１００（図２）へ入力される。信号Ｆは、ＰＩＤ１１０においてＶREFと比較され、出力信号ＶI-REFが提供される。出力信号ＶI-REFは、ＶOUTが所望されるレベルを上回るまたは下回る量の測度を提供する。ＶREFの極性は、所望されるＶOUTの極性とは逆になっており、その大きさは、所望されるＶOUTの大きさに基づいて選択される。ＶI-REF信号は、信号Ｅとしてオペアンプ１２４へ提供されている。ホール効果トランスフォーマ１８（図１）によって生成される信号Ｅは、昇圧インダクタ１６へ流れる電流に基づく電圧信号である。オペアンプ１２４は出力信号ＶI-Xを提供する。この出力信号ＶI-Xは、昇圧インダクタ１６を通って流れる電流がＶOUTの生成に必要なレベルを上回るあるいは下回る量の測度である。ＶI-X信号は、比較器１３２で、搬送波発生器１３４からのＳＡＷ信号と比較される。図１２に示すように、ＳＡＷ信号の周波数は、搬送波発生器１３４からのＣＬＯＣＫ信号の周波数と同じである。一実施形態では、この周波数は、３０ｋＨｚから５０ｋＨｚの間である。ＳＡＷ信号は、縦の断続線ａ及びａ’で示すように、ＣＬＯＣＫ信号がローになると降下し始める。ＳＡＷ信号は、縦の断続線ｂ及びｂ’で示すように、ＣＬＯＣＫ信号がハイになると上昇し始める。
【００２２】
図１２の縦の断続線ｃで示すように、ＶI-X信号とＳＡＷ信号の降下部分との交点は、ＳＨＯＲＴ信号の立上りに対応する。逆に、縦の断続線ｄで示すように、ＳＨＯＲＴ信号は、ＶI-X信号がＳＡＷ信号の上昇部分と交差するときに立ち下がっている。図１２から分かるように、ＶI-X信号の振幅が増加すると、ＳＨＯＲＴ信号のパルス幅が広くなる。ＶI-X信号の振幅が減少すると、ＳＨＯＲＴ信号のパルス幅が狭くなる。
【００２３】
図２及び１２に示すように、ＳＨＯＲＴ信号は、制御信号Ａ（１）、Ａ（２）、Ｂ（１）及びＢ（２）を生成するために、ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号と共に使用される。ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号は、フリップ・フロップ１４０によって生成される。フリップ・フロップ１４０は、ポートＱ及びポートＱ￣（「Ｑ￣」は「Ｑ」の上に「￣」を配した文字を表すものとする）で、ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号を相補的方形波信号として出力する。一実施形態では、ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号が絶対に同時にローにならないように、約３００ｎｓのわずかなターン・オフの遅延が制御回路１００に組み込まれる。この遅延は、様々な様式で実施することができる。一実施形態では、フリップ・フロップ１４０のＱ出力とＯＲゲート１３６の間にＲＣ回路網（抵抗１５２とコンデンサ１５４とを備える）を設け、フリップ・フロップ１４０のＱ￣出力とＯＲゲート１３８の間に別のＲＣ回路網（抵抗１５６とコンデンサ１５８とを備える）を設けることによって、遅延が生成される。このようにして、２つのＲＣ回路網の時定数を増加または減少させることによって、遅延を調整することができる。
【００２４】
ＳＨＯＲＴ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ａ信号は、ＯＲゲート１３６へ入力される。ＯＲゲート１３６の出力は、Ｂ（１）信号及びＢ（２）信号としてスイッチ・トランジスタ２２及び２４のゲートへ供給される。従って、図１２に示すように、ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号又はＳＨＯＲＴ信号がハイのときは常に、Ｂ（１）信号及びＢ（２）信号はハイである（そして、スイッチ・トランジスタ２２及び２４はオンである）。同様に、ＳＨＯＲＴ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号は、ＯＲゲート１３８へ入力される。従って、同じく図１２に示すように、ＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号又はＳＨＯＲＴ信号がハイのときは常に、Ａ（１）信号及びＡ（２）信号は、ハイである（そして、スイッチ・トランジスタ２０及び２６はオンである）。
【００２５】
ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号は、ＣＬＯＣＫ信号がハイになると、それに基づいてトグルする（つまり、一方がハイになり、他方がローになる）。図１２の縦の断続線ｂ及びｂ’で示すように、ＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ａ信号は、クロック信号がハイになると、ローからハイへ変化する。ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号又はＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号がハイからローに変化するときは常に、上述の遅延により、ハイ信号は、ロー信号がハイへトグルした３００ｎｓ後に、ローへトグルする。
【００２６】
図１２に示すように、電力変換回路１０の一次側は、ＳＨＯＲＴ信号がハイになると一次短絡状態へと戻される。例えば、Ｂ（１）、Ｂ（２）波形の第２のロー部分、即ち、ｅとラベル付けされた部分においては、ＳＨＯＲＴ信号及びＰＨＡＳＥ＿Ａ信号の両方がローのときにＢ（１）及びＢ（２）がローである。Ｂ（１）及びＢ（２）は、ＳＨＯＲＴ信号又はＰＨＡＳＥ＿Ａ信号のいずれかがハイになると、ローからハイになる。ＳＨＯＲＴ信号の前縁が、ＶI-X信号とＳＡＷ信号の降下部分との交点に対応し、そして、ＳＡＷ信号の下降部分が、ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号がハイになる点と同じ点で終了する（線ｂ’）ので、ＳＨＯＲＴ信号は、ＰＨＡＳＥ＿Ａ信号がハイにトグルする少し前にハイになる。同様に、ＳＨＯＲＴ信号は、ＰＨＡＳＥ＿Ｂ信号がハイにトグルする前にハイになる。しかしながら、ＳＨＯＲＴ信号のパルス幅は、ＶI-X信号とＳＡＷ信号の上昇部分との交点によって左右される。ＳＡＷ信号の下に向かう部分の幅は、上昇部分の幅と比較すると極めて狭く、従って、降下部分は極めて急な下向きの勾配になっている。従って、トランジスタ２０と２６によって形成される対角線は、各サイクルにおいてほぼ同じポイントでターン・オンされる。同様に、トランジスタ２２と２４によって形成される対角線も、各サイクルにおいてほぼ同じポイントでターン・オンされる。しかしながら、サイクル内における一方の対角線がターン・オフするポイントは、大きく異なり得る。
【００２７】
図１及び図２に示すように、クランピング・トランジスタ２８及び３０は、通常動作モードの間、トランジスタ２０と２６によって形成される対角線及びトランジスタ２２と２４によって形成される対角線のスイッチングを制御する信号のタイミングによってもっぱら制御される。詳細には、クランピング・トランジスタ２８は、ＡＮＤゲート１４２の出力がハイになると、スイッチ・オンする。ＡＮＤゲート１４２には、ＯＲゲート１３８の出力と、ＯＲゲート１３６の出力を反転した信号とが入力される。同様に、クランピング・トランジスタ３０は、ＡＮＤゲート１４４の出力によって制御される。ＡＮＤゲート１４４には、ＯＲゲート１３６の出力と、ＯＲゲート１３８の出力を反転した信号とが入力される。このように動作させることにより、スイッチ・トランジスタ及びクランピング・トランジスタを、電力変換器の電圧出力ＶOUTの調整に使用される制御回路と同じ制御回路を使用して、制御することができる。
【００２８】
電力変換回路１０を最初に起動するとき、即ち、スタートアップ・モードの間、図４〜図１２に関連して説明したように、電力変換回路１０を動作させる前に、出力バスの両端間の電圧を徐々に上昇させるのが有利である。従って、スイッチ・トランジスタ２０、２２、２４、２６及びクランピング・トランジスタ２８、３０は、スタートアップ・モードの間、図３、図１３及び図１４に示すように、若干異なって制御される。スタートアップ・モードの間、図３に示すように、信号Ａ（１）、Ａ（２）、Ｂ（１）及びＢ（２）は、マイクロコントローラ２１０によって提供される。信号ＣはＯＲゲート２１２によって出力されるものであり、このＯＲゲート２１２への入力は、信号Ａ（１）及びＡ（２）である。信号ＤはＯＲゲート２１４によって出力されるものであり、このＯＲゲート２１４への入力は、信号Ｂ（１）及びＢ（２）である。
【００２９】
図１３は、スタートアップ・モード時における電力変換回路１０のタイミング図である。図１４は、マイクロコントローラ２１０のピンＰ１〜Ｐ４の出力、即ち、連続するクロック・サイクル中における信号Ａ（１）から信号Ｄの状態を示す表である。システム・クロック又は他の周期的な関数の第１のサイクルに対応する時間Ｔ１から開始すると、マイクロコントローラ２１０のピンＰ１及びＰ４はハイであり、ピンＰ２及びＰ３はローである。従って、信号Ａ（１）、Ａ（２）及びＣはハイであり、一方、信号Ｂ（１）、Ｂ（２）及びＤはローである。時間Ｔ２では、ピンＰ１がハイであり、ピンＰ２〜Ｐ４はローである。従って、信号Ａ（１）及びＣがハイとなり、信号Ａ（２）、Ｂ（１）、Ｂ（２）及びＤがローとなる。このシーケンスは、図１４の表に従って、そして図１３に示すように、進行する。時間Ｔ７（図示せず）で、このシーケンスは繰り返される。このシーケンスは、ＶOUTが所望のレベルに到達するまで続けられ、所望のレベルに到達すると、上述の通常動作モードの制御スキームを開始する。図１３には、信号Ａ（１）、Ａ（２）、Ｂ（１）、Ｂ（２）、Ｃ及びＤに加えて、昇圧インダクタ１６を流れる電流Ｉ（１６）、コンデンサ３２の電圧Ｖ（３２）、出力電圧ＶOUT、および電流Ｉ（３２）を示している。
【００３０】
本発明を実施する特定の実施例について説明したが、特許請求の範囲の請求項に示す本発明の精神内及び範囲内にある、上述のシステム及び技法の様々な変形形態及び置換形態が存在することを、当業者は理解するであろう。本明細書において説明した回路及び方法は、本発明を実施することができる可能な回路及び方法の単なる実施例に過ぎず、他の回路及び／又は方法を使用することも可能である。例えば、本発明は、ハーフ・ブリッジ電流形態で実施することも可能である。他の例としては、様々な極性の変更、他のコンポーネントの代用及び／又は追加、特定のコンポーネントの削除、及び様々なコンポーネントの配置換えが可能である。これら及び他の改変は本発明の範囲内であり、本発明は特許請求の範囲によってのみ制限される。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】図１は、本発明の一実施形態による電力変換回路の概略図である。
【図２】図２は、本発明の一実施形態による図１の電力変換回路の通常動作モードのための制御回路の概略図である。
【図３】図３は、本発明の一実施形態による図１の電力変換回路のスタートアップ・モードのための制御回路の概略図である。
【図４】図４は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路のタイミング図である。
【図５】図５は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図６】図６は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図７】図７は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図８】図８は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図９】図９は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図１０】図１０は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図１１】図１１は、通常動作モードのときの図１の電力変換回路に流れる電流を示す図である。
【図１２】図１２は、図１の電力変換回路の通常動作モードのときの図２の制御回路の動作を説明するタイミング図である。
【図１３】図１３は、スタートアップ・モードのときの図１の電力変換回路のタイミング図である。
【図１４】図１４は、図１の電力変換回路のスタートアップのときの様々な制御信号の値を示す表である。
【符号の説明】
【００３２】
１０  電力変換回路：  １２  変圧器：  １４  電圧源：  １６  昇圧インダクタ：  １８  ホール効果トランスフォーマ：  ２０、２２、２４、２６、２８、３０  トランジスタ：  ３２、３４、３６、１１８、１２０、１３０、１５４、１５８  コンデンサ：  ３５、３７  端子：  ３８、４０、４２、４４  ダイオード：  １００、２００  制御回路：  １１０  比例積分器微分器（ＰＩＤ）：  １１２、１２４  オペアンプ：  １１４、１１６、１２２、１２６、１２８、１５２、１５６  抵抗：  １３２  比較器：  １３４  搬送波発生器：  １３６、１３８、２１２、２１４  ＯＲゲート：  １４０  フリップ・フロップ：  １４１、１４３  インバータ：  １４２、１４４  ＡＮＤゲート：  ２１０  マイクロコントローラ
【図１】
2005020988.tif 000003
【図２】
2005020988.tif 000004
【図３】
2005020988.tif 000005
【図４】
2005020988.tif 000006
【図５】
2005020988.tif 000007
【図６】
2005020988.tif 000008
【図７】
2005020988.tif 000009
【図８】
2005020988.tif 000010
【図９】
2005020988.tif 000011
【図１０】
2005020988.tif 000012
【図１１】
2005020988.tif 000013
【図１２】
2005020988.tif 000014
【図１３】
2005020988.tif 000015
【図１４】
2005020988.tif 000016