(57)【要約】【課題】  受信器の構成要素のデバイス特性に起因して生ずる信号の振幅誤差のみならず位相誤差を正確に推定し、その誤差成分についてフィードバック制御を介在させずに高速に補正して、信号の劣化をなくすことができるようにした、信号処理回路を提供する。【解決手段】  直交検波された２つの信号についての相互相関値を算出する相互相関値算出部３ａ〜３ｆと、相互相関値算出部３ａ〜３ｆにて算出された相互相関値をもとに、２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として算出する位相誤差算出部３ｇと、をそなえるように構成する。【選択図】        図１
2005197968.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交検波された２つの信号についての相互相関値を算出する相互相関値算出部と、
該相互相関値算出部にて算出された相互相関値をもとに、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として算出する位相誤差算出部と、をそなえて構成されたことを
特徴とする、信号処理回路。
【請求項２】
直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、
該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を補正する振幅誤差補正部と、
該振幅誤差補正部で該振幅誤差が補正された２つの信号の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出部と、をそなえて構成されたことを
特徴とする、信号処理回路。
【請求項３】
直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、
該直交検波部にて直交検波された２つの信号から、直交周波数分割分離されたサブキャリアごとに２つの直交検波成分を出力するサブキャリア直交検波成分出力部とをそなえるとともに、
該サブキャリア直交検波成分出力部からのサブキャリアごとに、該２つの直交検波成分のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として検出する位相誤差検出部を有する信号処理回路を、それぞれそなえて構成されたことを
特徴とする、直交復調装置。
【請求項４】
試験用信号かまたは実運用時信号を選択的に切り替えて出力する切り替えスイッチと、
該切り替えスイッチからの信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の位相誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出部と、
上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出された上記の振幅誤差および位相誤差を記憶する記憶部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該記憶部で記憶された振幅誤差をもとに補正する振幅誤差補正部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の位相誤差を、該記憶部で記憶された位相誤差をもとに補正する位相誤差補正部とをそなえるとともに、
試験時においては該試験用信号を、実運用時においては実運用時信号を出力すべく該切り替えスイッチを制御し、
試験時においては、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出される振幅誤差および位相誤差を該記憶部に記憶させるべく、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部を制御し、
かつ、実運用時においては、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部において、該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差および位相誤差を該記憶部で記憶された内容をもとに補正すべく、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部を制御する制御部をそなえて構成されたことを
特徴とする、直交復調装置。
【請求項５】
直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、該直交検波部で直交検波された２つの直交検波成分についての信号処理を行なう直交復調装置の誤差推定方法であって、
試験時において、
該直交検波部で試験信号が直交検波された２つの直交検波成分を出力する直交検波成分出力ステップと、
該直交検波成分出力ステップで出力された該直交検波成分の振幅誤差を、該２つの成分のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出ステップと、
該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を記憶する振幅誤差記憶ステップと、
該直交検波成分出力ステップで出力された２つの直交検波成分の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出ステップと、
該位相誤差検出ステップで検出された該位相誤差を記憶する位相誤差記憶ステップと、をそなえて構成されたことを特徴とする、直交復調装置の誤差推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムにおける受信器、好ましくは無線通信システムにおける受信器において用いて好適な、直交検波されたＩ（In-Phase）信号およびＱ（Quadrature）信号についての信号処理を行なう信号処理回路並びに直交復調装置およびその誤差推定方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図８は一般的な受信器１００の構成を示すブロック図である。この図８に示す受信器１００のように、図示しない送信器から送信された無線信号をアンテナ１０１で受信すると、このアンテナ１０１で受信された信号はＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ１０２で利得一定に制御されるとともにバンドパスフィルタ１０３で不要波成分を除去したのち、直交復調部１０４で直交復調を施して、ベースバンド信号に変換することが行なわれている。
【０００３】
ここで、直交復調部１０４は、バンドパスフィルタ１０３を通過した無線周波数信号ｆRFを２分岐する０°ハイブリッド（0deg HYB）１０４ａと、受信変調信号と同じ周波数のローカル信号を出力するローカル発振器１０４ｂと、このローカル信号について互いに９０°位相がずれた２つのローカル信号を出力するための９０°ハイブリッド（90deg HYB）１０４ｃと、ミキサ１０４ｉ，１０４ｑをそなえて構成されている。
【０００４】
すなわち、ミキサ１０４ｉ，１０４ｑは、上述の０°ハイブリッド１０４ａで分岐された２つの無線周波数信号についてそれぞれ９０°ハイブリッド１０４ｃで出力された２つのローカル信号を乗算するものであり、これにより、互いに直交性を持つベースバンド信号として、ミキサ１０４ｉからＩ信号を、ミキサ１０４ｑからＱ信号を、それぞれ出力することができるようになっている。
【０００５】
なお、図８に示す受信器１００においては、直交復調部１０４から出力されるＩ信号およびＱ信号（以下、Ｉ／Ｑ信号と記載することがある）は、それぞれローパスフィルタ１０５ｉ，１０５ｑにおいて高周波成分が除去され、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１０６ｉ，１０６ｑにおいてディジタル信号に変換される。そして、ディジタル復調処理部１０７においてＡ／Ｄ変換器１０６ｉ，１０６ｑからのディジタル信号についてデータ復調を行なうようになっている。
【０００６】
ところで、ディジタル復調処理部１０７に入力されるディジタル信号には、直交復調部１０４をなすデバイスの固有の特性や、ローパスフィルタ１０５ｉ，１０５ｑおよびＡ／Ｄ変換器１０６ｉ，１０６ｑの特性に起因する振幅誤差や位相誤差が発生することが知られている。
たとえば、０°ハイブリッド１０４ａは、デバイス固有の特性により、必ずしもＩ信号側およびＱ信号側のそれぞれのベースバンド帯域に対して均一に信号成分を配分することができないものがあり、これがＩ信号およびＱ信号間の振幅誤差の原因となる。
【０００７】
具体的には、図１１（ｂ）に示すように、０°ハイブリッド１０４ａで分配されたＱ信号のゲインは信号帯域ＢＷ内において均一とすることができるが、同様に分配されたＩ信号のゲインについては、図１１（ａ）に示すように高周波の帯域部分は低周波の帯域部分に比べゲインが低下する。この場合においては、ＩＱ信号の振幅誤差（即ちゲイン差）としては、Ｉ側信号の振幅誤差の影響を受け、図１１（ｃ）に示すように、高周波の帯域部分は低周波の帯域部分に比べて振幅値が低下する。
【０００８】
また、０°ハイブリッド１０４ａ，９０°ハイブリッド１０４ｃは、デバイス固有の特性により、必ずしも入力に対して理想的な角度で信号を分配することができないものがあり、これが、Ｉ信号およびＱ信号間の位相誤差の原因となる。
具体的には、図１２（ａ）に示すように、０°ハイブリッド１０４ａは理想の０°からずれて無線周波数信号を分配するため、例えば、無線周波数における信号帯域内において高周波成分は位相が０°から進む誤差となり、低周波成分ほど位相が０°から遅れる。又、９０°ハイブリッド１０４ｃでも、図１２（ｂ）に示すように、理想の９０°からずれた２つのローカル信号を出力する。このため、直交復調部１０４の出力となるＩ信号およびＱ信号間の位相誤差は、図１２（ｃ）に示すように、０°ハイブリッド１０４ａおよび９０°ハイブリッド１０４ｉ，１０４ｑによる位相誤差が足し合わされることになる。
【０００９】
そして、上述の直交復調部１０４においては、上述の振幅誤差および位相誤差が重畳された状態で、Ｉ信号およびＱ信号として出力されることになる。
さらに、直交復調部１０４以降のＩ／Ｑ信号に分離されている部分の部品（符号１０５ｉ，１０６ｉ，１０５ｑ，１０６ｑ参照）のゲインの違いにより、Ｉ／Ｑ信号の電力値に差が発生するため、振幅誤差が生じるのである。ここで発生する振幅誤差については、前述の直交復調部１０４での振幅位相誤差に重畳されて出力されることになる。
【００１０】
このような振幅誤差および位相誤差（これらの誤差を総称して振幅位相誤差という場合がある）が存在する受信信号成分について、ディジタル復調処理部１０７でデータ復調処理を行なうと、ＢＥＲ（ビット誤り率）特性の改善に支障を来たすことになる。
必要とするＳ／Ｎ比（信号対雑音比）が比較的低い信号であればその影響は小さいが、拡散変調でマルチコードを使う信号や、多値変調信号のような高いＳ／Ｎ比を必要とするフォーマットの信号を伝送する場合、振幅位相誤差成分が雑音に見えるため、ＢＥＲ特性への影響は比較的大きくなってくる。
【００１１】
したがって、受信器においては、ディジタル復調処理部１０７でのデータ復調処理の特性を改善するために、上述のごとき振幅位相誤差成分を解消することが求められる。このような振幅誤差又は位相誤差を解消するための技術としては、以下に示す特許文献１および特許文献２に記載された公知技術がある。
特許文献１に記載された技術においては、復調回路によるディジタル復調処理後の信号に関して、内符号および外符号それぞれについての誤り訂正前後の信号から受信品位を検出し、Ｉ／Ｑ信号の振幅誤差および位相誤差を補正すべく９０°移相器の移相量やローパスフィルタの特性をフィードバックして制御するようになっている。
【００１２】
また、特許文献２には、その図１において、２分割した受信信号を９０°の位相差をもつ基準信号に基づき検波する検波器（符号１０２，１０３参照）と、検波器の出力レベルを検出するレベル検出器（符号１１２参照）と、レベル検出器の出力に応じてレベル制御信号を発生するレベル制御信号発生器（符号１１４参照）と、レベル制御信号発生器の出力に基づき基準信号レベルを可変し検波器出力を制御するレベル制御器（符号１１０，１１１参照）とをそなえた受信装置について開示されている。
【００１３】
ところで、近年においては、直交性を利用し、周波数軸上でのオーバーラップを許容するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）技術が、狭い周波数の範囲を効率的に利用した広帯域伝送を実現し、周波数の利用効率を上げることができるものとして注目されている。
このＯＦＤＭにおいては、複数のサブキャリアに分けて、パラレルデータとしてデータ伝送することで、シンボルレートを抑えられ、速度を上げつつシンボル長を長く保つことができるものである。そして、直交するサブキャリア波を図９に示すようにｍ本（♯１〜♯ｍ）交互に並べて使用することにより、干渉をなくし、比較的狭いバンド幅ＢＷにおいて高密度にサブキャリアを並べることができるようになっている。
【００１４】
具体的には、ＯＦＤＭを適用した送信器においては、パラレルデータについて高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ；Inverse Fast Fourier Transform）を行なうことによって、サブキャリア周波数領域のデータを時間領域のデータとする変換を行なった後に、これを例えば無線周波数信号ｆRFで直交変調することにより無線送信することができるようになっている。
【００１５】
そして、この無線送信された信号を受信する受信器においては、受信信号について直交復調したのちに、高速フーリエ変換処理を行なって、送信元のパラレルデータとしての各サブキャリアのＩ／Ｑデータを得ることができるようになっている。
図１０は上述のＯＦＤＭを適用した受信器１１０を示すブロック図である。受信信号について、直交復調部１０４において直交復調処理を行なって、ローパルフィルタ１０５ｉ，１０５ｑで高周波成分を除去しＡ／Ｄ変換器１０６ｉ，１０６ｑにおいてディジタル信号に変換するところまでは図８の場合と同様に処理がなされるが、このＡ／Ｄ変換器１０６ｉ，１０６ｑとディジタル復調処理部１０７との間には高速フーリエ変換部（FFT; Fast Fourier Transform）１０８がそなえられている。
【００１６】
すなわち、高速フーリエ変換部１０８は、Ａ／Ｄ変換器１０６ｉ，１０６ｑからのＩ／Ｑ信号について、複数（ｍ本）のサブキャリアごとのＩ／Ｑ信号（Ｉ1，Ｑ1，…，Ｉm，Ｑm）に変換してから、ディジタル復調処理部１０７に出力するようになっている。
【特許文献１】特開２００３−８６７４号公報
【特許文献２】特開平１１−２５２１８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、上述の特許文献１に記載された技術においては、誤り訂正の精度が安定しフィードバックによる制御が安定するまで位相誤差の影響を受ける。このため、このフィードバックによる制御が安定するまでの相当の時間において受信する信号については、位相誤差および振幅誤差を補正することが困難である。
また、上述の特許文献２に記載された技術においては、位相誤差についてまでは補正することができないので、ビット誤り率の更なる改善を図る際に支障をきたすことになるほか、フィードバック制御を行なっているので、このフィードバックによる制御が安定するまでの相当の時間において受信する信号については、振幅誤差を補正することが困難であるという課題もある。
【００１８】
また、図１０に示すようなＯＦＤＭを適用した受信器１１０においては、直交復調部１０４により、ＯＦＤＭを適用する送信器によって前述のごとく送信された信号について、単一の周波数ｆRFを用いて直交復調処理を行なっている。即ち、この直交復調処理によって、送信側におけるＩＦＦＴ処理により周波数領域のデータが時間領域のデータに変換された信号をなすＩ信号およびＱ信号を得ることになる。
【００１９】
すなわち、複数のサブキャリア周波数帯が重畳された周波数帯全域について共通の周波数ｆRFを用いて直交復調処理を行なっているので、この直交復調処理によって得られるＩ信号およびＱ信号についての振幅位相誤差を補正したとしても、各サブキャリア信号におけるＩ信号およびＱ信号についての振幅位相誤差を補正したことにならず、受信特性の改善を十分に図ることができない。
【００２０】
したがって、直交復調部１０４，ローパスフィルタ１０５ｉ，１０５ｑおよびＡ／Ｄ変換器１０６ｉ，１０６ｑのデバイス特性は、サブキャリアの信号ごとに異なる影響を与えていることになるため、これらの各要素のデバイス特性によるＩ信号およびＱ信号間の振幅位相誤差としては、各サブキャリアにおけるＩ信号およびＱ信号間での振幅位相誤差を、受信特性の改善のために補正していく必要があるのである。
【００２１】
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、直交復調部等の受信器の構成要素のデバイス特性に起因して生ずる信号の振幅誤差のみならず位相誤差を正確に推定し、その誤差成分についてフィードバック制御を介在させずに高速に補正して、信号の劣化をなくすことができるようにした、信号処理回路並びに直交復調装置およびその誤差推定方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
このため、本発明の信号処理回路は、直交検波された２つの信号についての相互相関値を算出する相互相関値算出部と、該相互相関値算出部にて算出された相互相関値をもとに、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として算出する位相誤差算出部と、をそなえて構成されたことを特徴としている。
また、本発明の信号処理回路は、直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を補正する振幅誤差補正部と、該振幅誤差補正部で該振幅誤差が補正された２つの信号の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出部と、をそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２３】
さらに、本発明の直交復調装置は、直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、該直交検波部にて直交検波された２つの信号から、直交周波数分割分離されたサブキャリアごとに２つの直交検波成分を出力するサブキャリア直交検波成分出力部とをそなえるとともに、該サブキャリア直交検波成分出力部からのサブキャリアごとに、該２つの直交検波成分のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として検出する位相誤差検出部を有する信号処理回路を、それぞれそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２４】
また、本発明の直交復調装置は、試験用信号かまたは実運用時信号を選択的に切り替えて出力する切り替えスイッチと、該切り替えスイッチからの信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、該直交検波部で直交検波された２つの信号の位相誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出部と、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出された上記の振幅誤差および位相誤差を記憶する記憶部と、該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該記憶部で記憶された振幅誤差をもとに補正する振幅誤差補正部と、該直交検波部で直交検波された２つの信号の位相誤差を、該記憶部で記憶された位相誤差をもとに補正する位相誤差補正部とをそなえるとともに、試験時においては該試験用信号を、実運用時においては実運用時信号を出力すべく該切り替えスイッチを制御し、試験時においては、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出される振幅誤差および位相誤差を該記憶部に記憶させるべく、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部を制御し、かつ、実運用時においては、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部において、該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差および位相誤差を該記憶部で記憶された内容をもとに補正すべく、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部を制御する制御部をそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２５】
さらに、本発明の直交復調装置の誤差推定方法は、直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、該直交検波部で直交検波された２つの直交検波成分についての信号処理を行なう直交復調装置の誤差推定方法であって、試験時において、該直交検波部で試験信号が直交検波された２つの直交検波成分を出力する直交検波成分出力ステップと、該直交検波成分出力ステップで出力された該直交検波成分の振幅誤差を、該２つの成分のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出ステップと、該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を記憶する振幅誤差記憶ステップと、該直交検波成分出力ステップで出力された２つの直交検波成分の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出ステップと、該位相誤差検出ステップで検出された該位相誤差を記憶する位相誤差記憶ステップと、をそなえて構成されたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、位相誤差検出部の相互相関値算出部および位相誤差算出部により、位相誤差検出部の相互相関値算出部および位相誤差算出部により、受信器の構成要素固有の特性、即ち受信器の構成要素のデバイス特性に起因したＩ成分およびＱ成分間の位相誤差について、ベースバンド処理を行なう段の簡素な信号処理回路機能の追加によって正確に推定することができるので、この位相誤差について補正することで信号の劣化をなくすことができ、Ｓ／Ｎ比およびビット誤り率特性を改善することができる。
【００２７】
特に、拡散変調でマルチコードを使用する信号や、多値変調信号のような比較的高いＳ／Ｎ比を必要とする信号を伝送する場合においても、要求されるＳ／Ｎ比を確保することができる利点もある。
また、この位相誤差の補正においてはフィードバック制御を介在させずに補正することができるので、上述のごとき正確な位相誤差の推定ができるほか、位相誤差補正を行なうための回路の応答速度を速めることができる利点もある。
【００２８】
さらに、本発明によれば、振幅誤差検出部および振幅誤差補正部により、位相誤差検出部での位相誤差の検出の前段において振幅誤差を補正しておくことができるので、位相誤差の検出精度をより高めることができる利点もある。
また、本発明によれば、サブキャリアごとに設けられた信号処理回路の位相誤差検出部により、上述の場合と同様の利点に加え、特にＯＦＤＭ信号に対してサブキャリアごとに位相誤差を検出することができる。即ち、ＯＦＤＭ信号においては、受信器固有の特性に起因したＩ成分およびＱ成分間の位相誤差がサブキャリアごとに異なっていることが想定されるが、ベースバンド処理を行なう段の簡素な信号処理回路機能の追加によって、サブキャリアごとの位相誤差を正確かつ高速に推定することができるので、Ｓ／Ｎ比およびビット誤り率特性を飛躍的に改善させることができる利点がある。
【００２９】
さらに、制御部により、試験時においては、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出される振幅誤差および位相誤差を該記憶部に記憶させるべく、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部を制御し、かつ、実運用時においては、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部において、該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差および位相誤差を該記憶部で記憶された内容をもとに補正すべく、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部を制御することができるので、実際の無線伝送路を通じて伝送されてきた信号についての受信処理を行なう実運用時において、サブキャリアごとの信号処理回路の処理を簡素化することができ、装置全体の処理負荷を軽減させることができる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
［ａ］第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態にかかる受信器１０を示すブロック図であり、この図１に示す受信器１０は、例えば図示しない送信器においてデータ信号が直交変調されて、無線周波数信号として送信された送信信号を受信するものであって、後述するように、データ復調処理の前段の処理を行なうデバイス固有の特性によって生じる振幅位相誤差を推定および補正を行ないうる本願発明の特徴的構成をそなえたものである。
【００３１】
ここで、この図１に示す受信器１０は、前述の図８におけるもの（符号１０１〜１０４，１０５ｉ，１０５ｑ，１０６ｉ，１０６ｑ，１０７参照）と基本的に同様の機能を有するアンテナ１１，ＡＧＣアンプ１２，バンドパスフィルタ１３，直交復調部１４，ローパスフィルタ１０５ｉ，１０５ｑ，Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑおよびディジタル復調処理部１８をそなえるとともに、本願発明の特徴的構成を持つ信号処理回路１７をそなえて構成されている。
【００３２】
直交復調部１４は、前述の図８の場合と同様に、バンドパスフィルタ１３を通過した受信信号を２分岐する０°ハイブリッド（0deg HYB）１４ａと、この信号が直交変調された周波数と同一周波数のローカル信号を出力するローカル発振器１４ｂと、このローカル信号について互いに９０°位相がずれた２つのローカル信号を出力するための９０°ハイブリッド（90deg HYB）１４ｃと、ミキサ１４ｉ，１４ｑをそなえて構成されている。
【００３３】
ただし、図１中においては、９０°ハイブリッド１４ｃにおける分配角度９０°のずれを想定し、ミキサ１４ｑに与えられるローカル信号にはミキサ１４ｉ側に与えられるローカル信号に対しての相対的な位相誤差をΔがあるとして、ミキサ１４ｉへのローカル信号を「ｃｏｓ２πｆRFｔ」と、ミキサ１４ｑへのローカル信号を「ｓｉｎ（２πｆRFｔ+Δ）」と表記している。
【００３４】
なお、ミキサ１４ｉ，１４ｑにおいては、上述の０°ハイブリッド１４ａで分岐された２つの無線周波数信号についてそれぞれ９０°ハイブリッド１４ｃで出力された２つのローカル信号を乗算するものである。これにより、互いに直交性を持つベースバンド信号として、ミキサ１４ｉからＩ信号を、ミキサ１４ｑからＱ信号を、それぞれ出力することができるようになっている。
【００３５】
また、信号処理回路１７は、データ復調処理の前段の処理を行なうデバイス（この場合においては例えば直交復調部１４の０°ハイブリッド１４ａ，９０°ハイブリッド１４ｃ，ローパスフィルタ１５ｉ，１５ｑ，Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑ）が有する固有の特性によって生じる振幅位相誤差を推定するとともに、その補正を行ないうる本願発明の特徴的構成をそなえたものである。尚、上述の直交復調部１４からディジタル復調処理部１８の前段の信号処理回路１７までの機能部について、直交復調装置ということもできる。
【００３６】
信号処理回路１７は、振幅誤差検出部１，振幅誤差補正部２，位相誤差検出部３，位相誤差補正部４および遅延調整部５をそなえて構成されて、Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑから出力されるＩ”信号およびＱ”信号間の相対的な振幅誤差および位相誤差について推定し補正するようになっている。
さらに、振幅誤差検出部１は、直交検波された２つの信号（この場合においてはＡ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑから出力されるＩ”信号およびＱ”信号）の振幅誤差を、２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出するものであり、振幅誤差補正部２は、振幅誤差検出部１にて検出された振幅誤差を補正するものである。本実施形態においては、後述するようにＱ”信号に対するＩ”信号の振幅誤差を振幅誤差検出部１で検出し、検出された振幅誤差を用いてＩ”信号の位相誤差補正を振幅誤差補正部２で行なって、Ｉ’信号として出力するようになっている。
【００３７】
また、位相誤差検出部３は、振幅誤差補正部２で振幅誤差が補正された２つの信号〔Ｉ’信号およびＱ’信号（Ｑ”信号）〕の位相誤差を、振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出するものであり、位相誤差補正部４は、位相誤差検出部３にて検出された位相誤差を補正するものである。本実施形態においては、後述するようにＩ’信号に対するＱ’信号の位相誤差を位相誤差検出部３で検出し、検出された位相誤差を用いてＱ’信号の位相誤差補正を位相誤差補正部４で行なって、振幅位相誤差の補正結果としてのＱ信号を出力するようになっている。
【００３８】
なお、遅延調整部５は、位相誤差補正部４でのＱ’信号の位相誤差補正に要する時間分の遅延をＩ’信号に与え、位相誤差補正結果となるＩ信号として出力するようになっている。これにより、上述のＩ信号およびＱ信号について同時に出力することができるようになっている。又、上述のＩ”信号およびＱ”信号信号に関して、振幅誤差を先行して補正しておくことにより、振幅誤差を補正しない状態で位相誤差を検出する場合よりも精度高く位相誤差を検出することができる。
【００３９】
また、振幅誤差検出部１は、例えば式（１）に示すようなＱ”信号に対するＩ”信号の振幅誤差δＡを演算するものである。具体的には、振幅誤差検出部１は、２乗演算部１ａｉ，１ａｑ，総和演算部１ｂｉ，１ｂｑ，平方根演算部１ｃｉ，１ｃｑ，逆数演算部１ｄｉ，乗算器１ｅをそなえ、例えばＩ信号およびＱ信号それぞれの振幅平均値の差から、Ｉ信号に対するＱ信号の振幅誤差δＡを求めるとともに、求められた結果を振幅誤差保持部１ｆで保持しておくようになっている。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑからディジタル信号として入力されてくるＩ”信号およびＱ”信号について、２乗演算部１ａｉ，１ａｑでそれぞれの２乗値を演算する。そして、それぞれの２乗値についての一定時間の値の総和〔一定時間に入力される（ｎ＋１）個の値の総和〕を総和演算部１ｂｉ，１ｂｑで演算する。更に、平方根演算部１ｃｉ，１ｃｑでこれらの総和値の平方根を演算し、各成分の振幅平均値を求める。更に、逆数演算部１ｄｉ，乗算器１ｅでＩ”信号に対するＱ”信号振幅平均値の比を求め、これを振幅誤差δＡとして振幅誤差保持部１ｆで保持する。
【００４１】
【数１】
2005197968.tif 000003
【００４２】
このように、振幅誤差の検出（推定）は、Ｉ”信号およびＱ”信号それぞれの振幅の平均値の差から求める。尚、振幅誤差がなければ、Ｉ信号およびＱ信号の振幅の平均値の差は０となり、振幅誤差δＡの値は「１」となる。本実施形態においては、Ｑ”信号の振幅を基準としたＩ”信号の振幅誤差を求めているが、Ｉ”信号の振幅を基準としたＱ”信号の振幅誤差を求めるようにしてもよい。
【００４３】
そして、振幅誤差補正部２では、式（２）に示すように、振幅誤差保持部１ｆで保持された値δＡをＩ”信号に掛け合わせ、Ｉ’信号として出力する。尚、Ｑ”信号は、Ｉ”信号の振幅誤差を補正するための基準として用いたものであり、式（３）に示すように、そのまま振幅誤差が補正された値（Ｑ’信号）とすることができる。このため、振幅誤差補正部２は、Ａ／Ｄ変換器１６ｉにて出力されたＩ”信号に振幅誤差保持部１ｆにて保持されているδＡを乗算する乗算部２ａをそなえて構成されている。
【００４４】
【数２】
2005197968.tif 000004
【００４５】
さらに、位相誤差検出部３においては、まず、式（４）に示すような、振幅誤差補正部２で振幅誤差が補正された２つの信号（I’信号とQ’信号）の正規化された相互相関値Ｃを算出する。位相誤差検出部３は、この式（４）に示す値を算出するため、乗算部３ａ，総和演算部３ｂ，２乗演算部３ｃ，総和演算部３ｄ，逆数演算部３ｅおよび乗算部３ｆをそなえている。
【００４６】
【数３】
2005197968.tif 000005
【００４７】
すなわち、乗算部３ａにおいてＩ’信号とＱ’信号とを乗算するとともに、総和演算部３ｂで乗算部３ａからの演算結果についての一定時間の値の総和〔一定時間に入力される（ｎ+１）個の値の総和〕を演算する。又、２乗演算部３ｃにおいてＱ’信号の２乗を演算し、総和演算部３ｄで乗算部３ｃからの演算結果についての一定時間の値の総和を演算する。そして、逆数演算部３ｅおよび乗算部３ｆにより、総和演算部３ｄでの演算結果に対する総和演算部３ｃでの演算結果の比を算出して、得られた値を相互相関値Ｃする。
【００４８】
ついで、位相誤差検出部３においては、上述の式（４）に従って得られた値を用いて、式（５）に示すように、位相誤差Δ [degree]を推定する。このため、位相誤差検出部３は、上述の相互相関値を求めるための構成（符号３ａ〜３ｆ参照）に加えて、逆正弦関数演算部３ｇおよび位相誤差保持部３ｈをそなえて構成されている。尚、式（５）によって位相誤差を得られることについては後述する。
【００４９】
【数４】
2005197968.tif 000006
【００５０】
このように、位相誤差がある場合においては、Ｉ’信号およびＱ’信号の位相ずれを、式（４）に示すような相互相関値Ｃを求めることで、Ｑ’信号に含まれているＩ成分を求めることができる。本実施形態においては、Ｉ’信号の位相を基準としたＱ’信号の位相誤差を求めているが、Ｑ’信号の位相を基準としたＩ’信号の位相誤差を求めるようにしてもよい。
【００５１】
したがって、上述の乗算部３ａ，総和演算部３ｂ，２乗演算部３ｃ，総和演算部３ｄ，逆数演算部３ｅおよび乗算部３ｆは、（振幅誤差が補正された）直交復調後の２つの信号（Ｉ’信号およびＱ’信号）についての相互相関値を算出する相互相関値算出部として機能する。又、逆正弦関数演算部３ｇは、相互相関値算出部３ａ〜３ｆにて算出された相互相関値をもとに、（振幅誤差が補正された）直交復調後の２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として算出する位相誤差算出部として機能する。
【００５２】
さらに、２乗演算部３ｃおよび総和演算部３ｄは、基準値として、振幅誤差が補正された上述の２つの信号のいずれか一方の２乗値について、所定時間に入力される離散値に関して総和演算する基準値算出部として機能する。そして、乗算部３ａおよび総和演算部３ｂは、参照値として、振幅誤差が補正された上述の２つの信号についての積を、所定時間に出力される離散値に関して総和演算する参照値演算部として機能する。加えて、逆数演算部３ｅおよび乗算部３ｆは、基準値演算部および参照値演算部による演算結果をもとに、参照値に対する基準値の比の値を、相互相関値として算出する比演算部として機能する。
【００５３】
さらには、位相誤差算出部としての逆正弦関数演算部３ｇは、相互相関値算出部の比演算部にて算出された比の値（の極性反転値）に対する逆正弦関数〔ａｓｉｎ（−Ｃ）〕を演算し、演算結果を位相誤差Δとして出力するようになっている。
また、位相誤差補正部４は、位相誤差保持部３ｈにて保持されている位相誤差Δを用いて、式（７）に示すように、Ｑ’信号に対して位相誤差補正を行なう。尚、Ｉ’信号は、Ｑ’信号の位相誤差を補正するための基準として用いたものであり、式（６）に示すように、そのまま位相誤差が補正された値（Ｉ信号）とすることができる。
【００５４】
【数５】
2005197968.tif 000007
【００５５】
このため、位相誤差補正部４は、位相誤差保持部３ｈにて保持されている位相誤差Δの正弦関数ｓｉｎΔを演算する正弦関数演算部４ａ，Ｉ’信号に対して正弦関数演算部４ａからの値ｓｉｎΔを乗算する乗算部４ｂ，Ｑ’信号について遅延調整する遅延調整部４ｃ，乗算部４ｂでの乗算結果としてのＩ’ｓｉｎΔに対応するＱ’信号を加算する加算部４ｄ，位相誤差保持部３ｈにて保持されている位相誤差Δについての余弦関数の逆数１／ｃｏｓΔを算出する余弦関数演算部４ｅおよび加算部４ｄでの演算結果に余弦関数演算部４ｅからの演算結果を乗算する乗算部４ｆをそなえて構成されている。
【００５６】
換言すれば、正弦関数演算部４ａおよび乗算部４ｂは、振幅誤差が補正された２つの信号のうちの一方の信号（この場合にはＩ’信号）に、逆正弦関数演算部３ｇで算出された逆正弦関数の値についての正弦（ｓｉｎΔ）を乗算する第１演算部として機能し、遅延調整部４ｃおよび加算部４ｄは、第１演算部での演算結果と、振幅誤差が補正された２つの信号のうちの他方の信号の値（この場合にはＱ’信号）とを加算する第２演算部として機能する。
【００５７】
さらに、余弦関数演算部４ｅおよび乗算部４ｆは、第２演算部での演算結果に対して、逆制限関数演算部３ｇで算出された逆正弦関数の値についての余弦を除算して、除算結果を、２つの信号のうちの他方の信号についての上記の振幅誤差とともに位相誤差が補正された結果として出力する第３演算部として機能する。
これにより、信号処理回路１７においては、乗算部４ｆでの乗算結果を位相誤差の補正されたＱ信号として、遅延調整部５からのＩ信号とともにディジタル復調処理部１８へ出力することができるようになっている。
【００５８】
つぎに、式（５）によって位相誤差Δが求められることについて、図２に示す無線信号の送受信システムを想定しながら詳述する。
説明の便宜のため、振幅誤差がないＩ’信号およびＱ’信号の位相誤差を求める場合を想定する。図２に示すように、送信器２０側で送信すべき信号を構成するＩ成分をＸ、Ｑ成分をＹとし、直交変調のためのローカル周波数をｆRFとすると、送信信号Ｔは式（８）に示すようにあらわすことができる。又、無線回線３０での遅延をθとすると、受信器１０での受信信号は式（９）のようにあらわすことができる。
【００５９】
すなわち、図２に示す送信器２０における直交変調部２１のミキサ２１ａにおいて、送信すべき信号を構成するＩ成分である「Ｘ」に対してローカル周波数ｃｏｓ２πｆRFｔを乗算するとともに、ミキサ２１ｂにおいて、Ｑ成分である「Ｙ」に対して−ｓｉｎ２πｆRFｔを乗算し、加算部２１ｃでＩ成分およびＱ成分を加算することにより、式（８）に示す送信信号Ｔを得る。これにより、送信信号Ｔはパワーアンプ２２および図示しないアンテナ等を通じて無線送信される。
【００６０】
【数６】
2005197968.tif 000008
【００６１】
ここで、振幅誤差が補正された後の直交復調後の信号Ｉ’信号およびＱ’について、位相誤差がある場合とない場合を比較する。
まず、位相誤差がない場合の信号をＩ’＝Ｉ，Ｑ’＝Ｑとすると、Ｉ信号は式（１０）に示すようになる。
【００６２】
【数７】
2005197968.tif 000009
【００６３】
そして、この式（１０）で得られた値について、２×２πｆRFの周波数をローパスフィルタ１５ｉ（図１参照）でカットすることで、Ｉ信号としては式（１１）のようにあらわすことができる。
【００６４】
【数８】
2005197968.tif 000010
【００６５】
また、振幅位相誤差がない場合の出力のＱ信号は式（１２）に示すようになる。
【００６６】
【数９】
2005197968.tif 000011
【００６７】
そして、この式（１２）で得られた値について、２×２πｆRFの周波数をローパスフィルタ１５ｉ（図１参照）でカットすることで、Ｑ信号としては式（１３）のようあらわすことができる。
【００６８】
【数１０】
2005197968.tif 000012
【００６９】
次に、位相誤差がある場合においては、受信信号におけるＱ成分のローカル波がΔ[degree]ずれたと考える。つまり、送信器２０でＱ成分であるＹに乗算されたローカル周波数−ｓｉｎ２πｆRFｔは、−ｓｉｎ（２πｆRFｔ＋Δ）とあらわすことができる。尚、このΔは、９０°ハイブリッド１４ｃによるデバイス特性によるもののみならず、０°ハイブリッド１４ａによるデバイス特性によって生じうる位相誤差が重畳したものとして想定することができる。
【００７０】
このとき、直交復調後の出力信号は、位相誤差が含んでいるＩ’信号およびＱ’信号であり、それぞれ、式（１４）および式（１５）のようにあらわすことができる。
【００７１】
【数１１】
2005197968.tif 000013
【００７２】
そして、Ｑ’信号の結果に対して２×２πｆRFの周波数をローパスフィルタ１５ｑでカットすることにより、式（１６）の結果を得ることができる。
【００７３】
【数１２】
2005197968.tif 000014
【００７４】
ここで、位相誤差がある場合とない場合とで、ＩＱ成分の値をそれぞれ対比する。Ｉ成分については式（１１）および式（１４）に示すように位相誤差の有無にかかわらず等しくなるので、式（１７）に示すようにあらわすことができる。
【００７５】
【数１３】
2005197968.tif 000015
【００７６】
つぎに、Ｑ成分について比較する。まず、位相誤差がある場合のＱ’信号の式（１６）を、式（１８）に示すように展開する。
【００７７】
【数１４】
2005197968.tif 000016
【００７８】
この式（１８）における第１項のカッコの中は前述の式（１３）と同一であり、第２項のカッコの中は式（１１）と同一であるため、それぞれＱとＩに置き換えることにより、Ｑ’は式（１９）のようにあらわすことができる。
【００７９】
【数１５】
2005197968.tif 000017
【００８０】
式（１９）は、位相誤差がある場合の直交復調器の出力であるＱ’信号についての式であるが、これをＱについての式として解くと、式（２１）のようになる。即ち、この式（２１）とともに、式（２０）に示すＩ信号についての式により、位相誤差のないＩＱ成分についてあらわすことができる。
【００８１】
【数１６】
2005197968.tif 000018
【００８２】
これらの式（２０）および式（２１）により、位相誤差Δが分かっている場合、位相誤差を含んだ信号から位相誤差のない信号を求めることができる。つまりQ’信号にIsinΔを足し、全体に1/cosΔをかけると、位相誤差のないQ信号を導く事ができるのである。
つぎに、位相誤差推定のための式、即ち前述の式（５）について導出することとする。
位相誤差がある場合、直交復調部１４の出力は式（１７）および式（１９）に示すＩ’信号およびＱ’信号である。このとき、正規化された相互相関値Ｃは式（２２）のようにあらわすことができる。
【００８３】
【数１７】
2005197968.tif 000019
【００８４】
ここで、この式（２２）における上辺（分子）の第２項のΣの中は、位相誤差がないＩ信号およびＱ信号の相関値を求めている。位相誤差がないＩ信号およびＱ信号は相関がないため、この第２項はゼロである。これより、相互相関値Ｃは、式（２３）のようにあらわすことができる。つまり、この相互相関値から、式（２４）に示すように位相誤差を推定することができるのである。
【００８５】
【数１８】
2005197968.tif 000020
【００８６】
位相誤差Δは、上述の式（２４）に示すように求めることができるので、相互相関値Ｃおよび位相誤差Δの関係は、図３に示すようになる。
上述の構成により、本発明の第１実施形態にかかる受信器１０においては、図１に示すように、受信信号に、直交復調部１４における０°ハイブリッド１４ａ，９０°ハイブリッド１４ｃ，ローパスフィルタ１５ｉ，１５ｑおよびＡ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑにおけるデバイス固有の特性によって生じうる振幅位相誤差については、信号処理回路１７により、以下に示すように推定し且つ補正することができる。
【００８７】
まず、振幅誤差検出部１において、Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑから出力されるＩ”信号およびＱ”信号の振幅誤差について、Ｑ”信号に対するＩ”信号の振幅誤差として検出する〔式（１）参照〕。そして、検出された振幅誤差を用いてＩ”信号の位相誤差補正を振幅誤差補正部２で行ない、振幅誤差が補正されたＩ’信号として出力する。
また、位相誤差検出部３は、振幅誤差補正部２で振幅誤差が補正されたＩ’信号およびＱ’信号（Ｑ”信号）についての相互相関値を求めてから〔式（２２）参照〕、Ｉ’信号およびＱ’信号の位相誤差Δについて、Ｉ’信号に対するＱ’信号の位相誤差として検出する〔式（２４）参照〕。
【００８８】
位相誤差補正部４では、検出された位相誤差を用いてＱ’信号の位相誤差補正を行なって、振幅位相誤差の補正結果としてのＱ信号を出力する。即ち、Ｑ’信号に含まれているＩ成分を取り除く。これにより、信号処理回路１７では、振幅位相誤差の補正されたＱ信号を出力するとともに、遅延調整部５を通じて振幅位相誤差の補正されたＩ信号を出力することができる。
【００８９】
このように、本発明の第１実施形態によれば、位相誤差検出部３の相互相関値算出部３ａ〜３ｆおよび位相誤差算出部３ｇにより、直交復調部１４，ローパスフィルタ１５ｉ，１５ｑおよびＡ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑ等の、受信器の構成要素固有のデバイス特性に起因したＩ成分およびＱ成分間の位相誤差について、ベースバンド処理を行なう段の簡素な信号処理回路機能の追加によって正確に推定することができるので、この位相誤差について補正することで信号の劣化をなくすことができ、Ｓ／Ｎ比およびビット誤り率特性を改善することができる。
【００９０】
特に、拡散変調でマルチコードを使用する信号や、多値変調信号のような比較的高いＳ／Ｎ比を必要とする信号を伝送する場合においても、要求されるＳ／Ｎ比を確保することができる利点もある。
また、この位相誤差の補正においてはフィードバック制御を介在させずに補正することができるので、上述のごとき正確な位相誤差の推定ができるほか、位相誤差補正を行なうための回路の応答速度を速めることができる利点もある。
【００９１】
さらに、振幅誤差検出部１および振幅誤差補正部２により、位相誤差検出部３での位相誤差の検出の前段において振幅誤差を補正しておくことができるので、位相誤差の検出精度をより高めることができる利点もある。
なお、上述の第１実施形態においては、信号処理回路１７においては振幅位相誤差を推定し補正する機能を有しているが、本発明によればこれに限定されず、信号処理回路１７の機能としては、少なくとも振幅位相誤差を推定する機能のみを持たせてもよいし、更には位相誤差を推定する機能のみを持たせるように構成してもよい。又は、位相誤差を推定する機能と位相誤差を補正する機能のみを持たせるように構成することもできる。
【００９２】
［ｂ］第２実施形態の説明
図４は本発明の第２実施形態にかかる受信器４０を示すブロック図であり、この図４に示す受信器４０においても、例えば図示しない送信器から無線送信された送信信号を受信するものであるが、前述の第１実施形態の場合に比して、送信側の装置から受信する信号としてＯＦＤＭ信号を受信して、このＯＦＤＭ受信信号についての振幅位相誤差を補正して復調するための構成を有している点が異なっている。
【００９３】
このため、第２実施形態にかかる受信器４０においては、前述の第１実施形態における受信器１０と同様の機能を果たすアンテナ１１，ＡＧＣアンプ１２，バンドパスフィルタ１３，直交復調部１４，ローパスフィルタ１５ｉ，１５ｑおよびＡ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑをそなえるとともに、高速フーリエ変換部４１，信号処理回路４２およびディジタル復調処理部４３をそなえて構成されている。
【００９４】
すなわち、この図４に示す受信器４０においてはＯＦＤＭ信号を受信するようになっているので、直交復調部１４は、直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部として機能することになる。
ここで、高速フーリエ変換部４１は、Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑからの出力について高速フーリエ変換を施して、サブキャリアごとのＩＱ成分の信号を出力するものである。又、信号処理回路４２は、高速フーリエ変換部４１からのサブキャリアごとのＩＱ成分相互の振幅位相誤差について検出（推定）し補正するものであり、ディジタル復調処理部４３は、相互の振幅位相誤差が補正された各サブキャリアについてのＩ信号およびＱ信号について、ディジタル復調処理を施してデータを復調するものである。
【００９５】
また、高速フーリエ変換部４１およびディジタル復調処理部４３については、前述の図１０に示すもの（符号１０８，１０７）と同様の機能を有するものであるが、信号処理回路４２は、本願発明の特徴的構成を有するものである。尚、上述の直交復調部１４からディジタル復調処理部４３の前段までの機能部（符号１４，１５ｉ，１５ｑ，１６ｉ，１６ｑ，４１，４２参照）については、直交復調装置として構成することができる。
【００９６】
また、高速フーリエ変換部４１は、直交検波部１４にて直交検波された２つの信号（Ｉ”信号およびＱ”信号）から、直交周波数分割分離されたサブキャリアごとに２つの直交検波成分（Ｉ1”，Ｑ1”，Ｉ2”，Ｑ2”，…Ｉm”，Ｑm”）を出力するサブキャリア直交検波成分出力部として機能する。尚、ｍはサブキャリアの本数である。
ここで、信号処理回路部４２は、図５に示すように、高速フーリエ変換部４１からの上述のサブキャリアごとの直交検波成分を入力されて、個々のサブキャリアにおける直交検波成分相互の振幅位相誤差を補正する信号処理回路４２−１〜４２−ｍをそなえて構成されている。換言すれば、信号処理回路４２−ｊ（ｊ；１〜ｍ）は、Ｉj”信号およびＱj”信号の振幅位相誤差を補正し、振幅位相誤差の補正された信号〔Ｉ信号（Ｉ1信号〜Ｉm信号）およびＱ信号（Ｑ1信号〜Ｑm信号）〕を出力するようになっている。
【００９７】
なお、個々の信号処理回路４２−ｊは、この図５に示すように、前述の第１実施形態における信号処理回路１７と同様の構成、即ち振幅誤差検出部１，振幅誤差補正部２，位相誤差検出部３，位相誤差補正部４および遅延調整部５をそなえて構成されている。
上述の構成により、本発明の第２実施形態における受信器４０においては、信号処理回路４２−１〜４２−ｍにより、以下に示すようにＯＦＤＭ信号についてのサブキャリアごとの振幅位相誤差を検出し補正することができる。
【００９８】
まず、信号処理回路４２−ｊの振幅誤差検出部１で、式（２５）に示すように、高速フーリエ変換部４１における高速フーリエ変換処理後のｍ本のサブキャリアごとのＩＱ成分（Ｉj”信号およびＱj”信号）についての振幅を一定時間平均して、これらの比を取ることにより、サブキャリアごとのＩＱ成分の振幅誤差δＡjを検出（推定）する。
【００９９】
【数１９】
2005197968.tif 000021
【０１００】
ついで、信号処理回路４２−ｊの振幅誤差補正部２を構成する乗算部２ａで、振幅誤差検出部１で検出された振幅誤差δＡjを用いて、式（２６）に示すようにＩ成分の位相誤差を補正し、Ｉj’信号として出力する。尚、Ｑ成分についてはＩ成分との相対的な振幅誤差の基準としているので、式（２７）に示すように、後段の位相誤差検出部３では、Ｑj”信号をそのまま振幅誤差の補正されたＱj’信号として用いることができる。
【０１０１】
【数２０】
2005197968.tif 000022
【０１０２】
さらに、信号処理回路４２−ｊの位相誤差検出部３における機能部３ａ〜３ｆにおいて、振幅誤差が上述のごとく補正されたＩＱ成分の信号であるＩj’信号およびＱj’信号についての正規化された相互相関値Ｃjを、式（２８）に示すように求める。
【０１０３】
【数２１】
2005197968.tif 000023
【０１０４】
そして、位相誤差検出部における機能部３ｇにおいて、上述のごとく算出された、（正規化された）相互相関値Ｃjから、式（２９）に示すように位相誤差Δj[degree]を検出（推定）する。
【０１０５】
【数２２】
2005197968.tif 000024
【０１０６】
また、信号処理回路４２−ｊの位相誤差補正部４において、振幅誤差の補正されたＱj’信号の位相誤差について、式（３０）に示すように補正して、位相誤差の補正された信号（Ｑj信号）について出力する。
【０１０７】
【数２３】
2005197968.tif 000025
【０１０８】
これにより、信号処理回路４２−ｊからの振幅位相誤差の補正されたＩＱ信号として、位相誤差補正部４で位相誤差が補正されたＱj信号と、遅延調整部５からのＩj信号とを出力することができる。
このように、本発明の第２実施形態によれば、前述の第１実施形態の場合と同様の利点があるほか、信号処理回路４２−１〜４２−ｍの振幅位相位相誤差検出部３により、特にＯＦＤＭ信号に対してサブキャリアごとに位相誤差を検出することができる。即ち、ＯＦＤＭ信号においては、直交復調部１４，ローパスフィルタ１５ｉ，１５ｑおよびＡ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑ等の、受信器固有の特性に起因したＩ成分およびＱ成分間の位相誤差がサブキャリアごとに異なっていることが想定されるが、ベースバンド処理を行なう段の簡素な信号処理回路機能の追加によって、サブキャリアごとの位相誤差を正確かつ高速に推定することができるので、Ｓ／Ｎ比およびビット誤り率特性を飛躍的に改善させることができる利点があるのである。
【０１０９】
なお、上述の第２実施形態においては、信号処理回路４２−１〜４２−ｍにおいては振幅位相誤差を推定し補正する機能を有しているが、本発明によればこれに限定されず、信号処理回路１７の機能としては、少なくとも振幅位相誤差を推定する機能のみを持たせてもよいし、更には位相誤差を推定する機能のみを持たせるように構成してもよい。又は、位相誤差を推定する機能と位相誤差を補正する機能のみを持たせるように構成することもできる。
【０１１０】
［ｃ］第３実施形態の説明
図６は本発明の第３実施形態にかかる受信器５０を示すブロック図であり、この図６に示す受信器５０は、前述の第２実施形態の場合に比して、ＯＦＤＭ受信信号についての振幅位相誤差を補正して復調するための構成を有している点は共通するが、試験時と実運用時とで動作モードを切り替えるようになっている点が異なっている。
【０１１１】
このため、第３実施形態にかかる受信器５０は、アンテナ１１とＡＧＣアンプ１２との間に切り替えスイッチ５１が設けられるとともに、第２実施形態におけるものとは異なる信号処理回路５２と、上述の切り替えスイッチ５１の切り替えおよび信号処理回路５２の動作モードの切り替えを制御するコントローラ５３とをそなえている。尚、その他の構成（符号１２〜１４,１５ｉ，１５ｑ，１６ｉ，１６ｑ，４１および４３）については、前述の第２実施形態の場合とほぼ同様の構成を有している。
【０１１２】
ここで、切り替えスイッチ５１は、コントローラ５３からの切り替え制御を受けて、アンテナ１１からの信号（実運用時信号）か、又は終端抵抗５４等のランダム雑音源からの信号（試験用信号）のいずれかについて選択的に切り替えてＡＧＣアンプ１２に出力するものである。
すなわち、直交復調部（直交検波部）１４は、切り替えスイッチ５１からの信号についてＡＧＣアンプ１２およびバンドパスフィルタ１３を介して入力されて、基準周波数信号で直交検波するものである。
【０１１３】
また、信号処理回路部５２は、図７に示すように、高速フーリエ変換部４１からのサブキャリアごとのＩＱ成分の振幅位相誤差について検出し補正する信号処理回路５２−１〜５２−ｍ（ｍ：サブキャリアの本数）をそなえている。
そして、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍは、前述の第２実施形態の場合と同様の振幅誤差検出部１，振幅誤差補正部２，位相誤差検出部３および位相誤差補正部４をそなえているが、スイッチ６〜９をそなえることにより、入力されるサブキャリアごとの振幅位相誤差を検出する動作モードおよび検出しない動作モードを切り替えることができるようになっている。
【０１１４】
すなわち、コントローラ５３はスイッチ６〜９を切り替え制御することにより、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍにおける振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３の動作モードをオンオフ制御することができるようになっている。
換言すれば、コントローラ５３はスイッチ６〜９をオン制御することにより、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３で入力されるサブキャリアごとの振幅位相誤差を検出し、振幅誤差補正部２および位相誤差補正部４で、検出された振幅位相誤差を補正する動作モードとすることができる。
【０１１５】
また、スイッチ６〜９をオフ制御することにより、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３で入力されるサブキャリアごとの振幅位相誤差を検出せずに、振幅誤差保持部１ｆで保持されている振幅誤差を用いて振幅誤差補正部２で振幅誤差を補正し、位相誤差保持部３ｈで保持されている位相誤差を用いて位相誤差補正部４で位相誤差を補正する動作モードとすることができる。尚、図７においては、信号処理回路５２−ｍのスイッチ６〜９をオフとする状態について図示している。
【０１１６】
具体的には、コントローラ５３によるスイッチ６の切り替えにより、高速フーリエ変換部４１からのＩ成分（Ｉ”信号）の振幅誤差検出部１への入力について、接続（オン）状態又は断（オフ）状態とすることができ、スイッチ７の切り替えにより、高速フーリエ変換部４１からのＱ成分（Ｑ”信号）の振幅誤差検出部１への入力について、接続（オン）状態又は断（オフ）状態とすることができるようになっている。
【０１１７】
また、コントローラ５３によるスイッチ８の切り替えにより、振幅誤差が補正されたＩ成分（Ｉ’信号）の位相誤差検出部３への入力について、接続（オン）状態又は断（オフ）状態とすることができ、スイッチ９の切り替えにより、振幅誤差が補正されたＱ成分（Ｑ’信号）の位相誤差検出部３への入力について、接続（オン）状態又は断（オフ）状態とすることができるようになっている。
【０１１８】
さらに、コントローラ５３においては、試験時においては、切り替えスイッチ５１を終端抵抗５４に接続するとともに、スイッチ６〜９を接続状態とすべく制御することにより、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３の動作モードをオン制御して、終端抵抗５４からのランダム雑音を用いて振幅位相誤差を検出することができるようになっている。
なお、上述の試験時において検出された振幅誤差は振幅誤差保持部１ｆで保持され、位相誤差については位相誤差保持部３ｈで保持される。換言すれば、上述の振幅誤差保持部１ｆおよび位相誤差保持部３ｈは、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３にて検出された上記の振幅誤差および位相誤差を記憶する記憶部として機能する。
【０１１９】
さらに、コントローラ５３においては、実運用時においては、切り替えスイッチ５１をアンテナ１１に接続するとともに、スイッチ６〜９を断状態とすべく制御することにより、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３の動作モードをオフ制御して、後述するように予め試験時に検出して振幅誤差保持部１ｆで保持されている振幅誤差および位相誤差保持部３ｈで保持されている位相誤差を用いることにより、振幅誤差補正部２による振幅誤差の補正とともに、位相誤差補正部４による位相誤差の補正を行なうようにして、信号処理回路５２−１〜５２−ｍでの処理を簡素化している。
【０１２０】
したがって、上述のコントローラ５３は、試験時においては試験用信号を、実運用時においては実運用時信号を出力すべく該切り替えスイッチ５１を制御し、試験時においては、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３にて検出される振幅誤差および位相誤差を記憶部１ｆ，３ｈに記憶させるべく、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３を制御し、かつ、実運用時においては、振幅誤差補正部２および位相誤差補正部４において、直交検波部１４で直交検波された２つの信号の振幅誤差および位相誤差を記憶部１ｆ，３ｈで記憶された内容をもとに補正すべく、振幅誤差補正部２，４および位相誤差補正部を制御する制御部として機能する。
【０１２１】
振幅位相誤差は、受信器５０における直交復調部１４，ローパスフィルタ１５ｉ，１５ｑ，Ａ／Ｄ変換器１６ｉ，１６ｑの固有なデバイス特性によって発生するものであるため、振幅位相誤差は、受信器５０に入力される信号の質に依存しない。即ち、試験時においては、送信側から送信された信号をわざわざ使用して振幅位相誤差を測定する必要はなく、例えば終端抵抗５４からのランダムな雑音を用いても振幅位相誤差を検出することができる。
【０１２２】
換言すれば、このようなランダムな雑音をもとに検出された振幅位相誤差、即ち試験時に測定された振幅位相誤差を用いて、ディジタル復調処理部４３での復調処理前のアンテナ１１で受信された受信信号（即ち実運用時の信号）についての振幅位相誤差を正確に補正することができるのである。
上述の構成により、本発明の第３実施形態における受信器５０においては、信号処理回路５２−１〜５２−ｍにより、以下に示すようにＯＦＤＭ信号についてのサブキャリアごとの振幅位相誤差を検出し補正することができる。
【０１２３】
すなわち、試験時において、コントローラ５３では切り替えスイッチ５１を終端抵抗５４に接続するとともに、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍのスイッチ６〜９について、振幅誤差検出部１および位相誤差検出部３の動作をオンとするように切り替え制御する。
このとき、直交復調部１４では、試験信号としての終端抵抗５４からのランダム雑音が直交検波された２つの直交検波成分を出力する（直交検波成分出力ステップ）。尚、切り替えスイッチ５１の切り替えにより、直交復調部１４では、アンテナ１１で受信された信号（即ち送信側から実際に送信されている信号）については直交復調しておらず、終端抵抗５４で生ずるランダム雑音信号についての直交復調処理を行なっている。
【０１２４】
ついで、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍの振幅誤差検出部１では、直交検波成分出力ステップで出力された直交検波成分の振幅誤差を、２つの成分のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位（例えばＱ成分に対するＩ成分の振幅変位）として検出し（振幅誤差検出ステップ）、検出された振幅誤差は振幅誤差保持部１ｆに記憶する（振幅誤差記憶ステップ）。
【０１２５】
そして、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍの位相誤差検出部３では、直交検波成分出力ステップで出力された２つの直交検波成分の位相誤差を、振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位（例えばＩ成分に対するＱ成分の位相変位）として検出し（位相誤差検出ステップ）、検出された位相誤差は位相誤差保持部３ｈに記憶する（位相誤差記憶ステップ）。
【０１２６】
このように試験時において推定された振幅誤差および位相誤差を用いることにより、実運用時においては、ディジタル復調処理部４３におけるディジタル復調処理の前段の信号について、振幅位相誤差を補正している。
すなわち、運用時において、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍの振幅誤差補正部２では、上述のごとく推定された振幅誤差（振幅誤差保持部１ｆで保持されている値）に基づいて、運用時における２つの直交検波成分についての振幅誤差を補正する（振幅誤差補正ステップ）とともに、位相誤差補正部４では、上述のごとく推定された位相誤差（位相誤差保持部３ｈで保持されている値）に基づいて、運用時における２つの直交検波成分についての位相誤差を補正する（位相誤差補正ステップ）。
【０１２７】
このように、本発明の第３実施形態によれば、前述の第２実施形態の場合と同様の利点があるほか、切り替えスイッチ５１および各信号処理回路５２−１〜５２−ｍのスイッチ６〜９をそなえるとともに、これらのスイッチ５１，６〜９を切り替え制御するコントローラ５３をそなえているので、実際の無線伝送路を通じて伝送されてきた信号についての受信処理を行なう実運用時において、信号処理回路５２−１〜５２−ｍの処理を簡素化することができ、装置全体の処理負荷を軽減させることができる利点がある。
【０１２８】
なお、上述の第３実施形態においては、各信号処理回路５２−１〜５２−ｍにスイッチ６〜９をそなえて、試験時および実運用時の動作モードの切り替えを制御しているが、本発明によれば、その他の手法によって動作モードを切り替えるように構成してもよい。このとき、少なくとも試験時には位相誤差補正部４については非動作状態であってもよい。
［ｄ］その他
本発明は、上述した実施形態のほか、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【０１２９】
たとえば、直交復調処理にかかる検波方式としては、例えば同期検波方式や準同期検波方式等、任意の検波方式を採用することが可能である。
また、上述ごとき実施形態により、本発明の装置を製造することは可能である。
［ｅ］付記
（付記１）  直交検波された２つの信号についての相互相関値を算出する相互相関値算出部と、
該相互相関値算出部にて算出された相互相関値をもとに、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として算出する位相誤差算出部と、をそなえて構成されたことを
特徴とする、信号処理回路。
【０１３０】
（付記２）  直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、
該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を補正する振幅誤差補正部と、
該振幅誤差補正部で該振幅誤差が補正された２つの信号の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出部と、をそなえて構成されたことを
特徴とする、信号処理回路。
【０１３１】
（付記３）  該位相誤差検出部が、
該振幅誤差が補正された２つの信号についての相互相関値を算出する相互相関値算出部と、
該相互相関値算出部にて算出された相互相関値をもとに、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として算出する位相誤差算出部と、
をそなえて構成されたことを特徴とする、付記２記載の信号処理回路。
【０１３２】
（付記４）  該位相誤差検出部にて検出された該位相誤差を補正する位相誤差補正部をそなえて構成されたことを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項記載の信号処理回路。
（付記５）  該相互相関値算出部が、
基準値として、該振幅誤差が補正された２つの信号のいずれか一方の２乗値について、所定時間に入力される離散値に関して総和演算する基準値算出部と、
参照値として、該振幅誤差が補正された２つの信号についての積を、該所定時間に出力される離散値に関して総和演算する参照値演算部と、
上記の基準値演算部および参照値演算部による演算結果をもとに、該参照値に対する該基準値の比の値を、該相互相関値として算出する比演算部をそなえて構成されたことを特徴とする、付記３記載の信号処理回路。
【０１３３】
（付記６）  該位相誤差算出部が、上記の相互相関値算出部の比演算部にて算出された該比の値に対する逆正弦関数を演算し、演算結果を該位相誤差として出力する逆正弦関数演算部により構成されたことを特徴とする、付記５記載の信号処理回路。
（付記７）  該位相誤差算出部にて算出された該位相誤差を補正する位相誤差補正部をそなえ、
該位相誤差補正部が、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちの一方の信号に該逆正弦関数演算部で算出された逆正弦関数の値についての正弦を乗算する第１演算部と、
該第１演算部での演算結果と、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちの他方の信号の値とを加算する第２演算部と、
該第２演算部での演算結果に対して、該逆正弦関数演算部で算出された逆正弦関数の値についての余弦を除算して、除算結果を、２つの信号のうちの他方の信号についての上記の振幅誤差とともに位相誤差が補正された結果として出力する第３演算部と
をそなえて構成されたことを特徴とする、付記６記載の信号処理回路。
【０１３４】
（付記８）  直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、
該直交検波部にて直交検波された２つの信号から、直交周波数分割分離されたサブキャリアごとに２つの直交検波成分を出力するサブキャリア直交検波成分出力部とをそなえるとともに、
該サブキャリア直交検波成分出力部からのサブキャリアごとに、該２つの直交検波成分のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位を位相誤差として検出する位相誤差検出部を有する信号処理回路を、それぞれそなえて構成されたことを
特徴とする、直交復調装置。
【０１３５】
（付記９）  該サブキャリアごとの信号処理回路が、
該当サブキャリアにおける２つの直交検波成分の振幅誤差を、当該２つの直交検波成分におけるいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、
該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を補正する振幅誤差補正部とをそなえ、
該位相誤差検出部が、該振幅誤差補正部で該振幅誤差が補正された当該２つの直交検波成分の位相誤差を、当該２つの直交検波成分におけるいずれか一方に対する他方の位相変位として検出するように構成されたことを特徴とする、付記８記載の直交復調装置。
【０１３６】
（付記１０）  該サブキャリアごとの信号処理回路における位相誤差検出部が、該サブキャリア直交検波成分出力部からの該当する２つの直交検波成分についての相互相関値を算出する相互相関値算出部と、該相互相関値算出部にて算出された相互相関値をもとに該位相誤差を算出する位相誤差算出部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記８または９記載の直交復調装置。
【０１３７】
（付記１１）  該位相誤差検出部にて検出された該位相誤差を補正する位相誤差補正部をそなえて構成されたことを特徴とする、付記８〜１０のいずれか１項記載の信号処理回路。
（付記１２）  該サブキャリアごとの信号処理回路における相互相関値算出部が、
基準値として、該当する２つの直交検波成分のうちのいずれか一方の２乗値について、所定時間に入力される離散値に関して総和演算する基準値算出部と、
参照値として、該当する２つの直交検波成分についての積を、該所定時間に出力される離散値に関して総和演算する参照値演算部と、
上記の基準値演算部および参照値演算部による演算結果をもとに、該参照値に対する該基準値の比の値を、該相互相関値として算出する比演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１０記載の直交復調装置。
【０１３８】
（付記１３）  該サブキャリアごとの信号処理回路における位相誤差算出部が、上記の相互相関値算出部の比演算部にて算出された該比の値に対する逆正弦関数を演算し、演算結果を該位相誤差として出力する逆正弦関数演算部により構成されたことを特徴とする、付記１２記載の直交復調装置。
（付記１４）  該サブキャリアごとの信号処理回路が、
該位相誤差算出部にて算出された該位相誤差を補正する位相誤差補正部をそなえ、
かつ、該位相誤差補正部が、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちの一方の信号に該比演算部で算出された逆正弦関数の値についての正弦を乗算する第１演算部と、
該第１演算部での演算結果と、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちの他方の信号の値とを加算する第２演算部と、
該第２演算部での演算結果に対して、該比演算部で算出された逆正弦関数の値についての余弦を除算して、除算結果を、２つの信号のうちの他方の信号についての上記の振幅誤差とともに位相誤差が補正された結果として出力する第３演算部と
をそなえて構成されたことを特徴とする、付記１３記載の直交復調装置。
【０１３９】
（付記１５）  試験用信号かまたは実運用時信号を選択的に切り替えて出力する切り替えスイッチと、
該切り替えスイッチからの信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の位相誤差を、該２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出部と、
上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出された上記の振幅誤差および位相誤差を記憶する記憶部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差を、該記憶部で記憶された振幅誤差をもとに補正する振幅誤差補正部と、
該直交検波部で直交検波された２つの信号の位相誤差を、該記憶部で記憶された位相誤差をもとに補正する位相誤差補正部とをそなえるとともに、
試験時においては該試験用信号を、実運用時においては実運用時信号を出力すべく該切り替えスイッチを制御し、
試験時においては、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部にて検出される振幅誤差および位相誤差を該記憶部に記憶させるべく、上記の振幅誤差検出部および位相誤差検出部を制御し、
かつ、実運用時においては、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部において、該直交検波部で直交検波された２つの信号の振幅誤差および位相誤差を該記憶部で記憶された内容をもとに補正すべく、上記の振幅誤差補正部および位相誤差補正部を制御する制御部をそなえて構成されたことを
特徴とする、直交復調装置。
【０１４０】
（付記１６）  直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、該直交検波部で直交検波された２つの直交検波成分についての信号処理を行なう直交復調装置の誤差推定方法であって、
試験時において、
該直交検波部で試験信号が直交検波された２つの直交検波成分を出力する直交検波成分出力ステップと、
該直交検波成分出力ステップで出力された該直交検波成分の振幅誤差を、該２つの成分のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出ステップと、
該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を記憶する振幅誤差記憶ステップと、
該直交検波成分出力ステップで出力された２つの直交検波成分の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出ステップと、
該位相誤差検出ステップで検出された該位相誤差を記憶する位相誤差記憶ステップと、をそなえて構成されたことを特徴とする、直交復調装置の誤差推定方法。
【０１４１】
（付記１７）  直交周波数分割多重された信号について基準周波数信号で直交検波する直交検波部と、該直交検波部で直交検波された２つの直交検波成分についての信号処理を行なう直交復調装置の誤差補正方法であって、
試験時において、
該直交検波部で試験信号が直交検波された２つの直交検波成分を出力する直交検波成分出力ステップと、
該直交検波成分出力ステップで出力された該直交検波成分の振幅誤差を、該２つの成分のうちのいずれか一方に対する他方の振幅変位として検出する振幅誤差検出ステップと、
該振幅誤差検出部にて検出された該振幅誤差を記憶する振幅誤差記憶ステップと、
該直交検波成分出力ステップで出力された２つの直交検波成分の位相誤差を、該振幅誤差が補正された２つの信号のうちのいずれか一方に対する他方の位相変位として検出する位相誤差検出ステップと、
該位相誤差検出ステップで検出された該位相誤差を記憶する位相誤差記憶ステップとをそなえるとともに、
運用時において、
該振幅誤差記憶ステップで記憶された上記の振幅誤差に基づいて、運用時における２つの直交検波成分についての振幅誤差を補正する振幅誤差補正ステップと、
該位相誤差記憶ステップで記憶された上記の位相誤差に基づいて、運用時における２つの直交検波成分についての位相誤差を補正する位相誤差補正ステップと、
をそなえて構成されたことを
特徴とする、直交復調装置の誤差補正方法。
【図面の簡単な説明】
【０１４２】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる受信器を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態を説明するための図である。
【図３】本発明の第１実施形態における相互相関値および位相誤差の関係を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態にかかる受信器を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２実施形態における信号処理回路を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３実施形態にかかる受信器を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３実施形態における信号処理回路を示すブロック図である。
【図８】一般的な受信器の構成を示すブロック図である。
【図９】ＯＦＤＭにおける直交するサブキャリア波の配置を説明するための図である。
【図１０】ＯＦＤＭを適用した受信器を示すブロック図である。
【図１１】（ａ）〜（ｃ）はいずれも振幅誤差について説明するための図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）はいずれも位相誤差について説明するための図である。
【符号の説明】
【０１４３】
１    振幅誤差検出部
１ａｉ，１ａｑ    ２乗演算部
１ｂｉ，１ｂｑ    総和演算部
１ｃｉ，１ｃｑ    平方根演算部
１ｄｉ    逆数演算部
１ｅ    乗算器
１ｆ    振幅誤差保持部
２    振幅誤差補正部
２ａ    乗算部
３    位相誤差検出部
３ａ    乗算部
３ｂ    総和演算部
３ｃ    ２乗演算部
３ｄ    総和演算部
３ｅ    逆数演算部
３ｆ    乗算部
４    位相誤差補正部
４ａ    正弦関数演算部
４ｂ    乗算部
４ｃ    遅延調整部
４ｄ    加算部
４ｅ    余弦関数演算部
４ｆ    乗算部
５    遅延調整部
６〜９    スイッチ
１０    受信器
１１    アンテナ
１２    ＡＧＣアンプ
１３    バンドパスフィルタ
１４    直交復調部
１４ａ    ０°ハイブリッド
１４ｂ    ローカル発振器
１４ｃ    ９０°ハイブリッド
１４ｉ，１４ｑ    ミキサ
１５ｉ，１５ｑ    ローパスフィルタ
１６ｉ，１６ｑ    Ａ／Ｄ変換器
１７    信号処理回路
１８    ディジタル復調処理部
２０    送信器
２１    直交変調部
２１ａ，２１ｂ    ミキサ
２１ｃ    加算部
２２    パワーアンプ
３０    無線回線
４０    受信器
４１    高速フーリエ変換部
４２    信号処理回路部
４２−１〜４２−ｍ    信号処理回路
４３    ディジタル復調処理部
５０    受信器
５１    切り替えスイッチ
５２    信号処理回路部
５２−１〜５２−ｍ    信号処理回路
５３    コントローラ
５４    終端抵抗
１００，１１０    受信器
１０１    アンテナ
１０２    ＡＧＣアンプ
１０３    バンドパスフィルタ
１０４    直交復調部
１０４ａ    ０°ハイブリッド
１０４ｂ    ローカル発振器
１０４ｃ    ９０°ハイブリッド
１０４ｉ，１０４ｑ    ミキサ
１０５ｉ，１０５ｑ    ローパスフィルタ
１０６ｉ，１０６ｑ    Ａ／Ｄ変換器
１０７    ディジタル復調処理部
１０８    高速フーリエ変換部
【図１】
2005197968.tif 000026
【図２】
2005197968.tif 000027
【図３】
2005197968.tif 000028
【図４】
2005197968.tif 000029
【図５】
2005197968.tif 000030
【図６】
2005197968.tif 000031
【図７】
2005197968.tif 000032
【図８】
2005197968.tif 000033
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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