(57)【要約】【課題】  従来、制御部８でのスイッチングパターン生成のためには、複雑でかつ高速な演算が必要となり、ＤＳＰなど高価な高速演算素子を使用したり、高速動作のための他の回路上での配慮などしなければならなかった。【解決手段】  直流電源を三相または多相交流電源に変換するインバータは、前記交流電源の各相ごとに対応して設けられ、チョッピングして前記直流電源を交流電源に変換するスイッチング部と、該スイッチング部のスイッチング動作を、前記交流電源の各相の相電流を測定した結果に基づいて各相の制御指示値を作成し、該制御指示値に基づいて前記インバータのスイッチング部を駆動制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記相電流に基づいて作成した各相の制御指示値の差を演算し、所定値以下となったとき、所定値以下となった２相の制御指示値が予め定めた固定値とに変更し、この制御指示値に基づいて前記スイッチング部を駆動制御する構成である。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を三相または多相交流電源に変換するインバータの制御方法であって、前記インバータは、前記交流電源の各相ごとに対応して設けられ、チョッピングして前記直流電源を交流電源に変換するスイッチング部と、該スイッチング部のスイッチング動作を、前記交流電源の各相の相電流を測定した結果に基づいて各相の制御指示値を作成し、該制御指示値に基づいて前記インバータのスイッチング部を駆動制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記各相の制御指示値間の差が所定値以下となったとき、所定値以下となった２相の制御指示値を予め定めた固定値に変更して前記インバータのスイッチング部を駆動制御することを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項２】
直流電源と、該直流電源出力を三相または多相交流電源に変換するインバータと、前記交流電源の各相の相電流を検出する相電流検出部と、を備え、前記インバータは、前記交流電源の各相ごとに対応して設けられ、チョッピングして前記直流電源を交流電源に変換するスイッチング部と、該スイッチング部のスイッチング動作を、前記相電流検出部で測定した各相の相電流に基づいて制御する制御部とを有し、該制御部は、前記相電流検出部で測定した各相の相電流に基づいて各相の制御指示値を演算する演算部と、該演算部での各相の制御指示値間の差が所定値以下となったとき、所定値以下となった２相の制御指示値が予め定めた固定値に変更する駆動補助部と、前記演算部及び前記駆動補助部からの信号に基づいて前記スイッチング部の駆動信号を作成し、出力する駆動信号出力部と、を有することを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石同期モータなどに駆動電力を供給するインバータ装置に及びインバータ制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、三相電動機を効率的に制御するためには、三相電流を用いる制御アルゴリズムを使用する必要がある。ほとんどのインバータ装置では、相電流に関する情報が必要である。これらの電流を得る第１の方法は、それらを直接検出することである。このためには、少なくとも２つのセンサが必要となり、電動機の巻線の接続に応じて、その位相を直接検出しなければならない。この種のセンサは、その精巧さ及び絶縁性能を向上させる必要があるので、通常高価である。
【０００３】
また、第２の方法では、線電流のみを検出し、この線電流に基づいて３つの相電流を測定するというものがある。この方法は、センサとして単純で安価な抵抗があればよく、しかも分離する必要もない。
【０００４】
インバータのスイッチング状態は、デジタル信号プロセッサ（以下ＤＳＰと呼ぶ）を用いて、直接制御されるので、入力電流がインバータを通過して各位相に至る正確な電気的経路を把握することは可能である。こうすれば、相電流を直接線電流に連結することができる。得られる相電流は、実際の電流検出によるものであり、出力回路のモデルを必要とするシミュレーションの結果ではない。したがって、予測の手段は、インバータの入力および出力回路とは完全に独立している。
【０００５】
相電流は、インバータの状態の関数として、直流線電流に基づいて予測される。ある状態では、インバータの２状態間の時間差が非常に小さくなる。この場合、インバータの構造に関係するトランジスタのスイッチング時間、不感帯の存在、および電子処理回路の応答遅延のために、相信号が処理対象の線電流上で見えなくなる。その結果、この期間中、電流測定が不可能となる。
【０００６】
この状態を解決する方法も既に知られている。
【０００７】
このものは、直流電源とインバータとの間のラインに抵抗を挿入し、線電流を検出するとともに、インバータのトランジスタ間のスイッチング時間間隔から電流の測定が不可能かどうか判断し、測定が不可能な場合に新たなトランジスタのスイッチングパターンをＤＳＰで生成し、制御するものである（例えば、特許文献１参照。）。
【０００８】
詳述すると、図１において、１は直流電源、２は該直流電源１の直流電力を三相電力に変換して出力するインバータ、３は該インバータ２の三相電力の供給を受けて駆動する同期モータなどの電動機、４は直流電源１とインバータ２との間のラインに挿入した線電流検出用のシャント抵抗である。
【０００９】
インバータ２は、Ｕ相を生成するアーム５と、Ｖ相を生成するアーム６と、Ｗ相を生成するアーム７とを有し、各アームは直流電源１に対し並列に接続されている。そして、各アーム５、６、７は、それぞれトランジスタＳ１とＳ２、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６を直列に接続し構成している。さらに前記アーム５のトランジスタＳ１とＳ２との接続点は電動機３のＵ相に接続され、前記アーム６のトランジスタＳ３とＳ４との接続点は電動機３のＶ相に接続され、前記アーム７のトランジスタＳ５とＳ６との接続点は電動機３のＷ相に接続されている。これら各対のトランジスタは、相補的に駆動される。
【００１０】
また、前記インバータ２は、シャント抵抗４の電圧降下を検出し、該検出値に応じて前記各トランジスタＳ１〜Ｓ６に駆動信号を出力する制御部８も有している。該制御部８は、ＤＳＰを中心に構成されている。
【００１１】
斯かる動作を図２、図３以下に説明する。
【００１２】
トランジスタＳ１からＳ６が取りうるオンまたはオフのパターンは、以下の通り全てで８通りである。
【００１３】
まず、第１のパターンＰ１は、トランジスタＳ１をオン、トランジスタＳ３及びＳ５をオフすると（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２はオフ、トランジスタＳ４及びＳ６はオンとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｕ相に流れる線電流Ｉuのみとなる。これは、トランジスタＳ１のみがオンとなり、このトランジスタを経由してＵ相のみにしか流れ込まないからである。
【００１４】
次に、第２のパターンＰ２は、トランジスタＳ１オフ、トランジスタＳ３をオン、トランジスタＳ５をオフすると（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２はオン、トランジスタＳ４はオフ、トランジスタＳ６はオンとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｖ相に流れる線電流Ｉvのみとなる。
【００１５】
第３のパターンＰ３は、トランジスタＳ１及びＳ３はオフ、トランジスタＳ５はオン（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２及びＳ４はオン、トランジスタＳ６はオフとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｗ相に流れる線電流Ｉwのみとなる。
【００１６】
第４のパターンＰ４は、トランジスタＳ１はオフ、トランジスタＳ３及びＳ５はオン（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２はオン、トランジスタＳ４及びＳ６はオフとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｖ相及びＷ相に流れる線電流の和Ｉv＋Ｉwとなる。なお、通常モータ結線では、各相電流の総和は零、すなわちＩu＋Ｉv＋Ｉw＝０という関係が成り立つので、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｕ相と逆方向に流れる線電流−Ｉuと等しいともいえる。
【００１７】
第５のパターンＰ５は、トランジスタＳ１はオン、トランジスタＳ３はオフ、及びトランジスタＳ５はオン（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２はオフ、トランジスタＳ４はオン、及びトランジスタＳ６はオフとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｕ相及びＷ相に流れる線電流の和Ｉu＋Ｉw、すなわちＶ相と逆方向に流れる線電流−Ｉvとなる。
【００１８】
第６のパターンＰ６は、トランジスタＳ１及びＳ３はオン、トランジスタＳ５はオフ（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２及びＳ４はオフ、トランジスタＳ６はオンとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｕ相及びＶ相に流れる線電流の和Ｉu＋Ｉv、すなわちＷ相と逆方向に流れる線電流−Ｉwとなる。
【００１９】
第７のパターンＰ７は、トランジスタＳ１、Ｓ３及びＳ５全てオフ（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２、Ｓ４及びＳ６全てオンとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは流れず、零となる。
【００２０】
最後に、第８のパターンＰ８は、トランジスタＳ１、Ｓ３及びＳ５全てオン（それぞれ対となるトランジスタは相補的に駆動するので、トランジスタＳ２、Ｓ４及びＳ６全てオフとなる。）である。このとき、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、Ｉu＋Ｉv＋Ｉw＝０という関係より零となる。
【００２１】
以上８パターンを組み合わせて、各トランジスタをチョッピングし、三相電源を形成し、三相モータを駆動する。各トランジスタＳ１からＳ６には、制御部８からドライブ信号を送信することになる。制御部８内では、キャリア信号、Ｕ相制御指示信号、Ｖ相制御指示信号、およびＷ相制御指示信号を生成する。ここで、Ｕ相制御指示信号は所定の振幅値Ｅにｓｉｎθを乗算した信号であり、またＶ相制御指示信号は所定の振幅値Ｅにｓｉｎ（θ―１２０°）を乗算した信号であり、さらにＷ相制御指示信号は所定の振幅値Ｅにｓｉｎ（θ＋１２０°）を乗算した信号である。振幅値Ｅ及び角度θは制御部内の演算により決定される。
【００２２】
そして、キャリア信号とＵ制御指示信号、Ｖ相制御指示信号及びＷ相制御指示信号とを各時点で比較し、その結果に基づいて各トランジスタＳ１からＳ６のドライブ信号を生成して各トランジスタＳ１からＳ６に供給する。
【００２３】
ここで、各制御指示信号の大きさがＵ＞Ｖ＞Ｗとなる時点でのスイッチングパターンを図３に基づいて詳細に見ると、キャリア信号がピーク値からボトム値に向かう期間（以後ＰＷＭ前半周期と呼ぶ）では、スイッチングパターンがＰ７−Ｐ１−Ｐ６−Ｐ８の順で遷移する。このＰＷＭ前半周期の第１のパターンＰ１の期間をｔ１とし、第６のパターンＰ６の期間をｔ２とすると、シャント抵抗４に流れる電流Ｉdcは、それぞれＩdc＝Ｉu、Idc＝−Ｉwとなる。また、他の期間においても、同様にして他の線電流が独立して検出できる。
【００２４】
例えば、位相角Θが０＝＜Θ＜３０°ならスイッチングパターンの遷移はＰ７−Ｐ３−Ｐ５−Ｐ８、位相角Θが３０°＝＜Θ＜９０°ならＰ７−Ｐ１−Ｐ５−Ｐ８、位相角Θが９０°＝＜Θ＜１５０°ならＰ７−Ｐ１−Ｐ６−Ｐ８、位相角Θが１５０°＝＜Θ＜２１０°ならＰ７−Ｐ２−Ｐ６−Ｐ８、位相角Θが２１０°＝＜Θ＜２７０°ならＰ７−Ｐ２−Ｐ４−Ｐ８、位相角Θが２７０°＝＜Θ＜３３０°ならＰ７−Ｐ３−Ｐ４−Ｐ８、位相角Θが３３０°＝＜Θ＜３６０°ならＰ７−Ｐ３−Ｐ５−Ｐ８となる。
【００２５】
したがって、シャント抵抗４に流れる電流を検出することで、各線電流の検出が可能となるのである。（例えば、特許文献１を参照。）
前述の構成において、前述の位相角Θが３０°、９０°、１５０°、２１０°、２７０°及び３３０°近傍においては、各Ｕ、Ｖ、Ｗ相制御指示値のうち、２つの指示値が近接し、電流検知期間が非常に短くなって、電流検出不可能となる。そのため、制御部８では、制御指示値から測定可能かどうかの判断を行って、不可能と判断したとき、測定可能となる新たなスイッチングパターンを生成して、この生成したパターンに基づいて電流検知を行うよう制御している。
【特許文献１】特開平１０−１５５２７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、前述の制御部８でのスイッチングパターン生成のためには、複雑でかつ高速な演算が必要となり、ＤＳＰなど高価な高速演算素子を使用したり、高速動作のための他の回路上での配慮などしなければならず、コストアップの要因となっていた。
【００２７】
本発明はかかる課題を解決するためのものである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明のインバータ制御方法は、直流電源を三相または多相交流電源に変換するインバータの制御方法であって、前記インバータは、前記交流電源の各相ごとに対応して設けられ、チョッピングして前記直流電源を交流電源に変換するスイッチング部と、該スイッチング部のスイッチング動作を、前記交流電源の各相の相電流を測定した結果に基づいて各相の制御指示値を作成し、該制御指示値に基づいて前記インバータのスイッチング部を駆動制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記各相の制御指示値間の差が所定値以下となったとき、所定値以下となった２相の制御指示値を予め定めた固定値にして前記インバータのスイッチング部を駆動制御することを特徴とする。
【００２９】
また、本発明のインバータ制御装置は、直流電源と、該直流電源出力を三相または多相交流電源に変換するインバータと、前記交流電源の各相の相電流を検出する相電流検出部と、を備え、前記インバータは、前記交流電源の各相ごとに対応して設けられ、チョッピングして前記直流電源を交流電源に変換するスイッチング部と、該スイッチング部のスイッチング動作を、前記相電流検出部で測定した各相の相電流に基づいて制御する制御部とを有し、該制御部は、前記相電流検出部で測定した各相の相電流に基づいて各相の制御指示値を演算する演算部と、該演算部での各相の制御指示値間の差が所定値以下となったとき、所定値以下となった２相の制御指示値が予め定めた固定値に変更する駆動補助部と、前記演算部及び前記駆動補助部からの信号に基づいて前記スイッチング部の駆動信号を作成し、出力する駆動信号出力部と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、簡単な構成により高速化が実現可能となったので、電動機のトルク脈動を低減しつつ、コスト上昇も抑制できるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
本発明の構成は、制御部８の構成のほかは、従来の技術構成と同じであるので、説明を省略する。本発明の特徴となる制御部８について、以下の説明する。
【００３２】
図４において、８１は後述する演算部８２で演算し、また駆動補助部８３で変更された制御指示値に基づいて各スイッチング素子へ駆動信号を出力する駆動信号出力部、８２はシャント抵抗４で検出した各相電流から各相の制御指示値を演算する演算部、８３は該演算部８２で演算した各相の制御指示値間の差が所定値以下となた時、所定値以下となった２相の制御指示値があらかじめ定めた固定値に変更する駆動補助部である。
【００３３】
かかる構成の動作を図５に基づいて説明する。
【００３４】
まず、ステップＳ１では演算部８２で演算したＵ相とＶ相との各制御指示値の差の２乗値が予め定められた閾値ｇの２乗値より小さいかどうか判断する。該ステップＳ１で小さいと判断すると、ステップＳ２に移行して、駆動補助部８３がＵ相制御指示値＝（Ｕ相制御指示値＋Ｖ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とＶ相制御指示値＝（Ｕ相制御指示値＋Ｖ相制御指示値―閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００３５】
また、ステップＳ１で小さくないと判断すると、ステップＳ３に移行して、演算部８２でＶ相とＷ相との各制御指示値の差の２乗値が予め定められた閾値ｇの２乗値より小さいかどうか判断する。該ステップＳ３で小さいと判断すると、ステップＳ４に移行して、駆動補助部８３がＶ相制御指示値＝（Ｖ相制御指示値＋Ｗ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とＷ相制御指示値＝（Ｖ相制御指示値＋Ｗ相制御指示値―閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００３６】
さらに、ステップＳ３で小さくないと判断すると、ステップＳ５に移行して演算部８２で演算したＷ相とＵ相との制御指示値の差の２乗値が予め定められた閾値ｇの２乗値より小さいかどうか判断する。該ステップＳ５で小さいと判断すると、ステップＳ６に移行して、駆動補助部８３がＷ相制御指示値＝（Ｗ相制御指示値＋Ｕ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とＵ相制御指示値＝（Ｗ相制御指示値＋Ｕ相制御指示値―閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００３７】
そして、ステップＳ５で小さくないと判断したり、また各ステップＳ２、Ｓ４、Ｓ６の実行後、ステップＳ７に移行する。ステップＳ７では、駆動信号出力部８１で各Ｕ相、Ｖ相およびＷ相制御指示値とキャリア信号との比較によりスイッチング素子の駆動信号を生成し、インバータ２の各スイッチング素子に駆動信号を与えてインバータ２を駆動する。
【００３８】
以上、ステップＳ１からステップＳ７の動作を繰り返すことで、電動機３の駆動を制御するのである。
【００３９】
次に、前述の制御部８について、他の駆動方法について図６に基づいて説明する。
【００４０】
かかる制御では、各相制御指示値の大小関係を考慮し、前述の制御よりさらに滑らかな制御を実現するものである。
【００４１】
まず、ステップＳ１０では、演算部８２で夫々演算したＵ相制御指示値−Ｖ相制御指示値が０より大きいかどうか判断する。もし大きいと判断すればステップＳ１１へ、また大きくないと判断すればステップＳ１２へ移行する。ステップＳ１１ではＵ相制御指示値−Ｖ相制御指示値の演算結果が閾値ｇより小さいかどうか判断し、小さいと判断すればステップＳ１３へ移行する。ステップＳ１３では、駆動補助部８３がＵ相制御指示値＝（Ｕ相制御指示値＋Ｖ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とＶ相制御指示値＝（Ｕ相制御指示値＋Ｖ相制御指示値−閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００４２】
また、ステップＳ１２では、演算部８２で演算したＵ相制御指示値−Ｖ相制御指示値の演算結果が閾値ｇより大きいかどうか判断し、大きいと判断すればステップＳ１４へ移行する。ステップＳ１４では、駆動補助部８３がＵ相制御指示値＝（Ｕ相制御指示値＋Ｖ相制御指示値−閾値ｇ）÷２とＶ相制御指示値＝（Ｕ相制御指示値＋Ｖ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００４３】
また、ステップＳ１１で小さくないと判断またはステップＳ１２で大きくないと判断すればステップＳ１５に移行する。
【００４４】
ステップＳ１５では、演算部８２で夫々演算したＶ相制御指示値−Ｗ相制御指示値が０より大きいかどうか判断する。もし大きいと判断すればステップＳ１６へ、また大きくないと判断すればステップＳ１７へ移行する。ステップＳ１６では演算部８２で夫々演算したＶ相制御指示値−Ｗ相制御指示値の演算結果が閾値ｇより小さいかどうか判断し、小さいと判断すればステップＳ１８へ移行する。ステップＳ１８では、駆動補助部８３がＶ相制御指示値＝（Ｖ相制御指示値＋Ｗ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とＷ相制御指示値＝（Ｖ相制御指示値＋Ｗ相制御指示値−閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００４５】
また、ステップＳ１７では、演算部８２で演算したＶ相制御指示値−Ｗ相制御指示値の演算結果が閾値ｇより大きいかどうか判断し、大きいと判断すればステップＳ１９へ移行する。ステップＳ１９では、駆動補助部８３がＶ相制御指示値＝（Ｖ相制御指示値＋Ｗ相制御指示値−閾値ｇ）÷２とＷ相制御指示値＝（Ｖ相制御指示値＋Ｗ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００４６】
また、ステップＳ１６で小さくないと判断またはステップＳ１７で大きくないと判断すればステップＳ２０に移行する。
【００４７】
ステップＳ２０では、演算部８２で演算したＷ相制御指示値−Ｕ相制御指示値が０より大きいかどうか判断する。もし大きいと判断すればステップＳ２１へ、また大きくないと判断すればステップＳ２２へ移行する。ステップＳ２１では演算部８２で演算したＷ相制御指示値−Ｕ相制御指示値の演算結果が閾値ｇより小さいかどうか判断し、小さいと判断すればステップＳ２３へ移行する。ステップＳ２３では、駆動補助部８３がＷ相制御指示値＝（Ｗ相制御指示値＋Ｕ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とＵ相制御指示値＝（Ｗ相制御指示値＋Ｕ相制御指示値−閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００４８】
また、ステップＳ２２では、演算部８２で演算したＷ相制御指示値−Ｕ相制御指示値の演算結果が閾値ｇより大きいかどうか判断し、大きいと判断すればステップＳ２４へ移行する。ステップＳ２４では、駆動補助部８３がＷ相制御指示値＝（Ｗ相制御指示値＋Ｕ相制御指示値−閾値ｇ）÷２とＵ相制御指示値＝（Ｗ相制御指示値＋Ｕ相制御指示値＋閾値ｇ）÷２とを演算する。
【００４９】
前述のステップＳ２１で小さくないと判断またはステップＳ２２で大きくないと判断、またはステップＳ１３、Ｓ１４、Ｓ１８、Ｓ１９、Ｓ２３、Ｓ２４の実行後、ステップＳ２５へ移行する。ステップＳ２５では、駆動信号出力部で各Ｕ相、Ｖ相およびＷ相制御指示値とキャリア信号との比較によりスイッチング素子の駆動信号を生成、インバータ２の各スイッチング素子に駆動信号を与えてインバータ２を駆動する。
【００５０】
以上、ステップＳ１０からステップＳ２５の動作を繰り返すことで、電動機３の駆動を制御するのである。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】一般的な三相電動機を駆動するインバータ回路を示す。
【図２】図１中の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示す表である。
【図３】各相の制御指示値、キャリア信号及びスイッチングパターンの関係を示す図である。
【図４】図１中の制御部の制御ブロックを示す図である。
【図５】制御部の一実施例の動作フローチャートを示す図である。
【図６】制御部の他の実施例の制御フローチャートを示す図である。
【符号の説明】
【００５２】
３    三相電動機
４    シャント抵抗
５、６、７    アーム
８    制御部
８１    駆動信号出力部
８２    演算部
８３    駆動補助部
【図１】
2005110394.tif 000003
【図２】
2005110394.tif 000004
【図３】
2005110394.tif 000005
【図４】
2005110394.tif 000006
【図５】
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【図６】
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