(57)【要約】【課題】高い周波数まで使用可能であり、低雑音なハイブリッド回路装置を提供すること。【解決手段】ハイブリッド回路は、第１および第２の受信端の間の差分信号を出力する受信アンプと、第１および第２の送信端をそれぞれ駆動する２つの可変利得アンプと、前記第１、２の送信端と前記第１、２の受信端とを接続する４個の抵抗を備える。同じ送信端に接続される抵抗の一方は他方より小さく、異なる送信端の大きい抵抗と小さい抵抗が同じ受信端に接続される。また、前記第１の受信端から見たインピーダンスが伝送路と等価なインピーダンスと等しくなるように抵抗値が選定される。可変利得アンプ内において発生した雑音も２つの受信端にそれぞれ供給され、キャンセルされるので低雑音となる。【選択図】図１
2005311420.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送線が接続される第１の受信端と、伝送路と等価なインピーダンス回路が接続される第２の受信端との間の信号を出力する受信アンプ手段と、
送信信号が入力され、第１の送信端を駆動する第１の可変利得アンプ手段と、
送信信号が入力され、第２の送信端を駆動する第２の可変利得アンプ手段と、
前記第１の受信端と前記第１の送信端を接続する第１の抵抗手段と、
前記第１の受信端と前記第２の送信端を接続する第２の抵抗手段と、
前記第２の受信端と前記第１の送信端を接続する第３の抵抗手段と、
前記第２の受信端と前記第２の送信端を接続する第４の抵抗手段と
を備え、
前記第１の抵抗手段の抵抗値が前記第３の抵抗手段の抵抗値よりも小さく、かつ前記第４の抵抗手段の抵抗値が前記第２の抵抗手段の抵抗値よりも小さい
ことを特徴とするハイブリッド回路装置。
【請求項２】
前記第１の受信端から見たインピーダンスが前記伝送路と等価なインピーダンスと等しくなるように、前記第１から前記第４の抵抗手段の抵抗値、前記第１および第２の可変利得アンプ手段の出力インピーダンスおよび前記受信アンプ手段の入力インピーダンスが選定されていることを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路装置。
【請求項３】
前記第１の抵抗手段の抵抗値と前記第４の抵抗手段の抵抗値とが等しく、かつ前記第２の抵抗手段の抵抗値と前記第３の抵抗手段の抵抗値とが等しく、かつ前記第１、４の抵抗手段の抵抗値と前記第２、３の抵抗手段の抵抗値との比が、伝送路の特性のばらつきをカバーできる範囲でなるべく１対１に近い比に選定されていることを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路装置。
【請求項４】
伝送路としてツイストペアケーブルが使用され、ツイストペアケーブルの２本の伝送線が２組の請求項１に記載のハイブリッド回路によってそれぞれ終端されることを特徴とするハイブリッド回路装置。
【請求項５】
前記受信アンプ手段は、入力端が前記第１および第２の受信端に接続された、同軸ケーブルを使用したコモンモードチョーク手段と、前記コモンモードチョーク手段の前記第１の受信端と対応する出力端子に接続されたシングルエンドのアンプ手段とを備えていることを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路装置。
【請求項６】
ハイブリッド回路の送受信端子と伝送路との間に同軸ケーブルを使用したコモンモードチョークトランスを備えたことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッド回路装置。
【請求項７】
伝送線が接続される第１の受信端と、伝送路と等価なインピーダンス回路が接続される第２の受信端との間の信号を出力する受信アンプ手段と、
送信信号が入力され、第１の送信端を駆動する第１の可変利得アンプ手段と、
送信信号が入力され、第２の送信端を駆動する第２の可変利得アンプ手段と、
前記第１の受信端と前記第１の送信端を接続する第１の抵抗手段と、
前記第２の受信端と前記第２の送信端を接続する第２の抵抗手段と
を備えていることを特徴とするハイブリッド回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハイブリッド回路装置に関するものであり、特に、高い周波数まで使用可能であり、低雑音なハイブリッド回路装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、全二重回線の送信信号と受信信号を分離する回路として各種のハイブリッド回路（２線４線変換回路）が提案されている。下記特許文献１には、可変抵抗器や可変コンデンサなどの調整可能な受動エレメントをデジタル制御するハイブリッド回路が開示されている。
【特許文献１】特開２００１−２１１１０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記した従来のハイブリッド回路は低速の伝送路においては実現可能であるが、数Ｇｂｐｓ以上という高速の全二重デジタルデータ伝送路（ＬＡＮ）に使用可能な特性を持つ調整可能な受動エレメントは存在せず、実現が不可能である。
【０００４】
そこで、本発明者はハイブリッド回路の素子（受動エレメント）は固定値とし、２つの可変利得アンプを使用して２つの送信信号駆動端をそれぞれ独立して駆動し、２つの可変利得アンプの利得を相対的に調整することによってハイブリッド回路の受信端における送信信号をキャンセルする構成を発明した。この方式によって高い周波数まで動作可能なハイブリッド回路が実現できた。なお、この構成は発表されていない。
【０００５】
但し、この方式においては、受信端における送信信号はキャンセルできるが、それぞれの可変利得アンプ内において発生した雑音は受信端においてキャンセルされずに出力されてしまうという問題点が判明した。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上記した課題を解決することを目的とし、このために、本発明のハイブリッド回路装置は、伝送線が接続される第１の受信端と、伝送路と等価なインピーダンス回路が接続される第２の受信端との間の信号を出力する受信アンプ手段と、送信信号が入力され、第１の送信端を駆動する第１の可変利得アンプ手段と、送信信号が入力され、第２の送信端を駆動する第２の可変利得アンプ手段と、前記第１の受信端と前記第１の送信端を接続する第１の抵抗手段と、前記第１の受信端と前記第２の送信端を接続する第２の抵抗手段と、前記第２の受信端と前記第１の送信端を接続する第３の抵抗手段と、前記第２の受信端と前記第２の送信端を接続する第４の抵抗手段とを備え、前記第１の抵抗手段の抵抗値が前記第３の抵抗手段の抵抗値よりも小さく、かつ前記第４の抵抗手段の抵抗値が前記第２の抵抗手段の抵抗値よりも小さいことを主要な特徴とする。
【０００７】
また、前記第１の受信端から見たインピーダンスが前記伝送路と等価なインピーダンスと等しくなるように、前記第１から前記第４の抵抗手段の抵抗値、前記第１および第２の可変利得アンプ手段の出力インピーダンスおよび前記受信アンプ手段の入力インピーダンスが選定されている点にも特徴がある。
更に、前記第１の抵抗手段の抵抗値と前記第４の抵抗手段の抵抗値とが等しく、かつ前記第２の抵抗手段の抵抗値と前記第３の抵抗手段の抵抗値とが等しく、かつ前記第１、４の抵抗手段の抵抗値と前記第２、３の抵抗手段の抵抗値との比が、伝送路の特性のばらつきをカバーできる範囲でなるべく１対１に近い比に選定されている点にも特徴がある。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のハイブリッド回路装置は上記のような構成によって、それぞれの可変利得アンプ内において発生した雑音も２つの受信端にそれぞれ供給されるようにしたので、受信端においてほぼキャンセルされ、低雑音のハイブリッド回路が実現できるという効果がある。また、調整可能な受動素子などは使用せず、現在入手可能な高い周波数まで使用可能な素子のみによってハイブリッド回路を構成可能であるので、高い周波数まで使用可能なハイブリッド回路を実現できるという効果がある。更に、トランスやコイルを使用しない回路構成も可能であり、ＩＣ化が可能であるという効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明のハイブリッド回路装置は、ツイストペアケーブルに代表される平衡ケーブルや同軸ケーブルを使用した数Ｇｂｐｓ以上の超高速デジタルデータ伝送装置（ＬＡＮ）に使用することを前提として開発されたものである。以下実施例１について説明する。
【実施例１】
【００１０】
実施例１は、ＬＡＮケーブルとして現在広く使用されているツイストペアケーブルを使用する場合の本発明のハイブリッド回路の例である。
図２は、本発明のハイブリッド回路を使用した伝送装置全体の構成を示すブロック図である。本発明を適用した伝送装置は、同じ構成の相手側伝送装置４９とツイストペアケーブル１７で接続する。なお、同軸ケーブルを用いる例については後述する。
【００１１】
伝送装置は４つの全２重送受信回路３０、データ分配回路３３およびデータ合成回路３４からなる。データ分配回路３３は、例えば送信データを８ビット毎に区切り、誤り検出／訂正が可能な４チャネルの５値のパルスに対応する各３ビットのデータであって、合計が１２ビットのデータに変換し、４つの全２重送受信回路３０にそれぞれ３ビットづつ分配する。また、データ合成回路３４は、４チャネルの５値のパルスに対応する各３ビット、合計１２ビットのデータを元の８ビットデータに復元する。
【００１２】
図３は、全２重送受信回路３０の構成を示すブロック図である。送信データは送信回路４０によって伝送に適した多値のアナログ信号に変換され、増幅器４１により伝送に適した大きさに増幅され、本発明のハイブリッド回路４２によりケーブル１７に出力される。
【００１３】
送信信号の一部は、ケーブル１７に存在する接続点等での反射により「エコー」と呼ばれる不要信号を生ずる。正確なデータ伝送のためにはこの不要信号を適切に除去する必要がある。ケーブル１７からの受信信号は、本発明のハイブリッド回路４２によって送信信号と分離され、増幅器４３に入力される。キャンセル信号生成回路４７は、送信データに基づいて不要信号を消去するためのキャンセル信号を生成する。
【００１４】
増幅器４３の出力の受信信号とキャンセル信号生成回路４７の出力のキャンセル信号は、合成器４４によって合成され、不要信号が除去される。受信回路４５においては、合成器４４の出力信号が複数のサンプルホールド回路によってサンプリングされ、歪みを補正するためにマトリクス回路によってアナログ積和演算が行われ、アナログデジタル変換器によりデジタル信号に変換される。デジタル信号は一括してロジック回路により並列直列変換等の処理が行われ、受信データおよび評価信号が得られる。
【００１５】
上記の一連の動作のタイミングについては、クロック再生回路４６によりクロック信号が抽出され、各種タイミング信号が生成される。調整制御回路４８はＣＰＵを内蔵し、評価信号に基づいてデータを正しく送受信できるようにハイブリッド回路を含め、各回路を調整する。
【００１６】
図１は、ツイストペアケーブルを使用する場合の本発明のハイブリッド回路例を示すブロック図である。ＬＡＮケーブルとして現在広く使用されているツイストペアケーブル１７は特性インピーダンスが１００Ω±１０％程度である。本発明のハイブリッド回路は、ツイストペアケーブルのそれぞれの線を入力インピーダンスが５０Ωの２つのハイブリッド回路によってそれぞれ終端する。
【００１７】
図１の回路において、ケーブル１７のそれぞれの線に接続されている上下の回路は同一の構成を有している。従って、上側の回路についてのみ説明する。上側（下側）の回路には送信信号の差動出力の＋出力信号（−出力信号）が入力される。入力信号は２つの可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１に入力される。可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１は図３の調整制御回路４８によって、公知の方法で例えば受信信号出力中の送信信号電力が最小になるように相対的な利得が調整される。なお、可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１の内の一方は固定利得にして、他方のみを調整するようにしてもよい。
【００１８】
可変利得アンプＡ１０の出力（第２の送信端）はそれぞれ２つの抵抗（０．９Ｒ）１２と抵抗（１．１Ｒ）１３を介して差動入力アンプＡ１６のそれぞれの入力端子（第１、２の受信端）に接続されている。また、可変利得アンプＢ１１の出力（第１の送信端）はそれぞれ２つの抵抗（１．１Ｒ）１５と抵抗（０．９Ｒ）１４を介して差動入力アンプＡ１６のそれぞれの入力端子に接続されている。差動入力アンプＡ１６の一方の入力端子（第１の受信端）にはツイストペアケーブルの一方の線が接続される。差動入力アンプＡ１６は、２つの差動入力端子（第１、２の受信端）間の電圧差に応じた差動出力信号を受信信号として出力する。
【００１９】
抵抗１２と抵抗１３の抵抗値の比、および抵抗１４と抵抗１５の抵抗値の比はそれぞれ０．９対１．１に選定されている。また、ツイストペアケーブル１７の接続点から見た入力インピーダンスも５０Ωになるようにそれぞれの抵抗値が選定されている。
例えば可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１の出力インピーダンスを５０Ω、および差動入力アンプＡ１６の入力端子間インピーダンスを１００Ωとした場合には、抵抗１２、１４を９１Ω、抵抗１３、１５を１１０Ωとすることによって、ケーブル接続端（第１の受信端）から見たインピーダンスがほぼ５０Ωとなる。
【００２０】
伝送路と等価なインピーダンスは、平衡ケーブルの場合には特性インピーダンスの半分の値であり、同軸ケーブルの場合には特性インピーダンスと等しい。インピーダンスＺ１８はツイストペアケーブル１７の標準的な特性インピーダンスの半分の値と同じインピーダンス（伝送路と等価なインピーダンス）を有する回路であり、例えば抵抗とコンデンサの並列回路であってもよい。コンデンサはケーブル、コネクタ、配線などの浮游容量に起因するものである。
【００２１】
ツイストペアケーブル１７のインピーダンスがこのＺ１８の２倍と等しい、すなわち、伝送路と等価なインピーダンスがＺ１８と等しい場合には、２つの可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１の利得を等しくすれば、受信端における送信信号は同相かつ同レベルとなりキャンセルされる。しかし、ケーブルの特性インピーダンスにはばらつきがあるので、受信端における送信信号レベルが同レベルにならない。例えばケーブル１７の特性インピーダンスが小さい場合には、ケーブル側の第１の受信端における送信信号レベルも低下するので、可変利得アンプＢ１１の利得をアンプＡ１０よりも大きくすることによって、ケーブル側の第１の受信端における送信信号レベルを持ち上げてバランスを取ることができる。
【００２２】
なお、抵抗１２、１４と抵抗１３、１５の不均衡の分だけそれぞれのアンプＡ１０、Ｂ１１の内部で発生した雑音成分が受信端においてキャンセルされずに出力されてしまうが、この雑音電力は抵抗１３、１５が無い場合と比べると大幅に減少している。
【００２３】
また、抵抗１２、１４と抵抗１３、１５の不均衡を小さくすれば、それだけ雑音成分は減少するが、その分インピーダンスの調整範囲が狭くなる。従って、抵抗１２、１４と抵抗１３、１５の比は、現在広く使用されているＬＡＮケーブルの特性のばらつきをカバーする調整範囲を確保できる範囲内でなるべく１対１に近づける。比を０．９対１．１にすると±２０％の調整が可能である。なお、この実施例はトランスやチョークコイルを使用していないので、ＩＣ化が可能である。
【００２４】
図４は、実施例１の回路例を示す回路図である。上下同一の回路であるので、上側の回路についてのみ説明する。（＋）送信信号は、信号分配とインピーダンスマッチング用の抵抗５０、５１、５２、直流カット用のコンデンサ５３、５４を介して２つの可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１に入力される。更に、アンプＡ１０、Ｂ１１の出力は直流カット用のコンデンサ５５、５６を介して２つの固定ゲインのモノリシックアンプＩＣ５７、５８に入力される。
【００２５】
可変利得アンプＡ１０、Ｂ１１としては、例えばANALOG DEVICES（登録商標）社のAD8370を使用可能である。このＩＣは利得を外部からデジタル制御可能である。また、NEC（登録商標）のμPC2712TBも使用可能である。このＩＣは電源電圧を変化させることによって利得を調整可能であるので、調整を行うためには電圧の制御が可能な電源回路が必要である。
【００２６】
モノリシックアンプＩＣ５７、５８としては、例えばMini-Circuits（登録商標）社のERA-4を使用可能である。このＩＣは出力インピーダンスが５０Ωであり、出力端から電源を供給するものであるので、この実施例においては後述するトランス６１および抵抗１２、１５を介してそれぞれのＩＣ５７、５８に電源が供給される。
【００２７】
抵抗１２、１４および１３、１５の値は、それぞれ例えば前述した値である９１Ωおよび１１０Ωである。インピーダンスＺ１８を構成する抵抗Ｒｚ６８およびコンデンサ６７はツイストペアケーブルの標準的な特性インピーダンスの半分の値と等しくなるように選定される。なお、コンデンサ５９、６０、６２、６３、６６は直流カット用のコンデンサであり、交流的にはコンデンサの両端を短絡したものと等価である。また、Ｒｚ６８に供給されているＶcc自体は不要であるが、Ｒｚ６８は直流カットする必要があり、基板製作上Ｖccのベタのプリント配線パターンが存在し、かつ高周波的には接地となるのでＶccに接続してある。
【００２８】
トランス６５は後述するような構造を備え、コモンモードノイズを遮断する。図５は、本発明の実施例において使用するトランスの構造をを示す平面図および接続図である。図５（ａ）は、ツイストペアケーブル用のトランス６５の構成を示している。このトランスは磁性体からなるトロイダルコア７０に２本の細い同軸ケーブル７１、７２を同じ向きに巻き、各同軸ケーブルの心線と外皮導体をそれぞれ巻線としたものである。このような構造のトランスをハイブリッド回路の入出力端とケーブルの間に挿入することにより、ケーブルの各線を伝送される差動信号に対してはインピーダンスマッチングが取れる一方で、電磁誘導などによる同相のコモンモードノイズに対しては遮断する効果がある。また、特性インピーダンスが既知でかつ正確な同軸ケーブルを捲き線として用いることで、線路間の特性インピーダンスを精密に設定可能である。
【００２９】
入力用のアンプとしては、図１に示すように差動入力アンプ１６を使用してもよいが、図４の実施例回路においては図１の差動入力アンプＡ１６の代わりにトランス６１およびシングルエンドのアンプＡ６４を用いている。図５（ｂ）はトランス６１の構成を示している。このトランスも前述したトランス６５と同様にトロイダルコア９０に細い同軸ケーブル９１を巻いたものである。このトランス６１もやはり差動信号（受信信号）についてはインピーダンスマッチングが取れるが、コモンモードノイズ（送信信号、アンプ内で発生した雑音）に対しては遮断する効果がある。なお、アンプＡ６４としては前述したERA-4を使用可能である。以上のような構成によって、高い周波数まで使用可能で低雑音なツイストペアケーブル用のハイブリッド回路が実現できる。
【実施例２】
【００３０】
実施例２は、同軸ケーブルを使用する場合の本発明のハイブリッド回路の例である。図６は、同軸ケーブルを使用する場合の本発明のハイブリッド回路例を示すブロック図である。同軸ケーブル８０の特性インピーダンスは例えば５０Ωであり、例えば図１に示したツイストペアケーブル用のハイブリッド回路の片方を同軸ケーブル用のハイブリッド回路として使用することができる。素子、機能、動作も前述の回路と同一である。同軸ケーブルの方がツイストペアケーブルよりも減衰が小さいので、より長距離の伝送が可能である。
【００３１】
図７は、図６の回路の変形例を示すブロック図である。この回路においては、図４に示した回路と同様に、差動入力アンプ１６の代わりにトランス６１およびシングルエンドのアンプ６４を用いている。
図８は、実施例２の回路例を示す回路図である。この回路例は、入力アンプとして差動入力アンプ１６を使用している以外は図４に示した実施例１の回路の一方と同じである。この実施例においては抵抗６８および抵抗１２、１５を介してそれぞれのＩＣ５７、５８に電源が供給される。この構成はＩＣ化可能である。
【００３２】
図９は、実施例２の回路例の変形例を示す回路図である。この回路例は、同軸ケーブル８０とハイブリッド回路の入出力端との間にトランス６１を挿入した例である。トランス６１は図５（ｂ）に示した構成のものである。やはり、インピーダンスマッチングを取る一方、コモンモードノイズを遮断する効果がある。この実施例もトランス以外はＩＣ化可能である。
【００３３】
以上、実施例を開示したが、本発明には以下のような変形例も考えられる。実施例においては例えば図１の構成において、４つの抵抗１２〜１５を用いる例を開示したが、抵抗１３および抵抗１５を取り除いた（電気的接続が無い）構成でも受信信号中の送信信号成分をキャンセルすることは可能である。従って、ダイナミックレンジ（Ｓ／Ｎ比）があまり大きくなくてもかまわないような用途においては、抵抗１３および抵抗１５を取り除いた構成でも実施可能である。
図１の構成において、可変利得アンプを差動回路で構成する場合は、可変利得アンプＡ１０とＤ２１、および可変利得アンプＢ１１とＣ２０をそれぞれ一体の回路で構成することも可能である。
図４の構成において、可変利得アンプを差動回路で構成する場合は、可変利得アンプＡ１０とＤ２１、および可変利得アンプＢ１１とＣ２０、更には、可変利得アンプＡ６４とＢ２６をそれぞれ一体の回路で構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】ツイストペアケーブルを使用する場合の本発明のハイブリッド回路例を示すブロック図である。
【図２】伝送装置全体の構成を示すブロック図である。
【図３】全２重送受信回路３０の構成を示すブロック図である。
【図４】実施例１の回路例を示す回路図である。
【図５】本発明の実施例において使用するトランスの構造をを示す平面図および接続図である。
【図６】同軸ケーブルを使用する場合の本発明のハイブリッド回路例を示すブロック図である。
【図７】図６の回路の変形例を示すブロック図である。
【図８】実施例２の回路例を示す回路図である。
【図９】実施例２の回路例の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３５】
１０、１１      可変利得アンプ
１２〜１５      抵抗
１６            差動入力アンプ
１７            ツイストペアケーブル
１８            インピーダンス回路
【図１】
2005311420.tif 000003
【図２】
2005311420.tif 000004
【図３】
2005311420.tif 000005
【図４】
2005311420.tif 000006
【図５】
2005311420.tif 000007
【図６】
2005311420.tif 000008
【図７】
2005311420.tif 000009
【図８】
2005311420.tif 000010
【図９】
2005311420.tif 000011