(57)【要約】【課題】  電圧変動を補正することにより、各相の出力電流の歪みを除去し、大きな平滑コンデンサを必要としない電力変換装置を提供する。【解決手段】  直流電源から平滑コンデンサを介し、単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータ１で各相を形成するようにした多相インバータと、この多相インバータに電圧指令を与えて出力を制御する制御手段３と、前記単位インバータ１の各々の直流電圧を直接または間接的に検出する手段と、前記多相インバータの各相の電圧指令に補正を加える電圧指令補正手段４とを備え、前記電圧指令補正手段４は、前記検出手段により得られた信号を用いて前記多相インバータの各相の直流電圧の変動分を求める演算手段を有し、この演算手段の演算結果により前記多相インバータの電圧指令を補正するように電力変換装置を構成する。【選択図】  図１
2005110335.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から平滑コンデンサを介し、単相交流出力を得る
少なくとも１台の単位インバータの出力で夫々各相を形成するように構成した多相インバータと、
この多相インバータに電圧指令を与えて出力を制御する制御手段と、
前記単位インバータの各々の直流電圧を直接または間接的に検出する検出手段と、
前記多相インバータの各相の電圧指令に補正を加える電圧指令補正手段と
を備え、
前記電圧指令補正手段は、
前記検出手段により得られた信号を用いて前記多相インバータの各相の直流電圧の変動分を求める演算手段を有し、
この演算手段の演算結果により前記多相インバータの各相の電圧指令を補正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記演算手段は、
前記多相インバータの全相の直流電圧の平均値と、
前記多相インバータの各相の直流電圧との差分を夫々求めることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記演算手段は、
前記多相インバータの各相毎に、
直流電圧と直流電圧の時間平均値との差分を夫々求めることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
直流電源から平滑コンデンサを介し、単相交流出力を得る
少なくとも１台の単位インバータの出力で夫々各相を形成するように構成した多相インバータと、
この多相インバータに電圧指令を与えて出力を制御する制御手段と、
前記単位インバータの各々の出力電圧及び出力電流を、直接または間接的に検出する検出手段と、
前記多相インバータの各相の電圧指令に補正を加える電圧指令補正手段と
を備え、
前記電圧指令補正手段は、
前記検出手段により得られた信号を用いて前記多相インバータの各相の直流電圧の変動分に相当する無効電力を求める演算手段を有し、
この演算手段の演算結果により前記多相インバータの各相の電圧指令を補正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
前記演算手段は、
前記単位インバータの出力電圧と出力電流の積を全相分加算して得た瞬時電力の１相あたりの平均値と、
各相の瞬時電力との差分を夫々求めることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記演算手段は、
前記単相インバータの出力電圧と出力電流の積を全相分加算して得た瞬時電力の１相あたりの平均値と、各相の瞬時電力との差分を全相分２乗平均して得られる振幅と、
各相の出力電圧または出力電流の周波数の２倍の周波数と、
各相の出力電圧と出力電流から得られる力率角の半分の位相差と
を持つ正弦波の無効電力を各相に対し夫々変換して求めることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記演算手段は、
前記単相インバータの出力電圧と出力電流の積を全相分加算して得た瞬時電力の１相あたりの平均値を力率で除算して得られる振幅と、
各相の出力電圧または出力電流の周波数の２倍の周波数と、
各相の出力電圧と出力電流から得られる力率角の半分の位相差と
を持つ正弦波の無効電力を各相に対し夫々変換して求めることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項８】
直流電源から平滑コンデンサを介し、単相交流出力を得る
少なくとも１台の単位インバータの出力で夫々各相を形成するように構成した多相インバータと、
この多相インバータで駆動される交流電動機と、
前記多相インバータに電圧指令を与えて出力を制御する制御手段と、
前記単位インバータの各々の出力電圧及び出力電流を、直接または間接的に検出する検出手段と、
前記多相インバータの各相の電圧指令に補正を加える電圧指令補正手段と
を備え、
前記電圧指令補正手段は、
前記検出手段により得られた信号を用いて前記多相インバータの各相の直流電圧の変動分に相当する無効電力を求める演算手段を有し、
この演算手段の演算結果により前記多相インバータの各相の電圧指令を補正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
前記演算手段は、
前記単相インバータの出力電圧と前記交流電動機のトルク成分電流の積から得られる瞬時電力の１相あたりの平均値を力率で除算して得られる振幅と、
各相の出力電圧または出力電流の周波数の２倍の周波数と、
各相の出力電圧と出力電流から得られる力率角の半分の位相差と
を持つ正弦波の無効電力を各相に変換して求めることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記検出手段のうち、出力電圧を検出する検出手段は、
前記交流電動機の磁束または磁束分電流指令と、前記交流電動機の速度との積から得られる電動機誘起電圧によることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係わり、特に単位インバータの単相出力で各相を構成して多相交流電力を得る電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
３相電力を出力する電力変換装置においては、電力変換装置の大容量化、高電圧化を目的とし、また、その出力波形を改善するため、３相交流電源から２次側に複数の巻線を持った変圧器を介して３相交流電力を複数台の単位インバータへ供給し、これらの単位インバータを３グループに分割し、各グループの単相出力を夫々直列に接続し、その直列接続されたグループの一端を中性点として接続し、その他端を夫々３相の交流電動機の各相に接続することにより、交流電動機に３相交流電力を供給する手法が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
この場合、前述の単位インバータの主回路は、変圧器の２次巻線からの電力をコンバータ及び直流平滑コンデンサで直流電力に変換し、この直流電力をインバータで任意の周波数、電圧を持った交流電力に変換するように構成されている。従って、この電力変換装置の直流リンク部は電力変換装置の出力の各相毎に独立した構成となっている。
【特許文献１】特開平１１−１２２９４３号公報（第１４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、このような、独立した直流電源をもつ単位インバータの単相出力を多重接続した電力変換装置においては、各相の瞬時電力が変動することによって直流電圧変動が発生し、出力電流が正弦波から歪む。以下この原理について説明する。
【０００５】
３相インバータの時刻ｔにおける各相の出力電圧及電流は、角周波数をω、力率角をθとして、
Ｖｕ＝√２・｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ）
Ｖｖ＝√２・｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ−２π／３）
Ｖｗ＝√２・｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３）
Ｉｕ＝√２・｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ−θ）
Ｉｖ＝√２・｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ−２π／３−θ）
Ｉｗ＝√２・｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３−θ）
と記述できる。ここで、｜Ｖ｜及び｜Ｉ｜は夫々相電圧、相電流の実効値である。従って各相の瞬時電力は、以下となる。
【０００６】
Ｐｕ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ−θ）＋ｃｏｓθ｝
Ｐｖ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ−２π／３−θ）＋ｃｏｓθ｝
Ｐｗ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ＋２π／３−θ）＋ｃｏｓθ｝
また、全相の総電力は、これらを足し合わせた以下となる。
【０００７】
Ｐ＝Ｐｕ＋Ｐｖ＋Ｐｗ＝３・｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・ｃｏｓθ
即ち、総電力には時間による変動成分はないが、各相の瞬時電力に着目すると、第１項が無効電力相当で、出力の２倍の周波数、１／２の力率角の位相差をもつ正弦波となる。直流電圧はこの無効電力に応じて変動する。
【０００８】
図８は特許文献１に示された電力変換装置の動作説明図であり、各相の出力電圧、出力電流及び出力瞬時電力の波形をＵ相の出力電圧位相を基準に示したものである。電力変換装置の出力電圧のU相、V相及びW相の各相は互いに１２０度の位相差を持っている。また各相の出力電流は各相の出力電圧に対して一定の位相差を持って出力される。各相の出力瞬時電力は各相の電圧と電流の積で求まる。この各相の出力瞬時電力は図８に示したように出力電圧位相によって大きく変動する。
【０００９】
若し電力変換装置が共通の直流リンク部を持つ通常の電力変換装置であれば、各相毎の出力瞬時電力の和である電力変換装置全体の出力瞬時電力は一定となるため、コンバータ側から供給しなければならない電力は出力電圧位相によらず、一定となる。
【００１０】
ところが、この特許文献１に示された電力変換装置の場合は、各相毎に独立した直流リンク部を持つ単位インバータで構成されているため、各相を構成する単位インバータの出力瞬時電力は各相の出力瞬時電力と等しくなり、出力電圧位相によって変圧器の２次巻線からコンバータ、直流リンク部を介して供給される単相インバータの出力瞬時電力は大きく変動する。
【００１１】
直流電圧が各相で同一であると仮定しているＰＷＭ制御回路では、この直流電圧の変動により、出力電流が歪むこととなる。この電流歪みを抑えるために、従来は大きな平滑コンデンサが必要であった。しかし、このような大きな平滑コンデンサは、外形的にも、経済的にも問題があった。
【００１２】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、電圧変動を補正することにより、各相の出力電流の歪みを低減し、大きな平滑コンデンサを必要としない電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するため、本発明の第１の発明の電力変換装置は、直流電源から平滑コンデンサを介し、単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータの出力で夫々各相を形成するように構成した多相インバータと、この多相インバータに電圧指令を与えて出力を制御する制御手段と、前記単位インバータの各々の直流電圧を直接または間接的に検出する検出手段と、前記多相インバータの各相の電圧指令に補正を加える電圧指令補正手段とを備え、前記電圧指令補正手段は、前記検出手段で検出された信号を用いて前記多相インバータの各相の直流電圧の変動分を求める演算手段を有し、この演算手段の演算結果により前記多相インバータの各相の電圧指令を補正することを特徴としている。
【００１４】
また、本発明の第２の発明の電力変換装置は、直流電源から平滑コンデンサを介し、単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータの出力で夫々各相を形成するように構成した多相インバータと、この多相インバータに電圧指令を与えて出力を制御する制御手段と、前記単位インバータの各々の出力電圧及び出力電流を、直接または間接的に検出する検出手段と、前記多相インバータの各相の電圧指令に補正を加える電圧指令補正手段とを備え、前記電圧指令補正手段は、前記検出手段により得られた信号を用いて前記多相インバータの各相の直流電圧の変動分に相当する無効電力を求める演算手段を有し、この演算手段の演算結果により前記多相インバータの各相の電圧指令を補正することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、各相の直流電圧または無効電力の比例成分で、各相の電圧指令を補正するようにしているので、各相の出力電流の歪みを低減し、大きな平滑コンデンサを必要としない電力変換装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１７】
以下に、本発明の実施例１に係る電力変換装置を図１乃至図３を参照して説明する。図１は本発明の電力変換装置の回路構成図である。
【００１８】
単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗは単相出力インバータであり、その出力をＹ接続することにより３相インバータを構成し、交流電動機２に３相交流電力を供給している。単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗは、詳細を後述する主制御回路３からの電圧指令によって、所望の周波数成分を持つ電圧を出力するように制御されている。また、電圧指令補正回路４は、各々の単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗの直流電圧の変動分を求め、主制御回路３からの電圧指令を補正するための電圧補正指令を出力する。補正された電圧指令は、図示しないＰＷＭ制御回路を介して単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗを制御している。
【００１９】
単位インバータ１の内部回路構成を図２に示す。直流電源１１の出力を平滑コンデンサ１２を介し、スイッチング素子１３ＡＰ、１３ＡＮ、１３ＢＰ及び１３ＢＮで構成される単相インバータ回路に供給する。各々のスイッチング素子１３には逆並列にフライホイールダイオードが接続されている。上記単相インバータ回路の出力端子Ａ、Ｂから交流出力が得られる。尚、直流電源１１は図２に示されたようなバッテリーを用いても良いが、交流電源をコンバータを用いて整流して得るようにしても良い。
【００２０】
次に、主制御回路３の詳細構成ついて説明する。
【００２１】
トルク設定器５で与えられたトルク基準Ｔ＊は、磁束設定器６で設定された励磁指令Φ＊で除算されてトルク電流基準Ｉｑ＊に変換される。また、励磁指令Φ＊は演算により励磁電流基準Ｉｄ＊に変換される。
【００２２】
一方、３相２相変換器９は電流検出器８Ａ、８Ｂ及び８Ｃで検出された交流電動機２の各相の電流を直交変換し、フィードバックトルク電流Ｉｑ及びフィードバック励磁電流Ｉｄを得る。これらのフィードバック電流Ｉｑ及びＩｄは上述のトルク電流基準Ｉｑ＊及び励磁電流基準Ｉｄ＊と夫々比較され、夫々の偏差がゼロになるように、電流制御器７Ａ及び７Ｂがｑ軸およびｄ軸の電圧基準Ｖｑ＊及びＶｄ＊を夫々制御する。ここで得られたｑ軸およびｄ軸の電圧基準Ｖｑ＊及びＶｄ＊は、２相３相変換器１０により３相の電圧基準Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊に変換される。
【００２３】
また、トルク基準Ｔ＊と励磁指令Φ＊から演算によりすべり角周波数ωｓを求め、これにフィードバック角速度ωｍを加えることにより電力変換装置の出力角周波数ω１を決定する。この出力角周波数ω１を積分して得られる出力位相基準θ１を、前述した３相２相変換器９の位相基準とするとともに、２相３相変換器１０から３相の電圧基準Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を求めるための位相基準としている。
【００２４】
次に電圧指令補正回路４の詳細について説明する。図３に電圧指令補正回路４のブロック構成図を示す。単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗの夫々の直流電圧値ＶＤＣｕ、ＶＤＣｖ及びＶＤＣｗの平均値を、平均値回路４１で得、得られた平均値と夫々の直流電圧値ＶＤＣｕ、ＶＤＣｖ及びＶＤＣｗの差に比例したｅｕ，ｅｖ，ｅｗを電圧指令の補正量として、元の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊に夫々加算補正する。このようにして補正された電圧指令は、前述したように、図示しないＰＷＭ制御回路によりゲートパルスに変換され、単位インバータ１のスイッチング素子１３に供給される。
【００２５】
以下に実施例１の作用効果について説明する。
【００２６】
通常、ＰＷＭ制御は、時間平均電圧を制御するものであるので、図２に示す２レベルインバータを適用した場合、直流電圧をＶｄｃ、オン時間比率をＴｏｎとすると、
出力電圧の平均値Ｖｏｕｔは以下となる。
【００２７】
Ｖｏｕｔ＝Ｔｏｎ・Ｖｄｃ                                （１）
オン時間比率Ｔｏｎは、ＰＷＭ回路に与える電圧指令Ｖ＊に比例するので、比例係数αを用いて、
Ｖｏｕｔ＝α・Ｖ＊・Ｖｄｃ                              （２）
と表せる。
【００２８】
一方、ｄ、ｑ軸上の制御量は、直流量として扱われ、各電圧、電流は、各相の実効値の平均値として扱われる。（２）式においてはＶｄｃが一定であることを前提にしているが、実際のＰＷＭ出力Ｖｏｕｔ＾は、変動する瞬時直流電圧によって出力電圧が決まり、この瞬時直流電圧をＶｄｃ＾と書き直すと、次式となる。
【００２９】
Ｖｏｕｔ＾＝α・Ｖ＊・Ｖｄｃ＾                          （３）
したがって、実電圧の不足分は、（２）−（３）式より次式となる。
【００３０】
Ｖｏｕｔ−Ｖｏｕｔ＾＝α・Ｖ＊・（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ＾）    （４）
ここで、（４）式を（α・Ｖｄｃ＾）で除算したものが補正分の電圧基準であるので、これをｅとおくと、
ｅ＝｛（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ＾）／Ｖｄｃ｝・Ｖ＊              （５）
従ってｅを用いて出力するべきＶｏｕｔを記述すると、以下となる。
【００３１】
Ｖｏｕｔ＝α・（Ｖ＊＋ｅ）・Ｖｄｃ＾                    （６）
以上のようにして、変動する各単相インバータの直流電圧Ｖｄｃ＾に応じて、電圧基準を補正することにより、出力すべき電圧が正しく得られ、電圧の変動に起因する電流の歪みを低減することが可能となる。
【００３２】
尚、実施例１では、所謂ベクトル制御によって、電圧、電流指令値を与えたが、例えばＶ／Ｆ制御などによって電圧及び電流指令を与えるような他の制御システムにおいても、同様の効果が得られる。
【００３３】
また、本実施例では、単位インバータ１を３台用いて３相インバータを構成する例を示しているが、インバータは多相インバータとしても良く、多相インバータの各相は単位インバータ１の単相出力を複数台直列に接続するようにしても良い。
【００３４】
以上説明したように、本発明によれば、各相の直流電圧の比例成分で、各相の電圧指令を補正するようにしたので、出力電流の歪みを低減でき、平滑コンデンサの容量を低減することが可能となる。
【実施例２】
【００３５】
図４は本発明の実施例２に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図である。この実施例２の各部について、図３の実施例１に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、図３の平均値回路４１に代えて、夫々の直流電圧値ＶＤＣｕ、ＶＤＣｖ及びＶＤＣｗの時間平均値を演算する時間平均回路４２Ｕ、４２Ｖ及び４２Ｗを夫々設けた点である。
【００３６】
図４の電圧指令補正回路４Ａでは、このように各相の時間平均を用いるが、各相の直流電圧がバランスした状態を考えれば、図３の平均値回路４１の出力と時間平均回路４２Ｕ、４２Ｖ及び４２Ｗの出力は基本的に同一となる。従って、得られる補正電圧指令ｅｕ、ｅｖ及びｅｗは実施例１で得られるものと等しくなり、直流電圧の変動に起因する電流の歪みを抑制することが可能となる。
【００３７】
尚、時間平均を得る方法としては、変動の周波数よりも高い周波数を除去するローパスフィルタを用いる方法や、過去の一定時間の直流電圧値をメモリして平均を求める方法等がある。
【実施例３】
【００３８】
図５は本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例３の各部について、図１の実施例１係る電力変換装置の回路構成図と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、直流電圧値ＶＤＣｕ、ＶＤＣｖ及びＶＤＣｗを入力とする電圧指令補正回路４に代えて、各相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊、並びに電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊を入力とする電圧指令補正回路４Ｂを設けた点と、ｄ軸、ｑ軸の電流基準Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を各相の電流基準Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊に変換する２相３相変換器１４を設けた点である。
【００３９】
図６に電圧指令補正回路４Ｂのブロック構成図を示す。電圧指令補正回路４Ｂは、各相の電圧、電流指令値の積を、加算回路４３で加算平均し、この加算平均した量と各相の瞬時電力との差分に比例した量を各相毎に電圧基準補正指令ｅｕ、ｅｖ及びｅｗとして出力する。
【００４０】
各相の直流電圧の変動は、各相の無効電力に比例する。上記のように加算平均して得られた量は有効電力であり、各相の瞬時電力からこの有効電力を減算した量が無効電力となる。従って、この無効電力に比例して電圧指令を補正することにより、実施例１と同様の効果が得られる。
【００４１】
尚、実施例３では、瞬時電力の演算を電圧、電流指令を用いて行ったが、各相の出力電圧、あるいは出力電流を直接検出しても良く、また、指令値と直接検出された出力電流または電圧との組合せを用いて瞬時電力の演算を行っても、同様の効果が得られる。
【００４２】
また、実施例３では、３相の瞬時電力を加算することにより、有効電力を得たが、実施例２と同様に、各相の時間平均を用いて、各相の有効電力を求めても良い。
【００４３】
以上説明したように、各相の直流電圧の比例成分に代えて各相の無効電力量の比例成分で各相の電圧指令を補正するようにしても、出力電流の歪みを低減でき、平滑コンデンサの容量を低減することができる。
【実施例４】
【００４４】
図７は本発明の実施例４に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図である。この実施例４の各部について、図６の実施例３に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例４が実施例３と異なる点は、各相の無効電力を入力とし全相の２乗平均を演算する２乗平均回路４４、この２乗平均回路４４の出力である無効電力と加算回路４３により加算平均して求めた有効電力から力率を求める正接角演算回路４５、並びに２乗平均回路４４の出力、前記力率角の１／２の値、及び出力角周波数の２倍の周波数を入力とし、各相の正弦波無効電力量に相当する出力を得る３相正弦波回路４６が追加された点である。
【００４５】
電圧指令補正回路４Ｃでは、実施例３と同様、電圧、電流指令の積の総和により有効電力を得、有効電力と各相の瞬時電力との差により各相の無効電力を得る。各相の無効電力の実効値の平均値は、２乗平均回路４４によって次式の演算を行うことにより得ることができる。尚、Ｑｕ、Ｑｖ及びＱｗは各相の無効電力を表し、Ｑは無効電力の実効値の平均値を表す。
【００４６】
Ｑ＝{（Ｑｕ２＋Ｑｖ２＋Ｑｗ２）／３}１／２                  （７）
また、正接角演算回路４５により、有効電力と無効電力の正接角を求め、３相正弦波回路４６により、以下の式により、各相の電圧指令補正量を決定する。
【００４７】
ｅｕ＝Ｇ・Ｑ・ｃｏｓ（ωｅｔ−θｅ）                    （８）
ｅｖ＝Ｇ・Ｑ・ｃｏｓ（ωｅｔ−２π／３−θｅ）          （９）
ｅｗ＝Ｇ・Ｑ・ｃｏｓ（ωｅｔ＋２π／３−θｅ）        （１０）
但し、Ｇは比例定数、θｅは上記正接角の１／２の値であり、またωｅ＝２ω１である。
【００４８】
上記（８）乃至（１０）式は、無効電力を瞬時値ではなく、振幅と位相で表している。従って、この実施例４によれば、瞬時無効電力を使って電圧基準を補正する実施例３と同様の作用効果が得られる。
【００４９】
尚、実施例４では、瞬時電力の演算を電圧、電流指令で行ったが、各相の出力電圧、あるいは出力電流を直接検出しても良く、また、指令値と直接検出された出力電流または電圧との組合せを用いて瞬時電力の演算を行っても、同様の効果が得られる。
【００５０】
また、実施例４では、３相の瞬時電力を加算して有効電力を得たが、実施例２と同様に、各相の時間平均を用いて、各相の有効電力を求めても良い。
【００５１】
更に、実施例４では、総電力の１相あたりの平均電力と、各相の瞬時電力の差により、各相の無効電力を求めたが、例えば、Ｕ相については、
Ｐｕ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ−θ）＋ｃｏｓθ｝
であり、得られた１相あたりの平均電力は、｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・ｃｏｓθに相当する。この平均電力を力率ｃｏｓθで割れば、皮相電力｜Ｖ｜・｜Ｉ｜が得られるので、これを振幅とし、電圧指令の２倍の周波数、１／２の力率角をもつ無効電力を求めても良い。
【００５２】
以上の実施例１乃至実施例４で用いる電力変換装置を、電動機制御に用いる場合、総電力を、電圧指令と電流指令の積で計算するのではなく、電圧指令とトルク成分電流の積で得ても、同様の効果が得られる。またこの場合の電圧指令を、電動機の磁束または励磁分電流と電動機の速度との積で得られる電動機誘起電圧を用いても、同様の効果が得られる。
【００５３】
更に、電圧、電流指令の代わりに、直接検出した各相の出力電圧、電流を用いても、同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。
【図２】単位インバータの回路構成図。
【図３】本発明の実施例１に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図。
【図４】本発明の実施例２に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図。
【図５】本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図。
【図６】本発明の実施例３に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図。
【図７】本発明の実施例４に係る電力変換装置の電圧指令補正回路のブロック構成図。
【図８】電力変換装置の動作説明図。
【符号の説明】
【００５５】
１、１Ｕ、１Ｖ、１Ｗ  単位インバータ
２  交流電動機
３  主制御回路
４、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ  電圧指令補正回路
５  トルク設定器
６  磁束設定器
７Ａ、７Ｂ  電流制御器
８Ａ、８Ｂ、８Ｃ  電流検出器
９  ３相２相変換器
１０  ２相３相変換器
１１  直流電源
１２  平滑コンデンサ
１３、１３ＡＰ、１３ＡＮ、１３ＢＰ、１３ＢＮ  スイッチング素子
４１  平均値回路
４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗ  時間平均回路
４３  加算回路
４４  ２乗平均回路
４５  正接角演算回路
４６  ３相正弦波回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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