(57)【要約】【課題】負荷の待機動作時等における微小電力を供給する機能を簡単な構成で実現でき、負荷の増加に対して、トランスからの可聴音増加が少なくできるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】１次巻線Ｎｐと２次巻線Ｎｓと３次巻線Ｎｄを備えたトランスＴと、１次巻線に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１と、発振回路１２と発振信号に基づきＱ１を駆動する駆動回路１１と有するスイッチング制御部１０と、３次巻線の出力をスイッチング制御部に電源として供給する１次側整流平滑回路Ｄ１、Ｃ１と、電流を制限して１次側整流平滑回路に供給する電流制限手段Ｒ１と、電源の電圧が起動電圧を越えるとスイッチング制御部を動作させ、停止電圧以下になると停止させる起動停止回路２０と、第３のしきい電圧を検出して発振回路と駆動回路とを個別又は同時に動作又は停止させる第３のしきい電圧検出回路２１とを備える。【選択図】図１
2005295662.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と２次巻線と３次巻線を備えたトランスと、
直流電源が供給される前記トランスの１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線に接続された２次側整流平滑回路と、
発振信号を生成する発振回路と該発振回路で生成された発振信号に基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有するスイッチング制御部と、
前記トランスの３次巻線の出力を整流平滑して前記スイッチング制御部に電源として供給する１次側整流平滑回路と、
電流を制限して前記１次側整流平滑回路に供給する電流制限手段と、
前記１次側整流平滑回路の電圧が起動電圧を越えると前記スイッチング制御部の動作を開始させ、前記電圧が起動電圧より低い停止電圧以下になると前記スイッチング制御部の動作を停止及びリセットさせる起動停止回路と、
前記起動電圧及び停止電圧とは異なる第３のしきい電圧を検出し検出結果に基づき前記スイッチング制御部に有する前記発振回路と前記駆動回路とを個別又は同時に動作又は停止させる第３のしきい電圧検出回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、
前記第３のしきい電圧検出回路は、
前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、
前記起動停止回路は、前記スイッチング素子がスイッチング動作を行っている時に、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が一度は停止電圧になることによりリセットされることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、
前記第３のしきい電圧検出回路は、
前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、
前記起動停止回路は、前記スイッチング素子がスイッチング動作を行っている時に、前記第３のしきい電圧検出回路が前記駆動回路を動作させるための信号によりリセットされることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記１次側整流平滑回路を構成するコンデンサに蓄積された電荷を放電する放電回路を更に備え、
前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、
前記第３のしきい電圧検出回路は、
前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、
前記放電回路は、
前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記起動停止回路の停止電圧より低い第４のしきい電圧を検出する停止電圧検出回路を更に備え、
前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、
前記第３のしきい電圧検出回路は、
前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、
前記停止電圧検出回路は、
前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第４のしきい電圧以下になった時は前記スイッチング制御部の動作を停止させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記２次側整流平滑回路の出力電圧と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力を前記スイッチング制御部に帰還するか否かを帰還選択信号の有無により選択する選択回路と、
前記帰還選択信号が有りの場合に前記誤差増幅器の出力を前記スイッチング制御部に帰還する帰還手段と、
を更に備え、
前記スイッチング制御部は、前記帰還手段により帰還された出力に応じたパルス幅を有する発振信号を生成する発振制御回路と該発振制御回路で生成された発振信号に基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とからなり、
前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、
前記第３のしきい電圧検出回路は、
前記帰還選択信号が有りの場合に、前記帰還手段により帰還された出力に基づき前記スイッチング制御部を動作させ、
前記帰還選択信号が無しの場合に、前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記スイッチング制御部の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記スイッチング制御部を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えたことを記憶する記憶回路を更に備え、
前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧より高く設定され、
前記第３のしきい電圧検出回路は、
前記１次側整流平滑回路の出力電圧が起動電圧を越えた時は前記駆動回路を動作させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えた時は前記駆動回路を停止させてその状態を前記記憶回路に記憶させることにより前記１次側整流平滑回路の出力電圧が停止電圧になるまで駆動回路の停止を保持させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が停止電圧以下になった時は前記スイッチング制御部の動作を停止させて前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記１次側整流平滑回路を構成するコンデンサに蓄積された電荷を放電する放電回路を更に備え、
前記放電回路は、前記スイッチング制御部に有する前記駆動回路のみが停止している時は、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に負荷装置の待機時のような微小負荷時の電力変換を効率よく行うための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング電源装置を微小負荷で動作させる場合に、スイッチング損失を低減するために、スイッチング停止期間を設けて間欠発振させ、単位時間あたりのスイッチング回数を減少させることが行われている（例えば、特許文献１参照）。このスイッチング電源装置では、スイッチング素子を制御する制御回路の起動停止電圧のヒステリシスを利用して間欠動作が制御されている。
【０００３】
図１２は従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置では、直流電源Ｅの両端には、トランスＴａの１次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、発振制御回路１３と駆動回路１１とからなるスイッチング制御部１０からの制御信号によってスイッチング動作（オン／オフ）が制御される。
【０００４】
また、直流電源Ｅの両端には、電流制限抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端には、スイッチング制御部１０に供給する電源を制御するためのトランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５及びＱ６、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２、並びに抵抗Ｒ２及びＲ３が設けられている。また、発振制御回路１３とコンデンサＣ１の負極との間には、フォトカプラ受光部２２ａが接続されている。
【０００５】
トランスＴａの２次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とからなる整流平滑回路が接続され、この整流平滑回路の出力端子には負荷ＲＬが接続されている。また、整流平滑回路の出力端子間には誤差増幅器２３が接続され、誤差増幅器２３には、フォトカプラ発光部２２ｂが接続されている。
【０００６】
このように構成されたスイッチング電源装置において、コンデンサＣ１は、図１３（ａ）に示すように、直流電源Ｅから電流制限抵抗Ｒ１により電流制限された電流により徐々に充電される。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がツェナーダイオードＺＤ１、ツェナーダイオードＺＤ２及びトランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧で決定される制御部起動電圧Ｖstに達すると（時刻ｔ１１）、トランジスタＱ６がオンし、スイッチング制御部１０に電源が供給される。これにより、スイッチング制御部１０は、動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が開始される。このため、図１３（ｂ）に示すようなスイッチング波形を有する電流がトランスＴａの１次巻線Ｎｐに供給される。これにより、トランスＴａの２次巻線Ｎｓに接続された整流平滑回路からは、図１３（ｃ）に示すような波形を有する出力電圧が出力される。
【０００７】
また、スイッチング制御部１０が動作を開始すると、そのスイッチング制御部１０における消費電流が増大するので、コンデンサＣ１の電荷が放電されて、図１３（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧が低下する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧が制御部停止電圧Ｖspに達すると（時刻ｔ１２）、スイッチング制御部１０の動作が停止される。これにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が停止される。スイッチング制御部１０の動作が停止されることにより、スイッチング制御部１０の消費電流が減少し、再び電流制限抵抗Ｒ１から供給される電流によりコンデンサＣ１が充電される。
【０００８】
一方、整流平滑回路の出力側に設けられたフォトカプラ発光部２２ｂに流れる電流は、フォトカプラ受光部２２ａに伝達され、発振制御回路１３で発生されるパルス幅を制御する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン幅が制御され、整流平滑回路の出力電圧が誤差増幅器２３で決定される目標値になるようにフィードバック制御される。
【０００９】
以上のような動作により、スイッチング電源装置は、発振と停止を繰り返す間欠発振動作を行う。このスイッチング電源装置によれば、発振が停止している期間はスイッチング素子を制御するためのスイッチング制御部が停止しているため、スイッチング制御部１０の消費電流を最小限に抑えることができ、スイッチング電源装置への入力電力を低減できるという利点を有する。
【特許文献１】特開２００３−７９１４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上述した従来のスイッチング電源装置では、出力電圧の安定化は、２次側からのフィードバック制御によって行われているので、２次側に誤差増幅器を設ける必要があり、また、１次側と２次側と間の絶縁するためのフォトカプラ等が必要になる。
【００１１】
また、スイッチング素子がスイッチング動作をしている期間と停止している期間が負荷の変動に対して一定であるため、負荷が増大すると出力リップルが大きくなるという問題がある。
【００１２】
本発明は、負荷の待機動作時等における微小電力を供給する機能を簡単な構成で実現でき、負荷の増加に対して、トランスからの可聴音増加が少なくできるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線と３次巻線を備えたトランスと、直流電源が供給される前記トランスの１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に接続された２次側整流平滑回路と、発振信号を生成する発振回路と該発振回路で生成された発振信号に基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有するスイッチング制御部と、前記トランスの３次巻線の出力を整流平滑して前記スイッチング制御部に電源として供給する１次側整流平滑回路と、電流を制限して前記１次側整流平滑回路に供給する電流制限手段と、前記１次側整流平滑回路の電圧が起動電圧を越えると前記スイッチング制御部の動作を開始させ、前記電圧が起動電圧より低い停止電圧以下になると前記スイッチング制御部の動作を停止及びリセットさせる起動停止回路と、前記起動電圧及び停止電圧とは異なる第３のしきい電圧を検出し検出結果に基づき前記スイッチング制御部に有する前記発振回路と前記駆動回路とを個別又は同時に動作又は停止させる第３のしきい電圧検出回路とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、前記第３のしきい電圧検出回路は、前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、前記起動停止回路は、前記スイッチング素子がスイッチング動作を行っている時に、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が一度は停止電圧になることによりリセットされることを特徴とする。
【００１５】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、前記第３のしきい電圧検出回路は、前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、前記起動停止回路は、前記スイッチング素子がスイッチング動作を行っている時に、前記第３のしきい電圧検出回路が前記駆動回路を動作させるための信号によりリセットされることを特徴とする。
【００１６】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記１次側整流平滑回路を構成するコンデンサに蓄積された電荷を放電する放電回路を更に備え、前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、前記第３のしきい電圧検出回路は、前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、前記放電回路は、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することを特徴とする。
【００１７】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記起動停止回路の停止電圧より低い第４のしきい電圧を検出する停止電圧検出回路を更に備え、前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、前記第３のしきい電圧検出回路は、前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記駆動回路の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記駆動回路を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせ、前記停止電圧検出回路は、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第４のしきい電圧以下になった時は前記スイッチング制御部の動作を停止させることを特徴とする。
【００１８】
請求項６の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記２次側整流平滑回路の出力電圧と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力を前記スイッチング制御部に帰還するか否かを帰還選択信号の有無により選択する選択回路と、前記帰還選択信号が有りの場合に前記誤差増幅器の出力を前記スイッチング制御部に帰還する帰還手段とを更に備え、前記スイッチング制御部は、前記帰還手段により帰還された出力に応じたパルス幅を有する発振信号を生成する発振制御回路と該発振制御回路で生成された発振信号に基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とからなり、前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧と前記停止電圧の間に設定され、前記第３のしきい電圧検出回路は、前記帰還選択信号が有りの場合に、前記帰還手段により帰還された出力に基づき前記スイッチング制御部を動作させ、前記帰還選択信号が無しの場合に、前記スイッチング制御部が動作した後、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えている時は前記スイッチング制御部の動作を停止させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧以下になった時は前記起動停止回路の状態に関わらず前記スイッチング制御部を動作させて前記スイッチング素子にスイッチング動作を行わせることを特徴とする。
【００１９】
請求項７の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えたことを記憶する記憶回路を更に備え、前記第３のしきい電圧は、前記起動電圧より高く設定され、前記第３のしきい電圧検出回路は、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が起動電圧を越えた時は前記駆動回路を動作させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が第３のしきい電圧を越えた時は前記駆動回路を停止させてその状態を前記記憶回路に記憶させることにより前記１次側整流平滑回路の出力電圧が停止電圧になるまで駆動回路の停止を保持させ、前記１次側整流平滑回路の出力電圧が停止電圧以下になった時は前記スイッチング制御部の動作を停止させて前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させることを特徴とする。
【００２０】
請求項８の発明は、請求項７記載のスイッチング電源装置において、前記１次側整流平滑回路を構成するコンデンサに蓄積された電荷を放電する放電回路を更に備え、前記放電回路は、前記スイッチング制御部に有する前記駆動回路のみが停止している時は、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、トランスの３次巻線に接続された１次側整流平滑回路の出力電圧の上限を制限しながら、第３のしきい電圧検出回路により第３のしきい電圧を検出し検出結果に基づきスイッチング制御部に有する発振回路と駆動回路とを個別又は同時に動作又は停止させて間欠動作を行わせることにより、２次側整流平滑回路の出力電圧が一定値に制御されるため、間欠発振時には２次側に出力電圧を一定に制御するための回路等を必要としない。
【００２２】
また、本発明によれば、スイッチング素子は一定のデューティでスイッチング動作するため、１回のスイッチング動作による２次側への電力供給は一定になり、負荷が増大するとその分だけスイッチング動作を行っている時間が長くなることで、出力電圧が制御される。従って、従来のスイッチング電源装置のように２次側からのフィードバック制御によってデューティーを制御する場合はスイッチング動作を開始する時にオン幅を最大に広げるので、トランスに供給するエネルギーが大きくなるためトランスからの可聴音が大きくなるが、本発明ではデューティーが一定のためオン幅が一定となり可聴音が大きくなることはない。
【００２３】
また、本発明によれば、間欠発振の発振停止時にはスイッチング制御部を停止しているので、スイッチング制御部の消費電力を最小限に抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００２５】
図１は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置において、直流電源Ｅの両端には、トランスＴの１次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。トランスＴは、１次巻線Ｎｐと、１次巻線Ｎｐと電磁結合された２次巻線Ｎｓと、１次巻線Ｎｐ及び２次巻線Ｎｓに電磁結合された３次巻線Ｎｄを有する。スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴから構成されており、ドレインは１次巻線Ｎｐに接続され、ソースは直流電源Ｅの負極に接続され、ゲートはスイッチング制御部１０に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング制御部１０からゲートに供給される駆動信号によりオン／オフする。
【００２６】
スイッチング制御部１０は、供給する駆動回路１１と発振回路１２とから構成されている。発振回路１２は、一定のデューティを有し且つ所定の周波数で発振する発振信号を生成して駆動回路１１に送る。駆動回路１１は、発振回路１２からの発振信号を増幅して駆動信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１に送る。
【００２７】
また、直流電源Ｅの両端には、電流制限抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。コンデンサＣ１は、スイッチング制御部１０に電源を供給する機能を有し、電流制限抵抗Ｒ１は、直流電源ＥからコンデンサＣ１に流れる充電電流を制限する機能を有する。電流制限抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点が、スイッチング制御部１０に電源を供給するローカル電源ラインになる。
【００２８】
ローカル電源ラインには、トランジスタＱ２、トランジスタＱ３、トランジスタＱ４〜Ｑ７からなるカレントミラー回路、起動停止回路２０、第３のしきい電圧検出回路２１が接続されている。
【００２９】
トランジスタＱ２は、第３のしきい電圧検出回路２１からの信号に応じてオン／オフすることにより駆動回路１１への電源の供給及びその停止を制御する。トランジスタＱ３は、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ４からの信号に応じてオン／オフすることにより発振回路１２への電源の供給及びその停止を制御する。
【００３０】
カレントミラー回路は、ダイオード接続されたトランジスタＱ６に流れる電流と同じ電流を、出力用のトランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ７に流す。
【００３１】
起動停止回路２０は、スイッチング制御部１０の起動及び停止を制御する。この起動停止回路２０は、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２、抵抗Ｒ２、トランジスタＱ８、抵抗Ｒ３、並びにカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ６及びＱ７から構成されている。
【００３２】
ツェナーダイオードＺＤ１のカソードはローカル電源ラインに接続され、アノードはツェナーダイオードＺＤ２のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２のアノードは抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ８のベースに接続されている。抵抗Ｒ２は、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２が導通状態になったときにトランジスタＱ８のベース電流を制限するために設けられ、抵抗Ｒ３を通して流れるトランジスタＱ８のコレクタ電流を維持するのに充分なベース電流を流すことができるように設定されている。
【００３３】
トランジスタＱ８のコレクタは、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ８のエミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。抵抗Ｒ３は、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ４〜Ｑ７に流れる電流の大きさを決定する。カレントミラー回路は、ダイオード接続されたトランジスタＱ６が、トランジスタＱ８のオンによって順方向にバイアスされることにより動作する。カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ７は、ツェナーダイオードＺＤ１に並列に接続されている。
【００３４】
第３のしきい電圧検出回路２１は、ツェナーダイオードＺＤ３、抵抗Ｒ５及びトランジスタＱ１０から構成されている。ツェナーダイオードＺＤ３のカソードはローカル電源ラインに接続され、アノードは抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ１０のベースに接続されている。抵抗Ｒ５は、ツェナーダイオードＺＤ３が導通状態になったときのベース電流を制限するために設けられている。トランジスタＱ１０のコレクタは、トランジスタＱ５のコレクタ及びトランジスタＱ２のベースに接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。
【００３５】
また、第３のしきい電圧検出回路２１と起動停止回路２０との間には、第３のしきい電圧検出回路２１における検出結果を起動停止回路２０に伝達するためのトランジスタＱ９が設けられている。トランジスタＱ９のベースは、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続され、コレクタは、トランジスタＱ８のコレクタに接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。抵抗Ｒ４は、抵抗Ｒ２と同様に、トランジスタＱ９のベース電流を制限するために設けられている。
【００３６】
トランスＴの２次巻線ＮｓにはダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とからなる整流平滑回路が接続され、整流平滑回路の出力がスイッチング電源装置の出力として負荷ＲＬに供給される。
【００３７】
また、トランスＴの３次巻線ＮｄにはダイオードＤ１が接続され、コンデンサＣ１とにより、スイッチング制御部１０に供給する電源を生成するための整流平滑回路を構成している。
【００３８】
次に、このように構成される本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の動作を、図２に示す動作波形図を参照しながら説明する。
【００３９】
直流電源Ｅから直流電力が供給されると、電流制限抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ１への充電が開始される。このときの充電電流は、発振回路１２が動作したときのスイッチング制御部１０の消費電流より少なくなるように電流制限抵抗Ｒ１により設定される。このため、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する（時刻ｔ０以降）。
【００４０】
コンデンサＣ１の両端電圧が、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚｄ１とツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚｄ２とトランジスタＱ８のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとの和である制御部起動電圧Ｖst（Ｖst＝Ｖｘｄ１＋Ｖｚｄ２＋Ｖｂｅ）に到達すると（時刻ｔ１）、図２（ｂ）に示すように、トランジスタＱ８がオンする。このため、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路が動作する。
【００４１】
カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ７がオンすると、ツェナーダイオードＺＤ１はバイパスされる。このため、トランジスタＱ８は、コンデンサＣ１の両端電圧が、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚｄ２とトランジスタＱ８のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとの和である制御部停止電圧Ｖsp（Ｖsp＝Ｖｚｄ２＋Ｖｂｅ）以下になるまで（時刻ｔ３）オン状態を継続し、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路の動作も継続される。
【００４２】
トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路が動作すると、トランジスタＱ３がオンし、発振回路１２に電源が供給される。このため、発振回路１２が動作を開始し（時刻ｔ１）、図２（ｄ）に示すように、発振信号を駆動回路１１に供給する。
【００４３】
このとき、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚｄ３とトランジスタＱ１０のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとの和で決まる第３のしきい電圧Ｖth（Ｖth＝Ｖｚｄ３＋Ｖｂｅ）は、制御部起動電圧Ｖstと制御部停止電圧Ｖspの間になるように設定されているので、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ４〜Ｑ７から成るカレントミラー回路が動作を開始する時点では、トランジスタＱ１０は既にオンしている。このため、トランジスタＱ２はオンしないので、駆動回路１１へ電源は供給されない。従って、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を行わない。
【００４４】
しかし、発振回路１２は動作を開始しているため、スイッチング制御部１０の消費電流は電流制限抵抗Ｒ１から供給される電流よりも増加し、コンデンサＣ１の両端電圧は、図２（ａ）に示すように、低下を始める（時刻ｔ１）。コンデンサＣ１の両端電圧が低下し、第３のしきい電圧Ｖth以下になると（時刻ｔ２）、図２（ｃ）に示すように、トランジスタＱ１０がオフするので、トランジスタＱ２及びＱ９がオンする。
【００４５】
トランジスタＱ２がオンすることにより駆動回路１１へ電源が供給され、スイッチング素子Ｑ１は時刻ｔ２からスイッチング動作を開始する。このため、図２（ｅ）に示すようなスイッチング波形を有する電流がトランスＴの１次巻線Ｎｐに流れる。スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始すると、トランスＴの２次巻線Ｎｓに電圧が発生し、平滑コンデンサＣ２が充電される。これにより、図２（ｆ）に示すように、平滑コンデンサＣ２の両端電圧は、徐々に上昇する（時刻ｔ２以降）。また、３次巻線Ｎｄには、平滑コンデンサＣ２の両端電圧のＮｄ／Ｎｓ倍の電圧が発生する。
【００４６】
スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始した直後は、２次側の平滑コンデンサＣ２の両端電圧は低いので、２次巻線Ｎｓで発生されて整流平滑された電圧も低く、この電圧に比例して３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧も低い。従って、コンデンサＣ１の両端電圧よりも３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧が低い間は、ダイオードＤ１は導通せずコンデンサＣ１の両端電圧は低下を続ける。
【００４７】
このスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作中に、コンデンサＣ１の両端電圧が一度は、制御部停止電圧Ｖsp以下になるように第３のしきい電圧Ｖthが予め設定されている。コンデンサＣ１の両端電圧が制御部停止電圧Ｖsp以下になると（時刻ｔ３）、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作中にトランジスタＱ８がオフする。
【００４８】
しかし、トランジスタＱ１０がオフのままであり、トランジスタＱ９はオン状態を継続しているため、トランジスタＱ３〜Ｑ７からなるカレントミラー回路は動作を続け、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を継続する。
【００４９】
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作により、トランスＴの２次側の平滑コンデンサＣ２が充電されるに従って２次巻線Ｎｓで発生されて整流平滑された電圧が上昇し、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧も上昇する。そして、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧がコンデンサＣ１の両端電圧を越えると、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電が開始され、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧は上昇に転じる（時刻ｔ４）。
【００５０】
コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し、第３のしきい電圧Ｖthに達すると（時刻ｔ５）、図２（ｃ）に示すように、トランジスタＱ１０がオンする。トランジスタＱ１０がオンすると、トランジスタＱ２及びＱ９がオフし、トランジスタＱ３〜Ｑ７からなるカレントミラー回路は動作を停止する。この時点では、トランジスタＱ８は既に停止しているため、駆動回路１１及び発振回路１２は動作を停止する。
【００５１】
これにより、３次巻線ＮｄからコンデンサＣ１への充電が停止されると同時に、駆動回路１１及び発振回路１２の消費電流が減少する。その結果、コンデンサＣ１は、電流制限抵抗Ｒ１から供給される電流による充電が再開され、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する（時刻ｔ５以降）。コンデンサＣ１の両端電圧が制御部起動電圧Ｖstに達すると、再びトランジスタＱ３〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路が動作を開始する。
【００５２】
以上の動作の繰り返しにより、この実施例１に係るスイッチング電源装置は、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧を第３のしきい電圧Ｖth以下に制御しながら間欠発振動作を行う。その結果、３次巻線Ｎｄと同じトランスＴに巻回された２次巻線Ｎｓで発生されて整流平滑された電圧も一定値に制御される。
【００５３】
また、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作をしているときのＯＮ／ＯＦＦデューティは一定であるため、１回のスイッチング動作による２次側への電力供給は一定になり、負荷が増大するとその分だけスイッチング動作を行っている時間が長くなることで、出力電圧が制御される。従って、従来のスイッチング電源装置のように２次側からのフィードバック制御によってデューティーを制御する場合はスイッチング動作を開始する時にオン幅を最大に広げるので、トランスに供給するエネルギーが大きくなるためトランスからの可聴音が大きくなるが、本発明ではデューティーが一定のためオン幅が一定となり可聴音が大きくなることはない。
【００５４】
また、実施例１に係るスイッチング電源装置では、制御のために必要となる回路は、集積回路内に容易に集積可能である。従って、従来のスイッチング電源装置から増加する部品は、３次巻線Ｎｄに接続される整流用のダイオードＤ１のみである。従って、負荷装置の待機電力を供給する微小出力用のスイッチング電源装置を、より簡単な構成で実現可能である。
【実施例２】
【００５５】
本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作中に、コンデンサＣ１の両端電圧を制御部停止電圧Ｖsp以下にしなくてもスイッチング制御部１０に供給する電源を停止できるようにしたことを特徴とする。
【００５６】
図３は本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。以下では、実施例１に係るスイッチング電源装置と異なる部分のみを説明する。
【００５７】
このスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置に、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４、並びに抵抗Ｒ６及びＲ７が追加されて構成されている。ローカル電源ラインに接続されるカレントミラー回路は、トランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ１２から構成された第１カレントミラー回路と、トランジスタＱ１４、Ｑ６及びＱ７から構成される第２カレントミラー回路から構成されている。
【００５８】
起動停止回路２０ａは、実施例１の起動停止回路２０に、トランジスタＱ１３が追加されて構成されている。トランジスタＱ１３は、自身がオンされることによりトランジスタＱ８をオフさせるためのリセット回路として機能する。トランジスタＱ１３のコレクタはトランジスタＱ８のベース及び抵抗Ｒ２に接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続され、ベースは抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ６は、抵抗Ｒ２と同様に、トランジスタＱ１３のベース電流を制限するために設けられている。
【００５９】
また、第１カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１２のコレクタは、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ９のコレクタに接続されている。また、第２カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１４のコレクタは、トランジスタＱ１１のベースに接続され、トランジスタＱ１１のコレクタはトランジスタＱ９のコレクタに接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。抵抗Ｒ７は、第１カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ１２に流れる電流の大きさを決定する。
【００６０】
次に、このように構成される本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の動作を図４に示す動作波形図を参照しながら説明する。
【００６１】
直流電源Ｅから直流電力が供給されると、電流制限抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ１への充電が開始される。このときの充電電流は、発振回路１２が動作したときのスイッチング制御部１０の消費電流より少なくなるように電流制限抵抗Ｒ１により設定される。これにより、図４（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する（時刻ｔ０以降）。
【００６２】
起動前は、図４（ｃ）に示すように、トランジスタＱ１０がオンされていることによりトランジスタＱ１３はオフしている。従って、実施例１の場合と同様に、コンデンサＣ１の両端電圧が、制御部起動電圧Ｖstに到達すると（時刻ｔ１）、トランジスタＱ８がオンし、トランジスタＱ１４、Ｑ６及びＱ７から構成される第２カレントミラー回路が動作する。
【００６３】
第２カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ７がオンすることにより、ツェナーダイオードＺＤ１はバイパスされる。このため、トランジスタＱ８は、トランジスタＱ１３でリセットされない限り、コンデンサＣ１の両端電圧が、制御部停止電圧Ｖsp以下になるまでオン状態を継続する。
【００６４】
また、第２カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１４がオンすることにより、トランジスタＱ１１がオンする。このため、トランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ１２から構成される第１カレントミラー回路が動作する。第１カレントミラー回路が動作すると、トランジスタＱ３がオンし、発振回路１２に電源が供給される。このため、発振回路１２が動作し、図４（ｄ）に示すように、発振信号を駆動回路１１に供給する（時刻ｔ１以降）。
【００６５】
このとき、第３のしきい電圧Ｖthは、制御部起動電圧Ｖstよりも低く設定されているので、トランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ１２から構成される第１カレントミラー回路が動作を開始する時点では、トランジスタＱ１０は既にオンしている。そのため、トランジスタＱ２はオンしないので、駆動回路１１へ電源は供給されず、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を行わない。
【００６６】
しかし、発振回路１２は動作を開始しているため、スイッチング制御部１０の消費電流は電流制限抵抗Ｒ１から供給される電流よりも増加し、コンデンサＣ１の両端電圧は、図４（ａ）に示すように、低下を始める（時刻ｔ１）。コンデンサＣ１の両端電圧が低下し、第３のしきい電圧Ｖth以下になると（時刻ｔ２）、トランジスタＱ１０がオフする。このため、トランジスタＱ２がオンし、駆動回路１１へ電源が供給されて、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を開始する（時刻ｔ２以降）。これにより、図４（ｅ）に示すようなスイッチング波形を有する電流がトランスＴの１次巻線Ｎｐに流れる。
【００６７】
また、トランジスタＱ１０がオフすると同時に（時刻ｔ２）、トランジスタＱ１３もオンするので、トランジスタＱ８がオフする。その結果、トランジスタＱ１４、Ｑ６及びＱ７から構成される第２カレントミラー回路がオフする。その後、トランジスタＱ１３がオフしても、コンデンサＣ１の両端電圧が制御部起動電圧Ｖstに上昇するまでトランジスタＱ８はオフ状態を継続する。
【００６８】
また、トランジスタＱ１０がオフすると同時にトランジスタＱ９がオンするので、トランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ１２から構成される第１カレントミラー回路は動作を続け、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を継続する。
【００６９】
スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始すると（時刻ｔ２）、トランスＴの２次巻線Ｎｓに電圧が発生し、平滑コンデンサＣ２が充電される。このため、図２（ｆ）に示すように、平滑コンデンサＣ２の両端電圧は、徐々に上昇する。また、３次巻線Ｎｄには、平滑コンデンサＣ２の両端電圧のＮｄ／Ｎｓ倍の電圧が発生する。
【００７０】
スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始した直後は、２次側の平滑コンデンサＣ２の両端電圧は低いので、２次巻線Ｎｓで発生されて整流平滑された電圧も低く、この電圧に比例して３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧も低い。従って、コンデンサＣ１の両端電圧よりも３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧が低い間はダイオードＤ１は導通せずコンデンサＣ１の両端電圧は低下を続ける。
【００７１】
平滑コンデンサＣ２が充電されるに伴って２次巻線Ｎｓで発生されて整流平滑された電圧が上昇していくので、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧も上昇する。そして、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧がコンデンサＣ１の両端電圧を越えると、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電が開始され、図４（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧は上昇に転じる（時刻ｔ３）。
【００７２】
コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し、第３のしきい電圧Ｖthに達すると（時刻ｔ４）、図４（ｃ）に示すように、トランジスタＱ１０がオンする。トランジスタＱ１０がオンすることによりトランジスタＱ９がオフし、トランジスタＱ４、Ｑ５及びＱ１２から構成される第１カレントミラー回路が停止する。このとき、トランジスタＱ１３もオフするが、トランジスタＱ８は既にオフしているので、駆動回路１１及び発振回路１２は動作を停止する。
【００７３】
このため、３次巻線ＮｄからのコンデンサＣ１への充電が停止すると同時に、駆動回路１１及び発振回路１２の消費電流が減少する。その結果、コンデンサＣ１は、電流制限抵抗Ｒ１から供給される電流により充電が再開され、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する（時刻ｔ４以降）。コンデンサＣ１の両端電圧が制御部起動電圧Ｖstに達すると、再びトランジスタＱ１４、Ｑ６及びＱ７から構成される第２カレントミラー回路が動作を開始する。
【００７４】
以上の動作の繰り返しにより、実施例２に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置と同様に、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧を第３のしきい電圧Ｖth以下に制御しながら間欠発振動作を行う。その結果、３次巻線Ｎｄと同じトランスＴに巻回された２次巻線Ｎｓから出力される電圧も一定値に制御される。また、従来のスイッチング電源装置のように２次側からのフィードバック制御によってデューティーを制御する場合はスイッチング動作を開始する時にオン幅を最大に広げるので、トランスに供給するエネルギーが大きくなるためトランスからの可聴音が大きくなるが、本発明ではデューティーが一定のためオン幅が一定となり可聴音が大きくなることはない。
【実施例３】
【００７５】
本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置において、通常動作時は２次側からのフィードバック制御を行い、負荷装置の待機時のような微小負荷の状態になったときだけに、実施例１に係るスイッチング電源装置と同様に、間欠発振動作を行わせることを特徴とする。
【００７６】
図５は本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。以下では、実施例１に係るスイッチング電源装置と異なる部分のみを説明する。
【００７７】
このスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置にフォトカプラが追加されている。１次側には抵抗Ｒ６及びＲ７が追加されてフォトカプラ受光部２２ａが配置されるとともに、駆動回路１１の電源はトランジスタＱ３から供給されるように変更されている。また、２次側にはフォトカプラ発光部２２ｂが配置されるとともに、誤差増幅器２３、抵抗Ｒ８及びトランジスタＱ１１が追加されて構成されている。
【００７８】
１次側のトランジスタＱ２のコレクタは、トランジスタＱ３のエミッタに接続され、エミッタは、直列に接続された抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ６及びフォトカプラ受光部２２ａを介してコンデンサＣ１の負極側に接続され、ベースは、トランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。
【００７９】
発振回路１２には、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ６の接続点から供給される電位に応じて可変されるパルス幅を有する発振信号を発生する。より詳しくは、発振回路１２は、フォトカプラ受光部２２ａに流れる電流が増加することにより抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ６の接続点の電位が低くなると、発振信号のオン幅を狭くし、フォトカプラ受光部２２ａに流れる電流が減少することにより該接続点の電位が高くなると、発振信号のオン幅を広くするように制御する。抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７の各抵抗値は、後述するトランジスタＱ１１がオンすることによりフォトカプラ発光部２２ｂを介してフォトカプラ受光部２２ａに電流が流れた場合に、発振信号のオン幅がゼロになるように選択される。
【００８０】
また、２次側のフォトカプラ発光部２２ｂ、抵抗Ｒ８及びトランジスタＱ１１は直列に接続され、トランジスタＱ１１のベースには待機信号が供給されるようになっている。待機信号は、通常動作時にはトランジスタＱ１１をオフにし、微少負荷時にはオンする信号である。フォトカプラ発光部２２ｂと抵抗Ｒ８との接続点は誤差増幅器２３に接続されている。フォトカプラ発光部２２ｂに流れる電流は、平滑コンデンサＣ２の両端電圧（出力電圧）が誤差増幅器２３で決まる目標値に比べて上昇すると増加し、下降すると減少するように制御される。
【００８１】
次に、このように構成される本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の動作を、図６に示す動作波形図を参照しながら説明する。なお、ここでは、初期状態で、トランジスタＱ１１はオフされているものとする。
【００８２】
直流電源Ｅから直流電力が給供給されると、電流制限抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ１への充電が開始される。このため、図６（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する（時刻ｔ０）。コンデンサＣ１の両端電圧が、制御部起動電圧に到達すると（時刻ｔ１）、図６（ｂ）に示すように、トランジスタＱ８がオンする。このため、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路が動作する。その結果、スイッチング制御部１０に電源が供給されスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が開始される。このため、図６（ｅ）に示すようなスイッチング波形を有する電流がトランスＴの１次巻線Ｎｐに流れる。その結果、平滑コンデンサＣ２の両端電圧（出力電圧）は、図６（ｆ）に示すように上昇する（時刻ｔ１〜時刻ｔ２）。
【００８３】
そして、スイッチング制御部１０は、フォトカプラ発光部２２ｂの電流の増加に伴いスイッチング素子Ｑ１のオン幅を狭く、フォトカプラ発光部２２ｂの電流の減少に伴いスイッチング素子Ｑ１のオン幅を広くするように制御する。この動作によって通常動作時は、出力電圧が、誤差増幅器２３で決定される目標値になるように制御される。また、このときの３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧は、第３のしきい電圧Ｖthよりも高くなるように設定されている。
【００８４】
次に、負荷装置の待機状態に入るときは（時刻ｔ３）、トランジスタＱ１１のベースに待機信号が入力されることによりトランジスタＱ１１がオンされる。このため、抵抗Ｒ８を通しフォトカプラ発光部２２ｂに電流が流れる。この電流によりスイッチング制御部１０がスイッチング素子Ｑ１のオン幅をゼロにするように抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７が選択されているので、スイッチング素子Ｑ１のオン幅がゼロとなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は停止し、出力電圧及び３次巻線Ｎｄで発生される電圧を整流平滑して蓄積するコンデンサＣ１の両端電圧も減少する。
【００８５】
コンデンサＣ１の両端電圧が第３のしきい電圧Ｖthまで降下すると（時刻ｔ４）、トランジスタＱ１０がオフし、これによってトランジスタＱ２がオンする。トランジスタＱ２の電流は、抵抗Ｒ７を通してフォトカプラ受光部２２ａの電流と逆方向の電流をスイッチング制御部１０に与えるように接続されている。このため、スイッチング制御部１０は、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を有する発振信号を発生させるので、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を開始する。
【００８６】
その後は、実施例１で図１を参照しながら説明したと同様に、コンデンサＣ１の両端電圧は一度低下し再び３次巻線Ｎｄからの充電により上昇に転じる（時刻ｔ６）。コンデンサＣ１の両端電圧が低下する際、制御部停止電圧Ｖsp以下まで一度低下させることにより（時刻ｔ５）、トランジスタＱ８がオフする。その場合でもトランジスタＱ１０がオフにされているので、トランジスタＱ９がオンを継続しており、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は継続する。
【００８７】
その後、コンデンサＣ１の両端電圧が上昇して第３のしきい電圧Ｖthを上回ると（時刻ｔ７）、トランジスタＱ１０がオンする。トランジスタＱ１０のオンによってトランジスタＱ９がオフし、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路は動作を停止する。このため、スイッチング制御部１０の動作とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作も停止する。
【００８８】
その結果、スイッチング制御部１０の消費電流が減少し、抵抗Ｒ１から供給される充電電流によりコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する。コンデンサＣ１の両端電圧が、スイッチング制御部１０が動作状態になる制御部起動電圧Ｖstに達すると、トランジスタＱ４〜Ｑ７のカレントミラー回路が動作する。同時に、スイッチング制御部１０の消費電流が電流制限抵抗Ｒ１からの電流よりも増加することによりコンデンサＣ１の両端電圧は低下を始める。
【００８９】
このときフォトカプラの電流によりスイッチング素子Ｑ１のオン幅はゼロを維持しスイッチング動作は停止している。従って、コンデンサＣ１の両端電圧はさらに低下をつづけ、第３のしきい電圧Ｖthに達し、上述したようにスイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を開始する。
【００９０】
以上の動作の繰り返しにより、実施例３に係るスイッチング電源装置は、トランジスタＱ１１がオンすると、上述した実施例１と同様に、３次巻線Ｎｄの電圧を第３のしきい電圧Ｖthに制御しながら間欠発振動作を行い、その結果、同じトランスに巻回された２次巻線Ｎｓから出力される電流も一定値に制御される。
【００９１】
また、トランジスタＱ１１をオフすると、フォトカプラの電流が減少し、スイッチング制御部１０が誤差増幅器２３からの信号に従ってスイッチング素子Ｑ１のオン幅を制御し始め、通常の動作に復帰する。
【実施例４】
【００９２】
本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置において、スイッチング制御部１０の電源電圧が異常に降下した場合の保護機能を設けたことを特徴とする。
【００９３】
図７は本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。以下では、実施例１に係るスイッチング電源装置と異なる部分のみを説明する。
【００９４】
実施例４に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置のトランジスタＱ９のベースにツェナーダイオードＺＤ４が追加されて構成されている。ツェナーダイオードＺＤ４、抵抗Ｒ４及びトランジスタＱ９から構成される回路を第２制御部停止電圧検出回路２４と呼ぶ。
【００９５】
コンデンサＣ１の両端電圧が通常の動作時には下がらない電圧値として、ツェナーダイオードＺＤ４とトランジスタＱ９のベース−エミッタ間電圧で決まる電圧を選ぶと、コンデンサＣ１の両端電圧がその電圧まで下がったときは、トランジスタＱ９がオフする。従って、どのような場合であってもスイッチング制御部１０が完全に停止し、スイッチング素子Ｑ１の動作を停止させることができる。
【００９６】
以上の構成により、スイッチング制御部１０の電源電圧が異常に降下し、スイッチング素子Ｑ１の正常な駆動が不可能になる前に、スイッチング制御部１０を停止させ、スイッチング素子Ｑ１、ひいてはスイッチング電源装置を保護することができる。
【実施例５】
【００９７】
本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置において、コンデンサＣ１の放電を調整することにより間欠周期及びそれに起因する出力電圧のリップルを調整できるようにしたことを特徴とする。
【００９８】
図８は本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。以下では、実施例１に係るスイッチング電源装置と異なる部分のみを説明する。
【００９９】
このスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置に放電回路２５が追加されるとともに、カレントミラー回路に出力用のトランジスタＱ１６が追加されて構成されている。
【０１００】
放電回路２５は、トランジスタＱ１４及びＱ１５、並びに抵抗Ｒ８及びＲ９から構成されている。トランジスタＱ１４のコレクタはカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１６のコレクタに接続され、ベースは抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。また、トランジスタＱ１５のコレクタは抵抗Ｒ９を介してローカル電源ラインに接続され、ベースはトランジスタＱ１４のコレクタに接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。
【０１０１】
次に、このように構成される本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の動作を説明する。実施例１に係るスイッチング電源装置おいて、コンデンサＣ１の両端電圧が第３のしきい電圧Ｖth以上にあるときにスイッチング素子Ｑ１の駆動回路１１を停止させると、スイッチング制御部１０の消費電流は若干減少する。この消費電流の減少により、電流制限抵抗Ｒ１から供給される充電電流と消費電流との差が減少し、コンデンサＣ１の放電時間が長引いて間欠周期が長くなり、出力電圧のリップルが増加してしまう可能性がある。
【０１０２】
実施例５に係るスイッチング電源装置においては、トランジスタＱ４から構成されたカレントミラー回路が動作し、トランジスタＱ３がオンすることで発振回路１２が動作し、かつトランジスタＱ１０がオンし、駆動回路１１に電源が供給されていない場合にはトランジスタＱ１４がオフする。トランジスタＱ１４がオフすると、トランジスタＱ４と共通のカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１６からの電流によりトランジスタＱ１５がオンする。トランジスタＱ１５がオンすることによって抵抗Ｒ９を通してコンデンサＣ１の放電が行われる。
【０１０３】
以上の構成により、コンデンサＣ１の両端電圧が第３のしきい電圧Ｖth以上にあるときに、コンデンサＣ１に蓄積されている電荷を速やかに放電し、間欠発振期間が必要以上に延びないように調整することができる。従って、抵抗Ｒ９の抵抗値を適宜調整してコンデンサＣ１の放電が調整することにより、間欠周期とそれによる出力電圧のリップルを調整することが可能となる。
【実施例６】
【０１０４】
本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置において、制御部起動電圧Ｖstより高く設定された第３のしきい電圧Ｖthによりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させるようにしたことを特徴とする。
【０１０５】
図９は本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。以下では、実施例１に係るスイッチング電源装置と異なる部分のみを説明する。
【０１０６】
このスイッチング電源装置は、実施例１に係るスイッチング電源装置に記憶回路２６が追加されて構成されている。記憶回路２６は、サイリスタ接続されたトランジスタＱ９とトランジスタＱ１０とから構成されている。
【０１０７】
次に、このように構成される本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の動作を、図１０に示す動作波形図を参照しながら説明する。
【０１０８】
直流電源Ｅから直流電力が供給されると、電流制限抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ１への充電が開始される。このときの充電電流は、発振回路１２が動作したときのスイッチング制御部１０の消費電流より少なくなるように電流制限抵抗Ｒ１により設定される。これにより、図１０（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する（時刻ｔ０）。
【０１０９】
コンデンサＣ１の両端電圧が制御部起動電圧Ｖstに到達すると（時刻ｔ１）、トランジスタＱ８がオンする。これにより、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路が動作する。
【０１１０】
カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ７がオンすることにより、ツェナーダイオードＺＤ１がバイパスされる。このため、トランジスタＱ８は、コンデンサＣ１の両端電圧が、制御部停止電圧Ｖsp以下になるまでオン状態を継続し、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路の動作も継続される。
【０１１１】
トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路が動作すると、図１０（ｂ）に示すように、トランジスタＱ９がオフにされているので、トランジスタＱ２及びＱ３がオンし、駆動回路１１及び発振回路１２に電源が供給され、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を開始する（時刻ｔ１）。このため、図１０（ｄ）に示すようなスイッチング波形を有する電流がトランスＴの１次巻線Ｎｐに流れる。
【０１１２】
スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を開始することによりスイッチング制御部１０の消費電流が増加し、電流制限抵抗Ｒ１から供給される充電電流を超えることにより、コンデンサＣ１の両端電圧が減少し始める。
【０１１３】
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作により、トランスＴの２次巻線Ｎｓに発生する電圧により平滑コンデンサＣ２が充電されその両端電圧が上昇し、３次巻線Ｎｄには、平滑コンデンサＣ２の両端電圧のＮｄ／Ｎｓ倍の電圧が発生する。
【０１１４】
平滑コンデンサＣ２が充電されていくと２次巻線Ｎｓで発生する電圧が上昇し、それにより３次巻線Ｎｄで発生する電圧も上昇し、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧がコンデンサＣ１の両端電圧を越えると、ダイオードＤ１が導通する。これにより、３次巻線ＮｄからダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電が開始され、図１０（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧は上昇に転じる（時刻ｔ２）。
【０１１５】
ここで、第３のしきい電圧Ｖthは、起動停止回路２０の制御部起動電圧Ｖstよりも高く設定しておく。コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し、第３のしきい電圧Ｖthを超えるとトランジスタＱ９及びＱ１０がオンする（時刻ｔ３）。これにより、トランジスタＱ２のベース電圧が下がり、駆動回路１１の電源が低下することでスイッチング制御部１０の動作が停止し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が停止される。
【０１１６】
その結果、３次巻線Ｎｄからの電源供給がなくなるため、図１０（ａ）に示すように、コンデンサＣ１の両端電圧は再び減少を開始するが（時刻ｔ３〜ｔ４）、トランジスタＱ９及びＱ１０は、サイリスタ接続された記憶回路を形成しているので、トランジスタＱ９及びＱ１０が一度オンすると、トランジスタＱ５からの電流があれば、トランジスタＱ９はオン状態を継続する。そのため、コンデンサＣ１の両端電圧が下がってもトランジスタＱ９はオン、トランジスタＱ２はオフを維持し、スイッチング動作が停止した状態が維持される。
【０１１７】
コンデンサＣ１の両端電圧が減少しツェナーダイオードＺＤ２が導通状態を維持できなくなると、トランジスタＱ８がオフし、トランジスタＱ４〜Ｑ７から構成されるカレントミラー回路の動作が停止し、スイッチング制御部１０の動作が停止する。
【０１１８】
これにより、スイッチング制御部１０の消費電流が減少し、電流制限抵抗Ｒ１から供給される電流によりコンデンサＣ１の両端電圧は再度増加に転じる（時刻ｔ４）。そして、コンデンサＣ１の両端電圧が制御部起動電圧Ｖstに達するとスイッチング動作が開始される。
【０１１９】
以上の動作の繰り返しにより、スイッチング素子Ｑ１が停止期間と発振期間を繰り返しながら間欠発振が行われる。この動作により、実施例６に係るスイッチング電源装置は、３次巻線Ｎｄで発生されて整流平滑された電圧をツェナーダイオードＺＤ３で設定される電圧以下に制御しながら間欠発振動作を行う。その結果、３次巻線Ｎｄと同じトランスに巻回された２次巻線Ｎｓで発生されて整流平滑された電圧も一定値に制御される。
【実施例７】
【０１２０】
図１１は本発明の実施例７に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置は、実施例６に係るスイッチング電源装置に放電回路２７が追加されて構成されている。放電回路２７は、トランジスタＱ１５と抵抗Ｒ９とから構成されている。トランジスタＱ１５のコレクタは、抵抗Ｒ９を介してローカル電源ラインに接続され、ベースはトランジスタＱ９のベースと共通に接続され、エミッタはコンデンサＣ１の負極側に接続されている。
【０１２１】
実施例６に係るスイッチング電源装置では、スイッチング制御部１０の電源電圧が、ツェナーダイオードＺＤ３とトランジスタＱ９で決まるスイッチング停止電圧に達すると、トランジスタＱ２がオフするので、発振回路１２が動作したままスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が停止する。従って、スイッチング制御部１０の消費電流は若干減少する。この消費電流の減少により、電流制限抵抗Ｒ１から供給される充電電流と消費電流との差が減少し、コンデンサＣ１の放電時間が長引いて間欠周期が長くなり、出力電圧のリップルが増加してしまう可能性がある。
【０１２２】
実施例７に係るスイッチング電源装置においては、コンデンサＣ１の両端電圧がスイッチング停止電圧に達したことを、トランジスタＱ９及びＱ１０から構成される記憶回路２が記憶している間は、トランジスタＱ１５をオンさせることにより、抵抗Ｒ９を通してコンデンサＣ１に蓄積されている電荷を放電する。これにより抵抗Ｒ９によりＣ１の放電時間が調整可能となり、間欠周期とそれによる出力リップルの調整が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータやＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための動作波形図である。
【図３】本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための動作波形図である。
【図５】本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図６】本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための動作波形図である。
【図７】本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図８】本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図９】本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための動作波形図である。
【図１１】本発明の実施例７に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置の動作を説明するための動作波形図である。
【符号の説明】
【０１２５】
１０  スイッチング制御部
１１  駆動回路
１２  発振回路
２０  起動停止回路
２１  第３のしきい電圧検出回路
２２ａ  フォトカプラ受光部
２２ｂ  フォトカプラ発光部
２３  誤差増幅器
２４  第２制御部停止電圧検出部
２５、２７  放電回路
２６  記憶回路
Ｑ１  スイッチング素子
Ｑ２〜Ｑ１６  トランジスタ
Ｒ１  電流制限抵抗
Ｒ２〜Ｒ９  抵抗
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  平滑コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２  ダイオード
ＺＤ１〜ＺＤ４  ツェナーダイオード
Ｔ  トランス
Ｎｐ  １次巻線
Ｎｓ  ２次巻線
Ｎｄ  ３次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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