(57)【要約】【課題】  ダイオードによる直接半波整流ではなく、同期検波による全波整流を行うことにより、低電圧の正弦波駆動で静電容量の変化量のみ検出することができ、回路規模を簡略化可能で、信号処理回路自身の直流オフセット電圧，温度ドリフトの影響を受けることのない差動容量型トランスデューサの信号処理回路を提供する。【解決手段】  分割電極と共通電極よりなるコンデンサ１１，１２の端子を直接演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２の入力端子に接続し、静電容量−電圧変換を行う。変換回路１３，１４の交流電圧信号は減算と加算が行われる。減算回路１５の交流電圧信号を同期検波することにより（Ｃａ−Ｃｂ）／（Ｃａ＋Ｃｂ）に比例した出力電圧を得ることかできる。加算回路１６の出力も同期検波され、帰還回路２０により加算回路出力が常に一定の直流電圧になるように正弦波発振回路２１の振幅または周波数を制御する。【選択図】        図３
2005077280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一面上に配置された複数の第１の電極と、該第１の電極と空隙を介して対向する第２の電極とで構成され、前記第１の複数の電極と前記第２の電極を共有する２つの容量ＣａとＣｂを有し、前記第２の電極の回転又は移動に応じて一方の容量が増加すると他方が減少するように配置、接続された差動容量型トランスデューサにおいて、
高周波の正弦波を前記第２の電極に供給するための正弦波発振回路と、
入力端子に前記複数の第１の電極の端子を接続して２つの容量を流れる高周波電流を電圧に変換するための複数の容量・電圧変換回路と、
前記複数の容量・電圧変換回路の交流電圧出力を減算する減算回路と、
前記複数の容量・電圧変換回路の交流電圧出力を加算する加算回路と、
前記減算回路および加算回路の交流電圧出力を同期検波し、（Ｃａ−Ｃｂ）と（Ｃａ＋Ｃｂ）に比例した直流出力電圧を得る同期検波回路と、
前記同期検波回路の出力の一部を入力し、所定の基準電圧を参照することにより前記加算回路出力が常に一定の直流電位になるように前記正弦波発振回路を制御する帰還回路と、
を備えたことを特徴とする差動容量型トランスデューサの信号処理回路。
【請求項２】
前記同期検波回路が、
前記加算回路の交流電圧出力から同期キャリア信号を得る波形整形回路と、
前記波形整形回路出力により前記減算回路の交流電圧出力を同期検波する第１同期検波部と、
前記波形整形回路出力により前記加算回路の交流電圧出力を同期検波する第２同期検波部と、
から構成されたことを特徴とする請求項１記載の差動容量型トランスデューサの信号処理回路。
【請求項３】
前記第２の電極の回転又は移動に対し前記２つの静電容量の変化が理想値に対し１次の誤差を持つ容量変化となるような差動容量型トランスデューサに対して、
前記容量・電圧変換回路は、前記静電容量の感度を変えるように一部の回路定数を調整することにより前記１次の誤差を補正できる機能を有することを特徴とする請求項１または２記載の差動容量型トランスデューサの信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータやアクチュエータ等に取り付けられ、その回転角度や直線方向の変移量を高精度に検出するための差動容量型トランスデューサの信号処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
本件出願人は、差動容量型トランスデューサを用いた回転差動容量型角度変換器（特許文献１）を提案している。
この提案によれば、大振幅の交流信号源や温度補償のための帰還制御を用いることなく、回転角度を高い精度で検出することが可能になるが、本発明では、検出精度をさらにあげるために、信号処理回路で発生するノイズ，直流電圧オフセットの影響をなくすように考案されている。
【０００３】
図７は従来の他の差動容量型トランスデューサの信号処理回路を示すもので、帰還回路を備えた回路構成をブロック図で示している。
正弦波発振器２７の信号ｖｓがＣａとＣｂの２つの容量をもつ差動容量型トランスデューサの共通電極２に印加され、Ｃａの他の端子がダイオードＤ１，Ｄ２の接続点に接続され、Ｃｂの他の端子はダイオードＤ３とＤ４の接続点に接続されている。これにより、静電容量Ｃａ，Ｃｂに比例した交流電流ｉａ，ｉｂはダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３およびＤ４により直接半波整流される。そして、演算増幅器ＯＰ１，抵抗，コンデンサよりなる２次能動低域通過フィルタ２２，演算増幅器ＯＰ２，抵抗，コンデンサよりなる２次能動低域通過フィルタ２３により直流電圧信号Ｖａ，Ｖｂが出力されている。各直流電圧信号Ｖａ，Ｖｂは、減算回路２４および加算回路２５にそれぞれ接続されている。
【０００４】
減算回路２４からは各静電容量の変化量に比例した電圧Ｖｏが出力される。また、加算回路２５の出力は抵抗を介して演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子に入力され、非反転入力端子電圧と比較され、加算回路出力が常に一定の値Ｖｒになるように正弦波発振器２７の振幅または周波数を制御している。
図７における演算増幅器ＯＰ１の出力Ｖａと演算増幅器ＯＰ２の出力Ｖｂは以下のように示すことができる。
Ｖａ＝｛２ｆＣａＲａＡａ（Ｖｓ−Ｖｄ）｝／（１＋２ｆＣａＲａ）    ・・・(1)
Ｖｂ＝｛２ｆＣｂＲｂＡｂ（Ｖｓ−Ｖｄ）｝／（１＋２ｆＣｂＲｂ）    ・・・(2)
【０００５】
ここで、ｆとＶｓ正弦波発振器からの正弦波の周波数とピーク振幅値、ＲａとＲｂはそれぞれ図７の節点ＡとＢから右側を見た抵抗値、ＡａとＡｂはそれぞれＯＰ１とＯＰ２によって形成されている２次低域通過フィルタの通過帯域の利得であり、
図７の構成では
Ａａ＝Ａｂ≒１    ・・・(3)
となる。
従って、ＶａとＶｂは
２ｆＣａＲａ≦１、２ｆＣｂＲｂ≦１    ・・・(4)
の条件の下でＶａはＣａに、ＶｂはＣｂに比例する。
この時、減算回路出力Ｖｏは
Ｖｏ＝２ｆ（ＣａＲａ−ＣｂＲｂ）（Ｖｓ−Ｖｄ）    ・・・(5)
となり、
Ｒａ＝Ｒｂ      ・・・(6)
の条件のもとで、ＶｏはＣａ−Ｃｂに比例する。又、上記各条件の下で、加算回路出力Ｖｓｕｍは
Ｖｓｕｍ＝（Ｃａ＋Ｃｂ）（Ｖｓ−Ｖｄ）    ・・・(7)
となる。
ＯＰ３によって形成されている積分器はＶｓｕｍが直流電圧Ｖｒと一致するように発振器の発振振幅Ｖｓ又は発振周波数ｆを制御するので
Ｖｓｕｍ＝（Ｃａ＋Ｃｂ）（Ｖｓ−Ｖｄ）＝Ｖｒ    ・・・(8)
となる。よって、減算回路２４の出力Ｖｏは(8) 式を(5) 式に代入して
Ｖｏ＝｛（Ｃａ−Ｃｂ）Ｖｒ｝／（Ｃａ＋Ｃｂ）    ・・・(9)
となる。よって、この構成により、ＣａとＣｂの温度変化を相殺することができる。
【特許文献１】特許第２９６７４１３号
【特許文献２】特開平０７−５５５００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来のダイオードによる直接検波方式では静電容量の変化量とは無関係の外部ノイズや信号成分以外の電磁波も検波してしまう。また、条件式(3) と(6) に見られるように検波回路の高精度の整合を必要とする。さらに、条件式(4) より、検波出力を有用な値にするには正弦波発振器ｖｓの振幅を数１００Ｖ程度としなければならない。
【０００７】
このような高い電圧を発生するためには変圧器が必要となり、回路規模が大きくなるという問題があった。
また、変圧器からの不要電波を防止するために、電磁シールドやガードリングが必要となる。さらに高電圧による放電を防ぐために静電容量電極間を広くしなければならず、その分寄生容量や電極端電界の影響をうけやすくなり、高精度化するにシステム全体が複雑で大形になってしまうという問題があった。
【０００８】
本発明の目的は、ダイオードによる直接半波整流の検波ではなく、低電圧駆動の同期検波による全波整流を行うことにより、静電容量の変化量のみ検出することができ、回路規模を簡略化可能で、信号処理回路自身の直流オフセット電圧や，温度ドリフトの影響を受けることのない回路を構成できる差動容量型トランスデューサの信号処理回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、第２の電極の移動に対する各静電容量の容量変化が各静電容量の理想値に対し１次の誤差を持つとき、同期検波前段の外部ノイズ，オフセット，温度ドリフトの影響をうけることなくその誤差の補償が可能な差動容量型トランスデューサの信号処理回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記目的を達成するために本発明による請求項１記載の発明は、同一面上に配置された複数の第１の電極と、該第１の電極と空隙を介して対向する第２の電極とで構成され、前記第１の複数の電極と前記第２の電極を共有する２つの容量ＣａとＣｂを有し、前記第２の電極の回転又は移動に応じて一方の容量が増加すると他方が減少するように配置、接続された差動容量型トランスデューサにおいて、高周波の正弦波を前記第２の電極に供給するための正弦波発振回路と、入力端子に前記複数の第１の電極の端子を接続して２つの容量を流れる高周波電流を電圧に変換するための複数の容量・電圧変換回路と、前記複数の容量・電圧変換回路の交流電圧出力を減算する減算回路と、前記複数の容量・電圧変換回路の交流電圧出力を加算する加算回路と、前記減算回路および加算回路の交流電圧出力を同期検波し、（Ｃａ−Ｃｂ）と（Ｃａ＋Ｃｂ）に比例した直流出力電圧を得る同期検波回路と、前記同期検波回路の出力の一部を入力し、所定の基準電圧を参照することにより前記加算回路出力が常に一定の直流電位になるように前記正弦波発振回路を制御する帰還回路とを備えたことを特徴とする
また請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記同期検波回路が、前記加算回路の交流電圧出力から同期キャリア信号を得る波形整形回路と、前記波形整形回路出力により前記減算回路の交流電圧出力を同期検波する第１同期検波部と、前記波形整形回路出力により前記加算回路の交流電圧出力を同期検波する第２同期検波部とから構成されたことを特徴とする。
さらに請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記第２の電極の回転又は移動に対し前記２つの静電容量の変化が理想値に対し１次の誤差を持つ容量変化となるような差動容量型トランスデューサに対して、前記容量・電圧変換回路は、前記静電容量の感度を変えるように一部の回路定数を調整することにより前記１次の誤差を補正できる機能を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
上記構成によれば、（Ｃａ−Ｃｂ）／（Ｃａ＋Ｃｂ）に比例した出力が得られ、しかも、前記出力電圧は低電力、低駆動電圧で寄生容量や外部ノイズに影響されない、回路自身の直流オフセット電圧および温度ドリフトに影響されず、さらに正弦波発振回路をコンパクトにすることができる。
また、駆動信号から同期検波用のキャリア信号を得る回路を必要とせず回路をコンパクトに構成することができる。
さらに１次の誤差を、簡単に補正することができる。
本発明による差動容量型トランスデューサの信号処理回路を用いることによりコンパクトで高精度に回転角度や変位を測定するシステムを構築することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳しく説明する。
図１は、差動容量型トランスデューサの電極の構成の一例を示す図である。
電極１ａおよび１ｂは基板上の金属パターンであり、同じく基板上の金属パターンの電極２が電極１ａおよび１ｂに対面して設けられている。電極２はｘ方向に移動可能である。
電極２と電極１ａおよび１ｂの間にそれぞれ形成される静電容量Ｃａ，Ｃｂは、電極２のｘ方向の移動により増減する。
図１（ａ）に示す例は電極２と電極１ａおよび１ｂと平行状態を維持しながらｘ方向に移動する場合で、この場合の移動量に対する静電容量の変化量は図１（ｂ）に示すように直線的に変化する。しかしながら、完全に平行を保つことは困難であり、図２（ａ）に示すように電極１ａおよび１ｂに対し電極２は少なからず傾くことが考えられる。その場合の移動量に対する静電容量の変化量は図２（ｂ）に示すような曲線の変化量となる。
【００１２】
図３は、本発明による差動容量型トランスデューサの信号処理回路の実施の形態を示すブロック図である。
本発明による信号処理回路は、ＡＧＣ回路を有し高周波の正弦波ｖｓを出力する正弦波発振器２１，電極２と電極１ａの間に形成されるコンデンサＣａ１１，電極２と電極１ｂの間に形成されるコンデンサＣｂ１２，コンデンサ１１および１２の他方の端子にそれぞれ接続され、静電容量Ｃａ，Ｃｂに応じた交流電圧ｖａ，ｖｂを出力するＣ−Ｖ変換回路１３，１４，回路１３，１４の交流電圧ｖａ，ｖｂをそれぞれ入力し、加算，減算を行う減算回路１５および加算回路１６，減算回路１５の交流出力（ｖｂ−ｖａ）および加算回路１６の交流出力（ｖｂ＋ｖａ）を同期検波し直流電圧検出信号Ｖｏを出力する同期検波回路１７，同期検波回路１７の直流電圧検出信号Ｖｏに重畳されているノイズ分を除去するＬＰＦ１８，同期検波回路１７の加算側の出力Ｖｓｕｍのノイズ分を除去するＬＦＰ１９ならびにＬＦＰ１９の出力Ｖｓｕｍを、加算回路側出力が一定の値Ｖｓに保持されるように、参照電圧Ｖｒｅｆと比較し、正弦波発振器の振幅（または周波数）を制御する帰還回路２０から構成されている。
【００１３】
Ｃ−Ｖ変換回路１３は非反転入力端子が接地され、反転入力端子がコンデンサ１１の端子に接続された演算増幅器ＯＰ１および反転入力端子と出力の間に接続された抵抗Ｒより形成されている。Ｃ−Ｖ変換回路１４は非反転入力端子が接地され、反転入力端子がコンデンサ１２の端子に接続された演算増幅器ＯＰ２および反転入力端子と出力の間に接続された抵抗Ｒより形成されている。減算回路１５は、反転入力端子側に演算増幅器ＯＰ１の出力（交流電圧ｖａ）が抵抗Ｒ３を介して接続され、非反転入力端子側には演算増幅器ＯＰ２の出力（交流電圧ｖｂ）が抵抗Ｒ５を介して接続された演算増幅器ＯＰ３，反転入力端子と出力の間に接続された抵抗Ｒ４および非反転入力端子と接地の間に接続された抵抗Ｒ６より形成されている。
【００１４】
加算回路１６は、反転入力端子側に演算増幅器ＯＰ１の出力（交流電圧ｖａ）と演算増幅器ＯＰ２の出力（交流電圧ｖｂ）がそれぞれ抵抗Ｒ７およびＲ９を介して接続され、非反転入力端子側は接地された演算増幅器ＯＰ４ならびに反転入力端子と出力の間に接続された抵抗Ｒ８より形成されている。
同期検波回路１７は演算増幅器ＯＰ４の出力（ｖａ＋ｖｂ）より同期キャリア信号を作る波形整形回路１７ｃ，この同期キャリア信号により演算増幅器ＯＰ３の出力（交流電圧ｖｂ−ｖａ）を同期検波する同期検波器１７ａおよび同じく同期キャリア信号により演算増幅器ＯＰ４の出力（交流電圧ｖａ＋ｖｂ）を同期検波する同期検波器１７ｂより形成されている。
帰還回路２０は、反転入力端子にＬＰＦ１９の出力Ｖｓｕｍが抵抗Ｒ１０を介して接続され、非反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが入力される演算増幅器ＯＰ５および反転入力端子と出力間に接続されたコンデンサＣ１よりなる積分回路より構成されている。
【００１５】
つぎに図４のタイミングチャートを参照して本信号処理回路の動作を説明する。
演算増幅器ＯＰ１およひＯＰ２の交流電圧出力は、
ｖａ＝−ｊωＣａＲｖｓ  …(10)
ｖｂ＝−ｊωＣｂＲｖｓ  …(11)
で表される。ｖａ，ｖｂはｖｓに対し位相が９０°進んでいる状態となる。
これらの交流電圧に対する次段の演算増幅器ＯＰ３およびＯＰ４の出力は、
ｖｂ−ｖａ＝ｊω（Ｃａ−Ｃｂ）Ｒｖｓ  …(12)
ｖａ＋ｖｂ＝ｊω（Ｃａ＋Ｃｂ）Ｒｖｓ  …(13)
となる。この(12)式の交流電圧信号は同期検波により全波整流し、ＬＰＦ１８により平滑化すると、目的の静電容量の変化量に比例した直流電圧検出信号Ｖｏが得られる。
【００１６】
また、同期キャリア信号ｖｃとは非同期の信号成分は同期検波によって交流信号に変換され、ＬＰＦ１８により除去されることから、外来電波やノイズ、回路自身の直流オフセット電圧やその温度ドリフト成分の影響を受けることなく静電容量の変化量のみを検出することができる。
さらに(12)式の交流電圧は(13)式の交流電圧と同相であるので、(13)式の交流電圧から同期キャリア信号を作れば、駆動入力信号からキャリア信号ｖｃを作るための回路が不用となり、回路の簡略化を実現できる。
【００１７】
図５Ａ，図５Ｂは信号ｖｃと検波入力信号が所定の位相関係の場合の同期検波出力波の例、図５Ｂ，図５Ｃは信号ｖｃに対する検波入力信号が同期キャリア周波数よりも高い場合及び低い場合の例をそれぞれ示している。
図５Ａは信号ｖｃと検波入力信号が同位相の場合であり、本発明が採用する回路である。同期検波しＬＰＦ１８を通過後の出力は
Ｖｏ＝（２ω／π）（Ｃａ−Ｃｂ）ＲＶｓ    ・・・(14)
となる。
図５Ｂは信号Ｖｃと検波入力信号が９０°位相が異なる場合であり、同期検波しＬＰＦ１８を通過後の出力はＶｏ＝０となる。
図５Ｃは信号Ｖｃに対し検波入力信号が低い周波数の場合であり、同期検波しＬＰＦ１８を通過後の出力は上記同様Ｖｏ＝０となる。
図５Ｄは信号Ｖｃに対し検波入力信号が高い周波数の場合であり、同期検波しＬＰＦ１８を通過後の出力は上記同様Ｖｏ＝０となる。
図５Ｃ，図５Ｄの結果から、同期キャリア周波数と異なる周波数成分のノイズは同期検波により影響がなくなることがわかる。
【００１８】
また、(13)式の交流電圧自身も同期キャリア信号ｖｃにより同期検波で全波整流し、ＬＰＦ１９により平滑化され、基準電圧Ｖｒｅｆと比較積分された直流電圧信号かＡＧＣ回路を有する正弦波発振器２１に接続される。
このときの基準電圧Ｖｒｅｆと(13)式の関係は、
｜ｖａ＋ｖｂ｜＝（２ω／π）（Ｃａ＋Ｃｂ）ＲＶｓ＝Ｖｒｅｆ  …(15)
となるから、結果として目的の静電容量の変化量に比例した直流電圧検出信号Ｖｏは、(15)式を(14)式に代入して求めることができる。
Ｖｏ＝｛（Ｃａ−Ｃｂ）Ｖｒｅｆ｝／（Ｃａ＋Ｃｂ）  …(16)
となる。従って、従来のダイオード検波に対し誤差要因のない、理想的な静電容量の変化量に比例した直流電圧を検出することができる。
【００１９】
また、本発明の回路構成において、差動容量型トランスデューサのコンデンサの各端子は正弦波発振器の低インピーダンス出力端子またはＣ−Ｖ変換回路の仮想接地に接続されているため、寄生容量の影響を受けないようになっている。
【００２０】
以上の動作は図１（ａ）に示すように電極２が電極１ａ、１ｂに対し、平行状態で移動する理想的な状態を前提としたものである。しかしながら、前述したように図２（ａ）に示すように少なからず電極２が傾きを持って移動することも考えられる。このときの静電容量の変化量は図２（ｂ）に示すような曲線となる。すなわち共通電極の移動量ｘ
に対する各静電容量Ｃａ，Ｃｂの容量変化が静電容量Ｃａの理想値に対して１次の誤差εを持つものであり、このときの各静電容量は、(16)(17)式で表される。
Ｃａ＝Ｃｏ（１＋ｘ）／（１＋εｘ）  …(16)
Ｃｂ＝Ｃｏ（１−ｘ）／（１−εｘ）  …(17)
そして(16)(17)式を（Ｃａ−Ｃｂ）／（Ｃａ＋Ｃｂ）に代入すると、
ｘ（１−ε）／（１−εｘ2 ）  …(18)
となる。ここで、Ｃｏは原点位置のときの静電容量である。以上のことからεｘ2 ≪１として１／（１−εｘ2 ）≒１＋εｘ2 として(18)式を整理すると、
ｘ（１−ε）（１＋εｘ2 ）  …（19) 
となり、信号処理最終出力は移動量ｘに対し２次の誤差となることがわかる。
【００２１】
この誤差を補償するため、静電容量Ｃａの各端子の一方が正弦波発振器の信号ｖｓに接続され、もう一方が仮想接地となる演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子に接続された演算増幅器ＯＰ１の帰還抵抗Ｒを可変し、すなわち一方の静電容量の感度を調整することでその演算増幅器ＯＰ１の出力ｖａと、演算増幅器ＯＰ２の出力ｖｂは
ｖａ＝ｊωＣｏ（１＋ｘ）（Ｒ＋ｒ）ｖｓ／（１＋εｘ）  …(20)
ｖｂ＝ｊωＣｏ（１−ｘ）Ｒｖｓ／（１−εｘ）  …(21)
ｒ；出力ｖａを移動量ｘに対し１次の誤差とするための補償抵抗
と表され、(20)、(21)式を（ｖａ−ｖｂ）／（ｖａ＋ｖｂ）に代入し、整理すると、
｛２ｘ（１−ε）Ｒ＋（１＋ｘ）（１−εｘ）ｒ｝／｛２（１−εｘ2 ）Ｒ＋        （１＋ｘ）（１−εｘ）ｒ｝    ・・・(22) 
となる。この式が理想値の変位量ｘと等しくなるような補償抵抗ｒは、(22)式＝ｘとし、ｒについて解くと、
ｒ＝２εｘＲ／（１−εｘ）    ・・・(23) 
となり、以上のことから補償抵抗ｒを(23)式のように調整することにより、１次の誤差成分を補償することが可能となる。
【００２２】
さらに出力ｖａは同期検波の前段の交流領域で演算しているため、その２次の誤差を外部ノイズ，オフセット，温度ドリフトに影響することなく補償することができる。
図６（ａ）に理想値に対し１次の誤差を持つときの移動量ｘに対する出力Ｖｏの関係を示す。また、図６（ｂ）に１次の誤差を補償する抵抗を接続したときの移動量ｘに対する出力Ｖｏ’の関係を示す。
補償抵抗を挿入したときのＶｏ’曲線は、１次の誤差εを持つときのＶｏ曲線に比較し理想値の直線に近い形になっていることが理解できる。
なお、静電容量Ｃｂが理想値に対し１次の誤差εを持つときも同様であり、演算増幅器ＯＰ２の帰還抵抗Ｒの抵抗値（静電容量の感度）を変えることによって補償することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
モータの回転軸に取り付けられたミラーによってレーザ光を走査するスキャナーなどに応用させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】静電容量型トランスデューサにおける分割電極の構成の一例を示す図である。
【図２】静電容量型トランスデューサにおける分割電極に発生する誤差を説明するための図である。
【図３】本発明による静電容量型トランスデューサの信号処理回路の実施の形態を示すブロック図である。
【図４】本発明による静電容量型トランスデューサの信号処理回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図５Ａ】信号ｖｃと検波入力信号が同じ位相の場合の同期検波出力波の例を示す波形図である。
【図５Ｂ】信号ｖｃと検波入力信号の位相が９０°異なる場合の同期検波出力波の例を示す波形図である。
【図５Ｃ】検波入力信号の周波数が同期キャリア信号ｖｃよりも低い場合の同期検波出力波の例を示す波形図である。
【図５Ｄ】検波入力信号の周波数が同期キャリア信号ｖｃよりも高い場合の同期検波出力波の例を示す波形図である。
【図６】（ａ）は理想値に対し１次の誤差を持つときの移動量ｘに対する出力Ｖｏの関係を示す図、（ｂ）は１次の誤差を補償する抵抗を接続したときの移動量ｘに対する出力Ｖｏ’の関係を示す図である。
【図７】従来の静電容量型トランスデューサの信号処理回路の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２５】
１ａ，１ｂ，２  電極
１１，１２  コンデンサ
１３，１４  Ｃ−Ｖ変換回路（容量・電圧変換回路）
１５  減算回路
１６  加算回路
１７  同期検波回路
１８，１９  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２０  帰還回路（積分器）
２１  正弦波発振器
【図１】
2005077280.tif 000003
【図２】
2005077280.tif 000004
【図３】
2005077280.tif 000005
【図４】
2005077280.tif 000006
【図５Ａ】
2005077280.tif 000007
【図５Ｂ】
2005077280.tif 000008
【図５Ｃ】
2005077280.tif 000009
【図５Ｄ】
2005077280.tif 000010
【図６】
2005077280.tif 000011
【図７】
2005077280.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成15年12月3日(2003.12.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2005077280.tif 000013
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図７】
2005077280.tif 000014