(57)【要約】【課題】１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】交流電源Ｖａｃ１に接続して交流電圧を整流する全波整流回路Ｂ１と、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２とトランスＴ２の１次巻線５ａの一端との間に接続された主スイッチＱ１と、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２と１次巻線５ａの他端との間に接続された平滑コンデンサＣ２と、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と１次巻線５ａのタップＴＰとの間に接続され、リアクトルＬ１と３次巻線５ｃとが直列に接続された直列回路と、２次巻線５ｂの電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ１，Ｃ１と、主スイッチＱ１をオン／オフさせることにより整流平滑回路Ｄ１，Ｃ１の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。【選択図】図１
2005192285.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の負極側出力端とトランスの１次巻線の一端との間に接続された主スイッチと、
前記整流回路の負極側出力端と前記トランスの１次巻線の他端との間に接続された１次平滑コンデンサと、
前記整流回路の正極側出力端と前記トランスの１次巻線のタップとの間に接続され、リアクトルと前記トランスの３次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記主スイッチをオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記補助スイッチに並列に接続されたダイオードとを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスの前記２次巻線は、前記トランスの前記１次巻線及び前記３次巻線の各巻線の電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回されてなることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記主スイッチを断続モードで動作させ、前記主スイッチの電圧のボトムで前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記トランスは、磁気回路が形成された第１脚、第２脚及び第３脚を有するコアからなり、前記第１脚に前記１次巻線と前記２次巻線とを巻回し、前記第２脚に前記３次巻線を巻回し、前記第３脚にギャップを設けたことを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記トランスの３次巻線の巻数は、前記トランスの１次巻線の巻数以上であることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記トランスの１次巻線のタップの位置は、前記１次巻線の前記１次平滑コンデンサ接続端であることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記トランスの１次巻線のタップの位置は、前記１次巻線の前記主スイッチ接続端であることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記１次平滑コンデンサと前記トランスの１次巻線との接続点と前記整流回路の交流入力端との少なくとも一方の交流入力端との間にダイオードを接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記整流回路の正極側出力端に直列にインピーダンスを有する直流電源を接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、高力率なスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１８に従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図１８に示すスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を全波整流する全波整流回路Ｂ１と、この全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧をリアクトル（チョークコイル）Ｌ１を介して入力し、制御回路１０１からの制御信号によりスイッチＱ２をオン／オフさせて、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路５０と、この力率改善回路５０からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路６０とを有している。
【０００３】
力率改善回路５０内の制御回路１０１は、スイッチＱ２を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチＱ２のオン期間を制御するとともに、リアクトルＬ１の電流がゼロになってからスイッチＱ２をターンオンさせる。具体的には、制御回路１０１は、スイッチＱ２の電流を検出する抵抗ｒ３の両端電圧と、入力電圧（全波整流電圧）を抵抗ｒ１と抵抗ｒ２とで分圧した電圧とをコンパレータ（図示せず）に入力し、このコンパレータの出力信号によりＲＳフリップフロップ（図示せず）を動作させてスイッチＱ２をターンオフさせる。これにより、スイッチＱ２のピーク電流は入力電圧に比例する。また、リアクトルＬ１に補助巻線１０３を付加し、制御回路１０１は、補助巻線１０３に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチＱ２をターンオンさせる。即ち、リアクトルＬ１に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Ｖａｃ１に流れる入力電流（交流電流）も交流電源Ｖａｃ１の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。
【０００４】
また、制御回路１０１は、コンデンサＣ３の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチＱ２をオン／オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。
【０００５】
一方、コンバータ回路６０において、コンデンサＣ３にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１０２のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００６】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００７】
制御回路１０２は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００８】
次に、コンバータ回路６０の動作を図１９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１９では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００９】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、コンデンサＣ３からトランスＴ１の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００１０】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
【００１１】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起されたエネルギーと、リーケージインダクタンスＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）のエネルギーは、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタンスＬｇとコンデンサＣ２とにより電圧共振され、その共振波形は、図２０に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。
【００１２】
なお、コンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形ＲＧは、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ３３直前まで継続する。また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉはゼロになる。
【００１３】
なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
【００１４】
このようなコンバータ回路６０によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタンスＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【特許文献１】特開２００１−１５７４５０号（第１図、第３図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路５０とコンバータ回路６０の２コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が２系統（力率改善回路用、コンバータ回路用）必要であり、スイッチング回路も２系統必要であった。
【００１６】
このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が２回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。
【００１７】
本発明の第１の課題は、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。また、本発明の第２の課題は、補助スイッチとコンデンサを用いて、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の負極側出力端とトランスの１次巻線の一端との間に接続された主スイッチと、前記整流回路の負極側出力端と前記トランスの１次巻線の他端との間に接続された１次平滑コンデンサと、前記整流回路の正極側出力端と前記トランスの１次巻線のタップとの間に接続され、リアクトルと前記トランスの３次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチをオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記補助スイッチに並列に接続されたダイオードとを有し、前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることにより前記整流平滑回路の出力電圧を所定電圧に制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの前記２次巻線は、前記トランスの前記１次巻線及び前記３次巻線の各巻線の電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回されてなることを特徴とする。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記主スイッチを断続モードで動作させ、前記主スイッチの電圧のボトムで前記主スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２２】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする。
【００２３】
請求項６の発明は、請求項５記載のスイッチング電源装置において、前記トランスは、磁気回路が形成された第１脚、第２脚及び第３脚を有するコアからなり、前記第１脚に前記１次巻線と前記２次巻線とを巻回し、前記第２脚に前記３次巻線を巻回し、前記第３脚にギャップを設けたことを特徴とする。
【００２４】
請求項７の発明は、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの３次巻線の巻数は、前記トランスの１次巻線の巻数以上であることを特徴とする。
【００２５】
請求項８の発明は、請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの１次巻線のタップの位置は、前記１次巻線の前記１次平滑コンデンサ接続端であることを特徴とする。
【００２６】
請求項９の発明は、請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの１次巻線のタップの位置は、前記１次巻線の前記主スイッチ接続端であることを特徴とする。
【００２７】
請求項１０の発明は、請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記１次平滑コンデンサと前記トランスの１次巻線との接続点と前記整流回路の交流入力端との少なくとも一方の交流入力端との間にダイオードを接続したことを特徴とする。
【００２８】
請求項１１の発明は、請求項１乃至請求項１０のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記整流回路の正極側出力端に直列にインピーダンスを有する直流電源を接続したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、１つのコンバータで高調波規制に対応できる。また、連続モードでは、補助スイッチとコンデンサによるアクティブクランプ回路を追加することによりゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図ることができる。
【００３０】
また、断続モードでは、主スイッチの電圧のボトムで主スイッチをオンさせることにより、擬似共振動作が可能となり、スイッチング損失を低減させるとともに、ノイズを低減できる。
【００３１】
また、ギャップを設けた第３脚がパスコアとして作用するため、パスコアを設けたトランスを用いることによりリアクトルとトランスとを一体化でき、コアの磁路を共有化できるので、トランスを小型化できる。
【００３２】
また、１次巻線のタップの位置を、１次巻線の１次平滑コンデンサ接続端又は１次巻線の主スイッチ接続端に調整することにより、リアクトルの大きさと高調波電流を最適化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００３４】
実施例１のスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置であって、１つのコンバータで高調波規制に対応できるとともに、トランスとリアクトルとを一体化し、磁路を共有化することによりトランスの小型化を図ったことを特徴とするものである。
【００３５】
図１は実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１に示すスイッチング電源装置において、交流電源Ｖａｃ１の両端には全波整流回路Ｂ１が接続され、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２とトランスＴ２の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）の一端との間にはＦＥＴからなる主スイッチＱ１が接続されている。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２とトランスＴ２の１次巻線５ａの他端との間には平滑コンデンサ（１次平滑コンデンサに対応）Ｃ２が接続されている。
【００３６】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１とトランスＴ２の１次巻線５ａの一端と他端との間にあるタップＴＰとの間には、リアクトルＬ１とトランスＴ２の３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）との直列回路が接続されている。主スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３は主スイッチＱ１の寄生ダイオードであってもよい。また、リアクトルＬ１は、トランスＴ２の１次巻線５ａと３次巻線５ｃとの間のリーケージインダクタンスであってもよい。
【００３７】
トランスＴ２の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１（２次平滑コンデンサ）との直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端の電圧を出力電圧として取り出し、制御回路１０は平滑コンデンサＣ１の出力電圧が所定電圧となるように主スイッチＱ１をオン／オフ制御するようになっている。
【００３８】
トランスＴ２の２次巻線５ｂは、トランスＴ２の１次巻線５ａ及び３次巻線５ｃの各巻線の電圧に対して逆相電圧が発生するように巻回されている。また、トランスＴ２の３次巻線５ｃの巻数は、トランスＴ２の１次巻線５ａの巻数以上である。
【００３９】
次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図２乃至図４を参照して説明する。図２は実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は図２に示すＡ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図４は図２に示すＢ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００４０】
なお、図２乃至図４では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉを示している。
【００４１】
まず、時刻ｔ１において、主スイッチＱ１がオンすると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２の１次巻線５ａを介して放電し、トランスＴ２の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。
【００４２】
また、これと同時に、交流電源Ｖａｃｌの交流電圧は全波整流回路Ｂ１により整流され、さらに、Ｂ１→Ｌ１→５ｃ→５ａのＴＰ→Ｑ１→Ｂ１の経路で電流が流れて、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。時刻ｔ１〜ｔ２においては、図３及び図４に示すように、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは、直線的に増加していく。
【００４３】
次に、時刻ｔ２において、主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴ２の励磁インダクタンスとリアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２の３次巻線５ｃと１次巻線５ａとを通り、平滑コンデンサＣ２を充電すると共に、１次巻線５ａの電圧は上昇し、巻数に比例して２次巻線５ｂの電圧も上昇する。また、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖも図３及び図４に示すように上昇する。
【００４４】
そして、２次巻線５ｂの電圧と平滑コンデンサＣ１の電圧とが等しくなったとき、ダイオードＤ１が導通して、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００４５】
リアクトルＬ１に流れる電流（入力電流Ｉｉに相当）は、入力電圧Ｖｉに比例して流れるが、入力電圧Ｖｉの頂上付近では、連続的となり、リアクトルＬ１に流れる電流は増大する。従って、入力電流Ｉｉは、図２に示すように入力電圧Ｖｉの頂上付近にこぶ状のピークを持った電流波形となる。また、入力電流ＩｉのピークはリアクトルＬ１のインピーダンスにより抑制され、入力電流Ｉｉの高調波は低減される。従って、１つのコンバータで高調波規制に対応できる。
【００４６】
図３では、入力電流Ｉｉがピーク付近の動作波形の詳細を示している。図３からもわかるように、入力電流Ｉｉは連続的であり、高調波リップルが少なく、交流電源Ｖａｃ１と全波整流回路Ｂ１との間に配置されるノイズフィルタ（図示せず）を小型化できる。
【００４７】
また、図４では、入力電圧Ｖｉがゼロ電圧付近の動作波形の詳細を示している。主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは、頂上付近とほぼ、同等な波形であることがわかる。これは、トランスＴ２の励磁インダクタンスとリアクトルＬ１に蓄えられるエネルギーの殆どは、トランスＴ２の２次巻線５ｂを介して出力に放出されるため、出力電力が一定の場合、トランスＴ２の励磁インダクタンスとリアクトルＬ１とのエネルギーの和は、ほぼ一定であるからである。このため、入力電圧Ｖｉの頂上付近でも、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは、増大せず、損失も増大しない。
【００４８】
また、リアクトルＬｌの電圧は、入力電圧Ｖｉのピーク値と３次巻線５ｃの電圧の和からトランスＴ２の１次巻線５ａのタップＴＰの電圧を減じた値となるため、１次巻線５ａのタップＴＰの位置により、リアクトルＬ１に印加される電圧を調整できる。タップＴＰを主スイッチＱ１側に移動することにより、リアクトルＬ１に印加される電圧を高くすると、高調波は低減されるが、リアクトルＬ１の容量が増大してリアクトルＬ１が大型化する。
【００４９】
従って、１次巻線５ａのタップＴＰの位置を、１次巻線５ａの平滑コンデンサＣ２の接続端から１次巻線５ａの主スイッチＱ１の接続端までの範囲内で調整することにより、リアクトルＬ１の大きさと高調波電流を最適化できる。
【実施例２】
【００５０】
実施例２のスイッチング電源装置は、主スイッチを断続モードで動作させて、主スイッチの電圧のボトムで主スイッチをオンさせることにより、擬似共振動作を可能とし、主スイッチの低損失、低ノイズ化を図ることを特徴とするものである。断続モードとは、トランスの1次側巻線に供給された電流によって蓄積されたトランスの磁気エネルギーがトランスの２次側巻線から電流として全て放出された後、再び、トランスの１次側巻線に電流を供給する動作モードである。
【００５１】
図５は実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図５に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置に対して、トランスＴ３に補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）が設けられるとともに、制御回路１０ａの構成が異なるのみであるので、その異なる構成部分のみについて説明する。
【００５２】
補助巻線５ｄは、１次巻線５ａと電磁結合されており、補助巻線５ｄの一端は制御回路１０ａに接続され、補助巻線５ｄの他端は接地されている。制御回路１０ａは、出力電圧検出回路２１、オン／オフ制御回路２２、遅延回路２３、カウンタ回路２４、入力電圧検出回路２５を有している。
【００５３】
出力電圧検出回路２１は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧を検出し、この出力電圧と基準電圧との誤差電圧を求め、この誤差電圧をオン／オフ制御回路２２に出力する。
【００５４】
オン／オフ制御回路２２は、出力電圧検出回路２１からの誤差電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御することにより、出力電圧を一定電圧に制御する。
【００５５】
遅延回路２３は、抵抗とコンデンサとの積分回路（図示せず）からなり、補助巻線５ｄに発生した電圧を遅延させることにより、主スイッチＱ１の両端間に印加される電圧のボトム（最下点）と補助巻線５ｄの電圧の立下り時点とを略一致させる。
【００５６】
カウンタ回路２４は、遅延回路２３により遅延された、補助巻線５ｄの電圧の立下り回数をカウントする。入力電圧検出回路２５は、入力電圧に正比例した全波整流回路Ｂ１の全波整流電圧を検出してオン／オフ制御回路２２に出力する。
【００５７】
オン／オフ制御回路２２は、入力電圧検出回路２５が頂上付近の電圧を検出し且つカウンタ回路２４が補助巻線５ｄの電圧の２回目以降の立ち下がりを計数したとき又は入力電圧検出回路２５がゼロ付近の電圧を検出し且つカウンタ回路２４が補助巻線５ｄの電圧の最初の立ち下がりを計数したときに主スイッチＱ１のボトムで主スイッチＱ１をオンさせる。
【００５８】
次にこのように構成された実施例２のスイッチング電源装置の動作を図６及び図７を参照して説明する。図６は図２に示すＡ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図７は図２に示すＢ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００５９】
なお、図６及び図７では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、遅延回路２３の遅延出力ＶＤＬ、カウンタ回路２４のカウンタ出力ＶＣＫを示している。
【００６０】
まず、時刻ｔ０において、主スイッチＱ１がオフすると、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。断続モード動作では、入力電圧が頂上付近では、図６に示すように、時刻ｔ０１〜時刻ｔ１において、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは、擬似共振動作により正弦波状に変化する。この例では、時刻ｔ０〜時刻ｔ１において、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖの立下りは２つである。
【００６１】
また、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖに比例した電圧が補助巻線５ｄに発生し、遅延回路２３は、補助巻線５ｄに発生した電圧を遅延させることにより時刻ｔ１において、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖのボトムと補助巻線５ｄの電圧の立下り時点とを略一致させて、遅延出力ＶＤＬをカウンタ回路２４に出力する。
【００６２】
カウンタ回路２４は、遅延出力ＶＤＬが閾値ＶＴＨ以上の場合にはＨレベル、遅延出力ＶＤＬが閾値ＶＴＨ未満の場合には、Ｌレベルとなるパルス信号を生成し、このパルス信号の立下り回数をカウントする。図６に示すように入力電圧の頂上付近では、立下り回数は２である。
【００６３】
そして、オン／オフ制御回路２２は、入力電圧検出回路２５が入力電圧の頂上付近の電圧を検出し且つカウンタ回路２４が補助巻線５ｄの電圧の２回目の立ち下がりを計数したとき（図６の時刻ｔ０１と時刻ｔ１）、主スイッチＱ１のボトム（時刻ｔ１）で主スイッチＱ１をオンさせる。
【００６４】
一方、入力電圧がゼロ付近では、図７に示すように、時刻ｔ０〜時刻ｔ１において、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは、擬似共振動作により正弦波状に減少する。この例では、時刻ｔ０〜時刻ｔ１において、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖの立下りは１つである。このため、立下り回数は１である。
【００６５】
このとき、オン／オフ制御回路２２は、入力電圧検出回路２５が入力電圧のゼロ電圧付近の電圧を検出し且つカウンタ回路２４が補助巻線５ｄの電圧の最初の立ち下がりを計数したとき（図７の時刻ｔ１）、主スイッチＱ１のボトム（時刻ｔ１）で主スイッチＱ１をオンさせる。
【００６６】
このように実施例２のスイッチング電源装置によれば、主スイッチＱ１を断続モードで動作させ、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖのボトムで主スイッチＱ１をオンさせることにより、擬似共振動作を可能とし、主スイッチＱ１の低損失、低ノイズ化を図ることができる。
【実施例３】
【００６７】
実施例３のスイッチング電源装置は、連続モードで動作し、補助スイッチとコンデンサによるアクティブクランプ回路を追加することによりゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図ることを特徴とする。連続モードとは、トランスの1次側巻線に供給された電流によって蓄積されたトランスの磁気エネルギーがトランスの２次側巻線から電流として全て放出される前に、再び、トランスの１次側巻線に電流を供給する動作モードである。
【００６８】
図８は実施例３のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図８に示す実施例３は、図１に示す実施例１の構成に、補助スイッチとコンデンサによるアクティブクランプ回路を追加したものである。
【００６９】
図８において、トランスＴ２の１次巻線５ａの両端には、ＦＥＴからなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ３との直列回路に接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４及びコンデンサＣ５が並列に接続されている。また、主スイッチＱ１の両端にはコンデンサＣ４が並列に接続されている。
【００７０】
なお、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ４は、主スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよく、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ５は、補助スイッチＱ２の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００７１】
制御回路１０ａは、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とを交互にオン／オフさせることにより出力電圧を所定電圧に制御するようになっている。
【００７２】
次に、図９乃至図１１に示すタイミングチャートを参照しながら詳細な動作を説明する。図９は実施例３のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図１０は実施例３のスイッチング電源装置の主スイッチのターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１１は実施例３のスイッチング電源装置の主スイッチのターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１０の波形は図９のＣ部の詳細であり、図１１の波形は図９のＤ部の詳細である。
【００７３】
なお、図９乃至図１１では、入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉ、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号Ｑ１ｇ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号Ｑ２ｇを示している。
【００７４】
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１４に対応）において、主スイッチＱ１がオンすると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の経路で電流Ｑ１ｉが流れる。このため、平滑コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２の１次巻線５ａを介して放電し、トランスＴ２の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。
【００７５】
また、これと同時に、交流電源Ｖａｃｌの交流電圧は全波整流回路Ｂ１により整流され、さらに、Ｂ１→Ｌ１→５ｃ→５ａのＴＰ→Ｑ１→Ｂ１の経路で入力電流Ｉｉが流れて増加していくとともに、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。時刻ｔ１〜ｔ２においては、図９に示すように、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは、直線的に増加していく。
【００７６】
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴ２の励磁インダクタンスとリアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、トランスの３次巻線５ｃと１次巻線５ａとを通り、平滑コンデンサＣ２を充電すると共に、１次巻線５ａの電圧は上昇し、巻数に比例して２次巻線５ｂの電圧も上昇する。また、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖも上昇する。
【００７７】
そして、２次巻線５ｂの電圧と平滑コンデンサＣ１の電圧とが等しくなったとき、ダイオードＤ１が導通して、５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００７８】
また、トランスＴ２の１次巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、時刻ｔ２２において、５ａ→Ｃ５→Ｃ３→５ａと電流が流れて、コンデンサＣ４を充電するとともに、コンデンサＣ５を放電させる。コンデンサＣ５の放電が終了した（補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖがゼロ電圧になった）後、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３を充電する。ダイオードＤ４が導通中の時刻ｔ２２に、補助スイッチＱ２をオンさせると、補助スイッチＱ２のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００７９】
コンデンサＣ３の充電が完了した後、コンデンサＣ３に充電された電荷は、補助スイッチＱ２、１次巻線５ａを介して、出力に放出される。このとき、補助スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れ、１次巻線５ａに電流が流れるとともに、２次巻線５ｂに電流が流れる。
【００８０】
次に、補助スイッチＱ２をオフさせると、５ａ→Ｃ２→Ｃ４→５ａと電流が流れるため、コンデンサＣ４が放電され、コンデンサＣ５が充電される。コンデンサＣ４の放電が終了した（主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧になった）後、ダイオードＤ３が導通する。このダイオードＤ３が導通している期間中（図１０に示す例えば時刻ｔ１３）に、主スイッチＱ１をオンさせると、主スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００８１】
このように、実施例３のスイッチング電源装置によれば、図９に示すように、連続モードで動作させた場合でも、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、高効率、低ノイズ化することができるとともに、スイッチ電圧のピークの減少と合わせて高電力に対応可能である。
【００８２】
（実施例のトランスの構造）
図１２は各実施例のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。図１２に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０の中央脚３０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａ上で１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂとが巻回されている。即ち、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを同一脚に巻回し、小さなリーケージインダクタンスを得ている。
【００８３】
また、側脚３０ｂには、３次巻線５ｃが巻回され、パスコアとしての側脚３０ｃには、ギャップ３１ｃが形成されている。このギャップ３１ｃにより大きなリーケージインダクタンスを３次巻線５ｃ及び１次巻線５ａに設け、このリーケージインダクタンスをリアクトルＬ１の代用としている。
【００８４】
リアクトルＬ１にリーケージインダクタンスを用いることにより、トランスとリアクトルＬ１とを一体化して、１つのトランスＴ２で構成でき、トランスＴ２を小型化できる。
【００８５】
また、トランスＴ２のコアの中央脚３０ａにもギャップ３１ａが形成されている。ギャップ３１ａ、３１ｃを設けたのは、交流入力電圧の谷間でも、均一に負荷ＲＬに電力を供給するために、平滑コンデンサＣ２に蓄えられた電荷を１次巻線５ａのインダクタンスに蓄え負荷ＲＬに放出し、交流入力電圧の山の部分では、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとの両方のインダクタンス（リアクトルＬ１）に蓄えたエネルギーを負荷に供給するためである。このように構成することにより、交流入力電圧の谷の部分でも負荷ＲＬに電力を供給することができる。
【００８６】
また、トランスＴ２では、主スイッチＱ１がオンした時には、図１３に示すように、１次巻線５ａで発生した磁束φ１と３次巻線５ｃで発生した磁束φ２は、全て側脚３０ｃを貫く。従って、出力電力が一定の場合には、側脚３０ｃの磁束（φ１＋φ２）は、ほぼ一定である。このため、トランスＴ２のコア３０の断面積は、１次巻線５ａの巻数ｎ１と２次巻線５ｂの巻数ｎ２とが同じである場合、側脚３０ｃの面積を１とすれば、中央脚３０ａの面積は１となり、側脚３０ｂの面積は、０．５となる。
【００８７】
入力電圧の頂上付近では、平滑コンデンサＣ２の電圧と入力電圧はほぼ等しいため、それぞれの磁束は、等しく、側脚３０ｃの１／２であり、入力電圧の谷では、側脚３０ｂの磁束は、ほぼゼロである。従って、中央脚３０ａの磁束と側脚３０ｃの磁束は等しい。このため、側脚３０ｃ部分を共有できるため、トランスＴ２を小型化できる。
【００８８】
また、側脚３０ｂに発生する磁束は、巻数に反比例するため、巻数を多くすれば、小さくなるが、３次巻線５ｃの巻数を１次巻線５ａの巻数と同じにするか、１次巻線５ａの巻数の約１．５倍とすると、中央脚３０ａの磁束の約０．５となり、コア３０の形状から考えて適している。
【実施例４】
【００８９】
図１４は実施例４のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１４に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置に対して、ダイオードＤ５，Ｄ６を設けた点が異なる。ダイオードＤ５のアノードは、交流電源Ｖａｃ１の一端（全波整流回路Ｂ１の交流入力端の一端）に接続され、ダイオードＤ５のカソードは、平滑コンデンサＣ２とトランスＴ２の１次巻線５ａとの接続点に接続されている。ダイオードＤ６のアノードは、交流電源Ｖａｃ１の他端（全波整流回路Ｂ１の交流入力端の他端）に接続され、ダイオードＤ６のカソードは、平滑コンデンサＣ２とトランスＴ２の１次巻線５ａとの接続点に接続されている。
【００９０】
以上の構成によれば、交流電源Ｖａｃ１が投入された時、ラッシュ電流は、ダイオードＤ５，Ｄ６を介して平滑コンデンサＣ２に流れる。このため、ラッシュ電流は、トランスＴ２の各巻線５ａ〜５ｃには流れなくなる。その結果、トランスＴ２の巻線の選定がし易くなる。
【００９１】
なお、実施例４では、ダイオードＤ５，Ｄ６の両方を設けたが、例えば、ダイオードＤ５，Ｄ６の一方のみを設けても良い。
【実施例５】
【００９２】
図１５は実施例５のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例５のスイッチング電源装置は、入力電流のピーク電流を減少させることにより更なる力率の改善を図ることを特徴とする。
【００９３】
図１５において、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１とリアクトルＬ１との間には、インピーダンスを有する直流電源Ｖｄｃ１が接続されている。この直流電源Ｖｄｃ１は、インピーダンス部４０と電源部Ｅ１とからなる。
【００９４】
このような直流電源Ｖｄｃ１を全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と直列に接続したので、入力電流Ｉｉが急激に上昇した場合には、インピーダンス部４０のインピーダンスにより直流電圧が低下し、入力電流Ｉｉのピーク電流を抑制することができる。
【００９５】
図１６は実施例５のスイッチング電源装置の具体的な回路構成図である。図１７は実施例５のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【００９６】
図１６において、トランスＴ２の３次巻線５ｃにはタップＴＰｘが設けられ、このタップＴＰｘと全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１との間にはコンデンサＣｘが接続されている。トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１との間にはダイオードＤｘが接続されている。トランスＴ２の３次巻線５ｃの他端と１次巻線５ａのタップＴＰとの間には、リアクトルＬ１が接続されている。
【００９７】
以上の構成によれば、３次巻線５ｃのタップＴＰｘの電圧をダイオードＤｘで整流して、コンデンサＣｘに蓄える。この場合、コンデンサＣｘの値を、主スイッチＱ１のスイッチング周波数に対しては低インピーダンスとなるようにし、且つ、商用周波数に対しては高インピーダンスになるように設定する。このようにすれば、図１７に示すように、入力電流Ｉｉにほぼ反比例してピーク電流が抑制され、入力電流波形をより正弦波に近似できる。このため、さらに高調波規制に対応できる。
【００９８】
なお、本発明は実施例１乃至実施例５のスイッチング電源装置に限定されるものではない。例えば、図１４に示すスイッチング電源装置のダイオードＤ５，Ｄ６を、図８に示すスイッチング電源装置の同一箇所に追加しても良い。また、例えば、図１５に示すスイッチング電源装置の直流電源Ｖｄｃ１を、図８に示すスイッチング電源装置の同一箇所に追加しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明のスイッチング電源装置は、ＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図２】実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】図２に示すＡ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図４】図２に示すＢ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図５】実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図６】図２に示すＡ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図７】図２に示すＢ部の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図８】実施例３のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図９】実施例３のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１０】実施例３のスイッチング電源装置の主スイッチのターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１１】実施例３のスイッチング電源装置の主スイッチのターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１２】各実施例のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。
【図１３】図１２に示すトランスの磁束の分布を示す図である。
【図１４】実施例４のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図１５】実施例５のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図１６】実施例５のスイッチング電源装置の具体的な回路構成図である。
【図１７】実施例５のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１８】従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１９】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２０】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【０１０１】
Ｖａｃ１  交流電源
Ｂ１  全波整流回路
１０，１０ａ，１０ｂ，１０１，１０２  制御回路
Ｑ１  主スイッチ
Ｑ２  補助スイッチ
ＲＬ  負荷  
Ｃ１  平滑コンデンサ（２次平滑コンデンサ）
Ｃ２  平滑コンデンサ（１次平滑コンデンサ）
Ｃ３〜Ｃ５，Ｃｘ  コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ６，Ｄｘ  ダイオード
Ｌ１  リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３  トランス
５ａ  １次巻線（ｎ１）
５ｂ  ２次巻線（ｎ２）
５ｃ  ３次巻線（ｎ３）
５ｄ  補助巻線（ｎ４）
ＴＰ  タップ
２１  出力電圧検出回路
２２  オン／オフ制御回路
２３  遅延回路
２４  カウンタ回路
２５  入力電圧検出回路
３０  コア  
【図１】
2005192285.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2005192285.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
2005192285.tif 000018
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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