(57)【要約】【課題】低損失で双方向の電流制御及び負荷に印加する電圧を可変とすることができる双方向昇降圧型チョッパ回路及びそれを用いたインバータ回路並びにコンバータ回路を提供すること。【解決手段】双方向昇降圧型チョッパ回路１は、上アームの電源側スイッチング素子６、下アームの電源側スイッチング素子７からなる電源側ハーフブリッジ回路と、上アームの負荷側スイッチング素子９、下アームの負荷側スイッチング素子１０からなる負荷側ハーフブリッジ回路と、二つのハーフブリッジ回路の出力端を接続するリアクトル４とを有している。これらのスイッチング素子を運転モードに応じて断続制御することにより、双方向で電圧関係に関係なく直流電源５と負荷８との間で電力を輸送でき、かつ、負荷８は交流負荷とすることができる。【選択図】図１
2005295671.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側主電極端子が直流電源の正極端子に接続される上アームの電源側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記直流電源の負極端子に接続される下アームの電源側スイッチング素子とからなる電源側ハーフブリッジ回路と、
高電位側主電極端子が負荷の高電位端子に接続される上アームの負荷側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記負荷の低電位端子及び前記直流電源の負極端子に接続される下アームの負荷側スイッチング素子とからなる負荷側ハーフブリッジ回路と、
前記二つのハーフブリッジ回路の出力端を接続するリアクトルと、
前記各スイッチング素子を運転モードに応じて断続制御して前記負荷に交流電圧を印加する制御回路と、
を備えることを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路。
【請求項２】
請求項１記載の双方向昇降圧型チョッパ回路において、
前記制御回路は、
前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１よりも高くなる状態にて、上アームの電源側スイッチング素子６を常時オンし、下アームの電源側スイッチング素子７を常時オフし、下アームの負荷側スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、上アームの負荷側スイッチング素子９又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる昇圧順送電モードを、前記運転モードとしてもつことを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路。
【請求項３】
請求項１又は２記載の双方向昇降圧型チョッパ回路において、
前記制御回路は、
前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１より低くなる状態にて、上アームの負荷側スイッチング素子９を常時オンし、下アームの負荷側スイッチング素子１０を常時オフし、上アームの電源側スイッチング素子６を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、下アームの電源側スイッチング素子７又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる降圧順送電モードを、前記運転モードとしてもつことを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか記載の双方向昇降圧型チョッパ回路において、
前記制御回路は、
前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１より低くなる状態にて、上アームの負荷側スイッチング素子９を常時オンし、下アームの負荷側スイッチング素子１０を常時オフし、下アームの電源側スイッチング素子７を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、上アームの電源側スイッチング素子６又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる昇圧逆送電モードを、前記運転モードとしてもつことを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか記載の双方向昇降圧型チョッパ回路において、
前記制御回路は、
前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１よりも高くなる状態にて、上アームの電源側スイッチング素子６を常時オンし、下アームの電源側スイッチング素子７を常時オフし、上アームの負荷側スイッチング素子９を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、下アームの負荷側スイッチング素子１０又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる降圧逆送電モードを、前記運転モードとしてもつことを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
それぞれ直流電圧に交流電圧が重畳した出力電圧を出力する複数の前記双方向昇降圧型チョッパ回路を有し、
前記複数の双方向昇降圧型チョッパ回路の出力電圧の差を前記負荷に印加することを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路。
【請求項７】
請求項６の記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記負荷としての多相モータの相数の正の整数倍の前記双方向昇降圧型チョッパ回路を有し、
前記各双方向昇降圧型チョッパ回路の前記上アームの負荷側スイッチング素子の高電位側主電極端子は、前記多相モータの各電機子コイルの外部端子に個別に接続されることを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路。
【請求項８】
請求項６記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記直流電源及び負荷に個別に並列接続された二つの電圧平滑回路を有することを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路。
【請求項９】
請求項７記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記負荷としての多相モータの相数の複数倍に等しい数の前記双方向昇降圧型チョッパ回路を有し、
同一相の前記電機子コイルに接続される複数の前記双方向昇降圧型チョッパ回路は、異なるタイミングにて自己の前記リアクトルの磁気エネルギー蓄積と磁気エネルギー放出とを行うことを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路。
【請求項１０】
請求項６記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記双方向昇降圧型チョッパ回路は、
直流電圧が重畳した略正弦波波形の各相交流電圧、各相交流電流を発生することを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路。
【請求項１１】
請求項６記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記各双方向昇降圧型チョッパ回路は、
前記モータの定格出力時において、前記多相モータに前記直流電源電圧を昇圧した電圧を印加することを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路。
【請求項１２】
請求項１記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記制御回路は、
前記負荷に、所定の直流電圧を送電して前記双方向昇降圧型チョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータとして作動させることを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項１３】
請求項６及び１２記載の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路において、
前記制御回路は、
要求に応じて、前記双方向昇降圧型チョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータとして作動させるモードと、前記双方向昇降圧型チョッパ回路をインバータとして作動させるモードとを切り替えることを特徴とする双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向昇降圧型チョッパ回路及びを用いたインバータ回路に関する。たとえば、本発明は、車両走行動力を発生する走行モータ駆動に採用できる。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車や燃料電池車において、銅損やスイッチング損失の低減などのために電池電圧すなわち直流電源電圧を増大することは好適であるが種々の問題が派生することから現状では３００Ｖ程度が限界となっている。そこで、この直流電源電圧をたとえばチョッパ型の昇圧型ＤＣＤＣコンバータにより昇圧し、その後、たとえば三相のＰＷＭ制御ブリッジ回路からなるインバータ回路により交流電圧に得て更に高圧の交流モータに印加することが、また特開２００１−２７１７２９号公報などに記載され、また実用されている。以下、この回路を昇圧インバータ回路とも称するものとする。
【特許文献１】特開２００１−２７１７２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記した昇圧インバータ回路の効率は、昇圧型ＤＣＤＣコンバータの効率とインバータ回路との効率を掛けたものとなり、回路損失の増大とそれにより回路冷却の困難化が増大するという問題、及び、回路規模及び体格の増大による車両搭載性が悪化の問題が発生していた。
【０００４】
この問題は、昇圧型ＤＣＤＣコンバータを省略してたとえば三相ブリッジ回路からなるインバータ回路により電池電圧を直接交流化してモータに印加することも可能であるが、この以前の方式は、電流増大による銅損及びスイッチング損失が増大し、付随して回路冷却が難しくなるという問題、並びに、走行モータを発電動作させる時の電流制御が困難であるという問題を本質的に内包しているために、回帰は困難であった。すなわち、車両用の走行モータの駆動制御のための昇圧インバータ回路技術では、低損失で車両制動動作（発電動作）の制御も可能な昇圧型ＤＣＤＣコンバータの採用が特に要望されている。
【０００５】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、低損失で双方向の電流制御及び負荷に印加する電圧を可変とすることができる双方向昇降圧型チョッパ回路及びそれを用いたインバータ回路を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明者は、上記課題を好適に解決することができる新規な形式の双方向昇降圧型チョッパ回路を発明した。
【０００７】
この双方向昇降圧型チョッパ回路は、高電位側主電極端子が直流電源の正極端子に接続される上アームの電源側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記直流電源の負極端子に接続される下アームの電源側スイッチング素子とからなる電源側ハーフブリッジ回路と、高電位側主電極端子が負荷の高電位端子に接続される上アームの負荷側スイッチング素子と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が前記負荷の低電位端子及び前記直流電源の負極端子に接続される下アームの負荷側スイッチング素子とからなる負荷側ハーフブリッジ回路と、前記二つのハーフブリッジ回路の出力端を接続するリアクトルと、前記各スイッチング素子を運転モードに応じて断続制御して前記負荷に交流電圧を印加する制御回路とを備えることを特徴としている。なお、この双方向昇降圧型チョッパ回路において、各スイッチング素子は、いわゆるスイッチング素子と電気的に並列接続されるフライホイルダイオードを有することができる。
【０００８】
すなわち、この発明は、リアクトル（チョークコイル）への磁気エネルギーの蓄積と放出とを所定周期で交互に繰り返すいわゆるチョッパ回路を擬似的なブリッジ回路構成としているため、直流電源から負荷への電力輸送（順送電とも言う）、及び、発電状態の負荷から直流電源への電力輸送（逆送電とも言う）を、直流電源電圧と負荷電圧との間のほぼ任意の相対電圧関係にて可能とするものである。したがって、昇圧型ＤＣＤＣコンバータを持たない以前の非昇圧型インバータ回路のように回生（発電電力）を制御できないという問題も解決することができる。
【０００９】
また、この発明の双方向昇降圧型チョッパ回路によれば、直流電源から走行モータに到る送電経路において直列に経由するスイッチング素子数を低減できるため、回路損失を低減でき、従来、懸案となっていた回路装置の冷却問題も軽減できるという大きな利点も有する。
【００１０】
更に、従来のＰＷＭ型のインバータ回路と異なって、回路の出力電圧波形を正弦波電圧形状に近似させることが容易なため、モータの振動や騒音の低減を実現するのが容易となるという利点も有する。
【００１１】
なお、各スイッチング素子のスイッチングにおいて、従来公知のソフトスイッチング技術を採用することにより、ＺＶＳやＺＣＳを実現してスイッチングノイズの低減を図ってもよいことはもちろんである。また、本発明の双方向昇降圧型チョッパ回路から出力される出力電圧は、後述する電圧平滑回路や位相ずらしスイッチングされる並列多重化方式の採用により、たとえば単相又は三相の略正弦波電圧を出力することが好適であるが、これに限定されない。なお、車載用途では、直流電源を単相交流電圧とする場合には、単相商用交流電源電圧の形成に利用可能である。ただし、この場合において、直流電源電圧が、出力するべき単相商用交流電源電圧の最高瞬時値よりも高い場合にはこの双方向昇降圧型チョッパ回路は順方向降圧型チョッパ回路であればよいため、一部のスイッチング素子をダイオードに代替することもできる。
【００１２】
好適な態様において、前記制御回路は、前記制御回路は、前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１よりも高くなる状態にて、上アームの電源側スイッチング素子６を常時オンし、下アームの電源側スイッチング素子７を常時オフし、下アームの負荷側スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、上アームの負荷側スイッチング素子９又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる昇圧順送電モードを、前記運転モードとしてもつ。これにより、簡単かつ高効率にて昇圧順送電モードを実行することができる。
【００１３】
好適態様において、前記制御回路は、前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１より低くなる状態にて、上アームの負荷側スイッチング素子９を常時オンし、下アームの負荷側スイッチング素子１０を常時オフし、上アームの電源側スイッチング素子６を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、下アームの電源側スイッチング素子７又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる降圧順送電モードを、前記運転モードとしてもつ。これにより、簡単かつ高効率にて降圧順送電モードを実行することができる。
【００１４】
好適な態様において、前記制御回路は、前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１より低くなる状態にて、上アームの負荷側スイッチング素子９を常時オンし、下アームの負荷側スイッチング素子１０を常時オフし、下アームの電源側スイッチング素子７を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、上アームの電源側スイッチング素子６又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる昇圧逆送電モードを、前記運転モードとしてもつ。これにより、簡単かつ高効率にて昇圧逆送電モードを実行することができる。
【００１５】
好適な態様において、前記制御回路は、前記負荷の電圧Ｖ２が前記直流電源の電圧Ｖ１よりも高くなる状態にて、上アームの電源側スイッチング素子６を常時オンし、下アームの電源側スイッチング素子７を常時オフし、上アームの負荷側スイッチング素子９を所定のスイッチング周期、所定のオンデューティ比で断続し、下アームの負荷側スイッチング素子１０又はそれと並列接続されたダイオードを環流動作させる降圧逆送電モードを、前記運転モードとしてもつ。これにより、簡単かつ高効率にて降圧逆送電モードを実行することができる。
【００１６】
好適態様において、それぞれ直流電圧に交流電圧が重畳した出力電圧を出力する複数の前記双方向昇降圧型チョッパ回路を有し、前記複数の双方向昇降圧型チョッパ回路の出力電圧の差を前記負荷に印加する。これにより、直流電流を含まない交流電流を直流電源と負荷との間で双方向に電力輸送することができる。たとえば単相モータを駆動するには、逆の波形の出力電圧を出力する一対のチョッパ回路の出力電圧差を負荷に出力すればよい。
【００１７】
好適態様において、前記負荷としての多相モータの相数の正の整数倍の前記双方向昇降圧型チョッパ回路を有し、前記各双方向昇降圧型チョッパ回路の前記上アームの負荷側スイッチング素子の高電位側主電極端子は、前記多相モータの各電機子コイルの外部端子に個別に接続される。
【００１８】
このようにすれば、直流電源電圧よりも最高瞬時電圧が高いたとえば三相電圧を良好に形成するできるため、回生電力制御可能という特性と相まって車両走行用モータ駆動に好適に採用することができる。本発明では、チョッパ回路から負荷に出力される出力電圧を容易に略正弦波電圧とすることができるため、従来のブリッジ型インバータ回路が出力するＰＷＭ電圧波形に比べてスイッチングノイズが小さく、また、負荷への出力電流と負荷に印加する出力電圧との間の位相ずれが少なく、平均力率も改善することができ、ノイズや騒音も低減することができる。これは、本質的に、本発明のインバータが、直流電源プラス（又はマイナス）リアクトル電圧を出力できるため、言い換えれば、この発明の双方向昇降圧型チョッパ回路が、電源電圧を基準電圧レベル（０レベル）からリアクトル電圧分だけ変化する交流電圧成分を発生できるためである。
【００１９】
好適態様において、前記直流電源及び負荷に個別に並列接続された二つの電圧平滑回路が設けられる。このようにすれば、この双方向昇降圧型チョッパ回路から負荷又は直流電源側に伝送される高周波電圧を良好に低減して、負荷駆動に好適な交流電圧成分を良好に抽出し、直流電源側への高周波サージ電圧の回帰を抑制することができる。なお、電圧平滑回路としては、好適には平滑コンデンサが採用されるが、高周波遮断効果を奏する回路であれば、これに限定されない。なお、電圧変動、ノイズを許容すれば負荷側の電圧平滑回路の省略は可能である。
【００２０】
好適態様において、前記負荷としての多相モータの相数の複数倍に等しい数の前記双方向昇降圧型チョッパ回路を有し、同一相の前記電機子コイルに接続される複数の前記双方向昇降圧型チョッパ回路は、異なるタイミングにて自己の前記リアクトルの磁気エネルギー蓄積と磁気エネルギー放出とを行う。このようにすれば、ある相の一つのチョッパ回路のリアクトルに磁気エネルギーを蓄勢する期間において、この相の他のチョッパ回路のリアクトルが磁気エネルギーを放出するため、出力される相電圧に重畳するリップル電圧を低減することができる。特に、負荷の抵抗が小さく、大きな昇圧状態にて大電流を出力しなければならない場合には、チョッパ回路のリアクトルの磁気的消勢が速やかとなり、磁気的蓄勢に長時間を必要とするため、上記リップルが大きくなる。この場合には、並列接続された多数のチョッパ回路が順次磁気エネルギー放出すなわち電流出力させればリップルが小さい良好な波形の出力電圧を得ることができ、たとえば電圧平滑回路の省略しつつ略正弦波電圧を出力することができる。
【００２１】
なお、出力電流が小さい場合には、各チョッパ回路の磁気エネルギー消勢期間（電流出力期間）が長くなるが、各チョッパ回路の磁気エネルギー消勢期間（電流出力期間）をオーバーラップさせることは当然可能である。この場合には、出力電流が上記各チョッパ回路に分散されるために、その抵抗損失やスイッチング損失を低減できる効果を得ることができる。
【００２２】
好適態様において、本発明の双方向昇降圧型チョッパ回路は、略正弦波波形の各相交流電圧、各相交流電流を発生する。これにより、負荷の力率を改善することができ、また、負荷としてのモータの騒音や振動を低減することができる。
【００２３】
好適態様において、前記各双方向昇降圧型チョッパ回路は、前記モータの定格出力時において、前記多相モータに前記直流電源電圧を昇圧した電圧を印加する。これにより、銅損及びスイッチング損失の低減と、良好な交流電圧の形成とが可能となる。チョッパ回路の最高出力電圧値は、直流電源電圧の２倍程度が好ましい。チョッパ回路の出力電圧は直流電圧成分を含むが、単相モータやたとえば星形又はΔ型接続された三相モータなどの多相モータでは、各電機子コイルの入力端子に印加される直流電圧成分は相殺されるために、電機子電流に影響を与えない。
【００２４】
好適態様において、前記制御回路は、前記負荷に所定の直流電圧を送電して前記双方向昇降圧型チョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータとして作動させることを特徴とする。このようにすれば、たとえば、負荷が電池を有していたとしても、負荷の電圧Ｖ２と直流電源の電圧Ｖ１との電圧の大小関係に関係なく、どちらの方向への送電も必要に応じて実施することができる。たとえば、車両の低電圧の補機バッテリと高電圧の主バッテリとがあるにおいて、このモードを用いることができる。
【００２５】
好適態様において、前記制御回路は、要求に応じて、前記双方向昇降圧型チョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータとして作動させるモードと、前記双方向昇降圧型チョッパ回路をインバータとして作動させるモードとを切り替える。これにより、必要に応じて直流送電も交流送電も双方向に行うことができる電力輸送回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路を採用する車両走行モータ駆動装置の各好適実施例を以下に説明する。なお、本発明は、以下の実施例に限定される物ではなく、本発明の構成要素をその他の公知の技術要素又はそれと同等の技術要素を用いて構成してもよい。
【実施例１】
【００２７】
実施例１の車両走行モータ駆動装置を図面を参照して説明する。図１はこの装置に用いる双方向昇降圧型チョッパ回路の回路図を示し、図２は図１の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いた車両走行モータ駆動装置のブロック回路図を示す。
【００２８】
（チョッパ回路の構成）
この実施例の特徴とをなす双方向昇降圧型チョッパ回路を用いたインバータ回路の回路構成を図１に示す。このインバータ回路は、チョッパ回路１とその入出力端に個別に配置された２つの平滑コンデンサ（本発明で言う電圧平滑回路）Ｃ１、Ｃ２とからなる。
【００２９】
チョッパ回路１は、電源側ハーフブリッジ回路２と、負荷側ハーフブリッジ回路３と、リアクトル４とからなる。
【００３０】
電源側ハーフブリッジ回路２は、高電位側主電極端子が直流電源５の正極端子に接続される上アームの電源側スイッチング素子６と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が直流電源５の負極端子に接続される下アームの電源側スイッチング素子７とからなる。
【００３１】
負荷側ハーフブリッジ回路３は、高電位側主電極端子が負荷８の高電位端子に接続される上アームの負荷側スイッチング素子９と、それと直列接続されて低電位側主電極端子が負荷８の低電位端子及び直流電源５の負極端子に接続される下アームの負荷側スイッチング素子１０とからなる。
【００３２】
各スイッチング素子６、７、９、１０は、この実施例では高耐圧のＮＭＯＳパワートランジスタにより構成されているが、たとえばＩＧＢＴとフライホイルダイオードとのペアなど同等機能をもつ半導体素子であれば代替可能であることは言うまでもない。各スイッチング素子６、７、９、１０は、制御回路１１によりスイッチング制御される。
【００３３】
好適には、制御回路１１は、図示しない電流センサにより検出したチョッパ回路１の出力電流と、自己が出力するべき目標電流との偏差を０とするべく各スイッチング素子６、７、９、１０のデューティ比を調整する電流フィードバック制御を採用しているが、チョッパ回路１の出力電圧と自己が出力するべき目標電圧との偏差を０とするべく各スイッチング素子６、７、９、１０をスイッチングする電圧フィードバック制御を採用してもよい。なお、図１に示す回路１では、負荷８は一定抵抗値の抵抗負荷であって、その電圧降下は入力電流に比例するため、実質的に両制御は同じとなる。また、この実施例では、目標電圧は、最高瞬時値電圧が直流電源５の電圧の２倍程度である正弦波電圧とされ、制御回路１１はこの正弦波電圧波形をメモリしているものとする。なお、目標電圧を目的により変更可能な直流電圧とすることができ、この場合には、図１の回路は、双方向送電可能、かつ、負荷８（場合によっては発電装置）側の電圧を直流電源５の電圧値より増減可能なチョッパ型ＤＣＤＣコンバータとなる。平滑コンデンサＣ１、Ｃ２によるチョッパ回路１の各スイッチング素子６、７、９、１０のスイッチングに伴う高周波ノイズ電圧低減効果自体は周知であり、説明を省略する。
【００３４】
（チョッパ回路１の動作説明）
（昇圧順送電モード）
負荷８の交流電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より高くなる期間になされる昇圧順送電モードを以下に説明する。この時の電流流れを図１に矢印で示す。スイッチング素子６を常時オンした状態にて、スイッチング素子１０を所定のスイッチング周期（キャリア周波数の逆数）、所定のオンデューティ比（以下、単にデューティ比とも言う）で断続する。各スイッチング周期中のスイッチング素子１０をオンする蓄勢期間において、直流電源５からスイッチング素子６、リアクトル４、スイッチング素子１０の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢される。
【００３５】
各スイッチング周期中のスイッチング素子１０をオフする消勢期間において、直流電源５からスイッチング素子６、リアクトル４、スイッチング素子９の寄生ダイオード（以下、フライホイルダイオード又は単にダイオードと呼ぶ）を通じて負荷８に昇圧された電圧Ｖ２が印加され、抵抗負荷である負荷８には電圧Ｖ２を自己の抵抗値で割った電流ｙが流れる。しかし、この電流が流れることによりリアクトル４の電圧が減少するため、チョッパ回路１の出力電圧Ｖ２は減少していく。
【００３６】
したがって、上記した蓄勢期間と消勢期間とを所定のスイッチング期間ごとに所定のデューティ比で繰り返せば、直流電源５の電圧Ｖ１を昇圧して負荷８を駆動することができる。負荷８は内部に自己電圧たとえば電池電圧や開放発電電圧をもつことができ、この場合にはチョッパ回路１の出力電流はこれらにも依存する。
【００３７】
チョッパ回路１の出力電圧Ｖ２は直流電源５の電圧Ｖ１＋リアクトル電圧ΔＶとなり、リアクトル電圧ΔＶは自己の磁気エネルギー蓄積量によるため、デューティ比を所定パターンに従って変更することによりこの昇圧順送電モードでは所定電圧所定電流範囲において任意の昇圧電圧波形を出力する得ることができる。なお、スイッチング素子９の損失低減のために、スイッチング素子１０のオフ期間にスイッチング素子９をオンするいわゆる同期整流動作を実行してもよいことはもちろんである。なお、このモードにおいてスイッチング素子７は常時オフとされる。
【００３８】
（降圧順送電モード）
負荷８の交流電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より低くなる期間になされる降圧順送電モードを以下に説明する。この時の電流流れを図２に矢印で示す。スイッチング素子９を常時オンした状態にて、スイッチング素子６を所定のスイッチング周期（キャリア周波数の逆数）、所定のオンデューティ比（以下、単にデューティ比とも言う）で断続する。スイッチング素子６をオンする蓄勢期間において、直流電源５からスイッチング素子６、リアクトル４、スイッチング素子９の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢されるとともに、電圧Ｖ１−リアクトル電圧ΔＶに相当する残りの電圧Ｖ２が負荷８に印加される。
【００３９】
各スイッチング周期中のスイッチング素子６をオフする消勢期間において、スイッチング素子７、リアクトル４、スイッチング素子９、負荷８、スイッチング素子７をフライホイル電流ｙが循環し、リアクトル電圧ΔＶが負荷８に印加される。このリアクトル電圧ΔＶ＝出力電圧Ｖ２は、リアクトル４の消勢ともに、減少していく。
【００４０】
したがって、上記した蓄勢期間と消勢期間とを所定のスイッチング期間ごとに所定のデューティ比で繰り返せば、直流電源５の電圧Ｖ１より小さい（降圧された）電圧範囲にて負荷８を駆動することができる。負荷８は内部に自己電圧たとえば電池電圧や開放発電電圧をもつことができ、この場合にはチョッパ回路１の出力電流はこれらにも依存する。
【００４１】
デューティ比を所定パターンに従って変更することによりこの降圧順送電モードでは所定電圧所定電流範囲において任意の昇圧電圧波形を出力する得ることができる。なお、スイッチング素子９の損失低減のために、スイッチング素子６のオフ期間にスイッチング素子７をオンするいわゆる同期整流動作を実行してもよいことはもちろんである。なお、このモードにおいてスイッチング素子１０は常時オフとされる。
【００４２】
以上は、直流電源５から負荷８に送電する順送電モードである。負荷に正弦波電圧を印加するには、出力電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より高い期間（たとえば正半波期間）において上記昇圧順送電モードで正弦波の正の半波が出力されるようにスイッチング素子１０をスイッチングすればよく、出力電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より低い期間（たとえば負半波期間）において上記降圧順送電モードで正弦波の負の半波が出力されるようにスイッチング素子６をスイッチングすればよい。
【００４３】
次に、負荷８から直流電源５へ送電する逆送電モードを説明する。この送電モードは、負荷８がたとえば車両走行モードなど発電能力を有する場合に用いられる。以下、負荷８は走行モータの電機子コイルであるとする。
【００４４】
（昇圧逆送電モード）
負荷８の交流電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１より低くなる期間になされる昇圧逆送電モードを以下に説明する。この時の電流流れを図３に矢印で示す。スイッチング素子９を常時オンした状態にて、スイッチング素子７を断続する。各スイッチング周期中のスイッチング素子７をオンする蓄勢期間において、負荷８からスイッチング素子９、リアクトル４、スイッチング素子７の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢される。
【００４５】
各スイッチング周期中のスイッチング素子７をオフする消勢期間において、負荷８からスイッチング素子９、リアクトル４、スイッチング素子６の寄生ダイオード（以下、フライホイルダイオード又は単にダイオードと呼ぶ）を通じて直流電源５に昇圧された電圧Ｖ１が印加され、直流電源５に電流ｙが流れ、電力が回生される。直流電源５が略一定電圧の電池である場合には、このチョッパ回路１は整流回路となるが、重要な点は、スイッチング素子７のデューティ比の制御により回生される電力の調整が可能となる。
【００４６】
すなわち、直流電源５への出力電流を検出し、この検出電流と目標電流との差を０とするようにスイッチング素子７のデューティ比をフィードバック制御すれば、常に目標電流での直流電源５への電力回生が可能となる。重要な点は、負荷８が発生する交流電圧Ｖ２のレベルが直流電源５の電圧Ｖ１より低い場合や小さい期間でも問題なく、電力回生ができる点であり、走行モータである負荷８は常時一定の大きさの交流電流を出力でき、以前の回生制動のように発電電圧Ｖ２が直流電源５の電圧Ｖ１を超えると急激に電流が増大していた電流波形の歪みを防止することができる。なお、このモードにおいてスイッチング素子１０は常時オフとされる。
【００４７】
（降圧逆送電モード）
負荷８の交流発電電圧が直流電源５の電圧Ｖ１より高くなる期間になされる降圧逆送電モードを以下に説明する。この時の電流流れを図４に矢印で示す。スイッチング素子６を常時オンした状態にて断続する。スイッチング素子９をオンする蓄勢期間において、負荷８からスイッチング素子９、リアクトル４、スイッチング素子６の順に電流ｘが流れ、リアクトル４に蓄勢されるとともに、電圧Ｖ２ーリアクトル電圧ΔＶに相当する残りの電圧Ｖ１が直流電源５に印加され、直流電源５に電流ｘが流される。
【００４８】
各スイッチング周期中のスイッチング素子９をオフする消勢期間において、スイッチング素子１０、リアクトル４、スイッチング素子６、直流電源５、スイッチング素子１０をフライホイル電流ｙが循環し、リアクトル電圧ΔＶが直流電源５に印加される。このリアクトル電圧ΔＶ＝出力電圧Ｖ１は、リアクトル４の消勢ともに減少していく。
【００４９】
したがって、上記した蓄勢期間と消勢期間とを所定のスイッチング期間ごとに所定のデューティ比で繰り返せば、直流電源５の電圧Ｖ１より高い（昇圧された）電圧範囲にて負荷８を発電動作させることができる。このモードにおいても、直流電源５に出力される電流をモニタして上記と同様にデューティ比をフィードバック制御することができ、目標電流で電力回生することができる。
【００５０】
なお、スイッチング素子６の損失低減のために、スイッチング素子９のオフ期間にスイッチング素子６をオンするいわゆる同期整流動作を実行してもよいことはもちろんである。なお、このモードにおいてスイッチング素子７は常時オフとされる。
【００５１】
以上は、負荷８から直流電源５に送電する逆送電モードである。上記説明からわかるように、この双方向昇降圧型チョッパ回路は、回生電力制御可能で、かつ、両側の電圧の大小にかかわらず双方向に送電可能な回路であり、デューティ比制御のための目標値の波形を調整することにより、インバータ回路として用いることもできる他、ＤＣ−ＤＣコンバータとしても用いることもでき、あるいは、状況において適宜それらを切り替えても良いことがわかる。
【００５２】
次に、図１に示すチョッパ回路１を用いた三相交流発電電動機の駆動について図５を参照して説明する。８０は負荷８をなす三相交流発電電動機（単にＭＧとも言う）、８１はＭＧ８０のＵ、Ｖ、Ｗ端子の相間にΔ接続されたコンデンサ回路であり、平滑コンデンサとして機能する。
【００５３】
この実施例では、Ｕ相電圧を出力するチョッパ回路１０１、Ｖ相電圧を出力するチョッパ回路１０２、Ｗ相電圧を出力するチョッパ回路１０３により構成された三相インバータ回路を有している。
【００５４】
各チョッパ回路（インバータ）１０１〜１０３の制御原理自体は本質的にいままで説明した通りである。ただし、モータ制御では必要なトルクを発生するための目標電流にチョッパ回路１０１〜１０３の実効電流値を収束させるとともに、この実効電流値に相当する三相交流電流が流れるようにチョッパ回路１０１〜１０３のスイッチング素子のデューティ比を徐々に変更すれば、必要な三相交流電流をＭＧ１に通電することができる。各チョッパ回路１の回生制御もすでに説明した通りである。
【実施例２】
【００５５】
図１に示すチョッパ回路１を用いた他の三相モータ駆動用インバータ回路を図６を参照して説明する。なお、図６では簡単化のためにＵ相インバータ回路だけを説明する。このＵ相インバータ回路は、図１に示すチョッパ回路１と同一構成の１２個のチョッパ回路１１１〜１１２を有している。
【００５６】
各チョッパ回路１１１〜１１２の蓄勢、消勢のために断続されるスイッチング素子のオンタイミング（オフタイミングでもよい）は、スイッチング周期（キャリア周波数の逆数）の１２分の１だけ順次ずれている。これにより、たとえば消勢時間が短い場合でも、各チョッパ回路１１１〜１１２の消勢時間が定間隔でずれているため、平滑コンデンサを省略しても出力電圧変化を軽減して目標とする正弦波電圧に近い電圧を発生することができる。もちろん、チョッパ回路を更に多数並列接続してもよく、もっと少なく並列接続しても良い。ただし、並列数の減少は電圧変動の増大を招くために、既に説明した平滑コンデンサなどの電圧平滑回路を設けることが好ましい。ただし、この場合でも複数のチョッパ回路を用いるため、平滑コンデンサの小型化が可能となる。もちろん、チョッパ回路１又はチョッパ回路１１１〜１１２のスイッチング周波数は可能な範囲でできるだけ高く設定することが好ましく、リアクトル４は使用電流範囲で飽和しないように設計されるべきである。
【００５７】
（変形態様）
その他、状況に応じて目標電流又は目標電圧の波形を変更することにより、状況に応じてインバータ回路としてもＤＣ−ＤＣコンバータ回路としても動作可能な電源装置とすることもできる。ただし、このインバータ回路の出力電圧は直流電圧成分を含む。この直流電圧は、この発明のチョッパ回路を複数用い、各チョッパ回路の出力電圧の差を出力することにより、純粋交流電圧とすることにより解決される。また、上記の実施例では、三相インバータを説明したが、実施例１においてチョッパ回路１を一対用いて、それらの出力電圧波形を１８０度位相ずれとすることにより単相交流電圧だけを負荷に出力できる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】実施例１における昇圧順送電モードの双方向昇降圧型チョッパ回路を示す回路図である。
【図２】実施例１における降圧順送電モードの双方向昇降圧型チョッパ回路を示す回路図である。
【図３】実施例１における昇圧逆送電モードの双方向昇降圧型チョッパ回路を示す回路図である。
【図４】実施例１における降圧逆送電モードの双方向昇降圧型チョッパ回路を示す回路図である。
【図５】図１の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いた三相インバータ回路を示すブロック回路図である。
【図６】実施例２の双方向昇降圧型チョッパ回路を用いた三相インバータ回路の一相分の回路を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
【００５９】
Ｃ１      平滑コンデンサ（電圧平滑回路）
Ｃ２      平滑コンデンサ（電圧平滑回路）
１      チョッパ回路
２      電源側ハーフブリッジ回路
３      負荷側ハーフブリッジ回路
４      リアクトル
５      直流電源
６      スイッチング素子（上アームの電源側スイッチング素子）
７      スイッチング素子（下アームの電源側スイッチング素子）
８      負荷
９      スイッチング素子（上アームの負荷側スイッチング素子）
１０      スイッチング素子（下アームの負荷側スイッチング素子）
１１      制御回路
１０１      チョッパ回路
１０２      チョッパ回路
１０３      チョッパ回路
１１１〜１１２      チョッパ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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