(57)【要約】      （修正有）【課題】  ２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相できる超音波診断装置を提供する。【解決手段】振動子１、２の受信信号を増幅する増幅部８、９と、増幅部８、９の反転出力信号及び非反転出力信号の振幅制御を行う可変振幅部１０〜１３と、可変振幅部１０、１２の加算信号に、受信信号の１周期の１／４の遅延時間を与える固定遅延部１４と、可変振幅部１１、１３の加算信号と固定遅延部１４の出力信号を加算する加算部１５とを有するサブビームフォーマ１６と、振動子３、４の受信信号に対する、サブビームフォーマ１６と同様の構成を有するサブビームフォーマ１７とを設け、サブビームフォーマ１６、１７の出力信号をメインビームフォーマ１８で遅延加算する。【選択図】図１Ａ
2005102717.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、
前記サブアレイ単位で設けられ、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、前記サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられた遅延手段により、第１の信号と第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、遅延時間差が与えられた第１の信号と第２の信号を加算するサブビームフォーマと、
前記サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備えた超音波診断装置。
【請求項２】
前記遅延手段は、前記遅延時間差を受信信号の基本波の１周期の１／４相当、または受信信号の高調波の１周期の１／４相当に切り替え可能である請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記遅延手段は、前記第１の信号または前記第２の信号の一方に対し、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間を与える請求項１または２記載の超音波診断装置。
【請求項４】
複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、
前記サブアレイ単位で設けられ、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、前記サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられた位相シフト手段により、第１の信号または第２の信号の一方に対して所定の位相シフト量を与え、前記所定の位相シフト量が与えられた第１の信号または第２の信号を互いに加算するサブビームフォーマと、
前記サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備えた超音波診断装置。
【請求項５】
前記位相シフト手段は、４５度の位相シフト量を有する位相シフト回路を２段設けて構成され、前記２段の位相シフト回路はコンデンサーと抵抗を含んで構成される請求項４記載の超音波診断装置。
【請求項６】
複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、
前記サブアレイ単位で設けられ、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、前記サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得る並列加算手段と、
前記並列加算手段により加算された第１の信号を遅延加算する第１のメインビームフォーマと、
前記並列加算手段により加算された第２の信号を遅延加算する第２のメインビームフォーマと、
前記第１のメインビームフォーマの出力信号と前記第２のメインビームフォーマの出力信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与える遅延手段と、
前記遅延手段により遅延時間差が与えられた前記第１のメインビームフォーマの出力信号と前記第２のメインビームフォーマの出力信号を加算する加算手段とを備えた超音波診断装置。
【請求項７】
複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、
前記サブアレイ単位で設けられ、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、前記サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得る並列加算手段と、
前記並列加算手段により加算された第１の信号を遅延加算する第１のメインビームフォーマと、
前記並列加算手段により加算された第２の信号を遅延加算する第２のメインビームフォーマと、
前記第１のメインビームフォーマの出力信号と前記第２のメインビームフォーマの出力信号との間に、９０度の位相差を与える位相シフト手段と、
前記位相シフト手段により９０度の位相差が与えられた前記第１のメインビームフォーマの出力信号と前記第２のメインビームフォーマの出力信号を加算する加算手段とを備えた超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動子が配列された２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の超音波診断装置は、図７に示すように、振動子１０１、１０２から成るサブアレイ１０５と、振動子１０３、１０４から成るサブアレイ１０６とが２次元に配列された２次元アレイ１０７を有する。サブアレイ１０５を構成する振動子１０１、１０２からの受信信号は、それぞれ、増幅部１０８、１０９に入力され、増幅部１０８、１０９は、非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）を出力する。増幅部１０８からの非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１８１を介して、それぞれ可変振幅部１１０、１１１に供給され、それらの出力信号が加算されて、＋４５度位相シフタ１１４に入力される。
【０００３】
また、増幅部１０９からの非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１９１を介して、それぞれ可変振幅部１１２、１１３に供給され、それらの出力信号が加算されて、−４５度位相シフタ１１５に入力される。
【０００４】
＋４５度位相シフタ１１４と−４５度位相シフタ１１５の出力信号は加算され、メインビームフォーマ１１８に入力される。ここで、増幅部１０８、１０９と、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と、可変振幅部１１０、１１１、１１２、１１３と、＋４５度位相シフタ１１４と、−４５度位相シフタ１１５とからサブビームフォーマ１１６が構成される。
【０００５】
また、サブアレイ１０６を構成する振動子１０３、１０４からの受信信号は、サブビームフォーマ１１７に入力される。サブビームフォーマ１１７の内部構成は、サブビームフォーマ１１６の内部構成と同じである。サブビームフォーマ１１６と１１７からの信号は、メインビームフォーマで遅延加算され、信号処理部１１９で信号処理が施されて画像信号に変換され、表示部１２０に表示される。
【０００６】
上記のサブビームフォーマ構成において、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と可変振幅部１１０〜１１３により受信信号の振幅を制御することで受信信号の位相を制御し、サブアレイ内の振動子からの受信信号の整相を行っている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】米国特許第６，０１３，０３２号明細書（第８−１０欄、第６図、第７図、第９図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の超音波診断装置においては、受信信号の位相シフトを行うために、２チャンネルの±４５度（±π／４）の位相シフタが用いられ、位相を精度良く調整することが困難である、という問題があった。
【０００８】
本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、精度良く受信信号を整相することのできる超音波診断装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記の目的を達成するため、本発明に係る第１の超音波診断装置は、複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、サブアレイ単位で設けられ、サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられた遅延手段により、第１の信号と第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、遅延時間差が与えられた第１の信号と第２の信号を加算するサブビームフォーマと、サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを含んで構成される。
【００１０】
この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。
【００１１】
また、本発明に係る第１の超音波診断装置において、遅延手段は、遅延時間差を受信信号の基本波の１周期の１／４相当、または受信信号の高調波の１周期の１／４相当に切り替え可能である。
【００１２】
この構成により、基本波映像の表示と高調波映像の表示の切り替えが可能となる。
【００１３】
さらに、本発明に係る第１の超音波診断装置において、遅延手段は、第１の信号または第２の信号の一方に対し、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間を与える。
【００１４】
この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。
【００１５】
また、前記の目的を達成するため、本発明に係る第２の超音波診断装置は、数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、サブアレイ単位で設けられ、サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられた位相シフト手段により、第１の信号または第２の信号の一方に対して所定の位相シフト量を与え、所定の位相シフト量が与えられた第１の信号または第２の信号を互いに加算するサブビームフォーマと、サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを含んで構成される。
【００１６】
この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。
【００１７】
また、本発明に係る第２の超音波診断装置において、位相シフト手段は、４５度の位相シフト量を有する位相シフト回路を２段設けて構成され、２段の位相シフト回路はコンデンサーと抵抗を含んで構成される。
【００１８】
この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。
【００１９】
また、前記の目的を達成するため、本発明に係る第３の超音波診断装置は、複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、サブアレイ単位で設けられ、サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得る並列加算手段と、並列加算手段により加算された第１の信号を遅延加算する第１のメインビームフォーマと、並列加算手段により加算された第２の信号を遅延加算する第２のメインビームフォーマと、第１のメインビームフォーマの出力信号と第２のメインビームフォーマの出力信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与える遅延手段と、遅延手段により遅延時間差が与えられた第１のメインビームフォーマの出力信号と第２のメインビームフォーマの出力信号を加算する加算手段とを含んで構成される。
【００２０】
この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。
【００２１】
さらに、前記の目的を達成するため、本発明に係る第４の超音波診断装置は、数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、サブアレイ単位で設けられ、サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得る並列加算手段と、並列加算手段により加算された第１の信号を遅延加算する第１のメインビームフォーマと、並列加算手段により加算された第２の信号を遅延加算する第２のメインビームフォーマと、第１のメインビームフォーマの出力信号と第２のメインビームフォーマの出力信号との間に、９０度の位相差を与える位相シフト手段と、位相シフト手段により９０度の位相差が与えられた第１のメインビームフォーマの出力信号と第２のメインビームフォーマの出力信号を加算する加算手段とを含んで構成される。
【００２２】
この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相することのできる超音波診断装置を提供できる、という格別な効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２５】
（第１の実施の形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図である。
【００２６】
図１Ａにおいて、振動子１〜４は、電気音響変換素子で構成され、音響エコー信号を受信信号に変換する。振動子１と振動子２とでサブアレイ５が、振動子３と振動子４とでサブアレイ６が、サブアレイ５とサブアレイ６とで２次元アレイ７が構成される。なお、図１Ａには、振動子１〜４しか例示していないが、実際には、図１Ｂに示すように、多数の振動子が２次元に配列される。
【００２７】
増幅部８、９はそれぞれ振動子１、２からの受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され、この加算された信号（第１の信号）は固定遅延部１４に供給される。また、可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）は、加算部１５において固定遅延部１４の出力信号と加算される。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、固定遅延部１４と、加算部１５とからサブビームフォーマ１６が構成される。
【００２８】
また、振動子３、４からの受信信号は、サブビームフォーマ１７に入力される。サブビームフォーマ１７の内部構成は、サブビームフォーマ１６の内部構成と同じである。
【００２９】
サブビームフォーマ１６、１７の出力信号はメインビームフォーマ１８において遅延加算される。メインビームフォーマ１８の出力信号は信号処理部１９において画像信号として信号処理される。信号処理部１９からの画像信号は表示部２０に表示される。
【００３０】
次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。
【００３１】
まず、振動子１は、受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を発生する。ここで、ｔは時間、ａ（ｔ）は受信信号の包絡線、ｆ１は受信信号の中心周波数である。増幅器８は、非反転出力信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、反転出力信号−ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。クロスポイントスイッチ８１における非反転出力と反転出力の接続状態により、可変振幅部１０は、係数ｗ（０）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。また、クロスポイントスイッチ８１における非反転出力と反転出力の接続状態により、可変振幅部１１は、係数ｗ（１）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｘ１（ｔ）＝±ｗ（１）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。固定遅延部１４は、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４の遅延時間を可変振幅部１０の出力信号に与え、クロスポイントスイッチ８１の接続状態により次式に示す出力信号Ｘ０（ｔ）を生成する。
【００３２】
Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ−ΔＴ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・（ｔ−ΔＴ））
…（１）
なお、固定遅延部１４としては、クロックにより遅延時間が高精度に可変制御できる電荷結合素子やサンプルホールド回路のような部品が望ましい。２π・ｆ１・ΔＴ＝π／２であり、ａ（ｔ−ΔＴ）≒ａ（ｔ）と近似すれば、（１）式は、
Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２）
…（２）
と表せる。固定遅延部１４の出力信号Ｘ０（ｔ）は、可変振幅部１１の出力信号Ｘ１（ｔ）と加算部１５において加算され、サブビームフォーマ出力信号Ｚ０（ｔ）となる。このサブビームフォーマ出力信号は、例えばｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）      …（３）
となる。
【００３３】
また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／４）    …（４）
となる。
【００３４】
また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２）    …（５）
となる。
【００３５】
また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／４）  …（６）
となる。
【００３６】
また、ｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π）        …（７）
となる。
【００３７】
また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−５π／４）  …（８）
となる。
【００３８】
また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／２）  …（９）
となる。
【００３９】
また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−７π／４）  …（１０）
となる。
このようにして、振動子１の受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φａを制御できる。
【００４０】
次に、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）に対し、可変振幅部１２が係数ｗ（２）、可変振幅部１３が係数ｗ（３）を発生し、振動子１の受信信号も考慮した場合、加算部１５の出力信号は、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φａ）
＋ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φｂ）    …（１１）
となり、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φｂも制御でき、サブアレイ５の振動子１、２の受信信号がサブビームフォーマ１６において整相加算できる。なお、（１１）式には、位相の制御による整相加算を示したが、実際には固定遅延部１４による受信信号の遅延があるため、より優れた整相加算が行われる。
【００４１】
同様にして、サブアレイ６の振動子３、４の受信信号がサブビームフォーマ１７において整相加算できる。サブビームフォーマ１６とサブビームフォーマ１７の出力信号はメインビームフォーマ１８において遅延加算される。このようにして、２次元アレイ７の振動子１〜４の受信信号がビームフォームされる。
【００４２】
以上のように、本発明の第１の実施の形態の超音波診断装置によれば、増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０〜１３と、固定遅延部１４と、加算部１５とから構成されるサブビームフォーマ１６を設けることにより、高精度に受信信号を整相加算することができる。
【００４３】
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態は、第１の実施の形態の説明で参照した図１に示すサブビームフォーマ１６を、図２に示すサブビームフォーマ２６で置き換えたものである。その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。
【００４４】
図２において、増幅部８、９はそれぞれ受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１はクロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３はクロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され、この加算された信号（第１の信号）は可変遅延部２４に供給される。可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）は加算部１５において可変遅延部２４の出力信号と加算される。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、可変遅延部２４と、加算部１５とからサブビームフォーマ２６が構成される。
【００４５】
次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。
【００４６】
まず、基本波映像モードにおいて、受信信号の周波数はｆ１であり、可変遅延部２４は、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４を可変振幅部１０、１２からの信号を加算した信号に与え、加算部１５において、振動子１、２の受信信号の整相加算を、第１の実施の形態で説明した式（１）〜（１１）に従って行う。
【００４７】
次に、高調波映像モードにおいて、受信信号の周波数はｆ２であり、可変遅延部２４は、受信信号の１周期Ｔ２＝１／ｆ２の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ２／４を可変振幅部１０、１２からの信号を加算した信号に与え、加算部１５において、振動子１、２の受信信号の整相加算を、第１の実施の形態で説明した式（１）〜（１１）に従って行う。
【００４８】
以上のように、本発明の第２の実施の形態の超音波診断装置によれば、可変遅延部２４を設けることにより、受信信号の中心周波数に応じて遅延時間を可変にでき、基本波映像と高調波映像をそれぞれ表示することができる。
【００４９】
（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態は、第１の実施の形態の説明で参照した図１に示すサブビームフォーマ１６を、図３に示すサブビームフォーマ３６で置き換えたものである。その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。
【００５０】
図３において、増幅部８、９はそれぞれ受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算されて、この加算された信号（第１の信号）は位相シフタ３４に供給される。また、可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）が、加算部１５において位相シフタ３４の出力信号と加算される。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、位相シフタ３４と、加算部１５とからサブビームフォーマ３６が構成される。
【００５１】
次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。
【００５２】
振動子１、２の受信信号の周波数はｆ１であり、位相シフタ３４は、受信信号の位相が９０度（π／２）シフトするように、可変振幅部１０、１２の出力信号に位相シフトを与え、加算部１５において、振動子１、２の受信信号の整相加算を、第１の実施の形態で説明した式（２）〜（１１）に従って行う。
【００５３】
図４は、位相シフタ３４の内部構成例を示す詳細なブロック図である。
【００５４】
図４において、位相シフタ３４は、４５度の位相シフト量を有する位相シフト回路を２段設けて構成される。可変振幅部１０、１２の出力信号は、増幅部４１により増幅され、コンデンサー４２と抵抗器４３から成る１段目の位相シフト回路で位相が−４５度シフトされる。この１段目の位相シフト回路を介した信号は、増幅部４４により増幅され、コンデンサー４５と抵抗器４６から成る２段目の位相シフト回路で位相が−４５度シフトされ、増幅部４７により増幅されて加算部１５に出力される。従って、増幅部４７の出力信号は、増幅部４１の出力信号に対して、位相が−９０度シフトされる。
【００５５】
以上のように、本発明の第３の実施の形態の超音波診断装置によれば、位相シフタ３４を各サブビームフォーマに一つ設けることにより、高精度で受信信号を整相加算することが出来る。さらに、インダクターを用いずに９０度の位相差を実現しているため、小型化やノイズの点で有利である。
【００５６】
（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図である。
【００５７】
図５において、振動子１〜４は、電気音響変換素子で構成され、音響エコー信号を受信信号に変換する。振動子１と２とでサブアレイ５が、振動子３と４とでサブアレイ６が、サブアレイ５とサブアレイ６とで２次元アレイ７が構成される。増幅部８、９は、それぞれ、受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され加算出力信号Ｙ０（ｔ）（第１の信号）となる。可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され加算出力信号Ｙ１（ｔ）（第２の信号）となる。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３とから並列加算部２７が構成される。
【００５８】
また、振動子３、４からの受信信号は、並列加算部２８に入力される。並列加算部２８の内部構成は、並列加算部２７の内部構成と同じである。
【００５９】
並列加算部２７と２８の非反転加算出力信号は、第１のメインビームフォーマ５１において遅延加算される。並列加算部２７と２８の反転加算出力信号は、第２のメインビームフォーマ５３において遅延加算される。第１のメインビームフォーマ５１の出力信号は、遅延部５２において遅延される。遅延部５２と第２のメインビームフォーマ５３の出力信号は加算部５４において加算され、加算部５４の出力信号は信号処理部５５において画像信号として信号処理される。信号処理部５５からの画像信号は表示部５６に表示される。
【００６０】
次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。
【００６１】
まず、振動子１は、受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を発生する。ここで、ｔは時間、ａ（ｔ）は受信信号の包絡線、ｆ１は受信信号の中心周波数である。増幅器８は、非反転出力信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）および反転出力信号−ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。クロスポイントスイッチ８１の状態により、可変振幅部１０は、係数ｗ（０）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｙ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。クロスポイントスイッチ９１の状態により、可変振幅部１１は、係数ｗ（１）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｙ１（ｔ）＝±ｗ（１）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。
【００６２】
可変振幅部１０の加算された出力信号および可変振幅部１１の加算された出力信号は、それぞれ、第１のメインビームフォーマ５１および第２のメインビームフォーマ５３において同一の遅延時間δが与えられるので、第１のメインビームフォーマ５１、第２のメインビームフォーマ５３において、各出力Ｙ０（ｔ）、Ｙ１（ｔ）の位相関係は変わらない。
【００６３】
遅延部５２において、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４が第１のメインビームフォーマ５１の出力信号に与えられるので、出力信号Ｙ０（ｔ）はＹ１（ｔ）に比べ−π／２だけ位相シフトする。このような位相関係を有する遅延部５２の出力信号と、第２のメインビームフォーマ５３の出力信号を加算部５４において加算すると、第１の実施の形態で説明した式（３）〜（１１）に示すように、サブアレイ５の振動子１、２の受信信号を整相加算することができる。同様にして、サブアレイ６の振動子３、４の受信信号も整相加算することができる。このようにして、２次元アレイ７の振動子１〜４の受信信号がビームフォームされる。
【００６４】
なお、以上の説明では、第１のメインビームフォーマ５１の出力信号に対して遅延部５２を設ける例について説明したが、図６に示すように、第１のメインビームフォーマ５１の出力信号に対して位相シフタ６２を設けても、同様に実施可能である。
【００６５】
以上のように、本発明の第４の実施の形態の超音波診断装置によれば、並列加算部２７、２８と、第１のメインビームフォーマ５１と、第２のメインビームフォーマ５３と、遅延部５２を設けることにより、より高精度で受信信号を整相加算することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明に係る超音波診断装置は、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相できるという利点を有し、２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置等として有用であり、医療等の用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１Ａ】本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図
【図１Ｂ】図１Ａの振動子１〜４を含む多数の振動子から成る２次元アレイの構成例を示す模式図
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図
【図３】本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図
【図４】図３に示す位相シフタの内部構成例を示す詳細なブロック図
【図５】本発明の第４の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図
【図６】本発明の第４の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の変形例を示すブロック図
【図７】従来の超音波診断装置の一構成例を示すブロック図
【符号の説明】
【００６８】
１〜４  振動子
８、９  増幅部
１０〜１３  可変振幅部
１４  固定遅延部
１５  加算部
１８  メインビームフォーマ
２４  可変遅延部
３４  位相シフタ
４２、４５  コンデンサー
４３、４６  抵抗器
２７、２８  並列加算部
５１  第１のメインビームフォーマ
５２  遅延部
５３  第２のメインビームフォーマ
５４  加算部
６２  位相シフタ
【図１Ａ】
2005102717.tif 000003
【図１Ｂ】
2005102717.tif 000004
【図２】
2005102717.tif 000005
【図３】
2005102717.tif 000006
【図４】
2005102717.tif 000007
【図５】
2005102717.tif 000008
【図６】
2005102717.tif 000009
【図７】
2005102717.tif 000010