(57)【要約】【課題】Ａ／Ｄ変換器のｂｉｔ長が小さい場合でも、サンプリングする際の量子化誤差を低減でき、分解能を向上できるようにする。【解決手段】光学式エンコーダ１０が有する光検出素子１８Ａ、１８Ｂから出力される２相の正弦波状信号ａ、ｂを、増幅回路２０Ａ、２０ＢでＡ0、Ｂ0にした後、Ａ／Ｄ変換器２６Ａ、２６Ｂに入力してデジタル信号に変換し、その後、デジタル演算処理を行なうエンコーダの出力信号処理装置において、前記Ａ／Ｄ変換器２６Ａ、２６Ｂの入力信号Ａ0、Ｂ0に付加するディザ信号（ホワイトノイズＮ）を発生するノイズジェネレータ２２と、前記Ａ／Ｄ変換器２６Ａ、２６Ｂの出力信号Ａ2、Ｂ2から、ディザに起因する高周波成分を除去するデジタルローパスフィルタ２８Ａ、２８Ｂと、を備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンコーダから出力される２相以上の正弦波状信号を、Ａ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換した後、演算処理を行なうエンコーダの出力信号処理装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号に付加するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から高周波成分を除去するデジタルローパスフィルタと、を備えたことを特徴とするエンコーダの出力信号処理装置。
【請求項２】
前記ディザ信号発生手段が、ホワイトノイズを発生するノイズジェネレータであることを特徴とする請求項１に記載のエンコーダの出力信号処理装置。
【請求項３】
前記ディザ信号発生手段が、前記エンコーダからの出力信号を増幅するオペアンプであり、該アンプが発生するノイズを前記ディザ信号として利用することを特徴とする請求項１に記載のエンコーダの出力信号処理装置。
【請求項４】
前記ディザ信号発生手段が、前記エンコーダからの出力信号を増幅するオペアンプであり、該アンプに接続された抵抗から発生する熱雑音を前記ディザ信号として利用することを特徴とする請求項１に記載のエンコーダの出力信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エンコーダの出力信号処理装置に係り、特に、光電式、電磁誘導式、磁気抵抗式等のエンコーダやマイケルソン型レーザー干渉計等が出力する２相以上の正弦波状信号をデジタル的に内挿処理する際に適用して好適な、エンコーダの出力信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
エンコーダから出力される２相以上の正弦波状信号を、Ａ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換した後、該信号についてデジタル的に内挿処理を行なうエンコーダの出力信号処理装置としては、エンコーダから出力される位相が９０°異なるＡ相、Ｂ相の正弦波状信号を所定の周波数でサンプリングしてデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器を備え、このＡ／Ｄ変換器により得られたデジタルデータに基づいて、各サンプリング点の位相角データを、逆正接関数（ｔａｎ-1）の演算処理をして求めるようにしたものが開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
このように、内挿処理では、エンコーダから出力される２相又はそれ以上の正弦波状信号を、Ａ／Ｄ変換器によりアナログからデジタルに変換する処理が一般に行なわれている。
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−３１１７４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記のようにエンコーダ（レーザー干渉計を含む）から出力される正弦波状信号をアナログからデジタルに変換するためのＡ／Ｄ変換器は、ｂｉｔ長が小さい場合には安価に入手可能であるが、ＬＳＢ（最下位ｂｉｔ、最小分解能）が大きいために、サンプリング時の量子化誤差が大きくなり、分解能が低下してしまうという問題がある。これは、Ａ／Ｄ変換器のｂｉｔ長を大きくすれば回避することが可能であるが、この場合は逆に変換器が高価にならざるを得ないという問題がある。
【０００６】
本発明は、前記従来の問題点を解決するべくなされたもので、Ａ／Ｄ変換器のｂｉｔ長が小さい場合でも、サンプリングする際の量子化誤差を小さくすることができ、Ａ／Ｄ変換の分解能を向上することができるエンコーダの出力信号処理装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、エンコーダから出力される２相以上の正弦波状信号を、Ａ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換した後、演算処理を行なうエンコーダの出力信号処理装置において、前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号に付加するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から高周波成分を除去するデジタルローパスフィルタと、を備えたことにより、前記課題を解決したものである。
【０００８】
本発明は、又、前記ディザ信号発生手段が、ホワイトノイズを発生するノイズジェネレータとする場合には、適切なディザ信号を発生することが可能となる。
【０００９】
本発明は、又、前記ディザ信号発生手段が、前記エンコーダからの出力信号を増幅するオペアンプであり、該アンプが発生するノイズを前記ディザ信号として利用するようにしてもよく、又、前記ディザ信号発生手段が、前記エンコーダからの出力信号を増幅するオペアンプであり、該アンプに接続された抵抗から発生する熱雑音を前記ディザ信号として利用するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器のｂｉｔ長が小さい場合でも、サンプリングする際の量子化誤差を低減することができ、Ａ／Ｄ変換の分解能を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１２】
図１には、本発明に係る第１実施形態のエンコーダの出力信号処理装置の概要を示す。
【００１３】
本実施形態においては、光電式エンコーダ１０が検出部として設置され、該エンコーダ１０は、波長λの光を照射する光源１２と、光源光が照射されるスケールピッチ：λのメインスケール１４と、該メインスケール１４に対向配置された２つのインデックススケール１６Ａ、１６Ｂと、各インデックススケール１６Ａ、１６Ｂをそれぞれ通過した光を検出する光検出素子（フォトダイオード）１８Ａ、１８Ｂとを備えている。又、これらインデックススケール１６Ａと１６Ｂは位相差が９０°になるように配置されており、一方の光検出素子１８Ａからは位相０°の正弦波状アナログ信号ａが、他方の光検出素子１８Ｂからは位相９０°の正弦波状アナログ信号ｂが、以下に説明する出力信号処理装置に出力されるようになっている。
【００１４】
本実施形態の出力信号処理装置は、上記エンコーダ１０、即ち光検出素子１８Ａ、１８Ｂから出力される２相の正弦波状信号ａ、ｂを、それぞれＡ0、Ｂ0に増幅するオペアンプ（増幅回路）２０Ａ、２０Ｂと、ホワイトノイズ（熱雑音）を発生するノイズジェネレータ（ディザ信号発生手段）２２と、該ノイズジェネレータ２２から出力されるノイズＮを上記アナログ増幅信号Ａ0、Ｂ0にそれぞれ加算して、ノイズ（ディザ）付加信号Ａ1、Ｂ1を生成する加算回路２４Ａ、２４Ｂと、生成されたノイズ付加信号Ａ1、Ｂ1をそれぞれ対応するデジタル信号Ａ2、Ｂ2に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２６Ａ、２６Ｂと、変換されたデジタル信号Ａ2、Ｂ2から高周波成分を除いて有効デジタル信号Ａ3、Ｂ3を生成するデジタルローパスフィルタ２８Ａ、２８Ｂと、生成された有効デジタル信号Ａ3、Ｂ3を用いて逆正接（ｔａｎ-1）演算処理することにより位置Ｘを出力する逆正接演算処理部３０とを備えている。
【００１５】
本実施形態について詳述すると、前記ノイズジェネレータ２２は、Ａ／Ｄ変換器２６Ａ、２６ＢによりＡ／Ｄ変換する際の量子化誤差を低減するディザリング処理のために、前記エンコーダ１０の光検出素子１８Ａ、１８Ｂから出力される２相信号ａ、ｂを増幅した信号Ａ0、Ｂ0にノイズとしてディザ信号を付加するために発生する。
【００１６】
このディザリング処理の技術は、その技術そのものが周知でなかったこともあるが、（１）最適であるとされるホワイトノイズ発生の回路が複雑であることや、（２）デジタルローパスフィルタによる処理回路を高速で演算できなかったことから、エンコーダの内挿技術に利用されていなかった。ところが、オーディオ関連では既に利用されており、例えば、Ｊ．Ｖanderkooy  and  Ｓ．Ｐ．Ｌipshitz，“Ｒesolution  Ｂelow  the  Ｌeast  Ｓignificant  Ｂit  in  Ｄigital  Ｓystems  with  Ｄither,”Ｊ．Ａudio  Ｅng．Ｓoc．，  vol．32，pp．106-113（1984  Ｍar．）；correction  ibid．，p．889（1984  Ｎov．）．の文献に開示されている。
【００１７】
ディザリングにより量子化誤差を低減するために最適なディザ信号は、実効値（ｒｍｓ）でＬＳＢ（最下位ｂｉｔ）の１／３であることが知られており、ディザ信号を付加することによりＡ／Ｄ変換器の分解能を１ＬＳＢ以下に改善できることが、上記文献に紹介されている。
【００１８】
又、近年の技術進歩に伴い、前記（１）の回路や（２）のフィルタ等の性能も改善され、コスト面でも対応可能になってきた。そこで、本実施形態では前記ノイズジェネレータ２２により、実効値であればＡ／Ｄ変換器２６Ａ（２６Ｂ）の１ＬＳＢの１／３以上、peak−peak値であれば約１ＬＳＢ以上の電圧レベルのホワイトノイズを発生させるようにし、これをディザ信号として前記増幅後の２相信号Ａ0、Ｂ0にそれぞれ加算する。このノイズジェネレータ２２としては、ホワイトノイズを発生する、例えばＭＭ５４３７擬似ランダム・ノイズ・ジェネレータ・チップを使用することができる。
【００１９】
又、前記デジタルローパスフィルタ２８Ａ（２８Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２６Ａ（２６Ｂ）の出力信号Ａ2（Ｂ2）から、ディザ信号付加に起因する高周波成分（ノイズ成分）を除去し、有効成分のみを抽出する働きをする。このフィルタ２８は、積和演算で構成できるため、演算の分解能を１ＬＳＢより十分小さな値にすることにより、該フィルタから出力されるＡ3（Ｂ3）を１ＬＳＢより小さい分解能で得ることができる。
【００２０】
図２は、デジタルローパスフィルタ２８Ａの入力Ａ2と出力Ａ3の関係の一例を、時間軸（横軸）を極端に拡大して示したものである。このフィルタ２８Ａの入力Ａ2は、１ＬＳＢ＝５mmＶのＡ／Ｄ変換器２６Ａに、ｒｍｓ＝１ＬＳＢのホワイトノイズを前記加算回路２４Ａで印加した信号Ａ1を入力してＡ／Ｄ変換した後の出力信号である。又、デジタルローパスフィルタ２８Ａとしては、ストップバンド１５０ｋＨｚ，−１５ｄＢのＩＩＲ（Ｉnfinite  Ｉnpuls  Ｒespons；無限インパルス応答）を使用した。
【００２１】
この図２に細線で示すように、入力であるＡ／Ｄ変換信号Ａ2には、ホワイトノイズ（ディザ信号）に起因する多数の高周波成分が含まれているのに対して、太線で示すようにpeak−peak値で１／５ＬＳＢの出力信号Ａ3が得られ、分解能が凡そ５倍向上している。
【００２２】
比較のために、図３（Ａ）に示すオペアンプ２０Ａ、２０Ｂの出力に相当する２相の正弦波状信号Ａ、Ｂの全体について、ホワイトノイズを加算しない従来のＡ／Ｄ変換器２６Ａ、２６Ｂの出力に相当する２相デジタル信号を同図（Ｂ）に示す。
【００２３】
これに対して、本実施形態の場合には、図４（Ａ）に示す図３（Ａ）と同様の２相信号に対してホワイトノイズＮを印加しているため、オペアンプ２０Ａ、２０Ｂの出力は、ノイズ成分が重畳されているため、同図（Ｂ）に示すように粗いデジタル信号になっているが、デジタルローパスフィルタ２８Ａ、２８Ｂで処理することにより、その出力信号を同図（Ｃ）に示すような、従来の回路による図３（Ｂ）に比べて高分解能のデジタル信号が得られることが分かる。
【００２４】
又、前記逆正接演算処理部３０は、前記デジタルローパスフィルタ２８Ａ、２８Ｂから出力される位相差９０°の２相信号Ａ3、Ｂ3を入力し、次式
ｘ＝（λ／２π）ｔａｎ-1（Ｂ3／Ａ3）      …（１）
による逆正接変換処理を行なって位置ｘを得る。この逆正接演算処理部３０で行なう変換処理としては、前記特許文献１と同様に、予め作成してある位相角とＢ3／Ａ3との関係のルックアップテーブルを参照する方法を利用できる。
【００２５】
本実施形態によれば、２相正弦波状信号をＡ／Ｄ変換器に入力して得られるデジタルデータについて、ｔａｎ-1を計算するエンコーダの内挿回路（出力信号処理装置）において、ｂｉｔ長の小さい安価なＡ／Ｄ変換器であっても、量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換の分解能を向上することができることから、内挿精度を向上することができる。
【００２６】
次に、本発明に係る第２実施形態について図５を参照して説明する。
【００２７】
本実施形態では、前記第１実施形態の場合のようなノイズジェネレータ２２は採用せず、ディザ信号発生手段として、センサ出力を増幅するためのオペアンプ２０Ａ、２０Ｂ自体を利用する。従って、この図５は、ノイズジェネレータ２２と、加算回路２４Ａ、２４Ｂが除かれている以外は、前記図１と実質的に同一である。
【００２８】
図６には、ディザ信号発生手段として機能するオペアンプ２０（２０Ａ、２０Ｂ）におけるノイズ生成の原理をイメージと共に示す。
【００２９】
このオペアンプ２０には、入力換算ノイズに相当する仮想的なノイズ源３２からノイズＮｉが入力されると共に、反転入力端子に接続した高抵抗Ｒ1に起因する熱雑音ＮＲ1がノイズ源３４から入力されるようになっている。これらのノイズＮｉとＮＲ1は、フォトダイオード１８の接合容量Ｃｊと、オペアンプ２０の位相補償用コンデンサＣ1の比で増幅されることから、オペアンプ２０の出力端子に発生するノイズをＮとすると、次式
Ｎ＝（Ｃｊ／Ｃ1）（Ｎｉ＋ＮＲ1）        …（２）
で表わすことができる。
【００３０】
本実施形態の場合は、第１実施形態の場合のようなノイズジェネレータ２２は不要である上に、簡単な抵抗素子Ｒ1を追加するか、あるいは元々オペアンプが持っている固有のノイズ特性を積極的に利用することにより、ディザリングが可能となる。
【００３１】
なお、本実施形態では、上記高抵抗Ｒ1を加えなければ、オペアンプ固有の入力換算ノイズＮｉのみを利用することができ、このノイズＮｉは周波数ｆに反比例した１／ｆノイズであるが、ディザリングには十分である。又、抵抗Ｒ1から発生する熱雑音ＮＲ1を積極的に利用する場合には、この熱雑音ＮＲ1はホワイトノイズであるため、ディザリングには最適である。
【００３２】
図７には、本発明に係る第３実施形態の出力信号処理装置の概要を示す。
【００３３】
本実施形態では、エンコーダ１０を構成する３つのインデックススケール１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃが、対応する各光検出素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃから０°、１２０°、２４０°の位相角の３相の正弦波状信号ａ、ｂ、ｃがそれぞれ出力されるように配置されている。そして、これら３相の出力信号ａ、ｂ、ｃに対応するオペアンプ２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃと、各オペアンプの出力Ａ0、Ｂ0、Ｃ0にノイズジェネレータ２２からのノイズを付加する加算回路２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃと、これら３相の加算信号Ａ1、Ｂ1、Ｃ1から、例えばＡ1、Ｂ1の２相信号に変換する３相／２相変換回路３６とを備えている。それ以外の構成は、前記第１実施形態の図１の回路と実質的に同一である。
【００３４】
ここに、３相／２相変換回路３２について説明する。前述した如く、位置ｘを求めるためには、９０°位相差２相正弦波より前記式（１）で求められる。これを書き直すと、次式
tanθ＝（sinθ／cosθ）＝（Ｂ3／Ａ3）      ・・・（１´）
但し、θ＝（２π／λ）ｘ
となる。
【００３５】
ところが、１２０°位相差３相信号Ａ、Ｂ、Ｃ（図７のＡ0、Ｂ0、Ｃ0に相当）は、直接位相θあるいは位置ｘを求められないため、上記３相／２相変換回路３６では、次式
Ａ1＝Ａ＋（１／２）（Ｂ＋Ｃ）＝sinθ｜analog
Ｂ1＝（√３／２）（Ｂ−Ｃ）＝cosθ｜analog        ・・・（３）
により、９０°位相差２相正弦波へ変換する。
【００３６】
図８には、３相信号（上図）と変換された２相信号（下図）との関係を示す。
【００３７】
式（３）は、特に図示していないが、加減算と定数の積で表わせるため、たとえばオペアンプで容易に実現できる。また、ＡＤＣを３ｃｈ用意すれば、Ａ、Ｂ、ＣをＡＤ変換した後、ディジタル演算で式（３）を実現することも可能である。
【００３８】
図９には、本発明に係る第４実施形態に適用されるレーザ干渉計の概要を示す。本実施形態は、前記光電式エンコーダ１０の代わりに、図示するような位相差が９０°の４相信号を出力するレーザー干渉計４０を検出部として採用している。
【００３９】
このレーザー干渉計４０としては、特開２０００−２５８１２４号公報に開示されているものを利用できる。即ち、互いに直交する直線偏光（Ｐ，Ｓ）からなる光束が入射される方向に順に配設された４分割回折格子４２、位相差水晶板４４、４５度方位に光学軸を有する４５度方位偏光板４６及び４分割受光素子（センサ）４８とを備えている。上記格子板４２は、入射される光束を、千鳥状位相回折格子等により４分割するもので、上記水晶板４４は、光路上に位置する１つの基板に厚さが異なる４つの領域４４Ａ〜４４Ｄが形成されているものである。又、上記受光素子４８は、水晶板４４の各領域４４Ａ〜４４Ｄを透過すると共に、偏光板４６を透過した光束をそれぞれ受光する４つの受光領域４８Ａ〜４８Ｄが形成されている。
【００４０】
本実施形態においては、図示しない可干渉光源からのレーザー光を光学式プローブ状偏光プリズムにより２分割し、それぞれの光路を経由した光束の波面の位相を変調し、互いに直交する直線偏光（Ｐ，Ｓ）として波面を重ね合わせた後に前記光束として入射され、前記４分割回折格子４２により４つの等価な光束に振幅分割される。これらの光束は、４つの段差を設けた前記水晶板４４の異なる領域４４Ａ〜４４Ｄをそれぞれ透過し、各透過光束を前記偏光板４６を透過させることにより４５度偏光成分を取り出し、各干渉光束を受光素子４８の４つの領域４８Ａ〜４８Ｄによりそれぞれ受光することにより、該受光素子４８から位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°の４つの位相差信号が出力される。
【００４１】
このように受光素子４８から出力される４つの位相差信号は、前記第３実施形態の場合と同様に、各信号に対応する４つのオペアンプと４つの加算回路でそれぞれ処理して、４つのディザ付加信号とした後、前記図７に示した３相／２相変換回路３６に相当する４相／２相変換回路（いずれも図示は省略）に入力する。そして、入力された４相信号から互いに位相が９０°異なる、例えばＡ1、Ｂ1の２相信号に変換（選択）した後、例えば前記図１に示した第１実施形態の場合と同様の処理を行なうことができる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
以上説明したとおり、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器のｂｉｔ長が小さい場合でも、サンプリングする際の量子化誤差を低減することができ、Ａ／Ｄ変換の分解能を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明に係る一実施形態の出力信号処理装置の概要を示す回路図
【図２】本発明におけるデジタルローパスフィルタ処理の効果を示す線図
【図３】従来のＡ／Ｄ変換の結果をイメージで示す線図
【図４】本発明のＡ／Ｄ変換とフィルタ処理の結果のイメージを示す線図
【図５】本発明に係る第２実施形態の出力信号処理装置の概要を示す回路図
【図６】ディザ信号発生手段としてのオペアンプの特徴を示すイメージを含む回路図
【図７】本発明に係る第３実施形態の出力信号処理装置の概要を示す回路図
【図８】３相信号と変換後の２相信号の関係を示す線図
【図９】本発明に係る第４実施形態に適用されるレーザー干渉計の概要を示す斜視図
【符号の説明】
【００４４】
１０…光電式エンコーダ
１２…光源
１４…メインスケール
１６…インデックススケール
１８…光検出素子（フォトダイオード）
２０…オペアンプ（増幅回路）
２２…ノイズジェネレータ
２４…加算回路
２６…Ａ／Ｄ変換器
２８…デジタルローパスフィルタ
３０…逆正接（ｔａｎ-1）演算処理部
３２、３４…仮想的ノイズ源
３６…３相／２相変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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