(57)【要約】【課題】交流電力供給装置における交流スイッチのターンオフの遅れの低減と低コスト化との両方を達成することが困難であった。【解決手段】交流電力供給装置の電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃに直列に接続されている交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃのそれぞれは、２つのサイリスタの逆並列接続回路と、2つのサイリスタの一方に逆並列接続されたＩＧＢＴとダイオードとの直列回路とから成る。正常給電時には一方のサイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cとＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc とをオン制御する。過電流時又はＩＧＢＴ異常時に他方のサイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cをオン制御する【選択図】図１
2005192354.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源端子と負荷との間に接続するための第１のサイリスタと、
前記第１のサイリスタと反対方向の電流を流す方向性を有して前記第１のサイリスタに逆並列接続された自己消弧型半導体スイッチと
から成る交流スイッチ装置。
【請求項２】
更に、前記第１のサイリスタに逆並列接続された第２のサイリスタを備えていることを特徴とする請求項１記載の交流スイッチ装置。
【請求項３】
前記自己消弧型半導体スイッチは、ＩＧＢＴと逆流阻止用ダイオードとの直列回路から成ることを特徴とする請求項１又は２記載の交流スイッチ装置。
【請求項４】
負荷に交流電圧を供給するための少なくとも第１及び第２の交流電源端子と、前記第１の交流電源端子と前記負荷との間に接続された第１の交流スイッチ装置と、前記第２の交流電源端子と前記負荷との間に接続された第２の交流スイッチ装置とを具備し、
前記第１及び第２の交流スイッチ装置のそれぞれが、
前記交流電源端子と前記負荷との間に接続された第１のサイリスタと、
前記第１のサイリスタと反対方向の電流を流す方向性を有して前記第１のサイリスタに逆並列接続された自己消弧型半導体スイッチと
から成ることを特徴とする電力供給装置。
【請求項５】
前記第１及び第２の交流スイッチ装置のそれぞれは、更に、
前記第１のサイリスタに逆並列接続された第２のサイリスタと、
正常な電力供給時には前記第１のサイリスタと前記自己消弧型半導体スイッチとをオン制御し、前記第２のサイリスタをオフ状態に保ち、電力供給の異常時にのみ前記第２のサイリスタをオン制御する制御手段と
を有していることを特徴とする請求項４記載の電力供給装置。
【請求項６】
前記自己消弧型半導体スイッチはＩＧＢＴと逆流阻止用ダイオードとの直列回路から成ることを特徴とする請求項４又は５記載の電力供給装置。
【請求項７】
前記制御手段は、
前記交流電源端子から前記負荷に供給される電流が所定値よりも大きくなったことを検出するための過電流検出回路と、
前記過電流検出回路によって過電流が検出されていない正常状態の時には前記第１のサイリスタをオン制御し、前記第２のサイリスタをオン制御せず、前記過電流検出回路によって過電流が検出された時には前記第１及び第２のサイリスタの両方をオン制御するサイリスタ制御回路と、
正常状態及び過電流検出状態のいずれにおいても前記自己消弧型半導体スイッチをオン制御するスイッチ制御回路と
を有していることを特徴とする請求項５記載の電力供給装置。
【請求項８】
前記制御手段は、
前記自己消弧型半導体スイッチを通しての電流供給が異常で停止したことを検出する異常検出回路と、
前記異常検出回路の出力が異常を示していない正常時に前記第１のサイリスタをオン制御し、前記第２のサイリスタをオン制御せず、前記異常検出回路の出力が異常を示している異常時に前記第１及び第２のサイリスタの両方をオン制御するサイリスタ制御回路と
を有していることを特徴とする請求項５記載の電力供給装置。
【請求項９】
前記制御手段は、
前記交流電源端子の電圧異常を検出し、異常を検出した時に前記第1のサイリスタ及び前記自己消弧型半導体スイッチのオン制御を停止させるための電源異常検出回路を有していることを特徴とする請求項５記載の電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流無停電電源装置における交流電源切り離しに好適な交流スイッチ装置及びこれを使用した電力供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の代表的な交流無停電電源装置は、商用交流電源端子と負荷との間に接続された交流スイッチと、交流スイッチを介して商用交流電源端子に接続されていると共に交流スイッチを介さないで負荷に接続された双方向電力変換器と、双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電池と、商用交流電源端子の電圧の異常を検出して交流スイッチをオフ制御する電源異常検出装置とを有している。
【０００３】
交流無停電電源装置の交流スイッチは、後記特許文献１及び２に示されているように２つのサイリスタの逆並列接続回路から成る。このサイリスタを使用した交流スイッチは安価及び瞬時負荷耐量が大きいという長所を有する反面、自然転流による消弧のためにオフ指令を与えても直ちにオフにならず、最大交流半サイクルの遅れが生じるという短所を有する。
【０００４】
別な交流スイッチとして、２つのＩＧＢＴ即ち絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを逆並列接続した回路が知られている。ＩＧＢＴは自己消弧型半導体スイッチであるので、サイリスタよりも少ない遅れで電源をオフにすることができる。しかし、ＩＧＢＴの瞬時過電流耐量がサイリスタに比べて小さい。このため、例えば、定格電流の６００％に２秒間耐えるような高い瞬時過負荷耐量が要求される場合には、定常時の電流よりも十分に大きい電流容量の素子を使用しなければならず、コスト高になる。また、ＩＧＢＴのオン時の電圧降下及び損失がサイリスタに比べて大きい。
なお、サイリスタやＩＧＢＴ等の半導体スイッチの代りに高速遮断機を使用することもあるが、外形寸法及び重量が大きく且つコストが高いという欠点を有する。
【特許文献１】特開２００３−８７９９９号公報
【特許文献２】特開平５−２９２６８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明が解決しようとする課題は、コストと遮断速度との両方を満足する交流スイッチ装置及び電力供給装置を容易に提供するこが困難なことである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するための本発明は、交流電源端子と負荷との間に接続するための第１のサイリスタと、前記第１のサイリスタと反対方向の電流を流す方向性を有して前記第１のサイリスタに逆並列接続された自己消弧型半導体スイッチとから成る交流スイッチ装置に係わるものである。
【０００７】
なお、請求項２に示すように、更に、前記第１のサイリスタに逆並列接続された第２のサイリスタを備えていることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記自己消弧型半導体スイッチは、ＩＧＢＴと逆流阻止用ダイオードとの直列回路から成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、負荷に交流電圧を供給するための少なくとも第１及び第２の交流電源端子と、前記第１の交流電源端子と前記負荷との間に接続された第１の交流スイッチ装置と、前記第２の交流電源端子と前記負荷との間に接続された第２の交流スイッチ装置とを具備した電力供給装置において、前記第１及び第２の交流スイッチ装置のそれぞれが、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続された第１のサイリスタと、前記第１のサイリスタと反対方向の電流を流す方向性を有して前記第１のサイリスタに逆並列接続された自己消弧型半導体スイッチとから成ることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記第１及び第２の交流スイッチ装置のそれぞれは、更に、前記第１のサイリスタに逆並列接続された第２のサイリスタと、正常な電力供給時には前記第１のサイリスタと前記自己消弧型半導体スイッチとをオン制御し、前記第２のサイリスタをオフ状態に保ち、電力供給の異常時にのみ前記第２のサイリスタをオン制御する制御手段とを有していることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記自己消弧型半導体スイッチはＩＧＢＴと逆流阻止用ダイオードとの直列回路から成ることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記制御手段は、前記交流電源端子から前記負荷に供給される電流が所定値よりも大きくなったことを検出するための過電流検出回路と、前記過電流検出回路によって過電流が検出されていない正常状態の時には前記第１のサイリスタをオン制御し、前記第２のサイリスタをオン制御せず、前記過電流検出回路によって過電流が検出された時には前記第１及び第２のサイリスタの両方をオン制御するサイリスタ制御回路と、正常状態及び過電流検出状態のいずれにおいても前記自己消弧型半導体スイッチをオン制御するスイッチ制御回路とを有していることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記制御手段は、前記自己消弧型半導体スイッチを通しての電流供給が異常で停止したことを検出する異常検出回路と、前記異常検出回路の出力が異常を示していない正常時に前記第１のサイリスタをオン制御し、前記第２のサイリスタをオン制御せず、前記異常検出回路の出力が異常を示している異常時に前記第１及び第２のサイリスタの両方をオン制御するサイリスタ制御回路とを有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記制御手段は、前記交流電源端子の電圧異常を検出し、異常を検出した時に前記第1のサイリスタ及び前記自己消弧型半導体スイッチのオン制御を停止させる電源異常検出回路を有していることが望ましい。
【発明の効果】
【０００８】
本発明に従うサイリスタと自己消弧型半導体スイッチとの逆並列接続から成る交流スイッチは、サイリスタの自然転流によるターンオフの遅れの欠点を自己消弧型半導体スイッチで補うことができる。これにより低コストであるにも拘らずターンオフの遅れの少ない交流スイッチを提供できる。
また、請求項２及び５の発明によれば、自己消弧型半導体スイッチの異常の対処又は保護を容易に達成できる。
また、請求項３及び６の発明によれば、一方向の電流のみを流す自己弧型半導体スイッチを容易に構成することができる。
また、請求項４の発明によれば、自己消弧型半導体スイッチとサイリスタとの組み合せによって遅れの少ない電源遮断が可能になり且つ電力供給装置のコストの低減を図ることができる。
また、請求項７の発明によれば、自己消弧型半導体スイッチを過電流から容易に保護することができる。
また、請求項８の発明によれば、自己消弧型半導体スイッチ又はこの制御回路の異常時における電力供給の継続を容易に達成することができる。
また、請求項９の発明によれば、電源異常時に電力供給を迅速に遮断することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、本発明の実施形態を図１〜図６を参照して説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１に示す本発明の実施例１に係わる無停電電源機能を有する電力供給装置は、２００Ｖの３相の商用交流電源に接続される第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃと、交流スイッチ装置としての第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃと、第１、第２及び第３の電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃと、３相の双方向電力変換器４と、３００〜４００Ｖの蓄電池５と、サイリスタ制御回路６と、ＩＧＢＴ制御回路７と、電源異常検出回路８と、第１、第２及び第３の電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃと、過電流検出回路１０と、ＩＧＢＴ異常検出回路１１とから成り、負荷１２に実質的に無停電で電力を供給するように構成されている。
【００１１】
第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃは、第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃと負荷１２との間の第１、第２及び第３の電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃに直列に接続されている。第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃは互いに同一の構成を有するので、これ等を構成する回路要素の参照符号を添字ａ、ｂ、ｃによって区別し、第１の交流スイッチ２ａの構成及び動作のみを詳しく説明し、第２及び第３の交流スイッチ２ｂ、２ｃの構成及び動作の詳しい説明を省略する。
【００１２】
第１の交流スイッチ２ａは、第１及び第２のサイリスタＳ1a、Ｓ2aと、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）Ｑa と、逆流阻止用ダイオードＤa とから成る。第１及び第２のサイリスタＳ1a、Ｓ2aは逆阻止３端子サイリスタ又はＳＣＲ又は制御整流素子と呼ばれるものであって、互いに逆並列接続され且つ第１の電源ライン３ａに対して直列に接続されている。また、第１及び第２のサイリスタＳ1a、Ｓ2aは自己消弧が不可能なものであって、ここを流れる電流が保持電流以下になるまで電流が流れ続ける特性を有する。従って、第1及び第2のサイリスタSla、Slｂのターンオフは最大で交流半サイクル遅れる。
【００１３】
自己消弧型半導体スイッチとしてのＩＧＢＴＱa は第１のサイリスタＳ1aに対して逆流阻止用ダイオードＤa を介して逆並列接続されている。周知のようにＩＧＢＴＱa は寄生ダイオード又はボデイダイオードと呼ばれるダイオードを内蔵しているので、逆方向に電流を流すことができる。このため、この実施例ではＩＧＢＴＱa に対して逆流阻止用ダイオードＤa が直列に接続されている。ＩＧＢＴＱa の代りに、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＳＩＴ（静電誘導トランジスタ）等の自己消弧型半導体スイッチを使用することができる。自己消弧型半導体スイッチが逆方向阻止機能を有している時には図１の逆流阻止用ダイオードＤa を省くことができる。
【００１４】
第２のサイリスタＳ2aはＩＧＢＴＱa と同一の方向性を有している。従って、第２のサイリスタＳ2aを省いても交流スイッチとして機能する。このため、異常状態又は過電流状態が発生する恐れの少ない電力供給装置の場合は第２のサイリスタＳ2aを省くことができる。しかし、本実施形態ではＩＧＢＴＱa の異常、及び過電流に対応するために第２のサイリスタＳ2aが設けられている。
【００１５】
ＩＧＢＴＱa は一方向の電流のみを自己消弧方式でオフにすることができる。しかし、第１、第２及び第３の電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃに第１、第２及び第３のＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc が接続されており、これ等が同時にターンオフ制御されると、各電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃの正方向と負方向との両方の電流を少ない遅れでオフにすることができる。
【００１６】
無停電電源を構成するための双方向電力変換器４は、交流−直流変換機能と直流−交流変換機能と力率改善機能とを有するものであって、この３相交流端子は負荷１２に接続されていると共に、同一構成の第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃを介して第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続され、この直流端子は蓄電池５に接続されている。従って、第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃから正常に電力が供給されている時には３相交流電圧を直流電圧に変換して蓄電池５を充電する。また、第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃから供給する電圧が低下又は停止した時、又は異常に上昇した時には、第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃが同時にオフ制御され且つ双方向電力変換器４が同時にインバータ制御されるので、蓄電池５の直流が交流に変換されて負荷１２に供給される。
【００１７】
電源異常検出回路８は、第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続されており、電源電圧の検出値が所定の下限基準値よりも低下した時、及び電源電圧の検出値が所定の上限基準値よりも高くなった時に第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃを同時にターンオフ制御するための信号をサイリスタ制御回路６及びＩＧＢＴ制御回路７に送り、且つ双方向電力変換器４にインバータ指令即ち直流−交流変換指令を送る。電源電圧が正常に戻った時には電源異常検出回路８は、第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃを同時にターンオンする指令をサイリスタ制御回路６及びＩＧＢＴ制御回路７に送り、且つ双方向電力変換器４に交流−直流変換指令を送る。
【００１８】
第１、第２及び第３の電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃは例えばＣＴ（カレントトランス）から成り、第１、第２及び第３の電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃに接続されている。従って、電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃから電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃの電流を示す電流検出信号が得られる。
【００１９】
過電流検出回路１０は、第１、第２及び第３の電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃの出力に基づいて電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃが過電流状態にあるか否かを検出し、この結果をサイリスタ制御回路６に送る。図２には、図１の過電流検出回路１０の１相分が概略的に示されている。この過電流検出回路１０は、電流検出器９ａに接続された整流平滑回路１０ａと基準電圧源１０ｂと比較器１０ｃとから成る。基準電圧源１０ｂは過電流レベルの所定基準値を発生する。比較器１０ｃは整流平滑回路１０ａから得られた電流検出信号の電圧レベルが基準電圧源１０ｂの基準電圧よりも低い時に第１の信号例えば低レベル信号を出力し、高い時に第２の信号例えば高レベル信号を出力する。図２では省略されている第２相及び第３相の過電流検出回路も第１相と同様に形成されている。
【００２０】
自己消弧型半導体スイッチ又はその制御回路の異常検出回路としてのＩＧＢＴ異常検出回路１１は、第１、第２及び第３の電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃと第１、第２及び第３の交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃと電源異常検出回路８とに接続され、ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、c の故障及びこの制御回路７の故障を検出し、サイリスタ制御回路６を制御する。図２に図１のＩＧＢＴ異常検出回路１１の１相分が概略的に示されている。電流検出器９ａと交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃと電源異常検出ライン８ａとに接続された抽出回路１１ａは電源異常検出回路８の出力が正常を示している時の電源電圧ＶinによってＩＧＢＴＱa に電流が流れる期間を決定する。例えば、第１の交流電源端子１ａから供給する電圧の正の半サイクルをＩＧＢＴＱa の電流が流れる期間とし、これを抽出期間とする。抽出回路１１ａに含まれている抽出スイッチは抽出期間のみオンになって電流検出器９ａの出力を抽出して平滑回路１１bに送る。平滑回路１１ｂは交流電圧の複数サイクルのＩＧＢＴＱa の電流を積分して比較器１１ｃに送る。基準電圧源１１ｄの基準電圧は電源ライン３ａの電流の零よりも少し高い値に対応するように設定されている。平滑回路１１ｂの出力が基準電圧源１１ｄの基準値よりも高い正常時には比較器１１ｃの出力が第１の信号（例えば低レベル信号）状態に保たれ、逆に低い時には比較器１１ｃの出力が第２の信号（例えば高レベル信号）状態になり、ＩＧＢＴＱa の異常が検出される。要するに、この実施例では、ＩＧＢＴＱa に電流が流れるべき期間に流れていないことを検出して異常を判断している。ＩＧＢＴＱa 及びＩＧＢＴ制御回路７の異常検出は、図２の方式に限定されるものでなく、例えば、ＩＧＢＴＱa のみの電流通路に電流検出器を接続し、ＩＧＢＴＱa に電流が流れていないことによってＩＧＢＴＱa の故障又はＩＧＢＴ制御回路７の故障とみなすこともできる。また、ＩＧＢＴＱa の温度を検出し、この温度が所定温度よりも低い時にＩＧＢＴＱa 又はこの制御回路７の故障と判断することができる。なお、第２及び第３相のＩＧＢＴＱb 、Ｑc の異常検出も第１相のＩＧＢＴＱa の異常検出と同一の方法で行う。
【００２１】
サイリスタ制御回路６は、周知の方法によって６個のサイリスタＳ1a、Ｓ2a、Ｓ1b、Ｓ2b、Ｓ1c、Ｓ2cのゲート制御信号Ｖ1a、Ｖ2a、Ｖ1b、Ｖ2b、Ｖ1c、Ｖ2cを形成し、これを各サイリスタのゲート端子に送る。この実施例ではサイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cのゲート制御信号の送出が過電流検出回路１０の出力、及びＩＧＢＴ異常検出回路１１の出力に基づいて制御されている。
【００２２】
図２には図１のサイリスタ制御回路６の１相分のみが概略的に示されている。この図２では、第１及び第２のサイリスタＳ1a、Ｓ2aを別々に制御するために、第１及び第２のサイリスタ制御回路６ａ、６ｂが設けられている。第１のサイリスタ制御回路６ａは図１の第１のサイリスタＳ1aを制御するための第１のゲート制御信号Ｖ1aを出力するものであり、電源異常検出回路８の出力ライン８ａの信号に基づいて第１のゲート制御信号Ｖ1aの送出が制御されるように構成されている。即ち、第１のサイリスタ制御回路６ａは電源異常検出回路８の出力が正常を示している時に第１のサイリスタＳ1aを連続的にオン状態にするための第１のゲート制御信号Ｖ1aを送出し、電源異常検出回路８の出力が異常を示している時に第１のゲート制御信号Ｖ1aの送出を停止する。
【００２３】
第２のサイリスタ制御回路６ｂは、過電流又はＩＧＢＴの異常のために第２のサイリスタＳ2aの導通が要求される時にのみ第２のゲート制御信号Ｖ2aを送出する。このため、第２のサイリスタ制御回路６ｂには過電流検出回路１０とＩＧＢＴ異常検出回路１１とが接続されている。
また、電源異常の時に第２のサイリスタＳ2aをオフに保つために電源異常検出回路８が第２のサイリスタ制御回路６ｂに接続されている。
【００２４】
第２相のサイリスタＳ1b、Ｓ2b及び第３相のサイリスタＳ1c、Ｓ2cのためのサイリスタ制御回路も図２の第１相のサイリスタ制御回路６ａ、６ｂと同一に構成されている。
【００２５】
図３は図１の電力供給装置においてｔ1 時点で電源異常検出回路８の出力ライン８ａが図３（Ｋ）に示すように低レベルから異常を示す高レベルに転換した時の各部の状態を示す。図３において、図３（Ａ）に示すようにｔ1 直前で電源電圧Ｖinが所定レベルＶr よりも低下すると、電源異常検出回路８に含まれている下限検出用比較器における所定レベルＶr と電源電圧Ｖinとの比較に基づいて異常を示す高レベル出力が図３（Ｋ）に示すようにｔ1 時点で発生する。サイリスタ制御回路６及びＩＧＢＴ制御回路７は、図３（Ｋ）の異常検出信号に応答してｔ1 時点で全サイリスタＳ1a、Ｓ2a、Ｓ1b、Ｓ2b、Ｓ1c、Ｓ2cのゲート制御信号Ｖ1a、Ｖ2a、Ｖ1b、Ｖ2b、Ｖ1c、Ｖ2cの送出を禁止し、且つＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑcをオフ制御する。正常状態のためにｔ1 以前においてオフ状態に保たれているサイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cのゲート制御信号Ｖ2a、Ｖ2b、Ｖ2cは図３（Ｃ）（Ｆ）（Ｉ）に示すように電源異常発生時点ｔ1 において変化しないが、ｔ1 よりも前の正常状態においてオン制御されていたサイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cのゲート制御信号Ｖ1a、Ｖ1b、Ｖ1cは図３（Ｂ）（Ｅ）（Ｈ）に示すようにｔ1 時点で低レベルに転換し、サイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cがターンオフ制御される。また、ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc の制御信号Ｖqa、Ｖqb、Ｖqcは図３（Ｄ）（Ｇ）（Ｊ）に示すようにｔ1 で高レベルから低レベルに転換し、オフ状態になる。
既に説明したようにサイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cは自己消弧型ではなく自然転流型であるので、保持電流以下になるまで電流が流れようとする。しかし、サイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cに対して負荷１２又は双方向電力変換器４を介して別の相のＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc が直列に接続されているので、ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc が同時にターンオフすると、サイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cの電流も零又は保持電流以下になる。これにより、異常検出時点ｔ1 から一般に無瞬断と見なされる交流電源電圧の１／４サイクル以内にサイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1c及びＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc をオフにすることができる。上述のように第１、第２及び第３の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃが迅速にオフ状態に移行すると、蓄電池５の電力を双方向電力変換器４と交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃとを介して交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃ側に無駄に供給することを防ぐことができ、蓄電池５に基づく負荷１２に対する電力供給可能時間を長くすることができる。
【００２６】
図４は過電流検出時及びＩＧＢＴ異常時の図１の各部の状態を示す。図４（Ａ）に示すようにｔ1 時点で過電流検出回路１０の出力Ｖocが過電流状態を示す高レベルに転換すると、第２のサイリスタＳ2aのゲート制御信号Ｖ2aが図４（Ｄ）に示すように高レベルに転換し、第２のサイリスタＳ2aがオンになる。同時に図４に示されていないゲート制御信号Ｖ2b、Ｖ2cもｔ1 時点で高レベルに転換してサイリスタＳ2b、Ｓ2cがオンになる。サイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cはＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc と同一方向の電流を流す極性を有しており、且つIGBTとダイオードとの直列回路のオン電圧降下よりサイリスタのオン電圧降下の方が低いため、IGBT側に流れていた電流はほとんどサイリスタ側に流れる。これにより、ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc の破壊を防止することができる。既に説明したようにＩＧＢＴの瞬時過電流耐量はサイリスタよりも劣るので、IGBT側に流れていた電流をサイリスタ側に流すことにより、ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc が破壊し難くなる。
【００２７】
図４のｔ2 時点よりも後はＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc の異常時の動作を説明するものである。例えば、図４（Ｅ）に示すようにＩＧＢＴＱa の制御信号Ｖqaがオン制御を示しているにも拘らずＩＧＢＴＱa が開放状態即ちスイッチオフ状態の故障、又はｔ3 時点からＩＧＢＴＱa に制御信号Ｖqaを供給することが不能なＩＧＢＴ制御回路７の故障が生じると、ＩＧＢＴＱa を通る電流が零になる。これにより、ＩＧＢＴ異常検出回路１１の出力Ｖdef が図４（Ｂ）に示すようにｔ3 時点で高レベルに転換し、第２のサイリスタＳ2aのゲート制御信号Ｖ2aが図４（Ｄ）に示すように高レベルになり、ＩＧＢＴＱa に代って第２のサイリスタＳ2aを通って電流が流れ、交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃからの電力供給の停止を防ぐことができる。第２及び第３のＩＧＢＴＱb 、Ｑc の異常の場合にも第１のＩＧＢＴＱa の異常の場合と同様な動作が生じる。
【００２８】
本実施例は次の効果を有する。
（１）  サイリスタＳ1a、Ｓ1b、Ｓ1cに対して自己消弧型半導体素子としてのＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc を逆並列接続したので、電源異常時に迅速に交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃ側を負荷１２及び双方向電力変換器４から切り離すことができる。
（２）  過電流時にサイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cをオンさせることによって瞬時過電流耐量が比較的小さいＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc を保護することができる。
（３）  ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc 又はＩＧＢＴ制御回路７が故障した時にサイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cをオンさせることによって電力供給を継続させることができ、信頼性が向上する。
（４）  複数の電源ライン３ａ、３ｂ、３ｃに交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃをそれぞれ直列に接続することによって、交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃのそれぞれに１個のＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc を含めるのみで、正方向及び負方向の電流を少ない遅れで遮断することができる。
（５）  定常時において、本実施例の交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃの損失は、２つのIGBTを逆並列接続した従来の交流スイッチの損失に比べて小さい。このため、電力供給装置の効率を高めることができる。
【００２９】
本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc の代りに逆並列ダイオードを内蔵しないＩＧＢＴ、トランジスタ等を使用することができる。
（２）  ＩＧＢＴＱa 、Ｑb 、Ｑc の代りに逆方向阻止機能を有するトランジスタ等の自己消弧型半導体素子を使用する時には逆流阻止用ダイオードＤa 、Ｄb 、Ｄc を省くことができる。
（３）  図５に示すように第１の交流スイッチ２ａに別のＩＧＢＴＱa ′と別の逆流阻止用ダイオードＤa ′との直列回路を付加することができる。即ち、第１のＩＧＢＴＱa と第１の逆流阻止用ダイオードＤa との直列回路に対して第２のＩＧＢＴＱa ′と第２の逆流阻止用ダイオードＤa ′との直列回路を逆並列接続することができる。この場合、第２及び第３の交流スイッチ２ｂ、２ｃも図５の第１の交流スイッチ２ａと同一構成に変形する。図５の第２のＩＧＢＴＱa ′を第１のサイリスタＳ1aの故障時又は過電流時にのみオン制御すること、又は正常給電時に第１及び第２のＩＧＢＴＱa 、Ｑa ′の両方をオン制御し、第１及び第２のサイリスタＳ1a、Ｓ2aをＩＧＢＴＱa 、Ｑb の故障時又は過電流時にのみオン制御することができる。なお、図５のＩＧＢＴＱa 、Ｑa ′をトランジスタ、ＦＥＴ、ＳＩＴ等の別の自己消弧型半導体スイッチに置き換えることができる。
（４）  図６に示すように、第１の交流スイッチ２ａにおいてＩＧＢＴＱa に直列に別のＩＧＢＴＱa ′を接続することができる。なお、第２及び第３の交流スイッチＱb 、Ｑc も図６と同一に構成することができる。図６において第１及び第２のＩＧＢＴＱa 、Ｑa ′は第１及び第２の主スイッチＱ1 、Ｑ2 の他に逆並列接続された第１及び第２の内蔵ダイオードＤ1 、Ｄ2 を有する。正常給電時に図１と同様に第１のＩＧＢＴＱa をオン制御する場合には、第２のＩＧＢＴＱa ′の内蔵ダイオードＤ2 が図１の逆流阻止用ダイオードＤa と同様に機能する。第１及び第２のＩＧＢＴＱa 、Ｑa ′は同時にオン制御すること及び同時にオフ制御することができる。また、第２のＩＧＢＴＱa ′を正常給電時にオフ状態に保ち、過電流時又は第１のサイリスタＳ1aの異常時のみにオン制御することができる。図６の第１及び第２のＩＧＢＴＱa 、Ｑa ′の代りにダイオードＤ1 、Ｄ2 と同様なものを内蔵するトランジスタ、ＦＥＴ、ＳＩＴ等の別の自己消弧型半導体スイッチとすることができる。また、ダイオードＤ1 、Ｄ2 に相当するものを含まない自己消弧型半導体スイッチを使用する場合には図６のダイオードＤ1 、Ｄ2 の代りに個別ダイオードを接続することができる。
（５）  各交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃの第２のサイリスタＳ2a、Ｓ2b、Ｓ2cを省くことができる。
（６）  蓄電池５の代りに電解コンデンサ、電気二重層などの蓄積器、サイクル用蓄積装置等の電力貯蔵装置を使用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明は無停電電源装置等の電力供給装置に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施例１に従う電力供給装置を示す回路図である。
【図２】図１の一部を詳しく示す回路図である。
【図３】交流スイッチのオフ制御を説明するための図１の各部の状態を示す波形図である。
【図４】過電流時及びＩＧＢＴ異常時の図１の各部の状態を示す波形図である。
【図５】変形例の交流スイッチを示す回路図である。
【図６】別の変形例の交流スイッチを示す回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１ａ、１ｂ、１ｃ  交流電源端子
２ａ、２ｂ、２ｃ  交流スイッチ
Ｓ1a、Ｓ2a、Ｓ1b、Ｓ2b、Ｓ1c、Ｓ2c  サイリスタ
Ｑa 、Ｑb 、Ｑc   ＩＧＢＴ
４  双方向電力変換器
５  蓄電池
６  サイリスタ制御回路
７  ＩＧＢＴ制御回路
８  電源異常検出回路
１０  過電流検出回路
１１  ＩＧＢＴ異常検出回路
１２  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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