(57)【要約】【課題】  ２次側に共振用インダクタを備えたＺＶＳ動作を行うスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】  スイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータで、共振用インダクタ４１、４２は、トランス３０の２次側に接続されており、コンデンサ２１、２２、２３、２４と共に共振回路を構成する。トランスの２次側の第１の巻き線３２と前記第２の巻き線３３の間の接続点１０７から、第１の巻き線３２を介して整流回路５０の終端までの間の第１のルートと、接続点１０７から第２の巻き線３３を介して整流回路の終端までの間の第２のルート上の任意の位置に共振用インダクタ４１、４２は接続されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ構成をとり、直流電源の高電位端子と低電位端子との間に接続されるスイッチ回路と、
２次側に第１の巻き線と第２の巻き線とを有し、前記スイッチ回路の動作に応じて１次側の巻き線に流れる電流の方向が変化するように前記スイッチ回路に接続され、前記スイッチ回路からの入力を前記２次側の第１の巻き線と第２の巻き線に出力するトランスと、
前記１次側の巻き線に直列に接続されたコンデンサと、
前記スイッチ回路の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの２次側からの出力電流を整流する整流回路とを有するスイッチング電源装置であって、
更に、前記第１の巻き線と前記第２の巻き線の間に接続点を有し、前記接続点から前記第１の巻き線を介して前記整流回路の終端までの間の第１のルートと、前記接続点から前記第２の巻き線を介して前記整流回路の終端までの間の第２のルート上の任意の位置に前記トランスの１次側の前記コンデンサと共に共振回路を構成する共振用インダクタを有し、
前記共振用インダクタは、前記第１のルートと前記第２のルートの配線を１つのコアに通し、各々の配線に流れる電流の向きが逆向きとなるような構成となっていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ブリッジ構成は、スイッチ素子を含むアームを有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチ回路は、フルブリッジ構成をとリ、前記高電位端子と前記低電位端子との間に各々がスイッチ素子からなる第１のアームと第２のアームとが並列に接続されたことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチ素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチ素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチ素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチ素子を有していることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記トランスは、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との間と、前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子との間に前記１次側の巻き線が接続されたことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記コンデンサは、前記各スイッチ素子にそれぞれ並列に接続されたことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記整流回路で整流された電流を平滑する平滑回路を備えたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に降圧型の電圧共振型コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
車載用の電気機器等に用いられる電源は、スイッチング電源を用いて大電圧の入力を小電圧の出力に変換している。従来はこのスイッチング電源としてハードスイッチング電源装置が用いられていたが、ハードスイッチング電源装置は、スイッチの切り換え時における電力の損失が大きく、非常に効率の悪いものとなっていた。しかし、ＬＣ回路による共振を利用したソフトスイッチング電源装置を用いることにより、スイッチ切り換え時における電力の損失が少なくなり、効率の良い電力の供給をすることができるようになった。（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】国際公開第ＷＯ０１／０７１８９６号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来のソフトスイッチング電源装置では、スイッチ素子が非常に狭いオンデューティで動作している。そのため、電圧の高調波成分が大きくなり、共振用のインダクタ等に大きな熱を発生させ、その寿命にも影響を与えていた。また、入出力間の電圧差が大きくなると、共振用インダクタのインダクタンスも大きくすることが必要となり、そのためにはインダクタの巻き数を大きくしなければならない。それに伴い、共振用インダクタの巻き線とコアの間の絶縁材も厚いものが必要となる。しかしながら、厚い絶縁材を用いると、巻き線の放熱が妨げられ、特に巻き数が多層に渡ってしまった場合などは内側に巻き回された銅線は放熱しにくくなる。また、共振用インダクタのインダクタンスを大きくすることで共振用インダクタ自体も大きくなってしまい、電源装置の大型化を強いられることとなる。
【０００４】
そこで、本発明は、共振用インダクタの放熱を抑え、かつ、小型のソフトスイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するために、請求項１に記載のスイッチング電源装置は、ブリッジ構成をとり、直流電源の高電位端子と低電位端子との間に接続されたスイッチ回路と、２次側に第１の巻き線と第２の巻き線を有し、前記スイッチ回路の動作に応じて１次側の巻き線に流れる電流の方向が変化するように前記スイッチ回路に接続され、前記スイッチ回路からの入力を前記２次側の第１の巻き線と第２の巻き線に出力するトランスと、前記１次側の巻き線に直列に接続されたコンデンサと、前記スイッチ回路の動作を制御する制御回路と、前記トランスの２次側からの出力電流を整流する整流回路と、更に、前記第１の巻き線と前記第２の巻き線の間に接続点を有し、前記接続点から前記第１の巻き線を介して前記整流回路の終端までの間の第１のルートと、前記接続点から前記第２の巻き線を介して前記整流回路の終端までの間の第２のルート上の任意の位置に前記トランスの１次側の前記コンデンサと共に共振回路を構成する共振用インダクタを備え、前記共振用インダクタは、前記第１のルートと前記第２のルートの配線を１つのコアに通し、各々の配線に流れる電流の向きが逆向きとなるような構成となっていることを特徴としている。
【０００６】
また、好ましくは、前記ブリッジ構成は、スイッチ素子を含むアームである。
【０００７】
また、好ましくは、前記スイッチ回路は、フルブリッジ構成をとり、直流電源の高電位端子と低電位端子との間にスイッチ素子からなる第１のアームと第２のアームとが並列に接続されている。
【０００８】
また、好ましくは、前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチ素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチ素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチ素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチ素子を有している。
【０００９】
また、好ましくは、前記トランスは、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との間と、前記第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との間に１次側の巻き線が接続されている。
【００１０】
また、好ましくは、前記トランスは、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との間と、前記第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との間に１次側の巻き線が接続されている。
【００１１】
また、好ましくは、前記コンデンサは、前記各スイッチ素子にそれぞれ並列に接続されている。
【００１２】
また、好ましくは、前記整流回路で整流された電流を平滑する平滑回路を備えている。
【００１３】
このような構成によると、直流電圧が、スイッチ素子により交流とされ、トランスを介して降圧され、さらに整流回路及び平滑回路によって再び直流とされる。その際、トランスの１次側のコンデンサと２次側の共振用インダクタにより共振回路が構成される。トランスの１次側と比べて電圧が低くなっている２次側では、共振用インダクタのインダクタンスも小さくてよいので、共振用インダクタの巻き線数を少なくすることができる。また、トランスの２次側の共振用インダクタンスは、２つの配線を１つのコアに交差させて通す構成とすることができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明のスイッチング電源装置によれば、共振用インダクタをトランスの２次側に配置することで、共振用インダクタが１次側にある場合と比べて共振用インダクタンスの巻き数を少なくすることができる。従って、電源装置の構造を簡素化でき、設計の自由度を上げることができる。また、トランスの２次側で共振用インダクタンスを用いるため、共振用インダクタに印加される電圧も低くなり、共振用インダクタンスの巻き線とコアとの絶縁距離を小さくすることができる。そのため、共振用インダクタが放熱しやすい構造をとることができる。さらに、１つのコアに２つの配線を通し、電流を互いに逆方向に流す構成をとるため、大電流を流すために配線が板金であるような場合でも、コアに板金を巻く必要がなくなる。また、例えば、整流回路にダイオードを有している場合、ダイオードを流れる電流とダイオードを流れる電流のバランスをよくするために、２つの共振用インダクタのインダクタンスを揃える必要がある。そのためには、２つの共振用インダクタのコアは同一のものを利用しなければならず、その選別等に労力がかかる。しかしながら、本発明では、１つのコアに２つの配線を通し、電流を互いに逆方向に流すことにより、磁束を±対称に振ることができる。これにより、コアの利用率を高め、コアにかかるコストも安価とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明の第１の実施の形態によるスイッチング電源装置について図１を参照しながら説明する。
【００１６】
図１に、ＺＶＳ動作を行うスイッチング電源装置の構成図を示す。また、図１０に従来のＺＶＳ動作を行うスイッチング電源装置の構成図を示す。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置とは共振用インダクタ４０の挿入位置が異なり、共振用インダクタ４０は、トランス３０の１次側で巻き線３１とスイッチ素子１３との間に挿入されている。本実施形態にかかるスイッチング電源装置は、降圧型であり、図１のように、スイッチ回路１０と、トランス３０と、共振用インダクタ４０と、整流回路５０と、平滑回路６０と、制御回路８０からなる。スイッチング電源装置の使用時には、入力側に電源が接続され、出力側には負荷７０が接続されている。電源１は、直流電源であり、高電位側にスイッチング電源装置の直流入力端１０１が、低電位側に直流入力端１０２が接続される。  
【００１７】
スイッチ回路１０は、第１、第２、第３、第４のスイッチ素子１１、１２、１３、１４と、それぞれの素子に並列に接続されたコンデンサ２１、２２、２３、２４とを含む。本実施の形態においては、スイッチ素子はＭＯＳ−ＦＥＴからなる。しかし、スイッチ素子は、ＭＯＳ−ＦＥＴに限定されず、三端子型のスイッチを使用しても良い。
【００１８】
各スイッチ素子１１、１２、１３、１４は、フルブリッジ接続される。すなわち、スイッチ素子１１のソースＳ１とスイッチ素子１２のドレインＤ２が接続され、その接続点は、接続点１０３を構成する。スイッチ素子１３のソースＳ３とスイッチ素子１４のドレインＤ４が接続され、その接続点は、接続点１０４を構成する。また、スイッチ素子１１のドレインＤ１とスイッチ素子１３のドレインＤ３が接続され、その接続点は、接続点１０５を構成する。スイッチ素子１２のソースＳ２とスイッチ素子１４のソースＳ４が接続され、その接続点は、接続点１０６を構成する。また、接続点１０５は、直流入力端１０１と接続され、接続点１０６は、直流入力端１０２と接続される。
【００１９】
トランス３０は、１次側の巻き線３１と２次側の巻き線３２、３３からなり、巻き線３１と、巻き線３２、３３とは同極性となる方向に巻かれている。また、巻き線３２と巻き線３３の巻き数は同じ巻き数である。本実施形態では、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータなので、巻き線３１の巻き数をＮ１、巻き線３２、３３の巻き数をそれぞれＮ２とすると、巻き線３１と巻き線３２の巻き線比、巻き線３１と巻き線３３の巻き線比（Ｎ２／Ｎ１）はそれぞれ１以下となる。１次側の巻き線３１の両端は、それぞれ接続点１０３、１０４と接続される。また、２次側の巻き線３２と巻き線３３との接続点には接続点１０７を有している。
【００２０】
共振用インダクタ４１、４２は、配線である板金を１つのコアで巻いた構成となっており、共振用インダクタ４１の一端は巻き線３２と接続され、共振用インダクタ４２の一端は巻き線３３と接続されている。整流回路５０は、ダイオード５１、５２からなる。ダイオード５１のアノードは、インダクタ４１の出力側に接続される。ダイオード５２のアノードは、インダクタ４２の出力側に接続される。
【００２１】
平滑回路６０は、チョークコイル６１と平滑コンデンサ６２からなる。チョークコイル６１は、一端がダイオード５１、５２の各々のカソードと接続され、他端は直流出力端１０８と接続される。平滑コンデンサ６２は、直流出力端１０８と１０９との間に並列に接続される。
【００２２】
直流出力端１０８、１０９は、負荷７０に並列に接続される。制御回路８０の出力端１１１、１１２、１１３、１１４は、スイッチ素子１１、１２、１３、１４のゲートＧ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４にそれぞれ接続される。
【００２３】
次に、本発明の第１の実施形態によるスイッチング電源装置の動作について図１及び図２のタイムチャートを参照しながら説明する。本実施形態によるスイッチング電源装置は、ＺＶＳ動作を用いたソフトスイッチング電源である。
【００２４】
図２は、スイッチ素子１１、１２、１３、１４に供給される駆動信号Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４の波形図である。
【００２５】
図１に示されたスイッチング電源装置において、ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４のスイッチ素子１１、１２、１３、１４は、制御回路８０からゲートＧ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４に供給される駆動信号Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４により、同一のオン幅、及び、周波数となるように駆動される。第１、第２、第３、第４のスイッチ素子１１、１２、１３、１４のスイッチング動作により、トランス３０の第１の巻き線３１に流れる電流の方向が交互に切り換えられ、それによってトランス３０が励磁される。トランス３０の第２の巻き線３２、３３に生じたスイッチング出力は、整流回路５０によって整流され、平滑回路６０によって平滑化され、直流出力電圧Ｖｏｕｔとして、出力端子１０８、１０９から負荷７０に供給される。
【００２６】
スイッチ素子１１、１２、１３、１４は、スイッチング動作のいかなる状態においても、直流電源１の接続された直流電圧入力端１０１、１０２が電気的に短絡されない組み合わせ、及び、タイミングで駆動される。具体的には、スイッチ素子１１及びスイッチ素子１２は、同時にオンとなることはない。また、スイッチ素子１３及びスイッチ素子１４も、同時にオンとなることはない。
【００２７】
例えば、スイッチ素子１１、１２、１３、１４は、図２に示すように、４つの期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４からなる期間を１サイクルとしてスイッチング動作を繰り返す。期間Ｔ１では、スイッチ素子１１とスイッチ素子１４が同時にオンとなり、かつ、スイッチ素子１２とスイッチ素子１３が同時にオフとなる。期間Ｔ２では、スイッチ素子１２とスイッチ素子１４が同時にオンとなり、かつ、スイッチ素子１１とスイッチ素子１３が同時にオフとなる。期間Ｔ３では、スイッチ素子１２とスイッチ素子１３が同時にオンとなり、かつ、スイッチ素子１１とスイッチ素子１４が同時にオフとなる。期間Ｔ４では、スイッチ素子１１とスイッチ素子１３が同時にオンとなり、かつ、スイッチ素子１２とスイッチ素子１４が同時にオフとなる。
【００２８】
まず、時刻ｔ１において、スイッチ素子１１及び第４のスイッチ素子１４は、同時にオンとなり、トランス３０の第１の巻き線３１を励磁する。また、コンデンサ２２、２３には電荷が蓄積される（期間Ｔ１）。
【００２９】
次に、時刻ｔ２において、スイッチ素子１１がオフされ、スイッチ素子１２がオンされる（期間Ｔ２）。この期間Ｔ２中に、コンデンサ２２、２３及び共振用インダクタ４１によって共振回路が構成される。この共振回路による共振作用を利用して、コンデンサ２２、２３に蓄積されていた電荷が全て放出される。
その後、時刻ｔ３においてスイッチ素子１４がオフされ、スイッチ素子１３がオンする。すると、スイッチ素子１２とスイッチ素子１３が同時にオン状態となり、ｔ１とは逆の極性にトランス３０の第１の巻き線３１を励磁する。また、コンデンサ２１、２４には電荷が蓄積される（期間Ｔ３）。
【００３０】
次に、時刻ｔ４において、スイッチ素子１２がオフされ、スイッチ素子１１がオンする（期間Ｔ４）。この期間Ｔ４中に、コンデンサ２１、２４及び共振インダクタ４２によって共振回路が構成される。この共振回路による共振作用を利用して、コンデンサ２１、２４に蓄積されていた電荷が全て放出される。
【００３１】
その後、時刻ｔ５においてスイッチ素子１３をオフし、スイッチ素子１４をオンする。スイッチ素子１１及び第４のスイッチ素子１４は、同時にオンとなり、トランス３０の第１の巻き線３１を励磁する。また、コンデンサ２２、２３には電荷が蓄積される（期間Ｔ１）。
【００３２】
このように、共振インダクタがトランスの２次側に配置されているときでも、共振回路の共振特性を利用して、スイッチ素子１１、１２、１３、１４に、ＺＶＳの動作をさせることができる。これにより、コンデンサ２１、２２、２３、２４の短絡損と、それに伴うノイズの発生を抑制することが可能となる。
【００３３】
本実施の形態においては、ソフトスイッチングのための共振回路を１次側のコンデンサ２１、２２、２３、２４と２次側の共振用インダクタ４１、４２で構成している。ここで、共振用インダクタがトランスの１次側にある場合と２次側にある場合とでそのインダクタンスを考えてみる。トランスの１次側と２次側の巻き線の巻き数比をＮ：１：１とすると、共振用インダクタが２次側に接続されている場合の共振用インダクタ１個あたりの巻き数Ｎｒ（ｓ）は、
Ｎｒ（ｓ）＝Ｎｒ（ｐ）／Ｎ・・・（１）
となる。また、共振用インダクタのインダクタンスＬｒ（ｐ）は、
Ｌｒ（ｓ）＝（２／Ｎ）２×Ｌｒ（ｐ）・・・（２）
で表せる。Ｎｒ（ｐ）とＬｒ（ｐ）は、それぞれ共振用インダクタがトランスの１次側に接続されている場合の共振用インダクタの巻き数及びインダクタンスである。以上を用いて、本実施の形態における共振用インダクタの巻き数及びインダクタを考えてみる。
【００３４】
共振用インダクタをトランス３０の１次側から２次側に移行する場合について、等価回路を考える。共振用インダクタに使用するコアの断面積及び磁束密度が、共振用インダクタが１次側にある場合と同一で、トランスの巻き線の巻き数比が、巻き線３１：巻き線３２：巻き線３３＝１０：１：１、共振用インダクタの巻き数が１０ターン、インダクタンスＬｒ（ｐ）がそれぞれ１０μＨに設定されているとすると、共振用インダクタをトランス３０の２次側に移行した場合の巻き数Ｎｒ（ｓ）は、
Ｎｒ（ｓ）＝１０／１０＝１（ターン）・・・（３）
となる。また、共振用インダクタのインダクタンスＬｒ（ｓ）は、
Ｌｒ（ｓ）＝（１／１０）２×１０＝１００（ｎＨ）・・・（４）
となり、１次側に接続した場合の１０μＦに対して１/１００の値となる。
【００３５】
このように、共振用インダクタをメイントランスの２次側に配置することで、１次側に配置されている場合と比べて巻き数を少なくすることができる。そのため、大電流を用いるために共振用インダクタの配線が板状の導体である板金で構成されているような場合は、板金にコアを通すだけのような簡易な構成とすることが可能である。また、一般に、共振による出力を安定させるために、複数の共振用インダクタのコアは同一の構成のものを利用しなければならない。しかし、本発明では、板金を１つのコアでまとめて通すため、必要とされるコアが１つで済み、コアの利用率を上げることができ、コスト的にも安価となる。同時に、共振用インダクタの小型化が実現でき、これにより、装置全体の小型化も実現できるので、設計の自由度も上げることができる。さらに、低電圧側である２次側で共振用インダクタンスを用いるため、共振用インダクタンスの巻き線とコアとの絶縁距離を小さくすることができ、放熱しやすい構造をとることができる。
【００３６】
なお、共振用インダクタ４１、４２の挿入位置は、図１に示す位置に限らない。図３に、本実施の形態における共振用インダクタ４１、４２を挿入可能な位置を示す。共振用インダクタ４１、４２がコンデンサ２１、２２、２３、２４と共振回路を構成するためには、巻き線３２と巻き線３３の接続１０７から巻き線３２を介して平滑回路６０へ向かう第１ルートと接続点１０７から巻き線３３を介して平滑回路へ向かう第２ルートとのそれぞれに共振用インダクタ４１、４２を挿入すればよい。したがって共振用インダクタ４１は図３において太線で示す第１ルートの任意の位置に、共振用インダクタ４２は、点線で示す第２ルートの任意の位置に挿入することができる。このような構成をとることで、さらに設計の自由度を上げることができる。
【００３７】
ここで、１つのコアで２つのルートの板金を通すため、結果的に、コアと２つのルートの板金によってトランスを構成することとなる。従って、このトランスによって第１のルートと第２のルートの出力が相殺されないよう、極性に気をつけなければならない。図４〜９は、１つのコアで板金を通す際の具体的な実施の形態である。
【００３８】
図４、図５は、２次側の整流回路５０がカソードコモン構成の場合の実施形態である。ダイオード５１、５２のカソードが、それぞれ共振用インダクタ４１、４２を介して、整流回路５０のチョークコイル６１に接続されている。トランス３０の２次側の電流は、ダイオード５１、５２により、図６に矢印で示すように、共振用インダクタ４１から巻き線３１、ダイオード５１を介して整流回路５０へ向かう方向と、共振用インダクタ４２から巻き線３２、ダイオード５２を介して整流回路５０へ向かう方向に流れる。
【００３９】
一方、本実施の形態では、トランスの巻き数は１ターンなので、巻き線の巻き始めと巻き終わりを判別することができない。そのため、図５に示すように、コアを通過する際の２つの板金に流れる電流は、板金を交差させるなどして、逆向きとなるようにしなければならない。同じ向きに流れるとすると、本来なら電流が流れないルートに電流を流そうとする方向の起電力が生じ、２つのルートの接続点において互いのルートの起電力を相殺してしまうからである。
【００４０】
図６は、コアとしてＥ型のコアを用いた場合の変形例である。この場合、（１）の部分の共振用インダクタは巻き線３１とダイオード５１との間、（２）の部分の共振用インダクタは巻き線３１と直流出力端１０９との間、（３）の部分の共振用インダクタは巻き線３２と直流出力端１０９との間、（４）の部分の共振用インダクタは巻き線３１とダイオード５２との間に挿入されていると考えることができる。そして、コアの１つの穴に（１）の部分の共振用インダクタと（３）の部分の共振用インダクタが、もう一方の穴に（２）の部分の共振用インダクタと（４）の部分の共振用インダクタが通されている。この場合も図５の場合と同様な理由で、それぞれのコアを通過する際の２つの板金に流れる電流の向きは逆方向としなければならない。
【００４１】
なお、それぞれのコアを通過する際の２つの板金に流れる電流の向きが逆方向となるならば、コアの１つの穴に（１）の部分の共振用インダクタと（４）の部分の共振用インダクタが、もう一方の穴に（２）の部分の共振用インダクタと（３）の部分の共振用インダクタが通されている構成でもよい。
【００４２】
また、図７は、コアとしてＵ型コアを用いた場合の変更例である。この場合は、巻き線３１とダイオード５１の間と巻き線３２と直流出力端１０９との間に共振用インダクタが挿入されている。この場合も、コアを通過する際の２つの板金に流れる電流の向きが逆方向となるように構成されている。
【００４３】
図８、図９は、２次側の整流回路がアノードコモン構成の場合の実施形態である。ダイオード５１、５２のアノードが、それぞれ直流出力端１０９に接続されている。この場合もカソードコモンの場合と同じようにコアを通過する際の２つの板金に流れる電流の向きが逆方向としなければならない。
【００４４】
本発明によるスイッチング電源装置は、上述した実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載した範囲で種々の変形や改良が可能である。例えば、本実施の形態においては、スイッチ素子の制御に位相制御を用いたが、ＰＷＭ制御を用いることもできる。また、本実施の形態においてはフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたが、ハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータでも同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の構成図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置の回路動作を説明するタイムチャートである。
【図３】共振用インダクタの挿入可能な位置を示した図である。
【図４】２次側の整流回路がカソードコモン構成の一例である。
【図５】２次側の整流回路がカソードコモン構成の一例である。
【図６】２次側の整流回路がカソードコモン構成で、共振用インダクタをＥ型コアで形成した構成の一例である。
【図７】２次側の整流回路がカソードコモン構成で、共振用インダクタをＵ型コアで形成した構成の一例である。
【図８】２次側の整流回路がアノードコモン構成の一例である。
【図９】２次側の整流回路がアノードコモン構成の一例である。
【図１０】ソフトスイッチング電源の従来例
【符号の説明】
【００４６】
１０ スイッチ回路
１１〜１４ スイッチ素子
２１〜２４ コンデンサ
３０ トランス
４１〜４２ 共振用インダクタ
５０ 整流回路
８０ 制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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