(57)【要約】【課題】  直流オフセットの低減対策を施した受信器、および周波数変換に必要な周辺機器の設計が容易であり、かつ低省電力化を実現できる受信装置および送信装置を提供する。【解決手段】  本発明の受信装置および送信装置に用いる周波数変換器は、ダブルバランス入出力構成のスイッチ回路を積み上げた構成にする。また、これらの複数のスイッチ回路と、周波数変換器、および１／４分周器とを組み合わせた周波数変換器である。【選択図】  図１
2005197836.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振信号を発生する局部発振器と、
前記局部発信器から供給される局部発振信号を分周する分周器と、
前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを用いて、受信信号を周波数変換する第１の周波数変換器と、
前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを用いて、受信信号を周波数変換する第２の周波数変換器と、
を有する受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置において、
前記第１の周波数変換器と第２の周波数変換器とは、
前記受信信号と前記局部発振信号とを混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
を有し、
前記第１のスイッチ回路の出力信号が、第２のスイッチ回路へ、電流信号で伝達されることを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載の受信装置において、
前記第１の周波数変換器と第２の周波数変換器とは、
前記受信信号と前記局部発振信号とを混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
を有し、
上記第１のスイッチ回路の出力端子は、上記第２のスイッチ回路の入力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
局部発振信号を発生する局部発振器と、
前記局部発振器から供給される局部発振信号を分周する分周器と、
前記分周器からの２つの出力信号と、前記局部発振信号とを用いて、受信信号の波長を周波数変換する第３の周波数変換器と
を有する受信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の受信装置において、
前記第３の周波数変換器は、
前期受信信号と前記を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の１つを混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
上記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の他の１つを混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、
を有し、
上記第１のスイッチ回路の出力端子は、上記第２のスイッチ回路及び上記第３のスイッチ回路の各入力端子にそれぞれ接続されていることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項４に記載の受信装置において、
前記第３の周波数変換器は、
前期受信信号と前記を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の１つを混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
上記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の他の１つを混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、
を有し、
前記第１のスイッチ回路の出力信号が、第２のスイッチ回路および第３のスイッチ回路へ、それぞれ電流信号で伝達されることを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の受信装置において、
前記受信信号の周波数は、前記局部発振信号の周波数と前記分周器からの出力信号の周波数とは、異なることを特徴とする受信装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の受信装置において、
前記分周器は、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の２つの信号を、前記第１〜第３の周波数変換器に給電することを特徴とする受信装置。
【請求項９】
変調回路において変調出力される中間周波数を無線周波数に周波数変換して、送信する送信装置であって、
局部発振信号を発生する局部発振器と、
前記局部発信器から供給される局部発振信号を、局部発振信号から概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数で、分周する分周器と、
前記局部発信器から供給される局部発振信号を、局部発振信号から概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略同周波数で、給電するポリフェーズフィルタと、
前記分周器からの出力信号と、前記ポリフェーズフィルタの出力の１つとを用いて、ベースバンドＩ信号を周波数変換する第４の周波数変換器と、
前記分周器からの出力信号と、前記ポリフェーズフィルタの出力の他の１つとを用いて、ベースバンドＱ信号を周波数変換する第５の周波数変換器と、
を有し、
前記第４の周波数変換器の出力と、前記第５の周波数変換器の出力とをたし合わせて出力することを特徴とする送信装置。
【請求項１０】
変調回路において変調出力される中間周波数を無線周波数に周波数変換して、送信する送信装置であって、
局部発振信号を発生する局部発振器と、
前記局部発信器から供給される局部発振信号を分周する分周器と、
前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを混合して、周波数変換する第６の周波数変換器と、
前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを混合して、周波数変換する第７の周波数変換器と、
前記第６の周波数変換器の出力信号と、ベースバンドＩ信号とを混合して、周波数変換する第８の周波数変換器と、
前記第７の周波数変換器の出力信号と、ベースバンドＱ信号とを混合して、周波数変換する第９の周波数変換器と、
を有し、
前記第８の周波数変換器の出力と、前記第９の周波数変換器の出力とをたし合わせて出力することを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムなどに用いられる受信装置および送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無機通信システムで用いられる受信装置の一例として、ダイレクトコンバージョン受信装置が知られている。ダイレクトコンバージョン受信装置では、局部発振器の周波数と、受信信号の周波数とが同じであるため、直流オフセットが発生するという問題がある。直流オフセット対策を施した受信装置として、例えば図１１に示す受信装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。図１１において、１はアンテナであり、２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、３は初段増幅器（ＬＮＡ）であり、１１４ａ、１１４ｂは偶高調波ミキサであり、５ａ、５ｂはフィルタ（ＬＰＦ）であり、６ａ、６ｂは可変利得増幅器（ＢＢＶＧＡ）であり、７は復調装置であり、８は４５度移相器であり、９は局部発振器である。
【０００３】
この文献に記載の受信装置は、図１１に示すように、Ｉ信号およびＱ信号を生成するための周波数変換器として、偶高調波ミキサ１１４ａ、１１４ｂを用いている。局部発振器９から出力された局部発振信号を分配し、分配された信号波と４５度移相器１１８によって４５度の位相差をもって分配された局部発振波の２倍波とを、偶高調波ミキサ１１４ａ、１１４ｂに出力し、受信信号の周波数を変換する。偶高調波ミキサ１１４ａ、１１４ｂを用いると、局部発振器の周波数と、受信信号の周波数とが異なるので、直流オフセットは発生しない。
【０００４】
また、直流オフセット対策を施した受信装置として、２回の周波数変換を行うものが知られている（たとえば、非特許文献１参照）。この文献に記載の受信装置は、図１２に示すように、受信信号は、周波数変換器１２１にて、受信信号の周波数とは異なる局部発振信号を混合して、１回目の周波数変換を行う。周波数変換器１２４ａ、１２４ｂにて、この出力信号と、局部発振信号を１／４分周器８により、１／４倍の周波数に分周した信号とを混合して、２回目の周波数変換が行われ、Ｉ信号およびＱ信号のベースバンド信号が出力される。この文献に記載の受信装置の場合、２回の周波数変換に用いられる局部発振信号と、１／４分周器８の出力信号とは、いずれも受信信号と異なる。このため、直流オフセットを低減することができる。
【０００５】
【特許文献１】特開平８−２４２２６１号公報（特許請求の範囲、段落００６９〜段落００８４）
【非特許文献１】「Ａ  ５−ＧＨｚ  ＣＭＯＳ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＬＡＮ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ  ＪＳＳＣ，  ＤＥＣＥＭＢＥＲ  ２００２，  ＶＯＬ３７，  Ｎｏ．１２，ｐｐ．１６８８−１６９４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載の受信装置は、以下のような問題がある。特許文献１に記載の構成では、偶高調波ミキサを用いるため、４５度移相器を必要とする。４５度移相器の設計は、一般に非常に複雑である。また、４５度移相器の出力信号は、受信信号周波数の半分の周波数に設定する。このため、４５度移相器に供給する局部発振信号の周波数は、４５度移相器の出力周波数の４倍の周波数、すなわち受信信号周波数の２倍の周波数が必要である。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格による無線ＬＡＮトランシーバ受信装置の場合、受信信号の周波数帯は、５．２ＧＨｚ帯であるので、局部発振信号の周波数は１０．４ＧＨｚ帯となり、非常に高い発振周波数が必要となる。高い周波数帯で使用する必要があるため、局部発振器の設計が、難しくなるという問題がある。
【０００７】
一方、非特許文献１に記載の構成では、２段の周波数変換器を用いて、受信信号を周波数変換して、Ｉ信号およびＱ信号のベースバンド信号を出力する。したがって、上記特許文献１に記載の受信装置のように、偶高調波ミキサを用いない。このため、非特許文献１に記載の構成では、４５度移相器は必要とされず、９０度移相を分配することができる１／４分周器を用いれば足りる。局部発振器から出力された局部発振信号は、１段目の周波数変換器に供給されるとともに、１／４分周器に供給される。１／４分周器からの出力信号が２段目の周波数変換器に供給される。このため、局部発振器で生成する局部発振信号は、受信信号周波数の４／５倍の周波数で足りる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格による無線ＬＡＮトランシーバ受信装置の場合、局部発振信号は４．１６ＧＨｚ帯（＝５．２ＧＨｚ×４／５）でよく、局部発信器の設計が容易である。しかし、この文献に記載の受信装置には、３個のギルバートセルミキサと呼ばれる周波数変換器が用いられている。このため、１つの偶高調波ミキサでよい特許文献１に記載の受信装置に比べ、周波数変換器における消費電力が多くなるという問題がある。
【０００８】
また、上記非特許文献1の構成において、１段目、２段目の周波数変換器は、ギルバートセルミキサと呼ばれる周波数変換器で構成されているので、少なくとも６個のトランジスタで構成されている。従って、各々のトランジスタにて発生されるノイズ成分は、２回の周波数変換により増幅回路が２回分と、スイッチ回路が２回分で、トランジスタ１２個分にて発生することになる。さらに増幅回路は差動で構成されるため、シングルで構成される増幅回路に比べてノイズ発生量は倍になる。このため、高い利得を要する増幅回路を用いて、全体の雑音指数（ＮＦ）を抑えることは、周波数変換器に流す電流を増やすことにつながり、ただでさえ、ギルバートセルミキサが３つもあるために電流を多く流し、低消費電力化に貢献できない。
【０００９】
一方、上記の周波数変換器を送信装置に用いても、同様の問題を生ずる。上記非特許文献１の構成は、周波数変換器としてギルバートセルミキサを２段つなげて使用する構成のため、出力負荷による電流―電圧変換のために1段目の周波数変換器の出力が劣化する問題がある。また、複数のギルバートセルミキサを使用することは電流を多く消費するため、低消費電力化に貢献できない。
【００１０】
すなわち、本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、その目的は、直流オフセットの低減対策を施した受信器、および周波数変換に必要な周辺機器の設計が容易であり、かつ低省電力化を実現できる受信装置および送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、局部発振信号を発生する局部発振器と、前記局部発信器から供給される局部発振信号を分周する分周器と、前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを用いて、受信信号を周波数変換する第１の周波数変換器と、前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを用いて、受信信号を周波数変換する第２の周波数変換器と、を有する。
【００１２】
この構成によれば、受信信号の周波数変換を、受信信号の周波数とは異なる周波数を用いて行う。この結果、直流オフセットを低減することができる。また、周波数変換に用いる信号は、設計の容易な局部発振器と分周器とを用いる。この結果、簡単な設計で、受信装置を得ることができる。
【００１３】
また、前記受信装置において、前記第１の周波数変換器と第２の周波数変換器とは、前記受信信号と前記局部発振信号とを混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、を有し、前記第１のスイッチ回路の出力信号が、第２のスイッチ回路へ、電流信号で伝達されるものであればよい。
【００１４】
この構成によれば、第１の周波数変換の際に、負荷となるインダクタが必要ないため、第１の周波数変換器の線形性が劣化しない。
【００１５】
また、前記受信装置において、前記第１の周波数変換器と第２の周波数変換器とは、前記受信信号と前記局部発振信号とを混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、を有し、上記第１のスイッチ回路の出力端子は、上記第２のスイッチ回路の入力端子に接続されているものであってもよい。
【００１６】
この構成によれば、第１のスイッチ回路の出力端子を、第２のスイッチ回路入力端子に接続する構成とすることにより、ギルバートセルミキサを用いた従来例の場合の増幅段トランジスタが存在しない構成となる。そのため、従来例に比べて、ノイズの発生量が増幅段トランジスタで発生するノイズの分だけ減少する。また、増幅段トランジスタで発生する信号歪み成分がなくなるため、線形性のよい信号を伝達することができる。
【００１７】
また、本発明の受信装置は、局部発振信号を発生する局部発振器と、前記局部発振器から供給される局部発振信号を分周する分周器と、前記分周器からの２つの出力信号と、前記局部発振信号とを用いて、受信信号の波長を周波数変換する第３の周波数変換器とを有するものであってもよい。
【００１８】
この構成によれば、受信信号の周波数変換を、受信信号の周波数とは異なる周波数を用いて行う。この結果、直流オフセットを低減することができる。また、周波数変換に用いる信号は、設計の容易な局部発振器と分周器とを用いる。この結果、簡単な設計で、受信装置を得ることができる。
【００１９】
前記受信装置において、前記第３の周波数変換器は、前期受信信号と前記を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の１つを混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の他の１つを混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、を有し、上記第１のスイッチ回路の出力端子は、上記第２のスイッチ回路及び上記第３のスイッチ回路の各入力端子にそれぞれ接続されていることとしてもよい。
【００２０】
この構成によれば、第１の周波数変換の際に、負荷となるインダクタが必要ないため、第１の周波数変換器の線形性が劣化しない。
【００２１】
前期受信装置において、前記第３の周波数変換器は、前期受信信号と前記を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の１つを混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と前記分周器からの出力信号の他の１つを混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、を有し、前記第１のスイッチ回路の出力信号が、第２のスイッチ回路および第３のスイッチ回路へ、それぞれ電流信号で伝達されることとしてもよい。
【００２２】
この構成によれば、第１のスイッチ回路の出力端子を、第２のスイッチ回路および第３のスイッチ回路へ、それぞれ電流回路で伝達する構成とすることにより、ギルバートセルミキサを用いた従来例の場合の増幅段トランジスタが存在しない構成となる。そのため、従来例に比べて、ノイズの発生量が増幅段トランジスタで発生するノイズの分だけ減少する。また、増幅段トランジスタで発生する信号歪み成分がなくなるため、線形性のよい信号を伝達することができる。
【００２３】
前記受信装置において、前記受信信号の周波数は、前記局部発振信号の周波数と前記分周器からの出力信号の周波数とは、異なることとしてもよい。この構成により、ベースバンドＩ、Ｑ信号の供給が可能になる。
【００２４】
前期受信装置において、前記分周器は、局部発振信号から概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数で、前記第１〜第３の周波数変換器に給電することとすればよい。この構成によれば、分周器から出力される信号は、局部発振信号の１／４倍の周波数であるため、ＩＦ信号と同じ周波数である。この結果、分周器からの出力信号を用いて、周波数変換を行えば、ベースバンドＩ信号（あるいはベースバンドＱ信号）を出力できる。
【００２５】
本発明の送信装置は、変調回路において変調出力される中間周波数を無線周波数に周波数変換して、送信する送信装置であって、局部発振信号から概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数で、分周する分周器と、前記局部発信器から供給される局部発振信号を、局部発振信号から概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略同周波数で、給電するポリフェーズフィルタと、前記分周器からの出力信号と、前記ポリフェーズフィルタの出力の１つとを用いて、ベースバンドＩ信号を周波数変換する第４の周波数変換器と、前記分周器からの出力信号と、前記ポリフェーズフィルタの出力の他の１つとを用いて、ベースバンドＱ信号を周波数変換する第５の周波数変換器と、を有し、前記第４の周波数変換器の出力と、前記第５の周波数変換器の出力とをたし合わせて出力することを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、第１の周波数変換の際に、負荷となるインダクタが必要ないため、１段目の周波数変換器から２段目の周波数変換器への信号の供給が電流信号となるため、線形性良く信号の受け渡しが可能になる。また、周波数変換器を積み上げた形になるため、消費電力を抑えることができる。また、ポリフェーズフィルタを用いたことで、局部発信信号と、分周器の出力による影像周波数を抑圧することができる。
【００２７】
本発明の送信装置は、変調回路において変調出力される中間周波数を無線周波数に周波数変換して、送信する送信装置であって、局部発振信号を発生する局部発振器と、前記局部発信器から供給される局部発振信号を分周する分周器と、前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを混合して、周波数変換する第６の周波数変換器と、前記分周器からの出力信号と、前記局部発振信号とを混合して、周波数変換する第７の周波数変換器と、前記第６の周波数変換器の出力信号と、ベースバンドＩ信号とを混合して、周波数変換する第８の周波数変換器と、前記第７の周波数変換器の出力信号と、ベースバンドＱ信号とを混合して、周波数変換する第９の周波数変換器と、を有し、前記第８の周波数変換器の出力と、前記第９の周波数変換器の出力とをたし合わせて出力することとしてもよい。
【００２８】
この構成によれば、第１の周波数変換の際に、負荷となるインダクタが必要ないため、１段目の周波数変換器から２段目の周波数変換器への信号の供給が電流信号となるため、線形性良く信号の受け渡しが可能になる。また、周波数変換器を積み上げた形になるため、消費電力を抑えることができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明の受信装置は、受信信号の周波数変換を、受信信号の周波数とは異なる周波数を用いて行う。この結果、直流オフセットを低減することができる。また、周波数変換に用いる信号は、設計の容易な局部発振器と分周器とを用いる。この結果、簡単な設計で、受信装置を得ることができる。
【００３０】
また、本発明の受信装置および送信装置は、第１のスイッチ回路の出力端子を、第２のスイッチ回路の入力端子に接続するようにしたので、ギルバートセルミキサを用いた従来例の場合の増幅段トランジスタが存在しない構成となる。そのため、従来例に比べて、ノイズの発生量が増幅段トランジスタで発生するノイズの分だけ減少する。また、増幅段トランジスタで発生する信号歪み成分がなくなるため、線形性のよい信号を伝達することができる。
【００３１】
さらに、本発明の受信装置および送信装置は、第１のスイッチ回路の出力信号が、第２のスイッチ回路および第３のスイッチ回路へ、それぞれ電流信号で伝達されるように構成したので、ギルバートセルミキサを用いた従来例の場合の増幅段トランジスタが存在しない構成となる。そのため、従来例に比べて、ノイズの発生量が増幅段トランジスタで発生するノイズの分だけ減少する。また、増幅段トランジスタで発生する信号歪み成分がなくなるため、線形性のよい信号を伝達することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下に、本発明を実施するための最良の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、本発明は、これらによって限定されるものではない。
【００３３】
［受信装置］
（実施の形態１）
［全体構成］
図１は、本発明の受信装置の全体構成を示すブロック図である。図１において、１はアンテナであり、２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、３は初段増幅器（ＬＮＡ）であり、４ａ、４ｂは第１及び第２の周波数変換器であり、５ａ、５ｂはフィルタ（ＬＰＦ）であり、６ａ、６ｂは可変利得増幅器（ＢＢＶＧＡ）であり、７は復調装置であり、８は１／４分周器であり、９は局部発振器である。アンテナ１から受信した信号は、受信信号（ＲＦ信号）として受信信号帯のみを通すＢＰＦ２を通して、ＲＦ信号を増幅する低雑音のＬＮＡ３に入力され、増幅される。
【００３４】
ＬＮＡ３から出力された信号は、第１及び第２の周波数変換器４ａ、４ｂに入力され、それぞれ局部発振信号（ＬＯ１）と分周器からの出力信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）にて周波数変換するとともに、ベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号に直交変換される。第１及び第２の周波数変換器４ａ、４ｂから出力された信号は、ＬＰＦ５ａ、５ｂで不要な周波数が除去され、ＢＢＶＧＡ６ａ、６ｂに出力される。ＢＢＶＧＡ６ａ、６ｂでは、ベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号が増幅され、増幅されたベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号は、復調回路７にて、復調される。１／４分周器８は、局部発振器９から供給される局部発振信号を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の２つの信号に分周する。
なお、図１の例では、ＬＮＡ３は初段増幅器であるが、初段増幅器に代えて可変増幅器を用いてもよい。また、ＬＮＡ３とＢＰＦ３とは、位置を入れ替えてもよい。
【００３５】
局部発振器９から供給される局部発振信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格による無線ＬＡＮトランシーバ受信装置の場合、受信信号の周波数帯は、５．２ＧＨｚ帯であるので、その４／５倍の周波数である４．１６ＧＨｚ帯であるか、その４／３倍の周波数である約６．９３ＧＨｚ帯であればよい。このように、本発明の受信装置においては、局部発振器９から供給される局部発振信号は、受信信号の周波数の４／５倍の周波数にするか４／３倍の周波数にすればよいので、局部発振器の設計が容易である。
【００３６】
１／４分周器８は、局部発振器９から供給される局部発振信号（ＬＯ１）を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）として出力して、第１及び第２の周波数変換器４ａ、４ｂに給電する。
【００３７】
以下に、本発明を特徴の一つである周波数変換器について説明する。
［周波数変換器］
図２は、本実施の形態１にかかる周波数変換器の構成を示す回路図である。周波数変換器は、ＲＦ信号と局部発振信号（ＬＯ１）を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路１１と、第１のスイッチ回路１１の出力信号と分周器からの出力信号（ＬＯ２ａあるいはＬＯ２ｂ）を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路２と、負荷１３と、増幅回路１４とを有する。
【００３８】
第１及び第２のスイッチ回路１１、１２は、いずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、エミッタが共通に接続された第１及び第２のバイポーラトランジスタＭ１，Ｍ２からなるトランジスタ差動対と、エミッタが共通に接続された第３及び第４のバイポーラトランジスタＭ３，Ｍ４からなるトランジスタ差動対とを有する。第１のトランジスタＭ１のエミッタと第２のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の一方の入力端子Ｐ１を構成し、第３のトランジスタＭ３のエミッタと第４のトランジスタＭ４のエミッタの接続点は、差動の入力端子の他方の入力端子Ｐ２を構成する。第１のバイポーラトランジスタＭ１のコレクタと、第３のバイポーラトランジスタＭ３のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の一方の出力端子Ｐ３を構成し、また、第２のバイポーラトランジスタＭ２のコレクタと、第４のバイポーラトランジスタＭ４のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の他方の出力端子Ｐ４を構成する。
【００３９】
第１のスイッチ回路１１において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ１（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ１（−）が印加される。この第１のローカル信号ＬＯ１の周波数は、第１の信号ＲＦの周波数の４／５倍（または４／３倍）とされている。これにより、第１のスイッチ回路１は、ＲＦ信号とＬＯ１との周波数混合にて、中間周波数信号（ＩＦ信号）としてＲＦ信号の１／５倍（または１／３倍）の周波数帯を出力する。
【００４０】
ここで、注目すべきは、第１のスイッチ回路１１の出力端子Ｐ３は、第２のスイッチ回路１２の入力端子Ｐ１に接続され、第１のスイッチ回路１の出力端子Ｐ４は、第２のスイッチ回路１２の入力端子Ｐ２に接続されており、そのため、中間周波数信号ＩＦは電流信号で第２のスイッチ回路１２に伝達されように構成されていることである。これにより、ギルバートセルミキサを用いた従来例のように、第１の周波数変換された出力信号を電圧変換して電圧信号で第２の周波数変換器に伝達する場合に比べて、ノイズ成分の発生を格段に抑制することができるとともに、線形性のよい信号を伝達することが可能となる。なぜなら、第１のスイッチ回路１１の出力を、電流信号で第２のスイッチ回路１２に伝達する構成により、第１のスイッチ回路１１と第２のスイッチ回路１２との間に、ギルバートセルミキサを用いた従来例における増幅段トランジスタが存在しないことになる。そのため、ギルバートセルミキサを用いた従来例に比べて、増幅段トランジスタで発生するノイズがなくなり、また、増幅段トランジスタでの信号歪み成分がなくなり、線形性のよい信号を伝達することができることになる。さらに、第１のスイッチ回路１１と第２のスイッチ回路１２とに流す電流が同一であるため、ギルバートセルミキサに比べて低消費電力化につながる。
【００４１】
また、第２のスイッチ回路１２における、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには１／４分周器８からの正相ローカル信号ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）（＋）が印加され、第２及び第４のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相ローカル信号ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）（−）が印加される。ローカル信号ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）は、ＬＯ１の１／４倍の周波数であるため、ＩＦと同じ周波数であり、周波数変換により、ベースバンドＩ信号またはベースバンドＱ信号を出力する。
【００４２】
なお、第２のスイッチ回路１２の出力端子には、出力負荷１３が接続されており、そのため、第２のスイッチ回路１２の出力信号は電圧信号に変換されて、Ｉ信号またはＱ信号のベースバンド（ＢＢ）として出力される。ここで、出力負荷１３は、抵抗、インダクタ等で構成される。さらには、図３に示すように、電流源１６を付加し、フィードバックアンプ１５で電圧変換し、Ｉ信号またはＱ信号のベースバンド（ＢＢ）を出力してもよい。図３は、本実施の形態１の受信装置にかかる周波数変換器の他の構成を示す回路図である。
【００４３】
また、実施の形態１においては、第１のスイッチ回路１１の入力端子には増幅回路１４の出力端子が接続されている。この増幅回路１４は、エミッタ接地の差動対トランジスタであって、それぞれのトランジスタのコレクタを第１のスイッチ回路１１の入力端子Ｐ１，Ｐ２に接続することで、本実施の形態の周波数変換器は利得を得ることが可能となっている。
【００４４】
上記した構成は、ＲＦとＬＯ１、ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）の周波数が異なるため、ＲＦ側に、上記ＬＯ１、ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）が漏洩しても、ＤＣオフセットの発生を抑えることができる。このため、受信感度の劣化を抑えることができる。さらに、第１のスイッチ回路１１と第２のスイッチ回路１２とを積み上げた構成であるため、低消費電力化にもなる。
【００４５】
（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態にかかる受信装置の全体構成を示すブロック図である。図４において、１はアンテナであり、２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、３は初段増幅器（ＬＮＡ）であり、４は第３の周波数変換器であり、５ａ、５ｂはフィルタ（ＬＰＦ）であり、６ａ、６ｂは可変利得増幅器（ＢＢＶＧＡ）であり、７は復調装置であり、８は１／４分周器であり、９は局部発振器である。アンテナ１から受信した信号は、受信信号（ＲＦ信号）として受信信号帯のみを通すＢＰＦ２を通して、ＲＦ信号を増幅する低雑音のＬＮＡ３に入力され、増幅される。
【００４６】
ＬＮＡ３から出力された信号は、第３の周波数変換器４に入力され、それぞれ局部発振信号（ＬＯ１）と分周器からの出力信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）にて周波数変換するとともに、ベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号に直交変換される。周波数変換器４から出力された信号は、ＬＰＦ５ａ、５ｂで不要な周波数が除去され、ＢＢＶＧＡ６ａ、６ｂに出力される。ＢＢＶＧＡ６ａ、６ｂでは、ベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号が増幅され、増幅されたベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号は、復調回路７にて、復調される。１／４分周器８は、局部発振器９から供給される局部発振信号を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の２つの信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）に分周する。
なお、図４の例では、ＬＮＡ３は初段増幅器であるが、初段増幅器に代えて可変増幅器を用いてもよい。また、ＬＮＡ３とＢＰＦ３とは、位置を入れ替えてもよい。
【００４７】
局部発振器９から供給される局部発振信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格による無線ＬＡＮトランシーバ受信装置の場合、受信信号の周波数帯は、５．２ＧＨｚ帯であるので、その４／５倍の周波数である４．１６ＧＨｚ帯であるか、その４／３倍の周波数である約６．９３ＧＨｚ帯であればよい。このように、本発明の受信装置においては、局部発振器９から供給される局部発振信号は、受信信号の周波数の４／５倍の周波数にするか４／３倍の周波数にすればよいので、局部発振器の設計が容易である。
【００４８】
１／４分周器８は、局部発振器９から供給される局部発振信号（ＬＯ１）を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）として出力して、第３の周波数変換器４に給電する。
【００４９】
以下に、本発明を特徴の一つである周波数変換器について説明する。
［周波数変換器］
図５は本発明の実施形態２に係る周波数変換器の一の構成を示す回路図である。第３の周波数変換器４は、ＲＦ信号とＬＯ１信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路４１と、第１のスイッチ回路４１の出力信号とＬＯ２ａ信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路４２と、第１のスイッチ回路４１の出力信号とＬＯ２ｂ信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路４３と、負荷４４と、増幅回路４５とを有する。
【００５０】
第１〜第３のスイッチ回路４１、４２、４３は、いずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、エミッタが共通に接続された第１及び第２のバイポーラトランジスタＭ１，Ｍ２からなるトランジスタ差動対と、エミッタが共通に接続された第３及び第４のバイポーラトランジスタＭ３，Ｍ４からなるトランジスタ差動対とを有する。第１のトランジスタＭ１のエミッタと第２のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の一方の入力端子Ｐ１を構成し、第３のトランジスタＭ３のエミッタと第４のトランジスタＭ４のエミッタの接続点は、差動の入力端子の他方の入力端子Ｐ２を構成する。第１のバイポーラトランジスタＭ１のコレクタと、第３のバイポーラトランジスタＭ３のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の一方の出力端子Ｐ３を構成し、また、第２のバイポーラトランジスタＭ２のコレクタと、第４のバイポーラトランジスタＭ４のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の他方の出力端子Ｐ４を構成する。
【００５１】
第１のスイッチ回路４１において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ１（＋）が印加され、第２及び第４のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ１（−）が印加される。この第１のローカル信号ＬＯ１の周波数は、第１の信号ＲＦの周波数の４／５倍（またｈあ４／３倍）とされている。これにより、第１のスイッチ回路４１は、ＲＦ信号とＬＯ１信号の周波数混合にて、中間周波数信号（ＩＦ）としてＲＦの１／５倍（または１／３倍）の周波数帯を出力する。
【００５２】
ここで、注目すべきは、第１のスイッチ回路４１の出力端子Ｐ３は、第２のスイッチ回路４２、及び第３のスイッチ回路４３の各入力端子Ｐ１に接続され、第１のスイッチ回路４１の出力端子Ｐ４は、第２のスイッチ回路４２、及び第３のスイッチ回路４３の各入力端子Ｐ２に接続されており、そのため、中間周波数信号ＩＦは電流信号で第２のスイッチ回路４２、及び第３のスイッチ回路４３に伝達されように構成されていることである。これにより、ギルバートセルミキサを用いた従来例のように、第１の周波数変換された出力信号を電圧変換して電圧信号で第２の周波数変換器に伝達する場合に比べて、ノイズ成分の発生を格段に抑制することができるとともに、線形性のよい信号を伝達することが可能となる。なぜなら、第１のスイッチ回路４１の出力を、電流信号で第２のスイッチ回路４２、及び第３のスイッチ回路４３に伝達する構成により、第１のスイッチ回路４１と第２のスイッチ回路４２との間、並びに、第１のスイッチ回路４１と第３のスイッチ回路４３との間に、ギルバートセルミキサを用いた従来例における増幅段トランジスタが存在しないことになる。そのため、ギルバートセルミキサを用いた従来例に比べて、増幅段トランジスタで発生するノイズがなくなり、また、増幅段トランジスタでの信号歪み成分がなくなり、線形性のよい信号を伝達することができることになる。
【００５３】
また、第２のスイッチ回路４２における、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯ２ａ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相ローカル信号ＬＯ２ａ（−）が印加される。ＬＯ２ａは、ＬＯ１の１／４倍の周波数であるため、ＩＦと同じ周波数帯であり、周波数変換により、Ｉベースバンド信号を出力する。
【００５４】
また、第３のスイッチ回路３における、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯ２ｂ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相ローカル信号ＬＯ２ｂ（−）が印加される。ＬＯ２ｂは、ＬＯ１の１／４倍の周波数であるため、ＩＦと同じ周波数帯であり、周波数変換により、Ｑベースバンド信号を出力する。
【００５５】
なお、第２のスイッチ回路４２及び第３のスイッチ回路４３の出力端子には、出力負荷４４が接続されており、そのため、第２のスイッチ回路４２の出力信号及び第３のスイッチ回路４３は電圧信号に変換されて、Ｉ信号またはＱ信号のベースバンド（ＢＢ）として出力される。ここで、出力負荷４４は、抵抗、インダクタ等で構成される。さらには、図６に示すように、電流源４６を付加し、フィードバックアンプ４７で電圧変換し、Ｉ信号またはＱ信号のベースバンド（ＢＢ）を出力してもよい。図６は本発明の実施形態２に係る周波数変換器の他の構成を示す回路図である。
【００５６】
また、実施の形態２においては、第１のスイッチ回路４１の入力端子には増幅回路４５の出力端子が接続されている。この増幅回路４５は、エミッタ接地の差動対トランジスタであって、それぞれのトランジスタのコレクタを第１のスイッチ回路４１の入力端子Ｐ１，Ｐ２に接続することで、本実施の形態の周波数変換器は利得を得ることが可能となっている。
【００５７】
上記した構成は、ＲＦとＬＯ１、ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）の周波数が異なるため、ＲＦ側に、上記ＬＯ１、ＬＯ２ａ（またはＬＯ２ｂ）が漏洩しても、ＤＣオフセットの発生を抑えることができる。このため、受信感度の劣化を抑えることができる。さらに、第１のスイッチ回路４１と第２のスイッチ回路４２と、または第１のスイッチ回路４１と第３のスイッチ回路４３とを積み上げた構成であるため、低消費電力化にもなる。
【００５８】
［送信装置］
（実施の形態３）
［全体構成］
図７は、本発明の送信装置の全体構成を示すブロック図である。図７において、１はアンテナであり、８は１／４分周器であり、９は局部発振器であり、７０はポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）であり、７１は変調装置であり、７２ａ、７２ｂは可変利得増幅器（ＢＢＶＧＡ）であり、７３ａ、７３ｂはフィルタ（ＬＰＦ）であり、７４は第４の周波数変換器であり、７５はパワーアンプ（ＰＡ）である。音源より出力された信号は、変調装置７１により、ベースバンドＩ信号、Ｑ信号として変調出力され、それぞれの信号は、ベースバンドＩ信号、Ｑ信号を増幅するＢＢＶＧＡ７２ａ、７２ｂに入力され、増幅される。
【００５９】
ＢＢＶＧＡ７２ａ、７２ｂから出力されたベースバンドＩ信号、Ｑ信号は、ＬＰＦ７３ａ、７３ｂで不要な周波数が除去され、第４の周波数変換器７４に出力される。周波数変換器７４には、局部発振器９から供給される局部発振信号を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略同周波数で給電するＰＰＦ７０からの２つの信号と、１／４分周器８にて分周された局部発振信号の概略４分の１の周波数の２つの信号が供給される。第４の周波数変換器７４では、ＰＰＦ７０から供給される信号と、１／４分周器８から供給される信号とを用いて、ベースバンドＩ信号、Ｑ信号を直交変換し、送信周波数帯の信号に周波数変換して、出力する。第４の周波数変換器７４から出力されたＰＦ信号は、ＰＡ７５にて所望の送信出力レベルに対応して電力増幅し、アンテナ１から送信信号を出力する。
【００６０】
ＰＰＦ７０は、局部発振器９から供給される局部発振信号を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略同周波数の信号（ＬＯ１ａ、ＬＯ１ｂ）として出力して、周波数変換器７４に給電する。１／４分周器８は、局部発振器９から供給される局部発振信号を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）として出力して、周波数変換器７４に給電する。
【００６１】
以下に、本発明を特徴の一つである周波数変換器について説明する。
［周波数変換器］
図８は、本実施の形態３にかかる周波数変換器の構成を示す回路図である。この実施の形態では、第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路８１と第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路８３とを組み合わせたものが第４の周波数変換器を構成し、第１の周波数変換を行う第２のスイッチ回路８２と第２の周波数変換を行う第４のスイッチ回路８４とを組み合わせたものが第５の周波数変換器を構成する。第４と第５の周波数変換器は、ベースバンドＩ信号あるいはバースバンドＱ信号とＰＰＦ７０からの出力信号（ＬＯ１ａあるいはＬＯ１ｂ）を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路８１、８２と、第１のスイッチ回路８１、８２の出力信号と分周器からの出力信号（ＬＯ２ａあるいはＬＯ２ｂ）を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路８３、８４と、出力負荷８５と、増幅回路８６、８７とを有する。
【００６２】
第１〜第４のスイッチ回路８１〜８４は、いずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、エミッタが共通に接続された第１及び第２のバイポーラトランジスタＭ１，Ｍ２からなるトランジスタ差動対と、エミッタが共通に接続された第３及び第４のバイポーラトランジスタＭ３，Ｍ４からなるトランジスタ差動対とを有する。第１のトランジスタＭ１のエミッタと第２のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の一方の入力端子Ｐ１を構成し、第３のトランジスタＭ３のエミッタと第４のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の他方の入力端子Ｐ２を構成する。第１のバイポーラトランジスタＭ１のコレクタと、第３のバイポーラトランジスタＭ３のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の一方の出力端子Ｐ３を構成し、また、第２のバイポーラトランジスタＭ２のコレクタと、第４のバイポーラトランジスタＭ４のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の他方の出力端子Ｐ４を構成する。
【００６３】
第１のスイッチ回路８１において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ１ａ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ１ａ（−）が印加される。また、第２のスイッチ回路８２において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ１ｂ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ１ｂ（−）が印加される。
【００６４】
さらに、第３のスイッチ回路８３において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースにはＰＰＦからの正相の第２のローカル信号ＬＯ２ａ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第２のローカル信号ＬＯ２ａ（−）が印加される。また、第４のスイッチ回路８２において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第２のローカル信号ＬＯ２ｂ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ２ｂ（−）が印加される。
【００６５】
ここで、注目すべきは、第１のスイッチ回路８１の出力端子Ｐ３は、第３のスイッチ回路８３の入力端子Ｐ１に接続され、第１のスイッチ回路８１の出力端子Ｐ４は、第３のスイッチ回路８３の入力端子Ｐ２に接続されている。また、第２のスイッチ回路８２の出力端子Ｐ３は、第４のスイッチ回路８４の入力端子Ｐ１に接続され、第２のスイッチ回路８２の出力端子Ｐ４は、第４のスイッチ回路８４の入力端子Ｐ２に接続されている。このように、第１のスイッチ回路８１あるいは第２のスイッチ回路８２が、第３のスイッチ回路８３あるいは第４のスイッチ回路８４に、直接接続されているので、ギルバートセルミキサを用いた従来例における増幅段トランジスタが存在しないことになる。そのため、ギルバートセルミキサを用いた従来例に比べて、増幅段トランジスタで発生するノイズがなくなり、また、増幅段トランジスタでの信号歪み成分がなくなり、利得に優れる信号を伝達することができる。さらに、ポリフェーズフィルタを用いたことで、局部発信信号と、分周器の出力による影像周波数を抑圧することができる。
【００６６】
さらに、第３のスイッチ回路８３と第４のスイッチ回路８４の出力の正相同士と逆相同士とを接続し、さらに出力負荷１３が接続される。この出力負荷８５により、第３のスイッチ回路８３と第４のスイッチ回路８４の出力の出力信号は電圧信号に変換されて、ＰＡ７５に入力され、アンテナ１から、送信信号として出力される。ここで、出力負荷８５は、抵抗、インダクタ等で構成される。
【００６７】
本実施の形態において、ＰＰＦの出力信号（ＬＯ１ａ、ＬＯ１ｂ）と、１／４分周器８の出力信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）を逆にして、周波数変換を行ってもよい。具体的には、第１のスイッチ回路８１において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ２ａ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ２ａ（−）が印加される。また、第２のスイッチ回路８２において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ２ｂ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ２ｂ（−）が印加される。また、第３のスイッチ回路８３において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースにはＰＰＦからの正相の第２のローカル信号ＬＯ１ａ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第２のローカル信号ＬＯ１ａ（−）が印加される。また、第４のスイッチ回路８２において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには局部発振器からの正相の第２のローカル信号ＬＯ１ｂ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ１ｂ（−）が印加される。
【００６８】
（実施の形態４）
［全体構成］
図９は、本発明の送信装置の全体構成を示すブロック図である。図９において、１はアンテナであり、８は１／４分周器であり、９は局部発振器であり、７１は変調装置であり、７２ａ、７２ｂは可変利得増幅器（ＢＢＶＧＡ）であり、７３ａ、７３ｂはフィルタ（ＬＰＦ）であり、７５はパワーアンプ（ＰＡ）でり、９１ａ、９１ｂは第６及び第７の周波数変換器であり、９２ａ、９２ｂは第８及び第９の周波数変換器である。音源より出力された信号は、変調装置７１により、ベースバンドＩ信号、Ｑ信号として変調出力され、それぞれの信号は、ベースバンドＩ信号、Ｑ信号を増幅するＢＢＶＧＡ７２ａ、７２ｂに入力され、増幅される。
【００６９】
ＢＢＶＧＡ７２ａ、７２ｂから出力されたベースバンドＩ信号、Ｑ信号は、ＬＰＦ７３ａ、７３ｂで不要な周波数が除去され、第８及び第９の周波数変換器９２ａ、９２ｂに出力される。第８及び第９の周波数変換器９２ａ、９２ｂには、第６及び第７の周波数変換器９１ａ、９１ｂからの出力信号が供給される。第６及び第７の周波数変換器９１ａ、９１ｂでは、局部発振器９から供給される局部発振信号と、１／４分周器８にて分周された局部発振信号をお互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の２つの信号のぞれぞれとを混合して、出力する。第８及び第９の９２ａ、９２ｂでは、ＰＰＦ７０から供給される信号と、第６及び第７の周波数変換器９１ａ、９１ｂから供給される信号とを用いて、ベースバンドＩ信号、Ｑ信号を直交変換し、送信周波数帯の信号に周波数変換して、出力する。周波数変換器７４から出力されたＰＦ信号は、ＰＡ７５にて所望の送信出力レベルに対応して電力増幅し、アンテナ１から送信信号を出力する。
【００７０】
１／４分周器８は、局部発振器９から供給される局部発振信号を、お互いが概略同９０度の位相差で、概略同振幅で、かつ局部発振信号の概略４分の１の周波数の信号（ＬＯ２ａ、ＬＯ２ｂ）として出力して、第１の周波数変換器９１ａ、９１ｂに給電する。
【００７１】
以下に、本発明を特徴の一つである周波数変換器について説明する。
［周波数変換器］
図１０は、本実施の形態４にかかる周波数変換器の構成を示す回路図である。周波数変換器は、局部発振信号（ＬＯ１）と１／４分周器８からの出力信号（ＬＯ２ａあるいはＬＯ２ｂ）とを混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路９１ａ、９１ｂ（本明細書中で、第６及び第７の周波数変換装置９１ａ、９１ｂということもある。）と、ベースバンドＩ信号あるいはバースバンドＱ信号と第１のスイッチ回路からの出力信号を混合して第２の周波数変換を行う第のスイッチ回路９２ａ、９２ｂ（本明細書中で、第８及び第９の周波数変換装置９２ａ、９２ｂということもある。）と、出力負荷９４と、増幅回路９３ａ、９３ｂとを有する。なお図９においては、第６及び第７の周波数変換装置９１ａ、９１ｂと第８及び第９の周波数変換装置９２ａ、９２ｂとは別個の装置にようにみえるが、実際は、第６及び第８の周波数変換器、または第７及び第９の周波数変換器が連動して、作用する。
【００７２】
第１〜第４のスイッチ回路９１ａ、９１ｂ、９２ａ、９２ｂは、いずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、エミッタが共通に接続された第１及び第２のバイポーラトランジスタＭ１，Ｍ２からなるトランジスタ差動対と、エミッタが共通に接続された第３及び第４のバイポーラトランジスタＭ３，Ｍ４からなるトランジスタ差動対とを有する。第１のトランジスタＭ１のエミッタと第２のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の一方の入力端子Ｐ１を構成し、第３のトランジスタＭ３のエミッタと第４のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の他方の入力端子Ｐ２を構成する。第１のバイポーラトランジスタＭ１のコレクタと、第３のバイポーラトランジスタＭ３のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の一方の出力端子Ｐ３を構成し、また、第２のバイポーラトランジスタＭ２のコレクタと、第４のバイポーラトランジスタＭ４のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の他方の出力端子Ｐ４を構成する。
【００７３】
第１のスイッチ回路９１ａにおいて、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには１／４分周器からの正相の信号ＬＯ２ａ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の信号ＬＯ２ａ（−）が印加される。また、第２のスイッチ回路８２において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには１／４分周器からの正相の信号ＬＯ２ｂ（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相の信号ＬＯ２ｂ（−）が印加される。
【００７４】
さらに、第３のスイッチ回路８３において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースにはベースバンドＩ信号（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相のベースバンドＩ信号（−）が印加される。また、第４のスイッチ回路８２において、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースにはベースバンドＱ信号（＋）が印加され、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには逆相のベースバンドＱ信号（−）が印加される。
【００７５】
ここで、注目すべきは、第１のスイッチ回路９１ａの出力端子Ｐ３は、第３のスイッチ回路９２ａの入力端子Ｐ１に接続され、第１のスイッチ回路９１ａの出力端子Ｐ４は、第３のスイッチ回路９２ａの入力端子Ｐ２に接続されている。また、第２のスイッチ回路９１ｂの出力端子Ｐ３は、第４のスイッチ回路９２ｂの入力端子Ｐ１に接続され、第２のスイッチ回路９１ａの出力端子Ｐ４は、第４のスイッチ回路９２ｂの入力端子Ｐ２に接続されている。このように、第１のスイッチ回路９１ａあるいは第２のスイッチ回路９１ｂが、第３のスイッチ回路９２ａあるいは第４のスイッチ回路９２ｂに、直接接続されているので、ギルバートセルミキサを用いた従来例における増幅段トランジスタが存在しないことになる。そのため、ギルバートセルミキサを用いた従来例に比べて、増幅段トランジスタで発生するノイズがなくなり、また、増幅段トランジスタでの信号歪み成分がなくなり、利得に優れる信号を伝達することができる。
【００７６】
さらに、第３のスイッチ回路９２ａと第４のスイッチ回路９２ｂの出力の正相同士と逆相同士とを接続し、さらに出力負荷が接続される。この出力負荷９４により、第３のスイッチ回路８３と第４のスイッチ回路８４の出力の出力信号は電圧信号に変換されて、ＰＡ７５に入力され、アンテナ１から、送信信号として出力される。ここで、出力負荷９４は、抵抗、インダクタ等で構成される。
【００７７】
（その他の事項）
上記実施の形態では、ＩＣチップの各要素を主にバイポーラトランジスタにて実現した例を記述したが、特にバイポーラトランジスタに限定したものでなく、ＭＯＳトランジスタなど他の形式のトランジスタで実現するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】図１は、本発明の受信装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本実施の形態１の受信装置にかかる周波数変換器の一の構成を示す回路図である。
【図３】図３は、本実施の形態１の受信装置にかかる周波数変換器の他の構成を示す回路図である。
【図４】図４は、本発明の第２の実施の形態にかかる受信装置の全体構成を示すブロック図である。
【図５】図５は、本発明の実施形態２に係る周波数変換器の一の構成を示す回路図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態２に係る周波数変換器の他の構成を示す回路図である。
【図７】図７は、本発明の送信装置の全体構成を示すブロック図である。
【図８】図８は、本実施の形態３にかかる周波数変換器の構成を示す回路図である。
【図９】図９は、本発明の送信装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、本実施の形態４にかかる周波数変換器の構成を示す回路図である。
【図１１】図１１は、偶高調波ミキサを用いる従来の受信装置の構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、２つのギルバートミキサを用いる従来の受信装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００７９】
１    アンテナ
２    バンドパスフィルタ
３    初段増幅器
４、４ａ、４ｂ、７４、９１ａ〜９１ｄ    周波数変換器
５ａ、５ｂ、７３ａ、７３ｂ    フィルタ
６ａ、６ｂ、７２ａ、７２ｂ    可変利得増幅器
７    復調装置
８    １／４分周器
９    局部発振器
７０    ポリフェーズフィルタ
７１    変調装置
７５    パワーアンプ
１１４ａ、１１４ｂ    偶高調波ミキサ
１１８    ４５度移相器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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