(57)【要約】      （修正有）【課題】高周波発振型近接センサにおいて、金属非検出状態から検出状態に還移する際に、発振回路の発振停止を助長できるようにして、センサ出力が中途半端な状態に陥ることを防止する。【解決手段】金属検出状態で出力トランジスタがオンして、該出力トランジスタと直列に接続される負荷にＨの出力電圧を生じさせるように検波回路及び論理回路が構成されており、金属非検出状態から金属検出状態に遷移するときに、ＬＣ共振回路への流入電流が、センサ回路の端子間（＋側とＧＮＤ間）電圧還移と同相的に変化するようにセンサ回路を構成した。【選択図】図１
2005295248.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
金属の有無を検出するための検出コイルと、この検出コイルを含んだＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路を含んだ発振回路と、この発振回路の発振状態を直流化出力に変換する検波回路と、この検波回路出力を入力とする論理回路と、この論理回路出力を入力とする出力トランジスタとによりセンサ回路が構成され、
金属検出状態で前記出力トランジスタがオンして、該出力トランジスタと直列に接続される負荷にＨの出力電圧を生じさせるように前記検波回路及び論理回路が構成されている高周波発振型近接センサにおいて、
金属非検出状態から金属検出状態に遷移するときに、前記ＬＣ共振回路への流入電流が、センサ回路の端子間（＋側とＧＮＤ間）の電圧還移と同相的に変化するようにセンサ回路を構成したことを特徴とする高周波発振型近接センサ。
【請求項２】
出力Ｖｃｃを有する内部安定化電圧回路をさらに備え、
前記内部安定化電圧回路は、センサ回路の＋側端子とＶｃｃが一定電圧となるように構成されていることを特徴とする請求項１記載の高周波発振型近接センサ。
【請求項３】
発振回路がセンサ回路の＋端子に直接接続されていることを特徴とする請求項１記載の高周波発振型近接センサ。
【請求項４】
金属の有無を検出するための検出コイルと、この検出コイルを含んだＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路を含んだ発振回路と、この発振回路の発振状態を直流化出力に変換する検波回路と、この検波回路出力を入力とする論理回路と、この論理回路出力を入力とする出力トランジスタと、前記検波回路の出力レベルに基づき前記発振回路の負性コンダクタンスを変化させるヒステリシス回路とによりセンサ回路が構成され、
金属検出状態で前記出力トランジスタがオンして、該出力トランジスタと直列に接続される負荷にＨの出力電圧を生じさせるように前記検波回路及び論理回路が構成されている高周波発振型近接センサにおいて、
金属非検出状態から金属検出状態に遷移するときに、前記検波回路の出力が、センサ回路の端子間（＋側とＧＮＤ間）の電圧還移と同相的に変化するようにセンサ回路を構成したことを特徴とする高周波発振型近接センサ。
【請求項５】
検波回路はコンデンサを有し、
このコンデンサの一端はセンサ回路の＋側端子に接続されていることを特徴とする請求項４記載の高周波発振型近接センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、金属の有無検出を目的とする高周波発振型近接センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
近接センサには、高周波渦電流式が多く用いられている。この高周波渦電流式センサでは、いずれも検出コイルを含んだ発振回路が、金属の接近に伴って、その発振が停止または振幅が滅衰することを利用している。センサの出カ形態としては、３線式と２線式がある。３線式は、センサの電流端子とは別に出力端子を有する。これに対して、２線式は、センサと負荷（多くの場合、抵抗器）を直列に接続し、検出状態に応じてセンサを流れる電流が変化し、結果として負荷に発生する電圧が変化するものである。
【０００３】
図３は従来の２線式近接センサの回路構成の一例を示す。センサ回路１は、検出コイルＬとコンデンサＣ（ＬＣ共振回路）を含む発振回路２、この発振回路２の発振状態を反映して直流化する検波回路３、この検波回路３の出力を入力とする論理回路４、この論理回路４の出力を入力とする出力トランジスタＴｒ、この出力トランジスタＴｒに接続されたツェナーダイオードＺＤ、発振回路２の発振状態にフィードバックするヒステリシス回路５、及びフィルタ（Ｃｉｎ、Ｒｉｎ）から構成されている。このセンサ回路１のセンサ端子間は、負荷抵抗ＲＬと直列接続され、電源Ｖｓに接続される。抵抗Ｒｅは発振回路２の帰還抵抗である。
【０００４】
このような構成において、出カトランジスタＴｒがオンしている状態では、センサ端子間はほぼツェナー電圧となり、電源Ｖｓからツェナー電圧を差し引いた程度の電圧が負荷抵抗ＲＬに発生する。出力トランジスタＴｒがオフしている状態では、負荷抵抗ＲＬにはセンサ回路１の消費電流だけが流れるため、その電圧降下による比較的小さな電圧が負荷抵抗ＲＬに発生することになる。ヒステリシス回路５は、検波回路３の出力を利用して発振回路２の発振状態にフィードバックする回路であり、金属検出／非検出で状態が還移する際に出力チャタリングを回避するために設けられることが多い（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００５】
上記のような従来の高周波渦電流方式の２線式近接センサは、金属非検出時に負荷抵抗に印加される電圧がＨ（すなわち、電流大）、金属検出時にＬ（すなわち、電流小）となるものが一般的である。その理由は、金属非検出時には発振回路が発振状態にあり、センサ回路全体として消費電流が大きくなるため、Ｈ電圧レベルとＬ電圧レベルの差を大きくとることができて合理的であるからである。例えば、図３の回路においては、発振回路２が発振状態で検波回路３出力がＨとなり、論理回路４は出力トランジスタＴｒがオンするように構成されている（以下、これを「Ｈ出力」タイプと称する）。
【０００６】
図４は従来のセンサ回路における発振回路部分の一例を示す。図３において破線枠で示した部分をＩＣ化することも一般的に行われている。ここでは、センサ回路１は、定電圧源Ｖｓｔａｂを持ち、Ｖｃｃをセンサ回路に出力する内部安定化電圧回路１０を備えている。発振回路２は、ＬＣ共振回路に電流を供給する定電流回路を成すトランジスタ２１，２２及びトランジスタ２４，２５と、トランジスタ２３と、帰還用のトランジスタ２６と、帰還抵抗Ｒｅとからなる。
【０００７】
ところで、スイッチやリレーに常閉接点と常開接点があるのと同様に、２線式近接センサにおいても、用途によっては上述の場合とは逆に、金属非検出状態で負荷電圧がＬ出力となる（以下、これを「Ｌ出力」タイプと称し、本願発明は金属検出状態で負荷電圧はＨ出力となり、このタイプに属す）ものの方が好ましい場合もある。このような場合には、図３の論理回路４の論理を逆転させた回路が考えられる。論理回路４のみの変更であれば、上記Ｈ出力タイプでは、ＩＣの導線パターンを小規模に変更するか、あらかじめ論理極性を指定できる端子をＩＣに設けておけばＩＣの変更なしで両極性に対応することができる。
【特許文献１】特公昭５９−１６６８９号公報
【特許文献２】特公昭５８−４２９２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところが、上記のＬ出力タイプの２線式近接センサ回路においては、金属検出／非検出で状態が還移する場合に、発振が不安定になり、検波回路出力が中途半端な出力を維持し、結果として出力トランジスタも中途半端なオン状態となって、中途半端な出力電圧を発生してしまうことがある。ヒステリシス回路を有してもなお、このような間題を生じることがあり、特に、金属非検出状態から検出状態に還移する場合に起こる確率が大である。
【０００９】
以下、その主たる原因について述べる。発振状態では、発振回路の消費電流は発振周波数に同期して増減を繰り返している。Ｈ出カタイプではツェナーダイオードがオン状態にあるために、センサ回路端子間の電圧が発振と同期して変化することはない（ツェナー電流が発振回路の電流消費と逆に増減している）。それに対して、Ｌ出カタイプでは、発振回路の電流消費がセンサ回路の消費電流に直結し、結果的にセンサ回路端子間電圧も発振に同期して変動することになる。
【００１０】
ここで、図３、図４を参照して、センサ回路が金属非検出状態から検出状態に還移するときの挙動を説明する。内部安定化電圧回路１０は、定電圧源（例えば、ツェナー電圧やバンドキャップ電圧）を基準にして供給電源（Ｖｉｎ〜ＧＮＤ）に依存しにくい所定電圧Ｖｃｃを作っている。しかしながら、微小ながら、所定電圧Ｖｃｃは、センサ回路の端子間電圧であるＶｉｎと同相の依存性を有している。発振回路２ではＬＣ共振回路の電圧ＶＴに比例した帰還電流Ｉｆｂ（ただし、正電圧の場合のみ）と、直流バイアス電流ＩｂｉａｓがＬＣ共振回路に流入する。直流バイアス電流は、Ｖｃｃと同様、微小ながら同相のＶｉｎ依存性を有する。図示しないが、仮にバイアス電流を、バンドキャップなどを基準とする定電流源から作ったとしても、微小な同相のＶｉｎ依存性を有することに変わりない。帰還電流Ｉｆｂについても、極めて微小ながら、Ｖｃｃに対して同相に変化し、従って、Ｖｉｎに対しても同相の依存性がある。
【００１１】
上述Ｌ出力タイプの２線式近接センサでは、ＶｉｎはＶＴと逆相で変化するため、Ｉｂｉａｓ及びＩｆｂはＶＴと逆相で変化することになる。これは、発振回路の負性コンダクタンスの絶対値が、本来値（Ｖｉｎの電圧変動がない状態の値）よりも低下していることを意味する。金属非検出状態から検出状態に変化する場合には、発振振幅の低下により、上述の「負性コンダクタンス絶対値の低下」する量も減少することとなり、負性コンダクタンス絶対値は上昇に転ずる。これは、発振を増長せしめる作用にあたるため、発振停止しようとする作用とせめぎあいが起こり、上述のような問題が起こる。
【００１２】
また、本来はヒステリシス回路５が、発振回路２の金属非検出状態から検出状態に還移する際には、負性コンダクタンスの絶対値を引き下げ、発振停止を助長するのであるが、ヒステリシス回路５は、検波回路３の出力レベルが所定値以下にならないと動作しない。ヒステリシス回路５が動作する検波回路３の出力レベルが適切でない場合や、設定された負性コンダクタンスの値によっては、ヒステリシス回路５が機能する以前に上記の中途半端な状態に陥る可能性が残る。
【００１３】
一般的に検波回路３の出力は、検波コンデンサＣｄと放電回路で構成され、発振状態では充電が放電を上回って、Ｈ出力となり、発振停止状態では充電が止まるため、検波コンデンサＣｄと放電抵抗や放電電流で決まる時定数で放電し、Ｌ出力になる。この放電時定数次第で、ヒステリシス回路５が機能するタイミングが遅れるのである。
【００１４】
本発明は、上記問題を解消するものであり、金属非検出状態から検出状態に還移する際に、発振回路の発振停止を助長できるようにして、センサ出力が中途半端な状態に陥ることを防止できる高周波発振型近接センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述目的を達成するため、請求項１の発明は、金属の有無を検出するための検出コイルと、この検出コイルを含んだＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路を含んだ発振回路と、この発振回路の発振状態を直流化出力に変換する検波回路と、この検波回路出力を入力とする論理回路と、この論理回路出力を入力とする出力トランジスタとによりセンサ回路が構成され、金属検出状態で前記出力トランジスタがオンして、該出力トランジスタと直列に接続される負荷にＨの出力電圧を生じさせるように前記検波回路及び論理回路が構成されている高周波発振型近接センサにおいて、金属非検出状態から金属検出状態に遷移するときに、前記ＬＣ共振回路への流入電流が、センサ回路の端子間（＋側とＧＮＤ間）の電圧還移と同相的に変化するようにセンサ回路を構成したものである。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１記載の高周波発振型近接センサにおいて、出力Ｖｃｃを有する内部安定化電圧回路をさらに備え、前記内部安定化電圧回路は、センサ回路の＋側端子とＶｃｃが一定電圧となるように構成されているものである。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１記載の高周波発振型近接センサにおいて、発振回路がセンサ回路の＋端子に直接接続されているものである。
【００１８】
請求項４の発明は、金属の有無を検出するための検出コイルと、この検出コイルを含んだＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路を含んだ発振回路と、この発振回路の発振状態を直流化出力に変換する検波回路と、この検波回路出力を入力とする論理回路と、この論理回路出力を入力とする出力トランジスタと、前記検波回路の出力レベルに基づき前記発振回路の負性コンダクタンスを変化させるヒステリシス回路とによりセンサ回路が構成され、金属検出状態で前記出力トランジスタがオンして、該出力トランジスタと直列に接続される負荷にＨの出力電圧を生じさせるように前記検波回路及び論理回路が構成されている高周波発振型近接センサにおいて、金属非検出状態から金属検出状態に遷移するときに、前記検波回路の出力が、センサ回路の端子間（＋側とＧＮＤ間）の電圧還移と同相的に変化するようにセンサ回路を構成したものである。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項４記載の高周波発振型近接センサにおいて、検波回路はコンデンサを有し、このコンデンサの一端はセンサ回路の＋側端子に接続されているものである。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１の発明によれば、金属非検出状態から金属検出状態への還移状態において、発振回路の負性コンダクタンスの絶対値を下げる効果があるので、発振回路の発振停止に急速に向かわせることができ、出力トランジスタが中途半端なオン状態になるようなことが無くなる。
【００２１】
請求項２の発明によれば、簡単な回路構成で、金属非検出状態から金属検出状態への還移状態において、発振回路の負性コンダクタンス絶対値を下げる効果が顕著となり、請求項１と同様な効果が得られる。
【００２２】
請求項３の発明によれば、極めて簡単な回路で、請求項１と同様な効果が得られる。
【００２３】
請求項４の発明によれば、金属非検出状態から金属検出状態への還移状態において、ヒステリシス回路がオンし易くなり、発振回路の発振停止が助長される。
【００２４】
請求項５の発明によれば、極めて簡単な回路で、請求項４の効果が得られる。また、センサ回路がＩＣ化されており、かつ論理回路のロジックが選択可能である場合は、ＩＣを変更することなく、コンデンサの付け替えだけで極性の反転に対応できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態に係る高周波発振型近接センサを図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るＬ出力タイプの２線式高周波発振型近接センサ（以下、近接センサという）の回路構成を示す。センサ回路１は、金属の有無を検出するための検出コイルＬと、この検出コイルＬを含んだＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路を含んだ発振回路２と、この発振回路２の発振状態を直流化出力に変換する検波回路３と、この検波回路３の出力を入力とする論理回路４と、この論理回路４の出力を入力とする出力トランジスタＴｒと、検波回路３の出力レベルに基づき発振回路２の負性コンダクタンスを変化させるヒステリシス回路５により構成される。このセンサ回路１は、金属検出状態で出力トランジスタＴｒがオンして、該出力トランジスタＴｒと直列に接続される負荷ＲＬにＨの出力電圧を生じさせるように検波回路３及び論理回路４が構成されている。その他の構成は、上述図３と同等である。
【００２６】
（解決策１）
解決策１は、ＬＣ共振回路への流入電流がセンサ回路の端子間電圧還移と同相的に変化するように回路を構成するものである。
【００２７】
図２ａは、図１に示した本実施形態のセンサ回路に解決策１を実施した第１実施例を示す。この第１実施例では、発振回路２などに対する電源電圧Ｖｃｃは、内部安定化電圧回路１０から供給される。そして、金属非検出状態から金属検出状態に遷移するときに、ＬＣ共振回路への流入電流が、センサ回路１の端子間（＋側と−側（ＧＮＤ間））電圧還移と同相的に変化するように構成している。このために、内部安定化電圧回路１０に対する定電圧源Ｖｓｔａｂは、Ｖｉｎ側に接続した。発振回路２の構成は、上述図４と同等である。
【００２８】
この構成により、内部安定化電圧回路１０は、Ｖｉｎ〜Ｖｃｃ間については所定の電圧となるように作用し、Ｖｃｃ〜ＧＮＤ間電圧は、Ｖｉｎの変化とともに同相に変化する。また、Ｉｂｉａｓは、Ｖｉｎの巨視的な変化とともに巨視的に変化し、Ｉｆｂは微視的に、ともに同相で変化する。
【００２９】
これにより、金属非検出（金属なし）状態から検出（金属あり）状態への遷移状態において、上述のように出力トランジスタＴｒが中途半端にオンし始めようとすると、それはＶｉｎを大から小に低下せしめ、Ｉｂ及びＩｆｂを低下せしめる。これは発振回路の負性コンダクタンスの絶対値を減少させることとなり、発振停止を助長する作用となる。ここに、上記還移状態で、この作用による負性コンダクタンス絶対値の減少量が、上記問題点で述べた負性コンダクタンス絶対値の上昇量を上回れば上記問題点は解決されることになる。かくして、遷移状態で負性コンダクタンス絶対値が瞬間的に小さくなると、発振停止条件を十分に満足して急速に発振停止に向かわせることができる。
【００３０】
図２ｂは、図１に示した本実施形態のセンサ回路に同じく上記解決策１を実施した第２実施例を示す。本例では、上述の内部安定化電圧回路１０を設けることなく、発振回路２を直接、Ｖｉｎ端子に接続した。ここに、Ｖｃｃ＝Ｖｉｎであり、当然同相で変化し、それにより得られる効果は、図２aの場合と同様である。図２ｂの例では、センサ回路は非常に単純となるが、負性コンダクタンス絶対値の減少量は、図２ａの方が図２ｂよりも大きい。なお、図２ａ，２ｂに示した第１及び第２実施例による上述解決策１は、ヒステリシス回路５を必須とするものではない。
【００３１】
いま、具体的な数値を示すと、上記図２ａの回路では、電源Ｖｓが１２Ｖのとき、Ｖｉｎは金属なし時に約１０Ｖ、金属あり時に約６Ｖとし、Ｖｓｔａｂは、Ｖｉｎが約６Ｖの時にＶｃｃが約４Ｖとなるように働くとすると、金属なし時にＶｃｃ＝８Ｖ、金属あり時にＶｃｃ＝４Ｖとなる。図２ｂの回路では、金属なし時にＶｉｎ＝Ｖｃｃ＝１０Ｖ、金属あり時にＶｉｎ＝Ｖｃｃ＝６Ｖとなる。Ｖｃｃ（金属なし）／Ｖｃｃ（金属あり）が、発振回路の負性コンダクタンス絶対値の減少度合いを反映するものとすると、図２ａの方が図２ｂよりもその度合いが大きい。
【００３２】
（解決策２）
解決策２は、検波回路出力がセンサ回路の端子間電圧還移と同相的に変化するように回路を構成するものである。
【００３３】
解決策２を実施したＬ出力タイプの２線式近接センサの実施例を、上述の図１を参照して説明する。本実施例では、検波用のコンデンサＣｄは、Ｖｉｎ側に接続されている。上述のように発振状態では、ＶＴの増減により、Ｖｉｎは逆相で変化する。本実施例のような接続により、ＶＴが正の場合には検波回路３の出力をＬ側に下げる効果が出る。これは、金属非検出状態から検出状態への還移状態において、検波回路３の出力電圧を下げようとする作用となるため、ヒステリシス回路５の働きを助長する作用として現れる。一旦、ヒステリシス回路５が働くと、上記の問題は解決されることになる。
【００３４】
本発明は、上記実施例の構成に限られることなく、発明の趣旨を変更しない範囲で種々の変形が可能であり、例えば、発振回路などは、任意の回路を採用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態に係る高周波発振型近接センサの回路構成図。
【図２ａ】同センサの第１実施例による発振回路部の回路図。
【図２ｂ】同センサの第２実施例による発振回路部の回路図。
【図３】従来の高周波発振型近接センサの回路構成図。
【図４】同上センサの発振回路部の回路図。
【符号の説明】
【００３６】
１  センサ回路
２  発振回路
３  検波回路
４  論理回路
５  ヒステリシス回路
１０  内部安定化電圧回路
Ｔｒ  出力トランジスタ
Ｌ  検出コイル（ＬＣ共振回路）
Ｃ  コンデンサ（ＬＣ共振回路）
Ｖｓｔａｂ  定電圧源
Ｃｄ  （検波用の）コンデンサ
ＲＬ  負荷抵抗
【図１】
2005295248.tif 000003
【図２ａ】
2005295248.tif 000004
【図２ｂ】
2005295248.tif 000005
【図３】
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【図４】
2005295248.tif 000007