(57)【要約】    【課題】      送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置を提供すること。    【解決手段】  周波数が高くなるに従って量子化ノイズが減衰する特性を有するノイズシェーパ１０１を介して、ＶＣＯ１の制御電圧端子に変調データに応じた電圧を供給するようにしたことにより、ＰＬＬ回路から出力される、変調信号と量子化ノイズとを加算した信号レベルが中心周波数から離れるに従って小さくなるので、ＲＦ変調信号のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。  【選択図】      図１
2005295536.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＬＬ回路と、
前記ＰＬＬ回路に設けられ、ベースバンド変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、前記ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、
前記ＰＬＬ回路のループフィルタと前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、前記ループフィルタの出力電圧に前記ベースバンド変調信号に応じた電圧を加えて前記電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、
前記ベースバンド変調信号をアナログ変換して前記加算器に供給するにあたって発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させるノイズシェーパと
を具備することを特徴とする周波数変調装置。
【請求項２】
前記ノイズシェーパは、前記量子化ノイズを高周波数域ほど減衰させる
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数変調装置。
【請求項３】
前記ノイズシェーパは、前記ベースバンド変調信号に、積分した量子化ノイズを加えた伝達関数をもつ
ことを特徴とする請求項２に記載の周波数変調装置。
【請求項４】
前記ノイズシェーパは、
前記ベースバンド変調信号を微分する微分器と、
量子化器と、
前記微分器の出力信号と前記量子化器の出力信号とをタイミングを合わせて加算して前記量子化器に入力させるフィードバック回路と
を具備することを特徴とする請求項３に記載の周波数変調装置。
【請求項５】
前記ノイズシェーパは、帯域通過型のデルタシグマ変調器である
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数変調装置。
【請求項６】
前記ノイズシェーパは、デルタ変調器である
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数変調装置。
【請求項７】
さらに、前記ノイズシェーパと前記加算器との間に低域通過型フィルタを設けた
ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の周波数変調装置。
【請求項８】
ベースバンド変調信号に基づいて、ベースバンドの位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、
前記ベースバンドの位相変調信号を入力し、ＲＦ位相変調信号を出力するＰＬＬ回路と、
前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号の振幅を、前記振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、
前記ＰＬＬ回路に設けられ、前記ベースバンドの位相変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、前記ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、
前記ＰＬＬ回路のループフィルタと前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、前記ループフィルタの出力電圧に前記ベースバンドの位相変調信号に応じた電圧を加えて前記電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、
前記ベースバンドの位相変調信号をアナログ変換して前記加算器に供給するにあたって発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させるノイズシェーパと
を具備することを特徴とするポーラ変調送信装置。
【請求項９】
請求項１から請求項７のいずれかに記載の周波数変調装置と、
前記周波数変調装置から出力されるＲＦ変調信号を増幅する増幅器と
を具備することを特徴とする無線送信装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項７のいずれかに記載の周波数変調装置を有する送信部と、
受信信号を復調する受信部と、
アンテナと、
前記送信部から前記アンテナへの送信信号の供給と、前記アンテナから前記受信部への  受信信号の供給とを切り替える送受切替部と
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にＰＬＬ（Phase Locked Loop ：位相同期ループ）を用いて周波数変調を行う周波数変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ベースバンドの変調信号によりキャリア信号を変調して送信信号を形成する（すなわち、ベースバンド変調信号を無線周波数にアップコンバートする）にあたって、ＰＬＬを用いた周波数変調装置が広く用いられている。この種の周波数変調装置においては、一般に、低コスト、低消費電力、良好なノイズ特性と変調精度が求められる。ＰＬＬを用いて変調を行う場合、変調精度を良くするためには変調信号の周波数帯域（変調帯域）幅よりもＰＬＬの周波数帯域（ＰＬＬ帯域）幅を広くすることが望ましい。
【０００３】
しかしながら、ＰＬＬ帯域幅を広くすると、ノイズ特性の劣化を招く。そこで、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定し、ＰＬＬ帯域内の変調とＰＬＬ帯域外の変調を異なる２箇所でかける２点変調という技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図１５に、従来の２点変調ＰＬＬを用いた周波数変調装置の構成を示す。周波数変調装置１０は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号の周波数を分周する分周器２と、分周器２の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器３と、位相比較器３の出力信号を平均化して出力するループフィルタ４とを有する。そしてキャリア周波数データに、変調信号生成部５によって生成された変調データを加算したものを分周器の分周比として与えることで１点目の変調を行う。
【０００５】
加えて、周波数変調装置１０は、変調データをディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）６でアナログ電圧に変換し、Ｄ／Ａ変換器６の出力に現れる折り返しノイズをポストフィルタ７によって抑圧した後に、これをループフィルタ４の出力に加算してＶＣＯ１の制御電圧端子に供給することで２点目の変調を行うようになっている。
【特許文献１】米国特許第４，３０８，５０８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述したような２点変調技術を用いると、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定しても、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ広帯域なＲＦ変調信号を出力することが可能となる。この結果、ＰＬＬによるノイズ特性の劣化を抑制できるようになる。
【０００７】
先ず、２点変調を用いた場合の周波数特性について考察する。図１６は、２点変調ＰＬＬの動作を説明するためのベースバンド領域の周波数特性を示す図である。ここで、ＰＬＬの周波数特性を表す伝達関数をＨ（ｓ）（但し、ｓ＝ｊω）とする。Ｈ（ｓ）は図１６に示すような低域通過特性をもつ。分周器２に設定する分周比に加えられた変調信号には、ＰＬＬによって伝達関数Ｈ（ｓ）の低域通過フィルタがかけられる。一方、ポストフィルタ７から出力される変調信号はＶＣＯ１の制御電圧端子に加えられることで、図１６に示すような伝達関数１−Ｈ（ｓ）の高域通過フィルタがかけられる。すなわち、変調データをΦ（ｓ）とおくと、ＶＣＯ１出力のＲＦ変調信号に含まれるベースバンド成分は、次式に表されるようにＰＬＬの周波数特性とは無関係になる。
Ｈ（ｓ）Φ（ｓ）＋｛１−Ｈ（ｓ）｝Φ（ｓ）＝Φ（ｓ）    ………  （１）
【０００８】
このように、ＰＬＬに２点変調を適用すると、ＶＣＯ１から、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ、広帯域なＲＦ変調信号を出力することが可能となる。なお、ｆｓはサンプリング周波数（Ｄ／Ａ変換器６の動作周波数）である。
【０００９】
ところで、Ｄ／Ａ変換器６の出力には図１６に示すような量子化ノイズが発生する。ポストフィルタ７で、この量子化ノイズを抑圧することが求められる。ポストフィルタ７は、図１６に示すように低域通過特性をもつ。帯域幅が狭すぎると図１６に示した変調信号を抑圧してしまう。逆に、帯域幅を広げすぎると変調信号への影響は回避できるが、量子化ノイズなどのノイズを十分に抑圧できなくなる。
【００１０】
図１７は、ＶＣＯ１の出力に現れるＲＦ変調信号のスペクトルを図示したものである。変調信号に量子化ノイズが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。中心周波数（ｆｖｃｏ）近傍の量子化ノイズが抑圧されているのは、図１６の１−Ｈ（ｓ）の特性によるものである。また、ｆｖｃｏから離れたところで量子化ノイズが抑圧されているのは、ポストフィルタ７の周波数特性によるものである。
【００１１】
ところで、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）規格等では、送信波のスペクトルが図中点線で示すようなスペクトルマスクからはみ出してはいけないことが定められている。
【００１２】
しかしながら、従来の２点変調型の周波数変調装置においては、図１７に示すように、量子化ノイズの影響により、送信波のスペクトルがスペクトルマスクからはみ出すおそれがある。
【００１３】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
かかる課題を解決するため本発明の周波数変調装置の一つの態様は、ＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路に設けられ、ベースバンド変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、ＰＬＬ回路のループフィルタとＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、ループフィルタの出力電圧にベースバンド変調信号に応じた電圧を加えて電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、ベースバンド信号をアナログ変換して加算器に供給するにあたって発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させるノイズシェーパとを具備する構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、２点変調型の周波数変調装置において、電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する電圧を形成する際に発生する量子化ノイズの周波数特性を、ノイズシェーパにより変化させることができるので、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。
【００１６】
本発明の周波数変調装置の一つの態様は、ノイズシェーパが、量子化ノイズを高周波数域ほど減衰させる構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、ＰＬＬ回路から出力される、変調信号と量子化ノイズとを加算した信号レベルが中心周波数から離れるに従って小さくなるので、送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。なお量子化ノイズの低周波成分は、ＰＬＬ回路の特性によって抑圧できるので問題にならない。
【００１８】
本発明の周波数変調装置の一つの態様は、ノイズシェーパが、ベースバンド変調信号に、積分した量子化ノイズを加えた伝達関数をもつ構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、積分された量子化ノイズは低域通過特性をもつようになるので、量子化ノイズを高周波数にいくに従って減衰させることができ、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。
【００２０】
本発明の周波数変調装置の一つの態様は、ノイズシェーパが、ベースバンド変調信号を微分する微分器と、量子化器と、微分器の出力信号と量子化器の出力信号とをタイミングを合わせて加算して量子化器に入力させるフィードバック回路とを具備する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、ノイズシェーパの伝達関数を、ベースバンド変調信号に、積分した量子化ノイズを加えたものとすることができるようになる。
【００２２】
本発明の周波数変調装置の一つの態様は、ノイズシェーパが、帯域通過型のデルタシグマ変調器である構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、特定周波数の量子化ノイズを抑制することができるので、他のフィルタ（例えばポストフィルタ）の特性との組み合わせで、送信波のスペクトルマスク外への漏洩を良好に回避することができるようになる。
【００２４】
本発明の周波数変調装置の一つの態様は、ノイズシェーパが、デルタ変調器である構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、デルタ変調器は、動作周波数を高くすることで、出力に現れる量子化ノイズの絶対レベルを低くすることができるので、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。
【００２６】
本発明の周波数変調装置の一つの態様は、さらに、ノイズシェーパと加算器との間に低域通過型フィルタを設けた構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、ノイズシェーパによって量子化ノイズの周波数特性を変化させつつ低域通過型フィルタ（例えばポストフィルタ）によって高周波帯域の信号を抑制することができるので、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。例えばノイズシェーパによって量子化ノイズの高周波成分を抑圧するようにすれば、低域通過型フィルタの低域通過特性を、ベースバンド変調信号についての変調信号波形を抑圧するほど狭くしなくてもよくなる。この結果、変調信号波形を維持しつつ、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収めることができるようになる。
【００２８】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、ベースバンド変調信号に基づいて、ベースバンドの位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、ベースバンドの位相変調信号を入力し、ＲＦ位相変調信号を出力するＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力されるＲＦ位相変調信号の振幅を、振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、ＰＬＬ回路に設けられ、ベースバンドの位相変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて、ＰＬＬ回路の分周比を設定する分周器と、ＰＬＬ回路のループフィルタとＰＬＬ回路の電圧制御発振器との間に設けられ、ループフィルタの出力電圧にベースバンドの位相変調信号に応じた電圧を加えて電圧制御発振器の制御電圧端子に供給する加算器と、ベースバンドの位相変調信号をアナログ変換して加算器に供給するにあたって発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させるノイズシェーパとを具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、量子化ノイズの影響で送信波がスペクトルマスクをはみ出すことのない、２点変調型のポーラ変調送信装置を実現できる。この結果、ポーラ変調方式による電力効率の向上効果、及び２点変調による変調精度の向上効果に加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるポーラ変調送信装置を実現できる。
【００３０】
本発明の無線送信装置は、上記いずれかの周波数変調装置と、その周波数変調装置から出力されるＲＦ変調信号を増幅する増幅器とを具備する構成を採る。
【００３１】
本発明の無線通信装置は、上記いずれかの周波数変調装置を有する送信部と、受信信号を復調する受信部と、アンテナと、送信部からアンテナへの送信信号の供給とアンテナから受信部への受信信号の供給とを切り替える送受切替部とを具備する構成を採る。
【００３２】
これらの構成によれば、２点変調による高精度の周波数変調を行うことができるので高品質の送信信号を得ることができるのに加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるので他の無線機器への干渉を抑制できる無線送信装置及び無線通信装置を実現できる。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３５】
（実施の形態１）
図１５との対応部分に同一符号を付して示す図１に、本発明の実施の形態１に係る２点変調型の周波数変調装置の構成を示す。図１の周波数変調装置１００は、図１５の周波数変調装置１０と比較して、Ｄ／Ａ変換器６に代えてノイズシェーパ１０１が設けられている。
【００３６】
ノイズシェーパ１０１は、変調データ（ディジタルのベースバンド変調信号）に応じたアナログ電圧値を形成する機能と、その際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させる機能とを有する。
【００３７】
この実施の形態のノイズシェーパ１０１は、図２に示すように構成されている。なお図２では、変調データをＸ、出力アナログ電圧をＹと示す。ノイズシェーパ１０１は、大きく分けて、変調データを微分する微分器１０２と、量子化器１０３と、微分器１０２の出力信号と量子化器１０３の出力信号（すなわち出力アナログ電圧Ｙ）とをタイミングを合わせて加算して量子化器１０３に入力させるフィードバック回路１０４とを有する。
【００３８】
微分器１０２は、遅延素子１０５によってＺ−１分（すなわち、ノイズシェーパ１０１の動作クロックの１クロック分）だけ遅延された入力信号Ｘと、現入力信号Ｘとを、減算器１０６で減算することにより、微分出力を得る。因みに、ＺはＺ変換を表す。この微分出力は加算器１０７を介して量子化器１０３に入力される。
【００３９】
量子化器１０３は、入力信号を、少なくとも変調データＸのサンプリング周波数の２倍以上のサンプリング周波数で量子化することにより、出力アナログ電圧Ｙを得る。実際上、量子化器１０３は、変調データＸのサンプリング周波数の数十倍のサンプリング周波数で量子化を行うことで、出力アナログ電圧Ｙを得るようになっている。また量子化器１０３の出力は、Ｚ−１分の遅延時間を与える遅延素子１０８を介して加算器１０７に送出される。
【００４０】
次に、本実施の形態のノイズシェーパ１０１、周波数変調装置１００の動作及び特性について説明する。
【００４１】
微分器１０２の伝達関数は、（１−ｚ−１）で表すことができる。ここで量子化器１０３で発生する量子化ノイズをＱとすると、変調データＸと出力アナログ電圧Ｙとの関係は、次式で表すことができる。
Ｙ＝（１−ｚ−１）Ｘ＋ｚ−１Ｙ＋Ｑ      ………    （２）
【００４２】
（２）式を展開すると、次式となる。
Ｙ＝Ｘ＋Ｑ／（１−ｚ−１）            ………    （３）
【００４３】
（３）式において量子化ノイズＱに乗算されている１／（１−ｚ−１）は、積分の伝達関数である。つまり、入力信号Ｘに積分された量子化ノイズが加えられたものが出力に現れることになる。積分の周波数特性は低域通過特性をもつ。
【００４４】
図３に、周波数変調装置１００のベースバンド領域の周波数特性を示す。図１６と比較して、量子化ノイズＱの分布が異なる。これは、（３）式で示した積分１／（１−ｚ−１）の周波数特性によるものである。これにより量子化ノイズＱはＤＣ（０Ｈｚ）で無限大になるが、この後｛１−Ｈ（ｓ）｝の高域通過特性がかけられることになるので、結果としてＤＣ近傍のノイズは抑圧される。
【００４５】
具体的には、ＰＬＬの次数を高くすれば｛１−Ｈ（ｓ）｝の減衰の傾斜を急にできるので、図３のＤＣ近傍の量子化ノイズの盛り上がりを打ち消すようにＰＬＬの次数を設定すればよい。また、ＰＬＬのカットオフ周波数を高くして｛１−Ｈ（ｓ）｝のＤＣ近傍の減衰量を大きくし、これを利用してＤＣ近傍のノイズを抑圧してもよい。
【００４６】
図４に、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号のスペクトルを示す。変調信号に、量子化ノイズＱが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。図４からも分かるように、変調信号に重畳される量子化ノイズＱは、ノイズシェーパ１０１の作用により、図１７と比べて、中心周波数から離れたところのノイズレベルが小さくなる。これによりスペクトルマスクの規格を満足できる。
【００４７】
かくして本実施の形態によれば、周波数が高くなるに従って量子化ノイズが減衰する特性を有するノイズシェーパ１０１を介して、ＶＣＯ１の前段に設けられた加算器に、変調データをアナログ変換する際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させて供給するようにしたことにより、送信波（ＲＦ変調信号）のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。
【００４８】
なおこの実施の形態では、ノイズシェーパ１０１の次数を１次で説明したが、２次以上の構成としてもよい。またノイズシェーパ１０１は、図２に示す構成のものに限らず、要は量子化ノイズを高周波数にいくに従って減衰させる特性を有するものであればよい。
【００４９】
また上述した実施の形態では、分周器２の詳細構成については言及しなかったが、例えば一般に知られているフラクショナル方式のものが好ましい。これは、以下に説明する実施の形態でも同様である。
【００５０】
（実施の形態２）
本実施の形態では、ノイズシェーパとして、図５に示すような構成のバンドパスデルタシグマ変調器を用いることを提案する。ノイズシェーパ１１０は、図１のノイズシェーパ１０１に代えて周波数変調装置１００に用いられる。
【００５１】
ノイズシェーパ１１０は、実施の形態１のノイズシェーパ１０１と同様に、変調データに応じたアナログ電圧値を形成する機能と、その際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させる機能とを有する。但し、量子化ノイズの周波数特性の変化のさせ方が実施の形態１と異なる。
【００５２】
ノイズシェーパ１１０は、変調データを減算器１１１に入力し、減算結果を図６に示すような共振特性を有するフィルタ（Ｆ（ｚ））１１２に入力する。フィルタ出力は量子化器１１３によって量子化されることで、出力アナログ電圧Ｙとされる。また出力アナログ電圧Ｙは、遅延素子１１４によりｚ−１分だけ遅延された後、減算器１１１の減算入力としてフィードバックされる。
【００５３】
次に、本実施の形態のノイズシェーパ１１０及びそれを用いた周波数変調装置１００の動作及び特性について説明する。
【００５４】
量子化器１１３で発生する量子化ノイズをＱとすると、変調データＸと出力アナログ電圧Ｙとの関係は、次式で表すことができる。
Ｙ＝Ｘ＋Ｑ／Ｆ（ｚ）                  ………    （４）
【００５５】
量子化ノイズＱに乗算されている１／Ｆ（ｚ）は、ノッチの伝達関数である。つまり、入力信号Ｘにノッチを含んだ量子化ノイズＱが加えられたものが出力に現れることになる。
【００５６】
図７に、本実施の形態のノイズシェーパ１１０を用いた場合の周波数変調装置１００のベースバンド領域の周波数特性を示す。図１６と比較して、量子化ノイズＱの分布が異なる。これは、（４）式で示したノッチ１／Ｆ（ｚ）の周波数特性によるものである。ノッチは、帯域通過型（ローパス）フィルタ特性を有するポストフィルタ７の帯域内で、かつ、変調帯域の外側のノイズを抑圧できるような周波数に設定するのが好ましい。
【００５７】
図８に、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号のスペクトルを示す。変調信号に量子化ノイズＱが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。図８からも分かるように、変調信号に重畳される量子化ノイズＱは、ノイズシェーパ１１０のノッチの効果により、図１７と比べて、中心周波数ｆＶＣＯから離れたところのノイズレベルが小さくなる。これによりスペクトルマスクの規格を満足できる。
【００５８】
かくして本実施の形態によれば、バンドパスデルタシグマ変調器構成であるノイズシェーパ１１０を介して、ＶＣＯ１の制御電圧端子に変調データに応じた電圧を供給するようにしたことにより、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。
【００５９】
（実施の形態３）
本実施の形態では、ノイズシェーパとして、図９に示すような構成のデルタ変調器を用いることを提案する。ノイズシェーパ１２０は、図１のノイズシェーパ１０１に代えて周波数変調装置１００に用いられる。
【００６０】
ノイズシェーパ１２０は、実施の形態１や実施の形態２のノイズシェーパ１０１、１１０と同様に、変調データに応じたアナログ電圧値を形成する機能と、その際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させる機能とを有する。但し、量子化ノイズの周波数特性の変化のさせ方が実施の形態１や実施の形態２と異なる。
【００６１】
ノイズシェーパ１２０は、変調データを減算器１２１を介して量子化器１２２に入力する。量子化器１２２は、入力信号を、少なくとも変調データのサンプリング周波数の２倍以上のサンプリング周波数で量子化することにより、アナログ電圧を得る。実際上、量子化器１２２は、変調データのサンプリング周波数の数十倍のサンプリング周波数で量子化を行うことで、アナログ電圧を得るようになっている。量子化器１２２により得られたアナログ電圧は、積分器１２３によって積分されることにより、出力アナログ電圧Ｙとされる。また量子化器１２２の出力は、ｚ−１分の遅延時間を与える遅延素子１２４及び積分器１２５を順次介して減算器１２１の減算入力としてフィードバックされる。
【００６２】
次に、本実施の形態のノイズシェーパ１２０及びこれを用いた周波数変調装置の動作及び特性について説明する。
【００６３】
積分器１２３、１２５の伝達関数は、１／（１−ｚ−１）で表すことができる。したがって、図９のＡ点での信号レベルをＡ、量子化器１２２で発生する量子化ノイズをＱとすると、次式が成り立つ。
Ａ＝Ｘ−ｚ−１Ａ／（１−ｚ−１）＋Ｑ
Ａ＝（１−ｚ−１）（Ｘ＋Ｑ）            ………    （５）
【００６４】
これより、ノイズシェーパ１２０の出力アナログ電圧Ｙは、次式で表すことができる。
Ｙ＝Ａ／（１−ｚ−１）
Ｙ＝Ｘ＋Ｑ                            ………    （６）
【００６５】
ここで（６）式からも分かるように、入力信号Ｘに量子化ノイズＱが加えられたものが出力に現れることになる。しかし、（５）式に示されているようにＡ点では入力信号Ｘと量子化ノイズＱが微分された信号が現れる。これは、入力信号ＸのＤＣ成分が出力に伝わらないことを意味する。
【００６６】
図１０に、本実施の形態のノイズシェーパ１２０を用いた場合の周波数変調装置１００のベースバンド領域の周波数特性を示す。量子化ノイズＱが一様に分布する点は図１６と同じであるが、ノイズシェーパ１２０の動作周波数を高くすることにより、図１０に示すように量子化ノイズの絶対レベルを低くすることができる。
【００６７】
図１１に、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号のスペクトルを示す。変調信号に量子化ノイズＱが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。図１１からも分かるように、変調信号に重畳された量子化ノイズＱは、ノイズシェーパ１２０の作用により、図１７と比べて、中心周波数ｆＶＣＯから離れたところのノイズレベルが小さくなる。これによりスペクトルマスクの規格を満足できる。
【００６８】
また本実施の形態のノイズシェーパ１２０として用いたデルタ変調器は、１ビットの量子化器を用いて実現できるため、従来の技術におけるＤ／Ａ変換器６（図１５）のように多ビットの量子化器を使用しなくてよい。因みに、実施の形態１、２の量子化器１０３、１１３においても１ビット量子化器を適用できる。これにより、精度の高い信号処理ができる。このようなデルタ変調器を２点変調ＰＬＬに適用すると、ＲＦ変調信号の変調精度特性が向上するというメリットがある。但し、デルタ変調器はＤＣ成分を通さないというデメリットがあるが、２点変調型のＰＬＬの｛１−Ｈ（ｓ）｝の高域通過特性をもつパスは本質的にＤＣ成分を通さないため、２点変調ＰＬＬのシステム全体で見た場合はデメリットとならない。
【００６９】
かくして本実施の形態によれば、デルタ変調器構成であるノイズシェーパ１２０を介して、ＶＣＯ１の制御電圧端子に変調データに応じた電圧を供給するようにしたことにより、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。
【００７０】
なおこの実施の形態では、ノイズシェーパ１２０として１次のデルタ変調器を用いた場合について説明したが、デルタ変調器を２次以上としてもよい。
【００７１】
（実施の形態４）
本実施の形態では、実施の形態１から実施の形態３で説明した周波数変調装置１００をポーラ変調送信装置への適用することを提示する。
【００７２】
図１２に、本実施の形態のポーラ変調送信装置２００の構成を示す。周波数変調装置１００は、図中の周波数シンセサイザ２０６として用いられる。なお図１２では、周波数変調装置１００が用いられる周波数シンセサイザ２０６の周辺部分のみを示す。
【００７３】
ポーラ変調送信装置２００は、振幅位相分離部２０２にＩ（同相）成分及びＱ（直交）成分からなるベースバンド変調信号２０１を入力する。振幅位相分離部２０２は、ベースバンド変調信号２０１の振幅成分（すなわち、√（Ｉ２＋Ｑ２））を振幅変調信号２０３として振幅変調信号増幅器２０５に送出すると共に、ベースバンド変調信号２０１の位相成分（例えば、変調シンボルとＩ軸のなす角度）をベースバンド位相変調信号２０４として周波数シンセサイザ２０６に送出する。
【００７４】
ポーラ変調送信装置２００は、周波数シンセサイザ２０６として、上述した実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３の周波数変調装置１００が用いられている。またベースバンド位相変調信号２０４が実施の形態１から実施の形態３で説明した変調データに相当する。
【００７５】
周波数シンセサイザ２０６は、キャリア周波数をベースバンド位相変調信号（位相データ）２０４で変調することにより高周波位相変調信号（ＲＦ変調信号）２０７を生成し、これを高周波電力増幅器２０８に送出する。
【００７６】
高周波電力増幅器２０８は非線形増幅器でなり、電源電圧値が振幅変調信号増幅器２０５により増幅された振幅変調信号２０３に応じて設定されるようになされている。これにより、高周波電力増幅器２０８からは、電源電圧値と周波数シンセサイザ２０６から出力された高周波位相変調信号２０７を掛け合わされた信号が高周波電力増幅器２０８の利得分だけ増幅された送信信号２０９が出力される。送信信号２０９はアンテナ２１０から送信される。
【００７７】
このようにポーラ変調送信装置２００においては、高周波電力増幅器２０８に入力される高周波位相変調信号２０７を、振幅方向の変動成分をもたない定包絡線信号とすることができるため、高周波電力増幅器２０８として高効率の非線形増幅器を用いることができるようになる。
【００７８】
加えて、ポーラ変調送信装置２００の周波数シンセサイザ２０６に実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３の周波数変調装置１００を用いることにより、スペクトルマスク内に量子化ノイズが収まった送信信号２０９を得ることができる。この結果、ポーラ変調方式による電力効率の向上効果、及び２点変調による変調精度の向上効果に加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるポーラ変調送信装置２００を実現できる。
【００７９】
（他の実施の形態）
なお上述した実施の形態４では、実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３の周波数変調装置１００をポーラ変調送信装置２００に設けられる周波数シンセサイザ２０６に適用した場合について述べたが、本発明の周波数変調装置はこれに限らず、定められた周波数帯域内に送信信号の帯域を収めることが求められる無線通送信装置及び無線通信装置に広く適用できる。
【００８０】
図１３に、実施の形態１〜３の周波数変調装置を搭載した無線送信装置の構成を示す。無線送信装置３００は、実施の形態１〜３のいずれかの周波数変調装置１００と、周波数変調装置１００により得られたＲＦ変調信号を増幅する増幅器３０１と、増幅された信号を送信するアンテナ３０２とを有する。
【００８１】
図１４に、実施の形態１〜３の周波数変調装置を搭載した無線通信装置の構成を示す。無線通信装置４００は、実施の形態１〜３いずれかの周波数変調装置１００及び増幅器３０１を有する送信部４０１と、受信信号に対して復調処理を含む所定の受信処理を施す受信部４０２と、送信信号と受信信号との切替えを行う共用器４０３と、アンテナ３０２とを備えている。
【００８２】
これにより、無線送信装置３００及び無線通信装置４００においては、２点変調による高精度の周波数変調を行うことができるので高品質の送信信号を得ることができるのに加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるので他の無線機器への干渉を抑制できるようになる。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明は、例えば携帯電話機等の携帯端末やその基地局等の無線通信装置に適用して好適なものである。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】実施の形態の周波数変調装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１のノイズシェーパの構成を示すブロック図
【図３】実施の形態１におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図
【図４】実施の形態１におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図
【図５】実施の形態２のノイズシェーパの構成を示すブロック図
【図６】実施の形態２の伝達関数Ｆ（ｚ）の特性を示す特性曲線図
【図７】実施の形態２におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図
【図８】実施の形態２におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図
【図９】実施の形態３のノイズシェーパの構成を示すブロック図
【図１０】実施の形態３におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図
【図１１】実施の形態３におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図
【図１２】実施の形態４におけるポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図１３】他の実施の形態における無線送信装置の構成を示すブロック図
【図１４】他の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図
【図１５】従来の２点変調型の周波数変調装置の構成を示すブロック図
【図１６】従来の２点変調型の周波数変調装置におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図
【図１７】従来の２点変調型の周波数変調装置におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図
【符号の説明】
【００８５】
１  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２  分周器
３  位相比較器
４  ループフィルタ
７  ポストフィルタ
１００  周波数変調装置
１０１、１１０、１２０  ノイズシェーパ
１０２  微分器
１０３  量子化器
１０４  フィードバック回路
２００  ポーラ変調送信装置
３００  無線送信装置
４００  無線通信装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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