(57)【要約】【課題】低雑音化と、短絡電流による素子破壊防止と、低コスト化と、小型化とを図った位相制御装置を提供することにある。【解決手段】制御部１のＣＰＵ回路１２は、動作開始から所定時間内においてＩＧＢＴＱ４を交流電源電圧のゼロクロス付近の低い位相角で短時間オンさせる電流センシング動作を所定回数行う電流センシング期間を設定し、この電流センシング時にシャント抵抗Ｒ６で検出される検出値を取り込んで予め設定された複数の基準値とを比較しその比較結果からＩＧＢＴＱ４及びトライアックＱ１の導通形態を選択するようになっている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と白熱灯からなる照明負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性の３端子サイリスタからなる第１のスイッチ素子と、
自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ素子の両端に接続される第２のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子の点弧導通及び第２のスイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、
前記制御部が位相制御時に設定された所定の位相角から前記第２のスイッチ素子を制御駆動して該第２のスイッチ素子を通じて照明負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる傾斜上昇期間を設定し、この傾斜上昇期間を経た後、前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる位相制御装置において、
前記第２のスイッチ素子のオン時に該第２のスイッチ素子を介して流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段を設け、
前記制御部には、動作開始から所定時間内において前記第２のスイッチ素子を交流電源電圧の所定の位相角で短時間オンさせる電流センシング動作を所定回数行う電流センシング期間を設定し、この電流センシング期間中負荷電流検出手段からの検出値と予め設定された複数の基準値とを比較しその比較結果から前記第２のスイッチ素子及び第１のスイッチ素子を導通させる形態を選択する判断手段を備え、
前記判断手段は、前記検出値が照明負荷の突入電流に相対関係を持つ基準値より大きく且つ短絡電流に相対関係を持つ基準値より小さい場合に電流センシング動作の終了から第１のスイッチ素子のみを交流電源電圧の予め設定された位相角で点弧導通させる制御を行う余熱期間を設定し、この余熱期間終了から前記第２のスイッチ素子を制御駆動して前記傾斜上昇期間を設定した後、前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる制御を行い、前記検出値が短絡電流に相対関係を持つ基準値より大きい場合には位相制御動作を停止させることを特徴とする位相制御装置。
【請求項２】
前記電流センシング期間を
前記交流電源電圧のゼロクロス付近の位相角で設定していることを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項３】
前記電流センシング動作にて前記第２のスイッチ素子を導通させる位相角を多数設定するとともに設定した各位相角毎に前記基準値を設定し、前記電流センシング動作期間内で投入位相角を変化させて、投入位相角に対応する前記基準値と負荷電流検出手段からの検出値と判断基準値とを比較しその比較結果から前記第２のスイッチ素子及び第１のスイッチ素子を導通させる形態を選択することを特徴とする請求項１又は２記載の位相制御装置。
【請求項４】
前記余熱期間での前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる位相角を、照明負荷の位相制御に対応して設定された位相角付近としていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか記載の位相制御装置。
【請求項５】
前記余熱期間での前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる位相角を、照明負荷の位相制御に対応して設定された位相角付近とするとともに、余熱期間の開始から終了までの各点弧導通時の導通角を順次増大方向に変化させることを特徴とする請求項１乃至４の何れか記載の位相制御装置。
【請求項６】
前記制御部の判断手段は、前記余熱期間の終了後に再度電流センシング期間を設定して該電流センシング期間において前記負荷電流検出手段の検出値が突入電流に対応する基準値を越えているか否かを判断し、越えている場合には再度余熱期間を設定し、以後電流センシング期間と余熱期間との設定を前記負荷電流検出手段の検出値が突入電流に対応する基準値以下となるまで繰り返して行うことを特徴とする請求項１乃至５の何れか記載の位相制御装置。
【請求項７】
前記制御部に電流センシング期間中の電流センシング動作毎の前記負荷電流検出手段の検出値を記憶する記憶手段を設け、前記判断手段に記憶した検出値と今回の検出値との間に変動があれば、突入電流と判別する機能、変動が無ければ短絡電流と判別する機能とを備え、突入電流と判別した場合には前記余熱期間を設定し、短絡電流と判別した場合には位相制御動作を停止することを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、白熱灯のような照明負荷への供給電力を位相制御して調光を行う位相制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、照明点灯装置としては、演出効果を得るため、或いは省エネルギを目的として、白熱灯の点灯電力を位相制御するものがあった。
【０００３】
このような照明点灯装置には図１５（ａ）に示すような一般的な位相制御装置が用いられている。
【０００４】
この従来の位相制御装置は、商用の交流電源ＡＣと、白熱灯からなる照明負荷ＬＡとの直列回路を接続する２端子構造となっており、前記直列回路にリアクタンス素子Ｌを介して並列接続される双方向性３端子型のサイリスタ（以下、トライアックと言う）Ｑ１と、抵抗Ｒ１、可変抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路から構成されトライアックＱ１の両端間に接続された時定数回路、及びコンデンサＣ１と可変抵抗Ｒ２の接続点とトライアックＱ１のゲート端子との間に接続されるダイアックＱ２、可変抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の直列回路の両端間に接続され、両端電圧を一定に規制する定電圧ダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路から成るトリガ回路Ｔとで構成される。
【０００５】
尚、図１５（ｂ）に示すように、ダイアックＱ２の代わりにＳＢＳＱ２’を使用したトリガ回路Ｔを用いる従来例もある。
【０００６】
これらの回路では、抵抗Ｒ１、可変抵抗Ｒ２を通じて充電されるコンデンサＣ１の電圧がダイアックＱ２のブレークオーバー電圧に達したとき、或いはＳＢＳＱ２’のゲートに接続されている定電圧ダイオードＺＤ３のカソードに印加されている電圧がツェナー電圧を超えてＳＢＳＱ２’にゲート電流が流れたときに、ダイアックＱ２或いはＳＢＳＱ２’が導通してコンデンサＣ１の電荷をトライアックＱ１のゲート電流ｉとして放出し、トライアックＱ１を点弧するようになっている。
【０００７】
また、図１５（ｃ）に示すように交流電源ＡＣの電圧変動や部品のばらつき、更に周波数変動による位相制御特性のばらつきを低減させるために、トリガ回路Ｔの電源を負荷回路から独立する形で得る位相制御装置がある。この位相制御装置のトリガ回路Ｔは、ダイアックやＳＢＳを用いずにトランジスタＱ３によりダイオードブリッジＤＢを介して所定の位相角からゼロクロスまでトライアックＱ１のゲート電流を連続して流すようになっている。
【０００８】
ところで、これらの位相制御装置では、設定された位相角でトラアックＱ１の点弧導通させて照明負荷ＬＡの負荷電流をトライアックＱ１に流すため、前記位相角が９０度付近では、負荷電流が非常に急峻な立ち上がりを示し、特に点弧時のｄｉ／ｄｔが大きいので、高周波雑音（１５０ＫＨｚ〜３０ＭＨｚ）が発生する恐れがあり、また、白熱灯からなる照明負荷ＬＡでは急峻な負荷電流の影響によりフィラメントが振動して音響雑音を発生させる恐れがある。
【０００９】
その対策として、一般的な位相制御装置では、図示するように照明負荷ＬＡと交流電源ＡＣの直列回路間にコンデンサＣ０（又はＣ０、Ｃ０’の直列回路）を、また照明負荷ＬＡと交流電源ＡＣの直列回路にリアクタンス素子Ｌを介してトライアックＱ１を接続することで、負荷電流の立ち上がりをＬ成分により緩やかにして、上述の雑音発生を低減させている。
【００１０】
ところで、従来例の回路において、前記の雑音のレベルをＩＥＣ基準等の規格値を満足するレベルまで低減させるには、非常に大きなリアクタンス素子Ｌが必要となり、そのため位相制御装置本体が非常に大型化する課題や、またそのリアクタンス素子Ｌ自体から音響雑音が発生したり、或いは発熱が発生するという課題が生じる。特に負荷容量の大きな位相制御装置においては、顕著である。
【００１１】
そのため最近では、前記の課題を解決するために、位相制御素子としてトライアックや逆阻止３端子サイリスタ（以下、サイリスタと言う）に代わってＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、パワートランジスタ等のスイッチ素子を用いた回路構成が提案されている（例えば特許文献１の図１、特許文献２の図２）。
【００１２】
特許文献１に記載の回路構成では、所定の位相制御角でスイッチ素子のゲート信号を制御して緩やかにスイッチングさせることにより、雑音発生を低減させるようになっている。
【００１３】
また、特許文献２に記載の回路構成では、ＲＰＣ（逆位相制御方式）が採用されており、交流電源電圧のゼロクロスでスイッチ素子を導通させ、設定された位相角で緩やかに遮断させることで雑音発生を低減するようになっている。
【００１４】
しかし、両者に共通する問題として、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子のオン抵抗がトラアックと比較して大きいため放熱構造を大型にする必要があり、結果め位相制御装置の大型化が避けられなかった。また同等のオン抵抗にする為には、素子自身を大型にする必要があり、そのため更に素子の大型化に伴い非常にコスト高になってしまうという欠点があった。
【００１５】
そこで、前記のような問題を解決するために、本発明者らは、前記のＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子をトラアック或いはサイリスタにダイオードブリッジを介して並列接続した回路を用い、雑音低減と発熱低減とを配慮した位相制御が行える位相制御装置を提案している。
【００１６】
この位相制御装置は、設定された所定の位相から、例えばトライアック或いはサイリスタを点弧させる前にＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧方スイッチ素子を時間的に分割した区間単位で制御駆動して自己消弧型スイッチ素子を通じて照明負荷（白熱灯）に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる期間を設定し（図５、図６参照）、この期間を経た後、トライアック或いはサイリスタを点弧導通させるものである。この位相制御装置は、自己消弧型スイッチ素子の発熱を防止することができ、そのため装置の小型化が図れるという特徴がある。
【特許文献１】特許第２５０７８４８号公報
【特許文献２】特許第２９２０７７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
ところで、主スイッチ素子としてトライアックやサイリスタのような非自己消弧型のスイッチ素子を用いていると、施工時において負荷側で短絡させた場合や、誤配線によって負荷両端を短絡させた場合、スイッチ素子が導通してからゼロクロスまで短絡電流がスイッチ素子に流れ、そのためスイッチ素子に発熱を生じ熱破壊を起こすという課題がある。
【００１８】
一方上記の雑音低減効果としてＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の自己消弧型スイッチ素子を主スイッチ素子として用いる場合には、負荷電流の大きさから短絡電流を検出する手段を設け、短絡電流が検出されたときに主スイッチ素子をオフして遮断することで短絡電流による素子破壊を防止するという短絡電流保護技術を採用しているものある。しかし、上述の通りＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを主スイッチ素子として用いると、装置の大型化が避けられず、またコストも高くなるという課題がある。また白熱灯等の突入電流が大きい照明負荷を制御する場合、始動時に突入電流でＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを破壊してしまう可能性があるので、最大許容電流を大きくするためにＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴとしてより耐量の大きな素子を用いる必要があり、更なる装置の大型化と高コスト化が避けられないという課題がある。
【００１９】
本発明は、上述の点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、ＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子と逆阻止や双方向性の３端子型のサイリスタとを用いることで、低雑音化を図るとともに、自己消弧型スイッチ素子に流れる負荷電流の大きさから短絡電流か突入電流かを識別して短絡電流による破壊を防止し、且つ自己消弧型のスイッチ素子に流れる突入電流を低減して、耐量が小さく、コストも安い自己消弧型スイッチを用いることができる位相制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上述の目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源と白熱灯からなる照明負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性の３端子サイリスタからなる第１のスイッチ素子と、自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ素子の両端に接続される第２のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子の点弧導通及び第２のスイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、前記制御部が位相制御時に設定された所定の位相角から前記第２のスイッチ素子を制御駆動して該第２のスイッチ素子を通じて照明負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる傾斜上昇期間を設定し、この傾斜上昇期間を経た後、前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる位相制御装置において、前記第２のスイッチ素子のオン時に該第２のスイッチ素子を介して流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段を設け、前記制御部には、動作開始から所定時間内において前記第２のスイッチ素子を交流電源電圧の所定の位相角で短時間オンさせる電流センシング動作を所定回数行う電流センシング期間を設定し、この電流センシング期間中負荷電流検出手段からの検出値と予め設定された複数の基準値とを比較しその比較結果から前記第２のスイッチ素子及び第１のスイッチ素子を導通させる形態を選択する判断手段を備え、前記判断手段は、前記検出値が照明負荷の突入電流に相対関係を持つ基準値より大きく且つ短絡電流に相対関係を持つ基準値より小さい場合に電流センシング動作の終了から第１のスイッチ素子のみを交流電源電圧の予め設定された位相角で点弧導通させる制御を行う余熱期間を設定し、この余熱期間終了から前記第２のスイッチ素子を制御駆動して前記傾斜上昇期間を設定した後、前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる制御を行い、前記検出値が短絡電流に相対関係を持つ基準値より大きい場合には位相制御動作を停止させることを特徴とする。
【００２１】
請求項１の発明によれば、第１のスイッチ素子として逆阻止や双方向性の３端子型のサイリスタを用い、第２のスイッチ素子としてＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子を第２のスイッチ素子として用い第１のスイッチ素子の点弧導通前に第２のスイッチ素子の制御駆動で負荷電圧の傾斜上場期間を設定することで低雑音化が図れ、しかも電流センシング期間において検出される負荷電流が短絡電流なのか、突入電流なのかを判断し、短絡電流の場合には位相制御を停止することで、第１，第２のスイッチ素子の破壊を未然に防ぐことができ、また照明負荷の通電開始時に流れる突入電流に対して弱いＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子からなる第２のスイッチ素子も過大な突入電流による破壊から守ることができ、その結果突入電流に対する耐量が小さく小型でコストの低いＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いことが可能となり、装置の小型化も可能となる。
【００２２】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記電流センシング期間を前記交流電源電圧のゼロクロス付近の位相角で設定していることを特徴とする。
【００２３】
請求項２の発明によれば、電流センシング時にＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子からなる第２のスイッチ素子に流れる電流を小さくすることができ、第２のスイッチ素子の破壊をより防止することができる。
【００２４】
請求項３の発明では、請求項１又は２の発明において、前記電流センシング動作にて前記第２のスイッチ素子を導通させる位相角を多数設定するとともに設定した各位相角毎に前記基準値を設定し、前記電流センシング動作期間内で投入位相角を変化させて、投入位相角に対応する前記基準値と負荷電流検出手段からの検出値と判断基準値とを比較しその比較結果から前記第２のスイッチ素子及び第１のスイッチ素子を導通させる形態を選択することを特徴とする。
【００２５】
請求項４の発明では、請求項１乃至３の何れかの発明において、前記余熱期間での前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる位相角を、照明負荷の位相制御に対応して設定された位相角付近としていることを特徴とする。
【００２６】
請求項４の発明によれば、余熱期間では位相制御に対応して設定された位相角付近で余熱電流を流すことができ、そのため位相制御開始時に第２のスイッチ素子に流れる突入電流を低減することができるとともに、雑音発生を低減できる。
【００２７】
請求項５の発明では、請求項１乃至３の何れかの発明において、前記余熱期間での前記第１のスイッチ素子を点弧導通させる位相角を、照明負荷の位相制御に対応して設定された位相角付近とするとともに、余熱期間の開始から終了までの各点弧導通時の導通角を順次増大方向に変化させることを特徴とする、
請求項５の発明によれば、請求項４の発明と同様に位相制御開始時において、第２のスイッチ素子に流れる突入電流を低減でき、また雑音発生を低減でき、その上導通角を順次増大させるため、余熱期間から位相制御動作に移行して照明負荷が所定の明るさになるまでの時間が判別できず、そのため調光操作する操作者に違和感を与えない。
【００２８】
請求項６の発明では、請求項１乃至５の何れかの発明において、前記制御部の判断手段は、前記余熱期間の終了後に再度電流センシング期間を設定して該電流センシング期間において前記負荷電流検出手段の検出値が突入電流に対応する基準値を越えているか否かを判断し、越えている場合には再度余熱期間を設定し、以後電流センシング期間と余熱期間との設定を前記負荷電流検出手段の検出値が突入電流に対応する基準値以下となるまで繰り返して行うことを特徴とする。
【００２９】
請求項６の発明によれば、照明負荷の余熱を確実に行って位相制御開始時の突入電流を小さくすることができ、そのため接続される照明負荷の種類が相違する場合、あるいは照明負荷が設置されるまでの配線インピーダンスが非常に高い場合にあっても、第２のスイッチ素子の破壊を防ぐことができる。
【００３０】
請求項７の発明では、請求項１の発明において、前記制御部に電流センシング期間中の電流センシング動作毎の前記負荷電流検出手段の検出値を記憶する記憶手段を設け、前記判断手段に記憶した検出値と今回の検出値との間に変動があれば、突入電流と判別する機能、変動が無ければ短絡電流と判別する機能とを備え、突入電流と判別した場合には前記余熱期間を設定し、短絡電流と判別した場合には位相制御動作を停止することを特徴とする。
【００３１】
請求項７の発明によれば、照明負荷までの配線インピーダンスが非常に高い場合にあっても、短絡電流と突入電流とを確実に判別することができる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明は、請求項１の発明は、第１のスイッチ素子として逆阻止や双方向性の３端子型のサイリスタを用い、第２のスイッチ素子としてＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子を第２のスイッチ素子として用い第１のスイッチ素子の点弧導通前に第２のスイッチ素子の制御駆動で負荷電圧の傾斜上場期間を設定することで低雑音化が図れ、しかも電流センシング期間において検出される負荷電流が短絡電流なのか、突入電流なのかを判断し、短絡電流の場合には位相制御を停止することで、第１，第２のスイッチ素子の破壊を未然に防ぐことができ、また照明負荷の通電開始時に流れる突入電流に対して弱いＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子からなる第２のスイッチ素子も過大な突入電流による破壊から守ることができ、その結果突入電流に対する耐量が小さく小型でコストの低いＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いことが可能となり、装置の小型化も可能となるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下本発明を最良となる実施形態により説明する。
【００３４】
（実施形態１）
図１は本実施形態の回路構成を示しており、本実施形態は、交流電源ＡＣと白熱灯からなる照明負荷ＬＡの直列回路に対して、第１のスイッチ素子を構成するトラアックＱ１と、トライアックＱ１の両端間にダイオードブリッジＤＢを介して接続される自己消弧型の第２のスイッチ素子を構成するＩＧＢＴＱ４と電流検出用シャント抵抗Ｒ６との直列回路と、これらトライアックＱ１、ＩＧＢＴＱ４の駆動を制御する制御部１と、照明負荷ＬＡの照度比（調光レベル）を設定する外部入力部２とから構成される。
【００３５】
尚、トライアックＱ１の代わりに逆阻止３端子型のサイリスタを用いても良い。またシャント抵抗Ｒ６の代わりに電流検出用素子（カレントトランス、ホール素子等）を用いても良い。Ｃ３はＩＧＢＴＱ４の制御端たるゲート内の容量を、Ｒ３はゲートに接続される抵抗を示す。
【００３６】
制御部１は、ダイオードブリッジＤＢの整流出力電圧を所定の直流電圧に変換して電源として各部に供給するとともに、交流電源電圧のゼロクロスを検出する機能を備えた電源回路１１と、この電源回路１１から電源供給を受けて動作し、トライアックＱ１、ＩＧＢＴＱ４を駆動制御して照明負荷ＬＡの照度比が設定値となるように位相制御角を演算し、それに対応した信号を電源回路１１からのゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて生成するＣＰＵ回路１２と、このＣＰＵ回路１２からＩＧＢＴＱ４の駆動用として出力されるデジタルな制御信号電圧をアナログ電圧の制御信号電圧に変換するためのＤ／Ａ変換回路１３と、ＣＰＵ回路１２から出力され信号をトライアックＱ１のゲートに単発のトリガ信号として供給するためのドライブ回路１４とで構成される。尚電源回路１１にはトライアックＱ１やＩＧＢＴＱ４の導通時にも電源供給が行えるようよう蓄電用の平滑コンデンサ等を備えているものとする。
【００３７】
次に、本実施形態の動作を説明する。
【００３８】
まず、位相制御動作がオフ状態にある待機中の場合には、交流電源ＡＣから照明負荷ＬＡ及びダイオードブリッジＤＢを通じて、全位相中或いは限定された位相期間で電源回路１１に電流が流れ、該電源回路１１では、ＣＰＵ回路１２に電源を供給すると共にゼロクロス検出を行い、このゼロクロス検出信号ＺＳをＣＰＵ回路１２に与えることで、ＣＰＵ回路１２はゼロクロス位置を演算している。
【００３９】
そして、外部入力部２からオン動作信号と、設定照度比に対応する設定信号の入力があると、ＣＰＵ回路１２は外部入力部２で設定されている照明負荷ＬＡの照度比が得られる位相角を演算により求めるとともに、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの各半サイクルで後述する所定の位相角αでＩＧＢＴＱ４を短時間オン駆動する制御信号電圧を出力する。
【００４０】
ＣＰＵ回路１２は上記ＩＧＢＴＱ４のオン期間においてダイオードブリッジＤＢとＩＧＢＴＱ４を介してシャント抵抗Ｒ６に流れる負荷電流の大きさでシャント抵抗Ｒ６に発生する降下電圧を電流値に対応した検出信号として取り込み、その電圧値と、比較基準電圧値とを比較して、ＩＧＢＴＱ４を実際に破壊する限界値に相当する大きさの電流が流れているのか、或いはこの限界値に対して余裕があるが照明負荷Ｌａの突入電流よりも大きな短絡電流が流れているのか、或いは破壊が予測される突入電流が流れているのかを弁別するようになっている。
【００４１】
つまり、ＣＰＵ回路１２には、シャント抵抗Ｒ６で検出される電流Ｉｉｎｐｕｔに対応する電圧値と比較するために、実際に外部入力部２で設定された位相角に対して流れる突入電流の値と電流センシングを行う位相角αで流れる電流の相関関係とで決められた比較基準電圧値が設定されている。この比較基準電圧値として、図２に示すＩＧＢＴＱ４が実際に破壊される限界電流値Ｉｍａｘに対応する比較基準電圧値と、この限界電流値Ｉｍａｘに対する余裕値としての短絡電流値Ｉｍａｘ１に対応する比較基準電圧値と、ＩＧＢＴＱ４が突入電流で破壊されると予測される過大な突入電流値Ｉｍａｘ２に対応する比較基準電圧値とを設定している。
【００４２】
而してシャント抵抗Ｒ６に流れる電流を検出する電流センシング期間Ａとしては図３に示すように交流電源ＡＣの例えば２サイクルを割り当てており、この電流センシング期間Ａにおいて、ＣＰＵ回路１２は図４に示すフローチャートに基づいた過電流チェックを行う。つまり図４のステップＳ１で交流電源ＡＣの各半サイクルの所定の位相角αでＩＧＢＴＱ４を短時間オン駆動すると、シャント抵抗Ｒ６に流れる電流値Ｉｉｎｐｕｔの過電流チェックをステップＳ２から開始し、まずステップＳ３でシャント抵抗Ｒ６で検出される電流値Ｉｉｎｐｕｔに対応する電圧と、上記各電流値Ｉｍａｘ〜Ｉｍａｘ２に対応する比較基準電圧とを比較し、例えば図３（ａ）の場合のように電流値Ｉｉｎｐｕｔが突入電流値Ｉｍａｘ２より大きく、短絡電流値Ｉｍａｘ１より小さい場合には、ＣＰＵ回路１２は電流センシング期間Ａの後の例えば２サイクルの期間を余熱期間Ｂとして設定し（ステップＳ４）、この余熱期間Ｂの各半サイクル毎に、トライアックＱ１を調光制御に対応して設定された位相角付近で導通させるトリガ信号をドライブ回路１４を通じてトライアックＱ１に与える制御を行う。
【００４３】
つまり上記余熱期間Ｂでは、ＣＰＵ回路１２は外部入力部２で設定されている照明負荷ＬＡの照度比が得られる位相角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて上記の位相角付近の所定位相角付近βでトライアックＱ１を点弧するのである。これによりトライアックＱ１を通じて照明負荷Ｌａに電流が流れ、照明負荷Ｌａは余熱される。この余熱により、突入電流が低減された後、通常動作Ｃに対応する制御へ移行する（ステップＳ５）。
【００４４】
通常動作Ｃでは、ＣＰＵ回路１２は、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて外部入力部２で設定されている照明負荷ＬＡの照度比が得られる位相角で、ＩＧＢＴＱ４を駆動する制御信号電圧をＤ／Ａ回路１３を通じて出力する。この駆動ではＩＧＢＴＱ４及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＡの両端電圧（負荷電圧）を図５（ａ）の（イ）で示すように緩やかに立ち上げる制御が行われる。
【００４５】
この立ち上げ期間を含めたＩＧＢＴＱ４の駆動期間はトライアックＱ１を点弧導通させる前に設定するもので、最終的にＩＧＢＴＱ４を完全にオン状態（飽和状態）とした後、ドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１のゲートにトリガ用パルス信号を与えてトライアックＱ１を点弧導通させた後に終了させるようなっている。
【００４６】
この駆動ではＩＧＢＴＱ４及びダイオードブリッジＤＢを通じて印加される照明負荷ＬＡの両端電圧（負荷電圧）を図５（ａ）の（イ）で示すように緩やかに立ち上げる制御が行われる。
【００４７】
この立ち上げ期間を含めたＩＧＢＴＱ４の駆動期間ａはトライアックＱ１を点弧導通させる前に設定するもので、最終的にＩＧＢＴＱ４を完全にオン状態（飽和状態）とした後、ドライブ回路１４を通じてトライアックＱ１のゲートにトリガ用パルス信号を与えてトライアックＱ１を点弧導通させる期間ｂに移行した後に終了させるようなっている。
【００４８】
そして、トライアックＱ１の導通期間は保持電流以下となる交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス付近まで継続する。この一連動作を交流電源電圧の各半周期毎に繰り返すことで、照明負荷ＬＡは位相制御された電力が供給され、外部入力部２で設定された照度比に調光される。
【００４９】
ここでＣＰＵ回路１２は、前記駆動期間において、照明負荷ＬＡに印加される電圧（負荷電圧）が所定のパターンで滑らかに変化させるためにＩＧＢＴＱ４を駆動するための制御信号を生成するようになっている。
【００５０】
例えば、ＩＧＢＴＱ４のゲートに加える制御信号電圧に応じて、ＩＧＢＴＱ４の両端電圧を制御する方法により、照明負荷ＬＡに印加される電圧を制御する場合には、ＣＰＵ回路１２は前記駆動期間を複数の区間に分割し、夫々の区間においてＩＧＢＴＱ４のゲートに印加する制御信号電圧に対応するデジタル信号を生成し、この時分割的（時系列的）に生成されたデジタル信号をＤ／Ａ変換回路１３でアナログの制御信号電圧に変換した後、ＩＧＢＴＱ４のゲートに印加してＩＧＢＴＱ４を駆動し、前記駆動期間の立ち上がりにおける負荷電圧を、図５（ａ）の（ロ）に示すように直線状に上昇させたり、或いは同図の（イ）に示すように非線形で上昇させるのである。
【００５１】
尚、図６（ａ）は直線状に負荷電圧を上昇させるためにＩＧＢＴＱ４のゲートに加えられる制御信号電圧の変化パターンを示す。図６（ｂ）は非線形状に負荷電圧を上昇させるためにＩＧＢＴＱ４のゲートに加えられる制御信号電圧の変化パターンを示す。
【００５２】
ここで、負荷電圧を図５（ａ）の（ロ）に示すように直線状に上昇させる場合に比べて同図の（イ）に示すように非線形で上昇させる場合のほうが前者の期間Ｔ１に比べて、後者の期間Ｔ１’が短く、そのため駆動期間中のスイッチング損失も図５（ｂ）に示すように前者の場合（ハ）に比べて後者（ニ）の方が少なく、発熱量を低減できる。
【００５３】
さて上述の電流センシング期間Ａにおいてシャント抵抗Ｒ６により検出される電流値Ｉｉｎｐｕｔが図３（ｂ）のように短絡電流値Ｉｍａｘ１を越えていることが数サイクルに亘って検出されると、ＣＰＵ回路１２は位相制御動作を停止して動作停止モードとなる（ステップＳ６）。ここで発報手段を制御部１に設けて外部へ動作停止モードを知らせるようにしても良い。
【００５４】
また電流センシング期間Ａにおける何れかの半サイクルでシャント抵抗Ｒ６により検出される電流値Ｉｉｎｐｕｔが限界電流値Ｉｍａｘを越えていることが検出されると、短絡と判断してＣＰＵ回路１２は即時に動作停止モードに入る処理を行う。この場合ＩＧＢＴＱ４の遮断時間遅れ分は、限界電流値Ｉｍａｘに余裕値として設定される。
【００５５】
また小さい容量の照明負荷ＬＡが接続されている場合には、上述の電流センシング期間Ａにおいてシャント抵抗Ｒ６により検出される電流値Ｉｉｎｐｕｔが、突入電流値Ｉｍａｘ２より小さいため、図３（ｃ）に示すように電流センシング期間Ａが終了すると、ＣＰＵ回路１２は上述した通常動作Ｃに対応する制御動作を直ちに行う（ステップＳ７）。
【００５６】
このようにして本実施形態の位相制御装置は、動作開始時においてＩＧＢＴＱ４に流れる電流を検出する電流センシング期間Ａを設けることで、負荷側短絡や、突入電流によるスイッチ素子破壊を未然に防ぐことができ、また通常動作時においてはＩＧＢＴＱ４によって時間軸で分割された波形制御を行うので、雑音の発生を低減できる。
【００５７】
（実施形態２）
ところで、上述の電流センシング期間Ａにおいて、図７（ａ）に示すように交流電源ＡＣの電圧が高い位相角（例えば９０度付近）でＩＧＢＴ（或いはＭＯＯＳＦＥＴ）Ｑ４をオンさせた場合、そのときに流れる突入電流或いは短絡電流が限界値Ｉｍａｘに達するような大きな電流として流れ、その結果電流センシングのための短時間オンで、ＩＧＢＴ（或いはＭＯＯＳＦＥＴ）Ｑ４が破壊される可能性がある。
【００５８】
そこで、本実施形態では図７（ｂ）に示すように電流センシング期間におけるＩＧＢＴ（或いはＭＯＯＳＦＥＴ）Ｑ４をオンさせる位相角αを低位相角、つまり交流電源電圧のゼロクロス付近とすることで、電流センシングのための短時間オンで流れる突入電流や短絡電流がＩＧＢＴ（或いはＭＯＯＳＦＥＴ）Ｑ４を破壊しない電流Ｉｓとしている。
【００５９】
本実施形態では、上述のように交流電源電圧のゼロクロス付近の低位相角でＩＧＢＴ（或いはＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４をオンさせて電流センシングを行うため、つまり実際の突入電流値と相対関係を持たせて設定される比較基準電圧値の相対比率が高くなる領域で電流センシングを行うことにより、電流センシングでのＩＧＢＴ（或いはＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４の破壊防止をより確実なのとしている。
【００６０】
尚本実施形態２の構成は基本的に実施形態１と同じであるので説明及び回路の図示は省略する。また上記の動作以外は実施形態１と同じであるので、他の動作についての説明も省略する。
（実施形態３）
上述の実施形態１では、電流センシング期間Ａにおいて、照明負荷ＬＡの突入電流が大きいと判断された場合、余熱期間Ｂを設定し、その余熱期間Ｂの各半サイクルにおいて、外部入力部２で設定された照度比に対応する位相角付近の位相角βでトライアックＱ１を点弧導通させることで、照明負荷ＬＡに余熱電流を流すようになっているが、本実施形態は、図８（ａ）に示すようにこのトライアックＱ１を各半サイクル毎の導通角（投入位相角）Ｔ１…を設定された照度比に対応する位相角に対して余熱期間Ｂの開始時から終了時までの間で順次増大させて近づける点に特徴がある。尚本実施形態も実施形態１と同じ回路構成を用いるので、回路構成の図示は省略する。
【００６１】
つまり、本実施形態では、図８（ｂ）に示すように電流センシング期間Ａの経過後、余熱期間Ｂにおいて、導通角を順次増大させることで、通常動作Ｃの際の位相制御に対応して設定された位相角付近での突入電流が小さくなり、この設定された位相角が９０度付近である場合、雑音を低減させることができる。そして通常動作Ｃに移行する前の余熱期間Ｂの長さが数サイクル（図８（ｂ）では２サイクル）であるので、白熱灯からなる照明負荷ＬＡが設定照度になるまでの時間を操作者が判別することができないので、操作者は違和感なく調光の操作をすることができる。尚図８（ａ）のＩｍａｘ１１〜Ｉｍａｘ１４は各導通角Ｔ１〜Ｔ４での電流値のピークを示す。
（実施形態４）
本実施形態は、回路構成としては実施形態１と同じ構成を用い、電流センシング期間ＡでのＣＰＵ回路１２の動作は、図９のフローチャートで示すようにステップＳ３で電流センシング期間Ａでシャント抵抗Ｒ６により検出される電流値Ｉｉｎｐｕｔが限界電流値Ｉｍａｘより小さく、突入電流値Ｉｍａｘ２より大きいと判断した場合に、ステップＳ４で余熱期間Ｂを設定するまでは、実施形態１の場合と同じであるが、余熱期間Ｂが終了すると、ＣＰＵ回路１２は再度電流センシング期間Ａをして、その電流センシング期間ＡにおいてＩＧＢＴＱ４を短時間オンさせて過電流チェック（ステップＳ２０）を行う点で実施形態１と相違する。そしてステップＳ３０で、ＩＧＢＴＱ４（或いはＭＯＳＦＥＴ）のオン時にシャント抵抗Ｒ６に流れる電流値Ｉｉｎｐｕｔに対応するシャント抵抗Ｒ６の両端電圧値が、限界電流値Ｉｍａｘに対応する比較基準電圧値より小さく、突入電流値Ｉｍａｘ２に対応する比較基準電圧値より大きいか否かの判断処理を行い、この判断処理で上記電流値Ｉｉｎｐｕｔに対応するシャント抵抗Ｒ６の両端電圧値が、突入電流値Ｉｍａｘ２に対応する比較基準電圧値以下の場合にはステップＳ５で図１０（ａ）のように通常動作Ｃへ移行する。一方、電流値Ｉｉｎｐｕｔに対応する上記電圧値が、突入電流値Ｉｍａｘ２に対応する比較基準電圧値より大きい場合には、更にステップＳ４に戻って余熱期間Ｂを図１０（ｂ）に示すように設定する処理を行う。ステップＳ４、Ｓ２０、Ｓ３０の一連の処理を、ＩＧＢＴＱ４のオン時にシャント抵抗Ｒ６に流れる電流値Ｉｉｎｐｕｔが突入電流値Ｉｍａｘ２に対応する比較基準電圧値以下となるまで繰り返すのである。
【００６２】
本実施形態では突入電流が過電流と判断されている間は余熱期間Ｂと電流センシング期間Ａとを繰り返して設定し、通常動作Ｃへの移行は、電流センシング期間Ａで突入電流が過電流と判断されなくなった時において行うため、ＩＧＢＴＱ４等の素子や回路の破壊を未然に防ぐことをより確実なものとする。
【００６３】
尚再度設定する余熱時間Ｂを先の電流センシング時の検出電流値に合わせて設定するようにすれば、短時間で通常動作Ｃへ移行させることができ、ＩＧＢＴＱ４等の素子や回路の破壊をより一層確実なものとすることができる。
【００６４】
（実施形態５）
ところで、照明負荷ＬＡから位相制御装置までの配線が非常に長い場合には、配線のインピーダンスが大きくなって、短絡電流が流れても位相制御装置側でその大きさが突入電流と同じ程度になる可能性がある。そのような場合にも確実に短絡電流と突入電流とを弁別できるようにしたものが本実施形態である。
【００６５】
つまり本実施形態は、実施形態１と基本的には同じ回路構成から成るが、ＣＰＵ回路１２内に電流センシング時の検出電流の検出値Ｉｉｎｐｕｔを一時的に記憶するためにＥＥＰＲＯＭからなる記憶装置（図示せず）を設け、この記憶装置で記憶する検出値Ｉｉｎｐｕｔを利用して次のような短絡電流と突入電流の判別処理を行う判別機能を制御部１のＣＰＵ回路１２に設けた点に特徴がある。
【００６６】
つまり本実施形態においても、電流センシング期間ＡでＩＧＢＴ（或いはＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４を所定位相角αで点弧して短時間オンさせ、そのときに流れる電流で発生するシャント抵抗Ｒ６の両端電圧と予め設定している比較基準電圧値とをＣＰＵ回路１２で比較することで、突入電流よりも大きい過電流が流れているのか、更に短絡電流なのかを判別する処理を行うが、同時にＣＰＵ回路１２は前記記憶装置に検出値Ｉｉｎｐｕｔを記憶させるとともに、前回の電流センシングの検出値Ｉｉｎｐｕｔと、今回の電流センシングでの検出値Ｉｉｎｐｕｔとを比較し、両者の間で変化がある場合、例えば両者に一定の差があり且つ減少する場合には、照明負荷ＬＡの通電による余熱効果によって減少する突入電流であると判別し、また差が無い場合には短絡電流であると判別し、比較基準電圧を用いた判断では過大な突入電流と判断していても最終的に短絡電流と判断して動作停止の処理を行い、素子破壊を未然に防止するのである。
【００６７】
尚最初の電流センシング時には前回の検出値が記憶装置に記憶されていないため、突入電流か短絡電流かの判断を行わない。
【００６８】
また図１１に示す電流センシング期間Ａでの検出値Ｉｉｎｐｕｔが小さい場合には、ＩＧＢＴ（或いはＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４を点弧する位相角αを、ＩＧＢＴ（或いはＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４をオンさせている時間（導通角）が大きくなるように位相角をα’に変更して照明負荷ＬＡの余熱効果を高めた電流センシング期間Ａ’を先の電流センシング期間Ａの終了後に示すように設定し、検出値Ｉｉｎｐｕｔの差を持って短絡電流と突入電流とを判別する際の余裕を与えるようにしても良い。
【００６９】
この場合ＩＧＢＴ（或いはＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４の許容電流最大値までの範囲で、オンさせる位相角βを設定する。
【００７０】
（実施形態６）
本実施形態は、突入電流が過電流となっている場合か、短絡電流となっている場合かを判断するために電流センシング期間ＡにおけるＩＧＢＴＱ４を駆動する位相角αを複数設定できるようになっており、またそれぞれの位相角での限界電流値Ｉｍａｘ、短絡電流値Ｉｍａｘ１、突入電流値Ｉｍａｘ２をそれぞれの位相角α０…に対応して図１２に示すように設定登録してある（尚図１２では簡略的に示すため位相角α０〜α２に対応する限界電流値Ｉｍａｘ（０）〜Ｉｍａｘ（２）、短絡電流値Ｉｍａｘ１（０）〜Ｉｍａｘ１（２）、突入電流値Ｉｍａｘ２（０）〜Ｉｍａｘ２（１）のみを記している）。
【００７１】
而して本実施形態では、図１３に示すように低位相角短時間投入、つまり電流センシング期間Ａになると（ステップＳ１）、過電流チェック動作に入り（ステップＳ２）、ＣＰＵ回路１２はまず位相角α０でＩＧＢＴＱ４を短時間オン駆動し、そのときにシャント抵抗Ｒ６の両端電圧で検出される検出電流値Ｉｉｎｐｕｔと、限界電流値Ｉｍａｘ（０）、短絡電流値Ｉｍａｘ１（０）、突入電流値Ｉｍａｘ２（０）と比較する判断処理を行う（ステップＳ３）。このとき、Ｉｍａｘ＞Ｉｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ１、 Ｉｍａｘ１＞Ｉｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ２ と判断された場合には電流センシング期間が終了しているか否かの判定（ステップＳ４後）、次の半サイクルでＩＧＢＴＱ４を駆動する導通位相角を変化させる設定処理を行い（ステップＳ５）、ステップＳ２で設定された次の位相角α１によりＩＧＢＴＱ４を短時間オン駆動する。以後ステップＳ３でＩｍａｘ＞Ｉｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ１、 Ｉｍａｘ１＞Ｉｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ２ と判断された場合には次の半サイクルでＩＧＢＴＱ４を駆動する位相角をα２というように、位相角αを順次変化させる。図１４は電流センシング期間ＡでのＩＧＢＴＱ４を短時間オン駆動する位相角を変化させている状態を示す。
【００７２】
そして電流センシング期間Ａが終了した時点で、総合判断過程（ステップＳ６）でＩｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ１ の判断結果数とＩｍａｘ１＞Ｉｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ２ の判断結果数と、Ｉｉｎｐｕｔ＜Ｉｍａｘ２ の判断結果数から短絡検出、突入電流が過大とそれぞれを総合判断し、短絡検出と判断された場合には動作を停止する（ステップＳ７）。また突入電流が過大と判断された場合には上述と同様な余熱期間Ｂを設定する動作を行い（ステップＳ８）、この余熱期間Ｂの終了に通常動作の制御へ移行する（ステップＳ９）。またステップＳ３においてＩｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ２と判断された場合には、直ちに総合判断過程（Ｓ６）において通常動作の制御へ移行する（ステップＳ１０）。またＩｉｎｐｕｔ＞Ｉｍａｘ の場合には即時に動作を停止させると判断されるのは勿論である。尚総合判断を行う場合例えば判断結果数が多い判断結果を採用すれば良い。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図２】同上の基準値の説明図である。
【図３】同上の動作説明用波形図であって、（ａ）は過大な突入電流検出時の波形図、（ｂ）は短絡電流検出時の波形図、（ｃ）は正常な突入電流検出時の波形図である。
【図４】同上の動作説明用フローチャートである。
【図５】（ａ）は同上の位相制御時の負荷電圧の説明図、（ｂ）は同上の位相制御時のＩＧＢＴの損失の説明図である。
【図６】（ａ）は同上のＩＧＢＴＱ４に与える制御信号電圧の一例の説明図、（ｂ）は同上のＩＧＢＴＱ４に与える制御信号電圧の他例の説明図である。
【図７】本実施形態２の電流センシングでのＩＧＢＴＱ４をオンさせる位相角の説明図であって、（ａ）は位相角を９０度付近とした場合の説明図、（ｂ）は位相角をゼロクロス付近とした場合の説明図である。
【図８】（ａ）は本発明の実施形態３における余熱期間でのＩＧＢＴＱ４の導通角の説明図である。（ｂ）は同上での過大な突入電流検出時の動作説明用波形図である。
【図９】本発明の実施形態４の動作説明用フローチャートである。
【図１０】同上の動作説明用波形図であって、（ａ）は電流センシング期間が１回の場合の波形図、（ｂ）は電流センシング期間が複数回の場合の波形図である。
【図１１】本発明の実施形態５に用いる電流センシング期間の説明用波形図である。
【図１２】本発明の実施形態６におけるＩＧＢＴＱの短時間オン駆動の位相角と限界電流値、短絡電流値、突入電流値との関係の説明図である。
【図１３】同上の動作説明用フローチャートである。
【図１４】同上の電流センシング期間でのＩＧＢＴＱの導通位相角の変化状態を示す波形図である。
【図１５】（ａ）は従来例の回路構成図、（ｂ）は別の従来例の回路構成図、（ｃ）は他の従来例の回路構成図である。
【符号の説明】
【００７４】
１  制御部
１１  電源回路
１２  ＣＰＵ回路
１３  Ｄ／Ａ変換回路
１４  ドライブ回路
２  外部入力部
ＤＢ  ダイオードブリッジ
Ｑ１  トライアック
Ｑ４  ＩＧＢＴ
ＡＣ  交流電源
ＺＳ  ゼロクロス信号
Ｃ３  容量
Ｒ３  抵抗
ＬＡ  照明負荷
【図１】
2005050766.tif 000003
【図２】
2005050766.tif 000004
【図３】
2005050766.tif 000005
【図４】
2005050766.tif 000006
【図５】
2005050766.tif 000007
【図６】
2005050766.tif 000008
【図７】
2005050766.tif 000009
【図８】
2005050766.tif 000010
【図９】
2005050766.tif 000011
【図１０】
2005050766.tif 000012
【図１１】
2005050766.tif 000013
【図１２】
2005050766.tif 000014
【図１３】
2005050766.tif 000015
【図１４】
2005050766.tif 000016
【図１５】
2005050766.tif 000017