(57)【要約】【課題】放電灯の始動性を高めるとともに、そのために回路構成の複雑化や規模の増大等を伴わないようにする。【解決手段】点灯回路１は、放電灯６に係るランプ電圧を検出するとともに、放電灯の点灯初期に定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態に移行させる発光促進制御手段９を備えている。コンデンサ１０の電圧上昇に応じて放電灯への投入電力を低減させるように電力制御を行うとともに、コンデンサ１０への充電電流が、放電灯の点灯開始時点からの時間経過に依存する電流Ｉ１及びランプ電圧の大きさに依存する電流Ｉ２を含む複数系統の電流源１１、１２から供給される構成にした。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯に係るランプ電圧を検出するとともに、該放電灯の点灯初期に定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態へと移行させる発光促進制御手段を備えた放電灯点灯回路において、
上記発光促進制御手段が、該手段を構成するコンデンサの電圧上昇に応じて上記投入電力を低減させるように電力制御を行うとともに、
上記コンデンサへの充電電流が、上記放電灯の点灯開始時点からの時間経過に依存する第一の電流及び上記ランプ電圧の大きさに依存する第二の電流を含む複数系統の電流源によって供給される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
上記放電灯の点灯開始から上記定常状態に移行するまでの発光促進制御について、上記コンデンサへの上記第一の電流又は上記第二の電流の供給を許可し又は不許可とすることで複数の制御領域に区分けされている
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項３】
請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
上記制御領域が第一乃至第三の領域に区分けされており、上記定常状態への過渡期間の中期に位置する第二の領域では、上記コンデンサに対して上記第一の電流及び第二の電流が供給され、また、上記定常状態への過渡期間の初期に位置する第一の領域及び上記定常状態への過渡期間の後期に位置する第三の領域では上記コンデンサに対して上記第一の電流だけが供給される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項４】
請求項２又は請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
上記コンデンサの両端電圧又は上記ランプ電圧の大きさに基いて、ある制御領域から次の制御領域への移行が判断される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項５】
請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
上記コンデンサの両端電圧が第一の閾値以上であって、かつ上記ランプ電圧が該電圧に係る閾値以上になった場合に上記第一の領域から上記第二の領域に移行し、また、上記コンデンサの両端電圧が第二の閾値以上となった場合に上記第二の領域から上記第三の領域に移行する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項６】
請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
上記第一の領域における上記コンデンサの両端電圧の上昇率に比して、上記第三の領域における上記コンデンサの両端電圧の上昇率が小さい
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項７】
請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
上記第二の領域がさらに複数の領域に区分けされ、各領域において上記第二の電流が変化する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項８】
請求項２又は請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
上記放電灯の点灯が開始されて上記第一の電流を上記コンデンサに供給する充電経路が形成されること、
そして、上記放電灯の消灯時又は点灯回路への電源供給が停止された時点から上記充電経路とは逆の経路で上記コンデンサの放電経路が形成されるとともに、その放電時定数が該コンデンサの充電時定数よりも大きい値に規定される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路においてコンデンサを用いた過渡電力投入制御により放電灯の始動性を良好にするための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯点灯回路として、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られており、放電灯の定常状態では該放電灯に定格電力の供給が行われる。
【０００３】
そして、放電灯の光束を速やかに立ち上げるためには、放電灯の点灯開始直後の過渡期において定格電力を超える電力を放電灯に投入して発光を促進させる制御が行われる（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
例えば、水銀入りの放電灯を点灯させる回路では、その点灯開始直後から定常状態に移行するまでの過渡期において、ランプ電圧に対応したランプ電流（又は投入電力）を規定する、所謂「制御線」に基いて制御が行われる。また、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯に係る点灯回路では、このような制御線を基準にした制御方式を採用した場合に始動性のバラツキ等が問題となるため、電力推移についての予測制御が必要とされる。
【０００５】
【特許文献１】
特開平９−３３０７９５号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では、放電灯の始動時間を短くするための制御構成に伴って生じる不都合が問題となる。
【０００７】
例えば、回路構成が複雑化したり、回路規模が大掛かりになり、コスト上昇等をもたらすといった問題や、水銀入りの放電灯を用いる場合の回路構成と、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯を用いる場合の回路構成との間に共通性がなく、汎用性が低いといった設計上の問題等が挙げられる。
【０００８】
そこで、本発明は、放電灯の始動性を高めるとともに、そのために回路構成の複雑化や規模の増大等を伴わないようにすることを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、下記に示す構成を備えたものである。
【００１０】
・放電灯に係るランプ電圧を検出するとともに、該放電灯の点灯初期に定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態へと移行させる発光促進制御手段を備えていること。
【００１１】
・発光促進制御手段を構成するコンデンサの電圧上昇に応じて放電灯への投入電力を低減させるように電力制御を行うこと。
【００１２】
・発光促進制御手段を構成するコンデンサへの充電電流が、放電灯の点灯開始時点からの時間経過に依存する第一の電流及びランプ電圧の大きさに依存する第二の電流を含む複数系統の電流源によって供給されること。
【００１３】
従って、本発明によれば、放電灯に対する過渡投入電力制御において、発光促進制御手段を構成するコンデンサを設け、該コンデンサの充電制御を複数系統の電流源からの電流によって行うことによって、制御線の概念を用いる必要がなく、回路構成の簡単化が可能である。そして、本構成については、発光物質として水銀を含む放電灯や、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の相違を区別することなく適用することが可能であるが、例えば、水銀を含まない放電灯の点灯回路に適用した場合には、始動時間の短縮及び安定化が可能である（光束の立ち上がり特性において、オーバーシュートやアンダーシュートの発生を防止することができる。）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の基本的構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５を備えている。
【００１５】
直流−直流変換回路３は、直流電源２からの直流入力電圧を昇圧し又は降圧して所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御部７からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流−直流変換回路３には、例えば、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック式等。）が用いられる。
【００１６】
直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換して放電灯６に供給するために設けられている。例えば、複数の半導体スイッチング素子を使って構成されるブリッジ型回路（フルブリッジ回路やハーフブリッジ回路）及びその駆動用回路等を備えた構成形態が挙げられる。
【００１７】
起動回路５は、放電灯６に高電圧信号（起動パルス）を発生させ、放電灯６に供給して起動をかけるために設けられており、該信号は直流−交流変換回路４が出力する交流電圧に重畳された上で放電灯６に印加される。尚、放電灯６については水銀を含むものや、水銀を含まないか又は水銀量が低減されたものを用いることができる。
【００１８】
放電灯６に係る電圧や電流を検出するための検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。
【００１９】
（Ａ）放電灯のランプ電圧やランプ電流を直接的に検出するために、例えば、電流検出用素子（シャント抵抗や検出用トランス等）を放電灯に接続して該素子に流れる電流値を検出するようにした形態
（Ｂ）放電灯のランプ電圧やランプ電流の相当電圧及び電流を検出する形態。
【００２０】
尚、図１では、形態（Ｂ）を例示しており、直流−直流変換回路３と直流−交流変換回路４との間に位置された検出部８において、例えば、分圧抵抗８ａ、８ａを使って直流出力電圧を検出する電圧検出回路や、電流検出用抵抗８ｂを用いた電流検出回路が設けられており、各検出信号が制御部７に送出されるようになっている。
【００２１】
制御部７は、放電灯６に投入される電力制御について、定常状態での電力制御機能と過渡状態での電力制御機能を有する。つまり、制御部７は、放電灯６にかかる電圧や放電灯に流れる電流についての検出信号に応じて放電灯６の定常状態での電力制御（定電力制御）を行うとともに、該電力制御への移行前には、放電灯に対して過渡的に投入される電力を制御するために、直流−直流変換回路３の出力制御を行う。この他、制御部７は直流−交流変換回路４の駆動制御機能、回路の状態や動作に異変等が発生したか否かを判断するフェイルセイフ機能等を有するが、本発明に関連するのは発光促進制御手段９であり、該手段は放電灯６に係るランプ電圧を検出するとともに、放電灯６の点灯初期において定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態へと移行させる役目をもつ。そして、発光促進制御手段９は該手段を構成するコンデンサ１０の電圧上昇に応じて放電灯６への投入電力を低減させるように電力制御を行う（図１ではコンデンサ１０を外付け素子として示している。）。
【００２２】
尚、水銀入りの放電灯の場合には、ランプ電圧の上昇が光束の立ち上がりよりも先行するので、ランプ電圧を監視しながら投入電力を制御することが可能であるが、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の場合には、ランプ電圧が光束に先行して上昇するとは限らないので、過渡期の投入電力推移について予測制御が必要とされる。
【００２３】
図２は発光促進制御手段９について説明するための概略図であり、コンデンサ１０及び複数の電流源１１、１２、電力制御部１３、演算制御部１４と、直流−直流変換回路３の要部を示している。
【００２４】
図にはコンデンサ１０に対して２つの電流源１１（電流値を「Ｉ１」と記す。）、電流源１２（電流値を「Ｉ２」と記す。）が設けられている。これらはいずれも可変電流源とされ、電流源１１からコンデンサ１０に供給される充電電流Ｉ１は、放電灯６の点灯開始時点からの時間経過に依存する電流とされ、また、電流源１２からコンデンサ１０に供給される充電電流Ｉ２は、ランプ電圧の大きさに依存して変化する電流とされる。つまり、コンデンサ１０には、放電灯６の状態に応じてＩ１又はＩ２、あるいは「Ｉ１＋Ｉ２」の電流が電流源から供給される。
【００２５】
電力制御部１３は電力演算用エラーアンプ１３ａと定電力制御及び加算部１３ｂを備えており、コンデンサ１０の両端電圧（これを「ＶＣ」と記す。）は、定電力制御及び加算部１３ｂを介して電力演算用エラーアンプ１３ａに供給される（これにより、一定電力に対して電力を上乗せする処理が行われて、加算結果がエラーアンプ１３ａに供給される。）。尚、上記電流源からの充電電流によってコンデンサの電圧ＶＣが上昇すると、これに応じて放電灯６への投入電力が減少するように過渡電力制御が行われ、電力制御部１３はＶＣに応じた制御出力を後段の演算制御部１４に送出する。
【００２６】
演算制御部１４は、電力制御部１３からの制御信号を受けて直流−直流変換回路３の出力制御を行うものである。例えば、電力制御部１３からの制御電圧を図示しない回路からのランプ波とレベル比較した結果に基く制御信号が直流−直流変換回路３に送られ、該回路を構成するスイッチング素子（ＦＥＴ等）の駆動制御が行われる。図には、トランスＴ及びスイッチング素子ＳＷを含むフライバック型の構成が示されており、該トランスＴの二次側にはダイオードＤ及びコンデンサＣからなる整流平滑回路１５が設けられている。スイッチング制御方式として、例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）を採用する場合には、演算制御部１４を構成するＰＷＭコンパレータにおいて、ランプ波とのレベル比較に基く矩形波状パルス信号（ＰＷＭパルス）が図示しないバッファ等を介してスイッチング素子ＳＷの制御端子（ＦＥＴではゲート）に送出される。尚、スイッチング制御方式にはこの他、ＰＦＭ（パルス周波数変調）等が挙げられる。
【００２７】
図３は、横軸に点灯開始時点からの経過時間「ｔ」をとり、縦軸に放電灯への投入電力「Ｐ」をとって電力の時間的推移について概略的に示したものである。
【００２８】
図中に示すグラフ線ｇａ、ｇｂ、ｇｃの意味は下記の通りである。
【００２９】
・「ｇａ」＝放電灯６への投入電力が最大値「Ｐｍａｘ」を示す線分
・「ｇｂ」＝放電灯６の発光促進制御に係る部分であり、ｇａとｇｃとを繋ぐ右下がりのグラフ線
・「ｇｃ」＝放電灯６への投入電力が定格値「Ｐｃ」を示す線分。
【００３０】
コンデンサ１０のＶＣがゼロボルトのときに、グラフ線ｇａに示すように、放電灯６への投入電力としてＰｍａｘが出力され、ＶＣの上昇につれて投入電力Ｐが低下していく。そして、ＶＣが所定電圧（これを「Ｅｒｅｆ」と記す。）になると定格電力Ｐｃが出力される。
【００３１】
図４は発光促進制御に係る回路構成例１６を示したものである。
【００３２】
電圧Ｅｒｅｆの定電圧源１７は、３つの直列抵抗１８、１９、２０を介してコンデンサ１０に接続されており、上記電流源１１を構成している。
【００３３】
抵抗１８に対してＮＰＮトランジスタ２１及び抵抗２２を含む回路部２３が並列に設けられており、トランジスタ２１は、そのコレクタが定電圧源１７に接続され、そのエミッタが抵抗１８と１９との接続点に接続されている。そして、トランジスタ２１のベースには抵抗２２を介して所定電圧（これを「Ｖｃｃ」と記す。）が供給される。
【００３４】
抵抗１９に対してＮＰＮトランジスタ２４及び抵抗２５、２６と、コンパレータ２７を含む回路部２８が設けられており、トランジスタ２４は、そのコレクタが抵抗１８と１９との接続点に接続され、そのエミッタが抵抗１９と２０との接続点に接続されている。そして、トランジスタ２４のベースは抵抗２５を介してコンパレータ２７の出力端子に接続されている。
【００３５】
コンパレータ２７において、その負入力端子はコンデンサ１０に接続され、その正入力端子は後述するコンパレータ（４５）の正入力端子に接続されている。尚、コンパレータ２７の出力端子に接続された抵抗２６にはＥｒｅｆが供給される。
【００３６】
コンデンサ１０に上記電流Ｉ２を供給する系統については、ランプ電圧検出部２９、カレントミラー回路３０、回路部３１、３２が設けられている。
【００３７】
ランプ電圧検出部２９において、放電灯６のランプ電圧ＶＬに相当する検出電圧（これを「Ｖｓ」と記す。）がアンプ３３を介して演算増幅器３４の非反転入力端子に供給される。演算増幅器３４の出力信号はＮＰＮトランジスタ３５のベースに供給され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器３４の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗３６を介して接地されている。
【００３８】
カレントミラー回路３０は複数のＰＮＰトランジスタ３７乃至３９を用いて構成されている。
【００３９】
ＰＮＰトランジスタ３７は、そのコレクタがトランジスタ３５のコレクタに接続され、トランジスタ３７のエミッタには抵抗４０を介して所定電圧Ｖｃｃが供給される。
【００４０】
そして、コレクタ接地のＰＮＰトランジスタ３８は、そのベースがトランジスタ３７のコレクタに接続されており、トランジスタ３８のエミッタがトランジスタ３７のベースに接続されている。
【００４１】
ＰＮＰトランジスタ３９は、そのベースがトランジスタ３７のベース及びトランジスタ３８のエミッタに接続されており、トランジスタ３９のエミッタには抵抗４１を介して所定電圧Ｖｃｃが供給される。
【００４２】
ＰＮＰトランジスタ３９のコレクタは、ダイオード４２のアノードに接続され、該ダイオードのカソードがコンデンサ１０に接続されて、該コンデンサに電流Ｉ２が供給される。
【００４３】
回路部３１は３つのコンパレータ４３、４４、４５を用いて構成される。
【００４４】
コンパレータ４３において、その正入力端子にはランプ電圧ＶＬの検出電圧Ｖｓが供給され、その負入力端子には所定の基準電圧（これを「Ｅ２」と記す。）が供給されている。そして、コンパレータ４３の出力端子はＰＮＰトランジスタ３９のコレクタに接続されている。
【００４５】
また、コンパレータ４４において、その正入力端子はコンデンサ１０（あるいはダイオード４２のカソード）に接続されており、その負入力端子には所定の基準電圧（これを「Ｅ１」と記す。）が供給されている。そして、コンパレータ４４の出力端子はＰＮＰトランジスタ３９のコレクタに接続されている。
【００４６】
コンパレータ４５において、その負入力端子はコンデンサ１０に接続されており、その正入力端子には所定の基準電圧（これを「Ｅ４」と記す。）が供給されている。そして、コンパレータ４４の出力端子はＰＮＰトランジスタ３９のコレクタに接続されている。尚、基準電圧Ｅ４は上記コンパレータ２７の正入力端子にも供給される。
【００４７】
回路部３２はコンパレータ４６及び抵抗４７を用いて構成され、コンパレータ４６の負入力端子がコンデンサ１０に接続されており、その正入力端子には所定の基準電圧（これを「Ｅ３」と記す。）が供給されている。そして、コンパレータ４６の出力端子は抵抗４７を介してＰＮＰトランジスタ３９のコレクタに接続されている。
【００４８】
次に、上記回路の動作について図５を用いて説明する。
【００４９】
図５は制御領域の区分例を示すグラフ図であり、横軸に時間「ｔ」をとり、縦軸にコンデンサ１０のＶＣをとってその時間的変化を示している。尚、Ｅ１乃至Ｅ４、Ｅｒｅｆについては上記の通りであるが、それらのレベルには少なくとも「Ｅ１＜Ｅ３＜Ｅ４＜Ｅｒｅｆ」の関係が成立する。
【００５０】
放電灯６の点灯開始時点から定常状態に移行するまでの発光促進制御において、図示ように、複数の制御領域（Ａ〜Ｃ）に区分けされている。つまり、制御領域を複数の分割領域に区分することにより、放電灯６への投入電力の推移（低減割合）を領域毎に規定することができる。例えば、ある制御領域では、コンデンサ１０へのＩ１又はＩ２の供給が許可され、また、別の制御領域ではＩＩ又はＩ２のコンデンサ１０への供給が不許可とされることで、コンデンサ１０の電圧上昇率、つまり、放電灯への投入電力の低減率が制御される。
【００５１】
本例では、制御領域としてＡ〜Ｃに示す３領域を含み、図示のように、各領域におけるＶＣの上昇の度合いが異なる。
【００５２】
第一の領域Ａは、放電灯内の沃化物が蒸気化するまでの時間を考慮し、定格値を越える比較的大きな電力の投入を必要とする区間に相当する。また、第二の領域Ｂでは、沃化物の蒸気化に伴って光束が急速に上昇するため、放電灯への投入電力を急速に低減させることが必要とされる。よって、領域Ｂでは、他の領域に比してＶＣの上昇率が大きい。そして、第三の領域Ｃでは、ランプ電圧ＶＬがほぼ定常値を示すが、放電灯の温度については定常時の温度に達していないため、放電灯への投入電力を徐々に減らして定格電力に近づけるように制御する必要がある（図中の「ＶＣ＝Ｅｒｅｆ」となった時点以降に示す範囲が定常領域に相当する。）。尚、ある制御領域から次の制御領域への移行については、コンデンサ１０の両端電圧又はランプ電圧の大きさに基いて判断することが好ましい。
【００５３】
先ず、領域Ａでの回路動作については、回路部２３のトランジスタ２１がオン状態とされ、また、「ＶＣ＜Ｅ４」より、回路部２８のコンパレータ２７が出力するＨ（ハイ）信号によってトランジスタ２４がオン状態とされる。よって、電流Ｉ１は定電圧源１７から抵抗２０を介してコンデンサ１０に供給される。
【００５４】
他方、電流Ｉ２については、回路部３１のコンパレータ４３、４４が出力するＬ（ロー）信号により、コンデンサ１０への供給が停止される。
【００５５】
従って、放電灯６への投入電力の低減率については、抵抗２０を介した、ある時定数に準じた電流Ｉ１によりコンデンサ１０が充電されるときのＶＣの上昇率として規定される。つまり、定常状態への過渡期間において、その初期に位置する領域Ａではコンデンサ１０に対して電流Ｉ１だけが供給されて該コンデンサの電圧上昇の度合いが決まる。
【００５６】
領域Ａから領域Ｂに移行するタイミングについては、放電灯６の状態に応じて光束が急速に立ち上がる直前とすることが統計的見地から好ましく、移行条件を「ＶＣ≧Ｅ１」かつ「Ｖｓ≧Ｅ２」とする。即ち、「ＶＣ≧Ｅ１」は、領域Ａにおいて、ある時定数をもってコンデンサ１０が充電され、その電圧上昇とともに、ある時間以上が経過したことを意味し、また、「Ｖｓ≧Ｅ２」はランプ電圧ＶＬがＥ２に相当する電圧以上に上昇したことを意味するので、２つの条件が満たされた場合に、投入電力の低減率を大きくする制御に移行する。
【００５７】
例えば、点灯初期のランプ電圧が高い放電灯の場合であっても、少なくとも一定期間に亘って領域Ａでの電力投入が行われるようにし、また、点灯初期のランプ電圧が低い放電灯の場合には、光束の立ち上がりが遅いことを考慮して、一定時間が経過してもランプ電圧ＶＬがＥ２相当の電圧に達するまで、領域Ａでの電力投入が行われるようにする。これによって、放電灯の特性上のバラツキに起因する影響を抑えることができる。このように、コンデンサ１０の両端電圧ＶＣが閾値（Ｅ１）以上であり、かつランプ電圧ＶＬがその閾値（Ｅ２に相当する値）以上になった場合に、領域Ａから次の領域Ｂに移行させることが好ましい。
【００５８】
領域Ｂでは光束が急上昇することを考慮して、ＶＣの電圧上昇率を大きくするため、定電圧源１７からのＩ１及びランプ電圧ＶＬの大きさに依存するＩ２がコンデンサ１０に供給される。つまり、「ＶＣ＜Ｅ３」においてＩ１は領域Ａから引き続きコンデンサ１０に供給され、また、Ｉ２に関して、Ｖｓがアンプ３３及び演算増幅器３４を経てトランジスタ３５に送られ、そのコレクタ電流がカレントミラー回路３０にて折り返されてトランジスタ３９のコレクタ電流がダイオード４２からコンデンサ１０に供給される（Ｖｓの上昇率が大きい程、Ｉ２が大きくなる。）。尚、コンパレータ４３、４４、４５の各出力は、「Ｖｓ＞Ｅ２」、「Ｅ１＜ＶＣ」、「ＶＣ＜Ｅ４」より、いずれもＨ（ハイ）インピーダンスとされる。
【００５９】
回路部３２のコンパレータ４６の出力は、「ＶＣ＜Ｅ３」の間、Ｈインピーダンスとされ、「ＶＣ＝Ｅ３」に達したときにＬ（ロー）信号となる。
【００６０】
領域Ｂの前半では、上記のようにＩ１及びＩ２の２系統からコンデンサ１０が充電されるので、ＶＣが急速に上昇する結果、放電灯６への投入電力が急速に低減される。よって、この制御状態を領域Ｂの後半にかけて続行した場合には、投入電力の低下が行き過ぎとなって光束を低下させる虞が生じる。
【００６１】
そこで、領域Ｂについては、さらに複数の領域に区分して各領域においてＩ２を変化させることによって、領域Ｂにおける投入電力の低減率を詳細に制御することが好ましい。
【００６２】
本例では、ＶＣ＝Ｅ３に達した時点以降（後半）、回路部３２のコンパレータ４６によってＩ２の値を下げている（電流シンク）。
【００６３】
領域Ｂから領域Ｃへの移行のタイミングは、「ＶＣ＝Ｅ４」の条件によって判断される。つまり、ＶＣが閾値（Ｅ４）以上となった場合に領域Ｂから領域Ｃに移行する。
【００６４】
領域Ｃにおいては、ランプ電圧ＶＬがほぼ定常電圧とされ、放電灯６を熱的に安定化させるように制御を行う必要がある。そこで、コンデンサ１０へのＩ２の供給を不許可とする。つまり、「ＶＣ＞Ｅ４」により、回路部３１のコンパレータ４４の出力がＬ信号となってコンデンサ１０へのＩ２の供給が停止される。
【００６５】
また、回路部２８のコンパレータ２７の出力がＬ信号となり、トランジスタ２４がオフ状態となる。これによって定電圧源１７から抵抗１９、２０を介してＩ１がコンデンサ１０に供給されるようになり（時定数が大きくなる。）、領域ＡにおけるＶＣの上昇率に比して、領域ＣにおけるＶＣの上昇率が小さくなる。このような制御を行う理由は、投入電力をゆっくりと低減させて定常状態へと移行させるためである。例えば、領域Ｃにおいて、領域Ａと同じ電力低減率にした場合（時定数が同じ場合）には、光束のアンダーシュートが引き起される虞があり、そのような事態を回避する必要がある（領域ＣではＩ２の供給が停止されるので、Ｉ１を低減してコンデンサ１０の充電を行う。）。
【００６６】
上記のように、制御領域を３領域に区分した場合において、定常状態への過渡期間の中期に位置する第二の領域Ｂでは、コンデンサ１０に対して上記電流Ｉ１及びＩ２が供給されるようにし、また、定常状態への過渡期間の初期に位置する第一の領域Ａ及び定常状態への過渡期間の後期に位置する第三の領域Ｃでは、コンデンサ１０に対して上記電流Ｉ１だけが供給される。つまり、領域Ａ、Ｃにおいては、コンデンサ１０の両端電圧ＶＣの上昇率を小さくすることにより、投入電力の低減率を緩和することが好ましい。
【００６７】
尚、本例では過渡電力制御において３つの制御領域に分割しているが、より多くの区分けを行うことも可能である（但し、回路構成の複雑化等の不利益も考慮して回路設計を行うことが望ましい。）。
【００６８】
ところで、放電灯を再始動する際には、前回から比較的長時間が経過した後の冷えた状態で放電灯を点灯させる場合（所謂コールドスタート）と、消灯時間（前回の消灯時からの経過時間）が短いために比較的温まっている放電灯を点灯させる場合（所謂ホットスタート）が挙げられ、後者の場合に、前者と同様の電力投入を行ったのでは、過剰な電力が供給される結果、光束のオーバーシュートや劣化等の原因となる。そこで、放電灯への初期投入電力については、放電灯の消灯時間に応じて設定することが好ましく、その検出方法として、放電灯を点灯させている間、コンデンサを充電して満充電状態にしておき、放電灯の停止指示により該放電灯が消灯すると該コンデンサが放電を開始するように構成する形態（次の起動時においてコンデンサに残っている電荷が少ないほど経過時間が長いことを意味するので、該コンデンサの端子電圧を検出すれば良い。）が挙げられる。
【００６９】
図４の構成では、放電灯６の点灯が開始されて電流Ｉ１をコンデンサ１０に供給する充電経路が形成されることを考慮し、該コンデンサ１０の放電経路を利用して放電灯の消灯時間検出を行っている。つまり、放電灯６の消灯時又は点灯回路への電源供給が停止された時点から上記充電経路とは逆の経路でコンデンサ１０の放電経路が形成されるので、その放電時定数をコンデンサ１０の充電時定数よりも大きい値に規定することによって消灯時間の計時手段を構成することができる。
【００７０】
放電灯６の消灯時に、定電圧源１７のＥｒｅｆがゼロとなり、コンデンサ１０がＩ１の充電経路とは逆の経路をもって放電され、時間経過とともにＶＣが低下していく。消灯時間の短いホットスタートの場合には、満充電状態からＶＣがやや下がった電圧状態から点灯制御が開始されるため、点灯初期における投入電力を抑えることができる。また、コールドスタート時には、ＶＣ＝０から点灯が開始され、図５で説明したように各領域Ａ、Ｂ、Ｃに従って電力制御が行われ、コールドスタートよりも消灯時間が短い場合には、コンデンサ１０の残留電荷に応じたＶＣ値に基いて点灯開始時の投入電力が制御される。
【００７１】
コンデンサ１０の放電時定数については、これを充電時定数よりも大きくしないと、放電が速すぎて消灯時間の検出には役に立たないので、回路部２３、２８を用いて抵抗値の切換を行う。つまり、放電灯６の消灯時において、トランジスタ２１、２４はオフ状態であり、放電灯時定数が３つの抵抗１８乃至２０の直列合成抵抗値（数百キロ乃至数メガΩ程度）により規定される。尚、放電経路については、定電圧源１７の出力インピーダンスが誤差程度しか影響しない場合には何ら問題はないが、誤差とはみなせない場合には、定電圧源１７に対して並列に抵抗（数十乃至数キロΩ程度）を設けることで該抵抗を介して放電を行えば良い。
【００７２】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、放電灯に対する過渡投入電力の制御において、従来のように制御線の概念を用いる必要がなく、回路構成の簡単化が可能であり、汎用性が高い。また、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の点灯回路への適用において、時間及びランプ電圧に応じて投入電力の低減率を制御して始動時間の短縮及び安定化が可能である。
【００７３】
請求項２に係る発明によれば、制御領域を複数の分割領域に区分し、放電灯への投入電力の推移（低減率）を領域毎に規定することができる。
【００７４】
請求項３に係る発明によれば、第一及び第三の領域においてコンデンサの両端電圧の上昇率を小さくすることにより、投入電力の低減率を緩和することができ、投入電力の急速な低下を抑制できる。
【００７５】
請求項４に係る発明によれば、制御領域間の移行条件について判断処理が容易である。
【００７６】
請求項５に係る発明によれば、放電灯の点灯開始時点からの経過時間及びランプ電圧の上昇を考慮することによって、放電灯の特性上のバラツキに対応した電力制御が可能である。
【００７７】
請求項６に係る発明によれば、第三の領域において投入電力の低減率を小さくして定常状態へと円滑に移行させることができる。
【００７８】
請求項７に係る発明によれば、第二の領域における投入電力の低減率を詳細に制御することができる。
【００７９】
請求項８に係る発明によれば、放電灯の消灯時間検出において、コンデンサの充電経路とは別の放電経路を用いる必要がない（同一経路において時定数だけを変更する。）ので回路構成等が簡素化され、コスト低減に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示すブロック図である。
【図２】発光促進制御手段について説明するための概略図である。
【図３】電力の時間的推移を概略的に示したグラフ図である。
【図４】発光促進制御に係る回路構成例を示す図である。
【図５】図４の回路動作について説明するために制御領域の区分を示すグラフ図である。
【符号の説明】
１…放電灯点灯回路、６…放電灯、９…発光促進制御手段、１０…コンデンサ、１１、１２…電流源、Ｉ１…第一の電流、Ｉ２…第二の電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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