(57)【要約】【課題】簡易な構成で、偏波角度誤差のゼロ点付近においても高精度に偏波角度誤差を検出する。【解決手段】アンテナ（１）により受信された直線偏波信号を偏波分離器（２）で主偏波信号と交差偏波信号とに分離する。移相器（３）で交差偏波信号に時間的に変化する移相量を与えた後、混合器（５）で２つの偏波信号を混合する。偏波角度誤差検出部（１０）において、混合器（５）の出力信号と移相器（３）による移相量とに基づいて、アンテナ（１）の偏波角度誤差を検出する。【選択図】            図１
2005020254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナにより受信された直線偏波信号を互いに直交する２つの偏波信号に分離する偏波分離器と、
当該偏波分離器により分離された一方の偏波信号に時間的に変化する移相量を与える移相器と、
当該移相器により移相された一方の偏波信号と他方の偏波信号とを混合する混合器と、
当該混合器の出力信号と前記移相器による移相量とに基づいて、前記直線偏波信号に対する前記アンテナの偏波角度の誤差を検出する偏波角度誤差検出部と、を有することを特徴とするアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項２】
前記移相器は、前記２つの偏波信号の位相差が０°と１８０°とで交互に切り替わるように移相し、
前記偏波角度誤差検出部は、
前記混合器の出力信号から低周波数成分を取り出す低域濾過器と、
当該低域濾過器の出力信号を増幅する直流増幅器と、
前記位相差が０°であるときの前記直流増幅器の出力信号と前記位相差が１８０°であるときの前記直流増幅器の出力信号との差を算出する偏波角度誤差算出部と、を有することを特徴とする請求項１に記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項３】
前記移相器は、時間的に連続的に変化する移相量を与え、
前記偏波角度誤差検出部は、
前記混合器の出力信号から前記移相器による位相回転周波数を持つ信号を選択的に取り出す帯域通過濾過器と、
当該帯域通過濾過器の出力信号を増幅する交流増幅器と、
当該交流増幅器の出力信号の振幅を前記移相器による位相回転に同期して読み取る偏波角度誤差読取部と、を有することを特徴とする請求項１に記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項４】
前記移相器は、時間的に連続的に変化する移相量を与え、
前記偏波角度誤差検出部は、
前記混合器の出力信号から低周波数成分を取り出す低域濾過器と、
当該低域濾過器の出力信号を増幅する前後にキャパシタを備える交流増幅器と、
当該交流増幅器の出力信号の振幅を前記移相器による位相回転に同期して読み取る偏波角度誤差読取部と、を有することを特徴とする請求項１に記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項５】
前記移相器は、時間的に連続的に変化する移相量を与え、
前記偏波角度誤差検出部は、
前記混合器の出力信号を増幅する交流増幅器と、
当該交流増幅器の出力信号に含まれる前記移相器による位相回転周波数を持つ信号の振幅を直流信号に変換する周波数変換器と、
当該周波数変換器の出力信号から前記直流信号を取り出す低域濾過器と、を有することを特徴とする請求項１に記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項６】
前記移相器は、前記一方の偏波信号の位相を一定の位相回転周波数で回転させ、
前記周波数変換器は、前記交流増幅器の出力信号の位相を前記一定の位相回転周波数で前記移相器とは逆に回転させることを特徴とする請求項５に記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項７】
前記移相器は、前記一方の偏波信号の位相を一定の位相回転周波数で回転させ、
前記周波数変換器は、前記一定の位相回転周波数を持つ交流信号を発生させ、当該交流信号と前記交流増幅器の出力信号とを混合することを特徴とする請求項５に記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【請求項８】
前記偏波分離器から前記混合器までの信号経路に設けられ、自動的に所望の信号強度まで前記偏波信号を増幅または減衰させる少なくとも１つの自動増幅率制御器をさらに有することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のアンテナ偏波角度誤差検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、外部から到来する直線偏波信号に対するアンテナの偏波角度の誤差を検出するアンテナ偏波角度誤差検出装置に関し、特に、直線偏波を使用する衛星通信の分野において、車両や船舶などの移動体に搭載されるアンテナの自動偏波追尾装置に好適に用いられるものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
衛星通信では、一般的に、直交する２つの偏波をそれぞれ別々の通信路として用いている。図６は、アンテナの偏波角度の誤差（以下、偏波角度誤差と称す）と、主偏波信号および交差偏波信号の信号レベルとの関係を示す図である。通常の使用において、図６の主偏波信号１０１とこれに直交する交差偏波信号１０２との分離度（以下、交差偏波識別度と称す）は、３０ｄＢ程度確保される必要がある。このため、偏波角度誤差の許容範囲は、交差偏波識別度が３０ｄＢ確保される範囲１０３となる。
【０００３】
受信信号強度がＰであり偏波角度誤差がψであるとき、主偏波信号の強度はＰ・ｃｏｓψで表され、交差偏波信号の強度はＰ・ｓｉｎψで表される。それぞれの偏波信号の偏波角度誤差に対する感度は、それぞれを偏波角度誤差ψで微分すると得られ、偏波角度誤差ψが微小であるとき、主偏波信号の偏波角度誤差感度は（−Ｐ・ψ）となり、交差偏波信号の偏波角度誤差感度はＰとなる。
【０００４】
ここで、偏波角度誤差ψが微小であるとき、すなわちψ≒０であるとき、主偏波信号の偏波角度誤差感度は、交差偏波信号と比較して非常に低くなる。このため、従来では、偏波角度誤差の検出には交差偏波信号の受信レベルが使われている。しかし、例えば信号対雑音比（Ｓ／Ｎ：Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が１０ｄＢである信号の場合、要求される範囲１０３内で、交差偏波信号１０２が雑音１０４に埋もれてしまう。そこで、低域濾過器により雑音を低減することとしている。
【０００５】
この種のアンテナ偏波角度誤差検出装置としては、例えば図７に示されるものが知られている。図７では、アンテナ２０１で受信した信号を偏波分離器２０２で主偏波信号と交差偏波信号とに分離する。そして、交差偏波信号について、低域濾過器２０３を通過させ、通過後の信号レベルをレベル検出器２０４で検出する。この信号レベルは偏波角度誤差を示すので、図７のアンテナ偏波角度誤差検出装置を利用する自動偏波追尾装置は、当該信号レベルが最小となるように偏波軸を回転させる制御等を行う。
【０００６】
また、モノパルス受信機で行っている方法に見られるように、主偏波信号を利用して同期検波を行う方式がある（例えば、非特許文献１参照）。この方式で用いられる代表的な回路を図８に示す。モノパルス方式では、主偏波信号と交差偏波信号とのそれぞれに対して、局発信号３０１と混合器３０２、３０３で周波数変換し、同期検波回路３０４で同期検波を行って直流成分を取り出す。これにより得られた直流成分のレベルは、偏波角度誤差の大きさに対応する。なお、非特許文献１における和信号と差信号とは、ここでいう主偏波信号と交差偏波信号とに対応する。
【０００７】
また、特許文献１には、他の方式が示されている。特許文献１に示される方式で用いられる回路を図９に示す。この方式は、異なる周波数の局発信号を使用する点で、非特許文献１に示される方式と相違し、検波後の信号は局発信号の周波数差の周波数を持つ信号となる。ただし、わずかに周波数の異なる局発信号を生成することは困難であるため、高い周波数の局発信号４０３に、低い周波数の局発信号４０４を混合し、周波数の異なる局発信号を生成する。低域濾過器４０９通過後の信号の周波数は、局発信号４０４の周波数となる。
【０００８】
【非特許文献１】
電子情報通信学会，  “アンテナ工学ハンドブック，”  ｐ．１８７，  １９８０．
【特許文献１】
特開平１０−１４２３０７号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図７に示される方式では、偏波角度誤差が小さい場合に、交差偏波信号１０２の信号レベルが非常に小さく雑音１０４に埋もれるため、交差偏波信号の検出に時間がかかる、すなわち応答が悪いという問題がある。また、変調波を用いて偏波角度誤差を検出する場合、信号のレベルが常時変動しているため、高精度に偏波角度誤差を検出することが困難である。このため、無変調のビーコン信号を狭帯域濾過器で切り出し、雑音成分を除去する方法が考えられる。しかし、ビーコン受信機と呼ばれる狭帯域受信機の受信可能な限界Ｃ／Ｎ０は４０ｄＢｃ／Ｈｚ程度である。例えば、一般的な衛星通信のビーコン信号を１ｍ程度のアンテナで受信した場合、５５ｄＢｃ／Ｈｚ程度である。交差偏波の漏れを−３０ｄＢに抑えなければならないことを考慮すると、交差偏波成分のＣ／Ｎ０は５５−３０＝２５ｄＢｃ／Ｈｚを超えることはなく、ビーコン受信機でもビーコン波の交差偏波成分は雑音に埋もれ、レベル情報を検出できない。また、上記ビーコン受信機は、ＰＬＬループ帯域が１ｋＨｚ程度のものを使っており、雑音の影響を低減するために１００Ｈｚのループ帯域を実現した場合でも、受信可能な限界Ｃ／Ｎ０は３０ｄＢｃ／Ｈｚ程度でしかなく、交差偏波成分の検出が不可能であるとともに、狭帯域化によるロック動作が不安定になるなど実現が困難である。
【００１０】
図８に示される方式では、直流出力を取り出すため雑音の影響を低減できるものの、ゼロ点付近では検波後の出力信号が微弱なため、実用上は増幅器を用いる必要があるが、直流増幅器ではオフセット電圧やドリフトの問題があり、高精度に偏波角度誤差を検出することが困難である。
【００１１】
図９に示される方式では、混合器４０５、４０６、４０７、４０８を多用しているために、部品点数が増え、回路規模や消費電力が大きくなるという問題がある。さらに、低周波発生器４０４を設置することによってコストが増大する。簡易な局発信号として矩形波がよく使用されるが、その場合、低周波の奇数逓倍波が発生するため、図９の構成では濾過器が複雑となる。
【００１２】
本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、簡易な構成で、偏波角度誤差のゼロ点付近においても高精度に偏波角度誤差を検出することができるアンテナ偏波角度誤差検出装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決し、目的を達成するための第１の発明は、アンテナにより受信された直線偏波信号を互いに直交する２つの偏波信号に分離する偏波分離器と、当該偏波分離器により分離された一方の偏波信号に時間的に変化する移相量を与える移相器と、当該移相器により移相された一方の偏波信号と他方の偏波信号とを混合する混合器と、当該混合器の出力信号と前記移相器による移相量とに基づいて、前記直線偏波信号に対する前記アンテナの偏波角度の誤差を検出する偏波角度誤差検出部と、を有するアンテナ偏波角度誤差検出装置である。
【００１４】
また、第２の発明は、第１の発明において、前記移相器は、前記２つの偏波信号の位相差が０°と１８０°とで交互に切り替わるように移相し、前記偏波角度誤差検出部は、前記混合器の出力信号から低周波数成分を取り出す低域濾過器と、当該低域濾過器の出力信号を増幅する直流増幅器と、前記位相差が０°であるときの前記直流増幅器の出力信号と前記位相差が１８０°であるときの前記直流増幅器の出力信号との差を算出する偏波角度誤差算出部と、を有するものである。
【００１５】
また、第３の発明は、第１の発明において、前記移相器は、時間的に連続的に変化する移相量を与え、前記偏波角度誤差検出部は、前記混合器の出力信号から前記移相器による位相回転周波数を持つ信号を選択的に取り出す帯域通過濾過器と、当該帯域通過濾過器の出力信号を増幅する交流増幅器と、当該交流増幅器の出力信号の振幅を前記移相器による位相回転に同期して読み取る偏波角度誤差読取部と、を有するものである。
【００１６】
また、第４の発明は、第１の発明において、前記移相器は、時間的に連続的に変化する移相量を与え、前記偏波角度誤差検出部は、前記混合器の出力信号から低周波数成分を取り出す低域濾過器と、当該低域濾過器の出力信号を増幅する前後にキャパシタを備える交流増幅器と、当該交流増幅器の出力信号の振幅を前記移相器による位相回転に同期して読み取る偏波角度誤差読取部と、を有するものである。
【００１７】
また、第５の発明は、第１の発明において、前記移相器は、時間的に連続的に変化する移相量を与え、前記偏波角度誤差検出部は、前記混合器の出力信号を増幅する交流増幅器と、当該交流増幅器の出力信号に含まれる前記移相器による位相回転周波数を持つ信号の振幅を直流信号に変換する周波数変換器と、当該周波数変換器の出力信号から前記直流信号を取り出す低域濾過器と、を有するものである。
【００１８】
また、第６の発明は、第５の発明において、前記移相器は、前記一方の偏波信号の位相を一定の位相回転周波数で回転させ、前記周波数変換器は、前記交流増幅器の出力信号の位相を前記一定の位相回転周波数で前記移相器とは逆に回転させるものである。
【００１９】
また、第７の発明は、第５の発明において、前記移相器は、前記一方の偏波信号の位相を一定の位相回転周波数で回転させ、前記周波数変換器は、前記一定の位相回転周波数を持つ交流信号を発生させ、当該交流信号と前記交流増幅器の出力信号とを混合するものである。
【００２０】
また、第８の発明は、第１〜７のいずれかの発明において、前記偏波分離器から前記混合器までの信号経路に設けられ、自動的に所望の信号強度まで前記偏波信号を増幅または減衰させる少なくとも１つの自動増幅率制御器をさらに有するものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、本発明に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置についての好適な実施形態を第１の実施形態から第４の実施形態に分けて詳細に説明する。
【００２２】
（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。図１において、アンテナ偏波角度誤差検出装置は、アンテナ１、偏波分離器２、移相器３、増幅器４、混合器５、および偏波角度誤差検出部１０を有する。本実施形態では、偏波角度誤差検出部１０は、低域濾過器１１、直流増幅器１２、および偏波角度誤差算出部１３を備える。
【００２３】
以下、図１に示されるアンテナ偏波角度誤差検出装置における信号の流れ、および、当該装置の動作について説明する。
【００２４】
外部から到来する直線偏波信号は、アンテナ１により受信され、偏波分離器２によって互いに直交する主偏波信号と交差偏波信号とに分離される。交差偏波信号は、移相器３に供給され、移相器３により時間的に変化する移相量が与えられる。この移相量については後述する。交差偏波信号は、信号レベルが小さいので、増幅器４によって増幅された後に混合器５に供給される。混合器５では、増幅器４から出力される交差偏波信号と偏波分離器２から出力される主偏波信号とが混合される。混合器５の出力信号は偏波角度誤差検出部１０に供給され、偏波角度誤差検出部１０は、混合器５の出力信号と移相器３の移相量とに基づいて、直線偏波信号に対するアンテナ１の偏波角度の誤差を検出する。
【００２５】
具体的には、混合器５の出力信号は低域濾過器１１に供給され、低域濾過器１１により混合器５の出力信号から低周波成分が取り出される。ここで、偏波角度誤差がゼロの付近では、低域濾過器１１の出力信号のレベルは非常に小さい。そこで、直流増幅器１２は、低域濾過器１１の出力信号を増幅する。直流増幅器１２の出力信号は偏波角度誤差算出部１３に供給され、偏波角度誤差算出部１３は、直流増幅器１２の出力信号と移相器３の移相量とに基づいて、アンテナ１の偏波角度の誤差を算出する。
【００２６】
ここで、直流増幅器１２の出力信号には、直流増幅器１２のオフセット電圧やドリフトによる誤差が含まれる。そこで、このオフセット電圧やドリフトの影響を除去するために、移相器３および偏波角度誤差算出部１３は、次のように動作する。以下の説明では、アンテナ１により受信される信号はＰ・ｃｏｓ（ω１ｔ）であり、偏波角度誤差はψであるとする。このとき、主偏波信号は、
Ｐ・ｃｏｓψ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
となり、交差偏波信号は、
Ｐ・ｓｉｎψ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
となる。
【００２７】
移相器３は、混合器５に供給される主偏波信号と交差偏波信号との位相差が０°と１８０°とで交互に切り替わるように、交差偏波信号を移相する。より具体的には、移相器３は、混合器５で２つの偏波信号の間に位相差がない場合は、移相量を０°と＋１８０°または−１８０°とで交互に切り替え、位相差がある場合は、位相調整量と（位相調整量＋１８０°）または（位相調整量−１８０°）とで交互に切り替える。
【００２８】
上記の移相により、混合器５には、交差偏波信号
Ｐ・ｓｉｎψ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
と、１８０°移相された交差偏波信号
−Ｐ・ｓｉｎψ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
とが、交互に供給される。
【００２９】
混合器５の出力信号は、位相差が０°であるとき、
（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（２ω１ｔ）＋１｝
となり、位相差が１８０°であるとき、
−（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（２ω１ｔ）＋１｝
となる。
【００３０】
低域濾過器１１の出力信号は、位相差が０°であるとき、
（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）
となり、位相差が１８０°であるとき、
−（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）
となる。
【００３１】
そして、直流増幅器１２の増幅率をＧ１、オフセット電圧をＶｏｆとすると、直流増幅器１２の出力信号は、位相差が０°であるとき、
Ｓ１＝Ｇ１・｛（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）＋Ｖｏｆ｝
となり、位相差が１８０°であるとき、
Ｓ２＝Ｇ１・｛−（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）＋Ｖｏｆ｝
となる。
【００３２】
偏波角度誤差算出部１３は、位相差が０°であるときの直流増幅器１２の出力信号Ｓ１と、位相差が１８０°であるときの直流増幅器１２の出力信号Ｓ２との差をとり、
Ｓ１−Ｓ２＝Ｇ１・（Ｐ２／２）・ｓｉｎ（２ψ）
を偏波角度誤差を示す値として算出する。この値は、Ｖｏｆを含まず、オフセット電圧やドリフトの影響が除去されている。
【００３３】
本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置によれば、以下の効果が得られる。
（イ）直流増幅器１２のオフセット電圧やドリフトを補償でき、これらによる誤差を含まない偏波角度誤差を検出することができる。
（ロ）２つの偏波信号を混合するので、雑音の影響を軽減でき、一方の偏波信号が雑音に埋もれた場合であっても、偏波角度誤差を検出することができる。
（ハ）局発信号が不要であるので、発振器の位相雑音や周波数確度の誤差、温度変化による周波数変動、回路への信号の回り込みなどの影響を受けない。
（ニ）変調による受信レベルの変動も、２つの偏波信号の混合によって消去できるため、安定して偏波角度誤差を検出することができる。
（ホ）簡易な移相器を使用することでコストと回路規模を削減できる。
（ヘ）偏波角度の誤差を高精度に推定することが可能であるため、直線偏波を使った衛星通信において、移動体に搭載するアンテナの偏波軸の自動追尾を高精度に行うことが可能となる。
【００３４】
（第２の実施形態）
以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略し、同一の符号を用いることとする。
【００３５】
図２は、本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。本実施形態では、偏波角度誤差検出部２０は、帯域通過濾過器２１、交流増幅器２２、および偏波角度誤差読取部２３を備える。
【００３６】
本実施形態では、移相器３は、交差偏波信号に対し、時間的に連続的に変化する移相量を与える。これにより、混合器５の出力信号に含まれる偏波角度誤差を示す信号は交流信号となる。
【００３７】
偏波角度誤差検出部２０において、帯域通過濾過器２１は、混合器５の出力信号から、移相器３による位相回転周波数を持つ信号、すなわち偏波角度誤差を示す交流信号を選択的に取り出す。帯域通過濾過器２１により取り出された交流信号は、交流増幅器２２により増幅され、偏波角度誤差読取部２３に出力される。偏波角度誤差読取部２３は、交流増幅器２２の出力信号の振幅を移相器３による位相回転に同期して読み取り、偏波角度誤差を示す値として検出する。
【００３８】
以下、上記の信号の流れ、および、装置の動作について、数式を用いてより具体的に説明する。
【００３９】
アンテナ１により受信される信号がＰ・ｃｏｓ（ω１ｔ）であり、偏波角度誤差がψであるとき、主偏波信号は、
Ｐ・ｃｏｓψ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
となり、交差偏波信号は、
Ｐ・ｓｉｎψ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
となる。
【００４０】
移相器３の移相量がω２ｔである場合、すなわち移相器３によって交差偏波信号の位相を位相回転周波数（ω２／２π）で回転させた場合、交差偏波信号は、Ｐ・ｓｉｎψ・ｃｏｓ（（ω１＋ω２）ｔ）
となる。
【００４１】
混合器５の出力信号は、
（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（（２ω１＋ω２）ｔ）＋ｃｏｓ（ω２ｔ）｝
となる。帯域通過濾過器２１は、この信号から位相回転周波数（ω２／２π）を持つ交流信号である、
（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・ｃｏｓ（ω２ｔ）
を選択的に取り出す。
【００４２】
交流増幅器２２の増幅率をＧ２とすると、交流増幅器２２の出力信号は、
Ｇ２・（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・ｃｏｓ（ω２ｔ）
となる。
【００４３】
偏波角度誤差読取部２３は、交流増幅器２２の出力信号の振幅を位相回転に同期して読み取り、
Ｇ２・（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）
を偏波角度誤差を示す値として検出する。
【００４４】
本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置によれば、上記（ロ）〜（ヘ）の効果に加えて、以下の効果が得られる。
（ト）偏波信号に時間的に連続的に変化する移相量を与え、混合器５の出力信号に含まれる偏波角度誤差を示す信号を交流信号とするので、オフセット電圧やドリフトによる誤差を生じさせない交流増幅器によって偏波角度誤差を示す信号を増幅することができ、偏波角度誤差を精度よく検出することができる。
（チ）移相器３の位相速度は容易に可変であるので、混合器５の出力周波数の変更が容易となる。
（リ）移相器３の移相量を時間的に連続的に変化させるので、逓倍波やイメージの発生が抑制されるため、偏波角度誤差を示す信号を取り出す際のフィルタが簡易となる。
【００４５】
なお、本実施形態において、帯域通過濾過器２１の代わりに低域濾過器を挿入するとともに、交流増幅器２２の前後にキャパシタを挿入することとしても、同様の効果を得ることができる。この場合、低域通過器の出力信号に含まれる直流成分はキャパシタによって除去される。
【００４６】
（第３の実施形態）
以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略し、同一の符号を用いることとする。
【００４７】
図３は、本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。本実施形態では、偏波角度誤差検出部３０は、交流増幅器３１、周波数変換器３２、および低域濾過器３３を備える。
【００４８】
本実施形態では、移相器３は、交差偏波信号に対し、時間的に連続的に変化する移相量を与える。これにより、混合器５の出力信号に含まれる偏波角度誤差を示す信号は交流信号となる。
【００４９】
偏波角度誤差検出部３０において、交流増幅器３１は、混合器５の出力信号を増幅し、周波数変換器３２に出力する。周波数変換器３２は、交流増幅器３１の出力信号に含まれる移相器３による位相回転周波数を持つ信号の振幅を直流信号に変換し、低域濾過器３３に出力する。低域濾過器３３は、周波数変換器３３の出力信号に含まれる直流信号を取り出し、偏波角度誤差を示す値として検出する。
【００５０】
以下、上記の信号の流れ、および、装置の動作について、数式を用いてより具体的に説明する。
【００５１】
第２の実施形態と同様に、アンテナ１により受信される信号がＰ・ｃｏｓ（ω１ｔ）であり、偏波角度誤差がψであるとし、移相器３によって交差偏波信号の位相を位相回転周波数（ω２／２π）で回転させることとする。このとき、混合器５の出力信号は、
（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（（２ω１＋ω２）ｔ）＋ｃｏｓ（ω２ｔ）｝
となる。
【００５２】
交流増幅器３１の増幅率をＧ３とすると、交流増幅器３１の出力信号は、
Ｇ３・（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（（２ω１＋ω２）ｔ）＋ｃｏｓ（ω２ｔ）｝
となる。
【００５３】
周波数変換器３２が移相器である場合、交流増幅器３１の出力信号の位相を位相回転周波数（−ω２／２π）で回転させると、周波数変換後の信号は、
Ｇ３・（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（２ω１ｔ）＋１｝
となる。すなわち、交流増幅器３１の出力信号に含まれる位相回転周波数（ω２／２π）を持つ信号の振幅が、直流信号である、
Ｇ３・（Ｐ２／４）・ｓｉｎ（２ψ）
に変換される。この直流信号は、低域濾過器３３によって偏波角度誤差を示す値として取り出される。
【００５４】
また、周波数変換器３２が、位相回転周波数（ω２／２π）をもつ交流信号を発生させ、当該交流信号と交流増幅器３１の出力信号とを混合するものである場合、周波数変換後の信号は、
Ｇ３・（Ｐ２／８）・ｓｉｎ（２ψ）・｛ｃｏｓ（（２ω１＋２ω２）ｔ）＋ｃｏｓ（２ω１ｔ）＋ｃｏｓ（２ω２ｔ）＋１｝
となる。すなわち、交流増幅器３１の出力信号に含まれる位相回転周波数（ω２／２π）を持つ信号の振幅が、直流信号である、
Ｇ３・（Ｐ２／８）・ｓｉｎ（２ψ）
に変換される。この直流信号は、低域濾過器３３によって偏波角度誤差を示す値として取り出される。
【００５５】
本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置によれば、上記（ロ）〜（リ）の効果に加えて、以下の効果が得られる。
（ヌ）混合器５の出力信号を移相器３の位相回転周波数で周波数変換するので、偏波角度誤差を示す信号が取り扱いの容易な直流信号として得られる。
（ル）混合器５の出力信号の周波数を移相器３の位相回転周波数で周波数変換するので、偏波角度誤差を示す信号と雑音信号とを容易に分離でき、雑音の影響を低減できる。
【００５６】
（第４の実施形態）
本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置は、上記第１〜３の実施形態に係るものとほとんど同じであるが、偏波分離器２から混合器５までの信号経路に、自動的に所望の信号強度まで偏波信号を増幅または減衰させる少なくとも１つの自動増幅率制御器（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  回路ともいう）が設けられていることを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１〜３の実施形態と共通する部分については説明を省略し、同一の符号を用いることとする。
【００５７】
図４は、本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。図４に示されるアンテナ偏波角度誤差検出装置は、図１に示される第１の実施形態に係るものとほとんど同じであるが、自動増幅率制御器４１、４２を備えている点で異なる。自動増幅率制御器４１、４２は、偏波分離器２から混合器５までの信号経路に設けられている。自動増幅率制御器４１は主偏波信号の経路に挿入されており、自動増幅率制御器４２は交差偏波信号の経路に挿入されている。
【００５８】
なお、図４では、自動増幅率制御器４１、４２は、図１に示される第１の実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置に挿入されているが、第２または第３の実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置に挿入されてもよい。また、両方の偏波信号の経路に設けられているが、いずれか一方の偏波信号の経路に設けられてもよい。
【００５９】
本実施形態では、主偏波信号および交差偏波信号は、それぞれ自動増幅率制御器４１、４２によって増幅された後に、混合器５に供給される。
【００６０】
図５に、偏波角度誤差信号出力のシミュレーション結果を示す。ここでは、Ｃ／Ｎを１５ｄＢとした。図５において、横軸は偏波角度誤差であり、縦軸はアンテナ偏波角度誤差検出装置によって検出された偏波角度誤差信号出力である。また、出力Ｘは本実施形態に係る装置の出力であり、出力Ｙは第１の実施形態に係る装置の出力である。すなわち、出力ＸはＡＧＣ付きの場合の結果であり、出力ＹはＡＧＣ無しの場合の結果である。
【００６１】
図５より、それぞれ偏波角度誤差に対応した信号レベルが得られていることが確認できる。また、雑音環境下においても、偏波角度誤差を高精度に検出できることが分かる。さらに、自動増幅率制御器４１、４２を用いた本実施形態では、偏波角度誤差に対する感度が大幅に向上し、高精度に偏波角度誤差を検出できることが確認できる。
【００６２】
本実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置によれば、上記の（イ）〜（ル）の効果に加えて、以下の効果が得られる。
（ヲ）自動増幅率制御器４２によって交差偏波信号を増幅するので、交差偏波信号に対する感度を上げることができる。
（ワ）大きな偏波角度誤差を生じた場合は、主偏波信号が弱くなり、感度が低下するが、自動増幅率制御器４１によって主偏波信号を増幅するので、当該感度低下を回避することができる。
【００６３】
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記第１〜４の実施形態に限定されない。
【００６４】
例えば、上記の実施形態では、移相器３によって交差偏波信号が移相されるが、主偏波信号が移相されてもよいし、両方の偏波信号が移相されてもよい。
【００６５】
また、必要に応じて増幅器が挿入されてもよいし、観測には不要な帯域で増幅器を飽和させないために、必要に応じて低域濾過器や帯域通過濾過器が挿入されてもよい。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、２つの偏波信号を混合するので、雑音の影響を低減することができる。また、局発信号や多くの混合器が不要であるので、簡易な構成となる。さらに、一方の偏波信号に時間的に変化する移相量を与え、当該移相量に基づいて偏波角度誤差を検出するので、増幅器のオフセット電圧やドリフトによる影響を回避することができる。これらの結果、簡易な構成で、偏波角度誤差のゼロ点付近においても高精度に偏波角度誤差を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第２の実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。
【図３】第３の実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。
【図４】第４の実施形態に係るアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。
【図５】偏波角度誤差信号出力のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】偏波角度誤差と、主偏波信号および交差偏波信号の信号レベルとの関係を示す図である。
【図７】従来のアンテナ偏波角度誤差検出装置の構成を示すブロック図である。
【図８】非特許文献１に示される方式で用いられる代表的な回路の構成を示すブロック図である。
【図９】特許文献１に示される方式で用いられる回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  アンテナ
２  偏波分離器
３  移相器
４  増幅器
５  混合器
１０、２０、３０  偏波角度誤差検出部
１１、３３  低域濾過器
１２  直流増幅器
１３  偏波角度誤差算出部
２１  帯域通過濾過器
２２、３１  交流増幅器
２３  偏波角度誤差読取部
３２  周波数変換器
４１、４２  自動増幅率制御器
【図１】
2005020254.tif 000003
【図２】
2005020254.tif 000004
【図３】
2005020254.tif 000005
【図４】
2005020254.tif 000006
【図５】
2005020254.tif 000007
【図６】
2005020254.tif 000008
【図７】
2005020254.tif 000009
【図８】
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【図９】
2005020254.tif 000011