(57)【要約】【課題】  力率改善手段を有する電源装置において、負荷出力電圧を一定に保ち電流制御の安定化を図り、電源高調波を抑制する。【解決手段】  入力電源１を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路３で負荷４の電圧を得る際、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをスイッチングし、昇圧チョークコイル３ａを介して短絡して力率を改善する。その電流制御に際して、負荷電圧を検出するための分圧抵抗回路１２および制御部１３のＡ／Ｄ変換手段によって無負荷出力電圧を検出してこれに所定比率値を乗算するとともに、この所定比率値を乗算した無負荷出力電圧と有負荷出力電圧の電圧偏差を算出し、この電圧偏差分に応じた電圧制御を加え、その無負荷出力電圧と有負荷出力電圧とを所定比に保つようにし、分圧抵抗回路１２の抵抗バラツキ、Ａ／Ｄ変換手段におけるリファレンス電圧のバラツキにかかわらず、出力電圧を一定に保ち、電流制御の安定化を図る。【選択図】  図１
2005229792.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流手段で直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、
上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と入力交流電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スイッチング素子をオン，オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、その電流制御に際して負荷検出手段によって無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を検出し、上記無負荷出力電圧と上記有負荷出力電圧との比が所定値となるように電圧制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
上記無負荷出力電圧に対する有負荷出力電圧の所定比は、あらかじめ負荷状態に応じて求めた値とすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
上記所定値として、有負荷時，無負荷時の入力電圧の比率を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
上記入力電圧の代わりに、整流平均値もしくは実効値を用いることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
交流電源を整流手段で直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、
上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と入力交流電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スイッチング素子をオン，オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、その電流制御に際して負荷検出手段によって無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を検出し、上記無負荷出力電圧と上記有負荷出力電圧との差が所定値となるように電圧制御することを特徴とする電源装置。
【請求項６】
上記無負荷出力電圧と上記有負荷出力電圧との差が所定値となるように電圧制御するにあたって、負荷電圧指令値として上記無負荷出力電圧から所定値を減算してなる値を用いることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
入力交流電源電圧を検出する手段を有し、該交流検出電圧が制御開始当初より大きくなった場合には負荷電圧指令値を大きくし、上記交流検出電圧が制御開始当初より小さくなった場合には負荷電圧指令値を小さくすることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項８】
上記負荷電圧指令値を上記無負荷出力電圧から所定値を減算して算出する際、上記無負荷出力電圧に対して無負荷時の交流電源電圧と有負荷時の交流電源電圧との比を乗算することを特徴とする請求項５ないし７のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項９】
上記負荷電圧指令値の算出に用いられる上記無負荷出力電圧に代えて、上記有負荷出力電圧から負荷駆動によって生ずる電圧降下分の予測値を加算した値を用いることを特徴とする請求項５ないし７のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１０】
上記無負荷出力電圧および上記有負荷出力電圧に代えて、整流平均値もしくは実効値を用いることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１１】
無負荷判定手段により無負荷状態を判定してその無負荷時の検出値を記憶，更新することを特徴とする請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、空気調和機などに用いる電源装置の制御技術に関し、さらに詳しく言えば、リアクタを含む昇圧チョッパ回路を有して力率改善および高調波電流抑制機能の安定化を向上させる電源装置の制御技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の電源装置の一例としては、図１０に示すように、入力電源（商用電源）１を整流回路２で全波整流し、この交流／直流変換した電圧を昇圧チョッパ回路（力率改善手段）３を通すことにより電源の力率を改善し、かつ、高調波電流を抑制するようにしたものがある。
【０００３】
この例において、昇圧チョッパ回路３は整流回路２の正端子側に直列に接続した昇圧チョークコイル（リアクタ）３ａと、昇圧チョークコイル３ａに直列に接続した逆阻止ダイオード３ｂと、昇圧チョークコイル３ａと逆阻止ダイオード３ｂの間で整流回路２の負端子側に接続したスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３ｃと、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３ｄとを備えている。
【０００４】
昇圧チョッパ回路３の動作は、昇圧チョークコイル３ａをスイッチング素子３ｃによってスイッチングして負端子側に短絡する一方、スイッチングされている電圧を逆阻止ダイオード３ｂから平滑コンデンサ３ｄに供給して負荷４の電圧とする。なお、負荷４としては、例えば空気調和機のコンプレッサモータに適用した場合、インバータ回路４ａおよびモータ４ｂを想定することができる。
【０００５】
このような昇圧チョッパ回路３を有する電源装置としては、例えば本出願人による特許文献１があり、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、その変換された電圧を少なくともリアクタ（昇圧チョークコイル３ａ）を介して短絡して力率の改善などを行うようにしている。
【０００６】
この電源装置は、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを検出するための電流センサ５と、その検出電流値，昇圧チョッパ回路３の入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏをもとにしてスイッチング素子３ｃを制御する制御部６と、この制御部６からの信号によりスイッチング素子３ｃを駆動する駆動部７とを備えている。
【０００７】
上記制御部６は、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをスイッチングするとともに、入力電流と正弦波状の入力電流基準信号との比較結果によりスイッチング素子３ｃをオン，オフして昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｏを負荷の電圧とする。
【０００８】
このとき、図１１に示すように、出力電圧指令値と検出出力電圧Ｖｏとの偏差が演算手段６ａで算出され、この算出偏差により電流基準信号振幅作成手段６ｂで入力電流基準信号Ｉｒの振幅値（いわゆる基準となる正弦波状の振幅値）が作成される。
【０００９】
この作成振幅値と検出入力電圧Ｖｉとの乗算が乗算手段６ｃで行われ、その乗算結果の入力電流基準信号（電流指令値）と電流検出値Ｉｉをもとにしてヒステリシスコンパレータ６ｄでヒステリシスが作成され、このヒシステリシスにより入力電流の上限値および下限値が作成され、これにより入力電流Ｉｉがその上限値および下限値の範囲内に収まるように、上記スイッチング素子３ｃをスイッチングする電流制御が行われる。
【００１０】
また、特許文献２においては、交流電源１のゼロクロスが電源位相検出回路８で検出されるとともに、そのゼロクロスの所定前から同ゼロクロスまでの所定期間がスイッチング動作禁止時間作成手段６ｅで作成され、この作成信号によりヒステリシスの出力がアンド回路６ｆで禁止される。
【００１１】
これにより、図１２および図１３に示すように、その禁止区間だけスイッチング素子３ｃのスイッチングが禁止されるため、入力交流電源のゼロクロス点で入力電流が強制的にゼロとなり、そのゼロクロス点近傍における入力交流波形が改善され（正弦波状にされ）、高次高調波電流の低減が図れる。
【００１２】
【特許文献１】特開２００２―１１２５７３号公報
【特許文献２】特開２００４―７８８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところで、上記スイッチング動作においては、出力直流電圧よりも入力電圧が高い区間（Ｖｉ≧Ｖｏ；入力電流のピーク域付近）では、入力電流が増加傾向にあるため、スイッチング素子３ｃがほとんどオフ状態になる（図１２，図１３参照）。
【００１４】
このように、出力直流電圧Ｖｏは入力電流波形および高調波電流に対して重要なパラメータであるということができる。したがって、上記出力直流電圧Ｖｏにバラツキがあると、上記電流制御による入力電流に影響を及ぼし、当該電源装置を搭載する機器に応じて高調波電流特性および力率改善特性が異なることになり、当該電源装置の適応性が低くなるという問題が起こる。
【００１５】
上述した電源装置にあっては、電圧フィードバック制御をコスト面などからマイコンのソフトウェアによって行うことが好ましいことから、出力直流電圧Ｖｏを検出するため直列接続の抵抗よりなる分圧抵抗回路を設け、その分圧抵抗回路の出力をＡ／Ｄ変換するようにしている。
【００１６】
しかしながら、上記分圧抵抗回路に用いられる抵抗素子の抵抗値のバラツキやＡ／Ｄ変換に必要なＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキなどにより、出力直流電圧Ｖｏの検出に誤差が生じることになり、この誤差を含む出力直流電圧Ｖｏがフィードバックされるため、負荷電圧指令値を正確に出力できないことがある。
【００１７】
一般的に、抵抗素子などのバラツキは±４ないし６％程度であるが、例えば３００Ｖ程度の出力直流電圧Ｖｏを検出するときには±１２ないし１８Ｖ程度にもなり、電圧フィードバック系にこのような大きな誤差が含まれると電流制御が安定しないばかりでなく、電源高調波規制をクリアできないことにもなりかねない。
【００１８】
また、上記したデバイスのバラツキは、入力電流波形にも大きく影響を及ぼし、入力電流の増大による電源電圧低下や他の系統接続機器の影響による電源電圧の増減により入力電流波形が入力電圧波形と相似形に保てなくなり、電流制御の安定に影響を及ぼす。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記した課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と入力交流電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スイッチング素子をオン，オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、その電流制御に際して負荷検出手段によって無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を検出し、上記無負荷出力電圧と上記有負荷出力電圧との比が所定値となるように電圧制御することを特徴としている。
【００２０】
上記請求項１に記載の発明には、請求項２ないし請求項４に記載の態様が含まれる。すなわち、請求項２においては、上記無負荷出力電圧に対する有負荷出力電圧の所定比は、あらかじめ負荷状態に応じて求めた値とすることを特徴としている。
【００２１】
また、請求項３においては、上記所定値は有負荷時，無負荷時の入力電圧の比率であることを特徴とし、請求項４においては、上記入力電圧の代わりに整流平均値もしくは実効値を用いることを特徴としている。
【００２２】
また、上記した課題を解決するため、請求項５に記載の発明は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と入力交流電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スイッチング素子をオン，オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、その電流制御に際して負荷検出手段によって無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を検出し、上記無負荷出力電圧と上記有負荷出力電圧との差が所定値となるように電圧制御することを特徴としている。
【００２３】
上記請求項５に記載の発明には、請求項６ないし請求項９の態様が含まれる。すなわち、請求項６においては、上記無負荷出力電圧と上記有負荷出力電圧との差が所定値となるように電圧制御するにあたって、負荷電圧指令値として上記無負荷出力電圧から所定値を減算してなる値を用いることを特徴としている。
【００２４】
また、請求項７においては、入力交流電源電圧を検出する手段を有し、該交流検出電圧が制御開始当初より大きくなった場合には負荷電圧指令値を大きくし、上記交流検出電圧が制御開始当初より小さくなった場合には負荷電圧指令値を小さくすることを特徴としている。なお、この請求項７は請求項１にも従属する。
【００２５】
請求項８においては、上記負荷電圧指令値を上記無負荷出力電圧から所定値を減算して算出する際、上記無負荷出力電圧に対して無負荷時の交流電源電圧と有負荷時の交流電源電圧との比を乗算することを特徴としている。
【００２６】
請求項９においては、上記負荷電圧指令値の算出に用いられる上記無負荷出力電圧に代えて、上記有負荷出力電圧から負荷駆動によって生ずる電圧降下分の予測値を加算した値を用いることを特徴としている。
【００２７】
また、上記請求項１，５に記載の発明において、請求項１０に記載のように、上記無負荷出力電圧および上記有負荷出力電圧に代えて、整流平均値もしくは実効値を用いることができ、また、請求項１１に記載のように、無負荷判定手段により無負荷状態を判定してその無負荷時の検出値を記憶，更新することが好ましい。
【発明の効果】
【００２８】
請求項１に記載の発明によれば、無負荷出力電圧と有負荷出力電圧との比が所定値となるように電圧制御するようにしたことにより、分圧抵抗回路における抵抗値のバラツキやＡ／Ｄ変換におけるリファレンス電圧のバラツキに影響されることなく電圧制御を行うことができ、負荷出力電圧が一定に保たれることから、その電流制御の安定化が図れ、高調波電流の低減が図れるという効果が奏される。
【００２９】
また、請求項５に記載の発明によれば、無負荷出力電圧と有負荷出力電圧との差が所定値となるように電圧制御するようにしたことにより、ワンチップマイクロコンピュータなどからなる制御手段における演算処理の負担が軽減されるため、例えばエアコンに適用された場合には、１台のワンチップマイクロコンピュータでＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）制御とコンプレッサ制御とを同時に行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明の第１実施形態（請求項１に対応）に係る電源装置は、少なくともリアクタを含む昇圧チョッパ回路を制御する際、昇圧チョッパ回路の出力電圧Ｖｏ（ｔ）を検出するための分圧抵抗回路，ＬＰＦおよびＡ／Ｄコンバータを利用して無負荷出力電圧Ｖｏ（０）を検出する一方、この無負荷出力電圧Ｖｏ（０）に所定比率値を乗算した負荷電圧指令値Ａ×Ｖｏ（０）と有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）との電圧偏差Ｖｅ分に応じた電圧制御を当該電流制御に加味するようにし、無負荷時の電圧に対して有負荷時の電圧を所定比に保つことにより、分圧抵抗やＡ／Ｄコンバータレファレンス電圧ＡＶＲのバラツキにかかわらず、負荷出力電圧を一定に保つようにしてなる。
【００３１】
すなわち、本発明によると昇圧チョッパ回路の有負荷出力電圧と無負荷出力電圧の比Ｖｏ（ｔ）／Ｖｏ（０）が分圧抵抗やＡ／Ｄコンバータのリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキに依存しない値となる。
【００３２】
よって、上記比率値Ａ（＝Ｖｏ（ｔ）／Ｖｏ（０））を所定の回路で測定して求めておけばバラツキによらずどの機種でも使用可能な値となる。したがって、上記比率値Ａをあらかじめテーブルなどに記憶しておくことにより、Ｖｏ（ｔ）＝Ａ×Ｖｏ（０）とすることができ、どのような装置でもほぼ真値に補正できる。
【００３３】
ここで、有負荷出力電圧とは、例えばエアコン室外機の圧縮機モータ，ファンモータ，電子膨張弁を駆動するステッピングモータや電磁弁などの直流電力を使用する負荷を駆動しているときに昇圧チョッパ回路から出力される出力電圧であり、無負荷出力電圧とは、有負荷状態でないときに昇圧チョッパ回路から出力される出力電圧である。ただし、システムに多数の負荷（例えば圧縮機や通信回路など）がある場合において、これらの負荷間で大負荷（例えば圧縮機）≫小負荷（例えば通信回路）の関係であるときには、大負荷が停止していることをもって無負荷状態としてもよい。
【００３４】
以下に、本発明の第１実施形態を図１ないし図６を参照して詳しく説明する。なお図１において、図１０の構成要素と同一もしくは同一と見なされてよい部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００３５】
図１において、この電源装置は、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを電流センサ（例えばＣＴ）５からの検出信号により検出する入力電流検出部１０と、昇圧チョッパ回路３の入力電圧Ｖｉを検出するため直列に接続した抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧抵抗回路１１と、その出力電圧（出力直流電圧）Ｖｏを検出するため直列に接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧抵抗回路１２および雑音除去のＬＰＦ（ローパスフィルタ）１３と、このＬＰＦ１３を経た電圧をＡ／Ｄ変換して検出し、それら検出値や電源ゼロクロス検出部（電源位相検出部）８による交流電源１のゼロクロス検出などをもとにして昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをオン，オフする信号を駆動部７に出力するマイクロコンピュータなどの制御部１４とを備えている。
【００３６】
なお変形例として、図１に示されている昇圧チョークコイル（リアクタ）３ａおよびスイッチング素子３ｃを整流回路２の前段に入れることによってもアクティブフィルタとして同様な効果が得られ、その場合、電流検出手段などは適宜位置を変更すればよい。また、制御部１４は図１０の制御部６と同様の機能を備え、他の部分については図１０と同一であることからその説明を省略する。
【００３７】
図２を併せて参照して、上記制御部１４には、出力電圧のバラツキを抑えるための指令値（比率値）Ａを出す電圧指令部１４ａと、ＬＰＦ１３を経た出力電圧Ｖｏ（ｔ）をＡ／Ｄ変換して検出するＡ／Ｄ変換部１４ｂと、このＡ／Ｄ変換された出力電圧Ｖｏ（ｔ）を無負荷時と有負荷時とに切り替えるための判定手段１４ｃと、無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）を記憶する無負荷電圧記憶手段１４ｄと、無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）に上記比率値Ａを乗算する乗算手段１４ｅと、この乗算結果の電圧指令値と有負荷時の出力電圧検出値Ｖｏ（ｔ）とを演算する演算手段１４ｆと、この演算結果をもとにして入力電圧検出値Ｖｉ（ｔ）の補正量を算出する電圧コントローラ１４ｇと、電源ゼロクロス検出部５からの検出信号をもとにして従来と同様にスイッチング素子３ｃのオン，オフタイミングを発生するスイッチング動作コントローラ１４ｈとが含まれる。
【００３８】
上記制御部１４は、入力電圧検出値Ｖｉ（ｔ）に電圧コントローラ１４ｇで得た演算値を乗算する乗算手段１４ｉと、スイッチング動作コントローラ１４ｈによるスイッチングタイミングをもとにしてスイッチング素子３ｃのスイッチング信号を出力する際、乗算手段１４ｉの乗算結果を加味して入力電流Ｉｉを制御する電流コントローラ１４ｊとを備えている。スイッチング動作コントローラ１４ｈおよび電流コントローラ１４ｊは図１１に示すブロック構成でもよい。
【００３９】
上記構成の電源装置の動作について、図２の処理系統ブロック線図および図３ないし図５のフローチャートを参照して説明する。制御部１４は、従来同様に出力電圧指令値（負荷４の印加電圧指令値）をもとにしてスイッチング素子３ｃをスイッチングして出力電圧を負荷４に必要な所定値にするとともに、入力電流波形を正弦波形状にする。なお、入力交流波形を改善し高次高調波電流の低減を図るため、入力電源のゼロクロス点をもとにして所定期間だけスイッチング素子３ｃの動作を禁止する。
【００４０】
本発明で実行されるソフトウェアによる処理について説明すると、まず、電圧指令値算出処理系では判定手段１４ｃの切り替えによって無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）を無負荷電圧記憶手段１４ｄに記憶し、この無負荷出力電圧Ｖｏ（０）を用いて電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を得る。判定手段１４ｃは負荷４を運転しているか否かによって無負荷状態，有負荷状態の別を判定する。
【００４１】
なお、上記無負荷出力電圧Ｖｏ（０）は所定の期間だけ無負荷状態を作り出して検出し、その検出に際しては後述する無負荷判定手段をもって無負荷状態を判定してその検出値を記憶、更新するとよい。また、上記無負荷出力電圧の検出は、当該電源装置の電源投入後から負荷起動開始までの所定時間を無負荷状態としてその所定時間に実行し、あるいはインターバルタイマを用いて所定時間ごとに上記負荷の運転を停止してその運転停止時に行うことが好ましい。
【００４２】
そして、図３に示すように、比率値Ａが予め経験的に求めたテーブルから参照され、あるいは現出力電圧Ｖｏ（有負荷時の出力電圧Ｖｏ（ｔ））をもとにして算出される（ステップＳＴ１）。この比率値Ａが無負荷時に得た出力電圧Ｖｏ（０）に乗算され、次式（１）で示す電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）が得られる（ステップＳＴ２）。
Ｖｏ＊（ｔ）＝Ａ×Ｖｏ（０）…（１）
【００４３】
上記比率値Ａは、電源高調波規制のクリアを勘案して求めた値であり、また負荷４がモータである場合、その負荷の量に応じてモータ制御系が要求する電圧値から求めた値であり、テーブル参照や関数による演算によって得たものであるかを問わない。
【００４４】
参考として、電源高調波規制をクリアするうえでの上記比率値Ａと負荷の大きさ（入力電流値）との関係を次表１に示す。この表１は試験的に求めた結果の一例であり、電源高調波規制をクリアするか否かは比率値Ａの大きさや負荷の大きさによって変わる。表中の「〇」は規制クリア，「△」は電源条件によりＮＧとなる場合があることを意味し、「×」はＮＧである。
【００４５】
【表１】
2005229792.tif 000003
【００４６】
表１の例では比率値Ａを０．９４に設定すると、負荷の大きさ（入力電流値）の大きさにかかわらず電源高調波規制をクリアすることができる。なお、「△」の電源条件には、各地域による電源電圧規格値（国内１００Ｖ／２００Ｖ，海外２２０Ｖ／２３０Ｖ／２４０Ｖ），電源周波数規格値（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ），電源インピーダンス値（国内：電源電圧により規定，ＩＥＣ：規定なし）などを含む。
【００４７】
上記出力電圧や入力電圧などの検出に際してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換処理系では、図４に示すように、Ａ／Ｄ変換データ（出力電圧や入力電圧）の種類を判断する（ステップＳＴ１０）。そのデータ種類が出力電圧である場合、Ａ／Ｄ変換結果をフィルタ処理するとともにＶｏ（ｔ）に代入する（ステップＳＴ１１）。続いて、負荷状態を判断し（ステップＳＴ１２）、有負荷であれば出力電圧Ｖｏ（ｔ）をそのままとし、無負荷であれば出力電圧Ｖｏ（ｔ）を初期値Ｖｏ（０）に代入する（ステップＳＴ１３）。
【００４８】
上記データ種類が入力電圧である場合、Ａ／Ｄ変換結果をフィルタ処理するとともにＶｉ（ｔ）に代入する（ステップＳＴ１４）。続いて、負荷状態を判断し（ステップＳＴ１５）、有負荷であれば入力電圧Ｖｉ（ｔ）をそのままとし、無負荷であれば出力電圧Ｖｉ（ｔ）を初期値Ｖｉ（０）に代入する（ステップＳＴ１６）。その他のデータに関しては、それに応じた処理を実行する（ステップＳＴ１７）。
【００４９】
上記電圧フィードバック制御を行う出力電圧制御系では、図５に示すようにＰＩ制御であれば上記電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）と有負荷時の出力電圧検出値Ｖｏ（ｔ）の電圧偏差Ｖｅを演算手段１４ｆで算出する（ステップＳＴ２０）。その電圧偏差Ｖｅに対して比例項Ｐ（＝Ｋｐ×Ｖｅ）を求めるとともに、積分項Ｉ（＝Ｋｉ×シグマＶｅ）を求め、これにより指令振幅Ｄ（＝Ｐ＋Ｉ）を得て（ステップＳＴ２１ないしＳＴ２４）、これを用いて電流指令値を得る。なお、Ｋｐは任意の比例ゲイン、Ｋｉは任意の積分ゲインである。
【００５０】
上述した処理系のインターバル時間については、電圧指令値算出処理系のインターバル時間≧出力電圧制御処理系のインターバル時間≧Ａ／Ｄ変換処理系のインターバル時間の関係を基本とする。上記処理により、電圧コントローラ１４ｇは、電圧指令値をＶｏ＊（ｔ）とすると、出力電圧Ｖｏ（ｔ）がＶｏ＊（ｔ）になるように、入力電圧Ｖｉを補正する乗算値を乗算手段１４ｉに出力する。
【００５１】
これによれば、各処理系における入力電圧や出力電圧などを同じ分圧抵抗回路１１，１２の抵抗Ｒ１，Ｒ２；Ｒ３，Ｒ４やＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲを用いて得ている。また、上記電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）（＝Ａ×Ｖｏ（０））と出力電圧Ｖｏ（ｔ）の電圧偏差Ｖｅが分圧抵抗回路１２の抵抗Ｒ３，Ｒ４のバラツキやＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキなどに対応した量に相当する。
【００５２】
したがって、上記スイッチング動作コントロール１４ｈにて決定されたスイッチング素子３ｃのスイッチング区間において、電流コントローラ１４ｊでは電流制御が行われるとともに、この電流制御に上記乗算手段１４ｉの乗算結果を加味して出力電圧Ｖｏ（ｔ）を一定とする電圧制御が加味される。
【００５３】
その乗算結果を加味する電流制御としては、スイッチング動作コントロール１４ｈおよび電流コントロール１４ｊを図１１に示す構成とするならば、その電流制御における出力電圧指令値などを変更すればよい。
【００５４】
このように、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４のバラツキやＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキなどがあり、当該電流制御における電圧検出に誤差が生じても、電圧制御によりその検出誤差による影響がなく、出力電圧Ｖｏ（ｔ）が一定に保たれ、当該電流制御の安定化が図られ、また入力電流波形の機器によるバラツキが抑えられ、当該電源装置の適用性の向上が図られる。
【００５５】
上記入力電流波形が入力電圧Ｖｉにも影響を及ぼすことから、上記Ａ／Ｄ変換処理系を図６に示すルーチンで実行するようにしてもよい。すなわち、比率値Ａを乗算する出力電圧を無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）に有負荷時と無負荷時の入力電圧Ｖｉの比率Ｖｉ（ｔ）／Ｖｉ（０）を乗算して得る（ステップＳＴ３０，ＳＴ３１）。これによれば、電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）は次式（２）によって表される。
Ｖｏ＊（ｔ）＝Ａ×Ｖｏ（０）×（Ｖｉ（ｔ）／Ｖｉ（０））…（２）
【００５６】
これにより、入力電圧Ｖｉの変動を考慮することになるため、電源電圧が変動しても入力電流波形を入力電圧波形と相似形に保て、電流制御をより安定化することができる。また、無負荷時の出力電圧Ｖｏ（０）により電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）が設定されるため、入力電流の増大による電源電圧の低下や他の系統接続機器の影響による電源電圧の増減にもかかわらず、入力電圧ピーク値と出力電圧との比が一定に保てるようになる。
【００５７】
次に、図７ないし図９により、本発明の第２実施形態について説明する。この第２実施形態は請求項７に対応するものである。上記第１実施形態では無負荷出力電圧Ｖｏ（０）と有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）との比が所定値となるように電圧制御するようにしているが、この第２実施形態では無負荷出力電圧Ｖｏ（０）と有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）との差が所定値となるように電圧制御する。
【００５８】
すなわち、第２実施形態においては、図７に示すように、交流入力電圧（実効値）がＶｉ（０）からＶｉ（１）に減少したときには、直流負荷電圧をＶｏ（０）からＶｏ（１）に減少させる一方、交流入力電圧がＶｉ（０）からＶｉ（２）に増加したときには、直流負荷電圧をＶｏ（０）からＶｏ（２）へと増加させる。
【００５９】
そのため、ハード的には、図８に示すように上記第１実施形態の図１における乗算手段１４ｅに代えて減算手段１４ｅ′が用いられる。その他のハード構成は図１と同じであってよい。なお、減算値の極性がマイナスであれば、減算手段１４ｅ′を加算手段としてもよい。
【００６０】
図９を併せて参照して、電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を算出するにあたっては、電圧指令部１４ａからあらかじめ設定されている所定の差分指令値ΔＶが読み出され、減算手段１４ｅ′にて無負荷電圧記憶手段１４ｄから出力される無負荷出力電圧Ｖｏ（０）との減算が行われる（ステップＳＴ４１，４２）。これにより減算手段１４ｅ′にて次式（３）、
Ｖｏ＊（ｔ）＝Ｖｏ（０）−ΔＶ…（３）
なる負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）が得られ、この負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）は上記第１実施形態と同じく演算手段１４ｆにて有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）と演算される。
【００６１】
この差分指令値ΔＶも上記第１実施形態における比率値Ａと同じく経験的に求められるもので、電源高調波規制をクリアするうえでの差分指令値ΔＶと負荷の大きさ（入力電流値）との関係の一例を次表２に示す。同表中の「〇」，「△」，「×」は上記表１と同じ意味を有している。この表２によれば、差分指令値ΔＶを２０Ｖに設定することにより、負荷の大きさ（入力電流値）の大きさにかかわらず電源高調波規制をクリアすることができる。
【００６２】
【表２】
2005229792.tif 000004
【００６３】
有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）は負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）に追従するように制御されるが、ここで、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４のバラツキやＡ／Ｄコンバータリファレンス電圧ＡＶＲのバラツキを含めて、その検出誤差をＥ（通常は５％程度の値である）とすると、有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）は、
Ｖｏ（ｔ）＝Ｖｏ（０）−ΔＶ×（１±Ｅ）
＝Ｖｏ（０）−ΔＶ±ΔＶ×Ｅ
＝Ｖｏ＊（ｔ）±ΔＶ×Ｅ
で表され、負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）に対する出力誤差はΔＶ×Ｅとなる。
【００６４】
これに対して、差分指令値ΔＶを用いずに直接負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を出力する場合の有負荷出力電圧Ｖｏ（ｔ）は、
Ｖｏ（ｔ）＝Ｖｏ＊（ｔ）×（１±Ｅ）
＝Ｖｏ＊（ｔ）±Ｖｏ＊（ｔ）×Ｅ
で、その出力誤差はＶｏ＊（ｔ）×Ｅとなる。
【００６５】
このように、差分指令値ΔＶを用いたときの出力誤差はΔＶ×Ｅ，これに対して差分指令値ΔＶを用いないときの出力誤差はＶｏ＊（ｔ）×Ｅで、Ｖｏ＊（ｔ）＞ΔＶの関係にあるから、第２実施形態によればデバイスなどのバラツキに基づく検出誤差Ｅによる出力誤差を大幅に小さくすることができる。
【００６６】
また、負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を算出するにしても、上記式（３）に示すように減算（もとしくは加算）１回で済むため、上記第１実施形態の式（１）の乗算に比べて制御手段の演算負荷を軽減することができる。
【００６７】
また、負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を交流入力電圧の変動に対応させるため、上記第１実施形態と同じく、有負荷時の入力電圧Ｖｉ（ｔ）と無負荷時の入力電圧Ｖｉ（０）とを監視し、その比率を加味することが好ましい。すなわち、負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を、
Ｖｏ＊（ｔ）＝Ｖｏ（０）×（Ｖｉ（ｔ）／Ｖｉ（０））−ΔＶ…（４）
なる式によって求めることが好ましい。また、この式（４）により負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を演算するにしても、上記第１実施形態での上記式（２）に比べて演算回数が１回少ないため、その分、制御手段の演算負荷を軽減することができる。
【００６８】
なお、上記各実施形態ともに、無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を用いて電圧制御を行うようにしているが、上記整流回路２で整流された直流電圧の整流平均値あるいは実効値を検出する手段および無負荷時の整流平均値あるいは実効値を記憶する記憶手段とを設けて、その無負荷出力電圧および有負荷出力電圧に代えて、その記憶手段の整流平均値あるいは実効値および検出整流平均値あるいは実効値を用いるようにしてもよい。
【００６９】
また、上記各実施形態ともに、負荷電圧指令値Ｖｏ＊（ｔ）を無負荷出力電圧Ｖｏ（０）を基準として求めているが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、有負荷時には無負荷時の電圧から数ボルト電圧降下することがあらかじめ分かっている負荷（例えばエアコンの電子膨張弁の駆動に用いられるステッピングモータなど）の場合には、その電圧降下分を見込んで負荷電圧指令値を調整することもできる。
【００７０】
すなわち、上記第１実施形態では上記式（１）に示すように、有負荷時の出力電圧Ｖｏ（ｔ）を、Ｖｏ（ｔ）＝Ａ×Ｖｏ（０）になるように電圧制御しているが、負荷駆動時における負荷電圧のドロップ（電圧降下）率の定数をｋ，負荷駆動時の任意の時点での負荷電圧をＶｏ′として次式（５）、
Ｖｏ（ｔ）＝Ａ×ｋ×Ｖｏ′…（５）
によって有負荷時の出力電圧Ｖｏ（ｔ）を制御することもできる。
【００７１】
また、上記第２実施形態では上記式（３）に示すように、有負荷時の出力電圧Ｖｏ（ｔ）を、Ｖｏ（ｔ）＝Ｖｏ（０）−ΔＶになるように電圧制御しているが、負荷駆動時における負荷電圧のドロップ分を定数をΔｋ，負荷駆動時の任意の時点での負荷電圧をＶｏ′として次式（６）、
Ｖｏ（ｔ）＝Ｖｏ′＋Δｋ−ΔＶ…（６）
によって有負荷時の出力電圧Ｖｏ（ｔ）を制御することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明によれば、電源装置における負荷出力電圧が一定に保たれることから、当該電流制御が安定し、電源高調波電流を低減してその規制をクリアできるため、空気調和機や冷蔵庫などの家電機器全般だけなく、産業機器にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の第１実施形態を示す電源装置の概略的ブロック線図。
【図２】上記第１実施形態に含まれる制御手段の処理系統ブロック線図。
【図３】上記第１実施形態の動作説明用の概略的フローチャート。
【図４】上記第１実施形態の動作説明用の概略的フローチャート。
【図５】上記第１実施形態の動作説明用の概略的フローチャート。
【図６】上記第１実施形態の変形例を説明するためのフローチャート。
【図７】本発明の第２実施形態における交流入力電圧と直流負荷電圧との関係を示すグラフ。
【図８】上記第２実施形態に係る電源装置の概略的ブロック線図。
【図９】上記第２実施形態の動作説明用の概略的フローチャート。
【図１０】従来の電源装置を示す概略的回路図。
【図１１】図１０に示す電源装置の制御手段を示す概略的ブロック線図。
【図１２】図１０に示す電源装置の動作説明用の概略的波形図。
【図１３】図１０に示す電源装置の動作説明用の概略的波形図。
【符号の説明】
【００７４】
１  入力電源（交流電源）
２  整流回路
３  昇圧チョッパ回路
３ａ  昇圧チョークコイル
３ｂ  逆阻止ダイオード
３ｃ  スイッチング素子
３ｄ  平滑コンデンサ
４  負荷
５  電流センサ
６，１４  制御部
８  電源ゼロクロス検出部
１０  入力電流検出部
１１，１２  分圧抵抗回路
１３  ＬＰＦ
Ａ  電圧指令比率値
ΔＶ  差分指令値
Ｉｉ  入力電流
Ｖｉ，Ｖｉ（０），Ｖｉ（ｔ）  入力電圧
Ｖｏ，Ｖｏ（０），Ｖｏ（ｔ）  出力電圧
Ｖｏ＊（ｔ）  負荷電圧指令値
【図１】
2005229792.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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