(57)【要約】【課題】  コンデンサ充電器の制御装置及び方法の提供。【解決手段】  コンデンサ充電器中に変圧器があり、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えて第１電流を発生して該一次側コイルに流し、これによりその二次側コイルに第２電流を発生させ、電流誘導損失を免除する制御装置及び方法であり、電圧発生器により入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生して電流源に提供し、これにより参考電流を発生し、電流ミラー回路を利用して該参考電流によりミラー電流を発生してコンデンサに対して充電し第２電圧を発生し、第２電圧と参考電圧を比較することにより比較信号を発生して該スイッチの作業サイクルを決定し、これにより第１電流の可変量を制御する。【路択図】        図４【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサ充電器の制御装置において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで発生する第１電流が該一次側コイルを流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御装置は、
該入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生する電圧発生器と、
該第１電圧に基づき参考電流を発生する電流源と、
該参考電流によりミラー電流を発生する電流ミラー回路と、
該ミラー電流により第２電圧を発生する充放電回路と、
該第２電圧と参考電圧を比較して比較信号を発生し、該スイッチの作業サイクルを決定する比較器と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電圧発生器が入力電圧を分圧して第１電圧を発生する分圧器を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項３】
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電流源が、
参考電流を導出するドレインと、ソースと、ゲートを具えたトランジスタと、
第１電圧に接続された非反転入力端子と、該ソースに接続された反転入力端子と、該ゲートに接続された出力端子とを具えた演算増幅器と、
該反転入力端子と接地端子の間に接続された抵抗と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項４】
請求項３記載のコンデンサ充電器の制御装置において、前記抵抗が、第１電流の可変量と比例する抵抗値を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項５】
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、充放電回路が、
ミラー電流に充電されて第２電圧を発生するコンデンサと、
該コンデンサに跨設されて、該第２電圧をリセットする第２スイッチと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項６】
請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、コンデンサが第１電流の可変量と比例するキャパシタンスを具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項７】
請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、システム制御ロジックをさらに具えて第２スイッチをオンして第２電圧をリセットすることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項８】
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、比較信号に接続される工作サイクル制御ロジックを具えてこれにより作業サイクルを決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項９】
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル発生回路を具えて第２電流を検出して非作業サイクル信号を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項１０】
請求項９記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル決定回路が該非作業サイクル信号に接続されてスイッチの非作業サイクルを決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項１１】
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、更に、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生する第２電圧発生器と、
第３電圧に基づき第２参考電流を発生する第２電流源と、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生する第２電流ミラー回路と、
該第２ミラー電流により第４電圧を発生する第２充放電回路と、
第４電圧と第２参考電圧を比較して非作業サイクル信号を発生する第２比較器と、
非作業サイクル信号に基づき該スイッチの非作業サイクルを決定する非作業サイクル決定回路と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
【請求項１２】
コンデンサ充電器の制御方法において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで発生する第１電流が該一次側コイルを流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御方法は、
該入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップと、
該第１電圧により参考電流を発生するステップと、
該参考電流によりミラー電流を発生するステップと、
該ミラー電流によりコンデンサに充電し、第２電圧を発生するステップと、
該第２電圧と参考電圧を比較して該スイッチの作業サイクルを決定するステップと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
【請求項１３】
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、選択するコンデンサのキャパシタンスと第１電流の可変量が比例することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
【請求項１４】
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップでは該入力電圧を分圧して該第１電圧を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
【請求項１５】
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、参考電流を発生するステップでは入力電圧と比例する参考電流を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
【請求項１６】
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、コンデンサのリセットのステップを更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
【請求項１７】
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生するステップと、
第３電圧により第２参考電流を発生するステップと、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生するステップと、
該第２ミラー電流により第２コンデンサを充電し、第４電圧を発生するステップと、
第４電圧と第２参考電圧を比較してスイッチの非作業サイクルを決定するステップと、
を更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一種のコンデンサ充電器（ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｃｈａｒｇｅｒ）に係り、特に、コンデンサ充電器中にあって電流誘導損失を免除し電圧励磁飽和を防止する制御装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ポータブル装置がますます普及し、コンデンサ充電器も次第に広く使用されるようになった。図１はＲＣＣ（Ｒｉｎｇ  Ｃｈｏｋｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路で実践されるコンデンサ充電器１００の表示図である。変圧器Ｔ1 は一次側電流ＩP を変換して二次側電流ＩS となしダイオードＤ1 を介してコンデンサＣ1 に対して充電し、充電電圧を発生して出力端子１１２より負荷ＲL に供給する。充電電流ＩP 或いはＩS を制御するため、パワートランジスタＱ1 のコレクタ１０４とエミッタ１０８はそれぞれ変圧器Ｔ1 の一次側コイルＮ1 に接続され且つ接地し、抵抗Ｒ1 とＲ2 は入力端子１０２と変圧器Ｔ1 のもう一つの一次側コイルＮ3 の間に直列に接続され、トランジスタＱ1 のベースバイアス電圧を発生する。コンデンサ充電器１００のコストは比較的安価であるが、その変圧器Ｔ1 の構造は複雑で、且つパワートランジスタＱ1 が比較的高いスイッチング損失（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｌｏｓｓ）をもたらす。このほか、電流ＩP に影響を与えるパラメータが多過ぎ、例えば入力電圧Ｖin、変圧器Ｔ1 及びパワートランジスタＱ1 等があり、このため正確に制御できない。さらに、電流ＩP の最大値はパワートランジスタＱ1 のベース電流Ｉb より遥かに小さくなければならず、このため比較的長い充電時間が必要である。
【０００３】
図２は改良されたコンデンサ充電器２００を示す。変圧器Ｔ1 は一次側電流ＩP を二次側電流ＩS に変換してコンデンサＣ4 に対して充電して出力電圧ＶOUT を発生する。電流ＩP 或いはＩS を制御するため、検出抵抗ＲS1をトランジスタＱ1 と接地端子の間に接続し、もう一つの検出抵抗ＲS2を変圧器Ｔ1 の二次側コイルＮ2 と接地端子の間に接続し、演算増幅器Ａ1 及びＡ2 を増幅抵抗ＲS1とＲS2の二端子に跨設して出力Ｓ1 とＳ2 をフリップフロップ２０６に送り、これにより信号Ｓ3 を発生してドライバ２０８を通してトランジスタＱ1 を切り換える。コンデンサ充電器２００中、抵抗ＲS1とＲS2は直接変圧器Ｔ1 の一次側コイル電流ＩP と二次側コイル電流ＩS を検出し、これにより電流ＩP の最大値及び最小値を決定する。しかし、コンデンサ充電器２００の運転に影響しないようにするため、極めて小さい抵抗しか使用できず、ゆえに抵抗ＲS1とＲS2上の電圧降下は非常に微小であり、このため正確に抵抗Ｒ1 とＲ2 上の電流値を検出することができず、また、電流ＩP が容易にスパイク（ｓｐｉｋｅ）を発生して充電電流ＩS が設定された上限値を超過しやすい。このほか、コンデンサ充電器２００の充電電流ＩS を簡単に設定できない。
【０００４】
図３は別のフラッシュランプに応用されるコンデンサ充電器３００を示し、変圧器３０４の一次側コイルは入力電圧Ｖbat 及びトランジスタ３０８の間に接続され、トランジスタ３０８を切り換えて一次側コイル電流ＩP を二次側コイル電流ＩS に切り換えてコンデンサＣ1 に対して充電し、フラッシュランプ装置３０６に電力供給する。充電電流ＩS を制御するために、抵抗Ｒ1 とＲ2 及びＲ3 は出力端子３１６と接地端子ＧＮＤ1 の間に直列に接続され、分圧方式でコンデンサＣ1 の電圧が検出されて、フィードバック信号ＶFBがＩＣ３０２に提供され、コンデンサＣ1 の電圧が設定値に達した時にそれに対する充電を停止する。コンデンサ充電器３００中にあって、トランジスタ３０８の最大作業サイクルを利用して充電電流ＩS が決定され、これにより変圧器が磁飽和を容易に達成する。さらに、入力電圧Ｖbat は電池より供給され、ゆえに時間と共に下がり、これによりコンデンサＣ1 の充電時間が増加する。
【０００５】
これにより、充電電流可変量の設定に便利で、且つ入力電圧と無関係のコンデンサ充電器が望まれている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的の一つは、コンデンサ充電器の制御装置及び方法を提供することにある。
【０００７】
本発明の目的の一つは、コンデンサ充電器中にあって電流誘導損失を免除する制御装置及び方法を提供することにある。
【０００８】
本発明の目的の一つは、コンデンサ充電器中の変圧器の電圧励磁飽和を防止する制御装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明は、コンデンサ充電器の制御装置において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで発生する第１電流が該一次側コイルを流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御装置は、
該入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生する電圧発生器と、
該第１電圧に基づき参考電流を発生する電流源と、
該参考電流によりミラー電流を発生する電流ミラー回路と、
該ミラー電流により第２電圧を発生する充放電回路と、
該第２電圧と参考電圧を比較して比較信号を発生し、該スイッチの作業サイクルを決定する比較器と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項２の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電圧発生器が入力電圧を分圧して第１電圧を発生する分圧器を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。としている。
請求項３の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電流源が、
参考電流を導出するドレインと、ソースと、ゲートを具えたトランジスタと、
第１電圧に接続された非反転入力端子と、該ソースに接続された反転入力端子と、該ゲートに接続された出力端子とを具えた演算増幅器と、
該反転入力端子と接地端子の間に接続された抵抗と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項４の発明は、請求項３記載のコンデンサ充電器の制御装置において、前記抵抗が、第１電流の可変量と比例する抵抗値を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項５の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、充放電回路が、
ミラー電流に充電されて第２電圧を発生するコンデンサと、
該コンデンサに跨設されて、該第２電圧をリセットする第２スイッチと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項６の発明は、請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、コンデンサが第１電流の可変量と比例するキャパシタンスを具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項７の発明は、請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、システム制御ロジックをさらに具えて第２スイッチをオンして第２電圧をリセットすることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項８の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、比較信号に接続される工作サイクル制御ロジックを具えてこれにより作業サイクルを決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項９の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル発生回路を具えて第２電流を検出して非作業サイクル信号を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項１０の発明は、請求項９記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル決定回路が該非作業サイクル信号に接続されてスイッチの非作業サイクルを決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項１１の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、更に、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生する第２電圧発生器と、
第３電圧に基づき第２参考電流を発生する第２電流源と、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生する第２電流ミラー回路と、
該第２ミラー電流により第４電圧を発生する第２充放電回路と、
第４電圧と第２参考電圧を比較して非作業サイクル信号を発生する第２比較器と、
非作業サイクル信号に基づき該スイッチの非作業サイクルを決定する非作業サイクル決定回路と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項１２の発明は、コンデンサ充電器の制御方法において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで発生する第１電流が該一次側コイルを流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御方法は、
該入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップと、
該第１電圧により参考電流を発生するステップと、
該参考電流によりミラー電流を発生するステップと、
該ミラー電流によりコンデンサに充電し、第２電圧を発生するステップと、
該第２電圧と参考電圧を比較して該スイッチの作業サイクルを決定するステップと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１３の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、選択するコンデンサのキャパシタンスと第１電流の可変量が比例することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１４の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップでは該入力電圧を分圧して該第１電圧を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１５の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、参考電流を発生するステップでは入力電圧と比例する参考電流を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１６の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、コンデンサのリセットのステップを更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１７の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生するステップと、
第３電圧により第２参考電流を発生するステップと、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生するステップと、
該第２ミラー電流により第２コンデンサを充電し、第４電圧を発生するステップと、
第４電圧と第２参考電圧を比較してスイッチの非作業サイクルを決定するステップと、
を更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によると、コンデンサ充電器中に変圧器があり、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えて第１電流を発生して該一次側コイルに流し、これによりその二次側コイルに第２電流を発生させ、電流誘導損失を免除する制御装置及び方法であり、電圧発生器により入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生して電流源に提供し、これにより参考電流を発生し、電流ミラー回路を利用して該参考電流によりミラー電流を発生してコンデンサに対して充電し第２電圧を発生し、第２電圧と参考電圧を比較することにより比較信号を発生して該スイッチの作業サイクルを決定し、これにより第１電流の可変量を制御する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明によると、コンデンサ充電器中にあって、変圧器により一次側コイル電流を二次側コイル電流に変換し、コンデンサに対して充電を行ない、スイッチが該変圧器の一次側コイル及び接地端子の間に接続され、該スイッチを切り換えることにより該一次側コイル電流を制御し、特に本発明によると、制御装置及び方法は、電圧発生器により入力電圧に伴い変化する第１電圧を電流源に提供して参考電流を発生し、該参考電流により電流ミラー回路にミラー電流を発生させて充放電回路に提供して充電電圧を発生し、比較器により該充電電圧と参考電圧を比較して比較信号を作業サイクル制御ロジックに出力し、該スイッチの作業サイクルを決定する。
【００１２】
作業サイクルは入力電圧の大きさと変圧器のインダクタンスにより決定されるため、入力電圧変化の変圧器中の一次側コイル電流に対する可変量の影響が打ち消され、これにより充電電流の可変量が固定値に設定され、且つ簡単便利な方式で設定される。同様に、二次側コイル電流も非作業サイクルの制御により固定される。これにより、一次側コイル電流の上限と二次側コイル電流の下限はいずれも固定された範囲内に制御され、磁束の累積により磁飽和を形成しない。このほか、本発明は変圧器の一次側コイル電流を検出することによりスイッチの作業サイクルを決定するのではないため、電流誘導損失を免除できる。
【実施例１】
【００１３】
図４は本発明のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用した実施例図である。コンデンサ充電器４００中、変圧器４１６は巻線比ＮP ：ＮS を有する一次側コイルＬ1 と二次側コイルＬ2 を具え、トランジスタＭ1 が一次側コイルＬ1 及び接地端子ＧＮＤの間に接続され、一次側コイルＬ1 の電流ＩP はトランジスタＭ1 の切り換え制御を受ける。入力電圧Ｖbat に接続された電圧発生器４０２は入力電圧Ｖbat に伴い変化する電圧Ｖd を発生し、この実施例では、電圧発生器４０２には抵抗Ｒ1 とＲ2 を直列に接続してなる分圧器が使用されている。ゆえに以下の公式１が成り立つ。
【００１４】
【数１】
2005185084.tif 000002
【００１５】
電流源４０４は電圧Ｖd に基づき電流ＩA を決定し、この実施例では、電流源４０４には電圧対電流変換器が使用され、それは演算増幅器４０４２とトランジスタ４０４４で組成された増幅器及びトランジスタ４０４４及び接地端子ＧＮＤの間に接続された抵抗Ｒ3 を具えている。演算増幅器４０４２の非反転入力端子は電圧Ｖd に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ3 に接続され、出力端子はトランジスタ４０４４のゲートに接続されている。演算増幅器４０４２、抵抗Ｒ3 の跨圧はＶd とされ、これにより電流ＩA は以下の公式２により決定される。
【００１６】
【数２】
2005185084.tif 000003
【００１７】
公式２に公式１を代入することで公式３が得られる。
【００１８】
【数３】
2005185084.tif 000004
【００１９】
電流源４０４の供給する電流ＩA は電流ミラー回路４０６の参考電流とされ、発生したミラー電流ＩB が充放電回路４０８に提供される。参考電流ＩA とミラー電流ＩB の大きさは等しく、ゆえに公式４が成り立つ。
【００２０】
【数４】
2005185084.tif 000005
【００２１】
充放電回路４０８はコンデンサＣ1 、及び、該コンデンサＣ1 の両端に跨設されて充放電スイッチとされるトランジスタＭ2 を具えている。電流ＩB のコンデンサＣ1 に対する充電は電圧ＶC を発生し、比較器４１０によりそれが参考電圧Ｖtfと比較されて、その出力ＳC が決定され作業サイクル制御ロジック４１２に提供されて作業サイクルが以下のように決定される。
【００２２】
【数５】
2005185084.tif 000006
【００２３】
公式５中に公式４を代入することで公式６が得られる。
【００２４】
【数６】
2005185084.tif 000007
【００２５】
そのうち、電圧発生器４０２、電流源４０４、電流ミラー回路４０６、充放電回路４０８及び比較器４１０で組成された作業サイクル発生回路と作業サイクル制御ロジック４１２が作業サイクル決定回路を形成する。
【００２６】
また一方で、非作業サイクル発生回路４１８が二次側コイル電流ＩS に基づき非作業サイクル信号ＳS を発生して非作業サイクル決定回路４２０に提供し、非作業サイクルＴoff をシステム制御ロジック４１４に提供する。システム制御ロジック４１４は作業サイクルＴon及び非作業サイクルＴoff に基づき充放電回路４０８中のトランジスタＭ2 をオンし、これによりコンデンサＣ1 をリセットする。
【００２７】
変圧器４１６の一次側コイル電流は以下の公式７で示される。
【００２８】
【数７】
2005185084.tif 000008
【００２９】
そのうち、△ＩP は電流ＩP の可変量とされる。これにより作業サイクルＴonを以下の公式８のように表示できる。
【００３０】
【数８】
2005185084.tif 000009
【００３１】
公式６及び公式８より公式９が得られる。
【００３２】
【数９】
2005185084.tif 000010
【００３３】
これから以下の公式１０が得られる。
【００３４】
【数１０】
2005185084.tif 000011
【００３５】
公式１０から分かるように、変圧器４１６の一次側コイル電流の可変量△ＩP と入力電圧Ｖbat は無関係であり、それは、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｃ1 、Ｖtf、及びＬ1 により決定される。
【００３６】
一次側コイル電流ＩP の最大値ＩPmax及び最小値ＩPminの関係は、以下の公式１１のとおりである。
【００３７】
【数１１】
2005185084.tif 000012
【００３８】
また、以下の公式が成り立つ。
【００３９】
【数１２】
2005185084.tif 000013
【００４０】
そのうち、ＩSminは変圧器４１６の二次側コイル電流ＩS の最小値である。公式１１と公式１２より公式１３が得られる。
【００４１】
【数１３】
2005185084.tif 000014
【００４２】
もし電流ＩS の最小値ＩSminが固定されれば、△ＩP を設定するだけで、電流ＩP の最大値ＩPmaxを設定でき、磁飽和を防止できる。公式１０中にあって、電流可変量△ＩP は抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、及びＲ3 、コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 及び参考電圧Ｖtfにより設定可能で、例えば抵抗Ｒ3 を選択して電流可変量△ＩP を設定でき、公式１０はこのとき公式１４のように改変される。
【００４３】
【数１４】
2005185084.tif 000015
【００４４】
或いは、コンデンサＣ1 を選択して電流可変量△ＩP を設定でき、これは以下の公式１５に示されるとおりである。
【００４５】
【数１５】
2005185084.tif 000016
【００４６】
同様に、変圧器４１６の二次側コイル電流ＩS の最大値ＩSmaxは以下の公式１６で示される。
【００４７】
【数１６】
2005185084.tif 000017
【００４８】
公式１３と公式１６から以下の公式１７が得られる。
【００４９】
【数１７】
2005185084.tif 000018
【００５０】
同様に、もしＩSminが固定されると、△ＩP を改変することによりＩSmaxを設定できる。
【００５１】
上述の実施例からわかるように、変圧器の一次側コイル電流変化量△ＩP に影響を与えるパラメータには抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、及びＲ3 、コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 及び参考電圧Ｖtfがあり、これによりこれらのパラメータの値を改変することで簡単に△ＩP の値を設定でき、これにより変圧器の一次側コイルを流れる電流ＩP の最大値ＩPmaxを改変して磁束飽和を防止できる。
【００５２】
図５は本発明の別のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用された実施例を示し、コンデンサ充電器５００中に、電圧発生器４０２、電流源４０４、電流ミラー回路４０６、充放電回路４０８、比較器４１０、作業サイクル制御ロジック４１２、システム制御ロジック４１４、変圧器４１６、トランジスタＭ1 、非作業サイクル決定回路４２０及びフラッシュランプモジュール４２２が設けられている。非作業サイクル信号ＳS を発生するために、電圧発生器は二次側コイル電圧ＶL2と接地端子ＧＮＤの間に接続されて入力電圧ＶL2にともない変化する電圧Ｖd2を発生し、そのうち抵抗Ｒ4 、Ｒ5 が分圧器を組成し、ゆえに公式１８がなりたつ。
【００５３】
【数１８】
2005185084.tif 000019
【００５４】
電流源５０４は電圧Ｖd2に基づき電流ＩA2を決定する。電流源５０４中で電圧対電流変換器が使用され、それは演算増幅器５０４２及びトランジスタ５０４４で組成された伝導増幅器、及びトランジスタ５０４４と接地端子ＧＮＤの間に接続された抵抗Ｒ6 を具え、演算増幅器５０４２の非反転入力端は電圧Ｖd2に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ6 に接続され、出力端子はトランジスタ５０４４のゲートに接続される。演算増幅器５０４２により抵抗Ｒ6 の跨圧はＶd2となり、これにより電流ＩA2は以下のように決定される。
【００５５】
【数１９】
2005185084.tif 000020
【００５６】
公式１８を公式１９に代入して公式２０が得られる。
【００５７】
【数２０】
2005185084.tif 000021
【００５８】
電流源５０４が供給する電流ＩA2により電流ミラー回路５０６がミラー電流ＩB2を発生して充放電回路５０８に提供する。参考電流ＩA2とミラー電流ＩB2の大きさは等しく、ゆえに以下の公式２１が成り立つ。
【００５９】
【数２１】
2005185084.tif 000022
【００６０】
充放電回路５０８はコンデンサＣ3 及び充放電スイッチとされてコンデンサＣ3 の両端に跨設されたトランジスタＭ3 を具え、それは非作業サイクル決定回路の制御を受ける。電流ＩB2のコンデンサＣ3 に対する充電は電圧ＶC2を発生し、比較器５１０と参考電圧Ｖtf2 の比較によりその出力ＳS が決定されて非作業サイクル決定回路４２０に提供され、これにより非作業サイクルが以下のように決定される。
【００６１】
【数２２】
2005185084.tif 000023
【００６２】
公式２１を公式２２に代入して公式２３が得られる。
【００６３】
【数２３】
2005185084.tif 000024
【００６４】
また工作サイクルＴoff は別に公式２４で示される。
【００６５】
【数２４】
2005185084.tif 000025
【００６６】
公式２３及び公式２４より公式２５が得られる。
【００６７】
【数２５】
2005185084.tif 000026
【００６８】
これより公式２６が得られる。
【００６９】
【数２６】
2005185084.tif 000027
【００７０】
公式２６より、変圧器４１６の二次側コイル電流の可変量△ＩS と抵抗Ｒ6 は正比例の関係にあり、これにより抵抗Ｒ6 の値を設定することで変圧器４１６の二次側がどれだけの電流を送出する必要があるかを決定できる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】ＲＣＣ回路で実践したコンデンサ充電器の表示図である。
【図２】別の周知のコンデンサ充電器の表示図である。
【図３】さらに別の周知のコンデンサ充電器の表示図である。
【図４】本発明のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用した実施例図である。
【図５】本発明のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用した別の実施例図である。
【符号の説明】
【００７２】
１００  コンデンサ充電器
１０２  入力端子
１０４  パワートランジスタＱ1 のコレクタ
１０６  パワートランジスタＱ1 のベース
１０８  パワートランジスタＱ1 のエミッタ
１１０  ノード
１１２  出力端子
２００  コンデンサ充電器
２０２  入力端子
２０４  ノード
２０６  フリップフロップ
２０８  ドライバ
３００  コンデンサ充電器
３０２  集積回路
３０４  変圧器
３０６  フラッシュランプ装置
３０８  トランジスタ
３１６  出力端子
３１８  フィードバック端子
４００  コンデンサ充電器
４０２  電圧発生器
４０４  電流源
４０４２  演算増幅器
４０４４  トランジスタ
４０６  電流ミラー回路
４０８  充放電回路
４１０  比較器
４１２  作業サイクル制御ロジック
４１４  システム制御ロジック
４１６  変圧器
４１８  非作業サイクル発生回路
４２２  フラッシュランプモジュール
４２４  ドライバ
５００  コンデンサ充電器
５０２  電圧発生器
５０４  電流源
５０４２  演算増幅器
５０４４  トランジスタ
５０６  電流ミラー回路
５０８  充放電回路
５１０  比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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