(57)【要約】【課題】広帯域にわたって調整自由度の高いインピーダンス変換機能を有する可変整合回路を提供する。【解決手段】容量１０とバラクタダイオード１１を接続してなる可変キャパシタンス回路を端子７０〜７１間に接続し、複数のインダクタ２０〜２１と可変キャパシタンス回路３０〜３１を並列接続した共振型回路５０を端子７１にシャントに接続してＬ型整合回路を構成し、バラクタダイオード１１および３１のバイアスを変化させると共に、ＦＥＴ４０によって共振型回路５０のインダクタンスを複数の値に切り替えることによって、広範な周波数帯域において調整自由度が高く、電気的にインピーダンス変換の制御が可能な可変整合回路を構成する。【選択図】図１
2005311762.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端が接地されたインダクタンス値が可変なインダクタンス回路及び、前記インダクタンス回路に並列に接続された容量が可変な第１のキャパシタンス回路を有する共振型回路と、前記インダクタンス回路の他端に接続された容量が可変な第２のキャパシタンス回路とを具備する可変整合回路。
【請求項２】
インダクタンス回路は、直列に接続された複数のインダクタと、前記複数のインダクタどうしの接続箇所から対接地に接続されたスイッチを有する請求項１記載の可変整合回路。
【請求項３】
インダクタンス回路は、一端が接地されたスイッチと、前記スイッチの他端に直列に接続されたインダクタと、前記スイッチ及び前記インダクタに並列に接続されたインダクタを有する請求項１記載の可変整合回路。
【請求項４】
共振型回路と第２のキャパシタンス回路の間に分布定数線路を有する請求項１ないし３記載の可変整合回路。
【請求項５】
一端が接地されたインダクタンス値が可変な第１のインダクタンス回路及び、前記第１のインダクタンス回路に並列に接続された容量が可変な第１のキャパシタンス回路を有する第１の共振型回路と、一端が接地されたインダクタンス値が可変な第２のインダクタンス回路及び、前記第２のインダクタンス回路に並列に接続された容量が可変な第２のキャパシタンス回路を有する第２の共振型回路と、前記第１のインダクタンス回路の他端と前記第２のインダクタンス回路の他端の間に接続された容量が可変な第３のキャパシタンス回路とを具備する可変整合回路。
【請求項６】
第１又は第２のインダクタンス回路は、直列に接続された複数のインダクタと、前記複数のインダクタどうしの接続箇所から対接地に接続されたスイッチを有する請求項５記載の可変整合回路。
【請求項７】
第１又は第２のインダクタンス回路は、一端が接地されたスイッチと、前記スイッチの他端に直列に接続されたインダクタと、前記スイッチ及び前記インダクタに並列に接続されたインダクタを有する請求項５記載の可変整合回路。
【請求項８】
所定の周波数で並列共振するように第１又は第２の共振型回路の素子値が設定されている請求項５ないし７記載の可変整合回路。
【請求項９】
第３のキャパシタンス回路と第１の共振型回路又は第２の共振型回路の間に分布定数線路を有する請求項５ないし８記載の可変整合回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＵＨＦ帯以上の複数の無線周波数帯を利用する無線装置において、電気的にインピーダンス変換の制御が可能な整合回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、個人が利用する無線システムとしては、セルラと呼ばれる携帯電話や、無線ＬＡＮと呼ばれるパーソナルコンピュータなどで利用するデータ通信システムが普及している。また、地上波のディジタルテレビ放送なども個人の携帯する無線端末で受信できるよう検討が進められている。このように様々な無線システムの社会基盤が整備される中、携帯電話に代表される個人向けの情報端末には、利便性向上のために複数かつ異種の無線システムを１つの端末で利用可能とするような構成が求められる。また、１つのセルラシステムにおいても、広い範囲の無線周波数帯域を使用してサービスを提供するものがあり、例えばＧＳＭ方式では８５０ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯の他に１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯とおよそ２倍となる周波数帯域や、４５０ＭＨｚ帯とおよそ半分の周波数帯域も利用しようとするマルチバンド化がなされている。さらに、近年ではソフトウェア無線と呼ばれる、周波数、空中線電力値、電波型式等の無線装置の特性をソフトウェアによって変更可能な技術についても検討されている。
【０００３】
このように、情報端末を異種無線ネットワークやマルチバンド化する無線システムに適応させていくためには、ＵＨＦ帯からマイクロ波帯にかけた広範な周波数帯域を信号処理する無線部を備えた無線装置が必要となる。しかしながら、無線周波数の高周波信号に対して増幅や選択、周波数変換などの信号処理を適切に行うためには、回路素子間の整合が良好な状態となるように設定されなければ十分な性能を発揮することができない。このため従来技術では、利用する無線周波数帯域によって回路定数などを最適化した信号処理系を複数備えておき、利用する無線周波数を大きく変更する際に、使用する前記信号処理系を切り替えて対処する構成が一般的に用いられている。例えば特許文献１では、ＧＳＭ方式をターゲットとして、９００ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、４５０ＭＨｚ帯を３つの無線周波数帯域に対応した無線装置を構成した例が開示されているが、３つの周波数帯域の信号を選択、増幅するための処理系を並列に備えた構成となっている。
【０００４】
これに対して特許文献２に開示されているように、１つの処理系で複数の周波数帯域の無線周波数信号を信号処理しようとするものも考案されている。図９は、前記特許文献２に記載された無線通信装置と同様の構成を示すものである。図９において、アンテナ１と送受信回路２の間の整合は、固定インダクタ４及び可変キャパシタ３によって実現されており、５から７は無線周波数信号に影響を与えることなく可変キャパシタ３の容量を変化させるためのバイアス回路をなすチョークコイル５、容量６、および電圧発生回路７である。特許文献２では８００ＭＨｚ帯と１．５ＧＨｚ帯を利用する無線装置をターゲットとしており、可変キャパシタの容量値を変化させて前記２つの帯域で整合するように調整される。
【特許文献１】特開２００１−１８６０４２号公報
【特許文献２】特開２００２−２０８８７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
異種の無線ネットワークやマルチバンド化する無線システムに適応可能な無線装置を構成する場合、上記特許文献１の構成では、周波数帯に適応した信号処理系が複数必要となることから、利用可能としたい無線周波数帯域が増えると、並列に実装する信号処理系の
数が増大し、無線装置の無線部実装面積や、半導体に集積化する際のチップ面積が大きくなり、コストが高くなるという課題が考えられる。
【０００６】
また、上記特許文献２の構成では、可変リアクタンス素子がバラクタダイオードのみであることから、インピーダンスの可変範囲に制限があり、広範な周波数帯域に適応させることは困難であると考えられる。
【０００７】
本発明は、上記のような課題を解決するもので、異種の無線ネットワークやマルチバンド化する無線システムに適応可能な無線装置をターゲットとし、ＵＨＦ帯からマイクロ波帯にかけた広範な周波数帯域を信号処理する高周波無線部において、適切なインピーダンス整合を実現する可変整合回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、本発明の可変整合回路は、複数のインダクタからなるインダクタンス回路と素子値が可変な第１のキャパシタンス回路を並列に接続してなる共振型回路と、素子値が可変な第２のキャパシタンス回路と、２つの端子を具備し、第１の端子と第２の端子の間に前記第２のキャパシタンス回路を接続し、前記第１の端子と接地の間に前記共振型回路を接続した回路として整合回路を構成し、前記インダクタンス回路のインダクタンス値を前記複数のインダクタとスイッチの組み合わせた構成によって複数の値に切り替わるようにするように制御するものである。
【０００９】
また、前記可変整合回路の第２のキャパシタンス回路や共振型回路と直列に分布定数線路を接続して構成するものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の可変整合回路の構成によって、Ｌ型もしくはパイ型の整合回路において、シリーズに接続したリアクタンス回路のキャパシタンス値と、シャントに接続したリアクタンス回路のインダクタンス値を共に大きく変化させることができ、広範な周波数帯域において調整自由度の高い可変整合回路が実現可能となる。
【００１１】
また、高い周波数帯において可変リアクタンス素子の自己共振などの影響によって所望のインピーダンス変換が不可能となるような場合においても、内包した分布定数線路のインピーダンス変換機能によって所望のインピーダンス変換が可能となるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の請求項１に記載の発明は、一端が接地されたインダクタンス値が可変なインダクタンス回路及び、前記インダクタンス回路に並列に接続された容量が可変な第１のキャパシタンス回路を有する共振型回路と、前記インダクタンス回路の他端に接続された容量が可変な第２のキャパシタンス回路とを具備する可変整合回路であり、前記共振型回路のインピーダンスを、第１のキャパシタンス回路の容量変化およびインダクタンス回路のインダクタンス値の変化によって連続的かつ大きく変化させ、端子間を接続する容量が可変な第２のキャパシタンス回路と組み合わせることによって、Ｌ字型の整合回路におけるインピーダンス変換の自由度を高くする作用を有する。
【００１３】
本発明の請求項２に記載の発明は、インダクタンス回路は、直列に接続された複数のインダクタと、前記複数のインダクタどうしの接続箇所から対接地に接続されたスイッチを有する請求項１記載の可変整合回路であり、複数のインダクタンス値に切り替え可能なインダクタンス回路の具体的実現構成を示したものであり、スイッチの開閉によって短絡接地される箇所が変化し、前記インダクタンス回路の素子値をステップ状に変化させること
ができるという作用を有する。
【００１４】
本発明の請求項３に記載の発明は、インダクタンス回路は、一端が接地されたスイッチと、前記スイッチの他端に直列に接続されたインダクタと、前記スイッチ及び前記インダクタに並列に接続されたインダクタを有する請求項１記載の可変整合回路であり、複数の素子値に切り替え可能なインダクタンス回路の具体的実現構成を示したものであり、スイッチの開閉によって短絡、接地されるインダクタの数が変化し、全体として前記インダクタンス回路の素子値をステップ状に変化させることができるという作用を有する。本発明の請求項２及び請求項３に記載の発明では、複数の素子値に切り替え可能なインダクタンス回路を構成するスイッチの一端は接地された構成となることから、スイッチを実現するＦＥＴやダイオードなどの素子に存在する寄生素子の影響が軽減されるという作用も有する。
【００１５】
本発明の請求項４に記載の発明は、共振型回路と第２のキャパシタンス回路の間に分布定数線路を有する請求項１ないし３記載の可変整合回路であり、共振型回路を構成する素子の自己共振などの影響により、並列接続した共振型回路のインピーダンスが小さくなってしまうような場合にも、分布定数線路によって低インピーダンスを適当なリアクタンス値に変換させて、所望のインピーダンスへの変換を可能とする作用を有し、特に高い周波数帯域において有効に機能する。
【００１６】
本発明の請求項５に記載の発明は、一端が接地されたインダクタンス値が可変な第１のインダクタンス回路及び、前記第１のインダクタンス回路に並列に接続された容量が可変な第１のキャパシタンス回路を有する第１の共振型回路と、一端が接地されたインダクタンス値が可変な第２のインダクタンス回路及び、前記第２のインダクタンス回路に並列に接続された容量が可変な第２のキャパシタンス回路を有する第２の共振型回路と、前記第１のインダクタンス回路の他端と前記第２のインダクタンス回路の他端の間に接続された容量が可変な第３のキャパシタンス回路とを具備する可変整合回路であり、シャントに接続した２つの前記共振型回路の間に前記キャパシタンス回路を設けたパイ型の構成とすることにより、可変整合回路におけるインピーダンス変換の自由度をさらに高める作用を有する。
【００１７】
本発明の請求項６に記載の発明は、第１又は第２のインダクタンス回路は、直列に接続された複数のインダクタと、前記複数のインダクタどうしの接続箇所から対接地に接続されたスイッチを有する請求項５記載の可変整合回路であり、複数のインダクタンス値に切り替え可能なインダクタンス回路の具体的実現構成を示したものであり、スイッチの開閉によって短絡接地される箇所が変化し、前記インダクタンス回路の素子値をステップ状に変化させることができるという作用を有する。
【００１８】
本発明の請求項７に記載の発明は、第１又は第２のインダクタンス回路は、一端が接地されたスイッチと、前記スイッチの他端に直列に接続されたインダクタと、前記スイッチ及び前記インダクタに並列に接続されたインダクタを有する請求項５記載の可変整合回路であり、複数の素子値に切り替え可能なインダクタンス回路の具体的実現構成を示したものであり、スイッチの開閉によって短絡、接地されるインダクタの数が変化し、全体として前記インダクタンス回路の素子値をステップ状に変化させることができるという作用を有する。本発明の請求項６及び請求項７に記載の発明では、複数の素子値に切り替え可能なインダクタンス回路を構成するスイッチの一端は接地された構成となることから、スイッチを実現するＦＥＴやダイオードなどの素子に存在する寄生素子の影響が軽減されるという作用も有する。
【００１９】
本発明の請求項８に記載の発明は、所定の周波数で並列共振するように第１又は第２の
共振型回路の素子値が設定されている請求項５ないし７記載の可変整合回路であり、共振型回路は対接地に並列接続されており、並列共振する共振型回路のインピーダンスは非常に高いことから、例えばインピーダンス変換の際に並列接続した２つの共振型回路の一方が所望のインピーダンス変化と異なる方向にしか変化しないような場合にも、該共振型回路のインピーダンス変換に与える影響を小さくし、所望のインピーダンスへの変換を容易に制御可能とする作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項９に記載の発明は、第３のキャパシタンス回路と第１の共振型回路又は第２の共振型回路の間に分布定数線路を有する請求項５ないし８記載の可変整合回路であり、共振型回路を構成する素子の自己共振などの影響により、並列接続した共振型回路のインピーダンスが小さくなってしまうような場合にも、分布定数線路によって低インピーダンスを適当なリアクタンス値に変換させて、所望のインピーダンスへの変換を可能とする作用を有し、特に高い周波数帯域において有効に機能する。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図８を用いて説明する。
【００２２】
（実施の形態１）
図１は実施の形態１における可変整合回路の構成を示す図である。図１において、７０および７１は本実施の形態の可変整合回路１００において入出力となる端子である。１０および１１は端子間に接続した容量値が可変なキャパシタンス回路を構成する容量及びバラクタダイオードである。５０は端子７１から対接地に接続された共振型回路であり、容量３０およびバラクタダイオード３１からなるキャパシタンス回路と、２つのインダクタ２０および２１を直列接続したインダクタンス回路を並列に接続して構成されている。インダクタ２０と２１の接続箇所には対接地にＦＥＴ４０が接続されている。また、可変整合回路１００の外部にはバラクタダイオード１１および３１とＦＥＴ４０のバイアスを電圧制御するインピーダンス制御手段２００と、無線装置のアンテナ３００と、受信系の低雑音増幅器４００が表記されている。番号は付していないが、図中に表記した抵抗素子はバラクタダイオード１１および３１やＦＥＴ４０とインピーダンス制御手段２００を接続するバイアス抵抗である。前記バイアス抵抗の代わりにチョークインダクタなどを用いてもよい。
【００２３】
図１は本実施の形態の可変整合回路１００を含む受信フロントエンドの一部を図示したものである。無線部の受信フロントエンドでは、アンテナ３００で受信した無線周波数信号を増幅器４００で増幅する処理を行うが、アンテナのインピーダンスと増幅器の入力インピーダンスが整合するようにインピーダンス変換する回路を介在させて、効率よく高周波信号が伝達するように構成されるのが一般的である。無線部に用いる高周波回路の入出力インピーダンスは５０Ωに設定して設計されるのが通例であり、アンテナ３００については給電点位置や構造などを工夫してインピーダンスが５０Ωとなるように設計される。
【００２４】
一方、増幅器については増幅素子となるトランジスタの入力インピーダンスを５０Ωに変換する整合回路が増幅器の入力側に付加される構成が一般的であり、可変整合回路１００は前記整合回路の役割を担う。また、低雑音増幅器４００においては、最大利得を得る利得整合点と最小雑音指数を得る雑音整合点のインピーダンスが異なっているため、増幅器の入力インピーダンスをおよそ５０Ωとして入力信号の反射量を所定量以下とする制限の下で、雑音が最小となるインピーダンス点に変換する必要があり、精度の良いインピーダンス調整が必要となる。さらに、使用周波数によって前述のインピーダンスの最適点は変化することから、固定の素子値を有する回路素子で構成した整合回路では広範な周波数帯域には適応できず、電気的な調整が可能な本実施の形態のような可変整合回路が求められる。
【００２５】
以下、可変整合回路１００の動作を説明する。端子の７０と７１の間に接続された容量１０とバラクタダイオード１１はキャパシタンス回路を構成し、その容量値がインピーダンス制御手段２００による電圧制御によって電気的に可変となっている。バラクタダイオード１１のアノード端子は、インダクタ２０および２１を介して直流的に接地されており、カソード側の電圧を高くするとバラクタダイオード１１の容量値が小さくなるように動作する。容量１０は直流遮断用であると同時に可変キャパシタンス素子全体の容量値変化幅を調整するために用いられる。
【００２６】
端子７１から対接地に接続された共振型回路５０は、インダクタ２０および２１によるインダクタンス成分と、容量３０およびバラクタダイオード３１によるキャパシタンス成分が並列に接続された並列共振回路となるように構成されている。そして、共振型回路５０は前記インダクタンス成分と前記キャパシタンス成分から計算される並列共振周波数より低い周波数では誘導性、高い周波数では容量性のリアクタンス値を有する対接地の素子として動作する。前記キャパシタンス成分の値はバラクタダイオード３１によって連続的に可変であり、前記インダクタンス成分はＦＥＴ４０によるスイッチを開閉することにより２通りの値に変化する。インダクタ２０の素子値をＬ１、インダクタ２１の素子値をＬ２とした場合、前記インダクタンス成分は、ＦＥＴスイッチが開いている場合にはＬ１とＬ２の和となり、閉じた場合にはＬ１となる。共振型回路５０は、基本的にリアクタンスが誘導性となる領域、すなわちインダクタンス値が得られる領域で動作させる。
【００２７】
図２は共振型回路５０のリアクタンスを解析した結果を示した図である。同図（ａ）は、図１の共振型回路５０の構成を示す図である。解析例として、Ｌ１が１ｎＨ、Ｌ２が５ｎＨ、バラクタダイオード３１と容量３０によるキャパシタンス成分が１ｐＦから６ｐＦまで変化するものとする。図２（ｂ）はＦＥＴ４０を閉じてインダクタンス成分を１ｎＨとした場合、図２（ｃ）はＦＥＴ４０を開いてインダクタンス成分をＬ１とＬ２の和の６ｎＨとした場合の共振型回路５０のインダクタンス値の周波数特性を示している。インダクタンス成分が小さい図２（ｂ）の場合には、並列共振周波数が高くなるので、高い周波数まで誘導性素子として使用することが可能である。インダクタンス成分が大きい同図（ｃ）の場合には、並列共振周波数が低くなるため動作可能な周波数は低域に限られるが、低域で有効な高いインダクタンス値に設定することが容易となる。
【００２８】
共振型回路５０内のキャパシタンス成分となるバラクタダイオード３１と容量３０は、得ようとするインダクタンス値が離散的な２値のみの場合には不要だが、インダクタンス値を連続的に可変させるために機能する。これについて説明するため、図２（ｂ）でキャパシタンス成分が６ｐＦの場合を例とする。インダクタンス成分は１ｎＨであり２ＧＨｚ近傍で並列共振するためこれより低域で誘導性となるが、このとき、共振周波数近傍の１ＧＨｚから２ＧＨｚの間ではインダクタンス値が急激に変化する。
【００２９】
ここで、バラクタダイオード３１の容量を微少に変化させて並列共振周波数を動かすと、特性曲線の傾きの急な部分が移動して、１ＧＨｚから２ＧＨｚの間の１点でみたインダクタンス値は変化することになる。例えば、１．５ＧＨｚの点で見た場合、キャパシタンス成分を１ｐＦから６ｐＦまで変化させることで、全体のインダクタンス値を１ｎＨから２ｎＨに変化させることができる。変化の方向は、バラクタダイオード３１の制御電圧を高くして容量を小さくすると共振周波数が高域側に移動してインダクタンス値が低くなり、前記制御電圧を低くして容量を大きくすると共振周波数が低域側に移動してインダクタンス値が高くなる。
【００３０】
この変化はインダクタンス値を大きくした図２（ｃ）でも同様であり、キャパシタンス成分の容量変化幅に制限がある場合でも、インダクタンス値を大きく切り替える構成とすることで広い範囲の周波数帯でインダクタンス値の調整が可能となる。図２の例において
も、同図（ｂ）では１ＧＨｚ以下の周波数帯でインダクタンスを変化させることはできないが、インダクタンス値を切り替えた同図（ｃ）では１ＧＨｚ以下の帯域でのインダクタンス値の調整が可能となっている。以上のように、使用周波数よりも少し高めに並列共振周波数を設定して、バラクタダイオードの容量を変化させることにより、インダクタンス値を変化させることが可能となり、共振型回路５０はインダクタンス値が可変なリアクタンス素子として動作する。
【００３１】
ＦＥＴ４０はスイッチの機能を有し、インダクタンス成分を切り替える役割がある。低い周波数では高い周波数よりも比較的大きなインダクタンス値が有効となることから、この切り替え機能によって低い周波数でも高い周波数でも適当なインダクタンス値に設定可能となるようにしている。また、前述のように、広い周波数範囲でインダクタンス値の可変機能を実現するという作用もある。共振型回路５０ではＦＥＴ４０のソース端が接地となるようにインダクタと接続する。
【００３２】
図３にＦＥＴとインダクタを直列接続した回路のインダクタンス値を解析した例を示す。図３（ａ）はＦＥＴ４１のソース端を接地してドレイン端にインダクタ２２を接続した回路であり、図３（ｂ）は接続順序を入れ替えてＦＥＴ４１のソース端にインダクタ２２を接続した回路である。ＦＥＴを閉じた場合において、両回路のインダクタンス値の周波数特性を測定した結果を図３（ｃ）に示す。図３（ｃ）の特性例におけるインダクタ２２はおよそ４ｎＨである。ＦＥＴのソース端を接地した図３（ａ）の回路のインピーダンスは、高い周波数領域まで誘導性として動作するが、図３（ｂ）の回路は３ＧＨｚ帯で共振しており誘導性の周波数範囲が狭くなっている。
【００３３】
この不要共振はＦＥＴ４１の寄生リアクタンス成分によって生じており、誘導性の周波数領域を狭めるほか、インダクタンス値の調整を困難とするなど悪影響を及ぼすが、ＦＥＴの端子を接地することによって該寄生リアクタンス成分の影響を軽減することができ、この不要共振をなくすることができる。
【００３４】
図４に可変インダクタンス素子となる共振型回路の他の構成を示す。図４（ａ）は、インダクタ２４と、インダクタ２３にソース端を接地したＦＥＴ４１を直列に接続した回路を並列に接続したものである。この回路では、ＦＥＴ４１を閉じるとインダクタ２３が並列に付加され、全体のインダクタンス成分が小さくなるように変化する。図４（ｂ）の共振型回路５２は、図４（ａ）の共振型回路５１における容量３０をバラクタダイオード３２に替えたものであり、バラクタダイオード３１と３２のカソード端子どうしを接続した構成である。バラクタダイオード３２のアノード端子はインダクタ２４を介して直流的に接地されており、共通となっているカソード端子側の１箇所にバイアス電圧制御を施すことより２つのバラクタダイオードの容量を同時に変化させることができる。この同図（ｂ）の回路例は同図（ａ）の共振型回路５１の容量３０を替えたものだが、図２（ａ）の共振型回路５０における容量３０をバラクタダイオードに替えてもよく、いずれの構成も共振型回路５０を例にして説明したものと同様に動作し、可変インダクタンス素子として機能させることができる。
【００３５】
以上のように、図１における可変整合回路１００は、端子７０と７１を入出力端子とする２端子回路であり、２つの端子間に接続された容量が可変なキャパシタンス回路と、端子７１から対接地に接続されたインダクタンス値が可変な共振型回路によって動作するＬ型の整合回路となっている。
【００３６】
この可変整合回路１００の動作を、図５を用いて説明する。図５は、端子７１に５０Ωの抵抗を接続し、可変整合回路１００によって端子７０側から見たインピーダンスがどのように変換されるかを５０Ωで規格化したスミスチャート上に示している。図５（ａ）の
回路は簡単化のために模式的に示しているが、実際の回路は図１に示した構成と同じである。
【００３７】
ここで、可変整合回路１００におけるキャパシタンス回路は１ｐＦから６ｐＦまで変化し、共振型回路５０内のインダクタ及びスイッチからなるインダクタンス成分は１ｎＨと６ｎＨの２値に切り替えられるものとする。また、共振型回路５０内のキャパシタンス成分は１ｐＦから６ｐＦまで前記キャパシタンス回路と独立に可変であるものとする。例として周波数が９００ＭＨｚと２ＧＨｚの２点に着目し、９００ＭＨｚにおいてインピーダンスが変換される領域についてのスミスチャートを図５（ｃ）に、２ＧＨｚにおいてインピーダンスが変換される領域についてのスミスチャートを図５（ｄ）にそれぞれ示す。図５（ｂ）の表は、スミスチャート上に示したインピーダンス変換領域と、共振型回路５０内のインダクタ成分の関係を示している。
【００３８】
９００ＭＨｚの結果を示した図５（ｃ）は、インダクタンス成分をより大きな６ｎＨとした場合に、キャパシタンス回路を変化させることで領域Ｂに示した広い面的範囲にインピーダンスを変換できることを示している。インダクタンス成分を１ｎＨとした場合には、端子７１に６Ω程度の低インピーダンス素子が対接地に付加されることになるため、変換されるインピーダンス領域も領域Ａに示したように低インピーダンスとなり、変化幅も小さくなる。２ＧＨｚの結果を示した図５（ｄ）は、インダクタンス成分を１ｎＨとした場合に、変換後のインピーダンスを領域Ｃで図示した誘導性領域にすることができ、インダクタンス成分を６ｎＨとした場合には、領域Ｄで図示した容量性領域に変換できることを示している。仮にインダクタンス成分が切り替えられず６ｎＨに固定である場合には、より高い２ＧＨｚで容量性のインピーダンスにしか変換できないことになる。
【００３９】
また、仮にインダクタンス成分が１ｎＨに固定である場合には、９００ＭＨｚで変換可能なインピーダンス領域が領域Ａのように限られてしまう。よって本実施の形態のように、可変インダクタンス素子となる共振型回路において、インダクタンス成分をスイッチによって切り替える構成は、広範な周波数帯域に対するインピーダンス変換器として有効であることが示されたといえる。
【００４０】
以上のように、本実施の形態によれば、ＦＥＴスイッチによってインダクタンス値が切り替え可能なインダクタンス回路とバラクタダイオードによる可変キャパシタンス回路を並列に接続してなる共振型回路と、２つの端子間に接続したバラクタダイオードからなるキャパシタンス回路を具備し、前記共振型回路を一方の端子より対接地に接続することによってＬ型の整合回路を構成したもので、広範な周波数帯域において自由度の高いインピーダンス変換が可能な可変整合回路が実現できる。
【００４１】
なお、本実施の形態を説明した図１ではアンテナと低雑音増幅器の間の整合調整に可変整合回路１００を適用した例を示したが、用途はこの部分に限られないことは言うまでもない。
【００４２】
なお、本実施の形態ではインダクタンス値をステップ状に変化させるためにＦＥＴ４０によるスイッチを用いた例を示したが、スイッチングダイオードなどの電気的に開閉可能なデバイスであればＦＥＴに換えて適用することが可能である。
【００４３】
なお、本実施の形態における共振型回路５０では、ＦＥＴによるスイッチを１つと、インダクタを２つ用いてインダクタンス回路を構成した例を示したが、スイッチやインダクタの数をより多くして、３通り以上の値にインダクタンス値が切り替え可能となるように前記インダクタンス回路を構成してもよい。
【００４４】
（実施の形態２）
本発明第２の実施の形態について、図６を参照しながら説明する。図６は本発明第２の実施の形態における可変整合回路を示す構成図であり、図１と異なる点は、端子７０と７１の両方に共振型回路５３および５４を設けた点である。図６に示した共振型回路は簡単化のために模式的に示しているが、実際の回路は図２（ａ）の共振型回路５０や図４に示した共振器型回路５１又は５２と同じ構成である。
【００４５】
以下その動作を説明する。基本動作は前記第１の実施の形態で説明した可変整合回路と同じである。直列容量とシャントインダクタで構成したＬ型構成の整合回路では、変換可能なインピーダンスの範囲が限られてしまうため、本実施の形態では、可変インダクタンス素子として機能する共振型回路を入出力の両方の端子に設けて動作させ、より自由度の高いインピーダンス変換を実現している。
【００４６】
ここで、端子７１に付加されたレジスタンスが正のインピーダンスを端子７０において所望のインピーダンスとなるように変換する場合を考える。素子値の変化幅に制限がないと仮定すると、理論上は、容量１０および１１からなる直列容量と共振型回路５３または５４のどちらか一方のシャントインダクタを用いれば、レジスタンス成分が正のあらゆるインピーダンスに変換可能である。
【００４７】
よって、変換前と変換後のインピーダンスが決まると、共振型回路５３または５４のどちらか一方が冗長となることが分かる。両方の共振型回路を同時に制御するのは、パラメータが増すため複雑となることや、冗長な共振型回路が意図するインピーダンス変化と異なる方向に変化させてしまうような場合も考えられることから、冗長な共振型回路のインピーダンス変換に対する影響を極力小さくすることが望ましい。このための、本実施の形態の可変整合回路１１０では、２つの端子に設けた共振型回路のうち、所望のインピーダンスに変換する際に冗長となる共振型回路を使用周波数において並列共振するように調整する。共振型回路はＬＣの並列共振回路の構成であることから、容量値を連続可変させて使用周波数で並列共振するように制御することは容易である。並列共振時の共振型回路のインピーダンスは非常に高くなるため、該共振型回路のインピーダンス変換に与える影響は小さくなる。
【００４８】
可変整合回路１１０の動作について、端子７１に５０Ωの抵抗を接続した場合に、端子７０側から見たインピーダンス変換を例として説明する。第１の実施の形態において図５を用いて説明した可変整合回路の動作と同様の条件とし、可変整合回路１１０におけるキャパシタンス回路は１ｐＦから６ｐＦまで変化し、共振型回路５３および５４内のインダクタ及びスイッチからなるインダクタンス成分は１ｎＨと６ｎＨの２通りの値に切り替えられるものとする。
【００４９】
また、共振型回路５３および５４内のキャパシタンス成分は１ｐＦから６ｐＦまでおのおの独立に可変であるとする。共振型回路５３を使用周波数で並列共振させた場合には、図５（ａ）と同じ回路となることから、９００ＭＨｚと２ＧＨｚにおけるインピーダンス変換の結果は図５（ｃ）および（ｄ）となる。一方、共振型回路５４を使用周波数で並列共振させた場合は図７に示したように動作する。図７（ａ）は可変整合回路１１０の共振型回路５４を並列共振させた場合と等価となる回路であり、図７（ｃ）は９００ＭＨｚにおいてインピーダンスが変換される領域、図７（ｄ）および（ｅ）は２ＧＨｚにおいてインピーダンスが変換される領域を示したものである。図７（ｂ）の表は、スミスチャート上に示したインピーダンス変換領域と、共振型回路５３内のインダクタ値の関係を示している。
【００５０】
共振型回路５３を並列共振させた回路と等価な図５（ａ）の構成では、概ねレジスタン
ス値が５０Ωよりも大きなインピーダンスに変換できるのに対して、共振型回路５４を並列共振させた回路と等価な図７（ａ）の構成では、概ねレジスタンス値が５０Ωよりも小さなインピーダンスに変換することが可能となっている。よって、変換したいインピーダンスのレジスタンス値に応じて、並列共振させる共振型回路を選択して、他方の共振型回路と可変キャパシタンス回路を調整することで、所望の変換が可能である。
【００５１】
以上のように、本実施の形態によれば、ＦＥＴスイッチによってインダクタンス値が切り替え可能なインダクタンス回路とバラクタダイオードによる可変キャパシタンス回路を並列に接続してなる２つの共振型回路と、２つの端子間に接続したバラクタダイオードからなるキャパシタンス回路を具備し、前記共振型回路を両方の端子より対接地に接続することによってパイ型の整合回路を構成したもので、広範な周波数帯域においてさらに自由度の高いインピーダンス変換が可能な可変整合回路を実現することが可能となる。
【００５２】
また、２つの共振型回路の一方を使用周波数において並列共振させることで、該共振型回路がインピーダンス変換に与える影響を小さくして、所望のインピーダンス変換が得られるように可変整合回路を容易に調整することができる。
【００５３】
なお、本実施の形態では２つの共振型回路の一方を使用周波数において並列共振させて動作させた例を説明したが、もちろん２つの共振型回路を同時に制御してもインピーダンス変換可能であることは言うまでもない。また、両方の共振型回路を並列共振させて、直列容量のみによるインピーダンス変換を行うよう動作させてもよい。
【００５４】
（実施の形態３）
本発明第３の実施の形態について、図８を参照しながら説明する。図８は本発明第３の実施の形態における可変整合回路を示す構成図であり、図１と異なる点は、端子７１と共振型回路５５の間に分布定数線路６０を接続し、端子７１とバラクタダイオード１１の間に分布定数線路６１を接続した点である。図８に示した共振型回路５５は簡単化のために模式的に示しているが、実際の回路は図２（ａ）の共振型回路５０や図４に示した共振器型回路５１又は５２と同じ構成である。基本動作は前記第１の実施の形態で説明した可変整合回路と同じである。
【００５５】
可変整合回路ではバラクタダイオードを用いて容量が連続的に変化しうるキャパシタンス回路を用いているが、実際に使用するバラクタダイオードやチップコンデンサなどの部品には寄生リアクタンス成分が存在し、この影響で自己共振を生じることがある。容量とバラクタダイオードを直列に接続した可変キャパシタンス回路では、高い周波数帯域で自己共振によってインピーダンスがゼロの直列共振を生じ、より高い周波数においても低いインピーダンスしか得られなくなることがある。本実施の形態は、分布定数線路を設けることによって、キャパシタンス回路の自己共振周波数近傍、もしくはそれより高い周波数帯においてもインピーダンス変換が可能となっている。
【００５６】
図８（ａ）の可変整合回路１０２は、キャパシタンス回路が直列共振する場合には図８（ｂ）の回路と等価となる。よって、キャパシタンス回路の自己共振周波数近傍、もしくはそれより高い周波数に対しては、分布定数線路６０および６１を用いて所望のインピーダンス変換を得ることができる。インピーダンス変換に有効な分布定数線路の電気長はおよそ９０度程度までの長さであり、キャパシタンス回路の自己共振の影響がない低い周波数では、前記分布定数線路の影響は小さく、このリアクタンス分を見込んで設計する必要はあるものの、第１の実施の形態で説明したものと同様の動作をさせることは可能である。また、可変整合回路１０２は、分布定数回路でインピーダンス変換する高い周波数帯では可変機能を得ることはできす固定のインピーダンス変換となるが、低い周波数帯では前述のようにインピーダンス変換を変化、調整することは可能である。
【００５７】
分布定数線路６０は接地スタブとなって見えるが、電気長が９０度よりも小さい場合にはインダクタと等価となることから、分布定数線路６０と共振型回路５５の部分は、図８（ｃ）のように比較的小さい値のインダクタ８０を共振型回路５５に接続した構成に置き換えることも可能である。
【００５８】
以上のように、本実施の形態によれば、容量値が可変なキャパシタンス回路が自己共振を生じる場合に、自己共振周波数近傍、もしくはそれより高い周波数帯においても、分布定数線路によるインピーダンス変換を可能とし、低い周波数帯では自由度の高いインピーダンス変換が調整可能な可変整合回路を実現することが可能となる。
【００５９】
なお、本実施の形態では、２つの分布定数回路を付加した例を示したが、所望インピーダンスに変換されるならばどちらか一方のみとしてもよい。また、分布定数線路６１は端子７１側に付加したが、端子７０側に付加してもよい。また、共振型回路が端子７１側にある例を示したが、端子７０側に設けてられていてもよいことは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明にかかる可変整合回路は、ＵＨＦ帯からマイクロ波帯にわたる広範な周波数帯域においてインピーダンス変換の電気的調整が可能であり、可変幅も大きいという有利な効果を有し、特に複数の無線周波数帯を利用するような異種の無線ネットワークやマルチバンド化する無線システムに適応可能な無線装置を構成する場合に、周波数依存性のない汎用性のある無線部回路を提供可能とするという点で有用である。
【００６１】
但し、この用途に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の実施の形態１における可変整合回路の構成を示す図
【図２】本発明の実施の形態１における可変整合回路の可変インダクタンス部分の動作を示す図
【図３】本発明の実施の形態１における可変整合回路の可変インダクタンス部分に用いられるインダクタンス値切り替えの動作を示す図
【図４】本発明の実施の形態１における可変整合回路の可変インダクタンス部分の構成を示す図
【図５】本発明の実施の形態１における可変整合回路のインピーダンス変換の動作を示す図
【図６】本発明の実施の形態２における可変整合回路の構成を示す図
【図７】本発明の実施の形態２における可変整合回路のインピーダンス変換の動作を示す図
【図８】本発明の実施の形態３における可変整合回路の構成を示す図
【図９】従来の技術における可変整合回路の構成を示す図
【符号の説明】
【００６３】
１０、３０  キャパシタ
１１、３１、３２  バラクタダイオード
２０、２１、２２、８０  インダクタ
４０、４１  ＦＥＴ
５０、５１、５２、５３、５４、５５  共振型回路
６０、６１  分布定数線路
７０、７１  端子
１００、１０１、１０２、１１０  可変整合回路
２００  インピーダンス制御手段
３００  アンテナ
４００  低雑音増幅器
【図１】
2005311762.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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