(57)【要約】【課題】直交変調器から変調波と共に出力されるキャリアリークとサイドバンドスプリアスを自動で抑圧するようＩＱチャネルを調整する補償回路を提供する。【解決手段】変調波をベースバンド周波数帯にダウンコンバートして、キャリアリーク成分とサイドバンドスプリアス成分を検出する。そしてキャリアリーク成分とサイドバンドスプリアス成分が抑圧されるよう回路を調整する。【選択図】図１
2005295376.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交変調器のエラー補償回路であって、
ＩＱチャネル各々に、調整信号の正弦波成分と余弦波成分とを各々入力する手段と、
前記調整信号で、第一の搬送波を変調する変調手段と、
前記変調手段で生成された変調信号の周波数を、ベースバンド信号周波数帯にダウンコンバートさせるダウンコンバータと、
前記ダウンコンバータで生成されたコンバート信号に含まれる前記調整信号のキャリアリーク成分及びサイドバンドスプリアス成分を含むＡＣ成分を検出する手段と、
前記検出されたＡＣ成分に基づき、このＡＣ成分を抑圧するよう調整する手段と、
を備え、
前記調整手段は、
前記キャリアリーク成分に基づき、前記調整信号のＤＣオフセットレベルを調整するか、又は、前記サイドバンドスプリアス成分に基づき、前記調整信号の信号レベルを調整することを特徴とする直交変調器のエラー補償回路。
【請求項２】
請求項１記載の直交変調器のエラー補償回路であって、
前記変調手段で生成された変調信号を、前記調整信号の周波数の値と前記第一の搬送波の周波数との値とを加算した値の周波数成分からなる第二の搬送波でダウンコンバートすることを特徴とする直交変調器のエラー補償回路。
【請求項３】
請求項１又は２記載の直交変調器のエラー補償回路であって、
前記調整手段は、
前記サイドバンドスプリアス成分に基づき、前記調整信号の遅延時間を調整することを特徴とする直交変調器のエラー補償回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１に記載の直交変調器のエラー補償回路であって、
前記調整手段は、
前記サイドバンドスプリアス成分に基づき、前記第一の搬送波の位相を調整するか、又は、前記調整信号の位相を調整することを特徴とする直交変調器のエラー補償回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１に記載の直交変調器のエラー補償回路であって、
前記調整信号の周波数が可変であることを特徴とする直交変調器のエラー補償回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交変調器から出力される変調波に残留するキャリアリーク及びサイドバンドスプリアスを抑圧するためのエラー補償回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ディジタル通信方式は、ますます拡がりつつある。ディジタル通信方式の変調方式には、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）やＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）等の方式があり、例えば北米、日本等のディジタル・セルラ自動車電話では、π／４ｓｈｉｆｔＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）方式が使用されている。今後はさらに、変調信号の帯域幅が拡がっていく傾向にある。
【０００３】
これら変調方式では、直交変調器が使用される。直交変調器は、Ｉｃｈ信号及びＱｃｈ信号（以後、「ＩＱ信号」と呼ぶ。）で、搬送波の正弦波成分及び余弦波成分を直交変調する変調器である。この直交変調器は、無線機器の送信機に搭載され、さらにはシグナルジェネレータといった測定器にも搭載される。
【０００４】
この直交変調器では、ＩＱ信号のＤＣオフセットレベルのアンバランスにより、出力される変調波に搬送波が漏洩する（以後、「キャリアリーク」と呼ぶ）。また、直交変調器では、ＩＱ信号の信号レベル、ＩＱ信号の位相、ＩＱ信号の遅延時間さらには、変調する搬送波の位相のアンバランスによって、出力される変調波にスプリアスが発生する。このスプリアスは、搬送波周波数からＩＱ信号の周波数を差し引いた周波数帯に発生する（以後、「サイドバンドスプリアス」と呼ぶ）。これらキャリアリークやサイドバンドスプリアスは、直交変調器のＩＱチャネル間のバランスを調整することにより抑圧することができる。
【０００５】
図６は、従来の直交変調器を示すブロック図である。図６において、ベースバンド信号発生部２ｃは、通常時（通信時）に用いる変調信号（ＩＱ信号）を発生する変調信号発生回路２１，２３と、調整時に用いる周波数α［Ｈｚ］の調整信号を発生する調整信号発生回路２２，２４とを備えている。スイッチＳＷ２９−１は、Ｉチャネルに設けられ、入力端の一方（Ａ側）が変調信号発生回路２１に接続され、もう一方（Ｂ側）が調整信号発生回路２２に接続され、出力端が、後述する直交変調部３ｃのＩチャネルに接続されている。スイッチＳＷ２９−２は、Ｑチャネルに設けられ、入力端の一方（Ａ側）が変調信号発生回路２３に接続され、もう一方（Ｂ側）が調整信号発生回路２４に接続され、出力端が直交変調部３ｃのＱチャネルに接続されている。
【０００６】
直交変調部３ｃは、Ｄ／Ａ変換部３１ｃ、ＤＣオフセットレベル調整部３２ｃ、ＩＱ変調部３３、局部発振部３４、可変９０度移相器部３５ｃを備えている。さらに、直交変調部３ｃは、入力端をベースバンド信号発生部２ｃに接続されている。Ｄ／Ａ変換部３１ｃは、ＩＱ各々のチャネルにＤ／Ａ変換器を備え、出力される信号のレベル（振幅）を調整するゲイン調整機能を有している。さらに、Ｄ／Ａ変換部３１ｃは、入力端のＩチャネル側が前述したベースバンド信号発生部２ｃのスイッチ２９−１の出力端に接続され、Ｑチャネル側がスイッチ２９−２の出力端に接続され、出力端がＤＣオフセットレベル調整部３２ｃに接続されている。ＤＣオフセットレベル調整部３２ｃは、ＩＱ各々のチャネルにオペアンプを備え、出力端がＩＱ変調部３３に接続されている。ＩＱ変調部３３は、ＩＱ各々のチャネルに備えられたミキサと、各々のミキサ出力を加算する加算器とを備えている。ＩＱ変調部３３のＩチャネル側に備えられたミキサは、ＤＣオフセットレベル調整部３２ｃのＩチャネル側の出力端と、後述する可変９０度移相器部３５ｃの０度出力（余弦波成分）側に接続されている。また、ＩＱ変調部３３のＱチャネル側に備えられたミキサは、ＤＣオフセットレベル調整部３２ｃのＱチャネル側の出力端と、後述する可変９０度移相器部３５ｃの９０度出力（正弦波成分）側に接続されている。局部発振部３４は、周波数ｆ［Ｈｚ］で発振し、可変９０度移相器部３５ｃの入力端に接続されている。可変９０度移相器部３５ｃは、入力された高周波信号を、そのまま通過させる伝送路と、相対的に９０度位相をずらして通過させる伝送路とを有している。以下に、図６に示した直交変調器の通常時の動作と調整時の動作を説明する。
【０００７】
図６に示した直交変調器の通常時の動作を説明する。まず、ベースバンド信号発生部２ｃのＩＱチャネルにある各々のスイッチＳＷ２９−１，２９−２を共にＡ側に接続する。これにより、変調信号発生回路２１，２３から出力された変調信号が、直交変調部３ｃのＤ／Ａ変換部３１ｃに入力される。そして、Ｄ／Ａ変換部３１ｃに入力された変調信号はＤ／Ａ変換される。Ｄ／Ａ変換された変調信号は、ＤＣオフセットレベル調整部３２ｃでＤＣオフセットレベルが調整される。このＤＣオフセットレベル調整された変調信号は、ＩＱ変調部３３に入力され、前述した周波数ｆ［Ｈｚ］の第一の搬送波を直交変調する。そして、これにより生成された変調波がＩＱ変調部３３から出力される。これにより、各種の変調信号に基づく変調波が得られる。
【０００８】
次に、図６に示した直交変調器の調整時の動作を以下に説明する。まず、ベースバンド信号発生部２ｃのＩＱチャネルにある各々のスイッチＳＷ２９−１，２９−２を共にＢ側に接続する。これにより、前述した変調信号の代わりに、調整信号発生回路２２，２４から出力された周波数α［Ｈｚ］の調整信号が、直交変調部３ｃのＤ／Ａ変換部３１ｃに入力される。より詳細に説明すると、Ｄ／Ａ変換部３１ｃのＩチャネルには調整信号の余弦波成分（ｃｏｓ（２παｔ））が、Ｑチャネルには調整信号の正弦波成分（ｓｉｎ（２παｔ））が各々入力される。なお、この調整信号の周波数α［Ｈｚ］は、可変である。そして、Ｄ／Ａ変換部３１ｃに入力された調整信号は、前述した通常動作時の変調信号と同様な信号処理が施される。従って、直交変調部３ｃからは、調整信号による変調波が出力される。調整作業に従事している作業者は、この出力された変調波をスペクトラムアナライザにより測定する。
【０００９】
スペクトラムアナライザに表示される変調波のスペクトラムを図７に示す。スペクトラムアナライザでは、周波数ｆ＋α［Ｈｚ］に本波（希望波）たる変調波成分が観測される。また、周波数ｆ［Ｈｚ］にキャリアリーク成分が、さらには、周波数ｆ−α［Ｈｚ］にサイドバンドスプリアス成分がそれぞれ観測される。作業者は、このスペクトラムアナライザのディスプレイに表示される測定結果を参照しつつ、直交変調部３ｃのＩＱチャネルの調整を行う。
【００１０】
例えば、周波数ｆ［Ｈｚ］のキャリアリーク成分を参照しながら、このキャリアリーク成分が最も低くなるようＤＣオフセットレベル調整部３２ｃのＤＣオフセットレベルを調整する。サイドバンドスプリアスについても同様に、周波数ｆ−α［Ｈｚ］のサイドバンドスプリアス成分を参照しながら、このサイドバンドスプリアス成分が最も低くなるように、Ｄ／Ａ変換部３１ｃの信号レベルや、可変９０度移相器部３５ｃの位相を調整する。
【００１１】
また、キャリアリーク抑制回路としては、変調回路から出力された変調波からキャリアリークを検出し、これに基づき、キャリアリークを抑制するよう調整する回路も提案されている（特許文献１）。
【００１２】
【特許文献１】特開２００１−７８６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、前述したような手動による調整方法は、その調整後における周囲の温度変化や直交変調器を構成する部品の経年変化などによって調整点が変動した際、それに伴ってキャリアリーク及びサイドバンドスプリアス特性が大きく変動してしまうという課題があった。本発明の目的は、以上述べた直交変調器から出力される変調波に残留するキャリアリーク及びサイドバンドスプリアスの特性が大きく変動した際の再調整を、自動で行うためのエラー補償回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、直交変調器のエラー補償回路であって、ＩＱチャネル各々に、調整信号の正弦波成分と余弦波成分とを各々入力する手段と、前記調整信号で、第一の搬送波を変調する変調手段と、前記変調手段で生成された変調信号の周波数を、ベースバンド信号周波数帯にダウンコンバートさせるダウンコンバータと、前記ダウンコンバータで生成されたコンバート信号に含まれる前記調整信号のキャリアリーク成分及びサイドバンドスプリアス成分を含むＡＣ成分を検出する手段と、前記検出されたＡＣ成分に基づき、このＡＣ成分を抑圧するよう調整する手段と、を備え、前記調整手段は、前記キャリアリーク成分に基づき、前記調整信号のＤＣオフセットレベルを調整するか、又は、前記サイドバンドスプリアス成分に基づき、前記調整信号の信号レベルを調整することを特徴とする。
【００１５】
また、前記変調手段で生成された変調信号を、前記調整信号の周波数の値と前記第一の搬送波の周波数との値とを加算した値の周波数成分からなる第二の搬送波でダウンコンバートすることが望ましい。
【００１６】
また、前記調整手段は、前記サイドバンドスプリアス成分に基づき、前記調整信号の遅延時間を調整するか、又は、前記調整信号の位相を調整することが望ましい。
【００１７】
また、前記調整手段は、前記サイドバンドスプリアス成分に基づき、前記第一の搬送波の位相を調整することが望ましい。
【００１８】
また、前記調整信号の周波数が可変であることが望ましい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の直交変調器のエラー補償回路によれば、直交変調器から出力される変調波に残留するキャリアリーク並びにサイドバンドスプリアスを自動で抑圧するよう直交変調器のＩＱチャネルを調整することが可能となる。これにより、調整後における周囲の温度変化や直交変調器を構成する部品の経年変化などによって、キャリアリーク並びにサイドバンドスプリアスを抑圧する調整点が変動したとしても、簡単に再調整することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて説明する。図１に、本発明の第一の実施形態に係る直交変調器のエラー補償回路を示す。
【００２１】
「第一の実施形態」
図１に示す直交変調器のエラー補償回路は、従来の直交変調器に、新たに、キャリアリーク・サイドバンドスプリアス調整部１ａとＳＷ４とを付加している。キャリアリーク・サイドバンドスプリアス調整部１ａは、局部発振部１０、乗算部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、ＤＳＰ１３ａ、Ｄ／Ａ変換部１５〜１８を備えている。さらに、ベースバンド信号発生部２ａにはＩＱ各々のチャネルに遅延回路２５−１，２５−２を備えている。このベースバンド信号発生部２ａに備えられた遅延回路２５−１，２５−２は、入力された信号の遅延量を制御する。以下、キャリアリーク・サイドバンドスプリアス調整部１ａの構成について詳細に説明する。
【００２２】
局部発振部１０は、周波数ｆ＋α［Ｈｚ］で発振する。この局部発振部１０は、出力端が乗算部１１に接続されている。乗算部１１は、ミキサを備え、入力端の一方が局部発振部１０に接続され、入力端のもう一方が後述するスイッチＳＷ４の出力端（Ｂ側）に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部１２の入力端に接続されている。Ａ／Ｄ変換部１２は、出力端がＤＳＰ１３ａに接続されている。ＤＳＰ１３ａは、Ａ／Ｄ変換部１２から入力された信号の電力レベルを計算してから、その計算結果に基づき直交変調部３ａの調整因子への調整量を算出し、調整データとして出力する。Ｄ／Ａ変換部１５は、入力端がＤＳＰ１３ａに接続され、出力端が可変９０度移相器部３５ａに接続されている。Ｄ／Ａ変換部１６は、入力端がＤＳＰ１３ａに接続され、出力端がＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネル側のオペアンプに接続されている。Ｄ／Ａ変換部１７は、入力端がＤＳＰ１３ａに接続され、出力端がＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＩチャネル側のオペアンプに接続されている。Ｄ／Ａ変換部１８は、入力端がＤＳＰ１３ａに接続され、出力端がＤ／Ａ変換部３１ａに接続されている。
【００２３】
スイッチＳＷ４は、直交変調部３ａの出力端に設けられ、入力端がＩＱ変調部３３に接続され、出力端の一方（Ａ側）が通常使用時の出力端であり、もう一方（Ｂ側）が、乗算部１１の入力端に接続されている。以下、図１に示す直交変調器のエラー補償回路の通常時及び調整時における動作について説明する。
【００２４】
図１に示した直交変調器のエラー補償回路の通常時の動作を説明する。まず、スイッチＳＷ４の出力端の接続をＡ側に、ベースバンド信号発生部２ａのＩＱチャネルにある各々のスイッチＳＷ２９−１，２９−２共にＡ側に接続する。これにより、ベースバンド信号発生部２ａから、変調信号発生回路２１，２３で発生された変調信号のＩｃｈ信号がスイッチＳＷ２９−１を介して，Ｑｃｈ信号がスイッチＳＷ２９−２を介して直交変調部３ａに入力される。このスイッチの切り替えは、ＤＳＰ１３ａで制御しても良いが、それ以外のプロセッサで行っても良い。そして、直交変調部３ａに入力された変調信号により、前述した第一の搬送波が変調される。そして、これにより生成された変調波が直交変調部３ａから出力される。
【００２５】
次に、図１に示した直交変調器のエラー補償回路の調整時の動作を説明する。調整時において、まず、スイッチＳＷ４の出力端の接続をＢ側に、ベースバンド信号発生部２ａのＩＱチャネルにある各々のスイッチＳＷ２９−１，２９−２を共にＢ側に接続する。これにより、ベースバンド信号発生部２ａから、調整信号発生回路２２，２４で発生された周波数α［Ｈｚ］の調整信号の余弦波成分（ｃｏｓ（２παｔ））がスイッチＳＷ２９−１を介して，正弦波成分（ｓｉｎ（２παｔ））がスイッチＳＷ２９−２を介して直交変調部３ａに入力される。そして、直交変調部３ａに入力された調整信号により、前述した第一の搬送波が変調される。そして、これにより生成された変調波が直交変調部３ａから出力される。直交変調部３ａから出力される変調波のスペクトラムは、図７に示した従来のものと同様である。すなわち、周波数ｆ＋α［Ｈｚ］に本波（希望波）たる変調波成分、周波数ｆ［Ｈｚ］にキャリアリーク成分、周波数ｆ−α［Ｈｚ］にサイドバンドスプリアス成分とを含んだスペクトラムである。
【００２６】
直交変調部３ａから出力された変調波は、スイッチＳＷ４を介して乗算部１１に入力される。乗算部１１に入力された変調波は、局部発振部１０から出力された第二の搬送波との間で乗算される。そして、乗算部１１では、この乗算結果として、高周波成分（加算成分）と低周波成分（減算成分）とが発生する。この、乗算部１１で発生した低周波成分（減算成分）には、（（ｆ＋α）−（ｆ＋α））＝０［Ｈｚ］の変調波成分と、（（ｆ＋α）−ｆ）＝α［Ｈｚ］のキャリアリーク成分と、（（ｆ＋α）−（ｆ−α））＝２α［Ｈｚ］のサイドバンドスプリアス成分とが含まれている。低周波成分（減算成分）についてのみ言うと、直交変調部３ａから出力された変調波は、乗算部１１においてベースバンド信号周波数帯にダウンコンバートされることになる。乗算部１１で発生した低周波成分（減算成分）のスペクトラムを図２に示す。
【００２７】
図２において、変調波成分たる本波（希望波）は０［Ｈｚ］（すなわち、直流成分）である。従って、本波はコンデンサ等により除去しても良い。周波数α［Ｈｚ］のキャリアリーク成分と周波数２α［Ｈｚ］のサイドバンドスプリアス成分は、Ａ／Ｄ変換部１２によりＡ／Ｄ変換される。そして、Ａ／Ｄ変換されたキャリアリーク成分並びにサイドバンドスプリアス成分は、ＤＳＰ１３ａに入力され、その電力値が計算される。ＤＳＰ１３ａで検出するキャリアリーク成分並びにサイドバンドスプリアス成分は、それぞれベースバンド周波数帯にダウンコンバートされているため、例えば、調整信号の周波数を１ＭＨｚとすると、キャリアリーク成分は１ＭＨｚに、サイドバンドスプリアス成分は２ＭＨｚになるため検出が容易である。
【００２８】
これら検出されたキャリアリーク成分並びにサイドバンドスプリアス成分に基づき、それらが抑圧されるように、直交変調部３ａ及びベースバンド信号発生部２ａが調整される。なお、第二の搬送波の周波数は、ダウンコンバート後の変調波からキャリアリーク成分並びにサイドバンドスプリアス成分が容易に検出できる周波数帯であれば良い。このため、第二の搬送波の周波数は、必ずしもｆ＋α［Ｈｚ］である必要はない。さらに、変調信号の周波数を変えたときや広帯域の調整を取るために、調整信号の周波数は可変できるようにするのが望ましい。以下、図３及び図４を用いて自動調整処理について説明する。
【００２９】
（１）キャリアリーク自動調整処理
図３は、キャリアリークを抑圧するための自動調整処理を示すフローチャートである。キャリアリークを抑圧するための自動調整処理を、以下に詳細に説明する。まず、スイッチＳＷ４をＡ側からＢ側に、ベースバンド信号発生部２ａのスイッチＳＷ２９−１，２９−２をＡ側からＢ側に、それぞれ切り替える（ステップ１１０）。そして、直交変調部３ａのＩＱチャネル各々に、調整信号の余弦波成分と正弦波成分とを出力する。そして、調整信号が重畳された変調波が、直交変調部３ａから出力される。直交変調部３ａから出力された変調波は、周波数ｆ＋α［Ｈｚ］の第二の搬送波により、乗算部１１でベースバンド周波数帯にダウンコンバートされ、前述したように図２に示すスペクトラムとなる。そして、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネルとＩチャネルのＤＣオフセットレベルが調整される。
【００３０】
まず、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネルの自動調整から説明する。ＤＳＰ１３ａは、ダウンコンバートされた変調波に残留するキャリアリーク成分α［Ｈｚ］の電力値を計算する。さらに、ＤＳＰ１３ａは、この電力値がスレッショルドレベル以下か否かを判定する（ステップ１２０）。ここで、もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａの調整は終了する（ステップ１６０）。そうでないならば、ダウンコンバートされた変調波に残留するキャリアリーク成分が最小になるようにＤ／Ａ変換部１６を介して、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネルを調整する（ステップ１３０）。ステップ１３０について、以下に詳細に説明する。
【００３１】
ステップ１３０は、前述したように、自動で、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネルを調整し、キャリアリーク成分を最小にするための処理である。まず、ＤＳＰ１３ａにより、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＤＣオフセットレベルを、（その可変範囲内で）予め決められたいくつかのレベルで変えながら、キャリアリーク成分を測定する。測定されたキャリアリーク成分は、ＤＳＰ１３ａにより電力値が計算される。そして、この電力値が、測定したときのＤＣオフセットレベルに対応付けられ、ＤＳＰ１３ａに記憶保持される。全てのＤＣオフセットレベルについて、キャリアリーク成分の測定が終了したら、ＤＳＰ１３ａは、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネル側のＤＣオフセットレベルを、最も電力値（キャリアリーク成分）が低かったＤＣオフセットレベルに調整する。そして、ＤＣオフセットレベル調整後、電力値（キャリアリーク成分）がスレッショルドレベル以下であれば、調整は終了する。そうでないならば、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＱチャネルの調整終了後、Ｉチャネルの調整処理に移行する。以下に、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＩチャネルの調整処理について説明する。
【００３２】
ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＩチャネルの調整処理も、Ｑチャネルのときと同様に、ＤＳＰ１３ａでは、ダウンコンバートされた変調波に残留するキャリアリーク成分の電力値が、スレッショルドレベル以下であるか否かを判定する（ステップ１４０）。もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、ＤＣオフセットレベル調整部３２ａのＩチャネルの調整は終了する（ステップ１６０）。そうでないならば、ダウンコンバートされた変調波に残留するキャリアリーク成分が最小になるように、Ｄ／Ａ変換部１７を介して、ＤＣオフセットレベル調整部３２のＩチャネルを調整する（ステップ１５０）。なお、キャリアリーク成分を最小にする処理は、前述したステップ１３０のＱチャネル側のＤＣオフセットレベルの調整処理と同様である。そして再度、ＤＳＰ１３ａで、ダウンコンバートされた変調波に残留するキャリアリーク成分の電力値が、スレッショルドレベル以下であるか否かを判定する（ステップ１２０）。
【００３３】
以上のような自動調整処理により、キャリアリークが抑圧されるようＤＣオフセットレベル調整部３２ａが調整される。そして、キャリアリーク成分がスレッショルド以下になるか、または所定の回数の調整を繰り返したら調整を終了する（ステップ１６０）。そして、スイッチＳＷ４をＢ側からＡ側に、ベースバンド信号発生部２ａのスイッチＳＷ２９−１，２９−２をＢ側からＡ側に各々を切り替え、通常時の動作モードに戻る（ステップ１７０）。
【００３４】
（２）サイドバンドスプリアス自動調整処理
図４は、サイドバンドスプリアスを抑圧するように自動で調整する処理を示すフローチャートである。サイドバンドスプリアスは、前述したように、変調する搬送波の位相、ＩＱ信号の信号レベルのアンバランスによって発生する。このため、可変９０度移相器部３５ａと、Ｄ／Ａ変換部３１ａとを調整することによりサイドバンドスプリアスを抑圧することができる。可変９０度移相器部３５ａとＤ／Ａ変換部３１ａの自動調整処理を以下に説明する。
【００３５】
まず、可変９０度移相器部３５ａの自動調整処理を説明する。前述したキャリアリーク自動調整処理と同様に、スイッチＳＷ４をＡ側からＢ側に、ベースバンド信号発生部２ａのスイッチＳＷ２９−１，２９−２をＡ側からＢ側に、それぞれ切り替える（ステップ２００，２１０）。ＤＳＰ１３ａでは、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分２α［Ｈｚ］の電力値を計算する。そして、電力値がスレッショルドレベル以下か否かを判定する（ステップ２２０）。ここで、もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、調整処理は終了する（ステップ２８０）。そうでないならば、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分が最小になるように、Ｄ／Ａ変換部１５を介して、可変９０度移相器部３５ａを調整する（ステップ２３０）。このサイドバンドスプリアス成分を最小にする処理は、前述したＤＣオフセットレベルの自動調整処理のステップ１３０と同様である。すなわち、ＤＳＰ１３ａが可変９０度移相器部３５ａの移相量を変えながらサイドバンドスプリアス成分を測定し、その電力値を記憶保持する。そして、最もサイドバンドスプリアス成分が低くかった移相量に可変９０度移相器部３５ａを調整する。そして、再度サイドバンドスプリアス成分の電力値を測定しスレッショルドレベル以下か否かを判定する。ここで、もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、調整処理は終了する（ステップ２８０）。そうでないならば、次の処理に移行する。
【００３６】
次に、Ｄ／Ａ変換部３１ａの自動調整処理を説明する。再度、ＤＳＰ１３ａでは、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分の電力値が、スレッショルドレベル以下であるか否かを判定する（ステップ２４０）。もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、Ｄ／Ａ変換部３１ａの調整は終了する（ステップ２８０）。そうでないならば、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分が最小になるように、Ｄ／Ａ変換部１８を介して、Ｄ／Ａ変換部３１ａを調整する（ステップ２５０）。このサイドバンドスプリアス成分を最小にする処理も、前述したＤＣオフセットレベルの自動調整処理と同様である。この場合、調整因子は、Ｄ／Ａ変換部３１ａの出力信号レベルである。そして再度、ＤＳＰ１３ａでは、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分の電力値が、スレッショルドレベル以下であるか否かを判定する（ステップ２６０）。ここで、もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、Ｄ／Ａ変換部３１ａの調整は終了する（ステップ２８０）。そうでないならば、次の処理に移行する。
【００３７】
次に、ベースバンド信号発生部２ａの遅延回路２５−１，２５−２の自動調整処理を説明する。再度、ＤＳＰ１３ａでは、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分の電力値が、スレッショルドレベル以下であるか否かを判定する（ステップ２６０）。もし、電力値がスレッショルドレベル以下であれば、Ｄ／Ａ変換部３１ａの調整は終了する（ステップ２８０）。そうでないならば、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分が最小になるように、ベースバンド信号発生部２ａの遅延回路２５−１，２５−２を調整する（ステップ２７０）。ここでもまた、前述したＤＣオフセットレベルの自動調整処理と同様な処理で、サイドバンドスプリアス成分を最小にする。そして再度、ＤＳＰ１３ａでは、ダウンコンバートされた変調波に残留するサイドバンドスプリアス成分の電力値が、スレッショルドレベル以下であるか否かを判定する（ステップ２２０）。
【００３８】
以上のような自動調整処理により、サイドバンドスプリアスが抑圧されるよう直交変調部３ａのＩＱチャネルの信号レベルと第一の搬送波の位相を調整する。そして、サイドバンドスプリアス成分がスレッショルド以下になるか、または所定の回数の調整を繰り返したら調整を終了する（ステップ２８０）。そして、スイッチＳＷ４をＡ側からＢ側に、ベースバンド信号発生部２ａのスイッチＳＷ２９−１，２９−２をＡ側からＢ側に各々を切り替える（ステップ２９０）。
【００３９】
以上説明したように、本発明の実施形態で説明した直交変調器のエラー補償回路では、直交変調器から出力される変調波をベースバンド周波数帯にダウンコンバートしている。このため、変調波に残留するキャリアリーク成分ならびにサイドバンドスプリアス成分の各々を容易に検出することが可能となる。従って、その検出したキャリアリーク成分並びにサイドバンドスプリアス成分が最小になるように直交変調器を調整することが可能となる。これにより、直交変調器の再調整の際、従来手動で行われていたような煩雑さがなくなり、より利便性の高い直交変調器のエラー補償回路を実現することが可能となる。
【００４０】
「第二の実施形態」
図５は、本発明の第二の実施形態に係る直交変調器のエラー補償回路である。図５に示す直交変調器のエラー補償回路は、第一の実施形態に示した直交変調部３ａのＩＱチャネルの調整機能をベースバンド信号発生部２ｂに備えている。すなわち、ベースバンド信号発生部２ｂは、第一の実施形態で説明したベースバンド信号発生部２ａに対して、ゲイン調整回路２６と、ＤＣオフセットレベル調整回路２７−１，２７−２と、９０度位相調整回路２８とを新たに備えている。ベースバンド信号発生部２ｂの構成と動作を以下に詳細に説明する。
【００４１】
まず、ベースバンド信号発生部２ｂの構成について説明する。ベースバンド信号発生部２ｂの構成変調信号発生回路２１，２３と、調整信号発生回路２２，２４と、スイッチ２９−１，２９−２は、第一の実施形態で説明したものと同様もしくは等価のものである。ＤＣオフセットレベル調整回路２７−１は、ベースバンド信号発生部２ｂのＩｃｈ信号のＤＣオフセットレベルを調整する機能を有し、入力側がスイッチＳＷ２９−１に接続され、出力側が９０度位相調整回路２８に接続されている。ゲイン調整回路２６は、ベースバンド信号発生部２ｂのＱｃｈ信号の信号レベルを調整する機能を有し、入力側がスイッチＳＷ２９−２に接続され、出力側がＤＣオフセットレベル調整回路２７−２に接続されている。ＤＣオフセットレベル調整回路２７−２は、ベースバンド信号発生部２ｂのＱｃｈ信号のＤＣオフセットレベルを調整する機能を有し、出力側が９０度位相調整回路２８に接続されている。９０度位相調整回路２８は、ＤＣオフセットレベル調整回路２７−１，２７−２から入力されたＩＱ信号の位相を調整する機能を有し、ＩＱ両チャネルの出力が直交変調部３ｂに備えられたＤ／Ａ変換部３１ｂの入力に接続されている。
【００４２】
次に、第二の実施形態に係る直交変調器のエラー補償回路の動作について説明する。第二の実施形態に係る直交変調器のエラー補償回路では、直交変調部３ｂから出力された変調波に残留するキャリアリークならびにサイドバンドスプリアスの検出手段は、第一の実施形態と同様である。すなわち、調整信号が重畳された変調波を、乗算部１１で第二の搬送波によりダウンコンバートし、キャリアリーク成分ならびにサイドバンドスプリアス成分を検出する。自動調整処理については、第一の実施形態の図３及び図４のフローチャートで説明したものと同様な処理で行う。すなわち、キャリアリーク成分またはサイドバンドスプリアス成分が最小になるよう、ベースバンド信号発生部２ｂのＩＱチャネルの調整機能を調整する。ここでゲイン調整回路２６は、Ｑチャネル側のみに設ける構成としたが、ＩＱ両チャネルにゲイン調整回路を設ける構成であっても良い。なお、第一の実施形態では、第一の搬送波の移相量を変えて調整していたが、ベースバンド信号発生部２ｂでは、搬送波の移相量ではなく、調整信号（変調信号）の位相を９０度位相調整回路２８で調整する。９０度位相調整回路２８を調整することにより、第一の搬送波の移相量を調整するときと同様に、サイドバンドスプリアスを抑圧することが可能になる。
【００４３】
すなわち、図５に示した直交変調器のエラー補償回路は、直交変調部３ｂのＩＱチャネルのアンバランスにより、出力される変調波にキャリアリーク成分とサイドバンドスプリアス成分が発生したとしても、ベースバンド信号発生部２ｂによりＩＱチャネルのバランスを調整することにより、キャリアリーク成分とサイドバンドスプリアス成分を抑圧することができる。ＩＱチャネルの調整機能が、ベースバンド信号発生部２ｂに搭載されているため、第一の実施形態で示した直交変調器のエラー補償回路に比べて、直交変調部３ｂ（ハードウェア）の簡略化を図ることが可能となる。
【００４４】
以上説明したように、本願の直交変調器のエラー補償回路では、自動でキャリアリークならびにサイドバンドスプリアスを抑圧するように調整することが可能となる。これにより、再調整の際、従来手動で行われていたような煩雑さがなく、より利便性の高い直交変調器のエラー補償回路を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第一の実施形態に係る直交変調器のエラー補償回路を示す回路図である。
【図２】本発明の第一の実施形態に係る乗算器によってダウンコンバートされた変調波のスペクトラム特性を示す図である。
【図３】本発明に係るキャリアリークを抑圧する処理を示すフローチャートである。
【図４】本発明に係るサイドバンドスプリアスを抑圧する処理を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第二の実施形態に係る直交変調器のエラー補償回路を示す回路図である。
【図６】従来の直交変調器を示す回路図である。
【図７】直交変調器から出力される変調波のスペクトラム特性を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
１ａ，１ｂ  キャリアリーク・サイドバンドスプリアス調整部、２ａ，２ｂ，２ｃ  ベースバンド信号発生部、３ａ，３ｂ，３ｃ  直交変調部、４  スイッチ、７，１０  局部発振部、１１  乗算部、１２  Ａ／Ｄ変換部、１５，１６，１７，１８  Ｄ／Ａ変換部、２１，２３  変調信号発生回路、２２，２４  調整信号発生回路、２５−１，２５−２  遅延回路、２６  ゲイン調整回路、２７−１，２７−２  ＤＣオフセットレベル調整回路、２８  ９０度位相調整回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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