(57)【要約】【課題】複数の異なる定格電力の放電灯について回路効率を悪化させずに点灯時の出力電力差を無くし、適正な予熱条件とすることで長寿命化を図り、放電灯の異常点灯モードに至り難くする。また、スイッチング素子の破壊・故障を防止して、異種複数の放電灯を共用化して信頼性の高い放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】インバータ回路ＩＶから二重共振回路ＤＲＣを介して放電灯に電力を供給する。二重共振回路ＤＲＣの共振電流又は共振電圧の検出値に応じて放電灯に供給する電力を目標出力に対して略一定にするべくインバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる帰還制御回路ＦＢＣを設ける。複数の異なる定格電力の放電灯を対象負荷として、各放電灯を点灯させた時の動作周波数が所定範囲内となるように制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流電源に接続されるインバータ回路と、インバータ回路に接続される二重共振回路と、二重共振回路から電力供給される放電灯と、二重共振回路の共振電流又は共振電圧を検出する検出回路と、その検出回路の検出値に応じ放電灯に供給する電力を目標出力に対して略一定にするべくインバータ回路の動作周波数を可変させる帰還制御回路を備えた放電灯点灯装置であって、複数の異なる定格電力の放電灯を対象負荷として、各放電灯を点灯させた時の動作周波数が所定範囲内となるように制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記共振電流を検出する検出回路は、インバータ回路が有するスイッチング素子に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記共振電流を検出する検出回路は、放電灯と回路グランド間に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記帰還制御回路において、負荷インピーダンスの変化を検出する手段を備え、前記放電灯に供給する電力を負荷インピーダンスの変化に応じて変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記帰還制御回路において、周囲温度の変化を検出する手段を備え、前記放電灯に供給する電力を周囲温度の変化に応じて変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記帰還制御回路において、蛍光灯起動初期の不安定時には動作周波数が所定値より低くならないよう帰還制御回路の出力信号を固定し、定常点灯モードへの切り替え時から所定時間以降に帰還制御動作を開始するように制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記帰還制御回路の出力信号の固定は、帰還制御回路として動作周波数が略最高となるモードとしたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記二重共振回路とは、前記インバータ回路に第１のインダクタと第１のコンデンサの直列接続により構成される第１の共振回路が並列接続され、第１のコンデンサに、第２のコンデンサと前記放電灯の直列接続回路が並列接続され、第１のインダクタ、第２のコンデンサ、及び放電灯により構成される第２の共振回路を備えたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
前記動作周波数は、第１のインダクタ、第１のコンデンサ、第２のコンデンサ、及び接続する放電灯のインピーダンスにより定まる固有振動周波数に対し、高周波側に約３０ＫＨｚ以内の範囲としたことを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
前記二重共振回路の固有振動周波数において得られる最大出力が最も低くなる放電灯のインピーダンスを、複数の異なる定格電力の放電灯の常温時のインピーダンス範囲内に設定したことを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
前記二重共振回路の固有振動周波数において得られる最大出力が最も低くなる放電灯の出力は、目標出力に対して約１１０％程度となるように設定したことを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
第１のコンデンサに対し第２のコンデンサの容量比は約２０倍以下としたことを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
前記放電灯のフィラメントを予熱するための予熱回路は、前記二重共振回路の第１のインダクタの補助巻線から予熱電流を供給することを特徴とする請求項８〜１２のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】
前記放電灯のフィラメントを予熱するための予熱回路は、前記二重共振回路とは別に第２のインダクタ、第３のコンデンサの直列接続による第３の共振回路を前記インバータ回路の出力に並列接続し、第２のインダクタの補助巻線から予熱電流を供給することを特徴とする請求項８〜１２のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれかに記載の放電灯点灯装置を搭載し、管長、口金寸法が略同一で用途に応じて選択可能な複数異種の放電灯として、少なくともＦＨＦ３２とＦＬＲ４０Ｓ／３６を含み、放電灯がＦＨＦ３２の時の動作周波数とＦＬＲ４０Ｓ／３６の時の動作周波数の差は約１０ＫＨｚ以内としたことを特徴とする照明器具。
【請求項１６】
請求項１５記載の照明器具を複数台とそれらの制御装置とを組み合わせて構成されることを特徴とする照明システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路を用いて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置、並びにこれを用いた照明器具及び照明システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図２は、従来の放電灯点灯装置の一例を示す回路図である。まず、図２の放電灯点灯装置ＤＬＡは、商用の電源ＳＶに対しその電圧を直流平滑電圧に変換する直流電源回路ＣＶが接続され、この直流電源回路ＣＶの出力側にはインバータ回路ＩＶが接続されている。このインバータ回路ＩＶは、そのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、インバータ制御回路ＩＶＣＣによって交互にオン／オフ駆動制御されることにより、高周波電力を出力する。そしてインバータ回路ＩＶの出力側にはインバータ負荷回路ＩＬが接続されている。
【０００３】
インバータ負荷回路ＩＬは、共振用のインダクタＴ１、直流阻止用のコンデンサＣ２、放電灯負荷ＬＡの一方のフィラメントｆｔ１、共振用のコンデンサＣ１、放電灯負荷ＬＡの他方のフィラメントｆｔ２からなる直列回路で構成されている。その場合、両コンデンサの容量はＣ１≪Ｃ２のように設定される。
【０００４】
さらに、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を抵抗Ｒ１によって検出し、その電流に応じてインバータ回路ＩＶの動作周波数を変化させる帰還制御回路ＦＢＣが付加されて構成される。
【０００５】
ところで、従来から放電灯ＬＡにはその使用対象の多様さから種々の規格品の物が提供されている。例えば、４フィートの長さの放電灯（ランプ）にはＦＨＦ３２（Ｈｆ専用ランプ：３２Ｗ，４５Ｗの２重定格ランプ）、ＦＬＲ４０Ｓ（ラピッド型一般ランプ：４０Ｗ）、ＦＬＲ４０Ｓ／３６（ラピッド型省電力ランプ：３６Ｗ）、ＦＬ４０Ｓ（グロー型一般ランプ：４０Ｗ）、ＦＬ４０ＳＳ／３７（グロー型省電力ランプ：３７Ｗ）等、数種類の放電灯が存在するが、それぞれの放電灯は管径やフィラメント構造、あるいは管内の封入ガス組成などの違いにより点灯時の負荷インピーダンスに差が生じている。
【０００６】
これまでもラピッド型ランプのように同形状でフィラメント構造も同じであり、電気特性についても一般ランプ（ＦＬＲ４０Ｓ：ランプ電流＝３８０ｍＡ、ランプ電圧＝１０５Ｖ、ランプ電力＝４０Ｗ）と省電力型ランプ（ＦＬＲ４０Ｓ／３６：ランプ電流４００ｍＡ、ランプ電圧＝９０Ｖ、ランプ電力＝３６Ｗ）で略１０％程度の違いしかないものについては、１種類の放電灯点灯装置で共用することはあった（松下電工製ＥＳＸ４０２１ＨＫ−５ＥＮＨ等）。
【０００７】
なお、特許文献１にはインバータ回路の出力により共振回路を介して放電灯に高周波電力を供給する放電灯点灯装置が開示されている。
【特許文献１】特開２００３−１６８５８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、例えば前述の５種類の放電灯全てを１種類の放電灯点灯装置で共用化するとなると、前述したように各放電灯では負荷インピーダンスが異なるため、各負荷に対する最適設計状態での定常点灯が確保できず、ランプによる出力電力の差ΔＷＬが現われる。
【０００９】
そのランプによる出力電力の差ΔＷＬを無くするために、帰還制御回路ＦＢＣを付加して所望の出力電力となるような機能を持たせた場合においては、ランプによっては回路効率の非常に悪い状態での動作とならざるを得なかった。更に、高温時・低温時の放電灯インピーダンス低下時には、出力制御可能領域から外れ、所望の出力を得られない現象が現れることも想定されるものであった。
【００１０】
また、放電灯を点灯させるにあたり、カタホレシス・移動縞等の異常点灯モードがあることは一般に知られており、その対策方法についても様々な文献等で述べられている。ここでカタホレシス・移動縞について、簡単に説明する。
【００１１】
「カタホレシス」とは、図１３に示すように、ランプの両端間で照度差が現れる現象であり、この現象の対策としてはランプに直流（ＤＣ）成分を印加しないことが有効であることが知られている。
【００１２】
「移動縞」とは、図１４に示すように、ランプの管の円周方向にリング状の薄暗い縞が複数発生し、矢印の方向に移動しているように見える現象であり、同様の現象に前出の縞が移動せずに略静止している、固定縞と呼ばれる現象がある。これらの現象の対策としては、ランプに直流（ＤＣ）成分を印加するか、ランプ出力を増やすことが有効であることが知られている。
【００１３】
これらの異常点灯モードは、特に周囲温度の低い環境下や、ランプ出力を定格出力よりも制限した状態で点灯させる調光点灯時において、発生し易いことも良く知られているものである。
【００１４】
ここで、前述の５種類の放電灯に関しては、カタホレシスの発生し易いものや、逆に移動縞の発生し易いものがあり、前述のように二つの異常点灯モードには相反する対策が有効であるため、ランプの種類によって対策方法を変える手段を用いなければならず、複雑な回路構成を要するため、数種の放電灯全てを１種類の放電灯点灯装置で共用化することを妨げる要因となっていた。
【００１５】
ここで、ランプの種類・周囲温度変化による出力電力の差と、回路効率、及び帰還制御領域外れとそれに伴う進相領域動作継続とについて、従来の技術での問題を具体的に説明する。
【００１６】
（１）ランプの種類・周囲温度変化による出力電力の差
図５は、図２の従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいて、交流電源ＳＶが投入されてから放電灯負荷ＬＡが安定点灯するまでのインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブを示した特性図である。ここに横軸は周波数ｆ、縦軸は無負荷時においては放電灯ＬＡに印加される電圧ＶＬ、点灯時においては放電灯ＬＡの出力電力ＷＬを示す。なお、点灯後の状態として、４種類の放電灯ＬＡ（ここでは一例としてＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・常温時（α）、ＦＨＦ３２ランプ（β）、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・低温時（γ）、寿命末期時ランプ（δ））の出力電力ＷＬ共振カーブを示している。
【００１７】
図７は、図２の従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいて、交流電源ＳＶが投入されてから放電灯負荷ＬＡが安定点灯するまでのフィラメント電流Ｉｆの変化を示した特性図である。ここに横軸は周波数ｆ、縦軸はフィラメント電流Ｉｆを示す。
【００１８】
商用電源ＳＶが投入されると、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは、まず予熱モードで動作する。この予熱モードでは、所定時間にわたって周波数ｆａにて動作する。この時、放電灯ＬＡの両端にはインダクタＴ１及びコンデンサＣ１によって決まる無負荷時の共振カーブ上の点ａに相当する電圧が印加されるのと同時に、コンデンサＣ１を通じて点ａ２に相当する一定の電流Ｉｆａが流れ、この電流によって放電灯ＬＡの各フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が予熱される。
【００１９】
次に、放電灯ＬＡを始動点灯させるために、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは始動モードに移行する。この始動モードでは、インバータ回路ＩＶは周波数ｆｂで動作し、放電灯ＬＡの両端には共振カーブの点ｂに相当する電圧ＶＬｂが印加される。そして放電灯ＬＡが始動すると放電灯ＬＡの放電抵抗成分がＬＣ共振系に加わるため、例えばＦＨＦ３２ランプに着目するとその共振カーブが変化して点ｂ’へ移行する。
【００２０】
そして、所望の点灯出力を得るために、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶは最終的に点灯モードに移行するが、帰還制御回路ＦＢＣが存在しない場合、又は動作しない場合には、インバータ回路ＩＶは周波数ｆｃｍｉｎにて動作する。ここでＦＨＦ３２ランプ及びＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプをそれぞれ点灯した場合、その点灯モードの周波数ｆｃｍｉｎにおいてランプ電力に差ΔＷＬ（α−β）が発生する。これは、個々の放電灯ＬＡが持つ放電インピーダンスが異なるため、ＬＣ共振系に放電灯ＬＡの抵抗分を含めた上での共振カーブが異なってしまうためである。
【００２１】
つまり、ＦＨＦ３２ランプよりもＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプの方が放電インピーダンスが小さいため、ＦＬＲ４０Ｓ／３６点灯時の共振カーブのピークは無負荷時の共振周波数ｆ０からより低い周波数へと遠ざかるとともに、共振ピーク自体も下がる傾向になる。換言すれば、共振が弱まる方向になる。
【００２２】
このように、図２の従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、種類の異なる複数の放電灯ＬＡの点灯時の出力電力差ΔＷＬが大きく、即ち放電灯ＬＡの種類によって明るくなったり暗くなったりしてしまうという不具合が生じていた。
【００２３】
さらに、寿命末期時にランプインピーダンスが上昇した場合（共振カーブ・δ）においては、より高い出力カーブのピークとなり、出力電力が増大することとなるため、放電灯点灯装置ＤＬＡを構成する素子にストレスを与えることとなり、このストレスに対しある程度のマージンを持った設計が必要となるため、構成部品のコストアップに繋がるものであった。
【００２４】
この不具合に鑑みて、帰還制御回路ＦＢＣを追加し、各負荷時の出力電力を略一定に保つことが考えられる。この帰還制御回路ＦＢＣにより点灯モードにおいて、インバータ回路ＩＶはそのスイッチング素子Ｑ２の電流から放電灯ＬＡの出力電力が略一定になるように動作周波数を変化させるため、上述の２種類の放電灯ＬＡによって、動作周波数はそれぞれｆｃα及びｆｃβとなる。このため、動作周波数の差Δｆｃ０が存在することとなる。
【００２５】
ここで、低温時及び高温時においては、放電灯の点灯時のインピーダンスが下がるため、共振カーブ・γに示されるように、共振カーブのピークがさらに無負荷時の共振周波数ｆ０からより低い周波数へと遠ざかるとともに、共振ピーク自体も下がるので、所望の出力が得られず、ΔＷ（Ｔ−γ）が発生することになる。このことが移動縞という異常点灯モードを誘発する原因になっていた。
【００２６】
この低インピーダンス時において所望の出力を得られるような共振回路設計を行なった場合、つまり例えば共振カーブ・γをより高い出力が得られるように変更した場合には、必然的に常温時の出力カーブ（例えば共振カーブα・β）も出力ピークが上昇するため、次に述べる回路効率が更に悪化してしまうことに繋がるものであった。
【００２７】
（２）回路効率
（２−１）無効電流
図１０に、進相動作時、略同相動作時及び遅相動作時における、インバータ負荷回路ＩＬの回路電流ＩＴ１と、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形を示す。ＩｄＱ２はスイッチング素子Ｑ２を流れる電流、Ｖｓはスイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、電流Ｉは回路電流ＩＴ１を有効電流と無効電流に分けて示したものである。
【００２８】
ここで、同相動作とは共振周波数ｆ０付近の動作周波数で動作させることを言い、進相動作とはｆ０よりも低い周波数ｆＬで動作させること、遅相動作とはｆ０よりも高い周波数ｆＨで動作させることを言う。インバータ負荷回路ＩＬの回路電流ＩＴ１は、その位相のずれ方によって有効電流と無効電流とに分けて考えられ、この内の有効電流が放電灯ＬＡの出力として使われ、無効電流は文字通り出力に関与しない無効な電流と考えられる。そして、有効電流成分を略等しくすることは、即ち放電灯ＬＡの出力を略等しくすることに繋がる。
【００２９】
略同相動作時と進相及び遅相動作時の有効電流を等しくする、即ち放電灯ＬＡの出力を略等しくした状態において、無効電流の多い遅相動作時の方が、略同相動作時に比べ、インバータ負荷回路電流ＩＴ１とスイッチング素子Ｑ２の電流ＩｄＱ２が増えることとなり、ひいては回路効率を悪化させるのである。さらに進相動作時においては、図１０に示されるように、上段のスイッチング素子Ｑ１と、下段のスイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ切替のタイミングにおいて、同時オン電流と呼ばれる過大な貫通電流が流れる恐れがあることが知られており、この電流によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してストレスが加わり、同素子の故障・破壊に至る恐れがあることも一般に良く知られている。
【００３０】
このことを従来の放電灯点灯装置ＤＬＡに当てはめると、図２の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、ＦＨＦ３２ランプ（図５の共振カーブ・β）の動作点ｃβが共振周波数ｆ０αから比較的離れた動作周波数となるため、回路効率の悪い負荷となっている。図１１には、図２の放電灯点灯装置ＤＬＡのインバータ負荷回路ＩＬの回路電流ＩＴ１と、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形を示す。動作点ｃαでは無効電流が少ないのに対して、動作点ｃβでは無効電流が増大しているのが分かる。
【００３１】
（２−２）フィラメント予熱電流Ｉｆ
放電灯ＬＡが点灯する前に、フィラメントｆｔ１、ｆｔ２を予熱するのは、フィラメントｆｔ１、ｆｔ２へのストレスを少なくして放電灯ＬＡの点灯を容易化するためである。つまりフィラメントｆｔ１，ｆｔ２を適正温度に加熱することでフィラメントｆｔ１，ｆｔ２に塗布された熱電子放出物質（エミッタ）から熱電子を放出させ、これにより放電灯ＬＡが点灯するのに必要な始動電圧を低減することができる。
【００３２】
ここで、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が加熱不足の場合には、熱電子の放出量が少なく、放電灯ＬＡの点灯に必要な始動電圧が高くなる。そのため、管内ガスイオン等によるフィラメントｆｔ１，ｆｔ２への損傷（スパッタ現象）が生じる。これとは逆に、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が過剰加熱された場合は、熱電子放出物質の蒸発を異常に促進させてしまい、早期エミッタ不足などが生じる。これらは放電灯の寿命を悪化させる要因となるため、フィラメント予熱は、適度のフィラメント電流Ｉｆａを適度の時間印加して、適切なフィラメント温度にすることが必要である。
【００３３】
それに加えて、先行予熱時には放電灯ＬＡが放電を起こさずにフィラメントｆｔ１，ｆｔ２だけが加熱されるように放電灯ＬＡの両端に加わるランプ電圧ＶＬはできるだけ低く抑える必要がある。なぜなら、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２が先行予熱時に放電することは、予熱不足状態で放電することを意味し、これは前述のスパッタ現象を起こすなどの要因となるからである。
【００３４】
そして、安定点灯時のフィラメント予熱電流Ｉｆｃについても点灯前と同様に、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２の温度を適正に保つ必要があり、フィラメントｆｔ１，ｆｔ２の温度が適正温度よりも低ければスパッタ現象を起こし、逆に適正温度よりも高ければ早期エミッタ不足等を招くことで、放電灯ＬＡの寿命を悪化させる要因となる。
【００３５】
ところが、図２に示されるような従来の構成ではコンデンサＣ１に流れる電流がフィラメント電流Ｉｆとなっているので、予熱電流Ｉｆとランプ電圧ＶＬは比例関係にある。まず、予熱モードにおいては適正な予熱電流Ｉｆを低いランプ電圧ＶＬにて得るためのコンデンサＣ１のインピーダンスＸｃ（＝１／ωＣ＝１／２πｆＣ）がほぼ決まるので、予熱モードの動作周波数ｆａとコンデンサＣ１の容量とが、ほぼ決まることとなる。
【００３６】
その時、点灯時の予熱電流も同様にＩｆ＝２πｆ×Ｃ×ＶＬで決定されるため、図２に示す従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、ＦＨＦ３２ランプ点灯時の動作周波数ｆｃβがＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ点灯時の動作周波数ｆｃαに比べて高いので、ＦＨＦ３２ランプ点灯時のフィラメント予熱電流Ｉｆｃβが多くなる傾向がある。動作周波数の差Δｆｃが大きいと、それに伴って予熱電流の差ΔＩｆｃ０が大きくなるということである。
【００３７】
ここで、点灯時の過剰なフィラメント電流Ｉｆｃは、前述のように早期エミッタ不足等から放電灯ＬＡの寿命を悪化させることと、回路効率の悪化を招くという問題があった。
【００３８】
これとは逆に、ＦＨＦ３２ランプ点灯時のフィラメント予熱電流Ｉｆｃβを適正値に抑えた場合には、それに伴って予熱モードとＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ点灯時のフィラメント予熱電流（Ｉｆａ及びＩｆｃα）が相対的に下がり、スパッタ現象によって放電灯ＬＡの寿命を悪化させることに繋がる。
【００３９】
このことから、従来の技術では回路効率とランプ寿命の双方を満足させるフィラメント予熱条件を達成することは非常に困難であった。
【００４０】
（２−３）スイッチング損失
図１２はインバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形を拡大して示した波形図である。横軸は時間ｔ、縦軸はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖｓと流れる電流ＩｄＱ２と、スイッチング素子Ｑ２の損失ＷＱ２を示す。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ２の動作状態は、オフ領域、ターンオン領域、オン領域、ターンオフ領域の４つの領域を１サイクルとして繰り返す。ここで、オフ領域、ターンオン領域においては、スイッチング素子Ｑ２の損失は殆どなく、オン領域においては、スイッチング素子Ｑ２はオン抵抗Ｒ（ｏｎ）を持つため、Ｗａ＝（ＩｄＱ２）2 ×Ｒ（ｏｎ）の損失を持ち、ターンオフ領域においては、スイッチング素子Ｑ２の損失はＷｂのように現われる。
【００４２】
ここで、ターンオン領域とターンオフ領域については、スイッチング素子Ｑ２の持つ遅れ時間とインバータ制御回路ＩＶＣＣの駆動遅れ時間とにより、動作周波数が変化しても略一定である。したがって、インバータ回路ＩＬの回路電流ＩＴ１が一定で動作周波数が変化した場合、オフ領域とオン領域においては、損失の増加は無いが、それに対してターンオン領域とターンオフ領域は周波数が高くなるに連れて、その領域が増えてしまい、相対的にスイッチング素子Ｑ２の損失が増えてしまうこととなる。
【００４３】
このことを従来の放電灯点灯装置ＤＬＡに当てはめると、図２の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいてはＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプとＦＨＦ３２ランプとの点灯モードでの動作周波数の差Δｆｃ０（図５参照）が大きく離れてしまうため、それに伴って、ＦＨＦ３２ランプ負荷時のスイッチング損失が大きくなる傾向にあった。
【００４４】
（３）帰還制御領域外れとそれに伴う進相領域動作継続
回路効率を考える上で、（２−３）に示すスイッチング損失低減のためには、出来る限り点灯時の動作周波数を下げることが有効であるが、赤外線方式のワイヤレスリモートコントロール機能を搭載した家庭用電気機器の使用周波数ｆの範囲が３３ＫＨｚ≦ｆ≦４０ＫＨｚであるため、放電灯の点灯周波数は２０ＫＨｚ＜ｆｃ＜３３ＫＨｚ又はｆｃ＞４０ＫＨｚと取り決められている。よって、一般的に放電灯点灯装置ＤＬＡが放電灯を点灯させる周波数ｆｃは、ばらつき要素・使用環境を考慮した最悪条件においても、必ずｆｃが４０ＫＨｚを上回るように設計される。
【００４５】
ここで、図１５（ａ）、（ｂ）にそれぞれ図２の従来の放電灯点灯装置ＤＬＡにおけるインバータ負荷回路ＩＬの出力カーブを端的に示すが、図１５（ａ）のように、低温時に目標電力ＷＴに満たない出力カーブを描く場合にはもちろんのこと、図１５（ｂ）のように、最小動作周波数ｆｃｍｉｎでの出力が目標出力を下回る場合には、図１６に示すように、最小動作周波数ｆｃｍｉｎでの動作から抜けられなくなり、前出の進相領域動作が継続することになる場合が想定される。どちらの場合においても目標電力ＷＴが得られない結果となり、出力不足からランプが暗くなったり、移動縞等の異常点灯モードが現れる恐れが生じていた。進相領域動作が継続した場合にはスイッチング素子の故障・破壊の起こる恐れも有った。
【００４６】
ここで、帰還制御回路ＦＢＣは、始動モードから点灯モードヘ移行時に動作を開始し、その時に始動モードの動作周波数ｆｂから点灯モードの最小動作周波数ｆｃｍｉｎへ移行した後、目標出力ＷＴが得られる動作周波数へ移行する。そのため、最小動作周波数ｆｃｍｉｎでの出力が目標出力を下回る場合（図１６参照）には最小動作周波数ｆｃｍｉｎでの動作から抜けられなくなり、前出の進相領域動作が継続することになる場合が想定される。
【００４７】
帰還制御領域外れに至らない場合においても、図１５（ｂ）に示すように、低温時においても所望の出力が得られる代償として、動作周波数ｆｃが４０ｋＨｚを下回る禁止帯に入る不具合が考えられる。これは赤外線方式のワイヤレスリモートコントロール機能を搭載した家庭用電気機器の誤動作を誘発するものであった。
【００４８】
以上のように、形状や定格の異なる多種類の放電灯の全てを１種類の放電灯点灯装置で共用化した場合には、上述の（１）、（２−１）〜（２−３）、及び（３）で指摘したように、各放電灯の出力電力差が生じることと、ランプによっては回路効率の非常に悪い状態での動作となること、移動縞等の異常点灯モードに至る恐れのあること、スイッチング素子の故障破壊の恐れがあること、赤外線方式のワイヤレスリモートコントロール機能を搭載した家庭用電気機器の誤動作を誘発する恐れのあることから、従来技術では形状や定格の異なる放電灯毎に専用の放電灯点灯装置を使用しているのが現状である。そのため、放電灯点灯装置も放電灯ＬＡの種類に応じて各種のものを準備しなければならず、コストアップを招来していた。
【００４９】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、異種複数の放電灯すべてにおいて、第１には点灯時の出力電力差を無くすこと、第２には回路効率を悪化させないこと、第３には適正な予熱条件とすることにより長寿命化を図ること、第４には放電灯の異常点灯モードに至り難くすること、第５にはスイッチング素子の破壊・故障を防ぐことや赤外線方式のワイヤレスリモートコントロール機能を搭載した家庭用電気機器の誤動作をなくすること、第６にはそれらの結果として、異種複数の放電灯を共用化して信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５０】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源回路ＣＶと、直流電源回路ＣＶに接続されるインバータ回路ＩＶと、インバータ回路ＩＶに接続される二重共振回路ＤＲＣと、二重共振回路ＤＲＣから電力供給される放電灯ＬＡ１，ＬＡ２と、二重共振回路ＤＲＣの共振電流又は共振電圧を検出する検出回路と、その検出回路の検出値に応じ放電灯ＬＡ１，ＬＡ２に供給する電力を目標出力に対して略一定にするべくインバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる帰還制御回路ＦＢＣを備えた放電灯点灯装置ＤＬＡであって、複数の異なる定格電力の放電灯を対象負荷として、各放電灯を点灯させた時の動作周波数が所定範囲内となるように制御することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００５１】
本発明によれば、複数の異なる定格電力の放電灯を対象負荷として、各放電灯を点灯させた時の動作周波数が所定範囲内となるように制御することで、異種複数の放電灯すべてにおいて、回路効率を悪化させることなく、点灯時の出力電力差を無くすことができ、また、適正な予熱条件とすることで長寿命化を図ることができ、さらに、放電灯の異常点灯モードに至り難くすることができる。また、スイッチング素子の破壊・故障を防ぐことができ、その結果として、異種複数の放電灯を共用化して信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施の形態１の放電灯点灯装置ＤＬＡは、商用の交流電源ＳＶを、所定の直流平滑電圧に変換する直流電源回路ＣＶが接続され、この直流電源回路ＣＶの出力側にインバータ回路ＩＶが接続され、そのインバータ回路ＩＶの出力側にはインバータ負荷回路ＩＬが接続されている。また、直流電源回路ＣＶのスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＣＶＣＣと、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＩＶＣＣと、そのインバータ制御回路ＩＶＣＣに対して、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を検出してインバータ制御回路ＩＶＣＣの制御に帰還する帰還制御回路ＦＢＣを含む制御回路ＣＣが接続された構成である。さらに、放電灯点灯装置ＤＬＡの回路グランドＧｎｄはコンデンサＣ１７を介して対地アースＥ／Ｇに接続されている。
【００５３】
次に、この放電灯点灯装置ＤＬＡについて、構成回路ブロック毎の構成及び動作を簡単に説明する。
１）直流電源回路ＣＶ
直流電源回路ＣＶは、商用電源ＳＶの両端に、高周波成分を除去するフィルタ回路ＦＩの入力と商用電源ＳＶより入力されるサージ電圧を吸収するサージ電圧吸収素子ＺＮＲの並列接続された回路が、放電灯点灯装置ＤＬＡ内の故障等による電源短絡時に直ちに交流電源ＳＶから回路を遮断する電流ヒューズＦｕｓｅを介して接続され、フィルタ回路ＦＩの出力端には、交流電圧を全波整流する整流器ＤＢの入力が接続され、整流器ＤＢの出力には突入電流抑制回路ＩＣＣと昇圧チョッパ回路ＵＶＣの入力端の直列回路が接続される。さらに、昇圧チョッパ回路ＵＶＣのスイッチング素子Ｑ３には、そのスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン／オフ駆動制御する制御回路ＣＶＣＣが接続されて、構成される。
【００５４】
ここで、昇圧チョッパ回路ＵＶＣとその制御回路ＣＶＣＣについて、構成及び動作を簡単に説明する。昇圧チョッパ回路ＵＶＣは、整流器ＤＢの＋出力に突入電流抑制回路ＩＣＣを介した電圧を入力とし、インダクタＴ２の一次巻線ｎ１の一端とコンデンサＣ８が接続され、インダクタＴ２の一次巻線ｎ１の他端にはスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子とダイオードＤ１の陽極が接続され、スイッチング素子Ｑ３のソース端子には電流検出抵抗Ｒ２が接続され、ダイオードＤ１の陰極には平滑用のコンデンサＣ５が接続され、コンデンサＣ８、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ５の他端及び整流器ＤＢの−端子が回路グランドＧｎｄに接続されて、コンデンサＣ５に発生する平滑電圧Ｖｄｃを出力とする形で構成される。
【００５５】
制御回路ＣＶＣＣは、力率改善制御回路（ＰＦＣ）として、汎用のチョッパ制御用ＩＣであるモトローラ社製のＭＣ３３２６２を用いたものと基本的に等価の構成であり、その構成は既に周知であるので、ここでは詳しい説明は省略し、制御回路ＩＣ１に対する外付け部品の構成を以下に簡単に説明する。制御回路ＩＣ１の１番ピン（出力電圧帰還端子）には、平滑用のコンデンサＣ５に並列接続された抵抗Ｒ１４と可変抵抗ＶＲ１の直列回路によって平滑出力電圧Ｖｄｃを分圧した電圧が入力される。２番ピン（誤差アンプ出力／補償端子）には抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１とが並列接続される。３番ピン（マルチプライヤ入力端子）にはチョッパ入力電圧（コンデンサＣ８の両端電圧）の脈流電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８によって分圧した電圧がコンデンサＣ１０によって平滑されて入力される。４番ピン（電流センス入力端子）にはスイッチング素子Ｑ３に流れる電流を検出するために、抵抗Ｒ２で得られた電圧が抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ１２で平滑して入力される。５番ピン（ゼロ電流検出入力端子）にはインダクタＴ２を流れる電流のゼロクロス点を検出するために、インダクタＴ２の二次巻線ｎ２の出力が抵抗Ｒ９を介して入力される。６番ピン（グランド端子）は回路グランドＧｎｄに接続される。７番ピン（出力端子）には、スイッチング素子Ｑ３を駆動するために、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続されている。８番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＣＣの電源用として、抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧された電圧Ｖｃｃが、コンデンサＣ９及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力される。
【００５６】
以上のように構成することにより、制御回路ＩＣ１は昇圧チョッパ回路ＵＶＣの入力電圧（脈流電圧）を３番ピンの入力に基づいて検出し、昇圧チョッパ回路からの平滑出力電圧を１番ピンの入力に基づいて検出し、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流を４番ピンの入力に基づいて検出し、更にインダクタＴ２に流れる電流を５番ピンの入力に基づいて検出しながら、スイッチング素子Ｑ３の駆動制御を行なうことができる。
【００５７】
続いて、突入電流抑制回路ＩＣＣについて、構成及び動作を簡単に説明する。突入電流抑制回路ＩＣＣは、ＰＴＣサーミスタＰＴＨとサイリスタＱ４が並列に接続され、サイリスタＱ４のゲート・陰極間には、インダクタＴ２の二次巻線ｎ３と抵抗Ｒ６とダイオードＤ２の直列回路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ７が並列に接続されて構成される。
【００５８】
突入電流抑制回路ＩＣＣの動作を説明すると、昇圧チョッパ回路ＵＶＣの動作時は二次巻線ｎ３に電圧が発生するため、サイリスタＱ４がオンし、サイリスタＱ４を通じて昇圧チョッパ回路ＵＶＣに電流供給が行なわれ、昇圧チョッパ回路ＵＶＣの不動作時は二次巻線ｎ３に電圧が殆ど発生しないため、サイリスタＱ４がオフし、ＰＴＣサーミスタＰＴＨを通じて昇圧チョッパ回路ＵＶＣに電流供給が行なわれる。つまり、電源投入時は昇圧チョッパ回路ＵＶＣが不動作のため、ＰＴＣサーミスタＰＴＨによって突入電流が抑制され、定常時には昇圧チョッパ回路ＵＶＣが動作するため、サイリスタＱ４にてＰＴＣサーミスタＰＴＨが短絡されて、ＰＴＣサーミスタＰＴＨによるロスは発生しないという回路動作となる。
【００５９】
ここでは、直流電源回路ＣＶが昇圧チョッパ回路で構成された完全平滑電源である場合を例示したが、昇圧チョッパ回路と昇圧チョッパ回路の出力に接続された降圧チョッパ回路で構成された電源であっても良いし、その他の任意の直流電源回路であっても良い。
【００６０】
２）インバータ回路ＩＶ
インバータ回路ＩＶは、直流電源回路ＣＶの出力端（コンデンサＣ５の平滑出力電圧Ｖｄｃ）を入力とし、直流電源回路ＣＶの出力端には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、そのスイッチング素子Ｑ１のソース端子にはスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子が接続され、さらにそのスイッチング素子Ｑ２のソース端子には帰還制御回路ＦＢＣの検出抵抗Ｒ１が接続されて、その抵抗Ｒ１は回路グランドＧｎｄへと接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート端子及びインバータ回路ＩＶの出力端Ｖｓは、制御回路ＩＶＣＣへ接続される。
【００６１】
制御回路ＩＶＣＣは、インバータ駆動回路ＩＶＤＲとタイマー回路ＴＩＭ及びそれらの周辺部品で構成される。以下に、インバータ駆動回路ＩＶＤＲとタイマー回路ＴＩＭについて、それらの周辺部品の構成及び動作の説明を行なう。
【００６２】
インバータ駆動回路ＩＶＤＲの１番ピン（発振器用抵抗接続端子）には、可変抵抗ＶＲ２と、スイッチＳＷ２と抵抗Ｒ２３の直列回路と、スイッチＳＷ１と抵抗Ｒ２４の直列回路との並列回路が接続されている。２番ピン（発振器用コンデンサ接続端子）にはコンデンサＣ１５が接続され、３番ピン（グランド端子）は回路グランドＧｎｄに接続され、４番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＩＣ１の電源用として、抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧された電圧Ｖｃｃが、コンデンサＣ９及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力される。５番ピン（高圧側駆動用基準電圧端子）にはインバータ出力電圧Ｖｓが接続されている。６番ピン（高圧側駆動用電源端子）には、コンデンサＣ１４が５番ピンとの間に接続され、ダイオードＤ５の陰極が６番ピンヘ、同陽極が制御電源Ｖｃｃへと接続される。７番ピン（高圧側駆動電圧出力端子）は抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート端子へ、８番ピン（低圧側駆動電圧出力端子）は抵抗Ｒ１７，１８を介してスイッチング素子Ｑ２へ、それぞれ接続される。
【００６３】
インバータ駆動回路ＩＶＤＲの動作は、電源投入後、制御電源Ｖｃｃが４番ピンの動作開始電圧に達すると、１，２番ピンに接続されている抵抗値と容量値によって決まる周波数にて、７，８番ピンに交互に駆動電圧を発生させることで、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせるものである。
【００６４】
タイマー回路ＴＩＭの１番ピン（発振器用抵抗接続端子）には、抵抗Ｒ２５が接続され、２番ピン（発振器用コンデンサ接続端子）にはコンデンサＣ１６が接続され、３番ピン（グランド端子）は回路グランドＧｎｄに接続され、４番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＣＣの電源用として、抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧された電圧Ｖｃｃが、コンデンサＣ９及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力される。５，６，７番の各ピンには、夫々スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の制御電極が接続されている。タイマー回路ＴＩＭの出力によりオン・オフされるスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は例えばトランジスタよりなる。
【００６５】
タイマー回路ＴＩＭの動作は、電源投入後、制御電源Ｖｃｃが４番ピンの動作開始電圧に達すると、１，２番ピンに接続されている抵抗値と容量値によって決まる時間経過後にスイッチＳＷ１〜３のオン／オフを決めるものである。具体的には図８に示すシーケンスで変化する。
【００６６】
つまり、インバータ制御回路ＩＶＣＣの動作は、図８で示されるように予熱モード（周波数ｆａ）→始動モード（周波数ｆｂ）→点灯モード（周波数ｆｃ）と段階的に周波数を変化させながらインバータ回路ＩＶを駆動するものである。
【００６７】
次に帰還制御回路ＦＢＣの構成及び動作を説明する。帰還制御用オペアンプＯＰ１は制御電源Ｖｃｃを電源として動作する。オペアンプＯＰ１の＋側入力端子には、制御電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ１９と可変抵抗ＶＲ３とで分圧した基準電圧が入力され、−側入力端子には、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２の電流を検出する抵抗Ｒ１の両端電圧が、抵抗Ｒ２０を介して入力される。オペアンプＯＰ１の出力端子には、−側入力端子との間に抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１３とが並列に接続され、インバータ駆動回路ＩＶＤＲの１番ピンとの間にダイオードＤ６、抵抗Ｒ２２及びスイッチＳＷ３の直列回路が接続されている。
【００６８】
帰還制御回路ＦＢＣの動作は、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１によって電圧変換し、この電圧が抵抗Ｒ２０を介してオペアンプＯＰ１の−端子に入力される。このオペアンプＯＰ１の−端子に現れる電圧と、オペアンプＯＰ１の＋端子電圧に印加される基準電圧とを比較して、双方の電圧が略等しくなるようにインバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる働きを持つ。
【００６９】
ここで、オペアンプＯＰ１の−端子に現れる電圧は、インバータ負荷回路ＩＬの消費電力にほぼ正比例で変化する。そして、インバータ負荷回路ＩＬの消費電力の大半は、放電灯負荷ＬＡの出力電力が占めている。つまり、帰還制御回路ＦＢＣは、放電灯負荷ＬＡの出力電力を略一定にするように、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる、即ち定電力制御を行なうものである。
【００７０】
帰還制御回路ＦＢＣの動作を、図８を参照して説明すると、予熱及び始動モードではタイマー回路ＴＩＭの出力によりスイッチＳＷ３がオフされていることによって帰還制御回路ＦＢＣは動作せず、スイッチＳＷ３がオンとなる点灯モードにおいては放電灯負荷ＬＡの種類によって、ｆｃ〜ｆｃｍｉｎの間で放電灯負荷ＬＡの出力電力を略一定にするように、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる動作を行なう。
【００７１】
なお、予熱及び始動モードでは、上述のように、抵抗Ｒ３を介して制御電源Ｖｃｃを確保しているが、点灯モードになると、インダクタＴ１の二次巻線ｎ２に十分な電圧が得られることで、抵抗Ｒ２６とダイオードＤ７を介して制御電源Ｖｃｃを供給できるので、定常時の抵抗Ｒ３の損失を小さくできる。
【００７２】
３）インバータ負荷回路ＩＬ
インバータ負荷回路ＩＬは、インバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−Ｇｎｄ間に接続され、放電灯負荷ＬＡ１，ＬＡ２に電力供給する二重共振回路ＤＲＣと、放電灯フィラメントｆｔ１，ｆｔ２，ｆｔ３，ｆｔ４を予熱する予熱回路ＰＨＣによって構成される。
【００７３】
二重共振回路ＤＲＣは、インバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−ＧＮＤ間に、共振用インダクタＴ１の一次巻線ｎ１と、共振用コンデンサＣ１が直列に接続され、コンデンサＣ１の両端に、放電灯負荷ＬＡ１，ＬＡ２と共振兼直流阻止用コンデンサＣ２が直列に接続して構成されている。ここで、コンデンサＣ１に対しコンデンサＣ２の容量比は例えば２０倍以下となるように設定されている。なお、コンデンサＣ６はシーケンスコンデンサである。
【００７４】
予熱回路ＰＨＣは、共振用インダクタＴ３の二次巻線ｎ２，ｎ３に対し、それぞれコンデンサＣ３，Ｃ４を介して放電灯フィラメントｆｔ１、ｆｔ４を接続し、また、二次巻線ｎ４に対し、コンデンサＣ１９を介して放電灯フィラメントｆｔ２、ｆｔ３を接続して構成されている。共振用インダクタＴ３の一次巻線は、コンデンサＣ１８，Ｃ２０を介してインバータ回路ＩＶの出力であるＶｓ−ＧＮＤ間に接続されており、コンデンサＣ２０の両端にはスイッチＳＷ４が並列接続されている。
【００７５】
インバータ負荷回路ＩＬの動作は、インバータ回路ＩＶの動作によって変化する。詳細は次に述べる。
インバータ回路ＩＶ及びインバータ負荷回路ＩＬの回路動作について、図４に示すインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブ及び図６に示すフィラメント予熱電流Ｉｆの変化の各図を用いて説明する。なお、図４には従来の場合（図５）と同様に、点灯時の４種類の放電灯ＬＡ（ここでは一例としてＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・常温時（α）、ＦＨＦ３２ランプ（β）、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・低温時（γ）、寿命末期時ランプ（δ））の出力電力ＷＬの共振カーブを示している。
【００７６】
商用電源ＳＶが印加されてから点灯するまでに、インバータ制御回路ＩＶＣＣによってインバータ回路ＩＶの動作周波数が、予熱モード（周波数ｆａにて動作）、始動モード（周波数ｆｂにて動作）、点灯モード（帰還制御回路ＦＢＣの働きにより、周波数ｆｃと周波数ｆｃｍｉｎの間にて動作）と、段階的に切り替えられる点は、従来の場合と同様である。
【００７７】
ここで、二重共振回路ＤＲＣに着目すると、二重共振回路ＤＲＣは大きく分けて２つの共振カーブを持つ。つまり、無負荷時（放電灯のインピーダンスが∞）の場合と、負荷短絡時（放電灯のインピーダンスが０）の場合とである。
【００７８】
無負荷時は、放電灯が未装着で開放状態にあるため、共振動作にコンデンサＣ２が寄与せず、従って、インダクタＴ１とコンデンサＣ１とによって決定される共振周波数ｆ０での共振カーブとなる。一方、負荷短絡時は両コンデンサＣ２，Ｃ１が並列接続されるため、インダクタＴ１と両コンデンサＣ２，Ｃ１によって決定される共振周波数ｆ０’での共振カーブとなる。当然ながらｆ０＞ｆ０’であり、コンデンサＣ２の容量によって共振周波数ｆ０とｆ０’の格差が決定される。
【００７９】
放電灯が点灯すると、放電インピーダンスが発生するが、そのインピーダンス値は０〜∞の範囲であるため、点灯時の共振（出力）カーブの共振周波数ｆ１（出力ピーク）は必ずｆ０〜ｆ０’の間に存在する。
【００８０】
次に、放電灯フィラメントｆｔ１〜ｆｔ４の予熱回路に着目すると、インダクタＴ３の二次巻線ｎ２，ｎ３，ｎ４を予熱用の電源としており、インダクタＴ３の二次巻線ｎ２，ｎ３，ｎ４に発生する電圧は、インダクタＴ３の一次巻線に発生する電圧に比例するため、無負荷時の予熱電流カーブは予熱回路ＰＨＣの共振カーブにほぼ沿った形で推移する。点灯時においては、インダクタＴ３の電圧の変化よりも予熱回路のコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９の周波数変化によるインピーダンス変化が大きく、周波数が下がるとコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９のインピーダンスの増加により予熱電流が減少する。よって、図６に示されるようなカーブとなる。この予熱電流カーブは、インダクタＴ３の巻数比とコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ１９の定数によって周波数特性の傾きを変化させることができる。
【００８１】
以上の点を踏まえて、この実施の形態１の放電灯点灯装置ＤＬＡにおける放電灯の点灯出力時の特性とフィラメント予熱電流特性について説明する。
【００８２】
１）点灯特性について
従来の場合と同様に、２種類の放電灯（ＦＨＦ３２ランプ及びＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ）をそれぞれ点灯した場合、図４に示すように点灯時の動作周波数には差Δｆｃ１が生じる。これは、放電灯の種類によって、各放電灯が持つ個々の放電インピーダンスが異なるために起こり、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプの共振カーブのピーク時周波数即ち共振周波数ｆ０αは、ＦＨＦ３２ランプの場合の共振周波数ｆ０βに比べて無負荷時の共振周波数ｆ０からより低い周波数へ遠ざかる。
【００８３】
しかしながら、前述のように放電灯が点灯状態にある時の共振周波数は、必ずｆ０〜ｆ０’の間に存在するため、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプの出力ピーク値が減少することなく、ＦＨＦ３２ランプの共振カーブからほぼ水平移動に近い形で変化する。このため、従来の点灯装置の動作周波数の差Δｆｃ０（図５参照）に比べてこの実施の形態１における動作周波数の差Δｆｃ１（図４参照）は小さくなる傾向にある。さらに、共振カーブのピークが殆ど変わらないため、どちらのランプにおいても共振周波数に近い設計が可能となり、図９に示すように、従来の点灯装置（図１１参照）に比べて、無効電流の減少を図ることができる。
【００８４】
続いて、低温・高温時における低インピーダンス状態の負荷を点灯した場合においては、その共振周波数ｆ０γは負荷短絡時の共振周波数ｆ０’に向かって低下すると共に、共振カーブのピークは、図４中の破線矢印のように、上昇する特性を持っている。これは負荷短絡時の共振周波数ｆ０’に近づくことで共振が強まることに起因するものである。このことから、図１５（ｃ）に示すように、低インピーダンス時の共振カーブが目標出力ＷＴを下回ることが無くなり、ランプが暗くなることや移動縞等の異常点灯モードを抑制することが可能となる。
【００８５】
次に、寿命末期負荷時の高インピーダンス状態の負荷を点灯した場合においては、その共振周波数ｆ０δは無負荷時の共振周波数ｆ０に向かって上昇すると共に共振カーブのピークも図４中の破線矢印のように、上昇する特性を持っている。これは無負荷時の共振周波数ｆ０に近づくことで共振が強まることに起因するものである。
【００８６】
ただし、この時の放電灯出力ＷＬにおいても、帰還制御回路ＦＢＣにより目標出力ＷＴと略同等になるように制限されるため、放電灯点灯装置ＤＬＡに印加されるストレスは軽微である。
【００８７】
２）フィラメント予熱電流Ｉｆについて
前述のように、この実施の形態１の放電灯点灯装置ＤＬＡにおいては、動作周波数の差Δｆｃ１（図４、図６）が従来の装置の動作周波数の差Δｆｃ０（図５、図７）に比べて少ないため、２種類の放電灯を点灯した時のフィラメント予熱電流の差ΔＩＦｃ１（図６）が従来のΔＩＦｃ０（図７）に比べて少なく、予熱電流カーブの周波数特性の傾きを調整出来るため、先行予熱条件の最適化を図りつつ、常時の予熱電流を抑制することができる。動作周波数の差Δｆｃ１は例えば３０ＫＨｚ以内、好ましくは１０ＫＨｚ以内となるように設計すると良い。
【００８８】
３）スイッチングロスについて
同様に、動作周波数の差Δｆｃ１が少ないことから、ＦＨＦ３２ランプ負荷時のスイッチング損失も抑制することが可能となる。
【００８９】
以上のことから、実施の形態１の放電灯点灯装置ＤＬＡは、複数の異なる定格電力の放電灯ＬＡに対し、回路効率を悪化させることなく、適正なフィラメント予熱条件を得ることにより放電灯ＬＡの長寿命化を図り、異なる放電灯ＬＡ間の出力電力を略一定にすることが可能となっている。
【００９０】
（実施の形態２）
図１７は本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施の形態２の放電灯点灯装置ＤＬＡは、ランプ電圧を検出してオペアンプＯＰ１の−端子に入力する以外は実施の形態１と同様である。すなわち、放電灯負荷ＬＡの管電圧ＶＬを、抵抗Ｒ１００とダイオードＤ１００を介して、オペアンプＯＰ１の−端子に入力している。オペアンプＯＰ１の−端子には、実施の形態１と同様に、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を抵抗Ｒ１によって電圧変換した検出電圧も抵抗Ｒ２０を介して入力されており、したがって、両者を合算したものが帰還制御回路ＦＢＣの入力となる。
【００９１】
この実施の形態におけるインバータ回路ＩＶ及びインバータ負荷回路ＩＬの回路動作について、図１８に示すインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブを用いて説明する。なお、図１８には実施の形態１の場合（図４）と同様に、点灯時の４種類の放電灯（ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・常温時（α）、ＦＨＦ３２ランプ（β）、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・低温時（γ）、寿命末期時ランプ（δ））の出力電力ＷＬの共振カーブを示している。この時、負荷インピーダンスＺは、Ｚγ＜Ｚα＜Ｚβ＜Ｚδとなっている。
【００９２】
ここで、帰還制御回路ＦＢＣによって放電灯負荷ＬＡの出力ＷＬを目標出力ＷＴに対し略一定に保たれるように動作周波数ｆｃが可変するが、検出電圧にはインバータ負荷回路の回路電流に加えて放電灯負荷ＬＡの管電圧ＶＬ成分も入力されるため、管電圧の高い負荷、つまりインピーダンスの高い負荷においては帰還される電圧が高くなることとなる。帰還制御回路ＦＢＣは、オペアンプＯＰ１の＋端子に入力される電圧を閾値として、−端子の電圧が略一定になるように動作するため、放電灯負荷出力はＷＬγ＞ＷＬα＞ＷＬβ＞ＷＬδとなる。
【００９３】
このことにより、出力の低下し易い低インピーダンス時においては出力を上昇させるため、移動縞等の異常点灯モードを抑制することが可能となり、出力の上昇し易い高インピーダンス時には出力を抑制するため、放電灯点灯装置ＤＬＡのストレスを軽減することが可能となる。因みに、抵抗Ｒ１００を調整して管電圧ＶＬの重畳率を変えることにより、インピーダンスと出力電力の関係を自由に設定することも可能である。
【００９４】
（実施の形態３）
図１９は本発明の実施の形態３に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施の形態３の放電灯点灯装置ＤＬＡは、可変抵抗ＶＲ３と直列に、周囲温度に対して負特性をもつ抵抗Ｒ１０１を接続する以外は実施の形態１と同様である。すなわち、帰還制御回路ＦＢＣにおける可変抵抗ＶＲ３と直列に、周囲温度Ｔａの変化に応じて抵抗値が変化する感温抵抗器（サーミスタ）Ｒ１０１を接続する。ここでは周囲温度が上昇すると抵抗値が下がる、負特性を持った感温抵抗器を用いることとする。
【００９５】
この実施の形態のインバータ回路ＩＶ及びインバータ負荷回路ＩＬの回路動作について、図２０に示すインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブを用いて説明する。ここに横軸は周波数ｆ、縦軸は点灯時の放電灯ＬＡの出力電力ＷＬを示す。なお、図２０では、点灯時の放電灯（ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・常温時、ＦＬＲ４０Ｓ／３６ランプ・低温時及び高温時）の出力電力ＷＬの共振カーブを示している。
【００９６】
ここで、帰還制御回路ＦＢＣによって放電灯負荷ＬＡの出力ＷＬを目標出力ＷＴに対し略一定に保たれるように動作周波数ｆｃが可変するが、この目標出力ＷＴの基準となるオペアンプＯＰ１の＋端子の電位が、感温抵抗器Ｒ１０１の負特性により周囲温度Ｔａの上昇と共に低下していく。このことにより、移動縞等の異常点灯モードが発生し易い低温時においては、放電灯出力を高くして異常点灯モードを抑制することが可能となり、放電灯点灯装置ＤＬＡのストレス的に厳しい高温時においては出力を抑制するため、放電灯点灯装置ＤＬＡのストレスを軽減することが可能となる。因みに、可変抵抗ＶＲ３と感温抵抗器Ｒ１０１の比を変える、即ち感温抵抗器の感度を変えることにより、周囲温度と出力電力の関係を自由に設定することも可能である。
【００９７】
（実施の形態４）
図２１は実施の形態４に係る放電灯点灯装置の回路図である。帰還制御回路ＦＢＣのオペアンプＯＰ１の出力端子とグランドＧｎｄの間にスイッチＳＷ５を接続した構成としており、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５は図２３のシーケンスで制御される。図２３において、予熱周波数ｆａは可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の合成電流、始動周波数ｆｂは可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２３の合成電流、点灯周波数ｆｃは可変抵抗ＶＲ２、帰還制御回路ＦＢＣへの合成電流で決定される。始動モード時は放電灯の出力は低いため、仮にスイッチＳＷ５がオフであると、帰還制御回路ＦＢＣによりオペアンプＯＰ１の出力は高くなっており、点灯モードヘ移行した瞬間には帰還制御回路ＦＢＣへ電流が流入しない。オペアンプＯＰ１が放電灯ＬＡを定電力制御するための出力信号に落ち着くまでの応答遅れの間、点灯周波数ｆｃを決定する合成電流が小さくなるため、動作周波数は放電灯の出力を所定値とする周波数ｆｃよりも一時的に低くなる。図２２に共振カーブを示すが、放電灯ＬＡの出力を所定値一定とするための周波数には遅相領域のｆｃａと進相領域のｆｃｂが存在する。オペアンプＯＰ１の応答遅れのため、進相領域のｆｃｂよりも動作周波数が小さくなってしまう（ｆｃ’）と、オペアンプＯＰ１は進相領域のｆｃｂで出力一定制御をすることとなる。進相領域ｆｃｂでの動作を継続すると、バラストチョークＴ１からの供給電源Ｖｃｃの不足やスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への貫通電流によるストレス等の不具合が生じる。
【００９８】
この実施の形態においては、点灯モード移行後、所定時間ｔ４までスイッチＳＷ５がオンしており、スイッチＳＷ３がオンした際にはオペアンプＯＰ１の出力はＧｎｄレベルとなっているため、点灯モード移行時周波数ｆｄは可変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒ２２の合成電流で決定される。このｆｄはｆｃａ（図２２）よりも高い周波数となるため、スイッチＳＷ５がオフしてからのオペアンプＯＰ１による定電力制御は、必ず遅相領域で動作するよう制御出来る。
【００９９】
（実施の形態５）
図２４は実施の形態５に係る放電灯点灯装置の回路図である。帰還制御回路ＦＢＣのオペアンプＯＰ１の出力端子に接続されたダイオードＤ６のアノード側とグランドＧｎｄの間にスイッチＳＷ５を接続した構成となっている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５は図２５のようなシーケンスで制御される。
【０１００】
この実施の形態においては、点灯モードに移行した後、ｔ４までスイッチＳＷ５がオンしており、スイッチＳＷ２がオフした際には、ダイオードＤ６のアノード側はＧｎｄレベルとなっているため、点灯モード移行時の周波数ｆｄは可変抵抗ＶＲ２，抵抗Ｒ２２の合成電流で決定される。このｆｄはｆｃａ（図２２）よりも高い周波数となるため、スイッチＳＷ５がオフしてからのオペアンプＯＰ１による定電力制御は、必ず遅相領域で動作するよう制御出来る。
【０１０１】
図２４の回路構成では、図２１の回路構成に比べると、オペアンプＯＰ１の出力を短絡せずに済むうえ、スイッチＳＷ３と遅延回路Ｄｅｌａｙが不要な分、回路構成が簡単である。
【０１０２】
（実施の形態６）
図２６は実施の形態６に係る放電灯点灯装置の回路図である。オペアンプＯＰ１の＋側入力の可変抵抗ＶＲ３と並列に、スイッチＳＷ５と抵抗Ｒ２７を直列に接続した構成となっている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５は図２７のようなシーケンスで制御される。
【０１０３】
この実施の形態においては、点灯モード移行後、ｔ４までスイッチＳＷ５がオンすることで可変抵抗ＶＲ３と抵抗Ｒ２７の合成抵抗が可変抵抗ＶＲ３単独時の抵抗よりも小さくなるため、＋側の入力が小さくなり、オペアンプＯＰ１の出力は定電力制御時よりも低くなる。点灯モード移行時のオペアンプＯＰ１の出力電圧をある程度低くし、点灯モード移行時の動作周波数ｆｄをｆｃａ（図２２）よりも高い周波数になるようなオペアンプＯＰ１の出力となる抵抗Ｒ２７を選定することにより、スイッチＳＷ５がオフしてからのオペアンプＯＰ１による定電力制御は、必ず遅相領域で動作するよう制御出来る。
【０１０４】
（実施の形態７）
図２８は実施の形態７に係る放電灯点灯装置の回路図である。オペアンプＯＰ１の−入力端子から抵抗Ｒ２０が接続されて、その入力としてスイッチＳＷ５を介してＡ側とＢ側を切り替える構成となっている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ５は図２９のようなシーケンスで制御される。
【０１０５】
この実施の形態においては、Ａ側にスイッチＳＷ５が倒されている間、オペアンプＯＰ１の−入力端子には分圧抵抗Ｒ２７とＲ２８で定まる電圧が入力される。Ｂ側にスイッチＳＷ５が倒されている間は、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流がインバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を抵抗Ｒ１によって変換された電圧がオペアンプＯＰ１の−入力端子に入力される。点灯モード移行後、所定時間後（ｔ４）まで、スイッチＳＷ５はＡ側に倒されているため、分圧抵抗Ｒ２７とＲ２８により任意の信号を入力することが可能となる。点灯モード移行時のオペアンプＯＰ１の出力電圧をある程度低くし、点灯モード移行時の動作周波数ｆｄをｆｃａ（図２２）よりも高い周波数になるようなオペアンプＯＰ１の出力となる分圧抵抗Ｒ２７とＲ２８を選定することにより、スイッチＳＷ５がＢ側に倒れてからのオペアンプＯＰ１による定電力制御は、必ず遅相領域で動作するよう制御出来る。
【０１０６】
（実施の形態８）
本実施の形態の回路構成、回路動作は、実施の形態１と同等であるので、重複する説明は省略する。本実施の形態のインバータ回路ＩＶ及びインバータ負荷回路ＩＬの回路動作について、図４に示すインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブを用いて説明する。
【０１０７】
ここで、放電灯負荷のインピーダンスが０〜∞の間で変化した時に、出力共振カーブのピークは図中の破線矢印で示されるように、略放物線を描くように移動していく。この時、図からも分かるように、共振カーブのピークＷＰｅａｋが目標出力ＷＴに近づくと、インバータ負荷回路ＩＬの動作は遅相領域動作から略進相領域へと移動することとなる。前述のように回路効率を上げるためには略同相領域での動作が望ましい。
【０１０８】
そこで、最大出力が最も低くなる放電灯のインピーダンスＺＬＡ（ＷＰｅａｋ：ｍｉｎ）を、複数の異なる定格電力の放電灯の常温時のインピーダンス範囲内に設定することによって、より回路効率の高いインバータ負荷回路ＩＬを提供することが可能となる。図４の例で言えば、共振カーブαとβのピークは目標出力ＷＴに近く設定されているので、略同相領域で動作することになり、回路効率が高くなる。
【０１０９】
（実施の形態９）
本実施の形態の回路構成、回路動作は、実施の形態１と同等であるので、重複する説明は省略する。本実施の形態のインバータ回路ＩＶ及びインバータ負荷回路ＩＬの回路動作について、図４に示すインバータ負荷回路ＩＬの共振カーブと、図１６の共振カーブと動作点の関係を示す図を用いて説明する。
【０１１０】
ここで、放電灯負荷のインピーダンスが０〜∞の間で変化した時に、出力共振カーブのピークは図４中の破線矢印で示されるように、略放物線を描くように移動していく。この時、共振カーブのピークＷＰｅａｋが目標出力ＷＴに近づくと、帰還制御回路ＦＢＣによる制御は図１６（ｂ）のグラフのように、制御の余裕度が無くなり、回路ばらつき・周囲温度等の変化によっては容易に進相領域動作に陥ることが考えられる。前述のように、進相領域動作が継続した場合にはスイッチング素子の故障・破壊の恐れがある。一方、図１６（ａ）は共振カーブのピークＷＰｅａｋが目標出力ＷＴから遠く、制御の余裕度が大きいので、回路ばらつき・周囲温度等の変化があっても、遅相領域動作から進相領域動作に陥る恐れは少ないと言える。しかし、実施の形態８で述べたように、共振カーブのピークＷＰｅａｋが目標出力ＷＴから遠すぎると、同相領域から外れるため、無効電流が増えて回路効率が悪くなる。
【０１１１】
そこで、共振カーブのピークの最小値ＷＰｅａｋ：ｍｉｎが目標出力ＷＴの１１０％程度となるように設定することによって、帰還制御回路ＦＢＣの動作に余裕のある設計が可能となるため、進相領域動作による故障・破壊の恐れの無い放電灯点灯装置ＤＬＡを提供することができる。
【０１１２】
（実施の形態１０）
図３０は本発明の実施の形態１０に係る放電灯点灯装置の回路図である。この実施の形態の回路構成は実施の形態１と略同等であり、予熱回路の構成が簡略化されている点が若干異なるが、ここでは回路素子の定数設定について説明する。
【０１１３】
その前提として、図３０の放電灯点灯装置ＤＬＡについて、帰還制御回路ＦＢＣの構成および動作を簡単に説明する。帰還制御用オペアンプＯＰ１は制御電源Ｖｃｃを電源として動作する。オペアンプＯＰ１の＋側入力端子には、制御電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ３と可変抵抗ＶＲ１とで分圧した基準電圧が入力され、−側入力端子には、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２の電流を検出する抵抗Ｒ１の両端電圧を、抵抗Ｒ２を介して入力される。オペアンプＯＰ１の出力端子には、−側入力端子との間に抵抗Ｒ４とコンデンサＣ６とが並列に接続され、インバータ駆動回路ＩＶＤＲとの間にダイオードＤ１，抵抗Ｒ５が接続されている。
【０１１４】
帰還制御回路ＦＢＣの動作は、インバータ負荷回路ＩＬの共振電流を、インバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１によって電圧変換し、この電圧が抵抗Ｒ２を介してオペアンプＯＰ１の−端子に入力される。このオペアンプＯＰ１の−端子に現れる電圧と、オペアンプＯＰ１の＋端子電圧に印加される基準電圧とを比較して、双方の電圧が略等しくなるようにインバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる働きを持つ。
【０１１５】
ここで、オペアンプＯＰ１の−端子に現れる電圧は、インバータ負荷回路ＩＬの消費電力にほぼ正比例で変化する。そしてインバータ負荷回路ＩＬの消費電力の大半は、放電灯負荷ＬＡの出力電力が占めている。つまり、帰還制御回路ＦＢＣは、放電灯負荷ＬＡの出力電力を略一定にするように、インバータ回路ＩＶの動作周波数を可変させる、即ち定電力制御を行なうものである。
【０１１６】
本実施の形態は、以上のような構成において、オペアンプＯＰ１の時定数による動作遅れで点灯モードヘの移行時に最小動作周波数ｆｃｍｉｎへ移行しない時定数を設定したものである（図３１参照）。
【０１１７】
図３０において、オペアンプＯＰ１の時定数を決めるものは、抵抗Ｒ２、Ｒ４とコンデンサＣ６であるので、これらの定数を変えて時定数を種々設定し、最小周波数と進相動作及び回路動作の確認の実験を行なった。
【０１１８】
【表１】
2005174837.tif 000003
【０１１９】
表１はこの実験結果をまとめたものである。抵抗Ｒ２を１０ＫΩ、Ｒ４を１ＭΩに設定し、コンデンサＣ６を１００ｎＦから１５ｎＦに変化させて、時定数を表に示すように９９０μｓｅｃから１５０μｓｅｃに設定した。各々において移行する最小周波数とｆｃｍｉｎ動作から抜けられなくならないかと回路動作が正常かを表わしている。ここで、実験Ｎｏ．１が従来の定数と時定数であり、時定数９９０μｓｅｃではｆｃｍｉｎ動作から抜けられなくなっている。
【０１２０】
表１の結果より始動モードから点灯モードヘの移行時に最小動作周波数ｆｃｍｉｎに移行せずに点灯モードの動作周波ｆｃに移行するには時定数を速くし、約７００μｓｅｃ以下にすればよいといえる。ただし、実験５，６の結果のように速くし過ぎるとランプのちらつきなどの誤動作が発生することになる。
【０１２１】
以上より、オペアンプＯＰ１の時定数を約７００μｓｅｃから３００μｓｅｃに設定することで最小動作周波数ｆｃｍｉｎに移行してこの状態から抜けられなくなることを回避することが出来る。
【０１２２】
（実施の形態１１）
本実施の形態では実施の形態１〜１０で述べたような放電灯点灯装置を搭載した照明器具の構成を例示する。図３２及び図３３は放電灯２灯を点灯可能な一般的な２灯用富士形照明器具のイメージ図である。図中、Ｓ１〜Ｓ４はソケット、Ｒは反射板、Ｓはばね、Ｈはランプピン接触穴である。尚、放電灯点灯装置としては、２灯用の放電灯点灯装置１台あるいは１灯用の放電灯点灯装置２台を搭載している。
【０１２３】
例えば、表２に掲載したＦＨＦ３２、ＦＬ４０Ｓ、ＦＬ４０ＳＳ／３７、ＦＬＲ４０Ｓ、ＦＬＲ４０Ｓ／３６の５種類の放電灯は、同一の管長（１１９８ｍ）で且つ、同一の口金寸法（Ｇ１３形）であるため、図３２及び図３３で示した１種類の照明器具にて共用可能である。
【０１２４】
【表２】
2005174837.tif 000004
【０１２５】
これにより照明器具ユーザーは放電灯の種類を気にすることなく使用可能となり、また、ユーザーの嗜好（放電灯コスト、デザイン、光出力など）に合わせて放電灯の選択も可能となる。尚、本実施の形態では２灯用の照明器具であるが、放電灯の灯数及び放電灯点灯装置の点灯可能灯数などは限定しない。
【０１２６】
（実施の形態１２）
図３４は本発明の実施の形態１２に係る照明システムの構成を示す説明図である。本実施の形態では、実施の形態１１に記載した照明器具複数台を制御装置にて一括制御する照明システムについて説明する。実施の形態１１に記載した照明器具Ａ〜Ｌの１２台が人体感知センサー、及びプログラム制御可能なシステムを備えた制御装置Ｓに接続されている。本実施の形態においては、照明器具Ａ〜Ｉにランプ負荷としてＦＨＦ３２を装着し、外光の入る窓側の照明器具Ｊ〜Ｌには、光束はＦＨＦ３２より低いがコストの安いＦＬＲ４０／３６を装着している。制御装置Ｓの特徴として、人体感知センサーにより人を感知すると放電灯が点灯し、人が不在となると消灯する機能や、負荷の装着状況の入力、任意の照明器具の点灯、消灯条件の設定が可能であるプログラム制御機能を有しており、各実施の形態に示した放電灯点灯装置と組み合わせることにより、制御装置への電力負荷を変えることなく、設置環境に応じた、非常に効率の高い、省エネルギーの照明システムを実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図２】従来の点灯装置の一例を示す回路図である。
【図３】従来の点灯装置の他の一例を示す回路図である。
【図４】図１の点灯装置のインバータ負荷回路の共振カーブを示す説明図である。
【図５】図２の従来の点灯装置のインバータ負荷回路の特性図である。
【図６】図１の点灯装置のフィラメント予熱電流の変化を示す説明図である。
【図７】図２の従来の点灯装置のフィラメント予熱電流の変化を示す説明図である。
【図８】図１の点灯装置の予熱、始動、点灯モードの動作説明図である。
【図９】図１の点灯装置の点灯時の動作波形図である。
【図１０】進相動作時、略同相動作時及び遅相動作時におけるスイッチング波形を示す波形図である。
【図１１】図２の従来の点灯装置の点灯時の動作波形図である。
【図１２】インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング波形を拡大して示した波形図である。
【図１３】カタホレシス現象を説明するための説明図である。
【図１４】移動縞を説明するための説明図である。
【図１５】常温時と低温時の出力の周波数特性を示す説明図であり、（ａ），（ｂ）は従来例、（ｃ）は本発明の周波数特性図である。
【図１６】帰還制御不能な動作状態を説明するための説明図である。
【図１７】本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図１８】本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の周波数特性図である。
【図１９】本発明の実施の形態３に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図２０】本発明の実施の形態３に係る放電灯点灯装置の周波数特性図である。
【図２１】本発明の実施の形態４に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図２２】本発明の実施の形態４に係る放電灯点灯装置の周波数特性図である。
【図２３】本発明の実施の形態４に係る放電灯点灯装置の動作説明図である。
【図２４】本発明の実施の形態５に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図２５】本発明の実施の形態５に係る放電灯点灯装置の動作説明図である。
【図２６】本発明の実施の形態６に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図２７】本発明の実施の形態６に係る放電灯点灯装置の動作説明図である。
【図２８】本発明の実施の形態７に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図２９】本発明の実施の形態７に係る放電灯点灯装置の動作説明図である。
【図３０】本発明の実施の形態１０に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図３１】本発明の実施の形態１０に係る放電灯点灯装置の動作説明図である。
【図３２】本発明の実施の形態１１に係る照明装置の構成例を示す斜視図である。
【図３３】本発明の実施の形態１１に係る照明装置の構成例を示す下面図である。
【図３４】本発明の実施の形態１２に係る照明システムの構成を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１２８】
ＤＬＡ    放電灯点灯装置
ＬＡ      放電灯
ＣＶ      直流電源回路
ＩＶ      インバータ回路
ＩＬ      インバータ負荷回路
ＰＨＣ    予熱回路
ＤＲＣ    二重共振回路
ＣＣ      制御回路
ＩＶＣＣ  インバータ制御回路
ＣＶＣＣ  チョッパー制御回路
ＦＢＣ    帰還制御回路
【図１】
2005174837.tif 000005
【図２】
2005174837.tif 000006
【図３】
2005174837.tif 000007
【図４】
2005174837.tif 000008
【図５】
2005174837.tif 000009
【図６】
2005174837.tif 000010
【図７】
2005174837.tif 000011
【図８】
2005174837.tif 000012
【図９】
2005174837.tif 000013
【図１０】
2005174837.tif 000014
【図１１】
2005174837.tif 000015
【図１２】
2005174837.tif 000016
【図１３】
2005174837.tif 000017
【図１４】
2005174837.tif 000018
【図１５】
2005174837.tif 000019
【図１６】
2005174837.tif 000020
【図１７】
2005174837.tif 000021
【図１８】
2005174837.tif 000022
【図１９】
2005174837.tif 000023
【図２０】
2005174837.tif 000024
【図２１】
2005174837.tif 000025
【図２２】
2005174837.tif 000026
【図２３】
2005174837.tif 000027
【図２４】
2005174837.tif 000028
【図２５】
2005174837.tif 000029
【図２６】
2005174837.tif 000030
【図２７】
2005174837.tif 000031
【図２８】
2005174837.tif 000032
【図２９】
2005174837.tif 000033
【図３０】
2005174837.tif 000034
【図３１】
2005174837.tif 000035
【図３２】
2005174837.tif 000036
【図３３】
2005174837.tif 000037
【図３４】
2005174837.tif 000038