(57)【要約】【課題】１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つ直流電源装置において、可変電圧出力範囲を拡大すること。【解決手段】直流電源１と、変圧器２と、スイッチング素子６と、第１のダイオード７と、第１の平滑コンデンサ８と、可変電圧出力の負荷である第１の負荷９と、第２のダイオード１０と、制限要素１１と、第２の平滑コンデンサ１２と、定電圧出力の負荷である第２の負荷１３と、可変電圧出力と指令値との差を増幅する誤差増幅器１４と、スイッチング周波数制御手段１５と、発振器１６と、パルス発生手段１７と、スイッチング素子６の駆動手段１８とを備え、可変電圧出力が低い電圧となったときにスイッチング周波数制御手段１５によって発振器１６の出力周波数を増加させ、定電圧出力の電圧低下を防止することにより可変電圧出力範囲を拡大することが可能となる。【選択図】図1
2005229737.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、少なくとも３つの巻き線を有する多巻線変圧器と、前記直流電源に対して前記多巻線変圧器の第１の巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、前記多巻線変圧器の第２の巻き線に接続されて前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記多巻線変圧器に蓄えられたエネルギーを電流として放出するよう接続された第１のダイオードと、前記第１のダイオードの出力を平滑する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の負荷と、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記多巻線変圧器の第３の巻き線に発生する電圧を整流する第２のダイオードと、前記第２のダイオードに流れる電流の最大値を制限するための電流制限要素と、前記電流制限要素を通して流れる電流を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の負荷と、前記第１の負荷に印加する電圧を定める可変出力電圧指令と実際に印加されている電圧の差とを増幅する誤差増幅器と、可変出力電圧指令の値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、前記スイッチング周波数制御手段の出力によりその発振周波数が変化する発振器と、前記誤差増幅器の出力と前記発振器の出力により前記スイッチング素子を駆動するためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記パルス発生手段の出力に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とからなることを特徴とした直流電源装置。
【請求項２】
直流電源と、２つの巻き線を有する変圧器と、前記直流電源に対して前記変圧器の第１の巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、前記変圧器の第２の巻き線に接続されて前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記変圧器に蓄えられたエネルギーを電流として放出するよう接続された第１のダイオードと、前記第１のダイオードの出力を平滑する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の負荷と、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記変圧器の第２の巻き線に発生する電圧を整流する第２のダイオードと、前記第２のダイオードに流れる電流の最大値を制限するための電流制限要素と、前記電流制限要素を通して流れる電流を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の負荷と、前記第１の負荷に印加する電圧を定める可変出力電圧指令と実際に印加されている電圧の差とを増幅する誤差増幅器と、可変出力電圧指令の値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、前記スイッチング周波数制御手段の出力によりその発振周波数が変化する発振器と、前記誤差増幅器の出力と前記発振器の出力により前記スイッチング素子を駆動するためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記パルス発生手段の出力に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とからなることを特徴とした直流電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング周波数制御手段は前記パルス発生手段のパルス幅に応じてスイッチング周波数を制御する構成とした請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
直流電源と、２次巻き線を有するリアクタと、前記直流電源に対して前記リアクタと直列に接続されるスイッチング素子と、前記リアクタに接続されて前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記リアクタに蓄えられたエネルギーを電流として放出するよう接続された第１のダイオードと、前記第１のダイオードの出力を平滑する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の負荷と、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記リアクタの２次巻き線に発生する電圧を整流する第２のダイオードと、前記第２のダイオードに流れる電流の最大値を制限するための電流制限要素と、前記電流制限要素を通して流れる電流を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の負荷と、前記第１の負荷に印加する電圧を定める可変出力電圧指令と実際に印加されている電圧の差とを増幅する誤差増幅器と、可変出力電圧指令の値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周
波数制御手段と、前記スイッチング周波数制御手段の出力によりその発振周波数が変化する発振器と、前記誤差増幅器の出力と前記発振器の出力により前記スイッチング素子を駆動するためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記パルス発生手段の出力に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とからなることを特徴とした直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変電圧出力と定電圧出力を同時に供給可能な直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、可変電圧出力と定電圧出力とを備えた直流電源装置においては、一段目のコンバータ回路において定電圧出力を確保し、可変電圧出力については一段目のコンバータ回路出力からさらに降圧チョッパ回路などの２段目のコンバータ回路によって出力するよう構成するのが一般的であった。しかしながら、この構成ではコンバータ回路が２つ必要となり、部品点数が多いため回路全体が複雑となりコスト面でも不利であった。そこで、可変電圧出力と定電圧出力とを１つのコンバータ回路で出力されるような回路構成が考えられた。
【０００３】
例えば従来の可変電圧出力と定電圧出力とを同時に供給可能な直流電源装置としては、１組のスイッチング素子と３つの巻き線からなる多巻線変圧器から構成されもの（例えば特許文献１参照）がある。
【０００４】
以下、図面を参照しながら従来の直流電源装置について図７と図８を用いて説明する。
【０００５】
まず、図７を用いてその構成について説明する。図７は特許文献１に記載されている従来の直流電源装置のブロック図を示している。直流電源１は電力供給源であり、３つの巻き線を有する多巻線変圧器２の第１の巻き線３およびスイッチング素子６と直列に接続される。多巻線変圧器２の第２の巻き線４は第１のダイオード７と接続され、第１のダイオード７と接続される第１の平滑コンデンサ８は第１の負荷９と並列に接続される。また、多巻線変圧器２の第３の巻き線５は第２のダイオード１０と接続され、第２のダイオード１０と接続される第２の平滑コンデンサ１２は第２の負荷１３と並列に接続される。誤差増幅器１４は第１の負荷９の電圧と基準電圧２６の差を増幅するものであり、第１のデューティ比設定部２７と第２のデューティ設定部２８はスイッチング素子６のオン期間を設定するためのものである。そして、選択スイッチ２９は第１のデューティ比設定部２７と第２のデューティ設定部２８を選択するためのものであり、駆動手段１８はスイッチング素子６を駆動するためのものである。
【０００６】
次に、以上のように構成された従来の直流電源装置の動作について説明する。第１の負荷９に所定の電圧を印加するフィードバック運転時においては選択スイッチ２９は第１のデューティ比設定部２７を選択して運転する。
【０００７】
このとき、第１のデューティ比設定部２７は誤差増幅器１４の出力に応じて第１の負荷９の電圧が基準電圧２６と一致するよう駆動手段１８に信号を送出してスイッチング素子６を駆動する。つまり、第１の負荷９の電圧が低下してきた場合にはスイッチング素子６のオン期間が拡大し、オン期間中に多巻線変圧器２に蓄えらるエネルギーが増えることによって、スイッチング素子６がオフした際に第１のダイオード７を介して供給される電力が増加することとなり、第１の負荷９の電圧を上昇させる。また、逆に第１の負荷９の電圧が上昇した場合には、スイッチング素子６のオン期間を短くすることで制御を行う。
【０００８】
そして、あらかじめ第２のデューティ比設定部２８のスイッチング素子６のオン期間がフィードバック運転時の１０分の１あるいはそれ以下の値になるよう固定しておけば、第１の負荷９の電圧を低下させたいときには選択スイッチ２９を第２のデューティ比設定部
２８に切り換えることにより実現可能となる。（以下、固定デューティ運転時とする。）
一方、第２の負荷１３の電圧に関しては第２のダイオード１０がスイッチング素子６のオン期間中に導通する方向に多巻線変圧器２の第３の巻き線５と接続されており、第２のダイオード１０と第２の負荷１３の間にはリアクトル等の電流電流制限要素がない。このため、第２のデューティ比設定部２８で定めるオン期間よりも十分短い時間に第２の平滑コンデンサ１２の充電が行われ、多巻線変圧器２の巻き線３と巻き線５の巻き数比率に応じた一定の電圧を得ることができる。従って、第１の負荷９の電圧を変化させた場合にも第２の負荷１３の電圧は影響を受けないこととなり、可変電圧出力と定電圧出力とを１つのコンバータで実現することができる。
【０００９】
図８にフィードバック運転時と固定デューティ運転時における多巻線変圧器２の巻き線４および巻き線５の電圧波形を示す。図８において（ａ）はフィードバック運転時の巻き線４の電圧波形を示し、（ｂ）はフィードバック運転時の巻き線５の電圧波形を示す。そして、（ｃ）は固定デューティ運転時の巻き線４の電圧波形を、（ｄ）は固定デューティ運転時の巻き線５の電圧波形を示す。また、Ｖ１は第１の負荷９の電圧を示し、Ｖ２は第２の負荷１２の電圧を示す。そして、ＯＮとＯＦＦはそれぞれスイッチング素子の６がオン状態とオフ状態にあるときのタイミングを示す。
【特許文献１】特開平５−２１９７３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、前記従来の構成では定電圧出力となる第２の負荷１３側にスイッチング素子６がオンしたときに流れる電流を制限するための要素がないため、スイッチング素子に流れる電流を制限できず、スイッチング素子の保護が図れない、ノイズや損失が大きくなるなどの問題があった。そのため、実際にはスイッチング素子がオンしたときに流れる電流の最大値を制限するために抵抗あるいは可飽和リアクトルなどの電流制限要素を挿入する必要があった。
【００１１】
一方、上記のような電流制限要素を挿入すると、第２の負荷に変圧器の巻き数比率に応じた一定の電圧が印加されるためには、第２の平滑コンデンサを充電するための最低限必要な時間が定まり、それ以上にスイッチング素子のオン期間を短縮すると一定電圧を維持することができなくなるため、第１の負荷に印加する電圧の可変範囲が狭くなるという課題を有していた。
【００１２】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つ直流電源装置において、その可変電圧範囲を広げることを可能とした直流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、可変電圧出力指令値が定電圧出力を維持できる最小電圧以下となったときに、スイッチング素子を駆動する周波数を上昇させるよう構成したものである。
【００１４】
これによって、スイッチング素子のオン期間はさらに減少するが、その減少分に比して定電圧出力側の平滑コンデンサを充電する回数の増加の影響が大きいため、可変電圧範囲の拡大が可能となる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の直流電源装置は、１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力を併せ持つ直流電源において、可変電圧範囲を広げることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
第１の発明は、直流電源と、少なくとも３つの巻き線を有する多巻線変圧器と、前記直流電源に対して前記多巻線変圧器の第１の巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、前記多巻線変圧器の第２の巻き線に接続されて前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記多巻線変圧器に蓄えられたエネルギーを電流として放出するよう接続された第１のダイオードと、前記第１のダイオードの出力を平滑する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の負荷と、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記多巻線変圧器の第３の巻き線に発生する電圧を整流する第２のダイオードと、前記第２のダイオードに流れる電流の最大値を制限するための電流制限要素と、前記電流制限要素を通して流れる電流を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の負荷と、前記第１の負荷に印加する電圧を定める可変出力電圧指令と現実に印加されている電圧の差とを増幅する誤差増幅器と、可変出力電圧指令の値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、前記スイッチング周波数制御手段の出力によりその発振周波数が変化する発振器と、前記誤差増幅器の出力と前記発振器の出力により前記スイッチング素子を駆動するためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記パルス発生手段の出力に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを備えたことにより、可変出力電圧指令の値が所定の電圧以下となったときにはスイッチング周波数を増加させて前記第２の負荷に印加される電圧の低下を防ぐことが可能となり、可変電圧出力と定電圧出力とを１つのコンバータ回路で併せ持つ直流電源装置の可変電圧範囲を拡大することができる。
【００１７】
第２の発明は、直流電源と、２つの巻き線を有する変圧器と、前記直流電源に対して前記変圧器の第１の巻き線と直列に接続されるスイッチング素子と、前記変圧器の第２の巻き線に接続されて前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記変圧器に蓄えられたエネルギーを電流として放出するよう接続された第１のダイオードと、前記第１のダイオードの出力を平滑する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の負荷と、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記変圧器の第２の巻き線に発生する電圧を整流する第２のダイオードと、前記第２のダイオードに流れる電流の最大値を制限するための電流制限要素と、前記電流制限要素を通して流れる電流を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の負荷と、前記第１の負荷に印加する電圧を定める可変出力電圧指令と現実に印加されている電圧の差とを増幅する誤差増幅器と、可変出力電圧指令の値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、前記スイッチング周波数制御手段の出力によりその発振周波数が変化する発振器と、前記誤差増幅器の出力と前記発振器の出力により前記スイッチング素子を駆動するためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記パルス発生手段の出力に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを備えたことにより、前記第２の負荷に印加される電圧の低下を防ぐことが可能となり、変圧器巻き線が２つで可変電圧出力と定電圧出力とを１つのコンバータ回路で併せ持つ直流電源装置が実現できるとともに、その可変電圧範囲を拡大することができる。
【００１８】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明の前記スイッチング周波数制御手段を前記パルス発生手段のパルス幅に応じてスイッチング周波数を制御する構成としたことにより、可変出力電圧指令の値を用いることなく前記第１の負荷に印加される電圧の可変電圧範囲を拡大することができ、前記第１の負荷に印加される電圧を絶縁出力とする際に可変出力電圧指令の値を絶縁伝達する手段を省くことが可能となる。
【００１９】
第４の発明は、直流電源と、２次巻き線を有するリアクタと、前記直流電源に対して前記リアクタと直列に接続されるスイッチング素子と、前記リアクタに接続されて前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記リアクタに蓄えられたエネルギーを電流として放出
するよう接続された第１のダイオードと、前記第１のダイオードの出力を平滑する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１の負荷と、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記リアクタの２次巻き線に発生する電圧を整流する第２のダイオードと、前記第２のダイオードに流れる電流の最大値を制限するための電流制限要素と、前記電流制限要素を通して流れる電流を平滑する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第２の負荷と、前記第１の負荷に印加する電圧を定める可変出力電圧指令と現実に印加されている電圧の差とを増幅する誤差増幅器と、可変出力電圧指令の値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、前記スイッチング周波数制御手段の出力によりその発振周波数が変化する発振器と、前記誤差増幅器の出力と前記発振器の出力により前記スイッチング素子を駆動するためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記パルス発生手段の出力に応じて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを備えたことにより、１つのコンバータ回路で前記直流電源の電圧に対して昇降圧可能な可変電圧出力と定電圧出力を併せ持つことができるとともに、その可変電圧範囲を拡大することができる。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。
【００２２】
図１において、直流電源１は電力供給源であり、３つの巻き線を有する多巻線変圧器２の第１の巻き線３およびスイッチング素子６と直列に接続される。多巻線変圧器２の第２の巻き線４は第１のダイオード７と接続され、第１のダイオード７と接続される第１の平滑コンデンサ８は第１の負荷９と並列に接続される。また、多巻線変圧器２の第３の巻き線５は第２のダイオード１０と接続され、電流制限要素１１を介して第２の平滑コンデンサ１２と接続される。第２の負荷１３は第２の平滑コンデンサ１２と並列に接続される。
【００２３】
そして、誤差増幅器１４は第１の負荷９の電圧と可変出力電圧指令との差を増幅するものであり、スイッチング周波数制御手段１５は、可変出力電圧指令を受けて三角波あるいはのこぎり波を出力する発振器１６にスイッチング周波数制御信号を出力するものである。また、パルス発生手段１７は誤差増幅器１４の出力と発振器１６の出力とによってスイッチング素子６を駆動するタイミングのパルス信号を発生するものであり、駆動手段１８はスイッチング素子６を駆動するものである。
【００２４】
以上のように構成された直流電源装置の動作について以下に説明する。発振器１６の出力周波数を一定として、第１の負荷９に印加される電圧を低下させても第２の負荷１３に印加される電圧がその影響を受けて低下しない範囲での運転の場合（以下、通常運転時とする。）は、誤差増幅器１４は可変出力電圧指令と第１の負荷９の電圧差を増幅し、その結果をパルス発生手段１５に出力する。そして、パルス発生手段１５は誤差増幅器１４の出力と発振器１６の出力とを比較することによりスイッチング素子６を駆動するタイミングのパルス信号を出力し、第１の負荷９の電圧が可変出力電圧指令と一致するよう駆動回路１８に信号を送出してスイッチング素子６を駆動する。つまり、第１の負荷９の電圧が低下してきた場合にはスイッチング素子６のオン期間が拡大し、オン期間中に多巻線変圧器２に蓄えらるエネルギーが増えることによって、スイッチング素子６がオフした際に第１のダイオード７を介して供給される電力が増加することとなり、第１の負荷９の電圧を上昇させる。また、逆に第１の負荷９の電圧が上昇した場合には、スイッチング素子６のオン期間を短くすることで制御を行うといったフィードバック制御動作で運転する。
【００２５】
一方、第２の負荷１３の電圧に関しては、第２のダイオード１０がスイッチング素子６
のオン期間中に導通する方向に多巻線変圧器２の第３の巻き線５と接続されており、第２のダイオード１０と第２の負荷１３の間には抵抗あるいは可飽和リアクトル等の電流を制限する電流制限要素１１が設けられている。このため、パルス発生手段１７で定めるスイッチング素子６のオン期間中に第２の平滑コンデンサ１２の充電が行われ、第２の負荷１３の印加電圧としては多巻線変圧器２の巻き線３と巻き線５の巻き数比率に応じた一定の電圧を得ることができる。ここで、通常運転時においては第２の平滑コンデンサ１２に必要な充電時間が確保されるため、第１の負荷９の電圧を変化させた場合にも第２の負荷１３の電圧は影響を受けない。そして、この平滑コンデンサ１２の充電に必要なスイッチング素子６の最小のオン期間（以下、最小オン期間とする。）は電流制限要素１１と平滑コンデンサ１２の定数、および第２の負荷１３の消費電力によって一義的に定まる。
【００２６】
次に、可変出力電圧指令の値が低下し、スイッチング素子６のオン期間が最小オン期間以下とする必要がある場合（以下、低電圧運転時とする。）について説明する。第１の負荷９の印加電圧の制御については通常運転時と同様の誤差増幅器１４によるフィードバック制御を行う。そして、第２の負荷１３の電圧を一定に保つ制御については図２に示すように、可変出力電圧指令Ｖｒｅｆに応じたスイッチング素子６のオン期間が最小オン期間となる電圧点Ｖｓ以下となれば、スイッチング周波数制御手段１５によって発振器１６の出力周波数ｆｓｗを通常運転時のｆｒからｆｍまで徐々に高くすることで、平滑コンデンサ１２への充電回数を増加させて制御する。このことは、第１の負荷９の印加電圧の制御がスイッチング素子６の駆動周波数に比例し、また、流れる最大電流の２乗に比例することから説明できる。例えば、第１の負荷９に等しい電力を供給するためには、スイッチング素子６の駆動周波数を４倍にすれば、流れる電流の最大値は１／２となる。つまり、発振器１６の出力周波数を４倍としたならばパルス発生手段１５から出力されるスイッチング素子６のオン期間は１／２であるから、結果として平滑コンデンサ１２への充電時間は２倍となり、第２の負荷１３の印加電圧低下を防止できることになる。図３に各部の電圧、電流波形を示す。図３において、Ｖｇは駆動手段１８の出力、Ｉｓｗはスイッチング素子６に流れる電流、Ｉｄ７は第１のダイオード７に流れる電流、Ｉｄ１０は第２のダイオード１０に流れる電流を示す。
【００２７】
以上のように、本実施の形態においては１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つ直流電源装置が実現できるとともに、その可変電圧範囲を広げることが可能となる。
【００２８】
なお、本実施の形態では、特にスイッチング素子６の制御するための電源については述べていないが、直流電源１から直接供給するか、もしくは第２の負荷１３と同様に定電圧出力の負荷として構成してもよい。また、本実施の形態では３つの巻き線を有する多巻線変圧器２を用いて直流電源装置を非絶縁として構成しているが、入出力を絶縁したい場合には誤差増幅器１４とパルス周波数制御手段のそれぞれに絶縁伝達手段を設けるようにすればよい。また、その場合の直流電源１側の制御電源については直流電源１から直接供給するか、もしくは多巻線変圧器２に第４の巻き線を設けてもう1組みの定電圧出力可能な補助電源を構成するようにしてもよい。特に、直流電源１が商用交流電圧の整流によって構成される場合などで高電圧となるときに補助電源をもうける構成が有効である。
【００２９】
（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態の直流電源装置のブロック図である。
【００３０】
本実施の形態においては、実施の形態１の構成に対して変圧器が２巻き線の変圧器１９となっており、巻き線２１によって実施の形態１における多巻線変圧器２の巻き線４と巻き線５の役割を兼ねるように構成している点と、第２の負荷１３の１線がグランド共通としていない点で異なる。
【００３１】
次に、動作についてであるが、基本的には実施の形態１と同様であり、通常運転時はスイッチング素子６のオン期間をフィードバック制御して第１の負荷９の電圧が可変出力電圧指令の値に一致するよう動作し、第２の負荷に対してはスイッチング素子６のオン期間にダイオード１０から電流制限要素１１を介して第２の平滑コンデンサ１２を充電することで定電圧を印加できるように動作する。また、低電圧運転時にはパルス周波数制御手段１５によって発振器１６の周波数を高めることによって第２の負荷１３に印加される電圧を定電圧に保つよう動作する点についても同様である。但し、以上のように１つの巻き線から時分割で２つの出力を得ているため、第１の負荷９の１線と第２の負荷１３の１線の間にはスイッチング周波数の電圧が印加されることとなり、共通グランドにすることはできない。
【００３２】
以上のように、本実施の形態においては１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つ直流電源装置が２つの巻き線の変圧器で実現できるとともに、その可変電圧出力の範囲を広げることが可能となる。
【００３３】
なお、本実施の形態では、特にスイッチング素子６の制御するための電源については述べていないが、直流電源１から直接供給するか、もしくは２巻き線変圧器１９に第３の巻き線を設けてもう1組みの定電圧出力可能な補助電源を構成するようにしてもよい。特に、直流電源１が商用交流電圧の整流によって構成される場合などで高電圧となるときに補助電源をもうける構成が有効であり、この場合でも実施の形態１を同様の構成とした場合に比較して巻き線を１つ削減することが可能となる。
【００３４】
（実施の形態３）
図５は、本発明の第３の実施の形態の直流電源装置のブロック図である。
【００３５】
本実施の形態においては、実施の形態１の構成に対して可変電圧出力と定電圧出力とを直流電源１に対して絶縁出力とし、誤差増幅器１４の信号を絶縁伝達するための絶縁伝達手段２２を設けるとともに、パルス発生手段１７の出力をフィルタ回路２３にて直流信号に変換したものをパルス周波数制御手段の入力とするよう構成したものである。低電圧動作時にはパルス発生手段１７の出力パルス幅は狭くなるため、このパルスをフィルタ回路２３で平均化することで可変出力電圧指令に比例した直流レベルに変換することが可能となり、実施の形態１のように可変出力電圧指令を用いないため、可変出力電圧指令の絶縁伝達手段が削減可能となる。
【００３６】
以上のように、本実施の形態においては１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つ直流電源装置において、入出力を絶縁する必要がある場合に、可変出力電圧指令の値を絶縁伝達することなく、その可変電圧範囲を広げることが可能となる。
【００３７】
（実施の形態４）
図６は、本発明の第４の実施の形態の直流電源装置のブロック図である。
【００３８】
図６において、直流電源１は電力供給源であり、リアクタ２４とスイッチング素子６とに直列に接続される。また、スイッチング素子６とリアクタ２４の接続点は第１のダイオード７のアノードとも接続され、第１のダイオード７のカソードと接続される第１の平滑コンデンサ８は第１の負荷９と並列に接続される。また、リアクタ２４の２次巻き線２５は第２のダイオード１０と接続され、電流制限要素１１を介して第２の平滑コンデンサ１２と接続される。そして、第２の負荷１３は第２の平滑コンデンサ１２と並列に接続される。誤差増幅器１４は第１の負荷９の電圧と可変出力電圧指令との差を増幅するものであり、スイッチング周波数制御手段１５は、可変出力電圧指令を受けて三角波あるいはのこ
ぎり波を出力する発振器１６にスイッチング周波数制御信号を出力するものである。また、パルス発生手段１７は誤差増幅器１４の出力と発振器１６の出力とによってスイッチング素子６を駆動するタイミングのパルス信号を発生するものであり、駆動手段１８はスイッチング素子６を駆動するものである。
【００３９】
以上のように本発明の実施の形態においては、実施の形態１における変圧器２の第１の巻き線３と第２の巻き線４をリアクタ２４で兼ねた構成となっている。
【００４０】
従って、動作についても実施の形態１と同様であり、通常運転時には発振器１６は一定周波数を出力し、スイッチング素子６の制御についてはパルス発生手段１７への誤差増幅器１４によるフィードバック制御が行われており、第１の負荷９には可変出力電圧指令に応じた電圧が印加されるよう動作する。そして、第２の負荷１３には直流電源１に対してリアクタ２４の２次巻き線２５の巻き数に応じた電圧が印加される。また、低電圧動作時にはスイッチング周波数制御手段によって発振器１６の出力周波数を増加させ、定電圧出力であるところの第２の負荷１３の印加電圧の低下を防止する。
【００４１】
以上のように、本実施の形態においては入出力が非絶縁の直流電源装置において、変圧器に代えてリアクトルを適用することにより小型、低コスト化が図れ、１つのコンバータ回路で可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つ直流電源装置が実現できるとともに、その可変電圧範囲を広げることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、可変電圧出力と定電圧出力とを併せ持つので、可変出力電圧指令として目標温度に相当する基準電圧とサーミスタ抵抗によって分圧された電圧との誤差を利用することによって、ヒーターを用いた保温装置や、熱電素子を用いた冷却装置等に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１における直流電源装置のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における直流電源装置のスイッチング周波数制御の動作説明図
【図３】本発明の実施の形態１における各部波形図
【図４】本発明の実施の形態２における直流電源装置のブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における直流電源装置のブロック図
【図６】本発明の実施の形態４における直流電源装置のブロック図
【図７】従来の直流電源装置のブロック図
【図８】従来の直流電源装置の各部電圧波形図
【符号の説明】
【００４４】
１  直流電源
２  多巻線変圧器
３  多巻線変圧器の第１の巻き線
４  多巻線変圧器の第２の巻き線
５  多巻線変圧器の第３の巻き線
６  スイッチング素子
７  第１のダイオード
８  第１の平滑コンデンサ
９  第１の負荷
１０  第２のダイオード
１１  電流電流制限要素
１２  第２の平滑コンデンサ
１３  第２の負荷
１４  誤差増幅器
１５  スイッチング周波数制御手段
１６  発振器
１７  パルス発生手段
１８  駆動手段
１９  変圧器
２０  変圧器の第１の巻き線
２１  変圧器の第２の巻き線
２２  絶縁伝達手段
２３  フィルタ回路
２４  リアクタ
２５  リアクタの２次巻き線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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