(57)【要約】【課題】  モータを駆動するインバータ装置において、１つのシャント抵抗で直流側の電流を検出することによりモータ電流を正確に検出する。【解決手段】  スイッチ回路１０１は、Ｕ相〜Ｗ相用のブリッジ回路を備える。スイッチ回路１０１の入力側には直流電源１１１が接続されており、その出力側にはモータ１１２に接続されている。シャント抵抗Ｒは、スイッチ回路１０１の入力側に設けられており、Ｕ相〜Ｗ相用のブリッジ回路を介して流れる電流の総和を検出する。制御回路１０は、スイッチ回路１０１を制御するために生成される変調信号の位相および変調率に基づいて、検出すべきモータ電流の相を選択する。その選択に応じて、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流からモータ電流を検出する。【選択図】      図１
2005192358.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力を３相交流に変換するインバータ装置であって、
上記直流電源に接続され、複数のスイッチ素子を含むスイッチ回路と、
上記直流電源と上記スイッチ回路との間に設けられた電流センサと、
上記電流センサを用いて負荷電流を検出し、その検出した負荷電流に基づいて上記複数のスイッチ素子をオン／オフ制御するための制御信号を生成する制御手段、
を備え、
上記制御手段は、上記３相交流を生成するための変調信号を定義する変調率およびその変調信号の位相に基づいて、上記３相のうちから負荷電流を検出すべき相を選択する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
上記電流センサは、１つのシャント抵抗である
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
上記制御手段は、基準周期信号と各相の変調信号とを比較することにより、上記制御信号としてのＰＷＭ信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項４】
上記スイッチ回路に接続される負荷は３相モータであり、
上記変調率は、上記３相モータの回転数を指示する回転数指令値と上記３相モータの回転数との誤差に基づいて決定される
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項５】
スイッチ回路を含むインバータ装置を使用して３相モータを制御する方法であって、
３相交流を生成するための変調信号を定義する変調率およびその変調信号の位相に基づいて、上記３相のうちから負荷電流を検出すべき２相を選択し、
直流電源と上記スイッチ回路との間に設けられる１つのシャント抵抗を利用して上記選択した２相のモータ電流を検出し、
それら検出した負荷電流に基づいて上記スイッチ回路を制御するための制御信号を生成する
ことを特徴とするモータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置およびモータ制御方法に係わり、特に、モータに電力を供給するためのインバータ装置および３相同期モータを制御する方法に係わる。
【背景技術】
【０００２】
直流電源の出力を交流に変換して負荷に供給するインバータ装置は、様々な用途に広く利用されている。
図１５（ａ）は、既存のインバータ装置の一例の基本構成を示す図である。なお、ここでは、インバータ装置に接続する負荷は、３相モータ（例えば、ＤＣブラシレスモータ）であるものとする。また、モータの回転数は、位置センサレス制御（正弦波ベクトル制御）により制御されるものとする。
【０００３】
スイッチ回路１０１は、直流電源１１１に接続されており、Ｕ相用ブリッジ回路、Ｖ相用ブリッジ回路、Ｗ相用ブリッジ回路を備える。各ブリッジ回路は、それぞれ、互いに直列に接続された１組のスイッチ素子を備えている。そして、各ブリッジ回路の出力が、モータ１１２に接続されている。
【０００４】
制御回路１０２は、指定された回転数でモータ１１２が駆動されるように、スイッチ回路１０１の各スイッチ素子を制御する。ここで、位置センサレス制御では、モータ電流を直接的に検出することなくモータの回転が制御される。このため、このインバータ装置においては、各ブリッジ回路に対してそれぞれシャント抵抗Ｒu〜Ｒwが設けられている。そして、これらのシャント抵抗Ｒu〜Ｒwを利用してＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流をモニタし、それらの電流値からモータ位置を推定しながらモータ１１２を制御するように構成されている。
【０００５】
ところが、図１５（ａ）に示すインバータ装置では、各相ごとにシャント抵抗が設けられているので、製造コストが上昇するとともに、回路サイズが大きくなってしまう。このため、近年では、図１５（ｂ）に示すように、スイッチ回路１０１に対して１つのシャント抵抗Ｒを設け、そのシャント抵抗Ｒを利用してインバータ装置の直流側を流れる電流を検出し、その検出した電流値からＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を推定する方式が提案されている（例えば、特許文献１、２）。
【０００６】
図１６は、図１５（ｂ）に示すインバータ装置の動作を説明する図である。ここでは、Ｕ相〜Ｗ相のブリッジ回路の下アームスイッチ素子の状態、およびシャント抵抗Ｒを介して流れる電流が描かれている。なお、各ブリッジ回路の上アームスイッチ素子および下アームスイッチ素子は、それぞれ、同時にオン状態になることがないように交互に駆動される。
【０００７】
図１６において、例えば、Ｕ相の下アームスイッチ素子がオン状態であり、且つＶ相およびＷ相の下アームスイッチ素子がオフ状態であるときは（この場合、Ｕ相の上アームスイッチ素子はオフ状態であり、且つＶ相およびＷ相の上アームスイッチ素子はオン状態である）、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流は、Ｕ相のモータ電流に相当する。また、Ｕ相およびＶ相の下アームスイッチ素子がオン状態であり、且つＷ相の下アームスイッチ素子がオフ状態であるときは（この場合、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチ素子はオフ状態であり、且つＷ相の上アームスイッチ素子はオン状態である）、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流は、Ｗ相のモータ電流に相当する。
【０００８】
このように、図１６に示す動作期間においては、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流に基づいて、Ｕ相およびＷ相のモータ電流を検出することができる。すなわち、このインバータ装置は、単位時間ごとにシャント抵抗Ｒの両端電圧を２回検出し、３相のうちの２相分のモータ電流を検出する。さらに、その２相分のモータ電流（図１６に示す例では、Ｕ相およびＷ相のモータ電流）に基づいて、残りの相のモータ電流（図１６に示す例では、Ｖ相のモータ電流）を推定する。そして、制御回路１０２は、上述のようにして検出または推定した各相のモータ電流に基づいてモータ位置を推定しながらモータ１１２を制御する。
【特許文献１】特開２００２−９５２６３号公報（図１、図７、図８、段落００２８、００５０〜００５７）
【特許文献２】特開平１０−２０１２８８号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図１５（ｂ）に示すインバータ装置においては、上述のように、単位時間ごとにシャント抵抗Ｒの両端電圧を２回検出する。このとき、シャント抵抗Ｒの両端電圧値は、通常、Ａ／Ｄ変換器によりデジタルデータに変換されてマイコン（制御回路１０２）に与えられる。したがって、シャント抵抗Ｒの両端電圧を検出するためには、その電圧値が一定時間以上保持されている必要がある。
【００１０】
しかし、スイッチ回路１０１の各スイッチ素子を制御するための制御信号（ＰＷＭ信号）のタイミングによっては、シャント抵抗Ｒの両端電圧を検出するための時間を十分に確保できないことがある。図１６に示す例では、Ｗ相のモータ電流を検出するための時間が十分に確保されていない。
【００１１】
このように、１つのシャント抵抗で直流側の電流を検出することによりモータ電流を検出または推定しながらモータを駆動する従来のインバータ装置においては、電流を正確に検出できないことがあった。そして、この結果、モータを正確に制御できないことがあった。
【００１２】
本発明の目的は、３相交流を生成するインバータ装置において、１つのシャント抵抗で直流側の電流を検出することにより負荷電流を正確に検出することである。また、本発明の他の目的は、上記インバータ装置を用いてモータを正確に制御できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のインバータ装置は、直流電源の出力を３相交流に変換する装置であって、上記直流電源に接続され複数のスイッチ素子を含むスイッチ回路と、上記直流電源と上記スイッチ回路との間に設けられた電流センサと、上記電流センサを用いて負荷電流を検出し、その検出した負荷電流に基づいて上記複数のスイッチ素子をオン／オフ制御するための制御信号を生成する制御手段、を備える。そして、上記制御手段は、上記３相交流を生成するための変調信号を定義する変調率およびその変調信号の位相に基づいて、上記３相のうちから負荷電流を検出すべき相を選択する。
【００１４】
上記インバータ装置において、変調信号の変調率および位相が決まると、スイッチ回路を構成する各スイッチ素子を制御するための制御信号が決まる。また、その制御信号に応じて各スイッチ素子の動作が決まると、各相の負荷電流が決まる。他方、スイッチ回路の状態によっては、電流センサを用いて検出される直流側の電流が、３相の負荷電流の中のある１つの相の負荷電流を表す場合がある。すなわち、直流側で電流をモニタすることにより、交流側の負荷電流を検出できる時間領域が断続的に存在する。ところが、これらの時間領域の長さが短い場合には、負荷電流を正確に検出することができない。
【００１５】
そこで、制御手段は、直流側の電流に基づいて交流側の負荷電流を検出できる各時間領域が十分に長くなるような相を、変調信号の変調率および位相に基づいて選択しておく。
そして、その選択された相の負荷電流を検出する。
なお、上記インバータ装置において、上記電流センサは、１つのシャント抵抗で構成されるようにしてもよい。また、上記制御手段は、基準周期信号と各相の変調信号とを比較することにより上記制御信号としてのＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。さらに、上記スイッチ回路に接続される負荷が３相モータである場合には、上記変調率は、上記３相モータの回転数を指示する回転数指令値と上記３相モータの回転数との誤差に基づいて決定されるものであってもよい。
【００１６】
本発明のモータ制御方法は、スイッチ回路を含むインバータ装置を使用して３相モータを制御する方法であって、３相交流を生成するための変調信号を定義する変調率およびその３相交流の位相に基づいて上記３相のうちから負荷電流を検出すべき２相を選択し、直流電源と上記スイッチ回路との間に設けられる１つのシャント抵抗を利用して上記選択した２相のモータ電流を検出し、それら検出した負荷電流に基づいて上記スイッチ回路を制御するための制御信号を生成する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、直流側の電流に基づいて交流側の負荷電流を検出できる各時間領域が十分に長くなるような相を選択し、その相の負荷電流を検出するので、負荷電流を確実または正確に検出できる。
また、電流センサを１つのシャント抵抗で実現できるので、インバータ装置自体の小型化を図ることができる。
【００１８】
さらに、モータ電流を確実または正確に検出できるので、その電流に基づいてモータの位置および回転数を正確に制御できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は、本発明の実施形態のインバータ装置１の構成図である。ここで、インバータ装置１の基本構成は、図１５（ｂ）に示した従来のインバータ装置と同じであり、スイッチ回路１０１、電流センサとしてのシャント抵抗Ｒ、制御回路１０を備える。ただし、制御回路１０は、従来のインバータ装置に設けられている制御回路１０２とは異なる。
【００２０】
インバータ装置１に接続する負荷は、モータ（例えば、３相のＤＣブラシレスモータ）１１２であるものとする。また、モータ１１２の回転数は、位置センサレス制御（正弦波ベクトル制御）により制御されるものとする。
スイッチ回路１０１は、直流電源１１１に接続されており、Ｕ相用ブリッジ回路、Ｖ相用ブリッジ回路、Ｗ相用ブリッジ回路を備える。各ブリッジ回路は、それぞれ、互いに直列に接続された１組のスイッチ素子を備えている。すなわち、Ｕ相用ブリッジ回路は、上アームスイッチ素子３１Ｈおよび下アームスイッチ素子３１Ｌを備える。同様に、Ｖ相用ブリッジ回路は、上アームスイッチ素子３２Ｈおよび下アームスイッチ素子３２Ｌを備えており、Ｗ相用ブリッジ回路は、上アームスイッチ素子３３Ｈおよび下アームスイッチ素子３３Ｌを備えている。そして、各ブリッジ回路の出力が、モータ１１２に接続されている。
【００２１】
図２は、インバータ装置１における電流検出について説明する図である。なお、スイッチ回路１０１を構成するスイッチ素子３１Ｈ、３１Ｌ、３２Ｈ、３２Ｌ、３３Ｈ、３３Ｌは、それぞれ制御回路１０により制御される。
図２（ａ）に示す例では、上アームスイッチ素子３１Ｈがオン状態であり、且つ上アームスイッチ素子３２Ｈ、３３Ｈがオフ状態である（このとき、下アームスイッチ素子３１Ｌがオフ状態であり、且つ下アームスイッチ素子３２Ｌ、３３Ｌがオン状態である）。この場合、電流は以下の経路で流れる。直流電源１１１→上アームスイッチ素子３１Ｈ→モータ１１２のU相コイル→モータ１１２のＶ相／Ｗ相コイル→下アームスイッチ素子３２Ｌ、３３Ｌ→シャント抵抗Ｒ→直流電源１１１。したがって、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流は、モータ１１２のU相電流Ｉuに相当する。すなわち、シャント抵抗Ｒの両端電圧からＵ相電流Ｉuを検出できる。
【００２２】
図２（ｂ）に示す例では、上アームスイッチ素子３１Ｈ、３２Ｈがオン状態であり、且つ上アームスイッチ素子３３Ｈがオフ状態である（このとき、下アームスイッチ素子３１Ｌ、３２Ｌがオフ状態であり、且つ下アームスイッチ素子３３Ｌがオン状態である）。この場合、電流は以下の経路で流れる。直流電源１１１→上アームスイッチ素子３１Ｈ、３２Ｈ→モータ１１２のU相／Ｖ相コイル→モータ１１２のＷ相コイル→下アームスイッチ素子３３Ｌ→シャント抵抗Ｒ→直流電源１１１。したがって、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流は、モータ１１２のＷ相電流Ｉwに相当する。すなわち、シャント抵抗Ｒの両端電圧からＷ相電流Ｉwを検出できる。
【００２３】
なお、スイッチ回路１０１からモータ１１２へ向かう方向を「正」、モータ１１２からスイッチ回路１０１へ向かう方向を「負」と呼ぶことにする。例えば、図２（ａ）に示す例では、シャント抵抗Ｒの両端電圧から「＋Ｉu」が検出される。また、図２（ｂ）に示す例では、シャント抵抗Ｒの両端電圧から「−Ｉw」が検出される。
【００２４】
このように、スイッチ回路１０１の状態に決まると、シャント抵抗Ｒを介して流れる電流に基づいて検出可能なモータ電流の「相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）」が一意に決まる。スイッチ回路１０１の状態と検出可能なモータ電流の「相」との関係を図３に示す。
図４は、制御回路１０の構成を示す図である。なお、制御回路１０は、例えば、予め記述されたプログラムを実行するＣＰＵ、およびそのＣＰＵにより使用されるメモリ等により実現される。
【００２５】
電流検出部１１は、Ａ／Ｄ変換器を備え、シャント抵抗Ｒの両端電圧をデジタルデータとして取り込む。なお、電流検出部１１は、図３に示すテーブルを備えており、シャント抵抗Ｒの両端電圧値を、ＰＷＭ信号生成部１８の出力に対応する相のモータ電流として取り込む。このとき、電流検出部１１は、キャリア周期ごとにＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流のうちの２つを検出する。ただし、電流検出部１１は、相選択部２０により選択された相のモータ電流のみを検出する。
【００２６】
電流推定部１２は、電流検出部１１により検出された２相分のモータ電流に基づいて、他の相のモータ電流を推定する。たとえば、電流検出部１１によりＵ相電流およびＶ相電流が検出されたときは、電流推定部１２は、それらの電流値に基づいてＷ相電流を推定する。ここで、３相のモータ電流のうちの２相分の電流値から残りの１相分のモータ電流を推定する技術は公知であり、ここではその説明を省略する。
【００２７】
回転数推定部１３は、電流推定部１２により得られた３相分のモータ電流に基づいて、モータ１１２の回転数を推定する。なお、モータ電流に基づいてモータの回転数を推定する技術は公知である。誤差計算部１４は、外部から与えられる回転数指令値と回転数推定部１３により推定された回転数との誤差を求める。なお、回転数指令値は、例えば、ユーザにより与えられる。変調率制御部１５は、誤差計算部１４により求められた誤差に基づいて、後述する変調信号を定義する情報である変調率を決定する。
【００２８】
キャリア信号生成部１６は、スイッチ回路１０１の各スイッチ素子をスイッチングするためのキャリア信号（基準周期信号）を生成する。ここで、キャリア信号は、予め決められた一定の周波数の周期信号であって、例えば、電圧値が直線的に上昇する期間と直線的に減少する期間から１周期分の波形が構成される信号（この場合、しばしば「三角波信号」と呼ばれる。）である。
【００２９】
変調信号生成部１７は、スイッチ回路１０１に与えられるＰＷＭ信号のデューティを指定する変調信号を生成する。ここで、変調信号は、Ｕ相変調信号、Ｖ相変調信号、Ｗ相変調信号から構成される。なお、Ｕ相変調信号、Ｖ相変調信号、Ｗ相変調信号は、特に限定されるものではないが、一例としては、互いに１２０度ずつ位相がシフトしたサイン波により実現される。
【００３０】
ＰＷＭ信号生成部１８は、キャリア信号および変調信号に基づいて、スイッチ回路１０１を構成する各スイッチ素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。ここで、例えば、Ｕ相用ブリッジ回路の上アームスイッチ素子３１Ｈを制御するためのＰＷＭ信号は、キャリア信号およびＵ相変調信号から生成される。また、Ｕ相用ブリッジ回路の下アームスイッチ素子３１Ｌを制御するためのＰＷＭ信号は、上アームスイッチ素子３１Ｈを制御するためのＰＷＭ信号の論理を反転させることにより生成される。そして、ＰＷＭ信号の生成は、Ｖ相およびＷ相についても同様である。なお、各ブリッジ回路を構成する１組のスイッチ素子が同時にオン状態になることを回避するために、それぞれデッドタイムが設けられている。駆動部１９は、各ＰＷＭ信号に基づいてスイッチ回路１０１を構成する各スイッチ素子を駆動するための駆動信号を生成する。
【００３１】
相選択部２０は、上記変調信号の変調率およびその変調信号の位相に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちからモータ電流を検出すべき２相を選択し、その結果を電流検出部１１に通知する。そして、電流検出部１１は、その通知に従って、シャント抵抗Ｒを利用して得られる電流値を取り込むか否かを判断する。例えば、相選択部２０が、モータ電流を検出すべき相として「Ｕ相」および「Ｖ相」を選択したものとする。この場合、電流検出部１１は、Ｕ相電流またはＶ相電流を検出するタイミングを指示する信号をＰＷＭ信号生成部１８から受け取ったときは、シャント抵抗Ｒの両端電圧値を「Ｕ相電流」または「Ｖ相電流」として取り込む。しかし、Ｗ電流を検出するタイミングを指示する信号をＰＷＭ信号生成部１８から受け取ったときは、シャント抵抗Ｒの両端電圧値を取り込まないようにする。すなわち、相選択部２０により選択された相以外の電流は検出しない。
【００３２】
なお、上記構成の制御回路１０は、誤差計算部１４により得られる誤差がゼロになるようにＰＷＭ信号を生成する。この結果、モータ１１２の回転数は、指令値に一致する。
図５は、ＰＷＭ信号生成部１８の動作を説明する図である。ここで、Ｕ相変調信号、Ｖ相変調信号、Ｗ相変調信号は、互いに１２０度ずつ位相がシフトしたサイン波により実現されている。
【００３３】
ＰＷＭ信号生成部１８は、所定時間間隔ごとに、キャリア信号および各変調信号のレベルを比較する。そして、ここでは、各ＰＷＭ信号は、キャリア信号のレベルが対応する変調信号のレベルよりも高いときに「Ｌ」を表し、キャリア信号のレベルが対応する変調信号のレベルよりも低いときに「Ｈ」を表している。ただし、各ＰＷＭ信号は、キャリア信号のレベルが対応する変調信号のレベルよりも高いときに「Ｈ」を表し、キャリア信号のレベルが対応する変調信号のレベルよりも低いときに「Ｌ」を表すようにしてもよい。
【００３４】
図６は、変調信号の変調率および位相について説明する図である。ここでは、図５に示した変調信号の変調率が変化した場合の波形が描かれている。
上述したように、変調信号の変調率は、例えば、モータ回転数の指令値とモータ回転数の推定値との誤差に基づいて変調率制御部１５により決定される。一例としては、モータ回転数の推定値が指令値よりも低かったときは、変調率を現在の値よりも所定値だけ大きくする。反対に、モータ回転数の推定値が指令値よりも高かったときは、変調率を現在の値よりも所定値だけ小さくする。そして、この処理を所定時間毎に繰り返すことにより、モータ回転数を指令値に一致させるための適切な変調率が得られる。
【００３５】
変調信号生成部１７は、変調率に応じた変調信号を生成する。この実施例では、変調率は、変調信号として生成されるサイン波の振幅を指定するものとする。例えば、図６に示す例では、図５に示した例と比較して大きな変調率が与えられ、その結果大きな振幅の変調信号が生成されている。なお、キャリア信号は、その周波数および波形が固定されているものとする。また、キャリア信号の周波数は、一般に、変調信号のそれと比べて遙かに高速である。
【００３６】
上述のようにして変調率が変わることにより変調信号の振幅が変わると、それに応じて各相のＰＷＭ信号もそれぞれ変化することになる。たとえば、図５および図６において、対応するＰＷＭ信号のデューティがそれぞれ互いに異なっている。そして、各相のＰＷＭ信号が変化すると、それに応じてスイッチ回路１０１を構成する各スイッチ素子の状態が変わるので、図３に示したように、検出可能な相電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流）も異なることになる。よって、変調率制御部１５は、誤差に基づいて決定した変調率を相選択部２０に通知する。
【００３７】
また、変調信号生成部１７は、変調信号を生成する際に、その変調信号の位相を表す情報を相選択部２０に通知する。ここで、上述の実施例の変調信号は、サイン波を記述した数式により表される。そして、変調信号生成部１７は、その数式に基づいて、所定時間ごとに位相および対応する振幅値のデジタルデータを出力する。すなわち、このデータ列により変調信号が現される。そして、相選択部２０は、変調信号生成部１７から通知される情報に基づいて、変調信号の現在の位相を認識する。具体的には、相選択部２０は、たとえば、図６に示すように、１周期分の変調信号を１２個の位相領域０〜位相領域１１に分割し、変調信号の現在の位相がどの位相領域に属するのかを検出する。
【００３８】
相選択部２０は、通知された変調信号の変調率および位相に基づいて、シャント抵抗Ｒを用いてモータ電流を検出すべき相を選択する。ここで、「モータ電流を検出すべき相」とは、例えば、各キャリア周期内で図３に示す６状態のうちのいずれかが所定時間以上継続するような相をいう。そして、相選択部２０は、例えば、以下の２つの判定結果に基づいてモータ電流を検出すべき相を選択する。
判定基準１：変調信号の変調率が予め決められた閾値よりも大きいか否か
判定基準２：変調信号の現在の位相が位相領域０〜１１の中のいずれの領域に属するか
そして、電流検出部１１は、相選択部２０によって選択された相のモータ電流を検出する。なお、相を選択する方法については、後述の実施例において説明する。
【００３９】
図７は、電流検出部１１のブロック図である。図７において、Ｕ相用サンプルホールド回路４１、Ｖ相用サンプルホールド回路４２、Ｗ相用サンプルホールド回路４３には、それぞれシャント抵抗Ｒの両端電圧が与えられる。ここで、シャント抵抗Ｒの両端電圧は、不図示のアンプにより増幅された後にこれらのサンプルホールド回路４１〜４３に与えられるようにしてもよい。
【００４０】
デコーダ４４には、相選択部２０から通知される相情報、およびＰＷＭ信号生成部１８により生成されるスイッチ制御信号（上述したＰＷＭ信号、またはその一部に相当する）が与えられる。ここで、スイッチ制御信号は、スイッチ回路１０１を構成する各スイッチ素子のオン／オフ状態を指示する。また、デコーダ４４は、図３に示すテーブルを備えている。そして、デコーダ４４は、与えられるスイッチ信号に基づいて電流を検出すべき相を認識し、対応するサンプルホールド回路４１〜４３にホールド指示を送る。例えば、スイッチ制御信号が図３に示すテーブルの上から２番目の状態を示していた場合は、デコーダ４４は、Ｗ相サンプルホールド回路４３に対してホールド指示を与える。これにより、Ｗ相サンプルホールド回路４３は、シャント抵抗Ｒの両端電圧を「Ｗ相モータ電流Ｉw」として取り込み、電流推定部１２に通知する。
【００４１】
ただし、デコーダ４４は、ホールド指示を生成する際、相選択部２０から通知される相情報を参照する。すなわち、デコーダ４４は、スイッチ制御信号に基づいて得られる「電流を検出すべき相」が、相情報により通知された「相」であった場合に限り、ホールド指示を生成する。例えば、相選択部２０により「Ｕ相、Ｖ相」が選択されていたとすると、スイッチ制御信号に基づいて「Ｗ相」が得られたとしても、ホールド指示を生成しない。これは、図１６を参照しながら言及した問題点を回避するためである。すなわち、電流検出をするために十分な時間が得られない相についての電流検出を行うことなく、電流検出をするために十分な時間が得られる相についてのみ電流検出を行うようにすることを実現するものである。
【００４２】
このように、実施形態のインバータ装置では、相選択部２０により選択された相についてのみモータ電流の検出を行う。したがって、モータ電流を検出すべき相を適切に選択すれば、不十分なモニタ時間での電流検出を回避することができ、常に、正確な電流検出が可能になる。以下、電流検出可能な相の選択方法について、実施例を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００４３】
図８〜図９は、実施例のインバータ装置において生成される変調信号を示す図である。ここで、図８（ａ）、図８（ｂ）、図９（ａ）、および図９（ｂ）は、それぞれ変調率が「１．０」「０．８」「０．５」「０．２」である場合の１周期分の変調信号の波形を示している。
【００４４】
図５〜図６に示した例では、変調信号がサイン波である場合を示したが、本実施例の変調信号は、「２相変調」と呼ばれる方式で生成されるものとする。２相変調では、１周期の変調信号の位相（モータの電気角に相当する）が６等分され、各位相領域においてそれぞれ所定の１つの変調信号が「０」又は「１」に固定される。例えば、図８〜図９に示す例では、位相が３０度〜９０度の領域においては、Ｗ相変調信号が「１」に固定され、Ｕ相変調信号およびＶ相変調信号がそれぞれ「０」〜「１」の間で変化している。また、例えば、位相が９０度〜１５０度の領域においては、Ｖ相変調信号が「０」に固定され、Ｕ相変調信号およびＷ相変調信号がそれぞれ「０」〜「１」の間で変化している。
【００４５】
なお、ある変調信号が「０」に固定されている期間は、その変調信号およびキャリア信号に基づいて生成されるＰＷＭ信号のデューティは０パーセントになる。また、ある変調信号が「１」に固定されている期間は、その変調信号およびキャリア信号に基づいて生成されるＰＷＭ信号のデューティは１００パーセントになる。すなわち、これらの期間は、スイッチ回路１０１におけるスイッチング回数が少なくなる。よって、２相変調方式においては、スイッチング損失が少なくなり、低消費電力化が図れる。
【００４６】
図１０〜図１２は、図８〜図９に示した変調信号の変調率と検出可能なモータ電流との関係を表している。ここで、図１０、図１１、図１２は、それぞれ、変調率が「１．０」「０．６」「０．２」の場合の関係を示している。また、図１０〜図１２では、図１３に示す「位相領域６」における状態が描かれている。なお、図１３に示す位相領域０〜位相領域１１は、１周期分の変調信号を３０度ずつ分割することによって得られる。さらに、この実施例では、キャリア信号および各相の変調信号によって生成されるＵ相用ＰＷＭ信号、Ｖ相用ＰＷＭ信号、Ｗ相用ＰＷＭ信号は、互いに１２０度ずつその位相がシフトされている。
【００４７】
図１３に示す位相領域６では、Ｕ相変調信号が「１」に固定されている。したがって、この期間は、図１０〜図１２に示すように、ＰＷＭ−Ｕ（上）信号（上アームスイッチ素子３１Ｈを制御するためのＰＷＭ信号）のデューティは０パーセントになる。一方、ＰＷＭ−Ｕ（下）信号（下アームスイッチ素子３１Ｌを制御するためのＰＷＭ信号）のデューティは１００パーセントになる。すなわち、この期間は、上アームスイッチ素子３１Ｈは常にオフ状態であり、下アームスイッチ素子３１Ｌは常にオン状態である。
【００４８】
ＰＷＭ−Ｖ（上）信号（上アームスイッチ素子３２Ｈを制御するためのＰＷＭ信号）、ＰＷＭ−Ｖ（下）信号（下アームスイッチ素子３２Ｌを制御するためのＰＷＭ信号）、ＰＷＭ−Ｗ（上）信号（上アームスイッチ素子３３Ｈを制御するためのＰＷＭ信号）、およびＰＷＭ−Ｗ（下）信号（下アームスイッチ素子３３Ｌを制御するためのＰＷＭ信号）のデューティは、それぞれ、対応する変調信号に応じて時々刻々と変化していく。また、これらのＰＷＭ信号のデューティは、変調信号の変調率に依存する。
【００４９】
スイッチ回路１０１を構成する各スイッチ素子３１Ｈ、３１Ｌ、３２Ｈ、３２Ｌ、３３Ｈ、３３Ｌは、これらのＰＷＭ信号によって制御される。そして、これら６個のスイッチ素子の状態が決まると、図３に示したように、シャント抵抗Ｒを利用して検出可能なモータ電流が一意に決まる。例えば、図１０の時刻Ａにおいては、スイッチ回路１０１を構成するスイッチ素子の状態は以下の通りである。
Ｕ相上アームスイッチ素子３１Ｈ：オフ
Ｕ相下アームスイッチ素子３１Ｌ：オン
Ｗ相上アームスイッチ素子３３Ｈ：オン
Ｗ相下アームスイッチ素子３３Ｌ：オフ
Ｖ相上アームスイッチ素子３２Ｈ：オン
Ｖ相下アームスイッチ素子３２Ｌ：オフ
そして、この場合、シャント抵抗Ｒを利用して検出可能なモータ電流は、「−Ｉu」である。
【００５０】
また、例えば、図１０の時刻Ｂにおいては、スイッチ回路１０１を構成するスイッチ素子の状態は以下の通りである。
Ｕ相上アームスイッチ素子３１Ｈ：オフ
Ｕ相下アームスイッチ素子３１Ｌ：オン
Ｗ相上アームスイッチ素子３３Ｈ：オン
Ｗ相下アームスイッチ素子３３Ｌ：オフ
Ｖ相上アームスイッチ素子３２Ｈ：オフ
Ｖ相下アームスイッチ素子３２Ｌ：オン
そして、この場合、シャント抵抗Ｒを利用して検出可能なモータ電流は、「＋Ｉw」である。なお、図１０〜図１２において、各相のモータ電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流）が検出可能な期間をＨレベルで示している。
【００５１】
位相領域６において変調信号の変調率が高いときは、図１０に示すように、その領域内の全期間に渡って、各キャリア周期内でＵ相およびＶ相のモータ電流（−Ｉu、＋Ｉw）を検出できる。これに対して、変調率が低いときは、図１２に示すように、その領域内の全期間に渡って、各キャリア周期内でＶ相およびＷ相のモータ電流（＋Ｉｖ、＋Ｉw）を検出できる。なお、変調率が中間レベルのときは、図１１に示すように、各キャリア周期においてＵ相、Ｖ相およびＷ相のモータ電流（−Ｉu、＋Ｉｖ、＋Ｉw）を検出できる。なお、「電流を検出できる」とは、直流側の電流に基づいて３相の交流の中の所定の相の電流を検出できる期間が、各キャリア周期内で一定時間（例えば、シャント抵抗Ｒの両端電圧値をデジタルデータに変換するためのＡ／Ｄ変換器の動作時間）よりも長いことをいうものとする。
【００５２】
したがって、相選択部２０は、変調信号の位相（または、位相領域）およびその変調信号の変調率が通知されれば、いずれのキャリア周期においてもシャント抵抗Ｒを用いてモータ電流を確実に検出できる「相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）」を選択できる。すなわち、この手法に基づいて電流検出を行えば、常に、３相交流のうちの２相分のモータ電流を確実に検出できる。
【００５３】
このように、上述の実施例では、図１３に示す位相領域６において、変調信号の変調率が大きいときは、検出すべきモータ電流として「−Ｉu」及び「＋Ｉw」が選択され、変調信号の変調率が小さいときは、「＋Ｉv」及び「＋Ｉw」が選択される。同様に、他の位相領域においても、それぞれ、変調信号の変調率に応じて検出可能な相を予め求めることができる。各位相領域について、電流検出可能な相を求めた結果を図１４に示す。
【００５４】
なお、図１４に示すテーブルは、例えば、相選択部２０に中に格納されるようにしてもよい。この場合、相選択部２０は、変調率制御部１５において決定された変調率、およびＰＷＭ信号生成部１８により生成されたスイッチ制御信号を受け取ると、それらに対応する「相」を図１４に示すテーブルから取り出す。そして、そのようにして選択した相情報を電流検出部１１へ通知する。
【００５５】
ただし、図１４に示す関係は、メモリ等に記憶しておく必要はなく、電流検出可能な相を求めるための式や手順に則って、順次、「相」を選択するようにしてもよい。
この実施例において、変調信号の変調率を判断するための閾値は、例えば、「０．６」及び「０．７」である。ここで、２つの閾値を設定する理由は、相選択動作にヒステリシスを持たせるためである。そして、例えば、変調信号の位相が「位相領域３」に属している期間に、変調率が０．６よりも小さかったとすると、相選択部２０は、検出可能な相電流として「−Ｉu」および「−Ｉw」を選択する。これに対して、この期間に、変調率が０．７よりも大きかったとすると、検出可能な相電流として「＋Ｉv」および「−Ｉw」が選択される。
【００５６】
また、実施形態のインバータ装置では、上述のように、変調信号の位相および変調率に基づいて検出可能なモータ電流の相が決まる。したがって、図４において、相選択部２０は、変調信号の変調率を表す情報を変調率制御部１５から受け取り、変調信号の位相を表す情報を変調信号生成部１７から受け取ると、図１４に示すテーブルを参照して相選択を行い、その結果を電流検出部１１に通知する。そして、電流検出部１１は、Ｕ相〜Ｗ相のモータ電流のなかから通知された２相分のモータ電流を検出し、電流推定部１２は、それら２相分のモータ電流に基づいて残りの相のモータ電流を推定する。
【００５７】
なお、変調信号の位相は、モータの電気角に相当する。すなわち、実施形態のインバータ装置では、駆動すべきモータの電気角および変調信号の変調率に基づいて検出可能なモータ電流の相を決めていることになる。
ところで、図３に示したように、スイッチ回路１０１を構成するすべてのスイッチ素子の状態を認識すれば、モータ電流を検出可能な相を一意に特定できる。しかし、ＰＷＭ信号により制御されるスイッチ回路１０１の状態が保持される時間は、しばしば、電流を検出するために十分な時間（例えば、Ａ／Ｄ変換器の動作時間）よりも短くなってしまう。このため、従来のインバータ装置では、あるキャリア周期においてモータ電流を検出できなかったときは、前回のキャリア周期で検出したモータ電流から現在のモータ電流を推定したり、ＰＷＭ信号のデューティを強制的に変更する等の措置がとられていた。したがって、このようにして得られたモータ電流値に基づいてモータ制御を行うと、回転の安定性が損なわれることがあった。
【００５８】
これに対して、本発明のインバータ装置では、各キャリア周期において、常に、モータ電流を確実に且つ正確に検出できるので、変調信号に基づいて生成されるＰＷＭ信号をそのまま使用することができ、モータの位置推定、回転制御が正確である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施形態のインバータ装置の構成図である。
【図２】インバータ装置における電流検出について説明する図である。
【図３】スイッチ回路の状態と検出されるモータ電流の関係を示す図である。
【図４】制御回路の構成を示す図である。
【図５】ＰＷＭ信号生成部の動作を説明する図である。
【図６】変調信号の変調率および位相について説明する図である。
【図７】電流検出部のブロック図である。
【図８】実施例のインバータ装置において生成される変調信号を示す図（その１）である。
【図９】実施例のインバータ装置において生成される変調信号を示す図（その２）である。
【図１０】変調信号の変調率と検出可能なモータ電流との関係を示す例（その１）である。
【図１１】変調信号の変調率と検出可能なモータ電流との関係を示す例（その２）である。
【図１２】変調信号の変調率と検出可能なモータ電流との関係を示す例（その３）である。
【図１３】変調信号の位相について説明する図である。
【図１４】変調信号の位相、変調率、検出可能なモータ電流の関係を示す図である。
【図１５】（ａ）及び（ｂ）は、既存のインバータ装置の一例の基本構成を示す図である。
【図１６】図１５（ｂ）に示すインバータ装置の動作を説明する図である。
【符号の説明】
【００６０】
１      インバータ装置
１０    制御回路
１１    電流検出部
１２    電流推定部
１３    回転数推定部
１４    誤差計算部
１５    変調率制御部
１６    キャリア信号生成部
１７    変調信号生成部
１８    ＰＷＭ信号生成部
１９    駆動部
２０    相選択部
３１Ｈ、３１Ｌ、３２Ｈ、３２Ｌ、３３Ｈ、３３Ｌ    スイッチ素子
４１    U相用サンプルホールド回路
４２    Ｖ相用サンプルホールド回路
４３    Ｗ相用サンプルホールド回路
４４    デコーダ
１０１  スイッチ回路
１１１  直流電源
１１２    モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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