(57)【要約】【課題】  力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。【解決手段】  商用交流電源ＡＣのレベルに応じて、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数を切り換えることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでのスイッチング周波数制御による安定化動作の際の必要制御範囲を、スイッチング周波数の最大制御範囲内に収めるようにする。これによってＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時の双方の二次側直流出力電圧Ｅｏに対応して安定化を行うことを可能とし、ワイドレンジ対応化を図る。また、力率改善は電力回生（帰還）方式により行うと共に、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下として二次側整流動作の連続モード拡大を図り、電力回生方式による力率改善時に問題となっていた二次側直流出力電圧に重畳するリップル成分の抑制を図る。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に応じて、上記整流平滑手段による整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子を備えて構成される力率改善手段と、
上記商用交流電源のレベルに応じ、少なくとも上記絶縁コンバータトランスにおける上記一次巻線の巻数を切り換えるように構成された切換手段とを備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流動作が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定した、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記絶縁コンバータトランスにおける上記一次巻線は、２つの巻線部から成るようにされ、
上記切換手段は、
上記一次巻線の２つの巻線部の双方が有効となる状態と、上記２つの巻線部のうち所定の一方の巻線部のみが有効となる状態とで切り換えを行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記切換手段は、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記一次巻線の巻数を切り換えると共に、上記一次側直列共振回路を形成する上記一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスについても同時に切り換えるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して直列に挿入される、高周波インダクタと、上記力率改善用スイッチング素子とされるダイオード素子とを直列に接続した直列接続回路と、
上記ダイオード素子に対して並列に接続され、上記高周波インダクタと共に直列共振回路を形成する力率改善用直列共振コンデンサと、
上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
上記直列接続回路における高周波インダクタとダイオード素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記力率改善手段は、
上記整流平滑手段において商用交流電源を整流する整流回路の整流出力端子と平滑コンデンサの正極端子間に対して直列に挿入される、高周波インダクタと、上記力率改善用スイッチング素子とされるダイオード素子とを直列に接続した直列接続回路と、
上記直列接続回路に対して並列に接続されるフィルタコンデンサと、を備えると共に、
上記直列接続回路における高周波インダクタとダイオード素子との接続点に対して、上記一次側直列共振回路を接続して形成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【０００３】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００４】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
【０００６】
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ＫＨｚ〜２５０ＫＨｚ程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
【０００７】
これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
【０００８】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図９に示すようになる。
この図９においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００９】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【００１０】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【００１１】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【００１２】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１３】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１４】
図１０（ａ）は、図９に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１５】
また、図１０（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１０（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１０（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１６】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１０（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１０（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１７】
また、図１１には、先の図９の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図９と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図９においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１８】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１９】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００２０】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００２１】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図９にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００２２】
図１２は、図９に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２３】
この図１２に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２４】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図９、図１１における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図９に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ6は、図９におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。
【００２６】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１１に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２７】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２８】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１１における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２９】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００３０】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
【００３１】
そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図９及び図１１により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３２】
また、この図１２に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１１では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１２に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３３】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３４】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
これまでの説明から分かるように、図１２に示した電源回路は、従来から知られている図９及び図１１に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３８】
しかしながら、図１２に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１２に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９３％、ηDC→DC＝９４％であり、総合効率は８７．４％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９５％、ηDC→DC＝９４％となり、総合効率は８９．３％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００３９】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１２に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００４０】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、異常発振を誘発する等、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に励起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
そして、さらに、上記スイッチング手段のスイッチング動作により一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力回生するようにして、上記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサに帰還するようにされており、この帰還された電力に応じて、上記整流平滑手段による整流動作によって得られる整流電流を断続するようにしてスイッチングする力率改善用スイッチング素子を備えて構成される力率改善手段を備える。
その上で、上記商用交流電源のレベルに応じ、少なくとも上記絶縁コンバータトランスにおける上記一次巻線の巻数を切り換えるように構成された切換手段を備えると共に、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧の変動にかかわらず、二次側整流動作が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定するものとした。
【００４２】
上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータを備えていることになる。また、力率改善は、電力回生方式により行う構成を採ることとしている。
そして、上記のようにして絶縁コンバータトランスの磁束密度が所要以下となるようにしていることで、二次側直流出力電圧の変動、つまり、負荷変動や商用交流電源（交流入力電圧）のレベル変動にかかわらず、二次側整流動作としては、常に、二次側整流電流が不連続となる期間を生じない連続モードとなるようにしている。
このように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下とし、二次側整流動作を連続モードとすれば、電力回生方式により力率改善を行う場合に生じるとされていた、一次側直列共振回路に重畳する商用交流電源周期のリップルに伴って発生するとされる、二次側直流出力電圧に重畳する商用交流電源周期のリップル電圧の抑制が図られる。
【００４３】
その上で、上記構成によれば、上記切換手段の動作により、商用交流電源のレベルに応じて、少なくとも上記一次巻線の巻数が切り換えられるものとなる。このようにして、商用交流電源のレベルに応じ、少なくとも上記一次巻数の巻数を切り換えることとすれば、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えば商用交流電源のレベルに応じて設定することが可能となる。
安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を商用交流電源のレベルに応じて設定することができれば、商用交流電源の定格レベルにかかわらず、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えばスイッチング電源回路におけるスイッチング周波数の可変範囲内とすることが可能になる。つまり、これによって商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることができるようになる。
【発明の効果】
【００４４】
このようにして本発明によれば、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下として二次側整流動作が常に連続モードとなるようにしたことで、電力回生方式による力率改善のための構成を採りながらも、二次側直流出力電圧のリップル電圧を抑制することができ、例えば二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流平滑コンデンサのキャパシタンスとしては、実用範囲に収めることができる。つまり、電力回生方式による力率改善構成を備える電源回路の実用化をこれまでよりも容易に実現して推し進めることが可能になる。
【００４５】
また、本発明によれば、上記のようにして商用交流電源のレベルに応じ、少なくとも上記一次巻線の巻数を切り換えるようにしたことで、商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることが可能となり、これによってワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の構成を実現できる。
【００４６】
これらのことから、本発明のスイッチング電源回路の構成によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の構成を実現するにあたって、従来のアクティブフィルタを不要とすることができる。
【００４７】
これにより、従来のアクティブフィルタによって力率改善を図る場合における、電力変換効率の低下を抑制できる。また、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子も不要とすることができる。
さらに本発明によれば、スイッチング電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善手段はソフトスイッチング動作とすることができ、これによりスイッチングノイズは大幅に低減されるから、アクティブフィルタの場合のようにノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
これらのことより、従来のアクティブフィルタも用いる回路との比較では、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【００４８】
さらに本発明では、上記のように絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、二次側整流動作が常に連続モードとなるようにすることができる。
そして、このように二次側整流動作が連続モードとなれば、二次側整流電流のピークレベルを低下させることができ、これによって不連続モードとされることによる二次側の整流ダイオードの導通損を低減できるものとなる。すなわち、このように二次側の整流ダイオードの導通損を低減できることで、不連続モードのときに生じていた二次側の電力損失を低減して、電力変換効率のさらなる向上を図ることができるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、他励式によるハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
【００５０】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路１０が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する４本の整流ダイオードには、低速リカバリ型を選定している。
【００５１】
上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。
【００５２】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５３】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、一方の端部が上記したスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
この場合、上記一次巻線Ｎ１は、図示するように一次巻線部Ｎ1A，一次巻線部Ｎ1Bの２つの巻線部を直列に接続して成る。一次巻線部Ｎ1Aの一方の端部は、上記したスイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2によるスイッチング出力点に対して接続される。また、この一次巻線部Ｎ1Aの他方の端部は、図示する一次側直列共振コンデンサＣ１Aを介してリレースイッチＳ１の端子ｔ２に対して接続される。
また、一次巻線部Ｎ1Bの一方の端部は、上記一次巻線部Ｎ1Aの他方の端部と接続される。つまり、一次巻線部Ｎ1Bと一次巻線部Ｎ1Aとの接続点は一次巻線Ｎ1のタップ出力とされて、上記一次側直列共振コンデンサＣ１Aを介してリレースイッチＳ１の端子ｔ２と接続されるようになっている。
そして、一次巻線部Ｎ1Bの他方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1Bを介してリレースイッチＳ１の端子ｔ３に対して接続されている。
【００５５】
上記リレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して、端子ｔ２又は端子ｔ３のいずれか一方が択一的に接続されるようにして切り換えが行われるものであり、この端子切り換え動作は、リレーＲＬの導通／非導通に応じてコントロールされる。つまり、リレーＲＬとリレースイッチＳ１は、いわゆる１回路２接点の電磁リレーとして構成されているものである。
また、リレースイッチＳ１の端子ｔ１は、後述するリレースイッチＳ２を介して力率改善回路１０内の高周波インダクタＬ10に対して接続される。
【００５６】
このようにしてリレースイッチＳ１が設けられている場合において、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されているときには、一次側直列共振コンデンサＣ1Bと、一次巻線部Ｎ1A−Ｎ1Bの直列接続である一次巻線Ｎ１全体が有効となる。
これに対し、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されているときには、一次側直列共振コンデンサＣ1Aと、一次巻線Ｎ１としては一次巻線部Ｎ1Aのみが有効となる。
【００５７】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、一次側直列共振コンデンサＣ１（Ｃ１A、Ｃ１B）のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては一次側直列共振回路を形成する。これによれば、上記スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力は、この一次側直列共振回路に伝達されることとなる。この一次側直列共振回路が、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５８】
本実施の形態の場合、リレースイッチＳ１の切り換えが行われることで、上記のように一次巻線部Ｎ１Aと一次側直列共振コンデンサＣ1Aとが有効となる場合と、一次巻線Ｎ１全体（Ｎ１A−Ｎ１B）と一次側直列共振コンデンサＣ１Bとが有効となる場合とで切換が行われるが、何れの場合においても、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とが直列接続されていることで、一次側直列共振回路が形成されることに変わりはない。ただし、一次巻線Ｎ1が、一次巻線部Ｎ1A−Ｎ1Bの直列接続回路となる場合と、一次巻線部Ｎ1Aのみとなる場合とで、一次巻線Ｎ1としての巻数が変化し、これに応じて絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスＬ1も変化することとなる。
【００５９】
また、上記のようなリレースイッチＳ１の切換によっては、一次巻線部Ｎ１A−一次側直列共振コンデンサＣ１Aによる直列共振回路と、一次巻線部Ｎ１A・Ｎ１B−一次側直列共振コンデンサＣ1Bによる直列共振回路とで切換が行われることがわかる。
つまりこの場合、上記リレースイッチＳ１の切換によっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１についての切り換えが可能となると共に、一次側直列共振回路の切り換えも可能となるものである。
【００６０】
また、図１に示す電源回路の一次側には、上記したリレースイッチＳ１と、後述するリレースイッチＳ２とについての切り換えをコントロールするための構成として、リレーＲＬと、このリレーＲＬの導通／非導通をコントロールするようにされたリレー切換回路５が設けられる。
【００６１】
このリレー切換回路５は、整流平滑電圧Ｅｉを、図示する分圧抵抗Ｒ１−分圧抵抗Ｒ２により分圧して検出電圧として入力している。整流平滑電圧Ｅｉとしては、商用交流電源ＡＣを整流平滑化して得られるものであるから、商用交流電源ＡＣの等倍レベルに対応したレベルが得られるものとなる。従って、整流平滑電圧Ｅｉに基づいて得られる上記検出電圧としても、商用交流電源ＡＣのレベルに対応しているものとなる。
【００６２】
リレー切換回路５では、検出電圧として、商用交流電源ＡＣのレベルがＡＣ１００Ｖ系とされる定格レベルの範囲内にあるときと、商用交流電源ＡＣのレベルがＡＣ２００Ｖ系とされる定格レベルの範囲内にあるときとで、リレーＲＬの導通／非導通を切り換えるようにされている。このようにしてリレーＲＬの導通／非導通が切り換えられるのに応じて、上記したリレースイッチＳ１、及び後述するリレースイッチＳ２では、端子ｔ１が端子ｔ３に対して接続される状態と、端子ｔ２に対して接続される状態と切換が行われることになる。
この場合、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、リレースイッチＳ１、Ｓ２において共に端子ｔ２が選択されるように切り換えを行う。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては、端子ｔ３が選択されるように切り換えを行うようにされる。
【００６３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、上記した一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図のように整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６４】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式によって二次側直流出力電圧のレベルを安定化する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御するが、これは共振インピーダンスを小さくすることとなり、このために二次側直流出力電圧Ｅｏを上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅｏが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、共振インピーダンスを大きくし、二次側直流出力電圧Ｅｏを低下させる。
【００６５】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
前述もしたようにこの力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電力回生方式として静電結合形による力率改善回路の構成を採る。
【００６６】
力率改善回路１０においては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、高周波インダクタＬ10の一端が接続されている。高周波インダクタＬ10の他端は、リレースイッチＳ２を介して高速リカバリ型であるスイッチングダイオードＤ1のアノードに対して接続され、スイッチングダイオードＤ1のカソードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。つまり、等価的には、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）の直列接続回路が挿入されるものとなる。
また、高周波インダクタＬ10−リレースイッチＳ２−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。フィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために設けられる。
さらに、スイッチングダイオードＤ1に対して、力率改善用直列共振コンデンサＣ20が並列に接続される。この場合、力率改善用直列共振コンデンサＣ20は、高周波インダクタＬ10に対しては直列の関係となるが、これにより、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、高周波インダクタＬ10のインダクタンスとにより、力率改善回路１０内（商用交流電源の整流電流経路内）において直列共振回路を形成する。
【００６７】
そして、前述もしたように、高周波インダクタＬ10は、一次側直列共振回路を切り換えるためのリレースイッチＳ１に対して、上記リレースイッチＳ２を介して接続されるものである。つまり、このことから、力率改善回路１０は一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）と接続されているものである。
【００６８】
このような力率改善回路１０の回路構成によると、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、スイッチングダイオードＤ1//力率改善用直列共振コンデンサＣ20の並列接続を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還する動作が得られることになる。この場合、平滑コンデンサＣｉと一次側直列共振回路との間には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20のキャパシタンス（静電容量）が介在することから、電力回生は、静電結合により行われるものとみることができる。
【００６９】
そして、力率改善回路１０においては、このように帰還される一次側直列共振電流に基づく電圧が高周波インダクタＬ10に得られ、これによって高速リカバリ型とされるスイッチングダイオードＤ１は、一次側直列共振回路によるスイッチング出力に基づく比較的高周波の電圧によって断続される。
このようにして、一次側直列共振回路によるスイッチング出力に基づく高周波成分に基づいてスイッチングダイオードＤ１が断続されれば、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間においても、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようになる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られるようになる。
そして、この場合においては、上記したようにフィルタコンデンサＣＮが、高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に並列に接続されるようにして備えられていることで、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに生じるのノイズ成分が除去されているものである。
【００７０】
なお、この場合の力率改善回路１０に対しては、先に説明したリレースイッチＳ２が備えられる。
このリレースイッチＳ２としては、端子ｔ１が上記したリレースイッチＳ１の端子ｔ１に接続される。また、リレースイッチＳ２の端子ｔ３は、高周波インダクタＬ10の上記した他端と接続される。そして、端子ｔ２は、高周波インダクタＬ10の巻線に設けられるタップ出力点と接続される。
ここでは、高周波インダクタＬ10における上記端子ｔ３と接続される端部から上記タップ出力点までの巻線部分を、巻線部Ｎ10Bとする。また、タップ出力点から残りの巻線部分は巻線部Ｎ10Aとする。
【００７１】
ここで、先にも述べたようにリレー切換回路５の動作によっては、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して各リレースイッチＳ１、Ｓ２において端子ｔ２が選択される。また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては端子ｔ３が選択されるものとなる。
このような動作によれば、上記接続形態とされた高周波インダクタＬ10では、ＡＣ１００Ｖ系時に巻線部Ｎ10Aのみが有効となるように切り換えが行われる。また、ＡＣ２００Ｖ系時には巻線部Ｎ10Aと巻線部Ｎ10Bとの直列接続が有効となって、その巻線全体が有効となるようにして切り換えが行われる。すなわち、このような切り換え動作により高周波インダクタＬ10は、ＡＣ２００Ｖ系時にその巻数が増加するようにされているものである。
なお、このようなリレースイッチＳ２による高周波インダクタＬ10の巻線切り換え動作については後述する。
【００７２】
続いて、図１に示した構成による電源回路についての、ワイドレンジ対応の動作について説明する。
先ず、商用交流電源として、定格ＡＣ１００Ｖ系が入力されているときには、リレー切換回路５に対して入力される検出電圧としても、この定格ＡＣ１００Ｖ系に対応したレベル範囲となっている。この状態では、リレー切換回路５は、上述もしたようにリレースイッチＳ１に対して端子ｔ２を選択させるようにリレーＲＬの導通／非道通状態の切換を行う。
これにより、商用交流電源としてＡＣ１００系が入力されているとき、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としては、一次巻線部Ｎ1Aのみが有効とされることになる。
【００７３】
これに対し、商用交流電源として、定格ＡＣ２００Ｖ系が入力されており、これに応じて、リレー切換回路５に入力される検出電圧も定格ＡＣ２００Ｖ系に対応したレベル範囲となっているときには、リレー切換回路５では、リレースイッチＳ１に対して端子ｔ３を選択させるようにリレーＲＬを制御する。これにより、商用交流電源としてＡＣ２００系が入力されているときには、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1として一次巻線部Ｎ1B−Ｎ1Aの直列接続が有効となる。
つまり、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とでは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1としての巻数（ターン数）を切り換えるようにしている。
【００７４】
なお、リレー切換回路５内の構成として、リレーＲＬの導通／非導通の切り換えに対応する検出電圧の閾値レベルとしては、例えば、交流入力電圧ＶAC１４４Ｖ〜１７０Ｖの範囲内において、実際における使用条件等を考慮して設定されればよい。
また、図示はしなかったが、リレーＲＬを駆動するための電力は、例えば発振・ドライブ回路２から供給するようにして構成すればよい。
【００７５】
図２は、上記のようにしてＡＣ１００Ｖ系の入力時とＡＣ２００Ｖ系の入力時とで、一次巻線Ｎ1としての巻数を切り換える構成を採る場合に得られる、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとの関係により例示的に示している。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、例えば図示するような電位ＥTGで安定化されるべきものであることとする。また、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。また、この図においては、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖ系としては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖとしている。
【００７６】
ここで、図１の電源回路のようにして、一次巻線Ｎ1としての巻数を切り換えるのに応じては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側におけるリーケージインダクタンスＬ1が切り換えられるようにして変化することとなる。
このリーケージインダクタンスＬ１の変化の仕方として、例えば図１の回路のように一次巻線Ｎ１の巻数が増加する場合は、これに伴い、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、巻数固定とされる場合よりも低下するようにして変化するものとなる。つまり、図１の回路では、ＡＣ２００Ｖ系時の二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが、巻数固定とする場合よりも低下するようにしているものである。
【００７７】
また、一方でリーケージインダクタンスＬ1は、一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと共に一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）を形成しているのであるから、例えば一次側直列共振コンデンサＣ１A、Ｃ１Bのキャパシタンスを同値とした場合を仮定すると、リーケージインダクタンスＬ1が変化することによっては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏが変化することとなる。
つまり図１の回路では、上記説明からも理解されるようにリーケージインダクタンスL1を、ＡＣ１００Ｖ系時の方が、ＡＣ２００Ｖ系時よりも少なくなるように設定されるから、上記のように一次側直列共振コンデンサＣ１AとＣ１Bとを同値で考えた場合、ＡＣ１００Ｖ系時の共振周波数ｆｏ１とＡＣ２００Ｖ系時の共振周波数ｆｏ２とを比較すると、この図２に示すようにして共振周波数ｆｏ１のほうが、共振周波数ｆｏ２よりも高くなることになる。
【００７８】
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏと同じときに最も高くなり、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
【００７９】
つまり図２において、先ず、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶAC＝１００Ｖ）には、実線で示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏ１のときにピークとなって、この共振周波数ｆｏ１から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは低下する。
【００８０】
そして、上記のようにして図２の実線により示すＡＣ１００Ｖ系時の特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを図示する電位ＥTGにより安定化しようとした場合、そのために必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１として示される範囲となる。
【００８１】
一方のＡＣ２００Ｖ系時では、上記もしたように一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）の共振周波数ｆｏは、ＡＣ１００Ｖ系時のｆｏ１よりも低いｆｏ２で示される所定周波数に設定される。このときの特性としては、図２において破線で示すものとなる。つまり、この場合にも、二次側直流出力電圧Ｅｏは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏ２のときに最大となるようにされたうえで、この共振周波数ｆｏ２からスイッチング周波数ｆｓが離れていくのに従って低下していくものとなる。また、この場合にも、スイッチング周波数ｆｓを固定とすれば、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下する特性となる。
そして、このＡＣ２００Ｖ系時の特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅｏを電位ＥTGにより安定化しようとした場合の必要制御範囲は、図２においてΔｆｓ２として示される範囲となる。
【００８２】
ここで図１の回路の場合では、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで、一次巻線Ｎ1としての巻数を切り換えるようにして変更設定することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1について変更設定するようにされる。そして、このようにしてリーケージインダクタンスＬ1の設定を切り換えることにより、例えばＡＣ２００Ｖ系時に対応して得られる二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを変化させるもとしている。
このようにして、リーケージインダクタンスＬ1の設定を切り換えることで、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを変化させることによっては、図２に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルについての特性も変化させることができる。
そして、このように二次側直流出力電圧Ｅｏについての特性が変化されれば、これに対応して必要制御範囲Δfsも変化することになる。
【００８３】
例えば、図１に示す電源回路の構成のもとで、一次巻線Ｎ1の巻数の切り換えを行わずに商用交流電源レベルにかかわらず固定とした場合においては、商用交流電源ＡＣのレベルに比例するようにして二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルも上昇するようにされる。
これによっては、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００までに対応する範囲で、所定の負荷変動幅に対応して、非常に大きな変動幅となる二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化しなければならないことになる。そしてこの際、例えば負荷変動幅が大きいような条件では、上記した必要制御範囲Δfsを非常に幅広く取らねばならず、スイッチング電源回路の仕様によって決まる、スイッチング周波数の最大可変範囲内では適正に安定化を図ることが難しくなる場合がある。
【００８４】
これに対し図１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでの商用交流電源の入力レベル変化に応じた上記のような一次巻線Ｎ１の巻線切換により、例えば２００Ｖ系時における二次側直流出力電圧Ｅｏについての特性を変化させることによって、必要制御範囲Δfs2を先の図２に示したような位置に設定できるようにしているが、これは、ＡＣ１００Ｖ系時と２００Ｖ系時とでの一次巻線Ｎ1の巻数の選定によって、必要制御範囲Δfs1，Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定できるということを意味している。
この結果、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでそれぞれ、所定の負荷変動範囲に対応して二次側直流出力電圧Ｅｏについて安定化することが保証されることになる。
【００８５】
このようにして図１の回路では、一次巻線Ｎ１の巻数切換によって、図２に示したようなＡＣ２００Ｖ系時の二次側直流出力電圧Ｅｏについての特性を変化させることで、必要制御範囲Δfs1，Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定することが可能となる。そして、これによって、スイッチング周波数制御方式により安定化を図る構成によるワイドレンジ対応の構成が実現されるものである。
【００８６】
なお、ここで確認のために述べておくと、図２に示した実験結果は、例えば負荷条件等、実際の条件での値を設定した場合の結果を示すものではなく、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏの変動曲線としても実際のものを示している訳ではない。つまり、図２に示した結果は、リーケージインダクタンスＬ１の可変（一次巻線Ｎ１の巻数切換）により必要制御範囲Δfsをスイッチング周波数ｆｓの最大可変範囲に収めるように設定を行うことの説明図として、あくまで概念的な図を示したものである。
【００８７】
ここで、先にも説明したように図１の回路においては、リレースイッチＳ１の切換に応じ、上記のような一次巻線Ｎ１の巻数の切換と同時に、一次側直列共振回路の切り換えが可能に構成される。つまり、一次巻線Ｎ１の巻数と共に、一次側直列共振コンデンサＣ1Ａ、Ｃ１Bの切換によって、一次側直列共振回路を形成するキャパシタンスについての切り換えが可能に構成されるものである。
【００８８】
そして、本例においてはこのような構成の下で、一次側直列共振コンデンサＣ１A、Ｃ１Bの各キャパシタンスの設定によって、一次巻線Ｎ１Aと一次側直列共振コンデンサＣ１Aとによる共振回路における共振周波数と、一次巻線部Ｎ１A−一次巻線部Ｎ１B（一次巻線Ｎ１全体）と一次側直列共振コンデンサＣ１Bとによる共振回路における共振周波数とを、ほぼ同等の値に設定するものとしている。
つまりこれによって、リレースイッチＳ１の切換によりＡＣ１００系時に形成される、上記一次巻線Ｎ１Aと一次側直列共振コンデンサＣ１Aとによる一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、ＡＣ２００Ｖ系時に形成される一次巻線部Ｎ１A−一次巻線部Ｎ１Bと一次側直列共振コンデンサＣ１Bとによる一次側直列共振回路における共振周波数ｆｏ２とが、ほぼ同等の値となるように設定しているものである。
【００８９】
このような図１の回路の構成によれば、上記リレースイッチＳ１の切換に応じ、先ずは上記した一次巻線Ｎ１の巻数の切換により、先に説明したように例えばＡＣ２００Ｖ系時における二次側直流出力電圧Ｅｏについての変動曲線（図２参照）を変化させることができる。その上で、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで、一次側直列共振回路の共振周波数をほぼ同値とすることができるので、図２に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏについての変動曲線を、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ一致させることができるようになる。
そして、このようにＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで二次側直流出力電圧Ｅｏについての変動曲線を一致させることができれば、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系時とでの必要制御範囲Δfs1、Δfs2を、スイッチング周波数の最大範囲内においてほぼ同一の範囲とすることができるようになる。
これによっては、例えばＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで必要となるスイッチング周波数制御範囲を、図１の場合よりもさらに狭く設定することが可能となり、例えばスイッチング周波数の最大可変範囲の狭いスイッチング電源回路により有利となる等のメリットがある。
【００９０】
なお、この場合、上記した必要制御範囲Δfs1，Δfs2については、少なくともＡＣ１００Ｖ系としては例えば交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの範囲で安定化することが保証され、ＡＣ２００Ｖ系としては例えば交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２８８Ｖの範囲で安定化することが保証されるようにして設定されればよい。
【００９１】
また、先の図２における説明からも理解されるように、本例の構成によっては、一次巻線Ｎ１の切換のみによっても、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時で必要となるスイッチング周波数制御範囲の縮小を図ることが可能である。このことから本例としては、一次巻線Ｎ１の切換のみによってワイドレンジ対応の構成とすることも可能である。
【００９２】
ところで、これまでに説明してきた図１の回路では、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図るようにされている。このような構成を採る場合において、例えば軽負荷の傾向となっている状態では、スイッチング周波数を高くするように制御して安定化を図ることになる。この状態では、二次側の整流回路において、二次側整流電流が二次側平滑コンデンサに流れる期間が連続し、休止する期間が存在しない、いわゆる連続モードの動作となる。
これに対して、重負荷となって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて一次側のスイッチング周波数を低くするように制御していくと、二次側平滑コンデンサに対して二次側整流電流が連続して流れなくなって電流不連続期間が生じる、いわゆる不連続モードに移行する。つまり、二次側の両波整流動作として、負荷変動に応じて不連続モードとなる状態が存在する。
なお、二次側直流出力電圧は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じても変動し、これに応じた定電圧制御動作も行われるから、交流入力電圧ＶACのレベルに応じても不連続モードとなる状態が存在することになる。
【００９３】
また、図１にて説明したようにして、電力回生方式（静電結合形、及び後述する磁気結合方式も含む）により力率改善を行う構成では、従来より、一次側直列共振電流に商用交流電源周期のリップルが重畳することにより、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧が、力率改善回路を備えない構成とした場合よりも大幅に増加することが知られている。
そしてこれは、上記のようにして例えば負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動により、二次側整流動作が不連続モードとなることが主たる原因であることが知られている。
【００９４】
このようなリップル電圧への対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサ（Ｃｏ）の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、上記平滑コンデンサのキャパシタンスを５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなって実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、単に電力回生方式による力率改善回路を備える場合は、例えばリップル電圧を一定以下とすることが厳しく、要求されるような機器に採用することが非常に困難とされる。
【００９５】
そこで、本実施の形態としては、上記のような二次側直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧の抑制を図り、電力回生方式による力率改善回路を実用可能なものとする。そして、このために図１の回路としては、このようなリップル電圧の主たる原因となる、先に説明した不連続モードとなることを防止し、負荷変動、交流入力電圧ＶACの変動にかかわらず、二次側整流動作として連続モードが維持されるような構成を採るものとしている。
【００９６】
図３は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1（一次巻線部Ｎ１A、一次巻線部Ｎ１B）を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。なお、この場合のＥＥ型コアの実際としては、例えばＥＥＲ−３５を選定している。
【００９７】
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．７６を設定した。また、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００９８】
さらに、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、所要以下に低くなるように一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ１＝一次巻線部Ｎ１A＋一次巻線部Ｎ１B＝４８Ｔ＋３２Ｔ＝８０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝１０Ｔ＋１０Ｔ＝２０Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。
【００９９】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスは増加傾向となり、コアにおける磁束密度は所要以下に低下する。
そして、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに生じる磁束密度を所要以下にまで低下させることができれば、二次側に励起される電力としても変化が生じ、これによって重負荷、及び低交流入力電圧の条件においても二次側整流動作を連続モードとすることができる。
【０１００】
このようにして、重負荷、低交流入力電圧の状態においても連続モードが得られているということは、負荷変動、交流入力電圧変動等による二次側直流出力電圧Ｅoの変動にかかわらず、常に連続モードで二次側の整流動作が行われるということになる。これにより、本実施の形態のようにして電力回生方式による力率改善回路を備える構成を採る場合において、一次側直列共振電流に重畳されるリップルにより二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するとされていた、商用交流電源周期のリップルの増加が大幅に抑制されることになる。
【０１０１】
この結果、二次側直流出力電圧に重畳される商用交流電源周期のリップル電圧のレベルも低下することとなって、二次側の平滑コンデンサのキャパシタンスを増加させる必要もなくなる。つまり、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を容易に実現できることになる。例えば本実施の形態では、二次側の平滑コンデンサ（Ｃｏ）のキャパシタンスの上昇を、力率改善回路を備えないとした場合と比較して２倍程度に抑えることが可能となる。
【０１０２】
なお、このように二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するとされていた商用交流電源周期のリップルの抑制が図られるのは、上記のように二次側整流動作が連続モードとなることで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることによる。また、これと共に、先の図３にて説明したように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所要以下としたことで、一次側から二次側への電力伝送にも変化が生じ、その分二次側への、上記一次側直列共振電流に生じる商用交流電源周期のリップルによる影響が薄れるようになることにもよる。
【０１０３】
次の図４、図５には、図１に示す第１の実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示しておく。
図４では、図１の回路における、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗ（Ｅｏ＝２５Ｖ×（４Ａ〜０Ａ））の変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図５では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示す。
なお、これらの図において、図４では各特性について、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示している。また、図５は、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗで一定とした場合の結果を示し、さらに交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系での結果を実線により、また交流入力電圧ＶAC＝２００Ｖ系での結果を破線により示している。
【０１０４】
また、これらの図に示される実験結果を得るにあたり、図１の回路では各部を以下のように選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−３５フェライトコア、ギャップＧ＝1.6mm、一次巻線Ｎ1＝一次巻線部Ｎ１A＋一次巻線部Ｎ１B＝４８Ｔ＋３２Ｔ＝８０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝１０Ｔ＋１０Ｔ＝２０Ｔ、結合係数ｋ＝０．７６
一次側直列共振コンデンサＣ１A＝０．０３３μＦ
一次側直列共振コンデンサＣ１B＝０．０２２μＦ
高周波インダクタＬ10の巻線部Ｎ１０A＝４７μＨ、巻線部Ｎ１０B＝１４７μＨ
力率改善用直列共振コンデンサＣ20＝０．０３９μＦ
【０１０５】
これらの図において、先ず図１の回路におけるAC→DC電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系時）と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系時）とで、それぞれ実線と破線とにより示すものとなっている。実験によれば、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝９０．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝９２．９％となる。
これは、図１２の回路の場合における、ＶAC＝１００Ｖ時の総合効率＝８７．４％と比較して２．６％向上し、同じく図１２の回路の場合のＶAC＝２３０Ｖ時における総合効率＝８９．３％と比較でも３．６％向上するものである。また、この場合、ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲でも、図１２の場合と比較して２〜３％程度の向上が図られる。
【０１０６】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝４．５Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対してΔＥｉ＝３Ｖとなっている。
【０１０７】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件でＰＦ＝０．８０となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件ではＰＦ＝０．８３となる結果が得られている。
このような結果から、この場合の力率ＰＦは、ＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の値が得られていることがわかる。
【０１０８】
ここで、図１に示した回路において、このようにＡＣ１００系時とＡＣ２００Ｖ系時とでほぼ同等の力率が得られるのは以下のような理由による。
つまり、先の図１にて示したように、この場合の力率改善回路１０に対しては、高周波インダクタＬ10の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ２が備えられる。そして、先の説明によれば、交流入力電圧ＶAC＝ＡＣ１００Ｖ系である場合に対応しては、高周波インダクタＬ10における巻線部Ｎ10Aのみが有効とされる。これに対し、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、巻線部Ｎ10Aと巻線部Ｎ10Bと含む巻線全体が有効とされることになる。
【０１０９】
このように高周波インダクタＬ10の巻線数が変化すれば、その巻数の差に応じて高周波インダクタＬ10のインダクタンス値が変化するから、これに伴って力率改善回路１０にて得られる電位も変化することになる。つまり、力率改善のために整流電流経路に対して帰還すべき電力レベルが変化する。
そして、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に高周波インダクタＬ10の巻数が増加することによっては、インダクタンス値の上昇に伴い、整流電流経路に帰還される電力レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路１０において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
【０１１０】
ここで、図１の回路の構成によると、ＡＣ２００Ｖ系時においては、リレースイッチＳ１により絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数が増加するようにされることから、ＡＣ１００Ｖ系時と高周波インダクタＬ10の巻数を同等とした場合には、ＡＣ２００Ｖ系時に一次側直列共振回路より帰還される電力レベルは低下することになる。このことから、ＡＣ２００Ｖ系時では、ＡＣ１００Ｖ系時よりも力率が低下するものとなる。
そこで、上記のようにＡＣ２００Ｖ系時での高周波インダクタＬ10のインダクタンス値を増加させ、帰還されるエネルギーを増加させることで、この特性を改善しているものである。
【０１１１】
以上のようにして、図１に示した第１の実施の形態のスイッチング電源回路の構成によっては、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２の巻線数設定によって、電力回生方式による力率改善回路を備えるスイッチング電源回路の実用化を阻む原因とされていた、二次側直流電圧Ｅｏに重畳する商用交流電源周期のリップルの抑制が図られる。
これによって、電力回生方式による力率改善のための構成を、実用レベルで実現可能とすることができる。
【０１１２】
その上で本実施の形態では、商用交流電源の定格レベルに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数の切換と共に、一次側直列共振コンデンサＣ１AとＣ１Bとの切換を行うようにしたことで、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とでの必要制御範囲Δfs1，Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定することが可能となる。そして、これによって、スイッチング周波数制御方式により安定化を図ることによるワイドレンジ対応の構成が実現される。
【０１１３】
ここで、このような本実施の形態の電源回路と、同じく力率の改善と共にワイドレンジ対応化を図る先行技術として、先の図１２にて示したアクティブフィルタ備える電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、先の図４、図５による実験結果からも明らかなように、図１に示した回路によっては、図１２の回路の場合よりも電力変換効率が向上する。
これは、電力回生方式による力率改善改善回路１０を備える構成とし、さらにスイッチング周波数制御方式により安定化を図るワイドレンジ対応の構成とされていることで、アクティブフィルタを不要とすることができたことによる。
また、先の図３にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度を所要以下とし、二次側整流動作の連続モードの拡大を図ったことで、二次側整流電流のピークレベルが抑制されることにもよる。すなわち、このように二次側整流電流のピークレベルが抑制されることで、二次側整流ダイオード（ＤO1、ＤO2）における導通損が低減し、その分の電力損失が低減されることにもよる。
【０１１４】
また、図１に示した本例の回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１２による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路では、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、リレースイッチ（Ｓ１、Ｓ２）と、高周波インダクタＬ10、フィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ１、力率改善用直列共振コンデンサＣ20、リレー切換回路５を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１２に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１１５】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１２に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１１６】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１２の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定とすることができる。
これにより、従来のアクティブフィルタを備える図１２の回路で問題となっていた、異常発振の抑制を図ることができる。
【０１１７】
これらの比較より、図１に示した本例の回路では、アクティブフィルタを備えた図１２の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同等の、実用上充分な力率を得ることができ、さらに、電力変換効率としてもより高効率を得ることができる。
【０１１８】
続いては、図６の回路図に、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。なお、この図６において、既に図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路としては、電力回生方式の力率改善回路として、静電結合形による力率改善回路１０に代えて、磁気結合形による力率改善回路１１が備えられる。
この磁気結合形の力率改善回路１１も、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとの間の整流電流経路に挿入されるようにして設けられており、フィルタコンデンサＣN、高周波インダクタＬ10、及び高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1とから成る。この点を図１に示した力率改善回路１０と比較した場合には、力率改善用直列共振コンデンサＣ20が省略されて、その分、部品点数としては削減が図られたことになる。
【０１１９】
力率改善回路１１において、先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対しては、スイッチングダイオードＤ1のアノードが接続され、そのカソードは、リレースイッチＳ１の端子ｔ１とリレースイッチＳ２の端子ｔ１との接続点に対して接続される。
この場合も上記リレースイッチＳ２としては、高周波インダクタＬ10の巻線切換のために備えられ、図１の場合と同様に端子ｔ２が高周波インダクタＬ10のタップ出力点に対して接続され、端子ｔ３が高周波インダクタＬ10の片方の端部に対して接続される。
そして、高周波インダクタＬ10における、上記端子ｔ３が接続されない側の端部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。つまりこの場合、等価的にはスイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−高周波インダクタＬ10の直列接続回路が、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されていることになる。そして、スイッチングダイオードＤ1−リレースイッチＳ２−高周波インダクタＬ10の直列接続回路に対して、フィルタコンデンサＣNが並列に接続される。この場合のフィルタコンデンサＣNも、ノーマルモードノイズを抑制するためのものとなる。
【０１２０】
そして、この場合も一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）は、上記のようにしてリレースイッチＳ１の端子ｔ１とリレースイッチＳ２の端子ｔ１とが接続されることによって力率改善回路１１と接続されており、これにより、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を電力として回生して、磁気結合（即ち高周波インダクタＬ10）を介するようにして平滑コンデンサＣｉに帰還するようにされる。
【０１２１】
上記構成による力率改善回路１１としても、一次側直列共振回路から帰還される一次側直列共振電流に応じた電圧が、高周波インダクタＬ10に得られる。これにより、スイッチングダイオードＤ１が一次側直列共振回路によるスイッチング出力に基づく高周波成分によって断続され、図１の回路の場合と同様にして力率の改善が図られる。
【０１２２】
そして、このような回路構成を採る第２の実施の形態の電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に説明した第１の実施の形態と同様の構造を採ることで、結合係数ｋについて、例えばｋ＝０．７６程度にまで低下させており、負荷変動、交流入力電圧の変動等にかかわらず、二次側整流動作として常に連続モードが得られるようにしている。
これにより、先の第１の実施の形態の電源回路と同様にして、二次側直流出力電圧Ｅoに重畳するリップル電圧の増加が抑制されることになり、電力回生方式として磁気結合形の構成を採るとした場合にも、その実用化が容易に実現される。
【０１２３】
図７，図８は、このような第２の実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示している。
この場合も、図７では、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗ（Ｅｏ＝２５Ｖ×（４Ａ〜０Ａ））の変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示し、図８では、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉの各特性について示している。
また、この場合も各特性について、図７では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の結果を実線により示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定とした場合の結果を破線により示す。また、図８の場合はＡＣ１００Ｖ系時の特性を実線、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する特性を破線により示している。
【０１２４】
なお、図６の回路としては、これらの図に示される実験結果を得るにあたり、各部を以下のように選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−３５フェライトコア、ギャップＧ＝1.6mm、一次巻線Ｎ1＝一次巻線部Ｎ１A＋一次巻線部Ｎ１B＝４８Ｔ＋３２Ｔ＝８０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝１０Ｔ＋１０Ｔ＝２０Ｔ、結合係数ｋ＝０．７６
一次側直列共振コンデンサＣ１A＝０．０３３μＦ
一次側直列共振コンデンサＣ１B＝０．０１５μＦ
高周波インダクタＬ10の巻線部Ｎ１０A＝４７μＨ、巻線部Ｎ１０B＝１４７μＨ
フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ／２００Ｖ
【０１２５】
これらの図に示されるように、第２の実施の形態の電源回路の場合、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時におけるAC→DC電力変換効率（ηAC-DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時でηAC-DC＝９０．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時でηAC-DC＝９２．５％となる。
これらの結果から、図６に示した回路によっても、図１２に示したアクティブフィルタを備える場合よりも高効率が得られていることが理解できる。すなわち、ＶAC＝１００Ｖ時では２．６％の向上、ＶAC＝２３０Ｖ時では３．２％の向上が図られ、ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲に対しても２〜３％の向上が図られる。
【０１２６】
また、直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対して、ΔＥｉ＝１７．５Ｖとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の変動幅ΔＥｉは、同じく負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜０Ｗの変動に対してΔＥｉ＝２５Ｖとなっている。
【０１２７】
また、力率ＰＦについては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件でＰＦ＝０．８３となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件においてもＰＦ＝０．８３となる結果が得られている。
この場合も、上記のようにＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで同等の力率が得られているのは、高周波インダクタＬ10についての巻数切換を行うようにしたことによる。つまり、高周波インダクタＬ10のインダクタンスについての切換により、ＡＣ２００Ｖ系時の帰還エネルギーを増加させて、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の向上を図るようにしているものである。
【０１２８】
これら図７、図８の結果からも、第２の実施の形態によっては、力率改善を図るワイドレンジ対応の構成として、先の第１の実施の形態の場合と同様に実用上充分な力率を得ることができ、さらに、電力変換効率としても図１２に示した回路より高効率が得られることが理解できる。
【０１２９】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することは可能である。
【０１３０】
また、これまでの説明からも理解されるように、一次巻線Ｎ１について、どのような巻数設定により切り換えを行うかについては、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化レベルや、負荷条件等に応じて適宜適切な数値が選択されるべきでものであり、実施の形態として例示した巻数の値に限定されるべきでない。
【０１３１】
また、一次巻線Ｎ１の巻数切り換えには、電磁リレーを用いているが、例えば電子スイッチなどを備えるスイッチ回路を採用するなど、他の巻数切り換えのための構成が採られてよい。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、例えばコア形式などをはじめとして、その構造については、所要以下の磁束密度となるようにされていれば適宜変更されて構わない。
【０１３２】
さらには、力率改善回路としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電力回生（帰還）方式による回路構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１３３】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図２】二次側直流出力電圧についての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧のレベルとの関係により例示的に示した図である。
【図３】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図６】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路の交流入力電圧の変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧の変動幅の各特性についての特性図である。
【図９】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１１】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１２】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１３４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、５  リレー切換回路、１０、１１  力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ1A、Ｃ1B  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、ＮＩA、Ｎ１B  一次巻線部、Ｎ２  二次巻線、ＲＬ  リレー、Ｓ１，Ｓ２  リレースイッチ、ＣN  フィルタコンデンサ、Ｌ10  高周波インダクタ、Ｃ20  力率改善用直列共振コンデンサ、Ｄ１  スイッチングダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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