(57)【要約】【課題】主スイッチのサージ電圧を減少することにより低ノイズ及び高効率を図ることができる直流電源装置を提供する。【解決手段】全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２に一端が接続された主スイッチＱ１とトランスＴａの１次巻線５ａとの第１直列回路と、負極側出力端Ｐ２に一端が接続され、第１直列回路に並列に接続されたコンデンサＣ１と、正極側出力端Ｐ１とコンデンサＣ１の他端との間に接続され、リアクトルＬ１と３次巻線５ｃとダイオードＤ１との第２直列回路と、主スイッチＱ１と１次巻線５ａとの接続点と３次巻線５ｃとダイオードＤ１との接続点との間に接続されたコンデンサＣ２と、２次巻線５ｂに接続されたダイオードＤｏ及び平滑コンデンサＣｏと、主スイッチＱ１をオン／オフ制御することにより出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。【選択図】図１
2005218198.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力する直流電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の負極側出力端に一端が接続された主スイッチとトランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、
前記整流回路の負極側出力端に一端が接続され、前記第１直列回路に並列に接続された電源用コンデンサと、
前記整流回路の正極側出力端と前記電源用コンデンサの他端との間に接続され、第１リアクトルと前記トランスの３次巻線とダイオードとが直列に接続された第２直列回路と、
前記主スイッチと前記トランスの１次巻線との接続点と前記トランスの３次巻線と前記ダイオードとの接続点との間に接続されたコンデンサと、
前記トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、
前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
を有することを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記トランスは４次巻線をさらに備え、
前記主スイッチに並列に接続され、前記トランスの４次巻線と第２リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第３直列回路と、
前記主スイッチに並列に接続された共振用コンデンサ及び共振用ダイオードとを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記主スイッチをオンさせる前に前記補助スイッチをオンさせることを特徴とする請求項２記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記整流回路と前記電源用コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該電源用コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、
前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記電源用コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項５記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項５又は請求項６記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、簡単で安価な力率改善可能な直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
力率を改善した従来の直流電源装置を図９に示す（特許文献１）。図９において、交流電源Ｖａｃ１の両端には全波整流回路Ｂ１が接続され、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とＦＥＴからなる主スイッチＱ１との直列回路が接続されている。コンデンサＣ２と主スイッチＱ１との接続点と全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２との間には、トランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とトランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）と電源用コンデンサＣ１（以下、コンデンサＣ１と略称する。）との直列回路が接続されている。リアクトルＬ１とコンデンサＣ２との接続点とトランスＴの１次巻線５ａと３次巻線５ｃとの接続点との間には、ダイオードＤ１が接続されている。主スイッチＱ１には並列にダイオードＤｑ１が接続されている。
【０００３】
なお、トランスＴの１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを別々に設ける代わりに、トランスＴの１次巻線（巻数（ｎ１＋ｎ３））の中間タップｎ１：ｎ３の位置にダイオードＤ１のカソードを接続し、ダイオードＤ１のアノードをコンデンサＣ２及びリアクトルＬ１に接続しても良い。
【０００４】
トランスＴの２次巻線５ｂとダイオードＤｏとの直列回路の両端には平滑コンデンサＣｏが接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端の電圧を出力電圧として取り出し、制御回路１００は出力電圧が所定電圧となるように主スイッチＱ１１をオン／オフ制御するようになっている。
【０００５】
次に図９に示す従来の直流電源装置の動作を図１０のタイミングチャートを参照しながら説明する。図１０において、Ｖｑ１は主スイッチＱ１のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｑ１は主スイッチＱ１に流れる電流を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ２において、主スイッチＱ１がオンすると、Ｃ１→５ｃ→５ａ→Ｑ１→Ｃ１と電流が流れる。また、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとの巻線比（ｎ１：ｎ３）分だけダイオードＤ１のアノード電圧が低下し、低下したダイオードＤ１のアノード電圧が入力電圧より低い場合には、Ｂ１→Ｌ１→Ｄ１→５ａ→Ｑ１→Ｂ１と電流Ｉｑ１が流れる。即ち、リアクトルＬ１を介して電流が流れ込むため、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。リアクトルＬ１に流れる電流は、傾斜を有して増大し、このピーク値は、全波整流回路Ｂ１の整流電圧（入力電圧Ｖｉに対応）の振幅に応じて変化する。
【０００７】
また、トランスＴにもエネルギーが蓄えられる。なお、２次巻線５ｂには下向きの電圧が発生するので、ダイオードＤｏには電流が流れない。また、これと同時にＢ１→Ｌ１→Ｄ１→５ｃ→Ｃ１→Ｂ１と電流が流れる。即ち、コンデンサＣ１が充電される。
【０００８】
次に、時刻ｔ３において、主スイッチＱ１がオフすると、コンデンサＣ２が放電してダイオードＤｏがオンとなり、トランスＴに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤｏを介して負荷Ｒｏに供給される。また、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、コンデンサＣ１とダイオードＤ１を介して放出されトランスＴの２次側の負荷Ｒｏにエネルギーを供給すると共に、コンデンサＣ１を充電する。
【０００９】
従って、主スイッチＱ１がオフするときには、即ち、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が上昇して、コンデンサＣ２を充電している時には、主スイッチＱ１は、ソフトスイッチング動作し、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１は、コンデンサＣ２の大きさで電圧の傾きが決められる。なお、コンデンサＣ２としては、１０００ｐＦ〜数１０００ｐＦのコンデンサが使用されている。
【特許文献１】特許第３１２７９７９号公報（図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、実際の回路では、トランスＴの１次巻線５ａと３次巻線５ｃとのタップに電流を流し込むとき、トランスＴのタップに漏洩インダクタンスがあると、この漏洩インダクタンスにより振動してしまう。この振動により主スイッチＱ１にサージ電圧が発生するため、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が減衰振動する。このため、主スイッチＱ１にロスやノイズが発生するため、効率が低下する。従って、漏洩インダクタンスをできるだけ小さくしたいが、実際のトランスではなかなか小さくできなかった。
【００１１】
本発明は、主スイッチのサージ電圧を減少することにより低ノイズ及び高効率を図ることができる直流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力する直流電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の負極側出力端に一端が接続された主スイッチとトランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、前記整流回路の負極側出力端に一端が接続され、前記第１直列回路に並列に接続された電源用コンデンサと、前記整流回路の正極側出力端と前記電源用コンデンサの他端との間に接続され、第１リアクトルと前記トランスの３次巻線とダイオードとが直列に接続された第２直列回路と、前記主スイッチと前記トランスの１次巻線との接続点と前記トランスの３次巻線と前記ダイオードとの接続点との間に接続されたコンデンサと、前記トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明は、請求項１記載の直流電源装置において、前記トランスは４次巻線をさらに備え、前記主スイッチに並列に接続され、前記トランスの４次巻線と第２リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第３直列回路と、前記主スイッチに並列に接続された共振用コンデンサ及び共振用ダイオードとを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項２記載の直流電源装置において、前記制御回路は、前記主スイッチをオンさせる前に前記補助スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流電源装置において、前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流電源装置において、前記整流回路と前記電源用コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該電源用コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記電源用コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明は、請求項５記載の直流電源装置において、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００１８】
請求項７の発明は、請求項５又は請求項６記載の直流電源装置において、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、トランスの１次巻線に対して、トランスの３次巻線を直列に接続せずに分離独立した巻線としたので、主スイッチがオフした時のサージ電流は、３次巻線を介することなく、コンデンサとダイオードと電源用コンデンサを介して放電する。このため、トランスの漏洩インダクタンスに影響されないので、主スイッチのサージ電圧を減少することにより低ノイズ及び高効率を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明に係る直流電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
実施の形態に係る直流電源装置は、トランスのタップを使用せずに漏洩インダクタンスが影響しない回路を考案したものである。即ち、同一のトランスＴの上に別の３次巻線５ｃを使用し分離して巻回することにより、見かけ上のトランスの漏洩インダクタンスと関係ない回路にしたものである。
【実施例１】
【００２２】
図１は実施例１の直流電源装置の回路構成図である。図１において、交流電源Ｖａｃ１に接続して交流電圧を整流する全波整流回路Ｂ１が設けられている。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２に一端が接続されたＦＥＴからなる主スイッチＱ１とトランスＴａの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）との直列回路が設けられている。主スイッチＱ１には並列にダイオードＤｑ１が接続されている。このダイオードＤｑ１は、主スイッチＱ１の寄生容量であっても良い。コンデンサＣ１は、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２に一端が接続され、前記直列回路に並列に接続されている。
【００２３】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１とコンデンサＣ１の他端との間には、第１リアクトルＬ１とトランスＴａの３次巻線５ｃとダイオードＤ１とが直列に接続されている。主スイッチＱ１とトランスＴａの１次巻線５ａとの接続点とトランスＴａの３次巻線５ｃとダイオードＤ１との接続点との間には、コンデンサＣ２が接続されている。
【００２４】
トランスＴａの２次巻線５ｂとダイオードＤｏとの直列回路の両端には平滑コンデンサＣｏが接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端の電圧を出力電圧として取り出し、制御回路１０は出力電圧が所定電圧となるように主スイッチＱ１をオン／オフ制御するようになっている。
【００２５】
次に図１に示す実施例１の直流電源装置の動作を図２のタイミングチャートを参照しながら説明する。図２において、Ｖｑ１は主スイッチＱ１のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｑ１は主スイッチＱ１に流れる電流、ＩｄｏはダイオードＤｏに流れる電流、ＩＬ１はリアクトルＬ１に流れる電流、ＩＣ２はコンデンサＣ２に流れる電流を示している。
【００２６】
まず、期間Ｔ４において、主スイッチＱ１がオンすると、Ｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｉｑ１が流れる。このため、エネルギーがトランスＴａに蓄えられる。また、ダイオードＤ１がオフし、Ｂ１→Ｌ１→５ｃ→Ｃ２→Ｑ１→Ｂ１と電流ＩＬ１が流れ込み、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサＣ２に電流ＩＣ２が流れる。コンデンサＣ２は、放電後、ダイオードＤ１のアノードへの接続端側を正極とするように充電される。
【００２７】
次に、期間Ｔ１において、主スイッチＱ１がオン状態にあるとき、コンデンサＣ２が充電を終了し、ダイオードＤ１がオンする。すると、Ｂ１→Ｌ１→５ｃ→Ｄ１→５ａ→Ｑ１→Ｂ１と電流Ｉｑ１及び電流ＩＬ１が流れて増加していく。リアクトルＬ１に流れる電流は、傾斜を有して増大し、このピーク値は、全波整流回路Ｂ１の整流電圧（入力電圧Ｖｉに対応）の振幅に応じて変化する。このため、図３に示すように、商用交流電源の入力電流Ｉｉは商用交流電源の入力電圧Ｖｉに応じて変化するので、力率が改善される。入力電圧Ｖｉに対しては、トランスＴａの３次巻線５ｃの電圧分だけ引き算した電圧が、入力電圧Ｖｉよりも低い時、リアクトルＬ１を介して流れ込む。
【００２８】
次に、期間Ｔ２において、主スイッチＱ１がオフすると、コンデンサＣ２は放電後、トランスＴａのエネルギーにより主スイッチＱ１への接続端側を正極とするように充電されるので、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が上昇していく。
【００２９】
次に、期間Ｔ３において、コンデンサＣ２の充電が終了すると、トランスＴａとリアクトルＬ１のエネルギーがダイオードＤ１とコンデンサＣ１を通して放出される。このため、電流ＩＬ１が減少していく。また、２次巻線５ｂには上向きの電圧が発生するので、ダイオードＤｏがオンして、電流Ｉｄｏが流れて、負荷Ｒｏに電力が供給される。
【００３０】
図９に示す従来の直流電源装置では、主スイッチＱ１がオフするときのサージ電流は、Ｃ２→Ｄ１→５ｃ→Ｃ１→Ｄｑ１→Ｃ２の経路で放電していた。
【００３１】
これに対して、実施例１の直流電源装置では、主スイッチＱ１がオフするときのサージ電流は、トランスＴａの３次巻線５ｃを介することなく、Ｃ２→Ｄ１→Ｃ１→Ｄｑ１→Ｃ２の経路で放電する。このため、トランスＴａの漏洩インダクタンスに影響されないので、主スイッチＱ１のサージ電圧を確実に吸収することができる。従って、主スイッチＱ１のサージ電圧を減少することにより低ノイズ及び高効率を図ることができる。
【００３２】
従来の直流電源装置では、図１０に示すように、トランスＴの漏洩インダクタンスによって主スイッチＱ１がオフした時に、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１にサージ電圧（減衰振動電圧）が発生しているが、実施例１の直流電源装置では、図２に示すように、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１は、サージ電圧が十分に抑えられている。
【実施例２】
【００３３】
次に実施例２に係る直流電源装置を説明する。図４は実施例２に係る直流電源装置を示す回路構成図である。図４に示す実施例２に係る直流電源装置は、図１に示す実施例１に係る直流電源装置の構成を有すると共に、さらに、主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００３４】
なお、図４の構成部分において、図１に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【００３５】
図４において、トランスＴｂは、１次巻線５ａ、２次巻線５ｂ、３次巻線５ｃ、４次巻線５ｄ（巻数ｎ４）を備えている。主スイッチＱ１には並列に、トランスＴｂの４次巻線５ｄと第２リアクトルＬ２と逆流防止ダイオードＤ２と補助スイッチＱ２との直列回路が接続されている。第２リアクトルＬ２は、トランスＴｂのリーケージインダクタンスであってもよく、あるいはリーケージインダクタンスとは別のインダクタンスであってもよい。
【００３６】
主スイッチＱ１には並列に、共振用コンデンサＣｑ１及び共振用ダイオードＤｑ１が接続されている。共振用コンデンサＣｑ１及び共振用ダイオードＤｑ１は、主スイッチＱ１の寄生容量及び寄生ダイオードであっても良い。
【００３７】
主スイッチＱ１、補助スイッチＱ２は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。
【００３８】
制御回路１０ａは、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせる。制御回路１０ａは、主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせるとともに、平滑コンデンサＣｏからの出力電圧を所定の電圧に制御して安定化させるようになっている。
【００３９】
次にこのように構成された実施例２に係る直流電源装置の動作を図５のタイミングチャートを参照しながら説明する。図５において、Ｖｇ１は制御回路１０ａから主スイッチＱ１の制御端子（例えばＦＥＴのゲート）に印加されて主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号、Ｖｇ２は制御回路１０ａから補助スイッチＱ２の制御端子（例えばＦＥＴのゲート）に印加されて補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号、Ｖｑ１は主スイッチＱ１のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｑ１は主スイッチＱ１に流れる電流、Ｖｑ２は補助スイッチＱ２のドレイン−ソース間の電圧、Ｉｑ２は補助スイッチＱ２に流れる電流、ＩｔはトランスＴｂに流れる電流、ＩＬ１はリアクトルＬ１に流れる電流、ＩｄｏはダイオードＤｏに流れる電流を示している。
【００４０】
まず、期間Ｔ１において、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２がオン状態にあるとき、コンデンサＣ２が充電を終了し、ダイオードＤ１がオンする。すると、Ｂ１→Ｌ１→５ｃ→Ｄ１→５ａ→Ｑ１→Ｂ１と電流Ｉｑ１及び電流ＩＬ１と流れて増加していく。このため、トランスＴｂにエネルギーが蓄えられると共に、交流電源Ｖａｃ１から流れ込む電流により、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【００４１】
次に、期間Ｔ２において、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２がオフすると、トランスＴｂとリアクトルＬ１のエネルギーにより、共振用コンデンサＣｑ１とコンデンサＣ２が充電されながら、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が上昇していく。
【００４２】
期間Ｔ３において、コンデンサＣ２及び共振用コンデンサＣｑ１の充電が終了すると、トランスＴｂとリアクトルＬ１のエネルギーがダイオードＤ１とコンデンサＣ１を通して放出される。このため、電流ＩＬ１が減少していく。また、２次巻線５ｂには上向きの電圧が発生するので、ダイオードＤｏがオンして、電流Ｉｄｏが流れて、負荷Ｒｏに電力が供給される。期間Ｔ４において、先にリアクトルＬ１の電流ＩＬ１が無くなり、ダイオードＤｏの電流Ｉｄｏだけになる。
【００４３】
期間Ｔ５において、補助スイッチＱ２がオンすると、トランスＴｂの４次巻線５ｄとリアクトルＬ２とダイオードＤ２を通って電流Ｉｑ２が流れて、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が零まで下がる。
【００４４】
期間Ｔ６において、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が零になり、主スイッチＱ１をオンすると、主スイッチＱ１をＺＶＳ動作させることができる。そして、補助スイッチＱ２の電流Ｉｑ２が減少して零まで下がり、コンデンサＣ２は、放電後、ダイオードＤ１のアノードへの接続端側を正極とするように充電される。主スイッチＱ１の電流Ｉｑ１は、マイナスの方向からプラスの方向に電流が流れる。次の期間Ｔ１において、コンデンサＣ２は充電を終え電流も零になり、主スイッチＱ１はオンになり、元の状態に戻る。
【００４５】
このように実施例２によれば、実施例１の効果が得られるとともに、主スイッチＱ１がオンするときもオフするときでもＺＶＳ動作でオン／オフすることができるので、低ノイズで高効率の直流電源装置を提供することができる。
【実施例３】
【００４６】
次に実施例３に係る直流電源装置を説明する。実施例１及び実施例２に係る直流電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【００４７】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【００４８】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【００４９】
そこで、実施例３に係る直流電源装置は、実施例１に係る直流電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【００５０】
図６は実施例３に係る直流電源装置を示す回路構成図である。図６に示す直流電源装置は、図１に示す実施例１に係る直流電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御するノーマリオン回路を有していることを特徴とする。
【００５１】
このノーマリオン回路は以下のように構成される。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２と、主スイッチＱ１ｎとコンデンサＣ１との接続点との間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。主スイッチＱ１ｎは、ＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチであり、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【００５２】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【００５３】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ１２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ１２の両端電圧を主スイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【００５４】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ１２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオンする。
【００５５】
制御回路１１は、コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力し、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【００５６】
また、トランスＴｃに設けられた補助巻線５ｅ（巻数ｎ５）の一端は、主スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ１３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｅの他端は、ダイオードＤ１３のカソードに接続され、ダイオードＤ１３のアノードはコンデンサＣ１３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｅとダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｅで発生した電圧をダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給する。
【００５７】
次にこのように構成された実施例３に係る直流電源装置の動作を図６乃至図８を参照しながら説明する。
【００５８】
なお、図８において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ１２電圧は、コンデンサＣ１２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣｏの電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【００５９】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図７中の（１））。
【００６０】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ１２に蓄えられる（図７中の（２））。ここで、コンデンサＣ１２の端子ｆ側が例えばゼロ電位となり、コンデンサＣ１２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ１２の電圧は、図８に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ１２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【００６１】
そして、コンデンサＣ１２の電圧が、主スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図８の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図７中の（３））。このため、主スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【００６２】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、コンデンサＣ１は、充電されて（図７中の（４））、コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、コンデンサＣ１の充電が完了する。
【００６３】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図７中の（５））。このため、主スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、Ｃ１→５ａ→Ｑ１ｎ→Ｃ１と電流が流れる（図７中の（６））。このため、トランスＴｃの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。
【００６４】
また、トランスＴｃの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｅにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給される（図７中の（７））。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、主スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【００６５】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３に主スイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、２次巻線５ｂからダイオードＤｏを介して負荷Ｒｏ及びコンデンサＣｏに電流が流れて、負荷Ｒｏに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図７中の（８））、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【００６６】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えばコンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎは、図１に示す実施例１に係る直流電源装置のスイッチＱ１の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【００６７】
このように実施例３に係る直流電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧により主スイッチＱ１ｎをオフさせ、コンデンサＣ１が充電された後、主スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流電源装置を提供することができる。また、実施例１の効果が得られる。
【００６８】
なお、本発明は、実施例１乃至実施例３に限定されるものではない。例えば、図４に示す実施例２に係る直流電源装置に、図６に示す実施例３に係る直流電源装置に設けられたノーマリオン回路を追加するように構成してよい。ノーマリオン回路は、突入電流制限抵抗Ｒ１とスイッチＳ１と起動電源部１２と制御回路１１と通常動作電源部１３とを含み、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎを用いる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明の直流電源装置は、ＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】実施例１に係る直流電源装置を示す回路構成図である。
【図２】実施例１に係る直流電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】実施例１に係る直流電源装置の入力電圧及び入力電流の波形を示す図である。
【図４】実施例２に係る直流電源装置を示す回路構成図である。
【図５】実施例２に係る直流電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図６】実施例３に係る直流電源装置を示す回路構成図である。
【図７】実施例３に係る直流電源装置の動作を説明するための図である。
【図８】実施例３に係る直流電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】従来の直流電源装置を示す回路構成図である。
【図１０】従来の直流電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００７１】
Ｖａｃ１  交流電源
Ｂ１  全波整流回路
１０，１０ａ，１１，１００  制御回路
Ｑ１，Ｑ１ｎ  主スイッチ
Ｑ２  補助スイッチ
Ｒｏ  負荷  
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
Ｌ１，Ｌ２  リアクトル
Ｃｏ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１２，Ｃ１３  コンデンサ
Ｓ１  スイッチ
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ  トランス
５ａ  １次巻線（ｎ１）
５ｂ  ２次巻線（ｎ２）
５ｃ  ３次巻線（ｎ３）
５ｄ  ４次巻線（ｎ４）
５ｅ  補助巻線（ｎ５）
１２  起動電源部
１３  通常動作電源部
Ｄｏ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄｑ１，Ｄ１２，Ｄ１３  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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