(57)【要約】 【課題】  入力する電源電圧や温度が変動した場合の過電流検出レベルの変動を抑制することができる過電流検出回路の提供。【解決手段】  この過電流検出回路１０ｂは、出力トランジスタ１１の制御端及び出力端にそれぞれ制御端及び出力端が接続されるモニタ用トランジスタ２１と、検出用バイアス電圧２８を制御端に入力し、モニタ用トランジスタ２１の入力端に出力端が接続される出力電流検出用トランジスタ２２ｂと、基準電流ＩＲＥＦを生成する定電流源２４と、検出用バイアス電圧２８を制御端に入力し、定電流源２４に出力端から基準電流ＩＲＥＦを流し込むリファレンス用トランジスタ２３と、出力電流検出用トランジスタ２２ｂの出力端の電圧とリファレンス用トランジスタ２３の出力端の電圧を比較して検出信号を出力する比較回路２５ｂと、を備えてなる。【選択図】  図３
2005208949.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧が入力端に、制御電圧が制御端に入力されて出力端から出力電流を出力する出力トランジスタに過電流が流れたときそれを検出する過電流検出回路であって、
出力トランジスタの制御端及び出力端にそれぞれ制御端及び出力端が接続されるモニタ用トランジスタと、
電源電圧が入力端に、検出用バイアス電圧が制御端に入力され、出力端がモニタ用トランジスタの入力端に接続される出力電流検出用トランジスタと、
基準電流を生成する定電流源と、
電源電圧が入力端に、検出用バイアス電圧が制御端に入力されて出力端から前記定電流源に前記基準電流を流し込むリファレンス用トランジスタと、
出力電流検出用トランジスタの出力端の電圧とリファレンス用トランジスタの出力端の電圧を比較することにより、出力トランジスタに過電流が流れたときそれを検出して過電流検出信号を出力する比較回路と、
を備えてなることを特徴とする過電流検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の過電流検出回路において、
前記比較回路は、前記定電流源とリファレンス用トランジスタの間に介装されたダイオード接続の第１の比較用トランジスタと、前記定電流源が生成する基準電流の所定倍の電流を生成する第２の定電流源と、第２の定電流源と出力電流検出用トランジスタの間に介装され、第１の比較用トランジスタの制御端に制御端が接続された第２の比較用トランジスタと、を備えてなることを特徴とする過電流検出回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の過電流検出回路を備えたレギュレータであって、
電源電圧と所定のＤＣ電圧を出力する出力端子との間に出力トランジスタを設け、出力端子の電圧をフィードバック入力して所定のＤＣ電圧を維持すべく出力トランジスタを制御するとともに、過電流検出回路の過電流検出信号が入力されると、出力トランジスタをオフする制御回路を設けてなることを特徴とするレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電源電圧を所定のＤＣ電圧に変換するレギュレータにおいて負荷に電流を出力する構成要素としての出力トランジスタに過電流が流れた場合に、これを検出して保護する過電流検出回路及びその過電流検出回路を備えたレギュレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチングレギュレータやシリーズレギュレータなどのレギュレータは、入力する電源電圧と負荷に接続され所定のＤＣ電圧を出力する端子の間に出力トランジスタを設け、その出力トランジスタを制御することにより所定のＤＣ電圧を維持する。そして、負荷が短絡した場合などの異常時に、出力トランジスタが過電流により破壊するのを防止するために、過電流を検出して保護する回路が設けられる（例えば特許文献１）。
【０００３】
図４に従来の過電流検出回路及びそれを備えたレギュレータを示す。このレギュレータ１０１は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタである出力トランジスタ１１と、出力トランジスタ１１の出力を平滑化する平滑化回路１２と、平滑化した所定のＤＣ電圧を出力する出力端子ＯＵＴと、出力端子ＯＵＴの電圧をフィードバック入力して出力トランジスタ１１を制御する制御回路１４と、出力トランジスタ１１の過電流を検出して保護する過電流検出回路１１０ａと、から構成される。出力端子ＯＵＴには負荷１３が接続される。
【０００４】
過電流検出回路１１０ａは、電源電圧ＶＣＣにソースが、出力トランジスタ１１のゲートにゲートが接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタであるモニタ用トランジスタ１２１と、モニタ用トランジスタ１２１のドレインに接続され他端が接地された出力電流検出用抵抗１２２と、モニタ用トランジスタ１２１のドレインと出力電流検出用抵抗１２２の接続点にゲートが、制御回路１４にドレインが接続され、ソースが接地されたＮ型ＭＯＳトランジスタである過電流検出出力トランジスタ１２３と、から構成される。ここで、モニタ用トランジスタ１２１のサイズは出力トランジスタ１１の１／Ｎに設定されている。そして、モニタ用トランジスタ１２１に流れる電流は過電流検出にだけ用いられるので、電力損失を大きくしないため、その電流値を小さくするようＮは大きな値の自然数とされる。
【０００５】
今、出力トランジスタ１１に出力電流Ｉ０が流れると、モニタ用トランジスタ１２１にはほぼＩ０／Ｎの電流が流れ、それに応じた電圧が接地電位を基準にして出力電流検出用抵抗１２２に生じる。そして、出力電流Ｉ０が過電流となり、この電圧が過電流検出出力トランジスタ１２３のしきい値（Ｖｔｈ）を超えると過電流検出出力トランジスタ１２３がローレベルを出力する。これにより、制御回路１４は、出力トランジスタ１１の出力電流が過電流検出レベルを超えたとして（過電流が流れていると判断して）出力トランジスタ１１をオフする。ここで、過電流検出レベルは、モニタ用トランジスタ１２１のサイズと出力電流検出用抵抗１２２の抵抗値によって調整することができる。
【０００６】
次に、従来の別の過電流検出回路及びそれを備えたレギュレータを図５に示す。このレギュレータ１０２は、過電流検出回路１１０ｂ以外は上述のレギュレータ１０１と実質的に同じ構成であり、過電流検出回路１１０ｂも、上述の過電流検出回路１１０ａと同様に、モニタ用トランジスタ１２１と、出力電流検出用抵抗１２２と、を有している。そして、過電流検出回路１１０ｂは、過電流検出出力トランジスタ１２３の代わりに、過電流検出出力用コンパレータ１２５を有している。この過電流検出出力用コンパレータ１２５は、モニタ用トランジスタ１２１と出力電流検出用抵抗１２２の接続点に反転入力端子が、過電流検出用基準電圧１２４に非反転入力端子が、制御回路１４に出力端子が、それぞれ接続されている。
【０００７】
このものも、出力トランジスタ１１に出力電流Ｉ０が流れると、モニタ用トランジスタ１２１にはほぼＩ０／Ｎの電流が流れ、それに応じた電圧が接地電位を基準にして出力電流検出用抵抗１２２に生じる。そして、出力電流Ｉ０が過電流となり、この電圧が過電流検出用基準電圧１２４を超えると過電流検出出力用コンパレータ１２５がローレベルを出力する。これにより、制御回路１４は、出力トランジスタ１１の出力電流が過電流検出レベルを超えたとして出力トランジスタ１１をオフする。ここで、過電流検出レベルは、モニタ用トランジスタ１２１のサイズ、出力電流検出用抵抗１２２の抵抗値及び過電流検出用基準電圧１２４の値によって調整することができる。
【０００８】
【特許文献１】特開平８−３３１７５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
このように、過電流検出回路１１０ａ及び１１０ｂは、出力トランジスタ１１に流れる過電流を検出することができる。ところで、過電流検出回路の過電流検出レベルのより高精度化を研究している本願発明者は、これら過電流検出回路１１０ａ及び１１０ｂにおいては、出力電流検出用抵抗１２２に生じる電圧、すなわち、モニタ用トランジスタ１２１のドレイン電圧は接地電位を基準にしており、出力トランジスタ１１のドレイン電圧は接地電位を基準にしていないことに着目した。すなわちこれにより、モニタ用トランジスタ１２１のドレインの電圧は出力トランジスタ１１のドレインの電圧と異なり、その結果、モニタ用トランジスタ１２１の電流は、Ｉ０／Ｎの値からずれてくることを想定したのである。
【００１０】
従って、このずれを予め算出し、出力電流検出用抵抗１２２の抵抗値を変えて過電流検出レベルを調整することも考えられるものの、入力する電源電圧ＶＣＣが変動した場合にはずれの程度も変化するので、この対策は効果的ではない。
【００１１】
また、本願発明者は、温度が変動したとき、モニタ用トランジスタ１２１及び出力トランジスタ１１と出力電流検出用抵抗１２２とは温度特性が異なることによる過電流検出レベルへの影響にも着目した。また、過電流検出回路１１０ａにおいては、過電流検出出力トランジスタ１２３の特性も変動するため、更に過電流検出レベルは変動すると想定したのである。
【００１２】
本発明は、以上の事由に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、入力する電源電圧や温度が変動した場合の過電流検出レベルの変動を抑制することができる過電流検出回路及びそれを備えたレギュレータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の課題を解決するために、請求項１に係る過電流検出回路は、電源電圧が入力端に、制御電圧が制御端に入力されて出力端から出力電流を出力する出力トランジスタに過電流が流れたときそれを検出する過電流検出回路であって、出力トランジスタの制御端及び出力端にそれぞれ制御端及び出力端が接続されるモニタ用トランジスタと、電源電圧が入力端に、検出用バイアス電圧が制御端に入力され、出力端がモニタ用トランジスタの入力端に接続される出力電流検出用トランジスタと、基準電流を生成する定電流源と、電源電圧が入力端に、検出用バイアス電圧が制御端に入力されて出力端から前記定電流源に前記基準電流を流し込むリファレンス用トランジスタと、出力電流検出用トランジスタの出力端の電圧とリファレンス用トランジスタの出力端の電圧を比較することにより、出力トランジスタに過電流が流れたときそれを検出して過電流検出信号を出力する比較回路と、を備えてなることを特徴とする。
【００１４】
請求項２に係る過電流検出回路は、請求項１に記載の過電流検出回路において、前記比較回路は、前記定電流源とリファレンス用トランジスタの間に介装されたダイオード接続の第１の比較用トランジスタと、前記定電流源が生成する基準電流の所定倍の電流を生成する第２の定電流源と、第２の定電流源と出力電流検出用トランジスタの間に介装され、第１の比較用トランジスタの制御端に制御端が接続された第２の比較用トランジスタと、を備えてなることを特徴とする。
【００１５】
請求項３に係るレギュレータは、請求項１又は２に記載の過電流検出回路を備えたレギュレータであって、電源電圧と所定のＤＣ電圧を出力する出力端子との間に出力トランジスタを設け、出力端子の電圧をフィードバック入力して所定のＤＣ電圧を維持すべく出力トランジスタを制御するとともに、過電流検出回路の過電流検出信号が入力されると、出力トランジスタをオフする制御回路を設けてなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の過電流検出回路は、モニタ用トランジスタと出力電流検出用トランジスタの直列体を出力トランジスタと並列に設け、かつリファレンス用トランジスタを出力電流検出用トランジスタと並列に設け、出力電流検出用トランジスタの出力をリファレンス用トランジスタの出力と比較することで過電流を検出しているので、入力する電源電圧や温度が変動しても、それらのトランジスタの特性は相対的には余り変動しないので、過電流検出レベルの変動を抑制することができる。また、それを備えたレギュレータは、過電流検出レベルが安定するので、信頼性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の最良の実施形態を図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施形態である過電流検出回路とそれを備えるレギュレータの回路図である。このレギュレータ１は、電源電圧ＶＣＣと出力端子ＯＵＴの間にＰ型ＭＯＳトランジスタである出力トランジスタ１１を設け、出力トランジスタ１１を制御することにより出力端子ＯＵＴを所定のＤＣ電圧に維持するとともに、出力トランジスタ１１に過電流が流れた場合には過電流検出回路１０ａがそれを検出して出力トランジスタ１１をオフするものである。更に詳しく説明すると、このレギュレータ１は、電源電圧ＶＣＣを入力端（ソース）に入力し、制御電圧を制御端（ゲート）に入力し、出力電流Ｉ０を出力端（ドレイン）から出力する出力トランジスタ１１と、出力トランジスタ１１の出力端に生じる電圧を平滑化する平滑化回路１２と、平滑化した所定のＤＣ電圧を出力する出力端子ＯＵＴと、出力端子ＯＵＴの電圧をフィードバック入力して所定のＤＣ電圧を維持すべく図１における節点Ｃから出力トランジスタ１１を制御するとともに、過電流検出回路１０ａの過電流検出信号が節点Ｄから入力されると、出力トランジスタ１１をオフすべく節点Ｃの制御電圧を電源電圧ＶＣＣレベルにする制御回路１４と、出力トランジスタ１１に過電流が流れた場合にそれを検出し、その過電流検出信号を節点Ｄから制御回路１４に出力する過電流検出回路１０ａと、を備える。出力端子ＯＵＴには負荷１３が接続される。
【００１８】
過電流検出回路１０ａは、出力トランジスタ１１の制御端（ゲート）及び出力端（ドレイン）にそれぞれ制御端（ゲート）及び出力端（ドレイン）が接続されるＰ型ＭＯＳトランジスタであるモニタ用トランジスタ２１と、電源電圧ＶＣＣが入力端（ソース）に、検出用バイアス電圧２８が制御端（ゲート）に入力され、出力端（ドレイン）がモニタ用トランジスタ２１の入力端（ソース）に接続されるＰ型ＭＯＳトランジスタである出力電流検出用トランジスタ２２ａと、基準電流ＩＲＥＦ（例えば１０μＡ）を生成するＮ型ＭＯＳトランジスタである定電流源２４と、電源電圧ＶＣＣが入力端（ソース）に、検出用バイアス電圧２８が制御端（ゲート）に入力されて出力端（ドレイン）から定電流源２４に基準電流ＩＲＥＦを流し込むＰ型ＭＯＳトランジスタであるリファレンス用トランジスタ２３と、出力電流検出用トランジスタ２２ａの出力端（ドレイン）の電圧（すなわち図１における節点Ｂの電圧）とリファレンス用トランジスタ２３の出力端（ドレイン）の電圧（すなわち図１における節点Ａの電圧）を比較して検出信号を節点Ｄに出力するコンパレータからなる比較回路２５ａと、を備える。この比較回路２５ａは、さらに具体的には、出力トランジスタ１１に過電流が流れていないときはハイレベルの検出信号を出力し、過電流が流れたときそれを検出してローレベルの過電流検出信号を出力する。つまり、過電流検出回路１０ａは、モニタ用トランジスタ２１と出力電流検出用トランジスタ２２ａの直列体を出力トランジスタ１１と並列に設け、かつリファレンス用トランジスタ２３を出力電流検出用トランジスタ２２ａと並列に設け、出力電流検出用トランジスタ２２ａの出力をリファレンス用トランジスタ２３の出力と比較することで過電流を検出しているのである。また、モニタ用トランジスタ２１、出力電流検出用トランジスタ２２ａ及びリファレンス用トランジスタ２３のサイズは等しく、そして出力トランジスタ１１のサイズの１／Ｎ（例えば１／５００００）に設定されている。なお、過電流検出回路１０ａは、更にＮ型ＭＯＳトランジスタ２６及び定電流源２７を備え、それらは、定電流源２４の電流値を決めるものである。
【００１９】
また、出力電流検出用トランジスタ２２ａとリファレンス用トランジスタ２３の制御端に共通に入力される検出用バイアス電圧２８は、モニタ用トランジスタ２１の制御端（ゲート）の電圧にほぼ一致させることが望ましい。例えば、レギュレータ１がスイッチングレギュレータの場合は、検出用バイアス電圧２８を接地電圧レベルにするのが望ましい。
【００２０】
次に、過電流検出回路１０ａの動作を図２の動作波形図に基づいて説明する。この動作波形図は、節点Ａ及びＢの動作波形（曲線Ａと曲線Ｂ）、すなわち出力電流Ｉ０に対する節点Ａ及びＢの電圧の変化と、比較回路２５ａの動作波形、すなわち検出信号出力（節点Ｄの電圧）の変化を示している。モニタ用トランジスタ２１と出力電流検出用トランジスタ２２ａのサイズは出力トランジスタ１１の１／Ｎに設定されているので、出力トランジスタ１１に出力電流Ｉ０が流れると、直列接続された（直列体の）モニタ用トランジスタ２１及び出力電流検出用トランジスタ２２ａに流れる電流Ｉ１はほぼＩ０／２Ｎとなる。すなわち、モニタ用トランジスタ２１と出力電流検出用トランジスタ２２ａの等価抵抗の値をＲとすると、出力トランジスタ１１の等価抵抗の値はＲ／Ｎであるから、以下の式が成立する。
ＲＩ１  ＋  ＲＩ１  ＝  ＲＩ０／Ｎ                          ・・・（１）
よって、
Ｉ１  ＝  Ｉ０／２Ｎ                                        ・・・（２）
となる。
【００２１】
そして、節点Ｂには、出力電流検出用トランジスタ２２ａにＩ０／２Ｎの電流を流すために必要な電圧が電源電圧ＶＣＣを基準にして生じている。節点Ｂの電圧は、出力トランジスタ１１の出力電流Ｉ０が増加すると直線的に降下する。一方、節点Ａには、リファレンス用トランジスタ２３に基準電流ＩＲＥＦを流すために必要な電圧が電源電圧ＶＣＣを基準にして生じている。従って、出力トランジスタ１１の出力電流Ｉ０が増加し、モニタ用トランジスタ２１及び出力電流検出用トランジスタ２２ａに流れる電流Ｉ０／２Ｎが基準電流ＩＲＥＦの値を超えると、すなわち、節点Ｂの電圧が節点Ａの電圧以下に降下すると、比較回路２５ａの出力である節点Ｄの検出信号はハイレベルからローレベル（過電流検出信号）に変化する。具体的には、Ｎを５００００に、基準電流ＩＲＥＦを１０μＡに、それぞれ設定すると、出力トランジスタ１１の電流Ｉ０がほぼ１Ａ（アンペア）以上で、節点Ｄの検出信号はローレベルになる。その結果、制御回路１４は、出力トランジスタ１１の出力電流Ｉ０が過電流検出レベルＩＥを超えたとして（過電流が流れていると判断して）出力トランジスタ１１をオフする。
【００２２】
ここで、直列体のモニタ用トランジスタ２１及び出力電流検出用トランジスタ２２ａ、さらにはリファレンス用トランジスタ２３の各出力端（ドレイン）の電圧は、出力トランジスタ１１と同様に、流れる電流の値に応じて電源電圧ＶＣＣを基準に生じている。従って、これらトランジスタの出力端（ドレイン）の電圧が他の素子の影響を受けて流れる電流の比率がサイズの比率からずれることが抑制される。そして、電源電圧ＶＣＣが変動した場合でも、これらのトランジスタの出力端（ドレイン）の電圧は、電源電圧ＶＣＣを基準に生じているので、その影響を受けず、過電流検出レベルＩＥの変動はほとんど起こらないのである。
【００２３】
また、出力トランジスタ１１、モニタ用トランジスタ２１、出力電流検出用トランジスタ２２ａ及びリファレンス用トランジスタ２３は、全てＰ型ＭＯＳトランジスタであるので、同じ温度特性を有する。従って、モニタ用トランジスタ２１、出力電流検出用トランジスタ２２ａ及びリファレンス用トランジスタ２３の特性は、温度が変動しても出力トランジスタ１１と同じように変化することとなり、温度の変動によって生じる過電流検出レベルＩＥの変動を抑制することができる。
【００２４】
次に、本発明の他の実施形態である過電流検出回路とそれを備えるレギュレータを、図３に基づいて説明する。このレギュレータ２は、過電流検出回路１０ｂ以外は、上述のレギュレータ１と実質的に同じ構成であるので、過電流検出回路１０ｂについて以下説明を行う。
【００２５】
過電流検出回路１０ｂは、過電流検出回路１０ａと同様に、モニタ用トランジスタ２１と、出力電流検出用トランジスタ２２ｂと、リファレンス用トランジスタ２３と、基準電流ＩＲＥＦを生成する定電流源２４と、を備える。ただし、モニタ用トランジスタ２１及びリファレンス用トランジスタ２３のサイズは過電流検出回路１０ａと同様に設定されているが、出力電流検出用トランジスタ２２ｂのサイズは、モニタ用トランジスタ２１及びリファレンス用トランジスタ２３の２倍に設定されている。
【００２６】
そして、過電流検出回路１０ｂは、先の実施形態におけるコンパレータからなる比較回路２５ａを、別の回路構成を有する比較回路２５ｂに替えている。比較回路２５ｂは、定電流源２４とリファレンス用トランジスタ２３の間に介装されたダイオード接続の（出力端（ドレイン）と制御端（ゲート）が接続された）Ｐ型ＭＯＳトランジスタである第１の比較用トランジスタ３１と、定電流源（Ｎ型ＭＯＳトランジスタ）２４とゲート電圧を共通にすることで定電流源２４が生成する基準電流ＩＲＥＦの所定倍（ここでは１倍）の電流を生成する第２の定電流源３３と、第２の定電流源３３と出力電流検出用トランジスタ２２ｂの間に介装され、第１の比較用トランジスタ３１の制御端（ゲート）に制御端（ゲート）が接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタである第２の比較用トランジスタ３２と、を備える。従って、第２の比較用トランジスタ３２の入力端（ソース）の電位が第１の比較用トランジスタ３１の入力端（ソース）よりも降下すると、第２の比較用トランジスタ３２には電流は流れなくなる（オフする）。
【００２７】
次に、過電流検出回路１０ｂの動作を説明する。  モニタ用トランジスタ２１とリファレンス用トランジスタ２３の等価抵抗の値をＲとすると、出力電流検出用トランジスタ２２ｂの等価抵抗の値はＲ／２であり、出力トランジスタ１１の等価抵抗の値はＲ／Ｎである。出力電流検出用トランジスタ２２ｂに流れる電流は、モニタ用トランジスタ２１に流れる電流Ｉ１と第２の定電流源３３に流れ込む電流ＩＲＥＦとに分岐する。従って、節点Ｂには、出力電流検出用トランジスタ２２ｂに電流ＩＲＥＦ＋Ｉ１を流すために必要な電圧  Ｒ（ＩＲＥＦ＋Ｉ１）／２  が電源電圧ＶＣＣを基準にして生じる。そして、
Ｒ（ＩＲＥＦ＋Ｉ１）／２  ＋  ＲＩ１  ＝  ＲＩ０／Ｎ        ・・・（３）
が成立し、この式を満たすようモニタ用トランジスタ２１に電流Ｉ１が流れることになる。
【００２８】
一方、節点Ａには、リファレンス用トランジスタ２３に基準電流ＩＲＥＦを流すために必要な電圧ＲＩＲＥＦが電源電圧ＶＣＣを基準にして生じている。節点Ｂの電圧が節点Ａの電圧と等しくなると、
Ｒ（ＩＲＥＦ＋Ｉ１）／２  ＝  ＲＩＲＥＦ                      ・・・（４）
が成立する。これを解くと、
Ｉ１  ＝  ＩＲＥＦ                                          ・・・（５）
となる。そして、（５）式を（３）式に代入すると、
Ｉ１  ＝  ＩＲＥＦ  ＝  Ｉ０／２Ｎ                          ・・・（６）
となる。そして、モニタ用トランジスタ２１に流れる電流Ｉ１が電流ＩＲＥＦを超えると、節点Ｂの電圧は節点Ａよりも降下するので、第２の比較用トランジスタ３２はオフし、比較回路２５ｂの出力、すなわち節点Ｄの検出信号はハイレベルからローレベル（過電流検出信号）に変化する。具体的には、Ｎを５００００と、基準電流ＩＲＥＦを１０μＡと、それぞれ設定すると、出力トランジスタ１１の出力電流Ｉ０が１Ａ以上で、節点Ｄの検出信号はローレベルになる。
【００２９】
このように、過電流検出回路１０ｂは、過電流検出回路１０ａと同様に、出力トランジスタ１１に過電流が流れた場合、それを検出して過電流検出信号を節点Ｄから制御回路１４に出力することができる。加えて、この過電流検出回路１０ｂの比較回路２５ｂは、過電流検出回路１０ａの比較回路２５ａのようなコンパレータを用いていないので、回路を構成する素子数を削減することができ、占有面積及び消費電力を減少させることができる。
【００３０】
なお、過電流検出回路１０ａ又は１０ｂにおいて、過電流検出レベルＩＥを調整するには基準電流ＩＲＥＦを変えればよい。また、過電流検出回路１０ｂにおいて、定電流源（Ｎ型ＭＯＳトランジスタ）２４に対して第２の定電流源（Ｎ型ＭＯＳトランジスタ）３３のサイズを変えて流れる電流値の所定の倍率を変えることによって、過電流検出レベルＩＥを調整することも可能である。例えば、第２の定電流源（Ｎ型ＭＯＳトランジスタ）３３のサイズを１／２にすると、
ＩＲＥＦ  ＝  ２Ｉ０／５Ｎ                                ・・・（７）
で、節点Ｂの電圧が節点Ａの電圧と等しくなる。従って、Ｎを５００００と、基準電流ＩＲＥＦを１０μＡと、それぞれ設定すると、過電流検出レベルＩＥは１．２５Ａとなる。
【００３１】
また、モニタ用トランジスタ２１及び出力電流検出用トランジスタ２２ａ（２２ｂ）に対してリファレンス用トランジスタ２３のサイズ比を変えることによって、過電流検出レベルＩＥを調整することも可能である。例えば、過電流検出回路１０ａにおいて、リファレンス用トランジスタ２３のサイズをモニタ用トランジスタ２１及び出力電流検出用トランジスタ２２ａの１／２とすると、上記条件（Ｎが５００００、基準電流ＩＲＥＦが１０μＡ）で、過電流検出レベルＩＥは２Ａとなる。また、過電流検出回路１０ｂにおいて、リファレンス用トランジスタ２３のサイズをモニタ用トランジスタ２１の１／２とすると、
ＩＲＥＦ  ＝  Ｉ０／５Ｎ                                  ・・・（８）
で、節点Ｂの電圧が節点Ａの電圧と等しくなる。従って、上記条件（Ｎが５００００、基準電流ＩＲＥＦが１０μＡ）で、過電流検出レベルＩＥは２．５Ａとなる。
【００３２】
また、以上説明した実施形態では、レギュレータの出力トランジスタ１１をＰ型ＭＯＳトランジスタとし、過電流検出回路のモニタ用トランジスタ２１、出力電流検出用トランジスタ２２ａ（２２ｂ）及びリファレンス用トランジスタ２３は全てＰ型ＭＯＳトランジスタにしたもので説明したが、出力トランジスタ１１をＮ型ＭＯＳトランジスタ、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタあるいはＮＰＮ型バイポーラトランジスタにすることも可能であり、その場合、モニタ用トランジスタ２１、出力電流検出用トランジスタ２２ａ（２２ｂ）及びリファレンス用トランジスタ２３をそれらの型に合わせて過電流検出回路を構成すればよいことは勿論のことである。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施形態に係る過電流検出回路とそれを備えるレギュレータの回路図。
【図２】同上の動作波形図。
【図３】本発明の別の実施形態に係る過電流検出回路とそれを備えるレギュレータの回路図。
【図４】背景技術の過電流検出回路とそれを備えるレギュレータの回路図。
【図５】背景技術の別の過電流検出回路とそれを備えるレギュレータの回路図。
【符号の説明】
【００３４】
１、２    レギュレータ
１０ａ、１０ｂ  過電流検出回路
１１    出力トランジスタ
１３    負荷
２１    モニタ用トランジスタ
２２ａ、２２ｂ  出力電流検出用トランジスタ
２３    リファレンス用トランジスタ
２４    定電流源
２５ａ、２５ｂ  比較回路
２８    検出用バイアス電圧
３１    第１の比較用トランジスタ
３２    第２の比較用トランジスタ
３３    第２の定電流源
ＶＣＣ    入力する電源電圧
ＯＵＴ    レギュレータの出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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