(57)【要約】【課題】周波数帯域の両端の数サブキャリアを使用できない場合においても高い精度で伝搬路応答である周波数伝達関数を推定する伝搬路推定器を提供する。【解決手段】無線伝搬路の周波数伝達関数を推定する伝搬路推定器において、予め定められた既知信号から参照信号行列を生成する参照信号行列生成器６と、参照信号行列のうち予め定められた閾値を超える特異値及び該特異値に対応する特異ベクトルを用いて参照信号行列の一般化逆行列を算出する一般化逆行列演算器７と、受信信号に含まれる既知信号と一般化逆行列を用いてトランスバーサルフィルタモデルでモデル化した伝搬路のインパルス応答を求める行列積演算器８と、推定されたインパルス応答を周波数領域に変換することにより伝搬路の周波数伝達特性を求める周波数領域変換器９を有する。【選択図】  図６
2005192109.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ無線通信システムにおける無線伝搬路の周波数伝達関数を推定する伝搬路推定器において、
予め定められた第１既知信号から参照信号行列を生成する生成手段と、
前記参照信号行列のうち予め定められた閾値を超える特異値及び該特異値に対応する特異ベクトルを用いて前記参照信号行列の一般化逆行列を算出する算出手段と、
受信信号に含まれる第２既知信号と前記一般化逆行列を用いてトランスバーサルフィルタモデルでモデル化した、前記無線伝搬路のインパルス応答を推定する推定手段と、
推定されたインパルス応答を周波数領域に変換することにより、前記周波数伝達関数を求める変換手段とを具備する、ＯＦＤＭ無線通信システムのための伝搬路推定器。
【請求項２】
前記受信信号の信号電力対雑音電力比を測定する手段と、
測定された信号電力対雑音電力比に基づいて前記閾値を設定する手段とをさらに具備する請求項１記載のＯＦＤＭ無線通信システムのための伝搬路推定器。
【請求項３】
前記受信信号の変調及び符号化方式を推定する手段と、
推定された変調及び符号化方式に基づいて前記閾値を設定する手段とをさらに具備する請求項１記載のＯＦＤＭ無線通信システムのための伝搬路推定器。
【請求項４】
前記受信信号の信号電力対雑音電力比を測定する手段と、
前記受信信号の変調及び符号化方式を推定する手段と、
測定された信号電力対雑音電力比と推定された変調及び符号化方式のうち選択されたいずれか一方に基づいて前記閾値を設定する手段とをさらに具備する請求項１記載のＯＦＤＭ無線通信システムのための伝搬路推定器。
【請求項５】
ＯＦＤＭ無線通信システムにおける受信装置において、
予め定められた第１既知信号から参照信号行列を生成する生成手段と、
前記参照信号行列のうち予め定められた閾値を超える特異値及び該特異値に対応する特異ベクトルを用いて前記参照信号行列の一般化逆行列を算出する算出手段と、
受信信号に含まれる第２既知信号と前記一般化逆行列を用いてトランスバーサルフィルタモデルでモデル化した、伝搬路のインパルス応答を推定する推定手段と、
推定されたインパルス応答を周波数領域に変換することにより、前記伝搬路の周波数伝達関数を求める変換手段と、
前記受信信号を前記周波数伝達関数に基づいて復調する復調手段とを具備する受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ無線通信システムにおける伝搬路応答を推定する伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムの高速化に伴い、マルチパス遅延波による波形歪の補償は必須となっている。無線通信における変調方式の一つとして、互いに直交する複数のキャリア（サブキャリアと呼ばれる）を用いて通信を行う直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing: ＯＦＤＭ）方式が知られている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式によると、ガードインターバルを用いてＯＦＤＭ信号を巡回信号とすることによって、符号間干渉が回避される。この結果、等化器を用いることなくマルチパス遅延波による波形歪を防ぐことが可能である。マルチパス遅延波による波形歪が発生するような環境では、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアはそれぞれ異なる利得及び異なる位相で受信される。このため、伝搬路の周波数伝達関数を推定し、それに従って復調を行うことが必要である。
【０００４】
一般にＯＦＤＭ方式では、周波数伝達関数を推定するために既知信号を送信する手法が用いられる。１ＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリアで既知信号を送信する方法は、周波数方向に補間を行う必要がないため、伝搬路の時間変動が小さい場合に有効である。このような既知信号から伝搬路のインパルス応答を推定し、推定したインパルス応答をフーリエ変換することによって周波数伝達関数を推定する方式が知られている。
【０００５】
インパルス応答の推定は、例えば伝搬路をトランスバーサルフィルタモデルを用いてモデル化し、当該フィルタのタップ係数を推定することによって実現される。具体的には、最小二乗法でインパルス応答を推定する方法（例えば特許文献１）や、平均二乗誤差法で推定する方法（例えば特許文献２）が提案されている。
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−１２４８５７号公報
【０００７】
【特許文献２】特開２００３−３２２１７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
一般に、ＯＦＤＭ方式では隣接するチャネル間の干渉を軽減するため、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の両端の数サブキャリアは通信に使用することができない。この結果、時間領域の分解能が劣化する。このため、特許文献１の手法では隣接するタップに到来する遅延波を分離することができないという問題点がある。一方、特許文献２の手法ではＲＬＳ(Recursive Least Square)法の相関行列の逆行列の初期値によって特性が大きく左右されるという問題点がある。
【０００９】
本発明は、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の両端の数サブキャリアを使用できない場合においても高い精度で伝搬路応答である周波数伝達関数を推定する伝搬路推定器及びこれを用いた無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一つの観点によると、ＯＦＤＭ無線通信システムにおける無線伝搬路の周波数伝達関数を推定する伝搬路推定器において、予め定められた第１既知信号から参照信号行列を生成する生成手段と、前記参照信号行列のうち予め定められた閾値を超える特異値及び該特異値に対応する特異ベクトルを用いて前記参照信号行列の一般化逆行列を算出する算出手段と、受信信号に含まれる第２既知信号と前記一般化逆行列を用いてトランスバーサルフィルタモデルでモデル化した、前記無線伝搬路のインパルス応答を推定する推定手段と、推定されたインパルス応答を周波数領域に変換することにより、前記周波数伝達関数を求める変換手段とを具備する、ＯＦＤＭ無線通信システムのための伝搬路推定器を提供する。
【００１１】
本発明の他の観点によると、ＯＦＤＭ無線通信システムにおける受信装置であって、予め定められた第１既知信号から参照信号行列を生成する生成手段と、前記参照信号行列のうち予め定められた閾値を超える特異値及び該特異値に対応する特異ベクトルを用いて前記参照信号行列の一般化逆行列を算出する算出手段と、受信信号に含まれる第２既知信号と前記一般化逆行列を用いてトランスバーサルフィルタモデルでモデル化した、伝搬路のインパルス応答を推定する推定手段と、推定されたインパルス応答を周波数領域に変換することにより、前記伝搬路の周波数伝達関数を求める変換手段と、前記受信信号を前記周波数伝達関数に基づいて復調する復調手段とを具備する受信装置を提供する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、帯域幅内の全てのサブキャリアを利用することができないＯＦＤＭ無線通信システムにおいても、伝搬路応答である周波数伝達関数を精度よく推定することができる。また、推定された周波数伝達関数を用いて、受信されたＯＦＤＭ信号の復調を的確に行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）  
まず、図１及び図２を用いて本実施形態が適用されるＯＦＤＭ無線通信システムについて説明する。図１に示されるように、ＯＦＤＭ送信装置では送信データ１００に対して符号化器１０１によって誤り訂正符号化が施される。符号化データはシリアル・パラレル変換器（S／P）１０２でＯＦＤＭ信号の各サブキャリア毎の信号に分割され、変調器１０３に入力され、例えば２値位相シフトキーイング（Binary Phase Shift Keying; ＢＰＳＫ）のようなディジタル変調が施される。
【００１４】
変調された信号は、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform;ＩＦＦＴ）器１０４によって逆高速フーリエ変換が施されることにより、一括して時間波形の信号に変換される。逆高速フーリエ変換器１０４からの出力信号は、プリアンブル／ＧＩ付加器１０５によってプリアンブル信号とガードインターバル（ＧＩ）が付加された後、ディジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）１０６によってアナログ信号に変換される。
【００１５】
Ｄ／Ａ変換器１０５からの出力信号は、周波数変換器１０７によってＲＦ（Radio Frequency）帯に周波数変換（アップコンバート）された後、電力増幅器１０８を介して送信アンテナ１０９に供給される。これにより、送信アンテナ１０９からＯＦＤＭ信号が電波として放射される。
【００１６】
一方、ＯＦＤＭ受信装置では図２に示されるように、受信アンテナ２０１によって受信されたＲＦ帯のＯＦＤＭ信号が低雑音増幅器（Low Noise Amplifier;ＬＮＡ）２０２に入力され、所要レベルまで増幅される。低雑音増幅器２０２からの出力信号は周波数変換器２０３によりベースバンド帯に周波数変換（ダウンコンバート）される。
【００１７】
周波数変換器２０３からの出力信号は、アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）２０４によってディジタル信号に変換され、さらにＧＩ除去器２０５によってガードインターバルが除去された後、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform;ＦＦＴ）器２０６と伝搬路推定器２０７に入力される。
【００１８】
高速フーリエ変換器２０６では、入力される時間波形の信号がサブキャリア毎の信号に分離される。伝搬路推定器２０７では、後述するように伝搬路（ＯＦＤＭ送信装置からＯＦＤＭ受信装置までの伝搬路）の周波数伝達関数が推定される。
【００１９】
高速フーリエ変換器２０６からの出力信号は復調器２０８に入力され、伝搬路推定器２０７で推定された周波数伝達関数に従って振幅及び位相が補正された後、同期検波による復調が行われる。復調器２０８からの出力信号に対して復号器２０９によって誤り訂正復号が施されることにより、受信データ２１０が生成される。
【００２０】
一般的に、上述したようなＯＦＤＭ無線通信システムでは、隣接チャネルからの干渉や装置の周波数歪を考慮して、図３に示すようにＯＦＤＭ信号の周波数帯域の両端の幾つかのサブキャリアを用いずに通信を行う。図１に示されるＯＦＤＭ送信装置では、逆高速フーリエ変換器１０４によって、信号が配置される各サブキャリアが直交するように逆高速フーリエ変換を行ってＯＦＤＭ信号の時間波形を生成する。ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅をＷとすると、図４に示されるように、逆高速フーリエ変換によって得られる時間波形のサンプル間隔Ｔは１／Ｗとなる。
【００２１】
一方、図２に示されるＯＦＤＭ受信装置では、時間Ｔ毎にサンプリングされている受信されたＯＦＤＭ信号に対して、高速フーリエ変換器２０６によって高速フーリエ変換を施すことにより、各サブキャリアを用いて多重化された信号を分離してから、復調器２０８で復調を行う。
【００２２】
ここで、復調器２０８によって各サブキャリアに乗っている信号を同期検波を用いて正しく復調するためには、伝搬路の周波数伝達関数を推定することが必須である。このためには、伝搬路推定器２０７において、まずサブキャリア毎の伝搬路応答を推定する必要がある。全サブキャリアの伝搬路応答を推定することは、伝搬路の周波数伝達関数を推定することと等価である。
【００２３】
一般的に、線形システムの周波数伝達関数はシステムのインパルス応答をフーリエ変換することによって得られることが知られている。よって、図５に示されているようにタップ間隔Ｔのトランスバーサルフィルタモデルで伝搬路を近似してインパルス応答を推定し、得られたインパルス応答を離散フーリエ変換することによって周波数伝達関数を推定することが可能になる。
【００２４】
具体的には、ＯＦＤＭ送信装置はＯＦＤＭ受信装置においてシンボルが既知であるＯＦＤＭ信号（伝搬路推定用既知信号）を決められたタイミングで送信する。ＯＦＤＭ受信装置では、受信された伝搬路推定用既知信号を用いて、図５に示すようなトランスバーサルフィルタのタップ係数を最小二乗法（Least Square: 以下ＬＳ法という）あるいは平均二乗誤差最小法（Minimum Mean Square Error: 以下ＭＭＳＥ法という）により最適化することによって、伝搬路のインパルス応答を求める。
【００２５】
本発明の第１の実施形態に従う伝搬路推定器２０７は、ＬＳ法によってインパルス応答を求める方法を採用する。図６を参照すると、アンテナ１によって受信されたＲＦ帯のＯＦＤＭ信号は受信部２に入力される。受信部２において増幅、周波数変換及びＡ／Ｄ変換などの処理が行われる。図６において、アンテナ１は図２中に示されるアンテナ２０１に相当する。受信部２は、図２中に示される低雑音増幅器２０２、周波数変換器２０３、Ａ／Ｄ変換器２０４及びＧＩ除去器２０５に相当する。
【００２６】
受信部２からの受信信号は、図２中に示した伝搬路推定器２０７に含まれるインパルス応答推定部３に入力される。インパルス応答推定部３は、送信装置から定められた区間に送信される前記の伝搬路推定用既知信号を用いてインパルス応答を推定する。インパルス応答推定部３は、同相加算器４、直並列変換器５、参照信号行列生成器６、一般化行列演算器７及び行列積演算器８を有する。
【００２７】
同相加算器４は、受信される伝搬路推定用既知信号について必要に応じて同相加算を行う。直並列変換器５は、同相加算器４からの出力信号をパラレル信号に変換する。参照信号行列生成器６は、ＯＦＤＭ受信装置において予め用意された伝搬路推定用既知信号に従って参照信号行列を生成する。参照信号行列生成器６で用いられる伝搬路推定用既知信号（第１既知信号）は、ＯＦＤＭ装置から送信される伝搬路推定用既知信号（第２既知信号）と本来同じ信号である。しかし、受信される伝搬路推定用既知信号が伝搬路応答の影響を受けている場合は、参照信号行列生成器６で用いられる伝搬路推定用既知信号とは異なった信号となる。
【００２８】
一般化逆行列演算器７は、参照信号行列生成器６で生成された参照信号行列の一般化逆行列を求める演算を行う。一般化逆行列演算器７については、後に詳しく説明する。行列積演算器８は、直並列変換器５からの出力信号と一般化行列演算器７で求められた一般化逆行列との行列積を計算することによってインパルス応答を求め、これがインパルス推定部３の出力となる。
【００２９】
こうしてインパルス応答推定部３によって推定されたインパルス応答は、周波数領域変換部９によって周波数領域の信号に変換されることによって、周波数伝達関数が求められる。すなわち、本実施形態によると図２中に示した伝搬路推定器２０７は、インパルス応答推定部３と周波数領域変換部９によって実現される。
【００３０】
図７に、一例として無線ＬＡＮ規格の一つであるIEEE 802.11aで規定されているフレームフォーマットを示す。図７に示すフォーマットでは、まずフレームタイミング同期、周波数同期及び自動利得制御（ＡＧＣ）に用いられる、複数のショートプリアンブルＳＰからなる既知信号（以下、制御用既知信号という）が送信される。制御用既知信号に続いて、前述の伝搬路推定用既知信号が送信される。図７の例では、伝搬路推定既知信号としてロングプリアンブルＬＰと呼ばれる複数のＯＦＤＭシンボルが用いられる。
【００３１】
図６において、同相加算器４は伝搬路推定用既知信号が一つのＯＦＤＭシンボルの場合は、受信信号に特に作用を加えず、図７に示されるように伝搬路推定用既知信号として複数のＯＦＤＭシンボルが送信されている場合にのみ同相加算を行って１シンボル長のＯＦＤＭ受信信号を生成する。、この時，図7に示すように同一の2シンボルを送信している場合は次式のように受信信号ｒ(n)を出力する。
【００３２】
【数１】
2005192109.tif 000003
ここで、ｒ’(n)はLPのｎサンプル目の受信信号を表し、ＭはＯＦＤＭに用いられるＦＦＴサイズを表している。このようにＯＦＤＭ送信装置から複数のＯＦＤＭシンボルからなる伝搬路推定用既知信号を送信し、ＯＦＤＭ受信装置において同相加算を行うことによって雑音に対する耐性は強くなる。
【００３３】
次に、同相加算器４から出力される受信信号ｒ(n)に対してＬＳ法を適用することにより、インパルス応答を推定する。図５に示したようにトランスバーサルフィルタモデルで伝搬路をモデル化すると、受信信号ｒ(n)は次式のように表すことができる。
【００３４】
【数２】
2005192109.tif 000004
ここで、ｈi  は第ｉパスの伝搬路応答、ｐ(n)は受信される伝搬路推定用既知信号の第ｎサンプル信号、Ｌは伝搬路モデルのパス数を表している。
【００３５】
直並列変換器５では、同相加算器４から出力される受信信号ｒ(n)の１ＯＦＤＭシンボル分をパラレル信号に変換することによって、受信信号ｒを次式のようにベクトル表記することができる。
【００３６】
【数３】
2005192109.tif 000005
ここで、Ａは参照信号行列生成器６で生成される参照信号行列であり、伝搬路を推定するための第１既知信号から成る行列である。また、ｈは伝搬路のインパルス応答、ｎは雑音（特に熱雑音）成分を表す。最小二乗法を適用することによって、インパルス応答ｈは次式のように推定することができる。
【００３７】
【数４】
2005192109.tif 000006
式（５）において、(ＡHＡ)−1ＡHは行列Aの一般化逆行列と呼ばれ、正方行列における逆行列に相当する。
【００３８】
式（５）の演算は、行列積演算器８によって行われる。しかし、本実施形態で想定しているＯＦＤＭ無線通信システムでは、通信に使用可能なサブキャリアが制限されているため、参照信号行列Ａが悪条件となってしまう。この現象は参照信号行列Aを特異値分解することによって確認することができる。特異値分解は対象となる行列を複数の空間の直交直和で表現する方式であり，特異ベクトルはその空間の規定ベクトルを表し，特異値はその空間の成分を表す。参照信号行列Ａは特異値分解を行うと、次式のように表される。
【００３９】
【数５】
2005192109.tif 000007
ここで、λｉ は参照信号行列Ａの特異値を表し、ｗｉ，ｖｉ はそれぞれＭ次元、Ｌ次元の特異ベクトルを表している。このとき、参照信号行列Ａの一般化逆行列(ＡHＡ)−1ＡHは次式のように表される。
【００４０】
【数６】
2005192109.tif 000008
よって、特異値λｉ  が他の特異値に対して非常に小さい値をとる場合は、伝搬路推定を行う際に雑音成分が非常に大きな値に強調されてしまうことがわかる。
【００４１】
図８に、一例としてＯＦＤＭ信号の全サブキャリア数Ｍ＝６４、使用可能なサブキャリア数＝５２の場合の参照信号行列の特異値分布を示す。ただし、ここで伝搬路モデルのパス数Ｌを１６とした。図８において横軸は行列の特異値を大きい順に並べた際の番号を表し、縦軸が特異値を表す。図８より最小の１６番目の特異値は、最大の特異値に比べて1／30程度になっていることがわかる。この結果、雑音成分が強調されてしまい、インパルス応答ｈの推定精度が劣化してしまう。
【００４２】
そこで、本実施形態では参照信号行列生成器６で参照信号行列Ａを生成し、一般化逆行列演算器７で一般化逆行列(ＡHＡ)−1ＡHを計算する際に、雑音成分を強調させるような小さな特異値、すなわち図６に示すように予め定められた閾値ＴＨよりも小さい特異値（この例では１６番目の特異値）を用いずに、次式のような近似を行う。
【００４３】
【数７】
2005192109.tif 000009
式（８）においてｋは０より大きく、Ｌより小さい正の整数であり、図８の例ではｋ＝１である。このように小さな特異値の逆数を用いないようにすることにより、雑音成分が強調されることによる、インパルス応答推定の劣化を防ぐことができる。
【００４４】
以上のようにして推定したインパルス応答に対して、周波数領域変換部９により周波数領域への変換、例えば離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform; ＤＦＴ）を施すことにより、周波数伝達関数を推定することができる。周波数領域変換部９では、例えばＬが２のべき乗であれば、ＤＦＴに代えてＦＦＴを用いても構わない。Ｌが２のべき乗でない場合でも、Ｌの末尾に０を付加して次元を拡大した上でＦＦＴを用いてもよい。要するに、周波数領域変換部９は推定されたインパルス応答から所望の周波数成分を含んだ伝達関数を推定できるような変換を行えばよく、変換の手法は限定されない。
【００４５】
以上説明したように、本実施形態によればＯＦＤＭ信号の一部のサブキャリアを使用することができないＯＦＤＭ通信システムにおいて、インパルス応答の推定精度の劣化を防ぎ、伝搬路の周波数伝達関数を高精度に推定することができる。
【００４６】
（第２の実施形態）
図９に示されるように、本発明の第２の実施形態では図６に示した伝搬路推定器に閾値設定器１０とＣＮＲ測定器１１が追加される。ＣＮＲ測定器１１は、受信部２より出力される受信信号に基づいて、受信信号の信号電力対雑音電力比（Carrier power to Noise power; ＣＮＲ）を測定する。ＣＮＲの測定法は公知の手法を利用できるため、ここでは説明を省略する。測定されたＣＮＲは閾値設定器１０に与えられる。閾値設定器１０は、ＣＮＲに従って一般化逆行列演算器７で使用される閾値ＴＨを設定する。
【００４７】
前述したように、図８に示した閾値ＴＨ以下の特異値及びその特異値に対応する特異ベクトルを用いずに一般化逆行列を演算することによって、伝達関数の推定精度の劣化を防ぐことができる。ここで、閾値ＴＨの最適値はＣＮＲに依存する。例えば、閾値ＴＨを必要以上に低くすると雑音強調を避ける効果が得られない。逆に、閾値ＴＨを必要以上に高くしてしまうと雑音強調は避けられるが、信号成分の歪が大きくなる結果、推定精度が劣化する。
【００４８】
そこで、本実施形態では閾値設定器１０で設定される閾値ＴＨを固定値でなく、ＣＮＲ測定器１１によりＣＮＲに応じて可変とする。具体的には、ＣＮＲが小さいほどＴＨを小さくすることにより、雑音が大きい場合でも雑音強調を避ける。この場合、ＣＮＲが大きいほどＴＨが大きくなるので、信号成分の歪の増大は避けられ、高い推定精度が維持される。このように閾値ＴＨをＣＮＲに応じて可変とすることにより、伝搬路の状況に対して最適な値とすることができる。
【００４９】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態によると、図１０に示されるように、伝搬路推定器に図９に示したＣＮＲ測定器１１に代えてＭＣＳ推定器１２が設けられる。ＭＣＳ推定器１２は、無線通信に用いられているＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）、すなわち変調及び符号化方式を受信部２からの受信信号に基づいて推定する。閾値設定器１０は、推定されたＭＣＳに従って一般化行列演算器７で使用される閾値ＴＨを設定する。
【００５０】
一般に、ＭＣＳを適応的に変更して通信を行うシステムにおいては、ＭＣＳによって目標ＣＮＲが異なる。例えば、変調多値数の大きい変調方式はＣＮＲの高い環境下で用いられ、変調多値数の小さい変調方式は低いＣＮＲの低い場合に用いられる。符号化方式についても同様であり、ＣＮＲの高い環境では高い符号化率の符号化方式が用いられ、ＣＮＲの低い領域では低い符号化率の符号化方式が用いられる。逆に、変調多値数が大きい変調方式で通信が行われている場合は、平均的にＣＮＲが高いと推測される。
【００５１】
そこで、本実施形態では閾値設定器１０で設定される閾値ＴＨをＭＣＳに応じて変更することにより、第２の実施形態のように受信信号の信号電力や雑音電力を測定することなく、閾値ＴＨを伝搬路の環境に応じた最適値に設定することができる。
【００５２】
（第４の実施形態）
閾値ＴＨを最適化するさらに別の方法として、上述したＣＮＲに応じたＴＨの可変とＭＣＳに応じたＴＨの可変を組み合わせて行うことも可能である。図１１に、本発明の第４の実施形態に従う伝搬路推定器を示す。閾値設定器１０、ＣＮＲ測定器１１、ＭＣＳ推定器１２及びモード設定器１３が設けられている。モード設定器１３では、例えばユーザからの指示に従って、ＣＮＲに応じて閾値ＴＨを可変とする第１のモードと、ＭＣＳに応じて閾値ＴＨを可変とする第２のモードのいずれかを設定する。設定されたモードに従ってＣＮＲ測定器１１及びＭＣＳ推定器１２のいずれかが起動され、ＣＮＲまたはＭＣＳのいずれかに基づいて閾値設定器１０により閾値ＴＨが設定される。
【００５３】
図１２を用いて本実施形態における伝搬路応答の推定手順について説明すると、まず受信された伝搬路推定用既知信号（ＯＦＤＭ信号）が１シンボルかどうかを調べる（ステップＳ１１）。伝搬路推定用既知信号が１シンボルであればステップＳ１３にジャンプし、１シンボルでなければ同相加算を行い（ステップＳ１２）、ステップＳ１３に移る。ステップＳ１２では、閾値ＴＨをＣＮＲに応じて可変とする第１のモードが設定されているか否かをさらに調べる（ステップＳ１３）。ここで、第１のモードが設定されていればＣＮＲを測定し（ステップＳ１４）、測定したＣＮＲに応じて閾値ＴＨを設定する（ステップＳ１７）。
【００５４】
一方、第１のモードが設定されていなければ、閾値ＴＨをＭＣＳに応じて可変とする第２のモードが設定されているか否かをさらに調べる（ステップＳ１５）。ここで、第２のモードが設定されていればＭＣＳの推定を行い（ステップＳ１６）、推定されたＭＣＳに応じて閾値ＴＨを設定する（ステップＳ１７）。
【００５５】
こうして閾値ＴＨを設定した後、閾値ＴＨよりも小さい特異値を用いずに一般化逆行列の近似を行う（ステップＳ１８）。ステップＳ１５で第２のモードが設定されていないとき、すなわち第１のモードも第２のモードも設定されていない場合は、ステップＳ１７を経ずにステップＳ１８にジャンプし、その時点で設定されているデフォルトの閾値ＴＨを用いて式（８）に示したような、一般化逆行列の近似を行う。
【００５６】
次に、ステップＳ１７で近似された式（８）の一般化逆行列を式（５）に代入して、インパルス応答ｈを求める（ステップＳ１９）。最後に、インパルス応答ｈに対してＤＦＴを行い（ステップＳ２０）、周波数伝達関数を求める。
【００５７】
このように本実施形態によると、ＣＮＲ及びＭＣＳのうちユーザの希望に従って選択された方のパラメータに基づいて閾値ＴＨを設定し、それに基づいて一般化逆行列の近似を行うことができる。
【００５８】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態では、ＯＦＤＭ送信装置が空間多重を行い、複数の送信アンテナからＯＦＤＭ信号を送信する点が第１の実施形態と異なる。このようにＯＦＤＭ信号を空間多重によって送信する場合、ＯＦＤＭ送信装置の各送信アンテナとＯＦＤＭ受信装置との間の伝搬路の周波数伝達関数を推定する必要がある。
【００５９】
図１３（ａ）（ｂ）に、二つの送信アンテナからそれぞれ送信されるＯＦＤＭ信号のフレームフォーマットの一例を示す。図１３（ａ）（ｂ）の各々に示されるフレームフォーマットは、基本的に図７に示すフォーマットと同様である。すなわち、図１３（ａ）においては、伝搬路推定用既知信号として２つのＯＦＤＭシンボルＬＰ１及びＬＰ２が送信される。図１３（ｂ）においても、伝搬路推定用既知信号として２つのＯＦＤＭシンボルＬＰ３及びＬＰ４が送信される。
【００６０】
ここで、例えば図１３（ａ）の伝搬路推定用既知信号であるＯＦＤＭシンボルＬＰ１及びＬＰ２と、図１３（ｂ）の伝搬路推定用既知信号であるＯＦＤＭシンボルＬＰ３及びＬＰ４は、符号領域で互いに直交する符号とされる。各送信アンテナからそれぞれ送信される伝搬路推定用既知信号が受信時に混信していても、符号領域で互いに直交しているために、符号領域で他の送信アンテナからの既知信号を抑圧することができる。この結果、符号領域で分離される既知信号を第１の実施形態と同様に扱うことができるため、第１の実施形態と同様に各送信アンテナと受信機間の周波数伝達関数を推定することができる。
【００６１】
図１３（ａ）の伝搬路推定用既知信号であるＯＦＤＭシンボルＬＰ１及びＬＰ２と、図１３（ｂ）の伝搬路推定用既知信号であるＯＦＤＭシンボルＬＰ３及びＬＰ４は、符号領域で互いに直交していなくともよい。このような場合は、各送信アンテナとＯＦＤＭ受信装置間の複数の伝搬路の推定を個別に行うことができないため、各伝搬路の推定を同時に行う必要がある。このために、伝搬路のインパルス応答ｈと参照信号行列Ａを次式のように拡張する。
【００６２】
【数８】
2005192109.tif 000010
ここで、ｈ(1)は第１の送信アンテナＯＦＤＭ受信装置間のインパルス応答、ｈ(2)は第２の送信アンテナ２とＯＦＤＭ受信装置間のインパルス応答をそれぞれ表す。ｐ1(n)は第１の送信アンテナから送信される伝搬路推定用既知信号、ｐ２(n)は第２の送信アンテナから送信される伝搬路推定用既知信号をそれぞれ表す。
【００６３】
式（９）に示されるようなインパルス応答ｈと参照信号行列Ａを用いることによって、各送信アンテナとＯＦＤＭ受信装置間のそれぞれのインパルス応答を全て同時に求めることができ、それに基づいて周波数伝達関数を推定することができる。このように本実施形態に従うと、複数の送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号が空間多重されている場合に、伝搬路推定用既知信号が直交していなくとも、各送信アンテナとＯＦＤＭ受信装置間の伝搬路の周波数伝達関数を推定することができる。
【００６４】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図３】ＯＦＤＭ信号の周波数マッピングを示す図
【図４】ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置との間の伝搬路モデルを示す図
【図５】最小二乗法を用いる伝搬路推定の原理図
【図６】本発明の第１の実施形態に従う伝搬路推定器の構成を示すブロック図
【図７】図１に示したＯＦＤＭ送信装置の送信フォーマットの一例を示す図
【図８】参照信号行列の特異値分布の一例を示す図
【図９】本発明の第２の実施形態に従う伝搬路推定器の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の第３の実施形態に従う伝搬路推定器の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の第４の実施形態に従う伝搬路推定器の構成を示すブロック図
【図１２】図１１の伝搬路推定器の処理手順を示すフローチャート
【図１３】本発明の第５の実施形態に従うＯＦＤＭ信号の送信フレームフォーマットの一例を示す図
【符号の説明】
【００６６】
１…受信アンテナ
２…受信部
３…インパルス応答推定部
４…同相加算器
５…直並列変換器
６…参照信号行列生成器
７…一般化行列演算器
８…行列積演算器
９…周波数領域変換器
１０…閾値設定器
１１…ＣＮＲ（信号電力帯雑音電力比）測定器
１２…ＭＣＳ（変調及び符号化方式）推定器
１３…モード設定器
１００…送信データ
１０１…符号化器
１０２・・・シリアル・パラレル変換器
１０３…変調器
１０４…逆高速フーリエ変換器
１０５…プリアンブル／ガードインターバル付加器
１０６…Ｄ／Ａ変換器
１０７…周波数変換器（アップコンバータ）
１０８…電力増幅器
１０９…送信アンテナ
２０１…受信アンテナ
２０２…低雑音増幅器
２０３…周波数変換器（ダウンコンバータ）
２０４…Ａ／Ｄ変換器
２０５…ガードインターバル除去器
２０６…高速フーリエ変換器
２０７…伝搬路推定器（周波数伝達関数推定器）
２０８…復調器
２０９…復号器
２１０…受信データ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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