(57)【要約】    【課題】      送信電力の大幅な増加を伴わずに、１シンボルに割り当てることができる送信ビット数を増やすことで、実質的な情報伝送速度を向上させること。    【解決手段】  ３値４Ｃ３符号化部１２は５ビットの並列データを入力し、４個の座標から３個の非零座標を選んで＋√２ｄ又は−√２ｄとすると共に残りの１個を零座標として、その組み合わせによって４次元シンボルを形成する。これにより、非零の座標を３個に制限したので所要送信電力を抑制することができ、送信データに割り当てる座標値を４Ｃ３の組み合わせのいずれかから選択するようにしたので１シンボルに割り当てることができるビット数を増やすことができる。  【選択図】      図９
2005192126.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１シンボルでｎ個の座標値を伝送することによりｎ次元の信号伝送を行う信号伝送方法であって、
前記ｎ個の座標のうちｋ（ｎ＞ｋ＞１）個のみを非零とし、かつ送信データに割り当てる座標値をｎＣｋの組み合わせのいずれかから選択するようにし、かつ最小シンボル間距離が２ｄ（ｄは任意の有限な正の実数）以上となるシンボルを形成するマッピングステップと、
前記マッピングステップで得たｎ個の座標値からなるシンボルを送信する送信ステップと
を含むことを特徴とする信号伝送方法。
【請求項２】
前記マッピングステップでは、
前記シンボルのｋ個の非零座標として、半径ｄの球からなる面心立方格子の格子点座標を用いる
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項３】
前記マッピングステップでは、
前記ｎ個の座標のうち、ｋ個（ｋ＞２）の座標値を−√２ｄ又は＋√２ｄの値でなる２値非零値とし、残りのｎ−ｋ個の座標値を０とする
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項４】
前記マッピングステップでは、
前記ｎ個の座標のうち、ｋ個（ｋ＞２）の座標値を−（ｍ−１）ｄ／√２，−（ｍ−３）ｄ／√２，……，−２ｄ／√２，＋２ｄ／√２，……，＋（ｍ−３）ｄ／√２，＋（ｍ−１）ｄ／√２のいずれかの値でなるｍ−１値非零値（ｍは奇数）とし、残りのｎ−ｋ個の座標値を０とする
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項５】
前記マッピングステップでは、
前記ｎ個の座標のうち、ｋ個（ｋ＞１）以下の座標値を−（ｍ−１）ｄ／√２，−（ｍ−３）ｄ／√２，……，−２ｄ／√２，＋２ｄ／√２，……，＋（ｍ−３）ｄ／√２，＋（ｍ−１）ｄ／√２のいずれかの値でなるｍ−１値非零値（ｍは奇数）とし、残りのｎ−ｋ個の座標値を０とする
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項６】
前記マッピングステップでは、
前記ｎ個の座標値を２つずつまとめてｎ／２組のペアにし、このｎ／２個のペアのうち、ｋ個(ｋ＞１)の座標値を半径ｄ√２の円周上のシンボルにマッピングすることでｍ−１値ＰＳＫ信号（但しｍは７以下の自然数）とし、残りの（ｎ／２）−ｋ個の座標値を０とする
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項７】
前記マッピングステップでは、
前記ｎ個の座標値を２つずつまとめてｎ／２組のペアにし、このｎ／２個のペアのうち、ｋ個(ｋ＞１)の座標値を最小シンボル間距離が２ｄでかつ原点を除いたｍ−１値を用いたｍ−１値ＱＡＭ信号（但しｍは奇数の２乗数の形式）とし、残りの（ｎ／２）−ｋ個の座標値を０とする
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項８】
前記マッピングステップでは、
前記ｎ個の座標値を２つずつまとめてｎ／２組のペアにし、このｎ／２個のペアのうち、ｋ個(ｋ＞１)の座標値を最小シンボル間距離が２ｄでかつ原点を除いたｍ−１値を用いたｍ−１値ハニカム信号（但しｍは３ｑ（ｑ＋１），ｑは自然数）とし、残りの（ｎ／２）−ｋ個の座標値を０とする
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
【請求項９】
前記マッピングステップでは、
送信ビットを非零座標パターン部と非零座標値部に分け、非零座標パターン部を、所定数の非零座標が配置されるように小テーブルを組合せて発生させる
ことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の信号伝送方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の信号伝送方法により送信された送信シンボルをデマッピングするにあたって、非零座標パターン部を発生させた、小テーブルの大きさを順次検出しながら復号する
ことを特徴とするデマッピング方法。
【請求項１１】
さらに、マッピング後のシンボルの各座標値をそれぞれ異なる直交拡散コードを用いて拡散する拡散ステップを含む
ことを特徴とする請求項３又は請求項６に記載の信号伝送方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載の信号伝送方法により送信された送信シンボルを受信し復号する受信方法であって、
受信信号を逆拡散することによりシンボルを構成するｎ個の座標値を得る逆拡散ステップと、
前記ｎ個の座標値から受信シンボルの振幅値を検出するステップと、
検出された振幅値を用いて受信シンボル又は候補シンボルを振幅補償するステップと、
振幅補償後の、受信シンボルと候補シンボルとを用いて受信シンボルをデマッピングするステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項１３】
前記第１のマッピングステップとは異なる方法でマッピング処理を行う第２のマッピングステップと、
前記第１及び第２のマッピングステップで得られた各シンボルの座標値をそれぞれ異なる直交拡散コードを用いて拡散する拡散ステップと、
拡散後の信号を多重する多重ステップと
を含むことを特徴とする請求項３又は請求項６に記載の信号伝送方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の信号伝送方法により送信された送信シンボルを受信し復号する受信方法であって、
受信信号を逆拡散することにより、前記第１及び第２のマッピングステップで得られた第１及び第２のシンボルの各座標値を得る逆拡散ステップと、
前記座標値のうち前記第１のシンボルに対応する座標値を用いて第１のシンボルの振幅値を検出するステップと、
検出された前記第１のシンボルの振幅値を用いて、前記第１のシンボルに加えて前記第２のシンボルについての、受信シンボル又は候補シンボルを振幅補償するステップと、
振幅補償後の、受信シンボルと候補シンボルとを用いて第１及び第２の受信シンボルをそれぞれデマッピングする第１及び第２のデマッピングステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項１５】
請求項１から請求項８のいずれかに記載の信号伝送方法により送信シンボルを受信し復号する受信方法であって、
受信シンボルの振幅値を測定する際に、伝送路雑音存在下においてはｎ次元シンボル２乗振幅測定値が自由度ｎの非心カイ２乗分布に従うことに基づいて、２乗振幅測定値に含まれる次元ｎが大きいほど大きくなる偏差を除去する偏差補正計算ステップを含む
ことを特徴とする受信方法。
【請求項１６】
１シンボルでｎ個の座標値を伝送することによりｎ次元の信号伝送を行う信号伝送装置であって、
前記ｎ個の座標のうちｋ（ｎ＞ｋ＞１）個のみを非零とし、かつ送信データに割り当てる座標値をｎＣｋの組み合わせのいずれかから選択するようにし、かつ最小シンボル間距離が２ｄ（ｄは任意の有限な正の実数）以上となるシンボルを形成するｎＣｋ符号化手段と、
前記ｎＣｋ符号化で得られたｎ個の座標値からなるシンボルを送信する送信手段と
を具備する信号伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号伝送方法及び信号伝送装置に関し、特に１シンボルでｎ個の座標値を伝送する多次元（ｎ次元）伝送に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線通信機器においては、限りある周波数帯域を有効に使って可能な限り多くのデータを伝送するために種々の工夫がなされている。その主要な技術としてディジタル変調技術がある。ディジタル変調のうちＢＰＳＫ(Binariphase Phase Shift Keying)やＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)等の直交変調は、受信側でｃｏｓ／ｓｉｎ波を乗じたフィルタリングを行うだけで元のデータを簡単に復元できるため広く用いられている。
【０００３】
図５４に、ＢＰＳＫ変調を用いた無線通信システムの構成例を示す。図５４では、ＢＰＳＫ変調後の信号を４倍直交拡散コードを用いて４コード多重して伝送する例を示す。なおこの図では、ベースバンド信号を処理する部分のみを示し、ディジタルアナログ変換や無線周波数変換等の無線処理を行う部分は省略する。
【０００４】
送信装置は送信データを１６値化部１に入力する。１６値化部１はシリアルパラレル変換回路でなり、入力した４ビットの送信データを１ビットずつＢＰＳＫマッピング部２に出力する。従って４つのマッピング部２からそれぞれ１ビットの送信データが２つの座標値でなるＢＰＳＫシンボルのいずれかの座標に割り当てられるので、４つのＢＰＳＫマッピング部２からは全体として４ビット分のシンボルが出力される。実際上、各ＢＰＳＫマッピング部２は、送信データを±１の２値パルスに変換して出力する。
【０００５】
ＢＰＳＫシンボルは、４倍直交拡散コード発生部３により発生された互いに直交する拡散コード１〜４により拡散された後に加算される。この信号は図示しない無線送信回路により無線周波数にアップコンバートされた後にアンテナから送信される。
【０００６】
送信信号は無線伝送路を経て受信装置により受信される。受信装置は、図示しないアンテナ及び無線処理部を介して得た受信ベースバンド信号を相関部に入力する。また相関部には４倍直交拡散コード発生部４で発生された拡散コード１〜４が与えられる。これにより、相関部では、逆拡散処理に相当する相関処理が行われることにより、拡散信号が２値パルスに戻される。±１の２値パルスはＢＰＳＫ硬判定部５による硬判定によって１，０データに変換され、さらに１６値化部６によってパラレル／シリアル変換されて受信データ列が得られる。
【０００７】
このように図５４に示す無線通信システムにおいては、直交変調と直交拡散コードを用いた拡散処理とを組み合わせることにより、１シンボル当たり４ｂｉｔの送信データを伝送できるようになり、送信データをそのまま伝送する場合と比較して情報伝送速度を上げることができるようになる。
【０００８】
上述したＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調のように、１シンボルでｎ個の座標値（ＢＰＳＫの場合は２個の座標値、ＱＰＳＫ変調の場合は４個の座標値）を伝送する伝送方式は、多次元伝送方式と呼ばれている。さらにＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調は、ｎ次元シンボル１つ１つが、ｎ個の座標値で互いに直交するベクトルに重み付けして形成されるので、ｎ次元直交伝送方式と呼ばれることもある。ｎ次元直交伝送では、１シンボルで伝送する各伝送値を、積和演算（例えばフィルタ演算や相関演算）のみで簡単に分離抽出できるため、多くの通信機器で広く用いられている。
【０００９】
このｎ次元直交伝送方式の他の例としては、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式がある。すなわち、ＯＦＤＭ方式は、互いに直交するｎ個のサブキャリアを送信シンボルにより重み付けて伝送するので、ｎ次元直交伝送方式と呼ぶことができる。例えば特許文献１には、ディジタル変調とＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を組み合わせることにより、多次元符号化を行う例が記載されている。
【００１０】
ディジタル変調では、変調後の１シンボルに割り当てるビット数を多くすればするほど、１シンボル当たりのデータ伝送量が増えるので、周波数利用効率を向上させることができる。具体的には、データ伝送量を上げたい場合には、変調方式をＢＰＳＫ(Binariphase Phase Shift Keying)からＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)へ、さらにはＱＰＳＫから１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)へと変える。
【特許文献１】特開平８−１６３０８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、１シンボルで伝送する情報量を上げようとした場合には、上述したように１６値ＱＡＭや２５６値ＱＡＭといったように変調多値数を上げる方法も考えられるが、受信側でのシンボル誤り率特性の劣化を抑えるためには、変調多値数を上げるにつれて送信電力を増加させなければならない欠点があった。
【００１２】
また上記従来のＢＰＳＫ４コード多重伝送装置は、相関出力を直接判定して伝送データを受信できるようにするために、４次元空間を構成して４次元シンボルを伝送しているにも拘わらず、１シンボルあたり４ｂｉｔの情報しか伝送しない。従って今後のさらなる高速伝送化・高周波数利用効率化への要求に応えていくことは困難であるという問題があった。
【００１３】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、送信電力の大幅な増加を伴わずに、１シンボルに割り当てることができる送信ビット数を増やすことで、実質的な情報伝送速度を向上させることができる信号伝送方法及び信号伝送装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
かかる課題を解決するため本発明は、１シンボルを構成するｎ個の座標のうち、ｋ（ｎ＞ｋ＞１）個のみが非零で、かつ送信データに割り当てる座標値をｎＣｋの組み合わせのいずれかから選択するようにし、かつ最小シンボル間距離が２ｄ（ｄは任意の有限な正の実数）以上となるシンボルを用いるようにする。
【００１５】
これにより、非零の座標をｋ個に制限したので所要送信電力を抑制することができ、送信データに割り当てる座標値をｎＣｋの組み合わせのいずれかから選択するようにしたので１シンボルに割り当てることができるビット数を増やすことができ（ｎビット以上とすることができ）、最小シンボル間距離が２ｄ以上となるようにしたのでシンボル誤りが始まる受信機雑音電力をｄにより規定することができるようになる。
【００１６】
また本発明は、前記シンボルのｋ個の非零座標として、半径ｄの球からなる面心立方格子の格子点座標を用いるようにする。
【００１７】
これにより、最小シンボル間距離２ｄを保証できる多数の非零座標値を得ることができる。
【００１８】
また本発明は、前記ｎ個の座標のうち、ｋ個（ｋ＞２）の座標値を−√２ｄ又は＋√２ｄの値でなる２値非零値とし、残りのｎ−ｋ個の座標値を０とする。
【００１９】
これにより、各シンボル間の最小距離２ｄ以上が保証され、座標値に０（無送信）を含む３値を用いるので、ｎ，ｋを適当に選ぶことによって高速伝送や高効率伝送が可能になる。これを基本方式（以下、３値ｎＣｋ伝送方式と記す）として提案する。
【００２０】
また本発明は、３値ｎＣｋ伝送方式を拡張して、座標値の振幅による多値化及びそのＩ／Ｑ多重化、位相による多値化、位相と振幅による多値化を行った伝送方式を提案する。これらのうち、３値ｎＣｋ方式及びその位相による多値化を行ったものは、ｎ次元シンボルのエネルギーが一定であるので、受信側でフェージングによる振幅歪を容易に検出及び補正できるようになる。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように本発明によれば、１シンボルでｎ個の座標値を伝送するｎ次元信号伝送を行うにあたって、ｎ個の座標のうちｋ（ｎ＞ｋ＞１）個のみが非零で、かつ送信データに割り当てる座標値をｎＣｋの組み合わせのいずれかから選択するようにし、かつ最小シンボル間距離が２ｄ（ｄは任意の有限な正の実数）以上となるシンボルを用いるようにしたことにより、送信電力の大幅な増加を伴わずに、１シンボルあたりの情報量を増やすことができ、情報伝送速度を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
先ず本発明に至った過程について説明する。
【００２３】
本発明の発明者は、周波数利用効率を向上させて実質的なデータ伝送速度を向上させるにあたって、ｎ次元伝送に着目した。ここでｎ次元伝送とは、１シンボルでｎ個の座標値（ｘ０，ｘ１，………，ｘｎ−１）を伝送するものをいう。
【００２４】
またｎ次元直交伝送とは、互いに直交する単位ベクトルを、伝送するシンボルの座標値で重み付けして伝送するものをいう。ＯＦＤＭ伝送は互いに直交する複数のサブキャリアを伝送するシンボルの座標値で重み付けしたものであり、ＣＤＭＡ伝送は互いに直交する複数の拡散コードを伝送するシンボルの座標値で重み付けしたものであるから、共にｎ次元直交伝送であると言うことができる。ｎ次元直交伝送は、１シンボルで伝送される座標値がそのまま伝送情報に対応しており、積和演算（例えばフィルタ演算や相関演算）のみで簡単に分離抽出できる。
【００２５】
本発明では、これらｎ次元直交伝送に対して、さらに１シンボルで伝送できる情報量を増加させるために、ｎ次元非直交伝送方式を提案する。現在用いられているｎ次元非直交伝送方式の例としては、８ＰＳＫが挙げられる。
【００２６】
本発明の発明者が先ず考えたことは、直交伝送の場合には伝送情報とシンボル座標値を直接対応させるのでｎ次元空間内で配置できるシンボルの位置が非常に限られたものとなってしまうのに対して、伝送情報とシンボルそのものを対応させる非直交伝送を行うようにすればｎ次元空間内により多くのシンボルを配置でき、より高速なデータ伝送を実現できる可能性があることである。
【００２７】
一方、図１に示すように、平面上の黒丸に示すような位置に信号点を配置したとする。この信号点に受信機雑音等の雑音が重畳されると、黒丸の信号点は、黒丸を中心とした点線で示す範囲で変動することになる。つまり、半径ｄの円内で変動することになる。また送信電力は、０点から各黒丸までの距離の平均をとった半径ｒの円となる。ここでシンボル誤りは、隣接する半径ｄの円が重なり始めると急激に大きくなる。
【００２８】
つまり、送信電力の半径ｒをなるべく小さくしながら、シンボル間距離をなるべく大きくとることができるシンボル配置を有するものが、周波数利用効率が高い伝送方式なのである。
【００２９】
発明者は、このようなアプローチからの方式の限界性能は、キッシングナンバに関連付けて考えることができると考えた。キッシングナンバとはｎ次元空間で、半径ｄの球に半径ｄの球を接して配置できる最大数であり、現在においても全ての次元について値が得られているわけではない。図２に各次元の空間でのキッシングナンバ（Ｋｉｓｓ．Ｎｏ）を示す。また図３に、２次元空間、すなわちキッシングナンバが６のときの球の配置を示す。図３において球の半径をｄとし各球の中心にシンボルを配置した場合を考えると、半径２ｄの信号電力のときに、シンボルに半径ｄの雑音が重畳すると誤りが発生し始めることが分かる。
【００３０】
実際上、発明者は、３次元空間でのキッシングナンバ（＝１２）の球の配置を基本とし、それを拡張することで本発明に至った。３次元空間のキッシングナンバ（１２）を得るための球の配置は、図４に示すように、面心立方格子となる。つまり、３次元において面心立方格子状に球を配置すれば、１つの球は隣接する１２個の球と接するようになる。
【００３１】
ここで、各球の半径をｄとすると、１２個の球の中心座標は、（±√２ｄ，±√２ｄ，０）、（０，±√２ｄ，±√２ｄ）、（±√２ｄ，０，±√２ｄ）のいずれかとなる。ここで各座標の組み合わせから、（±√２ｄ，±√２ｄ，０）は４シンボル分の座標を表すことができ、同様に（０，±√２ｄ，±√２ｄ）は４シンボル分の座標を表すことができ、（±√２ｄ，０，±√２ｄ）も４シンボル分の座標を表すことができる。また各シンボルは、２個の非零値をとると共に必ず１個は０値をとることが分かる。これは＋√２ｄ，−√２ｄ，０の３値伝送に相当するので、送信データをシンボルに割り当てるのに非常に都合がよいことに着目した。
【００３２】
実施の形態では、ｎ個の座標からｋ個の非零座標を選ぶと共にｎ−ｋ個の零座標を選び、その組み合わせによってｎ次元シンボルを形成する伝送方式をｎＣｋ伝送方式と呼ぶ。またｎ個の座標からｋ個の非零座標を選んで＋√２ｄ又は−√２ｄとすると共にｎ−ｋ個の零座標を選び、その組み合わせによってｎ次元シンボルを形成する伝送方式を３値ｎＣｋ伝送方式と呼ぶ。
【００３３】
この３値ｎＣｋ伝送方式を用いると、〈ｉ〉ｎ次元シンボルの各座標値は−√２ｄ，０，＋√２ｄの３値となるので、２値のＢＰＳＫより６ｄＢ不利となるが、無線送信の０座標が含まれる分だけ送信電力を低くすることができる。〈ii〉ｎ，ｋの選び方によっては、ｎ次元ＢＰＳＫよりシンボル数が多くなるので、高速伝送が可能となる。〈iii〉どのｎ次元シンボルも＋√２ｄ又は−√２ｄを丁度ｋ個含むので、送信電力はｋｄ２で一定となる。これにより、フェージングによる振幅歪みを良好に補正できるようになる。因みに、ｎは伝送に用いる物理資源（周波数、空間）に比例し、ｋは送信電力に比例する。
【００３４】
このように、本実施の形態では、従来のｎ次元直交伝送方式と比較して、ｎ次元空間上で互いに等距離に存在しかつ最大数の座標を使ったマッピングを行うことで、シンボル間干渉を抑制しつつ高速伝送が可能なｎ次元非直交伝送方式を提案する。この際、シンボル間干渉が生じないような最小のシンボル間距離を保ったマッピングを行うことで、低送信電力を実現する。これは、携帯電話機等のバッテリの消費電力を抑制することにも繋がる。
【００３５】
さらに本実施の形態では、上記３値ｎＣｋ伝送方式を改良して、座標値の振幅による多値化及びそのＩ／Ｑ多重化、位相による多値化、位相と振幅による多値化を行う方法を提案する。これにより、より高速な伝送を行うことができるようになる。
【００３６】
また本実施の形態では、３値ｎＣｋ伝送方式及びその位相による多値化を行ったものはｎ次元シンボルのエネルギーが一定であることを利用して、受信側において、フェージングによる振幅歪を容易に検出・補正すると共に、これらとコード多重された他の信号の振幅歪みも同様に補償することを提案する。これにより、フェージングに対する耐性に優れ、高速・高能率な伝送方式を提供できる。
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３８】
（１）実施の形態１
（１−１）原理
本実施の形態では、ｎ個の座標からｋ個の非零座標を選んで＋√２ｄ又は−√２ｄとすると共に残りのｎ−ｋ個を零座標として、その組み合わせによってｎ次元シンボルを形成する３値ｎＣｋ伝送方式を提案する。
【００３９】
この３値ｎＣｋ伝送方式は、１シンボルでｎ  ｂｉｔ以上の情報量を伝送したり、同一シンボル誤り率を実現するための所要送信電力を低減できるようにしたものである。３値ｎＣｋ符号化（マッピング）処理は、次のステップを実行することにより実現できる。
【００４０】
ステップ１  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、ｎ個の座標値の中からｋ個（２以上ｎ以下の整数）の非零座標を選択する。
【００４１】
ステップ２  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、上記ステップ１で選択した各非零座標の値を−√２ｄ，＋√２ｄのどれかの値に決定する。
【００４２】
ステップ３  ：  非零座標以外の座標値は０とする。
【００４３】
このようなマッピング処理を行うことにより、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ相当の伝送速度を保ちながら、所要送信電力を低減し得ると共に周波数利用効率を向上させることができる。
【００４４】
以下このことを証明する。先ず、各伝送方式の性能を表すために、次式のように定義した伝送速度比、所要送信電力比、周波数利用効率比を用いる。
【００４５】
【数１】
2005192126.tif 000003
【００４６】
【数２】
2005192126.tif 000004
【００４７】
【数３】
2005192126.tif 000005
但し、（１）式はＳＮ（信号対雑音比）が無限大での伝送速度の比較であり、（２）式は各方式でシンボル誤り率が同じ状態での送信電力の比較である。また（３）式から周波数利用効率比は伝送速度と送信電力のトレードオフの関係にあることが分かる。なお（３）式においてＥｂはビットのエネルギーを表す。
【００４８】
いくつか計算例を述べる。
【００４９】
例えば、（２次元）ＱＰＳＫでは、１シンボル時間に２ｂｉｔ（２次元ＢＰＳＫは２ｂｉｔ）伝送するので、伝送速度比は１である。一方、所要送信電力は、最小シンボル間距離を２ｄとすると、ＱＰＳＫは振幅２乗値２ｄ２の４シンボルが各々１／４の確率で発生するので、（１/４）２ｄ２＋（１/４）２ｄ２＋（１/４）２ｄ２＋（１/４）２ｄ２＝２ｄ２となり、一方、２次元ＢＰＳＫもｄ２＋ｄ２＝２ｄ２で同じ値になる。つまり所要送信電力比も１である。当然周波数利用効率比も１である。もっともＱＰＳＫとはＩ／Ｑ多重化した２次元ＢＰＳＫそのものなので当然の結果である。
【００５０】
また、（２次元）８ＰＳＫでは、１シンボル時間に３ｂｉｔ（２次元ＢＰＳＫは２ｂｉｔ）伝送するので、伝送速度比は１．５である。一方、所要送信電力比は、半径ｄの円を互いに接するように同一円周上に配置すると、その円の半径は２．６１３ｄ（＝ｄ／ｓｉｎπ/８）になることから、３．４１（＝２．６１３２ｄ２／２ｄ２）である。従って、周波数利用効率比は０．４４（＝１．５／３．４１）になる。
【００５１】
（２次元）１６ＱＡＭの場合は、１シンボル時間に４ｂｉｔ（２次元ＢＰＳＫは２ｂｉｔ）伝送するので、伝送速度比は２になる。つまり１次元あたりの伝送速度は２倍である。一方１６ＱＡＭのシンボル振幅２乗平均値は１０ｄ２であり、これを２次元ＢＰＳＫの２ｄ２を比較すると、所要送信電力比は５となる。従って、周波数利用効率比は２／５＝０．４となり、周波数利用効率はＢＰＳＫやＱＰＳＫの半分以下に減少してしまうことがわかる。
【００５２】
同様に６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭについても計算可能である。以上の結果を図５に示す。
【００５３】
ここで、本実施の形態のｍ値ｎＣｋ伝送方式とｎ次元ＢＰＳＫ伝送方式との性能比較は、次式により行うことができる。
【００５４】
【数４】
2005192126.tif 000006
但し、（４）式において、ｍは３以上の奇数、ｋ＝２，………，ｎ−１，最小シンボル間距離を２ｄとする。
【００５５】
（４）式による性能計算例を図６、図７及び図８に示す。図６の各曲線は、３値ｎＣｋのｋの値を、２，３，４，８，１２，１６，２０へと大きくしていったときの、次元ｎと伝送速度比との関係を示す。図７の各曲線は、同様にｋの値を大きくしていったときの、次元ｎと所要送信電力比との関係を示す。図８の各曲線は、同様にｋの値を大きくしていったときの、次元ｎと周波数利用効率との関係を示す。
【００５６】
図中の○は、次元ｎのキッシングナンバの値から計算した限界値を示す。つまり、ｎ次元の最密充填モデルにシンボルを詰め込んだ場合の性能を示す。
【００５７】
図６〜図８から、３値ｎＣｋ伝送方式を用いれば、キッシングナンバを満たすシンボル配置にまでは届かないが、ｎとｋの選び方次第ではキッシングナンバを満たすシンボル配置をした場合に匹敵する性能を得ることができることが分かる。また３値ｎＣｋ伝送方式を用いれば、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ相当の伝送速度を保ちながら、所要送信電力を低減させ、周波数利用効率を向上させることができることが分かる。
【００５８】
（１−２）構成、動作及び効果
図９に、本実施の形態によるｍ値ｎＣｋ伝送（図９の例では、ｍ＝３，ｎ＝４，ｋ＝３としている）を用いた信号伝送装置の構成例を示す。図９では、送信装置と受信装置の主要部の構成を示す。
【００５９】
送信装置は、送信データを３２値化部１１によってシリアルパラレル変換し、５並列化した送信データを３値４Ｃ３符号化部１２に入力する。３値４Ｃ３符号化部１２は、５ビットの入力データを１シンボルにマッピングする。この際、３値４Ｃ３符号化部１２は、１シンボルに割り当てる４個の座標のうち、３個の座標値を−√２ｄ又は＋√２ｄ（ｄは任意の有限な正の実数）とし、残りの１個の座標値を０とする。図１０に、データに割り当てるシンボル座標の例を示す。なお図１０では、図を簡単化するために、シンボルの座標を、−√２，＋√２，０で示しているが、実際には、−√２ｄ，＋√２ｄ，０の座標が割り当てられる。
【００６０】
３値４Ｃ３符号化部１２により形成されたシンボルの座標値は乗算器に送出される。また各乗算器には、４倍直交拡散コード発生部１３により発生された互いに直交する拡散コード１〜４が入力される。これにより、乗算器では、３値４Ｃ３符号化部１２から出力された１シンボルを構成する各座標値それぞれが互いに直交する拡散コード１〜４により拡散される。これは、換言すれば、各直交コード１〜４を４つの座標値で重み付けることで、４次元の信号伝送を実現していることに相当する。
【００６１】
各拡散コード１〜４によって拡散された座標値は加算器によって加算（多重）される。加算後の信号は、図示しない無線回路により無線信号とされた後、無線伝送路に送出される。
【００６２】
受信装置は、図示しない無線回路によって無線処理した信号を相関器に入力する。また相関器には、４倍直交拡散コード発生部１４によって発生された拡散コード１〜４が入力される。この拡散コード１〜４は、送信装置の４倍直交拡散コード発生部１３によって発生された拡散コードと同じものである。これにより、各相関器からは、拡散前の座標値が出力される。
【００６３】
各相関器の出力は、２乗和回路１５及び３値４Ｃ３最尤復号部１６に送出される。２乗和回路１５は、各相関器出力を２乗した後にその和を計算することにより、受信シンボルの振幅を求める。そして２乗和回路１５は、求めた振幅を振幅補償値として３値４Ｃ３最尤復号部１６に送出する。
【００６４】
３値４Ｃ３最尤復号部１６には、３値４Ｃ３により表される全ての組み合わせの候補信号点位置（シンボルの座標）が記憶されている。つまり、図１０に示すシンボル座標の全てが記憶されている。３値４Ｃ３最尤復号部１６は、先ず２乗和回路１５からの振幅補償値に基づいて候補シンボル座標の振幅値を補正し、振幅補正した候補シンボル座標と入力シンボル座標とを比較する最尤復号を行う。例えば受信シンボルとのユークリッド距離が最小の候補シンボルを見つける。そして３値４Ｃ３最尤復号部１６は、最も尤度の高かった候補シンボルに対応するデータを出力する。つまり、３値４Ｃ３最尤復号部１６は、最尤判定した１シンボルに対応する５ビットのデータを出力する。３値４Ｃ３最尤復号部１６から出力された５ビットの並列データは、続く３２値化部１７によってパラレルシリアル変換されることにより、受信データとされる。
【００６５】
次に、本実施の形態の動作を説明する。３値４Ｃ３伝送は、(４)式より伝送速度比５/４なので、４次元伝送であるにも拘わらず１シンボルで５ｂｉｔの情報量を伝送することができる（１．２５倍の高速化が可能）。
【００６６】
図９において、Ａで示した区間は、従来例のマルチコード伝送と違いは無く、４つのコードで４つのシンボル座標値を並列伝送している。これらの座標値は受信側でのコードとの相関処理のみにて理論的には完全に分離される。
【００６７】
ところが、Ｂで示した区間に注目すると、物理的には４次元コード空間で伝送しているにも拘わらず、５ｂｉｔのデータを並列伝送している。これは情報をｎ次元シンボルの座標値そのものに割り当てるのではなく、情報を４次元空間内で最小距離２ｄを保ちながら配置した３２個の４次元シンボルに割り当て、その座標値を伝送するようにしたためである。そして、受信した４個の座標から３２個の中のどの４次元シンボルが送信されたかを判定することにより、伝送されてきた情報を知ることができる。
【００６８】
因みに、４次元空間を構成する方法としては、Ｉ／Ｑ多重、拡散コード、ＯＦＤＭのサブキャリア、ＭＩＭＯ伝送の送信アンテナやこれらの混合など様々な手段があるが、この実施の形態では一定重みの性質を保つため、４個の直交拡散コードを用いている。
【００６９】
この例から、一般に以下のことが導かれる。
【００７０】
〈ｉ〉３値ｎＣｋ伝送において、ｋは送信電力及び送信処理の所要演算量に比例する。
【００７１】
〈ii〉３値ｎＣｋ伝送において、ｎは所要伝送帯域及び受信処理（特に最尤復号）の所要演算量に比例する。
【００７２】
〈iii〉４次元シンボルの伝送エネルギー一定の性質により最尤復号処理が簡略化できる。
【００７３】
〈iv〉従来の技術で比較的容易に実現できる。
【００７４】
なお上記〈iii〉は、ｍ値ｎＣｋ伝送のうち３値ｎＣｋ伝送の場合のみ適用できる性質であるが、３値ｎＣｋ伝送信号を他の信号とコード多重すれば多重化された他の信号の振幅歪みも補正できる。
【００７５】
かくして本実施の形態によれば、ｎ次元の信号伝送を行うにあたって、ｎ個の座標のうち、ｋ個（ｋ＞２）の座標値を−√２ｄ又は＋√２ｄ（ｄは任意の有限な正の実数）の値でなる２値非零値とし、残りのｎ−ｋ個の座標値を０とするようにしたことにより、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ相当の伝送速度を保ちながら、所要送信電力を低減させ、周波数利用効率を向上させることができるようになる。見方を換えれば、大幅な送信電力の増加無しに、情報伝送速度を上げることができる。
【００７６】
なおこの実施の形態では、ｎ次元伝送を行うにあたって、互いに直交するｎ個の拡散コードを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、Ｉ／Ｑ多重やＯＦＤＭのサブキャリア、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）伝送の送信アンテナ等の他の手段を用いてもよい。
【００７７】
図９との対応部分に同一符号を付して示す図１１に、Ｉ／Ｑ位相多重を導入した場合の構成例を示す。図１１の構成が図９の構成と異なる点は、主に、４倍直交拡散コード発生部１３、１４に換えて２倍直交拡散コード発生部２１、２４を設けたことと、各コード１〜２により拡散された信号を直交変調する直交変調器２２及び直交検波器２３を設けたことである。Ｉ／Ｑ位相多重は帯域当たりの伝送速度を２倍にする技術なので、図１１で用いる拡散比は図９の４倍に対して２倍でよく、同じ伝送帯域では伝送速度は２倍になる。但し、１ビット当たりの伝送エネルギーも２倍にしないと図９と同等の伝送特性は得られない。
【００７８】
図９との対応部分に同一符号を付して示す図１２は、拡散比を４倍に保ちながら、コード多重数を２倍にしてＩ／Ｑ多重を行った場合の構成例である。この構成では、送信装置に３値４Ｃ３符号化部１２Ａ、１２Ｂが２つ設けられ、それぞれＩシンボル、Ｑシンボルに相当する座標値を出力する。Ｉシンボル、Ｑシンボルの座標値は、４倍直交拡散コード発生部１３からの拡散コード１〜４により拡散され加算（多重）された後に、直交変調器２２によって直交変調される。また受信装置に設けられた直交検波器２３によって検波されたＩシンボル、Ｑシンボルは、４倍直交拡散コード発生器１４によって発生された拡散コード１〜４を用いて各相関器によって相関演算される。これにより、Ｉシンボルについてのシンボル座標及びＱシンボルについてのシンボル座標が得られる。
【００７９】
３値４Ｃ３最尤復号部１６Ａ、１６Ｂはそれぞれ、上述した図９の３値４Ｃ３最尤復号部１６と同様に、２乗和回路１５により得られた受信シンボルの振幅値に基づいて候補シンボル座標の振幅値を補正し、補正した候補シンボル座標とＩ、Ｑシンボルとを比較する最尤復号を行う。そして３値４Ｃ３最尤復号部１６Ａ、１６Ｂはそれぞれ、最も尤度の高かった候補シンボルに対応するデータを出力する。つまり、３値４Ｃ３最尤復号部１６Ａ、１６Ｂはそれぞれ、最尤判定した１シンボルにつき５ビットのデータを出力する。この場合も、図９の構成と比較して、伝送速度を２倍とすることができる。
【００８０】
（２）実施の形態２
（２−１）原理
本実施の形態の特徴は、実施の形態１と比較して、ｎＣｋ伝送を行うにあたって、座標値を３値振幅でなくｍ値振幅にすることである。つまり、ｍ値ｎＣｋ伝送を行うようにしたことである。これにより、実施の形態１の３値ｎＣｋ伝送方式と比較して、一段と情報伝送速度を向上させることができる。
【００８１】
但し、非零座標値を単純に−(ｍ−１)ｄ/√２，−(ｍ−３)ｄ/√２，・・・，−２ｄ/√２，＋２ｄ/√２，・・・・，＋(ｍ−３)ｄ/√２，＋(ｍ−１)ｄ/√２（ｄは任意の有限な正実数）のｍ−１値振幅にしただけでは、「ｋ個の非零座標値の位置が一致し、しかもその中のｋ−１個の値が一致し唯一残りの１個の非零座標値のみが１つ異なる」ような２つのシンボル間距離は√２ｄとなって、保つべきシンボル間距離２ｄを保証できず、伝送特性を劣化させてしまう。これを考慮して、この実施の形態では、シンボル間距離２ｄ以上のシンボルのみを選択して用いるようにする。
【００８２】
このような使用するｎ次元シンボルの選び方の一つの例として、以下の方法を提案する。
【００８３】
ステップ１  ：  ｍ−１値の非零座標値を図１３に示すようなＳ０とＳ１の系列に分ける。
【００８４】
ステップ２  ：  ｎ個の座標中のｋ個の非零座標の位置が等しいもの同士でグループ分けする。
【００８５】
ステップ３  ：  上記ステップ２の各グループ内のシンボルを、ｋ個の非零座標値に含まれるＳ０系列座標の数で、Ａii=０,１,・・・,ｋに分類する。
【００８６】
ステップ４  ：  上記ステップ２の各グループで、ｍ＝３のときはＡｋのシンボルを選択する。これに対してｍ≠３のときはＡｉ（但しｉはｋ以下の奇数）のシンボルを選択する。
【００８７】
このようにすれば、各集合内の最小シンボル間距離は２ｄが保証される。なぜなら、ｋ個のＳ０／Ｓ１選択パターンが等しいシンボル間の最小距離は、各系列内での１値差の距離２√２ｄ＞２ｄであるし、Ｓ０／Ｓ１選択パターンが異なるシンボルでは、最低２個の座標値が異なるので、最悪でも次式で表される距離が保証されるからである。
【００８８】
【数５】
2005192126.tif 000007
従って、異なる集合に含まれるシンボル間距離の検討が必要である。
【００８９】
そこで、ＡｉとＡｊ（ｉ≠ｊ）に含まれるシンボル間の距離を考える。｜ｉ−ｊ｜＞１のときは、各々のシンボルの距離はＳ０系列又はＳ１系列の意味で最低２個の座標値が異なるので上記と同様に最小距離２ｄが保証される。問題はｊ＝ｉ±１の場合で、この組み合わせでは上記の場合が生じて最小距離２ｄを保証できない場合が含まれる。従って、｜ｉ−ｊ｜＝２となるように使用シンボルを選択すればよい。但し、元々非零シンボルでは座標値０を用いないことからＡ０（０周辺に隙間のあるＳ１系列のみの）集合は用いない。なおｍ＝３の場合はＳ１系列がないので必然的にｋ個全部がＳ０系列になる。
【００９０】
ここで、本実施の形態のｍ値ｎＣｋ伝送方式とｎ次元ＢＰＳＫ伝送方式との性能比較は、次式により行うことができる。
【００９１】
【数６】
2005192126.tif 000008
但し、（６）式において、ｍは５以上の奇数、ｋ＝２，………，ｎ−１，最小シンボル間距離を２ｄ、Ｐ＝２×ＩＮＴ［（ｍ＋２）／４］とする。
【００９２】
（６）式においてｍ＝５としたときの性能計算例を、図１４、図１５及び図１６に示す。特に、図６と図１４とを比較すれば分かるように、本実施の形態の方法を用いると実施の形態１に比べて伝送速度を向上させることができる。具体的には、（６）式より伝送速度比は１．７５（＝７/４）なので、４次元伝送では１シンボルで７ｂｉｔ伝送できる。
【００９３】
因みに、ｎ次元シンボルのエネルギーは一定ではないので、フェージングによる振幅歪みの検出補正は別途行う必要がある。
【００９４】
（２−２）構成
図９との対応部分に同一符号を付して示す図１７に、本実施の形態によるｍ値ｎＣｋ伝送方式（図１７の例では、ｍ＝５，ｎ＝４，ｋ＝３としている）を用いた信号伝送装置の構成例を示す。
【００９５】
送信装置は、送信データを１２８値化部３１によってシリアルパラレル変換し、７並列化した送信データを５値４Ｃ３符号化部３２に入力する。５値４Ｃ３符号化部３２は、ｋ個の非零座標を選択し、上記ステップ１〜４の処理を行うことにより、４次元シンボルを選択する。
【００９６】
受信装置の５値４Ｃ３最尤復号部３３には、５値４Ｃ３により表される全ての組み合わせの候補信号点位置（シンボルの座標）が記憶されている。そして５値４Ｃ３最尤復号部３３は、候補シンボル座標と入力シンボルとを比較する最尤復号を行う。そして５値４Ｃ３最尤復号部３３は、最も尤度の高かった候補シンボルに対応するデータを出力する。つまり、５値４Ｃ３最尤復号部３３は、最尤判定した１シンボルに対応する７ビットのデータを出力する。５値４Ｃ３最尤復号部３３から出力された７ビットの並列データは、続く１２８値化部によってパラレルシリアル変換されることにより、受信データとされる。
【００９７】
かくして本実施の形態によれば、ｎ個の座標値のうち、ｋ個（ｋ＞２）の座標値を−（ｍ−１）ｄ／√２，−（ｍ−３）ｄ／√２，……，−２ｄ／√２，＋２ｄ／√２，……，＋（ｍ−３）ｄ／√２，＋（ｍ−１）ｄ／√２（ｄは任意の有限な正の実数）のいずれかの値でなるｍ−１値非零値（ｍは奇数）とし、残りのｎ−ｋ個の座標値を０とすると共に、シンボル間距離が２ｄ以上のものを選択使用するようにしたことにより、実施の形態１の効果に加えて、実施の形態１よりも一段と情報伝送速度を向上させることができる。
【００９８】
なお本実施の形態の構成においても、実施の形態１と同様にＩ／Ｑ位相多重を適用することができる。
【００９９】
（３）実施の形態３
（３−１）原理
本実施の形態の特徴は、実施の形態２と比較して、ｍ値ｎＣｋ伝送を行うにあたって、選択する非零座標の数をｋ個のみでなくｋ個以下全てを許容することである。これにより、一段と情報伝送速度を向上させることができる。
【０１００】
ここで、ｍ値ΣｎＣｋ-１伝送をｍ値ΣｎＣｋ伝送に逐次拡張していく際に、ｍ値ΣｎＣｋ-１伝送シンボルと追加されるｍ値ｎＣｋ伝送シンボル間の最小距離は、ｋ−１個の非零座標の位置と値が一致し、かつ残りの１個の非零座標値が最小値の場合である。
【０１０１】
従って、ｍ値ΣｎＣｋ−１伝送の非零座標値を１つ増やしてｍ値ΣｎＣｋ伝送シンボルを構成する際、最小シンボル間距離２ｄを保つためには、追加する非零座標値としては図１３のＳ０系列を禁止する必要がある。なぜならＳ０系列は０値との距離が√２ｄになっているためである。
【０１０２】
言い換えると、ｎ個の座標から２個の非零座標を選んでｍ値ｎＣ２伝送シンボルとし、さらにｎ−２個の零座標からｋ−２個のＳ１系列によるｍ−１−Ｐ値の非零座標を加えると、最小シンボル間距離２ｄを保ったｍ値ΣｎＣｋ伝送シンボルを得ることができる。なおｍ＝３のときはＳ０系列しかないのでＳ０系列を追加してゆく。
【０１０３】
ここで、本実施の形態のｍ値ΣｎＣｋ伝送方式とｎ次元ＢＰＳＫ伝送方式との性能比較は、次式により行うことができる。
【０１０４】
【数７】
2005192126.tif 000009
但し、（７）式において、ｍは５以上の奇数、ｋ＝３，４，………，ｎ−１，最小シンボル間距離を２ｄ、Ｐ＝２×ＩＮＴ［（ｍ＋２）／４］とする。
【０１０５】
（７）式においてｍ＝５のときの性能計算例を、図１８、図１９及び図２０に示す。
【０１０６】
（３−２）構成
図１７との対応部分に同一符号を付して示す図２１に、本実施の形態によるｍ値ΣｎＣｋ伝送（図２１の例では、ｍ＝５，ｎ＝４，ｋ＝３としている）を用いた信号伝送装置の構成例を示す。５値ｎＣｋ符号化部３２が５値ΣｎＣｋ符号化部４１に、５値ｎＣｋ最尤復号部３３が５値ΣｎＣｋ最尤復号部４２に置き換わったことを除いて、図１７の信号伝送装置と同様の構成である。ここで５値ΣｎＣｋ符号化部４１及び５値ΣｎＣｋ最尤復号部４２の処理は明白なので、説明を省略する。
【０１０７】
因みに、図２１の構成を用いれば、（７）式より伝送速度比は１．８９なので４次元伝送では１シンボルで７．５８ｂｉｔ伝送できるが、図２１の例では７ｂｉｔ伝送にしている。
【０１０８】
なおｎ次元シンボルのエネルギーは一定ではないので、フェージングによる振幅歪みの検出補正は別途行う必要がある。
【０１０９】
なお本実施の形態の構成においても、実施の形態１と同様にＩ／Ｑ位相多重を適用することができる。
【０１１０】
（４）実施の形態４
（４−１）原理
本実施の形態の特徴は、実施の形態２と比較して、ｍ値ｎＣｋ伝送を行うにあたって、選択する非零座標値を（ｍ−１）値ＰＳＫ信号（ｍは２以上７以下の自然数）で表現することである。これにより、送信電力を増加させずに情報伝送速度を向上させることができる。
【０１１１】
図２２（Ａ）に示すように、単純にシンボルを隣接して配置した場合にはシンボル数を増やすと、これに伴って送信電力も増加する。これに対して、図２２（Ｂ）に示すように、ｍ値ｎＣｋ伝送方式では、元々の座標値に０を有するｎ次元シンボルを形成するので、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）を行うことによって送信電力を増やさずに６個まで多値化することができる。つまり、無送信のシンボルを含めると、送信電力を増やさずに７個のシンボルを隣接して配置することができる。
【０１１２】
マッピング（符号化）は以下の手順で行うようにする。
【０１１３】
ステップ１  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、ｎ/２個（偶数）の座標値ペアの中からｋ個（２以上ｎ/２以下の整数）の非零座標を選択する。
【０１１４】
ステップ２  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、上記ステップ１で選択した各非零座標ペアを、原点を除くｍ値ＰＳＫシンボル点を表すどれかの座標ペア値に決定する。
【０１１５】
ステップ３  ：  非零座標ペア以外の座標ペア値は０とする。
【０１１６】
ここで、本実施の形態のｍ値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式とｎ次元ＢＰＳＫ伝送方式との性能比較は、次式により行うことができる。
【０１１７】
【数８】
2005192126.tif 000010
但し、（８）式において、ｎは偶数、ｍ＝５，７、ｋ＝１，２，………，ｎ／２−１、最小シンボル間距離を２ｄとする。
【０１１８】
（８）式においてｍ＝５のときの性能計算例を図２３、図２４及び図２５に示すと共に、ｍ＝７のときの性能計算例を図２６、図２７及び図２８に示す。
【０１１９】
（４−２）構成
図１２との対応部分に同一符号を付して示す図２９に、本実施の形態によるｍ値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式（図２９の例では、ｍ＝７，ｎ＝８，ｋ＝３）を用いた信号伝送装置の構成例を示す。
【０１２０】
送信装置は、送信データを８６４値化部５１によって８６４値の並列データに変換し、これを７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３符号化部５２に入力する。７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３符号化部５２は、上述したステップ１〜３の処理を行うことにより、ＰＳＫシンボルのＩ座標及びＱ座標それぞれについての４次元シンボルを選択する。
【０１２１】
受信装置の７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３最尤復号部５３には、７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３により表される全ての組み合わせの候補信号点位置（シンボルの座標）が記憶されている。そして７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３最尤復号部５３は、振幅補正した候補シンボル座標と入力シンボルとを比較する最尤復号を行う。そして７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３最尤復号部５３は、最も尤度の高かった候補シンボルに対応するデータを出力する。８６４値化部５４は、７値ＰＳＫ−８／２Ｃ３最尤復号部５３から出力された並列データを直列変換することにより受信データを得る。
【０１２２】
図２９の構成においては、（８）式より伝送速度比１．２２（＝９．７５/８）なので、８次元伝送であるにも拘わらず１シンボルで９．７５ｂｉｔの情報量を伝送することができる（１．２２倍の高速化が可能）。図２９の構成は、８次元空間を構成する方法として、Ｉ／Ｑ多重とコ−ド多重を用いることにより、ｍ値４Ｃ３伝送の多値数ｍを送信電力の増加を伴わないｍ値ＰＳＫで表現しているということができる。但し、送信電力増加を伴わずにｍを増加させることができるにはｍは７以下であることが必要である。
【０１２３】
また本方式のｎ次元シンボルのエネルギーはやはり一定なので、フェージングによる振幅歪みの検出及び補正を容易に行うことができる。
【０１２４】
かくして本実施の形態によれば、ｎ個の座標値を２つずつまとめてｎ／２組のペアにし、このｎ／２個のペアのうち、ｋ個(ｋ＞１)の座標値を半径ｄ√２の円周上のシンボルにマッピングすることでｍ−１値ＰＳＫ信号（但しｍは７以下の自然数）とし、残りの（ｎ／２）−ｋ個の座標値を０とするようにしたことにより、送信電力の増加を伴わずに情報伝送速度を向上させることができる信号伝送方式を実現できる。
【０１２５】
（５）実施の形態５
（５−１）原理
本実施の形態の特徴は、実施の形態２と比較して、ｍ値ｎＣｋ伝送を行うにあたって、選択する非零座標値を（ｍ−１）値ＱＡＭ信号（ｍは奇数の２乗値の形式）で表現することである。これにより、送信電力を増加させずに情報伝送速度を向上させることができる。
【０１２６】
マッピング（符号化）は以下の手順で行うようにする。
【０１２７】
ステップ１  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、ｎ/２個（偶数）の座標値ペアの中からｋ個（２以上ｎ/２以下の整数）の非零座標を選択する。
【０１２８】
ステップ２  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、上記ステップ１で選択した各非零座標ペアを、原点を除くｍ−１値ＱＡＭシンボル点を表すどれかの座標ペア値に決定する。
【０１２９】
ステップ３  ：  非零座標ペア以外の座標ペア値は０とする。
【０１３０】
ここで、本実施の形態のｍ値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式とｎ次元ＢＰＳＫ伝送方式との性能比較は、次式により行うことができる。
【０１３１】
【数９】
2005192126.tif 000011
但し、（９）式において、ｎは偶数、ｍは３以上の奇数の２乗数、ｋ＝１，２，………，ｎ／２−１、最小シンボル間距離を２ｄとする。
【０１３２】
（９）式においてｍ＝９のときの性能計算例を図３０、図３１及び図３２に示すと共に、ｍ＝２５のときの性能計算例を図３３、図３４及び図３５に示す。
【０１３３】
（５−２）構成
図１２との対応部分に同一符号を付して示す図３６に、本実施の形態によるｍ値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式（図３６の例では、ｍ＝９，ｎ＝８，ｋ＝３）を用いた信号伝送装置の構成例を示す。
【０１３４】
送信装置は、送信データを２０４８値化部６１によってシリアルパラレル変換し、１１並列化した送信データを９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ符号化部６２に入力する。９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ符号化部６２は、上記ステップ１〜３の処理を行うことにより、４次元のＩシンボル及び４次元のＱシンボルを選択する。
【０１３５】
受信装置の９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ最尤復号部６３には、９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋにより表される全ての組み合わせの候補信号点位置（シンボルの座標）が記憶されている。そして９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ最尤復号部６３は、候補シンボル座標と入力シンボルとを比較する最尤復号を行う。そして９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ最尤復号部６３は、最も尤度の高かった候補シンボルに対応するデータを出力する。つまり、９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ最尤復号部６３は、最尤判定した１シンボルに対応する１１ビットのデータを出力する。９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ最尤復号部６３から出力された１１ビットの並列データは、続く２０４８値化部６４によってパラレルシリアル変換されることにより、受信データとされる。
【０１３６】
図３６の構成においては、（９）式より伝送速度比１．３７５（＝１１/８）なので、８次元伝送であるにも拘わらず１シンボルで１１ｂｉｔの情報量を伝送することができる（１．３７５倍の高速化が可能）。また図３６の構成は、８次元空間を構成する方法として、Ｉ／Ｑ多重とコ−ド多重を用いて、ｍ値４Ｃ３伝送の多値数ｍをｍ値ＱＡＭで表現しているということができる。
【０１３７】
かくして本実施の形態によれば、ｎ個の座標値を２つずつまとめてｎ／２組のペアにし、このｎ／２個のペアのうち、ｋ個(ｋ＞１)の座標値を最小シンボル間距離が２ｄでかつ原点を除いたｍ−１値を用いたｍ−１値ＱＡＭ信号（但しｍは奇数の２乗数の形式）とし、残りの（ｎ／２）−ｋ個の座標値を０とするようにしたことにより、送信電力の増加を伴わずに情報伝送速度を向上させることができる信号伝送方式を実現できる。
【０１３８】
（６）実施の形態６
（６−１）原理
本実施の形態の特徴は、実施の形態２と比較して、ｍ値ｎＣｋ伝送を行うにあたって、選択する非零座標値を（ｍ-１）値ハニカム信号（ｍは３ｑ(ｑ+１)，ｑは自然数の形式）で表現することである。これにより、送信電力を増加させずに情報伝送速度を向上させることができる。
【０１３９】
なおハニカム信号は公知の技術であるため、ここでは詳述しないが、図３７の斜線のような構造をした２次元シンボルである。
【０１４０】
マッピング（符号化）は以下の手順で行うようにする。
【０１４１】
ステップ１  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、ｎ/２個（偶数）の座標値ペアの中からｋ個（２以上ｎ/２以下の整数）の非零座標を選択する。
【０１４２】
ステップ２  ：  伝送ｂｉｔ（ｎ  ｂｉｔ以上）パターンに応じて、上記ステップ１で選択した各非零座標ペアを、原点を除くｍ−１値ハニカムシンボル点を表すどれかの座標ペア値に決定する。
【０１４３】
ステップ３  ：  非零座標ペア以外の座標ペア値は０とする。
【０１４４】
ここで、本実施の形態のｍ値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式とｎ次元ＢＰＳＫ伝送方式との性能比較は、次式により行うことができる。
【０１４５】
【数１０】
2005192126.tif 000012
但し、（１０）式において、ｎは偶数、ｍ＝３ｑ（ｑ＋１），ｑは自然数、ｋ＝１，２，………，ｎ／２−１、最小シンボル間距離を２ｄとする。
【０１４６】
（１０）式においてｍ＝１９のときの性能計算例を図３８、図３９及び図４０に示すと共に、ｍ＝３７のときの性能計算例を図４１、図４２及び図４３に示す。
【０１４７】
（６−２）構成
図１２との対応部分に同一符号を付して示す図４４に、本実施の形態によるｍ値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式（図４４の例では、ｍ＝１９，ｎ＝８，ｋ＝３）を用いた信号伝送装置の構成例を示す。
【０１４８】
送信装置は、送信データを１６３８４値化部７１によってシリアルパラレル変換し、１５並列化した送信データを１９値ハニカム−８／２Ｃｋ符号化部７２に入力する。１９値ハニカム−８／２Ｃｋ符号化部７２は、上記ステップ１〜３の処理を行うことにより、４次元のＩシンボル及び４次元のＱシンボルを選択する。
【０１４９】
受信装置の１９値ハニカム−８／２Ｃｋ最尤復号部７３には、１９値ハニカム−８／２Ｃｋにより表される全ての組み合わせの候補信号点位置（シンボルの座標）が記憶されている。そして１９値ハニカム−８／２Ｃｋ最尤復号部７３は、候補シンボル座標と入力シンボルとを比較する最尤復号を行う。そして１９値ハニカム−８／２Ｃｋ最尤復号部７３は、最も尤度の高かった候補シンボルに対応するデータを出力する。つまり、１９値ハニカム−８／２Ｃｋ最尤復号部７３は、最尤判定した１シンボルに対応する１５ビットのデータを出力する。１９値ハニカム−８／２Ｃｋ最尤復号部７３から出力された１５ビットの並列データは、続く１６３８４値化部７４によってパラレルシリアル変換されることにより、受信データとされる。
【０１５０】
図４４の構成においては、（１０）式より伝送速度比１．８１（＝１４．５/８）なので、８次元伝送であるにも拘わらず１シンボルで１４．５ｂｉｔの情報量を伝送することができる（１．８１倍の高速化が可能）が、図４４の構成では１５ｂｉｔ伝送にしている。また図４４の構成は、８次元空間を構成する方法として、Ｉ／Ｑ多重とコ−ド多重を用いて、ｍ値４Ｃ３伝送の多値数ｍをｍ値ハニカムで表現しているということができる。
【０１５１】
かくして本実施の形態によれば、ｎ個の座標値を２つずつまとめてｎ／２組のペアにし、このｎ／２個のペアのうち、ｋ個(ｋ＞１)の座標値を最小シンボル間距離が２ｄでかつ原点を除いたｍ−１値を用いたｍ−１値ハニカム信号（但しｍは３ｑ（ｑ＋１），ｑは自然数）とし、残りの（ｎ／２）−ｋ個の座標値を０としたことにより、送信電力の増加を伴わずに情報伝送速度を向上させることができる信号伝送方式を実現できる。
【０１５２】
（７）実施の形態７
本実施の形態では、実施の形態１や実施の形態４の方式を用いれば、ｎ次元シンボルの伝送エネルギーが各々送信データによらず一定であり、フェージングによる振幅歪みを容易に検出・補償できることに着目した。本実施の形態の特徴は、実施の形態１や実施の形態４のような信号に他の信号を多重して送信すると共に、受信側で、実施の形態１や実施の形態４のような信号を用いて検出した振幅歪み情報を使って他の信号の振幅を補償することである。
【０１５３】
図１１との対応部分に同一符号を付して示す図４５に、本実施の形態の信号伝送装置の構成を示す。図４５は、図３に示したＩ／Ｑ位相多重を用いた３値４Ｃ３伝送（ｍ＝３，ｎ＝４，ｋ＝３）と通常の２５６ＱＡＭの信号をコード多重した例である。
【０１５４】
送信装置は、送信データを３２値化部１１を介して３値４Ｃ３符号化部１２に入力することにより、３値４Ｃ３符号化部１２よって４次元シンボルを形成する。これに加えて、送信装置は送信データを２５６値化部８１を介して２５６ＱＡＭマッピング部８２に入力することにより、２５６ＱＡＭマッピング部８２によって２５６ＱＡＭシンボルを形成する。各シンボルの座標値は、６倍直交拡散コード発生部８３によって発生された互いに直交する拡散コード１〜６で拡散された後、加算及び直交変調されることにより、多重されて送信される。
【０１５５】
受信装置は、受信信号を直交検波した後に、６倍直交拡散コード発生部８４からの拡散コード１〜６を用いて逆拡散することにより、３値４Ｃ３符号化部１２から出力された４次元シンボルに相当するシンボルを得ると共に２５６ＱＡＭシンボルを得る。このうち４次元シンボルは３値４Ｃ３最尤復号部１６及び２乗和回路１５に入力される。２５６ＱＡＭシンボルは２５６値ＱＡＭデマッピング部８５に入力される。
【０１５６】
３値４Ｃ３最尤復号部１６は、実施の形態１でも説明したように、２乗和回路１５で検出された振幅値を用いて振幅補償を行った後に最尤復号を行う。
【０１５７】
この実施の形態では、２５６値ＱＡＭデマッピング部８５も２乗和回路１５で検出された振幅値を用いて振幅補償を行うようにする。これにより、２５６値ＱＡＭデマッピング部８５での振幅補償を簡単化することができる。
【０１５８】
２５６値ＱＡＭデマッピング部８５から出力されたパラレルデータは２５６値化部８６によってパラレルシリアル変換されることにより受信データとされ、３値４Ｃ３最尤復号部１６から出力されたパラレルデータは３２値化部１７によってパラレルシリアル変換されることにより受信データとされる。
【０１５９】
ここで、通常２５６ＱＡＭのような多値伝送では正しく伝送ビットを判定するために受信信号の振幅を高精度に調整する必要がある。そのため、従来は送信シンボル中に既知のパイロットシンボルを挿入し受信パイロットシンボルから振幅歪を検出し補償するという方法が用いられる。しかし、この方法では高キャリア周波数を用いた場合や高速移動によりフェージングが高速になった場合には、パイロットシンボルを密に挿入する必要があるので、伝送速度を低下させてしまう。
【０１６０】
本実施例の場合、３値４Ｃ３伝送の受信シンボルの２乗振幅値（伝送エネルギー）が常に一定なので、その値の変動量としてフェージングによる振幅歪をシンボル時間間隔で検出できる。そしてそれと同じ歪みがコード多重された２５６ＱＡＭ信号にも加わっているので、同じ検出歪を元に補正できる。
【０１６１】
かくして本実施の形態によれば、実施の形態１や実施の形態４の信号に他の変調信号をコード多重して送信した場合に、当該他の変調信号の振幅補償を、実施の形態１や実施の形態４の信号で検出した振幅値を用いて行うようにしたことにより、当該他の変調信号にパイロットシンボル等の既知シンボルを挿入する必要がなくなるので、情報伝送速度を向上させることができるようになる。
【０１６２】
（８）実施の形態８
この実施の形態では、上述した実施の形態１〜７のように、面心立方格子を高次元に拡張したシンボル配置によるｎ次元非直交伝送方式において、マッピングテーブルのメモリを削減する方法を提案する。
【０１６３】
つまり、実施の形態１〜７で提案した面心立方格子を高次元に拡張したシンボル配置によるｎ次元非直交伝送方式は、従来の信号伝送方式に比べて高速化・高能率化が可能である。加えて、ｎ次元シンボルの伝送エネルギーが一定なので、各座標値をコード多重して伝送することにより、高速なフェージング下においても受信機で容易にその振幅歪みを検出補償しコンスタレーションの振幅変動を除去できる。
【０１６４】
ところが、この方式はｎ次元シンボルあたりの情報伝送量が非常に大きい超多値伝送であるため、送信ビットに対して送信ｎ次元シンボルを割当てるマッピングの組合せが非常に多く、テーブルで実現しようとすると膨大なメモリが必要になる。
【０１６５】
具体的に、図４６のような構成を採った場合を例に挙げて説明する。実施の形態１でも説明したように、３値１６Ｃ６伝送は１６個の座標中６個が±√２ｄ（ｄは０でない実数）、残りの１０個が０である１６次元シンボルを用いて伝送する方式で、各座標は同じフェージング歪みを受けるようにコード多重する。１６次元シンボルで伝送可能な情報量は、log２（１６Ｃ６×２６）＝１８．９６７２３なので、小数点以下を切捨てると１８ｂｉｔとなる。
【０１６６】
図４６では、送信データは１８ｂｉｔ単位に区切られて３値１６Ｃ６符号化され、これにより１６次元シンボルを表す１６個の座標値を出力する。この符号化処理はマッピングテーブルを用いて行われる。各座標値は直交拡散コードで１６倍拡散された後、加算される。この信号は無線送信回路，無線伝送路，無線受信回路を経て到達した受信機内部で直交拡散コードにより逆拡散されて１６個の座標値に戻され、３値１６Ｃ６符号化規則に従い（１６個中６個が±√２ｄで，残りの１０個が０）、かつユークリッド距離の最も小さいシンボルとして判定し復号（最尤復号）することによって１，０データに変換され、受信データ列が得られる。
【０１６７】
ところで、３値１６Ｃ６伝送方式を用いた信号伝送装置においては、１６次元シンボルあたり１８ｂｉｔの情報を伝送するために、マッピングテーブルに２６２Ｋワード（＝２１８ワード）ものメモリが必要である。
【０１６８】
この実施の形態ではこれを考慮して、３値１６Ｃ６伝送シンボルの性質に基づいて、複数の小さなマッピングテーブルを複数回アクセスしながら３値１６Ｃ６符号化を行うことにより、所要メモリを低減することを提案する。
【０１６９】
つまり、面心立方格子を高次元に拡張したシンボル配置によるｎ次元非直交伝送方式の特徴を生かし、マッピングを１つの大きなテーブルで行うのではなく、いくつかの小テーブルを複数回アクセスしながら行うことにより、所要メモリを大幅に削減する。例えば３値１６Ｃ６伝送の場合、約２６２Ｋワードのテーブルを約１Ｋワードにできる。
【０１７０】
具体的には、以下のように複数のマッピングテーブルをアクセスして実行する。
【０１７１】
ステップ１  ：  送信ｂｉｔ（＝ＩＮＴ[log２ ｎＣｋ]＋ｋ  ｂｉｔ）の上位ＩＮＴ[log２ ｎＣｋ]  ｂｉｔを零／非零パターンテーブルのアドレス、下位ｋ  ｂｉｔを非零座標値パターンとする。なお、零／非零パターンテーブルとは後述の方法により作成するテーブルで、ｎ個中ｋ個の非零座標を配置するパターンを発生させるための開始アドレス、ブロック数、小テーブルの種類、小テーブルのデータ数を示すものである。
【０１７２】
ステップ２  ：  アドレスが零／非零パターンテーブルのどの行に属するかを計算し、以下の値を読出す。先頭アドレスＡＤＲＳ、ブロック数ＢＬＫ、及び小テーブルｎＣｋ(ｊ)、Ｎｄａｔａ(ｊ)、但しｊ＝１,２,・・・,ＢＬＫ
【０１７３】
ステップ３  ：  各小テーブルｎＣｋ(ｊ)のアドレス（Ａｄｄｒｅｓｓ−ＡＤＲＳ）  ｍｏｄ  Ｎｄａｔａ(ｊ)のデータを順次読出して非零座標の配置パターンを形成する。
【０１７４】
ステップ４  ：  下位ｋ  ｂｉｔの非零座標値パターンにより非零座標値を決定する。
【０１７５】
図４７は、３値１６Ｃ６伝送を例にとった場合の、上記ステップ１で述べたマッピング入力ｂｉｔの構造例である。３値１６Ｃ６伝送では１６次元シンボルあたり１８ｂｉｔの情報を伝送するが、その１８ｂｉｔ中、上位１２ｂｉｔを零／非零パターンテーブルのアドレス、下位６ｂｉｔを非零座標値パターンとする。下位６ｂｉｔの非零座標値パターンは、６個の非零座標に対応し、上記ステップ４において”０”には−√２ｄ、”１”には＋√２ｄの値を割当てる。
【０１７６】
図４８及び図４９は、上位１２ｂｉｔでアクセスする零／非零パターンテーブルの例である。テーブルの各行は１６個の座標配置を決めるための小テーブルを表しており、左から開始アドレス、ブロック数（小テーブル数）、小テーブルの種類、小テーブルのデータ数が記述されている。例えば第１行目は開始アドレス０、ブロック数１なので、その行に含まれる小テーブル数は１である。そしてその小テーブル数はｎ１＝６、ｋ１＝６なので、６Ｃ６、つまり上位６座標全部に６個の非零座標を配置し、残りの１０座標は全て０とすることを意味する。そしてこの行の総データ数は６Ｃ６×１０Ｃ０＝１なので、第２行目の開始アドレスは１となる。
【０１７７】
同様に第２行目はブロック数２で小テーブル６Ｃ５と０Ｃ１にて上位の６座標中５個を非零座標にしてさらに残りの１０座標中１個を非零座標にすることを意味する。そして第２行の総データ数は６Ｃ５×１０Ｃ１＝６０なので、第３行目の開始アドレスは６１（＝１＋６０）となっている。
【０１７８】
以下同様であり、図４８及び図４９では上位から優先的に非零座標を配置するようなパターンを表している。なお、６Ｃ６，６Ｃ５，・・・は小テーブルを意味しているがその名前から容易にパターンを定義できる。結局、図４８及び図４９は、１２ｂｉｔ入力に対してどの小テーブルを用いてどの座標ブロックに非零座標をいくつ配置すべきかを定義している。
【０１７９】
ところで、図４８及び図４９の各行のテーブル数は、含まれる小テーブルのテーブル数の積である。逆にいうと各行のテーブル数は、含まれるどの小テーブルのデータ数でも割切れることを意味する。従って各小テーブルにアクセスするためのアドレスは、１２ｂｉｔ入力からその行の先頭アドレスを引いた値を各小テーブルのテーブル数で割った時の余りを用いればよい。
【０１８０】
以上のような零／非零パターンテーブルを用いると、上記ステップ２で述べたように１２ｂｉｔアドレス値と先頭アドレスを比較して、零／非零パターンテーブルのどの行にアクセスすべきかを求めて、開始アドレス、ブロック数、小テーブルの種類、小テーブルのデータ数を読出し、上記ステップ３で述べたように各小テーブルのアドレスをｍｏｄ演算で求めながら零／非零パターンを読み出して１６個分のパターンを構築し、上記ステップ４のように値を与えることによってマッピング処理を実行できる。
【０１８１】
その際に必要なメモリ量は、以下のように１０２８ワードでよく、１テーブルで実現するときに必要な２６２Ｋワードに対して大幅削減が可能である。
【０１８２】
零／非零パターンテーブル       ８８４  (＝６１×２＋３×２５４)  
：行数は６１でブロック(ｎ,ｋ,データ数の組)数が２５４
小テーブルは以下の３３種類
１０Ｃ１，１０Ｃ０                                        １１
８Ｃ１，８Ｃ０                                              ９
７Ｃ１，７Ｃ０                                              ８
６Ｃ６，６Ｃ５，６Ｃ４，６Ｃ３，６Ｃ２，６Ｃ１，６Ｃ０    ６４
５Ｃ５，５Ｃ４，５Ｃ３，５Ｃ２，５Ｃ１，５Ｃ０              ３２
４Ｃ４，４Ｃ３，４Ｃ２，４Ｃ１，４Ｃ０                      １６
３Ｃ３，３Ｃ２，３Ｃ１，３Ｃ０                                ８
２Ｃ２，２Ｃ１，２Ｃ０                                        ４
１Ｃ１，１Ｃ０                                                ２
【０１８３】
かくして本実施の形態によれば、送信ｂｉｔを非零座標パターン部と非零座標値部に分け、非零座標パターン部については、所定数の非零座標が配置されるように小テーブルを組合せて発生させるようにしたことにより、ｎＣｋ伝送方式におけるマッピング処理を行うためのテーブルの所要メモリ容量を削減することができる。
【０１８４】
なおこの実施の形態では、３値１６Ｃ６伝送を例にとって説明したが、この実施の形態のメモリ削減方法は、上述した実施の形態１〜８で述べた全ての伝送方式に適用することができる。
【０１８５】
（９）実施の形態９
この実施の形態では、実施の形態８のマッピングに基づいたシンボルの最尤復号方法を提案する。具体的には、実施の形態８で述べた小テーブルによるマッピングの考え方を逆にたどることにより、大きなメモリを用いることなく復号化することができる。
【０１８６】
ここでは一例として、実施の形態８の方法でマッピングされた３値ｎＣｋシンボルの復号化処理方法について説明する。３値ｎＣｋ伝送におけるｎ次元シンボルの判定は、受信シンボルとのユークリッド距離が最も小さい候補シンボルを選択することによって行う。具体的には、ｎ個の各座標毎に、３値硬判定と、受信シンボル及び候補シンボル間の誤差（ユークリッド距離）とを求め、ｋ個の非零座標を含みかつ誤差の総和が最小になる候補シンボルを選択すればよい。次に選択した候補シンボルを受信ビットに復号する。
【０１８７】
図４７に示したように、復号出力１８ｂｉｔの内の下位６ｂｉｔは、判定した１６次元シンボルの非零座標値から直接生成できる。そして残りの上位１２ｂｉｔは判定した１６次元シンボルから１６ｂｉｔの零座標／非零座標パターンを作成し、これに基づいて生成できる。その復号手順は、図４８及び図４９に示した小テーブル構成から導出できる。
【０１８８】
まず図４８及び図４９には以下の規則があることが分かる。
【０１８９】
〈ｉ〉各ブロックの大きさ（小テーブルの大きさ）は、配置されていない残りの非零座標数に等しい。
【０１９０】
〈ii〉但し残りの非零座標数が０又は１の場合は、決定されていない残りの全座標をブロックとする。
【０１９１】
実際、図４８の第１行目の第１ブロックの大きさは６であるが、これはまだ非座零座標を配置する前、つまりあと６個配置しなければならないためである（規則〈ｉ〉による）。そしてこの第１ブロックで６個の非零座標が配置されると残りは０個になってしまうので、第２ブロックは残りの全座標の１０になり（規則〈ii〉による）、非零座標は配置されない。
【０１９２】
第２行についても同様で、第１ブロックの大きさは６（規則〈ｉ〉による）だが、ここには５個の非零座標を配置しているので、第２ブロックの大きさを１０とし（規則〈ii〉による）、残り１個の非零座標を配置する。以下同様に上記の規則によって図４８及び図４９のブロックの大きさを順次求めることができることが分かる。
【０１９３】
これに従い、３値ｎＣｋ伝送のデマッピング方法は以下の手順で行うことができる。
【０１９４】
ステップ１  ：  受信ｎ次元シンボルの各座標値を硬判定し、そのときの誤差（ユークリッド距離）を求める。
【０１９５】
ステップ２  ：  上記ステップ１の誤差の総和が最小になるｋ個の非零座標を選択し、ｎ次元シンボルの最尤判定結果とする。
【０１９６】
ステップ３  ：  上記ステップ２の判定結果からｋ個の非零座標のみ抽出して２値硬判定を行い、出力の下位ｋｂｉｔとする。
【０１９７】
ステップ４  ：  上記ステップ２の判定結果からｎｂｉｔ長の零／非零パターンを作成する。
【０１９８】
ステップ５  ：  上記ステップ４の零／非零パターンの上位ｋ  ｂｉｔについて非零数ｋ１を求め（第１ブロックはｋＣｋ１）、そのｋ  ｂｉｔ非零パターンに対応するｋＣｋ１小テーブルアドレスＡ１を求める。
【０１９９】
ステップ６  ：  上記ステップ４の零／非零パターンの上位ｋ  ｂｉｔに続く（ｋ−ｋ１）  ｂｉｔについて非零数ｋ２を求め（第１ブロックはｋ−ｋ１Ｃｋ２）、そのｋ２  ｂｉｔ非零パターンに対応するｋ−ｋ１Ｃｋ２小テーブルアドレスＡ２を求める。
【０２００】
ステップ７  ：  残りの非零座標が０又は１になるまで上記ステップ６を繰返し、次の値を求める。（ｋＣｋ１，Ａ１），（ｋ−ｋ１Ｃｋ２，Ａ２），（ｋ−ｋ１−ｋ２Ｃｋ３，Ａ３），・・・，（ｋ−ΣｋｊＣｋＢＬＫ，ＡＢＬＫ）
【０２０１】
ステップ８  ：  上記ステップ７のブロックパターン（ｋＣｋ１，ｋ−ｋ１Ｃｋ２，ｋ−ｋ１−ｋ２Ｃｋ３，・・・，ｋ−ΣｋｊＣｋＢＬＫ）から図４８及び図４９の先頭アドレスＡＤＲＳを求める。この際、上位から逐次絞込んでいくと簡単である。
【０２０２】
ステップ９  ：  上記ステップ７から得られる以下の連立１次合同式の解を上記ステップ８の先頭アドレスＡＤＲＳに加算して出力の上位log２ ｎＣｋ  ｂｉｔとする。
【０２０３】
【数１１】
2005192126.tif 000013
【０２０４】
かくして本実施の形態によれば、実施の形態８の方法でマッピングしたシンボルをデマッピングするにあたって、非零座標パターン部を発生させた、小テーブルの大きさを順次検出しながら復号していくようにしたことにより、所要メモリを削減し得るデマッピング処理を行うことができる。
【０２０５】
（１０）実施の形態１０
ユークリッド距離を基準に伝送シンボルを配置する伝送方式では、コンスタレーションの振幅歪み検出・補償を行うにあたって高い精度が要求されるが、伝送路雑音存在下においてはその振幅測定値は大きな誤差が生ずる。
【０２０６】
またユークリッド距離を用いて最尤復号するため、無線伝送路でフェージング等の歪みを受けても最尤復号処理に入力される受信シンボルの振幅変動は除去されていることが必要である。
【０２０７】
上述した実施の形態の３値ｎＣｋ伝送方式においては、送信ｎ次元シンボルの２乗振幅値（ｎ個の座標値の２乗和）は常に一定なことを利用し、受信機内で２乗振幅値を測定してその変動を検出し、振幅補正を行うようにしている。
【０２０８】
しかし、２乗振幅値の測定を、２乗振幅値を適当な時間に渡って平均すると、伝送路雑音による低ＳＮ環境では大きな誤差が生じ、正しく最尤復号を行えなくなるおそれもある。
【０２０９】
この実施の形態では、先ず、雑音存在下におけるｎ次元シンボルの２乗振幅値は自由度ｎの非心カイ２乗分布に従うが、従来のようにガウス分布に従うものと考えると、２乗振幅の測定値は次元ｎが大きくなるに連れてより大きな偏差を持つことを示す。そして、２乗振幅と４乗振幅の測定値から真の２乗振幅値（自由度ｎの非心カイ２乗分布の理論平均値）を算出する方法を提案する。
【０２１０】
本実施の形態の特徴は、雑音存在下でのｎ次元シンボルの２乗振幅値が自由度ｎの非心カイ２乗分布に従うことを用いて、自由度ｎの非心カイ２乗分布の平均値を求めることにより、測定結果から真の２乗振幅を求めることである。これにより、高精度の振幅補償を行うことができるようになる。
【０２１１】
従来、伝送路雑音存在下でのシンボルの２乗振幅値は、シンボル毎に求めた値を平均化することによって、雑音による変動抑圧して高精度な値を得ることができるとするものであった。しかもこの方法で用いる各シンボルの２乗振幅値は、位相同期が確立していない段階でも適用可能という大きな利点を有しているので、歪補償のみでなくＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）の測定などにも用いられる。
【０２１２】
図５０は、２次元の場合のＳＩＲ測定の原理図である。図５０の構成では、受信機の熱雑音が重畳している受信信号（受信ＢＢ（ベースバンド）信号）を、複素相関器１０１で拡散コード（受信コード）を用いて逆拡散することにより、Ｉ，Ｑシンボルを得る。そして電力算出回路１０２によって√（Ｉ２＋Ｑ２）を計算することにより振幅Ｒを得、続く平均化回路１０３で振幅Ｒを時間平均することにより雑音等による測定誤差を低減するようになっている。
【０２１３】
ここで、Ｉ，Ｑ受信シンボルの振幅が一定であれば、図５１（Ａ）のようにＩ，Ｑシンボルは同一円周上に現れる。これは、送受信キャリアの周波数や位相にズレがあっても同じである。そこで例えば一番右に現れるシンボル（図に合わせた説明を行うためこのように記述しているが実際は全シンボルについて同じ演算を行ってよいことは明らかである）を受信したときの振幅Ｒを平均することを考えると、各シンボルの振幅Ｒは真の振幅Ｒに熱雑音によるガウス変動（測定誤差）が重畳して測定される。このため、中心極限定理により平均数を増やすにつれて高精度の測定値Ｒを得ることができる。
【０２１４】
ところが、低ＳＮ時においては、負方向に真の振幅Ｒよりも大きな誤差が重畳する場合があるのだが、Ｒの計算過程の２乗計算によってＲが正値になるよう折り返されてしまう。つまり図５１（Ｂ）のように、測定誤差の分布の形がガウス分布から変形してしまい、真の値からずれた平均値を有するようになるので、いくら平均してもずれてしまった平均値にしか収束しなくなってしまうのである。
【０２１５】
実はｎ次元シンボルのＲ２は、以下に述べるように自由度ｎの非心χ２分布に従うのだが、これを無視して測定した結果が低ＳＮでの誤差の増大原因である。
【０２１６】
そこで非心χ２分布について検討する。
【０２１７】
２乗振幅値の測定値Ｒ２をＶとすると、次式で表すことができる。
【０２１８】
【数１２】
2005192126.tif 000014
（１２）式において、Ｖは自由度ｎ，非心度δの非心χ２分布に従う（Ｖ〜χ２（ｎ，δ）と記す）。このとき、平均＝ｎ＋δ，分散＝２（ｎ＋２δ）である。
【０２１９】
ここで、ｉ＝１,２,・・・,ｎをｎ次元シンボルの座標番号，δｉを各座標値，Ｚｉを各座標値に重畳した雑音と見なすと、δはｎ次元シンボルの真の２乗振幅値（一定値）になり、Ｖは２乗振幅値の測定値Ｒ２である。ここで、各雑音Ｚｉは平均０のガウス分布に従うので、２乗振幅Ｒ２の各測定値は確かに自由度ｎの非心χ２分布に従うと言える（より正確には、各雑音が正規分布に見えるように雑音電力で各変数を正規化する必要があるが）。
【０２２０】
従って、中心極限定理により、Ｖ（＝測定値Ｒ２）の平均値は平均長に応じて非心χ２分布の平均値ｎ＋δに収束するが、この収束点が真の２乗振幅値δでないことが問題なのである。
【０２２１】
つまり、測定によって得られるｎ＋δ（＞δ）の近似値をδに補正する処理が本質的に必要なのである。図５２に１０次元シンボルの２乗振幅値が従う非心χ２分布の確率密度関数を示す。
【０２２２】
以下に２乗振幅測定値の補正アルゴリズムを導出する。
【０２２３】
まず、ｎ次元シンボルの時刻ｋでのｉ番目の座標の測定値Ｘｉを次式で表す。
【０２２４】
【数１３】
2005192126.tif 000015
このとき、ｎｉ(ｋ)’，ｉ=１,２,・・・,ｎは正規分布Ｎ(０,１)に従うので、次式のＶ(ｋ)（＝Ｒ２(ｋ)）はχ２（ｎ，δ）に従う。
【０２２５】
【数１４】
2005192126.tif 000016
(１４)式は真の２乗振幅値Ｒ２が１次元当たりの雑音電力σ２と非心率δによってＲ２＝σ２×δと計算されることを示している。このときＶ(ｋ)の平均と分散は平均数をＮとすると次式により得られる。
【０２２６】
【数１５】
2005192126.tif 000017
これを実際の測定値Ｘｉ(ｋ)についてまとめると次式になる。
【０２２７】
【数１６】
2005192126.tif 000018
さらにＮが十分大きく（１６）式の矢印は等号に置換えられるものとし（中心極限定理によりＮを大きくすればするほど等号が成り立つようになる）、(１４)よりσ２δ＝Ｒ２と置換えると次式を得る。
【０２２８】
【数１７】
2005192126.tif 000019
そして（１７）式の上式を下式に代入してσ２を消去すると次式が得られる。
【０２２９】
【数１８】
2005192126.tif 000020
従って真の２乗振幅値Ｒ２は、次式のように測定値を補正して得ることができる。
【０２３０】
【数１９】
2005192126.tif 000021
図５３に、本実施の形態の２乗振幅計算部１１０の構成を示す。この２乗振幅計算部１１０は、例えば実施の形態１や実施の形態４の２乗和回路１５に適用することができる。
【０２３１】
２乗振幅計算部１１０は、瞬時２乗振幅計算回路１１１で時刻ｋにおけるｎ次元シンボルの座標値の瞬時２乗振幅値Ｙ（ｋ）を計算し、計算結果をＮ点平均回路１１３及び２乗計算回路１１２に送出する。２乗計算回路１１２による計算結果Ｙ（ｋ）２はＮ点平均回路１１４に送出される。
【０２３２】
これによりＮ点平均回路１１３によりＲ２の平均値が得られると共にＮ点平均回路１１４によりＲ４の平均値が得られ、これらが偏差補正計算回路１１５に送出される。偏差補正計算回路１１５は、上述した（１９）式の計算を行うことにより測定結果Ｒ２を得る。
【０２３３】
このように、従来であればシンボル毎に計算される瞬時２乗振幅値Ｙ(ｋ)を平均化した平均化Ｒ２を測定結果としていたが、本実施の形態ではＹ(ｋ)をさらに２乗して平均化した平均化Ｒ４を用いて、(１９)式により偏差を含まない高精度な測定結果を得るようにしている。なお(１９)式の偏差補正計算はテーブルを用いて実行することもできる。
【０２３４】
かくして本実施の形態によれば、伝送路雑音存在下においてはｎ次元シンボル２乗振幅測定値が自由度ｎの非心カイ２乗分布に従うことに基づき、２乗振幅測定値に含まれる次元ｎが大きいほど大きくなる偏差を除去するようにしたことにより、高精度の振幅測定を行うことができるようになる。この結果、振幅補償の精度を向上させることができる。
【産業上の利用可能性】
【０２３５】
本発明は、例えば携帯電話やその基地局等の無線通信機器に適用して好適なものである。
【図面の簡単な説明】
【０２３６】
【図１】信号点配置と、雑音により信号点変動、送信電力との関係の説明に供する図
【図２】ｎ次元のキッシングナンバを示す図表
【図３】２次元におけるキッシングナンバ（＝６）での球の配置を示す図
【図４】３次元のキッシングナンバ（＝１２）を実現する面心立方格子を示す図
【図５】各種変調方式の性能の比較結果を示す図表
【図６】実施の形態１による３値ｎＣｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図７】実施の形態１による３値ｎＣｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図８】実施の形態１による３値ｎＣｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図９】実施の形態１による３値ｎＣｋ伝送方式を適用した信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図１０】データに割り当てるシンボル座標の例を示す図表
【図１１】Ｉ／Ｑ位相多重を行った３値ｎＣｋ伝送方式の構成を示すブロック図
【図１２】Ｉ／Ｑ位相多重を行った３値ｎＣｋ伝送方式の構成を示すブロック図
【図１３】ｍ値をＳ０系列とＳ１系列に分ける場合の説明に供する図
【図１４】実施の形態２による５値ｎＣｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図１５】実施の形態２による５値ｎＣｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図１６】実施の形態２による５値ｎＣｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図１７】実施の形態２による５値ｎＣｋ伝送方式を適用した信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図１８】実施の形態３による５値ΣｎＣｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図１９】実施の形態３による５値ΣｎＣｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図２０】実施の形態３による５値ΣｎＣｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図２１】実施の形態３による５値ΣｎＣｋ伝送方式を適用した信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図２２】位相による多値化の説明に供する図
【図２３】実施の形態４による５値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図２４】実施の形態４による５値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図２５】実施の形態４による５値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図２６】実施の形態４による７値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図２７】実施の形態４による７値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図２８】実施の形態４による７値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図２９】実施の形態４による７値ＰＳＫ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式を適用した信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図３０】実施の形態５による９値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図３１】実施の形態５による９値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図３２】実施の形態５による９値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図３３】実施の形態５による２５値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図３４】実施の形態５による２５値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図３５】実施の形態５による２５値ＱＡＭ−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図３６】実施の形態５による９値ＱＡＭ−８／２Ｃｋ伝送方式を適用した信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図３７】実施の形態６で用いるハニカム構造のシンボル点配置を示す図
【図３８】実施の形態６による１９値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図３９】実施の形態６による１９値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図４０】実施の形態６による１９値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図４１】実施の形態６による３７値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の伝送速度比を示す図
【図４２】実施の形態６による３７値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の所要送信電力比を示す図
【図４３】実施の形態６による３７値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式の周波数利用効率比を示す図
【図４４】実施の形態６による３７値ハニカム−ｎ／２Ｃｋ伝送方式を適用した信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図４５】実施の形態７の信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図４６】実施の形態８のマッピング処理の説明に供する信号伝送装置の構成を示すブロック図
【図４７】３値１６Ｃ６伝送方式での入力ビットの構造を示す図
【図４８】３値１６Ｃ６伝送方式におけるマッピング処理のための小テーブルの構成例を示す図
【図４９】３値１６Ｃ６伝送方式におけるマッピング処理のための小テーブルの構成例を示す図
【図５０】一般的なＳＩＲ測定装置の原理構成を示すブロック図
【図５１】ＳＩＲ測定（２次元シンボルの２乗振幅測定）における問題点の説明に供する図
【図５２】１０次元シンボルの２乗振幅値が従う自由度１０の非心カイ２乗分布の確立密度関数を示す図
【図５３】ｎ次元シンボルの２乗振幅計算部の構成を示すブロック図
【図５４】従来の信号伝送装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【０２３７】
１、６  １６値化部
２  ＢＰＳＫマッピング部
３、４、１３、１４  ４倍直交拡散コード発生部
５  ＢＰＳＫ硬判定部
１１、１７  ３２値化部
１２、１２Ａ、１２Ｂ  ３値４Ｃ３符号化部
１５  ２乗和回路
１６、１６Ａ、１６Ｂ  ３値４Ｃ３最尤復号部
２１、２４  ２倍直交拡散コード発生部
２２  直交変調器
２３  直交検波器
３１、３４  １２８値化部
３２  ５値４Ｃ３符号化部
３３  ５値４Ｃ３最尤復号部
４１  ５値Σ４Ｃ３符号化部
４２  ５値Σ４Ｃ３最尤復号部
５１、５４  ８６４値化部
５２  ７値ＰＳＫ−４Ｃ３符号化部
５３  ７値ＰＳＫ−４Ｃ３最尤復号部
６１、６４  ２０４８値化部
６２  ９値ＱＡＭ−８／２Ｃ３符号化部
６３  ９値ＱＡＭ−８／２Ｃ３最尤復号部
７１、７４  １６３８４値化部
７２  １９値ハニカム−８／２Ｃ３符号化部
７３  １９値ハニカム−８／２Ｃ３最尤復号部
８１、８６  ２５６値化部
８２  ２５６値ＱＡＭマッピング部
８３、８４  ６倍直交拡散コード発生部
８５  ２５６値ＱＡＭデマッピング部
１０１  複素相関器
１０２  電力算出回路
１０３  平均化回路
１１１  瞬時２乗振幅計算回路
１１２  ２乗計算回路
１１３、１１４  Ｎ点平均回路
１１５  偏差補正計算回路
【図１】
2005192126.tif 000022
【図２】
2005192126.tif 000023
【図３】
2005192126.tif 000024
【図４】
2005192126.tif 000025
【図５】
2005192126.tif 000026
【図６】
2005192126.tif 000027
【図７】
2005192126.tif 000028
【図８】
2005192126.tif 000029
【図９】
2005192126.tif 000030
【図１０】
2005192126.tif 000031
【図１１】
2005192126.tif 000032
【図１２】
2005192126.tif 000033
【図１３】
2005192126.tif 000034
【図１４】
2005192126.tif 000035
【図１５】
2005192126.tif 000036
【図１６】
2005192126.tif 000037
【図１７】
2005192126.tif 000038
【図１８】
2005192126.tif 000039
【図１９】
2005192126.tif 000040
【図２０】
2005192126.tif 000041
【図２１】
2005192126.tif 000042
【図２２】
2005192126.tif 000043
【図２３】
2005192126.tif 000044
【図２４】
2005192126.tif 000045
【図２５】
2005192126.tif 000046
【図２６】
2005192126.tif 000047
【図２７】
2005192126.tif 000048
【図２８】
2005192126.tif 000049
【図２９】
2005192126.tif 000050
【図３０】
2005192126.tif 000051
【図３１】
2005192126.tif 000052
【図３２】
2005192126.tif 000053
【図３３】
2005192126.tif 000054
【図３４】
2005192126.tif 000055
【図３５】
2005192126.tif 000056
【図３６】
2005192126.tif 000057
【図３７】
2005192126.tif 000058
【図３８】
2005192126.tif 000059
【図３９】
2005192126.tif 000060
【図４０】
2005192126.tif 000061
【図４１】
2005192126.tif 000062
【図４２】
2005192126.tif 000063
【図４３】
2005192126.tif 000064
【図４４】
2005192126.tif 000065
【図４５】
2005192126.tif 000066
【図４６】
2005192126.tif 000067
【図４７】
2005192126.tif 000068
【図４８】
2005192126.tif 000069
【図４９】
2005192126.tif 000070
【図５０】
2005192126.tif 000071
【図５１】
2005192126.tif 000072
【図５２】
2005192126.tif 000073
【図５３】
2005192126.tif 000074
【図５４】
2005192126.tif 000075